(57)【要約】  点灯回路（２００）は、複数の半導体光源（１０２）を点灯する。複数の電流源（２１０＿１〜２１０＿Ｎ）は、それぞれが対応する半導体光源（１０２）と直列に接続される。スイッチングコンバータ（２２０）は、複数の半導体光源（１０２）と複数の電流源（２１０）が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧（ＶＯＵＴ）を供給する。リップル制御方式のコンバータコントローラ（２３０）は、複数の電流源（２１０）のいずれかの両端間電圧（ＶＬＥＤ）が、所定のボトムリミット電圧（ＶＢＯＴＴＯＭ）まで低下したことに応答して、スイッチングコンバータ（２２０）のスイッチングトランジスタ（Ｍ１）をターンオンする。
2019098138.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体光源を点灯する点灯回路であって、  それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、  前記複数の半導体光源と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、  リップル制御方式のコンバータコントローラと、  を備え、  前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源それぞれの電気的状態を監視し、いずれかの電気的状態が所定の条件を満たすと、前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする点灯回路。
【請求項２】
前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかの両端間電圧が、ボトムリミット電圧まで低下したことに応答して、前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
【請求項３】
前記コンバータコントローラは、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間の経過後に前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
【請求項４】
前記オン時間は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項３に記載の点灯回路。
【請求項５】
前記コンバータコントローラは、前記駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
【請求項６】
前記アッパーリミット電圧は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項５に記載の点灯回路。
【請求項７】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、  前記ボトムリミット電圧は、前記複数の電流源のオンの個数が少ないほど増大することを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項８】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、  前記目標周波数は、前記複数の電流源のオンの個数に応じていることを特徴とする請求項４または６に記載の点灯回路。
【請求項９】
前記複数の電流源はそれぞれ、  対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗と、  前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて前記シリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプと、  を含み、  前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
【請求項１０】
前記シリーズトランジスタはＮ型であり、  前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値に達すると、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９に記載の点灯回路。
【請求項１１】
前記シリーズトランジスタはＮ型であり、  前記コンバータコントローラは、前記複数の半導体光源に含まれる複数のエラーアンプの出力電圧の最大値が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９または１０に記載の点灯回路。
【請求項１２】
前記シリーズトランジスタはＰ型であり、  前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値を下回ると、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９から１１のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１３】
前記コンバータコントローラは、前記駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１４】
前記アッパーリミット電圧は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１３に記載の点灯回路。
【請求項１５】
前記コンバータコントローラは、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間経過後に前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１６】
前記オン時間は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１５に記載の点灯回路。
【請求項１７】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、  前記目標周波数は、前記複数の電流源のオンの個数に応じていることを特徴とする請求項１４または１６に記載の点灯回路。
【請求項１８】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、  前記スイッチングコンバータの出力に接続され、前記複数の電流源のオンの個数に応じてイネーブルとなるダミーロードをさらに備えることを特徴とする請求項１から１７のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１９】
前記ダミーロードは、前記スイッチングトランジスタのターンオフ後、所定時間の経過後に、前記駆動電圧を低下させることを特徴とする請求項１８に記載の点灯回路。
【請求項２０】
前記駆動電圧が所定のしきい値を超えると、前記スイッチングトランジスタを強制オフすることを特徴とする請求項１から１９のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２１】
前記複数の半導体光源と前記複数の電流源はモジュール化されていることを特徴とする請求項１から２０のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２２】
請求項１から２１のいずれかに記載の点灯回路を備えることを特徴とする車両用灯具。
【請求項２３】
複数の半導体光源を駆動する電流ドライバ回路であって、  それぞれが、ＰＷＭ信号に応じて独立してオン、オフ可能に構成され、対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、  外部のプロセッサから、第１時間間隔で、前記複数の電流源のオン、オフのデューティ比を指示する複数の制御データを受信するインタフェース回路と、  前記複数の電流源に対する複数のＰＷＭ信号を生成する調光パルス発生器であって、前記複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、前記第１時間間隔より短い第２時間間隔で、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する調光パルス発生器と、  を備えることを特徴とする電流ドライバ回路。
【請求項２４】
前記複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、設定に応じて、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に瞬時に変更可能であることを特徴とする請求項２３に記載の電流ドライバ回路。
【請求項２５】
前記複数の電流源はそれぞれ、  対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗と、  前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて前記シリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプと、  前記シリーズトランジスタのゲートソース間に設けられたＰＷＭスイッチと、  を含むことを特徴とする請求項２４に記載の電流ドライバ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】  車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、自車近傍を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。【０００３】  近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光あるいは消灯するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。【０００４】  図１は、ＡＤＢ機能を備える灯具システム１００１のブロック図である。灯具システム１００１は、バッテリ１００２、スイッチ１００４、スイッチングコンバータ１００６、複数の発光ユニット１００８＿１〜１００８＿Ｎおよび複数の電流源１０１０＿１〜１０１０＿Ｎ、コンバータコントローラ１０１２、配光コントローラ１０１４を備える。【０００５】  複数の発光ユニット１００８＿１〜１００８＿Ｎは、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体光源であり、車両前方の仮想鉛直スクリーン上の異なる複数の領域に対応付けられる。複数の電流源１０１０＿１〜１０１０＿Ｎは、対応する複数の発光ユニット１００８＿１〜１００８＿Ｎと直列に設けられる。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）の発光ユニット１００８＿ｉには、電流源１０１０＿ｉが生成する駆動電流ＩＬＥＤｉが流れる。【０００６】  複数の電流源１０１０＿１〜１０１０＿Ｎは、独立にオン、オフ（あるいは電流量）可能に構成される。配光コントローラ１０１４は、所望の配光パターンが得られるように、複数の電流源１０１０＿１〜１０１０＿Ｎのオン、オフ（あるいは電流量）を制御する。【０００７】  定電圧出力のスイッチングコンバータ１００６は、複数の発光ユニット１００８＿１〜１００８＿Ｎを期待した輝度で発光するに足る駆動電圧ＶＯＵＴを生成する。ｉ番目のチャネルに着目する。ある駆動電流ＩＬＥＤｉが流れるときの発光ユニット１００８＿ｉの電圧降下（順電圧）をＶＦｉとする。また、電流源１０１０＿ｉが、当該駆動電流ＩＬＥＤｉを生成するためには、その両端間の電圧がある電圧（以下、飽和電圧と称するＶＳＡＴｉ）より大きくなければならない。そうすると、ｉ番目のチャンネルに関して、以下の不等式が成り立っていなければならない。  ＶＯＵＴ＞ＶＦｉ＋ＶＳＡＴｉ      …（１）  この関係は、全チャンネルにおいて成り立つ必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−０１２６６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  不等式（１）がいかなる状況下でも成り立つようにするためには、出力電圧ＶＯＵＴをフィードバックの制御対象とし、式（２）に表されるように、マージンを考慮して出力電圧ＶＯＵＴの目標値ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）を高めに設定し、スイッチングコンバータ１００６の出力電圧ＶＯＵＴが目標値ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）と一致するようにフィードバック制御をかければよい。  ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）＝ＶＦ（ＭＥＲＧＩＮ）＋ＶＳＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）  …（２）  ＶＦ（ＴＹＰ）は、マージンを付加したＶＦの最大値（もしくは典型値）である。ＶＳＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）は、マージンを付加した飽和電圧ＶＳＡＴである。【００１０】  この制御を行うと、飽和電圧ＶＳＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）と実際の飽和電圧ＶＳＡＴの差分が、電流源１０１０に印加されることになり、無駄な電力損失が発生する。加えて、実際の順電圧ＶＦが、ＶＦ（ＭＥＲＧＩＮ）より低い場合には、それらの差分が電流源１０１０の電圧降下に含まれることになり、無駄な電力損失が発生する。【００１１】  車両用灯具では、発光ユニットに非常に大きい電流を流す必要があり、また放熱対策がほかの機器に比べて取りにくいことから、電流源における発熱量を極力低減することが求められる。【００１２】  本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、消費電力を低減可能な点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】１．  本発明のある態様の点灯回路は、複数の半導体光源を点灯する点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、リップル制御方式のコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかの両端間電圧が、ボトムリミット電圧まで低下したことに応答して、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンする。【００１４】２．  本発明のある態様は、複数の半導体光源を点灯する点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源であって、それぞれが対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗、センス抵抗の電圧降下にもとづいてシリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプを含む、複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、リップル制御方式のコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかにおいて、エラーアンプの出力電圧が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンする。【００１５】  本発明の別の態様は、複数の半導体光源を駆動する電流ドライバ回路に関する。電流ドライバ回路は、それぞれが、ＰＷＭ信号に応じて独立してオン、オフ可能に構成され、対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、外部のプロセッサから、第１時間間隔で、複数の電流源のオン、オフのデューティ比を指示する複数の制御データを受信するインタフェース回路と、複数の電流源に対する複数のＰＷＭ信号を生成する調光パルス発生器であって、複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、第１時間間隔より短い第２時間間隔で、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する調光パルス発生器と、を備える。【００１６】  なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１７】  本発明のある態様によれば、消費電力を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】ＡＤＢ機能を備える灯具システムのブロック図である。
【図２】実施の形態１に係る車両用灯具を備える灯具システムのブロック図である。
【図３】図２の車両用灯具の動作波形図である。
【図４】図４（ａ）は、図２の灯具システムにおけるカソード電圧ＶＬＥＤの波形図であり、図４（ｂ）は比較技術におけるカソード電圧ＶＬＥＤの波形図である。
【図５】実施例１．１に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図６】実施例１．２に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図７】実施例１．３に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図８】実施例１．４に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図９】実施例１．５に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図１０】実施例１．６に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図１１】図１０のコンバータコントローラの具体的な回路図である。
【図１２】オン信号発生回路の変形例の回路図である。
【図１３】図１３（ａ）〜（ｃ）は、電流源の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１４（ａ）〜（ｃ）は、軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を説明する図である。
【図１５】実施の形態２に係る車両用灯具のブロック図である。
【図１６】図１５の車両用灯具の動作波形図である。
【図１７】実施の形態３に係る車両用灯具のブロック図である。
【図１８】実施の形態４に係る車両用灯具のブロック図である。
【図１９】図１８の車両用灯具の動作波形図である。
【図２０】実施の形態５に係る点灯回路の回路図である。
【図２１】実施の形態に係る電流ドライバＩＣおよびその周辺回路の回路図である。
【図２２】電流ドライバＩＣの動作波形図である。
【図２３】ドライバ一体化光源の平面図および断面図である。
【図２４】変形例１に係る車両用灯具の回路図である。
【図２５】実施の形態６に係る車両用灯具を備える灯具システムのブロック図である。
【図２６】図２５の車両用灯具の動作波形図である。
【図２７】ＭＯＳＦＥＴのＩＶ特性およびシリーズトランジスタの動作点の遷移を模式的に示す図である。
【図２８】実施例６．１に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図２９】実施例６．２に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図３０】実施例６．３に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図３１】実施例６．４に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図３２】実施例６．５に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図３３】実施例６．６に係るコンバータコントローラの回路図である。
【図３４】図３３のコンバータコントローラの具体的な回路図である。
【図３５】変形例６．２に係る電流源の回路図である。
【図３６】図３６（ａ）〜（ｃ）は、オン信号発生回路の変形例の回路図である。
【図３７】実施の形態７に係る電流ドライバＩＣおよびその周辺回路の回路図である。
【図３８】図３７の電流ドライバＩＣの動作波形図である。
【図３９】ドライバ一体化光源の平面図および断面図である。
【図４０】図４０（ａ）〜（ｃ）は、軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を説明する図である。
【図４１】実施の形態８に係る車両用灯具のブロック図である。
【図４２】実施の形態９に係る車両用灯具のブロック図である。
【図４３】図４２の車両用灯具の動作波形図である。
【図４４】実施の形態１０に係る点灯回路の回路図である。
【図４５】変形例に係る車両用灯具の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】  以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２０】  本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２１】  同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２２】  また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
【００２３】（実施の形態１〜５の概要）  本明細書に開示される一実施の形態は、複数の半導体光源を点灯可能に構成される点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、リップル制御方式のコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかの両端間電圧が、ボトムリミット電圧まで低下したことに応答して、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンする。
【００２４】  ボトムリミット電圧を、電流源が所定の駆動電流を発生することを保証する最低レベルに規定することで、電流源の電力損失を低減できる。
【００２５】  コンバータコントローラは、スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間の経過後にスイッチングトランジスタをターンオフしてもよい。
【００２６】  オン時間は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されてもよい。
【００２７】  コンバータコントローラは、駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、スイッチングトランジスタをターンオフしてもよい。
【００２８】  アッパーリミット電圧は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されてもよい。
【００２９】  複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であってもよい。ボトムリミット電圧は、複数の電流源のオンの個数が少ないほど増大してもよい。これにより、軽負荷状態において、スイッチング周波数が低くなりすぎるのを防止できる。ボトムリミット電圧を増大させると、電流源の発熱は増えるが、オンとなる電流源の個数は少ないため、トータルでの発熱の増加は問題とならない。
【００３０】  複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であってもよい。複数の電流源のオンの個数に応じて、目標周波数を変化させてもよい。
【００３１】  複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であってもよい。点灯回路は、スイッチングコンバータの出力に接続され、複数の電流源のオンの個数に応じてイネーブルとなるダミーロードをさらに備えてもよい。軽負荷状態においてダミーロードを動作させることで、スイッチング周波数の低下を抑制できる。
【００３２】  ダミーロードは、スイッチングトランジスタのターンオフ後、所定時間の経過後に、駆動電圧を低下させてもよい。この場合、所定時間に応じて、スイッチング周波数を規定できる。
【００３３】  点灯回路は、駆動電圧が所定のしきい値を超えると、スイッチングトランジスタを強制オフしてもよい。
【００３４】  複数の半導体光源と複数の電流源はモジュール化されていてもよい。
【００３５】  一実施の形態において、点灯回路は、車両用灯具に設けることができる。
【００３６】（実施の形態１〜５）＜実施の形態１＞  図２は、実施の形態１に係る車両用灯具１００を備える灯具システム１のブロック図である。灯具システム１は、バッテリ２、車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）４および車両用灯具１００を備える。車両用灯具１００は、ＡＤＢ機能を備える配光可変ヘッドランプであり、車両ＥＣＵ４からの制御信号に応じた配光を形成する。
【００３７】  車両用灯具１００は、複数（Ｎ≧２）の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎと、灯具ＥＣＵ１１０と、点灯回路２００を備える。半導体光源１０２には、ＬＥＤが好適に用いられるが、ＬＤや有機ＥＬなどその他の発光素子を用いてもよい。各半導体光源１０２は、直列および／または並列に接続された複数の発光素子を含んでもよい。なおチャンネル数Ｎは特に限定されず１であってもよい。
【００３８】  灯具ＥＣＵ１１０は、スイッチ１１２およびマイコン１１４を備える。マイコン（プロセッサ）１１４は、ＣＡＮ（Controller Area Network）やＬＩＮ（Local Interconnect Network）などのバスを介して車両ＥＣＵ４と接続され、点消灯指示や、その他の情報を受信可能となっている。マイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの点灯指示に応答して、スイッチ１１２をオンする。これによりバッテリ２からの電源電圧（バッテリ電圧ＶＢＡＴ）が、点灯回路２００に供給される。
【００３９】  またマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの配光パターンを指示する制御信号を受け、点灯回路２００を制御する。あるいはマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４から車両前方の状況を示す情報を受け、この情報にもとづいて配光パターンを自身で生成してもよい。
【００４０】  点灯回路２００は、所望の配光パターンが得られるように、複数の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎに駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤＮを供給する。
【００４１】  点灯回路２００は、複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎと、スイッチングコンバータ２２０と、コンバータコントローラ２３０と、を備える。電流源２１０＿ｉ（ｉ＝１，２，…Ｎ）は、対応する半導体光源１０２＿ｉと直列に接続され、半導体光源１０２＿ｉに流れる駆動電流ＩＬＥＤｉを、所定の電流量に安定化する定電流ドライバである。
【００４２】  複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎは、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮに応じて、個別にオン、オフ制御可能に構成される。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉがオンレベル（たとえばハイ）のとき、駆動電流ＩＬＥＤｉが流れ、半導体光源１０２＿ｉが点灯する。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉがオフレベル（たとえばロー）のとき、駆動電流ＩＬＥＤｉがゼロとなり、半導体光源１０２＿ｉが消灯する。ＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比を変化させることにより、半導体光源１０２＿ｉの実効的な輝度が変化する（ＰＷＭ調光）。
【００４３】  スイッチングコンバータ２２０は、半導体光源１０２と電流源２１０の直列接続回路の両端間に駆動電圧ＶＯＵＴを供給する。スイッチングコンバータ２２０は降圧コンバータ（Buckコンバータ）であり、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【００４４】  コンバータコントローラ２３０は、リップル制御方式によってスイッチングコンバータ２２０を制御する。より詳しくはコンバータコントローラ２３０は、複数の電流源２１０のいずれかの両端間電圧、言い換えればいずれかの電流源２１０とそれに対応する半導体光源１０２の接続ノードの電圧ＶＬＥＤが、所定のボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭまで低下したことに応答して、スイッチングコンバータ２２０のスイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
【００４５】  またコンバータコントローラ２３０は、所定のターンオフ条件が満たされると、制御パルスＳ１をオフレベル（ハイレベル）に遷移させ、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。ターンオフ条件は、スイッチングコンバータ２２０の出力電圧ＶＯＵＴが所定のアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲに達したことであってもよい。
【００４６】  以上が車両用灯具１００の構成である。続いてその動作を説明する。  図３は、図２の車両用灯具１００の動作波形図である。ここでは理解の容易化のため、Ｎ＝３とする。また複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎの素子バラツキは無視できるものとする。また、半導体光源１０２の素子バラツキによって、ＶＦ１＞ＶＦ２＞ＶＦ３が成り立っているとする。また理解の容易化のためにＰＷＭ調光は行っていない。
【００４７】  スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間（図中、ロー）において、駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤ３の合計である負荷電流ＩＯＵＴによってスイッチングコンバータ２２０の出力キャパシタＣ１が放電され、出力電圧ＶＯＵＴが時間とともに低下していく。実際には出力キャパシタＣ１は、インダクタＬ１に流れるコイル電流ＩＬと、負荷電流の差分によって充電または放電されるため、出力電圧ＶＯＵＴの増減と、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフは時間軸上で必ずしも一致しない。
【００４８】  電流源２１０の両端間電圧、すなわち電流源２１０と半導体光源１０２の接続ノードの電圧（カソード電圧）ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤ３は、以下の式で表される。  ＶＬＥＤ１＝ＶＯＵＴ−ＶＦ１  ＶＬＥＤ２＝ＶＯＵＴ−ＶＦ２  ＶＬＥＤ３＝ＶＯＵＴ−ＶＦ３
【００４９】  したがって、ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤ３は、出力電圧ＶＯＵＴとの電位差を一定に保ちながら変動する。第１チャンネルの順電圧ＶＦ１が最も大きいため、第１チャンネルのカソード電圧ＶＬＥＤ１が最も低くなる。
【００５０】  第１チャンネルにおいて、カソード電圧ＶＬＥＤ１がボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭまで低下すると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。
【００５１】  スイッチングトランジスタＭ１がターンオンすると、インダクタＬ１に流れるコイル電流ＩＬが増大し、出力電圧ＶＯＵＴが上昇に転ずる。そして出力電圧ＶＯＵＴがアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲに達すると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。点灯回路２００はこの動作を繰り返す。
【００５２】  以上が点灯回路２００の動作である。この点灯回路２００によれば、電流源２１０の両端間電圧を、所定の駆動電流ＩＬＥＤを発生することを保証する最低レベルの近傍に維持することができ、消費電力を低減できる。
【００５３】  別のアプローチ（比較技術）として、エラーアンプを用いて、カソード電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤＮの最低電圧を、所定の目標電圧ＶＲＥＦに近づけるフィードバック制御が考えられる。
【００５４】  図４（ａ）は、実施の形態におけるカソード電圧ＶＬＥＤの波形図であり、図４（ｂ）は比較技術におけるカソード電圧ＶＬＥＤの波形図である。ここに示されるカソード電圧ＶＬＥＤは、複数のカソード電圧のうちの最低電圧ＶＭＩＮである。
【００５５】  比較技術では、フィードバックループに設けられた位相補償フィルタの応答特性によって、カソード電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤＮの最低電圧ＶＭＩＮの平均が目標電圧ＶＲＥＦに近づくことになる。つまり最低電圧ＶＭＩＮのボトムレベルＶＭＩＮ＿ＢＯＴＴＯＭは、目標電圧ＶＲＥＦより低くなる。このときのボトムレベルＶＭＩＮ＿ＢＯＴＴＯＭと目標電圧ＶＲＥＦの差分は、状況に応じて変化し、不定である。回路の安定動作のためには、図４（ｂ）に実線で示すように大きな差分ΔＶを想定して、ＶＲＥＦを高く規定する必要がある。ところが一点鎖線で示すように差分ΔＶ’が小さい状況が発生すると、カソード電圧ＶＬＥＤがボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭよりも高くなり、電流源において無駄な電力が消費される。実施の形態によれば、図４（ａ）に示すように、カソード電圧ＶＬＥＤのボトムレベルを、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭに近づけることができるため、比較技術に比べても一層、消費電力を低減できる。
【００５６】  本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や変形例を説明する。
【００５７】（実施例１．１）  図５は、実施例１．１に係るコンバータコントローラ２３０Ｆの回路図である。オン信号発生回路２４０Ｆは、複数のコンパレータ２５２＿１〜２５２＿Ｎと論理ゲート２５４を含む。コンパレータ２５２＿ｉは、対応するカソード電圧ＶＬＥＤｉをボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭと比較し、ＶＬＥＤｉ＜ＶＢＯＴＴＯＭとなると、アサート（たとえばハイ）される比較信号を生成する。論理ゲート２５４は、複数のコンパレータ２５２＿１〜２５２＿Ｎの出力（比較信号）ＳＣＭＰ１〜ＳＣＭＰＮを論理演算し、少なくともひとつの比較信号がアサートされると、オン信号ＳＯＮをアサートする。この例では論理ゲート２５４はＯＲゲートである。
【００５８】  オフ信号発生回路２６０Ｆは、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフするタイミングを規定するオフ信号ＳＯＦＦを生成する。分圧回路２６１は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧し、適切な電圧レベルにスケーリングする。コンパレータ２６２は、分圧後の出力電圧ＶＯＵＴ’を、アッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲをスケーリングしたしきい値ＶＵＰＰＥＲ’と比較し、ＶＯＵＴ＞ＶＵＰＰＥＲを検出すると、オフ信号ＳＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。
【００５９】  ロジック回路２３４は、たとえばＳＲフリップフロップであり、オン信号ＳＯＮのアサートに応答して、その出力Ｑをオンレベル（たとえばハイ）に遷移させ、オフ信号ＳＯＦＦのアサートに応答してその出力Ｑをオフレベル（たとえばロー）に遷移させる。なお、オン信号ＳＯＮとオフ信号ＳＯＦＦのアサートが同時に発生したときに、スイッチングコンバータをより安全な状態（すなわちスイッチングトランジスタＭ１のオフ状態）とするために、ロジック回路２３４は、リセット優先のフリップフロップとすることが好ましい。
【００６０】  ドライバ２３２は、ロジック回路２３４の出力Ｑに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。図２に示すようにスイッチングトランジスタＭ１がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである場合、ドライバ２３２の出力である制御パルスＳ１は、出力Ｑがオンレベルのときロー電圧（ＶＢＡＴ−ＶＧ）、出力Ｑがオフレベルのときハイ電圧（ＶＢＡＴ）となる。
【００６１】（実施例１．２）  図６は、実施例１．２に係るコンバータコントローラ２３０Ｇの回路図である。オン信号発生回路２４０Ｇは、最小値回路２５６と、コンパレータ２５８を含む。最小値回路２５６は、複数のカソード電圧ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤＮのうち、最小のひとつに応じた電圧ＶＭＩＮを出力する。最小値回路２５６は公知技術を用いればよい。コンパレータ２５８は、電圧ＶＭＩＮをボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭに応じたしきい値ＶＢＯＴＴＯＭ’と比較し、ＶＭＩＮ＜ＶＢＯＴＴＯＭ’となると、オン信号ＳＯＮをアサート（たとえばハイ）する。
【００６２】  実施例１．１では、チャンネル数が多い場合に、コンパレータ群の回路面積が大きく、チップサイズが大きくなる。これに対して実施例１．２によれば、コンパレータが１個で済むため、回路面積を小さくできる。
【００６３】（実施例１．３）  車載機器においては、１５０ｋＨｚ〜２８０ｋＨｚのＬＷ帯、５１０ｋＨｚ〜１７１０ｋＨｚのＡＭ帯、２．８ＭＨｚ〜２３ＭＨｚのＳＷ帯が電磁ノイズとして忌避される。したがって、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数は通常、ＬＷ帯とＡＭ帯の間の３００ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ程度の間に安定化されることが望ましい。
【００６４】  図７は、実施例１．３に係るコンバータコントローラ２３０Ｈの回路図である。この実施例では、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が一定となるように、アッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲがフィードバック制御される。
【００６５】  オフ信号発生回路２６０Ｈは、コンパレータ２６２に加えて、周波数検出回路２６４およびエラーアンプ２６６を備える。周波数検出回路２６４は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ２６６は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値（目標周波数）を規定する基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を増幅し、誤差に応じたアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲを生成する。
【００６６】  実施例１．３によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。
【００６７】（実施例１．４）  図８は、実施例１．４に係るコンバータコントローラ２３０Ｉの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｉは、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、オン時間ＴＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ１をターンオフしてもよい。すなわちスイッチングトランジスタＭ１のターンオフからオン時間ＴＯＮ経過したことを、ターンオフ条件としてもよい。
【００６８】  オフ信号発生回路２６０Ｉは、タイマー回路２６８を含む。タイマー回路２６８は、オン信号ＳＯＮに応答して、所定のオン時間ＴＯＮの測定を開始し、オン時間ＴＯＮの経過後にオフ信号ＳＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。タイマー回路２６８は、たとえば単安定マルチバイブレータ（ワンショットパルス発生器）で構成してもよいし、デジタルカウンタやアナログタイマーで構成してもよい。タイマー回路２６８には、スイッチングトランジスタＭ１のターンのタイミングを検出するために、オン信号ＳＯＮに代えて、ロジック回路２３４の出力Ｑや制御パルスＳ１を入力してもよい。
【００６９】（実施例１．５）  図９は、実施例１．５に係るコンバータコントローラ２３０Ｊの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｊは、実施例１．４と同様に、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、オン時間ＴＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。ＯＲゲート２４１はオン信号発生回路に相当し、オン信号ＳＯＮを生成する。タイマー回路２６８は、単安定マルチバイブレータなどであり、オン信号ＳＯＮのアサートから所定のオン時間ＴＯＮ、ハイレベルとなるパルス信号ＳＰを生成し、ドライバ２３２に供給する。なお起動時などにおいて、ＶＧ１〜ＶＧＮがＯＲゲート２４１のしきい値を超えない状況を考慮して、ＯＲゲート２３１を追加し、オン信号ＳＯＮとタイマー回路２６８の出力ＳＰの論理和ＳＰ’がドライバ２３２に供給される。
【００７０】（実施例１．６）  図１０は、実施例１．６に係るコンバータコントローラ２３０Ｋの回路図である。オフ信号発生回路２６０Ｋは、スイッチング周波数が一定となるように、オン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。可変タイマー回路２７０は、オン信号ＳＯＮのアサートからオン時間ＴＯＮの間、ハイレベルとなるパルス信号ＳＰを生成する単安定マルチバイブレータであり、オン時間ＴＯＮが制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて可変に構成される。
【００７１】  たとえば可変タイマー回路２７０は、キャパシタと、キャパシタを充電する電流源と、キャパシタの電圧をしきい値と比較するコンパレータを含むことができる。可変タイマー回路２７０は、電流源が生成する電流量もしくはしきい値の少なくとも一方が、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて可変に構成される。
【００７２】  周波数検出回路２７２は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ２７４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値（目標周波数）を規定する基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を増幅し、誤差に応じた制御電圧ＶＣＴＲＬを生成する。
【００７３】  実施例１．６によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。
【００７４】  図１１は、図１０のコンバータコントローラ２３０Ｋの具体的な回路図である。周波数検出回路２７２の動作を説明する。キャパシタＣ１１および抵抗Ｒ１１はハイパスフィルタであり、ＯＲゲート２３１の出力（もしくは制御パルスＳ１）を微分する微分回路と把握でき、パルス信号ＳＰ’のエッジを検出するエッジ検出回路とも把握できる。トランジスタＴｒ１１は、ハイパスフィルタの出力がしきい値を超えると、すなわちパルス信号ＳＰ’のポジエッジが発生するとターンオンし、キャパシタＣ１２を放電する。トランジスタＴｒ１１がオフの期間、キャパシタＣ１２は抵抗Ｒ１２を介して充電される。キャパシタＣ１２の電圧ＶＣ１２は、パルス信号ＳＰ’と同期したランプ波となり、傾斜部分の時間長、ひいては波高値は、パルス信号ＳＰ’の周期に応じて変化する。
【００７５】  トランジスタＴｒ１２，Ｔｒ１３、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、キャパシタＣ１３はピークホールド回路であり、キャパシタＣ１２の電圧ＶＣ１２のピーク値をホールドする。ピークホールド回路の出力ＶＦＲＥＱは、パルス信号ＳＰ’の周期、言い換えれば周波数と相関を有する。
【００７６】  コンパレータＣＯＭＰ１は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、目標周波数を示す基準信号ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）を比較する。抵抗Ｒ１５およびキャパシタＣ１４はローパスフィルタであり、コンパレータＣＯＭＰ１の出力を平滑化し、制御電圧ＶＣＴＲＬを生成する。制御信号ＶＣＴＲＬは、バッファＢＵＦ１を介して出力される。
【００７７】  可変タイマー回路２７０について説明する。オン信号ＳＯＮはインバータ２７３によって反転される。反転オン信号＃ＳＯＮがしきい値ＶＴＨ１を下回ると、言い換えるとオン信号ＳＯＮがハイとなると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがセットされ、パルス信号ＳＰがハイとなる。
【００７８】  パルス信号ＳＰがハイの期間、トランジスタＭ２１はオフである。トランジスタＭ２１がオフの間、電流源２７１は、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じた可変電流ＩＶＡＲを生成し、キャパシタＣ１５を充電する。キャパシタＣ１５の電圧ＶＣ１５がしきい値ＶＴＨ２に達すると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがリセットされ、パルス信号ＳＰがローに遷移する。その結果、トランジスタＭ２１がオンとなり、キャパシタＣ１５の電圧ＶＣ１５が初期化される。
【００７９】  図１２は、オン信号発生回路２４０の変形例の回路図である。図５のようにコンパレータ２５２を用いると、高精度な電圧比較が可能となる反面、回路面積が大きくなったり、コストが高くなる。そこで図１２に示すように、トランジスタで簡易的に構成された電圧比較手段を用いることができる。電圧比較手段２５３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ２１を含むソースフォロア２５５と、比較回路２５７を含む。前段のソースフォロア２５５の出力（ＶＬＥＤ＋ＶＢＥ）は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって分圧され、トランジスタＴｒ２２のベースに入力される。監視対象の電圧ＶＬＥＤが低下すると、トランジスタＴｒ２２のベース電圧が低下し、バイポーラトランジスタのオン電圧を下回ると、トランジスタＴｒ２２の電流が遮断され、電圧比較手段２５３の出力がハイとなる。
【００８０】  図１２では、複数の電圧比較手段２５３の出力を、ＯＲゲート２５４に入力しているが、その限りではない。ＯＲゲート２５４を省略して、複数の電圧比較手段２５３のトランジスタＴｒ２２のコレクタを共通に接続し、共通のコレクタと電源ラインＶＣＣの間に共通の抵抗を設けてもよい。
【００８１】  図１３（ａ）〜（ｃ）は、電流源２１０の構成例を示す回路図である。図１３（ａ）の電流源２１０は、シリーズトランジスタＭ２、センス抵抗ＲＳおよびエラーアンプ２１２を備える。シリーズトランジスタＭ２およびセンス抵抗ＲＳは、駆動電流ＩＬＥＤｉの経路上に直列に設けられる。エラーアンプ２１２は、センス抵抗ＲＳの電圧降下ＶＣＳが目標電圧ＶＡＤＩＭに近づくように、シリーズトランジスタＭ２の制御電極（この例ではゲート）の電圧ＶＧを調節する。この実施例では、シリーズトランジスタＭ２はＮ型（Ｎチャンネル）のＭＯＳトランジスタであり、エラーアンプ２１２の一方の入力（非反転入力端子）には、基準電圧ＶＡＤＩＭが、その他方の入力（反転入力端子）には、シリーズトランジスタＭ２とセンス抵抗ＲＳの接続ノードの電圧ＶＣＳ（センス抵抗ＲＳの電圧降下）が入力される。エラーアンプ２１２によって、ＶＣＳがＶＡＤＩＭに近づくようにフィードバックがかかり、駆動電流ＩＬＥＤは、ＩＬＥＤ（ＲＥＦ）＝ＶＡＤＩＭ／ＲＳを目標量として安定化される。
【００８２】  電流源２１０はさらにＰＷＭ調光のためのスイッチ（調光スイッチ）２１４を含む。調光スイッチ２１４は、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号ＳＰＷＭによって制御される。調光スイッチ２１４がオフのとき、電流源２１０には駆動電流ＩＬＥＤが流れる。調光スイッチ２１４がオンになると、シリーズトランジスタＭ２がオフとなり、駆動電流ＩＬＥＤが遮断される。調光スイッチ２１４を、６０Ｈｚ以上のＰＷＭ周波数（好ましくは２００〜３００Ｈｚ程度）で高速にスイッチングし、そのデューティ比を調節することにより、半導体光源１０２はＰＷＭ調光される。
【００８３】  図１３（ｂ）の電流源２１０は、シリーズトランジスタとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたものである。エラーアンプ２１２の入力の極性が、図１３（ａ）とは反対である。
【００８４】  図１３（ａ）や（ｂ）の電流源２１０の場合、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭは、以下のように規定すればよい。ΔＶは適切なマージンである。  ＶＢＯＴＴＯＭ＝ＲＳ×ＩＬＥＤ＋ＶＳＡＴ＋ΔＶ
【００８５】  図１３（ｃ）の電流源２１０は、カレントミラー回路２１６と、基準電流源２１８を含む。カレントミラー回路２１６は、基準電流源２１８が生成する基準電流ＩＲＥＦを、ミラー比で決まる所定係数倍して駆動電流ＩＬＥＤを生成する。図１３（ｃ）の電流源２１０の場合、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭは、以下のように規定すればよい。  ＶＢＯＴＴＯＭ＝ＶＳＡＴ＋ΔＶ  ＶＳＡＴはカレントミラー回路の飽和電圧であり、ΔＶは適切なマージンである。
【００８６】＜実施の形態２＞  実施の形態１ではボトムリミット電圧を固定した。この場合、点灯する光源１０２の個数が減少する軽負荷状態において、スイッチング周波数が低下する場合がある。
【００８７】  図１４（ａ）〜（ｃ）は、軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を説明する図である。図１４（ａ）、（ｂ）に示すように、図７や図１０の実施例では、オン時間ＴＯＮあるいは出力電圧ＶＯＵＴの上限ＶＵＰＰＥＲをフィードバック制御することにより周波数を安定化している。
【００８８】  しかしながら、制御パルスＳ１のパルス幅を短くしすぎると、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンできなくなるため、制御パルスＳ１のパルス幅は、とある最小パルス幅より短くすることはできない。言い換えると軽負荷状態では、制御パルスＳ１のパルス幅は、最小パルス幅に固定される（図１４（ｃ））。出力電圧ＶＯＵＴの下りスロープの傾きは、負荷電流、すなわち点灯状態の半導体光源１０２の個数に応じている。点灯数が少ない状態では、下りスロープの傾きがどんどん小さくなっていき、スイッチング周波数は低くなっていく。したがって、周波数の安定化制御を行った場合でも、スイッチング周波数がＬＷ帯に入ってしまう状況が生じうる。
【００８９】  そこで実施の形態２では、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを負荷の状態に応じて動的に制御し、スイッチング周波数の低下を抑制する。
【００９０】  図１５は、実施の形態２に係る車両用灯具１００Ｍのブロック図である。車両用灯具１００Ｍは、図２の車両用灯具１００に加えてボトムリミット電圧設定回路２８０をさらに備える。ボトムリミット電圧設定回路２８０は、複数の電流源２１０のオンの個数が少ないほど、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを増大させる。ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭは、２段階で変化してもよいし、さらに多いステップ数で変化してもよい。
【００９１】  たとえばボトムリミット電圧設定回路２８０は、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮにもとづいて点灯数を判定してもよい。あるいはボトムリミット電圧設定回路２８０は、マイコン１１４から点灯数を示す信号あるいは、点灯数にもとづいて決定されたボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭの指令値を受信してもよい。あるいは後述の図２１の構成では、インタフェース回路３２０が受信する信号にもとづいて点灯数を判定してもよい。
【００９２】  コンバータコントローラ２３０の構成は特に限定されず、上述のいずれの構成であってもよい。
【００９３】  図１６は、図１５の車両用灯具１００Ｍの動作波形図である。点灯数が減少し、負荷電流が減少すると、出力電圧ＶＯＵＴの下りのスロープが平坦となる。スロープの傾きの減少にともない、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを上昇させることで、出力電圧ＶＯＵＴの下限電圧が上昇していき、オフ時間ＴＯＦＦが長くなるのが抑制される。
【００９４】  これにより、軽負荷状態において、スイッチング周波数が低くなりすぎるのを防止できる。なおボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを増大させると、電流源２１０の発熱は増えるが、オンとなる電流源２１０の個数は減少しているため、トータルでの発熱の増加は問題とならない。図１６では、スイッチング周波数が実質的に一定となるように、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭが変化しているがその限りでなく、スイッチング周波数がノイズの対象となる帯域に入らなければ、スイッチング周波数は変動してもよい。
【００９５】＜実施の形態３＞  図１７は、実施の形態３に係る車両用灯具１００Ｎのブロック図である。車両用灯具１００Ｎは、図２の車両用灯具１００に加えて周波数設定回路２９０を備える。この実施の形態においてコンバータコントローラ２３０は、周波数安定化機能を備えており、したがって、図７や図１０のコンバータコントローラ２３０Ｈや２３０Ｊで構成することができる。
【００９６】  周波数設定回路２９０は、複数の電流源２１０のオンの個数（点灯数）に応じて、目標周波数を変化させる。より具体的には、オンの個数があるしきい値より小さくなると軽負荷状態と判定し、目標周波数を、元の目標周波数より低くかつ電磁ノイズとされる帯域に含まれない別の周波数に設定する。通常時の目標周波数を、ＬＷ帯とＡＭ帯の間の３００ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ程度の間に設定している場合、軽負荷状態の目標周波数は、ＬＷ帯より低い周波数帯域であって、可聴帯域より高い帯域（たとえば１００ｋＨｚ）に設定するとよい。
【００９７】  図７あるいは図１０において、目標周波数は基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）にもとづいて規定されるから、周波数設定回路２９０は、点灯数があるしきい値より低い状態では、基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）を低下させればよい。
【００９８】  実施の形態３によれば、軽負荷状態において周波数は低下するが、電磁ノイズとして忌避すべき周波数からは外すことができる。
【００９９】＜実施の形態４＞  図１８は、実施の形態４に係る車両用灯具１００Ｏのブロック図である。車両用灯具１００Ｏは、図２の車両用灯具１００に加えて、ダミーロード２９２、ダミーロード制御回路２９４を備える。
【０１００】  ダミーロード２９２は、スイッチングコンバータ２２０の出力に接続され、イネーブル状態において、スイッチングコンバータ２２０のキャパシタＣ１の電荷を放電し、出力電圧ＶＯＵＴを低下させる。ダミーロード制御回路２９４は、複数の電流源のオンの個数にもとづいて、ダミーロード２９２のイネーブル、ディセーブルを制御する。
【０１０１】  ダミーロード２９２は、スイッチングコンバータ２２０の出力と接地の間に設けられるトランジスタのスイッチを含む。ダミーロード制御回路２９４は、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフから所定時間τ経過後に、イネーブル信号ＥＮをアサート（たとえばハイ）して、ダミーロード２９２のスイッチをターンオンする。
【０１０２】  図１９は、図１８の車両用灯具１００Ｏの動作波形図である。軽負荷状態となると、サイクル毎にイネーブル信号ＥＮがアサートされ、出力電圧ＶＯＵＴが瞬時に低下する。そして出力電圧ＶＯＵＴがボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭに応じた電圧レベルまで低下すると制御パルスＳ１がハイとなる。すなわちスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間ＴＯＦＦの上限が、所定時間τによって制限される。これにより軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を抑制できる。
【０１０３】  ダミーロード２９２は、オンオフ可能な定電流源であってもいし、スイッチと抵抗の組み合わせであってもよい。
【０１０４】＜実施の形態５＞  図２を参照する。一般的に、トランジスタのオン抵抗と耐圧はトレードオフの関係にある。スイッチングコンバータの出力電圧ＶＯＵＴがオーバーシュートした際に、電流源２１０を構成するトランジスタに印加される電圧が増加する。このため、高耐圧素子を用いて電流源２１０を構成する必要があるが、高耐圧素子はオン抵抗ＲＯＮが大きいため、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを高く設定しなければならず、消費電力および発熱が大きくなるという問題がある。
【０１０５】  図２０は、実施の形態５に係る点灯回路２００Ｐの回路図である。点灯回路２００Ｐは、駆動電圧ＶＯＵＴが所定のしきい値ＶＴＨを超えると、スイッチングトランジスタＭ１を強制オフする。点灯回路２００Ｐは、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２、電圧コンパレータ２３８を備える。電圧コンパレータ２３８は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２によって分圧された駆動電圧ＶＯＵＴ’をしきい値ＶＴＨ’と比較し、駆動電圧ＶＯＵＴの過電圧状態を検出する。
【０１０６】  コンバータコントローラ２３０Ｐは、パルス変調器２３５、論理ゲート２３３、ドライバ２３２を備える。パルス変調器２３５は、図７〜図１０のコンバータコントローラ２３０Ｆ〜２３０Ｋのうち、ドライバ２３２を除く部分であり、制御パルスＳ１’を生成する。論理ゲート２３３は、電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２がＶＯＵＴ’＜ＶＴＨ’を示すとき、制御パルスＳ１’をそのまま通過させ、電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２がＶＯＵＴ’＞ＶＴＨ’を示すとき、制御パルスＳ１’のレベルを、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフするレベルに強制的にセットする。この例では、スイッチングトランジスタＭ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、Ｓ１がローのときにオフとなる。電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２は、ＶＯＵＴ’＞ＶＴＨ’のときにローであり、論理ゲート２３３はＡＮＤゲートである。
【０１０７】  本実施の形態では、電流源２１０を低オン抵抗のトランジスタを用いて構成することで消費電力を低減できる。それと引き換えにトランジスタの耐圧は低くなるが、スイッチングコンバータの出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生した場合には、直ちにスイッチングトランジスタＭ１を停止することで、電流源のトランジスタ（たとえば図１３（ａ）、（ｂ）のトランジスタＭ２、図１３（ｃ）のカレントミラー回路２１６の出力側のトランジスタ）に過電圧が印加されるのを抑制できる。
【０１０８】＜ドライバ一体化光源＞  続いて、ドライバ一体化光源について説明する。複数の電流源２１０は、ひとつの半導体チップに集積化することができる。以下、これを電流ドライバＩＣ（Integrated Circuit）と称する。図２１は、実施の形態に係る電流ドライバＩＣ３００およびその周辺回路の回路図である。電流ドライバＩＣ３００は、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎに加えて、インタフェース回路３２０、調光パルス発生器３３０を備える。
【０１０９】  複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎは、それぞれが、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮに応じて独立してオン、オフ可能に構成される。電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎは、カソードピンＬＥＤ１〜ＬＥＤＮを介して、対応する半導体光源１０２＿１〜１０２Ｎと直列に接続される。
【０１１０】  インタフェース回路３２０は、外部のマイコン（プロセッサ）１１４から、複数の制御データＤ１〜ＤＮを受信する。インタフェースの種類は特に限定されないが、たとえばＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やＩ２Ｃインタフェースを用いることができる。複数の制御データＤ１〜ＤＮは、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎのオン、オフのデューティ比を指示するものであり、第１時間間隔Ｔ１で更新される。たとえば第１時間間隔Ｔ１は、２０ｍｓ〜２００ｍｓ程度、たとえば１００ｍｓである。
【０１１１】  調光パルス発生器３３０は、複数の制御データＤ１〜ＤＮにもとづいて、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎに対する複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮを生成する。図２の実施の形態では、複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮがマイコン１１４において生成されていたが、実施の形態２では、複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮの生成機能が、電流ドライバＩＣ３００に内蔵されている。
【０１１２】  ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、第１時間間隔Ｔ１より短い第２時間間隔Ｔ２で、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する（徐変モードという）。第２時間間隔Ｔ２は、１ｍｓ〜１０ｍｓ程度、たとえば５ｍｓである。
【０１１３】  調光パルス発生器３３０は、徐変モードに加えて非徐変モードをサポートすることができる。非徐変モードにおいて、ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に瞬時に変化可能である。
【０１１４】  非徐変モードと徐変モードは、マイコン１１４からの設定にもとづいて動的に変更可能とするとよい。好ましくは、チャンネルごと（調光パルスごと）に、非徐変モードと徐変モードを個別に指定可能であり、モードを指定する設定データは、制御データＤｉに付随してもよい。
【０１１５】  オン信号発生回路２４０の一部あるいは全部を電流ドライバＩＣ３００に集積化してもよい。どの部分を集積化するかは、オン信号発生回路２４０の回路構成に応じて決めればよく、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線の本数が減るように決めるとよい。図２１に示すように、オン信号発生回路２４０の全体を電流ドライバＩＣ３００に集積化した場合、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、オン信号ＳＯＮが伝搬する１本となる。あるいは図６のオン信号発生回路２４０Ｇを採用する場合、最小値回路２５６を電流ドライバＩＣ３００に集積化すれば、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、最小電圧ＶＭＩＮが伝搬する１本となる。
【０１１６】  続いて電流ドライバＩＣ３００の動作を説明する。図２２は、電流ドライバＩＣ３００の動作波形図である。ここでは、ＰＷＭ信号のデューティ比は、直線的に変化するものとする。たとえば、Ｔ１＝１００ｍｓ、Ｔ２＝５ｍｓとすると、デューティ比を２０ステップで変化させればよい。更新前の制御データの値と更新後の制御データの値の差分がＸ％であるとき、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔ２ごとに、ΔＹ＝（ΔＸ／２０）％ずつ変化する。
【０１１７】  以上が電流ドライバＩＣ３００の動作である。この電流ドライバＩＣ３００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。もし、電流ドライバＩＣ３００にデューティ比の徐変機能を実装しない場合、マイコン１１４は、第２時間間隔Ｔ２ごとにデューティ比を指示する制御データＤ１〜ＤＮを更新しなければならない。半導体光源１０２のチャンネル数Ｎが数十から１００を超える場合には、処理能力の高い、したがって高価なマイコン１１４が必要となる。またマイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間で高速な通信が必要となるため、ノイズの問題が生ずる。
【０１１８】  これに対して、実施の形態に係る電流ドライバＩＣ３００によれば、マイコン１１４が制御データＤ１〜ＤＮを更新すべき速度が低下するため、マイコン１１４に要求される処理能力を下げることができる。また、マイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間の通信速度も下げることができるため、ノイズの問題も解決できる。
【０１１９】  第１時間間隔Ｔ１は、変更可能とすることが好ましい。デューティ比の変化が小さい状況では、第１時間間隔Ｔ１を長くとることで、データ通信量を減らすことができ、消費電力、ノイズを抑制できる。
【０１２０】  図２２では、デューティ比を直線的に変化させたが、２次関数や指数関数などのカーブにしたがって変化してもよい。２次関数を用いることで、より違和感の少ない自然な調光が可能となる。
【０１２１】  図２１に示すように、複数の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎを、ひとつの半導体チップ（ダイ）４０２に集積化してもよい。さらに、半導体チップ４０２と、電流ドライバＩＣ３００とをひとつのパッケージに収容し、モジュール化してもよい。
【０１２２】  図２３は、ドライバ一体化光源４００の平面図および断面図である。半導体チップ４０２の表面には、マトリクス状に複数の半導体光源１０２が形成される。半導体チップ４０２の裏面には、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極およびカソード電極に対応する裏面電極Ａ，Ｋが設けられる。ここでは１個の半導体光源１０２＿１の接続関係のみを示す。
【０１２３】  半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００は機械的に接合され、また電気的に接続される。電流ドライバＩＣ３００の表面には、複数の半導体光源１０２それぞれのカソード電極Ｋと接続される表面電極４１０（図２１のＬＥＤ１〜ＬＥＤＮ）、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極Ａと接続される表面電極４１２が設けられる。表面電極４１２は、電流ドライバＩＣ３００の裏面のパッケージ基板に設けられたバンプ（あるいはパッド）４１４と接続される。半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００の間には、図示しないインターポーザーを挿入してもよい。
【０１２４】  ドライバ一体化光源４００のパッケージの種類は限定されず、ＢＧＡ(Ball Grid Array）やＰＧＡ（Pin Grid Array）、ＬＧＡ(Land Grid Array)、ＱＦＰ（Quad Flat Package）などを採用しうる。
【０１２５】  半導体光源１０２と電流ドライバＩＣ３００が別のモジュールである場合、各モジュールに放熱構造を取り付けるなどの対策を施せばよい。一方、図２３のようなドライバ一体化光源４００では、光源１０２の発熱に、電流源２１０の発熱が加わったものを放熱する必要がある。したがって、非常に大きな放熱構造が必要となりうる。実施の形態に係る点灯回路２００を採用することにより、電流源２１０の発熱量を抑制できるため、ドライバ一体化光源４００に取り付けるべき放熱構造を小さくできる。
【０１２６】＜変形例＞  実施の形態１〜５に関連する変形例について説明する。
【０１２７】（変形例１）  実施の形態では、電流源２１０をシンク型で構成し、半導体光源１０２のカソードに接続したがその限りでない。図２４は、変形例１に係る車両用灯具１００の回路図である。この変形例では、半導体光源１０２のカソードを共通に接続し、半導体光源１０２のアノード側に、ソース型の電流源２１０を接続している。電流源２１０は、図１３（ａ）〜（ｃ）の構成を天地反転し、必要に応じてトランジスタの極性（ＰとＮ）を置換した構成とすればよい。コンバータコントローラ２３０は、電流源２１０の両端間電圧ＶＣＳと、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭの関係にもとづいてスイッチングコンバータ２２０を制御する。
【０１２８】（変形例２）  シリーズトランジスタＭ２をはじめとする任意のトランジスタを、バイポーラトランジスタで構成してもよい。この場合、ゲートをベース、ソースをエミッタ、ドレインをコレクタと読み替えればよい。
【０１２９】（変形例３）  実施の形態ではスイッチングトランジスタＭ１をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとしたが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ブートストラップ回路を追加してもよい。ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【０１３０】（実施の形態６〜１０の概要）  本明細書に開示される一実施の形態は、複数の半導体光源を点灯可能に構成される点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源であって、それぞれが対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗、センス抵抗の電圧降下にもとづいてシリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプを含む、複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、リップル制御方式のコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかにおいて、エラーアンプの出力電圧が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンする。
【０１３１】  電流源が生成する駆動電流がその目標値から逸脱すると、エラーアンプの出力電圧が急激に変化する。スイッチングコンバータにヒステリシス制御を採用し、この急激な変化を検出して直ちにスイッチングトランジスタをターンオンすることで、電流源の両端間電圧を飽和電圧に近い状態に維持することができ、消費電力を低減できる。
【０１３２】  シリーズトランジスタはＮ型であり、コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかにおいて、エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値に達すると、スイッチングトランジスタをターンオンしてもよい。
【０１３３】  シリーズトランジスタはＮ型であり、コンバータコントローラは、複数の半導体光源に含まれる複数のエラーアンプの出力電圧の最大値が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、スイッチングトランジスタをターンオンしてもよい。
【０１３４】  シリーズトランジスタはＰ型であり、コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかにおいて、エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値を下回ると、スイッチングトランジスタをターンオンしてもよい。
【０１３５】  コンバータコントローラは、駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、スイッチングトランジスタをターンオフしてもよい。アッパーリミット電圧は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標値に近づくようにフィードバックによって調節されてもよい。
【０１３６】  コンバータコントローラは、スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間経過後にスイッチングトランジスタをターンオフしてもよい。オン時間は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標値に近づくようにフィードバックによって調節されてもよい。
【０１３７】  複数の半導体光源と複数の電流源はモジュール化されてもよい。半導体光源と電流源をモジュール化すると、その発熱低減の要求が一層高まる。エラーアンプの出力電圧にもとづくヒステリシス制御を導入することによる発熱低減の効果は、モジュール化した場合に特に有効である。
【０１３８】  一実施の形態において、点灯回路は、車両用灯具に設けることができる。
【０１３９】  本明細書に開示される別の一実施の形態は、複数の半導体光源を駆動する電流ドライバ回路に関する。電流ドライバ回路は、それぞれが、ＰＷＭ信号に応じて独立してオン、オフ可能に構成され、対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、外部のプロセッサから、第１時間間隔で、複数の電流源のオン、オフのデューティ比を指示する複数の制御データを受信するインタフェース回路と、複数の電流源に対する複数のＰＷＭ信号を生成する調光パルス発生器であって、複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、第１時間間隔より短い第２時間間隔で、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する調光パルス発生器と、を備える。
【０１４０】  電流ドライバ回路に、自動的なデューティ比、すなわち輝度の徐変機能を実装することで、プロセッサから高い周波数でデューティ比の設定値を更新する必要がなくなる。これによりデータ通信量を削減できる。
【０１４１】  一実施の形態において、複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、設定に応じて、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に瞬時に変化してもよい。たとえば可変配光ランプに用いる場合、グレア防止のために、ある箇所を照射する半導体光源を瞬時に消灯あるいは減光したい状況が発生しうる。この機能はこのような状況において役に立つ。
【０１４２】  複数の電流源はそれぞれ、対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗と、センス抵抗の電圧降下にもとづいてシリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプと、シリーズトランジスタのゲートソース間に設けられたＰＷＭスイッチと、を含んでもよい。
【０１４３】（実施の形態６〜１０）（実施の形態６）  図２５は、実施の形態６に係る車両用灯具１００を備える灯具システム１のブロック図である。灯具システム１は、バッテリ２、車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）４および車両用灯具１００を備える。車両用灯具１００は、ＡＤＢ機能を備える配光可変ヘッドランプであり、車両ＥＣＵ４からの制御信号に応じた配光を形成する。
【０１４４】  車両用灯具１００は、複数（Ｎ≧２）の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎと、灯具ＥＣＵ１１０と、点灯回路２００を備える。半導体光源１０２には、ＬＥＤが好適に用いられるが、ＬＤや有機ＥＬなどその他の発光素子を用いてもよい。各半導体光源１０２は、直列および／または並列に接続された複数の発光素子を含んでもよい。なおチャンネル数Ｎは特に限定されず１であってもよい。
【０１４５】  灯具ＥＣＵ１１０は、スイッチ１１２およびマイコン１１４を備える。マイコン（プロセッサ）１１４は、ＣＡＮ（Controller Area Network）やＬＩＮ（Local Interconnect Network）などのバスを介して車両ＥＣＵ４と接続され、点消灯指示や、その他の情報を受信可能となっている。マイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの点灯指示に応答して、スイッチ１１２をオンする。これによりバッテリ２からの電源電圧（バッテリ電圧ＶＢＡＴ）が、点灯回路２００に供給される。
【０１４６】  またマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの配光パターンを指示する制御信号を受け、点灯回路２００を制御する。あるいはマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４から車両前方の状況を示す情報を受け、この情報にもとづいて配光パターンを自身で生成してもよい。
【０１４７】  点灯回路２００は、所望の配光パターンが得られるように、複数の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎに駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤＮを供給する。
【０１４８】  点灯回路２００は、複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎと、スイッチングコンバータ２２０と、コンバータコントローラ２３０と、を備える。電流源２１０＿ｉ（ｉ＝１，２，…Ｎ）は、対応する半導体光源１０２＿ｉと直列に接続され、半導体光源１０２＿ｉに流れる駆動電流ＩＬＥＤｉを、所定の電流量に安定化する定電流ドライバである。
【０１４９】  複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎは同様に構成されるため、代表的に電流源２１０＿１の構成のみが示される。電流源２１０は、シリーズトランジスタＭ２、センス抵抗ＲＳおよびエラーアンプ２１２を備える。シリーズトランジスタＭ２およびセンス抵抗ＲＳは、駆動電流ＩＬＥＤｉの経路上に直列に設けられる。エラーアンプ２１２は、センス抵抗ＲＳの電圧降下ＶＣＳが目標電圧ＶＡＤＩＭに近づくように、シリーズトランジスタＭ２の制御電極（この例ではゲート）の電圧ＶＧを調節する。この実施例では、シリーズトランジスタＭ２はＮ型（Ｎチャンネル）のＭＯＳトランジスタであり、エラーアンプ２１２の一方の入力（非反転入力端子）には、基準電圧ＶＡＤＩＭが、その他方の入力（反転入力端子）には、シリーズトランジスタＭ２とセンス抵抗ＲＳの接続ノードの電圧ＶＣＳ（センス抵抗ＲＳの電圧降下）が入力される。エラーアンプ２１２によって、ＶＣＳがＶＡＤＩＭに近づくようにフィードバックがかかり、駆動電流ＩＬＥＤは、ＩＬＥＤ（ＲＥＦ）＝ＶＡＤＩＭ／ＲＳを目標量として安定化される。
【０１５０】  電流源２１０はさらにＰＷＭ調光のためのスイッチ（調光スイッチ）２１４を含む。調光スイッチ２１４は、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号ＳＰＷＭによって制御される。調光スイッチ２１４がオフのとき、電流源２１０には駆動電流ＩＬＥＤが流れる。調光スイッチ２１４がオンになると、シリーズトランジスタＭ２がオフとなり、駆動電流ＩＬＥＤが遮断される。調光スイッチ２１４を、６０Ｈｚ以上のＰＷＭ周波数（好ましくは２００〜３００Ｈｚ程度）で高速にスイッチングし、そのデューティ比を調節することにより、半導体光源１０２はＰＷＭ調光される。
【０１５１】  スイッチングコンバータ２２０は、半導体光源１０２と電流源２１０の直列接続回路の両端間に駆動電圧ＶＯＵＴを供給する。スイッチングコンバータ２２０は降圧コンバータ（Buckコンバータ）であり、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１を含む。
【０１５２】  コンバータコントローラ２３０は、リップル制御方式によってスイッチングコンバータ２２０を制御する。より詳しくはコンバータコントローラ２３０は、エラーアンプ２１２の出力電圧（すなわちシリーズトランジスタＭ２のゲート電圧）ＶＧにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンのタイミングを生成する。具体的には、エラーアンプ２１２の出力電圧ＶＧが所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、制御パルスＳ１をオンレベル（ロー）に遷移させ、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
【０１５３】  より具体的には、コンバータコントローラ２３０は、エラーアンプ２１２の出力電圧ＶＧ１が所定のしきい値ＶＴＨを超えると、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。本実施の形態において車両用灯具１００は多チャンネルで構成され、全チャンネルのゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧＮが監視される。コンバータコントローラ２３０は、複数の電流源２１０のいずれかにおいて、上述のターンオン条件が満たされると、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。具体的には、スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間中に、あるｊ番目のチャンネルのゲート電圧ＶＧｊがしきい値ＶＴＨを超えると、コンバータコントローラ２３０はスイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
【０１５４】  またコンバータコントローラ２３０は、所定のターンオフ条件が満たされると、制御パルスＳ１をオフレベル（ハイレベル）に遷移させ、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。ターンオフ条件は、スイッチングコンバータ２２０の出力電圧ＶＯＵＴが所定のアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲに達したことであってもよい。
【０１５５】  以上が車両用灯具１００の構成である。続いてその動作を説明する。  図２６は、図２５の車両用灯具１００の動作波形図である。図２７は、ＭＯＳＦＥＴのＩＶ特性およびシリーズトランジスタＭ２の動作点の遷移を模式的に示す図である。ここでは理解の容易化のため、Ｎ＝３とする。また複数の電流源２１０＿１〜２１０＿Ｎの素子バラツキは無視できるものとする。また、半導体光源１０２の素子バラツキによって、ＶＦ１＞ＶＦ２＞ＶＦ３が成り立っているとする。また理解の容易化のためにＰＷＭ調光は行っていない。
【０１５６】  図２６を参照する。スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間（図中、ロー）において、駆動電流ＩＬＥＤ１〜ＩＬＥＤ３の合計である負荷電流ＩＯＵＴによってスイッチングコンバータ２２０の出力キャパシタＣ１が放電され、出力電圧ＶＯＵＴが時間とともに低下していく。実際には出力キャパシタＣ１は、インダクタＬ１に流れるコイル電流ＩＬと、負荷電流ＩＯＵＴの差分によって充電または放電されるため、出力電圧ＶＯＵＴの増減と、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフは時間軸上で必ずしも一致しない。
【０１５７】  電流源２１０の両端間電圧、言い換えると電流源２１０と半導体光源１０２の接続ノードの電圧（カソード電圧）ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤ３は、以下の式で表される。  ＶＬＥＤ１＝ＶＯＵＴ−ＶＦ１  ＶＬＥＤ２＝ＶＯＵＴ−ＶＦ２  ＶＬＥＤ３＝ＶＯＵＴ−ＶＦ３
【０１５８】  したがって、ＶＬＥＤ１〜ＶＬＥＤ３は、出力電圧ＶＯＵＴとの電位差を一定に保ちながら変動する。第１チャンネルの順電圧ＶＦ１が最も大きいため、第１チャンネルのカソード電圧ＶＬＥＤ１が最も低くなる。
【０１５９】  各チャンネルにおいて、シリーズトランジスタＭ２のドレインソース間電圧ＶＤＳは、カソード電圧ＶＬＥＤから、センス抵抗ＲＳの電圧降下ＶＣＳを減じた電圧となる。  ＶＤＳ１＝ＶＬＥＤ１−ＶＣＳ１  ＶＤＳ２＝ＶＬＥＤ２−ＶＣＳ２  ＶＤＳ３＝ＶＬＥＤ３−ＶＣＳ３  全チャンネルにおける駆動電流ＩＬＥＤの目標量ＩＬＥＤ（ＲＥＦ）が等しく、またセンス抵抗ＲＳの抵抗値が等しいとき、電圧降下ＶＣＳ１〜ＶＣＳ３も等しくなる。このとき、第１チャンネルのドレインソース間電圧ＶＤＳ１が最も小さくなる。
【０１６０】  シリーズトランジスタＭ２は、主として飽和領域で動作するように、素子サイズを設計してもよい。飽和領域では、あるゲート電圧レベルＶ０において、ドレインソース間電圧ＶＤＳに依存せずに、目標電流ＩＬＥＤ（ＲＥＦ）が流れる。つまり飽和領域では、エラーアンプ２１２によってゲート電圧ＶＧ１がＶ０となるようにフィードバックがかかっている。出力電圧ＶＯＵＴの低下にともなって、図２７の矢印（i）に沿って、動作点が移動する。
【０１６１】  第１チャンネルのドレインソース間電圧ＶＤＳ１が、ピンチオフ電圧ＶＰ（＝ＶＧＳ−ＶＧＳ（ｔｈ））を下回ると、ゲートソース間電圧ＶＧＳが一定であれば、ドレイン電流ＩＤ（すなわち駆動電流ＩＬＥＤ）が低下しようとする（図２７の矢印（ii））。駆動電流ＩＬＥＤの低下は、検出電圧ＶＣＳ１の低下となって現れる。図２６では、微小な検出電圧ＶＣＳ１の低下を拡大して示している。エラーアンプ２１２によるフィードバックにより、低下した検出電圧ＶＣＳ１が目標電圧ＶＡＤＩＭに近づくようにゲート電圧ＶＧ１が、より高い電圧レベルＶ１に調節される（図２７の矢印（iii））。エラーアンプ２１２のゲインは非常に高いため、わずかな検出電圧ＶＣＳ１の低下が、ある程度大きなゲート電圧ＶＧ１の上昇となって現れる。このときのゲート電圧ＶＧ１の上昇がしきい値ＶＴＨとの比較によって検出されると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。
【０１６２】  スイッチングトランジスタＭ１がターンオンすると、インダクタＬ１に流れるコイル電流ＩＬが増大し、出力電圧ＶＯＵＴが上昇に転ずる。出力電圧ＶＯＵＴが上昇すると、シリーズトランジスタＭ２のドレインソース間電圧ＶＤＳが増大する。飽和領域でドレインソース間電圧ＶＤＳが増大すると、ゲート電圧ＶＧＳが一定であれば、ドレイン電流ＩＤが増大する（図２７の矢印（iv））。ドレイン電流ＩＤの増加は、検出電圧ＶＣＳ１の上昇となって現れる。エラーアンプ２１２によるフィードバックにより、上昇した検出電圧ＶＣＳ１が目標電圧ＶＡＤＩＭに近づくようにゲート電圧ＶＧ１が、低い電圧レベルＶ０に調節される（図２７の矢印（v））。スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、出力電圧ＶＯＵＴがさらに上昇すると、図２７の矢印（vi）に沿って動作点が移動する。
【０１６３】  そして出力電圧ＶＯＵＴがアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲに達すると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。点灯回路２００はこの動作を繰り返す。
【０１６４】  以上が点灯回路２００の動作である。この点灯回路２００によれば、シリーズトランジスタＭ２の動作点を、線形領域と飽和領域の境界の近傍に設定することができる。これにより、シリーズトランジスタＭ２のドレインソース間電圧ＶＤＳを小さくでき、シリーズトランジスタＭ２における無駄な電力消費を低減できる。
【０１６５】  ＰＷＭ調光を行った場合について説明する。ＰＷＭ調光の消灯期間が発生し、調光スイッチ２１４がオンすると、ゲート電圧ＶＧは低下する方向に変化する。したがって消灯状態であるチャンネルにおいて、ゲート電圧ＶＧがしきい値電圧ＶＴＨと交差することは起こりえず、したがってスイッチングトランジスタＭ１のターンオン動作には影響を与えない。つまり、特別な処理を要することなく、消灯中のチャンネルを、ターンオン条件の判定から除外することができる。
【０１６６】  本発明は、図２５のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や変形例を説明する。
【０１６７】（実施例６．１）  図２８は、実施例６．１に係るコンバータコントローラ２３０Ａの回路図である。このコンバータコントローラ２３０Ａは、複数のチャンネルのエラーアンプ２１２の出力電圧ＶＧ１〜ＶＧＮの最大値が所定のターンオン条件を満たしたこと（すなわちしきい値電圧ＶＴＨを超えたこと）に応答して、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
【０１６８】  オン信号発生回路２４０Ａは、複数のゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧＮにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンのタイミングを指示するオン信号ＳＯＮを生成する。オン信号発生回路２４０Ａは、最大値回路２４２およびコンパレータ２４４を含む。最大値回路２４２は、複数のゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧＮの最大値に応じた電圧を生成する。最大値回路２４２はたとえばダイオードＯＲ回路で構成できる。ダイオードＯＲ回路の出力電圧ＶＧ’は、複数のゲート電圧ＶＧ１〜ＶＧＮのうち最大のひとつよりＶｆ低い電圧である。Ｖｆはダイオードの順方向電圧である。
【０１６９】  コンパレータ２４４は、最大値回路２４２の出力電圧を、しきい値ＶＴＨ’と比較する。ＶＴＨ’は、上述したしきい値電圧ＶＴＨよりもＶｆ低く定めればよい。コンパレータ２４４の出力であるオン信号ＳＯＮは、ＶＧ’がＶＴＨ’を超えると、言い換えると、最大のゲート電圧ＶＧがしきい値ＶＴＨを超えると、アサート（たとえばハイ）される。
【０１７０】  オフ信号発生回路２６０Ａは、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフするタイミングを規定するオフ信号ＳＯＦＦを生成する。分圧回路２６１は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧し、適切な電圧レベルにスケーリングする。コンパレータ２６２は、分圧後の出力電圧ＶＯＵＴ’を、アッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲをスケーリングしたしきい値ＶＵＰＰＥＲ’と比較し、ＶＯＵＴ＞ＶＵＰＰＥＲを検出すると、オフ信号ＳＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。
【０１７１】  ロジック回路２３４は、たとえばＳＲフリップフロップであり、オン信号ＳＯＮのアサートに応答して、その出力Ｑをオンレベル（たとえばハイ）に遷移させ、オフ信号ＳＯＦＦのアサートに応答してその出力Ｑをオフレベル（たとえばロー）に遷移させる。なお、オン信号ＳＯＮとオフ信号ＳＯＦＦのアサートが同時に発生したときに、スイッチングコンバータをより安全な状態（すなわちスイッチングトランジスタＭ１のオフ状態）とするために、ロジック回路２３４は、リセット優先のフリップフロップとすることが好ましい。
【０１７２】  ドライバ２３２は、ロジック回路２３４の出力Ｑに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。図２５に示すようにスイッチングトランジスタＭ１がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである場合、ドライバ２３２の出力である制御パルスＳ１は、出力Ｑがオンレベルのときロー電圧（ＶＢＡＴ−ＶＧ）、出力Ｑがオフレベルのときハイ電圧（ＶＢＡＴ）となる。
【０１７３】  実施例６．１によれば、コンパレータ２４４がひとつで足りるため、実施例６．２に比べて回路面積を小さくできる。
【０１７４】（実施例６．２）  図２９は、実施例６．２に係るコンバータコントローラ２３０Ｂの回路図である。オン信号発生回路２４０Ｂは、複数のコンパレータ２４６＿１〜２４６＿Ｎおよび論理ゲート２４８を備える。コンパレータ２４６＿ｉは、対応するゲート電圧ＶＧｉをしきい値電圧ＶＴＨと比較する。論理ゲート２４８は、複数のコンパレータ２４６＿１〜２４６＿Ｎの出力を論理演算し、オン信号ＳＯＮを生成する。正論理系の場合、論理ゲート２４８はＯＲゲートを用いることができる。
【０１７５】（実施例６．３）  車載機器においては、１５０ｋＨｚ〜２８０ｋＨｚのＬＷ帯、５１０ｋＨｚ〜１７１０ｋＨｚのＡＭ帯、２．８ＭＨｚ〜２３ＭＨｚのＳＷ帯が電磁ノイズとして忌避される。したがって、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数は通常、ＬＷ帯とＡＭ帯の間の３００ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ程度の間に安定化されることが望ましい。
【０１７６】  図３０は、実施例６．３に係るコンバータコントローラ２３０Ｃの回路図である。この実施例では、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が一定となるように、アッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲがフィードバック制御される。
【０１７７】  オフ信号発生回路２６０Ｃは、コンパレータ２６２に加えて、周波数検出回路２６４およびエラーアンプ２６６を備える。周波数検出回路２６４は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ２６６は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値を規定する基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を増幅し、誤差に応じたアッパーリミット電圧ＶＵＰＰＥＲを生成する。
【０１７８】  実施例６．３によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。
【０１７９】（実施例６．４）  図３１は、実施例６．４に係るコンバータコントローラ２３０Ｄの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｄは、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、オン時間ＴＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ１をターンオフしてもよい。すなわちスイッチングトランジスタＭ１のターンオフからオン時間ＴＯＮ経過したことを、ターンオフ条件としてもよい。
【０１８０】  オフ信号発生回路２６０Ｄは、タイマー回路２６８を含む。タイマー回路２６８は、オン信号ＳＯＮに応答して、所定のオン時間ＴＯＮの測定を開始し、オン時間ＴＯＮの経過後にオフ信号ＳＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。タイマー回路２６８は、たとえば単安定マルチバイブレータ（ワンショットパルス発生器）で構成してもよいし、デジタルカウンタやアナログタイマーで構成してもよい。タイマー回路２６８には、スイッチングトランジスタＭ１のターンのタイミングを検出するために、オン信号ＳＯＮに代えて、ロジック回路２３４の出力Ｑや制御パルスＳ１を入力してもよい。
【０１８１】（実施例６．５）  図３２は、実施例６．５に係るコンバータコントローラ２３０Ｆの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｆは、実施例６．４と同様に、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、オン時間ＴＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。ＯＲゲート２４１はオン信号発生回路に相当し、オン信号ＳＯＮを生成する。タイマー回路２６８は、単安定マルチバイブレータなどであり、オン信号ＳＯＮのアサートから所定のオン時間ＴＯＮ、ハイレベルとなるパルス信号ＳＰを生成し、ドライバ２３２に供給する。なお起動時などにおいて、ＶＧ１〜ＶＧＮがＯＲゲート２４１のしきい値を超えない状況を考慮して、ＯＲゲート２３１を追加し、オン信号ＳＯＮとタイマー回路２６８の出力ＳＰの論理和ＳＰ’がドライバ２３２に供給される。
【０１８２】（実施例６．６）  図３３は、実施例６．６に係るコンバータコントローラ２３０Ｅの回路図である。オフ信号発生回路２６０Ｅは、スイッチング周波数が一定となるように、オン時間ＴＯＮをフィードバック制御する。可変タイマー回路２７０は、オン信号ＳＯＮのアサートからオン時間ＴＯＮの間、ハイレベルとなるパルス信号ＳＰを生成する単安定マルチバイブレータであり、オン時間ＴＯＮが制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて可変に構成される。
【０１８３】  たとえば可変タイマー回路２７０は、キャパシタと、キャパシタを充電する電流源と、キャパシタの電圧をしきい値と比較するコンパレータを含むことができる。可変タイマー回路２７０は、電流源が生成する電流量もしくはしきい値の少なくとも一方が、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じて可変に構成される。
【０１８４】  周波数検出回路２７２は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ２７４は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値を規定する基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）の誤差を増幅し、誤差に応じた制御電圧ＶＣＴＲＬを生成する。
【０１８５】  実施例６．６によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。
【０１８６】  図３４は、図３３のコンバータコントローラ２３０Ｅの具体的な回路図である。周波数検出回路２７２の動作を説明する。キャパシタＣ１１および抵抗Ｒ１１はハイパスフィルタであり、ＯＲゲート２３１の出力であるパルス信号ＳＰ’（もしくは制御パルスＳ１）を微分する微分回路と把握でき、パルス信号ＳＰ’のエッジを検出するエッジ検出回路とも把握できる。トランジスタＴｒ１１は、ハイパスフィルタの出力がしきい値を超えると、すなわちパルス信号ＳＰ’のポジエッジが発生するとターンオンし、キャパシタＣ１２を放電する。トランジスタＴｒ１１がオフの期間、キャパシタＣ１２は抵抗Ｒ１２を介して充電される。キャパシタＣ１２の電圧ＶＣ１２は、パルス信号ＳＰ’と同期したランプ波となり、傾斜部分の時間長、ひいては波高値は、パルス信号ＳＰ’の周期に応じて変化する。
【０１８７】  トランジスタＴｒ１２，Ｔｒ１３、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、キャパシタＣ１３はピークホールド回路であり、キャパシタＣ１２の電圧ＶＣ１２のピーク値をホールドする。ピークホールド回路の出力ＶＦＲＥＱは、パルス信号ＳＰ’の周期、言い換えれば周波数と相関を有する。
【０１８８】  コンパレータＣＯＭＰ１は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと、目標周波数を示す基準信号ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）を比較する。抵抗Ｒ１５およびキャパシタＣ１４はローパスフィルタであり、コンパレータＣＯＭＰ１の出力を平滑化し、制御電圧ＶＣＴＲＬを生成する。制御信号ＶＣＴＲＬは、バッファＢＵＦ１を介して出力される。
【０１８９】  可変タイマー回路２７０について説明する。オン信号ＳＯＮはインバータ２７３によって反転される。反転オン信号＃ＳＯＮがしきい値ＶＴＨ１を下回ると、言い換えるとオン信号ＳＯＮがハイとなると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがセットされ、パルス信号ＳＰがハイとなる。
【０１９０】  パルス信号ＳＰがハイの期間、トランジスタＭ２１はオフである。トランジスタＭ２１がオフの間、電流源２７１は、制御電圧ＶＣＴＲＬに応じた可変電流ＩＶＡＲを生成し、キャパシタＣ１５を充電する。キャパシタＣ１５の電圧ＶＣ１５がしきい値ＶＴＨ２に達すると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがリセットされ、パルス信号ＳＰがローに遷移する。その結果、トランジスタＭ２１がオンとなり、キャパシタＣ１５の電圧ＶＣ１５が初期化される。
【０１９１】  続いて、実施の形態６に関連する変形例について説明する。
【０１９２】（変形例６．１）  あるいはコンバータコントローラ２３０は、ターンオフ条件として、各チャンネルのシリーズトランジスタＭ２のドレイン電圧（半導体光源１０２のカソード電圧）を利用してもよい。たとえば、複数チャンネルの半導体光源１０２のカソード電圧のうち、最大のひとつ（または最小のひとつ）が、アッパーリミット電圧に達したことを、ターンオフ条件としてもよい。
【０１９３】（変形例６．２）  実施の形態６では、電流源２１０のシリーズトランジスタＭ２としてＮ型トランジスタを用いたが、Ｐ型トランジスタ（ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。図３５は、変形例６．２に係る電流源２１０の回路図である。この場合、出力電圧ＶＯＵＴが低下したときに、駆動電流ＩＬＥＤを維持するために、ゲート電圧ＶＧが低下する方向にフィードバックがかかる。したがって、いずれかのチャンネルにおいて、ゲート電圧ＶＧが所定のしきい値を下回ったことをターンオン条件としてもよい。調光スイッチ２１４は、シリーズトランジスタＭ２のゲートソース間に設けてもよい。
【０１９４】（変形例６．３）  シリーズトランジスタＭ２をはじめとする任意のトランジスタを、バイポーラトランジスタで構成してもよい。この場合、ゲートをベース、ソースをエミッタ、ドレインをコレクタと読み替えればよい。
【０１９５】（変形例６．４）  実施の形態６ではスイッチングトランジスタＭ１をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとしたが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ブートストラップ回路を追加してもよい。ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを用いてもよい。
【０１９６】（変形例６．５）  実施の形態６では、エラーアンプ２１２の出力電圧（シリーズトランジスタＭ２のゲート電圧ＶＧ）を直接的に監視して、エラーアンプ２１２の出力電圧がターンオン条件を満たすか否かを判定したが、本発明はそれに限定されない。たとえばエラーアンプ２１２の内部のノードであって、その発生電圧が出力電圧と相関を有するノードを監視し、間接的にエラーアンプ２１２の出力電圧を監視してもよい。
【０１９７】（変形例６．６）  実施の形態６では、コンパレータ２４４を用いて、エラーアンプ２１２の出力電圧（ゲート電圧ＶＧ）の急激な変動を検出したがその限りでない。図３６（ａ）〜（ｃ）は、オン信号発生回路２４０の変形例の回路図である。図３６（ａ）に示すように、図２８のコンパレータ２４４に代えて、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを電圧比較手段として用いてもよい。たとえば最大値回路２４２の出力電圧ＶＧ’を抵抗分圧回路２５０によって抵抗分圧し、分圧後の電圧ＶＧ”をトランジスタ２５２のゲート（もしくはベース）に入力し、トランジスタのオン、オフに応じてオン信号ＳＯＮを生成してもよい。
【０１９８】  図３６（ｂ）は、図２９の変形であり、各チャンネルのコンパレータ２４４を省略し、代わりに適切な分圧比を有する抵抗分圧回路２５４＿１〜２５４＿Ｎが設けられる。分圧後のゲート電圧ＶＧ１’〜ＶＧＮ’は、論理ゲート２５６に入力される。この場合、いずれかのチャンネルの分圧後のゲート電圧ＶＧ’が論理ゲート２５６のハイ・ローのしきい値を超えると、オン信号ＳＯＮがアサートされる。図３６（ｃ）は、図３６（ｂ）の論理ゲートを、ＮＯＲゲートとした回路図である。
【０１９９】（実施の形態７）  実施の形態７は、電流ドライバに関する。複数の電流源２１０は、ひとつの半導体チップに集積化することができる。以下、これを電流ドライバＩＣ（Integrated Circuit）と称する。図３７は、実施の形態７に係る電流ドライバＩＣ３００およびその周辺回路の回路図である。電流ドライバＩＣ３００は、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎに加えて、インタフェース回路３２０、調光パルス発生器３３０を備える。
【０２００】  実施の形態６で説明したように、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎは、それぞれが、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮに応じて独立してオン、オフ可能に構成される。電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎは、カソードピンＬＥＤ１〜ＬＥＤＮを介して、対応する半導体光源１０２＿１〜１０２Ｎと直列に接続される。
【０２０１】  インタフェース回路３２０は、外部のマイコン（プロセッサ）１１４から、複数の制御データＤ１〜ＤＮを受信する。インタフェースの種類は特に限定されないが、たとえばＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やＩ２Ｃインタフェースを用いることができる。複数の制御データＤ１〜ＤＮは、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎのオン、オフのデューティ比を指示するものであり、第１時間間隔Ｔ１で更新される。たとえば第１時間間隔Ｔ１は、２０ｍｓ〜２００ｍｓ程度、たとえば１００ｍｓである。
【０２０２】  調光パルス発生器３３０は、複数の制御データＤ１〜ＤＮにもとづいて、複数の電流源３１０＿１〜３１０＿Ｎに対する複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮを生成する。実施の形態６（図２５）では、複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮがマイコン１１４において生成されていたが、実施の形態７では、複数のＰＷＭ信号ＳＰＷＭ１〜ＳＰＷＭＮの生成機能が、電流ドライバＩＣ３００に内蔵されている。
【０２０３】  ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、第１時間間隔Ｔ１より短い第２時間間隔Ｔ２で、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する（徐変モードという）。第２時間間隔Ｔ２は、１ｍｓ〜１０ｍｓ程度、たとえば５ｍｓである。
【０２０４】  調光パルス発生器３３０は、徐変モードに加えて非徐変モードをサポートすることができる。非徐変モードにおいて、ｉ番目のＰＷＭ信号ＳＰＷＭｉのデューティ比は、対応する制御データＤｉの更新前の値から更新後の値に瞬時に変化可能である。
【０２０５】  非徐変モードと徐変モードは、マイコン１１４からの設定にもとづいて動的に変更可能とするとよい。好ましくは、チャンネルごと（調光パルスごと）に、非徐変モードと徐変モードを個別に指定可能であり、モードを指定する設定データは、制御データＤｉに付随してもよい。
【０２０６】  スイッチングトランジスタＭ１を、実施の形態６で説明した方式によって制御する場合、オン信号発生回路２４０の一部あるいは全部を電流ドライバＩＣ３００に集積化してもよい。どの部分を集積化するかは、オン信号発生回路２４０の回路構成に応じて決めればよく、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線の本数が減るように決めるとよい。図３７に示すように、オン信号発生回路２４０のうち、最大値回路２４２を電流ドライバＩＣ３００に集積化した場合、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、複数のゲート電圧のうち最大の電圧ＶＧ’を伝送する１本となる。あるいは、オン信号発生回路２４０全体を電流ドライバＩＣ３００に集積化すれば、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、オン信号ＳＯＮが伝搬する１本となる。
【０２０７】  続いて電流ドライバＩＣ３００の動作を説明する。図３８は、図３７の電流ドライバＩＣ３００の動作波形図である。ここでは、ＰＷＭ信号のデューティ比は、直線的に変化するものとする。たとえば、Ｔ１＝１００ｍｓ、Ｔ２＝５ｍｓとすると、デューティ比を２０ステップで変化させればよい。更新前の制御データの値と更新後の制御データの値の差分がＸ％であるとき、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔ２ごとに、ΔＹ＝（ΔＸ／２０）％ずつ変化する。
【０２０８】  以上が電流ドライバＩＣ３００の動作である。この電流ドライバＩＣ３００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。もし、電流ドライバＩＣ３００にデューティ比の徐変機能を実装しない場合、マイコン１１４は、第２時間間隔Ｔ２ごとにデューティ比を指示する制御データＤ１〜ＤＮを更新しなければならない。半導体光源１０２のチャンネル数Ｎが数十から１００を超える場合には、処理能力の高い、したがって高価なマイコン１１４が必要となる。またマイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間で高速な通信が必要となるため、ノイズの問題が生ずる。
【０２０９】  これに対して、実施の形態に係る電流ドライバＩＣ３００によれば、マイコン１１４が制御データＤ１〜ＤＮを更新すべき速度が低下するため、マイコン１１４に要求される処理能力を下げることができる。また、マイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間の通信速度も下げることができるため、ノイズの問題も解決できる。
【０２１０】  第１時間間隔Ｔ１は、変更可能とすることが好ましい。デューティ比の変化が小さい状況では、第１時間間隔Ｔ１を長くとることで、データ通信量を減らすことができ、消費電力、ノイズを抑制できる。
【０２１１】  図３８では、デューティ比を直線的に変化させたが、２次関数や指数関数などのカーブにしたがって変化してもよい。２次関数を用いることで、より違和感の少ない自然な調光が可能となる。
【０２１２】  図３７に示すように、複数の半導体光源１０２＿１〜１０２＿Ｎを、ひとつの半導体チップ（ダイ）４０２に集積化してもよい。さらに、半導体チップ４０２と、電流ドライバＩＣ３００とをひとつのパッケージに収容し、モジュール化してもよい。
【０２１３】  図３９は、ドライバ一体化光源４００の平面図および断面図である。半導体チップ４０２の表面には、マトリクス状に複数の半導体光源１０２が形成される。半導体チップ４０２の裏面には、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極およびカソード電極に対応する裏面電極Ａ，Ｋが設けられる。ここでは１個の半導体光源１０２＿１の接続関係を拡大して示す。
【０２１４】  半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００は機械的に接合され、また電気的に接続される。電流ドライバＩＣ３００の表面には、複数の半導体光源１０２それぞれのカソード電極Ｋと接続される表面電極４１０（図３７のＬＥＤ１〜ＬＥＤＮ）、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極Ａと接続される表面電極４１２が設けられる。表面電極４１２は、電流ドライバＩＣ３００の裏面のパッケージ基板に設けられたバンプ（あるいはパッド）４１４と接続される。半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００の間には、図示しないインターポーザーを挿入してもよい。
【０２１５】  ドライバ一体化光源４００のパッケージの種類は限定されず、ＢＧＡ(Ball Grid Array）やＰＧＡ（Pin Grid Array）、ＬＧＡ(Land Grid Array)、ＱＦＰ（Quad Flat Package）などを採用しうる。
【０２１６】  半導体光源１０２と電流ドライバＩＣ３００が別のモジュールである場合、各モジュールに放熱構造を取り付けるなどの対策を施せばよい。一方、図３９のようなドライバ一体化光源４００では、光源１０２の発熱に、電流ドライバ２１０の発熱が加わったものを放熱する必要がある。したがって、非常に大きな放熱構造が必要となりうる。実施の形態に係る点灯回路２００を採用することにより、電流源２１０の発熱量を抑制できるため、ドライバ一体化光源４００に取り付けるべき放熱構造を小さくできる。
【０２１７】（実施の形態８）  実施の形態６に係る車両用灯具１００において、点灯する光源１０２の個数が減少する軽負荷状態において、スイッチング周波数が低下する場合がある。
【０２１８】  図４０（ａ）〜（ｃ）は、軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を説明する図である。図３７（ａ）、（ｂ）に示すように、図３０や図３３の実施例では、オン時間ＴＯＮあるいは出力電圧ＶＯＵＴの上限ＶＵＰＰＥＲをフィードバック制御することにより周波数を安定化している。
【０２１９】  しかしながら、制御パルスＳ１のパルス幅を短くしすぎると、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンできなくなるため、制御パルスＳ１のパルス幅は、とある最小パルス幅より短くすることはできない。言い換えると軽負荷状態では、制御パルスＳ１のパルス幅は、最小パルス幅に固定される（図３７（ｃ））。出力電圧ＶＯＵＴの下りスロープの傾きは、負荷電流、すなわち点灯状態の半導体光源１０２の個数に応じている。点灯数が少ない状態では、下りスロープの傾きがどんどん小さくなっていき、スイッチング周波数は低くなっていく。したがって、周波数の安定化制御を行った場合でも、スイッチング周波数がＬＷ帯に入ってしまう状況が生じうる。
【０２２０】  図４１は、実施の形態８に係る車両用灯具１００Ｘのブロック図である。車両用灯具１００Ｘは、図２５の車両用灯具１００に加えて周波数設定回路２９０を備える。この実施の形態においてコンバータコントローラ２３０は、周波数安定化機能を備えており、したがって、図３０や図３３のコンバータコントローラ２３０Ｃや２３０Ｅで構成することができる。
【０２２１】  周波数設定回路２９０は、複数の電流源２１０のオンの個数（点灯数）に応じて、目標周波数を変化させる。より具体的には、オンの個数があるしきい値より小さくなると軽負荷状態と判定し、目標周波数を、元の目標周波数より低くかつ電磁ノイズとされる帯域に含まれない別の周波数に設定する。通常時の目標周波数を、ＬＷ帯とＡＭ帯の間の３００ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ程度の間に設定している場合、軽負荷状態の目標周波数は、ＬＷ帯より低い周波数帯域であって、可聴帯域より高い帯域（たとえば１００ｋＨｚ）に設定するとよい。
【０２２２】  図３０あるいは図３３において、目標周波数は基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）にもとづいて規定されるから、周波数設定回路２９０は、点灯数があるしきい値より低い状態では、基準電圧ＶＦＲＥＱ（ＲＥＦ）を低下させればよい。
【０２２３】  実施の形態８によれば、軽負荷状態において周波数は低下するが、電磁ノイズとして忌避すべき周波数からは外すことができる。
【０２２４】（実施の形態９）  図４２は、実施の形態９に係る車両用灯具１００Ｙのブロック図である。車両用灯具１００Ｙは、図２５の車両用灯具１００に加えて、ダミーロード２９２、ダミーロード制御回路２９４を備える。
【０２２５】  ダミーロード２９２は、スイッチングコンバータ２２０の出力に接続され、イネーブル状態において、スイッチングコンバータ２２０のキャパシタＣ１の電荷を放電し、出力電圧ＶＯＵＴを低下させる。ダミーロード制御回路２９４は、複数の電流源のオンの個数にもとづいて、ダミーロード２９２のイネーブル、ディセーブルを制御する。
【０２２６】  ダミーロード２９２は、スイッチングコンバータ２２０の出力と接地の間に設けられるトランジスタのスイッチを含む。ダミーロード制御回路２９４は、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフから所定時間τ経過後に、イネーブル信号ＥＮをアサート（たとえばハイ）して、ダミーロード２９２のスイッチをターンオンする。
【０２２７】  図４３は、図４２の車両用灯具１００Ｙの動作波形図である。軽負荷状態となると、サイクル毎にイネーブル信号ＥＮがアサートされ、出力電圧ＶＯＵＴが瞬時に低下する。そして出力電圧ＶＯＵＴがボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭに応じた電圧レベルまで低下すると制御パルスＳ１がハイとなる。すなわちスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間ＴＯＦＦの上限が、所定時間τによって制限される。これにより軽負荷状態におけるスイッチング周波数の低下を抑制できる。
【０２２８】  ダミーロード２９２は、オンオフ可能な定電流源であってもいし、スイッチと抵抗の組み合わせであってもよい。
【０２２９】＜実施の形態１０＞  図２５を参照する。一般的に、トランジスタのオン抵抗と耐圧はトレードオフの関係にある。スイッチングコンバータの出力電圧ＶＯＵＴがオーバーシュートした際に、電流源２１０を構成するトランジスタに印加される電圧が増加する。このため、高耐圧素子を用いて電流源２１０を構成する必要があるが、高耐圧素子はオン抵抗ＲＯＮが大きいため、ボトムリミット電圧ＶＢＯＴＴＯＭを高く設定しなければならず、消費電力および発熱が大きくなるという問題がある。
【０２３０】  図４４は、実施の形態１０に係る点灯回路２００Ｚの回路図である。点灯回路２００Ｚは、駆動電圧ＶＯＵＴが所定のしきい値ＶＴＨを超えると、スイッチングトランジスタＭ１を強制オフする。点灯回路２００Ｚは、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２、電圧コンパレータ２３８を備える。電圧コンパレータ２３８は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２によって分圧された駆動電圧ＶＯＵＴ’をしきい値ＶＴＨ’と比較し、駆動電圧ＶＯＵＴの過電圧状態を検出する。
【０２３１】  コンバータコントローラ２３０Ｐは、パルス変調器２３５、論理ゲート２３３、ドライバ２３２を備える。パルス変調器２３５は、図２８〜図３４のコンバータコントローラ２３０Ａ〜２３０Ｅのうち、ドライバ２３２を除く部分であり、制御パルスＳ１’を生成する。論理ゲート２３３は、電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２がＶＯＵＴ’＜ＶＴＨ’を示すとき、制御パルスＳ１’をそのまま通過させ、電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２がＶＯＵＴ’＞ＶＴＨ’を示すとき、制御パルスＳ１’のレベルを、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフするレベルに強制的にセットする。この例では、スイッチングトランジスタＭ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、Ｓ１がローのときにオフとなる。電圧コンパレータ２３８の出力Ｓ２は、ＶＯＵＴ’＞ＶＴＨ’のときにローであり、論理ゲート２３３はＡＮＤゲートである。
【０２３２】  本実施の形態では、電流源２１０を低オン抵抗のトランジスタを用いて構成することで消費電力を低減できる。それと引き換えにトランジスタの耐圧は低くなるが、スイッチングコンバータの出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生した場合には、直ちにスイッチングトランジスタＭ１を停止することで、電流源のトランジスタ（たとえば図３６（ａ）、（ｂ）のトランジスタＭ２、図３６（ｃ）のカレントミラー回路２１６の出力側のトランジスタ）に過電圧が印加されるのを抑制できる。
【０２３３】  上の説明では、電流源２１０をシンク型で構成し、半導体光源１０２のカソードに接続したがその限りでない。図４５は、変形例に係る車両用灯具１００の回路図である。この変形例では、半導体光源１０２のカソードを共通に接続し、半導体光源１０２のアノード側に、ソース型の電流源２１０を接続している。電流源２１０は、図２５（あるいは図３５）の構成を天地反転し、必要に応じてトランジスタの極性（ＰとＮ）を置換した構成とすればよい。
【０２３４】  実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【０２３５】  １  灯具システム  ２  バッテリ  ４  車両ＥＣＵ  １００  車両用灯具  １０２  半導体光源  １１０  灯具ＥＣＵ  １１２  スイッチ  １１４  マイコン  １１６  配光コントローラ  ２００  点灯回路  ２１０  電流源  Ｍ２  シリーズトランジスタ  ＲＳ  センス抵抗  ２１２  エラーアンプ  ２１４  調光スイッチ  ２１６  カレントミラー回路  ２１８  基準電流源  ２２０  スイッチングコンバータ  Ｍ１  スイッチングトランジスタ  ２３０  コンバータコントローラ  ２３２  ドライバ  ２３４  ロジック回路  ２４０  オン信号発生回路  ２５２  コンパレータ  ２５４  論理ゲート  ２５６  最小値回路  ２５８  コンパレータ  ２６０  オフ信号発生回路  ２６２  コンパレータ  ２６４  周波数検出回路  ２６６  エラーアンプ  ２６８  タイマー回路  ２７０  可変タイマー回路  ２７２  周波数検出回路  ２７４  エラーアンプ  ３００  電流ドライバＩＣ  ３１０  電流源  ３２０  インタフェース回路  ３３０  調光パルス発生器  ４００  ドライバ一体化光源  ４０２  半導体チップ
【産業上の利用可能性】
【０２３６】  本発明は、点灯回路に関する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【手続補正書】
【提出日】令和1年9月12日(2019.9.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体光源を点灯する点灯回路であって、
それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、
前記複数の半導体光源と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、
リップル制御方式のコンバータコントローラと、
を備え、
前記コンバータコントローラは、
前記複数の電流源に対応する複数のコンパレータであって、それぞれが、対応する電流源の両端間電圧を所定のボトムリミット電圧と比較する、複数のコンパレータと、
前記複数のコンパレータの出力を受ける論理ゲートと、
を含み、前記論理ゲートの出力にもとづいて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする点灯回路。
【請求項２】
（削除）
【請求項３】
前記コンバータコントローラは、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間の経過後に前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
【請求項４】
前記オン時間は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項３に記載の点灯回路。
【請求項５】
前記コンバータコントローラは、前記駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
【請求項６】
前記アッパーリミット電圧は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項５に記載の点灯回路。
【請求項７】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、
前記ボトムリミット電圧は、前記複数の電流源のオンの個数が少ないほど増大することを特徴とする請求項１、３から６のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項８】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、
前記目標周波数は、前記複数の電流源のオンの個数に応じていることを特徴とする請求項４または６に記載の点灯回路。
【請求項９】
複数の半導体光源を点灯する点灯回路であって、
それぞれが対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、
前記複数の半導体光源と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、
リップル制御方式のコンバータコントローラと、
を備え、
前記複数の電流源はそれぞれ、
対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗と、
前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて前記シリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプと、
を含み、
前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする点灯回路。
【請求項１０】
前記シリーズトランジスタはＮ型であり、
前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値に達すると、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９に記載の点灯回路。
【請求項１１】
前記シリーズトランジスタはＮ型であり、
前記コンバータコントローラは、前記複数の半導体光源に含まれる複数のエラーアンプの出力電圧の最大値が所定のターンオン条件を満たしたことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９または１０に記載の点灯回路。
【請求項１２】
前記シリーズトランジスタはＰ型であり、
前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかにおいて、前記エラーアンプの出力電圧が所定のしきい値を下回ると、前記スイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項９から１１のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１３】
前記コンバータコントローラは、前記駆動電圧がアッパーリミット電圧に達したことに応答して、前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１４】
前記アッパーリミット電圧は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１３に記載の点灯回路。
【請求項１５】
前記コンバータコントローラは、前記スイッチングトランジスタをターンオンした後、オン時間経過後に前記スイッチングトランジスタをターンオフすることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１６】
前記オン時間は、前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が目標周波数に近づくようにフィードバック制御されることを特徴とする請求項１５に記載の点灯回路。
【請求項１７】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、
前記目標周波数は、前記複数の電流源のオンの個数に応じていることを特徴とする請求項１４または１６に記載の点灯回路。
【請求項１８】
前記複数の電流源は個別にオン、オフが制御可能であり、
前記スイッチングコンバータの出力に接続され、前記複数の電流源のオンの個数に応じてイネーブルとなるダミーロードをさらに備えることを特徴とする請求項１、３から１７のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項１９】
前記ダミーロードは、前記スイッチングトランジスタのターンオフ後、所定時間の経過後に、前記駆動電圧を低下させることを特徴とする請求項１８に記載の点灯回路。
【請求項２０】
前記駆動電圧が所定のしきい値を超えると、前記スイッチングトランジスタを強制オフすることを特徴とする請求項１、３から１９のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２１】
前記複数の半導体光源と前記複数の電流源はモジュール化されていることを特徴とする請求項１、３から２０のいずれかに記載の点灯回路。
【請求項２２】
請求項１、３から２１のいずれかに記載の点灯回路を備えることを特徴とする車両用灯具。
【請求項２３】
複数の半導体光源を駆動する電流ドライバ回路であって、
それぞれが、ＰＷＭ信号に応じて独立してオン、オフ可能に構成され、対応する半導体光源と直列に接続されるべき複数の電流源と、
外部のプロセッサから、第１時間間隔Ｔ１で、前記複数の電流源のオン、オフのデューティ比を指示する複数の制御データを受信するインタフェース回路と、
前記複数の電流源に対する複数のＰＷＭ信号を生成する調光パルス発生器であって、前記複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、前記第１時間間隔Ｔ１より短い第２時間間隔Ｔ２で、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する調光パルス発生器と、
を備え、
Ｔ１／Ｔ２＝ａであり、前記制御データの更新後の値と前記更新前の値の差分がΔＸであるとき、前記調光パルス発生器は、前記デューティ比を、前記第２時間間隔Ｔ２ごとに、ΔＹ＝ΔＸ／ａステップずつ変化させることを特徴とする電流ドライバ回路。
【請求項２４】
前記複数のＰＷＭ信号それぞれのデューティ比は、設定に応じて、対応する制御データの更新前の値から更新後の値に瞬時に変更可能であることを特徴とする請求項２３に記載の電流ドライバ回路。
【請求項２５】
前記複数の電流源はそれぞれ、
対応する半導体光源と直列に設けられたシリーズトランジスタおよびセンス抵抗と、
前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて前記シリーズトランジスタの制御電極の電圧を調節するエラーアンプと、
前記シリーズトランジスタのゲートソース間に設けられたＰＷＭスイッチと、
を含むことを特徴とする請求項２４に記載の電流ドライバ回路。
【国際調査報告】
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