(57)【要約】  モータ駆動装置（２）は、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子が動作することによって、直流電源である電源（１０）から出力される直流電圧を交流電圧に変換してモータに印加するインバータである単相インバータ（１１）を備える。モータ駆動装置（２）は、直流電圧を利用して直流電圧より低い電圧の電力を出力する制御電源（４１）と、電力により駆動され、複数のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、駆動信号を複数のスイッチング素子に出力する駆動信号生成部（３２）とを備える。モータ駆動装置（２）は、モータの回転速度が閾値より高いときには制御電源（４１）から駆動信号生成部（３２）へ電力が供給されるように動作し、回転速度が閾値未満のときには制御電源（４１）から駆動信号生成部（３２）への電力の供給が停止されるように動作する電力供給スイッチ（３５）を備える。
2019180972.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、複数の前記スイッチング素子が動作することによって、直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換してモータに印加するインバータと、
前記直流電圧を利用して前記直流電圧より低い電圧の電力を出力する制御電源と、
前記電力により駆動され、複数の前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、前記駆動信号を複数の前記スイッチング素子に出力する第１信号生成部と、
前記モータの回転速度が閾値より高いときには前記制御電源から前記第１信号生成部へ前記電力が供給されるように動作し、前記回転速度が前記閾値未満のときには前記制御電源から前記第１信号生成部への前記電力の供給が停止されるように動作する電力供給スイッチと、
を備えるモータ駆動装置。
【請求項２】
前記インバータを起動又は停止させる操作スイッチと、
前記電力により駆動され、複数の前記スイッチング素子を駆動するためのパルス幅変調信号を生成し、前記パルス幅変調信号を前記第１信号生成部に出力する第２信号生成部と、
を備え、
前記操作スイッチにおいて前記インバータを停止させる停止操作が行われたとき、前記第２信号生成部による前記パルス幅変調信号の生成が停止される請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
複数の前記スイッチング素子の内の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体で構成される請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１から４の何れか一項に記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
【請求項６】
請求項５に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
【請求項７】
請求項５に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置を備える電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、弱め界磁電流であるｄ軸電流を調整することにより、回生電力を抑制する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１７−１０３９０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に開示される技術では、モータのステータに巻かれる巻線に電流を流すことによってステータに回転磁界を発生させなければ、回生電力を抑制することができない。そのため、特許文献１に開示される技術は、回転磁界を発生させずにモータを駆動する駆動装置に適用することができず、駆動装置が備える電力変換用の電解コンデンサに印加される電圧が回生電力によって上昇し、電解コンデンサの寿命が短くなる可能性があるという課題があった。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転磁界を発生させることなくモータからインバータに流れる回生電力を抑制することにより電解コンデンサの寿命が短くなることを抑制できるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子が動作することによって、直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換してモータに印加するインバータを備える。モータ駆動装置は、直流電圧を利用して直流電圧より低い電圧の電力を出力する制御電源と、電力により駆動され、複数のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、駆動信号を複数のスイッチング素子に出力する第１信号生成部とを備える。モータ駆動装置は、モータの回転速度が閾値より高いときには制御電源から第１信号生成部へ電力が供給されるように動作し、回転速度が閾値未満のときには制御電源から第１信号生成部への電力の供給が停止されるように動作する電力供給スイッチを備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係るモータ駆動装置は、回転磁界を発生させることなくモータからインバータに流れる回生電力を抑制することにより電解コンデンサの寿命が短くなることを抑制できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す図
【図２】図１に示す単相インバータの回路構成を示す図
【図３】図１に示すパルス幅変調（Pulse  Width  Moduration：ＰＷＭ）信号を生成するための機能構成を示す図
【図４】図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図
【図５】図４に示す電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧との波形を示すタイムチャート
【図６】図２に示す駆動信号生成部が備える信号生成回路の構成例を示す図
【図７】図１に示される電力供給スイッチの動作を制御すると共に駆動信号生成部などで消費される電力を低減する機能の構成例を示す図
【図８】図７に示される速度比較部、判定部、スイッチ操作部及びモード切替部の動作を説明するフローチャート
【図９】図１に示す駆動信号生成部及び位置センサで消費される電力の変化を示す図
【図１０】図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図
【図１１】図１０に示す進角位相の算出方法の一例を示す図
【図１２】インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図
【図１３】インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図
【図１４】インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図
【図１５】図２に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）の概略構造を示す模式的断面図
【図１６】本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図
【図１７】本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図
【図１８】本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態．
図１は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す図である。本発明の実施の形態に係るモータ駆動システム１は、電源１０、モータ駆動装置２及び単相モータ１２を備える。
【００１１】
電源１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電源１０は、コンバータ、バッテリなどである。電源１０は、直流電力を出力する電源であればよく、コンバータ、バッテリなどに限定されない。
【００１２】
単相モータ１２は、永久磁石型のロータ１２ａとステータ１２ｂとを備えるブラシレスモータである。なお、単相モータ１２は誘起電圧を発生する永久磁石型モータであればよく、ブラシレスモータに限定されない。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されているものとする。これらの永久磁石は、それぞれの磁極の方向が、周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。なお、永久磁石の数は４つに限定されず、４つ以上であればよい。ステータ１２ｂには不図示の巻線が巻かれている。当該巻線にはモータ電流が流れる。モータ電流は、単相インバータ１１から単相モータ１２へ供給される交流電流に等しい。
【００１３】
モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する装置である。モータ駆動装置２は、電圧センサ２０、位置センサ２１、単相インバータ１１、制御部２５、駆動信号生成部３２、電力供給スイッチ３５、制御電源４０、制御電源４１及び操作スイッチ３６を備える。
【００１４】
電圧センサ２０は、電源１０から出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。なお、電圧センサ２０は、モータ駆動装置２の入力端に印加される電圧を検出してもよいし、電源１０の出力端に接続される配線へ印加される直流電圧を検出してもよい。
【００１５】
位置センサ２１は、ロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出し、検出した回転位置情報を位置センサ信号２１ａとして出力する。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａから発生する磁束の方向に応じて、ハイレベル又はローレベルの２値の電位をとる信号である。
【００１６】
単相インバータ１１は、電源１０から出力される直流電圧を交流電圧に変換して、モータに印加する直流交流変換機能を有する電力変換器である。交流電力は、単相モータ１２に供給される。
【００１７】
制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａとに基づき、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。以下ではＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を単にＰＷＭ信号と称する場合がある。制御部２５は第２信号生成部である。
【００１８】
駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号を増幅し、増幅した信号を単相インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４として出力する。駆動信号生成部３２は第１信号生成部である。駆動信号Ｓ１はＰＷＭ信号Ｑ１が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ２はＰＷＭ信号Ｑ２が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ３はＰＷＭ信号Ｑ３が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ４はＰＷＭ信号Ｑ４が増幅された信号である。
【００１９】
制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。ＰＷＭ制御及び進角制御の詳細は後述する。プロセッサ３１には、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Large  Scale  Integration）を例示できる。
【００２０】
メモリ３４には、ＲＡＭ（Random  Access  Memory)、ＲＯＭ（Read  Only  Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable  Programmable  Read  Only  Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically  Erasable  Programmable  Read-Only  Memory）といった不揮発性、又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ３４は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Digital  Versatile  Disc)でもよい。メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。なお図１に示すキャリア生成部３３の機能は、メモリ３４に格納される専用のプログラムを実行するプロセッサで実現してもよいし、専用のハードウェアであってもよい。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
【００２１】
制御電源４０は、電源１０から出力される直流電力よりも低い電力を生成して出力する。制御電源４０から出力される電力は、電力供給スイッチ３５を介して、駆動信号生成部３２及び位置センサ２１に供給されると共に、制御電源４１に供給される。制御電源４１は、制御電源４０から供給される電力よりも低い電力を生成して出力される。制御電源４１から出力される電力は制御部２５に供給される。
【００２２】
図２は図１に示す単相インバータの回路構成を示す図である。単相インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。図２には、単相インバータ１１が有する複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の他にも、単相インバータ１１に接続される単相モータ１２が示される。高電位側に位置する２つのスイッチング素子５１，５３のそれぞれは、上アームのスイッチング素子と称される。低電位側に位置する２つのスイッチング素子５２，５４のそれぞれは、下アームのスイッチング素子と称される。
【００２３】
スイッチング素子５１のスイッチング素子５２への接続端１１−１と、スイッチング素子５３のスイッチング素子５４への接続端１１−２は、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端１１−１及び接続端１１−２には単相モータ１２が接続される。
【００２４】
スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。ボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。
【００２５】
複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、シリコン系材料により構成されるＭＯＳＦＥＴが例示できる。但し、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれは、シリコン系材料により構成されるＭＯＳＦＥＴに限定されず、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により構成されるＭＯＳＦＥＴでもよい。
【００２６】
一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子５１，５２，５３，５４の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子５１，５２，５３，５４を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
【００２７】
図３は図１に示すＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示す図である。図４は図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図である。ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能は、図３に示すキャリア生成部３３及びキャリア比較部３８によって実現できる。キャリア比較部３８の機能は、図１に示すプロセッサ３１により実現される。キャリア比較部３８には、進角位相θｖと、基準位相θｅと、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、進角位相θｖ、基準位相θｅ、キャリア、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。
【００２８】
進角位相θｖ及び基準位相θｅは、図４に示す電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の生成に用いられる。進角位相θｖは、後述する進角位相算出部で算出される。「進角位相」とは、電圧指令の進み角である進角θｖｖを、位相で表したものである。「進み角」とは、単相インバータ１１が不図示のステータ巻線に印加するモータ印加電圧と、当該ステータ巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。モータ印加電圧は、単相インバータ１１の出力電圧であるインバータ出力電圧と同義である。モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるとき、「進み角」は正の値をとる。基準位相θｅは、後述する回転速度算出部で算出される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角を、電気角に換算した位相である。
【００２９】
図４に示すように、キャリア生成部３３は、キャリア周波数設定部３３ａを有する。キャリア周波数設定部３３ａには、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数設定部３３ａでは、進角位相θｖの周期に同期したキャリアが生成される。生成されたキャリアはキャリア比較部３８に出力される。図４には、キャリアの一例である三角波の波形が示される。三角波は、その山の値が“１”であり、その谷の値が“０”となる信号波である。なお単相インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
【００３０】
キャリア比較部３８は、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、加算部３８ｅ、加算部３８ｆ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【００３１】
絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜を演算する。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、直流電圧Ｖｄｃにより除算される。例えば、電源１０がバッテリである場合、バッテリ電圧が低下した場合でも、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないように、バッテリ電圧が低下してかつ直流電圧Ｖｄｃで除算しない場合に比べて、変調率を増加させることができる。バッテリ電圧はバッテリの出力電圧を意味する。
【００３２】
なお電源１０が、バッテリではなく、商用電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置である場合、商用電源の電圧変動は小さいため、電力変換装置の出力電圧の変動はバッテリの出力電圧の変動に比べて小さくなる。そのため、商用電源を利用して直流電力を出力する電源１０が単相インバータ１１に接続されている場合、除算部３８ｂには、直流電圧Ｖｄｃの代わりに、モータ駆動装置２の内部で生成された電圧、すなわち電圧が一定の値を示す直流電圧を、入力してもよい。
【００３３】
乗算部３８ｃは、基準位相θｅに進角位相θｖを足し合わせ、足し合わせた結果の正弦を演算する。乗算部３８ｃは、演算された正弦に除算部３８ｂの出力を乗算することにより、電圧指令Ｖｍを演算する。
【００３４】
加算部３８ｅは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに１を加算する。加算部３８ｅの出力は、図２に示す２つのスイッチング素子５１，５２を駆動するための電圧指令Ｖｍ１として、比較部３８ｇに入力される。比較部３８ｇには、電圧指令Ｖｍ１及びキャリアが入力される。比較部３８ｇは、電圧指令Ｖｍ１とキャリアとを比較し、比較結果は、ＰＷＭ信号Ｑ２となる。
【００３５】
出力反転部３８ｉは、比較部３８ｇの出力を反転する。出力反転部３８ｉの出力は、ＰＷＭ信号Ｑ１となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはない。
【００３６】
乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに、−１を乗算する。加算部３８ｆは、乗算部３８ｄの出力に１を加算する。加算部３８ｆの出力は、図２に示す２つのスイッチング素子５３，５４を駆動するための電圧指令Ｖｍ２として、比較部３８ｈに入力される。比較部３８ｈには、電圧指令Ｖｍ２及びキャリアが入力される。比較部３８ｈは、電圧指令Ｖｍ２とキャリアとを比較し、比較結果は、ＰＷＭ信号Ｑ４となる。
【００３７】
出力反転部３８ｊは、比較部３８ｈの出力を反転する。出力反転部３８ｊの出力は、ＰＷＭ信号Ｑ３となる。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンすることはない。
【００３８】
図５は図４に示す電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧との波形を示すタイムチャートである。図５には、位置センサ信号、ロータ機械角θｍ、基準位相θｅ、進角位相θｖ、電圧指令Ｖｍ１、電圧指令Ｖｍ２、キャリア、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４及びモータ印加電圧の波形が示される。電圧指令Ｖｍ１の波形は破線で示され、電圧指令Ｖｍ２の波形は一点鎖線で示される。これらの波形は、例えば４個の永久磁石を備えたロータ１２ａが１回転するときに検出される波形である。図５に矢印で示されるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれるコイルに流れる電流が転流するタイミングを表す。
【００３９】
なお図４に示すキャリア比較部３８は、図５に示すような波形の電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２を使用して、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。また、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を利用して単相インバータ１１内のスイッチング素子５１，５２，５３，５４が制御されることにより、ＰＷＭ制御されたモータ印加電圧が単相モータ１２に印加される。モータ印加電圧は、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる信号である。
【００４０】
ところでＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用される変調方式には、バイポーラ変調方式と、ユニポーラ変調方式とが知られている。バイポーラ変調方式は、正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調方式は、電源半周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。
【００４１】
図５に示すＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態に係るモータ駆動装置２には、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ印加電圧の波形と、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形とを、より正弦波に近づける必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００４２】
上述の通り、モータ印加電圧は、キャリアと電圧指令とを比較することにより決定される。モータ回転数が高くなればなるほど、電圧指令の周波数が増加するため、電気角一周期中に出力されるモータ印加電圧に含まれる電圧パルスの数が減少する。そのため、電圧パルスの数が電流波形の歪へもたらす影響が大きくなる。一般的に、電圧パルスの数が偶数回の場合、モータ印加電圧には偶数次調波が重畳され、正側の波形と負側の波形との対称性が無くなる。よって、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形を、高調波の含有率を抑えた正弦波に近づけるためには、電気角一周期中の電圧パルスの数が、奇数回となるように制御することが好ましい。電気角一周期中の電圧パルスの数が、奇数回となるように制御することにより、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形を正弦波に近づけることが可能となる。
【００４３】
次に駆動信号を生成する回路の構成例を説明する。図６は図２に示す駆動信号生成部が備える信号生成回路の構成例を示す図である。図６に示す信号生成回路３２Ａは、制御電源４０から出力される電圧を利用して駆動信号Ｓ１及び駆動信号Ｓ２を生成する回路である。なお、図６には、駆動信号Ｓ３及び駆動信号Ｓ４を生成する回路が示されていないが、当該回路は、図６に示される信号生成回路３２Ａと同様に構成されているため、以下ではその構成の説明は省略する。
【００４４】
信号生成回路３２Ａには、第１配線７１の一端が接続され、第１配線７１の他端には電力供給スイッチ３５の一端が接続される。電力供給スイッチ３５の他端は第２配線７２の一端に接続され、第２配線７２の他端は制御電源４０の出力端子４０ａに接続される。制御電源４０の入力端子４０ｂには、第３配線７３の一端が接続され、第３配線７３の他端は電源１０と電気的に接続される。
【００４５】
信号生成回路３２Ａは、ブートストラップ回路２００、高電圧駆動回路４００及び低電圧駆動回路４０１を備える。
【００４６】
ブートストラップ回路２００は、アノードが制御電源４０に接続されるブートダイオード２０１と、一端がブートダイオード２０１のカソードに接続されるブートコンデンサ２０２とを備える。ブートコンデンサ２０２の他端は、スイッチング素子５１のスイッチング素子５２への接続端１１−１に接続される。ブートコンデンサ２０２は、高電圧駆動回路４００が動作するための電圧を、制御電源４０から出力される電圧よりも高める働きをする。
【００４７】
このように構成されるブートストラップ回路２００では、スイッチング素子５２がオンしたとき、制御電源４０、ブートダイオード２０１、ブートコンデンサ２０２及びスイッチング素子５２で構成される経路に、電流が流れて、ブートコンデンサ２０２が充電される。充電されたブートコンデンサ２０２の両端に発生するコンデンサ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝Ｖｃｃ＋ＶＢＤ−Ｖｆで表すことができる。Ｖｃｃは制御電源４０の電圧、ＶＢＤはボディダイオード５２ａの順方向電圧、Ｖｆはブートダイオード２０１の順方向電圧である。
【００４８】
高電圧駆動回路４００は、ブートストラップ回路２００から出力される電圧を、電源電圧として利用してＰＷＭ信号Ｑ１を駆動信号Ｓ１に変換し、スイッチング素子５１のゲートに出力する。
【００４９】
低電圧駆動回路４０１は、制御電源４０から出力される電圧を、電源電圧として利用してＰＷＭ信号Ｑ２を駆動信号Ｓ２に変換し、スイッチング素子５２のゲートに出力する。
【００５０】
次に、停止操作が行われたとき、電力供給スイッチ３５が制御されることにより、駆動信号生成部３２などで生じる待機電力を低減すると共に、図２に示されるコンデンサ３の寿命が回生電力によって短縮されることを防止する動作について説明する。コンデンサ３は電源１０から出力される電圧を平滑するための電解コンデンサである。
【００５１】
図７は図１に示される電力供給スイッチの動作を制御すると共に駆動信号生成部などで消費される電力を低減する機能の構成例を示す図である。図８は図７に示される速度比較部、判定部、スイッチ操作部及びモード切替部の動作を説明するフローチャートである。図７に示す速度比較部４５、判定部８０、スイッチ操作部８１及びモード切替部８２は図１に示すプロセッサ３１及びメモリ３４により実現される。すなわち、速度比較部４５、判定部８０、スイッチ操作部８１及びモード切替部８２の処理を実行するためのコンピュータプログラムをメモリ３４に格納しておき、プロセッサ３１が当該プログラムを読み出して実行することにより、速度比較部４５、判定部８０、スイッチ操作部８１及びモード切替部８２の機能が実現される。
【００５２】
図１に示す単相インバータ１１の運転が開始された後、図７に示される判定部８０は、操作スイッチ３６から出力される操作信号３６ａに基づき、モータ駆動装置２の停止操作が行われたか否か判断する（ステップＳ１）。例えば、操作信号３６ａがハイレベル又はローレベルの２値の電位をとる信号である場合、ハイレベルの操作信号３６ａはモータ駆動装置２の起動操作が行われたことを表し、ローレベルの操作信号３６ａはモータ駆動装置２の停止操作が行われたことを表す。
【００５３】
判定部８０は、ハイレベルの操作信号３６ａが入力されているため停止操作されていないと判断した場合（ステップＳ１，Ｎｏ）、ステップＳ１の処理を繰り返す。
【００５４】
判定部８０は、ハイレベルの操作信号３６ａからローレベルの操作信号３６ａに変化したことにより、停止操作されたと判断した場合（ステップＳ１，Ｙｅｓ）、停止操作されたことを示す停止信号８０ａを、スイッチ操作部８１及びモード切替部８２へ出力する（ステップＳ２）。
【００５５】
速度比較部４５は、回転速度ωと回転速度閾値ωｔｈとを比較することにより、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈ未満か否かを判断する（ステップＳ３）。回転速度ωは、後述する回転速度算出部で算出される。電源１０から出力される直流電圧をＶｄｃとし、誘起電圧をＶｎとしたとき、回転速度閾値ωｔｈは、Ｖｄｃ＝Ｖｎとなる回転速度に設定される。
【００５６】
回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈより高い場合（ステップＳ３，Ｎｏ）、速度比較部４５は、速度低下信号４５ａを出力せず、ステップＳ３の処理を繰り返す。ここで、モータの誘起電圧はモータ回転速度に応じて決まり、誘起電圧により発生する回生電力は、Ｖｄｃ＜Ｖｎのときに発生する。Ｖｄｃ＜Ｖｎとなることにより、回生電力が発生すると、直流電圧よりも高い回生電圧が、図３に示されるコンデンサ３に印加され、コンデンサ３の寿命が短くなる可能性がある。速度比較部４５では、回転速度閾値ωｔｈが、Ｖｄｃ＝Ｖｎとなる回転速度に設定されるため、Ｖｄｃ＜Ｖｎのとき、すなわち回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈより高いときには、速度低下信号４５ａが出力されない。
【００５７】
速度低下信号４５ａが出力されないとき、スイッチ操作部８１は、電力供給スイッチ３５をオン状態に維持するように、電力供給スイッチ３５を制御する（ステップＳ４）。例えば電力供給スイッチ３５がＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチ操作部８１は、速度低下信号４５ａが出力されないとき、ゲート駆動信号を出力し続ける。ゲート駆動信号を受信しているときのＭＯＳＦＥＴはオン状態が維持されるため、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が継続される。これにより、単相インバータ１１におけるスイッチング動作が継続され、単相モータ１２から電源１０へ回生電流が流れることを防止できる。従って、コンデンサ３には直流電圧よりも高い電圧が印加されることがない。このように、本実施の形態では、従来技術のように回転磁界を発生させることなく、直流電圧よりも高い回生電圧がコンデンサ３に印加されることを抑制でき、その結果、コンデンサ３の寿命が短くなることを防止できる。
【００５８】
回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈ未満の場合（ステップＳ３，Ｙｅｓ）、速度比較部４５は、速度低下信号４５ａを出力する（ステップＳ５）。速度低下信号４５ａが出力されたとき、スイッチ操作部８１は、電力供給スイッチ３５をオン状態からオフ状態に変化させるように、電力供給スイッチ３５を制御する（ステップＳ６）。例えば電力供給スイッチ３５がＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチ操作部８１は、速度低下信号４５ａを受信した場合、ゲート駆動信号の出力を停止する。これにより、ＭＯＳＦＥＴはオフ状態となるため、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が停止される。なお、電力供給スイッチ３５がオフ状態となった場合、電力供給スイッチ３５から位置センサ２１への電力供給も停止される。制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が停止されることにより、駆動信号生成部３２から駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が出力されなくなる。そのため、単相インバータ１１におけるスイッチング動作が停止する。このようにスイッチング動作が停止された場合でも、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈ未満のとき、コンデンサ３には直流電圧よりも低い回生電圧が印加される。従って、電力供給スイッチ３５がオン状態になった場合でも、直流電圧よりも低い回生電圧がコンデンサ３に印加され、コンデンサ３の寿命が短くなることを防止できる。
【００５９】
なお、電力供給スイッチ３５が機械式のノーマリクローズのスイッチである場合、スイッチ操作部８１は、停止信号８０ａを受信した後に、速度低下信号４５ａを受信するまでは、電力供給スイッチ３５の可動接点を駆動するための励磁コイルへ、電圧を印加し続ける。励磁コイルに電圧が印加されているとき、電力供給スイッチ３５の可動接点が固定接点に接触し続ける。これにより、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が継続される。スイッチ操作部８１は、停止信号８０ａを受信した後に、速度低下信号４５ａを受信した場合、励磁コイルへの電圧の印加を停止する。これにより、電力供給スイッチ３５の可動接点が固定接点から離れてオフ状態となり、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が停止される。
【００６０】
また、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が停止されることにより、駆動信号生成部３２を構成する信号生成回路３２Ａに電流が流れなくなるため、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が継続している場合に比べて、駆動信号生成部３２で生じる待機電力を低減することができる。また、制御電源４０から位置センサ２１への電力供給が停止されることにより、位置センサ２１に電流が流れなくなるため、制御電源４０から位置センサ２１への電力供給が継続している場合に比べて、位置センサ２１で生じる待機電力を低減することができる。
【００６１】
停止信号８０ａを受信したモード切替部８２は、第１モードである通常モードから、低消費電力モードである第２モードに切替える信号である切替信号８２ａを、キャリア比較部３８に出力する（ステップＳ７）。第１モードは、図４に示すキャリア比較部３８にキャリア信号の生成を行わせる動作パターンである。第２モードは、キャリア比較部３８にキャリア信号の生成を停止させる動作パターンである。例えばキャリア比較部３８は、モード切替部８２からの切替信号８２ａが入力されるまではキャリア信号の生成を継続し、モード切替部８２からの切替信号８２ａが入力された後はキャリア信号の生成を停止する。キャリア信号の生成を停止することにより、単相インバータ１１の停止時にキャリア比較部３８で消費される電力が低減される。
【００６２】
判定部８０は、単相インバータ１１の運転が停止された後、操作スイッチ３６から出力される操作信号３６ａに基づき、起動操作が行われたか否かを判断する（ステップＳ８）。
【００６３】
判定部８０は、ローレベルの操作信号３６ａが入力されているため起動操作されていないと判断した場合（ステップＳ８，Ｎｏ）、ステップＳ８の処理を繰り返す。
【００６４】
判定部８０は、ローレベルの操作信号３６ａからハイレベルの操作信号３６ａに変化したことにより、起動操作されたと判断した場合（ステップＳ８，Ｙｅｓ）、停止信号８０ａの出力を停止する（ステップＳ９）。
【００６５】
停止信号８０ａの出力が停止されることにより、スイッチ操作部８１は、電力供給スイッチ３５をオフ状態からオン状態に変化させるように、電力供給スイッチ３５を制御する（ステップＳ１０）。ステップＳ１０の後、判定部８０では、ステップＳ１の処理が行われる。
【００６６】
例えば電力供給スイッチ３５がＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチ操作部８１は、停止信号８０ａの出力が停止したとき、ゲート駆動信号を出力する。これにより、ＭＯＳＦＥＴは、オン状態となり、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が再開される。例えば電力供給スイッチ３５が機械式のノーマリクローズのスイッチである場合、スイッチ操作部８１は、停止信号８０ａの出力が停止したとき、電力供給スイッチ３５の可動接点を駆動するための励磁コイルへ電圧を印加する。これにより、電力供給スイッチ３５の可動接点が固定接点に接してオン状態となり、制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が再開される。
【００６７】
制御電源４０から駆動信号生成部３２への電力供給が再開されることにより、駆動信号生成部３２では駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が生成され、単相インバータ１１では電力変換が行われる。これにより単相モータ１２が回転を開始する。なお、電力供給スイッチ３５がオン状態となった場合、電力供給スイッチ３５から位置センサ２１への電力供給も再開されるため、位置センサ２１は、位置センサ信号２１ａを生成することができる。
【００６８】
図９は図１に示す駆動信号生成部及び位置センサで消費される電力の変化を示す図である。図９の縦軸は、例えば図１に示す駆動信号生成部３２及び位置センサ２１で消費される電力の合計値を表す。横軸は時間を表す。図９の実線は、図１に示す電力供給スイッチ３５が利用される場合における駆動信号生成部３２及び位置センサ２１で生じる消費電力を表す。図９の破線は、電力供給スイッチ３５が利用されない場合における駆動信号生成部３２及び位置センサ２１で生じる消費電力を表す。
【００６９】
電力供給スイッチ３５が利用されている場合、電力供給スイッチ３５がオフ状態になることにより、駆動信号生成部３２及び位置センサ２１で消費される電力は、電力供給スイッチ３５が利用されていない場合に比べて、低い値を示す。このように、本実施の形態に係るモータ駆動装置２では、単相インバータ１１が停止しているとき、インバータ制御部である駆動信号生成部３２及び位置センサ２１での待機電力を低減できる。
【００７０】
なお、本実施の形態に係るモータ駆動装置２は、駆動信号生成部３２及び位置センサ２１への電力供給を停止するように構成されているが、駆動信号生成部３２又は位置センサ２１へ供給される電力が停止されるように構成してもよい。例えば、駆動信号生成部３２の待機電力が位置センサ２１の待機電力よりも大きい場合、駆動信号生成部３２へ供給される電力が停止されるように構成することが望ましい。
【００７１】
また、本実施の形態に係るモータ駆動装置２では、単相インバータ１１が停止しているとき、通常モードから低消費電力モードに切替えられる。そのため、キャリア比較部３８で生じる消費電力が低減され、モータ駆動装置２全体での消費電力がより一層低減される。また、消費電力が低減されることにより、例えば電源１０がバッテリである場合、待機電力の低下に伴い、単相インバータ１１の停止時におけるバッテリの放電が低減されるため、単相モータ１２の運転時間を長くすることができる。また、待機電力の低下に伴い、駆動信号生成部３２を構成する電解コンデンサ、抵抗器などの回路部品の発熱が抑制されるため、回路部品の寿命を延ばすことができる。
【００７２】
なお、抵抗器の温度が変化すると、複数のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の生成タイミングがずれることがある。本実施の形態に係るモータ駆動装置２では、単相インバータ１１が停止時に、駆動信号生成部３２への電力供給が無くなるため、抵抗器などの回路部品の発熱が抑制される。従って、単相インバータ１１の起動時における、駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の生成タイミングのずれが抑制され、インバータ制御の精度を向上させることができる。
【００７３】
なお、従来のモータ駆動装置には、直流電源とインバータとの間にスイッチを設けて、当該スイッチをオフにすることによって、直流電源からインバータ及びインバータ制御手段へ供給される電力を遮断して、待機電力を低減させるものが存在する。但し、インバータには電解コンデンサが搭載されるため、スイッチがオフ状態からオン状態に変化したとき、直流電源からインバータに突入電流が流れる。この突入電流によって電解コンデンサに高い電圧が印加され、電解コンデンサの寿命が短くなるため、突入回路を抑制する回路が必要になり、インバータの構造が複雑になると共にインバータの製造コストが増加する。これに対して本実施の形態に係るモータ駆動装置２では、当該スイッチを用いることなく単相インバータ１１が電源１０に接続されている。そのため、突入電流が発生せず、電解コンデンサの寿命を延ばすことができる。
【００７４】
次に、本実施の形態における進角制御について説明する。図１０は図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図である。図１０に示される回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４のそれぞれの機能は、図１に示すプロセッサ３１及びメモリ３４で実現される。すなわち、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の処理を実行するためのコンピュータプログラムをメモリ３４に格納しておき、プロセッサ３１がプログラムを読み出して実行することにより、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の機能が実現される。
【００７５】
回転速度算出部４２は、位置センサ信号２１ａに基づき、単相モータ１２の回転速度ωと、基準位相θｅとを算出する。基準位相θｅは、基準位置からのロータ１２ａの回転角度であるロータ機械角θｍを、電気角に換算した位相である。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２で算出された回転速度ω及び基準位相θｅに基づき進角位相θｖを算出する。
【００７６】
図１１は図１０に示す進角位相の算出方法の一例を示す図である。図１１の横軸はモータ回転数Ｎであり、図１１の縦軸は進角位相θｖである。モータ回転数Ｎは単位時間当たりの回転数であり回転速度に対応する。進角位相θｖは、図１１に示すように、モータ回転数Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図１１の例では、１次の線形関数により進角位相θｖが決定されているが、これに限らず、モータ回転数Ｎの増加に応じて、進角位相θｖが同じになる関係、又は進角位相θｖが大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。
【００７７】
一般的な電動送風機で実施されている、回転数一定制御では、モータに過電流が流れる場合がある。過電流が流れる理由は、負荷変動の際に、モータ回転数を一定に保とうとするために、電流が急激に変動するからである。より詳細に説明すると、「負荷が軽い状態」すなわち「負荷トルクが小さい状態」から、「負荷が重い状態」すなわち「負荷トルクが大きい状態」に遷移した際に、回転数一定制御を行うと、同一回転数を維持しようしてモータ出力トルクを大きくしなければならず、モータ電流の変化量が大きくなるからである。
【００７８】
本実施の形態の制御では、定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする制御が行われる。ここで、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする場合、負荷が重くなった際には、電圧振幅指令Ｖ*は変化させないので、負荷トルクが大きくなった分、モータ回転数は低下する。この制御により、モータ電流の急峻な変化と過電流とを防止できるので、安定して回転する電動送風機及び電機掃除機を実現することができる。
【００７９】
なお、電動送風機の場合、負荷トルクは、モータの負荷である羽根の回転数の増加によって増加すると共に、風路の径が広くなることでも増加する。風路の径とは、電機掃除機を例とした場合、吸込口の広さを表している。
【００８０】
例えば、吸込口に何も接触していないため、風路の径が広いときには、風を吸い込む力が必要となる。従って、同一回転数で羽根が回転している場合、負荷トルクが大きくなる。一方、吸込口に何かが接触して、吸込口が塞がれている状態では、風路の径が狭くなり、風を吸い込む力が必要なくなる。そのため、同一回転数で羽根が回転している場合、負荷トルクは小さくなる。
【００８１】
次に、進角制御による効果について説明する。まず、回転数の増加に応じて進角位相θｖを増加させることにより、回転数範囲を広げることができる。進角位相θｖを「０」とした場合には、モータ印加電圧とモータ誘起電圧とが釣り合う所で回転数が飽和する。回転数を更に増加させるためには、進角位相θｖを進め、電機子反作用によるステータに発生させる磁束を弱めることにより、モータ誘起電圧の増加が抑制され、回転数が増加する。よって、進角位相θｖを回転数に応じて選択することで、広い回転数領域を得ることができる。
【００８２】
本実施の形態による進角制御を電気掃除機に適用する場合には、吸込口の塞ぎ状態の変化によらず、すなわち負荷トルクに関係なく、電圧指令を一定とし、回転速度の増加に応じて電圧指令の進み角である進角位相θｖを増加させるようにすればよい。このように制御すれば、広い回転速度範囲において安定した駆動が可能となる。
【００８３】
次に、図１２から図１５を参照して本実施の形態における損失低減手法について説明する。図１２はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図である。図１３はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図である。図１４はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図である。図１５は図２に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。以下では、まず図１５を参照してＭＯＳＦＥＴの概略の構造を説明し、その後に図１２から図１４を参照してモータ電流の経路を説明する。
【００８４】
図１５には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図１５に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
【００８５】
ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図１５の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成されるボディダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
【００８６】
インバータ出力電圧の極性が正の場合、図１２の太実線（ａ）で示すように、電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。また、インバータ出力電圧の極性が負の場合、図１２の太破線（ｂ）で示すように、電流は、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。
【００８７】
次に、インバータ出力電圧が零、すなわち単相インバータ１１から零電圧が出力された場合の電流経路について説明する。正のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になると、図１３の太実線（ｃ）で示すように、電源側からは電流が流れず、単相インバータ１１と単相モータ１２との間で電流が行き来する還流モードとなる。このとき、単相モータ１２に直前に流れている電流の向きは変わらないため、単相モータ１２から流れ出した電流は、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルと、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のボディダイオード５２ａとを通って単相モータ１２に戻る。なお、負のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になる場合は、直前に流れていた電流の向きが逆であるため、図１３の太破線（ｄ）で示すように、還流電流の向きは逆となる。具体的に説明すると、単相モータ１２から流れ出した電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のボディダイオード５１ａと、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルとを通って単相モータ１２に戻る。
【００８８】
上記の説明の通り、単相モータ１２と単相インバータ１１との間で電流が還流する還流モードでは、第１相及び第２相の内の何れか一方の相ではボディダイオードに電流が流れる。一般的に、ダイオードの順方向に電流を流すことに比べ、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに電流を流した方が、導通損失が小さくなることが知られている。そこで、本実施の形態では、還流電流が流れる還流モードにおいて、ボディダイオードに流れる通流電流を小さくすべく、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御される。
【００８９】
還流モードにおいて、図１３の太実線（ｃ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５２がオンに制御される。このように制御すれば、図１４の太実線（ｅ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５２のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５２での導通損失が低減される。また、図１３の太破線（ｄ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５１がオンに制御される。このように制御すれば、図１４の太破線（ｆ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５１のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５１での導通損失が低減される。
【００９０】
前述のように、ボディダイオードに還流電流が流れるタイミングにおいて、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、スイッチング素子の損失を低減することができる。このため、ＭＯＳＦＥＴの形状を表面実装タイプにして基板にて放熱可能な構造とし、また、スイッチング素子の一部又は全部をワイドバンドギャップ半導体で形成することにより、基板のみでＭＯＳＦＥＴの発熱を抑制する構造を実現する。なお、基板のみで放熱が可能であれば、ヒートシンクが不要となるため、インバータの小型化に寄与し、製品の小型化にも繋げることができる。
【００９１】
前述の放熱方法に加え、基板を風路に設置することで、更なる放熱効果をも得ることができる。ここで、風路とは、電動送風機のように空気の流れを発生させるファンを周囲の空間、又は電動送風機が発生する風が流れる通路である。基板を風路に設置することにより、電動送風機が発生する風によって基板上の半導体素子を放熱できるので、半導体素子の発熱を大幅に抑制することができる。
【００９２】
次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図１６は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図である。電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。バッテリ６７は図１に示す電源１０に相当する。
【００９３】
電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動することにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われ、吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
【００９４】
電気掃除機６１は、使用者が掃除を行うときに利用されるため、運転時間よりも待機時間が長い。このように待機時間が長い製品では、待機時間が長くなればなるほど、運転時に消費される電力に対して、待機電力の割合が増える。特にインバータの駆動信号を生成する駆動信号生成回路には、ＰＷＭ信号を生成する回路に比べて、大きな電流が流れるため、待機電力も大きくなる傾向がある。このように待機電力が大きくなる傾向の製品に、本実施の形態に係るモータ駆動装置２を用いることにより、電気掃除機６１の運転停止時は、駆動信号生成回路への電力供給が停止されるため、待機電力の消費が抑制される。従って、電気掃除機６１のバッテリ６７の放電が抑制され、電気掃除機６１の運転時間を長くすることができる。また、電気掃除機６１は、モータ駆動装置２を用いることにより、停止操作時のモータ回転速度が閾値未満になったとき、電力供給スイッチ３５がオフにされるため、バッテリ６７の出力電圧よりも高い回生電圧が、図３に示されるコンデンサ３とバッテリ６７に印加されることを防止できる。そのため、コンデンサ３とバッテリ６７に印加される電圧の上昇が抑制され、コンデンサ３及びバッテリ６７の寿命を延ばすことができる。
【００９５】
図１７は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図である。ハンドドライヤ９０は、モータ駆動装置２、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７、吸気口９８及び電動送風機９５を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
【００９６】
ハンドドライヤ９０は、図１６に示す電気掃除機６１と同様に、運転時間よりも待機時間が長く、かつ、電動送風機９５が高速回転する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
【００９７】
図１８は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図である。同図の左側には、回転数と変調率の関係が示される。また同図の右側には、変調率が１．０以下のときのインバータ出力電圧の波形と、変調率が１．０を超えるときのインバータ出力電圧の波形とが示される。一般的に、回転数の増加に伴い回転体の負荷トルクは大きくなる。このため、回転数の増加に伴いモータ出力トルクを増加させる必要がある。また、一般的にモータ出力トルクはモータ電流に比例して増加し、モータ電流の増加にはインバータ出力電圧の増加が必要である。よって、変調率を上げてインバータ出力電圧を増加させることで、回転数を増加させることができる。
【００９８】
次に、本実施の形態における回転数制御について説明する。なお、以下の説明では、負荷として電動送風機を想定し、電動送風機の運転域を以下の通り区分する。
（Ａ）低速回転域（低回転数領域）：０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］
（Ｂ）高速回転域（高回転数領域）：１０万［ｒｐｍ］以上
【００９９】
なお、上記（Ａ）と上記（Ｂ）に挟まれた領域はグレーゾーンであり、用途に応じて、低速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。
【０１００】
まず、低速回転域での制御について説明する。低速回転域では変調率を１．０以下としてＰＷＭ制御される。なお、変調率を１．０以下とすることで、モータ電流を正弦波に制御し、モータの高効率化を図ることができる。なお、低速回転域と高速回転域とで同じキャリア周波数で動作させた場合、キャリア周波数は高速回転域に合わせたキャリア周波数となるため、低速回転域ではＰＷＭパルスが必要以上に多くなる傾向にある。このため、低速回転域ではキャリア周波数を低下させ、スイッチング損失を低下させる手法を用いてもよい。また、回転数に同期させてキャリア周波数を変化させることで、回転数に応じてパルス数が変化しないように制御してもよい。
【０１０１】
次に、高速回転域での制御について説明する。高速回転域では、変調率が１．０より大きな値に設定される。変調率を１．０より大きくすることで、インバータ出力電圧を増加させつつ、インバータ内のスイッチング素子が行うスイッチング回数を低減させることで、スイッチング損失の増加を抑えることができる。ここで、変調率が１．０を超えることによって、モータ出力電圧は増加するが、スイッチング回数が低下するため、電流の歪が懸念される。しかしながら、高速回転中においては、モータのリアクタンス成分が大きくなり、モータ電流の変化成分であるｄｉ／ｄｔが小さくなるため、低速回転域に比べて電流歪は小さくなり、波形の歪に対する影響は小さくなる。よって、高速回転域では、変調率を１．０より大きな値に設定し、スイッチングパルス数を低減させる制御を行う。この制御により、スイッチング損失の増加が抑制され、高効率化を図ることができる。
【０１０２】
なお、上記の通り、低速回転域と高速回転域の境界は曖昧である。このため、制御部２５には、低速回転域と高速回転域との境界を決める第１回転速度が設定され、制御部２５は、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度以下の場合には変調率を１．０以下に設定し、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度を超えた場合には１を超える変調率に設定するように制御すればよい。
【０１０３】
以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
【０１０４】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１０５】
１  モータ駆動システム、２  モータ駆動装置、３  コンデンサ、１０  電源、１１  単相インバータ、１１−１，１１−２  接続端、１２  単相モータ、１２ａ  ロータ、１２ｂ  ステータ、２０  電圧センサ、２１  位置センサ、２１ａ  位置センサ信号、２５  制御部、３１  プロセッサ、３２  駆動信号生成部、３２Ａ  信号生成回路、３３  キャリア生成部、３３ａ  キャリア周波数設定部、３４  メモリ、３５  電力供給スイッチ、３６  操作スイッチ、３６ａ  操作信号、３８  キャリア比較部、３８ａ  絶対値演算部、３８ｂ  除算部、３８ｃ，３８ｄ  乗算部、３８ｅ，３８ｆ  加算部、３８ｇ，３８ｈ  比較部、３８ｉ，３８ｊ  出力反転部、４０，４１  制御電源、４０ａ  出力端子、４０ｂ  入力端子、４２  回転速度算出部、４４  進角位相算出部、４５  速度比較部、５１，５２，５３，５４  スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３，５３ａ，５４ａ  ボディダイオード、６１  電気掃除機、６２  延長管、６３  吸込口体、６４  電動送風機、６５  集塵室、６６  操作部、６７  バッテリ、６８  センサ、７１  第１配線、７２  第２配線、７３  第３配線、８０  判定部、８０ａ  停止信号、８１  スイッチ操作部、８２  モード切替部、８２ａ  切替信号、９０  ハンドドライヤ、９１  ケーシング、９２  手検知センサ、９３  水受け部、９４  ドレン容器、９５  電動送風機、９６  カバー、９７  センサ、９８  吸気口、９９  手挿入部、２００  ブートストラップ回路、２０１  ブートダイオード、２０２  ブートコンデンサ、４００  高電圧駆動回路、４０１  低電圧駆動回路、６００  半導体基板、６０１  領域、６０２  酸化絶縁膜、６０３  領域、６０４  チャネル。
【図１】
2019180972.tif 000003
【図２】
2019180972.tif 000004
【図３】
2019180972.tif 000005
【図４】
2019180972.tif 000006
【図５】
2019180972.tif 000007
【図６】
2019180972.tif 000008
【図７】
2019180972.tif 000009
【図８】
2019180972.tif 000010
【図９】
2019180972.tif 000011
【図１０】
2019180972.tif 000012
【図１１】
2019180972.tif 000013
【図１２】
2019180972.tif 000014
【図１３】
2019180972.tif 000015
【図１４】
2019180972.tif 000016
【図１５】
2019180972.tif 000017
【図１６】
2019180972.tif 000018
【図１７】
2019180972.tif 000019
【図１８】
2019180972.tif 000020
【国際調査報告】
2019180972.tif 000021
2019180972.tif 000022
2019180972.tif 000023
2019180972.tif 000024