(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定管の外側に配置された励磁コイルに対して、励磁回路から励磁電流を供給することにより、当該測定管内を流れる流体を励磁し、この流体と接液するよう当該測定管の内壁に配置された一対の電極から、前記励磁により当該流体に発生した起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を測定する電磁流量計で用いられる前記励磁回路であって、
励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号に基づいて、電流入力端子から電流出力端子へ流れる入力電流を、前記励磁コイルの一端または他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する切替回路と、
前記励磁コイルから発生する逆起電圧を容量素子へ充電するとともに、当該容量素子から放電される放電電流を、前記励磁信号に基づいて前記励磁コイルの前記一端または前記他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する充放電回路とを備え、
前記切替回路は、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、
アノード端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、カソード端子が前記励磁コイルの前記一端に接続された第１のダイオードと、
アノード端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、カソード端子が前記励磁コイルの前記他端に接続された第２のダイオードと、
一方の接点端子が前記第１のダイオードのカソード端子および前記励磁コイルの前記一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記第２のダイオードのカソード端子および前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、
前記充放電回路は、
前記励磁コイルの両端に発生した逆起電圧を整流して前記容量素子へ充電するダイオードブリッジと、
前記容量素子から前記励磁コイルの前記一端に対する前記放電電流の供給を、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ制御する第１の高耐圧スイッチ回路と、
前記容量素子から前記励磁コイルの前記他端に対する前記放電電流の供給を、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ制御する第２の高耐圧スイッチ回路とを有する
ことを特徴とする励磁回路。
【請求項２】
請求項１に記載の励磁回路において、
前記第１の高耐圧スイッチ回路は、
ソース端子が前記容量素子に接続され、ドレイン端子が前記励磁コイルの前記一端に接続された第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、
前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子とソース端子の間に接続された第１の抵抗素子と、
アノード端子が前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、カソード端子が前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続された第１の定電圧ダイオードと、
前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作して、第２の抵抗素子を介して前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御することにより、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する第１のスイッチング素子とを有し、
前記第２の高耐圧スイッチ回路は、
ソース端子が前記容量素子に接続され、ドレイン端子が前記励磁コイルの前記他端に接続された第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、
前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子とソース端子の間に接続された第３の抵抗素子と、
アノード端子が前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、カソード端子が前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続された第２の定電圧ダイオードと、
前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作して、第４の抵抗素子を介して前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御することにより、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する第２のスイッチング素子とを有する
ことを特徴とする励磁回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種プロセス系において導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計の励磁回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。
図４は、一般的な電磁磁流計の構成を示すブロック図である。
この電磁流量計５０は、検出器５０Ａと変換器５０Ｂとから構成されている。
検出器５０Ａには、主な構成として、測定管５１、電極５２、および励磁コイル５３が設けられている。
測定管５１は、全体としてステンレスなどの非磁性金属の筒体からなり、その内側に測定対象となる流体が流れる流路５１Ｆを構成する。
励磁コイル５３は、測定管５１の外側に対向して配置された一対のコイルからなり、変換器５０Ｂから供給された励磁電流Ｉｅｘに応じて、流路５１Ｆを流れる流体の流れ方向に対して直交する方向に磁界Ｂを発生させる機能を有している。
【０００３】
電極５２は、励磁コイル５３で発生した磁界Ｂの方向と直交する方向に対向して、測定管５１の内壁に、流路５１Ｆを流れる流体と接液するよう配置された一対の電極からなり、磁界Ｂによる流体への励磁に応じて当該流体に発生した起電力Ｅを検出し、変換器５０Ｂへ出力する機能を有している。
【０００４】
変換器５０Ｂには、主な回路部として、通信Ｉ／Ｆ部５５、信号処理部５６、および励磁回路５７が設けられている。
通信Ｉ／Ｆ部５５は、信号線Ｗを介してコントローラなどの上位装置（図示せず）と接続し、上位装置から信号線Ｗを介して供給された電力から動作電源を生成して各機能部へ供給する機能と、信号処理部５６で得られた流体の流量値をデータ通信により信号線Ｗを介して上位装置へ通知する機能とを有している。
【０００５】
信号処理部５６は、一定の励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号を生成して励磁回路５７へ出力する機能と、電極５２で検出した起電力Ｅに対して、信号増幅や上記励磁周波数に基づくサンプリングなどの信号処理を行うことにより、流体の流量値を算出する機能と、得られた流量値を通信Ｉ／Ｆ部５５へ出力する機能とを有している。
励磁回路５７は、信号処理部５６からの励磁信号に基づいて、励磁極性を切替制御するための矩形波からなる交流励磁電流を生成して、励磁コイル５３へ供給する機能を有している。
【０００６】
このような電磁流量計５０では、電極５２で検出した起電力に対して、起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズなど、様々なノイズが重畳している。したがって、起電力から精度よく流量値を算出するには、これらノイズを低減させる必要がある。ここで、これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することができる。
【０００７】
一方、このような矩形波からなる交流励磁電流を励磁コイル５３へ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが穏やかになり、その波形に遅れが生じる。したがって、励磁周波数を高くすると、励磁信号の波長が短くなるため、波長に対する立ち上がりの遅れの割合が大きくなるため、十分な磁界が発生している期間が短くなり、電極から検出される起電力のうち、振幅が平坦な定常域の幅も短くなる。これにより、起電力を安定してサンプリングすることが難しくなり、結果として、流量値の誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。
【０００８】
従来、このような電磁流量計において、励磁コイルが発生する逆起電圧を容量素子に充電し、これを励磁用電力として再利用することにより、励磁極性の切り替え時における励磁電流の立ち上がりを改善する技術が提案されている（例えば、特許文献１，２など参照）。
図５は、従来の励磁回路を示す回路である。
この励磁回路６０は、切替回路６１、定電流回路６２、ダイオードＤ６０、ダイオードブリッジＤＢ、および容量素子Ｃから構成されている。
【０００９】
定電流回路６２は、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路６１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、設定電圧Ｖｃｎｔに基づいて、電源電位ＶＰから切替回路６１に対して定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。
【００１０】
切替回路６１は、変換器の信号処理部（図示せず）から出力された、互いに相補的な位相関係を有するパルス信号からなる励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて、定電流回路６２により電源電位ＶＰから電流入力端子Ｔｉｎへ供給された定電流の極性を切替制御することにより、交流の励磁電流Ｉｅｘを生成して励磁コイルＬへ供給する機能を有している。
【００１１】
ダイオードブリッジＤＢは、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ充電する機能を有している。ＤＢの交流端子は、それぞれＬ１，Ｌ２に接続されており、プラス端子が容量素子Ｃの一端に接続されており、マイナス端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。このＤＢについては、ショットキーダイオードで構成すれば、ＤＢを構成する各ダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。
【００１２】
容量素子Ｃは、電流入力端子Ｔｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、ＤＢで整流された逆起電圧を充電する機能を有している。
ダイオード６０は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間に直列接続されて、容量素子Ｃに充電された充電電圧ＶＣが電源電位ＶＰ側へ逆流するのを防止する機能を有している。
【００１３】
この切替回路６１には、電流をオン／オフ制御するための４つのスイッチ回路ＳＷ６１〜ＳＷ６４が設けられており、このうち、ＳＷ６１とＳＷ６３の直列接続回路と、ＳＷ６２とＳＷ６４の直列接続回路とが、さらに並列接続されている。励磁コイルＬの端子Ｌ１は、ＳＷ６１の接点端子とＳＷ６３の接点端子との接続ノードに接続されており、同じく端子Ｌ２は、ＳＷ６２の接点端子とＳＷ６４の接点端子との接続ノードに接続されている。
【００１４】
図６は、従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
励磁信号ＳＡ，ＳＢは、互いに相補的な位相関係を有する励磁周波数のパルス信号からなり、このうち、ＳＡはＳＷ６１およびＳＷ６４を制御し、ＳＢはＳＷ６２およびＳＷ６３を制御する。
したがって、時刻Ｔ６０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオンして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオフする。これにより、ＶＰからＤ６０およびＴｉｎを介して入力される入力電流の経路として、ＳＷ６１→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ６４→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
【００１５】
一方、時刻Ｔ６１に示すように、ＳＢが立ち上がるとともにＳＡが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオフして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオンする。これにより、入力電流の経路として、ＳＷ６２→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ６３→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
【００１６】
ここで、励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬに逆起電圧が発生する。例えば、時刻Ｔ６０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。この際、Ｌ１は、ＳＷ６４および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ２に発生した高電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
【００１７】
一方、時刻Ｔ６１において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。この際、Ｌ２は、ＳＷ６３および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ１に発生した電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
【００１８】
このようにして、励磁電流Ｉｅｘの極性切替時に、励磁コイルＬから発生した逆起電圧が容量素子Ｃに充電されるため、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣが、ダイオードＤ６０を介して電源電位ＶＰから供給された電圧より高い期間においては、容量素子Ｃから切替回路６１へ電流が供給される。これにより、切替回路６１のＴｉｎに対して、より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れ時間が短縮される。したがって、励磁コイルＬの逆起電圧を利用しない場合（図６の破線波形）と比較して、高い励磁周波数であっても励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）を速くすることが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平２−１２２２１号公報
【特許文献２】特許４００４９３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
このような従来技術では、スイッチ回路ＳＷ６１〜ＳＷ６４の接点端子側と励磁信号ＳＡ，ＳＢが入力される制御端子側との間には、励磁コイルＬの逆起電圧により、高電圧差が生じる。前述の図５および図６で説明したように、端子Ｌ１，Ｌ２間には、励磁電流Ｉｅｘの極性切替時に、高い逆起電圧が発生し、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣのピーク値は、電源電位ＶＰよりも高くなる。例えば、電源電位ＶＰが１０Ｖの場合、充電電圧ＶＣは励磁コイルＬの逆起電圧により１００Ｖ程度まで上昇する場合もある。
【００２１】
ここで、ＳＷ６３，ＳＷ６４については、高電圧が印加される接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。しかし、ＳＷ６１，ＳＷ６２において、容量素子Ｃから電流入力端子Ｔｉｎを介して高電圧が印加される接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｐチャネル）のソース端子となるため、ＳＷ６１，ＳＷ６２の損傷が発生するという問題点があった。
【００２２】
このような高電圧によるＳＷ６１〜ＳＷ６４の損傷を回避するための方策の１つとして、充電電圧ＶＣのピーク値を制限するなどの保護対策を行う方法が考えられる。しかしながら、この方法によれば、容量素子Ｃに充電される電圧が削減されるため、励磁コイルＬの逆起電圧を、励磁コイルの駆動電力として効果的に利用できないという問題点がある。
【００２３】
また、このような高電圧によるＳＷ６１，ＳＷ６２の損傷を回避するための他の方策として、これらＳＷ６１，ＳＷ６２として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴからなる高耐圧スイッチ回路を用いることも考えられる。
しかし、高耐圧ＭＯＳＦＥＴは、オン抵抗が増大する傾向があるため、このオン抵抗により励磁電流Ｉｅｘが削減されてしまい、結果として、電源電位ＶＰにより、励磁コイルを効率よく駆動できないという問題点がある。
【００２４】
また、前述したように、スイッチ回路を構成するＭＯＳＦＥＴでオン／オフ制御の対象となる接点端子側の電圧は、電源電位ＶＰである１０Ｖから充電電圧ＶＣのピーク値である１００Ｖまで幅広く変動する。
一方、高耐圧ＭＯＳＦＥＴは、高電圧をオン／オフ制御する際、この電圧に合わせてゲート端子に高電圧を印加する必要がある。このため、幅広く変動する電圧を制御するには、ゲート端子側の電圧も切り替える必要があり、制御系回路が極めて複雑化するという問題点がある。
【００２５】
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、高電圧によるスイッチ回路の損傷を回避しつつ、励磁コイルＬの逆起電圧を有効利用して、励磁電流の立ち上がりを速くすることができる、電磁流量計の励磁回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、測定管の外側に配置された励磁コイルに対して、励磁回路から励磁電流を供給することにより、当該測定管内を流れる流体を励磁し、この流体と接液するよう当該測定管の内壁に配置された一対の電極から、前記励磁により当該流体に発生した起電力を検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を測定する電磁流量計で用いられる前記励磁回路であって、励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号に基づいて、電流入力端子から電流出力端子へ流れる入力電流を、前記励磁コイルの一端または他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する切替回路と、前記励磁コイルから発生する逆起電圧を容量素子へ充電するとともに、当該容量素子から放電される放電電流を、前記励磁信号に基づいて前記励磁コイルの前記一端または前記他端へ前記励磁電流として切り替えて供給する充放電回路とを備え、前記切替回路は、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、アノード端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、カソード端子が前記励磁コイルの前記一端に接続された第１のダイオードと、アノード端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、カソード端子が前記励磁コイルの前記他端に接続された第２のダイオードと、一方の接点端子が前記第１のダイオードのカソード端子および前記励磁コイルの前記一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記第２のダイオードのカソード端子および前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、前記充放電回路は、前記励磁コイルの両端に発生した逆起電圧を整流して前記容量素子へ充電するダイオードブリッジと、前記容量素子から前記励磁コイルの前記一端に対する前記放電電流の供給を、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ制御する第１の高耐圧スイッチ回路と、前記容量素子から前記励磁コイルの前記他端に対する前記放電電流の供給を、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ制御する第２の高耐圧スイッチ回路とを有している。
【００２７】
また、上記第１の高耐圧スイッチ回路の一構成例は、前記第１の高耐圧スイッチ回路は、ソース端子が前記容量素子に接続され、ドレイン端子が前記励磁コイルの前記一端に接続された第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子とソース端子の間に接続された第１の抵抗素子と、アノード端子が前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、カソード端子が前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続された第１の定電圧ダイオードと、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作して、第２の抵抗素子を介して前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御することにより、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する第１のスイッチング素子とを有し、前記第２の高耐圧スイッチ回路は、ソース端子が前記容量素子に接続され、ドレイン端子が前記励磁コイルの前記他端に接続された第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子とソース端子の間に接続された第３の抵抗素子と、アノード端子が前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、カソード端子が前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続された第２の定電圧ダイオードと、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作して、第４の抵抗素子を介して前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御することにより、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する第２のスイッチング素子とを有している。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、第１および第２のダイオードにより、励磁コイルからの逆起電圧で発生した高電圧が第１および第２のスイッチ回路の接点端子へ印加されるのを防止できる。また、励磁コイルで発生した逆起電圧は、充放電回路のダイオードブリッジにより、容量素子へ充電され、充放電回路の第１および第２の高耐圧スイッチ回路により、容量素子の充電電力が励磁コイルへ供給される。
したがって、高電圧によるスイッチ回路の損傷を回避しつつ、励磁コイルの逆起電圧を有効利用して、励磁電流の立ち上がりを速くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】第１の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
【図３】第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。
【図４】一般的な電磁磁流計の構成を示すブロック図である。
【図５】従来の励磁回路を示す回路である。
【図６】従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計の励磁回路１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。
【００３１】
この励磁回路１０は、電磁流量計において、励磁コイルへ励磁電流を供給するための回路である。
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替われる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。なお、電磁流量計の全体的な構成については、前述した図４と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。
【００３２】
図１において、励磁回路１０は、切替回路１１、定電流回路１２、および充放電回路１３から構成されている。
定電流回路１２は、前述の図５に示したように、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路１１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、電源電位ＶＰから切替回路１１に対して定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。
【００３３】
切替回路１１は、互いに相補的な位相関係を有し、励磁周波数Ｆｅｘのパルス信号からなる励磁信号ＳＡおよび励磁信号ＳＢに基づいて、定電流回路１２により供給された、電流入力端子Ｔｉｎから電流出力端子Ｔｏｕｔへ流れる入力電流を、励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）または端子Ｌ１（他端）へ、交流の励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給する機能を有している。
【００３４】
充放電回路１３は、励磁コイルＬから発生する逆起電圧を、電流入力端子Ｔｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に接続されている容量素子Ｃへ充電する機能と、容量素子Ｃから放電される放電電流を、励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）または端子Ｌ１（他端）へ、励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給する機能とを有している。
【００３５】
本実施の形態において、切替回路１１は、一方の接点端子が電流入力端子Ｔｉｎに接続されて、励磁信号ＳＡに応じてオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ１（第１のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、励磁信号ＳＢに応じてスイッチ回路ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ２（第２のスイッチ回路）と、アノード端子がＳＷ１の他方の接点端子に接続され、カソード端子が励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）に接続されたダイオードＤ１（第１のダイオード）と、アノード端子がＳＷ２の他方の接点端子に接続され、カソード端子が励磁コイルＬの端子Ｌ１（他端）に接続されたダイオードＤ２（第２のダイオード）とを有している。
【００３６】
これに加えて、切替回路１１は、一方の接点端子がＤ１のカソード端子およびＬ２に接続され、他方の接点端子が電流出力端子Ｔｏｕｔに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ３（第３のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＤ２のカソード端子およびＬ１に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ４（第４のスイッチ回路）とを有している。
【００３７】
また、充放電回路１３は、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ充電するダイオードブリッジＤＢと、容量素子Ｃから励磁コイルＬの端子Ｌ２に対する放電電流の供給を、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ制御するスイッチ回路ＳＷ１１（第１の高耐圧スイッチ回路）と、容量素子Ｃから励磁コイルＬの端子Ｌ２に対する放電電流の供給を、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ制御するスイッチ回路ＳＷ１２（第２の高耐圧スイッチ回路）とを有している。
【００３８】
この際、ＤＢの交流端子は、それぞれＬ１，Ｌ２に接続されており、プラス端子が容量素子Ｃの一端に接続されており、マイナス端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。このＤＢについては、ショットキーダイオードで構成すれば、ＤＢを構成する各ダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。
【００３９】
このように、本実施の形態は、切替回路１１の電流入力端子Ｔｉｎから容量素子Ｃを切り離し、励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２と切替回路１１のＳＷ１，ＳＷ２との間に、逆流防止用のＤ１，Ｄ２を設けたものである。したがって、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧が、ＣからＴｉｎを経由してＳＷ１，ＳＷ２の接点端子へ印加されるのを回避できるとともに、同じく励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧がＳＷ１，ＳＷ２の接点端子へ印加されるのを、Ｄ１，Ｄ２により防止できる。なお、Ｄ１，Ｄ２として、ショットキーダイオードを使用すれば、Ｄ１，Ｄ２における順方向での電圧降下を削減することができる。
【００４０】
また、容量素子Ｃと端子Ｌ１，Ｌ２との間にＳＷ１１，ＳＷ１２を設けて、ＳＡ，ＳＢに基づきＳＷ１〜ＳＷ４と同位相あるいは逆位相で、それぞれオン／オフ制御するようにしたものである。これにより、ＴｉｎからＣを切り離した場合でも、励磁電流Ｉｅｘの極性に併せて、容量素子Ｃからの放電電流を励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２へ供給することが可能となる。
【００４１】
［第１の実施の形態の動作］
次に、図１および図２を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０の動作について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
【００４２】
時刻Ｔ０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ１，ＳＷ４がオンして、ＳＷ２，ＳＷ３がオフする。これにより、Ｔｉｎからの入力電流が流れる経路として、ＳＷ１→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ４→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
【００４３】
このようにして励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生する。
例えば、時刻Ｔ０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御した場合、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして負電圧が発生し、この逆起電圧が、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
【００４４】
また、ＳＷ１１は、時刻Ｔ０においてオンするため、容量素子Ｃに充電された逆起電圧は、ＳＷ１１を介してＬ２へ印加される。これにより、容量素子ＣからＳＷ１１を介してＬ２へ印加された逆起電圧が、電源電位ＶＰからＳＷ１およびＤ１を介してＬ２へ印加された電圧より高い区間においては、容量素子ＣからＬ２へ放電電流が供給される。これにより、Ｌ２に対して、より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れが短縮される。したがって、励磁コイルＬの逆起電圧を利用しない場合（図２の破線波形）と比較して、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり（立ち上がり）を速くすることが可能となる。
【００４５】
この際、Ｌ２に発生した高い逆起電圧は、切替回路１１側にも印加されるが、Ｌ２とスイッチ回路ＳＷ１の接点端子との間に接続されている逆流防止用のＤ１により、Ｌ２に発生した逆起電圧がＳＷ１の接点端子に印加されることはないため、ＳＷ１の損傷を防止することができる。また、ＳＷ１のＴｉｎ側の接点端子には、常に電源電位ＶＰが印加されることになる。
【００４６】
このため、ＳＷ１として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がないことから、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを用いることができる。これにより、ＳＷ１における励磁電流Ｉｅｘの低減を抑制することができ、結果として、電源電位ＶＰにより、励磁コイルＬを効率よく駆動することが可能となる。
また、ＳＷ１で高い逆起電圧をオン／オフ制御する必要もなくなるため、ＳＷ１において、接点端子側の電圧変化に応じて、ゲート端子側の電圧を切り替える必要がなくなり、制御系回路の複雑化を回避することができる。
【００４７】
なお、Ｌ２に発生した高い逆起電圧は、切替回路１１のＳＷ３の接点端子にも印加されるが、この接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。
【００４８】
また、Ｌ２に発生した高い逆起電圧は、充放電回路１３のＳＷ１１の接点端子にも印加されるが、ＳＷ１１は、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いた高耐圧仕様であるため、損傷の心配はない。この際、ＳＷ１１のオン抵抗は通常仕様のスイッチ回路と比較的して大きな抵抗値となるが、このＳＷ１１のオン抵抗では、励磁電流Ｉｅｘのうち、容量素子Ｃから励磁コイルＬへ放電される、電力に余裕がある放電電流分が低減するだけである。したがって、電源電位ＶＰから励磁コイルＬへ供給される、電力にあまり余裕がない入力電流分については、低減することなく効率よく供給することができる。
【００４９】
一方、時刻Ｔ１に示すように、ＳＡが立ち下がるとともにＳＢが立ち上がった場合、ＳＷ１，ＳＷ４がオフして、ＳＷ２，ＳＷ３がオンする。これにより、Ｔｉｎからの入力電流が流れる経路として、ＳＷ２→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ３→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
【００５０】
ここで、時刻Ｔ１において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御した場合、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がよりＬ２より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして正電圧が発生し、この逆起電圧が、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
【００５１】
また、ＳＷ１２は、時刻Ｔ１においてオンするため、容量素子Ｃに充電された逆起電圧は、ＳＷ１２を介してＬ１へ印加される。これにより、容量素子ＣからＳＷ１１を介してＬ１へ印加された逆起電圧が、電源電位ＶＰからＳＷ２およびＤ２を介してＬ１へ印加された電圧より高い区間においては、容量素子ＣからＬ１へ放電電流が供給される。これにより、Ｌ１に対して、より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れが短縮される。したがって、励磁コイルＬの逆起電圧を利用しない場合（図２の破線波形）と比較して、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）を速くすることが可能となる。
【００５２】
この際、Ｌ１に発生した高い逆起電圧は、切替回路１１側にも印加されるが、Ｌ１とスイッチ回路ＳＷ２の接点端子との間に接続されている逆流防止用のＤ２により、Ｌ１に発生した逆起電圧がＳＷ２の接点端子に印加されることはないため、ＳＷ２の損傷を防止することができる。また、ＳＷ２のＴｉｎ側の接点端子には、常に電源電位ＶＰが印加されることになる。
【００５３】
このため、ＳＷ２として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がないことから、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを用いることができる。これにより、ＳＷ２における励磁電流Ｉｅｘの低減を抑制することができ、結果として、電源電位ＶＰにより、励磁コイルＬを効率よく駆動することが可能となる。
また、ＳＷ２で高い逆起電圧をオン／オフ制御する必要もなくなるため、ＳＷ２において、接点端子側の電圧変化に応じて、ゲート端子側の電圧を切り替える必要がなくなり、制御系回路の複雑化を回避することができる。
【００５４】
なお、Ｌ１に発生した高い逆起電圧は、切替回路１１のＳＷ４の接点端子にも印加されるが、この接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。
【００５５】
また、Ｌ１に発生した高い逆起電圧は、充放電回路１３のＳＷ１２の接点端子にも印加されるが、ＳＷ１２は、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いた高耐圧仕様であるため、損傷の心配はない。この際、ＳＷ１２のオン抵抗は通常仕様のスイッチ回路と比較的して大きな抵抗値となるが、このＳＷ１２のオン抵抗では、励磁電流Ｉｅｘのうち、容量素子Ｃから励磁コイルＬへ放電される、電力に余裕がある放電電流分が低減するだけである。したがって、電源電位ＶＰから励磁コイルＬへ供給される、電力にあまり余裕がない入力電流分については、低減することなく効率よく供給することができる。
【００５６】
［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、切替回路１１が、励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて、電流入力端子Ｔｉｎから電流出力端子Ｔｏｕｔへ流れる入力電流を、Ｄ１，Ｄ２を介して励磁コイルＬへ励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給し、充放電回路１３が、ＤＢにより励磁コイルＬからの逆起電圧を容量素子Ｃへ充電し、容量素子Ｃからの放電電流を、高耐圧仕様のＳＷ１１，ＳＷ１２により励磁電流Ｉｅｘの極性に併せて切り替えて励磁コイルＬへ供給するようにしたものである。
【００５７】
具体的には、切替回路１１に、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＡに応じてオン／オフ動作するＳＷ１と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するＳＷ２と、アノード端子がＳＷ１の他方の接点端子に接続され、カソード端子がＬ２に接続されたＤ１と、アノード端子がＳＷ２の他方の接点端子に接続され、カソード端子がＬ１に接続されたＤ２と、一方の接点端子がＤ１のカソード端子およびＬ２に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するＳＷ３と、一方の接点端子がＤ２のカソード端子およびＬ１に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するＳＷ４とを設け、充放電回路１３に、Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧を整流してＣへ充電するＤＢと、ＣからＬ２に対する放電電流の供給を、ＳＷ１と同位相でオン／オフ制御する高耐圧用のＳＷ１１と、ＣからＬ１に対する放電電流の供給を、ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ制御する高耐圧用のＳＷ１２とを設けたものである。
【００５８】
このように、本実施の形態は、切替回路１１の電流入力端子Ｔｉｎから容量素子Ｃを切り離し、励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２と切替回路１１のＳＷ１，ＳＷ２との間に、逆流防止用のＤ１，Ｄ２を設けたものである。
したがって、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧が、ＣからＴｉｎを経由してＳＷ１，ＳＷ２の接点端子へ印加されるのを回避できるとともに、同じく励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧がＳＷ１，ＳＷ２の接点端子へ印加されるのを、Ｄ１，Ｄ２により防止できる。なお、Ｄ１，Ｄ２として、ショットキーダイオードを使用すれば、Ｄ１，Ｄ２における順方向での電圧降下を削減することができる。
【００５９】
このため、ＳＷ１，ＳＷ２として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がないことから、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを用いることができる。これにより、ＳＷ１，ＳＷ２における励磁電流Ｉｅｘの低減を抑制することができ、結果として、電源電位ＶＰにより、励磁コイルＬを効率よく駆動することが可能となる。
また、ＳＷ１，ＳＷ２で高い逆起電圧をオン／オフ制御する必要もなくなるため、ＳＷ１，ＳＷ２において、接点端子側の電圧変化に応じて、ゲート端子側の電圧を切り替える必要がなくなり、制御系回路の複雑化を回避することができる。
【００６０】
なお、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧は、ＳＷ３，ＳＷ４の接点端子にも印加されるが、これら接点端子は、一般的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）のドレイン端子となるため、高耐圧仕様ではなくても、ＭＯＳＦＥＴが損傷を受けることはない。
【００６１】
また、本実施の形態では、充放電回路１３として、容量素子Ｃと端子Ｌ１，Ｌ２との間に高耐圧仕様のＳＷ１１，ＳＷ１２を設けて、ＳＡ，ＳＢに基づきＳＷ１〜ＳＷ４と同位相あるいは逆位相で、それぞれオン／オフ制御するようにしたので、ＴｉｎからＣを切り離した場合でも、励磁電流Ｉｅｘの極性に併せて、容量素子Ｃからの放電電流を励磁コイルＬの端子Ｌ１，Ｌ２へ供給することが可能となる。
【００６２】
なお、励磁コイルＬで発生した高い逆起電圧は、ＳＷ１１，ＳＷ１２の接点端子にも印加されるが、ＳＷ１１，ＳＷ１２は高耐圧仕様であるため、損傷の心配はない。この際、ＳＷ１１，ＳＷ１２のオン抵抗は通常仕様のスイッチ回路と比較的して大きな値となるが、このＳＷ１１，ＳＷ１２のオン抵抗では、励磁電流Ｉｅｘのうち、容量素子Ｃから励磁コイルＬへ放電される、電力に余裕がある放電電流分が低減するだけである。したがって、電源電位ＶＰから励磁コイルＬへ供給される、電力にあまり余裕がない入力電流分については、低減することなく効率よく供給することができる。
【００６３】
なお、本実施の形態では、ＳＡに基づき、ＳＷ１，ＳＷ４およびＳＷ１１をオン／オフ制御し、ＳＢに基づき、ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ１２をオン／オフ制御する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。これらスイッチ回路間のオン／オフ動作の関係が前述と同じであれば、各スイッチ回路の制御論理に合わせて、ＳＡ，ＳＢとこれらスイッチ回路の組み合わせを決定すればよい。
【００６４】
［第２の実施の形態］
次に、図３を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる励磁回路について説明する。図３は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図であり、前述の図１と同じまたは同等部分には、同一符号を付してある。
第１の実施の形態では、高耐圧スイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１２として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いた高耐圧仕様のスイッチ回路を用いる場合を例として説明した。本実施の形態では、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いず標準耐圧のＭＯＳＦＥＴを用いて高耐圧仕様のＳＷ１１，ＳＷ１２を構成する場合について説明する。
【００６５】
図３において、ＳＷ１１は、ソース端子が容量素子Ｃに接続され、ドレイン端子が励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）に接続されたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１１と、Ｑ１１のゲート端子とソース端子の間に接続された抵抗素子（第１の抵抗素子）Ｒ１１と、アノード端子がＱ１１のゲート端子に接続され、カソード端子がＱ１１のソース端子に接続された定電圧ダイオード（第１の定電圧ダイオード）ＺＤ１と、ＳＷ１と同位相でオン／オフ動作して、抵抗素子（第２の抵抗素子）Ｒ１２を介してＱ１１のゲート端子電圧を制御することにより、Ｑ１１をオン／オフ制御するＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチング素子）Ｑ１２とから構成されている。
【００６６】
また、ＳＷ１２は、ソース端子が容量素子Ｃに接続され、ドレイン端子が励磁コイルＬの端子Ｌ１（他端）に接続されたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２１と、Ｑ２１のゲート端子とソース端子の間に接続された抵抗素子（第３の抵抗素子）Ｒ２１と、アノード端子がＱ２１のゲート端子に接続され、カソード端子がＱ２１のソース端子に接続された定電圧ダイオード（第２の定電圧ダイオード）ＺＤ２と、ＳＷ１と逆位相でオン／オフ動作して、抵抗素子（第４の抵抗素子）Ｒ２２を介してＱ２１のゲート端子電圧を制御することにより、Ｑ２１をオン／オフ制御するＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチング素子）Ｑ２２とから構成されている。
【００６７】
なお、図３には、切替回路１１のスイッチ回路ＳＷ１１〜ＳＷ１４を、ＭＯＳＦＥＴから構成した例が示されている。
ＳＷ１は、ソース端子がＴｉｎに接続され、ドレイン端子がＤ１のアノード端子に接続され、ゲート端子がＳＢに接続されたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ１から構成されている。ＳＷ２は、ソース端子がＴｉｎに接続され、ドレイン端子がＤ２のアノード端子に接続され、ゲート端子がＳＡに接続されたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ２から構成されている。
【００６８】
また、ＳＷ３は、ソース端子がＴｏｕｔに接続され、ドレイン端子がＤ１のカソード端子に接続され、ゲート端子がＳＢに接続されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ３から構成されている。ＳＷ４は、ソース端子がＴｏｕｔに接続され、ドレイン端子がＤ２のカソード端子に接続され、ゲート端子がＳＡに接続されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ４から構成されている。
本実施の形態では、ＳＷ１〜ＳＷ４がＱ１〜Ｑ４から構成した例が示されているが、これに限定されるものではなく、第１の実施の形態と同様の機能を有していればよい。
【００６９】
［第２の実施の形態の動作］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路の動作について説明する。なお、信号波形については、前述の図２を参照する。
時刻Ｔ０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ１２のＱ２２がオンするため、Ｑ２１のゲート端子には、Ｑ２１のソース端子と接地電位ＧＮＤとの電圧差がＲ２１とＲ２２で抵抗分圧された電圧が印加される。この際、この抵抗分圧された電圧でＱ２１がオンするよう、Ｒ２１とＲ２２の抵抗値が予め設定されている。
【００７０】
したがって、Ｑ２１がオンして、容量素子Ｃから端子Ｌ１へ放電電流が供給される。
この際、励磁コイルＬのＬ２に発生した高い逆起電圧は、ＤＢを介してＱ２１のソース端子に印加されるが、ＺＤ２のツェナー電圧が、Ｑ２１の最大定格ソース・ゲート間電圧以下に設定されている。このため、Ｑ２１のソース・ゲート間電圧がＱ２１の最大定格内に制限されるため、Ｑ２１が損傷を受けることはない。
【００７１】
また、時刻Ｔ０において、ＳＷ１１のＱ１２はオフするため、Ｑ１１のゲート端子には、抵抗素子Ｒ１１を介してＱ１１のソース端子と同じ電圧が印加されて、Ｑ１１はオフする。
この際、励磁コイルＬのＬ２に発生した高い逆起電圧は、Ｑ１１のドレイン端子に印加され、同じくＤＢ、Ｒ１１，Ｒ１２を介してＱ１２のドレイン端子にも印加されるが、標準仕様のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間の耐圧およびドレイン・ソース間の耐圧は、高耐圧仕様ではなくても十分高いため、Ｑ１１，Ｑ１２が損傷を受けることはない。
【００７２】
一方、時刻Ｔ１に示すように、ＳＡが立ち下がるとともにＳＢが立ち上がった場合、ＳＷ１１のＱ１２がオンするため、Ｑ１１のゲート端子には、Ｑ１１のソース端子と接地電位ＧＮＤとの電圧差がＲ１１とＲ１２で抵抗分圧された電圧が印加される。この際、この抵抗分圧された電圧でＱ１１がオンするよう、Ｒ１１とＲ１２の抵抗値が予め設定されている。
【００７３】
したがって、Ｑ１１がオンして、容量素子Ｃから端子Ｌ１へ放電電流が供給される。
この際、励磁コイルＬのＬ１に発生した高い逆起電圧は、ＤＢを介してＱ１１のソース端子に印加されるが、ＺＤ１のツェナー電圧が、Ｑ１１の最大定格ソース・ゲート間電圧以下に設定されている。このため、Ｑ１１のソース・ゲート間電圧がＱ１１の最大定格内に制限されるため、Ｑ１１が損傷を受けることはない。
【００７４】
また、時刻Ｔ１において、ＳＷ１２のＱ２２はオフするため、Ｑ２１のゲート端子には、抵抗素子Ｒ２１を介してＱ２１のソース端子と同じ電圧が印加されて、Ｑ２１はオフする。
この際、励磁コイルＬのＬ１に発生した高い逆起電圧は、Ｑ２１のドレイン端子に印加され、同じくＤＢ、Ｒ２１，Ｒ２２を介してＱ２２のドレイン端子にも印加されるが、標準仕様のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間の耐圧およびドレイン・ソース間の耐圧は、高耐圧仕様ではなくても十分高いため、Ｑ２１，Ｑ２２が損傷を受けることはない。
【００７５】
［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、ＳＷ１１を、ソース端子がＣに接続され、ドレイン端子がＬ２に接続されたＱ１１と、Ｑ１１のゲート端子とソース端子の間に接続されたＲ１１と、アノード端子がＱ１１のゲート端子に接続され、カソード端子がＱ１１のソース端子に接続されたＺＤ１と、ＳＷ１と同位相でオン／オフ動作して、Ｒ１２を介してＱ１１のゲート端子電圧を制御することにより、Ｑ１１をオン／オフ制御するＱ１２とから構成し、ＳＷ１２を、ソース端子がＣに接続され、ドレイン端子がＬ１に接続されたＱ２１と、Ｑ２１のゲート端子とソース端子の間に接続されたＲ２１と、アノード端子がＱ２１のゲート端子に接続され、カソード端子がＱ２１のソース端子に接続されたＺＤ２と、ＳＷ１と逆位相でオン／オフ動作して、Ｒ２２を介してＱ２１のゲート端子電圧を制御することにより、Ｑ２１をオン／オフ制御するＱ２２とから構成したものである。
【００７６】
これにより、Ｑ１１，Ｑ２１，として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いる必要がないことから、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを用いることができる。これにより、ＳＷ１１，１２における励磁電流Ｉｅｘの低減を抑制することができ、結果として、第１の実施の形態と比較して、Ｃの充電電力により、励磁コイルＬを効率よく駆動することが可能となる。
【００７７】
なお、励磁コイルＬから発生した高い逆起電圧は、ＤＢを介してＱ２１，Ｑ２２のソース端子に印加されるが、ＺＤ１，ＺＤ２により、ゲート・ソース間電圧の上昇が制限されるため、Ｑ２１が損傷を受けることはない。
また、逆起電圧は、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のドレイン端子に印加されるが、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間の耐圧およびドレイン・ソース間の耐圧は、高耐圧仕様ではなくても十分高いため、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２が損傷を受けることはない。
【００７８】
したがって、本実施の形態によれば、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを必要とすることなく、オン抵抗の小さい標準耐圧のＭＯＳＦＥＴを用いて高耐圧仕様のＳＷ１１，ＳＷ１２を構成することができる。これにより、ＳＷ１１，ＳＷ１２における容量素子Ｃからの放電電流の低減を抑制して、効率よく励磁コイルＬへ供給することが可能となる。
【００７９】
なお、本実施の形態では、ＳＡに基づきＱ２，Ｑ３，Ｑ１２をオン／オフ制御し、ＳＢに基づき、Ｑ１，Ｑ４，Ｑ２２をオン／オフ制御する場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。これらＭＯＳＦＥＴ間のオン／オフ動作の関係が前述と同じであれば、各ＭＯＳＦＥＴの制御論理に合わせて、ＳＡ，ＳＢとこれらＭＯＳＦＥＴの組み合わせを決定すればよい。
【００８０】
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
【符号の説明】
【００８１】
１０…励磁回路、１１…切替回路、１２…定電流回路、１３…充放電回路、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４…スイッチ回路、ＳＷ１１，ＳＷ１２…高耐圧スイッチ回路、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＤＢ…ダイオードブリッジ、Ｃ…容量素子、Ｌ…励磁コイル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ２１…ＭＯＳＦＥＴ（Ｐチャネル）、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１２，Ｑ２２…ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）、ＺＤ１，ＺＤ２…定電圧ダイオード、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２…抵抗素子、Ｔｉｎ…電流入力端子、Ｔｏｕｔ…電流出力端子、Ｌ１，Ｌ２…端子、ＶＰ…電源電位、ＧＮＤ…接地電位、ＳＡ，ＳＢ…励磁信号、Ｉｅｘ…励磁電流、ＶＬ…端子間電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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