(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
熱電素子から出力される起電力を制御する熱電変換素子出力制御装置において、熱電素子から出力される起電力の電流Ｉを検出、測定する手段と、電圧Ｖを検出、測定する手段と、前記電圧Ｖ、電流Ｉ及び熱電素子の内部抵抗Ｒの測定値を比較演算する手段と、この比較演算された判定値により、パルス幅変調手段（ＰＷＭ）による出力パルスのパルス波の幅Ｗ或いはデューティ値Ｄを変更するコンバート手段とを有し、このコンバート手段は、金属酸化膜半導体ＦＥＴとダイオードとを有し、前記金属酸化膜半導体ＦＥＴのＯＮ時の電圧降下値をＶFETとし、前記ダイオードの順方向の電圧をＶｄとしたとき、これら金属酸化膜半導体ＦＥＴやダイオードでの電圧降下を考慮した判定値＝Ｖ−ＲＩ−ＤＶFET−（１−Ｄ）Ｖｄ、又はＶＡ＝ＤＶFET＋（１−Ｄ）Ｖｄとしたときの判定値＝Ｖin−ＲＩ−ＶＡが正のとき前記パルス幅変調手段（ＰＷＭ）で前記金属酸化膜半導体ＦＥＴによるスイッチＯＮの時間を長くし、同判定値が負のとき同パルス幅変調手段（ＰＷＭ）で同金属酸化膜半導体ＦＥＴによるスイッチＯＮの時間を短くすることを特徴とする熱電変換素子出力制御装置。
【請求項２】
熱電素子から出力される起電力の電圧Ｖ、電流Ｉ及び熱電素子の内部抵抗Ｒとから出力電力ＶＩと熱電素子の内部損失ＲＩ２とを比較演算する手段を有し、その比較値により出力電力と内部損失の差が小さくなるようパルス幅を長短加減することを特徴とする請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置。
【請求項３】
熱電素子から出力される起電力の電圧Ｖ、電流Ｉ、熱電素子の内部抵抗Ｒとからとから出力電圧Ｖと熱電素子の内部損失電圧ＲＩとを比較演算する手段を有し、その比較値により出力電圧と内部損失電圧の差が小さくなるようパルス幅を長短加減することを特徴とする請求項１に記載の熱電変換素子出力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、熱電発電素子等のゼーベック効果を有する素子のように、温度により熱起電力を生じる熱電変換素子について、発生した起電力を制御して出力する熱電変換素子出力制御装置に関する。特に熱電変換素子から発生する起電力を最大化できる最適な電流×電圧の最大電力点あるいは最適動作点を自動で求めて負荷や蓄電池に出力するＭＰＰＴ（最大電力点追従：Maximum Power Point Tracking又はMaximum Power Point Tracker）機能を有する熱電変換素子出力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池の出力特性は、図４のように電圧が上昇しても電流は変化せず、ある電圧を超えると急激に電流が低下し、流れ無くなってしまう。電圧と電流を掛けた発電能力（電力）をグラフにすると図４の点線の様にある極大点まで昇詰めて急激に低下する。従って、理想的にはこの最大電力点で動作してくれれば良いが、自然にそうなることは殆ど無く、最大電力点を探して充放電を制御する制御器が必要になる。天気に左右され、光からの変換効率が悪いだけでは無く、このことも利用効率を下げる要因になっている。
【０００３】
太陽電池の良いところは、日射強度が変化しても最大電力点の電圧変化は少なく最大電力点は急峻な極大点なので、この点の電圧に成るように制御すれば自ずと最大電力が得られるので、この点の電圧に成るように制御するのが一般的である。太陽光発電用のＭＰＰＴ制御は、この性質を利用し、基本的に電圧をほぼ一定に設定し、取り出す電流を可変する仕組みになっている。
【０００４】
しかし熱電発電素子等のゼーベック効果を有する熱電変換素子は、図５の様に電圧上げて電流を流そうとするとゼーベック効果で直線的に電流が流れなくなって、最後には全く流れなくなってしまう。この時の最大電力点は、緩やかな山形の頂上に存在し、太陽電池の急峻な最大電力点の電圧と違って、単純な電圧を目標に制御する事は誤差が大きく、更に温度変化に伴い、電圧、電流が共に変化するので、太陽光発電用のＭＰＰＴ制御回路をそのまま利用することは出来ない。太陽光発電用のＭＰＰＴ制御回路は、基本的に１段構成のものが殆どであるため、温度変化に伴い電圧、電流が共に変化する熱電変換素子では、その出力電圧を一定に出来ない。また従来の熱電素子の出力制御では、熱電素子のインピーダンスとコンバータ入力側のインピーダンスのマッチングしかとられていなかった。そのため、ＭＰＰＴ制御を実現することが困難であった。
【０００５】
熱電変換素子では温度変化に伴い、電圧、電流が共に変化するので、回路構成として例えば図３に示すような２段構成の制御回路が必要となる。１段目の昇圧コンバータで最大電力を取り出し、２段目の降圧コンバータで必要な電圧で蓄電池又は負荷に電力を供給することが必要となる。
【０００６】
例えば図３の出力制御装置では、コンデンサから出力側の降圧コンパータ等についでは、通常のＤＣ−ＤＣコンバータが使用できるので、負荷側電圧に合わせて、コンバータＩＣを利用する。ＭＰＰＴの検討に重要なのが昇圧コンバータであり、実現方法として具体的には次の２つの手段が考えられる。
（１）昇圧コンバータＩＣを利用し、制御用の入力にＭＰＰＴ用の信号を入力する。
（２）ＦＥＴ（電界効果トランジスタ：Field effect transistor）及びＦＥＴを駆動する回路を個別部品で構成し、ＰＩＣ（Peripheral Interface Controller：マイクロチップ・テクノロジー社が製造している制御用マイクロコントローラＩＣ）で制御する。
【０００７】
このうち、方法（２）が自由度もあり、性能を引き出すために必要な回路である。しかし、ＰＩＣのデジタル出力の分解能では不十分で、外部にＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）の発生回路、スロースターター回路等が必要である。そこで、方法（１）を用い、入力電圧、入力電流を基板上のＯＰアンプで増幅しながら例えばＬＡＢＶＩＥＷ等で測定し、ＭＰＰＴ用の信号を作り出し、それによってＭＰＰＴ制御の最適化を図ることが考えられる。
【０００８】
このような検討と観点から熱電変換素子用のＭＰＰＴ制御のためのＩＣの開発が望まれるところである。しかし現在、ＭＰＰＴ用として市販されている制御用ＩＣは、ほぼ全てのものが太陽光発電用の出力制御用として開発されており、温度変化に伴い電圧、電流が共に変化する熱電変換素子用の出力制御に使用出来るものは殆ど見当たらないのが現状である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平８−１７９８４０号公報
【特許文献２】特開２００７−９７３３５号公報
【特許文献３】特開２００８−２２６８８号公報
【特許文献４】特開２００７−５３７１号公報
【特許文献５】特開２０１０−４１９０３号公報
【特許文献６】特開２００９−２３２５１１号公報
【特許文献７】特開２００７−１２７６８号公報
【特許文献８】特開２００６−１２９５５４号公報
【特許文献９】特開２００５−１７６４０８号公報
【特許文献１０】特開２００５−１５１６６１号公報
【特許文献１１】特開２００５−５１９３４号公報
【特許文献１２】特開平６−２２５７１号公報
【特許文献１３】特開２００２−２７２０９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、前記従来の熱電変換素子出力制御における課題に鑑み、熱電変換素子であっても、それから発生する起電力を最大化できる電流×電圧の最大電力点あるいは最適動作点を自動で求めて負荷や蓄電池に出力するＭＰＰＴ機能を有する熱電変換素子出力制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明では、前記の目的を達成するため、熱電素子から出力される起電力の電圧Ｖと出力回路に流れる電流Ｉを測定し、電圧Ｖ、電流Ｉ及び熱電素子の内部抵抗Ｒとから出力電力ＶＩと熱電素子の内部損失ＲＩ２とを比較することにより、或いは前記電圧Ｖと熱電素子の内部抵抗Ｒに電流Iを掛けて出来た電圧降下ＲＩを比較することにより、ＰＷＭによる出力パルスのパルス波の幅Ｗ或いはデューティ（ＯＮとＯＦＦの時間比率）値Ｄを変更する。
【００１２】
すなわち、本発明による熱電変換素子出力制御装置は、熱電変換素子から出力される起電力の電流Ｉを検出、測定する手段と、電圧Ｖを検出、測定する手段と、前記電圧Ｖ、電流Ｉ及び熱電変換素子の内部抵抗Ｒとから出力電力ＶＩと熱電変換素子の内部損失ＲＩ２とを比較演算する手段と、或いはこれらの式から電流を括って直接前記電圧Ｖと熱電変換素子の内部抵抗Ｒに電流Iを掛けて出来た電圧降下ＲＩを比較演算する手段と、ＰＷＭによる出力パルスのパルス波の幅Ｗ或いはデューティ値Ｄを変更するコンバート手段とを有する。
そしてこのコンバート手段は、金属酸化膜半導体ＦＥＴとダイオードとを有し、前記金属酸化膜半導体ＦＥＴのＯＮ時の電圧降下値をＶFETとし、前記ダイオードの順方向の電圧をＶｄとしたとき、これら金属酸化膜半導体ＦＥＴやダイオードでの電圧降下を考慮した判定値＝Ｖ−ＲＩ−ＤＶFET−（１−Ｄ）Ｖｄ、或いはＶＡ＝ＤＶFET＋（１−Ｄ）Ｖｄとしたときの判定値＝Ｖin−ＲＩ−ＶＡが正のとき前記パルス幅変調手段（ＰＷＭ）で前記金属酸化膜半導体ＦＥＴによるスイッチＯＮの時間を長くし、同判定値が負のとき同パルス幅変調手段（ＰＷＭ）で同金属酸化膜半導体ＦＥＴによるスイッチＯＮの時間を短くするものである。
【００１３】
また判定値１＝ＶＩ−ＲＩ２或いは判定値１から電流を括って判定値２＝Ｖ−ＲＩの関数を用いて、コンバータの電流スイッチを制御するＰＷＭのパルス幅Ｗまたはデューティ値Ｄを変更する。判定値が正であれば、ＰＷＭによるパルス幅を広くし、逆に、負であれば、ＰＷＭによるパルス幅を狭くする。判定値１も判定値２も同じ効果を発揮するが、判定値２の方が１次式なので演算時間が少なくて済む。しかし、熱電発電の場合電流・電圧が常に変化しているが、温度が急激に変化することは無いので、演算時間が影響する事は無い。判定値１は、電力に比例した制御量になるので、熱源の温度が大きく変動しても、電力に比例した制御が行えることになるので、熱源が変動する場合に安定した制御が行える。一方の判定値２は、電圧と電流を比較することになるので、熱源の変動が小さい場合に精密に最大出力を求める用途に適している。
【００１４】
この方式は、従来用いられていたコンダクタンスあるいは抵抗値を計算するのではなく、温度変化に伴い電圧、電流が共に変化する熱電変換素子用から出力される電力を最大に取り出すために、出力電力と内部損失を比較して、その差が小さくなるように制御するため、熱電変換素子用として最適なＭＰＰＴ制御を実現することが出来る。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明した通り、前記本発明による熱電変換素子出力制御装置では、温度変化に伴い電圧、電流が共に変化する熱電変換素子用から出力される電力を最大に取り出すことが出来るため、熱電変換素子用として最適なＭＰＰＴ制御を実現することが出来る。更に、電圧と電流を時間平均して測定すればノイズに対しても強くなり、これにより、熱電変換素子から効率的に電力を取り出すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】熱電変換素子出力制御装置の回路の一実施例を示すブロック図である。
【図２】熱電変換素子出力制御装置の回路の一実施例のより詳細を示すブロック図である。
【図３】熱電変換素子出力制御装置の回路の基本構成を示すブロック図である。
【図４】太陽電池の出力特性の例を示すグラフである。
【図５】熱電変換素子の出力特性の例を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明では、前記の目的を達成するため、熱電素子から出力される起電力の電流Ｉと電圧Ｖ及び熱電素子の内部抵抗Ｒとから出力電力ＶＩと熱電素子の内部損失ＲＩ２とを比較し、これによりＰＷＭによる出力パルスのパルス波の幅Ｗ或いはデューティ値Ｄを変更するようにした。
以下、本発明を実施するための最良の形態について、実施例をあげて詳細に説明する。
【００１８】
図１は、本発明による熱電変換素子出力制御装置の一実施例を示すブロック図である。この図１に示すように、電流センサにより熱電素子から出力される起電力の電流Ｉが検知され、その電流値Ｉが電流検出装置により検知、測定される。また、電流センサにより熱電素子から出力される起電力の電圧Ｖが検知され、その電圧値Ｖが電圧検出装置により検知、測定される。この電流Ｉと電圧Ｖは、演算処理部により演算され、出力電力ＶＩと熱電素子の内部損失ＲＩ２とが比較される。これによりコンバータにおいてＰＷＭによる出力パルスのパルス波の幅Ｗ或いはデューティ値Ｄを変更する。
【００１９】
例えば、熱電素子からの電力取り出しの制御方式として次の判定値１を利用する。
判定値１＝ＶＩ−ＲＩ２
ここで、Ｖは熱電素子からの出力電圧、Ｒは熱電素子の内部抵抗、Ｉは熱電素子から流れ出る電流を表わす。これは、出力電力ＶＩと熱電素子の内部損失ＲＩ２とを比較するもので、両者から電流Ｉを括ると、次の判定値２となる。
判定値２＝Ｖ−ＲＩ
これは、出力電圧Ｖと熱電素子の内部損失電圧ＲＩとを比較することになり、この関数を用いて、コンバータの電流スイッチを制御するＰＷＭの周期Ｄを変更する。
【００２０】
この判定式を利用すると、（１）演算時間が掛かる割り算が発生しない、（２）変化分ではないので安定な評価（計算）が出来る、というメリットがある。
判定式には、従来用いられていたコンダクタンスあるいは抵抗値を計算するのではなく、電力を最大に取り出すために、出力電力と内部損失を比較して、その差が小さくなるように制御している。判定値が正であれば、ＰＷＭのスイッチＯＮの時間を長くし、パルス幅を広くする。逆に、負であれば、ＰＷＭのスイッチのＯＮの時間を短くし、パルス幅を狭くする。
【００２１】
図２は、本発明による熱電変換素子出力制御装置の一実施例を示すブロック図であり、特にコンバータの部分を図１より詳細に示している。
熱電素子から電力を取り出す場合に、コンバータ内のＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体ＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor ＦＥＴ）およびダイオードに加わる電圧降下が影響する。従って、その電圧降下を考慮して、厳密に出力の最大電力を求める必要が有る。その電圧降下分を考慮したときの出力電圧Ｖoutは次の数式１のように表わせる。
【００２２】
【数１】
0005864962.tif 000002
【００２３】
ここで、ＤはＦＥＴスイッチのデューティ比（周期）、ＶFETはＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の電圧降下を表す。ここで、電流をＩoutとしてIout=αIとなり、α＝（１−D）と表わせる。したがって、出力電力は次の数式２で表わせる。
【００２４】
【数２】
0005864962.tif 000003
【００２５】
ここで、簡単のためにαを取ると、出力電力は次の数式３で表わせる。
【００２６】
【数３】
0005864962.tif 000004
【００２７】
ここで、Ｖinは熱電素子からコンバータに入力する電圧、すなわち熱電素子の出力電圧Ｖであり、Ｖin＝Ｖである。Ｖｄはダイオードの順方向電圧を表す。最大出力電力を得るためには、上式を微分して０になるところである。まず、熱電素子の開放電圧Ｖopenと内部抵抗Ｒとして、Ｖopen−Ｖin＝ＲＩの関係があるから、出力電力微分すると次の数式４となり、これを変形すると次の数式５となる。
【００２８】
【数４】
0005864962.tif 000005
【００２９】
【数５】
0005864962.tif 000006
【００３０】
従って、次の判定値３を利用することで、コンバータ内部の特性を考慮して最大の電力を取り出すように制御できることになる。この判定値３は、判定値２に於いてＭＯＳＦＥＴやダイオードでの電圧降下を考慮したものと考える事ができる。
判定値３＝Ｖin−ＲＩ−ＤＶFET−（１−Ｄ）Ｖｄ
判定値が正であれば、ＰＷＭのスイッチＯＮの時間を長くする。逆に、負であれば、ＰＷＭのスイッチのＯＮの時間を短くする。これは、低い電圧から最大電力を取り出す場合に重要なことである。
【００３１】
この判定式を利用するためには、あらかじめ熱電素子の内部抵抗Ｒ，コンバータで使用するＦＥＴのＯＮ時の電圧降下、ダイオードの電圧降下を演算処理部に設定しておく必要がある。判定式には、（１）割り算が発生しない、（２）測定が、コンバータに入力する電圧と電流およびデューティ比Ｄだけで変化分ではないので安定な評価（計算）が出来る。（３）低い入力電圧時に最大の電力をコンバータ出力で取り出すことが出来る、等の３つのメリットがある。
【００３２】
さらに次の判定値４により、ＶｄはＤに対して増減が逆に作用するので、ＶＡ＝ＤＶFET＋（１−Ｄ）Ｖｄをコンバータの定数として下記の判定値４を前記判定値３に代えて用いてもよい。
判定値４＝Ｖin−ＲＩ−ＶＡ
判定値３は、ＦＥＴの電圧降下、ダイオードの電圧降下を考慮した制御が行えることになるので、素子の出力電圧が変動する場合に安定した制御が行える。一方の判定値４は、ＦＥＴの電圧降下、ダイオードの電圧降下が相殺すること見込んでおり、変動をあらかじめ抑えたロバストな判定とすることができる。ここでは、ＶFET、Ｖd、ＶAとして、定数として与える例を示したが、回路の温度を測定し、あらかじめ温度毎に各電圧ＶFET、Ｖd、ＶAをメモリ等に設定しておき、回路の温度変化に対して、温度毎の設定値を読みだして判定に利用するのが好例である。
【００３３】
なお、コンバータとして昇圧型のみを示したが、昇圧型の後に降圧型を組み合わせることもできる。このように構成することで、入力は最大電力まで取り出し、出力は一定電圧のものに対して電流を流すことが出来る。これによって、機構に対する駆動、２次電池等の充電が安定して行える。但し、最大電力を得ようとして、昇圧回路の出力電圧は、素子の耐圧以上に上昇する場合があるので、その場合には、素子の耐圧等の電圧上限値で、出力電力を飽和させる様に制御した方が良い。これによって、回路を保護し、且つ安定に動作させることができる。なお、熱電変換素子の発生電力に上限がある場合にも同様に制御することが望ましい。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明による熱電変換素子出力制御装置は、熱電変換素子から発生する起電力を最大化できる電流×電圧の最大電力点あるいは最適動作点を自動で求めて負荷や蓄電池に出力するので、熱電発電素子等のゼーベック効果を有する素子の出力制御に利用することが出来る。また、FETおよびダイオードの電圧が影響する起電力が小さい温度差の小さい分野にも適応でき、広い温度範囲で使用できる回路を提供できる。
【図１】
0005864962.tif 000007
【図２】
0005864962.tif 000008
【図３】
0005864962.tif 000009
【図４】
0005864962.tif 000010
【図５】
0005864962.tif 000011