(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
工作機械の送り軸や主軸、産業機械、及び産業用ロボットのアーム等の何れかを駆動するモータ駆動装置において、
モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部からの出力に基づいて、前記モータへ所望の電流を流すための指令を出力する電流制御部と、
前記電流制御部からの指令に基づいて、前記モータへ電力を供給する電力変換部とを備え、
前記電流検出部は、
ある時点の電流の増減における傾きを検出する電流傾き検出部と、
前記電流傾き検出部からの出力に基づいて電流検出のモードを切り換える切換部とを備えるモータ駆動装置であり、
前記切換部は、２以上の複数のフィルタのフィルタ特性を切り換えることにより電流検出のモードを切り換え、電流の傾きが小さい時は帯域幅の狭いフィルタに切り換え、電流の傾きが大きい時は帯域幅の広いフィルタに切り換えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記電流傾き検出部への入力は、前記帯域幅の狭いフィルタの出力であることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記複数のフィルタの入力はＡ／Ｄ変換器の位置及び電流検出回路中のどの部分をフィルタリングするかによって変化し、前記Ａ／Ｄ変換器の後段部をフィルタリングする場合はデジタル値であり、前記Ａ／Ｄ変換器の前段部をフィルタリングする場合はアナログ値であることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記電流傾き検出部は、電流値を高速にサンプリングした結果に基づいて、電流の傾きを判断することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換器の方式はΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換であり、
前記フィルタはΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換を構成するデジタルフィルタであることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
工作機械の送り軸や主軸、産業機械、及び産業用ロボットのアーム等の何れかを駆動するモータ駆動装置において、
モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部からの出力に基づいて、前記モータへ所望の電流を流すための指令を出力する電流制御部と、
前記電流制御部からの指令に基づいて、前記モータへ電力を供給する電力変換部とを備え、
前記電流検出部は、
ある時点の電流の増減における傾きを検出する電流傾き検出部と、
前記電流傾き検出部からの出力に基づいて電流検出のモードを切り換える切換部とを備えるモータ駆動装置であり、
通常のモータ駆動とは別に、電流の傾きを検出するためのサンプリングがし易いような電流を前記電力変換部に流すことで検出した電流の傾きを、電流傾き記憶部へ保存しておくことが可能な、特別な動作パターンを有することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項７】
前記電流検出部は、前記電流傾き検出部が検出した電流の傾きを保存しておく電流傾き記憶部を更に有し、
前記切換部は、前記電流傾き記憶部から読み出した電流の傾きによっても電流検出のモードを切り換えることができることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記切換部が前記電流傾き記憶部から読み出した電流の傾きによって電流検出のモードを切り換える場合は、電流の傾きに関連する箇所に異常があり、前記電流傾き検出部が、現在の電流の傾きを正しく検出できない場合であることを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、工作機械の送り軸や主軸、あるいは産業機械、産業用ロボットのアーム等を駆動するモータ駆動装置において、電流検出のモードを変更する機能を備えたモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なモータ駆動装置では、モータに流れる電流を電流検出部で検出し、電流の制御を行う電流制御部へ電流の情報を伝えている。電流検出部には主回路上にある電流検出素子と、電流検出素子で検出したアナログ信号をデジタル変換するＡ／Ｄ変換器とが備えられている。電流制御部は、電流検出部により検出された電流情報をＡ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換し、変換されたデジタル信号を用いて、モータに流れる電流を制御する。
【０００３】
この時、モータに流れる電流検出の精度を向上させ、実電流と検出電流の誤差を小さくすることで、より正確な電流制御を行うことができる。電流検出部内には一般的な電気回路と同様、信号線に乗るノイズの除去を目的としたフィルタが備えられている。このようなフィルタとして、デシメーションフィルタを使用したモータ制御装置が特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−１９８２２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、信号線に乗るノイズの除去を目的としたフィルタを電流検出部内に使用した場合、モータに流れる電流を電流検出素子にて検出後、フィルタを通してＡ／Ｄ変換を行う過程で、電流検出部から電流制御部へ到達した際の電流情報と実電流との間に時間的な遅れが発生する。そして、インダクタンスの小さいモータが接続され、電流の増減の傾きが大きくなった場合、遅れによる実電流と検出電流の乖離が発生し、電流検出の精度を低下させる場合があるという課題がある。
【０００６】
本発明は、電流検出時のフィルタを、モータに流れる電流の状態に応じた適切なものに変化させることで、電流検出の精度を向上させることが出来るモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するために本発明では、工作機械の送り軸や主軸、産業機械、及び産業用ロボットのアーム等の何れかを駆動するモータ駆動装置において、モータに流れる電流を検出する電流検出部と、電流検出部からの出力に基づいて、モータへ所望の電流を流すための指令を出力する電流制御部と、電流制御部からの指令に基づいて、モータへ電力を供給する電力変換部とを備え、電流検出部は、ある時点の電流の増減における傾きを検出する電流傾き検出部と、電流傾き検出部からの出力に基づいて電流検出のモードを切り換える切換部とを備えることを特徴とするモータ駆動装置が提供される。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のモータ駆動装置によれば、電流検出時のフィルタを、モータに流れる電流の状態に応じた適切なものに変化させることができるので、電流検出の精度を向上させることが出来るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明が適用されるモータ駆動装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したモータ駆動装置の電流検出部における本出願の第１の実施例の回路構成を示す回路図である。
【図３】ＰＷＭ制御により作られる正弦波の電流の波形の一部分を拡大してリプル成分を示す波形図である。
【図４】実電流と検出電流の電流リプルによる乖離を説明する波形図である。
【図５】フィルタ切換により電流リプルによる乖離が解消されたことを示す波形図である。
【図６】電流の増減における傾きを検出するのに必要な電流のサンプリング周期を示す波形図である。
【図７】図１に示したモータ駆動装置の電流検出部における本出願の第２の実施例の回路構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、添付図面を用いて本発明の実施の形態を、具体的な実施例に基づいて詳細に説明する。
【００１１】
図１は本発明が適用されるモータ駆動装置１の全体構成を示すものである。モータ駆動装置１は、図示しない工作機械や産業機械、ロボット等に備えられたモータ２を駆動するものである。モータ駆動装置１には、電力変換部１０、電流検出部２０及び電流制御部３０が設けられている。モータ駆動装置１は、図示を省略した直流電源或いは３相交流電源を直流に変換した直流電源から電力変換部１０に供給される直流電力を、電力変換部１０によって３相交流電力に変換し、３相交流電流をモータ２に供給してモータ２を駆動するものである。
【００１２】
電力変換部１０は、６つのスイッチング素子１１ａ〜１１ｆと６つのダイオード１２ａ〜１２Ｆ及び直流コンデンサ１３を備える。スイッチング素子１１ａ〜１１ｆはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect Transistor）等の、スイッチング信号によってオンオフされるスイッチング素子である。電力変換部１０では、正電圧ライン１４と負電圧ライン１５の間に、２つのスイッチング素子が直列接続されたブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が３つ並列に接続され、各スイッチング素子１１ａ〜１１ｆには、それぞれ保護用のダイオード１２ａ〜１２ｆが並列に接続されている。
【００１３】
そして、３つのブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３におけるスイッチング素子１１ａ〜１１ｆの接続点Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は、それぞれ３相交流モータ２のＵ相、Ｖ相及びＷ相に接続される。また、直流コンデンサ１３には、直流電荷が蓄えられる。
【００１４】
電力変換部１０からモータ２に交流電力を供給する３本の回路のうちの２本の回路には電流検出素子３，４が設けられており、モータ２へのＵ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を検出する。３相交流では、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流のうち、２相の電流が分れば、残りの相の電流が分るので、３本の回路のうちのＵ相電流が流れる回路とＶ相電流が流れる回路に電流検出素子３，４が設けられている。電流検出素子３，４で検出された各相の電流（アナログ信号）は電流検出部２０に入力され、デジタル信号に変換される。電流検出部２０は、変換したデジタル信号を電流制御部３０に帰還する。
【００１５】
電流制御部３０は電流検出部２０から帰還されたデジタル信号に基づいて電力変換部１０のスイッチング素子１１ａ〜１１ｆを制御し、モータに流れる電流を制御する。即ち、電力変換部１０では、電流制御部３０からのスイッチング信号により、６つのスイッチング素子１１ａ〜１１ｆとダイオード１２ａ〜１２ｆからなる３相ブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３（インバータ回路）で、直流を所望の周波数の交流に変換してモータ２を駆動する。この時、電流制御部３０は、ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）により、３相ブリッジ回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３を制御する。このようなモータ駆動装置１の構成及び動作は公知であるのでこれ以上の説明を省略する。
【００１６】
図２は、図１に示したモータ駆動装置１の電流検出部２０における本出願の第１の実施例の回路構成を示すものである。電流検出部２０には、第１フィルタ２１、第２フィルタ２２、Ａ／Ｄ変換器２３，２４、電流傾き検出部２５、電流傾き記憶部２６、切換部２７及び切換スイッチ２８がある。第１フィルタ２１と第２フィルタ２２は、回路を流れる電流のノイズ除去用フィルタであり、第２フィルタ２２よりも第１フィルタ２１は感度が良い（時定数が小さい、帯域幅が広い）フィルタである。第２フィルタは時定数が大きく、帯域幅が狭いフィルタである。例えば、第２フィルタ２２の時定数を３μｓｅｃとした場合は、第１フィルタ２１には時定数が１μｓｅｃのフィルタを使用する。第１の実施例では、電流検出素子３，４の出力がＡ／Ｄ変換器２３，２４によってＡ／Ｄ変換されて第１、第２フィルタ２１、２２に入力されるので、第１、第２フィルタ２１、２２はデジタルフィルタである。一方、電流検出素子３，４と第１、第２フィルタ２１、２２の間にＡ／Ｄ変換器２３，２４がない場合は、第１、第２フィルタ２１、２２はアナログフィルタである。
【００１７】
Ａ／Ｄ変換器２３，２４は、電流検出素子３，４で検出されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器２３，２４で変換された電流値を示すデジタル信号はそれぞれ第１フィルタ２１と第２フィルタ２２の両方に入力される。第１フィルタ２１の出力は切換スイッチ２８の接点ａに接続されている。第２フィルタ２２の出力は切換スイッチ２８の接点ｂに接続されていると共に、電流傾き検出部２５にも接続されており、第２フィルタ２２でノイズを除去された信号は電流傾き検出部２５に入力される。切換スイッチ２８の接点ｃが電流制御部３０に接続されている。
【００１８】
電流傾き検出部２５は、入力された電流値を示すデジタル信号から、電流の傾きを検出し、検出値を電流傾き記憶部２６に記憶すると共に、切換部２７に入力する。電流の傾きについては後述する。切換部２７には電流傾き検出部２５からの信号と電流傾き記憶部２６からの信号が入力される。切換部２７は、電流傾き検出部２５からの電流の傾き、又は電流傾き記憶部２６からの電流の傾きに応じて切換スイッチを第１フィルタ２１か第２フィルタ２２の何れかに接続する。
【００１９】
現在の電流の傾きについては電流傾き検出部２５によって測定可能であるが、ケーブルの絶縁の劣化や異物付着時など、電流の傾きに関連する箇所に異常があり、現在の電流の傾きを正しく検出できない状況においては、正常な状態の時に記憶しておいた電流傾き記憶部２６に記憶された傾きを使用することができる。これにより、現在の電流を測定することが困難な状況でも記憶していた傾きにより最適なフィルタを選択することができる。この結果、電流制御部３０へは、第１フィルタ２１を通った信号と、第２フィルタ２２を通った信号の何れかが出力される。
【００２０】
ここで、図１に示したモータ駆動装置１において、電流制御部３０がＰＷＭ制御を行った場合のモータ駆動電流に含まれるリプル成分について、図３を用いて説明する。電流制御部３０が電力変換部１０をＰＷＭ制御した場合、ＰＷＭ制御により作られるモータ駆動電流は、図３に示すように正弦波であるが、その一部分を拡大すると、ＰＷＭ制御のタイミングに応じて電流がリプル成分を持って上昇、下降を行っている。リプル成分を持った電流の上昇、下降は、その繰り返しにより、大きな時間レンジで見ると正弦波を描いているように見える。電流の傾きとは、このリプル成分の傾きのことであり、ある時点の電流の増減における傾きのことであり、以後単に電流の傾きと記載する。
【００２１】
ＰＷＭ制御によるスイッチングにより生成される電流のリプル成分は、モータを含む主回路のインダクタンスによりその傾きが決定される。特に低インダクタンスのモータを駆動する時には、電流のリプル成分の傾きが、高インダクタンスのモータ駆動時と比較して大きくなる。一般的なモータ駆動装置では、スイッチングによるノイズの影響を避けるため、スイッチングとスイッチングの間、すなわち電流が右下がり（あるいは右上がり）の区間の中間あたりで電流をサンプリングすることが多い。
【００２２】
一方、図１に示したモータ駆動装置１において電流検出部２０が検出する電流は、実電流と比べて、電流検出部２０にあるノイズ除去用フィルタによって必ず遅れが発生する。一例として、電流が右下がりの区間でサンプリングする場合を説明する。図４は実電流と検出電流の電流リプルによる乖離を説明する波形図である。図４の上側の波形図に示すように、高インダクタンスのモータを駆動する時には、実線で示す実電流が下降している間は、電流検出部２０が検出する破線で示す検出電流は、実電流から遅れて同じ電流波形を描く。このため、電流が右下がりの区間でサンプリングする場合、検出電流が実電流よりも高い電流値となる。
【００２３】
そして、図４の下側の波形図に示すように、低インダクタンスのモータを駆動する時には、電流のリプル成分の傾きが高インダクタンスのモータ駆動時と比較して大きくなる。すると、電流検出部２０が検出する破線で示す検出電流の実電流との誤差が、図４の上側の波形図に示す電流のリプル成分の傾きが高インダクタンスのモータ駆動時よりも大きくなる。このように、電流のリプル成分の傾きの大きさと検出電流の実電流との誤差は対応関係にあり、電流のリプル成分の傾きが大きいほど検出電流の実電流との誤差が大きい。
【００２４】
なお、ここでは、一例として右下がりの区間でサンプリングを行う場合を説明したが、右上がりの区間でサンプリングを行うシステムの場合は、図４から明らかなように、破線で示す検出電流の、実線で示す実電流からの遅れにより、検出電流が実電流より低く検出されることになる。
【００２５】
そこで、本発明では、図２に示した電流判別部２０において、第２フィルタ２２を通った信号から検出電流の傾きを電流傾き検出部２５で検出している。電流傾き検出部２５で検出した電流の傾きは制御部２７に入力されると共に、電流傾き記憶部２６に記憶される。そして、切換部２７は電流傾き検出部２５から現在の電流の傾き、電流傾き記憶部２６から以前の電流の傾きの情報を受け取り、第２フィルタ２２が適切であるか否かを判断する。切換部２７が現在の第２フィルタ２２が適切でないと判別した場合は、電流検出のモード（フィルタ）を、複数のフィルタ（本実施例では第１フィルタ２１と第２フィルタ２２）からより感度の良い（時定数の小さい）フィルタ（本実施例では第１フィルタ２１）を選択し、切換スイッチ２８の接点ｃを第２フィルタ２２に接続する接点ｂから第１フィルタ２１に接続する接点ａに切り換える。
【００２６】
図５の上側に示す波形は、切換スイッチ２８の接点ｃが、第２フィルタ２２に接続する接点ｂに接続されていた時の電流のリプル成分の波形であり、実線が実電流波形、破線が検出電流を示している。また、図５の下側に示す波形は、切換スイッチ２８の接点ｃの接続を、第１フィルタ２１に接続する接点ａに切り換えた時の電流のリプル成分の波形であり、実線が実電流波形、破線が検出電流を示している。
【００２７】
切換部２７により、電流検出のモード第２フィルタ２２からより感度の良い第１フィルタ２１に切り換えることにより、図５の下側に示す波形のように、電流リプルによる乖離が解消される。
【００２８】
ここで、電流傾き検出部２５による電流の傾きの検出について図６を用いて説明する。一般に、モータ駆動装置において、電流制御に使用する電流の大きさを検出する時のサンプリング周期は、図６に示すように、例えば、１０μｓｅｃである。一方、本発明において電流の傾きを検出するためには、リプル電流の周波数が高いため、１０μｓｅｃのサンプリング周期では不十分である。
【００２９】
そこで、本発明では、図６に示すように、例えば１μｓｅｃ周期でリプル電流をサンプリングする。つまり、図６に示すリプル電流の波形の右下がり（下り坂）の途中で少なくとも２回のサンプリングを行えば、電流の傾きを求めることができるので、リプル電流の周波数に合わせて、例えば、１μｓｅｃ周期でリプル電流を高速にサンプリングする。
【００３０】
このような高速サンプリングは、電流の傾きを検出する瞬間だけ行っても良いし、常時行っても良い。しかし、一般的には、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期を短くすることは消費電力増加を伴うため、電流の傾きを検出する瞬間以外は、通常の電流制御用のサンプリング周期（例えば、１０μｓｅｃ）で行うのが望ましい。ただし、消費電力増加の懸念が無い場合は常時高速サンプリングを実行して電流値を検出し、検出した多数の電流値の中から不要な電流値を間引き、必要な電流値だけを電流制御用の電流値とすれば良い。
【００３１】
また、電流検出モードを切り換える切換部２７における第１フィルタ２１と第２フィルタ２２の切り換えについては、例えば、以下のように行うことができる。
（切換例１）
最初（電源投入時や初期設定時）は、例えば、時定数３μｓｅｃの第２フィルタ２２を選択しておく（一部のインダクタンスの小さいモータを除いて、多くの場合をカバーできる）。そして、電流傾き検出部２５の出力によって、第２フィルタ２２で良いと判断すれば第２フィルタ２２の切り換えは行わない。一方、電流傾き検出部２５の出力によって第２フィルタ２２では時定数が大きすぎると判断すれば、電流制御部３０に接続するフィルタを、時定数１μｓｅｃの第１フィルタ２１へ切り換える。この方法の場合は、一部の場合を除いて、多くの場合で第２フィルタ２２の第１フィルタ２１への切り換え動作が不要というメリットがある。
【００３２】
次に、電流検出モードを切り換える切換部２７によって、３つのフィルタが切換可能な場合について説明する。この場合は、図１に示したモータ駆動装置１の電流検出部２０に図７に示す第２の実施例の回路が使用される。第２の実施例の電流検出部２０の、第１フィルタ２１、第２フィルタ２２、Ａ／Ｄ変換器２３，２４、電流傾き検出部２５、電流傾き記憶部２６、及び切換部２７の構造は第１の実施例と同じである。従って、第１フィルタ２１の時定数は１μｓｅｃであり、第２フィルタ２２の時定数は３μｓｅｃである。
【００３３】
第３フィルタ４３は第１フィルタ２１の時定数と第２フィルタの時定数の中間の時定数を持つフィルタとし、例えば、２μｓｅｃの時定数を持つフィルタとする。また、切換スイッチ２９は入力側接点には接点ａ、接点ｂ及び接点ｄの３つを備え、何れかの接点が出力側接点ｃに接続されるようになっている。第１フィルタ２１の出力が接点ａに接続され、第２フィルタ２２の出力が接点ｂに接続されている点は第１の実施例と同じである。第３フィルタ４３の入力は第１フィルタ２１と第２フィルタ２２と同じであり、第３フィルタ４３の出力は、切換スイッチ２９の接点ｄに接続されている。第２の実施例の電流検出部２０において電流検出モードを切り換える切換部２７における第１フィルタ２１、第２フィルタ２２及び第３フィルタ４３の切り換えについては、例えば、以下のように行うことができる。
【００３４】
（切換例２）
最初（電源投入時や初期設定時）は、選択肢の中の時定数が最も小さい第１フィルタ２１（時定数は１μｓｅｃ）を選択しておく。この理由は、電流の傾きを正確に検出するためには、より時定数の小さいフィルタの方が有利なためである。そして、電流傾き検出部２５からの出力により、切換部２７は、電流の傾きが小さい場合は時定数が最も大きな第２フィルタ２２を選択し、電流の傾きが少し大きくなると時定数が２番目に大きな第３フィルタ４３を選択し、電流の傾きが大きくなった場合は時定数が最も小さな第１フィルタ２１を選択する。この方法の場合は、電流の傾きがより正確に求められるというメリットがある。
【００３５】
なお、テスト状態などにおいて、特定の相をスイッチングさせて電流状態を検出・記憶し、テスト時に設定した状態を駆動時にも使用できる様にすることができる。また、電流検出部２０に設けるフィルタの数は２個や３個に限定されるものではない。電流の傾きが大きい場合のフィルタの遅れが電流検出精度へ与える影響は、フィルタの時定数を小さくした際に増加が予想されるノイズの影響よりも大きい場合が多く、本発明のような電流の傾きに応じたフィルタの時定数の変更は、電流の検出精度としては結果として改善されることとなる。即ち、本発明による、最適なフィルタにして電流の遅れを除去することで検出の遅れを抑制することは、時定数の大きいフィルタを使用した場合のノイズ除去能力によるＳ／Ｎ比の改善よりも、電流検出の精度向上に対する効果が大きい。
【００３６】
また、電流検出のＡ／Ｄ変換の方式として、近年、ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換が主流となってきているが、ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換を採用した場合は、切換部２７による「フィルタの切り換え」は、ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換のデジタルフィルタ部で行うこともできる。電流の傾きに応じて、デジタルフィルタ部の次数やデシメーションを変更することで、フィルタの遅れを変えることができる。この方法の場合は、ＬＳＩなどＩＣ内のロジック回路で実現できるため、例えばフィルタ回路を切り換えるスイッチなどの部品が不要となるメリットがある。
【００３７】
一方、図２、図７の構成において、電流検出素子３，４の出力回路にＡ／Ｄ変換器２３，２４がない場合は、第１、第２フィルタ２１，２２をアナログフィルタとすることができる。この場合は、第１、第２フィルタ２１，２２の後段、例えば、電流傾き検出部２５にＡ／Ｄ変換器を設けることができる。
【００３８】
以上説明した実施例では、図１に示すモータ２が動作している状態、即ち、スイッチング素子１１ａ〜１１ｆが様々な組合せでオン・オフ動作している状態で、ある瞬間のモータ２への電流の傾きを検出している。しかし、スイッチング素子１１ａ〜１１ｆのオン・オフ動作のどのタイミングでサンプリングすれば、電流の正確な傾きを検出できるかの判断が難しい。そこで、このような通常のモータ駆動とは別に、電流の傾きを検出するためのサンプリングがし易いような電流を電力変換部１０に流すことが可能な、スイッチング素子１１ａ〜１１ｆの特別な動作パターンを設ける。
【００３９】
この特別な動作パターンでスイッチング素子１１ａ〜１１ｆを駆動して電力変換部１０に電流を流すことにより、スイッチング素子１１ａ〜１１ｆのオン・オフ動作におけるサンプリングのタイミングが明らかになり、正確な電流の傾きを検出することができる。特別な動作パターンでスイッチング素子１１ａ〜１１ｆを駆動して電力変換部１０に流すことによって検出した電流の傾きは、電流傾き記憶部２６に保存しておく。
【００４０】
スイッチング素子１１ａ〜１１ｆを特別な動作パターンで動作させる場合は、通常のモータ駆動時ではなく、例えば、立ち上げ時や試験時等である。したがって、この場合はモータ２のオン／オフに関わりがなく、モータ２に電流を流さない状態でモータ２に流れる電流の傾きを検出することができる。また、電流の傾きは、電流が流れる回路のインダクタンスによって決まるため、スイッチング素子１１ａ〜１１ｆの通常の運転中でも、特別な動作パターンでの運転中でも、電流の傾きに変わりはない。特別な動作パターンは、例えば、電流制御部３０に予め保存しておくことができる。
【００４１】
モータ２に電流を流さない状態でモータ２に流れる電流の傾きを検出する方法の一例を図１と図２を用いて説明する。この方法ではまず、図１に示すスイッチング素子１１ａ〜１１ｆを全てオフした状態（モータ２に電流が流れていない状態）にする。次に、この状態から、例えばスイッチング素子１１ａと１１ｅのみを一定の時間（一例として、１０μｓｅｃ）の間だけオンさせると、モータ２のインダクタンスに応じた傾きで、電流検出素子３，４を通るルートで電流が流れる。そこで、このときの電流の傾きを、図２に示す電流傾き検出部２５で検出すると、電流の傾き検出のタイミングが明確になり、より正確に電流の傾きを検出することができる。
【００４２】
なお、上述した方法では、スイッチング素子１１ａと１１ｅとをオンするパターンを説明したが、スイッチング素子をオンするパターンは別のパターンでも良く、また、複数のパターンを実施した結果から総合して電流の傾きを判断することもできる。
【００４３】
以上説明したように、本発明では、モータ駆動装置において、電流の傾きが大きい場合に時定数の小さいフィルタを用いることにより、モータへ流れる電流の状態に応じた適切なモードでの電流検出を行うことが可能となる。この結果、電流検出の精度を向上させ、電流検出の誤差を小さくすることで、より正確な電流制御を行うことが可能となる。
【００４４】
なお、フィルタの時定数を小さくすると、ノイズに対する除去能力が時定数の大きいフィルタを使用していた場合と比較して低くなる。しかしながら、電流の傾きが大きい場合において、時定数の大きいフィルタを使用する事による遅れが原因で発生する、サンプリング電流と実電流の乖離による影響は更に大きいため、電流検出の精度は、結果として改善される形となる。また、以上説明した実施例では、モータ駆動装置のインバータを使用した部分に本発明を適用した例を説明しているが、本発明は、モータ駆動装置におけるコンバータにも適用可能である。
【符号の説明】
【００４５】
１    モータ駆動装置
２    モータ
３，４    電流検出素子
１０    電力変換部
２０    電流検出部
２１    第１フィルタ
２２    第２フィルタ
２５    電流傾き検出部
２６    電流傾き記憶部
２７    切換部
２８，２９    切換スイッチ
３０    電流制御部
４３    第３フィルタ
【図１】
0006050841.tif 000002
【図２】
0006050841.tif 000003
【図３】
0006050841.tif 000004
【図４】
0006050841.tif 000005
【図５】
0006050841.tif 000006
【図６】
0006050841.tif 000007
【図７】
0006050841.tif 000008