(57)【要約】  三相交流電源から供給された電圧を整流する整流器と、降圧スイッチング素子とリアクトルと逆流防止素子と平滑コンデンサとを有し、整流器から供給された直流電圧を降圧する降圧回路と、平滑コンデンサによって平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を有する電力変換装置。電力変換装置は、三相交流電源に電圧不平衡が発生したか否かを降圧回路および平滑コンデンサの状態から判定する不平衡判定手段と、不平衡判定手段において電圧不平衡が発生したと判定された場合、降圧スイッチング素子をスイッチングさせる降圧制御手段と、を有する。
2019049299.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源から供給された三相交流電圧を整流する整流器と、
降圧スイッチング素子とリアクトルと逆流防止素子と平滑コンデンサとを有し、前記整流器から供給された直流電圧を降圧する降圧回路と、
前記平滑コンデンサによって平滑化された前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記降圧回路の動作を制御する降圧制御手段と、
前記三相交流電源に電圧不平衡が発生したか否かを前記降圧回路および前記平滑コンデンサの状態から判定する不平衡判定手段と、
を備え、
前記降圧制御手段は、
前記不平衡判定手段において前記電圧不平衡が発生したと判定された場合、前記降圧スイッチング素子をスイッチングさせるものである、電力変換装置。
【請求項２】
前記平滑コンデンサの両端電圧である直流母線電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記降圧制御手段は、
前記電圧検出手段において検出された前記直流母線電圧を用いて前記降圧スイッチング素子のオンオフ動作のデューティ比を算出するものである、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記平滑コンデンサの両端電圧である直流母線電圧を検出する電圧検出手段と、
前記リアクトルに流れる電流であるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、を備え、
前記降圧制御手段は、
前記電圧検出手段において検出された前記直流母線電圧と、前記電流検出手段において検出された前記リアクトル電流とを用いて、前記降圧スイッチング素子のオンオフ動作のデューティ比を算出するものである、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記平滑コンデンサの両端電圧である直流母線電圧を検出する電圧検出手段を備え、
前記不平衡判定手段は、
前記電圧検出手段において検出された前記直流母線電圧の取得期間内における脈動幅が電圧判定閾値より大きい場合、前記三相交流電源に前記電圧不平衡が発生したと判定するものである、
請求項１〜３の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記リアクトルに流れる電流であるリアクトル電流を検出する電流検出手段を備え、
前記不平衡判定手段は、
前記電流検出手段において検出された前記リアクトル電流の取得期間内における脈動幅が電流判定閾値より大きい場合、前記三相交流電源に前記電圧不平衡が発生したと判定するものである、
請求項１〜３の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記降圧制御手段は、
前記インバータ回路への出力に応じて、前記直流母線電圧の到達目標となる目標指令電圧を生成する目標電圧生成手段を有する、
請求項２又は４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータ回路による出力電圧の前記直流母線電圧に占める割合を示す変調度を求めるインバータ制御手段をさらに有し、
前記目標電圧生成手段は、
前記インバータ制御手段が求めた変調度の変化に応じて前記目標指令電圧の値を調整する機能を有する、
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記目標電圧生成手段は、
前記変調度が１より大きい場合、前記目標指令電圧を、前記降圧回路の停止中における前記直流母線電圧の脈動幅の平均値とする、
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記降圧制御手段は、
前記目標電圧生成手段により得られた前記目標指令電圧を補正する指令電圧補正手段をさらに有し、
前記指令電圧補正手段は、
前記インバータ回路の出力電力に応じて前記目標指令電圧を補正し、前記平滑コンデンサに流れるリプル電流を制御するものである、
請求項６〜８の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記降圧スイッチング素子および前記逆流防止素子のうちの少なくとも一方は、電源周期に対して部分的にスイッチングを行うリレーである、
請求項１〜９の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記降圧スイッチング素子および前記逆流防止素子のうちの少なくとも何れか一方は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されている、
請求項１〜１０の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素素子、窒化ガリウム系の素子、又はダイヤモンド素子である、
請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置によって駆動される圧縮機モータと、
を備えた圧縮機。
【請求項１４】
請求項１〜１２の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置によって駆動されるファンモータと、
前記ファンモータを動力源として回転するファンと、
を備えた送風機。
【請求項１５】
請求項１〜１２の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置によって駆動されるモータと、
を備えた空気調和装置。
【請求項１６】
請求項１〜１２の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置によって駆動される圧縮機モータを有する圧縮機、凝縮器、絞り装置、および蒸発器が冷媒配管により接続されて構成された冷媒回路と、
を備えた空気調和装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源から供給される電力をもとに各種のモータを制御する電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電力変換装置は、商用電源等の三相交流電源から、整流回路によってインバータ駆動用の直流母線電圧を生成する。そして、電力変換装置は、生成した直流母線電圧を供給源としてインバータ回路のスイッチング素子を駆動することにより、任意の周波数の交流電圧を生成し、空気調和装置に備わる圧縮機のモータなどを制御する。【０００３】
ここで、モータは、回転数が高くなるにつれて、内部で発生する誘起電圧が大きくなるという特性があるため、モータの回転数に応じてインバータ回路からの出力電圧も大きくする必要がある。また、整流回路を用いた電力変換装置において、直流母線電圧の値は、三相交流電源から供給される電圧の大きさに依存する。そのため、電力変換装置は、インバータ回路のスイッチング素子をオンオフ動作させ、パルス幅を変化させることにより、等価的にモータに印加する電圧値を可変とし、モータに適切な電圧を印加している。【０００４】
電力変換装置は、例えばモータの回転数が低い領域では、パルス幅を小さくし、等価的に電圧を小さくするように制御する。そのため、出力電圧の波高値が高くなることから、モータ内部の鉄損などの損失が増加するといった課題がある。したがって、電力変換装置を空気調和装置などに搭載する場合は、モータの低速領域における効率改善が必要となる。【０００５】
従来の電力変換装置には、整流回路の出力側に昇圧コンバータ回路を有するものがある（例えば、特許文献１および２参照）。特許文献１および２の電力変換装置は、昇圧コンバータ回路において昇圧用スイッチング素子のオンオフ動作を任意の時間間隔で繰り返し、リアクトルおよび平滑コンデンサのエネルギーを利用することで、直流母線電圧を任意の値に変化させてインバータ回路に供給する。また、特許文献２の電力変換装置は、電源側の電圧不平衡の大きさが所定値よりも大きい場合に、昇圧コンバータ回路の昇圧動作を継続させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−１８７５２１号公報
【特許文献２】特開２０１３−２０７９２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１および２の電力変換装置では、三相交流電源の各相の電圧が不平衡になると、平滑コンデンサに流れるリプル電流が増加する。そのため、平滑コンデンサの寿命が低下すると共に、平滑コンデンサの温度上昇によって装置自体の動作が不安定になるという課題がある。そして、特許文献２の電力変換装置のように電圧不平衡を是正した場合、電圧不平衡時に昇圧回路を動作させることから、直流母線電圧が必要以上に上昇するため、損失が増加するという課題がある。【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためのものであり、平滑コンデンサの寿命の低下を抑制し、損失を抑えながら安定した動作を実現する電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電力変換装置は、三相交流電源から供給された三相交流電圧を整流する整流器と、降圧スイッチング素子とリアクトルと逆流防止素子と平滑コンデンサとを有し、整流器から供給された直流電圧を降圧する降圧回路と、平滑コンデンサによって平滑化された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、降圧回路の動作を制御する降圧制御手段と、三相交流電源に電圧不平衡が発生したか否かを降圧回路および平滑コンデンサの状態から判定する不平衡判定手段と、を備え、降圧制御手段は、不平衡判定手段において電圧不平衡が発生したと判定された場合、降圧スイッチング素子をスイッチングさせるものである。【００１０】
本発明に係る圧縮機は、上記の電力変換装置と、電力変換装置によって駆動される圧縮機モータと、を備えている。本発明に係る送風機は、上記の電力変換装置と、電力変換装置によって駆動されるファンモータと、ファンモータを動力源として回転するファンと、を備えている。本発明に係る空気調和装置は、上記の電力変換装置と、電力変換装置によって駆動されるモータと、を備えている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、三相交流電源に電圧不平衡が発生した場合に、降圧回路の降圧スイッチング素子をスイッチングさせることから、平滑コンデンサのリプル電流の増加と温度上昇とを抑えることができるため、平滑コンデンサの寿命の低下を抑制し、損失を抑えながら安定した動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。
【図２】図１の検出手段と各検出部との関係を示す概略図である。
【図３】図１のインバータ回路によって出力される電圧の波形を例示した説明図である。
【図４】図１の圧縮機モータに流れる電流を例示するグラフである。
【図５】図１における三相整流器からの出力電圧と直流母線電圧との関係を例示したグラフである。
【図６】本発明の実施の形態１の比較例に係る電力変換装置において、三相交流電源に電圧不平衡が発生したときの直流母線電圧の変化の様子を示す説明図である。
【図７】図１の降圧制御手段の機能的な構成を例示したブロック図である。
【図８】図１のインバータ回路が出力するインバータ出力電圧とインバータ制御手段が演算する電圧指令値との関係を例示したグラフである。
【図９】図７の目標電圧生成手段による目標指令電圧の生成処理の一例を示す説明図である。
【図１０】図１の電力変換装置について、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。
【図１１】図１の電力変換装置において、目標指令電圧を大きくしたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。
【図１２】図１の電力変換装置において、目標指令電圧を大きくしたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。
【図１３】図１の電力変換装置において、目標指令電圧を脈動電圧の中心値としたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。
【図１４】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。
【図１５】図１４の降圧制御手段の機能的な構成を例示したブロック図である。
【図１６】図１４の電力変換装置における出力電力と平滑コンデンサに流れるリプル電流との関係を示したグラフである。
【図１７】本発明の実施の形態３に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。
【図１８】図１７の電力変換装置において、三相交流電源に電圧不平衡が発生したときのリアクトル電流の変化の様子を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。図２は、図１の検出手段と各検出部との関係を示す概略図である。図１および図２を参照して、空気調和装置１００の全体的な構成を説明する。
【００１４】
図１に示すように、空気調和装置１００は、電力変換装置２００と、冷媒回路３００と、を有している。冷媒回路３００は、圧縮機３０、凝縮器３１、絞り装置３２、および蒸発器３３が冷媒配管Ｒにより接続されて形成されている。圧縮機３０は、吸入した冷媒を圧縮して吐出するものである。圧縮機３０は、インバータにより制御される圧縮機モータ３０ａを動力源として動作する。凝縮器３１は、例えばフィンアンドチューブ型熱交換器からなり、圧縮機３０から吐出される冷媒を凝縮させる。絞り装置３２は、例えば電子膨張弁からなり、凝縮器３１を通過した冷媒を減圧する。蒸発器３３は、例えばフィンアンドチューブ型熱交換器からなり、絞り装置３２で減圧されて膨張した冷媒を蒸発させる。
【００１５】
また、空気調和装置１００は、凝縮器３１に付設された第１送風機３４と、蒸発器３３に付設された第２送風機３５と、を有している。第１送風機３４は、インバータによって駆動されるファンモータ３４ａと、ファンモータ３４ａを動力源として回転し、凝縮器３１に送を送るファン３４ｂと、を有している。第２送風機３５は、インバータによって駆動されるファンモータ３５ａと、ファンモータ３５ａを動力源として回転し、蒸発器３３に送を送るファン３５ｂと、を有している。
【００１６】
電力変換装置２００は、三相交流電源１から供給される交流電力をもとにモータの動作を制御する。本実施の形態１において、電力変換装置２００は、圧縮機モータ３０ａの動作を制御するように構成されている。すなわち、電力変換装置２００は、三相交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換し、圧縮機モータ３０ａの駆動用の電力を生成して圧縮機モータ３０ａへ供給する。
【００１７】
電力変換装置２００は、三相整流器２と、降圧回路１０と、インバータ回路１１と、を有している。三相整流器２は、三相交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧に変換する。三相交流電源１からは、例えばＡＣ２００Ｖの電圧が供給される。図１の例において、三相整流器２は、６個の整流ダイオード素子３がブリッジ接続された三相全波整流器である。
【００１８】
降圧回路１０は、三相整流器２から供給される直流電圧を、任意の直流電圧に降圧する回路である。降圧回路１０は、後述する電圧検出手段９ａで検出された直流母線電圧Ｖｄｃが所望の電圧値になるようにフィードバック制御される。降圧回路１０は、入力フィルタコンデンサ４と、降圧スイッチング素子５と、リアクトル６と、逆流防止素子７と、平滑コンデンサ８と、を有している。降圧スイッチング素子５は、オンの状態とオフの状態とを有し、降圧する電圧値に基づいてオンオフの時間が設定される。リアクトル６は、負荷側への電力供給を担う。逆流防止素子７は、電流を連続的に流すために設けられている。
【００１９】
入力フィルタコンデンサ４は、三相整流器２の出力部に接続され、降圧スイッチング素子５のスイッチング時におけるリプル電流を抑制する。また、入力フィルタコンデンサ４は、降圧スイッチング素子５がオフした際に発生するＬｄｉ／ｄｔによるサージ電圧を抑制するように作用する。入力フィルタコンデンサ４の作用により、電流が流れている状態で降圧スイッチング素子５がオフした場合においても、機器に過大なサージ電圧が加わらないため、電力変換装置２００は、正常に運転を継続することができる。なお、三相交流電源１には、電源のインピーダンスが含まれており、電源のインピーダンスのインダクタンス成分であるＬによってサージ電圧が発生することがある。平滑コンデンサ８は、降圧スイッチング素子５および逆流防止素子７によってスイッチングされたパルス状の電圧を平滑化する。つまり、平滑コンデンサ８は、直流電圧を平滑化するために設けられている。
【００２０】
降圧スイッチング素子５は、シリコン（Ｓｉ）素子などの半導体素子により構成される。より具体的に、降圧スイッチング素子５は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、又はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体素子である。
【００２１】
逆流防止素子７は、シリコン素子などの半導体素子により構成される。逆流防止素子７は、ファストリカバリダイオードなどの半導体素子であってよい。また、高周波スイッチングではなく、電源周波数の数倍程度の周波数で簡易的にスイッチングさせる場合、逆流防止素子７は、安価な接点部品で構成してもよい。安価な接点部品としては、例えば、電源周期に対して部分的にスイッチングを行うリレーを採用することができる。
【００２２】
ここで、降圧スイッチング素子５および逆流防止素子７のうちの少なくとも一方は、シリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体により構成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）系の素子、ダイヤモンド素子を用いることができる。
【００２３】
降圧回路１０には、電圧検出手段９ａと、電流検出手段９ｂとが設けられている。電圧検出手段９ａは、平滑コンデンサ８のＰ側およびＮ側の電位差を直流母線電圧Ｖｄｃとして検出する電圧センサである。すなわち、直流母線電圧Ｖｄｃとは、平滑コンデンサ８に蓄えられた両端の電圧のことである。電流検出手段９ｂは、リアクトル６に流れる電流をリアクトル電流ＩＬとして検出する電流センサである。電流検出手段９ｂとしては、電流の直流成分を検出することができるＤＣＣＴ（ＤＣカレント・トランス）を採用することができる。また、電流検出手段９ｂは、抵抗値の小さいシャント抵抗を含み、シャント抵抗での電圧降下分を検出して、検出した電圧値を電流値に換算するものであってよい。
【００２４】
インバータ回路１１は、平滑コンデンサ８によって平滑された直流電力を、３相の交流電力に変換するものである。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴなどの半導体素子で構成された複数のスイッチング素子１２を含む。図１の例において、インバータ回路１１は、６個のスイッチング素子１２がブリッジ接続されたものである。すなわち、インバータ回路１１は、６個のスイッチング素子１２の動作により、直流母線電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換し、圧縮機モータ３０ａに所定の周波数の交流電流を供給する。ここで、スイッチング素子１２は、降圧スイッチング素子５と同様、ワイドバンドギャップ半導体により構成してもよい。
【００２５】
さらに、電力変換装置２００は、検出手段９と、降圧制御手段２０と、インバータ制御手段２１と、不平衡判定手段２２と、を有している。検出手段９、降圧制御手段２０、インバータ制御手段２１、及び不平衡判定手段２２は、下記の各機能を実現する回路デバイスのようなハードウェア、もしくは、マイコンなどの演算装置と、こうした演算装置と協働して上記の各機能を実現させるソフトウェアとによって構成することができる。
【００２６】
検出手段９は、図２に示すように、電圧検出手段９ａにおいて検出された直流母線電圧Ｖｄｃと、電流検出手段９ｂにおいて検出されたリアクトル電流ＩＬとを入力する。そして、検出手段９は、電圧検出手段９ａおよび電流検出手段９ｂのそれぞれから入力した検出値を、降圧制御手段２０、インバータ制御手段２１、および不平衡判定手段２２のそれぞれに出力する。
【００２７】
インバータ制御手段２１は、モータが所望の運転能力を発揮するようにモータの回転数を制御する。図１のように、空気調和装置１００に設けられている場合、インバータ制御手段２１は、所望の冷凍能力が得られるように圧縮機モータ３０ａの回転数を制御する。ここで、モータの回転数は、印加される電圧の周波数に比例する。そのため、インバータ制御手段２１は、モータに要求される回転数に応じた所望の周波数となる三相交流電圧を生成し、モータの回転数を制御する。また、インバータ制御手段２１は、モータを制御する場合、三相交流電圧の周波数だけではなく、電圧の大きさの制御を行うことにより、モータの高効率運転を実現している。
【００２８】
モータが回転すると、鎖交磁束の変化に伴い、モータの内部で誘起電圧が発生する。モータの回転数と誘起電圧との間には、モータの回転数が速ければ速いほど誘起電圧が大きくなり、モータ回転数が遅くなれば誘起電圧が小さくなるという関係性がある。そのため、インバータ回路１１によって出力される電圧の大きさは、モータの誘起電圧に応じて変化させる必要がある。この点、インバータ制御手段２１は、例えばモータの回転数が大きくなれば、インバータ回路１１によって出力される電圧の周波数と同時に大きさについても調整する。すなわち、インバータ制御手段２１は、モータが高効率で運転できるように、各スイッチング素子１２のそれぞれのオンオフの時間を定め、インバータ回路１１によって出力される電圧が適切な電圧となるように制御する。以降では、インバータ回路１１によって出力される電圧のことを「インバータ出力電圧」ともいう。
【００２９】
インバータ制御手段２１は、各スイッチング素子１２のそれぞれのオンオフの時間については、一定の周期においてオンする時間幅をオン時間として演算し、一定の周期のうちの残りの時間をオフ時間とする。ここで、一定の周期のことを、インバータキャリア周期といい、インバータキャリア周期の逆数をインバータキャリア周波数という。インバータ制御手段２１は、インバータキャリア周期におけるオン時間およびオフ時間をもとに、６つのスイッチング素子１２のそれぞれに与えるオンオフの時間を演算する。つまり、インバータ制御手段２１は、６つのスイッチング素子１２のそれぞれのオンオフ動作に応じた信号を生成し、各スイッチング素子１２へ出力する。一般に、インバータキャリア周波数は、数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ程度で制御される。
【００３０】
また、インバータ制御手段２１は、下記の式（１）を用いて、インバータ回路１１による出力電圧の直流母線電圧Ｖｄｃに占める割合を示す変調度Ｋを求める機能を有している。インバータ制御手段２１は、変調度Ｋを求める際、所望の回転数が得られる電圧指令値を演算し、検出手段９を介して直流母線電圧Ｖｄｃを取得する。そして、インバータ制御手段２１は、式（１）に基づき、√２と電圧指令値との積に、直流母線電圧Ｖｄｃの逆数を乗じて、変調度Ｋを算出する。インバータ制御手段２１は、求めた変調度Ｋを降圧制御手段２０へ出力する。
【００３１】
［数１］
変調度Ｋ ＝ ２１／２ × 電圧指令値 ／ 直流母線電圧Ｖｄｃ  ・・・（１）
【００３２】
図３は、図１のインバータ回路によって出力される電圧の波形を例示した説明図である。インバータ出力電圧は、平滑コンデンサ８に蓄えられた直流母線電圧Ｖｄｃをもとに、各スイッチング素子１２のオンオフ動作によって発生し、図３のようなパルス電圧の波形となる。そして、パルス電圧の波高値は直流母線電圧Ｖｄｃとなる。つまり、インバータ制御手段２１は、パルス電圧のオン時間の幅を変化させるＰＷＭ制御によりインバータ回路１１を制御し、等価的にモータに印加する電圧の大きさを変化させている。
【００３３】
ＰＷＭ制御の場合、前述のとおり、インバータ出力電圧の波高値は直流母線電圧Ｖｄｃとなる。そして、圧縮機モータ３０ａの回転数が相対的に低い場合は、圧縮機モータ３０ａの駆動に大きな電圧を必要としない。そのため、インバータ制御手段２１は、パルス幅を短くすることで、圧縮機モータ３０ａに印加する電圧を等価的に小さくする。
【００３４】
図４は、図１の圧縮機モータに流れる電流を例示するグラフである。図４のグラフでは、横軸に時間をとり、縦軸に圧縮機モータ３０ａに流れる電流であるモータ電流をとっている。ＰＷＭ制御を行う場合、直流母線電圧Ｖｄｃとインバータキャリア周期間のモータ電流との間には、直流母線電圧Ｖｄｃが大きくなればモータ電流の傾きが大きくなり、直流母線電圧Ｖｄｃが小さくなれば、モータ電流の傾きが小さくなるという特性がある。
【００３５】
したがって、図４に示すように、インバータキャリア周期ごとに発生するモータ電流の変化幅は、直流母線電圧Ｖｄｃの増加に伴って大きくなり、直流母線電圧Ｖｄｃの減少に伴って小さくなる。ここで、インバータキャリア周期ごとに発生するモータ電流の変化幅を「キャリアリプル電流」という。キャリアリプル電流は、モータの鉄損などの損失を増加させることが一般的に知られており、極力抑制することが求められる。そこで、電力変換装置２００は、直流母線電圧Ｖｄｃの大きさを調整する降圧回路１０を搭載し、直流母線電圧Ｖｄｃを適宜小さくすることによりキャリアリプル電流を低減させ、モータの高効率運転を実現している。すなわち、本実施の形態１では、降圧回路１０により、直流母線電圧Ｖｄｃが任意の大きさとなるように制御を行うことで、電力変換装置２００としての運転効率の向上を図っている。
【００３６】
降圧制御手段２０は、電圧検出手段９ａにおいて検出された直流母線電圧Ｖｄｃ、及び電流検出手段９ｂにおいて検出されたリアクトル電流ＩＬのうちの少なくとも一方を用いて、降圧スイッチング素子５のオンオフ動作のデューティ比αを算出する。デューティ比αは、パルス幅をパルス周期で割った値に対応し、一般に、０から１までの値、又は０％から１００％までの値で表される。
【００３７】
降圧回路１０によって出力される電圧は、降圧制御手段２０によって算出されるデューティ比αにより決定される。例えば、デューティ比αを「０．８」とした場合、三相整流器２によって出力された直流電圧の８０％の値が降圧回路１０から出力される。すなわち、降圧回路１０の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、下記の式（２）のようになる。ただし、デューティ比αは、０から１までの範囲内の値である。なお、電流が流れている状態で降圧スイッチング素子５がオフした場合でも、入力フィルタコンデンサ４の作用でサージ電圧が抑制されるため、電力変換装置２００は、正常な運転状態を継続することができる。
【００３８】
［数２］
Ｖｏｕｔ＝α×Ｖｉｎ      ・・・（２）
【００３９】
リアクトル６は、降圧スイッチング素子５がオフしたときに、インバータ回路１１側にエネルギーを供給する。リアクトル６は、自身に流れる電流の変化量が小さくなるように作用する。具体的には、リアクトル６は、降圧スイッチング素子５がオフした場合、インバータ回路１１側に電流を流し続けようとする。そのため、逆流防止素子７のアノード側からカソード側を経由してインバータ回路１１側へと流れるような電流のループが形成される。なお、降圧スイッチング素子５がオンしている状態であれば、三相整流器２から出力される電圧が、そのままインバータ回路１１側に供給される。
【００４０】
平滑コンデンサ８は、上記のような降圧スイッチング素子５のスイッチング動作によって発生する電圧の脈動を、Ｃｄｖ／ｄｔで表される充放電電流を流すことにより平滑化する。ここで、Ｃｄｖ／ｄｔで表される充放電電流は、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流のことである。平滑コンデンサ８に流れるリプル電流の作用により、インバータ回路１１に入力される直流母線電圧Ｖｄｃは、電圧の脈動が抑制された安定した値となる。
【００４１】
図５は、図１における三相整流器からの出力電圧と直流母線電圧との関係を例示したグラフである。降圧スイッチング素子５がオンの状態であれば、平滑コンデンサ８には、三相交流電源１から供給される入力電圧Ｖｉｎとリアクトル６の電圧ＶＬとの合成電圧が印加されることになる。このとき、直流母線電圧Ｖｄｃが入力電圧Ｖｉｎより小さければ（Ｖｄｃ＜Ｖｉｎの関係であれば）、平滑コンデンサ８に対して充電する経路で電流が流れる。
【００４２】
一方、直流母線電圧Ｖｄｃが入力電圧Ｖｉｎより大きければ（Ｖｄｃ＞Ｖｉｎの関係であれば）、三相交流電源１から供給されたエネルギーはインバータ回路１１では使われず、平滑コンデンサ８に蓄えられたエネルギーがインバータ回路１１によって消費される。その際、直流母線電圧Ｖｄｃは低下する。すなわち、降圧スイッチング素子５がオンであれば、直流母線電圧Ｖｄｃと入力電圧Ｖｉｎとの大小関係が定期的に入れ替わる状態が継続され、平滑コンデンサ８の充放電動作が繰り返されて、インバータ回路１１側に安定したエネルギーを供給することができる。
【００４３】
降圧スイッチング素子５がオフであれば、三相交流電源１からの給電が断たれるため、前述のとおり、インバータ回路１１には、リアクトル６および平滑コンデンサ８に蓄えられたエネルギーが供給される。その際、平滑コンデンサ８に流れる電流は、充電される方向ではなく常に放電される方向に流れるが、インバータ回路１１へ供給されるエネルギーは、リアクトル６によって蓄えられているエネルギーとの間で分担することになる。
【００４４】
ところで、従来の電力変換装置のように、一石昇圧回路のような直流電圧を昇圧する回路を含む構成の場合、昇圧スイッチング素子がオン状態になると、平滑コンデンサのみからインバータ回路へエネルギーが供給される。そのため、平滑コンデンサに対する負担が大きくなる。これに対し、降圧回路１０を含んで構成された電力変換装置２００は、前述したとおり、平滑コンデンサ８とリアクトル６とによるエネルギー供給の分担が可能となる。そのため、従来の昇圧回路を含む構成に比べて、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流の低減効果が大きい。
【００４５】
図６は、本実施の形態１の比較例に係る電力変換装置において、三相交流電源に電圧不平衡が発生したときの直流母線電圧の変化の様子を示す説明図である。図６を参照して、三相交流電源に三相電圧の不平衡が生じた場合について説明する。電圧不平衡、すなわち三相電圧の不平衡とは、例えばＲＳ電圧Ｖｒｓ＝２００Ｖ、ＳＴ電圧Ｖｓｔ＝２０５Ｖ、ＴＲ電圧Ｖｔｒ＝１９５Ｖといったように、各相の線間電圧が異なる値となった場合のことを示す。
【００４６】
電圧不平衡が発生した場合、図６に示すとおり、三相整流器からの出力である入力電圧Ｖｉｎが大きく変動し、その変動に伴って直流母線電圧Ｖｄｃの脈動も大きくなり、結果として平滑コンデンサに流れるリプル電流も増加することが一般的に知られている。つまり、電圧不平衡の発生は、過大な電流の流入による平滑コンデンサの発熱又は寿命の低下につながり、さらには機器の破損等が生じて電力変換装置が動作しなくなるおそれがある。また、三相交流電源１に流れる各相の電流も不平衡となり、電圧が高い相には、電圧が最も低い相に対して何倍もの電流が流れることがある。加えて、リアクトルおよびスイッチング素子に流れる電流が０Ａの期間がある不連続な状態となり、電流ピーク値が大きくなることで、損失が増大するといった課題がある。そして、従来の電力変換装置の場合は、上記のような課題を克服するために、電圧不平衡を想定した平滑コンデンサの静電容量の選定と、電流定格を満足するような各種部品の選定とを行う必要があり、コストアップにつながっている。
【００４７】
これに対し、本実施の形態１では、電圧不平衡を検知した場合において、降圧回路１０を動作させて上記の課題を解決するような構成を採っている。すなわち、電力変換装置２００は、降圧回路１０が動作している場合については、直流母線電圧Ｖｄｃが一定で、かつリアクトル電流ＩＬが一定になるように、降圧スイッチング素子５を制御する。そのため、電圧不平衡による上記の課題が解消され、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流が低減する。さらに、リアクトル電流ＩＬが一定となるように制御することから、三相交流電源１の各相の電流についても、不平衡な状態ではなく、３相間でバランスした電流を流すことができる。
【００４８】
ここで、電力変換装置２００は、不平衡判定手段２２によって三相交流電源１に電圧不平衡が発生したか否かを判定し、降圧制御手段２０によって降圧スイッチング素子５を制御するため、以下、これらの各構成について具体的に説明する。
【００４９】
不平衡判定手段２２は、三相交流電源１に電圧不平衡が発生したか否かを、降圧回路１０の状態から判定する。ここで、電圧不平衡が発生した場合、降圧回路１０が停止している状態であれば、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶが大きくなる。そのため、不平衡判定手段２２は、降圧回路１０の状態を示す情報として、電圧検出手段９ａにおいて検出された直流母線電圧Ｖｄｃを用いる。
【００５０】
すなわち、不平衡判定手段２２は、電圧検出手段９ａから検出手段９を介して直流母線電圧Ｖｄｃを経時的に取得し、取得した直流母線電圧Ｖｄｃの変動に応じて電圧不平衡が発生したか否かを判定する。より具体的に、不平衡判定手段２２は、取得期間内において直流母線電圧Ｖｄｃを取得し、取得期間における直流母線電圧Ｖｄｃの最大値と最小値とを内部メモリ等に記憶する。そして、不平衡判定手段２２は、最大値と最小値との差分を脈動幅ΔＶとして求める。ここで、取得期間は、例えば数十ｍｓ〜数百ｍｓの範囲に設定される。
【００５１】
また、不平衡判定手段２２は、脈動幅ΔＶと予め設定された電圧判定閾値とを比較し、脈動幅ΔＶが電圧判定閾値より大きいか否かを判定する。ここで、電圧判定閾値は、実機での試験などにより電圧不平衡の検出用に予め設定され、内部メモリ等に記憶されている。不平衡判定手段２２は、脈動幅ΔＶが電圧判定閾値より大きければ、三相交流電源１に電圧不平衡が発生したと判断することができるため、降圧回路１０の動作を指示する動作指令信号を降圧制御手段２０へ出力する。
【００５２】
降圧制御手段２０は、不平衡判定手段２２において電圧不平衡が発生したと判定された場合、降圧スイッチング素子５をスイッチングさせる。つまり、降圧制御手段２０は、不平衡判定手段２２からの動作指令信号に従い、降圧スイッチング素子５をスイッチングさせて降圧回路１０を動作させる。降圧制御手段２０は、既に降圧スイッチング素子５をスイッチングさせている場合、降圧スイッチング素子５にオンオフ動作を継続させる。
【００５３】
なお、不平衡判定手段２２において電圧不平衡が発生したと判定されたとき、既に降圧回路１０が動作している場合は、直流母線電圧Ｖｄｃが一定（ΔＶ≒０）となるように制御されている。そのため、不平衡判定手段２２は、降圧制御手段２０又は降圧回路１０の動作状態を監視することにより、電圧不平衡が発生したか否かの判定を、降圧回路１０が動作していない状態でのみ行うようにするとよい。
【００５４】
図７は、図１の降圧制御手段の機能的な構成を例示したブロック図である。図７を参照して、降圧制御手段２０の機能的な構成を具体的に説明する。
【００５５】
降圧制御手段２０は、目標電圧生成手段２０ａと、第１減算手段２０ｂと、電圧制御手段２０ｃと、第２減算手段２０ｄと、電流制御手段２０ｅと、を有している。降圧制御手段２０は、電圧検出手段９ａによって検出される直流母線電圧Ｖｄｃが目標電圧生成手段２０ａによって生成される目標指令電圧Ｖｒｅｆとなるようにフィードバック制御を行う。すなわち、目標電圧生成手段２０ａは、インバータ回路１１への出力に応じて、直流母線電圧Ｖｄｃの到達目標の電圧値となる目標指令電圧Ｖｒｅｆを生成し、生成した目標指令電圧Ｖｒｅｆを第１減算手段２０ｂに出力する。ここで、インバータ回路１１への出力に対応する情報としては、モータの回転数又は変調度Ｋなどが想定される。
【００５６】
第１減算手段２０ｂには、電圧検出手段９ａから直流母線電圧Ｖｄｃが入力されるようになっている。第１減算手段２０ｂは、目標電圧生成手段２０ａによって生成される目標指令電圧Ｖｒｅｆから直流母線電圧Ｖｄｃを減算して電圧偏差量Ｖｅｒｒを求める。電圧制御手段２０ｃは、第１減算手段２０ｂが求めた電圧偏差量Ｖｅｒｒに対し、予め設定されたゲインを乗じて制御量Ｉｒｅｆを求め、求めた制御量Ｉｒｅｆを第２減算手段２０ｄに出力する。
【００５７】
第２減算手段２０ｄには、電流検出手段９ｂからリアクトル電流ＩＬが入力されるようになっている。第２減算手段２０ｄは、電圧制御手段２０ｃが求めた制御量Ｉｒｅｆからリアクトル電流ＩＬを減算して電流偏差量Ｉｒｒを求める。電流制御手段２０ｅは、第２減算手段２０ｄが求めた電流偏差量Ｉｒｒに対し、予め設定されたゲインを乗じてデューティ比αを求め、求めたデューティ比αを制御量として出力する。すなわち、電流制御手段２０ｅは、デューティ比αに基づいて、降圧スイッチング素子５のオンオフ動作を制御する。
【００５８】
ここで、電圧制御手段２０ｃの処理内容は、上記の説明に限定されない。例えば、電圧制御手段２０ｃは、電圧偏差量Ｖｅｒｒにゲインを乗じて得た制御量Ｉｒｅｆに、電圧偏差量Ｖｅｒｒを時間的に積分した値を加算することで、定常偏差が０となるように動作し、制御量Ｉｒｅｆを出力するようにしてよい。ここでの定常偏差が０となるような動作とは、直流母線電圧Ｖｄｃを目標指令電圧Ｖｒｅｆと一致させるような動作のことである。また、電流制御手段２０ｅの処理内容は、上記の説明に限定されない。例えば、電流制御手段２０ｅは、電流偏差量Ｉｒｒにゲインを乗じて求めたデューティ比αに、電流偏差量Ｉｅｒｒを時間的に積分した値を加算することで、定常偏差が０となるように動作してもよい。ここでの定常偏差が０となるような動作とは、リアクトル電流ＩＬを制御量Ｉｒｅｆと一致させるような動作のことである。
【００５９】
上記のとおり、降圧制御手段２０は、メジャーループにおいて直流母線電圧Ｖｄｃに基づくフィードバック制御を行い、その内側となるマイナーループにおいてリアクトル電流ＩＬに基づくフィードバック制御を行う。そして、上記のような制御構成により、降圧制御手段２０は、最終的に降圧スイッチング素子５のデューティ比αを算出することができる。本実施の形態１の構成を採る場合、リアクトル電流ＩＬが一定に制御され、外乱などに対する安定性が高いため、降圧回路１０を制御する際のロバスト性の向上を図ることができる。
【００６０】
ここで、降圧制御手段２０は、リアクトル電流ＩＬを検出せずに、直流母線電圧Ｖｄのみを検出して所望の値にフィードバック制御し、降圧スイッチング素子５のデューティ比αを算出するような構成としてもよい。つまり、降圧制御手段２０は、電圧制御手段２０ｃが電圧偏差量Ｖｅｒｒにゲインを乗じて得た値をデューティ比αとして出力してもよい。そうすれば、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出手段９ｂと共に、第２減算手段２０ｄ及び電流制御手段２０ｅが不要となるため、より安価な回路により降圧制御手段２０を構成することができる。
【００６１】
図８は、図１のインバータ回路が出力するインバータ出力電圧とインバータ制御手段が演算する電圧指令値との関係を例示したグラフである。モータに印加されるインバータ出力電圧は、前述したとおり、波高値が高ければキャリアリプル電流も大きくなり、モータの鉄損も増加することから、降圧制御手段２０は、インバータ回路１１に対し、必要最低限以上の電圧を与えないようになっている。本実施の形態１の降圧制御手段２０は、必要最低限であるかどうかについて、インバータ制御手段２１の中で演算される変調度Ｋというパラメータを用いて判断する。
【００６２】
インバータ制御手段２１が求める変調度Ｋは、上記の式（１）に示すように、インバータ回路１１が、直流母線電圧Ｖｄｃに対して何パーセントの比率の電圧を出力するかを示すパラメータである。例えば、変調度Ｋが１未満（変調度Ｋ＜１）であれば、インバータ出力電圧の基本波交流成分の波高値が、直流母線電圧Ｖｄｃよりも小さい値で制御される。そして、変調度Ｋが小さくなればなるほど、モータが必要とする電圧は小さいことになり、キャリアリプル電流が大きくなることを示す。また、変調度Ｋが１より大きくなれば（変調度Ｋ＞１）、インバータ出力電圧の交流波高値は、直流母線電圧Ｖｄｃ以上の値が必要となる。なお、図８に示すように、実際のところは変調度Ｋ＞１の領域においては、インバータ出力電圧の値は飽和するため、これ以上の電圧は出力することができないことになる。
【００６３】
目標電圧生成手段２０ａは、例えばインバータ制御手段２１が求める変調度Ｋが常に１となるように目標指令電圧Ｖｒｅｆを制御する。そうすれば、常に必要最低限の電圧がモータに印加されることになるため、キャリアリプル電流を低減すると共に、鉄損を抑制することができる。その結果、モータの運転における鉄損を抑制することができ、電力変換装置としてより高効率にモータを制御することが可能となる。
【００６４】
より具体的に、目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１より大きい場合、インバータ出力電圧が飽和する状態となるため、目標指令電圧Ｖｒｅｆを上昇させる。一方、目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１より小さい場合、インバータ出力電圧が十分足りていると判断できるため、目標指令電圧Ｖｒｅｆを低下させる。目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１になれば、現状の目標指令電圧Ｖｒｅｆを維持する。
【００６５】
ここで、目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１でない場合、目標指令電圧Ｖｒｅｆを予め決められた設定値だけ変化させるようにしてもよいし、変調度Ｋの値に応じて、目標指令電圧Ｖｒｅｆの変化量を決定してもよい。後者の場合は、変調度Ｋと目標指令電圧Ｖｒｅｆの変化量とを関連づけた変化量テーブルを内部メモリ等に格納しておいてもよい。そして、目標電圧生成手段２０ａが、変調度Ｋを変化量テーブルに照らして、目標指令電圧Ｖｒｅｆの変化量を求めるようにしてもよい。変化量テーブルは、変調度Ｋと１との差分が大きくなるほど、目標指令電圧Ｖｒｅｆの変化量が大きくなるように構成するとよい。
【００６６】
図９は、図７の目標電圧生成手段による目標指令電圧の生成処理の一例を示す説明図である。図９では、横軸に変調度Ｋをとり、縦軸に目標指令電圧Ｖｒｅｆをとっている。すなわち、変調度Ｋの複数の範囲に対して目標指令電圧Ｖｒｅｆを段階的に定めた指令電圧導出情報を内部メモリ等に格納しておいてもよい。そして、目標電圧生成手段２０ａが、指令電圧導出情報を参照することにより、変調度Ｋに応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆを設定するようにしてもよい。
【００６７】
なお、図９では、変調度Ｋの範囲として、０以上Ｋ１未満の範囲、Ｋ１以上Ｋ２未満の範囲、Ｋ２以上１未満の範囲、および１以上の範囲が例示されている。ここで、Ｋ１およびＫ２については、０＜Ｋ１＜Ｋ２＜１の関係があるものとする。そして、図８では、０以上Ｋ１未満の範囲に目標指令電圧Ｖｒｅｆ１が対応づけられ、Ｋ１以上Ｋ２未満の範囲に目標指令電圧Ｖｒｅｆ２が対応づけられ、Ｋ２以上１未満の範囲に目標指令電圧Ｖｒｅｆ３が対応づけられている。また、図８では、１以上の範囲に目標指令電圧Ｖｒｅｆ４が対応づけられている。もっとも、図８には、目標指令電圧Ｖｒｅｆが４段階に設定されている場合を例示しているが、これに限らず、指令電圧導出情報は、変調度Ｋの範囲に応じて、３段階以下又は５段階以上の目標指令電圧Ｖｒｅｆが設定されていてもよい。
【００６８】
ここで、上記の説明では、目標電圧生成手段２０ａが、変調度Ｋの変化に応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆの値を調整する場合を例示したが、これに限定されるものではない。目標電圧生成手段２０ａは、圧縮機モータ３０ａの回転数の変化に応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆの値を調整するようにしてもよい。上記の何れの手法の場合も、降圧スイッチング素子５のオンオフ動作時に生じるスイッチング損失により効率が低下する。そのため、電力変換装置２００は、モータの鉄損とスイッチング損失との両方を考慮し、装置全体が高効率となるように、直流母線電圧Ｖｄｃを降圧させる。
【００６９】
ところで、モータ回転数が大きくなり、モータに印加する電圧を大きくする必要がある場合は、降圧回路１０を動作させる必要がない。そのため、降圧制御手段２０は、降圧スイッチング素子５の動作を停止させる。すなわち、式（２）からもわかるように、降圧スイッチング素子５のデューティ比αを１とし、降圧スイッチング素子５を常時オン状態とすることで、通常の三相整流器２により得られる直流電圧をインバータ回路１１に供給してモータを運転させる。
【００７０】
本実施の形態１の電力変換装置２００は、電圧不平衡が発生した場合、モータの回転数が高い領域であったとしても、平滑コンデンサ８へのリプル電流を低減させるために、優先的に降圧回路１０を動作させる。ここで、モータの回転数が高い領域とは、変調度Ｋ＞１の領域であり、以降では過変調領域という。しかし、過変調領域において降圧回路１０が動作してしまうと、直流母線電圧Ｖｄｃが低下し、インバータ出力電圧も同時に低下してしまうため、電圧不平衡が発生した場合に降圧回路１０を動作させると、モータの運転範囲が狭くなるおそれがある。この点、本実施の形態１では、下記のように、モータの運転範囲に影響を与えず、かつ平滑コンデンサ８のリプル電流を低減することができる手法を採っている。
【００７１】
上述したとおり、降圧制御手段２０は、目標電圧生成手段２０ａにより得られる目標指令電圧Ｖｒｅｆと、平滑コンデンサ８の両端電圧である直流母線電圧Ｖｄｃとの差分である電圧偏差量Ｖｅｒｒを算出する。ここで、例えば電圧不平衡が生じた場合において、直流母線電圧Ｖｄｃが脈動し、Ｖｒｅｆ＜Ｖｄｃ（Ｖｅｒｒ＜０）の関係が成立すると、直流母線電圧Ｖｄｃの降圧が必要となるため、降圧制御手段２０はデューティ比αを演算する。そして、降圧制御手段２０は、演算したデューティ比αをもとに降圧スイッチング素子５のスイッチングを行い、その結果、直流母線電圧Ｖｄｃが降圧される。また、Ｖｒｅｆ＞Ｖｄｃ（Ｖｅｒｒ＞０）の関係が成立すると、降圧させる必要がなくなるため、降圧制御手段２０は、デューティ比αを増加させる方向、すなわち降圧スイッチング素子５のスイッチング回数が減少する方向の制御を実行する。
【００７２】
図１０は、図１の電力変換装置について、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。図１０には、目標指令電圧Ｖｒｅｆと直流母線電圧Ｖｄｃとの大小関係の変化と、降圧回路１０の動作のタイミングとの関係が示されている。図１０では、降圧スイッチング素子５がオンのときを「降圧動作ＯＮ」とし、降圧スイッチング素子５がオフのときを「降圧動作ＯＦＦ」としている。以下の各図においても同様である。すなわち、降圧回路１０の動作状態は、目標電圧生成手段２０ａによって生成される目標指令電圧Ｖｒｅｆと直流母線電圧Ｖｄｃとの大小関係によって決定される。
【００７３】
平滑コンデンサ８に流れるリプル電流については、降圧スイッチング素子５がオンされている期間であれば、降圧回路１０が動作していることと等価であることから、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流を軽減することができる。つまり、降圧回路１０が動作している期間のみ、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流を低減できることになる。
【００７４】
図１１は、図１の電力変換装置において、目標指令電圧を大きくしたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。図１２は、図１の電力変換装置において、目標指令電圧を大きくしたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。
【００７５】
図１１に示すように、直流母線電圧Ｖｄｃに対して目標指令電圧Ｖｒｅｆの値が大きければ大きいほど、降圧スイッチング素子５のオンオフ動作により降圧回路１０を動作させる期間が短くなり、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流の低減効果が小さくなる。一方、図１２に示すように、直流母線電圧Ｖｄｃに対して目標指令電圧Ｖｒｅｆの値が小さければ小さいほど、降圧回路１０を動作させる期間が長くなり、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流の低減効果が大きくなる。
【００７６】
ただし、変調度Ｋ＞１の過変調領域の場合、出力電圧が既に飽和しているため、降圧回路１０を動作させて直流母線電圧Ｖｄｃを低下させると、圧縮機モータ３０ａの運転範囲が制限されることになる。そこで、本実施の形態１では、インバータ回路１１が圧縮機モータ３０ａに印加する電圧の実効成分以上の領域であれば、圧縮機モータ３０ａに与えるエネルギーとしては寄与しないことに着目して目標指令電圧Ｖｒｅｆを生成する。
【００７７】
図１３は、図１の電力変換装置において、目標指令電圧を脈動電圧の中心値としたときの、直流母線電圧と目標指令電圧と降圧回路が動作するタイミングとの関係を示すタイムチャート図である。本実施の形態１において、インバータ回路１１が圧縮機モータ３０ａに印加する電圧の実効成分以上の領域は、直流母線電圧Ｖｄｃの平均値（脈動幅ΔＶの中心値ΔＶ／２）以上の領域に該当する。
【００７８】
本実施の形態１では、図１３に示すように、目標指令電圧Ｖｒｅｆを直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶの中心値に設定して降圧回路１０の降圧動作を行うようになっている。つまり、目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１より大きい場合、目標指令電圧Ｖｒｅｆを、降圧回路１０の停止中における直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶの中心値とする。そうすれば、インバータ回路１１がモータの運転範囲に影響を与えることなく電圧を出力することができ、かつ平滑コンデンサ８を保護することができる。また、インバータ回路１１が出力する電圧についても、電圧不平衡に起因した脈動成分が重畳しないため、モータの運転の安定性を向上させることができる。
【００７９】
以上のように、本実施の形態１の電力変換装置２００は、三相交流電源１に電圧不平衡が発生した場合に、降圧回路１０の降圧スイッチング素子５をスイッチングさせることから、平滑コンデンサ８のリプル電流の増加と温度上昇とを抑えることができる。よって、平滑コンデンサ８の寿命の低下およびモータの鉄損の増加を抑制し、安定した動作を実現することができる。また、電力変換装置２００によれば、電圧不平衡時に降圧スイッチング素子５をスイッチングさせることにより、直流母線電圧Ｖｄｃの安定化を図ることができる。そして、電力変換装置２００は、電源不平衡を検知した場合、降圧回路１０により、モータの運転に影響が出ない範囲で直流母線電圧Ｖｄｃを制御し、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流を抑制することができる。そのため、平滑コンデンサ８の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００８０】
また、降圧制御手段２０は、直流母線電圧Ｖｄｃ及びリアクトル電流ＩＬのうちの少なくとも一方を用いてデューティ比αを算出する。そのため、降圧回路１０による降圧動作を精度よく行うことができる。ところで、電圧不平衡が発生すると、降圧回路１０が動作していなければ、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶが大きくなる。この点、不平衡判定手段２２は、直流母線電圧Ｖｄｃの取得期間内における脈動幅ΔＶが電圧判定閾値より大きい場合に、三相交流電源１の電圧不平衡を検出するため、電圧不平衡の検出精度の向上を図ることができる。
【００８１】
さらに、降圧制御手段２０は、インバータ回路１１への出力に応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆを生成するため、電圧検出手段９ａによって検出される直流母線電圧Ｖｄｃが直流母線電圧Ｖｄｃとなるような制御を行うことができる。そして、目標電圧生成手段２０ａは、インバータ回路１１による出力電圧の直流母線電圧Ｖｄｃに占める割合を示す変調度Ｋの変化に応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆの値を調整する機能を有する。そのため、インバータ回路１１と直流母線電圧Ｖｄｃとのバランスを考慮した柔軟なフィードバック制御を実現することができる。加えて、目標電圧生成手段２０ａは、変調度Ｋが１より大きい場合、目標指令電圧Ｖｒｅｆを、降圧回路１０の停止中における直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶの平均値とする機能を有するため、モータの運転範囲の制限を緩和することができる。なお、降圧スイッチング素子５および逆流防止素子７のうちの少なくとも一方に、電源周期に対して部分的にスイッチングを行うリレーを用いれば、コストの削減を図ることができる。
【００８２】
実施の形態２．
図１４は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。図１５は、図１４の降圧制御手段の機能的な構成を例示したブロック図である。本実施の形態２の空気調和装置１００Ａの全体的な構成は、前述した実施の形態１の空気調和装置１００と同様であるため、同等の構成には同一の符号を用いて説明は省略する。
【００８３】
図１４に示すように、空気調和装置１００Ａは、圧縮機モータ３０ａに流れる電流を検出する電流検出部４０を有している。電力変換装置２００Ａは、実施の形態１の降圧制御手段２０に目標指令電圧Ｖｒｅｆを補正する機能を付加した降圧制御手段１２０を有している。そして、図１５に示すように、降圧制御手段１２０は、目標指令電圧Ｖｒｅｆを補正する指令電圧補正手段１２０ａと、インバータ回路１１に出力される電力である出力電力Ｐを演算する出力電力演算手段１２０ｂと、を有している。ここで、出力電力Ｐはモータの負荷に相当する。電力変換装置２００Ａの他の構成は、実施の形態１の電力変換装置２００と同様である。
【００８４】
ところで、実施の形態１の降圧制御手段２０は、降圧回路１０の制御に用いる目標指令電圧Ｖｒｅｆを直流母線電圧Ｖｄｃの平均値とし、モータの運転範囲に影響を与えないように制御を行う。ただし、例えば出力電力Ｐが大きくなると、平滑コンデンサ８のリプル電流は増加する傾向となる。
【００８５】
図１６は、図１４の電力変換装置における出力電力と平滑コンデンサに流れるリプル電流との関係を示したグラフである。図１６には、降圧回路１０が動作している状態における出力電力Ｐとリプル電流との関係が示されている。図１６に示すように、目標指令電圧Ｖｒｅｆを大きくすれば、出力電力Ｐとリプル電流との関係を示すグラフの傾きが増加し、目標指令電圧Ｖｒｅｆを小さくすれば、出力電力Ｐとリプル電流との関係を示すグラフの傾きが減少する。すなわち、目標指令電圧Ｖｒｅｆを変化させることにより、同一のインバータ出力電力に対する平滑コンデンサ８のリプル電流を変化させることができる。
【００８６】
目標指令電圧Ｖｒｅｆを大きくすれば、図１１の例のように、降圧動作を行っている期間、すなわち降圧スイッチング素子５がＯＮとなっている期間が相対的に短くなるため、平滑コンデンサ８に印加される電圧も大きく変動し、リプル電流が増加する。一方、目標指令電圧を小さくすれば、図１２の例のように、降圧動作を行っている期間が相対的に長くなることから、平滑コンデンサ８に印加される電圧の変動幅も小さくなるため、リプル電流が低下する。
【００８７】
そこで、本実施の形態２では、出力電力Ｐが大きくなった場合のリプル電流の増加に対する平滑コンデンサ８の保護という観点から、出力電力Ｐに応じて目標指令電圧Ｖｒｅｆを補正するという構成を採っている。より具体的に、出力電力演算手段１２０ｂは、インバータ出力電圧Ｖとインバータ回路１１の出力電流Ｉと用いて、下記の式（３）により、出力電力Ｐを演算する。そして、出力電力演算手段１２０ｂは、演算した出力電力Ｐを指令電圧補正手段１２０ａへ出力する。
【００８８】
［数３］
出力電力Ｐ ＝ ３１／２ × Ｖ × Ｉ ×ｃｏｓθ      ・・・（３）
【００８９】
ここで、出力電力演算手段１２０ｂは、インバータ制御手段２１内における指令電圧値を、インバータ出力電圧Ｖとして取得する。また、出力電力演算手段１２０ｂは、インバータ回路１１の出力電流Ｉを電流検出部４０から取得する。さらに、出力電力演算手段１２０ｂは、力率ｃｏｓθを、インバータ出力電圧Ｖと出力電流Ｉとの位相差θから演算する。
【００９０】
指令電圧補正手段１２０ａは、出力電力演算手段１２０ｂが演算した出力電力Ｐをもとに、目標電圧生成手段２０ａが生成した目標指令電圧Ｖｒｅｆを補正する。より具体的に、指令電圧補正手段１２０ａは、出力電力Ｐと予め設定された電力閾値とを比較し、出力電力Ｐが電力閾値よりも大きいか否かを判定する。ここで、電力閾値は、実機での試験などにより電圧不平衡の検出用に予め設定され、内部メモリ等に記憶されている。そして、指令電圧補正手段１２０ａは、出力電力Ｐが電力閾値よりも大きい場合に目標指令電圧Ｖｒｅｆを低下させ、出力電力Ｐが電力閾値よりも小さい場合に目標指令電圧Ｖｒｅｆを上昇させる。
【００９１】
指令電圧補正手段１２０ａは、出力電力Ｐが電力閾値と等しくない場合、予め決められた設定値だけ目標指令電圧Ｖｒｅｆを増減補正するようにしてもよい。また、指令電圧補正手段１２０ａは、出力電力Ｐの値、又は出力電力Ｐと電力閾値との差分に応じて、目標指令電圧Ｖｒｅｆの補正量を決定してもよい。
【００９２】
以上のように、本実施の形態２における電力変換装置２００Ａによっても、実施の形態１の電力変換装置２００と同様、平滑コンデンサ８の寿命の低下およびモータの鉄損の増加を抑制し、安定した動作を実現することができる。また、電力変換装置２００Ａは、出力電力演算手段１２０ｂによって得られた出力電力Ｐの変化に応じて、指令電圧補正手段１２０ａが目標指令電圧Ｖｒｅｆを補正し、補正後の目標指令電圧Ｖｒｅｆに基づいて降圧スイッチング素子５をスイッチングさせる。そのため、平滑コンデンサ８のリプル電流を許容値内に抑制することができるため、例えば、平滑コンデンサ８の周囲温度が高く、平滑コンデンサ８の発熱を抑えたい場合などにおいても、リプル電流を低下させることができる。すなわち、電力変換装置２００Ａによれば、周囲温度が高い環境への設置、および平滑コンデンサ８の定格スペックを低くすることができるため、より安価に機器を構成することができる。他の効果は、実施の形態１と同様である。
【００９３】
実施の形態３．
図１７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置を備えた空気調和装置の構成を示す概略図である。本実施の形態３の空気調和装置１００Ｂの全体的な構成は、前述した実施の形態１の空気調和装置１００と同様であるため、同等の構成には同一の符号を用いて説明は省略する。
【００９４】
ところで、上述した実施の形態１および２の不平衡判定手段２２は、降圧回路１０が停止している状態の直流母線電圧Ｖｄｃの脈動幅ΔＶが電圧判定閾値を超えたときに、電圧不平衡が発生したと判定する。これに対し、本実施の形態３の不平衡判定手段２２２は、電流検出手段９ｂの値を用いて、電圧不平衡が発生したか否かを判定するようになっている。
【００９５】
図１８は、図１７の電力変換装置において、三相交流電源に電圧不平衡が発生したときのリアクトル電流の変化の様子を示すグラフである。図１８では、横軸に時間をとり、縦軸にリアクトル電流ＩＬをとり、時間の経過に応じたリアクトル電流ＩＬの変化を示している。
【００９６】
図１８に示すように、降圧回路１０が停止している状態のリアクトル電流ＩＬは、電圧不平衡時において、電圧平衡時によりも大きく変動することが知られている。電圧不平衡の度合いが大きければ、電流が流れなくなる期間もある。電流が流れなくなる期間では、インバータ回路１１に供給される電力は、全て平滑コンデンサ８に蓄えられている電力で賄うことになるため、平滑コンデンサ８に流れるリプル電流が大きくなる。
【００９７】
そこで、不平衡判定手段２２２は、電流検出手段９ｂにおいて検出されたリアクトル電流ＩＬの値から、取得期間におけるリアクトル電流ＩＬの最大値と最小値とを取得し、それらの差分をリアクトル電流ＩＬの脈動幅ΔＩＬとして求める。すなわち、不平衡判定手段２２２は、取得期間内において電流検出手段９ｂからリアクトル電流ＩＬを取得し、取得期間におけるリアクトル電流ＩＬの最大値と最小値とを内部メモリ等に記憶する。そして、不平衡判定手段２２２は、記憶させた最大値と最小値との差分を脈動幅ΔＩＬとして求める。ここで、取得期間は、例えば数十ｍｓ〜数百ｍｓの範囲に設定される。
【００９８】
また、不平衡判定手段２２２は、脈動幅ΔＩＬと予め設定された電流判定閾値とを比較し、脈動幅ΔＩＬが電流判定閾値より大きいか否かを判定する。ここで、電流判定閾値は、実機での試験などにより電圧不平衡の検出用に予め設定され、内部メモリ等に記憶されている。不平衡判定手段２２２は、脈動幅ΔＩＬが電流判定閾値より大きければ、三相交流電源１に電圧不平衡が発生したと判断することができるため、降圧回路１０の動作を指示する動作指令信号を降圧制御手段２０へ出力する。
【００９９】
なお、不平衡判定手段２２２において電圧不平衡が発生したと判定されたとき、既に降圧回路１０が動作している場合は、リアクトル電流ＩＬが一定（ΔＩＬ≒０）となるように制御されている。そのため、不平衡判定手段２２２は、降圧制御手段２０又は降圧回路１０の動作状態を監視することにより、電圧不平衡が発生したか否かの判定を、降圧回路１０が動作していない状態でのみ行うようにするとよい。
【０１００】
以上のように、本実施の形態３における電力変換装置２００Ｂによっても、実施の形態１の電力変換装置２００と同様、平滑コンデンサ８の寿命の低下およびモータの鉄損の増加を抑制し、安定した動作を実現することができる。ここで、降圧回路１０が停止している状態のリアクトル電流ＩＬは、電圧不平衡時において、電圧平衡時によりも大きく変動する。この点、不平衡判定手段２２２は、リアクトル電流ＩＬの取得期間内における脈動幅ΔＩが電流判定閾値より大きい場合に、三相交流電源１の電圧不平衡を検出するため、電圧不平衡の検出精度の向上を図ることができる。
【０１０１】
また、前述のとおり、リアクトル電流ＩＬが不連続になると、リアクトル電流ＩＬの最大値も大きくなることから、電流が流れる経路である三相整流器２の整流ダイオード素子３、および降圧スイッチング素子５の損失が大きくなる。この点、本実施の形態３では、リアクトル電流ＩＬの脈動幅ΔＩＬの大きさによって降圧回路１０を動作させることで、リアクトル電流ＩＬ、すなわち整流ダイオード素子３および降圧スイッチング素子５に流れる電流を平滑化させることができる。そのため、各半導体素子が熱破壊に至ることを未然に防ぐことができる。また、各半導体素子を電流スペック値の低いものに変更することもできるため、機器の低コスト化を図ることができる。もっとも、本実施の形態３における不平衡判定手段２２２は、実施の形態２の電力変換装置２００Ｂに、不平衡判定手段２２２の代わりに適用することもできる。他の効果は、実施の形態１及び２と同様である。
【０１０２】
上述した各実施形態は、電力変換装置、圧縮機、送風機、および空気調和装置における好適な具体例であり、これらの態様に限定されるものではない。例えば、図１、図１４、および図１７では、電力変換装置２００、２００Ａ、および２００Ｂが圧縮機モータ３０ａを例示したが、これに限定されない。電力変換装置２００、２００Ａ、および２００Ｂは、ファンモータ３４ａおよびファンモータ３５ａのうちの何れか一方を駆動するようにしてもよい。すなわち、第１送風機３４は、上記各実施の形態における電力変換装置と、当該電力変換装置によって駆動されるファンモータ３４ａとを有するものであってよい。同様に、第２送風機３５は、上記各実施の形態における電力変換装置と、当該電力変換装置によって駆動されるファンモータ３５ａとを有するものであってよい。
【０１０３】
また、上記各実施の形態では、空気調和装置１００、１００Ａ、および１００Ｂが１台の電力変換装置を有する場合を例示したが、これに限らず、空気調和装置１００、１００Ａ、および１００Ｂは、複数台の電力変換装置を有してもよい。空気調和装置１００、１００Ａ、および１００Ｂは、例えば２台の電力変換装置を有する場合、各電力変換装置によって、圧縮機モータ３０ａ、ファンモータ３４ａ、およびファンモータ３５ａのうちの２台を駆動するとよい。空気調和装置１００、１００Ａ、および１００Ｂは、例えば３台の電力変換装置を有する場合、各電力変換装置によって、圧縮機モータ３０ａ、ファンモータ３４ａ、およびファンモータ３５ａをそれぞれ駆動するとよい。さらに、上記各実施の形態では、電力変換装置が空気調和装置に搭載される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、上記各実施の形態の電力変換装置は、冷蔵庫、洗濯機、又は自動車などの他の機器に備わるモータを駆動するように構成してもよい。また、上記各実施の形態の電力変換装置は、蛍光灯又はＩＨクッキングヒータなどの駆動用に用いてもよい。
【符号の説明】
【０１０４】
１  三相交流電源、２  三相整流器、３  整流ダイオード素子、４  入力フィルタコンデンサ、５  降圧スイッチング素子、６  リアクトル、７  逆流防止素子、８  平滑コンデンサ、９  検出手段、９ａ  電圧検出手段、９ｂ  電流検出手段、１０  降圧回路、１１  インバータ回路、１２  スイッチング素子、２０、１２０  降圧制御手段、２０ａ  目標電圧生成手段、２０ｂ  第１減算手段、２０ｃ  電圧制御手段、２０ｄ  第２減算手段、２０ｅ  電流制御手段、２１  インバータ制御手段、２２、２２２  不平衡判定手段、３０  圧縮機、３０ａ  圧縮機モータ、３１  凝縮器、３２  絞り装置、３３  蒸発器、３４  第１送風機、３４ａ、３５ａ  ファンモータ、３４ｂ、３５ｂ  ファン、３５  第２送風機、４０  電流検出部、１００、１００Ａ、１００Ｂ  空気調和装置、１２０ａ  指令電圧補正手段、１２０ｂ  出力電力演算手段、２００、２００Ａ、２００Ｂ  電力変換装置、３００  冷媒回路、Ｉ  出力電流、ＩＬ  リアクトル電流、Ｉｅｒｒ  電流偏差量、Ｉｒｅｆ  制御量、Ｉｒｒ  電流偏差量、Ｋ  変調度、Ｐ  出力電力、Ｒ  冷媒配管、Ｖ  インバータ出力電圧、Ｖｄｃ  直流母線電圧、Ｖｅｒｒ  電圧偏差量、Ｖｉｎ  入力電圧、Ｖｏｕｔ  出力電圧、Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ４  目標指令電圧、ΔＩＬ、ΔＶ  脈動幅、α  デューティ比、θ  位相差。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際調査報告】
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