【事件の表示】
　特許第３１７１５５１号「高電圧出力電力変換装置」の請求項１ないし８に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３１７１５５１号の請求項１、２に係る特許を取り消す。
【理　由】
１．手続きの経緯
　特許第３１７１５５１号の発明についての出願は、平成７年１２月２１日に特許出願され、平成１３年３月２３日にその発明について特許権の設定登録がなされ、その後、その特許について、異議申立人小林浄子より特許異議の申立てがなされ、取消しの理由が通知され、その指定期間内である平成１４年４月１５日に訂正請求がなされたものである。
　
２．訂正の適否
（１）訂正の内容
（訂正事項ａ）
　特許請求の範囲の記載を次のとおりに訂正する。
「【請求項１】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するインピーダンス素子と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。
　【請求項２】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。」
　
（訂正事項ｂ）
　段落【００２０】の記載を次のとおりに訂正する。
「【課題を解決するための手段】
　上記目的を達成するために請求項１の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するインピーダンス素子とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。」
　
（訂正事項ｃ）
　段落【００２１】の記載を次のとおりに訂正する。
「請求項２の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。」
（訂正事項ｄ）
　段落【００４２】の記載を次のとおりに訂正する。
「【発明の効果】
　以上述べたように、本発明によれば、次の効果を奏する高電圧出力電力変換装置を提供することができる。　
（１）請求項１または請求項２に記載の発明によれば、上記効果に加えて、耐地絶縁電圧を従来の３-1/2倍（＝０．５８倍）とする高電圧出力電力変換装置を提供することができる。その結果、　
　ａ）モジュール型自己消弧型デバイスを採用した電力変換装置とすることができ、モジュール型自己消弧型デバイスの採用によって、電力変換装置の冷却や組立を簡素化し、経済的な電力変換装置とすることができる。　
　ｂ）モジュール型自己消弧型デバイスの保護性も向上し、接地事故に対する信頼性の高い電力変換装置とすることができる。」
　
（訂正事項ｅ）
　段落【００１８】、【００１９】、【００２２】、【００２３】、【００２４】、【００２５】、【００４３】を削除する。
　
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　上記訂正事項ａは、請求項１、２、５、６、７、８を削除し、その削除に伴って、他の請求項の内容を実質的に変えることなく、態様を変えたものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　上記訂正事項ｂ乃至ｅは、明りょうでない記載の釈明を目的とした明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　
（３）むすび
　したがって、上記訂正は、特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項で準用する第１２６条第２項から第４項までの規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
３．特許異議の申立てについての判断
（１）本件発明
　上記２．で示したように上記訂正が認められるから、本件の請求項１及び２に係る発明（以下、それぞれ、「本件発明１及び２」という。）は、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１及び２に記載された事項により特定されるとおりのものである（上記、２．（１）（訂正事項ａ）参照）。
　
（２）引用刊行物に記載された発明
　当審が通知した取消しの理由に引用された刊行物１（「Multilevel Converters for High Power AC Drives:　a Review」 １９９３年　ＩＥＥＥ　（甲第１号証））には、
「Abstract−交流ドライブにおいて、特に高調波の少ないこと、高出力、の両方が要求される場合の多レベル変換器の研究は、有望の兆しをみている。多レベル変換器の構成のさまざまについて、諸方より発表、議論がされてきたが、それらは特に交流ドライブ方法の変換器に有意な変調技術に関するものである。」（３８頁左欄１−７行）との記載、及び、Ｆｉｇ．１、Ｆｉｇ．４の回路図の記載からみて、
「３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された２個のスイッチング素子を有する第１および第２の単相電力変換装置を有し、
前記第１の単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　を備えた高電圧出力電力変換装置。」との発明（以下、「引用発明」という。）、
及び、
「直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された４個のスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、
前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子と、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から交流出力端子が導出される単相インバータと、
　を備えた高電圧出力電力変換装置。」
が記載されていると認めることができる。
　
　また、同じく刊行物２（特開平７−１３５７８０号公報　（甲第２号証））には、
「本発明の請求項１に対応する実施例を図１に示す。なお図４，図５と同一機能を有する回路要素に同一符号を付して示す。この図１で、19はヒューズで、図５の従来技術で構成されたインピーダンス素子17と並列に接続して、直流入力端子０（中性点）を接地極18に接地する。・・・（中略）・・・万一の接地事故時には、過大な事故電流が流れるが、この事故電流によってヒューズ19が溶断して、インピーダンス素子17を介して中性点が接地されることになるため、事故電流はインピーダンス素子17で制限されて抑制される。従って接地電位が上昇するのはインピーダンス素子17で事故電流を抑制している短時間のみとなる。
　このようにヒューズ19とインピーダンス素子17を並列接続することによって電動機制御システムの中性点電位は、定常運転中は接地極18の電位に近づくため、直流電源15，16やコンデンサ12，13、３レベルインバータ回路14などの絶縁耐圧を接地電位の上昇に対応して従来技術の如く増加させる必要がなくなり、主回路部品を小形化することができ、電力変換装置も絶縁距離を小さくできるから、電力変換装置も小形軽量化でき、電動機制御システムを低コスト化することができ、過大な事故電流が流れ続けるのを防止する保護性も大幅に向上する。」（３頁右欄１４行−４３行）
「図３は、本発明の実施例の図１に対応する他の実施例を示す。この図３で、23は交流入力端子、24は変圧器、25はサイクロコンバータ、26は電動機、27は低インピーダンス素子である。交流入力端子23に入力される交流電力を変圧器24を介してサイクロコンバータ25で可変周波数の交流電力に変換して、電動機26を可変速運転する電動機制御システムを示す。このシステムの詳細動作は公知であり、ここで動作説明を省略するが、電力変換装置であるサイクロコンバータ25の中性点をインピーダンス素子17とヒューズ19の並列回路で接地極18に接地することができる。この時ヒューズ19と直列に低インピーダンス素子27を直列に接続して過大な接地事故電流が流れはじめるのを制限しても、前記するように定常時の接地電位を低く保つことができる。このように本発明では適用できる電力変換装置を制限するものではなく、中性点を有する電動機制御システムなら適用可能である。
　その他、本発明の要旨を変更しない範囲において、種々の設計変更を行って実施できるものである。」（４頁左欄１８行−３５行）との記載が認められる。
　
（３）対比・判断
（３−１）本件発明１について
　本件発明１と引用発明とを比較すると、両者は、
「３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された２個のスイッチング素子を有する第１および第２の単相電力変換装置を有し、
前記第１の単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　を備えた高電圧出力電力変換装置。」
で一致し、以下の点で相違する。
（相違点１）本件発明１が、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路を備えるのに対し、引用発明はかかる分圧回路を備えていない点。
（相違点２）第１および第２の単相電力変換装置が、本件発明１では、直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有し、正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられる多レベル単相電力変換装置であるのに対し、引用発明では、このような多レベル単相電力変換装置ではない点。
（相違点３）本件発明１が、共通母線を接地するインピーダンス素子を備えるのに対し、引用発明がかかる構成を備えていない点。
　
（相違点１、２について）
　刊行物１には、前示のとおり、「直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された２個の分圧コンデンサからなる分圧回路」との構成、及び、「直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された４個のスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ」との構成がいずれも開示されており、更に、モジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子自体は周知のものにすぎない。
　そして、本件発明１が前記相違点１、２に係る構成を採用したのは、各単相インバータ回路の交流出力電圧を負荷電動機１６の入力電圧の３-1/2倍にするためと認められるところ、３相交流のＹ結線において、各相電圧が、線間電圧の３-1/2倍となることは技術常識であって、しかも、刊行物１に開示された前記各構成を、引用発明に適用することを妨げる事情は見当たらないのであるから、そうすると、前記相違点１、２に係る本件発明１の構成は、引用発明、刊行物１に開示された前記構成、及び周知技術に基づいて、当業者が容易に想到しえたものというべきである。
（相違点３について）
　前示のとおり、刊行物２には、電力変換装置であるサイクロコンバータ２５の中性点をインピーダンス素子１７とヒューズ１９の並列回路で接地することにより接地事故時の過大な事故電流を抑制するとの技術事項が示されており、この技術事項を、引用発明の単相電力変換回路の中性点に適用できないとする理由もないのであるから、前記相違点３に係る本件発明１の構成は、引用発明、及び刊行物２に基づいて、当業者が容易に想到しえたものである。
　なお、特許権者は、「スイッチング素子（モジュール型デバイス）について全く考慮されていない刊行物２から容易に為し得ることはできないものであると考えます。」と主張しているが、モジュール型デバイス自体は周知のものであり、該周知のモジュール型デバイスを用いた電力変換装置に対しても前記刊行物２の技術事項が適用できることは明らかであるから、かかる特許権者の主張は採用することはできない。
　
　そして、本件発明１の奏する効果は、刊行物１、２及び周知技術から当業者が予測し得る範囲のものである。
　したがって、本件発明１は、刊行物１、２及び周知技術に基づき、当業者が容易に発明することができたものであるから、本件発明１の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
（３−２）本件発明２について
　本件発明２と引用発明とを比較すると、両者の一致点は、本件発明１と引用発明の一致点と同じであり、相違点は以下のとおりである。
（相違点１）前記本件発明１と引用発明の（相違点１）に同じ。
（相違点２）前記本件発明１と引用発明の（相違点２）に同じ。
（相違点４）本件発明２が、共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路を備えるのに対し、引用発明がかかる構成を備えていない点。
　
　本件発明２と引用発明との相違点１、２、４についての判断は、前記本件発明１と引用発明との相違点１、２、３についての判断と同様である。
　したがって、本件発明２は、刊行物１、２及び周知技術に基づき、当業者が容易に発明することができたものであるから、本件発明２の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
７．むすび
　以上のとおりであるから、本件発明１及び２についての特許は、拒絶の査定をしなければならない特許出願に対してされたものと認める。
　よって、特許法等の一部を改正する法律（平成６年法律第１１６号）附則１４条の規定に基づく、特許法等の一部を改正する法律の施行に伴う経過措置を定める政令（平成７年政令第２０５号）第４条第２項の規定により、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１４年４月２５日（２００２．４．２５）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
（訂正事項ａ）
　特許請求の範囲の記載を次のとおりに訂正する。
「【請求項１】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するインピーダンス素子と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。
　【請求項２】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。」
（訂正事項ｂ）
　段落【００２０】の記載を次のとおりに訂正する。
「【課題を解決するための手段】
　上記目的を達成するために請求項１の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するインピーダンス素子とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。」
（訂正事項ｃ）
　段落【００２１】の記載を次のとおりに訂正する。
「請求項２の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。」
（訂正事項ｄ）
　段落【００４２】の記載を次のとおりに訂正する。
「【発明の効果】
　以上述べたように、本発明によれば、次の効果を奏する高電圧出力電力変換装置を提供することができる。
（１）請求項１または請求項２に記載の発明によれば、上記効果に加えて、耐地絶縁電圧を従来の３−１／２倍（＝０．５８倍）とする高電圧出力電力変換装置を提供することができる。その結果、
　ａ）モジュール型自己消弧型デバイスを採用した電力変換装置とすることができ、モジュール型自己消弧型デバイスの採用によって、電力変換装置の冷却や組立を簡素化し、経済的な電力変換装置とすることができる。
　ｂ）モジュール型自己消弧型デバイスの保護性も向上し、接地事故に対する信頼性の高い電力変換装置とすることができる。」
（訂正事項ｅ）
　段落【００１８】、【００１９】、【００２２】、【００２３】、【００２４】、【００２５】、【００４３】を削除する。
（５４）【発明の名称】
高電圧出力電力変換装置
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電流と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するインピーダンス素子と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。
　【請求項２】
　３相各相毎に独立に設けられた直流電流と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、
　各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、
　前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路と
　を備えた高電圧出力電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は、出力電圧が３ｋＶを超えるような高電圧出力の電力変換装置、特に自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を用いた高電圧出力電力変換装置に関するものである。
　【０００２】
　【従来の技術】
　高電圧を出力しうる電力変換装置として種々の回路方式のものが提案されている。特に出力電圧が３ｋＶを超えるような高電圧出力用の電力変換装置として、多レベルインバータ、特に３レベルインバータが良く知られている（特開昭５５−４３９９６号公報参照）。図５は、この公開公報に記載されている３レベルインバータの主回路を示すものである。
　【０００３】
　図５に示す電力変換装置は３レベルインバータ装置に関するものであって、交流入力端子１１から入力された交流電力をコンバータ１２により直流電力に変換し、それを直流母線Ｐ，Ｎに出力する。直流母線Ｐ，Ｎ間には、共通接続点を中性点Ｃとした２個直列の分圧コンデンサ１３，１４が接続されている。これらの分圧コンデンサ１３，１４は分圧回路を構成する。直流母線Ｐ，Ｎには、さらに３組の３レベル電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔが直流側で並列に接続されている。これら３組の３レベル電力変換回路の内部構成は同一であって、第１の電力変換回路１５Ｒについて説明すれば、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続された直列接続の４個の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、逆並列ダイオードと同一向きの２個のダイオードＤ５，Ｄ６とからなっている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２およびそれらに逆並列のダイオードＤ１，Ｄ２により正側アームが構成され、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４およびそれらに逆並列のダイオードＤ３，Ｄ４により負側アームが構成される。ダイオードＤ５のカソードがダイオードＤ２のカソードに接続され、ダイオードＤ５，Ｄ６の共通接続点が分圧コンデンサ中性点Ｃに接続され、ダイオードＤ６のアノードがダイオードＤ３のアノードに接続されている。電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔは上述のごとく同一内部結線を有し、ダイオードＤ５，Ｄ６の共通接続点はそれぞれ分圧コンデンサ中性点Ｃに共通に接続される。第１、第２、第３の電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の接続点から交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔが導出され、その交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに負荷電動機１６が接続される。半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、一般にＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）やＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラ・トランジスタ）などの自己消弧型デバイスが使用される。
　【０００４】
　図５に示す３レベルインバータ主回路によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の選択的オンオフ動作によって交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに３レベルの電圧を得ることができ、しかも出力する交流電力に含まれる高調波成分が少なく、負荷電動機１６を安定に運転することができる。
　【０００５】
　コンバータ１２から出力される直流電圧は分圧コンデンサ１３，１４によって２分割され、各アームのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ２，Ｓ３〜Ｓ４には分圧コンデンサ１３または１４の分圧電圧が印加されるのみであり、素子Ｓ１〜Ｓ４には同一定格のスイッチング素子を２個直列接続して使用するよりも電圧利用率が向上するなどの特徴がある。
　【０００６】
　図５に示す３レベルインバータ主回路のほかに、より多レベルの、例えば５レベル型のものをはじめとして、一般的にコンデンサ分圧型のＮレベルインバータ主回路も提案されている（例えば、電気学会、半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９３−７１、井出育夫ほか「コンデンサ分圧多レベルインバータを用いたＳＶＧ」平成５年１２月）。
　【０００７】
　図５に示す３レベルインバータ主回路において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては自己消弧型デバイスを使用するのが一般的である。自己消弧型デバイスとしては上述のＧＴＯやＩＧＢＴのほかに、比較的新しいデバイスであるＩＥＧＴ（注入促進型トランジスタ）やＳＩサイリスタ（静電誘導型サイリスタ）などのＭＯＳ系デバイスなどがあるが、自己消弧型デバイスの電圧定格は今のところＧＴＯが最も高く、４．５ｋＶや６ｋＶ定格電圧のＧＴＯが商品化されている。他の自己消弧型デバイスの定格電圧はまだ低いが、それを４．５ｋＶクラスにまで向上させる研究が各方面で続けられている。これらの点から高電圧出力電力変換装置を製品化する場合、自己消弧型デバイスとしてＧＴＯが使用され、現実に４．５ｋＶや６ｋＶ定格電圧のＧＴＯを利用した図５の３レベルインバータ主回路構成で負荷電動機１６に交流出力電圧３ｋＶクラスで電力を供給する高電圧出力電力変換装置が実用化されている。
　【０００８】
　しかし、海外を含めると、負荷電動機１６には種々の電圧定格があり、例えば４．２ｋＶクラス，６ｋＶクラス，１０ｋＶクラスなど、３ｋＶを超える領域でも多く使用されている。負荷電動機１６の容量が大きくなれば、一般にその定格電圧も高い値が選ばれることが多い。例えば６ｋＶクラスの定格電圧の負荷電動機１６に交流電力を供給する電力変換装置を構成する場合、図５に示すような従来技術ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４やダイオードＤ１〜Ｄ６はその定格電圧が不足するので、それぞれ２個以上の自己消弧型デバイスやダイオードを直列接続して使用する必要が出てくる。このように自己消弧型デバイスやダイオードを直列接続して使用するには直列接続する自己消弧型デバイスの分担電圧が等しくなるように、抵抗器やそれとコンデンサの直列回路などの組み合わせで構成される電圧バランス回路をそれぞれの自己消弧型デバイスやダイオードに並列に接続する必要がある。これら自己消弧型デバイスやダイオードのための電圧バランス回路は種々の文献で公知のごとく主回路接続部品数を増加させるだけでなく、電力損失も大きくするという欠点がある。
　【０００９】
　また、直列接続した自己消弧型デバイスやダイオードは主回路での過渡的な運転状況の下では印加される電圧を完全に等分に分担することは大変難しいので、直列接続する素子の数や運転状況によっても異なるが、少なくとも１０％程度の電圧分担の不平衡を考慮して使用するのが一般的である。したがって、その分だけ自己消弧型デバイスやダイオードの常時の電圧利用率が低下し、不経済な電力変換装置となってしまっていた。
　【００１０】
　他方、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を構成する自己消弧型デバイスは制御信号によって主回路電流をオンまたはオフにすることができるスイッチ素子であり、この特性を利用して一定電圧の直流電力を例えば図５の３レベルインバータの主回路構成でＰＷＭ制御を行って可変電圧の交流電力を負荷電動機１６に供給することができる。このようにＰＷＭ制御を行うと、任意電圧の交流出力電圧を得ることができるので、種々の電力変換装置がＰＷＭ制御方式を利用している。ところで、ＰＷＭ制御を行う時は、許容できるスイッチング周波数が自己消弧型デバイスの種類によって異なる。例えば、ＧＴＯの場合の許容スイッチング周波数は一般に５００Ｈｚ程度であり、ＩＧＢＴの場合は一般に２〜１０ｋＨｚ程度である。一般に自己消弧型デバイスは電圧・電流の定格値が大きくなるとスイッチング周波数が低くなる。これは、自己消弧型デバイスの発生する電力損失の中で電流を流すことによって発生するオーム損失よりもＰＷＭ制御によって自己消弧型デバイスをオン・オフさせるときのスイッチング損失が大きくなるためである。他方、電力変換装置において、高調波分の少ない、正弦波形に近い交流出力を得るためには、スイッチング周波数を高くすることが望ましいが、スイッチング損失の増加を抑えて自己消弧型デバイスの発生する損失熱を合理的に放散してデバイスを冷却するために、上述したようなスイッチング周波数が各自己消弧型デバイスに応じて選択使用される訳である。
　【００１１】
　したがって、高電圧出力電力変換装置では、電圧が高くなる分だけスイッチング損失が増加するから、スイッチング周波数をできるだけ低く抑えて高調波分の少ない交流電力を供給できる電力変換装置が望まれる。
　【００１２】
　また、交流入力端子１１を通して交流電力を供給する交流電源も高調波分の少ない交流電力を供給できることが望ましいが、一般にコンバータ１２側の条件によって高調波分の大小が決まることも知られている。
　【００１３】
　【発明が解決しようとする課題】
　以上概説した、自己消弧型デバイスを半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として使用して高電圧交流出力を得ようとするとき、自己消弧型デバイスを機能的に最低限必要な素子数を用いて構成された３レベルインバータでは、３ｋＶクラスの出力電圧を得るのが限度であり、４．２ｋＶクラスや６ｋＶクラスの電圧を出力する高電圧出力電力変換装置とするためには、自己消弧型デバイスを図５におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれを２個以上の自己消弧型デバイスの直列接続体から構成する必要があった。このように自己消弧型デバイスを直列接続して構成する高電圧出力電力変換装置では、次に述べる種々の技術的課題を十分に解決することができなかった。
　【００１４】
　すなわち、３ｋＶを超える高電圧出力電力変換装置において半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を構成する自己消弧型デバイスを直列接続して使用する場合、次のような問題が生じていた。
（１）　直列接続して使用する自己消弧型デバイスは数マイクロ秒という比較的高速でターンオフ動作するため、自己消弧型デバイスのターンオフ特性を選別して組み合わせるなど、直列接続技術そのものが非常に難しかった。
（２）　直列接続された自己消弧型デバイスは、過渡的な電圧分担の不平衡に対処して、電圧定格に１０％以上の余裕を持たせる必要があった。
（３）　自己消弧型デバイスを直列接続するためには、電圧分担ができるだけ等分になるように電圧バランス回路を設ける必要があった。電圧バランス回路を設けると、主回路接続部品数が増大し、電力変換装置の信頼性も低下する。
（４）　自己消弧型デバイスを直列接続して構成する場合、主回路接続部品数が増大して電力変換装置が大型化するばかりでなく、経済的にも不利になる。
　【００１５】
　他方、自己消弧型デバイスを用いて構成された電力変換装置をＰＷＭ制御する場合、実用的には５００Ｈｚ以上のスイッチング周波数でスイッチング動作させることが望ましいが、それは次のような問題を派生する。
（５）　自己消弧型デバイスではスイッチング周波数の上昇によりオン動作時のオーム損失よりもスイッチング損失が増加するため、通電電流を低減する必要性が生ずる。
（６）　自己消弧型デバイスの発生する電力損失が大きいと損失熱を放散させるための冷却装置も大型化せざるを得ない。
　【００１６】
　さらに、電力変換装置に交流電力を供給する交流電源側から見れば、電力変換装置側で発生する高調波成分の少ないことが望まれる。
　【００１７】
　したがって本発明は、自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子の直列接続を行うことなく３ｋＶを超えるような高電圧を出力することができ、しかも主回路構成が簡素で信頼性も高く、経済的で高効率・小型化を実現しうる高電圧出力電力変換装置を提供することを目的とする。
　【００１８】
　【００１９】
　【００２０】
　【課題を解決するための手段】
　上記目的を達成するために請求項１の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電源と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するインピーダンス素子とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。
　【００２１】
　請求項２の発明は、３相各相毎に独立に設けられた直流電流と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも２個の分圧コンデンサからなる分圧回路と、各相毎に、対応する直流電源の出力端子間にそれぞれ直列に接続された少なくとも４個のモジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を有する第１および第２の多レベル単相電力変換装置を有し、これら第１および第２の多レベル単相電力変換回路内の正側アームおよび負側アームのスイッチング素子どうしの直列接続点に固有のダイオードを介して前記分圧回路から分圧電位が与えられ、前記第１の多レベル単相電力変換回路の交流端子が各相共通の共通母線に接続され、前記第２の多レベル単相電力変換回路の交流端子から対応する相の交流出力端子が導出される３組の単相インバータと、前記共通母線を接地するヒューズあるいはヒューズとインピーダンス素子の並列回路とを備えた高電圧出力電力変換装置を要旨とするものである。
　【００２２】
　【００２３】
　【００２４】
　【００２５】
　【００２６】
　【発明の実施の形態】
　以下、図面を参照して本発明による高電圧出力電力変換装置の実施の形態を説明する。
　図１は本発明の第１の実施の形態を示すものである。図１に示す電力変換装置は出力相数（３相）に応じ、互いに絶縁された３組の直流電源Ｅｄ１，Ｅｄ２，Ｅｄ３を備えている。各直流電源にはそれぞれ、分圧コンデンサ１３，１４と、２組の３レベル電力変換回路が備えられている。すなわち、Ｒ相には３レベル電力変換回路１５Ｒ１，１５Ｒ２が備えられ、Ｓ相には３レベル電力変換回路１５Ｓ１，１５Ｓ２が備えられ、Ｔ相には３レベル電力変換回路１５Ｔ１，１５Ｔ２が備えられており、それぞれ各相において２組の３レベル電力変換回路により単相インバータ回路を構成している。各３レベル電力変換回路の内部構成は、図５を参照してすでに述べた３レベル電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔと変わりがなく、互いに対応する素子には同一符号を付しており、その違いである入出力の部分につき説明を加える。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、ここでは自己消弧型デバイスの１種であるＧＴＯが用いられるものとする。各相の電力変換回路の直流側が、互いに絶縁された直流電源に接続されていることはすでに述べたところである。各相２組の電力変換回路とダイオードＤ５，Ｄ６および分圧コンデンサ中性点Ｃとの接続態様も、図５の場合と全く変わりがない。ここで図５の場合と異なるのは、各相２組の電力変換回路の交流出力端子の接続である。すなわち、各相の第１の電力変換回路１５Ｒ１，１５Ｓ１，１５Ｔ１の交流出力端子Ｕは共通母線Ｏに接続されて３相回路の中性点を形成し、各相の第２の電力変換回路１５Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２の交流出力端子が３相インバータ回路の交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔを構成する。交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに所望の３相交流電圧が出力され、それが負荷電動機１６に供給される。
　【００２７】
　図１に示す回路装置において、２組の３レベル電力変換回路を用いて構成された３組の単相インバータ回路は各直流電源Ｅｄ１，Ｅｄ２，Ｅｄ３から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、交流出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔを介して負荷電動機１６に供給する。この時、各単相インバータ回路は３相交流電力のＲ，Ｓ，Ｔ各相の相電圧を出力するが、交流出力端子Ｕ側は共通母線Ｏに接続されているため、３相分全体でＹ結線構成となっており、それぞれの単相インバータ回路の出力電圧は負荷電動機１６の入力電圧の３−１／２（＝０．５８）倍となる。このように各単相インバータ回路の交流出力電圧が負荷電動機１６の入力電圧の３−１／２倍になるということは、図５の従来方式に比して３レベル電力変換回路１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの直流入力電圧も３−１／２倍にすることができるということである。すなわち、３レベル電力変換回路を構成する自己消弧デバイスからなるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にとっては直列接続をしなくても図１の構成によって従来方式に比し３１／２倍の定格電圧の負荷電動機１６を運転することの可能な高電圧出力電力変換装置を実現することができる、ということを意味する。
　【００２８】
　２組の３レベル電力変換回路を使用した３組の単相インバータ回路を図１のように構成することによって、負荷電動機１６に供給される交流出力電圧も最大５レベルの多段波形とすることができ、きれいな（すなわち、正弦波に近い）波形の交流出力電圧を得ることができるとともに、前述したように従来３ｋＶクラス程度までしか出力できなかったスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を図１の構成にそのまま転用することによって、６ｋＶクラスまでの交流出力電圧を得ることができる。したがって、スイッチング素子を直列接続することなく、３レベル電力変換回路を用いて、より高電圧を出力する電力変換装置を構成できるので、スイッチング素子の従来のような直列接続に伴う電圧利用率の低下を防止することができ、技術的にも難しい直列接続に伴う電圧バランス回路を設ける必要もなくなり、電力変換装置の信頼性や経済性を向上させ、さらに装置の小型化を達成することができる。
　【００２９】
　図１の実施の形態では特開昭５５−４３９９６号公報に示されているように各相ごとに２組の３レベル電力変換回路を用いて構成された３組の単相インバータ回路からなる主回路構成を例示したが、例えば特公昭６０−３６７１１号公報に開示されているような多レベル電力変換回路を図１の３レベル電力変換回路の代わりに用いた主回路構成としても前記した作用・効果を奏することができる。
　【００３０】
　また図１の実施の形態では互いに絶縁された３組の直流電源Ｅｄ１，Ｅｄ２，Ｅｄ３を備えている。このように電気的に分離した独立の直流電源Ｅｄ１，Ｅｄ２，Ｅｄ３を備えることによって、単相インバータ回路の３相相互間に流れる横流を無くし、横流による相互干渉を防止して安定な運転特性を得ることができる。
　【００３１】
　図２は本発明の第２の実施の形態を示すものである。図２の装置の特徴は、図１の回路装置において、中性点を形成する共通母線Ｏを、ヒューズ１７およびインピーダンス素子１８の並列接続体を介して接地したことにある。場合によっては、ヒューズ１７またはインピーダンス素子１８を省略し、インピーダンス素子１８のみ、またはヒューズ１７のみを介して接地することもできる。
　【００３２】
　図２に示すように共通母線Ｏをヒューズ１７およびインピーダンス素子１８を介して接地することにより、共通母線Ｏが接地電位に固定されることになり、３レベル電力変換回路に使用するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を自己消弧型デバイスにより構成する際、それらの自己消弧型デバイスや主回路部品の大地絶縁電圧は交流出力電圧（線間電圧）の３−１／２倍に相当する、単相インバータ回路の出力電圧（相電圧）を基準に選定することが可能になる。接地事故電流によりヒューズ１７が溶断した場合、共通母線Ｏはインピーダンス素子１８を介して接地されることになり、事故電流を遮断し、あるいは装置停止となるまでの短時間の間、インピーダンス素子１８により接地事故電流を抑制しつつ、デバイスの対接地電位の上昇を抑制することができる。
　【００３３】
　自己消弧型デバイスには平型デバイスとモジュール型デバイスがある。平型デバイスはデバイスの両面に冷却フィンを取り付けて放熱する。これに対し、モジュール型デバイスは放熱板の一方を電気的に絶縁してデバイスチップを取付け、放熱板は電気的に絶縁されるため、共通の冷却フィンで異なる電位のデバイスを冷却する方式がとられる。このようにモジュール型の自己消弧型デバイスはデバイス内部の損失熱を放散するのに共通の冷却フィンを使用できるなどの長所を持っており、そのためＩＧＢＴや最近の新しいＭＯＳ系デバイスではモジュール型自己消弧型デバイスとする構造が望まれている。しかし、モジュール型デバイスでは放熱板とデバイスチップ間を電気的に絶縁する技術が難しく、モジュール型自己消弧型デバイスの耐地絶縁電圧を大幅に向上させることは困難であった。
　【００３４】
　図２に示すごとく、共通母線Ｏを、インピーダンス素子１８などを介して接地し、共通母線Ｏの電位を大地電位に固定することによって、使用されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４も耐地絶縁電圧の低いモジュール型自己消弧型デバイスによって構成することができる。モジュール型自己消弧型デバイスを使用することによって、電力変換装置の小型化を計り、経済性の向上を計ることができる。
　【００３５】
　平型デバイスとモジュール型デバイスを比較した場合、耐地絶縁電圧性能のほかに、機械構造的な耐量の面でもモジュール型デバイスの方が弱いことが知られている。モジュール型自己消弧型デバイスからなるスイッチング素子を用いて電力変換装置を構成した場合、直流短絡事故などによる事故電流によって放熱板とデバイスチップ間の電気絶縁が劣化し、共通母線Ｏを介して形成される接地ループを通して大きな接地事故電流が流れる危険性がある。このような場合、接地事故電流は速やかに抑制する必要がある。しかしながら、図２に示すように、ヒューズ１７またはインピーダンス素子１８またはその両者を介して共通母線Ｏを接地することにより接地事故電流を抑制することができ、したがって、接地事故に対する保護の信頼性を一層向上させることができる。
　【００３６】
　図３は本発明の第３の実施の形態を示すものである。この実施の形態における主回路は機能的には図１のものと実質的に同一であるが、ここではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＧＴＯと同様に自己消弧型デバイスの１種であるＩＧＢＴを用いたものを図示している。図３の装置の特徴は制御装置の部分にある。ここには制御装置として、電圧制御回路２０、搬送波発生回路２１、第１の変調回路２２１および第２の変調回路２２２が設けられている。電圧制御回路２０は変調回路２２１，２２２に入力するための電圧指令信号ｅｃ１，ｅｃ２を出力する。変調回路２２１，２２２には搬送波発生回路２１から搬送波ｅ１，ｅ２も入力される。変調回路２２１は電圧指令信号ｅｃ１および搬送波ｅ１に基づいてＰＷＭ制御のための制御信号を作り、それを第１の３レベル電力変換回路１５Ｒ１，１５Ｓ１，１５Ｔ１に供給してその各スイッチング素子を制御する。同様に変調回路２２２は電圧指令信号ｅｃ２および搬送波ｅ２に基づいてＰＷＭ制御のための制御信号を作り、それを第２の３レベル電力変換回路１５Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２に供給してその各スイッチング素子を制御する。
　【００３７】
　２組の変調回路２２１，２２２によって各電力変換回路をＰＷＭ制御する場合、２組の電圧指令信号ｅｃ１，ｅｃ２間の位相差を制御し、上記と同様の搬送波ｅ１，ｅ２を用いてＰＷＭ制御をしてもよく、また電圧指令信号ｅｃ１，ｅｃ２間の位相差は制御することなく、搬送波ｅ１，ｅ２間に１８０°の位相差を持たせるようにしてもよい。
　【００３８】
　同一相において第１および第２の電力変換回路を以上のような２組の変調回路２２１，２２２によって制御する図３の回路構成においては、より正弦波に近似した５レベルの出力電圧を発生させ、それを負荷電動機１６に供給することができ、しかもＰＷＭ制御するスイッチング周波数が合成されるので、それぞれの３レベル電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数を低減しても、高調波の少ない出力電圧を得ることができる。
　【００３９】
　高い定格電圧の自己消弧型デバイスでは、５００Ｈｚ程度のスイッチング周波数の下で、通常、スイッチング損失が７０％、オーム損失が３０％という割合になっているが、スイッチング周波数を３００Ｈｚ程度まで低減できたとすれば、自己消弧型デバイスのスイッチング損失は２８（＝７０−７０×３００／５００）％にまで低減させることができる。また、この効果は自己消弧型デバイスのスイッチング損失の低減だけではなく、各スイッチング素子に付属するスナバ回路や他の主回路部品における付加的な電力損失低減効果をもたらすので、装置全体としての電力損失を大幅に低減することができる。
　【００４０】
　図４は本発明の第４の実施の形態を示すものである。この実施の形態は主回路の直流電源部分に特徴を持たせたものである。すなわち、この実施の形態では、共通の一次巻線２４０および３組の二次巻線２４１，２４２，２４３を有する多巻線絶縁変圧器２４と、各二次巻線に接続されたコンバータ２５１，２５２，２５３とから各相毎に分離された直流電源を構成したものである。変圧器２４の３組の二次巻線の出力電圧は２０°ずつの位相差を持つように、例えば二次巻線２４２の出力電圧位相を基準として０°した場合、他の２組の二次巻線２４１，２４３の出力電圧位相が＋２０°ないし−２０°となるように、二次巻線２４１〜２４３の内部巻線構成および結線を行う。このような変圧器は２０°移相１８相整流器用変圧器として周知のものを用いることができる。このようにして１８相整流回路を構成することにより、変圧器２４の一次巻線２４０が接続される交流電源から見た高調波電流成分が第（１８ｎ±１。ｎは正の整数）調波のみとなり、高調波規制に対応する高調波電流成分以下とすることができる。図４の回路の場合も各相の直流電源相互間に干渉がないので安定運転をすることができ、高調波の影響を入力交流電源側でも軽減した高電圧出力電力変換装置を実現することができる。
　【００４１】
　本発明は上述した多レベル電力変換回路の内部構成やＰＷＭ制御方式に限定されるものではなく、要旨を変更しない範囲内で種々の変更を加えて実施することができる。
　【００４２】
　【発明の効果】
　以上述べたように、本発明によれば、次の効果を奏する高電圧出力電力変換装置を提供することができる。
　（１）　請求項１または請求項２に記載の発明によれば、上記効果に加えて、耐地絶縁電圧を従来の３−１／２倍（＝０．５８倍）とする高電圧出力電力変換装置を提供することができる。その結果、
　ａ）モジュール型自己消弧型デバイスを採用した電力変換装置とすることができ、モジュール型自己消弧型デバイスの採用によって、電力変換装置の冷却や組立を簡素化し、経済的な電力変換装置とすることができる。
　ｂ）モジュール型自己消弧型デバイスの保護性も向上し、接地事故に対する信頼性の高い電力変換装置とすることができる。
　【００４３】
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明の第１の実施の形態による高電圧出力電力変換装置の主回路結線図。
　【図２】
　本発明の第２の実施の形態による高電圧出力電力変換装置の主回路結線図。
　【図３】
　本発明の第３の実施の形態による高電圧出力電力変換装置の主回路結線図。
　【図４】
　本発明の第４の実施の形態による高電圧出力電力変換装置の主回路結線図。
　【図５】
　従来技術による高電圧出力電力変換装置の主回路結線図。
　【符号の説明】
Ｅｄ１，Ｅｄ２，Ｅｄ３　直流電源
１３，１４　分圧コンデンサ
１５Ｒ１，１５Ｓ１，１５Ｔ１　第１の３レベル単相電力変換回路
１５Ｒ２，１５Ｓ２，１５Ｔ２　第２の３レベル単相電力変換回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４　スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６　ダイオード
Ｏ　共通母線
Ｒ，Ｓ，Ｔ　交流出力端子
１６　負荷電動機
１７　ヒューズ
１８　インピーダンス素子
２０　電圧制御回路
２１　搬送波発生回路
２２１，２２２　変調回路
２４　多巻線絶縁変圧器
２５１，２５２，２５３　コンバータ