(57)【要約】  差動増幅器(12)は、抵抗素子(R1)と整流素子(D1)の接続点に発生する電圧(VD1)と抵抗素子(R2,R3)の接続点に発生する電圧(VD2)との差に対応する制御電圧(VGN)を出力する。制御回路(13)は、制御電圧(VGN)に対応する制御電流(Ic)を出力ノード(N101)に供給する。スタートアップ回路(14)は、電源電圧(VDD)の供給に応答してスタートアップ電流(Ist)を出力ノード(N101)に供給することにより、基準電圧(VA)が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から基準電圧(VA)が所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を発生させる回路であって、
第１の整流素子と、前記第１の整流素子と前記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、前記第２の整流素子と前記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、
前記第１の整流素子と前記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と前記第２の抵抗素子と前記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を前記出力ノードに供給する制御回路と、
電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を前記出力ノードに供給することにより、前記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から前記基準電圧が前記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備える
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、前記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて前記スタートアップ電流を減少させる
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記スタートアップ回路は、前記スタートアップ電流を前記差動増幅器にも供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記スタートアップ回路は、
前記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードに至る基準電流経路に設けられた電流源と、
前記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を前記スタートアップ電流を前記出力ノードおよび前記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路と、
前記基準電流経路および前記出力電流経路のいずれか一方に設けられ、前記出力ノードに発生する基準電圧をゲートに受けて当該電流経路の電流量を調整する調整トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記電流ミラー回路は、
前記基準電流経路に設けられるとともに自己のゲートおよびドレインが互いに接続された入力側トランジスタと、
前記出力電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された出力側トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項６】
請求項４において、
前記出力電流経路は、
前記電源ノードから前記出力ノードに至る第１の電流経路と、
前記電源ノードから前記差動増幅器に至る第２の電流経路とを含み、
前記電流ミラー回路は、
前記基準電流経路に設けられるとともに自己のゲートおよびドレインが互いに接続された入力側トランジスタと、
前記第１の電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された第１の出力側トランジスタと、
前記第２の電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された第２の出力側トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項７】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、前記スタートアップ電流を前記差動増幅器にも供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項８】
請求項７において、
前記スタートアップ回路は、
前記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードへ至る基準電流経路に設けられた電流源と、
前記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を前記スタートアップ電流を前記出力ノードおよび前記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路とを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項９】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、
前記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードへ至る基準電流経路に設けられた電流源と、
前記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を前記スタートアップ電流を前記出力ノードに供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路とを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項１０】
請求項３または請求項７において、
前記スタートアップ回路は、前記差動増幅器の動作電流として前記スタートアップ電流を前記差動増幅器に供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項１１】
請求項３または請求項７において、
前記スタートアップ回路は、前記差動増幅器の出力端子に前記スタートアップ電流を供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項１２】
基準電圧を発生させる回路であって、
第１の整流素子と、前記第１の整流素子と前記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、前記第２の整流素子と前記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、
前記第１の整流素子と前記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と前記第２の抵抗素子と前記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を前記出力ノードに供給する制御回路と、
電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を前記差動増幅器に供給することにより前記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から前記基準電圧が前記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるとともに、前記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて前記スタートアップ電流を減少させるスタートアップ回路とを備える
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項１３】
基準電圧を発生させる回路であって、
第１の整流素子と、前記第１の整流素子と前記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、前記第２の整流素子と前記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、
前記第１の整流素子と前記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と前記第２の抵抗素子と前記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を前記出力ノードに供給する制御回路と、
電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を前記差動増幅器に供給することにより、前記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から前記基準電圧が前記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備え、
前記スタートアップ回路は、
前記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードに至る基準電流経路に設けられた電流源と、
前記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を前記スタートアップ電流を前記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路とを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、基準電圧発生回路に関し、さらに詳しくは、基準電圧発生回路のスタートアップ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源電圧や温度の変動に起因する回路特性の変動を抑制するために、バンドギャップリファレンス回路が用いられている。バンドギャップリファレンス回路は、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を発生させる。【０００３】
図１０は、一般的なバンドギャップリファレンス回路９０を備える基準電圧発生回路の構成を示す。バンドギャップリファレンス回路９０では、抵抗素子Ｒ１とダイオード素子Ｄ１との接続点の電圧（接続点電圧ＶＤ１）と抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧（接続点電圧ＶＤ２）とが互いに等しくなるように制御電流Ｉｃが制御される。接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなると基準電圧ＶＡが安定する。基準電圧ＶＡは、次の（式１）または（式２）のように表現できる。【０００４】
【数１】
2010026674.tif 000003
【０００５】
【数２】
2010026674.tif 000004
【０００６】
上記（式１）（式２）において、“ΔＶＤ”はダイオードＤ１の閾値電圧（すなわち、接続点電圧ＶＤ１）とダイオードＤ２の閾値電圧との差、“ｋ”はボルツマン係数、“Ｔ”は絶対温度、“ｑ”は電子の電荷量、“Ｉｓ１”はダイオードＤ１の飽和電流、“Ｉｓ２”はダイオードＤ２の飽和電流である。ここで、ダイオードＤ１の閾値電圧（ＶＤ１）は、負の温度特性を有し、差電圧ΔＶＤは、正の温度特性を有する。また、差動増幅器のイマジナリーショートによって、抵抗素子Ｒ３の両端の電位差は差電圧ΔＶＤに等しく、抵抗素子Ｒ１を流れる電流は“（ΔＶＤ／Ｒ３）・（Ｒ２／Ｒ１）”である。すなわち、正の電圧特性を有する電圧が抵抗素子Ｒ１に発生する。この抵抗素子Ｒ１に発生する電圧によってダイオードＤ１の閾値電圧（ＶＤ１）の温度特性が打ち消されるため、基準電圧ＶＡは温度に依存しない。また、上記（式１）（式２）には電源電圧ＶＤＤに依存する項がない。この式から、基準電圧ＶＡは電源電圧ＶＤＤにも依存しないことがわかる。【０００７】
次に、図１１を参照して、基準電圧ＶＡと接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２との関係について説明する。接続点電圧ＶＤ２は、基準電圧ＶＡの増加に伴って増加するが、接続点電圧ＶＤ１は、基準電圧ＶＡが所定の電圧レベルを超えると一定になる。そのため、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなる箇所が２つ存在する。つまり、バンドギャップリファレンス回路９０は、基準電圧ＶＡが所望の電圧レベルＶｘで安定する動作安定状態と、基準電圧ＶＡが所望の電圧レベルよりも低い電圧レベル（例えば、電圧レベルＶｙ）で安定する非動作安定状態とを有している。バンドギャップリファレンス回路９０が動作安定状態である場合、上記（式１）（式２）が成立するので、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を生成できる。一方、バンドギャップリファレンス回路９０が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡ，接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２，および制御電圧ＶＧＮは接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定し、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルで安定するため、基準電圧ＶＡを所望の電圧レベルＶｘで保持できない。また、バンドギャップリファレンス回路９０は、動作立ち上げ時（電源電圧ＶＤＤの供給時）において非動作安定状態になりやすい。【０００８】
そこで、上記問題を解決すべく、図１０に示した基準電圧発生回路は、バンドギャップリファレンス回路９０に加えて、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタとの接続点から接地ノードに電流を引き込むための電流源ＣＳを備えている（例えば、特許文献１など）。この電流源ＣＳによって電流Ｉ９１が引き込まれることにより、制御電圧ＶＧＰが減少して制御電流Ｉｃが増加し、その結果、基準電圧ＶＡが強制的に増加する。これにより、バンドギャップリファレンス回路９０を非動作安定状態から動作安定状態へ遷移させることができる。また、図１２に示した基準電圧発生回路では、バンドギャップリファレンス回路に加えて、電源ノードから差動増幅器９００に電流を供給するための抵抗素子Ｒを備えている（例えば、非特許文献１など）。この抵抗素子Ｒによって電流Ｉ９２が供給されることにより、制御電圧ＶＧＮが増加するとともに制御電圧ＶＧＰが減少し、その結果、基準電圧ＶＡを強制的に増加させることができる。
【特許文献１】米国特許５，６８６，８２３号明細書（第５頁、第３図）
【非特許文献１】"OPERATIONAL AMPLIFIER SPEED AND ACCURACY INPROVEMENT", pp.38-42, 2004
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の基準電圧発生回路では、基準電圧ＶＡではない電圧（例えば、制御電圧ＶＧＰなど）を強制的に変動させることによって基準電圧ＶＡを増加させているので、基準電圧発生回路が非動作安定状態から動作安定状態へ遷移するまでに要する時間が長かった。【００１０】
そこで、この発明は、従来よりも非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる基準電圧発生回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の１つの局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記出力ノードに供給することにより、上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備える。上記基準電圧発生回路では、スタートアップ電流によって基準電圧を直接的に増加させることにより、基準電圧発生回路において基準電圧以外の電圧を直接的に増加させる場合と比較して、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる。これにより、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。【００１２】
好ましくは、上記スタートアップ回路は、上記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて上記スタートアップ電流を減少させる。このように構成することにより、スタートアップ回路の消費電力を低減できる。また、基準電圧発生回路の基本構成（電圧発生回路，差動増幅器，および制御回路）に加えられるスタートアップ電流の影響を抑制できるので、基準電圧を精度良く生成できる。【００１３】
好ましくは、上記スタートアップ回路は、上記スタートアップ電流を上記差動増幅器にも供給する。このように構成することにより、出力ノードだけでなく差動増幅器にもスタートアップ電流を供給することにより、差動増幅器を確実に駆動させることができる。また、制御電流の増加速度を高めることができ、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間をさらに短縮できる。【００１４】
この発明の別の局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記差動増幅器に供給することにより上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるとともに、上記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて上記スタートアップ電流を減少させるスタートアップ回路とを備える。上記基準電圧発生回路では、スタートアップ回路の消費電力を低減できるとともに、基準電圧を精度良く生成できる。【００１５】
この発明の別の局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記差動増幅器に供給することにより、上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備え、上記スタートアップ回路は、上記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードに至る基準電流経路に設けられた電流源と、上記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を上記スタートアップ電流を上記出力ノードおよび上記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路とを含む。上記基準電圧発生回路では、電流ミラー回路のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流の電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流の電流量を容易に設定できる。
【発明の効果】
【００１６】
以上のように、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮でき、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、実施形態１による基準電圧発生回路の構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施形態２による基準電圧発生回路の構成例を示す図である。
【図３】図３は、図２に示したスタートアップ回路の変形例について説明するための図である。
【図４】図４は、実施形態３による基準電圧発生回路の構成例を示す図である。
【図５】図５は、図４に示した差動増幅器におけるスタートアップ電流の供給箇所について説明するための図である。
【図６】図６は、図４に示した差動増幅器に対するスタートアップ電流の別の供給箇所について説明するための図である。
【図７】図７は、図４に示した基準電圧発生回路の変形例について説明するための図である。
【図８】図８は、実施形態４による基準電圧発生回路の構成例を示す図である。
【図９】図９は、図８に示した基準電圧発生回路の変形例について説明するための図である。
【図１０】図１０は、従来の基準電圧発生回路の構成図である。
【図１１】図１１は、基準電圧と接続点電圧との関係を示すグラフである。
【図１２】図１２は、従来の基準電圧発生回路の構成図である。
【符号の説明】
【００１８】
１１    電圧発生回路
１２    差動増幅器
１３    制御回路
１４，１４ａ，２４，２４ａ    スタートアップ回路
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３    抵抗素子
Ｄ１，Ｄ２    整流素子
ＭＮ１    ＮＭＯＳトランジスタ
ＭＰ１，ＭＰ２    ＰＭＯＳトランジスタ
１０１    電流源
１０２，１０３，１０４    ＰＭＯＳトランジスタ（電流ミラー回路）
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。【００２０】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による基準電圧発生回路の構成例を示す。この基準電圧発生回路は、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなるように制御電流Ｉｃを制御することにより、電源電圧ＶＤＤおよび温度に対する依存性の低い基準電圧ＶＡを発生させる。この回路は、電圧発生回路１１と、差動増幅器１２と、制御回路１３と、スタートアップ回路１４とを備える。【００２１】
電圧発生回路１１は、整流素子Ｄ１（ここでは、ダイオード）と、出力ノードＮ１０１と整流素子Ｄ１との間に接続された抵抗素子Ｒ１と、整流素子Ｄ２と、出力ノードＮ１０１と整流素子Ｄ２との間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２，Ｒ３とを含む。差動増幅器１２は、抵抗素子Ｒ１と整流素子Ｄ１との接続点に発生する電圧（接続点電圧ＶＤ１）と抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３との接続点に発生する電圧（接続点電圧ＶＤ２）との差に対応する制御電圧ＶＧＮを出力する。制御回路１３は、制御電圧ＶＧＮに対応する制御電流Ｉｃを出力ノードＮ１０１に供給する。例えば、制御回路１３は、差動増幅器１２からの制御電圧ＶＧＮがゲートに供給されるＮＭＯＳトランジスタＭＮ１と、電流ミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２とを含む。【００２２】
スタートアップ回路１４は、基準電圧発生回路への電源投入（電源電圧ＶＤＤの供給）に応答してスタートアップ電流Ｉｓｔを出力ノードＮ１０１に供給する。例えば、スタートアップ回路１４は、電流源１０１（ここでは、抵抗素子）と、ＰＭＯＳトランジスタ１０２（入力側トランジスタ）と、ＰＭＯＳトランジスタ１０３（出力側トランジスタ）とを含む。電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２は、電源電圧ＶＤＤが供給される電源ノードから接地電圧ＧＮＤが供給される接地ノードに至る電流経路（基準電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０３は、スタートアップ電流Ｉｓｔを出力ノードＮ１０１に供給するための出力電流経路（ここでは、電源ノードから出力ノードＮ１０１に至る電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３は、電流ミラー回路を構成しており、基準電流経路に発生した基準電流Ｉｒに対応する電流をスタートアップ電流Ｉｓｔとして出力電流経路に発生させる。【００２３】
〔基準電圧発生回路の安定状態〕
基準電圧発生回路は、２つの安定状態（動作安定状態，非動作安定状態）を有する。基準電圧発生回路が動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡは、電源電圧ＶＤＤおよび温度に対する依存性が低く、基準電圧ＶＡは所望の電圧レベルで安定する。一方、基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡ，接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２，および制御電圧ＶＧＮは接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定し、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルで安定しているので、差動増幅器１２は停止状態であり、トランジスタＭＮ１，ＭＰ１，ＭＰ２はいずれもオフ状態である。そのため、基準電圧ＶＡは所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定してしまうので、基準電圧ＶＡを所望の電圧レベルに設定できない。【００２４】
〔スタートアップ回路の動作〕
次に、図１に示したスタートアップ回路１４の動作について説明する。ここでは、電源投入後（電源電圧ＶＤＤが供給された後）に、基準電圧発生回路が非動作安定状態になるものとする。【００２５】
電源電圧ＶＤＤが供給されると、スタートアップ回路１４では、電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２が設けられた基準電流経路に基準電流Ｉｒが発生して、ＰＭＯＳトランジスタ１０３が設けられた出力電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが発生する。このようにして、スタートアップ電流Ｉｓｔが出力ノードＮ１０１に供給される。【００２６】
次に、電圧発生回路１１において、出力ノードＮ１０１からダイオードＤ１に至る電流経路および出力ノードＮ１０１からダイオードＤ２に至る電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが流れ、基準電圧ＶＡおよび接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が強制的に増加する。接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２の増加により、差動増幅器１２が停止状態から駆動状態に遷移して制御電圧ＶＧＮが上昇する。次に、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１がオン状態になって制御電圧ＶＧＰが減少して制御電流Ｉｃが増加する。【００２７】
このようにして基準電圧発生回路の非動作安定状態が崩壊し、その後、基準電圧発生回路は動作安定状態になり、基準電圧ＶＡは、所望の電圧レベル（上記（式１）または（式２）で表現される電圧レベル）で安定する。【００２８】
以上のように、スタートアップ電流Ｉｓｔによって基準電圧ＶＡを直接的に増加させることにより、基準電圧発生回路において基準電圧ＶＡ以外の電圧（例えば、制御電圧ＶＧＰなど）を直接的に増加させる場合と比較して、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる。これにより、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。【００２９】
また、従来のように抵抗素子を介して電流を直接的に引き抜く場合（または、抵抗素子を介して電源ノードから電流を直接的に供給する場合）では、電流引き抜き量（または、電流供給量）を小さくするためには、抵抗素子のサイズを大きくする必要がある。そのため、回路面積を削減することが困難であった。一方、この実施形態では、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３）のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を容易に設定できる。【００３０】
（実施形態２）
図２は、この発明の実施形態２による基準電圧発生回路の構成例を示す。この回路は、図１に示したスタートアップ回路１４に代えて、スタートアップ回路２４を備える。その他の構成は、図１と同様である。スタートアップ回路２４は、スタートアップ電流Ｉｓｔを供給した後に、基準電圧ＶＡの電圧レベルの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を減少させる。スタートアップ回路２４は、図１に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ２０１（調整トランジスタ）を備える。ＰＭＯＳトランジスタ２０１は、電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２とともに基準電流経路に設けられ、電流源１０１と接地ノードとの間に介在する。また、ＰＭＯＳトランジスタ２０１のゲートには、出力ノードＮ１０１に発生した基準電圧ＶＡが供給される。【００３１】
〔スタートアップ回路による動作〕
次に、図２に示したスタートアップ回路２４による動作について説明する。なお、スタートアップ回路２４の基本動作（スタートアップ電流Ｉｓｔの出力）は、図１に示したスタートアップ回路１４と同様である。【００３２】
基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡが接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルであるので、ＰＭＯＳトランジスタ２０１はオン状態である。そのため、スタートアップ回路２４では、基準電圧経路に基準電流Ｉｒが発生し、スタートアップ電流Ｉｓｔが出力ノードＮ１０１に供給される。これにより、基準電圧ＶＡが増加する。【００３３】
次に、基準電圧ＶＡの増加に伴って電流源１０１とＰＭＯＳトランジスタ２０１のソースとの接続点における電圧が増加する。これにより、電流源１０１の両端の電位差が小さくなるので、基準電流Ｉｒは小さくなる。また、基準電流Ｉｒの減少に伴ってスタートアップ電流Ｉｓｔも減少する。【００３４】
以上のように、基準電圧ＶＡの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔを減少させることにより、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できる。また、基準電圧発生回路の基本構成（電圧発生回路１１，差動増幅器１２，および制御回路１３）に加えられるスタートアップ電流Ｉｓｔの影響を抑制できるので、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。【００３５】
（スタートアップ回路の変形例）
なお、図３のように、スタートアップ回路２４において、ＰＭＯＳトランジスタ１０３が設けられた出力電流経路にＰＭＯＳトランジスタ２０１を設けても良い。この場合、基準電圧ＶＡの増加に伴ってＰＭＯＳトランジスタ２０１のオン抵抗が増加し、その結果、スタートアップ電流Ｉｓｔが減少する。【００３６】
（実施形態３）
図４は、この発明の実施形態３による基準電圧発生回路の構成例を示す。この回路では、スタートアップ回路１４は、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する。その他の構成は、図１と同様である。【００３７】
図５は、差動増幅器１２の内部構成を示す。差動増幅器１２は、動作電流Ｉｄを供給するための電流源トランジスタ１１１と、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２がそれぞれゲートに供給される差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐと、電流ミラー回路を構成するトランジスタ１１３，１１４とを含む。電流源トランジスタ１１１のゲートには、制御電圧ＶＧＰが供給される。ここでは、スタートアップ電流Ｉｓｔは、差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐのソースに供給される。すなわち、スタートアップ電流Ｉｓｔは、差動増幅器１２の動作電流Ｉｄとして供給される。【００３８】
〔差動増幅器による動作〕
次に、図５に示した差動増幅器１２による動作について説明する。【００３９】
基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルであるので、電流源トランジスタ１１１はオフ状態である。そのため、動作電流Ｉｄが供給されず、差動増幅器１２は停止状態である。また、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２は、接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定している。【００４０】
ここで、スタートアップ電流Ｉｓｔが差動増幅器１２に供給されると、差動トランジスタ１１２ｎおよびトランジスタ１１３が設けられた電流経路および差動トランジスタ１１２ｐおよびトランジスタ１１４が設けられた電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが流れ、その結果、出力端子ＮＴの電圧（制御電圧ＶＧＮ）が強制的に増加する。これにより、制御回路１３では、制御電圧ＶＧＮの増加に伴い制御電圧ＶＧＰが減少し、制御電流Ｉｃが増加する。【００４１】
以上のように、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給することにより、差動増幅器１２を停止状態から駆動状態に強制的に遷移させる。これにより、差動増幅器１２を確実に駆動させることができる。また、出力ノードＮ１０１のみにスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する場合よりも、制御電流Ｉｃの増加速度を高めることができ、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間をさらに短縮できる。【００４２】
なお、図６のように、スタートアップ電流Ｉｓｔを差動増幅器１２の出力端子ＮＴに供給しても良い。この場合も、出力端子ＮＴの電圧（制御電圧ＶＧＮ）を強制的に増加させることが可能である。さらに、差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐのソースおよび出力端子ＮＴの両方にスタートアップ電流Ｉｓｔを供給しても良い。【００４３】
また、スタートアップ回路１４は、差動増幅器１２のみにスタートアップ電流を供給しても良い。この場合も、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３）のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を容易に設定できる。【００４４】
（実施形態３の変形例１）
さらに、図７のように、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２に対してそれぞれ個別にスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を供給しても良い。図７に示した基準電圧発生回路は、図４に示したスタートアップ回路１４に代えて、スタートアップ回路１４ａを備える。その他の構成は、図４と同様である。スタートアップ回路１４ａは、図４に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ１０４（第２の出力側トランジスタ）を含む。ＰＭＯＳトランジスタ１０３（第１の出力側トランジスタ）は、電源ノードから出力ノードＮ１０１に至る電流経路（第１の電流経路）に設けられ、ＰＭＯＳトランジスタ１０４は、電源ノードから差動増幅器１２に至る電流経路（第２の電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３，１０４は、電流ミラー回路を構成しており、基準電流経路に発生した基準電流Ｉｒに対応するスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を第１および第２の電流経路にそれぞれ発生させる。【００４５】
このように構成することにより、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２のそれぞれに対して適切なスタートアップ電流を供給できる。また、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３，１０４）のミラー比を変更することにより、スタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２のそれぞれの電流量を所望値に容易に設定できる。【００４６】
（実施形態４）
図８は、この発明の実施形態４による基準電圧発生回路の構成を示す。この回路では、スタートアップ回路２４は、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する。その他の構成は、図２と同様である。このように、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給することにより、差動増幅器１２を確実に駆動させることができるとともに、制御電流Ｉｃの増加速度を高めることができる。また、基準電圧ＶＡの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔを減少させることにより、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できるとともに、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。【００４７】
なお、スタートアップ回路２４は、差動増幅器１２のみにスタートアップ電流Ｉｓｔを供給しても良い。この場合も、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できるとともに、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。【００４８】
（実施形態４の変形例）
また、図９のように、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２に対してそれぞれ個別にスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を供給しても良い。図９に示した基準電圧発生回路は、図８に示したスタートアップ回路２４に代えて、スタートアップ回路２４ａを備える。その他の構成は、図８と同様である。スタートアップ回路２４ａは、図８に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ１０４（第２の出力側トランジスタ）を含む。このように構成することにより、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２のそれぞれに対して適切なスタートアップ電流を供給できる。【００４９】
（その他の実施形態）
以上の実施形態において、整流素子Ｄ１，Ｄ２をダイオードとして説明したが、整流素子Ｄ１，Ｄ２は、ダイオード接続されたトランジスタであっても良い。また、電流源１０１を抵抗素子として説明したが、電流源１０１は、他の定電流回路であっても良い。また、差動増幅器１２において、電流源トランジスタ１１１のゲートに制御電圧ＶＧＰとは異なる別の定電圧が供給されていても良い。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上のように、本発明の基準電圧発生回路は、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を発生させるバンドギャップリファレンス回路などとして有用である。
【図１】
2010026674.tif 000005
【図２】
2010026674.tif 000006
【図３】
2010026674.tif 000007
【図４】
2010026674.tif 000008
【図５】
2010026674.tif 000009
【図６】
2010026674.tif 000010
【図７】
2010026674.tif 000011
【図８】
2010026674.tif 000012
【図９】
2010026674.tif 000013
【図１０】
2010026674.tif 000014
【図１１】
2010026674.tif 000015
【図１２】
2010026674.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成23年2月23日(2011.2.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、基準電圧発生回路に関し、さらに詳しくは、基準電圧発生回路のスタートアップ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源電圧や温度の変動に起因する回路特性の変動を抑制するために、バンドギャップリファレンス回路が用いられている。バンドギャップリファレンス回路は、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を発生させる。
【０００３】
図１０は、一般的なバンドギャップリファレンス回路９０を備える基準電圧発生回路の構成を示す。バンドギャップリファレンス回路９０では、抵抗素子Ｒ１とダイオード素子Ｄ１との接続点の電圧（接続点電圧ＶＤ１）と抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧（接続点電圧ＶＤ２）とが互いに等しくなるように制御電流Ｉｃが制御される。接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなると基準電圧ＶＡが安定する。基準電圧ＶＡは、次の（式１）または（式２）のように表現できる。
【０００４】
【数１】
2010026674.tif 000017
【０００５】
【数２】
2010026674.tif 000018
【０００６】
上記（式１）（式２）において、“ΔＶＤ”はダイオードＤ１の閾値電圧（すなわち、接続点電圧ＶＤ１）とダイオードＤ２の閾値電圧との差、“ｋ”はボルツマン係数、“Ｔ”は絶対温度、“ｑ”は電子の電荷量、“Ｉｓ１”はダイオードＤ１の飽和電流、“Ｉｓ２”はダイオードＤ２の飽和電流である。ここで、ダイオードＤ１の閾値電圧（ＶＤ１）は、負の温度特性を有し、差電圧ΔＶＤは、正の温度特性を有する。また、差動増幅器のイマジナリーショートによって、抵抗素子Ｒ３の両端の電位差は差電圧ΔＶＤに等しく、抵抗素子Ｒ１を流れる電流は“（ΔＶＤ／Ｒ３）・（Ｒ２／Ｒ１）”である。すなわち、正の電圧特性を有する電圧が抵抗素子Ｒ１に発生する。この抵抗素子Ｒ１に発生する電圧によってダイオードＤ１の閾値電圧（ＶＤ１）の温度特性が打ち消されるため、基準電圧ＶＡは温度に依存しない。また、上記（式１）（式２）には電源電圧ＶＤＤに依存する項がない。この式から、基準電圧ＶＡは電源電圧ＶＤＤにも依存しないことがわかる。
【０００７】
次に、図１１を参照して、基準電圧ＶＡと接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２との関係について説明する。接続点電圧ＶＤ２は、基準電圧ＶＡの増加に伴って増加するが、接続点電圧ＶＤ１は、基準電圧ＶＡが所定の電圧レベルを超えると一定になる。そのため、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなる箇所が２つ存在する。つまり、バンドギャップリファレンス回路９０は、基準電圧ＶＡが所望の電圧レベルＶｘで安定する動作安定状態と、基準電圧ＶＡが所望の電圧レベルよりも低い電圧レベル（例えば、電圧レベルＶｙ）で安定する非動作安定状態とを有している。バンドギャップリファレンス回路９０が動作安定状態である場合、上記（式１）（式２）が成立するので、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を生成できる。一方、バンドギャップリファレンス回路９０が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡ，接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２，および制御電圧ＶＧＮは接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定し、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルで安定するため、基準電圧ＶＡを所望の電圧レベルＶｘで保持できない。また、バンドギャップリファレンス回路９０は、動作立ち上げ時（電源電圧ＶＤＤの供給時）において非動作安定状態になりやすい。
【０００８】
そこで、上記問題を解決すべく、図１０に示した基準電圧発生回路は、バンドギャップリファレンス回路９０に加えて、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタとの接続点から接地ノードに電流を引き込むための電流源ＣＳを備えている（例えば、特許文献１など）。この電流源ＣＳによって電流Ｉ９１が引き込まれることにより、制御電圧ＶＧＰが減少して制御電流Ｉｃが増加し、その結果、基準電圧ＶＡが強制的に増加する。これにより、バンドギャップリファレンス回路９０を非動作安定状態から動作安定状態へ遷移させることができる。また、図１２に示した基準電圧発生回路では、バンドギャップリファレンス回路に加えて、電源ノードから差動増幅器９００に電流を供給するための抵抗素子Ｒを備えている（例えば、非特許文献１など）。この抵抗素子Ｒによって電流Ｉ９２が供給されることにより、制御電圧ＶＧＮが増加するとともに制御電圧ＶＧＰが減少し、その結果、基準電圧ＶＡを強制的に増加させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許５，６８６，８２３号明細書（第５頁、第３図）
【非特許文献１】"OPERATIONAL AMPLIFIER SPEED AND ACCURACY INPROVEMENT", pp.38-42, 2004
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、従来の基準電圧発生回路では、基準電圧ＶＡではない電圧（例えば、制御電圧ＶＧＰなど）を強制的に変動させることによって基準電圧ＶＡを増加させているので、基準電圧発生回路が非動作安定状態から動作安定状態へ遷移するまでに要する時間が長かった。
【００１１】
そこで、この発明は、従来よりも非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる基準電圧発生回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明の１つの局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記出力ノードに供給することにより、上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備える。上記基準電圧発生回路では、スタートアップ電流によって基準電圧を直接的に増加させることにより、基準電圧発生回路において基準電圧以外の電圧を直接的に増加させる場合と比較して、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる。これにより、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。
【００１３】
好ましくは、上記スタートアップ回路は、上記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて上記スタートアップ電流を減少させる。このように構成することにより、スタートアップ回路の消費電力を低減できる。また、基準電圧発生回路の基本構成（電圧発生回路，差動増幅器，および制御回路）に加えられるスタートアップ電流の影響を抑制できるので、基準電圧を精度良く生成できる。
【００１４】
好ましくは、上記スタートアップ回路は、上記スタートアップ電流を上記差動増幅器にも供給する。このように構成することにより、出力ノードだけでなく差動増幅器にもスタートアップ電流を供給することにより、差動増幅器を確実に駆動させることができる。また、制御電流の増加速度を高めることができ、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間をさらに短縮できる。
【００１５】
この発明の別の局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記差動増幅器に供給することにより上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるとともに、上記出力ノードに発生する基準電圧の増加に応じて上記スタートアップ電流を減少させるスタートアップ回路とを備える。上記基準電圧発生回路では、スタートアップ回路の消費電力を低減できるとともに、基準電圧を精度良く生成できる。
【００１６】
この発明の別の局面に従うと、基準電圧発生回路は、基準電圧を発生させる回路であって、第１の整流素子と、上記第１の整流素子と上記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、上記第２の整流素子と上記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、上記第１の整流素子と上記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と上記第２の抵抗素子と上記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、上記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を上記出力ノードに供給する制御回路と、電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を上記差動増幅器に供給することにより、上記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から上記基準電圧が上記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備え、上記スタートアップ回路は、上記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードに至る基準電流経路に設けられた電流源と、上記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を上記スタートアップ電流を上記出力ノードおよび上記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路とを含む。上記基準電圧発生回路では、電流ミラー回路のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流の電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流の電流量を容易に設定できる。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮でき、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施形態１による基準電圧発生回路の構成例を示す図。
【図２】実施形態２による基準電圧発生回路の構成例を示す図。
【図３】図２に示したスタートアップ回路の変形例について説明するための図。
【図４】実施形態３による基準電圧発生回路の構成例を示す図。
【図５】図４に示した差動増幅器におけるスタートアップ電流の供給箇所について説明するための図。
【図６】図４に示した差動増幅器に対するスタートアップ電流の別の供給箇所について説明するための図。
【図７】図４に示した基準電圧発生回路の変形例について説明するための図。
【図８】実施形態４による基準電圧発生回路の構成例を示す図。
【図９】図８に示した基準電圧発生回路の変形例について説明するための図。
【図１０】従来の基準電圧発生回路の構成図。
【図１１】基準電圧と接続点電圧との関係を示すグラフ。
【図１２】従来の基準電圧発生回路の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００２０】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による基準電圧発生回路の構成例を示す。この基準電圧発生回路は、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が互いに等しくなるように制御電流Ｉｃを制御することにより、電源電圧ＶＤＤおよび温度に対する依存性の低い基準電圧ＶＡを発生させる。この回路は、電圧発生回路１１と、差動増幅器１２と、制御回路１３と、スタートアップ回路１４とを備える。
【００２１】
電圧発生回路１１は、整流素子Ｄ１（ここでは、ダイオード）と、出力ノードＮ１０１と整流素子Ｄ１との間に接続された抵抗素子Ｒ１と、整流素子Ｄ２と、出力ノードＮ１０１と整流素子Ｄ２との間に直列に接続された抵抗素子Ｒ２，Ｒ３とを含む。差動増幅器１２は、抵抗素子Ｒ１と整流素子Ｄ１との接続点に発生する電圧（接続点電圧ＶＤ１）と抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３との接続点に発生する電圧（接続点電圧ＶＤ２）との差に対応する制御電圧ＶＧＮを出力する。制御回路１３は、制御電圧ＶＧＮに対応する制御電流Ｉｃを出力ノードＮ１０１に供給する。例えば、制御回路１３は、差動増幅器１２からの制御電圧ＶＧＮがゲートに供給されるＮＭＯＳトランジスタＭＮ１と、電流ミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２とを含む。
【００２２】
スタートアップ回路１４は、基準電圧発生回路への電源投入（電源電圧ＶＤＤの供給）に応答してスタートアップ電流Ｉｓｔを出力ノードＮ１０１に供給する。例えば、スタートアップ回路１４は、電流源１０１（ここでは、抵抗素子）と、ＰＭＯＳトランジスタ１０２（入力側トランジスタ）と、ＰＭＯＳトランジスタ１０３（出力側トランジスタ）とを含む。電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２は、電源電圧ＶＤＤが供給される電源ノードから接地電圧ＧＮＤが供給される接地ノードに至る電流経路（基準電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０３は、スタートアップ電流Ｉｓｔを出力ノードＮ１０１に供給するための出力電流経路（ここでは、電源ノードから出力ノードＮ１０１に至る電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３は、電流ミラー回路を構成しており、基準電流経路に発生した基準電流Ｉｒに対応する電流をスタートアップ電流Ｉｓｔとして出力電流経路に発生させる。
【００２３】
〔基準電圧発生回路の安定状態〕
基準電圧発生回路は、２つの安定状態（動作安定状態，非動作安定状態）を有する。基準電圧発生回路が動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡは、電源電圧ＶＤＤおよび温度に対する依存性が低く、基準電圧ＶＡは所望の電圧レベルで安定する。一方、基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡ，接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２，および制御電圧ＶＧＮは接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定し、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルで安定しているので、差動増幅器１２は停止状態であり、トランジスタＭＮ１，ＭＰ１，ＭＰ２はいずれもオフ状態である。そのため、基準電圧ＶＡは所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定してしまうので、基準電圧ＶＡを所望の電圧レベルに設定できない。
【００２４】
〔スタートアップ回路の動作〕
次に、図１に示したスタートアップ回路１４の動作について説明する。ここでは、電源投入後（電源電圧ＶＤＤが供給された後）に、基準電圧発生回路が非動作安定状態になるものとする。
【００２５】
電源電圧ＶＤＤが供給されると、スタートアップ回路１４では、電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２が設けられた基準電流経路に基準電流Ｉｒが発生して、ＰＭＯＳトランジスタ１０３が設けられた出力電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが発生する。このようにして、スタートアップ電流Ｉｓｔが出力ノードＮ１０１に供給される。
【００２６】
次に、電圧発生回路１１において、出力ノードＮ１０１からダイオードＤ１に至る電流経路および出力ノードＮ１０１からダイオードＤ２に至る電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが流れ、基準電圧ＶＡおよび接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２が強制的に増加する。接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２の増加により、差動増幅器１２が停止状態から駆動状態に遷移して制御電圧ＶＧＮが上昇する。次に、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１がオン状態になって制御電圧ＶＧＰが減少して制御電流Ｉｃが増加する。
【００２７】
このようにして基準電圧発生回路の非動作安定状態が崩壊し、その後、基準電圧発生回路は動作安定状態になり、基準電圧ＶＡは、所望の電圧レベル（上記（式１）または（式２）で表現される電圧レベル）で安定する。
【００２８】
以上のように、スタートアップ電流Ｉｓｔによって基準電圧ＶＡを直接的に増加させることにより、基準電圧発生回路において基準電圧ＶＡ以外の電圧（例えば、制御電圧ＶＧＰなど）を直接的に増加させる場合と比較して、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間を短縮できる。これにより、電源投入に対する基準電圧発生回路の応答特性を向上させることができる。
【００２９】
また、従来のように抵抗素子を介して電流を直接的に引き抜く場合（または、抵抗素子を介して電源ノードから電流を直接的に供給する場合）では、電流引き抜き量（または、電流供給量）を小さくするためには、抵抗素子のサイズを大きくする必要がある。そのため、回路面積を削減することが困難であった。一方、この実施形態では、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３）のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を容易に設定できる。
【００３０】
（実施形態２）
図２は、この発明の実施形態２による基準電圧発生回路の構成例を示す。この回路は、図１に示したスタートアップ回路１４に代えて、スタートアップ回路２４を備える。その他の構成は、図１と同様である。スタートアップ回路２４は、スタートアップ電流Ｉｓｔを供給した後に、基準電圧ＶＡの電圧レベルの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を減少させる。スタートアップ回路２４は、図１に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ２０１（調整トランジスタ）を備える。ＰＭＯＳトランジスタ２０１は、電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２とともに基準電流経路に設けられ、電流源１０１と接地ノードとの間に介在する。また、ＰＭＯＳトランジスタ２０１のゲートには、出力ノードＮ１０１に発生した基準電圧ＶＡが供給される。
【００３１】
〔スタートアップ回路による動作〕
次に、図２に示したスタートアップ回路２４による動作について説明する。なお、スタートアップ回路２４の基本動作（スタートアップ電流Ｉｓｔの出力）は、図１に示したスタートアップ回路１４と同様である。
【００３２】
基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、基準電圧ＶＡが接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルであるので、ＰＭＯＳトランジスタ２０１はオン状態である。そのため、スタートアップ回路２４では、基準電圧経路に基準電流Ｉｒが発生し、スタートアップ電流Ｉｓｔが出力ノードＮ１０１に供給される。これにより、基準電圧ＶＡが増加する。
【００３３】
次に、基準電圧ＶＡの増加に伴って電流源１０１とＰＭＯＳトランジスタ２０１のソースとの接続点における電圧が増加する。これにより、電流源１０１の両端の電位差が小さくなるので、基準電流Ｉｒは小さくなる。また、基準電流Ｉｒの減少に伴ってスタートアップ電流Ｉｓｔも減少する。
【００３４】
以上のように、基準電圧ＶＡの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔを減少させることにより、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できる。また、基準電圧発生回路の基本構成（電圧発生回路１１，差動増幅器１２，および制御回路１３）に加えられるスタートアップ電流Ｉｓｔの影響を抑制できるので、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。
【００３５】
（スタートアップ回路の変形例）
なお、図３のように、スタートアップ回路２４において、ＰＭＯＳトランジスタ１０３が設けられた出力電流経路にＰＭＯＳトランジスタ２０１を設けても良い。この場合、基準電圧ＶＡの増加に伴ってＰＭＯＳトランジスタ２０１のオン抵抗が増加し、その結果、スタートアップ電流Ｉｓｔが減少する。
【００３６】
（実施形態３）
図４は、この発明の実施形態３による基準電圧発生回路の構成例を示す。この回路では、スタートアップ回路１４は、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する。その他の構成は、図１と同様である。
【００３７】
図５は、差動増幅器１２の内部構成を示す。差動増幅器１２は、動作電流Ｉｄを供給するための電流源トランジスタ１１１と、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２がそれぞれゲートに供給される差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐと、電流ミラー回路を構成するトランジスタ１１３，１１４とを含む。電流源トランジスタ１１１のゲートには、制御電圧ＶＧＰが供給される。ここでは、スタートアップ電流Ｉｓｔは、差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐのソースに供給される。すなわち、スタートアップ電流Ｉｓｔは、差動増幅器１２の動作電流Ｉｄとして供給される。
【００３８】
〔差動増幅器による動作〕
次に、図５に示した差動増幅器１２による動作について説明する。
【００３９】
基準電圧発生回路が非動作安定状態である場合、制御電圧ＶＧＰは電源電圧ＶＤＤに近い電圧レベルであるので、電流源トランジスタ１１１はオフ状態である。そのため、動作電流Ｉｄが供給されず、差動増幅器１２は停止状態である。また、接続点電圧ＶＤ１，ＶＤ２は、接地電圧ＧＮＤに近い電圧レベルで安定している。
【００４０】
ここで、スタートアップ電流Ｉｓｔが差動増幅器１２に供給されると、差動トランジスタ１１２ｎおよびトランジスタ１１３が設けられた電流経路および差動トランジスタ１１２ｐおよびトランジスタ１１４が設けられた電流経路にスタートアップ電流Ｉｓｔが流れ、その結果、出力端子ＮＴの電圧（制御電圧ＶＧＮ）が強制的に増加する。これにより、制御回路１３では、制御電圧ＶＧＮの増加に伴い制御電圧ＶＧＰが減少し、制御電流Ｉｃが増加する。
【００４１】
以上のように、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給することにより、差動増幅器１２を停止状態から駆動状態に強制的に遷移させる。これにより、差動増幅器１２を確実に駆動させることができる。また、出力ノードＮ１０１のみにスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する場合よりも、制御電流Ｉｃの増加速度を高めることができ、非動作安定状態から動作安定状態への遷移時間をさらに短縮できる。
【００４２】
なお、図６のように、スタートアップ電流Ｉｓｔを差動増幅器１２の出力端子ＮＴに供給しても良い。この場合も、出力端子ＮＴの電圧（制御電圧ＶＧＮ）を強制的に増加させることが可能である。さらに、差動トランジスタ１１２ｎ，１１２ｐのソースおよび出力端子ＮＴの両方にスタートアップ電流Ｉｓｔを供給しても良い。
【００４３】
また、スタートアップ回路１４は、差動増幅器１２のみにスタートアップ電流を供給しても良い。この場合も、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３）のミラー比を変更することによって、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を任意に変更できる。そのため、従来よりも回路面積の増大を抑制でき、スタートアップ電流Ｉｓｔの電流量を容易に設定できる。
【００４４】
（実施形態３の変形例１）
さらに、図７のように、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２に対してそれぞれ個別にスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を供給しても良い。図７に示した基準電圧発生回路は、図４に示したスタートアップ回路１４に代えて、スタートアップ回路１４ａを備える。その他の構成は、図４と同様である。スタートアップ回路１４ａは、図４に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ１０４（第２の出力側トランジスタ）を含む。ＰＭＯＳトランジスタ１０３（第１の出力側トランジスタ）は、電源ノードから出力ノードＮ１０１に至る電流経路（第１の電流経路）に設けられ、ＰＭＯＳトランジスタ１０４は、電源ノードから差動増幅器１２に至る電流経路（第２の電流経路）に設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３，１０４は、電流ミラー回路を構成しており、基準電流経路に発生した基準電流Ｉｒに対応するスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を第１および第２の電流経路にそれぞれ発生させる。
【００４５】
このように構成することにより、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２のそれぞれに対して適切なスタートアップ電流を供給できる。また、電流ミラー回路（ＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３，１０４）のミラー比を変更することにより、スタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２のそれぞれの電流量を所望値に容易に設定できる。
【００４６】
（実施形態４）
図８は、この発明の実施形態４による基準電圧発生回路の構成を示す。この回路では、スタートアップ回路２４は、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給する。その他の構成は、図２と同様である。このように、出力ノードＮ１０１だけでなく差動増幅器１２にもスタートアップ電流Ｉｓｔを供給することにより、差動増幅器１２を確実に駆動させることができるとともに、制御電流Ｉｃの増加速度を高めることができる。また、基準電圧ＶＡの増加に応じてスタートアップ電流Ｉｓｔを減少させることにより、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できるとともに、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。
【００４７】
なお、スタートアップ回路２４は、差動増幅器１２のみにスタートアップ電流Ｉｓｔを供給しても良い。この場合も、スタートアップ回路２４の消費電力を低減できるとともに、基準電圧ＶＡを精度良く生成できる。
【００４８】
（実施形態４の変形例）
また、図９のように、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２に対してそれぞれ個別にスタートアップ電流Ｉｓｔ１，Ｉｓｔ２を供給しても良い。図９に示した基準電圧発生回路は、図８に示したスタートアップ回路２４に代えて、スタートアップ回路２４ａを備える。その他の構成は、図８と同様である。スタートアップ回路２４ａは、図８に示した電流源１０１およびＰＭＯＳトランジスタ１０２，１０３に加えて、ＰＭＯＳトランジスタ１０４（第２の出力側トランジスタ）を含む。このように構成することにより、出力ノードＮ１０１および差動増幅器１２のそれぞれに対して適切なスタートアップ電流を供給できる。
【００４９】
（その他の実施形態）
以上の実施形態において、整流素子Ｄ１，Ｄ２をダイオードとして説明したが、整流素子Ｄ１，Ｄ２は、ダイオード接続されたトランジスタであっても良い。また、電流源１０１を抵抗素子として説明したが、電流源１０１は、他の定電流回路であっても良い。また、差動増幅器１２において、電流源トランジスタ１１１のゲートに制御電圧ＶＧＰとは異なる別の定電圧が供給されていても良い。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
以上のように、本発明の基準電圧発生回路は、電源電圧および温度に対する依存性の低い基準電圧を発生させるバンドギャップリファレンス回路などとして有用である。
【符号の説明】
【００５１】
１１    電圧発生回路
１２    差動増幅器
１３    制御回路
１４，１４ａ，２４，２４ａ    スタートアップ回路
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３    抵抗素子
Ｄ１，Ｄ２    整流素子
ＭＮ１    ＮＭＯＳトランジスタ
ＭＰ１，ＭＰ２    ＰＭＯＳトランジスタ
１０１    電流源
１０２，１０３，１０４    ＰＭＯＳトランジスタ（電流ミラー回路）
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を発生させる回路であって、
第１の整流素子と、前記第１の整流素子と前記基準電圧を発生させるための出力ノードとの間に接続された第１の抵抗素子と、第２の整流素子と、前記第２の整流素子と前記出力ノードとの間に直列に接続された第２および第３の抵抗素子とを含む電圧発生回路と、
前記第１の整流素子と前記第１の抵抗素子との接続点に発生する第１の電圧と前記第２の抵抗素子と前記第３の抵抗素子との接続点に発生する第２の電圧との差に応じた制御電圧を出力する差動増幅器と、
前記差動増幅器からの制御電圧に対応する制御電流を前記出力ノードに供給する制御回路と、
電源電圧の供給に応答してスタートアップ電流を前記出力ノードおよび前記差動増幅器に供給することにより、前記基準電圧が所望の電圧レベルよりも低い電圧レベルで安定する第１の安定状態から前記基準電圧が前記所望の電圧レベルで安定する第２の安定状態へ遷移させるスタートアップ回路とを備える
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、
前記電源電圧が供給される電源ノードから接地ノードに至る基準電流経路に設けられた電流源と、
前記基準電流経路に発生した基準電流に対応する電流を前記スタートアップ電流を前記出力ノードおよび前記差動増幅器に供給するための出力電流経路に発生させる電流ミラー回路と、
前記基準電流経路および前記出力電流経路のいずれか一方に設けられ、前記出力ノードに発生する基準電圧をゲートに受けて当該電流経路の電流量を調整する調整トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記電流ミラー回路は、
前記基準電流経路に設けられるとともに自己のゲートおよびドレインが互いに接続された入力側トランジスタと、
前記出力電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された出力側トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項４】
請求項２において、
前記出力電流経路は、
前記電源ノードから前記出力ノードに至る第１の電流経路と、
前記電源ノードから前記差動増幅器に至る第２の電流経路とを含み、
前記電流ミラー回路は、
前記基準電流経路に設けられるとともに自己のゲートおよびドレインが互いに接続された入力側トランジスタと、
前記第１の電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された第１の出力側トランジスタと、
前記第２の電流経路に設けられるとともに自己のゲートが前記入力側トランジスタのゲートに接続された第２の出力側トランジスタとを含む
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項５】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、前記差動増幅器の動作電流として前記スタートアップ電流を前記差動増幅器に供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【請求項６】
請求項１において、
前記スタートアップ回路は、前記差動増幅器の出力端子に前記スタートアップ電流を供給する
ことを特徴とする基準電圧発生回路。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2010026674.tif 000019
【図２】
2010026674.tif 000020
【図３】
2010026674.tif 000021
【図４】
2010026674.tif 000022
【図５】
2010026674.tif 000023
【図６】
2010026674.tif 000024
【図７】
2010026674.tif 000025
【図８】
2010026674.tif 000026
【図９】
2010026674.tif 000027
【図１０】
2010026674.tif 000028
【図１１】
2010026674.tif 000029
【図１２】
2010026674.tif 000030
【国際調査報告】
2010026674.tif 000031
2010026674.tif 000032