(57)【要約】  第１の入力信号端子（１）と第２の入力信号端子（２）との間の差電圧信号を所定の比率で減衰させ、基準電圧端子（３）の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子（４）に出力する減衰器の機能を有し、第１の入力信号端子（１）および第２の入力信号端子（２）と基準電圧端子（３）との間に同相で入力されるノイズを、出力信号端子（４）から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路（１００）は、一端が第１の入力信号端子（１）に接続され、他端が出力信号端子（４）に接続される第１の抵抗（５）と、一端が出力信号端子（４）と第１の抵抗（５）の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が基準電圧端子（３）に接続される第２の抵抗（６）と、基準電圧端子（３）と第２の入力信号端子（２）との差電圧を電流に変換し、出力信号端子（４）に電流信号を出力する電圧−電流変換器（７）と、を備える。
2018180111.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、
一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、
一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、
前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧−電流変換器と、
を備えている事を特徴とする
ノイズ除去回路。
【請求項２】
前記電圧−電流変換器は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しないことを特徴とする請求項１記載のノイズ除去回路。
【請求項３】
前記第２の入力信号端子には第１の接地点の接地電位が印加され、前記基準電圧端子には第２の接地点の接地電位が印加され、
前記電圧−電流変換器は、前記第２の入力信号端子に接続されることで前記第１の接地点の接地電位が印加される負極入力信号端子と、前記基準電圧端子に接続されることで前記第２の接地点の接地電位が印加される正極入力信号端子とを有する事を特徴とする請求項１または２に記載のノイズ除去回路。
【請求項４】
前記電圧−電流変換器は、前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させる事を特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
【請求項５】
前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスは、前記第２の抵抗の抵抗値に依存しておらず、
前記電圧−電流変換器は、前記第２の抵抗の抵抗値を変えることによって前記所定の比率を変え、前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数のみに適合させる事を特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
【請求項６】
前記電圧−電流変換器は、前記基準電圧端子に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成されたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、ノイズ除去回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ノイズ環境下において任意の電圧信号を検出する場合、入力信号の接地電位と信号検出回路の接地電位の間に発生したノイズが、信号検出回路の正負両入力信号端子に同位相・同振幅（コモン・モード・ノイズ）で重畳した場合でも、信号検出回路が入力信号を正しく検出する為に、オペアンプを用いた減算回路構成でコモン・モード・ノイズを除去する技術が開示されている。（例えば、特許文献１、２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許第８８０３５９５号明細書
【特許文献２】米国特許第５５６８５６１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１、２のオペアンプを用いた回路はフィードバック制御が行われることを前提とした減算回路構成であり、有限の回路遅延時間を持つオペアンプは、当然任意の周波数帯域以上では目標値に対してフィードバック制御を追従できず、フィードバック制御が外れ減算機能が果たせなくなることがある。このため、特許文献１、２の回路構成では高周波帯域において充分なコモン・モード・ノイズの除去効果が得られなくなるという課題がある。【０００５】
本開示は、このような従来の課題を解決するものであり、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できるノイズ除去回路を提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成する為に、本開示の一態様に係るノイズ除去回路は、第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧−電流変換器と、を備えている事を特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本開示により、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できるノイズ除去回路が実現される。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、実施の形態に係るノイズ除去回路の回路構成図である。
【図２】図２は、一般的なノイズ除去回路の一例を示す回路構成図である。
【図３】図３は、一般的なノイズ除去回路の別の一例を示す回路構成図である。
【図４Ａ】図４Ａは、実施の形態に係る電圧−電流変換器の一例を示す回路構成図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、実施の形態に係る電圧−電流変換器の別の一例を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本願発明者による知見に基づいて、本開示の一態様の概要は以下のとおりである。
【００１０】
本開示の一形態にかかるノイズ除去回路は、第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧−電流変換器と、を備えている事を特徴とする。
【００１１】
これによれば、本開示のノイズ除去回路は、少なくとも２つの抵抗と電圧−電流変換器とで構成されたシンプルな回路構成であり、また、演算増幅器を用いていないため、高周波帯域で利得低下や位相ずれが起こりにくく、高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去する事ができる。このように、本開示のノイズ除去回路によれば、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できる。
【００１２】
また、前記電圧−電流変換器は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しなくてもよい。
【００１３】
本開示のノイズ除去回路には、発振の原因である負帰還ループが存在しないため、発振する危険性が少ない。従って、位相補償回路などが不要で、回路を単純化でき、半導体集積回路の場合はチップ面積を縮小できる。
【００１４】
また、前記第２の入力信号端子には第１の接地点の接地電位が印加され、前記基準電圧端子には第２の接地点の接地電位が印加され、前記電圧−電流変換器は、前記第２の入力信号端子に接続されることで前記第１の接地点の接地電位が印加される負極入力信号端子と、前記基準電圧端子に接続されることで前記第２の接地点の接地電位が印加される正極入力信号端子とを有していてもよい。
【００１５】
これによれば、第１の接地点の接地電位および第２の接地点の接地電位間に存在するノイズを出力信号端子から出力される出力信号から除去できる。また、電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを、第２の抵抗の抵抗値に依存せず、第１の抵抗の抵抗値の逆数とすることができる。具体的には、本開示のノイズ除去回路では、ノイズ成分を除去する条件に第２の抵抗が含まれないが、入出力電圧利得は、第１の抵抗の抵抗値と第２の抵抗の抵抗値との比で変えることができる。従って、第１の抵抗の抵抗値を一定にして第２の抵抗の抵抗値を変えることで入出力信号の入出力電圧利得、すなわち減衰比（所定の比率）を変えるときに、電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを第１の抵抗の抵抗値の逆数となっていれば、第２の抵抗の抵抗値を変えても電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを変えることなく、十分なノイズ除去を行うことができる。
【００１６】
また、前記電圧−電流変換器は、前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させてもよい。また、前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスは、前記第２の抵抗の抵抗値に依存しておらず、前記電圧−電流変換器は、前記第２の抵抗の抵抗値を変えることによって前記所定の比率を変え、前記電圧−電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数のみに適合させてもよい。
【００１７】
このように、電圧−電流変換器は、相互コンダクタンスを第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させることができる。
【００１８】
また、前記電圧−電流変換器は、前記基準電圧端子に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成されていてもよい。
【００１９】
これによれば、よりシンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できる。
【００２０】
以下、本開示の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本開示の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、駆動タイミング等は、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本開示の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成について、重複する説明は省略又は簡略化する。
【００２１】
（実施の形態）
図１は、実施の形態に係るノイズ除去回路１００の回路構成図である。なお、図１には、ノイズ除去回路１００の他に、ノイズ除去回路１００に接続される入力信号８、第１の接地点１１および第２の接地点１０を示している。入力信号８は、正極側がノイズ除去回路１００の第１の入力信号端子１に接続され、負極側がノイズ除去回路１００の第２の入力信号端子２に接続される。また、入力信号８の負極側は、第１の接地点１１に接続される。
【００２２】
ノイズ除去回路１００は、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子３の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子４に出力する減衰器の機能を有する。一般的に、電子機器の入力段において、入力信号の振幅を当該電子機器の電子回路で処理できる適切な振幅に変換するためにこのような減衰器を用いる場合に、入力信号の接地電位と、当該減衰器を構成する電圧信号検出回路の接地電位の間に発生したノイズによって、電圧信号検出回路の正負両入力信号端子に同位相・同振幅で重畳することがある。この重畳した信号は、コモン・モード・ノイズと呼ばれ、正しい検出を阻害する信号となる為、除去することが必要である。これに対して、ノイズ除去回路１００は、電子機器で使われる減衰器において、上記正負両入力信号端子に同位相・同振幅で重畳するコモン・モード・ノイズを除去する機能を有する回路である。具体的には、ノイズ除去回路１００は、第１の入力信号端子１および第２の入力信号端子２と基準電圧端子３との間に同相で入力されるノイズを、出力信号端子４から出力される出力信号から除去するための回路である。ノイズ除去回路１００は、当該機能を実現するために、第１の抵抗５、第２の抵抗６および電圧−電流変換器７を備える。
【００２３】
第１の抵抗５は、一端が第１の入力信号端子１に接続され、他端が出力信号端子４に接続される。第１の抵抗５の一端は、図１における第１の抵抗５の左側端であり、第１の抵抗５の他端は、図１における第１の抵抗５の右側端である。第１の抵抗の一端は、第１の入力信号端子１を介して入力信号８の正極側に接続される。
【００２４】
第２の抵抗６は、一端が出力信号端子４と第１の抵抗５の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が基準電圧端子３に接続される。第２の抵抗６の一端は、図１における第２の抵抗６の上側端であり、第２の抵抗６の他端は、図１における第２の抵抗６の下側端である。第２の抵抗６の他端は、基準電圧端子３を介して第２の接地点１０に接続される。第２の抵抗６は、例えば、可変抵抗である。
【００２５】
電圧−電流変換器７は、基準電圧端子３と第２の入力信号端子２との差電圧を電流に変換して出力信号端子４に電流信号を出力する。第２の入力信号端子２には第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１が印加され、基準電圧端子３には第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２が印加される。電圧−電流変換器７は、第２の入力信号端子２に接続されることで第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１が印加される負極入力信号端子と、基準電圧端子３に接続されることで第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２が印加される正極入力信号端子とを有する。
【００２６】
また、図１に示されるように、入力信号８の接地電位Ｖｇ１の、接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表しており、第２の接地点１０（接地電位Ｖｇ２）から見て入力信号８の正負両入力信号端子に同位相かつ同振幅で重畳されるコモン・モード・ノイズは正しい入力信号の検出を阻害するノイズであり、これをノイズ除去回路１００で除去する。
【００２７】
ここで、本実施の形態の理解を容易化する為、以下、図面を用いて一般的な回路を説明する。
【００２８】
図２は、一般的なノイズ除去回路の一例を示す回路構成図である。図２は、一般的な回路（ノイズ除去回路１００ａ）を示しており、ノイズ除去回路１００ａは、具体的には、一般的な演算増幅器（オペアンプ）を用いた差動増幅回路であり、コモン・モード・ノイズ除去を目的として使用される。
【００２９】
ノイズ除去回路１００ａは、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２の差電圧を出力信号端子４に、基準電圧端子３に対する電圧信号として出力する。入力信号８の正極側が第１の入力信号端子１を介して第１の抵抗５の一端に接続され、第１の抵抗５の他端が第２の抵抗６の一端と演算増幅器３３の正極入力信号端子とに接続され、第２の抵抗６の他端が基準電圧端子３を介して第２の接地点１０に接続される。入力信号８の負極側が第２の入力信号端子２を介して第３の抵抗３１の一端に接続され、第３の抵抗３１の他端が第４の抵抗３２の一端と演算増幅器３３の負極入力信号端子とに接続され、第４の抵抗３２の他端が演算増幅器３３の出力信号端子４に接続されている。
【００３０】
図１と同様にノイズ除去回路１００ａにおいて、入力信号８の接地電位（第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１）の、第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表している。
【００３１】
ノイズ除去回路１００ａにおいて、第１の抵抗５、第２の抵抗６、第３の抵抗３１、第４の抵抗３２それぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４とすると、入力信号８に対する出力信号の電圧利得ＧＶｉｎは、演算増幅器３３の電圧利得が充分に高い場合、下記の式（１）で表すことができる。
【００３２】
ＧＶｉｎ＝（１＋Ｒ４／Ｒ３）／（１＋Ｒ１／Ｒ２）    式（１）
【００３３】
従って、Ｒ１／Ｒ２あるいはＲ４／Ｒ３の値を変えれば電圧利得を変える事ができる。
【００３４】
一方、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、下記の式（２）で表すことができる。
【００３５】
ＧＶｃｍ＝（Ｒ２／Ｒ１−Ｒ４／Ｒ３）／（１＋Ｒ２／Ｒ１）    式（２）
【００３６】
ＧＶｃｍをゼロにすることにより出力からノイズ成分を除去することができる。その条件は、下記の式（３）で表すことができる。
【００３７】
Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ４／Ｒ３    式（３）
【００３８】
すなわち抵抗比Ｒ２／Ｒ１とＲ４／Ｒ３の値を等しくすることでコモン・モード・ノイズ成分を除去することが可能である。
【００３９】
ノイズ除去回路１００ａにおいて、式（１）で表される電圧利得ＧＶｉｎをＲ２の値を変えて切り換える場合は、ノイズ信号に対する電圧利得ＧＶｃｍがゼロになるように、すなわち、式（３）が成り立つようにＲ３あるいはＲ４の値を変える必要がある。この場合、一般的にはＲ４の値をＲ２の値に応じて変える方法を用いる。従って、Ｒ２の値を変えて電圧利得を変える場合、Ｒ２の値に比例するようにＲ４の値を変える必要がある。
【００４０】
この場合、回路が複雑になり規模も大きくなる問題と、Ｒ２とＲ４を変えることによってＲ２／Ｒ１とＲ４／Ｒ３の相対比を正確に等しくすることが難しくなり、抵抗の相対比に不一致が生じた場合にノイズが充分に除去できなくなる問題が生じる。
【００４１】
また、ノイズ除去回路１００ａは、演算増幅器３３を用いて出力から入力に負帰還を掛けているが、負帰還を掛けることには常に発振の危険性を伴うので発振安定性に注意して設計する必要がある。一般的に、演算増幅器３３の内部に位相補償回路を付加して発振しないようにするなどの対策が必要であり、回路が複雑となり、半導体集積回路が用いられる場合にはチップ面積が増大するという問題が生じる。
【００４２】
さらに、演算増幅器には、発振の危険性を回避する為に周波数帯域が制限されるという特性がある。この特性によって高周波帯域では利得低下や位相ずれが生じるためにコモン・モード・ノイズを充分に除去できないという問題が生じる。
【００４３】
図３は、一般的なノイズ除去回路の別の一例を示す回路構成図である。図３は、一般的な回路（ノイズ除去回路１００ｂ）を示しており、ノイズ除去回路１００ｂは、具体的には、図２記載の回路とは別の一般的な差動増幅回路である。
【００４４】
ノイズ除去回路１００ｂは、ノイズ除去回路１００ａと同様に、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２の差電圧を出力信号端子４に基準電圧端子３に対する電圧信号として出力する。
【００４５】
ノイズ除去回路１００ｂは、図２で示した差動増幅回路に加えて、図３に示されるように、入力ステージに差動入力・差動出力の平衡型増幅回路を持った構成となっている。
【００４６】
入力信号８の正極側が第１の入力信号端子１を介して演算増幅器３４の正極入力信号端子に接続され、入力信号８の負極側が第２の入力信号端子２を介して演算増幅器３５の正極入力信号端子に接続される。演算増幅器３４の負極入力信号端子と演算増幅器３５の負極入力信号端子の間に第５の抵抗３６が接続され、演算増幅器３４の負極入力信号端子と演算増幅器３４の出力信号端子の間に第６の抵抗３７が接続され、演算増幅器３５の負極入力信号端子と演算増幅器３５の出力信号端子の間に第７の抵抗３８が接続されている。演算増幅器３４の出力信号端子が図２で説明した第１の抵抗５に接続され、演算増幅器３５の出力信号端子が図２で説明した第３の抵抗３１に接続されている。
【００４７】
図２同様にノイズ除去回路１００ｂにおいて、入力信号８の接地電位Ｖｇ１の接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表している。
【００４８】
ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する演算増幅器３４の出力と演算増幅器３５の出力の電圧利得は、どちらも１であるので、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する演算増幅器３３の出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、式（２）と等しい。従って、出力からノイズ成分を除去する条件も、式（３）と等しい。
【００４９】
ノイズ除去回路１００ｂにおいて、入力信号８に対する電圧利得を変える場合、第５の抵抗３６の値のみで変えられ、他の抵抗の値を同時に変えなくても同相信号除去比への影響は少ない。
【００５０】
しかし、ノイズ除去回路１００ｂは、演算増幅器３個と抵抗７個を用いた回路であるため複雑で規模も大きくなる問題が生じる。
【００５１】
また、ノイズ除去回路１００ｂは、３個の演算増幅器それぞれにおいて負帰還を掛けているため発振の危険性があり、それを対策する位相補償回路をそれぞれに付加しなければならないという問題が生じる。
【００５２】
さらに、上述したように、演算増幅器には、発振の危険性を回避する為に周波数帯域が制限されるという特性があり、ノイズ除去回路１００ｂには、当該特性によって高周波帯域では利得低下や位相ずれが生じるためにコモン・モード・ノイズが充分に除去できないという問題が生じる。
【００５３】
一方、本実施の形態に係るノイズ除去回路１００は、上述した問題を解決することが出来る。以下、その詳細について図１を用いて説明する。
【００５４】
まず、ノイズ除去回路１００において、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスをｇｍとし、第１の抵抗５および第２の抵抗６それぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、入力信号８に対する出力信号の電圧利得ＧＶｉｎは、下記の式（４）で表すことができる。
【００５５】
ＧＶｉｎ＝１／（１＋Ｒ１／Ｒ２）    式（４）
【００５６】
従って、ノイズ除去回路１００はＲ１／Ｒ２の値を変えれば電圧利得を変えることができる。
【００５７】
一方、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、下記の式（５）で表すことができる。
【００５８】
ＧＶｃｍ＝（１−Ｒ１ｇｍ）／（１＋Ｒ１／Ｒ２）    式（５）
【００５９】
ＧＶｃｍをゼロにすることにより出力からノイズ成分を除去することができる。
【００６０】
その条件は、下記の式（６）で表すことができる。
【００６１】
ｇｍ＝１／Ｒ１    式（６）
【００６２】
式（６）に示されるように、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、第２の抵抗６の抵抗値に依存しておらず、第１の抵抗５の抵抗値の逆数である。すなわちノイズ除去回路１００は、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値の逆数である１／Ｒ１にすることでコモン・モード・ノイズ成分を最も効果的に除去できる。例えば、電圧−電流変換器７は、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値の逆数に適合させる。
【００６３】
また、ノイズ除去回路１００では、ノイズ成分を除去する条件の式（６）にはＲ２は含まれないが、式（４）で表される入出力電圧利得ＧＶｉｎは、Ｒ１／Ｒ２の値で変えることができる。
【００６４】
従って、ノイズ除去回路１００は、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１を一定にして第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２を変えることで入出力信号の入出力電圧利得、すなわち減衰比を変えるときに、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１の逆数に適合させていれば、抵抗値Ｒ２を変えても相互コンダクタンスｇｍを変えることなく、十分なノイズ除去を行うことができる。例えば、電圧−電流変換器７は、第２の抵抗６の抵抗値を変えることによって所定の比率（減衰比）を変え、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗の抵抗値５の逆数のみに適合させる。
【００６５】
また、本実施の形態のノイズ除去回路１００は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しないため、発振する危険性も無い。従って、演算増幅器の内部に付加する必要のあった位相補償回路などが不要で、回路を単純化でき、半導体集積回路の場合はチップ面積を縮小できる。
【００６６】
さらに、演算増幅器を用いず、電圧−電流変換器７を用いているので、高周波帯域で利得低下や位相ずれが起こりにくく、高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去する事ができる。また、同等のノイズ除去効果を得るために、ノイズ除去回路１００ｂでは、演算増幅器３個と抵抗７個を用いられたが、ノイズ除去回路１００では、電圧−電流変換器７が１個と抵抗２個が用いられ、シンプルな回路構成となっている。
【００６７】
次に、本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧−電流変換器７の詳細を説明する。
【００６８】
図４Ａは、本実施の形態に係る電圧−電流変換器７の一例を示す回路構成図である。
【００６９】
図４Ａ記載の電圧−電流変換器７において、端子１２は電圧−電流変換器７の正極入力信号端子、端子１３は電圧−電流変換器７の負極入力信号端子、端子１４は電圧−電流変換器７の出力信号端子である。
【００７０】
電圧−電流変換器７において、ベースが端子１２に接続されるＰＮＰトランジスタ１６のエミッタには定電流源１８と抵抗１９の一端とが接続され、ベースが端子１３に接続されるＰＮＰトランジスタ１５のエミッタには定電流源１７と抵抗１９の他端が接続されている。
【００７１】
定電流源１８の電流と定電流源１７の電流がＩｒｅｆで等しく、ＰＮＰトランジスタ１６のベース・エミッタ間電圧とＰＮＰトランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧が一定値で等しいと見なすと、抵抗１９には正負入力信号端子間電圧を抵抗値で除算した値の電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１６のエミッタには定電流源１８から抵抗１９に流れる電流を減算した電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１５のエミッタには定電流源１７から抵抗１９に流れる電流を加算した電流が流れる。
【００７２】
ＰＮＰトランジスタ１６のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ２０とＮＰＮトランジスタ２１からなるカレントミラーを介して端子１４に負の電流を供給し、ＰＮＰトランジスタ１５のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ２２とＮＰＮトランジスタ２３からなるカレントミラーを介し、さらにＰＮＰトランジスタ２４とＰＮＰトランジスタ２５からなるカレントミラーを介して端子１４に正の電流を供給している。
【００７３】
端子１４からはＰＮＰトランジスタ１５のコレクタ電流とＰＮＰトランジスタ１６のコレクタ電流の差の電流が出力される。抵抗１９の抵抗値をＲ８とすると、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝２／Ｒ８になる。
【００７４】
本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧−電流変換器７として、図４Ａ記載の回路を使用した場合は、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、さらに、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防いで高周波までコモン・モード・ノイズを充分に除去することができる。
【００７５】
図４Ｂは、本実施の形態に係る電圧−電流変換器７の別の一例を示す回路構成図である。
【００７６】
図４Ｂ記載の電圧−電流変換器７において、端子１２は電圧−電流変換器７の正極入力信号端子、端子１３は電圧−電流変換器７の負極入力信号端子、端子１４は電圧−電流変換器７の出力信号端子である。
【００７７】
端子１２は抵抗４０の一端に接続され、抵抗４０の他端はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のソースに接続され、端子１３は抵抗３９の一端に接続され、抵抗３９の他端はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のソースに接続に接続されている。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のゲートおよびドレインは定電流源１７とＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のゲートとに接続され、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のドレインは定電流源１８と端子１４に接続されている。
【００７８】
定電流源１７と定電流源１８の電流値がＩｒｅｆで等しく、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のゲート・ソース間電圧とＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のゲート・ソース間電圧が一定値で等しく、抵抗３９と抵抗４０の抵抗値が等しいとすると、端子１４からは正極入力信号端子と負極入力信号端子との間の電圧を抵抗４０の抵抗値Ｒ１０で除算した値の電流が出力される。これより、電圧−電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝１／Ｒ１０になる。
【００７９】
図４Ｂ記載の電圧−電流変換器７では、負極入力信号端子にＩｒｅｆ、正極入力信号端子にＩｒｅｆ±Ｖｃｍｎ／Ｒ１０の電流が流れる欠点があるが、接続先は図１における第１の接地点１１と第２の接地点１０であり、両方ともインピーダンスが低く電流が流れ込んでも電位の変動は起きないので、電圧利得特性への影響は無い。
【００８０】
また、図１に示したように、電圧−電流変換器７の各入力信号端子が接地点に接続されて電位がゼロの場合、図４Ａ記載の電圧−電流変換器７では端子２６に正電圧の電源と端子２７に負電圧の電源を供給することが求められるのに対し、図４Ｂ記載の電圧−電流変換器７では、負電圧の電源供給が不要で端子２６に正電圧の電源を供給するだけで動作できることが利点である。このように、図４Ｂ記載の電圧−電流変換器７は、基準電圧端子３に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成される。
【００８１】
また、本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧−電流変換器７として、図４Ｂの回路を使用した場合も、図４Ａの場合と同様に、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、さらに、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防いで高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去することができる。
【００８２】
以上、図４Ａおよび図４Ｂで示した電圧−電流変換器７のいずれかを、図１で示した本実施の形態のノイズ除去回路１００に使用することにより、相互コンダクタンスｇｍを式（６）が成り立つように、第１の抵抗５の抵抗値に応じて設定でき、高周波帯域まで最適な同相信号除去比を得ることができる。また、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防ぐことができる。
【００８３】
以上、図面を用いて説明したように、本実施の形態に係るノイズ除去回路は、抵抗と電圧−電流変換器のみの簡素な回路で構成でき、減衰器として設定される電圧利得の変化に依存せずに常に最適で、かつ、広い周波数帯域でコモン・モード・ノイズを除去することができる。
【符号の説明】
【００８４】
１  第１の入力信号端子
２  第２の入力信号端子
３  基準電圧端子
４  出力信号端子
５  第１の抵抗
６  第２の抵抗
７  電圧−電流変換器
８  入力信号
１０  第２の接地点
１１  第１の接地点
１２〜１４、２６、２７  端子
１５、１６、２４、２５  ＰＮＰトランジスタ
１７、１８  定電流源
１９、３９、４０  抵抗
２０〜２３  ＮＰＮトランジスタ
２８、２９  ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
３１  第３の抵抗
３２  第４の抵抗
３３〜３５  演算増幅器
３６  第５の抵抗
３７  第６の抵抗
３８  第７の抵抗
１００、１００ａ、１００ｂ  ノイズ除去回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【国際調査報告】
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