(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号生成装置であって、
同相波形成分に対応するデジタル信号を受信する第１のデジタル−アナログ変換器、
直交波形成分に対応するデジタル信号を受信する第２のデジタル−アナログ変換器、
前記第１のデジタル−アナログ変換器の出力を受信する第１のアンチエイリアシング低域フィルタ、
前記第２のデジタル−アナログ変換器の出力を受信する第２のアンチエイリアシング低域フィルタ、
前記第１のアンチエイリアシング低域フィルタの出力を受信する第１のミキサ、
前記第２のアンチエイリアシング低域フィルタの出力を受信する第２のミキサ、
入力、前記第１のミキサで混合する同相出力、及び前記第２のミキサで混合する直交出力を有する９０°スプリッタ、
前記９０°スプリッタの前記入力への出力を有する第１の周波数合成器、及び
前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを合計する合計部を有する直交変調ブロックと、
前記直交変調ブロックの前記合計部の出力を受信する第３のミキサと、
前記第３のミキサへの出力を有する第２の周波数合成器と、
前記合計部の前記出力と前記第３のミキサの出力との間で選択可能な出力を有するスイッチとを含むことを特徴とする信号生成装置。
【請求項２】
前記第２の周波数合成器の前記出力を前記第３のミキサに接続する第２の直交変調ブロックを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
【請求項３】
複数の直交変調ブロックを更に含み、前記各直交変調ブロックが、対応するミキサへの出力、及び、前記対応する直交変調ブロックの出力と前記対応するミキサの出力との間で独立して選択可能な出力を有するスイッチへの出力を有することを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
【請求項４】
前記第３のミキサの出力と前記スイッチに接続する少なくとも１つのフィルタを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
【請求項５】
送受信機であって、
出力を有する第１の周波数合成器と、
前記第１の周波数合成器の前記出力を受信し、かつ第１のミキサへの出力を有する第１の直交変調ブロックと、
前記第１の直交変調ブロックの前記出力と前記第１のミキサの出力との間で選択可能な出力を有する第１のスイッチと、
前記第１の周波数合成器の前記出力を受信しかつ第２のミキサへの出力を有する第２の直交変調ブロックと、
前記第１のミキサ及び前記第２のミキサへの出力を有する第２の周波数生成器と、
前記第２の直交変調ブロックの前記出力と前記第２のミキサの出力との間で選択可能な局部発振器出力を有する第２のスイッチと、
前記第１のスイッチから入力を受信し、かつアンテナスイッチ循環器への出力を有する増幅器と、
前記アンテナスイッチ循環器からの入力及び前記第２のスイッチから出力される前記局部発振器の入力を受信し、かつアンチエイリアシング低域フィルタへの出力を有する第３のミキサと、
前記アンチエイリアシング低域フィルタの前記出力を受信するアナログ−デジタル変換器とを含み、
前記第１及び第２のスイッチが互いに独立して選択可能であることを特徴とする送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、２０１３年９月１２日に出願された「信号を生成、受信及び自己較正する装置及び方法」なる名称の米国特許仮出願第６１／８７６，９４９号の権利を主張し、その開示を本願では参照として組み込み、３７ＣＦＲ１．７８（ａ）（４）及び（５）（ｉ）に従ってその優先権を主張する。
【背景技術】
【０００２】
広帯域の直交変調信号の生成は、広帯域幅及びスペクトル純度の実現、波形の成形、運搬された信号からのスプリアス成分及び非線形性の排除、並びに直交変調の較正において幾つかの課題を有する。信号を受信し復調することも特に、中間周波数（ＩＦ）における画像排除及び局部発振器（ＬＯ）漏れに関する周波数変換において同様の課題を有する。更なる課題は、局部発振器における直交不均衡性に係わり、送信／受信路の異なる点で生ずる不均衡性は典型的には分離できないため簡単に修正することができない。そのため、広帯域幅やスペクトル純度を有するだけでなく、信号における望ましくないアーチファクトの較正や排除の容易さを特徴とする直交変調信号を生成し受信する装置及び方法が望ましい。この目的は、本発明の実施形態により実現される。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００３】
本発明の実施形態は、柔軟な相互接続のために独立して選択可能な構成を有する複数の信号合成器及び複数の直交変調器を特徴とする非常に広い帯域信号を生成する装置を提供する。本実施形態による装置により、異なる部分を便利に組み合わせ分離することができるため、スプリアス信号のアーチファクトの性能や排除を最適化するためにスペクトル成分やフィルタを便利に特徴付けることが可能となる。
【０００４】
本発明の別の実施形態は、低域アンチエイリアシングフィルタの周波数依存性を補償するために内部デジタルフィルタを有する直交変調器を提供する。
【０００５】
本発明の更なる実施形態は、本願に記載するように信号生成装置への入力波形を調整するデジタル事前処理装置を提供する。
【０００６】
本発明の他の実施形態は、本願に記載するように信号を生成及び受信する装置のアナログ及びデジタル成分を自己較正する方法を提供する。
【０００７】
本発明の実施形態は、特に、集積回路に組み込まれることによく適している。
【０００８】
本発明の実施形態による更なる利点は、構成がフライに適応され、特定の環境や動作設定に応じて適応的に最適化される能力を含む。そのため、本発明の実施形態は、性能、スパー排除（ｓｐｕｒ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）、耐干渉性、信号対雑音比、ビットエラー率等について（例えば、１周波数当たり）、様々な自由度で最適化される。
【０００９】
本発明がレーダの特定領域に制限されず、本発明の実施形態がマイクロ波信号フィールドの他の領域にも適応可能であることは理解されるであろう。他の領域は、通信、無線周波数（ＲＦ）撮像、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）通信及び位相アレイ、センサベースの適用法（例えば、材料分析／モニタリング）、並びにベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）等の試験機器実施を含むが、これらに制限されない。
【００１０】
開示する技術的内容は、添付の図面と共に以下の詳細な説明を参照することで最も良く理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１Ａ】本発明の実施形態による事前補正されたデジタル入力を有する信号生成器を示す図である。
【図１Ｂ】本発明の関連する実施形態による、図１Ａの信号生成器に対する側波帯セレクタ構成スイッチを示す図である。
【図２】本発明の別の実施形態による信号生成器を示す図である。
【図３】本発明の実施形態による多重信号生成器を示す図である。
【図４】本発明の実施形態による送受信機を示す図である。
【図５】本発明の実施形態による直交受信器を示す図である。
【図６】本発明の実施形態によるマルチスタティック・レーダ装置を示す図である。
【図７】本発明の実施形態による３チャネルＭＩＭＯ送受信機を示す図である。
【図８】本発明の実施形態による信号生成ブロックの出力におけるスペクトル成分測定配置を示す図である。
【図９】本発明の実施形態による受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す図である。
【図１０Ａ】本発明による第１の直交変調ブロックの特徴付けに対する対称化受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す図である。
【図１０Ｂ】本発明による第２の直交変調ブロックの特徴付けに対する対称化受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態によるスケーリング配置に基づいて参照されるマルチモジュールを示す図である。
【図１２】本発明の実施形態による信号生成器を較正する方法のフローチャートを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
例示の簡略化及び明瞭化のため、図示する素子は必ずしも原寸に比例して描かれていなく、幾つかの素子の寸法は他の素子に対して実際よりも大きく描かれている場合もある。更に、参照番号は、対応する又は類似する素子を示すために各図間で繰り返されることもある。
【００１３】
図１Ａは、本発明の実施形態による事前補正されたデジタル入力１８１及び１８３を有する信号生成器１００を示す図である。
【００１４】
直交変調ブロック１０１では、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０３及び１０７は、それぞれデジタル入力１８１及び１８３を受信し、対応するアナログ信号をアンチエイリアシング低域フィルタ（ＬＰＦ）１０５及び１０９にそれぞれ供給する。デジタル入力１８１は、事前補正された同相入力ＩＣであり、デジタル入力１８３は、事前補正された直交入力ＱＣである。アンチエイリアシング低域フィルタ１０５及び１０９は、それぞれ乗法ミキサ（「ミキサ」）１１１及び１１３にそれぞれ信号を出力する。９０°スプリッタ１１５は、周波数合成器１２１から合成周波数を受信し、位相が９０°一致しない２つの信号を出力し、このとき、ミキサ１１３への信号は、ミキサ１１１への信号に対して９０°遅れている。ミキサ１１１及びミキサ１１３からの混合出力は、合計部１１７に入力される。
【００１５】
直交変調ブロック１０１からの出力は、スイッチ１３３Ａに入力される。スイッチ１３３Ａは、直交変調ブロック１０１の直接出力、或いは合成器１２３からの合成周波数とミキサ１３１によって混合された直交変調ブロック１０１の出力を通すよう選択可能に切り替えられる。
【００１６】
本発明の様々な実施形態は、スイッチ１３３Ａと同様に構成されるスイッチを特徴とする。本発明のある実施形態では、スイッチは独立して選択可能に切り替えることができる。本発明の該実施形態による独立した切替性は、装置を構成する際に汎用性を提供するだけでなく、以下に詳細を説明するように、装置の較正においても有益となる。
【００１７】
直交変調は、典型的には、スプリアス画像−周波数信号及び局部発振器のフィードスルーといった問題を有する。このような欠点は、デジタル領域における信号の事前補償によって著しく減少される。事前補償又は事前補正係数の設定は、上述のスプリアス信号の測定を可能にするフィードバック機構を必要とする。
【００１８】
従って、本発明の実施形態は、以下の通りに事前補正を行う。数値制御された発振器（ＮＣＯ）１４１は、発振器の周波数ｆを設定するための周波数信号１４３及び初期位相φ０を設定するための初期位相信号１４３を受信する。数値制御された発振器１４１は、正弦波１４７ｓｉｎ（ｆ，φ０）と余弦波ｃｏｓ（ｆ，φ０）といった２つの信号を出力し、これらの信号は、複素乗算器１５１に入力される。複素乗算器１５１の他の入力は、同相データストリーム１５３Ｉｄａｔａ（ｋ）及び直交データストリーム１５５Ｑｄａｔａ（ｋ）を含む。複素乗算器１５１の複素積の出力は、所望の同相データ波１５７Ｉ及び所望の直交データ波１５９Ｑである。しかしながら、直交変調ブロック１０１によって実施されるべき直交変調の振幅不均衡性等の影響を補償するためには、単側波帯（ＳＳＢ）排除のためのフィルタ１６３、１６５、１６７、及び１６９を含むマトリクス乗算器１６１によって行われる事前補正が必要である。更には、マトリクス乗算器１６１は、合計ミキサ１７７及び１７５への直流オフセットＩＤＣ及びＱＤＣで局部発振器漏れを補正する。
【００１９】
更には、本発明の実施形態によると、合計ミキサ１７１及び１７３にそれぞれ繋がるデジタルフィルタ１６３、１６５、１６７、及び１６９は、アンチエイリアシング低域フィルタ１０５及び１０９の周波数依存性を補償するよう、マトリクス乗算器１６１に組み込まれる。前述の通り、結果として、事前補正された同相入力１８１ＩＣ及び事前補正された直交入力１８３ＱＣが得られる。
【００２０】
図１Ｂは、本発明の関連する実施形態による側波帯セレクタ構成スイッチ１３３Ｂを示す。側波帯セレクタ構成スイッチ１３３Ｂは、直交変調ブロック１０１の直接出力と、上側波帯フィルタ１３５又は下側波帯フィルタ１３７をそれぞれ通過する、合成器１２３の出力とミキサ１３１を介して混合された直交変調ブロック１０１の出力の上側波帯又は下側波帯のいずれか一方との間で選択可能に切り替えられる。
【００２１】
上述の説明では、送信信号の生成は、図１Ａに示すようにハイブリッド構成可能な１つ／２つの変換処理である。トポロジーの下で得られる異なる状態は、スイッチ１３３Ａの設定に依存し、以下が挙げられる。
【００２２】
広帯域の直交変調ブロック１０１によって直接変調された周波数合成器１２１に基づく直接変換、並びに
【００２３】
合成器１２３との直交変調ブロック１０１の出力の混合に基づく二重変換動作。
【００２４】
本アーキテクチャは、低スプリアス信号コンテンツを維持しながら、非常に広い周波数カバレッジ（ＤＣから１０ｓＧＨｚ）を本質的に特徴とする。ある場合では、合成器の周波数範囲はデジタル除算器によって増大される。このような場合、ノイズの最小化や安定化のために、合成器が異なる周波数で動作することが望ましいこともある。しかしながら、デジタル除算された信号は、高スプリアス調波コンテンツを有する。多オクターブの周波数範囲にわたる動作は、通常、スプリアス信号を抑制するために複雑な再構成可能なフィルタ及びフィルタバンクを必要とする。直接変調された信号のヘテロダイン式逓降変換により、スプリアス信号を帯域外として広い周波数範囲が実現され得る。
【００２５】
周波数カバレッジの要件が高まると、合成器や直接変調器からのカバレッジ要件も高まる。直接変換及び二重変換の両方を用いることでこのような要件が緩和される。例えば、４〜８ＧＨｚの範囲をする直交変調器は、ＤＣ〜４ＧＨｚの範囲をカバーするために更なる８〜１２ＧＨｚの合成器と混合され、８〜１２ＧＨｚの周波数範囲をカバーするために１２〜１６ＧＨｚの合成器と混合されてもよい。逓降変換の代わりに逓増変換を用いることでより高い周波数が網羅され得る。
【００２６】
本発明の実施形態による別の利点は、周波数カバレッジ内のどの周波数においても広帯域波形（ベースバンド程に広い）を任意に変調する点にある。これにより、レーダ用途、通信配置等におけるパルス圧縮に対するチャープ／疑似ランダムビットシーケンス（ＰＲＢＳ）等の変調方式の使用が可能となる。
【００２７】
本発明の実施形態による任意のデジタル変調の更なる使用により、デジタル領域における微周波数オフセットが可能となる。これにより、合成器において周波数ステップがより粗くなり、同じ周波数分解能要件について位相雑音性能が改善される。
【００２８】
本発明の実施形態による別の利点は、幾つかの異なる構成を通じてある出力周波数を実現する能力にある。非制限的な実施例では、合成器をより高い周波数にステップアップさせ、ベースバンド周波数をより低い周波数に相応じてステップダウンさせることで、出力周波数が不変となる。これは、周波数の変化に対して特定の位相を保持しないが、全ての合成器の周波数に渡ってコヒーレントな周波数カバレッジを生成する際に有益である。
【００２９】
図２は、本発明の別の実施形態による信号生成器を示し、第２の直交変調ブロック２０３は合成器１２３を直接変調して第２の変換のために局部発振器を形成するように利用される。これにより、変換ノードに対して局部発振器を生成する際に任意の周波数を実現するよう直交変調不均衡性対位相雑音のトレードオフが可能となる。
【００３０】
図３は、本発明の実施形態による多重信号生成器を示す。周波数合成器３０１は、直交変調ブロック３０３及び３０５に繋がり、周波数合成器３５１は、直交変調ブロック３５３及び３５５に繋がる。セレクタスイッチ３１１、３３１、３６１、及び３８１は、セレクタスイッチ１３３Ａ（図１Ａ）について前述したように動作し、それぞれ、直交変調ブロック３０３、３０５、３５３、及び３５５の直接出力と、周波数合成器３９１からの入力をそれぞれ受信するミキサ３１３、３３３、３６３、及び３８３の出力との間で選択可能に切り替えられる。
【００３１】
前述の通り、本発明の様々な実施形態は、独立して切替可能なようにセレクタスイッチ３１１、３３１、３６１、及び３８１を提供する。
【００３２】
図３に示す配置は、複数のマイクロ波信号が平行して必要となるレーダ通信システムにおいて有用である。このようなニーズの非制限的な実施例として以下が挙げられる。
【００３３】
送信信号及び受信局部発振器信号の同時生成、
【００３４】
ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）及び位相／実遅延（ｔｒｕｅ  ｄｅｌａｙ）アレイシステムにおける複数の送信信号の生成、並びに
【００３５】
直交逓降変換の正弦及び余弦の局部発振器信号の生成。
【００３６】
例えば、送信信号及び受信発振器信号を短距離の周波数変調された連続波（ＦＭ−ＣＷ）レーダシステムにおいてデジタル変調することで、近接ＤＣ信号（図４参照）を扱わないよう意図的な周波数オフセットを取り込むことができる。本アーキテクチャの固有の特質は、同じ合成器が幾つかの直接変換ブロックやヘテロダイン変換器に繋がり、それにより、前述のニーズが自然と満たされることである。このため、異なるマイクロ波信号間の位相トラッキング及び位相雑音のトラッキングが可能となる。
【００３７】
本アーキテクチャの別の利点は、送信アンテナ／受信器等の複数のノード間での生成された信号の分配にある。これにより、「マルチスタティック・レーダ」（以下参照）等の適用法が可能となる。
【００３８】
本発明の更なる実施形態では、複数の合成器（図３のように）が提供され、その幾つかは変調されるが、幾つかは変調されないため、任意の離間された周波数で複数の信号が同時に生成され得る。
【００３９】
図４は、本発明の実施形態による送受信機を示す。周波数合成器４０１は、セレクタスイッチ４１１及び４３１をそれぞれ有する直交変調ブロック４０３及び４０５に繋がり、これらのスイッチは、直交変調からの直接出力と、周波数合成器４０７から入力をそれぞれ受信するミキサ４１３及び４３３の出力とを選択する。セレクタスイッチ４１１の出力は増幅器４５１に供給され、増幅器４５１は送信のためにアンテナスイッチ／循環器４５３を介してアンテナ４５５に供給する。アンテナ４５５（例えば、送信信号の反射による等）から受信された信号は、スイッチ４３１から入力を受信するミキサ４５７に供給される。ミキサ４５７の出力は、アンチエイリアシング低域フィルタ４５９に供給され、更に、アナログ−デジタル変換器４６１（ＡＤＣ）に供給される。
【００４０】
周波数シフトが生じた状態で同じ周波数合成器４０７に接続される直交変調ブロック４０３及び４０５を変調することで、任意の中間周波数（ＩＦ）受信器に対する送信信号及び局部発振器ドライブが生成される。受信信号は、直交変調ブロック４０３及び４０５間の変調周波数のオフセットに対応する中間周波数に逓降変換される。
【００４１】
任意の波形変調に基づく受信器の局部発振器の生成の別の実施例は、スペクトル拡散レーダに対する疑似ランダム二進シーケンス（ＰＲＢＳ）変調での変調である。
【００４２】
任意に構成可能な復調の更なる実施例は、マルチトーン復調である。このような構成は、例えば、別個の中間周波数に逓降変換する等して、幾つかのスペクトル成分の同時測定の際に有用である。スペクトル成分の振幅及び位相の両方が測定され得る。
【００４３】
幾つかの構成において出力周波数を実現するための信号生成器の上述の機能により、周波数範囲全体にわたって測定を関連付けること、即ち、局部発振器及び測定路位相を含むことができる。関連する実施形態によると、これは、異なる局部発振器周波数間で測定をオーバーラップさせることで実現され、この際、ベースバンド周波数は測定間の局部発振器周波数オフセットを考慮するよう調節される。この位相関連の測定は、技術における公知の実施とは異なり、局部発振器がカバレッジ範囲にわたって調整され、位相変化については考慮されない。本実施形態による相対的位相を保持することは、本発明のベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）の実施形態における非線形パラメータを特徴付ける際に有益である。
【００４４】
図５は、本発明の実施形態による直交受信器を示す。スイッチ５１１とスイッチ５３１は共通のセレクタ５３３によってまとめられて、０°局部発振器５４１及び９０°局部発振器５４３を生成する。これらの局部発振器は、それぞれミキサ５６１及び５６３に繋げられ、アンテナ５５５によって受信され増幅器５５１によって増幅された信号を変換する。２つの中間周波数信号がそれぞれアンチエイリアシング低域フィルタ５７１及び５７５に供給され、アナログ−デジタル変換器５７３及び５７７によって復調される。
【００４５】
図５に示す構成により、従来のアナログ技術に対して、デジタル除算器を使用すると生ずる実質的なスプリアス高調波コンテンツを生ずることなく、広い周波数範囲にわたって９０°スプリットの生成が可能となる。
【００４６】
本発明の関連する実施形態によると、直交チャネル間の相対的位相及び振幅を調節するために較正技術が使用され得る。非制限的な実施例では、逓降変換された連続波信号の同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分間の測定、幾つかの信号についての位相及び振幅の同時測定、並びにＩ及びＱアーム間の相互相関測定が含まれる。
【００４７】
図６は、本発明の実施形態によるマルチスタティック・レーダ装置を示す。多くの場合、生成された信号が送信アンテナ／受信器等の複数のノードに分配されることが望ましい。
【００４８】
図７は、本発明の実施形態による３チャネルＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送受信機を示す。本実施形態では、上述のコヒーレントな任意の変調トポロジーが平行性（即ち、全ての直交変調ブロックが同じ合成器に繋がれ、互いに対してコヒーレントである）と共に使用される。本構成により、例えば、位相アレイアンテナとの関連において、積極的なビーム成形が可能となる。現在の実施は、狭帯域アレイにおいて主に有用であり、このとき、搬送波周波数はマイクロ波領域に到達し、アナログ遅延誘発位相シフトが使用される。本発明の本実施形態は、デジタル相対遅延手段により実ビーム成形を提供する。ビーム成形は、互いに対するコヒーレントチャネルのベースバンド変調によって実現され、送受信機アレイの広帯域の性質を妨害しない。更に、本実施形態は、デジタル精度で実施を容易にする。操縦分解能及び位相コヒーレンスは、デジタル−アナログ変換器の分解能によって主に制限されるためにどのベースバンド周波数でも実現可能な相対的位相が実質的に任意であるため、非常に正確である。
【００４９】
較正
【００５０】
較正は重要な役割を担う。直交変調不均衡性、局部発振器漏れ、並びに受信器及び送信器路の応答は、送受信機の必要な性能を実現する上で基本的要因を含む。
【００５１】
直交不均衡性及び局部発振器漏れの較正は、典型的には、広帯域包絡線検出器を通過した後に混合生成物を最小化することで実施される。直交変調器は、周波数ｆＢＢで複素正弦波によって変調を受ける。包絡線検出器の出力では、検出された電力は所望の信号とスプリアス信号（直交変調画像に対して２ｆＢＢ又は局部発振器漏れに対してｆＢＢ）との間の周波数オフセットと関連付けられる周波数で変動する。電力変動は、典型的には、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によって測定される。ここで、高いｆＢＢが使用された場合、電力変動を捕捉して定量化するために（ＡＤＣ帯域幅は両方のスペクトル成分を捕捉するためにベースバンド帯域幅の少なくとも２倍でなくてはならない）、高速ＡＤＣが必要となることに注意されたい。
【００５２】
現在の技術は、測定されるべき量に収まるスプリアス信号や混合生成物と関連付けられる固有の難しさを有する。実施例として、２ｆｓｉｇｎａｌ−２ｆＬＯからの混合生成物は、直交変調された画像ｆｓｉｇｎａｌ−ｆｉｍａｇｅと関連付けられる測定されるべき周波数に収まる。そのため、測定は独立していない。本発明の実施形態は、アーキテクチャの複雑性を増すことなく直交変調不均衡性及び局部発振器漏れに対する較正を容易にする。
【００５３】
直交変調不均衡性及び局部発振器漏れの補償に対する補正動作は技術において周知である。直交変調不均衡性の補償は、補正係数のマトリクスによってＩ成分及びＱ成分を事前に乗算することを伴う。局部発振器漏れの補償は、典型的には、Ｉ成分及びＱ成分にＤＣ係数を加算することを伴う。本手順の難しいところは、どの係数値を使用するかを決定することにある。これは、画像の強度及び局部発振器漏れのスペクトル成分のフィードバック測定を伴う。
【００５４】
図８は、本発明の実施形態による信号生成ブロックの出力におけるスペクトル成分測定配置を示す。ここでは、２つの直交変調ブロックが１つの共通合成器に繋げられる。画像又は局部発振器漏れを測定する方法は、関心のあるスペクトル成分に対する周波数オフセットで信号をベースバンドに変換するために使用される第２の合成器を配置することを含む。
【００５５】
ｆｉｍａｇｅ＝ｆＳａ−ｆＩＱａ１にある画像を測定するには、ｆＩＦ変換後に元の画像の大きさにおいて線形となるｆＳｂ＝ｆｉｍａｇｅ−ｆＩＦに第２の合成器を配置する。直交変調ブロックの変換を駆動して第２の合成器の出力で所望の周波数に到達するために、フラクショナルＮ合成器の利用及び合成器出力の直交変調のいずれか一方又は両方によって微周波数の選択を容易にすることができる。上述の方式には、１つのチャネル（１つの直交変調器、２つの合成器）しか必要ない。
【００５６】
図９は、本発明の実施形態による受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す。
【００５７】
図１０Ａは、本発明による第１の直交変調ブロックの特徴付けに対する対称化受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す。
【００５８】
図１０Ｂは、本発明による第２の直交変調ブロックの特徴付けに対する対称化受信器アシストされたスペクトル成分測定配置を示す。
【００５９】
ベースバンドフィルタの特徴付け
【００６０】
ベースバンドフィルタの特徴付けは、製品によって異なり得る。集積回路実装の場合、フィルタの帯域幅及び形状は、プロセス、温度、及び電圧に依存する。送信及び受信チェーンにおけるベースバンドフィルタの特徴は、信号対雑音比、シンボル間干渉、電力の平坦化、マスク適合等に関してシステム性能に影響を及ぼし得る。そのため、フィルタを特徴付け、所望の特徴からその偏差を補償することが望ましい。補償の実施例としては、フィルタを直接調節し、デジタル補償を実施することが挙げられる。
【００６１】
本発明の実施形態のハードウェア・アーキテクチャにより、更に複雑にすることなくフィルタ特徴の測定が容易になる。
【００６２】
送信フィルタを特徴付けるために、関心範囲にわたってｆＢＢが走査される。各ｆＢＢについて、結果として得られる中間周波数が一定となるように合成器の周波数（ｆｓａ，ｆｓｂ）が調節され、それにより、受信フィルタの応答変動（ｆＢＢ毎に異なる中間周波数で測定する場合）が回避される。
【００６３】
受信器は、エイリアス周波数±ｆＢＢ＋Ｎ・ｆｓａｍｐｌｅ（このとき、ｆｓａｍｐｌｅはデジタル−アナログ変換器のサンプリング周波数）に対応する周波数に調整され得る。これにより、送信路における低域フィルタはデジタル−アナログ変換器のナイキスト周波数を越えて特徴付けられ得る。
【００６４】
上述し、図８、図１０Ａ、及び図１０Ｂに例示した本発明の実施形態は、信号生成ブロックの出力をデジタル化することで、上述のように、ベースバンド周波数を走査する２つの同様の方式を示す。
【００６５】
受信フィルタの測定は、上述の方式に概念的に類似しているが、送信フィルタの応答を知ることで、直交変調周波数が受信フィルタの周波数を走査するよう調整され得るといった、送信フィルタの応答に関する事前知識から恩恵を受ける。代替的には、送信フィルタを最初に特徴付けることなく受信フィルタを別個に測定することが可能である。このためには、直交変調は（応答変動を招かないように）一定周波数で保持され、受信器の周波数は合成器の周波数を調整することで走査される。
【００６６】
中間周波数は、受信用アンチエイリアス低域フィルタが入力される中間周波数に反応するようアナログ−デジタル変換器のナイキスト周波数を越えて調整され得、その一方で、デジタル化された出力はエイリアス周波数±ｆＢＢ＋Ｎ・ｆｓａｍｐｌｅ（このとき、ｆｓａｍｐｌｅは、アナログ−デジタル変換器のサンプリング周波数）にある。これにより、受信路における低域フィルタは、アナログ−デジタル変換器のナイキスト周波数を越えて特徴付けられ得る。
【００６７】
位相雑音の自己特徴付け
【００６８】
第２の合成器によって逓降変換される第１の合成器のデジタル化により、２つの合成器間の相対的な位相雑音の特徴付けが可能となる。この測定は、自己テスト目的又は位相雑音を最適化するよう位相ロックループパラメータを設定する等の性能の最適化のために使用され得る。該パラメータの実施例として、位相検出器における電荷ポンプ電流の設定が挙げられる。
【００６９】
図１１は、本発明の実施形態によるスケーリング配置に基づいて参照されるマルチモジュールを示す。
【００７０】
図１２は、本発明の実施形態による２つの合成器よりなる信号生成器を較正する方法のフローチャート１２００を示す。ステップ１２０１では、第１の周波数合成器を所望の試験周波数に設定する。ステップ１２０３では、第１の数値制御された発振器（ＮＣＯ１）を所望の試験周波数オフセットに設定する外ループが開始される。ステップ１２０５では、第２の周波数合成器（合成器Ｂ）及び第２の数値制御された発振器（ＮＣＯ２）を、所望の受信中間周波数が得られるよう設定する。
【００７１】
ステップ１２０７では、直交変調不均衡性の補正係数値の組を構成する内ループが開始され、ステップ１２０９では、不均衡性に関連する大きさを測定する。ステップ１２１１では、係数の組が使い尽くされたか否かを判定し、係数の組が使い尽くされていないと判定された場合はステップ１２０７に戻る。一方、係数の組が使い尽くされたと判定された場合は、ステップ１２０７で開始された内ループを終了して、ステップ１２１３に進む。ステップ１２１３では、最適な補正係数を計算する。
【００７２】
ステップ１２１５では、第１の数値制御された発振器（ＮＣＯ１）の周波数が使い尽くされたか否かを判定し、周波数が使い尽くされていないと判定された場合はステップ１２０３に戻る。一方、波数が使い尽くされたと判定された場合は、ステップ１２０３で開始された外ループを終了して、ステップ１２１７に進む。ステップ１２１７では、最適な周波数依存補正係数を計算し、処理を終了する。
【要約】直交変調及び周波数変換を伴う、信号を生成、受信及び較正する装置及び方法が提供される。本発明の実施形態は、非常に広い帯域幅、高いスペクトル純度、構成における汎用性や適応性、並びに較正の容易性を提供し、集積回路での使用に特によく適合される。
【選択図】図１Ａ【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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