(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源から電池の充電に用いる出力電圧を、前記電池が接続される端子に生成する充電回路を制御する充電制御回路であって、
前記入力電源からの入力電流が第１電流より小さい場合、コンデンサを充電し、前記入力電流が前記第１電流より大きい場合、前記コンデンサを放電する充放電回路と、
前記入力電流が前記第１電流と比べて大きい第２電流より大きくなると、前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記コンデンサの充電電圧及び前記出力電圧の最大値に応じた基準電圧のうち低い方の電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路と、
前記入力電流が供給されるインダクタと、オンされると前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させるトランジスタとを含み、前記トランジスタがオフの際に前記インダクタ電流を前記端子に供給して前記出力電圧を上昇させる昇圧回路の前記トランジスタを、前記誤差が小さくなるようにスイッチングする駆動回路と、
を備えることを特徴とする充電制御回路。
【請求項２】
請求項１に記載の充電制御回路であって、
前記放電回路は、
オンされると前記コンデンサを放電するよう、前記コンデンサに接続されたスイッチと、
前記入力電流が前記第２電流より大きくなると、前記スイッチをオンし、前記入力電流が前記第２電流より小さくなると、前記スイッチをオフする制御回路と、
を含むことを特徴とする充電制御回路。
【請求項３】
請求項２に記載の充電制御回路であって、
前記放電回路は、
前記スイッチがオンとなると前記コンデンサを定電流で放電する定電流回路を更に含むこと、
を特徴とする充電制御回路。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか一項に記載の充電制御回路であって、
前記第１電流の大きさを示すデータを記憶する記憶回路と、
前記記憶回路に記憶された前記データに応じた第１電圧を生成する電圧生成回路と、
を更に備え、
前記充放電回路は、
前記第１電圧及び前記入力電流に応じた第２電圧に基づいて、前記入力電流が前記第１電流より小さい場合、前記コンデンサを充電し、前記入力電流が前記第１電流より大きい場合、前記コンデンサを放電すること、
を特徴とする充電制御回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載の充電制御回路であって、  
前記第２電流と比べて大きい第３電流より、前記トランジスタに流れる電流が大きいか否かを判定する判定回路を更に備え、
前記駆動回路は、
前記トランジスタに流れる電流が前記第３電流より小さい場合、前記誤差が小さくなるように前記トランジスタをスイッチングし、前記トランジスタに流れる電流が前記第３電流より大きい場合、前記トランジスタをオフすること、
を特徴とする充電制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
リチウムイオン電池等の電池（二次電池）を充電する充電回路は、一般に、定電流で電池を充電する定電流モード、または定電圧で電池を充電する定電圧モードで動作する（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２８４５８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、充電回路には、電池が充電回路に接続されていない状態であっても、充電回路の出力端子に接続された負荷（例えば、マイコン等）を駆動するために定電圧を生成するものもある。このような充電回路の出力端子に、充電余地のある電池、つまり電池電圧が低下している電池が接続されると、充電回路の入力側から電池へと過電流が流れてしまう。
【０００５】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、過電流を低減することができる充電制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係る入力電源から電池の充電に用いる出力電圧を、前記電池が接続される端子に生成する充電回路を制御する充電制御回路であって、前記入力電源からの入力電流が第１電流より小さい場合、コンデンサを充電し、前記入力電流が前記第１電流より大きい場合、前記コンデンサを放電する充放電回路と、前記入力電流が前記第１電流と比べて大きい第２電流より大きくなると、前記コンデンサを放電する放電回路と、前記コンデンサの充電電圧及び前記出力電圧の最大値に応じた基準電圧のうち低い方の電圧と、前記出力電圧に応じた帰還電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路と、前記入力電流が供給されるインダクタと、オンされると前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させるトランジスタとを含み、前記トランジスタがオフの際に前記インダクタ電流を前記端子に供給して前記出力電圧を上昇させる昇圧回路の前記トランジスタを、前記誤差が小さくなるようにスイッチングする駆動回路と、を備える。
【発明の効果】
【０００７】
過電流を低減することができる充電制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明を適用した充電回路１０の概要を示す図である。
【図２】スイッチング制御回路３５の一例を示す図である。
【図３】端子Ｇに電池１５，１６が接続された際の充電回路１０の動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
【００１０】
＜＜充電回路１０の概要＞＞
図１は、本発明を適用した充電回路１０の構成を示す図である。充電回路１０は、２セルのリチウムイオン電池（以下、単に電池と称する）１５，１６を、定電流または定電圧で充電する回路である。なお、１セルのリチウムイオン電池の電圧は、例えば、２．４Ｖから４．２Ｖまで変化するため、２セルの電池１５，１６に発生する電圧は、４．８Ｖ〜８．４Ｖとなる。また、充電回路１０は、例えばＵＳＢ（Universal Serial Bus）バスから供給される電源１７に基づいて、電池１５，１６を充電する。
【００１１】
充電回路１０は、充電制御ＩＣ（Integrated Circuit）２０、コンデンサ２１〜２４、インダクタ２５、及び抵抗２６を含んで構成される。
【００１２】
充電制御ＩＣ２０（充電制御回路）は、インダクタ２５に流れるインダクタ電流ＩＬを制御することにより、電源１７からの入力電圧Ｖｉｎ（例えば、５Ｖ）より高い出力電圧Ｖｏｕｔを生成する回路であり、ＮＭＯＳトランジスタ３０〜３２、入力電流検出回路３３、出力電流検出回路３４、スイッチング制御回路３５、及び端子Ａ〜Ｇを含んで構成される。なお、ＮＭＯＳトランジスタ３１，３２は外付け部品としてもよく、ＮＭＯＳトランジスタ３２については、ダイオード若しくはＰＭＯＳトランジスタとしてもよい。
【００１３】
端子Ａには、電源１７（入力電源）からの入力電圧Ｖｉｎが印加されるとともに、入力電圧Ｖｉｎを安定化させるためのコンデンサ２１が接続されている。
【００１４】
ＮＭＯＳトランジスタ３０は、ドレインが端子Ａに接続され、ソースが端子Ｂに接続されている。
【００１５】
入力電流検出回路３３は、電源１７からの端子Ａを介して入力される入力電流Ｉｉｎを検出し、入力電流Ｉｉｎの増加に応じて上昇する電圧Ｖａ（第２電圧）を生成する回路である。なお、入力電流検出回路３３は、電流検出抵抗や、ＮＭＯＳトランジスタ３０のカレントミラー回路等を用いて入力電流Ｉｉｎを検出する。また、入力電流検出回路３３は、出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧されている際に、ＮＭＯＳトランジスタ３０がフルオン状態となる電圧をＮＭＯＳトランジスタ３０のゲートに印加する。
【００１６】
端子Ｂには、コンデンサ２２とインダクタ２５の一端が接続され、端子Ｃには、インダクタ２５の他端、ＮＭＯＳトランジスタ３１のドレイン、ＮＭＯＳトランジスタ３２のソースが接続されている。また、接地された端子Ｆには、ＮＭＯＳトランジスタ３１のソースが接続されている。
【００１７】
このため、インダクタ２５，ＮＭＯＳトランジスタ３１，３２は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する昇圧チョッパ回路（昇圧回路）を構成する。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタ３２がオフし、ＮＭＯＳトランジスタ３１がオンすると、インダクタ２５に流れるインダクタ電流ＩＬは増加する。そして、ＮＭＯＳトランジスタ３１がオフし、ＮＭＯＳトランジスタ３２がオンすると、インダクタ２５に蓄えられたエネルギーは、端子Ｇを介してコンデンサ２４に放出される。したがって、端子Ｇに発生する出力電圧Ｖｏｕｔは昇圧される。また、端子Ｇには、電池１５，１６が接続される。なお、電池１５，１６及び端子Ｇの間のスイッチＳＷは実際には設けられていないが、電池１５，１６が端子Ｇに接続されているか否かの理解を容易にするために描かれている。また、端子Ｇには、出力電圧Ｖｏｕｔで動作するマイコン等の負荷（不図示）が接続されている。
【００１８】
出力電流検出回路３４は、ＮＭＯＳトランジスタ３１に流れる電流Ｉｂの増加に応じて上昇する電圧Ｖｂを生成する回路である。なお、出力電流検出回路３４も、入力電流検出回路３３と同様に、電流検出抵抗や、ＮＭＯＳトランジスタ３１のカレントミラー回路等を用いて電流Ｉｂを検出する。
【００１９】
スイッチング制御回路３５は、電圧Ｖａ，Ｖｂ、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ３１，３２のスイッチングを制御する。スイッチング制御回路３５は、図２に示すように、充放電回路５０、放電回路５１、判定回路５２、及びスイッチング回路５３を含んで構成される。なお、図２は、スイッチング制御回路３５の詳細を説明するための図であるため、図２においては、図１に示された端子Ａや、ＮＭＯＳトランジスタ３０等は適宜省略している。
【００２０】
充放電回路５０は、入力電流Ｉｉｎが、充電回路１０が電池１５，１６を定電流充電する際の電流Ｉ１（第１電流）より小さい場合、コンデンサ２３を充電し、入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より大きい場合、コンデンサ２３を放電する。充放電回路５０は、レジスタ６０、バイアス電圧生成回路６１、及びトランスコンダクタンスアンプ６２を含んで構成される。
【００２１】
レジスタ６０（記憶回路）は、端子Ｄを介してマイコン（不図示）から送信されるデータＤＡを記憶する。なお、データＤＡは、電流Ｉ１の電流値を示すデータである。
【００２２】
バイアス電圧生成回路６１（電圧生成回路）は、レジスタ６０に格納されたデータＤＡに基づいて、電流Ｉ１の電流値に応じた電圧Ｖ１（第１電圧）を生成する。本実施形態では、設定される電流Ｉ１の電流値が高くなるにつれて、電圧Ｖ１の電圧値も高くなる。
【００２３】
トランスコンダクタンスアンプ６２は、入力電流Ｉｉｎが増加すると高くなる電圧Ｖａと、電流Ｉ１を示す電圧Ｖ１とに応じた電流でコンデンサ２３を充放電する。具体的には、電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より低い場合、つまり、電圧Ｖａが電圧Ｖ１より低い場合には、トランスコンダクタンスアンプ６２は、コンデンサ２３を充電する。一方、電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より高い場合、つまり、電圧Ｖａが電圧Ｖ１より高い場合には、トランスコンダクタンスアンプ６２は、コンデンサ２３を放電する。なお、ここでは、コンデンサ２３の充電電圧を電圧Ｖｃａｐとする。
【００２４】
放電回路５１は、入力電流Ｉｉｎが、所定の電流Ｉ２（＞Ｉ１）より大きくなると、コンデンサ２３を放電する。放電回路５１は、バイアス電圧生成回路７０、コンパレータ７１、スイッチ７２、及び定電流回路７３を含んで構成される。
【００２５】
バイアス電圧生成回路７０は、電流Ｉ２（第２電流）の電流値に応じた電圧Ｖ２を生成する。なお、本実施形態では、電流Ｉ２が電流Ｉ１より大きくなるよう、電圧Ｖ２の電圧値は、電圧Ｖ１の電圧値より高く設定される。
【００２６】
コンパレータ７１（制御回路）は、電圧Ｖａが電圧Ｖ２より高くなると、スイッチ７２をオンし、電圧Ｖａが電圧Ｖ２より低くなると、スイッチ７２をオフする。スイッチ７２の一端はコンデンサ２３に接続され、他端は定電流回路７３に接続されている。したがって、スイッチ７２がオンすると、定電流回路７３はコンデンサ２３の電荷を定電流で放電する。
【００２７】
判定回路５２は、電圧Ｖｂに基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ３１に流れる電流Ｉｂが、過電流であるか否かを判定する。具体的には、判定回路５２は、電流Ｉｂが過電流を示す所定の電流Ｉ３（＞Ｉ２）より大きい場合、電流Ｉｂが過電流であることを判定する回路である。
【００２８】
スイッチング回路５３は、抵抗９０〜９２、基準電圧回路９３、オペアンプ９４、コンデンサ９５、及び駆動回路９６を含んで構成される。
【００２９】
抵抗９０，９１は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して帰還電圧Ｖｆｂを生成し、基準電圧回路９３は、出力電圧Ｖｏｕｔの最大値（例えば、８．４Ｖ）に応じた所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。
【００３０】
オペアンプ９４は、２つの非反転入力端子（＋）と、１つの反転入力端子（−）を有し、２つの非反転入力端子（＋）の夫々に印加された電圧のうち、低い方の電圧と、反転入力端子（−）に印加された電圧との誤差に応じた電圧を出力する。ここでは、２つの非反転入力端子（＋）のうち、一方の端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、他方の端子には電圧Ｖｃａｐが印加されている。したがって、電圧Ｖｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆより低い場合、電圧Ｖｃａｐと帰還電圧Ｖｆｂとの誤差が増幅され、基準電圧Ｖｒｅｆが電圧Ｖｃａｐより低い場合、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還電圧Ｖｆｂとの誤差が増幅される。オペアンプ９４の出力には、スイッチング回路５３の帰還ループの位相を補償するための抵抗９２及びコンデンサ９５が接続されている。なお、コンデンサ９５の電圧を電圧Ｖｃとする。
【００３１】
駆動回路９６は、電流Ｉｂが過電流でないと判定されている場合、電圧Ｖｃのレベルに基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ３１と、ＮＭＯＳトランジスタ３２とを相補的にスイッチングする。具体的には、駆動回路９６は、電圧Ｖｃのレベルが高くなるにつれて出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するよう、ＮＭＯＳトランジスタ３１，３２をスイッチングする。また、駆動回路９６は、電流Ｉｂが過電流であると判定された場合、ＮＭＯＳトランジスタ３１をオフする。なお、ＮＭＯＳトランジスタ３１がオンした際に流れる電流Ｉｂは、入力電流Ｉｉｎとほぼ等しい。このため、入力電流Ｉｉｎの電流値は電流Ｉ３の電流値で制限される。
【００３２】
＜＜電池１５，１６が接続されている状態での充電回路１０の動作＞＞
＝＝定電流充電＝＝
まず、電圧Ｖｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低く、充電回路１０が定電流で電池１５，１６を充電する際の動作を説明する。
【００３３】
例えば、電池１５，１６の充電電流の増加に応じて入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より大きくなると、電圧Ｖａが所定の電流Ｉ１を示す電圧Ｖ１より高くなる。これにより、トランスコンダクタンスアンプ６２は、コンデンサ２３を放電するため電圧Ｖｃａｐは低下する。また、電圧Ｖｃａｐが低下するとコンデンサ９５は放電されるため、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。電池１５，１６の充電に用いられる出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、電池１５，１６の充電電流は減少するため、入力電流Ｉｉｎも減少することになる。このように、入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より大きくなると、充電回路１０は入力電流Ｉｉｎを減少させる。
【００３４】
一方、例えば、充電電流の減少に応じて入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１より小さくなると、前述した場合とは逆に出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる。この結果、充電電流及び入力電流Ｉｉｎは増加することになる。このように、スイッチング制御回路３５は、入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１となるように、電池１５，１６を定電流で充電する。
【００３５】
ところで、電池１５，１６が定電流（電流Ｉ１）で充電されると、電池１５，１６の電池電圧Ｖｂａｔは徐々に高くなる。このような状態で、仮に出力電圧Ｖｏｕｔが一定であると、充電電流及び入力電流Ｉｉｎは徐々に減少することになる。しかしながら、電池電圧Ｖｂａｔは徐々に高くなり入力電流Ｉｉｎが減少すると、スイッチング制御回路３５は、前述のように電圧Ｖｃａｐを上昇させて出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。この結果、充電回路１０は、電池電圧Ｖｂａｔが上昇した場合であっても、精度良く電池１５，１６を定電流で充電し続けることができる。
【００３６】
＝＝定電圧充電＝＝
前述のように、電池１５，１６を定電流で充電し続けると、電池電圧Ｖｂａｔが上昇する。そして、電池電圧Ｖｂａｔが最大値である８．４Ｖに近づくと、トランスコンダクタンスアンプ６２は、出力電圧Ｖｏｕｔが８．４Ｖより高くなるよう、コンデンサ２３を充電する。この結果、電圧Ｖｃａｐは、出力電圧Ｖｏｕｔが８．４Ｖの際の基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなる。このため、本実施形態では、電池電圧Ｖｂａｔが最大値である８．４Ｖに近づくと、スイッチング回路５３は、帰還電圧Ｖｆｂのレベルが、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルに一致するよう、ＮＭＯＳトランジスタ３１，３２をスイッチングすることになる。つまり、充電回路１０は、充電電圧Ｖｂａｔが高くなると、入力電流Ｉｉｎを電流Ｉ１に一致させて電池１５，１６を定電流で充電する定電流モードから、８．４Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔで電池１５，１６を充電する定電圧モードで動作する。
【００３７】
＜＜電池１５，１６が端子Ｇに接続された際の充電回路１０の動作＞＞
つぎに、図３を参照しつつ、充電余地が十分ある電池１５，１６が端子Ｇに接続された際の充電回路１０の動作について説明する。なお、図３は、電池１５，１６が端子Ｇに接続される前後における充電回路１０の主要な波形を示す図である。また、本実施形態では、端子Ｇに接続されているマイコン等の負荷（不図示）の消費電流は、電流Ｉ１より十分小さいこととする。
【００３８】
このような状態では、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ１より小さく、電圧Ｖａは電圧Ｖ１より低い。したがって、コンデンサ６２は、トランスコンダクタンスアンプ６２により充電され続け、電圧Ｖｃａｐ（実線）は、トランスコンダクタンスアンプ６２を動作させる電源電圧Ｖｄｄのレベル近くまで上昇する。また、この際、電圧Ｖｃａｐは、基準電圧Ｖｒｅｆ（一点鎖線）より高くなるため、８．４Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔが生成され続ける。
【００３９】
時刻ｔ１に、８．４Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔが印加されている端子Ｇに、例えば電池電圧Ｖｂａｔが６Ｖの電池１５，１６が接続されると、充電回路１０の入力側から電池１５，１６に対して過電流が流れる。このため、入力電流Ｉｉｎは急激に増加する。ただし、前述のように、本実施形態では、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ３で制限される。またこの際、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ１よりも大きいため、トランスコンダクタンスアンプ６２はコンデンサ２３の放電を開始する。さらに、ここでは、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ２（Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３）よりも大きくなっている。したがって、図２におけるスイッチ７２がオンとなり、定電流回路７３もコンデンサ２３を放電する。これにより、電圧Ｖｃａｐは急激に低下することになる。なお、この際は、電圧Ｖｃａｐは基準電圧Ｖｒｅｆより高いため、充電回路１０は、定電圧モードで動作している。
【００４０】
そして、時刻ｔ２に電圧Ｖｃａｐが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、充電回路１０は、定電流モードの動作を開始する。このため、入力電流Ｉｉｎは、電流Ｉ１となるよう制御される。
【００４１】
以上、本発明の一実施形態である充電制御ＩＣ２０を適用した充電回路１０について説明した。本実施形態では、過電流が発生すると、コンデンサ２３は、トランスコンダクタンスアンプ６２及び定電流回路７３の両方により放電される。このため、例えば、コンデンサ２３がトランスコンダクタンスアンプ６２のみにより放電される場合と比べると、定電圧モードから定電流モードに移行する時間が短くなる。また、定電流モードで充電回路１０が動作すると、入力電流Ｉｉｎ（充電電流）は電流Ｉ１で制限される。このように、充電回路１０は、入力電流Ｉｉｎが過電流となった際に、入力電流Ｉｉｎを電流Ｉ１まで減少させるまでの時間を短くできる。したがって、充電回路１０は、過電流を低減することができる。
【００４２】
また、コンデンサ２３は定電流回路７３で放電されることとしたが、例えば、スイッチ７２で直接コンデンサ２３の電荷を放電しても良い。このような場合であっても、過電流を低減することが可能となる。
【００４３】
スイッチ７２でコンデンサ２３を直接放電すると、入力電流Ｉｉｎが小さくなりすぎ、入力電流Ｉｉｎを電流Ｉ１まで増加させるまで時間がかかることもある。コンデンサ２３を定電流回路７３で放電すると、コンデンサ２３の電圧Ｖｃａｐが低くなりすぎるのを防ぐことができる。したがって、このような場合、より短い時間で入力電流Ｉｉｎ（充電電流）を電流Ｉ１とすることができるため、充電時間を短くすることができる。
【００４４】
また、電流Ｉ１は、データＤＡに基づいて定められる。したがって、充電回路１０は、充電電流（入力電流Ｉｉｎ）を利用者の所望の値とすることができる。
【００４５】
また、駆動回路９６は、ＮＭＯＳトランジスタ３１に流れる電流Ｉｂが過電流（電流Ｉ３）となると、ＮＭＯＳトランジスタ３１をオフする。このため、駆動回路９６は、ＮＭＯＳトランジスタ３１等が過電流により破壊されることを防ぐことができる。
【００４６】
なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。
【符号の説明】
【００４７】
１０  充電回路
１５，１６  電池
１７  電源
２０  充電制御ＩＣ
２１〜２４，９５  コンデンサ
２５  インダクタ
２６，４６，９０〜９２  抵抗
３０〜３２  ＮＭＯＳトランジスタ
３３  入力電流検出回路
３４  出力電流検出回路
３５  スイッチング制御回路
５０  充放電回路
５１  放電回路
５２  判定回路
５３  スイッチング回路
６０  レジスタ
６１，７０  バイアス電圧生成回路
６２  トランスコンダクタンスアンプ
７１  コンパレータ  
７２，ＳＷ  スイッチ
７３  定電流回路
９３  基準電圧回路
９４  オペアンプ
９６  駆動回路
【図１】
0005964125.tif 000002
【図２】
0005964125.tif 000003
【図３】
0005964125.tif 000004