(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
レンジグループ１、レンジグループ２、・・・（中略）、レンジグループＮ（Ｎは２以上の自然数）の各レンジグループに含まれるレンジ数をＭ１、Ｍ２、・・・（中略）、ＭＮ（ＭＮは１以上の自然数）として、
電流入力端子とグランド端子間に入力される入力電流に対し、
レンジグループ１のレンジ（１，１）〜レンジ（１，Ｍ１）のＭ１個、
レンジグループ２のレンジ（２，１）〜レンジ（２，Ｍ２）のＭ２個、
・・・（中略）、
レンジグループＮのレンジ（Ｎ，１）〜レンジ（Ｎ，ＭＮ）のＭＮ個、
の合計Ｍ１＋Ｍ２＋・・・（中略）＋ＭＮ個のレンジを含み、
各レンジ毎にＩ／Ｖ変換抵抗を有し、
前記入力電流の増加に対応してレンジ（１，１）〜レンジ（Ｎ，ＭＮ）の各レンジが順次段階的にオンになる様にした電流／電圧変換回路において、
第１の演算増幅器を設け、その非反転入力端子をグランド電位に接続し、その反転入力端子を前記電流入力端子に接続し、
該第１の演算増幅器の反転入力端子と出力端子間にＩ／Ｖ変換抵抗を接続してその出力電圧を該Ｉ／Ｖ変換抵抗に流れる電流のＩ／Ｖ変換信号とする事も可能であり、
各レンジグループ毎にＩ／Ｖ変換用演算増幅器と電圧調整部を有し、
各レンジグループのＩ／Ｖ変換抵抗については、
当該レンジグループ内で最小レンジのＩ／Ｖ変換抵抗を該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、
それ以外のＩ／Ｖ変換抵抗にはそのオン／オフスイッチになる様に所定のオン電圧を持つダイオードスイッチを組み合わせて、各々該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、
該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の出力電圧増加に対応して当該レンジグループ内の最小レンジのＩ／Ｖ変換抵抗がオンになる様にし、それ以外のＩ／Ｖ変換抵抗を有する場合は最小レンジのＩ／Ｖ変換抵抗に続いてそれらのＩ／Ｖ変換抵抗が順次段階的にオンになる様にし、
各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を各レンジのＩ／Ｖ変換信号とし、
各レンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器については、
当該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子を電流オン／オフ用ダイオードスイッチと電流制限抵抗の何れか一方又は両方を介して前記電流入力端子に接続し、
当該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子を当該レンジグループの前記電圧調整部を介して前記第１の演算増幅器の出力端子に接続し、
前記入力電流の増加に対応して下位レンジグループから上位レンジグループ迄順次段階的にオンになる様にして、
自動レンジ切り替えを行なう事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流／電圧変換回路に於いて、少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に、
不感帯回路又はリミット回路の何れか一方又は両方を有する事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２の電流／電圧変換回路の少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に於いて、
ダイオードスイッチの不感帯幅を演算増幅器により増幅又は減衰させて任意の不感帯幅を得られる様にした不感帯回路を有する事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１又は請求項２又は請求項３の電流／電圧変換回路の少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に於いて、
該レンジグループの次レンジグループの何れかのレンジのＩ／Ｖ変換信号で該電圧調整部の出力を抑制させる様にした事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項５】
請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４に記載の電流／電圧変換回路の少なくとも１レンジグループ分の、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器と電圧調整部の一部又は全ての回路、を内蔵し、
その他の部分は外付け可能とする端子を有する事を特徴とする、
請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４に記載の電流／電圧変換回路の製作に使用可能な集積回路装置。
【請求項６】
請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項５に記載の電流／電圧変換回路又は集積回路装置を含む事を特徴とする電子回路基板又は電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は電子回路の電流測定や、電流出力を有するセンサの電流信号検出等に応用可能な低ノイズ電流、多レンジ、高速応答、低回路電源電圧、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足する自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路及び集積回路、及びそれらを用いた電子回路基板又は電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
最初に本書で使用するの用語の定義を示し、公知回路の概要を示す。
本書では電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合が有る。
【０００３】
又、入力電流Ｉの方向により回路各部の電圧、電流は符号（極性）が異なるのみで回路上は正負同様に動作するので、以下の説明における電圧、電流の値は特にことわらない場合は正の値又は絶対値で説明するものとする。
なお、一般的にはこの入力電流Ｉの流れ込み、流れ出しに対して極性を付けて扱うので、両方向で動作する事を両極性動作、即ちバイポーラ動作すると言う。
【０００４】
又、説明を判り易くする為に図中で抵抗をＲＳｎ又はＲｎ等で表記している。誤解を招かない範囲で、抵抗を特定する為の呼称と抵抗値を兼ねているものとする。
【０００５】
Ｉ／Ｖ変換はＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ［Ω］に流れる電流Ｉｉｎ［Ａ］の両端電圧Ｖｉｖ［Ｖ］を得る事により行なう。
この時、
Ｉｉｎ＝Ｖｉｖ／ＲＳ   ・・・（１）
である。
以下本書では、この時の電流と電圧の比率をＩ／Ｖ変換比と呼ぶ。
一例としてＩ／Ｖ変換抵抗が１ＭΩの場合は、１μＡに対して１Ｖに変換されるのでＩ／Ｖ変換比は１μＡ／Ｖである。Ｉ／Ｖ変換抵抗の逆数とも言えるものである。
【０００６】
又、図４４は一般的ダイオードの電圧−電流特性例であり、順方向電圧ＶＦが数百ｍＶ以下では電流がほぼ０Ａのオフ状態になり、順方向電圧ＶＦがそれ以上では電流が急激に大きくなりダイオードがオン状態になる。
換言すると、ダイオードの内部抵抗は順方向電圧ＶＦが数百ｍＶ以下では極めて大きく、順方向電圧ＶＦがそれ以上ではダイオードの内部抵抗が極めて小さくなると言える。
その様なダイオード相当の電圧−電流特性を有する素子には図４５の様にダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したＦＥＴが一般的に知られている。
図示していないＰＮＰトランジスタ、ＰｃｈＪＦＥＴ、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴでも同様にダイオード接続が可能である事が公知である。
【０００７】
図４６はダイオードを双方向並列接続したダイオードイッチの電圧−電流特性例であり、図４４のスイッチ特性のＶＦとＩを正負双方向にした特性になる。
本願発明ではこのダイオードの電流スイッチ特性を用いる。
その様なダイオードスイッチ相当の電圧−電流特性は前記のダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したＦＥＴを双方向並列接続しても得られる。
【０００８】
又、図４７に示す双方向直列接続したツェナーダイオードや、双方向直列接続バリスタでも同様である。
説明の明快化の為に本書ではそれらも含めて「ダイオードスイッチ」で表記し図面中では図４８で表わす。
【０００９】
なお、以上の説明からも明らかな様に、「ダイオードスイッチ」はその両端子間電圧の大きさでオン−オフするので外部からのオン／オフ制御信号は不要であるという利点が有る。
本書ではダイオードスイッチがオンになる時の両端子間電圧をオン電圧と呼ぶものとする。
又、ダイオードスイッチのオン電圧を高くする場合は図４９の様にダイオードスイッチを必要段数シリーズに接続するものとする。
【００１０】
但し、図４４、図４６からも判る様にダイオードスイッチの特性は非線形であり、シリコンダイオード、ショットキーバリアダイオード、ツェナーダイオード、トランジスタ、ＦＥＴ等デバイス種類、流れる電流の大きさ、温度、周辺回路等の条件でそのオン電圧が変化するので回路特性をリニアな計算式にそのまま適用する事はできず、実際の回路設計では実験やシミュレーション等で回路定数を決定する様な事が必要になって来る。
しかし、本書ではその動作原理を示す為のものであるので、ダイオードスイッチのオン電圧や内部抵抗値は特別にことわらない場合はモデル化した固定値を用いるものとする。
【００１１】
又、本願発明では不感帯回路を用いる。
図５０は不感帯回路の入出力の関係を示したもので、図５１、図５２、図５３は公知の不感帯回路例である。
以降の説明の為に不感帯設定電圧の絶対値を正負同一値とした場合の不感帯回路を次式で定義する。
Ｖｏｕｔ＝ｄｂ（Ｖｉｎ、Ｅｄｂ）  ・・・（２）
但し、Ｖｉｎは入力電圧、Ｅｄｂは不感帯設定電圧、Ｖｏｕｔは不感帯回路出力電圧であり、
Ｖｉｎ＜−Ｅｄｂの時            Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｅｄｂ
−Ｅｄｂ≦Ｖｉｎ＜＋Ｅｄｂの時  Ｖｏｕｔ＝０  
＋Ｅｄｂ≦Ｖｉｎの時            Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ−Ｅｄｂ
とする。
【００１２】
又、本願発明ではリミット回路を用いる。
図５４は反転型リミット回路の入出力の関係を示したもので、図５５は公知の演算増幅器を用いた反転型のリミット回路例である。
その出力をインバータで反転させれば非反転型のリミッタ回路を容易に得る事ができる。
【００１３】
又、一般的にリミット回路でリミット値が一定であるものをハードリミット、リミット値が漸増するものをソフトリミットと呼ぶ。図５６にその入出力特性を示す。
その様な回路はダイオードやツェナーダイオードでも容易に得られ、さらに演算増幅器と組み合わせて得られる事も知られている。図５７、図５８、図５９、図６０に回路例を示す。
本願発明では同様のリミット回路を用いるが、上記で説明したものとして各部での説明は省く。
【００１４】
以降の説明の為にリミット設定電圧の絶対値を正負同一値とした場合のリミット回路を次式で定義する。
Ｖｏｕｔ＝ｌｍ（Ｖｉｎ、Ｅｌｍ）    ・・・（３）
但し、Ｖｉｎは入力電圧、Ｅｌｍはリミット設定電圧、Ｖｏｕｔはリミット回路出力電圧であり、
Ｖｉｎ＜−Ｅｌｍの場合、          Ｖｏｕｔ＝−Ｅｌｍ
−Ｅｌｍ≦Ｖｉｎ＜＋Ｅｌｍの場合、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ  
＋Ｅｌｍ≦Ｖｉｎの場合、          Ｖｏｕｔ＝＋Ｅｌｍ
とする。
【００１５】
又、本書の説明中で２点間の電位差を求める場合が有る。
一般的には図６１等の差動増幅器が用いられる。
あるいは図６２の様に高入力インピーダンスの差動増幅器を１つの集積回路にまとめた計測アンプと呼ばれる素子も一般的になっている。
２点間の電位差を求めるには２点の電圧を各々Ａ／Ｄ変換してディジタル回路演算又はマイクロコンピュータのソフトウェア演算で電位差を求める事もできる。
本願発明では上記何れの方法でも良く、方法の限定は不要であるので、あくまでも電位差を求めるという意味合いで代表して図６２の表示方法を用いるものとする。
【００１６】
又、本書では説明の中で演算増幅器の最大出力電圧を用いる場合が有る。
一般的な演算増幅器ではその出力電圧範囲は電源電圧に対して２〜３Ｖ狭い範囲である。
一方近年ではレイル・ツー・レイル出力演算増幅器等と呼ばれる演算増幅器が一般的になって来た。
これはその出力電圧範囲がほぼ電源電圧範囲に等しいものである。
本書では説明を明快にする為に、演算増幅器の出力電圧幅に関連する説明においてはレイル・ツー・レイル出力を前提とし、出力電圧は電源電圧範囲迄可能であるものとする。
【００１７】
又、本書ではレンジグループ１，・・・，レンジグループＮ（Ｎは２以上の自然数）の各レンジグループに含まれるレンジ数Ｍ１，Ｍ２，・・・，ＭＮ（ＭＮはレンジグループ内レンジ番号とし１以上の自然数）として、本願発明のレンジ切り替えのオン／オフの順番は入力電流の絶対値が０Ａから大きくなるに伴い、
レンジ（１、１）、レンジ（１，２）、・・・（中略）、レンジ（１，Ｍ１）、レンジ（２，１）、レンジ（２，２）、・・・（中略）、
レンジ（Ｎ−１，Ｍ（Ｎ−１））、レンジ（Ｎ，Ｍ）の順番で順次オンになるものとして扱う。
即ちレンジグループ及びレンジグループ内レンジ番号が若い程入力電流が小さい値でオンになるものとする。
【００１８】
ここで、レンジが「オフ」とは、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗に直列に設けたダイオードスイッチやアナログスイッチ等のスイッチ要素をオフにしてＩ／Ｖ変換抵抗に電流が流れない状態にする事であり、前記スイッチ要素をオンにしてＩ／Ｖ変換抵抗に電流が流せる状態になる事をレンジが「オン」であるものと定義する。
【００１９】
複数レンジの切り替えに於いて、レンジがオンになるレンジ間の相対的順番に関して説明する場合に、入力電流が小さい段階でオンになるレンジを「小レンジ」、「下位レンジ」、入力電流が大きくなるに伴い後からオンになるレンジを「大レンジ」、「上位レンジ」「次レンジ」の様に「大小」「上下」「前後」の概念を込めて呼ぶ。
【００２０】
一例としてレンジ（３，１）に対してレンジ（２、Ｍ２）は「小レンジ」、「下位レンジ」であり、レンジ（３，２）は「大レンジ」、「上位レンジ」、「次レンジ」である。
さらに、レンジ０は「最小レンジ」あるいは「最下位レンジ」であり、レンジ（Ｎ、ＭＮ）は「最大レンジ」、「最上位レンジ」である。
レンジグループについても同様とし、レンジグループ１は「最小レンジグループ」、「最下位レンジグループ」であり、レンジグループＮは「最大レンジグループ」、「最上位レンジグループ」である。
【００２１】
但し、一般的にはレンジ切り替えは小電流レンジが「下位レンジ」であり、大電流レンジになるに従って「上位レンジ」になるが、本願発明の回路動作原理によるとレンジ切り替えの順番とレンジの対応する電流の相対的な大きさは一致させる必要は無い。
換言すると、本願発明においてはレンジ又はレンジグループの「大小」「上下」「前後」はあくまでもレンジオン／オフの相対的順番についての定義であり、対象電流の大小の順番を必ずしも一致させる必要は無い。
【００２２】
ここで、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流が「設定値」に達したら次のレンジをオンにするものとし、その電流「設定値」を「フルスケール電流値」と定義し、前記Ｎ、ＭＮを用いて以下の記号で示す。
【００２３】
レンジ０に対してＩＦＳ０、
レンジ（１，１）に対してＩＦＳ（１，１）、
レンジ（１，２）に対してＩＦＳ（１，２）、
・・・（中略）
レンジ（１，Ｍ１−１）に対してＩＦＳ（１，Ｍ１−１）、
レンジ（１，Ｍ１）に対してＩＦＳ（１，Ｍ１）、
レンジ（２，１）に対してＩＦＳ（２，１）、
レンジ（２，２）に対してＩＦＳ（２，２）、
・・・（中略）
レンジ（Ｎ，ＭＮ−１）に対してＩＦＳ（Ｎ，ＭＮ−１）、  
レンジ（Ｎ，ＭＮ）に対してＩＦＳ（Ｎ，ＭＮ）。
【００２４】
なお、当該レンジがフルスケール電流値に達したらそれ以上電流が流れないというのでなく、そのレンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子電圧がさらに増大すれば当該Ｉ／Ｖ変換抵抗に流れる電流も準じて増大する事になる。
【００２５】
以下に従来の電流／電圧変換回路に関しての概要を記す。
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等の様な物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。
又、入力インピーダンスを低くする必要が有る場合は演算増幅器を組み合わせて用いる。
【００２６】
Ｉ／Ｖ変換の精度を高める為には信号対ノイズ比（以下Ｓ／Ｎ比と称す）を大きくする必要が有り、その手段として対象とする電流の大きさ（レンジ）に応じて抵抗値の異なる複数のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体スイッチ等で切り替えて測定するのが一般的であり、これをレンジ切り替えと呼ぶ。
【００２７】
図３８はその一例としてのレンジ数３の場合の演算増幅器を用いた基本的な電流／電圧変換回路であり、Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１〜３を並列にして半導体スイッチＳＷ１〜３で何れか１つのＩ／Ｖ変換抵抗を選択してレンジ切り替えを行なう。
あるいはＳＷ１〜ＳＷ３を順次オンにし、Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１〜ＲＳ３を順次並列させる方法が有り、本願発明は後者である。
この様な演算増幅器を用いたレンジ切り替えによる電流／電圧変換回路に必要な要件は以下の通りである。
【００２８】
（A）低ノイズ電流
抵抗やダイオードの熱雑音、回路部品の温度ドリフト、演算増幅器のオープンループゲインの有限性に伴う偏差の様に回路が本来的に持つノイズ以外に、演算増幅器やその他の回路素子のバイアス電流、トランジスタ、ＦＥＴ、フォトカプラ等のスイッチ回路の漏れ電流等、回路構成に伴うノイズ要因が有り、これを可能な限り小さくする必要が有る。
【００２９】
図３９にそれらのノイズ電流の影響例を示す。
同図に示す様に太線で示した電流入力端子からオン状態のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１迄の入力電流経路に接続された演算増幅器Ａ１、Ａ２、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２が有るとそのバイアス電流Ｉｂ１、Ｉｂ２や漏れ電流Ｉｌ１、Ｉｌ２が入力電流Ｉに重畳してＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１に流れ込み、誤差電圧となる。
演算増幅器Ａ１は必須であるのでバイアス電流の小さい素子を用いる事で対策する。
その他のノイズ電流に対する対策は、入力電流経路にはできるだけノイズ電流を発生する素子を使用しない回路構成にするのが効果的である。
【００３０】
（B）多レンジ
入力電流値の範囲が広く、電流／電圧変換回路のダイナミックレンジを大きくするにはＳ／Ｎ比を高くする為にレンジ数を大きくするのが効果的である。
【００３１】
（C）高速応答
レンジ間をまたがり高速に変化する入力電流に対しては、レンジ切り替えを高速に行なう必要が有る。
【００３２】
（D）低回路電源電圧
図４０、図４１に演算増幅器による電流／電圧変換回路の入力電流経路を示す。
図４０で示す様に入力電流が流れ込む方向の場合は負電源から入力電流と同じ値の電流を供給し、図４１で示す様に入力電流が流れ出す方向の場合は正電源から入力電流と同じ値の電流を供給する必要が有る。
従って、同回路で低消費電力化を計るには消費電流は入力電流以下にはできないので、回路の電源電圧を低くするのが効果的である事が判る。
【００３３】
又、演算増幅器には入力電流と同じ値の電流を駆動する能力が必要であり、演算増幅器の駆動能力が不足する場合は図４２に示す様にバッファアンプを設ける必要が有る。
バッファアンプの電力損失を抑えて小形化するには電源電圧を下げるのが効果的である。
即ち、電流／電圧変換回路ではできるだけ回路の電源電圧を低くするべきである。
【００３４】
なお、本書の以下の説明では必要に応じてバッファアンプを設ける事を前提とし、図面や文中ではバッファアンプには言及せず演算増幅器のみを示すものとする。
さらに、本書の以下の説明図中では演算増幅器や差動増幅器の電源端子と供給電源は必要時を除いて記載しないものとする。
【００３５】
（E）バイポーラ動作
ダイナミックレンジを広くする為にログアンプを使用する方法が有る。
しかし、バイポーラでないので入力電流方向が流れ出し、又は流れ込みの一方にしか対応できない。
一般的には電流測定の様にＩ／Ｖ変換を要する場合は入力電流方向に制限の無いバイポーラ動作を要求される場合が多い。
従って電流／電圧変換回路においてバイポーラ動作する事は重要な要件である。
【００３６】
（F）小規模回路
信頼性、精度、コスト、スペース等様々な点で回路はできるだけ部品点数少なく単純で小規模である事が望ましい。
【００３７】
一般的には前記の全ての要件を満たす電流／電圧変換回路を得るのは困難であり、その内何れかを満足するものとして特許文献１〜特許文献５で開示されている方法が発明されて来た。
これらは何れも部品点数を増やさずにバイポーラ動作可能である。
【００３８】
図３２、図３３は特許文献１で開示されている電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の代表的な実施例であり、動作の詳細は各々の文献によるものとする。
これらは高速応答、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足する。
一方、何れの場合も電流／電圧変換対象の入力電流が小さくなるにつれて入力電流バイパス用のスイッチング素子のオフ時の漏れ電流ＩｌやＩ／Ｖ変換抵抗に繋がる回路素子のバイアス電流Ｉｂ等が測定精度上無視できなくなるという低ノイズ電流化に欠点が有った。
【００３９】
又、上記の漏れ電流Ｉｌを防ぐ為にはダイオードスイッチの直列段数を増やす、ツェナーダイオード電圧やバリスタ電圧を上げる等して、スイッチング素子のオフ電圧を上げる必要が有るが、その場合には最大入力電流に対して電流／電圧変換回路全体の電圧降下、即ち図３２に於けるＶ１、図３３に於けるＶ０が大きくなり、演算増幅器等の電源電圧を高くする必要が有った。
即ち、多レンジ化と低回路電源電圧化は相反する要件になっている。
【００４０】
図３４は特許文献２、図３５は特許文献３で開示されている電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の代表的な実施例であり、動作の詳細は各文献によるものとする。
特に図３５の方法は高速応答性は良い。
他方、これらの回路ではレンジ数が増えるとバッファアンプ等のバイアス電流が入力電流に加算されるので微小電流を測定する場合には測定誤差要因になるという短所と、回路規模が大きくなるという短所が有った。
即ち、多レンジ化と低ノイズ電流化、低回路電源電圧化、小規模回路化は相反する要件になっている。
【００４１】
図３６は特許文献４で開示されている電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の代表的な実施例であり、動作の詳細は該文献によるものとする。
該電流／電圧変換回路は回路素子のバイアス電流による誤差を無くしたものであるが、自動レンジ切り替えの制御に演算回路を介すので高速応答性が充分でない。
本願発明を概観すると、特許文献４で開示されている電流／電圧変換回路の基本動作を応用してその短所を改良したものと言える。
【００４２】
図３７は特許文献５で開示されている電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の代表的な実施例であり、動作の詳細は該文献によるものとする。
該電流／電圧変換回路は回路素子のバイアス電流による誤差を無くしたものであり、回路は比較的シンプルであるが、レンジ毎に絶縁電源を用意する必要が有った。
即ち多レンジ化、小規模回路化に難点が有った。
【００４３】
【特許文献１】特願２０００−２６８０６５
【特許文献２】特願２００３−４００９２８
【特許文献３】特願２００６−１４７５０９
【特許文献４】特願２００８−２９２８６７
【特許文献５】特願２００９−２４７７１０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
解決しようとする課題は低ノイズ電流、多レンジ、高速応答、低回路電源電圧、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足させる自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
本願発明の電流／電圧変換回路は、電流入力端子とグランド間に入力される入力電流を複数レンジに分けてＩ／Ｖ変換するものであり、レンジグループを
レンジグループ１、レンジグループ２、・・・（中略）、レンジグループＮ（Ｎは２以上の自然数）の各レンジグループに含まれるレンジ数をＭ１、Ｍ２、・・・（中略）、ＭＮ（ＭＮは１以上の自然数）として、
電流入力端子とグランド端子間に入力される入力電流に対し、
レンジグループ１のレンジ（１，１）〜レンジ（１，Ｍ１）のＭ１個、
レンジグループ２のレンジ（２，１）〜レンジ（２，Ｍ２）のＭ２個、
・・・（中略）、
レンジグループＮのレンジ（Ｎ，１）〜レンジ（Ｎ，ＭＮ）のＭＮ個、
の合計Ｍ１＋Ｍ２＋・・・（中略）＋ＭＮ個のレンジを含み、別途常時オンのレンジ０を設ける事も容易である。
各レンジ毎にＩ／Ｖ変換抵抗を設ける。
【００４６】
以下では説明を統一的にする為にレンジ０を設けるものとし、レンジ０を設けない場合は、そのＩ／Ｖ変換抵抗値が無限大でそのＩ／Ｖ変換信号は常に０であるものとし、レンジグループ１の電流オン／オフ用ダイオードスイッチを無くし、レンジ（１，１）を常時オンにして第１の演算増幅器の常時オンの負帰還抵抗と見なすものとする。
【００４７】
レンジ（１，１）〜レンジ（Ｎ、ＭＮ）の各レンジについて、入力電流の増加に対応してレンジ（１，１）〜レンジ（Ｎ，ＭＮ）の各レンジが順次段階的にオンになり、各レンジのＩ／Ｖ変換抵抗が順次並列に接続されて行くものとする。
【００４８】
誤差増幅用として第１の演算増幅器を設け、その反転入力端子を電流入力端子に接続し、非反転入力端子をグランドに接続する。
これにより該第１の演算増幅器は以下に説明するＩ／Ｖ変換抵抗による負帰還により入力電流値に応じて出力電圧を変化させて常に反転入力端子がバーチャルショートによりグランド電位（０Ｖ）になる様に制御される。
レンジ０用のＩ／Ｖ変換抵抗を該第１の演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続して、出力電圧をレンジ０のＩ／Ｖ変換信号とする。
【００４９】
Ｉ／Ｖ変換部を各レンジグループ毎に設け、各々１個のＩ／Ｖ変換用演算増幅器と電圧調整部を設ける。
各レンジグループのＩ／Ｖ変換抵抗については、当該レンジグループ内で最小レンジのＩ／Ｖ変換抵抗を該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、それ以外のＩ／Ｖ変換抵抗にはそのオン／オフができる様に所定のオン電圧を持つダイオードスイッチを組み合わせて、各々該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続する。
【００５０】
これにより当該レンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の出力電圧増加に対応して当該レンジグループ内のレンジが順次段階的にオンになり、自動レンジ切り替え動作をする。
この時、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を各レンジのＩ／Ｖ変換信号とする。
【００５１】
各レンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器については、
当該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子を電流オン／オフ用ダイオードスイッチと電流制限抵抗の何れか一方又は両方を介して前記電流入力端子に接続し、
当該Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子を当該レンジグループの前記電圧調整部を介して前記第１の演算増幅器の出力端子に接続し、
前記入力電流の増加に対応して下位レンジグループから上位レンジグループ迄順次段階的にオンになる様にする。
【００５２】
但し、レンジ０が不要（レンジ０用Ｉ／Ｖ変換抵抗が無限大）の場合はレンジグループ１については電流オン／オフ用ダイオードスイッチは無くても良い。
さらに、最大レンジグループについては電流制限抵抗は０Ω（短絡）で良く、即ち、回路に入れなくても良い。
【００５３】
各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間電圧が各レンジのＩ／Ｖ変換信号になるので、これをそのＩ／Ｖ変換抵抗値で除算するとそのＩ／Ｖ変換抵抗に流れた電流値になる。
従って、全レンジのＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流値を合計すれば入力電流値が求められる事になる。
【００５４】
レンジグループ１についてはレンジ０の電流がフルスケール電流値ＩＦＳ０に達した時の前記第１の演算増幅器の出力に対してレンジグループ１の電流オン／オフ用ダイオードスイッチがオンになる電圧にレンジグループ１の電圧調整部で調整されて出力される様にしておく。
レンジ０のＩ／Ｖ変換抵抗が無限大の場合はレンジグループ１のレンジ（１，１）は常時オンで良く、電流オン／オフ用ダイオードスイッチは不要でＩＦＳ０は０Ａとして扱える。
【００５５】
レンジグループ２以上のレンジグループについては、直前のレンジグループの最大レンジがフルスケール電流値に達した時の前記第１の演算増幅器の出力に対して当該レンジグループの電流オン／オフ用ダイオードスイッチがオンになる様に当該レンジグループの電圧調整部の出力が調整される様にしておく。
【００５６】
各レンジグループの各々の電流制限抵抗により当該レンジグループの上限電流を設定する。
最上位レンジグループについては電流制限抵抗は無くても良く、説明を統一して扱う為に電流制限抵抗を０Ωとして扱う。
【００５７】
以上記した電流／電圧変換回路は入力電流に対応した第１の演算増幅器の出力電圧に基づく高速の自動レンジ切り替えが可能であり、低ノイズ電流化、高速応答、バイポーラ動作、小規模回路化の要件を満足させる事を特徴とするものである。
【００５８】
又、本願発明の電流／電圧変換回路の少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に不感帯回路又はリミット回路を用いると、当該レンジグループに対応する前記第１の演算増幅器の出力電圧範囲を狭くでき、より多レンジ化、高速応答化、低回路電源電圧化が計れる。
【００５９】
又、本願発明の電流／電圧変換回路のレンジグループの電圧調整部の不感帯回路としてダイオードスイッチの不感帯幅を演算増幅器により増幅又は減衰させて任意の不感帯幅を得る様にする事ができる。
これを少なくとも１つ以上のレンジグループの電圧調整部に用いる事により、レンジ切り替えを行なう前記第１の演算増幅器の出力電圧を任意の電圧に設定でき、より高速応答化、低回路電源電圧化が計れる。
【００６０】
さらに、少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に於いて、当該レンジグループの次レンジグループの何れかのレンジのＩ／Ｖ変換信号で当該電圧調整部の出力を抑制させる様にし、その上位レンジがオンになったら下位である当該レンジグループの入力電流を減少させ、その分を上位レンジグループに流して、上位レンジグループに流れる電流を相対的に多くする事で、より一層Ｉ／Ｖ変換信号のＳ／Ｎ比を高められる。
【００６１】
さらに、本願発明の電流／電圧変換回路の一部を内蔵し、その他の回路は外付け可能にする端子を設けた集積回路にする事により容易、且つコンパクトに本願発明の電流／電圧変換回路が製作可能になる。
【００６２】
さらに本願発明の電流／電圧変換回路又は集積回路を用いれば、電流／電圧変換回路を要する種々の高機能の電子回路基板又は電子機器が製作可能になる。
【発明の効果】
【００６３】
本願発明により低ノイズ電流、多レンジ、高速応答、低回路電源電圧、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足する自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路及び集積回路、及びそれらを用いた電子回路基板又は電子機器を実現できる効果を得る事ができる
【発明を実施するための最良の形態】
【００６４】
以下に発明実施の最良形態を実施例で示す。
但し、以下で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法にはそれらから組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が示す原理に基づく限りはそれらは全て本願発明の範囲に含まれるものとする。
【００６５】
又、Ｉ／Ｖ変換抵抗やその他の抵抗値を具体的数値で示しているが、あくまでも説明を判り易くする為のものであり、当業者であれば別の値での実施も容易であり、それらは全て本願発明の範囲に含まれるものとする。
【実施例１】
【００６６】
図１は本願発明の請求項１の電流／電圧変換回路のレンジ０有り、Ｎ＝２、Ｍ１＝２、Ｍ２＝３、即ちレンジグループ数２、レンジグループ１のレンジ数２、レンジグループ２のレンジ数３、合計レンジ数６の実施例である。
電流／電圧変換回路１は主としてレンジ０Ｉ／Ｖ変換部２、レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３、レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４、及び演算部６で構成される。
【００６７】
説明の為に、レンジ０のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ０を１ＭΩ、
レンジ（１，１）のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１１を１００ＫΩ、
レンジ（１，２）のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１２を１０ＫΩ、
レンジ（２，１）のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ２１を１ＫΩ、
レンジ（２，２）のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ２２を１００Ω、
レンジ（２，３）のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ２３を１０Ω、とする。
回路接続は請求項１に従ったものである。
【００６８】
各レンジのフルスケール電流値について、
レンジ０のＩＦＳ０を１μＡ、
レンジ（１，１）のＩＦＳ（１、１）を１０μＡ、
レンジ（１，２）のＩＦＳ（１、２）を１００μＡ、
レンジ（２，１）のＩＦＳ（２、１）を１ｍＡ、
レンジ（２，２）のＩＦＳ（２、２）を１０ｍＡ、
レンジ（２，３）のＩＦＳ（２、３）を１００ｍＡ、
とする。
【００６９】
レンジ０Ｉ／Ｖ変換部２は演算増幅器Ａ０１を第１の演算増幅器とし誤差増幅とレンジ０用のＩ／Ｖ変換に用いており、その反転入力端子は入力電流の大きさに無関係にバーチャルショートにより常に０Ｖになる様に出力Ｖ０が制御される。
これに伴い、電流入力端子電圧もバーチャルショートにより常に０Ｖになる。即ち入力インピーダンスがほぼ０Ωになるという事である。
【００７０】
ゲイン−１の演算増幅器Ａ０２はレンジ０Ｉ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ０の極性を他レンジのＩ／Ｖ変換信号と揃える為のものである。
ＲＳ０に流れる電流Ｉ０は
Ｉ０＝Ｖｉｖ０／ＲＳ０     ・・・（４）
で算出できる。
【００７１】
レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３はＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１を有し、その非反転入力端子は電圧調整部１を介して第１の演算増幅器Ａ０１の出力端子に接続される。
Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の反転入力端子は電流制限抵抗Ｒ１１（１ＫΩ）と電流オン／オフ用ダイオードスイッチＤＳＷ１１を介して電流入力端子に接続される。Ｒ１１とＤＳＷ１１の位置は入れ替えても良い。
ＤＳＷ１１は例えば２個のシリコンダイオードを双方向並列接続してＶＦ１１が０．５Ｖでオンになるものとする。
ＤＳＷ１２は例えば２個のシリコンダイオードを双方向並列接続したものを２組直列にする等でその両端子間電圧が１Ｖ以上になったらオンになる様にしておく。
【００７２】
ダイオードスイッチＤＳＷ１１、ＤＳＷ１２は双方向並列の段数を増やすか、ツェナーダイオードのツェナー電圧を変える等の方法で回路条件に応じて適宜変えれば良いものである。
【００７３】
Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１１（１００ＫΩ）をＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の反転入力端子と出力端子間に接続する。
Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１２（１０ＫΩ）の一方をＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の反転入力端子に接続し、もう一方の端子をダイオードスイッチＤＳＷ１２を介してＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の出力端子に接続する。
【００７４】
Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１はその反転入力端子電圧Ｖ１ｎと非反転入力端子電圧Ｖ１ｐが常に等しくなる様にその出力電圧Ｖｄ１１が制御される。
ここで電圧調整部１によりレンジ０のＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ０に流れる電流Ｉ０がＩＦＳ０（１μＡ）未満のＶ０に対してはＶ１ｐがＤＳＷ１１のオン電圧０．５Ｖより小さく、Ｉ０がＩＦＳ０以上になったらＶ１ｐが０．５Ｖ以上になる様に電圧調整される様にしておけばＤＳＷ１１はＶ０で自動的にオン／オフ制御される事になる。
【００７５】
ＤＳＷ１１がオンになるとＩ１１が流れるがこれがＩＦＳ（１，１）即ち１０μＡ未満であればＶ１ｎとＶｄ１１の電位差が１Ｖ未満でＤＳＷ１２はオフでありＩ１２は０Ａである。
入力電流が増加してＶ０が増加するとＶ１ｐが増加し、これに伴ってＶｄ１１が増加してＤＳＷ１２の端子間電圧ＶＦ１２がそのオン電圧を超えるとＤＳＷ１２がオンになりＩ１２が流れる。
入力電流が減少すると逆の動作でＤＳＷ１２はオフになる。
【００７６】
以上からレンジ（１，１）、レンジ（１，２）は入力電流の大きさに応じて自動レンジ切り替えが行なわれる事が判る。
なお、ＤＳＷ１１オフ時はＩ１１は０ＡなのでＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の出力電圧もＶ１ｎ、即ちＶ１ｐと等しくなる。
【００７７】
レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４についてもレンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３と同様の方針で回路を構成する。
なお、レンジグループ２ではＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ２１には１ｍＡ〜１００ｍＡの電流駆動能力を得る為にパワーアンプが必要であるが、前述した従来回路と異なり、３レンジ分共通で１個設ければ良く、本願発明は小規模回路化に有利である事が判る。
【００７８】
Ｉ１２が増加してＩＦＳ（１，２）である１００μＡを超えるとレンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部のダイオードスイッチＤＳＷ２１がオンになり以降レンジグループ１と同様に自動レンジ切り替えが行なわれる。その動作原理はレンジグループ１と同じなので説明は割愛する。
【００７９】
ここで差動増幅器ＤＦ１１でＶｄ１１とＶ１ｐの電位差Ｖｉｖ１１を求めるとＤＳＷ１１のオン／オフに関わらずＲＳ１１の電流Ｉ１１は次式で求める事ができる。
Ｉ１１＝（Ｖ１ｎ−Ｖｄ１１）／ＲＳ１１
＝（Ｖ１ｐ−Ｖｄ１１）／ＲＳ１１
＝Ｖｉｖ１１／ＲＳ１１         ・・・（５）
【００８０】
同様にＩ１２についても次式で求められる。
Ｉ１２＝（Ｖ１ｎ−Ｖｄ１２）／ＲＳ１２
＝（Ｖ１ｐ−Ｖｄ１２）／ＲＳ１２
＝Ｖｉｖ１２／ＲＳ１２         ・・・（６）
【００８１】
同様にレンジグループ２の各レンジの電流は次式で求められる。
Ｉ２１＝Ｖｉｖ２１／ＲＳ２１         ・・・（７）
Ｉ２２＝Ｖｉｖ２２／ＲＳ２２         ・・・（８）
Ｉ２３＝Ｖｉｖ２３／ＲＳ２３         ・・・（９）
【００８２】
電流制限抵抗Ｒ１１はレンジ（１，２）のＩ１２の電流がＩＦＳ（１，２）を超えたらそれ以上の電流が流れるのを制限する為のものである。
これの値により同じ入力電流でも、レンジ（１，２）と次のレンジ（２，１）に流れる電流の割合が変わる。
【００８３】
後述する様にＳ／Ｎ比を大きくするには上位レンジの電流が大きい方が良く、その為に電流制限抵抗Ｒ１１が有効に働く。
但し、電流制限抵抗Ｒ１１が大きくなるに伴い電流ＩＦＳ（１，２）を流す為のＶ１ｐ、及びその信号源である演算増幅器Ａ０１の出力電圧Ｖ０が大きくなるので先述した様に高い電源電圧が必要になる、Ｖ０の変化幅が大きくなり動作速度が低下する等の不利が生ずる。
最上位レンジグループでは電流制限抵抗Ｒ２１は不要であるので０Ωとしている。
【００８４】
他方電流制限抵抗には以下の様な別の機能も果たす。
回路の諸条件により、レンジ切り替わり点において、
レンジ（２，１）オン→Ｉ２１増大、Ｉ１２低下→演算増幅器Ａ０１のＶ０低下→Ｖ２ｐ低下→レンジグループ２オフ→Ｉ１２増大→レンジ（２，１）オン、のサイクルでレンジ切り替えのハンチングが発生する場合が有る。
【００８５】
これは入力電流値が一定の状態に於いてレンジ切り替えが行なわれると、等価的な演算増幅器Ａ０１の負帰還抵抗が急激に増減する事によるもので、電流制限抵抗によりその増減幅が抑えられ、レンジ切り替えのハンチングを防止できる。
その様な場合は最上位レンジグループの電流制限抵抗も必要になる。
【００８６】
この様なレンジ切り替え時のハンチングはレンジグループが増えれば各レンジグループのレンジ切り替わり点で発生し得る。
従って、各レンジグループのＩ／Ｖ変換部の電流制限抵抗は当該レンジグループの最大レンジに流れる電流がそのフルスケール電流値を大きく超えず、且つレンジ切り替えに伴うハンチングが発生しない程度に大きく、演算増幅器Ａ０１の出力電圧Ｖ０を不必要に大きくしない程度に小さくなる様な適切な値に設定すれば良い。
【００８７】
図１の回路の電圧調整部１、電圧調整部２の最も簡単な構成例を図６に示す。
これは入力電圧Ｖ０を抵抗Ｒ１とＲ２と分圧して出力するものであり、前記の自動レンジ切り替え動作をさせるには電圧調整部１と電圧調整部２の分圧比を変える、換言すればそれぞれのゲインを変えるものである。
【００８８】
一例として電圧調整部１、電圧調整部２のゲインを各々０．５、０．２５とした場合の入力電流ＩとＶ０、Ｖ１ｐ、Ｖ２ｐの関係を図７に示す。
これによると、Ｖ０がＶＦｏｎの２倍（１．０Ｖ）になるとＶ１ｐがＶＦｏｎ（０．５Ｖ）に達してレンジグループ１がオンになる。
さらに、Ｖ０がＶＦｏｎの４倍（２．０Ｖ）になるとＶ２ｐがＶＦｏｎ（０．５Ｖ）に達してレンジグループ２がオンになる。
レンジグループ数が増える毎にそのレンジゲインの電圧調整部のゲインを０．１２５、０．０６２５・・・の様に抵抗分圧比を順次小さくすれば良い。
【００８９】
上記のレンジグループの自動オン／オフ制御の他に、電圧調整部に必要な要件は、電流入力端子電圧に対する全てのレンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子の相対的な電圧大小関係が等しいという事である。
【００９０】
一例として図１に於いて、電流オン／オフ用ダイオードスイッチＤＳＷ１１、ＤＳＷ２１の左側（電流入力端子側）の電位（通常は０Ｖ）に対してＤＳＷ１１の右側端子電位が高く、ＤＳＷ２１の右側端子電位が低い場合が有ると、ＤＳＷ１１の右側端子からＤＳＷ２１の右側端子に回り込み電流が生ずる。
これは不要な電流でありノイズ電流となる。各レンジグループにバイアス電流やリーク電流が有るとこれも回り込んでレンジグループが互いに影響を及ぼし合う事になる。
【００９１】
これを防止するには、電流入力端子の電位に対する各電流オン／オフ用ダイオードスイッチの右側電位の相対的な大小関係が同じであれば良く、その為にはＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子と同電位の非反転入力端子の電位も同じ相対的電位関係になる必要が有る。
本願発明の電圧調整部は全てこの要件を満足する様に構成されるものである。
【００９２】
図１の回路に於いて差動増幅器ＤＦ１２とＤＦ２２、ＤＦ２３の反転入力端子のバイアス電流はノイズ電流に成り得るものである。
しかし、上述した様にダイオードスイッチＤＳＷ１１、ＤＳＷ２１の右側端子電位が電流入力端子に対する相対的大小関係が同じである事により異レンジグループに流れ出す事は防止される。
従って、当該レンジグループ内でバイアス電流が精度に影響しない様にすれば良い。
即ち電流レンジの大きさと差動増幅器のバイアス電流を比較して、無視できない場合は当該レンジグループのレンジ数を１とするか、少ないレンジ数にすれば良い。
【００９３】
以上の説明から本願発明によれば、
入力電流経路にバイアス電流や漏れ電流が入る要因が少なく、低ノイズ電流化が計れる。
レンジグループ内の複数レンジ化により多レンジ化が計れる。
演算回路によらずＶ０の大きさにより直接レンジ切り替えするので高速応答可能。
回路から明らかな様に入力電流方向により制限される回路箇所は無く、バイポーラ動作可能である。
１レンジ当たりの回路が単純、且つ部品点数の多いバッファアンプを要するレンジは１つのレンジグループにまとめる事ができるので小規模回路化が計れる。
等、多くの利点が同時に得られ、これは従来方法には無い大きな特徴である。
【００９４】
ここでレンジグループ１のＩ／Ｖ変換部について見ると、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の出力電圧はそのＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ１１とＲＳ１２に流れる電流Ｉ１１とＩ１２、即ちその合計Ｉ１を駆動できれば良い。
具体的にレンジ（１，２）にＩ１２が流れた場合のＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の出力電圧Ｖｄ１１は
Ｖｄ１１＝Ｖ１ｎ＋ＲＳ１２・Ｉ１２＋ＶＦ１２    ・・・（１０）
である。
【００９５】
同様にレンジ（２，３）にＩ２３が流れた場合のＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ２１の出力電圧Ｖｄ２１は
Ｖｄ２１＝Ｖ２ｎ＋ＲＳ２３・Ｉ２３＋ＶＦ２３    ・・・（１１）
である。
【００９６】
一方Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の反転入力端子の電圧Ｖ１ｎは電流オン／オフ用ダイオードスイッチＤＳＷ１１の両端子間電圧ＶＦ１１と電流制限抵抗Ｒ１１と入力電流Ｉ１による電圧降下の合計値であれば良い。
同時にＶ１ｎは非反転入力端子Ｖ１ｐと等しく、その信号源は第１の演算増幅器Ａ０１である。
【００９７】
即ち、次式が成り立つ。
Ｖ１ｎ＝Ｖ１ｐ
＝ＶＦ１１＋Ｒ１１・Ｉ１    ・・・（１２）
レンジグループ２のＩ／Ｖ変換部についても同様であり、次式が成り立つ。
Ｖ２ｎ＝Ｖ２ｐ
＝ＶＦ２１＋Ｒ２１・Ｉ２    ・・・（１３）
【００９８】
これらの式を比較すると第１の演算増幅器Ａ０１の所要出力電圧幅と各レンジグループのレンジ数とは無関係であり、レンジグループ１のＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の所要出力電圧幅と、レンジグループ２のＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ２１のと所要出力電圧幅とは無関係である事が判る。
【００９９】
換言すれば本願発明の電流／電圧変換回路では、レンジ数が増えてもレンジグループを増やせば第１の演算増幅器の出力電圧幅や各レンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の出力電圧範囲を大きく広げる必要は無い。
即ち、本願発明の電流／電圧変換回路に於いて、低い回路電源電圧でレンジ数を大きくする事ができるのは大きな特徴であり、利点である。
【０１００】
なお、図１の回路ではレンジ切り替えの一般的方法に合わせて各Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ０〜ＲＳ２３を１ＭΩ〜１０Ωまで順次１０倍宛増やしているが、レンジ切り替え動作の観点からは、原理的に各Ｉ／Ｖ変換抵抗は任意の大きさで良く、レンジ順番に従って抵抗値を漸減させる必要も無い。
即ち本願発明のレンジ切り替えの動作原理は各Ｉ／Ｖ変換抵抗値とは無関係である事は特記すべき点である。
【０１０１】
以上説明したレンジ０、レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部、レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部で各レンジ毎のＩ／Ｖ変換信号を得る事ができ、本願発明の目的を達せられる。
得られたＩ／Ｖ変換信号は演算部６で任意に処理すれば良く、どう利用するかは本回路を適用する装置の目的により多様であるが、以下に応用例を示す。
【０１０２】
図１の演算部６では各レンジ毎に当該レンジとそれより下位レンジのＩ／Ｖ変換信号をそのＩ／Ｖ変換比を鑑みて反転増幅器による加算回路で合算している。
これは入力電流に対して当該レンジに換算したＩ／Ｖ変換信号と言えるものである。
なお、要求精度に応じて合算する信号は少なくしても良い。
例えば、要求精度が１％であればレンジ（２，３）換算Ｉ／Ｖ変換信号Ｖs２３はレンジ（２，１）からレンジ（２，３）の３レンジ分を合算すれば足りる。
【０１０３】
各レンジ毎に換算された信号の内、Ｉ／Ｖ変換信号として有効なのはオンになっているレンジの内で最大レンジの信号及び、オフ状態にあるそれより大きいレンジの信号であるが、Ｓ／Ｎ比を大きくする為にはオンになっているレンジの内で最大レンジの信号を有効とすべきである。
【０１０４】
その一方法としてウィンドコンパレータとデコーダを用いて各レンジ換算Ｉ／Ｖ変換信号から有効レンジ指定信号を生成する方法が有る。
説明を単純化する為にレンジ０、レンジ１１、レンジ２１だけの電流／電圧変換回路の場合の有効レンジ指定信号作成回路例を図８に示す。
本方法はソフトウェアを介さずハードウェアで処理するので高速性が要求される場合に有効である。
【０１０５】
別の処理方法として図９の様に各レンジ毎のＩ／Ｖ変換信号をマルチプレクサで選択しながらＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータとソフトウェアを用いて有効レンジを判定する方法が有る。
本方法は処理速度が比較的遅くても良い場合に有効である。
【０１０６】
さらに別の処理方法として図１０の様に各レンジ毎のＩ／Ｖ変換信号を直接Ａ／Ｄ変換しマイクロコンピュータとソフトウェアを用いて有効レンジを判定する方法が有る。
本方法は処理速度が比較的速いがＡ／Ｄ変換器を複数要し、コストが高くなる。
【０１０７】
なお、高速性が必要な場合は、図９、図１０のマイクロコンピュータをＰＬＤやＦＰＧＡに置き換える方法も有る。
【実施例２】
【０１０８】
図２は図１のレンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４を変更した実施例であり、その他の部分は全く図１と同一とする。
図１からの変更点はダイオードスイッチＤＳＷ２３右側端子をダイオードスイッチＤＳＷ２２の左側端子に接続してＤＳＷ２２の不感帯幅を共用した点である。
これによりＤＳＷ２３の不感帯幅は自身の不感帯幅とＤＳＷ２２の不感帯幅の合計値になる。
【０１０９】
これにより各ダイオードスイッチのオン電圧設定がし易くなる、同一のダイオードを用いる等で部品の統一化が計れる等の利点が得られる。
同一レンジグループ内のレンジ数が増えても同様に直前レンジのダイオードスイッチの不感帯を共用する様に接続可能である。
回路の動作は実施例１と全く同じであるので説明は割愛する。
【実施例３】
【０１１０】
図３は図１のレンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４を変更した実施例であり、その他の部分は全く図１と同様とする。
図１からの変更点は以下である。
ダイオードスイッチＤＳＷ２２とＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ２２の位置を入れ替え、Ｉ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ２２の極性がＶｉｖ２１と同じになる様にＲＳ２２の両端子を差動増幅器に接続した。
ダイオードスイッチＤＳＷ２３とＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ２３の位置を入れ替え、Ｉ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ２３の極性がＶｉｖ２１と同じになる様にＲＳ２２の両端子を差動増幅器に接続した。
レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３についても同様な変更が可能である。
【０１１１】
変更による大きな利点は特に無いが、実際の回路を製作する上では部品配置、配線容易性で利点が有る場合が有り得る。
但し、差動増幅器を使用する場合は、その同相入力信号電圧がダイオードスイッチの両端子間電圧分大きくなる点は不利である。
回路の動作は実施例１と全く同じなので説明は割愛する。
なお、図３の位置関係でも図２の様にＤＳＷ２２の不感帯を共用する接続にする事は可能である。
【実施例４】
【０１１２】
図４は本願発明の請求項１の電流／電圧変換回路のレンジ０無し、Ｎ＝３、Ｍ１＝１、Ｍ２＝１、Ｍ３＝１、即ちレンジグループ数３、レンジグループ１のレンジ数１、レンジグループ２のレンジ数１、レンジグループ３のレンジ数１、合計レンジ数３の場合の実施例である。
【０１１３】
主な図１の実施例との相違点は以下である。
レンジ０のＲＳ０が無い。即ち、演算増幅器Ａ０１をＩ／Ｖ変換機能を持たない誤差増幅器としている。
レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３の電流オン／オフ用ダイオードスイッチを設けない。
これによりレンジ（１，１）を常時オンにし、電流入力端子をオープンにした時に演算増幅器Ａ０１の負帰還抵抗が無くなって不安定状態になるのを防ぐ事ができる。
【０１１４】
レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部３の電圧調整部１のＶ０に対するゲインは１で良い。即ちＶ０を直接Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１１の非反転入力端子に接続しても良い。
あるいは後述のリミット回路を設けるとさらに良い。
【０１１５】
レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４のダイオードスイッチＤＳＷ２１と電流制限抵抗Ｒ２１の位置を入れ替えている。
レンジグループ３Ｉ／Ｖ変換部５のダイオードスイッチＤＳＷ３１と電流制限抵抗Ｒ３１の位置を入れ替えている。
これによりダイオードスイッチと電流制限抵抗の相対的位置関係は回路動作に関わりが無い事を示している。
回路動作は図１の実施例と同様なので割愛する。
【０１１６】
本実施例は図１の基本回路に対する機能同等で変形可能である事を示すが、レンジグループ毎のＩ／Ｖ変換部を集積回路化する場合に各レンジグループを共通化しや易いという利点が有る。
【実施例５】
【０１１７】
図５は本願発明の請求項１の電流／電圧変換回路のレンジ０有り、Ｎ＝２、Ｍ１＝１、Ｍ２＝１、即ちレンジグループ数２、レンジグループ１のレンジ数１、レンジグループ２のレンジ数１、合計レンジ数３にさらにレンジ４追加をした場合の実施例である。
【０１１８】
図５において、ＲＳ４（１Ｋ）はレンジ（２，１）の次のレンジのＩ／Ｖ変換抵抗とする。
ダイオードスイッチＤＳＷ４１を介して電流入力端子とＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ４を接続し、ＲＳ４の他方の端子をグランドに接続する。
【０１１９】
レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部４のＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ２１が飽和せず電流Ｉ２１を駆動している状態では誤差増幅器としてのレンジ０の演算増幅器Ａ０１の反転入力端子電圧ｅはバーチャルショートにより０Ｖになる様に制御される。
【０１２０】
入力電流Ｉ２１がさらに大きくなり、演算増幅器Ａ２１の駆動能力を超えるとバーチャルショート状態が壊れて演算増幅器Ａ０１の反転入力端子電圧ｅが上昇する。
これがダイオードスイッチＤＳＷ４１のオン電圧を超えるとＩ／Ｖ変換抵抗ＲＳ４に電流が流れ、Ｉ／Ｖ変換抵抗ＲＳ４のＤＳＷ４１側端子に電圧が発生する。
これをインピーダンス変換用の演算増幅器Ａ４１で取り出せば１ｍＡ／ＶのＩ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ４として使用できる。
【０１２１】
一般的に演算増幅器Ａ０１の入力保護回路としてその反転入力端子とグランド間にダイオードスイッチを入れるが、レンジ４Ｉ／Ｖ変換回路はその保護回路を兼ねる事ができる利点が有る。
【実施例６】
【０１２２】
先に説明した図６の抵抗分圧の方法の場合はレンジグループ数が１増える毎にそのレンジグループがオンになるＶ０は４Ｖ、８Ｖ、１６Ｖの様に倍々で増大するので電源電圧が±１５Ｖの場合で最大レンジグループ数は４程度、±５Ｖの場合は３程度であり、より多いレンジグループが必要な場合には対応できない。
さらに、後段のレンジでは第１の演算増幅器の出力Ｖ０をゲイン０．５、０．２５、０．１２５・・・の様に減衰させて動作させるのでゲインを下げた分Ｖ０の応答も遅くなる。
【０１２３】
これは高速応答を要求される場合には不利な点である。
図１１は本願発明の請求項２の電流／電圧変換回路の電圧調整部の実施例であり、上記の問題に対応したものである。
【０１２４】
図１１は電圧調整部をＥｄｂＮの不感帯を有する不感帯回路で構成する事を示している。
その実回路例として不感帯をダイオードスイッチＤＳＷ１とプルダウン抵抗Ｒ１で構成したものを図１２に示す。ダイオードスイッチによる不感帯回路の詳細については既に記した通りである。
【０１２５】
これを図１や図４の電流／電圧変換回路の電圧調整部に適用する場合を、電圧調整部のみを取り出して図１３に示す。
図１３の場合は各レンジグループの電流オン／オフ用ダイオードスイッチのオン電圧に対応させて電圧調整部のダイオードスイッチＤＳＷ１の不感帯設定電圧Ｅｄｂ１、Ｅｄｂ２、Ｅｄｂ３を設定する。
【０１２６】
図１４は前段の不感帯回路出力を次段の不感帯回路入力に接続する事により不感帯設定電圧Ｅｄｂを共通化できる様にしたものである。
但し何れの場合も、図４の回路においてはレンジグループ１の電圧調整部には不感帯回路は不要である。
【０１２７】
本回路による入力電流と各部の電圧との関係を図１５に示す。
図中Ｅｄｂ１はレンジグループ１電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Ｉｄｂ１はＥｄｂ１に対応してＶ１ｐが出力され始める時の入力電流値を示す。
【０１２８】
同様にＥｄｂ２はレンジグループ２電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Ｉｄｂ２はＥｄｂ２に対応してＶ２ｐが出力され始める時の入力電流値を示す。
【０１２９】
本回路によると第１の演算増幅器Ａ０１の出力Ｖ０を１以下のゲインで減衰させる必要が無いので図６の抵抗分圧の方法に比較してＶ０の電圧範囲は小さくなり、同じ電源電圧であればレンジグループ数を多くする事ができ、応答速度も高くなる。
【０１３０】
不感帯回路はレンジグループ毎に適用可能であるので請求項２では少なくとも１つのレンジグループに適用するとしているが、適用レンジグループ数が多い程効果が大きく、全レンジグループに適用するのが最も効果が高い。
因に、１レンジグループ当たりのＶ０の変化幅を１Ｖとした場合、電源電圧が±１５Ｖの場合で最大レンジグループ数は１５程度、±５Ｖでは５程度であり、容易に多レンジ化が可能になる。
換言すれば低い電源電圧でも多レンジ化が可能になる。
【０１３１】
以上の説明から、本願発明によれば、実施例１に記載した低ノイズ電流化、多レンジ化、高速応答、バイポーラ動作、小規模回路化の利点に加えて、低回路電源電圧化が計れる利点が得られ、これは従来方法には無い大きな特徴である。
【実施例７】
【０１３２】
図１６は本願発明の請求項２の電流／電圧変換回路の電圧調整部の別の実施例であり、ＥｄｂＮの不感帯設定電圧を有する不感帯回路と、ＥｌｍＮのリミット電圧を有するリミット回路で構成する事を示している。
その実回路例として図１７に、不感帯回路をダイオードスイッチＤＳＷ１とプルダウン抵抗Ｒ１で構成し、ソフトリミッタを抵抗Ｒ３とダイオードスイッチＤＳＷ２、不感帯回路とリミット回路を分離する為の抵抗Ｒ２で構成したものを示す。
ダイオードスイッチによるリミット回路の詳細については既に記した通りである。
【０１３３】
これを図１や図４の電流／電圧変換回路の電圧調整部に適用する場合の一例を、電圧調整部のみを取り出して図１８に示す。
本例では不感帯回路の信号電圧Ｖ０Ｘ１，Ｖ０Ｘ２を次レンジグループに渡すのでレンジグループ１の不感帯幅はＥｄｂ、レンジグループ２の不感帯幅は２Ｅｄｂ、レンジグループ３の不感帯幅は３Ｅｄｂになり、回路がシンプルになる利点が有る。
【０１３４】
本回路による入力電流と各部の電圧との関係を図１９に示す。
図中Ｅｄｂ１はレンジグループ１電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Ｉｄｂ１はＥｄｂ１に対応してＶ１ｐが出力され始める時の入力電流値を示す。
【０１３５】
同様にＥｄｂ２はレンジグループ２電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Ｉｄｂ２はＥｄｂ２に対応してＶ２ｐが出力され始める時の入力電流値を示す。
又、図中Ｅｌｍ１はレンジグループ１電圧調整部のリミット回路のリミット電圧であり、Ｅｌｍ２はレンジグループ２電圧調整部のリミット回路のリミット電圧である。
【０１３６】
図１９から判る様に一旦オンになったレンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子電圧Ｖ１ｐ、Ｖ２ｐはリミット電圧で制限されるので、当該レンジグループに於いて最大レンジのフルスケール以上の電流入力が抑えられて次レンジグループへの移行がされ易くなる。
換言すると、入力電流が各レンジに分流する中で最大レンジの電流の割合がリミット回路が無い場合に比して高まるのでその分Ｓ／Ｎ比が高くなる。
これがリミット回路を用いる利点であり、本回路の特徴である。
【実施例８】
【０１３７】
本願発明の電流／電圧変換回路に於ける入力電流の変化に対するレンジ切り替えの応答特性に関して述べる。
図２０に第１の演算増幅器の出力Ｖ０と電圧調整部の不感帯幅の関係を示す。
図中実線で示すＶ０Ｘはレンジグループ１の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がＥｄｂＸの場合の第１の演算増幅器の出力である。
【０１３８】
図中実線で示すＶ１ｐＸはレンジグループ１の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がＥｄｂＸの場合のレンジグループ１のＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子電圧であり、ＩｄｂＸはＥｄｂＸに対応してＶ１ｐＸが出力され始める時の入力電流値である。
【０１３９】
図中破線で示すＶ０Ｙはレンジグループ１の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がＥｄｂＹの場合の第１の演算増幅器の出力である。
図中破線で示すＶ１ｐＹはレンジグループ１の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がＥｄｂＹの場合のレンジグループ１のＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子電圧であり、ＩｄｂＹはＥｄｂＹに対応してＶ１ｐＹが出力され始める時の入力電流値である。
なお、ＥｄｂＸ＜ＥｄｂＹとしている。
【０１４０】
図２０で判る様に入力電流Ｉ１に対して、ＥｄｂＸの場合にはＶ０ＸはＶ１Ｘであり、ＥｄｂＹの場合にはＶ０ＹはＶ１Ｙであり、Ｖ１ＹはＶ１Ｘより大きい。
これは、入力電流が０からＩ１に変化すると第１の演算増幅器の出力Ｖ０は０からＶ１Ｘ又はＶ１Ｙに変化する事を示す。
即ち、入力電流が０からＩ１に変化する時間をΔｔ［Ｓｅｃ］とすると、
Ｖ１Ｘ／Δｔ＜Ｖ１Ｙ／Δｔ        ・・・（１４）
であり、不感帯設定電圧が小さい程第１の演算増幅器の出力Ｖ０の立ち上がりが小さくて済む事を示す。
これは演算増幅器の周波数特性、スルーレイトの特性の点で応答性能が高くなり有利である事が判る。
【０１４１】
即ち、請求項２の不感帯回路を用いる電流／電圧変換回路に於いて、入力電流変化に対する応答性能を高めるには不感帯設定電圧を必要最小限に低くするのが有利である。
【０１４２】
不感帯回路として図５３の公知の演算増幅器による不感帯回路も使用可能であり、不感帯設定電圧は任意に設定可能である。
しかし不感帯設定電圧の生成回路を含め、部品点数が多いので実回路には適用し難い。
前記のダイオードやツェナーダイオードによるダイオードスイッチによる不感帯回路は部品点数が少ない利点が大きいが設定電圧はダイオードで０．５〜０．６Ｖ、ツェナーダイオードでは一般的に入手できるのはツェナー電圧が１．８Ｖ、２．０Ｖ、２．２Ｖ・・・と段階的であり、自由に設定する事ができない。
【０１４３】
特に本願発明の電流／電圧変換回路では不感帯電圧の最適値が１．０Ｖ程度となる場合が多い。
これを解決する本願発明の請求項３の基本回路を図２１に示す。
同回路はダイオードスイッチＤＳＷ１とプルダウン抵抗Ｒ１の不感帯設定電圧Ｅｄｂから任意の不感帯電圧を生成するものである。
【０１４４】
具体的には、前記不感帯回路の前後にＧ１、Ｇ２の増幅器を設け、Ｇ１・Ｇ２＝１になる様にゲインを設定しておくものとする。
ＶＩＮにＧ１を掛けると不感帯回路により後段の増幅器入力ＶＸは
ＶＸ＝ｄｂ（ＶＩＮ・Ｇ１，Ｅｄｂ）
になる。
【０１４５】
ＶＸを後段増幅器に入力するとその出力ＶＯＵＴは
ＶＯＵＴ＝ｄｂ（ＶＩＮ・Ｇ１，Ｅｄｂ）・Ｇ２
＝ｄｂ（ＶＩＮ・Ｇ１・Ｇ２，Ｅｄｂ・Ｇ２）
＝ｄｂ（ＶＩＮ，Ｅｄｂ・Ｇ２）
になる。
【０１４６】
これは図２１の不感帯回路によるとＥｄｂを元にしてＧ２倍の任意の不感帯電圧を生成できる事を示す。
具体的回路例として図２２に２個の演算増幅器Ａ１、Ａ１とダイオードスイッチＤＳＷ１による不感帯設定部による不感帯回路を示す。
又、図２３によると図２２にリミット電圧Ｅｌｍのリミット回路を容易に付加する事ができる。
【０１４７】
又、ゲインＧ１が１以下の場合は演算増幅器でなく抵抗分圧でも実現でき、入出力の極性を合わせる為に後段のゲインＧ２を非反転増幅器にした場合の不感帯回路を図２４に示す。
あるいは図２５の様に演算増幅器１個の反転出力型でリミット電圧Ｅｌｍのリミッタ付きの不感帯回路を構成する事もできる。
【０１４８】
さらに又、ゲインＧ１＞１＞Ｇ２とすれば高い基準不感帯から低い不感帯を生成する事も可能である。
図２６は演算増幅器でＧ１＝５とし、Ｒ１とＲ２による分圧でＧ２＝０．２とし、ツェナー電圧３．０Ｖのツェナーダイオードから不感帯幅０．６Ｖを生成する回路例である。
【０１４９】
請求項３は以上の構成による不感帯回路を用いて請求項１又は請求項２における電流／電圧変換回路の少なくとも１つのレンジグループの電圧調整部に動作上最適な不感帯を持つ様にした電流／電圧変換回路である。
これによると前述した様に、入力電流変化に対する応答性能が高まるという特徴を得られる。
不感帯を持たせる全てのレンジグループの電圧調整部に該不感帯回路を適用すれば全レンジグループに最適な不感帯を設定でき、一層応答性能を高める事ができる。
【０１５０】
なお、先の説明ではＧ１・Ｇ２＝１とし全体のゲインを１とする様に説明したが、必ずしも全体ゲインを１とする必要は無く、１以外になる様にＧ１、Ｇ２を設定しても良い。
例えば全体ゲインを１以上にすればその分第１の演算増幅器の出力Ｖ０は小さくて済み、応答は速くなる。
但し、回路全体として見ると発振し易くなるので、無闇にゲインを大きくする事はできないので適用には注意が必要である。
【実施例９】
【０１５１】
図２７は本願発明の請求項４の実施例である。
請求項１〜請求項３による電流／電圧変換回路に於いて、何れかの電圧調整部の入力部に演算増幅器を用いた場合、これを加算回路として応用するものである。
【０１５２】
図２７の例ではレンジグループ２のレンジ（２，１）がオンになるとそのＩ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ２１でレンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部の電圧調整部１の出力電圧Ｖ１ｐを抑制する。
これにより、レンジ（２，１）がオンになるとレンジグループ１の電圧調整部１の出力Ｖ１ｐが低下し、レンジグループ１のＩ／Ｖ変換回路の電流が減り、その分の電流がレンジグループ２に流れる。
【０１５３】
レンジグループ２についてもレンジ（３，１）のＩ／Ｖ変換信号Ｖｉｖ３１で電圧調整部２の出力Ｖ２ｐを抑制する。
これにより、レンジ（３，１）がオンになるとレンジグループ２の電圧調整部２の出力Ｖ２ｐが低下し、レンジグループ２のＩ／Ｖ変換回路の電流が減り、その分の電流がレンジグループ３に流れる。
なお、次レンジのＩ／Ｖ変換信号で減算した結果Ｖ０と逆極性のＶ１ｐ、Ｖ２ｐが出力されない様に、適切にゲインを下げて減算する必要ある事に注意する必要が有る。
【０１５４】
これにより後段のレンジの電流が大きくなるのでＳ／Ｎ比が良くなる
即ち、請求項４の発明によりＳ／Ｎ比が良い電流／電圧変換回路を得られる。
【実施例１０】
【０１５５】
図２８は本願発明の請求項５の実施例である。
本回路例の集積回路装置では１レンジグループに必要な演算増幅器と差動増幅器を内蔵し、Ｉ／Ｖ変換抵抗や電流制限抵抗、Ｉ／Ｖ変換信号加算回路の抵抗類を集積回路装置外部に外付け可能としたものである。
本願発明によると電流／電圧変換回路を小形、容易に製作可能になる。
【実施例１１】
【０１５６】
図２９は本願発明の請求項６の実施例であり、図２８の集積回路装置の適用例としてレンジ数３の電流／電圧変換回路を図２９に示す。
前述した請求項１〜請求項５による電流／電圧変換回路又は集積回路を用いる事により電流／電圧変換を必要とする従来実現できなかった性能を持つ種々の電子回路基板や電子機器が製作可能になる。
【０１５７】
具体例として回路電流を測定する電流計、クーロンメータ、電圧発生器、電流発生器、バッテリー充放電装置、メッキ装置、ＩＣ試験装置や、電流信号を出力とするセンサを用いるフォトダイオードインターフェイス、照度計、光度計、水素炎イオン検出器、電気伝導度測定装置等が有る。
【０１５８】
以下に本願発明の請求項に掲げていない関連する技術とその効果を付記する。
（a）任意レンジグループのＩ／Ｖ変換部のＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子を電圧調整部に無関係にグランドレベルにするスイッチを設ける事により、強制的にＩ／Ｖ変換動作をイネーブル−ディセーブル制御可能とする事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【０１５９】
これにより、レンジグループをＩ／Ｖ変換動作及びレンジ切り替え動作から除外する事が可能になる。
図３０にレンジグループ１にイネーブル−ディセーブル制御用スイッチを設けた回路例を示す。
本例ではスイッチＳＷをオープンにするとＶ１ｐが０ＶになるのでＤＳＷ１が常にオフになって、レンジグループ１のＩ／Ｖ変換動作はディセーブルになる。
リーク電流によるノイズ電流を発生し易いスイッチ又はアナログスイッチを電流経路に入れずに済むのは大きな利点である。
【０１６０】
（b）任意レンジグループのＩ／Ｖ変換部のＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子と差動増幅器の入力端子に位相補正回路を入れて、入力電流に対する差動増幅器の２つの入力信号の位相を合わせてそれらの差分であるＩ／Ｖ変換信号の誤差を少なくする事を特徴とした電流／電圧変換回路。
【０１６１】
図３１にレンジグループ１の差動増幅器ＤＦ１１に位相補償回路を入れた実施例を示す。
図３１において入力電流（図示無し）の変化に対する電圧調整部１の出力信号Ｖ１ｐに応答してＩ／Ｖ変換用演算増幅器Ａ１のＶｄ１１が変化する。
その為、差動増幅器の反転入力端子の信号Ｖｄ１１と電圧調整部１の出力信号Ｖ１ｐでは通常Ｖ１ｐの方が応答が速い。
【０１６２】
位相補償回路が無い場合はその位相差に伴いその差電圧Ｖｉｖ１１には誤差が入る。
位相補償回路としてＲＸ２、ＣＸ２による適切な遅延を入れて応答時間を揃える事によりＩ／Ｖ変換信号の精度を高める事が可能になる。
【０１６３】
（c）（b）と同様に各レンジのＩ／Ｖ変換信号の位相補償回路を入れて（図示無し）、各レンジ毎のＩ／Ｖ変換信号応答時間を揃えれば、それらを加算して求める入力電流値の精度を高める事が可能になる。
【０１６４】
（d）前記第１の演算増幅器、各レンジグループのＩ／Ｖ変換用演算増幅器の各々について、個別に必要最小限の電源電圧を用いる事により低消費電力化を計る事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【０１６５】
本願発明の特徴はレンジ数が多くても複数のレンジグループに分けて各々独立に演算増幅器及び誤差増幅器を動作させる事ができる。
これに伴い、各部で必要最小限の電源電圧を用いる事が可能であり、消費電力を削減できる。
特にＩ／Ｖ変換対象電流が大きい回路の電源電圧を下げるとその効果が大きい。
【産業上の利用可能性】
【０１６６】
本願発明の電流／電圧変換回路によると、低ノイズ電流、多レンジ、高速応答、低回路電源電圧、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足する自動レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路及び集積回路、及びそれらを用いた高性能の電子回路基板又は電子機器を得る事ができる。
【図面の簡単な説明】
【０１６７】
【図１】本願発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図２】本願発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３】本願発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図４】本願発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図５】本願発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図６】抵抗分圧による電圧調整部の回路例である。
【図７】抵抗分圧による電圧調整部による入力電流と各部の電圧との関係図である。
【図８】有効レンジ指定信号作成回路例である。
【図９】マルチプレクサとＡ／Ｄ変換器とマイクロコンピュータシステムによる処理例である。
【図１０】レンジ毎のＡ／Ｄ変換器とマイクロコンピュータシステムによる処理例である。
【図１１】不感帯回路による電圧調整部の一例である。
【図１２】ダイオードスイッチを使用した不感帯回路による電圧調整部の一例である。
【図１３】ダイオードスイッチを使用した不感帯回路による電圧調整部の並列接続例である。
【図１４】ダイオードスイッチを使用した不感帯回路による電圧調整部の直列接続例である。
【図１５】不感帯回路による電圧調整部による入力電流と各部の電圧との関係図である。
【図１６】不感帯回路とリミット回路による電圧調整部の回路例である。
【図１７】ダイオードスイッチを使用した不感帯回路による電圧調整部の回路例である。
【図１８】ダイオードスイッチを使用した不感帯回路とリミット回路による電圧調整部の直列接続例である。
【図１９】不感帯回路とリミット回路による電圧調整部による入力電流と各部の電圧との関係図である。
【図２０】第１の演算増幅器の出力Ｖ０と電圧調整部の不感帯幅の関係図である。
【図２１】不感帯幅を任意に作成可能な不感帯回路である。
【図２２】演算増幅器２個とダイオードスイッチによる不感帯回路の回路例である。
【図２３】演算増幅器２個とダイオードスイッチによるリミッタ付き不感帯回路の回路例である。
【図２４】演算増幅器１個とダイオードスイッチによる非反転出力型不感帯回路の回路例である。
【図２５】演算増幅器１個とダイオードスイッチによるリミッタ付き反転出力型不感帯回路の回路例である。
【図２６】演算増幅器１個とツェナーダイオードによる非反転出力型不感帯回路の回路例である。
【図２７】次レンジグループのＩ／Ｖ変換信号で電圧調整部の出力を抑制する回路例である。
【図２８】集積回路の回路例である。
【図２９】集積回路の応用例である。
【図３０】レンジグループのイネーブル−ディセーブル制御例である。
【図３１】差動増幅器の位相補正回路追加例である。
【図３２】特許文献１で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３３】特許文献１で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３４】特許文献２で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３５】特許文献３で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３６】特許文献４で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３７】特許文献５で開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３８】公知のレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路である。
【図３９】ノイズ電流の影響例である。
【図４０】電流が流れ込む場合の演算増幅器による電流／電圧変換回路の電流経路である。
【図４１】電流が流れ出す場合の演算増幅器による電流／電圧変換回路の電流経路である。
【図４２】演算増幅器にバッファアンプを付加した電流／電圧変換回路である。
【図４３】Ｉ／Ｖ変換信号用差動増幅器の位相補正回路例である。
【図４４】一般的ダイオードの電圧−電流特性の概略図である。
【図４５】トランジスタ、ＦＥＴのダイオード接続例である。
【図４６】双方向並列接続したダイオードスイッチの電圧−電流特性例である。
【図４７】双方向直列接続したツェナーダイオードによるダイオードスイッチである。
【図４８】ダイオードスイッチの表記方法である。
【図４９】多段接続したダイオードスイッチである。
【図５０】不感帯回路の入出力特性図である。
【図５１】ダイオードによる不感帯回路例である。
【図５２】ツェナーダイオードによる不感帯回路例である。
【図５３】公知の演算増幅器を用いた不感帯回路例である。
【図５４】リミット回路の入出力特性図である。
【図５５】公知の演算増幅器を用いたリミット回路例である。
【図５６】ハードリミット回路とソフトリミット回路の入出力特性図である。
【図５７】ダイオード又はツェナーダイオードによるハードリミット回路例である。
【図５８】ダイオード又はツェナーダイオードによるソフトリミット回路例である。
【図５９】ダイオード又はツェナーダイオードと演算増幅器によるハードリミット回路例である。
【図６０】ダイオード又はツェナーダイオードと演算増幅器によるソフトリミット回路例である。
【図６１】一般的な差動増幅回路である。
【図６２】本書の説明で使用する差動増幅回路の図である。
【符号の説明】
【０１６８】
１            電流／電圧変換回路
２            レンジ０Ｉ／Ｖ変換部
３            レンジグループ１Ｉ／Ｖ変換部
４            レンジグループ２Ｉ／Ｖ変換部
５            レンジグループ３Ｉ／Ｖ変換部
６            演算部
８            集積回路
９            装置
１０          レンジ４Ｉ／Ｖ変換部
【図１】
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【図２】
0005839319.tif 000003
【図３】
0005839319.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0005839319.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0005839319.tif 000017
【図１７】
0005839319.tif 000018
【図１８】
0005839319.tif 000019
【図１９】
0005839319.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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