(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、
前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、
前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、
前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、
を備え、
変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定するセンサ閾値決定回路であって、
前記出力インピーダンス変換手段は、
前記センサ出力電圧を所定のゲインで増幅するための出力電圧増幅回路と、
前記出力電圧増幅回路によって増幅されたセンサ出力電圧を基準にして、前記閾値電圧を決定するためのインピーダンス変換用抵抗素子と、
を有し、
前記インピーダンス変換用抵抗素子は、拡散抵抗を含むことを特徴とするセンサ閾値決定回路。
【請求項２】
センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、
前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、
前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、
前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、
を備え、
変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定するセンサ閾値決定回路であって、
前記センサ駆動電流検出手段は、前記センサ駆動電流を検出するための駆動電流検出用抵抗素子を有し、
前記駆動電流検出用抵抗素子は、拡散抵抗を含むことを特徴とするセンサ閾値決定回路。
【請求項３】
前記インピーダンス変換用抵抗素子および前記駆動電流検出用抵抗素子は、
ＰＯＬＹ抵抗と前記拡散抵抗とから構成されることを特徴とする請求項２記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項４】
前記センサは、２つの入力端子と、２つの出力端子を有する４端子型のセンサであり、
前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの出力端子に接続され、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換し、
前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、前記インピーダンス変換手段から出力された２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、当該バイアス電流の流れを切り替えるバイアス電流切り替え手段を備えることを特徴とする請求項３記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項５】
前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする請求項４記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項６】
前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする請求項５記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項７】
前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする請求項４記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項８】
前記センサバイアス電流出力手段は、前記センサ駆動電流を所定倍した前記バイアス電流を出力するための駆動電流増幅回路と、バイアス電流出力用抵抗素子と、スイッチング素子とを有し、
前記センサ駆動電流検出手段と、前記センサバイアス電流出力手段とから電流ミラー回路を構成することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のセンサ閾値決定回路。
【請求項９】
前記センサは、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサのいずれかのセンサであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のセンサ閾値決定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサ閾値決定回路に関し、特にセンサの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力するセンサ閾値決定回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種センサの出力をディジタル化するための必要な閾値を決めるセンサ閾値決定回路がある。まず、図７を参照して、従来のセンサ閾値決定回路１００の回路構成を説明する。図７に示すセンサ閾値決定回路１００は、４端子型センサ１２０と、センサ駆動電流検出回路１３０と、センサバイアス電流出力回路１４０と、バイアス電流切り替え回路１５０と、電圧比較器１６０とを有して構成される。４端子型センサ１２０の出力端子にセンサバイアス電流出力回路１４０で発生したバイアス電流ＩＢを流す。これにより、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスであるセンサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢとの積であるＲＯＵＴ×ＩＢの電圧ドロップが得られる。センサ閾値決定回路１００は、この電圧ドロップを利用して、４端子型センサ１２０に入力されるセンサ外部入力ＢＩＮに対して、ヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得るための回路である。
【０００３】
４端子型センサ１２０は、２つのセンサ入力端子と、２つのセンサ出力端子ＶＰ，ＶＮを有する４端子型のセンサ、又は当該４端子型のセンサと等価な回路構成のセンサであって、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサ等である。４端子型センサ１２０は、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４を有し、抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流Ｉ１と、センサ抵抗Ｒ３、Ｒ４を流れる電流Ｉ２との２つの出力の変位に基づいて、例えば永久磁石やコイル等から発生する磁束密度の絶対値を検出したり、磁気抵抗や歪み等を検出したりする。
【０００４】
センサ駆動電流検出回路１３０は、センサ駆動電圧ＶＣＣが印加される駆動電流検出用抵抗ＲＳを有し、４端子型センサ１２０を駆動するためのセンサ駆動電流Ｉを検出する。
センサバイアス電流出力回路１４０は、センサ駆動電流Ｉを増幅するための演算増幅器１４１、増幅動作を行うためのスイッチング切り替えを行うＰＭＯＳトランジスタ１４２、及びセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたバイアス電流出力用抵抗ＲＢとを有して構成される。
【０００５】
駆動電流検出用抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流Ｉを検出し、そのセンサ駆動電流Ｉを駆動電流検出用抵抗ＲＳとバイアス電流出力用抵抗ＲＢと演算増幅器１４１の組み合わせで決まるＫ対１の比で増幅した電流を出力する電流ミラー回路が構成され、センサ駆動電流Ｉの所定（１／Ｋ＝ＲＳ／ＲＢ）倍のセンサバイアス電流ＩＢを発生させている。
演算増幅器１４１のプラス入力端子は、センサ駆動電流検出回路１３０のセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された駆動電流検出用抵抗ＲＳと、４端子型センサ１２０の入力端子との間に接続される。演算増幅器１４１のマイナス入力端子は、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のソースとバイアス電流出力用抵抗ＲＢとの間に接続される。演算増幅器１４１の出力端子は、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のゲートに接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１４２のドレインは、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して４端子型センサ１２０の出力端子に接続される。そして、発生されたバイアス電流ＩＢは、ＰＭＯＳトランジスタ１４２のドレインからバイアス電流切り替え回路１５０に出力される。
【０００６】
バイアス電流切り替え回路１５０は、電圧比較器１６０の出力状態（「Ｈｉｇｈ」レベル又は「Ｌｏｗ」レベル）に応じて、センサバイアス電流出力回路１４０で発生させたセンサ駆動電流Ｉの１／Ｋ倍のバイアス電流ＩＢを吐き出す（正の方向で流す）、又は引き込む（負の方向で流す）ように動作を切り替える。
電圧比較器１６０は、プラス入力端子がセンサ出力端子ＶＰに接続され、マイナス入力端子がセンサ出力端子ＶＮに接続される。また、出力端子がスイッチＳＷ１のゲートと、インバータ１５１を介してスイッチＳＷ２のゲートとに接続される。そして、４端子型センサ１２０から出力される２つの出力電圧を比較することで、４端子型センサ１２０の出力電圧をディジタル値Ｄｏｕｔとして出力する。
【０００７】
従来のセンサ閾値決定回路１００では、駆動電流検出用抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流Ｉを検出し、そのセンサ駆動電流Ｉを駆動電流検出用抵抗ＲＳとバイアス電流出力用抵抗ＲＢと演算増幅器１４１の組み合わせで決まるＫ対１の比で増幅した電流を出力する電流ミラー回路が構成され、センサ駆動電流Ｉの１／Ｋのセンサバイアス電流ＩＢを発生させている。
【０００８】
ここで、図８を参照して、バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを持たせることができるということを説明する。図８は、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのセンサ閾値決定回路１００と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１００´の回路構成を示す回路図ある。
まず、説明しやすくするため、センサ駆動電流Ｉを検出する駆動電流検出用抵抗ＲＳの抵抗値が、４端子型センサ１２０のセンサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４の合成抵抗であるセンサ抵抗Ｒの抵抗値に比べて非常に小さい値であるとして考える。それにより、４端子型センサ１２０の駆動端子電圧ＶＣＣ２は、センサ駆動電圧ＶＣＣに等しくなる。後で導かれる結果から、センサの出力電圧をディジタル値Ｄｏｕｔとして出力するための閾値電圧は、センサ駆動電圧ＶＣＣに依存しないことが分かるので、一般的にはセンサ駆動電流Ｉを検出するための駆動電流検出用抵抗ＲＳの抵抗値は、任意の値であって構わない。
【０００９】
また、バイアス電流ＩＢが４端子型センサ１２０の出力端子に流れ込んでいる場合を考えるが、逆にバイアス電流ＩＢは４端子型センサ１２０の出力端子から流れ出る方向であっても構わない。スイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときの状態は、以下の説明においてセンサ抵抗Ｒ１，Ｒ２とセンサ抵抗Ｒ３、Ｒ４とを入れ替え、４端子型センサ１２０の出力端子の電圧であるセンサ出力端子ＶＰの電圧とセンサ出力端子ＶＮの電圧とを入れ替えて考えれば良い。
【００１０】
図８に示すように、電流Ｉ１，Ｉ２を定めると、次の式（１ａ）〜（１ｃ）が成り立つ。
Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１   ……（１ａ）
Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）   ……（１ｂ）
ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋ＩＢ  ……（１ｃ）
これをＶＰについて解くと、
ＶＰ＝（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）  ……（２）
となる。電圧比較器１６０は、センサ出力端子ＶＰの電圧＝センサ出力端子ＶＮの電圧となるときスイッチング動作するので、次の式（３）が成り立つ。
（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）
＝Ｒ４×ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）  ……（３）
【００１１】
ここで、４端子型センサ１２０は、外部から印加されるセンサ入力ＢＩＮに応じて、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４がバランスを崩し、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲ、又はＲ１＝Ｒ４＝Ｒ−ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ＋ΔＲとなり、センサ出力電圧ＶＨ＝センサ出力端子ＶＰの電圧−センサ出力端子ＶＮの電圧を発生させると考えることができる。センサ出力電圧ＶＨは、例えば、ホールセンサであれば、センサ外部入力ＢＩＮによって発生するホール起電力である。これより、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとし、上式（３）に代入すると、
（ＶＣＣ／（Ｒ＋ΔＲ）＋ＩＢ）／（１／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｒ−ΔＲ））
＝（Ｒ＋ΔＲ）×ＶＣＣ／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）  ……（４）
となる。上式（４）が成り立つΔＲ／Ｒを求めると、
ΔＲ／Ｒ＝ＶＣＣ／（Ｒ×ＩＢ）×（ＳＱＲＴ（１＋（Ｒ×ＩＢ／ＶＣＣ）2）−１）
≒ＶＣＣ／（Ｒ×ＩＢ）×（１＋（Ｒ×ＩＢ／ＶＣＣ）2／２−１）
＝Ｒ×ＩＢ／（２×ＶＣＣ）  ……（５）
となる。４端子型センサ１２０のセンサ出力電圧ＶＨは、通常数百μＶから数十ｍＶの出力範囲である。また、４端子型センサ１２０の駆動電圧ＶＣＣは、１Ｖから５Ｖ程度である。また、Ｒ×ＩＢは、大きくても数十ｍＶである。よって、上式（５）のＲ×ＩＢ／ＶＣＣの項は、１よりも十分に小さい値である。以上説明したように、４端子型センサ１２０の電流Ｉ１，Ｉ２とバイアス電流ＩＢとから、閾値電圧を決めることができる。
【００１２】
次に、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積（ＩＢ×ＲＯＵＴ）の電圧ドロップを利用して、閾値電圧を決める流れについて説明する。４端子型センサ１２０の出力端末の電圧ＶＰから見た４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、センサ抵抗Ｒ１とセンサ抵抗Ｒ２との並列接続により次式（６）で与えられる。
ＲＯＵＴ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）  ……（６）
ここで、Ｒ１＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ−ΔＲとすると、
ＲＯＵＴ＝（Ｒ＋ΔＲ）×（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）
＝（Ｒ／２）×（１−（ΔＲ／Ｒ）2)  ……（７）
となる。ΔＲ／Ｒは、普通０．１以下と考えて良いので、２次の項を無視すると、
ＲＯＵＴ＝Ｒ／２  ……（８）
となる。センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積は、Ｒ×ＩＢ／２となる。センサ出力電圧ＶＨは、センサ出力端子ＶＮの電圧とセンサ出力端子ＶＰの電圧との差分電圧であるので、次式（９）のようになる。
【００１３】
ＶＨ＝ＶＣＣ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）−ＶＣＣ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）  ……（９）
前述と同じく、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとすると、
ＶＨ＝ＶＣＣ×（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）−ＶＣＣ×
（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）＝ＶＣＣ×ΔＲ／Ｒ  ……（１０）
となる。電圧比較器１６０は、センサ出力端子ＶＰの電圧＝センサ出力端子ＶＮの電圧となるときスイッチするので、次の式（１１）が成り立つ。
ＶＣＣ×ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＩＢ／２  ……（１１）
従って、
ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＩＢ／（２×ＶＣＣ）  ……（１２）
となる。上式（５）及び（１２）で示されるように、４端子型センサ１２０の電流Ｉ１，Ｉ２とバイアス電流ＩＢとから考えた場合であっても、あるいは、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合においても同じ結果が得られた。
【００１４】
これまでの説明においては、考えやすくするためにセンサの抵抗がＲ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲであると仮定したが、センサ抵抗Ｒ１〜Ｒ４にバランスの崩れが無いままでも一般性を失わない。また、４端子型センサ１２０が、抵抗値が変化せずに内部に電圧を発生するようなホール素子等であっても、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢとの積により閾値電圧を決めるという考え方を、そのまま適用することできる。
【００１５】
ここで、上式（５）及び（１２）におけるセンサバイアス電流ＩＢは、センサ電圧ＶＣＣとセンサ抵抗Ｒとによって決まるセンサ駆動電流Ｉを１／Ｋ倍とした電流である。そこで、上式（５）のバイアス電流ＩＢに、ＶＣＣ／Ｒ／Ｋを代入すると、
ΔＲ／Ｒ＝Ｒ×ＶＣＣ／Ｒ／Ｋ／（２×ＶＣＣ）
＝１／（２×Ｋ）  ……（１３）
のようになる。上記式（１３）において、重要なことは、閾値電圧が定数Ｋにのみ依存し変化するということである。上記の定数Ｋは、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比により与えられるものである。よって、定数Ｋが決定されれば、閾値電圧はひとつの値に決まり、ばらつきや経時変化が無いことを意味する。
【００１６】
また、温度変動による閾値電圧の変化についても着目する。センサ外部入力ＢＩＮに対し、閾値電圧の温度変動を一定にするためには定数Ｋにセンサ抵抗Ｒの温度特性と同等の特性を持たせる必要がある。
電圧比較器１６０によって比較される電圧は、４端子型センサ１２０のセンサ出力電圧ＶＨと、上式（１１）により得られた閾値電圧（Ｒ×ＩＢ／２）とである。センサ出力電圧ＶＨはホール起電力であるので、ホール定数をＲＨ、センサ厚みをｔとすると、一般的にホール起電力はＲＨ／ｔ×Ｉ×ＢＩＮのように定義される。このホール起電力は、ＲＨ／ｔとセンサ駆動電流Ｉによって決まることが分かる。つまり、
ＲＨ／ｔ×Ｉ×ＢＩＮ＝Ｒ×ＩＢ／２
ＢＩＮ＝Ｒ×ＩＢ／（２×（ＲＨ／ｔ×Ｉ））  ……（１４）
となる。ここで、バイアス電流ＩＢは、センサ駆動電流Ｉの１／Ｋ倍の電流であるので、
ＢＩＮ＝Ｒ×Ｉ／Ｋ／（２×（ＲＨ／ｔ×Ｉ））
＝Ｒ／（２×Ｋ×（ＲＨ／ｔ））  ……（１５）
【００１７】
上式（１５）からも、センサ外部入力ＢＩＮは、ホール定数ＲＨやセンサ厚みｔ、センサ抵抗Ｒの温度特性による影響を受けることが分かる。ここで、ＲＨ／ｔは、ホール素子を製造するプロセスで温度特性が決まる。このＲＨ／ｔは温度の変動に対する変動が小さい場合が多いが、一方でセンサ抵抗Ｒは温度の変動に対する変動が非常に大きい場合が多い。このため、ＲＨ／ｔの温度特性を無視すると、センサ抵抗Ｒの温度特性を考慮した定数Ｋを設定することで、温度の変動によらずセンサ外部入力ＢＩＮを一定にすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００１−１０８４８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上記のように、センサ外部入力ＢＩＮがセンサ抵抗Ｒに依存するということは、センサ抵抗Ｒ、バイアス電流出力用抵抗ＲＢの各素子同士でマッチングがとれていないと、センサ外部入力ＢＩＮの絶対値のばらつきや、温度特性による変動が発生することを意味する。従って、図７における駆動電流検出用抵抗ＲＳにあっては、温度特性の無いものや、外付けの抵抗を選択し、バイアス電流出力用抵抗ＲＢにあっては、センサ抵抗Ｒと同一のものを使用する必要があった。
【００２０】
しかしながら、この場合、駆動電流を流す方向や素子の配置による制約を受けてしまうという問題があった。また、センサ抵抗Ｒは、素子の形状や素子を配置場所が予め決まっていることが特に多いため、このような抵抗素子同士のマッチングを考慮したレイアウトに限りがあるという問題があった。
そこで、本発明の目的は、上記の課題に鑑み、センサの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することのできるセンサ閾値決定回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明に係るセンサ閾値決定回路は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、を備え、変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定するセンサ閾値決定回路であって、前記出力インピーダンス変換手段は、前記センサ出力電圧を所定のゲインで増幅するための出力電圧増幅回路と、前記出力電圧増幅回路によって増幅されたセンサ出力電圧を基準にして、前記閾値電圧を決定するためのインピーダンス変換用抵抗素子と、を有し、前記インピーダンス変換用抵抗素子は、拡散抵抗を含むことを特徴とする。
【００２２】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段がセンサの出力インピーダンスを変換する。そして、変換後の出力インピーダンスに対して、バイアス電流を流すことで、変換後の出力インピーダンスとバイアス電流との積の電圧ドロップを利用して、閾値電圧を決定する。
さらに、上記のインピーダンス変換手段のインピーダンス変換用抵抗素子が、拡散抵抗を含んで構成されている。このため、磁気感度の温度特性に対して、フラットな磁気感度を持たせることができるようになる。
【００２３】
これらにより、センサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得ることが可能となる。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、センサを駆動するためのセンサ駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出手段と、前記センサ駆動電流検出手段から検出された前記センサ駆動電流を所定倍したバイアス電流を出力するセンサバイアス電流出力手段と、前記センサの出力インピーダンスを所定のインピーダンスに変換するインピーダンス変換手段と、前記センサから出力されたセンサ出力電圧を比較して、前記センサ出力電圧をディジタル値として出力する電圧比較手段と、を備え、変換後の出力インピーダンスに対して、前記バイアス電流を流すことによって、前記ディジタル値として出力するための閾値電圧を決定するセンサ閾値決定回路であって、前記センサ駆動電流検出手段は、前記センサ駆動電流を検出するための駆動電流検出用抵抗素子を有し、前記駆動電流検出用抵抗素子は、拡散抵抗を含むことを特徴とする。
【００２４】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段がセンサの出力インピーダンスを変換する。そして、変換後の出力インピーダンスに対して、バイアス電流を流すことで、変換後の出力インピーダンスとバイアス電流との積の電圧ドロップを利用して、閾値電圧を決定する。
さらに、上記のセンサ駆動電流検出手段の駆動電流検出用抵抗素子が、拡散抵抗を含んで構成されている。このため、磁気感度の温度特性に対して、フラットな磁気感度を持たせることができるようになる。
【００２５】
これらにより、センサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル出力を得ることが可能となる。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記インピーダンス変換用抵抗素子および前記駆動電流検出用抵抗素子は、ＰＯＬＹ抵抗と前記拡散抵抗とから構成されることを特徴とする。
【００２６】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換用抵抗素子および駆動電流検出用抵抗素子の部分に、例えば、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗のみならず、拡散抵抗を合わせて用いる。これにより、拡散抵抗によるインピーダンス変換用抵抗素子および駆動電流検出用抵抗素子による温度特性を、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗のみを用いたときの温度特性よりも大きくすることが可能となる。
【００２７】
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記センサは、２つの入力端子と、２つの出力端子を有する４端子型のセンサであり、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの出力端子に接続され、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換し、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、前記インピーダンス変換手段から出力された２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、当該バイアス電流の流れを切り替えるバイアス電流切り替え手段を備えることを特徴とする。
【００２８】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの少なくとも一方を所定のインピーダンスに変換した後で、バイアス電流切り替え手段によって、変換された出力インピーダンスだけにバイアス電流を流すことが可能となる。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする。
【００２９】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスの両方を所定のインピーダンスに変換することが可能となる。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記バイアス電流切り替え手段は、前記電圧比較手段の比較結果に基づいて、変換後の２つの出力インピーダンスのうちのいずれか一方に対して前記バイアス電流を流すように、前記バイアス電流の流れを切り替えることを特徴とする。
【００３０】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、バイアス電流切り替え手段が、増幅されたセンサ駆動電流を、バイアス電流切り替え手段の出力からインピーダンス変換手段の２つのうちの出力のいずれかに切り替えて流す。これにより、上述したようにセンサへの外部入力に対して、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することが可能となる。
【００３１】
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記インピーダンス変換手段は、前記４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換することを特徴とする。
上記のセンサ閾値決定回路によれば、インピーダンス変換手段が、４端子型のセンサの２つの出力インピーダンスのいずれか一方を所定のインピーダンスに変換することが可能となる。
【００３２】
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記センサバイアス電流出力手段は、前記センサ駆動電流を所定倍した前記バイアス電流を出力するための駆動電流増幅回路と、バイアス電流出力用抵抗素子と、スイッチング素子とを有し、前記センサ駆動電流検出手段と、前記センサバイアス電流出力手段とから電流ミラー回路を構成することを特徴とする。
【００３３】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、ミラー回路において、変換後の出力インピーダンスに流すためのバイアス電流を生成することが可能となる。
本発明の一態様であるセンサ閾値決定回路は、前記センサは、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、又は加速度センサのいずれかのセンサであることを特徴とする。
【００３４】
上記のセンサ閾値決定回路によれば、ホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ等のセンサの種類を問わず、各種センサに用いることが可能となる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、センサの外部入力に対し、センサの抵抗に依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル値を出力することができる。このため、センサの抵抗同士のマッチングを考慮する必要が無い。よって、センサを内蔵したＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を製造する際に、駆動電流を流す方向や素子の配置等による制約が緩和され、生産性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の一実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０の基本回路構成を示す回路図である。
【図２】バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときのセンサ閾値決定回路１０と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１０´の回路構成を示す回路図である。
【図３】一般的なセンサ閾値決定回路の磁気感度ＢＯＰ，ＢＯＰｎｏｉｓｅの温度特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の構成を示す回路図である。
【図５】第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の磁気感度ＢＯＰ´，ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性を示すグラフである。
【図６】本発明の第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０の構成を示す回路図である。
【図７】従来のセンサ閾値決定回路１００の回路構成を示す回路図である。
【図８】バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのセンサ閾値決定回路１００と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１００´の回路構成を示す回路図ある。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下に、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等の構成要素は同一符号によって示す。
［各実施形態に係るセンサ閾値決定回路の基本回路構成］
まずは、図１を参照して、本発明の第１及び第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路の基本回路として、センサ閾値決定回路１０の回路構成を説明する。
図１に示すセンサ閾値決定回路１０は、図７に示したセンサ閾値決定回路１０を構成する各部に加えて、インピーダンス変換回路１７０をさらに有して構成される。
インピーダンス変換回路１７０は、演算増幅器１７１，１７２と、抵抗ＲＧ１，ＲＧ２、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２とを有して構成される。
演算増幅器１７１は、４端子型センサ１２０の出力電圧の一方を所定のゲインで増幅するためのものであり、プラス入力端子にセンサ出力端子ＶＰが接続される。また、マイナス入力端子に、抵抗ＲＧ１とＲＧ２との間のノードが接続される。この演算増幅器１７１は、抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とで、端子ＶＮＸの電圧を基準として信号を増幅する非反転増幅回路を構成する。
【００３８】
演算増幅器１７２は、４端子型センサ１２０の出力電圧の一方を所定のゲインで増幅するためのものであり、プラス入力端子にセンサ出力端子ＶＮが入力される。また、マイナス入力端子に、抵抗ＲＧ１と端子ＶＮＸとの間のノードが接続される。この演算増幅器１７２は、入力電圧をそのまま出力するボルテージフォロア（ユニティーゲインバッファ）を構成する。よって、ゲインは１である。
【００３９】
抵抗ＲＧ１は、演算増幅器１７１のマイナス入力端子と、演算増幅器１７２のマイナス入力端子との間に接続される。また、抵抗ＲＧ２は、演算増幅器１７１のマイナス入力端子と、演算増幅器１７１の端子ＶＰＸとの間に接続される。
インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１は、演算増幅器１７２の出力端子とつながる端子ＶＮＸと、電圧比較器１６０のマイナス入力端子とつながる端子ＶＳＵＭＮとの間に接続される。また、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２は演算増幅器１７１とつながる端子ＶＰＸと、電圧比較器１６０のプラス入力端子とつながる端子ＶＳＵＭＰとの間に接続される。
【００４０】
インピーダンス変換回路１７０は、演算増幅器１７２によるボルテージフォロアの回路構成と、演算増幅器１７１と抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とによる非反転増幅回路の構成とを組み合わせたものである。なお、インピーダンス変換回路１７０の構成としては、演算増幅器１７１と抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とから非反転増幅回路を構成とする必要は無く、抵抗ＲＧ１，ＲＧ２を無くして、演算増幅器１７１も演算増幅器１７２と同様にボルテージフォロアの構成としても良い。この構成の場合、インピーダンス変換回路１７０のゲインは１となる。
【００４１】
センサ閾値決定回路１０においても、図７に示したセンサ閾値決定回路１００と同様に、センサ駆動電流検出回路１３０とセンサバイアス電流出力回路１４０とで電流ミラー回路が構成されている。電流ミラー回路は、センサ駆動電流Ｉを所定（１／Ｋ＝ＲＳ／ＲＢ）倍したセンサバイアス電流ＩＢを出力する。そして、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２にバイアス電流ＩＢを流し、センサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ１、及びセンサ閾値電圧Ｖｙ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ２を発生させる。センサ外部入力ＢＩＮにより４端子センサ１２０に発生させた起電力ＶＨをインピーダンス変換回路１７０にてゲインＡ（＝１＋ＲＧ２／ＲＧ１）倍にて増幅した電圧Ａ×ＶＨとセンサ閾値電圧Ｖｘ及びＶｙとを電圧比較器１６０にて比較する。これにより、センサ外部入力ＢＩＮに対し、センサ抵抗Ｒやセンサ駆動電圧、センサ駆動電流に依存しないヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得ることができる。
【００４２】
第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０の特徴点は、バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを持たせるために、センサ駆動電流検出回路１３０とセンサバイアス電流出力回路１４０により生成したセンサ駆動電流ＩＢを、スイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放した際に、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１に吐き出す。これにより、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１の両端に端子ＶＮＸの電圧を基準としてセンサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ１を発生させている点である。本実施形態の説明においては、バイアス電流ＩＢをインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１に吐き出す場合を考えるが、逆に、バイアス電流ＩＢをインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１から引き込む場合であっても構わない。
【００４３】
ここで、図２を参照して、バイアス電流ＩＢとインピーダンス変換回路１７０とにより、ヒステリシスを持たせることができるということを説明する。図２は、バイアス電流切り替え回路１５０のスイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときのセンサ閾値決定回路１０と等価な回路であるセンサ閾値決定回路１０´の回路構成を示す回路図である。
【００４４】
インピーダンス変換回路１７０は、センサ出力端子ＶＰの電圧とセンサ出力端子ＶＮの電圧との差分電圧ＶＨを、端子ＶＰＸと端子ＶＮＸとの間に、端子ＶＮＸの電圧を基準としてゲインＡ倍にて増幅するための機能を有する。同時に、各々の演算増幅器１７１，１７２の出力インピーダンスが小さいという特徴を有している。各々の演算増幅器の出力インピーダンスが小さいために、バイアス電流ＩＢを吐き出す際に見える出力インピーダンスはインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１のみとなる。従って、バイアス電流ＩＢを吐き出す際に見える出力インピーダンスは、４端子型センサ１２０の出力インピーダンスＲ／２からＲＳＵＭ１に変換されたことになる。
【００４５】
次に、スイッチＳＷ１が開放し、スイッチＳＷ２が導通したときの出力インピーダンスは同様にインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２となる。この場合は、端子ＶＰＸの電圧を基準として、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２にセンサ閾値電圧Ｖｘ＝ＩＢ×ＲＳＵＭ２が発生することになる。スイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときの状態は、以下の説明におけるインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１とインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２とを置き換えて考えれば良い。
【００４６】
バイアス電流ＩＢを、駆動電流検出用抵抗ＲＳ、バイアス電流出力用抵抗ＲＢ及びセンサ駆動電流Ｉを用いて改めて表すと、
ＩＢ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ……（１６）
となる。ここで、上式（１６）を用いてセンサ閾値電圧Ｖｘを求めると、
Ｖｘ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ×ＲＳＵＭ１……（１７）
となる。電圧比較器１６０により判定する電圧は、４端子型センサ１２０に磁気入力した際に得られるセンサ出力端子ＶＰとセンサ出力端子ＶＮとの間に発生するセンサ出力電圧ＶＨをインピーダンス変換回路１７０によりゲインＡ倍した電圧と、上式（１７）により得られたセンサ閾値電圧Ｖｘである。センサ外部入力ＢＩＮをＡ×ＶＨとＶｘから求める。
Ａ×（ＲＨ／ｔ）×Ｉ×ＢＩＮ＝Ｉ×ＲＳ／ＲＢ×ＲＳＵＭ１
ＢＩＮ＝１／（Ａ×（ＲＨ／ｔ）×（ＲＢ／ＲＳＵＭ１）×（１／ＲＳ））……（１８）
【００４７】
上式（１８）からも分かるように、センサ外部入力ＢＩＮはセンサ抵抗Ｒに依存しなくなる。これは、センサ抵抗Ｒと他の抵抗とのマッチングを考慮する必要が無いことを意味する。ここで、ゲインＡは、抵抗ＲＧ１と抵抗ＲＧ２とによって決まるため、任意の素子を選択すれば良い。また、バイアス電流出力用抵抗ＲＢや、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２についても同様である。さらに、駆動電流検出用抵抗ＲＳについては、温度特性の小さい抵抗や外付け抵抗を使用すれば良い。このように、本来マッチングが必要な素子同士の形状や素子配置場所を任意に決めることができる。
【００４８】
ところで、一般的に上式（１８）のＲＨ／ｔは、定電流感度ＳＩ（μＶ/ｍＡ/ｍＴ）として現すことができる。
ＲＨ／ｔ＝ＳＩとして（１８）に代入すると、
ＢＩＮ＝１／（（Ａ×ＳＩ）×（ＲＢ／ＲＳＵＭ１）×（１／ＲＳ））……（１９）
ここで、センサ外部入力ＢＩＮに対して、ＩＣの出力が変化するときの磁束密度をＢＯＰとすると、ＢＩＮ＝ＢＯＰが成り立つので、
ＢＯＰ＝１／（（Ａ×ＳＩ）×（ＲＢ／ＲＳＵＭ１）×（１／ＲＳ））……（２０）
となる。このとき、ＢＯＰをＩＣの磁気感度とも呼ぶ。
【００４９】
続いて、図１に示したセンサ閾値決定回路１０を用いて、ＩＣ内部で使用する各抵抗を、
ＲＢ      ：Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗
ＲＳＵＭ１：Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗
ＲＳ      ：Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗
と選んだ場合のセンサ閾値決定回路１０の温度特性について説明する。なお、上記のＮ＋ＰＯＬＹ抵抗とは、例えばポリシリコン膜を抵抗として用いたＮ型のＰＯＬＹ抵抗を意味する。
【００５０】
ここで、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗の温度特性をＸｐｐｍとする。なお、定電流感度ＳＩの温度特性は、Ｎ＋ＰＬＯＹ抵抗と同等と考えて良い。
上記の（２０）の式に各抵抗の温度特性を代入することで、磁気感度ＢＯＰの温度特性がキャンセルされるため、温度特性が無い磁気感度ＢＯＰを得ることができる。しかしながら、ＩＣ内部は、熱ノイズの影響を受けることが知られている。各抵抗の熱ノイズをＶｎとすると、各抵抗の熱ノイズＶｎを一般的に以下の式（２１）のように表すことができる。
【００５１】
Ｖｎ＝√（４×κ×Ｔ×Ｒ）      κ：ボルツマン定数、Ｔ：温度、Ｒ：抵抗値……（２１）
また、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅは、
Ｂｎｏｉｓｅ＝Ｖｎ×Ａｎｏｉｓｅ      Ａｎｏｉｓｅ：回路内のノイズ定数……（２２）
となる。そして、上記の温度特性が無い磁気感度ＢＯＰには、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅ分が加算される。このため、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅを含む磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅを、以下の式（２３）のように表すことができる。
ＢＯＰｎｏｉｓｅ＝ＢＯＰ＋Ｂｎｏｉｓｅ……（２３）
【００５２】
図３は、一般的なセンサ閾値決定回路の磁気感度ＢＯＰ，ＢＯＰｎｏｉｓｅの温度特性を示すグラフである。図３中の破線で示すＢＯＰは、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算されていないときの磁気感度である。また、図３中の実線で示すＢＯＰｎｏｉｓｅは、磁気感度ＢＯＰに対して、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算されているときの磁気感度である。なお、グラフの横軸は温度の変化を示し、縦軸は磁気感度を示している。
【００５３】
図３を参照すると分かるように、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅは、高温になるのに伴って、熱ノイズの影響がより顕著になる。高温になるのに伴って、熱ノイズの影響がより顕著になるのは、上記の（２１）式中の熱ノイズＶｎが、√Ｔに依存していることが理由である。なお、このとき、磁気感度ＢＯＰの符号が正の場合には、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅの符号は負になる。一方で、磁気感度ＢＯＰの符号が負の場合には、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅの符号は正となる。
【００５４】
そして、ＩＣ製品の要求仕様では、多くの場合、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅの温度特性がフラットな磁気感度を有していることが求められる。このため、本実施形態に係るセンサ閾値決定回路１０においては、磁気感度の温度特性に対して、フラットな磁気感度を持たせることができるようにするために、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２の部分が拡散抵抗を含んで構成されている。この回路を、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０として、この後詳細に説明する。また、これとは別の方法として、駆動電流検出用抵抗ＲＳの部分に拡散抵抗を含んで構成することもできる。この回路を、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０として、この後詳細に説明する。
【００５５】
［第１実施形態］
［センサ閾値決定回路２０の回路構成］
では、具体的に、図４を参照して、本発明の第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の回路構成を説明する。
図４に示すセンサ閾値決定回路２０は、図１に示したセンサ閾値決定回路１０を構成する各部のうち、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１＝ＲＳＵＭ１´＋ＲＤＩＦ１とし、さらにインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ２＝ＲＳＵＭ２´＋ＲＤＩＦ２として構成される。このＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´は、上述したようにＮ＋ＰＯＬＹ抵抗である。また、ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２は、拡散層を抵抗として用いた拡散抵抗である。つまり、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０においては、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２が、拡散抵抗を含んで構成されている。
【００５６】
この拡散抵抗の温度特性は、一般的にＮ＋ＰＯＬＹ抵抗の３倍の温度特性を持っている。従って、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２の部分に、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗ＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´のみならず、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２を合わせて用いることで、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２による温度特性をＸｐｐｍよりも大きくすることができる。
【００５７】
このインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２による温度特性は、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗ＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´の抵抗値と、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２の抵抗値との比で、任意に決めることができる。従って、これらの各抵抗の抵抗値を決定する際には、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗ＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´と拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２との合成抵抗値が、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２の合成抵抗値と等しくなるように選ぶと良い。
【００５８】
［センサ閾値決定回路２０の磁気感度ＢＯＰ´，ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性］
ここで、図５を参照して、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の磁気感度ＢＯＰ´，ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性を説明する。
図５は、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０の磁気感度ＢＯＰ´，ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性を示すグラフである。図５中の破線で示すＢＯＰ´は、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算されていないときの磁気感度である。また、図５中の実線で示すＢＯＰｎｏｉｓｅ´は、磁気感度ＢＯＰ´に対して、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算されているときの磁気感度である。なお、グラフの横軸は温度の変化を示し、縦軸は磁気感度を示している。
【００５９】
上述した通り、センサ閾値決定回路２０は、ＲＳＵＭ１＝ＲＳＵＭ１´＋ＲＤＩＦ１、ＲＳＵＭ２＝ＲＳＵＭ１´＋ＲＤＩＦ２のように構成されている。ここで、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２による温度特性の上昇分をαｐｐｍとする。すると、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２による温度特性は、Ｘｐｐｍ＋αｐｐｍだけ上昇する。
【００６０】
従って、上式（２０）から磁気感度ＢＯＰ´の温度特性は、図５に示すように、低温側より高温側で大きくなる。さらに、磁気感度ＢＯＰ´の温度特性に対して、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算される。これにより、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性に対して、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅよりもフラットな磁気感度を持たせることができるようになる。
【００６１】
このように、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２に、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗ＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´のみならず、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２を合わせて使用することで、磁気感度ＢＯＰ´の温度特性を調整することができるようになる。このため、第１実施形態に係るセンサ閾値決定回路２０においては、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性に対して、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅよりもフラットな磁気感度を持たせることができる。
【００６２】
［第２実施形態］
［センサ閾値決定回路３０の回路構成］
また、別の方法として、図６を参照して、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０の回路構成を説明する。
図６に示すセンサ閾値決定回路３０は、図１に示したセンサ閾値決定回路１０を構成する各部のうち、駆動電流検出用抵抗ＲＳ＝ＲＳ´＋ＲＤＩＦ３として構成される。このＲＳ´は、上述したようにＮ＋ＰＯＬＹ抵抗である。また、ＲＤＩＦ３は、拡散抵抗である。つまり、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０においては、駆動電流検出用抵抗ＲＳが、拡散抵抗ＲＤＩＦ３を含んで構成されている。
【００６３】
このため、この第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０においても、図５に示したセンサ閾値決定回路２０の磁気感度ＢＯＰ´，ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性と同様の温度特性が得られる。
上述した通り、センサ閾値決定回路３０は、ＲＳ＝ＲＳ´＋ＲＤＩＦ３のように構成されている。そこで、上記のαｐｐｍを、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２による温度特性の上昇分とするのではなく、拡散抵抗ＲＤＩＦ３による温度特性の上昇分とする。すると、駆動電流検出用抵抗ＲＳによる温度特性は、インピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２による温度特性と同様に、Ｘｐｐｍ＋αｐｐｍだけ上昇することになる。
【００６４】
従って、上式（２０）から磁気感度ＢＯＰ´の温度特性は、低温側より高温側で大きくなる。さらに、磁気感度ＢＯＰ´の温度特性に対して、熱ノイズ分による磁気感度Ｂｎｏｉｓｅが加算される。これにより、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性に対して、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅよりもフラットな磁気感度を持たせることができるようになる。
このように、センサ駆動電流検出回路１３０の駆動電流検出用抵抗ＲＳに、Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗ＲＳ´のみならず、拡散抵抗ＲＤＩＦ３を使用することでも、インピーダンス変換回路１７０のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２に、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２を使用したときと同様に、磁気感度ＢＯＰ´の温度特性を調整することができるようになる。このため、第２実施形態に係るセンサ閾値決定回路３０においても、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅ´の温度特性に対して、磁気感度ＢＯＰｎｏｉｓｅよりもフラットな磁気感度を持たせることができる。
【００６５】
［各実施形態の説明のまとめ］
各実施形態に係るセンサ閾値決定回路においては、インピーダンス変換回路１７０の出力インピーダンスＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２とセンサバイアス電流±ＩＢとの積である電圧ドロップを用いることで、端子ＶＰＸ又はＶＮＸの電圧を基準電位にしてセンサ閾値電圧Ｖｘを発生させている。
【００６６】
さらに、各実施形態に係るセンサ閾値決定回路においては、上記のインピーダンス変換用抵抗ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２の部分が、拡散抵抗ＲＤＩＦ１，ＲＤＩＦ２を含んで構成されている。又は、駆動電流検出用抵抗ＲＳの部分が、拡散抵抗ＲＤＩＦ３を含んで構成されている。このため、磁気感度の温度特性に対して、フラットな磁気感度を持たせることができる。
これらにより、各実施形態に係るセンサ閾値決定回路においては、センサ外部入力ＢＩＮに対して、センサ抵抗Ｒに依存しないヒステリシス特性を持たせたディジタル出力することができる。
【符号の説明】
【００６７】
１０，２０，３０        センサ閾値決定回路
１１０                  センサ駆動電圧源
１２０                  ４端子型センサ
１３０                  センサ駆動検出回路
１４０                  センサバイアス電流出力回路
１５０                  バイアス電流切り替え回路
１６０                  電圧比較器
１７０                  インピーダンス変換回路
１７１，１７２          演算増幅器
ＲＧ１，ＲＧ２          抵抗
ＲＳＵＭ１，ＲＳＵＭ２，ＲＳＵＭ１´，ＲＳＵＭ２´    インピーダンス変換用抵抗（Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗）
ＲＳ，ＲＳ´            駆動電流検出用抵抗（Ｎ＋ＰＯＬＹ抵抗）
ＲＤＩＦ１〜ＲＤＩＦ３  拡散抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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