(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置であって、
検出されたモータ速度と、トルク指令をトルク定数で除算して得られる値であるｑ軸電流指令初期値と、を用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部と、
検出されたモータのロータ位相角に前記位相補正量を加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部と、
前記補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部と、
を備え、
前記位相補正量演算部は、
予め規定されたパラメータとして、速度係数ＮA、第１の基準速度ＮB、位相補正量の制限値ＮL、電流係数ＴA、および、基準電流率ＴBを記憶する記憶部と、
前記モータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、
【数１】
0005964391.tif 000026
に基づいて算出する速度補正項演算部と、
直流電力を交流電力に変換してこれをモータの駆動電力として供給するインバータが出力可能な最大電流に対する前記ｑ軸電流指令初期値の割合である初期ｑ軸電流指令率をＴrとしたとき、電流補正項を、
【数２】
0005964391.tif 000027
に基づいて算出する電流補正項演算部と、
前記速度補正項と前記電流補正項とを乗算した値を、前記位相補正量として出力する出力部と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記記憶部は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧をさらに記憶し、
前記位相補正量演算部は、前記インバータの直流側で検出された直流電圧値と、前記記憶部に予め記憶された基準電圧と、を用いて、前記記憶部から読み出された前記速度係数、前記第１の基準速度、および前記位相補正量の制限値をそれぞれ補正する補正部を有する請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記モータ速度を独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値を算出するｄ軸電流指令初期値演算部をさらに備え、
前記ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩDA、第２の基準速度をＩDBとしたとき、前記ｄ軸電流指令初期値を、
【数３】
0005964391.tif 000028
に基づいて算出する請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ロータ位相角補正部は、モータに流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角、または、モータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角、または、これら位相角の両方、を前記補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、前記座標変換部における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｍｏｔｏｒ）（以下、単に「モータ」と称することがある。）を電流ベクトル制御するモータ制御装置が知られている（例えば、非特許文献１参照。）。図１０は、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する一般的なモータ制御装置の制御ループを示すブロック図である。ｄｑ座標制御系において、ロータの磁極の方向をｄ軸に設定し、ｄ軸と電気的および磁気的に直交する軸をｑ軸に設定すると、ｄ軸電流は磁束を発生させるのに使われる励磁電流成分を表し、ｑ軸電流は負荷のトルクに対応した電機子電流成分を表す。図１０において、ｄ軸電流指令をｉd*、ｑ軸電流指令をｉq*、モータのｄ軸インダクタンスをＬd、モータのｑ軸インダクタンスをＬq、ステータ鎖交磁束をΨa、モータのｄ軸電圧をＶd、モータのｑ軸電圧をＶq、モータのｄ軸電流をｉd、モータのｑ軸電流をｉq、モータのイナーシャをＪ、係数をＫt、モータのロータの角速度をωとする。
【０００３】
入力されたｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*に従いモータ制御装置１００はモータを駆動するための駆動電力を出力する。これにより、モータにはｄ軸電圧Ｖdおよびｑ軸電圧Ｖqが印加され、ｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqが流れる。このとき、モータのｄ軸電圧Ｖd、モータのｑ軸電圧Ｖq、モータのｄ軸電流ｉdおよびモータのｑ軸電流ｉqの間で式１で表される電圧方程式が成り立つ。
【０００４】
【数１】
0005964391.tif 000002
【０００５】
また、モータの極対数をＰnとしたとき、モータのトルクＴは、式２で表されるトルク方程式で計算できる。
【０００６】
【数２】
0005964391.tif 000003
【０００７】
また、図１０においては、モータに印加される電圧および電流をｄｑ座標系で表記したが、モータに実際に印加される電圧は三相座標系上の交流値である。すなわち、モータ制御装置によりモータには三相の交流電圧が印加され、この結果、モータには三相交流電流が流れる。電流ベクトル制御を行うモータ制御装置では、検出された三相交流のモータ電流を三相ｄｑ変換してｄ軸制御およびｑ軸制御を行い、これらｄ軸制御およびｑ軸制御により得られたｄ軸およびｑ軸についての各指令をｄｑ三相変換して三相交流の電圧指令を生成している。つまり、モータ制御装置は、その内部処理として、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する処理を伴う。図１１は、一般的なモータ制御装置におけるｄｑ−三相座標変換処理を説明するブロック図である。図１１において、モータ２を駆動するモータ制御装置は、ｄ軸制御器１０１、ｑ軸制御器１０２、ｄｑ三相変換部１０３、ＰＷＭインバータ部１０４、および三相ｄｑ変換部１０５を備える。
【０００８】
入力されたｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*に従い、制御器１０１および１０２は、ｄ軸電圧指令Ｖd*およびｑ軸電圧指令Ｖq*をそれぞれ生成する。ｄｑ三相変換部１０３は、ｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖd*およびｑ軸電圧指令Ｖq*を、式３に従って三相座標系上の三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*に変換する。
【０００９】
【数３】
0005964391.tif 000004
【００１０】
ＰＭＷインバータ部１０４は、三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部（図示せず）内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部は、例えばスイッチング素子およびこれに逆並列に接続されたダイオードのフルブリッジ回路からなる。ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部は、内部のスイッチング素子のスイッチング動作がＰＷＭ制御信号により制御され、三相交流電圧Ｖu、ＶvおよびＶwを出力する。モータ２に印加された三相交流電圧Ｖu、ＶvおよびＶwにより、モータ２には三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwが流れるが、これを電流検出器（図示せず）により検出する。三相ｄｑ変換部１０５は、三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwを、式４に従ってｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqに変換し、ｄ軸制御器１０１およびｑ軸制御器１０２にフィードバックする。
【００１１】
【数４】
0005964391.tif 000005
【００１２】
ｄ軸制御器１０１は、入力されたｄ軸電流指令ｉd*とフィードバックされたｄ軸電流ｉdとを用いてｄ軸電圧指令Ｖd*を生成する。また、ｑ軸制御器１０２は、入力されたｑ軸電流指令ｉq*とフィードバックされたｑ軸電流ｉqとを用いてｑ軸電圧指令Ｖq*を生成する。
【００１３】
また、非特許文献１に記載されているように、永久磁石により界磁制御を得る永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）では、巻線界磁型同期モータのように界磁磁束を直接制御できないが、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させる「弱め磁束制御」を用いることができる。弱め磁束制御によってモータ端子電圧を制限値Ｖom以下に抑える場合、ｄ軸電流として式５を用いればよいことが一般的に知られている。
【００１４】
【数５】
0005964391.tif 000006
【００１５】
例えば、サーボモータのＤＱ変換による電流制御において、高速回転域まではｄ相には電流を流さずｑ相にのみ電流を流し、高速回転時にのみｄ相に無効電流を流し、この無効電流によってモータの端子電圧を下げることによって、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、高速域においても安定した回転を行う方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【００１６】
また例えば、永久磁石を持つ同期式電動機の制御において、電力増幅器に入力される交流の電源電圧、あるいは入力電圧を整流した直流のＤＣリンク電圧を測定し、この電源電圧に応じて無効電流（ｄ軸電流）を変化させ、あるいは、電流制御位相進め量を変化させることによって、無効電流制御や位相制御を入力電源電圧の変化に応じて直接的に行う方法が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。
【００１７】
また例えば、ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相からｄ−ｑ変換によって界磁の作る磁束方向のｄ相電流と直交するｑ相電流を求め、ｄ相電流を零としｑ相電流を電流指令として直流方式で電流制御を行なう電流制御方式を用い、この直流方式の電流制御において、磁気飽和発生時に電流指令の有効成分であるｑ相電流指令の位相を進めることにより、磁気飽和の影響を抑制してトルクの低下を低減する方法が提案されている（例えば、特許文献３参照。）。
【００１８】
また例えば、ｄｑ変換で制御されるサーボモータの電流制御において、電流ループの遅れに相当する角度を求めて補正角とし、この補正角を用いて位相角を補正し、補正した位相角を用いて、ｄｑ変換における三相からｄｑ座標系への座標変換、あるいはｄｑ座標系から３相への座標変換を行うことによって、電流ループの遅れを補償する方法が提案されている（例えば、特許文献４参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平９−８４４００号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３９７号公報
【特許文献３】特開平９−２９８８９９号公報
【特許文献４】特開平９−２３７００号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫著、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、株式会社オーム社、第１版第７刷、１６〜１７頁および２６〜２７頁、２００７年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上述のように、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）では弱め磁束制御が行われるが、式５に示されるように計算式が複雑であり、演算処理に時間がかかる。
【００２２】
したがって本発明の目的は、上記問題に鑑み、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する際の演算処理時間を短縮したモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記目的を実現するために、本発明においては、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置は、検出されたモータ速度とｑ軸電流指令初期値とを用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部と、検出されたモータのロータ位相角に位相補正量を加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部と、補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部と、を備える。
【００２４】
ここで、位相補正量演算部は、
予め規定されたパラメータとして、速度係数ＮA、第１の基準速度ＮB、位相補正量の制限値ＮL、電流係数ＴA、および、基準電流率ＴBを記憶する記憶部と、
モータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、
【数６】
0005964391.tif 000007
に基づいて算出する速度補正項演算部と、
直流電力を交流電力に変換してこれをモータの駆動電力として供給するインバータが出力可能な最大電流に対するｑ軸電流指令初期値の割合である初期ｑ軸電流指令率をＴrとしたとき、電流補正項を、
【数７】
0005964391.tif 000008
に基づいて算出する電流補正項演算部と、
速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量として出力する出力部と、
を有する。
【００２５】
また、記憶部は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧をさらに記憶し、位相補正量演算部は、インバータの直流側で検出された直流電圧値と、記憶部に予め記憶された基準電圧と、を用いて、記憶部から読み出された速度係数、第１の基準速度、および位相補正量の制限値をそれぞれ補正する補正部を有するようにしてもよい。
【００２６】
また、モータ制御装置は、モータ速度を独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値を算出するｄ軸電流指令初期値演算部をさらに備える。
【００２７】
ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩDA、第２の基準速度をＩDBとしたとき、ｄ軸電流指令初期値を、
【数８】
0005964391.tif 000009
に基づいて算出する。
【００２８】
また、ロータ位相角補正部は、モータに流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角、または、モータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角、または、これら位相角の両方、を補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する際の演算処理時間を短縮したモータ制御装置を実現することができる。従来より永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の制御には、負のｄ軸電流を用いる「弱め磁束制御」が用いられてきたが、弱め磁束制御に用いる計算式は複雑であり、演算処理に時間がかかる問題があった。これに対し、本発明によれば、弱め磁束制御特有の複雑な計算式を用いずに、ロータ位相角の補正に用いる位相補正量を制御パラメータとして用いて永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するので、従来の弱め磁束制御に比べて演算処理内容が容易であり、したがって演算処理時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図２】補正済ロータ位相角を用いた三相ｄｑ座標変換処理を説明するベクトル図である。
【図３】図１に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。
【図４】従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。
【図５】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。
【図６】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図７】図６に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。
【図８】従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。
【図９】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。
【図１０】ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する一般的なモータ制御装置の制御ループを示すブロック図である。
【図１１】一般的なモータ制御装置におけるｄｑ−三相座標変換処理を説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
図１は、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。ここでは、一例として、モータ制御装置１の交流電源側（すなわち整流器５１の交流電源側）に商用三相の交流電源３が接続され、モータ制御装置１の交流モータ側（すなわちインバータ５２の交流モータ側）に三相の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）２（以下、単に「モータ」と称する。）が接続される場合について説明する。
【００３２】
モータ制御装置１は、整流器５１と、整流器５１の直流側である直流リンクに接続されるインバータ（逆変換器）５２とを備える。また、直流リンクには直流コンデンサ５３が設けられる。なお、整流器５１およびインバータ５２の回路構成は本発明を限定するものではない。整流器５１は、例えばダイオード整流器やＰＷＭ整流器で構成される。インバータ５２は、例えばスイッチング素子およびこれに逆並列に接続されたダイオードのフルブリッジ回路からなるＰＷＭインバータとして構成される。このスイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ  Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがある。
【００３３】
本発明の第１の実施例によるモータ制御装置１は、検出されたモータ速度とｑ軸電流指令初期値とを用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部１１と、検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φを加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部１２と、補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部１３と、を備える。座標変換部１３は、ｄｑ三相変換部１３−１および三相ｄｑ変換部１３−２を備える。
【００３４】
また、モータ制御装置１は、従来同様、制御器１４およびＰＷＭ制御信号生成部１５を備える。制御器１４は、入力されたｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*と、後述する三相ｄｑ変換部１３−２から出力されたｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1とを用いてｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*をそれぞれ生成する。制御器１４におけるｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*の生成方法自体は本発明を限定するものではなく、例えば公知の方法で実現すればよい。ＰＷＭ制御信号生成部１５は、後述するｄｑ三相変換部１３−１から出力された三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、インバータ５２内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号生成部１５におけるＰＷＭ制御信号の生成方法自体は本発明を限定するものではなく、例えば公知の方法で実現すればよい。
【００３５】
次に、位相補正量演算部１１、ロータ位相角補正部１２、および座標変換部１３について説明する。
【００３６】
本発明の第１の実施例では、ロータ位相角補正部１２は、座標変換部１３による座標変換処理に用いられるロータ位相角を予め補正するものであり、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φを加算もしくは減算することで補正後ロータ位相角を算出する。なお、位相補正量φの具体的な算出方法については後述する。
【００３７】
本発明の第１の実施例におけるｄｑ三相変換部１３−１は、ロータ位相角補正部１２から出力された補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*を三相座標系上の三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*に変換する。ここで、ｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理で用いる補正後ロータ位相角は、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φが加算されることにより生成される。ｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理は、このロータ位相角θを用いて式９にしたがって実行される。
【００３８】
【数９】
0005964391.tif 000010
【００３９】
式９は三角関数の加法定理を適用すると式１０のように変形できる。
【００４０】
【数１０】
0005964391.tif 000011
【００４１】
ここで、式１１で表されるようなパラメータＶd1*およびＶq1*を導入する。
【００４２】
【数１１】
0005964391.tif 000012
【００４３】
式１０に式１１を代入することで式１２が得られる。
【００４４】
【数１２】
0005964391.tif 000013
【００４５】
式９と式１２とを比較すると、式９にしたがって実行されるｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理は、式１２に示すようにｄ軸電圧指令Ｖd*およびｑ軸電圧指令Ｖq*を位相補正量φだけ進めたＶd1*およびＶq1*に対して実行されるものと等価であることがわかる。
【００４６】
一方、本発明の第１の実施例における三相ｄｑ変換部１３−２は、ロータ位相角補正部１２から出力された補正後ロータ位相角に基づいて、電流検出器１７によって検出された三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwをｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqに変換する。ここで、三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理で用いる補正後ロータ位相角は、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θから位相補正量φが減算されることにより生成される。三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理は、このロータ位相角θを用いて式１３にしたがって実行される。
【００４７】
【数１３】
0005964391.tif 000014
【００４８】
式１３は三角関数の加法定理を適用すると式１４のように変形できる。
【００４９】
【数１４】
0005964391.tif 000015
【００５０】
位相補正量φに係る行列の逆行列を式１４の両辺に掛けると、式１４は式１５のように変形できる。
【００５１】
【数１５】
0005964391.tif 000016
【００５２】
ここで、式１６で表されるようなパラメータｉd1およびｉq1を導入する。
【００５３】
【数１６】
0005964391.tif 000017
【００５４】
式１５に式１６を代入することで式１７が得られる。
【００５５】
【数１７】
0005964391.tif 000018
【００５６】
式１３と式１７とを比較すると、三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwに対して式１３に基づいて実行される三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理により、式１７に示すようにｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqを位相補正量φだけ進めたｉd1およびｉq1が算出されたことがわかる。
【００５７】
図２は、補正済ロータ位相角を用いた三相ｄｑ座標変換処理を説明するベクトル図である。ロータ位相角θを用いて三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwを三相ｄｑ座標変換すると、ｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqが得られる。この場合、電流ベクトルはｉaとなる。一方、ロータ位相角θから位相補正量φを減算して得られた補正後ロータ位相角（すなわちロータ位相角θを位相補正量φだけ進めたもの）を用いて三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwを三相ｄｑ座標変換すると、ｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1が得られる。この場合、電流ベクトルはｉa1となる。つまり、位相補正量φの大きさを変化させれば、これに応じてｄ軸電流ｉdの大きさも変化させることができることがわかる。そこで本発明では、この特性を利用して、ロータ位相角θの補正に用いる位相補正量φを、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するための制御パラメータとして用いる。
【００５８】
すなわち、本発明の第１の実施例によれば、ロータ位相角補正部１２は、速度検出器１６によって検出されたロータ位相角θから位相補正量φを減算することで三相ｄｑ変換部１３−２のための補正後ロータ位相角を生成する。この補正後ロータ位相角を用いて、三相ｄｑ変換部１３−２は、式１７に従って電流検出器１７によって検出された三相座標系上の三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwをｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1に変換する。図２を参照して説明したように、補正後ロータ位相角を用いた三相ｄｑ変換処理により得られたｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1は、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態（換言すれば、位相補正しないロータ位相角θを用いた三相ｄｑ変換処理により得られたｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqと比べて位相補正量φだけ進んだ状態）にある。制御器１４は、入力されたｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*と三相ｄｑ変換部１３−２から出力されたｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1とを用いてｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*をそれぞれ生成する。これらｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*は、ｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1同様、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態にある。また、ロータ位相角補正部１２は、速度検出器１６によって検出されたロータ位相角θに位相補正量φを加算することでｄｑ三相変換部１３−１のための補正後ロータ位相角を生成する。この補正後ロータ位相角を用いて、ｄｑ三相変換部１３−１は、式１２にしたがってｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*を三相座標系上の三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*に変換する。上述したようにｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*はロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態にあったが、式１２に基づくｄｑ三相変換処理を実行することにより、上記「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が解消され、もとのロータ位相角θに戻った状態になる。この後、ＰＷＭ制御信号生成部１５は、ｄｑ三相変換部１３−１から出力された三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*およびＶw*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、インバータ５２内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ５２は、ＰＷＭ制御信号生成部１５で生成されたＰＷＭ制御信号に基づき内部のスイッチング素子をスイッチング動作させて、直流リンク側から供給される直流電力を、モータ（永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ））２を駆動するための所望の電圧および所望の周波数の三相交流電力に変換する。これにより、モータ２は、インバータ５２により供給された電圧可変および周波数可変の三相交流電力に基づいて動作することになる。
【００５９】
このように、三相ｄｑ変換部１３−２は、三相交流電流ｉu、ｉvおよびｉwに対して式１７に基づく三相ｄｑ変換処理を実行することで、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1を生成し、制御器１４は、これらｄ軸電流ｉd1およびｑ軸電流ｉq1をｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*に追従させるためのｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*を生成し、そして、ｄｑ三相変換部１３−１は、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだｄ軸電圧指令Ｖd1*およびｑ軸電圧指令Ｖq1*に対して式１２に基づくｄｑ三相変換処理を実行することで三相電圧指令Ｖu*、Ｖv*、およびＶw*を生成する。つまり、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置１では、三相ｄｑ変換部１３−２における補正後ロータ位相角を用いた三相ｄｑ変換処理が実行されることにより、「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が発生し、この状態の下で制御器１４によるｄｑ軸電圧指令生成処理が実行され、その後さらにｄｑ三相変換部１３−１における補正後ロータ位相角を用いたｄｑ三相変換処理が実行されることにより、上記「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が解消される。
【００６０】
従来より永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の制御には、負のｄ軸電流を用いる「弱め磁束制御」が用いられてきたが、弱め磁束制御に用いる式５は複雑であり、演算処理に時間がかかる問題があった。これに対し、本発明によれば、弱め磁束制御特有の式５のような複雑な計算式を用いずに、ロータ位相角θの補正に用いる位相補正量φを制御パラメータとして用いて永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するので、従来の弱め磁束制御に比べて演算処理内容が容易であり、したがって演算処理時間を短縮することができる。
【００６１】
続いて、位相補正量φの具体的な算出方法について説明する。図３は、図１に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。位相補正量演算部１１は、記憶部２１、速度補正項演算部２２、電流補正項演算部２３および出力部２４を有する。
【００６２】
記憶部２１は、予め規定されたパラメータとして、速度係数ＮA、第１の基準速度ＮB、位相補正量の制限値ＮL、電流係数ＴAおよび基準電流率ＴBを記憶する。
【００６３】
速度補正項演算部２２は、速度検出器１６によって検出されたモータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、式１８に従って算出する。すなわち、式１８に示されるように、速度補正項演算部２２は、まずモータ速度Ｎから第１の基準速度ＮBを減算する。次いで速度補正項演算部２２は、この減算結果と０とのうちの大きい方の値に速度係数ＮAを乗算する。この乗算結果は、位相補正量の制限値ＮLをその上限値とし、すなわち、速度補正項演算部２２は、当該乗算結果と位相補正量の制限値ＮLとのうちの小さい方の値を、速度補正項として出力する。
【００６４】
【数１８】
0005964391.tif 000019
【００６５】
電流補正項演算部２３は、インバータ５２が出力可能な最大電流に対するｑ軸電流指令初期値ｉq0*の割合（すなわちｑ軸電流指令初期値ｉq0*をインバータ５２が出力可能な最大電流で除算して得られる値）である初期ｑ軸電流指令率をＴrとしたとき、電流補正項を、式１９に従って算出する。なお、初期ｑ軸電流指令率Ｔrおよび基準電流率ＴBは、インバータ５２から出力可能な最大電流がモータ２に流れるときを１とし、０から１の間の値をとるものとする。すなわち、式１９に示されるように、電流補正項演算部２２は、まず初期ｑ軸電流指令率Ｔrから基準電流率ＴBを減算した値と０とのうちの大きい方の値を抽出する。次いで電流補正項演算部２２は、当該抽出結果と１とのうちの小さい方の値に電流係数ＴAを乗算し、この乗算結果を電流補正項として出力する。
【００６６】
【数１９】
0005964391.tif 000020
【００６７】
出力部２４は、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量φとして出力する。
【００６８】
式１８および式１９から分かるように、位相補正量φは、モータ速度Ｎを独立変数とする関数となる。また、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*は、入力された加速度指令に応じて時々刻々と変化する。したがって、位相補正量φは、モータ速度Ｎおよびｑ軸電流指令初期値ｉq0*の大きさによって変化する値となる。ここで、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*はトルク指令をＴcmd、トルク定数をＫtとしたとき「ｉq0*＝トルク指令Ｔcmd÷Ｋt」で表される。一方、式５に示されるように弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉd*は、角速度ωおよびｑ軸電流ｉqを変数として含んでいる。そこで、本発明では、位相補正量演算部１１は、検出されたモータ速度Ｎとｑ軸電流指令初期値ｉq0*とを用いて位相補正量φを算出する。なお、ｄ軸電流指令初期値ｉd0*は、例えばｑ軸電流指令の初期値ｉq0*＝０とした場合の式５から算出される値とする。この際、ｄ軸電流指令ｉd*の初期値を０とした場合の、速度係数ＮA、第１の基準速度ＮB、位相補正量の制限値ＮL、電流係数ＴAおよび基準電流率ＴBについては、「ｉd0*×ｓｉｎφ」で計算されるｉd*が、式５を用いる弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉd*に近い値になるように、シミュレーションや実験をもとに適宜設定する。シミュレーションに基づく設定例については後述する。このようにして設定された各パラメータは記憶部２１に記憶される。入力されたｑ軸電流指令初期値ｉq0*と、記憶部２１に記憶された速度係数ＮA、第１の基準速度ＮB、位相補正量の制限値ＮL、電流係数ＴAおよび基準電流率ＴBとを用いて式１８および式１９にしたがって速度補正項および電流補正項を生成し、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を位相補正量φとする。
【００６９】
なお、上述のようにｄ軸電流指令ｉd*の初期値ｉd0*を０とした場合は、入力されたｑ軸電流指令初期値ｉq0*に基づき生成された位相補正量φを用いた三相ｄｑ変換処理後に制御器１４にてｑ軸電流指令ｉq*およびｄ軸電流指令ｉd*を生成しようとすると、ｄ軸電流指令ｉd*については、最大、「ｉd0*×ｓｉｎφ」までしか生成できない。例えばｑ軸電流指令初期値ｉq0*が０に近い値である場合に、大きなｄ軸電流指令ｉd*を生成することができない。そこで、ｄ軸電流指令ｉd*の初期値ｉd0*については、０とするのではなく、モータ速度Ｎに依存した値に設定するのがより好ましい。このため、モータ制御装置１は、モータ速度Ｎを独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値ｉd0*を算出するｄ軸電流指令初期値演算部（図示せず）をさらに備えるようにしてもよい。ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩDA、第２の基準速度をＩDBとしたとき、ｄ軸電流指令ｉd*の初期値を、式２０に従って算出する。すなわち、式２０に示されるように、ｄ軸電流指令初期値演算部は、まずモータ速度Ｎから第２の基準速度ＩDBを減算する。次いでｄ軸電流指令初期値演算部は、この減算結果にｄ軸電流指令初期値係数ＩDAを乗算した結果と０とのうちの大きい方の値を、ｄ軸電流指令ｉd*の初期値ｉd0*として出力する。
【００７０】
【数２０】
0005964391.tif 000021
【００７１】
次に上述の本発明の第１の実施例と従来の弱め磁束制御との比較について、シミュレーション結果に基づいて説明する。本発明の第１の実施例によるモータ制御装置および従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置ともに、４極対の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動するシミュレーション回路を構成した。本シミュレーションでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）および交流電源の各パラメータは、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置と従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置とで共通のものを用いた。すなわち、永久磁石同期モータの磁石によるステータ鎖交磁束Ψaを０．００１[Ｗｂ]、１相分のステータ巻線抵抗Ｒを０．５７[Ω]、１相分のｄ軸インダクタンスＬdを３．２[ｍＨ]、１相分のｑ軸インダクタンスＬqを３．２[ｍＨ]とした。また、交流電源は、４０［Ａ］、実効値２００［Ｖ］の三相交流とした。
【００７２】
図４は、従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでは、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*を最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、非特許文献１に記載された式に基づきｄ軸電流指令ｉd*およびトルクを算出した。
【００７３】
図５は、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでも、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*については最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定した。実際のところ、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*は、上述のように加速度指令に応じて時々刻々と変化する値である。本発明の第１の実施例における各パラメータについては図４に示した従来の弱め磁束制御についてのシミュレーション結果と近い値となるように適宜調整したところ、例えば、速度係数ＮAを２５．４［ｄｅｇ／ｋｒｐｍ］、第１の基準速度ＮBを２０００［ｒ／ｍｉｎ］、位相補正量の制限値ＮLを４２．２［ｄｅｇ］、電流係数ＴAを１．５、基準電流率ＴBを０．０５、ｄ軸電流指令初期値係数ＩDAを３．１［Ａ／ｋｒｐｍ］、第２の基準速度ＩDBを４０００［ｒｐｍ］に設定すると、従来の弱め磁束制御の制御特性にほぼ一致させることができた。ここでは、シミュレーション結果に基づくパラメータ設定について説明したが、永久磁石同期モータを駆動するモータ制御装置の実機モデルを構築して実際に永久磁石同期モータを駆動させて得られる実験結果に基づいてパラメータ設定をしてもよい。
【００７４】
以上説明したように、本発明の第１の実施例によれば、当該パラメータ設定を適切に設定することにより、従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。
【００７５】
続いて、本発明の第２の実施例について説明する。図６は、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。また、図７は、図６に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。第２の実施例は、上述の第１の実施例においてさらに、モータ２の駆動電力を供給するインバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応できるようにしたものである。
【００７６】
一般に、整流器５１とインバータ５２とを接続するＤＣリンクにおける直流電圧（換言すれば直流コンデンサ５３の直流電圧）は、交流電源３の電圧変動や、整流器５１およびインバータ５２内で発生する電圧降下、インバータ５２によるモータ側から直流側に回生される電力の大きさなどによって変化する。そこで、第２の実施例では、インバータ５２の直流側において電圧検出器１８によって検出された直流電圧値Ｖdcを位相補正量演算部１１にフィードバックし、直流電圧値Ｖdcに応じてｄ軸電流指令初期値ｉd0*を変化させる。具体的には、位相補正量演算部１１内に設けられた補正部２５は、フィードバックされた直流電圧値Ｖdcを用いて、記憶部２１から読み出された速度係数ＮA、第１の基準速度ＮBおよび位相補正量の制限値ＮLをそれぞれ補正する。また、記憶部２１は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧ＶBをさらに記憶しておく。なお、位相補正量演算部１１および電圧検出器１８以外の回路構成要素については図１および図３に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略し、ここでは、位相補正量演算部１１についてより詳細に説明する。
【００７７】
補正部２５は、記憶部２１から読み出された速度係数ＮAを、式２１に従って補正し、補正後の速度係数ＮA’を生成する。式２１においてＮAVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「速度係数についての電圧依存係数」である。
【００７８】
【数２１】
0005964391.tif 000022
【００７９】
補正部２５は、記憶部２１から読み出された第１の基準速度ＮBを、式２２に従って補正し、補正後の第１の基準速度ＮB’を生成する。式２２においてＮBVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「第１の基準速度についての電圧依存係数」である。
【００８０】
【数２２】
0005964391.tif 000023
【００８１】
補正部２５は、記憶部２１から読み出された位相補正量の制限値ＮLを、式２３に従って補正し、補正後の位相補正量の制限値ＮL’を生成する。式２３においてＮLVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「位相補正量の制限値についての電圧依存係数」である。
【００８２】
【数２３】
0005964391.tif 000024
【００８３】
速度補正項演算部２２は、補正後の速度係数ＮA’補正後の第１の基準速度ＮB’および補正後の位相補正量の制限値ＮL’を用いて、速度補正項を式１８に従って算出する。電流補正項演算部２３は、電流補正項を式１９に従って算出する。出力部２４は、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量φとして出力する。上述した補正後の速度係数ＮA’、 補正後の第１の基準速度ＮB’および補正後の位相補正量の制限値ＮL’ はインバータ５２の直流側において電圧検出器１８によって検出された直流電圧値Ｖdcを独立変数とする関数であるので、出力部２４から出力される位相補正量φは、インバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応したものとなる。このように第２の実施例によれば、インバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応した位相補正量φを作成するので、第１の実施例と比較して、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけさせることができる。ｄ軸電流指令ｉd*の初期値を０とした場合の、記憶部２１に記憶される係数ＮAV、ＮBVおよびＮLV、ならびに基準電圧ＶBについては、式５を用いる弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉd*に近い値になるように、シミュレーションや実験をもとに適宜設定すればよい。シミュレーションに基づく設定例については後述する。
【００８４】
また、既に説明したように、上述の第１の実施例では、ｄ軸電流指令部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩDA、第２の基準速度をＩDBとしたとき、ｄ軸電流指令ｉd*の初期値ｉd0*を、式２０に従って算出したが、第２の実施例において、式２０における第２の基準速度ＩDBについても、フィードバックされた直流電圧値Ｖdcを用いて補正するようにしてもよい。この場合、補正部２５は、第２の基準速度ＩDBを式２４に従って補正し、補正後の第２の基準速度ＩDB’を生成する。式２４においてＩDBVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「ｄ軸電流指令初期値についての電圧依存係数」である。
【００８５】
【数２４】
0005964391.tif 000025
【００８６】
このように式２４に基づき第２の基準速度をインバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応したものとして設定すれば、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけさせることができる。
【００８７】
次に上述の本発明の第２の実施例と従来の弱め磁束制御との比較について、シミュレーション結果に基づいて説明する。本シミュレーションでは、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置および従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置ともに、４極対の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動するシミュレーション回路を構成した。また、本シミュレーションでは、第１の実施例のシミュレーション同様、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）および交流電源の各パラメータは、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置と従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置とで共通のものを用いた。すなわち、永久磁石同期モータの磁石によるステータ鎖交磁束Ψaを０．００１[Ｗｂ]、１相分のステータ巻線抵抗Ｒを０．５７[Ω]、１相分のｄ軸インダクタンスＬdを３．２[ｍＨ]、１相分のｑ軸インダクタンスＬqを３．２[ｍＨ]とした。また、交流電源は、４０［Ａ］、実効値２００［Ｖ］の三相交流とした。
【００８８】
図８は、従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでは、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*を最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、電圧検出器１８によって検出される直流電圧Ｖdcを２８２［Ｖ］から２６０［Ｖ］まで変化させ、非特許文献１に記載された式に基づきｄ軸電流指令ｉd*およびトルクを算出した。
【００８９】
図９は、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでも、ｑ軸電流指令初期値ｉq0*については最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、電圧検出器１８によって検出される直流電圧Ｖｄｃを２８２［Ｖ］から２６０［Ｖ］まで変化させた。本発明の第２の実施例における各パラメータについては、図８に示した従来の弱め磁束制御についてのシミュレーション結果と近い値となるように適宜調整したところ、例えば、速度係数についての電圧依存係数ＮAVを０［ｄｅｇ／ｋｒｐｍ／Ｖ］、第１の基準速度についての電圧依存係数ＮBVを３０．７［ｒｐｍ／Ｖ］、位相補正量の制限値についての電圧依存係数ＮLVを０［ｄｅｇ／Ｖ］、係数ＩDBVを３０．７［ｒｐｍ／Ｖ］に設定し、それ以外のパラメータについては第１の実施例と同様に設定すると、従来の弱め磁束制御の制御特性にほぼ一致させることができた。ここでは、シミュレーション結果に基づくパラメータ設定について説明したが、永久磁石同期モータを駆動するモータ制御装置の実機モデルを構築して実際に永久磁石同期モータを駆動させて得られる実験結果に基づいてパラメータ設定をしてもよい。
【００９０】
以上説明したように、本発明の第２の実施例によれば、当該パラメータ設定により、従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。
【００９１】
なお、一般にモータ制御装置１内の電流制御ループには指令と実際の出力との間に時間遅れが存在する。そこで、上述した第１および第２の実施例の第１の変形例として、モータ２に流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角を、補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。
【００９２】
また、一般に、交流モータに供給する電流を大きくすると、モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生し、この磁気飽和により、大きな供給電流にもかかわらずトルク定数が低下して所望のトルクを得ることが困難となるという問題が発生することが知られている。この問題に対応するために、ｑ軸電流指令の位相を進めることによってモータのトルクを最大化する方法がある（例えば、特許文献３）。そこで、上述した第１および第２の実施例の第２の変形例として、モータ２のトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角を、補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。
【００９３】
またさらに、上述した第１の変形例および第２の変形例は併せて実現してもよい。すなわち、モータ２に流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角およびモータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角の両方を補正後ロータ位相角にさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。
【００９４】
なお、上述した位相補正量演算部１１、ロータ位相角補正部１２、座標変換部１３（ｄｑ三相変換部１３−１および三相ｄｑ変換部１３−２、制御器１４、ＰＷＭ制御信号生成部１５、速度補正項演算部２２、電流補正項演算部２３、出力部２４、ならび補正部２５は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、モータ制御装置１内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各部の機能が実現される。また、既存のモータ制御装置にこれら手段に係るソフトウェアプログラムを当該モータ制御装置内の演算処理装置に追加的にインストールすることで本発明を適用することも可能である。
【符号の説明】
【００９５】
１    モータ駆動装置
２    モータ
３    交流電源
１１    位相補正量演算部
１２    ロータ位相角補正部
１３    座標変換部
１３−１    ｄｑ三相変換部
１３−２    三相ｄｑ変換部
１４    制御器
１５    ＰＷＭ制御信号生成部
１６    速度検出器
１７    電流検出器
１８    電圧検出器
２１    記憶部
２２    速度補正項演算部
２３    電流補正項演算部
２４    出力部
２５    補正部
５１    整流器
５２    インバータ
５３    直流コンデンサ
【図１】
0005964391.tif 000029
【図２】
0005964391.tif 000030
【図３】
0005964391.tif 000031
【図４】
0005964391.tif 000032
【図５】
0005964391.tif 000033
【図６】
0005964391.tif 000034
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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