(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
標本化プロセスの妨害除去方法であって、
・アナログ有効信号（１６）を標本化周波数ｆ（１７）で標本化するステップと、
・妨害振幅（２０）が存在するか否かを判定するステップと、
・妨害振幅（２０）が存在する場合、前記標本化周波数ｆ（１７）により決まる、時間的に等間隔の標本化時点を中心とした領域［−Δｔ；＋Δｔ］（２１）内において当該標本化時点の確率論的シフトを行うステップと
を有し、ただし、Δｔは最大シフト量であり、
前記妨害除去方法はさらに、
・前記アナログ有効信号（１６）を再度標本化するステップと、
・妨害振幅（２０）が存在するか否かを再度判定するステップと、
・妨害振幅（２０）が依然として存在する場合、前記最大シフト量の絶対値｜Δｔ｜を変化させるステップと、
・前記標本化時点の確率論的シフトを行うステップを再度開始するステップと
を有する妨害除去方法。
【請求項２】
前記妨害振幅（２０）が存在するか否かを判定するステップにおいて、妨害振幅（２０）が閾値より大きい場合にのみ、妨害振幅（２０）が存在するとする、
請求項１記載の妨害除去方法。
【請求項３】
前記妨害除去方法はさらに、
標本化された前記有効信号（１６）をアナログデジタル変換するステップ
を有し、
前記妨害振幅（２０）が存在するか否かを判定するステップでは、前記妨害除去方法において行った前記アナログデジタル変換のノイズ（３）よりも当該妨害振幅（２０）の方が大きい場合にのみ、当該妨害振幅（２０）が存在するとする、
請求項１または２記載の妨害除去方法。
【請求項４】
前記妨害振幅（２０）が、標本化された有効信号（４０）の周波数スペクトルのベースバンド（１）内にある場合にのみ、妨害振幅（２０）が存在するとする、
請求項１から３までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項５】
クロック信号（２６）の位相が閾値をとることにより、前記標本化時点が定められる、
請求項１から４までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項６】
周期１／ｆである周期的なクロック信号（２６）に位相ノイズ（３０）を重畳することにより、前記クロック信号（２６）を生成する、
請求項５記載の妨害除去方法。
【請求項７】
前記位相ノイズ（３０）は１／ｆノイズである、
請求項６記載の妨害除去方法。
【請求項８】
周期１／ｆである周期的なクロック信号（２６）に周波数変調を施すことにより、前記クロック信号（２６）を生成する、
請求項５記載の妨害除去方法。
【請求項９】
初期のΔｔは、前記標本化周波数（１７）の０％より大きくかつ２％以下の値である、
請求項１から８までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項１０】
初期のΔｔは、前記標本化周波数（１７）の０％より大きくかつ１％以下の値である、
請求項１から８までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項１１】
前記最大シフトの絶対値｜Δｔ｜を変化させるステップにおいて、前記標本化周波数ｆ（１７）により決まる、時間的に等間隔の標本化時点の確率論的シフトの絶対値を変化させる大きさと、前記有効周波数（２）との比は、１．２５以上の値である、
請求項１から１０までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項１２】
前記領域［−Δｔ；＋Δｔ］（２１）を変化させるステップにおいて、初期のΔｔを半分に割る、
請求項１から１１までのいずれか１項記載の妨害除去方法。
【請求項１３】
標本化プロセスの妨害除去装置であって、
有効信号（１６）を標本化周波数ｆ（１７）で標本化する手段と、
標本化した前記有効信号（３８）に妨害振幅（２０）が重畳されているか否かを判定するように構成された妨害振幅判定手段（５０）と
を有する妨害除去装置において、
前記妨害振幅判定手段（５０）はさらに、
・妨害振幅（２０）が存在する場合、前記標本化周波数ｆ（１７）により決まる、時間的に等間隔の標本化時点を中心とした領域［−Δｔ；＋Δｔ］（２１）内において、当該標本化時点を確率論的にシフトさせる
ように構成されており、ただし、ここでΔｔは最大シフト量であり、
前記妨害振幅判定手段（５０）はさらに、
・確率論的にシフトした前記標本化時点で前記有効信号を再度標本化し、
・妨害振幅（２０）が依然として存在する場合、前記最大シフト量の絶対値｜Δｔ｜を変化させる
ように構成されていることを特徴とする、妨害除去装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、標本化プロセスの妨害除去方法と、当該妨害除去方法を実施するための装置とに関する。とりわけ本発明は、高周波の妨害源に対して、標本化プロセスの妨害除去を行い、その次にアナログデジタル変換を行う方法と、高周波妨害源に対して当該方法により妨害除去される、アナログデジタルコンバータを備えた装置とに関する。
【０００２】
従来技術
センサの測定結果をデジタル評価するためには、アナログセンサ信号を、ないしは、センサによりサンプリングされた信号をデジタル信号に変換しなければならない。こうするためにはしばしば、オーバーサンプリングの利点を利用するアナログデジタルコンバータを用いることが多い。その際には、狭帯域の入力信号を高周波のクロックにより標本化し、その後にアナログデジタルコンバータによってデジタル変換する。有効信号の帯域幅（有効帯域またはベースバンドとも称する）は、標本化周波数の半分よりも格段に小さい。入力信号が高周波の妨害信号を含む場合、この妨害信号はエイリアス効果に起因して、場合によっては有効帯域に畳み込まれて無くなってしまうこともある。このことを防止するためには、通常、標本化前に高周波妨害信号をフィルタリング除去するアンチエイリアシングフィルタを用いる。
【０００３】
図１に、このような状況の周波数グラフを概略的に示す。アナログの有効信号１６は標本化周波数ｆで標本化される。理想的な回路ないしは理想的な方法の場合、この標本化はたとえば、周期Ｔ＝１／ｆを有する周期的なクロック信号を用いて行われる。その際には、この周期内の所定の時点においてそれぞれ、たとえば、周期的な前記クロック信号が所定の電圧を上回るかまたは下回るたびに、標本化値を取得することにより、２つの連続する標本化時点間の時間間隔が常に周期Ｔに相当するようにする。次に、入力信号と標本化関数との積として、標本化された有効信号を時間表現で求める。この標本化関数は、時間間隔Ｔの等間隔の標本化パルス列により与えられるものである。周波数表現ではこの積は、間隔ｆの等間隔のスペクトル線のシーケンスにより与えられる標本化関数の周波数スペクトルにより入力信号の周波数スペクトルを畳み込みしたものに相当する。標本化関数の周波数スペクトル１０を図１に示す。概観しやすくするため、０＊ｆを中心として集中している、標本化関数の周波数スペクトル１０の成分は図示していない。
【０００４】
実際の回路では、この理想的な挙動から確率論的な偏差が生じ、この偏差は回避することができないものである。このことにより、標本化関数において標本化時点が、理想的な標本化時点から僅かにシフトしてしまい、これにより標本化パルスも僅かにシフトしてしまう。このようなシフトは標本化関数１０の周波数スペクトルにおいて、標本化周波数ｆの整数倍の周波数を中心とする周波数領域にわたって、理想的なスペクトル線が掻き消されてしまい、周波数が上昇するとともにこの理想的なスペクトル線はますます減衰してしまうという形で現れる。
【０００５】
この入力信号は、重畳された高周波の妨害信号を含むことがあり、この妨害信号はたとえば、電磁波の入力結合時等に生じるものである。従来技術では、標本化前にアンチエイリアシングフィルタを用いて、たとえば伝達関数１４を有するローパスフィルタを用いて、この妨害信号をフィルタリング除去していた。このようにしてフィルタリングされる高周波妨害信号１２の一例を図１に示す。同図中、高周波妨害１２の周波数は標本化周波数ｆの２倍を僅かに上回る。アンチエイリアシングフィルタの伝達関数１４と周波数軸との交点が、０＊ｆからｆ／２の周波数までに及ぶ領域にベースバンド１を制限している。上述のローパスフィルタは、ベースバンド１中に含まれる典型的な有効周波数のアナログ有効信号１６を、可能な限りフィルタリング除去せずに通過させるように構成されている。この手段の欠点は、アンチエイリアシングフィルタを実装しなければならないことである。特に、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）上にアンチエイリアシングフィルタを実現する場合、開発コストおよび面積の消費に繋がる。
【０００６】
図２に、アンチエイリアシングフィルタを用いないアナログ有効信号１６の標本化による周波数スペクトルを示す。このベースバンド１は、アンチエイリアシングフィルタを用いる場合と同様、０＊ｆからｆ／２までの周波数領域全体に及ぶ。しかし、アンチエイリアシングフィルタを用いずに標本化を行う場合フィルタリングされない高周波の妨害源１８を畳み込んだものを表す妨害振幅２０が、たいていはそのまま直接、ベースバンド１に畳み込まれるので、図２中でも図１と同様になっている周波数スペクトル１０の標本化周波数ｆを用いて標本化を行うと、この妨害振幅２０は誤って有効信号１６であると解釈されてしまう。
独国特許ＤＥ６０２１２７９５Ｔ２から、アナログ入力信号を標本化して当該標本化値をメモリに記憶する手法が公知である。この手法では、予め定められた周波数Ｆｃｌｋでクロックパルス列を生成し、生成した擬似ランダム列を用いて交番させる。この擬似ランダム交番クロックパルスは、標本化パルス列を形成するのに用いられる。
上述の独国特許ＤＥ６０２１２７９５Ｔ２に記載の発明は、I. Bilinsikis, G. Cain による「Digital Alias-Free Signal Processing in the GHz Frequency Range, XP-001133893」（Instition of Electrical Engineers, １９９６年）第６／１−６／６頁に記載されている。
さらに、ＤＥ２４５５３０２Ａ１から、アナログデジタル変換およびデジタル信号解析を行う方法、ならびに、当該方法を実施するための装置が公知であり、ここでは、相互に重なり合う等間隔の標本化間隔を（少なくとも擬似）確率論的に変化させたものからの標本化を、アナログ入力信号に施す。
【０００７】
発明の開示
本発明では、標本化プロセスの妨害除去方法を開示する。この妨害除去方法は、アナログの有効信号を標本化周波数ｆで標本化するステップと、妨害振幅が存在するか否かを判定するステップとを含む。妨害振幅が存在する場合には、前記標本化周波数ｆにより決定される、時間的に等間隔の標本化時点を中心とする領域［−Δｔ；＋Δｔ］内において、当該標本化時点の確率論的なシフトを行う。ここで、Δｔは最大シフト量である。その後、前記アナログの有効信号の標本化を再度行い、妨害振幅が存在するか否かを再度判定する。妨害振幅が依然として存在する場合には、最大シフト量の絶対値｜Δｔ｜を変化させ、前記標本化時点の確率論的なシフトを行うステップを再度開始する。つまり、妨害振幅が存在する場合には、まず最初に標本化信号に、絶対値２Δｔのジッタを重畳し、確率論的にシフトした前記標本化時点、すなわち、前記アナログの有効信号を標本化する標本化時点は、標本化周波数ｆにより決定される時間的に等間隔の標本化時点を中心とした、上述の限界［−Δｔ；＋Δｔ］を有する時間領域内において、確率論的に変化する。ここでΔｔは、前記標本化周波数ｆにより定まる初期の標本化時点から標本化時点をシフトさせることができる最大シフト量である。アナログの有効信号は、確率論的にシフトした前記標本化時点で標本化され、当該有効信号に未だ妨害振幅が存在するか否かを再度判定する。そうである場合には、前記最大シフト量｜Δｔ｜の絶対値を減少または増大させることにより、領域［−Δｔ；＋Δｔ］の限界も縮小または拡大させる。たとえば、この限界を半分にすることができ［＋Δｔ／２；−Δｔ／２］、または２倍にすることができ［＋２Δｔ；−２Δｔ］、または、他の任意の手法で変化させることができる。［＋Δｔ／２；−Δｔ／２］は、絶対値Δｔのジッタに相当し、［＋２Δｔ；−２Δｔ］は、絶対値４Δｔのジッタに相当する。ここで標本化周波数は一定に維持されるので、有効信号のベースバンドも変化することがない。
【０００８】
このような方法の利点は、アンチエイリアシングフィルタを用いずにアナログデジタル変換を行うときに、高周波の妨害源が、ベースバンド外にある周波数領域に畳み込まれ、ベースバンドに畳み込まれることがなくなり、さらに、畳み込まれた高周波の妨害源の妨害振幅が減少することである。よって、標本化信号への「ジッタ重畳」と、標本化信号に重畳するジッタの連続的変化とにより、アンチエイリアシングフィルタを用いなくても、アナログデジタル変換された有効信号を正確に解釈することができる。このようにアンチエイリアシングフィルタが不要となることにより、アナログデジタルコンバータを実装するコストおよびスペースを削減することができる。また、アンチエイリアシングフィルタを用いると、有効信号の不所望の減衰も生じてしまうにもかかわらず、依然としてエイリアス効果を引き起こす周波数成分全てを、アンチエイリアシングフィルタによって抑圧できるわけではない。これらの欠点についても、本発明の方法を用いることにより対応することができる。
【０００９】
本方法の１つの有利な実施形態では、妨害振幅が存在するか否かを判定するステップにおいて、妨害振幅が閾値より大きい場合にのみ妨害振幅が存在するとする。このような実施形態の利点は、固定的な閾値よりも妨害振幅が小さくなるまで本発明の方法を実施すればよいこと、ないしは、予め定められた閾値を妨害振幅が上回るときにのみ本発明の方法を開始すればよいことである。この閾値はたとえば、当該閾値を下回る妨害振幅が有効信号の解釈の正否に与える影響が無いか、または無視できる程度のみであるように選択することができる。このように閾値を選択することにより、本発明の有効性が上昇する。というのも、妨害振幅抑圧にかかるコストを、そのコストにより生じる利益に合わせて調整できるからである。
【００１０】
１つの有利な実施形態では、本発明の方法はさらに、標本化された信号をアナログデジタル変換するステップを有し、前記妨害振幅が存在するか否かを判定するステップでは、本発明の方法において行った前記アナログデジタル変換のノイズよりも当該妨害振幅の方が大きい場合にのみ、当該妨害振幅が存在するとする。このようにして、本発明の方法において使用したアナログデジタル変換の、有効信号の解釈に重要でないノイズが、標本化周波数の変化のトリガとなるのを防止することができる。このように閾値を選択することにより、本発明の有効性が上昇する。というのも、妨害振幅抑圧にかかるコストを、そのコストにより生じる利益に合わせて調整できるからである。
【００１１】
本発明の方法の１つの有利な実施形態では、標本化された有効信号の周波数スペクトルのベースバンド内に妨害振幅が存在する場合にのみ、当該妨害振幅が生じているものとする。このような実施態様により、前記方法を開始するのはもっぱら、妨害源が前記周波数領域の有効帯域において影響を及ぼす場合のみとなり、このことにより本方法は高効率になる。
【００１２】
本方法の有利な実施形態では、クロック信号の位相が閾値をとるように前記標本化時点を決定する。たとえば、クロック信号の上昇エッジにおけるゼロ交差により、または、クロック信号の下降エッジにおけるゼロ交差により、標本化時点を決定することができ、または一般的には、クロック信号が閾値を上回ることにより、または、クロック信号が閾値を下回ることにより、標本化時点を決定することができる。
【００１３】
本発明の方法の１つの有利な実施形態では、周期１／ｆを有する周期的なクロック信号に位相ノイズを重畳することにより前記クロック信号を生成する。すなわち、クロック信号の位相を時間に依存して確率論的にシフトさせることにより、前記クロック信号を生成する。前記位相ノイズはたとえば１／ｆノイズとすることができる。つまり、スペクトルパワー密度が周波数に反比例して低下していくノイズ信号とすることができる。このような実施形態の利点は、クロック信号とは別個に、クロック信号に重畳するノイズないしはジッタを変化させることができることである。
【００１４】
しかし、周期１／ｆの周期的なクロック信号に周波数変調を施すことにより、たとえば、正弦波の変調信号を用いて周波数変調を行うことにより、前記クロック信号を生成することも可能である。
【００１５】
本発明の方法はどれも、クロック信号にジッタを生成するために用いることができる。
【００１６】
本発明の方法の１つの有利な実施形態では、最大シフトの絶対値｜Δｔ｜を変化させるステップにおいて、前記標本化周波数ｆにより定まる時間的に等間隔の標本化時点の確率論的シフトの大きさを変化させる絶対値と、有効周波数との比は、１．２５以上の値である。
【００１７】
その際には前記有効周波数は、標本化手法を行うときに時間軸上にて最大シフト｜Δｔ｜を変化させるときの周波数である。本発明の方法では、有効周波数は一定に維持される。前記標本化周波数ｆにより決まる時間的に等間隔の標本化時点の確率論的シフトの絶対値を変化させる大きさと、有効周波数との比は、変調指数とも称することができる。本発明の方法を実施するときの有効周波数は一定であるから、標本化周波数ｆにより決まる時間的に等間隔の標本化時点の確率論的シフトの絶対値を変化させる大きさを変化させることによってのみ、変調指数を変化させることができる。本発明の方法を実施する際に変調指数を値≧１．２５に維持すると、本発明の方法は特に有効に機能する。
【００１８】
有利には初期のΔｔは、標本化周波数の］０；２％］の値に相当し、有利には標本化周波数の］０；１％］に相当する。換言すると、Δｔは標本化周波数の０％より大きくかつ２％以下であり、有利には、標本化周波数の０％を上回りかつ１％以下である。
【００１９】
１つの有利な実施形態では、領域［−Δｔ；＋Δｔ］を変化させるステップにおいて、初期のΔｔを半分に割る。
【００２０】
本発明ではさらに、標本化プロセスの妨害除去装置も開示しており、当該妨害除去装置は、有効信号を標本化周波数で標本化するための手段と、標本化された前記有効信号に妨害振幅が重畳されているか否かを判定するように構成された妨害振幅判定手段とを含む。妨害振幅判定手段はさらに、妨害振幅が存在する場合、標本化周波数ｆにより決まる時間的に等間隔の標本化時点を中心とした領域内にて当該標本化周波数を確率論的にシフトさせるようにも構成されている。ここで、Δｔは最大シフト量である。前記妨害除去装置はその次に、確率論的にシフトした前記標本化時点で前記有効信号を再度標本化し、妨害振幅が依然として存在する場合には、前記最大シフトの絶対値｜Δｔ｜を変化させるように構成されている。
【００２１】
１実施例では前記装置は、周期的なクロック信号を生成するように構成されたクロックジェネレータを有し、当該クロックジェネレータは重畳手段に接続されている。この重畳手段はノイズ源に接続されており、当該ノイズ源により生成されたノイズ信号を前記クロック信号に重畳することにより、ジッタ重畳されたクロック信号を生成するように構成されている。前記ノイズ源は、制御信号を受信したときに前記ノイズ信号の平均ノイズパワーを増大または減少させるように構成されている。前記装置はさらに、前記重畳手段に接続された標本化手段も有し、当該標本化手段は、前記ジッタ重畳されたクロック信号を用いてアナログの有効信号を標本化し、標本化した当該有効信号をアナログデジタルコンバータへ供給するように構成されている。アナログデジタルコンバータは、標本化有効信号をデジタル有効信号にデジタル変換し、妨害振幅検出手段へ供給するように構成されている。妨害振幅判定手段において、前記デジタルの有効信号に妨害振幅が重畳されているか否かが判定される。妨害振幅が存在する場合には、前記妨害振幅判定手段において、標本化時点を確率論的に変化させるための制御信号が生成され、前記ノイズ源へ供給される。
【００２２】
図面
図面と、下記の記載とに基づいて、本発明の実施例を詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】従来技術のアンチエイリアシングフィルタを用いた有効信号の標本化の周波数スペクトルを示す。
【図２】従来技術のアンチエイリアシングフィルタを用いない有効信号の標本化の周波数スペクトルを示す。
【図３】本発明の方法を用いて行った、有効信号の具体的な標本化の周波数スペクトルを示す。
【図４】本発明の一実施例の装置のブロック図である。
【図５】ある期間にわたる、本発明の方法の標本化の周波数スペクトルを示す図である。
【００２４】
本発明の実施形態
図３に、本発明の方法を用いて行った、有効信号の具体的な標本化の周波数スペクトルを示す。ベースバンド１は０ｆからｆ／２までの周波数領域に及ぶ。アナログの有効信号１６は標本化周波数１７で標本化される。フィルタリングされなかった高周波の妨害源１８の妨害振幅２０がある場合、本発明の方法においてこの妨害振幅２０を識別する。これに応じて、標本化周波数ｆにより決定する、時間的に等間隔の標本化時点を中心とした領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１内で、当該標本化時点の確率論的なシフトを行う。前記値Δｔは最大シフト量として、ここでは、前記領域の限界［−Δｔ；＋Δｔ］２１を規定するものであり、この領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１内に、妨害振幅２０の識別後にアナログ有効信号１６を標本化する標本化時点が含まれる。ここでは、実際の標本化時点の確率論的なシフトは、標本化周波数ｆにジッタを重畳することにより実現される。その際には実際の標本化時点は、標本化周波数ｆにより決定される、時間的に等間隔の標本化時点から正確に−Δｔないしは＋Δｔだけ偏差しなくてもよい。むしろ、この偏差の絶対値は各標本化ごとに異なっているが、領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１内で変動する。アナログの有効信号１６は、確率論的にシフトした前記標本化時点で標本化され、その後、未だ妨害振幅２０が存在するか否かを再度判定する。妨害振幅２０が未だ依然として存在している場合、最大シフト量｜Δｔ｜の絶対値を増大または減少させることができ、これにより領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１を、変化した領域１９に変化させることができる。図３に示したこの具体的な実施例では単なる一例として、単に絶対値｜Δｔ｜を半分にすることだけで減少させ、これに伴って、領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１を減少させる。これは単なる一例である。しかし、この変化した領域１９を初期または先行の領域２１より拡大することも可能である。その次に、前記標本化時点を確率論的にシフトさせるステップを再び開始し、今度は、前記変化した領域１９だけこの標本化時点をシフトさせる。標本化周波数ｆにより決定される時間的に等間隔の標本化時点を、最初に、当該等間隔の標本化時点を中心として本発明の方法に従い確率論的にシフトさせる範囲である領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１は、図中に示した具体的な実施例では、標本化周波数の０％より大きくかつ２％より小さいΔｔにより区切られる。しかし、この領域を別のものとすることができ、たとえば［−ｘ；＋ｙ］を選択することができる。ここでｘおよびｙは、実数の集合に含まれる要素である。図３に示した本方法の具体的な実施形態では、本方法において実施されるアナログデジタル変換のノイズ３より妨害振幅２０が大きく、かつ、妨害振幅２０がベースバンド１内に来る場合にのみ、妨害振幅２０を識別する。また、妨害振幅であると判定する基準となる閾値も任意に、前記ノイズより上回るかまたは下回るように選択することができる。
【００２５】
上述の具体的な実施例では、妨害振幅２０がベースバンド１内で検出されることが無くなるまで、標本化周波数に重畳されるジッタの中心となる領域［−Δｔ；＋Δｔ］２１を方法により変化させる。したがって、本発明の方法を適用することにより、フィルタリングされなかった高周波の妨害源１８の、ベースバンド１に畳み込まれていた妨害振幅２０が、当該ベースバンド１外の周波数領域にシフトする２５。
【００２６】
図４は、本発明の一実施例の装置のブロック図である。クロックジェネレータ２４が、周期的なクロック信号２６を生成し、たとえば正弦波または方形波のクロック信号を生成する。クロックジェネレータ２４は重畳手段３２に接続されており、この重畳手段３２は、クロック信号２６にノイズ信号３０を重畳することによってジッタクロック信号３４を生成し、標本化手段３６へ供給するように構成されている。重畳手段３２はさらにノイズ源２８にも接続されており、このノイズ源２８は、ノイズ信号３０を生成して前記重畳手段３２へ供給するように、かつ、制御信号５５を受信したときに当該ノイズ信号３０の平均ノイズパワーを増大または減少させるように構成されている。前記ノイズ信号３０は、たとえば１／ｆノイズないしは位相ノイズである。標本化手段３６にはアナログ有効信号１６も供給され、妨害振幅２０が存在する場合には、標本化手段３６においてこのアナログ有効信号１６が、前記ジッタ重畳されたクロック信号３４を用いて標本化され、このようにして標本化された有効信号４０はアナログデジタルコンバータ４２へ供給される。たとえば、前記ジッタ重畳されたクロック信号３４が所定の値を超えた場合、たとえば上昇エッジにてゼロ点を交差した場合、標本化手段３６はアナログ有効信号１６を標本化する。アナログデジタルコンバータ４２は、標本化有効信号４０をデジタル変換し、このデジタル変換した有効信号４４を、妨害振幅判定手段５０へ供給するように構成されている。この妨害振幅判定手段５０では、デジタル有効信号４４に妨害振幅が重畳されているか否か、ないしは、妨害振幅が存在するか否かを判定する。妨害振幅が存在する場合、前記妨害振幅判定手段５０において制御信号５５が生成され、ノイズ源２８へ供給される。これに応じてノイズ源２８では、平均ノイズパワーを増大または減少させる。この変化したノイズ信号３０を用いて、ひいては、変化した最大シフト量Δｔおよび領域［−Δｔ；＋Δｔ］を用いて、前記方法を続行する。上述の具体的な実施例では、重畳手段３２と、標本化手段３６と、アナログデジタルコンバータ４２と、妨害振幅判定手段５０と、ノイズ源２８とが、最大シフト量Δｔおよび領域［−Δｔ；＋Δｔ］の変化を行うための閉ループ制御回路を構成する。しかしこの実施例は、本発明の方法を実施するための装置の単なる一具体例である。また、クロック信号２６のジッタ重畳も異なる手法で行うことができ、たとえば、ノイズ源２８を用いずにクロックジェネレータ２４に直接影響を及ぼすことにより前記ジッタ重畳を行うことができる。
【００２７】
図５に、本発明の方法の１つの有利な実施形態における標本化の、ある期間にわたる周波数スペクトルを示す。この期間は、ここでは具体的に特定していない。同図では、たとえば１０ＭＨｚの値において目印のために、標本化時点の確率論的なシフトを行わない場合の、ジッタを有さない標本化周波数１７を破線で示す。図中に示した他のすべての周波数スペクトルは、前記標本化周波数１７に対してそれぞれ異なる絶対値±Δｔだけシフトした標本化時点を用いて標本化を行うことにより得られたものである。図５中、１つの標本化７０を任意に選び出して、矢印で示す。この標本化７０は９．５ＭＨｚであり、これは単なる一例である。図５における最大振幅を有する周波数スペクトルは、この実施例では、有効周波数を約９ＭＨｚないしは１１ＭＨｚの値に任意に選択した場合に得られるものである。この実施例では、標本化周波数ｆ１７により決まる時間的に等間隔の確率論的シフトの大きさの変化は、所定のパターンにしたがって行われる。各標本化ごとに確率論的シフトを変化させる大きさは一定であり、選択した当該大きさに対応する周波数スペクトルが各標本化ごとに、ジッタを有さない標本化周波数の周波数中心を中心として、かつ、当該ジッタを有さない標本化周波数に対してそれぞれほぼ等間隔に振動するように、当該大きさを選択する。図５中にて示した実施例では本発明の方法は、有効信号をまず最初に、たとえば確率論的に−Δｔシフトした標本化時点で標本化する。その周波数スペクトル７２は、一例として約９ＭＨｚの位置に来る。つまり、ジッタ無しの標本化周波数より約１ＭＨｚ下回る位置に来る。
【００２８】
その次に、確率論的に＋Δｔシフトした標本化時点で、次の標本化を行う。これにより、周波数スペクトル７４は約１１ＭＨｚの位置に来る。つまり、ジッタ無しの標本化周波数より約１ＭＨｚ上回る位置に来る。その次の標本化では、再び周波数スペクトル７２が得られ、ここから上述のようなプロセスが再び行われる。これにより、上述の具体的な実施例では標本化は常に、約９ＭＨｚの周波数スペクトル７２と約１１ＭＨｚの周波数スペクトル７４とで交互に行われることになる。したがって、変調指数は一定のままである。ここで、ジッタ無しの標本化周波数１７の周波数スペクトル全体に及ぶ時間軸８５を想定して、本発明の実施中に図５のグラフ９０を方向８０において、かつ前記仮想時間軸８５に沿ってシフトさせた場合、標本化の周波数スペクトル７２，７４の振幅の各ピークを繋ぐと、方形ないしはメアンダ状のパターンのシーケンスが得られる。また、上述の構成に代えて択一的に、振幅の軽度の揺らぎを許容して、上述の方形のエッジが不鮮鋭になったり、ないしは、上述の仮想時間軸ないしは周波数軸に対して平行でなくなるようにすることも可能である（図５には示されていない）。図５に示していないもう１つの他の実施形態では、標本化の各周波数スペクトルの振幅を上述の仮想時間軸に沿って繋ぐと、正弦波状になる。この実施例における標本化の周波数スペクトルの周波数値は、特に、標本化周波数と有効周波数と、各標本化時点の確率論的シフトの絶対値とが組み合わさることにより定まり、この周波数値の単なる一例を図５に示している。
【００２９】
どの実施例においても、最大シフトの絶対値｜Δｔ｜を変化させる大きさの最小値として、変調指数≧１．２５を規定することができる。これにより、標本化周波数ｆにより決まる時間的に等間隔の標本化時点の確率論的なシフトの大きさを変化させる大きさと、有効周波数との比は、１．２５以上の値になる。
【００３０】
さらに、標本化周波数ｆにより定まる時間的に等間隔の標本化時点の確率論的シフトの大きさの変化は、どの実施例においても、図５に示されているように、時間軸で見て方形波状、正弦波状、または不鮮鋭な方形波状を描くことができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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