(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
特定周波数帯域に制限された入力信号を変換信号に変換するデータ・コンバータと、
上記変換信号の周波数を通過させる通過帯域と、スプリアス・トーンを減衰させるストップ帯域とを有し、上記変換信号をフィルタして出力信号を生成するフィルタと
を具え、
上記スプリアス・トーンがｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を有し、
上記データ・コンバータが単一の非インタリーブ・データ・コンバータであって、Ｆｓを単一の上記非インタリーブ・データ・コンバータのサンプル・レートとしたときに、上記特定周波数帯域がＦｓ／（２×（ｎ＋１））からＦｓ／（ｎ＋１）までの周波数帯域を有するスプリアス・トーンを回避するデータ・コンバータ・システム。
【請求項２】
特定周波数帯域に制限された入力信号を変換信号に変換するデータ・コンバータと、
上記変換信号の周波数を通過させる通過帯域と、スプリアス・トーンを減衰させるストップ帯域とを有し、上記変換信号をフィルタして出力信号を生成するフィルタと
を具え、
上記スプリアス・トーンがｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を有し、
上記データ・コンバータが、上記入力信号をインタリーブされた複数の信号に変換するインタリーブされた複数のデータ・コンバータと、インタリーブされた複数の上記信号を合成して上記変換信号を生成する手段とを有し、
上記特定周波数帯域が、Ｆｓ’をインタリーブされた複数の上記データ・コンバータの有効サンプル・レートとしたときに、Ｆｓ’／（２×（ｎ＋１））からＦｓ’／（ｎ＋１）までの周波数帯域を有するスプリアス・トーンを回避するデータ・コンバータ・システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データ・コンバータに関し、特に、インタリーブ・イメージや歪み成分を回避するデータ・コンバータ・システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）、トラック・ホールド（Ｔ／Ｈ）のようなデータ・コンバータは、２つの異なる用途に利用できる。第１の用途は、「ベースバンド・データ・コンバータ」としてであり、これは、データ・コンバータが、入力信号に含まれる最も高い周波数の少なくとも２倍のサンプル・レート（Ｆｓ）でサンプルを行う。エイリアシングを防ぐために、入力周波数をＤＣ（直流）からＦｓ／２の周波数範囲に制限しなければならない。言い換えると、入力周波数は、第１「ナイキスト領域」に制限しなければならない。ここで第１ナイキスト領域とは直流からＦｓ／２までの周波数範囲であり、第２ナイキスト領域とはＦｓ／２からＦｓまでの周波数範囲であり、第３ナイキスト領域とはＦｓから３Ｆｓ／２までの周波数範囲というように、以下同様となっている。第２の用途では、データ・コンバータを「バンド・パス・データ・コンバータ」として用いても良く、この場合、入力周波数は、もっと高次のナイキスト領域のどれか１つに限られる。入力周波数から技術的にはエイリアスが生じるが、バンド・パス・データ・コンバータが十分なアナログ帯域幅を持ち、アンチ・エイリアシング・フィルタで守られていて、また、必要なら、別のナイキスト領域における信号のエイリアシングが関心のあるナイキスト領域に入るのを防止すると共に、入力信号が棄損されるのを防止するようにすることで、バンド・パス・データ・コンバータは、どのナイキスト領域でも高い忠実度を提供できる。以下では、バンド・パス・データ・コンバータに関して説明する。
【０００３】
スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ（Spurious free dynamic range：ＳＦＤＲ）は、データ・コンバータの出力信号の最大スプリアスの実効値（ＲＭＳ）に対するデータ・コンバータの入力信号の最大信号成分の実効値（ＲＭＳ）の比率として定義される。ＳＦＤＲは、スペクトラム・アナライザ、オシロスコープ、ネットワーク・アナライザのようなアナログ信号をデジタル化するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）やトラック・ホールド（Ｔ／Ｈ）を用いる試験測定装置にとって大変重要な仕様であり、これは、ベクトル・シグナル・ジェネレータ、任意波形発生装置などのようなアナログ信号を生成するのにデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いる試験測定装置にとっても同様である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−３３５０１号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】「ＯＰアンプによる増幅回路の設計技法」１８９頁〜１９１頁、アナログ・デバイセズ（株）著、ＣＱ出版株式会社、２００５年８月１５日初版発行
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
データ・コンバータは、種々の形式のスプリアス・トーン（spurious tones）を生じさせることで、ＳＦＤＲを悪化させることがある。第１に、データ・コンバータは、システム中で使われるシステム・クロック、データ・パターンその他の信号に関係する寄生トーンを生じさせることがある。第２に、２つ以上のデータ・コンバータをインタリーブすることによって、もっと高いサンプル・レート（Ｆｓ’）を有する１つのデータ・コンバータと等価なものにすることがあるが、インタリーブされたデータ・コンバータは、個々のデータ・コンバータ間のミスマッチ（不整合）が原因で、「インタリーブ・イメージ」と呼ばれる望ましくないスペクトラム成分も生じさせる。第３に、データ・コンバータは、高調波及び相互変調歪み成分（products）も生じさせることがある。
【０００７】
これらスプリアス・ト―ンを、許容レベルまで低減する種々の技術が存在している。アプリケーションによっては、こうした技術も利用可能であるが、多くの場合、これら技術ではコストが高くなり過ぎたり、リソースを消費し過ぎてしまう。
【０００８】
そこで、スプリアス・ト―ンを低減したデータ・コンバータが望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の実施形態は、入力信号を特定周波数帯域に制限し、オーバー・サンプルすることによって、変換された入力信号がスプリアス・トーンを跨ぐ又は回避するようにしたデータ・コンバータ・システムを提供する。そしてそこで、スプリアス・トーンは、フィルタで除去しても良く、従来のデータ・コンバータよりも、もっときれいなＳＦＤＲを有する出力信号を供給する。例えば、ある実施形態では、インタリーブ・データ・コンバータ・システムが、インタリーブされたデータ・コンバータの１つの第２ナイキスト領域に制限された入力信号を、インタリーブされた信号に変換し、変換された入力信号の周波数を通過させる通過帯域と、スプリアス・トーンを減衰させるストップ帯域とを有するフィルタで、このインタリーブ信号をフィルタする。得られる出力信号は、単一のデータ・コンバータを用いて実現されるものと同じ帯域幅を有しているが、インタリーブ・イメージや、何らかの歪み成分で劣化していることがない。
【００１０】
本発明の第１の概念は、
特定周波数帯域に制限された入力信号を変換信号（変換された信号）に変換するデータ・コンバータと、
上記変換信号の周波数を通過させる通過帯域と、スプリアス・トーンを減衰させるストップ帯域とを有し、上記変換信号をフィルタして出力信号を生成するフィルタと
を具えるスプリアス・トーンを回避するデータ・コンバータ・システムである。
【００１１】
本発明の第２の概念は、第１概念の発明において、
上記スプリアス・トーンが、ｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を含み、
上記データ・コンバータが１つであって、Ｆｓを上記データ・コンバータのサンプル・レートとしたときに、上記特定周波数帯域にＦｓ／（２×（ｎ＋１））からＦｓ／（ｎ＋１）までの周波数帯域が含まれることを特徴とする。
【００１２】
本発明の第３の概念は、第１概念のデータ・コンバータ・システムにおいて、
上記スプリアス・トーンが、インタリーブ・イメージを有し、
上記データ・コンバータが、入力信号をインタリーブされた複数の信号に変換するインタリーブされた複数のデータ・コンバータと、インタリーブされた複数の上記信号を合成して変換信号を生成する手段とを有し、
上記特定周波数帯域が、インタリーブされた複数の上記データ・コンバータの１つのナイキスト領域を有することを特徴としている。
【００１３】
本発明の第４の概念は、第１概念のデータ・コンバータ・システムにおいて、
上記スプリアス・トーンがｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を有し、
上記データ・コンバータが、入力信号をインタリーブされた複数の信号に変換するインタリーブされた複数のデータ・コンバータと、インタリーブされた複数の上記信号を合成して変換信号を生成する手段とを有し、
上記特定周波数帯域が、Ｆｓ’をインタリーブされた複数の上記データ・コンバータの有効サンプル・レートとしたときに、Ｆｓ’／（２×（ｎ＋１））からＦｓ’／（ｎ＋１）までの周波数帯域を有することを特徴とする。
【００１４】
本発明の第５の概念は、第１概念のデータ・コンバータ・システムにおいて、
上記スプリアス・トーンがインタリーブ・イメージとｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分とを有し、
上記データ・コンバータが、入力信号をインタリーブされたｎ＋１個の信号に変換するインタリーブされたｎ＋１個のデータ・コンバータと、インタリーブされたｎ＋１個の上記信号を合成して変換信号を生成する手段とを有し、
上記特定周波数帯域が、Ｆｓ’をインタリーブされた複数の上記データ・コンバータの有効サンプル・レートとしたときに、Ｆｓ’／（２×（ｎ＋１））からＦｓ’／（ｎ＋１）までの周波数帯域と、インタリーブされた複数の上記データ・コンバータの１つの第２ナイキスト領域とを有することを特徴とする。
【００１５】
本発明の第６の概念は、第１〜第５概念のいずれかのデータ・コンバータ・システムにおいて、
各データ・コンバータがアナログ・デジタル変換器を有し、
上記入力信号はアナログ信号であって、
上記変換信号及び上記出力信号はデジタル信号であって、
上記フィルタがデジタル・フィルタから構成されることを特徴としている。
【００１６】
本発明の第７の概念は、第１〜第５概念のいずれかのデータ・コンバータ・システムにおいて、
各データ・コンバータがアナログ・デジタル変換変換器を有し、
上記入力信号はデジタル信号であって、
上記変換信号及び上記出力信号はアナログ信号であって、
上記フィルタがアナログ・フィルタから構成されることを特徴としている。
【００１７】
本発明の第８の概念は、第１〜第５概念のいずれかのデータ・コンバータ・システムにおいて、
各データ・コンバータがトラック・ホールドを有し、
上記入力信号はアナログ信号であって、
上記変換信号及び上記出力信号はアナログ信号であって、
上記フィルタがアナログ・フィルタから構成されることを特徴としている。
【００１８】
本発明の目的、効果及び他の新規な点は、以下の詳細な説明を添付の特許請求の範囲及び図面とともに読むことによって明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は、本発明の実施形態による４重インタリーブ・アナログ・デジタル変換システムのハイレベル・ブロック図である。
【図２】図２は、図１の４重インタリーブ・アナログ・デジタル変換システムを用いて生成されるインタリーブされたデジタル信号の周波数スペクトラムにおけるインタリーブ・イメージ及び歪み成分の位置を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態による４重インタリーブ・デジタル・アナログ変換システムのハイレベル・ブロック図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態による４重インタリーブ・トラック・ホールド・システムのハイレベル・ブロック図である。
【図５】図５は、本発明の実施形態によるインタリーブのないアナログ・デジタル変換システムのハイレベル・ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
先に述べたように、２つ以上のデータ・コンバータをインタリーブすることによって、もっと高いサンプル・レート（Ｆｓ’）を有する１つのデータ・コンバータと等価なものにすることがあるが、インタリーブされたデータ・コンバータは、個々のデータ・コンバータ間のミスマッチ（不整合）が原因で、インタリーブ・イメージも生じさせる。詳しくは、１つのデータ・コンバータにおけるＤＣオフセット・エラーが、ＤＣに位置するエラー項を生じさせる。インタリーブ・システムでは、インタリーブされたデータ・コンバータ間のＤＣオフセットのミスマッチ（不整合）によってインタリーブ・イメージが生じる。インタリーブ・イメージは、１つのデータ・コンバータの基本サンプル・レートの位置と、この周波数の倍数の位置とに見られる。
【００２１】
従って、本発明の１実施形態におけるインタリーブ・データ・コンバータ・システムでは、入力信号を制限することによって、ＤＣオフセットが原因のインタリーブ・イメージを回避する。このため、ＤＣ（直流）、インタリーブ・システムで用いられる複数のデータ・コンバータのどれか１つの基本サンプル・レート、又は、その周波数の倍数に、インタリーブ・イメージが来ることがなく、よって、変換された入力周波数は、スプリアス・トーンを跨ぐ、又は、避けることとなる。そして、スプリアス・トーンをフィルタで除去し、従来のデータ・コンバータよりも、もっときれいなＳＦＤＲを有する出力信号を供給するようにしても良い。
【００２２】
インタリーブされたデータ・コンバータ間の入力利得及び位相ミスマッチ並びにサンプル・クロック・タイミイング・ミスマッチは、他のナイキスト領域の位置にトーンを生成する。もし複数のデータ・コンバータが完全にマッチ（整合）していると、これらトーンは同じ振幅であるが、位相は互いにずれていて完全にキャンセル（除去）される。しかし、もし完全にマッチしていないと、トーンは完全にはキャンセルされず、寄生インタリーブ・イメージが残る。
【００２３】
従って、本発明のもう１つの実施形態では、インタリーブ・データ・コンバータ・システムで使っている１つのデータ・コンバータのナイキスト領域に入力信号を制限することによって、そのインタリーブ・システムにおいて、入力利得及び位相ミスマッチ並びにサンプル・クロック・タイミイング・ミスマッチが原因のインタリーブ・イメージを回避し、その結果として、変換された入力周波数は、スプリアス・トーンを跨ぐ又は回避する。スプリアス・トーンは、フィルタで除去しても良く、これによって、従来のデータ・コンバータよりももっときれいなＳＦＤＲを有する出力信号を供給するようにしても良い。
【００２４】
高調波歪みの成分は、入力周波数の倍数の位置にある。例えば、１０ＭＨｚ信号の第２次及び第３次高調波成分は、それぞれ２０ＭＨｚと３０ＭＨｚに来る。データ・コンバータがどのようにすれば高調波歪み成分を回避できるかを決めるためには、次のように考える。もし入力信号がデータ・コンバータの第１ナイキスト領域に制限されていれば、第２次高調波歪み成分は一般に同じその帯域内に来る。例えば、データ・コンバータが１００メガ・サンプル毎秒（ＭＳ／ｓ）でサンプルするとすると、第１ナイキスト領域はＤＣ（直流）から５０ＭＨｚに広がる周波数範囲である。もしそのデータ・コンバータが１０ＭＨｚの入力信号をサンプルすると、その第２次高調波歪み成分は２０ＭＨｚに来て、これだと第１ナイキスト領域内のままである。しかし、もし入力信号が第２ナイキスト領域に制限されると、その第２次高調波歪み成分は、第３ナイキスト領域に来る。例えば、その同じデータ・コンバータが６０ＭＨｚの入力信号をサンプルすると、その第２次高調波歪み成分は、１２０ＭＨｚに来るので、これは第３ナイキスト領域である。このように、データ・コンバータを第２ナイキスト領域だけで動作させることには利点がある。数学的には、これは次の要件として表現できる。即ち、入力信号を含む帯域の下端の周波数（Ｆｌ）は、その帯域の上端の周波数（Ｆｈ）の半分以上である必要がある。これを式にすれば、次の数式１で示される。
【００２５】
【数１】
0005845534.tif 000002
【００２６】
第２の要件は、第２次高調波歪み成分が、入力信号を含む帯域にエイリスアスを逆戻りさせることがないようにすることである。エイリアスは、Ｆｓ−ＦｈからＦｓ−Ｆｌの範囲に生じる。よって、第２次高調波歪みがその範囲の外にあり続けるようにするには、次の数式２の条件が必要となる。
【００２７】
【数２】
0005845534.tif 000003
【００２８】
数式２の両辺にＦｈを加えて両辺を３で割ると、次の数式３となる。
【００２９】
【数３】
0005845534.tif 000004
【００３０】
数式３を数式１に代入すると、次の数式４となる。
【００３１】
【数４】
0005845534.tif 000005
【００３２】
このように、本発明のもう１つの実施形態では、データ・コンバータは入力信号の周波数をＦｓ／６とＦｓ／３の間、つまり、Ｆｓ／６（Ｆｓの１６.６６%）の幅の周波数帯域に制限することによって、第２次高調波歪み成分を回避する。データ・コンバータは、単一のデータ・コンバータでも、インタリーブされた複数のデータ・コンバータ（この場合、Ｆｓはインタリーブ・システムの有効サンプル・レートＦｓ’となる）でも良い。もしデータ・コンバータが３重（three way）インタリーブ・データ・コンバータ・システムなら、この周波数帯域は、インタリーブされた複数のデータ・コンバータのどれか１つのものの第２ナイキスト領域に等しく、このため上述のようにして３重インタリーブ・データ・コンバータ・システムはインタリーブ・イメージを回避する。
【００３３】
この原理は、第２次高調波歪み成分を回避することに限定されず、どの次元の高調波歪み成分を回避するために用いても良い。例えば、第３次高調波歪み成分をどのようにすれば可否できるか決めるために、次の数式５のように、数式２の「２」を「３」に入れ替えても良い。
【００３４】
【数５】
0005845534.tif 000006
【００３５】
数式５及び数式１を上述のように解くと、データ・コンバータがデータ・コンバータは入力信号の周波数をＦｓ／８とＦｓ／４の間、つまり、Ｆｓ／８（Ｆｓの１２.５%）の幅の周波数帯域に制限することによって、第３次高調波歪み成分を回避することがわかるであろう。データ・コンバータは、単一のデータ・コンバータでも、インタリーブされた複数のデータ・コンバータ（この場合、Ｆｓはインタリーブ・システムの有効サンプル・レートＦｓ’となる）でも良い。もしデータ・コンバータが４重インタリーブ・データ・コンバータ・システムなら、この周波数帯域は、インタリーブされた複数のデータ・コンバータのどれか１つのものの第２ナイキスト領域に等しく、このため上述のようにして４重インタリーブ・データ・コンバータ・システムはインタリーブ・イメージを回避する。
【００３６】
上記結果を一般化すると、データ・コンバータは入力信号をＦｓ／（２×（ｎ＋１））からＦｓ／（ｎ＋１）までに渡る周波数帯域に制限し、残りのナイキスト領域を減衰させてスプリアス・トーンを除去することによって、第ｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を回避できる。利用可能な帯域が少なくなるというトレードオフはあるが、インタリーブ及びオーバー・サンプリングが高くなるほど、より高次の高調波歪みを回避できる。データ・コンバータは、単一のデータ・コンバータでも、インタリーブされた複数のデータ・コンバータ（この場合、Ｆｓはインタリーブ・システムの有効サンプル・レートＦｓ’となる）でも良い。もしデータ・コンバータが（ｎ＋１）重インタリーブ・データ・コンバータ・システムなら、Ｆｓ’／（２×（ｎ＋１））からＦｓ’／（ｎ＋１）までに渡る周波数帯域は、インタリーブされた複数のデータ・コンバータのどれか１つのものの第２ナイキスト領域に等しく、このため上述のようにしてインタリーブ・データ・コンバータ・システムはインタリーブ・イメージを回避する。
【００３７】
上述した原理に沿って、図１は、本発明の実施形態による４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム１００を示している。４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム１００は、特定の周波数帯域に制限されたアナログ入力信号を受ける。エイリアスを防止する必要があるなら、オプションのアンチ・エイリアシング・フィルタ１０５でアナログ入力信号をフィルタし、フィルタされたアナログ信号を生成する。４つのインタリーブされたＡＤＣ１１０、１１５、１２０及び１２５は、フィルタされたアナログ信号を４つの変換信号に変換する。４つのインタリーブされたＡＤＣは、サンプル・クロックの４位相（通常０°、９０°、１８０°及び２７０°）でクロックされるので、各ＡＤＣは基本サンプル・レートＦｓでサンプルを行う。ここでＦｓは、ＡＤＣがサポートする任意のサンプリング周波数である。マルチプレクサ１３０は、４つの変換信号を組み合わせて（合成して）、４Ｆｓ（＝Ｆｓ’）の有効サンプル・レートを有するインタリーブ・デジタル信号を形成する。実施形態によっては、マルチプレクサ１３０は、ハードウェアのマルチプレクサ又は並直列変換器として実現されても良い。別の実施形態では、４つの変換信号は、メモリに蓄積されて、ソフトウェアを用いてマルチプレクサの機能が実行される。デジタル・フィルタ１３５は、上述の特定周波数帯域フィルタに実質的に等しい通過帯域を有し、インタリーブ・デジタル信号をフィルタして、歪み成分及びインタリーブ・イメージを低減したデジタル出力信号を生成する。種々の実施形態においては、デジタル・フィルタ１３５をハードウェア・フィルタ（つまり、デジタル・シグナル・プロセッサ、ＦＰＧＡなどを用いるもの）として実現して良いし、ソフトウェア・フィルタとして実現しても良い。
【００３８】
動作においては、もしその特定周波数帯域が４つのインタリーブされたＡＤＣのどれか１つの第２ナイキスト領域、つまり、Ｆｓ／２からＦｓであるならば、４つのインタリーブＡＤＣが生成するインタリーブ・イメージ及び歪み成分は、インタリーブ・デジタル信号のスペクトラム中の図２に示す位置に現れる。４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム１００は、４Ｆｓ（＝Ｆｓ’）の有効サンプル・レートでサンプルするので、インタリーブ・イメージ及び歪み成分はエイリアスされ、２ＦｓつまりＦｓ’／２の有効ナイキスト周波数についてのミラー・イメージが生じる。更には、ＤＣ（直流）と４Ｆｓの間の全帯域が、４Ｆｓの上とＤＣの下に４Ｆｓ毎に繰り返す。簡単のため、これらイメージは示さず、また説明もしない。４つのインタリーブＡＤＣそれぞれのナイキスト領域は、水平軸上に示されている。４つのインタリーブＡＤＣのそれぞれは、基本サンプル・レートＦｓでサンプルしているので、第１ナイキスト領域はＤＣからＦｓ／２までに渡る周波数範囲、第２ナイキスト領域はＦｓ／２からＦｓまでに渡る周波数範囲、などとなっている。
【００３９】
４つのインタリーブＡＤＣのどれか１つにでもＤＣオフセット・エラーがあれば、直流の位置にエラー項２０５が生じる。４つのインタリーブＡＤＣ間のＤＣオフセットにミスマッチがあると、インタリーブ・イメージ２１０、２１５、２２０及び２２５が生じ、これらは単一のＡＤＣの基本サンプル・レート（Ｆｓ）と、その周波数の倍数（２Ｆｓ、３Ｆｓ及び４Ｆｓ）に位置するが、これらは第２ナイキスト領域に来ることがなく、それらのイメージも第７ナイキスト領域に来ることはない。
【００４０】
４つのインタリーブＡＤＣ間の入力利得及び位相ミスマッチ並びにサンプル・クロック・タイミング・ミスマッチは、第１、第３及び第４ナイキスト領域に来るインタリーブ・イメージ２３０、２３５及び２４０を生じさせ、また、第８、第６及び第５ナイキスト領域にエイリアスであるインタリーブ・イメージ２３０’、２３５’及び２４０’を生じさせるが、ここでも、これらは第２又は第７ナイキスト領域には来ない。入力信号の周波数が動けば、これらインタリーブ・イメージも動くので、これらが取り得る位置を示す帯域としてインタリーブ・イメージは描かれている。
【００４１】
第２次高調波歪み成分２４５は、第３及び第４ナイキスト領域に来るし、エイリアス２４５’は、第５及び第６ナイキスト領域に来るが、第２又は第７ナイキスト領域には来ない。第３次高調波歪み成分２５０は、第４、第５及び第６ナイキスト領域に来るし、エイリアス２５０’は、第３、第４及び第５ナイキスト領域に来るが、しかし、これらは第２又は第７ナイキスト領域には来ない。上述のように、第２又は第７ナイキスト領域には来る高調波歪み成分は、第４次以上の成分（図示せず）だけである。。
【００４２】
ツー・トーン（two-tone）信号Ｆｉｎ１及びＦｉｎ２が加わったときに、第１に生成される相互変調歪み成分２５５は、２×Ｆｉｎ１、２×Ｆｉｎ２及びＦｉｎ１＋Ｆｉｎ２であり、これらは第３及び第４ナイキスト領域に来ると共に、エイリアス２５５’は第５及び第６ナイキスト領域に来る。しかし、ここでも第２又は第７ナイキスト領域には来ない。第２又は第７ナイキスト領域に来る相互変調歪み成分は、２×Ｆｉｎ１−Ｆｉｎ２及び２×Ｆｉｎ２−Ｆｉｎ１に位置する至近距離（近傍）の成分（図示せず）だけである（非特許文献１参照）。
【００４３】
まとめると、４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム１００は、アナログ入力信号を１つのデータ・コンバータの第２ナイキスト領域に制限し、係数４でオーバー・サンプルしているので、変換された入力信号とそのイメージは、１つのデータ・コンバータの第２ナイキスト領域に入る一方、スプリアス・トーンとそれらのイメージは、第１、第３及び第４ナイキスト領域に入る。言い換えると、変換入力信号はスプリアス・トーンを跨ぐ（つまり、避ける）のである。そのため、スプリアス・トーンはフィルタで除去でき、従来のデータ・コンバータ・システムに比較して、よりきれいなＳＦＤＲを有する出力信号を供給できる。
【００４４】
デジタル・フィルタ１３５の目的は、特定の周波数帯域を通し、残りのナイキスト領域を減衰することなので、デジタル・フィルタ１３５は、完璧であれば、いわゆる「レンガ壁フィルタ」、つまり、通過帯域は完全に通過し、ストップ帯域では完全に減衰し、これら２つの間が極めて急峻に切り換わるものであることが理解されよう。しかし、レンガ壁フィルタは、多くのアプリケーションにおいて、物理的に実現できないものである。このため、別の実施形態としては、デジタル・フィルタ１３５は、特定周波数帯域をほぼ実質的に通過させ、残りのナイキスト領域をほぼ実質的に減衰する何からの形式のフィルタとしても良い。実施形態によっては、デジタル・フィルタ １３５は、特定周波数帯域に実質的に等しい通過帯域（パス・バンド）を有するバンドパス・フィルタとして実施しても良い。別の実施形態としては、変換入力周波数は、フィルタをかける前に、特定周波数帯域から他の周波数位置に移動させても良く、この場合、デジタル・フィルタ１３５の通過帯域もそれに従って移動させる必要がある。例えば、変換入力周波数を第２ナイキスト領域からベース・バンドへミキサ、発信回路及びフィルタ（図示せず）を使ってダウン・コンバートしても良く、この場合、デジタル・フィルタ１３５は、ローパス・フィルタとして実現しても良い。
【００４５】
上述した本発明の実施形態では、アナログ入力信号を１つのデータ・コンバータの第２ナイキスト領域に制限したが、第７、第１０又は第１５ナイキスト領域のような第２ナイキスト領域のイメージとなる他のナイキスト領域にアナログ入力信号を制限しても良いことが理解されよう。ただし、この場合は、インタリーブされたデータ・コンバータが、その帯域で十分なアナログ帯域を有し、必要に応じてアンチ・エイリアシング・フィルタで守られていることが前提となる。
【００４６】
上述した本発明の実施形態ではＡＤＣを用いたが、本発明の原理は、他の種類のデータ・コンバータにも同様に適用できることが理解されよう。例えば、図３に示すように、本発明の実施形態による４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム３００は、特定の周波数帯域に制限されたデジタル入力信号を受ける。エイリアシングを防ぐ必要があれば、オプションのアンチ・エイリアシング・フィルタ３０５でデジタル入力信号をフィルタし、フィルタされたデジタル信号を生成するようにしても良い。４つのインタリーブされたＤＡＣ３１０、３１５、３２０及び３２５は、フィルタされたデジタル信号を４つの変換信号に変換する。これら４つのＤＡＣ（デジタル・アナログ変換器）は、サンプル・クロックの４つの位相（通常０°、９０°、１８０°及び２７０°）でクロックされるので、各ＤＡＣはＦｓの基本サンプル・レートでサンプルすることとなる。ここで、Ｆｓは、ＤＡＣでサポートされた任意のサンプリング周波数である。マルチプレクサ３３０は、４つの変換信号を組合せ、有効サンプル・レート４Ｆｓ（＝Ｆｓ’）を有するインタリーブされたアナログ信号を形成する。種々の実施形態においては、マルチプレクサ３３０は、アナログ・マルチプレクサ、整合高帯域電力合成器（matched broadband power combiner）や、複数のアナログ信号を合成するのに適したその他の回路として実現されても良い。上記特定周波数帯域とほぼ等しい通過帯域を有する「再構成フィルタ（reconstruction filter）」と呼ばれるアナログ・フィルタ３３５は、インタリーブされたアナログ信号をフィルタし、アナログ出力信号を生成する。もし特定周波数帯域が４つのインタリーブされたＤＡＣの１つの第２ナイキスト領域、つまり、Ｆｓ／２からＦｓであれば、アナログ出力信号の歪み成分及びインタリーブ・イメージは低減される。
【００４７】
図４に示す別の例では、本発明の実施形態による４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム４００が、特定周波数帯域に制限されたアナログ入力信号を受ける。エイリアシングを防ぐ必要があれば、オプションのアンチ・エイリアシング・フィルタ４０５でアナログ入力信号をフィルタし、フィルタされたアナログ信号を生成するようにしても良い。４つのインタリーブされたＴ／Ｈ４１０、４１５、４２０及び４２５は、フィルタされたアナログ信号を４つの変換信号に変換する。種々の実施形態としては、これら４つのＴ／Ｈは、ゼロ次ホールドＴ／Ｈ、リターン・トゥ・ゼロ（ＲＺ）Ｔ／Ｈ、ノン・リターン・トゥ・ゼロ（ＮＲＺ）Ｔ／Ｈ、高階関数（higher-order function）Ｔ／Ｈ、サンプラなどとしても良い。４つのインタリーブされたＴ／Ｈは、サンプル・クロックの４つの位相（通常０°、９０°、１８０°及び２７０°）でクロックされるので、各Ｔ／ＨはＦｓの基本サンプル・レートでサンプルすることとなる。ここで、Ｆｓは、Ｔ／Ｈでサポートされた任意のサンプリング周波数である。マルチプレクサ４３０は、４つの変換信号を組合せ（合成し）、有効サンプル・レート４Ｆｓ（＝Ｆｓ’）を有するインタリーブされたアナログ信号を形成する。種々の実施形態においては、マルチプレクサ４３０は、アナログ・マルチプレクサ、整合高帯域電力合成器（matched broadband power combiner）や、複数のアナログ信号を合成するのに適したその他の回路として実現されても良い。上記特定周波数帯域とほぼ等しい通過帯域を有するアナログ・フィルタ４３５は、インタリーブされたアナログ信号をフィルタし、アナログ出力信号を生成する。もし特定周波数帯域が４つのインタリーブされたＴ／Ｈの１つの第２ナイキスト領域、つまり、Ｆｓ／２からＦｓであれば、アナログ出力信号の歪み成分及びインタリーブ・イメージは低減される。
【００４８】
図１、３及び４に示した本発明の実施形態では、インタリーブ・イメージ及び歪み成分の両方を回避しているが、別の実施形態としては、異なる特定周波数帯域を用いることで、インタリーブ・イメージだけ、又は、歪み成分だけを回避するようにしても良いことが理解されるであろう。更には、図１、３及び４に示した本発明の実施形態では、インタリーブされたデータ・コンバータを用いたが、歪み成分だけを回避する実施形態においては、１つのデータ・コンバータだけを用いるようにしても良い。これら両変形形態の例として、図５は、本発明の実施形態によるインタリーブのないアナログ・デジタル変換システム５００を示し、これは、アナログ入力信号をＦｓ／（２×（ｎ＋１））からＦｓ／（ｎ＋１）までの特定周波数帯域に制限することによって、ｎ次（ｎは２以上の整数）の高調波歪み成分を回避する。エイリアシングを防ぐ必要があれば、オプションのアンチ・エイリアシング・フィルタ５０５でアナログ入力信号をフィルタし、フィルタされたアナログ信号を生成するようにしても良い。サンプル・レートＦｓ（ＦｓはＡＤＣでサポートされた任意のサンプリング周波数）でサンプリングする単一のＡＤＣ５１０は、フィルタされたアナログ信号を変換信号に変換する。デジタル・フィルタ５３５は、上記特定周波数帯域と実質的に等しい通過帯域を有し、変換信号をフィルタして、歪み成分の少ないデジタル出力信号を生成する。
【００４９】
上述のことから、本発明がデータ・コンバータの分野において、大きな効果を提供することが理解されるであろう。説明の都合上、本発明の具体的な実施形態について記述して来たが、本発明の要旨と範囲を離れることなく、種々の変改が可能なことが理解されるであろう。
【符号の説明】
【００５０】
１００  ４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム
１０５  アンチ・エイリアシング・フィルタ
１１０  ＡＤＣ
１１５  ＡＤＣ
１２０  ＡＤＣ
１２５  ＡＤＣ
１３０  マルチプレクサ
１３５  デジタル・フィルタ
３００  ４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム
３０５  アンチ・エイリアシング・フィルタ
３１０  ＤＡＣ
３１５  ＤＡＣ
３２０  ＤＡＣ
３２５  ＤＡＣ
３３０  マルチプレクサ
３３５  アナログ・フィルタ
４００  ４重インタリーブ・データ・コンバータ・システム
４０５  アンチ・エイリアシング・フィルタ
４１０  Ｔ／Ｈ
４１５  Ｔ／Ｈ
４２０  Ｔ／Ｈ
４２５  Ｔ／Ｈ
４３０  マルチプレクサ
４３５  アナログ・フィルタ
５００  アナログ・デジタル変換システム
５０５  アンチ・エイリアシング・フィルタ
５１０  ＡＤＣ
５３５  デジタル・フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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