(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナ素子が接続される第２ポートと給電回路が接続される第１ポートとの間に挿入されるインピーダンス変換回路を備えるデバイスであって、
接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に並列接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とするインピーダンス変換デバイス。
【請求項２】
前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体内に配置された導体パターンで構成され、前記キャパシタは前記積層体に搭載されたチップキャパシタである、請求項１に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項３】
前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体内に配置された導体パターンで構成され、前記キャパシタは、前記積層体内に形成された、互いに対向する電極で構成された、請求項１に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項４】
前記トランスは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との密結合により、前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分を抑制する等価的な負のインダクタンス成分を備える、請求項１〜３のいずれかに記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項５】
前記第１インダクタンス素子は第１コイル素子および第２コイル素子を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作る導体の巻回パターンで構成されている、請求項１〜４のいずれかに記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項６】
前記第２インダクタンス素子は第３コイル素子および第４コイル素子を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作る導体の巻回パターンで構成されている、請求項５に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項７】
前記キャパシタは、前記第３コイル素子と前記第４コイル素子との接続点と接地との間に接続された、請求項６に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項８】
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じである、請求項１〜７のいずれかに記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項９】
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きである、請求項１〜８のいずれかに記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１０】
前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体内に配置された導体パターンで構成され、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは前記積層体の内部で結合している、請求項１に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１１】
前記第２インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第１インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されている、請求項１０に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１２】
前記第１コイル素子および前記第２コイル素子の導体パターンは、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子の導体パターンより線幅が細いかまたは同等であり、
前記第３コイル素子および前記第４コイル素子の導体パターンは、平面視で前記第１コイル素子および前記第２コイル素子の導体パターンにそれぞれ重なっている、請求項６または７に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１３】
前記積層体内にグランド導体が設けられていて、
前記第２インダクタンス素子が前記第１インダクタンス素子よりも前記グランド導体の近くに設けられていて、前記キャパシタは前記第２インダクタンス素子と前記グランド導体との間に生じる浮遊容量で構成された、請求項３に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１４】
前記二つのインダクタンス素子を外側から更に挟み込む位置にグランド導体が配置されている、請求項１１に記載のインピーダンス変換デバイス。
【請求項１５】
アンテナ素子と、前記アンテナ素子が接続される第２ポートと給電回路が接続される第１ポートとの間に挿入されるインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に並列接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とするアンテナ装置。
【請求項１６】
アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子が接続される第２ポートと前記給電回路が接続される第１ポートとの間に接続されるインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に並列接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とする通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナ装置に設けられるインピーダンス変換デバイス、そのアンテナ装置およびこれを用いた通信端末装置に関し、特に、広い周波数帯域で整合するアンテナ装置を実現するものに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ(Global System for mobile Communication)（登録商標）、ＤＣＳ(DigitalCommunication System)、ＰＣＳ(Personal Communication Services)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile TelecommunicationsSystem)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(Global Positioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
【０００３】
広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、特許文献１や特許文献２に開示されているように、ＬＣ並列共振回路やＬＣ直列共振回路にて構成された広帯域の整合回路を備えたものが一般的である。また、広い周波数帯域に対応するアンテナ装置として、たとえば特許文献３や特許文献４に開示されているようなチューナブルアンテナが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−３３６２５０号公報
【特許文献２】特開２００６−１７３６９７号公報
【特許文献３】特開２０００−１２４７２８号公報
【特許文献４】特開２００８−０３５０６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１，２に示されている整合回路は複数の共振回路を含むものであるため、この整合回路における挿入損失が大きくなりやすく、十分な利得が得られないことがある。
【０００６】
他方、特許文献３，４に示されているチューナブルアンテナは、可変容量素子を制御するための回路、すなわち周波数帯域を切り換えるための切替回路、が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きいので十分な利得が得られないことがある。
【０００７】
本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域で給電回路とアンテナ素子とを整合させるインピーダンス変換デバイス、このインピーダンス変換デバイスを備えたアンテナ装置およびこのアンテナ装置を備えた通信端末装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のインピーダンス変換デバイスは、アンテナ素子が接続される第２ポートと給電回路が接続される第１ポートとの間に挿入されるインピーダンス変換回路を備えるデバイスであって、
接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とする。
【０００９】
本発明のアンテナ装置は、アンテナ素子と、前記アンテナ素子が接続される第２ポートと給電回路（高周波回路）が接続される第１ポートとの間に挿入されるインピーダンス変換回路とを含み、
前記インピーダンス変換回路は、接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に並列接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とする。
【００１０】
本発明の通信端末装置は、アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子が接続される第２ポートと前記第１ポートが接続される第１ポートとの間に接続されるインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
前記インピーダンス変換回路は、接地されずに前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続された第１インダクタンス素子で構成される第１回路、および前記第２ポートと接地との間に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合する第２インダクタンス素子を含む第２回路を備え、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とでのみ単一のトランスが構成され、
前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に並列接続され、前記トランスによる、前記第１ポートに対する前記第２ポートのインピーダンスの比に周波数特性をもたせるキャパシタを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、インピーダンス変換回路にてアンテナの放射抵抗と同傾向の周波数特性を有するインピーダンスの実部を得て、アンテナ装置のインピーダンスの周波数特性変化を小さくすることができる。ゆえに、高周波回路と広い周波数帯域でマッチングのとれたアンテナ装置を容易に実現できる。
【００１２】
また、インピーダンスの周波数特性変化が少ないアンテナを備えて、周波数帯域の異なる各種の通信システムに対応可能な通信端末装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ装置の基本形であるアンテナ装置１００の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
【図２】図２（Ａ）は高周波回路のインピーダンスの実部Ｒｃをアンテナの放射抵抗Ｒｒと同等の周波数特性にしたアンテナ装置１０１の回路図である。図２（Ｂ）は図２（Ａ）の等価回路図である。
【図３】図３は、図２（Ａ）、図２（Ｂ）のＰ２点から高周波回路側を見た入力インピーダンスのシミュレーション例である。
【図４】図４は、図２（Ａ）、図２（Ｂ）のＰ２点から見たインピーダンス変換デバイス２５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。
【図５】図５はマルチバンドに対応させたアンテナ装置１０１の回路図である。
【図６】図６（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置の回路図である。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。
【図７】図７（Ａ）は第２の実施形態のインピーダンス変換デバイス１５の斜視図、図７（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。
【図８】図８はインピーダンス変換デバイス１５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図９】図９は、図８に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。
【図１０】図１０は第２の実施形態に係るインピーダンス変換デバイス１５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。
【図１１】図１１は第３の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの構成を示す図である。
【図１２】図１２は第３の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。
【図１３】図１３は第４の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの回路図である。
【図１４】図１４は第４の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図１５】図１５は第５の実施形態のアンテナ装置の回路図である。
【図１６】図１６はインピーダンス変換デバイス３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図１７】図１７は第６の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換デバイスを構成する積層体４０の分解斜視図である。
【図１８】図１８は第７の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換デバイスを構成する積層体の分解平面図である。
【図１９】図１９（Ａ）は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８Ａの回路図、図１９（Ｂ）は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８Ｂの回路図、図１９（Ｃ）は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８Ｃの回路図である。
【図２０】図２０は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８Ｃのインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図２１】図２１は、図１９（Ｃ）のＰ２点から高周波回路側を見た入力インピーダンスのシミュレーション例である。
【図２２】図２２は図１９（Ｃ）のＰ２点から見たインピーダンス変換デバイス２５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。
【図２３】図２３（Ａ）は第９の実施形態の第１例である通信端末装置、図２３（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
《第１の実施形態》
図１（Ａ）は、第１の実施形態に係るアンテナ装置の基本形であるアンテナ装置１００の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
【００１５】
図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１００は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換デバイス２５Ｐとを備えている。アンテナ素子１１はモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換デバイス２５が接続されている。インピーダンス変換デバイス２５Ｐは（厳密に言うと、インピーダンス変換デバイス２５のうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）アンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００１６】
インピーダンス変換デバイス２５Ｐは、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナ素子１１にそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
【００１７】
このインピーダンス変換デバイス２５Ｐは、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｌａ，Ｌｂ，ＬｃによるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｌａ、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｌｂ、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｌｃで構成される。
【００１８】
一方、アンテナ素子１１は図１（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分ＣANTで構成される。
【００１９】
第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは互いに結合し、相互インダクタンスＭを生じている。第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２により実現される機能は、まず給電回路側（高周波回路側）のインピーダンスの実部をアンテナ側のインピーダンスの実部に整合するようインピーダンス変換を行うことである。多くの場合、給電回路側のインピーダンスは５０Ωに設定されるが、アンテナ素子のインピーダンスは５０Ωより低いことが多い。
【００２０】
図１（Ｂ）のＰ２点から給電回路３０側を見たインピーダンスの実部をＲｃとすると、
Ｒｃ＝給電回路側のインピーダンス（５０Ω）×Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）
になる。インピーダンスの実部についてアンテナと高周波回路を整合するには、
Ｒｃ＝Ｒｒ
となるようＬ１、Ｌ２およびＭの値を設定すればよい。しかし、前述したように、アンテナのインピーダンスの実部Ｒｒも周波数特性を有しており、広い周波数帯に亘り整合するためには、Ｒｃにも実部Ｒｒと同様の周波数特性を持たせることが必要である。なお、アンテナのインピーダンスの実部は一般的に放射損失と抵抗損失の和に相当するが、抵抗損失が小さい場合にはほぼ放射抵抗に相当する。
【００２１】
図２（Ａ）は前記高周波回路のインピーダンスの実部Ｒｃをアンテナの放射抵抗Ｒｒと同等の周波数特性にしたアンテナ装置１０１の回路図である。図２（Ｂ）はその等価回路図である。図２（Ａ）に示すように、第２インダクタンス素子Ｌ２に並列するキャパシタ（容量）Ｃｐを設けることで、等価回路上は図２（Ｂ）に示すように、第３インダクタンス素子ＬｃにキャパシタＣｐが付加された構造となる。このことにより、図２（Ａ）、図２（Ｂ）のＰ２点から給電回路（高周波回路）側を見たインピーダンスの実部Ｒｃにアンテナの放射抵抗Ｒｒと同傾向の周波数特性をもたせることができる。すなわち、Ｃｐがない場合には、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２のインピーダンス比は周波数によらず一定であるが、Ｃｐと第２インダクタンス素子Ｌ２の並列インピーダンスは共振周波数以下では、周波数の上昇にともない次第に増加する。そのため、前記Ｒｃの値は、共振周波数以下では、周波数が高くなるほど大きくなる。従ってＬ１，Ｌ２，Ｃｐの各素子値を適切に設定することで、Ｐ２点から給電回路側を見たインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができる。キャパシタＣｐは、第２インダクタンス素子Ｌ２に対して並列に部品としてのキャパシタ部品を接続することによって設けてもよいし、第２インダクタンス素子Ｌ２の配線をグランド導体に近接させることで生じる寄生容量で構成してもよい。
【００２２】
以上、インピーダンス変換デバイス２５がアンテナの放射抵抗Ｒｒについて、広い周波数帯域で高周波回路と整合させることを述べた。第１の実施形態では、次に述べるように、さらにリアクタンス成分についても広い周波数帯に亘って整合する。
【００２３】
図２（Ａ）に示した（図１（Ａ）についても同様である。）第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合している。このことにより等価的な負のインダクタンス成分（−Ｍ）が生じている。そして、この負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって、アンテナ素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消すことにより、アンテナ素子１１のインダクタンス成分が見かけ上小さくされている。すなわち、アンテナ素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、アンテナ素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
【００２４】
図２（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図２（Ｂ）の第１インダクタンス素子ＬａのインダクタンスはＬ１＋Ｍ、第２インダクタンス素子Ｌｂのインダクタンスは−Ｍ、第３インダクタンス素子ＬｃのインダクタンスはＬ２＋Ｍである。すなわち、第２インダクタンス素子Ｌｂのインダクタンスは、Ｌ１，Ｌ２の値に関わらず負の値である。すなわち、ここに等価的な負のインダクタンス成分が形成されている。
【００２５】
アンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換デバイス２５における前記負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換デバイス２５のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｌｂを含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置１０１のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
【００２６】
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、インダクタンス素子の素子値にもよるが、この結合度は例えば０．１以上、さらには０．５以上であることが好ましい。なお、アンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTをインピーダンス変換デバイス２５における前記負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって必ずしも完全に打ち消す必要はなく、アンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTをインピーダンス変換デバイス２５における前記負のインダクタンス成分（−Ｍ）で低減できれば、リアクタンス成分についての整合の改善効果がある。
【００２７】
このようにして、アンテナと高周波回路間のインピーダンスを実部虚部共に広い周波数帯域にわたり整合できる。
【００２８】
図３は、前記Ｐ２点から高周波回路側を見た入力インピーダンスのシミュレーション例である。破線は前記キャパシタＣｐのない場合の特性を示している。実線は前記キャパシタＣｐを設けた場合の特性を示している。Ｃｐを設けることにより、高周波側で放射抵抗Ｒｒの値がより大きくなるような周波数特性になることがわかる。図４は前記Ｐ２点から見たインピーダンス変換デバイス２５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図４中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記キャパシタＣｐがある場合のＰ２点から高周波回路側を見たインピーダンス変換デバイス２５のインピーダンスの実部、Ｂ２は前記キャパシタＣｐが無い場合のＰ２点から高周波回路側を見たインピーダンス変換デバイスのインピーダンスの実部である。Ｃｐがある場合、Ｐ２点から高周波回路側を見たインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができ、広い周波数帯域で高周波回路と整合させることができることが分かる。
【００２９】
なお、アンテナ素子についてはモノポールアンテナについて述べたが、図５に示したようにその他のアンテナでもよい。図５はマルチバンドに対応させたアンテナ装置１０１の回路図である。このアンテナ装置１０１は、ＧＳＭ（登録商標）方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。アンテナ素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
【００３０】
このアンテナ装置１０１は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型のアンテナ素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００〜２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）のアンテナ素子として作用する。ここで、分岐モノポール型のアンテナ素子１１は必ずしもそれぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、インピーダンス変換デバイス２５が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。インピーダンス変換デバイス２５は、例えば、８００〜９００ＭＨｚ帯で、第１放射部と第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第１放射部および第２放射部から放射させ、または、第１放射部および第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
【００３１】
第１の実施形態によれば、インピーダンス変換デバイス２５はアンテナの放射抵抗の周波数変化に対応するインピーダンス整合と、アンテナの等価インダクタンスに整合する負のインダクタンス値を同時に実現できるため、様々なインピーダンスのアンテナに対しても広い周波数帯にわたり整合をとることができ、広帯域の通信やマルチバンドの通信、複数のシステムが同一アンテナを共用する場合でも回路とアンテナ間の損失の小さな通信機が実現できる。また、本インピーダンス変換デバイスとアンテナもしくは高周波回路の間にインダクタンス素子や容量素子、フィルタ素子など整合調整用の素子をさらに加えることでさらにインピーダンス整合の微調整を行ってもよい。
【００３２】
《第２の実施形態》
図６（Ａ）は第２の実施形態のインピーダンス変換デバイス１５およびそれを備えたアンテナ装置の回路図である。このインピーダンス変換デバイス１５は、第１の実施形態のインピーダンス変換デバイス２５における第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２をそれぞれ２つのインダクタンス素子に分割し、それぞれの相互インダクタンスが図６（Ａ）の関係となるように、それぞれのインダクタンス素子を配置したものである。
【００３３】
図６（Ｂ）は、図６（Ａ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。図６（Ｂ）に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００３４】
コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００３５】
コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
【００３６】
また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合による電流が励起される。図６（Ｂ）中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
【００３７】
第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。すなわち、損失を抑え、高周波エネルギーを伝搬させることができる。
【００３８】
インピーダンス変換デバイス１５は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
【００３９】
こうした効果により、より結合が強く損失の少ないトランスとして機能するため、損失の少ないインピーダンス変換トランス、大きな相互インダクタンス値が得られる。また、Ｌ２ａ，Ｌ２ｂをグランド導体により近い位置に配置することで、前記キャパシタＣｐを得ることができる。従って、図６（Ａ）、図６（Ｂ）の構成でも第１の実施形態と同様でかつより損失の小さいインピーダンス変換および整合をさせることができる。
【００４０】
図７（Ａ）は第２の実施形態のインピーダンス変換デバイス１５の斜視図、図７（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図８はインピーダンス変換デバイス１５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
【００４１】
図８に示すように、各基材層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。図８に示した範囲で基材層５１ａに導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂに導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆに導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇに導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈには給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図８中の縦方向に延びる線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００４２】
図８において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂの巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして８の字構造の導体パターンで４つコイル素子を構成している。
【００４３】
なお、各層は誘電体シートで構成されていてもよい。但し、比透磁率の高い磁性体シートを用いれば、コイル素子間の結合係数をより高めることができる。
【００４４】
図９は、図８に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。磁束ＦＰ１２は導体パターン６１〜６３による第１コイル素子Ｌ１ａおよび導体パターン６３〜６５による第２コイル素子Ｌ１ｂを通る。また、磁束ＦＰ３４は導体パターン７１〜７３による第３コイル素子Ｌ２ａおよび導体パターン７３〜７５による第４コイル素子Ｌ２ｂを通る。
【００４５】
図１０は第２の実施形態に係るインピーダンス変換デバイス１５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは、この第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成されるように巻回されていて、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成されるように巻回されている。このように、第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４とが互いに逆方向になるように４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂが巻回されている。図１０中の二点鎖線の直線はこの２つの磁束ＦＰ１２とＦＰ３４とが互いに交わらないような磁気障壁を表している。このようにコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａの間、およびＬ１ｂとＬ２ｂの間に磁気障壁が生じる。
【００４６】
《第３の実施形態》
図１１は第３の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの構成を示す図である。図１１に示した範囲で基材層５１ａに導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂに導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｆに導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｄに導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇの下面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図１１中の縦方向に延びる線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００４７】
図１１において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。
【００４８】
図１２は第３の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成される。また、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成される。第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４の向きは互いに逆方向である。
【００４９】
ここで、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂを「１次側」、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂを「２次側」と表すと、図１２に示すように、１次側のうちの２次側に近い方に給電回路がつながるので、１次側のうちの２次側近傍の電位を高くすることができ、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとの間での電界結合が高まり、この電界結合による電流が大きくなる。
【００５０】
この第３の実施形態の構成によっても、コイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂ、Ｌ２ａとＬ２ｂのインダクタンス値はそれぞれの結合により小さくなるため、この第３の実施形態で示したインピーダンス変換デバイスも第２の実施形態のインピーダンス変換デバイスと同様の効果を奏する。
【００５１】
《第４の実施形態》
図１３は第４の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスの回路図である。このインピーダンス変換デバイスは、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第２の直列回路２７、アンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第１・第３の直列回路２６，２８とで構成されている。
【００５２】
第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
【００５３】
図１３において、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ２ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ２ｄとの結合を表している。
【００５４】
図１４は第４の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００５５】
図１４に示した範囲で基材層５１ａに導体パターン８２が形成され、基材層５１ｂに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７２が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン７１，７３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｆに導体パターン６２が形成されている。基材層５１ｇの上面にはグランド導体６９が形成されている。基材層５１ｇの下面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１４中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００５６】
図１４において、導体パターン６２の右半分と導体パターン６１とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７１と導体パターン７２の右半分とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。
【００５７】
導体パターン６２とグランド導体６９との間に、図１３に示したキャパシタＣｐが生じる。
【００５８】
図１４において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとに鎖交する。このように、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。図１４において二点鎖線の平面は、前記三つの閉磁路の間にコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａ、Ｌ１ａとＬ２ｃ、Ｌ１ｂとＬ２ｂ、Ｌ１ｂとＬ２ｄが各々逆向きに磁束が発生するように結合しているために等価的に生じる二つの磁気障壁ＭＷである。換言すると、この二つの磁気障壁ＭＷでコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる閉磁路の磁束、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路の磁束、およびコイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄによる閉磁路の磁束をそれぞれ閉じ込める。
【００５９】
このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
【００６０】
そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。このことにより、図１３に示した第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分が小さくなる。
【００６１】
また、第４の実施形態によれば、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
【００６２】
このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
【００６３】
また、この第４の実施形態においては、第１インダクタンス素子（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）を第２のインダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）で挟み込むように配置することによって、第１インダクタンス素子（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
【００６４】
また、第１インダクタンス素子（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と第２インダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）とがより密結合し、つまり、漏れ磁界が少なくなり、第１インダクタンス素子（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と第２インダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）との間の高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。
【００６５】
なお、第１インダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂと第２インダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂとは平面視で大半が重なっている。そのため、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂは、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂとグランド導体６９との間に容量が生じるのを抑制する。このことにより、第１インダクタンス素子（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）による第１回路のインピーダンスの実部の周波数特性を一定にしたまま、第２インダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）およびキャパシタＣｐによる第２回路のインピーダンスの実部の周波数特性を効果的に変化させることができる。
【００６６】
《第５の実施形態》
図１５は第５の実施形態のアンテナ装置の回路図である。ここで用いられているインピーダンス変換デバイス３５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとで構成されている。第２インダクタンス素子Ｌ２１は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとで構成されている。また、もう一つの第２インダクタンス素子Ｌ２２は第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとで構成されている。
【００６７】
図１３に示した回路と異なり、この第５の実施形態では、第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２に対して並列接続されるキャパシタＣｐを個別の素子として備えている。
【００６８】
図１６は前記インピーダンス変換デバイス３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００６９】
図１６に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｆに導体パターン６８が形成されている。基材層５１ｇの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１６中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００７０】
図１６において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
【００７１】
導体パターン６８とグランド導体６９との対向によって、図１５に示したキャパシタＣｐが形成されている。
【００７２】
《第６の実施形態》
図１７は第６の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換デバイスを構成する積層体４０の分解斜視図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００７３】
図１７に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７５が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｈにグランド導体７０が形成されている。基材層５１ｆの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１７中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００７４】
図１７において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
【００７５】
グランド導体６９と導体パターン６２とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。また、グランド導体７０と導体パターン８１，８３とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。
【００７６】
この第６の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを備えたアンテナ装置の回路図は図１５に示したものと同じである。前記グランド導体６９と導体パターン６２との間に生じる容量、およびグランド導体７０と導体パターン８１，８３との間に生じる容量が図１５に示したキャパシタＣｐに相当する。
【００７７】
なお、この第６の実施形態のように、複数層に形成された各種導体パターンの上下をグランド導体６９，７０で挟んだ構造により、積層体全体を薄くしても外部の導体や回路との不要結合が抑制されるので安定した特性が得られる、そのため薄型化できる。また、積層体の上層にグランド導体７０を備えることにより、積層体の上面に表面実装部品を搭載してもインピーダンス変換特性に影響を与えない。そのため、積層体に各種チップ部品を搭載してモジュール部品を構成することができる。
【００７８】
《第７の実施形態》
図１８は第７の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換デバイスを構成する積層体の分解平面図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。図１８において基材層（１）は最上層の磁性体シート、基材層（１１）は最下層の磁性体シートである。基材層（１）〜（１０）については各磁性体シートの下面に形成されている導体パターンを示している。最下層の基材層（１１）については積層体に形成された後に形成された外部電極のパターンを示している。
【００７９】
図１８において、基材層（１）にグランド導体７０、基材層（１０）にグランド導体６９がそれぞれ形成されている。基材層（２）には導体パターン８２、基材層（３）には導体パターン８１ａ，８３ａ、基材層（４）には導体パターン８１ｂ，８３ｂ、基材層（５）には導体パターン７１，７３、基材層（６）には導体パターン７２、基材層（７）には導体パターン６１ｂ，６３ｂ、基材層（８）には導体パターン６１ａ，６３ａ、基材層（９）には導体パターン６２がそれぞれ形成されている。また、積層体の下面には給電端子４１、アンテナ端子４３およびグランド端子４２ａ〜４２ｄが形成されている。
【００８０】
第１インダクタンス素子を構成する第１コイル素子および第２コイル素子の導体パターン（７１，７２，７３）の線幅は、第２インダクタンス素子を構成する第３コイル素子および第４コイル素子の導体パターン（６１ａ，６１ｂ，６２，６３ａ，６３ｂ，８１ａ，８１ｂ，８２，８３ａ，８３ｂ）の線幅より細いかまたは同等である。また、第３コイル素子および第４コイル素子を構成する各導体パターンは、平面視で第１コイル素子および第２コイル素子の導体パターンにそれぞれ重なっている。この構造により、第１インダクタンス素子とグランド導体との間の浮遊容量を抑制できる。
【００８１】
図１８に示したインピーダンス整合回路の等価回路は図１５に示したものと同じである。図１８において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１ａ，８１ｂと導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３ａ，８３ｂとによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１ａ，６１ｂと導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３ａ，６３ｂとによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
【００８２】
グランド導体６９と導体パターン６２とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。また、グランド導体７０と導体パターン８２とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。
【００８３】
この第７の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを備えたアンテナ装置の回路図は図１５に示したものと同じである。前記グランド導体６９と導体パターン６２との間に生じる容量、およびグランド導体７０と導体パターン８２との間に生じる容量が図１５に示したキャパシタＣｐに相当する。
【００８４】
前記各種導体パターンには、銀や銅などの導電性材料を主成分として形成することができる。各基材層には、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。基材層用の材料としては、特に、ＵＨＦ帯用のインピーダンス変換デバイスを形成する場合は誘電体材料を用いることが好ましく、ＨＦ帯用のインピーダンス変換デバイスを形成する場合は磁性体材料を用いることが好ましい。
【００８５】
《第８の実施形態》
図１９（Ａ）は第８の実施形態に係るインピーダンス変換デバイス２５Ｃおよびそれを備えたアンテナ装置１０８Ａの回路図、図１９（Ｂ）は第８の実施形態に係るインピーダンス変換デバイス１５Ｃおよびそれを備えたアンテナ装置１０８Ｂの回路図、図１９（Ｃ）は第８の実施形態に係るインピーダンス変換デバイス３５Ｃおよびそれを備えたアンテナ装置１０８Ｃの回路図である。
【００８６】
図１９（Ａ）に示すアンテナ装置１０８Ａは、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換デバイス２５Ｃとを備えている。アンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換デバイス２５Ｃが接続されている。インピーダンス変換デバイス２５Ｃは（厳密に言うと、インピーダンス変換デバイス２５Ｃのうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）アンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。
【００８７】
インピーダンス変換デバイス２５Ｃは、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナ素子１１にそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
【００８８】
アンテナ装置１０８Ａでは、第２インダクタンス素子Ｌ２の途中と接地との間にキャパシタＣｐが設けられている。
【００８９】
図１９（Ｂ）に示すアンテナ装置１０８Ｂは、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換デバイス１５Ｃとを備えている。このインピーダンス変換デバイス１５Ｃは、前記インピーダンス変換デバイス２５Ｃにおける第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２をそれぞれ２つのインダクタンス素子に分割し、それぞれの相互インダクタンスが図１９（Ｂ）の関係となるように、それぞれのインダクタンス素子を配置したものである。
【００９０】
図１９（Ｃ）に示すアンテナ装置１０８Ｃは、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換デバイス３５Ｃとを備えている。このインピーダンス変換デバイス３５Ｃは、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとで構成されている。第２インダクタンス素子Ｌ２１は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとで構成されている。また、もう一つの第２インダクタンス素子Ｌ２２は第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとで構成されている。
【００９１】
第８の実施形態のインピーダンス変換デバイス２５Ｃ，１５Ｃ，３５Ｃに共通の構成は、第２インダクタンス素子の途中と接地との間にキャパシタＣｐを設けたことである。このように、キャパシタＣｐは第２インダクタンス素子の途中と接地との間に接続してもよい。
【００９２】
図２０は図１９（Ｃ）に示したインピーダンス変換デバイス３５Ｃを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００９３】
図２０に示した範囲で基材層５１ａに導体パターン８２が形成され、基材層５１ｂに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７２が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン７１，７３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｆに導体パターン６２が形成されている。基材層５１ｇの上面には導体パターン６８が形成されている。基材層５１ｈの上面にはグランド導体６９が形成されている。基材層５１ｈの下面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図２０中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００９４】
図２０において、導体パターン６２の右半分と導体パターン６１とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７１と導体パターン７２の右半分とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。
【００９５】
導体パターン６８とグランド導体６９との間に、図１９（Ｃ）に示したキャパシタＣｐが生じる。その他の構成は図１４に示したインピーダンス変換デバイスと同じである。
【００９６】
図２１は、図１９（Ｃ）に示したＰ２点から高周波回路側を見た入力インピーダンスのシミュレーション例である。破線は前記キャパシタＣｐのない場合の特性を示している。実線は前記キャパシタＣｐを設けた場合の特性を示している。使用周波数範囲で周波数の上昇に伴って、インピーダンス軌跡は図中の矢印方向（右回り）に推移する。キャパシタＣｐを第２インダクタンス素子に対して並列に接続した場合は図３に示したように、周波数上昇にともなって、インピーダンスは誘導性領域（スミスチャートの上半分）から容量性領域（スミスチャートの下半分）へ推移するが、この第８の実施形態では、誘導性領域内でインピーダンス軌跡が回ることにより、高周波域のインピーダンスの設計自由度が増し、高周波域での実部または虚部のインピーダンスの設計が容易になる。したがって、ハイバンドでのアンテナの放射抵抗とインピーダンス整合し易くなる。
【００９７】
図２２は図１９（Ｃ）のＰ２点から見たインピーダンス変換デバイス３５Ｃのインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図２２中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記キャパシタＣｐがある場合のＰ２点から高周波回路側を見たインピーダンス変換デバイス３５Ｃのインピーダンスの実部、Ｂ２は前記キャパシタＣｐが無い場合のＰ２点から高周波回路側を見たインピーダンス変換デバイスのインピーダンスの実部である。Ｃｐがある場合、図４に示した例と比較すると、周波数上昇に伴うインピーダンスの上昇傾向が大きくなりすぎず、ローバンド（７００ＭＨｚ帯）とハイバンド（２ＧＨｚ帯）の両方について、Ｐ２点から高周波回路側を見たインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができる。すなわち広い周波数帯域で高周波回路と整合させることができることが分かる。
【００９８】
このようにインピーダンス軌跡が回る理由は、図１９（Ｃ）に示した第３コイル素子Ｌ２ｃとキャパシタＣｐとで共振回路が構成され、この共振により高インピーダンスとなるが、Ｌ２ａ及びＬ２ｂでの並列回路があるので、一定のインピーダンスまでしか上がらず、この共振周波数から離れた周波数では、第４コイル素子Ｌ２ｄとキャパシタＣｐとによる経路が有効になってインピーダンス変換比が周波数に応じて定まることによるものと推測される。
【００９９】
なお、図２０に示した例では導体パターン６２の中央とグランド導体との間にキャパシタＣｐを設けたが、さらに導体パターン８２の中央とグランド導体との間にキャパシタＣｐを設けてもよい。
【０１００】
《第９の実施形態》
第９の実施形態では、既に示したインピーダンス変換デバイス３５Ｃを備えた通信端末装置の例を示す。
【０１０１】
図２３（Ａ）は第９の実施形態の第１例である通信端末装置、図２３（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは、例えば携帯電話・移動体端末向けの１セグメント部分受信サービス（通称：ワンセグ）の高周波信号の受信用（４７０〜７７０ＭＨｚ）の端末である。
【０１０２】
図２３（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は給電回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。給電回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
【０１０３】
なお、インピーダンス変換デバイス３５Ｃのインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。周波数特性に関する接続線３３のインダクタンス値の影響を小さくすることができるからである。
図２３（Ｂ）に示す通信端末装置２は第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種アンテナ素子を用いることができる。また、このアンテナ素子としては、例えば、筺体１０の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように振る舞うものであってもよい。
【０１０４】
給電回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換デバイス３５Ｃを介して第１放射素子１１に接続されている。また、第１および第２放射素子１１，２１は接続線３３によって互いに接続されている。この接続線３３は第１および第２筺体１０，２０のそれぞれに搭載されている電子部品（図示省略）の接続線として機能するもので、高周波信号に対してはインダクタンス素子として振る舞うがアンテナの性能に直接的に作用するものではない。
【０１０５】
インピーダンス変換デバイス３５Ｃは、給電回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換デバイス３５Ｃを設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換デバイス３５Ｃが担うことが可能になり、アンテナ素子そのものは、主に指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
【０１０６】
《他の実施形態》
以上に示した幾つかの実施形態では、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の両方が一つのコイル素子で構成される例と、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の両方が二つのコイル素子で構成される例を示したが、第１インダクタンス素子または第２インダクタンス素子の一方が一つのコイル素子で構成され、他方が二つのコイル素子で構成されていてもよい。
【符号の説明】
【０１０７】
Ｃａ，Ｃｂ…キャパシタ
ＣANT…キャパシタンス成分
ＣＭ１２…第１の閉磁路
ＣＭ３４…第２の閉磁路
ＣＭ５６…第３の閉磁路
Ｃｐ…キャパシタ
ＦＰ１２，ＦＰ３４…磁束
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ２１，Ｌ２２…第２インダクタンス素子
Ｌ２ａ，Ｌ２ｃ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ，Ｌ２ｄ…第４コイル素子
ＭＷ…磁気障壁
Ｒｒ…放射抵抗
Ｌａ…第１インダクタンス素子
Ｌｂ…第２インダクタンス素子
Ｌｃ…第３インダクタンス素子
１，２…通信端末装置
１０，２０…筺体
１１…アンテナ素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
１５，１５Ｃ…インピーダンス変換デバイス
２５，２５Ｃ…インピーダンス変換デバイス
２６…第１の直列回路
２７…第２の直列回路
２８…第３の直列回路
３０…給電回路
３３…接続線
３５，３５Ｃ…インピーダンス変換デバイス
４０…積層体
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…アンテナ端子
５１ａ〜５１ｊ…基材層
６１〜６８…導体パターン
６９，７０…グランド導体
７１〜７５…導体パターン
８１〜８３…導体パターン
８１ａ，８１ｂ…導体パターン
８３ａ，８３ｂ…導体パターン
１０１…アンテナ装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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