(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号のＯＦＤＭシンボル期間においてパイロットシンボルが送信される直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）変調方式を用いて送信された受信信号のノイズ電力推定方法であって、
インタリーブされたパイロットシンボルを生成するため、前記送信信号のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルを、前記送信信号における前のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルとともにインタリーブするステップと、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ成分を残して信号成分を除去するため、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルをフィルタリングするステップと、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ電力推定値を生成するため、前記フィルタリングにより生成された前記ノイズ成分を処理するステップと、
周波数領域の前記受信信号の前記パターン解除済パイロットシンボルの位相回転を行うステップと、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルの前記フィルタリング中に生じた誤差を補償するため、前記ノイズ電力推定値をスケーリングするステップと、
を含むノイズ電力推定方法。
【請求項２】
前記前のＯＦＤＭシンボル期間に送信された前記パターン解除済パイロットシンボルがバッファに格納される、請求項１に記載のノイズ電力推定方法。
【請求項３】
送信信号のＯＦＤＭシンボル期間においてパイロットシンボルが送信される直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）変調方式を用いて送信された信号を受信する受信機であって、
インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルを生成するため、前記送信信号のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルを、前記送信信号における前のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルとともにインタリーブするインタリーバと、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ成分を残して信号成分を除去するため、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルをフィルタリングするフィルタと、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ電力推定値を生成するため、前記フィルタリングにより生成された前記ノイズ成分を処理するプロセッサと、
周波数領域の受信信号の前記パターン解除済パイロットシンボルの位相回転を行う位相回転器と、
前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルの、前記フィルタによるフィルタリング中に生じた誤差を補償するため、前記ノイズ電力推定値をスケーリングするスケーリング部と、
を含む受信機。
【請求項４】
前記前のＯＦＤＭシンボル期間に送信された前記パターン解除済パイロットシンボルを格納するバッファをさらに含む、請求項３に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はノイズ電力推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）は、移動体通信ネットワークをより高いデータレートに対応させるべく、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Domain Multiple Access）技術に基づく新たなエア・インタフェースとして、ＵＭＴＳ  ＬＴＥ（Long Term Evolution）を策定した。
【０００３】
ＬＴＥは、下りリンクで最大３００Ｍｂｐｓ、上りリンクで最大７５Ｍｂｐｓのデータレートに対応する。３ＧＰＰはさらに高い要求水準に応えるべく、ＬＴＥ−Ａ（LTE Advanced）として知られる、ＬＴＥの更なる改善に２００９年より取り組んでいる。
【０００４】
ＬＴＥとＬＴＥ−Ａは適応変調符号化を用いており、送信機と、送信された信号を受信する携帯電話機のようなＵＥ（user equipment）間の伝搬路のその時の品質に応じて、送信機で符号化率や変調次数を修正することにより、異なるチャネル状況におけるスループットの最適化を図っている。この適応変調符号化では、ＵＥの信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise power Ratio）の正確な推定が求められ、その推定の精度がシステムのスループットに大きく影響する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＵＥが受信した信号からノイズを取り除く手段として、移動平均フィルタを用いる方法が一般に知られている。移動平均フィルタの入力と出力とを比較することにより、受信信号のノイズ電力の見積もりを得ることができる。このような移動平均フィルタを用いた受信信号のノイズ電力推定方法は、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）伝搬路においては良好な結果を得ることができる。しかしながら、時変通信路においては、この技術を用いたノイズ電力推定の精度は限定的である。
【０００６】
その他にも数多くのノイズ推定アルゴリズムが知られているが、それらはいずれも、大幅な伝搬遅延や移動性の要件によりマルチパスフェージングチャネルの性能要件を満たしていなかったり、３ＧＰＰ標準の非準拠、アルゴリズムが複雑すぎて受信機への実用に耐えない等の理由により、ＬＴＥ受信機に用いることは現実的ではない。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第一の観点によれば、送信信号のＯＦＤＭシンボル期間においてパイロットシンボルが送信される、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）変調方式を用いて送信された受信信号のノイズ電力推定方法であって、インタリーブされたパイロットシンボルを生成するため、前記送信信号のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルを、前記送信信号における前のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルとともにインタリーブするステップと、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ成分を残して信号成分を除去するため、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルをフィルタリングするステップと、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ電力推定値を生成するため、前記フィルタリングにより生成された前記ノイズ成分を処理するステップと、周波数領域の前記受信信号の前記パターン解除済パイロットシンボルの位相回転を行うステップと、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルの前記フィルタリング中に生じた誤差を補償するため、前記ノイズ電力推定値をスケーリングするステップと、を含む、ノイズ電力推定方法が提供される。
【０００９】
上記ノイズ電力推定方法は、前記前のＯＦＤＭシンボル期間に送信された前記パターン解除済パイロットシンボルをバッファに格納するようにしても良い。
【００１１】
本発明の第二の観点によれば、送信信号のＯＦＤＭシンボル期間においてパイロットシンボルが送信される、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）変調方式を用いて送信された信号を受信する受信機であって、インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルを生成するため、前記送信信号のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルを、前記送信信号における前のＯＦＤＭシンボル期間に送信されたパターン解除済パイロットシンボルとともにインタリーブするインタリーバと、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ成分を残して信号成分を除去するため、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルをフィルタリングするフィルタと、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルのノイズ電力推定値を生成するため、前記フィルタリングにより生成された前記ノイズ成分を処理するプロセッサと、周波数領域の受信信号の前記パターン解除済パイロットシンボルの位相回転を行う位相回転器と、前記インタリーブされたパターン解除済パイロットシンボルの、前記フィルタによるフィルタリング中に生じた誤差を補償するため、前記ノイズ電力推定値をスケーリングするスケーリング部と、を含む受信機が提供される。
【００１３】
上記受信機は、前記前のＯＦＤＭシンボル期間に送信された前記パターン解除済パイロットシンボルを格納するバッファをさらに含んでも良い。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）変調方式を用いて送信されるフレーム構造についての概略図である。
【図２】図１に示されたフレームのサブフレーム構造についての概略図である。
【図３】図１に示されたフレームの２つのリソースブロックについての概略図である。
【図４】ＯＦＤＭＡ変調方式を用いて送信される信号におけるＯＦＤＭシンボル内のパイロットシンボルのインタリーブを説明する概略図である。
【図５】図３に示されるリソースブロックを有する送信信号の信号帯域幅全体をまたぐパターン解除済パイロットシンボルの正規化周波数スペクトルを表した図である。
【図６】図４に示されるリソースブロックを有する送信信号の信号帯域幅全体をまたぐパターン解除済パイロットシンボルの正規化周波数スペクトルを表した図である。
【図７】ＯＦＤＭＡ変調方式を用いて送信される信号のノイズ電力推定アーキテクチャを表した概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
まず、図１に示すように、例えば上述のＬＴＥやＬＴＥ−Ａ標準に基づいて送信されたフレームのような、ＯＦＤＭＡ変調方式を用いて送信された信号のフレームは、全体として１０で表される。フレーム１０は１０ミリ秒の持続時間を有し、それぞれ１ミリ秒の持続時間を有する１０個のサブフレーム２０からなり、各サブフレーム２０は同様に、それぞれ０．５ミリ秒の持続時間を有する２個のスロット１２に分割される。
【００１７】
図２の概略説明図に示すように、各スロット１２は７個のＯＦＤＭシンボル２２を有し、各サブフレーム２０は１４個のＯＦＤＭシンボル２２を有する。各ＯＦＤＭシンボル２２は複数の互いに直交するサブキャリア間で分割され、利用可能なサブキャリア数は、その信号を送信するシステムの送信帯域幅に依存する。
【００１８】
ＯＦＤＭＡ方式においてデータの割り当てが可能な最小単位であるリソースブロック３０は、１スロットの持続時間の周波数において連続した１２個のサブキャリアからなり、その概略は図３で説明される。図３は２個のリソースブロック３０を示しており、各リソースブロックは、７個のＯＦＤＭシンボル２２（水平方向で表される）である１スロットの周波数において連続した１２個のサブキャリア（垂直方向で表される）を有する。
【００１９】
図３で描かれた格子はリソースグリッドと呼ばれ、格子の各区画は１シンボル期間のＯＦＤＭサブキャリアを意味している。このリソースグリッドの区画はリソースエレメント（ＲＥｓ）と呼ばれる。
【００２０】
ＬＴＥ受信機（例えば携帯電話の受信機）には、一般的に、チャネル推定ブロック、又は、受信機と、受信機に信号を送信する送信機との間の伝搬路の状況を表すチャネル状態情報を推定するよう構成されたサブシステムが備えられる。
【００２１】
送信機は、既知であるパイロット信号を受信機に送信し、チャネル推定ブロックはパイロット信号を復元すべく受信した信号の復号を行うが、パイロット信号は、その信号が送信機から受信機へと伝えられた伝搬路の影響を受ける。チャネル推定ブロックは、復号されたパイロット信号と既知である元のパイロット信号を比較することにより、パイロット信号に対するチャネルの影響を測定することができ、この測定結果から、そのチャネルの送信信号に対する影響を表すチャネルインパルス応答の推定値を算出することができる。
【００２２】
複数の互いに直交したサブキャリアから選択されたサブキャリアにあるパイロット信号のパイロットシンボルや参照シンボルは、送信機において逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse fast Fourier transform）を用いて変調され（逆高速フーリエ変換は複数のサブキャリアのデータシンボルの変調にも用いられる）、送信される。
【００２３】
図３で示されるように、パイロットシンボルＲ０はリソースブロック３０に埋め込まれ、パイロット信号を送信するシステムの送信機により送信される。パイロットシンボルＲ０は、各リソースブロック３０に対して繰り返される予め設定されたパターンに従って送信される。
【００２４】
図３に示される例では、パイロットシンボルＲ０はリソースブロック３０の１番目と５番目のシンボル期間に送信される。また、上記パイロットシンボルＲ０が複数のＯＦＤＭサブキャリアの異なるサブキャリアで送信される一方、パイロットシンボルＲ０の連続したものも別の周波数において送信される。
【００２５】
図３に示される例では、パイロットシンボルＲ０は１番目のシンボル期間の１番目と６番目のＯＦＤＭキャリア、５番目のシンボル期間の４番目と１０番目のＯＦＤＭキャリアで送信される。パイロットシンボルｐｋ（ｉ）がｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアで送信される場合の、受信機により受信されるパイロットシンボルのバージョンｙｋ（ｉ）（送信機においてパイロットシンボルに施された逆高速フーリエ変換を反転させるため、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：fast Fourier transform）処理を経る）は次のように表記することができる。
【数１】
0006050177.tif 000002
ここで、Ｈｋ（ｉ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル状態情報であり、ｐｋ（ｉ）はパイロットシンボル、ｎｋ（ｉ）は
【数２】
0006050177.tif 000003
（Ｅ｛｝は期待値演算子）の分散を持つ加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive  White  Gaussian  Noise）を表す。
【００２６】
高速フーリエ変換処理後、パイロットシンボルＲ０はパターン解除（de-pattern）される。シンボルのパターン解除とは、図３で示すように、パイロットシンボルが割り当てられている位置である時間周波数区画（又はリソースグリッド）から、受信したパイロットシンボルを抽出し、そのパイロットシンボルをローカルで生成したパイロットシンボルで割ることをいう。パターン解除されたパイロットシンボルはチャネル状態情報の推定値（ハット）Ｈｋ（ｉ）に等しく、パイロットシンボルｐｋ（ｉ）が実際に送信されるチャネルを表し、それは次のように表現することができる。
【数３】
0006050177.tif 000004
上記から以下が導かれる、
【数４】
0006050177.tif 000005
上記式は以下のように書き替えることができる。
【数５】
0006050177.tif 000006
ここで、
【数６】
0006050177.tif 000007
である。ｐｋ（ｉ）が電力を有する場合、（チルダ）ｎｋ（ｉ）は依然、ｎｋ（ｉ）と同じ電力を有する加法性白色ガウス雑音である。
【００２７】
送信信号全体のチャネル推定値
【数７】
0006050177.tif 000008
は、送信信号の周波数帯域全体をまたぐパイロットシンボルのチャネル推定値（ハット）Ｈｋ（ｉ）を補間することにより導出することができる。パイロット位置におけるチャネル推定値（ブリーブ）Ｈｋ（ｉ）は、ノイズ除去後のパターン解除されたパイロットシンボルが送信されるチャネルのチャネル推定値とみなすことができる。従って、受信信号のノイズ電力は、パイロットシンボルのチャネル推定値（ハット）Ｈｋ（ｉ）から、パイロット位置におけるチャネル推定値（ブリーブ）Ｈｋ（ｉ）を減ずることで推定することができる。しかし、当然のことではあるが、ノイズ推定の精度はこの方法を用いたチャネル推定の精度に左右される。また、ノイズ電力推定値が必要な状況においてチャネル推定値が利用できない場合もあり得る。
【００２８】
以下に説明するように、受信信号のノイズ電力推定をチャネル推定から独立して行うことが可能である。チャネルインパルス応答はパイロットシンボル間で大きくは変わらないと仮定することができ、すなわち、
【数８】
0006050177.tif 000009
である。ここで、ｌは２つのパイロットシンボル間の時間を表す。この仮定はｌがチャネルの可干渉時間（coherence time）よりも小さい場合に有効である。この仮定によると、前回受信されたＯＦＤＭシンボルのパターン解除済パイロットシンボルＲ０は、今回受信されたＯＦＤＭシンボルのパターン解除済パイロットシンボルＲ０とともにインタリーブすることができる。
【００２９】
このことは図４により模式的に示される。図４では、１番目のＯＦＤＭシンボル期間のパターン解除済パイロットシンボルＲ０が、５番目のＯＦＤＭシンボル期間にあるパターン解除済パイロットシンボルＲ０とともにインタリーブされるべく、５番目のシンボル期間に移動していることが分かる。
【００３０】
パターン解除済パイロットシンボルをこのようにインタリーブすることは、これらシンボルが現れるシンボル期間における周波数スペクトルに存在するパターン解除済パイロットシンボルのイメージ数を減らし、そのシンボル期間におけるパターン解除済パイロットシンボルのスペクトルのノイズ帯域幅を効果的に増やし、所望信号からのノイズのフィルタリングを容易にし、以下に説明するように、ノイズ電力の推定を容易にする。
【００３１】
図５は、図３で示される２番目のリソースブロックの５番目のＯＦＤＭシンボル期間（破線で示される領域）におけるパターン解除済パイロットシンボルＲ０の正規化周波数スペクトルを表したものである。図５から分かるように、パイロットシンボルの周波数スペクトルは、０付近を中心とする主信号帯域と、複数のイメージ信号帯域（例えば、約０．３と約０．７をそれぞれ中心とするもの）を有する。一つの主信号帯域と五つのイメージ信号帯域があるのは、二つの隣接するパイロットシンボル間のサブキャリア間隔が６だからである（つまり、２番目のパイロットシンボルは１番目のパイロットシンボルのサブキャリアから数えて６つ目のサブキャリアにおいて変調される。）。尚、二つの隣接するパイロットシンボル間のサブキャリアはゼロ値で埋められている。
【００３２】
主信号帯域と１番目のイメージ信号帯域の間はノイズ帯域である。受信信号のノイズ電力を推定するため、帯域通過フィルタにより、ノイズ帯域だけを残して信号帯域を除去する必要がある。しかしながら、当業者において理解されるように、信号帯域とノイズ帯域は周波数において非常に近接しており、ノイズだけを残して信号を除去するためには、非常に鋭いロールオフ特性を備えたフィルタが必要になる。かかるフィルタの実装は複雑であり、また、コストがかかる。
【００３３】
これに対し、図６は、図４に示される２番目のリソースブロックの５番目のＯＦＤＭシンボル期間（破線で示される領域）におけるパターン解除済パイロットシンボルＲ０の正規化周波数スペクトルを表したものである。上述のように、図４に示される２番目のリソースブロックの５番目のＯＦＤＭシンボルは、前回のＯＦＤＭシンボルからのインタリーブされたパイロットシンボルを有する。このパイロットシンボルのインタリーブにより、パイロットシンボルＲ０の周波数スペクトルの信号帯域イメージ数が減り、主信号帯域とその最初のイメージ信号帯域の間のノイズ帯域の帯域幅が増えるという効果が生じる。
【００３４】
この理由は、パターン解除済パイロットシンボルをインタリーブすることにより、隣接するパイロットシンボル間のサブキャリア間隔が６から３に減り、信号処理の定説通り、主信号帯域とイメージ信号帯域の総数が３に減るためである。当業者において理解されるように、増幅したノイズ帯域から信号帯域を除去するフィルタの設計は大きく困難性が下がり、結果的に、図５で示される主信号帯域を除去するフィルタと比較し、よりシンプルで低コストなフィルタとなる。
【００３５】
図７は、受信機において上述の参照信号のインタリーブを機能させる模範的アーキテクチャの略図である。図７の略図は一連の機能ブロックからなるアーキテクチャを提示しているが、この機能ブロックは必ずしも“現実世界”において実装されるアーキテクチャの物理的な構成要素を表すものではなく、受信信号に対して行われる処理を表すことを意図したものである。
【００３６】
図７で示されるアーキテクチャ４０は、受信信号のタイミング同期を行うよう構成された同期ブロック４２を有する。タイミング同期がなされた信号は、同期ブロック４２により高速フーリエ変換ブロック４４へ出力され、高速フーリエ変換ブロック４４は、タイミング同期がされた受信信号に高速フーリエ変換を施すことにより、送信側においてパイロットシンボルに施された逆高速フーリエ変換の効果を反転させ、受信信号を周波数領域信号へと変換する。
【００３７】
高速フーリエ変換ブロック４４は周波数領域信号を、パイロットシンボルのパターン解除を行うパイロットシンボルパターン解除ブロック４６へ出力する。パターン解除されたパイロットシンボルは、パイロットシンボルパターン解除ブロック４６により位相回転ブロック４８へ出力される。
【００３８】
高速フーリエ変換ブロック４４に用いられる高速フーリエ変換ウィンドウの始点は、受信信号の開始と一致するよう構成されている。しかし、同期ブロック４４によるタイミング同期は完全には正確ではないこともあり、高速フーリエ変換ブロック４４に用いられる高速フーリエ変換ウィンドウの始点も、厳密には受信信号の開始と一致しない場合もある。そのため、高速フーリエ変換ブロック４４により受信信号が周波数領域信号に変換されるときに、移相に対応する時間オフセットが受信信号に適用され得る。
【００３９】
位相回転ブロック４８はこの適用された時間オフセット／移相を補償することを目的とする。移相回転ブロック４８はパターン解除されたパイロットシンボルのベクトル（チルダ）Ｈ（ｉ）をパイロット解除ブロック４６から受け取る。ここで、
【数９】
0006050177.tif 000010
であり、Ｋは当該ＯＦＤＭシンボル期間のパイロットシンボル数である。
【００４０】
位相回転ブロック４８は、変調の遅延により生じた線形位相を以下の式により推定する。
【数１０】
0006050177.tif 000011
ここで、ｄｐは周波数のパイロット間隔であり、∠は複素変数の角度を示す。（ハット）Ｈｋ（ｉ）はｉ番目のＯＦＤＭシンボル期間におけるｋ番目のパターン解除済パイロット、Ｋは観測ウィンドウ内のパイロットシンボル数である。
【００４１】
線形位相の検出後の位相回転は次のように表すことができる。
【数１１】
0006050177.tif 000012
このように、位相回転ブロック４８は受信信号のパターン解除済パイロットシンボルに位相回転を付与し、（図６で示されるように）パイロットシンボルの正規化スペクトルの主信号帯域の中心を０付近に再調節する。上述の通り、同期ブロック４２により適用される時間オフセットは必ずしも一定ではなく、これに対して位相回転ブロック４８により付与される動的補償は、受信信号に対するその後のフィルタリングが正しく行われることを補助し、ノイズ電力推定の精度を向上させる。
【００４２】
位相回転ブロック４８はベクトル（チルダ）Ｈ（ｉ）の位相を回転させたものをバッファ５０へ出力し、バッファ５０は受信したＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＲ０を保持又は保存する。これによりそのシンボルを、その後に受信されるＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＲ０と共にインタリーブすることができる。
【００４３】
位相回転ブロック４８とバッファ５０の出力は結合されてパイロットシンボルのインタリーブブロック５２に入力され、バッファ５０により出力される前回のＯＦＤＭシンボルのバッファされたパイロットシンボルＲ０と、位相回転ブロック４８により出力される今回のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルＲ０とともに、インタリーブブロック５２によりインタリーブされる。
【００４４】
インタリーブブロック５２の出力はバンドパスフィルタ５４へ入力され、バンドパスフィルタ５４は、入力信号のノイズ帯域のみを残して信号帯域を除去する。実施形態によっては、バンドパスフィルタ５４はその入力において、受信した信号をアップサンプルするよう構成される。例えば、バンドパスフィルタ５４が３倍アップサンプリングバンドパスフィルタである場合、Ｋが当該ＯＦＤＭシンボル期間におけるパイロットシンボル数であるとすると、バンドパスフィルタ５４は３Ｋのサンプルを出力する。
【００４５】
バンドパスフィルタ５４により出力された信号は、ノイズ電力推定ブロック５６に入力され、ノイズ電力推定ブロック５６は、バンドパスフィルタ５４により出力されたノイズ帯域に基づいて受信信号のノイズ電力の推定値を算出する。
【００４６】
ノイズ電力推定ブロック５６は、受信信号のノイズ電力の推定値σ２を次のように算出する。
【数１２】
0006050177.tif 000013
ここで、ｗｍ（ｉ）はサンプルがｍ＝０，１，．．．，Ｍ−１のときのバンドパスフィルタ５４の出力である。
【００４７】
ノイズ電力推定ブロック５６はノイズ電力の推定値σ２をスケーリングブロック５８へ出力し、スケーリングブロック５８はノイズ電力の推定値σ２へ倍率αを適用する。倍率αはバンドパスフィルタの帯域幅とサンプリング周波数に依存し、以下の関係にある。
【数１３】
0006050177.tif 000014
ここで、ｆｓはバンドパスフィルタ４８のサンプリング周波数であり、ｆｈｉｇｈはバンドパスフィルタ５４の上限カットオフ周波数、ｆｌｏｗはバンドパスフィルタ５４の下限カットオフ周波数である。
【符号の説明】
【００４８】
１０  ＯＦＤＭＡ変調方式を用いて送信された信号のフレーム
１２  サブフレーム２０のスロット
２０  フレーム１０のサブフレーム
２２  ＯＦＤＭシンボル
３０  リソースブロック
Ｒ０  パイロットシンボル
４０  ＯＦＤＭＡ変調方式を用いて送信される信号のノイズ電力推定アーキテクチャ
４２  同期ブロック
４４  高速フーリエ変換ブロック
４６  パイロットシンボルパターン解除ブロック
４８  位相回転ブロック
５０  バッファ
５２  インタリーブブロック
５４  バンドパスフィルタ
５６  ノイズ電力推定ブロック
５８  スケーリングブロック
【図１】
0006050177.tif 000015
【図２】
0006050177.tif 000016
【図３】
0006050177.tif 000017
【図４】
0006050177.tif 000018
【図７】
0006050177.tif 000019
【図５】
0006050177.tif 000020
【図６】
0006050177.tif 000021