(57)【要約】  モータ駆動装置（２）は、単相モータ（１２）に交流電圧を出力するインバータ（１１）と、インバータ（１１）が出力する交流電圧を制御する制御部（２５）と、を備える。制御部（２５）は、キャリアと電圧指令とに基づいて、インバータ（１１）を構成するスイッチング素子（５１，５２，５３，５４）を駆動する。キャリアの周期と電圧指令の周期とは、非同期である。
2019180968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、キャリアと、電圧指令とに基づいて、前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動し、
前記キャリアの周期と前記電圧指令の周期とは非同期である
モータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記単相モータの回転位置を検出する位置センサの出力に基づいて前記電圧指令を生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記位置センサはホールセンサであり、
前記制御部は、前記ホールセンサの検出信号のハイからローに変化するエッジ及び前記検出信号のローからハイに変化するエッジのうちの何れか１つのエッジに基づいて前記電圧指令を生成する際の基準位相をリセットする請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記インバータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子とが直列に接続される第１レグと、前記第１レグに並列に接続され、上アーム第２素子と下アーム第２素子とが直列に接続される第２レグと、を有し、
前記単相モータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子との接続点と、上アーム第２素子と下アーム第２素子との接続点との間に接続され、
前記単相モータに電圧指令に基づく電圧を出力する際に、
前記電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、前記上アーム第１素子と前記下アーム第１素子とがスイッチング動作を休止し、
前記電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、前記上アーム第２素子と前記下アーム第２素子とがスイッチング動作を休止する
請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記キャリアの周期に同期したタイミングで前記電圧指令の値をステップ的に更新する請求項４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記キャリアは三角波であり、
前記タイミングは、前記三角波の頂及び底のうち少なくとも一方である請求項５に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記上アーム第１素子、前記下アーム第１素子、前記上アーム第２素子、及び前記下アーム第２素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項４から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項７に記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気掃除機。
【請求項１０】
請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた手乾燥機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、並びにそれを備えた電気掃除機及び手乾燥機に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相モータを駆動するモータ駆動装置に関する従来技術として、下記特許文献１がある。特許文献１には、電圧指令の周期に同期した規則性のあるパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を用いて、単相モータが駆動される様子が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−２６７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の技術では、電流が正から負、又は負から正に切り替わる転流点が毎回同じタイミングで発生する。このため、周期的な振動及び騒音が発生し易くなり、特に高速回転域では、振動及び騒音の悪化を招くという課題がある。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速回転域における振動及び騒音の悪化を抑制することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータ、及びインバータが出力する交流電圧を制御する制御部を備える。制御部は、キャリアと、電圧指令とに基づいて、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。キャリアの周期と電圧指令の周期とは非同期である。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係るモータ駆動装置によれば、高速回転域における振動及び騒音を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成図
【図２】図１に示されるインバータの回路構成図
【図３】図１に示される制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図
【図４】図３に示されるキャリア比較部の一例を示すブロック図
【図５】図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート
【図６】図３に示されるキャリア比較部の他の例を示すブロック図
【図７】図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート
【図８】図４及び図６に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図
【図９】実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図
【図１０】図４及び図６に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用するタイムチャート
【図１１】図１に示される単相モータを回転させる際の起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図
【図１２】図１に示される単相モータを回転させる際の中速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図
【図１３】図１に示される単相モータを回転させる際の高速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図
【図１４】図１に示されるインバータが非同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャート
【図１５】図１に示されるインバータが同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャート
【図１６】図１に示されるインバータが非同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号の波形例を示すタイムチャート
【図１７】図１に示されるインバータが同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号の波形例を示すタイムチャート
【図１８】図１に示される位置センサの検出動作を示すタイムチャート
【図１９】図１に示される単相モータを連続的に生成された電圧指令を用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート
【図２０】図１９に示される波形を周波数分析した図
【図２１】図１に示される単相モータを離散的に生成された電圧指令を用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート
【図２２】図２１に示される波形を周波数分析した図
【図２３】図１に示される単相モータを連続的に生成された電圧指令を用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート
【図２４】図２３に示される波形を周波数分析した図
【図２５】図１に示される単相モータを離散的に生成された電圧指令を用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート
【図２６】図２５に示される波形を周波数分析した図
【図２７】実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図
【図２８】実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
【００１０】
実施の形態．
図１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、位置センサ２１とを備える。
【００１１】
モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。位置センサ２１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する。
【００１２】
単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及び手乾燥機といった装置に搭載される。
【００１３】
単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。
【００１４】
なお、本実施の形態では電圧センサ２０が直流電圧Ｖｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。
【００１５】
モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、を備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータを駆動できるものであればよい。
【００１６】
制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ２１から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。電圧振幅指令Ｖ*は、後述する電圧指令Ｖｍの振幅値である。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とに基づいて、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。
【００１７】
制御部２５は、プロセッサ３１、駆動信号生成部３２、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。
【００１８】
プロセッサ３１は、駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の基となるＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御に関する演算処理に加え、進角制御に関する演算処理も行う。後述するキャリア比較部３８、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の各機能は、プロセッサ３１によって実現される。プロセッサ３１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称されるものでもよい。
【００１９】
駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、上述した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。
【００２０】
メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。メモリ３４は、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
【００２１】
駆動信号生成部３２は、プロセッサ３１から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、上述した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成してインバータ１１に出力する。
【００２２】
図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。
【００２３】
スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。
【００２４】
スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。
【００２５】
複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。
【００２６】
スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。
【００２７】
複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
【００２８】
一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧および耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
【００２９】
図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。
【００３０】
図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である。ここで、「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、ここでいう「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。
【００３１】
また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。
【００３２】
図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。
【００３３】
図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
【００３４】
キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【００３５】
絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図４の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
【００３６】
乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“−１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。
【００３７】
比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【００３８】
図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、上段側から順に、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。
【００３９】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【００４０】
インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
【００４１】
ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００４２】
また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１と負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。
【００４３】
図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一又は同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。
【００４４】
キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
【００４５】
絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。
【００４６】
乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“−１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。
【００４７】
比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
【００４８】
図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。
【００４９】
ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ  Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
【００５０】
インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。
【００５１】
図７に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。
【００５２】
また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００５３】
次に、本実施の形態における進角制御について、図８から図１０の図面を参照して説明する。図８は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａ、及び図６に示されるキャリア比較部３８Ｂへ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図９は、実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図である。図１０は、図４及び図６に示される電圧指令Ｖｍと進角位相θｖとの関係の説明に使用するタイムチャートである。
【００５４】
進角位相θｖの算出機能は、図８に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、位置センサ２１が検出した位置センサ信号２１ａに基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した基準位相θｅを算出する。図１０の例では、位置センサ信号２１ａが立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θｅに基づいて、進角位相θｖを算出する。
【００５５】
図９の横軸には回転速度Ｎが示され、図９の縦軸には進角位相θｖが示されている。図９に示されるように、進角位相θｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、１次の線形関数により進角位相θｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θｖが同じか、もしくは大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。
【００５６】
図１０の上段部には、図１に示す位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａと、図１に示すロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍと、ロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である基準位相θｅとが示されている。
【００５７】
図１０の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖｍの波形例が示されている。
【００５８】
図１０の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられ、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｂ１が設けられている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θｍに応じた位置センサ信号２１ａが検出される。回転速度算出部４２は、検出された位置センサ信号２１ａに基づいて、電気角に換算した基準位相θｅを算出する。
【００５９】
図１０の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝０の場合、基準位相θｅと同相の電圧指令Ｖｍが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて決定される。また、電圧指令Ｖｍは、位置センサ２１の出力である位置センサ信号２１ａに基づいて生成される。
【００６０】
また、図１０の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝π／４の場合、基準位相θｅから進角位相θｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖｍが出力される。
【００６１】
次に、実施の形態に係るモータ駆動装置における駆動方法について説明する。本実施の形態では、単相モータ１２に印加する電圧波形を回転速度に応じて変更する制御を行う。なお、以下の説明では、単相モータ１２を電気掃除機の電動送風機に適用する場合を想定する。また、単相モータ１２のロータ回転位置を検出する位置センサ２１に１つのホールセンサを用いるものとする。
【００６２】
本実施の形態では、電動送風機の回転域を以下の通り区分する。
（Ａ）起動時：０［ｒｐｍ］〜１万［ｒｐｍ］
（Ｂ）低速回転域（低回転数域）：１［ｒｐｍ］〜２万［ｒｐｍ］
（Ｃ）中速回転域（中回転数域）：５万［ｒｐｍ］〜７万［ｒｐｍ］
（Ｄ）高速回転域（高回転数域）：１０万［ｒｐｍ］以上
【００６３】
なお、上記（Ｂ）と（Ｃ）に挟まれた領域、及び上記（Ｃ）と（Ｄ）に挟まれた領域はグレーゾーンである。２万［ｒｐｍ］から５万［ｒｐｍ］までの回転速度は、低速回転域に含まれる場合もあれば、中速回転域に含まれる場合もある。また、７万［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］までの回転速度は、中速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。
【００６４】
図１１は、起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１１の下段部に示される電圧パルス列は、図１１の上段部に示される電圧指令Ｖｍによって生成される。左側の半周期に示される電圧指令Ｖｍは、図６において、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の値を“π／２”に設定することで得られる。また、右側の半周期に示される電圧指令Ｖｍは、“θｅ＋θｖ”の値を“３π／２”に設定することで得られる。図１１の上段部に示されるように、電圧指令Ｖｍの半周期ごと、キャリアと比較される電圧指令Ｖｍの大きさは一定である。このため、電圧指令Ｖｍの半周期ごと、振幅一定で推移する正負の電圧パルス列が生成される。
【００６５】
図１１の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ成分のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１１の下段部に破線で示されている矩形波の波形に概ね一致する。従って、図１１の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に矩形波を印加することと等価である。以下、図１１の上段部に示されるような、半周期ごとの振幅一定の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「矩形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「矩形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。
【００６６】
以上の説明のように、本実施の形態におけるプロセッサ３１は、起動時及び起動後の低速回転域において、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するように、矩形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に矩形波になっていることを意味する。
【００６７】
図１２は、中速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１２の下段部に示される電圧パルス列は、図１２の上段部に示される正弦波である電圧指令Ｖｍによって生成される。図１２の下段部には、正弦波である電圧指令Ｖｍのピークに近づくにつれ、パルス幅が徐々に広くなり、電圧指令Ｖｍのピークから離れるにつれ、パルス幅が徐々に狭くなる電圧パルス列が示されている。
【００６８】
図１２の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１２の下段部に破線で示されている正弦波の波形に概ね一致する。従って、図１２の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に正弦波を印加することと等価である。以下、図１２の上段部に示されるような正弦波の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「正弦波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「正弦波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。
【００６９】
以上の説明のように、本実施の形態では、中速回転域において、プロセッサ３１は、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するように、正弦波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に正弦波になっていることを意味する。
【００７０】
図１３は、高速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１３の下段部に示される電圧パルス列は、図１３の上段部に示される電圧指令Ｖｍによって生成される。図１２との相違点は、電圧指令Ｖｍのピーク値がキャリア振幅よりも大きいことにある。より詳細に説明すると、図１２は、変調率＝１．０の波形であるのに対し、図１３は、変調率＝１．２の波形である。
【００７１】
図１３において、電圧指令Ｖｍがキャリアのピークよりも大きい領域Ａでは、下段部に示されるように、幅広且つ単一の電圧パルスが生成されている。領域Ａの両側に位置する領域Ｂ１，Ｂ２では、領域Ａに近づくにつれて、パルス幅が徐々に広くなる電圧パルス列が生成されている。
【００７２】
図１３の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した波形は、図１３の下段部に破線で示されている台形波の波形に概ね一致する。従って、図１３の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に台形波を印加することと等価である。以下、図１３の上段部に示されるように、変調率が１．０を超える正弦波の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「台形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「台形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。
【００７３】
以上の説明のように、本実施の形態では、高速回転域において、プロセッサ３１は、インバータ１１が台形波の電圧を出力するように、台形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が台形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に台形波になっていることを意味する。
【００７４】
次に、本実施の形態におけるＰＷＭ制御の要部について説明する。図１４は、図１に示されるインバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートである。図１５は、図１に示されるインバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートである。本実施の形態の１つの要旨は、インバータ１１を非同期ＰＷＭで制御することにある。なお、インバータ１１を非同期ＰＷＭで制御する本実施の形態の手法は、電圧指令Ｖｍが矩形波、正弦波又は台形波を問わず同様の効果が得られる。そのため、以下では、電圧指令Ｖｍが正弦波の場合を例に説明する。
【００７５】
図１４には、上段側から順に、インバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合のキャリア、電圧指令Ｖｍ、及びＰＷＭ信号の波形が示されている。また、図１５には、上段側から順に、インバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合のキャリア、電圧指令Ｖｍ、及びＰＷＭ信号の波形が示されている。なお、説明が前後するが、前述した図５、図７、及び図１１から図１３の図面に示される波形は、インバータ１１が同期ＰＷＭで制御されたときの波形である。
【００７６】
非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの差異を説明するため、図１４では、キャリアの１周期が“Ｔｃ１”、電圧指令Ｖｍの１周期が“Ｔｖ１”で示されている。また、図１５では、キャリアの１周期が“Ｔｃ２”、電圧指令Ｖｍの１周期が“Ｔｖ２”で示されている。
【００７７】
図１４は、非同期ＰＷＭの例である。図１４の例では、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係が成立しないので、非同期ＰＷＭである。また、例えば、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝２：５であるとする。この場合、Ｔｃ１を“１”とすると、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝１：２．５となる。ｎは整数ではないので、この例も非同期ＰＷＭである。
【００７８】
また、図１５は、同期ＰＷＭの例である。図１５の例では、Ｔｃ２とＴｖ２との間で、Ｔｃ２：Ｔｖ２＝１：５の関係になっているので、同期ＰＷＭである。
【００７９】
非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの差異を定性的に見ると、規則性の差異と言ってもよい。より詳細に説明すると、電圧指令Ｖｍの周期にＰＷＭ信号が同期して規則性があるのが同期ＰＷＭであり、電圧指令Ｖｍの周期にＰＷＭ信号が同期せず規則性が失われるのが非同期ＰＷＭであると言うことができる。
【００８０】
なお、電圧指令Ｖｍの周期の変更に対して、キャリア周期を常に固定とする方式を非同期ＰＷＭと呼ぶ場合もあるが、本実施の形態では、上記の定義とする。即ち、キャリア周期を固定にするか否かに関わらず、キャリア周期を１としたときの電圧指令Ｖｍの周期が、１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係にならないときを、非同期ＰＷＭと定義する。なお、この関係を、電圧指令周波数とキャリア周波数との関係で言い替えてもよい。具体的に記載すれば、電圧指令周波数を１としたときのキャリア周波数が、１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係にならないときが、非同期ＰＷＭであると定義される。
【００８１】
キャリア周波数を、例えば可聴周波数外の２０ｋＨｚもしくはそれ以上に設定すると、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を駆動するためのＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４も２０ｋＨｚ以上となる。これにより、耳障りな騒音を低減することができ、騒音の小さいモータ駆動装置を実現できるという効果がある。
【００８２】
なお、ＰＷＭ制御は、電圧指令周波数とキャリア周波数とが等しくても動作する。但し、この場合は、１：１の関係になり、同期ＰＷＭとなるので、本実施の形態の要旨ではない。よって、電圧指令周波数は、キャリア周波数よりも低い周波数に設定される。また、基本的にキャリア周波数は固定であるが、回転速度又は制御方式に対応させて、キャリア周波数を変更してもよい。キャリア周波数を変更する場合、電圧指令周波数よりも高い周波数に設定されることは言うまでもない。
【００８３】
非同期ＰＷＭであるか、同期ＰＷＭであるかに関わらず、キャリア周波数が電圧指令周波数に比して高い方が、電圧指令Ｖｍに対する出力電圧の再現性が向上し、回転速度の精度が向上するという効果がある。
【００８４】
従って、回転速度の精度の向上を図るのであれば、電圧指令周波数に対する非整数倍の倍率をより大きくしたキャリア周波数を設定すればよい。また、耳障りな騒音の低減を図るのであれば、キャリア周波数を、可聴周波数外の２０ｋＨｚもしくはそれ以上に設定すればよい。なお、キャリア周波数を高くすると、スイッチング周波数が高くなり、スイッチング素子の発熱及びスイッチング損失が増加する。このため、発熱量及び効率面を考慮して、キャリア周波数を決めることが好ましい。
【００８５】
図１６は、図１に示されるインバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号２１ａの波形例を示すタイムチャートである。図１７は、図１に示されるインバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号２１ａの波形例を示すタイムチャートである。
【００８６】
図１６及び図１７において、下段部には位置センサ信号２１ａの波形が示され、上段部には、インバータ１１から出力される電圧パルス列の波形と、当該電圧パルス列の波形からキャリア周波数の成分を除去した波形とが示されている。また、図１６及び図１７では、単相モータ１２に流れる電流の転流点が破線の円で示されている。同期ＰＷＭの場合、図１７に示されるように、転流点は、位置センサ信号２１ａのエッジの位置に表れている。これに対し、非同期ＰＷＭの場合、図１６に示されるように、転流点は、必ずしも位置センサ信号２１ａのエッジの位置には表れず、一部はエッジの位置からずれている。
【００８７】
上記のように、同期ＰＷＭの場合、毎回同じタイミングで転流が発生するので、周期的な騒音が発生し易くなる。一方、非同期ＰＷＭの場合、転流のタイミングが周期的にはならない。このため、非同期ＰＷＭの場合、周期的な騒音が抑制されるので、全体的な振動及び騒音は、同期ＰＷＭの場合に比して小さい。従って、非同期ＰＷＭの採用により、低騒音化を図ることが可能となる。なお、低騒音化の効果は、特に、高速回転域において大きくなる。
【００８８】
以上の説明の通り、実施の形態における制御部は、キャリアと、キャリアの周期とは非同期の周期を有する電圧指令とに基づいて、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。これにより、周期的な騒音が抑制されるので、高速回転域における振動及び騒音を抑制することが可能となる。
【００８９】
また、転流タイミングのずれは、位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａのばらつきによっても生ずる。同期ＰＷＭの場合、位置センサ信号２１ａのばらつきに起因する転流タイミングのずれは周期的に表れ、起動時又は低速回転域における回転むらなどの原因となる。これに対し、非同期ＰＷＭの場合、位置センサ信号２１ａのばらつきに起因する転流タイミングのずれは周期的にはならないので、位置センサ信号２１ａのばらつきの影響は軽減される。即ち、非同期ＰＷＭは、位置センサ信号２１ａのバラツキに対して、ロバスト性を向上させることが可能となる。
【００９０】
位置センサ２１に関する考慮点については、更に、図１８の図面を参照して説明する。図１８は、図１に示される位置センサ２１の検出動作を示すタイムチャートである。なお、ここでの説明は、単相モータ１２のロータ回転位置を検出する位置センサ２１に１つのホールセンサを用いるものとする。
【００９１】
ホールセンサは、単相モータ１２のロータ１２ａ内にある永久磁石の極性に反応して、“ハイ（Ｈｉｇｈ）”又は“ロー（Ｌｏｗ）”の信号を出力する。これにより、ロータ１２ａの磁極位置の検出を行うことができる。ここで、例えば、ローからハイへ切り替わるエッジは磁極位置０度、ハイからローへ切り替わるエッジは磁極位置１８０度として検出される。また、磁極位置０度を検出するエッジと磁極位置１８０度を検出するエッジとの間の時間を計測することで、単相モータ１２の回転速度が演算される。また、演算した回転速度に基づいて、現在のエッジから次のエッジまでの磁極位置の位相加算量を求めれば、０度から３６０度の連続した位相情報が得られる。以下、ローからハイへ切り替わるエッジをＡ点、Ｃ点、Ｅ点とし、ハイからローへ切り替わるエッジをＢ点、Ｄ点として説明する。エッジは、図１８に示されるように、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点，Ｄ点、Ｅ点の順に現れる。
【００９２】
図１８の上段部には、ホールセンサが検出した位置センサ信号２１ａの波形が示されている。図１８の中段部には、両エッジリセットの場合の基準位相θｅが示されている。図１８の下段部には、片エッジリセットの場合の基準位相θｅが示されている。
【００９３】
図１８の上段部に示される例は、例えばホールセンサに対して単相モータ１２のロータ１２ａが偏心した場合である。ロータ１２ａが偏心すると、図１８の上段部に示されるように、位置センサ信号２１ａがハイとなる時間Ｔ１と、ローとなる時間Ｔ２とが等しくならない場合がある。なお、位置センサ信号２１ａがハイとなる時間Ｔ１とローとなる時間Ｔ２とが等しくならない場合は、位置センサ信号２１ａがハイとなる時比率τ１（＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２））と、位置センサ信号２１ａがローとなる時比率τ２（＝Ｔ２／（Ｔ１＋Ｔ２））とが等しくならない。
【００９４】
この例の場合、まず、回転速度の演算値に基づいて、位相＝０であるＡ点から位相加算が行われる。ところが、時間Ｔ１と時間Ｔ２とが等しくないので、次のエッジが出現するＢ点において、基準位相θｅがリセットされ、基準位相θｅは“π”に設定される。従って、図１８の中段部に示されるように、急激な位相変動が起こる。この現象は、Ｄ点でも起こる。また、Ｂ点において、基準位相θｅが“π”にリセットされるので、Ｃ点において、基準位相θｅは“２π”に到達せず、基準位相θｅに誤差が生ずる。この現象は、Ｅ点でも起こる。
【００９５】
前述の通り、電圧指令Ｖｍは、基準位相θｅに基づいて生成されるので、基準位相θｅに誤差があると、正弦波の電圧指令Ｖｍが歪んでしまうことになる。電圧指令Ｖｍが歪んだ状態でＰＷＭ信号が生成されると、単相モータ１２に過大な電流が流れたり、不要なトルク出力が発生したりする。過大な電流は、単相モータ１２の運転の継続を困難にする場合がある。不要なトルク出力は、単相モータ１２における振動又は騒音の悪化を招く場合がある。
【００９６】
なお、ホールセンサがハイとなる時間Ｔ１と、ホールセンサがローとなる時間Ｔ２とが異なっていた場合、ホールセンサの各エッジで位相演算を行うと、電圧指令Ｖｍの２倍の周波数の脈動が発生する。この場合、電圧指令周波数を１０ｋＨｚ以上に設定すれば、電圧指令Ｖｍの２倍の周波数成分は、聴感周波数外の２０ｋＨｚ以上になるため、振動又は騒音に対する問題点とはならない。しかしながら、実際の対応として、例えば４極の単相モータにおいて、電圧指令周波数を１０ｋＨｚ以上に設定することは、単相モータを３０万［ｒｐｍ］で回転することになる。このような高速な回転速度は、遠心力によるロータへの負担が懸念される回転速度であり、現実的な対応ではない。
【００９７】
そこで、本実施の形態では、基準位相θｅの更新タイミングを、図１８の下段部に示されるように、位置センサ信号２１ａの片側エッジのみで行う。片側エッジのみで行うとは、図１８の例であれば、エッジの切り替わりが起こるＡ点からＥ点のうち、Ａ点、Ｃ点及びＥ点でのみ行うことを意味する。これにより、基準位相θｅがリセットされるのは、ローからハイのタイミングのみとなる。仮に、単相モータ１２のロータ１２ａが偏心していたとしても、例えばローからハイのエッジは、偏心方向が変わらない限り、同じタイミングで発生する。そのため、ローからハイに変化する各エッジ間の時間を計測することで、正確な回転速度を推定できる。そして、推定した回転速度に基づいて位相加算量を求めることで、０度から３６０度の連続した磁極位置を算出することができる。更に、算出した磁極位置に基づいて、正弦波の電圧指令を生成することで、安定した電圧出力が可能となる。これにより、正弦波状の電流を流す際に発生しうる振動及び騒音の悪化を抑制することができる。
【００９８】
次に、正弦波ＰＷＭの実現に際し、スイッチング素子の動作方法の差異が振動又は騒音に及ぼす影響と、電圧指令Ｖｍの生成方法の差異が振動又は騒音に及ぼす影響という２つの観点での考察を加える。考察に関しては、図１９から図２６の図面を参照する。なお、ここで言う「スイッチング素子の動作方法」とは、上述した片側ＰＷＭ及び両側ＰＷＭを指している。また、ここで言う「電圧指令Ｖｍの生成方法」とは、電圧指令Ｖｍを連続的又はアナログ的に生成する場合と、電圧指令Ｖｍを離散的又はステップ的に生成する場合とを指している。
【００９９】
図１９は、図１に示される単相モータ１２を連続的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２０は、図１９に示される波形を周波数分析した図である。図２１は、図１に示される単相モータ１２を離散的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２２は、図２１に示される波形を周波数分析した図である。図２３は、図１に示される単相モータ１２を連続的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２４は、図２３に示される波形を周波数分析した図である。図２５は、図１に示される単相モータ１２を離散的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２６は、図２５に示される波形を周波数分析した図である。
【０１００】
図１９の上段部には、片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４が連続的に変化する様子が示されている。このような波形は、発振器、コンパレータなどのアナログ回路を使用して生成することを想定している。また、図２１の上段部には、片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４が、キャリアの頂及び底のタイミング、並びに、頂と底との間のタイミングで離散的に変化する様子が示されている。このような波形は、マイコンなどのディジタル回路、タイマなどを使用して生成することを想定している。また、図１９及び図２２の各図において、中段部の波形はモータ印加電圧であり、下段部の波形はモータ電流である。
【０１０１】
図２０には、図１９に示される各波形を周波数分析した結果が示され、図２２には、図２１に示される各波形を周波数分析した結果が示されている。なお、キャリア周波数は、２０［ｋＨｚ］である。
【０１０２】
ここで、図２２に破線で示される部分、及び当該破線に対応する位置の図２０における周波数成分に着目すると、以下のことが明らかとなる。
【０１０３】
（１）片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４を離散的に変化させた場合には、キャリア周波数の低次周波数成分が低減されている。
（２）片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４を連続的に変化させた場合、キャリア周波数の低次周波数成分は残存している。
【０１０４】
次に、図２３から図２６の図面を参照する。図２３の上段部には、両側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２が連続的に変化する様子が示されている。このような波形は、発振器、コンパレータなどのアナログ回路を使用して生成することを想定している。また、図２５の上段部には、両側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２が、キャリアの頂及び底のタイミング、並びに、頂と底との間のタイミングで離散的に変化する様子が示されている。このような波形は、マイコンなどのディジタル回路、タイマなどを使用して生成することを想定している。また、図２３及び図２６の各図において、中段部の波形はモータ印加電圧であり、下段部の波形はモータ電流である。
【０１０５】
図２４には、図２３に示される各波形を周波数分析した結果が示され、図２６には、図２５に示される各波形を周波数分析した結果が示されている。なお、片側ＰＷＭの場合と同様に、キャリア周波数は、２０［ｋＨｚ］である。
【０１０６】
ここで、図２４の各波形と、図２４に対応する図２６の各波形とを比較すると、各波形の周波数成分には大きな差異が見られない。但し、図２０と図２４の波形を比較すると、図２０の方が、全体的に周波数成分が大きくなっている。即ち、片側ＰＷＭを用いる場合には、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する手法が有効であることが理解できる。
【０１０７】
以上の説明の通り、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する場合には、両側ＰＷＭ及び片側ＰＷＭのうちの何れを採用しても、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分の低減が可能となる。また、スイッチング損失の低減を図るために片側ＰＷＭを採用する場合には、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分を低減するため、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する手法の採用が好ましい。
【０１０８】
次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図２７は、実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。
【０１０９】
電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
【０１１０】
電気掃除機６１は、単相モータ１２の回転速度が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このような単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。
【０１１１】
例えば、制御部２５は、キャリアの周期と電圧指令の周期とが非同期の関係にあるキャリア及び電圧指令に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。これにより、正弦波状の電流を流す際に発生しうる振動及び騒音を抑制することが可能となる。
【０１１２】
また、位置センサ２１がホールセンサであるとき、制御部２５は、ホールセンサの検出信号のハイからローに変化するエッジ及び検出信号のローからハイに変化するエッジのうちの何れか１つのエッジに基づいて電圧指令を生成する。これにより、基準位相のリセットが１つのエッジに基づいて行われるので、例えば単相モータのロータが偏心していたとしても、正確な回転速度の推定が可能となる。
【０１１３】
また、制御部２５は、例えばキャリアの周期に同期したタイミングで電圧指令の値をステップ的に更新するようにする。キャリアの周期に同期したタイミングとは、キャリアの頂又は底である。これにより、電圧指令が離散的に生成されることになるので、単相モータへの印加電圧に含まれる周波成分から、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分を低減させることが可能となる。
【０１１４】
また、制御部２５は、単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際に、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。
【０１１５】
また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、前述した放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。更に、電気掃除機６１は、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないので、設計コスト及び製造コストの増加が抑制された電気掃除機６１を実現することができる。
【０１１６】
図２８は、実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図である。手乾燥機９０は、モータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。手乾燥機９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
【０１１７】
手乾燥機９０は、図２７に示される電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、手乾燥機９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
【０１１８】
以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及び手乾燥機９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
【０１１９】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１２０】
１  モータ駆動システム、２  モータ駆動装置、５Ａ  第１レグ、５Ｂ  第２レグ、６Ａ，６Ｂ  接続点、１０  バッテリ、１１  インバータ、１２  単相モータ、１２ａ  ロータ、１２ｂ  ステータ、１２ｂ１  ティース、２０  電圧センサ、２１  位置センサ、２１ａ  位置センサ信号、２５  制御部、３１  プロセッサ、３２  駆動信号生成部、３３  キャリア生成部、３４  メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ  キャリア比較部、３８ａ  絶対値演算部、３８ｂ  除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ  乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ  加算部、３８ｇ，３８ｈ  比較部、３８ｉ，３８ｊ  出力反転部、４２  回転速度算出部、４４  進角位相算出部、５１，５２，５３，５４  スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ  ボディダイオード、６１  電気掃除機、６２  延長管、６３  吸込口体、６４  電動送風機、６５  集塵室、６６  操作部、６８  センサ、９０  手乾燥機、９１  ケーシング、９２  手検知センサ、９３  水受け部、９４  ドレン容器、９５  電動送風機、９６  カバー、９７  センサ、９８  吸気口、９９  手挿入部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【手続補正書】
【提出日】令和2年4月24日(2020.4.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、キャリアと、電圧指令とに基づいて、前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動し、
前記キャリアの周期と前記電圧指令の周期とは非同期であり、
前記制御部は、前記単相モータの回転位置を検出する位置センサの出力に基づいて基準位相を算出し、算出した前記基準位相に基づいて前記電圧指令を生成する
モータ駆動装置。
【請求項２】
前記位置センサはホールセンサであり、
前記制御部は、前記ホールセンサの検出信号のハイからローに変化するエッジ及び前記検出信号のローからハイに変化するエッジのうちの何れか１つのエッジに基づいて前記電圧指令を生成する際の基準位相をリセットする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記インバータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子とが直列に接続される第１レグと、前記第１レグに並列に接続され、上アーム第２素子と下アーム第２素子とが直列に接続される第２レグと、を有し、
前記単相モータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子との接続点と、上アーム第２素子と下アーム第２素子との接続点との間に接続され、
前記単相モータに電圧指令に基づく電圧を出力する際に、
前記電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、前記上アーム第１素子及び前記下アーム第１素子のみがスイッチング動作し、
前記電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、前記上アーム第２素子及び前記下アーム第２素子のみがスイッチング動作する
請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記キャリアの周期に同期したタイミングで前記電圧指令の値をステップ的に更新する請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記キャリアは三角波であり、
前記タイミングは、前記三角波の頂及び底のうち少なくとも一方である請求項４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記上アーム第１素子、前記下アーム第１素子、前記上アーム第２素子、及び前記下アーム第２素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項３から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項６に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気掃除機。
【請求項９】
請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた手乾燥機。
【国際調査報告】
2019180968.tif 000031
2019180968.tif 000032