(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から照明器を経由して商用交流電源に戻る電流ループ内に互いに逆向きに直列接続され、それぞれが第１端子と第２端子とゲート端子とを有しゲートの充電により該第１端子から該第２端子に向かう電流流路が形成され該ゲートの放電により該電流流路が遮断されるとともに該ゲートの充電および放電に拘わらず該第２端子から該第１端子に向かう電流流路が形成された一対のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
前記一対のスイッチング素子の各ゲートに対する充電と操作に応じたタイミングでの放電とを、該一対のスイッチング素子について交互に繰り返す充放電回路と、
前記スイッチング回路両端間に発生するサージ電圧を検出し該サージ電圧の発生を受けて前記商用交流電源から供給される交流電力の周期よりも長い所定期間持続する充電禁止信号を生成するサージ電圧検出回路と、
前記充電禁止信号の入力を受けて該充電禁止信号が持続する期間、前記充放電回路による前記ゲートの充電を禁止する充電禁止回路と、
前記スイッチング回路と並列接続され、該スイッチング回路両端間に生じるサージ電圧を吸収するサージ電圧吸収素子とを備えたことを特徴とする調光装置。
【請求項２】
前記充電禁止回路は、前記充電禁止信号が持続する間、前記一対のスイッチング素子それぞれのゲートを放電する放電路を形成する一対のトランジスタを有することを特徴とする請求項１記載の調光装置。
【請求項３】
前記サージ電圧検出回路は、
前記スイッチング回路両端間のサージ電圧を検出するサージ検出素子と、
前記サージ検出素子で得られたサージ検出信号を前記所定期間保持することにより前記充電禁止信号を生成する積分回路とを有することを特徴とする請求項１または２記載の調光装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照明器の調光を行う調光装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用交流電源の電力で点灯する照明器を、例えば住宅の壁等に設置した調光装置によって調光することが広く行われている。このような調光装置の一つとして、その調光装置と、交流電源および照明器との間が２線のみで接続可能なトライアック方式の調光装置が知られている。トライアック方式では、ゲートトリガ信号により、交流波形の山および谷のそれぞれにおいて、トライアックがオフ状態からオン状態に遷移するタイミングが制御される（順位相制御）。このタイミングの制御によって、照明器に供給される電力が制御され、調光が行われる。
【０００３】
ところで、照明器においては、白熱電球よりも高効率・高寿命であるＬＥＤ（発光ダイオード）を用いた照明器が普及してきている。このような照明器には、例えば電球形状を有するＬＥＤ電球がある。
【０００４】
上記のトライアックは、一旦オン状態となった後このオン状態を維持するために、一定度の保持電流を流し続けなければならないという特性を有する。ＬＥＤは、白熱電球と比べて流れる電流が小さく、またダイオード特性を有するため、オン状態を維持に必要な保持電流を維持することができない。したがって、トライアックが誤動作を起こしやすい。このようなトライアック方式特有の問題に対応するため、ＬＥＤを用いた照明器には、ＬＥＤに流れる電流とは別に、トライアックの正常動作に必要な保持電流を常時流すための回路が組み込まれる。この回路の電流は照明に寄与しないので、無駄な消費電流が増加することとなる。
【０００５】
特許文献１には、ＬＥＤ電球および白熱電球のいずれにも使用できる２線式逆位相制御装置が示されている。この装置は、主電流回路に接続される直列逆接続された主電流スイッチング部、および主電流を制御する制御部とから構成される。制御部は、主電流スイッチング部のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電する正・負側ゲート電荷充電部、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲートオフ制御部、放電するタイミングを決定する調光可変パルス出力部、調光可変パルス出力部のトリガ入力信号を生成する全波整流分圧部、および、調光可変パルス出力部の駆動電源を生成する直流電源生成部とを備える。この２線式逆位相制御装置では、交流の半サイクルごと、すなわち交流波形の山および谷のそれぞれで、スイッチング素子をオン状態からオフ状態にする動作を繰り返すことにより、位相制御が行われる。この２線式逆位相制御装置は、スイッチング素子のゲートを充電および放電することで交流波形のオンオフ期間を制御するため、照明器（負荷）としてＬＥＤ電球を用いた場合にも、保持電流維持のための回路を設ける必要がない。したがって、ＬＥＤが本来有する省エネ効果が十分に発揮できる。また、この２線式逆位相制御装置は、交流波形における山および谷のそれぞれの途中で主電流回路のスイッチング素子をオン状態からオフ状態にする逆位相制御を行う。このため、順位相制御のトライアック方式では必要とされるノイズ低減用のチョークコイルや大型のコンデンサが不要である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−２３８３５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記の逆位相制御装置は、通電状態のスイッチング素子をオン状態からオフ状態にすることで位相制御を行うので、誘導性の負荷が誤って接続されるとサージが発生する。誘導性の負荷が誤って接続される場合として、例えば、住宅の電気配線工事において、天井や壁に配置されたダウンライト用の配線にコンセント（アウトレット）が接続され、そのコンセントに例えば電気ドリル、換気扇、ドライヤー、および扇風機が接続されることが想定される。
【０００８】
誘導性負荷が接続されることにより、スイッチング素子の耐圧を超えるサージ電圧（キックバック電圧）が発生すると、スイッチング素子が故障するおそれがある。そこで、スイッチング素子を保護するため、サージ電圧吸収素子を並列に接続することが考えられる。一般的に、サージ電圧吸収素子としては、放電現象を利用したガス・チューブ・アレスタ、半導体のブレークオーバー電圧を利用したシリコン・サージ・アブソーバー、酸化亜鉛を主成分とし、非直線性抵抗の性質を利用したバリスタ素子が知られている。
【０００９】
しかしながら、これらの素子は、本来、雷サージのような単発的なサージ電圧を吸収するための素子である。これに対し、逆位相制御装置に誘導性負荷が接続されたときには、交流波形の半サイクルごとにサージ電圧の発生が繰り返される。このため、吸収するサージ電圧のエネルギーによってサージ電圧吸収素子自体が過熱し、動作不良や破損に至り、スイッチング素子を保護できない事態となる。例えば、単純にガス・チューブ・アレスタを並列接続した場合には数十秒で高温となり、放電が停止してオープン状態となってしまう。また、シリコン・サージ・アブソーバーやバリスタを採用した場合も高温で破損し半導通状態となりやすい。
【００１０】
本発明は上記問題点を解決し、誤って誘導性負荷が接続された場合の故障が抑えられた調光装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成する本発明の調光装置は、
商用交流電源から照明器を経由して商用交流電源に戻る電流ループ内に互いに逆向きに直列接続され、それぞれが第１端子と第２端子とゲート端子とを有しゲートの充電によりこの第１端子からこの第２端子に向かう電流流路が形成されこのゲートの放電によりこの電流流路が遮断されるとともにこのゲートの充電および放電に拘わらずこの第２端子からこの第１端子に向かう電流流路が形成された一対のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
上記一対のスイッチング素子の各ゲートに対する充電と操作に応じたタイミングでの放電とを、この一対のスイッチング素子について交互に繰り返す充放電回路と、
上記スイッチング回路両端間に発生するサージ電圧を検出しこのサージ電圧の発生を受けて上記商用交流電源から供給される交流電力の周期よりも長い所定期間持続する充電禁止信号を生成するサージ電圧検出回路と、
上記充電禁止信号の入力を受けてこの充電禁止信号が持続する期間、上記充放電回路による上記ゲートの充電を禁止する充電禁止回路と、
上記スイッチング回路と並列接続され、このスイッチング回路両端間に生じるサージ電圧を吸収するサージ電圧吸収素子とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
本発明の調光装置は、スイッチング素子が、商用交流電源から照明器を経由して商用交流電源に戻る電流ループ内に接続された、いわゆる２線式の調光装置である。また、本発明の調光装置は、スイッチング素子のゲートの放電を、操作に応じたタイミングで行う逆位相調光装置であるため、ＬＥＤ照明器の消費電力を抑えることができ、また、ノイズの発生も抑えられる。さらに、本発明の調光装置では、誘導性負荷が誤って接続されることによりサージ電圧が発生した場合には、所定期間持続する充電禁止信号によって、スイッチング素子のスイッチングが停止する。つまり、上記所定期間は、サージ電圧が発生しない。このため、サージ電圧吸収素子に吸収されるサージ電圧の発生頻度が低減され、サージ電圧吸収素子の過熱が避けられる。したがって、サージ電圧吸収素子におけるサージ電圧の吸収性能が維持され、調光装置に誘導性負荷が接続された場合にも故障が抑えられる。
【００１３】
ここで、上記本発明の調光装置において、上記充電禁止回路は、上記充電禁止信号が持続する間、上記一対のスイッチング素子それぞれのゲートを放電する放電路を形成する一対のトランジスタを有することが好ましい。
【００１４】
一対のトランジスタによって、スイッチング素子それぞれのゲートを放電することにより、少ない部品による簡単な構成でゲートの充電を確実に禁止することができる。
【００１５】
また、上記本発明の調光装置において、
上記サージ電圧検出回路は、
上記スイッチング回路両端間のサージ電圧を検出するサージ検出素子と、
上記サージ検出素子で得られたサージ検出信号を上記所定期間保持することにより上記充電禁止信号を生成する積分回路とを有することが好ましい。
【００１６】
積分回路によってサージ検出信号の所定期間保持が、少ない部品による簡単な構成で確実に行える。
【発明の効果】
【００１７】
以上説明したように、本発明によれば、誤って誘導性負荷が接続された場合の故障が抑えられた調光装置が実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の調光装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１に示す調光装置の各部の電位波形および電流波形を示すグラフである。
【図３】図１に示す調光装置に、照明器に代えて不正な負荷Ｍが接続された状態を示す回路図である。
【図４】図３に示す回路における調光装置両端の電圧波形、および負荷両端の電圧波形の例を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００２０】
図１は、本発明の調光装置の一実施形態を示す回路図である。
【００２１】
図１に示す調光装置Ｄは、照明器ＬＴに供給される商用交流電源ＡＣの交流電力を位相制御する調光装置である。
【００２２】
商用交流電源ＡＣは、例えば実効電圧１００Ｖ、５０Ｈｚの交流電力を供給する電源である。照明器ＬＴは、ＬＥＤ（ＬＤ）を発光させることで照明する照明器である。照明器ＬＴは、例えば部屋の天井に設置され直下を照らすダウンライト型の照明器である。照明器ＬＴは、複数のＬＥＤ（ＬＤ）からなるＬＥＤアレイを備えている。照明器ＬＴには、図示しない電源回路が内蔵される場合もある。本実施形態の調光装置Ｄには、照明器ＬＴの代わりに、白熱電球やハロゲンランプも接続可能である。
【００２３】
調光装置Ｄは、例えばＪＩＳで規格化された図示しない配線器具取付枠に取り付けられて、照明器ＬＴが設けられた部屋の壁等に設置される。調光装置Ｄは２線式調光装置であり、調光装置Ｄ外部にある照明器ＬＴおよび商用交流電源ＡＣとは２線で接続される。調光装置Ｄは、２つの端子０，１を有しており、一方の端子０が照明器ＬＴに接続され、他方の端子１が商用交流電源ＡＣに接続される。つまり、調光装置Ｄ、商用交流電源ＡＣおよび照明器ＬＴは直列接続される。図１において、商用交流電源ＡＣ、照明器ＬＴ、および調光装置Ｄを一巡して結ぶ回路を主電流ループ（主電流回路）と称する。
【００２４】
調光装置Ｄは、逆位相制御装置であり、商用交流電源ＡＣから供給される交流正弦波波形のうち中点電位（０Ｖ）をクロス（ゼロクロス）してから次に中点電位（０Ｖ）をクロスするまで半周期のうちゼロクロス近傍からオンとなり、後半部分において導通を制限するように位相制御を行う。そして、導通制限の開始タイミングを操作に応じて変化させることにより、電力を制御する。
【００２５】
調光装置Ｄは、スイッチング回路１、充放電回路２、サージ電圧検出回路３、充電禁止回路４、およびサージ電圧吸収素子５を備えている。また、調光装置Ｄには、スイッチ６、ヒューズ７、およびパワーサーミスタ８も設けられている。スイッチ６は、操作に応じて調光装置Ｄ内部の調光の回路をバイパスし、商用交流電源ＡＣの電力を制御なしで照明器ＬＴに供給するためのものである。ヒューズ７およびパワーサーミスタ８は、過大な電流および調光装置内部の異常発熱から回路を保護するためのものである。
【００２６】
スイッチング回路１は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えている。一対のトランジスタＱ１，Ｑ２は、商用交流電源ＡＣから照明器ＬＴを経由して商用交流電源ＡＣに戻る電流ループ内に互いに逆向きに直列接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のそれぞれは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ、およびゲート端子Ｇを有する。トランジスタＱ１，Ｑ２のそれぞれにおいて、ゲート端子Ｇの充電によりドレイン端子Ｄからソース端子Ｓに向かう電流路が形成され、ゲート端子Ｇの放電により上記電流路が遮断される。トランジスタＱ１，Ｑ２のそれぞれには、ソース−ドレイン間に逆導通用のフライホイールダイオードＤ１，Ｄ２（以降、単にダイオードＤ１，Ｄ２とも称する。）が内蔵されている。フライホイールダイオードＤ１，Ｄ２のアノードはソース端子Ｓに接続され、カソードはドレイン端子Ｄに接続されている。フライホイールダイオードＤ１，Ｄ２によって、ゲートＧの充電および放電に拘わらず、ソース端子Ｓからドレイン端子Ｄに向かう電流流路が形成される。トランジスタＱ１，Ｑ２の逆向きの接続によって、２つのフライホイールダイオードＤ１，Ｄ２も逆向きに接続されている。２つのトランジスタＱ１，Ｑ２共通の接続ノードを、調光装置ＤにおけるＧＮＤノード（単にＧＮＤノード）と称する。
【００２７】
ここで、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２が本発明にいう一対のスイッチング素子の一例に相当する。また、ドレイン端子Ｄおよびソース端子Ｓが、第１端子および第２端子の一例にそれぞれ相当する。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２としては、ＭＯＳトランジスタ以外に、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）も採用可能である。
【００２８】
スイッチング回路１では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇに充電により所定の電荷が蓄えられた状態で、端子０に繋がるドレイン端子Ｄに交流波形の正側電圧が加わると、ドレイン−ソース間がオン状態となり、トランジスタＱ１とは逆向きに接続されたトランジスタＱ２のダイオードＤ２を通じて電流Ｉが流れる。この電流Ｉは、トランジスタＱ１のゲート電位によって制御される。電流が流れている間にトランジスタＱ１のゲート電荷が放電された場合には、トランジスタＱ１がオフ状態となり通電が停止する。トランジスタＱ１とは逆向きに接続されたトランジスタＱ２についても、同様の動作が実行される。すなわち、トランジスタＱ２のゲート端子Ｇに所定の電荷が蓄えられた状態で、端子１に繋がるドレイン端子Ｄに交流波形の正側電圧（トランジスタＱ１から見た場合、逆極性となる負側電圧）が加わると、ドレイン−ソース間がオン状態となり、トランジスタＱ１のダイオードＤ１を通じて電流Ｉ（ただし、図の矢印とは逆向き）が流れる。この電流は、トランジスタＱ２のゲート電位によって制御される。電流が流れている間に、トランジスタＱ２のゲート電荷が放電された場合には、トランジスタＱ２がオフ状態となり通電が停止する。
【００２９】
ここで、交流波形で繰り返される山谷の期間（半周期）のうち、端子０すなわちトランジスタＱ１のドレイン端子Ｄに交流波形の正側電圧が加わる期間を正位相期間と称し、負側電圧が加わる期間（端子１すなわちトランジスタＱ２のドレイン端子Ｄに正側電圧が加わる期間）を、正位相期間とは逆の負位相期間と称する。また、図１に示す回路図において、ＧＮＤノードよりも上側を便宜的に正動作側と称し、下側を負動作側と称する。スイッチング回路１の動作を言い換えると、正動作側のトランジスタＱ１は、交流の正位相期間においてゲート電位に応じた通電制御を行い、負動作側のトランジスタＱ２は、負位相期間においてゲート電位に応じた通電制御を行う。
【００３０】
充放電回路２は、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに対する電荷の充電・放電を制御することにより、スイッチング回路１に位相制御を行わせる回路である。充放電回路２は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲートＧに対する充電と、操作に応じたタイミングでの放電とを、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２について交互に繰り返す。より詳細には、上述したトランジスタＱ１，Ｑ２に、正と負が交互に繰り返す交流電圧が加わった状態で、充放電回路２は、トランジスタＱ１，Ｑ２のうち、位相期間のそれぞれ（例えば正位相期間）において、当該位相期間の電流をゲート端子Ｇの電位で通電制御可能な一方のトランジスタ（例えばＱ１）とは逆位相側のトランジスタ（例えばＱ２）のゲート端子Ｇを充電するとともに、この位相期間（正位相期間）の所定のオフタイミングで上記一方のトランジスタ（例えばＱ１）のゲート端子を放電する。
【００３１】
充放電回路２は、放電回路２１、充電回路２２、および遮断タイミング生成回路２３を備えている。放電回路２１、および充電回路２２は、正動作側と負動作側とが対称の回路構成を有している。
【００３２】
放電回路２１は、スイッチング回路１を流れる主電流Ｔの通電停止を制御する回路である。放電回路２１は、放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電する。放電回路２１は、放電用のトランジスタＱ５，Ｑ６と抵抗Ｒ９，Ｒ１０とを有する。トランジスタＱ５と抵抗Ｒ９とで正動作側放電回路が構成され、トランジスタＱ６と抵抗Ｒ１０とで負動作側放電回路が構成される。トランジスタＱ５，Ｑ６は、ＮＰＮ型トランジスタである。放電回路２１には、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに掛かる電位を制限するためのツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２および抵抗Ｒ７，Ｒ８も設けられている。
【００３３】
正動作側放電回路のトランジスタＱ５がオンすると、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷は抵抗Ｒ９を介して放電し、スイッチング回路１の通電が停止する。また、負動作側放電回路のトランジスタＱ６がオンすると、負動作側におけるトランジスタＱ２のゲート端子Ｇの電荷は抵抗Ｒ１０を介して放電し、スイッチング回路１の通電が停止する。
【００３４】
充電回路２２は、ある位相期間における主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲート端子Ｇに通電して充電する回路である。充電回路２２は、トランジスタＱ１またはトランジスタＱ２がオフ状態となることでトランジスタＱ１，Ｑ２の両端子間に発生する電圧によって通電する。充電回路２２は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のうち、放電回路２１によりゲート端子Ｇの放電が行われた一方のトランジスタＱ１（Ｑ２）に対する他方のトランジスタＱ２（Ｑ１）のゲート端子Ｇを充電する。
【００３５】
充電回路２２は、２つのダイオードＤ３，Ｄ４を有する。ダイオードＤ３は正動作側充電回路を構成し、ダイオードＤ４は負動作側充電回路を構成する。正動作側充電回路のダイオードＤ３は、端子０、すなわちスイッチング回路１における正動作のトランジスタＱ１のドレイン端子Ｄに発生する電圧によって通電し、この電圧の電荷を、負動作のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇに導通する。より具体的には、ダイオードＤ３は、放電信号ＳｄのタイミングでトランジスタＱ１に通電する主電流がオフされたとき、逆極性側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇに主電流の一部を通電し、トランジスタＱ２の規定値電圧まで電荷を充電する。負動作側充電回路のダイオードＤ４は、端子１、すなわちスイッチング回路１における負側のトランジスタＱ２のドレイン端子Ｄに発生する電圧によって通電し、この電圧の電荷を、正側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇに導通する。より具体的には、ダイオードＤ４は、トランジスタＱ２がオフされたときに逆極性側のトランジスタＱ１のゲートにその規定値電圧まで電荷を充電する。
【００３６】
遮断タイミング生成回路２３は、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路である。遮断タイミング生成回路２３は、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力する。放電信号Ｓｄは、商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される。
【００３７】
遮断タイミング生成回路２３は、ダイオードＤ５，Ｄ６、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７、およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を有する。スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）に掛かる交流電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流によって、交流電圧の波形における谷（負電圧）部分が山（正電圧）に変換され、交流電圧の２倍の周波数を有する脈流が生成される。この脈流の電圧は、スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）双方の状態をまとめて表すものである。この脈流の電圧を、２つの抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した信号をスイッチング状態信号Ｓｉと称する。なお、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４による分圧前の脈流電圧は、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３によって平滑され、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧として用いられる。
【００３８】
３つのインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６、およびコンデンサＣ５によって遅延回路が構成されている。３つ、つまり奇数個のインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３は直列に接続されているので、上記遅延回路出力は、入力に対しレベル反転出力となる。可変抵抗ＶＲ１は、図示しない操作ツマミに連動しており、操作により抵抗値が変化することによって遅延回路の遅延量が変化する。スイッチング状態信号Ｓｉすなわち抵抗Ｒ１３，Ｒ１４によって分圧された脈流の信号は、遅延回路によって遅延されるとともに論理レベルが反転され、放電信号Ｓｄとして出力される。放電信号Ｓｄは、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電するタイミングを表す。
【００３９】
スイッチング状態信号Ｓｉにおいて、電圧が低い（論理回路ＩＣ１におけるローレベル）状態はスイッチング回路１が主電流Ｉを通電している状態を表し、電圧が高い（論理回路ＩＣ１におけるハイレベル）状態はスイッチング回路１におけるトランジスタＱ１，Ｑ２のいずれかが主電流Ｉを遮断している状態を表す。交流電圧が中点電位（０Ｖ）をクロスする（ゼロクロスの）タイミング近傍で、スイッチング状態信号Ｓｉは、ハイレベルからローレベルに遷移する。この遷移のタイミングから、可変抵抗ＶＲ１の操作に応じた時間だけ遅延して、放電信号Ｓｄはハイレベルになる。つまり、遮断タイミング生成回路２３は、交流電圧がゼロクロスするタイミングから、操作に応じた時間だけ遅延したタイミングで放電信号Ｓｄのハイレベルを出力する。放電信号Ｓｄによって、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート放電タイミングが制御され、調光がなされる。なお、可変抵抗ＶＲ１は図示しない操作ツマミを介してスイッチ６と連動している。操作ツマミが明るさ最大の位置にあるとき、スイッチ６がオン状態となり、商用交流電源ＡＣの電力が全て照明器ＬＴに供給されるとともに、調光装置Ｄ内の回路の動作は停止する。
【００４０】
［サージ電圧検出回路、充電禁止回路、およびサージ電圧吸収素子］
サージ電圧検出回路３は、スイッチング回路１の両端間に発生するサージ電圧を検出する回路である。サージ電圧検出回路３は、サージ検出素子ＳＳＡ１，ＳＳＡ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、およびコンデンサＣ１，Ｃ２を備えている。これらのうち、サージ検出素子ＳＳＡ２、抵抗Ｒ３，Ｒ４、およびコンデンサＣ２によって正動作側サージ電圧検出回路が構成され、サージ検出素子ＳＳＡ２、抵抗Ｒ３，Ｒ４、およびコンデンサＣ２よって負動作側サージ電圧検出回路が構成される。
【００４１】
正動作側サージ検出素子ＳＳＡ１および抵抗Ｒ１，Ｒ２は、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間に直列に接続されている。また、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ２と並列に接続されている。サージ検出素子ＳＳＡ１は、閾値電圧よりも大きな電圧を受けて導通する素子であり、例えばシリコン・サージ・アブソーバーである。サージ検出素子ＳＳＡ１の閾値電圧としては、商用交流電源ＡＣの電圧よりも大きな電圧であり、かつ、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間の耐圧よりも小さな電圧が選択される。抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１は積分回路を形成している。抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１の時定数としては、商用交流電源ＡＣの周期よりも長い値が選択される。時定数は、例えば、商用交流電源ＡＣの交流の周期の約２倍以上１００倍以下の値である。抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１からなる積分回路は、サージ検出素子ＳＳＡ１で得られたサージ検出信号を、時定数に応じた期間保持することにより充電禁止信号Ｓｐを生成する。このようにして、サージ電圧検出回路３は、閾値電圧よりも大きなサージ電圧の発生を受けて時定数に応じた期間持続する充電禁止信号Ｓｐを生成する。
【００４２】
サージ検出素子ＳＳＡ２、抵抗Ｒ３，Ｒ４、およびコンデンサＣ２で構成される負動作側サージ電圧検出回路は、充電禁止信号Ｓｐ’を生成する。負動作側の回路は正動作側の回路と対称の構成を有し、正動作側と同様の動作を行うため説明は省略する。
【００４３】
充電禁止回路４のトランジスタＱ３およびトランジスタＱ４は、充電禁止信号Ｓｐの入力を受けて充電禁止信号Ｓｐ，Ｓｐ’が持続する期間、充電回路２２による、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの充電を禁止する。
【００４４】
充電禁止回路４は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に接続されたトランジスタＱ３と、トランジスタＱ２のゲート−ソース間に接続されたトランジスタＱ４とを備えている。トランジスタＱ３は正動作側充電禁止回路を構成し、トランジスタＱ４は負動作側充電禁止回路を構成する。
【００４５】
正動作側充電禁止回路のトランジスタＱ３は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＱ３のドレイン端子Ｄおよびソース端子Ｓは、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇおよびソース端子Ｓにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ３のゲート端子Ｇには、サージ電圧検出回路３（正動作側サージ電圧検出回路）から充電禁止信号Ｓｐが供給される。充電禁止回路４のトランジスタＱ３は、充電禁止信号Ｓｐが持続する間オン状態となり、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇを放電する放電路を形成する。この結果、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの充電が禁止される。トランジスタＱ４で構成される負動作側充電禁止回路は、正動作側とは対称の構成を有しており、充電禁止信号Ｓｐ’が持続する間オン状態となりトランジスタＱ２のゲート端子Ｇを放電する放電路を形成する。
【００４６】
本実施形態では、サージ電圧検出回路３および充電禁止回路４のそれぞれは、正動作側と負動作側とで独立に動作する。
【００４７】
サージ電圧吸収素子５は、スイッチング回路１と並列接続されており、スイッチング回路１両端間に生じるサージ電圧を吸収する素子である。サージ電圧吸収素子５は、例えば、バリスタである。ただし、サージ電圧吸収素子５として、ガス・チューブ・アレスタやシリコン・サージ・アブソーバーも採用可能である。
【００４８】
［調光装置の基本動作］
図２は、図１に示す調光装置Ｄの各部の電位波形および電流波形を示すグラフである。図２のパート（Ａ）は商用交流電源ＡＣの出力電圧である。また、パート（Ｂ）はスイッチング状態信号Ｓｉであり、パート（Ｃ）は放電信号Ｓｄである。また、パート（Ｄ）はトランジスタＱ１のゲート端子Ｇ、パート（Ｅ）はトランジスタＱ１のドレイン端子Ｄの各電位である。また、パート（Ｆ）はスイッチング回路１および負荷に流れる主電流Ｉを示す。なお、図２では、回路動作の分かり易さのため、９０°の位相制御が行われた場合で、負荷が順抵抗である場合の波形が示されている。
【００４９】
調光装置Ｄの基本動作について、図１および図２を参照して説明する。まず、商用交流電源ＡＣ（図１参照）からの交流における正位相期間の動作、すなわち端子０が正の期間の動作を、その直前の負位相期間であるタイミングｔ１の状態から説明する。
【００５０】
図２に示す負位相期間のタイミングｔ１では、端子１、すなわちスイッチング回路１における負動作側のトランジスタＱ２のドレイン端子Ｄに正電圧が掛かっている。ただし、タイミングｔ１では、トランジスタＱ２はオフ状態であり、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通は停止している（図２のパート（Ｆ））。この時、トランジスタＱ２のドレイン−ソース間には、商用交流電源ＡＣから供給される電圧とほぼ等しい電圧が生じる。トランジスタＱ２のドレインの電位は、遮断タイミング生成回路２３でダイオードＤ６を通じ、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４によって分圧され、スイッチング状態信号Ｓｉ（図２のパート（Ｂ））として、インバータ論理回路ＩＣ１に入力される。
【００５１】
また、トランジスタＱ２のドレイン端子Ｄの電位は、充電回路２２のダイオードＤ４を通じて、タイミングｔ１の負位相期間とは逆の正位相期間における電流を制御する正動作側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇを充電する。つまり、スイッチング回路１のトランジスタＱ１のゲートは、充電回路２２によって、トランジスタＱ１が制御する位相期間の極性とは逆極性の位相期間の電位で充電される。
【００５２】
この後、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、スイッチング回路１における正動作側のトランジスタＱ１のドレイン端子Ｄに正の電圧がかる。この直前の負位相期間においてトランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となる。したがって、主電流Ｉが、トランジスタＱ１のドレイン−ソースを通じ、さらに、トランジスタＱ２内蔵のダイオードＤ２を通じて流れる（図２のパート（Ｆ））。つまり、電流ループに通電する。スイッチング回路１がオン状態になると、スイッチング回路１の両端に生じる電圧が低下し、充電回路２２によるトランジスタＱ１のゲート端子Ｇの充電は停止する。ゲート端子Ｇは緩やかに自然放電するが、積極的な放電は行われないため、トランジスタＱ１のオン状態は継続する。
【００５３】
また、遮断タイミング生成回路２３におけるダイオードＤ６を介して、トランジスタＱ２のドレイン端子Ｄの状態を表したスイッチング状態信号Ｓｉ（図２のパート（Ｂ））は、商用交流電源の電位（図２のパート（Ａ））がゼロクロスするタイミングでハイレベルからローレベルに遷移する。これに応じて、遮断タイミング生成回路２３における放電信号Ｓｄ（図２のパート（Ｃ））は、図示しない操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移する。
【００５４】
放電回路２１は、放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電する。より詳細には、放電回路２１内のトランジスタＱ５，Ｑ６のベースが放電信号Ｓｄによってハイレベルとなり、トランジスタＱ５，Ｑ６のコレクタ側に規定電圧（ゲート電圧）が掛かっている側のトランジスタのみがオン状態になる。トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの電荷、特にここでは充電されていた、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電される（図２のパート（Ｄ））。この結果、トランジスタＱ１がオフ状態になる。
【００５５】
トランジスタＱ１がオフ状態となったタイミングｔ３では、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通が停止する。この時、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間には、商用交流電源ＡＣから供給される電圧とほぼ等しい電圧が掛かる。したがって、今度は、トランジスタＱ１のドレイン端子の電位が、充電回路２２のダイオードＤ３を介して、負動作側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇを充電する。
【００５６】
この後、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が負位相期間に移ると、上述した動作が極性を変えて繰り返される。
【００５７】
このようにして、商用交流電源ＡＣから供給される交流電力が位相制御される。また、可変抵抗ＶＲ１の操作に応じて、放電信号Ｓｄが出力されるタイミングが変化し、トランジスタＱ１，Ｑ２がオン状態となる期間、つまり位相制御のタイミングが制御される。このようにして、照明器ＬＴの調光が行われる。
【００５８】
本実施形態の調光装置Ｄは、交流波形の半周期分である正位相期間および負位相期間それぞれのうち、ゼロクロス近傍からオンとなり、後半部分の導通を制限するように位相制御を行う。このため、例えば、期間の前半部分の導通を制限した後、急峻な立ち上がりで通電を行うトライアック型の位相制御と比べて、高周波ノイズや可聴領域のノイズが低減されるため、大型のチョークコイルやローパスフィルタといったノイズ対策のための大きな部品が不要である。また、急激な突入電流に対する対策が不要である。また、本実施形態の調光装置Ｄは、例えばトライアックの位相制御の場合に必要な、オン状態を維持するための保持電流は不要である。したがって、ＬＥＤのような、順抵抗でない負荷を駆動する際にも、照明に供しない電流を流す回路が不要であり、全体の電力効率が向上する。
【００５９】
［サージ電圧吸収動作］
図３は、図１に示す調光装置に、照明器に代えて不正な負荷Ｍが接続された状態を示す回路図である。
【００６０】
図３に示す負荷Ｍは、例えば電気ドリル、換気扇、ドライヤー、および扇風機等の、コイルを有する負荷である。これらの負荷は、照明器用の配線に誤って接続されたものである。また、本実施形態の調光装置Ｄには、降圧トランス付の低電圧用ハロゲンランプを接続することも可能であるが、低電圧用ハロゲンランプが切れた（ブロー）場合、調光装置Ｄには降圧トランスの一次側コイルが誘導性の負荷Ｍとして接続された状態となる。
【００６１】
調光装置Ｄに誘導性の負荷Ｍが接続された状態で、スイッチング回路１のトランジスタＱ１，Ｑ２が放電信号Ｓｄに応じてオフ状態になるとき、誘導サージが発生する。サージ電圧吸収素子５がサージ電圧を吸収するため、スイッチング回路１両端のサージ電圧は、サージ電圧吸収素子５が設けられていない場合と比べて低下し、トランジスタＱ１，Ｑ２の耐圧よりも低く抑えられる。なお、サージ電圧吸収素子５はサージ電圧を完全に消滅させるものではない。
【００６２】
サージ電圧検出回路３のサージ検出素子ＳＳＡ１は、サージ電圧の発生を受けて、持続する充電禁止信号Ｓｐを生成する。この充電禁止信号Ｓｐが持続する期間は、商用交流電源ＡＣの周期よりも長い。充電禁止回路４は、充電禁止信号Ｓｐが持続する期間、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの充電回路２２による充電を禁止する。充電禁止信号Ｓｐが持続する期間は、トランジスタＱ１のスイッチングが停止する。つまりこの期間は、サージ電圧が発生しない。したがって、サージ電圧吸収素子５が吸収するサージ電圧の発生頻度が低減され、サージ電圧吸収素子５の過熱が避けられる。この結果、サージ電圧吸収素子５はサージ電圧の吸収性能を維持することができ、故障が防止される。
【００６３】
図４は、図３に示す回路における調光装置両端の電圧波形、および負荷両端の電圧波形の例を示すグラフである。図４のパート（Ａ）は調光装置Ｄの両端Ｔ１，Ｔ２の電圧を示し、パート（Ｂ）は負荷両端の電圧を示す。この例では、負荷として消費電力４３Ｗの換気扇を接続し、商用交流電源ＡＣから１００Ｖ６０Ｈｚの交流電力を供給したときの波形が示されている。
【００６４】
誘導負荷である換気扇が接続された場合、充電禁止信号Ｓｐが持続する期間、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの充電は禁止される。したがって、調光装置Ｄの両端０，１には、商用交流電源ＡＣの出力電圧とほぼ同じ電圧が現れる。充電禁止信号Ｓｐの持続が切れ、充電の禁止状態から解放されると、トランジスタＱ１が充電および放電される。この時、パルス状のサージ（キックバック）電圧が発生する。サージ電圧の一部はサージ電圧吸収素子５に吸収されるため、調光装置Ｄの両端０，１におけるサージ電圧の波高値は約４４０Ｖである。この波高値は、トランジスタＱ１の耐圧よりも低い。また、サージ電圧がサージ電圧検出回路３によって検出される結果、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの充電が禁止される。ゲート端子Ｇの充電は、交流電力の複数周期分の期間継続して禁止される。サージ電圧の発生頻度が低下したことで、サージ電圧吸収素子５の過熱が避けられ、吸収性能を維持することができる。したがって、トランジスタＱ１に生じるサージ電圧が、トランジスタＱ１の耐圧よりも低く抑えられる。よって、トランジスタＱ１を含む調光装置Ｄの故障が抑えられる。また、本実施形態の調光装置Ｄでは、誘導性負荷Ｍが接続された場合に、トランジスタＱ１の動作が禁止されるため、この誘導性負荷Ｍには電流がほとんど流れない。したがって、負荷自体も保護される。
【００６５】
ここでは、トランジスタＱ１の充放電を制御する正動作側の回路について説明したが、これらの説明は、トランジスタＱ２の充放電を制御する負動作側の回路の動作についても同様に適用される。
【００６６】
サージ電圧検出回路３が充電禁止信号Ｓｐを持続させる期間は、交流の周期の約２倍以上であれば、サージ電圧の発生頻度が半分以下に低下するため、サージ電圧吸収素子５の発熱を低減する効果が生じる。また、持続させる期間は、交流の周期の約１００倍以下であれば、誤って接続した負荷を取り外して照明器を接続した場合に、長くとも数秒以内の短期間で、調光による点灯が開始する。
【００６７】
なお、上述した実施形態には、本発明にいう充電禁止回路の例として、スイッチング素子のゲートを放電する放電路を形成するトランジスタが示されている。ただし、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、充電禁止回路は、例えば充電の経路を開閉するスイッチング素子であってもよい。ただし、スイッチング素子のゲートを放電することにより、簡単な構成で充電を確実に禁止することができる。
【００６８】
また、上述した実施形態には、本発明にいうサージ電圧検出回路の例として、信号を保持する積分回路が示されている。また、実施形態には、本発明にいう、操作に応じたタイミングでの放電を行う充放電回路の例として、インバータ論理回路とコンデンサによって放電のための信号を遅延する遮断タイミング生成回路２３を備えた充放電回路２が示されている。ただし、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、信号を保持する回路や操作に応じたタイミングを生成する回路は、カウンタを有するデジタル処理回路や、時間の計数処理を行うマイクロコンピュータであってもよい。
【００６９】
また、上述した実施形態には、本発明にいうサージ電圧検出回路および充電禁止回路のそれぞれの例として、正動作側と負動作側とで独立した回路を有し、正動作側と負動作側とで独立して動作するサージ電圧検出回路３および充電禁止回路４が示されている。ただし、本発明はこれに限られるものではなく、例えば、サージ電圧検出回路における正動作側と負動作側のいずれかの検出によって、充電禁止回路における正動作側と負動作側の双方ともが動作する構成であってもよい。
【００７０】
また、上述した実施形態には、本発明にいう調光装置の例として、壁等に設置される調光装置Ｄが示されている。ただし、本発明の調光装置はこれに限られるものではなく、例えば、コンセントに接続される可搬型であってもよく、また、光源とともに照明装置に内蔵されるものであってもよい。
【符号の説明】
【００７１】
１    スイッチング回路
２    充放電回路
２１    放電回路
２２    充電回路
２３    遮断タイミング生成回路
３    サージ電圧検出回路
４    充電禁止回路
５    サージ電圧吸収素子
ＡＣ    商用交流電源
ＬＴ    照明器
ＳＳＡ１，ＳＳＡ２    サージ検出素子
Ｍ      不適合負荷（誘導性モーター等）
【図１】
0005920032.tif 000002
【図２】
0005920032.tif 000003
【図３】
0005920032.tif 000004
【図４】
0005920032.tif 000005