(57)【要約】  本発明のシンセサイザ（１）は、基準発振信号を基に発振信号を出力するシンセサイザ部（２）と、温度を検出する温度検出部（３）と、温度検出部の温度検出結果に基づいて基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部（４）と、時間変動検出部の検出結果に基づいてシンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部（５）と、を備える。このような構成により、温度係数が大きい振動子の周波数補償制御を行う。
2010023883.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準発振信号に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ部と、
温度を検出する温度検出部と、
前記温度検出部の温度検出結果に基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部と、
前記時間変動検出部の検出結果に基づいて前記シンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部と、を備えた
シンセサイザ。
【請求項２】
基準発振信号に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ部と、
前記シンセサイザ部の出力信号に基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部と、
前記時間変動検出部の検出結果に基づいて前記シンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部と、を備えた
シンセサイザ。
【請求項３】
前記周波数の時間変動は、周波数の１階時間微分値である
請求項１又は請求項２のうちいずれか一つに記載のシンセサイザ。
【請求項４】
前記周波数の時間変動は、周波数の２階時間微分値である
請求項１又は請求項２のうちいずれか一つに記載のシンセサイザ。
【請求項５】
受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
基準発振信号を出力する基準発振器と、
前記基準発振器から出力された基準発振信号に基づいて発振信号を前記周波数変換器に供給するシンセサイザ部と、
温度を検出する温度検出部と、
前記温度検出部の温度検出結果に基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部と、
前記時間変動検出部の検出結果に基づいて前記シンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部と、を備えた
受信装置。
【請求項６】
受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
基準発振信号を出力する基準発振器と、
前記基準発振器から出力された基準発振信号に基づいて発振信号を前記周波数変換器に供給するシンセサイザ部と、
前記周波数変換器の出力信号に基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部と、
前記時間変動検出部の検出結果に基づいて前記シンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部と、を備えた
受信装置。
【請求項７】
前記時間変動検出部は、前記周波数変換器の出力信号に含まれる基準シンボルに基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する
請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記時間変動検出部は、前記周波数変換器の出力信号に含まれるガードインターバル信号に基づいて前記基準発振信号の周波数の時間変動を検出する
請求項６に記載の受信装置。
【請求項９】
前記基準発振器はＭＥＭＳ振動子を備えた
請求項５又は請求項６のうちいずれか一つに記載の受信装置。
【請求項１０】
請求項５又は請求項６のうちいずれか一つに記載の受信装置と、
前記周波数変換器の出力側に接続された信号処理部と、
前記信号処理部の出力側に接続された表示部と、を備えた
電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シンセサイザと受信装置及び電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
以下、従来のシンセサイザについて図６を用いて説明する。【０００３】
図６は従来のシンセサイザのブロック図である。図６において、シンセサイザ６０は、基準発振器６９から出力される基準発振信号と後述する分周器６４から出力される比較信号の位相差に比例したパルス幅信号を出力する位相比較器６１と、このパルス幅信号を入力し低域濾波後信号を出力するループフィルタ６２と、この低域濾波後信号に基づき発振信号を出力するＶＣＯ６３と、後述する制御部６８が設定する分周比に基づいて発振信号を分周し比較信号を出力する分周器６４と、を有する。これらはＰｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ（以下、「ＰＬＬ」という）を構成している。【０００４】
さらに、シンセサイザ６０は、基準発振器６９の周囲温度を検出する温度検出部６５と、この検出温度をデジタル化された温度情報に変換するＡＤ変換部６６と、この温度情報に対応した分周比情報が格納された不揮発性メモリ６７と、この分周比情報に基づいて分周器６４の分周比を設定する制御部６８と、を有する。【０００５】
このような構成により、基準発振器６９の周囲温度に依存して基準発振信号の周波数が変化しても、シンセサイザ６０から出力される発振信号を一定値に保つ制御（以下、「周波数補償制御」という）を行うことができる。シンセサイザ６０に含まれるＰＬＬにおいて、基準発振信号の周波数をＦｒｅｆ、分周比をＭとすると、シンセサイザ６０から出力される発振信号の周波数Ｆｖｃｏは、（式１）で表される。【０００６】
Ｆｖｃｏ＝Ｆｒｅｆ×Ｍ  ・・(式１)
ここで、Ｆｒｅｆは温度の関数である。この関係を用いることにより、基準発振器６９の周囲温度が変化してＦｒｅｆがａ倍になった場合には、Ｍを１／ａ倍に設定すれば、温度変化にかかわらずＦｖｃｏを一定値に保つことができる。したがって、基準発振器６９の周囲温度とＦｖｃｏとを一定値とするための分周比Ｍの組み合わせ表を、不揮発性メモリ６７に予め書き込んでおき、温度検出部６５が検出した温度に対応して不揮発性メモリ６７から読み出される分周比Ｍを、制御部６８が分周器６４に設定することにより、周波数補償制御を行うことができる。この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。【０００７】
しかしながら、上記従来の制御方法では、シンセサイザ６０から出力される発振信号が所定値以上の周波数変動幅を生じる場合があり、シンセサイザ６０の後段に接続された信号処理部（図示せず）の処理に悪影響を与える場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平３−２０９９１７号公報
【発明の概要】
【０００９】
本発明のシンセサイザは、基準発振信号に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ部と、温度を検出する温度検出部と、この温度検出部の温度検出結果に基づいて基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部と、この時間変動検出部の検出結果に基づいてシンセサイザ部から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部と、を有する。
【００１０】
上記構成により、シンセサイザから出力される発振信号の周波数変動幅を所定値以下に抑え、後段の信号処理部に与える悪影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザのブロック図である。
【図２】図２は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。
【図３】図３は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザの発振信号周波数の説明図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態２におけるシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態２におけるシンセサイザの発振信号周波数の説明図である。
【図６】図６は従来のシンセサイザのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるシンセサイザのブロック図である。図１において、シンセサイザ１は、基準発振器６から出力された基準発振信号と制御部５から設定された分周比に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ部２と、基準発振器６の周囲温度を検出する温度検出部３と、温度検出部３の温度検出結果に基づいて基準発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部４と、この時間変動に基づいてシンセサイザ部２から出力される発振信号の周波数調整を行う制御部５と、を有する。また、シンセサイザ部２は、基準発振器６から出力された基準発振信号と比較信号の位相差に比例したパルス幅信号を出力する位相比較器２ａと、パルス幅信号を入力し低域濾波後信号を出力するループフィルタ２ｂと、低域濾波後信号に基づき発振信号を出力するＶＣＯ２ｃと、制御部５から設定された分周比に基づいて発振信号を分周し比較信号を出力する分周器２ｄと、を有する。そして、これらはＰｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ（ＰＬＬ）を構成している。さらに、時間変動検出部４は、温度検出部３から出力される検出温度をデジタル信号に変換するＡＤ変換部４ａと、このデジタル信号に変換された温度を時間微分する微分部４ｂと、この時間微分値から基準発振信号の周波数の時間変動量を出力する周波数換算部４ｃと、を有する。
【００１３】
図２は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。図２において、受信装置２０は、基準発振信号を出力する基準発振器６と、この基準発振信号に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ１と、受信部２１から出力された受信信号をシンセサイザ１から出力された発振信号に基づいて周波数変換しベースバンド信号（以下、「ＢＢ信号」という）を信号処理部２３に対して出力する周波数変換器２２と、を有する。なお、周波数変換器２２が特定の周波数の信号を出力し、周波数変換器２２の後段に接続された第２の周波数変換器（図示せず）を用いてＢＢ信号に変換してもよい。
【００１４】
ここで、シンセサイザ１から出力される発振信号の周波数が変動すると、信号処理部２３が行う信号処理に悪影響を与える場合がある。例えば、日本の地上デジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）を受信する場合には、ＢＢ信号は６４ＱＡＭ等による１次変調及びＯＦＤＭによる２次変調が施されており、信号処理部２３はこの変調されたＢＢ信号の復調処理を行う。発振信号の周波数変動は、ＯＦＤＭを構成するキャリア間の直交性を崩し、６４ＱＡＭ等の変調に位相変動を与える。従って、復調処理の性能劣化をもたらし、映像表示にノイズを生じさせる。発振信号の周波数変動量と復調処理の性能劣化量との関係は、システムにより異なる。ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＯＦＤＭを構成する各キャリアの間隔が約１ｋＨｚ（Ｍｏｄｅ３の場合）であるため、発振信号が±５００Ｈｚ以上の周波数変動をすると、隣接キャリアとの判別を誤る場合が生じる。また、キャリア間干渉や位相変動の影響を小さくするためには、例えば、さらに１０分の１である±５０Ｈｚ以下の周波数変動に抑えることが望ましい。したがって、信号処理部２３の処理性能で定まる許容周波数偏差をΔＦｍａｘとすると、制御部５は、ΔＦｍａｘ以下の単位で周波数補償制御を行う必要がある。
【００１５】
従来のシンセサイザ６０の周波数補償制御の場合は、周波数温度特性がＸ（ｐｐｍ／℃）の基準発振信号を用いて、シンセサイザ６０から出力される発振信号の周波数Ｆｖｃｏ（Ｈｚ）の変動をΔＦｍａｘ（Ｈｚ）以下に抑えるためには、温度検出部６５の温度検出精度Ｚ（℃）は、（式２）を満たす必要がある。
【００１６】
Ｚ≦（ΔＦｍａｘ／Ｆｖｃｏ）／Ｘ  ・・（式２）
従来用いられていたＡＴカットの水晶振動子を用いて基準発振器６９を構成した場合は、基準発振信号の常温付近における周波数温度特性Ｘは高々０．１（ｐｐｍ／℃）である。よって、ＩＳＤＢ−Ｔで使われるＵＨＦ帯（４７０〜７７０ＭＨｚ）において、ΔＦｍａｘ＝５０Ｈｚを実現するためには、温度検出部３の温度検出精度はＺ≦０．６５℃となる。半導体ベースの簡易な温度検出部でも±０．５℃の温度検出精度を実現できるため、（式２）の条件を満たすことができ、信号処理部２３の処理性能の劣化が問題となることはなかった。
【００１７】
しかし、温度特性の大きい振動子を用いて基準発振器６９を構成した場合は、温度検出精度Ｚが小さくなり、周波数補償制御が実現困難となる。具体例として近年、実用化検討が進んでいるＭＥＭＳ（ＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏ  ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ）振動子が挙げられる。ＭＥＭＳ振動子は水晶振動子に比べて小型化及び低コスト化を図ることができるため、水晶振動子の代替デバイスとして期待されている。しかしながら、水晶振動子に比べて温度特性が悪いという欠点を有する。例えば、ＭＥＭＳ振動子の１つであるシリコン振動子は、温度特性の１次係数が約−３０ｐｐｍ／℃であり、周波数補償制御に必要な温度検出精度Ｚは、Δｆｍａｘ＝５０Ｈｚの場合、Ｚ≦０．００２２℃となる。この温度検出精度の温度センサーを実現するのは困難であるため、小型で安価なシリコン振動子等のＭＥＭＳ振動子を放送受信装置等の高周波受信装置に適用する阻害要因の１つとなっていた。
【００１８】
本実施の形態１におけるシンセサイザ１は、温度検出精度Ｚから定まる周波数制御単位に比べて、分周器２ｄの分周比の最小制御単位が十分小さいことに着目し、検出温度の絶対値ではなく、検出温度の時間変化に基づいて分周器２ｄの制御量を決定することにより、信号処理部２３の処理性能の劣化を抑制した周波数補償制御を行うことができる。
【００１９】
以下、本実施の形態１における周波数補償制御の具体方法を説明する。
【００２０】
微分部４ｂは、ＡＤ変換部４ａから出力されるデジタル化された温度に基づいて、単位時間当たりの温度変化ＶＴ（℃／秒）を出力する。周波数換算部４ｃは、ＶＴと基準発振器６の温度特性Ｘ（ｐｐｍ／℃）を乗算することにより、基準発振信号の周波数変動の時間変化率（ｐｐｍ／秒）を算出する。さらに発振信号の周波数Ｆｖｃｏ（Ｈｚ）を乗算することにより、発振信号の周波数変動量の時間変化率Ｖｖｃｏ（Ｈｚ／秒）を得ることができる。つまり、発振信号の時間変化率Ｖｖｃｏ（Ｈｚ／秒）は（式３）で表される。
【００２１】
Ｖｖｃｏ＝ＶＴ×Ｘ×Ｆｖｃｏ  ・・（式３）
制御部５は、発振信号の時間変化率が“−Ｖｖｃｏ”となるように、分周器２ｄの分周比を制御することにより、周波数補償制御を行う。これにより、温度変化に起因する発振信号の周波数の時間変化率と、分周比の制御に起因する発振信号の周波数の時間変化率が相殺される。分周器２ｄによる最小変更単位をＦｍｉｎ（Ｈｚ）とすると、制御部５は、制御周期Ｔ（秒）ごとに、（式４）で表されるＭｓｔｅｐだけ分周比を加算すればよい。
【００２２】
Ｍｓｔｅｐ＝ＩＮＴ（Ｖｖｃｏ×Ｔ／Ｆｍｉｎ）  ・・（式４）
ここで、ＩＮＴ（Ｘ）はＸを四捨五入等して得られる整数を表す。（式４）より、分周器２ｄの最小変更単位ＦｍｉｎをＶｖｃｏ×Ｔより小さくする必要がある。Ｆｍｉｎを小さくする手法として、フラクショナルＮ方式やΔΣ方式などの分数分周方式がある。例えばΔΣ方式を用いた場合は、分周器２ｄに含まれるアキュムレータ（図示せず）のビット数をＮとすると、基準発振信号の周波数Ｆｒｅｆを用いてＦｍｉｎは（式５）で表される。
【００２３】
Ｆｍｉｎ＝Ｆｒｅｆ／（２＾Ｎ）  ・・（式５）
従って、Ｎを大きくすることにより、最小変更単位Ｆｍｉｎを格段に小さくすることができる。
【００２４】
以上の制御により、制御部５は、温度特性が悪い振動子からなる基準発振器６を用いた場合であっても、シンセサイザ１から出力される発振信号の周波数を所要の変動比Ｒより小さくすることができる。この様子を、図３を用いて説明する。
【００２５】
図３は本発明の実施の形態１におけるシンセサイザの発振信号周波数の説明図である。図３において、横軸は時間で、縦軸は周波数を表している。また、従来発振信号３０は、従来の制御を行った場合の発振信号の周波数変動を表し、本願発振信号３１は、本願発明の制御を行った場合の発振信号の周波数変動を表している。初期状態（ｔ＝ｔ０）で、従来発振信号３０及び本願発振信号３１が、所望の発振周波数（ｆＬｏ）になっているとする。信号処理部２３の許容周波数偏差をΔｆｍａｘとすると、発振信号の周波数ｆは（式６）を満たさない場合に、受信品質が劣化する。
【００２６】
（ｆＬｏ−Δｆｍａｘ）＜ｆ＜（ｆＬｏ＋Δｆｍａｘ）  ・・（式６）
従来のシンセサイザ６０における制御部６８は、温度検出部６５の検出温度に対応した分周比を不揮発性メモリ６７から読み出し、分周器６４に設定するので、温度検出部６５の温度検出精度Ｚ（℃）が、周波数制御精度を律束する。つまり、シンセサイザ６０から出力される発振信号の周波数制御単位Δｆｚは（式７）で表される。
【００２７】
Δｆｚ＝Ｘ×Ｚ×Ｆｖｃｏ  ・・（式７）
図３において、制御部６８は、制御周期Ｔで動作するが、最小制御単位がΔｆｚであるので、ｔ３、ｔ６、ｔ９のタイミングでしか分周器６４の分周比を制御できず、ｔ１、ｔ２等のタイミングでは制御することができない。その結果、従来発振信号３０は、±Δｆｚの範囲で変動することとなり、（式６）の条件を満たさないので、受信品質が劣化する。
【００２８】
本実施の形態１のシンセサイザ１における時間変動検出部４は、ｔ０及びｔ３における検出温度に基づいて、発振信号の周波数変動量の時間変化率は（式８）と算出することができる。
【００２９】
Ｖｖｃｏ＝Δｆｚ／（ｔ３−ｔ０）  ・・（式８）
制御部５は、Ｖｖｃｏに基づいて、ｔ４及びｔ５の時点で、（式４）で表される分周比Ｍｓｔｅｐを分周器２ｄに設定された分周比に加算する。その結果、本願発振信号３１は、温度検出精度Ｚで律束される周波数制御単位Δｆｚ以下で、周波数補償制御を行うことができる。これにより、発振信号の周波数変動を±Δｆｍａｘ以下に抑えることができ、受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、ｔ６では温度検出部３の検出温度が変化するため、ｔ０、ｔ３、ｔ６における検出温度に基づいてｔ７以降の分周比の加算量を決めればよい。
【００３０】
上述の説明では、温度検出結果から算出した周波数変化の傾き（１階微分値）を用いたが、さらに２階微分値をも考慮することにより、周波数変化の傾きが時間的に変化する場合に対する追従性を上げることが可能となる。また、温度検出結果を移動平均処理、あるいは所定の重みを付したスライディング平均処理を施した後に、周波数変動量の時間変化率Ｖｖｃｏを算出することにより、短周期の温度変動や測定ばらつきの影響を排除し、安定した制御を行うことが可能となる。
【００３１】
なお、本願発明は、周波数の時間変動に基づいて、温度検出精度Ｚで律束される周波数制御精度より小さい単位で周波数補償制御を行うところに特徴を有する。従って、時間変動検出部４におけるＶｖｃｏの算出方法は、上述の微分等に限られるものでなく、現在の検出温度に比例する項や、過去の検出温度から算出した積分項をさらに加算してもよい。
【００３２】
また、図２に示すように、本実施の形態１におけるシンセサイザ１を用いることにより、ＭＥＭＳ振動子等の温度特性の悪い振動子を用いた基準発振器６を使って、後段の信号処理部２３における受信品質劣化を抑制した受信装置２０を構成することができる。
【００３３】
また、信号処理部２３、及びその後段に表示部（図示せず）を備えることにより、ＭＥＭＳ振動子等を用いた小型な電子機器を構成することができる。
【００３４】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。図４において、シンセサイザ４１は、基準発振器６から出力される基準発振信号に基づいて発振信号を出力するシンセサイザ部４１ａと、外部から入力された周波数偏差に基づいて、シンセサイザ４１から出力される発振信号の周波数の時間変動を検出する時間変動検出部４１ｃと、この時間変動に基づいて発振信号の周波数を調整する制御部４１ｂと、を有する。また、受信装置４０は、基準発振器６と、シンセサイザ４１と、受信部２１から出力される受信信号をシンセサイザ４１から出力される発振信号に基づいて周波数変換しＢＢ信号を出力する周波数変換器２２と、を有する。さらに、信号処理部４２は、ＢＢ信号を処理する復調部４２ａと、ＢＢ信号の周波数偏差を出力する周波数偏差検出部４２ｂと、を有する。
【００３５】
以下、ＢＢ信号の周波数偏差の検出方法について説明し、この周波数偏差の時間変動に基づいて周波数補償制御を行う方法を説明する。
【００３６】
周波数偏差検出部４２ｂは、ＢＢ信号に挿入された送受信間で既知の基準信号（例えば、ガードインターバル信号）や、変調波形の特徴を用いることにより周波数偏差を検出することができる。ＩＳＤＢ−Ｔの例では、広帯域キャリア周波数偏差算出回路（図示せず）と狭帯域キャリア周波数偏差算出回路（図示せず）の２つの周波数偏差算出回路が用いられている。広帯域キャリア周波数偏差算出回路は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いることにより、キャリア間隔単位の周波数偏差を算出することができる。従って、広帯域キャリア周波数偏差算出回路の検出範囲は伝送帯域幅で、周波数偏差の検出精度は約１ｋＨｚ（Ｍｏｄｅ３の場合）となる。また、狭帯域キャリア周波数偏差算出回路は、ＯＦＤＭ信号の中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部のコピーであるので、それらの間の相関を利用することにより、キャリア間隔以内の周波数偏差を検出する。この狭帯域キャリア周波数偏差算出回路は、検出範囲がキャリア間隔（約１ｋＨｚ）で、検出精度はキャリア間隔の１％（約１０Ｈｚ）以内とすることが可能である。周波数偏差検出部４２ｂは、これら広帯域キャリア周波数偏差算出回路と狭帯域キャリア周波数偏差算出回路を用いて、広範囲かつ高精度な周波数偏差の検出をすることができる。
【００３７】
ここで、周波数変動速度に比べて、周波数偏差検出部４２ｂの検出周期が遅い場合には、周波数偏差に基づく周波数補償制御では周波数変動に追従することができない。ＩＳＤＢ−Ｔの場合、広帯域キャリア周波数偏差算出回路に用いる基準シンボルや、狭帯域キャリア周波数偏差算出回路に用いる有効シンボル期間信号は、約１ミリ秒（Ｍｏｄｅ３の場合）の間隔で取得するので、検出周期は１ミリ秒より早くすることができない。また、実際には、検出ばらつきを緩和するための平均化処理を行うことにより、検出周期は数十ミリ秒〜数百ミリ秒となる。従って、検出周期内における周波数変動が、復調部４２ａの処理性能で定まる許容周波数偏差Δｆｍａｘを超える場合は、受信品質の劣化をもたらす。
【００３８】
本実施の形態２におけるシンセサイザ４１は、時間変動検出部４１ｃが周波数偏差検出部４２ｂから出力された周波数偏差に対して時間微分を施すことにより、シンセサイザ４１から出力される発振信号の周波数偏差の時間変化率を検出する。そして、この時間変化率に基づいて、検出周期より短い周期で周波数補償制御を行うことができる。
【００３９】
以下、本実施の形態２におけるシンセサイザ４１における周波数補償制御の方法を説明する。
【００４０】
周波数偏差検出部４２ｂが検出する周波数偏差Δｆ（ｔ）は、受信信号が有する周波数偏差ΔｆＲｆ（ｔ）と、シンセサイザ４１から出力される発振信号の周波数偏差ΔｆＬｏ（ｔ）を用いて、（式９）で表される。
【００４１】
Δｆ（ｔ）＝ΔｆＲｆ（ｔ）＋ΔｆＬｏ（ｔ）  ・・（式９）
両辺を検出周期Δｔで除算すると、（式１０）となる。
【００４２】
Δｆ（ｔ）／Δｔ＝ΔｆＲｆ（ｔ）／Δｔ＋ΔｆＬｏ（ｔ）／Δｔ  ・・(式１０)
ここで、放送局における送信機では一般にＯＣＸＯ等の周波数安定性に優れた発振器が用いられるため、送信周波数の時間変動は十分小さい。したがって、第１項のΔｆＲｆ（ｔ）／Δｔは０とすることができ、時間変動検出部４１ｃが算出するΔｆ（ｔ）／Δｔは、発振信号の周波数変動ΔｆＬｏ（ｔ）／Δｔと考えることができる。
【００４３】
従って、制御部４１ｂは、時間変動検出部４１ｃから出力されるΔｆ（ｔ）／Δｔに基づいて、発振信号の周波数が０となるようにシンセサイザ部４１ａの調整速度を決めればよい。
【００４４】
本実施の形態２における、発振信号の周波数変動について図５を用いて説明する。図５は本発明の実施の形態２におけるシンセサイザの発振信号周波数の説明図である。図５において、横軸は時間で、縦軸は周波数を表している。制御部４１ｂの制御周期はＴ、周波数偏差の検出周期は３Ｔである。従来発振信号５０は、周波数偏差検出部４２ｂから出力される周波数偏差の絶対値に基づいてシンセサイザ部４１ａの制御を行った場合の発振信号の周波数変動を表す。また、本願発振信号５１は、本実施の形態における制御を行った場合の発振信号の周波数変動を表す。
【００４５】
従来発振信号５０は、制御周期より遅い周期３Ｔ（ｔ０、ｔ３、ｔ６、・・・）でしか周波数補償制御を行うことができない。そのため、発振信号の周波数偏差がΔｆｍａｘを超え、受信品質の劣化をもたらしている。
【００４６】
一方、本願発振信号５１は、ｔ０とｔ３で検出した周波数偏差に基づいて、発振信号の周波数偏差の時間変化率を検出する。そして、この時間変化率に基づくことにより、ｔ４以降は周期Ｔで周波数補償制御を行うことができる。従って、発振信号の周波数偏差をΔｆｍａｘ以下に抑えることができ、受信品質の劣化を抑制することができる。また、ｔ６では新たに周波数偏差検出部４２ｂから周波数偏差が出力されるので、ｔ０、ｔ３、ｔ６における検出温度に基づいてｔ７以降の分周比の加算量を決めればよい。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明のシンセサイザは、受信装置及び電子機器に利用することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１，４１    シンセサイザ
２，４１ａ    シンセサイザ部
２ａ    位相比較器
２ｂ    ループフィルタ
２ｃ    ＶＣＯ
２ｄ    分周器
３    温度検出部
４，４１ｃ    時間変動検出部
４ａ    ＡＤ変換部
４ｂ    微分部
４ｃ，２２    周波数換算部
５，４１ｂ    制御部
６    基準発振器
２０，４０    受信装置
２１    受信部
２３，４２    信号処理部
３０，５０    従来発振信号
３１，５１    本願発振信号
４２ａ    復調部
４２ｂ    周波数偏差検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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