【事件の表示】
　特願２００３−３８９６１１「Ｉ／Ｑ不均衡（ｉｍｂａｌａｎｃｅ）推測（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）の方法及びその装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１６年　６月１７日出願公開、特開２００４−１７３２８１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本件出願は、平成１５年１１月１９日（特許法第４３条の２第１項に規定するパリ条約の例による優先権主張２００２年１１月２０日、台湾）の出願であって、平成１８年６月２日付けで拒絶理由が通知され、同年１２月６日付けで手続補正がされ、平成１９年４月５日付けで拒絶理由が通知されたが、平成２０年３月２１日付けで拒絶査定され、これに対し、同年６月２３日に拒絶査定不服の審判請求がなされるとともに、同年７月２２日付けで手続補正がされたものである。
　
第２　平成２０年７月２２日付け手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成２０年７月２２日付け手続補正を却下する。
　
［理由］
（１）本件補正
　平成２０年７月２２日付け手続補正（以下、「本件補正」という。）による特許請求の範囲は、以下のとおりである。
　
（補正後）
　「【請求項１】
　周波数領域伝送信号を時間領域伝送信号に転換する逆高速フーリエ変換処理器と、前記時間領域伝送信号を受信すると共に、伝送補償信号を出力する伝送補償マトリクス（２５０）と、前記伝送補償信号を受信すると共に、伝送アナログ信号を出力するD／Aコンバータと、からなる伝送端装置と、
　前記伝送アナログ信号を受信すると共に、デジタル信号を出力するA／Dコンバータと、
前記デジタル信号を受信すると共に、受信補償信号を出力する受信補償マトリクス（１５０）と、前記受信補償信号を受信すると共に、周波数領域受信信号を出力する高速フーリエ変換処理器と、からなる受信端装置と、
からなり、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、異なる期間で、対称性を有する二組の第３信号を、前記伝送端の第１変調パス及び第２変調パスを通じて伝送し、第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、異なる期間で、二組の前記第３信号を、受信端の同一の復調パスを通じて受信し、
　受信された二組の異なる第３信号に従って、前記高速フーリエ変換処理器によって伝送端のI／Q不均衡パラメータを算出し、
　前記算出された送信端のI／Q不均衡パラメータを伝送補償マトリクス（２５０）で補償するI／Q不均衡の推測方法。
　　【請求項２】
　請求項１に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアによる第１信号と第２信号を伝送端装置を介して伝送し、
　前記第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより前記第１信号と第２信号を受信端装置を介して受信し、
　それらの受信された第１信号及び第２信号に従って、前記高速フーリエ変換処理器によって受信端のI／Q不均衡パラメータを算出し、
　前記算出された受信端のI／Q不均衡パラメータを前記受信補償マトリクス（１５０）で補償するI／Q不均衡の推測方法。
　　【請求項３】
　請求項２に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第１信号と第２信号は周波数領域対称性を有する。
　　【請求項４】
　請求項２に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第１信号の実部領域は対称性を有し、虚部領域は反対称性を有する。
　　【請求項５】
　請求項２に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第２信号の実部領域は反対称性を有し、虚部領域は対称性を有する。
　　【請求項６】
　請求項２に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第１及び第２信号は、予め決められた信号である。
　　【請求項７】
　請求項１に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第３信号の実部領域は対称性を有し、虚部領域は反対称性を有する。
　　【請求項８】
　請求項１に記載のI／Q不均衡の推測方法であって、第３信号の実部領域と虚部領域の振幅は、前記周波数領域で等しい。
　　【請求項９】
　周波数領域伝送信号を時間領域伝送信号に転換する逆高速フーリエ変換処理器と、前記時間領域伝送信号を受信すると共に、伝送補償信号を出力する伝送補償マトリクス（２５０）と、前記伝送補償信号を受信すると共に、伝送アナログ信号を出力するD／Aコンバータと、からなる伝送端装置と、
　前記伝送アナログ信号を受信すると共に、デジタル信号を出力するA／Dコンバータと、前記デジタル信号を受信すると共に、受信補償信号を出力する受信補償マトリクス（１５０）と、前記受信補償信号を受信すると共に、周波数領域受信信号を出力する高速フーリエ変換処理器と、からなる受信端装置と、
からなり、
　（ａ）第１変調キャリア及び第２変調キャリアによる第１信号と第２信号を伝送端装置を介して伝送し、
　前記第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより前記第１信号と第２信号を受信端装置を介して受信し、
　それらの受信された第１信号及び第２信号に従って、前記高速フーリエ変換処理器によって受信端のI／Q不均衡パラメータを算出し、
　（ｂ）第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、異なる期間で、対称性を有する二組の第３信号を、前記伝送端の第１変調パス及び第２変調パスを通じて伝送し、第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、異なる期間で、二組の前記第３信号を、受信端の同一の復調パスを通じて受信し、
　前記二組の異なる第３信号を受信して伝送端のI／Q不均衡パラメータを算出し、
　前記算出された受信端と送信端のI／Q不均衡パラメータを前記受信補償マトリクス（１５０）と伝送補償マトリクス（２５０）で補償するI／Q不均衡の推測装置。」
　
　一方、本件補正前の特許請求の範囲は、平成１８年１２月６日付け手続補正による、以下のとおりである。
　
（補正前）　
　「【請求項１】
受信端I／Q不均衡パラメータを推測する方法であって、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、第１信号を、伝送端の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、前記第１信号を、第１復調パス及び第２復調パスを通じて受信する工程と、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、第２信号を、伝送端の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、前記第２信号を、第１復調パス及び第２復調パスを通じて受信する工程と、
　受信された第１信号及び第２信号に従って、前記受信端のI／Q不均衡パラメータを算出する工程と、からなり、
　前記第１信号と第２信号は周波数領域対称性を有することを特徴とする方法。
　　【請求項２】
前記第１信号の実部領域は対称性を有し、虚部領域は反対称性を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
　　【請求項３】
前記第２信号の実部領域は反対称性を有し、虚部領域は対称性を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
　　【請求項４】
前記第１及び第２信号は、予め決められた信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
　　【請求項５】
伝送端I／Q不均衡パラメータを推測する方法であって、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、異なる期間で、対称性を有する二組の第３信号を、前記伝送端の第１変調パス及び第２変調パスを通じて伝送する工程と、
　第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、異なる期間で、二組の前記第３信号を、受信端の同一の復調パスを通じて受信する工程と、
　前記二組の異なる第３信号を受信することにより、前記伝送端のI／Q不均衡パラメータを算出する工程と、
からなることを特徴とする方法。
　　【請求項６】
前記第３信号の実部領域は対称性を有し、虚部領域は反対称性を有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
　　【請求項７】
前記第３信号の前記実部領域と虚部領域の振幅は、前記周波数領域で等しいことを特徴とする請求項６に記載の方法。
　　【請求項８】
伝送端I／Q不均衡の推測装置であって、前記推測装置は受信復調装置を有するコミュニケーションシステムに設置され、
　前記推測装置は、周波数領域で対称性を有する二組の信号を生成する信号生成器と、
　第１変調パス及び第２変調パスを有し、第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、異なる期間で、前記信号を、第１変調パス及び第２変調パスを通じて伝送する伝送変調装置と、
　前記受信復調装置により受信された前記異なる期間での二組の信号、及び前記信号生成器が出力する前記二組の信号に従って、前記伝送端のI／Q不均衡パラメータを算出するパラメータ推測器と、
からなることを特徴とする装置。
　　【請求項９】
前記信号生成器は、更に、IFFT処理器を有することを特徴とする請求項８に記載の装置。
　　【請求項１０】
前記二組の信号の前記実部及び虚部は、対称性を有することを特徴とする請求項８に記載の装置。
　　【請求項１１】
受信端I／Q不均衡の推測装置であって、
　前記推測装置は、伝送変調装置を有するコミュニケーションシステムに配置され、前記伝送変調装置は、第１信号及び第２信号を出力する信号生成器を備え、
　前記伝送変調装置は、第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、前記第１信号及び第２信号を、前記伝送変調装置の伝送端実部変調パス、或いは伝送端虚部変調パスを通じて伝送し、
　前記推測装置は、
　（ａ）第１復調パス及び第２復調パスを有し、前記第１変調パス及び第２変調パスにより、前記第１信号を、前記第１復調パス及び第２復調パスを通して受信し、前記第２信号を、前記第１復調パス及び第２復調パスを通して受信する受信変調装置と、
　（ｂ）前記受信変調装置により受信された前記第１信号及び第２信号、及び前記信号生成器が出力した前記第１信号及び第２信号に従って、前記受信端のI／Q不均衡パラメータを算出する推測器と、
からなることを特徴とする装置。
　　【請求項１２】
前記推測装置は、更に、高速フーリエ変換処理器を有することを特徴とする請求項１１に記載の装置。
　　【請求項１３】
前記第１信号の実部領域は対称性を有し、虚部領域は反対称性を有することを特徴とする請求項１１に記載の装置。
　　【請求項１４】
前記第２信号の実部領域は反対称性を有し、虚部領域は対称性を有することを特徴とする請求項１１に記載の装置。
　　【請求項１５】
I／Q不均衡の推測装置であって、
　前記推測装置は、
　（ａ）周波数領域伝送信号を時間領域伝送信号に転換する逆高速フーリエ変換処理器と、前記時間領域伝送信号を受信すると共に、伝送補償信号を出力する伝送補償マトリクスと、前記伝送補償信号を受信すると共に、伝送アナログ信号を出力するD／Aコンバータと、からなる伝送端装置と、
　（ｂ）前記伝送アナログ信号を受信すると共に、デジタル信号を出力するA／Dコンバータと、前記デジタル信号を受信すると共に、受信補償信号を出力する受信補償マトリクスと、前記受信補償信号を受信すると共に、周波数領域受信信号を出力する高速フーリエ変換処理器と、からなる受信端装置と、
からなり、
　前記伝送及び受信補償マトリクスは２×２のマトリクスであり、前記伝送及び受信補償マトリクスの値はそれぞれ、前記伝送端装置が伝送した予め決定された信号を前記受信端装置で受信し、その受信された後、前記I／Q不均衡の推測装置で推測された値であることを特徴とする装置。」
　
　すると、補正の前後の請求項に記載した発明特定事項からみて、請求人が審判請求書の【本願発明が特許されるべき理由】の１．本願発明の概要の項において主張するとおり、補正後の新請求項１乃至９は、それぞれ、補正前の旧請求項８＋１５、８＋１５＋１、１、２、３、４、６、７、８＋１５に対応している。
　
　したがって、本件補正は、以下の補正事項（ａ）乃至（ｄ）を含むものである。
　
［補正後の新請求項１に関して］
（ａ）旧請求項８及び１５に係る発明の「装置」を、新請求項１に係る発明の「推測方法」に変更する補正。
　
［補正後の新請求項２に関して］
（ｂ）特許請求の範囲に、新請求項２を追加する補正。
　
［補正後の新請求項３に関して］
（ｃ）旧請求項１に記載した発明特定事項である「第１信号を、伝送端の同一変調パスを通じて伝送する工程」及び「第２信号を、伝送端の同一変調パスを通じて伝送する工程」に関し、「伝送端の同一変調パスを通じて」を、新請求項３が引用する新請求項２から削除する補正。
　
［補正後の新請求項９に関して］
（ｄ）旧請求項１５に記載した発明特定事項である「前記伝送及び受信補償マトリクスは２×２のマトリクスであり、前記伝送及び受信補償マトリクスの値はそれぞれ、前記伝送端装置が伝送した予め決定された信号を前記受信端装置で受信し、その受信された後、前記I／Q不均衡の推測装置で推測された値であること」を、新請求項９から削除する補正。
　
（２）特許法第１７条の２第４項に適合するかについての検討
　上記補正事項（ａ）は、旧請求項に係る発明のカテゴリーを変更するものであり、また、上記補正事項（ｂ）は、実質的に増項補正であり、また、上記補正事項（ｃ）及び（ｄ）は、旧請求項に記載した発明特定事項を削除し、特許請求の範囲を拡張するものであるから、いずれも、特許請求の範囲の限定的減縮に該当しない。
　そして、上記補正事項（ａ）乃至（ｄ）は、明らかに、請求項の削除に該当しない。さらに、誤った記載をその本来の意味内容に正すのもでもなく、不明りょうな記載についてその本来の意味内容を明らかにするものであるとも認められないから、誤記の訂正にも明りょうでない記載の釈明にも該当しない。
　したがって、上記補正事項（ａ）乃至（ｄ）は、特許法第１７条の２第４項各号に掲げられた事項を目的とするものでないから、本件補正は、同法第１７条の２第４項の規定を満たすものではない。
　
（３）むすび
　したがって、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項で読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３　本願発明について
（１）本願発明
　平成２０年７月２２日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１８年１２月６日付けの手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載されたものと認める。（上記「第２　平成２０年７月２２日付け手続補正についての補正却下の決定　（１）本件補正（補正前）」参照。）
　
（２）引用発明
　原審の平成１９年４月５日付け拒絶理由に引用された特開平９−１５３８８２号公報（以下、「引用例」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
　
イ．「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に関する。」（５頁７欄）
　
ロ．「【００９７】伝送系回路７３を経たＯＦＤＭ信号は、乗算器７４、７５によりそれぞれ直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とする。直交復調器２４で直交復調されたＩ信号は信号処理部７６で振幅変化Ｚ’、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力される。また、直交復調器２４で直交復調されたＱ信号は信号処理部７７で振幅変化Ｚ、位相変化ｇ２を受けて復調信号Ｑ’として出力される。」（１７頁３２欄）
　
ハ．「【０１２１】次に、上記の方法による、より具体的な処理例について説明する。図７の送信装置において、第１の実施の形態と同様に、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に基地の参照信号（基準データ）を挿入する。具体的には、図７のシンボル番号計数回路１４は、９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【０１２２】ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共に、他の搬送波で使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡＭ）より、多値数の少ない多値変調をする。具体的には、シンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受する。受信側では、この４ビットからのシンボル番号を９ビットに直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数列なので、この復号は容易である。
【０１２３】図７において、シンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た参照信号を演算部４に入力し、特定の搬送波、例えば第ｍ１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間は同じ値の参照信号が挿入される。
【０１２４】また、９ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【０１２５】
【数３１】
（４９ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボルに、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シンボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値である。また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として伝送される。
【０１２６】一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図９のブロック図に３１’で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図９中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図９において、図８の信号処理部７６、７７より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１２７】なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。
【０１２８】この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ０ｓ’、ｑ０ｓ’、ｒ０ｓ’、ｕ０ｓ’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ１ｓ’、ｑ１ｓ’、ｒ１ｓ’、ｕ１ｓ’で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ２ｓ’、ｑ２ｓ’、ｒ２ｓ’、ｕ２ｓ’で、３回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ３ｓ’、ｑ３ｓ’、ｒ３ｓ’、ｕ３ｓ’であるものとする。
【０１２９】図９の伝送路特性検出回路３１２は前記（２３）式と（４９ａ）式及び（４９ｂ）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。」（２１頁３９欄〜２２頁４２欄）
　
　上記引用例の記載及び図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、上記摘記事項ハ．の【０１２３】〜【０１２５】の記載、【数３１】及び図７によれば、（α）送信装置は、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の搬送波及び負の搬送波により、偶数シンボルで、（４９ａ）式で表される行列式の参照信号を、奇数シンボルで、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号を伝送している。
　また、上記摘記事項ハ．の【０１２６】の記載、図８及び図９によれば、（β）受信装置は、前述の（４９ａ）式で表される行列式の参照信号、及び（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号を、受信Ｉ信号（Ｉ’）及び受信Ｑ信号（Ｑ’）を通じて受信している。
　また、上記摘記事項ハ．の【０１２５】の【数３１】によれば、受信装置は、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の受信搬送波及び負の受信搬送波により、受信している。
　また、上記摘記事項ハ．の【０１２９】の記載、及び図９によれば、（γ）受信された（４９ａ）式で表される行列式の参照信号、及び（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号に従って、受信装置の伝送路特性を表す係数を算出している。
　また、前述の受信装置の伝送路特性を表す係数を算出することは、上記摘記事項ロ．の記載を考慮すれば、受信装置の直交性の誤差を算出することであり、これを受信装置の直交性の誤差を推測するということができる。
　ここで、上記摘記事項ハ．の【０１２５】の記載、及び【数３１】によれば、前述の（４９ａ）式で表される行列式の参照信号、及び（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は対称な正負の搬送波周波数を組としている。
　また、前述の（４９ａ）式で表される行列式の参照信号、及び（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は、送信装置の同一変調パスを通じて伝送されることは自明である。
　
　したがって、上記（α）〜（γ）を、参照信号に着目して、工程毎に分けて整理すれば、引用例には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
　
　「受信装置の直交性の誤差を推測する方法であって、
　中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の搬送波及び負の搬送波により、（４９ａ）式で表される行列式の参照信号を、送信装置の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の受信搬送波及び負の受信搬送波により、前記（４９ａ）式で表される行列式の参照信号を、受信Ｉ信号（Ｉ’）及び受信Ｑ信号（Ｑ’）を通じて受信する工程と、
　中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の搬送波及び負の搬送波により、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号を、送信装置の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の受信搬送波及び負の受信搬送波により、前記（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号を、受信Ｉ信号（Ｉ’）及び受信Ｑ信号（Ｑ’）を通じて受信する工程と、
　受信された（４９ａ）式で表される行列式の参照信号、及び（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号に従って、前記受信装置の直交性の誤差を算出する工程と、からなり、
　前記（４９ａ）式で表される行列式の参照信号と（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は対称な正負の搬送波周波数を組としている方法。」
　
（３）対比
　そこで、本願発明と引用発明とを対比すると、
ａ．引用発明の「中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の搬送波」、「負の搬送波」、「（４９ａ）式で表される行列式の参照信号」、「中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正の受信搬送波」、「負の受信搬送波」、及び「（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号」は、その機能において、本願発明の「第１変調キャリア」、「第２変調キャリア」、「第１信号」、「第１復調キャリア」、「第２復調キャリア」、及び「第２信号」にそれぞれ相当する。
ｂ．引用発明の「受信装置」と、本願発明の「受信端」とは、いずれも、「一方の端」という点で一致する。
ｃ．引用発明の「送信装置」と、本願発明の「伝送端」とは、いずれも、「他方の端」という点で一致する。
ｄ．引用発明の「受信Ｉ信号（Ｉ’）」及び「受信Ｑ信号（Ｑ’）」は、直交した復調成分であり、復調パスといえるから、それぞれ、「第１復調パス」及び「第２復調パス」ということができる。
ｅ．引用発明の「直交性の誤差を算出する」は、I／Q不均衡パラメータを算出するということができる。
ｆ．引用発明の「対称な正負の搬送波周波数を組としている」は、周波数領域対称性を有することである。
ｇ．引用発明の「直交性の誤差を推測する方法」は、I／Q不均衡パラメータを推測する方法ということができる。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。
　
＜一致点＞
　
　「一方の端I／Q不均衡パラメータを推測する方法であって、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、第１信号を、他方の端の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、前記第１信号を、第１復調パス及び第２復調パスを通じて受信する工程と、
　第１変調キャリア及び第２変調キャリアにより、第２信号を、他方の端の同一変調パスを通じて伝送する工程と、
　第１復調キャリア及び第２復調キャリアにより、前記第２信号を、第１復調パス及び第２復調パスを通じて受信する工程と、
　受信された第１信号及び第２信号に従って、前記一方の端のI／Q不均衡パラメータを算出する工程と、からなり、
　前記第１信号と第２信号は周波数領域対称性を有する方法。」
　
＜相違点＞
　
　「一方の端」及び「他方の端」に関し、
　本願発明は、「受信端」及び「伝送端」であるのに対し、
　引用発明は、「受信装置」及び「送信装置」である点。
　
（４）判断
　そこで、上記相違点について検討する。
　引用例の図７及び図８によれば、引用発明は、参照信号を送信装置から空間伝送路を経由して受信装置に伝送するものであるところ、仮に、空間伝送路を省いたとしても、I／Q不均衡パラメータを算出することができることは自明であるから、本願発明のように「受信端」及び「伝送端」として、「受信端」I／Q不均衡パラメータを推測する方法とすることは当業者が容易に成し得ることである。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用発明から当業者が容易に予測できる範囲のものである。
　
第４　むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する