(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁性材料により形成されたコアと、該コアの所定位置に巻線を巻回することにより構成される３相モードで動作する電力変換装置であって、
前記コアは、
エアギャップが形成されている中央脚と、
前記中央脚と並行に配置されかつ軸線方向に沿う中央付近で分離可能な３個の外側脚と、を有し、
前記巻線は、前記３個の外側脚のそれぞれにおいて、前記分離した部分から一方側に寄って直接巻回され、
前記中央脚を軸として、前記３個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものであって、
前記コアの角部がなだらかなループを描く、丸型コア形状であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記コアの、前記中央脚および前記３個の外側脚は、円筒形状であることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、
各１次巻線が前記直流電源の正電源の正電極に接続されている３個のトランスと、
各トランスそれぞれの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続した３個のスイッチング素子と、
第１のトランスの２次巻線とＮ番目のトランスの２次巻線との間に接続したインダクタ部と、
前記３個のトランスの各１次巻線と前記直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含む３個の直列回路と、
前記３個のトランスの２次巻線と前記インダクタ部は、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、
前記３個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用し、
前記コアは、前記３個のトランスの１次巻線がそれぞれ巻回されている３個の外側脚と、前記中央脚により構成されているものであることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、
前記閉磁路を形成する前記コアにより構成される複合磁気回路と、
前記コアの外側脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されている３個の巻線と、
前記３個の巻線の各他端と前記直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含む３個の直列回路と、
前記３個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で準備オン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータもしくは該ＤＣ／ＤＣコンバータのインバータ回路装置であることを特徴とする請求項１から４いずれか１項記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換装置は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインバータ回路装置を備える電気自動車、ロボット、家電機器のいずれかであることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相モードで動作する電力変換装置に関するものであって、特に、磁性材料により形成されたコア形状に特徴を有する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気自動車（ハイブリッド車含む）等において、直流電流の出力電流を所定の電圧に昇圧させる昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして、チョッパ方式のものが既に知られている。【０００３】
このＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流電流に対して複数の昇圧回路が並列に接続され、各昇圧回路は、昇圧チョークと、昇圧ダイオードと、スイッチング素子とで構成されている。そして、昇圧回路の出力側に平滑コンデンサが接続され、平滑コンデンサに並列に負荷が接続されている。昇圧回路を構成する各スイッチング素子は、制御回路から供給される制御信号パルスによりパルス幅変調制御されている手法が、特許文献１に提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−１０６３２公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述したＤＣ／ＤＣコンバータでは、各昇圧回路は、インダクタ部と、昇圧ダイオードとスイッチング素子とで構成されている。また、２個の昇圧回路を用い、スイッチング素子は１８０度の位相差でオン／オフの制御がされている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、２相モードで動作するが、例えば、３相モードで動作する際、３個のトランスが必要であり、トランスは大きな占有体積を必要とするため、３相モードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータを構成しようとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの占有体積が大型化する欠点である。【０００６】
一方、産業界において、ハイブリッド車等（その他、ロボット、家電機器等）の電力変換装置（例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ等）を用いる装置においては、搭載用の電力変換装置を、小型化を図ることが強く要請されている。上述したチョッパ方式のＤＣ／ＤＣコンバータでは、小型化の要請に適応できないという問題がある。【０００７】
更に、ハイブリッド車等（その他、ロボット、家電機器等）の電力変換装置を用いる装置においては、小型かつ、多相モード（多相とは、３相以上）で動作する電力変換装置の開発が急務の課題である。【０００８】
そこで、本発明は、上記事情に鑑み、占有面積が小さく小型化可能であって、多相モードで動作する電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、磁性材料により形成されたコアと、コアの所定位置に巻線を巻回することにより構成されるＮ相モード（Ｎは３つ以上の自然数）で動作する電力変換装置であって、コアは、エアギャップが形成されている中央脚と、巻線が巻回されており、中央脚と並行に配置されたＮ個の外側脚と、中央脚を軸として、Ｎ個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものである。【００１０】
また、本発明の電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、各１次巻線が直流電源の正電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、各トランスそれぞれの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、第１のトランスの２次巻線とＮ番目のトランスの２次巻線との間に接続したインダクタ部と、Ｎ個のトランスの各１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のトランスの２次巻線とインダクタ部は、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用し、コアは、Ｎ個のトランスの１次巻線がそれぞれ巻回されているＮ個の外側脚と、中央脚により構成されているものであってよい。【００１１】
また、本発明の電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、閉磁路を形成するコアにより構成される複合磁気回路と、コアの外側脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線と、Ｎ個の巻線の各他端と直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で準備オン／オフさせる制御回路と、を有するものであってもよい。【００１２】
また、本発明の電力変換装置のコアは、中央脚およびＮ個の外側脚は、円筒形状であってもよい。また、Ｎ個の外側脚は、それぞれ切断されたものであって、コアは分離可能であってもよい。【００１３】
また、本発明の電力変換装置のＮ相モードは、３相モードであってもよい。【００１４】
また、本発明の電力変換装置の巻線は、互いに同一の巻数を有するものであってもよい。【００１５】
また、本発明の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータもしくは該ＤＣ／ＤＣコンバータを備えるインバータ回路装置であってもよい。更に、本発明の電力変換装置は、当該インバータ回路を搭載した、電気自動車、ロボット、家電機器のいずれかであってもよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電力変換装置によれば、コアは、エアギャップが形成されている中央脚と、巻線が巻回されており、中央脚と並行に配置されたＮ個の外側脚と、中央脚を軸として、Ｎ個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものであるため、小型かつ大容量出力であって、低コストの電力変換装置、電気自動車、ロボットおよび家電機器を実現することができるため、ＣＯ２の削減に貢献するものである。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図
【図２】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャート
【図３】本発明の実施形態における複合磁気回路
【図４】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図
【図５】非結合形３相マルチフェーズ昇圧チョッパ回路
【図６】非結合形とトランスリンク形におけるエネルギー蓄積要素を通過する電流波形を示したグラフ
【図７】デューティ比とインダクタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフ
【図８】デューティ比とキャパシタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフ
【図９】本発明の実施形態におけるコア形状の一例を示す図
【図１０】図９のコア形状を磁気回路に置き換えた一例を示す図
【図１１】本発明の実施形態における角型のコア形状を示す図
【図１２】図１１のコア形状を磁気回路に置き換えた一例を示す図
【図１３】角型のコア形状と丸型のコア形状との磁束密度分布の比較を表す図
【図１４】本発明の実施形態における丸型のコア形状を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の実施の形態となる電力変換装置について、図面を参照しつつ説明する。
【００１９】
本発明の電力変換装置は、磁性材料により形成されたコアと、コアの所定位置に巻線を巻回することにより構成されるＮ相モード（Ｎは３つ以上の自然数）で動作する電力変換装置であって、コアは、エアギャップが形成されている中央脚と、巻線が巻回されており、中央脚と並行に配置されたＮ個の外側脚と、中央脚を軸として、Ｎ個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものである。
【００２０】
なお、上記Ｎ相モードについては、３相モードを例に説明する。
【００２１】
まず、本発明の電力変換装置の一例である、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを説明する。図１は、このＤＣ／ＤＣコンバータ（トランスリンク方式三相マルチフェーズ昇圧チョッパ回路の等価回路図）を示すものである。
【００２２】
本実施形態では、３相モードで昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本例の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスＴ１〜Ｔ３を有し、各トランスによりコンバータ出力を合成する。そして、周波数を３倍にしてインダクタ部に加えることにより、エネルギー蓄積素子として機能するインダクタ部の小型化を図っている。
【００２３】
また、エネルギー蓄積要素であるインダクタ部をトランスにより結合させることにより、コアを１つにまとめることが可能で、さらに各相のインダクタ電流成分をエネルギー蓄積要素内で重畳させることができ、リプル幅が低減され、コアサイズ自体の小型化も可能となる。
【００２４】
直流電源Ｖdc1の出力電圧を所定の電圧に昇圧する。直流電源Ｖdc1の正電極には、３個のトランスＴ１〜Ｔ３の１次巻線の一端（巻き始め端）をそれぞれ接続する。第１〜第３のトランスＴ１〜Ｔ３は共に同一構成とする。第１のトランスＴ１は、１次巻線１ａと２次巻線１ｂを有し、１次巻線１ａの他端と直流電源Ｖdc1の負電極との間に、第１のスイッチング素子Ｑ１を接続する。スイッチング素子として、MOSFET等の各種スイッチング素子を用いることができる。第２のトランスＴ２は１次巻線２ａと２次巻線２ｂとを有し、１次巻線の２ａの他端と直流電源の負電極との間に、第２のスイッチング素子Ｑ２を接続する。また、第３のトランスＴ３は１次巻線３ａと２次巻線３ｂとを有し、１次巻線３ａの他端と直流電源１の負電極との間に第３のスイッチング素子Ｑ３を接続する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３は、制御回路１０により、１／３周期の位相差で順次オン／オフ制御される。
【００２５】
本実施形態では、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂと第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂとの間にインダクタ部Ｌを接続する。第１〜第３のトランスＴ１〜Ｔ３の２次巻線１ｂ〜３ｂ及びインダクタ部Ｌは、閉ループを形成するように直列に接続する。
【００２６】
第１のトランスＴ１の１次巻線１ａと直流電源Ｖdc1の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第２のトランスＴ２の１次巻線２ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。第３のトランスＴ３の１次巻線３ａと直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとの直列回路を接続する。平滑コンデンサＣと並列に負荷ＲLを接続する。
【００２７】
第１のトランスＴ１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２のトランスＴ２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは、第２のコンバータを構成する。第３のトランスＴ３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。
【００２８】
次に、上述したＤＣ／ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参酌しながら説明する。時刻ｔ０で制御回路から第１のスイッチング素子Ｑ１に制御パルス信号Ｑ１ｇが供給され、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンする。第１のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→第１トランスの１次巻線１ａ→Ｑ１→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。このため、第１のスイッチング素子Ｑ１を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第１のトランスＴ１の２次巻線１ｂに電圧が発生し、１ｂ→Ｌ→３ｂ→２ｂ→１ｂの経路に沿って電流Ｌｉが流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、インダクタ部Ｌにエネルギーを蓄積する。また、第２及び第３のトランスの２次巻線２ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
【００２９】
ここで、第２のトランスの巻き上げ比をＡ２＝ｎ３／ｎ４とした場合、第２のダイオードＤ２には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２をオンに切り替えるまで流れる。また、第３のトランスの巻き上げ比をＡ３＝ｎ５／ｎ６とした場合、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第２及び第３のトランスの１次巻線２ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
【００３０】
第２のトランスＴ２に誘導される電圧は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のデューティ比をＤとした場合、Ａ２×Ｖdc1×Ｄとなる。また、第３のトランスＴ３に誘導される電圧は、Ａ３×Ｖdc1×Ｄとなる。従って、スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、平滑コンデンサＣの出力電圧を制御することができる。
【００３１】
時刻ｔ１において、制御回路１０からの制御信号Ｑ１ｇの立下がりにより第１のスイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる。このとき、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って電流Ｄ１ｉが流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、時刻ｔ１から時刻ｔ６まで流れる。
【００３２】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ２ｇにより第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｑ２→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第２のトランスＴ２の２次巻線２ｂに電圧が発生し、２ｂ→３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れ、インダクタ部Ｌにエネルギーを蓄積すると共に、第１及び第３のトランスの２次巻線１ｂ及び３ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
【００３３】
ここで、第１のトランスの巻き上げ比をＡ１＝ｎ１／ｎ２とした場合、第１のダイオードＤ１には、第２のスイッチング素子を流れる電流Ｑ２ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３がオンに切り替わるまで流れる。また、第３のダイオードＤ３には、第１のスイッチング素子を流れる電流Ｑ１ｉの１／Ａ３の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｄ３→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第３のダイオードＤ３を流れる電流Ｄ３ｉは、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンに切り替えるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第３のトランスの１次巻線１ａ及び３ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
【００３４】
次に、時刻ｔ４において、制御回路１０から供給される制御信号Ｑ３ｇにより第３のスイッチング素子Ｑ３がオンする。このとき、電流は、直流電源Ｖdc1の正電極→３ａ→Ｑ３→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。第３のスイッチング素子Ｑ３を流れる電流は直線的に増加する。同時に、第３のトランスＴ３の２次巻線３ｂに電圧が発生し、３ｂ→Ｌ→１ｂ→２ｂ→３ｂの経路に沿って電流Ｌｉが増加しながら流れる。この電流Ｌｉは、インダクタ部Ｌにエネルギーを蓄積する。また、第１及び第２のトランスの２次巻線１ｂ及び２ｂにも同一の電流が流れるため、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａには、巻数に応じた電圧が誘導される。
【００３５】
第１のダイオードＤ１には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ１の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→１ａ→Ｄ１→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第１のダイオードＤ１を流れる電流Ｄ１ｉは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わるまで流れる。また、第２のダイオードＤ２には、第３のスイッチング素子を流れる電流Ｑ３ｉの１／Ａ２の電流が、直流電源Ｖdc1の正電極→２ａ→Ｄ２→Ｃ→Ｖdc1の負電極の経路に沿って流れる。この第２のダイオードＤ２を流れる電流Ｄ２ｉは、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンに切り替わるまで流れる。この結果、平滑コンデンサＣの出力電圧Ｖ０は、直流電源Ｖdc1の電圧（入力電圧）に、第１及び第２のトランスの１次巻線１ａ及び２ａにそれぞれ誘導される電圧が加算された電圧となる。
【００３６】
以後、上述した動作を順次繰り返す。
【００３７】
次に、上述した３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路について説明する。図３は本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの複合磁気回路の構成を示す図である。図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気回路の構成を示す。当該磁気回路は、図３（ｂ）に示すように、３個のトランスＴ１〜Ｔ３と１個のインダクタ部Ｌとで構成される。第１のトランスＴ１は、閉磁路を形成するコア２１を有し、その１次側脚には１次巻線ｎ１が巻回され、２次側の脚は２次巻線ｎ２が巻回される。第２のトランスＴ２も閉磁路を形成するコア２２を有し、その１次側の脚には１次巻線ｎ３が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ４が巻回される。第３のトランスＴ３のコア２３の１次側脚には１次巻線ｎ５が巻回され、２次側脚には２次巻線ｎ６が巻回される。また、インダクタ部Ｌはコア２４を有し、当該コアは、巻線ｎ７が巻回された第１の脚と、エアギャップ２５が形成された第２の脚とを有する。
【００３８】
上述した３個のトランスと１個のインダクタ部は、図３（ｃ）に示すように、複数の脚を有する単一のコア３０を用いて構成することが可能である。コア３０の第１の脚３１には第１のトランスの１次巻線ｎ１を巻回し、第２の脚３２には第１のトランスの２次巻線ｎ２を巻回し、第３の脚３３には第２のトランスの１次巻線ｎ３を巻回し、第４の脚３４には第２のトランスの２次巻線ｎ４を巻回し、第５の脚３５には第３のトランスの１次巻線ｎ５を巻回し、第６の脚３６には第３のトランスの２次巻線ｎ６を巻回し、第７の脚にはインダクタ部の巻線ｎ７を巻回し、第８の脚３８にはインダクタ部のエアギャップ３９を形成する。
【００３９】
図３（ａ）に示すように、第１〜第３のトランスの２次巻線及びインダクタ部の巻線は閉ループを形成するように互いに直列に接続されている。従って、第１〜第３のトランスの２次巻線の両端間電圧をＶ１〜Ｖ３とし、インダクタ部の巻線の両端間電圧をＶａとすると、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖａ＝０となる。また、第１のトランスの２次巻線ｎ２を貫く磁束をφ２とし、第２のトランスの２次巻線ｎ４を貫く磁界をφ４とし、第３のトランスの２次巻線ｎ６を貫く磁界をφ６とし、インダクタ部の巻線ｎ７を貫く磁界をφ７とすると、磁束変化の総和が零となることより、以下の式が成立する。
【００４０】
ｎ２（ｄφ２／ｄｔ）＋ｎ４（ｄφ４／ｄｔ）＋ｎ６（ｄφ６／ｄｔ）＋ｎ７（ｄφ７／ｄｔ）＝０
【００４１】
ここで、各トランスの２次巻線の巻数及びインダクタ部の巻線を同一の巻数Ｎに設定すると、以下の式が成立する。
【００４２】
ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ４／ｄｔ＋ｄφ２／ｄｔ＋ｄφ７／ｄｔ＝０
【００４３】
従って、各トランスの２次巻線を貫く磁束は、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作に影響を与えないことになる。この結果、図３（ｃ）に示すコアから第１〜第３のトランスの２次巻線及びインダクタ部の巻線を取り除いても、昇圧動作に影響を与えることはない。従って、図３（ａ）に示す磁気回路は、図３（ｄ）に示す単一のコアで置換することが可能となる。従って、３個のトランスと１個のインダクタ部で構成される磁気回路の代りに、４個の脚を有する単一のコアで構成される磁気回路を用いることができる。
【００４４】
図４は、図３（ｄ）に示す磁気回路を有する本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す線図である。尚、図１で用いた構成要素と同一の構成要素には同一符号を付して説明する。直流電源Ｖdc1の直流電圧を昇圧する。磁気回路４０は、閉磁路を形成する単一のコア４１により構成する。コア４１は、第１〜第４の脚４２〜４５を有し、第１の脚４２（外側脚）には第１の巻線ｎ１１を巻回し、第２の脚４３（外側脚）には第２の巻線ｎ１２を巻回し、第３の脚４４（外側脚）には第３の巻線ｎ１３を巻回する。第４の脚４５（中央脚）にはエアギャップ４６を形成する。尚、エアギャップが形成されている第４の脚の配置位置は、第１の脚と第２の脚の間や第２の脚と第３の脚との間に設けることも可能である。
【００４５】
第１〜第３の巻線ｎ１１〜ｎ１３の各一端は直流電源Ｖdc1の正電極にそれぞれ接続し、各他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続する。第１の巻線ｎ１１の他端と直流電源の負電極との間に、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣとを含む第１の直列回路を接続する。第２の巻線ｎ１２の他端と直流電源の負電極との間に、第２のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣを含む第２の直列回路を接続する。第３の巻線ｎ１３の他端と直流電源の負電極との間に、第３のダイオードＤ３と平滑コンデンサＣを含む第３の直列回路を接続する。平滑コンデンサＣに並列に負荷ＲLを接続する。
【００４６】
第１の巻線ｎ１１と、第１のダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣとは第１のコンバータを構成する。第２の巻線ｎ１２と、第２のダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣとは第２のコンバータを構成する。また、第３の巻線ｎ１３と、第３のダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣとは第３のコンバータを構成する。
【００４７】
第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３は、制御回路１０から順次供給される駆動パルスで順次動作し、それぞれ１２０°の位相差で順次動作する。尚、当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、図２に示すタイミングチャートに基づいて動作するため、その動作説明は省略する。
【００４８】
この３相モードＤＣ／ＤＣコンバータは、３個のトランスと１個のインダクタ部の代わりに、４個の脚を有する単一のコアで構成される複合磁気回路を用いているので、一層小型のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。
【００４９】
ところで、図５は、従来の三相マルチフェーズ昇圧チョッパ回路の等価回路図（以下、非結合形という）を示すものである。この従来方式においては、出力側キャパシタに流入する電流リプル成分の高周波化が可能で、キャパシタ部の小型軽量化に寄与する方式であった。
【００５０】
これに対して、上述した３相モードＤＣ／ＤＣコンバータ（トランスリンク方式三相マルチフェーズ昇圧チョッパ回路の等価回路図によるもの、以下、トランスリンク形という）は、エネルギー蓄積要素であるインダクタ部をトランスにより結合させることにより、コアを１つにまとめることが可能で、さらに各相のインダクタ電流成分をエネルギー蓄積要素内で重畳させることができ、リプル幅が低減され、コアサイズ自体の小型化も可能となる。
【００５１】
図６（Ａ）非結合形におけるエネルギー蓄積要素を通過する電流波形であり、図６（Ｂ）は、トランスリンク形におけるエネルギー蓄積要素を通過する電流波形を示すものであって、この図より、高周波化、リプルの低減効果が確認できる。
【００５２】
また、図７は、デューティ比とインダクタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフである。
【００５３】
横軸は、デューティ比を示し、縦軸は、インダクタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）を示す。例えば、実用的なデューティ比の範囲は、０．２〜０．８程度である。このシミュレーション結果から明らかなように、本実施形態による複合磁気回路を用いることにより、非結合形のＤＣ／ＤＣコンバータと比較して、トランスリンク形のＤＣ／ＤＣコンバータの方が、全てのデューティにおいて、リプルが低減していることがわかる。
【００５４】
また、図８は、デューティ比とキャパシタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）との関係について行ったシミュレーション結果を示すグラフである。
【００５５】
横軸は、デューティ比を示し、縦軸は、キャパシタ電流リプルの比（トランスリンク形／非結合形）を示す。これらのシミュレーション結果から明らかなように、本実施形態による複合磁気回路を用いることにより、非結合形のＤＣ／ＤＣコンバータと比較して、インダクタ部と、キャパシタ部の小型化が可能であることがわかる。
【００５６】
図９は、上述した図４の磁気回路４０を、わかりやすく簡素化しコア形状化して表したものである（簡素化するに際し、第１の巻線ｎ１１をｎ１とし、第２の巻線ｎ１２はｎ２とし、第３の巻線ｎ１３は、ｎ３として表す）。
【００５７】
図１０は、図９のコア形状を磁気回路に置き換えたものである。
【００５８】
図１０に示すように、この形状では各相の巻線に発生する磁束に対して磁路長にばらつきが生じて、この違いが各相の電流バランスに影響を及ぼし、ある１つの相にのみ電流が集中することとなり、マルチフェーズ化の意味を成さず、磁気飽和等による損失の増大も懸念される。
【００５９】
そこで、本発明の電力変換装置は、これらの不均衡を解決可能とするコア形状として、図１１のようなコア形状を一例として示すものである。また、図１１に示すコア形状を忠実に磁気回路に変換したものを図１２として示す。図１２に示すように、この磁気回路から、全ての巻線から見た磁路長が各相とも一致していることが明らかである。
【００６０】
図１１は、基本的なコア形状を示すものであるが、ここから更に磁束漏れを考慮したコア形状について、シミュレーションを行った。まずシミュレーション手法について説明を行い、その結果について説明する。
【００６１】
シミュレーション手法として、まず、プリント回路基板上に設置された受動素子部材から発生される漏れ磁束を事前検証するために、受動素子部材のコア形状を入力し、入力された受動素子部材のコア形状から三次元モデリングを生成し、三次元モデリング内の領域を区分し、区分された領域毎に解析試料データを登録し、解析試料データを登録された三次元モデリングのデータに基づいて有限要素法を実行することにより、漏れ磁束を検証するための計算を行った。
【００６２】
具体的には、受動素子部材とは、トランス、インダクタ部等を備えた部材である。
【００６３】
また、形状を入力とは、少なくとも受動素子部材のコア等の形状を入力するものであって、例えば、円柱型のコアとは異なる形状であるコア形状を入力するものであってもよい。また、ボール型であるコア形状を入力するものであってもよい。
【００６４】
三次元モデリングを生成するには、コンピュータ上で、入力された受動素子部材のコア等の形状を三次元的に表すものである。例えば、サーフェース面を生成するものであってもよい。
【００６５】
解析試料データとは、受動素子部材のコア等を構成する部品、その他コア等の周辺に存在する空気等に関するデータをいう。例えば、受動素子部材のコアの透磁率および／またはコアの電流密度に関するデータであってもよい。
【００６６】
計算とは、コンピュータにより、プリント回路基板上に設置された受動素子部材のコア等から発生される漏れ磁束を検証するために、有限要素法を実行することにより計算を行うものである。
【００６７】
表示とは、漏れ磁束の検証結果等を表示するものである。
【００６８】
ここで、このシミュレーション手法を用いた結果を、図１３に示す。まず、このようにシミュレーションを実行した結果であって、磁束密度ベクトルの絶対値、つまり磁束密度の大きさを色の濃淡によって、表された解析結果が表示されている。
【００６９】
このような、有限要素法を用いた磁束解析シミュレータを適用することにより、同じ容量のコアで、四方が角張った従来型の形状と、丸くした新しい形状のコアの磁束漏れの程度を表している。図１１に示すような角型のコア形状においては、四方の角部での磁束漏れが確認できるが、丸型コアにおいては全体的に磁束漏れが非常に少ないことが確認できる。
【００７０】
このように、本発明の実施形態における電力変換装置は、従来使用されているコアが四方に角張った形状をしているものであってもよいが、この形状では磁束漏れが多いことが想定される。
【００７１】
そこで、本発明の電力変換装置は、四方に角張ったコアをなだらかなループを描く状態にし、コアの角部からの磁束漏れを削減する効果が得られる、丸型コア形状を採用してもよい。
【００７２】
上記、磁路長の議論、漏れ磁束を考慮したコア形状の議論を融合させた新しいコア形状を図１４に示す。この形状の場合は、各相の巻線に対する磁路長は同一となり、磁束漏れも最小限に抑制可能であることが予測できる。
【００７３】
図１４に示すコア形状は、形状がわかりやすいように、コアのみを表したが、本発明の電力交換装置として利用する際は、図１４のコアに対して、図１１のように巻線を巻回し、電流を流して利用するものである。
【００７４】
このように本発明の電力変換装置は、磁性材料により形成されたコアと、コアの所定位置に巻線を巻回することにより構成されるＮ相モード（Ｎは３つ以上の自然数）で動作する電力変換装置であって、コアは、エアギャップが形成されている中央脚と、巻線が巻回されており、中央脚と並行かつ中央脚と同一の長さから成る、Ｎ個の外側脚と、中央脚を軸として、Ｎ個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものであって、当該コアは、中央脚およびＮ個の外側脚は、円筒形状である。
【００７５】
また、図１４に示すように、外側脚それぞれの中央付近で切断し、コアは二つに分離可能である。また、外側脚それぞれを、切断しないで、コアは分離不可能なものであってもよい。
【００７６】
本発明は上述した実施例だけに限定されず、種々の変更や変形が可能である。例えば、上述した実施例では、３相モードで動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータについて記述したが、４相、５相等（３相以上の自然数であれば可）のマルチモードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータについても適用される。この場合、磁気回路として、Ｎ個の脚（外側脚）と、エアギャップが形成されている１個の脚（中央脚）とを有する単一のコアで構成する。
【００７７】
上述に示すように、図４に示す磁気回路を構成するコアに関して、図１１に示すように、中心にエアギャップが形成されている第４の脚（中央脚）を配置し、第４の脚の周りに第１〜第３の脚（外側脚）を略均等に囲むよう（別の言い方をすると、等間隔）に配置する。
【００７８】
また、本実施形態により、説明した電力変換装置は、電気自動車、ロボットおよび家電機器（例えば、エアコン、洗濯機等）に組み込むことを可能とすることにより、それらの装置の小型軽量化、大容量の電略提供による低コストを可能とする。結果としては、従来方式よりもＣＯ２の削減に貢献するものである。
【００７９】
以上により、本発明の電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、各１次巻線が直流電源の正電源の正電極に接続されているＮ個のトランスと、各トランスそれぞれの１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続したＮ個のスイッチング素子と、第１のトランスの２次巻線とＮ番目のトランスの２次巻線との間に接続したインダクタ部と、Ｎ個のトランスの各１次巻線と直流電源の負電極との間にそれぞれ接続され、ダイオードとコンデンサとを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のトランスの２次巻線とインダクタ部は、閉ループを形成するように互いに直列に接続され、Ｎ個の直列回路に含まれる各コンデンサは、単一の平滑コンデンサを共用し、コアは、Ｎ個のトランスの１次巻線がそれぞれ巻回されているＮ個の外側脚と、中央脚により構成している。
【００８０】
また、本発明の電力変換装置は、直流電源の出力電圧を昇圧するものであって、閉磁路を形成するコアにより構成される複合磁気回路と、コアの外側脚にそれぞれ巻回され、一端が直流電源の正電極に接続され、他端がそれぞれスイッチング素子を介して直流電源の負電極にそれぞれ接続されているＮ個の巻線と、Ｎ個の巻線の各他端と直流電源の負電極の間にそれぞれ接続され、ダイオードと平滑コンデンサとを含むＮ個の直列回路と、Ｎ個のスイッチング素子を１／Ｎ周期の位相差で準備オン／オフさせる制御回路と、を有する。
【００８１】
なお、本発明の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを例に説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータを備えたインバータ回路装置、更には当該インバータ回路を備える電気自動車、ロボット、家電機器であってもよい。
【００８２】
以上により、本発明の電力変換装置によれば、コアは、エアギャップが形成されている中央脚と、巻線が巻回されており、中央脚と並行に配置されたＮ個の外側脚と、中央脚を軸として、Ｎ個の外側脚が略均等に囲むよう配置された閉磁路を形成するものであるため、小型かつ大容量出力であって、低コストの電力変換装置、電気自動車、ロボットおよび家電機器を実現することができるため、ＣＯ２の削減に貢献するものである。
【符号の説明】
【００８３】
Ｖdc1  直流電源
Ｔ１〜Ｔ３  トランス
Ｑ１〜Ｑ３  スイッチング素子
Ｌ  リアクトル
Ｃ  平滑コンデンサ
ＲL  負荷
１０  制御回路
２１〜２４  コア
２５，３９  エアギャップ
３１〜３８  脚
４０  磁気回路
４１  コア
４２〜４５  脚
４６  エアギャップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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