(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子と、前記水晶振動子に並列に接続される増幅器と、前記増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する発振器であって、
温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路と、
入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路と、
発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路と、
周波数ドリフト特性を前記発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、
前記温度補償回路からの出力と、前記周波数制御回路からの出力と、前記周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて前記電圧可変容量素子に出力されることを特徴とする水晶発振器。
【請求項２】
周波数ドリフト補償回路は、定電流源回路と、前記定電流源回路に一端が接続し、他端が接地するコンデンサと、前記定電流回路にアノードを接続し、カソードを接地し、前記コンデンサの両端の電圧を制限するダイオードと、前記定電流源回路と前記コンデンサとを接続する線から引き出された信号を増幅して周波数ドリフト特性を補償する制御電圧を出力する増幅器とを有することを特徴とする請求項１記載の水晶発振器。
【請求項３】
周波数ドリフト補償回路は、第１のＰチャネル電界効果型トランジスタと、第２のＰチャネル電界効果型トランジスタと、周波数ドリフト特性を補償する制御電圧を出力する増幅器とを備え、
前記第１のＰチャネル電界効果型トランジスタのドレイン、ゲート及び前記第２のＰチャネル電界効果型トランジスタのゲートは抵抗を介して接地され、前記第１のＰチャネル電界効果型トランジスタのソース及び前記第２のＰチャネル電界効果型トランジスタのソースには電源電圧が印加され、前記第２のＰチャネル電界効果型トランジスタのドレインはコンデンサを介して接地されると共に前記増幅器の入力に接続され、前記第２のＰチャネル電界効果型トランジスタのドレインにアノードを接続し、カソードを接地し、前記コンデンサの両端の電圧を制限するダイオードを設けたことを特徴とする請求項１記載の水晶発振器。
【請求項４】
周波数ドリフト補償回路は、増幅器における発振器電源電圧に応じて利得を調整することで、周波数ドリフト特性を補償することを特徴とする請求項２又は３記載の水晶発振器。
【請求項５】
周波数ドリフト補償回路に供給される電源電圧は、発振器電源電圧に接続していることを特徴とする請求項３記載の水晶発振器。
【請求項６】
水晶振動子と、前記水晶振動子に並列に接続される増幅器と、前記増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する発振器であって、
温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路と、
発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路と、
周波数ドリフト特性を前記発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、
前記温度補償回路からの出力と、前記周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて前記電圧可変容量素子に出力されることを特徴とする水晶発振器。
【請求項７】
水晶振動子と、前記水晶振動子に並列に接続される増幅器と、前記増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する発振器であって、
入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路と、
発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路と、
周波数ドリフト特性を前記発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、
前記周波数制御回路からの出力と、前記周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて前記電圧可変容量素子に出力されることを特徴とする水晶発振器。
【請求項８】
水晶振動子と、前記水晶振動子に並列に接続される増幅器と、前記増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する発振器であって、
発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路と、
周波数ドリフト特性を前記発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を前記電圧可変容量素子に出力する周波数ドリフト補償回路とを有することを特徴とする水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度補償を行う水晶発振器又は温度補償を行わない水晶発振器に係り、特に、発熱によって変わる周波数ドリフト特性を補償できる水晶発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
［従来の技術］
従来の温度補償型の水晶発振器は、電圧制御発振器に温度補償回路を付加して、周囲温度の変化による周波数の変動を少なくしたものである。また、温度補償回路を有さない水晶発振器がある。
そして、従来の水晶発振器では、周波数がドリフト（変動又はふらつき）することがあり、特に電源変動からの発熱によって周波数ドリフト特性が変化する。
【０００３】
［周波数ドリフト特性：図１０］
図６、図１０に周波数ドリフト特性を示す。図６では、時間に対する周波数の変化を示したものであり、図１０では、時間に対する周波数／電力を示したもので、周波数ドリフト特性（電力係数）を示す図である。
図６に示すように、電源電圧が大きくなると、消費電力が増えて発熱量が増加し、下側にドリフトする量が大きい（周波数ドリフト特性は悪化する）ことが分かる。
また、着目すべき点としては、同一構造であれば、様々な電力条件下において（つまりは様々な発熱量において）、図１０に示すように、周波数ドリフト特性電力係数が同じとなり、周波数ドリフト特性は消費電力と比例関係にあることである。
［消費電流：図１１］
図１１は、発振器電源電圧と発振器消費電流の関係を示す図である。
上記定電圧回路を有する水晶発振器は、図１１に示すように、発振器消費電流が発振器電源変動に対して概略一定となる。発振器消費電流が概略一定であるため、消費電力は電源電圧に概略比例することになる。
【０００４】
［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開平１０−２２４１４８号公報「圧電発振器」（東洋通信機株式会社）［特許文献１］、特開平０２−１００５０２号公報「電圧制御発振器」（株式会社村田製作所）［特許文献２］、特開平１１−１８６８４３号公報「安定化発振回路」（東芝マイクロエレクトロニクス株式会社）［特許文献３］がある。
【０００５】
特許文献１には、トランジスタ、抵抗及び容量から成る増幅部と圧電振動子と可変容量ダイオード、抵抗及び容量から成る制御電圧部とから構成される電圧制御型圧電発振器において、可変容量ダイオードのアノード端子の電圧を時間と共に可変にすることで、圧電発振回路の周波数起動特性を短縮することが示されている。
【０００６】
特許文献２には、電圧制御型の発振回路とバッファ回路とが電源から見て直列に接続された電圧制御発振器において、発振回路の電源系統に対して並列に定電圧ダイオードを接続し、発振周波数を電源電圧の変動に拘わらず安定化させることが示されている。
【０００７】
特許文献３には、安定化発振回路において、差動増幅型発振回路部１１の電源電圧に応じて差動増幅型バッファ出力回路部１２の電流を制御することにより、差動増幅型バッファ出力回路部１２の差動増幅対トランジスタのコレクタ・接地間容量を制御し、電源電圧の変動に依存する発振周波数の変動を抑制する周波数変動抑制回路１３ａを備えることが示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−２２４１４８号公報
【特許文献２】特開平０２−１００５０２号公報
【特許文献３】特開平１１−１８６８４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の水晶発振器における周波数ドリフト特性の補償方法では、補償量が一定であったため、発熱によって変化する周波数ドリフト特性を適正に補償できていないという問題点があった。
【００１０】
尚、後述する図６は、従来の温度報償型水晶発振器における周波数ドリフト特性を示すものであり、電源電圧が大きくなると周波数ドリフト特性の変動が大きくなることを示している。
【００１１】
つまり、図６，１０に示したように、周波数ドリフト特性は、発振器の消費電力と関係があり、消費電力によって周波数ドリフト特性も変化する。
従って、電源電圧の変動により発熱量が増加すると周波数ドリフト特性が悪化する。また、電源電圧を高く設定すると、低く設定されたものと比べて、周波数ドリフト特性は悪い特性となる。従来の水晶発振器では、それを抑制することができないものである。
【００１２】
また、特許文献１〜３では、電源電圧の変動により消費電力が変化して発熱量によって周波数ドリフト特性が変動することに対して、周波数ドリフト特性を補償し、発振器の起動を早期に安定化させるものとはなっていないものである。
【００１３】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、消費電力に応じて周波数ドリフト補償量を可変にし、発熱による周波数ドリフト特性を補償する水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、水晶振動子と、水晶振動子に並列に接続される増幅器と、増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する発振器であって、温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路と、入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路と、発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路と、周波数ドリフト特性を発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、温度補償回路からの出力と、周波数制御回路からの出力と、周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて電圧可変容量素子に出力されることを特徴とする。
【００１７】
本発明は、上記水晶発振器において、温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路を有さない水晶発振器でもよく、入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路を有さない水晶発振器でもよく、加算器を有さずに温度補償回路からの出力と周波数制御回路からの出力と周波数ドリフト補償回路からの出力を直接に電圧可変容量素子へ出力する水晶発振器でもよい。
【００１８】
本発明は、上記水晶発振器において、第１の周波数ドリフト補償回路は、定電流源回路と、定電流源回路に一端が接続し、他端が接地するコンデンサと、定電流回路にアノードを接続し、カソードを接地し、コンデンサの両端の電圧を制限するダイオードと、定電流源回路とコンデンサとを接続する線から引き出された信号を増幅して周波数ドリフト特性を補償する制御電圧を出力する増幅器とを有することを特徴とする。
【００１９】
本発明は、上記水晶発振器において、第２の周波数ドリフト補償回路は、第１のＰチャンネル電界効果型トランジスタと、第２のＰチャンネル電界効果型トランジスタと、周波数ドリフト特性を補償する制御電圧を出力する増幅器とを備え、第１のＰチャンネル電界効果型トランジスタのドレイン、ゲート及び第２のＰチャンネル電界効果型トランジスタのゲートは抵抗を介して接地され、第１のＰチャンネル電界効果型トランジスタのソース及び第２のＰチャンネル電界効果型トランジスタのソースには電源電圧が印加され、第２のＰチャンネル電界効果型トランジスタのドレインはコンデンサを介して接地されると共に増幅器の入力に接続され、第２の電界効果型トランジスタのドレインにアノードを接続し、カソードを接地し、コンデンサの両端の電圧を制限するダイオードを設けたことを特徴とする。
【００２０】
上記周波数ドリフト補償回路は、第１の電界効果型トランジスタのドレインとゲートに接続する抵抗の値を調整することにより、または、第１の電界効果型トランジスタと第２の電界効果型トランジスタのサイズ比を調整することにより、第２の電界効果型トランジスタに流れる電流の値を調整することで、周波数ドリフト特性に対する補償特性を調整することが可能である。
また、上記周波数ドリフト補償回路は、Ｐチャンネルの電界効果型トランジスタを用いた構成であるが、もちろんＮチャンネルの電界効果型トランジスタを用いて構成しても同様の効果が得られる。
【００２１】
本発明は、上記水晶発振器において、上記第１又は第２の周波数ドリフト補償回路が、増幅器における利得を発振器電源電圧に応じて調整することで、周波数ドリフト特性を補償することを特徴とする。
【００２２】
また、本発明は、上記水晶発振器において、第２の周波数ドリフト補償回路の電源電圧に発振器電源電圧が接続され、発振器電源電圧に応じて生成された信号を増幅器に出力し、周波数ドリフト特性を補償することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、水晶振動子と、水晶振動子に並列に接続される増幅器と、増幅器に接続される電圧可変容量素子と、発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にする定電圧回路とを有し、周波数ドリフト補償回路が周波数ドリフト特性を発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力し、電圧可変容量素子に印加する水晶発振器としているので、発振器電源電圧に応じて周波数ドリフト補償量を可変にし、発熱による周波数ドリフト特性を補償できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施の形態に係る第１の水晶発振器の構成ブロック図である。
【図２】周波数ドリフト補償回路の回路図である。
【図３】増幅器（ＡＭＰ）のゲイン特性を示す図である。
【図４】周波数ドリフト補償回路の出力電圧特性を示す図である。
【図５】周波数ドリフト補償回路の補正周波数特性を示す図である。
【図６】従来の周波数ドリフト特性を示す図である。
【図７】周波数ドリフト補償後特性を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る第２の水晶発振器の構成ブロック図である。
【図９】周波数ドリフト補償回路の一例の回路図である。
【図１０】周波数ドリフト特性（電力係数）を示す図である。
【図１１】発振器電源電圧と発振器消費電流の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る水晶発振器は、水晶振動子と、水晶振動子に並列に接続される増幅器と、増幅器に接続される電圧可変容量素子とを有する水晶発振器であって、温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路と、入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路と、周波数ドリフト特性を消費電力に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、温度補償回路からの出力と、周波数制御回路からの出力と、周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて電圧可変容量素子に出力されるものであり、消費電力に応じて周波数ドリフト補償量を可変にし、発熱による周波数ドリフト特性を補償できるものである。
【００２６】
本発明の実施の形態に係る水晶発振器は、水晶振動子と、水晶振動子に並列に接続される増幅器と、増幅器に接続される電圧可変容量素子と、発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定とする定電圧回路と、温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路と、入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路と、周波数ドリフト特性を発振器電源電圧に応じて補償する制御電圧を出力する周波数ドリフト補償回路とを有し、温度補償回路からの出力と、周波数制御回路からの出力と、周波数ドリフト補償回路からの出力とが加算されて電圧可変容量素子に出力されるものであり、発振器電源電圧に応じて周波数ドリフト補償量を可変にし、発熱による周波数ドリフト特性を補償できるものである。
【００２７】
また、本発明の実施の形態に係る水晶発振器は、上記構成において、温度補償を行う制御電圧を出力する温度補償回路を有さない水晶発振器でもよく、入力信号によって周波数を制御する周波数制御回路を有さない水晶発振器でもよく、加算器を有さずに温度補償回路からの出力と周波数制御回路からの出力と周波数ドリフト補償回路からの出力を直接に電圧可変容量素子へ出力する水晶発振器でもよい。
【００２８】
［第１の水晶発振器：図１］
本発明の実施の形態に係る第１の水晶発振器について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る第１の水晶発振器の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る第１の水晶発振器（第１の発振器）は、図１に示すように、温度補償回路１と、ＡＦＣ（Auto Frequency Control）回路２と、周波数ドリフト補償回路３と、加算器（Adder）４と、水晶振動子５と、インバータＩＣ（Integrated Circuit）６と、電圧可変容量素子（Vc）７ａ，７ｂと、バッファ（Buff）８と、出力端子９と、定電圧回路１０とを基本的に有している。
尚、図１で破線で囲った部分が、周波数制御機能付き温度補償発振回路である。
【００２９】
［第１の発振器の各部］
本発振器の各部について具体的に説明する。
温度補償回路１は、水晶振動子５の周辺の温度を検出し、検出した温度に応じて温度補償の制御電圧（温度補償制御電圧）を加算器４に出力する。
ＡＦＣ（Auto Frequency Control）回路２は、出力端子９から特定の周波数を発振させるための制御電圧（発振周波数制御電圧）を加算器４に出力する。
【００３０】
周波数ドリフト補償回路３は、実施の形態において特徴的な構成であり、発振器の周波数ドリフト特性を消費電力に応じて補償する制御電圧（周波数ドリフト補償制御電圧）を加算器４に出力する。
周波数ドリフト補償回路３の具体的な構成及び補償動作については後述する。
【００３１】
加算器（Adder）４は、温度補償回路１からの温度補償制御電圧とＡＦＣ回路２からの発振周波数制御電圧と周波数ドリフト補償回路３からの周波数ドリフト補償制御電圧とを加算し、電圧可変容量素子７ａ，７ｂに出力する。
尚、加算器４における加算は、各入力電圧を重み付けして加算するようにしてもよい。
【００３２】
水晶振動子５は、水晶片とその水晶片を挟む電極とを備え、水晶振動子の両端からみた負荷容量との共振周波数にて発振する。
インバータＩＣ（Integrated Circuit）６は、水晶振動子５で発振された周波数を増幅し、位相を反転させてバッファ８に出力する。
【００３３】
電圧可変容量素子（Vc）７ａ，７ｂは、例えば、バリキャップダイオードで構成され、印加される電圧に応じて容量を可変にし、発振周波数を調整する。
具体的には、電圧可変容量素子７ａは、加算器４からの出力電圧が印加され、当該電圧に応じた容量を発生し、水晶振動子の負荷容量を可変にし、発振周波数を調整する。
また、電圧可変容量素子７ｂは、加算器４からの出力電圧が印加され、当該電圧に応じた容量を発生し、水晶振動子の負荷容量を可変にし、発振周波数を調整する。
【００３４】
バッファ（Buff）８は、信号増幅器であり、インバータＩＣ６からの発振信号を増幅して出力端子９に出力する。
出力端子９は、本発振器の発振信号を出力する端子である。
定電圧回路１０は、発振器電源電圧Ｖccが供給され、発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にするものであり、周波数制御機能付き温度補償発振回路内の必要な各部に定電圧を供給している。
【００３５】
［周波数ドリフト補償回路：図２］
次に、周波数ドリフト補償回路３について図２を参照しながら説明する。図２は、周波数ドリフト補償回路の回路図である。
周波数ドリフト補償回路は、図２に示すように、定電流源回路３１と、コンデンサ３２と、増幅器（ＡＭＰ）３３と、ダイオード３０とを備えている。
【００３６】
定電流源回路３１は、印加される電圧に対して定電流を発生させる回路であり、定電流をコンデンサ３２の一端に出力している。
コンデンサ３２は、一端が定電流源回路３１からの定電流を入力し、他端が接地されている。
ダイオード３０は、コンデンサ３２の両端の電圧を制限し、アノードは定電流回路３１とコンデンサ３２との間に接続され、他端のカソードは接地されている。
【００３７】
増幅器（ＡＭＰ）３３は、コンデンサ３２の一端側に入力端子が接続し、第１の発振器（ＴＣＸＯ：Temperature Compensated Crystal Oscillator）の発振器電源３４から供給される発振器電源電圧Ｖccに応じた増幅率（Gain）で増幅を行い、加算器４に出力する。
【００３８】
［増幅器のゲイン特性：図３］
増幅器３３のゲイン特性について図３を参照しながら説明する。図３は、増幅器（ＡＭＰ）のゲイン特性を示す図である。
増幅器３３のゲイン特性は、図３に示すように、電源電圧が大きくなればゲインも同様に大きくなるようになっている。
【００３９】
［周波数ドリフト補償回路の出力電圧特性：図４］
また、周波数ドリフト補償回路３の出力電圧特性について図４を参照しながら説明する。図４は、周波数ドリフト補償回路の出力電圧特性を示す図である。図４では、ゲインが大、中、小の場合で、時間に対する出力電圧を示している。
ＴＣＸＯ電源３４からの電圧が高い程、増幅器３３のゲインは大きくなる。そして、周波数ドリフト補償回路３からの出力電圧は、増幅器３３のゲインが大きい程、高い出力電圧になり、ゲインが小さいと低い出力電圧となる。
【００４０】
［周波数ドリフト補償回路の補正周波数特性：図５］
次に、周波数ドリフト補償回路３の補正周波数を図５に示す。図５は、周波数ドリフト補償回路の補正周波数特性を示す図である。図５では、ゲインが大、中、小の場合で、時間に対する周波数を示している。
周波数ドリフト補償回路の補正周波数特性は、図５に示すように、増幅器３３のゲインが小さい程、周波数変化幅が小さく、ゲインが大きい程、周波数変化幅が大きくなっている。
【００４１】
［周波数ドリフト特性：図６］
周波数ドリフト特性を図６に示す。図６は、従来の周波数ドリフト特性を示す図である。
周波数ドリフト特性は、従来技術でも説明したように、図６では、発振器電源電圧が大きくなると、消費電力が増えて発熱量が増加する程、ドリフトする量が大きくなる（周波数ドリフト特性は悪化する）。また、発振器電源電圧が小さくなると、消費電力が減って発熱量が減少し、ドリフトする量も小さくなることが分かる。
【００４２】
［周波数ドリフト補償後特性：図７］
次に、周波数ドリフト補償後の特性を図７に示す。図７は、周波数ドリフト補償後特性を示す図である。
図６に示す周波数ドリフト特性に対して、図５に示す周波数ドリフト補償回路の補正周波数特性で補正すれば、図７に示す補償後の特性が得られる。つまり、図７は、図５と図６を掛け合わせた特性である。
図７では、電源電圧の大きさ（消費電力）に応じて周波数ドリフト補償回路３が周波数ドリフト特性の補償を行うため、発振器電源電圧の大小に拘わらず、周波数ドリフト補償後の特性は早期に安定し、一定となる。
尚、図５〜図７における横軸の時間は、Ｌｏｇで表している。
【００４３】
［第２の水晶発振器：図８］
次に、本発明の別の実施形態である第２の水晶発振器について図８を参照しながら説明する。図８は、本発明の実施の形態に係る第２の水晶発振器の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る第２の水晶発振器（第２の発振器）は、図８に示すように、温度補償回路１と、ＡＦＣ回路２と、周波数ドリフト補償回路３と、水晶振動子５と、インバータＩＣ６と、電圧可変容量素子（Vc）７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄと、バッファ（Buff）８と、出力端子９と、定電圧回路１０と、加算器１１と、増幅器１２とを基本的に有している。
尚、第２の発振器の各部は、基本的には、第１の発振器の各部と同様になっている。図１に示した各部について説明を省略ずる。
また、破線で囲んだ部分が、周波数制御機能付き温度補償発振回路である。
【００４４】
そして、インバータＩＣ６の入力側は、コンデンサＣ１，Ｃ２の一端に接続し、コンデンサＣ１の他端は電圧可変容量素子７ｃの一端に、コンデンサＣ２の他端は電圧可変容量素子７ａの一端に接続し、電圧可変容量素子７ｃの他端と電圧可変容量素子７ａの他端は接地されている。
また、インバータＩＣ６の出力側は、コンデンサＣ３，Ｃ４の一端に接続し、コンデンサＣ３の他端は電圧可変容量素子７ｂの一端に、コンデンサＣ４の他端は電圧可変容量素子７ｄの一端に接続し、電圧可変容量素子７ｂの他端と電圧可変容量素子７ｄの他端は接地されている。
【００４５】
定電圧回路１０は、発振器電源電圧Ｖccが供給され、発振器電源電圧の変動に対して発振器消費電流を概略一定にするものであり、周波数制御機能付き温度補償発振回路内の必要な各部に定電圧を供給している。
加算器１１は、温度補償回路１の出力電圧（温度補償制御電圧）とＡＦＣ回路２の出力電圧（発振周波数制御電圧）を加算して、コンデンサＣ２の他端と電圧可変容量素子７ａの一端との間に高周波阻止抵抗Ｒ１を介して印加すると共に、コンデンサＣ３の他端と電圧可変容量素子７ｂの一端との間に高周波阻止抵抗Ｒ２を介して印加している。
【００４６】
増幅器１２は、周波数ドリフト補償回路３からの出力電圧（周波数ドリフト補償制御電圧）を増幅し、コンデンサＣ１の他端と電圧可変容量素子７ｃの一端との間に高周波阻止抵抗Ｒ４を介して印加すると共に、コンデンサＣ４の他端と電圧可変容量素子７ｄの一端との間に高周波阻止抵抗Ｒ３を介して印加している。
【００４７】
電圧可変容量素子７ａの容量を、電圧可変容量素子７ａの一端に印加される加算器１１からの出力電圧によって調整し周波数を可変させ、電圧可変容量素子７ｂの容量を、電圧可変容量素子７ｂの一端に印加される加算器１１からの出力電圧によって調整し周波数を可変させる。
【００４８】
また、電圧可変容量素子７ｃの容量を、電圧可変容量素子７ｃの一端に印加される増幅器１２からの出力電圧によって調整し周波数を可変させ、電圧可変容量素子７ｄの容量を、電圧可変容量素子７ｄの一端に印加される増幅器１２からの出力電圧によって調整し周波数を可変させる。
【００４９】
第２の発振器も第１の発振器と同様に、周波数ドリフト補償回路３が周波数ドリフト特性を補償するための消費電力に応じた補正周波数特性を出力して周波数ドリフト特性を補償し、発振器の起動を早期に安定化できるものである。
【００５０】
［周波数ドリフト補償回路の一例：図９］
次に、周波数ドリフト補償回路の一例について図９を参照しながら説明する。図９は、周波数ドリフト補償回路の一例の回路図である。
周波数ドリフト補償回路は、図９に示すように、抵抗３５と、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）３６，３７と、コンデンサ３８と、ダイオード３０と、増幅器（ＡＭＰ）３９とを有している。
尚、図９の周波数ドリフト補償回路は、図１の周波数ドリフト補償回路３又は図８の周波数ドリフト補償回路３に適用することができる。
【００５１】
電源電圧ＶccがＦＥＴ３６のソースとＦＥＴ３７のソースに印加されている。また、抵抗３５の一端がＦＥＴ３６のドレインとＦＥＴ３６及びＦＥＴ３７のゲートに接続している。ＦＥＴ３６のゲートとＦＥＴ３７のゲートは接続している。
抵抗３５の他端は接地され、ＦＥＴ３７のドレインはＡＭＰ３９の入力に接続すると共にコンデンサ３８の一端に接続し、コンデンサ３８の他端が接地されている。
【００５２】
ダイオード３０は、コンデンサ３８の両端の電圧を制限し、アノードはＦＥＴ３７のドレインに接続され、他端のカソードは接地されている。
ここで、抵抗３５の値を調整することにより、及びＦＥＴ３６，ＦＥＴ３７のサイズ比を調整することにより、ＦＥＴ３７に流れる電流の値を調整することで、周波数ドリフト特性に対する補正特性を調整する。
【００５３】
図９の別の周波数ドリフト補償回路は、図２の周波数ドリフト補償回路における定電流源回路３１を抵抗３５，ＦＥＴ３６，３７を用いて実現したものであり、コンデンサ３８の入力は定電流で、電源電圧Ｖccの変動が反映された定電流となっている。つまり、ＡＭＰ３９の出力は、電源の消費電力に応じた周波数ドリフト補償電圧となる。
よって、図２のＡＭＰ３３ではゲインの調整が必要であったが、図９のＡＭＰ３９では、ゲインの調整は必要ではない。但し、電源電圧を定電圧とし、ＡＭＰ３９で発振器電源電圧に応じてゲイン調整を行ってもよい。また、適宜、反転出力としてもよい。
【００５４】
［応用例］
第１の発振器では、温度補償回路１からの出力電圧と、ＡＦＣ回路２からの出力電圧と、周波数ドリフト補償回路３からの出力電圧を加算器４で加算して可変容量素子７ａ，７ｂに出力しているが、加算器４を削除して、各出力電圧を直接に可変容量素子７ａ，７ｂに出力してもよい。
また、第１の発振器で、温度補償回路１を備えていない構成、又はＡＦＣ回路２を備えていない構成、若しくは両方を備えていない構成であってもよい。温度補償回路１とＡＦＣ回路２の両方を備えていない場合、加算器４は不要となる。
【００５５】
第２の発振器では、温度補償回路１からの出力電圧と、ＡＦＣ回路２からの出力電圧とを加算器４で加算して可変容量素子７ａ，７ｂに出力しているが、加算器１１を削除して、各出力電圧を直接に可変容量素子７ａ，７ｂに出力してもよい。
また、第２の発振器で、温度補償回路１を備えていない構成、又はＡＦＣ回路２を備えていない構成、若しくは両方を備えていない構成であってもよい。温度補償回路１又はＡＦＣ回路２の一方を備えていない場合と、温度補償回路１とＡＦＣ回路２の両方を備えていない場合は、加算器１１は不要となる。
【００５６】
［実施の形態の効果］
第１，２の発振器によれば、温度補償回路１からの温度補償制御電圧、ＡＦＣ回路２からの発振周波数制御電圧、周波数ドリフト補償回路３からの消費電力に応じた周波数ドリフト補償電圧に応じた電圧が電圧可変容量素子７ａ，７ｂ又は７ａ〜７ｄに供給されるようになっているので、周波数ドリフト補償回路３によって消費電力に応じて周波数ドリフト特性が補償され、発振器の起動を早期に安定化できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明は、消費電力に応じて周波数ドリフト補償量を調整し、発熱による周波数ドリフト特性を補償する水晶発振器に好適である。
【符号の説明】
【００５８】
１...温度補償回路、  ２...ＡＦＣ（Auto Frequency Control）回路、  ３...周波数ドリフト補償回路、  ４...加算器（Adder）、  ５...水晶振動子、  ６...インバータＩＣ（Integrated Circuit）、  ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ...電圧可変容量素子（Vc）、  ８...バッファ（Buff）、  ９...出力端子、  １０...定電圧回路、  １１...加算器、  １２...増幅器、  ３０...ダイオード、  ３１...定電流源回路、  ３２...コンデンサ、  ３３...増幅器（ＡＭＰ）、  ３４...電源、  ３５...抵抗、  ３６...電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、  ３７...電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、  ３８...コンデンサ、  ３９...増幅器（ＡＭＰ）、  Ｒ１〜Ｒ４...高周波阻止抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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