【事件の表示】
　特許第３０８５７０３号「インバータ装置」の請求項１、２に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３０８５７０３号の請求項１ないし２に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続きの経緯
　特許第３０８５７０３号の請求項１ないし２に係る発明は、平成２年１１月２７日に特許出願され、平成１２年７月７日にその特許の設定登録がなされ、その後、東芝ライテック株式会社より特許異議の申立てがなされ、取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１３年８月６日に訂正請求がなされたものである。
２．訂正の適否についての判断
ア．訂正の内容
（１）訂正事項１
　請求項１において「・・・入力電流を通電する電流経路を設けたこと・・・」を、
「【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整流器の出力と前記ダイオードとの接続点にコンデンサを含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力から前記インピーダンス要素とインバータの振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電する振動系を形成する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」と訂正する。
（２）訂正事項２
　請求項２において「・・・、整流器の出力から誘導性のインピーダンス素子と、インバータの容量性の振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源から・・・」を
「【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力端にインダクタの一端を接続し、インバータの容量性の振動要素及びスイッチング素子の直列回路の一端に前記インダクタの他端を接続し、交流電源から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」と訂正する。
　
イ．訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（１）訂正事項１について
　この訂正は、請求項１において、電流経路について明確にするために「振動系を形成する」との限定を加えたものであり、特許請求の範囲の減縮を目的としたものに該当する。
　しかも、　この訂正は、特許公報第５欄第４７行〜第５０行目記載の「トランジスタＱ２がオンすると、整流器ＤＢ、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流れる。インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２は振動系を形成しており」を根拠とするものであるから、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、または変更するものではない。
（２）訂正事項２について
　この訂正は、請求項２において、誘導性のインピーダンスを「インダクタンス」と特定すると共に、その接続構成を具体的に限定したものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的としたものに該当する。
　しかも、この訂正は、特許公報第７欄第１行〜第６行目記載の「第１図に示す基本構成において、インピーダンス素子Ｚ１としてインダクタＬ３を用いて、インバータの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ３を用いたものである。インダクタＬ３ には振動作用は無いので、電流は反転することがない。したがって、ダイオードＤ３は省いても良く、図中では点線で示している」を根拠とするものであるから、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、または変更するものではない。
　以上のとおりであるから、上記訂正は、第１２０条の４第３項において準用する平成６年法律第１１６号による改正前の特許法第１２６条第１項ただし書き、第２項及び第３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
３．特許異議の申立てについての判断
ア．申立ての理由の概要
　申立人東芝ライテック株式会社は、請求項１ないし２に係る発明は、甲第１号証（特開平１−２５２１７５号公報）をもとに容易に発明をすることができたものであり、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができないものであるから、特許を取り消すべきと主張している。
イ．刊行物に記載の発明
　訂正明細書の請求項１ないし２に係る発明（以下、「本件発明１、２」という。）に対して、当審が通知した取消理由で引用した刊行物１（前記甲第１号証、以下「引用例」という。）には、以下の記載がある。
（１）「第１図は、本発明の一実施例に係わるインバータ装置の構成を示す。同図の装置は、商用電源ＡＣを整流するためのダイオードブリッジ等で構成される整流回路１、平滑コンデンサ２、スイッチングトランジスタＱ４と、コンデンサＣ４およびインダクタＬ２で構成される共振回路とインダクタＬ３とを有するインバータ回路を備えている。
また、整流回路１の一方の出力，たとえば、正極側出力はインダクタＬ１及びダイオードＤ４の直列回路を介して平滑コンデンサ２の一端に接続され、整流回路１の他の出力は平滑コンデンサ２の他端に接続されている。また、インバータ回路を構成するトランジスタＱ４のコレクタと前記インダクタＬ１とダイオードＤ４の接続点との間にはコンデンサＣ３が接続されている。なお、放電灯５の両端子間に予熱用のコンデンサＣ５が接続されている。」（４頁右上欄１６行〜左下欄１２行）
（２）「第１図の回路においては、スィッチングトランジスタＱ４がオンの場合に整流回路１の出力によってコンデンサＣ３の充電が行われ、トランジスタＱ４がオフになるとコンデンサＣ３に充電された電荷がダイオードＤ４を介して平滑コンデンサに流れ込む。このようにして、トランジスタＱ４を高周波でスイッチングすることにより、入力交流電源の瞬時値が低い場合でも該トランジスタＱ４のオンオフ動作に応じて入力電流を流すことが可能となり、前述のように入力力率を高めることが可能となる。」（５頁左下欄１行〜同１１行）と記載されており、上記結合コンデンサ回路が商用ＡＣ電源から入力電流を通電する経路を形成していることは明かである。
（３）「第４図は、本発明のさらに他の実施例に係わるインバータ装置の構成を示す。同図の装置においては、第１図のインバータ装置における共振回路のコンデンサＣ４が２個のコンデンサＣ８およびＣ９の直列回路に置き替えられている。そして、これらのコンデンサＣ８およびＣ９の接続点からコンデンサＣ３を介して高周波電圧が取り出されダイオードＤ４のアノードに印加されている。その他の部分は第１図の装置と同じである。」（５頁右下欄１１行〜１９行）
　これらの記載と１，４図の記載を考慮すると引用例には、
「商用電源（ＡＣ）を整流する整流回路１と、
該整流回路１の出力を平滑するインダクタＬ１，平滑コンデンサ２とを有し、
平滑コンデンサ２の電圧を共振回路を構成する要素およびスィッチングトランジスタＱ４の直列回路に印加して高周波に変換するインバータ装置において、
 前記インダクタＬ１を介した整流器１の出力と平滑コンデンサ２との間に平滑コンデンサ２を充電する方向にダイオードＤ４を接続し、前記インダクタL１を介した整流器出力とダイオードＤ４の接続点にコンデンサＣ３の一端を接続し、前記インダクタＬ１を介した整流器の出力から前記コンデンサＣ３と前記インバータの共振回路を構成するコンデンサＣ９およびスィッチングトランジスタＱ４を介して商用電源ＡＣから入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」（以下、「引用例発明１」という。）、及び
「商用電源（ＡＣ）を整流する整流回路１と、
該整流回路１の出力を平滑する平滑コンデンサ２を有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、
整流器の出力端にインダクタＬ１を接続し、インバータの共振回路を形成するコンデンサＣ９及びスィッチングトランジスタＱ４の直列回路の一端に、コンデンサＣ３を介して前記インダクタの他端を接続し、交流電源から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」（以下、「引用例発明２」という。）の発明が記載されているものと認められる。
ウ．対比・判断
（１）請求項１について
　本件発明１と引用例発明１を対比すると、両者は、
「交流電源を整流する整流器の出力と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、前記整流器の出力とダイオードとの接続点にコンデンサを含むインピーダンス要素の一端を接続し、他端を高周波で動作するインバータ装置の振動要素とスイッチング素子の直列回路に接続した電流経路を設けたインバータ装置であって、該電流径路によりオンオフ動作に応じて整流器の出力からコンデンサを含むインピーダンス要素を介して高周波的に入力電流が流れる」点で一致するが、本件発明１の電流経路は、整流器出力端子から直接インピーダンス要素を接続し、振動系を形成しているのに対し、引用例発明１における電流経路はチョッパ作用を行うためのインダクタＬ１を介している点、で相違する。
  上記相違点について検討すると、引用例発明１において、チョークコイルを取り除くことは、チョッパ作用を否定することになるので、これを取り除いて本件発明１とすることは困難と認められる。
　そして、本件発明１は、引用例発明１のようにチョッパ回路を通すことなく、整流器ＤＢからインバータ部に直接電流を供給でき、回路を簡潔にすると共に回路の総合効率が高くなるとの一応の効果が得られるものと認められる。
　
（２）請求項２について
   本件発明２と引用例発明２を対比すると、両者は「交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力端から、インバータの容量性の振動要素及びスイッチング素子の直列回路の一端に、インダクタを介して接続し、交流電源から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」で一致し、
本件発明２が、整流器の出力端とインバータの容量性振動要素およびスイッチング素子の直列回路の一端を、インダクタで直接接続しているのに対し、引用例発明２はコンデンサＣ３も付加して接続している点で相違する。
　そして、引用例第２発明において、インダクタＬ１とコンデンサＣ９間を接続しているコンデンサＣ３を省略し直接接続することを示唆する記載もないことから、該コンデンサＣ３を省略することが容易であるとすることはできない。
　しかも、本件発明２は、この構成を採ることにより、第１発明で用いていたダイオードＤ４も省略可能で、回路の総合効率が高くなると共にきわめて簡略化できるとの効果が得られるものと認められる。
　したがって、本件発明１ないし２は、引用例に記載の発明に基づいて、当業者が容易に発明することができたものではない。
　
４．むすび
　以上のとおりであるから、特許異議申立人の主張する理由及び証拠によっては、本件発明１ないし２の特許を取り消すことはできない。
　また、他に本件発明に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１３年９月３日（２００１．９．３）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
（１）訂正事項１
　請求項１において「・・・入力電流を通電する電流経路を設けたこと・・・」を、
「【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整流器の出力と前記ダイオードとの接続点にコンデンサを含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力から前記インピーダンス要素とインバータの振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電する振動系を形成する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」と訂正する。
（２）訂正事項２
　請求項２において「・・・、整流器の出力から誘導性のインピーダンス素子と、インバータの容量性の振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源から・・・」を
「【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力端にインダクタの一端を接続し、インバータの容量性の振動要素及びスイッチング素子の直列回路の一端に前記インダクタの他端を接続し、交流電源から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装置。」と訂正する。
（５４）【発明の名称】
インバータ装置
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の出力と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整流器の出力と前記ダイオードとの接続点にコンデンサを含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力から前記インピーダンス要素とインバータの振動要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電する
振動系を形成する
　【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサの電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器の
出力端にインダクタの一端を接続し
の直列回路の一端に前記インダクタの他端を接続し
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
　本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するものである。
［従来の技術］
従来例１
　第１４図は従来のインバータ装置（特開昭６０−１３４７７６号）の回路図である。以下、その回路構成について説明する。ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７よりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子は、インダクタＬ１とコンデンサＣ０よりなるフィルター回路を介して交流電源Ｖｓに接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、チョッパー用のインダクタＬ３と逆流阻止用のダイオードＤ１を介して平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１には、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。トランジスタＱ１の両端には、直流カット用のコンデンサＣ３と限流及び共振用のインダクタＬ２を介して放電灯ｌａが接続されている。放電灯ｌａのフィラメントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ２が並列接続されている。
　以下、上記回路の動作について説明する。まず、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２，Ｃ３、放電灯ｌａが直列インバータ回路を構成している。トランジスタＱ１，Ｑ２は高速度で交互にオン・オフされる。平滑コンデンサＣ１の直流電圧は、トランジスタＱ１，Ｑ２で高周波的にスイッチングされ、放電灯ｌａに高周波電力が供給される。次に、トランジスタＱ２とダイオードＤ１及びインダクタＬ３は、チョッパー回路を構成している。トランジスタＱ２のオン時に、全波整流器のＤＢの出力をインダクタＬ３を介してトランジスタＱ２でスイッチングし、インダクタＬ３にエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ２のオフ時にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を充電する。このチョッパー作用により入力力率が高くなり、入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コンデンサＣ０とインダクタＬ１はフィルター回路を構成しており、チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高周波成分を除去している。
　この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトランジスタＱ２とダイオードＤ１を兼用している。したがって、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼用したトランジスタＱ２にはインバータとチョッパーの両方の電流が流れることになり、トランジスタＱ２のストレスは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデンサＣ１に高い直流電圧が充電される。このため、コンデンサＣ１及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のものが必要であり、回路素子は高価になる。
従来例２
　第１５図は他の従来例（特開平１−２５２１６２号）の回路図である。この従来例では、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２〜Ｃ４、放電灯ｌａがハーフブリッジ式インバータを構成している。Ｃ１は平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサＣ３，Ｃ４で分圧し、その電圧をトランジスタＱ１，Ｑ２で高周波的にスイッチングして、放電灯ｌａに高周波電力を供給する。
　一方、トランジスタＱ２、ダイオードＤ３、インダクタＬ３、コンデンサＣ５、インピーダンス素子Ｚが第１４図のチョッパーに相当する働きをする。トランジスタＱ２がオンすると、全波整流器ＤＢからインダクタＬ３、コンデンサＣ５、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタＱ２を介してインダクタＬ３に電流を流す。トランジスタＱ２がオフすると、インダクＬ３に誘起電圧が発生し、ダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ１を充電する。この回路も本質的には昇圧チョッパーであるが、コンデンサＣ５とインピーダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタＬ３とダイオードＤ３の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が小さくなる。
［発明が解決しようとする課題］
　上述の従来例１，２では、チョッパーとインバータとでスイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分である。また、チョッパー（ＤＣ−ＤＣ変換）とインバータ（ＤＣ−ＡＣ変換）という２つの変換器を通るため、回路総合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという問題があった。
　本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成で回路総合効率を向上させることにある。
［課題を解決するための手段］
　請求項１記載の発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１図に示すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ１とを有し、平滑コンデンサＣ１の電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器ＤＢの出力と平滑コンデンサＣ１との間に平滑コンデンサＣ１を充電する方向にダイオードＤ３を接続し、整流器ＤＢの出力と前記ダイオードＤ３との接続点にコンデンサを含むインピーダンス要素Ｚ１の一端を接続し、整流器ＤＢの出力から前記インピーダンス要素Ｚ１とインバータ１の振動要素Ｚ２及びスイッチング素子ＳＷ１を介して交流電源Ｖｓから入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするものである。
　また、請求項２記載の発明にあっては、同じ課題を解決するために、第１図に示すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ１を有し、平滑コンデンサＣ１の電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置において、整流器ＤＢの出力から誘導性のインピーダンス素子Ｚ１と、インバータ１の容量性の振動要素Ｚ２及びスイッチング素子ＳＷ１を介して交流電源Ｖｓから入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするものである。
［作用］
　第１図は本発明の基本構成図である。本発明の特徴は、整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１、インバータ１の振動要素Ｚ２、スイッチング素子ＳＷ１の電流経路を設けたことである。スイッチング素子ＳＷ１が高速でオン・オフすると、整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１、インバータ１の振動要素Ｚ２、スイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が流れ、交流電源Ｖｓの商用周期の全区間にわたって、入力電流が流れるので、入力力率が高くなる。また、第１４図に示したようなコンデンサＣ０，インダクタＬ１よりなるフィルター回路を付加すれば、入力電流の高調波成分も低く抑えられる。一方、コンデンサＣ１を直流電源としてインバータ１により負荷には高周波電力が供給される。スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、インバータ１の振動要素Ｚ２には、インバータ１の電流が流れると共に、整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１を介する電流経路でも電流が流れる。このため、振動要素Ｚ２はインバータ１と入力力率改善回路とで共用されることになり、従来例に比べて更に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構成も簡単になる。
　なお、ダイオードＤ３は必要に応じて接続する。後述の実施例で説明するように、インピーダンス素子Ｚ１の電流が反転して、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ１を充電したり、スイッチング素子ＳＷ１のオン時とは逆向きにインバータ１に電流を流したりすることができる。
　このように、本発明では、整流器ＤＢからインピーダンス素子Ｚ１を介してインバータ１の振動要素Ｚ２に直接的に電流を流す経路を設けた。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通らずに、交流電源Ｖｓからインバータ１に一部の電流が流れるので、回路総合効率が高くなる。しかも、この電流は入力電流であるので、入力力率を高く、入力電流高調波を少なくすることができる。
［実施例１］
　第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素子Ｚ１をインダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路とし、インバータの振動要素Ｚ２としてインダクタＬ２を用いている。また、インバータとして直列インバータを用いており、負荷を放電灯ｌａとしている。
　まず、インバータの動作について説明する。インバータは、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯ｌａで構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速で交互にオン・オフし、コンデンサＣ１の直流電圧を高周波に変換して、放電灯ｌａを高周波点灯させる。コンデンサＣ２は放電灯ｌａのフィラメントの予熱電流通電経路を構成しており、また、インダクタＬ２との共振用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分カット用の結合コンデンサである。
　本回路の特徴は、インバータの振動要素であるインダクタＬ２とスイッチング用のトランジスタＱ２の直列回路を、インダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を介して全波整流器ＤＢの出力端に接続したことである。このため、トランジスタＱ２がオンすると、整流器ＤＢ、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２、トランジスタＱ２の経路で入力電流が流れる。インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２は振動系を形成しており、いずれ電流の向きは反転する。反転した電流は、コンデンサＣ４、インダクタＬ３、ダイオードＤ３、トランジスタＱ１、インダクタＬ２を通る第１の経路、又は、コンデンサＣ４、インダクタＬ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、コンデンサＣ３、放電灯ｌａ、コンデンサＣ４を通る第２の経路を流れ、コンデンサＣ４の電荷を放出する。第１又は第２のいずれの経路を通るかは、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、インダクタＬ２の共振周波数とスイッチング周波数によって決まる。
　以上の過程は交流電源Ｖｓの商用周期の全区間にわたって繰り返されるので、入力電流が常に流れることになる。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去した入力電流波形は、入力電流の高調波成分の少ない正弦波に近い波形とすることができる。
　第３図は本実施例の動作波形図である。図中、Ｖｉｎは入力電圧、Ｉｉｎは入力電流で、Ｉｚは入力電流のうちインダクタＬ３とコンデンサＣ４を通る成分、ＩＤ３は入力電流のうちダイオードＤ３を通る成分である。Ｉｉｎ´は図示はしていないが、第１４図中のＣ０，Ｌ１のようなフィルター回路を付加したときの入力波形であり、高周波成分が除去され、正弦波に近い波形となっている。入力電圧Ｖｉｎのピーク付近での入力電流Ｉｉｎ´の突部は、ダイオードＤ３を介して交流電源Ｖｓから直接的に流れる電流であり、インダクタＬ３とコンデンサＣ４を適切に設計すれば更に下げることができる。
　本実施例では、インバータの振動要素であるインダクタＬ２は、入力力率改善回路とインバータ回路の両方から共用されている。したがって、インダクタＬ２にはＤＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＡＣ変換という２つの変換過程を通らず、整流器ＤＢからの電流の一部が直接的に流れるので、回路総合効率が高くなる。
［実施例２］
　第４図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施例は、第２図に示す回路において、インダクタＬ２の代わりに、コンデンサＣ３を用いたものである。これは、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素子Ｚ１としてインダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を用いて、インバータの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ３を用いたものである。
　第４図の回路において、コンデンサＣ３は、直流カット用のコンデンサであるので、図中の矢印ＶＣ３の向きに、平滑コンデンサＣ１の直流電圧の約半分の電圧を持っている。このため、インダクタＬ３とコンデンサＣ４を介する入力電流が流れやすい。また、コンデンサＣ３は容量が大き目に設定されており、インダクタＬ３とコンデンサＣ４の振動には殆ど影響しない。他の動作は第２図と殆ど同じで回路効率が良くなり、入力力率が高く、入力電流高調波が抑えられるという効果も同様である。
［実施例３］
　第５図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。本実施例は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素子Ｚ１としてインダクタＬ３を用いて、インバータの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ３を用いたものである。インダクタＬ３には振動作用は無いので、電流は反転することがない。したがって、ダイオードＤ３は省いても良く、図中では点線で示している。また、本回路は非常に構成が簡単化されており、小型の回路となる。効果については上記各実施例と同様である。
［実施例４〜１１］
　上記の各実施例では、インバータの振動要素Ｚ２は１つの素子だけであったが、第６図乃至第８図に示すように、２つの素子であっても良い。これらの実施例では、インバータの振動要素Ｚ２としてコンデンサＣ３とインダクタＬ２の直列回路を用いている。また、インピーダンス素子Ｚ１としては、第６図の回路ではコンデンサＣ４を、第７図の回路ではインダクタＬ３を、第８図の回路ではインダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を、それぞれ用いている。効果については上記各実施例と同様である。
　第９図乃至第１１図は本発明のさらに他の実施例の回路図であり、インバータとして一石式インバータを用いた例である。これらの回路において、トランジスタＱ１とダイオードＤ１、インダクタＬ２，Ｌ４、コンデンサＣ２，Ｃ５及び放電灯ｌａは、一石式インバータを形成している。このインバータでは、コンデンサＣ５とインダクタＬ４及びＬ２の共振作用により放電灯ｌａに高周波電力が供給される。インピーダンス素子Ｚ１としては、第９図の回路ではコンデンサＣ４を、第１０図及び第１１図の回路ではインダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路を、それぞれ用いている。なお、第１１図におけるコンデンサＣ３は放電灯ｌａの直流カット用コンデンサで、これにより放電灯ｌａへの直流成分がカットされる。
　これらの回路では、インバータの方式は異なるが、整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ１、インバータの振動要素Ｚ２、スイッチング素子の経路が形成されており、インバータの一部に直接的に入力電流が流れ、回路効率が高くなるという効果は同様に達成される。
　第１２図及び第１３図は本発明の別の実施例の回路図である。上述の各実施例（第２図〜第８図）では、インバータの負荷回路（インダクタＬ２とコンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯ｌａ）が低電位側のトランジスタＱ２の両端に接続されていたが、第１２図及び第１３図の回路例のように、高電位側のトランジスタＱ１の両端に接続しても良い。効果については上記各実施例と同様である。
［発明の効果］
　本発明のインバータ装置では、整流器からインピーダンス素子、インバータの振動要素、スイッチング素子を介して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率が高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果がある。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部に整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程が少なくなることにより、回路総合効率も高くなるという効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力電流を流すインピーダンス素子の一部をインバータの振動要素で兼用したので、回路構成を簡単化でき、インバータ装置を小型化できるという利点もある。
　さらに、請求項１に記載の構成によれば、スイッチング素子のオン時にコンデンサを介して入力電流を引き込むことができ、入力電流の引きみによりコンデンサに蓄積された電荷は整流器と平滑コンデンサの間に接続されたダイオードを介して放出させて有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発明の一実施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第４図乃至第１３図は本発明のそれぞれ別の実施例の回路図、第１４図は従来例の回路図、第１５図は他の従来例の回路図である。
Ｖｓは交流電源、ＤＢは整流器、Ｃ１は平滑コンデンサ、Ｚ１はインピーダンス素子、Ｚ２はインバータの振動要素、ＳＷ１はスイッチング素子、１はインバータである。