(57)【要約】  漏電検出装置は、零相変流器（１０）と、クランプ回路（２０）と、電圧変換回路（３０）と、ローパスフィルタ（４０）と、漏電判定回路（５０）とを備える。クランプ回路（２０）は、零相変流器（１０）の二次側端子（１３，１４）間の電圧（Ｖｚ）をクランプ電圧以下に制限する。電圧変換回路（３０）は、クランプ回路（２０）に並列に接続され、零相変流器（１０）の出力電流（Ｉｚ）を電圧（Ｖｃｈ）に変換する。漏電判定回路（５０）は、ローパスフィルタ（４０）から出力される電圧（Ｖｉｎ）に基づいて、電路（２）の漏電を判定する。電圧変換回路（３０）は、零相変流器（１０）の出力電流（Ｉｚ）を電圧（Ｖｃｈ）へ変換する電圧変換素子（３１）と、電圧変換回路（３０）のインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子（３２）との直列回路を有する。
2019193743.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電路に流れる零相電流を検出する零相変流器と、
前記零相変流器の二次側端子間の電圧をクランプ電圧以下に制限するクランプ回路と、
前記クランプ回路に並列に接続され、前記零相変流器の出力電流を電圧に変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路によって変換された前記電圧の高周波成分を除去し、前記高周波成分が除去された電圧を出力するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力される電圧に基づいて、前記電路の漏電を判定する漏電判定回路と、を備え、
前記電圧変換回路は、
前記零相変流器の出力電流を前記電圧へ変換し、変換した前記電圧を前記ローパスフィルタへ出力する電圧変換素子と、前記電圧変換回路のインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子との直列回路を有する
ことを特徴とする漏電検出装置。
【請求項２】
前記インピーダンス調整素子は、
抵抗を含む
ことを特徴とする請求項１に記載の漏電検出装置。
【請求項３】
前記インピーダンス調整素子は、
インダクタを含む
ことを特徴とする請求項１に記載の漏電検出装置。
【請求項４】
前記漏電判定回路は、
前記ローパスフィルタから出力される前記電圧の瞬時値が閾値以上である状態が予め設定された期間以上継続した場合に、前記電路に漏電があると判定する
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の漏電検出装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一つに記載の漏電検出装置と、
前記電路の開閉を行う開閉部と、
前記漏電判定回路が前記電路に漏電があると判定した場合に、前記開閉部に前記電路を遮断させる引き外し装置と、を備える
ことを特徴とする漏電遮断器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電路に発生した漏電を判定する漏電検出装置および漏電遮断器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、漏電遮断器は、電路の零相電流を検出する零相変流器と、零相変流器の二次側電流を電圧に変換する電圧変換回路と、変換された電圧の高周波成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタから出力される電圧に基づいて電路の漏電を判定する漏電判定回路とを備える。【０００３】
この種の漏電遮断器において、特許文献１には、雷サージなどによって単発的に短期間の過電流が生じた場合に零相変流器の二次側に配置された電子部品の耐圧を超えないように、零相変流器の二次側端子間の電圧をクランプ電圧以下に制限するクランプ回路を設ける技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１４８９９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来の技術では、クランプ回路と、ローパスフィルタとが並列に接続されていることから、ローパスフィルタを介して漏電判定回路へ入力される電圧の最大値は、クランプ回路のクランプ電圧によって規定される。クランプ電圧は、クランプ回路を構成するダイオードの順方向電圧で規定されることから、ダイオードの順方向電圧よりも小さい値にクランプ電圧を下げることができない。そのため、順方向電圧が低いショットキーバリアダイオードを用いた場合であっても、漏電判定回路へ入力される電圧の最大値を例えば１００［ｍＶ］にすることは困難である。このように、上記従来の技術では、漏電判定回路へ入力される電圧の最大値をクランプ電圧とは独立して調整することができないことにより、漏電判定回路へ入力される電圧の最大値を小さくすることが難しいといった課題がある。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、漏電判定回路へ入力される電圧の最大値をクランプ電圧とは独立して調整することができる漏電検出装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の漏電検出装置は、零相変流器と、クランプ回路と、電圧変換回路と、ローパスフィルタと、漏電判定回路とを備える。零相変流器は、電路に流れる零相電流を検出する。クランプ回路は、零相変流器の二次側端子間の電圧をクランプ電圧以下に制限する。電圧変換回路は、クランプ回路に並列に接続され、零相変流器の出力電流を電圧に変換する。ローパスフィルタは、電圧変換回路によって変換された電圧の高周波成分を除去し、高周波成分が除去された電圧を出力する。漏電判定回路は、ローパスフィルタから出力される電圧に基づいて、電路の漏電を判定する。電圧変換回路は、零相変流器の出力電流を電圧へ変換し、変換した電圧をローパスフィルタへ出力する電圧変換素子と、電圧変換回路のインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子との直列回路を有する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、漏電判定回路へ入力される電圧の最大値をクランプ電圧とは独立して調整することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる漏電遮断器の構成例を示す図
【図２】実施の形態１にかかるクランプ電圧、漏電判定閾値、二次側端子間の電圧、および電圧変換回路で変換された電圧との関係の一例を示す図
【図３】実施の形態１にかかる漏電検出部の動作を説明するための図
【図４】本発明の実施の形態２にかかる漏電遮断器の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態にかかる漏電検出装置および漏電遮断器を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる漏電遮断器の構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる漏電遮断器１は、電路２を開閉する開閉部３と、電路２に流れる漏電電流を検出する漏電検出部４と、漏電検出部４によって漏電が検出された場合に、開閉部３を制御する引き外し装置５とを備える。漏電検出部４は、漏電検出装置の一例である。
【００１２】
開閉部３は、電路２を開閉する開閉接点３１，３２を有する。各開閉接点３１，３２は、不図示の固定接点と不図示の可動接点とを有する。開閉接点３１において固定接点と可動接点とが接触することで、電源側接続端子６１と負荷側接続端子７１とが導体８１を介して電気的に接続される。また、開閉接点３２において固定接点と可動接点とが接触することで、電源側接続端子６２と負荷側接続端子７２とが導体８２を介して電気的に接続される。これにより、電路２に電流が流れて漏電遮断器１がオン状態になる。
【００１３】
また、各開閉接点３１，３２において固定接点と可動接点とが離れることで開閉接点３１，３２の開離が行われて、電源側接続端子６１，６２と負荷側接続端子７１，７２とが電気的に切断される。これにより、電路２の電流が遮断されて漏電遮断器１がオフ状態になる。なお、図１に示す例では、電路２は、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相の３相のうち不図示の１相が接地されているが、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相がいずれも接地されない構成であってもよい。この場合、開閉部３には、３つの開閉接点が設けられる。
【００１４】
漏電検出部４は、零相変流器１０と、クランプ回路２０と、電圧変換回路３０と、ローパスフィルタ４０と、漏電判定回路５０とを備える。
【００１５】
零相変流器１０は、電路２に流れる零相電流を検出する。かかる零相変流器１０は、導体８１，８２が貫通または巻回される環状鉄心１１と、環状鉄心１１に巻回された二次巻線１２とを有する。二次巻線１２の両端部には、二次側端子１３，１４が設けられており、かかる二次側端子１３，１４から零相変流器１０による零相電流の検出結果を示す電流Ｉｚが出力される。以下、電流Ｉｚを出力電流Ｉｚと記載する場合がある。
【００１６】
クランプ回路２０は、零相変流器１０の二次側端子１３，１４間に接続され、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚをクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐ以下にする。図１に示す例では、クランプ回路２０は、逆並列接続された２つのダイオード２１，２２を有する。これにより、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚがダイオード２１，２２の順方向電圧以下に抑えられる。このように、クランプ回路２０は、ダイオード２１，２２の順方向電圧をクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐとして動作する。
【００１７】
電圧変換回路３０は、零相変流器１０の出力電流Ｉｚを電圧Ｖｃｈへ変換する電圧変換素子３１と、電圧変換回路３０のインピーダンスＺを調整するインピーダンス調整素子３２とを有する。電圧変換素子３１とインピーダンス調整素子３２とは直列に接続される。電圧変換素子３１とインピーダンス調整素子３２との直列回路は、クランプ回路２０に並列に接続される。かかる電圧変換回路３０については後で詳述する。
【００１８】
ローパスフィルタ４０は、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈの高周波成分を除去する。電圧Ｖｃｈの高周波成分は、漏電検出部４によって検出される漏電電流の周波数よりも高い周波数成分である。ローパスフィルタ４０のカットオフ周波数は、漏電電流の周波数成分が除去されないように、漏電電流の周波数よりも高い周波数に設定される。
【００１９】
漏電判定回路５０は、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎに基づいて、電路２の漏電を判定する。具体的には、漏電判定回路５０は、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎの瞬時値と漏電判定閾値Ｖｌｅａｋとを予め設定された周期Ｔ１で比較する。漏電判定回路５０は、電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋを予め設定された期間Ｔ２で連続して超える場合、電路２に漏電が発生したと判定し、引き外し装置５へアクティブレベルの漏電検出信号Ｓｌｅａｋを出力する。なお、周期Ｔ１は、例えば、１［ｍｓ］であり、期間Ｔ２は、例えば、３［ｍｓ］である。
【００２０】
漏電判定回路５０は、電路２に漏電が発生したと判定すると、アクティブレベルの漏電検出信号Ｓｌｅａｋを引き外し装置５へ出力する。アクティブレベルの漏電検出信号Ｓｌｅａｋは、例えば、Ｈｉｇｈレベルの信号である。
【００２１】
引き外し装置５は、漏電検出部４からアクティブレベルの漏電検出信号Ｓｌｅａｋが出力された場合、開閉部３において接触状態にある固定接点と可動接点とを開離させることで、電路２を遮断して漏電遮断器１をオフ状態にする。開閉部３は、可動接点を移動させる不図示の開閉機構を有しており、引き外し装置５は、開閉機構に作用することで、接触状態にある固定接点と可動接点とを開離させることができる。
【００２２】
また、漏電判定回路５０は、電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋ以上である状態が予め設定された期間Ｔ２以上継続しない場合に、電路２に漏電が発生していないと判定し、アクティブレベルの漏電検出信号Ｓｌｅａｋを引き外し装置５へ出力しない。この場合、開閉部３において固定接点と可動接点とは接触状態のままであり、漏電遮断器１はオン状態に維持される。
【００２３】
次に、電圧変換回路３０についてさらに詳細に説明する。なお、以下において、雷サージなどによって単発的に短期間に生じる過電流を説明の便宜上雷サージ電流と記載する場合がある。電圧変換回路３０は、上述したように、零相変流器１０の出力電流Ｉｚを電圧Ｖｃｈへ変換する電圧変換素子３１に加えて、電圧変換回路３０のインピーダンスＺを調整するインピーダンス調整素子３２を有する。
【００２４】
電圧変換回路３０のインピーダンスＺが小さいほど、雷サージ電流によって二次側端子１３，１４間に発生する電圧は小さくなるため、クランプ回路２０でクランプされる割合が小さくなる。クランプ回路２０でクランプされる割合が小さくなると、雷サージ電流によって漏電遮断器１が誤作動してしまう可能性が高くなる。
【００２５】
そのため、漏電遮断器１では、雷サージ電流によって二次側端子１３，１４間に生じる電圧がクランプ回路２０によってクランプされるように、インピーダンス調整素子３２によって電圧変換回路３０のインピーダンスＺが調整されている。
【００２６】
ここで、電圧変換回路３０のインピーダンスＺとクランプ回路２０のクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐについて具体的に説明する。電圧変換回路３０の電圧変換素子３１は抵抗値Ｒｆの抵抗であり、インピーダンス調整素子３２は抵抗値Ｒａｄｊの抵抗である。
【００２７】
漏電検出部４にクランプ回路２０およびインピーダンス調整素子３２がない場合、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚは、下記式（１）で表される。
Ｖｚ＝Ｉｚ×Ｒｆ      ・・・（１）
【００２８】
また、漏電検出部４にクランプ回路２０はないがインピーダンス調整素子３２がある場合、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚは、下記式（２）で表される。
Ｖｚ＝Ｉｚ×（Ｒｆ＋Ｒａｄｊ）      ・・・（２）
【００２９】
零相変流器１０の二次巻線１２のインピーダンスは、電圧変換回路３０のインピーダンスＺに比べて、無視できる程度に小さい。そのため、零相変流器１０の出力電流Ｉｚの大きさは、電圧変換回路３０のインピーダンスＺの大きさが変わっても実質的に変化しない。
【００３０】
したがって、電圧変換回路３０にインピーダンス調整素子３２を設けることで、インピーダンス調整素子３２がない場合に比べ、（Ｒｆ＋Ｒａｄｊ）／Ｒｆ倍の電圧を二次側端子１３，１４間に生じさせることができる。これにより、雷サージ電流の成分によって零相変流器１０の二次側に生じる成分のうちクランプ回路２０にクランプされる成分の割合を大きくすることができる。
【００３１】
また、電圧変換回路３０のインピーダンスＺは、下記式（３）で表され、電圧変換回路３０からローパスフィルタ４０へ出力される電圧Ｖｃｈは、下記式（４）で表される。
Ｚ＝Ｒｆ＋Ｒａｄｊ      ・・・（３）
Ｖｃｈ＝Ｒｆ／（Ｒｆ＋Ｒａｄｊ）×Ｖｚ      ・・・（４）
【００３２】
したがって、インピーダンス調整素子３２の抵抗値Ｒａｄｊと、電圧変換素子３１の抵抗値Ｒｆを適切に調整することで、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈをクランプ回路２０のクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも小さい任意の値に調整することができる。例えば、ローパスフィルタ４０へ出力される電圧Ｖｃｈを１００［ｍＶ］以下にすることで漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎが１００［ｍＶ］以下にすることができる。このように、漏電検出部４では、漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎの最大値をクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐとは独立して調整することができる。
【００３３】
ところで、電圧変換回路３０のインピーダンスＺが大きすぎると、漏電検出部４によって検出される最小値の漏電電流によって発生する二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚがクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも大きくなるため、漏電判定回路５０によって漏電の判定ができない。したがって、電圧変換回路３０のインピーダンスＺの上限値は、漏電検出部４によって検出される最小値の漏電電流によって発生する二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚがクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐ以下の電圧であることが条件となる。
【００３４】
ここで、漏電検出部４によって検出される最小値の漏電電流によって発生する二次側端子１３，１４の出力電流Ｉｚのピーク値をＩｚ＿ｔｒｉｐとした場合、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐは、下記式（５）を満たすことが条件になる。なお、最小値の漏電電流とは、漏電検出部４によって漏電を検出する漏電電流の下限値であり、電路２に流れる漏電電流が最小値の漏電電流以上の場合に漏電検出部４によって漏電が検出される。
Ｖｃｌａｍｐ≧Ｉｚ＿ｔｒｉｐ×（Ｒｆ＋Ｒａｄｊ）      ・・・（５）
【００３５】
また、漏電判定回路５０の漏電判定閾値Ｖｌｅａｋは、下記式（６）を満たすことが条件になる。
Ｖｌｅａｋ＝Ｒｆ×Ｉｚ＿ｔｒｉｐ      ・・・（６）
【００３６】
したがって、インピーダンス調整素子３２の抵抗値Ｒａｄｊは、下記式（７）で表すことができる。
Ｒａｄｊ≦（Ｖｃｌａｍｐ−Ｖｌｅａｋ）／Ｉｚ＿ｔｒｉｐ      
・・・（７）
【００３７】
漏電判定回路５０は、電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋ以上であるか否かによって漏電を検出するため、電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋをどの程度超える電圧であるかは問わない。そのため、抵抗値Ｒａｄｊの最大値Ｒａｄｊｍａｘは、下記式（８）で表すことができる。
Ｒａｄｊｍａｘ＝（Ｖｃｌａｍｐ−Ｖｌｅａｋ）／Ｉｚ＿ｔｒｉｐ      ・・・（８）
【００３８】
ここで、Ｖｃｌａｍｐ＝１［Ｖ］、Ｖｌｅａｋ＝１００［ｍＶ］、Ｉｚ＿ｔｒｉｐ＝２００［μＡ］であるとする。この場合、上記式（８）から、Ｒａｄｊｍａｘ＝４．５［ｋΩ］になる。また、上記式（６）から、Ｒｆ＝０．５［ｋΩ］になる。
【００３９】
図２は、実施の形態１にかかるクランプ電圧、漏電判定閾値、二次側端子間の電圧、および電圧変換回路で変換された電圧との関係の一例を示す図であり、漏電判定回路５０によって漏電したと判定される最小値の漏電電流が電路２に流れている場合の例を示している。
【００４０】
図２に示す例では、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚのピーク値は、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐと同じである。電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈのピーク値は漏電判定閾値Ｖｌｅａｋと同じになる。また、ローパスフィルタ４０のカットオフ周波数は、漏電電流の周波数よりも高く設定されているため、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎのピーク値は、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈのピーク値と同じである。
【００４１】
したがって、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚのピーク値がクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも高い期間では、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎのピーク値は、漏電判定閾値Ｖｌｅａｋと同じになる。そのため、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚのピーク値がクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも高い期間が期間Ｔ２以上であると判定され、漏電判定回路５０によって電路２に漏電が発生していると判定される。
【００４２】
また、電路２に雷サージが印加された場合にも、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚのピーク値は、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐと同じであり、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈのピーク値は漏電判定閾値Ｖｌｅａｋと同じになる。電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈは、ローパスフィルタ４０に入力される。
【００４３】
ローパスフィルタ４０のカットオフ周波数は、雷サージ電流の周波数よりも低いため、ローパスフィルタ４０によって雷サージ電流による電圧成分が低減される。したがって、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎのピーク値は、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈのピーク値よりも低くなり、漏電判定回路５０によって電路２に漏電が発生していると判定されない。このように、漏電検出部４では、電圧Ｖｉｎに対する雷サージ電流による電圧成分の比であるＳ／Ｎ比（Signal-to-Noise  Ratio）を向上させることができる。
【００４４】
図３は、実施の形態１にかかる漏電検出部の動作を説明するための図であり、漏電判定回路５０によって漏電したと判定されない大きさの漏電電流が流れている電路２に雷サージが印加されたときの例を示す。
【００４５】
図３に示すように、漏電電流が流れている電路２に雷サージ電流が印加された場合、漏電電流に雷サージ電流の成分が重畳された電流が電路２に流れる。このとき、零相変流器１０からは図３に示す波形の出力電流Ｉｚが出力される。
【００４６】
零相変流器１０の出力電流Ｉｚによって電圧変換回路３０の両端に電圧が発生し、クランプ回路２０のクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐを超える電圧は、クランプ回路２０によってクランプされる。そのため、二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚは、図３に示す波形になる。
【００４７】
電圧変換回路３０は、出力電流Ｉｚによって生じる電圧変換素子３１の電圧である電圧Ｖｃｈをローパスフィルタ４０へ出力する。ローパスフィルタ４０は、電圧変換回路３０から出力された電圧Ｖｃｈから高周波成分を除去するため、図３に示す波形の電圧Ｖｉｎがローパスフィルタ４０から漏電判定回路５０へ入力される。
【００４８】
図３に示す例では、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎは、漏電判定閾値Ｖｌｅａｋ未満であるため、漏電判定回路５０は、漏電があると判定しない。このように、電路２に雷サージ電流が印加された場合において、漏電判定回路５０は、漏電があると判定せず、電路２の雷サージ電流によって誤動作しない。
【００４９】
以上のように、実施の形態１にかかる漏電遮断器１の漏電検出部４は、零相変流器１０と、クランプ回路２０と、電圧変換回路３０と、ローパスフィルタ４０と、漏電判定回路５０とを備える。零相変流器１０は、電路２に流れる零相電流を検出する。クランプ回路２０は、零相変流器１０の二次側端子１３，１４間の電圧Ｖｚをクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐ以下に制限する。電圧変換回路３０は、クランプ回路２０に並列に接続され、零相変流器１０の出力電流Ｉｚを電圧Ｖｃｈに変換する。ローパスフィルタ４０は、電圧変換回路３０によって変換された電圧Ｖｃｈの高周波成分を除去し、電圧Ｖｃｈから高周波成分が除去された電圧Ｖｉｎを出力する。漏電判定回路５０は、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎに基づいて、電路２の漏電を判定する。電圧変換回路３０は、零相変流器１０の出力電流Ｉｚを電圧Ｖｃｈへ変換し、変換した電圧Ｖｃｈをローパスフィルタ４０へ出力する電圧変換素子３１と、電圧変換回路３０のインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子３２との直列回路を有する。
【００５０】
これにより、クランプ回路２０のクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐとは独立して漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎを調整することができる。そのため、例えば、漏電判定回路５０の漏電判定閾値Ｖｌｅａｋがクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも低い場合であっても、雷サージ電流などの単発的な過電流によって漏電判定回路５０が誤動作することを避けることができる。例えば、クランプ回路２０のダイオード２１，２２が一般的なダイオードである場合、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐは、０．７〜１［Ｖ］である。また、ダイオード２１，２２がショットキーバリアダイオードであれば、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐは、例えば、０．３［Ｖ］である。そのため、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐを１００［ｍＶ］にすることが難しく、インピーダンス調整素子３２がない場合、雷サージ電流によって漏電判定回路５０に入力される電圧Ｖｉｎが１００［ｍＶ］を超えてしまう。このとき、漏電判定回路５０の漏電判定閾値Ｖｌｅａｋが１００［ｍＶ］であれば、漏電判定回路５０は、雷サージ電流を誤って漏電電流として誤検出してしまうことになる。一方で、実施の形態１にかかる漏電遮断器１の漏電検出部４は、インピーダンス調整素子３２を有しているため、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐそのものを調整しなくても、漏電判定回路５０の漏電判定閾値Ｖｌｅａｋに合わせて漏電判定回路５０に入力される電圧Ｖｉｎの最大値の調整を容易に行うことができる。したがって、漏電検出部４では、漏電判定閾値Ｖｌｅａｋが例えば１００［ｍＶ］であっても、誤検出を防止することができる。
【００５１】
また、インピーダンス調整素子３２は、抵抗を含む。これにより、周波数に依存することなく、電圧変換回路３０から出力される電圧Ｖｃｈを調整することができる。そのため、周波数を考慮することなく電圧変換回路３０を調整することができる。
【００５２】
また、漏電判定回路５０は、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋ以上である状態が予め設定された期間Ｔ２以上継続した場合に、電路２に漏電があると判定する。これにより、例えば、ローパスフィルタ４０から出力される電圧Ｖｉｎが正の閾値と負の閾値とをいずれも超えた場合に電路２の漏電を検出する場合に比べ、高速に電路２に発生した漏電を検出することが可能である。
【００５３】
実施の形態２．
実施の形態１では、インピーダンス調整素子を抵抗で構成したが、実施の形態２では、インピーダンス調整素子をインダクタで構成する点で、実施の形態１と異なる。以下においては、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略し、実施の形態１の漏電遮断器１と異なる点を中心に説明する。
【００５４】
図４は、本発明の実施の形態２にかかる漏電遮断器の構成例を示す図である。図４に示すように、実施の形態２にかかる漏電遮断器１Ａは、開閉部３と、漏電検出部４Ａと、引き外し装置５とを備える。漏電検出部４Ａは、零相変流器１０と、クランプ回路２０と、電圧変換回路３０Ａと、ローパスフィルタ４０と、漏電判定回路５０とを備える。
【００５５】
電圧変換回路３０Ａは、電圧変換素子３１とインピーダンス調整素子３２Ａとを有する。電圧変換素子３１は、抵抗値Ｒｆの抵抗であり、インピーダンス調整素子３２Ａは、インダクタンス値Ｌのインダクタである。
【００５６】
電圧変換回路３０ＡのインピーダンスＺは、下記式（１０）で表され、電圧変換回路３０Ａから出力される電圧Ｖｃｈは、下記式（１１）で表される。
Ｚ＝√｛Ｒｆ２＋（ωＬ）２｝・・・（１０）
Ｖｃｈ＝Ｒｆ／√｛Ｒｆ２＋（ωＬ）２｝×Ｖｚ      ・・・（１１）
【００５７】
したがって、インピーダンス調整素子３２Ａのインダクタンス値Ｌと、電圧変換素子３１の抵抗値Ｒｆとを適切に調整することで、電圧変換回路３０Ａから出力される電圧Ｖｃｈをクランプ回路２０のクランプ電圧Ｖｃｌａｍｐよりも小さい任意の値に調整することができる。例えば、漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎが１００ｍＶ以下になるような小さな値にすることができる。
【００５８】
また、漏電検出部４Ａによって検出される最小値の漏電電流によって発生する二次側端子１３，１４の出力電流Ｉｚのピーク値をＩｚ＿ｔｒｉｐとした場合、クランプ電圧Ｖｃｌａｍｐは、下記式（１２）を満たすことが条件になる。
Ｖｃｌａｍｐ≧Ｉｚ＿ｔｒｉｐ×√｛Ｒｆ２＋（ωＬ）２｝      
・・・（１２）
【００５９】
また、漏電判定回路５０の漏電判定閾値Ｖｌｅａｋは、下記式（１３）を満たすことが条件になる。
Ｖｌｅａｋ≧Ｒｆ×Ｉｚ＿ｔｒｉｐ      ・・・（１３）
【００６０】
したがって、インピーダンス調整素子３２Ａのインダクタンス値Ｌは、下記式（１４）で表される。
Ｌ≦√（Ｖｃｌａｍｐ２／Ｉｚ＿ｔｒｉｐ２−Ｒｆ２）／ω      
・・・（１４）
【００６１】
漏電判定回路５０は、電圧Ｖｉｎの瞬時値が漏電判定閾値Ｖｌｅａｋ以上であるか否かによって漏電を検出するため、漏電判定閾値Ｖｌｅａｋを超える電圧の値は処理に用いられない。したがって、インダクタンス値Ｌの最大値Ｌｍａｘは、下記式（１５）で表される。
Ｌｍａｘ＝√（Ｖｃｌａｍｐ２／Ｉｚ＿ｔｒｉｐ２−Ｒｆ２）／ω      
・・・（１５）
【００６２】
ここで、Ｖｃｌａｍｐ＝１［Ｖ］、Ｉｚ＿ｔｒｉｐ＝２００［μＡ］、ω＝２πｆ、ｆ＝５０［Ｈｚ］、Ｒｆ＝５００［Ω］であるとする。この場合、上記式（１５）から、Ｌｍａｘ＝１５．８［Ｈ］になる。
【００６３】
雷サージ電流の周波数は、漏電電流の周波数よりも高い周波数であるため、上記式（１５）の「ω」を漏電電流の周波数よりも高い周波数に設定することができる。例えば、雷サージ電流の周波数が既知である場合、上記式（１５）の「ω」を雷サージ電流の周波数とすることができる。例えば、雷サージ電流の周波数が１００［ｋＨｚ］である場合、上記式（１５）においてω＝１００［ｋＨｚ］とすることで、Ｌｍａｘ＝７．９［ｍＨ］にすることができる。これにより、例えば、出力電流Ｉｚの高周波成分の周波数帯域であってローパスフィルタ４０のカットオフ周波数よりも低い周波数帯域において漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎを制限することができる。
【００６４】
実施の形態２にかかる漏電遮断器１Ａの漏電検出部４Ａでは、インピーダンス調整素子３２Ａは、インダクタを含む。これにより、漏電電流が電路２に流れた場合におけるインピーダンス調整素子３２Ａのインピーダンスに比べ、雷サージ電流が電路２に流れた場合におけるインピーダンス調整素子３２Ａのインピーダンスは大きい。そのため、雷サージ電流が電路２に流れた場合に漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎを漏電判定閾値Ｖｌｅａｋよりも大幅に小さくすることもでき、漏電判定回路５０での誤検出を精度よく抑えることができる。
【００６５】
なお、実施の形態１，２にかかるインピーダンス調整素子３２，３２Ａに、キャパシタンス素子を並列または直列に接続してもよい。これにより、雷サージ電流のように高い周波数の電流が電路２に流れた場合、漏電電流が電路２に流れた場合に比べ、漏電判定回路５０へ入力される電圧Ｖｉｎを小さくすることができる。また、実施の形態１の電圧変換素子３１は、抵抗で構成されるが、電圧変換素子３１は、抵抗とインダクタとが直列接続された素子で構成されてもよい。また、上述したインピーダンス調整素子３２，３２Ａの調整は一例であって、インピーダンス調整素子３２，３２Ａの調整は上述した例に限定されない。
【００６６】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。漏電検出部４，４Ａは、漏電遮断器１，１Ａ以外の機器または装置に適用することができる。例えば、漏電検出部４，４Ａは、漏電監視装置、漏電リレー、その他の計測器などに適用することができる。
【符号の説明】
【００６７】
１，１Ａ  漏電遮断器、２  電路、３  開閉部、３１，３２  開閉接点、４，４Ａ  漏電検出部、５  引き外し装置、６１，６２  電源側接続端子、７１，７２  負荷側接続端子、８１，８２  導体、１０  零相変流器、１１  環状鉄心、１２  二次巻線、１３，１４  二次側端子、２０  クランプ回路、２１，２２  ダイオード、３０，３０Ａ  電圧変換回路、３１  電圧変換素子、３２，３２Ａ  インピーダンス調整素子、４０  ローパスフィルタ、５０  漏電判定回路、Ｉｚ  出力電流、Ｖｃｈ，Ｖｉｎ，Ｖｚ  電圧、Ｖｌｅａｋ  漏電判定閾値、Ｔ２  期間。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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