(57)【要約】  電力変換装置は、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換する２台のインバータの各インバータについて、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、各インバータについて演算した電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。
2019038815.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、前記三相交流電圧を出力する２台のインバータと、
前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記インバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、
入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される前記三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した前記電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
各インバータについて、前記オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
電力変換装置。
【請求項２】
前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に設けられた２つのリレーをさらに備え、
前記制御部は、
前記２台のインバータのいずれかの故障を検知した場合には、故障側のインバータに対応するリレーを開放する
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータについて、前記複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに一致させ、前記２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が、前記搬送波の中心値よりも小さくなる、または前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、前記三相交流電圧を出力する２台のインバータと、
前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記インバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、
入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される前記三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した前記電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
各インバータについて、前記オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、前記三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、下ベタ２相変調を採用し、
前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、前記電圧変調方式として、上ベタ２相変調を採用し、
前記制御部は、
前記下ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最小の電圧指令値が前記搬送波の最小値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最小である最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させ、
前記上ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最大の電圧指令値が前記搬送波の最大値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最大である最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、
前記搬送波をのこぎり波とし、
前記下ベタ２相変調が採用される下ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替え、
前記上ベタ２相変調が採用される上ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替える
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、前記中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に設けられた２つのリレーをさらに備え、
前記制御部は、
前記２台のインバータのいずれかの故障を検知した場合、故障側のインバータに対応するリレーを開放する
請求項６から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータについて、前記複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
請求項６から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに一致させ、前記２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する
請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記制御部は、
各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が、前記搬送波の中心値よりも小さくなる、または前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する
請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１から１３のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えた
電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサ電流の低減を図った構成を備えた電力変換装置、およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置の一例として、２台のインバータを用いて２つの巻線組を有する多相回転機の各巻線組に電圧を印加するように構成されている電力変換装置が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
特許文献１に記載の電力変換装置では、２台のインバータが同時に放電となるモードを回避し、コンデンサ電流を低減させるために、以下のような制御手法が採用されている。すなわち、一方のインバータに対応する電圧指令値の中心値が出力可能なデューティ範囲よりも下側になるようにシフトさせるともに、他方のインバータに対応する電圧指令値の中心値が出力可能なデューティ範囲よりも上側になるようにシフトさせている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４９４１６８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の制御手法は、１つの共通のコンデンサから２台のインバータに放電電流を供給する構成の電力変換装置に対しては有効である。ここで、インバータに印加する電圧を一定にするためには、インバータに対して並列に設けられるコンデンサを可能な限りインバータに近接させて配置することで、コンデンサとインバータ間の配線インダクタンスおよび配線抵抗に起因するインピーダンスを小さくする必要がある。【０００６】
したがって、電力変換装置においては、１つの共通のコンデンサを設ける構成ではなく、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成を採用する方が好ましい。特許文献１に記載の制御手法は、このような構成を採用した電力変換装置に対しは、コンデンサ電流を十分に低減させる手法として適していない。【０００７】
本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明における電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、三相交流電圧を出力する２台のインバータと、インバータごとに個別に対応して、直流電源とインバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、を備え、制御部は、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【図３】本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【図４】図３の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１）を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。
【図６】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
【図７】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【図８】本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【図９】図８の電圧ベクトルＶ０（２）〜Ｖ７（２）を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
【図１２】本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【図１４】図１３の比較例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【図１７】本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態２における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態２における制御手法の比較例を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
【図２１】本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ２に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
【図２３】本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
【図２４】本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【図２６】本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。
【図２７】図２６の比較例を示す図である。
【図２８】本発明の実施の形態５における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【図２９】本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図３０】本発明の実施の形態６における２台のインバータの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。
【図３１】本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。
【図３２】本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の波形を示す図である。
【図３３】本発明の実施の形態７における２台のインバータの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。
【図３４】本発明の実施の形態８における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明による電力変換装置および電動パワーステアリング装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、図１では、電力変換装置の入力側に接続される直流電源３と、その出力側に接続されるモータ１も図示されている。
【００１３】
図１に示すように、本実施の形態１における電力変換装置は、コンデンサ４ａ、コンデンサ４ｂ、インバータ６ａ、インバータ６ｂ、電流検出器７ａ、電流検出器７ｂ、制御器８ａ、制御器８ｂ、リレー１６ａおよびリレー１６ｂを備える。
【００１４】
モータ１は、Ｕ１相の巻線Ｕ１、Ｖ１相の巻線Ｖ１およびＷ１相の巻線Ｗ１によって構成される三相巻線と、Ｕ２相の巻線Ｕ２、Ｖ２相の巻線Ｖ２およびＷ２相の巻線Ｗ２によって構成される三相巻線とを有する三相交流モータである。モータ１の具体例として、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等が挙げられるが、モータ１として、２つの三相巻線を有するモータであれば、どのような種類のモータを用いてもよい。ここでは、モータ１として、非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合を例示する。
【００１５】
位置検出器２は、モータ１の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御器８ａおよび制御器８ｂに出力する。
【００１６】
直流電源３は、高電位側端子および低電位側端子を有し、両端子間の電圧として、直流電圧Ｖｄｃをインバータ６ａおよびインバータ６ｂに出力する。直流電源３は、バッテリ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等といった、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
【００１７】
２つのコンデンサ４ａおよび４ｂは、インバータ６ａ，６ｂごとに個別に対応して、直流電源３とインバータ６ａ，６ｂとの間に並列に設けられている。
【００１８】
コンデンサ４ａは、静電容量がＣ１であるコンデンサである。コンデンサ４ａは、直流電源３に並列に接続され、インバータ６ａに入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。
【００１９】
コンデンサ４ｂは、静電容量がＣ２であるコンデンサである。コンデンサ４ｂは、直流電源３に並列に接続され、インバータ６ｂに入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。
【００２０】
インダクタンス５は、直流電源３の内部および途中のケーブルに含まれるインダクタンス値を表すものである。一般に、電力変換装置においては、インバータ６ａおよびインバータ６ｂのそれぞれから直流電源３に流出するノイズを抑制するために、ノイズフィルタとして、コモンモードチョークコイルが直流電源３の近傍に接続される。このようなノイズフィルタのインダクタンス値もインダクタンス５に含まれるものとする。
【００２１】
２台のインバータ６ａおよび６ｂは、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源３から出力される直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して、その三相交流電圧を出力する。
【００２２】
インバータ６ａは、高電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｐ１と、低電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１〜Ｓｗｎ１とを有する三相インバータである。制御器８ａからのオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｐ１と、半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１〜Ｓｗｎ１が、オンとオフに切り替わる。これにより、インバータ６ａは、直流電源３から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ６ａは、その変換後の交流電圧を、モータ１の巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１に印加することで、巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１にそれぞれ、電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１を通電する。
【００２３】
ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１およびＱｗｎ１は、それぞれ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１およびＳｗｎ１を、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１において、信号の値が１である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が０である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオフにするための信号が出力される。
【００２４】
半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１としては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
【００２５】
インバータ６ｂは、高電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｐ２と、低電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２〜Ｓｗｎ２とを有する三相インバータである。制御器８ｂからのオンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づいて、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｐ２と、半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２〜Ｓｗｎ２が、オンとオフに切り替わる。これにより、インバータ６ｂは、直流電源３から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ６ｂは、その変換後の交流電圧を、モータ１の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２に印加することで、巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２にそれぞれ、電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２および電流Ｉｗ２を通電する。
【００２６】
ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２およびＱｗｎ２は、それぞれ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２およびＳｗｎ２を、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２において、信号の値が１である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が０である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオフにするための信号が出力される。
【００２７】
半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２としては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
【００２８】
電流検出器７ａは、モータ１の巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１として検出する。
【００２９】
なお、電流検出器７ａは、例えば、インバータ６ａの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１およびＳｗｎ１のそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を検出する方式の電流検出器であってもよい。また、電流検出器７ａは、インバータ６ａとコンデンサ４ａの間に電流検出用抵抗を設けて、インバータ入力電流Ｉｉｎ１を検出し、その検出値から、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を求める方式の電流検出器であってもよい。
【００３０】
電流検出器７ｂは、モータ１の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２に流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２および電流Ｉｗ２の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２として検出する。
【００３１】
なお、電流検出器７ｂは、例えば、インバータ６ｂの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２およびＳｗｎ２のそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を検出する方式の電流検出器であってもよい。また、電流検出器７ｂは、インバータ６ｂとコンデンサ４ｂの間に電流検出用抵抗を設けて、インバータ入力電流Ｉｉｎ２を検出し、その検出値から、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を求める方式の電流検出器であってもよい。
【００３２】
２つのリレー１６ａおよび１６ｂは、インバータ６ａ，６ｂごとに個別に対応して、直流電源３とコンデンサ４ａ，４ｂとの間に直列に設けられている。
【００３３】
リレー１６ａは、直流電源３とコンデンサ４ａとの間に設けられ、直流電源３とインバータ６ａの間を電気的に開放する機能を有する。リレー１６ａは、例えば、電磁接触器、またはＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子を用いて構成される。
【００３４】
リレー１６ａは、制御器８ａからのオンオフ信号（図示せず）に応じて、直流電源３とインバータ６ａとの間を、導通または開放する。例えば、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１のいずれかが、予め設定される閾値を超えた場合、制御器８ａは、インバータ６ａまたは電流検出器７ａの故障を検知し、リレー１６ａを開放するための信号を出力する。これにより、直流電源３とインバータ６ａとの間が開放される。リレー１６ａによって、インバータ６ａまたは電流検出器７ａの故障による直流電源３およびインバータ６ｂへの影響を排除することが可能となる。
【００３５】
リレー１６ｂは、直流電源３とコンデンサ４ｂとの間に設けられ、直流電源３とインバータ６ｂの間を電気的に開放する機能を有する。リレー１６ｂは、例えば、電磁接触器、またはＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子を用いて構成される。
【００３６】
リレー１６ｂは、制御器８ｂからのオンオフ（図示せず）信号に応じて、直流電源３とインバータ６ｂとの間を、導通または開放する。例えば、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２のいずれかが、予め設定される閾値を超えた場合、制御器８ｂは、インバータ６ｂまたは電流検出器７ｂの故障を検知し、リレー１６ｂを開放するための信号を出力する。これにより、直流電源３とインバータ６ｂとの間が開放される。リレー１６ｂによって、インバータ６ｂまたは電流検出器７ｂの故障による直流電源３およびインバータ６ｂへの影響を排除することが可能となる。
【００３７】
このように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂのいずれかの故障を検知した場合には、故障側のインバータに対応するリレーを開放する。
【００３８】
制御器８ａには、モータ１の制御指令値として設定される電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１が入力される。なお、ここでは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１＝０に設定される場合を例示する。制御器８ａは、入力された電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１と、位置検出器２から入力された回転位置θと、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力する。
【００３９】
なお、ここでは、モータ１の制御指令値として、モータ１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、モータ１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令値は、モータ１の速度指令値となる。モータ１の回転位置を制御する場合、制御指令値は、モータ１の位置指令値となる。また、制御器８ａは、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を決定する場合を例示したが、これに限定されない。例えば、制御器８ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１からフィードフォワード的にオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を決定してもよい。
【００４０】
次に、制御器８ａを構成する各要素について説明する。制御器８ａは、座標変換器９ａ、減算器１０ａ、減算器１１ａ、電流制御器１２ａ、電流制御器１３ａ、座標変換器１４ａおよびオンオフ信号発生器１５ａを有する。なお、制御器８ａは、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）とによって実現される。
【００４１】
座標変換器９ａは、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ１およびＩｑ１を演算し、その電流Ｉｄ１を減算器１０ａに出力し、その電流Ｉｑ１を減算器１１ａに出力する。
【００４２】
減算器１０ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１から、回転二軸上の電流Ｉｄ１を減算し、その結果を電流制御器１２ａに出力する。
【００４３】
減算器１１ａは、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１から、回転二軸上の電流Ｉｑ１を減算し、その結果を電流制御器１３ａに出力する。
【００４４】
電流制御器１２ａは、減算器１０ａの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ１を演算し、その電圧Ｖｄ１を座標変換器１４ａに出力する。
【００４５】
電流制御器１３ａは、減算器１１ａの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ１を演算し、その電圧Ｖｑ１を座標変換器１４ａに出力する。
【００４６】
座標変換器１４ａは、回転二軸上の電圧Ｖｄ１およびＶｑ１と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を演算し、その結果をオンオフ信号発生器１５ａに出力する。
【００４７】
オンオフ信号発生器１５ａは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力する。
【００４８】
次に、オンオフ信号発生器１５ａの動作について詳細に述べる。図２は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【００４９】
図２に示すように、オンオフ信号発生器１５ａは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に基づく電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（１）およびＶ３（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｖ１が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（１）およびＶ４（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ａは、図２に示すとおり、位相θｖ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
【００５０】
ここで、電圧ベクトルについて説明する。図３は、本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図４は、図３の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１）を示す図である。
【００５１】
電圧ベクトルとは、図３に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１のパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図３の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１）を図示すると、図４のようになる。図４に示すように、電圧ベクトルＶ１（１）〜Ｖ６（１）は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０（１）およびＶ７（１）は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。
【００５２】
引き続き、オンオフ信号発生器１５ａの動作について述べる。図５は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図５では位相θｖ１≒６２度である。
【００５３】
位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合、図５に示すように、電圧指令ベクトルＶ１＊に最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）となる。
【００５４】
これらの電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するように調節される。ここで、電圧指令ベクトルＶ１＊は、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を用いて、以下の式（１−１）に従って計算される。
Ｖ１＊＝０．８１６５×（Ｖｕ１＋ａ×Ｖｖ１＋ａ2×Ｖｗ１）・・・（１−１）
ただし、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×１２０）、ｊ2＝−１である。
【００５５】
このように、オンオフ信号発生器１５ａは、式（１−１）に従って、電圧指令ベクトルＶ１＊を演算する。オンオフ信号発生器１５ａは、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）の大きさを調節することで、これらの電圧ベクトルの合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するようにする。
【００５６】
具体例として、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルごとのデューティ値を図６に示す。図６は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
【００５７】
図６において、Ｖα（１）およびＶβ（１）は、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を静止二軸上で表現した電圧である。ただし、α軸とＵ１相軸を一致させ、β軸は、α軸に対して９０度進んだ位相とする。Ｄ１（１）、Ｄ２（１）、Ｄ３（１）、Ｄ４（１）、Ｄ５（１）およびＤ６（１）は、それぞれ、電圧ベクトルＶ１（１）、Ｖ２（１）、Ｖ３（１）、Ｖ４（１）、Ｖ５（１）およびＶ６（１）に対する出力デューティである。
【００５８】
例えば、制御周期をＴｓとして、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が、３０度以上９０度未満である場合、各電圧ベクトルの出力時間について、電圧ベクトルＶ１（１）をＤ１（１）×Ｔｓとし、電圧ベクトルＶ３（１）をＤ３（１）×Ｔｓとし、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０（１）またはＶ７（１）を、（１−Ｄ１（１）−Ｄ３（１））×Ｔｓとすればよい。位相θｖ１が他の条件である場合も同様である。
【００５９】
図１の説明に戻り、制御器８ｂには、モータ１の制御指令値として設定される電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が入力される。なお、ここでは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２＝０に設定される場合を例示する。制御器８ｂは、入力された電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２と、位置検出器２から入力された回転位置θと、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【００６０】
なお、ここでは、モータ１の制御指令値として、モータ１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、モータ１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令値は、モータ１の速度指令値となる。モータ１の回転位置を制御する場合、制御指令値は、モータ１の位置指令値となる。また、制御器８ｂは、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を決定する場合を例示したが、これに限定されない。例えば、制御器８ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２からフィードフォワード的にオンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を決定してもよい。
【００６１】
次に、制御器８ｂを構成する各要素について説明する。制御器８ｂは、座標変換器９ｂ、減算器１０ｂ、減算器１１ｂ、電流制御器１２ｂ、電流制御器１３ｂ、座標変換器１４ｂおよびオンオフ信号発生器１５ｂを有する。なお、制御器８ｂは、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）とによって実現される。
【００６２】
座標変換器９ｂは、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ２およびＩｑ２を演算し、その電流Ｉｄ２を減算器１０ｂに出力し、その電流Ｉｑ２を減算器１１ｂに出力する。
【００６３】
減算器１０ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２から、回転二軸上の電流Ｉｄ２を減算し、その結果を電流制御器１２ｂに出力する。
【００６４】
減算器１１ｂは、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２から、回転二軸上の電流Ｉｑ２を減算し、その結果を電流制御器１３ｂに出力する。
【００６５】
電流制御器１２ｂは、減算器１０ｂの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ２を演算し、その電圧Ｖｄ２を座標変換器１４ｂに出力する。
【００６６】
電流制御器１３ｂは、減算器１１ｂの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ２を演算し、その電圧Ｖｑ２を座標変換器１４ａに出力する。
【００６７】
座標変換器１４ｂは、回転二軸上の電圧Ｖｄ２およびＶｑ２と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を演算し、その結果をオンオフ信号発生器１５ｂに出力する。
【００６８】
オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【００６９】
次に、オンオフ信号発生器１５ｂの動作について詳細に述べる。図７は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【００７０】
図７に示すように、オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２に基づく電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（２）およびＶ３（２）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｖ２が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（２）およびＶ４（２）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ｂは、図７に示すとおり、位相θｖ２に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
【００７１】
ここで、電圧ベクトルについて説明する。図８は、本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図９は、図８の電圧ベクトルＶ０（２）〜Ｖ７（２）を示す図である。
【００７２】
電圧ベクトルとは、図８に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図８の電圧ベクトルＶ０（２）〜Ｖ７（２）を図示すると、図９のようになる。図９に示すように、電圧ベクトルＶ１（２）〜Ｖ６（２）は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０（２）およびＶ７（２）は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。
【００７３】
引き続き、オンオフ信号発生器１５ｂの動作について述べる。図１０は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図１０では、位相θｖ２≒６２度である。
【００７４】
位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合、図１０に示すように、電圧指令ベクトルＶ２＊に最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（２）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルＶ２＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（２）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（２）となる。
【００７５】
これらの電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ２＊に一致するように調節される。ここで、電圧指令ベクトルＶ２＊は、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を用いて、以下の式（１−２）に従って計算される。
Ｖ２＊＝０．８１６６×（Ｖｕ２＋ａ×Ｖｖ２＋ａ2×Ｖｗ２）・・・（１−２）
ただし、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×１２０）、ｊ2＝−１である。
【００７６】
このように、オンオフ信号発生器１５ｂは、式（１−２）に従って、電圧指令ベクトルＶ２＊を演算する。オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）の大きさを調節することで、これらの電圧ベクトルの合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ２＊に一致するようにする。
【００７７】
具体例として、電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルごとのデューティ値を図１１に示す。図１１は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
【００７８】
図１１において、Ｖα（２）およびＶβ（２）は、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を静止二軸上で表現した電圧である。ただし、α軸とＵ２相軸を一致させ、β軸は、α軸に対して９０度進んだ位相とする。Ｄ１（２）、Ｄ２（２）、Ｄ３（２）、Ｄ４（２）、Ｄ５（２）およびＤ６（２）は、それぞれ、電圧ベクトルＶ１（２）、Ｖ２（２）、Ｖ３（２）、Ｖ４（２）、Ｖ５（２）およびＶ６（２）に対する出力デューティである。
【００７９】
例えば、制御周期をＴｓとして、電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が、３０度以上９０度未満である場合、各電圧ベクトルの出力時間について、電圧ベクトルＶ１（２）をＤ１（２）×Ｔｓとし、電圧ベクトルＶ３（２）をＤ３（２）×Ｔｓとし、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０（２）またはＶ７（２）を、（１−Ｄ１（２）−Ｄ３（２））×Ｔｓとすればよい。位相θｖ２が他の条件である場合も同様である。
【００８０】
以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、入力された制御指令値に基づいて、各インバータ６ａ，６ｂから出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２を演算する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて演算した電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２に従って、各インバータ６ａ，６ｂの各半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１，Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２をオンとオフに切り替えるオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【００８１】
また、制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１），Ｖ０（２）〜Ｖ７（２）のうち、電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２に基づく電圧指令ベクトルＶ１＊，Ｖ２＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【００８２】
次に、電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが選択されて出力されることで実現される効果について説明する。
【００８３】
まず、各電圧ベクトルと、インバータ６ａへのインバータ入力電流Ｉｉｎ１の関係について述べる。先の図３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、７列目に示す電圧ベクトルに対応して、８列目に示されている。図３に示すように、零電圧ベクトルＶ０（１）およびＶ７（１）がそれぞれ出力される場合には、インバータ入力電流Ｉｉｎ１が０となる。また、有効電圧ベクトルＶ１（１）〜Ｖ６（１）がそれぞれ出力される場合には、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１のうちの１つの電流値に等しいか、あるいは、その電流の符号が反転した値となる。
【００８４】
図１２は、本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。なお、図１２では、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の振幅が１００Ａであり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅が１Ｖである場合の波形を示している。
【００８５】
図５に示すように、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒６２度である場合、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１について、図１２の下段の破線枠に示すように、Ｉｕ１≒５０Ａ、Ｉｖ１≒５０Ａ、Ｉｗ１≒−１００Ａとなる。
【００８６】
ここで、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒６２度である場合、図２に示すように、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される。図１３は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図１３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１および直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
【００８７】
図１３に示すように、制御器８ａは、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、Ｉｕ１、０、Ｉｖ１、０およびＩｕ１の順に変化する。
【００８８】
ここで、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、図１に示すように、インバータ６ａに入力される電流であり、直流電流Ｉｂ１とコンデンサ電流Ｉｃ１との合成電流となる。図１に示すように、インバータ６ａから見ると、直流電源３を通る経路とコンデンサ４ａを通る経路が並列となっている。
【００８９】
直流電源３側にはインダクタンス５が存在するため、直流電源３側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｌをインダクタンス値として、ωＬで表される。そのインピーダンス値は、ωに比例することから、低い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、高い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。
【００９０】
コンデンサ４ａ側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｃ１をキャパシタンス値として、１／ωＣ１で表される。そのインピーダンス値は、ωに反比例することから、高い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、低い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。
【００９１】
以上のことから、インバータ入力電流Ｉｉｎ１のうち、低周波成分は直流電流Ｉｂ１に対応し、高周波成分はコンデンサ電流Ｉｃ１に対応する。したがって、図１３に示すように、インバータ入力電流Ｉｉｎ１の平均値Ｉａｖｅ１は、直流電流Ｉｂ１に対応し、平均値Ｉａｖｅ１を除くインバータ入力電流Ｉｉｎ１の変動成分は、コンデンサ電流Ｉｃ１に対応する。そのため、図１３に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、５０Ａとなる。
【００９２】
次に、比較例として、一般的な三角波比較方式のＰＷＭ制御が行われた場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の変化について説明する。図１４は、図１３の比較例を示す図である。なお、図１４では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１と、電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１と、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１の波形も図示されている。なお、オンオフ信号Ｑｕｎ１〜Ｑｗｎ１の波形は、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１の波形を反転したものであるので、図示を省略している。
【００９３】
図１４に示すように、電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１と、搬送波に相当するキャリア三角波とが比較されることで、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１のパターンが生成される。具体的には、搬送波の値よりも電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１の方が大きい場合には、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１の値が１となり、そうでない場合には、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１の値が０となる。
【００９４】
このようなＰＷＭ制御が行われると、制御周期Ｔｃにおいて、電圧ベクトルは、Ｖ０（１）、Ｖ２（１）、Ｖ７（１）、Ｖ２（１）およびＶ０（１）の順に出力される。つまり、このようなＰＷＭ制御では、電圧指令ベクトルＶ１＊に最も位相が近い電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、０、−Ｉｗ１、０、−Ｉｗおよび０の順に変化する。したがって、図１４に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、１００Ａとなる。
【００９５】
以上から分かるように、一般的な三角波比較方式のＰＷＭ制御に比べて、本実施の形態１におけるスイッチング制御の方が、コンデンサ電流をより低減できる。
【００９６】
なお、上記においては、インバータ６ａに対応する制御器８ａについて述べたが、インバータ６ｂに対応する制御器８ｂについても同様のことがいえる。したがって、コンデンサ４ａのコンデンサ電流Ｉｃ１と同様に、コンデンサ４ｂのコンデンサ電流Ｉｃ２を低減することが可能となる。
【００９７】
次に、特許文献１に記載の制御手法と、本実施の形態１における制御手法を比較する。特許文献１に記載の制御手法では、インバータ６ａとインバータ６ｂとで、電圧指令値の中心値、すなわち平均値を異ならせることで、２台のインバータの放電タイミングを異ならせている。
【００９８】
これにより、例えば、インバータ６ａの電圧ベクトルがＶ１（１）〜Ｖ６（１）であり、インバータ６ｂの電圧ベクトルが零電圧ベクトル、すなわちＶ０（２）またはＶ７（２）である場合、以下の効果が得られる。すなわち、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電源３、コンデンサ４ａおよびコンデンサ４ｂの３つから出力される電流と等価となり、その結果、１つあたりのコンデンサの放電電流が低減する効果が得られる。なお、電圧ベクトルが零電圧ベクトルである場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２について、Ｉｉｎ１≠０、かつＩｉｎ２＝０が成り立つ。
【００９９】
先の図５を用いて述べると、特許文献１に記載の制御手法によって、Ｉｉｎ１＝−Ｉｗ１となる場合、すなわち、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電流Ｉｂの他にコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２に起因して、−Ｉｗ１となる。したがって、直流電流Ｉｂおよびコンデンサ電流Ｉｃ１に起因してインバータ入力電流Ｉｉｎが−Ｉｗ１となる場合と比べて、コンデンサ電流Ｉｃ１の振幅を減らすことが可能となる。
【０１００】
しかしながら、実際の実装においては、図１に示すように、コンデンサ４ａとコンデンサ４ｂの間の経路の寄生インダクタンス１００が存在し、さらに、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスが存在する。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、コンデンサ４ａおよびコンデンサ４ｂの２つから均等に供給されることはない。
【０１０１】
コンデンサ４ｂからインバータ６ａに放電されるコンデンサ電流Ｉｃ２は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスによって制限される。その結果、コンデンサ電流Ｉｃ２よりも、コンデンサ４ａから放電されるコンデンサ電流Ｉｃ１の方が大きくなる。
【０１０２】
さらに、インバータ６ｂの故障によって、制御器８ｂがリレー１６ｂを開放した場合、コンデンサ４ｂからインバータ６ａへの電流の経路が遮断される。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電流Ｉｂの他にコンデンサ４ａから放電されるコンデンサ電流Ｉｃ１に起因する。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１を低減させる効果が全く得られない。
【０１０３】
これに対して、本実施の形態１における制御手法は、以下のとおりである。すなわち、上述したとおり、インバータ６ａを制御するための電圧指令ベクトルＶ１＊に対して、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されることで、インバータ入力電流Ｉｉｎ１が低減される。同様に、インバータ６ｂを制御するための電圧指令ベクトルＶ２＊に対して、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されることで、インバータ入力電流Ｉｉｎ２が低減される。
【０１０４】
したがって、本実施の形態１における制御手法は、コンデンサ４ａとコンデンサ４ｂの間の経路の寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスの影響を受けることなく、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２を低減することが可能である。そのため、本実施の形態１における制御手法は、特許文献１に記載の制御手法と比べて、コンデンサ電流の低減効果が高い。
【０１０５】
さらに、例えばインバータ６ｂの故障によってリレー１６ｂが開放された場合であっても、本実施の形態１における制御手法では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１自体を小さくするので、コンデンサ電流Ｉｃ１が増大することがない。したがって、２台のインバータのうち、一方が故障し、他方のみでモータ１の運転を継続する場合であっても、本実施の形態１における制御手法によって、コンデンサ電流の低減効果を継続することが可能であるといった顕著な効果が得られる。
【０１０６】
以上、本実施の形態１の電力変換装置によれば、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。
【０１０７】
これにより、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサから放電されるコンデンサ電流を低減することが可能となり、その結果、コンデンサの小型化に寄与することができる。
【０１０８】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。
【０１０９】
図１５は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。ここで、先の実施の形態１の構成との相違点として、本実施の形態２では、電力変換装置は、以下のように構成されている。
【０１１０】
すなわち、制御器８ａおよび制御器８ｂは、それぞれ、電流ベクトル位相演算器１７ａおよび電流ベクトル位相演算器１７ｂをさらに有し、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。以下、本実施の形態２における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
【０１１１】
電流ベクトル位相演算器１７ａは、以下の式（２−１）に従って、位置検出器２から入力された回転位置θに基づいて、電流ベクトルの位相θｉ１を演算する。ただし、位相θｉ１の基準軸は、Ｕ１相とする（図５参照）。
θｉ１＝θ＋９０［ｄｅｇ］・・・（２−１）
【０１１２】
式（２−１）は、モータ１として非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合に成り立つ式である。モータ１として、突極形の永久磁石同期モータまたは誘導モータを用いる場合、電流ベクトル位相演算器１７ａは、以下の式（２−２）に従って、位相θｉ１を演算すればよい。
θｉ１＝θ＋ａｔａｎ（Ｉｑ１／Ｉｄ１）［ｄｅｇ］・・・（２−２）
【０１１３】
さらに、電流ベクトル位相演算器１７ａは、モータ１の回転位置θを用いずに、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を用いて、以下の式（２−３）に従って、位相θｉ１を演算してもよい。
θｉ１＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ１−０．８６６×Ｉｗｓ１）／（Ｉｕｓ１−０．５×Ｉｖｓ１−０．５×Ｉｗｓ１）｝［ｄｅｇ］・・・（２−３）
【０１１４】
また、電流ベクトル位相演算器１７ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を座標変換することで得られる三相電流指令値を、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の代わりに用いて、式（２−３）に従って、位相θｉ１を演算してもよい。
【０１１５】
電流ベクトル位相演算器１７ｂは、以下の式（２−４）に従って、位置検出器２から入力された回転位置θに基づいて、電流ベクトルの位相θｉ２を演算する。ただし、位相θｉ２の基準軸は、Ｕ２相とする（図１０参照）。
θｉ２＝θ＋９０［ｄｅｇ］・・・（２−４）
【０１１６】
式（２−４）は、モータ１として非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合に成り立つ式である。モータ１として、突極形の永久磁石同期モータまたは誘導モータを用いる場合、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、以下の式（２−５）に従って、位相θｉ２を演算すればよい。
θｉ２＝θ＋ａｔａｎ（Ｉｑ２／Ｉｄ２）［ｄｅｇ］・・・（２−５）
【０１１７】
さらに、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、モータ１の回転位置θを用いずに、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を用いて、以下の式（２−６）に従って、位相θｉ２を演算してもよい。
θｉ２＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ２−０．８６６×Ｉｗｓ２）／（Ｉｕｓ２−０．５×Ｉｖｓ２−０．５×Ｉｗｓ２）｝［ｄｅｇ］・・・（２−６）
【０１１８】
また、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を座標変換することで得られる三相電流指令値を、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２の代わりに用いて、式（２−６）に従って、位相θｉ２を演算してもよい。
【０１１９】
オンオフ信号発生器１５ａは、座標変換器１４ａから入力された電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流ベクトル位相演算器１７ａから入力された電流ベクトルの位相θｉ１とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を出力する。
【０１２０】
次に、オンオフ信号発生器１５ａの動作について詳細に述べる。図１６は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
【０１２１】
図１６に示すように、オンオフ信号発生器１５ａは、電流ベクトルの位相θｉ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（１）およびＶ３（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｉ１が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（１）およびＶ４（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ａは、図１６に示すとおり、位相θｉ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
【０１２２】
なお、図１６に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲を、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の符号関係に応じて判別してもよいことは言うまでもない。例えば、符号関係について、Ｉｕｓ１＞０、Ｉｖｓ１＞０かつＩｗｓ１＜０であるならば、位相θｉ１の範囲は、３０＜θｉ１＜９０と判別できる。これは、後述する図１８からも明らかである。
【０１２３】
図１７は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図１７では、位相θｉ１≒６２度である。
【０１２４】
位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合、図１７に示すように、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）となる。
【０１２５】
これらの電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するように調節される。
【０１２６】
以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１），Ｖ０（２）〜Ｖ７（２）のうち、三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【０１２７】
次に、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが選択されて出力されることで実現される効果について説明する。
【０１２８】
図１８は、本発明の実施の形態２における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。
【０１２９】
なお、図１８では、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の振幅が１００Ａであり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅が１Ｖである場合の波形を示している。上段の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に対して、下段の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１は、３０度の位相遅れを有する。力率角が３０度であり、力率値で述べると、ｃｏｓ（３０）≒０．８６６６である。
【０１３０】
図１８に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１≒６２度である場合、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１について、図１８の下段の破線枠に示すように、Ｉｕ１≒５０Ａ、Ｉｖ１≒５０Ａ、Ｉｗ１≒−１００Ａとなる。この場合、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒９２度である。
【０１３１】
ここで、位相θｉ１≒６２度であるので、図１６に示すように、制御器８ａは、電流ベクトルの位相θｉ１に応じて、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）を出力する。また、制御器８ａは、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。
【０１３２】
この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびコンデンサ電流Ｉｃ１は、先の図１３と同様の変化を示す。そのため、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、先の図１３から分かるように、５０Ａである。
【０１３３】
次に、比較例として、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が９０度以上１５０度未満である場合に先の実施の形態１における制御手法が適用されるときのコンデンサ電流Ｉｃ１の変化について説明する。図１９は、本発明の実施の形態２における制御手法の比較例を示す図である。なお、図１９では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１および直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
【０１３４】
ここで、上述したとおり、電流ベクトルの位相θｉ１≒６２度である場合、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒９２度である。したがって、本実施の形態２における制御手法ではなく、先の実施の形態１における制御手法が適用される場合、以下の電圧ベクトルが出力される。すなわち、図１７に示す電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ２（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ４（１）が選択されて出力される。
【０１３５】
この場合、図１９に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ７（１）を含めて、例えば、Ｖ２（１）、Ｖ７（１）、Ｖ４（１）、Ｖ７（１）およびＶ２（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。
【０１３６】
また、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、−Ｉｗ１、０、−Ｉｕ１、０および−Ｉｗ１の順に変化する。そのため、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、図１９から分かるように、１５０Ａである。
【０１３７】
したがって、力率が１よりも小さい場合には、先の実施の形態１における制御手法ではなく、本実施の形態２における制御手法を採用した方が、コンデンサ電流をより小さくできる。
【０１３８】
以上、本実施の形態２の電力変換装置によれば、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。これにより、先の実施の形態１の制御手法と比べて、力率に依存せずにコンデンサ電流を低減できる。
【０１３９】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、先の実施の形態２と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１および２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および２と異なる点を中心に説明する。
【０１４０】
ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態３では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。以下、本実施の形態３における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
【０１４１】
図２０は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
【０１４２】
図２０の２列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが示されている。図２０の３列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して、採用される電圧変調方式が示されている。
【０１４３】
ここで、「下ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も小さい電圧指令値が搬送波の最小値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「下ベタ２相変調区間」と定義する。
【０１４４】
一方、「上ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も大きい電圧指令値が搬送波の最大値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「上ベタ２相変調区間」と定義する。
【０１４５】
図２０に示すように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ２（１）、Ｖ４（１）およびＶ６（１）の場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ２（１）、Ｖ４（１）およびＶ６（１）は、先の図３から分かるように、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。
【０１４６】
したがって、実施の形態３では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。
【０１４７】
一方、図２０に示すように、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ１（１）、Ｖ３（１）およびＶ５（１）である場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ１（１）、Ｖ３（１）およびＶ５（１）は、先の図３から分かるように、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。
【０１４８】
したがって、実施の形態３では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用される。
【０１４９】
図２０の４列目に示す搬送波反転相とは、他の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に対応する搬送波を反転させる相のことを意味する。
【０１５０】
電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最小相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。
【０１５１】
一方、電圧変調方式として「上ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最大となる最大相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最大相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。
【０１５２】
以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、搬送波と電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２とを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力するように構成されている。
【０１５３】
制御部は、「下ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。また、制御部は、「上ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。
【０１５４】
次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
【０１５５】
図２１は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図２１では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
【０１５６】
この場合、電流ベクトルの位相θｉが約６２度であるので、図２０から分かるように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。したがって、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ１相以外の残りのＵ１相およびＶ１相のうちのどちらかとなる。すなわち、図２１に示すように、Ｕ１相に対応するＵ１相搬送波は、Ｖ１相に対応するＶ１相搬送波に対して、Ｖ１相搬送波の中心を基準に反転している。
【０１５７】
また、図２１に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態３における制御手法は、先の実施の形態２における制御手法と同様の効果が得られる。
【０１５８】
以上、オンオフ信号発生器１５ａの動作を代表して説明したが、制御器８ｂのオンオフ信号発生器１５ｂについても同様のことがいえる。図２２は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ２に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
【０１５９】
すなわち、オンオフ信号発生器１５ｂについても、図２２に示すように、電流ベクトルの位相θｉ２に応じて電圧変調方式を採用することで、コンデンサ電流Ｉｃ１と同様に、コンデンサ電流Ｉｃ２を低減することができる。
【０１６０】
以上、本実施の形態３の電力変換装置によれば、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、最小相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とし、「上ベタ２相変調」が採用される場合、最大相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とするように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態２と同様の効果が得られる。
【０１６１】
実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、先の実施の形態３と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１〜３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜３と異なる点を中心に説明する。
【０１６２】
ここで、先の実施の形態３の構成との相違点として、本実施の形態４では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。また、搬送波としてのこぎり波が採用される。以下、本実施の形態４における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
【０１６３】
図２３は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。図２３の３列目に示す電圧変調方式は、先の図２０と同様に、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して採用される。
【０１６４】
また、図２３の４列目に示す搬送波反転相は、「下ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉ１の範囲の中央で、最小相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。同様に、搬送波反転相は、「上ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉ１の範囲の中央で、最大相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。このように、電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる。
【０１６５】
以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、「下ベタ２相変調」が採用される「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。また、制御部は、「上ベタ２相変調」が採用される「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。
【０１６６】
次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
【０１６７】
図２４は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。図２５は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
【０１６８】
なお、図２４および図２５では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
【０１６９】
電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上６０度未満の範囲にある場合、図２３から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。
【０１７０】
また、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ１相以外のＵ１相およびＶ１相のうちのどちらかとなる。すなわち、図２４に示すように、右肩下がりののこぎり波であるＵ１相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＶ１相搬送波に対して、Ｖ１相搬送波の中心を基準に反転している。
【０１７１】
また、図２４に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。
【０１７２】
一方、電流ベクトルの位相θｉが６０度以上９０度未満の範囲にある場合、図２３から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。
【０１７３】
また、搬送波反転相は、最小相であるＷ１相以外の２相のうちの１相であるＵ１相から残りの１相であるＶ１相に切り替わる。すなわち、右肩下がりののこぎり波であるＶ１相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＵ１相搬送波に対して、Ｕ１相搬送波の中心を基準に反転している。
【０１７４】
また、図２５に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）およびＶ３（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。
【０１７５】
以上から、本実施の形態４における制御手法は、先の実施の形態３における制御手法と同様の効果が得られる。
【０１７６】
図２６は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。図２７は、図２６の比較例を示す図である。
【０１７７】
なお、図２７では、比較例として、先の実施の形態３における制御手法のように電流ベクトルの位相θｉ１が６０度変化するたびに搬送波反転相を切り替える場合のモータトルクの波形を示している。また、図２６および図２７では、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の波形も図示されている。
【０１７８】
図２６に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０４ｐ．ｕ．となる。一方、図２７に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１が６０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０６ｐ．ｕ．となる。したがって、本実施の形態４における制御手法は、モータトルクのリップルを抑制することができる効果が得られる。
【０１７９】
以上、本実施の形態４の電力変換装置によれば、先の実施の形態３の構成に対して、搬送波をのこぎり波とし、「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替え、「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替えるように構成されている。これにより、先の実施の形態２と同様の効果が得られるとともに、モータトルクのリップルをより抑制することができる。
【０１８０】
実施の形態５．
本発明の実施の形態５では、先の実施の形態２〜４と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。本実施の形態５では、先の実施の形態１〜４と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜４と異なる点を中心に説明する。
【０１８１】
ここで、先の実施の形態２〜４の構成との相違点として、本実施の形態５では、電力変換装置では、搬送波の設定方法が異なる。以下、本実施の形態４における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
【０１８２】
本実施の形態５では、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相に対応する搬送波は、中間相以外の残りの２相に対応する搬送波に対して、周波数が２倍となるように設定される。
【０１８３】
以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、搬送波と電圧指令値Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２とを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力するように構成されている。また、制御部は、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する。
【０１８４】
次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
【０１８５】
図２８は、本発明の実施の形態５における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図２８では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
【０１８６】
この場合、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の大小関係について、Ｖｖ１＞Ｖｕ１＞Ｖｗ１となるので、中間相は、Ｕ１相である。したがって、制御器８ａは、Ｕ１相に対応するＵ１相搬送波の周波数を、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定する。
【０１８７】
また、Ｕ１相搬送波の周波数が、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定される場合、図２１に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態５における制御手法は、先の実施の形態２〜４における制御手法と同様の効果が得られる。
【０１８８】
以上、本実施の形態５の電力変換装置によれば、各インバータについて、中間相の搬送波の周波数が、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるよう設定されるように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態２と同様の効果が得られる。
【０１８９】
実施の形態６．
本発明の実施の形態６では、先の実施の形態２と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態６では、先の実施の形態１〜５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜５と異なる点を中心に説明する。
【０１９０】
図２９は、本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す図である。ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態６では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、制御器８ａのオンオフ信号発生器１５ａと、制御器８ｂのオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。
【０１９１】
オンオフ信号発生器１５ａは、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合と、インバータ６ｂの故障が検知される場合とで、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を生成する手法が異なる。同様に、オンオフ信号発生器１５ｂは、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合と、インバータ６ａの故障が検知される場合とで、オンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を生成する手法が異なる。
【０１９２】
次に、２台のインバータの故障が検知されない場合のオンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作について述べる。
【０１９３】
図３０は、本発明の実施の形態６における２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。なお、図３０では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、電圧指令値Ｖｕ１’〜Ｖｗ１’およびＶｕ２’〜Ｖｗ２’と、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１およびＱｕｐ２〜Ｑｗｐ２の波形も図示されている。
【０１９４】
図３１は、本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。図３２は、本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の波形を示す図である。
【０１９５】
ここで、具体例として、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１は、図３１の破線枠に示す瞬時値とし、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２は、図３２の破線枠に示す瞬時値とする。
【０１９６】
また、オンオフ信号発生器１５ａとオンオフ信号発生器１５ｂの間で、搬送波Ｃは、共通のもの、すなわち位相差無しのものとし、さらに、搬送波Ｃの最大値をＶｄｃ／２、最小値を−Ｖｄｃ／２、中心値を０とする。
【０１９７】
この場合、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、以下の式（６−１）〜（６−３）に従った演算によって、最大値Ｖｍａｘが搬送波の最大値Ｖｄｃ／２に一致するように、それぞれ等しくシフトされる。なお、最大値Ｖｍａｘは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も大きい電圧指令値である。
【０１９８】
Ｖｕ１’＝Ｖｕ１＋（Ｖｄｃ／２−Ｖｍａｘ）・・・（６−１）
Ｖｖ１’＝Ｖｖ１＋（Ｖｄｃ／２−Ｖｍａｘ）・・・（６−２）
Ｖｗ１’＝Ｖｗ１＋（Ｖｄｃ／２−Ｖｍａｘ）・・・（６−３）
【０１９９】
上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、図３０に示すように、その平均値Ｖａｖｅ１が搬送波Ｃの中心値０よりも大きい電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’にシフトされる。
【０２００】
電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’は、搬送波Ｃと比較される。時刻ｔ１〜ｔ２と、時刻ｔ５〜ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。また、時刻ｔ２〜ｔ５にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝１となり、その結果、電圧ベクトルＶ７（１）が出力される。
【０２０１】
一方、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２は、以下の式（６−４）〜（６−６）に従った演算によって、最小値Ｖｍｉｎが搬送波の最小値−Ｖｄｃ／２に一致するようにそれぞれ等しくシフトされる。なお、最小値Ｖｍｉｎは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２のうちの最も小さい電圧指令値である。
【０２０２】
Ｖｕ２’＝Ｖｕ２−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６−４）
Ｖｖ２’＝Ｖｖ２−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６−５）
Ｖｗ２’＝Ｖｗ２−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６−６）
【０２０３】
上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２は、図３０に示すように、その平均値Ｖａｖｅ２が搬送波Ｃの中心値０よりも小さい電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’にシフトされる。
【０２０４】
電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、搬送波Ｃと比較される。時刻ｔ１〜ｔ３と、時刻ｔ４〜ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（２）が出力される。時刻ｔ３〜ｔ４にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（２）が出力される。
【０２０５】
続いて、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２について述べる。
【０２０６】
図３０において、時刻ｔ１〜ｔ２と、時刻ｔ５〜ｔ６では、Ｉｉｎ１＝１００Ａであり、Ｉｉｎ２＝０Ａである。インバータ６ａに対応する電圧ベクトルは、有効電圧ベクトルであり、インバータ６ｂに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ電流Ｉｃ１とコンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ａに供給される。ただし、コンデンサ電流Ｉｃ２は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよび１６ｂを経由してインバータ６ａに供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ１に比べて値が小さい。
【０２０７】
時刻ｔ２〜ｔ３と、時刻ｔ４〜ｔ５では、Ｉｉｎ１＝Ｉｉｎ２＝０である。インバータ６ａおよび６ｂのそれぞれに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ４ａおよび４ｂには、直流電源３からの充電電流が供給される。
【０２０８】
時刻ｔ３〜ｔ４では、Ｉｉｎ１＝０Ａであり、Ｉｉｎ２＝１００Ａである。インバータ６ａに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルであり、インバータ６ｂに対応する電圧ベクトルは、有効電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ電流Ｉｃ１とコンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ｂに供給される。ただし、コンデンサ電流Ｉｃ１は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよび１６ｂを経由して、インバータ６ｂに供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ２に比べて値が小さい。
【０２０９】
以上から、時刻ｔ１〜ｔ２と、時刻ｔ３〜ｔ４と、時刻ｔ５〜ｔ６では、２台のインバータのうち、一方に対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなり、他方に対応する電圧ベクトルが零電圧ベクトルとなる。したがって、２つのコンデンサ４ａおよび４ｂは、１台のインバータにコンデンサ電流を供給することとなり、その結果、１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流の大きさを小さくできる。
【０２１０】
以上のように、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合、１台のインバータに対応する三相の電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定され、残りの１台のインバータに対応する三相の電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定される。
【０２１１】
換言すると、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂの両方の故障を検知しない場合には、以下のように制御する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂに対応する搬送波の位相を互いに一致させる。また、制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する。さらに、制御部は、他方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する。
【０２１２】
したがって、２台のインバータのそれぞれに対応する電圧ベクトルにおいて、１台のインバータに対応する電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとし、残りの１台に対応する電圧ベクトルを零電圧ベクトルとする状態を発生させることが可能となる。その結果、１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流の大きさを小さくできる。さらに、２台のインバータに対応する有効電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）およびＶ２（２）である。電圧ベクトルＶ２（１）およびＶ２（２）は、図３１および図３２の破線枠に示す位相θｖ１およびθｖ２の範囲では、電圧指令ベクトルＶ１＊およびＶ２＊に最も位相が近い電圧ベクトルである。
【０２１３】
このように、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合には、先の実施の形態１〜５の制御手法とは異なり、電圧指令ベクトルＶ１＊におよびＶ２＊にそれぞれ位相が最も近い電圧ベクトルが出力されるようにしている。これにより、モータ１に通電される電流のリップルを小さくできる効果がある。
【０２１４】
換言すると、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂの両方の故障を検知しない場合には、以下のように制御する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、複数の電圧ベクトルＶ０（１）〜Ｖ７（１），Ｖ０（２）〜Ｖ７（２）のうち、電圧指令ベクトルＶ１＊，Ｖ２＊に、位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を出力する。
【０２１５】
すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合には、制御器８ａおよび制御器８ｂのそれぞれは、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすように制御することで、コンデンサ電流を低減するとともに、モータ１に通電されるリップル電流を低減する。
【０２１６】
これに対して、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータが故障した場合に、上記で説明した制御手法をそのまま適用すると、以下のような問題が生じる。すなわち、故障側のインバータに近接するリレーが開放されることになるので、故障側のインバータに近接するコンデンサからのコンデンサ電流の供給がなくなり、その結果、残りの１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流が増大してしまう。
【０２１７】
例えば、Ｉｉｎ１≠０、Ｉｉｎ２＝０のとき、リレー１６ｂが閉じられていれば、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２がインバータ６ａ供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の大きさは比較的小さい。しかしながら、インバータ６ｂの故障が検知されてリレー１６ｂが開放されると、コンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ａに供給されなくなる。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ２が無くなった分を補うため、コンデンサ電流Ｉｃ１が増大する。このような状況を考慮して、コンデンサを設計すると、コンデンサの小型化を実現できない。
【０２１８】
そこで、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂのいずれかのインバータの故障が検知された場合に限り、正常側のインバータにおいて、先の実施の形態１〜５のいずれかの制御手法を適用する。すなわち、先の実施の形態１〜５に述べたように、電圧指令ベクトルまたは電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されるようにする。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２自体の変動が低減され、その結果、コンデンサ電流が低減される。
【０２１９】
すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータの故障が検知された場合には、他方のインバータに対応する制御器は、電圧指令ベクトルまたは電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力する。
【０２２０】
以上、本実施の形態６の電力変換装置によれば、２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する搬送波の位相を互いに一致させ、２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定するように構成されている。これにより、２台のインバータが正常である場合と、２台のうちのいずれかのインバータが故障する場合の両方において、コンデンサ電流を低減できる。
【０２２１】
実施の形態７．
本発明の実施の形態７では、先の実施の形態６の構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態７では、先の実施の形態１〜６と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜６と異なる点を中心に説明する。
【０２２２】
ここで、先の実施の形態６の構成との相違点として、本実施の形態７では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合において、オンオフ信号発生器１５ａがオンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１を生成する手法と、オンオフ信号発生器１５ｂがオンオフ信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２を生成する手法が異なる。
【０２２３】
図３３は、本発明の実施の形態７における２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。なお、図３３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、電圧指令値Ｖｕ１’〜Ｖｗ１’およびＶｕ２’〜Ｖｗ２’と、オンオフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｐ１およびＱｕｐ２〜Ｑｗｐ２の波形も図示されている。
【０２２４】
ここで、先の図３０と比較すると、図３３では、１つの搬送波ではなく、電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’と比較される搬送波Ｃ１と、電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’と比較される搬送波Ｃ２の２つの搬送波を用いている。搬送波Ｃ２は、先の図３０に示す搬送波Ｃと同じであり、搬送波Ｃ１は、搬送波Ｃ２に対して、制御周期Ｔｃを３６０度として１８０度位相がずれている。
【０２２５】
電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、以下の式（７−１）〜（７−３）に従った演算によって、最小値Ｖｍｉｍが搬送波の最小値−Ｖｄｃ／２に一致するように、それぞれ等しくシフトされる。
【０２２６】
Ｖｕ１’＝Ｖｕ１−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７−１）
Ｖｖ１’＝Ｖｖ１−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７−２）
Ｖｗ１’＝Ｖｗ１−（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７−３）
【０２２７】
上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、図３３に示すように、その平均値Ｖａｖｅ１が搬送波Ｃ１の中心値０よりも小さい電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’にシフトされる。
【０２２８】
電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’は、搬送波Ｃ１と比較される。時刻ｔ１〜ｔ２と、時刻ｔ５〜ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。また、時刻ｔ２〜ｔ５にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（１）が出力される。
【０２２９】
一方、電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、上述した式（６−４）〜（６−６）に従った演算によって得られる。
【０２３０】
電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、搬送波Ｃ２と比較される。時刻ｔ１〜ｔ３と、時刻ｔ４〜ｔ６にて、Ｑｕｐ２＝Ｑｖｐ２＝Ｑｗｐ２＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（２）が出力される。時刻ｔ３〜ｔ４にて、Ｑｕｐ２＝Ｑｖｐ２＝１、Ｑｗｐ２＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（２）が出力される。
【０２３１】
以上から、図３３に示すように、インバータ６ａとインバータ６ｂのそれぞれに対応する電圧ベクトルが同時に有効電圧ベクトルとなる期間が生じなくなる。したがって、先の実施の形態６と同様に、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２を低減できる。
【０２３２】
以上のように、本実施の形態７における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合、２台のインバータに対応する搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、さらに、三相の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の平均値と、三相の電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の平均値がともに搬送波の中心値よりも小さくなるように設定される。
【０２３３】
したがって、２台のインバータの故障が検知されない場合、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすことで、コンデンサ電流を低減するとともにモータ１に通電されるリップル電流を低減することができる。
【０２３４】
なお、２台のインバータのそれぞれに対応する搬送波を互いに１８０度異ならせ、三相の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の平均値と、三相の電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の平均値がともに搬送波の中心値よりも大きくなるように設定されてもよい。この場合であっても、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすことができ、その結果、コンデンサ電流を低減するとともに、モータ１に通電されるリップル電流を低減することができる。
【０２３５】
以上、本実施の形態７の電力変換装置によれば、２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される電圧指令値の平均値が、搬送波の中心値よりも小さくなる、または搬送波の中心値よりも大きくなるよう設定するように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態６と同様の効果が得られる。
【０２３６】
実施の形態８．
本発明の実施の形態８では、先の実施の形態１〜７のいずれかの電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施の形態８では、先の実施の形態１〜７と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１〜７と異なる点を中心に説明する。
【０２３７】
図３４は、本発明の実施の形態８における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
【０２３８】
電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転者は、ハンドル１０１を左右に回転させて前輪１０２の操舵を行う。トルク検出器１０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを後述する制御指令生成器１０５に出力する。モータ１は、ギア１０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生させるものである。本実施の形態８におけるモータ１は、ロータがギア１０４と機械的に接続されている以外、先の実施の形態１におけるモータ１と同様の構成である。
【０２３９】
制御指令生成器１０５は、トルク検出器１０３から入力された操舵トルクＴｓに基づいて、モータ１を所望の状態に制御するための制御指令値を演算し、演算した制御指令値を出力する。制御指令生成器１０５は、例えば、以下の式（８−１）に従って、制御指令として、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を演算する。
Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１＝Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２＝ｋａ×Ｔｓ／２・・・（８−１）
【０２４０】
ここで、ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは、式（８−１）に従って、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が決定されるが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が決定されてもよい。
【０２４１】
次に、本実施の形態８における電動パワーステアリング装置によって得られる効果について説明する。
【０２４２】
電動パワーステアリング装置は、サイズの小型化が求められる。電動パワーステアリング装置を小型にすることで、車両への搭載性が増し、配置の自由度が増し、車両そのものの小型化にも寄与できる。
【０２４３】
電動パワーステアリング装置に具備されるインバータを構成するコンデンサおよびコイルといった受動素子のサイズダウンがインバータの小型化に直結する。特に、バッテリから供給された電圧を安定化させるコンデンサのサイズの、インバータ全体に占めるサイズの割合は非常に大きい。したがって、コンデンサは、電動パワーステアリング装置の小型化への弊害となっている。一方、電動パワーステアリング装置の信頼性の要求の高さから、２つの三相巻線を有するモータを、２台のインバータを使って駆動し、１台のインバータが故障した際にはもう１台のインバータによってモータへの電力供給を継続することが望まれる。
【０２４４】
先の実施の形態１〜７のいずれかの電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用することによって、２台のインバータによるモータへの電力供給の信頼性向上と、コンデンサ電流の低減によるコンデンサの小型化が両立できる。
【０２４５】
特に、インバータが故障した際にそのインバータと直流電源との間を開放するリレーを備えた電力変換装置の構成に対して、先の実施の形態１〜７のいずれかの制御手法を適用することで、以下の効果が得られる。すなわち、故障したインバータに近接して配置されたリレーを開放することによって、故障したインバータによるバッテリまたは他の車載機器への影響を排除した上で、正常側のインバータによってコンデンサ電流を低減した状態で電動パワーステアリング装置の動作を継続できる。
【０２４６】
以上、本実施の形態８の電動パワーステアリング装置によれば、先の実施の形態１〜７のいずれかの電力変換装置を備えて構成されている。これにより、電動パワーステアリング装置において非常に高い信頼性を確保した上で、コンデンサのサイズダウンを実現できるという従来にない顕著な効果が得られる。
【符号の説明】
【０２４７】
１  モータ、２  位置検出器、３  直流電源、４ａ，４ｂ  コンデンサ、５  インダクタンス、６ａ，６ｂ  インバータ、７ａ，７ｂ  電流検出器、８ａ，８ｂ  制御器、９ａ，９ｂ  座標変換器、１０ａ，１０ｂ  減算器、１１ａ，１１ｂ  減算器、１２ａ，１２ｂ  電流制御器、１３ａ，１３ｂ  電流制御器、１４ａ，１４ｂ  座標変換器、１５ａ，１５ｂ  オンオフ信号発生器、１６ａ，１６ｂ  リレー、１７ａ，１７ｂ  電流ベクトル位相演算器、１００  寄生インダクタンス、１０１  ハンドル、１０２  前輪、１０３  トルク検出器、１０４  ギア、１０５  制御指令生成器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【国際調査報告】
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