(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置であって、
該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、
エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、
前記電源から供給される電流を監視する手段とを備え、
前記エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、
前記キャパシタ上の電圧を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記キャパシタ上の電圧を監視し、前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電源から供給される電流を監視することを特徴とし、
前記キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いて前記スイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置。
【請求項２】
前記少なくとも１つの所与の数学関数は、一変数の一次多項式関数であることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定されることを特徴とする、請求項１又は２に記載の装置。
【請求項４】
前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、前記キャパシタ上の電圧から該キャパシタによって供給される電流を導出することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項５】
前記インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視されることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記インダクタを通って流れる電流は、前記エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得されることを特徴とする、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、前記電源から供給される電圧の１回の測定、前記エネルギー変換デバイスの出力における電圧の１回の測定、及び前記インダクタを通って流れる電流の１回の測定を考慮に入れて取得されることを特徴とする、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記インダクタを通って流れる電流は、前記インダクタの端子間の電圧から導出されることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
【請求項９】
前記エネルギー変換デバイスは、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はＤＣ／ＡＣコンバータであることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法であって、
−  少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、キャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
−  前記エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、該エネルギー変換デバイスを通じた該キャパシタの放電中に監視するステップと、
−  前記電源から供給される電流を、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、太陽電池若しくは太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池は、太陽エネルギーを電気エネルギーに直接変換する。太陽電池によって生成される電気エネルギーを経時的に抽出し、電力の形態で使用することができる。太陽電池によって提供される直流電力は、ＤＣ−ＤＣアップ／ダウンコンバータ回路及び／又はＤＣ／ＡＣインバータ回路のような変換デバイスに供給される。
【０００３】
しかしながら、太陽電池の電流−電圧垂下特性（current-voltage drop characteristics）により、出力電力は太陽電池から引き出される電流とともに非線形に変化する。電力−電圧曲線は、光照射レベルや動作温度のような気候変動に従って変化する。
【０００４】
太陽電池又は太陽電池のアレイを動作させる準最適点は、電力が最大となる電流−電圧曲線の領域又はその近傍である。この点は、最大電力点（ＭＰＰ：Maximum Power Point）と称される。
【０００５】
グリッド接続用途においては、太陽電池をＭＰＰの周辺で動作させてそれらの発電効率を最適化することが重要である。
【０００６】
電力−電圧曲線が気候変動に従って変化する際、ＭＰＰもまた気候変動に従って変化する。
【０００７】
そのため、常にＭＰＰを特定することができる必要がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、ＭＰＰを決定するために、例えば太陽電池セルのアレイである電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することを可能にする装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この目的のために、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。当該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、電源から供給される電流を監視する手段とを備え、エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、電圧を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電圧を監視し、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電源から供給される電流を監視し、キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いてスイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法にも関する。当該方法は、
−  少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、エネルギー変換デバイスのキャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
−  エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと、
−  電源から供給される電流を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする。
【００１１】
これにより、例えば、ＭＰＰを求めるために、又は電源の障害を判断するために、又は電源のフィルファクターを求めるために、電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することができる。
【００１２】
さらに、制御ループにおいて電圧に突然のステップ状の変化があった場合に、コンバータインダクタ上に現れる可能性のある電流ピークを制限することができる。
【００１３】
特定の特徴によれば、少なくとも１つの数学関数は、一変数の一次多項式関数である。
【００１４】
これにより、一次多項式関数が用いられる場合には、等間隔の電圧サンプルを得ることができ、所与のサンプリング周波数において電力対電圧曲線の任意の部分について同じ精度の電力サンプルが得られる。
【００１５】
特定の特徴によれば、キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定される。
【００１６】
これにより、任意の動作条件において、電源の電圧レベル及び電流レベルに依存することなく、常に同じ数のサンプルを得ることができる。
【００１７】
さらに、キャパシタ放電の持続時間を調整することによって、監視される信号のサンプリング周波数に依存することなく、所望の数のサンプルを常に得ることができる。
【００１８】
特定の特徴によれば、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、キャパシタの電圧サンプルから当該キャパシタによって供給される電流を導出する。
【００１９】
これにより、電源と直列に電流センサを追加することなく、電源から供給される電流を推定することができる。
【００２０】
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視される。
【００２１】
これにより、他の構成要素やコンバータに関するコストを何ら追加することなく、通常入手可能な電流センサをインダクタと直列に配置して、制御の目的で利用することができる。
【００２２】
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得される。
【００２３】
これにより、過渡状態中にサンプリングされる電流値は、定常状態の動作において生じる実際の平均電流値に等しいとは限らないが、任意の条件において、サンプリング周波数がエネルギー変換デバイスの切替周波数に等しい場合におけるインダクタ上の実際の平均電流を推定することができる。
【００２４】
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、電源から供給される電圧の１回の測定、エネルギー変換デバイスの出力における電圧の１回の測定、及びインダクタを通って流れる電流の１回の測定を考慮に入れて取得される。
【００２５】
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、インダクタの端子間の電圧から導出される。
【００２６】
これにより、電源を特徴付けることを目的とするエネルギー変換デバイス内における電流センサの使用を回避し、コンバータのコストを更に削減することができる。
【００２７】
特定の特徴によれば、エネルギー変換デバイスは、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はＤＣ／ＡＣコンバータである。
【００２８】
これにより、電力曲線の特徴付けを行うために必要とされる全ての受動構成要素がシステム上で既に利用可能であるため、他の余分な構成要素を何ら追加する必要がない。
【００２９】
本発明の特徴は、実施形態例の以下の説明を読むことによってさらに明確になる。当該説明は、添付図面を参照して行われる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例の図である。
【図２】電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例の図である。
【図３】本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す図である。
【図４】本発明によるＭＰＰの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例の図である。
【図５】（ａ）は、本発明によって取得される電源電圧変動の一例の図である。（ｂ）は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例の図である。（ｃ）は、本発明によって取得される電源電流変動の一例の図である。（ｄ）は、本発明によって取得されるインダクタ電流変動の包括線の一例の図である。（ｅ）は、本発明による電源の動作を制御するために少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例の図である。
【図６】（ａ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズにおけるインダクタ電流変動の一例の図である。（ｂ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中に少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例の図である。
【図７】図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムの図である。
【図８】第１の瞬間におけるインダクタ電流波形を再構成するため、及び図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表す図である。
【図９】本発明による入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例の図である。
【図１０】本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例の図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
図１は、本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例である。
【００３２】
エネルギー変換システムは、太陽電池又は太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源ＰＶを含む。電源ＰＶの出力は、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はインバータとも呼ばれるＤＣ／ＡＣコンバータのようなエネルギー変換デバイスＣｏｎｖに接続されている。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、負荷Ｌｏに電気エネルギーを供給する。
【００３３】
電源ＰＶは負荷Ｌｏに電流を供給する。電流は負荷Ｌｏによって使用される前に変換デバイスＣｏｎｖによって変換される。
【００３４】
図２は、電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例である。
【００３５】
図２の横軸には電圧値が示されている。電圧値は０値と開回路電圧ＶＯＣとの間にある。
【００３６】
図２の縦軸には電流値が示されている。電流値は０値と短絡電流ＩＳＣとの間にある。
【００３７】
任意の所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して、太陽電池アレイが動作可能な無限個の電流−電圧のペア、すなわち動作点が存在する。しかしながら、所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して存在するＭＰＰは、唯一つである。
【００３８】
図３は、本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す。
【００３９】
電源ＰＶの正端子はキャパシタＣＩＮの第１の端子に接続され、電源ＰＶの負端子はキャパシタＣＩＮの第２の端子に接続されている。
【００４０】
キャパシタＣＩＮ上の電圧は、電圧測定手段Ｖ１によって監視されている。キャパシタＣＩＮ上の電圧は、電源ＰＶによって供給される電圧ＶＰＶに等しい。
【００４１】
キャパシタＣＩＮの第１の端子は、スイッチＩＧ１に接続されている。
【００４２】
例えば、スイッチＩＧ１はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり、キャパシタＣＩＮの第１の端子はスイッチＩＧ１のコレクタに接続されている。
【００４３】
エネルギー変換デバイスＣｏｎｖコンバータが昇圧モード（ステップアップ構成）で動作している場合、スイッチＩＧ１は常にオン状態、すなわち導通モードにある。
【００４４】
スイッチＩＧ１のエミッタは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、電源ＰＶの負端子に接続されている。
【００４５】
スイッチＩＧ１のエミッタは電流測定手段ＭＩＬの第１の端子にも接続されており、電流測定手段はインダクタＬを通って流れる電流ＩＬを測定する。また、電流測定手段ＭＩＬの第２の端子は、インダクタＬの第１の端子に接続されている。
【００４６】
もし、インダクタＬを通って流れる電流ＩＬを測定する電流センサが存在しない場合には、スイッチＩＧ１のエミッタがインダクタＬの第１の端子に接続される。
【００４７】
インダクタＬの第２の端子は、スイッチＭ１に接続されている。
【００４８】
スイッチＭ１は、例えば、ＮＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）である。
【００４９】
インダクタＬの第２の端子は、ＮＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のドレインに接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴのソースは、電源ＰＶの負端子に接続されている。
【００５０】
ＮＭＯＳＦＥＴのゲートは、以下で開示される信号Ｐｗｍを用いてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）によって制御されるドライバ回路によって駆動される。
【００５１】
ＤＳＰは、動作が昇圧モード（ステップアップコンバータ）である場合には、一定の出力電圧値ＶＤＣを得るために、スイッチＭ１を制御することによって、電源から供給される電圧及び電流を変化させる。
【００５２】
インダクタＬの第２の端子は、ダイオードＤＯのアノードにも接続されている。
【００５３】
ダイオードＤＯのカソードは、キャパシタＣＯの第１の端子に接続されている。キャパシタＣＯの第２の端子は、電源ＰＶの負端子に接続されている。
【００５４】
ダイオードＤＯのカソードは、インダクタＬの第２の端子と電源ＰＶの負端子との間の電圧を測定する電圧測定手段Ｖ２の第１の端子に接続されている。
【００５５】
コンバータＣｏｎｖの出力電圧は、ＶＤＣと呼ばれる。
【００５６】
測定手段Ｖ１及びＶ２によって測定される電圧ＶＰＶ及びＶＤＣ並びに電流測定手段ＭＩＬによって測定される電流ＩＬは、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）の内部に含まれるアナログ／ディジタルコンバータＡＤＣによってディジタルデータに変換される。
【００５７】
ＤＳＰは、図１には示されていないバスによって互いに接続される構成要素、並びに図４、図７、及び図９において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムによって制御されるプロセッサ１００に基づくアーキテクチャを有している。
【００５８】
バスは、プロセッサ１００を、リードオンリーメモリＲＯＭ１０３、ランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２、及びアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣに接続する。
【００５９】
リードオンリーメモリＲＯＭ１０３は、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含み、当該プログラム命令は、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖに電源が投入されるとランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２に転送される。
【００６０】
ＲＡＭメモリ１０２は、変数を受け取るように意図されるレジスタと、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令とを含んでいる。
【００６１】
ＤＳＰは、ＭＰＰＴ（最大電力点トラッカー）制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐを備えている。
【００６２】
ここで、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐは、ソフトウェアの形態で実装することも出来ることに留意されたい。
【００６３】
アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣの出力は、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、及び減算手段Ｄｉｆに与えられる。
【００６４】
ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐはディジタル変換された電圧ＶＰＶを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ＩＬも受信する。キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓは、ディジタル変換された電圧ＶＰＶ、ＶＤＣを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ＩＬも受信する。
【００６５】
スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ追跡フェーズにおいて、又は図４を参照しながら開示されるキャパシタＣＩＮの放電フェーズにおいて、コンバータＣｏｎｖの動作モードを選択できるようにする。
【００６６】
スイッチＳｗの出力の電圧はＶＰＶＲＥＦで示され、減算手段Ｄｉｆによってディジタル変換された電圧Ｖ１から減算される。
【００６７】
減算手段Ｄｉｆの出力誤差εは、コントローラＰｉによって制御されてコンパレータＣｏｍｐに与えられ、コンパレータはその誤差をキャリア生成モジュールＣａｒによって与えられるキャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒと比較する。キャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒは周波数ｆＳＷで動作し、通常は三角波形又は鋸波形である。
【００６８】
コントローラＰｉは、比例積分（ＰＩ）コントローラ又は比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラとすることができる。
【００６９】
コンパレータＣｏｍｐの出力は、制御信号Ｐｗｍを与える。
【００７０】
図４は、本発明による、ＭＰＰの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例である。
【００７１】
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。
【００７２】
電源の最大電力点の決定を可能にする情報を取得するためのアルゴリズムは、少なくとも、キャパシタＣＩＮ上の電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、及び電流センサが存在する場合には電流ＩＬを監視する。
【００７３】
ステップＳ４００において、フェーズＰＨ１が始まる。フェーズＰＨ１は、図５（ａ）〜図５（ｅ）に示されている。
【００７４】
図５（ａ）は、本発明によって得られる電源電圧変動の一例である。
【００７５】
図５（ａ）の横軸には時間が表示され、図５（ａ）の縦軸には電圧が表示されている。
【００７６】
図５（ｂ）は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例である。
【００７７】
図５（ｂ）の横軸には時間が表示され、図５（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。
【００７８】
図５（ｃ）は、本発明によって得られる電源電流変動の一例である。
【００７９】
図５（ｃ）の横軸には時間が表示され、図５（ｃ）の縦軸には電流が表示されている。
【００８０】
図５（ｄ）は、本発明によって得られるインダクタ電流変動の包括線の一例である。
【００８１】
図５（ｄ）の横軸には時間が表示され、図５（ｄ）の縦軸には電流が表示されている。
【００８２】
斜線のエリアは、インダクタ電流変動の包絡線を表している。
【００８３】
図５（ｅ）は、本発明によって電源の動作を制御するために少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例である。
【００８４】
図５（ｅ）の横軸には時間が表示され、図５（ｅ）の縦軸には電圧が表示されている。
【００８５】
斜線のエリアは、Ｐｗｍ信号変動の包絡線を表している。
【００８６】
フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、例えば昇圧（ステップアップ）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たす。ここで、エネルギー変換デバイスは、降圧（ステップダウン）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たすこともできることに留意されたい。
【００８７】
フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、電源の動作点を制御し、例えば山登り法（Perturb and Observe：Ｐ＆Ｏ）最大電力点追跡（ＭＰＰＴ）モードで動作する。
【００８８】
フェーズＰＨ１の間、スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐによって与えられる基準電圧を、電源ＰＶによって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧ＶＰＶと比較できるようにする。
【００８９】
ＶＰＶＲＥＦとＶＰＶとの差によって生成される誤差εは、コントローラＰｉによって補償される。コントローラは、ＶＣｏｎｔ信号を生成する比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ、又は比例積分（ＰＩ）コントローラとすることができる。
【００９０】
その後、ＶＣｏｎｔ信号は、キャリア波形Ｖｃａｒｒｉｅｒと比較される。キャリア波形は、最大値ＶＭ及び周波数ｆＳＷを有する三角波形又は鋸波形とすることができる。
【００９１】
Ｖｃａｒｒｉｅｒ＜ＶＣｏｎｔである場合には、スイッチＭ１は導通状態、すなわちオンであり、そうでない場合には、スイッチＭ１は非導通状態、すなわちオフである。
【００９２】
フェーズＰＨ１の間、電源ＰＶによって与えられる電圧ＶＰＶは、例えば毎秒、ＭＰＰＴブロックＭｐによって規定される所望の値ＶＰＶＲＥＦに概ね調整される。一方、出力電圧ＶＤＣは理論的には一定である。
【００９３】
例えば、出力電圧ＶＤＣは、バッテリによって印加することができる。あるいは、出力電圧ＶＤＣは、グリッド接続用途であるか否か等の用途の種類に応じて、特定の制御ループを通じて出力電圧ＶＤＣを調整するインバータの調整済みＤＣリンクとすることができる。
【００９４】
フェーズＰＨ１の間、図５（ａ）に示されるような電圧ＶＰＶと、その結果として図５（ｃ）に示されるような電流ＩＰＶは、ＭＰＰＴアルゴリズムによって与えられて定期的に更新される基準値ＶＰＶＲＥＦに追従する。
【００９５】
図５（ｄ）に示されるように、スイッチＭ１が切り替わるのに応じて、電流ＩＬは変化する。
【００９６】
次のステップＳ４０１において、フェーズＰＨ２が始まる。
【００９７】
フェーズＰＨ２は、ＭＰＰＴブロックＭｐによって用いられる電圧値ＶＭＰＰと、例えばエネルギー変換デバイスＣｏｎｖの最小許容動作電圧値である最小電圧値ＶＭＩＮとの間における電源ＰＶの電力曲線が得られる期間に対応する。
【００９８】
本発明によれば、フェーズＰＨ２の持続時間は、所与の回数Ｎ回の測定を実行できるように規定され、例えばＮは１００に等しい。
【００９９】
１つのサンプルは、電圧測定手段Ｖ１によって実行されるＶＰＶの１回の測定、電圧測定手段Ｖ２によって実行されるＶＤＣの１回の測定、及び電流測定手段ＭＩＬによって実行されるＩＬの１回の測定に対応する。
【０１００】
サンプルは、アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣのサンプリング周波数ｆＳＡＭＰで取得される。ある場合には、サンプリング周波数ｆＳＡＭＰはｆＳＷに等しい。
【０１０１】
フェーズＰＨ２の持続時間は、Δｔ＝Ｎ＊ｆＳＡＭＰとして設定される。
【０１０２】
フェーズＰＨ２の間、基準値ＶＰＶＲＦＥとその制御ループによって、電源ＰＶの電圧ＶＰＶが本明細書においてＶＭＩＮと呼ばれる最小電圧値まで低減され、キャパシタＣＩＮは放電される。
【０１０３】
フェーズＰＨ２の間、スイッチＳｗは、放電ブロックＤｉｓによって与えられる電圧を、電源によって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧ＶＰＶと比較できるようにする。放電ブロックＤｉｓは、ここではＰＨ１におけるＶＭＰＰ値に対応する初期値ＶＰＶからＶＭＩＮまで減少する所与の数学関数に従って規定される電圧ＶＰＶＲＥＦを与える。
【０１０４】
例えば、数学関数は、一変数の一次多項式関数のような一次関数である。
【０１０５】
フェーズＰＨ２の間、ステップＳ４０２において、フェーズＰＨ２中に得られたＶＰＶ及びＩＬの全てのサンプルが格納される。
【０１０６】
ここで、電流測定手段ＭＩＬが存在しない場合には、電圧ＶＤＣのサンプルも格納されることに留意されたい。
【０１０７】
次のステップＳ４０３において、電圧ＶＰＶのサンプルを用いて、キャパシタＣＩＮを通る電流ＩＣＩＮを評価する。ＩＣＩＮの求め方は、図９を参照しながら更に詳細に開示される。
【０１０８】
次のステップＳ４０４において、電流変動の過渡状態におけるＩＬの平均値を求めるために、ＩＬの電流サンプルが処理される。
【０１０９】
図５（ｄ）及び図５（ｅ）に示されるように、電流ＩＬはスイッチＭ１が切り替わるのに応じて変化する。
【０１１０】
フェーズＰＨ２中におけるＩＬ及びＰｗｍの変動を更に拡大した図が図６（ａ）及び図６（ｂ）に示されている。
【０１１１】
図６（ａ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中におけるインダクタ電流変動の一例である。
【０１１２】
図６（ａ）の横軸には時間が表示され、図６（ａ）の縦軸には電流が表示されている。
【０１１３】
図６（ｂ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中において少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例である。
【０１１４】
図６（ｂ）の横軸には時間が表示され、図６（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。
【０１１５】
フェーズＰＨ２の間、Ｐｗｍ信号のデューティサイクルは、サンプリング周波数ｆＳＡＭＰに従って絶えず変化する。ここで、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷであれば、各切替周期についてデューティサイクルは一定であることに留意されたい。
【０１１６】
スイッチＭ１が導通するか否かに従って、電流ＩＬは増減する。
【０１１７】
Ｐｗｍのデューティサイクルが過渡状態中に変化するのに応じて、電圧ＶＰＶもＩＬの勾配のように変化する。そのような状況は、電流測定手段ＭＩＬのみによってＩＰＶ値を知ることが望ましい場合に、電流ＩＬの指標を劣化させる。
【０１１８】
ここで、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷである定常状態において、信号ＶＣａｒｒｉｅｒがゼロ値にある瞬間にサンプリングが行なわれる場合には、測定される電流ＩＬの値はその平均値に対応し、平均値は電流ＩＰＶの値に等しいことに留意されたい。しかしながら、このことは過渡状態、すなわちフェーズＰＨ２中においては、信号ＶＣａｒｒｉｅｒがゼロ値にある瞬間に常にサンプリングが行なわれるので、もはや当てはまらない。この場合、測定される電流ＩＬの値は、電流ＩＬの平均値には対応しない。
【０１１９】
フェーズＰＨ２中におけるそのような変動は、図７を参照しながら以下に開示されるアルゴリズムによって考慮される。
【０１２０】
次のステップＳ４０５において、電源特性が求められる。
【０１２１】
電源ＰＶから供給される図５（ｃ）に示されるような電流ＩＰＶは、電流ＩＣＩＮと電流ＩＬの平均値とを合計することによって求められる。電流ＩＣＩＮを評価するために図９において用いられる方法に起因してフェーズＰＨ２中に現れる可能性のある高周波リップルは、当該方法自体によって既にフィルタリングされていることに留意されたい。
【０１２２】
図１０は、本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例である。
【０１２３】
図１０の横軸には電圧ＶＰＶが表示されており、縦軸には電源ＰＶによって出力される電力が表示されている。
【０１２４】
曲線における太い部分は、ＶＰＶがＶＭＡＸ値（フェーズＰＨ１において用いられたＶＭＰＰ以上とすることができる）からＶＭＩＮまで変化する場合を考慮して、本発明によって求められるＩＰＶ及びＶＰＶから得られる曲線部分を表している。
【０１２５】
ＭＰＰは、電源が出力することのできる最大電力に対応する。
【０１２６】
新たなＭＰＰ情報は、ＭＰＰＴブロックＭｐに与えられる。
【０１２７】
次のステップＳ４０６において、フェーズＰＨ３が始まる。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、新たに求められたＭＰＰ値を用いて電源ＰＶの動作を制御し、再びＰ＆Ｏ最大電力点追跡ＭＰＰＴモードにおいて動作する。
【０１２８】
フェーズＰＨ３の開始時にＶＰＶＲＥＦが既に設定されていても、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されるように、電源ＰＶの電圧が基準に追従するために更なる時間を要する場合がある。これは、フェーズＰＨ３中において、電源ＰＶから供給されるエネルギーが全体として入力キャパシタＣＩＮに与えられるという事実に起因する。
【０１２９】
次のステップＳ４０７において、フェーズＰＨ４が始まる。電圧値ＶＰＶはＶＰＶＲＥＦに極めて近く、それは誤差が非常に小さいことを意味している。電源ＰＶは、この瞬間から負荷Ｌｏに電力を供給し始める。最終的に電圧値ＶＰＶは所望のＶＰＶＲＥＦ値に収束し、Ｐ＆Ｏ  ＭＰＰＴアルゴリズムは、フェーズＰＨ１において開示されたような通常条件で再び動作する。
【０１３０】
図７は、図４のアルゴリズムにおいて開示されたような第２フェーズ中において、インダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムである。
【０１３１】
図７のアルゴリズムは、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷである場合に、第２フェーズＰＨ２中においてインダクタ電流ＩＬの平均値を求めるために用いられる。
【０１３２】
ステップＳ７００において、電流ＩＬのサンプル並びに電圧ＶＰＶ及びＶＤＣのサンプルが取得される。
【０１３３】
次のステップＳ７０１において、スイッチＭ１のオンへの切替中及びオフへの切替中の電流ＩＬの変動が、オン状態からオフ状態又はオフ状態からオン状態への移行時刻において、Ｐｗｍ信号値に関連する電流ＩＬのサンプル並びにＶＰＶ及びＶＤＣの電圧サンプルからそれぞれ復元される。言い換えると、高周波電流リップルが完全に再生される。
【０１３４】
電流ＩＬの変動の例が図８（ａ）〜図８（ｃ）に示されている。
【０１３５】
図８（ａ）〜図８（ｃ）は、インダクタ電流波形を再生するために用いられる曲線、及び図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表している。
【０１３６】
図８（ａ）は、２つの連続する切替周期において２つの連続したサンプルが得られる瞬間を表している。
【０１３７】
図８（ｂ）は、信号Ｐｗｍの電圧変動、及びキャリア生成モジュールＣａｒによって生成されるキャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒと比較される信号ＶＣｏｎｔによって与えられる電圧を表している。
【０１３８】
移行時刻ｔ１及びｔ２は、正確にＶＣｏｎｔ＝ＶＣａｒｒｉｅｒである瞬間である。ただし、ＶＣｏｎｔはコントローラＰｉによって生成される補償済み制御信号である。
【０１３９】
信号Ｐｗｍがハイであるとき、電流ＩＬは、ＶＰＶをインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ０からｔ１まで、及び、ｔ２からｔ３まで）を乗じた値に等しい勾配で増加する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶＣｏｎｔ及びＶＣａｒｒｉｅｒを監視することによって得られる。
【０１４０】
信号Ｐｗｍがローであるとき、電流ＩＬは、ＶＰＶからＶＤＣを引いた値をインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ１からｔ２まで）を乗じた値に等しい勾配で減少する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶＣｏｎｔ及びＶＣａｒｒｉｅｒを監視することによって得られる。
【０１４１】
そして、サンプル及び信号Ｐｗｍから、図８（ｃ）に示されるようなＩＬの電流変動を再構成することができる。
【０１４２】
次のステップＳ７０２において、ＩＬの再構成された電流変動、及びｆＳＷよりもはるかに小さく例えばｆＳＷの半分未満のカットオフ周波数を有するディジタルローパスフィルタを用いて、ＩＬの平均値が求められる。
【０１４３】
図９は、本発明による、入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例である。
【０１４４】
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。
【０１４５】
一般的見地から、本アルゴリズムによって、所与のサンプルに対するキャパシタ電流ＩＣＩＮは、キャパシタＣＩＮの静電容量値に所与のサンプルの電圧導関数を乗じることによって求められる。電圧導関数は、フィッティング数学関数、例えば実係数を有する多項式関数によって得られる。
【０１４６】
フィッティング数学関数は、所与の時間サンプルについての処理された電圧を取得するために、連続的な時間サンプルｘｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において測定された電圧ｙｉと関数ｆ（ｘｉ）との差の二乗和を最小化することによって得られる。これは、以下のように行われる。
【０１４７】
Ｎ個のサンプル（ｘ１，ｙ１），（ｘ２，ｙ２）．．．（ｘＮ，ｙＮ）が与えられると、必要とされるフィッティング数学関数を、例えば以下の形に書くことができる。
【数１】
0006041519.tif 000002
ただし、ｆｊ（ｘ）（ｊ＝１，２．．．Ｋ）はｘの数学関数であり、Ｃｊ（ｊ＝１，２．．．Ｋ）は当初は未知の定数である。
【０１４８】
ｆ（ｘ）とｙの実際の値との差の二乗和は、以下によって与えられる。
【数２】
0006041519.tif 000003
【０１４９】
この誤差項は、定数Ｃｊ（ｊ＝１，２，．．．Ｋ）の各々についてＥの１階偏導関数を取り、その結果をゼロにすることによって最小化される。したがって、対称なＫ元連立方程式が得られ、これがＣ１、Ｃ２、．．．、ＣＫについて解かれる。この手順は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムとしても知られている。
【０１５０】
ＶＰＶの電圧サンプルについて、各サンプルに対して移動する所定の窓における適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線が取得される。したがって、電圧はフィルタリングされ、その導関数を窓の中心点すべてに対して非常に簡単かつ直接的な方法で同時に計算することができる。これにより、いかなる追加の電流センサも必要とすることなく電流が求められる。
【０１５１】
ステップＳ９００において、プロセッサ１００は、フェーズＰＨ２中に得られたＶＰＶのＮ個のサンプルを取得する。例えば、少なくとも１００個のサンプルが取得される。各サンプルは２次元ベクトルであり、その係数は、電圧値とその電圧が測定された時刻である。
【０１５２】
次のステップＳ９０１において、プロセッサ１００は、移動窓のサイズを決定する。移動窓のサイズは、適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線を求めるために用いられるサンプルの数Ｎｐｔを表す。移動窓のサイズは奇数である。例えば、移動窓のサイズは２１に等しい。
【０１５３】
次のステップＳ９０２において、プロセッサ１００は、移動窓の中心点Ｎｃを求める。
【０１５４】
次のステップＳ９０３において、プロセッサ１００は、変数ｉを値Ｎｐｔに設定する。
【０１５５】
次のステップＳ９０４において、プロセッサ１００は、変数ｊをｉ−Ｎｃ＋１に設定する。
【０１５６】
次のステップＳ９０５において、プロセッサ１００は、変数ｋを１に設定する。
【０１５７】
次のステップＳ９０６において、プロセッサ１００は、ｘ（ｋ）の値をサンプルｊの時刻係数に設定する。
【０１５８】
次のステップＳ９０７において、プロセッサ１００は、ｙ（ｋ）の値をサンプルｊの電圧係数に設定する。
【０１５９】
次のステップＳ９０８において、プロセッサ１００は、変数ｋを１インクリメントする。
【０１６０】
次のステップＳ９０９において、プロセッサ１００は、変数ｊを１インクリメントする。
【０１６１】
次のステップＳ９１０において、プロセッサ１００は、変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。
【０１６２】
変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０６に戻る。そうでない場合、プロセッサ９００はステップＳ９１１に移る。
【０１６３】
ステップＳ９１１において、プロセッサ１００は、最小平均二乗アルゴリズムと、Ｓ９１０の条件に達するまでステップＳ９０６及びＳ９０７においてサンプリングされたすべてのｘ（ｋ）値及びｙ（ｋ）値とを用いて、フィッティング数学関数、例えば多項式関数ｙ（ｘ）＝ａｘ２＋ｂｘ＋ｃを求める。
【０１６４】
プロセッサ１００は、二次多項式関数のａ、ｂ、及びｃの実係数
【数３】
0006041519.tif 000004
を取得する。
【０１６５】
次のステップＳ９１２において、プロセッサ１００は、以下の式に従ってフィルタリングされた電圧値と必要とされる電流を評価する。
【数４】
0006041519.tif 000005
【０１６６】
次のステップＳ９１３において、プロセッサ９００は、変数ｉを１単位インクリメントする。
【０１６７】
次のステップＳ９１４において、プロセッサ１００は、ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。
【０１６８】
ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０４に戻る。そうでない場合、プロセッサ３００はステップＳ９１５に移り、本アルゴリズムによって求められた電圧と電流のペアを出力する。
【０１６９】
その後、プロセッサ１００は、本アルゴリズムを中断し、図４のアルゴリズムのステップＳ４０４に戻る。
【０１７０】
ここで、電流センサを用いてインダクタを通って流れる電流を監視する代わりに、図９に開示されるアルゴリズムと類似のアルゴリズムを用いることによって、例えば、スイッチＭ１がオフ状態にある場合にはＶＰＶからＶＤＣを減算し、Ｍ１がオン状態にある場合には電圧がＶＰＶに等しいと仮定することによって、インダクタＬ上の電圧の測定からインダクタを通って流れる電流を監視することができることに留意されたい。
【０１７１】
ここで、何らかの導関数を評価する代わりに、電圧測定値のみによってインダクタを通る電流を評価するのに適した適切な数値積分法を用いる必要があることに留意されたい。
【０１７２】
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。
【図１】
0006041519.tif 000006
【図２】
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【図３】
0006041519.tif 000008
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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