(57)【要約】送電装置は、受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する。前記送電装置は、インバータ回路と、前記インバータ回路に接続された送電コイルと、前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備える。前記制御回路は、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記送電コイルと前記受電コイルが所定の位置関係における相互インダクタンスＬｍを計算する。これによって前記インバータ回路の出力電圧を決定する。
2019021655.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置であって、
インバータ回路と、
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定する、送電装置。
【請求項２】
前記インバータ回路の出力電圧および出力電流を計測する計測器をさらに備え、
前記制御回路は、計測された前記出力電圧および前記出力電流から、前記送電コイルの入力インピーダンスおよび前記送電コイルの交流抵抗値を計算する、請求項１に記載の送電装置。
【請求項３】
センサによって計測された前記距離から、前記受電コイルおよび前記送電コイルの少なくとも一方の交流抵抗値を推定する、請求項１または２に記載の送電装置。
【請求項４】
前記センサをさらに備える、請求項３に記載の送電装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記送電コイルの前記入力インピーダンスと、前記送電コイルの前記交流抵抗値と、実効的な動作周波数とから、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離を推定し、推定した前記距離から、前記受電コイルの前記交流抵抗値を推定する、請求項１または２に記載の送電装置。
【請求項６】
前記距離と前記受電コイルの前記交流抵抗値との対応関係を規定するテーブルまたは関数を格納する記録媒体をさらに備え、前記制御回路は、前記テーブルまたは前記関数を参照して、前記受電コイルの前記交流抵抗値を推定する、請求項１から５のいずれかに記載の送電装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記受電コイルの前記交流抵抗値と、前記送電コイルの前記入力インピーダンスと、前記送電コイルの前記交流抵抗値とに基づいて、前記送電コイルと前記受電コイルとの間の相互インダクタンスを推定し、前記相互インダクタンスの推定値に基づいて、前記インバータ回路から出力される電圧の値を決定する、請求項１から６のいずれかに記載の送電装置。
【請求項８】
前記送電コイルおよび前記受電コイルの角周波数をω０、前記送電コイルの前記入力インピーダンスをＺｉｎ１、前記送電コイルの前記交流抵抗値をＲ１、前記受電コイルに接続された回路の入力インピーダンスをＺｉｎ２、前記受電コイルの交流抵抗値をＲ２、前記相互インダクタンスをＬｍ、前記インバータ回路の出力電圧をＶ１、前記インバータ回路から出力される交流電力の初期出力電圧をＶ１ｉｎｉｔｉａｌ、前記受電コイルの出力電圧の目標値をＶ２とするとき、
前記制御回路は
【数１】
2019021655.tif 000040
によってωｏＬｍを計算し、Ｚｉｎ２を無線通信によって取得するか固定値を選択して
【数２】
2019021655.tif 000041
の関係を用いて、前記インバータ回路の前記出力電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定する、請求項１から７のいずれかに記載の送電装置。
【請求項９】
近接効果または温度変化によって前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１または前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２が変動した場合に、前記制御回路は、前記出力電圧を決定するために使用する計算式または記録された値を変更することにより、前記出力電圧を補正する、請求項１から８のいずれかに記載の送電装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記出力電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定するための前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１および前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２を
【数３】
2019021655.tif 000042
によって計算されるＲａｃの値で補正し、
Ｒｄｃは、各コイルの線材の直流抵抗値であり、
ＦＲは、前記線材と、各コイルの線径と、前記インバータ回路から出力される交流電力の周波数とで求まる表皮効果係数であり、
Ｒｐｒｏｘ＿ａは、各コイルを設計して製造した際に求まる、コイル線をスパイラル状かソレノイド状かに巻いた際に得られる近接効果を表す抵抗値であり、
Ｒｐｒｏｘ＿ｖは、前記送電コイルと前記受電コイルとが近接することによって発生する近接効果を表す抵抗値であり、
Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、各コイルの近傍に位置する金属によって増加する近接効果を表す抵抗値であり、
Ｒｐｒｏｘ＿ｖは
【数４】
2019021655.tif 000043
によって計算され、
ｎは、各コイルを構成するリッツ線の素線本数であり、
γは、前記リッツ線の素線径と表皮効果係数とによって決まる係数であり、
σは、電気伝導率であり、
Σｎは、コイルのターン数を表し、
ｉは、電流発生ターンを表し、
∫Ｃｉは、コイル１ターン分の周回積分を表し、
ｄｓは電流素片を表し、
Ｒは、電流発生ターンから磁束到達ターンまでのベクトルを表し、
Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒはコイルに電流Ｉが流れる場合
【数５】
2019021655.tif 000044
によって計算され、Ｆａ−１は円筒導体における表皮効果を表す近似式であり
【数６】
2019021655.tif 000045
上記条件によって選択され、
ｒ１は、前記コイルのリッツ線を単線近似した半径であり、
δは、前記周波数と前記リッツ線の材料特性とから決まる表皮効果係数であり、
リッツ線素線に発生する表皮効果を表現する係数ＦＲは
【数７】
2019021655.tif 000046
であり、ｒｓはリッツ線の素線半径であり、Ｒｄｃは直流抵抗であり、Ｒｃｏｎｄは係数ＦＲによって増加したＲｄｃを表し、
（１＋１２Ａ）は自然対数の近似式であって
【数８】
2019021655.tif 000047
によって計算され、
ｒ２は、前記コイルに対向する円板状の金属厚みの半分であり、
Ｒは、一本のコイル線の断面の中心から、前記円板状の金属の中心までの距離を示し、
ΔＰ０は、前記コイルの単位長さあたりの初期損失である、請求項８に記載の送電装置。
【請求項１１】
前記送電コイルおよび前記受電コイルの熱的変化を測定する測定器をさらに備える、請求項１から１０のいずれかに記載の送電装置。
【請求項１２】
前記制御回路は、さらに
【数９】
2019021655.tif 000048
【数１０】
2019021655.tif 000049
の計算式を利用して、前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１および前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２を決定し、
ｋは表皮効果を表す、物質と周波数に依存する係数であり、
ｒ０は線材の半径であり、
Ｈ０は、コイルをスパイラル状に巻いた際に発生する異種金属が存在しない場合の磁界であり、
ｂｅｒおよびｂｅｉは、ケルビン関数の実部および虚部をそれぞれ示し、
μ１は、磁界が入射する前の空間に存在する物質の透磁率であり、
μ２は、磁界が入射する物質の透磁率である、請求項１０に記載の送電装置。
【請求項１３】
直流電源と前記インバータ回路との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備え、
前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電圧を制御することにより、前記インバータ回路の前記出力電圧を制御する、請求項１から１２のいずれかに記載の送電装置。
【請求項１４】
請求項１から１３のいずれかに記載の送電装置と、前記受電装置と、を備える、非接触給電システム。
【請求項１５】
前記受電装置は、
ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する受電側制御回路と、
を備え、
前記受電側制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御して、前記受電コイルから前記受電コイルに接続された回路への入力インピーダンスを一定に制御する、請求項１４に記載の非接触給電システム。
【請求項１６】
前記受電装置は、移動体である、請求項１４または１５に記載の非接触給電システム。
【請求項１７】
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置を制御するためのコンピュータプログラムであって、
前記送電装置は、
インバータ回路と、
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備え、
前記コンピュータプログラムは、前記制御回路に、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定させる、コンピュータプログラム。
【請求項１８】
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置を制御するための方法であって、
前記送電装置は、
インバータ回路と、
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備え、
前記方法は、前記制御回路に、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定させる、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、非接触給電システム、および当該非接触給電システムにおいて用いられる送電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
送電装置から受電装置に無線で電力を伝送する非接触給電システム（ワイヤレス電力伝送システムとも呼ばれる）の開発が進められている。特許文献１は、非接触給電システムの例を開示している。特許文献１のシステムでは、無線通信を利用して受電装置から送電装置に受電電圧などの情報をフィードバックし、その情報に基づいて送電装置が伝送電力を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−０８９２６７号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】J. Lammeraner, M. Stafl, “Eddy currents”, life books, 1966
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術では、送電を開始する際、または送電中に送電装置と受電装置との距離が変化した際に、受電装置に所望の電圧または電流が供給されるまでに長い時間を要するという課題があった。本開示は、当該時間を短縮し得る新規な送電制御技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の一態様に係る送電装置は、受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置であって、インバータ回路と、前記インバータ回路に接続された送電コイルと、前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備える。前記制御回路は、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定する。【０００７】
上記の包括的または具体的な態様は、装置、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または記録媒体で実現され得る。あるいは、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
【発明の効果】
【０００８】
本開示の一態様によれば、送電開始時、または送電中に送電装置と受電装置との距離が変化した場合に、受電装置に所望の電圧または電流が供給されるまでに要する時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本開示の例示的な実施形態における移動体システムの概要を説明するための図である。
【図２】図２は、本開示の例示的な実施形態における移動体２００の一例を模式的に示す斜視図である。
【図３】図３は、本開示の例示的な実施形態における送電共振器１０３と受電共振器２０３の対向状態を示す斜視図である。
【図４Ａ】図４Ａは、本開示の例示的な実施形態における移動体システムの構成を示すブロック図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、本開示の例示的な実施形態における移動体システムのより詳細な構成を示すブロック図である。
【図５Ａ】図５Ａは、本開示の例示的な実施形態における、受電側インピーダンスを調整することによって効率を最大化できる移動体システムの構成例を示すブロック図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは本開示の例示的な実施形態における、受電側インピーダンスを調整することによって効率を最大化でき、また典型的な距離測定器を持つ移動体システムの構成例を示すブロック図である。
【図６】図６は、本開示の例示的な実施形態における非接触給電システムの送電共振器１０３と受電共振器２０３の等価回路を示す図である。
【図７】図７は、コイル間距離が想定された距離とは異なる場合に、受電電圧が所望の値からずれることを説明するための図である。
【図８Ａ】図８Ａは、送電共振器１０３と受電共振器２０３との距離が変化したときの送電共振器１０３の抵抗成分１０３２の変化の例を示す図である。プロット点が実測値であり、曲線が計算値である。
【図８Ｂ】図８Ｂは、送電共振器１０３と受電共振器２０３との距離が変化したときの送電共振器１０３の抵抗成分１０３２の変化の他の例を示す図である。
【図８Ｃ】図８Ｃは、送電共振器１０３と受電共振器２０３との距離が変化したときの送電共振器１０３の抵抗成分１０３２の変化のさらに他の例を示す図である。
【図９】図９は、図８Ａに示すコイル組み合わせ例における電力伝送効率の計算値の、２次側入力インピーダンスに対する依存性を示す図である。実際に変動した抵抗値を知り得ながら電力伝送効率を求める場合と、実際に変動した抵抗値を知り得ずに電力伝送効率を求める場合と、実際に変動した抵抗値を計算的に求めてから電力伝送効率を求める場合との３通りの計算結果を示している。
【図１０】図１０は、図４Ａに示す実施形態におけるフィードフォワード制御を行った場合に、負荷２０２の消費電流Ｉ１２ＤＣが所定値に収束するまでの時間が短縮する効果を示す模式図である。
【図１１】図１１は、図４Ｂに示す例示的な実施形態における動作示すフローチャートである。
【図１２】図１２は、スパイラルコイルにおける定数の定義を示す図である。
【図１３】図１３は、対向した２つのスパイラルコイルにおいて、電流が通流するコイルと、磁束が通過するコイルとを示す模式図である。
【図１４】図１４は、スパイラルコイルと異種金属とが対向している状態を表す模式図である。異種金属の厚さがコイル線半径に近い場合の例を示している。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本開示の実施形態を説明する前に、本開示の基礎となった知見を説明する。
【００１１】
フィードバック制御を行う従来の非接触給電システムでは、電力伝送中に、受電装置から送電装置に、受電装置内の負荷に供給される電圧または電流などの情報が無線で送信される。送電装置は、負荷に供給される電圧または電流の値が所望の値になるように、インバータ回路の出力電圧を制御する。例えば、インバータ回路の前段にＤＣ−ＤＣコンバータが配置されたシステムでは、インバータ回路へ入力するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより、インバータ回路の出力電圧を制御できる。これにより、負荷の動作状態が変化したり、送電装置と受電装置との距離が変化したりした場合でも、その変化に応じて適切に伝送電力を制御することができる。
【００１２】
しかし、このようなフィードバック制御には、コイル間の距離が変化した場合に、最適な制御ゲイン値が変化するという課題がある。コイル間距離が変動すると様々なパラメータが変化し、特に電力伝送効率が大きく変化する。一般には電力伝送効率が低い場合、例えばＰＩＤ制御（Proportional-Integral-Differential Controller）における比例ゲイン値を大きく設定する必要がある。しかし、そのようなゲイン値設定下では、電力伝送効率が高い場合において受電電力がオーバーシュートする問題が発生する。コイル間距離の変動に対応でき、かつ受電電力を素早く所望の値とする設計を行う際には、ゲイン設定が困難となる。このことから、製品の安全上、小さなゲイン値を設定することが一般的である。しかし、ゲイン値が小さい場合、受電装置内の負荷に所望の電圧または電流が供給されるまでに長い時間を要するという課題がある。
【００１３】
そこで、フィードバック制御にフィードフォワード制御を組み合わせた設計を用いることが考えられる。そのような設計は、製品の定格上、定められた位置に受電コイルが存在することが判明している場合に有効である。例えば、送電装置の制御回路は、インバータ回路（以下、単に「インバータ」と称することがある。）に印加するべき電圧またはインバータ回路の出力電圧（以下、送電電圧とも称する）を事前に計算して与える。コイル間距離の状態に応じて適切な送電電圧の初期値を与えることができれば、その後のフィードバック制御によって送電電圧を適切な値に調整し、受電装置内の負荷に所望の電圧または電流が供給されるまでの時間を短くすることができる。本開示は、この送電電圧の初期値を計算する過程において、より良い手法を提案するものである。
【００１４】
送電電圧の初期値を計算するために、電力伝送コイルの等価回路から導かれる方程式を用いる方法が考えられる。当該方程式によって受電電圧と送電電圧との比率を得ることができる。このため、負荷に印加すべき電圧または流すべき電流が明らかである場合、印加するべき送電電圧を計算して求めることができる。この方程式の中には、コイル間の相互インダクタンスと、送電コイルの共振周波数と、受電コイルの共振周波数と、送電側入力インピーダンスと、受電側入力インピーダンスと、送電コイルの交流抵抗値と、受電コイルの交流抵抗値とが含まれる。様々な手段によってこれらの値の変動を計算することや推定することが可能である。
【００１５】
本発明者は、送電コイルの交流抵抗値と、受電コイルの交流抵抗値と、相互インダクタンスの変動に着目した。本開示の実施形態では、変動した相互インダクタンスの値を逆算する際に、送電コイルの交流抵抗値と受電コイルの交流抵抗値とが用いられる。高周波が印加された金属同士が接近することによってその交流抵抗値が変動することが知られており、この効果は近接効果と呼ばれる。近接効果による交流抵抗値の変動を考慮することによって、上述した相互インダクタンスおよび／または送電電圧の初期値の値を正しく計算することができる。ひいては、フィードバック制御の欠点を補い、フィードバック制御器のゲイン値設定を小さく保ちながらも、適切な初期送電電圧を与えることができる。その結果、受電装置内の負荷に所望の電圧または電流を与えるまでに要する時間を短縮することができる。コイル間距離が定格内であれば、コイルが離れていても近づいていても、この所望の電圧または電流を与えるまでの時間は十分に短縮できる。
【００１６】
図７は、近接効果を考慮しないシステムにおいて、コイル間距離が想定された距離とは異なる場合に、受電電圧が所望の値からずれることを説明するための図である。ここでは、コイル間距離の変化に伴う相互インダクタンスの変化は考慮するものの、コイル間の近接効果が考慮されないシステムを想定する。送電電圧の実効値をＶｒｍｓ１とし、受電電圧の実効値をＶｒｍｓ２とする。送電電圧は送電コイルに印加される電圧である。受電電圧は受電装置内の負荷に供給される電圧である。図７における実線の曲線は、実際のＶｒｍｓ２のＶｒｍｓ１に対する依存性を示し、破線の曲線は、近接効果を考慮せずに計算されたＶｒｍｓ２のＶｒｍｓ１に対する依存性を示している。これらの曲線の違いは、上述したパラメータであるコイル間相互インダクタンスと、送電コイルの共振周波数と、受電コイルの共振周波数と、送電側入力インピーダンスと、受電側入力インピーダンスと、送電コイルの交流抵抗値と、受電コイルの交流抵抗値の変化を考慮して計算した値か考慮せずに計算した値かの違いであると言える。このシステムは、コイル間距離が３５ｍｍの場合における各コイルの交流抵抗値を前提に設計されており、実際のコイル間距離は１９ｍｍであるものとする。図７における破線の曲線は、近接効果を考慮せずに送電電圧Ｖｒｍｓ１を決定する場合の、目標の受電電圧Ｖｒｍｓ２と、それに対応する送電電圧Ｖｒｍｓ１との関係を示している。実線の曲線は、コイル間距離が１９ｍｍの場合の送電電圧Ｖｒｍｓ１と受電電圧Ｖｒｍｓ２との実際の関係を示している。
【００１７】
このシステムでは、受電電圧の指令値が例えばＶｒｍｓ２＝３０Ｖである場合、送電電圧はＶｒｍｓ１＝１７０Ｖに設定される（図７における破線）。しかし、実際にはコイル間距離が３５ｍｍではなく１９ｍｍであるために、１７０Ｖの送電電圧を印加しても、受電電圧は２４Ｖ程度にしかならない（図７における実線）。受電電圧を３０Ｖにするためには、図７における実線の曲線に従い、送電電圧を２１０Ｖ程度にする必要がある。
【００１８】
送電コイルと受電コイルとの距離が短くなると、近接効果により、送電コイルおよび受電コイルの交流抵抗値が増加する。この増加の影響を考慮しなければ、受電電圧または受電電流を迅速に目標値に設定することはできない。しかし、従来の非接触給電システムにおいて、送電コイルおよび受電コイルの交流抵抗値の増加の影響は考慮されてこなかった。
【００１９】
本開示の技術によれば、近接効果に起因する送電コイルおよび受電コイルの交流抵抗値の増加を考慮することにより、受電装置に所望の電圧または電流を供給するまでの時間を短縮することができる。
【００２０】
以下、本開示の実施形態の概要を説明する。
【００２１】
本開示の一態様に係る送電装置は、受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する。前記送電装置は、インバータ回路と、前記インバータ回路に接続された送電コイルと、前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路とを備える。前記制御回路は、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の出力電圧を決定する。
【００２２】
上記の構成により、受電装置における電圧または電流が目標の値に到達するまでの時間を短縮することができる。
【００２３】
送電装置は、インバータ回路の出力電圧および出力電流を計測する計測器をさらに備えていてもよい。その場合、制御回路は、計測器によって計測された出力電圧および出力電流から、送電コイルの入力インピーダンスおよび送電コイルの交流抵抗値を計算する。
【００２４】
ある実施形態において、送電装置は、センサによって計測された距離から、前記受電コイルの交流抵抗値を推定する。送電装置がそのようなセンサをさらに備えていてもよい。あるいは、受電装置または外部の制御装置がコイル間の距離を計測するセンサを備えていてもよい。
【００２５】
制御回路は、送電コイルの入力インピーダンスと、送電コイルの交流抵抗値と、実効的な動作周波数から、送電コイルと受電コイルとの距離を推定し、推定した当該距離から、受電コイルの交流抵抗値を推定してもよい。その場合、コイル間の距離を計測するセンサを省略することができる。実効的な動作周波数とは、インバータ回路から出力される交流電力の周波数（以下、「動作周波数」と称することがある）を掃引したときに、送電コイルへの入力インピーダンスが最小になる時の周波数を意味する。
【００２６】
送電装置は、距離と受電コイルの交流抵抗値との対応関係を規定するテーブルまたは関数を格納する記録媒体をさらに備えてもよい。その場合、制御回路は、当該テーブルまたは関数を参照して、受電コイルの交流抵抗値を推定する。
【００２７】
制御回路は、様々な方法でインバータ回路の出力電圧（以下、「送電電圧」と呼ぶことがある。）を調整することができる。例えばインバータ回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々に供給する制御信号のデューティ比、位相、または周波数を変化させたり、インバータ回路に入力される直流電圧を変化させることによって送電電圧を調整することができる。インバータ回路に入力される直流電圧の制御は、送電装置が、インバータ回路と直流電源との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを備える形態において可能である。そのような形態では、制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御することにより、インバータ回路に入力される直流電圧を変化させることができる。
【００２８】
本開示における非接触給電システムは、本開示における送電装置と、受電装置とを備える。受電装置は、例えば移動体である。「移動体」とは、電力によって駆動または充電される可動物体を意味する。移動体は、例えば、無人搬送車（Ａｕｔｏｍａｔｅｄ  Ｇｕｉｄｅｄ  Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＡＧＶ）、電気自動車（ＥＶ）、可動ロボット、または無人航空機（Ｕｎｍａｎｎｅｄ  Ａｅｒｉａｌ  Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＵＡＶ、所謂ドローン）であり得る。受電装置は、例えば携帯機器のように、自ら移動しない装置であってもよい。
【００２９】
本開示は、上記の送電装置に用いられる制御回路を備えた制御装置、および制御回路が実行する制御プログラムおよび制御方法を含む。
【００３０】
以下、本開示の例示的な実施形態を説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複する説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になることを避け、当業者の理解を容易にするためである。なお、発明者は、当業者が本開示を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。以下の説明においては、同一または類似する構成要素には、同一の参照符号を付している。
【００３１】
（実施形態）
＜構成＞
図１は、本実施形態における移動体システムの概要を説明するための図である。移動体システムは、本開示における非接触給電システムの一例である。移動体システムは、例えば工場内における物品の搬送用のシステムとして利用され得る。移動体システムは、少なくとも１つの無線送電装置（以下、単に「送電装置」と称する。）１００と、少なくとも１つの移動体２００とを備える。移動体２００は、受電装置の一例である。移動体２００は、例えば工場内を自律的に移動して物品を必要な場所に搬送する無人搬送車であり得る。図１には、４台の送電装置１００と４台の移動体２００とが例示されている。送電装置１００および移動体２００の各々の数は４つに限らず、任意である。
【００３２】
送電装置１００は、移動体２００に無線で電力を伝送する。送電装置１００は、交流電力を空間に送出する送電コイルを含む送電共振器１０３を有する。移動体２００は、受電コイルを含む受電共振器２０３を有する。送電共振器１０３と受電共振器２０３とが磁界共振によって結合することにより、送電コイルから受電コイルに電力が無線で伝送される。このように、本実施形態では、磁界共振結合（「磁界共鳴結合」または「共振磁界結合」と呼ばれることもある。）による無線電力伝送が利用される。磁界共振結合方式の無線電力伝送によれば、電磁誘導による方法と比較して、より長距離の電力伝送が可能である。なお、本開示の技術は、磁界共振結合方式に限らず、電磁誘導方式による無線電力伝送にも適用可能である。よって、本開示は、電磁誘導方式による構成も含む。
【００３３】
移動体２００は、キャパシタおよびモータを備える。受電共振器２０３内の受電共振器が受け取った電力は整流され、キャパシタに蓄えられる。キャパシタには、例えば電気二重層キャパシタまたはリチウムイオンキャパシタなどの大容量かつ低抵抗なキャパシタが用いられ得る。移動体２００は、キャパシタに蓄えられた電力によってモータを駆動して移動することができる。
【００３４】
移動体２００が移動すると、キャパシタの蓄電量（即ち充電量）が低下する。このため、移動を継続するためには、再充電が必要になる。そこで、移動体２００は、移動中に充電量が所定の閾値を下回ると、送電装置１００の近傍まで移動し、充電を行う。図１に示すように、複数の箇所に送電装置１００が設置されていれば、移動体２００は、最も近い送電装置１００の近傍まで移動すればよいので、移動距離を短縮できる。
【００３５】
このようなシステムは、前述のように、例えば工場内における物品の搬送用のシステムとして利用され得る。移動体２００は、典型的には物品を積載する荷台を有し、工場内を自律的に移動して物品を必要な場所に搬送する台車として機能する。移動体システムは、工場に限らず、例えば店舗、病院、家庭、その他のあらゆる場所で利用され得る。また、移動体２００は、ＡＧＶに限らず、他の産業機械またはサービスロボットであってもよい。移動体２００は、例えば有人の車両、無人航空機または掃除ロボットなどの、移動可能な機構を有する任意の機器であり得る。本開示における受電装置は、移動体に限定されない。電力伝送時に送電コイルと受電コイルとの相対位置が定格範囲内で誤差を持つ場合においても本開示の技術を適用することができる。電力伝送中に送電コイルと受電コイルとの相対位置が変化し得る任意の非接触給電システムに、本開示の技術を適用することができる。
【００３６】
図２は、本実施形態における移動体２００の一例を模式的に示す斜視図である。この移動体２００は、側面に設置された受電共振器２０３と、モータによって駆動される駆動輪２０７を含む複数の車輪と、物品を載せる荷台２０６とを備えている。受電共振器２０３は、受電コイルを含む。
【００３７】
図３は、充電時における送電共振器１０３と受電共振器２０３との配置関係の一例を示す斜視図である。図３には、互いに直交するＸ、Ｙ、Ｚ方向を示すＸＹＺ座標が示されている。以下の説明では、図に示された座標系を用いる。ＸＹ面は、水平面または床面に平行であり、移動体２００が前進する方向をＸ軸の正方向、鉛直上方向をＺ軸の正方向とする。図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と、インバータ回路１０２と、整流回路２０１とを記載しており、他の構成要素の図示は省略されている。送電共振器１０３は送電コイル１０３１を含み、受電共振器２０３は受電コイル２０３１を含む。
【００３８】
本願の図面に示されている構造物の向きは、説明のわかり易さを考慮して設定されており、本開示の実施形態が現実に実施されるときの向きを制限するものではない。また、図面に示されている構造物の全体または一部分の形状および大きさも、現実の形状および大きさを制限するものではない。
【００３９】
電力伝送は、送電コイル１０３１と受電コイル２０３１とが対向している状態において行われる。より具体的には、送電コイル１０３１の巻線によって規定される面と、受電コイル２０３１の巻線によって規定される面（図示される例ではいずれもＸＺ面に平行）とが対向している状態で充電が行われる。これらの面が完全に平行である場合に限らず、相互に傾いていても充電は可能である。
【００４０】
移動体２００は、各種のセンサを用いて、自機の位置および向き、ならびに送電コイル１０３１の位置および向きを把握することができる。これにより、自機に最も近い送電装置１００を特定し、その送電装置１００の近傍に移動して高効率な電力伝送が可能な姿勢、すなわち、受電コイル２０３１が送電コイル１０３１に近接して対向する姿勢をとることができる。移動体２００は、最も近い送電装置１００が他の移動体２００に給電中である場合は、次に近い送電装置１００に移動してもよい。
【００４１】
以下、本実施形態の移動体システムの構成をより詳細に説明する。
【００４２】
図４Ａは、本実施形態の移動体システムの構成を示すブロック図である。この移動体システムは、送電装置１００と、移動体（受電装置）２００とを備えている。
【００４３】
送電装置１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と、インバータ回路１０２と、送電共振器１０３と、制御回路１０４とを備える。図４Ａおよび図４Ｂの例では、送電装置１００は、電源１０５をさらに備えているが、電源１０５は送電装置１００の外部の構成要素であってもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、電源１０５と、インバータ回路１０２との間に接続されている。インバータ回路１０２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と、送電共振器１０３との間に接続されている。制御回路１０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を制御してインバータ回路１０２から出力される交流電力を制御する。同様に、制御回路１０４は、インバータ回路１０２を制御して出力される交流電力の周波数を制御する。
【００４４】
本実施形態におけるセンサ３００は、受電装置２００に設けられている。センサ３００は、移動体２００の位置および／または動きを検出し、コイル間の距離を計測する位置検出器を含む。センサ３００は、受電装置２００の外部に設けられていてもよい。
【００４５】
送電共振器１０３は、前述の送電コイル１０３１を含む。移動体２００は、受電共振器２０３と、受電共振器２０３に接続された整流回路２０１と、整流回路２０１に接続された負荷２０２を有している。受電共振器２０３は、前述の受電コイル２０３１を含む。負荷２０２は、電気二重層キャパシタまたはバッテリなどを含む。なお、送電装置１００および移動体２００は、図示されていない他の構成要素を備えていてもよい。また、移動体システムは、必ずしも図４Ａに示されている構成要素の全てを備えている必要はなく、適宜省略することが可能である。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を省略してもよい。その場合、制御回路１０４は、インバータ回路１０２を制御することにより、インバータ回路１０２の出力電圧を制御する。
【００４６】
送電共振器１０３は、インダクタンス成分だけでなく、キャパシタンス成分Ｃ１および抵抗成分Ｒ１も有する。同様に、受電共振器２０３は、インダクタンス成分だけでなく、キャパシタンス成分Ｃ２および抵抗成分Ｒ２も有する。抵抗成分（以下、交流抵抗値とも称する）Ｒ１およびＲ２は、送電コイルと受電コイルとの距離が短くなると、近接効果により、増大する。それに伴い、負荷２０２に所望の電圧および電流を与えるための送電側の電圧および電流も変化する。そこで、本実施形態では、コイル間の距離をセンサ３００で検出し、その距離に応じて、制御回路１０４がＤＣ−ＤＣコンバータ１０１およびインバータ１０２を適切に制御する。これにより、電力伝送中に共振器間の距離が変化する場合でも、負荷２０２に所望の電圧および電流を迅速に供給できる。
【００４７】
図４Ｂは、図４Ａに示す移動体システムの構成のより詳細な例を示す図である。以下、図４Ｂを参照しながら、各構成要素をより詳細に説明する。
【００４８】
＜電源＞
電源１０５は、所定の大きさの直流電圧を出力する電源回路である。電源１０５は、例えば商用交流電力を、送電装置１００の動作電圧をもつ直流電力に変換して出力するコンバータを含み得る。加えて電源１０５は、例えば商用電力の力率を改善する回路を含み得る。図４Ａおよび図４Ｂに示す例では、電源１０５は、三相交流電力を直流電力に変換するコンバータを含んでいる。電源１０５は、単相交流電力を直流電力に変換するコンバータを含んでいてもよい。
【００４９】
＜ＤＣ−ＤＣコンバータ＞
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、入力された直流電圧を昇圧または降圧する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、例えば、昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路であり得る。図４Ｂの例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、スイッチング素子Ｓ５を有する昇圧チョッパ回路である。スイッチング素子Ｓ５は制御回路１０４によって制御され、それによってＤＣ−ＤＣコンバータ１０１から出力される直流電圧が調整される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１のトポロジは、絶縁形、非絶縁形を問わず、電圧変換機能を有するものであればよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、制御回路１０４から供給される制御信号に応じて、回路内のスイッチング素子のオン／オフを切り換えることにより、出力電圧を変化させることができる。
【００５０】
＜インバータ回路および送電側制御回路＞
インバータ回路１０２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１から供給された直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路１０２は、例えばフルブリッジインバータ回路であり得る。フルブリッジインバータ回路は、４つのスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のスイッチングのタイミングを調整することによって所望の周波数および電圧値の交流電力を出力することができる。各スイッチング素子は、制御回路１０４から供給されるパルス信号に応じて導通および非導通の状態を切替える。
【００５１】
図４Ｂに示されるインバータ回路１０２は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有するフルブリッジインバータ回路の構成を有する。各スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのトランジスタであり得る。
【００５２】
制御回路１０４は、メモリ等の記録媒体１０４１と、コントローラ１０４２と、複数のゲートドライバ１０４３と、複数の電圧電流計測器１０４４と、通信機１０４５とを含む。複数のゲートドライバ１０４３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１におけるスイッチング素子Ｓ５を駆動するゲートドライバと、インバータ１０２におけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４をそれぞれ駆動するゲートドライバとを含む。計測器１０４４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１から出力され、インバータ回路１０２に入力される電圧および電流を計測する計測器と、インバータ回路１０２から出力され、送電共振器１０３に入力される電圧および電流を計測する計測器とを含む。コントローラ１０４２は、例えばマイクロプロセッサを含み、記録媒体１０４１に格納されたコンピュータプログラムに従って各ドライバ１０４３を制御する。各ドライバ１０４３は、コントローラ１０４２からの指示に従い、それぞれに接続されたスイッチング素子のゲートに制御信号（例えばパルス信号）を供給することにより、スイッチング素子の導通／非導通の状態を切り替える。
【００５３】
コントローラ１０４２は、送電動作中、通信機１０４５を介して、受電装置２００の負荷２０２に供給される電圧および電流の計測値を取得する。コントローラ１０４２はまた、電圧電流計測器１０４４から、送電共振器１０３に供給される電圧および電流の計測値を取得する。コントローラ１０４２は、それらの２種類の計測値に基づいて、負荷２０２に所望の電圧および電流が供給されるように、各ドライバ１０４３を制御する。
【００５４】
＜受電側制御回路＞
受電側制御回路２０４は、コントローラ２０４２と、電圧電流計測器２０４４と、通信機２０４５とを含む。計測器２０４４は、整流回路２０１から出力され、負荷２０２に入力される電圧および電流を計測する。コントローラ２０４２は、例えばマイクロプロセッサを含み、不図示の記録媒体に格納されたコンピュータプログラムに従って動作する。コントローラ２０４２は、負荷２０２に入力される電圧および電流の計測値を示すデータを計測器２０４４から取得する。コントローラ２０４２はまた、送電共振器１０３と受電共振器２０３との距離を示すデータを、センサ３００から取得する。コントローラ２０４２は、それらの２種類のデータを、通信機２０４５を介して送電側制御回路１０４における通信機１０４５に送信する。
【００５５】
＜整流回路＞
受電装置２００における整流回路２０１は、受電共振器２０３から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する回路である。図４Ｂに示す例では、整流回路２０１は、ダイオードブリッジと平滑コンデンサとを備えている。整流回路２０１のトポロジも、図示されるトポロジに限定されず、適宜変更可能である。
【００５６】
＜受電側回路の変形例＞
受電側の回路は、図５Ａまたは図５Ｂに示す構成を備えていてもよい。図５Ａおよび図５Ｂは、受電装置２００がインピーダンス変換用コンバータ（以下、単にＤＣ−ＤＣコンバータ）２０５を備える変形例を示している。図５Ａは、図４Ａに示す受電装置２００および受電側制御回路２０４を、図５Ａに示す受電装置２００および受電側制御回路２０４にそれぞれ置換した構成の例を示している。図５Ｂは、図５Ａの構成におけるセンサ３００を、送電装置１００に搭載され、距離測定器を備えるセンサ３００に置換した構成の例を示している。センサ３００についての詳細は後述する。
【００５７】
磁界共振結合方式および電磁誘導方式による非接触給電は、送電共振器１０３および受電共振器２０３に固有のパラメータと、受電共振器２０３から見た入力インピーダンスＺｉｎ２（以下、単に「入力インピーダンスＺｉｎ２」と称する）とに応じて電力伝送効率が決定される。そこで、図５Ａおよび図５Ｂの非接触給電システムでは、受電装置２００は、入力インピーダンスＺｉｎ２を所望の値とするためのＤＣ−ＤＣコンバータ２０５を備える。このＤＣ−ＤＣコンバータ２０５のトポロジは、図示されるトポロジに限定されず、適宜変更可能である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５は、降圧チョッパ回路であってもよいし、昇降圧チョッパ回路であってもよいし、絶縁形であってもよいし、共振形であってもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５は、多相コンバータであってもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５は、入力インピーダンスＺｉｎ２を変化させる機能を有する。
【００５８】
この例では、受電側制御回路２０４は、負荷２０２に入力される電圧および電流を計測するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５の入力インピーダンスを計測する。受電側制御回路２０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５の入力インピーダンスに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０５の各スイッチング素子を制御して、入力インピーダンスＺｉｎ２を所望の値にする。
【００５９】
＜センサ＞
センサ３００は、送電共振器１０３と受電共振器２０３との対向距離を計測する。センサ３００は、移動体２００の位置または動きを検出してもよい。センサ３００は、例えば可視光または近赤外線を利用したセンサであり得る。センサ３００は、例えば、レーザレンジファインダなどの測距装置またはステレオカメラなどの、距離を計測できる装置であってもよい。
【００６０】
センサ３００は、送電装置１００、移動体２００（受電装置）のいずれが備えていてもよい。センサ３００が送電装置１００、移動体２００の外部に設けられていてもよい。例えば、移動体２００がレーザレンジファインダなどのセンサを備えていてもよい。その場合、センサによって計測されたコイル間距離を示すデータが送電装置１００に送られ、そのデータに基づいて送電装置１００は、送電制御を行う。
【００６１】
本移動体システムが、全ての移動体２００の位置および動きを管理する制御装置を備えている場合、その制御装置がセンサを備えていてもよい。そのようなセンサは、各移動体２００の位置および向きを計測または推定し、そのデータを送電装置１００に送信する。送電装置１００における制御回路１０４は、受信したデータに基づき、コイル間距離を知ることができる。
【００６２】
図５Ｂに示す例のように、制御回路１０４は、距離測定器を備えるセンサ３００の出力に基づいてコイル間距離を推定するように構成されていてもよい。例えば、距離測定器の出力に基づいて推定される送電コイル１０３１の入力インピーダンスと、送電コイル１０３１の交流抵抗値とから、送電コイルと受電コイル２０３１との距離を推定することができる。距離測定器は、例えば可視光または近赤外線（まとめて「光」と称する）を出射する光源と、その光源から出射された光を検出する検出器とを備える。
【００６３】
本実施形態では特に、図４Ｂに示す計測器１０４４が計測した電圧Ｖ１と電流Ｉ１の値に基づいて、効率が最大になる電圧または周波数が決定される。この動作の詳細は後述する。ゲートドライバ１０４３はコントローラ１０４２が決定した周波数およびデューティ比をもつパルス信号を各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ５のゲートに供給する。なお、コントローラ１０４２の一部または全部はマイクロコンピュータ等の集積回路によって実演され得る。
【００６４】
＜送電共振器および受電共振器＞
図６は、送電共振器１０３および受電共振器２０３の等価回路を示す図である。送電共振器１０３は、送電コイル１０３１によるインダクタンス成分（Ｌ１）と、共振周波数調整容量１０３３によるキャパシタンス成分（Ｃ１）と、主として送電コイル１０３１が持つ抵抗成分（以下単に抵抗成分）１０３２（Ｒ１）とを有する直列共振回路である。受電共振器２０３は、受電コイル２０３１によるインダクタンス成分（Ｌ２）と、共振周波数調整容量２０３３によるキャパシタンス成分（Ｃ２）と、主として受電コイル２０３１が持つ抵抗成分（以下単に抵抗成分）２０３２（Ｒ２）とを有する直列共振回路である。キャパシタンス成分（Ｃ１およびＣ２）は、それぞれ、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の寄生容量成分であってもよいし、別途設けられたキャパシタによるものでもよい。
【００６５】
送電共振器１０３の共振周波数と、受電共振器２０３の共振周波数とは、ほぼ同じ値に設定される。共振周波数は、特に限定されないが、例えば、５キロヘルツ（ｋＨｚ）以上５０メガヘルツ（ＭＨｚ）以下に設定できる。共振周波数は、より好ましくは、１０ｋＨｚ以上２０ＭＨｚ以下である。各共振器は、直列共振回路に限らず、並列共振回路であってもよい。図示されている構成に限らず、例えば、送電共振器１０３に電磁誘導によって結合する一次コイルと、受電共振器２０３に電磁誘導によって結合する二次コイルとを設けてもよい。
【００６６】
抵抗成分１０３２（Ｒ１）と抵抗成分２０３２（Ｒ２）は送電コイル１０３１と受電コイル２０３１が近接することによって増大する。また、熱変化によっても抵抗成分１０３２（Ｒ１）と抵抗成分２０３２（Ｒ２）は変化する。この抵抗成分１０３２（Ｒ１）と抵抗成分２０３２（Ｒ２）は、磁界共振結合方式であっても電磁誘導方式であっても、非接触給電システム中に必要となる計算式中に変数として用いられる。本開示の実施形態は、抵抗成分１０３２（Ｒ１）と抵抗成分２０３２（Ｒ２）のそれぞれの熱による変化量を実測してもよいし、近接効果による抵抗成分の変化量を上記制御回路１０４中の記憶装置に記憶してもよいし、センサ３００によって実測した距離変化から抵抗成分１０３２（Ｒ１）と抵抗成分２０３２（Ｒ２）の変化を計算してもよい。また、本開示の実施形態は、センサ３００によって距離変化を実測し、制御回路１０４によって送電共振器１０３への入力インピーダンスＺｉｎ１を実測し、制御回路１０４によって送電共振器１０３の高周波抵抗を実測し、受電側制御回路２０４によって受電共振器２０３の熱変化を実測し、それぞれの実測値から現在の抵抗成分２０３２（Ｒ２）を計算してもよい。また、交流抵抗値の実測は数秒以上の時間がかかるため、移動体２００が図１に示すような動作を行う際には、センサ３００によって取得された距離情報を用いて抵抗成分１０３２を計算して求める方が高速である。あるいは、制御回路１０４の記憶装置にセンサ３００の情報と対応した抵抗成分１０３２の値を予め記録しておき、その値を呼び出してもよい。
【００６７】
＜コイルの交流抵抗値＞
本実施形態では、近接効果による各コイルの交流抵抗値の増加を考慮して、インバータ回路１０２の出力電圧が決定される。以下に、各コイルの交流抵抗値およびその近接効果の詳細を説明する。以下の説明では、送電コイルおよび受電コイルは、スパイラルコイルまたはソレノイドコイルであるものとする。多数の素線を束ねたリッツ線によって各コイルが形成されるものとする。ただし、各コイルはこのような構成に限定されない。
【００６８】
コイルの交流抵抗値Ｒａｃは、近似的に以下のように定義できる。
【数１】
2019021655.tif 000003
【００６９】
Ｒｄｃは、コイルの直流抵抗値を表す。ＦＲは、インバータ回路１０２から出力される交流電力の周波数およびコイルの素線材料に依存する表皮効果係数を表す。Ｒｐｒｏｘ＿ａは、スパイラルコイルまたはソレノイドコイルの異なるターンに存在する複数のコイル線が有する近接効果に起因する交流抵抗値を表す。Ｒｐｒｏｘ＿ｖは、対向する送電コイル１０３１および受電コイル２０３１が近接することによって相互に影響し合う近接効果に起因する交流抵抗値を表す。Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、コイルと、当該コイルと離れた位置に存在する金属との間に発生する近接効果に起因する交流抵抗値を表す。さらに、Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、リッツ線を束ねて巻いた後のコイルを形成した際の影響も内包する。コイルを形成した際の抵抗値をＲｐｒｏｘ＿ａとし、リッツ線を束ねた後の線と金属異物との関係をＦａ−１Ｕと置く。金属は、例えば、コイルを設計するうえで必要な磁束遮蔽金属または金属異物であり得る。
【００７０】
表皮効果は、周波数の増加に伴い、コイル線の表面にしか電流が流れなくなる現象である。この現象では、コイル線の周辺部のみに電流密度の分布が集中する。言い換えれば、コイル線中心部の抵抗が大きくなる。数１におけるＦＲは、既知の方法によって計算できる。ここで、ＦＲは次式で表現される
【数２】
2019021655.tif 000004
であり，Ｒｄｃは直流抵抗値、ｒｓは撚り合わせたコイルの素線半径、δは表皮効果係数でありＲｃｏｎｄは係数ＦＲによって増加したＲｄｃを示す。ここで、表皮効果が十分に小さい場合、ＦＲは１に近似され、ＲｃｏｎｄとＲｄｃは等しい値に近づく。
【００７１】
次に、コイル線に交流電流が流れる場合を想定する。当該コイル線の一部分を流れる電流によって発生する磁界は、例えば、当該コイル線に対向する別のコイル線の一部分に侵入し得る。当該部分においては、渦電流が発生し、損失が生じる。その結果、当該磁界が侵入する一部分を流れる電流の密度分布は乱される。これにより、当該コイル線に対向する別のコイル線の交流抵抗値が増加する。これは、近接効果と呼ばれる。近接効果の原理は非特許文献１に記載されている。本実施形態では非特許文献１に記載の磁界に関する取扱いを拡張し、非接触給電にて用いられるスパイラル形状のコイルについて記載する。
【００７２】
数１において、Ｒｐｒｏｘ＿ｖは、対向する送電コイルと受電コイルとの距離が短くなると増加し、Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、コイルおよび金属の距離が短くなると増加する。以下に、交流抵抗値Ｒｐｒｏｘ＿ｖおよびＲｐｒｏｘ＿ｏｈｔｅｒの計算方法を説明する。
【００７３】
最初に、Ｒｐｒｏｘ＿ｖの計算方法を説明する。ターン数ｎのスパイラルコイルに電流Ｉが流れることによって、磁界が発生する場合を想定する。ビオ−サバール（Ｂｉｏｔ−Ｓａｖｅｒｔ）の法則により、当該磁界は、図１２と図１３に記載のベクトル表現を用いて以下の数３で表される。
【数３】
2019021655.tif 000005
ただし
【数４】
2019021655.tif 000006
である。Ｈｎは、ターン数ｎのスパイラルコイルから発生する磁界ベクトルを表している。ｄｓは電流素片（ベクトル）を表し、ｓはコイルの一部分を示す位置ベクトルを表している。また、Ｐは磁界の発生箇所を示す位置ベクトルを表している。Ｃｉは、ｉターン目のコイル線上の経路を表しており、周回積分を表現している。数４は、コイルの一部分から、磁界が発生する位置までのベクトルを示している。数３における電流素片ｄｓについて図１２に記す。また、数４におけるベクトルの表現を図１３に示す。
【００７４】
数３の磁界から渦電流の損失を計算し、当該損失を電流の２乗で割ることによって、増加した交流抵抗値が得られる。渦電流の損失Ｐｎは、以下の数５で表される。
【数５】
2019021655.tif 000007
σは、物質固有の電気伝導率であり、その逆数は電気抵抗率を表す。γは、物質固有の周波数応答特性の係数δと、コイル線の半径ｒ１との比率である（γ＝ｒ１／δ）。周波数に応じて、コイル線における電流密度分布は、表皮効果により変動する。γは、当該電流密度の変動に対するコイル線の実際の半径の比率を示している。交流電流の実効値であるＩｒｍｓ＝Ｉ／（２１／２）を用いると、数１におけるＲｐｒｏｘ＿ｖは、以下の式で表される。
【数６】
2019021655.tif 000008
ここでｎはリッツ線の素線本数、Ｐｎはリッツ線の素線が持つ抵抗損失である。損失を電流の２乗で割ることで抵抗値が得られる。
【００７５】
数３および数５を用いると、数６におけるＲｐｒｏｘ＿ｖは、以下の数７で表される。
【数７】
2019021655.tif 000009
【００７６】
次に、数１におけるＲｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒの計算方法を説明する。コイル設計の際に、磁界の漏れ、または意図しない磁路形成を回避するために、コイルに近接して金属板を配置する場合がある。また、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の少なくとも一方に、ネジ、硬貨または飲料缶などの金属異物が接近する場合がある。このような場合、近接効果によって、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の上記少なくとも一方の交流抵抗値は増加する。このような場合における送電コイル１０３１あるいは受電コイル２０３１から発生する磁束と、金属異物との対応模式図を図１４に示す。
【００７７】
コイルが金属の影響によって発生させる損失ΔＰｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは以下の数８で表される。
【数８】
2019021655.tif 000010
ただし、ΔＰｐｒｏｘ_aはコイルを巻いた際における損失であり、円筒コイルに対して横向きに入射する磁束によって表される。Ｆａ−１は    
【数９】
2019021655.tif 000011
と表現される。この時ｒ１はコイル線の半径であり、コイル線半径と表皮効果係数δの大小関係で近似式は条件分けされる。この場合分けは導体内の磁束の影響をどのように近似するかの違いを示している。マイナス１は導体内の磁束の影響に加え、関数Ｕによって金属異物の影響を受ける場合の損失から、金属異物の影響を受けない場合の損失とで差引するものである。ここで、表皮効果係数δは以下の数１０で表される。
【数１０】
2019021655.tif 000012
μは透磁率であり、σは、物質固有の電気伝導率であり、ωは交流電流の角周波数である。Ｕは金属異物との位置関係を表現した係数であり、隣り合う円筒の片方から発生した磁束がもう片方の円筒のある位置に磁束を発生させる状態を表す近似関数である。金属異物の影響を受ける損失ΔＰprox_otherは、コイルを巻いた際に発生する損失ΔＰprox_aとそのコイルを単線近似した場合における表皮効果係数と金属異物との相対関係で表現される。数７から数９における各パラメータには、物質固有の材料に応じた値が代入される。
【００７８】
次に、数７の式から実際のコイル形状に合わせて抵抗値を導出する。コイルの単位長さ当たりの損失ΔＰｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、以下の数１１で表される。
【数１１】
2019021655.tif 000013
数１１は、損失ΔＰｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒが、コイルを設計、製造した際に決定されるΔＰｐｒｏｘ＿ａからどの程度増加するのかを示している。ただし、（１＋１２Ａ）は自然対数の近似式であり、Ａは以下の数１２で表される。
【数１２】
2019021655.tif 000014
ｒ２は、コイルに対向する円板状の金属厚みの半分である。Ｒは、一本のコイル線の断面の中心から、円板状の金属の中心までの距離を示している。
【００７９】
数１１により、数１におけるＲｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、以下の数１３で表される。
【数１３】
2019021655.tif 000015
ただし、ΔＰprox_aはコイルを設計した時点で決定される初期の損失であり、後述する。Ｆａ−１はコイル線の表皮効果係数であり、自然対数の近似関数である（１＋１２Ａ）の影響を受ける。計算式は、ある電流が流れるターンiにおけるコイル線長さ分の周回積分Ｃiを行い、コイルのターン数分だけ積算する。数１３を用いて、リッツ線を巻いた後の影響および簡易な形状の金属の影響を計算することができる。
【００８０】
上述した数６および数１３を用いて、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の少なくとも一方の交流抵抗値の増加分を計算することができる。
【００８１】
図８Ａから図８Ｃは、送電コイル１０３１と受電コイル２０３１との距離が変化したときの受電コイル２０３１の交流抵抗値の変化の例を示す図である。図８Ａから図８Ｃの例では、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の構成の組み合わせがいずれも異なっている。曲線は計算値を表し、菱形は実験値の中央値を表している。縦の棒線は、実験値のばらつきを表している。送電コイル１０３１と受電コイル２０３１との距離が７０ｍｍ以上である場合、受電コイル２０３１の交流抵抗値の変化は比較的小さい。しかし、送電コイル１０３１と受電コイル２０３１との距離が７０ｍｍ未満である場合、当該距離が小さくなると、交流抵抗値は急激に増加する。
【００８２】
そこで、本実施形態では、コイル間の接近に伴う交流抵抗値の増加の影響を考慮して、送電装置の制御回路１０４が、送電共振器１０３に入力される電圧を適切に制御する。この制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１からインバータ回路１０２に入力される直流電圧の大きさを調整することによって行われる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を設けない形態では、インバータ回路１０２を直接制御して同様の調整を行ってもよい。コイル間距離と交流抵抗値またはそれに起因する送電電圧の変動量との相関関係を規定するデータ（ライブラリと称することがある）を予め用意しておくことで、送電時にそのデータを参照して、送電側の電圧を適切な値に設定することができる。
【００８３】
交流抵抗値は、コイルの発熱によっても増加する。このため、送電装置１００の制御回路１０４は、コイルの発熱を考慮して、送電共振器１０３に入力される電圧を制御してもよい。コイルの発熱によって増加する抵抗値を補正する関数を以下に示す。コイルの発熱と近接効果とが重複した場合は、ライブラリを用いるよりも計算によって求める方が早い場合がある。数７から数１３に記載のΔＰ０は、コイル線材料と周波数とで求まるコイルの損失である。ここで、数１に記載のＲｐｒｏｘ＿ａについて述べる。Ｒｐｒｏｘ＿ａを発生させる単位長さあたりの損失ΔＰＲｐｒｏｘ＿ａは、コイル線に横方向の磁束が入射することによって発生する近接効果による損失を表している。このＲｐｒｏｘ＿ａは、コイル線をスパイラル状に巻いた際に発生する抵抗値を表現する。本来、Ｒｐｒｏｘ＿ａは、設計試作後に実測すればよい値であるが、抵抗値の熱変化を補正する場合は、Ｒｐｒｏｘ＿ａの計算式を用いる方が良い。
【００８４】
以下の説明では、コイルになる前の導電線（例えば銅線）をシリンダー状導体と称する。シリンダー状導体に横方向の磁束が入射することによって発生する近接効果による単位長さあたりの損失は、数１４で表される。
【数１４】
2019021655.tif 000016
数１４におけるσは電気伝導率を表し、ｋは表皮効果を表す物質と周波数に依存する係数、ｒ０は線材の半径、Ｈ０はコイルをスパイラル状に巻いた際に発生する異種金属が存在しない場合の磁界である。ＧＲはベッセル関数で表現できる係数であり、数１５で表される。
【数１５】
2019021655.tif 000017
ＧＲのｂｅｒとｂｅｉはケルビン関数の実部と虚部をそれぞれ示し、μ１は入射前の空間に存在する物質の透磁率、μ２は入射する物質の透磁率である。ｋは、以下の数１６で表される。
【数１６】
2019021655.tif 000018
数１４から数１６を用いて、元となるシリンダー状導体に横方向の磁束が入射することによって発生する近接効果による単位長さあたりの損失ΔＰｐｒｏｘ＿ａを計算することができる。数１４をコイル線の隣り合う本数で足し合わせ、コイルの長さ分だけ積分することで、コイルを巻いた際の近接効果を表す抵抗値Ｒｐｒｏｘ＿ａを得ることができる。
【数１７】
2019021655.tif 000019
【数１８】
2019021655.tif 000020
数１７および数１８は第一種ケルビン関数である。
【００８５】
以上、数１に含まれる近接効果の抵抗値を記した。これらの計算式中に含まれる、周波数ω、透磁率μ、および電気伝導率σに関して、熱による変化を補正することで合計の抵抗値をさらに精度良く求めることができる。この熱による変化は、熱に対応するμおよびσの変化をライブラリに記録し、送電電圧を制御する際に、制御回路１０４の記憶装置から呼び出されても良い。
【００８６】
従来の非接触給電システムでは、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の交流抵抗値は、送電コイル１０３１と受電コイル２０３１との距離によって変動したとしても、システムの制御に影響しないと考えられてきた。しかし、当該距離が短くなると、交流抵抗値の増加は顕著になり、制御への影響が大きくなることがわかった。そこで、本実施形態では、近接効果、すなわち送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の少なくとも一方の交流抵抗値の増加を考慮した送電制御がなされる。これにより、より正確かつ迅速に、受電装置が要求する電力を供給することができる。
【００８７】
本実施形態では、コイル間距離と、受電コイル２０３１の交流抵抗値との対応関係を示すテーブルまたは関数などのデータが予め制御回路１０４に付随する記録媒体１０４１に記録されている。制御回路１０４は、そのデータを参照して、センサ３００から得たコイル間距離から受電コイル２０３１の交流抵抗値を計算または推定することができる。交流抵抗値の推定値は、後述するように、インバータ回路１０２の出力電圧の決定の際に利用される。
【００８８】
なお、コイル間距離は、センサ３００から取得するのではなく、送電共振器１０３の抵抗成分１０３２から推定することもできる。近接効果により、交流抵抗値が増加することから、送電共振器１０３の抵抗成分１０３２から、おおよそのコイル間距離を見積もることができる。そのような形態では、送電共振器１０３の抵抗成分１０３２とコイル間距離との対応関係を規定したテーブルまたは関数のデータが、予め制御回路１０４に付随する記録媒体１０４１に記録される。制御回路１０４は、そのデータを参照してコイル間距離を計算または推定することもできる。
【００８９】
＜送電制御方法＞
本実施形態における送電装置１００は、移動体２００への給電を開始する際、または、給電中にコイル間距離が変化した際に、移動体２００から送信される情報を利用することなく、フィードフォワード制御により、伝送電力を適切に決定することができる。そのようにして伝送電力を決定した後は、送電装置１００は、移動体２００からの情報に基づくフィードバック制御を行う。以下、その方法を具体的に説明する。
【００９０】
以下の説明において、交流電圧および交流電流をフェーザ（ｐｈａｓｏｒ）表示で表す。つまり、電圧および電流を複素数として扱う。フェーザ表示において、電圧および電流の絶対値は、それぞれの実効値を表す。
【００９１】
送電側の電圧および電流のフェーザ表示を、それぞれＶ１およびＩ１とすると、送電側の電圧および電流の実効値は、それぞれＶｒｍｓ１＝｜Ｖ１｜およびＩｒｍｓ１＝｜Ｉ１｜である。同様に、受電側の電圧および電流のフェーザ表示を、それぞれＶ２およびＩ２とすると、Ｖｒｍｓ２＝｜Ｖ２｜およびＩｒｍｓ２＝｜Ｉ２｜である。
【００９２】
図６は、本実施形態における非接触給電システムの等価回路を示す図である。図６において、送電共振器１０３に接続されたインバータ回路１０２などの構成要素（図４Ａ等参照）を省略し、受電共振器２０３に接続された整流回路２０１などの構成要素を省略する。ここで、送電コイル１０３１の入力インピーダンスをＺｉｎ１とする。Ｚｉｎ１は、Ｖ１／Ｉ１により得られる。受電共振器２０３に接続された回路の入力インピーダンスをＺｉｎ２とする。Ｚｉｎ２は、Ｖ２／Ｉ２により得られる。相互インダクタンスをＬｍとする。送電コイル１０３の交流抵抗値をＲ１、受電コイル２０３１の交流抵抗値をＲ２とする。伝送される交流電力の角周波数ωは、インバータ回路１０２の駆動角周波数と同じである。
【００９３】
図６に示す回路の回路方程式より、Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２、およびＩ２は、以下の数１９および数２０を満たす。
【数１９】
2019021655.tif 000021
【数２０】
2019021655.tif 000022
ここで、ｊは虚数単位である。
【００９４】
以下の説明では、ωが共振角周波数ω０＝１／（Ｌ１Ｃ１）１／２＝１／（Ｌ２Ｃ２）１／２に等しいものとする。なお、ωはω０に厳密に等しくなくてもよい。
【００９５】
数１４および数１５から、以下のＩ１およびＩ２が得られる。
【数２１】
2019021655.tif 000023
【数２２】
2019021655.tif 000024
【００９６】
入力インピーダンスＺｉｎ１は、数２１を用いると、以下の数２３で表される。
【００９７】
【数２３】
2019021655.tif 000025
【００９８】
数２３を変形すると、ω０Ｌｍは、以下の数２４で表される。
【数２４】
2019021655.tif 000026
【００９９】
数２４により、Ｘ＝ω０Ｌｍは、Ｚｉｎ１、Ｒ１、Ｚｉｎ２およびＲ２によって表現することができる。
【０１００】
そこで、送電装置１００における制御回路１０４は、インバータ１０２から出力された電圧および電流を計測器１０４４によって計測し、その計測値に基づいて、Ｚｉｎ１およびＲ１を計算する（図４Ｂ参照）。これは、制御回路１０４が、送電共振器１０３と受電共振器２０３との対向距離が設計定格値内であることを確認し、同時に実効的な動作周波数を確認するために、弱電力によるＺｉｎ１を測定する機能によって行う。インバータ１０２が動作周波数を掃引しながら電力を出力すると、実効的にＺｉｎ１が最も小さくなる周波数において送電電流がピークとなる。この周波数を実効的な動作周波数とする。この機能によって、制御回路１０４は、Ｚｉｎ１を測定するとともに、Ｖ１とＩ１からＲ１を求める。受電装置におけるインピーダンスＺｉｎ２は受電側コンバータによって一定に保たれる。数２４からわかるように、Ｚｉｎ２がＲ２の数倍程度よりも小さい場合、Ｒ２の変動は、Ｘ＝ω０Ｌｍの計算に大きく影響を与え得る。制御回路１０４は、センサ３００によって計測されたコイル間距離から、近接効果を考慮して計算されたＲ２の値を推定する。この推定は、例えば、制御回路１０４における記録媒体１０４１に格納されたテーブルなどのデータに基づいて行われる。制御回路１０４は、これらのＺｉｎ１、Ｒ１、Ｚｉｎ２およびＲ２を用いて、数２４より、Ｘ＝ω０Ｌｍを算出する。
【０１０１】
制御回路１０４は、さらに、算出したＸ＝ω０Ｌｍによって、受電電圧および受電電流を推定することができる。
【０１０２】
送電電圧Ｖ１に対する受電電圧Ｖ２の比率Ａｖは、数２２を用いて、以下の数２５で表される。
【数２５】
2019021655.tif 000027
【０１０３】
送電電流Ｉ１に対する受電電圧Ｉ２の比率ＡＩは、数２１および数２２を用いて、以下の数２６で表される。
【数２６】
2019021655.tif 000028
【０１０４】
数２５および数２６を用いることにより、制御回路１０４は、送電電圧の実効値Ｖｒｍｓ１および送電電流の実効値Ｉｒｍｓ１の少なくとも一方から、受電電圧の実効値Ｖｒｍｓ２および受電電流の実効値Ｉｒｍｓ２を得ることができる。例えば、数２５から、Ｖｒｍｓ１およびＶｒｍｓ２の関係、すなわち、Ｖｒｍｓ２＝｜ＡＶ｜Ｖｒｍｓ１を得ることができる。また、数２６から、Ｖｒｍｓ１およびＩｒｍｓ２の関係、すなわち、Ｉｒｍｓ２＝（｜ＡＩ｜／｜Ｚｉｎ１｜）Ｖｒｍｓ１を得ることができる。これらの関係を用いれば、指令値Ｖｒｍｓ２または指令値Ｉｒｍｓ２を実現するために必要なＶｒｍｓ１を決定することができる。
【０１０５】
このように、本実施形態における制御回路１０４は、受電コイル２０３１の交流抵抗値と、送電コイル１０３１の入力インピーダンスと、送電コイル１０３１の交流抵抗値とに基づいて、送電コイル１０３１と受電コイル２０３１との間の相互インダクタンスを推定する。そして、制御回路１０４は、相互インダクタンスの推定値に基づいて、インバータ回路１０２から出力される電圧の値を決定する。より詳細には、制御回路１０４は、数２４によってωｏＬｍを計算し、数２５を用いて、インバータ回路１０２の出力電圧Ｖ１またはその実効値Ｖｒｍｓ１を決定する。
【０１０６】
図９は、電力伝送効率の計算値と、２次側入力インピーダンスＺｉｎ２（Ω）との関係の例を示す。磁界共振結合方式における電力伝送効率ηは２次側入力インピーダンスＺｉｎ２（Ω）に依存する。本実施形態では、システムを制御するためにある系がどのような状態であるかが推定される。もし、コイル間距離が設計定格に定められた電力伝送距離の中でも最低値か最高値に近い場合、変動したパラメータを適切に計算する必要がある。
【０１０７】
数２５および数２６より、電力伝送効率ηは、次の数２７で表される。
【数２７】
2019021655.tif 000029
【０１０８】
図９は、Ｒ１およびＲ２の変動を考慮せずに伝送効率を計算した場合、Ｒ１およびＲ２の測定値を用いて伝送効率を計算した場合、ならびに、本実施形態の方法によって求められたＲ１およびＲ２の値を用いて伝送効率を計算した場合のそれぞれの結果の差違を示している。図９に示すように、本実施形態では、Ｒ１およびＲ２の変動を考慮しない場合と比較して、誤差を低減できる。
【０１０９】
図１０は、本実施形態におけるインバータ１０２への印加電圧Ｖ１ＤＣと負荷２０２の消費電流Ｉ２ＤＣとの関係の例を示す模式図である。本発明者の検討によれば、磁界共振結合方式による電力伝送は電磁誘導方式に対して長い電力伝送距離を得ることができる一方で、各パラメータが変動しやすい。相互インダクタンス、交流抵抗値、および共振周波数といったパラメータの変化によって、図１０に示す通り電圧が変化する。送電装置がＶ１ＤＣを決定するフィードフォワード制御を行わない場合、あるＩ２ＤＣを得るために制御則に従いＶ１ＤＣを操作する。しかしながら、上記パラメータの変化に従って、適切な制御則のゲインは異なる。制御則のゲインを可変にする手法が存在するが、本実施形態では変動するパラメータをより適切に計算する手法を提案する。
【０１１０】
例えば、制御則のゲインを可変にする手法では、コイル間距離ごとにフィードバック制御のＰＩＤゲインを選択する。電力伝送効率が低下した場合、送電電圧はより大きな値をとる必要がある場合があるとともに、送電電流も増加する。コイル間距離に応じて、この送電電力の時間変化量を可変にすることで、コイル間距離によらないロバストな制御を実現できる。さらに、受電電流の立ち上がりにおいて時間初期だけ大きなＰゲインと小さなＤゲインを持たせるなどという時間変化特性をもつ制御もありうる。ただし、製品の設計上、様々なコイル間距離ごとに適切なＰＩＤゲインを合わせこむことは非常に困難である。
【０１１１】
また、本実施形態で提案するフィードフォワードは、受電電流を０から指令値まで高める際に、初期電圧を与えるものである。ＰＩＤ制御によって、受電電流の変化量を読み、送電電圧を操作する場合とは異なり、高速に受電電流を増加させることができる。ただし、コイル間距離の変動によって、電力伝送特性が異なる。そのため、初期の送電電圧を印加したときに、受電電流がうまく立ち上がらない場合や、受電電流がオーバーシュートする場合がある。本提案は、コイル間距離の特性変化を取得することでコイル間距離に応じた適切な送電電圧を決定するとともに、コイル間距離の特性変化の中でも近接効果による抵抗値変化をさらに取得することで、より高い精度で送電電圧を決定するものである。
【０１１２】
図１０は、フィードフォワード制御によるＶ１ＤＣの決定を行わない場合、従来のフィードフォワード制御によってＶ１ＤＣを決定する場合、および本実施形態におけるフィードフォワード制御によってＶ１ＤＣを決定する場合のそれぞれの結果を示している。図１０に示すように、フィードフォワードなしの場合、Ｉ２ＤＣが緩慢に立ち上がり、Ｖ１ＤＣが適切な値に収束するまでに長い時間を要する。対して、フィードフォワードありの場合はＩ２ＤＣが急速に立ち上がり、Ｖ１ＤＣは比較的早く収束する。本実施形態では、フィードフォワード時におけるＶ１ＤＣを従来よりも適切に計算する。このため、突入電流などハードウェア的制限を超えない範囲内でより収束値に近いＶ１ＤＣを初期から印加することができる。
【０１１３】
次に、図１１を参照して、本実施形態の推定方法を用いて、送電装置１００におけるインバータ回路１０２から出力される交流電力の電圧値を所望の電圧値に設定する動作を説明する。
【０１１４】
図１１は、本実施形態における送電装置１００から移動体２００への給電動作の一例を示すフローチャートである。図１１における破線枠内の処理は、移動体２００の状態を推定して初期送電電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定する動作を表している。
【０１１５】
送電装置１００は、送電を開始すると、送電停止信号の有無を監視する（ステップＳ１１２）。送電停止信号は、例えば充電が完了したり、充電中にトラブルが発生したりした場合に、送電装置１００に送られる。送電停止信号を受けると、送電装置１００は、充電を終了する（ステップＳ１１３）。送電停止信号が出されていない場合、送電装置１００は、以下の動作を実行する。
【０１１６】
制御回路１０４は、センサ３００から、送電コイル１０３１および受電コイル２０３１の間の相対的な位置関係を示すデータを取得し、コイル間の位置ズレを計測する（ステップＳ１０２）。ステップＳ１０２は、例えば３次元の位置ズレ量を求める処理を含む。位置ズレを読み取れた場合（ステップＳ１０３におけるＹｅｓ）、制御回路１０４は、送電コイル１０３１の温度を計測する（ステップＳ１０４）。次に、制御回路１０４は、位置ズレ量を示すデータから、送電コイル１０３１の抵抗成分２０３２を計算または推定する（ステップＳ１０５）。制御回路１０４は、例えば３次元の位置ズレ量を示すデータと受電コイル２０３１の抵抗成分２０３２との対応関係を規定するテーブル等を参照するか、あるいは計算式を用いて、受電コイル２０３１の抵抗成分２０３２（Ｒ２）を推定するこの際、ステップＳ１０４で計測した温度の計測値を用いて、計算式を補正したり、テーブルから取得した値を補正したりしてより精度の高い抵抗成分を取得してもよい。制御回路１０４は、ステップＳ１０６の前に、弱電力モードによる送電を行い、計測器１０４４から電圧および電流の計測値を取得し、送電コイル１０３１の入力インピーダンスＺｉｎ１と、送電コイル１０３１の交流抵抗値Ｒ１とを取得する（ステップＳ１０１）。このステップＳ１０１は、ステップＳ１０６の前の任意のタイミングで行われる。なお、抵抗成分１０３２を精度よく実測することが困難な場合は、ステップＳ１０５で同様にテーブルまたは計算式からＺｉｎ１およびＲ１求めてもよい。
【０１１７】
次に、制御回路１０４は、推定した受電側の交流抵抗値Ｒ２と、取得したＺｉｎ１およびＲ１とに基づいて、現状の送電共振器１０３と受電共振器２０３の関係におけるω０Ｌｍを計算する（ステップＳ１０６）。さらに、現状の送電共振器１０３と受電共振器２０３の関係における電圧比率Ａｖおよび電流比率ＡＩを求める（ステップＳ１０７）。制御回路１０４は、電圧比率Ａｖに基づいて、インバータ回路１０２から出力すべき交流電力の初期電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定する（ステップＳ１０７）。
【０１１８】
制御回路１０４は、インバータ回路１０２に、決定した電圧値を有する交流電力を出力させ、電力伝送を開始する（ステップＳ１０９）。その後、受電側制御回路２０４は、実効的な負荷電流を計測し、無線通信によって送電側制御回路１０４へ伝達する。制御回路１０４は、実効的な負荷電流と負荷電流指令値との差分を取得することで、ＰＩＤ制御を行う。制御回路１０４は、前回の計測から一定時間が経過したかを判断する（ステップＳ１１１）。一定時間が経過した場合、再びステップＳ１１２からＳ１１１の動作が実行される。これにより、移動中のコイル間距離の変動などの特性変動が生じても、負荷電圧の変動を抑制することが可能である。特に、一定時間ごとにステップＳ１０５の出力値を再取得する目的でステップＳ１１１のループが構成されている。システムの不具合または受電装置が満充電になった場合には、送電停止信号が出力され、ステップＳ１１３において送電が停止される。
【０１１９】
以上の動作により、従来よりも正確かつ迅速に、目的の受電電圧または受電電流の値に到達することができる。特に、コイル間距離のバラつきに対するフィードフォワードの精度とロバスト性が飛躍的に向上し、状況に応じてフィードバックゲインを変更する必要がない。また、このような特性によって送電電力の瞬時立ち上がりとオーバーシュートの低減を図ることができるとともに、パワーデバイスのディレーティングを平易にできる。
【０１２０】
上記の動作は例示であり、適宜変更することができる。また、上記の説明における各数式に基づく処理は例示であり、適宜変形して利用することができる。例えば、誤差が小さくなるように必要に応じて式を補正して利用してもよい。
【０１２１】
以上のように、本開示は、以下の項目に記載の送電装置、非接触給電システム、プログラム、および方法を含む。
【０１２２】
［項目１］
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置であって、
インバータ回路と、
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定する、送電装置。
【０１２３】
［項目２］
前記インバータ回路の出力電圧および出力電流を計測する計測器をさらに備え、
前記制御回路は、計測された前記出力電圧および前記出力電流から、前記送電コイルの入力インピーダンスおよび前記送電コイルの交流抵抗値を計算する、項目１に記載の送電装置。
【０１２４】
［項目３］
センサによって計測された前記距離から、前記受電コイルおよび前記送電コイルの少なくとも一方の交流抵抗値を推定する、項目１または２に記載の送電装置。
【０１２５】
［項目４］
前記センサをさらに備える、項目３に記載の送電装置。
【０１２６】
［項目５］
前記制御回路は、前記送電コイルの前記入力インピーダンスと、前記送電コイルの前記交流抵抗値と、実効的な動作周波数とから、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離を推定し、推定した前記距離から、前記受電コイルの前記交流抵抗値を推定する、項目１または２に記載の送電装置。
【０１２７】
［項目６］
前記距離と前記受電コイルの前記交流抵抗値との対応関係を規定するテーブルまたは関数を格納する記録媒体をさらに備え、前記制御回路は、前記テーブルまたは前記関数を参照して、前記受電コイルの前記交流抵抗値を推定する、項目１から５のいずれかに記載の送電装置。
【０１２８】
［項目７］
前記制御回路は、前記受電コイルの前記交流抵抗値と、前記送電コイルの前記入力インピーダンスと、前記送電コイルの前記交流抵抗値とに基づいて、前記送電コイルと前記受電コイルとの間の相互インダクタンスを推定し、前記相互インダクタンスの推定値に基づいて、前記インバータ回路から出力される電圧の値を決定する、項目１から６のいずれかに記載の送電装置。
【０１２９】
［項目８］
前記送電コイルおよび前記受電コイルの角周波数をω０、前記送電コイルの前記入力インピーダンスをＺｉｎ１、前記送電コイルの前記交流抵抗値をＲ１、前記受電コイルに接続された回路の入力インピーダンスをＺｉｎ２、前記受電コイルの交流抵抗値をＲ２、前記相互インダクタンスをＬｍ、前記インバータ回路の出力電圧をＶ１、前記インバータ回路から出力される交流電力の初期出力電圧をＶ１ｉｎｉｔｉａｌ、前記受電コイルの出力電圧の目標値をＶ２とするとき、
前記制御回路は
【数２８】
2019021655.tif 000030
によってωｏＬｍを計算し、Ｚｉｎ２を無線通信によって取得するか固定値を選択して
【数２９】
2019021655.tif 000031
の関係を用いて、前記インバータ回路の前記出力電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定する、項目１から７のいずれかに記載の送電装置。
【０１３０】
［項目９］
近接効果または温度変化によって前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１または前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２が変動した場合に、前記制御回路は、前記出力電圧を決定するために使用する計算式または記録された値を変更することにより、前記出力電圧を補正する、項目１から８のいずれかに記載の送電装値。
【０１３１】
［項目１０］
前記制御回路は、前記出力電圧Ｖ１ｉｎｉｔｉａｌを決定するための前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１および前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２を
【０１３２】
【数３０】
2019021655.tif 000032
によって計算されるＲａｃの値で補正し、
Ｒｄｃは、各コイルの線材の直流抵抗値であり、
ＦＲは、前記線材と、各コイルの線径と、前記インバータ回路から出力される交流電力の周波数とで求まる表皮効果係数であり、
Ｒｐｒｏｘ＿ａは、各コイルを設計して製造した際に求まる、コイル線をスパイラル状かソレノイド状かに巻いた際に得られる近接効果を表す抵抗値であり、  
Ｒｐｒｏｘ＿ｖは、前記送電コイルと前記受電コイルとが近接することによって発生する近接効果を表す抵抗値であり、  
Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒは、各コイルの近傍に位置する金属によって増加する近接効果を表す抵抗値であり、  
Ｒｐｒｏｘ＿ｖは
【数３１】
2019021655.tif 000033
によって計算され、  
ｎは、各コイルを構成するリッツ線の素線本数であり、  
γは、前記リッツ線の素線径と表皮効果係数とによって決まる係数であり、  
σは、電気伝導率であり、  
Σｎは、コイルのターン数を表し、  
ｉは、電流発生ターンを表し、  
∫Ｃｉは、コイル１ターン分の周回積分を表し、  
ｄｓは電流素片を表し、  
Ｒは、電流発生ターンから磁束到達ターンまでのベクトルを表し、  
Ｒｐｒｏｘ＿ｏｔｈｅｒはコイルに電流Ｉが流れる場合
【数３２】
2019021655.tif 000034
によって計算され、Ｆａ−１は円筒導体における表皮効果を表す近似式であり
【数３３】
2019021655.tif 000035
ｒ１は、前記コイルのリッツ線を束ねた後の円筒近似半径であり、
δは、前記周波数と前記リッツ線の材料特性とから決まる表皮効果係数であり、
リッツ線素線に発生する表皮効果を表現する係数ＦＲは
【数３４】
2019021655.tif 000036
であり，ｒｓはリッツ線の素線半径であり、Ｒｄｃは直流抵抗であり、Ｒｃｏｎｄは係数ＦＲによって増加したＲｄｃを表し、
（１＋１２Ａ）は自然対数の近似式であり
【数３５】
2019021655.tif 000037
によって計算され、  
ｒ２は、前記コイルに対向する円板状の金属厚みの半径であり、  
Ｒは、一本のコイル線の断面の中心から、前記円板状の金属の中心までの距離を示し、  
ΔＰ０は、前記コイルの単位長さあたりの初期損失である、項目８に記載の送電装置。
【０１３３】
［項目１１］
前記送電コイルおよび前記受電コイルの熱的変化を測定する測定器をさらに備える、項目１から１０のいずれかに記載の送電装置。
【０１３４】
［項目１２］
前記制御回路は、さらに
【数３６】
2019021655.tif 000038
【数３７】
2019021655.tif 000039
の計算式を利用して、前記送電コイルの交流抵抗値Ｒ１および前記受電コイルの交流抵抗値Ｒ２を決定し、  
ｋは表皮効果を表す、物質と周波数に依存する係数であり、  
ｒ０は線材の半径であり、  
Ｈ０は、コイルをスパイラル状に巻いた際に発生する異種金属が存在しない場合の磁界であり、  
ｂｅｒおよびｂｅｉは、ケルビン関数の実部および虚部をそれぞれ示し、  
μ１は、磁界が入射する前の空間に存在する物質の透磁率であり、  
μ２は、磁界が入射する物質の透磁率である、項目１０に記載の送電装置。
【０１３５】
［項目１３］
直流電源と前記インバータ回路との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備え、  
前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電圧を制御することにより、前記インバータ回路の前記出力電圧を制御する、項目１から１２のいずれかに記載の送電装置。
【０１３６】
［項目１４］
項目１から１３のいずれかに記載の送電装置と、前記受電装置と、を備える、非接触給電システム。
【０１３７】
［項目１５］
前記受電装置は、  
ＤＣ−ＤＣコンバータと、  
前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する受電側制御回路と、を備え、  
前記受電側制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御して、前記受電コイルから前記受電コイルに接続された回路への入力インピーダンスを一定に制御する、項目１４に記載の非接触給電システム。
【０１３８】
［項目１６］
前記受電装置は、移動体である、項目１４または１５に記載の非接触給電システム。
【０１３９】
［項目１７］
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置を制御するためのコンピュータプログラムであって、  
前記送電装置は、  
インバータ回路と、  
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、  
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備え、  
前記コンピュータプログラムは、前記制御回路に、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定させる、コンピュータプログラム。
【０１４０】
［項目１８］
受電コイルを備える受電装置に無線で電力を伝送する送電装置を制御するための方法であって、  
前記送電装置は、  
インバータ回路と、  
前記インバータ回路に接続された送電コイルと、  
前記インバータ回路の出力電圧を制御する制御回路と、を備え、  
前記方法は、前記制御回路に、前記送電コイルと前記受電コイルとの距離から推定または計算される前記受電コイルの交流抵抗値と、前記送電コイルの入力インピーダンスと、前記送電コイルの交流抵抗値とに基づいて、前記インバータ回路の前記出力電圧を決定させる、方法。
【産業上の利用可能性】
【０１４１】
本開示の技術は、例えば無人搬送車（ＡＧＶ）などの移動体への非接触給電システムに適用され得る。本開示の技術は、他の産業機械、マルチコプター、サービスロボット等にも適用できる。
【符号の説明】
【０１４２】
１００    送電装置  １０１    ＤＣ−ＤＣコンバータ  １０２    インバータ  １０３    送電共振器  １０３１  送電コイル  １０３２  抵抗成分  １０３３  共振周波数調整容量  １０４    送電側制御回路  １０４１  記憶媒体  １０４２  制御回路  １０４３  ゲートドライバ  １０４４  電圧電流計測器  １０４５  通信機  １０５    電源  ２００    移動体  ２０１    整流回路  ２０２    負荷  ２０３    受電共振器  ２０３１  受電コイル  ２０３２  抵抗成分  ２０３３  共振周波数調整容量  ２０４    受電側制御回路  ２０４２  制御回路  ２０４４  電圧電流計測器  ２０４５  通信機  ２０５    ＤＣ−ＤＣコンバータ  ２０６    荷台  ２０７    駆動輪  ３００    センサ  ３１０    距離測定器
【図１】
2019021655.tif 000050
【図２】
2019021655.tif 000051
【図３】
2019021655.tif 000052
【図４Ａ】
2019021655.tif 000053
【図４Ｂ】
2019021655.tif 000054
【図５Ａ】
2019021655.tif 000055
【図５Ｂ】
2019021655.tif 000056
【図６】
2019021655.tif 000057
【図７】
2019021655.tif 000058
【図８Ａ】
2019021655.tif 000059
【図８Ｂ】
2019021655.tif 000060
【図８Ｃ】
2019021655.tif 000061
【図９】
2019021655.tif 000062
【図１０】
2019021655.tif 000063
【図１１】
2019021655.tif 000064
【図１２】
2019021655.tif 000065
【図１３】
2019021655.tif 000066
【図１４】
2019021655.tif 000067
【国際調査報告】
2019021655.tif 000068
2019021655.tif 000069
2019021655.tif 000070
2019021655.tif 000071