【事件の表示】
　平成１０年特許願第５４６９６８号「ＣＤＭＡ通信システムにおける送信レートの送受信方法および装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１０年１１月　５日国際公開、ＷＯ９８／４９７９０、平成１３年１１月１３日国内公表、特表２００１−５２２５６１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成１０年３月１３日（パリ条約による優先権主張外国庁受理平成９年４月３０日、米国）を国際出願日とする出願であって、平成１９年１２月１２日に手続補正がなされたが、平成２０年６月１２日付けで拒絶査定され、同年９月２２日に拒絶査定不服審判が請求されたものであって、特許請求の範囲の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１９年１２月１２日付け手続補正書により補正された明細書及び図面からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された以下のとおりのものと認める。
　
「連続送信方式をサブ・レート送信に利用するマルチ・レート通信システムにおいて送信レートを送信する方法であって、前記送信方式は、データを送信するためにフレームを利用し、該フレームの各々が特定の送信レートで送信され、当該方法は：
　ボイス・エンコーダにより出力されたトラフィック・チャネル・データを受信する段階；
　前記トラフィック・チャネル・データを複数の拡散コードを用いてＭ進変調することによって、前記トラフィック・チャネル・データを直交エンコードする段階；
　第１通信ユニットと第２通信ユニットとの間で送信される複数のフレームについて送信レートを判定する段階；および
　前記第１通信ユニットから前記第２通信ユニットに前記複数のフレームを、低レート制御チャネルと共に送信する段階であって、前記低レート制御チャネルは、前記複数のフレームの送信レートを示すために利用されるところの段階；
を備え、前記第１通信ユニットから前記第２通信ユニットに前記低レート制御チャネルを送信する前記段階は、前記送信レートを、前記ボイス・エンコーダにより出力された前記トラフィック・チャネル・データを変調するために用いられる複数の拡散コードの極性上に変調するか、あるいは、前記直交エンコードされたトラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、前記低レート制御チャネルを送信する段階を含むことを特徴とする方法。」
　
２．引用発明
　原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第９６／１０８７９号（以下、「引用例」という。）には、「METHOD AND APPARATUS FOR COHERENT COMMUNICATION RECEPTION IN A SPREAD-SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM」（邦訳：拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置）として図面と共に次の記載がある。
　
イ．「　　The present invention relates to communication systems which employ spread-spectrum signals and, more particularly, to a method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system.」（１頁１１行〜１４行）
　
（イ．邦訳）
「　　本発明は、拡散スペクトル信号を採用する通信システムに関し、さらに詳しくは、拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置に関する。」
　
ロ．「　　These direct sequence spread-spectrum communication systems can readily be designed as multiple access communication systems. For example, a spread-spectrum system may be designed as a direct sequence code division multiple access (DS-CDMA) system. In a DS-CDMA system, communication between two communication units is accomplished by spreading each transmitted signal over the frequency band of the communication channel with a unique user spreading code. As a result, transmitted signals are in the same frequency band of the communication channel and are separated only by unique user spreading codes. These unique user spreading codes preferably are orthogonal to one another such that the cross-correlation between the spreading codes is approximately zero.」（２頁１５行〜２５行）
　
（ロ．邦訳）
「　　このような直接順序拡散スペクトル通信システムは、多重接続通信システムとして容易に設計することができる。たとえば、拡散スペクトル・システムを直接順序符号分割多重接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムとして設計することができる。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、２つの通信ユニット間の通信は、各々の被送信信号を独自のユーザ拡散符号を有する通信チャネルの周波数帯域上にに拡散することにより行われる。その結果、被送信信号は、通信チャネルの同一の周波数帯域内にあり、独自のユーザ拡散コードでのみ隔てられる。これらの独自のユーザ拡散コードは、好ましくは互いに直交しており、拡散符号間の相互相関がほぼゼロになる。」
　
ハ．「　　Referring now to FIG. 1, a system for coherent communication in a spread-spectrum communication system is shown. In order to provide a better understanding of the preferred embodiment receiver disclosed below, a description of a preferred transmitter that can be advantageously used with such a receiver will be discussed first. Beginning with the encoding and interleaving portion 104 of a transmitter 101 of the communication system, traffic channel data bits 102 are input to an encoder at a particular bit rate (e.g., 9.6 kilobit/second). The input traffic channel data bits may include voice converted to data by a vocoder, pure data (including video), a combination of the two types of data, etc. The encoder encodes the input data bits 102 into data bits at a fixed encoding rate (1/r) with an encoding algorithm which facilitates subsequent maximum likelihood decoding of received data samples into data bits (e.g. convolutional or block coding algorithms). For example, the encoder encodes input data bits 102 (e.g., 192 input data bits that were received at a rate of 9.6 kilobits/second) at a fixed encoding rate of one data bit to three coded data bits (i.e., 1/3) such that the encoder outputs data bits, e.g., 576 data bits output at a 28.8 kilobit/second rate. These data bits are then input into an interleaver which organizes the data bits into blocks (i.e., frames) and block interleaves the input data bits. In the interleaver, the data bits are individually input into a matrix which defines a predetermined size block of data bits. The data bits are input into locations within the matrix so that the matrix is filled in a column by column manner. The data bits are individually output from locations within the matrix so that the matrix is emptied in a row by row manner. Typically, the matrix is a square matrix having a number of rows equal to the number of columns; however, other matrix forms can be chosen to increase the output interleaving distance between the consecutively input non-interleaved data bits. The interleaved data bits 110 are output by the encoder/interleaver 104 at the same data bit rate that they were input to the interleaver (e.g., 28.8 kb/s (kilobits/second)). The predetermined size of the block of data bits defined by the matrix is derived from the maximum number of data bits which can be transmitted at a coded bit rate within a predetermined length transmission block. For example, if data bits are output from the encoder at a 28.8 kilobits/second rate, and if the predetermined length of the transmission block is 20 milliseconds, then the predetermined size of the block of data bits is 28.8 kilobits/second times 20 milliseconds which equals 576 data bits which defines an 18 by 32 matrix.
　　The interleaved data bits 110 are then input to a reference bit inserter 112 which inserts L known reference bit pairs (generated by synch bit generator 111, which receives rate information 105 from the vocoder, in the illustrated case via encoder 104) for every M interleaved data bit pairs 110. To simplify the following discussion, it will be assumed that L=1 and M=3 (as is illustrated in FIG. 2), making a four symbol group. It will be appreciated by those skilled in the art that L and M could be any value without departing from the scope and spirit of the present invention. In a preferred embodiment, the inserted reference bits will have values so as to form predetermined sequences from which a receiver can determine the appropriate rate information. Thus, for example, when using an IS-95-like structure of 16 power control groups of 24 symbols each per frame, together with the reference bit structure of the present invention (e.g., each power control group having 6 segments each of 1 reference symbol (L=1) and 3 data symbols (M=3, where M is the number of data bit pairs between reference bit pairs), the following sequences could be used: 1) for full rate, insert reference symbols (r0 through r95, i.e. all symbols (6 each) for the 16 power control groups) the value 1+ j(= r0); 2) for half rate, insert symbols = r0 in the first and ninth groups, even symbols = r0 and odd symbols = -r0 in the third, fifth, seventh, eleventh, thirteenth and fifteenth groups, and all remaining symbols = X (where X means don't care since these groups are not transmitted); and 3) for eighth rate, insert even symbols = r0 and odd symbols = -r0 in the first and ninth groups, and all remaining symbols = 0. If randomization of the power group positions were employed, a mapping in sequence of the energized groups to those selected by the randomization can be readily accomplished. (IS-95 randomization requires that possible eighth rate groups used be a subset of possible quarter rate groups be a subset of possible half rate groups, such as is illustrated in FIG. 8). One skilled in the art will appreciate that different sequence families may be employed, and such may also be extended if additional information messages are to be sent. Thus, for example, if a further information bit B (e.g., a power control bit, or received frame error rate at the transmitting unit 101) is to be sent per frame, a first reference sequence family could be used (such as that described above) for B = 0. If B = 1, the additional sequences could be used: 1) for full rate, all symbols = r0 in the odd (1, 3...15) groups, and = -r0 in the even (2, 4...16) groups; 2) for half rate, the same sequence is used as in full rate except for groups 3, 7, 11, and 15, in which the group reference symbol pattern is rhalf = (r0 r0 r0 -r0 -r0 -r0); 3) for quarter rate, groups 5 and 13 are assigned the pattem rhalf while groups 1 and 9 remain as before; and 4) for eighth rate, groups 1 and 9 are also assigned the pattern rhalf. While the probability of transmitting B correctly under full rate remains high (Pr{error}10% may be acceptable for this purpose), the probability of error is higher for lower rates since the sequences are not maintained at zero crosscorrelation at the lower rates.
　　When L=1 and M=3, reference bit inserter 112 outputs 768 reference-coded bits 114 for each block (i.e., frame) such that two reference bits are inserted between each group of six data bits. An example of a block (i.e., frame) of reference-coded data bits 114 ready for spreading consisting of 48 bits is shown in FIG. 2 (where each d represents a data bit and each r represents a reference bit).
　　The reference-coded data bits 114 are input to a modulating portion 116 of the communication system. The data bits 114 are received into a buffer 118, from which the real and imaginary portions of the bitstream are subsequently read out and separately spread with a Walsh code Wj and PN code sequences PNi via multipliers 120-121. Alternatively, a differing code sequence PNi and PNq may be used for the real and imaginary branches. When the same PNi code is used for both real and imaginary datastreams, the Walsh code serves as a user specific sequence of symbols or unique user code. The reference-coded datastream arrives at modulating portion 116 at a rate of 38.4 kilobits/second. Each section of 6 groups (i.e., 3 pair (a pair making 1 QPSK symbol) of data bits, 1 pair of reference bits x 6 groups = 48 bits) is then spread so as to output a single 64 symbol length code per input symbol at a higher fixed symbol rate (e.g., 1228.8 kilosymbols/second, also referred to as 1.2288 Megachips/second). It will be appreciated by those skilled in the art that the reference bits and data bits within the stream of reference-coded data bits 114 may be spread according to numerous other algorithms into a sequence of larger length codes without departing from the scope and spirit of the present invention.
　　For π/4 QPSK modulation the spread symbol stream is then rotated via multiplier 122 by π/4 every chip; for altemative modulations like QPSK this step is omitted. The symbol streams are then FIR (finite impulse response) filtered to reduce out of band energy below a set value, converted to an analog signal stream, and further low pass filtered via filter/DACs (digital to analog converters) 124, 125. After being converted to an analog signal the signals from the two symbol streams are quadrature modulated and summed via multipliers 126, 127 and summer 128; alternatively, the signals could be combined via direct digital synthesis. Finally, the modulated signal is amplified by LPA (linear power amplifier) 129 and provided to antenna 130 for transmission over the communication channel 131.」（７頁３４行〜１１頁１５行）
　
（ハ．邦訳）
「　　第１図を参照して、コヒーレント通信拡散スペクトル通信システムのためのシステムが図示される。以下に開示される好適な実施例の受信機をよりよく理解するために、この受信機と共に用いると有利な好適な送信機を先に説明する。通信システムの送信機１０１の符号化および挟み込み部分１０４から始まり、トラフィック・チャネル・データ・ビット１０２が特定のビットレート（たとえば毎秒９．６キロビット）でエンコーダに入力される。入力されたトラフィック・チャネル・データ・ビットには、ボコーダによりデータに変換される音声，純粋なデータ（ビデオを含む），これら２種類のデータの組み合せなどが含まれる。エンコーダは、入力データ・ビット１０２を、一定の符号化レート（１／ｒ）で、符号化アルゴリズムにより符号化する。このアルゴリズムは、その後の、被受信データ・サンプルのデータ・ビットへの最大確率解読を容易にする（たとえば重畳またはブロック符号化アルゴリズム）。たとえば、エンコーダは、入力データ・ビット１０２（たとえば９．６キロビット／秒のレートで受信された１９２個の入力データ・ビット）を、１データ・ビット対３個の符号化されたデータ・ビット（すなわち１／３）の一定の符号化レートで符号化して、エンコーダはデータ・ビット、たとえば２８．８キロビット／秒のレートで出力される５７６個のデータ・ビットを出力する。これらのデータ・ビットは、次にインターリーバに入力され、このインターリーバはこれらのデータ・ビットをブロック（すなわちフレーム）に編成し、入力データ・ビットにブロックインターリーブを行う。インターリーバでは、データ・ビットは、所定のサイズのブロックのデータ・ビットを定義する行列に個々に入力される。データ・ビットは、行列が行毎に埋まるように行列内の位置に配置される。データ・ビットは、行列が行毎に空になるよう行列内の位置から個々に出力される。通常、行列は、列の数に等しい数の行を有する正方形の行列である。しかし、連続的に入力された挟み込まれないデータ・ビット間のインターリーブ距離を大きくするために他の行列の形態を選択することもできる。インターリーブされたデータ・ビット１１０は、インターリーバに入力されたのと同じデータ・ビットレート（たとえば２８．８ｋｂ／ｓ（キロビット／秒））でエンコーダ／インターリーバ１０４により出力される。行列により定義される所定のサイズのデータ・ビットのブロックは、所定の長さの送信ブロック内で符号化されたビットレートで送信することができる最大数のデータ・ビットから導かれる。たとえば、データ・ビットがエンコーダから２８．８キロビット／秒のレートで出力され、所定長の送信ブロックが２０ミリ秒とすると、所定のサイズのデータ・ビットのブロックは、２８．８キロビット／秒に２０ミリ秒を掛けたもので、１８×３２の行列を規定する５７６個のデータ・ビットとなる。
　　インターリーブされたデータ・ビット１１０は、次に基準ビット挿入器１１２に入力され、挿入器１１２はＬ個の既知の基準ビット対（ボコーダから、図示されたケースではエンコーダ１０４を介してレート情報１０５を受信する同期ビット発生器１１により生成される）をＭ個の挟み込まれたデータ・ビット対１１０毎に挿入する。以下の説明を簡単にするために、（第２図に示されるように）Ｌ＝１，Ｍ＝３として、４シンボルのグループを作るとする。Ｌ，Ｍは、本発明の範囲と精神を逸脱せずに任意の数とすることができることは、当業者には理解頂けよう。好適な実施例においては、挿入された基準ビットは、所定のシーケンスを形成する値を有し、このシーケンスから受信機は適切なレート情報を決定することができる。そのため、たとえば、フレーム毎に２４個のシンボルからなる１６の電力制御グループのＩＳ−９５様の構造を、本発明の基準ビット構造（たとえば、それぞれ１個の基準シンボル（Ｌ＝１）と３個のデータシンボル（Ｍ＝３，ただしＭは基準ビット対間のデータ・ビット対の数）という６個のセグメントを有する各電力制御グループ）を用いる場合には、以下のシーケンスを用いることができる：　１）フルレートについては基準シンボル値１＋ｊ（＝ｒ０）を挿入する（ｒ０〜ｒ９５，すなわち１６の電力制御グループについてすべての（それぞれ６個）；　２）半レートについては、第１および第９グループにシンボル＝ｒ０を、偶数シンボル＝ｒ０と奇数シンボル＝−ｒ０を第３，第５，第７，第９，第１１，第１３および第１５グループに、そして残りのすべてのシンボルはＸとする（ただしＸは、これらのグループが送信されないため「無関係」を意味する）；　３）１／８レートについては、第１および第９グループに偶数符号＝ｒ０と奇数符号＝−ｒ０を挿入し、残りの符号を０とする。電力グループ位置の無作為化が採用されると、無作為化により選択されたグループに対する被励起グループのシーケンスの割当を容易に実行することができる。（ＩＳ−９５の無作為化を行うには、第８図に図示されるように、可能な１／８レートグループが、可能な１／４レートグループの下位群となり、それが可能な半レート群の下位群となることが必要である）。異なるシーケンス系を採用することもできること、また追加の情報メッセージを送出する場合にはこれを延長することができることは、当業者には理解頂けよう。そのため、たとえば、更なる情報ビットＢ（たとえば電力制御ビットまたは送信ユニット１０１の被受信フレーム誤差率）をフレーム毎に送出しようとする場合は、第１基準シーケンス系をＢ＝０に関して用いることもできる（上記のように）。Ｂ＝１の場合、別のシーケンスを用いることもできる：　１）フルレートについては、奇数（１，２，．．．１５）グループに全シンボル＝ｒ０，偶数（２，４，．．．１６）グループに−ｒ０；　２）半レートについては、グループ３，７，１１，１５を除きフルレートと同じシーケンスを用いる、このときグループ基準シンボルパターンは、ｒhalf＝｛ｒ０ ｒ０ ｒ０ −ｒ０ −ｒ０ −ｒ０｝；　３）１／４レートについては、グループ５，１３にパターンｒhalfを割り当て、グループ１，９は前と同じ；　４）１��８レートについては、グループ１，９にもパターンｒhalfを割り当てる。フルレート下でＢを正確に送信する確率は高い（この目的のためにはＰr｛error｝＜１０%が許容）が、誤差の確率は、レートが低くなると高くなる。これは、レートが低いとシーケンスがゼロの相互相関に維持されないためである。
　　Ｌ＝１，Ｍ＝３のとき、基準ビット挿入器１１２は、各ブロック（すなわちフレーム）につき７６８個の基準符号化ビット１１４を出力するので、６個のデータ・ビットからなる各グループ間に２個の基準ビットが挿入される。４８ビットからなる、拡散のための基準符号化データ・ビット１１４のブロック（フレーム）の例を第２図に示す（ここではｄはデータ・ビットを表し、ｒはそれぞれ基準ビットを表す）。
　　基準符号化データ・ビット１１４が、通信システムの変調部１１６に入力される。データ・ビット１１４は、バッファ１１８内に受信され、その後、ここからビットストリームの実数部と虚数部が読み出され、乗数器１２０〜１２１を介してウォルシュ符号ＷjおよびＰＮ符号シーケンスＰＮiにより別々に拡散される。あるいは、実数部と虚数部に関して異なる符号シーケンスＰＮi，ＰＮqが用いられることもある。実数部および虚数部のデータストリームに関して同じＰＮi符号が用いられる場合、ウォルシュ符号はシンボルのユーザ別シーケンスまたは独自のユーザ符号として機能する。基準符号化データストリームは、３８．４キロビット／秒のレートで変調部１１６に到達する。６グループ（すなわち３対（１対が１個のＱＰＳＫシンボルとなる）のデータ・ビット，１対の基準ビット×６グループ＝４８ビット）の各セクションが拡散されて、入力されたシンボル１つについて１つの６４シンボル長符号がより高い固定シンボルレート（たとえば１２２８．８キロシンボル／秒，１．２２８８メガチップ／秒とも言う）で出力される。基準符号化データ・ビット１１４のストリーム内の基準ビットとデータ・ビットとは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、他の多くのアルゴリズムに従って、より長い符号シーケンス内に拡散されることがあることを当業者には理解頂けよう。
　　π／４ＱＰＳＫ変調に関しては、拡散されたシンボルストリームは、乗数器１２２を介してπ／４チップだけ回転される。ＱＰＳＫなどの代替の変調では、この過程は省略される。シンボルストリームは、次にＦＩＲ（有限衝撃応答）濾波されて、設定値より低いバンド・エネルギ外に削減され、アナログ信号ストリームに変換されて、さらにフィルタ／ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１２４，１２５を介して低域通過濾波される。アナログ信号に変換後、２つのシンボルストリームからの信号は直角変調され、乗数器１２６，１２７および加算器１２８を介して加算される；あるいは、信号は直接デジタル合成を介して合成されることもある。最後に変調された信号はＬＰＡ（線形電力増幅器）１２９により増幅されて、アンテナ１３０に送られ、通信チャネル１３１上を送信される。」
　
ニ．「　　Finally, the channel estimator 154 filters the phase rotated, extracted reference samples 152 of the selected timing branch with a filter based upon the rate estimate to obtain unbiased, but noisy, channel estimates. In order to obtain a better channel estimate 156, these noisy estimates may be passed through a low-pass filter, which may be fixed or adaptive, to remove the high frequency noise components. The resulting channel estimates 156 are relatively noise-free and can be used for coherent detection. It should be noted that the low pass filtering only gives us a channel estimate for every (M+1)T, where M is the number of data bit pairs between each reference bit pair inserted by reference bit inserter 112 (e.g., M=3) and where T is the time interval of each data bit pair (or symbol, for QPSK).To perform coherent detection of transmitted data samples, we need to have a channel estimate for every T. When (M+1)T is short relative to the channel variation time constant, a simple but effective method to get a channel estimate for every T is to perform linear interpolation between two channel estimates separated by (M+1)T. However, as will be appreciated by those skilled in the art more sophisticated interpolation techniques may be used if necessary.」（１３頁１４行〜３１行）
　
（ニ．邦訳）
「　　最後に、チャネル推定器１５４は、選択されたタイミング・ブランチの位相回転され抽出された基準サンプル１５２を、速度推定値に基づいてフィルタで濾波し、バイアスされていないが雑音の多いチャネル推定値を得る。よりよいチャネル推定値１５６を得るためには、これらの雑音の多い推定値を固定または適応低域通過フィルタに通して、高周波ノイズ成分を取り除く。その結果得られたチャネル推定値１５６は、比較的雑音がなく、コヒーレント検出に用いることができる。低域通過濾波は、（Ｍ＋１）Ｔ毎にチャネル推定値を与えるだけであることに留意されたい。ただし、Ｍは基準ビット挿入器１１２により挿入される各基準ビット対間のデータ・ビット対の数（たとえばＭ＝３）で、Ｔは各データ・ビット対（またはＱＰＳＫのためのシンボル）の時間間隔である。被送信データ・サンプルのコヒーレント検出を実行するためには、Ｔ毎にチャネル推定値を得る必要がある。（Ｍ＋１）Ｔがチャネル変化時定数に比べて短い場合は、各Ｔについてチャネル推定値を得るための簡単だが有効な方法は、（Ｍ＋１）Ｔで隔てられた２個のチャネル推定値間の線形補間を行うことである。しかし、当業者にはおわかりのように、必要に応じてより高度な補間技術を用いることもできる。」
　
　
　上記引用例の記載及び関連する図面並びにこの分野の技術常識を考慮すると、
（１）引用例記載の「通信システム」では、上記ハ．から明らかなように、「フルレート」、「半レート」、「１／４レート」、「１／８レート」の送信レートを用いて通信が行われているから、マルチ・レート通信システムといえるものであって、本願発明と同様に、「半レート」、「１／４レート」、「１／８レート」による送信は「フルレート」に対してサブ・レート送信といえるから、引用例記載の「通信システム」は、送信方式をサブ・レート送信に利用するマルチ・レート通信システムといえるものであり、
（２）上記ハ．から明らかなように、送信には特定の送信レートの「フレーム」が利用されており、
（３）上記ハ．、ＦＩＧ．１に記載されるように、「ボコーダ」により出力された「トラフィック・チャネル・データ」を受信しており、
（４）上記ハ．に記載されるように、送信レートに対応して「基準ビット」のシーケンスを生成するから、送信レートの判定が行われることは技術常識であり
（５）上記ハ．、ＦＩＧ．１、ＦＩＧ．２から明らかなように、「送信ユニット」から「受信機」へフレームを「基準ビット」と共に送信しており、
（６）上記ハ．、ＦＩＧ．２から明らかなように、「基準ビット」は、「トラフィック・チャネル・データ」と比べて低レートであって、送信レートを示すために利用されており、
（７）上記ハ．、ＦＩＧ．１に記載されるように、「基準シンボル」を変調することによって「基準ビット」は送信されており、
（８）上記ニ．から明らかなように、「基準シンボル」は、「受信機」において「トラフィック・チャネル・データ」の「コヒーレント検出」に用いられているから、「トラフィック・チャネル・データ」のコヒーレント復調を促進するために用いられるといえるものである。
　
　したがって、上記（１）〜（８）からして、引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されていると認められる。
　 
（引用発明） 
「送信方式をサブ・レート送信に利用するマルチ・レート通信システムにおいて送信レートを送信する方法であって、前記送信方式は、データを送信するためにフレームを利用し、該フレームの各々が特定の送信レートで送信され、当該方法は：
　ボコーダにより出力されたトラフィック・チャネル・データを受信する段階；
　送信ユニットと受信機との間で送信されるフレームについて送信レートを判定する段階；および
　前記送信ユニットから前記受信機に前記フレームを、低レート基準ビットと共に送信する段階であって、前記低レート基準ビットは、前記フレームの送信レートを示すために利用されるところの段階；
を備え、前記送信ユニットから前記受信機に前記低レート基準ビットを送信する前記段階は、前記送信レートを、前記トラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、前記低レート基準ビットを送信する段階を含む方法。」 
　 
　 
３．対比・判断 
　本願発明と引用発明とを対比する。 
　引用発明の「ボコーダ」は、本願発明の「ボイス・エンコーダ」に相当し、
　上記ロ．において「２つの通信ユニット間の通信」と記載していることを鑑みれば、引用発明の「送信ユニット」、「受信機」は、いずれも「通信ユニット」といえるものであり、これらの「通信ユニット」を「第１の通信ユニット」、「第２の通信ユニット」とすることは任意であり、
　引用発明の「基準ビット」は、通信チャネル１３１上で、トラフィック・チャネル・データとは異なる信号として送信され、受信機において送信レートの決定を行う制御に用いられるから、「制御チャネル」といえるものである。
　 
　したがって、本願発明と引用発明とは、以下の点で一致し、また相違する。 
　 
（一致点） 
「送信方式をサブ・レート送信に利用するマルチ・レート通信システムにおいて送信レートを送信する方法であって、前記送信方式は、データを送信するためにフレームを利用し、該フレームの各々が特定の送信レートで送信され、当該方法は：
　ボイス・エンコーダにより出力されたトラフィック・チャネル・データを受信する段階；
　第１の通信ユニットと第２の通信ユニットとの間で送信されるフレームについて送信レートを判定する段階；および
　前記第１の通信ユニットから前記第２の通信ユニットに前記フレームを、低レート制御チャネルと共に送信する段階であって、前記低レート制御チャネルは、前記フレームの送信レートを示すために利用されるところの段階；
を備え、前記第１の通信ユニットから前記第２の通信ユニットに前記低レート制御チャネルを送信する前記段階は、前記低レート制御チャネルを送信する段階を含む方法。」 
　 
（相違点１）
　本願発明が「連続」送信方式であって「複数の」フレームを用いているのに対して、引用発明では不明な点。
　
（相違点２）
　本願発明は「前記トラフィック・チャネル・データを複数の拡散コードを用いてＭ進変調することによって、前記トラフィック・チャネル・データを直交エンコードする段階」を備えるのに対し、引用発明では不明な点。
　
（相違点３）
　本願発明は、「前記送信レートを、前記ボイス・エンコーダにより出力された前記トラフィック・チャネル・データを変調するために用いられる複数の拡散コードの極性上に変調するか、あるいは、前記直交エンコードされたトラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、」低レート制御チャネルを送信するのに対し、引用発明では、「前記送信レートを、トラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、」低レート制御チャネルを送信する点。
　
　そこで、まず、上記相違点１について検討するに、連続した複数のフレームを用いる連続送信方式は通信システムにおける技術常識であるから、引用発明において「連続」送信方式であって「複数の」フレームを用いるようにすることは当業者が容易に想到し得るものである。
　次に、上記相違点２、３について検討するに、 トラフィック・チャネル・データを複数の拡散コードを用いてＭ進変調することによって、トラフィック・チャネル・データを直交エンコードすることは、国際公開第９７／００５６２号のＦＩＧ．１、特開平６−２５２８７９号公報の第１図、第３図に記載されるように周知技術であるから、引用発明において、「前記トラフィック・チャネル・データを複数の拡散コードを用いてＭ進変調することによって、前記トラフィック・チャネル・データを直交エンコードする段階」を備えることは、当業者が適宜なし得るものである。そして、この場合、引用発明は「前記送信レートを、前記直交エンコードされたトラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、低レート制御チャネルを送信する」構成となり、本願発明において「前記送信レートを、前記ボイス・エンコーダにより出力された前記トラフィック・チャネル・データを変調するために用いられる複数の拡散コードの極性上に変調するか、あるいは、前記直交エンコードされたトラフィック・チャネル・データのコヒーレント復調を促進するために受信機より用いられる基準シンボルを変調することによって、低レート制御チャネルを送信する」と記載された二者択一の構成のうちの一方となるから、相違点２、３も格別のものではない。
　
　そして、本願発明の効果も引用発明及び周知技術から当業者が予測し得る範囲のものであり、審判請求の理由における審判請求人の主張も上記認定判断を覆すものではない。
　 
　 
４．むすび 
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 
　 
　よって、結論のとおり審決する。