【事件の表示】
　特願２００２−５４８８８３「複数の拡散符号を用いた単純なブロック空間時間ダイバーシティ」拒絶査定不服審判事件〔平成１４年　６月１３日国際公開、ＷＯ０２／４７２７８、平成１６年　８月１２日国内公表、特表２００４−５２４７２７〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成１３年１２月５日（パリ条約による優先権主張　外国庁受理　平成１２年１２月７日、アメリカ合衆国）を国際出願日とする出願であって、平成１８年１２月８日付けで手続補正がなされたが、平成１９年２月１３日付けで拒絶査定され、これに対し、同年５月２１日に拒絶査定不服審判が請求されるとともに、同年６月２０日付けで手続補正がなされたが、当審において、平成２１年１０月２６日付けで拒絶理由が通知され、平成２２年３月１日付けで手続補正がなされたものであって、特許請求の範囲の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２２年３月１日付け手続補正書により補正された明細書及び図面からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された以下のとおりのものと認める。
　
　「【請求項１】
　ユーザ装置であって、
　信号を受信するように構成された入力端を有する共同検出装置であって、該受信された信号は第１の通信信号バーストおよび第２の通信信号バーストを有し、該第１および第２の通信信号バーストは同じ基地局から同じタイムスロットで異なるアンテナを通じて送信され、該第１および第２の通信信号バーストは同じデータを有し、該第１および第２の通信信号バーストのそれぞれは挿入されたミドアンブルトレーニング系列を有し、該共同検出装置は該受信された信号を第１のチャネライゼーション符号で処理して第１のデータを生ずるように構成され、該共同検出装置は該受信された信号を第２のチャネライゼーション符号で処理して第２のデータを生ずるように構成され、該第１および第２のデータは同じデータである、共同検出装置
　を備えるユーザ装置。」
　
２．引用発明
　当審の拒絶理由通知に引用された刊行物である国際公開第９９／０７０９０号（以下、「引用例」という。）には、「METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING SIGNALS IN A COMMUNICATION SYSTEM」（邦訳：通信システムにおいて信号を送信するための方法および装置）として図面と共に次の記載がある。
　
イ．「　　　　FIELD OF THE INVENTION
　　The present invention relates, in general, to communication systems and, more particularly, to transmitting signals in such communication systems.
　　　　BACKGROUND OF THE INVENTION
　　Forward link (base-station to mobile station) transmit diversity has been proposed for improving the performance of code-division multiple access (CDMA) communication systems. To implement forward link transmit diversity, a delayed (but otherwise identical) copy of the original signal is transmitted from an additional antenna. In the mobile station, a RAKE receiver, well known to those skilled in the art, is capable of resolving these delayed signals and combining them to enhance signal reception, especially when experiencing typical mobile propagation characteristics such as Rayleigh fading is present. A system which implements forward link transmit diversity is able to provide improved sensitivity and robustness to interference and multipath in the CDMA environment.
　　In current mobile stations, however, the RAKE receiver is only capable of resolving and combining a total of three (3) simultaneous rays. These rays may be produced not only from the forward link transmit diversity technique described, but also created by, inter alia, (a) signals received from other cells intended for the particular subscriber (soft handoff), (b) signals received from other sectors (within a cell) intended for that subscriber (softer handoff), or (c) multiple reflections due to the environment (multipath) of any or all of the above signals. As such, it is clear that under certain situations, the limitations of-the RAKE receiver within the mobile station would prevent beneficial utilization of the additional ray produced from the application of forward link transmit diversity. In fact, when such a situation occurs, a degradation in CDMA reception actually occurs, negatively impacting system performance.」（１頁４行〜２頁３行）
　
（イ．邦訳）
「　　　　産業上の利用分野
　　本発明は、一般に通信システムに関し、さらに詳しくは、このような通信システムにおける信号の送信に関する。
　
　　　　従来の技術
　　符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）通信システムの性能を改善するために順方向リンク（基地局から移動局への）送信ダイバーシチが提案されてきた。順方向リンク送信ダイバーシチを実現するために、原型の信号の遅延された（あるいは同一の）コピーが別のアンテナから送信される。移動局においては、当業者には周知のレーキ受信機が、これらの被被遅延信号を分解し、それを合成して、特にレイリー・フェーディングなどの典型的な移動伝播特性がある場合に信号受信を強化することができる。順方向リンク送信ダイバーシチを実現するシステムは、ＣＤＭＡ環境における干渉および多重経路に対する感度と強度とを改善することができる。
　　しかし、現行の移動局においては、レーキ受信機は合計で３つの同時電波しか解読および合成することができない。これらの電波は上記の順方向リンク送信ダイバーシチから生成されるだけでなく、特に（ａ）特定の加入者に宛てられる他のセルから受信される信号（ソフト・ハンドオフ），（ｂ）（セル内の）他のセクタから受信されてその加入者に宛てられる信号（よりソフトなハンドオフ）または上記の信号のうち任意の信号，あるいは（ｃ）すべての信号の環境による多重反射（マルチパス）によっても生成される。そのため、特定の状況下では、移動局内のレーキ受信機の制約によって、順方向リンク送信ダイバーシチの適用から生成される別の電波を有利に利用することができなくなる。事実、このような状況が起こると、ＣＤＭＡ受信における劣化が実際に起こり、システムの性能に悪影響を及ぼす。」
　
　
ロ．「　　FIG. 2 generally depicts a block diagram of the 120°sectored cellular coverage area of FIG. 1 supported by base-station 103 having two antennas 218,222 to support forward link transmit diversity. Again, for the sake of simplicity, only the sector A from FIG. 1 is shown in FIG. 2. As stated earlier, base-station 103 shown in FIG. 2 is capable of communicating via CDMA communication channels to a mobile station 106. Coupled to base-station 103 is a controller 209 which performs, inter alia, transcoding and switching functions primarily related to the communication system. Controller 209 is coupled to a mobile switching center (MSC) 212 which primarily performs switching functions related to the land line network. Coupled to MSC 212 is the public switched telephone network (PSTN) 215 which includes, inter alia, originating subscribers, fax machines, etc. which are capable of originating and/or receiving communications to/from mobile station 106 within the CDMA communication system.」（６頁１３行〜２７行）
　
（ロ．邦訳）
「　　図２は、図１の１２０度のセクタ化されたセルラ・カバレージ・エリアのブロック図を一般的に示すが、これは２つのアンテナ２１８，２２２を有する基地局１０３により支援されて、順方向リンク送信ダイバーシチに対応する。ここでも簡単にするために、図１のセクタＡのみを図２に図示する。前述の如く、図２に示される基地局１０３は、ＣＤＭＡ通信チャネルを介して移動局１０６と通信することができる。基地局１０３にはコントローラ２０９が結合され、主に通信システムに関するトランスコーディングおよび交換を実行する。コントローラ２０９は、出力として地上回線網に関する交換機能を実行する移動交換センタ（ＭＳＣ）２１２に結合される。ＭＳＣ２１２には、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）２１５が結合され、これにはとりわけ、ＣＤＭＡ通信システム内で移動局１０６との間に通信を発信および／または受信することのできる発信側加入者，ファックス装置などが含まれる。」
　
　
ハ．「　　FIG. 3 generally depicts a transmitter 300 of a base-station in CDMA communication with a mobile station using the orthogonal code assignment of the prior art. As shown in FIG. 3, information in the form of traffic channel bits 303 input to a encoder 304 via a processor 305 at a particular bit rate (e.g. 9.6 kilobits/second). The processor 305 primarily receives the traffic channel bits 303 from the interface 309 which is coupled to a controller (not shown in FIG. 3). The processor 305 is also coupled to a block designated related functions 307, where functions including call processing, link establishment, and other general functions related to establishing and maintaining cellular communications are performed. In the preferred embodiment, the traffic channel bits 303 include either voice information, data information, or a combination of the two. Encoder 304 encodes the traffic channel bits 303 into data symbols 306 at a fixed encoding rate (1/r) with an encoding algorithm which facilitates subsequent maximum likelihood decoding of the data symbols into data bits (e.g. convolutional or block coding algorithms). For example, encoder 304 is capable of encoding traffic channel bits 303 (e.g., 192 input data bits) received at a rate of 9.6 kilobits/second at a fixed encoding rate of one data bit to two data symbols (i.e., rate=1/2) such that the encoder 304 outputs data symbols 306 (e.g., 384 data symbols output) at a 19.2 kilosymbols/second rate. The encoder 304 is capable of encoding at other rates (i.e., rate=full rate, rate=1/8) as one skilled in the art will appreciate.
　　The data symbols 306 are input into an interleaver 308 which organizes the data symbols 306 into blocks (i.e., frames) and block interleaves the input data symbols 306 at the symbol level. Within the interleaver 308, the data symbols are individually input into a matrix which defines a predetermined size block of data symbols. The data symbols are input into location in the matrix so that the matrix is filled in a column by column sequence and are individually output from locations in the matrix so that the matrix is emptied in a row by row sequence. The matrix is a rectangular matrix having an integer number of rows and columns which are chosen to increase the output interleaving distance between the consecutively input non-interleaved data symbols. The result is interleaved data symbols 309 which are output by the interleaver 308 at the same data symbol rate that they were input (e.g., 19.2 kilosymbols/second). The predetermined size of the block of data symbols defined by the matrix is derived from the maximum number of data symbols which can be transmitted at a coded bit rate within a predetermined length transmission block. For example, if data symbols 303 are output from the encoder 304 at a 19.2 kilosymbols/second rate, and if the predetermined length of-the transmission block is 20 milliseconds, then the predetermined size of the block of data symbols is 19.2 kilo symbols/second multiplied by 20 milliseconds (ms), resulting in 384 data symbols which defines a 16 by 24 matrix. It will be appreciated by those skilled in the art that the data symbols within the stream of encoded, interleaved data bits 309 may be spread according to numerous other algorithms into a sequence of larger length codes without departing from the scope and spirit of the present invention.
　　The encoded, interleaved data symbols 309 are next input to a spreader 312 which convolves the interleaved symbols 309 with an orthogonal spreading sequence. The orthogonal spreading sequence is a signal which is the product of two signals; the first signal is a QPSK pseudorandom sequence whose time offset is known and the second signal is an orthogonal spreading code such as a Walsh code Wi. For more information on the orthogonal spreading sequence, see 3.1.3.1 of ANSI J-STD-008, Personal Station Base Station Compatibility Requirement for 1.8 to 2.0 GHz Code Division Multiple Access (CDMA) Personal Communications Systems, March 24,1995, published by the Electronic Industries Association (EIA), 2001 Eye Street, N.W., Washington, D.C. 20006. The spreader 312 outputs QPSK chips at a rate which is the product of the input rate from interleaver 308 and the length of the orthogonal spreading sequence (e.g., orthogonal spreading sequence of length 64 would be a 64 bit length Walsh Code). This would result in an output rate of the spreader 312 of 1.2288 megachips/second (i.e., 19.2 kilosymbols/second x 64).
　　As shown in FIG. 3, spreader 312 accomplishes the spreading associated with the traffic channel. In this embodiment, the encoder 304, interleaver 308 and spreader 312 comprise a single traffic channel generator 302. For systems requiring multiple traffic channels, traffic channel generator 302 would be duplicated for each traffic channel and its output would be summed by the summer 314 along with the QPSK chips from the spreader 310. Spreader 310 accomplishes the spreading for the pilot channel. As the pilot channel transfers no information bits, no data input from the processor 305 is required. In the preferred embodiment, the information which is spread to form the pilot channel consists of a stream of data comprised of all 0's. 
　　The summed QPSK chips are output from the summer 314 at a rate of 1.2288 megachips/second, and are input into the transmitter portion 316 of the transmitter 300. The transmitter portion 316 prepares the summed QPSK chips for transmission over a communication channel by upconverting them to the appropriate transmit frequency. Following upconversion, the signal is bandpass filtered to remove unwanted sideband energy and then is output from the transmitter portion 316. The modulated signal from the transmitter portion 316 is provided to an antenna 218 for transmission over the radio communications path 330. The signal from transmitter portion 316 is also directed to a delay circuit 320 which delays the modulated signal, where it is then provided to antenna 222 for transmission over the radio communication path 332. By providing the receiver 390 with two signals 330 and 332, each of which are delayed from one another by a predetermined amount, diversity at the receiver 390 is accomplished.
　　Still referring to FIG. 3, a receiver 390 receives the sum of both transmitted spread-spectrum signals from the radio communication paths 330 and 332 through antenna 352 and is passed to the demodulator 354. The demodulator 354 filters the input signal to remove unwanted adjacent frequency signals after down-conversion from the transmit frequency and sampling at a predetermined rate (e.g., 1.2288 megasamples/second). The QPSK sampled signal from demodulator 354 is despread by the despreader 364 by correlating the received sampled signals with the despreading code, where the despreading code is a copy of the original spreading sequence. Recall that the original orthogonal spreading sequence is the product of two signals; the first signal is a QPSK pseudorandom sequence whose time offset is known and the second signal is an orthogonal spreading code such as Walsh code Wi. The resulting despread sampled signal 365 is sampled at a predetermined rate, for example, 19.2 kilosamples/second, so that a sequence of 64 samples of the received spread-spectrum signal is despread. This signal is represented by a single complex (amplitude and phase) data sample and output to a coherent detector 368 for coherent detection.」（７頁２１行〜１１頁６行）
　
（ハ．邦訳）
「　　図３は、従来技術による直交コード割当を用いる移動局とＣＤＭＡ通信状態にある基地局の送信機３００を一般的に示す。図３に示されるように、トラフィック・チャネル・ビット３０３の形式の情報が特定のビット速度（たとえば９．６キロビット／秒）においてプロセッサ３０５を介してエンコーダ３０４に入力される。プロセッサ３０５は主として、コントローラ（図３には図示せず）に結合されるインタフェース３０９からトラフィック・チャネル・ビット３０３を受信する。プロセッサ３０５は、関連機能と記されるブロックにも結合されるが、このブロックでは、呼処理，リンク開設およびセルラ通信の開設および維持に関わる他の一般的機能を含む機能が実行される。好適な実施例においては、トラフィック・チャネル・ビット３０３は、音声情報，データ情報またはそれらの組み合わせのいずれかを含む。エンコーダ３０４は、トラフィック・チャネル・ビット３０３を一定の暗号化速度（１／ｒ）においてデータ・シンボル３０６に暗号化するが、これには、データ・シンボルを後でデータ・ビットに最尤解読するのを容易にする暗号化アルゴリズム（たとえば畳み込みまたはブロック・コーディング・アルゴリズム）を用いる。たとえば、エンコーダ３０４は、１データ・ビット対２データ・シンボル（すなわち速度＝１／２）の一定の暗号化速度において、９．６キロビット／秒の速度において受信されるトラフィック・チャネル・ビット３０３（たとえば１９２入力データ・ビット）を暗号化するので、エンコーダ３０４は１９．２キロシンボル／秒の速度においてデータ・シンボル３０６（たとえば３８４データ・シンボル出力）を出力する。エンコーダ３０４は、当業者には理解頂けようが他の速度（すなわち速度＝全速度，速度＝１／８）においても暗号化することができる。
　　データ・シンボル３０６は、インタリーバ３０８に入力され、インタリーバ３０８はデータ・シンボル３０６をブロック（すなわちフレーム）に編成して、シンボル・レベルにおいてブロックが入力データ・シンボル３０６を挟み込む。インタリーバ３０８内で、データ・シンボルは所定の寸法ブロックのデータ・シンボルを定義する行列内に個々に入力される。データ・シンボルは、行列が列毎に満たされるように行列内の位置に入力され、行列が行毎に空になるように行列内の位置から個々に出力される。行列は、連続して入力される非挟み込みデータ・シンボル間の出力挟み込み距離を大きくするように選定される整数の行および列を有する矩形行列である。その結果が挟み込みデータ・シンボル３０９となり、これは入力されたのと同じ速度（たとえば１９．２キロシンボル／秒）と同じデータ・シンボル速度においてインタリーバ３０８によって出力される。行列により定義されるデータ・シンボルの所定のブロック・サイズは、所定長の送信ブロック内で被符号化ビット速度において送信することのできる最大データ・シンボル数から導かれる。たとえば、データ・シンボル３０３が１９．２キロシンボル／秒の速度でエンコーダ３０４から出力され、送信ブロックの所定長が２０ミリ秒であるとすると、データ・シンボルの所定のブロック・サイズは１９．２キロシンボル／秒に２０ミリ秒（ｍｓ）を掛けたもので、３８４データ・シンボルとなり、１６ｘ２４の行列を定義する。暗号化され挟み込まれたデータ・ビット３０９のストリーム内のデータ・シンボルは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、他の数多くのアルゴリズムに従い、より大きな長さコードのシーケンスに拡散されることが、当業者には理解頂けよう。
　　暗号化され挟み込まれたデータ・シンボル３０９は、次にスプレッダ３１２に入力され、ここで挟み込みシンボル３０９に直交拡散シーケンスが畳み込まれる。直交拡散シーケンスとは、２つの信号の積である信号である。第１の信号は、その時間オフセットが既知であるＱＰＳＫ疑似乱数シーケンスであり、第２信号はウォルシュ・コードＷｉなどの直交拡散コードである。直交拡散シーケンスの詳細については、電気工業会（ＥＩＡ），２００１　Ｅｙｅ　Ｓｔｒｅｅｔ，Ｎ．Ｗ．，Ｗａｓｈｉｎｇｔｏｎ，Ｄ．Ｃ．２０００６により発行されたＡＮＳＩ　Ｊ−ＳＴＤ−００８，１．８〜２．０ＧＨｚ符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）パーソナル通信システムに関するパーソナル局基地局互換性要件の３．１．３．１を参照されたい。スプレッダ３１２は、インタリーバ３０８からの入力速度と直交拡散シーケンスの長さ（たとえば、長さ６４の直交拡散シーケンスは６４ビット長のウォルシュ・コードとなる）との積である速度においてＱＰＳＫチップを出力する。これにより、スプレッダ３１２の出力速度は１．２２８８メガチップ／秒（すなわち１９．２キロシンボル／秒ｘ６４）となる。
　　図３に示されるように、スプレッダ３１２はトラフィック・チャネルに関わる拡散を実行する。本実施例においては、エンコーダ３０４，インタリーバ３０８およびスプレッダ３１２が１つのトラフィック・チャネル発生器３０２を構成する。複数のトラフィック・チャネルを要求するシステムに関しては、トラフィック・チャネル発生器３０２がトラフィック・チャネル毎に複製されて、その出力がスプレッダ３１０からのＱＰＳＫチップと共に加算器３１４により合計される。スプレッダ３１０は、パイロット・チャネルのための拡散を実行する。パイロット・チャネルは情報ビットを伝えないので、プロセッサ３０５からのデータ入力は必要とされない。好適な実施例においては、拡散されてパイロット・チャネルを形成する情報は、すべて０からなるデータのストリームによって構成される。
　　加算されたＱＰＳＫチップは１．２２８８メガチップ／秒の速度において加算器３１４から出力され、送信機３００の送信機部分３１６に入力される。送信機部分３１６は、加算されたＱＰＳＫチップを適切な送信周波数に上方変換することにより通信チャネル上に送信する準備を行う。上方変換に続き、信号は帯域通過濾波されて、望ましくないサイドバンド・エネルギを除去し送信機部分３１６から出力される。送信機部分３１６からの被変調信号がアンテナ２１８に送られ、無線通信経路３３０上に送信される。送信機部分３１６からの信号は、被変調信号を遅延させる遅延回路３２０にも送られ、ここでアンテナ２２２に送られて無線通信経路３３２上に送信される。各々が互いに所定量だけ遅延される２つの信号３３０，３３２を有する受信機３９０を準備することにより、受信機３９０におけるダイバーシチが達成される。
　　さらに図３を参照して、受信機３９０は無線通信経路３３０，３３２からアンテナ３５２を通じて送信され、復調器３５４に送られる両方の被送信拡散スペクトル信号の和を受信する。復調器３５４は、入力信号を濾波して、送信周波数からの下方変換と所定の速度（たとえば１．２２８８メガサンプル／秒）におけるサンプリングの後に不必要な隣接周波数信号を除去する。復調器３５４からのＱＰＳＫサンプリング信号は、受信されたサンプリング信号を拡散解除コードで相関することによりデスプレッダ３６４により拡散解除される。このとき、拡散解除コードは原型の拡散シーケンスのコピーである。原型の直交拡散シーケンスは２つの信号の積であることを思い出されたい。すなわち第１信号はその時間オフセットが既知のＱＰＳＫ疑似乱数シーケンスであり、第２信号はウォルシュ・コードＷｉなどの直交拡散コードである。それに由来する拡散解除されたサンプリング信号３６５が所定の速度たとえば１９．２キロサンプル／秒においてサンプリングされて、被受信拡散スペクトル信号の６４個のサンプルのシーケンスが拡散解除される。この信号は、１つの複素数（振幅および位相）データ・サンプルとして表され、可干渉検出器３６８に出力されて可干渉検出を受ける。」　
　
ニ．「　FIG. 4 generally depicts a transmitter of a base-station-in CDMA communication with a mobile station using the orthogonal code assignment in accordance with the present invention. Those blocks between FIG. 3 and FIG. 4 which have common functionality also have common numbering.
　As shown in FIG. 4, the blocks up to the interleaver 308 are similar in function to the prior art transmitter 300 of FIG. 3, unless stated otherwise below. Unlike the transmitter 300 shown in FIG. 3, however, the interleaved data symbols 309 output from the interleaver 308 in FIG. 4 are input into two spreaders, spreader 312 and spreader 413. Each of these spreaders 312 and 413 convolves the interleaved symbols 309 with their orthogonal spreading sequence, namely Walsh code Wi and Walsh code WA respectively. The spreading with the orthogonal spreading sequences (Walsh codes) is functionally equivalent as described above with reference to FIG. 3. Note that the encoder 304, interleaver 308 and two spreaders 312 and 413 comprise a duplicate traffic channel generator 402.
　The division and assignment of Walsh codes is performed by Walsh code assignment block 403. Walsh code assignment block 403 divides a predetermined set of orthogonal codes into a plurality of subsets of orthogonal codes and assigns the subsets of orthogonal codes according to predetermined criterion. In the preferred embodiment, the predetermined criterion includes assigning the subsets of orthogonal codes to certain antennas servicing a common coverage area certain or to certain antennas within an antenna array.
　Each of the spreaders 312 and 413 outputs QPSK chips at a rate of 1.2288 megachips/second (i.e., 19.2 kilosymbols/second x 64). For spreading of the pilot channel, combining the spread pilot and traffic channels and transmitting the combined pilot and traffic channels, the spreader 310, summing node 314 and transmitter portion 316 of FIG. 4 operate functionally equivalent to the corresponding blocks of FIG. 3. The spreader 411, summing node 415 and transmitter portion 417 also operate functionally equivalent to their corresponding blocks of FIG. 3. Important to note is that, unlike the prior art transmitter 300 shown in FIG. 3, each of the spreaders 310 and 411 used for spreading the pilot channel (again, all 0's) use a spreading sequence (Walsh code Wx and Walsh code Wy, respectively) which is orthogonal to one another in accordance with the invention. This means that the transmitted spread-spectrum signals from the radio communication paths 330 and 432 are orthogonal to one another, and thus do not increase the amount of system interference to implement forward transmit diversity as in the prior art.
　Still referring to FIG. 4, a receiver 490 receives the sum of both transmitted spread-spectrum signals 330 and 432 from the radio communication paths 330 and 432 via antenna 352 and is passed to demodulator 354 which functions as described above with reference to FIG. 3. The QPSK sampled signal output from demodulator 354 is despread and detected by first finger RAKE receiver 360 as described above for FIG. 3. Additionally, the QPSK sampled signal output from demodulator 354 is despread and detected by a second finger RAKE receiver 470 as essentially described above for FIG. 3, except that the QPSK sampled signal output from demodulator 354 entering this RAKE receiver 470 is despread by Walsh code WA (for the traffic channel) and Walsh code Wy (for the pilot channel). Note that this differs from the prior art receiver 390 shown in FIG. 3 in that each of the RAKE receivers 360-370 have the pilot channel despread by the same Walsh code Wx and the traffic channel despread by the same Walsh code Wi.
　The assignment of a particular finger RAKE receiver to a particular communication path is performed by the searcher 450. The searcher 450 searches for all signals spread with Walsh code Wx transmitted by transmitter 400; in this instance, the searcher 450 would find one signal which corresponds to radio communication path 330. With this information, the searcher 450 assigns first finger RAKE receiver 360 to communication path 330 with pilot channel Walsh code Wx and traffic channel Walsh code Wi. A similar process is performed by the searcher 450 for signals spread with Walsh code Wy transmitted by transmitter 400. In this instance, second finger RAKE receiver 470 is assigned to communication path 432 with pilot channel Walsh code Wy and traffic channel Walsh code WA.」（１２頁３１行〜１５頁４行）
　
（ニ．邦訳）
「　　図４は、本発明による直交コード割当を利用する移動局とＣＤＭＡ通信状態にある基地局の送信機を一般的に示す。図３と図４との間で共通の機能を有するブロックには共通の番号が振ってある。
　　図４に示されるように、インタリーバ３０８までのブロックは、下記に明記しない限り図３の従来技術による送信機３００と機能的に同様である。しかし、図３に図示される送信機３００とは異なり、図４のインタリーバ３０８から出力される挟み込みデータ・シンボル３０９は２つのスプレッダ、すなわちスプレッダ３１２とスプレッダ４１３とに入力される。これらのスプレッダ３１２，４１３の各々は、挟み込みシンボル３０９に直交拡散シーケンス、すなわちそれぞれウォルシュ・コードＷｉとウォルシュ・コードＷＡとを畳み込む。直交拡散シーケンス（ウォルシュ・コード）による拡散は、図３に関して上述されたものと機能的に同じである。エンコーダ３０４，インタリーバ３０８および２つのスプレッダ３１２，４１３が同様のトラフィック・チャネル発生器４０２を構成することに注目されたい。
　　ウォルシュ・コードの分割および割当は、ウォルシュ・コード割当ブロック４０３によって実行される。ウォルシュ・コード割当ブロック４０３は直交コードの所定の集合を、直交コードの複数の下部集合に分割し、直交コードの下部集合を所定の基準に従って割り当てる。好適な実施例においては、この所定の基準とは、直交コードの下部集合を共通のカバレージ・エリアにサービスを提供する一定のアンテナまたはアンテナ・アレイ内の一定のアンテナに割り当てることである。
　　スプレッダ３１２，４１３の各々は、１．２２８８メガチップ／秒（すなわち１９．２キロシンボル／秒ｘ６４）の速度でＱＰＳＫチップを出力する。パイロット・チャネルを拡散し、拡散パイロット・チャネルおよびトラフィック・チャネルを合成し、合成されたパイロット・チャネルおよびトラフィック・チャネルを送信することに関しては、図４のスプレッダ３１０と、加算ノード３１４と、送信機部分３１６とは、図３の対応ブロックと機能的に同等に働く。スプレッダ４１１，加算ノード４１５および送信機部分４１７も、図３の対応ブロックと機能的に同等に働く。注目すべき点は、図３に示される従来技術による送信機３００とは異なり、パイロット・チャネル（これもすべて０）を拡散するために用いられるスプレッダ３１０，４１１の各々が、本発明により互いに直交する拡散シーケンス（それぞれウォルシュ・コードＷｘとウォルシュ・コードＷｙ）を用いることである。これは、無線通信経路３３０，４３２から送信される拡散スペクトル信号が互いに直交するので、従来技術のように順方向送信ダイバーシチを実現するためのシステム干渉を大きくしないことを意味する。
　　さらに図４を参照して、受信機４９０は、送信された拡散スペクトル信号３３０，４２３の両方の和を無線通信経路３３０，４３２からアンテナ３５２を経由して受信し、図３に関して説明されたように機能する復調器３５４へ送る。復調器３５４から出力されるＱＰＳＫサンプリング信号は図３に上述されたように第１フィンガ・レーキ受信機３６０によって拡散解除および検出される。また、復調器３５４から出力されるＱＰＳＫサンプリング信号は図３に関して基本的に説明されるように第２フィンガ・レーキ受信機４７０によって拡散解除および検出されるが、異なるのは、レーキ受信機４７０に入る、復調器３５４から出力されるＱＰＳＫサンプリング信号がウォルシュ・コードＷＡ（トラフィック・チャネルに関して）とウォルシュ・コードＷｙ（パイロット・チャネルに関して）とによって拡散解除される点である。これは、レーキ受信機３６０〜３７０の各々が同じウォルシュ・コードＷｘにより拡散解除されるパイロット・チャネルと、同じウォルシュ・コードＷｉにより拡散解除されるトラフィック・チャネルを有する図３に示される従来技術による３９０の場合とは異なる点に注目されたい。
　　特定のフィンガ・レーキ受信機を特定の通信経路に割り当てることは、サーチャ４５０によって実行される。サーチャ４５０は、送信機４００により送信されるウォルシュ・コードＷｘで拡散されるすべての信号を探す。この場合、サーチャ４５０は、無線通信経路３３０に対応する１つの信号を探し出す。この情報を用いて、サーチャ４５０は、第１フィンガ・レーキ受信機３６０を、パイロット・チャネル・ウォルシュ・コードＷｘおよびトラフィック・チャネル・ウォルシュ・コードＷｉを有する通信経路３３０に割り当てる。送信機４００により送信されるウォルシュ・コードＷｙにより拡散される信号に関して、サーチャ４０５により同様のプロセスが実行される。この場合、第２フィンガ・レーキ受信機４７０は、パイロット・チャネル・ウォルシュ・コードＷｙおよびトラフィック・チャネル・ウォルシュ・コードＷＡを有する通信経路４３２に割り当てられる。」
　
　
　上記引用例の記載及び関連する図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、
まず、上記引用例記載の「受信機４９０」は、上記ニ．及び図４に記載されるように、「レーキ受信機３６０，４７０」を備えており、
上記ニ．及び図４の記載から明らかなように、「レーキ受信機３６０，４７０」は、「受信機４９０」が受信した信号を入力しているから、『信号を受信するように構成された入力端を有する』といえるものであり、
上記ニ．１４頁１４行の記載から明らかなように、「レーキ受信機３６０，４７０」は、「拡散解除」および「検出」を行うから、『検出装置』といえるものであり、
上記ニ．及び図４から明らかなように、「受信機４９０」に受信された信号は「２つのアンテナ２１８，２２２」からの「拡散スペクトル信号３３０，４２３」を有しており、この「拡散スペクトル信号３３０，４２３」は、上記ハ．８頁２６行〜９頁３行に記載されるように「所定長の送信ブロック」を有しているから、『受信された信号は第１および第２の送信ブロックを有する』といえるものであり、
上記ロ．、ニ．及び図４に記載されるように、この第１および第２の送信ブロックは、同じ「基地局」の「送信機４００」から異なる「２つのアンテナ２１８，アンテナ２２２」を通じて送信されており、
上記ニ．１３頁６行〜９行及び図４に記載されるように、この第１および第２の送信ブロックは、「送信機４００」の「インターリーバ３０８」から出力される「挟み込みデータ・シンボル３０９」が「スプレッダ３１２とスプレッダ４１３とに入力」されているから、同じデータを有しており、
上記ニ．１３頁２５行〜２９行及び図４に記載されるように、この第１および第２の送信ブロックのそれぞれは「パイロット」を有しており、
上記ハ．、ニ．から明らかなように、「レーキ受信機３６０，４７０」（検出装置）は、受信された信号を「ウォルシュ・コードＷｉ」、「ウォルシュ・コードＷＡ」で処理して、それぞれ「拡散解除」および「検出」しており、これらの「拡散解除」および「検出」された結果は「データ・サンプル」であるから、『第１のデータ及び第２のデータ』といえるものであって、これらはいずれも「インターリーバ３０８」から出力される「挟み込みデータ・シンボル３０９」を送受信して検出した結果であるから、同じデータであるといえる。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。 
　 
（引用発明） 
「受信機であって、
　信号を受信するように構成された入力端を有する検出装置であって、該受信された信号は第１の送信ブロックおよび第２の送信ブロックを有し、該第１および第２の送信ブロックは同じ基地局から異なるアンテナを通じて送信され、該第１および第２の送信ブロックは同じデータを有し、該第１および第２の送信ブロックのそれぞれはパイロットを有し、該検出装置は該受信された信号をウォルシュ・コードＷｉで処理して第１のデータを生ずるように構成され、該検出装置は該受信された信号をウォルシュ・コードＷＡで処理して第２のデータを生ずるように構成され、該第１および第２のデータは同じデータである、検出装置
　を備える受信機。」 
　 
　 
３．対比・判断 
　本願発明と引用発明とを対比する。 
　引用発明の「受信機」は、上記イ．から明らかなように加入者が用いるから、本願発明の「ユーザ装置」に相当し、
　引用発明の「送信ブロック」は、送信（通信）される信号のブロック（かたまり）であるから、通信信号バースト（burst）といえるものであり、
　引用発明の「ウォルシュ・コードＷｉ」、「ウォルシュ・コードＷＡ」は、各ウォルシュ・コード（code：符号）で識別される通信路（チャネル）のための符号化を行うものであるから、それぞれ本願発明の「第１のチャネライゼーション符号」、「第２のチャネライゼーション符号」に相当する。
　また、引用発明の「パイロット」と本願発明の「挿入されたミドアンブルトレーニング系列」とを対比すると、引用発明のパイロットも信号の「系列」であるから、両者は「系列」の点で一致する。
　 
　したがって、本願発明と引用発明とは、以下の点で一致し、また相違する。 
　 
（一致点） 
「ユーザ装置であって、
　信号を受信するように構成された入力端を有する検出装置であって、該受信された信号は第１の通信信号バーストおよび第２の通信信号バーストを有し、該第１および第２の通信信号バーストは同じ基地局から異なるアンテナを通じて送信され、該第１および第２の通信信号バーストは同じデータを有し、該第１および第２の通信信号バーストのそれぞれは系列を有し、該検出装置は該受信された信号を第１のチャネライゼーション符号で処理して第１のデータを生ずるように構成され、該検出装置は該受信された信号を第２のチャネライゼーション符号で処理して第２のデータを生ずるように構成され、該第１および第２のデータは同じデータである、検出装置
　を備えるユーザ装置。」 
　 
（相違点１）
　「第１および第２の通信信号バースト」に関し、本願発明は「同じタイムスロットで」送信されるのに対し、引用発明では不明な点。
　
（相違点２）
　「第１および第２の通信信号バースト」の系列に関し、本願発明は「挿入されたミドアンブルトレーニング系列」を有するのに対し、引用発明は「パイロット」を有する点。
　
（相違点３）
　「検出装置」に関し、本願発明は「共同」検出装置であるのに対し、引用発明では単に「検出装置」である点。
　
　
　まず、上記相違点１に関し検討するに、上記イ．、ロ．から明らかなように、引用発明は異なる２つのアンテナから同じ信号を送信する送信ダイバーシチに関するものであり、送信ダイバーシチにおいて同じ時刻に同じデータを送信することは常套手段であることろ、上記ニ．及び図４から明らかなように、引用発明ではインターリーバ３０８の出力について、同様の処理が行われて２つの異なるアンテナから出力されているから、同じ時刻に同じデータを送信するように構成することは格別なことではない。また、タイムスロットは、データ伝送を行う単位として常套手段であるから、引用発明において用いることに格別な困難性はない。
　したがって、引用発明の「第１および第２の通信信号バースト」について「同じタイムスロットで」送信することは、当業者であれば容易なことである。
　 
　次に、上記相違点２、３に関し検討するに、ＣＤＭＡ通信システムにおいて、「挿入されたミドアンブルトレーニング系列」を用いて「共同検出装置（ＪＤ、ジョイントディテクション）」による検出を行うことは、特開２０００−２６１４１２号公報図１、図７、国際公開第９９／０７０８５号１頁３５行〜２頁１４行に記載されるように周知技術であるから、引用発明において「挿入されたミドアンブルトレーニング系列」を用いて「共同検出装置」による検出を行うようにすることも、当業者であれば容易なことである。
　 
　
　そして、本願発明の効果も引用発明および周知技術から当業者が予測し得る範囲のものであり、審判請求の理由における審判請求人の主張も上記認定判断を覆すものではない。
　 
　 
４．むすび 
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 
　 
　よって、結論のとおり審決する。