(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列にカスケード接続された複数の単位変換器で構成されたアームを複数有して、前記複数のアームを複数相に対応して電力変換するように接続して構成された電力変換装置であって、前記単位変換器は、出力端子と、畜電器と、前記出力端子と畜電器との接続状態を操作するスイッチング素子を有して、前記出力端子を介し前記畜電器が電力を受けると共に、前記畜電器の蓄電電力を前記出力端子を介し出力するものであり、前記単位変換器の２つの出力端子間にサイリスタを接続した構成を有し、前記サイリスタのカソードを前記出力端子の高電位側の出力端子に接続し、前記サイリスタのアノードを前記出力端子の低電位側の出力端子に接続することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、前記スイッチング素子はＩＧＢＴであって、前記サイリスタの逆耐圧が前記単位変換器の出力端子に並列に接続されたＩＧＢＴよりも高く、前記単位変換器の直流コンデンサ耐圧よりも低いことを特徴とした電力変換装置。
【請求項３】
請求項１乃至２のいずれかに記載の電力変換装置において、該単位変換器のゲート駆動回路の電源が直流コンデンサ電圧から自給されていることを特徴とした電力変換装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置を有する直流送電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置とその運転継続性に関する。
【背景技術】
【０００２】
モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）と呼ばれる電力変換装置は、ＩＧＢＴ（Ｉnsulated Gate Bipolar Transistor）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式であり、直流送電システム（ＨＶＤＣ）や無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、モータドライブインバータなどへの応用が期待されている回路方式である。
【０００３】
ＭＭＣの回路方式は、非特許文献１で開示されている。
【０００４】
非特許文献１によれば、ＭＭＣは、直列（カスケード）接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成されている。アームのうち半数はＭＭＣの正側直流母線に接続されており、残りの半数はＭＭＣの負側直流母線に接続されている。本明細書では、前記正側直流母線に接続されたアームを正側アーム、前記負側直流母線に接続されたアームを負側アームと呼称する。前記ＭＭＣの各アームはそれぞれリアクトルに接続されており、各正側アームとリアクトルの直列体と、負側アームとリアクトルの直列体との接続点が、前記ＭＭＣの交流端子となる。
【０００５】
各単位変換器は、例えば双方向チョッパ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。各単位変換器は、少なくとも２端子を介して外部と接続しており、前記２端子間の電圧を、該単位変換器の有する直流コンデンサの電圧か、または零に制御できる。
【０００６】
各単位変換器をＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）制御している場合、各単位変換器に与えるキャリア波の位相を適切にシフトすることによって、ＭＭＣの出力電圧波形をマルチレベル波形にできる。これによって、２レベル変換器に比較して高調波成分を低減できる。
【０００７】
一方、特許文献１はＭＭＣの各単位変換器が故障した時に該単位変換器の出力を短絡することにより、各アームの導通を確保してＭＭＣの運転を継続する技術を開示している。特許文献１では、該単位変換器の出力端子間に電位に対して順方向にサイリスタを設置して、該単位変換器が故障した時にサイリスタを点弧して導通を確保する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特表２００９−５０６７３６号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８巻７号、ｐｐ.９５７−９６５。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１で開示される技術では、サイリスタを点弧する機構、すなわちサイリスタのゲートにエネルギーを供給する機構が必要であり、装置が大型化する。また、特許文献１では、単位変換器を構成するどの素子の故障を想定したか開示していない。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、単位変換器の上側のＩＧＢＴが故障した時でも、確実に、該故障したＩＧＢＴを有する単位変換器の出力を短絡して、アームの電流経路を確保して、ＭＭＣを運転継続できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１２】
上記目的は、直列にカスケード接続された複数の単位変換器で構成されたアームを複数有して、前記複数のアームを複数相に対応して電力変換するように接続して構成された電力変換装置であって、前記単位変換器は、出力端子と、畜電器と、前記出力端子と畜電器との接続状態を操作するスイッチング素子を有して、前記出力端子を介し前記畜電器が電力を受けると共に、前記畜電器の蓄電電力を前記出力端子を介し出力するものであり、前記単位変換器の２つの出力端子間にサイリスタを接続した構成を有し、前記サイリスタのカソードを前記出力端子の高電位側の出力端子に接続し、前記サイリスタのアノードを前記出力端子の低電位側の出力端子に接続するように構成することで達成できる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、短絡用素子の動作において、変位電流によるラッチアップを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施例１における配電系統に連系された電力変換装置の構成図。
【図２】実施例１における電力変換装置を制御する制御装置の構成概略図。
【図３】制御装置による単位変換器間の同期処理の様子を示した図。
【図４】実施例１における電力変換装置を構成する単位変換器の構成図。
【図５】実施例１における単位変換器を構成する単位変換器制御回路の構成概略図。
【図６】実施例１における各相アーム内の単位変換器搬送波と電圧指令波形図、および単位変換器の端子間電圧波形図。
【図７】アームの合成パルス電圧波形の例
【図８】プレスパック素子の構成例
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面ともに説明する。なお、以下の実施例は本発明の一形態を示すものであり、本発明は要旨を逸脱しない限り、他の形態を含むものである。
【実施例１】
【００１６】
図１は本発明の一実施例である電力変換装置１の構成図を示す。電力変換装置１は単位変換器２をカスケード接続した構成であり、該電力変換装置１は交流電力系統７に系統インピーダンス６を介して連系している。電力変換装置１は単位変換器２、制御装置３、制御装置３からの制御信号を各単位変換器へ伝送する信号線４、バッファリアクトル５、により構成されている。なお、２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗ、２_ｕ、２_ｖ、２_ｗは、それぞれ複数の単位変換器２をカスケード状に接続したものであり、これをアームと定義する。上段アームの２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗは、それぞれＵ相正側アーム、Ｖ相正側アーム、Ｗ相正側アームと称し、下段アームの２_ｕ、２_ｖ、２_ｗは、それぞれＵ相負側アーム、Ｖ相負側アーム、Ｗ相負側アームと称す。各上段アームＵ相正側アーム、Ｖ相正側アーム、Ｗ相正側アーム）と各下段アーム（Ｕ相負側アーム、Ｖ相負側アーム、Ｗ相負側アーム）は、それぞれバッファリアクトル５に接続され、各正側アームとバッファリアクトル５の直列体と、各負側アームとバッファリアクトル５の直列体との接続点が電力変換装置１の交流出力であり、該交流出力と交流電力系統７との間に系統インピーダンス６が接続される。なお、該電力変換装置１は交流出力の他に２つの直流出力端子８８８を有し、高電位側の直流出力を８８８Ｐ、低電位側の直流出力端子を８８８Ｎとする。
【００１７】
単位変換器２の構成を図４に示す。単位変換器２は単位変換器１４の出力端子２００Ｐ、２００Ｎ間にプレスパック素子９９９が接続された構成である。図８はプレスパック素子の構成を示す。２極のプレスパック素子の電極導体７７７に、プレスパック素子の半導体６６６が挟まれた構成になっており、プレスパック素子の電極導体７７７同士が何らかの機構で互いに引き寄せあう方向の応力が印加されていることを特徴とする。プレスパック素子の電極導体７７７を外部機構で押してもよいし、プレスパック素子の電極導体７７７の内側から引き合う形の応力を加えてもよい。プレスパック素子の電極導体７７７同士が互いに引き寄せ合っていて、且つ故障時に発生する熱や短絡後に電流が導通することによって発生する熱を吸収する熱容量もしくは冷却系があれば、プレスパック素子の半導体６６６が故障した場合、該プレスパック素子の半導体６６６は短絡となり、大電流を通流できる。本発明のプレスパック素子９９９は十分な冷却能力を持つか、十分な冷却能力を持つ冷却系から熱を引くことができることを前提として説明する。
【００１８】
単位変換器１４は２個のモジュール型ＩＧＢＴ素子１１、直流コンデンサ１２を有する、いわゆる双方向チョッパ構成の主回路であり、単位変換器制御回路１５、ゲートドライバ１６、自給電源１７、ゲート電源１８とプレスパック素子９９９により構成されている。単位変換器２の出力端子は２つあるが、高電位側の出力端子を２００Ｐ、低電位側の出力端子を２００Ｎとする。
【００１９】
本発明は、ＭＭＣの単位変換器１４の出力端子に接続されたプレスパック素子９９９の半導体６６６は、少なくともＰＮＰ構成を有する半導体であり、該プレスパック素子９９９の半導体６６６が該ＰＮＰの三層構造にＮ層が加わったＰＮＰＮの４層で構成される場合、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐ側からＮＰＮＰ層順に接続され、Ｐ相が単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続されること、さらに該プレスパック素子の逆耐圧は、ＩＧＢＴ１１ｂより高く、直流コンデンサ１２の耐圧よりも低いことを特徴とする。
【００２０】
ここで、プレスパック素子９９９の逆耐圧とは、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐ側に接続されたプレスパックの端子に正側の電圧を印加した時の耐圧のことをいう。反対側の耐圧（ここでは順耐圧と呼ぶ）は１１ｂを構成するダイオードの導通時の順方向電圧降下より高ければよい。また、プレスパック素子９９９にはゲート端子やゲート駆動回路などの駆動機構を有しない。
【００２１】
なお、以降、プレスパック素子９９９の半導体６６６の半導体構成を説明する場合、「プレスパック素子９９９はＰＮＰＮ構成である」など、「プレスパック素子の半導体６６６」という単語を省略して説明する。
【００２２】
ここで、ＩＧＢＴ１１ａと１１ｂはゲートドライバ１６によって駆動され、ゲートドライバ１６の駆動電力は自給電源１７より供給され、ゲートドライバ１６のゲート信号は単位変換器制御回路１５から供給される。
【００２３】
本発明は、ＩＧＢＴ１１ａが故障した時でも運転継続可能な電力変換装置１を供給することを目的とするが、まず、電力変換装置１の通常動作とその制御について簡単に説明する。電力変換装置１の動作や制御については、下記の記述に制約されない。
【００２４】
単位変換器２と制御装置３は、図１の通り、信号線４によって数珠繋ぎに接続されている。図２に制御装置３の構成概略図を示す。制御装置３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧指令を出力する各相電圧指令生成器８、制御装置３で実施される所定の時間ごとの割り込み処理の実行信号（以降、同期信号と称す）を生成する同期信号生成器９、および電力変換装置内の全単位変換器のスイッチング駆動用搬送波を出力する搬送波生成器１０から成る。各相電圧指令生成器８から出力される電圧指令は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のものであり、これら三相の電圧指令の位相は、それぞれ１／３周期ずつシフトさせている。また、上記のアーム内の単位変換器数をＮ個とすると、搬送波生成器１０から出力される単位変換器のスイッチング駆動用搬送波のデータ数は６Ｎである。
【００２５】
制御装置３では、各アーム内のｋ番目（ｋ＝１、…、Ｎ）の単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔＴ毎に単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器９では、この所定の時間ΔＴ毎に同期信号を出力する。搬送波生成器１０では、上記の同期信号が入力された瞬間に、図３に示すように、強制的に所定の値に修正されたスイッチング駆動用搬送波を出力する。ここで、上段アームのｋ番目（ｋ＝１、…、Ｎ）のスイッチング駆動用搬送波を所定値Ａ1に修正する場合、下段アームのｋ番目（ｋ＝１、…、Ｎ）のスイッチング駆動用搬送波は所定値−Ａ1に修正する。上記の同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器１０への同期信号の入力１回につき、各アーム内の単位変換器１個の同期を取っていく。これを各アーム内の１番目からＮ番目までの単位変換器で順に実施する。上記の単位変換器間の同期を取る一連の作業について、これ以降、同期処理と称する。各相電圧指令生成器８、搬送波生成器１０から出力された上記の電圧指令、およびスイッチング駆動用搬送波は、信号線４を通じてそれぞれ該当する単位変換器へ伝送される。
【００２６】
図５に単位変換器制御回路１５の構成概略図を示す。単位変換器制御回路１５では、制御装置３より信号線４を通じて伝送された単位変換器のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令を比較器１９において大小比較を行い、生成されるスイッチのＯＮ／ＯＦＦ信号をゲートドライバ１６に出力する。ゲートドライバ１６では、ＯＮ／ＯＦＦ情報に基づいてゲート電源１８からの電圧を２個のＩＧＢＴ素子１１のゲート端子に印加することによりＩＧＢＴ素子１１を駆動させる。このとき、２個のＩＧＢＴ素子のＯＮ／ＯＦＦ情報は、一方がＯＮの時はもう一方はＯＦＦになっている。また、正側アームのＯＮ／ＯＦＦ信号を反転させたものが負側アームのＯＮ／ＯＦＦ信号となっている。
【００２７】
電力変換装置１がより正弦波に近い電圧を出力する様に、各アームのｋ番目とｋ＋１番目（ｋ＝１、…、Ｎ−１）の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相をそれぞれ所定値だけシフトさせる。この位相シフトは、上記の同期処理を利用して実施する。単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の周波数を満たすように設定する。また、上記の同期信号の出力周期ΔＴは下記の式（１）により設定する。
ΔＴ＝１／(Ｎ×ｆcarrier)            （１）
【００２８】
図６に単位変換器の搬送波−電圧指令の大小関係とそのときの単位変換器の出力電圧を示す。図６の上側の図は単位変換器の搬送波と電圧指令波形を示している。一方、下側の図は、単位変換器１４の直流コンデンサ１２の直流電圧を大略Ｅ［Ｖ］としたときの各単位変換器の端子間電圧波形を示している。各単位変換器では、上記の通り、電圧指令と単位変換器スイッチング駆動用搬送波の大小を比較し、電圧指令の方が大きい場合にはＩＧＢＴ素子１１ａのスイッチをＯＮ、ＩＧＢＴ素子１１ｂのスイッチをＯＦＦとすることで、単位変換器に電圧Ｅ［Ｖ］が発生する。逆に、電圧指令の方が各単位変換器の搬送波より小さい場合はＩＧＢＴ素子１１ａのスイッチをＯＦＦ、ＩＧＢＴ素子１１ｂのスイッチをＯＮとすることで、単位変換器２にかかる電圧は０［Ｖ］となる。これより、各相の出力電圧は単位変換器２にかかる電圧の総和となる。上記のように、アーム内の各単位変換器スイッチング駆動用搬送波の位相をシフトさせると、アーム内の単位変換器のＯＮ／ＯＦＦタイミングがずれることになる。
【００２９】
上記のようにして電力変換装置１を運転させた場合のアームの合成パルス電圧波形（アーム電圧波形）は図７の様になり正弦波に近い電圧を出力できる。なお、電力変換装置１の直流端子８８８Ｐ、８８８Ｎ間の電圧や各単位変換器の直流コンデンサ１２の電圧は多少脈動するが、概略一定に制御する。
【００３０】
電力変換装置１の出力する疑似正弦波電圧を交流電力系統７に対して位相差や振幅差を設けることより、電力変換装置１は任意の有効電力や無効電力を授受することができる。電力変換装置１が無効電力のみを授受する時には、電力変換装置１の各アーム２_Ｕ、２_Ｖ、２_Ｗ、２_ｕ、２_ｖ、２ｗには交流電流が、有効電力も授受する時には直流のオフセットが重畳した交流電流が通流する。各単位変換器１４は直列に接続されているので、各単位変換器１４の出力端子にもそれぞれのアームと同じ電流が通流する。
【００３１】
次に、本発明のメカニズムと効果を説明する。
【００３２】
ある単位変換器１４の１１ａのＩＧＢＴがオープン故障して、１１ａや自給電源１７や単位変換器制御回路１５やゲートドライバ１６、１１ａのダイオード、１１ｂのＩＧＢＴとダイオードが健全な場合を想定する。
【００３３】
まず１１ｂがオンで単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから単位変換器１４に電流が流入して、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから電流が流出するモードを想定する。この時、１１ｂのダイオードが健全であるため、１１ｂのダイオードをバイパスして電流は流出する。１１ａが健全な場合でも電流経路は同じなので、電力変換装置１の出力電圧や出力電流に対する影響はない。
【００３４】
次に、出力端子の電流方向は変わらず、１１ｂのＩＧＢＴがオフした場合を想定する。この場合も１１ｂのダイオードが健全であるため、１１ｂのダイオードをバイパスして電流は流出して、該単位変換器１４を有するアームに電流を通流することができるので運転継続可能である。但し、１１ａのＩＧＢＴが健全であれば、１１ａのＩＧＢＴがオンするので、電流は単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから直流コンデンサ１２、１１ａのＩＧＢＴを介して単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから流出する。１１ａのＩＧＢＴが健全な場合は単位変換器１４は出力端子は直流コンデンサ１２の電圧を出力するのに対し、１１ａのＩＧＢＴがオープン故障している時は、該単位変換器１４は１１ｂのダイオードで短絡されるので出力電圧は零である。直列に接続されて単位変換器１４の数が十分に多ければ、電力変換装置１の出力電圧誤差は少ないが、同じアームを構成する単位変換器１４のうち、零電圧を出力するはずであった変換器のＩＧＢＴ１１ａをオン、ＩＧＢＴ１１ｂをオフさせて、ＩＧＢＴ１１ａが故障した単位変換器１４の出力電圧補償をすることが好ましい。
【００３５】
また、１１ａのＩＧＢＴが健全であれば、このモードにおいて、直流コンデンサ１２の電荷の一部は放電され、直流コンデンサ１２の電圧は若干低下するが、１１ａのＩＧＢＴがオープン故障していると、前述のように電流は直流コンデンサ１２を経由しないので、直流コンデンサ１２の電圧低下は１１ａのＩＧＢＴが健全な場合に比べて小さい。
【００３６】
次に、電流が反転して単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから電流が流入して、単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから電流が流出する場合を想定する。まず、１１ｂのＩＧＢＴがオフしている場合を想定する。
【００３７】
この場合、１１ａのダイオードは健全なので、電流は単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから１１ａのダイオード、直流コンデンサ１２を経由して単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから電流が流出する。この時、直流コンデンサ１２は充電されて、電圧が上昇する。このモードでは、１１ａのＩＧＢＴが健全であっても電流経路や該単位変換器１４の出力電圧は変わらない。
【００３８】
次に、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから電流が流入して、単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから電流が流出する状況下で、１１ｂのＩＧＢＴがオンの場合を想定する。この時、電流は単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから１１ｂのＩＧＢＴを介して単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎから流出する。この場合、電流は直流コンデンサ１２を経由しないので、直流コンデンサ１２の電圧変動は少ない。
【００３９】
１１ａのＩＧＢＴが健全な場合も電流経路や該単位変換器１４の出力電圧は同じである。
【００４０】
新たな素子故障などが発生しなければ、上記の４つのモードを何回も繰り返して、電力変換装置１は運転を継続する。
【００４１】
上記の本発明動作を直流コンデンサ１２に着目して説明する。
【００４２】
１１ａのＩＧＢＴが健全な場合は、直流コンデンサ１２は放電と充電の両方のモードを持つのに対し、１１ａのＩＧＢＴがオープン故障している場合は、直流コンデンサ１２を充電されるモードは存在するが、放電するモードは存在しない。したがって、１１ａのＩＧＢＴがオープン故障してしまうと、各モードを繰り返す毎に直流コンデンサ１２の電圧は上昇する。通常、直流コンデンサ１２はフィルムコンデンサや電解コンデンサなどを用いるため、過電圧故障して短絡すると発火などの危険がある。
【００４３】
しかし、プレスパック素子９９９の耐圧を直流コンデンサ１２の耐圧より低くすれば、直流コンデンサ１２が短絡する前に、プレスパック素子９９９が短絡するので、直流コンデンサ１２が短絡破壊することを防止できる。
【００４４】
単位変換器１４の単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐと単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎはプレスパック素子９９９で短絡すると、同じアームの他の単位変換器１４に電流を供給できるので、電力変換装置１は運転を継続することができる。
【００４５】
但し、該当アームで制御可能な単位変換器１４の員数が少なくなるので、各単位変換器１４の直流コンデンサ１２の電圧を変更することが好ましい。
【００４６】
仮にアームの単位変換器２の員数がＺ個で、プレスパック素子９９９が短絡した単位セルの員数がＸ個の時の直流コンデンサ１２の設定電圧ＶＤＣＸは下記の様に設定するとよい。
ＶＤＣＸ＝ＶＤＣ０×Ｚ／（Ｚ−Ｘ）
【００４７】
なお、ＶＤＣ０は、プレスパック素子９９９が短絡していない時の、直流コンデンサ１２の設定電圧である。
【００４８】
次に、該プレスパック素子９９９がＰＮＰ構成を有することについての効果を、該プレスパック素子９９９がＰＮ構成である場合と対比して説明する。
【００４９】
仮にＰＮ構成素子がダイオード９９９ｄとして説明する。ダイオード９９９ｄのカソードが単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに、アノードが単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐに接続されていると、１１ａのＩＧＢＴが健全な際に、１１ａのＩＧＢＴがオンすると、直流コンデンサ１２が短絡されてしまい、１１ａのＩＧＢＴに過大な電流が流れて、１１ａのＩＧＢＴを故障させてしまうので好ましくない。
【００５０】
一方、ダイオード９９９ｄのカソードが単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに、アノードが単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐに接続されていると、１１ｂのダイオードに流れる電流がダイオード９９９ｄに分流してしまう。ダイオード９９９ｄに電流が流れると少数キャリアが発生して、リカバリ動作に時間がかかったり、リカバリ損失を発生したりして、電力変換装置１の効率を低下させる可能性があり好ましくない。しかし、プレスパック素子がＰＮＰ素子であれば、通常動作時にはＰＮＰ素子に電流が流れないので、少数キャリアの発生も十分に小さく、リカバリ動作への影響も極めて小さいので、過電流破壊や効率低下の問題が原則生じない。したがって、プレスパック素子はＰＮＰ素子であることが好ましい。
【００５１】
次に、プレスパック素子がＰＮＰＮ構成の時に、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐ側からＮＰＮＰ層順に接続され、Ｐ相が単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続されることの効果について説明する。ＰＮＰＮ構成素子の例として、ＰＮＰＮ素子がサイリスタ９９９Ｔであった場合を例にとり説明する。
【００５２】
サイリスタ９９９Ｔのアノードが単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐ、カソードが単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続されている場合を想定する。通常動作の際、電流が単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐから流出している時に、１１ａのＩＧＢＴをターンオンすると単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐの電位が急激に上昇する。サイリスタ９９９Ｔは順方向に接続されているため、サイリスタなどのＰＮＰＮ素子は順方向の急激な電圧変化が生じると空乏層の急激な変化により、変位電流が発生して、それがゲート電流として機能して、ＰＮＰＮ素子がラッチアップ、すなわち誤点弧して、単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐと単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎ間を短絡してしまう。
【００５３】
しかし、サイリスタ９９９Ｔのカソードを単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐにアノードを単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続すると変位電流によるラッチアップがない。したがって、該プレスパック素子がサイリスタ９９９Ｔである場合には、サイリスタのカソードを単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐにアノードを単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続することが好ましい。なお、ＰＮＰＮ素子は、サイリスタのようにゲート端子を有する必要はない。
【００５４】
なお、本発明は、１１ａのＩＧＢＴと１１ｂのＩＧＢＴが同時にオンして、いわゆるＰＮ短絡の状態になり、直流コンデンサ１２の電荷が放電しきっしまう場合でも運転継続できる。
【００５５】
以下、簡単に説明する。通常、モジュール型ＩＧＢＴ素子がＰＮ短絡すると一旦、ＩＧＢＴチップが過電流で短絡し、そののちにＩＧＢＴとモジュール端子を接続するワイヤやリボン導体が過電流で溶融して、オープン故障となる。単位変換器１４の１１ａのＩＧＢＴと１１ｂのＩＧＢＴが同時にオンする、いわゆるＰＮ短絡が発生すると、直流コンデンサ１２の電荷が放電して、自給電源１７はゲート電源１８や単位変換器制御回路１５に電力を供給できなくなる。
【００５６】
また、１１ａと１１ｂのＩＧＢＴもオープン故障する確率が高く、いずれにせよ１１ａと１１ｂのＩＧＢＴは制御不能になる。仮に１１ｂのＩＧＢＴとダイオードがいずれもオープン故障してしまうと、バッファリアトクル５を経由してアームに流れる電流が遮断されてしまい、バッファリアトクル５に過電圧が発生し、その電圧は１１ａと１１ｂのＩＧＢＴがＰＮ短絡した単位変換器１４の単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐと単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに印加され、プレスパック素子９９９が過電圧破壊して、再び他の単位変換器１４に電流を供給できるようになるので電力変換装置１を運転継続できる。単位変換器１４の短絡に自給電源１７からの電力によるゲート駆動などが必要であると短絡動作ができなくなるのに対し、本発明では、自給電源１７からの電力供給が断たれても運転継続できる。
【００５７】
なお、素子破壊の時の運転継続性は、直流送電等に用いてる電力変換装置など高信頼性が必要なシステムにより重要である。ＨＶＤＣシステムは複数の電力変換装置１の高電位直流端子８８８Ｐ同士、８８８Ｎ同士を接続した構成となる。
【実施例２】
【００５８】
第２の実施例は第１の実施例において、プレスパック素子がダイオード９９９Ｄであり、該ダイオード９９９ＤのＰＮ接合のビルトイン電圧が１１ｂのダイオードのオン電圧よりも高いことを特徴とする。但し、ダイオード９９９Ｄのカソードを単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐに、アノードを単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続する。
【００５９】
該ダイオード９９９ＤのＰＮ接合のビルトイン電圧が１１ｂのダイオードのオン電圧よりも高ければ、少数キャリアの発生量は極めて少ないため、電力変換装置１の効率低下の問題は少ない。
【００６０】
なお、該ダイオード９９９ＤのＰＮ接合のビルトイン電圧を高くするには、該ダイオード９９９ＤをＳｉＣで構成する、もしくはシリコンダイオードでも複数のダイオードを直列に接続することにより、等価的にビルトイン電圧を高くすることができる。
【実施例３】
【００６１】
第３の実施例は第１の実施例において、プレスパック素子がショットキーバリアダイオード９９９Ｄであることを特徴とする。但し、ダイオード９９９Ｄのカソードを単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐに、アノードを単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎに接続する。
【００６２】
該ダイオード９９９Ｄがショットキーバリアダイオードであれば、少数キャリアの発生は無視できるため、電力変換装置１の効率低下の問題は少ない。
【００６３】
なお、該ショットキーバリアダイオード９９９Ｄに十分な耐圧を有する様にするには、該ショットキーバリアダイオード９９９ＤがＳｉＣであることが好ましい。
【実施例４】
【００６４】
第４の実施例は、第１から第３の実施例で、プレスパック素子の耐圧が１１ｂの耐圧以上であったのに対し、第４の実施例では、通常動作における単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐと単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎ間の電位差以上であることを特徴とする。
【００６５】
ＩＧＢＴ１１ｂに電流が流れている時にＩＧＢＴ１１ｂをターンオフすると直流コンデンサ１２、ＩＧＢＴ１１ａ、ＩＧＢＴ１１ｂ、直流コンデンサ１２のループの寄生インダクタンスと電流の時間減少率の積に相当する電圧が直流コンデンサ１２の直流電圧に重畳された電圧が単位変換器の高電位側出力端子２００Ｐと単位変換器の低電位側出力端子２００Ｎ間に生じる。この電圧よりもプレスパック素子の耐圧が高ければよい。
【符号の説明】
【００６６】
１  電力変換装置
２、１４  単位変換器
２_Ｕ  Ｕ相正側アーム
２_Ｖ  Ｖ相正側アーム
２_Ｗ  Ｗ相正側アーム
２_ｕ  Ｕ相負側アーム
２_ｖ  Ｖ相負側アーム
２_ｗ  Ｗ相負側アーム
３  制御装置
４  信号線
５  バッファリアクトル
６  系統インピーダンス
７  交流電力系統
８  各相電圧指令生成器
９  同期信号生成器
１０  搬送波生成器
１１  ＩＧＢＴ素子
１２  直流コンデンサ
１３  ヒューズ
１５  単位変換器制御回路
１６  ゲートドライバ
１７  自給電源
１８  ゲート電源
１９  比較器
２０  データ送信部
２１  データ受信部
２００Ｐ  単位変換器の高電位側出力端子
２００Ｎ  単位変換器の低電位側出力端子
６６６  プレスパック素子の半導体
７７７  プレスパック素子の電極導体
９９９  プレスパック素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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