【事件の表示】
　特願２００３−５４３２６７「位相アンラッピングを用いたＤＡＴ支援型周波数オフセット検出」拒絶査定不服審判事件〔平成１５年　５月１５日国際公開、ＷＯ０３／４１３５４、平成１７年　４月　７日国内公表、特表２００５−５０９３７２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成１４年１０月３１日（パリ条約による優先権主張・外国庁受理平成１３年１１月６日　欧州特許庁）を国際出願日とする出願であって、その請求項１に係る発明は、平成２０年１２月２４日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２１年４月６日に拒絶査定に対する審判請求がなされ、平成２１年４月２８日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［結論］
　　平成２１年４月２８日付けの手続補正（以下、「本件補正」という。）を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　本件補正は、補正前の平成２０年９月３日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　「　受信機における周波数エラーを検出する方法において、
　入力複素信号の位相を、アークタンジェント関数を用いて計算し、
　前記アークタンジェント関数の出力からアンラップ関数を生成し、
　前記アークタンジェント関数により生じるモジュロ２Π制限を前記アンラップ関数により除去し、これにより絶対位相表現を生成し、
　前記周波数エラーを、所定時間ずらされた前記位相表現の値を比較することにより決定し、
　前記所定時間は、１つのサンプル周期より大きい
　ことを特徴とする方法。」
という発明（以下、本願発明という。）を補正後の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　「　受信機における周波数エラーを検出する方法において、
　時間に応じて位相が変化する入力複素信号の位相を、アークタンジェント関数を用いて計算し、
　前記アークタンジェント関数の出力からアンラップ関数を生成し、
　前記アークタンジェント関数により生じるモジュロ２Π制限を前記アンラップ関数により除去し、これにより絶対位相表現を生成し、
　前記周波数エラーを、所定時間ずらされた前記位相表現の値を比較することにより決定し、
　前記所定時間は、１つのサンプル周期より大きく前記入力複素信号の周期に基づくものである、
　ことを特徴とする方法。」
という発明（以下、「補正後発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．補正の適否
（１）新規事項の有無、補正の目的要件
　本件補正は、
　補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「入力複素信号の位相を」を「時間に応じて位相が変化する入力複素信号の位相」に、
　補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「前記所定時間は、１つのサンプル周期より大きい」を「前記所定時間は、１つのサンプル周期より大きく前記入力複素信号の周期に基づくものである、」に、それぞれ変更するものであり、
　これらの補正事項は、請求人が審判請求書で述べているように、本願の当初明細書に開示された事項であり、しかも、当該補正事項が付加されることによって発明がさらに限定されたということができるから、本件補正は、平成１４年法律第２４号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項（補正の目的）の規定に適合している。
　
（２）独立特許要件
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下検討する。
　
　［補正後発明］
　上記「１．補正後の本願発明」の項で認定したとおりである。
　
　［引用発明及び周知技術］
　Ａ．原審の拒絶理由に引用された国際公開第９９／２６３３８号（以下、「引用例」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　（イ）「This invention relates generally to a method and apparatus for estimating a frequency offset. More particularly, this invention relates to a method and apparatus for estimating the frequency offset between a carrier frequency of a transmitter and a local frequency reference of a receiver in a communication system.」（第１頁第５行−第８行）
（邦訳）
　「本発明は一般的に言えば周波数オフセットを評価する方法及び装置に関する。特に、本発明は通信システムにおける送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数基準との間の周波数オフセットを評価する方法及び装置に関する。」
　
　（ロ）「For initial synchronization in a system employing the European Global System for Mobile Communication (GSM) standard, the carrier frequency of the base station is modulated from time to time with a Frequency Correction Burst (FCB) and a Synchronization Burst (SB) to form a frequency synchronization signal. The carrier frequency of the base station is typically modulated with the FCB using Gaussian Minimum Shift Keying (GMSK). A typical FCB is a sequence of 148 symbols, each symbol a zero, that transforms into a pure sinusoidal signal after modulation. The frequency of the resulting frequency synchronization signal is thus equal to 1/4T Hz, where T represents a symbol duration of the sinusoidal signal, and there are four symbols per cycle of the sinusoidal signal. T is typically 48/13 microseconds (μsec), so that the frequency synchronization signal has a frequency of approximately 67.7 KHz. The FCB is repeated every tenth frame for the first four times, and then for the fifth time, the FCB is repeated on the eleventh frame. This frame sequence is then repeated indefinitely, to maintain synchronization between the remote station and the base station. 
　From the information in the FCB, the remote station is able to roughly synchronize itself with the time slot(s) allocated to it. This rough time synchronization is then sufficient to locate the SB, which is typically located eight bursts after the FCB, and to decode the information it carries. The information obtained by decoding the SB is then used to finely tune the local frequency reference of the remote station to the carrier frequency of the base station and to adjust the remote station's local time reference to the time slot(s) allocated to it by the base station. 」（第２頁第１２行−第３頁第２行）
（邦訳）　
　「移動通信の欧州全球システム（ＧＳＭ）標準を採用したシステムにおける初期同期のために、基地局の搬送周波数は、時々周波数修正バースト（ＦＣＢ）と同期バースト（ＳＢ）で変調されて周波数同期信号を形成する。基地局の搬送周波数はガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）を用いたＦＣＢで変調されるのが典型的である。典型的なＦＣＢは１４８シンボルのシーケンスであり、各シンボルはゼロであり、これが変調後には純粋な正弦曲線の信号に変換される。その結果えられる周波数同期信号の周波数は、従って、１／４ＴＨzに等しくなる。ここで、Ｔは正弦曲線の信号のシンボル持続期間を表し、その正弦曲線の信号の周期当たり４つのシンボルがある。Ｔは典型的には４８／１３マイクロ秒（μsec）であり、その結果、周波数同期信号は約６７．７ＫＨzの周波数をもつ。ＦＣＢは最初の４回の間、１０フレーム毎に繰り返され、その後、５回目の間には、１１番目のフレームで繰り返される。このフレームシーケンスはその後、無限に繰り返され、遠隔局と基地局との間の同期を保持する。
  ＦＣＢの情報から、遠隔局はおおよそは自分自身を割当てられるタイムスロットに同期することができる。この大雑把な時間の同期は、典型的にはＦＣＢ後の８つのバーストに位置するＳＢを確認し、それが搬送する情報をデコードするには十分である。それから、ＳＢをデコードすることにより得られる情報は遠隔局の局部周波数基準を精密に基地局の搬送周波数に同調させ、その遠隔局の局部時刻基準を基地局によって割当てられたタイムスロットに調整するために用いられる。」
　
（ハ）「The approaches described in these two patents suffer from the same problem, namely, that the number of samples and the corresponding number of computations used to estimate the frequency offset consume a significant amount of memory. To simplify computation, these patents disclose phase unwrapping, i.e., limiting the range of phase variation in the received signal to ±π. If the phase difference between successive samples is outside of the interval (-π, π), the most recently collected sample is unwrapped, i.e., phase shifted by -2π or 2π, and this phase shift is tracked, e.g., stored in a memory in association with the corresponding sample. This consumes even more memory and results in a complex system. 」（第４頁第１６行−第２４行）
（邦訳）
　「これら２つの特許に説明された手法は同じ問題を抱える。即ち、周波数オフセットを評価するのに用いられるサンプル数とその対応する計算の数によってかなり量のメモリが消費される。計算を単純にするために、これらの特許は“位相アンラッピング（phase unwrapping）”、即ち、受信信号の位相変動の範囲を±πに限定することを開示している。連続するサンプル間の位相差は区間（−π，π）の外側にあるなら、最も最近に収集されたサンプルが“アンラッピング”され、即ち、位相が−２π或いは２πだけシフトされ、この位相シフトが追跡され、例えば、対応するサンプルに関連してメモリに格納される。これによって、さらに多くのメモリが消費され、その結果、複雑なシステムとなってしまう。」
　
　（ニ）「To synchronize the mobile station 150, the base station 100 transmits a frequency synchronization signal to the base station. For example, in systems employing the GSM standard, the base station 100 modulates its carrier frequency with a FCB to form a frequency synchronization signal. 
　The modulated frequency synchronization signal xc(t) can be represented as:
　
 where √P, Ωct, φc(t), and θ denote the carrier amplitude, the carrier frequency, the carrier phase, and an initial phase, respectively, at time t. 
　The mobile station 150 receives and demodulates the transmitted frequency synchronization signal xc(t) in any suitable manner. For example, the frequency synchronization signal can be detected in the manner described in the copending U.S. patent application entitled Method and Apparatus for Detecting a Frequency Correction Burst, filed on the same date as this application, in the names of Roozbeh Atarius and Kjell Gustafsson, and incorporated here by reference. The detected frequency synchronization signal in the baseband can be represented as a complex-valued sampled signal x(n):
　where φx(n) represents the phase of the baseband signal x(n), and Ψ refers to the set of discrete time indices corresponding to the FCB, no, no+1, . . . no + No-1, and No represents the total number of samples in the FCB. 
　For an FCB, the carrier phase φc(t) can be written as π/2Ts t where Ts represents the symbol duration, approximately 48/13 μs. Substituting for φx(n) and sampling at a rate Fs=1/Ts or 270.833 KHz, Equation 2 can be rewritten as:
　Any frequency offset ΔF between the local frequency reference of the mobile station andthe carrier frequency of the base station changes Equation 3 to:
　To simplify Equation 4, the carrier amplitude √P of the demodulated frequency synchronization signal can be assumed to be constant. This assumption is reasonable because the duration of the FCB is relatively short, typically 0.546 μsec, and thus the carrier amplitude √P is not significantly affected by fading. Equation 4 can be further simplified by setting the initial phase θ to zero.
　The signal model of Equation 4 does not take noise into account. The actual received frequency synchronization signal y(n), which includes noise ν(n), can be represented as:
　The complex-valued noise ν(n) can be written as:
　where νI(n) and νQ(n) represent the in-phase and quadrature phase noise components, respectively. The noise ν(n) may be assumed to have a white, Gaussian distribution, ν(n)∈N (0, σν2) such that the components νI(n) and νQ(n) are real-valued with variance
　σν2/2 and are assumed to be uncorrelated. 
　For a signal to noise ration (SNR) equal to P/σν2 1, the signal model in Equation 5 can be written as:
where φy (n) denotes the phase of actual received signal y(n) with the initial phase θ set to zero, and νφ(n) denotes the zero-mean white Gaussian phase noise. The variance V {νφ(n)} of the phase noise νφ(n) can be expressed as:
　Assuming there is a frequency offset ΔF in the actual received signal y(n), Equation 7 can be rewritten as:
which corresponds to a straight line with a slope of 2π (ΔF/ Fs +1/4) with white noise. Thus, the estimation of the frequency offset ΔF is related to the estimation of the Equation 9. Subtracting the known factor of 2π/4, this slope can be estimated using the method of linear regression by minimizing the following sum of squared errors:
where e{ΔF} denotes the estimated frequency offset and φ (n) = φy(n) -2πn/4. This estimate is the Maximum Likelihood (ML) estimate if the noise νφ(n) is Gaussian. 」（第７頁第２７行−第１０頁第１１行）
（邦訳）
　「移動局１５０と同期をとるために、基地局１００は基地局に周波数同期信号を送信する。例えば、ＧＳＭ標準を採用したシステムにおいて、基地局１００はその搬送周波数をＦＣＢで変調して周波数同期信号を形成する。
  その変調周波数同期信号ｘe（ｔ）は、
で表される。ここで、√Ｐ、Ωcｔ、φc（ｔ）、及び、θは夫々、時刻ｔにおける搬送波の振幅、搬送周波数、搬送波位相、初期位相を表している。
  移動局１５０は何か適当な方法で送信された周波数同期信号ｘc（ｔ）を受信して復調する。例えば、周波数同期信号は、本発明と同じ日に出願され、ルーズベェ  アタリウス（Roozbeh Atarius）とクジェル  ガスタフソン（Kjell Gustafsson）という発明者による“周波数修正バーストを検出する方法及び装置（Method and Apparatus for Detecting a Frequency Correction Burst）”という名称の係属中の米国特許出願に説明された方法で検出される。なお、その出願はここで参照として組込まれる。ベースバンドにおけるその検出周波数同期信号は複素数の値をもつサンプルされた信号ｘ（ｎ）として表される。
ここで、φx（ｎ）はベースバンド信号ｘ（ｎ）の位相を表し、ΨはＦＣＢに対応する離散的時間符号に言及し、ｎ0、ｎ0＋１、……ｎ0＋Ｎ0−１、及びＮ0はＦＣＢにおける全サンプル数を表している。
  ＦＣＢに関し、搬送波の位相φc（ｔ）は、π／（２Ｔs）ｔとして書くことができ、ここで、Ｔsはシンボルの持続時間、約４８／１３μｓを表している。φx（ｎ）の代わりに、Ｆs＝１／Ｔs或いは２７０．８３３ＫＨzの率でサンプルすると、方程式２は
と書きなおすことができる。
  移動局の局部周波数基準と基地局の搬送周波数との間の何らかの周波数オフセットΔＦは方程式３を
に変える。
  方程式４を単純化するために、復調周波数同期信号の搬送波の振幅√Ｐは定数であると仮定できる。ＦＣＢの持続時間が相対的に短く典型的には０．５４６μ秒であり、従って、搬送波の振幅√Ｐはフェーディングによってそれほど影響されないので、この仮定はもっともである。方程式４はさらに、初期位相θをゼロにセットすることにより単純化できる。
  方程式４の信号モデルは雑音を考慮に入れていない。実際の受信周波数同期信号ｙ（ｎ）は雑音ν（ｎ）を含み、それは
と表現される。
  複素数の値をもつ雑音ν（ｎ）は
と書くことができる。ここで、νI（ｎ）、νΩ（ｎ）は夫々、同相と直交位相の雑音成分を表している。雑音ν（ｎ）は、成分νI（ｎ）、νΩ（ｎ）が分散σν2／２をもつ実数の値であり、相関しないと仮定されるように、白色のガウス分布、ν（ｎ）∈Ｎ（０，σν2）をもつと仮定できるかもしれない。
  Ｐ／σν2＞＞１に等しい信号雑音比（ＳＮＲ）に関して、方程式５の信号モデルは
と書くことができる。ここで、φy（ｎ）はゼロに設定される初期位相θをもつ実際の受信信号ｙ（ｎ）の位相を表し、νφ（ｎ）はゼロ平均の白色ガウス位相雑音を表している。その位相雑音νφ（ｎ）の分散Ｖ｛νφ（ｎ）｝は
のように表現できる。
  実際の受信信号ｙ（ｎ）には周波数オフセットΔＦがあると仮定すると、方程式７は
のように書きなおすことができる。この方程式（９）は白色雑音をもち傾き２π（ΔＦ／Ｆs＋１／４）をもつ直線に対応している。従って、その周波数オフセ
ットΔＦの評価は方程式９の評価に関係づけられる。２π／４という既知のファクタを減算すると、この傾きは次のような二乗誤りの合計を最小化することにより線形回帰法を用いて評価できる。
ここで、ｅ｛ΔＦ｝は評価された周波数オフセットとφ（ｎ）＝φy（ｎ）−２πｎ／４を表す。この評価は、その雑音νφ（ｎ）がガウシアンであるなら、最尤（ＭＬ）評価である。」
　
　（ホ）「FIG. 2 illustrates an exemplary apparatus for estimating a frequency offset using linear regression. As shown in FIG. 2, a detected frequency synchronization signal y(n) is normalized in a Normalizer 160 which limits the dynamic range of the detected signal, the phase of the normalized signal is determined in a Phase Measuring unit 170, and the phase is unwrapped in a Phase Unwrapping circuit 180. The quantity 2πn/4 is subtracted from the unwrapped phase signal φy(n) in an adder 185, and the frequency offset e{ΔFo} is estimated in a Frequency Offset Estimation Circuit 190. 
　The Frequency Offset Estimation Circuit 190 can be implemented with a Finite Impulse Response (FIR) filter having delay elements D and coefficients ak where:
　The technique of linear regression described above produces a good estimate of the frequency offset. However, assuming that a sample is collected for each symbol of the FCB, and the FCB has 148 symbols, then 148 coefficients have to be computed. This consumes large amounts of memory and processing resources.」（第１１頁第６行−第１８行）
（邦訳）
　「図２は線形回帰を用いた周波数オフセットを評価する代表的な装置を図示している。図２に示されているように、検出周波数同期信号ｙ（ｎ）は検出信号のダイナミックレンジを制限するノーマライザ１６０において正規化され、その正規化された信号の位相は位相測定ユニット１７０において決定され、その位相は位相アンラッピング回路１８０において、アンラッピングされる。２πｎ／４という量が加算器１８５においてアンラッピングされた位相信号φy（ｎ）から減算され、周波数オフセットｅ｛ΔＦ0｝が周波数オフセット評価回路１９０において評価される。
  周波数オフセット評価回路１９０は遅延要素Ｄと係数ａkとを有する有限衝撃応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて実現される。ここで、
である。
  上述の線形回帰の手法によって周波数オフセットの良い評価が生み出される。しかしながら、１つのサンプルがＦＣＢの各シンボルに対して収集され、ＦＣＢが１４８シンボルをもつことを仮定すると、１４８個の係数が計算されねばならない。これによって、大容量のメモリと処理資源が消費される。」
　
　（へ）「Another problem with the technique of linear regression described above with reference to FIG.2 is that it requires phase unwrapping so that the phase variation between samples is limited to ±π. Conventional phase unwrapping requires phase shifting of samples by ±2π and a memory to keep track of the phase shifts. Although this memory can be reset whenever a FCB is detected, the memory must be large enough to store the phase shifts for each sample of an FCB. To reduce the amount of required memory, the method of linear regression can be modified to compensate for the phase variations without having to shift each sample and keep track of the phase shift in a memory. According to the second embodiment of the present invention, the phase difference between successively collected samples of the FCB can be used for this purpose. 」（第１３頁第２３行−第１４頁第７行）
（邦訳）
　「図２に関して上述した線形回帰の手法がもつもう１つの問題は、その手法にはサンプル間の位相変動が±πに制限されるように位相アンラッピングを必要としていることである。従来の位相アンラッピングには、±２πだけのサンプルの位相シフトとその位相シフトを見失わないためのメモリを必要とする。このメモリはＦＣＢが検出されたときにはいつでもリセットされるが、そのメモリはＦＣＢの各サンプルについての位相シフトを格納するのに十分大きくなければならない。このメモリ必要量を削減するために、線形回帰の手法が変形され、各サンプルをシフトさせる必要なく位相変動を補償し、メモリにおける位相シフトを追跡するようにしている。本発明の第２実施形態に従えば、連続的に収集されるＦＣＢのサンプル間の位相変動は、この目的のために用いられる。」
　
　上記（イ）〜（へ）の記載及び添付図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　上記（イ）の記載から、引用例には、送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数基準との間の「周波数オフセットを評価する方法」が記載されており、上記（二）にあるように該周波数オフセットは「受信機」において評価されている。
　引用例の「周波数同期信号」は、上記（ロ）の記載及び（二）第８頁第５行−第１２行の記載から「正弦曲線」であり「複素数の値」を持っている。
　上記（ホ）の記載及びFIG.2に記載があるように、引用例の位相は位相アンラップ回路１８０においてアンラッピングされている。そして、上記（へ）にはFIG.2において位相変動が±πに制限されるように位相アンラッピングが行われること、及び、位相アンラッピングには±２πだけのサンプルの位相シフトを必要とすることが記載されており、さらに、上記（ハ）の記載の「位相アンラッピング」についての一般的な説明を考慮すれば、引用例では、「位相変動が−πからπの範囲の外側にあるなら位相を−２π或いは２πシフトし位相変動を追跡する位相アンラッピング」が行われている。
　引用例では、上記（二）の特に第１０頁第４行−第１２行にあるように（９）式の傾きを求めることで「周波数オフセット」を求めており、その傾きは技術常識からサンプルをずらした位相の値による２以上の（９）式を比較することから得られると認められる。また、上記（二）第８頁第１６行−第１９行には、サンプルをシンボルの持続時間周期で行うことが記載されている。これらのことから、引用例では「周波数オフセットを、周波数同期信号のシンボルの持続時間ずらされた前記位相の値を比較することにより決定」しており、「周波数同期信号のシンボルの持続時間は、１つのサンプル周期」であるといえる。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。
　
（引用発明）
　「　受信機における周波数オフセットを評価する方法において、
　入力された複素数の値を持つ正弦曲線の周波数同期信号の位相を計算するにあたり、
　位相変動が−πからπの範囲の外側にあるなら位相を−２π或いは２πシフトし位相変動を追跡する位相アンラッピングを行い、これにより位相の値を生成し、
　前記周波数オフセットを、周波数同期信号のシンボルの持続時間ずらされた前記位相の値を比較することにより決定し、
　前記周波数同期信号のシンボルの持続時間は、１つのサンプル周期であって、前記入力された複素数の値を持つ周波数同期信号の周期に基づくものである方法。」
　
　［対比・判断］
　補正後発明と引用発明とを対比する。
　引用発明の「周波数オフセット」は、送信機の搬送周波数と受信機の局部周波数基準との間の差であり、すなわち誤差であるから、補正後発明の「周波数エラー」に相当する。また、引用発明の周波数オフセットの「評価」は、周波数オフセットの「検出」を含むものであると言える。
　引用発明の「周波数同期信号」は、「入力された」「複素数の値を持つ」信号であるから補正後発明の「入力複素信号」であると言え、また、該「周波数同期信号」は「正弦曲線」の信号であるから時間に応じて位相が変化する信号となる。したがって、引用発明の「入力された複素数の値を持つ周波数同期信号」は、補正後発明の「時間に応じて位相が変化する入力複素信号」に相当する。同様に、引用発明の「入力された複素数の値を持つ周波数同期信号の周期」は、補正後発明の「入力複素信号の周期」に相当する。
　引用発明では、「位相変動が−πからπの範囲の外側にあるなら位相を−２π或いは２πシフトし位相変動を追跡する位相アンラッピング」により位相を計算している。ここで、位相変動を−πからπの範囲とすることは、補正後発明の「モジュロ２Π制限」にあたり、引用発明ではその−πからπの範囲の外側に位相があるときに−２π或いは２πシフトして位相変動を追跡しているから、該制限を「除去」していると言える。また、該制限を除去した「位相の値」は、補正後発明の「絶対位相表現」に相当している。そして、引用発明の「アンラッピング」は、所定の計算規則を伴うことが明らかであるから、補正後発明の「アンラップ関数」に相当する。
　
　したがって、補正後発明と引用発明は、以下の点で一致し、また、相違している。
　
（一致点）
　「　受信機における周波数エラーを検出する方法において、
　時間に応じて位相が変化する入力複素信号の位相を計算するにあたり、
　モジュロ２Π制限をアンラップ関数により除去し、これにより絶対位相表現を生成し、
　前記周波数エラーを、所定時間ずらされた前記位相表現の値を比較することにより決定し、
　前記所定時間は、前記入力複素信号の周期に基づくものである方法。」
　
（相違点）
　（イ）入力複素信号の位相を計算するにあたり、補正後発明は「アークタンジェント関数を用いて計算」しており、アンラップ関数を「前記アークタンジェント関数の出力」から生成し「前記アークタンジェント関数により生じるモジュロ２Π制限を前記アンラップ関数により除去」しているのに対し、引用発明は位相を計算する具体的な手法が明記されておらず、アンラップ関数がどのような計算結果から生成されているのか不明である点。
　（ロ）入力複素信号の周期に基づく「所定時間」が、補正後発明では「１つのサンプル周期より大きい」とされているのに対し、引用発明では「１つのサンプル周期」である点。
　
　相違点（イ）について検討する。
　受信した複素信号の位相を、該複素信号の同相成分と直交成分の比のアークタンジェント関数から求めること、及び、該アークタンジェント関数の出力に対してアンラップを行い２Π制限を除去することは、原審の拒絶理由に引用されたE.Frantzeskakis, P.Koukoulas，Phase domain maximum likelihood carrier recovery: framework andapplication in wireless TDMA systems，Vehicular Technology Conference, 1999. VTC 1999 - Fall. IEEE VTS 50th，米国，１９９９年９月２２日，vol.5，pp.2571-2575 （特に、「2. DATA AIDED ML CARRIER RECOVERY」の欄の記載参照。以下、「周知例１」と言う。）や、国際公開第９８／２４２０２号（特に、第３頁第６行−第１１行，第７頁第８行−第８頁第５行の記載参照。以下、「周知例２」と言う。）に記載されるように周知技術にすぎない。
　当業者であれば、上記周知例１及び周知例２に記載された周知技術を、引用発明の絶対位相表現を生成する際に適用し、入力複素信号の位相を、アークタンジェント関数を用いて計算し、アンラップ関数を前記アークタンジェント関数の出力から生成し２Π制限を除去するように為すことを容易に想到するものと認められる。
　
　相違点（ロ）について検討する。
　補正後発明と引用発明の相違点は、「サンプル周期」と「所定時間」の関係の差に基づくものである。ここで、サンプル周期から見れば、補正後発明では「所定時間」より短い「サンプル周期」となっており、引用発明では「所定時間」と等しい「サンプル周期」となっている。一方、「所定時間」は「入力複素信号の周期」に基づくものである。以上から、両発明の相違点は、入力複素信号の周期に基づく所定時間に対して、どのようにサンプル周期を設定したかの差に起因すると整理できる。
　ここで両発明ともに、周波数エラーは「位相表現の値」の差を比較することで得るようにされているから、「位相表現の値」は入力複素信号の周期に基づく「所定時間」の開始点と終了点において得られればよいこととなる。したがって、「所定時間」と「サンプル周期」が一定の関係を有していれば「位相表現の値」の差は比較できるから、引用発明のように、「所定時間」と「サンプル周期」を同じとするか、補正後発明のように「所定時間」より「サンプル周期を」小さくするかは、サンプル周期が「位相表現の値」を比較する以外に用いられていないことからも、当業者が行い得る設計的事項にすぎないものである。
　
　したがって、各相違点は格別なものでないから、上記補正後発明は上記引用発明及び周知例１，２に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
３．結語
　以上のとおり、本件補正は、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に違反するので、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　平成２１年４月２８日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、「第２．１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。
　
２．引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は、上記「第２．２．（２）独立特許要件」の項中の［引用発明及び周知技術］及び［対比・判断］の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は上記補正後発明から、当該補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成に上記補正に係る構成を付加した補正後発明が、上記「第２．２．（２）独立特許要件」の項で検討したとおり、上記引用発明及び周知例１，２に基いて容易に発明することができたものであるから、本願発明も同様の理由により、容易に発明できたものである。
　そして、本願発明に関する作用・効果も、引用発明及び周知例１，２から当業者が予測できる範囲のものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願の請求項１に係る発明は、引用発明及び周知例１，２に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。