【事件の表示】
　特願２００４−２５１７８２「自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１８年　３月１６日出願公開、特開２００６−　７４８４９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成１６年８月３１日の出願であって、平成２１年１２月１５日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２２年４月５日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに、手続補正がなされたものである。
　
２．平成２２年４月５日付けの手続補正書による補正（以下、「本件補正」という。）についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　本件補正を却下する。
　
［理由］
（１）補正後の本願発明
　本件補正により、特許請求の範囲の請求項１は、
 「電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器が複数台並列に多重接続された自励式変換装置であって、
　
前記電圧形変換器は逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなり、
　
さらに
　前記自励式変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う
定電流制御回路からなる
　前記
定電流制御回路からなる
である電圧設定値と、前記複数台の電圧形変換器の合成値である
定電圧制御回路からなる
　前記
定電圧制御部（審決注：「定電圧制御回路」の誤記と認められる。）からなる
である信号波と三角波と
比較してパルス幅
を行うＰＷＭ回路からなる
　を備え、
　
前記ＰＷＭ回路からなる調整部の出力を複数台の前記電圧形変換器に入力して、パルス幅変調制御を行い、負荷電流を制御するように構成された
と補正された。
　上記補正は、請求項１に記載した発明を特定するために必要な事項である「電圧形変換器」について「電圧形変換器は逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなり」との限定を付加し、また、「自励式変換装置の出力電圧」について「複数台の電圧形変換器の合成値である」との限定を付加し、さらに、「調整部」について「電圧制御部の出力信号を変調して各電圧形変換器の出力電圧を調整する」事項を「電圧制御部の出力信号である信号波と三角波とを比較してパルス幅変調を行うＰＷＭ回路からなる」事項及び「ＰＷＭ回路からなる調整部の出力を複数台の電圧形変換器に入力して、パルス幅変調制御を行い、負荷電流を制御する」事項に限定するものであって、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法（以下、「改正前の特許法」という。）第１７条の２第４項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　なお、上記補正において、「電流制御部」を「定電流制御回路からなる電流制御部」とすること、「電流制御部の出力」を「電流制御部の出力である電圧設定値」とすること、及び、「電圧制御部」を「定電圧制御回路からなる電圧制御部」にすることは、改正前の特許法第１７条の２第４項第４号の明りょうでない記載の釈明を目的とするものに該当する。
　そこで、本件補正後の前記請求項１に記載された発明（以下、「本願補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）について以下に検討する。
　
（２）引用例
（２−１）引用例１
　原査定の拒絶の理由に引用された特開２０００−５９９９０号公報（以下、「引用例１」という。）には、図面とともに次の事項が記載されている。
　
・「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、安定化電源装置に係り、特に、系統電源に対しては高入力力率・低高調波の電源として用い、負荷に対しては高安定・低リプルの直流出力を発生する電源として用いるに好適な安定化電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、素粒子物理学、核物理学、放射線医学研究の実験として磁場を生成した実験が行なわれている。これらの実験に用いられる磁場は種々の電磁石に直流電流を通電して生成されており、その直流電流の発生装置として、電磁石用直流電源装置（安定化電源装置）が使用されている。
【０００３】電磁石用電源装置には、磁場の安定化のために、直流出力電流の高安定化と低リプルが要求されているとともに、系統電源に対しても、高入力力率で低高調波の電源としての機能が要求されている。」
　
・「【０００７】特に、加速器などの小電流から大電流を数秒周期で通電するパターン電流用通電電源装置などに他励式変換器を用いた場合は、通電時の無効電力の変化が大きくなるとともに、電源系統ラインの電源変動並びに電力料金の負担も大きくなり、電源装置の系統電源側に、力率改善用高調波同調フィルタ、アクティブフィルタなどの設備を設置すること余儀なくされる。」
　
・「【０００８】そこで、近年、大容量の高速スイッチング素子であるＧＴＯ（Ｇａｔｅ  Ｔｕｒｎ  Ｏｆｆ  Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが開発されたことに伴って、サイリスタを用いた他励式変換器の代わりに、ＧＴＯ、ＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子を用いた自励式変換器が用いられている。」
　
・「【００１０】このため、自励式電力変換器を順変換器に使用した電磁石用安定化直流電源においては、順変換器の出力をコンデンサ（直流フィルタ）を介してチョッパ変換器に取り込み、順変換器の出力をチョッパ変換器でチョッピングし、チョッパ変換器の出力を直流リアクトル、コンデンサを介して電磁石に供給する構成が採用されている。さらに、半導体スイッチング素子容量並びにスイッチング速度を等価的に上げ、かつ直流出力リプルを低減するために、チョッパ変換器を複数台（ｎ台）設け、各チョッパ変換器を順変換器の出力側に並列接続し、多重並列接続されたチョッパ変換器をそれぞれ直流リアクトルを介してコンデンサに接続する構成が採用されている。この構成によれば、順変換器によって交流を直流に変換したときの直流電圧を一定のものとし、各チョッパ変換器の運転位相として、並列多重数ｎの間隔ごとに位相差を設け、この位相差に従って各チョッパ変換器のスイッチング動作を行なうことで、チョッパ変換器１台で制御した場合の出力リプルに対して、並列多重後の直流出力は並列多重数ｎ分の１倍のリプルに低減することができる。また各チョッパ変換器間には直流リアクトルを設けているため、各チョッパ変換器間の電流をチョッパ最終出力電流の並列多重数ｎ分の１の電流（平均電流）に一定に保つことができるので、各チョッパ変換器間の電流バランスも容易にとることができる。」
　
・「【００２０】図１は本発明の一実施形態を示す安定化電源装置の全体構成図である。図１において、安定化電源装置は電磁石用直流電源装置として、自励式順変換器１２、第１の直流フィルタ（コンデンサ）１４、並列多重チョッパ変換器１６、第２の直流フィルタを構成する直流リアクトル１８と出力パッシブフィルタコンデンサ２０を備えており、自励式順変換器１２が交流電源（交流系統）１０に接続され、フィルタコンデンサ２０の両端が、負荷となる電磁石２２に接続されている。チョッパ変換器１６は複数台（ｎ台）設けられており、各チョッパ変換器１６が直流フィルタ１４の両端に並列に接続され、ｎ多重チョッパ変換装置として構成されている。各チョッパ変換器１６はＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子Ｑ１〜Ｑｎ、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄｎを備えており、各スイッチング素子とダイオードとの接続点に直流リアクトル１８が接続されている。自励式順変換器１２もＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子を備えており、順変換器１２、各チョッパ変換器１６の高速スイッチング素子を制御するために、順変換器１２の制御系と各チョッパ変換器１６の制御系が以下のように構成されている。」
　
・「【００２３】出力電流指令回路５４は、第２の直流フィルタの出力電流、すなわち電磁石２２に供給される出力電流を規定するための電流指令値として方形波状のパターン電流を加減算器５２に出力する電流指令値生成手段として構成されている。加減算器５２はパターン電流と電流センサ５８の検出電流（電磁石２２に流れる電流）との偏差に応じた信号を自動電流制御回路５０に出力するようになっている。自動電流制御回路５０は加減算器５２からの信号を零に抑制するための電圧信号を加減算器４８に出力するようになっている。加減算器４８は、自動電流制御回路５０の出力電圧と電圧センサ５６の検出電圧（フィルタコンデンサ２０両端の電圧）との偏差に応じた信号を自動電圧制御回路４６に出力するようになっている。自動電圧制御回路４６は加減算器４８からの信号を零に抑制するための変調波（変調波信号）ＶＣを出力するようになっている。すなわち、自動電圧制御回路４６、加減算器４８、自動電流制御回路５０、加減算器５０、電圧センサ５６、電流センサ５８は、第２の直流フィルタの出力電流と電流指令値（パターン電流）との偏差に基づいて変調波信号ＶＣを生成する変調波信号生成手段として構成されており、変調波信号をチョッパパルス幅制御回路４４に出力するようになっている。
【００２４】チョッパパルス幅制御回路４４は、図２に示すように、変調波信号ＶＣと複数の三角波（搬送波信号）ＴＲＩ１〜ＴＲＩｎとそれぞれレベルを比較し、比較結果に応じた信号をチョッピング制御信号として各ＩＧＢＴゲート回路４２に順次出力するようになっている。そして各ＩＧＢＴゲート回路４２はチョッパパルス幅制御回路４４からの信号に順次応答して各チョッパ変換器１６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑｎのゲートにチョッピング制御信号を印加するようになっている。この場合、各三角波には一定の位相差が設定されており、変調波のレベルよりも三角波のレベルが低いときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑｎがオンとなるオンデューティが設定されている。すなわち、チョッパパルス幅制御回路４４では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑｎのオンオフパルスの位相を設定するに際して、三角波１サイクルＴをチョッパ並列多重数ｎ分の１に分割した位相Ｔ／ｎずつ個々のチョッパ変換器間で位相をずらし、位相の相異なる三角波と変調波信号との比較結果に応じたチョッピング制御信号を生成するようになっている。すなわち各ＩＧＢＴゲート回路４２、チョッパパルス幅制御回路４４はチョッピング制御信号生成手段を構成するようになっている。」
　
・「【００３５】前記実施形態においては、チョッパ変換器として出力電圧の極性が１方向の降圧チョッパを用いたものについて述べたが、出力電圧の極性が両極性の２象限チョッパを用いたチョッパ変換器にも本発明を適用することができる。
【００３６】またオンデューティを設定するに際しては、全領域でリプル電圧を０ボルトにする必要がなく、一部の領域でのみリプル電圧を０にする場合でも、本発明を適用することができる。
【００３７】また前記実施形態においては、リプル電圧ΔＶ＝０ボルトとなる制御ポイントのみで運転する場合について述べたが、チョッパ変換器の出力電流が少ないときに直流電圧を低い電圧に、出力電流の大きいときには直流電圧を高くする直流電圧可変制御を行なうことによっても、直流電圧一定制御時に比べてチョッパ出力電圧に重畳する電圧リプルを大幅に低減することができるとともに、低電流領域での電源発生ロスも直流電圧が下がった分だけ少なくなり、電源装置としての効率の改善を図ることができる。」
　
・図１には、チョッパ変換器１６が複数台並列に多重接続された態様が示されている。
　
・図１には、複数台のチョッパ変換器１６の出力端が直流リアクトル１８を介して接続されるとともに、電磁石２２に両端が接続されたフィルタコンデンサ２０が示されている。
　
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると、引用例１には、次の事項からなる発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認めることができる。
「出力電圧の極性が両極性の２象限チョッパを用いたチョッパ変換器１６が複数台並列に多重接続された安定化電源装置であって、
　電磁石２２に供給される出力電流を規定するための電流指令値としてのパターン電流と電磁石２２に流れる電流を表すセンサ５８の検出電流との偏差に応じた加減算器５２からの信号を零に抑制するための電圧信号を出力する自動電流制御回路５０と、
　前記自動電流制御回路５０の出力電圧と、複数台のチョッパ変換器１６の出力端が直流リアクトル１８を介して接続されるとともに、電磁石２２に両端が接続されたフィルタコンデンサ２０の両端の電圧を表す電圧センサ５６の検出電圧との偏差に応じた加減算器４８からの信号を零に抑制するための変調波信号ＶＣを出力する自動電圧制御回路４６と、
　前記自動電圧制御回路４６の変調波信号ＶＣと三角波とを比較して、変調波信号ＶＣのレベルよりも三角波のレベルが低い時に各チョッパ変換器１６のスイッチング素子がオンとなるオンデューティが設定されているチョッピング制御信号を生成するチョッパパルス幅制御回路４４と
　を備え、
　前記チョッパパルス幅制御回路４４のチョッピング制御信号を複数台のチョッパ変換器１６のスイッチング素子のゲートに印加するように構成された安定化電源装置。」
　
（２−２）引用例２
　同じく、原査定の拒絶の理由に引用された特開平４−３５５６６７号公報（以下、「引用例２」という。）には、図面とともに次の事項が記載されている。
　
・「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源装置に係り、特に陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を高速かつ高精度に励磁するのに好適な電源装置及びこれを用いた粒子加速器に関する。
【０００２】
【従来の技術】シンクロトロン粒子加速器においては粒子の周回軌道を制御するのに電磁石が用いられている。
このようなシンクロトロン粒子加速器の電磁石を励磁するための電源装置は、大電力を扱うと共に、負荷電流及び電圧を一定パターンで急激に変化させ、繰返し運転することに特徴があり、高精度でかつ高速制御性が要求される。このような電磁石を励磁する電源装置としては、たとえば、日立評論（第６０巻、第１０号、７３９頁〜７４４頁「陽子シンクロトロン主電磁石電源制御装置」）に記載されたものがある。この電源装置では電流制御系であるＡＣＲ（電流制御回路）の出力信号を電圧設定値として電圧制御を行なう電圧制御系であるＡＶＲ（電圧制御回路）の構成を比例系（０型系）、もしくは積分系（１型系）としていた。」
　
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると、引用例２には、加速器の電磁石を励磁するための電源装置は、負荷電流及び電圧を一定パターンで急激に変化させ、繰返し運転するものであり、高精度でかつ高速制御性が要求されることが記載されていると共に、電流制御回路の出力信号を電圧設定値として電圧制御を行う電圧制御回路に積分制御を採用することが記載されているものと認められる。
　
（２−３）引用例３
　同じく、原査定の拒絶の理由に周知例として引用された特開平１１−２３３２９８号公報（以下、「引用例３」という。）には、図面とともに次の事項が記載されている。
　
・「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に係り、特に、陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を高速かつ高精度に励磁したり、負荷にパルスパワーを供給するための電源装置及びこれを用いた粒子加速器に関するものである。」
　
・「【０００６】
【発明の実施の形態】実施例１．この発明の第１の実施例を図に基づいて説明する。図１は、負荷電流にパルス状の繰り返し電流を供給する電源の構成を示したものである。交流母線１と、コンバータに必要な電圧に降圧する変圧器２と、交流リアクトル３と、ＩＧＢＴ(Insurated Gate Bipolar Transistor）を用いた高力率コンバータ４，コンバータの出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ５，ＩＧＢＴとダイオードの組み合わせた両極性チョッパ回路６，リアクトルとコンデンサによる低域通過型フィルタ７，電磁石などの負荷装置８，負荷電流を検出する電流検出器９，負荷に特定の電流パターンを与えるための指令値と電流検出器９により検出した信号の偏差を求めるための加算器１０と、加算器１０とともに負荷電流を指令値に安定制御するためのＡＣＲ（定電流制御回路）１１、及び定電流制御回路の出力に基づき両極性チョッパ回路６におけるＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦすなわち位相を制御するＰＨＣ（位相制御回路）１２から構成されている。
【０００７】加速器の場合、負荷装置８の電磁石を励磁するため、図２のような台形状の電流パターンを１秒から数秒の短周期で繰り返し供給しなければならない。周期Ｔで示す電流パターンは、入射（Ｔ１の区間），加速（Ｔ２の区間），出射（Ｔ３の区間），減速（Ｔ４の区間）を繰り返す。このとき、負荷の両端に印加される電圧は、図のような出力電圧波形となる。このような短周期の通電パターンに対して、加速ビームの軌道を安定に保持するために、電源は１０-3以下の誤差で電流を追従させるトラッキング性能と、外部に取り出すときのビームの強度，均一性を保持するため、出力電流は１０-5から１０-6と極めて高い安定度と極めて低い電流リプルが要求される。」
　
・「【０００９】高力率コンバータ２２の出力電圧を平滑コンデンサ５で平滑され、チョッパ回路６の入力電圧となる。ここで、電流制御回路を含めたチョッパ回路６の動作を図４を用いて説明する。図４は、図１の位相制御回路１２の内部構成を追加したチョッパ回路６から負荷装置８までの回路構成を示したものである。位相制御回路１２では、定電流制御回路１１の出力と三角波が多く用いられるキャリア信号とを比較器２４にて比較し、ＰＷＭ回路２３でチョッパ回路６におけるＩＧＢＴのゲートを制御するＰＷＭ波形を生成している。この図の場合、正側チョッパ回路６１と負側チョッパ回路６２を１８０°位相がずれるようにゲートを制御すると、図５に示すように負荷装置８にはキャリア信号周波数ｆの２倍の周波数成分を持つリプル電流ΔＩが生じる。」
　
・図１及び図４には、両極性チョッパ回路６が、逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなる態様が示されている。
　
・図２には、出力電圧は正負であり出力電流は正である態様が示されている。
　
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると、引用例３には、出力電圧は正負であり出力電流は正である２象限で動作する両極性チョッパ回路６（電圧形変換器）として、逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなるものが記載されているものと認められる。
　
（３）対比
　そこで、本願補正発明と引用発明とをその機能・作用からみて比較する。
・後者の「出力電圧の極性が両極性の２象限チョッパを用いたチョッパ変換器１６」は前者の「電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器」に相当し、後者の「安定化電源装置」と前者の「自励式変換装置」とは、「変換装置」との概念で共通する。
　
・後者の「電磁石２２に供給される出力電流を規定するための電流指令値としてのパターン電流」は前者の「予め設定された電流設定値」に相当し、後者の「電磁石２２に流れる電流を表すセンサ５８の検出電流」と前者の「自励式変換装置の出力電流」とは、「変換装置の出力電流」との概念で共通し、後者の「電磁石２２に供給される出力電流を規定するための電流指令値としてのパターン電流と電磁石２２に流れる電流を表すセンサ５８の検出電流との偏差に応じた加減算器５２からの信号を零に抑制するための電圧信号を出力する」態様と前者の「自励式変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う」態様とは、「変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う」との概念で共通する。
　また、後者の「自動電流制御回路５０」は、電磁石２２に流れる電流（変換装置の出力電流）を電流指令値としてのパターン電流（予め設定された電流設定値）に一致させるものであり、定電流制御回路といえることから、前者の「定電流制御回路からなる電流制御部」に相当する。
　
・後者の「自動電流制御回路５０の出力電圧」は前者の「定電流制御回路からなる電流制御部の出力である電圧設定値」に相当する。
　また、後者の「複数台のチョッパ変換器１６の出力端が直流リアクトル１８を介して接続されるとともに、電磁石２２に両端が接続されたフィルタコンデンサ２０の両端の電圧を表す電圧センサ５６の検出電圧」については、フィルタコンデンサ２０の両端の電圧が複数台のチョッパ変換器１６の出力端からの出力が合成された値となっており、また、フィルタコンデンサ２０の両端の電圧が負荷である電磁石２２に対して出力されていることから、これと前者の「複数台の電圧形変換器の合成値である自励式変換装置の出力電圧」とは、「複数台の電圧形変換器の合成値である変換装置の出力電圧」との概念で共通する。
　そして、後者の「自動電流制御回路５０の出力電圧と、複数台のチョッパ変換器１６の出力端が直流リアクトル１８を介して接続されるとともに、電磁石２２に両端が接続されたフィルタコンデンサ２０の両端の電圧を表す電圧センサ５６の検出電圧との偏差に応じた加減算器４８からの信号を零に抑制するための変調波信号ＶＣを出力する」態様と前者の「定電流制御回路からなる電流制御部の出力である電圧設定値と、複数台の電圧形変換器の合成値である自励式変換装置の出力電圧とを一致させる積分制御を行う」態様とは、「定電流制御回路からなる電流制御部の出力である電圧設定値と、複数台の電圧形変換器の合成値である変換装置の出力電圧とを一致させる制御を行う」との概念で共通する。
　さらに、後者の「自動電圧制御回路４６」は、自動電流制御回路５０の出力電圧（電圧設定値）と、フィルタコンデンサ２０の両端の電圧（複数台の電圧形変換器の合成値である変換装置の出力電圧）とを一致させる制御を行うものであり、定電圧制御回路といえるから、前者の「定電圧制御回路からなる電圧制御部」に相当する。
　
・後者の「自動電圧制御回路４６の変調波信号ＶＣ」は前者の「定電圧制御部からなる電圧制御部の出力信号である信号波」に相当し、後者の「自動電圧制御回路４６の変調波信号ＶＣと三角波とを比較して、変調波信号ＶＣのレベルよりも三角波のレベルが低い時に各チョッパ変換器１６のスイッチング素子がオンとなるオンデューティが設定されているチョッピング制御信号を生成する」との態様は、変調波信号ＶＣのレベルに応じて各チョッパ変換器１６のスイッチング素子がオンとなるオンデューティ、すなわちパルス幅が設定されるのであるから、前者の「定電圧制御部からなる電圧制御部の出力信号である信号波と三角波とを比較してパルス幅変調を行う」との態様に相当する。
　また、後者の「チョッパパルス幅制御回路４４」は前者の「ＰＷＭ回路からなる調整部」に相当する。
　
・後者の「チョッパパルス幅制御回路４４のチョッピング制御信号」は前者の「ＰＷＭ回路からなる調整部の出力」に相当する。
　また、後者の「チョッパパルス幅制御回路４４のチョッピング制御信号を複数台のチョッパ変換器１６のスイッチング素子のゲートに印加する」態様は、これによりパルス幅変調制御が行われ、負荷電流が制御されることは明らかであるから、前者の「ＰＷＭ回路からなる調整部の出力を複数台の前記電圧形変換器に入力して、パルス幅変調制御を行い、負荷電流を制御する」態様に相当する。
　
　したがって、両者は、
「電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器が複数台並列に多重接続された変換装置であって、
　前記変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う定電流制御回路からなる電流制御部と、
　前記定電流制御回路からなる電流制御部の出力である電圧設定値と、前記複数台の電圧形変換器の合成値である前記変換装置の出力電圧とを一致させる制御を行う定電圧制御回路からなる電圧制御部と、
　前記定電圧制御部からなる電圧制御部の出力信号である信号波と三角波とを比較してパルス幅変調を行うＰＷＭ回路からなる調整部と
　を備え、
　前記ＰＷＭ回路からなる調整部の出力を複数台の前記電圧形変換器に入力して、パルス幅変調制御を行い、負荷電流を制御するように構成された変換装置。」
の点で一致し、以下の点で相違している。
　
［相違点１］
　変換装置に関し、本願補正発明では自励式変換装置であるのに対し、引用発明ではそのような特定はされていない点。
　
［相違点２］
　電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器に関し、本願補正発明では逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなるものであるのに対して、引用発明ではそのような特定はされていない点。
　
［相違点３］
　定電圧制御回路からなる電圧制御部に関し、本願補正発明では、定電流制御回路からなる電流制御部の出力である電圧設定値と、複数台の電圧形変換器の合成値である変換装置の出力電圧とを一致させる制御を行うにあたり、積分制御を行うものであるのに対して、引用発明では積分制御を行っていない点。
　
（４）判断
　上記相違点について検討する。
［相違点１及び２について］
　出力電圧は正負であり出力電流は正である２象限で動作する電圧形変換器として、逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなるものは、例えば、引用例３にも記載されているように、本願出願前に周知の事項（以下、「周知事項」という。）であり、これを引用発明の電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器（出力電圧の極性が両極性の２象限チョッパを用いたチョッパ変換器１６）の具体的構成として採用することは当業者が適宜なし得る設計的事項と認められ、格別の技術的困難性が伴うものとも認められない。
　そして、スイッチング素子は自己消弧能力があるＩＧＢＴとされるのであるから、変換装置は自励式変換装置となる。
　そうすると、引用発明に上記周知事項を採用することにより、上記相違点１及び２に係る本願補正発明の構成とすることは当業者が容易になし得たものと認められる。
　
［相違点３について］
　引用例２には、加速器の電磁石を励磁するための電源装置は、負荷電流及び電圧を一定パターンで急激に変化させ、繰返し運転するものであり、高精度でかつ高速制御性が要求されることが示されており、引用発明においても、電流指令値としてのパターン電流に基づいた電流を電磁石２２に流すものであり、しかも、引用例１の段落【０００７】〜【０００８】に「特に、加速器などの小電流から大電流を数秒周期で通電するパターン電流用通電電源装置などに他励式変換器を用いた場合は、通電時の無効電力の変化が大きくなるとともに、電源系統ラインの電源変動並びに電力料金の負担も大きくなり、　・・・　サイリスタを用いた他励式変換器の代わりに、ＧＴＯ、ＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子を用いた自励式変換器が用いられている。」と記載されているように、加速器への使用が示唆されていることを考慮すると、引用発明において負荷電流や電圧を高精度で制御することは当業者であれば設計上認識し得ることである。
　そして、一般にフィードバック制御を行う際に積分制御を行うことにより、出力値（検出値）と目標値（指令値）との偏差をなくして高精度な制御を可能とすることは、本願出願前に慣用手段であり、また、引用例２には、電流制御回路の出力信号を電圧設定値として電圧制御を行う電圧制御回路に積分制御を採用することが示されているのであるから、引用発明におけるフィードバック制御系を構成する定電圧制御回路からなる電圧制御部（自動電圧制御回路４６）において積分制御を採用することは、当業者が任意になし得ることである。
　なお、積分制御により電圧制御部の応答が遅くなる傾向があるとしても、積分制御を採用した電圧制御部において、ＩＧＢＴなどの高速スイッチング素子を備えた電圧形変換器に対応した応答ができるように設定することは可能であるから、引用発明の定電圧制御回路からなる電圧制御部（自動電圧制御回路４６）に積分制御を採用することについて、格別の技術的困難性が伴うものとも認められない。
　そうすると、引用発明に上記慣用手段を引用例２に記載された事項を考慮して採用することにより、上記相違点３に係る本願補正発明の構成とすることは当業者が容易になし得たものと認められる。
　
　したがって、本願補正発明は、引用発明、引用例２に記載された事項、上記周知事項及び上記慣用手段に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
（５）むすび
　以上のとおり、本件補正は、改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項の規定において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
３．本願発明について
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明（以下、同項記載の発明を「本願発明」という。）は、平成２１年１０月１９日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される、以下のとおりのものである。
「電圧は正負であり電流は正である２象限で動作する電圧形変換器が複数台並列に多重接続された自励式変換装置であって、
　前記自励式変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う電流制御部と、
　前記電流制御部の出力と前記自励式変換装置の出力電圧とを一致させる積分制御を行う電圧制御部と、
　前記電圧制御部の出力信号を変調して前記各電圧形変換器の出力電圧を調整する調整部と
　を備えたことを特徴とする自励式変換装置。」
　
（１）引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された引用例及びその記載事項は、前記「２．（２）」に記載したとおりである。
　
（２）対比・判断
　本願発明は、前記「２．（１）」で検討した本願補正発明から「電圧形変換器」について「電圧形変換器は逆ダイオード付ＩＧＢＴと整流ダイオードが直列に接続された第１回路と、該整流ダイオードと逆ダイオード付ＩＧＢＴの順序が入れ替わって直列に接続された第２回路と、が並列に接続されてなり」との限定を削除し、また、「自励式変換装置の出力電圧」について「複数台の電圧形変換器の合成値である」との限定を削除し、さらに、「調整部」について「電圧制御部の出力信号である信号波と三角波とを比較してパルス幅変調を行うＰＷＭ回路からなる」事項及び「ＰＷＭ回路からなる調整部の出力を複数台の電圧形変換器に入力して、パルス幅変調制御を行い、負荷電流を制御する」事項を「電圧制御部の出力信号を変調して各電圧形変換器の出力電圧を調整する」事項に上位概念化するものである。
　そうすると、本願発明の構成要件を全て含み、さらに他の構成要件を付加したものに相当する本願補正発明が、前記「２．（４）」に記載したとおり、引用発明、引用例２に記載された事項、上記周知事項及び上記慣用手段に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明も、同様の理由により、引用発明、引用例２に記載された事項、上記周知事項及び上記慣用手段に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
（３）むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明、引用例２に記載された事項、上記周知事項及び上記慣用手段に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないため、本願は、同法第４９条第２号の規定に該当し、拒絶をされるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。