(57)【要約】  負荷（１）に印加される負荷電圧を直接検出しないで、精度よく推定できる電力変換装置を提供するため、共振回路（３）の電流と、インバータ（５）の交流周波数と、負荷（１）の静電容量に基づいて、負荷に印加される負荷電圧を推定する手段、もしくは、共振回路（３）の電流と、インバータ（５）の交流周波数と、共振用コイル（２）のインダクタンスと、共振用コイル（２）の電圧および負荷電圧との関係から予め設定された補正係数に基づいて、負荷電圧を推定する手段を有し、推定した負荷電圧に基づいて、目標とする前記負荷電圧に制御する制御回路（１１）を備えたものである。
2019008850.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を供給するインバータ、前記交流電圧を共振により増幅する共振用コイルと負荷からなる共振回路、前記共振回路に流れる共振回路電流を検出する電流検出回路、および前記共振回路電流と、前記インバータの交流周波数と、前記負荷の静電容量に基づいて負荷電圧を推定する手段または前記共振回路電流と、前記インバータの交流周波数と、前記共振用コイルのインダクタンスと、前記共振用コイルの電圧および前記負荷電圧の関係から予め設定された補正係数とに基づいて前記負荷電圧を推定する手段を有する制御回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記推定した負荷電圧に基づいて、目標とする負荷電圧に出力を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記インバータは、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記制御回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧、または前記インバータの交流周波数の少なくとも一方を制御することにより、前記負荷電圧を制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記インバータから供給される交流電圧を、巻数比に応じて前記共振回路に供給するトランスを備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記共振回路に電流検出回路を備え、前記共振回路に流れる共振回路電流が、直接検出されること特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路を備え、前記制御回路により、前記トランスの１次側に流れる電流と、前記トランスの巻数比に基づいて、前記共振回路に流れる共振回路電流が算出されることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記共振回路に流れる共振回路電流が、ローサイド側で検出されることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御回路は、前記負荷電圧を推定する手段に、前記共振用コイルまたは前記負荷の等価直列抵抗あるいは周波数特性の情報を加えて、負荷電圧を推定する手段を有する請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記負荷がコンデンサであることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記負荷がバリア点火プラグであることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記電流検出回路により検出した前記共振回路の電流に基づいて、交流周期における１周期前の前記共振回路の電流と今周期の前記共振回路の電流との電流差を算出し、前記電流差と予め設定された放電判定閾値との比較により、前記バリア点火プラグの放電の有無を判定することを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御回路は、前記バリア点火プラグの放電が開始したと判定した際の前記共振回路の電流に基づいて、前記バリア点火プラグの放電が開始する放電開始電流を判定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御回路は、燃焼室内の圧力と放電ギャップとの積算により算出したＰＤ積に応じて前記放電判定閾値を変化させる請求項１１または１２に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記放電の有無の判定に基づき、前記バリア点火プラグの静電容量を放電の有無に応じて変更することを特徴とする請求項１１から１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記放電の有無の判定に基づき、前記補正係数を放電の有無に応じて変更することを特徴とする請求項１１から１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記制御回路は、前記負荷の負荷電圧を推定すると同時に、前記共振用コイルに印加する電圧を推定し、前記推定した差分電圧が予め設定された閾値電圧よりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項１から１５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記制御回路は、前記負荷の負荷電圧を推定すると同時に、前記共振用コイルに印加する電圧を推定し、前記推定した差分電圧が予め設定された閾値電圧を超えた場合に停止することを特徴とする請求項１から１５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、出力電圧を制御する機能を有する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置の出力電圧を制御するには、出力電圧を検出して基準電圧と比較することによって行っている。しかし、出力電圧が高電圧である場合には、出力電圧を直接検出する際に絶縁を確保するために、機器の大型化・高コスト化を招く虞がある。
そのため、出力電圧を直接検出することを避け、出力電圧を推定することが特許文献１において提案されている。【０００３】
特許文献１の電力変換装置では、インバータ装置と整流回路の間に共振回路を接続し、インバータ装置を前記共振回路の共振周波数と等しい周波数出力で運転することを断続的に行い、インバータ装置の入力電圧値からインバータ装置の出力電流値の実効値の単位時間当たりの増加量と共振回路のインダクタ（共振用コイル）のインダクタンスの積である値との差をとった値と、変圧器と整流回路の組み合わせによる変圧比との積を求めることによって整流回路の出力電圧を推定し、その推定値を基準電圧値と比較した結果により電力変換装置を制御するように構成されている。これによって、出力側に電圧検出器および電流検出器を一切使用しないことによって、出力側の電圧検出器とその周辺回路および配線に係る費用および保守作業が削減できるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３-２２６００２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に提案されている構成では、インバータ装置を共振周波数近傍で動作させる場合には、共振回路のインダクタ電圧（共振用コイルの電圧）とコンデンサ電圧のバランスが崩れるため、インダクタンスとインバータ電流を用いた出力電圧推定では精度が出ず、出力電圧の制御精度に適していないという問題があった。
本願は、前述の問題を解決するために行われたもので、出力電圧を精度よく推定できる電力変換装置および電力変換装置を使用したバリア放電型点火装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願に係る電力変換装置は、交流電圧を供給するインバータ、前記交流電圧を共振により増幅する共振用コイルと負荷とからなる共振回路、前記共振回路に流れる共振回路電流を検出する電流検出回路、前記共振回路の電流と前記インバータの交流周波数と前記負荷の静電容量に基づいて負荷電圧を推定する手段または前記共振回路の電流と前記インバータの交流周波数と前記共振用コイルのインダクタンスと前記共振用コイルの電圧および前記負荷電圧の関係から予め設定された補正係数とに基づいて前記負荷電圧を推定する手段を有する制御回路を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
本願によれば、インダクタンスをそのまま使用するのではなく、コンデンサの静電容量を用いて出力電圧を推定するので、精度よく推定できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成図である。
【図２】実施の形態１に係る、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を変化させた場合の共振回路の共振成長による時間遅れおよび共振負成長による時間遅れを示すタイミング図である。
【図３】実施の形態１に係る、インバータの交流周波数を変化させた場合の共振回路の共振成長による時間遅れおよび共振負成長による時間遅れを示すタイミング図である。
【図４Ａ】実施の形態１に係る、共振用コイル２への印加電圧ＶＬと、コンデンサ１への印加電圧Ｖｏｕｔの関係を示す波形図である。
【図４Ｂ】実施の形態１に係る、共振用コイル２への印加電圧ＶＬと、コンデンサ１への印加電圧Ｖｏｕｔの関係を示す波形図である。
【図４Ｃ】実施の形態１に係る、共振用コイル２への印加電圧ＶＬと、コンデンサ１への印加電圧Ｖｏｕｔの関係を示す波形図である。
【図５】実施の形態２に係る、インバータ５の交流周波数と補正係数との関係特性図である。
【図６】実施の形態３に係るバリア放電型点火装置の回路構成図である。
【図７】実施の形態３に係る、点火制御を説明するタイミング図である。
【図８】実施の形態３に係る、放電無しの状態のバリア点火プラグの等価回路を示す図である。
【図９】実施の形態３に係る、放電有りの状態のバリア点火プラグの等価回路を示す図である。
【図１０】実施の形態３に係る、共振回路の周波数特性図である。
【図１１】実施の形態３に係る放電の判定のタイミング図である。
【図１２】実施の形態３に係る補正係数の関係特性図である。
【図１３】実施の形態３に係る放電検知後の出力電圧推定値の切り替えを示す図である。
【図１４】実施の形態４に係る制御方法を説明するタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
実施の形態１に係る電力変換装置について図面を参照して説明する。図１は、本願の電力変換装置１００の回路構成図である。電力変換装置１００は、交流電圧を供給する電源回路１０と、電源回路１０から出力された交流電圧を共振により増幅する共振回路３と、共振回路３により増幅された交流電圧が印加されるコンデンサ１と、電源回路１０を制御する制御回路１１と、を備えている。本実施の形態では、コンデンサ１を負荷として記述するが、共振回路３を構成するコンデンサ１と共振用コイル２の内、共振用コイル２を負荷とする電力変換装置としてもよい。
【００１０】
電源回路１０は、直流電源としてのバッテリ７と、バッテリ７から供給された直流電圧を異なる電圧に出力するＤＣ／ＤＣコンバータ６と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６から出力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ５と、インバータ５から出力された交流電圧を巻数比に応じて任意の電圧に出力し、共振回路３に供給するトランス４とを備えている。
【００１１】
バッテリ７の直流電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６により、例えば５０Ｖから６００Ｖの範囲の異なる直流電圧に変換されてインバータ５に出力される。インバータ５によって変換された交流電圧は、トランス４により、巻数比に応じて５００Ｖから３０ｋＶの範囲の交流電圧に昇圧されて共振回路３に出力される。トランス４によって供給される交流電圧は、共振回路３のインダクタンス要素とキャパシタンス要素との直列共振作用によって、５ｋＶから５０ｋＶの範囲の交流電圧に昇圧されてコンデンサ１に印加される。
【００１２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、制御回路１１によりオンオフ制御されるスイッチング素子を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６には、公知の種々のコンバータを用いることができ、例えば、スイッチング素子、ダイオード、及びリアクトルを備えた昇圧チョッパを用いてもよく、或いは、スイッチング素子、ダイオード、及びトランスを備えたフライバック式等の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、任意の電圧を出力し、昇圧または降圧してもよいし、バッテリ７と同じ電圧にしてもよい。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力側にＤＣ／ＤＣコンバータ６をさらにもう一つ設けることで、一つ目のＤＣ／ＤＣコンバータ６で昇圧して、二つ目のＤＣ／ＤＣコンバータ６で降圧してもよい。
【００１３】
インバータ５は、制御回路１１によりオンオフ制御されるスイッチング素子を備えている。このインバータ５には、公知の種々のインバータを用いることができ、例えば、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続された直列回路を１つ備えたハーフブリッジ回路を用いてもよく、或いは、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続された直列回路が２つ並列接続されたフルブリッジ回路を用いてもよい。さらに、インバータ５は、バッテリ７から、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を介さずに、直接に交流電圧を供給するものとして、スイッチング素子、ダイオード、及びトランスを備えたフライバック式またはフォワード式等の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて回路を構成してもよい。同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、インバータ５を介さずに、スイッチング素子、ダイオード、及びトランスを備えたフライバック式またはフォワード式等の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて、直接に交流電圧を供給するように回路を構成してもよい。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が用いられる。なお、スイッチング素子は、Ｓｉ（シリコン）を用いた半導体で構成されてもよいし、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、Ｇａ２Ｏ３（酸化ガリウム）、及びダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体で構成されてもよい。
【００１５】
トランス４は、インバータ５に接続される１次巻線と、共振回路３に接続される２次巻線と、１次巻線及び２次巻線が巻装される鉄心とを備えている。トランス４の巻数比は、１次巻線の巻数に対する２次巻線の巻数の比により定まる。トランス４により共振回路３に供給される電圧は、昇圧および降圧してもよいし、絶縁またはノイズ対策をするために、同じ倍数（１倍）の電圧としてもよい。なお、トランス４は、コンデンサ１に必要な印加電圧を共振回路３のみで確保できる場合には取り除かれてもよい。
【００１６】
共振回路３は、インダクタンス要素とキャパシタンス要素との直列回路により構成されている。共振回路３は、共振用コイル２のインダクタンス成分、コンデンサ１の持つキャパシタンス成分、及びトランス４の漏れインダクタンス成分から構成されている。なお、共振回路３は、共振用コイル２のインダクタンス成分、及びコンデンサ１の持つキャパシタンス成分から構成されてもよいし、トランス４の漏れインダクタンス成分、及びコンデンサ１の持つキャパシタンス成分から構成されてもよい。また、共振回路３のキャパシタンス成分は、コンデンサ１に対して、コンデンサ等のキャパシタンス要素を並列又は直列に接続することで増加又は減少されてもよい。
【００１７】
電力変換装置１００は、共振回路３に流れる電流（以下、共振回路電流とする）を検出する電流検出回路１４を備えている。本実施の形態では、電流検出回路１４は、電力変換装置１００の基準電位（ローサイド側）から検出している。電流検出回路１４としては、例えば、カレントトランス方式、ホール素子方式、シャント抵抗方式などを用いて、共振回路電流を（電圧として）制御回路１１に入力する。なお、共振回路電流を検出する電流検出回路１４の設置位置として、高電圧が印加される可能性があるが、トランス４と共振用コイル２を接続する配線に電流検出回路１４（ハイサイド側）として設置し、共振回路電流を検出してもよい。また、共振回路電流の算出手段として、トランス１次側に電流検出回路１４（ハイサイド側またはローサイド側）を設置し、制御回路１１によりトランス１次側の電流にトランス比を除算して、共振回路電流を算出するように構成してもよい。すなわち、ここでは、検出という用語を使用しているが、電流値を測定して、その測定値を直接使用する場合と、検出したい電流値とは異なるパラメータの値を測定して、その測定値から検出したい電流値を算出することを含むものである。
【００１８】
制御回路１１は、後述するコンデンサ１に印加する出力電圧推定手段に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５を制御することにより、コンデンサ１の印加電圧を増減させる。制御回路１１の処理回路は、コンパレータ、オペアンプ、差動増幅回路等のアナログ電子回路から構成されてもよいし、演算処理装置、記憶装置、入出力回路等のデジタル電子回路により構成されてもよいし、デジタル電子回路及びアナログ電子回路の双方により構成されてもよい。
【００１９】
ここで、演算処理装置として、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）等が用いられる。演算処理装置として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置として、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）等が用いられる。入出力回路は、各種のセンサ、スイッチ等の出力信号を演算処理装置に入力するＡ／Ｄ変換器等の入力回路を備えていると共に、演算処理装置からの制御信号を電気負荷等に出力する駆動回路等の出力回路を備えている。ＣＰＵ等の演算処理装置は、ＲＯＭ等の記憶装置に記憶されたプログラムを実行し、記憶装置、入出力回路等の制御回路１１の他のハードウェアと協働することにより、各処理を実行する。
【００２０】
制御回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５のスイッチング素子を、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりオンオフ駆動して、コンデンサ１の印加電圧を昇圧させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧チョッパとされている場合は、制御回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング素子のオンデューティ比を増減させて、出力直流電圧を増減させる。インバータ５が、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子が直列接続されたハーフブリッジ回路により構成されている場合は、制御回路１１は、交流電圧周期（交流周期とも称す）で、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を交互にオンして、直流電圧を交流電圧周期の交流電圧に変換する。なお、制御回路１１は、交流電圧周期の半周期内の、第１スイッチング素子のオン期間（オンデューティ比）及び第２スイッチング素子のオン期間（オンデューティ比）を増減することにより、出力交流電圧を増減させるように構成されてもよい。
【００２１】
＜コンデンサ１に印加する出力電圧の制御方法＞
コンデンサ１に印加する出力電圧を変化させる方法には、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧を変化させる方法、及びインバータ５が生成する交流周波数を変化させる方法等がある。インバータ５の交流周波数を、共振周波数の近傍に近づけると、共振回路３の電圧増幅利得Ｖｇａｉｎが増加するため、コンデンサ１の印加電圧が増加する。一方、共振周波数から遠ざけると、共振回路３の電圧増幅利得Ｖｇａｉｎが低下するため、コンデンサ１の印加電圧が減少する。なお、交流周波数は、交流周期の逆数である。
【００２２】
図２は、本願の実施の形態１に係る、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を変化させた場合における共振回路の共振成長による時間遅れおよび共振負成長による時間遅れを示すタイミング図であって、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧を変化させた場合の制御挙動を示している。図２において、横軸は時間を示し、縦軸は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧、及びコンデンサ１の印加電圧を示している。コンデンサ１の印加電圧を０．１ｋＶ上昇させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧をステップで５Ｖ上昇させても、共振回路３の共振が成長するために時間遅れにより、コンデンサ１の印加電圧の上昇に遅れが生じる。これを「共振成長による時間遅れ」として図中の矢印Ａとして表す。逆に、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧をステップで５Ｖ低下させても、共振が負成長するために時間遅れにより、コンデンサ１の印加電圧の低下に遅れが生じる。これを「共振負成長による時間遅れ」として図中の矢印Ｂとして表す。
【００２３】
図３は、本願の実施の形態１に係る、インバータの交流周波数を変化させた場合における、共振回路の共振成長による時間遅れおよび共振負成長による時間遅れを示すタイミング図である。図３において、横軸は時間を示し、縦軸はインバータ５の交流周波数、及びコンデンサ１の印加電圧を示している。コンデンサ１の印加電圧を０．１ｋＶ上昇させるために、インバータ５の交流周波数をステップで０．１ｋＨｚ低下させても、共振回路３の共振が成長するために時間遅れにより、コンデンサ１の印加電圧の上昇に遅れが生じる。逆に、インバータ５の交流周波数をステップで０．１ｋＨｚ増加させても、共振が負成長するために時間遅れにより、コンデンサ１の印加電圧の低下に遅れが生じる。
なお、共振回路電流においても、共振成長による時間遅れおよび共振が負成長するために時間遅れが生じる。
【００２４】
＜共振回路３の印加電圧の周波数特性＞
図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃは、本願の実施の形態１に係る、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬと、コンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔの関係を示す波形図である。それぞれの図において、横軸は時間、縦軸は電圧で、共振用コイル２に印加される電圧と、コンデンサ１に印加される電圧の関係について、インバータ５の交流周波数ｆ１と共振回路３の共振周波数ｆｒの条件による違いを示している。共振回路３の共振周波数ｆｒは、共振用コイル２及びトランス４の漏れインダクタンス等のインダクタンスＬ、コンデンサ１の静電容量Ｃとすると、式（１）で算出できる。
【数１】
2019008850.tif 000003
【００２５】
インバータ５の交流周波数ｆ１が共振回路３の共振周波数ｆｒより小さい場合に、共振用コイル２とコンデンサ１の各インピーダンスは、角周波数をωとすると、式（２）の関係となる。
【数２】
2019008850.tif 000004
したがって、式（２）のインピーダンス関係より、電圧はインピーダンスと電流の積で示すことができるため、図４Ａに示すように、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬは、コンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔより小さくなる。
【００２６】
また、インバータ５の交流周波数ｆ１が共振回路３の共振周波数ｆｒと等しい場合には、共振用コイル２とコンデンサ１の各インピーダンスは、式（３）の関係となる。
【数３】
2019008850.tif 000005
したがって、式（３）より、図４Ｂに示すように、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬはコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔと等しくなる。
【００２７】
さらに、インバータ５の交流周波数ｆ１が共振回路３の共振周波数ｆｒより大きい場合には、共振用コイル２とコンデンサ１の各インピーダンスは、式（４）の関係となる。
【数４】
2019008850.tif 000006
したがって、式（４）より、図４Ｃに示すように、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬはコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔより大きくなる。
【００２８】
＜コンデンサ１による出力電圧推定方法＞
前述した共振回路３の印加電圧の周波数特性より、インバータ５を共振回路３の共振周波数ｆｒの近傍で動作させる際に、インバータ５の交流周波数ｆ１次第で、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬとコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔの関係性が変化し、必ずしも共振用コイル２に印加される電圧ＶＬと、コンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔは等しくない。したがって、本実施の形態では、コンデンサ１の静電容量Ｃを用いて精度良く出力電圧推定を行う。
【００２９】
制御回路１１は、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、予めインピーダンスアナライザ等で算出したコンデンサ１の静電容量Ｃと、インバータ５の交流周波数ｆ１を用いて、出力電圧推定を行う。電圧は、電流とインピーダンスの積であるため、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（５）となる。
【数５】
2019008850.tif 000007
式（５）に基づき、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１と出力電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を近づけるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧およびインバータ５の交流周波数ｆ１を制御して、出力電圧一定制御を行う。なお、出力電圧指令値Ｖｒｅｆは、負荷を動作させるために必要な任意の電圧値であり（動作させたい負荷次第で、任意の電圧値は異なる場合がある）、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１と出力電圧指令値Ｖｒｅｆとの差を近づけるように出力電圧一定制御することは、目標値とする負荷電圧に制御することを意味する。
【００３０】
＜インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ６での出力電圧一定制御＞
コンデンサ１の出力電圧一定制御について、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を上昇させ、出力電圧指令値Ｖｒｅｆに追従させる方法を説明する。初期条件として、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧をＶｄｃとし、インバータ５の交流周波数ｆ１は、共振回路３の共振周波数ｆｒに比べて、遠い周波数とする。
【００３１】
出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１が出力電圧指令値Ｖｒｅｆより小さい場合に、インバータ５の交流周波数ｆ１を、共振回路３の共振周波数ｆｒに近づけることで、共振回路３の電圧増幅利得Ｖｇａｉｎを増加させる。電圧利得増幅に伴い、共振回路電流Ｉも増加し、算出している出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１も増加して出力電圧指令値Ｖｒｅｆに近づいていく。
インバータ５の交流周波数ｆ１を変更する制御周期は、共振成長等を考慮して、複数回の交流周期毎に制御する。また、制御応答を速くするために、交流周期毎に制御してもよい。出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１と指令値Ｖｒｅｆとの差が小さい場合には、インバータ５の交流周波数ｆ１を、共振回路３の共振周波数ｆｒに近づけることで指令値に追従させることができるが、差が大きい場合には、インバータ５の交流周波数ｆ１を共振周波数ｆｒに一致させても、指令値Ｖｒｅｆより出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１が小さいままで、インバータ５の交流周波数ｆ１を変更するだけでは、指令値Ｖｒｅｆに追従しない場合もある。
【００３２】
そこで、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、共振回路３に入力する電圧を増加させる。共振回路３の電圧増幅利得Ｖｇａｉｎには周波数依存性があり、同じ周波数での増幅利得は維持されるため、共振回路３の入力電圧を増加すれば、共振回路３の出力電圧を増加できる。共振回路３の出力電圧に伴い、共振回路電流Ｉも増加し、算出している出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１も増加して出力電圧指令値Ｖｒｅｆに近づいていく。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧Ｖｄｃの変更は、インバータ５の交流周波数ｆ１と同様に、複数回の交流周期毎、または、交流周波数毎に制御してもよい。
【００３３】
なお、前述では、インバータ５を先に制御する方法を説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を先に制御してもよい。さらに、インバータ５の次にＤＣ／ＤＣコンバータ６、その次にインバータ５、さらにその次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ６というように、インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御を少しずつ繰り返して制御してもよい。また、制御応答を速くするために、インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ６を同時に制御してもよい。
【００３４】
同様に、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を降圧させ、指令値Ｖｒｅｆに近づけるように制御するためには、インバータ５の交流周波数ｆ１を、共振回路３の共振周波数ｆｒから遠ざける方法またはＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧Ｖｄｃを降圧させる方法で制御できる。
【００３５】
なお、推定精度をより向上するために、コンデンサ１の等価直列抵抗Ｒを考慮して推定してもよい。その場合の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（６）となる。
【数６】
2019008850.tif 000008
【００３６】
コンデンサ１の周波数特性を考慮して、インバータ５の交流周波数ｆ１の時のコンデンサの静電容量Ｃ（ｆ１）として、制御回路にマップを備えておき、参照することで推定してもよい。その場合の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（７）となる。
【数７】
2019008850.tif 000009
【００３７】
実施の形態１では、精度良く出力電圧を推定するために、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、予め算出しておいたコンデンサ１の静電容量Ｃと、インバータの交流周波数ｆ１を用いて、出力電圧推定を行う電力変換装置について示した。また、精度良く出力電圧を推定できることは、目標とする負荷電圧に制御（出力電圧一定制御）する際に、制御精度を好適にすることができる。
【００３８】
実施の形態２．
実施の形態１では、コンデンサ１の出力電圧を精度良く推定する方法として、コンデンサ１の静電容量Ｃを用いた推定方法を示した。この実施の形態２では、共振用コイル２のインダクタンスＬを用いた推定に、補正係数を用いる推定方法を説明する。前記の実施の形態１と同様の部分の説明は省略する。
【００３９】
実施の形態１で示したように、インバータ５の交流周波数ｆ１が共振回路３の共振周波数ｆｒと等しい場合に、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬとコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔは、式（８）に示すように一致する。
【数８】
2019008850.tif 000010
【００４０】
しかし、インバータ５の交流周波数次第で、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬとコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔの関係性が異なるため、精度良く共振用コイル２のインダクタンスＬから推定する場合には補正を行う必要がある。補正後の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、補正係数Ｋを掛けて、式（９）となる。
【数９】
2019008850.tif 000011
【００４１】
Ｋの理論式は、式（１０）で導出可能であるが、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１が（５）式と同様となるため、別の手段を用いてＫを導出する。
【数１０】
2019008850.tif 000012
【００４２】
別の手段の場合の補正係数ＫをＫ１とした。図５は、本願の実施の形態２に係るインバータ５の交流周波数と、補正係数との関係特性図である。横軸をインバータ５の交流周波数とし、縦軸を補正係数とした関係特性を示すマップである。補正係数Ｋ１は、コンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔに対して、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬを除算した値である。前述のマップは、事前評価として、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬとコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔを、電圧プローブなどを用いて、周波数関係特性として、制御回路内に備えておく。
【００４３】
前述のマップを用いた補正後の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（１１）となる。
【数１１】
2019008850.tif 000013
【００４４】
以上のように、制御回路１１は、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、予め算出しておいた共振用コイル２のインダクタンスＬと、インバータの交流周波数ｆ１と、インバータの交流周波数ｆ１における補正係数Ｋ１を用いて、出力電圧推定を行う。なお、推定精度をより向上するために、共振用コイル２の等価直列抵抗Ｒを考慮して推定してもよい。その場合の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（１２）となる。
【数１２】
2019008850.tif 000014
【００４５】
さらに、共振用コイル２の周波数特性Ｌ(ｆ１)を考慮して推定してもよい。その場合の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（１３）となる。
【数１３】
2019008850.tif 000015
【００４６】
実施の形態２では、精度良く出力電圧を推定するために、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、共振用コイル２のインダクタンスＬと、インバータの交流周波数ｆ１と、インバータの交流周波数ｆ１における補正係数Ｋ１を用いて、出力電圧推定を行う電力変換装置について示した。また、精度良く出力電圧を推定できることは、目標とする負荷電圧に制御（出力電圧一定制御）する際に、制御精度を好適にすることができる。
【００４７】
実施の形態３．
実施の形態３に係るバリア放電型点火装置２００について図面を参照して説明する。このバリア放電型点火装置２００は、実施の形態１及び２において説明した電力変換装置を用いて構成したもので、図１における負荷のコンデンサ１をバリア点火プラグとしたものである。したがって、前記の実施の形態１および２と同様の部分の説明は省略する。
【００４８】
図６は、本願の実施の形態３に係るバリア放電型点火装置２００の回路構成を示す図である。図６に示すバリア放電型点火装置２００は、負荷をバリア点火プラグ３０とし、放電の有無により負荷の静電容量が変化する。放電の有無により負荷の静電容量が変化するバリア点火プラグ３０の出力電圧を精度良く推定する方法として、放電検知に応じて出力電圧推定値を切り替える点が、前記の実施の形態１および２と異なる。さらに、制御手段として、制御回路だけでなく、エンジンコントロールユニット９（以下、ＥＣＵ９とする）を含む制御装置１３を備えた点も異なる。
【００４９】
バリア点火プラグ３０は、内燃機関の燃焼室に設けられ、バリア放電型点火装置２００は、内燃機関用の点火装置とされている。
バリア点火プラグ３０は、電極が誘電体で覆われている。例えば、棒状の中心電極を誘電体で有底筒状に覆い、誘電体の周囲を、放電ギャップを隔てて筒状の接地電極で囲むように構成される。誘電体は、アルミナ、ジルコニア、チタニア等の誘電材料によって形成され、中心電極は、Ｃｕ、Ｆｅ、Ｎｉ等の電導性金属材料によって形成され、接地電極は、Ｆｅ、Ｎｉ、ステンレス等の電導性金属材料によって形成される。
【００５０】
バリア放電型点火装置２００は、バリア点火プラグ３０に高電圧の電圧印加し、バリア点火プラグ３０に放電を発生させる。バリア点火プラグ３０に放電が発生すると、燃焼室内の空気と燃料の混合気が点火し、燃焼室内の混合気に爆発的に火炎が伝播する。内燃機関は、点火後の燃料の燃焼によって上昇した圧力からエネルギーを取り出す。本実施の形態では、詳細は省略するが、点火前に、混合気の点火に至らない放電である無点火放電を発生させて、混合気にオゾン及びラジカルを発生させ、点火時の燃焼の拡大を促進させ、着火性を向上させるように構成されてもよい。
【００５１】
制御装置１３は、制御回路１１と、ＥＣＵ９とを備えている。ＥＣＵ９は、内燃機関を統合的に制御するメインの制御装置であり、制御回路１１は、ＥＣＵ９から指令された点火時期で、バリア点火プラグ３０に放電を生じさせるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５を制御する。
【００５２】
制御回路１１は、演算処理装置２０、記憶装置２１、及び入出力回路２２を備えている。ＥＣＵ９は、演算処理装置２３、記憶装置２４、及び入出力回路２５を備えている。制御回路１１とＥＣＵ９とは、互いに通信を行って協働する。
【００５３】
ＥＣＵ９は、クランク角センサ等の出力信号に基づいて、内燃機関の回転速度及び回転角度を検出し、吸入空気量センサの出力信号に基づいて、内燃機関の燃焼室に吸入された吸入空気量を検出する。そして、ＥＣＵ９は、内燃機関の回転速度及び吸入空気量等に基づいて、点火角度を算出し、点火角度及び内燃機関の回転角度に基づいて、点火時期のタイミングを判定し、制御回路１１に指令する。
【００５４】
制御回路１１には、後述するバリア点火プラグ３０に印加する出力電圧推定手段に基づいて、バリア点火プラグ３０の印加電圧の推定した情報が入力される。制御回路１１は、ＥＣＵ９から指令された点火時期のタイミングにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５のスイッチング素子を、ＰＷＭ制御によりオンオフ駆動して、バリア点火プラグ３０の印加電圧を昇圧させる。
【００５５】
＜点火制御＞
図７は、本願の実施の形態３に係る、点火制御を説明するタイミング図である。この図７において、横軸は時間を示し、縦軸は、点火時期の指令及びバリア点火プラグ３０の印加電圧を示している。制御回路１１は、ＥＣＵ９から指令された点火時期がＨｉｇｈの時に、燃焼室内の混合気に点火させるための点火電圧をバリア点火プラグ３０に印加させる（期間Ｔ０１）。なお、バリア点火プラグ３０の印加電圧を、内燃機関の運転状況の変化に応じて、高速に変化させるために、ＥＣＵ９を介さずに、制御回路１１内で点火に必要な電圧（「点火に必要な電圧」Ｖｆ）をバリア点火プラグ３０に印加させるように制御することもできる。制御回路１１は、ＥＣＵ９に対して放電検知、バリア点火プラグ３０の印加電圧および燃焼室内の圧力等の信号を送信する。
【００５６】
点火制御を省エネルギーかつ安全に制御するために、バリア点火プラグ３０の印加電圧を制御する必要がある。本実施の形態では、バリア点火プラグ３０の印加電圧を制御するために、共振回路電流からバリア点火プラグ３０の印加電圧を推定するが、バリア点火プラグ３０は放電の有無によって、静電容量が変化するため、精度良く推定するためには、放電の有無を検知し、出力電圧推定値を変更する必要がある。
【００５７】
＜放電判定＞
放電の有無による共振回路３の共振周波数の変化の原理について説明する。図８は、本願の実施の形態３に係る、放電無しの状態のバリア点火プラグの等価回路を示す図である。バリア点火プラグ３０の誘電体による静電容量３１、放電ギャップ間の気体の静電容量３２、バリア点火プラグ３０の寄生静電容量３３、及び双方向ツェナーダイオード３４で表せられる。双方向ツェナーダイオード３４は、バリア点火プラグ３０の放電ギャップ間の放電の有無を模擬する回路であり、印加電圧が放電開始電圧に対応する正及び負の降伏電圧を超過すると導通する。
【００５８】
図９は、本願の実施の形態３に係る、放電している状態のバリア点火プラグの等価回路を示す図である。図８との違いは、放電が開始し、双方向ツェナーダイオード３４が導通しているため、双方向ツェナーダイオード３４と並列接続された放電ギャップ間の気体の静電容量３２を無視でき（図中に点線で示す）、バリア点火プラグ３０の誘電体による静電容量３１とバリア点火プラグ３０の寄生静電容量３３の並列回路となることである。放電無しの等価回路の合成静電容量をＣ１とし、放電有りの等価回路の合成静電容量をＣ２とすると、放電の有無で等価回路の合成静電容量が変化し、放電無しの等価回路の合成静電容量Ｃ１よりも、放電有りの等価回路の合成静電容量Ｃ２の方が大きくなる。
【００５９】
放電の有無によるバリア点火プラグ３０の合成静電容量の変化により、共振回路３の共振周波数が変化する。共振回路３の共振周波数ｆｒは、共振用コイル２及びトランス４の漏れインダクタンス等のインダクタンスＬ、及びバリア点火プラグ３０の合成静電容量Ｃ３とすると、式（１４）のように表せられる。式（１４）から、放電が開始し、バリア点火プラグ３０の合成静電容量Ｃ３が増加すると、共振周波数ｆｒが低下することがわかる。
【数１４】
2019008850.tif 000016
【００６０】
次に、共振回路３の電流増幅利得Ｉｇａｉｎの周波数特性を示す。図１０は、本願の実施の形態３に係る、放電の有無による共振回路の共振周波数の変化を示す周波数特性図である。図１０において、横軸は交流周波数を示し、縦軸は共振回路３の電流増幅利得Ｉｇａｉｎを示しており、実線（Ｆ１）が放電無しの場合の周波数特性を示し、点線（Ｆ２）が放電有りの場合の周波数特性を示す。共振周波数において、電流増幅利得Ｉｇａｉｎが最大ピーク値となっている。
【００６１】
放電が無い場合の共振周波数ｆ２よりも、放電が有る場合の共振周波数ｆ３が低くなっている。放電が無い場合の共振周波数ｆ２以上の周波数では、同じ交流周波数であっても、放電が開始すると、電流増幅利得Ｉｇａｉｎが低下するため、電流増幅利得Ｉｇａｉｎの低下分（Ｉｇａｉｎ０１）だけ共振回路電流が低下する。一方、放電が停止すると、電流増幅利得Ｉｇａｉｎが増加するため、電流増幅利得Ｉｇａｉｎの増加分だけ共振回路電流が増加する。
【００６２】
また、放電が有る場合の共振周波数ｆ３以下の、共振周波数帯域内の周波数では、同じ交流周波数であっても、放電が開始すると、電流増幅利得Ｉｇａｉｎが増加するため、電流増幅利得Ｉｇａｉｎの増加分だけ共振回路電流が増加する。一方、放電が停止すると、電流増幅利得Ｉｇａｉｎが減少するため、電流増幅利得Ｉｇａｉｎの減少分だけ共振回路電流が低下する。
【００６３】
よって、放電の開始時と、放電の停止時とにおいて、共振回路電流に電流差が発生し、その電流差を利用して、放電の有無を判定することができることがわかる。そこで、制御回路１１は、電流検出回路１４により検出した共振回路電流に基づいて、交流周期における１周期前の共振回路電流と今周期の共振回路電流との電流差Ｉｄを算出し、電流差Ｉｄと予め設定された放電判定閾値との比較により、バリア点火プラグ３０の放電の有無を判定する。さらに、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の放電が開始したと判定した際の共振回路電流に基づいて、バリア点火プラグ３０の放電が開始する共振回路３の電流である放電開始電流Ｉｄｓを判定してもよい。
【００６４】
本実施の形態では、制御回路１１は、インバータ５の交流周波数を、共振回路３の共振により交流電圧が増幅する共振周波数帯域内の周波数であって、放電が無い場合の共振回路３の共振周波数ｆ２以上に設定された制御周波数ｆｃに制御する。そして、制御回路１１は、１周期前の共振回路電流から今周期の共振回路電流を減算した電流差Ｉｄが、正の値に設定された正の放電判定閾値ＩＪＨよりも大きい場合に、バリア点火プラグ３０の放電が開始したと判定し、電圧差Ｉｄが、負の値に設定された負の放電判定閾値ＩＪＬよりも小さい場合に、バリア点火プラグ３０の放電が停止したと判定し、電流差Ｉｄが、正の放電判定閾値ＩＪＨと負の放電判定閾値ＩＪＬとの間にある場合は、前回判定したバリア点火プラグの放電状態が維持されていると判定する。
【００６５】
図１１に放電有無及び放電開始電圧の判定挙動を示す。図１１は、本願の実施の形態３に係る放電の有無及び放電開始電流Ｉｄｓの判定を説明するためのタイミング図である。横軸は時間を示し、縦軸はＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧、共振回路電流、共振回路電流の電流差Ｉｄ、及び放電有無の判定結果を示している。時刻Ｔ０１で、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を上昇させた後、矢印Ａで示すように共振成長の時間遅れにより、共振回路電流が遅れて上昇している。制御回路１１は、共振回路電流の最大ピーク値を検出している。
【００６６】
共振回路電流が放電開始電流Ｉｄｓまで上昇したことにより放電が開始しており、時刻Ｔ０２において、今周期の共振回路電流が１周期前の共振回路電流から低下している。そのため、１周期前から今周期の共振回路電流を減算した電流差Ｉｄが増加している。正の放電判定閾値ＩＪＨは、放電の開始による電流増幅利得Ｉｇａｉｎの低下に対応して設定されており、電流差Ｉｄは、正の放電判定閾値ＩＪＨよりも大きくなっている。よって、時刻Ｔ０２で、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の「放電が開始した」と判定している。そして、制御回路１１は、１周期前の共振回路電流を、放電開始電流Ｉｄｓとして判定している。
【００６７】
その後、３交流周期の間、放電が継続しているため、共振回路電流の電流差Ｉｄが、小さくなっており、正の放電判定閾値ＩＪＨと負の放電判定閾値ＩＪＬとの間にあるため、制御回路１１は、放電有りの状態が継続していると判定している。
【００６８】
次の交流周期の時刻Ｔ０３において、燃焼室内の圧力の増加の影響等により放電が停止したため、共振回路電流が増加しており、電流差Ｉｄが減少している。負の放電判定閾値ＩＪＬは、放電の停止による電流増幅利得Ｉｇａｉｎの増加に対応して設定されており、電流差Ｉｄは、負の放電判定閾値ＩＪＬよりも小さくなっている。よって、時刻Ｔ０３で、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の放電が停止したと判定している。
【００６９】
次の交流周期の時刻Ｔ０４において、放電が再開したため、共振回路電流が低下しており、電流差Ｉｄは、正の放電判定閾値ＩＪＨよりも大きくなっている。よって、時刻Ｔ０４で、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の放電が開始したと判定している。そして、制御回路１１は、１周期前の共振回路電流を、放電開始電流Ｉｄｓとして判定している。
【００７０】
次の交流周期の時刻Ｔ０５において、放電が停止したため、共振回路電流が増加しており、電流差Ｉｄは、負の放電判定閾値ＩＪＬよりも小さくなっている。よって、時刻Ｔ０５で、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の放電が停止したと判定している。
【００７１】
次の交流周期では、放電の停止状態が継続しているため、共振回路電流の電流差Ｉｄが、正の放電判定閾値ＩＪＨと負の放電判定閾値ＩＪＬとの間にあり、制御回路１１は、放電の無い状態が継続していると判定している。
【００７２】
次の交流周期の時刻Ｔ０６において、放電が再開したため、共振回路電流が低下しており、電流差Ｉｄは、正の放電判定閾値ＩＪＨよりも大きくなっている。よって、時刻Ｔ０６で、制御回路１１は、バリア点火プラグ３０の放電が開始したと判定している。そして、制御回路１１は、１周期前の共振回路電流を、放電開始電流Ｉｄｓとして判定している。その後は、２交流周期の間、放電が継続している。
【００７３】
制御回路１１は、燃焼室内の圧力Ｐと放電ギャップＤとの積算により算出したＰＤ積に応じて放電判定閾値ＩＪＨ、ＩＪＬを変化させるように構成されてもよい。例えば、燃焼室内の圧力Ｐが大きく、放電ギャップＤが大きい時には、ＰＤ積は大きくなる。ＰＤ積が大きい場合は、放電ギャップ間で発生する放電が強くなり、共振回路電流の電圧差Ｉｄが大きくなるので、放電判定閾値ＩＪＨ、ＩＪＬの絶対値を大きく設定する。一方、ＰＤ積が小さい場合は、放電ギャップ間で発生する放電が弱くなり、印加電圧の電圧差Ｉｄが小さくなるので、放電判定閾値ＩＪＨ、ＩＪＬの絶対値を小さく設定する。すなわち、制御回路１１は、ＰＤ積が大きくなるに従って、放電判定閾値ＩＪＨ、ＩＪＬの絶対値を大きくする。
【００７４】
また、制御回路１１は、ＰＤ積が予め設定された判定値よりも小さい場合は、確率判定を行うように構成されてもよい。具体的には、制御回路１１は、電流差Ｉｄが、正の放電判定閾値ＩＪＨと、正の放電判定閾値ＩＪＨよりも小さい正の値に設定された正の確率判定閾値との間、又は負の放電判定閾値ＩＪＬと、負の放電判定閾値ＩＪＬよりも大きい負の値に設定された負の確率判定閾値との間になっている確率を算出し、算出した確率が予め設定された判定値よりも大きい場合は、バリア点火プラグ３０の放電が開始したと判定するように構成することができる。
【００７５】
各種のばらつき要因及び変動要因が生じても、バリア点火プラグ３０で点火させるためには、放電を確実に生じさせる必要がある。制御回路１１は、判定した放電開始電流Ｉｄｓに基づいて、放電開始電流Ｉｄｓ以上の電流となるように、バリア点火プラグ３０に印加する電圧の指令値を変化させるように構成されればよい。例えば、バリア点火プラグ３０に印加する電圧の指令値を、放電開始電流Ｉｄｓ以上の電流となるように、予め設定されたオフセット電圧αを加算した電圧に変化させるように構成されればよい。オフセット電圧αは、放電を維持できる電圧値に予め設定されている。
【００７６】
＜バリア点火プラグ３０による出力電圧推定方法（静電容量Ｃを用いた出力電圧推定方法）＞
放電検知結果に応じて、放電無しの場合では、制御回路１１は、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、予めインピーダンスアナライザ等で算出しておいた放電無しの等価回路の合成静電容量Ｃ１、インバータ５の交流周波数ｆｃを用いて、出力電圧推定を行う。電圧は、電流とインピーダンスの積であるため、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（１５）となる。
【数１５】
2019008850.tif 000017
【００７７】
一方、放電ありの場合では、制御回路１１は、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、事前評価を行い放電させた状態における静電容量を算出した放電有りの等価回路の合成静電容量Ｃ２、インバータ５の交流周波数ｆｃを用いて、出力電圧推定を行う。電圧は、電流とインピーダンスの積であるため、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（１６）となる。
【数１６】
2019008850.tif 000018
【００７８】
なお、推定精度をより向上するために、バリア点火プラグ３０の等価直列抵抗Ｒを考慮して推定してもよい。放電無し時の等価直列抵抗をＲ１とし、放電有り時の等価直列抵抗をＲ２とすると、放電無し時の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は式（１７）、放電有り時は式（１８）となる。
【数１７】
2019008850.tif 000019
【数１８】
2019008850.tif 000020
【００７９】
さらに、バリア点火プラグ３０の放電無し有り時の周波数特性Ｃ１(ｆｃ)、Ｃ２(ｆｃ)を考慮して推定してもよい。放電無し時の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は式（１９）、放電有り時は式（２０）となる。
【数１９】
2019008850.tif 000021
【数２０】
2019008850.tif 000022
【００８０】
＜バリア点火プラグ３０による出力電圧推定方法（共振用コイルのインダクタンスＬを用いた出力電圧推定方法）＞
図１２は、本願の実施の形態３に係る、インバータ５の交流周波数と、放電の有無時の補正係数の関係特性図である。横軸をインバータ５の交流周波数とし、縦軸を補正係数とした放電の有無時の関係特性を示すマップである。放電がある場合の曲線Ｆ１の場合の補正係数Ｋ２は、放電なし時のコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔに対して、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬを除算した値であり、放電がない場合の曲線Ｆ２の場合の補正係数Ｋ３は、放電有り時のコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔに対して、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬを除算した値であり、前述のマップは、事前評価として、共振用コイル２に印加される電圧ＶＬとコンデンサ１に印加される電圧Ｖｏｕｔを、電圧プローブなどを用いて、周波数特性として、制御回路内に備えておく。
【００８１】
前述のマップを用いた放電無し時で、補正後の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（２１）となる。
【数２１】
2019008850.tif 000023
【００８２】
また、前述のマップを用いた放電有り時で、補正後の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、式（２２）となる。
【数２２】
2019008850.tif 000024
【００８３】
なお、推定精度をより向上するために、共振用コイル２の等価直列抵抗Ｒを考慮して推定してもよい。放電無し時の等価直列抵抗をＲ１とし、放電有り時の等価直列抵抗をＲ２とすると、放電無し時の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は式（２３）、放電有り時は式（２４）となる。
【数２３】
2019008850.tif 000025
【数２４】
2019008850.tif 000026
【００８４】
さらに、共振用コイル２の周波数特性Ｌ（ｆｃ）を考慮して推定してもよい。放電無し時の出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は式（２５）、放電有り時は式（２６）となる。
【数２５】
2019008850.tif 000027
【数２６】
2019008850.tif 000028
【００８５】
前述に示したように、放電の有無を共振回路電流Ｉによって判定し、放電検知に基づいた出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１の切り替えをすることで、精度の良い推定が可能になる。切り替えのタイミングは、放電を検知した次の制御周期に切り替えしてもよいし、複数回の制御周期後に切り替えしても良い。
【００８６】
図１３を用いて、放電の有無による出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１の切り替えについて一例を説明する。なお、数式を切り替えするということは、数式内の静電容量値あるいは抵抗値および補正係数値を変更することを意味する。
図１３の横軸は時間ｔとし、図１３の上の図の縦軸は電圧Ｖ、下の図の縦軸は電流Ｉを示し、図中のＬＶは、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１の包絡線を示し、ＬＩは、共振回路電流Ｉの包絡線を示している。出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を出力電圧指令値Ｖｒｅｆに近づけていく波形として、包絡線ＬＶは、時刻Ｔ２０以降で放電が開始したことを表し、時刻Ｔ２１で出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を求める数式を変更していることを表している。なお、ここで、出力電圧指令値Ｖｒｅｆは、放電開始電圧Ｖ０以上の値としている。なお、ここでは、負電圧および負電流の包絡線を表していない。
図１３では一例として、放電前に式（１５）を使用して出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を算出していた場合に、放電検知後には式（１６）に切り替える。図１３より、時刻Ｔ２０において放電が開始した後、放電により共振周波数が低下するため共振回路電流Ｉが小さくなり、それに伴い式（１５）で算出される出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１も小さくなる。ただし、この算出される出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は、放電によって静電容量が大きくなることを考慮していないため、実際の出力電圧（実値）と比べて、式（１５）で算出される出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１は大きい値となる。そこで、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を算出する数式を式（１６）に切り替え、静電容量の値をＣ１からＣ２に変更することで推定値を放電が考慮された値とする。その結果、実際の出力電圧（実値）に近い出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１とすることができる。切り替えのタイミングは、放電検知を行い、放電検知結果に基づいて、放電を検知した次の制御周期または複数回の制御周期で、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を算出する数式を切り替える。
同様に、放電前に式（２１）を使用して、出力電圧推定値Ｖｏｕｔ１を算出していた場合には、放電検知後に式（２１）から式（２２）切り替えることで、算出に用いる補正係数の値をＫ２からＫ３に変更する。さらに、等価直列抵抗を考慮した数式についても放電検知後に切り替えしても良いし、共振用コイル２の周波数特性Ｌ（ｆｃ）を考慮した数式についても切り替えしても良い。
【００８７】
実施の形態３では、負荷をバリア点火プラグ３０とし、放電の有無により静電容量が変化する場合に、精度良く出力電圧を推定する方法として、放電の有無を共振回路電流Ｉによって判定し、放電検知に基づいた出力電圧推定値の切り替えを行うバリア放電型点火装置について示した。すなわち、バリア点火プラグの静電容量を放電の有無に応じて変更することを示した。また、放電検知に基づいて精度良く出力電圧を推定できることは、目標とする負荷電圧に制御（出力電圧一定制御）する際に、制御精度を好適にすることができる。
【００８８】
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３で説明した精度の良い電圧推定方法を用いて、バリア放電型点火装置２００を、より安全に動作させるための出力電圧制御について説明する。本制御を実現すると、安全かつ小型にバリア放電型点火装置２００を構成できる。前記の実施の形態１、２および３と同様の部分の説明は省略する。実施の形態３ではバリア点火プラグ３０に印加する電圧Ｖｏｕｔのみを推定していたが、本実施の形態では、共振用コイル２に印加する電圧ＶＬと、バリア点火プラグ３０に印加する電圧Ｖｏｕｔを同時に、推定し、バリア放電型点火装置２００を動作させる点が異なる。
バリア放電型点火装置２００の出力電圧制御は、インバータ５の交流周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧で、制御を行う。
【００８９】
バリア放電型点火装置２００を、共振回路３の共振周波数ｆｒより大きい周波数で、インバータ５の交流周波数ｆｃを動作させる場合に、図４Ｃに示したように、共振用コイル２に印加する電圧ＶＬが、バリア点火プラグ３０に印加する電圧より大きくなる。また、共振周波数ｆｒからインバータ５の交流周波数ｆｃを、より遠ざけて動作させるほど、共振用コイル２に印加する電圧ＶＬと、バリア点火プラグ３０に印加する電圧Ｖｏｕｔのバランスが大きく崩れ、電圧差が大きくなる。
【００９０】
ここで、バリア放電型点火装置２００を、共振回路３の共振周波数ｆｒからインバータ５の交流周波数ｆｃが遠い周波数となる条件で、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧を昇圧させる制御をすると、バリア点火プラグ３０に印加する電圧Ｖｏｕｔを任意の電圧に制御する前に、共振用コイル２の耐電圧を超過してしまう可能性がある。共振用コイル２の耐電圧は、マージンを持たせて設計するが、過分設計して共振用コイル２を設計すると共振用コイル２の大型化を招く可能性があるため、安全かつ過分設計しない小型な共振用コイル２を実現できるような制御を行う。
【００９１】
本実施の形態のバリア放電型点火装置２００の制御装置１３は、共振用コイル２に印加する電圧ＶＬと、バリア点火プラグ３０に印加する電圧Ｖｏｕｔとを同時に推定し、差分電圧Ｖｄに基づいて、差分電圧が正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬを超えた場合には、差分電圧を閾値電圧以下にするように制御を行う。推定する共振用コイル２に印加する電圧をＶＬ１、推定するバリア点火プラグ３０に印加する電圧をＶｏｕｔ１とすると、差分電圧Ｖｄは、式（２７）のように表される。
【数２７】
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【００９２】
正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬは、共振用コイルの耐電圧を超過せず、安全に動作できる閾値電圧とする。なお、バリア点火プラグ３０に印加する電圧の推定値Ｖｏｕｔ１は、実施の形態１から３で説明した推定方法を用いる。一方、共振用コイル２に印加する電圧の推定値ＶＬ１は、電流検出回路１４から得た共振回路電流Ｉと、予め算出しておいた共振用コイル２のインダクタンスＬと、インバータ５の交流周波数に基づいた推定方法を用いる。式は省略するが精度向上のため、インダクタンスＬの等価直列抵抗あるいは周波数特性を考慮して推定してもよい。
【００９３】
図１４を用いて、差分電圧Ｖｄを低下させるように制御を行う方法について、インバータ５の交流周波数と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力直流電圧の制御について一例を説明する。
【００９４】
本願の実施の形態４に係る、差分電圧を低下させるように制御を行う方法を説明するためのタイミング図を図１４に示す。図１４の横軸は時間を示している。そして、縦軸にバリア点火プラグ３０の推定電圧、共振用コイル２の推定電圧、差分電圧、インバータ５の交流周波数、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧を示している。時刻Ｔ１０から時刻Ｔ１３に至るまでに、バリア点火プラグ３０の推定電圧が目標電圧の±２０ｋＶとなるように制御している。なお、バリア点火プラグ３０の推定電圧と共振用コイル２の推定電圧の位相は、電流に基づく推定式から導出しているため一致しているように見えるが、実際の位相は１８０度異なっている。
【００９５】
時刻Ｔ１０から時刻Ｔ１１の間で、インバータ５の交流周波数が１００ｋＨｚ、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が１５０Ｖの時、差分電圧が正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬを超えている。そこで、制御装置１３は、時刻Ｔ１１で、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を１５０Ｖから１００Ｖへ変更し、差分電圧を低下するように制御する。制御装置１３は、時刻Ｔ１２にて、インバータ５の交流周波数ｆｃを９８ｋＨｚに制御することで、共振回路３の共振周波数ｆｒへと近づける。その結果、差分電圧Ｖｄが正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬの間で、目標とする±２０ｋＶの出力電圧に制御できる。本説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ５の制御が一回の制御で完結しているが、インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御は繰り返すように制御することができる。
【００９６】
また、本実施の形態では、制御を継続するように説明したが、保護機能として、差分電圧Ｖｄが正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬを超えた場合に、バリア放電型点火装置２００を停止するように制御することができる。
【００９７】
実施の形態４では、バリア点火プラグ３０の出力電圧を推定すると同時に、共振用コイル２の電圧を推定し、差分電圧を、正の閾値電圧ＶＪＨと負の閾値電圧ＶＪＬの間にするように、インバータ５とＤＣ／ＤＣコンバータ６を制御することで、安全かつ小型にできるバリア放電型点火装置２００を示した。
【００９８】
その他の実施の形態．
本願の実施の形態について、さらに組み合わせて実施することのできるその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することができる。
【００９９】
前述の各実施の形態においては、制御回路１１は、インバータ５のスイッチング素子のオン期間（オンデューティ比）を増減することにより、インバータ５の出力交流電圧を増減させるように構成することができる。
【０１００】
前記の各実施の形態においてインバータがフルブリッジインバータで構成され、第１のアームと第２のアームを有する場合に、制御回路１１は、インバータの交流周波数を固定し、第１アーム回路のスイッチング素子がターンオンするタイミングと、第２アーム回路のスイッチング素子が、第１アーム回路のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの間の時間を変化させて制御するようにして、インバータ５の出力交流電圧を増減させるように構成することができる。
【０１０１】
前記の各実施の形態においては、制御回路１１は、電流検出回路１４により検出した共振回路電流に基づいて、放電の有無を判定し、放電開始電流Ｉｄｓを判定した例として説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、ＥＣＵ９が、電流検出回路１４により検出した共振回路電流に基づいて、放電の有無を判定し、放電開始電流Ｉｄｓを判定した結果を制御回路８に伝達するように構成されてもよい。また、制御回路１１とＥＣＵ９との処理機能の分担は、任意の分担とすることができる。
【０１０２】
前記の各実施の形態においては、制御装置１３は、制御回路１１とＥＣＵ９から構成されている場合を例として説明した。しかし、制御回路１１は、ＥＣＵ９に組み込まれており、制御回路１１とＥＣＵ９とが一体構成されてもよい。或いは、制御装置１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ５を直接制御する制御回路１１から構成され、ＥＣＵ９は、制御装置１３に含まれないものと解釈することができる。
【０１０３】
また、実施の形態１から３で、制御回路１１（または制御装置１３）は、負荷の出力電圧を推定し、推定した負荷電圧に基づいて、目標とする負荷電圧に制御すると説明したが、必ずしも負荷電圧を制御するために、制御回路１１内で負荷電圧を算出する必要はない。例えば、予め共振回路電流と負荷電圧の関係を測定しておき、制御回路１１内に関係特性として備えておけば、負荷電圧の大きさに対する共振回路電流の大きさが分かるため、共振回路電流の大きさのみを任意の電流に制御すればよい。その結果として、関係特性に応じた任意の負荷電圧に制御できている。
【０１０４】
さらに、前記実施の形態において、負荷の実施例としてバリア点火プラグに適用可能であることを説明したが、他にもオゾナイザなど共振回路を負荷の一部とする電力変換装置に適用可能な技術である。
【０１０５】
本開示は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【０１０６】
１  コンデンサ、２  共振用コイル、３  共振回路、４  トランス、５  インバータ、６  ＤＣ／ＤＣコンバータ、７  バッテリ、９  ＥＣＵ（エンジンコントロールユニット）、１０  電源回路、１１  制御回路、１３  制御装置、１４  電流検出回路、２０、２３  演算処理装置、２１、２４  記憶装置、２２、２５  入出力回路、３０  バリア点火プラグ、１００  電力変換装置、２００  バリア放電型点火装置、Ｖｏｕｔ  印加電圧、ＶＬ  共振用コイルの印加電圧、Ｖｏｕｔ１  印加電圧の推定値、ＶＬ１  共振用コイルの印加電圧の推定値、ｆｒ  共振回路の共振周波数、ｆ１、ｆｃ  インバータの交流周波数、ＩＪＨ  正の放電判定閾値、ＩＪＬ  負の放電判定閾値、α  オフセット電圧、ｆ２  放電が無い場合の共振回路の共振周波数、ｆ３  放電が有る場合の共振回路の共振周波数、ＶＪＨ  正の閾値電圧、ＶＪＬ  負の閾値電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2019008850.tif 000041
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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