(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準周波数信号に基づいて決定される第１の期間に含まれる被測定信号の変化数と、前記基準周波数信号に基づいて決定される前記第１の期間に続く第２の期間に含まれる前記被測定信号の変化数との差分を示すカウント値を出力するカウンタ部と、
前記カウント値に所定の値を加算または減算したオフセット値を出力するオフセット部と、
前記オフセット値に含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタと、を備え、
前記カウンタ部は、
前記被測定信号の変化を累積的に計数して累積カウント値を出力するアップカウンタと、
前記基準周波数信号に基づいて前記累積カウント値をラッチしてラッチカウント値を出力するラッチ部と、
前記ラッチ部から供給される前記ラッチカウント値と前回の前記ラッチカウント値との差分から前記カウント値を取得する演算部と、を備え、
前記被測定信号の変化から前記累積カウント値が不定状態となる所定の時間が経過したタイミングで、前記基準周波数信号に基づいて前記累積カウント値をラッチして前記ラッチカウント値を出力する、
周波数測定装置。
【請求項２】
前記アップカウンタは、前記差分を表現可能なビット幅より小さくかつ予め求められた前記差分の変動分を表現可能なビット幅で前記累積カウント値を出力する
請求項１に記載の周波数測定装置。
【請求項３】
前記アップカウンタは、前記被測定信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方に基づいて前記被測定信号を累積的に計数し、
前記ラッチ部は、前記基準周波数及び前記被測定信号の前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジのいずれか他方に基づいて前記ラッチカウント値を出力する
請求項１または２に記載の周波数測定装置。
【請求項４】
前記ローパスフィルタが複数段の移動平均フィルタで構成される
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数測定装置。
【請求項５】
前記基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成部と、
前記基準周波数信号より高い周波数を有する前記被測定信号を生成する被測定信号生成部と、をさらに備える
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の周波数測定装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項の記載の周波数測定装置を備えた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数の測定に関し、特に、僅かな周波数の変化を検出し得る測定法及び装
置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数測定の方式には、決められたゲート時間（ゲートタイム）内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば特許文献１参照）、及びパルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば特許文献２参照）などが知られている。上記直接カウント方式は比較的小規模の回路で実現することができるが、周波数分解能を高めるためにはゲート時間を長く取る必要がある（例えば、０．１Ｈｚの分解能を得るために必要なゲート時間は１０秒である。）。また、レシプロカル方式はこの欠点を克服することができるが、パルス間隔を正確に測定するための回路が直接カウント形式と比較して大規模となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１１９２９１号公報
【特許文献２】特開平５−１７２８６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換することができる。例えば、ニオイ成分が付着する材料を振動子基板表面に設けることによって各種のニオイセンサを形成することができる。ニオイ成分は単体もしくは複数の物質で構成される。このニオイセンサに試料ガスを付与してニオイ成分を付着させ、振動子表面の質量を変化させると周波数が変化する。単数もしくは複数の種類のセンサを用意しこの変化を観察することによって、特定のニオイ成分が存在することを推定する。人の鼻には３５０種類程度の嗅細胞が存在し、犬の鼻の場合は１０００種類程度存在すると言われており、各々の嗅細胞に付着するニオイ成分の割合を脳がパターン認識することでニオイを識別している。生体の嗅覚に学ぶと、ニオイ成分を検出し特定するためには、多数のニオイセンサ（センサアレイ）を使用し、各センサの出力パターンをコンピュータで解析してニオイ成分のパターンを特定することが必要である。
【０００５】
ここで、各ニオイセンサの周波数変化を検出するために各センサの出力に周波数変化を検出するカウンタや信号処理回路を設けなければならない。更に、水晶振動子の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）が付着物質によって変化するといっても、その変化はわずか数Ｈｚから数１００Ｈｚ程度のものでしかなく、１Ｈｚ以下の変化である場合もある。上述したように直接カウント方式では、周波数分解能が低く、周波数分解能を高めるためにはゲート時間を相当に長く取る必要がある。測定の際の誤差として、プラスマイナス１カウント誤差、及びトリガレベルの揺らぎによる誤差に加え、ゲート時間を長くした場合には、水晶振動子の発振安定性に起因する誤差が重畳されることになる。レシプロカル方式のカウンタを用いることでこのような欠点を補うことができるが、１つのカウンタの回路が大規模となるため多数のセンサを備えるセンサアレイには不向きである。
【０００６】
そこで、本発明の一形態では複雑な回路を用いることなく、周波数測定分解能を改善した周波数変化の測定方法及び測定装置を提供することである。さらに本発明の一形態では、回路規模を小さくすることが可能な測定装置等をも提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
かかる課題を解決するために、本発明の一態様の周波数測定装置は、基準周波数信号に基づいて決定される第１の期間に含まれる被測定信号の変化数と、前記基準周波数信号に基づいて決定される前記第１の期間に続く第２の期間に含まれる前記被測定信号の変化数との差分を示すカウント値を出力するカウンタ部と、前記カウント値に所定の値を加算または減算したオフセット値を出力するオフセット部と、前記オフセット値に含まれる高周波成分を除去するローパスフィルタと、を備え、前記カウンタ部は、前記被測定信号の変化を累積的に計数して累積カウント値を出力するアップカウンタと、前記基準周波数信号に基づいて前記累積カウント値をラッチしてラッチカウント値を出力するラッチ部と、前記ラッチ部から供給される前記ラッチカウント値と前回の前記ラッチカウント値との差分から前記カウント値を取得する演算部と、を備え、前記被測定信号の変化から前記累積カウント値が不定状態となる所定の時間が経過したタイミングで、前記基準周波数信号に基づいて前記累積カウント値をラッチして前記ラッチカウント値を出力する。
【０００８】
この構成によれば、被測定信号が変化した直後の累積カウント出力の状態不定期間となるタイミングで累積カウント値をラッチせずに、累積カウント出力が安定したタイミングで当該累積カウント値をラッチすることができる。したがって、ラッチ部からら出力されるラッチカウント値が安定し、その後の出力結果も安定させることが可能となる。
【００１４】
また、上記周波数測定装置におけるアップカウンタは、前記差分を表現可能なビット幅より小さくかつ予め求められた前記差分の変動分を表現可能なビット幅で前記累積カウント値を出力することが好ましい。
【００１５】
これによれば、周波数測定装置の回路規模をさらに小さくすることが可能となる。
【００１８】
また、前記アップカウンタは、前記被測定信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方に基づいて前記被測定信号を累積的に計数し、前記ラッチ部は、前記基準周波数及び前記被測定信号の前記立ち上がりエッジまたは前記立ち下がりエッジのいずれか他方に基づいて前記ラッチカウント値を出力するよう構成することが好ましい。
【００１９】
この構成によれば、アップカウンタでの動作タイミングとラッチ部での動作タイミングとが、それぞれ被測定信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの一方と他方とに基づく。これによって、アップカウンタから出力される累積カウント値が不定となる期間においてラッチ部が累積カウント値をラッチすることを防止する。すなわち、ラッチ部からら出力されるラッチカウント値が安定し、その後の出力結果も安定させることが可能となる。
【００２０】
また、前記ローパスフィルタが複数段の移動平均フィルタで構成されることが好ましい。
【００２１】
これによれば、簡易な構成で精度の高いローパスフィルタを構成することができ、回路規模を小さくすることなどが可能となる。
【００２２】
また、上記周波数測定装置は、前記基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成部と、前記基準周波数信号より高い周波数を有する前記被測定信号を生成する被測定信号生成部と、をさらに備えることが好ましい。
【００２３】
また、本発明の一実施形態は、上記いずれかの周波数測定装置を備えた電子機器を含む。
【００２４】
これによれば、例えば回路規模の小さい周波数測定装置などを構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】周波数測定装置の構成例を示す図。
【図２】短ゲートカウンタ部で計数されたカウント値の一例を示す第１の図。
【図３】カウント値の信号列から高周波成分を除去した例を示す第２の図。
【図４】短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式とを比較する図。
【図５】短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式とを比較した拡大図。
【図６】各カウント方式における周波数分解能を示す図。
【図７】被測定信号の計数が途切れた場合のローパスフィルタの出力を示す図。
【図８】実施形態１における短ゲートカウンタ部の具体的な構成例を示す図。
【図９】ローパスフィルタを移動平均フィルタによって構成した図。
【図１０】ローパスフィルタの出力の概略図。
【図１１】三段移動平均フィルタのインパルス応答を示す図。
【図１２】三段移動平均フィルタの出力例を示す図。
【図１３】周波数測定方法の一形態のフローチャート。
【図１４】実施形態２における短ゲートカウンタ部の具体的な構成例を示す図。
【図１５】変形例における短ゲートカウンタ部の具体的な構成例を示す図。
【図１６】周波数測定装置を利用したニオイセンサアレイの構成例を示す図。
【図１７】直接カウント方式を用いたニオイセンサの動作例を示す図。
【図１８】短ゲートタイムカウント方式を用いたニオイセンサの動作例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明に係る実施形態について、以下の構成に従って、図面を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下で説明する実施形態はあくまで本発明の一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。なお、各図面において、同一の部品には同一の符号を付しており、その説明を省略する場合がある。
１．定義
２．実施形態１
（１）周波数測定装置の構成
（２）周波数測定装置の動作概要
（３）短ゲートカウンタ部の構成例
（４）ローパスフィルタの構成例
（５）周波数測定装置の動作の具体例
（６）実施形態１のまとめ
３．実施形態２
４．実施形態３
５．実施形態４
６．補足
【００２９】
＜１．定義＞
まず、本明細書における用語を以下のとおり定義する。
【００３０】
「○○部（○○は任意の語。）」：半導体回路など電気的な回路により構成されるものを含むがこれに限定されず、当該構成部の機能を果たす物理的手段、又はソフトウェアで実現される機能的手段などをも含む。また、１つの構成部が有する機能が２つ以上の物理的又は機能的手段により実現されても、２つ以上の構成部の機能が１つの物理的又は機能的手段により実現されても良い。
「Ｉｎｔ（ｘ）」：ｘの整数部分を示す。
【００３１】
＜２．実施形態１＞
以下、本発明の実施形態１について図１乃至図１３を参照しながら具体的に説明する。
【００３２】
＜（１）周波数測定装置の構成＞
図１は、本実施形態における周波数測定装置の構成例を示す図である。
【００３３】
（被測定信号源１０）
図１において、被測定信号源１０はパルス列状の信号である被測定信号６１を発生するよう構成される。例えば、被測定信号源１０は発振周波数ｆ0が３０ＭＨｚの水晶発振器であり、後述のニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサなどにおける検出部に相当する。当該水晶発振器に含まれる水晶振動子にニオイ物質などが付着すると、その付着量に応じて水晶発振器の発振周波数が低下する。この被測定信号６１は短ゲートカウンタ部２０に供給される。
【００３４】
（基準周波数信号源４０）
基準周波数信号源４０は、被測定信号６１よりも低い周波数を有するパルス列状の信号である基準周波数信号６２を生成するよう構成される。すなわち、基準周波数信号６２は被測定信号６１よりも長い周期で変化するものである。以下、この基準周波数信号６２の１周期を「ゲート時間」または「ゲートタイム」と呼ぶことがある。当該基準周波数信号源４０は、例えば、被測定信号源１０で用いられたものとは別の水晶発振器の信号を所定の分周比で分周することで、例えば１００Ｈｚの基準周波数信号６２を生成するよう構成される。
【００３５】
（短ゲートカウンタ部２０）
短ゲートカウンタ部２０は、供給される被測定信号６１のパルス列を、比較的短いゲート時間で途切れることなく計数するよう構成される。具体的には、短ゲートカウンタ部２０はゲート時間に含まれる被測定信号６１の変化数を計数する。例えば、短ゲートカウンタ部２０は基準周波数信号６２の立ち上がりエッジから次の立ち上がりエッジまでの１周期に発生する、被測定信号６１の立ち上がりエッジを計数するものである。ここで計数されたカウント値６３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０に逐次供給される。
【００３６】
（ローパスフィルタ３０）
ローパスフィルタ３０は、入力された計数結果に含まれる高周波成分を除去し、その低周波成分のみを出力信号６４として出力するよう構成される。
【００３７】
＜（２）周波数測定装置の動作概要＞
図２は、短ゲートカウンタ部２０で計数されたカウント値６３に基づいて算出された周波数の時間経過の一例を示している。この例では、基準周波数信号６２の周波数（以下、「基準周波数」ともいう）を１００Ｈｚ（ゲート時間を０．０１秒）として被測定信号６１の変化数を計数した場合を示している。基準周波数が１００Ｈｚの場合には、周波数分解能も１００Ｈｚまで低下するため、１つのカウント値６３のみからは被測定信号６１における１００Ｈｚ以下の情報を検出できないが、一方で１秒間に１００個のカウント値６３が得られることになる。図２に示されるように、カウント値６３の１００倍で表される周波数は、例えば互いに１００Ｈｚ差である３０，０７２，３００Ｈｚと３０，０７２，４００Ｈｚの間に時間軸上にパルス状に分布している。
【００３８】
ここで、サンプリングにおける量子化誤差（±１カウント誤差）について説明する。例えば、直接カウント方式のカウンタを用いて、１２３．３４Ｈｚで安定しているパルス列信号を測定する場合について検討する。
【００３９】
（Ａ）ゲート時間１０秒の場合：  １０秒ごとに１２３３カウント又は１２３４カウント
【００４０】
測定値は、これを１／１０倍した、１２３．３Ｈｚもしくは１２３．４Ｈｚの表示（１０秒ごと）となる。（測定誤差は０．１Ｈｚ）
【００４１】
（Ｂ）ゲート時間１秒の場合：  １秒ごとに１２３カウント又は１２４カウント
【００４２】
測定値は、１２３Ｈｚもしくは１２４Ｈｚの表示（１秒ごと）となる。（測定誤差は１Ｈｚ）
【００４３】
（Ｃ）ゲート時間０．１秒の場合：  ０．１秒ごとに１２カウント又は１３カウント
【００４４】
測定値は、これを１０倍した、１２０Ｈｚもしくは１３０Ｈｚの表示（０．１秒ごと）となる。（測定誤差は１０Ｈｚ）
【００４５】
（Ｄ）ゲート時間０．０１秒の場合：  ０．０１秒ごとに１カウント又は０カウント
【００４６】
測定値は、これを１００倍した、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示（０．０１秒ごと）となる。（測定誤差は１００Ｈｚ）
【００４７】
この（Ａ）〜（Ｄ）の例のように、ある一点の周波数で安定している被測定信号６１をカウントした場合、カウント値６３はゲート時間によって定まる２つの値の差を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントする被測定信号６１の周波数が変動する場合でも、変動が上記測定誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値の差を振幅とするパルス列状に分布するのに変わりない。例えば、上記の（Ｄ）ゲート時間０．０１秒であって測定誤差が１００Ｈｚの場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。
【００４８】
図２に示すように、１秒未満の短いゲート時間でサンプリングを行う方式（以下、「短ゲートタイムカウント方式」という。）では、カウント値６３がパルス列状に変化し、被測定信号６１の周波数の変化に応じ値の出現頻度が変化する。被測定信号６１における周波数が高ければ当該パルス列が高い値を示す出現頻度が高くなり、逆に被測定信号６１における周波数が低ければ当該パルス列が低い値を示す出現頻度が高くなる。計数する被測定信号６１の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞う計数値の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルタによってカウント値６３から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高周波成分を除去する）ことによって計数する被測定信号６１の周波数のうち、その変動分に関する情報を復調することができる。
【００４９】
図３は、上述した図２のカウント値６３の信号列をタップ数５１２のローパスフィルタ３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。図３に示されるように、供給された被測定信号６１の周波数の変化が連続的（アナログ的）な曲線として出力される。ローパスフィルタ３０を用いることで、１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では、量子化誤差によって測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっていることが分かる。
【００５０】
次に、本実施形態における短ゲートタイムカウント方式と、一般的な直接カウント方式との比較について図４及び図５を参照して説明する。
【００５１】
図４に示すグラフにおいて、縦軸は周波数、横軸は時間を表している。図４中の曲線Ａは、直接カウント方式でゲート時間を１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｂは、直接カウント方式でゲート時間を０．１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｃは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。なお、曲線Ｃは、時間軸の単位（桁）が異なり同一グラフ上に波形を表せないので下方に別途表示している。曲線Ｄは、短ゲートタイムカウント方式、すなわち、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒＋ローパスフィルタに設定してサンプリングを行った場合を示している。
【００５２】
図５は、図４の周波数軸のレンジを拡大して、曲線Ａ及び曲線Ｄを比較している。短ゲートタイムカウント方式によるサンプリングを示す曲線Ｄは、数１０ｍＨｚオーダーまで読み取り可能なことが分かる。
【００５３】
図４の例では、ゲート時間が１秒未満であることによって、カウントする被測定信号６１の周波数変化が測定誤差内に収まるためカウント値６３が２値のいずれかとなりパルス列状になることが判る。当該パルス列は、周波数の高低によって変化する。すなわち、パルス列状に振る舞うカウント値６３はその瞬間値のみでなく、その時間軸方向にカウントするパルス列信号の周波数情報を含んでいる。したがって、ゲート時間を短くしたことにより一つのカウント値（瞬間値）に含まれる測定誤差は拡大するが、ローパスフィルタ３０を用いることによって当該誤算は無視可能となる。ゲート時間が１秒の場合には、曲線がジグザクとなって１Ｈｚ以下の周波数が判らないが、これをローパスフィルタ３０によって高周波成分を除去する処理を行えば、本願の特性に類似する滑らかな特性を同様に得ることができる。したがって、ゲート時間が１Ｈｚであっても、周波数変化の帯域が１Ｈｚよりも低くゆっくりした変化の場合には本方式を適用することが可能である。また、上記説明では、周波数変化が測定誤差内に収まる場合を説明したが、測定誤差内に収まらずに桁上がり（桁下がり）が生じる場合においても、振幅の異なるパルス列が入力すると考えることで説明することができるため、一般性を失わない。
【００５４】
このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（基準周波数を高くする）と、各々のカウント値６３における測定誤差は大きくなる一方で、複数の測定値の列が得られる。この複数の測定値から、ローパスフィルタ３０によって高域成分を取り除くことで周波数測定分解能が向上する。図６は、直接カウント方式、レシプロカル方式、及び本実施形態の提案方式（短ゲートタイムカウント方式）における、ゲート時間（ゲートタイム）と周波数分解能との関係を示す図である。図６に示すように、直接カウント方式及びレシプロカル方式ではゲートタイムが短くなると周波数分解能が低下するのに対して、短ゲートタイムカウント方式ではゲートタイムが短くなると周波数分解能が高くなることが判る。つまり、ローパスフィルタ３０を採用した短ゲートタイムカウント方式では、短いゲート時間で高い周波数分解能を得ることができる。また、短ゲートタイムカウント方式では回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化により複数の被測定信号６１を有する構成にすることが容易となる。また、上記の例ではデジタルローパスフィルタを前提に説明したが、アナログローパスフィルタを用いればアナログ出力にも対応することが可能である。
【００５５】
図７は、短ゲートカウンタ部２０における被測定信号６１の計数が途切れた場合（ローパスフィルタ３０への計数値列が欠けた場合）におけるローパスフィルタ３０の周波数出力例を示している。図７に点線の円で示されるように、短ゲートカウンタ部２０における被測定信号６１の計数が途切れると外乱となって観測されることが判る。
【００５６】
＜（３）短ゲートカウンタ部２０の構成例＞
ここで、短ゲートカウンタ部２０の具体的な構成の一例を、図８を参照しながら説明する。図８に示すように、短ゲートカウンタ部２０は、アップカウンタ２１、ラッチ部２２、レジスタ２３、及び演算部２４を含んで構成される。短ゲートカウンタ部２０には、図１でも示したように、被測定信号６１と基準周波数信号６２とが入力される。被測定信号６１はアップカウンタ２１に供給され、基準周波数信号６２はラッチ部２２及びレジスタ２３に供給される。演算部２４で得られたカウント値６３は、オフセット部５０に供給される。オフセット部５０は、オフセット値を取得してローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０に供給する。以下、それぞれの構成の機能について詳説する。
【００５７】
（アップカウンタ２１）
アップカウンタ２１は、パルス列として供給される被測定信号６１の変化を累積的に計数して、累積カウント値７１を出力するよう構成される。より具体的には、アップカウンタ２１は被測定信号６１の立ち上がりエッジを観測すると、累積カウント値７１に１を加算して出力する。なお、ここでは被測定信号６１の立ち上がりエッジを観測する例について説明するが、これは立ち下がりエッジであってもよく、任意に選択可能である。さらに、必要に応じて立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの双方を観測してもよいが、同期設計の観点から立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの片方を観測する方がより好ましい。ここで、アップカウンタ２１の出力は例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００５８】
（ラッチ部２２）
ラッチ部２２は、アップカウンタ２１から供給された累積カウント値７１を、基準周波数信号６２に基づいてラッチし、ラッチした値をラッチカウント値７２として出力するよう構成される。より具体的には、アップカウンタ２１から連続的に入力される累積カウント値７１を、基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方のタイミングでラッチし、出力する。なお、ここでは基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方のタイミングでラッチする例を挙げているが、例えば基準周波数信号６２の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの双方のタイミングでラッチするなどの、他の方法を用いてもよい。ここで、ラッチ部２２の出力は例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００５９】
（レジスタ２３）
レジスタ２３は、ラッチ部２２から供給されるラッチカウント値７２を、基準周波数信号６２に基づいて一時的に保持するよう構成される。レジスタ２３の出力は、例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００６０】
なお、レジスタ２３はメモリなどの記憶素子によって構成されてもよいし、ラッチやフリップフロップで構成されてもよい。つまり、以下で具体的に説明するように、演算部２４が今回のラッチカウント値７２と前回のラッチカウント値７３の差分からカウント値６３を取得できるように構成されるのであれば、どのような構成であってもよい。ただし、ラッチを用いることは、構成を容易にすることが可能な点で好ましい。
【００６１】
（演算部２４）
演算部２４は、ラッチ部２２から供給される今回の累積カウント値７２と、レジスタ２３から供給される前回の累積カウント値７３とに基づいて差分を取得し、カウント値６３として出力するよう構成される。すなわち、前回の累積カウント値７３から今回の累積カウント値７２を減算することで、前回のラッチタイミングから今回のラッチタイミングまでの期間に含まれるカウント値６３を得ることができる。ここで、前回のラッチタイミング及び今回のラッチタイミングは基準周波数信号６２により決定される。本実施形態の例では、当該ラッチタイミングは基準周波数信号６２の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方により決定される。したがって、演算部２４は、例えば基準周波数信号６２における前回の立ち上がりエッジから今回の立ち上がりエッジまでの期間に含まれる、被測定信号６１の変化数を計数した値をカウント値６３として出力するものである。演算部２４の出力は、例えば１４ビットのデジタル信号として出力される。
【００６２】
（オフセット部５０）
オフセット部５０は、入力されたカウント値６３に所定の値を加算または減算したオフセット値６５を取得し出力する。ここで、本実施形態における周波数測定装置では予定された範囲における周波数の変動を観測することを主たる目的としているので、供給される被測定信号６１の周波数及びその変動分を予め求めることが可能である。この被測定信号６１の周波数及びその変動分を予め求めることができれば、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数も予め求めることが可能である。オフセット部５０は、当該変化数を表現可能なビット数よりも小さく、かつ予め求められた当該変化数の変動分を表現可能なビット幅でオフセット値６５を出力する。
【００６３】
（ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０）
ローパスフィルタ３０は、供給された信号における高周波成分を除去するよう構成される。すなわち、本実施形態では、入力されたオフセット値に含まれる高周波成分を除去し、低周波成分を出力する。低周波成分は、カウント値６３における変動分の時間変化を表している。また、ローパスフィルタ３０は、回路規模を小さくすることが可能であるため、複数段の移動平均フィルタで構成されることが好ましい。
【００６４】
＜（４）ローパスフィルタ３０の構成例＞
図９は、ローパスフィルタ３０を移動平均フィルタによって構成した例を示す。図９において、ローパスフィルタ３０は、加算器３１、シフトレジスタ３２、減算器３３、インバータ３４、各部に動作タイミングクロックなどを供給する制御部３５、及び除算器３６を含んで構成される。
【００６５】
短ゲートカウンタ部２０から出力されたカウント値６３は、加算器３１とタップ数相当の記憶領域を備えるシフトレジスタ３２の両方に与えられる。シフトレジスタ３２内を移動平均値計算の対象となるＮ個のデータが他と同期して順次移動する。加算器３１の一方にはカウント値６３が供給され、他方には前回計算のトータル値が供給されており、加算器３１は新計数値と前回のトータル値とを加算する。この加算値から、シフトレジスタ３２で先頭の（旧い）データのカウント値６３を減算器３３で減算し、これを新トータル値とする。新トータル値を前回トータル値として加算器３１に戻し、新トータル値を除算器３６で対象データ数Ｎで割り算する。このような計算を全データについて行うことによって移動平均値が求められる。ここで、除算器３６は出力値をスケーリングする機能を持つが、スケーリングを気にしなくても良い場合は省略することができる。また、ローパスフィルタ３０として移動平均フィルタを多段の構成とする場合、最終段にのみ除算器３６を配しても良い。
【００６６】
図１０は、ローパスフィルタ３０の出力を概略的に説明する図である。この例では、図１０に示すように、計測の対象となる被測定信号６１の周波数が１２３．３４Ｈｚを維持している状態から１２４．７Ｈｚに徐々に変化するものとする。まず、ゲート時間０．１秒でサンプリングすると、短ゲートカウンタ部２０から、１２または１３の計数値がある割合で送られる。１０個のデータのトータルの３つの組は１２４、１２３、１２５…となって１２４．７Ｈｚ方向に値が移動する。ここで、１２または１３の計数値の１０個（タップ数１０）を移動平均計算の対象とする（一段目の移動平均）。一段目の移動平均値より、右方向に移動するにつれて大きな数値のデータの出現が増加することがわかる。更に、一段目の移動平均値を入力として２段目の移動平均（タップ数１０）の計算を行うとこの傾向は強められ、精度も向上する。移動平均フィルタを多段用いることは、ローパスフィルタの特性である減衰傾度を急峻にすることに相当し、同時に１２または１３からなるパルス列の周波数スペクトルから高域成分を取り除くことに相当する。
【００６７】
一実施例として、図１１に三段移動平均フィルタのインパルス応答を示す。当該三段移動平均フィルタ（ローパスフィルタ）では、移動平均フィルタを直列に三段接続している（タップ数全体４０９６、タップ数８１８（一段）、１６４０（二段）、１６４０（三段）の三段移動平均フィルタ）。
【００６８】
図１２は、上記三段移動平均フィルタの出力例を示している。本実施形態のような構成とすることで、図１２に示すように、１Ｈｚ以下の周波数変化を測定することが出来る。
【００６９】
＜（５）周波数測定装置の動作の具体例＞
ここで、本実施形態における周波数測定装置の動作（周波数測定方法）を、具体例を挙げて説明する。ここでは、被測定信号６１の周波数が３００１４３９１Ｈｚであり、基準周波数信号６２として、３０１０５８３１Ｈｚの信号を１６３８４分周した信号を用いた例を挙げて説明する。
【００７０】
この場合、基準周波数信号６２は、３０１０５８３１（Ｈｚ）÷１６３８４（分周）≒１８３７．５Ｈｚとなる。被測定信号６１の周波数が３００１４３９１Ｈｚから±２０００Ｈｚの範囲に収まる場合、（３００１４３９１（Ｈｚ）−２０００（Ｈｚ））÷１８３７．５（Ｈｚ）≒１６３３３．１５（カウント）、（３００１４３９１（Ｈｚ）＋２０００（Ｈｚ））÷１８３７．５（Ｈｚ）≒１６３３５．３３（カウント）となる。したがって、基準周波数信号６２の１周期に含まれる被測定信号６１の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジの数は、１６３３３〜１６３３６の間で変動する。つまり、短ゲートカウンタ部２０から出力されるカウント値６３は、１６３３３〜１６３３６の間のいずれかの値となる。このカウント値６３を十分に表現可能なビット幅は、ｌｏｇ2（１６３３６）≒１３．９９５８であるから、１４ビットであることが判る。したがって、図８に示すように、本実施形態では短ゲートカウンタ部２０から出力されるカウント値６３を１４ビットとしている。なお、当該カウント値６３のビット幅は、１４ビット以上であれば何ビットであってもよいが、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能な最低限度のビット幅にすることは、回路規模を小さくする観点から好ましい。
【００７１】
ここで、図８に示す短ゲートカウンタ部２０に含まれるそれぞれの回路においても、それぞれ１４ビットのビット幅を備えている。アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１は、前回の累積カウント値と今回の累積カウント値との間で桁上がり（オーバーフロー）が生じることがあるが、この場合、アップカウンタ２１は再度ゼロから計数を継続する。この場合であっても、演算部２４から出力されるカウント値６３は１６３３３〜１６３３６の値で適切に変動する。例えば、今回の累積カウント値が８０１であって、前回の累積カウント値が８５０であった場合、その差分は（２14−１）＋（８０１−８５０）＝１６３３５として算出される。
【００７２】
ここで、短ゲートカウンタ部２０（演算部２４）から出力されるカウント値６３は１６３３３〜１６３３６の間で変動するので、その変動分は（１６３３６−１６３３３＝）３である。このカウント値６３は、オフセット１６３３３及び変動分０〜３として認識することが可能である。したがって、図８に示すオフセット部５０は、供給されたカウント値６３から１６３３３を減算し、減算結果の０〜３をオフセット値６５として出力する。ここで、オフセット値６５は０〜３の間の値でのみ変化することが分かっているので、オフセット値６５は１４ビットより小さい２ビットで表現可能である。そこで、図８に示すように当該オフセット値６５のビット幅を１４ビットより小さいビット幅である２ビットとしている。
【００７３】
なお、被測定信号６１の周波数の絶対値を求めたい場合には、ローパスフィルタ３０の出力をスケーリングしたものに対して、オフセット値６５をスケーリングしたものを加算すればよい。上記の例では、例えば１６３３３（カウント）×（３０１０５８３１（Ｈｚ）÷１６３８４（カウント））≒３００１２１１７．７８（Ｈｚ）の値をローパスフィルタ３０の出力に加算することで、被測定信号６１の周波数の絶対値を求めることができる。
【００７４】
図１３は、本実施形態における周波数測定方法を示すフローチャートである。当該フローチャートに示す周波数測定方法は、上記で説明した周波数測定装置に対応する周波数測定方法である。
【００７５】
図１３に示すように、まずは入力として基準周波数信号６２及び被測定信号６１が供給される（Ｓ１０）。次に、被測定信号６１の変化を累積的に計数して累積カウント値を取得する（Ｓ２０）。次に、基準周波数信号６２に基づいて累積カウント値をラッチし、ラッチカウント値を取得する（Ｓ３０）。次に、今回のラッチカウント値と前回のラッチカウント値との差分を示すカウント値を取得する（Ｓ４０）。次に、当該カウント値に対して所定の値を加算または減算する（Ｓ５０）。そして、得られたオフセット値６５に含まれる高周波成分を除去し（Ｓ６０）、出力する（Ｓ７０）。
【００７６】
ここで、それぞれのステップでは任意のビット幅を有する信号によってデータを次のステップに供給するが、Ｓ５０で取得されＳ６０に供給されるオフセット値６５は、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能なビット幅より小さく、かつ予め求められた当該変化数の変動分を表現可能なビット幅で供給することが可能である。このように構成することで、当該方法を実施するシステム等の構成をより小さな構成にすることが可能となる。
【００７７】
＜（６）実施形態１のまとめ＞
以上のように、本実施形態の構成によれば、オフセット部５０から出力されるオフセット値のビット幅を、所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能なビット幅より小さくしている。これによって、オフセット部５０以降の、例えばローパスフィルタ３０などにおけるビット幅をすべて小さくすることが可能となり、周波数測定装置全体の回路規模を小さくすることができる。
【００７８】
また、本実施形態の構成によれば、短ゲートカウンタ部２０がアップカウンタ２１、ラッチ部２２、レジスタ２３及び演算部２４を備えて構成されている。これによって、カウンタ部をリセットすることなく連続的に被測定信号６１の変化を累積的に計数可能であるため、計数漏れをなくすことが可能となる。
【００７９】
また、本実施形態では、ローパスフィルタ３０を複数段の移動平均フィルタで構成した。これによれば、簡易な構成で精度の高いローパスフィルタを構成することができ、回路規模を小さくすることなどが可能となる。
【００８０】
また、本実施形態の周波数測定方法によれば、オフセット値６５のビット幅を小さくすることができるので、当該方法を実現するシステム等をより小さな構成とすることが可能となる。
【００８１】
＜３．実施形態２＞
次に本発明の一実施形態である実施形態２について、図１４を参照しながら説明する。実施形態２と実施形態１とを比較すると、周波数測定装置の構成自体は多くの点で同一であり、同一の機能を有するが、取り扱う信号のビット幅が異なっている。以下、実施形態１との相違点である取り扱う信号のビット幅を中心に説明し、具体的な説明をしない構成については実施形態１と同様の機能を有する。
【００８２】
図１４に示すように、本実施形態ではアップカウンタ２１以降の信号がすべて２ビットのビット幅になるよう構成されている。以下、本実施形態における周波数測定装置の動作を、具体例を挙げて説明する。ここでは、実施形態１と同様に、被測定信号６１の周波数が３００１４３９１Ｈｚであり、基準周波数信号６２として、３０１０５８３１Ｈｚの信号を１６３８４分周した信号を用いた例を挙げて説明する。
【００８３】
実施形態１でも示したように、オフセット部５０の出力であるオフセット値６５は、２ビットで表現可能である。そこで、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現するためには、最低でも２ビットが必要であることが判る。そこで、本実施形態では、上記のように、アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１を、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能なビット幅より小さくかつ予め求められた前記変化数の変動分を表現可能なビット幅としている。すなわち、累積カウント値７１は、当該変化数を表現可能な１４ビットより小さく、予め求められた変化数の変動分を表現可能なビット幅である２ビットを表現可能なビット幅で出力される。つまり、累積カウント値７１のビット幅は、２ビット以上１４ビット未満のビット幅であればよい。以下の説明では、累積カウント値７１を最低限の２ビットのビット幅で出力する例を挙げて説明する。
【００８４】
この場合において、被測定信号６１の周波数が最小である場合を考える。前述のように、被測定信号６１が３００１４３９１Ｈｚを中心に±２０００Ｈｚの範囲で変動する例では、被測定信号６１の周波数は（３００１４３９１−２０００）Ｈｚが最小である。ここで、２ビットで構成されたアップカウンタは、０〜３までの値を表現可能であり、内部値が３のときにカウントアップすると０に戻る。よって、ゲート時間におけるアップカウンタ２１の桁上がり回数は（被測定信号６１の周波数）÷（基準周波数信号の周波数）÷４で表される。したがって、アップカウンタ２１は、（３００１４３９１（Ｈｚ）−２０００（Ｈｚ））÷１８３７．５（Ｈｚ）÷４≒４０３８．２９より、１周期に４０３８回または４０３９回の桁上がりを生じる。そして、［４０３８．２９−Ｉｎｔ（４０３８．２９）］×４≒１．１５より、前回の累積カウント値７３に比べ、今回の累積カウント値７２は１カウントまたは２カウント増加する。
【００８５】
次に、被測定信号６１の周波数が最大である場合を考える。被測定信号６１の周波数は（３００１４３９１＋２０００）Ｈｚが最大である。よって、２ビットで構成されたアップカウンタ２１は、（３００１４３９１（Ｈｚ）＋２０００（Ｈｚ））÷１８３７．５（Ｈｚ）÷４≒４０３８．８３より、１周期に４０３８回または４０３９回の桁上がりを生じる。そして［４０３８．８３−Ｉｎｔ（４０３８．８３）］×４≒３．３３より、前回の累積カウント値７３に比べ、今回の累積カウント値７２は３カウントまたは４カウント増加する。
【００８６】
以上のように、想定する被測定信号６１の周波数の範囲では、２ビットのアップカウンタ２１が出力する累積カウント値７１が、１周期毎に１〜４カウント増加することとなる。これを、２ビットで構成された演算部２４を用いて、前回の累積カウント値７３と今回の累積カウント値７２との差分を計算すると、１、２、３、４の累積カウント値の増加に対して、それぞれ１、２、３、０が出力されることとなる。ここで、累積カウント値が４増加した場合には桁上がり（オーバーフロー）が生じ、結果的に２ビットで表現される累積カウント値としえては変化がなくなる（±０になる）ため、上記のように出力されるものである。
【００８７】
ここで、オフセット部５０で加算する値を「３」とし、桁上がりを考慮すると、１＋３＝０、２＋３＝１、３＋３＝２、０＋３＝３となり、適切な大小関係でオフセット値６５をローパスフィルタ３０へ入力することができる。なお、オフセット部５０において２ビットのビット幅で構成された累積カウント値に３を加算することは、１を減算することと同義である。すなわち、オフセット部５０は所定の値を加算または減算するように、適宜設計されればよい。
【００８８】
本実施形態では、上記のように、アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１のビット幅を、所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を十分に表現可能なビット幅より小さくしている。これによって、実施形態１と比較しても、周波数測定装置の回路規模をさらに小さくすることができる。
【００８９】
また、アップカウンタ２１の出力である累積カウント値７１のビット幅を小さくせず、例えば演算部２４の出力であるカウント値６３のビット幅を小さくする構成も考えられる。すなわち、当該カウント値６３のビット幅を、基準周波数信号６２に基づいて決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能なビット幅より小さくかつ予め求められた前記変化数の変動分を表現可能なビット幅とする。かかる構成であっても、周波数測定装置の回路規模を小さくすることが可能である。
【００９０】
＜４．実施形態３＞
次に、図１５を参照しながら、本発明の一実施形態である実施形態３について説明する。本実施形態は、実施形態１または実施形態２と組み合わせ可能であり、短ゲートカウンタ部２０に特徴を有するものである。短ゲートカウンタ部２０以外の構成については、実施形態１または実施形態２の構成を採用可能である。
【００９１】
図１５において、短ゲートカウンタ部２０は、アップカウンタ２１、タイミング制御部２５、ラッチ部２２、レジスタ２３、及び減算器２６により構成される。アップカウンタ２１は、実施形態１及び実施形態２と同様、パルス列として入力される被測定信号６１の変化を累積的に計数して、累積カウント値７１を出力するよう構成される。タイミング制御部２５は、供給された被測定信号６１及び基準周波数信号６２に基づいて、ラッチ部２２でのラッチタイミングを制御する信号を出力する。ラッチ部２２は、アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１を、タイミング制御部２５で制御されるタイミングでラッチするよう構成される。レジスタ２３は、ラッチ部２２から出力された累積カウント値７２を一時的に保持し、減算器２６に出力する。減算器２６は、今回の累積カウント値７２と前回の累積カウント値７３との差分を計算し、カウント値６３として出力する。
【００９２】
ここで、本実施形態のポイントとなるタイミング制御部２５の動作についてより具体的に説明する。アップカウンタ２１は、例えば立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのいずれか一方に基づいて被測定信号６１を累積的に計数するものである。よって、当該アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１は、被測定信号６１が変化するタイミングに同期して変化する。
【００９３】
デジタル回路においては、信号が変化したタイミングの直後に出力状態が不定となり、意図している値とは異なる値を出力する。すなわち、状態不定期間に信号をラッチしてしまうと、本来ラッチすべき値とは全く異なる値をラッチするおそれがある。そこで、本実施形態ではタイミング制御部２５を設けることにより、状態不定期間に起因する不具合を回避するものである。
【００９４】
そこで、タイミング制御部２５は、原則として基準周波数信号６２の、例えば立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジと同期した信号を出力するが、被測定信号６１が変化したタイミングから所定の時間が経過するまでは、当該信号を出力することを禁止する。すなわち、ラッチ部２２が、被測定信号６１の変化の後、累積カウント値７１における信号が不定状態となる期間を経過したタイミングで、基準周波数信号６２に基づいて累積カウント値７１をラッチしてラッチカウント値７２を出力可能となる信号を出力する。
【００９５】
例えば、アップカウンタ２１が被測定信号６１の立ち上がりエッジに基づいて当該被測定信号６１を累積的に計測する場合、ラッチ部２２は、基準周波数信号６２と、被測定信号６１の立ち下がりエッジに基づいて累積カウント値７１をラッチする。つまり、アップカウンタ２１での動作タイミングとラッチ部２２での動作タイミングとが、それぞれ被測定信号６１の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの一方と他方とに基づく。ここで、一般的に、累積カウント値７１における信号が不定状態となる期間は、被測定信号６１の半周期よりも短いと考えられる。したがって、上記構成によればアップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１が不安定（不定状態）となる期間においてラッチ部２２が累積カウント値７１をラッチすることを禁止する。すなわち、ラッチ部から出力されるラッチカウント値７２が安定し、その後の出力結果も安定させることが可能となる。
【００９６】
なお、タイミング制御部２５が制御するラッチ部２２におけるラッチタイミングは、上記以外の方法で決定することも可能である。例えば、アップカウンタ２１から出力される累積カウント値７１を観測しながら、出力値が変化しなくなったことを確認した後にラッチ部２２がラッチするように制御することも可能である。ただし、累積カウント値７１を観測することなく予め定められたタイミングでラッチ部２２におけるラッチタイミングを制御することは、設計を容易にするため好ましい。
【００９７】
＜５．実施形態４＞
図１６は、ニオイセンサアレイとして複数のニオイセンサ１０ａ〜１０ｎを備えた、周波数測定装置の構成例を示している。それぞれのニオイセンサ１０ａ〜１０ｎは、これまでに説明した周波数測定装置における被測定信号源１０に該当する。短ゲートカウンタ部２０及びローパスフィルタ３０についてはこれまでに説明したものと同様の構成及び機能を有するものであるため、ここでは説明を省略する。
【００９８】
図１７は、従来法の直接カウント方式で、基準周波数信号６２の周波数を１Ｈｚとしてセンサアレイ１０の８チャンネル分を測定した例を示している。途中、図１７における矢印部分でニオイ物質を数秒間供給した。ニオイ物質がセンサに付着することで被測定信号６１の周波数が減少し、付着したニオイ物質は１０秒程度で脱離した。
【００９９】
図１８は、上記と同じ条件で、本発明の短ゲートタイムカウント方式で測定した例を示している。図１８から、時間分解能および周波数分解能ともに改善されていることが判る。さらに短ゲートタイムカウント方式では、従来の直接カウント方式と比較して回路が複雑にならないため、マルチセンサモジュール（あるいは基板）等に使用して好都合である。
【０１００】
以上説明したように、比較的短いゲート時間でカウントを行い、ローパスフィルタを通す短ゲートタイムカウント方式を採用することにより、レシプロカル方式に比べ回路が簡易な構成となる。さらに、短ゲートタイムカウント方式では、時間・周波数分解能を同時に改善できる。
【０１０１】
また、短ゲートタイムカウント方式は、ゲート時間を短くして測定点を増やし、データ列の高域スペクトル成分を取り除くことでカウント値６３を得る方式であり、周波数分解能が著しく改善される。しかしながら、測定値１つ１つが持つ測定誤差が大きいため、１つの測定点の欠如が分解能に与える影響が相対的に大きくなる。したがって、例えば上記実施形態で説明したリセット不要なカウンタのように、パルス列状の被測定信号６１を途切れないようにカウント可能なカウンタ使用することで、測定誤差を低減することができる。
【０１０２】
以上のように、本実施形態の周波数測定装置はニオイセンサなどの電子機器に用いることが可能である。ニオイセンサ、ガスセンサ、またはバイオセンサ等の電子機器では、複数の周波数測定装置を備えた、いわゆるマルチチャネルの構成とすることが要求される。本実施形態の周波数測定装置は、上記のように回路規模を小さくすることが可能であるため、マルチチャネル構成とするニオイセンサなどで特に好適である。
【０１０３】
＜６．補足＞
実施形態においては、１４ビットや２ビットという具体的なビット幅を用いる例を挙げて説明しているが、これに限るものではない。すなわち、基準周波数信号６２によって決定される所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数は、基準周波数信号６２と被測定信号６１との関係によって変わりうる。また、短ゲートカウンタ部２０から出力されるカウント値６３のビット幅を、当該カウント値６３を表現可能な、より大きなビット数とすることも可能である。この場合、回路規模は大きくなるが、設計の自由度が広がるなどの利点もある。さらに、所定の期間に含まれる被測定信号６１の変化数を表現可能なビット幅より小さくかつ予め求められた前記変化数の変動分を表現可能なビット幅として、最低限度必要なビット幅よりも大きくしても、周波数測定装置の回路規模を小さくするという目的は達成しうる。すなわち、上記本実施形態の例でいえば、カウント値６３などでは２ビット以上１４ビット未満のビット幅を採用可能である。ただし、最低限必要なビット幅とすれば、周波数測定装置の回路規模をより小さくすることができるためより好ましい。
【０１０４】
また、動作タイミングを説明する場面では、立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジなどを利用する例を挙げて説明したが、必ずしもこれに限るものではない。つまり、立ち上がりエッジに代えて立ち下がりエッジを用いることも可能である。さらに、立ち上がりエッジや立ち下がりエッジに対して所定の遅延を付与したタイミングで回路を動作させるような、当業者にとって理解可能なものをも本発明は包含するものである。
【０１０５】
なお、本明細書で説明した実施形態は、当業者が考え得る限りにおいて、互いに矛盾を生じない範囲で組み合わせて構成することが可能である。
【符号の説明】
【０１０６】
１０……ゲート時間、１０ａ-１０ｎ……ニオイセンサ、２０……短ゲートカウンタ部、２１……アップカウンタ、２２……ラッチ部、２３……レジスタ、２４……演算部、２５……タイミング制御部、２６……減算器、３０……ローパスフィルタ、３１……加算器、３２……シフトレジスタ、３３……減算器、３４……インバータ、３５……制御部、３６……除算器、４０……基準周波数信号源、５０……オフセット部、６１……被測定信号、６２……基準周波数信号、６３……カウント値、６４……出力信号、６５……オフセット値、７１……累積カウント値、７２・７３……ラッチカウント値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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