【事件の表示】
　特許第５９２９０８０号発明「電力変換装置」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第５９２９０８０号の明細書、特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項〔１−３〕についてについて訂正することを認める。
　特許第５９２９０８０号の請求項１に係る特許を維持する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第５９２９０８０号の請求項１ないし３に係る特許についての出願は，平成２３年９月３０日に特許出願され，平成２８年５月１３日にその特許権の設定登録がされ，その後，その特許について，特許異議申立人辰已雄一により特許異議の申立てがされ，平成２９年２月２０日付けで取消理由が通知され，その指定期間内である平成２９年４月２４日に意見書の提出があり，平成２９年５月２３日付けで取消理由（決定の予告）が通知され，その指定期間内である平成２９年７月２５日に意見書の提出及び訂正請求（以下，「本件訂正請求」という。）がなされ，その本件訂正請求に対して特許異議申立人辰已雄一から平成２９年８月３０日付けで意見書が提出されたものである。
　
第２　訂正の適否についての判断
１　訂正の内容
　本件訂正請求による訂正の内容は，以下の訂正事項１ないし訂正事項２のとおりである。
（１）訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１に「備えたことを特徴とする電力変換装置」と記載されているのを，「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする電力変換装置」に訂正する。
（２）訂正事項２ 
　願書に添付した明細書の段落【０００７】に記載された「備えたことを特徴とする」を「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする」に訂正する。
２　訂正の目的の適否，一群の請求項，新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（１）一群の請求項について
　訂正事項１に係る訂正前の請求項１〜３について，請求項２，３はいずれも請求項１を引用するものであって，訂正事項１によって訂正される請求項１に連動して訂正されるものである。
　したがって，訂正前の請求項１〜３に対応する訂正後の請求項１〜３は，特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。
（２）訂正事項１について
ア　訂正の目的について
　訂正事項１は，訂正前の特許請求の範囲の請求項１の「電圧誤差」について，「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである」と記載することによって，明細書や図面を参酌することなく「電圧誤差」の意義を把握できるように請求項の記載を改めるものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に規定する明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。
イ　新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　訂正事項１の「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであること」という構成は，本件特許の願書に添付した明細書の段落【００２８】の「図４の例では，相電圧がゼロから直流リンク電圧（Vdc）の間で変化する区間（同図の区間（B）を参照）において，斜線部（斜線のピッチが狭い方のハッチング）で示される電圧が誤差電圧であり，同図上側の斜線部の面積分だけ出力電圧が高くなり，同図下側の斜線部の面積分だけ出力電圧が低くなる。そして，これらの斜線部の面積（すなわち誤差電圧）は，互いに異なっているので，１８０度区間毎に区切られた出力電圧の大きさにアンバランスが生じる」との記載に基づくものであり，訂正事項１は願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものである。
　また，上記アのとおり訂正事項１は「電圧誤差」についての記載を明瞭にするものであり，カテゴリーや対象，目的を変更するものではないから，実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項において読み替えて準用する１２６条第５項及び第６項に適合するものである。
（３）訂正事項２について
ア　訂正の目的について
　訂正事項２は，訂正事項１に係る訂正に伴って，特許請求の範囲の記載と発明の詳細な説明の記載との整合を図るために，願書に添付した明細書の段落【０００７】に記載された「備えたことを特徴とする」を「備え，前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする」に訂正するものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に規定する明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。
イ　新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　訂正事項２は訂正事項１に対応するものであり，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものである。
　また，カテゴリーや対象，目的を変更するものではないから，実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項において読み替えて準用する１２６条第５項及び第６項に適合するものである。
　
３　小括
　以上のとおりであるから，本件訂正請求による訂正は特許法第１２０条の５第２項ただし書き第３号に掲げる事項を目的とするものであり，かつ，同条第９項において読み替えて準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合するので，訂正後の請求項〔１−３〕について訂正を認める。
　
第３　特許異議の申立てについて
１　本件発明
　本件訂正請求により訂正された訂正特許請求の範囲の請求項１〜３に係る発明（以下，訂正特許請求の範囲の請求項１〜３に係る発明を，それぞれ，「本件特許発明１」〜「本件特許発明３」という。）は，その特許請求の範囲の請求項１〜３に記載された次の事項により特定されるとおりのものである。
「【請求項１】
　キャリア周期（T）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数，及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路（4）と，
　前記スイッチングを制御して，インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき，１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて，電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う制御部（5）と，
　を備え，
　前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
　請求項１の電力変換装置において，
　前記制御部（5）は，電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが６つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように，前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
　請求項１の電力変換装置において，
　前記制御部（5）は，キャリア周期（T）の開始時の電圧を示す第１電圧ベクトル（va）がキャリア周期（T）の終了時の電圧を示す第２電圧ベクトル（vb）まで変化する間に，相電圧が直流リンク電圧（Vdc）に切替る境界線，又は相電圧が０Ｖに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には，電圧ベクトルが直流リンク電圧（Vdc）又は０V一定となる区間（A,C）を通過した時間と，電圧ベクトルが直流リンク電圧（Vdc）と０Vの間で変化する区間（B）を通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期（T）内の平均電圧に基づいて，前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。」
 
２　取消理由の概要
　訂正前の請求項１に係る特許に対して平成２９年５月２３日付けで特許権者に通知した取消理由通知（決定の予告）の要旨は，次のとおりである。
　
　請求項１に係る発明は，甲第１号証に記載された発明に基づき，容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものであり，請求項１に係る特許は，取り消されるべきものである。
　
３　甲号証の記載事項及び甲号証に記載された発明
　取消理由通知（決定の予告）で引用した刊行物である甲第１号証（特開２００７−１４３３１６号公報）には，以下の事項が記載されている（下線は重要箇所に対して当審が付与した。）。 
 　 
ア　「【０００８】
　この発明に係る
ＰＷＭ制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置
　
イ　「【００１０】
実施の形態１．
　
図１はこの発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の構成を示すものである。図１において，１は制御演算手段，２はＰＷＭインバータ，３はモータ
制御演算手段１はＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを介してＰＷＭインバータ２と接続され，またＰＷＭインバータ２の出力はＵ，Ｖ，Ｗ相の結線にてモータ３に接続されている。モータ３はＵ，Ｖ，Ｗ相に供給される交流電圧によりトルクを発生し運転する。
　
ウ　「【００１５】
　過変調ＰＷＭは図４の如く変調率が１を越えた状態を指す。電圧指令の振幅をキャリア信号の振幅よりも大きくすることで出力電圧の基本波成分を増加させ，高速・高負荷での運転が可能となる。変調率を無限大とした場合，図５の如く出力電圧の基本波成分は変調率が１の場合の約１．１０５倍で飽和する。即ち，正弦波ＰＷＭ方式での最大出力電圧の約１．１０５倍の基本波成分電圧を出力でき，より大きなトルクを得られる。」
　
エ　「【００１８】
　次に電圧指令およびＰＷＭ出力波形の生成実現手段の種類であるデジタル方式と，デジタル方式による離散的演算により，過変調ＰＷＭ時に発生する位相誤差及びＰＷＭ出力電圧の低周波電圧誤差について説明する。
【００１９】
　まず，電圧指令およびＰＷＭ出力波形の生成実現手段の種類について説明する。
　近年，マイコン等の性能向上に伴い，上記の実現手段としてはデジタル方式が広く用いられている。
デジタル方式は所定周期毎に離散的に電圧指令値を演算してこの値を保持し，三角波状のキャリア信号と，前記記憶されている電圧指令値の大小を比較し，この比較結果をＰＷＭ信号として出力する方式である。
　図７はマイコンでの電圧指令演算結果を示す。
図７は電圧指令の演算周期とキャリア周期は同一である例であり，キャリアの山に同期して電圧指令が更新される。
【００２０】
　図８は過変調時のＰＷＭ信号生成過程を示す。図８のＡ，Ｂはそれぞれ位相の異なる２つの電圧指令Ａ，Ｂのゼロクロス点近傍について拡大波形である。マイコン等による離散値制御の場合，実際の電圧指令は離散的に変化し，理想の電圧指令がＡの場合は演算周期毎にａ１，ａ２と変化する。
　
電圧指令値がキャリア信号の振幅範囲内であれば，同一周期内でＰＷＭのスイッチング（１周期内でのＯＮ−ＯＦＦ動作）が発生するが，図８の電圧指令Ａの様に離散化された電圧指令がキャリア振幅の範囲内を通過してしまうと，ＰＷＭのスイッチングはキャリア周期内で発生せず，結果，キャリア信号の所定タイミングで単一のスイッチングが発生することとなる。
【００２１】
　また，図８において位相の異なる電圧指令Ｂを考えたとき，前記電圧指令Ａの場合と同様，離散化された電圧指令Ｂはキャリア振幅を通過するため，出力されるＰＷＭ波形は電圧指令ＡのＰＷＭ波形と同一となる。即ち，電圧指令の位相がＡ〜Ｂの間であれば全て同一のＰＷＭ波形となる。言い換えれば
離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合，電圧指令とＰＷＭ出力電圧とに位相誤差が生ずる。この位相誤差は，電圧指令の周波数が高く，演算周期が長く，変調率が大きいほど拡大する。このような位相誤差が発生し始める変調率ｋｔｈは，電気角周波数指令ω*と演算周期Ｔｓとで表すことができる。
【００２２】
　図９は電気角位相と電圧指令値との関係を示す図である。図９において，Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２間がＰＷＭのスイッチング可能な電圧範囲であり，キャリア信号の振幅に相当する。
　図９のような，変調率Ｖｋ＝１．１５５≒２／ｓｑｒｔ（３）とその倍の変調率Ｖｋ＝２．３０９≒２・２／ｓｑｒｔ（３）の時の電圧指令波形を考えた場合，
電圧指令値がＶｄｃ／２又は−Ｖｄｃ／２を越えたところが１００％デューティとなる，即ち，電圧指令値がＶｄｃ／２又は−Ｖｄｃ／２の値に飽和した状態（以下，張付きという。）となり，正負いずれかの極性に張り付く。
【数１】
　
　
位相誤差を生じさせないためには，張付き移行時に少なくとも一回ＰＷＭのスイッチングを発生させる必要がある。
【数２】
　ω＊・Ｔｓ＜θｃｎｇ
　以上から
位相誤差が生じないための変調率ｋの条件は，次式のようになる。
【数３】
　
　図１０は演算周期Ｔｓ固定の場合の回転速度と変調率ｋｔｈの関係を示す図である。変調率ｋがｋｔｈ以下では，ＰＷＭ出力電圧に対して上記の位相誤差が発生しないため，ＰＷＭ出力電圧が安定し運転も安定となる。一方，変調率ｋがｋｔｈを越えると位相誤差が発生し，位相誤差が大きくなるほどモータの運転が不安定となる。」
　
オ　「【００２４】
　次に非同期ＰＷＭでの出力電圧誤差について図１１により説明する。
　図１１は高速回転時の電圧指令およびＰＷＭ出力電圧波形を示す図である（キャリア信号の図示省略）。
　非同期ＰＷＭでは電圧指令の演算周期は電圧指令の周波数と無関係であり，デジタル方式においては通常一定周期で離散的に演算される。このため，高速回転時ではたとえば図１１（ａ）の丸印の如く，電圧指令の周期に対して演算周期が粗い結果となる。ここで変調率を無限大として考えた場合，ＰＷＭ出力電圧の波形は図１１（ｂ）となる。すなわち電圧指令の演算周期と電圧指令の電圧極性にのみ依存するＰＷＭ波形となる。図１１（ｂ）はＰＷＭ出力電圧波形のパルス幅において電圧指令の演算周期の影響を受けて低周波の電圧誤差を生じ，図１１（ｃ）の如く歪み成分を伴う。このためモータには出力電圧周波数よりも低い周波数成分の電圧が印加される。これによりトルクあるいは電流が変動し運転特性に劣化が生じる。
【００２５】
　以上のような性能低下の根源である不安定動作を回避するには，
上記式（１）の関係に基づき変調率ｋの動作範囲に制限を設け，位相誤差を発生させないようモータ運転をする必要がある。
　
　・・・（中略）・・・　
　
【００２９】
　次に補償倍率リミッタ手段８は，電気角周波数指令ω* と演算周期Ｔｓとから
前記式（１）を用いて位相誤差が生じない変調率の上限値である上限変調率（ｋｍａｘ）を演算し，基本波電圧線形化手段５は，前記第１の変調率（ｋ１）と上限変調率（ｋｍａｘ）を比較し第２の変調率（ｋ２）を設定する。ｋ１＞ｋｍａｘであるならばｋ２はｋｍａｘとし
 　 
カ　「【００３１】
　上記の動作による効果を図１３及び図１４を用いて説明する。
　図１３は過変調時における，電圧指令とＰＷＭ信号との位相誤差を示す図である。図１３（ａ）は変調率の上限制限がない従来方式の電圧指令波形及びＰＷＭ信号波形，図１３（ｂ）は本発明の電圧指令波形及びＰＷＭ信号波形である。
　基本波電圧線形化手段５により，前記基本変調率（ｋ０）の大きさが１を越える場合，前記上限変調率（ｋｍａｘ）を上限とする第１の変調率（ｋ１）の値に基づき，前記第１のモータ電圧指令値Ｖｕ１* ，Ｖｖ１* ，Ｖｗ１* を補正して第２のモータ電圧指令値Ｖｕ２* ，Ｖｖ２* ，Ｖｗ２* を生成することにより，第１のモータ電圧指令値に対するＰＷＭ出力電圧の基本波成分が線形化され，且つ，第１の変調率（ｋ１）の上限値を上限変調率（ｋｍａｘ）により制限しているので，電圧指令値のゼロクロス近傍でＰＷＭのスイッチングが発生し，位相誤差が縮小される。
【００３２】
　図１４は高速回転時における出力電圧歪みを示す図である（キャリア信号は図示省略）。図１４（ａ）は非同期ＰＷＭでの電圧指令と演算周期を示す，図１４（ｂ）は変調率を無限大とした場合，変調率の上限制御が無い従来方式の出力電圧波形，図１４（ｃ）は本発明の出力電圧波形である。図１４（ｂ）のように従来方式では出力電圧のスイッチング周期が非同期発生するため出力電圧に低周波の歪みが発生するが，本発明では，図１４（ｃ）のように第１の変調率（ｋ１）の上限値を上限変調率（ｋｍａｘ）により制限しているので，図１４（ｃ）のＰＷＭ周期と示される電圧指令のゼロクロス近傍で，キャリア信号と電圧指令とが交わり，少なくとも１回ＰＷＭのスイッチングが発生するため，出力電圧における低周波の歪み成分が抑制される。尚，図１４（ｃ）の非ＰＷＭ周期と示される周期は１００％デューティでＰＷＭスイッチングを行わない周期である。」
　
　以上の記載によれば，甲第１号証には以下の発明（以下，「甲１発明」という。）が記載されていると認められる。
　
　「ＰＷＭ制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置であって，
　該モータ制御装置は，制御演算手段１，ＰＷＭインバータ２，モータ３を備え，制御演算手段１はＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを介してＰＷＭインバータ２と接続され，またＰＷＭインバータ２の出力はＵ，Ｖ，Ｗ相の結線にてモータ３に接続されており，モータ３はＵ，Ｖ，Ｗ相に供給される交流電圧によりトルクを発生し運転し，
　デジタル方式は所定周期毎に離散的に電圧指令値を演算してこの値を保持し，三角波状のキャリア信号と，前記記憶されている電圧指令値の大小を比較し，この比較結果をＰＷＭ信号として出力する方式であり，電圧指令の演算周期とキャリア周期は同一であり，キャリアの山に同期して電圧指令が更新され，電圧指令値がキャリア信号の振幅範囲内であれば，同一周期内でＰＷＭのスイッチング（１周期内でのＯＮ−ＯＦＦ動作）が発生するが，離散化された電圧指令がキャリア振幅の範囲内を通過してしまうと，ＰＷＭのスイッチングはキャリア周期内で発生せず，結果，キャリア信号の所定タイミングで単一のスイッチングが発生することとなり，このとき，電圧指令値がＶｄｃ／２又は−Ｖｄｃ／２を越えたところが１００％デューティとなる，即ち，電圧指令値がＶｄｃ／２又は−Ｖｄｃ／２の値に飽和した状態（以下，張付きという。）となり，正負いずれかの極性に張り付き，離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合，電圧指令とＰＷＭ出力電圧とに位相誤差が生じ，この位相誤差は，電圧指令の周波数が高く，演算周期が長く，変調率が大きいほど拡大するが，このような位相誤差が発生し始める変調率ｋｔｈは，電気角周波数指令ω*と演算周期Ｔｓとで表すことができ，位相誤差を生じさせないためには，張付き移行時に少なくとも一回ＰＷＭのスイッチングを発生させる必要があり，位相誤差が生じないための変調率ｋの条件は，次式のようになり，
 
　上記式（１）の関係に基づき変調率ｋの動作範囲に制限を設け，ｋがｋｔｈを超える場合にはこれをｋ＝ｋｔｈと制限して，位相誤差を発生させないようモータ運転をする，
　モータ制御装置。」
　
第４　当審の判断
１　取消理由について
（１）本件特許発明１と甲１発明との対比
　本件特許発明１と甲１発明とを対比すると，以下の点で一致し，また，相違する。
（一致点）
　「キャリア周期（T）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数，及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路と，
　前記スイッチングを制御して，過変調制御するとき，相電圧が切替るタイミングにおいて，誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う制御部と，
　を備えたことを特徴とする電力変換装置。」 
（相違点１）
　一致点の「パルス電圧を出力するキャリア周期（T）を存在させる制御を行う」のが，
　本件特許発明１では「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき，１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて」であるのに対し，
　甲１発明では「離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合」即ち「過変調制御時」であって，「張付き移行時」である点。
（相違点２） 
　一致点の「誤差」が，本件特許発明１では「電圧誤差」であって，「前記電圧誤差は，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである」のに対し，
　甲１発明では電圧指令とＰＷＭ出力電圧との「位相誤差」である点。
　
（２）相違点についての検討
　（相違点１）について以下に検討する。
　本件特許発明１の「６ステップモード」に関し，本件明細書の「本実施形態における過変調制御は，インバータ回路（4）の出力が，キャリア１周期（T）を通して，全相ハイ，或いは全相ローのパターンが現れない状態に制御する制御をいう。過変調制御では，相電圧の１８０度区間において，数キャリア周期連続して，所定のスイッチング素子（S）をオン或いはオフ状態に固定する。これにより，前記基本波成分を正弦波駆動時よりも高くすることが可能になる。所定のスイッチング素子（S）を相電圧の１８０度区間オン状態に固定して，次の１８０度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返すと過変調制御で出力を最大に出来る状態となり，いわゆる６ステップモードと呼ばれる状態になる。」（【００２５】）との記載によれば，「所定のスイッチング素子（S）を相電圧の１８０度区間オン状態に固定して，次の１８０度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返」し，「過変調制御で出力を最大に出来る状態」のことを意味している。そして，平成２９年７月２５日付け意見書において特許権者が主張するように『本件発明に係る「６ステップモード」では，「電圧指令値」，「キャリア信号」，及び「変調率」の概念がない。』（７頁下から３行〜下から２行）ものである。
　これに対し，甲１発明の「離散化された電圧指令値がキャリア振幅を越えて変化する場合」には，「変調率ｋの動作範囲に制限を設け，ｋがｋｔｈを超える場合にはこれをｋ＝ｋｔｈと制限して」制御するものであって，「離散化された電圧指令値」，「キャリア振幅」，「変調率ｋ」を用いて過変調制御するものであると認められるから，「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御する」ものということはできず，また，そのような制御することを示唆する記載は甲第１号証にはない。
　
　したがって，本件特許発明１は，（相違点２）に拘わらず甲１発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるとはいえない。
　
２　取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について
　特許異議申立人辰已雄一は，訂正前の特許請求の範囲に関し，特許異議申立書において，請求項１記載の発明は甲１号証記載の発明と同一であるから請求項１に係る発明は特許法第２９条１項３号の要件を満たさないと主張している。
　しかしながら，上記「１　取消理由について」で述べたとおりであるから，本件特許発明１は甲１号証記載の発明と同一であるということはできず，かかる主張は理由がない。
　
３　特許異議申立人の意見について
　特許異議申立人辰已雄一は，平成２９年８月３０日付け意見書において，甲１号証の発明はその図１４（ｃ）に示されるように，「少なくとも１回ＰＷＭのスイッチングが発生」ことで，従来方式よりも低周波歪み成分を抑制し，１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスを低減している旨主張している。
　しかしながら，上記「１　取消理由について」で述べたとおり，甲１発明は「インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御する」ものではないから，特許異議申立人の上記主張に拘わらず，本件特許発明１は甲１発明から容易に発明できたということはできない。
　
第５　まとめ
　以上のとおりであるから，取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した特許異議申立理由によっては，本件請求項１に係る発明の特許を取り消すことはできない。
　また，他に本件請求項１に係る発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって，結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成２９年１０月１９日（２０１７．１０．１９）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
電力変換装置
　【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、入力をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の交流に変換する電力変換装置に関するものである。
　【背景技術】
　【０００２】
　従来より、インバータ回路を有した電力変換装置が知られている。インバータ回路は、スイッチング制御により、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に高効率変換する回路である。
　【０００３】
　このような電力変換装置には、相電圧をいわゆる６ステップモードとするものがある。６ステップモードでは、１８０度毎に最大電圧（Ｖｄｃ）と最小電圧（０Ｖ）を交互に切替える。しかし、キャリア周期毎にスイッチングするインバータ回路では、キャリア周期内では電圧切替のタイミングを調整することが出来ないため、１８０度周期でずれなく電圧を切替えることが出来ない。よって、キャリア周期で制限される切替タイミングで電圧の切替を行うとその分だけ電圧誤差が生じる（１８０度毎に均等にＶｄｃと０Ｖを切替えたいが、Ｖｄｃと０Ｖの出力割合が異なり、それがアンバランスになる）。そのため、電力変換装置のなかには、キャリア周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリア信号と出力電圧とを同期させるようにしたものがある（例えば特許文献１を参照）。
　【先行技術文献】
　【特許文献】
　【０００４】
　【特許文献１】特許第４２０５１５７号
　【発明の概要】
　【発明が解決しようとする課題】
　【０００５】
　しかしながら、特許文献１の例では、キャリア周期を変化させる必要があるので、制御が複雑化するという問題がある。
　【０００６】
　本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、過変調制御時の出力電圧の誤差を、より容易に低減できるようにすることを目的としている。
　【課題を解決するための手段】
　【０００７】
　前記の課題を解決するため、第１の発明は、
　キャリア周期（Ｔ）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数、及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路（４）と、
　前記スイッチングを制御して、インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき、１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて、電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（Ｔ）を存在させる制御を行う制御部（５）と、
　を備え
、前記電圧誤差は、１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである
　【０００８】
　この構成では、パルス電圧の挿入により出力電圧が調整され、出力電圧の誤差を無くすことが出来る。出力電圧の調整幅は、挿入するパルス電圧のパルス幅で決定できる。
　【０００９】
　また、第２の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記制御部（５）は、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが６つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように、前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする。
　【００１０】
　この構成では、上記のように電圧ベクトル（ｖ）の大きさを決定することで、出力誤差がキャンセルされる。
　【００１１】
　また、第３の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記制御部（５）は、キャリア周期（Ｔ）の開始時の電圧を示す第１電圧ベクトル（ｖａ）がキャリア周期（Ｔ）の終了時の電圧を示す第２電圧ベクトル（ｖｂ）まで変化する間に、相電圧が直流リンク電圧（Ｖｄｃ）に切替る境界線、又は相電圧が０Ｖに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には、電圧ベクトルが直流リンク電圧（Ｖｄｃ）又は０Ｖ一定となる区間（Ａ，Ｃ）を通過した時間と、電圧ベクトルが直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と０Ｖの間で変化する区間（Ｂ）を通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期（Ｔ）内の平均電圧に基づいて、前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする。
　【００１２】
　この構成では、出力電圧が前記平均電圧に制御されるため、出力電圧に誤差が生じない。
　【発明の効果】
　【００１３】
　第１の発明によれば、パルス電圧の挿入で電圧調整を行うので、容易な制御で出力電圧誤差の修正ができる。
　【００１４】
　また、第２の発明、及び第３の発明ではそれぞれ、容易な演算で電圧ベクトル（ｖ）を求めることができる。それゆえ出力電圧誤差を容易に低減できる。
　【図面の簡単な説明】
　【００１５】
　【図１】図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
　【図２】図２は、インバータ回路の空間電圧ベクトル図である。
　【図３】図３は、インバータ回路におけるスイッチング波形を示す図である。
　【図４】図４は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。
　【図５】図５は、実施形態１における電圧ベクトルの決定方法を説明する図である。
　【図６】図６は、実施形態２における電圧ベクトルの決定方法を説明する図である。
　【図７】図７は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。
　【図８】図８は、実施形態２における制御部における電圧ベクトルの決定動作を説明するフローチャートである。
　【発明を実施するための形態】
　【００１６】
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
　【００１７】
　《発明の実施形態１》
　〈全体構成〉
　図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（１）の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置（１）は、コンバータ回路（２）、直流リンク部（３）、インバータ回路（４）、及び制御部（５）を備え、三相交流電源（６）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（７）に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ（７）は、永久磁石同期電動機であってもよいし、リラクタンス同期電動機、誘導電動機、など空間ベクトル変調を行えるモータならよい。モータ（７）は、例えば空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。
　【００１８】
　〈コンバータ回路（２）〉
　コンバータ回路（２）は、三相交流電源（６）に接続され、三相交流電源（６）が出力した三相交流を全波整流する。この例では、コンバータ回路（２）は、複数（本実施形態では６つ）のダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。なお、直流リンク部（３）に整流された電圧を供給できるなら、コンバータ回路（２）の相数、整流方式は限定しない。
　【００１９】
　〈直流リンク部（３）〉
　直流リンク部（３）は、コンデンサ（３ａ）を備えている。コンデンサ（３ａ）は、コンバータ回路（２）の出力ノードにリアクトル（Ｌ１）を介して並列接続されている。このコンデンサ（３ａ）は、インバータ回路（４）の入力ノード間に接続され、該コンデンサ（３ａ）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（Ｖｄｃ））が、インバータ回路（４）に印加されている。コンデンサ（３ａ）は、例えば電解コンデンサによって構成する。
　【００２０】
　〈インバータ回路（４）〉
　インバータ回路（４）は、直流リンク部（３）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（７）に供給するようになっている。インバータ回路（４）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。スイッチング素子（Ｓ）は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ　ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。勿論、スイッチング素子（Ｓ）は、例えばＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の他の種類の半導体素子で構成してもよい。
　【００２１】
　このインバータ回路（４）は、三相交流をモータ（７）に出力するので、６個のスイッチング素子（Ｓ）を備えている。詳しくは、インバータ回路（４）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Ｓ）と下アームのスイッチング素子（Ｓ）との中点が、それぞれモータ（７）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。
　【００２２】
　また、各スイッチング素子（Ｓ）には、還流ダイオード（Ｄ）が逆並列に接続されている。インバータ回路（４）は、これらのスイッチング素子（Ｓ）のオンオフ動作によって、直流リンク部（３）から入力された直流リンク電圧（Ｖｄｃ）をスイッチングして三相交流電圧に変換する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部（５）が行う。
　【００２３】
　〈制御部（５）〉
　制御部（５）は、マイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムを含み、キャリア周期（Ｔ）毎にＰＷＭ変調を行い前記スイッチングを制御している。インバータ回路（４）の相電圧一次成分（以下、基本波成分ともいう）の振幅を、正弦波駆動で駆動できる最大振幅よりも大きくしたい場合には、過変調制御（後述）を用いる。過変調制御で出力出来る最大の相電圧を出力している状態が６ステップモードと呼ばれる相電圧が１８０度毎に切替る状態となる。
　【００２４】
　制御部（５）は、空間ベクトル変調によってインバータ回路（４）におけるスイッチングを制御する。図２は、インバータ回路（４）の空間電圧ベクトル図である。図２の矢印は、３相交流を出力するインバータ回路の基本電圧ベクトルを示している。各基本電圧ベクトルは、上アームの何れのスイッチング素子（Ｓ）をオンにするかを示している。例えば、ベクトル（１００）は上アームではＵ相のスイッチング素子（Ｓ）のみをオンにすることを示している。３相インバータ回路のＰＷＭ制御では、図２の六角形の各頂点に向かう６つの基本電圧ベクトル、及び、大きさを持たない２つのゼロベクトル（０００）、（１１１）の合計８つの基本電圧ベクトルのそれぞれに対応する８つのスイッチング状態を切替えて、所望の電圧及び位相の交流を出力する。
　【００２５】
　一方、本実施形態における過変調制御は、インバータ回路（４）の出力が、キャリア１周期（Ｔ）を通して、全相ハイ、或いは全相ローのパターンが現れない状態に制御する制御をいう。過変調制御では、相電圧の１８０度区間において、数キャリア周期連続して、所定のスイッチング素子（Ｓ）をオン或いはオフ状態に固定する。これにより、前記基本波成分を正弦波駆動時よりも高くすることが可能になる。所定のスイッチング素子（Ｓ）を相電圧の１８０度区間オン状態に固定して、次の１８０度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返すと過変調制御で出力を最大に出来る状態となり、いわゆる６ステップモードと呼ばれる状態になる。
　【００２６】
　本実施形態の制御部（５）は、過変調制御では、インバータ回路（４）の空間電圧ベクトル図において、６つの基本電圧ベクトルで構成される六角形の辺の長さと、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが等しくなるように、電圧ベクトルの大きさを決定する。そして、その電圧ベクトルに基づいて、インバータ回路（４）の出力に所定幅のパルス電圧（以下、調整パルスともいう）が挿入されるように、インバータ回路（４）の制御を行う。図３は、インバータ回路（４）におけるスイッチング波形を示す図である。図３では、上段から、（ａ）正弦波駆動時の相電圧波形、（ｂ）過変調制御時の相電圧波形、　（ｃ）過変調制御で出力出来る最大の相電圧波形（示すのは理想波形。６ステップモードと呼ぶ）、（ｄ）６ステップモードにおいてキャリア周期の時間制約で１８０度の切替りタイミングがずれた場合の波形、（ｅ）本実施形態における波形（１８０度区間の切替り時に調整パルスを挿入して（ｄ）の波形で発生していた電圧誤差を無くした波形）をそれぞれ例示している。なお、（ａ）（ｂ）の波形では、相電圧（矩形波）とともに、相電圧の基本波成分（サイン波）を図示してある。
　【００２７】
　６ステップモードで動作した場合には１８０度区間の切替りタイミングがキャリア周期に依存するので、同図（ｄ）に示すように、理想的波形とは電圧切り換わりタイミングにずれを生じ、そのずれが出力電圧の誤差となる。本実施形態では、以下の考え方に基づいて電圧ベクトル（ｖ）を決定し、その電圧ベクトル（ｖ）に応じて調整パルスを挿入し出力電圧の誤差を低減する。図４は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。図４は、図２の空間電圧ベクトル図の一部を抜き出したものであり、図４の右側部分は、電圧ベクトル等を直線の時間軸（以下、時間軸直線と呼ぶ）に投影して表示したものである。また、電圧ベクトルの末尾に記載したＮ、Ｎ＋１、Ｎ＋２は、電圧ベクトルの時系列を示すものである。
　【００２８】
　従来の過変調制御では、例えば、キャリア周期の中間点における電圧ベクトルに基づいてスイッチングが行われることがある。そうすると、図４の時間軸直線に示したように、本来の出力電圧からずれを生ずることになる。図４の例では、相電圧がゼロから直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の間で変化する区間（同図の区間（Ｂ）を参照）において、斜線部（斜線のピッチが狭い方のハッチング）で示される電圧が誤差電圧であり、同図上側の斜線部の面積分だけ出力電圧が高くなり、同図下側の斜線部の面積分だけ出力電圧が低くなる。そして、これらの斜線部の面積（すなわち誤差電圧）は、互いに異なっているので、１８０度区間毎に区切られた出力電圧の大きさにアンバランスが生じる（同図でいうと、区間（Ｂ）の中心が本来１８０度の切替りポイントになるので、区間（Ｂ）を中心に上側の電圧と下側の電圧が等しくないと電圧アンバランスが生じる。図で示すように区間（Ｂ）を中心に上側と下側で誤差の出方が違っているのでそれが誤差電圧になっている）。このような状態では、１８０度区間切替りのタイミング毎に異なった誤差が生じ、その誤差はキャリア周波数と電圧ベクトルの回転周波数の関係で決まった周期の誤差になる。これが出力電圧のビートとなり、電流のビートに繋がる。電流のビートは実効値の増大を招き、延いては損失を増大させる可能性がある。
　【００２９】
　図５は、実施形態１における電圧ベクトル（ｖ）の決定方法を説明する図である。同図は過変調制御時の電圧ベクトルを示している。電圧ベクトル（ｖ）の大きさをＬとした場合は、次の条件式（１）
　ｎ×θｃ×Ｌ＝１／３×π×Ｖｄｃ　・・・条件式（１）
　（ただし、ｎ：正の整数、θｃ：電圧ベクトルが１キャリア周期（Ｔ）の間に進む角度、Ｖｄｃ：直流リンク電圧）
　が成り立つときには、電圧ベクトル（ｖ）がｎキャリア周期の間に進む円弧の長さと、図２で示した基本電圧ベクトル６０度分の円弧の長さ（図５では区間（Ｂ）の基本電圧ベクトルからなる円弧の長さ）が同じ大きさになる。そのため、このＬで電圧ベクトル（ｖ）をコントロールすると誤差がキャンセルされる。図５に示すように、０Ｖ側で出力電圧が低くなり（０Ｖ側の電圧が大きくなる）、且つＶｄｃ側で電圧が高くなる（すなわち、Ｖｄｃ側の電圧が大きくなる）。そして、０Ｖ側とＶｄｃ側の電圧が同じ大きさで大きくなっている。つまり、共に同じ大きさで電圧が大きくなるため電圧のアンバランスがなくなる。
　【００３０】
　なお、条件式（１）については、電圧ベクトルの軌道を円弧で計算しているが、区間（Ｂ）では電圧を直線的に調整できるので本来は直線で考えるべきである。そのため、
　２×Ｌ×ｓｉｎ（ｎ×θｃ／２）＝２×Ｖｄｃ×ｓｉｎ３０°　・・・条件式（２）
　が本来の条件式となる。ただし、近似的には、条件式（１）を利用しても差し支えない。
　【００３１】
　〈電力変換装置（１）の動作〉
　正弦波駆動状態における動作は、一般的なインバータ回路と同様である。一方、過変調制御時は、制御部（５）が前記条件式（条件式（１）、（２）の何れか）を用いて電圧ベクトル（ｖ）を決定する。電圧ベクトル（ｖ）が決定されると、スイッチング素子（Ｓ）のオン時間が定まり、制御部（５）は、該オン時間に基づいて挿入する調整パルスのパルス幅を決定する。
　【００３２】
　これにより、本実施形態では、過変調制御時の出力電圧のアンバランスが解消し、出力電圧誤差が低減する。そして、この電圧ベクトル（ｖ）の大きさの制御は、例えばキャリア周期を変える従来例と比べ容易な制御で実現できる。
　【００３３】
　《発明の実施形態２》
　実施形態２の電力変換装置（１）は、制御部（５）における過変調制御時の電圧ベクトル（ｖ）の決定方法が実施形態１とは異なる。図６は、実施形態２における電圧ベクトル（ｖ）の決定方法を説明する図である。図６の右側部分は、Ｕ相の電圧ベクトル等を時間軸直線に投影して表示したものである。
　【００３４】
　図７は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。図７では、１つのキャリア周期（Ｔ）における電圧ベクトル（ｖ）の軌跡が、Ｕ相電圧（ｖｕ）がゼロから直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の間で変化する領域と、それ以外の領域に跨る場合の誤差を示している。
　【００３５】
　キャリア周期（Ｔ）の開始時の電圧ベクトルを第１電圧ベクトル（ｖａ）、キャリア周期（Ｔ）の終了時の電圧ベクトルを電圧ベクトル（ｖｂ）とすると、図７に示すように、電圧ベクトル（ｖａ）と電圧ベクトル（ｖｂ）がキャリア周期（Ｔ）内で区間（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の何れかを跨いだ場合に、キャリア周期（Ｔ）の中間点における電圧ベクトルに基づいてスイッチングを行うと、同図の黒丸で示す電圧がキャリア周期（Ｔ）内の平均電圧と等しくならない。これにより、インバータ回路（４）は、同図に示した斜線部の誤差電圧分だけ電圧を大きく出しすぎてしまう。なお、図６等の時間軸直線において、区間（Ａ）は、Ｕ相電圧（ｖｕ）が直流リンク電圧（Ｖｄｃ）となる区間、区間（Ｂ）は、Ｕ相電圧（ｖｕ）がゼロから直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の間で変化する区間、区間（Ｃ）は、Ｕ相電圧（ｖｕ）がゼロとなる区間である。
　【００３６】
　本実施形態では、１つのキャリア周期（Ｔ）における電圧ベクトル（ｖ）の軌跡が、相電圧がゼロから直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の間で変化する領域と、それ以外の領域に跨る場合に、１キャリア周期（Ｔ）中の平均電圧を求めて電圧ベクトル（ｖ）を決定することで上記誤差電圧を低減する。本実施形態での平均電圧とは、図６に示すように、Ｕ相電圧（ｖｕ）の時間軸直線において、斜線で囲まれた部分の面積から求まる積分平均である。
　【００３７】
　例えば、Ｕ相についてみると、Ｕ相電圧（ｖｕ）がゼロから直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の間で変化するベクトル空間における領域をベクトル空間領域（ＢＢ）（時間軸直線の区間（Ｂ）が対応）とすると、制御部（５）は、第１電圧ベクトル（ｖａ）の終点、及び第２電圧ベクトル（ｖｂ）の終点の間にベクトル空間領（ＢＢ）と該ベクトル空間領域（ＢＢ）以外の領域の境界線が少なくとも１つ存在する場合には、Ｕ相電圧が、１キャリア周期（Ｔ）の中で、Ｖｄｃまたは０Ｖ一定となる区間（区間（Ａ）と区間（Ｃ））を通過した時間と、相電圧がＶｄｃと０Ｖの間で変化する区間（区間（Ｂ））を通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期内の平均電圧に基づいて、電圧ベクトルを求める。なお、本実施形態の制御部（５）は、以下の３つの条件（１）〜（３）の成否を確認し、いずれかの条件が成立した場合に、前記平均電圧に基づいて電圧ベクトル（ｖ）を求める。
　【００３８】
　条件（１）：第１電圧ベクトル（ｖａ）の終点が区間（Ａ）に存在し、且つ第２電圧ベクトル（ｖｂ）の終点が区間（Ｂ）又は区間（Ｃ）に存在する場合。
　【００３９】
　条件（２）：第１電圧ベクトル（ｖａ）の終点が区間（Ｂ）に存在し、且つ第２電圧ベクトル（ｖｂ）の終点が区間（Ａ）又は区間（Ｃ）に存在する場合。
　【００４０】
　条件（３）：第１電圧ベクトル（ｖａ）の終点が区間（Ｃ）に存在し、且つ第２電圧ベクトル（ｖｂ）の終点が区間（Ａ）又は区間（Ｂ）に存在する場合。
　【００４１】
　なお、前記３つの条件（１）〜（３）が成立しない場合は、制御部（５）は、キャリア周期（Ｔ）の中間点における電圧ベクトル（ｖ）を求める。
　【００４２】
　〈電力変換装置（１）の動作〉
　図８は、制御部（５）における電圧ベクトル（ｖ）の決定動作を説明するフローチャートである。制御部（５）は、ステップ（Ｓ０１）からステップ（Ｓ０６）の動作により、電圧ベクトル（ｖ）を決定する。
　【００４３】
　まず、ステップ（Ｓ０１）では、制御部（５）は、インバータ回路（４）が出力すべき電圧の大きさから、過変調制御かそうでないかを判断する。出力すべき電圧の基本波成分の振幅が直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の１／２よりも小さい場合は、過変調制御ではないと判断し、制御部（５）は、ステップ（Ｓ０３）の処理に移行する。ステップ（Ｓ０３）では、制御部（５）は、キャリア周期（Ｔ）の中間点における出力電圧から電圧ベクトル（ｖ）を求め、該電圧ベクトル（ｖ）に応じ、インバータ回路（４）のスイッチング状態を決定する。
　【００４４】
　一方、制御部（５）は、出力すべき電圧の基本波成分の振幅が直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の１／２よりも大きい場合には、過変調制御と判断する。過変調制御時には、制御部（５）は、ステップ（Ｓ０２）の処理に移行する。ステップ（Ｓ０２）では、キャリア周期（Ｔ）の開始時に出力すべき電圧に対応した第１電圧ベクトル（ｖａ）と、キャリア周期（Ｔ）の終了時に出力すべき電圧に対応した第２電圧ベクトル（ｖｂ）を求め、ステップ（Ｓ０４）の処理に移行する。ステップ（Ｓ０４）では、前記条件（１）〜（３）が成立するか否かを調べる。前記条件（１）〜（３）の何れかが成立した場合には、ステップ（Ｓ０５）の処理に移行し、何れも成立しなかった場合にはステップ（Ｓ０６）の処理に移行する。ステップ（Ｓ０６）の処理に移行した場合には、ステップ（Ｓ０３）と同様に、キャリア周期（Ｔ）の中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトル（ｖ）を求め、該電圧ベクトル（ｖ）に応じ、インバータ回路（４）のスイッチング状態を決定する。
　【００４５】
　一方、制御部（５）の処理がステップ（Ｓ０５）に移行するのは、１つのキャリア周期（Ｔ）における電圧ベクトル（ｖ）の軌跡が、ベクトル空間領域（ＢＢ）と該ベクトル空間領域（ＢＢ）以外の領域の境界線の少なくとも１つを跨ぐ場合である。この場合には、例えば、ステップ（Ｓ０３）のように、キャリア周期（Ｔ）の中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトル（ｖ）を求めたとすれば、実際に出力すべき電圧とは異なる電圧がインバータ回路（４）から出力されることになる（図７参照）。
　【００４６】
　これに対し、本実施形態では、ステップ（Ｓ０５）において、１キャリア周期（Ｔ）の中で、Ｖｄｃまたは０Ｖ一定となる区間（区間（Ａ）と区間（Ｃ））を通過した時間と、相電圧がＶｄｃと０Ｖの間で変化する区間（区間（Ｂ））を通過した時間の電圧積算値からキャリア周期内の平均電圧を求める。そして、該平均電圧に基づいて、挿入する前記調整パルスの幅を決定する。このように、平均電圧を用いて電圧ベクトル（ｖ）を決定することで、インバータ回路（４）の出力電圧の誤差が低減し、キャリア周期（Ｔ）の中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトル（ｖ）を求める場合と比べ、出力電圧の誤差をより小さくすることが可能になる。そして、この平均電圧による制御は、例えばキャリア周期を変える従来例と比べ容易な制御で実現できる。
　【産業上の利用可能性】
　【００４７】
　本発明は、入力をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の交流に変換する電力変換装置として有用である。
　【符号の説明】
　【００４８】
　１　　　電力変換装置
　４　　　インバータ回路
　５　　　制御部
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　キャリア周期（Ｔ）毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数、及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路（４）と、
　前記スイッチングを制御して、インバータ出力の相電圧を６ステップモードとなるよう制御するとき、１８０度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて、電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期（Ｔ）を存在させる制御を行う制御部（５）と、
　を備え
、
　前記電圧誤差は、１８０度区間毎の出力電圧の大きさのアンバランスである
　【請求項２】
　請求項１の電力変換装置において、
　前記制御部（５）は、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが６つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように、前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする電力変換装置。
　【請求項３】
　請求項１の電力変換装置において、
　前記制御部（５）は、キャリア周期（Ｔ）の開始時の電圧を示す第１電圧ベクトル（ｖａ）がキャリア周期（Ｔ）の終了時の電圧を示す第２電圧ベクトル（ｖｂ）まで変化する間に、相電圧が直流リンク電圧（Ｖｄｃ）に切替る境界線、又は相電圧が０Ｖに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には、電圧ベクトルが直流リンク電圧（Ｖｄｃ）又は０Ｖ一定となる区間（Ａ，Ｃ）を通過した時間と、電圧ベクトルが直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と０Ｖの間で変化する区間（Ｂ）を通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期（Ｔ）内の平均電圧に基づいて、前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。