(57)【要約】  第１の直流電源（１）に接続された第１のインバータ３と直列接続される複数の第２のインバータ（４Ａ、４Ｂ）を備え、複数の第２のインバータ（４Ａ、４Ｂ）は、電力収支が概０となる出力和により、第１のインバータ（３）の出力電圧を補う。そして、第２のインバータ（４Ａ、４Ｂ）の各出力電圧指令（ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ）の総和を目標和電圧（Ｖｒｅｆ２）に保ちながら、充電／放電のモードに応じて第２のインバータ（４Ａ、４Ｂ）の各直流母線電圧が互いに等しくなるように、各出力電圧指令（ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ）を個別に調整して生成する。
2010086929.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源に接続された第１の平滑コンデンサの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、上記第１のインバータの交流出力線に直列接続され、それぞれ第２の平滑コンデンサの直流電力を交流電力に変換する複数の第２のインバータとを備え、
上記第２の平滑コンデンサの電圧は、上記第１の平滑コンデンサの電圧より低く、上記複数の第２のインバータは、出力電力収支を１周期で概０となるようにＰＷＭ制御により互いに概同等の電圧を出力して、
上記第１のインバータの出力電圧と上記各第２のインバータの出力電圧との総和を出力する電力変換装置において、
上記各第２のインバータの出力電圧指令を個別に生成する電圧指令生成手段を備え、該各出力電圧指令の総和を上記複数の第２のインバータの出力電圧和に対する目標和電圧に保ちながら、上記第２の平滑コンデンサの充電／放電のモードに応じて、上記各第２の平滑コンデンサの電圧が互いに等しくなるように上記各出力電圧指令を個別に調整して生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記電圧指令生成手段は、
上記目標和電圧を等分割して上記各第２のインバータの基準電圧指令を演算し、
上記複数の第２のインバータを、上記各第２の平滑コンデンサの電圧に応じて上記第２の平滑コンデンサの電圧を減少させるＡグループと増大させるＢグループとに分割し、
上記第２の平滑コンデンサが充電モードの時は、上記Ａグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を、上記基準電圧指令より絶対値電圧を小さくして生成し、上記Ｂグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を、上記基準電圧指令より絶対値電圧を大きくして生成し、
上記第２の平滑コンデンサが放電モードの時は、上記Ａグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を、上記基準電圧指令より絶対値電圧を大きくして生成し、上記Ｂグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を、上記基準電圧指令より絶対値電圧を小さくして生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記電圧指令生成手段は、
上記複数の第２のインバータを、上記各第２の平滑コンデンサの電圧に応じて上記第２の平滑コンデンサの電圧を減少させるＡグループと増大させるＢグループとに分割し、
上記第２の平滑コンデンサが充電モードの時は、上記Ａグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を０として、上記Ｂグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令のみ上記第２の平滑コンデンサを充電させるように生成し、
上記第２の平滑コンデンサが放電モードの時は、上記Ｂグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令を０として、上記Ａグループ内の上記第２のインバータの上記出力電圧指令のみ上記第２の平滑コンデンサを放電させるように生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記ＡグループあるいはＢグループの一方のみで上記第２の平滑コンデンサを充放電させる制御は、上記目標和電圧の絶対値が、上記一方のグループ内の上記第２の平滑コンデンサの電圧和より低い期間内で行うことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第１のインバータおよび上記複数の第２のインバータは、単相インバータで構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記第１のインバータは、フルブリッジ型あるいはマルチレベル型の単相インバータから成ることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記第１のインバータは三相インバータで構成され、上記複数の第２のインバータは単相インバータで構成され、上記第１のインバータの各相交流出力線に、それぞれ上記複数の第２のインバータが直列接続されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記第１の直流電源は太陽電池であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽光電圧を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置としてのパワーコンディショナでは、太陽光電圧をチョッパ回路で昇圧した直流電圧を直流源とした単相インバータ（第１のインバータ）と、他の単相インバータ（第２、第３のインバータ）との交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成し、チョッパ回路で昇圧した直流電圧よりも高い電圧を出力可能にしている。また、第２、第３のインバータの出力を等しくなるように制御している（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２００６／０９０６７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、チョッパ回路の出力直流電圧を入力とする第１のインバータ以外の２台のインバータは、直流電源にＤＣ／ＤＣコンバータを備えて直流母線電圧を一定に保持している。このため２台のインバータの直流母線電圧が等しく保たれて電力変換装置は信頼性良く出力制御される。しかしながら、ハードウェアであるＤＣ／ＤＣコンバータを備えているため装置構成が大型化しコストも増大するという問題点があった。【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、安価で小型の装置構成で、第１のインバータに接続される複数台インバータの直流母線電圧のアンバランスを抑制して安定化させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、第１の直流電源に接続された第１の平滑コンデンサの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、上記第１のインバータの交流出力線に直列接続され、それぞれ第２の平滑コンデンサの直流電力を交流電力に変換する複数の第２のインバータとを備え、上記第２の平滑コンデンサの電圧は、上記第１の平滑コンデンサの電圧より低く、上記複数の第２のインバータは、出力電力収支を１周期で概０となるようにＰＷＭ制御により互いに概同等の電圧を出力して、上記第１のインバータの出力電圧と上記各第２のインバータの出力電圧との総和を出力する。そして、上記各第２のインバータの出力電圧指令を個別に生成する電圧指令生成手段を備え、該各出力電圧指令の総和を上記複数の第２のインバータの出力電圧和に対する目標和電圧に保ちながら、上記第２の平滑コンデンサの充電／放電のモードに応じて、上記各第２の平滑コンデンサの電圧が互いに等しくなるように上記各出力電圧指令を個別に調整して生成するものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によると、第２の平滑コンデンサの充電／放電のモードに応じて、該各第２の平滑コンデンサの電圧が互いに等しくなるように第２のインバータの各出力電圧指令を個別に調整して生成するため、複数の第２のインバータの直流母線電圧は、アンバランスが抑制されて安定化できる。また、外部から直流電力を授受する必要がなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ等が不要で装置構成の低コスト化および小型化が促進できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による第１、第２の各インバータの出力電圧波形を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１による第２のインバータの各出力電圧の和電圧の電圧波形を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１による第２のインバータの各出力電力（瞬時値）の和電力の電力波形を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１による第２の電圧指令生成部における制御ブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態１による複数の第２のインバータ内の電流経路を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による複数の第２のインバータ内の電流経路を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による複数の第２のインバータ内の電流経路を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態１による複数の第２のインバータ内の電流経路を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態１による複数の第２のインバータの直流母線電圧を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態１の比較例による複数の第２のインバータの直流母線電圧を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態２による制御範囲を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態２による複数の第２のインバータ内の電流経路を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態３による第２の電圧指令生成部における制御ブロック図である。
【図１６】この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置の構成を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態３の第２の別例による電力変換装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
図１に示すように、太陽電池等から成る第１の直流電源１には直流母線電圧平滑用の第１の平滑コンデンサ２が接続され、単相フルブリッジインバータから成る第１のインバータ３に直流電力を供給する。第１のインバータ３の交流出力線には、複数（この場合２個）の第２のインバータ４Ａ、４Ｂが直列接続される。
【００１０】
第１のインバータ３は、複数個のＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子５（以下、半導体スイッチ５と称す）を備え、第１の平滑コンデンサ２の直流電力を交流電力に変換する。各第２のインバータ４Ａ、４Ｂは、それぞれ独立した第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂと、複数個のＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子７（以下、半導体スイッチ７と称す）を備え、それぞれ第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの直流電力を交流電力に変換する。第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧は、第１のインバータ３の出力電圧に重畳され、フィルタ回路８を介して負荷９に正弦波の交流が印加される。また、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの各電圧ＶＡ、ＶＢを検出する電圧センサ１０ａ、１０ｂを備える。なお、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧は、第１の平滑コンデンサ２の電圧より低く設定される。
【００１１】
また、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）やＦＰＧＡ（Field  Programmable  Gate  Array）等の演算素子を用いた制御回路１１を備える。制御回路１１は、第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する第１の電圧指令生成部１２と、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを個別に生成する電圧指令生成手段としての第２の電圧指令生成部１３と、第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１に基づいて第１のインバータ３を駆動制御するゲートパルス１４ａを生成する第１のゲートパルス生成部１４と、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢに基づいて各第２のインバータ４Ａ、４Ｂをそれぞれ駆動制御するゲートパルス１５ａ、１５ｂを生成する第２のゲートパルス生成部１５とを備える。
【００１２】
また、第２の電圧指令生成部１３は、電圧センサ１０ａ、１０ｂから得られる第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの各電圧ＶＡ、ＶＢのアンバランスを検出してバランスさせる様に制御演算する電圧バランス制御手段１６と、この電圧バランス制御手段１６の制御演算に基づいて、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを個別に生成する個別電圧指令生成手段１７とを備える。
【００１３】
このように構成される電力変換装置の動作について、以下に説明する。
図２は、電力変換装置の第１、第２の各インバータ３、４Ａ、４Ｂの出力電圧波形を示す図である。２０は電力変換装置全体が負荷９に出力する正弦波の電圧である。第１のインバータ３の出力電圧２１は、半周期に１パルスのパルス波形となり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂは、正弦波電圧と第１のインバータ３の出力電圧２１との差分を補うような電圧２２ａ、２２ｂをＰＷＭ方式にて出力する。この場合、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂは概同等で、その和電圧で正弦波電圧と第１のインバータ３の出力電圧２１との差分を補う。そして、直列接続された第１、第２のインバータ３、４Ａ、４Ｂの出力電圧の総和により負荷９に出力される。
【００１４】
第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂの和電圧２２の電圧波形を図３に示す。２３は、電力変換装置の出力電流波形である。また、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電力（瞬時値）の和電力２４の電力波形を図４に示す。図４に示すように、正極性の電力のみである一般的なＰＷＭインバータとは異なり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの出力電力（和電力２４）には正極性、負極性の双方の期間が存在し、各第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは、正極性時に放電し、負極性時に充電される。そして、これらの正と負との電力量が同じになる、即ち、１周期での電力収支が概０となるようにＰＷＭ方式により出力する。
【００１５】
次に、制御回路１１での制御について説明する。
第１の電圧指令生成部１２では、電力変換装置全体の出力目標である正弦波電圧と第１の平滑コンデンサ２の電圧とに基づいて、第１のインバータ３が半周期に１パルスのパルス電圧を出力するように出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する。このパルス電圧のパルス幅は、正弦波電圧と第１のインバータ３の出力電圧２１との差分を補う和電圧２２を出力する第２のインバータ４Ａ、４Ｂによる電力収支（和電力収支）が概０となるように、決定される。第１のゲートパルス生成部１４では、出力電圧指令Ｖｒｅｆ１に基づいて第１のインバータ３の各半導体スイッチ５を駆動制御するゲートパルス１４ａを生成する。
【００１６】
第２の電圧指令生成部１３では、電圧バランス制御手段１６と個別電圧指令生成手段１７とを備えて、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの各電圧ＶＡ、ＶＢがバランスするように第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを個別に生成する。第２のゲートパルス生成部１５では、出力電圧指令ＶｒｅｆＡに基づいて第２のインバータ４Ａの各半導体スイッチ７を駆動制御するゲートパルス１５ａを生成すると共に、出力電圧指令ＶｒｅｆＢに基づいて第２のインバータ４Ｂの各半導体スイッチ７を駆動制御するゲートパルス１５ｂを生成する。
【００１７】
図５は、第２の電圧指令生成部１３における制御ブロック図である。なお、ここでは便宜上、出力電流２３が正極性の場合のみを図示している。
２つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂの出力電圧和である和電圧２２に対する出力電圧指令となる目標和電圧Ｖｒｅｆ２を、正弦波電圧から第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を減算して生成する。そして、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を２つに等分割して基準電圧指令２５を生成する。
【００１８】
一方、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとの偏差が０になるように回路２６にてＰＩ制御した制御量と、この制御量の正負の符号を反転させた値とによる正負制御量を生成する。また、目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性をコンパレータ２７にて検出し、回路２８では、正負制御量のいずれか一方を目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性に応じて出力する。そして、回路２８から出力された制御量を基準電圧指令２５に加算して出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの一方を生成し、該制御量を基準電圧指令２５から減算して出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの他方を生成する。なお、２つの出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの和は、常に目標和電圧Ｖｒｅｆ２に一致する。
また、目標和電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧指令２５および２つの出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの極性は同じであるため、ここでは簡便のために各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの絶対値を生成するものとし、基準電圧指令２５も絶対値を扱っている。  
【００１９】
このように、電圧バランス制御手段１６は、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとの偏差が０になるようにフィードバック制御の制御量を演算する。個別電圧指令生成手段１７は、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を演算して、それを２分割した基準電圧指令２５に、電圧バランス制御手段１６で演算した制御量を加算、減算して調整することにより各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを生成する。そして、この調整方向は、目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性から判る第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの充電／放電モードに応じて決定する。
図３、図４で示したように、出力電流２３が正極性、即ち電力変換装置の出力が正極性の場合（位相０〜π）、位相０〜θ１、θ２〜θ３、θ４〜πにおいて目標和電圧Ｖｒｅｆ２は正極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは放電モードであり、位相θ１〜θ２、θ３〜θ４において目標和電圧Ｖｒｅｆ２は負極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは充電モードである。
【００２０】
第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとのバランスが崩れて、ＶＡ＞ＶＢとなると回路２６から正の制御量が出力され、放電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ａの放電量が第２の平滑コンデンサ６Ｂの放電量より大きくなるように、出力電圧指令ＶｒｅｆＡの絶対値を大きくして、出力電圧指令ＶｒｅｆＢの絶対値を小さくする。また充電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ｂの充電量が第２の平滑コンデンサ６Ａの充電量より大きくなるように、制御量の符号を反転させることで出力電圧指令ＶｒｅｆＢの絶対値を大きくして、出力電圧指令ＶｒｅｆＡの絶対値を小さくする。
また、ＶＡ＜ＶＢとなると回路２６から負の制御量が出力され、放電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ｂの放電量が第２の平滑コンデンサ６Ａの放電量より大きくなるように、出力電圧指令ＶｒｅｆＢの絶対値を大きくして、出力電圧指令ＶｒｅｆＡの絶対値を小さくする。また充電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ａの充電量が第２の平滑コンデンサ６Ｂの充電量より大きくなるように、制御量の符号を反転させることで出力電圧指令ＶｒｅｆＡの絶対値を大きくして、出力電圧指令ＶｒｅｆＢの絶対値を小さくする。
【００２１】
生成された各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢによる各第２のインバータ４Ａ、４Ｂの動作について、図６〜図９に基づいて以下に説明する。
ここでは各第２のインバータ４Ａ、４Ｂは、２個の半導体スイッチ７（Ｑ１〜Ｑ８）から成る２つのアームのうち、１つは出力電圧の極性が変化するときのみスイッチングする極性固定用アーム１８ａ、１８ｂであり、もう片方はＰＷＭスイッチングにより波形を形成するＰＷＭアーム１９ａ、１９ｂである。第２のインバータ４Ａでは、極性固定用アーム１８ａを半導体スイッチＱ１、Ｑ２で、ＰＷＭアーム１９ａを半導体スイッチＱ３、Ｑ４で構成する。また、第２のインバータ４Ｂでは、極性固定用アーム１８ｂを半導体スイッチＱ５、Ｑ６で、ＰＷＭアーム１９ｂを半導体スイッチＱ７、Ｑ８で構成する。
【００２２】
電力変換装置の出力が正極性で第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂが正であるとき、その電力は正極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは放電モードであり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂを流れる電流は、図６に示す電流経路を流れる。
このとき極性固定用アーム１８ａ、１８ｂの半導体スイッチＱ２、Ｑ６が常時オンしており、ＰＷＭアーム１９ａ、１９ｂの半導体スイッチＱ３、Ｑ７の個々の通流率により放電量が決定される。半導体スイッチＱ３、Ｑ７の個々の通流率は、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの絶対値に応じて決まる。そして半導体スイッチＱ３、Ｑ７の内、通流率の高い方が第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧をより低下させて第２のインバータ４Ａ、４Ｂの直流母線電圧がより低下する。
【００２３】
次に電力変換装置の出力が正極性で第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂが負であるとき、その電力は負極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは充電モードであり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂを流れる電流は、図７に示す電流経路を流れる。
このとき極性固定用アーム１８ａ、１８ｂの半導体スイッチＱ１、Ｑ５が常時オンしており、ＰＷＭアーム１９ａ、１９ｂの半導体スイッチＱ４、Ｑ８の個々の通流率により充電量が決定される。半導体スイッチＱ４、Ｑ８の個々の通流率は、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの絶対値に応じて決まる。そして半導体スイッチＱ４、Ｑ８の内、通流率の高い方が第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧をより増大させて第２のインバータ４Ａ、４Ｂの直流母線電圧がより増大する。
【００２４】
次に電力変換装置の出力が負極性で第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂが正であるとき、その電力は負極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは充電モードであり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂを流れる電流は、図８に示す電流経路を流れる。
このとき極性固定用アーム１８ａ、１８ｂの半導体スイッチＱ２、Ｑ６が常時オンしており、ＰＷＭアーム１９ａ、１９ｂの半導体スイッチＱ３、Ｑ７の個々の通流率により充電量が決定される。半導体スイッチＱ３、Ｑ７の個々の通流率は、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの絶対値に応じて決まる。そして半導体スイッチＱ３、Ｑ７の内、通流率の高い方が第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧をより増大させて第２のインバータ４Ａ、４Ｂの直流母線電圧がより増大する。
【００２５】
次に電力変換装置の出力が負極性で第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧２２ａ、２２ｂが負であるとき、その電力は正極性で第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂは放電モードであり、第２のインバータ４Ａ、４Ｂを流れる電流は、図９に示す電流経路を流れる。
このとき極性固定用アーム１８ａ、１８ｂの半導体スイッチＱ１、Ｑ５が常時オンしており、ＰＷＭアーム１９ａ、１９ｂの半導体スイッチＱ４、Ｑ８の個々の通流率により放電量が決定される。半導体スイッチＱ４、Ｑ８の個々の通流率は、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの絶対値に応じて決まる。そして半導体スイッチＱ４、Ｑ８の内、通流率の高い方が第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧をより低下させて第２のインバータ４Ａ、４Ｂの直流母線電圧がより低下する。
【００２６】
以上のように各第２のインバータ４Ａ、４Ｂは、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢにより出力制御されて、各直流母線電圧となる２つの第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧が互いに等しくなるように制御される。このため、図１０に示すように、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧は、互いのアンバランスが抑制され、一定の値で互いに等しく制御できる。
【００２７】
なお、比較例として、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を２分割した基準電圧指令２５を、そのまま第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令に用いた場合を説明する。２つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂは同様に構成されているが、実際には、第２の平滑コンデンサ６Ａと第２の平滑コンデンサ６Ｂとのインピーダンスの違い、各第２のインバータ４Ａ、４Ｂのパターンの差異、半導体スイッチ７の特性の違いにより、回路定数は異なる。そのため、２つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂが、同じ出力電圧指令により同様にスイッチングをし続けた場合、例えば、図１１に示すように、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧はアンバランスになる。この場合、第２のインバータ４Ａの直流母線電圧、即ち第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧値が下降し、第２のインバータ４Ｂの直流母線電圧、即ち第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧値が上昇している。
【００２８】
この実施の形態では、上述したように、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧がバランスするように、出力電圧指令を調整して生成する。このため、外部から直流電力を授受して電圧制御することなく、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧を一定の値で互いに等しく制御できる。従って、低コスト化で小型化が促進した装置構成で、出力制御の信頼性も向上する。
【００２９】
なお、上記実施の形態では、２つの第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧偏差が０となるようにＰＩ（比例、積分）制御によりフィードバック制御したが、比例制御または積分制御等、他のフィードバック制御であっても良い。また、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの各電圧と目標電圧値との偏差が０になるようにフィードバック制御して、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令を生成しても良い。
【００３０】
また上記実施の形態では、第１のインバータ３は、半周期で１パルスの電圧を出力するものとしたが、それに限るものではない。高効率化のために半周期で数パルス以下のパルス数が望ましいが、多パルス出力であっても、この実施の形態に適用できる。
【００３１】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。この場合、図１で示した構成は同じである。
この実施の形態の制御では、第１のインバータ３は上記実施の形態１と同様に制御される。即ち、第１の電圧指令生成部１２では、第１のインバータ３が半周期に１パルスのパルス電圧を、第２のインバータ４Ａ、４Ｂによる電力収支（和電力収支）が概０となるようにパルス幅を決定して出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する。そして第１のゲートパルス生成部１４では、出力電圧指令Ｖｒｅｆ１に基づいて第１のインバータ３の各半導体スイッチ５を駆動制御するゲートパルス１４ａを生成する。
【００３２】
第２の電圧指令生成部１３では、電圧バランス制御手段１６と個別電圧指令生成手段１７とを備えて、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの各電圧ＶＡ、ＶＢがバランスするように第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを個別に生成する。第２のゲートパルス生成部１５では、出力電圧指令ＶｒｅｆＡに基づいて第２のインバータ４Ａの各半導体スイッチ７を駆動制御するゲートパルス１５ａを生成すると共に、出力電圧指令ＶｒｅｆＢに基づいて第２のインバータ４Ｂの各半導体スイッチ７を駆動制御するゲートパルス１５ｂを生成する。
【００３３】
この場合、電圧バランス制御手段１６では、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとを比較し、偏差が所定値を超えると、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの一方のみで出力させるための制御信号を出力する。
個別電圧指令生成手段１７は、まず、上記実施の形態１と同様に、２つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂの出力電圧和である和電圧２２に対する出力電圧指令となる目標和電圧Ｖｒｅｆ２を、正弦波電圧から第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を減算して生成する。次に、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を２つに等分割して基準電圧指令２５を生成する。
【００３４】
そして、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとの偏差の絶対値が所定値以下の通常時では、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢに基準電圧指令２５を用いる。
また、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとの偏差が所定値を超えると、電圧バランス制御手段１６から制御信号を受けて、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢの一方を０とし、他方を目標和電圧Ｖｒｅｆ２とする。いずれの出力電圧指令を目標和電圧Ｖｒｅｆ２とするかは、目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性から判る第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの充電／放電モードに応じて決定する。
【００３５】
なお、一方の出力電圧指令を目標和電圧Ｖｒｅｆ２として一方のみの第２のインバータ４Ａ（または４Ｂ）で出力する制御は、図１２に示すように、目標和電圧Ｖｒｅｆ２が、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧レベル以下の電圧範囲２９となる期間のみで可能である。このため、Ｖｒｅｆ２＞ＶＡ（ＶＢ）あるいはＶｒｅｆ２＜−ＶＡ（ＶＢ）となる期間は、各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢに基準電圧指令２５を用いる。
【００３６】
目標和電圧Ｖｒｅｆ２が電圧範囲２９内、即ち−ＶＡ（ＶＢ）≦Ｖｒｅｆ２≦ＶＡ（ＶＢ）となる期間で、第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡと第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢとのバランスが崩れた場合の具体的な制御を以下に示す。
ＶＡ＞ＶＢで偏差（ＶＡ−ＶＢ）が所定値を超えるとき、放電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ａのみ放電するように、出力電圧指令ＶｒｅｆＡを目標和電圧Ｖｒｅｆ２とし、出力電圧指令ＶｒｅｆＢを０とする。また充電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ｂのみ充電するように、出力電圧指令ＶｒｅｆＢを目標和電圧Ｖｒｅｆ２とし、出力電圧指令ＶｒｅｆＡを０とする。これにより第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡを減少させ、第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢを増大させる。
【００３７】
また、ＶＡ＜ＶＢで偏差（ＶＢ−ＶＡ）が所定値を超えるとき、放電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ｂのみ放電するように、出力電圧指令ＶｒｅｆＢを目標和電圧Ｖｒｅｆ２とし、出力電圧指令ＶｒｅｆＡを０とする。また充電モードの時は第２の平滑コンデンサ６Ａのみ充電するように、出力電圧指令ＶｒｅｆＡを目標和電圧Ｖｒｅｆ２とし、出力電圧指令ＶｒｅｆＢを０とする。これにより第２の平滑コンデンサ６Ａの電圧ＶＡを増大させ、第２の平滑コンデンサ６Ｂの電圧ＶＢを減少させる。
【００３８】
例えば、ＶＡ＞ＶＢで放電モードの時に、出力電圧指令ＶｒｅｆＡを目標和電圧Ｖｒｅｆ２として第２のインバータ４Ａのみで出力させる場合、第２のインバータ４Ａ、４Ｂを流れる電流は、図１３に示す電流経路を流れる。
このとき第２のインバータ４Ｂの半導体スイッチＱ６、Ｑ８を常時オンして、半導体スイッチＱ５、Ｑ７を常時オフすることで、第２のインバータ４Ｂを完全に短絡状態とする。そして、第２のインバータ４Ａでは、極性固定用アーム１８ａの半導体スイッチＱ２が常時オン、ＰＷＭアーム１９ａの半導体スイッチＱ３を、出力電圧指令ＶｒｅｆＡ（Ｖｒｅｆ２）の絶対値に応じて決まる通流率でオンする。
【００３９】
以上のように、この実施の形態においても、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧がバランスするように、出力電圧指令を調整して生成するため、上記実施の形態１と同様に、外部から直流電力を授受して電圧制御することなく、第２のインバータ４Ａ、４Ｂの各直流母線電圧を一定の値で互いに等しく制御できる。従って、低コスト化で小型化が促進した装置構成で、出力制御の信頼性も向上する。
【００４０】
実施の形態３．
なお上記実施の形態１、２では、第２のインバータを２台としたが、３台以上の第２のインバータを備えるものでも良い。
図１４はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。
図１４に示すように、第１の直流電源１に第１の平滑コンデンサ２が接続され、単相フルブリッジインバータから成る第１のインバータ３に直流電力を供給する。第１のインバータ３の交流出力線には、３台の第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃが直列接続される。
各第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、それぞれ独立した第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂ、６Ｃと、複数個の半導体スイッチ７を備え、第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各出力電圧は、第１のインバータ３の出力電圧に重畳され、フィルタ回路８を介して負荷９に正弦波の交流が印加される。また、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂ、６Ｃの各電圧ＶＡ、ＶＢ、ＶＣを検出する電圧センサ１０ａ、１０ｂ、１０ｃを備える。
【００４１】
また、ＤＳＰやＦＰＧＡ等の演算素子を用いた制御回路１１ａを備える。制御回路１１ａは、第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する第１の電圧指令生成部１２と、第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣを個別に生成する第２の電圧指令生成部１３と、第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１に基づいて第１のインバータ３を駆動制御するゲートパルス１４ａを生成する第１のゲートパルス生成部１４と、第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣに基づいて各第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃをそれぞれ駆動制御するゲートパルス１５ａ、１５ｂ、１５ｃを生成する第２のゲートパルス生成部１５とを備える。
【００４２】
第１の電圧指令生成部１２は、上記実施の形態１と同様に、第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する。
第２の電圧指令生成部１３では、電圧バランス制御手段１６と個別電圧指令生成手段１７とを備えて、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂ、６Ｃの各電圧ＶＡ、ＶＢ、ＶＣが互いにバランスするように第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣを個別に生成する。
【００４３】
この場合、３つの第２のインバータ４（４Ａ、４Ｂ、４Ｃ）を、２つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂと、残りの第２のインバータ４Ｃとの２グループに分割し、第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの平均電圧と第２の平滑コンデンサ６Ｃの電圧ＶＣとを比較して、電圧が高いグループを電圧減少させるＡグループ、電圧が低いグループを電圧増大させるＢグループとする。なお、第２のインバータ４Ｃのグループに複数台のインバータがある時は、第２の平滑コンデンサの電圧に平均値を用いる。
そして、第２の平滑コンデンサ６（６Ａ、６Ｂ、６Ｃ）が充電モードの時は、Ａグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を３つに等分割した基準電圧指令２５ａより絶対値電圧を小さくして生成し、上記Ｂグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を、基準電圧指令２５ａより絶対値電圧を大きくして生成する。また、第２の平滑コンデンサ６が放電モードの時は、Ａグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を、基準電圧指令２５ａより絶対値電圧を大きくして生成し、Ｂグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を、基準電圧指令２５ａより絶対値電圧を小さくして生成する。
【００４４】
図１５は、この実施の形態による第２の電圧指令生成部１３における制御ブロック図である。なお、ここでは便宜上、出力電流２３が正極性の場合のみを図示している。
３つの第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの出力電圧和である和電圧２２に対する出力電圧指令となる目標和電圧Ｖｒｅｆ２を、正弦波電圧から第１のインバータ３の出力電圧指令Ｖｒｅｆ１を減算して生成する。そして、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を３つに等分割して基準電圧指令２５ａを生成する。
【００４５】
一方、２つの第２の平滑コンデンサ６Ａ、６Ｂの電圧ＶＡ、ＶＢの平均電圧と残りの第２の平滑コンデンサ６Ｃの電圧ＶＣとの偏差が０になるように回路２６にてＰＩ制御した制御量と、この制御量の正負の符号を反転させた値とによる正負制御量を生成する。また、目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性をコンパレータ２７にて検出し、回路２８では、正負制御量のいずれか一方を目標和電圧Ｖｒｅｆ２の極性に応じて出力する。そして、回路２８から出力された制御量を電圧ＶＡ、ＶＢの比に応じて配分した値を基準電圧指令２５ａにそれぞれ加算して各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢを生成し、該制御量を基準電圧指令２５ａから減算して出力電圧指令ＶｒｅｆＣを生成する。なお、３つの出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣの和は、常に目標和電圧Ｖｒｅｆ２に一致する。
また、目標和電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧指令２５ａおよび３つの出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣの極性は同じであるため、ここでは簡便のために各出力電圧指令ＶｒｅｆＡ、ＶｒｅｆＢ、ＶｒｅｆＣの絶対値を生成するものとし、基準電圧指令２５ａも絶対値を扱っている。  
【００４６】
この実施の形態においても、第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各直流母線電圧がバランスするように、出力電圧指令を調整して生成する。このため、外部から直流電力を授受して電圧制御することなく、第２のインバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃの各直流母線電圧を一定の値で互いに等しく制御できる。従って、低コスト化で小型化が促進した装置構成で、出力制御の信頼性も向上する。
【００４７】
なお、３台以上の複数の第２のインバータ４を備えた電力変換装置に、上記実施の形態２を適用して、第２のインバータ４の各直流母線電圧をバランスさせても良く、同様の効果が得られる。
即ち、複数の第２のインバータ４を、２グループに分割し、第２の平滑コンデンサ６の平均電圧を比較して、電圧が高いグループを電圧減少させるＡグループ、電圧が低いグループを電圧増大させるＢグループとし、平均電圧差が所定値を超えると以下の制御を行う。第２の平滑コンデンサ６が充電モードの時は、Ａグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を０として、Ｂグループ内の第２のインバータ４のみ、例えば第２の平滑コンデンサ６の電圧比に応じて目標和電圧Ｖｒｅｆ２を配分して出力電圧指令を生成して出力制御を行う。また、第２の平滑コンデンサ６が放電モードの時は、Ｂグループ内の第２のインバータ４の出力電圧指令を０として、Ａグループ内の第２のインバータ４のみ、例えば第２の平滑コンデンサ６の電圧比に応じて目標和電圧Ｖｒｅｆ２を配分して出力電圧指令を生成して出力制御を行う。
【００４８】
この場合も、一方のグループのみで第２の平滑コンデンサ６を充放電させる制御は、目標和電圧Ｖｒｅｆ２が、出力制御される上記一方のグループ内の第２の平滑コンデンサ６の電圧和の電圧レベル以下となる期間でのみ可能である。それ以外の期間では、グループ間の第２の平滑コンデンサ６の電圧差が所定値内である場合と同様に、各出力電圧指令に、目標和電圧Ｖｒｅｆ２を第２のインバータ４の台数で等分割した基準電圧指令２５ａを用いる。
【００４９】
また、第１のインバータは、図１６に示すように、３レベル単相インバータ３０などのマルチレベルインバータでも良い。この場合、直流電源１の電圧を平滑する２直列の第１の平滑コンデンサ２ａ、２ｂが接続される。
またさらに、第１のインバータは、図１７に示すように、三相インバータ３１でも良く、その場合、三相インバータ３１の各相交流出力線に、それぞれ複数の第２のインバータ４Ａ、４Ｂが直列接続され、各相ごとに第２のインバータ４Ａ、４Ｂが上記各実施の形態と同様に制御される。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上のようにこの発明は、直流電力を交流電力に変換し、特に太陽光電圧などを系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に広く適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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