【事件の表示】
　平成１０年特許願第５３６５６３号「単一チップ無線送受信器」拒絶査定不服審判事件〔平成１０年　８月２７日国際公開、ＷＯ９８／３７６３９、平成１３年　９月　４日国内公表、特表２００１−５１３９５２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、１９９８年２月２０日（パリ条約による優先権主張外国庁受理１９９７年２月２０日、米国）を国際出願日とする出願であって、平成１８年４月１８日付け及び同年７月１４日付けで手続補正がなされ、同年９月２６日付けで拒絶理由通知がなされ、平成１９年４月４日付けで手続補正書が提出されたが、該手続補正書に係る手続きは同年８月１日付けで手続却下され、同年１０月３１日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２０年２月４日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに、同年３月４日付けで手続補正がなされたものである。
　
２．平成２０年３月４日付けの手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成２０年３月４日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
（１）補正後の請求項１に係る発明
　本件手続補正により、特許請求の範囲の請求項１は、
「単一ＩＣチップ上の無線器において、
　複数個の高周波信号を送信し受信するアンテナ部分であって、前記無線器は時分割デュプレックス・モードで前記複数個の高周波信号を送信し受信する装置を含む前記アンテナ部分と、
　前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を一つの周波数変換段階で低い中間周波数信号に直接ダウン変換するため、前記アンテナ部分に結合された、単一のヘテロダイン・ダウン変換部分と、
　前記ダウン変換部分に結合された帯域フィルタであって、前記中間周波数信号の中心周波数は、前記帯域フィルタが単一ＩＣチップ上に集積されるように十分低い、前記帯域フィルタと、
　前記低い中間周波数信号から受信データ信号を検出するため、前記帯域フィルタに結合された弁別器と、
　前記複数個の高周波信号の内の第２高周波信号へ情報信号をアップ変換するため、前記アンテナ部分に結合されたアップ変換部分であって、前記ダウン変換部分の一部を含む前記アップ変換部分と、
　前記アップ変換部分の入力に結合された整形フィルタと、
を備え、
　前記ダウン変換部分、前記帯域フィルタ、前記分別器、前記アップ変換部分、および前記整形フィルタは前記単一ＩＣチップ内に集積され、前記帯域フィルタは、前記単一ＩＣチップ内に集積された構成要素によって動作することを特徴とする、無線器。」
と補正された。
　なお、上記記載のうち、「前記
分
弁
　
　上記補正は、補正前の請求項１において「前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を低い中間周波数信号に直接ダウン変換する」とあったものを「前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を
一つの周波数変換段階で
であって、前記中間周波数信号の中心周波数は、前記帯域フィルタが単一ＩＣチップ上に集積されるように十分低い、前記帯域フィルタ
　そこで、本件手続補正後の上記請求項１の記載における「前記
分
弁
　
（２）引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された特開平８−１８６５１９号公報（以下、「引用例」という。）には、図面とともに次の事項が記載されている。
　
Ａ．「【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、１チップＩＣ化に好適な送受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】日本における小電力タイプのコードレス電話機の場合、
上りチャンネル  ・・・  381ＭHz帯
下りチャンネル  ・・・  254ＭHz帯
チャンネル間隔  ・・・  12.5ｋHz
とされている。
【０００３】そこで、コードレス電話機の受信回路および送信回路として、例えば図２および図３に示すような回路が考えられている。この回路は、上記の規格に対応するのはもちろんであるが、さらに、全体を１チップＩＣ化でき、かつ、そのＩＣを子機および親機に共通に使用できるように考慮してある。
【０００４】すなわち、図２の*1、*2と図３の*1、*2とがつながるとともに、鎖線で囲った部分１が１チップＩＣ化される。そして、この図は、そのＩＣ１を子機に使用した場合を示し、１０がその受信回路、４０が送信回路である。
【０００５】そして、受信回路１０は、ダブルスーパーヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプに構成されている。すなわち、親機からの下りチャンネルのＦＭ信号Ｓrがアンテナ２により受信され、端子Ｔ11→高周波アンプ１１→端子Ｔ12→すべての下りチャンネルを通過帯域とするバンドパスフィルタ３→端子Ｔ13の信号ラインを通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１２、２２に供給される。
【０００６】また、発振回路３０が設けられる。この発振回路３０は基準となる安定した周波数、例えば14.4ＭHzの発振信号Ｓ30を形成するためのものであり、このため、発振回路３０には、端子Ｔ16を通じて水晶発振子６が接続され、水晶発振回路とされる。
【０００７】そして、その発振信号Ｓ30が分周回路３５に供給されて例えば１／1152の周波数、すなわち、チャンネル間隔の周波数12.5ｋHzの信号Ｓ35に分周され、この信号Ｓ35がＰＬＬ３１にその基準周波数の信号として供給される。また、ＰＬＬ３１の可変分周回路（図示せず）には、端子Ｔ17を通じてその分周比Ｎ31が供給されて設定される。
【０００８】こうして、ＰＬＬ３１のＶＣＯ３１１からはＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の発振信号Ｓ31が取り出される。
【０００９】そして、この信号Ｓ31がミキサ回路１２に第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ32がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給される。
【００１０】したがって、簡単のため、図４Ａに示すように、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有するとともに、
ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数）
ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo
Ｅa：信号成分Ｓaの振幅
ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo
Ｅb：信号成分Ｓbの振幅
Δωa＝ωo−ωa
Δωb＝ωb−ωo
とすれば、
Ｓr＝Ｓa＋Ｓb
Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ
Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ
となる。
【００１１】また、
Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ31、Ｓ32の振幅
とすれば、
Ｓ31＝Ｅ1・sinωoｔ
Ｓ32＝Ｅ1・cosωoｔ
である。
【００１２】したがって、
Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号
とすれば、
　　Ｓ12＝Ｓr・Ｓ31　
　　　　＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ
　　　　＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝
　　　　　＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝
　　　　＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝
　　　　　＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝
　　Ｓ22＝Ｓr・Ｓ32　
　　　　＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ
　　　　＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝
　　　　　＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝
　　　　＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝
　　　　　＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝
　　　　αa＝Ｅa・Ｅ1／２
　　　　αb＝Ｅb・Ｅ1／２
となる。
【００１３】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給され、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、
Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ
Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ
とされる。なお、この場合、上式および図４Ａからも明らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信号である。
【００１４】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供給される。
【００１５】また、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、分周回路３３に供給されて比較的低い周波数の信号Ｓ33、例えば262分周されて周波数が約55ｋHzの信号Ｓ33に分周される。そして、この信号Ｓ33がミキサ回路１４に第２局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ34がミキサ回路２４に第２局部発振信号として供給される。
【００１６】したがって、
Ｓ33＝Ｅ2・sinωsｔ
Ｓ34＝Ｅ2・cosωsｔ
Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ33、Ｓ34の振幅
ωs＝２πｆs
（ｆs＝約55ｋHz）
とするとともに、
Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号
とすれば、
　　Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ33　
　　　　＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ
　　　　＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝
　　　　　＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝
　　Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ34　
　　　　＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ
　　　　＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝
　　　　　＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝
　　　　βa＝αa・Ｅ2／２
　　　　βb＝αb・Ｅ2／２
となる。
【００１７】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24において、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ24を変形すると、
　　Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝
　　　　　＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝
　　　　＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ
　　　　　＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ
　　Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝
　　　　　＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝
　　　　＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ
　　　　　＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ
となる。
【００１８】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、
Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24　
＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ
で示される加算信号Ｓ15が取り出される。
【００１９】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、図４Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。
【００２０】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されてもとの音声信号が復調され、この音声信号が、アンプ１９および端子Ｔ14を通じて受話器用のスピーカ４に供給される。以上が受信回路１０の構成および動作である。
【００２１】一方、送信回路４０は、音声信号をダイレクトに上りチャンネルのＦＭ信号とするもので、ＰＬＬ４３には、分周回路３５からの分周信号Ｓ35が基準周波数の信号として供給されるとともに、ＰＬＬ４３の可変分周回路（図示せず）に、端子Ｔ18を通じてその分周比Ｎ43が供給されて設定される。
【００２２】こうして、ＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１からは、受信回路１０の受信した下りチャンネルと対となる上りチャンネルのキャリア周波数の信号Ｓtが取り出される。
【００２３】また、送話器用のマイクロフォン５からの音声信号が、端子Ｔ15およびアンプ４１を通じてローパスフィルタ４２に供給されて不要な帯域成分が除去されてからＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１にその発振周波数の制御信号として供給される。
【００２４】こうして、ＶＣＯ４３１からは、受信回路１０の受信した下りチャンネルと対となる上りチャンネルであり、かつ、ローパスフィルタ４２からの音声信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号Ｓtが取り出される。
【００２５】そして、このＦＭ信号Ｓtが、ドライブアンプ４４および出力アンプ４５を通じて端子Ｔ17に取り出され、アンテナ２に供給される。以上が送信回路４０の構成および動作である。
【００２６】そして、一般のＦＭ受信機であれば、その中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周波フィルタはセラミックフィルタにより構成することになり、ＩＣ化することができない。
【００２７】しかし、上述の受信回路１０においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低いので、フィルタ１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィルタにより構成することができる。したがって、受信回路１０は、フィルタ３およびＶＣＯ３１１の発振コイル（図示せず）を除いてＩＣ化することができる。また、送信回路４０についても同様であり、ＩＣ化することができる。
【００２８】したがって、図２および図３に示す受信回路１０および送信回路４０の全体を、１つのモノリシックＩＣにＩＣ化することができる。」
　
Ｂ．図２のものにおいて、「直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１２、２２」、「ローパスフィルタ１３、２３」、「直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４」、「加算回路１５」よりなる回路部分は、「254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓr」を、例えば55ｋHzの「第２中間周波数ｆs」の「第２中間周波信号Ｓ15」にダウン変換する「ヘテロダイン・ダウン変換部分」として機能しているということができる。
　そして、上記「ヘテロダイン・ダウン変換部分」は、高周波アンプ１１、バンドパスフィルタ３を介してであるものの、「アンテナ２」に対して結合されている部分であるということができる。
　
Ｃ．段落【００２７】に、「・・・第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低いので、フィルタ１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィルタにより構成することができる。したがって、受信回路１０は、フィルタ３およびＶＣＯ３１１の発振コイル（図示せず）を除いてＩＣ化することができる。・・・」と記載されている。
　上記記載によれば、「中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６」を通過する「第２中間周波信号Ｓ15」が有するところの例えば「55ｋHz」という低い「第２中間周波数ｆs」は、上記「バンドパスフィルタ１６」が１チップＩＣ上に集積されるような十分低い周波数であるということができる。
　そして、通常、「バンドパスフィルタ」は、そのフィルタ特性の通過帯域の中心周波数と、通過させたい信号の中心周波数とが一致するように設計するものと解されるから、上記「55ｋHz」という低い「第２中間周波数ｆs」は、「第２中間周波信号Ｓ15」の中心周波数であると解される。
　
Ｄ．図２のものにおいて、「254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓr」を「第２中間周波信号Ｓ15」にダウン変換するための「ダウン変換部分」と、「音声信号」を「381ＭHz帯の上りチャンネルのＦＭ信号Ｓt」へアップ変換するための「アップ変換部分」とに共通して用いられるところの例えば「発振回路３０」という構成が存在することから、「アップ変換部分」は「ダウン変換部分」の一部を含む構成となっていると表現することができる。
　
　よって、上記Ａの記載、上記Ｂ〜Ｄの事項、及び図２〜４を参照すると、引用例には、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例記載の発明」という。）
「１チップＩＣ上のコードレス電話機の子機において、
　381ＭHz帯の上りチャンネルのＦＭ信号Ｓtを送信し、254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓrを受信するアンテナ２と、
　前記254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓrを、例えば55ｋHzの第２中間周波数ｆsの第２中間周波信号Ｓ15にダウン変換するため、前記アンテナ２に結合された、ヘテロダイン・ダウン変換部分と、
　前記ダウン変換部分に結合されたバンドパスフィルタ１６であって、前記第２中間周波信号Ｓ15の中心周波数は、前記バンドパスフィルタ１６が１チップＩＣ上に集積されるように十分低い、前記バンドパスフィルタ１６と、
　前記低い第２中間周波信号Ｓ15から音声信号を検出するため、前記バンドパスフィルタ１６に結合されたＦＭ復調回路１８と、
　前記381ＭHz帯の上りチャンネルのＦＭ信号Ｓtへ音声信号をアップ変換するため、前記アンテナ２に結合されたアップ変換部分であって、前記ダウン変換部分の一部を含む前記アップ変換部分と、
　前記アップ変換部分の入力に結合されたローパスフィルタ４２と、
を備え、
　前記ダウン変換部分、前記バンドパスフィルタ１６、前記ＦＭ復調回路１８、前記アップ変換部分、および前記ローパスフィルタ４２は前記１チップＩＣ内に集積され、前記バンドパスフィルタ１６は、前記１チップＩＣ内に集積された構成要素によって動作する、コードレス電話機の子機。」
　
（３）対比
　本願補正発明と引用例記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（あ）引用例記載の発明における「１チップＩＣ」、「コードレス電話機の子機」、「アンテナ２」は、それぞれ、本願補正発明における「単一ＩＣチップ」、「無線器」、「アンテナ部分」に相当する。
　
（い）引用例記載の発明における「381ＭHz帯の上りチャンネルのＦＭ信号Ｓt」及び「254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓr」は、本願補正発明における「複数個の高周波信号」に相当し、引用例記載の発明における「254ＭHz帯の下りチャンネルのＦＭ信号Ｓr」は本願補正発明における「複数個の高周波信号の内の第１高周波信号」に相当し、引用例記載の発明における「381ＭHz帯の上りチャンネルのＦＭ信号Ｓt」は本願補正発明における「複数個の高周波信号の内の第２高周波信号」に相当する。
　
（う）引用例記載の発明における「例えば55ｋHzの第２中間周波数ｆsの第２中間周波信号Ｓ15」は、本願補正発明における「低い中間周波数信号」に相当する。
　
（え）引用例記載の発明における「バンドパスフィルタ１６」は、本願補正発明における「帯域フィルタ」に相当する。
　
（お）引用例記載の発明における「音声信号」と、本願補正発明における「受信データ信号」及び「情報信号」は、「信号」である点において共通する。
　
（か）引用例記載の発明における「ＦＭ復調回路１８」は、「第２中間周波信号Ｓ15」から「音声信号」を弁別して取り出す動作をしているといえるから、「弁別器」と称することのできる構成である。
　
（き）引用例記載の発明における「ローパスフィルタ４２」は、本願補正発明における「整形フィルタ」に相当する。
　
　上記（あ）〜（き）の事項を踏まえると、本願補正発明と引用例記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願補正発明と引用例記載の発明とは、ともに、
「単一ＩＣチップ上の無線器において、
　複数個の高周波信号を送信し受信するアンテナ部分と、
　前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を低い中間周波数信号にダウン変換するため、前記アンテナ部分に結合された、ヘテロダイン・ダウン変換部分と、
　前記ダウン変換部分に結合された帯域フィルタであって、前記中間周波数信号の中心周波数は、前記帯域フィルタが単一ＩＣチップ上に集積されるように十分低い、前記帯域フィルタと、
　前記低い中間周波数信号から信号を検出するため、前記帯域フィルタに結合された弁別器と、
　前記複数個の高周波信号の内の第２高周波信号へ信号をアップ変換するため、前記アンテナ部分に結合されたアップ変換部分であって、前記ダウン変換部分の一部を含む前記アップ変換部分と、
　前記アップ変換部分の入力に結合された整形フィルタと、
を備え、
　前記ダウン変換部分、前記帯域フィルタ、前記弁別器、前記アップ変換部分、および前記整形フィルタは前記単一ＩＣチップ内に集積され、前記帯域フィルタは、前記単一ＩＣチップ内に集積された構成要素によって動作する、無線器。」
である点。
　
（相違点）
　相違点１：「アンテナ部分」を有する「無線器」が、本願補正発明においては、「時分割デュプレックス・モードで複数個の高周波信号を送信し受信する装置を含む」ものであるのに対し、引用例記載の発明においては、そのようなものであるとはされていない点。
　
　相違点２：「ヘテロダイン・ダウン変換部分」が、本願補正発明においては、複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を「一つの周波数変換段階で」低い中間周波数信号に「直接」ダウン変換するため、アンテナ部分に結合された、「単一の」ものであるのに対し、引用例記載の発明においては、「二つの周波数変換段階で」ダウン変換するものであって、「単一の」ものであるとはいえない点。
　
　相違点３：本願補正発明においては、弁別されて取り出される信号が「受信データ信号」であるとされ、逆に送信のためにアップ変換される信号が「情報信号」であるとされているのに対し、引用例記載の発明においては、「音声信号」であるとされている点。
　
（４）判断
　そこで、上記相違点１〜３について検討する。
　
（相違点１について）
　例えば、“Kendal McNaught-Davis Hess 外１名，Performance Evaluation of a Single Chip Radio Transceiver，Vehicular Technology Conference, 1996. Mobile Technology for the Human Race., IEEE 46th，１９９６年４月２８日，Vol. 2，p. 1048- p. 1051”のp. 1048右欄第１１〜１６行に、“The DECT system is a good candidate for highly integrated RF front ends due to its somewhat relaxed modulation scheme (GMSK, BT=0.5), wide channel spacing (1.728 MHz), access method (time division multiple access), and duplex method (time division duplex).”と記載され、また、特開平８−２９８４７５号公報の【０００１】段落に、「【産業上の利用分野】本発明はＦＭ送受信装置に関し、特に送受信に同一搬送周波数を用いた時分割方式のＦＭ送受信装置に関するものである。」と記載されているように、「無線器」の技術分野において、時分割方式によって送受信を行うことは、周知技術にすぎない。
　してみれば、引用例記載の発明に対して上記周知技術を適用することにより、「アンテナ部分」を有する「無線器」を「時分割デュプレックス・モードで複数個の高周波信号を送信し受信する装置を含む」ものとすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　
（相違点２について）
　例えば、特開平５−２６８１０９号公報において、【従来の技術】として紹介されている図５のもの（段落【０００２】〜【００２６】の記載参照。）に見られるように、無線機の「ヘテロダイン・ダウン変換部分」として、受信した高周波信号を「一つの周波数変換段階」で、ＩＣ化に適するような「低い」中間周波数信号に「直接」ダウン変換する「単一の」ヘテロダイン・ダウン変換部分を用いるようにすることは、周知技術にすぎない。
　してみれば、引用例記載の発明に対して上記周知技術を適用することにより、「ヘテロダイン・ダウン変換部分」を、「複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を『一つの周波数変換段階で』低い中間周波数信号に『直接』ダウン変換するため、アンテナ部分に結合された、『単一の』もの」とすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　
（相違点３について）
　本願補正発明において、弁別されて取り出される信号としての「受信データ信号」や、送信のためにアップ変換される信号としての「情報信号」は、音声信号以外のデジタルデータ信号をも含む信号であると解釈される信号であるが、そのような音声信号以外のデジタルデータ信号を「無線器」によってやりとりすることは、ごく普通に行われていることにすぎない。
　よって、引用例記載の発明において、弁別されて取り出される信号を「受信データ信号」とし、逆に送信のためにアップ変換される信号を「情報信号」とすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　
（本願補正発明の作用効果について）
　そして、本願補正発明の構成によってもたらされる効果も、引用例記載の発明及び周知技術から当業者が容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
　したがって、本願補正発明は、引用例記載の発明及び周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
（５）むすび
　よって、本件手続補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するものであり、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　
３．補正却下の決定を踏まえた検討
（１）本願発明
　平成２０年３月４日付けの手続補正は、上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明は、平成１８年７月１４日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１の記載からみて、次のものと認める。（以下、「本願発明」という。）
「単一ＩＣチップ上の無線器において、
　複数個の高周波信号を送信し受信するアンテナ部分であって、前記無線器は時分割デュプレックス・モードで前記複数個の高周波信号を送信し受信する装置を含む前記アンテナ部分と、
　前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を低い中間周波数信号に直接ダウン変換するため、前記アンテナ部分に結合された、単一のヘテロダイン・ダウン変換部分と、
　前記ダウン変換部分に結合された帯域フィルタと、
　前記低い中間周波数信号から受信データ信号を検出するため、前記帯域フィルタに結合された弁別器と、
　前記複数個の高周波信号の内の第２高周波信号へ情報信号をアップ変換するため、前記アンテナ部分に結合されたアップ変換部分であって、前記ダウン変換部分の一部を含む前記アップ変換部分と、
　前記アップ変換部分の入力に結合された整形フィルタと、
を備え、
　前記ダウン変換部分、前記帯域フィルタ、前記弁別器、前記アップ変換部分、および前記整形フィルタは前記単一ＩＣチップ内に集積され、前記帯域フィルタは、前記単一ＩＣチップ内に集積された構成要素によって動作することを特徴とする、無線器。」
　なお、平成１８年７月１４日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１には、「前記
分
弁
　
（２）引用例
　これに対して、原査定の拒絶の理由に引用された引用例とその記載事項は、上記２．（２）に記載したとおりである。
　
（３）対比・判断
　本願発明は、上記２．で検討した本願補正発明における「前記複数個の高周波信号の内の第１高周波信号を
一つの周波数変換段階で
であって、前記中間周波数信号の中心周波数は、前記帯域フィルタが単一ＩＣチップ上に集積されるように十分低い、前記帯域フィルタ
　そうすると、本願発明の構成要件を全て含み、さらに特定の限定を施したものに相当する本願補正発明が、上記２．（４）に記載したとおり、引用例記載の発明及び周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、上記特定の限定を省いた本願発明は、同様に、引用例記載の発明及び周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
（４）むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例記載の発明及び周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。