(57)【要約】  制御手段（７）は、回転情報検出手段（６）により検出される同期機（５）の回転情報に基づいて、惰行運転に移行するときにはコンデンサ（３）の充電電圧Ｖｃが同期機（５）が発生する誘起電圧Ｖｍ以上になるようにコンバータ（２）で昇圧し、惰行中は上記充電電圧Ｖｃを維持するとともに、惰行運転から力行運転もしくは回生運転に移行するときは、同期機（５）の発生する誘起電圧Ｖｍが直流電圧Ｖｄｃよりも低い値になるように弱め界磁制御を行う。
2010026699.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から直流電圧を得る第１の電力変換器と、上記第１の電力変換器の出力側に接続されたコンデンサと、このコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して同期機に出力する第２の電力変換器と、上記同期機の回転情報を検出する回転情報検出手段と、この回転情報検出手段で検出した回転情報に基づいて上記第１の電力変換器および上記第２の電力変換器を制御する制御手段とを備え、
上記制御手段は、惰行運転からの起動開始時において上記回転情報検出手段で検出された同期機の回転情報に基づいて上記同期機が発生する電圧が上記コンデンサの充電電圧以下になるように上記第２の電力変換器を制御するとともに、上記コンデンサの充電電圧が同期機が発生する電圧以上になるように上記第１の電力変換器を制御するものである電力変換装置。
【請求項２】
上記制御手段は、惰行運転時に上記コンデンサの充電電圧が上記同期機が発生する電圧以上になるように上記第１の電力変換器を制御するものである請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御手段は、上記同期機に流れるｑ軸電流が零になるように制御するものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御手段は、上記第２の電力変換器が同期パルスモードでスイチングするように制御するものである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記制御手段は、上記第２の電力変換器が同期１パルスモードでスイチングするように制御するものである請求項４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば鉄道車両や電気自動車などの電気車に用いられる同期機の駆動を対象とする電力変換装置に関するものであり、特に高速運転時の同期機の誘起電圧に対応可能な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気車両などに使用される電力変換装置においては、架線からパンタグラフを介して集電された交流電力がコンバータで直流電力に変換される。もしくは、パンタグラフから直接、直流電力が集電される。その直流電力は、電源電圧の変動を抑制するためのエネルギ蓄積用のコンデンサを通してインバータに入力される。そして、このインバータに入力された直流電力は、可変電圧・可変周波数の交流電力に変換されて、永久磁石型の同期機へ供給される。【０００３】
ここで、上記同期機は永久磁石を内蔵しているため、回転中も常に起電力を誘起している。この誘起電圧は速度に比例して大きくなり、電気車が高速で走行中の場合、電源電圧を超える誘起電圧を発生する。このため、力行時はインバータでこの誘起電圧とともに同期機の電流を制御する、いわゆる弱め界磁制御を行うことにより同期機の駆動トルクを制御し、また、回生時は同期機のブレーキトルクを制御している。【０００４】
ところで、永久磁石型の同期機を用いた電気車の制御においては、通常、惰行中はインバータを停止させる。しかし、インバータを停止させると同期機が発電機として作用し、回生エネルギがインバータ内のダイオードを通って電源側に流れ込み、その結果、惰行ではなくブレーキ動作となってしまう。【０００５】
このような現象を防止するために、従来技術では、同期機とインバータの間に負荷接触器を設け、惰行運転中は、同期機の回生エネルギがインバータ側に流れ込まないように、同期機とインバータとの間にある負荷接触器を開放（オフ）して電源ラインを遮断する。また、惰行運転から力行運転に再起動する際にも、回生エネルギがインバータ側へ不要に流れ込んでインバータのスイッチング素子が破損されるのを防止するため、負荷接触器を投入（オン）する前に、予めコンバータを制御してインバータの直流側の回路の電圧が同期機の端子間の誘起電圧の尖頭値以上となるように昇圧し、その後に負荷接触器を投入（オン）にするようにしている（例えば、下記の特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−２８８５２号公報（第６８頁、第６３図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の電力変換装置では、上記のように力行運転もしくは回生運転から惰行運転に移行するときに同期機とインバータ間に接続されている負荷接触器により経路を遮断する。また、惰行運転から力行運転もしくは回生運転に移行する再起動時にも、同期機とインバータ間に接続されている負荷接触器を投入する。したがって、従来は、力行運転もしくは回生運転から惰行運転、その逆に、惰行運転から力行運転もしくは回生運転というように、各運転モードへの移行が頻繁に起こると、これに伴って負荷接触器の開閉動作回数が多くなり、負荷接触器の動作寿命が短くなるという課題があった。【０００８】
また、同期機とインバータとの間に設けられている負荷接触器は、大きな電流を遮断する必要があるため大型である。そのため、小型、軽量化が阻害されるとともに、コストがかかるという課題があった。【０００９】
また、従来、惰行運転から力行運転に移行する際には、同期機からインバータ側への電流の流れ込みを防ぐ上で、インバータの直流側の回路電圧を充分に上昇させたあとにインバータを起動する必要があり、インバータの運転指令が発せられてから、インバータが実際に再起動されるまでのタイムラグが大きくなるという課題があった。【００１０】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、運転モードが頻繁に切り替わる場合でも、従来のように同期機とインバータ間に負荷接触器を設ける必要がなくて、小型、軽量化、およびコストダウンを図ることが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電力変換装置は、電源から直流電圧を得る第１の電力変換器と、上記第１の電力変換器の出力側に接続されたコンデンサと、このコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して同期機に出力する第２の電力変換器と、上記同期機の回転情報を検出する回転情報検出手段と、この回転情報検出手段で検出した回転情報に基づいて上記第１の電力変換器および上記第２の電力変換器を制御する制御手段とを備え、上記制御手段は、惰行運転からの起動開始時において上記回転情報検出手段で検出された同期機の回転情報に基づいて上記同期機が発生する電圧が上記コンデンサの充電電圧以下になるように上記第２の電力変換器を制御するとともに、上記コンデンサの充電電圧が同期機が発生する電圧以上になるように上記第１の電力変換器を制御するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の電力変換装置によれば、力行運転もしくは回生運転から惰行運転、その逆に、惰行運転から力行運転もしくは回生運転というように、各運転モードへの移行が頻繁に起こる場合でも、同期機から電源側へ電力が不要に逆流することを確実に抑制することができるとともに、不要なブレーキトルクの発生を防止することができる。したがって、従来、同期機と第２の電力変換器間に設けていた負荷接触器を不要にすることができ、電力変換装置の小型、軽量化、およびコストダウンを図ることができるという顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。
【図２】同装置の電圧指令演算手段の詳細を示す構成図である。
【図３】本発明の実施の形態１における動作説明に供するタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作確認のためのシミュレーション結果を示す特性図である。
【図５】本発明の実施の形態２における電力変換装置を示す構成図である。
【図６】本発明の実施の形態３における電力変換装置を示す構成図である。
【図７】本発明の実施の形態３における同期３パルスの三相電圧指令とキャリア周波数及び線間電圧の関係の一例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４における電力変換装置を示す構成図である。
【図９】本発明の実施の形態５における電力変換装置を示す構成図である。
【図１０】３相交流座標系と２相交流座標との関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態５における電圧指令演算手段の詳細を示す構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態６における電力変換装置を示す構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態６における動作説明に供するタイミングチャートである。
【図１４】本発明の実施の形態６における動作説明に供するタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
この実施の形態の電力変換装置は、直流電源１から所定電圧値をもつ直流電圧を得る第１の電力変換器としてのＤＣ／ＤＣ型のコンバータ２と、このコンバータ２の出力側に接続されたエネルギ蓄積用のコンデンサ３と、このコンデンサ３の直流電圧を交流電圧に変換して同期機５に出力する第２の電力変換器としてのインバータ４と、同期機５の回転情報（ここでは回転速度ω）を検出する回転情報検出手段６と、直流電源１の直流電源電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出手段８と、回転情報検出手段６で検出した同期機５の回転速度ωおよび直流電圧検出手段８で検出した直流電源電圧Ｖｄｃに基づいてコンバータ２およびインバータ４を制御する制御手段７と、を備えている。
【００１５】
上記のコンバータ２は、本例では昇圧チョッパ回路であって、ＩＧＢＴ等の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ逆並列接続してなる第１、第２のスイッチ手段２１，２２、およびリアクトル２３とからなる。また、同期機２は、回転子に取り付けられた永久磁石により界磁を作る永久磁石型同期機（以下、単に同期機という）である。
【００１６】
上記の制御手段７は、例えばマイクロコンピュータで構成されるもので、所定の演算プログラムをインストールすることにより、電圧指令演算手段７１、電圧制御手段７２、ｄ軸電流指令演算手段７３、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４、積分手段７５、三相電圧指令演算手段７６、およびゲートパルス演算手段７７を備える。
【００１７】
ここに、制御手段７の電圧指令演算手段７１は、回転情報検出手段６で検出された同期機５の回転速度ωに基づいてコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを制御するための充電電圧指令Ｖｃ＊、および同期機５が発生する電圧（ここでは線間電圧ピーク値）Ｖｍを制御するための電圧指令（Ｖｍ＊／ω２）をそれぞれ演算して出力するものである。
【００１８】
電圧制御手段７２は、電圧指令演算手段７１が出力する充電電圧指令Ｖｃ＊と直流電圧検出手段８で検出される直流電源電圧Ｖｄｃとに基づいてコンバータ２を制御するものである。ｄ軸電流指令演算手段７３は、電圧指令演算手段７１から与えられる電圧指令（Ｖｍ＊／ω２）と同期機５の回転速度ωとに基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算して出力するものである。ｄｑ軸電圧指令演算手段７４は、ｄ軸電流指令演算手段７３から与えられるｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊とからｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を演算して出力するものである。
【００１９】
積分手段７５は、回転情報検出手段６で検出された回転速度ωを積分して位相θを演算して出力するものである。三相電圧指令演算手段７６は、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４から与えられるｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、位相θとに基づいて三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算して出力するものである。ゲートパルス演算手段７７は、三相電圧指令演算手段７６から与えられる三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてインバータ４の各スイッチング素子を制御するゲートパルス信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを演算して出力するものである。
【００２０】
図２は、上記の電圧指令演算手段７１の詳細を示す構成図である。
この電圧指令演算手段７１は、コンデンサ電圧増分算出テーブル７１１、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２、加算器７１３、リミッタ手段７１４、乗算器７１５、零割防止手段７１６、および除算器７１７を備えている。
なお、電圧指令演算手段７１を含む制御手段７の更に詳しい構成および動作については、後で詳述する。
【００２１】
次に、この実施の形態１における同期機５に対する弱め界磁制御の原理について説明する。
同期機２におけるｄｑ座標上で表した電圧方程式、およびトルクＴは、次の（１）、（２）式で与えられる。
【００２２】
【数１】
2010026699.tif 000003
【００２３】
【数２】
2010026699.tif 000004
【００２４】
ここに、ｉｄ，ｉｑ：電機子電流のｄ軸、ｑ軸成分、ｖｄ，ｖｑ：電機子電圧のｄ軸、ｑ軸成分、φａ＝√｛（３／２）φｆ｝、φｆ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ軸、ｑ軸インダクタンス、ｐ＝ｄ／ｄｔｆ、Ｐｎ：極対数、ω：回転速度（電気角速度）である。
【００２５】
高速域のインバータ４を惰行運転から力行運転を行うために再起動する際、インバータ４の起動直後より弱め界磁制御を行って再起動する必要がある。すなわち、同期機５の誘起電圧は回転速度ωの関数であり、回転速度ωに比例して大きくなって高速走行中の場合、電源電圧を超える誘起電圧を発生する。したがって、インバータ４を再起動する際は、高速域になるほどｄ軸電機子反作用による減磁作用を利用した弱め界磁制御を行って回生エネルギが同期機５からインバータ４側に逆流しないようにする必要がある。
【００２６】
同期機５に供給できる端子電圧｜Ｖｍ｜は、｜Ｖｍ｜＝√（ｖｄ２＋ｖｑ２）で与えられる。この場合、｜Ｖｍ｜は線間電圧ピーク値に相当している。そして、インバータ４の入力側のコンデンサ３の充電電圧をＶｃとすると、インバータ４の再起動時において同期機５からインバータ４側への電流の流れ込みを防ぐ上で、線間電圧ピーク値Ｖｍは、コンデンサ３の充電電圧をＶｃとすると、次の（３）式を満たすように制限される。
【００２７】
【数３】
2010026699.tif 000005
【００２８】
そこで、次に、上記（３）式の電圧制限条件を満たすためのｄ軸電流ｉｄの値を算出する。それには、まず、（３）式を簡単化すると、次の（４）式となる。
【００２９】
【数４】
2010026699.tif 000006
【００３０】
ここに、ｖｄ０、ｖｑ０は微分項を無視した値である。
【００３１】
次に、弱め界磁制御を行ってインバータ４を再起動するのは同期機５が高速域であるため、ωＬは十分に大きいと考えられる。そこで、電機子抵抗のドロップ分を無視すると、（１）式は次の（５）式のように簡略化される。
【００３２】
【数５】
2010026699.tif 000007
【００３３】
上記（４）、（５）式より、弱め界磁制御のｄ軸電流ｉｄの条件は、次の（６）式となる。
【００３４】
【数６】
2010026699.tif 000008
【００３５】
インバータ４の再起動時において、車両などに余分なショックが生じないようにトルク発生を抑えるためには、（２）式においてトルクＴ＝０にすればよい。これには、ｉｑ＝０となればよいので、（６）式にｉｑ＝０を入力すると、次の（７）式が得られる。
【００３６】
【数７】
2010026699.tif 000009
【００３７】
この（７）式を満足するように弱め界磁制御のｄ軸電流ｉｄを決めれば、インバータ４の再起動時において、上記（３）式に示した線間電圧ピーク値Ｖｍに対する電圧制限条件を満たすことができ、かつ、トルクが発生しないように（Ｔ＝０）にすることができる。
【００３８】
（７）式から分かるように、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、φｆは永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値であって、それぞれ同期機の特性で決まる一定の値であるから、（７）式のｄ軸電流ｉｄは、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃと同期機５の回転速度ωの関数となっている。したがって、（７）式において、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃと、同期機５の回転速度ωとを与えることができれば、線間電圧ピーク値Ｖｍをコンデンサ３の充電電圧Ｖｃ以下（Ｖｍ≦Ｖｃ）に制御でき、かつ、トルクが発生しないようにする上で必要なｄ軸電流ｉｄを求めることができる。
【００３９】
一方、インバータ４の再起動時において、同期機５を弱め界磁制御する際、同期機５からインバータ４への電流の流れ込みを防ぐために必要な境界条件は、線間電圧ピーク値Ｖｍとコンデンサ３の充電電圧の実効値（Ｖｃ／√２）とが等しいときである。したがって、（７）式において、コンデンサ３の充電電圧の実効値（Ｖｃ／√２）に代えて、線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊（以下、＊印が付加されているのは指令値の意味である）を用い、かつ回転速度ωの情報を与えれば、同期機５からインバータ４側への電流の流れ込みを防ぎ、かつトルクが発生しないため（Ｔ＝０）に必要な条件の下でのｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算することができる。そして、この（７）式を満たす臨界状態の下での線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊よりも、一定の増分ΔＶｃ＊だけコンデンサ３の充電電圧指令Ｖｃ＊を大きく設定すれば（Ｖｃ＊＝Ｖｍ＊＋ΔＶ＊）、常にＶｍ＊≦Ｖｃ＊となり、インバータ４の再起動時において、同期機５からインバータ４側への電流の流れ込みを確実に防ぐことができることになる。
【００４０】
そこで、この実施の形態１では、次のようにして回転速度ω、線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊、および充電電圧指令Ｖｃ＊を得るようにしている。
【００４１】
まず、同期機５の回転速度ωを回転情報検出手段６により検出する。検出した回転速度ωは、制御手段７の電圧指令演算手段７１、および積分手段７５にそれぞれ入力される。
【００４２】
図２に示すように、電圧指令演算手段７１のコンデンサ電圧増分算出テーブル７１１は、回転速度ω（横軸）に対する電圧増分ΔＶｃ＊（縦軸）の関係をテーブル化したものである。その場合、回転速度ωが零からω１の間では電圧増分として零を設定し、ω１の時にΔＶ１を設定する。ここに、ΔＶ１は、本例では回生エネルギの逆流防止上、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを同期機６の線間電圧ピーク値Ｖｍよりも常に高く設定するために、インバータ４を構成するスイッチング素子のオン抵抗によるオン電圧を考慮して設定される。
【００４３】
すなわち、通常、インバータ４を構成する各スイッチング素子は、直流電源電圧Ｖｄｃを元に選定、設計されているが、その場合、本発明者らは、インバータ４の各スイチング素子のオン抵抗によるオン電圧は、直流電源の電圧Ｖｄｃの１％以上であり５％以内であることを見出した。したがって、ΔＶ１は直流電源の電圧Ｖｄｃの１％以上であり５％以内に設定される。また、回転速度がω１からω２間の傾きは、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２のω１からω２間の傾きと同じになるようにΔＶ２を設定する。なお、ω２以上の速度は、同期機５の性能上設定する必要がないため、ΔＶ２は一定とする。
【００４４】
また、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２は、回転速度ω（横軸）に対する同期機５における線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊（縦軸）の関係をテーブル化したものである。その場合、回転速度ωが零からω１の間では線間電圧ピーク値指令はＶｍ１に設定する。ここに、Ｖｍ１は、直流電源電圧Ｖｄｃと同じ値である。また、ω２以上では線間電圧ピーク値指令はＶｍ２になるように設定する。このＶｍ２は同期機５の最大速度時の誘起電圧と同じ値になるように設定する。ω１からω２の間は、ΔＶｍ１からΔＶｍ２にリニアに変化するように傾きを設定する。したがって、ω１以上の速度では、同期機５の発生する誘起電圧が直流電源電圧Ｖｄｃ以上になる。なお、ω２以上は、同期機５の性能上設定する必要がないため、Ｖｍ２は一定とする。
【００４５】
加算器７１３は、回転情報検出手段６で検出された同期機５の回転速度ωに応じてコンデンサ電圧増分算出テーブル７１１から出力される電圧増分ΔＶｃ＊と、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２から出力される線間電圧ピーク値Ｖｍ＊とを加算し、その加算した値Ｖｃ１＊を出力する。すなわち、Ｖｃ１＊＝Ｖｍ＊＋ΔＶｃ＊となる。
【００４６】
次に、リミッタ手段７１４は、加算器７１３により演算された値Ｖｃ１＊が想定以上に小さくなることや大きくなることを防止する役割がある。すなわち、リミッタ手段７１４は、この信号Ｖｃ１＊について以下の処置を行って充電電圧指令Ｖｃ＊を出力する。
【００４７】
【数８】
2010026699.tif 000010
【００４８】
なお、Ｖｍｉｎは、インバータ４の駆動できる最低の直流電圧の値と同値にしておき、また、Ｖｍａｘは、インバータ４の過電圧保護の設定値と同じ値にしておく。このようにして、リミッタ手段７１４からはコンデンサ３の充電電圧指令Ｖｃ＊が出力される。
【００４９】
また、回転情報検出手段６で検出された同期機５の回転速度ωは、乗算器７１５によって２乗に掛け合わされてω〓を出力する。そして、除算器７１７は、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２の出力である線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊をω〓で割る。その際、前段の零防止手段７１６は、零で割ることを防止するため、次の処置を行う。すなわち、ω２が零である場合、零割防止手段７１６の出力値は、例えば０．０００１などの零でない小さい値とする。このことにより、零で割ることを防止することができる。そして、除算器７１７からは（Ｖｍ＊／ω２）が出力され、これが次段のｄ軸電流指令演算手段７３に与えられる。なお、（Ｖｍ＊／ω２）の値は、後述の（９）式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算するために使用される。
【００５０】
電圧制御手段７２には、電圧指令演算手段７１からの充電電圧指令Ｖｃ＊が入力されるとともに、直流電圧検出手段８により検出された直流電源電圧Ｖｄｃも入力されており、両者Ｖｃ＊，Ｖｄｃを比較し、その結果に基づいてコンバータ２の第１、第２スイッチ手段２１，２２に対して各スイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を出力することによりスイッチング動作を制御する。この場合の具体的な動作については、図３に示すタイミングチャートに関連して後で説明する。
【００５１】
一方、ｄ軸電流指令演算手段７３には、電圧指令演算手段７１から（Ｖｍ＊／ω２）が与えられるので、次の（９）式よりｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算する。
【００５２】
【数９】
2010026699.tif 000011
【００５３】
ここに、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、φａ＝√｛（３／２）φｆ｝、φｆ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値である。
【００５４】
この（９）式は、既に（７）式に関連して説明したように、コンデンサ３の充電電圧の実効値（Ｖｃ／√２）に代えて、線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊を用いて同期機５からインバータ４への電流の流れ込みを防ぎ、かつトルクが発生しない（Ｔ＝０）ために必要な条件の下でのｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算する式である。
【００５５】
次いで、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４は、ｄ軸電流指令演算手段７３で演算されたｄ軸電流指令ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝０と共に入力して、ｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を以下の（１０）式に基づいて演算する。
【００５６】
【数１０】
2010026699.tif 000012
【００５７】
この（１０）式において、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は、零に設定されていることから、前述の（２）式で示されるように、インバータ４の再起動時において不要なトルクが発生することを抑制することができる。そして、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４で演算されたｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊は、次段の三相電圧指令演算手段７６に与えられる。
【００５８】
公知のように、三相電圧あるいは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする際に、制御座標軸の位相θが必要となる。そこで、積分手段７５は、回転速度ωに基づいて次の（１１）式により回転二軸座標である制御座標軸の位相θを算出する。
【００５９】
【数１１】
2010026699.tif 000013
【００６０】
次に、三相電圧指令演算手段７６は、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４から与えられるｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊、および積分手段７５から与えられる位相θに基づいて、三相電圧指令の電圧位相θｖを、次の（１２）式に基づいて演算する。
【００６１】
【数１２】
2010026699.tif 000014
【００６２】
また、三相電圧指令演算手段７６は、変調率を次の（１３）式に基づいて算出する。
【００６３】
【数１３】
2010026699.tif 000015
【００６４】
次いで、三相電圧指令演算手段７６は、上記の（１１）、（１２）、（１３）式を用いて、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を次の（１４）式に基づいて算出する。
【００６５】
【数１４】
2010026699.tif 000016
【００６６】
三相電圧指令演算手段７６で演算された三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、ゲートパルス演算手段７７に入力される。ゲートパルス演算手段７７は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを生成し、インバータ４を構成する各スイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御する。
【００６７】
次に、上記構成を有する電力変換装置における全体の制御動作について、力行運転から惰行運転に移行し、さらに惰行運転から力行運転に移行する場合を例にとって、図３に示すタイミングチャートを参照して説明する。
【００６８】
車両を加速するなどの力行運転が行われている場合、制御手段７においてコンデンサ３に対する充電電圧指令Ｖｃ＊は直流電源電圧Ｖｄｃと略同等に設定される。このため、電圧制御手段７２からコンバータ２にはスイッチング信号Ｓ１は出力されず、第１のスイッチ手段２１はオフされる一方、スイッチング信号Ｓ２が出力されて第２のスイッチ手段２２がオンしている。これにより、直流電源１からコンバータ２を経由してインバータ４に直流電力が供給され、インバータ４で所定の周波数の交流電力に変換されて同期機５に供給される。
【００６９】
このとき、第１のスイッチ手段２１はスイッチング動作されないことから、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃは、直流電源電圧Ｖｄｃと略等しくなっている。また、制御手段７の前述の（１０）式に基づく弱め界磁制御により、同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍはコンデンサ３の充電電圧Ｖｃよりも小さくなっている。
【００７０】
次に、時刻ｔ１になって力行運転から惰行運転に切り替えられた場合、運転指令はオフになるが、その際、制御回路７におけるコンデンサ３に対する充電電圧指令Ｖｃ＊は直流電源電圧Ｖｄｃよりも大きくなる。この場合には、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを増加させる必要がある。このため、電圧制御手段７２からコンバータ２に対してスイッチング信号Ｓ２の出力が停止されて第２のスイッチ手段２２がオフする一方、スイッチング信号Ｓ１が出力されて第１のスイッチ手段２１がスイッチング動作を行う。この第１のスイッチ手段２１のスイッチング動作により、コンデンサ３が充電されて、時刻ｔ２になるとその電圧が充電電圧指令Ｖｃ＊に対応した所定値になるまで昇圧される。この時刻ｔ１〜ｔ２の期間Ｔａ中、同期機５は制御手段７によって前述の（１０）式に基づく弱め界磁制御が継続されているため、その線間電圧ピーク値Ｖｍは力行運転時と同じ値となっていて変化しない。
【００７１】
時刻ｔ２になると、コンデンサ３の充電電圧が充電電圧指令Ｖｃ＊に対応した値になるまで昇圧されるので、インバータ４の動作が停止される。これにより、同期機５は弱め界磁制御が行われなくなるので、その線間電圧ピーク値Ｖｍは同期機５の回転速度ωで決まる誘起電圧となる。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３に達するまでの期間Ｔｂ中、電圧制御手段７２は、コンバータ２に対してスイッチング信号Ｓ２の出力を停止し、かつ、スイッチング信号Ｓ１を出力するので、コンバータ２は、第２のスイッチ手段２２がオフされた状態で第１のスイッチ手段２１がスイッチング動作を継続する。そのため、この期間Ｔｂ中、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃは、同期機５が発生する誘起電圧Ｖｍ以上に維持される。つまり、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃは、制御手段７の電圧指令演算手段７１で演算された電圧増分ΔＶｃ＊分に相当する値だけ同期機５が発生する誘起電圧Ｖｍよりも大きく設定される。これにより、惰行運転中に同期機５からインバータ４側に向けて電流が流れ込むのを防ぐことができ、その結果、惰行運転中に不要なブレーキトルクの発生を抑制することができる。
【００７２】
時刻ｔ３になって惰行運転から力行運転に切り替えられた場合、これに応じて制御手段７はインバータ４を起動する。そして、制御手段７は、インバータ４に対して前述の（１０）式に基づく弱め界磁制御を行うため、同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍは、時刻ｔ２以前の状態まで低下される。一方、時刻ｔ３から時刻ｔ４になるまで期間Ｔｃ中、電圧制御手段７２の制御によって、コンバータ２の第２のスイッチ手段２２がオフされた状態で第１のスイッチ手段２１のスイッチング動作が継続されるので、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃは、惰行運転の期間Ｔｂと同じ値が維持される。
【００７３】
そして、運転指令が入力されてから所定の時間Ｔｃが経過して時刻ｔ４になると、コンデンサ３に対する充電電圧指令Ｖｃ＊は直流電源電圧Ｖｄｃと略同等に設定される。このとき、電圧制御手段７２はコンデンサ３を充電して充電電圧Ｖｃを昇圧する必要がないため、コンバータ２の第１のスイッチ手段２１がオフされるとともに、第２のスイッチ手段２２がオンされるので、コンデンサ３の充電動作が停止されて充電電圧Ｖｃが次第に低下する。
【００７４】
次に、時刻ｔ５になると、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃは、直流電源電圧Ｖｄｃと略等しくなるが、同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍは、制御手段７の弱め界磁制御によりコンデンサ３の充電電圧Ｖｃよりも小さい。
したがって、時刻ｔ３の運転指令によって惰行運転から力行運転に切り替えられた場合でも、同期機５からインバータ４側に向けて電流が流れ込むのを抑制することができ、インバータ４のスイッチング素子の破損等の不具合発生を確実に防ぐことができる。また、インバータ４の再起動時に、従来のようにコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを改めて上昇させる必要がないので、インバータ４の運転指令が発せられてからインバータ４が実際に再起動されるまでのタイムラグが生じず、応答性がよい。
【００７５】
以上のように、この実施の形態１では、制御手段７が、惰行運転時にはコンデンサ３の充電電圧Ｖｃが同期機５が発生する電圧Ｖｍ以上になるようにコンバータ２を制御する。そして、惰行運転からの起動開始時においても、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃが同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍ以上に常に保たれるようにコンバータ２およびインバータ４を制御する。そのため、力行運転もしくは回生運転から惰行運転、その逆に、惰行運転から力行運転もしくは回生運転というように、各運転モードへの移行が頻繁に起こる場合でも、同期機５からインバータ４側へ電力が不要に逆流することを確実に抑制することができるとともに、不要なブレーキトルクの発生を防止することができる。したがって、従来、同期機５とインバータ４との間に設けていた負荷接触器を不要にすることができ、電力変換装置の小型、軽量化、およびコストダウンを図ることができる。
【００７６】
この実施の形態１の構成を備えた電力変換装置において、電鉄用のモータ定数を用いて回転速度２７０Ｈｚから再起動した時のシミュレーション結果を図４に示す。ここで、図４（ａ）の縦軸はコンデンサ直流電圧［Ｖ］、図４（ｂ）の縦軸は線間電圧［Ｖ］、図４（ｃ）の縦軸はＵ相電流［Ａ］、図４（ｄ）の縦軸は発生トルク［Ｎｍ］、図４（ｅ）の縦軸はｄｑ電流［Ｖ］、図４（ｆ）の縦軸は変調率［％］を表す。また、図４（ａ）〜（ｆ）の横軸は時間［ｓｅｃ］を表す。
【００７７】
図４のシミュレーション結果は、横軸の０．１ｓｅｃの時点（図３の時刻ｔ３に対応）でインバータ４が起動される。
図４（ａ）はコンデンサ電圧Ｖｃを示しており、０〜０．３ｓｅｃまでがコンバータ２の第１スイッチ手段２１がスイッチングされて、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを３９００Ｖに維持するように動作している。０．３ｓｅｃの時点（図３の時刻ｔ４に対応）にコンバータ２の第１スイッチ手段２１がオフされるとともに、第２スイッチ手段２２がオンするので、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃの電圧が次第に低下して直流電源１の電圧Ｖｄｃとほぼ同じ値である３０００Ｖとなる。
【００７８】
図４（ｂ）は同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍを示しており、０〜０．１ｓｅｃまでは同期機５の起電力を誘起して発生する誘起電圧であり、電圧波形のピーク値は約３８５０Ｖとなっている。０．１ｓｅｃの時点（図３の時刻ｔ３に対応）でインバータ４が起動されると、その直後から制御手段７による弱め界磁制御が開始され、これにより線間電圧ピーク値Ｖｍが所定の電圧の３０００Ｖに制御される。また、図４（ｄ）はインバータ４の起動直後に発生するトルクを示しており、当該トルクは、過渡時には一時的に発生するがほとんど零であることが確認される。
【００７９】
また、インバータ４が起動されてからコンバータ２の第１スイッチ手段２１のスイッチング動作が停止されるまでの時間（図３の時間Ｔｃに対応）は、５ｍｓｅｃ以上５００ｍｓｅｃ以内にすることが好ましい。その理由は、本発明者らが見出した次の知見による。すなわち、５ｍｓｅｃの根拠は、コンバータ２の直流電圧への制御性能で決まる。すなわち、コンバータ２によって直流電圧を下げるには、最低５ｍｓｅｃの時間が必要である。また。５００ｍｓｅｃの根拠は、インバータ４を構成するスイッチング素子の性能や寿命を考慮すると、直流電圧を上げてスイッチングする時間は５００ｍｓｅｃ以内である必要があるからである。
【００８０】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２における電力変換装置を示す構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分に同一の符号を付す。
【００８１】
この実施の形態２では、交流電源１を入力としており、したがって、コンバータ９は交流電圧から直流電圧に変換を行なうＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行うＡＣ／ＤＣコンバータが使用されている。このコンバータ９においては、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃと充電電圧指令Ｖｃ＊との差分ΔＶｃに基づいてフィードバック制御を行うため、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを検出するコンデンサ電圧検出手段１０が設けられる。また、制御手段７には、電圧指令演算手段７１で演算されたコンデンサ３の充電電圧指令Ｖｃ＊からコンデンサ電圧検出手段１０により検出された充電電圧Ｖｃを減算する減算器７８が設けられている。
【００８２】
さらに、この実施の形態２では、制御手段７のｄｑ軸電圧指令演算手段７４において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの差分、およびｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの差分に基づいてｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算するため、同期機５に流れる電流を検出するため電流検出手段１１ａ，１１ｂ，１１ｃが設けられる。また、制御手段７内には各電流検出手段１１ａ，１１ｂ，１１ｃで検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、位相θの回転直交二軸（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸、ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに座標変換するための３相／ｄｑ変換手段７９が設けられている。
【００８３】
なお、この実施の形態２では、交流側の電流検出手段１１ａ〜１１ｃとして、インバータ４と同期機５とを接続する結線に流れる電流をＣＴ等により検出するようにしているが、これに限らず、他の公知の手法を用いて母線電流などインバータ４内部に流れる電流を用いて相電流を検出してもよい。なお、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、２相分の検出電流から残り１相分の電流を求めるようにしてもよい。
その他の構成は、図１に示した実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００８４】
上記構成の電力変換装置において、実施の形態１と同様にして電圧指令演算手段７１で演算された充電電圧指令Ｖｃ＊と、コンデンサ電圧検出手段１０により検出されたコンデンサ３の充電電圧Ｖｃの値はそれぞれ減算器７８に入力されるので、減算器７８は両者Ｖｃ＊，Ｖｃの差を求め、その減算した値ΔＶｃを電圧制御手段７２に入力する。電圧制御手段７２は、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃが充電電圧指令Ｖｃ＊に一致するようにコンバータ９を制御する。これにより、コンデンサ３の充電電圧Ｖｃが充電電圧指令Ｖｃ＊に一致する。
【００８５】
一方、同期機５側の各電流検出手段１１ａ〜１１ｃは、同期機５に発生する相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをそれぞれ検出し、それらが制御手段７に入力される。続いて、３相／ｄｑ変換手段７９は、三相電流を回転直交二軸へ座標変換をするが、その際、制御座標軸が必要となるので、積分手段７５で前述の（１１）に基づいて積分して得られる制御座標軸の位相θを取り込む。そして、３相／ｄｑ変換手段７９は、電流検出器１１ａ〜１１ｃから得られた相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを位相θの回転直交二軸（ｄ−ｑ軸）上のｄ軸、ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに座標変換し、これを次段のｄｑ軸電圧指令演算手段７４に出力する。
【００８６】
ｄｑ軸電圧指令演算手段７４は、ｄ軸電流指令演算手段７３で演算されたｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝０、および３相／ｄｑ変換手段７９からのｄ軸、ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊をそれぞれ次の（１５）、（１６）式により演算する。なお、既述の通り、ｉｑ＊＝０に設定すると、（２）式の関係からトルクが発生しないようすることができる利点がある。
【００８７】
【数１５】
2010026699.tif 000017
【００８８】
【数１６】
2010026699.tif 000018
【００８９】
なお、比例ゲインｋｃｐｄ，ｋｃｐｑ，ωｃｐｉは、電流応答目標値ωｃｃを設定して、次の（１７）式によって与えればよい。また、電流応答目標値ωｃｃは、再起動を行う最高速度より十分に高い値を設定する必要がある。
【００９０】
【数１７】
2010026699.tif 000019
【００９１】
次いで、三相電圧指令演算手段７６は、実施の形態１と同様、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４から入力されたｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、三相電圧指令の電圧位相θｖを、前述の式（１２）に基づいて演算する。また、三相電圧指令演算手段７６は、コンデンサ電圧検出手段１０で検出された充電電圧Ｖｃを用いて、変調率ＰＭＦを次の１８）式に基づいて算出する。
【００９２】
【数１８】
2010026699.tif 000020
【００９３】
さらに、三相電圧指令演算手段７６は、上記（１５）、（１６）、（１７）式を用いて三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を前述の（１４）式に基づいて算出する。
【００９４】
こうして、三相電圧指令演算手段７６で演算された三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、ゲートパルス演算手段７７に与えられる。ゲートパルス演算手段７７は、三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて、ゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを生成し、インバータ４を構成する各スイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御する。
【００９５】
以上のように、この実施の形態２では、コンバータ９としてＡＣ／ＤＣコンバータを使用する場合でも、実施の形態１と同様な作用効果が得られることに加えて、電流検出手段１１ａ〜１１ｃを用いることにより、実施の形態１に比べて、制御手段７のｄｑ軸電圧指令演算手段７４において、ｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算するのが容易となり、その際の負荷が軽減される。このため、制御手段７を実現するためのマイクロコンピュータとして安価なものを使用できる利点が得られる。
【００９６】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３における電力変換器装置を示す構成図であり、図５に示した実施の形態２と対応もしくは相当する構成部分に同一の符号を付す。
【００９７】
この実施の形態３の特徴は、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４およびゲートパルス演算手段７７の構成が上記実施の形態２と異なっていることである。
すなわち、この実施の形態３において、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４は、ｄ軸電流指令演算手段７３で演算されたｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＝０、３相／ｄｑ変換手段７９から与えられるｄ軸、ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑを取り込み、ｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を次の（１９）式に基づいて演算する。
【００９８】
【数１９】
2010026699.tif 000021
【００９９】
この（１９）式は、その第１項および第２項が上記実施の形態１で示した（１０）式に相当し、第３項が上記実施の形態２で示した（１５）、（１６）式に相当しており、これらを組み合わせたものになっている。これにより、高性能な制御を実現できるとともに、再起動時に発生する過渡的に発生するトルクを更に抑制することができる。
【０１００】
そして、このｄｑ軸電圧指令演算手段７６で演算されたｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊は、次段の三相電圧指令演算手段７６に入力される。これに応じて、三相電圧指令演算手段７６は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、その三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊がゲートパルス演算手段７７に入力される。この点は、実施の形態１，２の場合と同様である。
【０１０１】
ゲートパルス演算手段７７は、この三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、同期３パルスによるゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを出力してインバータ４を構成する各スイッチング素子をＰＷＭ制御する。すなわち、図７（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御のための各ゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを生成する際、同期機５の回転数に対応する三相電圧指令（正弦波）の周波数をｆｓｉｎ、三角波のキャリア周波数をｆｃとすると、３ｆｓｉｎ＝ｆｃの関係を満たすように設定されている。このため、図７（ｂ）に示すように、各ゲートパルスＧｕ〜Ｇｚは、回転速度の半周期当たり、必ず３パルス分が確保される。
【０１０２】
ここで、インバータ４を構成するスイッチング素子が熱的にキャリア周波数を十分に上げることができずに高い速度から再起動する場合、十分な制御性能を実現するためのインバータ４のゲートパルスのパルス数を確保できないことがある。例えば、キャリア周波数６００Ｈｚで同期機５の回転速度（周波数）が３００Ｈｚから再起動する場合、回転速度３００Ｈｚの半周期当たり、インバータ４のスイッチング素子のパルス数は２パルスになり、これではパルス数が少ないために十分な制御性能を確保できない可能性がある。
【０１０３】
これに対して、この実施の形態３では、同期３パルスを用いることにより、必ず同期機５における回転速度の半周期当たり、３パルス分を確保することができるので、高い速度から再起動する場合もパルス数を確保することができ、制御性能を高めることができる。また、同期パルスを適用することにより、電圧利用率が向上して同期機５に流れる電流を小さくでき、インバータ４の小型化、省エネルギ化を実現することができる。
【０１０４】
なお、この実施の形態３では、同期３パルスについてのみ言及したが、同期５パルスあるいは同期９パルスであっても同様の効果が期待できることは言うまでもない。その他の構成、および作用効果は、実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【０１０５】
実施の形態４．
図８は本発明の実施の形態４における電力変換装置を示す構成図であり、図６に示した実施の形態３と対応もしくは相当する構成部分に同一の符号を付す。
【０１０６】
この実施の形態４の特徴は、ゲートパルス演算手段７７の構成が上記実施の形態３の場合と異なっていることである。
すなわち、この実施の形態４において、ゲートパルス演算手段７７は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、同期１パルスによるゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを出力してインバータ４を構成する各スイッチング素子をＰＷＭ制御する。すなわち、ＰＷＭ制御のための各ゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを生成する際、同期機５の回転数に対応する三相電圧指令（正弦波）の周波数をｆｓｉｎ、三角波のキャリア周波数をｆｃとすると、ｆｓｉｎ＝ｆｃの関係を満たすように設定されている。
【０１０７】
このように、この実施の形態４では、ゲートパルス演算手段７７において、同期１パルスによるゲートパルスＧｕ〜Ｇｚを出力するようにしているので、制御性能上は実施の形態３よりも劣るものの、インバータ４の電圧利用率を向上でき、実施の形態３よりも更に同期機５に流れる電流を小さくすることができ、インバータ４の小型化、省エネルギ化を実現することができる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態３の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【０１０８】
実施の形態５．
図９は本発明の実施の形態５における電力変換装置を示す構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【０１０９】
この実施の形態５の特徴は、実施の形態１（図１）の構成に加えて線間電圧検出手段１２ａ，１２ｂが設けられている。また、制御手段７を構成する電圧指令演算手段７１、ｄ軸電流指令演算手段７３の構成が変更されている。さらに、制御手段７には３相／αβ変換手段８０、および電圧実効値演算手段８１が設けられていることである。
【０１１０】
すなわち、各線間電圧検出手段１２ａ，１２ｂは、同期機５のＵＶ間およびＶＷ間の各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗを検出する。検出された線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗは、３相／αβ変換手段８０に入力される。３相／αβ変換手段８０は、入力されたＶｕｖ，Ｖｖｗを次の（２０）式に基づいて２相交流電圧Ｖα、Ｖβを演算する。
【０１１１】
【数２０】
2010026699.tif 000022
【０１１２】
なお、（２０）式により３相交流電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗ（もしくは、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を２相交流電圧Ｖα，Ｖβに変換する際、図１０に示す３相交流座標（ｕ−ｖ−ｗ）系から２相交流座標（α−β）の関係を用いて変換を行う。
【０１１３】
次の電圧実効値演算手段８１は、３相／αβ変換手段８０で変換された２相交流電圧Ｖα、Ｖβに基づいて同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍを、次の（２１）式に基づいて算出する。
【０１１４】
【数２１】
2010026699.tif 000023
【０１１５】
そして、この電圧実効値演算手段８１により演算された同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍは、ｄ軸電流指令演算手段７３に与えられる。
【０１１６】
一方、電圧指令演算手段７１は、実施の形態１（図３）に示した電圧指令演算手段７１と異なり、図１１に示すように、コンデンサ３の充電電圧指令Ｖｃ＊および線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊を出力するように構成されている。
【０１１７】
したがって、ｄ軸電流指令演算手段７３は、同期機５の線間電圧ピーク値Ｖｍと線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊とに基づいて、インバータ４の再起動時において同期機５に印加される線間電圧ピーク値Ｖｍがコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを超えないようにｄ軸電流指令ｉｄ＊を算出する。すなわち、次の（２２）式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊を算出する。
【０１１８】
【数２２】
2010026699.tif 000024
【０１１９】
なお、ｋｐ，ωｐは、同期機５の回転速度の最高速度をωｍａｘとすると、次の（２３）式のように設定する。
【０１２０】
【数２３】
2010026699.tif 000025
【０１２１】
以上のように、この実施の形態５では、上記の実施の形態１の効果に加えて、線間電圧検出手段１２ａ，１２ｂを設けることにより、複雑なルートの計算などを無くすことができ、その結果、制御手段７を実現するためのマイクロコンピュータとして安価なものを使用できる利点が得られる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【０１２２】
実施の形態６．
図１２は本発明の実施の形態６における電力変換装置を示す構成図であり、図５に示した実施の形態２と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【０１２３】
この実施の形態６の特徴は、運転指令がオフされた時点から、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４に与えるｑ軸電流指令ｉｑ＊を次第に減少させるとともに、このタイミングに合わせて、電圧指令演算手段７１から出力される充電電圧指令Ｖｃ＊を増加してコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを次第に増加させることである。これにより、インバータ４を停止させる時に同期機５に流れる電流を更に小さくすることができる。すなわち、電流が小さくなることにより省エネルギ化を実現できる。
【０１２４】
図１３は、この実施の形態６の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
同図に示すように、運転指令がオフされた時刻ｔ１から時刻ｔ２に至るまでの間に、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を次第に低下させて零にするとともに、その動作に合わせて、充電電圧指令Ｖｃ＊を増加してコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを所定の値になるまで次第に増加させる。このことにより、運転指令がオフされた時点でｑ軸電流指令ｉｑ＊を即時に零にしてからコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを所定の値に増加させる場合と比較して、同期機５に流れる電流を小さくできる効果がある。
【０１２５】
また、図１４に示すように、運転指令がオフされた時刻ｔ１から時刻ｔ２に至るまでの間、先にコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを所定の値に増加させてからｑ軸電流指令ｉｑを零になるまで次第に減少させるようにしてもよい。その場合のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃの上昇の仕方は、同図に示すように急激（もしくはステップ的）に上げる場合の外に、一次遅れのようになだらかに上げるようにしてもよい。このようにすれば、電流の変化やコンデンサ３の充電電圧Ｖｃの過電圧等を防止することができるので有効である。
【０１２６】
以上のように、この実施の形態６では、上記の実施の形態２の効果に加えて、運転指令がオフした時にｑ軸電流指令ｉｑ＊とコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを同時に動作させる。その結果、同期機５に流れる電流を更に小さくでき、省エネルギ化を実現できる利点が得られる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【０１２７】
この発明は、例えば鉄道車両や電気自動車などに搭載され、電源により駆動される同期機を制御する電力変換装置として広く適用できるものである。
【図１】
2010026699.tif 000026
【図２】
2010026699.tif 000027
【図３】
2010026699.tif 000028
【図４】
2010026699.tif 000029
【図５】
2010026699.tif 000030
【図６】
2010026699.tif 000031
【図７】
2010026699.tif 000032
【図８】
2010026699.tif 000033
【図９】
2010026699.tif 000034
【図１０】
2010026699.tif 000035
【図１１】
2010026699.tif 000036
【図１２】
2010026699.tif 000037
【図１３】
2010026699.tif 000038
【図１４】
2010026699.tif 000039
【手続補正書】
【提出日】平成22年12月8日(2010.12.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１５】
上記のコンバータ２は、本例では昇圧チョッパ回路であって、ＩＧＢＴ等の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ逆並列接続してなる第１、第２のスイッチ手段２１，２２、およびリアクトル２３とからなる。また、同期機５は、回転子に取り付けられた永久磁石により界磁を作る永久磁石型同期機（以下、単に同期機という）である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
次に、この実施の形態１における同期機５に対する弱め界磁制御の原理について説明する。
同期機５におけるｄｑ座標上で表した電圧方程式、およびトルクＴは、次の（１）、（２）式で与えられる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４９】
また、回転情報検出手段６で検出された同期機５の回転速度ωは、乗算器７１５によって２乗に掛け合わされてω２を出力する。そして、除算器７１７は、線間電圧ピーク値指令算出テーブル７１２の出力である線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊をω２で割る。その際、前段の零割防止手段７１６は、零で割ることを防止するため、次の処置を行う。すなわち、ω２が零である場合、零割防止手段７１６の出力値は、例えば０．０００１などの零でない小さい値とする。このことにより、零で割ることを防止することができる。そして、除算器７１７からは（Ｖｍ＊／ω２）が出力され、これが次段のｄ軸電流指令演算手段７３に与えられる。なお、（Ｖｍ＊／ω２）の値は、後述の（９）式に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算するために使用される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
【数９】
2010026699.tif 000040
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７６】
この実施の形態１の構成を備えた電力変換装置において、電鉄用のモータ定数を用いて回転速度２７０Ｈｚから再起動した時のシミュレーション結果を図４に示す。ここで、図４（ａ）の縦軸はコンデンサ直流電圧［Ｖ］、図４（ｂ）の縦軸は線間電圧［Ｖ］、図４（ｃ）の縦軸はＵ相電流［Ａ］、図４（ｄ）の縦軸は発生トルク［Ｎｍ］、図４（ｅ）の縦軸はｄｑ電流［Ａ］、図４（ｆ）の縦軸は変調率［％］を表す。また、図４（ａ）〜（ｆ）の横軸は時間［ｓｅｃ］を表す。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９１】
次いで、三相電圧指令演算手段７６は、実施の形態１と同様、ｄｑ軸電圧指令演算手段７４から入力されたｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、三相電圧指令の電圧位相θｖを、前述の式（１２）に基づいて演算する。また、三相電圧指令演算手段７６は、コンデンサ電圧検出手段１０で検出された充電電圧Ｖｃを用いて、変調率ＰＭＦを次の（１８）式に基づいて算出する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１００
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１００】
そして、このｄｑ軸電圧指令演算手段７４で演算されたｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊は、次段の三相電圧指令演算手段７６に入力される。これに応じて、三相電圧指令演算手段７６は三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、その三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊がゲートパルス演算手段７７に入力される。この点は、実施の形態１，２の場合と同様である。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１０】
すなわち、各線間電圧検出手段１２ａ，１２ｂは、同期機５のＵＶ間およびＶＷ間の各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗを検出する。検出された線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗは、３相／αβ変換手段８０に入力される。３相／αβ変換手段８０は、入力されたＶｕｖ，Ｖｖｗを次の（２０）式に基づいて２相交流電圧Ｖα、Ｖβを演算する。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１２】
なお、（２０）式により３相交流電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ（もしくは、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を２相交流電圧Ｖα，Ｖβに変換する際、図１０に示す３相交流座標（ｕ−ｖ−ｗ）系から２相交流座標（α−β）の関係を用いて変換を行う。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１６】
一方、電圧指令演算手段７１は、実施の形態１（図２）に示した電圧指令演算手段７１と異なり、図１１に示すように、コンデンサ３の充電電圧指令Ｖｃ＊および線間電圧ピーク値指令Ｖｍ＊を出力するように構成されている。
【国際調査報告】
2010026699.tif 000041
2010026699.tif 000042
2010026699.tif 000043
2010026699.tif 000044