(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子（Ｓ￥＃）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転機（１０）に適用され、
前記回転機の制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分である位相操作量を設定する位相設定手段（３０ｅ；３０ｋ）と、
前記回転座標系において前記位相操作量の変化に対する前記回転機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸とし、前記電流ベクトルの前記非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流を算出する非干渉化電流算出手段（３２ｄ）と、
前記非干渉化電流算出手段によって算出された非干渉化電流を前記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分である振幅操作量を設定する振幅設定手段（３２ｆ；３２ｈ）と、
前記制御量を前記指令値に制御すべく、前記位相設定手段によって設定された位相操作量、及び前記振幅設定手段によって設定された振幅操作量に基づき前記スイッチング素子を操作する操作手段（３０ｊ；３０ｍ）と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記非干渉化座標軸は、現在の前記位相操作量が微小変化した場合に前記電流ベクトルが変化する方向と垂直方向の座標軸である請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記非干渉化座標軸は、現在の前記位相操作量が微小変化した場合における前記電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸である請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記出力電圧ベクトルの位相及び前記回転機のインダクタンスの双方、又は前記位相に基づき、前記非干渉化座標軸を設定する非干渉化軸設定手段（３２ａ）をさらに備え、
前記非干渉化電流算出手段は、前記非干渉化電流の算出に前記非干渉化軸設定手段によって設定された非干渉化座標軸を用いる請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記位相に準じた成分及び前記振幅に準じた成分と前記回転機のインダクタンスとの双方、又は前記位相に準じた成分及び前記振幅に準じた成分に基づき、前記非干渉化座標軸を設定する非干渉化軸設定手段（３２ｉ）をさらに備え、
前記非干渉化電流算出手段は、前記非干渉化電流の算出に前記非干渉化軸設定手段によって設定された非干渉化座標軸を用いる請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記回転機に流れる電流に基づき、前記回転機のトルクを推定するトルク推定手段（３０ｂ）をさらに備え、
前記制御量は、前記トルク推定手段によって推定されたトルクである請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記振幅設定手段は、前記非干渉化電流と前記指令電流との偏差に基づくフィードバック制御によって前記振幅操作量を設定し、
前記回転機の回転速度、前記回転機のトルク、前記回転機に流れる電流及び前記位相のうち少なくとも１つを含む第１設定パラメータに基づき、前記振幅設定手段によるフィードバック制御で用いられるフィードバックゲインを可変設定する振幅ゲイン設定手段（３６ｂ）をさらに備える請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記振幅ゲイン設定手段は、前記第１設定パラメータの値にかかわらず、前記指令電流に対する前記非干渉化電流の応答性が一定となるように前記フィードバックゲインを可変設定する請求項７記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記位相設定手段は、前記制御量と前記指令値との偏差に基づくフィードバック制御によって前記位相操作量を設定し、
前記回転機の回転速度、前記回転機のトルク、前記回転機に流れる電流、前記位相及び前記電力変換回路の出力電圧のうち少なくとも１つを含む第２設定パラメータに基づき、前記位相設定手段によるフィードバック制御で用いられるフィードバックゲインを可変設定する位相ゲイン設定手段（３６ａ）をさらに備える請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記位相ゲイン設定手段は、前記第２設定パラメータの値にかかわらず、前記指令値に対する前記制御量の応答性が一定となるように前記フィードバックゲインを可変設定する請求項９記載の回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記位相設定手段は、前記位相操作量を設定するための積分制御器を有し、
前記振幅設定手段は、前記振幅操作量を設定するための積分制御器を有し、
前記振幅操作量がその上限値に到達したことを条件として、前記振幅操作量及び前記位相操作量の双方の操作によって前記制御量を前記指令値に制御する制御モードから、前記位相操作量の操作のみによって前記制御量を前記指令値に制御する制御モードに移行する移行手段と、
前記移行手段によって制御モードが移行される場合、前記振幅操作量が前記上限値を超えないように、前記振幅設定手段を構成する前記積分制御器の積分項を制限するアンチワインドアップ処理を行う処理手段と、をさらに備える請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記操作手段を第１操作手段とし、
前記第１操作手段による前記スイッチング素子の操作は、前記電力変換回路の入力電圧と前記電力変換回路の出力電圧の基本波成分とによって定まる変調率が規定値以上となることを条件として行われ、
前記制御量を前記指令値に制御するために前記回転機に流す指令電流ベクトルを直交２軸座標の第１軸に投影した第１指令電流と、前記指令電流ベクトルを前記第１軸と直交する第２軸に投影した第２指令電流とを設定する指令電流設定手段（３２ｂ；３２ｂ，３９ａ）と、
前記回転機に実際に流れる電流ベクトルを前記第１軸に投影した第１実電流と、前記実際に流れる電流ベクトルを前記第２軸に投影した第２実電流とを算出する実電流算出手段（３０ａ；３０ａ，３９ｃ）と、
前記第１実電流を前記第１指令電流にフィードバック制御して、かつ前記第２実電流を前記第２指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記回転機に印加する指令電圧を算出する指令電圧算出手段（３８ｃ，３８ｄ；３９ｆ，３９ｇ）と、
前記指令電圧に基づき、前記スイッチング素子を操作する第２操作手段（３８ｉ；３９ｌ）と、をさらに備え、
前記第２操作手段による前記スイッチング素子の操作は、前記変調率が前記規定値未満となることを条件として行われる請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を有する電力変換回路に電気的に接続された回転機に適用され、前記スイッチング素子の操作によって前記回転機の制御量をその指令値に制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、回転機の制御量をその指令値に制御するために、電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相と、出力電圧ベクトルの振幅（ノルム）とを用いるものが知られている。ここで、出力電圧ベクトルの振幅は、回転機の回転速度と振幅とが関係付けられたマップを用いて設定する。このため、マップの精度が低い場合には、制御量の制御性が低下する懸念がある。
【０００３】
そこで、下記特許文献１に記載された制御装置では、回転機に流れるｄ軸電流に基づき、出力電圧ベクトルの振幅を補正している。これにより、マップの精度が低い場合であっても、制御性の低下の回避を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２３９４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ただし、上記特許文献１に記載された振幅の補正手法は、定常状態における制御性の低下の回避を目的としている。このため、振幅にかかわる外乱が発生する場合や、過渡状態となる場合等においては、制御量の制御精度が低下し得る。この場合、制御が不安定となったり、回転機に過電流が流れたり、さらには回転機の効率が低下したりするといった不都合が生じ得る。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の制御量の制御性を向上させることができる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成すべく、本発明は、スイッチング素子（Ｓ￥＃）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転機（１０）に適用され、前記回転機の制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分である位相操作量を設定する位相設定手段（３０ｅ；３０ｋ）と、前記回転座標系において前記位相操作量の変化に対する前記回転機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸とし、前記電流ベクトルの前記非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流を算出する非干渉化電流算出手段（３２ｄ）と、前記非干渉化電流算出手段によって算出された非干渉化電流を前記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分である振幅操作量を設定する振幅設定手段（３２ｆ；３２ｈ）と、前記制御量を前記指令値に制御すべく、前記位相設定手段によって設定された位相操作量、及び前記振幅設定手段によって設定された振幅操作量に基づき前記スイッチング素子を操作する操作手段（３０ｊ；３０ｍ）と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
出力電圧ベクトルの振幅に基づく制御量の制御（以下、振幅制御）と、出力電圧ベクトルの位相に基づく制御量の制御（以下、位相制御）との干渉を抑制するために、位相操作量の変化に対する電流ベクトルの変化が非干渉化された非干渉化座標軸を用いる手法を本発明者らは見出した。そこで、上記発明では、電流ベクトルの非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流を算出する。そして、算出された非干渉化電流を、指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、振幅操作量を設定する。こうした設定によれば、振幅制御と位相制御との干渉を抑制することができる。このため、出力電圧ベクトルの振幅にかかわる外乱が発生する場合等であっても、制御量の制御性を好適に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図２】モータ制御のブロック図。
【図３】電圧位相とトルクとの関係を示す特性図。
【図４】λ軸を説明するための図。
【図５】ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。
【図６】λ軸を説明するための図。
【図７】λ軸電流の算出手法を示す図。
【図８】比較技術にかかるモータ制御のブロック図。
【図９】比較技術にかかるｄ軸電流の算出手法を説明するための図。
【図１０】第１実施形態にかかる電流制御精度の向上効果を示す図。
【図１１】第１実施形態にかかる電流制御精度の向上効果を示す図。
【図１２】電圧位相とｄ，ｑ軸電流との関係を示す図。
【図１３】比較技術にかかるトルク脈動発生態様を示す図。
【図１４】第２実施形態にかかるゲイン設定部のブロック図。
【図１５】回転速度，電圧位相と比例ゲインとの関係を示す図。
【図１６】電圧位相とトルクとの関係を示す図。
【図１７】第３実施形態にかかるｄｑ座標系とｐｌ座標系との関係を示す図。
【図１８】モータ制御のブロック図。
【図１９】第３実施形態にかかる電流制御精度の向上効果を示す図。
【図２０】第４実施形態にかかるモータ制御のブロック図。
【図２１】制御モードの切替処理の手順を示すフローチャート。
【図２２】第４実施形態にかかる効果を示す図。
【図２３】第５実施形態にかかるモータ制御のブロック図。
【図２４】制御モードの切替処理の手順を示すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機として回転機を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１１】
図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。
【００１２】
モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としての高電圧バッテリ２２に接続されている。高電圧バッテリ２２の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、高電圧バッテリ２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４が設けられている。
【００１３】
インバータ２０は、上アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）と下アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｎとの直列接続体を備えている。詳しくは、インバータ２０は、３組のスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの直列接続体を備えている。スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。
【００１４】
モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ４２Ｖ、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ４２Ｗ、インバータ２０の入力電圧（高電圧バッテリ２２から出力される直流電圧）を検出する電圧センサ４４、及びモータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角センサ４６（例えばレゾルバ）を備えている。
【００１５】
制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０のトルクに関する制御量（本実施形態ではトルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づき、操作信号ｇ￥＃を生成し、生成された操作信号ｇ￥＃を駆動回路Ｄｒ￥＃（ゲート駆動回路）に対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇ￥ｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇ￥ｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｐと、対応する下アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｎとは、交互にオン状態とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
【００１６】
続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。この制御は、位相制御と、振幅制御とを含むものである。
【００１７】
まず、位相制御について説明する。２相変換部３０ａは、Ｖ相電流センサ４２Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ４２Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ４６によって検出された電気角θに基づき、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。なお、Ｕ相電流ＩＵは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷから算出すればよい。
【００１８】
トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づき、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。なお、本実施形態において、トルク推定器３０ｂが「トルク推定手段」に相当する。
【００１９】
フィルタ３０ｃは、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅから高周波成分を除去する。本実施形態において、フィルタ３０ｃは、ローパスフィルタとして構成されている。トルク偏差算出部３０ｄは、指令トルクＴｒｑ＊から、高周波成分が除去された推定トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。
【００２０】
位相設定部３０ｅ（「位相設定手段」に相当）は、トルク偏差算出部３０ｄによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、位相操作量としての電圧位相φを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。より具体的には、トルク偏差ΔＴを入力とした比例制御器の出力値φｐと、トルク偏差ΔＴを入力とした積分制御器の出力値φｉとの加算値として電圧位相φを算出する。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。このため、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、図３に示すように電圧位相φを増大（進角）させ、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少（遅角）させるようにする。なお、図３には、トルクがモータジェネレータ１０の回転速度（電気角速度）にも依存することを併せて示した。
【００２１】
続いて、振幅制御について説明する。図２に示すように、指令電圧設定部３０ｆは、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」を算出する。ここで、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」とは、２相回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの振幅指令値（以下、電圧振幅Ｖｎ）を電気角速度ωで除算した値のことである。なお、電圧振幅Ｖｎは、上記出力電圧ベクトルのｄ軸成分Ｖｄの２乗値及びｑ軸成分Ｖｑの２乗値の和の平方根として定義される。本実施形態において、規格化電圧振幅は、指令トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出される。
【００２２】
速度算出部３０ｇは、回転角センサ４６によって検出された電気角θに基づき、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。速度乗算部３０ｈは、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、電圧振幅Ｖｎを算出する。電圧振幅Ｖｎは、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。
【００２３】
補正部３０ｉは、速度乗算部３０ｈから出力された電圧振幅Ｖｎに、補正量算出部３２によって算出された振幅補正量ΔＶを加算することで、電圧振幅Ｖｎを補正する。なお、補正量算出部３２については、後に詳述する。
【００２４】
操作信号生成部３０ｊ（「操作手段」に相当）は、補正部３０ｉから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」と、位相設定部３０ｅから出力された電圧位相φと、電圧センサ４４によって検出された入力電圧ＶＩＮＶとに基づき、操作信号ｇ￥＃を生成して駆動回路Ｄｒ￥＃に出力する。本実施形態では、操作信号ｇ￥＃を以下のように生成する。
【００２５】
操作信号生成部３０ｊは、まず、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出する。そして、算出した３相指令電圧とキャリア信号（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波比較ＰＷＭ制御によって操作信号ｇ￥＃を生成する。
【００２６】
ちなみに、本実施形態では、変調率Ｍが第１の規定値（例えば１．１５）を超える過変調領域の場合、上述したトルク制御（過変調制御）が行われる。本実施形態において、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶで電圧振幅Ｖｎを規格化した値のことである。より具体的には、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で電圧振幅Ｖｎを除算した値を、「√（１．５）」で除算した値のことである。過変調領域においてインバータ２０出力電圧（具体的には、線間電圧）に含まれる基本波成分の振幅又は実効値は、インバータ２０の出力電圧を正弦波とする場合にインバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分の振幅又は実効値よりも大きくなる。特に、変調率Ｍが第１の規定値よりも高い第２の規定値（例えば１．２７）となる場合、矩形波制御（１パルス制御）が行われる。矩形波制御が行われる場合、パルスパターンとして、電気角θの１周期において上アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン状態とする期間と下アーム側のスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン状態する期間とが１回ずつとされるパルスパターン（１パルス波形）が選択される。変調率Ｍが第２の規定値よりも大きくなる場合にも矩形波制御が行われる。一方、変調率Ｍが第１の規定値以下となる場合、インバータ２０の出力電圧を電気角速度ωの正弦波とする正弦波ＰＷＭ制御が行われる。
【００２７】
続いて、図４〜図６を用いて、補正量算出部３２の設計手法について説明する。
【００２８】
永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。
【００２９】
【数１】
0006015712.tif 000002
上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。上式（ｅｑ１）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ１）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。
【００３０】
【数２】
0006015712.tif 000003
ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ３）で表される。
【００３１】
【数３】
0006015712.tif 000004
ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ４）で表される。
【００３２】
【数４】
0006015712.tif 000005
上式（ｅｑ４）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。
【００３３】
【数５】
0006015712.tif 000006
上式（ｅｑ５）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ５）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。
【００３４】
【数６】
0006015712.tif 000007
図４に、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。ここで、電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図４には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅が微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図５として示す。上式（ｅｑ６）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ７）で表される。
【００３５】
【数７】
0006015712.tif 000008
上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、変化方向αを「π／２」として算出する。一方、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、変化方向αを「−π／２」として算出する。ここで、図６には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をλ軸として示している。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、λ軸成分（すなわち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像した成分）は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλとして振幅補正量ΔＶの算出に用いる。λ軸電流Ｉλを用いることにより、振幅制御と位相制御との干渉を抑制することができる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度λは、下式（ｅｑ８）で表される。
【００３６】
【数８】
0006015712.tif 000009
以上を踏まえ、先の図２に戻り、補正量算出部３２について説明する。
【００３７】
λ軸設定部３２ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相設定部３０ｅから出力された電圧位相φとに基づき、上式（ｅｑ８）を元に、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。λ軸設定部３２ａは、ｄｑ座標系において、電圧位相φの変化に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化が非干渉化された非干渉化座標軸（λ軸）を設定する非干渉化軸設定手段に相当する。λ軸設定部３２ａにおいて設定されるλ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。
【００３８】
指令電流設定部３２ｂは、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。なお、最小電流最大トルク制御については、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら、外３名、オーム社、平成１８年４月２０日、第１版」の２３ページに記載されている。
【００３９】
λ軸指令電流算出部３２ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ９）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する（図７参照）。
【００４０】
【数９】
0006015712.tif 000010
ここで、図７には、現在の指令電流ベクトルを「Ｉｎ＊」にて示し、現在の電流ベクトルを「Ｉｎｖｔ」にて示した。
【００４１】
λ軸実電流算出部３２ｄ（「非干渉化電流算出手段」に相当）は、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ１０）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図７参照）。
【００４２】
【数１０】
0006015712.tif 000011
λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒ及びλ軸指令電流Ｉλ＊もモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。
【００４３】
フィルタ３２ｇは、λ軸実電流算出部３２ｄによって算出されたλ軸電流Ｉλｒから高周波成分を除去する。本実施形態において、フィルタ３２ｇは、ローパスフィルタとして構成されている。
【００４４】
電流偏差算出部３２ｅは、高周波成分が除去されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出する。振幅補正量算出部３２ｆ（「振幅設定手段」に相当）は、電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量（換言すれば、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量）として、振幅操作量としての振幅補正量ΔＶを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量ΔＶを算出する。より具体的には、下式（ｅｑ１１）に示すように、電流偏差ΔＩλを入力とした比例制御器の出力値ΔＶｐと、電流偏差ΔＩλを入力とした積分制御器の出力値ΔＶｉとの加算値として振幅補正量ΔＶを算出する。
【００４５】
【数１１】
0006015712.tif 000012
上式（ｅｑ１１）において、「Ｋｐλ」は比例ゲインを示し、「Ｋｉλ」は積分ゲインを示す。
【００４６】
続いて、本実施形態にかかるトルク制御の効果を比較技術と対比しながら説明する。
【００４７】
まず、図８を用いて、比較技術について説明する。なお、図８において、補正量算出部３４以外の構成については、便宜上、先の図２に示した構成と同一の符号を付している。
【００４８】
比較技術にかかる補正量算出部３４は、指令電流設定部３４ａ、電流偏差算出部３４ｂ、振幅補正量算出部３４ｃ及びフィルタ３４ｄを備えている。指令電流設定部３４ａは、先の図２に示した指令電流設定部３２ｂと同じ機能を有する。フィルタ３４ｄは、２相変換部３０ａによって算出されたｄ軸電流Ｉｄｒから高周波成分を除去する。本実施形態において、フィルタ３４ｄは、ローパスフィルタとして構成されている。電流偏差算出部３４ｂは、指令電流設定部３４ａから出力されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊から、高周波成分が除去されたｄ軸電流Ｉｄｒを減算することで電流偏差ΔＩｄを算出する。
【００４９】
振幅補正量算出部３４ｃは、電流偏差ΔＩｄを入力とする比例積分制御により、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、振幅補正量ΔＶを算出する。すなわち、図９に示すように、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、振幅補正量ΔＶが算出される。
【００５０】
図１０に、本実施形態と比較技術とのそれぞれにおけるトルクのステップ応答を示す。なお、図１０において、本実施形態及び比較技術のそれぞれにおいて、縦軸スケールは互いに同一であり、横軸スケールも互いに同一である。
【００５１】
本実施形態では、λ軸電流Ｉλｒに基づき振幅補正量ΔＶを算出していることから、振幅制御と位相制御との干渉が抑制されている。このため、各電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に高精度に制御することができ、トルク脈動が発生しない。これに対し、比較技術では、振幅制御と位相制御との干渉が大きいため、各電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒの制御精度が低下する。その結果、トルク脈動が発生する。
【００５２】
図１１に、本実施形態と比較技術とのそれぞれにおいて、電圧振幅Ｖｎにかかわる外乱を付与した場合のｄ軸電流Ｉｄｒの推移を示す。ここで、外乱としては、例えば、インバータ２０の入力電圧の変動や、操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎに対するデッドタイムの付与に起因したものが挙げられる。こうした外乱を模擬した結果として、図１１には、補正部３０ｉから出力された電圧振幅Ｖｎに外乱を付与した結果を示した。なお、図１１において、本実施形態及び比較技術のそれぞれにおいて、縦軸スケールは互いに同一であり、横軸スケールも互いに同一である。
【００５３】
図示されるように、本実施形態では、振幅制御と位相制御との干渉が抑制されている。このため、外乱が付与された場合であっても、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊に高精度に制御することができ、トルク脈動が発生しない。これに対し、比較技術では、振幅制御と位相制御との干渉が大きいため、外乱の付与によってｄ軸電流Ｉｄｒの制御精度が大きく低下する。その結果、トルク脈動が発生する。
【００５４】
なお、比較技術におけるトルク脈動は、過変調領域において電圧位相φが１８０°近くなる領域において発生する。詳しくは、電圧位相φが１８０°近くなる領域は、図１２に示すように、電圧位相φを変化させることでｄ軸電流Ｉｄｒが大きく変化する領域である。こうした領域において、図８に示した手法によって振幅補正量ΔＶを算出すると、振幅制御と位相制御との干渉が大きくなる。その結果、トルク脈動が発生する。
【００５５】
このため、比較技術において、振幅補正量算出部３４ｃの比例ゲインや積分ゲインを増大させたとしても、振幅制御と位相制御との干渉を抑制しない限り、図１３に示すようにトルク脈動の発生は回避できない。図１３には、比較技術において、上記ゲインを低く設定した場合と、高く設定した場合とにおけるトルク及び各電流の推移を示した。
【００５６】
以上説明したように、本実施形態によれば、振幅補正量算出部３２ｆ及び位相設定部３０ｅにおける比例ゲイン及び積分ゲインを増大できる。このため、振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を位相制御におけるフィードバック制御の応答性と同等レベルまで向上させることができる。これにより、外乱が発生したり、過渡状態となったりする場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。また、本実施形態によれば、指令電圧設定部３０ｆにおけるマップの精度が低い場合等、振幅制御におけるフィードフォワード制御が不適切な場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。
【００５７】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５８】
本実施形態では、図１４に示すように、補正量算出部３２は、振幅ゲイン設定部３６ａ（「振幅ゲイン設定手段」に相当）と、位相ゲイン設定部３６ｂ（「位相ゲイン設定手段」に相当）とをさらに備えている。振幅ゲイン設定部３６ａにより、振幅補正量算出部３２ｆで用いる比例ゲインＫｐｖ及び積分ゲインＫｉｖを可変設定する。また、位相ゲイン設定部３６ｂにより、位相設定部３０ｅで用いる比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。こうした設定は、モータジェネレータ１０の駆動状態が変化する場合であっても、振幅制御及び位相制御のそれぞれにおけるフィードバック制御の応答性を高く維持するためになされる。以下、ゲインの設定手法について説明する。
【００５９】
まず、振幅補正量算出部３２ｆで用いるゲインについて説明する。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ１２）で表される。
【００６０】
【数１２】
0006015712.tif 000013
上式（ｅｑ１２）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ１３）が導かれる。
【００６１】
【数１３】
0006015712.tif 000014
上式（ｅｑ１３）において、「Ｉｄｖ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄｖであり、「Ｉｑｖ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑｖである。上式（ｅｑ１３）を各電流変化量ΔＩｄｖ，ΔＩｑｖについて解くと、下式（ｅｑ１４）が導かれる。
【００６２】
【数１４】
0006015712.tif 000015
ｄｑ座標系をその原点０を中心に時計周りにλだけ回転させた座標系をλｏ座標系とする。この座標系における各電流変化量ΔＩλ，ΔＩｏは、上式（ｅｑ１４）に元にすると、下式（ｅｑ１５）で表すことができる。
【００６３】
【数１５】
0006015712.tif 000016
上式（ｅｑ１５）の「λ」は上式（ｅｑ８）で表される。このため、比例ゲインＫｐλは、図１５のように、電圧位相φと回転速度（電気角速度ω）と応じて変化する。ゲイン特性が変化するにもかかわらず、比例ゲインや積分ゲインを一定にしてフィードバック制御を行うと、モータジェネレータ１０の駆動状態によって応答性が異なる。このため、応答性が相対的に低下する駆動状態が発生し得る。したがって、モータジェネレータ１０の全ての駆動領域において振幅制御の応答性を向上させるためには、駆動状態に合わせて、フィードバック制御で用いるゲインを可変設定することが要求される。本実施形態では、駆動状態にかかわらず振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を一定に維持すべく、振幅ゲイン設定部３６ａは、電圧位相φ及び電気角速度ωに基づき、比例ゲインＫｐｖ及び積分ゲインＫｉｖを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが進角側であったりするほど、各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定する。
【００６４】
なお、振幅制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、先の図２の構成から指令電圧設定部３０ｆ及び速度乗算部３０ｈを除去した状態で、λ軸指令電流Ｉλ＊をステップ状に変化させた場合におけるλ軸電流Ｉλｒについての時定数を目標時間に維持することをいう。また、上記各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖは、例えば、以下のように算出すればよい。詳しくは、比例ゲインを例にして説明すると、図１５に示したゲインの逆数を修正ゲインとしてマップ化しておく。そして、別途設定された基本ゲインに修正ゲインを乗算することで、比例ゲインを設定する。
【００６５】
続いて、位相設定部３０ｅで用いるゲインについて説明する。定常状態を想定し、また電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視した上式（ｅｑ２）をｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑについて解くと、下式（ｅｑ１６）が導かれる。
【００６６】
【数１６】
0006015712.tif 000017
一方、モータジェネレータ１０のトルクτは、極対数を「Ｐｎ」とすると、下式（ｅｑ１７）で表される。
【００６７】
【数１７】
0006015712.tif 000018
上式（ｅｑ１６），（ｅｑ１７），（ｅｑ３）から、電圧位相φとトルクτとの関係式が下式（ｅｑ１８）として導かれる。
【００６８】
【数１８】
0006015712.tif 000019
上式（ｅｑ１８）によれば、図１６に示すように、トルクτは、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ及び電気角速度ωに応じて変化する。したがって、モータジェネレータ１０の全ての駆動領域において位相制御の応答性を向上させるためには、駆動状態に合わせて、フィードバック制御で用いるゲインを可変設定することが要求される。本実施形態では、駆動状態にかかわらず位相制御の応答性を一定に維持すべく、位相ゲイン設定部３６ｂは、電圧位相φ、電気角速度ω及び電圧振幅Ｖｎに基づき、比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが遅角側であったり、電圧振幅Ｖｎが小さかったりするほど、各ゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定する。
【００６９】
なお、位相制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、指令トルクＴｒｑ＊をステップ状に変化させた場合における推定トルクＴｅについての時定数を目標時間に維持することをいう。また、上記各ゲインＫｐφ，Ｋｉφは、例えば、以下のように算出すればよい。詳しくは、図１６に示したモータジェネレータ１０の各駆動条件における電圧位相φに対するトルクτの傾きを修正ゲインとしてマップ化しておく。そして、別途設定された基本ゲインに修正ゲインを乗算することで各ゲインＫｐφ，Ｋｉφを設定する。
【００７０】
ちなみに、位相制御における各ゲインＫｐφ，Ｋｉφの設定については、特開２０１２−８５４８５号公報にも記載されている。
【００７１】
以上説明した本実施形態によれば、モータジェネレータ１０の駆動状態にかかわらず、振幅制御及び位相制御のそれぞれの応答性を高く維持することができる。
【００７２】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、補正量算出部の設計手法を変更する。詳しくは、極座標系ではなく、２軸直交座標系においてλ軸を導出する。
【００７３】
上式（ｅｑ１）において過渡現象を無視するとの条件を課すと、下式（ｅｑ１９）が導かれる。
【００７４】
【数１９】
0006015712.tif 000020
上式（ｅｑ１９）において、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，ＶｑがΔＶｄ，ΔＶｑだけ微小変化した場合におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの微小変化量ΔＩｄ，ΔＩｑの関係から、下式（ｅｑ２０）が導かれる。
【００７５】
【数２０】
0006015712.tif 000021
ここで、図１７に示すように、電圧ベクトルＶｎｖｔと平行な方向に原点０から延びるｌ軸と、電圧ベクトルＶｎｖｔと直交する方向に原点０から延びるｐ軸とからなる座標系をｐｌ座標系とする。ｐｌ座標系も、λ軸と同様に、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。ここで、ｄｑ座標系からｐｌ座標系に変換した電圧ベクトルＶｎｖｔと、ｐｌ座標系とは異なる上記λｏ座標系にｄｑ座標系から変換した電流ベクトルＩｎｖｔとの関係を導く。ｐｌ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度η（＝φ―π／２）だけ回転させた座標系である。また、λｏ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度λだけ回転させた座標系である。このため、ΔＶｄ，ΔＶｑに対応するｐ，ｌ軸におけるｐ，ｌ軸電圧の微小変化量をΔＶｐ，ΔＶｌとすると、上式（ｅｑ２０）から下式（ｅｑ２１）が導かれる。
【００７６】
【数２１】
0006015712.tif 000022
上式（ｅｑ２１）を電流について解くと、下式（ｅｑ２２）が導かれる。
【００７７】
【数２２】
0006015712.tif 000023
ここで、ΔＶｌを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの振幅を増減させることに等しい。また、ΔＶｐを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの位相を増減させることに等しい。このため、先の第１実施形態と同様に、トルクを制御するためにＶｐを制御し、電流を制御するためにＶｌを制御するにあたり、Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ２２）の右辺において、「Ｒｃ−ω・Ｌｏλ＝０」となるような角度λを設定した上で、λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。または、Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ２２）の右辺において、「Ｒｓ−ω・Ｌλ＝０」となるような角度λを設定した上で、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。
【００７８】
ここで、電気角速度ωが十分高いとすると、「Ｒｃ＜＜ω・Ｌｏλ」，「Ｒｓ＜＜ω・Ｌλ」が成立する。λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌｏλ＝０」、すなわち「Ｌｏλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ２３）が導かれる。
【００７９】
【数２３】
0006015712.tif 000024
一方、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌλ＝０」、すなわち「Ｌλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ２４）が導かれる。
【００８０】
【数２４】
0006015712.tif 000025
上式（ｅｑ２４）は、上式（ｅｑ２３）を「−π／２」だけ回転させたものであり、上式（ｅｑ２３）におけるλ軸は、上式（ｅｑ２４）におけるｏ軸と一致する。このため、ｌ軸電Ｖｌを制御するために、λ軸電流Ｉλを用いる場合と、ｏ軸電流Ｉｏを用いる場合とで、効果は同様である。こうした導かれた角度λは、振幅制御と位相制御との干渉を抑制できる上式（ｅｑ８）で表される角度と一致する。
【００８１】
図１８に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図１８において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【００８２】
位相設定部３０ｋは、トルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｐ軸電圧Ｖｐを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によってｐ軸電圧Ｖｐを算出する。ｐ軸電圧Ｖｐは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｐ軸成分である位相操作量に相当し、電圧位相φに準じた電圧成分である。
【００８３】
指令電圧設定部３０ｌは、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」を算出する。本実施形態において、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」とは、ｌ軸電圧Ｖｌを電気角速度ωで除算した値のことである。なお、規格化電圧振幅は、指令トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。
【００８４】
速度乗算部３０ｈは、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを算出する。ｌ軸電圧Ｖｌは、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。
【００８５】
補正量算出部３２を構成する振幅補正量算出部３２ｈは、電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｌ軸電圧Ｖｌの補正量ΔＶｌを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって補正量ΔＶｌを算出する。補正量ΔＶｌは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｌ軸成分である振幅操作量に相当し、電圧振幅Ｖｎに準じた電圧成分である。補正部３０ｉは、速度乗算部３０ｈから出力されたｌ軸電圧Ｖｌに、補正量算出部３２によって算出された補正量ΔＶｌを加算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを補正する。
【００８６】
操作信号生成部３０ｍは、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」と、位相設定部３０ｋから出力されたｐ軸電圧Ｖｐと、入力電圧ＶＩＮＶとに基づき、操作信号ｇ￥＃を生成して駆動回路Ｄｒ￥＃に出力する。本実施形態では、操作信号ｇ￥＃を以下のように生成する。
【００８７】
操作信号生成部３０ｍは、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」を電圧ベクトルの振幅Ｖｎとして設定する。また、操作信号生成部３０ｍは、「φ＝η＋π／２」の関係に基づき、電圧位相φを設定する。ここで、本実施形態では、ｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの算出値のノイズ成分を除去すべく、上記角度ηにローパスフィルタ処理を施している。このため、電圧位相φを下式（ｅｑ２５）によって設定する。
【００８８】
【数２５】
0006015712.tif 000026
上式（ｅｑ２５）において、右辺第１項は、前回の処理周期から今回の処理周期までの期間におけるｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの変化分に対応する。上式（ｅｑ２５）の右辺第２項の角度ηは、次回の処理周期における電圧位相φの算出のために、処理周期毎に、現在の処理周期で算出された電圧位相φから「π／２」減算した値に更新される。すなわち、上式（ｅｑ２５）の右辺第２項の角度ηとして、前回更新された角度ηが用いられる。操作信号生成部３０ｍは、設定された電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φに基づき、３相指令電圧を算出し、算出した３相指令電圧とキャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御によって操作信号ｇ￥＃を生成する。
【００８９】
ちなみに、本実施形態において、補正量算出部３２を構成するλ軸設定部３２ｉは、位相設定部３０ｋから出力されたｐ軸電圧Ｖｐと、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」とに基づき、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。詳しくは、まず、ｐ，ｌ軸電圧を入力として、上式（ｅｑ２５）に基づき電圧位相φを算出する。そして、算出された電圧位相φを入力として、上式（ｅｑ２３）に基づき上記角度λを算出する。
【００９０】
以上説明したトルク制御は、操作量としての電圧がｐｌ座標系で操作されるものであり、また、制御量として、推定トルクＴｅとλ軸電流Ｉλｒとを有するものである。
【００９１】
図１９に、上記第１実施形態と、本実施形態とのそれぞれにおけるトルクのステップ応答を示す。なお、図１９において、第１実施形態と本実施形態とのそれぞれにおいて、縦
軸スケールは互いに同一であり、横軸スケールも互いに同一である。
【００９２】
図示されるように、本実施形態では、極座標を２軸直交座標に置き換えているだけであるため、上記第１実施形態と同様に、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。なお、図１９（ｂ）のｐ，ｌ軸電圧のタイムチャートにおいて、トルクステップの瞬間にｐ軸電圧Ｖｐの絶対値が増大している。これは、上記角度ηにローパスフィルタ処理を施しているためである。ｐ軸電圧Ｖｐは、その後定常状態が維持されれば、時間経過とともに「０」に収束する。
【００９３】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、制御量の上限値到達時においてアンチワインド処理を行う。ここで、本実施形態では、変調率Ｍと上記第１の規定値とに基づき、正弦波ＰＷＭ制御と、振幅制御及び位相制御を組み合わせた上記トルク制御とを切り替える。
【００９４】
図２０に、制御装置３０によって実行される本実施形態にかかる正弦波ＰＷＭ制御のブロック図を示す。なお、図２０において、先の図２と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【００９５】
ｄ軸偏差算出部３８ａは、指令電流設定部３２ｂによって設定されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値として、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部３８ｂは、指令電流設定部３２ｂによって設定されたｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値として、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。なお、本実施形態において、指令電流設定部３２ｂが「指令電流設定手段」に相当する。また、本実施形態において、ｄ軸が「第１軸」に相当し、ｑ軸が「第２軸」に相当する。さらに、本実施形態において、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを算出する２相変換部３０ａが「実電流算出手段」に相当する。
【００９６】
ｄ軸指令電圧算出部３８ｃは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づき、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。詳しくは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とする比例積分制御によってｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。より具体的には、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とした比例制御器の出力値Ｖｄｐと、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とした積分制御器の出力値Ｖｄｉとの加算値としてｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。
【００９７】
ｑ軸指令電圧算出部３８ｄは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づき、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。より具体的には、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを入力とした比例制御器の出力値Ｖｑｐと、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを入力とした積分制御器の出力値Ｖｑｉとの加算値としてｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。なお、本実施形態において、ｄ，ｑ軸指令電圧算出部３８ｃ，３８ｄが「指令電圧算出手段」に相当する。
【００９８】
ｄ軸非干渉項算出部３８ｅは、電気角速度ω、ｑ軸電流Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑの乗算値として、ｄ軸非干渉項「ω・Ｌｑ・Ｉｑ」を算出する。ｑ軸非干渉項算出部３８ｆは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｄ軸インダクタンスＬｄの乗算値と逆起電力定数Ｋｅ（電機子鎖交磁束の実効値ψに相当）との加算値に、電気角速度ωを乗算した値として、ｑ軸非干渉項「ω（Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｋｅ）」を算出する。
【００９９】
ｄ軸非干渉制御部３８ｇは、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊からｄ軸非干渉項を減算することで、最終的なｄ軸指令電圧Ｖｄ＊＊を算出する。ｑ軸非干渉制御部３８ｈは、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊にｑ軸非干渉項を加算することで、最終的なｑ軸指令電圧Ｖｑ＊＊を算出する。第２操作信号生成部３８ｉは、最終的なｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊＊，Ｖｑ＊＊を入力として、正弦波ＰＷＭ制御に基づき操作信号ｇ￥＃を生成する。なお、本実施形態において、第２操作信号生成部３８ｉが「第２操作手段」に相当する。
【０１００】
本実施形態では、変調率Ｍが上昇し、電圧振幅Ｖｎがその上限値（変調率Ｍが第２の規定値となる場合の電圧振幅Ｖｎ）以上になった場合、制御装置３０において制御モードの切り替えを行うことなく、振幅制御が停止され、矩形波の位相制御へと安定を保ったまま移行できる。この際、振幅補正量ΔＶがその上限値（以下、上限振幅Ｖｌｉｍｉｔ）を超えないように、振幅補正量ΔＶの積分項ΔＶｉを制限するアンチワインドアップ処理を行う。
【０１０１】
図２１に、本実施形態にかかる制御モードの切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、上記切替処理が「移行手段」及び「処理手段」を含む。
【０１０２】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、現在の制御モードが正弦波ＰＷＭ制御であるか否かを判断する。ステップＳ１０において肯定判断した場合には、ステップＳ１２に進み、前回の制御モードが過変調制御であったか否かを判断する。ステップＳ１２において過変調制御であったと判断した場合には、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、ｄ，ｑ軸指令電圧算出部３８ｃ，３８ｄにおけるｄ，ｑ軸の積分項Ｖｄｉ，Ｖｑｉを初期化する。本実施形態では、ｄ軸の積分項Ｖｄｉを、ｄ軸非干渉項算出部３８ｅによって算出されたｄ軸非干渉項「ω・Ｌｑ・Ｉｑ」にｄ軸電圧初期値Ｖｄ０を加算した値とする。また、ｑ軸の積分項Ｖｑｉを、ｑ軸電圧初期値Ｖｑ０からｑ軸非干渉項算出部３８ｆによって算出されたｑ軸非干渉項「ω（Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｋｅ）」を減算した値とする。各電圧初期値Ｖｄ０，Ｖｑ０は、後に説明するステップＳ３６で算出される値である。
【０１０３】
ステップＳ１２において否定判断した場合や、ステップＳ１４の処理が完了した場合には、ステップＳ１６に進み、正弦波ＰＷＭ制御を実行する。
【０１０４】
続くステップＳ１８では、最終的なｄ軸指令電圧Ｖｄ＊＊の２乗値と最終的なｑ軸指令電圧Ｖｑ＊＊の２乗値とを加算し、この加算値の平方根として電圧振幅初期値Ｖｎ０を算出する。続くステップＳ２０では、電圧振幅初期値Ｖｎ０を入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で除算した値を、「√（１．５）」で除算した値として、変調率Ｍを算出する。続くステップＳ２２では、最終的なｑ軸指令電圧Ｖｑ＊＊を最終的なｄ軸指令電圧Ｖｄ＊＊で除算した値に対するアークタンジェント演算によって電圧位相初期値φ０を算出する。なお、このアークタンジェント演算においても、上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算と同様に、電圧位相初期値φ０を例えば「−π〜＋π」の間で算出することができる。
【０１０５】
続くステップＳ２４では、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替えるか否かを判断する。本実施形態では、上記ステップＳ２０において算出された変調率Ｍが第１の規定値Ｍａ以上であると判断した場合、過変調制御に切り替えると判断する。ステップＳ２４において肯定判断した場合には、ステップＳ２６に進み、制御モードを過変調制御に切り替える。
【０１０６】
一方、上記ステップＳ１０において否定判断した場合には、現在の制御モードが過変調制御であると判断し、ステップＳ２８に進む。ステップＳ２８では、前回の制御モードが正弦波ＰＷＭ制御であったか否かを判断する。ステップＳ２８において正弦波ＰＷＭ制御であったと判断した場合には、ステップＳ３０に進む。ステップＳ３０では、振幅補正量算出部３２ｆにおける振幅補正量ΔＶを構成する積分項ΔＶｉと、位相設定部３０ｅにおける電圧位相φを構成する積分項φｉとを初期化する。本実施形態では、上記積分項ΔＶｉを、上記ステップＳ１８において算出した電圧振幅初期値Ｖｎ０から電圧振幅Ｖｎを減算した値とする。ここで、上記電圧振幅Ｖｎは、速度乗算部３０ｈによって算出されたものである。また、上記積分項φｉを、上記ステップＳ２２において算出した電圧位相初期値φ０とする。
【０１０７】
ステップＳ２８において否定判断した場合や、ステップＳ３０の処理が完了した場合には、ステップＳ３２に進み、過変調制御を実行する。
【０１０８】
続くステップＳ３４では、上記アンチワインドアップ処理を行う。本実施形態では、電圧振幅Ｖｎと、振幅補正量ΔＶを構成する比例項ΔＶｐとの加算値を、上記振幅上限Ｖｌｉｍｉｔから減算する。そして、上記積分項ΔＶｉが減算した値を超える場合、積分項ΔＶｉを上記減算した値とする。この制限手法は、上式（ｅｑ１１）の左辺の振幅補正量ΔＶを振幅上限Ｖｌｉｍｉｔに置き換えた式を、積分項ΔＶｉについて解いた式から導かれる。
【０１０９】
続くステップＳ３６では、上記ｄ，ｑ軸電圧初期値Ｖｄ０，Ｖｑ０を算出する。本実施形態では、電圧振幅Ｖｎと振幅補正量ΔＶとの加算値に、電圧位相φを独立変数とする余弦関数を乗算することで、ｄ軸電圧初期値Ｖｄ０を算出する。また、電圧振幅Ｖｎと振幅補正量ΔＶとの加算値に、電圧位相φを独立変数とする正弦関数を乗算することで、ｑ軸電圧初期値Ｖｑ０を算出する。
【０１１０】
続くステップＳ３８では、電圧振幅Ｖｎと振幅補正量ΔＶとの加算値を入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で除算した値を、「√（１．５）」で除算した値として、変調率Ｍを算出する。続くステップＳ４０では、制御モードを過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えるか否かを判断する。本実施形態では、上記ステップＳ３８において算出された変調率Ｍが、第１の規定値Ｍａから所定値ΔＭ（例えば、０．０５）を減算した値未満であると判断した場合、正弦波ＰＷＭ制御に切り替えると判断する。ここで、所定値ΔＭは、制御モードの切り替えのチャタリングを回避するために用いられる。ステップＳ４０において肯定判断した場合には、ステップＳ４２に進み、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。
【０１１１】
図２２に、本実施形態の効果を示す。ここで、図２２（ａ）は本実施形態のトルクのステップ応答であり、図２２（ｂ）は比較技術のトルクのステップ応答である。比較技術とは、変調率Ｍに応じて、正弦波領域で正弦波ＰＷＭ制御を行い、過変調領域で過変調ＰＷＭ制御を行い、矩形波領域で位相制御を行うものである。
【０１１２】
比較技術においては、３つの制御領域毎に制御モードの切り替えを行うことが要求される。過変調ＰＷＭ制御においては、インバータ２０の出力電圧に高調波成分が含まれることに起因して制御性が低下する。また、過変調ＰＷＭ制御においては、キャリア信号の周波数によっては指令通りの電圧振幅が得られないことに起因して制御性が低下する。こうした問題に対し、特開２０１０−８８２０５号公報の記載の技術では、指令電流と指令電圧との双方、又は一方をフィルタ処理することで、指令電圧を正弦波ＰＷＭ制御における指令電圧と比べてなまらせ、制御性の向上を図っている。また、特開２００８−３１２４２０号公報に記載の技術では、操作信号を生成するためのＰＷＭ変調器の使用条件に応じて指令電圧を補正することで制御性の向上を図っている。
【０１１３】
しかしながら、特開２０１０−８８２０５号公報に記載の技術では、出力電圧をなまらせるため、正弦波ＰＷＭ制御より応答性が低下し、また、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とで制御構成が変化するため制御モードの切り替えが必要となる。一方、特開２００８−３１２４２０号公報に記載の技術では、過変調制御においても出力電圧を高精度に制御可能であり、出力電圧をなまらせずに制御性を向上できる。このため、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とで制御モードを切り替える必要は無くなる。ただし、多種多様なＰＷＭ変調器の使用条件に対して都度補正を行う必要があるため、制御装置３０におけるソフトウェアの実装容量が大規模になる懸念がある。
【０１１４】
また、特開２０１０−８８２０５号公報，特開２００８−３１２４２０号公報に記載の技術では、矩形波領域において位相制御を行う際には、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に移行した場合に位相制御についての制御モードの切り替えが必要となる。制御モードの切り替えが制御構成を大きく変えることとなるため、安定した制御モードの切り替え処理が難しく、トルクショックが発生しやすい。実際、図２２（ｂ）に示すように、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えられる状況下において、制御モードの切り替えによるトルクショックが増大する。
【０１１５】
これに対し、本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御領域から矩形波制御領域に移行される状況下においてトルクショックが発生しない。さらに、本実施形態では、非干渉化電流を用いて電圧制御することにより、過変調領域においてもｄ，ｑ軸電流が指令電流に制御されている。このように、本実施形態によれば、正弦波領域では正弦波ＰＷＭ制御を行い、過変調領域では上記トルク制御を行い、矩形波領域では振幅制御が自動停止された位相制御を行う。このため、全駆動領域において応答性と安定性とを常に両立することができる。また、本実施形態によれば、制御モードの切り替え回数を少なくでき、切り替えに起因したトルクショックを小さくすることができる。
【０１１６】
（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、先の第３，第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、制御量の上限値到達時においてアンチワインド処理を行う。ここで、本実施形態では、変調率Ｍと上記第１の規定値とに基づき、正弦波ＰＷＭ制御と、振幅制御及び位相制御を組み合わせた上記トルク制御とを切り替える。
【０１１７】
まず、本実施形態にかかるｐｌ座標系における正弦波ＰＷＭ制御の設計手法について説明する。
【０１１８】
上式（ｅｑ１）で表される電圧方程式をｐｌ座標系に変換すると、下式（ｅｑ２６）が導かれる。
【０１１９】
【数２６】
0006015712.tif 000027
なお、上式（ｅｑ２６）では、上式（ｅｑ１）の微分演算子をラプラス演算子に変更している。上式（ｅｑ２６）に基づき、非干渉制御を行うためのｐ軸非干渉項Ｖｐｆｆと、ｌ軸非干渉項Ｖｌｆｆとは、下式（ｅｑ２７）（ｅｑ２８）によって表すことができる。
【０１２０】
【数２７】
0006015712.tif 000028
【０１２１】
【数２８】
0006015712.tif 000029
図２３に、制御装置３０によって実行される本実施形態にかかる正弦波ＰＷＭ制御のブロック図を示す。なお、図２３において、先の図２０と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【０１２２】
第１ｐｌ変換部３９ａは、後述する角度算出部３９ｂによって算出されたｄ軸とｐ軸とのなす角度ηに基づき、ｄｑ軸座標系におけるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊をｐｌ軸座標系におけるｐ，ｌ軸指令電流Ｉｐ＊，Ｉｌ＊に変換する。なお、本実施形態において、指令電流設定部３２ｂ及び第１ｐｌ変換部３９ａが「指令電流設定手段」に相当する。第２ｐｌ変換部３９ｃは、角度算出部３９ｂによって算出された角度ηに基づき、ｄｑ軸座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒをｐｌ軸座標系におけるｐ，ｌ軸電流Ｉｐｒ，Ｉｌｒに変換する。なお、本実施形態において、ｐ軸が「第１軸」に相当し、ｌ軸が「第２軸」に相当する。また、本実施形態において、ｐ，ｌ軸電流Ｉｐｒ，Ｉｌｒを算出する第２ｐｌ変換部３９ｃと２相変換部３０ａとが「実電流算出手段」に相当する。
【０１２３】
ｐ軸偏差算出部３９ｄは、第１ｐｌ変換部３９ａから出力されたｐ軸指令電流Ｉｐ＊から、第２ｐｌ変換部３９ｃから出力されたｐ軸電流Ｉｐｒを減算した値として、ｐ軸電流偏差ΔＩｐを算出する。ｌ軸偏差算出部３９ｅは、第１ｐｌ変換部３９ａから出力されたｌ軸指令電流Ｉｌ＊から、第２ｐｌ変換部３９ｃから出力されたｌ軸電流Ｉｌｒを減算した値として、ｌ軸電流偏差ΔＩｌを算出する。
【０１２４】
ｐ軸指令電圧算出部３９ｆは、ｐ軸電流偏差ΔＩｐに基づき、ｐ軸電流Ｉｐｒをｐ軸指令電流Ｉｐ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｐ軸指令電圧Ｖｐ＊を算出する。より具体的には、ｐ軸電流偏差ΔＩｐを入力とした比例制御器の出力値Ｖｐｐと、ｐ軸電流偏差ΔＩｐを入力とした積分制御器の出力値Ｖｐｉとの加算値としてｐ軸指令電圧Ｖｐ＊を算出する。
【０１２５】
ｌ軸指令電圧算出部３９ｇは、ｌ軸電流偏差ΔＩｌに基づき、ｌ軸電流Ｉｌｒをｌ軸指令電流Ｉｌ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｌ軸指令電圧Ｖｌ＊を算出する。より具体的には、ｌ軸電流偏差ΔＩｌを入力とした比例制御器の出力値Ｖｌｐと、ｌ軸電流偏差ΔＩｌを入力とした積分制御器の出力値Ｖｌｉとの加算値としてｌ軸指令電圧Ｖｌ＊を算出する。なお、本実施形態において、ｐ，ｌ軸指令電圧算出部３９ｆ，３９ｇが「指令電圧算出手段」に相当する。
【０１２６】
ｐ軸非干渉項算出部３９ｈは、角度算出部３９ｂによって算出された角度η、電気角速度ω、及びｌ軸電流Ｉｌｒを入力として、上式（ｅｑ２７）に基づき、ｐ軸非干渉項Ｖｐｆｆを算出する。ｌ軸非干渉項算出部３９ｉは、角度算出部３９ｂによって算出された角度η、電気角速度ω、及びｐ軸電流Ｉｐｒを入力として、上式（ｅｑ２８）に基づき、ｌ軸非干渉項Ｖｌｆｆを算出する。
【０１２７】
ｐ軸非干渉制御部３９ｊは、ｐ軸指令電圧Ｖｐ＊からｐ軸非干渉項Ｖｐｆｆを減算することで、最終的なｐ軸指令電圧Ｖｐ＊＊を算出する。ｌ軸非干渉制御部３９ｋは、ｌ軸指令電圧Ｖｌ＊にｌ軸非干渉項Ｖｌｆｆを加算することで、最終的なｌ軸指令電圧Ｖｌ＊＊を算出する。角度算出部３９ｂは、最終的なｐ，ｌ軸指令電圧Ｖｐ＊＊，Ｖｌ＊＊に基づき、角度ηを算出する。本実施形態では、最終的なｐ，ｌ軸指令電圧Ｖｐ＊＊，Ｖｌ＊＊を入力として上記第３実施形態の上式（ｅｑ３０）で設定された電圧位相φから、「π／２」減算した値として角度ηを算出する。
【０１２８】
第２操作信号生成部３９ｌは、最終的なｐ，ｌ軸指令電圧Ｖｐ＊＊，Ｖｌ＊＊を入力として、正弦波ＰＷＭ制御に基づき操作信号ｇ￥＃を生成する。なお、本実施形態において、第２操作信号生成部３９ｌが「第２操作手段」に相当する。
【０１２９】
図２４に、本実施形態にかかる制御モードの切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２４において、先の図２１に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。
【０１３０】
この一連の処理では、ステップＳ１２において肯定判断した場合、ステップＳ１４ａに進む。ステップＳ１４ａでは、ｐ，ｌ軸指令電圧算出部３９ｆｃ，３９ｇにおけるｐ，ｌ軸の積分項Ｖｐｉ，Ｖｌｉを初期化する。本実施形態では、ｐ軸の積分項Ｖｐｉを、ｐ軸非干渉項算出部３９ｈによって算出されたｐ軸非干渉項Ｖｐｆｆに、位相設定部３０ｋによって設定されたｐ軸電圧Ｖｐを加算した値とする。また、ｌ軸の積分項Ｖｌｉを、補正部３０ｉから出力されたｌ軸電圧「Ｖｌ＋ΔＶｌ」から、ｌ軸非干渉項算出部３９ｉによって算出されたｌ軸非干渉項Ｖｌｆｆを減算した値とする。
【０１３１】
ステップＳ１２において否定判断した場合や、ステップＳ１４ａの処理が完了した場合には、ステップＳ１６を経由してステップＳ１８ａに進む。続くステップＳ１８ａでは、最終的なｐ軸指令電圧Ｖｐ＊＊の２乗値と最終的なｌ軸指令電圧Ｖｌ＊＊の２乗値とを加算し、この加算値の平方根として電圧振幅初期値Ｖｎ０を算出する。その後、ステップＳ２０に進む。
【０１３２】
一方、ステップＳ２８において正弦波ＰＷＭ制御であったと判断した場合には、ステップＳ３０ａに進む。ステップＳ３０ａでは、振幅補正量算出部３２ｈにおける振幅補正量ΔＶｌを構成する積分項ΔＶｌｉと、位相設定部３０ｋにおけるｐ軸電圧Ｖｐを構成する積分項Ｖｐｉとを初期化する。本実施形態では、上記積分項ΔＶｌｉを、上記ステップＳ１８ａにおいて算出した電圧振幅初期値Ｖｎ０から電圧振幅Ｖｌを減算した値とする。ここで、上記電圧振幅Ｖｌは、速度乗算部３０ｈによって算出されたものである。また、上記積分項Ｖｐｉを、前回の処理周期で正弦波ＰＷＭ制御において算出されたｐ軸電圧の積分項Ｖｐｉとする。
【０１３３】
ステップＳ２８において否定判断した場合や、ステップＳ３０ａの処理が完了した場合には、ステップＳ３２を経由してステップＳ３４ａに進む。続くステップＳ３４ａでは、振幅補正量ΔＶｌを構成する積分項ΔＶｌｉのアンチワインド処理を行う。本実施形態では、電圧振幅Ｖｌと振幅補正量ΔＶｌを構成する比例項ΔＶｌｐとの加算値を上記許容上限値Ｖｌｉｍｉｔから減算した値で上記積分項ΔＶｌｉを制限する。
【０１３４】
続くステップＳ３８ａでは、電圧振幅Ｖｌと振幅補正量ΔＶｌとの加算値を入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で除算した値を、「√（１．５）」で除算した値として、変調率Ｍを算出する。その後、ステップＳ４０に進む。
【０１３５】
以上説明した本実施形態によっても、上記第４実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３６】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１３７】
・上記第２実施形態において、電気角速度ω又は電圧位相φのいずれか一方に基づき、振幅補正量算出部３２ｆで用いる各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを可変設定してもよい。また、上記第２実施形態において、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づき、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを可変設定してもよい。以下、これについて説明する。
【０１３８】
定常状態を想定し、電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視すると、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは下式（ｅｑ２９）で表される。
【０１３９】
【数２９】
0006015712.tif 000030
この場合、電圧位相φは下式（ｅｑ３０）で表される。
【０１４０】
【数３０】
0006015712.tif 000031
最小電流最大トルク制御を行う場合、指令トルクＴｒｑ＊が定まると、上式（ｅｑ１７）から各電流Ｉｄ，Ｉｑが一意に定まる。このため、指令トルクＴｒｑ＊が定まると、上式（ｅｑ３０）から電圧位相φも定まる。したがって、電圧位相φに代えて指令トルクＴｒｑ＊を用いるとともに、電気角速度ωを用いることで、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを設定することができる。ここでは、指令トルクＴｒｑ＊が小さいほど、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定すればよい。
【０１４１】
なお、例えば、モータジェネレータ１０として非突極機であるＳＰＭＳＭを用いる場合、「Ｌｄ＝Ｌｑ」となる。このため、上式（ｅｑ１７），（ｅｑ３０）によれば、ｑ軸電流Ｉｑと電気角速度ωとに基づき、各フィードバックゲインを設定することができる。
【０１４２】
・上記第２実施形態において、電気角速度ω、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎのいずれか１つ又は２つに基づき、位相設定部３０ｅで用いる各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。また、上記第２実施形態において、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づき、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。具体的には、電流が小さかったり、トルクが小さかったりするほど、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定すればよい。なお、電流やトルクに基づく設定手法については、特開２０１２−８５４８５号公報を参照されたい。
【０１４３】
・上記第３〜第５実施形態において、上記第２実施形態で説明したフィードバックゲインの可変手法を採用してもよい。
【０１４４】
・λ軸の導出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らない。例えば、以下に説明するものであってもよい。
【０１４５】
上式（ｅｑ６）を元に、ｄｑ座標系をλだけ回転させたλｏ座標系における各電流変化量ΔＩλ，ΔＩｏは、下式（ｅｑ３１）で表される。
【０１４６】
【数３１】
0006015712.tif 000032
上式（ｅｑ３１）において、λ軸電流変化量ΔＩλと微小変化量Δφとを関係付ける項が０であれば、λ軸電流Ｉλは電圧位相変化の影響を受けない。このことから、下式（ｅｑ３２）が導かれる。
【０１４７】
【数３２】
0006015712.tif 000033
上式（ｅｑ３２）をλについて解くと、下式（ｅｑ３３）が導かれる。
【０１４８】
【数３３】
0006015712.tif 000034
上式（ｅｑ３３）は、現在の電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルの変化分が０となる方向の座標軸をλ軸として設定できることを表している。なお、上式（ｅｑ３３）からλ軸を設定する場合、例えば、振幅補正量算出部３２ｆの各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖの符号を、上記第１実施形態における各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖの符号から反転させたものとすればよい。
【０１４９】
・上記各実施形態において、位相設定部３０ｅ及び振幅補正量算出部３２ｆのうち少なくとも一方におけるフィードバック制御を、例えば積分制御のみによって行ってもよい。また、例えば、フィードバック制御としては、比例制御や積分制御に限らず、微分制御であってもよい。
【０１５０】
・上記各実施形態において、指令電圧設定部３０ｆ及び速度乗算部３０ｈを制御装置３０から除去してもよい。この場合であっても、λ軸電流Ｉλｒを用いることにより、振幅補正量算出部３２ｆにおける各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定できる。このため、高いトルク制御性を維持することはできる。
【０１５１】
・上記各実施形態において、電圧位相φが微小変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向からややずれた方向に延びる座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定してもよい。この場合であっても、上記各実施形態の効果に準じた効果を得ることはできる。
【０１５２】
・非干渉化座標軸（λ軸）の設定手法としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立しないモータジェネレータ１０の低回転条件では、λ軸の計算に電機子巻線抵抗Ｒを考慮してもよい。この場合、上式（ｅｑ６）は下式（ｅｑ３４）のように表され、上式（ｅｑ７）は下式（ｅｑ３５）のように表される。このため、下式（ｅｑ３４），（ｅｑ３５）から算出された電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αを上式（ｅｑ８）に代入することで、角度λを算出することができる。
【０１５３】
【数３４】
0006015712.tif 000035
【０１５４】
【数３５】
0006015712.tif 000036
また、例えば、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの差が小さい場合には、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１に近い値となる。このため、電圧位相φのみに基づきλ軸を設定することができる。また、モータジェネレータ１０がＳＰＭＳＭの場合、「Ｌｄ／Ｌｑ」が１となることから、電圧位相φのみに基づきλ軸を設定することができる。
【０１５５】
・操作信号生成部３０ｊとしては、三角波比較ＰＷＭ制御によって操作信号を生成するものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。電圧振幅Ｖｎを実現するための線間電圧パターンが予め格納された記憶手段（例えば、ＲＯＭ等のメモリ）を例えば制御装置３０に備える。こうした構成において、記憶手段に記憶された線間電圧パターンを各スイッチング素子のゲートに対するパルスパターンに変換し、変換されたパルスパターンの出力タイミングを電圧位相φに基づき設定することで、操作信号ｇ￥＃を生成する。なお、線間電圧パターンからゲートに対するパルスパターンへの変換手法については、例えば「高調波変調型省パルス駆動による高効率モータ制御：古川公久ら、外７名、平成２２年電気学会産業応用部門大会、１−１３４、ｐｐ．Ｉ−６２７〜Ｉ−６３２」を参照されたい。
【０１５６】
また、操作信号生成部３０ｊとしては、電圧振幅と位相とに基づき、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出するものに限らない。例えば、正弦波に第３次の整数倍の高周波を重畳する方法であってもよい。なお、このことについては、例えば「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際：杉本英彦、総合電子出版社」に記載されている。
【０１５７】
・位相制御に用いられるトルク値は、推定値に限らない。例えば、制御システムにモータジェネレータ１０のトルクを検出するトルク検出手段（例えばトルク計測器）を備え、検出されたトルクを位相制御に用いてもよい。
【０１５８】
・位相制御に用いられるモータ出力としては、トルクに関するものに限らない。例えば、λ軸の直交方向であるｏ軸の電流であってもよい。この場合、ｏ軸電流がその指令電流に追従するように位相制御を行えばよい。また例えば、トルク制御の上位制御系として、モータジェネレータ１０の回転速度制御が存在する場合、速度制御の出力である指令トルクを入力として推定トルクを制御する構成を省略する。こうした構成において、制御量としての実際の回転速度と指令回転速度との誤差に基づき位相制御を直接行ってもよい。この際、振幅制御をλ軸電流Ｉλｒによって行うとともに、推定トルクを基準としたマップを用いてλ軸指令電流Ｉλ＊を設定する。こうした構成によっても、上記第１実施形態と同等の効果を得ることができる。
【０１５９】
・振幅制御に用いられるλ軸電流を、例えば上式（ｅｑ１０）のように、ｄ，ｑ軸電流を介して算出することなく、相電流から直接算出してもよい。具体的には例えば、相電流、電気角θ及び角度λを用いてλ軸電流を直接算出してもよい。また、λ軸指令電流Ｉλ＊は、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、指令トルクＴｒｑ＊と関係付けられたマップを用いて算出してもよい。
【０１６０】
・上記第４実施形態において、変調率Ｍが第１の規定値未満である場合の制御としては、先の図２０に示した制御に限らない。例えば、先の図２に示した制御を適用してもよい。この場合、各制御モードに対応した座標に切り替えることが要求される。また例えば、図２０において、非干渉制御のための非干渉項を指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を用いて算出してもよい。さらに例えば、各指令電圧算出部３８ｃ，３８ｄにおいて、電流偏差を入力とした比例積分微分制御によって指令電圧を算出してもよい。加えて例えば、図２０において、オブザーバを用いて電気角θを推定する構成を採用してもよい。
【０１６１】
・上記第５実施形態において、変調率Ｍが第１の規定値未満である場合の制御としては、先の図２３に示した制御に限らない。例えば、先の図２０に示した制御を適用してもよいし、先の図２に示した制御を適用してもよい。この場合、各制御モードに対応した座標に切り替えることが要求される。また例えば、図２３において、非干渉制御のための非干渉項を指令電流Ｉｐ＊，Ｉｌ＊を用いて算出してもよい。さらに例えば、各指令電圧算出部３９ｆ，３９ｇにおいて、電流偏差を入力とした比例積分微分制御によって指令電圧を算出してもよい。加えて例えば、図２３において、オブザーバを用いて電気角θを推定する構成を採用してもよい。
【０１６２】
・「回転機」として、ＩＰＭＳＭに限らず、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。ここで、例えば上記第１実施形態においてＳＰＭＳＭを採用する場合、回転機のトルクがｑ軸電流によって定まることから、トルクに関する制御量を、トルクに代えてｑ軸電流としてもよい。また、「回転機」としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、車載補機として用いられるものであってもよい。加えて、「回転機」としては、車載式のものに限らない。
【符号の説明】
【０１６３】
１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置、Ｓ￥＃…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図７】
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【図９】
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【図１１】
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