(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリー（４）のセルの平衡コンバーターであって、前記バッテリーが、直列に接続される偶数N個のセルを含み、該平衡コンバーターが、
−擬似共振回路（１）と呼ばれる第一の回路、
−擬似制御回路（２）と呼ばれる第二の回路、
−前記擬似共振回路（１）と前記擬似制御回路（２）とを結合し、一次コイル（３１）とN/2個の二次コイル（３２）とを有するトランス（３）、を備え、
前記擬似共振回路（１）は、
インダクタ（Lres）と、スイッチ（１１）を形成する第一のエレメントと、スイッチ（１２）を形成する第二のエレメントと、を備え、
前記インダクタの第一の端子が、前記第一のエレメント及び第二のエレメントを含む第一の分岐路の中間点に接続される一方、前記インダクタの第二の端子が、前記一次コイルの一方の端子に接続され、
前記一次コイルの他方の端子は、第一のキャパシタ及び第二のキャパシタを含む第二の分岐路の中間点に接続され、
前記第一の分岐路の第一端部と前記第二の分岐路の第一端部とが第一の導電体を介して接続されると共に、前記第一の分岐路の第二端部と前記第二の分岐路の第二端部とが第二の導電体を介して接続され、
前記第一、第二の導電体が、前記擬似共振回路（１）に直流電圧で電力供給を行うものであって、
前記擬似共振回路（１）の前記スイッチ（１１，１２）を形成する前記第一、第二のエレメントは、前記擬似共振回路（１）の駆動回路（７）により送信される、前記スイッチ（１１，１２）を形成する前記第一、第二のエレメントを閉じまたは開くための信号、を受信する入力部を含み、
前記擬似制御回路（２）は、
−ダイオードが逆並列に設けられたMOSFETトランジスタを有する複数のスイッチングモジュール（２１）と、
−各々が前記スイッチングモジュール（２１）及びセルからなると共に直列に接続された二つの電気回路を閉じる前記トランス（３）の二次コイル（３２）と、を備え、
前記複数のスイッチングモジュール（２１）は、前記擬似制御回路（２）の駆動回路（８）により送信される、前記複数のスイッチングモジュール（２１）をオン状態またはオフ状態にするための信号を受信する入力部を含み、
前記バッテリー（４）の各セルは、前記スイッチングモジュール（２１）とそれぞれ直列に接続され、
前記擬似制御回路（２）の前記駆動回路（８）により送信される信号は、対応するハイパスフィルタを介して前記スイッチングモジュール（２１）の前記入力部に送信されるものであって、前記各ハイパスフィルタが、全ての制御信号を伝達するように、キャパシタ（Cf）と、ダイオードが並列に設けられた抵抗（Rf）とを含むRCフィルターであること、
を特徴とする平衡コンバーター。
【請求項２】
前記擬似共振回路の前記導電体が、前記バッテリー（４）に接続される、
請求項１に記載の平衡コンバーター。
【請求項３】
前記擬似共振回路の前記スイッチを形成する前記第１、第２のエレメントが、MOSFETトランジスタ（１１、１２）である、
請求項１または２に記載の平衡コンバーター。
【請求項４】
キャパシタ（C）一つが、各MOSFETトランジスタ（１１、１２）に並列に接続される、
請求項３に記載の平衡コンバーター。
【請求項５】
前記擬似共振回路の前記第二の分岐路における前記第一、第二のキャパシタが、同じ値である、
請求項１から４のいずれか１項に記載の平衡コンバーター。
【請求項６】
前記擬似制御回路（２）の前記MOSFETトランジスタが、ドレインとソースの間の電圧よりも高いゲート電圧で動作する、
請求項１から５のいずれか１項に記載の平衡コンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池、特に、ハイブリッド車及び電気自動車のバッテリーのセルの平衡用コンバーターに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車及び電気自動車におけるバッテリーの動的な使用は、充電及び放電の周期を過酷な状態にする。
【０００３】
このバッテリーの動的な使用は、バッテリーを構成する複数のセルの特性、特に、バッテリー寿命に亘る充電の不均衡を引き起こすファラデー効率の分散を加速する。この不均衡は、特に、リチウムイオンバッテリーの場合に切実である。実際に、セルは、明確に定義された動作範囲内に留まることが不可欠である。
【０００４】
バッテリーのキャパシティを維持する一方、その寿命を延ばし、完全に安全に使用するために、バッテリーを構成する複数のセルの平衡が不可欠である。平衡は、複数のセルが同一の充電状態を有するように、セル間での電荷の転送で成り立つ。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
リチウムイオンバッテリーは、複数の低電圧（3.6Vのオーダー）のセルのアセンブリで構成される。より高い電圧（200Vから300Vのオーダー）に達するために、全てのセルは、直列に組み立てられる。一つのセルが動作範囲から外れると、バッテリー全体が劣化する。バッテリーの最高の効率を維持するために、平衡システムは各セルで動作する必要がある。ここで、電圧の低減は、エネルギー変換に対して、好ましくない要因である。
【０００６】
バッテリーセルの平衡のための幾つかのソリューションが、文献で提案されている。これらのソリューションは、散逸的なものと、非散逸的なものとの、二つのグループに分類することができる。第一のグループでは、ソリューションは実行容易であるが、エネルギーは単に散逸されるだけである。第二のグループに関しては、非散逸的なソリューションは、三つのカテゴリーに分類することができる。
・複数のセルに切り換えられる、単一のコンバーター：このソリューションは、スイッチのマトリクスを用いて、絶縁されたコンバーターの出力を所望のセルに切り換えることにあり、通常費用がかかり、複雑である。
・直列コンバーター：この原理は、二つの連続するセルの間に一つのコンバーターを配置することにある。これらの構造は、通常、非常に多くのコンポーネントを含み、連続するセルの間でのみ、転送を可能とする。しかしながら、これらは、制御がより容易である。
・並列コンバーター：これは、電気的な絶縁により、全てのセルを、共に直接結合可能とする。これらの構造は、通常、制御がより複雑である。なぜなら、一つのコンバーターが複数のセルを制御し、絶縁されたトランスの利用が必要であるからである。
【０００７】
並列のコンバーターは、直列構造よりも、より柔軟な電荷の転送を可能とする。この転送は、より適切であり、数が少ない。主なデメリットは、組み込みソリューションにおいて不利となる重量のトランスを必要とすることである。このソリューションは、スイッチング周波数を増す。しかし、これでは、エレメントの低電圧と相まって、スイッチング及び伝導による損失と、電磁気的な障害までもが実質的に増す。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
現行のシステムのデメリットを改善するために、並列のコンバーターに基づくソリューションが提案される。改善された効率を達成するために、提案されるソリューションは、擬似共振によるソフトスイッチング技術と、ダイオード型の受動型半導体エレメントによる経路の最小化技術の利点を利用する。実際には、これらのエレメントにおける電圧降下（ショットキーダイオードの場合、略0.3V）は、セルの電圧の略10%を示す。また、多数のセルは、転送の制御のためのトランジスタの制御を危険にし、複雑にし、高額にする。
【０００９】
本発明の目的の一つは、バッテリーのセルの平衡コンバーターであって、前記バッテリーが、直列に接続される偶数N個のセルを含み、該平衡コンバーターが、
−擬似共振回路と呼ばれる第一の回路、
−擬似制御回路と呼ばれる第二の回路、
−前記擬似共振回路と前記擬似制御回路とを結合し、一次コイルとN/2個の二次コイルとを有するトランス、を備え、
前記擬似共振回路は、
インダクタと、スイッチを形成する第一のエレメントと、スイッチを形成する第二のエレメントと、を備え、
前記インダクタの第一の端子が、前記第一のエレメント及び第二のエレメントを含む第一の分岐路の中間点に接続される一方、前記インダクタの第二の端子が、前記一次コイルの一方の端子に接続され、
前記一次コイルの他方の端子は、第一のキャパシタ及び第二のキャパシタを含む第二の分岐路の中間点に接続され、
前記第一の分岐路の第一端部と前記第二の分岐路の第一端部とが第一の導電体を介して接続されると共に、前記第一の分岐路の第二端部と前記第二の分岐路の第二端部とが第二の導電体を介して接続され、
前記第一、第二の導電体が、前記擬似共振回路に直流電圧で電力供給を行うものであって、
前記擬似共振回路の前記スイッチを形成する前記第一、第二のエレメントは、前記擬似共振回路の駆動回路により送信される、前記スイッチを形成する前記第一、第二のエレメントを閉じまたは開くための信号、を受信する入力部を含み、
前記擬似制御回路は、
−ダイオードが逆並列に設けられたMOSFETトランジスタを有する複数のスイッチングモジュールと、
−各々が前記スイッチングモジュール及びセルからなると共に直列に接続された二つの電気回路を閉じる前記トランスの二次コイルと、を備え、
前記複数のスイッチングモジュールは、前記擬似制御回路の駆動回路により送信される、前記複数のスイッチングモジュールをオン状態またはオフ状態にするための信号を受信する入力部を含み、
前記バッテリーの各セルは、前記スイッチングモジュールとそれぞれ直列に接続され、
前記擬似制御回路の前記駆動回路により送信される信号は、対応するハイパスフィルタを介して前記スイッチングモジュールの前記入力部に送信されるものであって、前記各ハイパスフィルタが、全ての制御信号を伝達するように、キャパシタと、ダイオードが並列に設けられた抵抗とを含むRCフィルターであることを特徴とする。
【００１０】
添付図面を伴う、非限定的な例として示される以下の説明を読むことで、本発明はよりよく理解され、他の利点及び特徴が明確になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明による、リチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの概略図である。
【図２】本発明による、リチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの例の回路図である。
【図３】擬似共振回路の等価モデルを示す回路図である。
【図４】同じ時間軸で示されるグラフのセットであり、擬似共振回路におけるチャージモードでの波形を示す。
【図５】MOSFETトランジスタ（Nチャネル）とその固有ダイオードにおける電圧降下の比較表現を示すグラフである。
【図６】擬似制御回路の部分的な等価図を示す。
【図７】上側のセル及び下側のセルが充電及び放電される場合の、擬似制御回路における波形、及び、充電モードにおける擬似共振回路の波形を示す。
【図８】本発明による擬似共振擬似制御コンバーターの制御の概略図を示す。
【図９】擬似制御回路のスイッチングモジュール（MOSFETトランジスタ）の駆動回路の部分的な概略図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明による平衡システムは、磁気回路（変圧器）により結合される、二つの部位を含む。
【００１３】
図１は、本発明によるリチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの概略図を示す。このシステムは、ゼロ電圧スイッチング（ZVS）を行うH型のハーフブリッジで構成される、擬似共振回路１を含む。この回路は、必要な電流に依らずに、用いられる周波数レンジを制限するために、コンポーネントの慎重な設計が必要である。また、このシステムは、本発明による、“擬似制御”回路として備えられる、回路２を含む。この回路２は、制御を簡単にし、ゼロ電流スイッチング（ZCS）で選択されるセルへの電流の転送を可能とする。回路１と回路２とは、変圧器３により、結合される。
【００１４】
電気的な観点から、擬似共振回路１は、バッテリーモジュール４により、直接電力供給が成されている。並列巻変圧器３は、二つの回路の結合を可能とする。擬似共振回路は、変圧器に電流を与え、擬似制御回路は、変圧器に電流を印加する。巻数を低減するために、正電流は奇数セルを再充電し、負電流は偶数セルを再充電する。変圧器は、対称で用いられる。擬似制御回路は、所与の順番で、選択されたセルの充電を可能とする。
【００１５】
図２は、本発明によるリチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの例の回路図である。符号１は擬似共振回路を示し、符号２は擬似制御回路を示し、符号４は、六個のセルを含むバッテリーモジュールを示す。結合変圧器は、図を簡略化するために、分解された形態で示されている。この変圧器は、一次コイル３１と、三つの二次コイル３２とを含む。各二次コイル３２は、二つのバッテリーセルに電力供給を行う。セル毎に一つのコイルを用いる従来技術のあるソリューションに比べて、本発明による平衡システムは、変圧器における銅の量を低減する、という利点を有する。擬似制御回路２は、二次コイル３２側に、スイッチ２１を含み、これにより、二次コイルを、選択されたセルと結合可能とする。擬似制御回路は、変圧器に電圧を印加する。擬似共振回路のH型のハーフブリッジは、全てのセルに結合される。その役割は、結合変圧器に電流を与えることである。
【００１６】
＜擬似共振回路＞
図２に示す例では、擬似共振回路１は、以下を含む。
−それぞれ並列なキャパシタCと共にスイッチを形成するエレメントの役割を果たす、二つのMOSFETトランジスタ（または上側MOSFET）１１及びMOSFETトランジスタ（または下側MOSFET）１２。これらのキャパシタは、これらのトランジスタに固有のものであってもよい。また、これらは、部品として付加されてもよい。
−バッテリーモジュール４の電圧に関して中間点を得ることを可能とする、Cr/2と記載される二つのキャパシタ。
−一次コイル３１に直列に組み込まれる、インダクタLres、ここで、このアセンブリは、キャパシタCr/2により得られる中間点と、トランジスタ１１と１２との中間点とを接続し、インダクタLresは、キャパシタCと、ゼロ電圧スイッチング（ZVS）を可能とする。
【００１７】
擬似共振回路は、ゼロ電圧スイッチングを行いながら、コイルLresの電圧の符号を制御することができる。変圧器の一次コイルで電流が制御される一方、二次コイルは、擬似制御回路のMOSFETトランジスタの駆動状態に応じて、変圧器の電圧を必要とする。
【００１８】
擬似共振回路の等価モデルは、図３の回路に相当することを示すことができる。Cr/2と記されるキャパシタを統合し、バッテリーモジュールの中央に基準電圧を置くことにより、等価キャパシタCrと、E/2〜-E/2のバス電圧が得られる。変圧器が理想的なものであり、正電流を奇数番号のセルへ切り替え、負電流を偶数番号のセルへ切り替えることを考慮すると、変圧器を、VT（変圧器の一次コイルの端子での電圧）と記される可変電圧源に置き換えてもよい。この電圧は、電流の符号を乗じたバッテリーの一つのセルの電圧と等価である。充電モードでは、等価電圧は正であり、放電モードでは、等価電圧は負である。変圧器のコイルの抵抗は、rと記される。VIは、インダクタLresの端子での電圧である。
【００１９】
図３の等価回路から、励起周波数が共振周波数より大きい場合に、ゼロ電圧スイッチング（ZVS）を可能とする構造が確認できる。
【００２０】
図４は、同じ時間軸で示されるグラフのセットであり、擬似共振回路における波形を示す。
【００２１】
図４において、上側のグラフは、二つの特性：符号４１により示される、時間の関数としての電流iRLC（図３も参照）と、符号４２により示される、時間の関数としての変圧器の一次コイルの端子での電圧VTとを示す。VTは、+Vcellまたは-Vcellの値を取ることができ、ここでVcellは、バッテリーの一つのセルの端子での電圧である。
【００２２】
中央のグラフは、二つの特性：トランジスタ１１及び１２とアースとの間の電圧、または、符号４３により示されるVRLC（図２及び図３参照）と、符号４４により示される電圧VIとを示す。
【００２３】
下側のグラフは、トランジスタ１１及び１２の端子での電圧を示す。曲線４５は、トランジスタ１２または下側のMOSFETの端子での電圧を示し、曲線４６は、トランジスタ１１または上側のMOSFETの端子での電圧を示す。
【００２４】
コンポーネントの値を慎重に決定するために、システムの式（１）を解く必要がある。
（式１）
0006019519.tif 000002
【００２５】
システムを解くこの付加的な式（１）は、MOSFETトランジスタの状態に応じて変化する。表１は、異なる状態の（上側及び下側の）MOSFETトランジスタ及びスイッチング条件に応じて、この付加的な式をまとめたものである。ここで、電圧“Vf”は、オン状態でのダイオードの残留電圧である。
【表１】
0006019519.tif 000003
【００２６】
時間t0からt1で電圧E/2が印加されると、電流が増加する。時間t1において、電流が最大に達する際に、上側のMosfetが開状態とされる。キャパシタCが電圧の増加を制限し、これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。コイルLresに蓄えられたエネルギーが、電流を連続的に流し、キャパシタCへの転送により、下側のMosfetのドレインとソース間の電圧VLowerMosfetを漸次降下させる。
【００２７】
時間t2で、電圧“VLowerMosfet”が略-E/2に達すると、下側のMosfetが閉じられる。
【００２８】
t2からt3では、電流が減少するが、正に留まる。この後、t3からt4では、電流が減少し、負となる。電流が負となると、この過程が、逆方向で、再度生じ得る。
【００２９】
＜擬似制御回路＞
N個のセルを含むバッテリーに対する擬似制御回路は、以下で構成される。
−磁気回路に結合される、N/2個のコイル（二次コイル）、ここで、Nは偶数、
−逆並列ダイオードを備える、N個のMOSFETトランジスタ。
【００３０】
周知技術では、二つのグループに分けられるソリューションを用いた平衡システムが見られる。第一のグループでは、ソリューションは、ダイオードを介して実現される、地電流スイッチングシステムで構成され、その状態は、セルの電圧によりもたらされる。この場合、転送に関して制御はなく、回路は、複数の二次側間で、高いレベルの対称性を有する必要がある。第二のグループでは、二次側での電流のスイッチングは、完全に制御可能なスイッチを通じて、完全に制御される。この場合、制御は遅延またはずれを許容しない。
【００３１】
本発明は、既存の二つのソリューションのバランスを取ることを可能とする。低抵抗への経路を提供することにより、指定のセルへの電流の移動を促進し、それ故“擬似制御”という名前である。実際には、このソリューションは、MOSFETトランジスタにより行われる。これらのコンポーネントは、それらがブロックされた場合（電圧降下がVf）にはダイオードを通じた電流経路を有し、それらが制御されている場合（電圧降下がRdson.I<<Vf）は、導電性チャネルを通じた経路を有する、という利点を有する。電流制御をもたらすのは、これらの二つの電圧のレベルの差である。
【００３２】
図５は、（Nチャネル）MOSFETトランジスタとその固有ダイオードとにおける電圧効果の比較表現を示すグラフである。曲線５１は、電流ISDがトランジスタのNチャネルを通過する際の、トタンジスタの電圧VSDを示す。曲線５２は、電流ISDがダイオードを通過する際の、トタンジスタの電圧VSDを示す。本発明の場合、ダイオードにより生じる電圧降下は、コンバーターの効率に対して非常に好ましくない要素である。実際には、ダイオードは、Vf≒0.7Vのオーダーの電圧降下（シリコンダイオード）、または、Vf≒0.3Vのオーダーの電圧降下（ショットキーダイオード）を生じる。この電圧降下は、セルの電圧の10%から30%変化し得る。これに対して、MOSFETトランジスタ（Nチャネル）の場合は、電圧降下は25mVのオーダーであり、すなわち、セルの電圧の1%以下である。
【００３３】
図６は、擬似制御回路の部分的な等価回路図である。セル番号１“セル１”が選択される場合、上側のMosfet１が正の電流iRLCに対して閉じられると、変圧器の二次コイルに印加される電圧は、Vcell1+Rdson.Iとなることが観察される。この電圧は、Vcell+Vfより低く、これはダイオードのブロックを生じる。負の電流iRLCの場合、原理は同様であるが、下側のMosfetで生じる。
【００３４】
一方、選択されたセルに対する、命令の遅延、省略、または、“-Vf”以下の電圧差の場合、電流は主にダイオードを通過する。従って、ダイオードにより生じる自然発生的なスイッチングで、システムはある種の誤動作または過度の電圧差を防ぐことができる。
【００３５】
Vfの範囲にわたるこの制御の能力は、各セルにおいて同じ充電レベルを維持する本発明の目的に用いられる。実際に、本発明は、略同一のセル電圧をもたらす。
【００３６】
指定されたセルへの電流の制御に加え、この方法は、半導体エレメントにおける電圧降下を低減することにより、損失を低減する。
【００３７】
図７は、上側及び下側のセルが充電及び放電される場合の、擬似制御回路における波形を示す。所与の時間において、一つのトランジスタが、擬似制御回路において閉じられる。
【００３８】
図７に示すように、複数のMosfetは、電流iRLCの符号（正負交互）に応じて制御される。スイッチングは、符号の変化毎に生じる。これにより、ソフトスイッチングのゼロ電圧スイッチング（ZVS）が行われる。例えば、正の半波での上側のMosfet１の閉鎖は、セル“セル１”の再充電を可能とすることが確認できる。反対に、負の半波でのこのMosfetの閉鎖は、このセルを放電させる。この原理は、全てのセルに同様に適用される。従って、この構造は、セルの放電と充電とが可能である。一方、これらの過程は、どのような方法でも、代替し得ない。実際に、二つの主たる条件が適合される必要がある。
・磁気回路における飽和磁束より小さい磁束、
・一度に一つのセルの選択。
【００３９】
擬似制御は、充電中のみ行われるが、これは、その構造の自然な機能であるからである。放電中は、従来の動作モードが見られるが、これは、擬似制御が完全な制御になるからである。
【００４０】
擬似制御回路のMOSFETトランジスタは、ゼロ電流でスイッチする。この回路の全スイッチングは、ソフトスイッチングである。従って、後続する損失の増加の危険性なく、共振周波数を増すことができる。信号の周期は、約2μsから5μsであり、または、200kHzから500kHzである。磁気回路の体積は小さく（数立方センチメートル）、オンボードのアプリケーションに完全に適している。
【００４１】
＜擬似共振擬似制御コンバーターの制御＞
図８は、本発明による、擬似共振擬似制御コンバーターの制御の概略図を示す。
【００４２】
図８では、図１と同じ符号が用いられて、擬似共振擬似制御コンバーターの様々な部位、すなわち、擬似共振回路１、擬似制御回路２、及び変圧器３を示している。本例では六個のセルで構成されるバッテリーモジュール４も、確認できる。平衡構造は、コンピュータ５またはBMS（バッテリー管理システム）により、管理されている。コンバーターの平衡回路は、以下の指示：開始、停止、充電または放電の動作モード、及び選択するセル、を、コンピュータ５から受け取る。
【００４３】
図８において、符号７は、擬似共振回路１のMOSFETトタンジスタの駆動回路を示し、符号８は、擬似制御回路２のMOSFETトタンジスタの駆動回路を示している。符号６は、コンピュータ５の出力と、擬似共振回路１により出力される、電流の大きさを表す信号とを、入力で受け取る、制御インターフェースを示している。制御インターフェースは、駆動回路７及び８を管理している。
【００４４】
擬似共振回路の駆動回路７は、従来技術で作られてもよい。制御信号は、“位相シフト共振PWM”法に基づく専用回路により作られてもよい。
【００４５】
擬似制御回路２のMOSFETトランジスタの制御信号は、変流器により発生されてもよい。
【００４６】
簡単で、高速で、ロバストで、低消費電力である、擬似制御回路のMOSFETトタンジスタの駆動回路を組み込むことが有利である。複数のMosfetのソース電圧が異なり、擬似制御回路の“上側のMosfetk”のソース電圧が可変である、という、主に二つの困難性に直面することに留意されたい。電力工学で通常用いられるソリューションは、このトポロジーに全く適していないため、この問題は、困難に見えるかも知れない。適用されるソリューションは、本発明の実施形態のトポロジーで利用可能な、二つの自由度の利点を得る。
【００４７】
擬似制御回路の“下側のMosfetk”のゲート電圧は、基準電位に対して固定されているため、擬似ハイパスフィルタが用いられる。制御信号は高い周波数であるため、（RCタイプの）ハイパスフィルタを通じて完全に通過し、電位差に依る直流成分は伝達されない。ハイパスフィルタのデメリットは、制御信号の直流成分をも削除する傾向にあることである。制御信号全体を伝達するためには、ダイオードが抵抗Rfと並列に組み込まれる。こうして、図９に示す回路が得られる。
【００４８】
図９において、各ハイパスフィルタは、キャパシタCfと、抵抗Rfとで構成される。図９は、抵抗Rfと並列に組み込まれるダイオードを示している。
【００４９】
第二の自由度は、従来の構造と違い、ドレイン／ソース電圧のレベルが比較的低く、通常0Vから7Vであることである。ゲート電圧は、ドレインとソースとの間の電圧より大きくてもよい。本発明により提供される一つのソリューションは、図９に示すように、“下側のMosfetk”のソース電圧に制御を戻すために、（ドレインとソースとの間の）電圧Vdsより高いゲート電圧を印加することにある。この方法は、単一の基準電位に対して、擬似制御回路の全てのMOSFETの制御を可能とする。
【図１】
0006019519.tif 000004
【図２】
0006019519.tif 000005
【図３】
0006019519.tif 000006
【図４】
0006019519.tif 000007
【図５】
0006019519.tif 000008
【図６】
0006019519.tif 000009
【図７】
0006019519.tif 000010
【図８】
0006019519.tif 000011
【図９】
0006019519.tif 000012