(57)【要約】位相予積算演算を簡素化し、デジタル演算回路の規模を削減する。  光源と、一つ以上のＤＡ変換器と、光電界変調器とを備える光電界送信器において、所定の時間間隔で入力される複数ビットの情報信号を複素多値情報信号に変換して出力する複素情報多値信号生成回路と、前記複素情報多値信号生成回路から出力され、前記所定の時間間隔でサンプリングされた複素多値情報信号が入力され、該複素多値情報信号の位相成分を予め所定の時間間隔で積算した位相予積算複素情報を出力する位相予積算回路と、を備え、前記複素情報信号の複素信号点の位相角は、３６０度を正の整数Ｎで除した値の整数倍の値のいずれかであり、前記複素情報信号の複素信号点の振幅値が正の整数Ｍの値のいずれかであり、前記複素情報信号のとりうる複素信号点の総数はＮとＭとの積未満であることを特徴とする。
2010061784.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光源と、一つ以上のＤＡ変換器と、光電界変調器とを備える光電界送信器において、
所定の時間間隔で入力される複数ビットの情報信号を複素多値情報信号に変換して出力する複素情報多値信号生成回路と、
前記複素情報多値信号生成回路から出力され、前記所定の時間間隔でサンプリングされた複素多値情報信号が入力され、該複素多値情報信号の位相成分を予め所定の時間間隔で積算した位相予積算複素情報を出力する位相予積算回路と、を備え、
前記ＤＡ変換器は、前記位相予積算回路から出力された位相予積算複素情報を含む前記複素情報信号をアナログ信号に変換し、前記変換されたアナログ信号を前記光電界変調器に出力し、
前記光電界変調器は、前記アナログ信号を用いて、前記光源から出力された光を前記光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信し、
前記複素情報信号の複素信号点の位相角は、３６０度を正の整数Ｎで除した値の整数倍の値のいずれかであり、
前記複素情報信号の複素信号点の振幅値が正の整数Ｍの値のいずれかであり、
前記複素情報信号のとりうる複素信号点の総数はＮとＭとの積未満であることを特徴とする光電界送信器。
【請求項２】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記位相予積算回路は、正の整数Ｎを法とする積算回路であることを特徴とする光電界送信器。
【請求項３】
請求項２に記載の光電界送信器であって、
前記積算回路は、
Ｎ値の位相の情報が入力されるＮ値のカウンタ又はＮビットシフトレジスタを備え、
Ｎ値の位相の情報を出力することを特徴とする光電界送信器。
【請求項４】
請求項２に記載の光電界送信器であって、
前記積算回路は、記憶回路上に構成されることを特徴とする光電界送信器。
【請求項５】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記複素情報多値信号生成回路は、前記複素情報信号を振幅成分と位相成分とに分離して出力し、
前記分離された振幅成分は前記Ｍ値のいずれかであり、
前記分離された位相成分は前記Ｎ値で等間隔に配置された値のいずれかであることを特徴とする光電界送信器。
【請求項６】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記Ｍ値以下の振幅成分の信号と、前記位相予積算回路から出力されるＮ値以下の位相成分の信号とが入力され、前記入力された信号が示す振幅及び位相角とする複素直交座標に変換した信号を出力する直交変換回路を備えることを特徴とする光電界送信器。
【請求項７】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記位相予積算回路は、前記複素多値情報信号のＮ値の位相に対し、前記位相予積算後の複素情報信号のＮ値の位相値を与えるＮ状態の状態遷移表を備えることを特徴とする光電界送信器。
【請求項８】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記位相予積算回路は、前記複素多値情報信号のシンボルの情報に対し、前記位相予積算後の複素情報信号のシンボルの情報を与えるＮ×Ｍ状態の状態遷移表を備えることを特徴とする光電界送信器。
【請求項９】
請求項１に記載の光電界送信器であって、
前記複素情報多値信号生成回路は、複素平面上の実部及び虚部の所定の範囲を規定する正方形内で、信号点の振幅が最大となる回転角度で複素信号点を配置することを特徴とする光電界送信器。
【請求項１０】
光電界受信器及び光電界送信器を備える光伝送システムであって、
前記光電界送信器は、光源と、一つ以上のＤＡ変換器と、光電界変調器と、複素情報多値信号生成回路と、位相予積算回路と、を備え、
前記複素情報多値信号生成回路は、所定の時間間隔で入力される複数ビットの情報信号を複素多値情報信号に変換して出力し、
前記位相予積算回路は、前記複素情報多値信号生成回路から出力され、前記所定の時間間隔でサンプリングされた複素多値情報信号が入力され、該複素多値情報信号の位相成分を予め所定の時間間隔で積算した位相予積算複素情報を出力し、
前記ＤＡ変換器は、前記位相予積算回路から出力された位相予積算複素情報を含む前記複素情報信号をアナログ信号に変換し、前記変換されたアナログ信号を前記光電界変調器に出力し、
前記光電界変調器は、前記アナログ信号を用いて、前記光源から出力された光を前記光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信し、
前記複素情報信号の複素信号点の位相角は、３６０度を正の整数Ｎで除した値の整数倍の値のいずれかであり、
前記複素情報信号の複素信号点の振幅値が正の整数Ｍの値のいずれかであり、
前記複素情報信号のとりうる複素信号点の総数はＮとＭとの積未満であり、
前記光電界受信器は、
光分岐回路、所定の遅延量で干渉位相が互いに異なる２以上の光遅延検波型受信器と、２以上のＡ／Ｄ変換器と、デジタル位相演算回路と、を備え、
前記光電界送信器から出力される位相予積算された光電界信号を受信し、
前記光分岐器は、前記受信した光電界信号を少なくとも二つに分岐し、
前記複数の光遅延検波型受信器は、前記分岐された光電界信号を同時に受信し、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記複数の光遅延検波型受信器から出力された信号を、それぞれ、デジタル信号に変換し、
前記デジタル位相演算回路は、前記変換された複数のデジタル信号を用いて、受信した複素光電界信号と直前に受信した複素光電界信号との位相差を算出することを特徴とする光伝送システム。
【請求項１１】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記位相予積算回路は、正の整数Ｎを法とする積算回路であることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１２】
請求項１１に記載の光伝送システムであって、
前記積算回路は、
Ｎ値の位相の情報が入力されるＮ値のカウンタ又はＮビットシフトレジスタを備え、
Ｎ値の位相の情報を出力することを特徴とする光伝送システム。
【請求項１３】
請求項１１に記載の光伝送システムであって、
前記積算回路は、記憶回路上に構成されることを特徴とした請求項１１に記載の光伝送システム。
【請求項１４】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記複素情報多値信号生成回路は、前記複素情報信号を振幅成分と位相成分とに分離して出力し、
前記分離された振幅成分は前記Ｍ値のいずれかであり、
前記分離された位相成分は前記Ｎ値で等間隔に配置された値のいずれかであることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１５】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記光電界送信器は、前記Ｍ値以下の振幅成分の信号と、前記位相予積算回路から出力されるＮ値以下の位相成分の信号とが入力され、前記入力された信号が示す振幅及び位相角とする複素直交座標に変換した信号を出力する直交変換回路を備えることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１６】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記位相予積算回路は、前記複素多値情報信号のＮ値の位相に対し、前記位相予積算後の複素情報信号のＮ値の位相値を与えるＮ状態の状態遷移表を備えることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１７】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記位相予積算回路は、前記複素多値情報信号のシンボルの情報に対し、前記位相予積算後の複素情報信号のシンボルの情報を与えるＮ×Ｍ状態の状態遷移表を備えることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１８】
請求項１０に記載の光伝送システムであって、
前記複素情報多値信号生成回路は、複素平面上の実部及び虚部の所定の範囲を規定する正方形内で、信号点の振幅が最大となる回転角度で複素信号点を配置することを特徴とする光伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送システムに関し、更に詳しくは、光ファイバで伝送される多値光情報の送受信に適した光電界送信器の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、波長数の増加や光信号の変調速度の高速化によって、光ファイバアンプの波長帯域のほぼ全部が使用され、光ファイバアンプの性能の限界に達している。さらに光ファイバの伝送容量を大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込み、周波数帯域の利用効率を高くする必要がある。
無線通信の世界では、１９６０年代から多値変調技術によって、周波数利用効率が１０を越える高効率の伝送が実現されている。光ファイバ伝送においても、多値変調は有望視され、従来から多くの検討がされてきた。例えば、非特許文献１には、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）が開示されており、非特許文献２には、４値の振幅変調と８値の位相変調とを組み合わせた３２値の振幅・位相変調が開示されている。
図１Ａから図１Ｄは、光伝送に用いられる複素位相平面上に公知の各種変調方式の信号点の配置を示した説明図であり、複素位相平面（複素平面、位相面、ＩＱ平面）上に、各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされている。
図１Ａは、ＩＱ平面上の信号点の説明図である。各信号点は複素直交座標（ＩＱ座標）、又は、図に示す振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。
図１Ｂは、位相角φ（ｎ）として４つの値（０、π／２、π、−π／２）を用いて１シンボルで２ビットの情報（００、０１、１１、１０）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示す。
図１Ｃは、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示す。１６ＱＡＭでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。図示した例では、Ｑ軸座標で上位２ビット（１０ｘｘ、１１ｘｘ、０１ｘｘ、００ｘｘ）の値、Ｉ軸座標で下位２ビット（ｘｘ１０、ｘｘ１１、ｘｘ０１、ｘｘ００）の値が表現されている。この信号点配置は、信号点間の距離を大きくできるため、受信感度が高いことが知られている。光通信においては、コヒーレント光受信器を用いて、この種の直交振幅変調が実現可能であることが報告されている。例えば、非特許文献３には、コヒーレント光受信器を用いた６４ＱＡＭ信号の送受信の実験例が報告されている。コヒーレント光受信器とは、光信号の位相角の検出のため、受信器内部に配置された局発光源を用いるものである。
同様に、図１Ｄは、無線で広く用いられている１６値振幅位相変調（１６ＡＰＳＫ）を示す。
ここで光多値受信器の従来技術の一つであるコヒーレント受信方式、例えば、非特許文献４に開示されたコヒーレント光電界受信器について説明する。図２は、光信号の二つの偏波の情報を同時に受信する偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器の構成を示すブロック図である。光ファイバ伝送路で伝送された光多値信号は入力光信号１０１として、偏波分離回路１０２−１によって、水平（Ｓ）偏波成分１０５と垂直（Ｐ）偏波成分１０６とに分離され、それぞれコヒーレント光電界受信器１００−１、１００−２に入力される。
コヒーレント光電界受信器１００−１では、光位相の基準として、入力光信号１０１と略同一波長の局発レーザ光源１０３を用いる。局発レーザ光源１０３から出力された局発光１０４−１は偏波分離回路１０２−２で二つの局発光１０４−２と１０４−３に分離され、コヒーレント光電界受信器１００−１と１００−２に入力される。
コヒーレント光電界受信器１００−１の内部では、光位相ダイバーシティ回路（ＰＤＣ）１０７が、入力光信号のＳ偏波成分１０５と局発光１０４−２を合成し、局発光と光多値信号との同相成分からなるＩ（同相）成分出力光１０８と、局発光と光多値信号との直交成分からなるＱ（直交）成分出力光１０９を生成する。両者は、それぞれ、バランス型光受信器１１０−１、１１０−２によって受信され、受信された光信号は電気信号に変換され、それぞれＡ／Ｄ変換器１１１−１、１１１−２で時間サンプリングされ、デジタル化された出力信号１１２−１、１１２−２となる。
以下では、図１Ａに示すように、受信した光多値信号１０１の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））と表し、また局発光１０４−２、１０４−３の光電界を１と仮定する（本来は光周波数成分を含むが、光周波数成分は省略した）。ここで、ｒは光電界の振幅、φは光電界の位相、ｎはサンプル番号を示す。局発光１０４−２、１０４−３は、実際にはランダムな位相雑音や信号光とのわずかな差周波成分等を持っている。しかし、これらは時間的にゆるやかな位相回転であり、デジタル信号処理によって除去することができるため、これらは無視する。
各バランス型光受信器１１０−１、１１０−２は、入力された光多値信号１０１を局発光１０４−２でホモダイン検波をし、それぞれ局発光を基準にした光多値信号の光電界の同相成分と直交成分を出力する。従って、Ａ／Ｄ変換器１１１−１から出力される電気信号１１２−１は、式（１）によって表され、Ａ／Ｄ変換器１１１−２から出力される電気信号１１２−２は、式（２）によって表される。但し、簡単のため変換効率等の定数は全て「１」としてある。
Ｉ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｃｏｓ（φ（ｎ））・・・（１）
Ｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（φ（ｎ））・・・（２）
このようにコヒーレント光電界受信器では、受信した光多値信号１０１から、光電界ｒ（ｎ）ｅｘｐ（φ（ｎ））を示す全ての情報（Ｉ、Ｑ両成分）を簡易に得ることができ、多値光信号受信が可能である。
デジタル演算回路１１３は、複素電界演算回路であり、光信号が伝送中に受ける線形劣化（例えば、波長分散）等の逆関数を与えることによって、その影響を打ち消すことが可能である。さらに、クロック抽出や再サンプリング等の処理を行い、これらの処理後の光電界成分をその同相成分１１４−１、直交成分１１４−２を出力する。
前述したように、コヒーレント光電界受信器１００−１は、入力光信号１０１のＳ偏波成分の電界情報を得ることができるが、光信号の偏波状態は光ファイバ伝送中にランダムに変動するため、Ｐ偏波成分も受信する必要がある。そこでコヒーレント光電界受信器１００−２は、同様に光多値信号１０１のＰ偏波成分を受信し、その電界情報である出力信号１１４−３、１１４−４を出力する。
デジタル演算・シンボル判定回路１１５は、前述した各デジタル演算回路１１３から出力された各偏波のＩ、Ｑ成分に偏波状態の変換を行って偏波状態の変動を解消する。その後、例えば図１Ｃに示した信号点配置と、各偏波のＩ、Ｑ成分とを比較することによって、どのシンボルが伝送されたかを高精度に判定し、多値デジタル信号１１６を出力する。
前述したコヒーレント光電界受信器を利用すれば、受信信号の全ての電界情報を得ることができ、原理的には、どのように複雑な多値信号でも受信可能となる。しかし、このようなコヒーレント光電界受信器には、受信器の構成が極めて複雑で高価となる問題点がある。すなわち、受信器内に局発光源を設け、またＳとＰの両偏波を受信するダイバーシティ構成とするため、受信器の規模が２倍以上となる等の問題点がある。
一方、図３は、以前に我々が提案した、本発明の課題に対応する位相予積分型光多値信号伝送システムの構成を示すブロック図である。本方式は、局発光源を用いず、光遅延検波を用いて光多値伝送を簡易に実現するものである。
位相予積算型光電界送信器２００の内部では、レーザ光源２１０から出力される無変調のレーザ光が光電界変調器２１１に入力され、所要の電界変調を施した光電界信号２１３が出力光ファイバ２１２から出力される。伝送すべき情報信号は、並列（例えば、ｍビット幅）の２値高速デジタル電気信号列としてデジタル情報入力端子２０１に入力される。入力された信号は、複素多値信号生成回路２０２の内部で、複素多値情報信号２０３に変換される。変換された信号は、２次元のＩＱ平面上で（ｉ，ｑ）と表現されるデジタル電気多値信号であり、時間間隔Ｔ（＝シンボル時間）毎にその実部ｉと虚部ｑが出力される。
変換された信号は、位相予積算部２０４に入力される。位相予積算部２０４は、入力された信号の位相成分のみを時間間隔Ｔでデジタル的に積算し、位相予積算複素多値情報信号２０５に変換する。入力される複素多値情報信号２０３（ｉ，ｑ）を複素平面上で極座標に変換すると、例えば、式（３）によって表すことができる（ｊは虚数単位である）。ここでｎはデジタル信号のシンボル番号であり、ｒ（ｎ）はデジタル信号のシンボル振幅、φ（ｎ）は位相角である。
Ｅｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋ｊｑ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））・・・（３）
このとき出力すべき位相予積算信号は、極座標を用いると、式（４）によって表すことができる。
Ｅｏ（ｎ）＝ｉ’（ｎ）＋ｊｑ’（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊΣφ（ｎ））・・・（４）
このときθ（ｎ）は出力信号の位相角であり、Σφ（ｎ）は過去の位相角φ（１）…φ（ｎ）を累積加算した値である。
その出力信号は再び直交座標系に変換された後に、位相予積算複素多値情報信号２０５として出力される。本信号は、サンプリング速度変換回路２０６に入力され、サンプリング速度が２サンプル／シンボル以上となるようにサンプリング点を補完している。これによってナイキスト定理を満たし、完全な電界等化処理が可能になる。その後、位相予積算複素多値情報信号には予等化回路２０７によって光伝送路２１４等で生じる劣化の逆関数が印加され、その後、実部ｉ”、虚部ｑ”に分離され、分離された信号は、それぞれＤＡ変換器２０８−１、２０８−２で高速アナログ信号に変換される。
これら二つのアナログ信号は、駆動回路２０９−１、２０９−２によって増幅された後に、光電界変調器２１３のＩ、Ｑの二つの変調端子に入力される。これによって予等化位相積算信号（ｉ”（ｎ），ｑ”（ｎ））を、光電界の同相成分Ｉと直交成分Ｑに持つ光電界信号２１３が生成できる。なお、光電界信号２１３の光電界は（ｉ”（ｎ）＋ｊｑ”（ｎ））ｅｘｐ（ｊω（ｎ））であり、ω（ｎ）はレーザ光源２１０の光角周波数である。すなわち光電界信号２１３は光周波数成分を取り除いた等化低域近似で（ｉ”（ｎ），ｑ”（ｎ））と等しくなる。
光電界信号２１３は、光ファイバ伝送路２１４を伝送され、光ファイバの波長分散等で伝送劣化を受けた後に、受信光電界信号２２１として非コヒーレント光電界受信器２２０に入力される。これらの伝送劣化は、予等化回路２０７で予め印加した逆関数と相互に打ち消すため、受信信号の光電界は位相予積算複素多値情報信号２０５と等しい。
受信光電界信号２２１は、光分岐回路２２２によって三つの光信号経路に分岐される。分岐された光信号は、第１の光遅延検波器２２３−１、第２の光遅延検波器２２３−２、及び光強度検出器２２５に入力される。第１の光遅延検波器２２３−１は、二つの経路の一方の遅延時間Ｔｄが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに略等しく、また、両経路の光位相差が０となるように設定されている。また第２の光遅延検波器２２３−２は、二つの経路の−方に遅延時間Ｔｄ＝Ｔを持ち、両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。
第１及び第２の光遅延検波器２２３−１、２２３−２の二つの出力光は、それぞれバランス型光検出器２２４−１、２２４−２で電気信号に変換される。その後、変換された電気信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２２６−１、２２６−２でデジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）に変換される。また、光強度検出器２２５から出力される電気信号も、Ａ／Ｄ変換器２２６−３でデジタル信号Ｐ（ｎ）に変換される。
その後、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）は、逆正接演算回路２２７に入力される。逆正接演算回路２２７は、ｄＩ（ｎ）をＸ成分とし、ｄＱ（ｎ）をＹ成分とする２引数の逆タンジェント演算を行い、デジタル信号ｄＩ（ｎ）、ｄＱ（ｎ）の位相角を算出する。
受信した光電界信号２２１の光電界をｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊθ（ｎ））と記述すると、光遅延検波の原理から、ｄＩは式（５）によって表すことができる。
ｄＩ＝ｒ（ｎ）ｒ（ｎ−１）ｃｏｓ（Δθ（ｎ））、ｄＱ＝ｒ（ｎ）ｓｉｎ（Δθ（ｎ））・・・（５）
ここで、Δθ（ｎ）は受信したｎ番目の光電界シンボルの、直前のシンボルからの位相差（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））である。ｄＩ、ｄＱは、それぞれΔθ（ｎ）の正弦成分及び余弦成分であるため、逆正接演算回路２２７では４象限の逆正接（逆Ｔａｎ）演算を行って、Δθ（ｎ）を算出することができる。
なお、本構成では前述したように送信側で位相予積算を行っているため、受信光電界信号の位相角は、式（６）によって表すことができる。
θ（ｎ）＝Σφ（ｎ）・・・（６）
よって逆正接回路２２３の出力信号は、式（７）によって表すことができ、元の複素多値情報信号２０３の位相成分φ（ｔ）が抽出できる。
Δθ（ｎ）＝Σφ（ｎ）−Σφ（ｎ−１）＝φ（ｎ）・・・（７）
一方、光強度検出器の出力信号Ｐは平方根回路２２８に入力され、式（８）で表される元の電界振幅を出力として得ることができる。
ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（Ｐ（ｎ））・・・（８）
このため、得られた振幅成分ｒ（ｎ）と位相成分φ（ｎ）を直交座標変換回路２２９に入力することによって、再生複素情報出力端子２２５から、式（９）で表される元のデジタル電気多値信号２３０を再生することができる。
（ｉ，ｑ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（Δθ（ｎ））・・・（９）
図４Ａ及び図４Ｂは、位相予積算伝送方式における信号点配置の説明図である。
例えば、図３の複素多値情報信号２０３としては、図４Ａに示す１６ＱＡＭ信号を用いることができる。１６ＱＡＭ信号は、図中のａ〜ｐの１６個の信号点を持ち、前述したように、その各点は式（１０）によって表すことができる。
Ｅｉ（ｎ）＝ｒ（ｎ）ｅｘｐ（ｊφ（ｎ））・・・（１０）
これらがランダムな順序で生成されるので、１６ＱＡＭ信号の位相積算信号は、図４Ｂに示すように、さまざまな位相角Σφ（ｎ）を持つ、３重の同心円となる。この位相積算信号は、元の１６ＱＡＭ信号の信号点が３つの振幅レベル（最外周の点（ａ、ｄ、ｍ、ｐ）、中間の点（ｂ、ｃ、ｈ、ｌ、ｏ、ｎ、ｅ、ｉ）、最内周の点（ｆ、ｇ、ｋ、ｊ）を持つためである。
図５は、図３の従来の位相予積算型光電界送信器２００中の、複素多値信号生成回路２０２と位相予積算部２０４の構成をさらに詳細に示すブロック図である。
複素多値信号生成回路２０２は、入力されたｍビット幅の２値高速デジタル信号列に複素多値情報信号を割り当てる。例えば、ｍ＝４ビットの場合、情報信号は２＾４＝１６の状態を持つ。このため、複素多値信号生成回路２０２は、入力された信号を、図４Ａのａ〜ｐの１６点のいずれかに割り当て、その直交座標（ｉ，ｑ）を複素多値情報信号２０３として出力する。この複素多値情報信号２０３は、位相予積算部２０４の内部で極座標変換回路２４０に入力され、式（１１）によって表される振幅情報信号２４１と、式（１２）によって表される位相情報信号２４２とに変換される。
ｒ（ｎ）＝ｓｑｒｔ（ｉ＾２＋ｑ＾２）・・・（１１）
φ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ（ｑ，ｉ）・・・（１２）
次に、位相情報信号２４２は位相予積算回路２４３に入力される。位相予積算回路２４３は遅延時間Ｔの遅延回路２４９と加算回路２４８から構成されており、入力されたデジタル位相信号φ（ｎ）を、時間Ｔ遅延した積算値Σφ（ｎ−１）に加算する操作を繰り返すことによって、積算位相２４４（Σφ（ｎ））を得る操作を繰り返す。次に、振幅値ｒ（ｎ）を振幅成分とし、位相積算値Σφ（ｎ）を位相成分とする新たな複素情報である極座標の位相予積算情報信号２４５を構成する。この後、本信号は直交座標変換回路２４６に入力され、直交座標表示の位相予積算情報信号２４７（ｉ’，ｑ’）に再変換される。
【非特許文献１】Ｒ．Ａ．Ｇｒｉｆｆｉｎ，ｅｔ．ａｌ．，”１０Ｇｂ／ｓ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙ（ＤＱＰＳＫ）Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ，”ＯＦＣ２００２，ｐａｐｅｒ  ＰＤ−ＦＤ６，２００２
【非特許文献２】Ｎ．Ｋｉｋｕｃｈｉ，Ｋ．Ｍａｎｄａｉ，Ｋ．Ｓｅｋｉｎｅ  ａｎｄ  Ｓ．Ｓａｓａｋｉ，”Ｆｉｒｓｔ  ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ  ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｓｉｎｇｌｅ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  ５０−Ｇｂｉｔ／ｓ  ３２−ｌｅｖｅｌ（ＱＡＳＫ  ａｎｄ  ８−ＤＰＳＫ）ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ，”ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆ．（ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ），Ａｎａｈｅｉｍ，ＣＡ，Ｍａｒ．２００７，ＰＤＰ２１．
【非特許文献３】Ｊ．Ｈｏｎｇｏｕ，Ｋ．Ｋａｓａｉ，Ｍ．Ｙｏｓｈｉｄａ  ａｎｄ  Ｍ．Ｎａｋａｚａｗａ，”１  Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ，６４  ＱＡＭ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｖｅｒ  １５０  ｋｍ  ｗｉｔｈ  ａ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ｏｆ  ３  Ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ，”ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆ．（ＯＦＣ／ＮＦＯＦＥＣ），Ａｎａｈｅｉｍ，ＣＡ，Ｍａｒ．２００７，ｐａｐｅｒ  ＯＭＰ３．
【非特許文献４】Ｍ．Ｇ．Ｔａｙｌｏｒ，”Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｕｓｉｎｇ  ＤＳＰ  ｔｏ  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅ  ｓｉｇｎａｌ  ａｎｄ  ｆｏｒ  ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔ  ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ，”ｐａｐｅｒ  Ｗｅ４．Ｐ．１１１，ＥＣＯＣ  ２００３，２００３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明が解決しようとする第１の課題は、従来提案した位相予積算型の光電界伝送システムにおける送信器内部の信号処理量の増大である。図５で前述したように、位相予積算処理は、直交座標系で生成された複素多値信号を、一旦極座標系に変換し、位相成分のみを分離して抽出することによって、簡易な加算処理で実現することができる。
しかし、この構成では、極座標変換回路２４０、位相予積算回路２４３、直交座標変換回路２４６等の信号処理回路が増加する。このような回路規模の増大は、演算を実行するハードウェアであるＩＣやプロセッサの数、面積等を余分に消費し、演算速度を決めるクロック速度を上昇させ、更に、送信器の発熱、費電量、体積及びサイズを増加させるため、望ましくない。
これらの演算の回路規模や信号処理量は、前述した演算ブロックの数以外にも、処理する情報量によっても決まる。例えば、図４に示す１６値ＱＡＭ信号（Ｉ，Ｑそれぞれ４値）は、元々、信号が持つ情報量はｍ＝４ビット（Ｉ，Ｑそれぞれ２ビット）であるが、これに波長分散の予等化等の演算処理を実行する場合、光電界をさらに細かく分解し精度を向上する必要がある。
例えば、ＩＱ軸それぞれの方向に６ビット程度、すなわち光電界をさらに６４レベルに細かく分解して演算処理を実行する。すると、図５の複素多値情報信号２０３や直交座標表現の位相予積算情報信号２４７は、ｉ，ｑそれぞれ６ビット幅の２値デジタル信号として取り扱う必要が生じ、これらを演算する前述した演算回路の演算量は３倍以上に増大してしまう。
本発明の第２の課題は演算精度の低下である。極座標変換回路２４０や直交座標変換回路２４６は非線形演算であり、線形演算と同じ分解能で実行すると、処理落ちが生じ、演算精度が低下する。演算精度の低下は、出力される光電界信号の精度を低下させ、光信号のＯＳＮＲ感度の劣化や予等化性能の低下による伝送距離の短縮等、様々なデメリットが生じる。
一般に、このような非線形演算の前後で計算精度を維持するためには、演算ビット数をさらに増やすのが望ましいことが知られている。例えば、内部の演算処理量を８ビットとすれば、極座標変換回路２４０や直交座標変換回路２４６、位相予積算回路２４３は、８ビット幅の演算処理やテーブル検索処理を実行する必要があり、回路規模の増大、ＩＣ回路の入出力ピン数の増加、配線スペースの増加、及び、コストの上昇等の多くの問題を生じる。
また、多値受信器に用いられるバランス型受信器やＡ／Ｄ変換器の出力範囲には上限があるため、信号点の配置が不適切であると信号の出力振幅が低下し、受信器の電気雑音の影響が増大するという課題もある。
本発明の第３の課題は、演算による時間遅延の発生である。位相予積算部２０４や複素多値信号生成回路２０２では、演算の実施に伴い時間遅延（レイテンシー）が生じ、これらは情報信号伝送の即時性を損なうため、好ましくない。また、時間遅延の調整ための遅延回路を各所に設ける必要があり、回路規模を増大させる問題もある。特にビット幅の広い演算や時間フィードバックを含む演算は時間遅延を生じやすく、特に位相予積算回路２４３における時間遅延の発生が問題となる。
そこで、本発明の第１の目的は、前述した第１の問題点を解決し、位相予積算光電界伝送方式における演算量を低減し、回路規模を低減し、送信器のサイズ及びコストを低減し、その実用性を高めることである。
また、本発明の第２の目的は、回路規模を増大することなく位相予積算演算における計算精度を向上し、また出力信号の振幅を最大化することによって光伝送における性能低下を防ぐことである。
また、本発明の第３の目的は、位相予積算演算に伴う演算遅延の発生を防止し、低遅延の送受信機を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の代表的な一例を示せば以下の通りである。すなわち、光源と、一つ以上のＤＡ変換器と、光電界変調器とを備える光電界送信器において、所定の時間間隔で入力される複数ビットの情報信号を複素多値情報信号に変換して出力する複素情報多値信号生成回路と、前記複素情報多値信号生成回路から出力され、前記所定の時間間隔でサンプリングされた複素多値情報信号が入力され、該複素多値情報信号の位相成分を予め所定の時間間隔で積算した位相予積算複素情報を出力する位相予積算回路と、を備え、前記ＤＡ変換器は、前記位相予積算回路から出力された位相予積算複素情報を含む前記複素情報信号をアナログ信号に変換し、前記変換されたアナログ信号を前記光電界変調器に出力し、前記光電界変調器は、前記アナログ信号を用いて、前記光源から出力された光を前記光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信し、前記複素情報信号の複素信号点の位相角は、３６０度を正の整数Ｎで除した値の整数倍の値のいずれかであり、前記複素情報信号の複素信号点の振幅値が正の整数Ｍの値のいずれかであり、前記複素情報信号のとりうる複素信号点の総数はＮとＭとの積未満であることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００５】
本発明の実施の形態では、位相予積算演算を簡素化し、光電界送信器内のデジタル演算回路の規模の増大を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
図１Ａは、光伝送に用いられる変調方式の信号点の配置を複素位相平面上で説明するための図である。
図１Ｂは、光伝送に用いられる４値位相変調（ＱＰＳＫ）の信号点の配置を複素位相平面上に示した説明図である。
図１Ｃは、光伝送に用いられる１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）の信号点の配置を複素位相平面上に示した説明図である。
図１Ｄは、光伝送に用いられる１６値振幅位相変調（１６ＡＰＳＫ）の信号点の配置を示した説明図である。
図２は、従来の偏波ダイバーシティ型コヒーレント光電界受信器の構成を示すブロック図である。
図３は、本発明の課題に対応する位相予積分型光多値信号伝送システムの構成を示すブロック図である。
図４Ａは、光多値信号（１６ＱＡＭ信号）の信号点配置の説明図である。
図４Ｂは、図４Ａに示す１６ＱＡＭ信号の位相積算信号の信号点配置の説明図である。
図５は、複素多値信号生成回路と位相予積算部の構成をさらに詳細に示すブロック図である。
図６Ａは、本発明の第１の実施の形態の光多値信号（１６ＱＡＭ信号）の信号点配置の例を示す説明図である。
図６Ｂは、図６Ａに示す光多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図６Ｃは、本発明の第１の実施の形態の光多値信号（１６ＱＡＭ信号）の別の信号点配置の例を示す説明図である。
図６Ｄは、本発明の第１の実施の形態の光多値信号（１６ＱＡＭ信号）の別の信号点配置を示す説明図である。
図７は、１６値振幅位相変調の光多値信号の信号点配置を示す説明図である。
図８は、本発明の第１の実施の形態の位相予積算型光電界送信器を含む本発明の光電界伝送システムの構成を示すブロック図である。
図９は、本発明の第２の実施の形態の複素多値信号生成回路と位相予積算部の構成を示すブロック図である。
図１０は、本発明の第３の実施の形態のＮビットシフトレジスタを利用したＮを法とする位相予積算部の構成を示すブロック図である。
図１１Ａは、本発明の第４の実施の形態の加算テーブルを利用したＮを法とする積算回路の構成を示すブロック図である。
図１１Ｂは、本発明の第４の実施の形態の加算テーブルの構成を示す説明図である。
図１２Ａは、本発明の第５の実施の形態の６値の多値信号の信号点配置の例を示す説明図である。
図１２Ｂは、図１２Ａに示す６値の多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図１２Ｃは、本発明の第５の実施の形態の６値の多値信号の別な信号点配置の例を示す説明図である。
図１２Ｄは、図１２Ｃに示す６値の多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図１３Ａは、本発明の第６の実施の形態の８値の光多値信号（８ＡＰＳＫ信号）の信号点配置の例を示す説明図である。
図１３Ｂは、図１３Ａに示す８値の光多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図１３Ｃは、本発明の第６の実施の形態の４値の光多値信号（ＱＰＳＫ）の信号点配置の例を示す説明図である。
図１３Ｄは、図１３Ｃに示す４値の光多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図１４Ａは、８値の光多値信号（８ＡＰＳＫ信号）の別な信号点配置の例を示す説明図である。
図１４Ｂは、図１４Ａに示す８値の多値信号の位相予積算後の信号点配置を示す説明図である。
図１５Ａは、本発明の第７の実施の形態の状態遷移表を利用した位相予積算部の構成を示すブロック図である。
図１５Ｂは、本発明の第７の実施の形態の状態遷移表の構成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
まず、本発明の実施の形態の概要について説明する。
前述した本発明の課題は、位相予積算回路を正の整数Ｎを法とする積算回路で実現して、ハードウェア規模を減少することによって解決することができる。位相予積算回路を通常の加算回路で実現する場合、位相予積算回路の後に続くＤＡ変換回路の分解能及び非線形演算の補償分のビット数の加算器が必要となり、加算器のビット数は典型的には６〜８ビットとなる。これに対し、本発明のＮを法とする積算回路を用いる場合には、整数値Ｎを６（３ビットで表現）〜３２（５ビットに相当）程度に抑えることができる。
本発明の実施の形態は、複素情報信号のとりうる複素信号点の、位相角を（３６０／Ｎ）度（Ｎは正の整数）の整数倍の離散値、振幅値がＭ値の離散値（Ｍは正の整数）に制限することを特徴としている。すなわち、前者の制限によってＮを法とする積算によって、位相予積分後の複素信号の位相値がＮ値に抑えられ、後者の制限によって振幅値がＭ値に抑えられる。これは位相予積算信号の信号点の総数を減らし、その演算量を大きく低減する。すなわち、位相予積算後の信号点の総数はＮ×Ｍに抑えられる。
なお、本発明の実施の形態の位相予積算技術は、伝送すべき元の複素情報信号のとりうる複素信号点の総数ＫがＮ×Ｍ未満であるときにのみ有効である。この理由は、位相予積分処理によって信号点数が減ることはないので、原理的にＫ＞Ｎ×Ｍとなることはありえない。また、Ｋ＝Ｎ×Ｍが成立する場合には、位相予積分処理によって信号点配置が変化しておらず、そもそも本処理自体を適用する意味がないケースだからである。
また、前述した課題のうち、回路規模の低減は、複素情報多値信号生成回路によって生成された複素多値情報信号を、振幅成分と位相成分に分離して出力することによって、位相予積分に必要となる極座標への変換が不要となることから達成することができる。この際、振幅成分と位相成分の信号点数の増加が抑えられる。特に、位相成分が等間隔に離散化されていると、位相予積分前後の信号点数の増加が最低限に抑えられ、入出力の配線を低減することができる。また、直交変換回路においても、振幅がＭ値に離散化され、位相が等間隔のＮ値に離散化された信号を入出力することによって、同様に回路規模を低減することができる。
特に、正の整数Ｎを法とする積算回路は、Ｎ値の位相値又はＮ値の位相番号を入力信号及び出力信号とするＮビットシフトレジスタによって簡易に実現することができる。また、Ｎビットシフトレジスタの代わりに、Ｎ値のカウンタによっても実現することができる。また、整数Ｎは、数十程度に抑えられるので、正の整数Ｎを法とする積算回路は、さらにハードウェア規模の小さいメモリ回路又は検索テーブルによって実現することもできる。
また、Ｎを法とする積算回路の機能を拡張し、複素多値情報信号のＮ値の位相を入力とし、位相予積算後の多値電界信号のＮ値の位相値を出力とするＮ状態の状態遷移表によって実現することもできる。さらに、状態遷移表に振幅値も含め、複素多値情報信号の位置情報又はそのシンボル番号を入力とし、位相予積算後の多値電界信号の位置情報又はシンボル番号を出力とするＮ×Ｍ状態の状態遷移表によっても実現することができる。このような状態遷移表又は状態遷移図を用いる場合、位相予積算信号の座標情報等も同じ表に格納し、位相予積算回路の後段に設けられる直交変換回路の機能等も合わせ持たせることが可能である。
これらの予積算信号は、光電界信号を光遅延検波型受信器（特に、複数の光遅延検波型受信器）で同時に受信し、各光遅延検波型受信器の出力信号を、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換し、出力された複数のデジタル信号をデジタル位相演算回路に入力することで、直前のシンボルからの位相差を２次元的に算出することによって復号され、元の信号点配置を得ることができる。この２次元的な位相差の検出は、例えば、２台の光遅延検波器の干渉位相を、それぞれ、０及びπに設定し、両光遅延検波器から出力される信号を引数とする２引数の逆タンジェント演算を行うことで実現することができる。さらに、光遅延検波器の数を増やし、位相差を細かく設定し、位相差の検出感度を高めてもよい。また、必要に応じて、振幅成分を受信するための強度受信器を利用してもよい。
また、複素平面上の実部及び虚部が一定の範囲（−ａ〜＋ａ、ａは定数）を取る正方形の領域内で、振幅が最大となるような回転角度で、複素多値信号の信号点を配置することによっても受信器の雑音の影響を軽減することができる。
以上説明したように、本発明は、光通信分野における光多値信号、特に振幅と位相を非独立に変調した伝送効率のよい光多値信号の非コヒーレント光ファイバ伝送に適用することができる。特に、このような光ファイバ伝送に利用する光電界送信器に適用されるものである。
本発明の実施の形態によると、位相予積算回路を正の整数Ｎを法とする積算回路、具体的にはシフトレジスタ、メモリ回路又は状態遷移回路等で実現することによって、主として位相予積算演算を簡素化し、光電界送信器内のデジタル演算回路の規模を大幅に削減することができる。この結果、光電界送信器の実現性が向上し、消費電力が低減し、発熱量が低減し、さらにはチップ面積の削減によってコストを低減することができる。
また、位相予積算後の信号の振幅をＭ値に離散化し、位相をＮ値に離散化することによって、位相予積算後のシンボル数をＮ×Ｍ個未満に低減することができる。すなわち、光電界送信器のデジタル演算に用いられる、複素多値信号及び／又は位相予積算信号の表現を大幅に簡略化することができる。この結果、これらの情報の演算に用いられる回路の配線量及びメモリ量を低減することができる。また、位相予積算演算がＮを法とする積算回路で実現することができる。特に、位相値を３６０／Ｎに離散化することによって、位相予積算後に位相の端数による量子化誤差が生じなくなるため、信号点の位置精度が大きく向上し、光信号の伝送性能（受信感度や波形歪への耐力）を向上させることができる。
また、位相及び振幅の離散化により、位相予積算演算が簡素化されることによって、演算回路での信号の遅延を低減し、低遅延の光送信器を実現することができる。
また、信号点を複素領域の正方形領域内（受信器の電気信号の出力範囲に対応する正方形領域内）で振幅が最大となるように配置することによって、出力される多値信号の振幅を最大化し電気雑音の影響を軽減することができる。
以下、本発明の幾つかの実施の形態を図面を参照して説明する。
＜実施形態１＞
図８は、本発明の第１の実施の形態の位相予積算型光電界送信器２００を含む本発明の光電界伝送システムの構成を示すブロック図である。図８において、光信号の経路は太線で示し、電気信号の経路は細線で示し、複数の信号線を利用した並列電気デジタル信号の経路は白抜きの矢印で示す。図８に示す構成と図３に示す従来の構成との第１の相違点は、光電界送信器２００中の位相予積算部２５０である。本実施の形態の位相予積算部２５０は、図３の複素多値信号生成回路２０２及び位相予積算部２０４と、同一の機能を持つ。
図８に示す構成と図３に示す従来の構成との第２の相違点は、信号点の配置である。図６Ａから図６Ｄは、本発明で提案する光多値信号の信号点配置を示す説明図であり、図６Ａは、本発明における１６ＱＡＭ信号の例を示す。
図６Ａに示す信号の特徴は、複素平面上で位相角を１６分割し、すべての信号点の位相角が、３６０度／１６＝２２．５度の整数倍となるように信号点を配置する点である。一方、従来の図４Ａに示すＱＡＭの信号点配置等、無線や光通信で用いられる通常の多くの多値信号の信号点配置は信号点間隔を最大とし受信感度が最良となるように配置されている。すなわち、従来の多値信号の信号点配置は、必ずしも位相角が３６０／Ｎとはなっていない。
本実施の形態の図６Ａに示す１６ＱＡＭ信号は、信号点の位相角が前述した条件（３６０／Ｎの整数倍となるように信号点を配置する）を満たすように、各信号点の位置を図４Ａの信号点配置からずらしている。すなわち、本来の１６ＱＡＭ信号の信号点は図６Ａの破線の交点に存在する。これに対し、本実施の形態では、まず、原点を中心に、３６０度を１６等分する放射線を描き、１６ＱＡＭ信号の持つ３つの振幅値ｒ１、ｒ２、ｒ３に対応した同心円を描く。そして、１６ＱＡＭ信号のうち、これらの交点からずれた信号点（本例では振幅値ｒ２の８点）については、元の信号点と最も近い放射線と同心円の交点を選んで、信号点の位置を円周方向に僅かにずらし、すべての信号点が同心円と放射線の交点上に存在するようにしている。
図６Ｂは、本発明の図６Ａの信号点に位相予積算処理を行った結果を示す。
図６Ａの１６ＱＡＭ信号で多値信号の振幅を３値に、また位相角を３６０／１６度単位で離散化した結果、図６Ｂの位相予積算信号も振幅が最大３値、位相が１６値に離散化される。この結果、図４Ｂのように、様々な位相角を持った無数の信号点が生じることがなくなり、演算精度が高まり、後述のように演算回路の規模を大幅に低減できるという利点が生じる。
図６Ｃ及び図６Ｄは、本発明の１６ＱＡＭ信号の別の信号点配置の例を示す。
本発明においては、信号点の配置は必ずしも格子状である必要はなく、図６Ｃに示すように、任意の交点に信号点を配置する信号点配置が実現可能である。この場合、本発明の適用に必要な要件としては、（１）すべての信号点を、３６０度を整数Ｎで等分割した放射線と、振幅に相当するＭ個の同心円の交点から選択する、（２）配置される信号点は、Ｍ×Ｎ個の交点の一部のみとする、ことが挙げられる。
この要件のうち、（１）は、位相予積分後の信号点数を有限の最小個数に保つものであり、信号処理の削減に必須の要件である。また、（２）は本発明の位相予積分の効果を有意とするために必要な条件である。（２）の条件が満たされないケースは、単に本発明の前提である位相予積分が無意味な場合である。
例えば、図７に示す１６値振幅位相変調は、振幅Ｍ＝２であり、位相Ｎ＝８である値の全ての点に信号点を割り当てた１６値信号（Ｋ＝１６）の例である。このような場合、位相予積分後の信号点の配置が、位相予積分前の信号点の配置と全く同じになり、位相予積分を利用する意味がなく、従って、本発明の適用対象ではない。
また、図６Ｄに示す信号点配置は、図６Ａにおいて信号点の振幅を変化させた例であり、ｒ１〜ｒ３を等間隔としている。本発明では、信号点の位相角は３６０／Ｎのいずれかに制限されるものの、振幅値の制限はないため、振幅値を変化させることによって、信号点の配置にバリエーションを持たせ、受信感度や光ファイバ非線形効果への耐性等の伝送特性を最適化することが可能である。
＜実施形態２＞
図９は、本発明の第２の実施の形態の複素多値信号生成回路２５１と位相予積算部２５０の構成を示すブロック図である。
第２の実施の形態の第１の特徴は、振幅値をＭ値、位相値をＮ値に離散化することによって、配線幅や回路規模を大きく減らした点である。
本発明の複素多値信号生成回路２５１は、デジタル情報入力端子２０１からｍビットの並列情報信号を受け取り、これをＭ値の振幅値とＮ値の位相値の組み合わせ、すなわち状態数Ｍ×Ｎ個の極座標シンボルに変換して出力する。例えば、複素多値信号として図６Ａに示す１６ＱＡＭ信号を利用する場合には、位相はＮ＝１６状態に、振幅はＭ＝３状態に離散化される。
この結果、図５に示す従来の構成における極座標変換回路２４０が不要となり、また、線幅も８ビット×２（Ｉ、Ｑ２組、内部８ビット処理を想定）から、振幅２ビット（３状態）及び位相４ビット（１６状態）に大幅に圧縮できる。同様の配線削減効果は、振幅情報信号２５２や位相情報信号２５３、及び位相予積算信号２５５の配線幅等にもそのまま適用されるため、全体として大きな回路規模の削減効果が得られる。
その後、Ｎ状態の位相情報信号２５３は、本実施の形態のＮを法とする積算回路２５４に入力される。積算回路２５４は、位相の予積算の演算を実行する。Ｎを法とした積算とは、数学的にはＮの剰余系での積算であり、過去の加算結果に新しい入力信号を加算する加算回路の出力が０〜Ｎ−１に制限され、加算の結果がＮを超える場合にはＮで除算した余りを出力とするものである。例えば、１６を法とした積算においては、５＋５＝１０、１３＋５＝２となる。
本発明では、積算前後の位相信号はともにＮ状態に限られるため、通常の加算器を用いた構成に比べ、処理ビット数が少なく、構成が簡素なＮを法とした積算回路２５４を利用することが可能である。例えば、図５に示す従来の構成における加算回路２４８には、８ビット加算器（８ビット幅の数値２組を加算して８ビット幅の出力を得る加算器）が必要となる。これに対し、本実施の形態のＮを法とする積算回路では、位相をＮ＝１６状態とすれば、１６を法とした積算回路は４ビット幅の数値２組を加算して４ビット幅の出力を得る４ビット加算器を用いて実現可能となり、ハードウェアを削減することができる。
また、図９に示す第２の実施の形態の直交変換回路２５６は、Ｍ状態の振幅値及びＮ状態の位相値を入力とし、直交座標に変換して出力する機能を持つ。本発明においては、入力される位相予積算信号の位相状態がＮ値に限定されているため、直交変換回路２５６もその回路規模を大きく削減することができる。
例えば、直交変換回路をテーブル形式で実現する場合、必要となるメモリ量は、図５に示す従来の構成の直交変換回路２４６では、一つの振幅値あたり約３０７２ビットとなる。これは、入力信号の位相予積算信号が８ビット幅（２５６状態）、出力情報が１２ビット（出力信号２組×分解能６ビット）となるためである。これに対し、本発明においては位相予積算信号をＮ＝１６状態に限定しているので、必要なメモリ量は一つの振幅値あたり１９２ビットと１／８の規模に削減することができる。
＜実施形態３＞
Ｎを法とした積算回路２５４はさらに簡易な実装が可能である。図１０は本発明の第３の実施の形態のＮビットシフトレジスタ２６０を利用したＮを法とする位相予積算部の構成例を示すブロック図である。
Ｎビットシフトレジスタ２６０はＮ個のビットのうち１ビットのみが１にセットされており、その位置が位相予積算信号Σφ（ｎ）のＮ個のとり得る値（本例では、Ｎ＝１６）に対応している。シフトレジスタの出力ビットは先頭ビットに戻されることによって、常に１ビットだけ１にセットされた状態が維持される。位相情報信号２５３（φ（ｎ））は、シフト回路２６１に入力され、その値０〜Ｎ−１に応じた回数のビットシフト操作を引き起こす。これがＮを法とした積算操作に相当する。
例えば、５ビット目に１がある状態（Σφ（ｎ−１）＝５）で、５回のビットシフト操作（φ（ｎ）＝５に相当）を行うと、１０ビット目に１が移動（Σφ（ｎ）＝Σφ（ｎ−１）＋φ（ｎ）＝１０）する。また、１３ビット目に１がある状態（Σφ（ｎ−１）＝１３）で、５回のビットシフト操作（φ（ｎ）＝５）を行うと、２ビット目に１が移動（Σφ（ｎ）＝２）する。ビット位置判定回路２６２は、Ｎビットシフトレジスタ２６０から、１のビットの位置を読み取り、これを２進数に変換して、位相予積算信号２５５として出力する。
なお、第３の実施の形態では積算回路２５４としてＮビットのシフトレジスタを用いたが、Ｎ値のカウンタを用いてもよい。Ｎ値のカウンタは、値域０〜Ｎ−１の信号を入力信号として、内部のカウント値（０〜Ｎ−１）を入力信号分だけ積算カウントし、積算結果を出力信号として出力する回路である。すなわち、その実施形態は積算回路２５４そのものがＮ値のカウンタと置き換えたものであり、位相情報信号２５３がＮ値のカウンタの入力信号、位相予積算信号２５５がＮ値のカウンタの出力信号となる。
＜実施形態４＞
図１１Ａは、本発明の第４の実施の形態の加算テーブル２６４を利用したＮを法とする積算回路２５４の構成を示すブロック図である。
第４の実施の形態では、加算回路に入力される情報は、Ｎ状態の位相情報信号２５３（φ（ｎ）に相当）と、同じくＮ状態の位相予積算信号２５５を、遅延回路２４９で遅延した信号（Σφ（ｎ−１）に相当）である。本発明では状態数Ｎが少ないため、加算を加算テーブル２６４で実現しても所要メモリ量が小さく、回路の発熱や遅延やサイズを縮減することが可能となる。
図１１Ｂは、加算テーブル２６４の構成例を示す説明図である。
加算テーブル２６４は、横方向にΣφ（ｎ−１）のＮ状態（０〜Ｎ−１）、縦方向にφ（ｎ）のＮ状態（０〜Ｎ−１）が表示されており、その交点に求める加算結果Σφ（ｎ）が記入されている。例えば、位相分割数Ｎ＝１６の場合でも、テーブルサイズは縦１６×横１６×４ビット（１６状態を収納）＝１０２４ビットと、小さなサイズで加算テーブル２６４を実現できる。
なお、図５に示す従来の構成で、加算回路２４８をテーブルで実現した場合、そのサイズは内部６ビット加算の場合で、縦６４×横６４×６ビット＝２４５７６ビットとなる。また、８ビット加算を用いた場合には、縦２５６×横２５６×８ビット＝５２４２８８ビットのサイズが必要となる。このように本発明は、加算テーブルのサイズを１／２０〜１／５００と大きく低減し、積算回路の実現性を高めるものである。
＜実施形態５＞
図１２Ａから図１２Ｄは、本発明の第５の実施の形態の信号点配置の例を示す説明図である。
図１２Ａ及び図１２Ｃは、それぞれ６値の多値信号（振幅２値、位相６値）を示し、両者は互いに３０度回転した関係にある。図１２Ａの場合、各信号点の位相角は３０°、９０°、１５０°と３６０／１２＝３０°の整数倍の位置に配置されている。この結果、位相予積算後の信号点配置は、図１２Ｂのように振幅Ｍ＝２値、位相Ｎ＝１２値の計２４点と４倍に増加する。
これに対し、図１２Ｃの場合、信号点の位相角が０°、６０°、１２０°と６０°の整数倍の位置に信号点が配置される。このため、図１２Ｄに示すように、位相予積算後の信号点の配置は、振幅Ｍ＝２値、位相Ｎ＝６値の計１２点に抑えることができる。
このように第５の実施の形態においては、同じ多値信号であっても、その位相方向の回転によって、位相予積算後の信号点が増減する場合があり、回路規模の削減には位相予積算信号の位相分割数Ｎを低減できる配置が有効である。
＜実施形態６＞
図１３Ａから図１３Ｄは、本発明の第６の実施の形態の信号点配置の例を示す説明図である。
図１３Ａには、複素平面上に原点を中心とした、一辺２ａの正方形の領域（４点（−ａ，−ａ）、（−ａ，ａ）、（ａ，ａ）、（ａ，−ａ）で囲まれた領域）が示されている。図１３Ａには４値の位相変調に２値の振幅変調（振幅ｒ１、ｒ２）を重畳した８ＡＰＳＫ信号の八つの信号点を配置している。この際、４隅の信号点が正方形の４つの頂点に合致するような角度に信号点配置を回転して配置すると、各信号点が正方形の領域からはみ出さない状態で振幅を最大値とできる。
一方、図１４Ａは、同じ８値信号点配置を、図１３Ａに示す状態から４５度ずらして配置した例である。なお、図１４Ａは位相予積算後の信号点配置である図１４Ｂと信号点の数が同一値Ｍ×Ｎであるため、本発明の対象ではなく参考図である。
図１４Ａに示す例では、各信号点の振幅は図１４Ｂの１／ｓｑｒｔ（２）となっている。図１３Ｂ及び図１４Ｂは、それぞれ、図１３Ａ及び図１４Ａに、位相予積分処理を行った結果であり、送信器によって送出される光電界を示す。図１３Ｂと図１４Ｂとを比較すると、図１４Ｂの方が信号点数が少なく、予積算処理の回路規模の点のみを考えると有利である。
一方、本発明で用いる光多値受信器から得られる信号点配置は、図１３Ａ又は図１４Ａに示すようになる。この場合、Ｉ，Ｑの二つの軸は２台のバランス型受信器（図８の２２４−１、２２４−２）の出力信号に対応しており、その出力範囲の上限値ａは、バランス型受信器へ入力される光の最大の強度や、Ａ／Ｄコンバータ（図８の２２６−１、２２６−２）の変換範囲から決まっている。光バランス型受信器の電気雑音は、信号の振幅が大きくなる程、相対的に小さくできるため、図１４Ａに示すように正方形の領域に対して、振幅が最大となる信号点の配置の方が、受信器に入力する光信号強度を高め、雑音を低減することができる。
また、図１３Ｃは、４値位相変調の例を示し、正方形領域に振幅が最大となるように配置したものである。図１３Ｄは位相予積算処理を行った結果であり、信号点数が４点から８点に増加していることから、本発明の対象となっていることが確認できる。このように単純な４値位相変調であっても、本発明を適用することによって、受信器から出力される信号の振幅を最大とし、受信器の電気雑音の影響を低減する配置を実現することができる。
＜実施形態７＞
図１５Ａは、本発明の第７の実施の形態の状態遷移表を利用した位相予積算部２００の構成を示すブロック図である。
第７の実施の形態では、シンボル間遷移を状態遷移表を使って管理し、また、座標変換の手間を省くことによってハードウェア規模を大きく低減する構成である。
図１５Ａに示す第７の実施の形態の直交変換回路２５０には、デジタル情報入力端子２０１からｍビットの情報信号が入力され、複素多値シンボル割り当て回路２６８は、この情報信号に応じたシンボル番号２６５（ｓ（ｎ））を出力する。シンボル番号の代わりに、論理的なシンボル名や記号を割り当ててもよい。例えば、図１２Ｃに示す６値信号を利用する場合、出力されるシンボル名はＡ〜Ｆの６値で表示することができる。
第７の実施の形態では、位相積算後の位相積算信号のシンボル（位相積算シンボル）も番号や論理的な記号で管理し、その状態遷移によって位相積算処理を実現する。位相積算信号のシンボル番号２６６（Ｔ（ｎ））は、位相積算信号がとり得るすべての状態（Ｎ×Ｍ）値の信号である。例えば、図１２Ｃに示す６値信号を利用する場合には、図１２Ｄのａ〜ｌの１２値で表示することができる。
状態遷移・出力テーブル２６７には、入力多値信号のシンボル番号２６５（ｓ（ｎ））、及び、位相積算シンボル番号２６６（Ｔ（ｎ））を遅延回路２４９で１シンボル時間遅延させた位相積算シンボル番号（Ｔ（ｎ−１））が入力される。
これらの入力信号に基づいて状態遷移・出力テーブル２６７を検索することによって、次の位相積算シンボル番号（Ｎを法とした加算の演算結果に相当）、及び出力信号となる位相積算シンボルの直交座標を同時に得ることができる。
図１５Ｂは、状態遷移・出力テーブル２６７の具体的な構成例を示す説明図である。
図１５Ｂに示す状態遷移・出力テーブル２６７は、図１２Ｃに示す６値信号を利用する場合であり、縦方向に入力多値信号のシンボル番号（ｓ（ｎ））のとり得る６状態（Ａ〜Ｆ）、横方向に現在の位相予積算信号のシンボル番号（Ｔ（ｎ−１））のとり得る１２状態（ａ〜ｌ）が記載されている。また各表の交点には、次の位相予積算信号のシンボル番号（Ｔ（ｎ））、及びＴ（ｎ）の直交座標値ＩとＱとが記載されている。
よって、テーブルを１回検索すると、簡易に位相予積算処理と出力信号の直交座標変換を同時に実現することが可能になる。１２個のシンボル番号を管理するために必要なビット数は４ビットであるので、必要となるテーブルサイズも、縦６×横１２×（４ビット＋座標６ビット×２）＝１１５２ビットと十分に小さい。
なお、前述した例は、位相予積算信号の全シンボル遷移を一つの状態遷移表で管理する構成としたが、位相遷移のみを管理する構成としてもよい。その場合、状態数は位相分割数と同じＮ値とすればよく、状態遷移表のサイズを適切に縮小することができる。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【図１２Ｄ】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１３Ｃ】
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【図１３Ｄ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【国際調査報告】
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