(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間の電流経路上に設けられた電源シャント抵抗と、
各相毎前記下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記電源シャント抵抗に流れる電流の過電流を検出する第１の過電流検出部と、
前記各相下アームシャント抵抗に流れる電流のうちの少なくとも１つの過電流を検出する第２の過電流検出部と、
前記第１の過電流検出部による検出結果および前記第２の過電流検出部による検出結果のうちの何れか一方を用いて過電流を判定し、その判定結果に従って前記インバータへの駆動信号の出力を停止する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記上アームスイッチング素子のうちの１つまたは２つをオンする駆動信号が生成されている期間では前記第１の過電流検出部の検出結果を選択し、
前記上アームスイッチング素子の全てをオフする駆動信号が生成されている期間では前記第２の過電流検出部の検出結果を選択する電力変換装置。
【請求項２】
直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間の電流経路上に設けられた電源シャント抵抗と、
各相毎前記下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記電源シャント抵抗に流れる電流の過電流を検出する第１の過電流検出部と、
前記各相下アームシャント抵抗に流れる電流のうちの少なくとも１つの過電流を検出する第２の過電流検出部と、
前記第１の過電流検出部による検出結果および前記第２の過電流検出部による検出結果のうちの何れか一方を用いて過電流を判定し、その判定結果に従って前記インバータへの駆動信号の出力を停止する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記上アームスイッチング素子のうちの１つまたは２つをオンする駆動信号が生成されている期間では前記第２の過電流検出部による検出結果の出力を停止し、
前記上アームスイッチング素子の全てをオフする駆動信号が生成されている期間では前記第１の過電流検出部による検出結果の出力を停止する電力変換装置。
【請求項３】
直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを並列に接続して構成されるインバータと、
前記直流電源と前記インバータとの間の電流経路上に設けられた電源シャント抵抗と、
各相毎前記下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
前記電源シャント抵抗に流れる電流の過電流を検出する第１の過電流検出部と、
前記各相下アームシャント抵抗に流れる電流のうちの少なくとも１つの過電流を検出する第２の過電流検出部と、
前記第１の過電流検出部による検出結果および前記第２の過電流検出部による検出結果のうちの何れか一方を用いて過電流を判定し、その判定結果に従って前記インバータへの駆動信号の出力を停止する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記インバータの変調率の高低に応じて、前記第１の過電流検出部による検出結果および前記第２の過電流検出部による検出結果のうちの何れか一方を選択する電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記変調率が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記第１の過電流検出部の検出結果を選択し、
前記変調率が前記閾値以下である場合には、前記第２の過電流検出部の検出結果を選択する請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の過電流検出部は、
電源シャント抵抗電圧に対する第１の閾値が予め設定され、前記電源シャント抵抗電圧が前記第１の閾値以下である場合には、前記電源シャント抵抗に流れる電流の電流値が正常値であることを示す値を過電流検出結果として前記制御部に出力し、前記電源シャント抵抗電圧が前記第１の閾値よりも大きい場合には、前記電源シャント抵抗に過電流が流れたことを示す値を過電流検出結果として前記制御部に出力し、
前記第２の過電流検出部は、
各相下アーム電圧に対する第２の閾値、および、当該第２の閾値よりも高い第３の閾値のうちの少なくとも１つが予め設定され、前記各相下アーム電圧が前記第２の閾値以上であるか、または前記第３の閾値以下である場合、あるいは、前記各相下アーム電圧が前記第２の閾値以上であり、且つ前記第３の閾値以下である場合には、前記各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値を過電流検出結果として前記制御部に出力し、前記各相下アーム電圧のうちの少なくとも１つが前記第２の閾値よりも小さいか、または前記第３の閾値よりも大きい場合には、前記各相下アームシャント抵抗に過電流が流れたことを示す値を過電流検出結果として前記制御部に出力する請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記第１の過電流検出部による過電流検出結果と前記第２の過電流検出部による過電流検出結果とを切り替えて出力する過電流検出結果切替部と、
前記過電流検出結果切替部の出力を保持する状態保持部と、
前記状態保持部の出力が前記電源シャント抵抗あるいは前記各相下アームシャント抵抗のいずれかに過電流が流れたことを示す値である場合に、前記各駆動信号の出力を停止するインバータ駆動停止部と、
を備えた請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載の電力変換装置を備えたモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項７に記載のモータ駆動装置を備えた送風機。
【請求項９】
請求項７に記載のモータ駆動装置を備えた圧縮機。
【請求項１０】
請求項８に記載の送風機あるいは請求項９に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた空気調和機。
【請求項１１】
請求項８に記載の送風機あるいは請求項９に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷蔵庫。
【請求項１２】
請求項８に記載の送風機あるいは請求項９に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えた冷凍機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭ変調方式の３相インバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を組み合わせることにより、３相交流電圧を生成して負荷に供給する電力変換装置では、例えばモータ等の３相負荷に流れる各相電流を検出し、その各相電流に基づいて負荷を制御している。【０００３】
３相負荷に流れる各相電流を検出する手段としては、インバータを構成するスイッチング素子に直列に接続された電流センサやシャント抵抗を設けるものがある。シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成や、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を設ける構成がある。電源シャント抵抗や下アームシャント抵抗を設ける構成では、位相毎に検出する相電流を特定する必要があり、制御ソフトが複雑化する。また、電源シャント抵抗を設ける構成では、１相分の電流しか検出できない場合に、２相分の電流を検出するために通電調節を行う必要がある。つまり、１スイッチング周期において各相電流を検出する期間が狭い範囲に限定される。このため、例えば、「電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の下アームシャント抵抗を設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する」ことにより、位相毎の検出電流特定、通電調節、時系列的な電流検出を必要としない簡単な制御ソフトで相電流の検出ができるインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−６７７４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
インバータや負荷装置を保護し、運転信頼性を確保するためには、各相電流の過電流検出およびインバータの停止には即時性が要求される。したがって、各相電流の過電流検出においては、演算処理が介在しない過電流検出手法が望ましい。しかしながら、上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗で相電流の検出を行い、相電流が検出できたか否かを判定してから、下アームシャント抵抗により相電流を検出できなかった場合に、電源シャント抵抗により相電流を検出し、さらに、複数の検出値を用いて相電流を算出するようにしているので、過電流が発生してからインバータを停止するまでに、判定処理や演算処理を行うための時間が必要となる、という問題があった。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、相電流の過電流検出期間の拡大および過電流検出手順の簡素化を実現し、インバータや負荷装置の運転信頼性の向上を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置であって、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、前記電源シャント抵抗および前記各相下アームシャント抵抗の接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧である電源シャント抵抗電圧に基づいて、前記電源シャント抵抗に流れる電流の過電流検出を行う第１の過電流検出部と、前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の各電圧である各相下アーム電圧に基づいて、前記各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の過電流検出を行う第２の過電流検出部と、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成すると共に、前記第１の過電流検出部による過電流検出結果および前記第２の過電流検出部による過電流検出結果のうちの何れか一方を用いて、前記負荷装置に流れる各相電流の過電流検出を行い、前記各相電流の過電流を検出した場合に、前記各駆動信号の出力を停止する制御部と、前記各駆動信号に基づいて前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子を駆動する駆動部と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、相電流の過電流検出期間の拡大および過電流検出手順の簡素化を実現し、インバータや負荷装置の運転信頼性の向上を図ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の過電流検出部の一構成例を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第２の過電流検出部の一構成例を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。
【図５】図５は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。
【図６】図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図７】図７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図８】図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図９】図９は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１０】図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１１】図１１は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１２】図１２は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【図１３】図１３は、１キャリア周期における各出力電圧ベクトル発生期間の一例を示す図である。
【図１４】図１４は、インバータの変調率が比較的高い場合の電源シャント抵抗電圧Ｖｘの推移を示す図である。
【図１５】図１５は、インバータの変調率が比較的低い場合の電源シャント抵抗電圧Ｖｘの推移を示す図である。
【図１６】図１６は、インバータの変調率が比較的低い場合のＵ相下アーム電圧Ｖｕの推移を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を負荷装置（図１に示す例ではモータ）９に供給する３相交流電力に変換する構成としている。
【００１２】
図１に示すように、電力変換装置１００は、負荷装置９に３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃ（ここでは、３ａ：Ｕ相、３ｂ：Ｖ相、３ｃ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆ（ここでは、３ｄ：Ｕ相、３ｅ：Ｖ相、３ｆ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成されるインバータ２と、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する６つの駆動信号を生成して、それぞれ各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する制御部７と、各駆動信号に基づいて各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆを駆動する駆動部８とを備えている。各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆは、それぞれ逆並列接続された還流ダイオード４ａ〜４ｆ（ここでは、４ａ：Ｕ相上アーム、４ｂ：Ｖ相上アーム、４ｃ：Ｗ相上アーム、４ｄ：Ｕ相下アーム、４ｅ：Ｖ相下アーム、４ｆ：Ｗ相下アーム）を含み構成されている。
【００１３】
制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、負荷装置９の制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。
【００１４】
また、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１の負電圧側とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃ（ここでは、６ａ：Ｕ相、６ｂ：Ｖ相、６ｃ：Ｗ相）と、電源シャント抵抗５および各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの接続点（図１に示すＸ点）と直流電源１の負電圧側（基準電位）との間の電圧（以下、「電源シャント抵抗電圧」という）Ｖｘに基づいて、電源シャント抵抗５に流れる電流の過電流検出を行う第１の過電流検出部２１ａと、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの各接続点と直流電源１の負電圧側（基準電位）との間の各電圧（以下、「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の過電流検出を行う第２の過電流検出部２１ｂとを備えている。なお、図１に示す例では、電源シャント抵抗５の抵抗値をＲｄｃ、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの抵抗値をＲｓｈとしている。
【００１５】
図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第１の過電流検出部の一構成例を示す図である。図２に示すように、第１の過電流検出部２１ａは、電圧比較手段２２を含み構成される。
【００１６】
電圧比較手段２２では、電源シャント抵抗電圧Ｖｘに対する第１の閾値Ｖ１が予め設定され、電源シャント抵抗電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１以下（Ｖｘ≦Ｖ１）である場合には、電源シャント抵抗５に流れる電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）をＯＣ１出力として制御部７に出力し、電源シャント抵抗電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１よりも大きい（Ｖｘ＞Ｖ１）場合には、電源シャント抵抗５に過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）をＯＣ１出力として制御部７に出力する。
【００１７】
なお、この第１の過電流検出部２１ａは、電圧比較手段２２の前段に、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを制御部７で扱い易い電圧値Ｖｘ’とするための増幅手段を具備する構成であってもよい。この場合には、電圧比較手段２２において、Ｖｘ’が予め設定された第１の閾値Ｖ１’以下（Ｖｘ’≦Ｖ１’）である場合には、電源シャント抵抗５に流れる電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）をＯＣ１出力として制御部７に出力し、Ｖｘ’が第１の閾値Ｖ１’よりも大きい（Ｖｘ’＞Ｖ１’）場合には、電源シャント抵抗５に過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）をＯＣ１出力として制御部７に出力するようにすればよい。
【００１８】
図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置の第２の過電流検出部の一構成例を示す図である。図３に示すように、第２の過電流検出部２１ｂは、各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃ、および論理積演算手段２４を含み構成される。
【００１９】
各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃでは、それぞれ各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する第２の閾値Ｖ２およびこの第２の閾値Ｖ２よりも高い第３の閾値Ｖ３が予め設定され、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが第２の閾値Ｖ２以上であり、且つ、第３の閾値Ｖ３以下（Ｖ２≦Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ≦Ｖ３）である場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）をそれぞれＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃとして出力し、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが第２の閾値Ｖ２よりも小さい（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ＜Ｖ２）か、あるいは第３の閾値Ｖ３よりも大きい（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ＞Ｖ３）場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）をそれぞれＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃとして出力する。
【００２０】
この各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃは、例えば、各相毎に比較器を２回路ずつ設け、一方の比較器で各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと第２の閾値Ｖ２との比較を行い、他方の比較器で各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと第３の閾値Ｖ３との比較を行い、各比較器の出力を論理演算して、その論理演算結果をＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃとすればよい。
【００２１】
なお、この第２の過電流検出部２１ｂは、各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃの前段に、それぞれ各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを制御部７で扱い易い各電圧値Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’とするための増幅手段を具備する構成であってもよい。また、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆの各還流ダイオード４ｄ，４ｅ，４ｆに電流が流れる場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが直流電源１の負電圧側（基準電位）よりも低くなり、直流電源１の負電圧側（基準電位）がＧＮＤである場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが負電圧となるため、さらに電圧レベルシフト手段を具備する構成であってもよい。この場合には、第１の過電流検出部２１ａにおいて、Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’が予め設定された第２の閾値Ｖ２’以上であり、且つ、第３の閾値Ｖ３’以下（Ｖ２’≦Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’≦Ｖ３’）である場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）をそれぞれＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃとして出力し、各相下アーム電圧Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’が第２の閾値Ｖ２’よりも小さい（Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’＜Ｖ２’）か、あるいは第３の閾値Ｖ３’よりも大きい（Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’＞Ｖ３’）場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）をそれぞれＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃとして出力するようにすればよい。
【００２２】
論理積演算手段２４では、各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃの各出力ＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃが全て各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）である場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の電流値が全て正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）をＯＣ２として制御部７に出力し、各相電圧比較手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃの各出力ＯＣ２ａ，ＯＣ２ｂ，ＯＣ２ｃのうち、いずれか１つ以上が各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）である場合には、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃのいずれか１つ以上に過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）をＯＣ２として制御部７に出力する。
【００２３】
図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電力変換装置１００の制御部７は、上述した各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成するための各構成部（図示せず）に加え、第１の過電流検出部２１ａによる過電流検出結果と第２の過電流検出部２１ｂによる過電流検出結果とを切り替えて出力する過電流検出結果切替部２５と、過電流検出結果切替部２５の出力を保持する状態保持部２６と、状態保持部２６の出力が電源シャント抵抗５あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃのいずれかに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）である場合に、インバータ２を構成する各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへの各駆動信号の出力を停止するインバータ駆動停止部２７とを備えている。
【００２４】
過電流検出結果切替部２５は、図４に示すように、スイッチ手段２８を含み構成される。このスイッチ手段２８では、後述するインバータ２の出力電圧ベクトルに応じて、第１の過電流検出部２１ａの過電流検出結果である出力ＯＣ１と第２の過電流検出部２１ｂの過電流検出結果である出力ＯＣ２とを切り替えて、ＯＣ３として出力する。
【００２５】
状態保持部２６は、例えばラッチ回路等により構成される。この状態保持部２６では、過電流検出結果切替部２５の出力ＯＣ３が電源シャント抵抗５に流れる電流あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）である間は、過電流検出結果切替部２５の出力値ＯＣ３と同値（ここでは、Ｈｉ出力）が保たれ、過電流検出結果切替部２５の出力ＯＣ３が電源シャント抵抗５あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃのいずれかに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）となった時点で、過電流検出結果切替部２５の出力値ＯＣ３と同値（ここでは、Ｌｏ出力）を保持する。
【００２６】
インバータ駆動停止部２７は、図４に示すように、各論理積演算手段２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄ，２９ｅ，２９ｆを含み構成される。これら各論理積演算手段２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄ，２９ｅ，２９ｆでは、それぞれ、状態保持部２６により保持された過電流検出結果切替部２５の出力ＯＣ３が電源シャント抵抗５に流れる電流あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値（ここでは、Ｈｉ出力）である間は、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを出力し、過電流検出結果切替部２５の出力ＯＣ３が電源シャント抵抗５あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃのいずれかに過電流が流れたことを示す値（ここでは、Ｌｏ出力）となった時点で、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの出力を停止する。
【００２７】
なお、上述した第１の過電流検出部２１ａ、第２の過電流検出部２１ｂ、および制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。
【００２８】
つぎに、ＰＷＭ変調による空間ベクトル変調方式について説明する。図５は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。図５（ａ）は、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータ２の出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図５（ｂ）は、インバータ２の出力電圧ベクトルの定義を示している。なお、図５に示す例では、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。
【００２９】
図５に示すように、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ２の出力電圧ベクトルは、（（Ｕ相上アームスイッチング素子３ａの状態）（Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂの状態）（Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータの出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。
【００３０】
このように、ＰＷＭ変調による空間ベクトル変調方式におけるインバータの出力電圧ベクトルは、大きさを持たない各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７と、大きさが等しく互いに６０°の位相差を持つ各実ベクトルＶ１〜Ｖ６とで構成され、これら８通りの出力電圧ベクトルを任意の組み合わせで合成することにより、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する３相ＰＷＭ電圧を発生させる。
【００３１】
ここで、インバータ２や負荷装置９を保護し、運転信頼性を確保するためには、各相電流の過電流検出およびインバータ２の停止には即時性が要求される。したがって、各相電流の過電流検出においては、演算処理が介在しない過電流検出手法が望ましい。
【００３２】
図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図６に示す例では、負荷装置（ここではモータ）９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを正の値としている。なお、以下の各図に示す例においても、図６と同様の記載とする。
【００３３】
図６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１），（２），（３）式で表すことができる。
【００３４】
Ｖｕ＝Ｖｘ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（１）
Ｖｖ＝Ｖｘ＋ｉｖ×Ｒｓｈ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２）
Ｖｗ＝Ｖｘ＋ｉｗ×Ｒｓｈ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（３）
【００３５】
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出することにより、上記（１），（２），（３）式を用いて各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００３６】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（１）式を用いて電源シャント抵抗５に流れるＩ相電流ｉｕを算出することができる。
【００３７】
図７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００３８】
図７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側端子に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４），（５），（６）式で表すことができる。
【００３９】
Ｖｕ＝Ｖｘ＋ｉｕ×Ｒｓｈ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（４）
Ｖｖ＝Ｖｘ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（５）
Ｖｗ＝Ｖｘ＋ｉｗ×Ｒｓｈ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（６）
【００４０】
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出することにより、上記（４），（５），（６）式を用いて各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃに流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００４１】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（５）式を用いて電源シャント抵抗５に流れるＶ相電流ｉｖを算出することができる。
【００４２】
図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００４３】
図８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（７），（８），（９）式で表すことができる。
【００４４】
Ｖｕ＝Ｖｘ＋ｉｕ×Ｒｓｈ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（７）
Ｖｖ＝Ｖｘ＋ｉｖ×Ｒｓｈ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（８）
Ｖｗ＝Ｖｘ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（９）
【００４５】
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出することにより、上記（７），（８），（９）式を用いて各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００４６】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（９）式を用いて電源シャント抵抗５に流れるＷ相電流ｉｗを算出することができる。
【００４７】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０）、およびＶ３（００１）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することも可能であるが、複数の検出値を用いて算出する時間が必要であるので、即時性を要する過電流検出には不向きである。
【００４８】
一方、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、１相分の相電流を算出することが可能であり、電源シャント抵抗電圧Ｖｘに対して、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流検出値に相当する第１の閾値Ｖ１を設定しておき、単に、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出して第１の閾値Ｖ１と比較することにより、過電流の検出を行うことが可能である。
【００４９】
また、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることから、モータ９が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
【００５０】
図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００５１】
図９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１０），（１１），（１２）式で表すことができる。
【００５２】
Ｖｕ＝Ｖｘ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（１０）
Ｖｖ＝Ｖｘ＝ｉｗ×Ｒｄｃ  …（１１）
Ｖｗ＝Ｖｘ＋ｉｗ×Ｒｓｈ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ  …（１２）
【００５３】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００５４】
ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ  …（１３）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ  …（１４）
【００５５】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１０），（１１），（１３）式のうちのいずれか１式、および（１４）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００５６】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（１０）式あるいは（１１）を用いて電源シャント抵抗５に流れるＷ相電流ｉｗを算出することができる。
【００５７】
図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００５８】
図１０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１４），（１６），（１７）式で表すことができる。
【００５９】
Ｖｕ＝Ｖｘ＋ｉｕ×Ｒｓｈ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ  …（１４）
Ｖｖ＝Ｖｘ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（１６）
Ｖｗ＝Ｖｘ＝ｉｕ×Ｒｄｃ  …（１７）
【００６０】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００６１】
ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ  …（１８）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ  …（１９）
【００６２】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１４），（１５），（１６）式のうちのいずれか１式、および（１９）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００６３】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（１６）式あるいは（１７）を用いて電源シャント抵抗５に流れるＵ相電流ｉｕを算出することができる。
【００６４】
図１１は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
【００６５】
図１１に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２０），（２１），（２２）式で表すことができる。
【００６６】
Ｖｕ＝Ｖｘ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（２０）
Ｖｖ＝Ｖｘ＋ｉｖ×Ｒｓｈ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２１）
Ｖｗ＝Ｖｘ＝ｉｖ×Ｒｄｃ  …（２２）
【００６７】
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
【００６８】
ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ  …（２３）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ  …（２４）
【００６９】
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（２０），（２１），（２２）式のうちのいずれか１式、および（２４）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００７０】
また、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、上記（２０）式あるいは（２２）を用いて電源シャント抵抗５に流れるＶ相電流ｉｖを算出することができる。
【００７１】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗのうちのいずれか１つを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することも可能であるが、複数の検出値を用いて算出する時間が必要であるので、即時性を要する過電流検出には不向きである。
【００７２】
一方、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、１相分の相電流を算出することが可能であり、電源シャント抵抗電圧Ｖｘに対して、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流検出値に相当する第１の閾値Ｖ１を設定しておき、単に、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出して第１の閾値Ｖ１と比較することにより、過電流の検出を行うことが可能である。
【００７３】
図１２は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１２に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
【００７４】
図１２に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の直流電源１の負電圧側（基準電位）に対する電圧Ｖｘはほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｅを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２５），（２６），（２７）式で表すことができる。
【００７５】
Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ  …（２５）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ  …（２６）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｓｈ  …（２７）
【００７６】
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出することにより、上記（１０），（１１），（１２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００７７】
なお、上述した例では、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合について説明したが、他の実ベクトルからゼロベクトルＶ０（０００）に移行する場合においても、同様に各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出することにより各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
【００７８】
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、ゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、３相分の相電流を算出することが可能であり、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流検出値に相当する第２の閾値Ｖ２および第３の閾値Ｖ３を設定しておき、単に、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出して第２の閾値Ｖ２および第３の閾値Ｖ３と比較することにより、過電流の検出を行うことが可能である。
【００７９】
なお、上記説明では、下アーム電圧検出部を３相分設けた構成について説明したが、この下アーム電圧検出部を２相分設けた構成においても、負荷装置９が平衡負荷である場合には、キルヒホッフの第一法則や相電流の平衡条件を用いることにより、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することが可能であるが、ここでは、その詳細な説明は省略する。
【００８０】
図１３は、１キャリア周期における各出力電圧ベクトル発生期間の一例を示す図である。図１３では、ａ期間におけるゼロベクトルＶ０（０００）、ｂ期間における実ベクトルＶ１（１００）、ｃ期間における実ベクトルＶ４（１１０）、ｄ期間におけるゼロベクトルＶ７（１１１）、ｅ期間における実ベクトルＶ４（１１０）、ｆ期間における実ベクトルＶ１（１００）、ｇ期間におけるゼロベクトルＶ０（０００）の順に遷移する例を示している。
【００８１】
図１３に示す例では、ａ，ｇ期間はゼロベクトルＶ０（０００）であるので、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流の検出を行うことが可能である。つまり、このａ，ｇ期間では、第２の過電流検出部２１ｂにより各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流の検出を行うことができる。
【００８２】
また、ｂ，ｆ期間は実ベクトルＶ１（１００）であるので、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、Ｉ相電流ｉｕの過電流の検出を行うことが可能である。つまり、このｂ，ｆ期間では、第１の過電流検出部２１ａによりＩ相電流ｉｕの過電流の検出を行うことができる。
【００８３】
また、ｃ，ｅ期間は実ベクトルＶ４（１１０）であるので、電源シャント抵抗電圧Ｖｘを検出することにより、Ｗ相電流ｉｗの過電流の検出を行うことが可能である。つまり、このｃ，ｅ期間では、第１の過電流検出部２１ａによりＷ相電流ｉｗの過電流の検出を行うことができる。
【００８４】
なお、上述した例では、１キャリア周期において、ゼロベクトルＶ０（０００）、実ベクトルＶ１（１００）、実ベクトルＶ４（１１０）、ゼロベクトルＶ７（１１１）、実ベクトルＶ４（１１０）、実ベクトルＶ１（１００）、ゼロベクトルＶ０（０００）の順に遷移する例について説明したが、この１キャリア周期における各出力電圧ベクトル発生期間は、図１３に示す例に限るものではなく、少なくとも１種の実ベクトルとゼロベクトルとが存在する。
【００８５】
したがって、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、各実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）の発生期間では、第１の過電流検出部２１ａにより各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちの１相分の過電流の検出を行うことにより、演算処理が介在しない過電流検出を実現することができ、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間では、第２の過電流検出部２１ｂにより各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの過電流の検出を行うことにより、演算処理が介在しない過電流検出を実現することができる。
【００８６】
つまり、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、第１の過電流検出部２１ａおよび第２の過電流検出部２１ｂを具備し、これら第１の過電流検出部２１ａによる過電流検出結果および第２の過電流検出部２１ｂによる過電流検出結果のうちの何れか一方を用いて、各相電流の過電流検出を行うことにより、ゼロベクトルＶ７（１１１）以外の各出力電圧ベクトル発生期間において、演算処理が介在しない過電流検出を実現することができる。
【００８７】
また、各実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）の発生期間では、過電流検出結果切替部２５のスイッチ手段２８を第１の過電流検出部２１ａ側に制御し、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間では、過電流検出結果切替部２５のスイッチ手段２８を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御することにより、第１の過電流検出部２１ａに設定する第１の閾値、および、第２の過電流検出部２１ｂに設定する第２の閾値および第３の閾値は、それぞれ１つずつ設定しておけばよい。つまり、相電流が電源シャント抵抗５および各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの双方を流れる場合と、相電流が電源シャント抵抗５あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの何れか一方を流れる場合とでは、異なる閾値を設定する必要があるが、本実施の形態では、上述したように、各実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）の発生期間では、過電流検出結果切替部２５のスイッチ手段２８を第１の過電流検出部２１ａ側に制御し、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間では、過電流検出結果切替部２５のスイッチ手段２８を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御することにより、常に相電流が電源シャント抵抗５あるいは各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの何れか一方を流れている場合の過電流検出結果となり、相電流が電源シャント抵抗５および各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの双方を流れている場合の検出結果を排除することができるので、出力電圧ベクトルに応じて、第１の過電流検出部２１ａに設定する第１の閾値、および、第２の過電流検出部２１ｂに設定する第２の閾値および第３の閾値を変更することなく、確実に過電流検出を行うことができる。
【００８８】
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、直流電源の負電圧側とインバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、各相下アームスイッチング素子と電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗とを設け、電源シャント抵抗および各相下アームシャント抵抗の接続点と直流電源の負電圧側（基準電位）との間の電圧である電源シャント抵抗電圧に基づいて、電源シャント抵抗に流れる電流の過電流検出を行う第１の過電流検出部と、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側（基準電位）との間の各電圧である各相下アーム電圧に基づいて、各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の過電流検出を行う第２の過電流検出部とを備え、これら第１の過電流検出部による過電流検出結果および第２の過電流検出部による過電流検出結果のうちの何れか一方を用いて、各相電流の過電流検出を行うようにしたので、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、演算処理を介在させることなく各相電流の過電流検出を行うことができるので、相電流の過電流検出期間の拡大および過電流検出手順の簡素化を実現することができ、インバータや負荷装置の運転信頼性の向上を図ることができる。
【００８９】
また、各実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）の発生期間では、過電流検出結果切替部のスイッチ手段を第１の過電流検出部側に制御し、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間では、過電流検出結果切替部のスイッチ手段を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御するようにしたので、常に相電流が電源シャント抵抗あるいは各相下アームシャント抵抗の何れか一方を流れている場合の過電流検出結果となり、相電流が電源シャント抵抗および各相下アームシャント抵抗の双方を流れている場合の検出結果を排除することができるので、第１の過電流検出部に設定する第１の閾値、および、第２の過電流検出部に設定する第２の閾値および第３の閾値をインバータの出力電圧ベクトルに応じて変更することなく、確実に過電流検出を行うことができる。
【００９０】
実施の形態２．
実施の形態１では、インバータの出力電圧ベクトルに応じて、第１の過電流検出部による過電流検出結果と第２の過電流検出部による過電流検出結果とを切り替える例について説明したが、本実施の形態では、インバータの運転状態、あるいは変調率に応じて、第１の過電流検出部による過電流検出結果と第２の過電流検出部による過電流検出結果とを切り替える例について説明する。なお、実施の形態２にかかる電力変換装置の構成は、実施の形態１にかかる電力変換装置と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００９１】
本実施の形態では、過電流検出結果切替部２５のスイッチ手段２８は、インバータ２の運転状態、あるいは変調率に応じて、第１の過電流検出部２１ａによる検出結果と第２の過電流検出結果とを切り替え、ＯＣ３として出力する。
【００９２】
図１４は、インバータの変調率が比較的高い場合の電源シャント抵抗電圧Ｖｘの推移を示す図である。また、図１５は、インバータの変調率が比較的低い場合の電源シャント抵抗電圧Ｖｘの推移を示す図である。また、図１６は、インバータの変調率が比較的低い場合のＵ相下アーム電圧Ｖｕの推移を示す図である。
【００９３】
図１５に示すように、通常運転域においてインバータ２の変調率が比較的高い場合には、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間が長く、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が短くなる。
【００９４】
また、図１６および図１７に示すように、低速運転域においてインバータ２の変調率が比較的低い場合には、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が長く、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間が短くなる。
【００９５】
したがって、本実施の形態では、インバータ２の変調率が高い運転状況で長時間運転を行うような運転状態では、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間において、スイッチ手段２８を第１の過電流検出部２１ａ側に制御して第１の過電流検出部２１ａの検出結果（ＯＣ１）を選択し、インバータ２の変調率が低い運転状況で長時間運転を行うような運転状態では、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間において、スイッチ手段２８を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御して第２の過電流検出部２１ｂの検出結果（ＯＣ２）を選択する。
【００９６】
あるいは、スイッチ手段２８を切り替えるトリガーとして、インバータ２の変調率に閾値を設け、インバータ２の変調率が閾値よりも大きい場合には、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間において、スイッチ手段２８を第１の過電流検出部２１ａ側に制御して第１の過電流検出部２１ａの検出結果（ＯＣ１）を選択し、インバータ２の変調率が閾値以下である場合には、スイッチ手段２８を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御し、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間において、スイッチ手段２８を第２の過電流検出部２１ｂ側に制御して第２の過電流検出部２１ｂの検出結果（ＯＣ２）を選択する。
【００９７】
なお、本実施の形態では、インバータ２の変調率が高い運転状況で長時間運転を行うような運転状態、あるいは、インバータ２の変調率が閾値よりも大きい場合には、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間はスイッチ手段２８をオフ制御し、何れの検出結果も選択せず、インバータ２の変調率が低い運転状況で長時間運転を行うような運転状態、あるいは、インバータ２の変調率が閾値以下である場合には、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間はスイッチ手段２８をオフ制御し、何れの検出結果も選択しない。
【００９８】
このようにすれば、実施の形態１と同様に、第１の過電流検出部に設定する第１の閾値、および、第２の過電流検出部に設定する第２の閾値および第３の閾値をインバータ２の出力電圧ベクトルに応じて変更することなく、さらに、発生期間が短い出力電圧ベクトルによる検出結果を排除することができ、過電流検出の高精度化を図ることができる。
【００９９】
以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、インバータの運転状態、あるいは変調率に応じて、第１の過電流検出部による過電流検出結果と第２の過電流検出部による過電流検出結果とを切り替えるようにし、インバータの変調率が高い運転状況で長時間運転を行うような運転状態、あるいは、インバータの変調率が閾値よりも大きい場合には、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間において、過電流検出結果切替部のスイッチ手段を第１の過電流検出部側に制御して第１の過電流検出部の検出結果を選択し、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間は過電流検出結果切替部のスイッチ手段をオフ制御して何れの検出結果も選択せず、インバータの変調率が低い運転状況で長時間運転を行うような運転状態、あるいは、インバータの変調率が閾値以下である場合には、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間において、過電流検出結果切替部のスイッチ手段を第２の過電流検出部側に制御して第２の過電流検出部の検出結果（ＯＣ２）を選択し、実ベクトルＶ１（１００）〜Ｖ６（１０１）の発生期間は過電流検出結果切替部のスイッチ手段をオフ制御して何れの検出結果も選択しないようにしたので、実施の形態１と同様に、第１の過電流検出部に設定する第１の閾値、および、第２の過電流検出部に設定する第２の閾値および第３の閾値をインバータの出力電圧ベクトルに応じて変更することなく、さらに、発生期間が短い出力電圧ベクトルによる検出結果を排除することができ、過電流検出の高精度化を図ることができる。
【０１００】
なお、上述した実施の形態では、過電流検出結果切替部、状態保持部、およびインバータ駆動停止部を制御部に具備する構成例について説明したが、これら過電流検出結果切替部、状態保持部、あるいはインバータ駆動停止部を制御部の外部に設ける構成とすることも可能である。
【０１０１】
例えば、制御部の過電流検出ポートを減らしたい場合には、過電流検出結果切替部を制御部の外部に設けることにより、制御部の過電流検出ポートを１つに減らすことができる。
【０１０２】
また、状態保持部を構成するラッチ回路を制御部の外部に設けることにより、制御部の構成を簡素化することも可能である。
【０１０３】
さらに、インバータ駆動停止部を駆動部に設け、各駆動信号と状態保持部の出力との論理積演算結果に基づいて各相上アームスイッチング素子および各相下アームスイッチング素子を駆動するようにしてもよいし、各駆動信号に基づいて生成された各相上アームスイッチング素子および各相下アームスイッチング素子のゲート信号と状態保持部の出力との論理積演算結果により各相上アームスイッチング素子および各相下アームスイッチング素子を駆動するようにしてもよい。
【０１０４】
このように、過電流検出結果切替部、状態保持部、あるいはインバータ駆動停止部を制御部の外部に設ける構成としても、上述した実施の形態と同様の効果が得られることは言うまでもない。
【０１０５】
なお、上述した実施の形態において説明した電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の送風機や圧縮機に適用することも可能であり、これら各装置や各機器の運転信頼性の向上を図ることができるのは言うまでもない。
【０１０６】
また、上述した実施の形態では、各相電圧比較手段にそれぞれ各相下アーム電圧に対する第２の閾値およびこの第２の閾値よりも高い第３の閾値を設定し、各相下アーム電圧が第２の閾値以上であり、且つ、第３の閾値以下である場合には、各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値を出力し、各相下アーム電圧が第２の閾値よりも小さいか、あるいは第３の閾値よりも大きい場合には、各相下アームシャント抵抗に過電流が流れたことを示す値を出力する例について説明したが、システムや用途によっては、第２の閾値あるいは第３の閾値のうちの何れか一方を用いて過電流判定を行う構成とすることも可能である。例えば、第２の閾値のみを設定して過電流判定を行う場合には、各相下アーム電圧が第２の閾値以上である場合に、各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値を出力し、各相下アーム電圧が第２の閾値よりも小さい場合に、各相下アームシャント抵抗に過電流が流れたことを示す値を出力するようにすればよい。また、例えば、第３の閾値のみを設定して過電流判定を行う場合には、各相下アーム電圧が第３の閾値以下である場合に、各相下アームシャント抵抗に流れる各電流の電流値が正常値であることを示す値を出力し、各相下アーム電圧が第３の閾値よりも大きい場合に、各相下アームシャント抵抗に過電流が流れたことを示す値を出力するようにすればよい。
【０１０７】
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１０８】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機は、ＰＷＭ変調方式の３相インバータを具備した構成に有用であり、特に、相電流の過電流検出期間の拡大および過電流検出手順の簡素化を実現し、各装置や各機器の運転信頼性の向上を図ることができる技術として適している。
【符号の説明】
【０１０９】
１  直流電源、２  インバータ、３ａ  Ｕ相上アームスイッチング素子、３ｂ  Ｖ相上アームスイッチング素子、３ｃ  Ｗ相上アームスイッチング素子、３ｄ  Ｕ相下アームスイッチング素子、３ｅ  Ｖ相下アームスイッチング素子、３ｆ  Ｗ相下アームスイッチング素子、４ａ〜４ｆ  還流ダイオード、５  電源シャント抵抗、６ａ  Ｕ相下アームシャント抵抗、６ｂ  Ｖ相下アームシャント抵抗、６ｃ  Ｗ相下アームシャント抵抗、７  制御部、８  駆動部、９  負荷装置（モータ）、２１ａ  第１の過電流検出部、２１ｂ  第２の過電流検出部、２２  電圧比較手段、２３ａ  Ｕ相電圧比較手段、２３ｂ  Ｖ相電圧比較手段、２３ｃ  Ｗ相電圧比較手段、２４  論理積演算手段、２５  過電流検出結果切替部、２６  状態保持部、２７  インバータ駆動停止部、２８  スイッチ手段、２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄ，２９ｅ，２９ｆ  論理積演算手段、１００  電力変換装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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