(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーザと、
前記レーザから出力される光信号を、第１の変調信号が付与された第１のバイアス電圧に基づいて位相変調する第１の位相変調手段と、
前記レーザから出力される光信号を、第２の変調信号が付与された第２のバイアス電圧に基づいて位相変調する第２の位相変調手段と、
前記レーザから出力される光信号の位相を、第３のバイアス電圧に基づいてシフトする移相手段と、
前記第３のバイアス電圧を制御するバイアス制御手段と、を含み、
前記第１の位相変調手段による位相変調が施された光信号と、前記第２の位相変調手段による位相変調及び前記移相手段による位相シフトが施された光信号と、を合波してなる変調光信号を出力する光出力モジュールにおいて、
前記第１の位相変調手段は、
前記第１の変調信号と第１の低周波信号とが付与された前記第１のバイアス電圧に基づいて、前記レーザから出力される光信号を位相変調し、
前記第２の位相変調手段は、
前記第１の低周波信号と異なる低周波信号である第２の低周波信号と前記第２の変調信号とが付与された前記第２のバイアス電圧に基づいて、前記レーザから出力される光信号を位相変調し、
前記光出力モジュールは、
前記第１の低周波信号の電圧と前記第２の低周波信号の電圧とが共に正又は負であるタイミングにおける前記変調光信号の時間平均パワーである第１のパワーと、前記第１の低周波信号と前記第２の低周波信号とのうちの一方の電圧が正であり且つ他方の電圧が負であるタイミングにおける前記変調光信号の時間平均パワーである第２のパワーと、を検出する検出手段をさらに含み、
前記バイアス制御手段は、
前記検出手段の検出結果に基づいて、前記第１のパワーと前記第２のパワーとの差が小さくなるように、前記第３のバイアス電圧を制御すること、
を特徴とする光出力モジュール。
【請求項２】
前記第１の位相変調手段によって光が位相変調される場合、位相変調が施された当該光の光電界は、前記第１の位相変調手段が当該光の位相変調に用いた電圧に応じて第１の電圧周期で周期的に変化し、
前記第２の位相変調手段によって光が位相変調される場合、位相変調が施された当該光の光電界は、前記第２の位相変調手段が当該光の位相変調に用いた電圧に応じて第２の電圧周期で周期的に変化し、
前記第１の変調信号の振幅は、前記第１の電圧周期の２分の１未満であり、前記第２変調信号の振幅は、前記第２の電圧周期の２分の１未満であること、
を特徴とする請求項１に記載の光出力モジュール。
【請求項３】
光信号を出力する光出力モジュールと、光信号を受信する光受信モジュールと、を含む光送受信機であって、
前記光出力モジュールは、
レーザと、
前記レーザから出力される光信号を、第１の変調信号と第１の低周波信号とが付与された第１のバイアス電圧に基づいて位相変調する第１の位相変調手段と、
前記レーザから出力される光信号を、前記第１の低周波信号と異なる低周波信号である第２の低周波信号と第２の変調信号とが付与された第２のバイアス電圧に基づいて位相変調する第２の位相変調手段と、
前記レーザから出力される光信号の位相を、第３のバイアス電圧に基づいてシフトする移相手段と、
前記第１の位相変調手段による位相変調が施された光信号と、前記第２の位相変調手段による位相変調及び前記移相手段による位相シフトが施された光信号と、を合波してなる変調光信号の、前記第１の低周波信号の電圧と前記第２の低周波信号の電圧とが共に正又は負であるタイミングにおける時間平均パワーである第１のパワーと、前記第１の低周波信号と前記第２の低周波信号とのうちの一方の電圧が正であり且つ他方の電圧が負であるタイミングにおける前記変調光信号の時間平均パワーである第２のパワーと、を検出する検出手段と、
前記検出手段の検出結果に基づいて、前記第１のパワーと前記第２のパワーとの差が小さくなるように、前記第３のバイアス電圧を制御するバイアス制御手段と、を含み、前記変調光信号を出力すること、
を特徴とする光送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光出力モジュール及び光送受信機、及び光伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＤＱＰＳＫ変調方式はＷＤＭ(Wavelength Division Multiplexing)光通信システムにおいて、高い受信感度、長距離伝送など、優れた特性を持ち、光通信システムの高性能化に向けて関心が高まっている。
【０００３】
図６にＤＱＰＳＫ光送信器１００の基本構成を例示する。ＤＱＰＳＫ光送信器１００は、信号発生部１０２、第１増幅器１０４、第２増幅器１０６、レーザ光源１０８、Ｉ用位相変調器１１０、Ｑ用位相変調器１１２、及び位相シフト部１１４を含む。
【０００４】
第１増幅器１０４は、信号発生部１０２により出力される第１の駆動信号の増幅信号を第１変調信号として生成し、第２増幅器１０６は、信号発生部１０２により出力される第２の駆動信号の増幅信号を第２変調信号として生成する。レーザ光源１０８から出力される光信号はＩ用位相変調器１１０に入力され、Ｉ用位相変調器１１０が、第１変調信号に基づいて光信号を位相変調する。また、レーザ光源１０８から出力される光信号はＱ用位相変調器１１２にも入力され、Ｑ用位相変調器１１２が、第２変調信号に基づいて光信号を位相変調するとともに、２つの光信号の位相差を９０度とするために、位相シフト部１１４がバイアス電圧に基づいて位相シフトを行う。
【０００５】
そして、Ｉ用位相変調器１１０による位相変調が施された光信号と、Ｑ用位相変調器１１２による位相変調と位相シフト部１１４による位相シフトとが施された光信号と、が合波され、ＤＱＰＳＫ光信号として出力される。
【０００６】
このようなＤＱＰＳＫ光送信器１００では、周辺温度や時間経過に対して位相シフト部１１４が９０度の位相シフトを行うためのバイアス電圧の最適値がドリフトするため、バイアス電圧を最適値に調整することが必要となる。
【０００７】
そこで、下記特許文献１及び下記特許文献２では、図７に示すように、バイアス電圧に低周波のパイロット信号が付与されるようになっている。また、フォトダイオード１１６が、ＤＱＰＳＫ光信号を受光するようになっている。また、パワー同期検波部１１８が、パイロット信号の周波数に合わせて同期検波を行うことによって、ＤＱＰＳＫ光信号の低周波成分のパワーを検出するようになっている。そして、バイアス制御部１２０が、パワー同期検波部１１８により検出されるパワーに基づいて、ＤＱＰＳＫ光信号の低周波成分のパワーが最小になるようバイアス電圧を調整するようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−８２０９４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２０４６８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記のようにしてバイアス電圧を調整するようにする場合、パワー同期検波部１１８にＲＦ（Radio Frequency）パワー検出器を追加すること等が必要であり、ハード規模及び製造コストの増大を招くという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、バイアス電圧に基づいて光信号の位相シフトを行う場合において、バイアス電圧にパイロット信号を付与しなくても、位相シフト量を所期の位相シフト量に調整できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明に係る光出力モジュールは、レーザと、前記レーザから出力される光信号を、第１の変調信号が付与された第１のバイアス電圧に基づいて位相変調する第１の位相変調手段と、前記レーザから出力される光信号を、第２の変調信号が付与された第２のバイアス電圧に基づいて位相変調する第２の位相変調手段と、前記レーザから出力される光信号の位相を、第３のバイアス電圧に基づいてシフトする移相手段と、前記第３のバイアス電圧を制御するバイアス制御手段と、を含み、前記第１の位相変調手段による位相変調が施された光信号と、前記第２の位相手段による位相変調及び前記移相手段による位相シフトが施された光信号と、を合波してなる変調光信号を出力する光出力モジュールにおいて、前記第１の位相変調手段は、前記第１の変調信号と第１の低周波信号とが付与された前記第１のバイアス電圧に基づいて、前記レーザから出力される光信号を位相変調し、前記第２の位相変調手段は、前記第１の低周波信号と異なる低周波信号である第２の低周波信号と前記第２の変調信号とが付与された前記第２のバイアス電圧に基づいて、前記レーザから出力される光信号を位相変調し、前記光出力モジュールは、前記第１の低周波信号の電圧と前記第２の低周波信号の電圧とが共に正又は負であるタイミングにおける前記変調光信号のパワーである第１のパワーと、前記第１の低周波信号と前記第２の低周波信号とのうちの一方の電圧が正であり且つ他方の電圧が負であるタイミングにおける前記変調光信号のパワーである第２のパワーと、を検出する検出手段をさらに含み、前記バイアス制御手段は、前記検出手段の検出結果に基づいて、前記第１のパワーと前記第２のパワーとの差が小さくなるように、前記第３のバイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１２】
本発明の一態様では、前記第１の位相変調手段によって光が位相変調される場合、位相変調が施された当該光の光電界は、前記第１の位相変調手段が当該光の位相変調に用いた電圧に応じて第１の電圧周期で周期的に変化し、前記第２の位相変調手段によって光が位相変調される場合、位相変調が施された当該光の光電界は、前記第２の位相変調手段が当該光の位相変調に用いた電圧に応じて第２の電圧周期で周期的に変化し、前記第１の変調信号の振幅は、前記第１の電圧周期の２分の１未満であり、前記第２変調信号の振幅は、前記第２の電圧周期の２分の１未満であってよい。
【００１３】
また、本発明の一態様では、前記光出力モジュールは、駆動信号の増幅信号を前記第１の変調信号として生成する第１増幅手段と、駆動信号の増幅信号を前記第２の変調信号として生成する第２増幅手段と、前記第１増幅手段と前記第２増幅手段とのうちの一方の増幅率をある期間変化させ続けた後、他方の増幅率をある期間変化させ続ける増幅率変化手段と、前記増幅率変化手段が前記第１増幅手段の増幅率を変化させ続けているときの前記変調光信号のパワーを検出する第１パワー検出手段と、前記増幅率変化手段が前記第２増幅手段の増幅率を変化させ続けているときの前記変調光信号のパワーを検出する第２パワー検出手段と、前記増幅率変化手段が前記第１増幅手段の増幅率をある期間変化させ続けた後に、前記第１パワー検出手段による検出結果の推移、に関する特徴量に基づいて、前記第１増幅手段の増幅率を設定する第１増幅率設定手段と、前記増幅率変化手段が前記第２増幅手段の増幅率をある期間変化させ続けた後に、前記第２パワー検出手段による検出結果の推移、に関する特徴量に基づいて、前記第２増幅手段の増幅率を設定する第２増幅率設定手段と、をさらに含んでもよい。
【００１４】
また、本発明の一態様では、前記第１の位相変調手段は、前記第１増幅手段の増幅率と前記第２増幅手段の増幅率との両方が設定される前は、前記第１の変調信号と第１の低周波信号とが付与された前記第１のバイアス電圧に基づいて位相変調を行う代わりに、前記第１の変調信号が付与された前記第１のバイアス電圧に基づいて位相変調を行い、前記第２の位相変調手段は、前記第１増幅手段の増幅率と前記第２増幅手段の増幅率との両方が設定される前は、前記第２の低周波信号と前記第２の変調信号とが付与された前記第２のバイアス電圧に基づいて位相変調を行う代わりに、前記第２の変調信号が付与された前記第２のバイアス電圧に基づいて位相変調を行ってもよい。
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明に係る光送受信機は、光信号を出力する光出力モジュールと、光信号を受信する光受信モジュールと、を含む光送受信機であって、前記光出力モジュールが、レーザと、前記レーザから出力される光信号を、第１の変調信号と第１の低周波信号とが付与された第１のバイアス電圧に基づいて位相変調する第１の位相変調手段と、前記レーザから出力される光信号を、前記第１の低周波信号と異なる低周波信号である第２の低周波信号と第２の変調信号とが付与された第２のバイアス電圧に基づいて位相変調する第２の位相変調手段と、前記レーザから出力される光信号の位相を、第３のバイアス電圧に基づいてシフトする移相手段と、前記第１の位相変調手段による位相変調が施された光信号と、前記第２の位相手段による位相変調及び前記移相手段による位相シフトが施された光信号と、を合波してなる変調光信号の、前記第１の低周波信号の電圧と前記第２の低周波信号の電圧とが共に正又は負であるタイミングにおけるパワーである第１のパワーと、前記第１の低周波信号と前記第２の低周波信号とのうちの一方の電圧が正であり且つ他方の電圧が負であるタイミングにおける前記変調光信号のパワーである第２のパワーと、を検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に基づいて、前記第１のパワーと前記第２のパワーとの差が小さくなるように、前記第３のバイアス電圧を制御するバイアス制御手段と、を含み、前記変調光信号を出力することを特徴とする。
【００１６】
本発明の一態様では、前記バイアス制御手段は、前記第１のパワーと前記第２のパワーとのうちどちらが大きいかに基づいて、前記位相手段により位相シフトが施された光信号と、前記第１の変調手段により位相変調が施された光信号との位相差を、ｋが整数であるとして、９０×（４ｋ＋１）度の状態および９０×（４ｋ＋３）度の状態のうち予め定められた状態となるように制御してもよい。
【００１７】
上記目的を達成するために、本発明に係る光通信システムは、上述の光送受信器と、前記光送受信機より出力される前記変調光信号を伝送する光ファイバと、前記光ファイバより伝送された前記変調光信号を受信する光受信器と、を含み、前記光受信器は、９０×（４ｋ＋１）度の状態および９０×（４ｋ＋３）度の状態のうち前記予め定められた状態に応じた復調処理を行う、ことを特徴とする。
【００１８】
本発明の一態様では、前記光受信器は、第１の位相復調器と、前記第１の位相復調器と異なる位相の信号を復調する第２の位相復調器と、前記第１の位相復調器が出力する第１のデータと前記第２の位相復調器が出力する第２のデータに基づいて出力データを出力するデータ処理部と、を含み、前記データ処理部は、前記第１のデータと前記第２のデータとに基づく出力データを出力する第１のモードと、前記第１のデータと前記第２のデータを交換したデータに基づく出力データを出力する第２のモードとのうち前記予め定められた状態に応じたモードの処理を行ってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態に係る光出力モジュールの構成を例示する図である。
【図２】本発明の実施形態に係る光送受信機を例示する図である。
【図３Ａ】光電界と電圧との関係を示す図である。
【図３Ｂ】光電界と電圧との関係を示す図である。
【図３Ｃ】光電界と電圧との関係を示す図である。
【図３Ｄ】光電界と電圧との関係を示す図である。
【図４Ａ】コンスタレーションを示す図である。
【図４Ｂ】コンスタレーションを示す図である。
【図４Ｃ】コンスタレーションを示す図である。
【図４Ｄ】コンスタレーションを示す図である。
【図５】位相シフト量と時間平均パワーとの関係を示す図である。
【図６】ＤＱＰＳＫ光送信器の基本構成を例示する図である。
【図７】ＤＱＰＳＫ光送信器の構成を例示する図である。
【図８】本発明の実施形態にかかる光伝送システムを例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための好適な実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
図１は、本発明の実施形態に係る光出力モジュール２の構成を例示する図である。光出力モジュール２は、例えば、光送信機と光受信機とを備える光送受信機に備えられる。すなわち、光送受信機を例示する図２に示すように、光出力モジュール２は、光送受信機の光送信機に備えられる。光送信機には、光出力モジュール２とＲＺ変調器とを備えたＲＺ−ＤＱＰＳＫ光送信機、ＲＺ変調器が備えられていないＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光送信機などがある。
【００２２】
図１に示すように、光出力モジュール２は、レーザ４を備える。レーザ４は、光信号を出力する。光信号は、ＣＷ（Continuous Wave）光である。
【００２３】
また、光出力モジュール２は、信号発生部６を備える。信号発生部６は、デジタル信号に対応する駆動信号を発生する。より詳しくは、信号発生部６は、データ列の前後２ビットをパラレル信号として２チャンネルで出力する。
【００２４】
また、光出力モジュール２は、第１増幅器８を備える。第１増幅器８は、光出力モジュール２の製造時に設定された増幅率で駆動信号を増幅する。駆動信号を増幅することにより、第１増幅器８は、第１変調信号を生成する。なお、第１増幅器８の増幅率は、第１変調信号の振幅が、基準電圧Ｖｓの２分の１未満となるように設定されている。本実施形態の場合、第１変調信号の振幅は、基準電圧Ｖｓの０．４５倍たる「０．４５×Ｖｓ」である。ここで、基準電圧Ｖｓの４分の１は、いわゆる半波長電圧Ｖπに相当する。ここで、振幅は信号電圧の最大値と最小値との差である。
【００２５】
基準電圧Ｖｓについては後述する。また、第１変調信号の振幅が、基準電圧Ｖｓの２分の１未満となっていることの意義についても後述する。
【００２６】
また、光出力モジュール２は、第２増幅器１０を備える。第２増幅器１０は、光出力モジュール２の製造時に設定された増幅率で駆動信号を増幅する。駆動信号を増幅することにより、第２増幅器１０は、第２変調信号を生成する。なお、第２増幅器１０の増幅率は、第２変調信号の振幅が、基準電圧Ｖｓ（第２の電圧周期）の２分の１未満となるように設定されている。本実施形態の場合、第２変調信号の振幅は、第１変調信号の振幅と同様、基準電圧Ｖｓの０．４５倍たる「０．４５×Ｖｓ」である。
【００２７】
第２変調信号の振幅が、基準電圧Ｖｓの２分の１未満となっていることに意義については後述する。
【００２８】
また、光出力モジュール２は、Ｉ用位相変調器１２と、Ｑ用位相変調器１４と、を備える。Ｉ用位相変調器１２と、Ｑ用位相変調器１４と、は例えばゼロチャープマッハツェンダ型ＬＮ変調器である。
【００２９】
Ｉ用位相変調器１２は、レーザ４から出力される光信号を、第１変調信号と低周波信号である第１パイロット信号とが付与されたバイアス電圧Ｖ１とに基づいて位相変調する。また、Ｑ用位相変調器１４は、レーザ４から出力される光信号を、第２変調信号と第２パイロット信号とが付与されたバイアス電圧Ｖ２とに基づいて位相変調する。なお、第２パイロット信号は、第１パイロット信号の位相を「９０×ｎ」度（ｎは奇数）シフトした低周波信号であり、ここでは、第１パイロット信号の位相を９０度シフトした低周波信号を、第２パイロット信号として用いている。なお、例えば第１パイロット信号と第２パイロット信号とで位相が異なる代わりに、その周期が互いに異なっていてもよい。第１パイロット信号と第２パイロット信号とは異なる信号であればよい。また、ここでは、第１パイロット信号と第２パイロット信号とを矩形波とするが、これらは正弦波であってもよいし三角波であってもよい。
【００３０】
図３Ａは、Ｉ用位相変調器１２を透過した光の光電界（Ｉ用位相変調器１２による位相変調が光に施された後の光電界）とＩ用位相変調器１２が当該光の位相変調に用いた電圧との関係を示す図である。縦軸が光電界を示し、横軸が電圧を示している。なお、図３Ａは、Ｑ用位相変調器１４を透過した光の光電界（Ｑ用位相変調器１４による位相変調が光に施された後の光電界）とＱ用位相変調器１４が当該光の位相変調器に用いた電圧との関係も示している。
【００３１】
同図に示すように、光電界は、電圧に応じて正弦的且つ周期的に変化する。上述の基準電圧Ｖｓは、光電界が変化する電圧周期であり、半波長電圧Ｖπの４倍に相当する。正の光電界が、光位相０度に対応し、負の光電界が、光位相１８０度に対応している。また、同図に示すように、電圧がＶ０であるときに光電界が「０」となる。なお、ＰＤ２０（後述）により検波される時間平均パワーが最大になるよう、図示しないＡＢＣ（Automatic Bias Control）回路がバイアス電圧Ｖ１及びバイアス電圧Ｖ２を制御することによって、バイアス電圧Ｖ１やバイアス電圧Ｖ２がＶ０に設定されている。
【００３２】
バイアス電圧Ｖ１に第１変調信号が付与される場合、図３Ｂに示すように、光電界はデータが「１」である場合に「Ｉ＋」となり、データが「０」である場合に「−Ｉ−」となる。なお、「Ｉ＋」と「Ｉ−」はともに「Ｉ」である。同様に、バイアス電圧Ｖ２に第２変調信号が付与される場合、光電界はデータが「１」である場合に「Ｑ＋」となり、データが「０」である場合に「−Ｑ−」となる。なお、「Ｑ＋」と「Ｑ−」はともに「Ｑ」である。
【００３３】
上述のように、バイアス電圧Ｖ１には第１変調信号だけでなく第１パイロット信号も付与される。従って、第１パイロット信号の電圧が正の電圧であるとき、図３Ｃに示すように、光電界は、データが「１」である場合に「Ｉ＋＋ΔＩ」となり、データが「０」である場合に「−Ｉ−＋ΔＩ」となる。一方、第１パイロットの信号の電圧が負の電圧であるとき、図３Ｄに示すように、光電界は、データが「１」である場合に「Ｉ＋−ΔＩ」となり、データが「０」である場合に「−Ｉ−−ΔＩ」となる。なお、パイロット信号の電圧が正であるとは、パイロット信号の電圧の時間平均よりパイロット信号の電圧が高いことを示し、パイロット信号の電圧が負であるとは、パイロット信号の電圧が時間平均より低いことを示す。
【００３４】
また、上述のように、バイアス電圧Ｖ２には第２変調信号だけでなく第２パイロット信号も付与される。従って、第２パイロット信号の電圧が正の電圧であるとき、図３Ｃに示すように、光電界は、データが「１」である場合に「Ｑ＋＋ΔＱ」となり、データが「０」である場合に「−Ｑ−＋ΔＱ」となる。一方、第２パイロットの信号の電圧が負の電圧であるとき、図３Ｄに示すように、光電界は、データが「１」である場合に「Ｑ＋−ΔＱ」となり、データが「０」である場合に「−Ｑ−−ΔＱ」となる。
【００３５】
また、光出力モジュール２は、位相シフト部１６を備える。位相シフト部１６は、Ｉ用位相変調器１２に入力される光信号と、Ｑ用位相変調器１４に入力される光信号と、の位相差を「９０×ｍ」度とするために、Ｑ用位相変調器１４による位相変調が施された光信号の位相をシフトする。「ｍ」は奇数であり、ここでは「ｍ」は「１」である。具体的には、位相シフト部１６は、バイアス電圧Ｖ３に基づいて位相変調を行う。
【００３６】
また、光出力モジュール２は、バイアス電圧制御部１８を備える。バイアス電圧制御部１８は、例えばマイクロコンピュータにより実現される。バイアス電圧制御部１８は、位相シフト部１６により位相シフト量が９０度となるように、バイアス電圧Ｖ３を制御する。
【００３７】
Ｉ用位相変調器１２による位相変調が施された光信号と、Ｑ用位相変調器１４による位相変調と位相シフト部１６による位相シフトとが施された光信号と、は合波されてＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）光信号となり、光出力モジュール２から出力されることとなる。また、ＤＱＰＳＫ光信号はフォトダイオード２０（以下、ＰＤ２０）により受光されることとなる。
【００３８】
また、光出力モジュール２は、位相シフト部１６による位相シフト量が９０度となるようバイアス電圧制御部１８にバイアス電圧Ｖ３を制御させるために、時間平均パワー同期検波部２２を備えている。時間平均パワー同期検波部２２は、例えば、マイクロコンピュータにより実現される。時間平均パワー同期検波部２２の動作については後述する。
【００３９】
なお、光出力モジュール２は、時間平均パワー検出部２４、ゲイン制御部２６、及び図示しない記憶手段も備える。本実施形態の場合、時間平均パワー検出部２４及びゲイン制御部２６は、光出力モジュール２の製造時において動作するようになっており、例えばマイクロコンピュータにより実現される。時間平均パワー検出部２４及びゲイン制御部２６については、光出力モジュール２の製造時の動作について説明する際に説明する。
【００４０】
以下、位相シフト量が９０度となるようバイアス電圧Ｖ３を制御するための、バイアス電圧制御部１８及び時間平均パワー同期検波部２２の動作、について説明するための前提として、ＤＱＰＳＫ位相変調の原理について説明する。
【００４１】
光信号の状態を、光電界の強度と位相とを複素平面で表したコンスタレーションで表した場合、Ｉ用位相変調部１２で変調された光信号は光位相が０度の光信号となり、そのコンスタレーションは図４Ａに示すようになる。また、Ｑ用位相変調部１４で変調された直後の光信号は光位相が１８０度の光信号となり、そのコンスタレーションは図４Ｂに示すようになる。光位相１８０度のときの光電界強度を「ｑ−」、「ｉ−」、光位相０度のときの光電界強度を「ｑ＋」、「ｉ＋」とする。位相シフト部１６では、図４Ｂに示すコンスタレーションをφ（φ＝９０×ｍ）度回転させる（図４Ｃ参照）。
【００４２】
図４Ｄに位相シフトφ＝９０度のときのＤＱＰＳＫ光信号のコンスタレーションを示す。４つの状態を複素表記すると、それぞれの状態は、「ｉ＋＋ｑ＋ｅｘｐ（ｊφ）」、「−ｉ-＋ｑ＋ｅｘｐ（ｊφ）」、「−ｉ-−ｑ-ｅｘｐ（ｊφ）」、「ｉ＋−ｑ-ｅｘｐ（ｊφ）」となり、φが「９０×ｍ」度である場合、４５度、１３５度、２２５度、３１５度の４つの位相状態となる。
【００４３】
マーク率を４シンボルでそれぞれ１／４とすると、ＤＱＰＳＫ光信号の時間平均パワーＰは下記式で表される。
【００４４】
Ｐ＝１／４（｜ｉ＋＋ｑ＋ｅｘｐ（ｊφ）｜２＋｜−ｉ−＋ｑ＋ｅｘｐ（ｊφ）｜２＋｜−ｉ−−ｑ−ｅｘｐ（ｊφ）｜２＋｜ｉ＋−ｑ−ｅｘｐ（ｊφ）｜２）＝１／２［ｉ＋２＋ｉ−２＋ｑ＋２＋ｑ−２＋（ｉ＋−ｉ−）（ｑ＋−ｑ−）ｃｏｓφ］
【００４５】
この式によれば、「ｉ＋−ｉ−＝０」、「ｑ＋−ｑ−＝０」のとき、位相シフト量φに依らず、Ｐは一定値Ｋ（Ｋ＝（ｉ＋２＋ｉ−２＋ｑ＋２＋ｑ−２）／２）となる。そのため、バイアス電圧Ｖ１に第１変調信号のみが付与されたり、バイアス電圧Ｖ２に第２変調信号のみが付与されたりした場合、「ｉ＋」である「Ｉ＋」が「ｉ−」である「Ｉ−」と同じ値となり、「ｑ＋」である「Ｑ＋」が「ｑ−」である「Ｑ−」と同じ値となるので、位相シフト量φによらず、Ｐは一定値Ｋとなってしまう。この場合、時間平均パワーＰを検出することによって位相シフト量φを９０度へと調整することは困難となる。
【００４６】
この点、この光出力モジュール２では、第１パイロット信号と第２パイロット信号とが付与される。そのため、第１パイロット信号の電圧と第２パイロット信号の電圧とがともに正である場合（「ｑ＋」が「Ｑ＋＋ΔＱ」であり、且つ、「ｑ−」が「−Ｑ−＋ΔＱ」であり、且つ、「i＋」が「I＋＋ΔＩ」であり、且つ、「ｉ−」が「−Ｉ−＋ΔＩ」である場合）、及び第１パイロット信号の電圧と第２パイロット信号の電圧とがともに負である場合（「ｑ＋」が「Ｑ＋−ΔＱ」であり、且つ、「ｑ−」が「−Ｑ−−ΔＱ」であり、且つ、「i＋」が「I＋−ΔＩ」であり、且つ、「ｉ−」が「−Ｉ−−ΔＩ」である場合）、時間平均パワーＰが「Ｋ１＋２×ΔＩ×ΔＱ×ｃｏｓφ」となる。すなわち、第１パイロット信号の電圧と第２パイロット信号の電圧との正負が同じとなるタイミングでの時間平均パワーＰ（以下、Ｐ１）が「Ｋ１＋２×ΔＩ×ΔＱ×ｃｏｓφ」となる。なお、Ｋ１は、「（Ｉ＋２＋Ｉ−２＋Ｑ＋２＋Ｑ−２）／２」である。
【００４７】
また、第１パイロット信号の電圧が正であり第２パイロット信号の電圧が負である場合（「ｑ＋」が「Ｑ＋−ΔＱ」であり、且つ、「ｑ−」が「−Ｑ−−ΔＱ」であり、且つ、「i＋」が「I＋＋ΔＩ」であり、且つ、「ｉ−」が「−Ｉ−＋ΔＩ」である場合）、及び第１パイロット信号の電圧が負であり第２パイロット信号の電圧が正である場合（「ｑ＋」が「Ｑ＋＋ΔＱ」であり、且つ、「ｑ−」が「−Ｑ−＋ΔＱ」であり、且つ、「i＋」が「I＋−ΔＩ」であり、且つ、「ｉ−」が「−Ｉ−−ΔＩ」である場合）、時間平均パワーＰが「Ｋ１−２×ΔＩ×ΔＱ×ｃｏｓφ」となる。すなわち、第１パイロット信号の電圧と第２パイロット信号の電圧との正負が逆となるタイミングでの時間平均パワーＰ（以下、Ｐ２）が「Ｋ１−２×ΔＩ×ΔＱ×ｃｏｓφ」となる。
【００４８】
図５に、位相シフト量φと、時間平均パワーＰ１及び時間平均パワーＰ２と、の関係を例示した。
【００４９】
図５からも分かるように、位相シフト量φが「９０×ｍ」度であるとき、Ｐ１とＰ２との差は「０」になり、Ｐ１とＰ２とはともにＫ１となる。そのため、Ｐ１とＰ２とが同じになるようにバイアス電圧Ｖ３を調整すれば、位相シフト量φを「９０×ｍ」度へと調整することが可能になる。
【００５０】
そこで、この光出力モジュール２では、時間平均パワー同期検波部２２が、第１パイロット信号の周波数に同期してＰＤ２０からの信号を検波することによって、時間平均パワーＰ１と時間平均パワーＰ２とを繰り返し検出する。
【００５１】
そして、バイアス電圧制御部１８が、時間平均パワー同期検波部２２の検出結果に基づいて、時間平均パワーＰ１と時間平均パワーＰ２との差が小さくなるように、バイアス電圧Ｖ３を繰り返し制御する。
【００５２】
こうすれば、バイアス電圧Ｖ３にパイロット信号を付与せずとも、位相シフト量φを「９０×ｍ」度へと調整することができる。そのため、ＲＦ（Radio Frequency）パワー検出器等を用いなくてもよくなり、ハード規模及び製造コストの増大を抑制することができる。第１パイロット信号と第２パイロット信号とは、第１パイロット信号の電圧と第２パイロット信号の電圧の両方が正または負になる期間と、第１パイロット信号と第２パイロット信号のうち一方が正になり他方が負になる期間とが生じるという条件を満たせばよい。
【００５３】
ところで、第１変調信号及び第２変調信号の振幅が基準電圧Ｖｓ（図３Ｂ参照）の２分の１倍である「０．５×Ｖｓ」である場合、第１パイロット信号や第２パイロット信号による光電界の変位ΔＱ及びΔＩ（図３Ｃ、図３Ｄ参照）が小さくなりすぎ、位相シフト量φの調整がうまくいかない可能性がある。
【００５４】
この点、この光出力モジュール２では、第１変調信号及び第２変調信号の振幅が「０．５×Ｖｓ」未満である「０．４５×Ｖｓ」になるよう、第１増幅器８及び第２増幅器１０の増幅率が設定されている。そのため、光電界の変位ΔＱ及びΔＩが比較的大きくなるよう担保され、その結果として、位相シフト量φの調整精度が担保されるようになる。また、ＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Multiplexing）システムにおいて、ＯＳＮＲ（Optical Signal-to-Noise Ratio）特性の劣化はほとんどなく、光伝送特性に影響を与えることもなくなる。なお、第１変調信号及び第２変調信号の振幅は、バイアス電圧Ｖ１及びバイアス電圧Ｖ２の制御に関して誤作動が起こらないよう、「０．３５×Ｖｓ」以上「０．４５×Ｖｓ」以下であることが望ましい。
【００５５】
なお、第１増幅器８の増幅率が、第１変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」となるように光出力モジュール２の製造時において予め設定されていること、及び、第２増幅器１０の増幅率が、第２変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」となるように光出力モジュール２の製造時において予め設定されていること、は既に述べた。ここでは、第１増幅器８の増幅率を第１変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」となるように設定し、且つ、第２増幅器１０の増幅率を第２変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」となるように設定するための、光出力モジュール２の製造時における動作について説明する。なお、以下、第１変調信号と第２変調信号を総称して変調信号と呼ぶ場合がある。
【００５６】
製造時では、バイアス電圧Ｖ１に第１変調信号のみが付与されるようになっており、Ｉ用位相変調器１２は、第１変調信号と第１パイロット信号とが付与されたバイアス電圧Ｖ１ではなく、第１変調信号のみが付与されたバイアス電圧Ｖ１に基づいて位相変調を行う。また、製造時では、バイアス電圧Ｖ２に第２変調信号のみが付与されるようになっており、Ｑ用位相変調器１４は、第２変調信号と第２パイロット信号とが付与されたバイアス電圧Ｖ２ではなく、第２変調信号のみが付与されたバイアス電圧Ｖ２に基づいて位相変調を行う。
【００５７】
そのため、ＤＱＰＳＫ信号の時間平均パワーＰは、第１パイロット信号及び第２パイロット信号が付与されないので、上記Ｋ１、すなわち「Ｉ２＋Ｑ２」となる。但し、Ｉは第１増幅器８の増幅率によって変化し、Ｑは第２増幅器１０の増幅率の増幅率によって変化する。そのため、時間平均パワーＰは、第１増幅器８の増幅率及び第２増幅器１０の増幅率によって変化する。
【００５８】
すなわち、第２増幅器１０の増幅率を固定した場合、すなわち、第２変調信号の振幅を固定した場合、時間平均パワーＰは、第１変調信号の振幅が「０．５×Ｖｓ」となる場合（第１増幅器８の増幅率が、第１変調信号の振幅が「０．５×Ｖｓ」となるような増幅率である場合）に、時間平均パワーＰは極大となる。また、第１増幅器８の増幅率を固定した場合、すなわち、第１変調信号の振幅を固定した場合、時間平均パワーＰは、第２変調信号の振幅が「０．５×Ｖｓ」となる場合（第２増幅器１０の増幅率が、第２変調信号の振幅が「０．５×Ｖｓ」となるような増幅率である場合）に、時間平均パワーＰは極大となる。
【００５９】
この性質を利用する。
【００６０】
すなわち、ゲイン制御部２６が、任意の期間（以下、第１期間と呼ぶ）において、第１増幅器８及び第２増幅器１０のうちの一方の増幅率を固定したまま、他方の増幅率を変化させ続け、第１期間後の任意の期間（以下、第２期間と呼ぶ）において、上記他方の増幅率を固定したまま、上記一方の増幅率を変化させ続ける。ここでは、ゲイン制御部２６は、第１期間においては、第２増幅器１０に一定の増幅制御信号を供給する一方で、第１増幅器８に供給する増幅制御信号を所定範囲内で変化させ続ける。また、ゲイン制御部２６は、第２期間においては、第１増幅器８に一定の増幅制御信号を供給する一方で、第２増幅器１０に供給する増幅制御信号を所定範囲内で変化させ続ける。なお、増幅制御信号とは、増幅率を制御するための信号である。
【００６１】
時間平均パワーＰは、時間平均パワー検出部２４により繰り返し検出され、第１期間における時間平均パワーＰ及び第２期間における時間平均パワーＰが、記憶手段に記憶される。
【００６２】
こうした上で、ゲイン制御部２６が、第１期間の経過後、記憶手段に記憶される、第１期間における時間平均パワーＰの推移に関する特徴量に基づいて、第１増幅器８の増幅率を設定する。すなわち、ゲイン制御部２６は、第１増幅器８に今後供給すべき増幅制御信号の値を設定する。また、ゲイン制御部２６が、第２期間の経過後、記憶手段に記憶される、第２期間における時間平均パワーＰの推移に関する特徴量に基づいて、第２増幅器１０の増幅率を設定する。すなわち、ゲイン制御部２６は、第２増幅器１０に今後供給すべき増幅制御信号の値を設定する。
【００６３】
以下、増幅率の設定方法の一例を第１増幅器８の増幅率を設定する場合を例に取り上げて説明する。例えば、ゲイン制御部２６は、記憶手段に記憶される、第１期間における時間平均パワーを参照して、時間平均パワーＰが極大値をとったときの増幅制御信号Ｓの値であるＳｍａｘを特定する。また、第１期間における時間平均パワーＰを、横軸を増幅制御信号Ｓに設定してプロットする。そして、プロットの結果から描かれる二次曲線の曲率半径ρを算出する。
【００６４】
記憶手段には、曲率半径ρの候補である複数の曲率半径候補ρｃの各々と、増幅制御信号Ｓの減少推奨量ΔＳと、が関連づけて記憶されている。曲率半径候補ρｃと減少推奨量ΔＳと、は予め行われたシミュレーション結果を参考に設定されている。すなわち、曲率半径候補ρｃと減少推奨量ΔＳとは、曲率半径ρがρｃである場合において増幅制御信号Ｓを「Ｓｍａｘ−ΔＳ」に設定すると変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」になるように設定されている。
【００６５】
こうして、曲率半径ρを算出すると、ゲイン制御部２６は、複数の曲率半径候補ρｃのうち曲率半径ρとの差が最も小さい曲率半径候補ρｃ、に関連づけられた減少推奨量ΔＳを読み出し、増幅制御信号Ｓを「Ｓｍａｘ−ΔＳ」に設定する。こうして、ゲイン制御部２６は、第１変調信号の振幅が「０．４５×Ｖｓ」となるよう、第１増幅器８の増幅率を設定する。また、ゲイン制御部２６は、以上と同様にして、第２期間において第２増幅器１０の増幅率を設定する。
【００６６】
なお、第２増幅器１０の増幅率を設定する際に、第１増幅器８の増幅率の設定に用いた減少推奨量ΔＳを用いてもよいように思われる。しかしながら、増幅器の特性には個体差があるため、第１増幅器８と第２増幅器１０とで同じ減少推奨量ΔＳを用いた場合に、第１の変調信号及び第２変調信号の両方の振幅が「０．４５×Ｖｓ」になるとは限らない。場合によっては、第１増幅器８の出力振幅と第２増幅器１０の出力振幅とがＩ用位相変調器１２及びＱ用位相変調器１４の消光特性に対してアンバランスになり、伝送特性の劣化を招いてしまう。この点、この光出力モジュール２では、第１増幅器８及び第２増幅器１０の各々の特性を考慮して、減少推奨量ΔＳが特定される。すなわち、第１増幅器８及び第２増幅器１０の各々に関し、個別に減少推奨量ΔＳが特定される。その結果、このような事態の発生が抑止されることとなる。
【００６７】
上述の内容からわかるように、光出力モジュール２に含まれるバイアス電圧制御部１８はＩ用位相変調器１２からの出力光と位相シフト部１６からの出力光との間の位相シフト量φを「９０×ｍ」度に制御することが可能である。ここで、ｍは奇数である。さらに、バイアス電圧制御部１８は、ｍ＝４ｋ＋１（ｋは整数）の状態とｍ＝４ｋ＋３の状態とうち予め定められた状態になるように制御してもよい。以降では代表例として光位相シフト量φが９０°（ｍ＝１）と２７０°（ｍ＝３）との間で選択的に制御される例を用いてバイアス電圧制御部１８が行う制御について説明する。
【００６８】
図５によれば、位相シフト量φが９０°から２７０°の間では時間平均パワーＰ１は時間平均パワーＰ２より大きい。これを定式化すると、９０×（４ｋ＋１）＜φ＜９０×（４ｋ＋３）ではＰ１＞Ｐ２であり、９０×（４ｋ＋３）＜φ＜９０×（４ｋ＋５）ではＰ１＜Ｐ２となる。ここで、バイアス電圧制御部１８は位相シフト部１６に対するバイアス電圧のフィードバック制御において、Ｐ１とＰ２とのうちどちらが大きいかによって位相シフト量φを増加させるか減少させるかを選択する。これにより、位相シフト量φがｍ＝４ｋ＋１の状態とｍ＝４ｋ＋３の状態とのうち予め定められた方に制御することができる。
【００６９】
より具体的な例として、予め目標とする位相シフト量φを９０×（４ｋ＋３）度（例えば２７０°）にする場合について説明する。バイアス電圧制御部１８はＰ１とＰ２との差が「０」となるように制御する際に、Ｐ１−Ｐ２が正の場合に位相シフト量φが高くなるようにバイアス電圧を制御し、負の場合には位相シフト量φが低くなるようにバイアス電圧を制御する。すると図５からわかるように、Ｐ１−Ｐ２が０となったときには必ずφ＝９０×（４ｋ＋３）となるように制御することが可能となる。また、位相シフト量φを増加させるか減少させるかを反対にすることで、φ＝９０×（４ｋ＋１）に制御することができる。本実施形態においては、位相シフト部１６を構成する変調器は直流バイアス電圧で位相シフト量φを制御するので、Ｐ１−Ｐ２の正負に応じてバイアス電圧を増加または減少させる制御を行う。尚、本実施例では光出力モジュール２と光受信器３０とを含む光伝送システムについて説明したが、光出力モジュール２の代わりに、光出力モジュール２の機能と光受信器３０の機能とを持たせた光送受信機を用いてもよいし、光受信器３０の代わりに光送受信機を用いてもよい。
【００７０】
上述の光出力モジュール２を用いると、従来にない光伝送システムを得ることができる。図８は本発明の実施形態にかかる光伝送システムを例示する図である。光伝送システムは、光出力モジュール２と、光受信器３０とを含んでいる。図８に示す光出力モジュール２は、図１に示すものと同じ構成である。光出力モジュール２は、製造時に、位相シフト部１６における位相シフト量φを９０×（４ｋ＋１）度（ｍ＝４Ｋ＋１の場合、例えば９０度）となるように制御するか、位相シフト部１６における位相シフト量φを９０×（４ｋ＋３）度（ｍ＝４ｋ＋３の場合、例えば２７０度）となるように制御するかが設定されている。また光出力モジュール２から出力された光位相信号は光ファイバを介して伝送され、複数の復調器を備えた光受信器３０にて受信される。光受信器３０は、Ｉ用位相復調器３２とＱ用位相復調器３４と、データ処理部３６とを有している。Ｉ用位相復調器３２とＱ用位相復調器３４とのそれぞれは、光位相信号を電気の強度信号（データを示す信号）に復調する。Ｉ用位相復調器３２とＱ用位相復調器３４の後段に設けられたデータ処理部３６は、その電気の強度信号に基づいて、送信された信号を復元する。
【００７１】
本実施形態における光出力モジュール２は、あらかじめ光位相シフト量φを９０°または２７０°に決めることができる。すると、φ＝９０°ではＩ用位相復調器３２からＩ−ｄａｔａ、Ｑ用位相復調器３４からＱ−ｄａｔａが復調され、φ＝２７０°では、Ｉ用位相復調器３２からＱ−ｄａｔａが復調され、Ｑ用位相復調器３４からＩ−ｄａｔａが復調される。従って、データ処理部３６は、Ｉ用位相復調器３２とＱ用位相復調器３４とのそれぞれから出力される電気の強度信号に対応する２つのビットをある向きに並べたデータを出力するモードと、その２つのビットを交換（データスワップ）した上で並べたデータを出力するモードのうち予め設定されたモードの処理を実行するだけでよい。例えば、φが９０°（厳密にはｍ＝４ｋ＋１）の場合はデータスワップは不要で、２７０°（厳密にはｍ＝４ｋ＋３）の場合はデータスワップを行うこととすればよい。
【００７２】
一方、従来の光出力モジュール１００は、例えば位相シフト量φを９０°と２７０°のうちどちらか一方に固定する制御ができなかった。そのため、従来の光受信器では、電気の強度信号からデータを復元する際に、Ｉ用位相復調器３２とＱ用位相復調器３４とのどちらがＩ−Ｄａｔａ（またはＱ―Ｄａｔａ）を出力するか分からない。従って、従来の光受信器では、データスワップをした場合としない場合の両方についてどちらが正しいか否かを選択する処理が必要であった。その組合せが正しいか否かの判定には、例えばビットエラーレートを確認するなどの処理が必要であった。より正確にいえば、データスワップをした場合としない場合、ビットシフトをした場合としない場合、インバートをした場合としない場合の全ての組合せについてどの組合せが正しいかを判定する必要があった。
【００７３】
つまり、従来データスワップをした場合としない場合、ビットシフトをした場合としない場合、インバートをした場合としない場合の全ての組合せについてデータ処理を行っていたところ、本実施形態にかかる光受信器３０は、データスワップは行うか行わないかを予め決めることができるために、判定が必要な組合せの数が減少する。したがって、光受信器３０での復調アルゴリズムを簡略化し、復調時間を短縮することができる。上述の光出力モジュール２を用いることで、より復元時間が短い光受信器３０を備えた光伝送システムを構築することができる。この光伝送システムは、例えば初期起動時や光出力モジュールのシャットダウンからの復帰時には、従来より短時間で実際の通信を開始できる。
【００７４】
さらに、本発明の実施形態にかかる光出力モジュール２を用いることで以下の効果も得られる。従来の位相シフト量φの制御は光信号の低周波成分を検出することでφ＝９０°またはφ＝２７０°に制御をしていたため、信号発生部１０２より出力される信号に低周波成分が含まれていない、または、小さい場合、位相シフト量を制御できないという問題点もあった。たとえばＰＢＲＳデータ（Pseudorandom Bit Sequence）を用いた場合、ＰＮ段数が小さくなるにつれて、低周波成分が少なくなるため、制御が困難になる。一方、本発明は検出された時間平均パワーに応じて位相シフト量を制御するため、信号周波数帯域に依存しない。よって、信号発生部１０２より出力される信号がＰＢＲＳデータの場合、ＰＮ段数によらず一定の検出信号が得られ、ＰＮ段数が小さい場合や０１の交番信号を用いる場合も制御することが可能である。ここで、０１の交番信号とは０１０１０１・・・のように０と１が交互にならぶ信号のことである。
【００７５】
本発明は他の光多値位相変調送信器の位相シフト制御に適用してもよい。たとえばＤＱＰＳＫ（differential quadrature phase shift keying）、ＤＰ−ＱＰＳＫ(dual
polarization quadrature phase shift keying)、ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation)のような通信方式に適用してもよい。
【符号の説明】
【００７６】
２  光出力モジュール、４  レーザ、６  信号発生部、８  第１増幅器、１０  第２増幅器、１２  Ｉ用位相変調器、１４  Ｑ用位相変調器、１６  位相シフト部、１８  バイアス電圧制御部、２０  フォトダイオード、２２  時間平均パワー同期検波部、２４  時間平均パワー検出部、２６  ゲイン制御部、３０  光受信器、３２  Ｉ用位相復調器、３４  Ｑ用位相復調器、３６  データ処理部。
【図１】
0005946312.tif 000002
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
0005946312.tif 000006
【図３Ｄ】
0005946312.tif 000007
【図４Ａ】
0005946312.tif 000008
【図４Ｂ】
0005946312.tif 000009
【図４Ｃ】
0005946312.tif 000010
【図４Ｄ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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