(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワースイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
回路基板と、
前記回路基板上に配置され、第一電位を与える第一電位線と、
前記回路基板上に配置され、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の制御端子に接続される制御端子コネクタと、
前記回路基板上において、前記第一電位線と前記第二電位線との間に接続され、前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷を供給するか、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から電荷を引き抜くかを選択的に切り替える充放電用スイッチング回路と、
前記回路基板上において、前記充放電用スイッチング回路と前記制御端子コネクタとの間に接続される電流制限回路と、
前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記電流制限回路の間の配線と、前記第二電位線との間に接続され、前記制御端子と前記第二電位線との間の導通を開閉するクランプ用スイッチング素子と、を備え、
前記回路基板の主面上において、前記電流制限回路を原点とする２本の直交する仮想線によって分割される４象限を定義し、前記制御端子コネクタが配置される領域を第１象限として、前記第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、および、第４象限をそれぞれ定義するとき、
前記クランプ用スイッチング素子が、前記第２象限または前記第４象限に配置される、駆動装置。
【請求項２】
前記クランプ用スイッチング素子は、前記第一電位線から前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給されるときに、前記制御端子と前記第二電位線との間を非導通にして、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から前記第二電位線に電荷が引き抜かれるときに、前記制御端子と前記第二電位線とを導通させる、
請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記クランプ用スイッチング素子と前記第二電位線とが同じ象限に配置される、
請求項１または２に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記充放電用スイッチング回路は、前記第３象限に配置される、
請求項１から３のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記充放電用スイッチング回路は、前記第一電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する充電用スイッチング素子と、前記制御端子コネクタと前記第二電位線との間の導通を開閉する放電用スイッチング素子とを含む、
請求項１から４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項６】
前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の第一導通端子または第二導通端子に接続される導通端子コネクタをさらに備え、
前記導通端子コネクタは、前記第１象限に配置される、
請求項１から５のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記回路基板上において、前記導通端子コネクタと前記第二電位線との間に接続されるキャパシタをさらに備え、
前記キャパシタは、前記クランプ用スイッチング素子の近傍に配置される
請求項６に記載の駆動装置。
【請求項８】
前記制御端子コネクタと前記電流制限回路の間の配線の少なくとも一部は、前記第２象限および前記第４象限のうち、前記クランプ用スイッチング素子が配置される方の象限に配置される、
請求項１から７のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項９】
パワースイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
回路基板と、
前記回路基板上に配置され、第一電位を与える第一電位線と、
前記回路基板上に配置され、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の制御端子に接続される制御端子コネクタと、
前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の第一導通端子または第二導通端子に接続される導通端子コネクタと、
前記回路基板上において、前記第一電位線と前記第二電位線との間に接続され、前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷を供給するか、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から電荷を引き抜くかを選択的に切り替える充放電用スイッチング回路と、
前記回路基板上において、前記充電用スイッチング回路と前記制御端子コネクタとの間に接続される第１電流制限回路と、
前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記第１電流制限回路の間の配線と、前記第二電位線との間に接続され、前記制御端子と前記第二電位線との間の導通を開閉するクランプ用スイッチング素子と、
前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記第１電流制限回路の間の配線と、前記クランプ用スイッチング素子のクランプ制御端子との間に接続される第２電流制限回路と、を備え、
前記回路基板の主面上において、前記第１電流制限回路が配置される領域を、前記第１電流制限回路を流れる電流の方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第１領域と定義し、かつ、前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタと前記制御端子コネクタ及び前記導通端子コネクタの間の領域を、前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタを直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第２領域と定義するとき、
前記クランプ用スイッチング素子と、前記第２電流制限回路と、前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線とが、前記第１領域と前記第２領域を外して配置される駆動装置。
【請求項１０】
前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線は、前記クランプ用スイッチング素子の前記クランプ制御端子と前記第２電流制限回路とをつなぐ配線と、前記前記クランプ用スイッチング素子のクランプ導通端子と前記第２電流制限回路とをつなぐ配線とを含む、
請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１１】
前記クランプ用スイッチング素子は、前記第一電位線から前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給されるときに、前記制御端子と前記第二電位線との間を非導通にして、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から前記第二電位線に電荷が引き抜かれるときに、前記制御端子と前記第二電位線とを導通させる、
請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１２】
前記クランプ用スイッチング素子は、前記充放電用スイッチング回路に比べて、前記制御端子コネクタに近い位置に配置される
請求項９に記載の駆動装置。
【請求項１３】
前記回路基板の主面上において、前記第１電流制限回路を原点とする２本の直交する仮想線によって分割される４象限を定義し、前記制御端子コネクタが配置される領域を第１象限として、前記第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、および、第４象限をそれぞれ定義するとき、
前記充放電用スイッチング回路が、前記第３象限に配置され、
前記クランプ用スイッチング素子が、前記第２象限または前記第４象限に配置される、
請求項１２に記載の駆動装置。
【請求項１４】
前記回路基板上に配置された金属部材をさらに備え、
前記充放電用スイッチング回路は、前記第一電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する充電用スイッチング素子と、前記第二電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する放電用スイッチング素子とを含み、
前記金属部材は、前記クランプ用スイッチング素子と前記放電用スイッチング素子との間に配置される、
請求項１２または１３に記載の駆動装置。
【請求項１５】
前記金属部材は、前記導通端子コネクタと第二電位線との間に接続されるキャパシタの一部であり、
前記回路基板の主面上において、前記キャパシタが配置される領域を、前記キャパシタの正極端子と負極端子を直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第３領域と定義するとき、
前記クランプ用スイッチング素子と、前記第２電流制限回路と、前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線とが、さらに外して配置される、
請求項１４に記載の駆動装置。
【請求項１６】
前記パワースイッチング素子を含む電力変換回路と、
請求項１から１５のいずれかに記載の駆動装置と、
を備える電力変換装置。
【請求項１７】
第一直流電力を出力するバッテリと、
前記バッテリから入力される前記第一直流電力を、第二直流電力に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータから入力される前記第二直流電力を、交流電力に変換して出力するインバータと、
前記インバータから入力される前記交流電力によって駆動されるモータと、を備え、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ及び前記インバータの少なくとも一方が、請求項１６に記載の電力変換装置で構成される、車両。
【請求項１８】
第一直流電力を出力するバッテリと、
前記バッテリから入力される前記第一直流電力を交流電力に変換して出力するインバータと、
前記インバータから入力される前記交流電力によって駆動されるモータと、を備え、
前記インバータが請求項１６に記載の電力変換装置で構成される車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、パワースイッチング素子を駆動するための駆動装置、その駆動装置を備える電力変換装置、及びその電力変換装置を備える車両に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換回路には、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワースイッチング素子が用いられる。パワースイッチング素子は、その制御端子（以下、ゲート端子を想定する）に、ゲート駆動装置により生成される信号が入力されてオン／オフ制御される。パワースイッチング素子は、寄生容量などに起因した瞬時電流によって誤点弧する場合がある。それを防止するための手法として、ゲート駆動回路にクランプ用のスイッチング素子を設ける手法がある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−７５００７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
駆動装置において、回路素子が発熱および／または配線インピーダンスの影響によって、誤動作する場合がある。【０００５】
本開示の一態様は、クランプ用スイッチング素子に対する発熱および／または配線インピーダンスの影響が低減された駆動装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の一態様の駆動装置は、パワースイッチング素子を駆動する駆動装置であって、回路基板と、前記回路基板上に配置され、第一電位を与える第一電位線と、前記回路基板上に配置され、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の制御端子に接続される制御端子コネクタと、前記回路基板上において、前記第一電位線と前記第二電位線との間に接続され、前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷を供給するか、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から電荷を引き抜くかを選択的に切り替える充放電用スイッチング回路と、前記回路基板上において、前記充放電用スイッチング回路と前記制御端子コネクタとの間に接続される電流制限回路と、前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記電流制限回路の間の配線と、前記第二電位線との間に接続され、前記制御端子と前記第二電位線との間の導通を開閉するクランプ用スイッチング素子と、を備え、前記回路基板の主面上において、前記電流制限回路を原点とする２本の直交する仮想線によって分割される４象限を定義し、前記制御端子コネクタが配置される領域を第１象限として、前記第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、および、第４象限をそれぞれ定義するとき、前記クランプ用スイッチング素子が、前記第２象限または前記第４象限に配置される。【０００７】
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、駆動回路、電力変換装置、または、車両等で実現されてもよく、これらの任意な組み合わせで実現されてもよい。
【発明の効果】
【０００８】
本開示によれば、駆動装置に設けられるクランプ用スイッチング素子に対する、発熱および／または配線インピーダンスの影響を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態１に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。
【図２】図２は、クランプ用スイッチング素子の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】図３は、ゲートドライブ回路のレイアウト構成例を説明するための図である。
【図４】図４は、実施の形態１に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態２に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態３に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態３に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。
【図８】図８は、図７のゲートドライブ回路に、図３に示した領域分割線を重畳した図である。
【図９】図９は、実施の形態４に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。
【図１０】図１０は、実施の形態５に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。
【図１１】図１１は、実施の形態６に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態７に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、実施の形態１−６に係るゲートドライブ回路が電力変換回路の駆動装置として応用された車両の構成例を示す図である。
【図１４】図１４は、実施の形態８に係るモータ駆動システムの回路の構成例を示す図である。
【図１５】図１５は、実施の形態９に係るモータ駆動システムの回路の構成例を示す図である。
【図１６】図１６は、ゲートドライブ回路の領域分割の変形例１を示す図である。
【図１７】図１７は、ゲートドライブ回路板の領域分割の変形例２を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本開示の第１の態様に係る駆動装置は、パワースイッチング素子を駆動する駆動装置であって、回路基板と、前記回路基板上に配置され、第一電位を与える第一電位線と、前記回路基板上に配置され、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の制御端子に接続される制御端子コネクタと、前記回路基板上において、前記第一電位線と前記第二電位線との間に接続され、前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷を供給するか、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から電荷を引き抜くかを選択的に切り替える充放電用スイッチング回路と、前記回路基板上において、前記充放電用スイッチング回路と前記制御端子コネクタとの間に接続される電流制限回路と、前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記電流制限回路の間の配線と、前記第二電位線との間に接続され、前記制御端子と前記第二電位線との間の導通を開閉するクランプ用スイッチング素子と、を備え、前記回路基板の主面上において、前記電流制限回路を原点とする２本の直交する仮想線によって分割される４象限を定義し、前記制御端子コネクタが配置される領域を第１象限として、前記第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、および、第４象限をそれぞれ定義するとき、前記クランプ用スイッチング素子が、前記第２象限または前記第４象限に配置される。
原点に位置する電流制限回路および第１象限に位置する制御端子コネクタが発熱源となるときに、クランプ用スイッチング素子が、第２象限または第４象限に配置される。これにより、クランプ用スイッチング素子を発熱源から遠ざけつつ、クランプ用スイッチング素子と制御端子コネクタとの間の配線インピーダンスを低減することができる。熱および配線インピーダンスがクランプ用スイッチング素子に及ぼす影響を低減することにより、例えば、クランプ用スイッチング素子のスイッチング時間が増大することを抑制できる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置において、例えば、前記クランプ用スイッチング素子は、前記第一電位線から前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給されるときに、前記制御端子と前記第二電位線との間を非導通にして、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から前記第二電位線に電荷が引き抜かれるときに、前記制御端子と前記第二電位線とを導通させてもよい。
これにより、パワースイッチング素子を安定的にオフ状態に維持することができる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置において、例えば、前記クランプ用スイッチング素子と前記第二電位線とが同じ象限に配置されてもよい。
これにより、クランプ用スイッチング素子と第二電位線との間の配線インピーダンスを低減することができる。そのため、パワースイッチング素子の制御端子から駆動装置の制御端子コネクタに流入した電流は、制御端子コネクタからクランプ用スイッチング素子を通って第二電位線に流れやすくなる。その結果、例えば、制御端子コネクタから充放電用スイッチング回路に流入する瞬時電流を低減でき、パワースイッチング素子の誤点弧を低減できる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置において、例えば、前記充放電用スイッチング回路は、前記第３象限に配置されてもよい。
これにより、発熱源である制御端子コネクタが充放電スイッチング回路に与える影響を、低減することができる。その結果、例えば、充放電スイッチング回路のスイッチングスピードおよび出力電流を安定化することができる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置において、例えば、前記充放電用スイッチング回路は、前記第一電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する充電用スイッチング素子と、前記制御端子コネクタと前記第二電位線との間の導通を開閉する放電用スイッチング素子とを含んでもよい。
これにより、充電用スイッチング素子が開状態のときに、第一電位線からパワースイッチング素子に電流が流れて、パワースイッチング素子が充電され、放電用スイッチング素子が開状態のときに、パワースイッチング素子が放電して、パワースイッチング素子から第二電位線に電流が流れる。なお、充放電用スイッチング回路は、例えば、充電用スイッチング素子と、放電用スイッチング素子とが１つのチップとなった素子であってもよい。
本開示の第１の態様に係る駆動装置は、例えば、前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の第一導通端子または第二導通端子に接続される導通端子コネクタをさらに備え、前記導通端子コネクタは、前記第１象限に配置されてもよい。
発熱源となる導通端子コネクタと発熱源となる制御端子コネクタとが第１象限に配置されることにより、第１象限から遠い位置に配置された別の回路素子が、熱の影響を受けにくくなる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置は、例えば、前記回路基板上において、前記導通端子コネクタと前記第二電位線との間に接続されるキャパシタをさらに備え、前記キャパシタは、前記クランプ用スイッチング素子の近傍に配置されてもよい。
これにより、導通端子コネクタとキャパシタとの間の配線インピーダンスが低減される。そのため、パワースイッチング素子の制御端子から駆動装置の制御端子コネクタに流入した電流は、制御端子コネクタから、クランプ用スイッチング素子、第二電位線、およびキャパシタを通って、導通端子コネクタに向かう経路に流れやすくなる。その結果、例えば、制御端子コネクタから充放電用スイッチング回路に流入する瞬時電流を低減でき、パワースイッチング素子の誤点弧を低減できる。
本開示の第１の態様に係る駆動装置において、例えば、前記制御端子コネクタと前記電流制限回路の間の配線の少なくとも一部は、前記第２象限および前記第４象限のうち、前記クランプ用スイッチング素子が配置される方の象限に配置されてもよい。
これにより、パワースイッチング素子の制御端子から駆動装置の制御端子コネクタに流入した電流は、クランプ用スイッチング素子を通る経路に流れやすくなる。その結果、例えば、制御端子コネクタから充放電用スイッチング回路に流入する瞬時電流を低減でき、パワースイッチング素子の誤点弧を低減できる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置は、パワースイッチング素子を駆動する駆動装置であって、回路基板と、前記回路基板上に配置され、第一電位を与える第一電位線と、前記回路基板上に配置され、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の制御端子に接続される制御端子コネクタと、前記回路基板上に配置され、前記パワースイッチング素子の第一導通端子または第二導通端子に接続される導通端子コネクタと、前記回路基板上において、前記第一電位線と前記第二電位線との間に接続され、前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷を供給するか、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から電荷を引き抜くかを選択的に切り替える充放電用スイッチング回路と、前記回路基板上において、前記充電用スイッチング回路と前記制御端子コネクタとの間に接続される第１電流制限回路と、前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記第１電流制限回路の間の配線と、前記第二電位線との間に接続され、前記制御端子と前記第二電位線との間の導通を開閉するクランプ用スイッチング素子と、前記回路基板上において、前記制御端子コネクタおよび前記第１電流制限回路の間の配線と、前記クランプ用スイッチング素子のクランプ制御端子との間に接続される第２電流制限回路と、を備え、前記回路基板の主面上において、前記第１電流制限回路が配置される領域を、前記第１電流制限回路を流れる電流の方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第１領域と定義し、かつ、前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタと前記制御端子コネクタ及び前記導通端子コネクタの間の領域を、前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタを直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第２領域と定義するとき、前記クランプ用スイッチング素子と、前記第２電流制限回路と、前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線とが、前記第１領域と前記第２領域を外して配置される。
これにより、クランプ用スイッチング素子と、第２電流制限回路と、それらの間を接続する配線とが、第１電流制限回路を流れる電流によって発生する磁界、および、制御端子コネクタ及び導通端子コネクタを流れる電流に発生する磁界の影響を受けにくくなる。これにより、駆動装置の誤動作を低減できる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置において、例えば、前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線は、前記クランプ用スイッチング素子の前記クランプ制御端子と前記第２電流制限回路とをつなぐ配線と、前記クランプ用スイッチング素子のクランプ導通端子と前記第２電流制限回路とをつなぐ配線とを含んでもよい。
本開示の第２の態様に係る駆動装置において、例えば、前記クランプ用スイッチング素子は、前記第一電位線から前記パワースイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給されるときに、前記制御端子と前記第二電位線との間を非導通にして、前記パワースイッチング素子の前記制御端子から前記第二電位線に電荷が引き抜かれるときに、前記制御端子と前記第二電位線とを導通させてもよい。
これにより、パワースイッチング素子を安定的にオフ状態に維持することができる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置において、例えば、前記クランプ用スイッチング素子は、前記充放電用スイッチング回路に比べて、前記制御端子コネクタに近い位置に配置される。
これにより、制御端子コネクタから見たときの制御端子コネクタからクランプ用スイッチング素子までの配線インピーダンスを、制御端子コネクタから見たときの制御端子コネクタから充放電用スイッチング回路までの配線インピーダンスに比べて小さくすることができる。そのため、パワースイッチング素子の制御端子から駆動装置の制御端子コネクタに流入した電流は、制御端子コネクタからクランプ用スイッチング素子を通って第二電位線に流れやすくなる。その結果、例えば、制御端子コネクタから充放電用スイッチング回路に流入する瞬時電流を低減でき、パワースイッチング素子の誤点弧を低減できる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置において、例えば、前記回路基板の主面上において、前記第１電流制限回路を原点とする２本の直交する仮想線によって分割される４象限を定義し、前記制御端子コネクタが配置される領域を第１象限として、前記第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、および、第４象限をそれぞれ定義するとき、前記充放電用スイッチング回路が、前記第３象限に配置され、前記クランプ用スイッチング素子が、前記第２象限または前記第４象限に配置されてもよい。
原点に位置する電流制限回路および第１象限に位置する制御端子コネクタが発熱源となるときに、クランプ用スイッチング素子が、第２象限または第４象限に配置される。これにより、クランプ用スイッチング素子を発熱源から遠ざけつつ、クランプ用スイッチング素子と制御端子コネクタとの間の配線インピーダンスを低減することができる。熱および配線インピーダンスがクランプ用スイッチング素子に及ぼす影響を低減することにより、例えば、クランプ用スイッチング素子のスイッチング時間が増大することを抑制できる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置は、例えば、前記回路基板上に配置された金属部材をさらに備え、前記充放電用スイッチング回路は、前記第一電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する充電用スイッチング素子と、前記第二電位線と前記制御端子コネクタとの間の導通を開閉する放電用スイッチング素子とを含み、前記金属部材は、前記クランプ用スイッチング素子と前記放電用スイッチング素子との間に配置されてもよい。
金属部材は、放電用スイッチング素子付近を流れる電流によって発生する磁界を遮蔽することにより、クランプ用スイッチング素子を保護する。したがって、駆動装置の誤動作を低減できる。
本開示の第２の態様に係る駆動装置において、例えば、前記金属部材は、前記導通端子コネクタと第二電位線との間に接続されるキャパシタの一部であり、前記回路基板の主面上において、前記キャパシタが配置される領域を、前記キャパシタの正極端子と負極端子を直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした仮想領域を、第３領域と定義するとき、前記クランプ用スイッチング素子と、前記第２電流制限回路と、前記クランプ用スイッチング素子及び前記第２電流制限回路の間を接続する配線とが、さらに外して配置されてもよい。
キャパシタに含まれる金属部材が、放電用スイッチング素子付近を流れる電流によって発生する磁界を遮蔽することにより、クランプ用スイッチング素子を保護する。したがって、駆動装置の誤動作を低減できる。
本開示の第３の態様に係る電力変換装置は、前記パワースイッチング素子を含む電力変換回路と、上記記載の駆動装置と、を備える。
本開示の第４の態様に係る車両は、第一直流電力を出力するバッテリと、前記バッテリから入力される前記第一直流電力を、第二直流電力に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから入力される前記第二直流電力を、交流電力に変換して出力するインバータと、前記インバータから入力される前記交流電力によって駆動されるモータと、を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ及び前記インバータの少なくとも一方が、上記記載の電力変換装置で構成される。
本開示の第５の態様に係る車両は、第一直流電力を出力するバッテリと、前記バッテリから入力される前記第一直流電力を交流電力に変換して出力するインバータと、前記インバータから入力される前記交流電力によって駆動されるモータと、を備え、前記インバータが上記記載の電力変換装置で構成される。
以下、本開示の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお実施の形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
また、以下で説明される実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
【００１１】
（実施の形態１）
図１は、本開示の実施の形態１に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。ゲートドライブ回路１０００ａはパワースイッチング素子１０を駆動するための回路である。パワースイッチング素子１０は、例えば、制御端子と、第１導通端子と、第２導通端子とを備える。パワースイッチング素子１０は、例えば、ゲート絶縁型トランジスタであってもよい。ゲート絶縁型トランジスタは、例えば、Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮで構成されるＭＯＦＥＴまたはＩＧＢＴであってもよい。パワースイッチング素子１０がＭＯＳＦＥＴである場合、制御端子がゲート端子、第１導通端子及び第２導通端子の一方がソース端子、他方がドレイン端子となる。パワースイッチング素子１０がＩＧＢＴである場合、制御端子がゲート端子、第１導通端子及び第２導通端子の一方がエミッタ端子、他方がコレクタ端子となる。なおパワースイッチング素子１０は、バイポーラトランジスタであってもよく、その場合は、制御端子がベース、第１導通端子及び第２導通端子の一方がエミッタ、他方がコレクタとなる。以下では、パワースイッチング素子１０がＭＯＳＦＥＴである例について説明する。
【００１２】
ゲートドライブ回路１０００ａは、回路基板２０ａ上に、ゲート端子コネクタ２１、ソース端子コネクタ２２、電流制限回路２３、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、クランプ用スイッチング素子３１、クランプ用抵抗３２、正バイアス用電源２４、正バイアス用キャパシタ２５、負バイアス用電源２６、負バイアス用キャパシタ２７、充放電用抵抗３４、駆動回路３３、および、外部信号コネクタ３５を備える。ゲートドライブ回路１０００ａは、パワースイッチング素子１０のゲートソース間に、パワースイッチング素子１０のソース端子の電位を基準として、正バイアス電圧および負バイアス電圧を、選択的に印加できる。例えば、ゲートドライブ回路１０００ａが出力するオン電圧は＋Ｖｇ＝２０Ｖに設定され、オフ電圧は−Ｖｇ＝−５Ｖに設定される。
ゲート端子コネクタ２１は、制御端子コネクタの一例である。ソース端子コネクタ２２は、導通端子コネクタの一例である。充電用スイッチング素子２９と放電用スイッチング素子３０は、充放電用スイッチング回路２８を構成する。なお、充放電用スイッチング回路２８において、充電用スイッチング素子２９と放電用スイッチング素子３０とは、近接して配置されていなくてもよい。
【００１３】
ゲート端子コネクタ２１はパワースイッチング素子１０の制御端子であるゲート端子に接続される。ソース端子コネクタ２２はパワースイッチング素子１０の一方の導通端子であるソース端子に接続される。ソース端子には、パワースイッチング素子１０の状態に応じて導通電流が入力または出力される。電流制限回路２３は、ゲート端子コネクタ２１につながる電流経路上に設けられ、パワースイッチング素子１０のスイッチング速度を調整する。電流制限回路２３は、抵抗、ダイオード、またはキャパシタであってもよいし、それらの組み合わせであってもよい。例えば、電流制限回路２３は、複数の抵抗の組み合わせで構成されてもよいし、抵抗とダイオードの組み合わせで構成されてもよいし、抵抗とキャパシタの組み合わせで構成されてもよい。電流制限回路２３が複数の素子の組み合わせで構成される場合、パワースイッチング素子１０のターンオン時、ターンオフ時のスイッチング速度を個別に調整できる。図１は、電流制限回路２３がゲート抵抗２３ａ単体で構成される例を示している。
【００１４】
正バイアス用電源２４の正極端子は、回路基板２０ａ上のハイサイド基準電位線に接続され、負極端子はソース端子コネクタ２２につながる配線に接続される。正バイアス用キャパシタ２５は正バイアス用電源２４と並列になるように、ハイサイド基準電位線とソース端子コネクタ２２につながる配線との間に接続される。正バイアス用キャパシタ２５は、正バイアス用電源２４の電源電圧を平滑化する。負バイアス用電源２６の正極端子は、ソース端子コネクタ２２につながる配線に接続され、負極端子は、回路基板２０ａ上のローサイド基準電位線に接続される。負バイアス用キャパシタ２７は負バイアス用電源２６と並列になるように、ソース端子コネクタ２２につながる配線とローサイド基準電位線との間に接続される。負バイアス用キャパシタ２７は、負バイアス用電源２６の電源電圧を平滑化する。
なお、ハイサイド基準電位線は第一電位線の一例である。ローサイド基準電位線は第二電位線の一例である。図１に示される例において、ハイサイド基準電位線は、正バイアス電位線である。ローサイド基準電位線は負バイアス電位線である。
【００１５】
ソース端子コネクタ２２はパワースイッチング素子１０のソース端子に接続されている。そのため、パワースイッチング素子１０のソース電位が、正バイアス用電源２４、正バイアス用キャパシタ２５、負バイアス用電源２６及び負バイアス用キャパシタ２７の基準電位になる。
【００１６】
充電用スイッチング素子２９はパワースイッチング素子１０を充電するための素子であり、放電用スイッチング素子３０はパワースイッチング素子１０を放電するための素子である。クランプ用スイッチング素子３１はパワースイッチング素子１０の誤点弧を防止するための素子である。充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０及びクランプ用スイッチング素子３１は、例えば、Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮなどで構成されるバイポーラトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴであってもよい。充電用スイッチング素子２９と放電用スイッチング素子３０は、図１に示す充放電用スイッチング回路２８のように両者が一体となってＩＣ化されていてもよい。
【００１７】
充電用スイッチング素子２９は、入力端子と、出力端子と、入力端子および出力端子間の導通を制御するための導通制御端子とを備える。例えば、充電用スイッチング素子２９は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。充電用スイッチング素子２９の入力端子はハイサイドの基準電位線に接続され、出力端子はゲート抵抗２３ａを介してゲート端子コネクタ２１に接続され、導通制御端子は充放電用抵抗３４を介して駆動回路３３のＶｏｕｔ端子に接続される。充電用スイッチング素子２９は、正バイアス用電源２４に接続されたハイサイドの基準電位線から、ゲート抵抗２３ａおよびゲート端子コネクタ２１を介して、パワースイッチング素子１０のゲート端子に電荷を充電する。
【００１８】
放電用スイッチング素子３０は、入力端子と、出力端子と、入力端子および出力端子間の導通を制御するための導通制御端子とを備える。例えば、放電用スイッチング素子３０は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。放電用スイッチング素子３０の入力端子はゲート抵抗２３ａを介してゲート端子コネクタ２１に接続され、出力端子はローサイドの基準電位線に接続され、導通制御端子は充放電用抵抗３４を介して駆動回路３３のＶｏｕｔ端子に接続される。放電用スイッチング素子３０は、パワースイッチング素子１０のゲート端子から、ゲート端子コネクタ２１およびゲート抵抗２３ａを介して、負バイアス用電源２６に接続されたローサイドの基準電位線に電荷を放電する。
【００１９】
クランプ用スイッチング素子３１は、入力端子と、出力端子と、入力端子および出力端子間の導通を制御するための導通制御端子とを備える。例えば、クランプ用スイッチング素子３１は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。クランプ用スイッチング素子３１の入力端子は、ゲート端子コネクタ２１とゲート抵抗２３ａの間のノードに接続され、出力端子はローサイドの基準電位線に接続され、導通制御端子は、クランプ用抵抗３２を介して駆動回路３３のＣＬＡＭＰ端子に接続される。
【００２０】
駆動回路３３の正電源端子はハイサイドの基準電位線に接続され、負電源端子はローサイド基準電位線に接続される。駆動回路３３のＰＷＭ端子は、外部信号コネクタ３５に接続される。駆動回路３３のＶｏｕｔ端子は、充放電用抵抗３４を介して充電用スイッチング素子２９の導通制御端子と放電用スイッチング素子３０の導通制御端子とに接続される。駆動回路３３は、例えば、フォトカプラ等の絶縁手段を備える。
【００２１】
以下、駆動回路３３とパワースイッチング素子１０との動作の関係について説明する。図示しない外部の制御回路から、駆動回路３３のＰＷＭ端子に、制御信号（具体的にはＰＷＭ制御信号）が入力される。駆動回路３３は、ＰＷＭ端子から入力された信号に応じて、Ｖｏｕｔ端子の電圧が設定される。具体的には、ＰＷＭ端子信号の論理値が「Ｈ」の時、Ｖｏｕｔ端子は正バイアス電位＋Ｖｇを出力する。これにより充電用スイッチング素子２９がオンし、ゲート抵抗２３ａを介してパワースイッチング素子１０のゲートに電荷が充電され、パワースイッチング素子１０がオンする。一方、ＰＷＭ端子信号の論理値が「Ｌ」の時、Ｖｏｕｔ端子は負バイアス電位−Ｖｇを出力する。これにより放電用スイッチング素子３０がオンし、パワースイッチング素子１０のゲートからゲート抵抗２３ａを介して放電され、パワースイッチング素子１０がオフする。
【００２２】
図２は、クランプ用スイッチング素子３１の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図２の（ａ）は駆動回路３３のＰＷＭ端子の論理値の推移を示す。図２の（ｂ）はＶｏｕｔ端子から出力される電圧の推移を示す。図２の（ｃ）はパワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の推移を示す。図２の（ｄ）はＣＬＡＭＰ端子電圧の推移を示す。
【００２３】
図２の（ｃ）および（ｄ）に示されるように、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧に応じて、ＣＬＡＭＰ端子の電圧は推移する。パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧が閾値電圧Ｖｔ_ＣＬＡＭＰ以上の時、駆動回路３３のＣＬＡＭＰ端子は負バイアス電位−Ｖｇを出力し、クランプ用スイッチング素子３１は、オフになる。一方、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧が閾値電圧Ｖｔ_ＣＬＡＭＰ未満の時、ＣＬＡＭＰ端子は正バイアス電位＋Ｖｇを出力し、クランプ用スイッチング素子３１は、オンになる。すなわち、パワースイッチング素子１０がオン状態の期間において、クランプ用スイッチング素子３１はオフ状態であり、パワースイッチング素子１０がオフ状態の期間において、クランプ用スイッチング素子３１はオン状態である。クランプ用スイッチング素子３１がオンになると、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧が、ローサイド基準電位線が与える負バイアス電位−Ｖｇにクランプされる。上述の閾値電圧Ｖｔ_ＣＬＡＭＰは実験もしくはシミュレーション結果、または設計者の経験則に基づき決定された値に設定される。
【００２４】
図１に示されるように、放電経路Ｐ１は、ゲート端子コネクタ２１から、配線、ゲート抵抗２３ａ、配線、放電用スイッチング素子３０、配線、負バイアス用キャパシタ２７、および、配線を通って、ソース端子コネクタ２２へ向かう電流経路である。クランプ経路Ｐ２は、ゲート端子コネクタ２１から、配線、クランプ用スイッチング素子３１、配線、負バイアス用キャパシタ２７、および、配線を通って、ソース端子コネクタ２２に向かう電流経路である。クランプ経路Ｐ２は、放電経路Ｐ１より低インピーダンスになるように設計される。これにより、Ｖｏｕｔ端子がパワースイッチング素子１０をオフ状態に制御するための電位を与えているときに、パワースイッチング素子１０が誤ってターンオンすることを抑制できる。
【００２５】
例えば、パワースイッチング素子１０のゲート端子からゲート端子コネクタ２１に向かって瞬時電流が流れる場合がある。この瞬時電流は、パワースイッチング素子１０のドレイン端子と、ゲート端子との間に発生する寄生容量を介して、ゲートドライブ回路１０００ａに流れ込む。瞬時電流が、パワースイッチング素子１０のゲート端子からゲート抵抗２３ａを介して放電経路Ｐ１を流れる場合、ゲート抵抗２３ａによる電圧降下と放電用スイッチング素子３０のオン抵抗による電圧降下とによって、放電用スイッチング素子３０のゲートソース間電圧が上昇する。これにより、パワースイッチング素子１０が誤点弧するケースが発生する。
【００２６】
これに対し、ゲートドライブ回路１０００ａがクランプ用スイッチング素子３１を含むクランプ経路Ｐ２を備える場合、瞬時電流がクランプ経路Ｐ２を流れる。そのため、クランプ経路Ｐ２のインピーダンスを低く設計するほど、クランプ経路Ｐ２の電圧降下が小さくなり、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇幅は小さくなる。従って、低インピーダンスのクランプ経路Ｐ２を設けることにより、瞬時電流が流れてもパワースイッチング素子１０のオフ状態を維持できる。
【００２７】
次に、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１の特性について説明する。充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１には、スイッチングスピード及び出力電流の安定が求められる。Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮから構成されるスイッチング素子は、高温になるにつれてターンオンおよびターンオフが遅延する、ならびに、高温になるにつれて出力電流が小さくなるという特性を有する。
【００２８】
充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１は、回路基板２０ａ上の発熱源から遠ざけて配置されることにより、発熱源からの熱の影響が低減される。しかしながら、これによって、ゲートドライブ回路１０００の配線インピーダンスが大きくなる場合がある。配線インピーダンスのうち配線インダクタンスが増加すると、パワースイッチング素子１０のゲート端子からゲート端子コネクタ２１に向かって瞬時電流が流れた時に、逆起電力Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）が増加する。配線抵抗成分による電圧降下に、インダクタンス成分による電圧降下が重畳されると、瞬時電流が流れる電流経路における電圧降下がさらに大きくなる。
【００２９】
すなわち、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１にとって、熱の影響と配線インピーダンスの影響とはトレードオフの関係にある。熱の影響を小さくすれば配線インピーダンスの影響が大きくなり、反対に配線インピーダンスの影響を小さくすれば熱の影響が大きくなる関係にある。
【００３０】
本発明者らは、ゲートドライブ回路１０００ａにおける発熱源と、配線インピーダンスとを分析した。まず発熱源について説明する。ゲートドライブ回路１０００ａの主な発熱源は、ゲート抵抗２３ａ、ゲート端子コネクタ２１、ソース端子コネクタ２２の３つである。ゲート抵抗２３ａは、パワースイッチング素子１０のゲートが充放電されることによって、発熱源となる。ゲート端子コネクタ２１とソース端子コネクタ２２は、パワースイッチング素子１０の損失がゲート端子、ソース端子を通して伝達されることによって、発熱源となる。
【００３１】
次に配線インピーダンスについて説明する。図１は、パワースイッチング素子１０のゲート充電時の電流経路を充電経路Ｐ３、ゲート放電時の電流経路を放電経路Ｐ１、誤点弧対策の電流経路をクランプ経路Ｐ２として示している。充電経路Ｐ３は、正バイアス用キャパシタ２５から、配線、充電用スイッチング素子２９、配線、ゲート抵抗２３ａ、配線、ゲート端子コネクタ２１、パワースイッチング素子１０、ソース端子コネクタ２２、配線を通って、正バイアス用キャパシタ２５へ向かう電流経路である。放電経路Ｐ１及びクランプ経路Ｐ２は上述の通りである。それぞれの経路におけるインピーダンスは以下のようになる。
【００３２】
充電経路Ｐ３のインピーダンスについて説明する。充電経路Ｐ３には、充電用スイッチング素子２９のオン抵抗と、ゲート抵抗２３ａと、正バイアス用キャパシタ２５の寄生成分である等価直列抵抗（ESR; Equivalent Series Resistance）と、正バイアス用キャパシタ２５の寄生成分である等価直列インダクタンス（ESL; Equivalent Series Inductance）との和である部品インピーダンスＺｐ４がある。充電経路Ｐ３には、ソース端子コネクタ２２と部品、部品同士、部品とゲート端子コネクタ２１をそれぞれ電気的に接続した時の配線抵抗と配線インダクタンスの和である配線インピーダンスＺｌ４がある。配線インピーダンスＺｌ４は、充電経路Ｐ３の全配線によるインピーダンスである。充電経路Ｐ３のトータルのインピーダンスは、部品インピーダンスＺｐ４と配線インピーダンスＺｌ４の和である合成インピーダンスＺ４４で定義できる。
【００３３】
放電経路Ｐ１のインピーダンスについて説明する。放電経路Ｐ１には、放電用スイッチング素子３０のオン抵抗と、ゲート抵抗２３ａと、負バイアス用キャパシタ２７のＥＳＲと、負バイアス用キャパシタ２７のＥＳＬとの和である部品インピーダンスＺｐ２がある。放電経路Ｐ１には、ゲート端子コネクタ２１と部品、部品同士、部品とソース端子コネクタ２２をそれぞれ電気的に接続した時の配線抵抗と配線インダクタンスの和である配線インピーダンスＺｌ２がある。配線インピーダンスＺｌ２は放電経路Ｐ１の全配線によるインピーダンスである。放電経路Ｐ１のトータルのインピーダンスは、部品インピーダンスＺｐ２と配線インピーダンスＺｌ２の和である合成インピーダンスＺ４２で定義できる。
【００３４】
クランプ経路Ｐ２のインピーダンスについて説明する。クランプ経路Ｐ２には、クランプ用スイッチング素子３１のオン抵抗と、負バイアス用キャパシタ２７のＥＳＲと、負バイアス用キャパシタ２７のＥＳＬとの和である部品インピーダンスＺｐ３がある。クランプ経路Ｐ２には、ゲート端子コネクタ２１と部品、部品同士、部品とソース端子コネクタ２２をそれぞれ電気的に接続した時の配線抵抗と配線インダクタンスの和である配線インピーダンスＺｌ３がある。配線インピーダンスＺｌ３はクランプ経路Ｐ２の全配線によるインピーダンスである。クランプ経路Ｐ２のトータルのインピーダンスは、部品インピーダンスＺｐ３と配線インピーダンスＺｌ３の和である合成インピーダンスＺ４３で定義できる。
【００３５】
以上が各経路のインピーダンスである。これにより、ゲートドライブ回路１０００ａにおける発熱源と合成インピーダンスとを特定できた。以上の知見をもとに、本発明者らは、熱と合成インピーダンスとが、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１に及ぼす影響を低減すべく、これらの素子の配置を検討した。
【００３６】
まず合成インピーダンスの影響を低減する方法について説明する。まず部品インピーダンスについて説明する。部品インピーダンスは、例えば、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０、及びクランプ用スイッチング素子３１のそれぞれに、オン抵抗の低いものを使用することで低減できる。また、部品インピーダンスは、例えば、正バイアス用キャパシタ２５、負バイアス用キャパシタ２７にＥＳＲとＥＳＬの低いものを使用することで低減できる。
【００３７】
次に配線インピーダンスについて説明する。配線インピーダンスは、例えば、回路基板２０ａが多層基板で構成され、そのうちの１つの層がベタパターンであり、その層がパワースイッチング素子１０のソース電位を与える層であることによって、低減できる。すなわち、パワースイッチング素子１０のソース電位を与える層は接続点数が多いため、これをベタパターンにすることによって、複数の細い配線で接続する場合に比べて、配線インピーダンスを低減できる。また、例えば、ソース電位のベタパターンの上の層に、充電経路Ｐ３、放電経路Ｐ１、クランプ経路Ｐ２のソース電位以外の配線が作成されてもよい。これにより、磁界を打ち消しあう効果が発生し、配線インピーダンスを低減できる。
【００３８】
次に各電流経路の配線インピーダンスについて説明する。まず、充電経路Ｐ３の配線インピーダンスについて説明する。配線インピーダンスは、正バイアス用キャパシタ２５から、充電用スイッチング素子２９を介して、ゲート抵抗２３ａに到達するまでの配線の距離を短く、かつ、同配線の幅を広くすることによって、低減される。また、配線インピーダンスは、ゲート抵抗２３ａからゲート端子コネクタ２１までの配線の距離を特に短く、かつ、同配線の幅を広くすることによって、低減される。このような配線パターンとすることで、充電経路Ｐ３における配線インピーダンスを低減できる。
【００３９】
次に放電経路Ｐ１の配線インピーダンスについて説明する。配線インピーダンスは、負バイアス用キャパシタ２７から放電用スイッチング素子３０を介してゲート抵抗２３ａに到達するまでの配線の距離を短く、かつ、同配線の幅を広くすることによって、低減される。また、配線インピーダンスは、ゲート抵抗２３ａからゲート端子コネクタ２１までの配線の距離を特に短く、かつ、同配線の幅を広くすることによって、低減される。このような配線パターンとすることで、放電経路Ｐ１における配線インピーダンスを低減できる。
【００４０】
最後にクランプ経路Ｐ２の配線インピーダンスについて説明する。配線インピーダンスは、ゲート端子コネクタ２１からクランプ用スイッチング素子３１を介して負バイアス用キャパシタ２７に到達するまでの配線の距離を短く、かつ、同配線の幅を広くすることによって、低減される。特に、クランプ経路Ｐ２は、パワースイッチング素子１０の誤点弧を防止する機能を有するため、配線インピーダンスをより小さくしてもよい。このような配線パターンとすることで、クランプ経路Ｐ２における配線インピーダンスを低減できる。
【００４１】
以上のような配線パターンとすることで、各経路における配線インピーダンスを低減できる。さらに、クランプ経路Ｐ２の合成インピーダンスＺ４３が放電経路Ｐ１の合成インピーダンスＺ４２より小さくなるように、クランプ経路Ｐ２と放電経路Ｐ１とが設計される。
【００４２】
次に発熱の影響について説明する。図３は、ゲートドライブ回路のレイアウト構成の一例を説明するための図である。図３に示すように、電流制限回路２３を原点としてゲートドライブ回路を４象限の領域に分割する。それぞれの領域を第１象限、第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、第４象限と定義する。ここでは、電流制限回路２３は、例えば、ゲートドライブ回路１０００ａの最大の熱源である。
図４に示されるように４象限の領域は、電流制限回路２３で直交する２本の仮想線によって分割される。
【００４３】
ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２は第１象限に配置される。この場合、原点および第１象限に発熱源があり、その発熱源から放射状に回路基板２０ａ上を熱が伝播していく。第１象限は、電流制限回路２３による発熱と、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２による発熱との合成により、温度上昇が１番大きい象限である。２番目に温度上昇が大きい象限は、第１象限の両隣である第２象限と第４象限である。温度上昇が１番小さい象限は第３象限である。
別の言い方をすれば、電流制限回路２３を原点とする２本の直交する仮想線は、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２を通過しない向きに設定される。そして、これらの仮想線によって分割される４象限のうち、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が含まれる領域が第１象限として定義される。なお、第１象限は、ゲート端子コネクタ２１のみによって定義されてもよく、ソース端子コネクタ２２は、第１象限以外の領域に配置されてもよい。
【００４４】
本発明者らは、以上のような発熱と配線インピーダンスとの関係を考慮して、充電用スイッチング素子２９、放電用スイッチング素子３０及びクランプ用スイッチング素子３１の配置を検討した結果、以下の配置を見出した。
充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０は、熱の影響を一番受けにくい象限である第３象限が配置される。充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０が、さらに、第３象限の中でも電流制限回路２３の近くに配置された場合、配線インピーダンスをより低減できる。
【００４５】
クランプ用スイッチング素子３１が熱の影響を受けにくい第３象限に配置される場合、上述の瞬時電流と瞬時電流が流れる経路の配線インピーダンスとによって、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇幅が大きくなりやすい。そこで、クランプ用スイッチング素子３１は、２番目に熱の影響を受けにくい第２象限または第４象限に配置される。クランプ用スイッチング素子３１が、さらに、第２象限または第４象限の中でも第１象限に近くに配置された場合、クランプ用スイッチング素子３１とゲート端子コネクタ２１の間の配線インピーダンスを低減できる。
なお、第２象限が受ける熱の影響と第４象限が受ける熱の影響とは異なっていてもよい。その場合、クランプ用スイッチング素子３１は、２番目または３番目に熱の影響を受けにくい象限に配置されればよい。熱の影響を低減するために、クランプ用スイッチング素子３１は、第２象限および第４象限のうち、熱の影響を受けにくい方に配置されてもよい。
【００４６】
クランプ用スイッチング素子３１は、ゲート端子コネクタ２１および電流制限回路２３の間の配線と、ローサイドの基準電位線との間に接続される。従って、第２象限および第４象限のうちローサイドの基準電位線が通っている象限に、クランプ用スイッチング素子３１が配置されることにより、クランプ経路Ｐ２を短くでき、クランプ経路Ｐ２の配線インピーダンスを低減できる。本実施の形態では、ローサイドの基準電位線は、第４象限は通らず第２象限を通っているため、クランプ用スイッチング素子３１は第２象限に配置される。
【００４７】
負バイアス用キャパシタ２７は、クランプ用スイッチング素子３１の近傍に配置される。さらに、負バイアス用キャパシタ２７は、クランプ用スイッチング素子３１と放電用スイッチング素子３０の間に配置される。これにより、クランプ経路Ｐ２を短くでき、クランプ経路Ｐ２の配線インピーダンスを低減できる。
【００４８】
図４は、ゲートドライブ回路１０００ａの部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。図１の回路図と比較しても分かるように、ゲートドライブ回路１０００ａの各構成要素は、図１に示した通りに基板上に配置されない。図４に示されるレイアウトの例は、上述の配置を前提としている。すなわち、ゲートドライブ回路１０００ａが、電流制限回路２３を原点とする４象限に分割されるとき、第１象限にゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が配置され、第２象限にクランプ用スイッチング素子３１が配置され、第３象限に充放電用スイッチング回路２８が配置される。充放電用スイッチング回路２８は、例えば、充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０がＩＣ化されたものである。また第２象限に負バイアス用キャパシタ２７が配置されている。具体的に、負バイアス用キャパシタ２７は、クランプ用スイッチング素子３１と充放電用スイッチング回路２８との間であって、かつ、クランプ用スイッチング素子３１の近傍に、配置されている。各電流経路における配線インピーダンスを低減するため、各配線パターンは太く、かつ、短く構成されている。
【００４９】
図４に示す例では、ゲート端子コネクタ２１から電流制限回路２３を介して充放電用スイッチング回路２８に向かって放電する電流経路が、太い配線パターンで構成されている。この配線パターンのうち、ゲート端子コネクタ２１から充放電用スイッチング回路８を最短で結んだ電流経路Ｐ４付近の領域Ａ０には、重点的に放電電流が流れる。パワースイッチング素子１０の寄生容量から流れ込む瞬時電流は、配線パターン内の領域Ａ０を流れる。そのため、クランプ用スイッチング素子３１の入力端子３１ｔは、領域Ａ０に配置される。すなわち、ゲート端子コネクタ２１と電流制限回路２３の間の配線は、クランプ用スイッチング素子３１が配置される第２象限を通るように配置される。さらにいえば、ゲート端子コネクタ２１と電流制限回路２３の間の最短経路は、第２象限を通るように配置される。
【００５０】
以上説明したように、ゲートドライブ回路１０００ａでは、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が第１象限に配置され、クランプ用スイッチング素子３１が第２象限または第４象限に配置される。これによれば、回路基板２０ａ上の発熱によってクランプ用スイッチング素子３１のターンオン時間およびターンオフ時間が増加することと、ゲートドライブ回路の配線インピーダンスによってクランプ用スイッチング素子３１のターンオン時間およびターンオフ時間が増加することとを、バランスよく低減できる。
【００５１】
ゲートドライブ回路１０００ａでは、充放電用スイッチング回路２８（充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０）が、第１象限の対角にある第３象限に配置されてもよい。これにより、回路基板２０ａ上の発熱によって、充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０のターンオン時間およびターンオフ時間が増加することを抑制できる。
【００５２】
ゲートドライブ回路１０００ａでは、負バイアス用キャパシタ２７は、クランプ用スイッチング素子３１の直近に配置されてもよい。負バイアス用キャパシタ２７は、一方の端子が負バイアス電位を与えるローサイド基準電位線に接続され、他方の端子がソース端子コネクタ２２に接続される。負バイアス用キャパシタ２７は、クランプ用スイッチング素子３１と放電用スイッチング素子３０との間に配置されてもよい。これにより、放電用スイッチング素子３０を通る放電経路Ｐ１よりもクランプ経路Ｐ２を短くでき、クランプ経路Ｐ２の配線インピーダンスを放電経路Ｐ１の配線インピーダンスより低減できる。
【００５３】
ゲートドライブ回路１０００ａでは、ゲート端子コネクタ２１と電流制限回路２３との間の配線の最短経路が、クランプ用スイッチング素子３１が配置される第２象限を通ってもよい。これにより瞬時電流が電流制限回路２３の方に流れにくくなり、負バイアス用キャパシタ２７の方に流れやすくなる。従って、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧が瞬時電流と電流制限回路２３の電圧降下とによって上昇することを、抑制できる。すなわち、瞬時電流がクランプ経路Ｐ２に流れやすくなることによって、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇を抑制でき、パワースイッチング素子１０の誤点弧を防止できる。瞬時電流がクランプ経路Ｐ２に流れやすくなるのは、クランプ経路Ｐ２上の部品インピーダンスと配線インピーダンスが小さいためである。
【００５４】
ゲートドライブ回路１０００ａでは、クランプ経路Ｐ２の合成インピーダンスＺ４３が、放電経路Ｐ１の合成インピーダンスＺ４２より小さくてもよい。これにより、瞬時電流がクランプ経路Ｐ２に流れやすくなることによって、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇を抑制でき、パワースイッチング素子１０の誤点弧を防止できる。
【００５５】
ゲートドライブ回路では、放電用スイッチング素子３０のオン抵抗よりもクランプ用スイッチング素子３１のオン抵抗が小さくてもよい。これにより、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇を抑えることができ、クランプ用スイッチング素子３１によるクランプ効果が大きくなる。
【００５６】
ゲートドライブ回路では、放電用スイッチング素子３０のターンオン時間よりもクランプ用スイッチング素子のターンオン時間が短くてもよい。これにより、パワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇を抑えることができ、クランプ用スイッチング素子３１のクランプ効果が大きくなる。
【００５７】
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。図５に示すゲートドライブ回路１０００ｂの構成例は、図１に示すゲートドライブ回路１０００ａから、負バイアス用電源２６及び負バイアス用キャパシタ２７が除去されたものである。ゲートドライブ回路１０００ｂは、パワースイッチング素子１０のゲートソース間に、パワースイッチング素子１０のソース端子の電位を基準として、正バイアスの電圧を印加できるが、負バイアス電位は印加できない。例えば、ゲートドライブ回路１０００ｂが出力するオン電圧は＋Ｖｇ＝２０Ｖに設定され、オフ電圧は０Ｖに設定される。
【００５８】
ゲートドライブ回路１０００ｂは負バイアス用キャパシタ２７を備えない。そのため、ゲートドライブ回路１０００ｂの放電経路Ｐ１ｍの合成インピーダンスは、ゲートドライブ回路１０００ａの放電回路Ｐ１の合成インピーダンスよりも小さくなり、ゲートドライブ回路１０００ｂのクランプ経路Ｐ２ｍの合成インピーダンスは、クランプ経路Ｐ２の合成インピーダンスよりも小さくなる。ゲートドライブ回路１０００ｂの放電経路Ｐ１ｍは、ゲート端子コネクタ２１から、配線、ゲート抵抗２３ａ、配線、放電用スイッチング素子３０、および、配線を通ってソース端子コネクタ２２へ向かう電流経路である。ゲートドライブ回路１０００ｂの放電経路Ｐ１ｍの部品インピーダンスＺｐ２は、放電用スイッチング素子３０のオン抵抗とゲート抵抗２３ａとの和で定義できる。ゲートドライブ回路１０００ｂの放電経路Ｐ１ｍの配線インピーダンスＺｌ２ｍは、ゲートドライブ回路１０００ａの放電経路Ｐ１の配線インピーダンスＺｌ２から、負バイアス用キャパシタ２７に関する成分が除かれた値となる。
【００５９】
ゲートドライブ回路１０００ｂのクランプ経路Ｐ２ｍは、ゲート端子コネクタ２１から、配線、クランプ用スイッチング素子３１、および配線を通ってソース端子コネクタ２２へ向かう電流経路である。ゲートドライブ回路１０００ｂのクランプ経路Ｐ２ｍの部品インピーダンスＺｐ３ｍは、クランプ用スイッチング素子３１のオン抵抗で定義できる。ゲートドライブ回路１０００ｂのクランプ経路Ｐ２ｍの配線インピーダンスＺｌ３ｍは、ゲートドライブ回路１０００ａのクランプ経路Ｐ２の配線インピーダンスＺｌ３から、負バイアス用キャパシタ２７に関する成分が除かれた値となる。ゲートドライブ回路１０００ｂでも、クランプ経路Ｐ２ｍの合成インピーダンスＺ４３ｍが、放電経路Ｐ１ｍの合成インピーダンスＺ４３ｍより小さくなるように、クランプ経路Ｐ２ｍと放電経路Ｐ１ｍとが設計される。
【００６０】
以上説明したように、実施の形態２によれば、実施の形態１の効果と同様の効果を奏する。それに加えて、実施の形態２に係るゲートドライブ回路の放電経路Ｐ１ｍ及びクランプ経路Ｐ２ｍの合成インピーダンスは、実施の形態１に係るゲートドライブ回路の放電経路Ｐ１及びクランプ経路Ｐ２の合成インピーダンスよりも小さくなる。そのため、瞬時電流と瞬時電流が流れる配線インピーダンスとに起因するパワースイッチング素子１０のゲートソース間電圧の上昇幅を、さらに抑制できる。
【００６１】
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。図６に示すゲートドライブ回路１０００ｃは、図１に示すゲートドライブ回路１０００ａと基本的に同じ構成であるが、クランプ用スイッチング素子３１がトランジスタ記号ではなく、スイッチ記号で描かれている。またクランプ用抵抗３２が省略して描かれている。
【００６２】
図６に示すゲートドライブ回路１０００ｃは、ゲート端子コネクタ２１および電流制限回路２３の間の配線と、クランプ用スイッチング素子３１の制御端子との間に、電流制限回路３６を備える。電流制限回路３６は、クランプ用スイッチング素子３１の誤動作防止用の回路である。電流制限回路３６は、例えば、抵抗であってもよく、キャパシタ等の他の素子であってもよい。ゲートドライブ回路１０００ｃは、クランプ用スイッチング素子３１がオフ状態のときにクランプ用スイッチング素子３１の制御端子に瞬時電流が発生した場合でも、その瞬時電流を電流制限回路３６を介して放電させることができる。従って、クランプ用スイッチング素子３１が誤ってオンすることを防止できる。
【００６３】
図６に示すゲートドライブ回路１０００ｃでは、パワースイッチング素子１０がスイッチングする毎に、パルス状の高周波電流が、充電用スイッチング素子２９または放電用スイッチング素子３０、電流制限回路２３、ゲート端子コネクタ２１、および、ソース端子コネクタ２２の経路に流れる。このパルス状の高周波電流は、パワースイッチング素子１０を高速に駆動しようとすればするほど、その電流ピーク値が大きくなる。この電流が形成する磁界は、回路の誤動作を誘発する要因となる。
【００６４】
クランプ用スイッチング素子３１は、前述の通り、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２から見たときのゲート端子コネクタ２１およびクランプ用スイッチング素子３１間の配線インピーダンスが低くなるように、配置される。従って、クランプ用スイッチング素子３１は、前述の高周波電流が流れる経路の近傍に配置される。このとき、クランプ用スイッチング素子３１の配置によっては、高周波電流の影響でクランプ用スイッチング素子３１が誤動作する可能性がある。すなわち、パワースイッチング素子１０をオン状態にするためにクランプ用スイッチング素子３１をオフにすべきときに、高周波電流によってクランプ用スイッチング素子３１が誤ってターンオンされる場合がある。この場合、パワースイッチング素子１０がターンオンした直後に急峻にターンオフする。このように、クランプ用スイッチング素子３１の誤動作は、パワースイッチング素子１０の動作不安定を招く要因となる。
【００６５】
図７は、実施の形態３に係るゲートドライブ回路１０００ｃの部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。図７において、クランプ用スイッチング素子３１の制御端子と、電流制限回路３６との間の配線経路を配線経路３７とする。配線経路３７は、クランプ用スイッチング素子３１の制御端子から、電流制限回路３６を通り、クランプ用スイッチング素子３１の制御端子の出力端子に到る経路である。
【００６６】
ここで、電流制限回路２３の両端間に流れる電流の方向が、第１方向として定義される。そして、電流制限回路２３が配置される領域を、第１方向と直交する両方向に延ばした領域が、第１領域Ａ１として定義される。なお、電流制限回路２３の両端間には、パワースイッチング素子１０への充電電流が流れる、または、パワースイッチング素子１０からの放電電流が流れる。
【００６７】
さらに、ゲート端子コネクタ２１とソース端子コネクタ２２とを直線で結んだ方向が、第２方向として定義される。そして、ゲート端子コネクタ２１とソース端子コネクタ２２とそれらの間の領域とで形成される領域を、第２方向と直交する両方向に延ばした領域が、第２領域Ａ２として定義される。
【００６８】
ゲートドライブ回路１０００ｃにおいて、配線経路３７は、第１領域Ａ１及び第２領域Ａ２を外して配置される。磁界は電流が流れる方向と直交する方向に強く発生する。例えば、パワースイッチング素子１０の高速スイッチング時に、高周波電流が流れることにより、それに直交する方向に磁界が発生する。すなわち、第１領域Ａ１及び第２領域Ａ２は磁界の影響が強い領域である。
【００６９】
電流制限回路２３、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２は、例えばベタパターンで構成される配線と比べて、電流の流れる個所が集中しやすい。従って、それら近傍で磁界が強くなりやすい。そのため、配線経路３７が第１領域Ａ１及び第２領域Ａ２を外して配置されることにより、クランプ用スイッチング素子３１は磁界の影響を受けにくくなる。従って、クランプ用スイッチング素子３１の誤動作を抑制でき、パワースイッチング素子１０の安定した高速駆動が可能となる。
【００７０】
図８は、図７のゲートドライブ回路１０００ｃに、図３に示した領域分割線を重畳した図である。ゲートドライブ回路１０００ｃにおいても、電流制限回路２３、ゲート端子コネクタ２１、ソース端子コネクタ２２、クランプ用スイッチング素子３１、充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０の配置は、実施の形態１で説明された関係を満たす。
【００７１】
クランプ用スイッチング素子３１は、充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０よりゲート端子コネクタ２１に近い位置に配置される。これにより、ゲート端子コネクタ２１から見たときのゲート端子コネクタ２１及びクランプ用スイッチング素子３１の間の配線インピーダンスを、ゲート端子コネクタ２１から見たときの充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０の配線インピーダンスよりも低減できる。
【００７２】
第１象限にゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が配置され、第２象限にクランプ用スイッチング素子３１が配置され、第３象限に充電用スイッチング素子２９及び放電用スイッチング素子３０が配置される。これにより、回路基板２０上の発熱と配線インピーダンスとがクランプ用スイッチング素子３１に与える影響をバランスよく低減できる。
【００７３】
以上説明したように実施の形態３によれば、配線経路３７を第１領域Ａ１及び第２領域Ａ２以外に配置することにより、磁界の影響によるクランプ用スイッチング素子３１の誤動作を抑制できる。また実施の形態１、２に係る効果も奏する。すなわち、実施の形態３に係るゲートドライブ回路は、発熱、配線インピーダンス、磁界の影響を低減できる。
【００７４】
（実施の形態４）
図９は、実施の形態４に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。図９に示されるゲートドライブ回路１０００ｄの回路構成は、ゲートドライブ回路１０００ｃの回路構成と同じである。実施の形態３との相違点は、ゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２の配置である。ゲートドライブ回路１０００ｃではゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が回路基板２０の短手方向に並べて配置されたが、ゲートドライブ回路１０００ｄではゲート端子コネクタ２１及びソース端子コネクタ２２が回路基板２０の長手方向に並べて配置される。
【００７５】
ここで、ゲート端子コネクタ２１とソース端子コネクタ２２を結んだ直線方向が、第２ｍ方向として定義される。そして、ゲート端子コネクタ２１とソース端子コネクタ２２とそれらの間の領域とで形成される領域を、第２ｍ方向と直交する両方向に延ばした領域が、第２領域Ａ２ｍとして定義される。図９に示される例において、パワースイッチング素子１０が充放電されるとき、第２ｍ方向の向きに電流が流れる。電流によって生じる磁界は、第２ｍ方向と直交する方向に強度が強い。そのため、ゲートドライブ回路１０００ｄにおいて、配線経路３７は、第２ｍ領域Ａ２ｍを避けた位置に配置される。
【００７６】
ゲートドライブ回路１０００ｄのように第１領域Ａ１と第２ｍ領域Ａ２ｍとが互いに直交する場合も、ゲートドライブ回路１０００ｃと同様の理由により、配線経路３７が第１領域Ａ１と第２ｍ領域Ａ２ｍとを外した位置に配置される。これにより、ゲートドライブ回路１０００ｄも、ゲートドライブ回路１０００ｃと同様の効果を奏する。
【００７７】
（実施の形態５）
図１０は、実施の形態５に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。図１０に示されるゲートドライブ回路１０００ｅは、放電用スイッチング素子３０とクランプ用スイッチング素子３１の間に配置された金属部材を備える。より具体的には、放電用スイッチング素子３０及び充電用スイッチング素子２９と、クランプ用スイッチング素子３１及び電流制限回路３６の間の配線経路３７との間に、金属部材が配置されている。図１０に示される例では、金属部材は、正バイアス用キャパシタ２５及び負バイアス用キャパシタ２７の一部である。なお、金属部材は、キャパシタ以外であってもよく、例えば電磁遮蔽シールドであってもよい。
【００７８】
パワースイッチング素子１０を充放電するときに、放電用スイッチング素子３０及び充電用スイッチング素子２９に接続される配線に充放電電流が流れる。以下、この配線を充放電用配線と呼ぶ。この充放電用配線に流れる電流の方向が、第３方向として定義される。充放電電流によって生じる磁界は、第３方向と直交する方向に強度が強くなる。ゲートドライブ回路１０００ｅは、充放電用配線と、クランプ用スイッチング素子３１及び電流制限回路３６の間の配線経路３７との間に、金属部材を備える。これにより、金属部材は、充放電用配線から配線経路３７に向かう磁界の影響を低減させることができる。従って、クランプ用スイッチング素子３１の誤動作を抑制できる。
【００７９】
（実施の形態６）
図１１は、実施の形態６に係るゲートドライブ回路の部品レイアウトと配線パターンの一例を示す図である。図１１に示されるゲートドライブ回路１０００ｆは、図１０に示されるゲートドライブ回路１０００ｅと同様に、放電用スイッチング素子３０及び充電用スイッチング素子２９と、クランプ用スイッチング素子３１及び電流制限回路３６の間の配線経路３７との間に、金属部材を含む正バイアス用キャパシタ２５及び負バイアス用キャパシタ２７が配置されている。
【００８０】
図１１に示される例において、正バイアス用キャパシタ２５の正極端子と負極端子を直線で結んだ方向と、負バイアス用キャパシタ２７の正極端子と負極端子を直線で結んだ方向とは同じであり、これは第４方向として定義される。そして、正バイアス用キャパシタ２５が配置される領域を、第４方向と直交する両方向に延ばした領域と、負バイアス用キャパシタ２７が配置される領域を、第４方向と直交する両方向に延ばした領域とからなる領域が、第３領域Ａ３として定義される。
【００８１】
なお、ゲートドライブ回路１０００ｄが正バイアス用キャパシタ２５および負バイアス用キャパシタ２７のいずれか一方しか備えない場合、第３領域Ａ３は片方だけの領域であってもよい。
【００８２】
ゲートドライブ回路１０００ｅにおいて、クランプ用スイッチング素子３１及び電流制限回路３６の間の配線経路３７は、第１領域Ａ１及び第２ｍ領域Ａ２ｍだけでなく第３領域Ａ３も外して配置する。図１１に示される例において、パワースイッチング素子１０を充放電するときに、正バイアス用キャパシタ２５及び負バイアス用キャパシタ２７を第４方向の向きに電流が流れる。電流によって生じる磁界は、第４方向と直交する方向に強度が強くなる。従って、配線経路３７を、第３領域Ａ３を避けた位置に配置する。これにより、正バイアス用キャパシタ２５および／または負バイアス用キャパシタ２７から配線経路３７に向かう磁界の影響を低減させることができる。従って、クランプ用スイッチング素子３１の誤動作を抑制できる。
【００８３】
（実施の形態７）
図１２は、実施の形態７に係るゲートドライブ回路の構成例を示す図である。図１２に示すゲートドライブ回路１０００ｇは、図６に示すゲートドライブ回路１０００ｃから負バイアス用電源２６及び負バイアス用キャパシタ２７が除去されたものである。ゲートドライブ回路１０００ｇは、パワースイッチング素子１０のゲートソース間に、パワースイッチング素子１０のソース端子の電位を基準として、正バイアスの電圧を印加できるが、負バイアス電位は印加できない。正バイアス電源のみでスイッチング動作するゲートドライブ回路１０００ｇも、正負バイアス電源でスイッチング動作するゲートドライブ回路１０００ｃ、１０００ｄ、１０００ｅおよび１０００ｆと同様の効果を奏する。
【００８４】
（ゲートドライブ回路の応用例）
実施の形態１から６に係るゲートドライブ回路の駆動対象であるパワースイッチング素子１０は、各種の電力変換回路の構成要素として使用できる。以下では、電力変換回路の例としてＤＣ−ＤＣコンバータ、およびインバータについて説明する。例えば、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータが想定される。
【００８５】
図１３は、実施の形態１−６に係るゲートドライブ回路のいずれかを含む車両５００の構成例を示す図である。具体的には、車両５００は、電力変換回路と、それを駆動するためのゲート駆動装置とを備え、ゲート駆動装置は、ゲートドライブ回路を含む。電力変換回路は、例えば、インバータおよび／またはＤＣ−ＤＣコンバータである。図１３に示す車両５００は、例えば、走行用のモータを搭載するハイブリッドカー（ＨＶ）、プラグインハイブリッドカー（ＰＨＶ）、または電気自動車（ＥＶ）である。なお、モータは、自走可能なモータに限らず、例えば、マイルドハイブリッドカーに搭載される走行アシストモータであってもよい。車両５００は、典型的には、モータ４００には交流同期型のモータ４００を備える。
【００８６】
図１３に示す車両５００は、バッテリ１００、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００、インバータ３００、モータ４００を備える。バッテリ１００は、例えば、リチウムイオン電池またはニッケル水素電池などの蓄電池である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、バッテリ１００が出力する直流電力を、ＤＣ−ＤＣ変換して、変換された直流電力をインバータ３００に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、例えば、バッテリ１００が出力する直流電圧を昇圧する。インバータ３００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００が出力する直流電力を交流電力に変換して、モータ４００に供給する。インバータ３００は、例えば、Ｎ（Ｎは自然数）相インバータである。車載用途に用いられるインバータ３００は、典型的に、３相インバータである。３相インバータは、入力される直流電力を３相交流電力に変換する。モータ４００は、インバータ３００から供給される交流電力により駆動される。
【００８７】
なお、車両５００が、減速時のエネルギー回生機能を搭載している場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００及びインバータ３００は、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ及びインバータであってもよい。エネルギー回生時、インバータ３００は、モータ４００により発電された交流電力を直流電力に変換してＤＣ−ＤＣコンバータ２００に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、インバータ３００から供給される直流電力を降圧してバッテリ１００に充電する。
【００８８】
（実施の形態８）
図１４は、実施の形態８に係るモータ駆動システムの構成例を示す図である。図１４に示されるモータ駆動システム５５０ａは、例えば、図１３に示す車両５００に搭載されるモータ駆動システムである。モータ駆動システム５５０ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００と、インバータ３００と、モータ４００とを備える。図１４に示される例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、ゲート駆動装置２３０を備え、ゲート駆動装置２３０は、ゲートドライブ回路１０００を含む。
【００８９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、インダクタ２１０、ハイサイドパワースイッチング素子１０ａ、ローサイドパワースイッチング素子１０ｂ、キャパシタ２２０、および、ゲート駆動装置２３０を備える。ハイサイドパワースイッチング素子１０ａ及びローサイドパワースイッチング素子１０ｂはＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。ハイサイドパワースイッチング素子１０ａ及びローサイドパワースイッチング素子１０ｂには、並列かつ逆向きに還流ダイオードが接続される。なお、モータ駆動システム５５０ａは、バッテリ１００とＤＣ−ＤＣコンバータ２００の間に、平滑用キャパシタ（図示せず）を備えてもよい。
【００９０】
昇圧時の動作を説明する。ゲート駆動装置２３０がローサイドパワースイッチング素子１０ｂをオン／オフ制御する。インダクタ２１０は、バッテリ１００から流れる電流によって磁気エネルギーが蓄積される。キャパシタ２２０は、バッテリ１００からの電流と、磁気エネルギーが蓄積されたインダクタ２１０からの電流とによって、充電される。これにより、バッテリ１００の電圧よりも昇圧された電圧が、インバータ３００に出力される。この昇圧された電圧は、インバータ３００で交流電圧に変換される。インバータ３００が出力した交流電圧は、モータ４００を駆動する。なお、インダクタ２１０に蓄えられた磁気エネルギーは電気エネルギーに変換され、ハイサイドパワースイッチング素子１０ａに並列かつ逆向きに接続された還流ダイオードを通じてキャパシタ２２０に移動する。
【００９１】
降圧時の動作を説明する。モータ４００で発電された交流電力はインバータ３００で直流電力に変換される。この直流電力は、ゲート駆動装置２３０がハイサイドパワースイッチング素子１０ａをオン／オフ制御することにより、インダクタ２１０に磁気エネルギーとして蓄えられる。インダクタ２１０によって降圧された直流電力は、バッテリ１００に回生される。
【００９２】
ゲート駆動装置２３０は、実施の形態１−６に係るゲートドライブ回路１０００を備える。ハイサイドパワースイッチング素子１０ａのゲートドライブ回路とローサイドパワースイッチング素子１０ｂのゲートドライブ回路は、１つの回路基板上に配置されてもよいし、別々の回路基板上に配置されてもよい。ゲート駆動装置２３０は、例えば、制御回路（図示せず）からＰＷＭ制御信号を受けて、ハイサイドパワースイッチング素子１０ａ及びローサイドパワースイッチング素子１０ｂのゲート端子に駆動電圧を供給する。車載用途のゲート駆動装置２３０において、制御回路は、上位のＥＣＵ（Electronic Control Unit）からＣＡＮ（Controller Area Network）を介して制御信号を受け取る。
【００９３】
以上説明したように、モータ駆動システム５５０ａは、発熱、配線インピーダンス、磁界の影響が低減されたゲート駆動装置２３０を備えるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００を安定的に駆動できる。このようなゲート駆動装置２３０は、特に高品位が求められる車載用途のＤＣ−ＤＣコンバータ２００に有効である。
【００９４】
（実施の形態９）
図１５は、実施の形態９に係るモータ駆動システム５５０ｂの構成例を示す図である。図１５に示されるモータ駆動システム５５０ｂは、例えば、図１３に示す車両５００に搭載されるモータ駆動システムである。モータ駆動システム５５０ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００と、インバータ３００と、モータ４００とを備える。図１５に示される例では、インバータ３００は、ゲート駆動装置３１０を備え、ゲート駆動装置３１０は、ゲートドライブ回路１０００を含む。
【００９５】
インバータ３００は、Ｎ（Ｎは自然数）個の並列に接続されたレグを備え、それぞれのレグはハイサイドパワースイッチング素子とローサイドスイッチング素子で構成される、Ｎ相インバータである。図１５は、３個のレグが並列接続された３相インバータの例を示す。図１５に示すインバータ３００は、Ｕ相ハイサイドパワースイッチング素子１０ｃ、Ｕ相ローサイドパワースイッチング素子１０ｄ、Ｖ相ハイサイドパワースイッチング素子１０ｅ、Ｖ相ローサイドパワースイッチング素子１０ｆ、Ｗ相ハイサイドパワースイッチング素子１０ｇ、Ｗ相ローサイドパワースイッチング素子１０ｈ、および、ゲート駆動装置３１０を備える。６個のパワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈは３相のブリッジで接続される。ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈは、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。パワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈには、それぞれ、並列かつ逆向きに還流ダイオードが接続される。
【００９６】
３相ブリッジで接続された６個のパワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈは、ゲート駆動装置３１０から供給される駆動信号に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００から与えられる直流電力をスイッチングする。これにより、可変電圧および可変周波数の交流電力が発生し、モータ４００に供給される。なお、モータ駆動システム５５０ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００と、インバータ３００との間に平滑用のキャパシタ（図示せず）を備えてもよい。
【００９７】
ゲート駆動装置３１０は、実施の形態１−６に係るゲートドライブ回路１０００を備える。ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈを制御するゲートドライブ回路は、全て１つの回路基板上に構成されてもよいし、レグごとに１つの回路基板上に構成されてもよいし、ハイサイド用とローサイド用の２つの回路基板上に構成されてもよいし、パワースイッチング素子ごとに異なる回路基板上に構成されてもよい。
【００９８】
ゲート駆動装置３１０は、図示しない制御回路から、所定の電圧および周波数の交流電力を発生させるためのＰＷＭ制御信号を受けて、３相ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子１０ｃ〜１０ｈのゲート端子に駆動電圧を供給する。車載用途のゲート駆動装置２３０において、制御回路は、上位のＥＣＵからＣＡＮを介して制御信号を受け取る。
【００９９】
以上説明したように、モータ駆動システム５５０ｂは、発熱、配線インピーダンス、磁界の影響が低減されたゲート駆動装置３１０を備えるため、インバータ３００を安定的に駆動できる。このようなゲート駆動装置３１０は、特に高品位が求められる車載用途のインバータ３００に有効である。
【０１００】
以上説明した実施の形態８及び実施の形態９は、組み合わせて使用できる。すなわち、車載用のモータ駆動システム５５０ａ，ｂのＤＣ−ＤＣコンバータ２００及びインバータ３００の駆動装置が、それぞれ実施の形態１−６に係るゲートドライブ回路を含むゲート駆動装置を備えてもよい。なお、バッテリ１００の電圧とインバータ３００の電圧とが同じである場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００が省略されてもよい。
【０１０１】
以上、本開示を実施の形態について例示的に説明した。各実施の形態は、各構成要素および／または各処理プロセスを組み合わせることによって、種々の変形例が可能である。そうした変形例も本開示の範囲に含まれることは、当業者によって理解される。
【０１０２】
図１６は、ゲートドライブ回路の領域を分割する変形例１を示す図である。図３、４，および８に示す例において、ゲートドライブ回路は、電流制限回路２３を通り回路基板２０の縦辺に平行な直線と、電流制限回路２３を通り回路基板２０の横辺と平行な直線とによって、４象限に分割される。しかし、その分割の仕方は一例である。２本の分割線は、それぞれ電流制限回路２３を通り、かつ互いに直交していればよい。例えば、ゲートドライブ回路は、回路基板２０の縦辺および横辺に対して傾いた２本の分割線によって４象限に分割されてもよい。２本の互いに直交する分割線の、回路基板２０の縦辺および横辺に対する角度も任意に設定できる。
【０１０３】
図１７は、ゲートドライブ回路の領域を分割する変形例２を示す図である。図３，４，および８に示す例において、ゲートドライブ回路は、電流制限回路２３が配置される領域の略中心を原点として、４象限に分割された。しかし、原点が、電流制限回路２３が配置される領域の略中心に設定されるのは一例である。分割線の原点は、電流制限回路２３が配置される領域内であれば、任意の位置を設定することができる。図１７は、電流制限回路２３が配置される領域の左辺近傍に、原点が設定される例を示す。
本開示は、上記回路構成と同様に、本開示の特徴的な機能を実現できる回路も含む。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列または並列に、スイッチング素子（トランジスタ）、抵抗素子、または容量素子等の素子を接続したものも本開示に含まれる。言い換えれば、本開示における「接続される」は、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合が含まれる。また、本開示において第一電位線は、第一電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。同様に、第二電位線は、第二電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。例えば、配線でない電流経路は、回路素子の端子同士を接続することによって形成される電流経路であってもよい。
本開示において、「構成Ａが、回路基板上に配置される」とは、構成Ａが回路基板の上に載っている場合に限らず、例えば、回路基板が多層基板であって、構成Ａが多層基板のいずれかの層として組み込まれるものをも含む。
【０１０４】
本開示の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態またはその変形例に施したもの、あるいは異なる実施の形態またはその変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本開示の範囲内に含まれる。
【０１０５】
駆動装置は、例えば、駆動対象のスイッチング素子の制御端子に接続すべき制御端子コネクタと、前記制御端子コネクタに繋がる電流経路上に設けられる電流制限回路と、前記制御端子コネクタと前記電流制限回路の間の配線と、基準電位線の間に接続されるクランプ用スイッチング素子と、を共通の回路基板上に配置し、前記回路基板上の前記電流制限回路を原点とする４象限として、第１象限、第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、第４象限をそれぞれ定義するとき、前記制御端子コネクタを前記第１象限に配置し、前記クランプ用スイッチング素子を前記第２象限または前記第４象限に配置してもよい。
例えば、前記クランプ用スイッチング素子を、前記第２象限および前記第４象限の内、前記基準電位線が設けられる象限に配置してもよい。
例えば、駆動装置は、ハイサイドの基準電位線から前記電流制限回路、前記制御端子コネクタを介して前記スイッチング素子の制御端子に電荷を充電する充電用スイッチング素子と、前記スイッチング素子の制御端子から、前記制御端子コネクタ、前記電流制限回路を介してローサイドの基準電位線に電荷を放電する放電用スイッチング素子と、を前記回路基板上にさらに配置し、前記充電用スイッチング素子および前記放電用スイッチング素子を、前記第３象限に配置してもよい。
例えば、駆動装置は、前記スイッチング素子の入力または出力端子に接続すべき導通端子コネクタを前記回路基板上にさらに配置し、前記導通端子コネクタを前記第１象限に配置してもよい。
例えば、駆動装置は、前記導通端子コネクタに繋がる配線と、ローサイドの基準電位線の間に接続されるコンデンサを前記回路基板上にさらに配置し、前記コンデンサを、前記クランプ用スイッチング素子の近傍に配置してもよい。
例えば、前記制御端子コネクタと前記電流制限回路の間の配線は、前記クランプ用スイッチング素子を配置する象限を通るように形成してもよい。
【０１０６】
駆動装置は、例えば、駆動対象のスイッチング素子の制御端子に接続すべき制御端子コネクタと、前記スイッチング素子の入力または出力端子に接続すべき導通端子コネクタと、前記制御端子コネクタに繋がる電流経路上に設けられる第１電流制限回路と、前記制御端子コネクタと前記第１電流制限回路の間の配線と、基準電位線の間に接続されるクランプ用スイッチング素子と、前記制御端子コネクタと前記第１電流制限回路の間の配線と、前記クランプ用スイッチング素子の制御端子の間に接続される第２電流制限回路と、を共通の回路基板上に配置し、前記クランプ用スイッチング素子と前記第２電流制限回路により形成される配線経路を、前記第１電流制限回路が形成される領域を、前記第１電流制限回路の両端間に流れる電流の方向と直交する両方向に延ばした第１領域、及び前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタと両者の間の領域とで形成される領域を、前記制御端子コネクタと前記導通端子コネクタを直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした第２領域を外して配置してもよい。
例えば、駆動装置は、ハイサイドの基準電位線から前記第１電流制限回路、前記制御端子コネクタを介して前記スイッチング素子の制御端子に電荷を充電する充電用スイッチング素子と、前記スイッチング素子の制御端子から、前記制御端子コネクタ、前記第１電流制限回路を介してローサイドの基準電位線に電荷を放電する放電用スイッチング素子と、を前記回路基板上にさらに配置し、前記クランプ用スイッチング素子を、前記充電用スイッチング素子および前記放電用スイッチング素子より前記制御端子コネクタに近い位置に配置してもよい。
例えば、前記回路基板上の前記第１電流制限回路を原点とする４象限として、第１象限、第１象限から時計回りに第２象限、第３象限、第４象限をそれぞれ定義するとき、前記制御端子コネクタ及び前記導通端子コネクタを前記第１象限に配置し、前記充電用スイッチング素子および前記放電用スイッチング素子を、前記第３象限に配置し、前記クランプ用スイッチング素子を前記第２象限または前記第４象限に配置してもよい。
例えば、前記回路基板上に金属部材をさらに配置し、前記金属部材を、前記クランプ用スイッチング素子と前記放電用スイッチング素子との間に配置してもよい。
例えば、前記金属部材は、前記導通端子コネクタに繋がる配線と、基準電位線との間に接続されるコンデンサの一部であり、前記クランプ用スイッチング素子と前記第２電流制限回路により形成される配線経路を、前記コンデンサが形成される領域を、前記コンデンサの正極端子と負極端子を直線で結んだ方向と直交する両方向に延ばした第３領域をさらに外して配置してもよい。
【０１０７】
例えば、電力変換装置は、少なくとも一つのスイッチング素子を含み、入力電力を変換する電力変換回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動装置と、を備えてもよい。
例えば、車両は、バッテリと、前記バッテリの電圧をＤＣ−ＤＣ変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの交流電力により駆動されるモータと、を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ及び前記インバータの少なくとも一方が、電力変換装置で構成されてもよい。
例えば、車両は、バッテリと、前記バッテリからの直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの交流電力により駆動されるモータと、を備え、前記インバータが電力変換装置で構成されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１０８】
本開示は、例えば、車両に搭載されるモータ駆動システムのＤＣ−ＤＣコンバータまたはインバータの駆動装置に利用できる。
【符号の説明】
【０１０９】
１０  パワースイッチング素子
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ    回路基板
２０ｄ，２０ｅ，２０ｆ，２０ｇ    回路基板
２１    ゲート端子コネクタ
２２    ソース端子コネクタ
２３    電流制限回路
２３ａ    ゲート抵抗
２４    正バイアス用電源
２５    正バイアス用キャパシタ
２６    負バイアス用電源
２７    負バイアス用キャパシタ
２８    充放電用スイッチング回路
２９    充電用スイッチング素子
３０    放電用スイッチング素子
３１    クランプ用スイッチング素子
３１ｔ    クランプ用スイッチング素子の入力端子
３２    クランプ用抵抗
３３    駆動回路
３４    充放電用抵抗
３５    外部信号コネクタ
３６    電流制限回路
１００    バッテリ
２００    ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１０    インダクタ
２２０    キャパシタ
２３０    ゲート駆動装置
３００    インバータ
３１０    ゲート駆動装置
４００    モータ
５００    車両
５５０ａ，５５０ｂ    モータ駆動システム
１０００，１０００ａ，１０００ｂ，１０００ｃ    ゲートドライブ回路
１０００ｄ，１０００ｅ，１０００ｆ，１０００ｇ    ゲートドライブ回路
Ａ０    電流経路の領域
Ｐ１    放電経路
Ｐ１ｍ    放電経路
Ａ１    第１領域
Ｐ２    クランプ経路
Ｐ２ｍ    クランプ経路
Ａ２，Ａ２ｍ    第２領域
Ｐ３    充電経路
Ａ３    第３領域
Ｐ４    電流経路
１０ａ    ハイサイドパワースイッチング素子
１０ｂ    ローサイドパワースイッチング素子
１０ｃ    Ｕ相ハイサイドパワースイッチング素子
１０ｄ    Ｕ相ローサイドパワースイッチング素子
１０ｅ    Ｖ相ハイサイドパワースイッチング素子
１０ｆ    Ｖ相ローサイドパワースイッチング素子
１０ｇ    Ｗ相ハイサイドパワースイッチング素子
１０ｈ    Ｗ相ローサイドパワースイッチング素子
【図１】
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【図２】
0005845428.tif 000003
【図３】
0005845428.tif 000004
【図４】
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【図５】
0005845428.tif 000006
【図６】
0005845428.tif 000007
【図７】
0005845428.tif 000008
【図８】
0005845428.tif 000009
【図９】
0005845428.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
0005845428.tif 000012
【図１２】
0005845428.tif 000013
【図１３】
0005845428.tif 000014
【図１４】
0005845428.tif 000015
【図１５】
0005845428.tif 000016
【図１６】
0005845428.tif 000017
【図１７】
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