(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換する整流器と、
複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子を用いて、前記整流器により変換された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力をモータに供給するインバータと、
モータ電圧及びモータ電流の間の位相差と目標位相差との偏差に基づいて、回生電流を抑制するようにモータ電圧位相指令値を求める回生電流抑制手段と、
求められたモータ電圧位相指令値とキャリア周波数を有するキャリアとに基づいて、前記複数のスイッチング素子の駆動制御を行う駆動制御手段と、
前記整流器と前記インバータとの間に配された第１のコンデンサと、
前記交流電源と前記整流器との間に配されたラインフィルタと、
前記整流器と前記第１のコンデンサとの間に配され、前記キャリア周波数に対応した高周波ノイズを除去するノイズフィルタと、
を備え、
前記ノイズフィルタは、バンドストップフィルタである
ことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記ノイズフィルタのパッケージは、前記第１のコンデンサのパッケージに外部接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記ラインフィルタは、第１のリアクトルを有し、
前記ノイズフィルタは、第２のリアクトル及び第２のコンデンサが直列接続された直列共振フィルタを有し、
前記第２のコンデンサは、キャリア周波数のリップル電流を流すことが可能なコンデンサである
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ駆動装置では、単相交流電源（系統電源）から供給された交流電力を整流器で直流電力に変換し、コンデンサでエネルギーを蓄積しリップルを除去して平滑化し、整流・平滑化された直流電力をインバータで交流電力に変換して、モータを駆動している。このモータ駆動装置では、モータ（負荷）の容量が大きくなると、入力電流が増加するため、コンデンサの容量も大きくする必要がある。通常の家庭用空気調和機に使用されるモータ駆動装置では、数百μＦの大容量の電解コンデンサが使用されている。
【０００３】
コンデンサの容量が大きくなるとダイオード整流器から出力される直流電圧のレベルが上昇しダイオード整流器の流通角が小さくなるため、力率が低下するとともにダイオード整流器の入力電流の高調波が増加し高調波電流による系統障害を発生させる可能性がある。
【０００４】
特許文献１には、モータ駆動装置において、モータ電圧電流位相差が−９０°〜＋９０°の範囲内になるように制御することが記載されている。これにより、特許文献１によれば、回生電流の発生を抑制できるので、回生電流の発生に伴う直流中間電圧の跳ね上がりを抑制できるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−１４８１９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載の技術では、回生電流の発生を抑制できるので、整流器とインバータとの間に設けられた直流中間回路におけるコンデンサの容量を極めて小さく（例えば、数μＦ以下に）でき、装置の大型化を回避できるとされている。コンデンサの容量を極めて小さくした場合、インバータのスイッチング動作がキャリア周波数に応じた周期で行われるため、キャリア周波数に対応した高周波ノイズを直流中間回路におけるコンデンサで十分に吸収しきれずに、入力電源側に高周波ノイズを含む電流が現れる可能性がある。この電流は、ノーマル電流であるが、ノーマル電流が、さらに高周波ノイズを含むコモン電流を引き起こし、高周波ノイズのレベルが大きくなる可能性がある。
【０００７】
このとき、仮に、ノーマル電流のレベルを小さくするために、単相交流電源（系統電源）と整流器との間にラインフィルタとしてリアクトルを接続することを考えた場合、ＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減するためには、リアクトルのインダクタンス値を極めて大きな値にする必要がある。この場合、リアクトルが大型化するので、モータ駆動装置も大型化し、製造コストが増大する傾向にある。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、整流器とインバータとの間に配されたコンデンサの容量を極めて小さくした場合に、製造コストを低減しつつ、ＩＥＣ規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかるモータ駆動装置は、交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換する整流器と、複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子を用いて、前記整流器により変換された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力をモータに供給するインバータと、モータ電圧及びモータ電流の間の位相差と目標位相差との偏差に基づいて、回生電流を抑制するようにモータ電圧位相指令値を求める回生電流抑制手段と、求められたモータ電圧位相指令値とキャリア周波数を有するキャリアとに基づいて、前記複数のスイッチング素子の駆動制御を行う駆動制御手段と、前記整流器と前記インバータとの間に配された第１のコンデンサと、前記交流電源と前記整流器との間に配されたラインフィルタと、前記ラインフィルタと前記インバータとの間に配され、前記キャリア周波数に対応した高周波ノイズを除去するノイズフィルタとを備えたことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の他の側面にかかるモータの制御装置は、上記のモータ駆動装置において、前記ノイズフィルタとして、バンドストップフィルタは、前記第１のコンデンサと前記インバータとの間に配されていることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の他の側面にかかるモータの制御装置は、上記のモータ駆動装置において、前記ノイズフィルタとして、バンドストップフィルタは、前記整流器と前記第１のコンデンサとの間に配されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の他の側面にかかるモータの制御装置は、上記のモータ駆動装置において、前記ノイズフィルタとして、バンドストップフィルタは、前記ラインフィルタと前記整流器との間に配されていることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の他の側面にかかるモータの制御装置は、上記のモータ駆動装置において、前記ラインフィルタは、第１のリアクトルを有し、前記ノイズフィルタは、第２のリアクトル及び第２のコンデンサが直列接続された直列共振フィルタを有し、前記第２のコンデンサは、キャリア周波数のリップル電流を流すことが可能なコンデンサであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明にかかるモータ駆動装置によれば、整流器とインバータとの間に配されたコンデンサの容量を極めて小さくした場合に、製造コストを低減しつつ、ＩＥＣ規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、実施の形態１にかかるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１における整流器の入力電流と直流中間電圧とを示す図である。
【図３】図３は、実施の形態２にかかるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態２にかかるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態３にかかるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図６】図６は、基本の形態にかかるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図７】図７は、基本の形態における制御部の構成を示す図である。
【図８】図８は、ＩＰＭモータのトルクをパラメータとした場合における電力消費効率が高い最適なモータ電圧電流位相差特性を示す図である。
【図９】図９は、瞬時位相補正制御を行うモータ電圧位相補正部を設けることなく、位相差が目標位相差になるよう電圧振幅を制御する制御部のみを設けた場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】図１０は、瞬時位相調節器による瞬時位相補正制御を行った場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】図１１は、基本の形態における整流器の入力電流と直流中間電圧とを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に、本発明にかかるモータ駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、こられの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１７】
（実施の形態１）
実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００ｉについて説明する前に、基本の形態にかかるモータ駆動装置１００について図６を用いて説明する。図６は、基本の形態にかかるモータ駆動装置１００の構成を示す図である。
【００１８】
モータ駆動装置１００は、駆動系の構成部として、主回路部２００を備えている。この主回路部２００は、ラインフィルタ１、整流器２、直流中間回路３、及びインバータ６を有している。
【００１９】
ラインフィルタ１は、交流電源ＰＳと整流器２との間に配されている。交流電源ＰＳは、例えば、単相交流電源であり、単相の交流電力をラインフィルタ１経由で整流器２へ供給する。ラインフィルタ１は、例えば交流電源ＰＳと整流器２とを接続するラインに直列に挿入された第１のリアクトル１ａを有し、第１のリアクトル１ａを用いて整流器２から交流電源ＰＳ側へ高周波ノイズが漏れることを抑制する。
【００２０】
整流器２は、ラインフィルタ１と直流中間回路３との間に配されている。整流器２は、交流電源ＰＳからラインフィルタ１を介して単相交流電力が供給される。整流器２は、例えばブリッジ接続された複数のダイオード２ａ〜２ｄを有し、複数のダイオード２ａ〜２ｄを用いて単相交流電力を直流電力に変換する。整流器２は、変換された直流電力を直流中間回路３へ供給する。
【００２１】
直流中間回路３は、整流器２とインバータ６との間に配されている。直流中間回路３は、直流電力を整流器２から受ける。直流中間回路３は、例えば一端がＰラインに接続され他端がＮラインに接続された第１のコンデンサ４を有し、第１のコンデンサ４を用いて直流電力をインバータ６へ供給する。
【００２２】
インバータ６は、直流中間回路３とモータＭとの間に配されている。インバータ６は、直流電力を直流中間回路３から受ける。インバータ６は、例えば上アーム側スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗおよび下アーム側スイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚからなる複数のスイッチング素子Ｕ〜Ｚを有する。インバータ６は、複数のスイッチング素子Ｕ〜Ｚを用いて、直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力をモータＭに供給する。
【００２３】
例えば、モータＭは、３相モータであり、インバータ６は、例えば、直流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力に変換し、変換された３相の交流電力をモータＭに供給する。
また、モータ駆動装置１００は、制御系の構成部として、電流検出器７ａ〜７ｃ、制御部３００、及び駆動回路８を有する。
【００２４】
電流検出器７ａ〜７ｃは、モータＭの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の相電流を検出する。電流検出器７ａ〜７ｃは、例えばカレントトランスである。電流検出器７ａ〜７ｃは、検出された相電流を制御部３００へ供給する。
【００２５】
制御部３００は、検出された各相の相電流を電流検出器７ａ〜７ｃから受け、例えば回転数指令を上位のコントローラ（図示せず）から受ける。制御部３００は、各相の相電流に基づいて、回転数指令に応じた回転数でモータＭが動作するように、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相）のＰＷＭ信号を生成し駆動回路８へ供給する。すなわち、制御部（回生電流抑制手段）３００は、モータ電圧及びモータ電流の間の位相差と目標位相差との偏差に基づいて、回生電流を抑制するようにモータ電圧位相指令値を求め、さらに、モータ電圧位相指令値とキャリア周波数を有するキャリアとに応じて各相のＰＷＭ信号を求める。制御部３００は、各相のＰＷＭ信号をモータ電圧位相指令値とキャリアとに応じた値として駆動回路８へ供給する。
【００２６】
駆動回路８は、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相）のＰＷＭ信号を制御部３００から受ける。駆動回路８は、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相）のＰＷＭ信号に従って、制御信号を生成して複数のスイッチング素子Ｕ〜Ｚへ供給する。すなわち、駆動回路（駆動制御手段）８は、モータ電圧位相指令値とキャリアとに基づいたＰＷＭ信号に従って、複数のスイッチング素子Ｕ〜Ｚの駆動制御を行う。
次に、回生電流を抑制するようにモータ電圧位相指令値を求めるための制御の概念について説明する。
【００２７】
ここで、仮に、制御部３００が、モータＭの相電圧とモータＭの相電流との位相差（以下「モータ電圧電流位相差」という）が−９０°以下あるいは＋９０°以上、すなわちモータ力率が負の値になるように制御した場合、モータＭからの回生電流が発生し、直流中間回路３に回生電流が流れ込む。第１のコンデンサ４の容量が極めて小容量（例えば、数μＦ以下）の場合、直流中間回路３に流れ込む回生電流を充分に吸収することができない。このため、回生電流が直流中間回路３に流れ込むことにより、直流中間電圧の跳ね上がりＰｋ１〜Ｐｋ８（図９（ｃ）参照）が発生する傾向にある。
【００２８】
それに対して、基本の形態では、制御部３００が、モータ電圧電流位相差が−９０°〜＋９０°の範囲内となるように、すなわちモータ力率が常に正の値となるように制御するので、回生電流を抑制でき、直流中間回路３に回生電流が流れ込むことも抑制できる。すなわち、制御部３００は、回生電流を抑制するように、モータ電圧電流位相差が−９０°〜＋９０°の範囲内となるようにモータ電圧位相指令値を求め、モータ電圧位相指令値とキャリアとに応じて各相のＰＷＭ信号を求める。これにより、第１のコンデンサ４の容量を極めて小容量（例えば、数μＦ以下）にした場合でも、直流中間電圧の跳ね上がりを抑制することができる（図１０（ｃ）参照）。
【００２９】
基本の形態では、制御部３００が、上記制御に加え、モータ電圧電流位相差が一定になるように制御してもよい。これにより、モータ駆動装置１００への入力電流と、入力電圧とを均等な波形とすることができる。すなわち、入力電圧が正弦波であれば、入力電流を正弦波にすることができ、入力電流の流通角を広げることができる。したがって、モータ電圧電流位相差の一定制御を行えば、入力力率を向上させることが可能となる。
【００３０】
なお、モータ駆動装置に対する力率制御を行う場合において、モータ電流に含まれる直流成分および単相交流周波数の２倍の周波数成分の影響を受けて、制御系の安定度が低下する場合もある。そこで、基本の形態にかかるモータ駆動装置１００では、制御系の安定度を高める制御も行っている。本制御の詳細については、後述する。
次に、制御部３００の構成および機能について図７を参照して説明する。図７は、図６に示した制御部３００の詳細な構成例を示す図である。
【００３１】
制御部３００は、回転数指令値補正部３０、モータ電圧位相補正部３１およびモータ電圧振幅補正部３２を主要な構成部として備えるとともに、これらの構成部に対する入力信号を生成する構成部として、３相／２相変換器１１、位相演算器１２、振幅演算器１３、回転数設定器１４、積分器１６、正弦波発生器１８、位相差演算器２７、目標位相差設定器２８、および減算器２９を備え、さらに、インバータ６へのＰＷＭ信号を生成するための構成部として、比較器２０、ＮＯＴ演算器２１、およびキャリア発生器２２を備えている。
【００３２】
３相／２相変換器１１は、電流検出器７ａ，７ｂ，７ｃ（図６参照）で検出されたＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流を、静止座標系の２軸の成分に変換する。位相演算器１２は、３相／２相変換器１１の出力からモータＭに流れる相電流（以下「モータ電流」という）の位相（以下「モータ電流位相」という）を演算する。振幅演算器１３は、３相／２相変換器１１の出力からモータＭに流れる相電流の振幅（以下「モータ電流振幅」という）を演算する。
【００３３】
位相差演算器２７は、位相演算器１２の出力であるモータ電流位相と、後述するモータ電圧位相補正部３１の出力であるモータＭに印加される相電圧（以下「モータ電圧」という）の位相（以下「モータ電圧位相」という）との位相差を演算し、モータ電圧電流位相差として出力する。
【００３４】
目標位相設定器２８には、モータ電圧とモータ電流との位相差にかかる所定の設定値である目標位相差が予め設定される。ここで、目標位相差は、モータの機種毎に異なる値が設定されるが、例えばモータの効率を最大とする制御を行う場合、概ね−４５°〜−２０°の範囲内の値に設定される。このようなモータの効率を最大とする制御に関しては、例えば特開２００８−１９９７０６公報に記載の方法を用いればよい。同期モータの駆動状態は、モータ電圧電流位相差（特開２００８−１９９７０６号公報では力率と記載）、トルクによりほぼ一意的にきまるため、トルクに応じた電力消費効率が高い最適なモータ電圧電流位相差との関係をテーブル化し、目標位相差を設定することによって、モータの高効率な運転が可能となる。
【００３５】
図８は、ＩＰＭ（Interior  Permanent  Magnet：内部磁石埋込型）モータのトルクをパラメータとした場合における電力消費効率が高い最適なモータ電圧電流位相差特性を示す図である。図８の上段には、トルクをパラメータとして電流Ｉｄの変化に対するモータ電圧電流位相差の変化を示し、図８の下段には、トルクをパラメータとして電流Ｉｄの変化に対するモータ電流Ｉの大きさの変化を示している。ここで、電流Ｉｄは三相のモータ電流を二相の回転座標系（ｄ−ｑ座標系）に変換したときのｄ軸電流成分である。図８の上段から、トルクの大きさによって、取り得るモータ電圧電流位相差Φｐｆの範囲が限定されていることがわかる。
【００３６】
また、図８の下段における電流の大きさは、抵抗ロスに相当することから、この電流の大きさが最も小さいところで抵抗ロスが最小となり、電力消費効率が最大となる。この電力消費効率が最大となる複数の点Ｐ１を、それぞれ図８の上段の対応するトルク線上の点Ｐ２としてプロットすると、効率最大線Ｌが求まる。すなわち、トルクに対して電力消費効率が最大となるモータ電圧電流位相差の関係が求まる。
【００３７】
したがって、上述したトルクに対する電力消費効率が最大となるモータ電圧電流位相差の関係が記憶されたテーブルを目標位相差設定器２８に設け、入力されたトルクに対して電力消費効率が最大となるモータ電圧電流位相差を目標位相差設定器２８から出力するようにする。入力されるトルクは、電流検出器７ａ〜７ｃにより検出されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流とモータ電圧指令値または図示しないモータ電圧検出器により検出されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧とを用いてトルク演算を行えばよい。
【００３８】
なお、上述したモータの効率を最大とする制御では、トルクに対して電力消費効率が最大となるモータ電圧電流位相差の目標値を設定するようにしていたが、トルクは、同期モータの角周波数ωに反比例することから、この角周波数ωを検出し、この検出した角周波数を加味したトルクに対して電力消費効率が最大となるモータ電圧電流位相差の目標値を設定するようにしてもよい。
【００３９】
基本の形態のモータ駆動装置では、モータ電圧電流位相差が常に−９０°〜＋９０°の範囲内になるように制御するため、目標位相差は、モータ電圧電流位相差の上限値である＋９０°および下限値である−９０°からできるだけ離れた値であるのが望ましい。したがって、効率最大制御を行うための目標位相差として、例えば−４５°〜−２０°の範囲内の値が設定可能である場合には、−９０°および＋９０°から最も離れている、すなわち最も位相余裕のある−２０°を目標位相差として選択することが好適である。この選択により、モータを駆動する際の、更なる制御精度の向上と、更なる運転の高効率化とを両立させることができる。
【００４０】
減算器２９は、目標位相差からモータ電圧電流位相差を減算し、目標位相差偏差として出力する。回転数設定器１４には、モータＭの回転数を定める回転数指令値が予め設定されている。なお、回転数指令値は、機械角（機械位相）に対応する設定値である。
【００４１】
回転数指令値補正部３０は、減算器１５、バンドパスフィルタ２５および有効電流演算器２６を備えて構成される。この回転数指令値補正部３０は、モータ電流振幅およびモータ電圧電流位相差に基づいて回転数指令値を補正する制御部であるが、モータ電流に含まれる直流成分および単相交流周波数の２倍の周波数成分の影響を抑制して制御系を安定化させる制御を行う安定化制御部としても機能する。
【００４２】
回転数指令値補正部３０において、有効電流演算器２６は、モータ電流振幅およびモータ電圧電流位相差から有効電流を算出する。この有効電流は有効電流演算器２６で、３相／２相変換器１１の出力から振幅演算器１３で演算して得られるモータ電流振幅値と位相差演算器２７から出力されるモータ電圧電流位相差の余弦（ＣＯＳ）を掛ける演算を行なうことにより得られる。負荷の急激な変動などによりモータの制御が不安定となると、トルクやモータ電流の振動が発生する。このトルクやモータ電流の振動は、定常状態では直流量である有効電流の振動成分として現れるため、その振動成分を回転数指令値にフィードバックすることでトルクやモータ電流の振動を抑え制御系の安定化をはかることができる。基本の形態ではバンドパスフィルタ２５により有効電流から有効電流に含まれる直流成分および電源周波数の２倍以上の周波数成分を除去した有効電流補正値を生成し、減算器１５で回転数指令値から有効電流補正値を減算した基準回転数指令値を生成し、積分器１６に出力するようにしている。
【００４３】
なお、回転数指令値補正部３０の構成において、バンドパスフィルタ２５を省略し、有効電流演算器２６の出力を減算器１５に入力する構成としてもよい。また、バンドパスフィルタ２５に代えて、ハイパスフィルタを用いても構わない。ただし、有効電流演算器２６の出力には、有効電流成分に加えて、直流成分および電源周波数の２倍の周波数成分も含まれており、これらの成分をバンドパスフィルタ２５にて除去することにより、安定化制御をより効果的に行うことができる。
【００４４】
積分器１６は、基準回転数指令値を積分処理したモータ電圧位相指令値を生成する。このモータ電圧位相指令値は、回転数指令値に基づき定められる位相指令値である。なお、積分器１６に入力される基準回転数指令値は、機械角（機械位相）に基づく指令値であるため、積分器１６によりモータＭの極数を乗算する処理が行われ、電気角（電気位相）に基づく指令値に変更される。
【００４５】
モータ電圧位相補正部３１は、モータ電圧位相を瞬時に補正する制御（以下「瞬時位相補正制御」という）を行う制御部であり、加算器１７および瞬時位相調節器２４を備えて構成される。瞬時位相調節器２４は、例えば比例制御（Ｐ制御）器であり、目標位相差偏差に所定のゲインを乗じた瞬時位相補正値を演算する。なお、瞬時位相調節器２４のゲインは、制御系が発散しないように、１以下に設定することが好ましい。加算器１７は、瞬時位相補正値をモータ電圧位相指令値に加算し、その加算値をモータ電圧位相として出力する。
【００４６】
なお、ここでいう「瞬時」の意味は、例えば積分器のようにある程度の遅延時間を持たせて制御するのではなく、制御入力を遅延させることなく制御系に反映させることを意味するものである。
【００４７】
正弦波発生器１８は、モータ電圧位相からＵ相，Ｖ相，Ｗ相における振幅変調前の正弦波指令値を生成し、Ｕ相正弦波指令値、Ｖ相正弦波指令値およびＷ相正弦波指令値としてモータ電圧振幅補正部３２に出力する。
【００４８】
モータ電圧振幅補正部３２は、目標位相差偏差に基づいて各相正弦波指令値を補正した電圧指令値を生成する制御部であり、乗算器１９および電圧振幅調節器２３を備えている。電圧振幅調節器２３は、例えば積分制御（Ｉ制御）器あるいは比例積分制御（ＰＩ制御）器であり、目標位相差偏差に基づき、正弦波指令値に乗ずべき電圧振幅指令値を生成する。乗算器１９は、電圧振幅指令値と各相正弦波指令値とを乗じたＵ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値およびＷ相電圧指令値を生成して比較器２０に出力する。
【００４９】
キャリア発生器２２は、インバータ６を駆動する駆動信号の生成に必要なＰＷＭキャリアを生成する。比較器２０は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値とＰＷＭキャリアをコンパレートし、それぞれインバータ６の上アーム側スイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＰＷＭ信号であるＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を出力する。ＮＯＴ演算器２１は、Ｕ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号のＮＯＴ演算を行い、インバータ６の下アーム側スイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＰＷＭ信号であるＸ相ＰＷＭ信号、Ｙ相ＰＷＭ信号およびＺ相ＰＷＭ信号を出力する。
【００５０】
モータ電圧電流位相差が、−９０°〜＋９０°になるように制御する制御部として、基本の形態では、瞬時位相補正制御を行うモータ電圧位相補正部３１を設けることとした（図７参照）。ここで、瞬時位相補正制御を行うモータ電圧位相補正部３１を設けることなく、位相差が目標位相差になるよう電圧振幅を制御する制御部（通常の力率制御系であり、図７の例では「モータ電圧振幅補正部３２」に相当）のみでもよいと考えられる。そこで、この条件で、シミュレーションを行った結果を図９に示す。なお、図９のシミュレーションにおける主要パラメータは、以下のとおりである。
・単相交流電圧：ＡＣ２００Ｖ
・単相交流周波数：５０Ｈｚ
・入力系統のリアクタンス：１００μＨ
・ＰＷＭキャリア周波数：４０ｋＨｚ
・直流中間回路のコンデンサ容量：２μＦ
【００５１】
図９に示すように、モータ電圧電流位相差は、単相交流の半周期の間で急激に変動し（図９（ａ）参照）、モータ電圧電流位相差が−９０°以下となった時に回生電流が発生し（図９（ｂ）参照）、直流中間電圧の跳ね上がりが発生している（図９（ｃ）参照）。また、単相交流の半周期の後半では入力電流が流れず（図９（ｄ）参照）、入力力率が悪くなっている。
【００５２】
つまり、瞬時位相補正制御を行わない場合、電圧電流位相差は入力電流の周期に合わせて急激に変動していることが分かる。これは直流中間コンデンサを極めて小容量としたために発生するリップル電圧等により直流電圧が変動する場合、電圧制御の応答性が遅いためモータ電圧電流位相差がモータ電流の成り行きの電流に支配され、モータ電圧電流位相差が制御できていないことを意味している。このとき、モータ電圧電流位相差は、−９０°を超えるため回生電流が流れ、直流電圧の跳ね上がりが発生している。また、入力電流も波形の半周期の後半では流れず、力率が悪くなっている。
【００５３】
一方、瞬時位相調節器２４による瞬時位相補正制御を行った場合のシミュレーション結果を図１０に示す。ここで、シミュレーション条件は、図９の場合と同一である。
【００５４】
図１０に示すように、モータ電圧電流位相差は、単相交流の半周期周期の間で−９０°〜＋９０°の範囲内で緩やかに変動しているため（図１０（ａ）参照）、回生電流を抑制でき（図１０（ｂ）参照）、直流中間電圧の跳ね上がりも抑制できる（図１０（ｃ）参照）。また、入力電流の流通角が広がり（図１０（ｄ）参照）、図９と比較して入力力率を改善できる。
【００５５】
ここで、瞬時位相補正制御を行った場合、モータ電圧電流位相差は一定とはなっていないが（図１０（ａ）参照）、モータ電圧電流位相差が目標位相差に近づくような制御が働いているため、図９に比して、モータ電圧電流位相差の変動が緩やかであり、且つ、モータ電圧電流位相差が−９０°を超えるような動きは皆無である。したがって、回生電流を抑制でき、直流電圧の跳ね上がりも抑制できる。また、入力電流波形も流通角を広げることができ、入力力率を改善できる。
【００５６】
このように、基本の形態にかかるモータ駆動装置１００では、回生電流の発生を抑制できるので、整流器２とインバータ６との間に設けられた直流中間回路３における第１のコンデンサ４の容量を極めて小さく（例えば、数μＦ以下に）でき、装置の大型化を回避できる。
【００５７】
しかし、第１のコンデンサ４の容量を極めて小さくしているので、インバータ６のスイッチング動作がキャリア周波数に応じた周期で行われるため、図６に示すノードＮ２の電圧（直流中間電圧）が例えば図１１（ｂ）に示すようになり、キャリア周波数に対応した高周波ノイズ（例えば、スイッチングノイズ）を直流中間回路３における第１のコンデンサ４で十分に吸収しきれない傾向にある。これにより、図６に示すノードＮ１に流れる電流（入力電流）が例えば図１１（ａ）に示すようになり、入力電源側に高周波ノイズを含む電流が現れる可能性がある。この電流は、ノーマル電流であるが、ノーマル電流が、さらに高周波ノイズを含むコモン電流を引き起こし、高周波ノイズのレベルが大きくなる可能性がある。
【００５８】
ここで、仮に、ＩＥＣ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減するために、第１のリアクトル１ａのインダクタンス値を大きくすることを考える。この場合、第１のリアクトル１ａのインダクタンス値を極めて大きな値にする必要がある。これにより、第１のリアクトル１ａが大型化するので、モータ駆動装置１００も大型化し、製造コストが増大する傾向にある。
【００５９】
そこで、本実施の形態では、キャリア周波数に対応した高周波ノイズを、ラインフィルタ１（第１のリアクトル１ａ）で低減するのではなく、ラインフィルタ１とインバータ６との間にバンドストップフィルタ５ｉ（ノイズフィルタ）を追加することで低減する。
【００６０】
具体的には、実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００ｉは、図１に示すように、主回路部２００に代えて主回路部２００ｉを有する。主回路部２００ｉは、直流中間回路３に代えて直流中間回路３ｉを有する。直流中間回路３ｉは、バンドストップフィルタ５ｉをさらに有する。
【００６１】
バンドストップフィルタ５ｉは、一端がＰラインに接続され、他端がＮラインに接続されている。バンドストップフィルタ５ｉは、例えば、ＰラインとＮラインとの間で第１のコンデンサ４と並列に接続されている。バンドストップフィルタ５ｉは、例えば、キャリア周波数に対応した周波数帯域の信号を選択的にＰラインからＮライン側へ通過させて逃がすものである。
【００６２】
バンドストップフィルタ５ｉは、例えば、第２のリアクトル５ａ及び第２のコンデンサ５ｂが直列接続された直列共振フィルタ５ｃを有する。直列共振フィルタ５ｃでは、例えば、キャリア周波数に対応した周波数帯域に共振周波数を有するように、すなわちキャリア周波数に対応した周波数帯域で選択的にインピーダンスが小さくなるように、第２のリアクトル５ａのインダクタンス値及び第２のコンデンサ５ｂの容量値が設定されている。これにより、直列共振フィルタ５ｃは、インバータ６から整流器２側へキャリア周波数に対応した高周波ノイズが漏れることを抑制できる。
【００６３】
キャリア周波数に対応した周波数帯域に共振周波数を有するように、第２のリアクトル５ａのインダクタンス値及び第２のコンデンサ５ｂの容量値を設定した場合、第２のリアクトル５ａのインダクタンス値及び第２のコンデンサ５ｂの容量値を、いずれも小さな値に抑えることができる。第２のコンデンサ５ｂは、例えば、内部インピーダンスが低く、キャリア周波数のリップル電流を流すことが可能なコンデンサであり、例えば、周波数特性の良いフィルムコンデンサである。
【００６４】
ここで、仮に、図６に示すように、モータ駆動装置１００がバンドストップフィルタ５ｉを備えない場合を考える。この場合、インバータ６では、複数のスイッチング素子Ｕ〜Ｚがキャリア周波数に応じた周波数でスイッチング動作している。これに応じて、インバータ６の入力側には、キャリア周波数に対応する高周波ノイズ（例えば、スイッチングノイズ）を含む電流が流れる。そして、高周波ノイズを含む電流は、キャリア周波数に応じたインピーダンスの逆数と直流中間回路３の第１のコンデンサ４のキャリア周波数に応じたインピーダンスの逆数との比に分流する。入力側（交流電源ＰＳ側）に高周波ノイズを含む電流を流さないためには、高周波ノイズに対して、直流中間回路３のインピーダンスをできるだけ小さくする方が良い。第１のコンデンサ４のインピーダンスは、第１のコンデンサ４の容量をＣ、キャリア周波数をｆとすると、１／（２πｆＣ）である。このとき、第１のコンデンサ４のインピーダンスは、第１のコンデンサ４の容量Ｃに反比例するが、第１のコンデンサ４の容量Ｃを極めて小さくすると、直流中間回路３のインピーダンスが増大してしまう（図１１（ｂ）参照）ので、入力側（交流電源ＰＳ側）には、キャリア周波数に対応する高周波ノイズを多く含む電流が流れる傾向にある（図１１（ａ）参照）。
【００６５】
それに対して、実施の形態１では、図１に示すように、モータ駆動装置１００ｉがバンドストップフィルタ５ｉを備える。すなわち、バンドストップフィルタ５ｉは、ラインフィルタ１とインバータ６との間に配され、キャリア周波数に対応した高周波ノイズを除去する。例えば、バンドストップフィルタ５ｉは、第２のリアクトル５ａ及び第２のコンデンサ５ｂが直列接続された直列共振フィルタ５ｃを有する。例えば、直列共振フィルタ５ｃの第２のコンデンサ５ｂの容量をＣ１、第２のリアクトル５ａのインダクタンス値をＬ１とすると、直列共振フィルタ５ｃのインピーダンスは２πｆＬ１−１／（２πｆＣ１）となる。例えば、１／２π√（Ｌ１Ｃ１）をキャリア周波数と同じになるようにＬ１とＣ１を選択すると直列共振フィルタ５ｃのインピーダンスは、略０にでき、理論的には、キャリア周波数に対応した高周波ノイズの成分をすべて直列共振フィルタ５ｃでＮライン側へ流すことができる（図１参照）ので、図１に示すノードＮ２ｉの電圧（直流中間電圧）を例えば図２（ｂ）に示すように高周波ノイズの成分が低減されたものとすることができる。これにより、図１に示すノードＮ１ｉに流れる電流（入力電流）を例えば図２（ａ）に示すように高周波ノイズの成分が低減されたものとすることができる。すなわち、入力側（交流電源ＰＳ側）にキャリア周波数に対応した高周波ノイズの成分が流れることを抑制できる。
【００６６】
このとき、第２のリアクトル５ａのインダクタンス値及び第２のコンデンサ５ｂの容量値を、いずれも小さな値に抑えることができる。すなわち、第１のリアクトル１ａを小型にできるとともに、バンドストップフィルタ５ｉも小型にできるので、モータ駆動装置の大型化を抑制でき、製造コストを増大できる。すなわち、整流器２とインバータ６との間に配された第１のコンデンサ４の容量を極めて小さく（例えば、数μＦ以下に）した場合に、ＩＥＣ規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減でき、製造コストを低減できる。すなわち、整流器２とインバータ６との間に配された第１のコンデンサ４の容量を極めて小さくした場合に、製造コストを低減しつつ、ＩＥＣ規格を満たすレベルまで高周波ノイズを低減できる。
【００６７】
また、実施の形態１では、バンドストップフィルタ５ｉが、第１のコンデンサ４とインバータ６との間に配されている。これにより、インバータ６の近くで高周波ノイズを低減できるので、効果的に高周波ノイズを低減できる。
【００６８】
また、実施の形態１では、バンドストップフィルタ５ｉが、第２のリアクトル５ａ及び第２のコンデンサ５ｂが直列接続された直列共振フィルタ５ｃを有する。第２のコンデンサ５ｂは、内部インピーダンスが低く、キャリア周波数のリップル電流を流すことが可能なコンデンサである。これにより、バンドストップフィルタ５ｉを小型かつ低コストで構成できる。
【００６９】
なお、図１では、バンドストップフィルタ５ｉの構成として、Ｐライン側に第２のリアクトル５ａが配され、Ｎライン側に第２のコンデンサ５ｂが配された構成が例示されているが、Ｎライン側に第２のリアクトル５ａが配され、Ｐライン側に第２のコンデンサ５ｂが配された構成であってもよい。
【００７０】
（実施の形態２）
次に、実施の形態２にかかるモータ駆動装置１００ｊについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。
【００７１】
実施の形態１では、バンドストップフィルタ５ｉが、第１のコンデンサ４とインバータ６との間に配されているが、実施の形態２では、バンドストップフィルタ５ｊが、整流器２と第１のコンデンサ４との間に配されている。
【００７２】
具体的には、モータ駆動装置１００ｊは、図３に示すように、主回路部２００ｉに代えて主回路部２００ｊを有する。主回路部２００ｊは、直流中間回路３ｉに代えて直流中間回路３ｊを有する。直流中間回路３ｊは、整流器２側にバンドストップフィルタ５ｊを有し、インバータ６側に第１のコンデンサ４を有する。
【００７３】
より具体的には、図４に示すように、インバータ６のパッケージ６ａの端子６ｐ、６ｎに、それぞれ、第１のコンデンサ４のパッケージ４ａの端子４ｐ、４ｎを接続できる。これにより、第１のコンデンサ４のｐ側電極４ｐｌ、ｎ側電極４ｎｌからインバータ６のパッケージ６ａの端子６ｐ、６ｎまでの距離を低減できる。これにより、第１のコンデンサ４の容量をさらに小さくできる。なお、バンドストップフィルタ５ｊのパッケージ５ｐと第１のコンデンサ４のパッケージ４ａとは、所定の配線で接続することができる。
【００７４】
あるいは、図示しないが、インバータ６と第１のコンデンサ４とが１つのパッケージとしてパッケージ化されていてもよい。この場合も、図４に示すものと同様に、第１のコンデンサ４のｐ側電極４ｐｌ、ｎ側電極４ｎｌからインバータ６のパッケージ６ａの端子６ｐ、６ｎまでの距離を低減できる。これにより、第１のコンデンサ４の容量をさらに小さくできる。
【００７５】
このように、実施の形態２では、第１のコンデンサ４のｐ側電極４ｐｌ、ｎ側電極４ｎｌからインバータ６のパッケージ６ａの端子６ｐ、６ｎまでの距離を低減できるので、第１のコンデンサ４の容量をさらに小さくできる。
【００７６】
（実施の形態３）
次に、実施の形態３にかかるモータ駆動装置１００ｋについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。
【００７７】
実施の形態１では、バンドストップフィルタ５ｉが、第１のコンデンサ４とインバータ６との間に配されているが、実施の形態３では、バンドストップフィルタ５ｋが、ラインフィルタ１と整流器２との間に配されている。
【００７８】
具体的には、モータ駆動装置１００ｋは、図５に示すように、主回路部２００ｉに代えて主回路部２００ｋを有する。主回路部２００ｋは、直流中間回路３ｉに代えて直流中間回路３ｋを有する。直流中間回路３ｋは、基本の形態におけるモータ駆動装置１００の直流中間回路３と同様である。また、主回路部２００ｋは、バンドストップフィルタ５ｋをさらに有する。バンドストップフィルタ５ｋは、ラインフィルタ１と整流器２との間に配されている。
【００７９】
このように、実施の形態３では、バンドストップフィルタ５ｋが、ラインフィルタ１と整流器２との間に配されている。これにより、ラインフィルタ１の近くで高周波ノイズを低減できるので、効果的に高周波ノイズを低減できる。
【００８０】
また、実施の形態３では、バンドストップフィルタ５ｋがラインフィルタ１と整流器２との間に配されているので、図６に示す整流器２、直流中間回路３、及びインバータ６が１つのパッケージとしてパッケージ化されている場合に、バンドストップフィルタ５ｋをパッケージの外側に配置できる。これにより、パッケージを容易に小型化できる。また、パッケージをモータ駆動装置に実装した後に、バンドストップフィルタ５ｋにおける第２のリアクトル５ａの値及び／又は第２のコンデンサ５ｂの値を調整してバンドストップフィルタ５ｋのフィルタ特性を調整（例えば、最適化）できる。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、モータの駆動に有用である。
【符号の説明】
【００８２】
１  ラインフィルタ
１ａ  第１のリアクトル
２  整流器
３、３ｉ、３ｊ  直流中間回路
４  第１のコンデンサ
５ａ  第２のリアクトル
５ｂ  第２のコンデンサ
５ｃ  直列共振フィルタ
５ｉ、５ｊ、５ｋ  バンドストップフィルタ
６  インバータ
７ａ〜７ｃ  電流検出器
８  駆動回路
１１  ３相／２相変換器
１２  位相演算器
１３  振幅演算器
１４  回転数設定器
１５  減算器
１６  積分器
１７  加算器
１８  正弦波発生器
１９  乗算器
２０  比較器
２１  ＮＯＴ演算器
２２  キャリア発生器
２３  電圧振幅調節器
２４  瞬時位相調節器
２５  バンドストップフィルタ
２６  有効電流演算器
２７  位相差演算器
２８  目標位相差設定器
２９  減算器
３０  回転数指令値補正部
３１  モータ電圧位相補正部
３２  モータ電圧振幅補正部
１００、１００ｉ、１００ｊ、１００ｋ  モータ駆動装置
２００、２００ｉ、２００ｊ、２００ｋ  主回路部
３００  制御部
【図１】
0005990970.tif 000002
【図２】
0005990970.tif 000003
【図３】
0005990970.tif 000004
【図４】
0005990970.tif 000005
【図５】
0005990970.tif 000006
【図６】
0005990970.tif 000007
【図７】
0005990970.tif 000008
【図８】
0005990970.tif 000009
【図９】
0005990970.tif 000010
【図１０】
0005990970.tif 000011
【図１１】
0005990970.tif 000012