【誤訳訂正書】
【提出日】平成23年9月13日(2011.9.13)
【誤訳訂正１】
【訂正対象書類名】特許請求の範囲
【訂正対象項目名】全文
【訂正方法】変更
【訂正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルオーディオ信号を符号化する方法であって、前記ディジタルオーディオ信号の時間セグメント毎に、
・前記ディジタルオーディオ信号を表すコードを提供するように前記ディジタルオーディオ信号を符号化するステップと、
・前記ディジタルオーディオ信号から前記コードを減算して第１の残差信号を得るステップと、
・前記第１の残差信号のスペクトルを平坦化してスペクトル平坦化残差信号を得るステップと、
・パルス列エンコーダを用いて前記スペクトル平坦化残差信号から第１の励起信号を計算するステップと、
・前記第１の励起信号と前記スペクトル平坦化残差信号との類似度を示すパラメータを特定するステップと、
・前記スペクトル平坦化残差信号から、前記第１の励起信号と前記類似度を示すパラメータとの積を減算して、第２の残差信号を得るステップと、
・パルス列エンコーダを用いて、前記第２の残差信号から第２の励起信号を計算するステップと、
・前記第１の励起信号と、前記第２の励起信号と、前記類似度を示すパラメータを表す信号とを有するオーディオストリームを発生するステップと、
を行う方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって、前記コードは、前記ディジタルオーディオ信号の正弦波及びノイズ成分を有する、方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の方法であって、スペクトルの前記平坦化は、線形予測符号化を用いて行われる、方法。
【請求項４】
請求項１から３いずれか１項に記載の方法であって、前記類似度を示すパラメータは、前記第１の励起信号と前記スペクトル平坦化残差信号との相関に基づいている、方法。
【請求項５】
ディジタルオーディオ信号の時間セグメントの符号化を行うように適応させられるオーディオ符号化器であって、
・前記ディジタルオーディオ信号を表すコードを提供するように前記ディジタルオーディオ信号を符号化するエンコーダと、
・前記ディジタルオーディオ信号から前記コードに対応する信号を減算して第１の残差信号を得る減算器と、
・前記第１の残差信号のスペクトルを平坦化してスペクトル平坦化残差信号を得るスペクトル平坦化ユニットと、
・前記スペクトル平坦化残差信号に対する第１の励起信号を計算するパルス列エンコーダと、
・前記第１の励起信号と前記スペクトル平坦化残差信号との類似度を示すパラメータを特定する手段と、
・前記スペクトル平坦化残差信号から、前記第１の励起信号と前記類似度を示すパラメータとの積を減算して、第２の残差信号を得る減算器と、
・前記第２の残差信号に対する第２の励起信号を計算するパルス列エンコーダと、
・前記第１の励起信号、前記第２の励起信号、及び前記類似度を示すパラメータを表す信号を有するオーディオストリームを発生するオーディオストリーム発生器と、
有する符号化器。
【請求項６】
請求項５に記載のオーディオ符号化器であって、前記コードは、前記ディジタルオーディオ信号の正弦波及びノイズ成分を有する、符号化器。
【請求項７】
請求項５または６に記載のオーディオ符号化器であって、前記スペクトル平坦化ユニットが、線形予測エンコーダを有する符合化器。
【請求項８】
請求項５から７いずれか１項に記載のオーディオ符号化器であって、前記類似度を示すパラメータは、前記第１の励起信号と前記スペクトル平坦化残差信号との相関に基づいている、符号化器。
【請求項９】
請求項１から４いずれか１項に記載の符号化方法により発生させられた前記オーディオストリームを復号する方法であって、
・前記類似度を示すパラメータに基づいて、前記第１の励起信号と前記第２の励起信号とを合わせ、合成励起信号を得るステップと、
・前記合成励起信号から線形予測を用い第１の残差信号を合成するステップと、
を有する、方法。
【請求項１０】
請求項１から４いずれか１項に記載の符号化方法により発生させられた前記オーディオストリームを復号するオーディオ再生機であって、
・前記類似度を示すパラメータに基づいて、前記第１の励起信号と前記第２の励起信号とを合わせ、合成励起信号を得る手段と、
・前記合成励起信号から線形予測を用い第１の残差信号を合成する手段と、
を有する、再生機。
【誤訳訂正２】
【訂正対象書類名】明細書
【訂正対象項目名】全文
【訂正方法】変更
【訂正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  オーディオ符号化
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特にオーディオ信号などの広帯域信号の符号化及び復号に関する。本発明は、符号化器及び復号器双方に関し、また本発明により符号化されたオーディオストリーム及び当該オーディオストリームが記憶されたデータ記憶媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば音声などのオーディオ信号の如き広帯域信号を伝送するときには、その信号のビットレートを低下させるために圧縮又は符号化技術が用いられる。ビットレートの低下は、送信に必要とされる帯域幅を減らすことと等価である。
【０００３】
図１は、本発明により用いられ、国際特許出願に係る文献のＷＯ０１／６９５９３に記載されている特に正弦波符号化器の如き既知のパラメトリック符号化器の概略図を示している。この符号化器において、入力オーディオ信号ｘ（ｔ）は、代表値として各々が２０ｍｓの期間の幾つかの（恐らくは重なりのある）時間セグメント又はフレームに分離される。各セグメントは、過渡、正弦波、及びノイズ成分に分解され、これら信号成分を表すパラメータが、ＣＴ，ＣＳ及びＣＮとしてそれぞれ発生される。また、調波複合成分などの入力オーディオ信号の他の成分を得ることもできるが、これらは、本発明の目的には関連しない。
【０００４】
この符号化器の第１の段階は、過渡ディテクタ（ＴＤ；transient detector）１１０と、過渡アナライザ（ＴＡ；transient analyzer）１１１及び過渡シンセサイザ（ＴＳ；transient synthesizer）１１２とを含む過渡エンコーダ１１を有する。ディテクタ１１０は、過渡信号成分が存在するかどうか及びその位置を推定する。この情報は、過渡アナライザ１１１に送られる。過渡信号成分の位置が特定されると、過渡アナライザ１１１は、当該過渡信号成分又はその最も重要な部分を抽出するように試みる。例えば複数（少数）の正弦波成分を使うことによって、推定された開始位置において開始するのが好ましい信号セグメントに対して形状関数を適合させ、当該形状関数における内容を特定する。この情報は、過渡コードＣＴに含まれる。
【０００５】
過渡コードＣＴは、過渡シンセサイザ１１２に供給される。この合成される過渡信号成分は、減算器１６において入力信号ｘ（ｔ）から減ぜられ、信号ｘＡとなる。利得制御メカニズムＧＣ（１２）は、ＸＡからＸＢを生成するために用いられる。この信号ＸＢは、正弦波エンコーダ１３に供給され、ここで、正弦波アナライザ（ＳＡ；sinusoidal analyzer）１３０において解析され、正弦波成分、すなわち決定性の成分が特定される。正弦波符号化の最終的な結果は、正弦波コードＣｓであり、典型的な正弦波コードＣｓの従来の発生を示すより詳細な例は、国際特許出願公開に係る文献のＷＯ００／７９５１９Ａ１に提示されている。
【０００６】
この正弦波エンコーダにより生成された正弦波コードＣｓからは、正弦波シンセサイザ（ＳＳ；sinusoidal synthesizer）１３１により正弦波信号成分が復元される。この信号は、正弦波エンコーダ１３に対する入力ＸＢから減算器１７において減算され、（大幅な）過渡信号成分及び（主要な）決定性正弦波成分の無い残存信号ＸＣとなる。
【０００７】
かかる残存信号ＸＣは、ノイズを主に有するものと推定され、ノイズアナライザ１４は、このノイズを表すノイズコードＣＮを生成する。これについては国際特許出願に係る文献のＷＯ０１／８９０８６Ａ１に説明されている。
【０００８】
図２（ａ）及び（ｂ）は、図１のノイズアナライザ１４として用いるのに適したエンコーダ（ＮＡ）及びこれに対応するデコーダ（ＮＤ）の形態の概要を示している。第１のオーディオ信号ｒ１は、図１の残留分ＸＣに対応するものであり、当該信号をスペクトル的に平坦化し所定の順序の予測係数（Ｐｓ）を生成する第１の線形予測（ＳＥ）段を有するノイズエンコーダに入る。より詳しくは、当該信号の周波数依存型の平坦化をなすためにラゲールフィルタ（Laguerre filter）を用いることができる。これについては、E. G. P. Schuijers, A. W. J. Oomen, A. C. den Brinker and A. J. Gerrits, "Advances in parametric coding for high-quality audio", Proc. 1st  IEEE Benelux Workshop on Model based Processing and Coding of Audio (MPCA-2002), Leuven Belgium, 15 November 2002, pp. 73-79に開示されている。残留分ｒ２は、時間的包絡線推定器（ＴＥ）に入り、ここでパラメータＰｔのセット及び可能であれば時間的に平坦化された残留分ｒ３が生成される。パラメータＰｔは、時間的包絡線を表すゲインのセットとすることができる。或いは、これらパラメータは、正規化された時間的包絡線を表すラインスペクトルペア（ＬＳＰ；Line Spectral Pairs）又はラインスペクトル周波数（ＬＳＦ；Line Spectral Frequencies）などの周波数領域において線形予測（Linear Prediction）から得られるパラメータとすることができる。この点については、フレーム毎のゲインパラメータとともに後に説明する。
【０００９】
パラメトリックノイズデコーダ（ＮＤ）において、合成白色雑音シーケンスが発生され（ＷＮＧにおいて）、時間的かつスペクトル的に平坦な包絡線を有する信号ｒ３´となる。時間的包絡線発生器（ＴＥＧ）は、受信した量子化されたパラメータＰｔ´に基づいて時間的な包絡線を付加し、これにより、ｒ２´を発生し、スペクトル包絡線発生器（ＳＥＧ，時間変化フィルタ）は、受信した量子化されたパラメータＰｓ´に基づいてスペクトル包絡線を付加してノイズ信号ｒ１´を得る。
【００１０】
マルチプレクサ１５において、オーディオストリームＡＳは、コードＣＴ，ＣＳ及びＣＮを含んで構成される。
【００１１】
正弦波エンコーダ１３及びノイズアナライザ１４は、セグメントの全て又は殆どのために用いられ、合計でビットレート値の大部分になる。
【００１２】
パラメトリックオーディオコーダが例えば２０ｋｂｉｔ／ｓといった比較的低いビットレートで良好な品質をもたらすことができることはよく知られている。しかし、もっと高いビットレートにおいては、増大するビットレートの関数としての品質向上は、むしろ低い。したがって、過度のビットレートは良好な又はトランスペアレントな品質を得るのには必要である。したがって、例えば波形コーダのものに匹敵するビットレートでのパラメトリック符号化を用いてトランスペアレンシーを得ることは難しい。これは、ビット量の過剰な使用を伴うことなく良好ないしはトランスペアレントな品質を有するパラメトリックオーディオコーダを構成することが難しいことを意味している。
【００１３】
パラメトリック符号化がトランスペアレンシーを実現することの基礎的な難しさの理由は、定義されている対象にある。パラメトリック符号化器は、音声成分（正弦波）及びノイズ成分（ノイズエンコーダ）を符号化するのに非常に効率的である。しかしながら、リアルオーディオにおいては、沢山の信号成分がグレーゾーンに入るものであり、これらはノイズにより正確にモデル化することもできないし、（少数の）正弦波としてモデル化することもできない。したがって、パラメトリックオーディオ符号化器における対象の定義自体が、中間的な品質レベルのためのビットレートの観点からは非常に有益ではあるものの、良好又はトランスペアレントな品質レベルに達するには障害となっている。
【００１４】
同時に、慣例的なオーディオコーダ（サブバンド及び変換）は、４４．１ｋＨｚでサンプルされたステレオ信号について、或るビットレート、通常は８０〜１３０ｋｂｉｔ／ｓのオーダで、良好ないしはトランスペアレントな符号化品質を奏する。変換及びパラメトリックコーダの組み合わせ（いわゆるハイブリッドコーダ）は、例えば２００２年５月２４日付けで出願された欧州特許出願第０２０７７０３２．７に開示されているように提案されている。ここで、オーディオ信号のスペクトル−時間間隔は、別の場合にはサブバンド符号化されうるが、ビットレートを低下させかつオーディオ品質を維持しようとして、ノイズパラメータにより選択的にコード化される。
【００１５】
或いは、変換又はサブバンド符号化器は、図１に示されるタイプのパラメトリックエンコーダとカスケード接続される可能性がある。但し、パラメトリックエンコーダが変換又はサブバンドエンコーダに先行しているこのような構成の期待される符号化ゲインは最小である。これは、オーディオ信号の知覚的に最も重要な部分が正弦波エンコーダにより取り込まれ、変換／サブバンドエンコーダにおける符号化ゲインの可能性をほとんど残さないからである。
【００１６】
サンプル当たりの少ないビット数を用いたスペクトル平坦化及び残留信号モデル化を用いたオーディオコーダは、A. Harma and U.K. Laine, "Warped low-delay CELP for wide-band audio coding", Proc. AES l7th Int. Conf.: High Quality Audio Coding, pages 207-215, Florence, Italy, 2-5 Sep, 1999; S. Singhal, "High quality audio coding using multi-pulse LPC", Proc. 1990 Int. Conf. Acoustic Speech Signal Process. (ICASSP9O), pages 1101-1104, Atlanta GA, 1990, IEEE Piscataway, NJ; and X. Lin, "High quality audio coding using analysis-by synthesis technique", Proc. 1991 Int. Conf. Acoustic Speech Signal Process. (ICASSP91), pages 3617-3620, Atlanta OA, 1991, JEEE Piscataway, NJに開示されている。多数の研究において、この符号化方策は、モノラルの信号に対して２ビット／サンプルに対応するビットレート（４４．１ｋＨｚオーディオに対して８８．２ｋｂｉｔ／ｓ）で良好ないしはトランスペアレントな品質を可能とすることが実証されている。この観点において、これらはサブバンド又は変換コーダの性能を超越していない。
【００１７】
ビットストリームをスケーリングする可能性は、音楽配信の場合によく当てはまるように、オーディオマテリアルが種々の信号品質又はビットレートでアクセスされることの可能性を提供すべきである用途において非常に魅力的なものと思われる。ビットストリームスケーラビリティは、コンテンツプロバイダが当該符号化されたマテリアルの１つのみのバージョンを記憶することを可能にする。もう１つの関心の高い用途は、「サムネイル」なるオーディオを提供するために符号化された信号の第１の（ベース）レイヤを使用する用途であり、この場合当該ファイルのフルバージョンへの後続のアクセスに当該ベースレイヤマテリアルの再伝送を必要としないことになる。階層化されたビットストリームを形成するためのＲＰＥを基礎としたコーダは、S. Zhang and G. Lockhart, "Embedded RPE based on multistage coding", IEE Transactions on Speech and Audio Processing, Vol. 5(4), 367-371, 1997に開示されている。
【００１８】
本発明者らは、階層化されたビットストリームを形成する当該既知の技術はスケーラビリティ損失のために品質的に阻害されると判断した。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
本発明の目的は、階層化されたビットストリームを形成するときに品質の損失を緩和することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
したがって本発明は、ディジタルオーディオ信号を符号化する方法であって、前記信号の時間セグメント毎に、
・前記オーディオ信号を表すコードを提供するように前記オーディオ信号を符号化するステップと、
・前記オーディオ信号から前記コードに対応する信号を減算して第１の残差信号を得るステップと、
・前記第１の残差信号をスペクトル的に平坦化してスペクトル平坦化残差信号及びスペクトル平坦化パラメータを得るステップと、
・パルス列エンコーダを用いて前記スペクトル平坦化残差信号から第１の励起信号を計算するステップと、
・前記第１の励起信号の品質をそれと前記スペクトル平坦化残差信号との類似度として特定するステップと、
・前記スペクトル平坦化残差信号から前記第１の励起信号の一部を減算して、第２の残差信号を得、この際に当該一部が前記第１の励起信号のその特定された品質に依存したものとするステップと、
・パルス列エンコーダを用いて、前記第２の残差信号から第２の励起信号を計算するステップと、
・前記第１の励起信号と前記第２の励起信号と前記第１の励起信号の品質を示すパラメータとを有するオーディオストリームを発生するステップと、
を行う方法に関する。
【００２１】
本発明はまた、上記方法を用いこれによりディジタルオーディオ信号のそれぞれの時間セグメントの符号化を行うように適応させられるオーディオ符号化器であって、
・前記ディジタルオーディオ信号を表すコードを提供するように前記ディジタルオーディオ信号を符号化するエンコーダと、
・前記オーディオ信号から前記コードに対応する信号を減算して第１の残差信号を得る減算器と、
・前記第１の残差信号をスペクトル的に平坦化してスペクトル平坦化残差信号及びスペクトル平坦化パラメータを得るスペクトル平坦化ユニットと、
・前記スペクトル平坦化残差信号に対する第１の励起信号を計算するパルス列エンコーダと、
・前記第１の励起信号の品質をそれと前記スペクトル平坦化残差信号との類似度として特定する手段と、
・前記スペクトル平坦化残差信号から前記第１の励起信号の一部を減算して第２の残差信号を得、この際に当該一部が前記第１の励起信号のその特定された品質に依存したものとする減算器と、
・前記第２の残差信号に対する第２の励起信号を計算するパルス列エンコーダと、
・前記第１の励起信号、前記第２の励起信号及び前記第１の励起信号の品質を示すパラメータを有するオーディオストリームを発生するオーディオストリーム発生器と、
有する符号化器に関する。
【００２２】
さらに本発明は、上記方法又は符号化器を用いて符号化されるオーディオストリームのような受信したオーディオストリームを復号する方法であって、
前記オーディオストリームは、オーディオ信号の複数のセグメントの各々につき、
・第１の励起信号と、
・第２の励起信号と、
・前記第１の励起信号の品質を示すパラメータと、
を有し、
当該方法は、
・前記品質パラメータに基づいて、前記第１及び第２の励起信号を合わせ、合成励起信号を得るステップと、
・前記合成励起信号から線形予測合成フィルタを用いて第１の残差信号を合成するステップと、
を有する、方法に関する。
【００２３】
これに対応して、本発明は、オーディオストリームを受信し復号するオーディオ再生機であって、
前記オーディオストリームは、オーディオ信号の複数のセグメントの各々につき、
・第１の励起信号と、
・第２の励起信号と、
・前記第１の励起信号の品質を示すパラメータと、
を有し、
当該オーディオ再生機は、
・前記品質パラメータに基づいて、前記第１及び第２の励起信号を合わせ、合成励起信号を得る手段と、
・前記合成励起信号から線形予測を用い第１の残差信号を合成する手段と、
を有する、再生機に関する。
【００２４】
最後に、本発明は、オーディオストリームであって、オーディオ信号の複数のセグメントの各々につき、
・符号化されたオーディオ信号を前記オーディオ信号から減算することにより得られるスペクトル平坦化残差信号のパルス列符号化によって得られる第１の励起信号と、
・前記スペクトル平坦化残差信号から前記第１の励起信号の一部を減算することにより発生される第２の残差信号のパルス列符号化によって得られるものであって、当該一部が前記第１の励起信号の特定された品質に依存している、第２の励起信号と、
・前記第１の励起信号の当該特定された品質を示すパラメータと、
を有するオーディオストリームに、また、このようなオーディオストリームを記憶する記憶媒体に関する。
【００２５】
以下、本発明の実施例を添付図面を参照して例示によって説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
図１ないし図５及びこれらに対応する説明は、２００３年１２月１日に出願された欧州特許出願の未公表のものに係る第０３１０４４７２．０号（出願人内部整理番号ＰＨＮＬ０３１４１４ＥＰＰ）にある開示内容を反映している。
【００２７】
図１において、ＷＯ０１／６９５９３に記載されたタイプの正弦波符号化器１を示しており、これは本発明の好適実施例に用いられる。この従来技術の符号化器及びその対応する復号器の動作は、十分に説明されており、ここでは本発明に関連するところを説明するに留めるものとする。
【００２８】
オーディオ符号化器１は、所定のサンプリング周波数で標本化されたディジタルオーディオ信号ｘ（ｔ）を受信する。そして符号化器１は、この標本化された入力信号を過渡信号成分、持続的決定性成分及び持続的確率論的成分という３つの成分に分離する。オーディオ符号化器１は、過渡エンコーダ１１、正弦波エンコーダ１３及びノイズエンコーダ１４を有する。
【００２９】
過渡エンコーダ１１は、過渡ディテクタ（ＴＤ）１１０、過渡アナライザ（ＴＡ）１１１及び過渡シンセサイザ（ＴＳ）１１２を有する。先ず、信号ｘ（ｔ）は過渡ディテクタ１１０に入る。このディテクタ１１０は、過渡信号成分があるかどうか及びその位置を推定する。この情報は、過渡アナライザ１１１に供給される。過渡信号成分の位置が特定されると、過渡アナライザ１１１は、当該過渡信号成分（の主要な部分）を抽出するよう試みる。これは、例えば複数（少数）の正弦波成分を使うことによって、推定される開始位置において開始するのが好ましい信号セグメントに対して形状関数を適合させ、当該形状関数における内容を特定する。この情報は、過渡コードＣＴに含まれるものであり、過渡コードＣＴを発生することに関するより詳しい情報については、国際特許出願に係る文献のＷＯ０１／６９５９３に提示されている。
【００３０】
過渡コードＣＴは、過渡シンセサイザ１１２に供給される。この合成された過渡信号成分は、減算器１６において入力信号ｘ（ｔ）から減ぜられ、信号ＸＡとなる。ゲイン制御メカニズムＧＣ（１２）は、ｘＡからｘＢを生成するために用いられる。
【００３１】
信号ＸＢは、正弦波エンコーダ１３に供給され、ここで当該信号は正弦波アナライザ（ＳＡ）１３０において解析され、当該アナライザは、（決定性の）正弦波成分を特定する。したがって、過渡アナライザを設けることは望ましいが必須ではなく本発明はこのようなアナライザなしでも実現可能であることが分かる。或いは、上述したように、本発明は、例えば調波複合アナライザによって実現することもできる。つまり、正弦波エンコーダは、１つのフレームセグメントから次のフレームセグメントへリンクされる正弦波成分のトラックとして入力信号ｘＢを符号化する。
【００３２】
図３に示されるような符号化器は、P. Kroon, E. F. Deprettere and R. J. Sluijter, "Regular Pulse Excitation - A novel approach to effective and efficient multipulse coding of speech", IEEE Trans. Acoust. Speech, Signal Process, 34, 1986に記載されたタイプのパルス列エンコーダが付加される。にもかかわらず、規則的パルス励起（Regular Pulse Excitation；ＲＰＥ）符号化器に関して実施例が記載されているが、米国特許第４，９３２，０６１号に開示されているようなマルチパルス励起（Multi-Pulse Excitation；ＭＰＥ）技術により、又はK. Jarvinen, J. Vainio, P. Kapanen, T. Honkanen, P. Haavisto, R. Salami, C. Laflamme, J-P. Adoul, "GSM enhanced full rate speech codec", Proc. ICASSP-97, Munich (Germany), 2 1-24 April 1997, Volume 2, pp. 77 1-774に記載されているようなＡＣＥＬＰエンコーダにより等しく実現可能であり、これらの各々は、第１のＬＰを基礎とするスペクトル平坦化ステージを含んでいる。
【００３３】
図３に示されるような符号化器において、当該符号化器から要求される品質に応じて決められる全体のビットレートの値は、パラメトリック符号化器により使用可能なビットレートＢと、ＲＰＥ間引き係数Ｄを得ることができるＲＰＥ符号化の値とに分割される。
【００３４】
図３において、先ず入力オーディオ信号ｘが、図１のパラメトリック符号化器のブロック１１及び１３に対応するブロックＴＳＡ（Transient and Sinusoidal Analysis；過渡及び正弦波解析）において処理される。これにより、このブロックは、図１において説明したような過渡成分及びノイズの関連したパラメータを発生する。ビットレートＢの場合、ブロックＢＲＣ（ビットレートコントロール；Bit Rate Control）は、正弦波の数を制限するのが好ましく、また、正弦波及び過渡成分の全体のビットレートが最大でＢに等しく、代表値としては２０ｋｂｉｔ／ｓ前後に設定されるような過渡成分を保持するのが好ましい。
【００３５】
ブロックＴＳＡにより発生されブロックＢＲＣにより変更された過渡及び正弦波パラメータ（ＣＴ及びＣＳ）を用いて図１のブロック１１２及び１３１に対応するブロックＴＳＳ（過渡及び正弦波シンセサイザ；Transient and Sinusoidal Synthesiser）により波形が発生される。この信号は、入力信号ｘから減算され、図１の残留分ｘＣに対応する信号ｒ１となる。概して、信号ｒ１は、十分な正弦波成分及び過渡成分を含まない。
【００３６】
信号ｒ１から、線形予測フィルタを用いて、例えばタップドディレイライン（tapped-delay-line）又は従来技術の図２（ａ）におけるが如きラゲール（Laguerre）フィルタに基づいて、ブロック（ＳＥ）において、スペクトル包絡線が推定され除去される。選ばれたフィルタの予測係数Ｐｓは、慣例的なタイプのノイズコードＣＮの一部としてデコーダへの伝送のためにビットストリームＡＳに書き込まれる。そして時間的包絡線は、ここでも従来技術の図２（ａ）において説明したように、例えば、ゲインと共にラインスペクトルペア（ＬＳＰ）又はラインスペクトル周波数（ＬＳＦ）係数を発生するブロック（ＴＥ）において除去される。いずれの場合にも、当該時間的平坦化からの結果としての係数Ｐｔは、慣例的なタイプのノイズコードＣＮの一部としてデコーダへの伝送のためにビットストリームＡＳに書き込まれる。代表例としては、係数ＰＳ及びＰＴは、４〜５ｋｂｉｔ／ｓのビットレート予算を必要とする。
【００３７】
パルス列コーダは、第１のスペクトル平滑化段を使うので、ＲＰＥエンコーダは、ビットレート予算がＲＰＥエンコーダに割り当てられているかどうかに応じて、ブロックＳＥにより生成されるスペクトル的に平坦な信号ｒ２に選択的に適用されることができる。破線により示される代替えの実施例では、ＲＰＥエンコーダは、ブロックＴＥにより生成されたスペクトル的にかつ時間的に平坦な信号ｒ３に適用される。
【００３８】
背景技術において参照した文献から知られるように、ＲＰＥエンコーダは、残差信号ｒ２／ｒ３に対して、合成による解析の態様でサーチを行う。間引き係数Ｄの場合、ＲＰＥサーチ処理は、オフセット（０ないしＤ１の間の値。Ｄ１はＤによる）、ＲＰＥパルスの振幅（例えば、値−１、０及び１を持つ３値パルス）及びゲインパラメータをもたらす。この情報は、ＲＰＥ符号化が使われる場合には、マルチプレクサ（ＭＵＸ）によりデコーダへの送信のためにオーディオストリームＡＳに含まれるレイヤＬ０に記憶される。
【００３９】
ＲＰＥエンコーダは、種々のビットレートで動作可能であり、これに対応して種々の品質レベルを提供する。ビットレートは、間引き係数Ｄ及び量子化グリッドにより効率的に調整可能であり、これらのパラメータを正しく設定することにより、増大するビットレートにおいて単調に増加する品質が得られるので、ビットレートの実質的範囲を超えて最新のエンコーダに対して競争力のあるものとなる。
【００４０】
実験により、ＲＰＥエンコーダは時として、高い間引き係数（例えばＤ＝８）を用いた場合に復元信号にブライトネスの損失をもたらすことがあることが判明している。ＲＰＥシーケンスに或る種の低レベルノイズを加えることにより、この問題は緩和される。当該ノイズのレベルを特定するため、例えば、コード化されたＲＰＥシーケンスから発生した信号と残差信号ｒ２／ｒ３とのエネルギ／パワーの差に基づいてゲイン（ｇ）が計算される。このゲインも、レイヤＬ０情報の一部としてデコーダに伝送される。
【００４１】
図４には、図３のエンコーダと両立性のあるデコーダが示される。デマルチプレクサ（ＤｅＭ）は、到来するオーディオストリームＡＳ´を読み込み、従来技術のように、正弦波、過渡及びノイズコード（ＣＳ，ＣＴ及びＣＮ（ＰＳ，ＰＴ））をそれぞれのシンセサイザＳｉＳ，ＴｒＳ及びＴＥＧ／ＳＥＧに供給する。従来技術におけるが如く、白色ノイズ発生器（ＷＮＧ）は、時間的包絡線発生器ＴＥＧのために入力信号を供給する。本実施例においては、当該情報が利用可能であり、パルス列発生器（ＰＴＧ）は、レイヤＬ０からパルス列を発生し、これが励起信号ｒ２´を供給するためにＴＥＧにより出力されたノイズ信号とブロックＭｘにおいて混合される。当該エンコーダから分かるように、ノイズコードＣＮ（Ｐｓ，Ｐｔ）及びレイヤＬ０が同じ残差ｒ２から独立して発生されるので、発生した信号は、当該合成された励起信号ｒ２´のための正しいエネルギレベルを供給するようゲイン変更される必要がある。この実施例では、ミキサ（Ｍｘ）において、ブロックＴＥＧ及びＰＴＧにより生成された信号が混合される。
【００４２】
励起信号ｒ２´は、その後、合成されたノイズ信号ｒ１´をコードＰｓに応じて生成するスペクトル包絡線発生器（ＳＥＧ）に供給される。この信号は、出力信号
【外１】
2008502022.tif 000001
を生成するために従来の過渡及び正弦波シンセサイザにより生成された合成信号に加えられる。
【００４３】
代替えの実施例において、パルス列発生器ＰＴＧにより発生されたパラメータは、ＷＮＧにより出力された信号の時間的包絡線を整形し、時間的に整形されたノイズ信号を作るために、ノイズコードＰｔとの組み合わせで用いられる（点線により示される）。
【００４４】
図５には、ＲＰＥブロックが残差信号ｒ３を処理する図３の実施例と対応するデコーダの第２実施例が示される。ここで、白色ノイズ発生器により発生され、エンコーダにより特定されたゲイン（ｇ）及びＣＮに基づいてブロックＷｅにより処理された信号と、パルス列発生器（ＰＴＧ）により発生されたパルス列とは、励起信号ｒ３´を構成するために加算される。勿論、レイヤＬ０情報が利用可能でない場合、白色ノイズはブロックＷｅにより影響されず、励起信号ｒ３´として時間的包絡線発生ブロック（ＴＥＧ）に供給される。
【００４５】
そして、前のように処理される合成信号ｒ２´を供給するように、ブロックＴＥＧにより、時間的包絡線係数（Ｐｔ）が励起信号ｒ３´にかけられる。上述したように、この点は、パルス列励起が通常はブライトネスの損失を引き起こすが、これは適正に重み付けされた付加的なノイズシーケンスにより抑制可能であるので、有利なものとなる。かかる重み付けは、各々がゲイン係数ｇ及びＣＮに基づいた単純な振幅又はスペクトル整形を含むことができる。
【００４６】
前のように、当該信号は、例えば、当該信号にスペクトル包絡線を付加するブロックＳＥＧ（Spectral Envelope Generator）における線形予測合成フィルタによりフィルタ処理される。結果として得られる信号は、その後に前のように当該合成された正弦波及び過渡信号に付加される。
【００４７】
図４か又は図５において分かるように、ＰＴＧが用いられない場合、その復号方法は、ノイズエンコーダだけを用いた従来の正弦波エンコーダと類似のものである。ＰＴＧが用いられる場合、ＲＰＥシーケンスが付加され、これにより復元される信号が強調され、すなわち高い音質を呈する。
【００４８】
なお、図５の実施例では、完全なフレームに対して固定されるゲインが用いられる標準のパルスエンコーダ（ＲＰＥ又はＭＰＥ）とは対照的に、時間的な包絡線が信号ｒ２´に組み入れられる。このような時間的包絡線を用いることによって、良好な音質を得ることができる。何故なら、フレーム当たりの固定ゲインと比較してゲイン特性における高い柔軟性があるからである。
【００４９】
上述したハイブリッド方法は、広範な多様性のあるビットレートで動作可能であり、ビットレート毎に、最新のエンコーダのものに匹敵する品質を提供するものである。この方法において、パラメトリック（正弦波）エンコーダにより供給されるデータにより構成されるベースレイヤは、入力信号の主要な又は基礎的な特徴を含み、当該方法により、中間品質から高品質のオーディオ信号が、非常に低いビットレートで得られる。
【００５０】
但し、形成されるビットストリームは、レイヤが抽出可能なようにスケーラブルであることが好ましい。順序づけされたレイヤを持つことが前提とされる。したがって、エンコーダは、与えられたビットレートに対して最適な品質を得るように当該情報を発展的に加えることができるものであることが望ましい。ビットストリームのレイヤ構成は、大抵は、スケーラブルなビットストリームの条件により招く品質の低下（いわゆるスケーラビリティロス）を含む。本発明は、この問題を緩和しようとするものである。このため、エンコーダ、デコーダ及びビットストリームが適合される。
【００５１】
次に、異なる励起信号レイヤの混合をデコーダにおいて行い、コード化された信号の品質を損ねることなく、スケーラビリティの全コンセプトが実現されるようにした本発明による方法を説明する。かかる混合は、エンコーダにおいて特定され当該ビットストリームに格納された１つ以上のパラメータによって制御される。こうしたパラメータは、新しい高レイヤを構成するときに前のレイヤの意義を反映する。
【００５２】
図６は、本発明による、完全スケーラブルの組み合わされた、パラメトリック（正弦波）および波形（パルス）エンコーダを示している。なお、本発明は、ここで説明するもの以外のエンコーダを用いることができる。入力信号は、パラメトリックエンコーダにおいて受信され、当該エンコーダは、図示の実施例では、図１におけるが如き正弦波ＳＳＣエンコーダ１に相当する。ＳＳＣエンコーダからの残差ｒＳＳＣは、最初にスペクトル的に平坦化され、これを好ましくはＬＰＣ解析を用いて行い、これにより、そのダイナミックレンジを狭くし、そして量子化ステップにおけるエラーを減らす。スペクトル的に平坦化された残差信号ｒは、その後第１の波形エンコーダに送られ、ここでは、スペクトル的に平坦化された残差信号ｒから第１の励起信号ｘ８を生成する間引き係数８を有するＲＰＥ−８ステージに送られる。
【００５３】
新しい残差信号ｒ８は、残差信号ｒと既に計算された励起信号ｘ８とを合わせることにより作られる。特に、ｒ８は、元の残差信号ｒと重み付けされた励起分ｘ８との差として、ｒ８＝ｒ−ρｘ８に従って規定される。
【００５４】
パラメータρは、組み合わされたレイヤが最大の品質を達成するように最適化される。
【００５５】
注記するに、ρを０に設定することは、独立したレイヤを作成し情報の再利用ができないことを意味する。ρを１に設定することは、スケーラブルなビットストリームにおいて従属のレイヤを作る既知の技術であり最良の品質の達成を妨げるものである。
【００５６】
当該残差信号ｒ８は、第２の波形エンコーダ、ここでは間引き係数２によるＲＰＥ−２ステージに送られる。ＲＰＥ−２ステージは、励起信号ｘ２を作る。
【００５７】
理想的には、ＲＰＥ−８エンコーダにおいて計算された励起分ｘ８は、残差ｒの合理的に良好な近似を提供する時には、デコーダにおいて用いられるべきであり、そうでない場合はＲＰＥ−２がそれを破棄しｒ８ではなくｒに対して直接動作するのが良い。これは、ｒに対するｘ８の類似度又は適合度として、すなわち、どの程度良好にｒがｘ８によりモデル化されるかとして品質を評価し、それをｘ２と組み合わせることに鑑みて相応にそれを処理するメカニズムがあるのが良いことを示唆するものである。その最も簡単な形態において、このメカニズムは正に簡単なゲインからなる。以下では、混合係数とも呼ばれるゲインρを、ｘ８を評価し処理するためにどのように用いて計算するかについて説明する。
【００５８】
最後に、パラメトリックコード（ＳＳＣコード）、第１励起信号ｘ８、第２励起信号ｘ２及び混合係数ρ、さらに好ましくはこれらに加えてスペクトル平坦化パラメータは、符号化されたオーディオストリームＡＳを形成するために組み合わされる。通常は、ビットストリームは、ベースパラメトリックレイヤ、第１の励起信号を含む第１詳細レイヤ、並びに第２の励起信号とパラメータρにより表される第１のレイヤの再利用性とを含む第２レイヤという、３つのレイヤからなるものと想定される。
【００５９】
スペクトル平坦化パラメータは、オーディオビットストリームに含まれる必要はない。スペクトル平坦化パラメータのないこのようなオーディオストリームがオーディオプレーヤにおいて受信されると、当該オーディオプレーヤにおけるデコーダは、逆方向の適応によりスペクトル平坦化パラメータを特定することができる。
【００６０】
図７は、本発明のデコーダを示している。符号化されたオーディオストリームＡＳが受信され、その成分すなわちパラメトリックコード（ＳＳＣコード）、第１の励起信号ｘ８、第２励起信号ｘ２、混合係数ρ及びスペクトル平坦化パラメータが、次のように識別され処理される。
【００６１】
パラメトリックコードは、正弦波及び過渡成分を復号するようにパラメトリックデコーダ（ＳＳＣデコーダ）に送られる。スペクトルシェーピングフィルタ、ここではＬＰＣ合成フィルタは、第１の励起信号ｘ８か又は足し合わされた励起信号（ｘ２＋ρｘ８）を受信する。その受信したスペクトル平坦化パラメータを用いて、ＬＰＣ合成フィルタは、その元の形のスペクトルを持つ推定されたＳＳＣ残差ｒ´ＳＳＣを再発生し、当該推定されたＳＳＣ残差ｒ´ＳＳＣは、復号された正弦波及び過渡成分に加えられ、復号信号が形成される。加えて、パラメトリックノイズの一部は、図４及び図５において使われた方策と同様に、当該励起信号に挿入されるようにしてもよい。
【００６２】
次のＲＰＥステージにおけるｘ８の有用性を特定する可能な判断基準の１つは、そのｘ８の入力残差ｒとの類似性である。したがって、ゲインρは、これら２つの信号の相関に一応関連づけられるようにするのが自然である。信号ｒとｘ８との類似性を除去する目的を設定すると、ρの最適値を次のようにして計算することができる。
【外２】
2008502022.tif 000002
【００６３】
ここでｘ８及びｒは、図６において識別される信号であり、Ｎは、ρが最適化されるところの窓の長さを示している。ゲインは、フレーム単位で計算されるのが好ましい（すなわちＮがフレーム長である）。式（１）からすると、最適なゲインは、丁度、ｘ８のパワーに対して正規化されたｘ８とｒとの相関であるという結果になる。式１のものと同様の特性を有する他のゲインも規定することができる（例えば、式１の数式は、二乗誤差の基準の面から最適であり、他の基準も同様に使うことができる）。
【００６４】
なお、ｘ８により与えられるｒのモデルが完全である場合（すなわちｒ＝ｘ８）、混合係数は１となりｒ８はゼロになる。これは、付加的なモデリングの必要性がないからである。一方、ｘ８がｒの良好なモデルでないとき、混合係数は、小さな値をとることになり、第２のＲＰＥステージは、主としてｒ８ではなくｒに対して作用する。換言すれば、間引き２のレイヤは、間引き８のレイヤにより与えられる情報の限定された使用しかしない。
【００６５】
説明した技術は、フルの帯域幅信号又は特定の周波数帯域に対して適用可能である。品質パラメータρは、単一ではなく複数のパラメータを意味するｒ８を発生するための完全なフィルタのための可能性を含むものである。ここで提示した方法は、２つを上回る数の励起信号を含むレイヤ構成されたビットストリームにも適用される。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】  従来のパラメトリック符号化器を示す図。
【図２ａ】  従来のパラメトリックノイズ符号化器（ＮＡ）を示す図。
【図２ｂ】  従来の対応するノイズ復号器（ＮＤ）を示す図。
【図３】  符号化器の概要を示す図。
【図４】  図３の符号化器に匹敵する第１の復号器の概要を示す図。
【図５】  図３の符号化器に匹敵する第２の復号器の概要を示す図。
【図６】  本発明による符号化器の概略図。
【図７】  本発明による復号器の概略図。