【事件の表示】
　特願２００１−　３８０１３「フィードフォワード補償負帰還回路」拒絶査定不服審判事件〔平成１３年　９月２８日出願公開、特開２００１−２６７８５３〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成１３年２月１５日（パリ条約による優先権主張２０００年２月２９日、米国）の出願であって、平成１８年８月２９日付けで拒絶理由通知がなされ、平成１９年３月２日付けで手続補正がなされたが、同年９月１９日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年１２月２１日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに、平成２０年１月１７日付けで手続補正がなされたものである。
　
２．本願発明
　本願の請求項１に係る発明は、平成２０年１月１７日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載されたとおりの次のものと認める。（以下、「本願発明１」という。）
「所定の伝達関数を有するフィードフォワード補償負帰還回路であって、
コンダクタンスｇｍをもち、反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器と、
前記演算増幅器の出力と前記演算増幅器の反転入力との間に接続された非容量性インピーダンス素子と、
コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに前記演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器と、
Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに前記演算増幅器の出力に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器と、
を備え、
　前記所定の伝達関数ＨＦＦＩ（ｓ）は、次式
【数１】
　
（ここで、ＣｐｉおよびＣｐｏを、前記演算増幅器のそれそれ寄生入力容量および寄生出力容量とする）
で与えられることを特徴とするフィードフォワード補償負帰還回路。」
　
　また、本願の請求項５に係る発明は、平成２０年１月１７日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項５に記載されたとおりの次のものと認める。（以下、「本願発明２」という。）
「フィードフォワード補償負帰還回路であって、
コンダクタンスｇｍをもち、反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器と、
前記演算増幅器の前記出力に接続された利得１のバッファと、
前記利得１バッファの出力と前記演算増幅器の反転入力との間に接続されたインピーダンス素子と、
コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する入力を有し、及び前記演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器と、
Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容し、および前記利得１バッファの出力と前記インピーダンス素子との間に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器と、
を備えることを特徴とするフィードフォワード補償負帰還回路。」
　
３．引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された特開平７−３８３４６号公報（以下、「引用例１」という。）、及び米国特許第５８５４５７３号明細書（以下、「引用例２」という。）には、それぞれ、図面とともに次の事項が記載されている。
　
（引用例１）
Ａ．「【特許請求の範囲】
【請求項１】入力（４）及び出力（６）を持つ反転相互コンダクタンス段（８）と、
上記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）と出力（６）との間に結合されるコンデンサ（２）と、
第１の信号電流を上記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に供給するために該反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に結合される第１の出力（１６）を持つ信号電流手段（１４）とを有する増幅装置において、
上記信号電流手段（１４）が、さらに、第２の信号電流を上記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に供給するために該反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に結合される第２の出力（１８）を有し、
上記第２の信号電流は、上記第１の信号電流と略々位相が逆であることを特徴とする増幅装置。
【請求項２】前記第２の信号電流が、前記第１の信号電流と略々等しい大きさであることを特徴とする請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】前記信号電流手段（１４）が、入力（２２）と、前記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に結合される非反転出力（１６）と、上記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に結合される反転出力（１８）とを持つ第２の相互コンダクタンス段を有することを特徴とする請求項１または２に記載の増幅装置。」
　
Ｂ．「【０００５】
【発明の目的及び概要】本発明の目的は、上述した問題を持たない、ミラー補償増幅装置におけるＲＨＰのゼロを除去する技術を提供することにある。本発明によると、冒頭で述べた増幅装置は、前記信号電流手段がさらに、第２の信号電流を前記反転相互コンダクタンス段の出力に供給するために該反転相互コンダクタンス段の出力に結合される第２の出力を有し、該第２の信号電流は、前記第１の信号電流と略々位相が逆であることを特徴とする
【０００６】複数パスミラーゼロ除去(Multi-path Miller Zero Cancellation:MMZC)技術が提案され、この技術は前記反転相互コンダクタンス段の出力に並列パスを設け、前記ミラーコンデンサを直接通過する電流を補償する。この並列特性の結果、極がさらに挿入されることはない。さらに、ＭＭＺＣの動作は、前記反転相互コンダクタンス段の相互コンダクタンスと独立している。前記第２の信号電流が前記第１の信号電流と略々等しい大きさである場合、最適な結果を得ることができる。」
　
Ｃ．「【０００８】
【実施例】図５は、ＭＭＺＣ技術の動作原理を図示している。図５に示される回路は、基本的に図１に示される回路と同一である。しかしながら、信号電流手段１４がさらに第２の出力１８を持つ。この第２の出力１８は、反転相互コンダクタンス段８の出力６に結合され、出力１６の信号電流Ｉinに比例し且つ位相が逆である信号電流−ｋ＊Ｉinを供給する。このようにして、ミラーコンデンサ２を介して流れる電流を相殺する並列パス２０が設けられる。図５の回路の複素伝達関数は次式（式１）と書くことが出来る。
【０００９】
【数１】
　
【００１０】（式１）における定数ｋは、並列パス２０の動作範囲を決定する。（式１）の分母における定数ｋの欠如は、並列パス２０が極の位置は影響しないことを示している。（式１）の分子を見ることにより、ゼロへの並列パス２０の作用を決定することが出来る。ｋ＝１に設定した場合、以下のゼロの位置が導かれる。
【００１１】
【数２】
　
【００１２】（式２）が示すように、ゼロは右半平面から左半平面まで位置が変化する。実際の応用例においては、このゼロは当該増幅装置の通過帯域の範囲外にあろう。さらに、ｓ平面の左半分においては、上記ゼロは該増幅装置の位相余裕を悪くするよりはむしろ向上させている。
【００１３】図６は、前述のＭＭＺＣ技術の好ましい実施例を示している。信号電流手段１４は差動トランジスタ対Ｍ２−Ｍ３を有し、また、反転相互コンダクタンス段８は単一トランジスタＭ１である。トランジスタＭ１のドレインは反転相互コンダクタンス段８の出力６を構成し、ゲートは反転相互コンダクタンス段８の入力４であり、ソースはアースに結合される。トランジスタＭ２及びＭ３のドレインは、信号電流手段１４の第１の出力１６及び第２の出力１８を構成し、入力４及び出力６に各々結合される。これらトランジスタＭ１、Ｍ２及びＭ３のドレインは、各々のバイアス電流源を介して供給端子２３に結合される。並列パス２０はトランジスタＭ３により給電される。並列パス２０中の電流及びトランジスタＭ２のドレイン電流は等しい大きさを持つが逆位相である。大部分のトランジスタＭ２のドレイン電流がミラーコンデンサ２中を流れるために、並列パス２０中の電流はこの通過を補償する。トランジスタＭ２、トランジスタＭ３及びミラーコンデンサ２は閉ループを形成し、入力差動対Ｍ２−Ｍ３を出力６から効果的に絶縁する。」
　
　上記Ａ〜Ｃの記載及び関連する図面を参照すると、引用例１には、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例１記載の発明」という。）
「所定の伝達関数を有する増幅装置であって、
　相互コンダクタンスｇｍをもち、入力（４）及び出力（６）を有する反転相互コンダクタンス段（８）と、
　前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）と前記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）との間に接続されたコンデンサ（２）と、
　前記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に対して第１の信号電流Ｉinを供給する第１の出力（１６）、及び前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に対して第２の信号電流−ｋ＊Ｉinを供給する第２の出力（１８）を有する信号電流手段（１４）と、
を備え、
　前記所定の伝達関数は、次式
【数１】
　
（ここで、ＣgsおよびＣlを、前記反転相互コンダクタンス段（８）のそれそれ入力（４）および出力（６）に接続されたキャパシタンスの容量とし、Ｃmを前記コンデンサ（２）の容量とする）
で与えられる増幅装置。」
　
（引用例２）
Ｄ．“Another solution to improve the stability of an op amp uses a unity gain buffer or a current buffer. FIG. 5 shows a unity-gain buffer compensated op amp 70 having a feedback loop 72 between the output 20 and input 18 of the second stage A2. The output 20 is fed into a unity gain buffer 74. The output 76 of the unity gain buffer 74 is connected to the input 18 of the second stage A2 through the compensation capacitor Cc．”（第４欄第１２〜１９行）
（日本語訳：「オペアンプの安定性を改善する別の解決法は、単一利得バッファあるいは電流バッファを使用する。図５は、単一利得バッファが出力20と第２ステージA2の入力18の間のフィードバックループ72を有するオペアンプ70を補償したことを示す。出力20は単一利得バッファ74に供給される。単一利得バッファ74の出力76は補償キャパシタCcによって第ステージA2の入力18に接続される。」）
　
　上記Ｄの記載及び図５を参照すると、引用例２には、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例２記載の発明」という。）
「オペアンプの出力と入力の間に接続されたフィードバックループを構成するキャパシタの前段に単一利得バッファを接続すること。」
　
４．対比
４−１．本願発明１について
　本願発明１と引用例１記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（あ）引用例１記載の発明において、「反転相互コンダクタンス段（８）」の「出力（６）」に対して「第２の信号電流−ｋ＊Ｉin」を供給することは、「第１の信号電流Ｉin」が流れる負帰還ループを有する増幅装置の出力に対してフィードフォワードによる補償を施していることに該当するから、引用例１記載の発明の「増幅装置」は、「フィードフォワード補償負帰還回路」を構成しているということができる。
　
（い）引用例１記載の発明における「相互コンダクタンスｇｍをもち、入力（４）及び出力（６）を有する反転相互コンダクタンス段（８）」は、入力電圧の位相を反転させた位相をもつ出力電流を得る回路となっており、引用例１記載の発明における「入力（４）」は「反転入力」であるということができ、「反転相互コンダクタンス段（８）」は「電圧電流変換回路」であるということができる。
　一方、本願発明１における「コンダクタンスｇｍをもち、反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器」も、反転入力に入力された電圧の位相を反転させた位相をもつ出力電流を得る回路となっており、「電圧電流変換回路」であるということができる。
　よって、引用例１記載の発明における「相互コンダクタンスｇｍをもち、入力（４）及び出力（６）を有する反転相互コンダクタンス段（８）」と、本願発明１における「コンダクタンスｇｍをもち、反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器」とは、「コンダクタンスｇｍをもち、反転入力及び出力を有する電圧電流変換回路」である点で共通するということができる。
　
（う）引用例１記載の発明における「反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）と前記反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）との間に接続されたコンデンサ（２）」と、本願発明１における「演算増幅器の出力と前記演算増幅器の反転入力との間に接続された非容量性インピーダンス素子」とは、「電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に接続されたインピーダンス素子」である点で共通するということができる。
　
（え）引用例１の上記Ｃの段落【００１３】において、図６の実施例に関し、「並列パス２０はトランジスタＭ３により給電される。並列パス２０中の電流及びトランジスタＭ２のドレイン電流は等しい大きさを持つが逆位相である。大部分のトランジスタＭ２のドレイン電流がミラーコンデンサ２中を流れるために、並列パス２０中の電流はこの通過を補償する。トランジスタＭ２、トランジスタＭ３及びミラーコンデンサ２は閉ループを形成し、入力差動対Ｍ２−Ｍ３を出力６から効果的に絶縁する。」と記載されているが、この記載は、引用例１の上記Ａの記載において「上記第２の信号電流は、上記第１の信号電流と略々位相が逆であ」り、かつ「前記第２の信号電流が、前記第１の信号電流と略々等しい大きさである」場合に相当し、また、引用例１の上記Ｃの段落【０００８】における「出力１６の信号電流Ｉinに比例し且つ位相が逆である信号電流−ｋ＊Ｉin」の「ｋ」を「ｋ＝１に設定した場合」（段落【００１０】）に相当する。
　そして、上記のように、「ｋ＝１に設定した場合」には、引用例１記載の発明における「反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に対して第１の信号電流Ｉinを供給する第１の出力（１６）、及び前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に対して第２の信号電流−ｋ＊Ｉinを供給する第２の出力（１８）を有する信号電流手段（１４）」は、「反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に対して出力電流を供給する第１の出力（１６）、及び前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に対して反転出力電流を供給する第２の出力（１８）を有する信号電流手段（１４）」となり、その場合に、本願発明１における「コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器」及び「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに前記演算増幅器の出力に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」よりなる回路と対比すると、両者は、「電圧電流変換回路の反転入力に対して出力電流を供給する第一の出力、及び前記電圧電流変換回路の出力に対して反転出力電流を供給する第二の出力を有する電流供給手段」である点で共通するということができる。
　
　上記（あ）〜（え）の事項を踏まえると、本願発明１と引用例１記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願発明１と引用例１記載の発明とは、ともに、
「所定の伝達関数を有するフィードフォワード補償負帰還回路であって、
コンダクタンスｇｍをもち、反転入力及び出力を有する電圧電流変換回路と、
前記電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に接続されたインピーダンス素子と、
前記電圧電流変換回路の反転入力に対して出力電流を供給する第一の出力、及び前記電圧電流変換回路の出力に対して反転出力電流を供給する第二の出力を有する電流供給手段と、
を備えるフィードフォワード補償負帰還回路。」
である点。
　
（相違点）
　相違点１：「電圧電流変換回路」が、本願発明１においては、「反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器」であるのに対し、引用例１記載の発明においては、非反転入力をも有する演算増幅器ではない点。
　
　相違点２：「インピーダンス素子」が、本願発明１においては、「非容量性インピーダンス素子」であるのに対し、引用例１記載の発明においては、「コンデンサ」である点。
　
　相違点３：「電流供給手段」が、本願発明１においては、「コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器」及び「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに前記演算増幅器の出力に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」により構成されるものであるのに対し、引用例１記載の発明においては、そのような二つのトランスコンダクタンス増幅器より構成されるものではない点。
　
　相違点４：本願発明１と引用例１記載の発明とは、「所定の伝達関数」が異なる点。
　
４−２．本願発明２について
　本願発明２と引用例１記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（お）上記４−１．（あ）で述べたのと同様に、引用例１記載の発明の「増幅装置」は、「フィードフォワード補償負帰還回路」を構成しているということができる。
　
（か）上記４−１．（い）で述べたのと同様に、引用例１記載の発明における「相互コンダクタンスｇｍをもち、入力（４）及び出力（６）を有する反転相互コンダクタンス段（８）」と、本願発明２における「コンダクタンスｇｍをもち、反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器」とは、「コンダクタンスｇｍをもち、反転入力及び出力信号を生成する出力を有する電圧電流変換回路」である点で共通するということができる。
　
（き）本願発明２は、「演算増幅器の出力に接続された利得１のバッファ」を備えるものであり、「インピーダンス素子」が「利得１バッファの出力と演算増幅器の反転入力との間に接続され」るものであるが、該「インピーダンス素子」は、「演算増幅器」の出力と反転入力との間に存在する負帰還ループを構成するインピーダンス素子であることには変わりない。
　一方、引用例１記載の発明における「コンデンサ（２）」も、「反転相互コンダクタンス段（８）」の出力と反転入力との間に存在する負帰還ループを構成するインピーダンス素子である。
　よって、本願発明２と引用例１記載の発明とは、ともに、「電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に存在する負帰還ループを構成するインピーダンス素子」を備える点で共通するということができる。
　
（く）上記４−１．（え）で述べたように、引用例１記載の発明において、「ｋ＝１に設定した場合」には、「反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に対して第１の信号電流Ｉinを供給する第１の出力（１６）、及び前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に対して第２の信号電流−ｋ＊Ｉinを供給する第２の出力（１８）を有する信号電流手段（１４）」は、「反転相互コンダクタンス段（８）の入力（４）に対して出力電流を供給する第１の出力（１６）、及び前記反転相互コンダクタンス段（８）の出力（６）に対して反転出力電流を供給する第２の出力（１８）を有する信号電流手段（１４）」となるが、引用例１記載の発明における「出力（６）」は、「コンデンサ（２）」すなわち「インピーダンス素子」の出力側の一端とも呼べる箇所である。
　一方、本願発明２における「第二のトランスコンダクタンス増幅器」の反転出力から供給される電流も、「インピーダンス素子」の一端に加えられている。
　よって、本願発明２と引用例１記載の発明とは、ともに、「電圧電流変換回路の反転入力に対して出力電流を供給する第一の出力、及び前記インピーダンス素子の出力側の一端に対して反転出力電流を供給する第二の出力を有する電流供給手段」を備える点で共通するということができる。
　
　上記（お）〜（く）の事項を踏まえると、本願発明２と引用例１記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願発明２と引用例１記載の発明とは、ともに、
「所定の伝達関数を有するフィードフォワード補償負帰還回路であって、
コンダクタンスｇｍをもち、反転入力及び出力信号を生成する出力を有する電圧電流変換回路と、
前記電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に存在する負帰還ループを構成するインピーダンス素子と、
前記電圧電流変換回路の反転入力に対して出力電流を供給する第一の出力、及び前記インピーダンス素子の出力側の一端に対して反転出力電流を供給する第二の出力を有する電流供給手段と、
を備えるフィードフォワード補償負帰還回路。」
である点。
　
（相違点）
　相違点５：「電圧電流変換回路」が、本願発明２においては、「反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器」であるのに対し、引用例１記載の発明においては、非反転入力をも有する演算増幅器ではない点。
　
　相違点６：本願発明２は、「演算増幅器の出力に接続された利得１のバッファ」を備えるものであり、「インピーダンス素子」が「利得１バッファの出力と演算増幅器の反転入力との間に接続された」ものであるのに対し、引用例１記載の発明は、そのようなものではない点。
　
　相違点７：「電流供給手段」が、本願発明２においては、「コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する入力を有し、及び前記演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器」及び「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容し、および利得１バッファの出力とインピーダンス素子との間に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」により構成されるものであるのに対し、引用例１記載の発明においては、そのような二つのトランスコンダクタンス増幅器より構成されるものではない点。
　
５．当審の判断
５−１．本願発明１について
　上記相違点１〜４について検討する。
　
（相違点１について）
　一般に、「反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器」を用いて「電圧電流変換回路」を構成することは、ごく普通に行われていることにすぎない。
　よって、引用例１記載の発明における「反転相互コンダクタンス段（８）」として「反転及び非反転入力ならびに出力を有する演算増幅器」を用いるようにすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　
（相違点２について）
　本願発明１と引用例１記載の発明とは、いずれも、「電圧電流変換回路の出力に対して反転出力電流を供給する第二の出力を有する電流供給手段」からの「反転出力電流」を「電圧電流変換回路の出力」に注入することにより、「電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に接続されたインピーダンス素子」を流れる帰還電流を作るという動作を行うものであり、そのような動作は、上記「インピーダンス素子」が「容量性」であろうと「非容量性」であろうと、変わるものではない。
　そして、一般に、帰還回路を構成するインピーダンス素子として、「容量性」のものも、「非容量性」のものも、所望の特性に応じて適宜に用いられる素子にすぎないから、引用例１記載の発明における「インピーダンス素子」を「非容量性インピーダンス素子」とすることは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　
（相違点３について）
　「電圧電流変換回路の反転入力」に対して「出力電流」を供給し、「電圧電流変換回路の出力」に対して「反転出力電流」を供給する構成として、一つの電流供給手段の二つの出力を用いるか、あるいは、二つの個別の電流供給手段を用いるかは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　そして、各個別の電流供給手段を、反転及び非反転入力を有する「トランスコンダクタンス増幅器」により構成するようにすることも、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　よって、「電流供給手段」を、「コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器」及び「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容する反転及び非反転入力を有し、ならびに前記演算増幅器の出力に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」により構成することは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　
（相違点４について）
　引用例１記載の発明における伝達関数
「【数１】　
（ここで、ＣgsおよびＣlを、前記反転相互コンダクタンス段（８）のそれそれ入力（４）および出力（６）に接続されたキャパシタンスの容量とし、Ｃmを前記コンデンサ（２）の容量とする）」
における「反転相互コンダクタンス段（８）のそれそれ入力（４）および出力（６）に接続されたキャパシタンスの容量」は、それぞれ、本願発明１における「演算増幅器のそれそれ寄生入力容量および寄生出力容量」に相当し、本願発明１における伝達関数【数１】のパラメータと引用例１記載の発明における伝達関数【数１】のパラメータの対応関係は、Ｃｐｉ＝Ｃgs，Ｃｐｏ＝Ｃlであると解される。
　ここで、一般に、寄生入力容量や寄生出力容量は、積極的に接続するキャパシタ素子よりも十分に小さな容量値であることが想定されるから、ＣlＣgsはＣlＣm，ＣmＣgsに比較して無視できるほど小さな値であることが想定され、ＣlＣgsはほぼ零であるとすることができる。
　そして、上記「相違点２について」で検討したように、引用例１記載の発明における「インピーダンス素子」を「非容量性インピーダンス素子」とすることは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎないことから、Ｙ＝Ｃmとし、さらに、上記「相違点３について」で検討したように、「電流供給手段」を「コンダクタンスＧｍ」をもつ二つのトランスコンダクタンス増幅器により構成することは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎないことから、上記“Ｇｍ”を伝達関数のパラメータとして反映させれば、結果として、引用例１記載の発明における伝達関数【数１】は、本願発明１における伝達関数【数１】と同等の式になる。
　よって、「所定の伝達関数」を本願発明１における伝達関数【数１】のようなものとすることは、所定のパラメータの設定により、当業者が適宜になし得ることと認められる。
　
（本願発明１の作用効果について）
　そして、本願発明１の構成によってもたらされる効果も、引用例１記載の発明から当業者が容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
５−２．本願発明２について
　上記相違点５〜７について検討する。
　
（相違点５について）
　上記５−１．の「相違点１について」で述べたのと同様に、一般に、「反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器」を用いて「電圧電流変換回路」を構成することは、ごく普通に行われていることにすぎない。
　よって、引用例１記載の発明における「反転相互コンダクタンス段（８）」として「反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器」を用いるようにすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　
（相違点６について）
　上記引用例２記載の発明に見られるように、「オペアンプの出力と入力の間に接続されたフィードバックループを構成するキャパシタの前段に単一利得バッファを接続すること」は、公知の技術にすぎない。
　してみれば、引用例１記載の発明において、「電圧電流変換回路の出力と前記電圧電流変換回路の反転入力との間に存在する負帰還ループを構成するインピーダンス素子」の前段、すなわち「電圧電流変換回路の出力」と「インピーダンス素子」の一端との間に「利得１のバッファ」を設けるようにすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　そして、上記「相違点５について」で述べたように、「反転相互コンダクタンス段（８）」として「反転及び非反転入力ならびに出力信号を生成する出力を有する演算増幅器」を用いるようにすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎないから、引用例１記載の発明に対して上記引用例２記載の発明を適用することにより、「演算増幅器の出力に接続された利得１のバッファ」を備えるものとし、「インピーダンス素子」を「利得１バッファの出力と演算増幅器の反転入力との間に接続された」ものとすることは、当業者が適宜になし得ることである。
　
（相違点７について）
　上記５−１．の「相違点３について」で述べたのと同様に、「電圧電流変換回路の反転入力」に対して「出力電流」を供給し、「インピーダンス素子の出力側の一端」に対して「反転出力電流」を供給する構成として、一つの電流供給手段の二つの出力を用いるか、あるいは、二つの個別の電流供給手段を用いるかは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　そして、各個別の電流供給手段を、入力を有する「トランスコンダクタンス増幅器」により構成するようにすることも、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　してみれば、「電流供給手段」を、「コンダクタンスＧｍをもち、入力信号を受容する入力を有し、及び前記演算増幅器の反転入力に接続された出力を有する第一のトランスコンダクタンス増幅器」及び「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容し、およびインピーダンス素子の出力側の一端に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」により構成することは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　そして、上記「相違点６について」で述べたように、「インピーダンス素子」を「利得１バッファの出力と演算増幅器の反転入力との間に接続された」ものとすることは、当業者が適宜になし得ることであり、そのような場合に上記「インピーダンス素子」の出力側の一端は、利得１バッファの出力とインピーダンス素子との接続点になることは、当業者にとって明らかであり、その場合に、上記「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容し、およびインピーダンス素子の出力側の一端に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」は、「Ｇｍに等しいコンダクタンスをもち、前記入力信号を受容し、および利得１バッファの出力とインピーダンス素子との間に接続された反転出力を有する第二のトランスコンダクタンス増幅器」となることは、当業者にとって明らかである。
　
（本願発明２の作用効果について）
　そして、本願発明２の構成によってもたらされる効果も、引用例１，２に記載の発明から当業者が容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
６．むすび
　以上のとおり、本願発明１は、引用例１記載の発明に基いて、また、本願発明２は、引用例１，２に記載の発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。