(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光とをミキシングする光回路と、
前記光回路からのミキシングされた混合光を受光する受光器と、
非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報に基づき前記多波長信号のパワーを算出し、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が前記光回路及び前記受光器から求められるＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）よりも大きくなるように、前記局発光のパワーが上限値に達している場合は前記多波長信号のパワーを下げ、前記局発光のパワーが上限値に達していない場合は前記局発光のパワーを上げるパワー制御手段と、
を備えるコヒーレント光受信回路。
【請求項２】
前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が、前記ＣＭＲＲの５倍よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光受信回路。
【請求項３】
前記パワー制御手段は、光ネットワーク構成および装置仕様から、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得ることを特徴とする請求項１又は２に記載のコヒーレント光受信回路。
【請求項４】
前記パワー制御手段は、復調後の信号品質から非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得ることを特徴とする請求項１又は２に記載のコヒーレント光受信回路。
【請求項５】
複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光とをミキシングし、前記ミキシングされた混合光を受光することによって前記多波長信号を受信するコヒーレント光受信方法であって、
非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報に基づき前記多波長信号のパワーを算出し、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が前記光回路及び前記受光器から求められるＣＭＲＲよりも大きくなるように、前記局発光のパワーが上限値に達している場合は前記多波長信号のパワーを下げ、前記局発光のパワーが上限値に達していない場合は前記局発光のパワーを上げるパワー制御手順と、
前記パワー制御手順で制御した前記多波長信号及び局発光を用いて、前記多波長信号を一括して受信する受信手順と、
を順に有することを特徴とするコヒーレント光受信方法。
【請求項６】
前記受信手順において、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が、前記ＣＭＲＲの５倍よりも大きいことを特徴とする請求項５に記載のコヒーレント光受信方法。
【請求項７】
前記パワー制御手順において、光ネットワーク構成および装置仕様から、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得ることを特徴とする請求項５又は６に記載のコヒーレント光受信方法。
【請求項８】
前記パワー制御手順において、復調後の信号品質から非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得ることを特徴とする請求項５又は６に記載のコヒーレント光受信方法。
【請求項９】
前記パワー制御手段は、
前記多波長信号のパワーと前記局発光のパワーの合計値が、前記光回路及び前記受光器を用いて受信した場合の受信感度特性における飽和領域より小さく、かつ、
前記信号光のパワーが、前記光回路及び前記受光器を用いて受信した場合の受信感度特性における熱雑音支配領域より大きくなるように、
前記多波長信号のパワー又は前記局発光のパワーを制御することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のコヒーレント光受信回路。
【請求項１０】
前記パワー制御手順において、
前記多波長信号のパワーと前記局発光のパワーの合計値が、前記受信手順における前記多波長信号を一括して受信する受信感度特性における飽和領域より小さく、かつ、
前記信号光のパワーが、前記受信手順における前記多波長信号を一括して受信する受信感度特性における熱雑音支配領域より大きくなるように、
前記多波長信号のパワー又は前記局発光のパワーを制御することを特徴とする請求項５から８のいずれかに記載のコヒーレント光受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレント光通信における光受信装置と光受信方法に関する。本発明は良好な受信特性を有する波長多重コヒーレント伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、コヒーレント伝送方式にデジタル信号処理技術を適用したデジタルコヒーレントファイバ伝送システムの研究開発が進み、一部導入が始まっている。現在の光通信システムは、波長多重伝送方式が前提になっており、コヒーレント伝送方式も波長多重伝送が前提となっているが、所望の信号光の選択において、従来の直接検波方式と比べて大きな利点がある。
【０００３】
元々、コヒーレント検波方式は、受信部にて、同時に受信する多数の光信号の中から、所望の光信号のキャリア周波数とごく近い周波数の局発光を合波し、フォトダイオードで受光して電気信号に変換し、それらのビート信号を抽出して電気的に信号を復調するものであり、直接検波方式と異なり、所望の光信号だけを取り出すための波長選択用の光部品が原理的には不要となる［非特許文献１］。
【０００４】
そこで、例えば、デジタルコヒーレント方式をＲＯＡＤＭ（Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｄｄ  Ｄｒｏｐ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）システムに導入すれば、ＲＯＡＤＭノードにおいて、光信号を分波する際に、ＷＳＳ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｓｗｉｔｃｈ）やＡＷＧ（Ａｒｒａｙｅｄ  Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ  Ｇｒａｔｉｎｇ）、波長可変フィルタなどの装置が不要になり、コストの低減化が実現すると考えられる。また、直接検波方式の場合、このような波長選択部品の性能が不十分であると、非選択波長（チャネル）によるクロストークが原因の雑音が生じる恐れがあるが、コヒーレント方式においてはその懸念はない。ただし、受信機の帯域がチャネル間隔（典型的には５０ＧＨｚ）より十分小さいと想定している。
【０００５】
このようにコヒーレント伝送方式では、光フィルタ等を前置することなく、全チャネルの光を一括して受信することが原理的には可能である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】Ｓ．Ｒｙｕ，“Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ，１９９５，ｐｐ．１−４．
【非特許文献２】Ｓ．Ｒｙｕ，“Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ，１９９５，ｐｐ．１１７−１２２．
【非特許文献３】Ｍ．Ｓｅｉｍｅｔｚ，“Ｈｉｇｈ−Ｏｒｄｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，２００９，ｐｐ．７９−８４．
【非特許文献４】Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｆｏｒｕｍ，Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ  Ａｇｒｅｅｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｄｕａｌ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｉｎｔｒａｄｙｎｅ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，ＩＡ＃ＯＩＦ−ＤＰＣ−ＲＸ−０１．０．
【非特許文献５】小川育生他、「１００Ｇｂｉｔ／ｓ光受信ＦＥモジュール技術」、ＮＴＴ技術ジャーナル、２０１１年３月、ｐｐ．６２−６６。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のようにコヒーレント伝送方式では、一般に非選択波長、すなわち異波長によるクロストークは、本来考えられていなかった。しかしながら、このような認識は光増幅器の使用を前提としていない場合であり、現状の光ファイバ伝送システムにおいては、光信号は光増幅器を通過するため、光増幅器から発生するＡＳＥ（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ  Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が混入してくることになる。このため、選択、非選択にかかわらず、受信する光信号にはすべてＡＳＥが含まれており、非選択光信号とそれに含まれるＡＳＥ信号とのビート周波数のうち、受信機の帯域に納まるものは、雑音となる（ビート雑音）。したがって、コヒーレント受信であっても現実には、非選択光信号による影響が問題となり、非選択光信号のパワーやチャネル数が増えるほど雑音は大きくなると考えられるので、見かけ上、異波長によるクロストークが生じる。また非選択光信号に強度揺らぎがあれば、それによる強度雑音も生じうる。
【０００８】
一方、元々局発光による強度雑音をキャンセルするために提案されたバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路を用いれば、非選択光信号の強度雑音のみならず、非選択光信号とそれに含まれるＡＳＥによって生じるビート雑音の影響もキャンセルすることが可能となるが、実際のコヒーレント光受信回路は、ＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）で規定される不完全性を有しており［非特許文献２］、強度雑音やビート雑音の影響を完全にキャンセルすることは困難であると考えられる。
【０００９】
上記について具体的な例として偏波多重ＱＰＳＫ変調方式の受信系の場合を取り上げて説明する。以下、電界等の表示は［非特許文献３］を参考にしている。図１に受信系のモデル図を示す。選択光信号の電界をＥｓ（ｔ）とし、非選択である他チャネルの信号光電界をＥｉ（ｔ）とする。これらは光増幅器、例えばＥＤＦＡ（Ｅｒｂｉｕｍ  Ｄｏｐｅｄ  Ｆｉｂｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を通過するために最終的に雑音としてのｎｓ（ｔ）、ｎｉ（ｔ）のＡＳＥ電界が付加されている。ここで、ｎｓ（ｔ）が選択光信号周波数でのＡＳＥ電界、ｎｉ（ｔ）が非選択チャネル周波数におけるＡＳＥ電界である。各信号はＰＢＳ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｂｅａｍ  Ｓｐｌｉｔｔｅｒ）により、Ｘ偏波とＹ偏波に分けられ、２×４  ９０度ハイブリッドに入射する。以降の説明は偏波に直接関係しないので、Ｘ偏波にのみ注目する。９０度ハイブリッドへの入力と出力の関係は式（１）〜（４）で表される。
【数１】
0005909154.tif 000002
【００１０】
ここでＥｓ（ｔ）、Ｅｌｏ（ｔ）は、それぞれ、信号電界と局発光電界である。Ｅｏｕｔ１（ｔ）とＥｏｕｔ３（ｔ）は、Ｉ相成分の電界であり、Ｅｏｕｔ２（ｔ）とＥｏｕｔ４（ｔ）は、Ｑ相成分の電界となる。各係数は理想的には１／２であるが、実際は１／２からはわずかにずれているため、厳密には（１）〜（４）のように係数ａｓ１〜ａｓ４、ａｌ１〜ａｌ４を用いて表される。以下、多波長の光信号を一括受信することを前提とするのでＥｓ（ｔ）は式（５）のように置き換えられる。
【数５】
0005909154.tif 000003
式（５）の第２項は、選択光信号に付随するＡＳＥ成分であり、第３項は、非選択チャネル信号および非選択チャネル周波数におけるＡＳＥ成分の和である。
【００１１】
９０度ハイブリッドからの出力は各フォトダイオードによって受光されるが、その際、フォトダイオードに流れる電流は、（６）〜（９）で与えられる。ここでＲ１〜Ｒ４は、各フォトダイオードの感度である。またｉｓｈ１、ｉｓｈ２、ｉｓｈ３、ｉｓｈ４はショット雑音電流である。
【数６】
0005909154.tif 000004
【００１２】
次にＣＭＲＲをＩ相とＱ相、それぞれに対して信号光と局発光に関して（１０）〜（１３）のように定義する。ここでこれらの絶対値をとったものが通常のＣＭＲＲの定義［非特許文献４］に相当するが、本質は変わらない。
【数１０】
0005909154.tif 000005
【００１３】
以上により、バランス型フォトダイオードの出力は、Ｉ相並びにＱ相に関して、（１４）及び（１５）のように表される。ただし、レーザ光の位相揺らぎやショット雑音は無視した。
【数１４】
0005909154.tif 000006
ここで、
【数１５】
0005909154.tif 000007
は、それぞれ選択光信号とＡＳＥとのビート成分（雑音）、非選択光信号とＡＳＥとのビート成分（雑音）、選択光信号と局発光とのビート成分（信号成分）、局発光とＡＳＥとのビート成分（雑音）である。
【００１４】
一方、理想的な受信系の場合、各ＣＭＲＲは０であり、（１６）及び（１７）のように表される。第一項は選択信号光と局発光とのビート信号であり、第二項は局発光とＡＳＥ光とのビート雑音である。ＣＭＲＲが０の場合、信号対雑音比は第二項にのみ依存するが、バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路の製造上の不完全性によりＣＭＲＲが無視できない場合、様々な雑音電流が存在し、信号対雑音比が劣化することがわかる。
【数１６】
0005909154.tif 000008
【００１５】
本発明は、かかる課題を解決したものであり、製造時のＣＭＲＲが大きいにもかかわらず、他チャネル光（異波長）の影響を低減化できる、バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
課題を解決するためには、式（１４）及び（１５）からわかるように、ＡＳＥを含む全チャネルの信号光の電流成分と、信号光と局発光とのビート成分電流の比を相対的に大きくすればよい。すなわち、（１４）を局発光に依存する成分（１８）と無依存の成分（１９）に分けて考えると、局発光を十分大きくすると局発光に依存しない成分、すなわち非選択信号やそれに付随するＡＳＥの電流成分（１９）は無視できることがわかる。（１５）でも同様である。
【数１８】
0005909154.tif 000009
【００１７】
ところで、単に局発光パワーを大きくするとそのための電力消費が大きくなる。また、フォトダイオードが飽和してしまう可能性がある。そこで、非選択信号のパワーを下げてもよいが、同時に選択信号のレベルも下がるので注意が必要である。このようなＡＳＥを含む全チャネルの信号光の電流成分と、信号光と局発光とのビート成分電流の比の制御を実際に行うためには、受信信号光全体のパワーと局発光パワーの比を適切に制御する必要がある。
【００１８】
前述したように、本来は、（１６）および（１７）でわかる通り、局発光とＡＳＥとのビート雑音のみが雑音で、これにより受信感度や伝送品質が制限される。一方、すでに説明したように、バランス型受信が不完全な場合、様々な雑音が顕在化するが、式（１９）を見ると、｜Ｅｉ（ｔ）｜２などはほとんど直流成分であるため、各光信号とＡＳＥとのビート雑音の総和が支配的と考えられる。このビート雑音の総和が、本来の伝送品質の制限要因である局発光とＡＳＥとのビート雑音と同程度になると、伝送品質が本来の値より著しく劣化し、伝送ペナルティが顕著になると考えられる。式（１８）及び（１９）から、局発光とＡＳＥとのビートに起因する雑音電流と、各光信号とＡＳＥとのビートに起因する雑音電流とが同程度になる条件は、式（２０）のように表される。また、式（２１）も成り立つため、条件は、式（２２）のように簡単になる。
【数２０】
0005909154.tif 000010
【００１９】
式（２２）が、すなわち、伝送ペナルティが顕著になる条件を示すが、左辺が右辺より大きいことが、伝送ペナルティが小さくなる条件となるので大まかに考えると、
局発光パワー＞｜ＣＭＲＲＳＩ｜×全受信光信号のパワーの和    （２３）
という条件が、伝送ペナルティが顕著に現れない必要条件と言える。ここでＡＳＥはどのチャネルでも同一レベルとするなどの想定をした。
【００２０】
また、Ｉ相でもＱ相でも違いはなく、偏波多重信号でもそのままの式でよく、さらに一般的なＣＭＲＲの表現を用いて、
局発光パワー＞ＣＭＲＲ×全受信光信号のパワーの和    （２４）
としたほうが、有用である。
あるいは、デシベル表示で
局発光パワー（ｄＢｍ）＞ＣＭＲＲ（ｄＢ）＋全受信光信号のパワーの和（ｄＢｍ）    （２５）
でもよい。
あるいは、上記を変形して
励起光と全受信光信号パワーの比（ｄＢ）＞ＣＭＲＲ（ｄＢ）    （２６）
としてもよい。
【００２１】
さらに（２４）は、チャネル数の観点から
局発光パワー＞ＣＭＲＲ×チャネル数×１チャネル当たりのパワー    （２７）
とも書き直される。
【００２２】
具体的には、本発明に係るコヒーレント光受信回路は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光とをミキシングする光回路と、前記光回路からのミキシングされた混合光を受光する受光器と、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報に基づき前記多波長信号のパワーを算出し、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が前記光回路及び前記受光器から求められるＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）よりも大きくなるように、前記局発光のパワーが上限値に達している場合は前記多波長信号のパワーを下げ、前記局発光のパワーが上限値に達していない場合は前記局発光のパワーを上げるパワー制御手段と、を備える。
【００２３】
ところで、上記の比に関しては、さらに限定的な指標を得ることも可能である。すでに説明したように本来は局発光とＡＳＥとのビート雑音のみが雑音であり、信号対雑音比は、信号光と局発光とのビート信号電力と上記ビート雑音電力との比となるが、これをＯＳＮＲ（光信号雑音比）と見なしてよい。一方、多波長受信の場合は、各光信号とＡＳＥとのビート雑音の総和が加わって信号対雑音比を劣化させる。すなわち、雑音が［（局発光パワー＋ＣＭＲＲ×全受信光信号パワーの和）÷局発光パワー］を乗じた値になる（大きくなる）。したがって、多波長受信時のＯＳＮＲをＯＳＮＲ（多波長）とし、単一波長受信時のＯＳＮＲをＯＳＮＲ（単一波長）とすると、以下のような関係になる。
ＯＳＮＲ（単一波長）≒ＯＳＮＲ（多波長）×（１＋ＣＭＲＲ×全受信光信号パワーの和÷局発光パワー）  （２８）
【００２４】
したがってＯＳＮＲペナルティは以下のように表される。
ＯＳＮＲペナルティ≒１＋ＣＭＲＲ×全受信光信号パワーの和÷局発光パワー  （２９）
式（２９）からＣＭＲＲが十分小さいか、局発光パワーが十分大きければ、ＯＳＮＲペナルティは、ほぼ１となることが確認できる。すなわち、通常のデシベル表示で、ほぼ０ｄＢになる。
【００２５】
ここで、そのような理想的な条件でなくても、例えば、多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比がＣＭＲＲの５倍であれば、ＯＳＮＲペナルティは０．８ｄＢとなり、Ｑペナルティは０．４ｄＢと見積もられ、かなり伝送ペナルティが小さくなると考えられるので５倍という値がひとつの指標となりうる。ここで光信号には波形歪などはないとし、非特許文献５などに示されている、Ｑ値とＯＳＮＲの関係を想定した。ここで注意すべきは、所望の伝送ペナルティに対して必要な多波長信号のパワーに対する局発光のパワーの比を見積もることができるということであり、必ずしも５倍が必須というわけではないということである。すなわち、許容できる伝送ペナルティは伝送設計の中で決定される。
【００２６】
上記のような考察により、本発明に係るコヒーレント光受信回路では、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が、ＣＭＲＲの５倍よりも大きくてもよい。
本発明により、Ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄフォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路においても受信特性の向上が期待できる。
【００２７】
本発明に係るコヒーレント光受信回路では、前記パワー制御手段は、光ネットワーク構成および装置仕様から、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得てもよい。
【００２８】
本発明に係るコヒーレント光受信回路では、前記パワー制御手段は、復調後の信号品質から非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得てもよい。
【００２９】
具体的には、本発明に係るコヒーレント光受信方法は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と前記信号光を復調するための局発光が入力され、前記信号光と前記局発光とをミキシングし、前記ミキシングされた混合光を受光することによって前記多波長信号を受信するコヒーレント光受信方法であって、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報に基づき前記多波長信号のパワーを算出し、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が前記光回路及び前記受光器から求められるＣＭＲＲよりも大きくなるように、前記局発光のパワーが上限値に達している場合は前記多波長信号のパワーを下げ、前記局発光のパワーが上限値に達していない場合は前記局発光のパワーを上げるパワー制御手順と、前記パワー制御手順で制御した前記多波長信号及び局発光を用いて、前記多波長信号を一括して受信する受信手順と、を順に有する。
【００３０】
本発明に係るコヒーレント光受信方法では、前記受信手順において、前記多波長信号のパワーに対する前記局発光のパワーの比が、ＣＭＲＲの５倍よりも大きくてもよい。
本発明により、Ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄフォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路においても受信特性の向上が期待できる。
【００３１】
本発明に係るコヒーレント光受信方法では、前記パワー制御手順において、光ネットワーク構成および装置仕様から、非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得てもよい。
【００３２】
本発明に係るコヒーレント光受信方法では、前記パワー制御手順において、復調後の信号品質から非選択チャネルのチャネル数及び各チャネルのパワーレベルに関する情報を得てもよい。
【００３３】
本発明に係るコヒーレント光受信回路では、前記パワー制御手段は、前記多波長信号のパワーと前記局発光のパワーの合計値が、前記光回路及び前記受光器を用いて受信した場合の受信感度特性における飽和領域より小さく、かつ、前記信号光のパワーが、前記光回路及び前記受光器を用いて受信した場合の受信感度特性における熱雑音支配領域より大きくなるように、前記多波長信号のパワー又は前記局発光のパワーを制御してもよい。
【００３４】
本発明に係るコヒーレント光受信方法では、前記パワー制御手順において、前記多波長信号のパワーと前記局発光のパワーの合計値が、前記受信手順における前記多波長信号を一括して受信する受信感度特性における飽和領域より小さく、かつ、前記信号光のパワーが、前記受信手順における前記多波長信号を一括して受信する受信感度特性における熱雑音支配領域より大きくなるように、前記多波長信号のパワー又は前記局発光のパワーを制御してもよい。
【００３５】
なお、上記各発明は、可能な限り組み合わせることができる。
【発明の効果】
【００３６】
ＣＭＲＲが無視できない、バランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路において、波長多重信号を一括受信する際、他チャネル光とＡＳＥとのビート雑音の影響を低減することが可能となる。さらに、光パスの増設などにより、チャネル数が増加し、受信パワー全体が増大した場合などに即座に対応して復調信号品質を保つことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】バランス型フォトダイオードを用いた、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式のコヒーレント受信系のモデルの説明図である。
【図２】従来のバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路の構成を説明する図である。
【図３】本発明のバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路の構成を説明する図である。
【図４】光ネットワーク管理部の情報通知の役割を説明する図である。
【図５】本発明のバランス型フォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路の構成を説明する図である。
【図６】信号品質が規定の品質を下回った場合に相対的に局発光のパワーを上昇させるための動作の一例を示すフロー図である。
【図７】Ｑペナルティと一括受信チャネル数の関係を示す図である。
【図８】Ｑ値と信号光パワーの関係を示す図である。
【図９】シングルチャネル受信時の受光器における受信感度特性の一例を示す。
【図１０】局発光パワーによる受光器における受信感度特性の変化を模式的に説明する図である。
【図１１】受信感度特性における感度を支配する要因を示した図である。
【図１２】受光器へのトータル入力パワーを変化させたときのＱ値の測定結果の一例を示す。
【図１３】最適受信範囲を決める際に参照する特性の模式図である。
【図１４】局発光パワーを変化させたときのＱ値の一例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
（実施形態１）
以下に本発明の実施形態について詳細に説明する。従来のコヒーレント光受信回路と大きく異なる点はコヒーレント光受信回路の信号光の入力に対する減衰機能、局発光のパワーの制御機能、を有する点である。そして、複数の信号光が波長多重された多波長信号を受信する受信手順の前に、信号光又は局発光のパワーを制御するパワー制御手順を有する。図２に従来のコヒーレント光受信回路の簡略模式図を示す。コヒーレント光受信装置は、局発光レーザ１１と、光回路としての９０度ハイブリッド１２と、受光器としてのバランス型フォトダイオード１３と、信号処理部１４と、を備える。９０度ハイブリッド１２は、複数の信号光が波長多重された多波長信号と局発光レーザ１１からの局発光が入力され、多波長信号と局発光をミキシングして、信号光と局発光の位相差が０°、９０°、１８０°、２７０°の混合光を生成する。バランス型フォトダイオード１３は、位相差が０°の混合光と位相差が１８０°の混合光を受光してこれらの差分に相当する電気信号を出力するとともに、位相差９０°の混合光と位相差２７０°の混合光を受光してこれらの差分に相当する電気信号を出力する。信号処理部１４は、バランス型フォトダイオード１３からの出力信号を用いて各チャネルの信号光を復調し、送信データを再生する。９０度ハイブリッド１２とバランス型フォトダイオード１３の間に、各位相成分の遅延調整を行う機構が備わっていてもよい。
【００３９】
本実施形態に係るコヒーレント光受信回路は、製造時のＣＭＲＲが大きい場合であっても他チャネル光（異波長）の影響を低減化するために、ＡＳＥを含む全チャネルの信号光の電流成分と、信号光と局発光とのビート成分電流の比を相対的に大きくすることを特徴とする。
【００４０】
本発明では、図３のように、多波長信号が入力される信号入力部にＶＯＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）１５を設置するとともに、局発光レーザ１１の出力もある範囲で制御する機能を持つＬＤ制御部１６を設置する。このような状況で、他チャネルのチャネル数やパワーの情報がわかれば、それに応じてＶＯＡ１５並びにＬＤ制御部１６の少なくとも一つを使い、式（２３）〜式（２７）のいずれかを満たすように相対的な局発光のレベルを制御することによって、最適な受信状態を実現することができる。例えば、９０度ハイブリッド１２へ入力される全ての信号光のパワーの和に対する局発光のパワーの比が、９０度ハイブリッド１２及びバランス型フォトダイオード１３の特性から算出されるＣＭＲＲよりも大きくなるように、ＶＯＡ１５又はＬＤ制御部１６を制御する。市販のＤＰ−ＱＰＳＫ向けバランス光受信回路のＣＭＲＲが−１５ｄＢ程度なので、その値を想定して、信号光レベルを０ｄＢｍ／ｃｈとし、８０チャネル一括受信を想定すると、式（２５）から局発光パワー＞＋４ｄＢｍとなる。この場合、ＬＤ制御部１６は、局発光レーザ１１からの出力パワーを４ｄＢｍよりも大きな値に設定する。
【００４１】
ここで、ＣＭＲＲは、次の方法によって見積もることができる。バランス型フォトダイオード１３の２つのフォトダイオードに両方同時に光を入れた状態で出力電流値ΔＩを測定し、次に片側ずつ光を入れて測定した出力電流値Ｉ１及び出力電流値Ｉ２から、ΔＩ／（Ｉ１＋Ｉ２）で計算する。例えば、図１に示すＩＩ，１とＩＩ，２の両方に光を同時に入れてＩＩを測定し、ＩＩ，１に光を入れてＩＩ，１を測定し、ＩＩ，２に光を入れてＩＩ，２を測定し、ＩＩ／（ＩＩ，１＋ＩＩ，２）で計算する。なお、ΔＩ、Ｉ１及びＩ２の測定は、電気増幅器の出力電圧を用いてもよい。
【００４２】
チャネル数や各チャネルのパワーは、本実施形態に係るコヒーレント光受信回路が設置されているＲＯＡＤＭノード３１に光チャネルモニタが実装されていれば、その情報を用いればよい。もしＲＯＡＤＭノード３１にチャネルモニタが実装されていない場合、チャネル数は光ネットワーク管理部３２で把握しているのでその情報を取得すればよい（図４）。また各チャネルのパワーレベルもコヒーレント光受信回路の装置仕様から推定できる。そのため、光ネットワーク管理部３２は、ＮＷ構成および装置仕様から各ＲＯＡＤＭノード３１における非選択チャネルに関する情報を見積もって各ＲＯＡＤＭノード３１に通知する。これにより、本実施形態に係るコヒーレント光受信回路は、チャネル数や各チャネルのパワーを取得することができる。
【００４３】
また、復調した信号品質が規定の品質を下回った場合、ＶＯＡ１５もしくはＬＤ制御部１６の少なくとも一つを用いて相対的に局発光のパワーを上昇させ品質を向上させることもできる。図５にその場合の構成概念図を示す。図６に、本実施形態に係る相対的な局発光のレベル制御の一例を示す。
信号処理部１４は、復調した信号光の信号品質を算出し、規定の品質を下回ったか否かを判定する（Ｓ１０１）。規定の品質を下回っていない場合には（Ｓ１０１においてＮｏ）、フローを終了する。
規定の品質を下回った場合（Ｓ１０１においてＹｅｓ）、信号処理部１４は、局発光のパワーが上限値に達しているか否かを判定する（Ｓ１０２）。局発光のパワーが上限値に達していない場合には、信号処理部１４は局発光のパワーを上げる旨をＬＤ制御部１６へ通知し、ＬＤ制御部１６は局発光レーザ１１の出力する局発光のパワーを上げる（Ｓ１０４）。一方、局発光のパワーが上限値に達している場合には、信号処理部１４は、ＶＯＡ１５の減推量を上げる（Ｓ１０３）。これにより、相対的な局発光のレベルを制御して、最適な受信状態を実現することができる。
【００４４】
このように、本実施形態の相対的な局発光のレベル制御は、局発光パワーの上限に達すると信号光強度を減少させる。このような設定は、１００Ｇ−ＤＰ−ＱＰＳＫ信号のコヒーレント受信での一般的な設定と方向性が逆となる。
【００４５】
（実施形態２）
式（２３）〜（２７）において、左辺と右辺の値が近い場合、全光信号が入射する場合のビート雑音電流が、選択光信号のみ受信する場合のビート雑音電流の２倍程度に大きくなることを意味し、顕著な伝送ペナルティが発生すると考えられる。すなわち、ＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が等価的に３ｄＢ程度劣化すると見なせるので、ＯＳＮＲペナルティが３ｄＢ程度発生することになる。式（２３）〜（２７）は伝送ペナルティが十分小さくなる十分条件ではないので伝送ペナルティを十分小さくする場合は、局発光パワーをできるだけ大きくする必要がある。すなわち、
局発光パワー＞＞ＣＭＲＲ×全受信光信号のパワーの和    （３０）
となる。
【００４６】
また、Ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄフォトダイオードを用いたコヒーレント光受信回路においては、
局発光パワー（ｄＢｍ）＞全受信光信号のパワーの和（ｄＢｍ）    （３１）
となり、上記と同様の議論により、伝送ペナルティを十分小さくするためには
局発光パワー（ｄＢｍ）＞＞全受信信号のパワーの和（ｄＢｍ）    （３２）
となり、バランス型フォトダイオードを用いた場合よりも局発光のパワーを非常に大きくする必要がある。
【００４７】
一方、局発光パワーを増加させる代わりに、全受信光信号パワーを可変減衰器（ＶＯＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）などにより減衰させて上記条件を満足させる場合には、局発光と選択信号光とのビート電流がコヒーレント光受信回路の電子回路の雑音電流に対して十分大きくする必要があり、同程度になった場合、受信感度が著しく劣化すると考えられる。
【００４８】
そこで、本実施形態では、式（３０）〜式（３２）のいずれかを満たすため、多波長信号のパワーに対する局発光のパワーの比がＣＭＲＲの５倍よりも大きいことを特徴とする。具体的な構成及び動作は、実施形態１と同様である。
【００４９】
図７に、受信する信号光のパワーが一定で多波長一括受信した場合に、局発光のパワーを変化させたときの実験結果を示す。一括受信チャネル数が増えた場合に局発光パワーが比較的小さい場合には、Ｑペナルティが増加するが、局発光が大きくなるにつれて、ペナルティが抑えられているのが分かる。特に、局発光が＋１３ｄＢｍのときに、チャネル数が増えてもＱペナルティが増加していないのが分かる。
【００５０】
一般には、受信する信号光のパワーが一定値以下になると、同じ受信光ＳＮ比であっても信号品質が劣化する。図８は、単一チャネル受信時の信号光パワーとＱ値の変化を局発光のパワーをパラメータとした時の測定結果である。局発光パワーが大きくなると、受信レンジが広がっていることが分かる。すなわち、多波長一括受信する場合に、局発光パワーを大きくすると同時に、受信信号レベルを小さくすると、感度劣化することなく、非選択チャネルの影響を低減できることになる。
【００５１】
（実施形態３）
図８の実験結果は、個別部品の９０度ハイブリッドとバランス型フォトダイオードと電気のアンプを用いた結果である。図９に、９０度ハイブリッドとバランス型フォトダイオードと電気のアンプが備わる市販の１００Ｇｂ／ｓ用光受信フロントエンドを用いた場合のシングルチャネル受信時の受信感度特性の測定結果の一例を示す。本実施形態では、局発光パワーを＋１３ｄＢｍ及び＋６ｄＢｍである場合について測定した。
【００５２】
図８の個別部品の組み合わせの場合の実験結果においては、局発光パワーが＋１４．５ｄＢｍの場合でも信号光パワーが−１０ｄＢｍ以下で大きくＱ値が劣化している。これに対し、図９においては、局発光パワーが＋１３ｄＢｍの場合、信号光パワーが−２０ｄＢｍ近くまでＱ値劣化がなく、最低受信感度が下がっていることが分かる。これは、９０度ハイブリッドとバランス型フォトダイオードと電気のアンプが１つの受信器に組み込まれていることにより、個別の部品を組み合わせた場合（図８）より電気回路部分の熱雑音等の影響が小さくなったためである。
【００５３】
また、局発光パワーが大きくなると、最適受信レベルでのＱ値は同じままで、最低受信感度が下がることが分かる。一方、局発光パワーが大きい場合には、信号光パワーが大きい領域（＞−８ｄＢｍ）で感度が悪くなっていることが分かる。これは、受信器に入るトータルパワーが一定値以上になると飽和特性を示すためであると考えられる。すなわち、信号光パワーが−８ｄＢｍより大きい場合には、局発光パワーは、＋１３ｄＢｍより小さい値にするとＱ値が改善することが分かる。
【００５４】
なお、図８と図９でＱ値の最大値が異なるのは、信号速度が異なるためである。図８は１１２Ｇｂ／ｓの結果であり、図９は１２８Ｇｂ／ｓの結果である。図１０は、局発光パワーによる受信感度特性の変化を模式的に説明する図である。局発光パワーが大きい場合を実線で示し、局発光パワーが小さい場合を破線で示す。局発光パワーが大きい場合には、受信器の受信感度特性が信号光パワーの小さい方向にシフトする。図１０の図中で矢印で示す信号光パワーよりも信号光パワーが大きい場合には、局発光パワーが小さいほうがＱ値が改善する。
【００５５】
図１１は、受信感度特性における感度を支配する要因を示した図である。Ｑ値が最大値からマージン分減少した信号光パワーのうち、信号光パワーが大きい領域でＱ値が劣化するのは飽和特性に起因するものであるので、信号光パワーが大きい領域では、飽和領域と未飽和領域に分類することができる。また、Ｑ値が最大値からマージン分減少した信号光パワーのうち、信号光パワーが小さい領域でＱ値が劣化するのは熱雑音が支配的になるためであるので、熱雑音支配領域と光ＳＮ支配領域に分類することができる。
【００５６】
なお、本発明は、光アンプを利用する伝送システムに関わるものであるので、光ＳＮは、信号光パワーと光アンプによるＡＳＥ（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ  Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）ノイズの比によって決まる。光ＳＮが支配的な領域においては、信号パワーに依らずＳＮが一定であるので、Ｑ値は一定値となる。よって、最適な受信範囲は、信号光パワーが飽和領域より小さく、かつ、熱雑音支配領域より大きな範囲となる。
【００５７】
図１２は、波長数（Ｍ＝８０）一定で、局発光パワー（Ｐｌ）と多波長信号の全パワー（Ｐｓ・Ｍ）の比（Ｐｌ／Ｐｓ／Ｍ）を一定値（＝１．２６）にしたまま、ＰｌとＰｓを同じ割合で変化させることで、受信器へのトータル入力パワーを変化させて、８０波長一括受信時の１波長受信時からのＱ値ペナルティを測定した結果である。
【００５８】
なお、ここで、受信器へのトータル入力パワーは、多波長信号光のパワーに波長数を掛けたものと局発光パワーの和となる（＝Ｐｓ・Ｍ＋Ｐｌ）。局発光パワー（Ｐｌ）と多波長信号のパワー（Ｐｓ・Ｍ）の比（Ｐｌ／Ｐｓ／Ｍ）は、式（２６）の左辺と同じであり、この比は、選択光信号のノイズ成分と多波長一括受信時のノイズ成分の比の形となっているので、この比が一定の値の場合には、ＳＮが一定であることと等価である。しかし、図１２においては、局発光パワー（Ｐｌ）と多波長信号の全パワー（Ｐｓ・Ｍ）の比（Ｐｌ／Ｐｓ／Ｍ）が一定であっても、受信器へのトータル入力パワーが１１ｄＢｍ程度でＱ値ペナルティが大きくなっている。これは、図１０に示す受信感度の飽和特性によるものである。
【００５９】
図９はシングルチャネルでの受信感度であるが、多波長一括受信の時には、受信器へのトータル入力パワーが局発光パワーに相当すると考えればよい。例えば、局発光パワーが＋６ｄＢｍであり、信号光パワーが−７ｄＢｍ／ｃｈである、８０ｃｈ一括受信の場合を考えると、受信器へのトータル入力パワーは、約＋１３ｄＢｍとなる。よって、局発光が＋１３ｄＢｍの場合のシングルチャネルの受信感度特性を確認して、信号光が−７ｄＢｍが飽和領域かどうかを確認し、飽和領域である場合には、多波長一括受信でペナルティが発生することになるので、局発光パワーと信号光パワーを同じ割合で小さくすれば、同じＳＮのまま、受信感度特性の未飽和領域になるので、多波長一括受信によるペナルティの発生を抑えることができることになる。
【００６０】
なお、局発光パワーと信号光パワーを同じ割合で小さくした場合、図１０に示すように受信感度特性が、信号光パワーが大きい方向にシフトすることと、図１１に示すように信号光パワーが小さ過ぎると熱雑音が支配的な領域になるので、最適な受信範囲になるように信号光パワーと局発光パワーを設定する必要がある。最適な受信範囲の決め方は、図１３を用いて、後述する。なお、熱雑音が支配的になる領域は、上記例の場合には、局発光パワーが＋６ｄＢｍのときの受信感度特性を参照する必要がある。
【００６１】
図１３に、最適受信範囲を決める際に参照する特性を模式的に示す。実線は局発光パワーＰｌをＰｌ＋Ｍ・Ｐｓとみなす場合の特性ａを示し、破線はシングルチャネル受信時の特性ｂを示し、一点鎖線は多波長一括受信時に参照する特性ｃを示す。特性ｃは、特性ａと特性ｂの両方の特性を満たす領域である。未飽和領域となる信号光パワーを決める際には、実線で示す局発光と多波長信号光を合計した値の局発光パワー（上記例では＋１３ｄＢｍ）の特性ａを参照し、熱雑音が支配的な領域を決める際には、破線で示すシングルチャネル受信時の特性ｂを参照する。よって多波長一括受信のときに参照する特性は、一点鎖線で示す特性ｃとなる。Ｑ値マージンを決めて、受信器の受信感度（Ｑ値の変化分）がマージン以下となるような信号範囲が最適な受信範囲となる。
【００６２】
図１４は、市販の光受信フロントエンドを用いて、信号光パワーＰｓ＝−８．５ｄＢｍ／ｃｈ一定かつ受信チャネル数Ｍ＝８０ｃｈ一定で、局発光パワーＰｌを変化させた場合の、多波長一括受信時のＱ値ペナルティを示している。実線は、受信器が飽和特性をもたないと仮定した場合の計算結果である。飽和特性がない場合には、局発光パワーＰｌを大きくすることで、Ｑ値ペナルティが減少するが、受信器へのトータル入力パワーが１１．８ｄＢｍより大きい領域では、Ｑ値ペナルティの実験結果が小さくならず計算結果からの乖離が大きくなっている。
【００６３】
以上より、受信器のシングルチャネル時の受信感度特性が明らかな場合には、受信器へのトータル入力パワーを局発光パワーとみなして、トータル入力パワーが飽和領域であるかどうかを判断し、飽和領域の場合には、局発光パワーと信号光パワーと共に飽和領域より小さくする。その上で、信号光パワーのみ局発光より相対的に小さくすることにより、多波長一括受信時のＱ値ペナルティを小さくすることができることになる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上説明したように、本発明は、波長多重コヒーレント光伝送システムに適用され、特に光分岐挿入機能を有する波長多重光ネットワークに有用である。
【符号の説明】
【００６５】
１１：局発光レーザ
１２：９０度ハイブリッド
１３：バランス型フォトダイオード
１４：信号処理部
１５：ＶＯＡ
１６：ＬＤ制御部
３１：ＲＯＡＤＭノード
３２：光ネットワーク管理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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