(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷の間に配される電力変換装置であって、
前記交流電源の電圧を整流する整流回路部と、
前記整流回路部より前記負荷側の直流電圧を平滑化する平滑化部と、
前記平滑化部より前記交流電源側に配置され、前記交流電源を短絡する短絡部と、
前記短絡部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、
前記リアクタの電流を検出するリアクタ電流検出部及び前記平滑化部の出力電圧を検出する母線電圧検出部の少なくとも一方と、
前記平滑化部から前記交流電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
前記リアクタ電流検出部または前記母線電圧検出部の出力信号を入力として駆動パルスを生成し、該駆動パルスによって前記短絡部の開閉の制御信号を出力するスイッチング制御部と、
前記スイッチング制御部と前記短絡部の間に配され、前記制御信号の周波数を変更可能な構成とするスイッチング周波数変更部と、を備える電力変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング周波数変更部には、前記スイッチング制御部の出力する制御信号の２つ以上が入力され、
前記スイッチング周波数変更部の出力信号の周波数は、入力信号の周波数よりも高い請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記スイッチング周波数変更部には、前記スイッチング制御部の２つの出力信号が入力され、
前記スイッチング周波数変更部の出力信号の周波数は、入力信号の周波数の略２倍とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記スイッチング周波数変更部には、前記スイッチング制御部の３つの出力信号が入力され、
前記スイッチング周波数変更部の出力信号の周波数は、入力信号の周波数よりも高い請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング周波数変更部には、前記スイッチング制御部の３つの出力信号が入力され、
前記スイッチング周波数変更部の出力信号の周波数は、入力信号の周波数の略３倍とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記短絡部と前記逆流防止素子の少なくともいずれか一方にワイドギャップ半導体を用いる請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置として、例えば、交流電源からの入力を全波整流する整流器と、ＰＷＭ信号によりオンオフを切り換えるスイッチング素子を有したチョッパ回路で構成されるものがある。このような電力変換装置のチョッパ回路では、スイッチング素子の開閉によりリアクタを介して電源を短絡することで、電流波形を整形して力率を向上し、入力電流の高調波を低減し、リアクタへのエネルギーの充放電を行うことで出力電圧の昇降を行っている。【０００３】
このような電力変換装置では、スイッチング素子の開閉を行う周波数と、リアクタのインダクタンス値は反比例の関係にある。そのため、高周波スイッチング時にリアクタのインダクタンス値を低減するため技術が提案されている。例えば特許文献１には、「入力電圧が供給される第１および第２の入力端子と、出力電圧が取り出される第１および第２の出力端子と、一端が上記第１の入力端子に接続され、他端がダイオードを介して上記第１の出力端子に接続されたチョークコイルと、上記チョークコイルの上記他端および上記ダイオードの接続点と、上記第２の出力端子との間に接続されたスイッチング素子と、上記ダイオードおよび上記第１の出力端子の接続点と、上記第２の出力端子との間に接続されたコンデンサと、上記スイッチング素子がＯＮする時に流れる電流を予め設定したしきい値と比較する比較部と、発振器と、出力電圧を安定化するために、上記発振器の出力信号から形成されたパルス信号のデューティ比を制御するパルス幅変調回路と、上記パルス幅変調回路からの出力信号が供給され、上記比較部からの比較信号によって出力信号の周波数を切り替える周波数切り替え回路と、上記周波数切り替え回路から上記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるパルス信号を出力するＰＦＣ制御回路とを備え、上記周波数切り替え回路は、上記スイッチング素子がＯＮする時に流れる電流が上記しきい値より大か、または上記しきい値以上の場合に、上記パルス信号の周波数をより高い周波数に切り替える電源装置」が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−７４８９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１の技術によれば、電流源を用いてコンデンサを充放電する発振器が用いられており、ハードウェアとしての構成が複雑化し、コストが増大してしまうという課題があった。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力変換装置のスイッチング素子を制御する制御部として一般に用いられる汎用マイコンに搭載される汎用的機能を用いて、コストを上昇させることなく、簡易にスイッチング周波数を切り換え（増加または変更）可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、交流電源と負荷の間に配される電力変換装置であって、前記交流電源の電圧を整流する整流回路部と、前記整流回路部より前記負荷側の直流電圧を平滑化する平滑化部と、前記平滑化部より前記交流電源側に配置され、前記交流電源を短絡する短絡部と、前記短絡部より前記交流電源側に配置されたリアクタと、前記リアクタの電流を検出するリアクタ電流検出部及び前記平滑化部の出力電圧を検出する母線電圧検出部の少なくとも一方と、前記平滑化部から前記交流電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子と、前記リアクタ電流検出部または前記母線電圧検出部の出力信号を入力として駆動パルスを生成し、該駆動パルスによって前記短絡部の開閉の制御信号を出力するスイッチング制御部と、前記スイッチング制御部と前記短絡部の間に配され、前記制御信号の周波数を変更可能な構成とするスイッチング周波数変更部と、を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、電力変換装置のスイッチング素子を制御する制御部として一般に用いられる汎用マイコンに搭載される汎用的機能を用いて、コストを上昇させることなく、簡易にスイッチング周波数を切り換え（増加または変更）可能な電力変換装置を提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１に係るスイッチング制御部を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態１に係る昇圧コンバータ部の動作時の電流波形を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１に係るスイッチング素子がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より大きくなる場合の電流波形を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態１に係るスイッチング素子がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より小さくなる場合の電流波形を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態１に係るリアクタ電流の電流モードを説明する図である。
【図７】図７は、実施の形態１に係る不連続モードにおける波形を示す図である。
【図８】図８は、実施の形態１に係る連続モードにおける波形を示す図である。
【図９】図９は、スイッチング周波数変更部を用いて、スイッチング周波数を駆動パルス生成部におけるキャリア信号の周波数の２倍とする場合を説明する図である。
【図１０】図１０は、スイッチング周波数変更部を用いて、スイッチング周波数を駆動パルス生成部におけるキャリア信号の周波数の３倍とする場合を説明する図である。
【図１１】図１１は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【図１４】図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１３は、三相交流電源１（交流電源）と負荷１２の間に配置され、三相整流器２（整流回路部）と、昇圧コンバータ部３と、平滑コンデンサ７と、リアクタ電流検出部８と、母線電圧検出部９と、スイッチング制御部１０と、スイッチング周波数変更部１１と、を備える。
【００１２】
三相交流電源１は、昇圧リアクタ４を介して短絡部２４で短絡されている。
【００１３】
三相整流器２は、６個のダイオード素子１４ａ〜１４ｆがブリッジ接続された構成であり、三相交流電源１の交流電圧を整流する。
【００１４】
昇圧コンバータ部３は、昇圧リアクタ４と、スイッチング素子５と、逆流防止素子６と、を備える。昇圧コンバータ部３より負荷１２側には、平滑化部２５が配置されている。平滑化部２５は平滑化コンデンサ７を有し、平滑化コンデンサ７により昇圧コンバータ部３の出力（負荷１２側の直流電圧）が平滑化される。
【００１５】
図１に示す昇圧コンバータ部３の構成では、昇圧リアクタ４は短絡部２４よりも三相交流電源１側に配置され、逆流防止素子６は、平滑化部２５から三相交流電源１側への電流の逆流を防止するように短絡部２４よりも負荷１２側に配置されている。
【００１６】
短絡部２４は、平滑化部２５よりも三相交流電源１側に配置され、三相交流電源１側を短絡する。短絡部２４は、スイッチング素子５を有し、スイッチング素子５により短絡部２４の開閉が制御される。スイッチング素子５としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。
【００１７】
逆流防止素子６は、平滑化部２５から三相交流電源１側への電流の逆流を防止する。逆流防止素子６としては、図１に例示するようにダイオード素子を用いればよい。逆流防止素子６に用いるダイオード素子としては、ファストリカバリダイオードを例示することができる。
【００１８】
平滑コンデンサ７は、昇圧コンバータ部３の出力を平滑する。
【００１９】
リアクタ電流検出部８は、昇圧リアクタ４に流れるリアクタ電流を検出する。
【００２０】
母線電圧検出部９は、平滑化された昇圧コンバータ部３の出力電圧である母線電圧を検出し、出力する。
【００２１】
スイッチング制御部１０は、スイッチング素子５を動作させる駆動信号を生成し、スイッチング素子５の開閉を制御し、短絡部２４が開閉するか否かを制御する。スイッチング制御部１０は、演算器により構成されていればよい。演算器としては、マイコン（マイクロコンピュータ）またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を例示することができる。
【００２２】
図２は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング制御部１０の一構成例を示す図である。図２に示すスイッチング制御部１０は、母線電圧制御部２１と、リアクタ電流制御部２２と、駆動パルス生成部２３と、を備える。
【００２３】
母線電圧制御部２１は、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧値Ｖｏと母線電圧指令値Ｖｏ＊から、リアクタ電流指令値Ｉｄｃ＊を演算する。ここで、リアクタ電流指令値Ｉｄｃ＊の演算は、例えば、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧値Ｖｏと母線電圧指令値Ｖｏ＊との偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して行う。
【００２４】
リアクタ電流制御部２２は、リアクタ電流検出部８の出力信号であるリアクタ電流値Ｉｄｃと、母線電圧制御部２１の出力信号であるリアクタ電流指令値Ｉｄｃ＊とから、スイッチング素子５のオンデューティーを演算する。ここで、オンデューティーの演算は、例えば、リアクタ電流検出部８の出力信号であるリアクタ電流値Ｉｄｃと、母線電圧制御部２１の出力信号であるリアクタ電流指令値Ｉｄｃ＊との偏差を比例積分制御して行う。なお、オンデューティーの演算は、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧値Ｖｏと、母線電圧指令値Ｖｏ＊の偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して行ってもよい。つまり、リアクタ電流値Ｉｄｃを用いずにオンデューティーの演算を行ってもよい。したがって、オンデューティーの演算には、リアクタ電流検出部８及び母線電圧検出部９のいずれかを備えていればよい。
【００２５】
駆動パルス生成部２３は、リアクタ電流制御部２２または母線電圧制御部２１にて演算したオンデューティーに基づいて、スイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。駆動パルス生成部２３は、例えば、上記オンデューティーに基づいたタイマ値を演算し、三角波や鋸歯波のようなキャリア信号とタイマ値を比較して、キャリア信号よりタイマ値が大きくなる区間のみ、スイッチング素子５がオンするようにパルス信号を出力する。
【００２６】
なお、母線電圧制御部２１及びリアクタ電流制御部２２の演算方法は比例積分制御（ＰＩ制御）に限定されず、比例制御を用いてもよいし、積分制御を用いてもよい。または、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を用いてもよい。
【００２７】
次に、昇圧コンバータ部３の動作について説明する。昇圧コンバータ部３の入力電圧は三相整流器２にて整流された出力電圧であり、これをＶｄｓと表記する。昇圧コンバータ部３の出力電圧は、平滑化部２５で平滑化される。平滑化部２５で平滑化された電圧をＶｏと表記する。スイッチング素子５がオンするときには、逆流防止素子６は導通せず、昇圧リアクタ４の両端にはＶｄｓが印加される。
【００２８】
スイッチング素子５がオフするときには、逆流防止素子６が導通し、昇圧リアクタ４には電圧Ｖｄｓ−Ｖｏが、スイッチング素子５がオンするときとは逆向きに誘導される。
【００２９】
このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子５のオン時に昇圧リアクタ４にエネルギーが蓄積され、該エネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷１２へ移送されるということができる。
【００３０】
スイッチング素子５のオン時とオフ時において、昇圧リアクタ４を出入りするエネルギーが等しいとすると、ＶｄｓとＶｏは、オンデューティーＤｏｎを用いてＶｏ＝Ｖｄｓ／（１−Ｄｏｎ）と表される。
【００３１】
従って、スイッチング素子５のオンデューティーＤｏｎを制御することで、Ｖｄｓを制御することができ、昇圧コンバータ部３の出力電圧を制御することができる。
【００３２】
また、上記の式をオンデューティーＤｏｎについて解くと、Ｄｏｎ＝（Ｖｏ−Ｖｄｓ）／Ｖｏと表される。
【００３３】
従って、所望の母線電圧を得るためのオンデューティー理論値は、この式のＶｏに所望の母線電圧指令値Ｖｏ＊を代入することで得られる。
【００３４】
図３は、昇圧コンバータ部３の動作時の電流波形を示す図である。図３（ａ）は、スイッチング素子５がオンしている時の電流波形を示し、図３（ｂ）は、スイッチング素子５がオフしている時の電流波形を示す。スイッチング素子５がオンしているときには、昇圧リアクタ４にはＶｄｓが印加される。このとき、昇圧リアクタ４を三相交流電源１側から負荷１２側に流れるリアクタ電流ＩＬｏｎは、時間とともに直線的に増加し、昇圧リアクタ４のインダクタンス値をＬとすると、その傾きΔＩＬｏｎは、ΔＩＬｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌと表される。
【００３５】
また、スイッチング素子５がオフしているときには、昇圧リアクタ４にはＶｄｓ−Ｖｏが、オン時とは逆向きに印加される。このとき昇圧リアクタ４を三相交流電源１側から負荷１２側に流れる電流ＩＬｏｆｆは、直線的に減少し、その傾きΔＩＬｏｆｆは、ΔＩＬｏｆｆ＝（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌと表される。
【００３６】
これらの式より、母線電圧指令値Ｖｏ＊、整流電圧Ｖｄｓ及びオンデューティーＤｏｎが、上記の式の関係を満たすとき、スイッチング素子５がオンする期間における電流の変化量とオフする期間における電流の変化量が等しくなる。
【００３７】
また、オンデューティーＤｏｎが、上記の式の関係よりも大きい場合には、スイッチング素子５がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量よりも大きくなる。
【００３８】
図４は、スイッチング素子５がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より大きくなる場合の電流波形を示す図である。図４に示すように、スイッチング素子５の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に増加していく。
【００３９】
また、オンデューティーＤｏｎが、上記の式の関係よりも小さい場合には、スイッチング素子５がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量よりも小さくなる。
【００４０】
図５は、スイッチング素子５がオンする期間における電流の変化量が、オフする期間における電流の変化量より小さくなる場合の電流波形を示す図である。図５に示すように、スイッチング素子５の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に減少していく。
【００４１】
以上、図４及び図５を参照して説明したように、昇圧リアクタ４を三相交流電源１側から負荷１２側に流れる電流の波形は、オンデューティーによって、制御することができる。
【００４２】
ここで、リアクタ電流の電流モードについて説明する。図６（ａ）〜（ｃ）は、リアクタ電流の電流モードを説明する図である。
【００４３】
図６（ａ）に示すように、スイッチング素子５の１回のスイッチング（オンし、オフする）毎に、リアクタ電流がゼロとなる電流モードを不連続モードと呼ぶ。
【００４４】
一方、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子５の１回のスイッチング（オンし、オフする）毎に、リアクタ電流がゼロとならない電流モードを連続モードと呼ぶ。連続モードでは、次にスイッチング素子５がオンする時に、前回のスイッチング素子５のオフ区間の電流の最終値を初期値とした挙動となる。
【００４５】
また、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子５のオフ区間にリアクタ電流がゼロとなると同時に、次のスイッチング素子５のオン区間が始まる電流モードを、前記不連続モードと前記連続モードの境界という意味で、臨界モードと呼ぶ。
【００４６】
図１に示すように、三相交流電源１を用いて、交流電圧を三相整流器２で整流する場合には、各相の入力電流は、電源電圧周期の１８０度中に１２０度の通電区間を有する。
【００４７】
また、この通電区間における電流は、その通電区間に、昇圧リアクタ４を三相交流電源１側から負荷１２側に流れる電流と等しい。
【００４８】
したがって、上記説明したようにオンデューティーを制御して変化させると、昇圧リアクタ４に流れる電流の波形が変化し、このとき各相の入力電流の波形も変化する。このようにして、昇圧コンバータ部３によって、母線電圧を昇圧するのみならず、力率の向上と入力電流に含まれる高調波成分の低減も可能となる。
【００４９】
図７（ａ），（ｂ）は、不連続モードにおける波形である。図７（ａ）は、不連続モードにおいてオンデューティーが大きい場合の波形を示し、図７（ｂ）は、不連続モードにおいてオンデューティーが小さい場合の波形を示す。
【００５０】
図８（ａ），（ｂ）は、連続モードにおける波形である。図８（ａ）は、連続モードにおいてオンデューティーが大きい場合の波形を示し、図８（ｂ）は、連続モードにおいてオンデューティーが小さい場合の波形を示す。
【００５１】
上述したように、スイッチング制御部１０にてオンデューティーの演算を行い、このオンデューティーに基づいてスイッチング素子５の開閉を行うが、スイッチング素子５が開閉を繰り返す周波数であるスイッチング周波数は、一般に駆動パルス生成部２３におけるキャリア信号の周波数によって決定される。このキャリア信号は、スイッチング制御部１０に使用するマイコンなどによって設定されるが、母線電圧制御部２１及びリアクタ電流制御部２２の制御演算等を行うタイミングも、通常同一のキャリア信号の山や谷のタイミングに同期させるため、キャリア信号は所定の値に設定しておくことが一般的である。また、キャリア信号の周波数が早い（周期が短い）場合には、制御演算に用いることのできる時間も短くなる。つまり、機器の負荷に応じてスイッチング周波数を変更する（特に周波数を高くする）ことが困難であるという問題がある。
【００５２】
そこで本発明においては、図１に示すように、短絡部２４に含まれるスイッチング素子５のゲートとスイッチング制御部１０の間にスイッチング周波数変更部１１を設けることで、駆動パルス生成部２３におけるキャリア信号の周波数を変更することなく、スイッチング周波数の変更を行う。このように駆動パルス生成部２３におけるキャリア信号の周波数を変更しないため、制御演算の負荷に対して影響を及ぼすことなくスイッチング周波数の変更を行うことができる。
【００５３】
次に、スイッチング周波数変更部１１の動作について説明する。図９は、スイッチング周波数変更部１１を用いた動作の一例として、スイッチング周波数を駆動パルス生成部２３におけるキャリア信号の周波数の２倍とする場合を説明する図である。
【００５４】
このとき、駆動パルス生成部２３は、少なくとも２本の駆動パルス（Ｓ１，Ｓ２）を出力する。ここで、駆動パルス生成部２３は、モータ制御機能を持つマイコンに搭載される６相ＰＷＭ機能を有することが望ましい。
【００５５】
６相ＰＷＭ機能は、汎用的な機能として、モータ制御をする三相インバータの制御に用いることが想定されたマイコンによく搭載されており、ある一相のタイマ値を設定することで、インバータの一相の上下のスイッチング素子に適した、つまりオンとオフが反転した二相の駆動パルス（Ｓ１ｐとＳ１ｎ，Ｓ２ｐとＳ２ｎ）が生成される。モータ制御に用いる際には、例えば１２０度ずつ位相の異なる三相のタイマ値を設定することで、インバータの三相上下６素子分のスイッチングを制御することができる。
【００５６】
本実施の形態においては、この６相の駆動パルス生成を用いることで、スイッチング周波数を簡易に変更することができる。
【００５７】
このとき、２本の駆動パルスを生成する際の第１のタイマ値ｔ１及び第２のタイマ値ｔ２は、リアクタ電流演算部２２にて演算されたオンデューティーＤｏｎに基づき、ｔ１＝Ｄｏｎ／２，ｔ２＝１−ｔ１＝１−Ｄｏｎ／２と演算される。
【００５８】
ここでは、スイッチング周波数をキャリア信号の周波数の２倍に変更するため、キャリア信号と比較する第１のタイマ値ｔ１はオンデューティーＤｏｎの１／２とし、第２のタイマ値ｔ２は１（オンデューティー１００％）から第１のタイマ値ｔ１を引いた値とすることで、同一キャリア信号と比較した際にｔ１で生成したパルスと位相差が１８０度のパルスが生成される。このとき、両パルスのオン時間の割合は等しくなる。
【００５９】
そして、スイッチング周波数変更部１１に含まれるＯＲ回路にＳ１ｐとＳ２ｎを入力する（Ｓ１ｐ  ＯＲ  Ｓ２ｎ）。
【００６０】
ここで、Ｓ１ｐは第１のタイマ値ｔ１を用いて生成したパルス信号のうちインバータの上アーム側の素子用のパルス信号であり、Ｓ１ｎは第１のタイマ値ｔ１を用いて生成したパルス信号のうちインバータの下アーム側の素子用のパルス信号である。そして、Ｓ２ｐは第２のタイマ値ｔ２を用いて生成したパルス信号のうちインバータの上アーム側の素子用のパルス信号であり、Ｓ２ｎは第２のタイマ値ｔ２を用いて生成したパルス信号のうちインバータの下アーム側の素子用のパルス信号である。
【００６１】
上述したように、Ｓ１ｐとＳ２ｎはオン時間の割合が同一であり、互いに１８０度の位相差があるため、これらの論理和を出力することで、出力されるパルス信号は、キャリア信号の１周期内にオン区間とオフ区間がともに２度現れ、キャリア信号の２倍の周波数の信号となる。
【００６２】
また、上述の第１のタイマ値ｔ１は、所望のオンデューティーＤｏｎの１／２に設定することで、スイッチング周期に対するオン時間の割合は所望のオンデューティーＤｏｎと同等の値になる。このようにして、マイコンのキャリア周波数の上限を超えたスイッチング周波数のパルス信号を生成することができる。
【００６３】
なお、スイッチング素子５及び逆流防止素子６をワイドギャップ半導体（例えば、ＳｉＣまたはＧａＮ等）により形成する場合には、Ｓｉにより形成した素子に比べて高いスイッチング周波数で用いることが一般的である。このようにワイドギャップ半導体を用いる場合に、本発明によれば、スイッチング制御部１０に用いるマイコンのスペックを上げることなく、素子に適したスイッチング周波数を実現することができる。すなわち、コストを増加させることなく、ワイドギャップ半導体を用いた素子に適したスイッチング周波数を実現することができる。
【００６４】
また、スイッチング周波数を高くすると、必要なリアクタのインダクタンス値を下げることができるため、リアクタを小型化することができる。また、低インダクタンス値のリアクタを用いることができるため、コストを低減することができる。
【００６５】
ここで、ｔ１＝Ｄｏｎ，ｔ２＝０（またはｔ１＝０，ｔ２＝Ｄｏｎ）とすると、キャリア信号と等しい周波数で、所望のオンデューティーの信号とすることができる。つまり、スイッチング周波数変更部１１を備えることで、キャリア信号の周波数の１倍と２倍とを、タイマ値の演算式の変更（切り換え）のみで切り換えることができる。
【００６６】
また、従来、全負荷域でスイッチング周波数を一定とし、直流重畳特性のよい（流れる電流値が高くなってもインダクタンス値が変化しにくい）リアクタが必要であったところ、本発明によれば、直流重畳特性の悪い（流れる電流値が高くなるとインダクタンス値が減少する）リアクタを用いても、スイッチング周波数を２倍に切り換えて、使用することができる。なお、切り換えは、リアクタ電流値が所定の閾値を超えたタイミングにて行えばよい。このように、リアクタのコア材として直流重畳特性の悪いものに置き換えることが可能となり、コストを低減することができる。また、大容量の機器にも同じコンバータを適用することができる。
【００６７】
図１０は、スイッチング周波数変更部１１を用いた動作の一例として、スイッチング周波数を駆動パルス生成部２３におけるキャリア信号の周波数の３倍とする場合を説明する図である。
【００６８】
このとき、駆動パルス生成部２３は、少なくとも３本の駆動パルス（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）を出力する。このとき、３本の駆動パルスを生成する際の第１のタイマ値ｔ１、第２のタイマ値ｔ２及び第３のタイマ値ｔ３は、リアクタ電流演算部２２にて演算されたオンデューティーＤｏｎに基づき、ｔ１＝（１−Ｄｏｎ）／３，ｔ２＝（１＋Ｄｏｎ）／３，ｔ３＝１−Ｄｏｎ／３と演算される。
【００６９】
そして、スイッチング周波数変更部１１に含まれる論理回路（ここでは、ＡＮＤ回路及びＯＲ回路）にＳ１ｎ，Ｓ２ｐと、Ｓ３ｎと、を入力する（（Ｓ１ｎ  ＡＮＤ  Ｓ２ｐ）ＯＲ  Ｓ３ｎ）。
【００７０】
ここで、Ｓ１ｐ，Ｓ１ｎ，Ｓ２ｐ，Ｓ２ｎは図９と同様である。ここで、Ｓ３ｐは第３のタイマ値ｔ３を用いて生成したパルス信号のうちインバータの上アーム側の素子用のパルス信号であり、Ｓ３ｎは第３のタイマ値ｔ３を用いて生成したパルス信号のうちインバータの下アーム側の素子用のパルス信号である。
【００７１】
上述したように、所望のオンデューティーＤｏｎから演算したタイマ値を設定すると、スイッチング周期に対するオン時間の割合は所望のオンデューティーと同等の値になる。このようにして、マイコンのキャリア周波数の上限を超えたスイッチング周波数のパルス信号を生成することができる。
【００７２】
なお、スイッチング素子５及び逆流防止素子６をワイドギャップ半導体（例えば、ＳｉＣまたはＧａＮ等）により形成する場合には、Ｓｉにより形成した素子に比べて高いスイッチング周波数で用いることが一般的である。このようにワイドギャップ半導体を用いる場合に、本発明によれば、スイッチング制御部１０に用いるマイコンのスペックを上げることなく、素子に適したスイッチング周波数を実現することができる。すなわち、コストを増加させることなく、ワイドギャップ半導体を用いた素子に適したスイッチング周波数を実現することができる。
【００７３】
また、スイッチング周波数を高くすると、必要なリアクタのインダクタンス値を下げることができるため、リアクタを小型化し、コストを低減することができる。
【００７４】
ここで、ｔ１＝０，ｔ２＝１，ｔ３＝１−Ｄｏｎとすると、論理演算部を変更することなくキャリア信号と等しい周波数で、所望のオンデューティーの信号とすることができる。または、ｔ１＝０，ｔ２＝Ｄｏｎ／２，ｔ３＝１−Ｄｏｎ／２とすると、論理演算部を変更することなくキャリア信号の２倍の周波数で、所望のオンデューティーの信号とすることができる。つまり、スイッチング周波数変更部１１を備えることで、キャリア信号の周波数の１倍と２倍と３倍とを、タイマ値の演算式の変更（切り換え）のみで切り換えることができる。
【００７５】
また、従来、全負荷域でスイッチング周波数を一定とし、直流重畳特性のよい（流れる電流値が高くなってもインダクタンス値が変化しにくい）リアクタが必要であったところ、本発明によれば、直流重畳特性の悪い（流れる電流値が高くなるとインダクタンス値が減少する）リアクタを用いても、スイッチング周波数を２倍または３倍に切り換えて、使用することができる。なお、切り換えは、リアクタ電流値が所定の閾値を超えたタイミングにて行えばよい。このように、リアクタのコア材として直流重畳特性の悪いものに置き換えることが可能となり、コストを低減することができる。また、大容量の機器にも同じコンバータを適用することができる。
【００７６】
なお、本実施の形態にて用いる論理回路は同一種類の論理回路のみ（例えばＮＯＲ回路またはＮＡＮＤ回路のみ）を用いて構成してもよい。同一種類の論理回路のみを用いて構成すると、同一のパッケージ内に複数の同一の演算子を持つ論理回路を用いることができ、論理回路の占有面積及びコストを抑えることができる。
【００７７】
また、本実施の形態にて用いる論理回路をスイッチング信号の遮断する保護回路として用いてもよい。例えば、回路の異常信号を検知した場合にスイッチング信号を遮断可能な構成とすると、異常時に回路を保護することができる。
【００７８】
なお、スイッチング素子５のオンデューティーＤｏｎを求める手法は上記したように、母線電圧制御とリアクタ電流制御の双方を行うものに限定されない。いずれか一方の制御を行うものであってもよいし、母線電圧及びリアクタ電流等のフィードバックを行わない、オープンループ制御であってもよい。
【００７９】
なお、本実施の形態では、スイッチング制御部の出力する信号の２つを用いて２倍の周波数の信号を出力し、スイッチング制御部の出力する信号の３つを用いて３倍の周波数の信号を出力する場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、論理回路を適宜組み合わせることにより、入力された信号よりも周波数が高く、所望の周波数の信号を出力することができる。
【００８０】
実施の形態２．
本発明の電力変換装置は、実施の形態１にて説明したものに限定されない。図１１〜１４は、本実施の形態の電力変換装置の構成例を示す図である。
【００８１】
なお、本実施の形態において、実施の形態の図１と同様の構成であるものには同じ符号を付すものとする。また、以下の説明において、図示していない部分は、図１と同様の構成とする。
【００８２】
図１１は、図１の三相交流電源１を単相交流電源１ａに置換した電力変換装置を示す。図１１に示すように、単相交流電源に対して本発明を適用することもできる。
【００８３】
図１２は、三相交流電源１を単相交流電源１ａとし、昇圧リアクタ４を介して単相交流電源１ａを短絡する双方向スイッチである短絡部２４ａと、直列に接続された２つの平滑化コンデンサ７ａ，７ｂにより構成された平滑化部２５ａと、単相整流器２ａと、を備える電力変換装置を示す図である。
【００８４】
図１２の短絡部２４ａは、４つのダイオード素子をブリッジ接続した短絡用の整流回路部と、短絡用スイッチと、を備える。図１２のように交流電源を短絡する場合には、位相によって短絡部２４ａに流れる電流の向きが異なる。
【００８５】
図１２では、短絡部２４ａの開閉により、昇圧リアクタ４を介して電源の短絡を繰り返し、単相交流電源１ａからの入力電流を整形する。
【００８６】
また、図１２に示す平滑化部２５は、２つの平滑コンデンサ７ａ，７ｂにより構成されており、昇圧リアクタ４が接続されている端子のほうが高電位である場合、短絡用スイッチがオフしていると、平滑化コンデンサ７ａのコンデンサが充電される。昇圧リアクタ４が接続されている端子のほうが低電位である場合、平滑化コンデンサ７ｂが充電され、負荷１２に印加される電圧は全波整流のときの２倍となる。そして、短絡部２４ａに設けられた短絡用スイッチがオンすると、短絡部２４ａに電流が流れる。
【００８７】
なお、図１２には、短絡用スイッチとして、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を一つ用いる場合における一般的な構成を示している。
【００８８】
図１３は、図１２の構成に対して、スイッチ２６が設けられている電力変換装置を示す図である。図１３の単相整流器２ａにおけるダイオード素子が直列接続された部分と、２つの平滑化コンデンサ７ａ，７ｂが接続された部分が、スイッチ２６を介して接続されている。図１３に示す構成とすることで、平滑コンデンサ７ａ，７ｂを交互に充電し、２倍の整流電圧を得ることができ、１倍と２倍の切り換えが可能である。
【００８９】
図１４は、図１１の構成に対して、昇圧リアクタ４を単相交流電源１ａと単相整流器２ａの間に配した電力変換装置を示す図である。図１４に示す構成にも、本発明を適用することができる。
【符号の説明】
【００９０】
１  三相交流電源（交流電源）、１ａ  単相交流電源、２  三相整流器（整流回路部）、２ａ  単相整流器、３  昇圧コンバータ部、４  昇圧リアクタ、５  スイッチング素子、６  逆流防止素子、７，７ａ，７ｂ  平滑コンデンサ、８  リアクタ電流検出部、９  母線電圧検出部、１０  スイッチング制御部、１１  スイッチング周波数変更部、１２  負荷、１３  電力変換装置、１４ａ〜１４ｆ  ダイオード素子、２１  母線電圧制御部、２２  リアクタ電流制御部、２３  駆動パルス生成部、２４，２４ａ  短絡部、２５，２５ａ  平滑化部、２６  スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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