(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、  前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器の導通抵抗の平均値が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの１／１０以下でかつ、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器の導通抵抗の変化が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの１／３０以下、になるように、前記アナログ切換器の電源電圧の正電源Ｖｃｃを前記アナログ切換器の導通抵抗の変化が低くなる電圧に設定し、  前記伝送路の前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚに対し、前記アナログ切換器の導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、  前記アナログ切換器の導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段と、  の少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項２】
一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、  前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記アナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを＋２．９Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするか、  または、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記アナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを＋２．５Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするかとし、  前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚに対し、前記アナログ切換器の導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、前記アナログ切換器の導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項３】
請求項２の伝送装置の映像信号多重伝送装置において、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗の変化が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの１／１００以下になるように、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを設定した前記アナログ切換器のバススイッチＩＣと、前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚから前記アナログ切換器の導通抵抗の平均値Ｒｄ分低減した抵抗値Ｒｚ−Ｒｄの終端抵抗と、  前記アナログ切換器の受信側の前記アナログ切換器の導通抵抗が低い信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードと抵抗の直列接続と、  との少なくとも一つを有することを特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３の伝送装置の映像信号多重伝送装置において、受信側の波形等化器または波形等化器を含む受信器の前に前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器と、前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器の回路特性抵抗に比較して、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数におけるインピーダンスが低く、前記デジタル信号の波形のクロック高調波周波数におけるインピーダンスが高いインダクタと容量と抵抗との並列接続したものと抵抗との直列接続したものの近似の等価回路として表せるもの（以下インピーダンス体）を有し、前記波形等化器または波形等化器を含む受信器に入力する、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数以下の低周波数成分を減衰し、前記デジタル信号の波形のクロック高調波成分を増強し、ショトキーバリアダイオードと抵抗とで、前記アナログ切換器で負方向の信号振幅を圧縮するか、  または、前記アナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧を、正電源Ｖｃｃ３．２Ｖで負電源Ｖｅｅを正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするか、の少なくとも一方を行う事を特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項５】
請求項４の伝送装置の映像信号多重伝送装置において、送信側の前記アナログ切換器の前に前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器と、前記インピーダンス体とを有し、送信側の前記アナログ切換器に入力する、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数以下の低周波数成分を減衰し、前記デジタル信号の波形のクロック高調波成分を増強する事を特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項６】
一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のバススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記伝送路の前記伝送路の特性インピーダンス抵抗に対し、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置。
【請求項７】
撮像素子と映像信号処理部とCPU(Central Processing Unit)を有する撮像部と、請求項１乃至請求項５の伝送装置の映像信号多重伝送装置と、映像信号処理部と映像信号入出力部とCPUを有する制御部とを具備し、映像信号を時分割双方向多重伝送する事を特徴とする撮像装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、テレビジョンカメラ装置等の撮像装置に用いる映像信号多重伝送装置における伝送方法の改良に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、テレビジョンカメラシステムではカメラヘッドとカメラコントロールユニットの間で本線映像信号，送り返し映像信号，音声信号，コントロール用シリアルデータ信号，及び電源の伝送を３重同軸（トライアックス）ケーブル１本の伝送路で行なっている。簡易方法として伝送路に通常の同軸ケーブルも用いることもある。通常、これらの信号は周波数変調され周波数多重伝送するか、デジタルで時分割多重（双方向切換）伝送される。
【０００３】
主な映像信号としてはＳＤＴＶとして有効走査線４８５本のＮＴＳＣと有効走査線５７５本のＰＡＬ、ＨＤＴＶとして有効走査線７２０本と有効走査線１０８０本、ＳＨＤＴＶとして有効走査線２１６０本、ＵＨＤＴＶとして有効走査線４３２０本がある。
【０００４】
カメラ部から出力されたＮＴＳＣの１０ｂｉｔ４：２：２のデジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含む映像シリアルデジタルインタフェース（ＳＤＩ）信号は出力振幅０．８Ｖｐ−ｐで２７０Ｍｂｐｓのデータ量があり、送り返しの映像信号はデータ圧縮しても約５０Ｍｂｐｓのデータ量がある。時分割双方向伝送の場合、映像信号を時間圧縮し、約３６０Ｍｂｐｓの信号にして短い時間で間欠的にカメラヘッドからカメラ制御装置に伝送する。そして時間圧縮により空いた期間に、カメラ制御装置からカメラヘッドの方向に３６０Ｍｂｐｓに時間圧縮した送り返しの映像信号を短い時間で間欠的に伝送する。その処理を１秒間に数回の速度で入出力切換え器により切り替えを行なうことにより時分割多重（双方向切換）伝送を実現している（特許文献１）。ＨＤＴＶ用のＳＤＩ（ＨＤ−ＳＤＩ）信号は１５００Ｍｂｐｓのデータ量がある。３ＧのＳＤＩ信号は２９７０Ｍｂｐｓのデータ量がある。ＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号は約２４０００Ｍｂｐｓのデータ量がある。
【０００５】
パルス波形の再生を行うことを波形等化という。通常、直径８．６ｍｍのトライアックスケーブルの３００ＭＨｚの減衰量は１００ｍで１２ｄＢで１ｋｍで１２０ｄＢと大きく、現状の市販の波形等化器では、直径８．６ｍｍのトライアックスケーブルでは約５００ｍ程度しかカメラヘッドとカメラコントロールユニットの間は延長できない。中継ケーブルの挿入による延長には、伝送された基準信号に基づき、デジタル映像信号のケーブル周波数特性の劣化を予め補正する必要がある。ＳＤＩ映像信号に電源を重畳する監視用途の同軸重畳も提案されている（非特許文献１参照）。
【０００６】
ＳＤＩ信号は、アナログ信号処理回路において反転増幅器が多用されるため、信号の極性を常に留意していることが煩わしくなる。そこで、Ｇ（ｘ）＝（ｘ9 ＋ｘ4 ＋１）（ｘ＋１）という生成多項式による自己同期型スクランブルド（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  Ｔｏ  Ｚｅｒｏ）ＮＲＺ−Ｉ符号を採用し、データの０／１を０→１，１→０の反転情報に置き換えることによって、極性フリーでスペクトルが均一に分布したＳＤＩ信号を実現している。こうした自己同期型スクランブルを掛けると、シリアル伝送路上に、１水平ラインに亘り、１ビットの１に続いて１９ビットの０が続くパターン（あるいはその反転パターン）の信号や、２０ビットの１が連続した後２０ビットの０が連続するパターン（あるいはその反転パターン）の信号が発生する場合がある。これらのパターンは、パソロジカルパターンと呼ばれている。したがって、パソロジカルパターンの最大長２０からＳＤＩ信号の基本クロック周波数の１／２０から３倍の高調波周波数を伝送すれば、誤りなくＳＤＩ信号を伝送できる（非特許文献２参照）。ＨＤ−ＳＤＩ信号も同様である。
【０００７】
送信回路と受信回路のインピーダンスがケーブルインピーダンス７５Ωから外れると反射が起こり伝送エラーが増加する。ＳＤＩ信号を長距離にケーブル伝送するには、送信回路と受信回路のインピーダンスを所要周波数内で、ケーブルインピーダンス７５Ωにできるだけ一致させるのが望ましい（非特許文献２参照）。
【０００８】
２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号受信で伝送同軸ケーブル長１００ｍから２００ｍに改良された波形等化器で波形等化しても、２７０ＭｂｐｓのＳＤＩ信号受信で伝送同軸ケーブル長は３５０ｍから４００ｍと少ししか伸びない（非特許文献３と非特許文献４参照）。波形等化器を含む受信器でも２７０ＭｂｐｓのＳＤＩ信号受信で伝送同軸ケーブル長は４８０ｍと少ししか伸びない（非特許文献５参照）。
【０００９】
電流帰還演算増幅器（Operational Amplifier: Op Amp）は０．２Ｖｐ−ｐの小振幅で増幅度１倍（０ｄＢ）なら１．８ＧＨｚ程度、増幅度２倍（＋６ｄＢ）なら１．２ＧＨｚ程度までの高周波数を増幅でき、２Ｖｐ−ｐの大振幅なら７５０ＭＨｚ程度までの高周波数を増幅でき、シャットダウン（ＳＤ）機能を有するものもある（非特許文献６参照）。
しかし、電流帰還演算増幅器内部の増幅トランジスタのエミッタが負入力端子に接続されており、負入力端子の接続インピーダンスは高周波数成分が抵抗成分でないと、高周波数で発振を起こしやすい。そのため、電流帰還演算増幅器の負入力端子を容量で接地し、高周波数成分を増強する増幅回路の実現は困難だった。
【００１０】
ところで、最近不要輻射低減用に、低い周波数では、低いインピーダンスで、特定周波数からインピーダンスが急激に高くなり、抵抗成分が大きいフェライトビーズが多様な種類で各社から量産されている。フェライトビーズの近似の等価回路はインダクタと容量と抵抗との並列接続したものと抵抗との直列接続したものである（非特許文献７参照）。フェライトビーズを用いたケーブル補正も提案されている（特許文献２参照）。
【００１１】
従来の一実施例の概要と動作を図２で説明する。図２は、従来の一実施例のトライアックスカメラシステムを示すブロック図である。図２において、トライアックスカメラシステムは撮像部１とトライアックスケーブル２と制御部３で構成している。
【００１２】
撮像部１の撮像素子１０２は、レンズ部１０１で結像された入射光を光電変換してデジタル映像信号処理部２０４に出力する。デジタル映像信号処理部２０４は、映像信号のレベル増幅や輪郭強調等の処理を施し出力する。伝送路２が長い場合、映像圧縮部１０５で映像圧縮を行い、短い場合はそのまま時分割双方向切換部２１０に出力される。時分割双方向切換部２１０では、デジタル映像信号とデジタル音声信号とを時分割多重化し、双方向伝送する。撮像部１より出力されたシリアルデジタル信号は、トライアックスケーブル２を介して制御部３に伝送される。制御部３に伝送されたシリアルデジタル信号は、時分割双方向切換部２１６で分解され、もとのデジタル映像信号とデジタル音声信号とに復調し、映像伸縮を行い、デジタル信号処理部２１７で信号処理後、D/Aコンバータ１２８でアナログ映像信号に変換され、映像信号を出力する。また、制御部３から入力し撮像部１から出力する外部映像信号も上記と同様に伝送される。
【００１３】
時分割双方向切換部２１０と２１６とは、高速なＮＭＯＳ（N-channel   Metal  Oxidize  Semiconductor  Field  Effect  Transistor）バススイッチのＩＣを用いるが、ＮＭＯＳバススイッチのＩＣ内のＮＭＯＳのソースーゲート間電圧が約１Ｖ以上確保されないとＮＭＯＳバススイッチが導通されない。またＮＭＯＳバススイッチＩＣ内のＮＭＯＳのソースーゲート間電圧が約２ＶではＮＭＯＳバススイッチの導通抵抗Ｒｄが高い。またＮＭＯＳバススイッチＩＣ内のＮＭＯＳのソースーゲート間電圧が約２．５Ｖ以上確保されないとＮＭＯＳバススイッチの導通抵抗Ｒｄが下がりきらない。そのため、時分割双方向切換部を通過する信号は、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの正電源電圧から約２．５Ｖ低い電圧以内が圧縮され、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの正電源電圧から約２Ｖ低い電圧以内が強く圧縮され、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの正電源電圧から約１Ｖ低い電圧以下に制限される。具体的なＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは、本発明の１実施例のＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗特性の模式図の図８Ａのように、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの正電源電圧から２．１Ｖで１０Ω、２．５Ｖで８Ω、２．９Ｖで７Ω、３．３Ｖで６Ω、３．７Ｖで５Ω、４．３Ｖで４Ωとなる（非特許文献８参照）。
つまり、時分割双方向切換を行う場合は、接地電位のＳＤＩ信号０．８Ｖｐ−ｐでの導通抵抗ＲｄがＮＭＯＳバススイッチで１０Ωから７Ωとなり、トライアックスケーブルまたは同軸ケーブルの伝送路の特性インピーダンスＲｚ＝７５Ωに対し５％以上と、無視できない抵抗値となり、インピーダンスミスマッチングが発生して反射による波形歪が発生する。さらにＳＤＩ信号の振幅値０．８Ｖｐ−ｐでの抵抗値変化がＮＭＯＳバススイッチＩＣでは３Ωと７５Ωに対し約４％と無視できない変化をし、上下非対称の波形歪が発生する。受信側で受信信号の高周波数成分を増幅させる等の周波数特性補正や２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号受信用に改良された等化器でも波形等化では、インピーダンスミスマッチングの反射による波形歪や上下非対称の波形歪による位相変化は残ってしまい補正できない。そのため、伝送ケーブル長を延長することが困難であった。
【００１４】
改良された５Ｖ低容量バススイッチＩＣも製品化され、本発明の１実施例の低容量バススイッチＩＣの導通抵抗特性の模式図の図８Ｂのように、正電源電圧から１Ｖで６Ω、１．５Ｖで６．８Ω、２Ｖで５Ω、２．１Ｖで４．８Ω、２．５Ｖで４．３Ω、２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ω、３．９Ｖで４Ω、４．５Ｖで３．８Ωとなる（非特許文献９参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平７−２０３３９９号公報
【特許文献２】特開２０１０−０２１９９３号公報
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】ジェナム  Security &Surveillance  http://www.gennum.com/applications/security-surveillance/hdcctv
【非特許文献２】ＡＲＩＢ−Ｂ０７  http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/4-TR-B07v2_0.pdf
【非特許文献３】テキサスインスツルメント製LMH0024  http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmh0024.pdf
【非特許文献４】テキサスインスツルメント製LMH0394  http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmh0394.pdf
【非特許文献５】ジェナム製GS2971A  http://www.gennum.com/extranet/document/55977
【非特許文献６】テキサスインスツルメント製LMH6703  http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmh6703.pdf
【非特許文献７】ＴＤＫ製mmz2012Equivalent Circuit  http://www.tdk.co.jp/etvcl/equivalent/mmz2012.pdf
【非特許文献８】ルネサス テクノロジ高速バススイッチ HD74CBTシリーズ  http://hk.renesas.com/products/standard_ic/logic/hd74cbt/index.jsp
【非特許文献９】東芝５Ｖ低容量バススイッチ TC7SB66CFU, TC7SB67CFU  http://www.semicon.toshiba.co.jp/docs/datasheet/en/LogicIC/TC7SB66CFU_TC7SB67CFU_en_datasheet_110401.pdf
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
従来のトライアックスシステムのデジタル伝送では２７０Ｍｂｐｓ以上という高い周波数でのビットレートで伝送するため、ケーブルでの減衰量が大きくなってしまい、ケーブル長を延長することが困難であった。特に、時分割双方向切換を行う場合は、アナログ切換器の導通抵抗が、トライアックスケーブルまたは同軸ケーブルの伝送路の特性インピーダンスに対し、無視できない抵抗値となる。さらにＳＤＩ信号の振幅で抵抗値が変化をする。そのため、伝送ケーブル長を延長することが困難であった。
【００１８】
本発明は、これらの欠点を除去し、時分割双方向切換のデジタル伝送でも長いケーブル長で運用できるトライアックスシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、上記の目的を達成するために、一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器の導通抵抗の平均値が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの約１／１０以下でかつ、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器の導通抵抗の変化が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの約１／３０以下、になるように、前記アナログ切換器の電源電圧の正電源Ｖｃｃを高く設定し、前記伝送路の前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚに対し、前記アナログ切換器の導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、前記アナログ切換器の導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置である。
【００２０】
また、一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記アナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを＋２．９Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするか、または、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記アナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを＋２．５Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするかとし、前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚに対し、前記アナログ切換器の導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、前記アナログ切換器の導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置である。
【００２１】
また、上記において、前記デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号における前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗の変化が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの約１／１００以下になるように、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを設定した前記アナログ切換器のバススイッチＩＣと、前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚから前記アナログ切換器の導通抵抗の平均値Ｒｄ分低減した抵抗値Ｒｚ−Ｒｄの終端抵抗と、前記アナログ切換器の受信側の前記アナログ切換器の導通抵抗が低（く信号波形の圧縮されな）い信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードと抵抗の直列接続と、との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置である。
【００２２】
上記映像信号多重伝送装置において、受信側の波形等化器または波形等化器を含む受信器の前に前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器と、前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器の（非反転増幅の負入力の接地抵抗または非反転増幅の正入力の接地抵抗または反転増幅の出力と反転極性の入力の入力抵抗または増幅器の出力抵抗または２段の増幅回路間の接続抵抗等の）回路特性抵抗に比較して、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数におけるインピーダンスが低く、前記デジタル信号の波形のクロック高調波周波数におけるインピーダンスが高いインダクタと容量と抵抗との並列接続したものと抵抗との直列接続したものの近似の等価回路として表せるもの（以下インピーダンス体）を有し、前記波形等化器または波形等化器を含む受信器に入力する、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数以下の低周波数成分を減衰し、前記デジタル信号の波形のクロック高調波成分を増強し、ショトキーバリアダイオードと抵抗とで、（前記アナログ切換器で圧縮されない）前記アナログ切換器で負方向の信号振幅を圧縮するか、または、前記アナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧を、正電源Ｖｃｃ約３．２Ｖで負電源Ｖｅｅを正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下と（して、伝送信号振幅０．８Ｖｐ−ｐでの切替器の導通抵抗の変化を少なく）するか、の少なくとも一方を行う事を特徴とする映像信号多重伝送装置である。
さらに、上記映像信号多重伝送装置において、送信側の前記アナログ切換器の前に前記デジタル信号の波形を増幅する増幅器と、前記インピーダンス体とを有し、送信側の前記アナログ切換器に入力する、前記デジタル信号の波形のクロック基本波周波数以下の低周波数成分を減衰し、前記デジタル信号の波形のクロック高調波成分を増強する事を特徴とする映像信号多重伝送装置である。
また、上記において、上記デジタル信号が（２５Ｍｂｐｓ、５０Ｍｂｐｓ、１００Ｍｂｐｓ、２７０Ｍｂｐｓ、１５００Ｍｂｐｓ、２９７０Ｍｂｐｓ等の）シリアルデジタルインタフェース（ＳＤＩ）信号であり、上記インピーダンス体がフェライトビーズまたは、フェライトビーズと抵抗または、インダクタと抵抗の少なくとも一つである事を特徴とする映像信号多重伝送装置である。
【００２３】
また、一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器のバススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、前記伝送路の前記伝送路の特性インピーダンス抵抗に対し、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗による終端抵抗の増加を補正する手段と、前記アナログ切換器のバススイッチＩＣの導通抵抗の変化による終端抵抗のずれによる信号波形の歪を補正する手段との少なくとも一方を有することを特徴とする映像信号多重伝送装置である。
【００２４】
さらに、撮像素子と映像信号処理部とCPU(Central Processing Unit)を有する撮像部と、上記の映像信号多重伝送装置と、映像信号処理部と映像信号入出力部とCPUを有する制御部とを具備し、映像信号を時分割双方向多重伝送する事を特徴とする撮像装置である。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように本発明によれば、時分割双方向切換を行うアナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣまたは５Ｖ低容量バススイッチＩＣの導通抵抗によるインピーダンスミスマッチングから発生する反射歪または、信号電圧による導通抵抗の変化による信号波形の非対称劣化を改善することができ、デジタル映像信号多重伝送装置のケーブル長を延ばすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図
【図２】従来の一実施例の全体構成を示すブロック図
【図３Ａ】本発明の１実施例の反転増幅回路と切替器とのブロック図
【図３Ｂ】本発明の１実施例の非反転増幅回路と切替器とのブロック図
【図３Ｃ】本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器と切替器とのブロック図
【図３Ｄ】本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器と切替器とのブロック図
【図３Ｅ】本発明の１実施例の反転増幅回路と切替器とのブロック図
【図３Ｆ】本発明の１実施例の反転増幅回路と切替器とのブロック図
【図４Ａ】本発明の１実施例の反転増幅回路の入出力波形図
【図４Ｂ】本発明の１実施例の非反転増幅回路の入出力波形図
【図４Ｃ】本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器の入出力波形図
【図４Ｄ】本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器の入出力波形図
【図４Ｅ】本発明の１実施例の反転増幅回路の入出力波形図
【図５】本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図
【図６】従来の駆動回路と波形等化器と切替器とのブロック図
【図７】従来の駆動回路と波形等化器と切替器との入出力波形図
【図８Ａ】本発明の１実施例のＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗特性の模式図
【図８Ｂ】本発明の１実施例の低容量バススイッチＩＣの導通抵抗特性の模式図
【発明を実施するための形態】
【００２７】
時分割双方向切換を行う場合は、背景技術の００１４段落のように、アナログ切換器の導通抵抗からインピーダンスミスマッチングが発生して反射による波形歪が発生する。さらにアナログ切換器の導通抵抗変化から、上下非対称の波形歪が発生する。そのため、受信側で受信信号の高周波数成分を増幅させる等の周波数特性補正や２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号受信用に改良された等化器（イコライザ）（非特許文献４参照）または波形等化器を含む受信器（レシーバ）（非特許文献５参照）での波形等化では、反射による波形歪や上下非対称の波形歪による位相変化は残ってしまい補正できない。そのため、インピーダンスミスマッチングの反射による波形歪やアナログ切換器の導通抵抗の変化により上下非対称の波形歪が発生すると、伝送ケーブル長を延長することが困難であった。
【００２８】
そこで、本発明では、ＳＤＩ信号０．８Ｖｐ−ｐにおけるアナログ切換器の導通抵抗によるインピーダンスミスマッチングを伝送路の特性インピーダンスＲｚ＝７５Ωの約１／５０以下に低減し、さらにアナログ切換器の導通抵抗変化をＲｚ＝７５Ωの約１／３０以下に低減するか補正する。
具体的には、一つの伝送路を介して、デジタル化した映像信号、音声信号、制御信号を含むデジタル信号を時分割双方向切換送受するデジタル映像信号多重伝送装置において、伝送路の両側の終端に時分割に双方向を切換えるアナログ切換器の非特許文献８のＮＭＯＳバススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの電源電圧は、正電源Ｖｃｃを＋２．９Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とし、伝送するＳＤＩ信号の振幅０．８Ｖｐ−ｐ直流電位０Ｖの各電圧−０．４Ｖから＋０．４Ｖに対し、ＮＭＯＳバススイッチの導通抵抗が８Ωから６Ωと導通抵抗の変化を２Ωと伝送路の特性インピーダンス７５Ωに対し約２．７％と少なくする。または、ＮＭＯＳバススイッチＩＣが約３Ｖ以上の正電源を有し該正電源電圧より約２．５Ｖ以上低い（負の）電圧に前記ＮＭＯＳバススイッチＩＣを通過するデジタル信号をバイアスする。
そして、前記伝送路の特性インピーダンスＲｚ＝７５Ωに対し、ＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗の平均値Ｒｄ約７Ω分低減したＲso＝Ｒｚ−Ｒｄ＝７５−７＝６８で６８Ωを終端抵抗値としてインピーダンスマッチングを取り、反射歪を低減する。
【００２９】
または、前記伝送路の両側の終端に時分割多重を切換えるアナログ切換器の非特許文献９の５Ｖ低容量バススイッチＩＣを有し、受信側に波形等化器または波形等化器を含む受信器を有し、５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧は、正電源Ｖｃｃを＋２．５Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とするかとし、前記伝送路の特性インピーダンスＲｚ＝７５Ωに対し、５Ｖ低容量バススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは４．８Ωから４．２Ωで平均値約４．５Ω分低減したＲso＝Ｒｚ−Ｒｄ＝７５−４．５＝７０．５≒７１≒６８＋２．７で６８Ωと２．７Ωの直列を終端抵抗値として平均誤差０．２Ω０．３％と誤差範囲以下の精度でインピーダンスマッチングを取り、反射歪を低減する。
【００３０】
出力終端抵抗とアナログ切換器の導通抵抗との合計値と、受信終端抵抗とアナログ切換器の導通抵抗との合計値と、トライアックスケーブルまたは同軸ケーブルの伝送路の特性インピーダンス抵抗７５Ωとがほぼ等しくなり、インピーダンスミスマッチングと反射による波形歪が低減する。さらにＳＤＩ信号の振幅値０．８Ｖｐ−ｐで抵抗値の変化が７５Ωに対しＮＭＯＳバススイッチＩＣで約２．７％と５Ｖ低容量バススイッチＩＣで約０．８％と低減し、上下非対称の波形歪が低減する。
【００３１】
ところで、本発明は、ＮＭＯＳバススイッチＩＣと５Ｖ低容量バススイッチＩＣに限定せず、導通抵抗が低く高速なアナログ切換器のＩＣが使用できる。ＳＤＩ信号の振幅値０．８Ｖｐ−ｐにおける前記アナログ切換器の導通抵抗の平均値が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの約１／１０以下でかつ、ＳＤＩ信号の振幅値０．８Ｖｐ−ｐにおける前記アナログ切換器の導通抵抗の変化が前記伝送路の特性インピーダンス抵抗Ｒｚの約１／３０以下、になるように、導通抵抗が低く高速なアナログ切換器のＩＣの導通抵抗の特性に基づいて、正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの値と、出力終端抵抗と受信終端抵抗の値と、前記アナログ切換器の電源電圧の正電源Ｖｃｃを高く設定する。その結果、ＳＤＩ信号０．８Ｖｐ−ｐにおけるアナログ切換器の導通抵抗によるインピーダンスミスマッチングを低減し、さらにアナログ切換器の導通抵抗変化を低減する。
【００３２】
さらに、受信側の前記アナログ切換器の導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードと抵抗の直列接続とを有して、切替器で圧縮されない方を圧縮し、信号波形の上下のバランスをとる。
または、非特許文献９の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは、正電源電圧から２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ωと一定であることを利用し、５Ｖ低容量バススイッチを用いて、さらに正電源Ｖｃｃ＋３．２ＶでＶｅｅ−１．３Ｖから−２．３Ｖとすれば、接地電位のＳＤＩ信号の０．８Ｖｐ−ｐでの導通抵抗Ｒｄは４．２Ω一定で、抵抗値の変化がなくなり、上下非対称の波形歪がなくなる。
【００３３】
その結果、受信側において、ＳＤＩ信号の受信用のイコライザ（等化）ＩＣまたは波形等化器を含む受信器ＩＣで送信時の波形に戻す波形等化によるＳＤＩ信号の補正が容易となる。そのため、波形等化による劣化を最小限にする事が可能なるため、長いケーブルに応じた波形等化が可能となる。ケーブル２はトライアックスケーブルだけでなく、通常の同軸ケーブルでも従来より長いケーブルが伝送可能となる。さらに、ケーブル内の伝送波形とは独立に信号劣化を補正するので、中継ケーブルの挿入によるケーブル長の変更に容易に対応し、トライアックスケーブルだけでなく、通常の同軸ケーブルでも従来より長いケーブルが補正可能となる。また、２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号受信用に改良された等化器または波形等化器を含む受信器で波形等化が有効となり、より長いケーブルが補正可能となる。
さらに、１５００ＭｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号、２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号、約２４０００ＭｂｐｓのＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号の伝送でも、トライアックスケーブルや通常の同軸ケーブルでも従来より長いケーブルが伝送可能となる。
【００３４】
以下、本発明の一実施例のトライアックスカメラシステムの全体を図１で説明してから、本発明の１実施例の反転増幅回路と非反転増幅回路のブロック図と入出力波形図と動作の模式図とを図３Ａ〜図３Ｃ、図４Ａ〜図４Ｃを用いて説明する。
【００３５】
図１は、本発明の一実施例のトライアックスカメラシステムの全体を示すブロック図であり、撮像部１とトライアックスケーブル２と制御部３で構成している。１０１は図示していない入射光を結像するためのレンズ部、１０２はレンズ部１０１で結像した光を光電変換する撮像素子、１０３は映像信号をデジタル映像信号に変換するA/Dコンバータ、１０４と１２７とはデジタル映像信号を所定のレベルに増幅する事や輪郭強調等の処理を施す映像処理部である。１０５と１３６とは映像の圧縮を行う映像圧縮部で、１０７と１３５とはデジタル映像信号とデジタル音声信号と制御信号（CPUデータ）とを多重化するENCODE部、１０８と１３３とはデジタル信号を増幅する増幅部で、１０９と１３４とはトライアックスケーブル２の周波数特性分を補正する増幅部で受信側の波形等化器または波形等化器を含む受信器の前にある。この増幅部の切換はケーブル２の長さに応じて撮像部１または制御部３のＣＰＵの１１３と１３０とからの制御により、増幅部がシャットダウン機能を有する増幅器や切り替え機能を有する増幅器や低インピーダンスの切換ＩＣで構成されていれば、増幅部１０８と１０９と１３３と１３４とで行う。双方向部１１２と１２１とが時分割多重のアナログ切換器であり、１０８と１０９と１３３と１３４との増幅部が、長いケーブル用と短いケーブル用と各２組ある場合は、双方向部１１２と１２１とで切換えても良い。１１３と１３０とは制御するためのCPU(Central Processing Unit)、１２０は撮像部１とトライアックスケーブル２とをつなぐ接栓で１４２はトライアックスケーブル２と制御部３をつなぐ接栓、１１２は撮像部１で生成された映像信号と制御部３より伝送されてきた外部映像信号の時分割切換を行う双方向部、１２１とは外部映像信号と撮像部１より伝送されてきた映像信号の切換を行う切換部、１１９と１２２とは伝送されてきた信号の波形等化を行う波形等化器または波形等化器を含む受信器、１１６と１２５とはもとのデジタル映像信号とデジタル音声信号とに復調するDECODE部、１１５と１２６とは映像の伸長を行う映像伸長部、１１４と１２８とはデジタル映像信号をアナログ映像信号に変換するＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）、１３８は増幅器である。
【００３６】
次に本発明の一実施例の動作について説明する。
電源投入時に撮像部１のＣＰＵの１１３または制御部３のＣＰＵの１３０でケーブル２の遅延量または減衰量を測定する事によりケーブル２の長さを検出する。検出したケーブル２の長さは撮像部１または制御部３のＣＰＵに伝送し、ケーブル２の長さは撮像部１と制御部３とで共用する。
【００３７】
背景技術の非特許文献１の様に、映像シリアルデジタルインタフェース（ＳＤＩ）信号はＧ（ｘ）＝（ｘ9 ＋ｘ4 ＋１）（ｘ＋１）という生成多項式による自己同期型スクランブルド（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  Ｔｏ  Ｚｅｒｏ）ＮＲＺ−Ｉ符号を採用し、データの０／１を０→１，１→０の反転情報に置き換えることによって、極性フリーでスペクトルが均一に分布したＳＤＩ信号を実現している。こうした自己同期型スクランブルを掛けると、シリアル伝送路上に、１水平ラインに亘り、１ビットの１に続いて１９ビットの０が続くパターン（あるいはその反転パターン）の信号や、２０ビットの１が連続した後２０ビットの０が連続するパターン（あるいはその反転パターン）の信号が発生する場合がある。これらのパターンは、パソロジカルパターンと呼ばれている。したがって、パソロジカルパターンの最大長２０からＳＤＩ信号の基本クロック周波数の１／２０から３倍の高調波周波数を伝送すれば、誤りなくＳＤＩ信号を伝送できる。ＳＤＩ信号の生成にパソロジカルパターンの最大長をより短くする自己同期型スクランブルド符号を用いれば周波数帯域をさらに狭くできる。
【００３８】
ここで、撮像部で生成された順方向のＳＤＩ信号はＮＴＳＣで２７０Ｍｂｐｓ、ＨＤＴＶで１５００Ｍｂｐｓのデータ量がある。３ＧのＳＤＩ信号は２９７０Ｍｂｐｓのデータ量がある。ＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号は２４０００Ｍｂｐｓのデータ量が予想される。また、制御部より撮像部に送り返し伝送される送り返しの映像信号はＭＰＥＧ２で圧縮すると映像圧縮比がおおよそ１／５となり、順方向のＳＤＩ信号と圧縮した送り返しＳＤＩ信号の時分割切換または周波数選別を行う双方向部は時分割のアナログ切換器のＩＣが好ましい。Ｈ．２６４で圧縮すると撮像部で生成された順方向のＳＤＩ信号の１５００Ｍｂｐｓに対し送り返し方向の映像圧縮されたＳＤＩ信号の２５Ｍｂｐｓと映像圧縮比が１／６０と、パソロジカルパターンの最大長２０と高調波次数３との積６０倍の逆数の１／６０以下も可能となる。音声信号，制御信号（ＣＰＵデータ信号）をＳＤＩ信号に重畳してあるので、順方向のＳＤＩ信号と圧縮した送り返しＳＤＩ信号の時分割切換または周波数選別を行う双方向部は、順方向のＳＤＩ信号を高域通過フィルタ（ＨＰＦ）で通過させ、送り返し方向の映像圧縮されたＳＤＩ信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）で通過させ、順方向のＳＤＩ信号と送り返し方向の映像圧縮されたＳＤＩ信号とを双方向伝送させる組み合わせでも良い。
また、制御部３から入力し撮像部１に送り返えされて撮像部１から出力する外部デジタル映像信号も上記と同様に伝送される。図１では、送り返し方向の映像圧縮は映像圧縮部１３６で圧縮されているが、圧縮された外部デジタル映像信号を入力しても良い。
【００３９】
撮像部１の撮像素子１０２は、レンズ部１０１で結像された入射光を光電変換してデジタル映像信号処理部１０４に出力する。デジタル映像信号処理部１０４は、映像信号のレベル増幅や輪郭強調等の処理を施し出力する。映像圧縮部１０５で、ＨＤＴＶのＳＤＩ信号と３ＧのＳＤＩ信号の場合は低遅延の映像圧縮を行い、ＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号の場合はＨ．２６４等の高圧縮比の映像圧縮を行い、ＳＤＩ信号を２７０Ｍｂｐｓに圧縮し、ＮＴＳＣのＳＤＩ信号の２７０ＭｂｐｓはそのままENCODE部１０７に出力される。ENCODE部１０７では、デジタル映像信号とデジタル音声信号とCPUデータとを多重化される。多重化された信号は、ケーブル２が長い場合には、増幅部１０８と１０９とにより増強される。短い場合には、一定の低増幅率とする。撮像部１より出力された補正デジタル信号波形は、ケーブル２を介して制御部３に伝送される。
【００４０】
上記は２７０ＭｂｐｓのＮＴＳＣの４：２：２映像信号の伝送について説明したが、ＨＤＴＶの映像信号のＨＤ−ＳＤＩの１５００Ｍｂｐｓ（４：２：２）や３０００Ｍｂｐｓ（４：４：４）やＳＨＤＴＶや２４０００Ｍｂｐｓのデータ量が予想されるＵＨＤＴＶのＳＤＩについても、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ、増幅器、波形等化器または波形等化器を含む受信器、バススイッチＩＣ等が高速化すれば、適用可能となる。
【００４１】
さらに、撮像素子と映像信号処理部とCPU(Central Processing Unit)を有する撮像部（Camera  Head）と、映像信号多重伝送部（Camera  Adaptor）と、映像信号処理部と映像信号入出力部とCPUを有する制御部（Camera  Control  Unit）とを具備すれば、運動施設やホールの内部に光ケーブルを敷設し直すことなく、運動施設やホールに既に敷設されているトライアックスケーブルを用いて、映像信号を時分割双方向多重伝送し、運動施設やホールの外部の有線（光ファイバー網）または無線（Field  Pick  Up）の映像信号伝送手段で放送局に伝送するか録画するいわゆる放送中継が可能な撮像装置（テレビカメラ）が実現できる。
【実施例１】
【００４２】
背景技術で説明したように、電流帰還演算増幅器は小振幅で増幅度２倍なら１．２ＧＨｚ程度までの高周波数を増幅できる。しかし、電流帰還演算増幅器内部の増幅トランジスタのエミッタが負入力端子に接続されており、負帰還入力端子の接続インピーダンスは高周波数成分が抵抗成分でないと、高周波数で発振を起こしやすい。そのため、電流帰還演算増幅器の負帰還入力端子を容量で接地するのではなく、本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の様な、おおよそ２５ＭＨｚまたは２７０ＭＨｚまたは１５００ＭＨｚまたは３０００ＭＨｚのクロック基本波周波数Ｆｃにおけるインピーダンス（抵抗）分が前記電流帰還演算増幅器の非反転増幅の負入力の接地抵抗または反転増幅の負入力の入力抵抗より低く、クロック高調波周波数におけるインピーダンス（抵抗）分が非反転増幅の負入力の接地抵抗または反転増幅の負入力の入力抵抗より高いフェライトビーズを電流帰還演算増幅器の出力と電流帰還演算増幅器の負入力間に設け、伝送信号の低周波数成分を減衰し高周波数成分を増強する。高周波数の出力インピーダンスが上昇してしまう場合は、電流バッファＩＣを追加する。
【００４３】
さらに、波形等化器または波形等化器を含む受信器（以下波形等化器）の入力振幅に余裕がない場合は、伝送路（トライアックスケーブルまたは同軸ケーブル）が長く伝送路の損失が大きいときのみ、増幅度を高くし、伝送路が短く伝送路の損失が小さいときは増幅度を０ｄＢ（特性整合損失を除けば＋６ｄＢ）付近にする。
【００４４】
制御部３に伝送されたデジタル信号波形は、ケーブル２が長い場合には、増幅部１０９とで基本波周波数以下の低周波数成分を減衰させ３次以上の高調波成分を増強してから波形等化器１２２で波形等化が行われ、その後DECODE部１２５によりもとのデジタル映像信号とデジタル音声信号とに復調し、映像伸縮部１２６で映像伸縮を行い、デジタル信号処理部１２７で信号処理後、Ｄ／Ａコンバータ１２８でアナログ映像信号に変換され増幅器１３８から出力する。又、DECODE部１２５からは、CPUデータ、音声データも再生される。増幅部の１０８と１０９と波形等化器の１１９と１２２との性能が向上し１５００Ｍｂｐｓ等の高いデータ量が伝送できる場合は、映像圧縮部１０５の圧縮比を下げてより低遅延とする。低遅延で高圧縮比の映像圧縮が可能となれば、映像圧縮部１０５の出力ＳＤＩ信号を２５Ｍｂｐｓ、５０Ｍｂｐｓ等の１００Ｍｂｐｓ以下に圧縮し、本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の（ｃ）の様な低い周波数でインピーダンスが変化するフェライトビーズで、ＳＤＩ信号のクロック基本波周波数以下の低周波数成分を減衰させ、高調波成分を増強する。
【００４５】
双方向部１１２と１２１とはＨＰＦとＬＰＦとで構成されており双方向部１１２と１２１とは時分割のアナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチＩＣまたは５Ｖ低容量バススイッチである。通過信号振幅に余裕がない場合は、ケーブル２の長さが長い場合に送信側では増幅度を３次高調波までの周波数で一定としてオーバーシュートを防止して振幅を制限し、受信側で基本波周波数以下の低周波数成分を減衰させ３次以上の高調波成分を増強する。
以下、説明を簡易化するため、広帯域で一般的な電流帰還演算増幅器で説明する。広帯域な電圧帰還演算増幅器を用いても良い。
【００４６】
図３Ａは本発明の１実施例の反転増幅回路のブロック図であり、図３Ｂは本発明の１実施例の非反転増幅回路のブロック図であり、図４Ａは本発明の１実施例の反転増幅回路の入出力波形図であり、図４Ｂは本発明の１実施例の非反転増幅回路の入出力波形図であり、図５は、本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図である。本発明に用いるインピーダンス体は、図５のフェライトビーズの周波数特性例をしめす模式図のようなフェライトビーズまたは、図５と同様な周波数特性例をしめすインダクタと容量の並列接続と抵抗である。
【００４７】
図３Ａと図３Ｂとは反転＋６ｄBや非反転＋１２ｄBで帯域３Ｆｃが確保できる電流帰還演算増幅器または電流帰還演算増幅器と電流バッファＩＣのＩＣ１を用いた場合である。背景技術で説明した様に電流帰還演算増幅器は０．２Ｖｐ−ｐの小振幅で０ｄＢなら１．８ＧＨｚ程度、＋６ｄＢなら１．２ＧＨｚ程度までの高周波数を増幅でき、２Ｖｐ−ｐの大振幅なら７５０ＭＨｚ程度までの高周波数を増幅できる。そのため、高周波数増幅に余裕ができるので、フェライトビーズの周波数特性のインピーダンス変化がより大きくなれば、より長いケーブルが補正できる。
【００４８】
図３Ａ〜図３Ｆにおいて、ＩＣ２、ＩＣ５〜ＩＣ１４はＮＭＯＳバススイッチＩＣであり、Ｄ１０，Ｄ１１はショトキーバリアダイオード（以下ＳＢＤ）、Ｚ１、Ｚ２，Ｚ５〜Ｚ２４は図５の周波数特性の模式図のようなフェライトビーズであり、Ｃ１〜Ｃ１４とＣｏは容量であり、Ｒｏは出力抵抗、Ｒsoは出力終端抵抗、Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２は抵抗である。Ｖinは送信側入力信号、Ｖsoは送信側出力信号、Ｖrinは受信側入力信号、Ｖroは受信側増幅出力信号、Ｖoは受信側出力信号である。
【００４９】
図３Ａと図３Ｂとの増幅部１３４の出力抵抗Ｒｏは次の等化器１２２の入力の特性抵抗にそろえるが、増幅部１３４の増幅器の出力と次の等化器１２２の入力との配線長がデジタル信号の波形のクロック基本波周波数の波長の１／８（２７０ＭＨｚなら１５４ｍｍ）以下なら出力抵抗Ｒｏは短絡可能である。図３Ａと図３Ｂの様に、増幅部１０８として用いる場合は、出力終端抵抗Ｒsoは伝送路２の特性抵抗Ｒｚが一般に７５ΩからＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄを引いた値となる。ＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは、正電源電圧Ｖｃｃから２．５Ｖで８Ω、２．９Ｖで７Ω、３．３Ｖで６Ωとなる。そのため、図３Ａと図３Ｂのアナログ切換器にＮＭＯＳバススイッチＩＣを用いた場合では、正電源Ｖｃｃ＋２．９Ｖでの直流電位ＳＤＩ信号の振幅での導通抵抗Ｒｄの８Ωから６Ωで平均７Ωとなる。出力終端抵抗Ｒsoは７５Ωから７Ωを引いた値で６８Ωとなる。図３Ａの受信終端抵抗Ｒ６は６８Ω程度、図３Ｂの受信終端抵抗Ｒ３と受信終端抵抗Ｒ４との合計は６８Ωが最適だが、３３＋３６＝６９で６９Ω程度でも誤差約１．３％で許容できる。
ＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは正電源電圧から２．９Ｖで７Ω、３．３Ｖで６Ω、３．７Ｖで５Ωとなるから、正電源Ｖｃｃを３．３Ｖ以上に高くすれば、出力終端抵抗Ｒsoは導通抵抗Ｒｄの平均６Ωを引いた６９Ωが最適だが６８Ωでも誤差約１．３％で許容できる。
【００５０】
また、図３Ａと図３Ｂのアナログ切換器に非特許文献９の５Ｖ低容量バススイッチを用いた場合では、導通抵抗Ｒｄは正電源電圧Ｖｃｃから２．１Ｖで４．８Ω、２．５Ｖで４．３Ω、２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ωとなる。そのため、正電源Ｖｃｃ＋２．５Ｖでの直流電位ＳＤＩ信号の振幅での導通抵抗Ｒｄは４．８Ωから４．２Ωで平均４．５Ωとなる。ＲｚからＲｄを引き、７５−４．５＝７０．５＝３３＋３６＋１．５≒６８＋２．７となり、Ｒ６は６８Ωと２．７Ωの直列でＲｚ７５Ωからの誤差０．２Ωで０．３％と誤差範囲以下で、Ｒ３は３３ΩでＲ４は３６Ωと１．５ΩとでＲｚ７５Ωからの誤差はなくなる。
つまり、Ｒｓｏ＋Ｒｄ＝Ｒｚ、Ｒ６＋Ｒｄ＝Ｒｚ，Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒｄ＝Ｒｚを誤差範囲以下でインピーダンスマッチングをとり、反射歪を低減する。
【００５１】
さらに、受信側のアナログ切換器の導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードＤ１０と抵抗Ｒ１１の直列接続で、信号波形の上下のバランスをとる。
非特許文献９の５Ｖ低容量バススイッチのＣの導通抵抗Ｒｄは、正電源電圧から２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ωと一定であることを利用し、５Ｖ低容量バススイッチを用いて、さらに正電源Ｖｃｃ＋３．２ＶでＶｅｅ−１．３Ｖから−２．３Ｖとすれば、接地電位のＳＤＩ信号の０．８Ｖｐ−ｐでの導通抵抗は４．２Ω一定で、抵抗値の変化がなくなり、上下非対称の波形歪がなくなる。そのため、上下非対称の波形歪の補正のＤ１０とＲ１１は不要となり、Ｄ１０またはＲ１１開放とする。
【００５２】
図３Ａと図３Ｂと図４Ａと図４Ｂにおいて、バススイッチ器のＩＣ２の切替により、伝送ケーブルが近距離時は演算増幅器の負入力の接地抵抗または負入力の入力抵抗のＲ1と演算増幅器の出力と演算増幅器の負入力間の帰還抵抗のＲ２の値の比から増幅度（Gain）は周波数によらず一定で、出力は0.8Vp-pとなる。そして、伝送ケーブルが遠距離時は、例えばＳＤＩでは演算増幅器の出力と演算増幅器の負入力間の帰還のフェライトビーズＺ１の周波数特性から低周波数が減衰され、高周波数が増強される。具体的には、本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の(a)BLM15BA220SNで基本波付近の300MHzでは73Ωで基本波成分の振幅はおおよそ0.4Vp-pと少なく、３倍高調波付近の1000MHzでは505Ωで、３倍高調波成分の振幅はおおよそ1.4Vp-pと大きくなる。またＨＤ−ＳＤＩではフェライトビーズＺ１が本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の(ｂ)MMMZ0603F100Cが3並列で基本波付近の1500MHzでは66Ωで基本波成分の振幅はおおよそ0.4Vp-pと少なく、３倍高調波付近の4500MHzでは220Ωで、３倍高調波成分の振幅はおおよそ1.2Vp-pと大きくなる。通常、直径８．６ｍｍのトライアックスケーブルの３００ＭＨｚの減衰量は１００ｍで１２ｄＢである。したがって、６ｄＢ低域を減衰させ６ｄＢ高域を増幅すれば、ＳＤＩではおおよそ１００ｍ延長したケーブルでも波形等化が可能となる。図３Ａまたは図３Ｂの本発明の１実施例の増幅回路を、送信と受信の両方に設ければ、補正量とケーブル延長量は倍になり、ＳＤＩではおおよそ２００ｍ延長したケーブルでも波形等化が可能となる。
【００５３】
ケーブル２の長さが長い場合のみ、送信側で高域周波数成分を増強し低周波数成分を減衰を行う事で、受信側での波形等化による補正量が小さくなるため、波形等化による劣化を最小限にする事が可能なるため、長いケーブルに応じた波形等化が可能となる。さらに基本波の周波数に合わせてフェライトビーズの特性を選択することで、さらに長いケーブルに応じた波形等化が可能となる。
基本波周波数インピーダンスが負入力抵抗の半分以下で、３次高調波周波数インピーダンス分が負入力抵抗の２倍以上のフェライトビーズであれば、実用になる。
【００５４】
図３Ｃと図４Ｃにおいて、例えばＳＤＩではフェライトビーズZ1が模式図の図５の(a)BLM15BA220SNで、100MHzでは5Ωで無視でき、抵抗R5=220Ωと抵抗R2=680Ωとの並列で約167Ωで基本波成分の振幅はおおよそ0.4Vp-pで、３倍高調波付近の1000MHzでは505Ωで725Ωと抵抗R2=680Ωとの並列で約351Ωでと、３倍高調波成分の振幅はおおよそ0.8Vp-pとなる計算である。またＨＤ−ＳＤＩではフェライトビーズＺ１を本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の(ｂ)MMMZ0603F100Cが３並列とすればよい。また、Ｈ．２６４等の映像圧縮が高画質で高圧縮比を維持してより低遅延となり、５０Ｍｂｐｓ等のより低いデータ量でカメラの映像信号が伝送可能となった場合は、フェライトビーズＺ１を本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の(ｃ)MMMZ2012D301Bとすればよい。
【００５５】
例えばＳＤＩではフェライトビーズZ1が模式図の図５の(a)BLM15BA220SNで、基本波300MHz付近で73Ωで抵抗R5=75Ωとの直列で約148Ωでの振幅はおおよそ0.4Vp-pで、３倍高調波付近の1000MHzでは505Ωと抵抗R5=75Ωとの直列で約580Ωで、３倍高調波成分の振幅はおおよそ2.4Vp-pとなる計算である。またＨＤ−ＳＤＩではフェライトビーズＺ１が本発明の１実施例のフェライトビーズの周波数特性の模式図の図５の(ｂ)MMMZ0603F100Cが3並列とすれば、基本波1500MHz付近で66Ωで抵抗R5=75Ωとの直列で約141Ωでの振幅はおおよそ0.4Vp-pで、３倍高調波付近の4500MHzでは220Ωと抵抗R5=75Ωとの直列で約295Ωで、３倍高調波成分の振幅はおおよそ2.4Vp-pとなる計算である。通常、直径８．６ｍｍのトライアックスケーブルの１５００ＭＨｚの減衰量は１００ｍで約１９ｄＢである。したがって、６ｄＢ低域を減衰させ９ｄＢ高域を増幅すれば、ＨＤ−ＳＤＩではおおよそ８５ｍ延長したケーブルでも波形等化が可能となる。ＳＤＩではおおよそ１２５ｍ延長したケーブルでも波形等化が可能となる。
【００５６】
そのため、１５００ＭｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩにも対応できる。また、３００ＭｂｐｓのＳＤＩでは、高周波数増幅に余裕ができるので、フェライトビーズの周波数特性のインピーダンス変化がより大きくなれば、より長いケーブルが補正できる。
さらに増幅器やフェライトビーズの高周波数特性が改良されれば、２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号、約２４０００ＭｂｐｓのＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号の伝送でも、トライアックスケーブルや通常の同軸ケーブルでも従来より長いケーブルが伝送可能となる。
【００５７】
図３Ａと図３Ｂとで、増幅部のアナログ切換器で切換えるとしたが、図３Ａと図３Ｂとは、シャットダウン（ＳＤ）機能付きの演算増幅器で切換えて増幅しても良い。
【実施例２】
【００５８】
本発明の実施例１と同様の部分の説明は省略する。
本発明の実施例１の図３Ａと図３Ｂとの本発明の１実施例の増幅回路と切替器とのブロック図と、本発明の実施例２の図３Ｃと図３Ｄとの本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器（以下波形等化器）と切替器とのブロック図との相違は、図３Ａと図３Ｂとの送出増幅回路が図３Ｃと図３Ｄとの駆動回路と容量のＣｏとに、図３Ａと図３Ｂとの受信増幅回路が図３Ｃと図３Ｄとの等化器に、変更されている。
【００５９】
図３Ｃと図３Ｄのアナログ切換器にＮＭＯＳバススイッチＩＣを用いた場合では、電源電圧を正電源Ｖｃｃを＋２．９Ｖ以上３．３Ｖ程度まで高くとし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下とし、負電源電圧Ｖｅｅを1．７Ｖ程度まで少なくし、伝送するＳＤＩ信号の振幅０．８Ｖｐ−ｐ直流電位０Ｖ（接地電位中心）の各電圧−０．４Ｖから＋０．４Ｖに対し、アナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチの導通抵抗と導通抵抗の変化とを少なくする。ＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは、正電源電圧Ｖｃｃから２．５Ｖで８Ω、２．９Ｖで７Ω、３．３Ｖで６Ωとなる。そのため、出力抵抗Ｒsoと受信終端抵抗Ｒ６とは伝送路２の特性抵抗Ｒｚ一般に７５ΩからＮＭＯＳバススイッチＩＣでは、直流電位ＳＤＩ信号の振幅での導通抵抗Ｒｄの６Ωから８Ωで平均７Ωを引いた値で６８Ωとし、Ｒｚ７５Ω程度とする。
そのため、出力終端抵抗とＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗との合計値と、受信終端抵抗とＮＭＯＳバススイッチＩＣの導通抵抗との合計値と、トライアックスケーブルまたは同軸ケーブルの伝送路の特性インピーダンス７５Ωとが誤差約１％とほぼ等しくなり、インピーダンスミスマッチングの反射による波形歪が低減する。さらに直流電位ＳＤＩ信号の振幅での振幅値０．８Ｖｐ−ｐで抵抗値の変化が７５Ωに対し約２％と低減し、上下非対称の波形歪が低減する。
【００６０】
また、図３Ｃと図３Ｄのアナログ切換器に非特許文献９の５Ｖ低容量バススイッチを用いた場合では、導通抵抗Ｒｄは正電源電圧Ｖｃｃから２．１Ｖで４．８Ω、２．５Ｖで４．３Ω、２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ωとなる。そのため、正電源Ｖｃｃ＋２．５Ｖでの直流電位ＳＤＩ信号の振幅での導通抵抗Ｒｄは４．８Ωから４．２Ωで平均４．５Ωとなる。ＲｚからＲｄを引き、７５−４．５＝７０．５≒７１≒６８＋２．７で６８Ωと２．７Ωの直列として、７５Ωに対する平均誤差０．２Ω０．３％と誤差範囲以下の精度でインピーダンスマッチングを取る。反射による波形歪が誤差範囲以下となる。さらに直流電位ＳＤＩ信号の振幅での振幅値０．８Ｖｐ−ｐで抵抗値の変化が７５Ωに対し約０．８％ｐ−ｐと誤差範囲以下に低減し、上下非対称の波形歪も誤差範囲以下になる。
【００６１】
さらに、受信側の前記アナログ切換器の導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたＳＢＤのＤ１０と抵抗Ｒ１１の直列接続とを有して、切替器で圧縮されない方を圧縮し、信号波形の上下のバランスをとり、ＳＤＩ信号の受信用の等化器または波形等化器を含む受信器で送信時の波形に戻す波形等化をし易くする。その結果、延長したケーブルでも波形等化が可能となる。
【００６２】
また、５Ｖ低容量バススイッチＩＣの導通抵抗Ｒｄは、正電源電圧から２．７Ｖから３．５Ｖで４．２Ωと一定であることを利用し、５Ｖ低容量バススイッチを用いて、さらに正電源Ｖｃｃ＋３．２ＶでＶｅｅ−１．３Ｖから−２．３Ｖとすれば、接地電位のＳＤＩ信号の０．８Ｖｐ−ｐでの導通抵抗Ｒｄは４．２Ω一定で、抵抗値の変化がなくなり、上下非対称の波形歪がなくなる。そのため、上下非対称の波形歪の補正のＤ１０とＲ１１は不要となり、Ｄ１０またはＲ１１開放とする。
さらに、Ｒｓｏ＝Ｒ６＝Ｒｚ−Ｒｄ＝７５−４．２＝７０．８≒７１≒６８＋２．７で、ＲｓｏとＲ６とを６８Ωと２．７Ωの直列とすれば、Ｒｚ７５Ωからの誤差０．１Ωで０．１％とほとんどなくなる。つまり、反射による波形歪もほとんどなくなる。
【００６３】
つまり、従来の駆動回路と波形等化器と切替器とのブロック図の図６と、本発明の実施例２の図３Ｃと図３Ｄとの本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器と切替器とのブロック図との相違は、アナログ切換器のＮＭＯＳバススイッチまたは５Ｖ低容量バススイッチのＩＣの電源電圧と、出力抵抗Ｒsoと受信終端抵抗Ｒ６とを工夫し、インピーダンスミスマッチングの反射による波形歪と抵抗値の変化による波形の非対称歪を低減したことである。従来の駆動回路と波形等化器と切替器との入出力波形図の図７のVrinの非対称歪が著しいのに対し、本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器の入出力波形図の図４ＤのVrinの非対称歪は少ない。そのため、ＳＤＩ信号の受信用の等化器または波形等化器を含む受信器による波形等化が容易で、ケーブル長を伸ばすことが可能となる。
【００６４】
さらに、本発明の実施例２の図３Ｃの本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器と切替器とのブロック図では、超長距離ケーブル用に、受信側の前記アナログ切換器の導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたＳＢＤと抵抗の直列接続とで、切替器で圧縮されない信号波形極性を圧縮し、信号波形の上下のバランスをとる。
または、５Ｖ低容量バススイッチを用いて正電源Ｖｃｃ＋３．２Ｖなら、図４ＤのVrinの反射による波形歪と抵抗値の変化による非対称歪は誤差範囲以下になる。
【００６５】
その結果、従来の駆動回路と波形等化器と切替器との入出力波形図の図７のVrinの非対称歪が著しいのに対し、本発明の１実施例の駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器の入出力波形図の図４ＣのVrinの非対称歪はほとんどなく、波形等化器または波形等化器を含む受信器による波形等化が容易で、２７０ＭｂｐｓのＳＤＩ信号や１５００ＭｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号で、トライアックスケーブルや通常の同軸ケーブルでも超長距離ケーブルでの伝送が可能となる。
さらに駆動回路と波形等化器または波形等化器を含む受信器が改良されれば、２９７０Ｍｂｐｓの３ＧのＳＤＩ信号、約２４０００ＭｂｐｓのＵＨＤＴＶ用のＳＤＩ信号の伝送でも、トライアックスケーブルや通常の同軸ケーブルでも従来より長いケーブルが伝送可能となる。
【実施例３】
【００６６】
本発明の実施例１と同様の部分の説明は省略する。
本発明の実施例１の図３Ａの本発明の１実施例の増幅回路と切替器とのブロック図と、本発明の実施例３の図３Ｅと図３Ｆの本発明の１実施例の増幅回路と切替器とのブロック図との相違は、図３Ａの送出増幅回路の抵抗Ｒ１４が図３Ｅと図３Ｆの送出増幅回路のフェライトビーズＺ２に、変更されている。さらに図３ＡではショトキーバリアダイオードＤ１０と抵抗Ｒ１１の直列接続の組であるのに対し、図３ＥではショトキーバリアダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１２の直列接続の組が追加され、図３ＦではショトキーバリアダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１２の直列接続の組となっている。ショトキーバリアダイオードＤ１０とショトキーバリアダイオードＤ１１とでは順方向効果電圧特性が異なっている。
【００６７】
アナログ切換器の５Ｖ低容量バススイッチＩＣの電源電圧の正電源Ｖｃｃを＋２．９Ｖ以上とし正電源Ｖｃｃと負電源Ｖｅｅの差Ｖａｂが４．５Ｖ以上５．５Ｖ以下として、通過信号振幅に余裕を持たせて、送信側のオーバーシュートを許容させる。本発明の１実施例の低容量バススイッチＩＣの導通抵抗特性の模式図の図８Ｂのように、負電源Ｖｅｅの導通抵抗３．８Ωと正電源Ｖｃｃから２．３Ｖの導通抵抗４．８Ωの２．２Ｖｐ−ｐの通過信号振幅は許容される。その上で、ケーブル２の長さが長い場合に送信側で、フェライトビーズＺ２を用いオーバーシュートを許容して、送信側でも基本波周波数以下の低周波数成分を減衰させ３次以上の高調波成分を増強する。さらに、送信側の低容量バススイッチＩＣの導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードと抵抗の直列接続と、受信側の低容量バススイッチＩＣの導通抵抗が低く信号波形の圧縮されない信号波形極性を圧縮する接地されたショトキーバリアダイオードと抵抗の直列接続とを有して、送信側と受信側で圧縮されない方を圧縮し、信号波形の上下のバランスをとる。
低容量バススイッチＩＣの導通抵抗の変化が少なくなれば、受信側で圧縮されない方を圧縮するショトキーバリアダイオードＤ１０と抵抗Ｒ１１は必要はなくなり、ショトキーバリアダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１２の直列接続の１組で良い。
【００６８】
本発明の実施例１から実施例３の産業上の利用として、トライアックスケーブルでの伝送の超長距離化だけでなく、２７０ＭｂｐｓのＳＤＩ信号や１５００ＭｂｐｓのＨＤ−ＳＤＩ信号で、や通常の同軸ケーブルでも超長距離ケーブルでの伝送が可能となるため、ＳＤＩ映像信号に電源を重畳する監視用途の同軸重畳でも超長距離化が容易となる。特に映像信号に定電圧電源を重畳すると超長距離化が容易となる。
【符号の説明】
【００６９】
１：撮像部、２：トライアックスケーブル、３：制御部、
１０１：レンズ部、１０２：撮像素子、
１０３，１２９，１４１：A/Dコンバータ（ADC）、
１０４，１２７，２０４、２１７：デジタル信号処理部、
１０５，１３６：映像圧縮部、
１０６：切換部、１１２，１２１：双方向部、
１０７，１３５：ENCODE部、１１６，１２５：DECODE部、
１１４，１２８，１３９，１４０：D/Aコンバータ（DAC）、
１０８，１０９，１３３，１３４，：増幅部、
１３８，１３９，２３８，２３９：駆動回路、１１３，１３０：CPU、
１１５，１２６：映像伸長部、１１９，１２２，２１９，２２２：波形等化器または波形等化器を含む受信器、
２１１、２１５：フィルタ、１２０，１４２：接栓、
２０８，２０９、２２２，２２４：MULTIPLEX部、
２１０，２１６：時分割双方向切換部
ＩＣ１，ＩＣ３：演算増幅器または演算増幅器と電流バッファ、
ＩＣ２，ＩＣ５：アナログ切換器、ＩＣ４：アナログ切換器、
Ｚ１〜Ｚ２：フェライトビーズ、Ｃ１〜Ｃ１４，Ｃｏ：容量、
Ｄ１０，Ｄ１１：ショトキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、
Ｒｏ：出力抵抗、Ｒso：出力終端抵抗、Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２：抵抗、
Ｒｚ：伝送路の特性インピーダンス抵抗、Ｒｄ：アナログ切換器の導通抵抗の平均値、
Ｖin：送信側入力信号、Ｖso：送信側出力信号、
Ｖrin：受信側入力信号、Ｖro：受信側増幅出力信号、Ｖo：受信側出力信号、
Ｖcc：正電源、Ｖee：負電源
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図３Ｅ】
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【図３Ｆ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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