(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源にエネルギーを回生する回生期間を持つと共に、全てのモード期間において共振動作が行えるよう、ドレインとソース間にダイオードとコンデンサとの並列回路が接続された第１スイッチング素子乃至第４スイッチング素子と、
平滑コンデンサに並列に接続され、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第３直列回路と、
前記トランスの二次巻線の電圧を半波整流した後に平滑する半波整流平滑回路と、  
前記第１スイッチング素子のオン時間を所定の値に固定し、前記半波整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子とを交互にオン／オフして周波数制御する制御回路と、
前記第４スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと前記直流電源とが直列に接続された第４直列回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出部を有し、該電圧検出部が出力する電圧信号に応じて前記第４スイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記直流電源は、交流電源を整流回路で整流した電圧であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記電圧検出部は、前記平滑コンデンサの電圧と交流電源を整流回路で整流した電圧とを加算した電圧信号を出力することを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記第４スイッチング素子のオン時間がゼロとなり、前記平滑コンデンサの電圧が前記第４スイッチング素子のオン時間の制御では調整できない場合は、前記第３スイッチング素子のオン時間を制御して前記平滑コンデンサの電圧を調整することを特徴とする請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記共振リアクトルは、前記トランスの一次巻線と二次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波化を図ることができる直流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３５に、従来の昇圧チョッパと半波電流共振型の降圧コンバータとを有する直流変換装置の回路構成図を示す。図３５に示す直流変換装置において、昇圧チョッパは、直流電源Ｖｉの両端にリアクトルＬとＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ３との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間にダイオードＤ１とコンデンサＣｉとの直列回路が接続され、直流電源Ｖｉの電圧を昇圧して降圧コンバータに供給する。
【０００３】
降圧コンバータは、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ２との直列回路がコンデンサＣｉの両端に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間にリアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続され、トランスＴの二次巻線Ｓの両端にはダイオードＲＣとコンデンサＣｏとの直列回路が接続され、コンデンサＣｉの電圧を降圧することにより絶縁された直流電圧をコンデンサＣｏに出力している。
【０００４】
なお、従来技術として、例えば特許文献１が知られている。  
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−８１７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、昇圧チョッパは、軽負荷時に不連続動作となるため、コンデンサＣｉの電圧が上昇する。このため、この電圧上昇を抑えるように制御するための回路が複雑化する。例えば、オン時間を非常に短くしたり、あるいは装置の停止期間を設け、間欠動作により制御する等の方法が考えられる。
【０００７】
また、昇圧チョッパ用のコントローラとＤＤコンバータ用のコントローラとの２つのコントローラが必要となり、回路の増大やコストがアップする。さらに、昇圧チョッパはハードスイッチング動作するため、高周波化するとスイッチングロス及びノイズが増加する。このため、周波数を低く設定すると、リアクトルが大きくなってしまう。
【０００８】
本発明の課題は、簡単な構成で且つ安価で、低ノイズで高効率な直流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明は、直流電源にエネルギーを回生する回生期間を持つと共に、全てのモード期間において共振動作が行えるよう、ドレインとソース間にダイオードとコンデンサとの並列回路が接続された第１スイッチング素子乃至第４スイッチング素子と、平滑コンデンサに並列に接続され、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第３直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を半波整流した後に平滑する半波整流平滑回路と、前記第１スイッチング素子のオン時間を所定の値に固定し、前記半波整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子とを交互にオン／オフして周波数制御する制御回路と、前記第４スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと前記直流電源とが直列に接続された第４直列回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、第４スイッチング素子に並列に昇圧リアクトルと直流電源とを直列に接続した直列回路を設けたので、軽負荷においてもコンデンサの電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。また、各々のスイッチング素子のドレインとソース間にはダイオードとコンデンサとの並列回路が接続され、半波電流共振回路の動作に合わせて昇圧するために、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチングを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。また、二次側の整流回路に半波整流平滑回路を用いたことから、各スイッチング素子がオンオフする周波数を制御することで半波整流平滑回路の出力電圧を制御し、第４スイッチング素子のオン時間を制御することで平滑コンデンサの電圧を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の直流変換装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の直流変換装置の各モードにおける各スイッチング素子の動作時の電流経路を示す図である。
【図３】実施例１の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ４のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ１のみをオフした場合との電流経路を示す図である。
【図４】実施例１の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ２のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ３のみをオフした場合との電流経路を示す図である。
【図５】実施例１の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。
【図６】実施例１の直流変換装置の重負荷時及び軽負荷時のコンデンサＣ１の電圧、重負荷時及び軽負荷時の電流共振コンデンサＣｒｉの電流の比較を示す図である。
【図７】実施例１の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ４のオン幅を変えた場合の各部の動作波形を示す図である。
【図８】実施例１の直流変換装置の第１の変形例を示す回路構成図である。
【図９】実施例１の直流変換装置の第２の変形例を示す回路構成図である。
【図１０】実施例１の直流変換装置の具体例を示す図である。
【図１１】図１０に示す実施例１の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。
【図１２】図１１に示す制御回路の各部の動作波形を示す図である。
【図１３】実施例２の直流変換装置の回路構成図である。
【図１４】フルブリッジ型の半波電流共振回路を示す図である。
【図１５】図１４に示すフルブリッジ型の半波電流共振回路の各動作における電流経路を示す図である。
【図１６】実施例２の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。
【図１７】実施例２の直流変換装置の各モードにおける各スイッチング素子の動作時の電流経路を示す図である。
【図１８】実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ４のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ１のみをオフした場合との電流経路を示す図である。
【図１９】実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ２のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ３のみをオフした場合との電流経路を示す図である。
【図２０】実施例２の直流変換装置の不連続モード時の電流経路を示す図である。
【図２１】実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ３のオン期間を延ばした場合の電流経路を示す図である。
【図２２】実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ３のオン期間を延ばし続けた場合の電流経路を示す図である。
【図２３】実施例３の直流変換装置の回路構成図である。
【図２４】実施例３の直流変換装置の波形と高調波解析結果の比較を示す図である。
【図２５】実施例３の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。
【図２６】実施例３の直流変換装置の無負荷時の各部の動作波形を示す図である。
【図２７】実施例３の直流変換装置の無負荷時の交流入力電圧とコンデンサＣ１の電圧との波形を示す図である。
【図２８】実施例３の直流変換装置の第１の変形例を示す回路構成図である。
【図２９】図２８に示す第１の変形例の直流変換装置の動作波形を示す図である。
【図３０】図２８に示す第１の変形例の直流変換装置の各スイッチング素子の動作波形を示す図である。
【図３１】実施例３の直流変換装置の具体例を示す図である。
【図３２】図３１に示す実施例３の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。
【図３３】図３１に示す制御回路のコンデンサＣ１の電圧が上昇していないときの各部の動作波形を示す図である。
【図３４】図３１に示す制御回路のコンデンサＣ１の電圧が上昇しているときの各部の動作波形を示す図である。
【図３５】従来の昇圧チョッパと半波電流共振型の降圧コンバータとを有する直流変換装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の直流変換装置のいくつのか実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は、実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、フルブリッジ構成の半波電流共振回路である。図１において、コンデンサＣ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されると共に、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ４との直列回路が接続される。
【００１４】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間には、ダイオードとコンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４との並列回路が接続される。ダイオードは各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の内部ダイオードでも良く、コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４は各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の内部容量でも良い。
【００１５】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点とスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点との間には、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ（励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続される。トランスＴの二次巻線Ｓの両端には、ダイオードＲＣとコンデンサＣｏとの直列回路が接続される。コンデンサＣｏの両端には負荷Ｒｏが接続される。ここで、リアクトルＬｒは、トランスＴの一次巻線Ｐと二次巻線Ｓ間のリーケージインダクタンスからなる。
【００１６】
ＰＲＣ制御回路１０は、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオンオフさせる。ＰＲＣ制御回路１０は、エネルギーを二次側に送る側のスイッチング素子Ｑ２のオン時間を固定とし周波数制御を行う。
【００１７】
また、スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース間には、並列にリアクトルＬと直流電源Ｖｉとからなる直列回路が接続される。
【００１８】
次にこのように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２の各モードを参照しながら詳細に説明する。
【００１９】
まず、図２（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしている状態である。Ｃ１→Ｑ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｑ４→Ｃ１の第１の経路に電流が流れる。このとき、リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐと電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振が起こる。また、スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、Ｖｉ→Ｌ→Ｑ４→Ｖｉの第２の経路に電流が流れ、リアクトルＬが充電される。
【００２０】
次に、図２（ｂ）に示すモードＭ２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした状態である。このとき、各々のコンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４により、ゼロ電流スイッチングＺＣＳが行われる。リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐとのエネルギにより、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２のボディダイオードが導通する。即ち、Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｑ３（Ｄ）→Ｃ１→Ｑ２（Ｄ）→Ｌｒの経路で電流が流れる。この期間にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせることでゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現することができる。また、Ｖｉ→Ｌ→Ｑ３（Ｄ）→Ｃ１→Ｖｉの経路でリアクトルＬが放電し、コンデンサＣ１が充電される。
【００２１】
次に、図２（ｃ）に示すモードＭ３では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンした状態である。Ｃ１→Ｑ３→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ１の経路で、電流が流れる。このとき、トランスＴの二次側のダイオードＲＣが導通し、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振によりトランスＴの一次側から二次側にエネルギーが伝達される。また、Ｖｉ→Ｌ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｖｉの経路でリアクトルＬが継続して放電される。       
次に、図２（ｄ）に示すモードＭ４では、リアクトルＬの放電が終わると、リアクトルＬの電流が反転し、Ｃ１→Ｑ３→Ｌ→Ｖｉ→Ｃ１の経路で、リアクトルＬが充電され、回生動作となる。また、Ｃ１→Ｑ３→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ１の経路で、電流が流れる。
【００２２】
次に、図２（ｅ）に示すモードＭ５では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフした状態である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の電流は、各コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を充電及び放電した後、その電流は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のボディダイオードを流れる経路に転流するため、ゼロ電流スイッチングＺＣＳ動作が行われるため、サージは発生しない。このとき、Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ）→Ｃ１→Ｑ４（Ｄ）→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒの経路で電流が流れる。この期間に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンすることでゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現することができる。また、Ｌ→Ｖｉ→Ｑ４（Ｄ）→Ｌの経路で電流が流れ、回生動作が続く。
【００２３】
リアクトルＬの放電が終わると、図２（ｆ）に示すモードＭ６において、リアクトルＬの充電期間となる。即ち、Ｖｉ→Ｌ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ）→Ｃ１→Ｖｉの経路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンするとモードＭ１に移行する。
【００２４】
このように実施例１の直流変換装置によれば、半波電流共振回路の動作に合わせてリアクトルＬにより昇圧するために、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゼロ電圧スイッチングＺＶＳ、及びゼロ電流スイッチングＺＣＳを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。
【００２５】
また、コントローラが１つとなるので、簡単な回路構成で安価となる。また、昇圧回路は、回生期間を持つため、軽負荷においてもコンデンサＣ１の電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。
【００２６】
また、フルブリッジ構成の半波電流共振回路を用い、スイッチング素子Ｑ４のオン幅を調整することで昇圧比を自由に設定でき、コンデンサＣ１の電圧を制御できるので、スイッチング素子Ｑ４のオン幅が出力電圧に影響しない。これにより、入力電圧範囲を広くとることができる。
【００２７】
また、モードＭ２及びモードＭ４において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフさせる場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４又はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオフタイミングが同時にオフとならずにずれた場合においても共振動作に影響しない。
【００２８】
例えば、モードＭ１からスイッチング素子Ｑ４のみをオフした場合には、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすることで、モードＭ２に移行する。また、例えば、モードＭ１からスイッチング素子Ｑ１のみをオフした場合には、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。そして、スイッチング素子Ｑ４がオフすることで、モードＭ２に移行する。
【００２９】
例えば、モードＭ４からスイッチング素子Ｑ２のみをオフした場合には、図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。そして、スイッチング素子Ｑ３がオフすることで、モードＭ５に移行する。また、例えば、モードＭ４からスイッチング素子Ｑ３のみをオフした場合には、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすることで、モードＭ５に移行する。その後、各モードに移行するため、オフのタイミングのずれは共振動作に影響しない。
【００３０】
モードＭ２、及びモードＭ５からのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４又はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、自身のボディダイオードに流れている期間に同時にオンするため、タイミングのずれ（オンの順番）による共振動作への影響はない。
【００３１】
また、リアクトルＬには常に電流が流れており、連続動作となる。このため、コンデンサＣ１の電圧は、スイッチング素子Ｑ４のデューティにより決まる。通常の昇圧型コンバータと同様に、
ＶＣ１＝Ｖｉ×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔｏｆｆ
Ｔｏｎはスイッチング素子Ｑ４のオン期間、Ｔｏｆｆはスイッチング素子Ｑ４のオフ期間である。これにより、負荷の影響を受けないため、軽負荷時にコンデンサＣ１の電圧が上昇しない。
【００３２】
また、リアクトルＬが大きい場合、負荷が重い場合にはオフ期間Ｔｏｆｆに、リアクトルＬの電流がゼロ以下にならない場合がある。この場合にもモードＭ４→モードＭ３、モードＭ５→モードＭ６となるため、共振動作は保たれる。
【００３３】
このように常にリアクトルＬの電流は連続で動作し、さらにソフトスイッチングを行うために連続型の昇圧コンバータのようなスイッチングロスの増加や、臨界型の昇圧コンバータのような臨界点の検出の必要がなく、不連続型の昇圧コンバータのような軽負荷での電圧上昇がない。
【００３４】
なお、図５に実施例１の直流変換装置の各部の動作波形を示す。図５において、ＩＱ１〜ＩＱ４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン電流、ＩＣｒｉはコンデンサＣｒｉに流れる電流、ＩＲｃはダイオードＲＣに流れる電流である。図５（ａ）は入力電圧が１００Ｖ時の動作波形、図５（ｂ）は入力電圧が４００Ｖ時の動作波形である。図５（ａ）（ｂ）からもわかるように、入力電圧が低くても高くても共振が外れることなく動作できる。また、直流変換装置は、１００〜４００Ｖで動作できることから、ワイド入力に十分対応できる。
【００３５】
図６（ａ）は実施例１の直流変換装置において入力電圧が４００Ｖであるときの重負荷時及び軽負荷時のコンデンサＣ１の電圧、重負荷時及び軽負荷時の電流共振コンデンサＣｒｉの電流の比較を示す図である。図６（ｂ）は実施例１の直流変換装置において入力電圧が１００Ｖであるときの重負荷時及び軽負荷時のコンデンサＣ１の電圧、重負荷時及び軽負荷時の電流共振コンデンサＣｒｉの電流の比較を示す図である。
【００３６】
図６に示すように、入力電圧Ｖｉｎが１００Ｖ及び４００Ｖの場合でも重負荷、軽負荷動作においてコンデンサＣ１の電圧は殆ど変化しない。
【００３７】
ここで、入力電圧が４００Ｖである場合に昇圧回路によってコンデンサＣ１の電圧が昇圧される。一般的な電解コンデンサは耐圧が４５０Ｖ程度であるので、この耐圧を超えることが考えられる。例えば、図５の定数の場合、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖであるとき、コンデンサＣ１の電圧は５５０Ｖとなった。
【００３８】
このため、スイッチング素子Ｑ４のオン幅を調整する。また、モードＭ１からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフする場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は同時にオフしなくても良い。このことを利用して、コンデンサＣ１の電圧を抑制する。即ち、モードＭ１の後に図３（ａ）に示す期間を設ける。
【００３９】
即ち、この期間では、リアクトルＬが放電し、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする。このため、Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｑ３（Ｄ）→Ｑ１→Ｌｒで電流が循環している。モードＭ１期間を短くし、図３（ａ）の期間を長くすることで、リアクトルＬの充電時間を短くし、リアクトルＬの放電時間を長くする。出力電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間により調整される。
【００４０】
図７にスイッチング素子Ｑ４のオン幅を変えた場合の各部の動作波形を示す。図５の場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号のオン幅は共に同じである。しかし、図７の場合、スイッチング素子Ｑ４のオン幅がスイッチング素子Ｑ１のオン幅よりも小さくなるようにゲート信号を調整する。
【００４１】
これにより、リアクトルＬの充電期間であるスイッチング素子Ｑ４のオン幅が小さくなり、リアクトルＬの充電期間を短くすることができる。このため、コンデンサＣ１の電圧を抑制することができる。図７の場合、コンデンサＣ１の電圧は４３０Ｖとなり、一般品の４５０Ｖ耐圧の電解コンデンサを使用できる。
【００４２】
（実施例１の変形例）
次に、実施例１の直流変換装置のいくつかの変形例を説明する。実施例１では、４つの電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に並列接続していたが、例えば、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を集約して接続してもよい。
【００４３】
また、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３に並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を集約して接続してもよい。
【００４４】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４もしくはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３と並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を接続する、ハイサイド、ローサイド交互に配置する構成でもよい。
【００４５】
また、図１に示すＰＲＣ制御回路１０の代わりに、図８に示すようなＰＷＭ制御回路１１を用いてもよい。ＰＷＭ制御回路１１は、コンデンサＣｏの出力電圧に応じてパルスオン幅を可変させるＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成しこのＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオンオフさせる。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号は同じであり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート信号は同じである。コンデンサＣ１の電圧を制御する場合には、図７に示した例と同様にスイッチング素子Ｑ４のオン幅を調整すれば良い。
【００４６】
また、実施例１の直流変換装置に対して、図９に示す変形例を用いても良い。この変形例は、パルス発生器１２、ＰＷＭ制御回路１１ａを設けていることを特徴とする。
【００４７】
パルス発生器１２は、オン幅が固定された第１パルス信号と第１パルス信号を反転した第２パルス信号を発生し、第１パルス信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加し、第２パルス信号をスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートに印加することでスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオンオフさせる。
【００４８】
ＰＷＭ制御回路１１ａは、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてオン幅を可変する第３パルス信号を発生し、この第３パルス信号をスイッチング素子Ｑ４に印加することでスイッチング素子Ｑ４をオンオフさせる。なお、第１パルス信号乃至第３パルス信号の周波数は固定である。また、スイッチング素子Ｑ１のオン幅がスイッチング素子Ｑ４のオン幅よりも大きくなるように調整する。
【００４９】
このように、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ４のオン幅を可変することで、コンデンサＣ１の電圧を調整できるので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のオン幅が固定であっても出力電圧を制御することができる。
【００５０】
（実施例１の具体的な回路構成）
図１０は、実施例１の直流変換装置の具体例を示す図である。図１０に示す直流変換装置は、図１に示す直流変換装置に対して、直流電源Ｖｉの両端に並列にコンデンサＣ２が接続される。制御回路１０ｂは、コンデンサＣｏの一端に接続される端子ＦＢ、コンデンサＣｏの他端に接続される端子Ｇ２、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続された端子Ｑ１Ｄ、スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続された端子Ｑ２Ｄ、スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続された端子Ｑ３Ｄ、スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続された端子Ｑ４Ｄ、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続された端子Ｑ１Ｇ、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点に接続された端子Ｑ３Ｇを有している。
【００５１】
図１１は、図１０に示す実施例１の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。図１２は、図１１に示す制御回路の各部の動作波形を示す図である。
【００５２】
制御回路１０ｂにおいて、オペアンプＯＰ１は、ＩＳＯを介して端子ＦＢに入力されたコンデンサＣｏの出力電圧と基準電圧Ｒｅｆ１との誤差電圧を増幅する。電圧制御発振器ＶＣＯは、オペアンプＯＰ１からの誤差電圧の値に応じた周波数を持つパルス信号、即ち、図１２に示すＶＣＯ出力を発生する。
【００５３】
ワンショット回路ＯＳＴは、電圧制御発振器ＶＣＯからのパルス信号の立ち上がりに同期して所定のオン幅を持つパルス信号（ＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力）を発生する。インバータＩＮＶはワンショット回路ＯＳＴからのパルス信号を反転させた反転パルス信号（ＩＮＶ出力）を生成する。
【００５４】
デットタイム作成回路ＤＴ１は、インバータＩＮＶからの反転パルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号（ＤＴ１出力）を生成する。レベルシフト回路ＬＳＴ１はデットタイム作成回路ＤＴ１からの遅延パルス信号をレベルシフトさせる。バッファＢＵＦ１はレベルシフト回路ＬＳＴ１からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。バッファＢＵＦ４はデットタイム作成回路ＤＴ１からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ４のゲートに印加する。
【００５５】
デットタイム作成回路ＤＴ２は、ワンショット回路ＯＳＴからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号（ＤＴ２出力）を生成する。レベルシフト回路ＬＳＴ２はデットタイム作成回路ＤＴ２からの遅延パルス信号をレベルシフトさせる。バッファＢＵＦ３はレベルシフト回路ＬＳＴ２からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加する。バッファＢＵＦ２はデットタイム作成回路ＤＴ２からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加する。
【００５６】
制御回路１０ｂは、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオンオフさせる。
【実施例２】
【００５７】
図１３は、実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図１３に示す実施例２では、図１に示す実施例１の直流電源Ｖｉに代えて、交流電源Ｖａと整流ダイオードからなる整流回路ＤＢとを接続したことを特徴とする。
【００５８】
交流電源Ｖａは交流電圧を整流回路ＤＢに出力する。整流回路ＤＢは交流電源Ｖａからの交流電圧を整流して整流電圧をリアクトルＬに出力する。
【００５９】
なお、図１３に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。
【００６０】
次にこのように構成された実施例２の直流変換装置の動作を説明する。まず、図１３に示す直流変換装置では、スイッチング素子Ｑ４のオン期間にリアクトルＬを充電し、スイッチング素子Ｑ４のオフ期間でリアクトルＬの放電を行う。
【００６１】
この回路が通常の昇圧チョッパ回路と同等の動作を行うため、この動作により得られる電圧Vc1は
VC1＝Va×T／（T-TQ4）  ・・・・・・・・・・・・・・・（１）
となる。ここで、Vc1はコンデンサＣ１の電圧、Vaは交流電源Ｖａの電圧、TQ4はスイッチング素子Ｑ４のオン期間、Tは周期である。
【００６２】
この回路ではフルブリッジ構成の半波電流共振回路のスイッチング素子Ｑ４と並列にリアクトルＬと整流回路ＤＢと交流電源Ｖａとからなる直列回路が追加されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との直列回路と並列にコンデンサＣ１が接続されている。このため、トランスＴの二次側に伝達されるエネルギは、コンデンサＣ１を電源とするフルブリッジ型と考えられる。
【００６３】
図１４は、フルブリッジ型の半波電流共振回路を示す図である。図１４では、交流電源Ｖａ、整流回路ＤＢ、リアクトルＬが設けられていない。通常、この回路では、ゲート信号Ｑ１ｇとゲート信号Ｑ４ｇが同一信号であり、ゲート信号Ｑ２ｇとゲート信号Ｑ３ｇとが同一信号である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（Ｑ３，Ｑ４）のオンが重ならないようにデッドタイムを設けている。
【００６４】
このように回路をフルブリッジ構成にすることで、励磁インダクタンスＬｐ及び電流共振コンデンサＣｒｉは、ハーフブリッジ構成では電源から切り離されていた二次側にエネルギを伝達する期間においても電源と接続される。
【００６５】
図１５は、図１４に示すフルブリッジ型の半波電流共振回路の各動作における電流経路を示す図である。電流共振コンデンサＣｒｉに充電されるエネルギは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしたとき図１５（ａ）の点線で示す電流経路とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしたとき図１５（ｂ）の点線で示す電流経路とで電流の方向が反転することが分かる。コンデンサＣｒｉが十分に大きくリップルが無視できると考えると、コンデンサＣｒｉに充電される電圧VCriは、
VCri＝VC1×TQ1／T−VC1×TQ2/T  ・・・・・・・・・・・・・・（２）
となる。
【００６６】
ここで、TQ1はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン期間、  TQ2はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間である。
【００６７】
ここでは、オン期間TQ1に充電されるエネルギの方向を正とする。これより、期間TQ1と期間TQ2とが等しいとき、即ち、デューティが５０％であるとき、コンデンサＣｒｉの電圧VCriはゼロとなることが分かる。
【００６８】
期間TQ1が期間TQ2よりも大きいとき電圧VCriは正、期間TQ1が期間TQ2よりも小さいとき電圧VCriは負になる。
【００６９】
ここで、図１５（ｂ）では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンしているときに、二次側のダイオードＲＣが導通してエネルギが、一次側から二次側に伝達される。この期間にトランスＴの励磁インダクタンスＬｐにかかる電圧は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン抵抗を無視すると、
VLp＝VC1＋VCri  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
となる。VCriは（３）式より期間TQ1と期間TQ2の関係により正負が逆転することから、期間TQ1が期間TQ2より大きいときは、電圧VLpに電源電圧以上の電圧がかかる昇圧モード、期間TQ2が期間TQ1より大きいときは、電圧VLpに電源電圧以下がかかる降圧モードとなる。
【００７０】
出力電圧Voは
Vo＝｛VC1＋VC1×（TQ1−TQ2）／T｝×N2／N1  ・・・・・・・・（４）
で表され、期間TQ1および期間TQ2を調整することで出力電圧Voを制御することができる。
【００７１】
（４）式にT-TQ4=TQ2とした（１）式を代入して整理すると
Vo＝VC1×２TQ1／TQ2×N2／N1  ・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
が得られ、期間TQ1および期間TQ2を調整することで出力電圧Voを制御することができる。
【００７２】
なお、N1は一次巻線Ｐの巻数、N2は二次巻線Ｓの巻数である。
【００７３】
ここで、交流電源Ｖａから回路に流れ込む電流Ｉinは、
Iin＝Va×TQ4／L・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
となる。回路のスイッチング周波数が商用周波数より十分高い場合、回路動作１周期で見た交流電源Ｖａの電圧は一定とみなすことができる。このため、負荷が一定であれば、期間TQ4は一定となる。このため、電流Ｉinは、交流電源Ｖａの電圧に比例した値となる。交流電源Ｖａの電圧と電流Ｉinとが比例するため、力率が改善される。
【００７４】
次に、実施例２の直流変換装置の各モード毎の動作を説明する。図１６は、実施例２の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。また、図１７は、実施例２の直流変換装置の各モードにおける各スイッチング動作時の電流経路を示す図である。図１８は、実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ４のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ１のみをオフした場合との電流経路を示す図である。図１９は、実施例２の直流変換装置のスイッチング素子Ｑ２のみをオフした場合とスイッチング素子Ｑ３のみをオフした場合との電流経路を示す図である。図２０は、実施例２の直流変換装置の不連続モード時の電流経路を示す図である。図１６において、ＩＱ１〜ＩＱ４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に流れる電流、ＩＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉに流れる電流、ＩＬはリアクトルＬに流れる電流、ＩＲｏは負荷Ｒｏに流れる電流である。
【００７５】
まず、図１７（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしている状態であり、Ｃ１→Ｑ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｑ４→Ｃ１の経路で電流ＩＱ１，ＩＱ４，ＩＣｒｉが流れる。このとき、リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐと電流共振コンデンサＣｒｉとにより共振が起こる。
【００７６】
また、スイッチング素子Ｑ４が導通することにより、Ｖａ→ＤＢ→Ｌ→Ｑ４→ＤＢ→Ｖａの経路で電流ＩＬが流れ、リアクトルＬが充電される。  
次に、図１７（ｂ）に示すモードＭ２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフした状態である。各コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４によりゼロ電流スイッチングＺＣＳが実現される。また、リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐのエネルギーにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のボディダイオードが導通し、Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｑ３（Ｄ）→Ｃ１→Ｑ２（Ｄ）→Ｌｒの経路で電流ＩＱ２，ＩＱ３，Ｉｃｒｉが流れる。この期間にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせることでスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現できる。
【００７７】
また、Ｖａ→Ｌ→Ｑ３（Ｄ）→Ｃ１→Ｖａの経路でリアクトルＬが放電されて電流ＩＬが減少し、コンデンサＣ１が充電される。
【００７８】
次に、図１７（ｃ）に示すモードＭ３では、電流共振コンデンサＣｒｉが放電に転じた状態である（ＩＣｒｉが負電流）。リアクトルＬの放電が続いているため、Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｖａ→Ｌ→Ｃｒｉの経路で電流ＩＱ２，ＩＬが流れ、二次側にエネルギが伝達される。また、Ｖａ→Ｌ→Ｑ３（Ｄ）→Ｃ１→Ｖａの経路でリアクトルＬが放電されて電流ＩＬが減少し、コンデンサＣ１が充電される。
【００７９】
次に、図１７（ｄ）に示すモードＭ４では、コンデンサＣ１が放電に転じた状態である。このとき、Ｃ１→Ｑ３→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃ１の経路で電流ＩＱ３，ＩＱ２，ＩＣｒｉが流れる。また、二次側のダイオードＲＣが導通して、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振によりエネルギが一次側から二次側に伝達される。
【００８０】
また、リアクトルＬの放電が続いており、Ｖａ→Ｌ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｖａの経路で電流ＩＬが流れて放電される。                
次に、図１７（ｅ）に示すモードＭ５では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフした状態である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の電流は各コンデンサＣｒｖを充電及び放電した後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のボディダイオードを流れる経路に転流するため、ゼロ電流スイッチング動作となり、サージは発生しない。このとき、Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ）→Ｃ１→Ｑ４（Ｄ）→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒの経路で電流が流れる。この期間に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンすることで          スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現できる。
【００８１】
また、スイッチング素子Ｑ４のダイオードが導通するため、リアクトルＬに電圧Ｖａが印加される。このため、Ｖａ→Ｌ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ）→Ｃ１→Ｖａの経路で電流が流れ、リアクトルＬが充電される。
【００８２】
次に、図１７（ｆ）に示すモードＭ６では、励磁インダクタンスＬｐとリアクトルＬｒの放電が進むと、スイッチング素子Ｑ４（Ｄ）がオフとなり、Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ）→Ｃ１→Ｖａ→Ｌ→Ｃｒｉ→Ｌｐの経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、Ｖａ→Ｌ→Ｑ４→Ｖａの経路で電流が流れ、リアクトルＬが充電される。励磁インダクタンスＬｐ、リアクトルＬｒの放電が終わると、モードＭ１に移行する。            
このように、実施例２の直流変換装置によれば、全期間において、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゼロ電圧スイッチングＺＶＳ、ゼロ電流スイッチングＺＣＳが実現されるので、低ノイズで高効率を図ることができる。
【００８３】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比により出力電圧を制御するため、スイッチング素子Ｑ４のオン幅が変動しても出力電圧を一定に保つことができる。また、スイッチング素子Ｑ３のオン幅を調整することによりコンデンサＣ１の電圧上昇を更に抑制することができる。このため、無負荷においてもコンデンサＣ１の電圧上昇を抑制でき、間欠動作による制御や高周波動作による制御を必要としない。
【００８４】
また、モードＭ２及びモードＭ５において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフさせる場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４又はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオフタイミングが同時オフとならずにずれた場合でも共振動作に影響しない。
【００８５】
例えば、図１８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ４のみがオフした場合には、スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。また、図１８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のみがオフした場合には、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。
【００８６】
また、図１９（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のみがオフした場合にはスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。また、図１９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３のみがオフした場合にはスイッチング素子Ｑ４のみのボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングＺＣＳを行う。その後、各モードに移行するため、オフタイミングのずれは共振動作に影響しない。
【００８７】
モードＭ２、及びＭ５からのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４又はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、自身のボディダイオードに流れている期間に、同時にオンするため、タイミングのずれ（オンの順番）による共振動作へ影響しない。
【００８８】
このようにソフトスイッチングを行うため、連続型の昇圧コンバータのようなスイッチングロスの増加や、臨界型の昇圧コンバータのような臨界点の検出の必要がない。
【００８９】
また、交流電源Ｖａの電圧が大きい場合や負荷が軽い場合には以下に示すモードＭ４，Ｍ５のようにリアクトルＬの放電が完了し、リアクトルＬの電流がゼロになる不連続モードが生じる。
【００９０】
このモードが存在する場合には昇圧比が変わり、式（１）に示した電圧ＶＣ１の式は
VC1=Va／2×[1＋√（2×Ro'×D^2／（L×f）＋1）]・・・・・（５）
となる。
【００９１】
ここで、Ro'＝Ro×(N2)^2／N1^2、D＝TQ4／T、fは周波数である。このため、電圧ＶＣ１は交流電源Ｖａの電圧とデューティＤとに比例し、負荷Ｒｏ'、１／Ｌ、１／ｆに比例して上昇する。この電圧上昇によりコンデンサ耐圧や素子の耐圧を超えてしまう場合がある。ここで、耐圧を脅かす電圧上昇が生じた場合には、この電圧上昇を抑制するために、期間TQ4を制御する。
【００９２】
上述した例では、期間TQ1と期間TQ4が同じである。ＰＲＣ制御回路１０ｃが期間TQ4を調整することで、期間TQ1が期間TQ4よりも大きくなる。このため、モードＭ１の期間が短くなり、図１８（ａ）の状態が生じる。このため、リアクトルＬの充電時間が短くなり、放電時間が長くなるため、電圧ＶＣ１の電圧上昇を抑えることができる。
【００９３】
出力電圧Ｖｏは期間TQ1と期間TQ2とにより調整されるため、期間TQ4を変動させても出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。期間TQ4をゼロとすると、モードＭ６、Ｍ１がなくなる。このとき、モードＭ５→図１８（ａ）→モードＭ２なり、ソフトスイッチングが維持される。
【００９４】
ある程度の軽負荷までは、ＰＲＣ制御回路１０ｃが期間TQ4を調整することで、電圧上昇を抑えることができる。しかし、モードＭ５で示した期間が存在するために期間TQ4をゼロとした場合にもリアクトルＬの充電を完全に止めることはできない。このため、無負荷又はそれに近い状態では期間TQ4をゼロとしても電圧ＶＣ１が上昇してしまう。期間TQ4のオン期間がゼロになっても、電圧ＶＣ１が上昇する場合にはＰＲＣ制御回路１０ｃが期間TQ3を調整する。
【００９５】
期間TQ4をゼロとすると、モードＭ６、Ｍ１がなくなり、図１８（ａ）→モードＭ２→モードＭ３→モードＭ４→図２０のモード→モードＭ５→図１８（ａ）となる。ここで、図２０のモードからモードＭ５に移行する際に、スイッチング素子Ｑ３をオフさせない期間を生成する。即ち、スイッチング素子Ｑ３のオン期間を延長させる。
【００９６】
これにより、図２１に示す経路で電流が流れるようになる。スイッチング素子Ｑ３が導通し、スイッチング素子Ｑ４には電圧ＶＣ１が印加されるため、リアクトルＬは充電されない。期間ＴＱ１及び期間ＴＱ２は操作しないため、この期間ではスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とがオンしている。
【００９７】
図２１の経路で電流が流れている期間に、スイッチング素子Ｑ３をオフすると、モードＭ５に移行する。また、スイッチング素子Ｑ３のオン期間を延ばし続けると、リアクトルＬｒ及び励磁インダクタンスＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振により電流経路が反転して、図２２に示す経路で電流が流れる。この状態ではスイッチング素子Ｑ３のボディダイオードが導通しているため、スイッチング素子Ｑ３をオフしても電流経路は変わらない。このため、モードＭ５がなくなり、リアクトルＬの充電は行われない。スイッチング素子Ｑ１のオフによりモードＭ２に移行するが、リアクトルＬの充電が行われないため、電圧ＶＣ１と電圧Ｖａとが同じになる。                        
このように、入力電圧が高い場合や軽負荷においてはコンデンサＣ１の電圧上昇を抑えることができるが、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御により、入力電圧が低い場合に比べて力率が悪化する。
【実施例３】
【００９８】
図２３は、実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図２３に示す実施例３は、前記力率を改善するため、交流電源Ｖａの交流電圧を全派整流したリップル電圧をコンデンサＣ１のフィードバック信号に重畳させることを特徴とする。
【００９９】
より具体的には、図１３に示す実施例２の構成に、さらに、整流回路ＤＢ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、加算回路１２、ＰＷＭ制御回路１３を設けている。整流回路ＤＢ２は、交流電源Ｖａの交流電圧を整流して整流電圧を得る。整流回路ＤＢ２の出力両端には、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列回路が接続されている。コンデンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されている。
【０１００】
加算回路１２は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点における電圧と、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点における電圧とを加算して、加算出力をＰＷＭ制御回路１３に出力する。ＰＷＭ制御回路１３は、ＰＲＣ制御回路１０ｅからの制御信号と加算回路１２からの加算電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御する。即ち、ＰＷＭ制御回路１３は、コンデンサＣ１の電圧と交流電源Ｖａの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御する。
【０１０１】
従って、入力電圧（コンデンサＣ１の電圧又は交流電源Ｖａの電圧）のピークではフィードバック信号の電圧が高くなるので、スイッチング素子Ｑ４のデューティは更に小さくなる。また、入力電圧のゼロクロス付近ではフィードバック信号の電圧が低くなるので、スイッチング素子Ｑ４のデューティが大きくなる。この動作により、力率を改善することができる。
【０１０２】
図２４は、実施例３の直流変換装置の波形と高調波解析結果の比較を示す図である。図２４（ａ）は、交流電圧Ｖａが１００Ｖでの波形で、図２４（ｂ）は高調波波形を示している。図２４（ｃ）は、交流電圧Ｖａが２３０Ｖで整流回路ＤＢのリップル電圧が重畳されないときの波形で、図２４（ｄ）は高調波波形を示している。図２４（ｅ）は、交流電圧Ｖａが２３０Ｖで整流回路ＤＢのリップル電圧が重畳されているときの波形で、図２４（ｆ）は高調波波形を示している。
【０１０３】
図２４（ｂ）と比べて図２４（ｄ）では、第３高調波のレベルが大きくなっている。図２４（ｄ）に比べて図２４（ｆ）では、第３高調波が小さくなり、図２４（ｂ）の第３高調波と同等レベルである。
【０１０４】
この場合、ＰＲＣ制御回路１０ｅは、ハーフブリッジ構成の半波電流共振回路と同様にエネルギーを二次側に送る側のスイッチング素子Ｑ２のオン時間を固定とし周波数制御（PRC制御）を行う。また、式（２）及び式（３）に示したように、ＰＲＣ制御回路１０ｅが、期間TQ1と期間TQ2を調整することにより、出力電圧Ｖｏを制御することができる。ＰＲＣ制御では、期間TQ2が固定となるため、期間TQ1を調整することにより出力電圧Ｖｏを一定に保つ。
【０１０５】
また、ＰＷＭ制御回路１３は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧電圧によりコンデンサＣ１の電圧を検出し、コンデンサＣ１の電圧が設定値を超えた場合にその電圧に応じてスイッチング素子Ｑ３のデューティを制御する。
【０１０６】
図２５（ａ）は交流電圧Ｖａが１００Ｖのときの各スイッチング素子の動作波形、図２５（ｂ）は交流電圧Ｖａが２３０Ｖのときの各スイッチング素子の動作波形を示す。いずれの波形もサージ電圧は発生しておらず、ソフトスイッチングを達成することができる。
【０１０７】
交流電圧１００Ｖでは、期間ＴＱ１と期間ＴＱ４とは同じで動作しているが、交流電圧が２３０Ｖでは、電圧ＶＣ１の上昇抑制のため、期間ＴＱ１は期間ＴＱ４より大きくなっている。
【０１０８】
図２６は、実施例３の直流変換装置の無負荷時の各部の動作波形を示す図である。図２６（ａ）に示す入力電圧が２３０Ｖ、図２６（ｂ）に示す入力電圧が２８０Ｖの場合にように、入力電圧が高い無負荷動作波形では、スイッチング素子Ｑ４、及びリアクトルＬには殆ど電流が流れていない。このため、昇圧比は小さくなり、コンデンサＣ１の電圧上昇は抑制される。
【０１０９】
図２７に交流電圧ＶａとコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の波形を示す。図２７（ａ）において、電圧ＶＣ１は４３０Ｖ程度に抑えられており、さらに、図２７（ｂ）に示す交流電圧Ｖａが２８０Ｖにおいても、コンデンサＶＣ１の電圧上昇はなく、出力電圧Ｖｏも一定に保たれている。
【０１１０】
（実施例３の変形例）
次に、実施例３の直流変換装置のいくつかの変形例を説明する。実施例３では、４つの電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に並列接続していたが、例えば、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を集約して接続してもよい。
【０１１１】
また、ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３に並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を集約して接続してもよい。
【０１１２】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４もしくはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３と並列に電圧共振コンデンサＣｒｖ１〜Ｃｒｖ４を接続する、ハイサイド、ローサイド交互に配置する構成でもよい。
【０１１３】
図２８は、実施例３の直流変換装置の第１の変形例を示す回路構成図である。また、図２３に示すＰＲＣ制御回路１０ｅの代わりに、図２８に示すようなＰＷＭ制御回路１１を用いてもよい。ＰＷＭ制御回路１１は、コンデンサＣｏの出力電圧に応じてパルスオン幅を可変させるＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成しこのＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互にオンオフさせる。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号は同じであり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート信号は同じである。コンデンサＣ１の電圧が上昇した場合には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン幅を調整すれば良い。
【０１１４】
また、リップルの電圧検出手段として、ダイオードブリッジからなる整流回路ＤＢと直列にダイオードを配置し、追加したダイオードのアノード・グランド間でリップル電圧を検出してもよい。その動作は、実施例２の動作と同様な動作となる。
【０１１５】
図２９に図２８に示す第１の変形例の直流変換装置の動作波形を示す。図３０に図２８に示す第１の変形例の直流変換装置の各スイッチング素子の動作波形を示す。
【０１１６】
さらに、入力電圧が低い場合や、超高力率を必要としない場合には、フィードバック信号へリップル電圧を重畳しなくてもよい。
【０１１７】
（実施例２の具体的な回路構成）
図３１は、実施例３の直流変換装置の具体例を示す図である。図３１に示す直流変換装置において、制御回路１５は、コンデンサＣｏの一端に接続される端子ＦＢ、コンデンサＣｏの他端に接続される端子Ｇ２、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続された端子Ｑ１Ｄ、スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続された端子Ｑ２Ｄ、スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続された端子Ｑ３Ｄ、スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続された端子Ｑ４Ｄ、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続された端子Ｑ１Ｇ、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点に接続された端子Ｑ３Ｇ、グランドに接続された端子Ｇ、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続された端子ＣＦＢ（コンデンサフィードバックの略）、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点に接続された端子ＲＰを有している。
【０１１８】
図３２は、図３１に示す実施例３の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。図３３は、図３１に示す制御回路のコンデンサＣ１の電圧が上昇していないときの各部の動作波形を示す図である。図３４は、図３１に示す制御回路のコンデンサＣ１の電圧が上昇しているときの各部の動作波形を示す図である。
【０１１９】
制御回路１５は、図１１に示す制御回路１０ｂに設けられた抵抗Ｒ５，Ｒ６、ＩＳＯ、オペアンプＯＰ１、電圧制御発振器ＶＣＯ、ワンショット回路ＯＳＴ、インバータＩＮＶ、デットタイム作成回路ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ１，ＬＳＴ２、バッファＢＵＦ１，ＢＵＦ２，ＢＵＦ３，ＢＵＦ４を有し、これらの各部の動作は図１１に示す制御回路１０ｂの動作と同様である。このため、図３３に示すＤＴ１出力、ＩＮＶ出力、ＤＴ２出力、ＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力、ＶＣＯ出力は、図１２に示すそれらと同一である。
【０１２０】
制御回路１５は、上記構成にさらに、抵抗Ｒ７〜Ｒ１４、オペアンプＯＰ２，ＯＰ３，トランジスタＱ５、コンデンサＣ４、コンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２、アンド回路ＡＮＤ、オア回路ＯＲ、ナンド回路ＮＡＮＤ、デットタイム作成回路ＤＴ３，ＤＴ４を有している。
【０１２１】
端子ＣＦＢとオペアンプＯＰ２の反転端子との間には抵抗Ｒ８が接続され、端子ＲＰとオペアンプＯＰ３の反転端子との間には抵抗Ｒ１０が接続される。オペアンプＯＰ２の反転端子と出力端子との間には抵抗Ｒ９が接続される。オペアンプＯＰ２は、スイッチング素子Ｑ４用に設けられ、端子ＣＦＢからのコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１と端子ＲＰからのリップル電圧とが加算された電圧と基準電圧Ｒｅｆ２との誤差電圧を増幅して、コンパレータＣＭＰ１の非反転端子に出力する。
【０１２２】
端子ＣＦＢには抵抗Ｒ１３の一端と抵抗Ｒ１４の一端とが接続され、抵抗Ｒ１３の他端はオペアンプＯＰ３の非反転端子に接続され、抵抗Ｒ１４の他端は接地される。オペアンプＯＰ３の反転端子には抵抗Ｒ１１の一端と抵抗Ｒ１２の一端が接続され、抵抗Ｒ１１の他端は基準電圧Ｒｅｆ３に接続される。抵抗Ｒ１２の他端はオペアンプＯＰ３の出力端子とコンパレータＣＭＰ２の反転端子に接続される。
【０１２３】
また、電源Ｖｃｃには抵抗Ｒ７の一端が接続され、抵抗Ｒ７の他端にはトランジスタＱ５のコレクタが接続される。電圧制御発振器ＶＣＯの出力はトランジスタＱ５のベースに接続される。トランジスタＱ５のコレクタ−エミッタ間にはコンデンサＣ４が接続され、トランジスタＱ５のエミッタは接地される。
【０１２４】
抵抗Ｒ７とトランジスタＱ５のコレクタとの接続点と、コンデンサＣ４の一端とは、コンパレータＣＭＰ１の反転端子とコンパレータＣＭＰ２の非反転端子とに接続される。コンパレータＣＭＰ１は、オペアンプＯＰ２の出力がコンデンサＣ４の電圧以上である場合に、Ｈレベルをアンド回路ＡＮＤに出力し、オペアンプＯＰ２の出力がコンデンサＣ４の電圧未満である場合に、Ｌレベルをアンド回路ＡＮＤに出力する。
【０１２５】
コンパレータＣＭＰ２は、コンデンサＣ４の電圧がオペアンプＯＰ３の出力以上である場合に、Ｈレベルをオア回路ＯＲに出力し、コンデンサＣ４の電圧がオペアンプＯＰ３の出力未満である場合に、Ｌレベルをオア回路ＯＲに出力する。
【０１２６】
アンド回路ＡＮＤは、インバータＩＮＶからの出力とコンパレータＣＭＰ１の出力との論理積をとり、論理積出力であるパルス信号をデットタイム作成回路ＤＴ４に出力する。デットタイム作成回路ＤＴ４は、アンド回路ＡＮＤからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させてバッファＢＵＦ４を介して端子Ｑ４Ｄに出力する。
【０１２７】
オア回路ＯＲは、コンパレータＣＭＰ１の出力とコンパレータＣＭＰ２の出力との論理和をとり、論理和出力であるパルス信号をナンド回路ＮＡＮＤに出力する。ナンド回路ＮＡＮＤは、インバータＩＮＶからの出力とオア回路ＯＲからの出力とのナンドを取り、その出力をデットタイム作成回路ＤＴ３に出力する。デットタイム作成回路ＤＴ３は、ナンド回路ＮＡＮＤからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させてノベルシフト回路ＬＳＴ２、バッファＢＵＦ３を介して端子Ｑ３Ｄに出力する。
【０１２８】
次にこのように構成させた制御回路の動作として、コンデンサＣ１の電圧が上昇しない場合の動作を図３３を参照しながら説明する。
【０１２９】
まず、時刻ｔ０において、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ４の電圧が時刻ｔ１まで直線的に増加していく。時刻ｔ０〜ｔ１においては、コンデンサＣ４の電圧がオペアンプＯＰ３の出力電圧以上であるので、コンパレータＣＭＰ１はＨレベルをアンド回路ＡＮＤに出力する。このため、アンド回路ＡＮＤの出力、即ち、デッドタイム作成回路ＤＴ４の入力は、インバータＩＮＶの出力と同じパルス信号となる。
【０１３０】
また、コンパレータＣＭＰ２は、Ｈレベルを出力するので、オア回路ＯＲは常にＨレベルを出力する。このため、ナンド回路ＮＡＮＤは、インバータＩＮＶの出力を反転した出力をデットタイム作成回路ＤＴ３に出力する。
【０１３１】
次に、このように構成させた制御回路の動作として、コンデンサＣ１の電圧が上昇した場合の動作を図３４を参照しながら説明する。
【０１３２】
コンデンサＣ４の電圧が上昇すると、ＣＦＢ端子から抵抗Ｒ８を介してオペアンプＯＰ２の反転端子に印加される電圧が大きくなるので、オペアンプＯＰ２の出力電圧は時間とともに低下していく。コンパレータＣＭＰ１は、オペアンプＯＰ２の出力がコンデンサＣ４の電圧以上であるときＨレベルを出力するので、パルス信号のオン幅が徐々に小さくなっていきゼロとなる。従って、デットタイム作成回路ＤＴ４の出力もパルス信号のオン幅が徐々に小さくなっていく。
【０１３３】
一方、ＣＦＢ端子から抵抗Ｒ１３を介してオペアンプＯＰ３の非反転端子に印加される電圧が大きくなるので、オペアンプＯＰ３の出力電圧は時間とともに増加していく。コンパレータＣＭＰ２は、コンデンサＣ４の電圧がオペアンプＯＰ３の出力電圧以上であるときＨレベルを出力するので、オペアンプＯＰ３の出力電圧の上昇に伴い、Ｌを出力する期間が生じ、その期間中は時間と共に増加していく。ナンド回路ＮＡＮＤは、オア回路ＯＲのＬ期間もしくはインバータ回路ＩＮＶのＬ期間にＨを出力する。オア回路ＯＲのＬ期間が徐々に大きくなることでナンド回路ＮＡＮＤのＨ期間が徐々に広がる。従って、デットタイム作成回路ＤＴ３の出力もパルス信号のオン幅が徐々に大きくなっていく。なお、段落００４５−００４９、００６３−００７３、０１１３−０１１７、図８−図９、図１４−図１５、図２８−図３０に記載された実施例は、本願発明に含まれず、参考例である。
【産業上の利用可能性】
【０１３４】
本発明は、力率改善機能付き直流変換装置に適用可能である。
【符号の説明】
【０１３５】
Ｃ１，Ｃｏ，Ｃｉ  コンデンサ
Ｖｉ  直流電源
Ｖａ  交流電源
Ｑ１〜Ｑ５  スイッチング素子
Ｌｒ，Ｌ  リアクトル
Ｌｐ  励磁インダクタンス
Ｔ  トランス
Ｐ  一次巻線
Ｓ  二次巻線
Ｃｒｉ  電流共振コンデンサ
ＲＣ  ダイオード
Ｒｏ  負荷
ＤＢ，ＤＢ２  整流回路
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３  オペアンプ
ＶＣＯ  電圧制御発振器
ＯＳＴ  ワンショット回路
ＩＮＶ  インバータ
ＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ３，ＤＴ４  デットタイム作成回路
ＬＳＴ１，ＬＳＴ２  レベルシフト回路
ＢＵＦ１〜ＢＵＦ４  バッファ回路
ＡＮＤ  アンド回路
ＮＡＮＤ  ナンド回路
ＯＲ  オア回路
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２  コンパレータ  
１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，１５  ＰＲＣ制御回路
Ｒ１〜Ｒ１４  抵抗
１２  加算回路
１１，１１ａ，１３  ＰＷＭ制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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