(57)【要約】  直列多重インバータ（１）は、電力変換部（１０）と、位相差選択部（４３）と、駆動信号生成部（４１）と、駆動信号出力部（４２）とを備える。位相差選択部（４３）は、複数の単相インバータ（１５１〜１５ｎ）間の矩形波電圧の位相差を複数の位相差候補の中から選択する。駆動信号生成部（４１）は、位相差選択部（４３）で選択された位相差ずつ位相が順次ずれた複数の矩形波電圧を各々異なる単相インバータ（１５１〜１５ｎ）から出力させる複数の駆動信号（Ｓｐ１〜Ｓｐｎ）を生成する。駆動信号出力部（４２）は、駆動信号生成部（４１）によって生成された複数の駆動信号（Ｓｐ１〜Ｓｐｎ）を複数の単相インバータ（１５１〜１５ｎ）へ出力する。
2019150443.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の単相インバータを有し、前記複数の単相インバータの出力端子が直列に接続された電力変換部と、
前記複数の単相インバータ間の矩形波電圧の位相差を複数の位相差候補の中から選択する位相差選択部と、
前記位相差選択部で選択された前記位相差ずつ位相が順次ずれた複数の矩形波電圧を各々異なる単相インバータから出力させる複数の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部によって生成された複数の駆動信号を前記複数の単相インバータへ出力する駆動信号出力部と、を備える
ことを特徴とする直列多重インバータ。
【請求項２】
入力を受け付ける操作部を備え、
前記位相差選択部は、
前記操作部への前記入力に基づいて、前記位相差を複数の位相差候補の中から選択する
ことを特徴とする請求項１に記載の直列多重インバータ。
【請求項３】
前記電力変換部の出力電圧を検出する電圧検出部と、
前記電力変換部の出力電流を検出する電流検出部と、
前記電圧検出部によって検出された前記出力電圧と前記電流検出部によって検出された前記出力電流とに基づいて、前記電力変換部に接続された負荷のインピーダンスを検出するインピーダンス検出部と、
前記インピーダンス検出部によって検出された前記負荷のインピーダンスに基づいて、前記負荷に流れる複数の次数の高調波電流を演算する高調波電流演算部と、を備え、
前記位相差選択部は、
前記高調波電流演算部によって検出された前記複数の次数の高調波電流を閾値以下にする前記位相差を前記複数の位相差候補の中から選択する
ことを特徴とする請求項１に記載の直列多重インバータ。
【請求項４】
前記位相差選択部は、
前記複数の位相差候補のうち前記複数の次数の高調波電流を前記閾値以下にする位相差候補が複数ある場合、前記複数の次数の高調波電流を前記閾値以下にする複数の位相差候補のうち最も小さい位相差候補を前記位相差として選択する
ことを特徴とする請求項３に記載の直列多重インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の単相インバータの出力端子が直列に接続された直列多重インバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数の単相インバータのそれぞれから出力させた互いに位相が異なる矩形波電圧を合成し、合成した電圧を出力する直列多重インバータが知られている。この種の直列多重インバータに関し、特許文献１には、各単相インバータから出力させる矩形波電圧の位相角を、直列多重インバータの出力電圧に含まれる各次数の高調波が所望の値以下になるように算出し、算出した位相角で各矩形波電圧を単相インバータから出力させる技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平６−２４５５３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の直列多重インバータは、直列多重インバータの出力電圧に含まれる各次数の高調波電圧が所望の値以下となるように制御することができるが、直列多重インバータに接続された負荷を流れる高調波電流について考慮されていない。直列多重インバータに接続される負荷の特性によって各次数の高調波電流の流れ易さが異なることから、直列多重インバータの出力電圧に含まれる各次数の高調波電圧を抑えた場合であっても負荷の特性によって各次数の高調波電流の大きさが異なる。そのため、負荷の特性と無関係に直列多重インバータから負荷への各次数の高調波電流を抑えようとすると、高調波低減効果の高い大きな高調波フィルタが必要となり、直列多重インバータが大型化してしまう。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷の特性が異なる場合においても各単相インバータへの制御によって負荷を流れる高調波電流を抑制できる直列多重インバータを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の直列多重インバータは、電力変換部と、位相差選択部と、駆動信号生成部と、駆動信号出力部とを備える。電力変換部は、複数の単相インバータを有し、複数の単相インバータの出力端子が直列に接続される。位相差選択部は、複数の単相インバータ間の矩形波電圧の位相差を複数の位相差候補の中から選択する。駆動信号生成部は、位相差選択部で選択された位相差ずつ位相が順次ずれた複数の矩形波電圧を各々異なる単相インバータから出力させる複数の駆動信号を生成する。駆動信号出力部は、駆動信号生成部によって生成された複数の駆動信号を複数の単相インバータへ出力する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、負荷の特性が異なる場合においても各単相インバータへの制御によって負荷を流れる高調波電流を抑制できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる直列多重インバータの構成例を示す図
【図２】実施の形態１にかかる単相インバータの構成例を示す図
【図３】実施の形態１にかかるゲートドライバから出力されるゲート信号と単相インバータの出力電圧の波形との関係を示す図
【図４】実施の形態１にかかる駆動信号生成部の構成例を示す図
【図５】実施の形態１にかかる複数の単相インバータの出力電圧の例を示す図
【図６】実施の形態１にかかる複数の単相インバータの出力電圧の例を示す図
【図７】実施の形態１にかかる複数の単相インバータの出力電圧の例を示す図
【図８】実施の形態１にかかる各次数の高調波電圧の一例を示す図
【図９】図８の一部拡大図
【図１０】実施の形態１にかかる複数の負荷の周波数特性を示す図
【図１１】実施の形態１にかかる第１の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図
【図１２】実施の形態１にかかる第２の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図
【図１３】実施の形態１にかかる第３の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図
【図１４】実施の形態１にかかる制御部の処理の一例を示すフローチャート
【図１５】実施の形態１にかかる直列多重インバータの制御部のハードウェア構成例を示す図
【図１６】実施の形態２にかかる直列多重インバータの構成例を示す図
【図１７】実施の形態２にかかる制御部の処理の一例を示すフローチャート
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の実施の形態にかかる直列多重インバータを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる直列多重インバータの構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直列多重インバータ１は、電力変換部１０と、電圧検出部２０と、電流検出部３０と、電力変換部１０を制御して電力変換部１０から出力電圧Ｖｏを出力させる制御部４０と、操作部５０と、高調波フィルタ７０とを備える。
【００１１】
電力変換部１０は、単相交流電源２から出力される交流電力を任意の周波数および振幅の交流電力に変換することができる。例えば、電力変換部１０は、単相交流電源２から出力される交流電力を基本波の周波数が１ｋＨｚ以上の高周波の交流電力へ変換することができる。なお、電力変換部１０は、単相交流電源２から出力される交流電力を基本波の周波数が１ｋＨｚ未満の周波数の交流電力へ変換することもできる。
【００１２】
電力変換部１０は、ｎ個の電力変換ブロック１１１〜１１ｎを備える。「ｎ」は、２以上の整数である。電力変換ブロック１１１は、トランス１２１、整流回路１３１、コンデンサ１４１、および単相インバータ１５１を備える。電力変換ブロック１１２は、トランス１２２、整流回路１３２、コンデンサ１４２、および単相インバータ１５２を備える。
【００１３】
電力変換ブロック１１３〜１１ｎの各々も、電力変換ブロック１１１，１１２と同様に、トランス１２３〜１２ｎの一つと、整流回路１３３〜１３ｎの一つと、コンデンサ１４３〜１４ｎの一つと、単相インバータ１５３〜１５ｎの一つとを備える。このように、電力変換ブロック１１１〜１１ｎは、互いに同様の構成を有しているため、以下においては、電力変換ブロック１１１の構成について詳細に説明する。
【００１４】
トランス１２１の一次巻線は、単相交流電源２に接続されており、単相交流電源２から出力される交流電圧Ｖａｃをトランス１２１の巻線比で決まる振幅の交流電圧へ変換して出力する。
【００１５】
整流回路１３１は、トランス１２１の二次巻線に接続されており、トランス１２１から出力される交流電圧を整流する。整流回路１３１は、例えば、全波整流回路、半波整流回路、またはフルブリッジ回路である。なお、整流回路１３１は、トランス１２１から出力される交流電圧を整流することができればよく、全波整流回路、半波整流回路、およびフルブリッジ回路に限定されない。
【００１６】
コンデンサ１４１は、整流回路１３１の出力電圧を平滑する。整流回路１３１およびコンデンサ１４１によって、トランス１２１から出力される交流電圧が直流電圧Ｖｄｃに変換される。
【００１７】
単相インバータ１５１は、制御部４０により制御され、整流回路１３１およびコンデンサ１４１によって生成される直流電圧Ｖｄｃを矩形波電圧へ変換して出力することができる。
【００１８】
電力変換ブロック１１２〜１１ｎは、電力変換ブロック１１１と同様に、矩形波電圧を生成して出力する。以下、説明を分かりやすくするために、単相インバータ１５１〜１５ｎが各々出力する交流電圧を出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎと表す。なお、出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎの各々を区別せずに示すときには、出力電圧ＶＩＮＶと呼ぶ。
【００１９】
単相インバータ１５１〜１５ｎの出力端子１６１，１７１，１６２，１７２，・・・，１６ｎ−１，１７ｎ−１，１６ｎ，１７ｎは互いに直列に接続される。これにより、単相インバータ１５１〜１５ｎの出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎが合成され、合成結果が電力変換部１０の出力電圧Ｖｏとして出力される。
【００２０】
電力変換部１０の出力電圧Ｖｏは、高調波フィルタ７０を介して負荷３に供給される。高調波フィルタ７０は、例えば、ＬＣフィルタであるが、ＬＣＬフィルタであってもよい。
【００２１】
なお、以下、トランス１２１〜１２ｎの各々を区別せずに示すときには、トランス１２と呼び、整流回路１３１〜１３ｎの各々を区別せずに示すときには、整流回路１３と呼ぶ。また、コンデンサ１４１〜１４ｎの各々を区別せずに示すときには、コンデンサ１４と呼び、単相インバータ１５１〜１５ｎの各々を区別せずに示すときには、単相インバータ１５と呼ぶ。
【００２２】
図１に示す例では、各電力変換ブロック１１１〜１１ｎは、トランス１２、整流回路１３、およびコンデンサ１４を有する構成であるが、トランス１２、整流回路１３、およびコンデンサ１４に代えて直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源を設けた構成であってもよい。
【００２３】
図２は、実施の形態１にかかる単相インバータの構成例を示す図である。図２に示すように、単相インバータ１５１は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々に逆並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４と、ゲートドライバ１８とを備える。
【００２４】
ゲートドライバ１８は、制御部４０から出力される後述する駆動信号に基づいて、ゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４を生成し、生成したゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４を各々スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートへ出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフ制御されて単相インバータ１５１から出力電圧ＶＩＮＶ１が生成され出力される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）およびＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）に代表される半導体スイッチング素子である。
【００２５】
図３は、実施の形態１にかかるゲートドライバから出力されるゲート信号と単相インバータの出力電圧の波形との関係を示す図である。図３に示すように、ゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４によって矩形波電圧を含む出力電圧ＶＩＮＶ１が生成される。なお、図３において、「Ｔｏ」は、直列多重インバータ１の出力電圧Ｖｏの基本波周期を示す出力電圧周期である。また、「＋Ｖａ」は、単相インバータ１５１が出力する正の矩形波電圧の電圧値であり、「−Ｖａ」は、単相インバータ１５１が出力する負の矩形波電圧の電圧値である。
【００２６】
制御部４０から単相インバータ１５へ出力される駆動信号は、ゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４の各々と同一波形の４つのパルス幅変調（Pulse  Width  Modulation，ＰＷＭ）信号から構成され、ゲートドライバ１８に増幅されてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へ出力される。なお、制御部４０からの駆動信号に基づいてゲートドライバ１８がゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４を生成することができればよく、駆動信号は上述した例に限定されない。例えば、制御部４０から各単相インバータ１５へ出力される駆動信号は、１つまたは２つのＰＷＭ信号から構成されていてもよい。すなわち、ゲートドライバ１８は、１つまたは２つのＰＷＭ信号から構成される駆動信号から、ゲート信号Ｓｇ１〜Ｓｇ４を生成して出力する構成であってもよい。
【００２７】
単相インバータ１５２〜１５ｎも、単相インバータ１５１と同様の構成である。なお、単相インバータ１５１〜１５ｎは、図２に示す構成に限定されない。すなわち、単相インバータ１５１〜１５ｎは、後述する出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎを出力することができる構成であればよく、図２に示す構成でなくてもよい。
【００２８】
図１に戻って、直列多重インバータ１の説明を続ける。直列多重インバータ１の電圧検出部２０は、電力変換部１０の出力電圧Ｖｏの瞬時値を繰り返し検出し、検出した出力電圧Ｖｏの瞬時値である検出電圧値Ｖｄｅｔを出力する。直列多重インバータ１の電流検出部３０は、電力変換部１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を繰り返し検出し、検出した出力電流Ｉｏの瞬時値である検出電流値Ｉｄｅｔを出力する。
【００２９】
直列多重インバータ１の制御部４０は、ｎ個の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを生成する駆動信号生成部４１と、ｎ個の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎをｎ個の単相インバータ１５１〜１５ｎに出力する駆動信号出力部４２と、位相差選択部４３とを備える。なお、以下、駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎの各々を区別せずに示すときには、駆動信号Ｓｐと呼ぶ。
【００３０】
駆動信号生成部４１は、検出電流値Ｉｄｅｔに基づいて、出力電流一定制御によって、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成する。各駆動信号Ｓｐは、例えば、上述したように複数のＰＷＭ信号から構成される。なお、駆動信号生成部４１は、出力電圧一定制御または出力電力一定制御によって、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成することもできる。例えば、駆動信号生成部４１は、検出電圧値Ｖｄｅｔに基づいて、出力電圧一定制御によって、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成することができる。
【００３１】
また、駆動信号生成部４１は、検出電圧値Ｖｄｅｔと検出電流値Ｉｄｅｔとに基づいて、出力電力一定制御によって、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成することができる。なお、駆動信号生成部４１が出力電流一定制御のみを行う場合、電圧検出部２０を設けない構成であってもよい。
【００３２】
駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎは、後述する第１の位相差φ１ずつ位相が順次ずれたｎ個の矩形波電圧の各々をｎ台の単相インバータ１５のうち互いに異なる単相インバータ１５から出力させる信号である。以下、駆動信号生成部４１の構成例について説明する。
【００３３】
図４は、実施の形態１にかかる駆動信号生成部の構成例を示す図である。図４に示すように、駆動信号生成部４１は、実効値演算部６０と、電流指令出力部６１と、減算器６２と、電流制御部６３と、キャリア波出力部６４と、比較器６５と、信号生成部６６とを備える。
【００３４】
実効値演算部６０は、電流検出部３０から出力される検出電流値Ｉｄｅｔに基づき、出力電流Ｉｏの実効値である出力電流実効値ＩｏＭを演算する。実効値演算部６０は、例えば、出力電圧周期Ｔｏの半分の時間毎に、出力電流実効値ＩｏＭを演算する。出力電圧周期Ｔｏは、上述したように出力電圧Ｖｏの基本波周期であり、Ｔｏ＝１／ｆｏである。なお、「ｆｏ」は、出力電圧Ｖｏの周波数であり、以下、出力電圧周波数ｆｏと呼ぶ。
【００３５】
電流指令出力部６１は、電流指令Ｉｒｅｆを出力する。電流指令Ｉｒｅｆの値は、例えば、外部から電流指令出力部６１へ供給される情報に基づいて電流指令出力部６１によって生成される。
【００３６】
減算器６２は、電流指令Ｉｒｅｆから出力電流実効値ＩｏＭを減算し、減算した結果である電流差分値ΔＩを出力する。電流制御部６３は、減算器６２から出力される電流差分値ΔＩに基づいて、電圧指令Ｖｒｅｆを生成する。電流制御部６３は、例えば、比例積分制御、または比例積分微分制御によって、電圧指令Ｖｒｅｆを生成することができる。
【００３７】
キャリア波出力部６４は、キャリア波Ｖｃｓを生成し、生成したキャリア波Ｖｃｓを出力する。キャリア波Ｖｃｓは、例えば、三角波状の波形の電圧またはノコギリ波状の波形の電圧である。出力電圧周期Ｔｏは、キャリア波Ｖｃｓの周期と同一であり、キャリア波Ｖｃｓの周期が変わると、出力電圧周期Ｔｏが変わる。
【００３８】
比較器６５は、電圧指令Ｖｒｅｆとキャリア波Ｖｃｓとを比較し、比較した結果を出力する。具体的には、比較器６５は、電圧指令Ｖｒｅｆがキャリア波Ｖｃｓよりも大きい場合、第１の電圧Ｖ１を出力し、電圧指令Ｖｒｅｆがキャリア波Ｖｃｓよりも小さい場合、第１の電圧Ｖ１とは異なる第２の電圧Ｖ２を出力する。
【００３９】
信号生成部６６は、比較器６５から出力される電圧に基づいて、ｎ個の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを生成する。信号生成部６６は、位相差選択部４３から入力された第１の位相差φ１を示す情報を有している。また、信号生成部６６は、比較器６５から出力される電圧のデューティ比に基づいて、第２の位相差φ２を決定する。例えば、信号生成部６６は、キャリア波Ｖｃｓの半周期において、比較器６５から第２の電圧Ｖ２が出力される時間が短いほど第２の位相差φ２が小さくなるように、第２の位相差φ２を決定する。
【００４０】
信号生成部６６は、第１の位相差φ１および第２の位相差φ２に基づいて、ｎ個の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを生成する。信号生成部６６は、生成したｎ個の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを図１に示す駆動信号出力部４２へ出力する。
【００４１】
単相インバータ１５１〜１５ｎは、駆動信号出力部４２から出力される駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎに基づいて、出力端子１６１，１７１，１６２，１７２，・・・，１６ｎ−１，１７ｎ−１，１６ｎ，１７ｎから出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎを出力する。単相インバータ１５１〜１５ｎの出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎは合成され、合成結果が電力変換部１０の出力電圧Ｖｏとして出力される。
【００４２】
ここで、単相インバータ１５１〜１５ｎの出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎについて、図５〜図７を参照して具体的に説明する。図５〜図７は、実施の形態１にかかる複数の単相インバータの出力電圧の例を示す図である。なお、図５〜図７では、ｎ＝８、すなわち単相インバータ１５の数を８台とし、駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐ８の順で単相インバータ１５１〜１５８まで一対一の組み合わせで、駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐ８が単相インバータ１５１〜１５８へ入力される例を示す。
【００４３】
具体的には、単相インバータ１５１に駆動信号Ｓｐ１、単相インバータ１５２に駆動信号Ｓｐ２、単相インバータ１５３に駆動信号Ｓｐ３、単相インバータ１５４に駆動信号Ｓｐ４が各々入力される。また、単相インバータ１５５に駆動信号Ｓｐ５、単相インバータ１５６に駆動信号Ｓｐ６、単相インバータ１５７に駆動信号Ｓｐ７、単相インバータ１５８に駆動信号Ｓｐ８が各々入力される。
【００４４】
また、図５〜図７において、「１」は、単相インバータ１５が出力する正の矩形波電圧の電圧値である上述した「＋Ｖａ」を意味し、「−１」は、単相インバータ１５が出力する負の矩形波電圧の電圧値である上述した「−Ｖａ」を意味する。また、「２」〜「７」は、「＋Ｖａ」の倍数を意味し、「−２」〜「−７」は、「−Ｖａ」の倍数を意味する。また、図５〜図７において、縦軸は出力電圧Ｖｏの瞬時値を示し、横軸は出力電圧Ｖｏの位相を示す。縦の破線間の間隔は、１８°である。なお、以下、出力電圧Ｖｏの位相を出力電圧位相θｏと記載する。
【００４５】
図５に示すように、出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶ８は、位相が第１の位相差φ１ずつ順次ずれている。具体的には、出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶｎ８は、正の矩形波電圧になるタイミングが第１の位相差φ１ずつ順次ずれており、負の矩形波電圧になるタイミングが第１の位相差φ１ずつ順次ずれている。図５に示す例では、φ１＝１８°である。
【００４６】
例えば、出力電圧ＶＩＮＶ２における正の矩形波電圧は、出力電圧ＶＩＮＶ１における正の矩形波電圧と第１の位相差φ１分だけ位相がずれている。また、出力電圧ＶＩＮＶ３における正の矩形波電圧は、出力電圧ＶＩＮＶ２における正の矩形波電圧と第１の位相差φ１分だけ位相がずれている。同様に、出力電圧ＶＩＮＶ２における負の矩形波電圧は、出力電圧ＶＩＮＶ１における負の矩形波電圧と第１の位相差φ１分だけ位相がずれている。また、出力電圧ＶＩＮＶ３における負の矩形波電圧は、出力電圧ＶＩＮＶ２における負の矩形波電圧と第１の位相差φ１分だけ位相がずれている。
【００４７】
また、単相インバータ１５は、駆動信号Ｓｐに基づいて、正の矩形波電圧の出力が終了したときから、第２の位相差φ２分だけ位相がずれた負の矩形波電圧を出力する。図５に示す例では、φ２＝５４°である。また、単相インバータ１５１から出力電圧ＶＩＮＶ１において、０°≦θｏ≦１２６°の期間が正の矩形波電圧が出力される期間であり、１８０°≦θｏ≦３０６°の期間が負の矩形波電圧が出力される期間である。したがって、出力電圧ＶＩＮＶ１において、正の矩形波電圧の期間が終了したときから、第２の位相差φ２分である５４°だけ位相がずれたタイミングで、負の矩形波電圧の期間が開始している。
【００４８】
同様に、単相インバータ１５２〜１５８の出力電圧ＶＩＮＶ２〜ＶＩＮＶ８も、正の矩形波電圧の期間が終了したときから、第２の位相差φ２分だけ位相がずれたタイミングで、負の矩形波電圧の期間が開始する。このように、駆動信号Ｓｐは、単相インバータ１５からの出力電圧ＶＩＮＶに第２の位相差φ２が生じるように生成される。
【００４９】
上述したように単相インバータ１５１〜１５８の出力端子１６１，１７１，１６２，１７２，・・・，１６ｎ−１，１７ｎ−１，１６ｎ，１７ｎは互いに直列接続されているため、単相インバータ１５１〜１５８の出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶ８は合成される。そのため、図５に示すように、電力変換部１０の出力電圧Ｖｏの波形は、出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶ８の合成波形になる。
【００５０】
例えば、０°≦θｏ＜１８°である場合、出力電圧ＶＩＮＶ１が＋Ｖａの電圧、出力電圧ＶＩＮＶ２〜ＶＩＮＶ４の電圧が０Ｖ、および出力電圧ＶＩＮＶ５〜ＶＩＮＶ８の電圧が−Ｖａであるため、出力電圧Ｖｏは、−３×Ｖａである。また、１８°≦θｏ＜３６°である場合、出力電圧ＶＩＮＶ１，ＶＩＮＶ２が＋Ｖａの電圧、出力電圧ＶＩＮＶ３〜ＶＩＮＶ５の電圧が０Ｖ、および出力電圧ＶＩＮＶ６〜ＶＩＮＶ８の電圧が−Ｖａであるため、出力電圧Ｖｏは、−Ｖａである。また、３６°≦θｏ＜５４°である場合、出力電圧ＶＩＮＶ１〜ＶＩＮＶ３が＋Ｖａの電圧、出力電圧ＶＩＮＶ４〜ＶＩＮＶ６の電圧が０Ｖ、および出力電圧ＶＩＮＶ７，ＶＩＮＶ８の電圧が−Ｖａであるため、出力電圧Ｖｏは、＋Ｖａである。
【００５１】
このように、単相インバータ１５１〜１５ｎの矩形波電圧は、互いにタイミングがずれて出力されて合成される。そのため、電力変換部１０の出力電圧Ｖｏの波形は、階段状に変化する擬似的な正弦波状の波形になり、高調波電圧を抑制することができる。図５に示す例では、出力電圧Ｖｏは、７×Ｖａから−７×Ｖａまでの範囲で段階的に電圧が変化する。出力電圧Ｖｏの波形制御は、第２の位相差φ２の大きさの変更により単相インバータ１５が矩形波電圧を出力する時間を増減することによって行われる。
【００５２】
図６に示す第２の位相差φ２は、図５に示す第２の位相差φ２よりも大きく設定されている。具体的には、図６に示す第２の位相差φ２は、図５に示す第２の位相差φ２よりも３６°分の時間だけ大きい。そのため、図６に示す例では、出力電圧Ｖｏは、６×Ｖａから−６×Ｖａまでの範囲で段階的に電圧が変化し、図５に示す出力電圧Ｖｏよりも振幅が小さい。
【００５３】
また、図７に示す第２の位相差φ２は、図６に示す第２の位相差φ２よりも大きく設定されている。具体的には、図７に示す第２の位相差φ２は、図６に示す第２の位相差φ２よりも３６°分の時間だけ大きい。そのため、図７に示す例では、出力電圧Ｖｏは、３×Ｖａから−３×Ｖａまでの範囲で段階的に電圧が変化し、図６に示す出力電圧Ｖｏよりも振幅が小さい。
【００５４】
このように、直列多重インバータ１は、第１の位相差φ１を設けることによって高調波電圧を抑制することができ、第２の位相差φ２を変更することによって出力電圧Ｖｏの振幅を変更することができる。
【００５５】
ここで、図１に示すように、等価的にＬ，Ｃ，Ｒから構成される共振回路で表すことができる負荷３が直列多重インバータ１に接続され、かつ、制御部４０による電力変換部１０の制御が出力電流一定制御である場合を一例として考える。なお、図１に示す例では、Ｌ，Ｃ，Ｒを各々１つずつ直列に接続した直列共振回路で負荷３が構成されるが、負荷３は図１に示す構成に限定されない。
【００５６】
直列多重インバータ１の出力電圧Ｖｏは、下記式（１）に示すように表すことができる。なお、下記式（１）において、「ｍ」は次数を表し、ｍ＝１は基本波の周波数であり、ｍ＞１が高調波の周波数である。以下において、高調波という場合には、説明の便宜上、９次以下の高調波とするが、高調波は、９次以下の高調波に限定されない。例えば、高周波は、１１次以上の高調波を含んでもよい。なお、出力電圧Ｖｏは図５〜図７に示すように対称波の電圧であるため、出力電圧Ｖｏには偶数次数の高調波は無視することができる。
【００５７】
【数１】
2019150443.tif 000003
【００５８】
また、出力電流一定制御で電力変換部１０を制御する場合、出力電圧Ｖｏは負荷３のインピーダンスに依存して変化するため、出力電圧Ｖｏを調整するための第２の位相差φ２は０°≦φ２≦１８０°の範囲で変化する。第２の位相差φ２が最大である場合に、各次数の高調波電圧が最大になる。したがって、各次数の高調波電圧の最大値を算出するため、下記式（２）を満たすことを条件とすると、第１の位相差φ１に対する各次数の高調波電圧は、下記式（３）で表すことができる。
【００５９】
【数２】
2019150443.tif 000004
【００６０】
図８は、実施の形態１にかかる各次数の高調波電圧の一例を示す図であり、上記式（３）においてＶｄｃ＝１００Ｖとした場合の第１の位相差φ１に対する各次数の高調波電圧の演算結果を示す。図９は、図８の一部拡大図である。図８および図９において、横軸は、第１の位相差φ１の大きさを示し、縦軸は、各次数の高調波電圧の大きさを示す。
【００６１】
図８に示すように、第１の位相差φ１の大きさに対して各次数高調波電圧が周期的に増減している。そこで、かかる特性を利用して各次数の高調波電圧が所望の値以下となるように第１の位相差φ１を選択して制御することで、各次数の高調波電圧を抑制することができる。例えば、図９に示すように、各次数の高調波電圧を５０［Ｖｒｍｓ］以下としたい場合、１２．４°≦φ１≦１９．５°または、２３．７°≦φ１≦３７．４°とすることで、各次数の高調波電圧を５０［Ｖｒｍｓ］以下にすることができる。
【００６２】
このように、図８に示す演算結果を参照して第１の位相差φ１を決定することで、各次数の高調波電圧を所望の値以下にできる。したがって、負荷３が出力電圧Ｖｏの周波数によって特性が変化しない純抵抗である場合には、各次数の高調波電流を抑制できる。また、負荷３が出力電圧Ｖｏの周波数によって特性が変化する場合にも、高調波電流を抑制する効果を得ることができるが、各次数の高調波電流を所望の以下とするためには、負荷３の各次数の高調波電流の流れ易さを考慮する必要がある。このように、図８に示す演算結果を参照して第１の位相差φ１を決定するだけでは十分ではない場合がある。
【００６３】
そこで、直列多重インバータ１は、負荷３の各次数高調波電流の流れ易さを考慮して、第１の位相差φ１を切り替えることができる構成としている。ここで、周波数特性が異なる第１〜第３の負荷３Ａ〜３Ｃを考える。図１０は、実施の形態１にかかる複数の負荷の周波数特性を示す図である。図１０において、横軸は、周波数を示し、縦軸は、インピーダンスＺの大きさを示す。
【００６４】
図１０に示すように、直列多重インバータ１の出力電圧周波数をｆ０とした場合、第１の負荷３Ａでは９次のインピーダンスの大きさが小さくなっており、９次の高調波電流が流れ易くなっている。また、第２の負荷３Ｂでは７次の高調波電流が流れ易くなっており、第３の負荷３Ｃでは５次の高調波電流が流れ易くなっている。このように、第１〜第３の負荷３Ａ〜３Ｃは、流れやすくなる高調波電流の次数が互いに異なっている。
【００６５】
図１１は、実施の形態１にかかる第１の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図である。図１２は、実施の形態１にかかる第２の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図である。図１３は、実施の形態１にかかる第３の負荷についての第１の位相差と高調波電流との関係を示す図である。図１１から図１３に示すように、第１の負荷３Ａの場合は９次の高調波電流、第２の負荷３Ｂの場合は７次の高調波電流、第３の負荷３Ｃの場合は５次の高調波電流がそれぞれ支配的であり、他の次数の高調波電流はほとんど流れない。
【００６６】
そして、第１の負荷３Ａの場合、図１１に示すように、９次の高調波電流が０［Ａ］に近い第１の位相差φ１＝５．０，１０．０，１５．０，２０．０［ｄｅｇ］のいずれかを選択して駆動信号を生成することで、高調波電流を大幅に低減することができる。そのため、高調波フィルタ７０を簡素化したり、省いたりできる。これにより、直列多重インバータ１の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００６７】
同様に、第２の負荷３Ｂの場合、図１２に示すように、７次の高調波電流が０［Ａ］に近い第１の位相差φ１＝６．４，１２．８，１９．２［ｄｅｇ］のいずれかを選択して駆動信号を生成することで、高調波電流を大幅に低減することができる。また、第３の負荷３Ｃの場合、図１３に示すように、５次の高調波電流が０［Ａ］に近い第１の位相差φ１＝９．０，１８．０［ｄｅｇ］のいずれかを選択して駆動信号を生成することで、高調波電流を大幅に低減することができる。
【００６８】
図１に戻って、直列多重インバータ１の制御部４０の説明を続ける。制御部４０の位相差選択部４３は、操作部５０への入力された情報を取得し、操作部５０への入力内容に該当する第１の位相差φ１の情報を駆動信号出力部４２に入力する。
【００６９】
駆動信号生成部４１は、位相差選択部４３から入力された第１の位相差φ１と上述した第２の位相差φ２とに基づいて、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成する。なお、操作部５０は、例えば、ディップスイッチであるが、着脱可能な操作機器であってもよい。
【００７０】
操作部５０は、第１の位相差φ１の値そのものを入力することができる構成である。この場合、操作部５０は、例えば、第１の位相差φ１の複数桁の数を選択して入力することができる複数のスイッチを備えるディップスイッチとすることができる。また、操作部５０は、第１の位相差φ１の値そのものではなく、第１の位相差φ１を設定するための間接的な情報を入力することができる。例えば、操作部５０は、負荷３が第１〜第３の負荷３Ａ〜３Ｃのいずれであるかを示す情報を入力することができる。この場合、操作部５０を３段階に切り換えられるディップスイッチとすることで、操作部５０への入力を容易にすることができる。
【００７１】
第１の位相差φ１を大きな値とするほど、電力変換部１０から出力可能な出力電圧Ｖｏの最大値が小さくなるため、第１の位相差φ１は、相対的に小さな値を設定することが望ましい。例えば、位相差選択部４３は、第１の負荷３Ａを示す情報が操作部５０に入力された場合、５．０［ｄｅｇ］，１０．０［ｄｅｇ］，１５．０［ｄｅｇ］，２０．０［ｄｅｇ］のうち、５．０［ｄｅｇ］を第１の位相差φ１として選択する。これにより、第１の位相差φ１を他の値にする場合に比べ、電力変換部１０から出力可能な出力電圧Ｖｏの最大値が低減することを抑制することができる。
【００７２】
同様に、位相差選択部４３は、第２の負荷３Ｂを示す情報が操作部５０に入力された場合、６．４［ｄｅｇ］，１２．８［ｄｅｇ］，１９．２［ｄｅｇ］のうち、６．４［ｄｅｇ］を第１の位相差φ１として選択する。また、位相差選択部４３は、第３の負荷３Ｃを示す情報が操作部５０に入力された場合、９．０［ｄｅｇ］，１８．０［ｄｅｇ］のうち、９．０［ｄｅｇ］を第１の位相差φ１として選択する。これにより、第１の位相差φ１を他の値にする場合に比べ、電力変換部１０から出力可能な出力電圧Ｖｏの最大値が低減することを抑制することができる。
【００７３】
また、上述した例では、１つの次数の高調波電流が支配的で、他の次数の高調波電流がほとんど流れない場合について説明したが、直列多重インバータ１は、複数の次数の高調波電流を抑制することができる。
【００７４】
複数の次数の高調波電流を抑制する場合、複数の次数の高調波電流の値が閾値以下になる値の第１の位相差φ１を操作部５０に入力することで、複数の次数の高調波電流を抑制することができる。この場合も、できるだけ小さな値を第１の位相差φ１にすることで、電力変換部１０から出力可能な出力電圧Ｖｏの最大値が低減することを抑制することができる。なお、閾値は、複数の次数の高調波電流で同一にしたり、高調波電流の次数毎に異なる値にしたりすることができる。
【００７５】
このように、位相差選択部４３は、操作部５０への入力に基づいて、第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択することができる。複数の位相差候補は、操作部５０への入力で選択することができる値である。また、操作部５０への入力によって位相差選択部４３へ通知される情報が、負荷３が第１〜第３の負荷３Ａ〜３Ｃのいずれであるかを示す情報である場合、複数の位相差候補は、例えば、５．０［ｄｅｇ］，６．４［ｄｅｇ］，９．０［ｄｅｇ］である。
【００７６】
図１に示す例では、第１の位相差φ１の選択と高調波フィルタ７０とで負荷３を流れる複数の次数の高調波電流を閾値以下に抑制している。複数の次数の高調波電流を閾値以下に抑制することで、例えば、直列多重インバータ１からの電磁放射による他の電子機器への影響を抑制することができる。また、第１の位相差φ１の選択により負荷３を流れる高調波電流を抑制できるため、高調波フィルタ７０を簡素化したり、省いたりできる。そのため、高調波フィルタ７０の低コスト化および小型化を図ることで、直列多重インバータ１の低コスト化および小型化を図ることができる。
【００７７】
なお、第１の位相差φ１の選択だけで負荷３を流れる複数の次数の高調波電流を閾値以下に抑制できる場合、高調波フィルタ７０を直列多重インバータ１に設けなくてもよい。高調波フィルタ７０を設けないことで、直列多重インバータ１の高コスト化および大型化を抑制することができる。
【００７８】
また、上述した例では、位相差選択部４３は、操作部５０への入力に基づいて、第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択するが、位相差選択部４３は、外部からの信号に基づいて、第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択することもできる。例えば、位相差選択部４３は、外部から第１の情報を取得した場合と第２の情報を取得した場合とで異なる位相差候補を第１の位相差φ１として選択することができる。第１の情報は、例えば、負荷３の状態が第１の負荷３Ａの特性に切り替わった場合に外部から出力される情報であり、第２の情報は、例えば、負荷３の状態が第２の負荷３Ｂの特性に切り替わった場合に外部から入力される情報である。なお、外部から入力される情報は、第１の位相差φ１の値そのものであってもよい。
【００７９】
つづいて、制御部４０の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１４は、実施の形態１にかかる制御部の処理の一例を示すフローチャートである。図１４に示すように、制御部４０は、操作部５０への入力で選択される第１の位相差φ１に基づき、ｎ個の駆動信号Ｓｐを生成する（ステップＳ１１）。次に、制御部４０は、ステップＳ１１で生成されたｎ個の駆動信号Ｓｐをｎ個の単相インバータ１５へ出力する（ステップＳ１２）。制御部４０は、図１４に示す処理を繰り返し行う。
【００８０】
ここで、実施の形態１にかかる直列多重インバータ１の制御部４０のハードウェア構成について説明する。図１５は、実施の形態１にかかる直列多重インバータの制御部のハードウェア構成例を示す図である。図１５に示すように、直列多重インバータ１の制御部４０は、プロセッサ１０１と、メモリ１０２と、入出力回路１０３とを備える。プロセッサ１０１、メモリ１０２、および入出力回路１０３は、バス１０４によって互いにデータの送受信が可能である。メモリ１０２は、コンピュータが読み取り可能なプログラムが記録された記録媒体を含む。
【００８１】
プロセッサ１０１は、メモリ１０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、上述した駆動信号生成部４１、駆動信号出力部４２、および位相差選択部４３の機能を実行する。プロセッサ１０１は、処理回路の一例であり、例えば、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processer）、およびシステムＬＳＩ（Large  Scale  Integration）のうち一つ以上を含む。メモリ１０２は、例えば、ＲＡＭ（Random  Access  Memory）、ＲＯＭ（Read  Only  Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable  Programmable  Read  Only  Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically  Erasable  Programmable  Read-Only  Memory）などの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスクまたはＤＶＤ（Digital  Versatile  Disc）などである。
【００８２】
なお、上述した制御部４０を図１５に示したプロセッサ１０１およびメモリ１０２と同様の機能を実現する専用のハードウェアで実現してもよい。専用のハードウェアは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application  Specific  Integrated  Circuit）、ＦＰＧＡ（Field  Programmable  Gate  Array）、またはこれらを組み合わせた処理回路である。制御部４０の一部を専用のハードウェアで実現し、制御部４０の残りを図１５に示したプロセッサ１０１およびメモリ１０２で実現するようにしてもよい。
【００８３】
以上のように、実施の形態１にかかる直列多重インバータ１は、電力変換部１０と、位相差選択部４３と、駆動信号生成部４１と、駆動信号出力部４２とを備える。電力変換部１０は、複数の単相インバータ１５１〜１５ｎを有し、複数の単相インバータ１５１〜１５ｎの出力端子１６１，１７１，１６２，１７２，・・・，１６ｎ−１，１７ｎ−１，１６ｎ，１７ｎが直列に接続される。位相差選択部４３は、複数の単相インバータ１５１〜１５ｎ間の矩形波電圧の位相差である第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択する。駆動信号生成部４１は、位相差選択部４３で選択された第１の位相差φ１ずつ位相が順次ずれた複数の矩形波電圧を各々異なる単相インバータ１５１〜１５ｎから出力させる複数の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを生成する。駆動信号出力部４２は、駆動信号生成部４１によって生成された複数の駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを複数の単相インバータ１５へ出力する。したがって、直列多重インバータ１は、複数の位相差候補の中から負荷３を流れる高調波電流を抑制できる第１の位相差φ１を選択することで、負荷３の特性が異なる場合においても各単相インバータ１５への制御によって負荷３を流れる高調波電流を容易に抑制することができる。また、第１の位相差φ１の選択だけでは負荷３を流れる高調波電流を十分に抑制できない場合であっても、第１の位相差φ１が選択できない場合に比べて、高調波低減効果が小さい高調波フィルタ７０を用いることができる。これにより、高調波フィルタ７０を小型化または省略できることから、直列多重インバータ１の高コスト化および大型化を抑制することができる。
【００８４】
また、直列多重インバータ１は、外部からの入力を受け付ける操作部５０を備える。位相差選択部４３は、操作部５０への入力に基づいて、第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択する。これにより、例えば、直列多重インバータ１の設置者が操作部５０を操作することで、直列多重インバータ１に接続される負荷３の特性に適した第１の位相差φ１を容易に選択することができる。
【００８５】
実施の形態２．
実施の形態２では、負荷３のインピーダンスを検出し、検出したインピーダンスに基づいて第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択することができる点で、実施の形態１と異なる。以下においては、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略し、実施の形態１の直列多重インバータ１と異なる点を中心に説明する。
【００８６】
図１６は、実施の形態２にかかる直列多重インバータの構成例を示す図である。図１６に示すように、実施の形態２にかかる直列多重インバータ１Ａは、電力変換部１０と、電圧検出部２０と、電流検出部３０と、制御部４０Ａとを備える。
【００８７】
制御部４０Ａは、駆動信号生成部４１と、駆動信号出力部４２と、位相差選択部４３Ａと、インピーダンス検出部４４と、高調波電流演算部４５とを備える。
【００８８】
インピーダンス検出部４４は、電圧検出部２０によって検出された出力電圧Ｖｏと電流検出部３０によって検出された出力電流Ｉｏとに基づいて、電力変換部１０に接続された負荷３の各次数の高調波に対するインピーダンスＺｍ（ｍ＝３，５，７，９）を検出する。なお、インピーダンスＺｍは、９次以下の高調波のインピーダンスに限定されず、１１次以上の高調波のインピーダンスを含んでもよい。すなわち、インピーダンス検出部４４は、予め設定された複数の次数の高調波のインピーダンスを演算することができる。
【００８９】
例えば、インピーダンス検出部４４は、電圧検出部２０から繰り返し出力される検出電圧値Ｖｄｅｔと電流検出部３０から繰り返し出力される検出電流値Ｉｄｅｔとを取得する。そして、インピーダンス検出部４４は、検出電圧値Ｖｄｅｔと検出電流値Ｉｄｅｔとを出力電圧周波数ｆｏの整数倍のサンプリング周期を用いて離散フーリエ変換を行う。インピーダンス検出部４４は、かかる離散フーリエ変換によって、出力電流Ｉｏに含まれる各次数の高調波成分および出力電圧Ｖｏに含まれる各次数の高調波成分を抽出する。以下、出力電圧Ｖｏに含まれるｍ次の高調波成分を高調波電圧Ｖｏｍと記載し、出力電流Ｉｏに含まれるｍ次の高調波成分を高調波電流Ｉｏｍと記載する。「ｍ」は、正の奇数であり、３以上の値である。
【００９０】
なお、インピーダンス検出部４４は、離散フーリエ変換に代えて、出力電流Ｉｏに含まれる複数の高次周波数成分を抽出する手法およびアルゴリズムにより出力電流Ｉｏの各次数の高調波成分および出力電圧Ｖｏの各次数の高調波成分を抽出することもできる。
【００９１】
インピーダンス検出部４４によってフーリエ変換が行われた場合、出力電圧Ｖｏに含まれるｍ次の高調波電圧Ｖｏｍおよび出力電流Ｉｏに含まれるｍ次の高調波電流Ｉｏｍは、下記式（４），（５）に示すように複素表示される。なお、下記式（４），（５）において、「ＶｏｍＲｅ」はＶｏｍの実部、「ＩｏｍＲｅ」はＩｏｍの実部、「ＶｏｍＩｍ」はＶｏｍの虚部、「ＩｏｍＩｍ」はＩｏｍの虚部、および「ｊ」は虚数単位を各々示す。
Ｖｏｍ＝ＶｏｍＲｅ＋ｊ×ＶｏｍＩｍ  ・・・（４）
Ｉｏｍ＝ＩｏｍＲｅ＋ｊ×ＩｏｍＩｍ  ・・・（５）
【００９２】
インピーダンス検出部４４は、下記式（６），（７）の演算によってインピーダンスＺｍを求めることができる。下記式（７）において、Ｒｅ（Ｚｍ）は、インピーダンスＺｍの実部を示し、Ｒｅ（Ｚｍ）は、インピーダンスＺｍの実部を示す。
Ｚｍ＝Ｖｏｍ／Ｉｏｍ  ・・・（６）
｜Ｚｍ｜＝√（Ｒｅ（Ｚｍ）２＋Ｉｍ（Ｚｍ）２）  ・・・（７）
【００９３】
なお、インピーダンス検出部４４は、出力電圧周波数ｆｏをスイープさせる駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを駆動信号生成部４１に生成させることもできる。この場合、駆動信号出力部４２は、駆動信号生成部４１から出力される駆動信号Ｓｐ１〜Ｓｐｎを単相インバータ１５１〜１５ｎへ出力することで、電力変換部１０から出力電圧周波数ｆｏがスイープする出力電圧Ｖｏが直列多重インバータ１Ａから負荷３へ出力される。インピーダンス検出部４４は、出力電圧周波数ｆｏが各次数の高調波の周波数である場合の検出電圧値Ｖｄｅｔと検出電流値Ｉｄｅｔとに基づき、各次数の高調波のインピーダンスＺｍを演算することもできる。
【００９４】
高調波電流演算部４５は、インピーダンス検出部４４によって検出された負荷３のインピーダンスＺｍと上記式（３）に示す高調波電圧の理論式とに基づいて、負荷３に流れる各次数の高調波電流を演算する。高調波電流演算部４５は、例えば、上記式（３）における第１の位相差φ１の値を変更することで、上記式（３）に基づき、第１の位相差φ１の値毎の高調波電圧Ｖｏｍを求めることができる。
【００９５】
位相差選択部４３Ａは、高調波電流演算部４５によって検出された各次数の高調波電流Ｉｏｍを閾値Ｉｔｈ以下にする第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択する。閾値Ｉｔｈは、各次数の高調波電流Ｉｏｍについて共通にすることができ、また、閾値Ｉｔｈは、各次数の高調波電流Ｉｏｍで異なる値にすることもできる。
【００９６】
つづいて、制御部４０Ａによる処理を、フローチャートを用いて説明する。図１７は、実施の形態２にかかる制御部の処理の一例を示すフローチャートである。図１７に示すように、制御部４０Ａは、各次数の高調波のインピーダンスＺｍを検出する（ステップＳ２１）。
【００９７】
次に、制御部４０Ａは、負荷３のインピーダンスＺｍに基づいて、各次数の高調波電流Ｉｏｍを演算する（ステップＳ２２）。制御部４０Ａは、各次数の高調波電流Ｉｏｍが閾値Ｉｔｈ以下になる第１の位相差φ１を選択する（ステップＳ２３）。図１７に示す処理は、例えば、直列多重インバータ１Ａに設けられた不図示のボタンが操作された場合に、制御部４０Ａによって開始される。また、制御部４０Ａは、予め設定されたタイミングで図１７に示す処理を実行することができる。予め設定されたタイミングは、任意に設定可能なタイミングであり、例えば、１日周期のタイミングおよび１ヶ月周期のタイミングといった予め設定された周期で発生するタイミングであってもよい。
【００９８】
また、実施の形態２にかかる直列多重インバータ１Ａの制御部４０Ａについてのハードウェア構成例は、図１５に示すハードウェア構成例と同じである。プロセッサ１０１は、メモリ１０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することによって、駆動信号生成部４１、駆動信号出力部４２、位相差選択部４３Ａ、インピーダンス検出部４４、および高調波電流演算部４５の機能を実行することができる。
【００９９】
以上のように、実施の形態２にかかる直列多重インバータ１Ａは、電圧検出部２０と、電流検出部３０と、インピーダンス検出部４４と、高調波電流演算部４５とを備える。電圧検出部２０は、電力変換部１０の出力電圧Ｖｏを検出する。電流検出部３０は、電力変換部１０の出力電流Ｉｏを検出する。インピーダンス検出部４４は、電圧検出部２０によって検出された出力電圧Ｖｏと電流検出部３０によって検出された出力電流Ｉｏとに基づいて、電力変換部１０に接続された負荷３のインピーダンスＺｍを検出する。高調波電流演算部４５は、インピーダンス検出部４４によって検出された負荷３のインピーダンスＺｍに基づいて、負荷３に流れる複数の次数の高調波電流Ｉｏｍを演算する。位相差選択部４３Ａは、高調波電流演算部４５によって検出された複数の次数の高調波電流Ｉｏｍを閾値Ｉｔｈ以下にする第１の位相差φ１を複数の位相差候補の中から選択する。これにより、人手によって第１の位相差φ１を設定することなく、適切な値の第１の位相差φ１が自動的に選択されることから、負荷３を流れる高調波電流Ｉｏｍを容易に抑制することができる。
【０１００】
また、位相差選択部４３Ａは、複数の位相差候補のうち複数の次数の高調波電流Ｉｏｍを閾値Ｉｔｈ以下にする位相差候補が複数ある場合、複数の次数の高調波電流Ｉｏｍを閾値Ｉｔｈ以下にする複数の位相差候補のうち最も小さい位相差候補を第１の位相差φ１として選択する。これにより、第１の位相差φ１を他の値にする場合に比べ、電力変換部１０から出力可能な出力電圧Ｖｏの最大値が低減することを抑制することができる。
【０１０１】
なお、上述した直列多重インバータ１，１Ａは、ｎ個のトランス１２を有する構成であるが、ｎ個のトランス１２に代えて、１台の多出力トランスを有する構成であってもよい。この場合、単相交流電源２に１次側が接続された多出力トランスのｎ個の二次側からｎ個の整流回路１３へ交流電圧が出力される。
【０１０２】
また、上述した例では、単相交流電源２から単相の交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃへ変換する構成であるが、電源は、単相交流電源２に限定されない。例えば、直列多重インバータ１，１Ａは、単相交流電源２に代えて三相交流電源から三相の交流電圧を直流電圧Ｖｄｃへ変換する構成を有してもよい。この場合、トランス１２を三相トランスとし、整流回路１３を三相整流回路にすることで、三相の交流電圧を直流電圧Ｖｄｃへ変換することができる。
【０１０３】
また、上述した例では、単相インバータ１５毎に、トランス１２、整流回路１３、およびコンデンサ１４を各々含む独立した直流電源から直流電圧Ｖｄｃを入力する構成であるが、一つの直流電源からｎ個の単相インバータ１５へ直流電圧Ｖｄｃを入力する構成であってもよい。この場合、各単相インバータ１５の出力電圧ＶＩＮＶは、単相インバータ１５毎に設けられたｎ個のトランスの１次側へ入力される。ｎ個のトランスの２次側は直列に接続されており、これにより、各単相インバータ１５の出力電圧ＶＩＮＶが合成されて負荷３へ出力される。
【０１０４】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１０５】
１，１Ａ  直列多重インバータ、２  単相交流電源、３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ  負荷、１０  電力変換部、１１１〜１１ｎ  電力変換ブロック、１２，１２１〜１２ｎ  トランス、１３，１３１〜１３ｎ  整流回路、１４，１４１〜１４ｎ  コンデンサ、１５，１５１〜１５ｎ  単相インバータ、１６１〜１６ｎ，１７１〜１７ｎ  出力端子、１８  ゲートドライバ、２０  電圧検出部、３０  電流検出部、４０，４０Ａ  制御部、４１  駆動信号生成部、４２  駆動信号出力部、４３，４３Ａ  位相差選択部、４４  インピーダンス検出部、４５  高調波電流演算部、５０  操作部、６０  実効値演算部、６１  電流指令出力部、６２  減算器、６３  電流制御部、６４  キャリア波出力部、６５  比較器、６６  信号生成部、７０  高調波フィルタ、Ｓｐ，Ｓｐ１〜Ｓｐｎ  駆動信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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