(57)【要約】（課題）ダイバーシティ受信方式を採用した光空間通信システムに適用可能な、フィルタ係数を高速かつ高精度に算出して受信信号を合成する技術を提供する。（解決手段）信号合成装置は、光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を行う複数の第１のフィルタと、第１のフィルタの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を行う複数の第２のフィルタと、第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する合成手段と、それぞれの第１のフィルタ係数と、それぞれの第２のフィルタの係数とを、第１のフィルタへ入力される受信信号と合成信号とに基づいて、合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、それぞれの第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える制御手段と、を備える。
2018198891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を行う複数の第１のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を行う複数の第２のフィルタと、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する合成手段と、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える制御手段と、
を備える、信号合成装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記第１のフィルタ係数の強度正規化の条件に基づいて、前記第１のフィルタ係数の適応制御を実施する、請求項１に記載された信号合成装置。
【請求項３】
前記第１のフィルタはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、前記第２のフィルタは１タップフィルタである、請求項１又は２に記載された信号合成装置。
【請求項４】
前記第２のフィルタ係数の更新のステップサイズは、前記第１のフィルタ係数の更新のステップサイズよりも大きい、請求項１乃至３のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記第２のフィルタ係数が所定の閾値未満である場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記第２のフィルタ係数が所定の閾値以上から前記所定の閾値未満に変化した場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記所定の閾値未満から前記所定の閾値以上に前記第２のフィルタ係数が変化した場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を開始する、請求項６に記載された信号合成装置。
【請求項８】
前記第１のフィルタと前記第２のフィルタとの間にダウンサンプリング手段を備える、請求項１乃至７のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【請求項９】
入力信号の強度を規格化する強度規格化手段と、
前記強度が規格化された前記入力信号の間の遅延を除去する相対遅延補償手段と、
前記遅延が除去された前記入力信号の間の位相差を除去する相対位相補償手段と、
前記位相差が除去された前記入力信号が入力される請求項１乃至８のいずれかに記載された信号合成装置と、
前記信号合成装置の出力のキャリア位相を補償するキャリア位相補償手段と、
を備える信号処理器。
【請求項１０】
受信した光信号を伝搬モード毎に分離するモード分離手段と、
分離された前記光信号をコヒーレント受信して電気信号を出力するコヒーレント受信手段と、
前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換手段と、
前記デジタル信号が入力される請求項９に記載された信号処理器と、
を備える光受信機。
【請求項１１】
空間光伝送を行う光信号を送信する光送信機と、
前記光信号が送信した光信号を受信する請求項１０に記載された光受信機と、
を備える光空間通信システム。
【請求項１２】
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を第１のフィルタを用いて行い、
前記第１のフィルタのそれぞれの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を第２のフィルタを用いて行い、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力し、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、
それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える、
信号合成方法。
【請求項１３】
前記第１のフィルタ係数の強度正規化の条件に基づいて、前記第１のフィルタ係数の適応制御を実施する、請求項１２に記載された信号合成方法。
【請求項１４】
前記第１のフィルタはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、前記第２のフィルタは１タップフィルタである、請求項１２又は１３に記載された信号合成方法。
【請求項１５】
前記第２のフィルタ係数の更新のステップサイズは、前記第１のフィルタ係数の更新のステップサイズよりも大きい、請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【請求項１６】
前記第２のフィルタ係数が所定の閾値未満である場合には前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、請求項１２乃至１５のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【請求項１７】
前記第２のフィルタ係数が所定の閾値以上から前記所定の閾値未満に変化した場合には前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、請求項１２乃至１５のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【請求項１８】
前記第２のフィルタ係数が前記所定の閾値未満から前記所定の閾値以上に変化した場合には前記第１のフィルタ係数の更新を開始する、請求項１７に記載された信号合成方法。
【請求項１９】
信号合成装置のコンピュータに、
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を第１のフィルタを用いて行う手順、
前記第１のフィルタのそれぞれの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を第２のフィルタを用いて行う手順、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する手順、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御する手順、
それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える手順、
を実行させるための制御プログラムの記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号合成装置及び信号合成方法に関し、特に、光通信システムにおいて複数の受信信号を合成するために用いられる信号合成装置及び信号合成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
人工衛星などの飛翔体からの地球観測データの利用への期待の高まりとともに、観測データを地上に送る通信システムの大容量化が重要となっている。しかし、一般的なマイクロ波通信は広帯域化のための法的な制約及び物理的な制約が大きく、これを通信システムの容量増大に用いるには限界がある。そこで、帯域の制約が事実上なく大容量化が達成可能な光空間通信が注目されている。また、マイクロ波に比べて波長が短く指向性の高い光を利用することにより、送受信機の小型化及び軽量化も期待できる。【０００３】
現在の高速な光受信機のほとんどは、シングルモードファイバ（Single Mode Fiber、SMF）伝送向けの機器である。したがって、人工衛星と地上との間で高速の光空間通信を実現するためには、人工衛星等から送出されて大気中を伝搬した光信号をＳＭＦへ結合する必要がある。しかし、一般的なＳＭＦのコア径は１０μｍ程度と小さいため、空間を伝搬したビームが大気ゆらぎによる波面の乱れの影響を受けると、ビームのＳＭＦへの結合効率に大幅な変動及び劣化（いわゆるフェージング）が生じる。【０００４】
この大気ゆらぎによるフェージングを解消する有力なアプローチの一つに、複数の受信機を用いたダイバーシティ受信方式がある。各受信機に入力される光信号毎に大気ゆらぎの影響が独立であるとすれば、複数の受信機のうち最も良い受信信号を選択し、あるいは、より一般的には複数の受信信号を合成することで、合成後の信号のフェージングを確率上回避できる。【０００５】
図９は、非特許文献１に記載された、空間ダイバーシティ型の光空間通信受信機９０の構成を示す図である。光空間通信受信機９０は３つの望遠鏡９１を用いて光信号を受信し、デジタル信号処理により受信信号を合成する。３つの望遠鏡９１は、それぞれ３本のＳＭＦ９２に対応する結合系を備える。ＳＭＦ９２に結合したそれぞれの光信号は、コヒーレント受信機９３で受信される。コヒーレント受信機９３は、光信号と局部発振器（Local Oscillator、LO）９４の出力光とを混合した後に光電変換されて受信信号を生成する。
受信信号はアナログデジタル変換器（Analog to Digital Converter、ADC）９５においてデジタル化され、信号処理器９６によって合成される。【０００６】
望遠鏡９１が、受信する光ビームの広がり内にあり、かつ、それぞれの望遠鏡の開口に入射する光が受けた大気ゆらぎの影響の間に相関がないと見なせるほど３つの望遠鏡９１が空間的に離れているとする。この場合、ダイバーシティ効果によって合成後の信号に対するフェージングの影響は緩和される。【０００７】
図１０は、非特許文献２に記載された、モードダイバーシティ型の光空間通信受信機９７の構成を示す図である。光空間通信受信機９７では、複数の伝搬モードを持つフューモードファイバ９８に光ビームが集光される。モード分離器９９は、フューモードファイバ９８が持つ複数の伝搬モードにそれぞれ結合した光信号を、伝搬モード毎に分離してＳＭＦ９２に結合させる。ＳＭＦ９２を伝搬する光は、コヒーレント受信機９３へ導波される。コヒーレント受信機９３から出力された受信信号は、ＡＤＣ９５でデジタル化され、信号処理器９６によって合成される。【０００８】
複数の受信信号を合成する方法として、選択合成、等利得合成、最大比合成が知られている。選択合成は、複数の受信信号のうち、最も特性の良いものを選択し、それを合成結果として出力する手順である。最大比合成は、複数の受信信号の位相を揃え、それぞれの特性に応じた重み付けで足し合わせたものを合成結果として出力する手順である。合成された信号の信号対雑音比（Signal to Noise Ratio、SNR）は、合成前の受信信号のそれぞれのＳＮＲの総和となる。等利得合成は、非特許文献１に記載されているように、複数の受信信号の位相を揃えた上で、同じ重みで足し合わせたものを合成結果として出力する手順である。等利得合成で得られる信号の特性は最大比合成による信号と比べて劣るが、処理はより単純となる。【０００９】
図１１は、信号処理器９６の一般的な構成を示すブロック図である。信号処理器９６は、３つの受信系統（受信ブランチ）で受信した受信信号を、デジタル信号処理により最大比合成する。相対遅延補償部９６１及び相対位相補償部９６２は、複数の受信信号の間の相対遅延と相対位相を取り除き、受信信号のタイミングと位相を揃える。ＳＮＲ推定部９６３は、それぞれの受信信号のＳＮＲを推定し、ＳＮＲの推定結果を最大比合成部９６４に出力する。最大比合成部９６４は、ＳＮＲの推定結果に基づき、タイミングと位相が揃えられた受信信号の最大比合成を行う。等化フィルタ９６５及びキャリア位相補償部９６６は、合成された受信信号の等化処理及びキャリアの位相補償を行う。このようにして受信信号の復調が完了する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平０７−０３８４７９号公報
【特許文献２】特開２０１６−１３９９７７号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】D. J. Geisler et al., "Multi-aperture digital coherent combining for free-space optical communication receivers,", （米国）, Opt. Express 24, 12661 (2016).
【非特許文献２】細川他、「大気揺らぎを克服するためのSDM型光空間通信技術」、日本航空宇宙学会第59回宇宙科学技術連合講演会、1H16 (2015).
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図１２は、最大比合成部９６４の一般的な構成を示すブロック図である。タイミングと位相が揃えられた各受信ブランチの受信信号ｘｊ（ｊ＝１，２，３）と、対応する重み付けｑｊ（ｊ＝１，２，３）とが最大比合成部９６４に入力される。最大比合成部９６４は、合成した結果として
2018198891.tif 000003
・・・・（１）
を出力する。【００１３】
各受信ブランチの振幅に比例した重み付けを行うために、最大比合成では、ブランチｊの重み付けｑｊはそのブランチの受信信号に対して推定されたＳＮＲの正の平方根とする。最大比合成は合成後のＳＮＲを最大とするような方法であり、このようにして合成された信号では、ダイバーシティ効果によってフェージングが低減される。【００１４】
ここで、最大比合成の効果を十分に活用するためには、非常にＳＮＲの低い受信ブランチの受信信号であっても適切に合成できることが必要である。このためには、非常にＳＮＲの低い、すなわちそれに含まれる雑音成分が非常に大きい受信信号に対しても、精度良くＳＮＲを推定可能であることが必要となる。しかしながら、雑音成分の多く含まれた受信信号に対し精度のよいＳＮＲ推定を行うことは一般的に困難である。また、精度のよいＳＮＲ推定を行うためには、受信信号にキャリア位相補償などの復調処理が求められるが、この処理は非常にＳＮＲの低い状態では実施できない。さらに、上述の技術を光空間通信に適用する場合、伝播路中の大気の状態の変化により、各受信ブランチが受信したＳＮＲは高速に変動するため、この変動の速度よりも高速にＳＮＲを推定する必要がある。これにより、長時間に渡って時間平均をとることによってランダムな雑音成分の影響を緩和するといったことが制限される。その結果、高速かつ精度の良いＳＮＲ推定はますます難しくなり、非常にＳＮＲの低い受信ブランチの受信信号に対して最大比合成のための適切な重み付けを決定することができなくなる。【００１５】
最大比合成のための各受信ブランチの重み付けを算出する別の手法として、適応フィルタ技術を用いた手法が知られている。特許文献１には、各受信ブランチの受信信号に、ＦＩＲ（Finite Impulse Response、有限インパルス応答）フィルタによる処理を施し、その結果を合成する方法が記載されている。ＦＩＲフィルタの係数は、合成後の信号の判定結果と各受信信号との相関を用いることによって算出される。特許文献１に記載された技術では、ＦＩＲフィルタの中央のタップをフィルタの出力に移動することで、判定帰還形等化器内で再生されるクロックタイミングのずれに対する堅牢性を得ている。【００１６】
しかしながら、特許文献１に記載された技術においても、合成後の信号の判定結果と各受信信号との相関の算出に長時間に渡る時間平均が必要である。このため、光空間通信のように伝搬路の状態が高速に変動する場合には、既述したように高速かつ精度の良いフィルタ係数の算出が難しいという問題が起こる。【００１７】
特許文献２は、光ファイバ通信において偏波多重した光信号を複数のチャネルで送信し、受信側ではＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いた適応フィルタに偏波分離を行った後、同じＣＭＡを用いた適応フィルタによって合成する方法を記載している。【００１８】
図１３は、ＦＩＲフィルタを用いた一般的な適応フィルタ８０による合成の構成を示す図である。適応フィルタ８０のフィルタ係数は、あるステップサイズμで逐次的に更新される。ステップサイズが大きいほど、適応制御の収束は速くなるが、受信信号に含まれる雑音成分に起因するフィルタ係数の理想値からのずれも大きくなり、合成された信号の特性が劣化する。また、ある受信ブランチの受信信号が他に比べて非常に低いＳＮＲとなった際には、その受信信号に施すＦＩＲフィルタの全てのフィルタ係数は適応制御の結果０に近づき、雑音に起因するわずかな成分のみが残る。そして、これはその受信ブランチのＳＮＲが再び増加した際のフィルタ係数の再収束に要する時間を増加させる。【００１９】
（発明の目的）
本発明の目的は、ダイバーシティ受信方式を採用した光空間通信システムに適用可能な、フィルタ係数を高速かつ高精度に算出して受信信号を合成する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の信号合成装置は、
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を行う複数の第１のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を行う複数の第２のフィルタと、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する合成手段と、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える制御手段と、
を備える。【００２１】
本発明の信号合成方法は、
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を第１のフィルタを用いて行い、
前記第１のフィルタのそれぞれの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を第２のフィルタを用いて行い、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力し、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、
それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明は、光受信機において、フィルタ係数を高速かつ高精度に算出して受信信号を合成することを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】光空間通信システム１の構成例を示す図である。
【図２】信号処理器２８の構成例を示すブロック図である。
【図３】最大比合成部２８４の構成例を示すブロック図である。
【図４】フィルタ係数適応制御のフローチャートの第１の例である。
【図５】フィルタ係数適応制御のフローチャートの第２の例である。
【図６】本実施形態の信号処理の効果のシミュレーション結果の例である。
【図７】誤差信号の大きさのシミュレーション結果の例である。
【図８】信号合成装置５０の構成例を示すブロック図である。
【図９】非特許文献１に記載された、空間ダイバーシティ型の光空間通信受信機９０の構成を示す図である。
【図１０】非特許文献２に記載された、モードダイバーシティ型の光空間通信受信機９７の構成を示す図である。
【図１１】信号処理器９６の一般的な構成を示すブロック図である。
【図１２】最大比合成部９６４の一般的な構成を示すブロック図である。
【図１３】ＦＩＲフィルタを用いた一般的な適応フィルタ８０の構成を示す図である
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下に、本発明の実施形態について説明する。各図面において、構成要素間に付された矢印は実施形態の説明に用いられるものであり、信号の方向を限定しない。
【００２５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態の光空間通信システム１の構成例を示す図である。光空間通信システム１はダイバーシティ合成デジタル信号処理を用いた光通信システムであり、光送信機１０及び光受信機２０を備える。光送信機１０は単一の光信号を送出し、光受信機２０は、大気中を伝搬した当該光信号を受信する。
【００２６】
光受信機２０はモードダイバーシティ型の光受信機であり、望遠鏡２１、フューモードファイバ（Few Mode Fiber、FMF）２２、モード分離器２３、シングルモードファイバ（Single Mode Fiber、SMF）２４を備える。光受信機２０は、さらに、コヒーレント受信機２５、局部発振器（Local Oscillator、LO）２６、アナログデジタル変換器（Analog to Digital Converter、ADC）２７、信号処理器２８を備える。
【００２７】
望遠鏡２１はレンズを備え、受信した光信号をフューモードファイバ２２に結合させる。モード分離器２３は、フューモードファイバ２２の持つそれぞれの伝搬モードに結合された光信号を伝搬モード毎に分離する、モード分離手段を担う。フューモードファイバの有する伝搬モード数をここでは３モードとする。モード分離器２３の出力は、３本のＳＭＦ２４にモード毎に導波される。コヒーレント受信機２５は、光信号をイントラダイン検波するコヒーレント受信手段を担う。ＳＭＦ２４に導波された光信号は、コヒーレント受信機２５において局部発振器２６から出力される局部発振光と混合され、イントラダイン検波される。コヒーレント受信機２５において光信号は電気信号である受信信号に変換される。ＡＤＣ２７はアナログデジタル変換手段を担い、受信信号をサンプリングするとともにデジタルデータに変換する。信号処理器２８は、デジタルデータに変換された受信信号にデジタル信号処理を施して出力する。
【００２８】
コヒーレント受信機２５はモード分離器２３で分離されるモードの数だけ用意される。
ＡＤＣ２７は、コヒーレント受信機から出力される受信信号のＩｎｐｈａｓｅ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分のサンプリングのためその２倍の数だけ用意される。
【００２９】
コヒーレント受信機の出力信号は複素数の形でまとめて表現できるため、図１及び以降の図面ではそれぞれのコヒーレント受信機２５の出力は１本の線で記載される。
【００３０】
本実施形態では、受信される光信号は光送信機１０においてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調されているとする。偏波ダイバーシティについてはここでは考えず、ＡＤＣ２７のサンプリングレートは、シンボルレートに対して２倍のオーバーサンプリングとする。
【００３１】
図２は、信号処理器２８の構成例を示すブロック図である。受信ブランチに対応するそれぞれの受信信号は、初めに個別に強度規格化部２８１で強度規格化が行われる。強度規格化部２８１は、受信信号の強度を規格化する強度規格化手段を担う。相対遅延補償部２８２は、異なる受信ブランチの受信信号の間の遅延を除去する相対遅延補償手段を担う。
相対位相補償部２８３は、受信信号の間の位相差を除去する相対位相補償手段を担う。ここで、２つの受信信号間の相対遅延は相互相関によって算出される。相対位相は一方の受信信号と他方の受信信号との複素共役の積を時間平均してその偏角を求めることによって算出される。
【００３２】
最大比合成部２８４は、このようにしてタイミングと位相とが揃えられた複数の受信信号に対して、最大比合成（Maximum Ratio Combining、MRC）を行う。最大比合成部２８４は、さらに、受信信号からシンボル遷移のタイミングのサンプルを取り除いて、合成した受信信号をキャリア位相補償部２８５へ出力する。キャリア位相補償部２８５は、合成された受信信号に対してキャリア位相の補償を行い復調信号として出力する、キャリア位相補償手段を担う。この復調信号に対してさらに図示されない処理機能であるシンボル判定や誤り訂正などの復号処理を行うことで、送信データが復元される。
【００３３】
図３は、最大比合成部２８４の構成例を示すブロック図である。時刻ｌ＋１−Ｍからｌまでの受信ブランチｊ（ｊ＝１，２，３）の受信信号は以下のように書ける。
2018198891.tif 000004
・・・（２）
以降、式（２）の左辺を文中では［ｘｊ］と記載する。
【００３４】
受信信号［ｘｊ］は、ＭタップのＦＩＲフィルタ３１１〜３１３に入力されてフィルタ係数［ｈｊ］が畳み込まれる。ここで、［ｈｊ］は下の式（３）の左辺を表す。
2018198891.tif 000005
・・・（３）
【００３５】
式（２）及び（３）において、Ｔは転置を表す。ＦＩＲフィルタ３１１〜３１３の出力はダウンサンプリング（Down Sampling、DS）部３２１〜３２３でシンボルレートにダウンサンプリングされる。ダウンサンプリングされた信号は、１タップフィルタ３３１〜３３３に入力される。１タップフィルタ３３１〜３３３は、入力された信号にフィルタ係数ｑｊ（ｑ１〜ｑ３）を乗算して出力する。１タップフィルタ３３１〜３３３から出力される受信ブランチの受信信号が加算器３４０で全て足し合わされることで、加算結果である合成信号ｙが得られる。加算器３４０は、合成器とも呼ばれる。合成信号ｙは次の式（４）のように表される。
2018198891.tif 000006
・・・（４）
【００３６】
ここで、Ｋ＝３である。説明のため、以下ではＦＩＲフィルタ３１１〜３１３のフィルタ係数を第一係数、１タップフィルタ３３１〜３３３のフィルタ係数を第二係数と呼ぶ。
受信ブランチjの第一係数と第二係数は、それぞれのフィルタへの入力信号と、合成信号ｙを用いて、確率的勾配降下法で適応制御される。ここでは、適応制御の方法として、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いる。ＣＭＡでは、合成信号ｙの振幅が一定に近づくように制御が行われる。すなわち、誤差信号εに対して、ε２を最小化するようにフィルタ係数を更新する。ここで、誤差信号εは以下の式（５）で表される。
2018198891.tif 000007
・・・（５）
【００３７】
また、第一係数と第二係数の更新則は次の代入式（６）、（７）のようになる。
2018198891.tif 000008
・・・（６）
2018198891.tif 000009
・・・（７）
【００３８】
ここで、μｊは受信ブランチｊの第一係数更新のステップサイズ、μｑは第二係数更新のステップサイズである。第二係数更新のステップサイズについては、全ての受信ブランチで同じ値μｑが用いられる。さらに、第二係数更新のステップサイズを第一係数更新のステップサイズの設定値よりも大きくとることで、大気ゆらぎによる高速なＳＮＲの変動に追従する。第一係数計算部３４１〜３４３及び第二係数計算部３５１〜３５３は、第一係数及び第二係数を算出し、算出された係数をそれぞれのフィルタにフィルタ係数として設定する。
【００３９】
各受信ブランチにおいて、第二係数は係数モニタ３６１〜３６３によってある時間間隔でモニタされる。係数モニタ３６１〜３６３は、モニタした第二係数を制御状態切替部３７１〜３７３に渡す。制御状態切替部３７１〜３７３は、渡された第二係数の大きさを閾値と比較し、その結果に基づいて第一係数の更新状態を制御する。
【００４０】
図４は、受信ブランチｊのフィルタ係数適応制御の、第一係数の更新状態の制御のフローチャートの第１の例である。図４は、第一係数が静的に取り扱われる場合を含むフローであり、送受信デバイスの運用中の特性変化が無視できる場合に相当する。
【００４１】
まず、第一係数更新のステップサイズをμｊ、第二係数更新のステップサイズをμｑとして、第一係数、第二係数ともに適応制御を開始する(図４のステップＳ０１）。両方のフィルタ係数の更新が収束したところで、係数モニタ３６１〜３６３は第二係数をモニタし、その係数の大きさを閾値と比較する（ステップＳ０２）。比較結果が閾値未満であれば（ステップＳ０３：Ｎｏ）、第一係数は非常にＳＮＲの低い受信信号に対して適応制御を試みていた可能性がある。この場合、算出された第一係数は理想値からのずれが大きい可能性があるため、再び第一係数、第二係数両方の適応制御（ステップＳ０１）に戻る。
一方、第二係数の大きさが閾値以上であれば（ステップＳ０３：Ｙｅｓ）、第一係数は比較的ＳＮＲが高い状態で収束が完了したと考えられる。この場合、この状況で算出された第一係数の理想値からのずれは小さい。したがって、この時点の第一係数を保持し、第一係数の更新を止め、第二係数のみの適応制御が継続されるように、第一係数の更新状態が制御される（ステップＳ０４）。ステップＳ０４では、制御状態切替部３７１〜３７３は、第一係数の更新の停止を、対応する第一係数計算部３４１〜３４３に指示する。
【００４２】
図５は、受信ブランチｊのフィルタ係数適応制御の、第一係数の更新状態の切り替えのフローチャートの第２の例である。光空間通信システム１で用いられる送受信デバイスの運用中の特性変化が、大気ゆらぎの変動に対して低速であるものの無視できない場合には、図５のフローチャートのようにして、第一係数を準静的に取り扱ってもよい。図５の手順では、先と同様に、第一係数更新のステップサイズをμｊ、第二係数更新のステップサイズをμｑとして、第一係数、第二係数ともに適応制御を開始する。第二係数の初期値は、制御状態切替部３７１〜３７３の使用する閾値よりも大きな値に設定される。また、使用される第一係数は記録される（図５のステップＳ１１）。第一係数及び第二係数の適応制御を行い（ステップＳ１２）、更新が収束すると第二係数をモニタする（ステップＳ１３）。図５のフローでは、係数モニタ３６１〜３６３は、第二係数の大きさが閾値未満となる変化があったかどうかを検出する（ステップＳ１４）。このような変化がなければ（ステップＳ１４：Ｎｏ）、その受信ブランチの受信信号のＳＮＲは比較的良好であると考えられる。このため、更新された最新の第一係数を記録し（ステップＳ１１）第一係数の適応制御を続けるように、第一係数の更新状態が制御される。また、第二係数の適応制御も継続される（ステップＳ１２）。
【００４３】
第二係数の大きさが閾値未満となる変化があった場合には（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、その受信ブランチの受信信号のＳＮＲは低く、この状態での第一係数の適応制御は理想値からのずれを拡大するように働く可能性が高い。このため、第一係数の更新を止めるように第一係数の更新状態が制御され、ステップＳ１１で記録された第一係数を使用して、第二係数のみを適応制御する（ステップＳ１５）。この第二係数のみを適応制御した状態で、再び第二係数をモニタし（ステップＳ１６）、第二係数の大きさが閾値以上となる変化があったかどうかを検出する（ステップＳ１７）。そのような変化があった場合（ステップＳ１７:Ｙｅｓ）、その受信ブランチの受信信号のＳＮＲが相対的に低い状態が解消されたと考えられる。この場合には、第一係数、第二係数両方の適応制御の状態に戻る（ステップＳ１２）。そのような変化がない場合（ステップＳ１７：Ｎｏ）、第二係数のみの適応制御を継続する（ステップＳ１５）。
【００４４】
このようにして、第一係数を静的に取り扱う場合（図４）、準静的に取り扱う場合（図５）のいずれについても、第一係数が低いＳＮＲの状態で更新されることを防ぐことが可能となり、最大比合成のための適切なフィルタ係数を高速かつ高精度に算出することが可能となる。第一係数は、主に送受信デバイスの特性を補償する役割を持つ。このため、ある地上局に対して複数の人工衛星が光空間通信を行うようなシステムの場合には、人工衛星毎に最近の通信時に計算された第一係数を外部に記録しておき、それを初期値として使用することで、初期収束の更なる高速化が期待できる。また、多数の受信信号の合成を行う際に、それらを複数のグループに分けて合成を行い、それらの複数のグループの合成信号をさらに合成するといった、段階的な合成を考えることができる。このような場合にも本手法は適用可能である。第一係数を静的な特性補償に、第二係数を最大比合成のための重みづけの高速かつ高精度な算出に使用するために、第一係数を小さなステップサイズ、第二係数を大きなステップサイズで更新する代わりに、もしくはそれに加えて、第一係数の更新頻度を第二係数のそれよりも小さくしてもよい。
【００４５】
制御状態切替部３７１〜３７３で、第二係数の大きさを閾値と比較してその受信ブランチのＳＮＲが低いかどうかを判別する処理については、合成後の信号に対して推定したＳＮＲを用いてより高精度に行うこともできる。合成後の信号は、合成前の信号に比べて比較的ＳＮＲが高いはずであるので、ＳＮＲの推定が高精度に行える。さらに、最大比合成が実現される場合のＳＮＲがρの強度規格化された信号に対する重み付けは以下の値（８）で表される。
2018198891.tif 000010
・・・（８）
【００４６】
そして、合成後のＳＮＲは合成前のＳＮＲの総和となり、強度規格化された入力信号に対してＣＭＡのように強度規格化された合成後の信号を出力する際には重み付けの二乗和が一定となる。これらを考慮すると、合成前の各受信ブランチのＳＮＲが推定できる。したがって、ＳＮＲに対する第一係数の収束の状況を予め見積もり、係数が妥当な値に収束すると考えられるＳＮＲの閾値を設定しておけば、これと推定された合成前のＳＮＲを比較することで、第一係数の更新状態の適切な切り替えが実現される。
【００４７】
以上に説明した信号処理器２８の機能は、電子回路のハードウエアで実現されてもよい。あるいは、信号処理器２８の機能をプログラム化するとともに、その機能を信号処理器２８が備えるコンピュータが当該プログラムを実行することによって実現させてもよい。
当該プログラムは、コンピュータ読取可能な非一時的な記録媒体（例えば、信号処理器２８に含まれる半導体メモリ）に格納されてもよい。
【００４８】
以上に説明した、最大比合成部２８４におけるダイバーシティ合成デジタル信号処理の効果をシミュレーションによって検証した。送信信号を１０Ｇｂ／ｓ（Gigabit per Second）  ＢＰＳＫ信号とし、６モードのフューモードファイバを用いたモードダイバーシティ型光空間通信受信機で受信した。ショット雑音を主な雑音源とし、差動符号化は行われない。ローカルオシレータ光の周波数オフセットを３００ＭＨｚ、線幅を１００ｋＨｚとした。各受信ブランチの受信光強度が異なり、かつ平均受信光強度が１ブランチあたり−６０ｄＢｍとなるランダムな２０通りの受信光強度の組についてシミュレーションを行い、合成後のＢＥＲを比較した。シミュレーションは、本実施形態で提案する手法の他、ＳＮＲ推定を行った最大比合成、通常のＦＩＲフィルタを用いたＣＭＡによる適応制御について実施した。ＳＮＲ推定を行った最大比合成では、ＳＮＲ推定方法として、受信信号の強度の分散から算出する方法を使用した。この方法では、受信光強度が−６０ｄＢｍ以下のＳＮＲが判別できなかったため、そのような受信信号については合成を行わないこととした。
【００４９】
本実施形態で提案した手法においては、第一係数更新のステップサイズを１０−４、第二係数更新のステップサイズを１０−２とした。通常のＦＩＲフィルタを用いたＣＭＡによる適応制御では、更新のステップサイズを１０−３とした。これより大きなステップサイズでは、フィルタ係数は発散し、収束させることができなかった。
【００５０】
シミュレーション結果の例を、図６に示す。本実施形態の手法（「提案手法」）による合成後の信号のＢＥＲは、ＳＮＲ推定によるＭＲＣ（最大比合成）、通常のＦＩＲフィルタを用いたＣＭＡによる適応制御を行った場合のＢＥＲよりも改善されている。そして、本実施形態の手法による合成後の信号のＢＥＲは、理想的にＳＮＲが算出された場合の最大比合成とほぼ同じ特性を達成している。
【００５１】
次に、ＦＭＦが持つ６モードのうち、３つのモードの受信光強度が−５５ｄＢｍから−７０ｄＢｍに変化し、残りの３つのモードの受信光強度が−７０ｄＢｍから−５５ｄＢｍに変化した場合についてシミュレーションを行った。シミュレーションでは、通常のＦＩＲフィルタを用いたＣＭＡによる適応制御（「通常ＣＭＡ」、実線）と、本実施形態の手法（「提案手法」、破線）のフィルタ係数の収束の様子を比較した。この場合の本実施形態の手法は第一係数を静的に扱う場合とし、全てのモードの受信光強度が−５０ｄＢｍの状態で適応制御して収束させた第一係数を用いて、第二係数のみを適応制御した。図７は、誤差信号の大きさのシミュレーション結果の例である。図７では、１００サンプルの移動平均をとって表示した。通常のＦＩＲフィルタを用いたＣＭＡによる適応制御では、フィルタ係数の再収束に１０，０００シンボル程度の時間を要している。これに対し、本実施形態の提案手法では２，０００シンボル程度でフィルタ係数が再収束し、高速な制御が達成できていることが分かる。
【００５２】
以上のように、本実施形態の最大比合成部２８４は、各受信ブランチの受信信号に、ＦＩＲフィルタによる処理と、１タップフィルタによる処理を施した後に、それらの信号を合成する。各フィルタのフィルタ係数は、それぞれのフィルタへの入力信号と合成後の受信信号とに基づいて、合成後の受信信号が所定の状態になるように確率的勾配降下法で適応制御される。
【００５３】
ＦＩＲフィルタのフィルタ係数更新のステップサイズと１タップフィルタのフィルタ係数更新のステップサイズとは個別に設定される。１タップフィルタのフィルタ係数更新のステップサイズはＦＩＲフィルタのフィルタ係数更新のステップサイズよりも大きい。そして、それぞれの受信ブランチのＦＩＲフィルタ係数の更新状態は、その受信ブランチの１タップフィルタ係数の大きさに基づいて切り替えられる。
【００５４】
本実施形態のこのような構成により、大気ゆらぎの影響によって各受信ブランチの受信信号品質がそれぞれ変動する状況であっても、それらに対する適応フィルタの適切なフィルタ係数を高速かつ高精度に算出して合成を行うことが可能となる。すなわち、光受信機２０は、フィルタ係数を高速かつ高精度に算出して受信信号を合成することを可能とする。
【００５５】
この効果は次のような理由によって得られる。光空間通信においてダイバーシティ合成を行う場合、各受信ブランチの受信信号の主要な劣化要因は、送受信デバイスに起因する特性劣化と、大気ゆらぎに起因するＳＮＲ変動である。後者は大気状態の変化を反映して高速に変動するが、前者の変化は通常は低速である。本実施形態では、１タップフィルタのフィルタ係数の更新のステップサイズを大きく、ＦＩＲフィルタ係数の更新のステップサイズを小さくすることで、ＳＮＲの変動に対しては高速に、静的特性については精度よくフィルタ係数を追従させることが可能となる。
【００５６】
また、本実施形態では、受信信号のＳＮＲが低いことを、受信ブランチ毎に１タップフィルタのフィルタ係数の大きさから検出する。その結果、ＦＩＲフィルタ全体のフィルタ係数が、ＳＮＲが低い状態で更新されることを防ぎ、フィルタ係数の再収束に要していた時間を削減することが可能となる。
【００５７】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、それぞれの受信ブランチのＦＩＲフィルタを、静的なフィルタ又は低速にしか変化しない送受信デバイスの特性の補償を目的とするフィルタとして使用した。また、１タップフィルタを、大気ゆらぎによるそれぞれの受信ブランチの高速なＳＮＲ変動に追従した最大比合成のための重み付けの算出を目的として使用した。このために、第二係数更新のステップサイズを第一係数更新のステップサイズよりも大きくして、各受信ブランチの第一係数の更新の手順を、その受信ブランチの第二係数の大きさを基に切り替えた。
【００５８】
本発明の第２の実施形態では、第一係数の適応制御に、フィルタ係数の強度正規化の条件を加えて、より積極的に第一係数と第二係数の役割が分離される。
【００５９】
受信ブランチjの第一係数の強度正規化を行うために、第１の実施形態のようにε２を最小化するようにフィルタ係数を更新する代わりに、それに強度正規化項を加えたε２＋λＨｊ２を最小化するようにフィルタ係数を更新する。ここで、Ｈｊは下の式（９）で表され、λは、強度正規化の強さを決めるハイパーパラメータである。
2018198891.tif 000011
・・・（９）
【００６０】
適応制御の方法としては、第１の実施形態と同様にＣＭＡを用いる。すると、第一係数、第二係数の更新則は次の代入式（１０）、（１１）のように表現される。
2018198891.tif 000012
・・・（１０）
2018198891.tif 000013
・・・（１１）
【００６１】
係数モニタ３６１〜３６３は第二係数をモニタし、第二係数の大きさに応じて第一係数の更新状態を切り替える手順は、第１の実施形態と同じである。
【００６２】
このように、第一係数の適応制御に、フィルタ係数の強度正規化の条件を加えることで、全ての受信ブランチのＦＩＲフィルタについて、送受信デバイスの特性補償のためのフィルタ係数が強度正規化された状態で得られやすくなる。全ての受信ブランチのＦＩＲフィルタには、受信信号が強度規格化の行われた状態で入力されるため、ＦＩＲフィルタ係数の強度正規化が行われていると、全ての受信ブランチのＦＩＲフィルタの出力も強度規格化が行われた状態となっている。そして、このようなＦＩＲフィルタの出力に対して１タップフィルタによる処理が施されるため、適応制御の結果得られた第二係数は、純粋に最大比合成の重みとなることが保証される。その結果、第二係数のモニタの際に、より信頼性の高い結果が得られる。
【００６３】
（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態の信号合成装置５０の構成例を示すブロック図である。第１及び第２の実施形態で説明した最大比合成部２８４は、以下の信号合成装置５０としても表現できる。
【００６４】
信号合成装置５０は、複数の第１のフィルタ５１、複数の第２のフィルタ５２、合成器５３、制御器５４を備える。第１のフィルタ５１は、光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を行う。第２のフィルタ５２は、第１のフィルタ５１の出力に対して第２のフィルタ係数による処理を行う。合成器５３は、第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する合成手段を担う。合成器５３は、例えば加算器である。制御器５４は、それぞれの第１のフィルタ係数と、それぞれの第２のフィルタの係数とを、第１のフィルタへ入力される受信信号と合成信号とに基づいて、合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御する制御手段を担う。制御器５４は、第１のフィルタのフィルタ係数の更新の手順を、第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える制御手段をも担う。
【００６５】
このような構成を備える信号合成装置５０は、フィルタ係数を高速かつ高精度に算出して受信信号を合成することを可能とする。その理由は、信号合成装置５０は、第１のフィルタ及び第２のフィルタのフィルタ係数を異なるステップサイズで適応制御するとともに、第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替えるからである。その結果、フィルタ係数算出の精度と高速性が確保される。
【００６６】
なお、本発明の実施形態は以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限定されない。
【００６７】
（付記１）
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を行う複数の第１のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を行う複数の第２のフィルタと、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する合成手段と、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える制御手段と、
を備える、信号合成装置。
【００６８】
（付記２）
前記制御手段は、前記第１のフィルタ係数の強度正規化の条件に基づいて、前記第１のフィルタ係数の適応制御を実施する、付記１に記載された信号合成装置。
【００６９】
（付記３）
前記第１のフィルタはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、前記第２のフィルタは１タップフィルタである、付記１又は２に記載された信号合成装置。
【００７０】
（付記４）
前記第２のフィルタ係数の更新のステップサイズは、前記第１のフィルタ係数の更新のステップサイズよりも大きい、付記１乃至３のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【００７１】
（付記５）
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記第２のフィルタ係数が所定の閾値未満である場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、付記１乃至４のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【００７２】
（付記６）
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記第２のフィルタ係数が所定の閾値以上から前記所定の閾値未満に変化した場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、付記１乃至４のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【００７３】
（付記７）
前記制御手段は、前記受信信号に対する前記所定の閾値未満から前記所定の閾値以上に前記第２のフィルタ係数が変化した場合には前記受信信号に対する前記第１のフィルタ係数の更新を開始する、付記６に記載された信号合成装置。
【００７４】
（付記８）
前記第１のフィルタと前記第２のフィルタとの間にダウンサンプリング部を備える、付記１乃至７のいずれか１項に記載された信号合成装置。
【００７５】
（付記９）
入力信号の強度を規格化する強度規格化手段と、
前記強度が規格化された前記入力信号の間の遅延を除去する相対遅延補償手段と、
前記遅延が除去された前記入力信号の間の位相差を除去する相対位相補償手段と、
前記位相差が除去された前記入力信号が入力される付記１乃至８のいずれかに記載された信号合成装置と、
前記信号合成装置の出力のキャリア位相を補償するキャリア位相補償手段と、
を備える信号処理器。
【００７６】
（付記１０）
受信した光信号を伝搬モード毎に分離するモード分離手段と、
分離された前記光信号をコヒーレント受信して電気信号を出力するコヒーレント受信手段と、
前記電気信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換手段と、
前記デジタル信号が入力される付記９に記載された信号処理器と、
を備える光受信機。
【００７７】
（付記１１）
空間光伝送を行う光信号を送信する光送信機と、
前記光送信機が送信した光信号を受信する付記１０に記載された光受信機と、
を備える光空間通信システム。
【００７８】
（付記１２）
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を第１のフィルタを用いて行い、
前記第１のフィルタのそれぞれの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を第２のフィルタを用いて行い、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力し、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御し、
それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える、
信号合成方法。
【００７９】
（付記１３）
前記第１のフィルタ係数の強度正規化の条件に基づいて、前記第１のフィルタ係数の適応制御を実施する、付記１２に記載された信号合成方法。
【００８０】
（付記１４）
前記第１のフィルタはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、前記第２のフィルタは１タップフィルタである、付記１２又は１３に記載された信号合成方法。
【００８１】
（付記１５）
前記第２のフィルタ係数の更新のステップサイズは、前記第１のフィルタ係数の更新のステップサイズよりも大きい、付記１２乃至１４のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【００８２】
（付記１６）
前記第２のフィルタ係数が所定の閾値未満である場合には前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、付記１２乃至１５のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【００８３】
（付記１７）
前記第２のフィルタ係数が所定の閾値以上から前記所定の閾値未満に変化した場合には前記第１のフィルタ係数の更新を停止する、付記１２乃至１５のいずれか１項に記載された信号合成方法。
【００８４】
（付記１８）
前記第２のフィルタ係数が前記所定の閾値未満から前記所定の閾値以上に変化した場合には前記第１のフィルタ係数の更新を開始する、付記１７に記載された信号合成方法。
【００８５】
（付記１９）
信号合成装置のコンピュータに、
光信号がコヒーレント検波されて生成された複数の受信信号のそれぞれに対して第１のフィルタ係数による処理を第１のフィルタを用いて行う手順、
前記第１のフィルタのそれぞれの出力に対して第２のフィルタ係数による処理を第２のフィルタを用いて行う手順、
前記第２のフィルタの出力を合成した合成信号を出力する手順、
それぞれの前記第１のフィルタ係数と、それぞれの前記第２のフィルタの係数とを、前記第１のフィルタへ入力される前記受信信号と前記合成信号とに基づいて、前記合成信号が所定の状態になるように互いに異なるステップサイズで適応制御する手順、
それぞれの前記第１のフィルタのフィルタ係数の更新状態を、前記第２のフィルタ係数の大きさに基づいて切り替える手順、
を実行させるための制御プログラム。
【００８６】
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【００８７】
また、それぞれの実施形態に記載された構成は、必ずしも互いに排他的なものではない。本発明の作用及び効果は、上述の実施形態の全部又は一部を組み合わせた構成によって実現されてもよい。
【００８８】
この出願は、２０１７年４月２５日に出願された日本出願特願２０１７−０８６２６４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００８９】
１    光空間通信システム
１０    光送信機
２０    光受信機
２１、９１    望遠鏡
２２、９８    フューモードファイバ
２３、９９    モード分離器
２４、９２    シングルモードファイバ
２５、９３    コヒーレント受信機
２６、９４    局部発振器
２７、９５    アナログデジタル変換器
２８、９６    信号処理器
５０    信号合成装置
５１    第１のフィルタ
５２    第２のフィルタ
５３    合成器
５４    制御器
８０    適応フィルタ
９０、９７    光空間通信受信機
２８１    強度規格化部
２８２    相対遅延補償部
２８３    相対位相補償部
２８４    最大比合成部
２８５    キャリア位相補償部
３１１〜３１３    フィルタ
３２１〜３２３    ダウンサンプリング部
３３１〜３３３    １タップフィルタ
３４０    加算器
３４１〜３４３    第一係数計算部
３５１〜３５３    第二係数計算部
３６１〜３６３    係数モニタ
３７１〜３７３    制御状態切替部
９６１    相対遅延補償部
９６２    相対位相補償部
９６３    推定部
９６４    最大比合成部
９６５    等化フィルタ
９６６    キャリア位相補償部
【図１】
2018198891.tif 000014
【図２】
2018198891.tif 000015
【図３】
2018198891.tif 000016
【図４】
2018198891.tif 000017
【図５】
2018198891.tif 000018
【図６】
2018198891.tif 000019
【図７】
2018198891.tif 000020
【図８】
2018198891.tif 000021
【図９】
2018198891.tif 000022
【図１０】
2018198891.tif 000023
【図１１】
2018198891.tif 000024
【図１２】
2018198891.tif 000025
【図１３】
2018198891.tif 000026
【国際調査報告】
2018198891.tif 000027
2018198891.tif 000028
2018198891.tif 000029