【誤訳訂正書】
【提出日】平成23年4月8日(2011.4.8)
【誤訳訂正１】
【訂正対象書類名】明細書
【訂正対象項目名】全文
【訂正方法】変更
【訂正の内容】
【書類名】明細書
【発明の名称】スペクトルアナライザ
【０００１】本発明は、スペクトルアナライザに関するものである。
典型的なスペクトルアナライザを添付図面の図１に示す。コントロールプロセッサ１は帯域フィルタ２を同調させ、該帯域フィルタが入力信号３中の選択された帯域の周波数のみ通過させるようにする。該信号の出力は出力検出器４により検出される。出力検出器４の基本出力はその後ディスプレイ装置６に表示する前に、プロセッサ５によって処理され、そこで信号を平均してノイズを減少させ、ピークを検出し、対数表現に変換することができる。通常、コントロールプロセッサ１は、ディスプレイ装置を組織して出力対周波数を示すグラフを描くようにする。
【０００２】この単純な形態のＲＦスペクトルアナライザは、殊に汎用検査装置としては、実用的ではない。問題は、可同調フィルタ２の実現化にある。選択可能な広帯域或いは狭帯域の帯域幅（例えば、３ＭＨｚから１０Ｈｚ）を有し、しかも広いＲＦ周波数範囲（例えば１０ｋＨｚから１０ＧＨｚ）に渡り同調可能なフィルタを構成することは実際的ではない。これと興味深い対照を示すのは、光スペクトル分析器である。光スペクトル分析器においては、空洞共振器及び／又は回折格子が興味の対象である帯域全てに渡って同調可能であり、以下に説明するヘテロダイン法は実際的ではない。
【０００３】フィルタの実現化におけるこの問題は、周波数変換装置をスペクトルアナライザの前端に設けることにその解決策を見いだせる。添付図面の図２にそのような装置の使用を示す。帯域フィルタを入力に同調させる代わりに、コントロールプロセッサ１は周波数変換器８に基準周波数を提供する周波数シンセサイザ７の周波数を設定する。この周波数変換器８は、基準周波数に関連づけられた周波数ブロックを取り込み、これをそれぞれの相対出力を維持しつつ、同じ帯域幅でしかもずっと低い中心周波数を有する周波数ブロックに変換する機能を有する。この周波数ブロックは固定帯域フィルタ９に送られて１つの狭域が選択され、出力検出器４による出力検出のため次へ送られる。
【０００４】周波数シンセサイザ７及び固定帯域フィルタ９に結合された周波数変換段階８は、図１の帯域フィルタ２相当するものであり、基準周波数に関する分だけ周波数が高く変位されているものである。このように固定のしかも低い周波数で具体化されるため、図２の帯域フィルタ９は実現可能である。
【０００５】このタイプのスペクトルアナライザに用いられる理想的な周波数変換段階は、以降１：１特性と称する重要な特性を１つ有する。１：１特性とはつまり、周波数変換器から信号出力が現れるときはいつでも、その信号出力を引き起こした入力信号に於いて、正確に１つの入力信号が特定の周波数差及び出力の差で存在するということである。係る特定の周波数差によってコントローラ１は、検出した周波数を正確に見積もることができる。
【０００６】理想的な周波数変換器を構成することは容易ではない。添付図面の図３を参照して説明するが、最も単純なタイプの周波数変換器は基本的なミキサ１０を用いるタイプのものである。１ＧＨｚの入力信号、１．０１ＧＨｚの基準信号について考えてみると、周波数ミキサ１０は周波数２．０１ＧＨｚ及び１０ＭＨｚの２つの信号を出力する。ミキサ１０の次に来る帯域フィルタ９は２．０１ＧＨｚの信号を遮断し、１０ＭＨｚの信号を通過させる。あいにく、１０ＭＨｚの出力を生じさせる入力信号は他にもあり、第１に挙げられる最も明らかなものは、基準から１０ＭＨｚ異なる１．０２ＧＨｚの入力信号で、これが１０ＭＨｚの出力を生じさせる。加えて、不都合なことにミキサ１０は、例えば基準信号の第３高調波と１０ＭＨｚ異なる３．０２ＧＨｚの入力信号によって１０ＭＨｚの出力を発生する。よって、基本的なミキサが、１つの出力を生成する入力信号は１つだけであるという１：１特性に違反することがわかる。この違反の結果、スペクトルアナライザの表示が存在しない入力出力を示唆し、これによりディスプレイ上に「影像」及び「スプリアス信号」生じかねない。
【０００７】基本的なミキサを用いて構成される機器は数々ある。変調分析器はそのような機器の１つである。ここでは、機器の通常の操作において唯一の入力信号は被試験変調信号のみと仮定される。単純なＲＦ入力が影像やスプリアス信号を発生させることが可能であるものの、これらは通常の操作においては存在しないことが知られており、よって無視できる。
【０００８】スペクトルアナライザの場合、１つの入力信号を仮定することはできない。スペクトルアナライザを用いてしばしば行われる測定は信号検索である。ここでは、ディスプレイ上に表示され信号は全て本物の入力信号として解されなければならず、周波数変換器が作り出した偽の信号として無視されてはならない。
【０００９】添付図面の図４を参照して説明するが、複数のミキサとフィルタにより更に理想的な周波数変換器を構成できる。低域フィルタ１１は、ある遮断周波数、例えば２ＧＨｚ、より低い周波数の信号のみ通過させる。従って、直流から２ＧＨｚの周波数帯域の信号のみがミキサの入力として存在する。基準シンセサイザ７はこの帯域よりも高い周波数、例えば３ＧＨｚから５ＧＨｚ、を生成し、帯域フィルタ１２は３ＧＨｚに同調する。これにより基準シンセサイザが４ＧＨｚの周波数に設定されるとき、１ＧＨｚの周波数を有する信号のみが帯域フィルタ１２に現れることが保証される。入力信号用低域フィルタ１１は、７ＧＨｚの入力が４ＧＨｚの基準とミキシングし、やはり周波数３ＧＨｚのミキサ出力をつくりだすことにより影像が生じないことを保証する。これは、典型的な「周波数上方変換」ヘテロダイン受信機の特徴を記述するものである。出力検出器を帯域フィルタ１２の出力側に配置することが可能であるが、この様な高い周波数において狭い帯域フィルタを構成することは極めて困難であり、よって、最終的に信号を適切な周波数にするため更にもう１つかそれ以上のミキシング及び濾波の段階が必要とされる。
【００１０】第２の基準信号源１３は、第２のミキサ２１と共に用いられる。基準周波数を３．０１ＧＨｚに選択されたとすると、最終段階の帯域フィルタ９における出力周波数は１０ＭＨｚとなる。しかしながら、これら特定の周波数には実用において問題がある。もし帯域フィルタ１２が３．０２ＧＨｚの信号を含んでいると、該信号もミキシングされ１０ＭＨｚの出力に低められる。帯域フィルタ１２の通過帯域の中心を３ＧＨｚとし、かつ３．０２ＧＨｚの信号を適切に遮断することは容易はない。しかし、これらの影像周波数を適切に遮断できなければ、最初のミキシング段階では問題ないが、周波数変換器全体では重要な特性である１：１特性を阻害することになる。典型的な３ＧＨｚのフィルタでは通過帯域から３００ＭＨｚ離れた信号を遮断するのがせいぜいである。第２の基準１３は、中心から３ＧＨｚを超えて外れていなければならず、ことによると３１６０ＭＨｚまで外れていなければならず、従って次に続く帯域フィルタ９は１６０ＭＨｚを中心とする。
【００１１】ここで最終的に得られる出力周波数は、依然として狭域分析フィルタを構成するには高すぎることもあるが、１０ＭＨｚ離れた影像と区別するためのフィルタを構成するには十分低い。よって、ミキシングと濾波の段階をこのように１段階加えることにより、１：１特性を保ちつつ最終的な出力周波数を１０ＭＨｚまで低くすることができる。
【００１２】典型的なアナログスペクトルアナライザ（図２）においては、帯域フィルタ９は、幾つかの分解能帯域幅から、ことによると１００Ｈｚから１ＭＨｚの範囲で、スイッチにより選択可能であり、アナライザの分解能帯域幅を定義するものである。このフィルタ中の出力は、出力検出器４によって検出され、同調された周波数中に存在する出力の大きさを意味する。周波数変換器８に対する基準周波数７は、周波数帯域に渡って段階的に上昇され又は掃引され、周波数対出力を表示する画像をディスプレイ装置６上に構成する。
【００１３】このアナログバックエンドに代わるものを添付図面の図５に示す。ここでは帯域フィルタ９は装置の分解能帯域幅を定義する役割を担っておらず、周波数変換器８からの周波数及び低周波数スペクトルアナライザ１４に入る周波数の値を定義するのみである。通常、低周波数スペクトルアナライザ１４は高速のデジタル・アナログ変換器として実装され、これに離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実装するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）が続く。全てのアナログスペクトルアナライザは、絶対的なダイナミックレンジ性能において（典型的には、＞８０ｄＢ）依然として優れているが、一方デジタルバックエンドの方がより幅広く用いられるようになってきている。これは特に、狭い分解能帯域幅（典型的には＜１０ｋＨｚ）を実装した場合の速度のためである。ＤＦＴの結果として、周波数帯域幅に対する測定値が得られる。この周波数帯域が十分でない場合は、基準周波数は段階的に上昇され新たに測定値を得る。その後、測定値のブロックは連続した表示作成のため「縫い合わせ」られる。
【００１４】上記の記述は、周波数の詳細及び段階の正確な数についての記述を除き、これまでに製造されている大多数の市販のＲＦスペクトルアナライザのＲＦフロントエンドを説明している。標準的なヘテロダインシステムは十分機能するものの、多数の欠点を有する。段階が多いと、段階が１つのみの場合に比べそれだけ費用も余分にかかり、出力を多く消費し、より大きなスペースを要する。また、多くの段階があるとレベルの不正確さが蓄積する機会、多くのミキサにおいてあるいはその間に高い順位のスプリアス信号を発生する機会がより多く与えられることになる。装置に用いられる周波数は測定された最も高い入力周波数よりも十分高い。入力低域フィルタを用いることは、比較的柔軟性を欠く構造を招くことになる。
【００１５】本発明によれば、受信した無線周波信号を一連の各周波数設定で中間周波信号に変換する手段を備え、前記生成された各中間周波信号は、受信した前記無線周波信号の複数の名目信号から生成される可能性があり、更に、各中間周波信号の周波数分析を実行しその出力スペクトルを生成する手段と、前記各中間周波信号の出力スペクトルに対応する受信した無線周波信号の合成出力スペクトルを構成する手段とを備え、前記構成手段は、前記中間周波信号の出力スペクトルの各周波数成分について、対応する無線周波信号の出力スペクトルのどの周波数成分が前記中間周波信号の出力スペクトルの該周波数成分の出力レベルに上昇をもたらし得たかを決定する手段と、対応する出力レベルを無線周波信号の出力スペクトルの決定された周波数成分に、又はその周波数成分が複数であるときはそれぞれの周波数成分に割り当てる手段とを備え、更に、構成された無線周波信号の合成出力スペクトルを処理し、受信した前記無線周波信号の実際の出力スペクトルを提供する手段を備えることを特徴とするスペクトルアナライザが提供される。
【００１６】好ましくは、前記変換手段は、前記周波数設定の周波数を合成する周波数シンセサイザと、合成された各周波数の信号を、受信した無線周波信号とミキシングして、ここでＮは広い範囲におよぶ整数を表し、Ｆｒｅｆは合成された周波数を表し、ＩＦは中間周波数を表すとすると、各中間周波信号に対応する受信した前記名目無線周波信号をＮ．Ｆｒｅｆ±ＩＦと等しくする高調波ミキサと、を備えることを特徴とする。あるいは代わりに、前記変換手段は、前記周波数設定の周波数を合成する周波数シンセサイザと、合成された各周波数の信号を、受信した無線周波信号とミキシングして、ここでＦｒｅｆは合成された周波数を表し、ＩＦは中間周波数を表すとすると、各中間周波数信号に対応する受信した前記名目無線周波信号をＦｒｅｆ±ＩＦと等しくする基本的なミキサと、を備えることを特徴とする。
【００１７】好ましくは、前記変換手段は、更に、受信した無線周波信号を、該無線周波信号が前記ミキサを通過する前に濾波し、よって前記スペクトルアナライザの周波数の上限を定義する低域フィルタと、前記ミキサの出力を濾波して中間周波信号を提供し、よって前記周波数分析実行手段に供給される周波数域を定義する帯域フィルタと、を備えることを特徴とする。
【００１８】好ましくは、前記周波数分析実行手段は、各中間周波数信号をデジタル化する手段と、デジタル化された各中間周波数信号をフーリエ変換しその出力スペクトルを提供するフーリエ変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００１９】先行する段落に記載のアナライザにおいて、好ましくは、前記構成手段及び前記処理手段は共に、コントロールプロセッサと記憶手段とを備え、前記フーリエ変換手段は、各中間周波信号の出力スペクトルを前記記憶手段に保存し、前記コントロールプロセッサは、前記記憶手段にアドレスして、前記決定手段による決定を決定し、前記コントロールプロセッサは、前記割り当て手段により割り当てられた対応する出力レベルを割り当て、これらの出力レベルを前記記憶手段に保存し、よって前記記憶手段中に前記無線周波信号の合成出力スペクトルを構成し、前記コントロールプロセッサは、前記記憶手段にアドレスし、前記無線周波信号の合成出力スペクトルを処理し受信した無線周波信号の実際の出力スペクトルを提供し、前記コントロールプロセッサは前記実際の出力スペクトルを前記記憶手段に保存することを特徴とする。
【００２０】先行する段落に記載のアナライザにおいて、好ましくは、前記記憶手段に保存できる無線周波信号の合成出力スペクトルの数には予め定められた制限があり、一旦保存されたスペクトルの数が前記制限に達すると、前記コントロールプロセッサは、保存された無線周波信号の合成出力スペクトルにおける対応する周波数成分の前記出力レベルを検証し、保存された出力レベルを現在の出力レベルと置き換えるべきか否か、及び、置き換えるべきであればどの出力レベルを置き換えるかを決定することを特徴とする。或いは代わりに、先行する段落に記載のアナライザにおいて、好ましくは、前記プロセッサ手段は、保存された前記無線周波信号の合成出力スペクトルを前記記憶手段に１つ保持し、この１つのスペクトルは、後に前記割り当て手段により割り当てられる出力レベルに基づいて継続的に更新され、よって、最終的に保存された無線周波信号の合成出力スペクトルが受信した無線周波信号の前記実際の出力スペクトルであることを特徴とする。
【００２１】周波数分析を実行する手段がデジタルの形式を持つ前述のアナライザに代えて、好ましくは、前記周波数分析実行手段は、１つ又は複数の帯域フィルタと、前記帯域フィルタに続き出力レベル検出器と、を備えることを特徴とする。
【００２２】好ましくは、前記周波数分析実行手段は、前記各中間周波数信号の初期周波数変換を行うことを特徴とする。
【００２３】好ましくは、前記処理手段は、構成された無線周波信号の合成出力スペクトルにおける対応する周波数成分に存在する出力レベルの中で最小のものを決定し、決定された最小出力レベルから成る出力スペクトルを、受信無線周波信号の実際の出力スペクトルとして提供することを特徴とする。或いは代わりに、好ましくは、前記処理手段は、構成された無線周波信号の合成出力スペクトルにおける対応する周波数成分に存在する出力レベルの中で中央値を決定し、決定された中央値出力レベルから成る出力スペクトルを、受信無線周波信号の実際の出力スペクトルとして提供することを特徴とする。或いは代わりに、好ましくは、前記処理手段は、構成された無線周波信号の合成出力スペクトルにおける対応する周波数成分に存在する出力レベルに粗平均値見積もり処理を実行し、粗平均値見積の結果得られる出力レベルを受信無線周波信号の実際の出力スペクトルとして提供することを特徴とする。
【００２４】好ましくは、時間の経過とともに構成要素が変化する信号を分析するために、変換手段の特性が選択的に調節可能であり、前記特性は、前記変換手段によって周波数設定が採択される際の絶対時間、前記変換手段が前記周波数設定に留まる時間長、隣接する前記周波数設定間の周波数差、及び、前記周波数設定が前記変換手段に採択される順序であることを特徴とする。
【００２５】本発明によれば、例えば基本的なミキサや最終周波数を１つの段階で得る周波数下方変換フロントエンド、或いは、高調波ミキサ（サンプリングゲート）等の１：１特性に適合しない単純なＲＦフロントエンドを用いたスペクトルアナライザを提供できる。これらのフロントエンドはそれぞれコストパフォーマンスが、他のフロントエンドとも、完全に周知のスペクトルアナライザのフロントエンドとも異なる。
【００２６】以下に、本発明を添付図面を参照にして例を挙げて説明する。添付図面において、
図１乃至５は、前述の通り既知のスペクトルアナライザ及びそれに用いられるフロントエンドを示すブロック回路図である。
図６は、本発明に係るスペクトルアナライザを示すブロック回路図である。
図７は、図６のスペクトルアナライザの動作を説明する特定のＲＦ信号を示す。
図８乃至１４は、図６に示すスペクトルアナライザを図７に示す特定のＲＦ信号の分析に使用する際生成される中間周波数信号スペクトル及び受信ＲＦ信号の合成スペクトルを示す。
図１５は、図６に示す分析器のメモリ中の合成受信ＲＦ信号のスペクトルの出力レベルのエントリーを示す。
図１６は、受信ＲＦ信号の合成スペクトルに関して適切な数学的組み合わせを用いて生成した出力スペクトルを示す。
【００２７】以下図６を参照して説明する。入力信号３は低域フィルタ１１を介して入力する。該低域フィルタ１１は、該スペクトルアナライザの周波数上限を決定するが、これは周波数変換段階８が、例えばサンプリングゲートの場合のように、極めて高い周波数までおよぶ不完全に決定された周波数応答を有する可能性があるためである。
【００２８】周波数変換段階８に続いて、低周波数スペクトルアナライザ１４に入力する周波数帯域を定義する帯域フィルタ９が配置されている。低周波数スペクトルアナライザ14は高速のサンプリングアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）として実装される。これに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムによって窓を付けたＤＦＴとして機能するＤＳＰが続くことが望ましい。該窓、サンプル速度及びＦＦＴ長は、共にスペクトルアナライザの効率的な分解能帯域幅を定義する。
【００２９】周波数変換段階が１：１特性を保持することが信頼できる場合は、低域周波数スペクトルアナライザからの出力は、適切なディスプレイ周波数のシフトが必要なだけで表示することができ、信号の入力時に実際のスペクトルに対応する中間周波数帯（ＩＦ）における測定されたスペクトルを保証することができる状態にある。実際においては、１つのＤＦＴから評価された出力のばらつきの大きさがノイズの多い信号の出力を正確に読み取るには大きすぎる場合は、幾つかのＤＦＴから生じる出力を平均化して最終的な応答における変動を小さくする。
【００３０】周波数変換段階が１：１特性を保持しない場合は、低周波数スペクトルを入力信号を正確に見積もったスペクトルとして表示することはできない。ここで、周波数変換装置はファンダメンタルミキサであると仮定する。周波数変換器への１ＧＨｚの基準周波数、及び１０ＭＨｚの出力周波数について考えると、これは入力信号が９９０ＭＨｚの周波数、或いは１．０１ＧＨｚの周波数のときに生じ、コントロールプロセッサ１でどちらか判断することは不可能である。周波数変換器が２００ＭＨｚの基準周波数を有するサンプリングゲート（高調波ミキサ）だと仮定すると、やはり１０ＭＨｚの出力周波数を生じることがある。これは、入力周波数が１９０ＭＨｚ、２１０ＭＨｚ、３９０ＭＨｚ、４１０ＭＨｚ、及び、実際のところ、Ｎ．２００ＭＨｚ＋／−１０ＭＨｚ（Ｎは、多くの整数にわたる）の形式で表される全ての周波数で生じる可能性があるかかる周波数は、低域フィルタ１１とサンプリングゲートの周波数応答によって定義される周波数の上限にまで達する。よって、コントロールプロセッサ１は基本的なミキサの場合と類似するとともにより大きな問題に直面することになる。
【００３１】１つの周波数を識別する問題は、マイクロ波周波数カウンタと変調計において、ＲＦ入力には１つの信号のみ存在するという仮定の下に既に解決されている。出力変換器からの出力周波数を先ず測定した後、基準周波数が僅かながら異なる値に移動させられ、出力周波数の測定が再び行われる。出力周波数移動の符号を周波数基準移動の符号と比較すると、入力周波数がＮ番目の基準周波数の高調波より高いか低いがわかる。移動の大きさはＮの値を示す。
【００３２】この方法は、１つの強度の信号が存在するときに機能する。しかしながら、入力が、未知の周波数と出力を有する任意の数の信号から成る場合、周波数変換段階の出力で観察された変化と基準入力周波数における変化との比較に基づく単純なアルゴリズムは存在しない。
【００３３】本発明は、１：１特性を持たないフロントエンド機器がもたらす曖昧さを解決手段を提供する。メモリ１５には大きな表が格納されており、この表は、分析されるべき離散周波数と同じだけの数の縦列を持つよう編成されており、この縦列は対応する入力周波数により識別される。同表は又、全測定値を構成する個々の測定値と同じ数だけの横列を持つよう編成されており、この横列はＭ個の測定値に対し０からＭ−１で識別される。ここで、分析すべき周波数が必ずしも低周波数スペクトルアナライザの分析と１：１に対応している必要はないという点に留意すべきである。
【００３４】動作を説明するために、図７に示すＲＦ信号について考えてみる。入力の信号は２つあり、０ｄＢｍの３６０ＭＨｚの信号と、−３０ｄＢｍの３９０ＭＨｚの信号である。
【００３５】周波数変換器８はサンプリングゲートであり、約５０ＭＨｚの周波数で駆動されるものとする。このサンプリングゲートを駆動する際の周波数の選択は、ある程度任意に行える。しかしながら、可能性のあるスペクトルを掲載した表（下記参照）のどの部分も十分な数の入力エントリーを有するに十分な領域にわたる十分に異なる周波数でなければならない。出力スペクトルディスプレイは３２０ＭＨｚから４２０ＭＨｚまで対応できなければならない。低周波数スペクトルアナライザは３ＭＨｚから２０ＭＨｚの周波数帯の信号のみ測定することができる。したがって、固定帯域フィルタ９はこの周波数帯域を持つよう選択される。
【００３６】４９ＭＨｚのＬＯ（シンセサイザ７）周波数では番号０の測定が実行される。これは、３６０ＭＨｚの信号を１７ＭＨｚのＩＦに変換し、３９０ＭＨｚの信号を２ＭＨｚのＩＦに変換する。ＩＦ周波数の下限のため、２ＭＨｚの信号は低周波数スペクトルアナライザには記録されない。
【００３７】これにより、測定された出力レベルが、そのＩＦ信号を生成する可能性のある全ての周波数、つまり、Ｎ．４９ＭＨｚ＋／−ＩＦの範囲の全ての周波数、の位置に満たされて、表の最初の横列が満たされたことになる。図８ａはＩＦスペクトルを示し、図８ｂは、レベル測定値が満たされた後の表におけるエントリーのグラフを示す。テーブル中の全ての周波数の出力レベルが入力されたわけではないことは明らかであり、この入力されなかった周波数とはどのＩＦ周波数にも対応していないものである。１つのＬＯ周波数につき１つの横列を使うこの様な比較的効率の悪い方法で表を用いると、これらのセルにおけるエントリーには、当該周波数には有効な出力がないことを示唆するしるしが入力される。主要且つ強力な信号はＮ．４９ＭＨｚ＋／−１７ＭＨｚ、即ち、３２６ＭＨｚ、３６０ＭＨｚ、３７５ＭＨｚ及び４０９ＭＨｚの周波数に存在している。
【００３８】５０ＭＨｚのＬＯ周波数によって番号１の測定が実行される。これは偶然にも２つの信号をミキシングし１０ＭＨｚのＩＦにまで低める結果を生じる。このＩＦ中の出力スペクトルは、約０ｄＢｍの出力で１０ＭＨｚの位置に一本の直線を有する。表の２番目の横列の最初の１つについては記入されたことになる。５０ＭＨｚのＬＯのＩＦスペクトルを図９ａに示し、表に入力された候補ＲＦスペクトルを図９ｂに示す。
【００３９】５３ＭＨｚのＬＯ周波数によって番号２の測定が実行される。３６０ＭＨｚの信号は今度は、０ｄＢｍで１１ＭＨｚのＩＦを生成し、３９０ＭＨｚの入力信号は、−３０ｄＢｍで１９ＭＨｚのＩＦを生成する。これらの信号は次に表のＮ．５３ＭＨｚ＋／−ＩＦの位置に入力される。これは、両方の入力信号がミキシングして、有効なＩＦ域で生成するミキサ出力の最初のＬＯ周波数である。このＩＦスペクトル及び候補ＲＦスペクトルを、それぞれ図１０ａ及び図１０ｂに示す。
【００４０】５５ＭＨｚ、５７ＭＨｚ、５８ＭＨｚ、及び６１ＭＨｚのＬＯ周波数では、番号３乃至６の測定が実行される。生成されたＩＦは、やはり候補ＲＦスペクトルとして表に入力される。これらは、図１１、１２、１３及び１４に示す。
【００４１】それぞれのＩＦスペクトルはメモリテーブル１５に保存される。よって、対応する候補ＲＦスペクトルを生じさせるには、コントロールプロセッサ１はメモリテーブル１５をアドレスし、そして設定したＬＯ周波数を用いてどの周波数成分がＩＦスペクトル中に存在する出力レベルに上昇をもたらすもととなることが可能であったか計算する。その後、コントロールプロセッサ１は対応する出力レベルを算出された周波数成分でメモリテーブル１５に保存し、よって対応する候補ＲＦスペクトルを生じさせる。
【００４２】一旦候補ＲＦの表が完成すれば、各縦列が検証され当該周波数に存在する入力信号の出力を判定する。図１５に幾つかの縦列を図示する。ＩＦにおけるノイズレベルを−８０ｄＢと仮定すると、その測定において当該ＲＦ周波数に割り当てられる出力がないことを示すしるしは−１００ｄＢである。
【００４３】３８０ＭＨｚの縦列について考えてみると、５５ＭＨｚのＬＯ周波数であった測定番号３における０ｄＢのエントリーが１つ、ＩＦノイズレベルの幾つかのエントリー及び「エントリーなし」のしるしが１つある。０ｄＢのエントリーは１つ存在するが、３８０ＭＨｚがＲＦ入力中に実際に存在する場合は、当該周波数に対応づけられる有効なＩＦ信号を生成するどのＬＯ周波数においても０ｄＢのエントリーを示す筈である。しかしながら、３８０ＭＨｚの縦列は、−８０ｄＢの幾つかの出力レベルエントリーを表示する。したがって、３８０ＭＨｚの入力に存在し得る最大の信号は−８０ｄＢである。
【００４４】次に、３９０ＭＨｚの縦列について考える。ここには、「エントリーなし」を示すしるしが２つと、０ｄＢのエントリーが５つある。この周波数が入力信号に対応することは全ての有効なエントリーが入力信号の出力レベルに対応することから明らかである。
【００４５】３６０ＭＨｚの縦列には、０ｄＢのエントリーが１つ、−３０ｄＢのエントリーが５つ、そして「エントリーなし」を示すしるしが１つ見られる。この０ｄＢのエントリーは、対応するレベルが−３０ｄＢである入力のスプリアス信号であると識別できる。
【００４６】３７０ＭＨｚの縦列は、有効エントリーは３つのみで、４つのエントリーは有効ＩＦ周波数を生成しなかった。この例では、３つの有効な測定値がたまたま正しい結果を生成するのに十分であり、正しい結果が生成される場合にはこの周波数帯域において１つのスプリアス信号が発生する。しかしながら、実際においては、３つの有効測定値は、全てのスプリアス信号が遮断されたことを確信するには十分ではない。出力域における全ての周波数が確実に十分な数の有効エントリーを得るようにするには、ＬＯ周波数の数及び周波数自体が選択される必要がある。
【００４７】縦列に適用される必要がある「フィルタ」操作が平均でないことは明らかである。１つの可能な操作として最小有効信号がある。これは、複数の測定値によって可能である平均化の利点を利用しないことになるものの、この操作により全てのスプリアス信号が排除される。他に可能な操作に全有効信号の中央値がある。これもやはり（当該周波数であまりにも多くのスプリアス信号が発生しない限り）スプリアス信号を排除し、最終測定値における相違を小さくする。中央値は以下に説明する最善のアルゴリズムに極めて近い性能を示す。
【００４８】各周波数の縦列のエントリーを取り扱うのに最良のアルゴリズムは、マルチパスプロセスである。これは、先ず、少数の大きなエントリーとして存在するスプリアス信号を識別し、次にこれを以降の操作から排除するものである。残った有効エントリーは平均化され正答の最初の見積もりを導き出す。その後、絶対差平均値（ＭＡＤ）が全てのエントリーに関し算出される。ここで、前記平均値に近い値に大きな加重を与え、前記平均値から数ＭＡＤを超えて離れたエントリーには０の加重を与え、前記加重平均値が新たに算出される。この処理は、算出される加重平均値にばらつきがなくなるまで数回繰り返される。これには、この処理を一回目に行う際には確実に認識できないスプリアス信号を平均値から除去する効果がある。幾つかの測定値の真値を見積もるこの方法は、非ガウス雑音に汚染されたデータを考慮したいわゆるロバスト推定法の一例である。スプリアスエントリーの発生により生じる汚染、及び、変動信号、間欠性の信号、変調された信号、或いはノイズを含んだ信号から生じる汚染は、非ガウスの汚染である。
【００４９】大きなスプリアス信号を、好ましくは適応性を有して、排除すること、及び、残りの信号のある種の平均をとることが可能であれば他のアルゴリズムでも可能である。
【００５０】使用されるアルゴリズムは、コントロールプロセッサ１が候補ＲＦスペクトルを保存されているメモリテーブル１５をアドレスすることにより実行される。コントロールプロセッサ１は結果として得られる最終ＲＦ出力スペクトルをメモリ１５に保存する。該最終ＲＦ出力スペクトルは、ディスプレイ装置１６に表示される。
【００５１】図１６は、単純な中央値フィルタをそれぞれの周波数縦列の全ての有効エントリーに適用した結果として得られる最終ＲＦスペクトルを示す。３６０ＭＨｚ及び３９０ＭＨｚの２つの入力信号がはっきりと識別されており、入力信号の全てのスプリアスコピーは消去されている。ＩＦノイズレベルが−８０ｄＢであることが示されている。
【００５２】上記の例では、ＬＯ周波数段階的変更分解能、低周波数スペクトルアナライザ分解能及び候補表周波数分解能とも全て１ＭＨｚであり、この３つの分解能は、全て等しい必要も合理的に関連づけられている必要もない。スペクトルアナライザが１本の直線のスペクトルを有する入力信号を解析する際、該信号の出力は幾つかの隣接する解析用格納位置に置かれる。これらの格納位置は、候補ＲＦ表中の最も近似する格納位置に対応づけられるか、周波数の補間によって対応づけられる。
【００５３】今日では大容量のメモリーが安価に入手可能であり、これにより上述の技術の実行可能性が高められる。それでも尚、メモリーを上記の方法より更に効率よく使用することが求められることもある。例えば、ノイズの変動性を十分に減少させるため多大な数の信号の平均が必要な場合である。この場合、候補周波数につき数個のメモリーセル、例えば１０個、を使うことが適切である。有効ＩＦ信号を生成する最初の１０個のＬＯ設定に関しては、これらのセルは通常の方法で満たされる。続いて、当該周波数格納位置に対応する新たな出力レベルのそれぞれが、現存の測定値の統計と比較される。比較の一方法は、新たな測定値２つを受け取るたびに最大の信号と最小の信号を拒否する方法である。これはつまり、残った測定値の中央値が当該周波数に対応する全ての測定値の中央値になることを意味する。他の方法を用いることも可能であり、例えば上述のロバスト推定法を改変してデータの継続平均及び継続ＭＡＤを保持するようにすることができ、これにより、古いデータが消去されるので動作において結果として生じる浪費が小さくなる。
【００５４】上記のアルゴリズムは、ＲＦ環境が静的であることがわかっている場合に機能する。例えば、信号源がホップ信号、パルス信号、周波数をＩＦスペクトルアナライザの分析帯域よりも広い帯域に渡り変調した信号、或いは時間とともに変化する信号、のいずれでもない場合である。留意すべきは、信号源が解析帯域よりも狭い偏差に渡り変調された周波数である場合、信号出力は常にその名目周波数に現れる。ＲＦ入力が非静的であることが既知である或いは予想される場合は、もっと高性能な分析が求められる。従来のスペクトルアナライザは、ホップ信号を表示することは全く不可能であるとともに、ＦＭ信号又はパルス信号を表示する際には、該信号との掃引同期の詳細によっては偽表示を示す可能性がある。
【００５５】ここで、次の２つの場合は区別されるべきである。第１は、非静的信号が装置の入力周波数帯域内ではあるが、望ましいディスプレイ域の外側に存在する場合である。第２は、非静的信号を表示する必要がある場合である。ディスプレイ域内の時間とともに変化する入力信号用のテストは、望ましいディスプレイ周波数帯域全域に渡るＬＯ周波数の小さな組み合わせを選択し、選択した組み合わせの周波数を数回繰り返す。もし、候補ＲＦ表の横列が、測定値の通常のノイズ偏差を考慮したレベルで対応するＬＯ周波数に一致しない場合は、表示可能な時間とともに変化する信号が示される。
【００５６】第１の場合では、ディスプレイ域の外側の信号によって生じたスプリアスＩＦ周波数は、最終の処理において前述の如く拒否される。しかしながら、パルス信号が誤判定の可能性の原因となることは、より短い時間のみ存在する静的信号に比べて少ない。ホップ信号及び周波数変調信号は、信号とＬＯ周波数の組み合わせとの間が運悪く関連づけられることがないと仮定すれば、静的スプリアス信号よりも適していないということはない。上述の例では一定の増加を示すＬＯ周波数の組み合わせが用いられたが、ＬＯ周波数に疑似乱数表を用いれば、信号周波数がＬＯ移動と関係づけられる可能性、及び、１つの可能な出力周波数にスプリアスがあまりに何度も出現したためにエラーが発生したりする可能性を、最小限に留めることができる。
【００５７】第２の場合では、ＩＦにおける信号の振る舞いについての統計を得る間、ＬＯ信号は各設定周波数において比較的長時間停止させられる。もし信号が全ての測定において存在すれば、それは静的な信号である。もし、該信号が規則的に現れれば、それはパルス信号か規則的に変調された信号である可能性が高い。もし該信号が不規則に現れれば、それはホップ信号かあるいは不規則に変調された信号である可能性が高い。アナライザーは、見つけるべき最も低い信号変動周期が数回繰り返すのを観察するために十分な長さだけこの周波数に留まる。全く未知の信号が極めて長い周期を有することも勿論あり得るが、そのような信号は、いずれにしても既存のスペクトルアナライザでは観察し得ないものである。一般に、時間とともに変化する信号でＲＦ測定において重要なものは、例えばパルスＧＳＭ信号及びホップＧＳＭ信号、或いは可聴変調を搬送するＦＭ放送信号のように短い周期を有する。
【００５８】ＩＦ信号に時折現れる信号が仮にそのように識別されさえすれば、これらの信号は前述の如く候補ＲＦ表にＲＦレベル或いはレベル域としてその信号の有り得るタイプを識別するタグとともに入力される。新たなＬＯ周波数が選択されこの処理を繰り返す。十分な数のＬＯ周波数が使われた後、候補ＲＦ表は前述の如く分析される。