(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｆ級動作をする高周波電力増幅器であって、
入力信号を増幅して出力端子から出力する増幅素子と、
前記出力端子に接続された第１の共振回路および第２の共振回路を有する出力負荷回路とを備え、
前記第１の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の２次高調波の周波数よりも高く、
前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の３次高調波の周波数よりも低く、
前記第１の共振回路および前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の高調波の周波数とは異なり、
前記出力負荷回路は、前記増幅素子の前記出力端子から前記増幅素子側をみた前記増幅素子の出力インピーダンスを基準にして、前記増幅素子の前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときに、前記増幅素子の出力インピーダンスで正規化された負荷の正規化インピーダンスZを用いて表現される反射係数（（ｚ−１）／（ｚ＋１））の位相で表した場合に、前記入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となり、かつ、前記入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となるインピーダンスを有する
高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記出力端子と接続され、他端が接地された第１の直列共振回路と第２の直列共振回路である
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第１のオープンスタブと第２のオープンスタブである
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第１の誘電体共振器と第２の誘電体共振器である
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
前記第１の共振回路は、
直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記出力端子と接続され、他端が接地された第３の直列共振回路であり、
前記第２の共振回路は、
一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、
直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が接地された第４の直列共振回路とを有する
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項６】
前記第１の共振回路は、
一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第３のオープンスタブであり、
前記第２の共振回路は、
一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、
一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が開放された第４のオープンスタブとを有する
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項７】
前記第１の共振回路は、
一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第３の誘電体共振器であり、
前記第２の共振回路は、
一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、
一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が開放された第４の誘電体共振器とを有する
請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項８】
前記出力負荷回路は、前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときの前記２次高調波に対する反射係数の位相が１９５°以上３１０°以下であり、かつ、前記３次高調波に対する反射係数の位相が３０°以上１４０°以下である
請求項１〜７のいずれか１項に記載の高周波電力増幅器。
【請求項９】
前記出力負荷回路は、
前記増幅素子の出力インピーダンスを、出力抵抗と、寄生容量と、寄生インダクタとで表したとき、
前記寄生容量と、前記寄生インダクタと、前記出力負荷回路との合成インピーダンスが、前記入力信号の偶数次高調波に対して、短絡インピーダンスとなり、かつ、前記入力信号の奇数次高調波に対して、開放インピーダンスとなるインピーダンスを有する
請求項１〜８のいずれか１項に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１０】
逆Ｆ級動作をする高周波電力増幅器であって、
入力信号を増幅して出力端子から出力する増幅素子と、
前記出力端子に接続された第１の共振回路および第２の共振回路を有する出力負荷回路とを備え、
前記第１の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の２次高調波の周波数よりも低く、
前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の３次高調波の周波数よりも高く、
前記第１の共振回路および前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の高調波の周波数とは異なり、
前記出力負荷回路は、前記増幅素子の前記出力端子から前記増幅素子側をみた前記増幅素子の出力インピーダンスを基準にして、前記増幅素子の前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときに、前記増幅素子の出力インピーダンスで正規化された負荷の正規化インピーダンスZを用いて表現される反射係数（（ｚ−１）／（ｚ＋１））の位相で表した場合に、前記入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となり、かつ、前記入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となるインピーダンスを有する
高周波電力増幅器。
【請求項１１】
前記出力負荷回路は、
前記増幅素子の出力インピーダンスを、出力抵抗と、寄生容量と、寄生インダクタとで表したとき、
前記寄生容量と、前記寄生インダクタと、前記出力負荷回路との合成インピーダンスが、前記入力信号の偶数次高調波に対して、開放インピーダンスとなり、かつ、前記入力信号の奇数次高調波に対して、短絡インピーダンスとなるインピーダンスを有する
請求項１０記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅器に関し、特に高調波を制御するＦ級または逆Ｆ級増幅回路として好適な高周波電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波電力増幅器の入出力特性には、入力電力が低い場合に一定の利得を保ち信号を増幅する線形領域と、入力電力が高くなり利得が下がり始め、やがて入力電力に関わらず出力電力が一定となる飽和領域がある。【０００３】
線形領域の電力付加効率（ＰＡＥ）を向上させる代表的な技術としては、ドハティ増幅器などが知られている。また、飽和領域のＰＡＥを向上させる技術としては、Ｆ級増幅器などが知られている。【０００４】
Ｆ級増幅器とは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたＦ級増幅器の場合、ＦＥＴのドレイン端子からみた偶数次の高調波に対する負荷を短絡、奇数次の高調波に対する負荷を開放とすること（Ｆ級負荷条件と呼ぶ）で、ドレイン端子の電圧の時間波形を矩形波に近づけ、ドレイン端子の電圧の時間波形と電流の時間波形との重なり部分の面積を減少させる。これにより、ＦＥＴで消費される電力が減少し、その結果、極めて高いＰＡＥが得られる（例えば、特許文献１参照）。【０００５】
しかし、実際には、偶数次高調波に対して短絡、かつ、奇数次高調波に対して開放、となるＦ級負荷回路をＦＥＴの出力側に配置しても、ＦＥＴの寄生成分の影響で高効率な動作は実現しない。ＦＥＴには、ドレイン・ソース間に寄生容量が存在し、ドレイン端子での電圧・電流の時間波形に影響するため、Ｆ級負荷回路はドレイン・ソース間の寄生容量を含めた形で設計する必要がある（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平０６−２０４７６４号公報
【特許文献２】特開２００８−２６３４３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、高出力の高周波電力増幅器においては、ドレイン・ソース間の寄生容量を考慮するだけでは不十分であり、高いＰＡＥを得ることができない。【０００８】
本発明は、高出力で且つ高いＰＡＥを実現できる高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波電力増幅器の一形態は、Ｆ級動作をする高周波電力増幅器であって、入力信号を増幅して出力端子から出力する増幅素子と、前記出力端子に接続された第１の共振回路および第２の共振回路を有する出力負荷回路とを備え、前記第１の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の２次高調波の周波数よりも高く、前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の３次高調波の周波数よりも低く、前記第１の共振回路および前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の高調波の周波数とは異なり、前記出力負荷回路は、前記増幅素子の前記出力端子から前記増幅素子側をみた前記増幅素子の出力インピーダンスを基準にして、前記増幅素子の前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときに、前記増幅素子の出力インピーダンスで正規化された負荷の正規化インピーダンスZを用いて表現される反射係数（（ｚ−１）／（ｚ＋１））の位相で表した場合に、前記入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となり、かつ、前記入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となるインピーダンスを有する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の高周波電力増幅器の一つは、増幅素子の出力端子からみた出力負荷回路の２次高調波に対する反射係数の位相を容量性（１８０°より大きく３６０°未満）とし、３次高調波に対する反射係数の位相を誘導性（０°より大きく１８０°未満）に調整することで、増幅素子として高出力用の増幅素子を使用した場合においても、増幅素子の寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子からみた負荷がＦ級負荷条件を満たし、高いＰＡＥが得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１Ａ】図１Ａは、本発明の実施形態１における高周波電力増幅器の回路図である。
【図１Ｂ】図１Ｂは、本発明の実施形態１における高周波電力増幅器の等価回路図である。
【図２Ａ】図２Ａは、信号周波数が１ＧＨｚにおける出力抵抗と寄生インダクタの、２次高調波に対する反射係数の位相への影響を表す図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、信号周波数が２．４５ＧＨｚにおける出力抵抗と寄生インダクタの２次高調波に対する反射係数の位相への影響を表す図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態２における高周波電力増幅器の回路図である。
【図４】図４は、高調波に対する反射係数の位相とＰＡＥの関係を表す図である。
【図５Ａ】図５Ａは、本発明の実施形態２の変形例における高周波電力増幅器の回路図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、本発明の実施形態２の別の変形例における高周波電力増幅器の回路図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態３における高周波電力増幅器の回路図である。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の実施形態３の変形例における高周波電力増幅器の回路図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、本発明の実施形態３の別の変形例における高周波電力増幅器の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（本発明者らの知見）
上記特許文献２の技術では、高周波電力増幅回路のＰＡＥを高めるために、増幅素子であるＦＥＴのドレイン・ソース間の寄生容量を含めた形で、高周波電力増幅回路の負荷回路を設計している。
【００１３】
しかしながら、高出力の高周波電力増幅器においては、ドレイン・ソース間の寄生容量を考慮するだけでは不十分であることが、発明者らの検討により明らかとなった。高出力動作のためには、大電流での駆動が不可欠であり、大電流動作を実現するために、ＦＥＴのサイズ（ゲート幅）が非常に大きくなる。ＦＥＴのサイズが大きくなると、ＦＥＴのインピーダンスが小さくなる。ＦＥＴのインピーダンスが小さくなった場合には、ドレイン・ソース間の寄生容量に加え、従来は何ら考慮されていなかったドレインの寄生インダクタンスの影響が大きくなり、それにより十分に高効率化が図れないことを、発明者らは新たに見出した。
【００１４】
そこで、高出力で且つ高いＰＡＥを実現できる高周波電力増幅器を提供するために、本発明に係る高周波電力増幅器の一形態は、Ｆ級動作をする高周波電力増幅器であって、入力信号を増幅して出力端子から出力する増幅素子と、前記出力端子に接続された第１の共振回路および第２の共振回路を有する出力負荷回路とを備え、前記第１の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の２次高調波の周波数よりも高く、前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の３次高調波の周波数よりも低く、前記出力負荷回路は、前記増幅素子の出力インピーダンスを基準にして、前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときに、前記入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となり、かつ、前記入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となるインピーダンスを有する。
【００１５】
これにより、前記出力負荷回路は、前記増幅素子の出力インピーダンスを、出力抵抗と、寄生容量と、寄生インダクタとで表したとき、前記寄生容量と、前記寄生インダクタと、前記出力負荷回路との合成インピーダンスが、前記入力信号の偶数次高調波に対して、短絡インピーダンスとなり、かつ、前記入力信号の奇数次高調波に対して、開放インピーダンスとなるインピーダンスを有することとなるので、増幅素子として高出力用の増幅素子を使用した場合においても、増幅素子の寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子からみた負荷がＦ級負荷条件を満たし、高いＰＡＥが得られる。
【００１６】
ここで、出力負荷回路としては、前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記出力端子と接続され、他端が接地された第１の直列共振回路と第２の直列共振回路であってもよい。
【００１７】
また、別の形態として、前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第１のオープンスタブと第２のオープンスタブであってもよい。
【００１８】
さらに、別の形態として、前記第１の共振回路と前記第２の共振回路は、それぞれ、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第１の誘電体共振器と第２の誘電体共振器であってもよい。
【００１９】
さらに、別の形態として、前記第１の共振回路は、直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記出力端子と接続され、他端が接地された第３の直列共振回路であり、前記第２の共振回路は、一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、直列接続された誘導素子と容量素子とから構成され、一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が接地された第４の直列共振回路とを有してもよい。
【００２０】
さらに、別の形態として、前記第１の共振回路は、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第３のオープンスタブであり、前記第２の共振回路は、一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が開放された第４のオープンスタブとを有してもよい。
【００２１】
さらに、別の形態として、前記第１の共振回路は、一端が前記出力端子と接続され、他端が開放された第３の誘電体共振器であり、前記第２の共振回路は、一端が前記出力端子と接続された直列誘導素子と、一端が前記直列誘導素子の他端と接続され、他端が開放された第４の誘電体共振器とを有してもよい。
【００２２】
具体的には、出力負荷回路は、前記出力負荷回路は、前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときの前記２次高調波に対する反射係数の位相が１９５°以上３１０°以下であり、かつ、前記３次高調波に対する反射係数の位相が３０°以上１４０°以下であってもよい。これにより、確実に、Ｆ級動作による高出力で、かつ、高効率な高周波電力増幅器が実現される。
【００２３】
また、上記目的を達成するために、本発明に係る高周波電力増幅器の別の一形態は、逆Ｆ級動作をする高周波電力増幅器であって、入力信号を増幅して出力端子から出力する増幅素子と、前記出力端子に接続された第１の共振回路および第２の共振回路を有する出力負荷回路とを備え、前記第１の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の２次高調波の周波数よりも低く、前記第２の共振回路の共振周波数は、前記入力信号の３次高調波の周波数よりも高く、前記出力負荷回路は、前記増幅素子の出力インピーダンスを基準にして、前記出力端子から前記出力負荷回路側をみたときに、前記入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となり、かつ、前記入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となるインピーダンスを有してもよい。
【００２４】
これにより、前記出力負荷回路は、前記増幅素子の出力インピーダンスを、出力抵抗と、寄生容量と、寄生インダクタとで表したとき、前記寄生容量と、前記寄生インダクタと、前記出力負荷回路との合成インピーダンスが、前記入力信号の偶数次高調波に対して、開放インピーダンスとなり、かつ、前記入力信号の奇数次高調波に対して、短絡インピーダンスとなるインピーダンスを有することとなるので、増幅素子として高出力用の増幅素子を使用した場合においても、増幅素子の寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子からみた負荷が逆Ｆ級負荷条件を満たし、高いＰＡＥが得られる。
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。本発明は、請求の範囲によって限定される。よって、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、本発明の課題を達成するのに必ずしも必要ではないが、より好ましい形態を構成するものとして説明される。
【００２６】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における高周波電力増幅器について図面を参照して説明する。
【００２７】
図１Ａは、実施の形態１における高周波電力増幅器４００の模式的回路図である。図１Ｂは、実施の形態１における高周波電力増幅器４００の等価回路図である。
【００２８】
図１Ａにおいて、高周波電力増幅器４００は、入力信号である高周波信号を増幅する増幅素子（ＦＥＴ等）１０２と、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７により構成される。また、入力端子１０１から入力された高周波信号は、増幅素子１０２により増幅され、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７を介して、出力端子１０８から出力される。
【００２９】
図１Ｂは、図１Ａにおける増幅素子１０２の出力インピーダンスを、出力抵抗４０１と、第１の寄生容量４０２と、寄生インダクタ４０３と、第２の寄生容量４０４とで表現した等価回路図である。出力抵抗４０１は、増幅素子１０２の真性領域のドレインとソース間の抵抗などである。第１の寄生容量４０２は、増幅素子１０２の真性領域のドレインとソース間の容量などである。第２の寄生容量４０４は、増幅素子１０２の真性領域から信号を出力するための出力電極パッドの容量などである。寄生インダクタ４０３は、トランジスタの真性部分のドレイン配線や、真性部分から出力電極パッドまでの配線のインダクタ成分などである。なお、図１Ｂで示した増幅素子１０２の出力側の等価回路において、第１の寄生容量４０２と第２の寄生容量４０４を個別に表現したが、簡易的に、寄生容量をいずれか一方のみで表現してもよい。
【００３０】
Ｆ級動作を実現するためには、図１Ｂで示した増幅素子１０２の出力端子Ａではなく、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、高調波に対する反射係数の位相を制御する必要がある。すなわち、出力負荷回路１０９のインピーダンスとして、ドレイン端子Ｂからみて、偶数次高調波に対しては短絡インピーダンスに設定し、奇数次高調波に対しては開放インピーダンスに設定することで、Ｆ級動作の条件が満たされる。
【００３１】
なお、本明細書では、「反射係数の位相（あるいは、単に「位相」）」とは、反射係数の複素平面（あるいは、スミスチャート）における位相を意味し、負荷のインピーダンスの位相とは異なる。また、「高調波」とは、増幅素子１０２に入力される信号の周波数を整数倍した周波数をもつ信号である。
【００３２】
図２Ａおよび図２Ｂは、増幅素子１０２の出力端子Ａからみて２次高調波に対して短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相が１８０°）となる共振回路を用いた場合において、それぞれ、信号周波数を１ＧＨｚおよび２．４５ＧＨｚとしたときの、増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから負荷側をみた２次高調波に対する反射係数の位相（縦軸）と増幅素子１０２の出力抵抗４０１（横軸）との関係をシミュレーションした結果である。ここで、寄生インダクタ４０３のインダクタンスとしては、０．０１３ｎＨ（黒丸印のプロット）、０．０２６ｎＨ（白四角印のプロット）、０．０５２ｎＨ（白三角印のプロット）、０．１０４ｎＨ（白丸印のプロット）、０．２０８ｎＨ（黒三角印のプロット）とした。
【００３３】
図２Ａおよび図２Ｂより、出力抵抗４０１が２０Ω以上であり、寄生インダクタ４０３のインダクタンスが０．０５２ｎＨ以下の場合には、信号周波数が１ＧＨｚであっても２．４５ＧＨｚであっても、増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから負荷側をみた２次高調波に対する反射係数の位相はほぼ１８０度、つまり、理想的な位相である。この場合には、従来技術のように、増幅素子１０２の出力端子に２次高調波に対して短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相が１８０°）となる共振回路を用いても、高いＰＡＥを得ることができる。しかし、出力抵抗４０１が１０Ω以下、または、寄生インダクタ４０３のインダクタンスが０．１０４ｎＨ以上の場合には、信号周波数が１ＧＨｚであっても２．４５ＧＨｚであっても、増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから負荷側をみた２次高調波に対する反射係数の位相は１８０度から大きくずれてＦ級動作の条件からかけ離れてしまうため、高いＰＡＥを得ることができなくなる。よって、増幅素子１０２の出力抵抗４０１が１０Ω以下の場合や、増幅素子１０２の寄生インダクタ４０３のインダクタンスが０．１０４ｎＨ以上の場合には、増幅素子１０２の寄生インダクタ４０３を考慮して出力負荷回路１０９を構成する必要がある。
【００３４】
また、図２Ａおよび図２Ｂには、信号の周波数が１ＧＨｚの場合と２．４５ＧＨｚの場合を示したが、これらの図を比較して分るように、信号の周波数が大きいほど、寄生インダクタ４０３の影響が大きくなる傾向が見られる。しかし、信号周波数が１ＧＨｚの場合においても、出力抵抗４０１が１０Ω以下、または寄生インダクタ４０３のインダクタンスが０．１０４ｎＨ以上の場合には、寄生インダクタ４０３を考慮して出力負荷回路１０９を構成する必要がある。つまり、本実施の形態における高周波電力増幅器は、特に、増幅素子１０２への入力信号の周波数が１ＧＨｚ以上の場合に、後述するような、寄生インダクタ４０３を考慮した出力負荷回路１０９を備えることで、高いＰＡＥを実現することができる。
【００３５】
いま、増幅素子１０２が、移動体通信の端末などの増幅素子として使用される一般的なＦＥＴの場合、出力抵抗は２０Ω以上であるため、従来技術のように、ＦＥＴの出力端子に２次高調波に対して短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相が１８０°）となる共振回路を用いても、高いＰＡＥを得ることができた。
【００３６】
しかし、増幅素子１０２が、高出力のＦＥＴ、例えば出力１００ＷのＦＥＴの場合には、増幅素子１０２の出力抵抗が小さくなるために、従来技術では高いＰＡＥを得ることはできない。１００Ｗを超えるようなＦＥＴでは、一般にゲート幅が３６ｍｍ程度以上に設定されている。例えばゲート幅３６ｍｍとした場合には、出力抵抗値が約２．５Ω、寄生インダクタ４０３のインダクタンスが約０．０１３ｎＨとなり、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、２次高調波に対する反射係数の位相は１８０度から大きくずれてしまう。このように、本願発明は、出力抵抗が１０Ω以下となるような高出力ＦＥＴに出力負荷回路を設けたときにおいて初めて問題となる新たな課題に着目したものである。
【００３７】
なお、ここでのゲート幅３６ｍｍにおける出力抵抗値や寄生インダクタのインダクタンスは、一例であり、増幅素子の構造やレイアウトによって、出力抵抗値や寄生インダクタのインダクタンスは異なるため、本発明に係る高周波電力増幅器は、この値に限定されるものではない。
【００３８】
次に、増幅素子がもつ寄生インダクタのインダクタンスを考慮して、２次高調波に対する出力負荷回路および３次高調波に対する出力負荷回路のインピーダンスをどのように設定するかについて説明する。
【００３９】
まず、２次高調波に対する出力負荷回路について説明する。図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、２次高調波に対する負荷を短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相を１８０°）に設定するためには、２次高調波に対する反射係数の位相を寄生インダクタ４０３による位相回転と出力負荷回路１０９による位相回転の合計を１８０°とする必要がある。つまり、図１Ｂで示した増幅素子１０２の出力端子Ａから出力負荷回路１０９側をみた、２次高調波に対する反射係数の位相を容量性（１８０°より大きく３６０°未満）とし、寄生インダクタ４０３の位相回転により、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、２次高調波に対する負荷を短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相を１８０°）に設定する。なお、位相回転とは、反射係数の複素平面（スミスチャート）における位相の回転をいう。
【００４０】
従来技術のように、寄生インダクタ４０３を考慮せず、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）のみを考慮した場合には、図１Ｂで示した増幅素子１０２の出力端子Ａから出力負荷回路１０９側をみた、２次高調波に対する負荷が短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相が１８０°）に調整されるため、図２Ａおよび図２Ｂに示したように、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、２次高調波に対する反射係数の位相が大きくずれる。そのため、従来技術では、Ｆ級動作の条件からかけ離れてしまい、高いＰＡＥを得ることができない。
【００４１】
次に、３次高調波に対する出力負荷回路について説明する。図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、３次高調波に対する負荷を開放インピーダンス（つまり、反射係数の位相を０°または３６０°）に設定するためには、３次高調波に対する反射係数の位相を寄生インダクタ４０３による位相回転と、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）による位相回転と、出力負荷回路１０９による位相回転の合計を０°または３６０°とする必要がある。つまり、図１Ｂで示した増幅素子１０２の出力端子Ａから出力負荷回路１０９側をみた、３次高調波に対する反射係数の位相を誘導性（０°より大きく１８０°未満）とし、寄生インダクタ４０３と、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）の位相回転により、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、３次高調波に対する負荷を開放インピーダンス（つまり、反射係数の位相を０°または３６０°）に設定する。
【００４２】
従来技術のように、寄生インダクタ４０３を考慮せず、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）のみを考慮した場合には、出力負荷回路１０９と寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）による位相回転の合計が０°または３６０°となるため、寄生インダクタ４０３による位相回転が影響して、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、３次高調波に対する反射係数の位相が大きくずれる。そのため、従来技術では、Ｆ級動作の条件からかけ離れてしまい、高いＰＡＥを得ることができない。
【００４３】
以上のことをまとめると、本実施の形態における高周波電力増幅器４００は、入力信号を増幅して出力端子Ａから出力する増幅素子１０２と、出力端子Ａに接続された出力負荷回路１０９とを備え、出力負荷回路１０９は、増幅素子１０２の出力インピーダンスを基準にして、出力端子Ａから出力負荷回路１０９側をみたときに、入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となり、かつ、入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となるインピーダンスを有する。
【００４４】
その結果、出力負荷回路１０９は、増幅素子１０２の出力インピーダンスを、出力抵抗４０１と、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）と、寄生インダクタ４０３とで表したときに、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）と、寄生インダクタ４０３と、出力負荷回路１０９との合成インピーダンスが、入力信号の偶数次高調波（本実施の形態では、２次高調波）に対して、短絡インピーダンスとなり、かつ、入力信号の奇数次高調波（本実施の形態では、３次高調波）に対して、開放インピーダンスとなるインピーダンスを有することになる。
【００４５】
これにより、増幅素子１０２として高出力用のＦＥＴを使用した場合においても、ＦＥＴの寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子からみた負荷がＦ級負荷条件を満たし、高いＰＡＥが得られる。
【００４６】
なお、以上の説明では、高周波電力増幅器４００をＦ級動作させるための条件を説明したが、これに代えて、図１Ｂで示した増幅素子１０２の真性部分のドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９側をみた、偶数次高調波に対する負荷を開放インピーダンス（つまり、反射係数の位相を０°または３６０°）、奇数次高調波に対する負荷を短絡インピーダンス（つまり、反射係数の位相を１８０°）とすることで、高周波電力増幅器４００が逆Ｆ級動作の条件を満たし、高いＰＡＥを得ることもできる。
【００４７】
つまり、本発明は、逆Ｆ級動作の条件を満たす高周波電力増幅器であって、入力信号を増幅して出力端子Ａから出力する増幅素子１０２と、出力端子Ａに接続された出力負荷回路１０９とを備え、出力負荷回路１０９は、増幅素子１０２の出力インピーダンスを基準にして、出力端子Ａから出力負荷回路１０９側をみたときに、入力信号の２次高調波に対する反射係数の位相が０°より大きく１８０°未満となり、かつ、入力信号の３次高調波に対する反射係数の位相が１８０°より大きく３６０°未満となるインピーダンスを有する構成であってもよい。
【００４８】
その結果、出力負荷回路１０９は、増幅素子１０２の出力インピーダンスを、出力抵抗４０１と、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）と、寄生インダクタ４０３とで表したときに、寄生容量（第１の寄生容量４０２および第２の寄生容量４０４）と、寄生インダクタ４０３と、出力負荷回路１０９との合成インピーダンスが、入力信号の偶数次高調波（本実施の形態では、２次高調波）に対して、開放インピーダンスとなり、かつ、入力信号の奇数次高調波（本実施の形態では、３次高調波）に対して、短絡インピーダンスとなるインピーダンスを有することになる。
【００４９】
これにより、増幅素子１０２として高出力用のＦＥＴを使用した場合においても、ＦＥＴの寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子からみた負荷が逆Ｆ級負荷条件を満たし、高いＰＡＥが得られる。
【００５０】
（実施の形態２）
次に、本発明の高周波電力増幅器のより具体的な回路構成について、実施の形態２として、図面を参照しながら説明する。
【００５１】
図３は、実施の形態２における高周波電力増幅器１００の回路図である。
【００５２】
図３の高周波電力増幅器１００は、高周波信号を増幅する増幅素子（ＦＥＴ等）１０２と、出力負荷回路１０９と、出力整合回路１０７により構成される。また、入力端子１０１から入力された高周波信号は、増幅素子１０２により増幅され、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７を介して、出力端子１０８から出力される。
【００５３】
出力負荷回路１０９は、誘導素子であるインダクタ１０３と容量素子であるキャパシタ１０４とを直列接続して構成される第１の直列共振回路と、誘導素子であるインダクタ１０５と容量素子であるキャパシタ１０６とを直列接続して構成される第２の直列共振回路により構成される。第１の直列共振回路および第２の直列共振回路は、いずれも、一端が増幅素子１０２の出力端子Ａと接続され、他端が接地されている。なお、第１の直列共振回路および第２の直列共振回路は、それぞれ、第１の共振回路および第２の共振回路の一例である。
【００５４】
ここで、第１の直列共振回路の共振周波数を入力端子１０１より入力される高周波信号の信号周波数の２倍（２次高調波の周波数）よりも高い周波数に設定する。これにより、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、信号周波数の２倍の周波数（２次高調波）に対する反射係数の位相を１８０°よりも大きくすることができる。つまり、２次高調波に対する反射係数の位相を容量性（１８０°より大きく３６０°未満）に調整することができる。
【００５５】
また、第２の直列共振回路の共振周波数を入力端子１０１より入力される高周波信号の信号周波数の３倍（３次高調波の周波数）よりも低い周波数に設定する。これにより、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、信号周波数の３倍の周波数（３次高調波）に対する反射係数の位相を１８０°よりも小さくすることができる。つまり、３次高調波に対する反射係数の位相を誘導性（０°より大きく１８０°未満）に調整することができる。
【００５６】
なお、２次および３次高調波に対する反射係数の位相は、厳密には、出力負荷回路１０９だけでなく、出力整合回路１０７の影響も受ける。逆に、出力負荷回路１０９を構成する各共振器も少なからず、信号周波数に影響を与える。そのため、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷や位相を設計することが好ましい。この場合には、本発明に係る高周波電力増幅器が備える出力負荷回路が、本実施の形態における出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた回路に相当すると考えて、出力負荷回路を設計すればよい。
【００５７】
ここで、具体的な数値例を示すと、増幅素子１０２を図１Ｂに示した等価回路で表し、出力抵抗４０１を１．３Ω、第１の寄生容量４０２を８．８２ｐＦ、第２の寄生容量４０４を１．６ｐＦ、寄生インダクタ４０３を０．０１３ｎＨとした場合、信号周波数を２．４５ＧＨｚとすると、出力負荷回路１０９の２次高調波に対する反射係数の位相を２２１．６°、３次高調波に対する反射係数の位相を８１．３°とすることで、ドレイン端子Ｂから出力負荷回路１０９をみたときの負荷のインピーダンスを、２次高調波に対して短絡インピーダンス、３次高調波に対して開放インピーダンスとできる。
【００５８】
さらに、短絡インピーダンスまたは開放インピーダンスの周辺に相当する、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、２次高調波に対する反射係数の位相を１９５°以上３１０°以下に、３次高調波に対する反射係数の位相を３０°以上１４０°以下の間に調整することにより、高出力用の増幅素子１０２の寄生容量と寄生インダクタンスの影響を含めて、ドレイン端子Ｂからみた負荷がＦ級負荷条件に近づき、高いＰＡＥが得られる。
【００５９】
また、負荷側のインピーダンスの２次および３次高調波に対する反射係数の位相は、増幅素子１０２の出力端子Ａから増幅素子１０２側をみたインピーダンスを基準として、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときの位相（つまり、増幅素子１０２の出力インピーダンスで正規化された負荷の正規化インピーダンスｚを用いて表現される反射係数（（ｚ−１）／（ｚ＋１））の位相）を表している。
【００６０】
例えば、増幅素子１０２の出力端子Ａから、増幅素子１０２をみたときの信号周波数でのインピーダンス（つまり、増幅素子１０２の出力インピーダンス）が１．３−ｊ×０．５Ωであった場合、１．３−ｊ×０．５Ωを基準にしたときの２次高調波に対する反射係数の位相を１９５°以上３１０°以下に、３次高調波に対する反射係数の位相を３０°以上１４０°以下とするのがよい。
【００６１】
図４の（ａ）は、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときの２次高調波に対する反射係数の位相と、ＰＡＥとの関係をシミュレーションした結果である。図４の（ｂ）は、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときの３次高調波に対する反射係数の位相と、ＰＡＥとの関係をシミュレーションした結果である。
【００６２】
増幅素子１０２として、ＧａＮを用いたゲート幅３６ｍｍのＦＥＴモデルを使用し、出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とは、損失のない理想的な回路を使用して、整合損失などは考慮していない。また、増幅素子１０２を駆動させるための直流バイアスは、ゲート電圧を入力端子１０１から印加し、ドレイン電圧・電流を出力端子１０８から印加した。さらに、信号周波数は２．４５ＧＨｚとし、増幅素子１０２に入力する電力（Ｐｉｎ）は、増幅素子１０２が飽和領域となる３５ｄＢｍとして、直流の供給電力（Ｐｄｃ）と出力電力（Ｐｏｕｔ）から、以下の数式１によりＰＡＥを算出した。
【００６３】
ＰＡＥ＝（Ｐｏｕｔ−Ｐｉｎ）／Ｐｄｃ            （数式１）
【００６４】
図４の（ａ）は、増幅素子１０２の出力端子Ａから増幅素子１０２側をみたインピーダンスを基準にして、増幅素子１０２の出力端子Ａから出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときの２次高調波に対する反射係数の位相（横軸）を変化させたときに、ＰＡＥがどのように変化するかをシミュレーションした結果である。ここでは、３次出力負荷回路は配置していない。
【００６５】
図４の（ａ）における破線は、出力負荷回路１０９を使用しない場合のＰＡＥを表している。この図４の（ａ）から分るように、２次高調波に対する反射係数の位相が１６０°付近〜３５０°付近の間で、ＰＡＥが破線の数値を上回っている。さらに、２次高調波に対する反射係数の位相が１９５°以上３１０°以下の領域で、２次高調波成分が効果的に処理され、ＰＡＥが６５％を上回っている。
【００６６】
図４の（ｂ）は、増幅素子１０２の出力端子Ａから増幅素子１０２側をみたインピーダンスを基準にして、増幅素子１０２の出力端子Ａから出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときの３次高調波に対する反射係数の位相（横軸）を変化させたときに、ＰＡＥがどのように変化するかをシミュレーションした結果である。ここでは、２次高調波に対する反射係数の位相を２５０°としている。
【００６７】
図４の（ｂ）における破線は、図４の（ａ）と同様に、出力負荷回路１０９を使用しない場合のＰＡＥを表している。この図４の（ｂ）から分るように、３次高調波に対する反射係数の位相が３０°以上１４０°以下の領域で、３次高調波成分が効果的に処理され、出力負荷回路のみを使用し、最適な位相に調整した図４の（ａ）のＰＡＥ（６６．２％）と比べ５％以上向上している。
【００６８】
なお、ここでは、出力負荷回路１０９の第１および第２の共振回路をインダクタとキャパシタにより構成したが、これに限らず、ＬＣの直列共振回路の代わりに、図５Ａに示されるようなオープンスタブ（第１のオープンスタブ２１１および第２のオープンスタブ２１２）や、図５Ｂに示されるような誘電体共振器（第１の誘電体共振器２２１および第２の誘電体共振器２２２）、その他、伝送線路と容量素子の直列共振回路などで構成してもよい。
【００６９】
具体的には、図５Ａに示される高周波電力増幅器２１０では、出力負荷回路２１３は、一端が出力端子Ａと接続され、他端が開放された第１のオープンスタブ２１１と第２のオープンスタブ２１２とを備える。第１のオープンスタブ２１１の共振周波数は、２次高調波の周波数よりも高く設定され、第２のオープンスタブ２１２の共振周波数は、３次高調波の周波数よりも低く設定されている。なお、第１のオープンスタブ２１１と第２のオープンスタブ２１２は、例えば、ストリップ線路またはマイクロストリップ線路等の伝送線路で構成される。第１のオープンスタブ２１１および第２のオープンスタブ２１２は、それぞれ、第１の共振回路および第２の共振回路の一例である。
【００７０】
また、図５Ｂに示される高周波電力増幅器２２０では、出力負荷回路２２３は、一端が出力端子Ａと接続され、他端が開放された第１の誘電体共振器２２１と第２の誘電体共振器２２２とを備える。第１の誘電体共振器２２１の共振周波数は、２次高調波の周波数よりも高く設定され、第２の誘電体共振器２２２の共振周波数は、３次高調波の周波数よりも低く設定されている。なお、第１の誘電体共振器２２１および第２の誘電体共振器２２２は、それぞれ、第１の共振回路および第２の共振回路の一例である。
【００７１】
このように構成された出力負荷回路２１３および２２３であっても、上述した出力負荷回路１０９と同様の効果を奏することができる。
【００７２】
また、ここでは一例として、信号周波数を２．４５ＧＨｚでシミュレーション結果を示したが、信号周波数が異なっていても、寄生容量と寄生インダクタの影響を考慮することで、高出力用の増幅素子の高効率な動作を実現できる。
【００７３】
（実施の形態３）
次に、本発明の高周波電力増幅器の別の具体的な回路構成について、実施の形態３として、図面を参照しながら説明する。
【００７４】
図６は、実施の形態３における高周波電力増幅器３００の回路図である。
【００７５】
図６の高周波電力増幅器３００は、図３の高周波電力増幅器１００と比較して、出力負荷回路３０６の回路構成が出力負荷回路１０９と異なる。その他の回路構成は同じであるため、同一の符号を用い説明を省略する。
【００７６】
図６の出力負荷回路３０６は、誘導素子であるインダクタ３０２と容量素子であるキャパシタ３０３を直列接続して構成される第３の直列共振回路と、誘導素子であるインダクタ３０４と容量素子であるキャパシタ３０５を直列接続して構成される第４の直列共振回路と、増幅素子１０２と出力整合回路１０７とを接続する直列誘導素子（インダクタ）３０１とにより構成される。第３の直列共振回路は、一端が増幅素子１０２の出力端子Ａと接続され、他端が接地されている。また、直列誘導素子３０１は、一端が出力端子Ａ（言い換えると、インダクタ３０２の一端）に接続されている。第４の直列共振回路は、一端が直列誘導素子３０１の他端と接続され、他端が接地されている。なお、第３の直列共振回路は第１の共振回路の一例であり、直列誘導素子（インダクタ）３０１と第４の直列共振回路とからなる回路は第２の共振回路の一例である。
【００７７】
ここで、第３の直列共振回路の共振周波数を入力端子１０１より入力される高周波信号の信号周波数の２倍（２次高調波の周波数）よりも高い周波数に設定する。これにより、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路３０６と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、２次高調波に対する反射係数の位相を１８０°よりも大きくすることができる。つまり、２次高調波に対する反射係数の位相を容量性（１８０°より大きく３６０°未満）に調整することができる。
【００７８】
また、直列誘導素子３０１と、第４の直列共振回路を直列共振させたときの共振周波数を入力端子１０１より入力される高周波信号の信号周波数の３倍（３次高調波の周波数）よりも低い周波数に設定する。これにより、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路３０６と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、３次高調波に対する反射係数の位相を１８０°よりも小さくすることができる。つまり、３次高調波に対する反射係数の位相を誘導性（０°より大きく１８０°未満）に調整することができる。
【００７９】
なお、２次および３次高調波に対する反射係数の位相は、出力負荷回路３０６だけでなく、出力整合回路１０７の影響も受ける。逆に、出力負荷回路３０６を構成する各共振器も少なからず、信号周波数に影響を与える。そのため、出力負荷回路３０６と出力整合回路１０７は総合的に設計することが好ましい。この場合には、本発明に係る高周波電力増幅器が備える出力負荷回路が、本実施の形態における出力負荷回路１０９と出力整合回路１０７とを含めた回路に相当すると考えて、出力負荷回路を設計すればよい。
【００８０】
さらに、増幅素子１０２の出力端子Ａから、出力負荷回路３０６と出力整合回路１０７とを含めた負荷側をみたときに、２次高調波に対する反射係数の位相を１９５°以上３１０°以下に、３次高調波に対する反射係数の位相を３０°以上１４０°以下の間に調整することにより、高出力用の増幅素子１０２の寄生容量と寄生インダクタンスの影響とを含めて、ドレイン端子からみた負荷がＦ級負荷条件に近づき、高いＰＡＥが得られる。
【００８１】
なお、ここでは、出力負荷回路３０６の第３および第４の直列共振回路を誘導素子と容量素子にて構成したが、これに限らず、直列共振回路の代わりに図７Ａに示されるようなオープンスタブ（第３のオープンスタブ３１２および第４のオープンスタブ３１３）や、図７Ｂに示されるような誘電体共振器（第３の誘電体共振器３２２および第４の誘電体共振器３２３）、その他、伝送線路と容量素子の直列共振回路などで構成してもよい。さらに、直列誘導素子３０１は、インダクタで構成しているが、これに限らず、インダクタの代わりに伝送線路などで構成してもよい。
【００８２】
具体的には、図７Ａに示される高周波電力増幅器３１０では、出力負荷回路３１４は、一端が出力端子Ａと接続され、他端が開放された第３のオープンスタブ３１２と、一端が出力端子Ａと接続された直列誘導素子（インダクタ）３１１と、一端が直列誘導素子３１１の他端と接続され、他端が開放された第４のオープンスタブ３１３とを備える。第３のオープンスタブ３１２の共振周波数は、２次高調波よりも高く設定され、直列誘導素子３１１と第４のオープンスタブ３１３を直列共振させたときの共振周波数は、３次高調波よりも低く設定されている。なお、第３のオープンスタブ３１２と第４のオープンスタブ３１３は、例えば、ストリップ線路またはマイクロストリップ線路等の伝送線路で構成される。なお、第３のオープンスタブ３１２は第１の共振回路の一例であり、直列誘導素子（インダクタ）３１１と第４のオープンスタブ３１３とからなる回路は第２の共振回路の一例である。
【００８３】
また、図７Ｂに示される高周波電力増幅器３２０では、出力負荷回路３２４は、一端が出力端子Ａと接続され、他端が開放された第３の誘電体共振器３２２と、一端が出力端子Ａと接続された直列誘導素子（インダクタ）３２１と、一端が直列誘導素子３２１の他端と接続され、他端が開放された第４の誘電体共振器３２３とを備える。第３の誘電体共振器３２２の共振周波数は、２次高調波よりも高く設定され、直列誘導素子３２１と第４の誘電体共振器３２３を直列共振させたときの共振周波数は、３次高調波よりも低く設定されている。なお、第３の誘電体共振器３２２は第１の共振回路の一例であり、直列誘導素子（インダクタ）３２１と第４の誘電体共振器３２３とからなる回路は第２の共振回路の一例である。
【００８４】
このように構成された出力負荷回路３１４および３２４であっても、上述した出力負荷回路１０９と同様の効果を奏することができる。
【００８５】
以上、本発明に係る高周波電力増幅器について、実施の形態１〜３に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されない。本発明の主旨を逸脱しない範囲で、各実施の形態に対して当業者が思いつく各種変形を施して得られる形態や、各実施の形態における構成要素および特徴箇所を任意に組み合わせて得られる形態も本発明に含まれる。
【００８６】
たとえば、上記実施の形態では、偶数次高調波として、２次高調波を例として、説明したが、２次高調波に加えて、４次高調波等の高次の偶数次高調波も含まれるものとして、高周波電力増幅器を設計してもよい。その場合には、出力負荷回路として、２次高調波に対する特性と同様の性質をもつ、高次の偶数次高調波に対する回路を付加すればよい。
【００８７】
同様に、上記実施の形態では、奇数次高調波として、３次高調波を例として、説明したが、３次高調波に加えて、５次高調波等の高次の奇数次高調波も含まれるものとして、高周波電力増幅器を設計してもよい。その場合には、出力負荷回路として、３次高調波に対する特性と同様の性質をもつ、高次の奇数次高調波に対する回路を付加すればよい。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本発明は、高周波電力増幅器として、例えば、移動体通信用の端末や基地局、あるいは電子レンジなどのマイクロ波家電に用いられる高周波電力増幅器として、適用できる。
【符号の説明】
【００８９】
１００、２１０、２２０、３００、３１０、３２０、４００    高周波電力増幅器
１０１    入力端子
１０２    増幅素子
１０３、１０５、３０２、３０４    インダクタ（誘導素子）
１０４、１０６、３０３、３０５    キャパシタ（容量素子）
１０７    出力整合回路
１０８    出力端子
１０９、２１３、２２３、３０６、３１４、３２４    出力負荷回路
２１１    第１のオープンスタブ
２１２    第２のオープンスタブ
２２１    第１の誘電体共振器
２２２    第２の誘電体共振器
３０１、３１１、３２１    直列誘導素子（インダクタ）
３１２    第３のオープンスタブ
３１３    第４のオープンスタブ
３２２    第３の誘電体共振器
３２３    第４の誘電体共振器
４０１    出力抵抗
４０２    第１の寄生容量
４０３    寄生インダクタ
４０４    第２の寄生容量
【図１Ａ】
0005958834.tif 000002
【図１Ｂ】
0005958834.tif 000003
【図２Ａ】
0005958834.tif 000004
【図２Ｂ】
0005958834.tif 000005
【図３】
0005958834.tif 000006
【図４】
0005958834.tif 000007
【図５Ａ】
0005958834.tif 000008
【図５Ｂ】
0005958834.tif 000009
【図６】
0005958834.tif 000010
【図７Ａ】
0005958834.tif 000011
【図７Ｂ】
0005958834.tif 000012