【事件の表示】
　特許第３１４０７３６号「群遅延時間補償形帯域通過フィルタ」の請求項１ないし４に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３１４０７３６号の請求項に係る特許を維持する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本件特許第３１４０７３６号の請求項１〜４に係る発明は、平成１０年７月３日に出願され、平成１２年１２月１５日に設定の登録がなされたところ、平成１３年９月５日に請求項１〜４に係る発明の特許について寺尾健吾より特許異議の申立がなされ、平成１３年１２月２１日付けで請求項１〜４に係る発明の特許について取消理由通知がなされ、その指定期間内である平成１４年３月８日に訂正請求がなされたものである。
　
第２　訂正の適否についての判断
１．訂正の内容　
　ア．訂正事項ａ
  特許請求の範囲の請求項１の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正する。
イ． 訂正事項ｂ
　特許請求の範囲の請求項２の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正する。　
　ウ．訂正事項ｃ
　特許請求の範囲の請求項３を削除する。
　エ．訂正事項ｄ
　特許請求の範囲の請求項４の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正するとともに、請求項４を請求項３に繰上げる。　
　オ．訂正事項ｅ
　発明の詳細な説明の課題を解決するための手段について、
「即ち、本発明は、外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　」とあるのを、「即ち、本発明は、外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　」と訂正する。
　
２．訂正の目的の適否、新規事項の有無及び拡張・変更の存否
（１） 訂正事項ａ、ｂ、ｄについて、
　願書に添付した特許明細書又は図面（以下、「特許明細書等」という。）の図１、図１１、図１７及びその説明によれば、特許明細書等には、同軸共振器の内部導体が外部導体の底壁の内面に固定されていることが認められるから、訂正事項ａ、ｂ、ｄは、特許明細書等に記載した事項の範囲内において、同軸共振器の内部導体の配置に関して限定する訂正を求めるものといえ、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当するものであって新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
（２） 訂正事項ｃについて
　訂正事項ｃは、特許請求の範囲の請求項３を削除する訂正を求めるものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当するものであって新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
（３） 訂正事項ｅについて
　上記訂正事項ｅは、特許請求の範囲の記載と発明の詳細な説明を整合するように、発明の詳細な説明の課題を解決するための手段の記載を、特許請求の範囲の記載に合わせたに過ぎないものであるから、明りょうでない記載の釈明を目的とする明細書の訂正に該当するものであって、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。　　
　
３．むすび
　以上のとおりであるから、上記訂正請求は、特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項で準用する第１２６条第２項及び３項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
　
第３　特許異議の申立についての判断
１．特許異議の申立理由の概要
　特許異議申立人寺尾健吾は、証拠として、
　（１）甲第１号証…電子情報通信学会技術研究報告　Ｖｏｌ．８９　Ｎｏ．３１７　ＭＷ８９−８９「群遅延自己等化フィルタを用いたマルチプレクサ」
　（２）甲第２号証…特開昭５９−８９００２号公報
　（３）甲第３号証…特開昭５０−９３５２号公報
を提出し、本件の請求項１〜４に係る発明の特許は、甲第１号証ないし甲第３号証に記載された発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定に違反して特許されたものであり、同法１１３条第１項第２号の規定により取り消されるべきものである旨主張する。
　
２．本件特許発明
　上記第２で示したように上記訂正が認められるから、本件の請求項１〜３に係る発明は、上記訂正請求に係る訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１〜３に記載された事項により特定される次のとおりのものである。
「【請求項１】　外部導体と、
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの同軸共振器と、コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間を容量素子により副結合し、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。
　　【請求項２】　外部導体と、
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの同軸共振器と、コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間、および、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。
　【請求項３】　外部導体と、
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの同軸共振器と、コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合し、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を容量素子により副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」
　
３．引用刊行物に記載された発明
（１） 引用刊行物１に記載された発明について
　電子情報通信学会技術研究報告　Ｖｏｌ．８９　Ｎｏ．３１７　ＭＷ８９−８９「群遅延自己等化フィルタを用いたマルチプレクサ」（以下、「引用刊行物１」という。）には、図３，図４の記載とともに、「ＴＥ１１１円筒空洞共振器とＴＥ１０方形導波管からなるＴ形偏分波器とを組み合わせた８段のカノニカル２重モードフィルタの構成を図３に、その等価回路を図４に示す。…　通常、カノニカルフィルタは、飛び越し結合の数が極の数に相当し、また隣合う結合係数（例えばＭ１８とＭ２７）の極性が反転する回数に応じて実減衰極の数が決まるという特性を持っている。」（４頁左欄下から３行ないし右欄８行）、「入力マルチプレクサ用として最適な群遅延自己等化フィルタを選択するためには、段数、極の数とその配置の３つの観点から検討を行う必要がある。」（３頁左欄２行ないし５行）、「ここで興味深い点は、挿入損出の絶対値は別にして、遅延特性が改善されるにつれ振幅偏差も小さくなっていることである。」（４頁左欄１９行ないし２１行）、「本報告では、放送衛星トランスポンダ内における群遅延時間特性を改善することを目的として開発した４チャネル入力マルチプレクサについて述べる。急峻な帯域外減衰特性と平坦な帯域内群遅延時間特性とを同時に有することを条件として、楕円関数型フィルタについて段数、極の数とその配置の面から検討を行った。」（１頁９行ないし１２行）の記載があり、これらの記載によれば引用刊行物１には、群遅延時間補償形帯域通過フィルタとして、「ＴＥ１１１円筒空洞共振器とＴＥ１０方形導波管からなるＴ形偏分波器とを組み合わせた８段のカノニカル２重モードフィルタが提示され、通過帯域内の振幅特性および群遅延時間偏差を少なくし、急峻な減衰特性を有する帯域通過フィルタを得るための基本的な考え方」の発明（以下、「引用刊行物１に記載された発明」という。）が開示されているものと認められる。
（２）引用刊行物２に記載された発明について
　特開昭５９−８９００２号公報（以下、「引用刊行物２」という。）には、「第１１図は本発明ＢＰＦを有極型に構成した一例を示す断面図で、次数ｎを６に選ぶと共に入出力結合を結合容量を介して行うように構成した場合を示してある。　…　同図において、１０１、６は間接結合素子で、例えばループより成り、隔壁２に穿った貫通孔１１の内壁との間を絶縁を保って貫通孔１１に挿通支持され、内部導体５１と５６間を磁界結合により間接結合する。１０２，５もまた間接結合素子で、例えば一端が内部導体５２との間に結合容量を形成し、他端が内部導体５５との間に結合容量を形成する容量素子より成り、隔壁２に穿った貫通孔１２に挿通し、隔壁２との間を絶縁を保って取付けてある。」（７頁左上欄５行ないし末行）、「電気長で管内波長の１／４の軸長を有し、コの字型に配設された複数個の内部導体と　…　コムライン型帯域通過ろ波器。」（１頁左下欄５行ないし１５行）の記載があり、これらの記載によれば引用刊行物２には、「筐体１（本件発明の「外部導体」に相当する。）の同一の一内面に固定される６個の内部導体（本件の発明の「同軸共振器」に相当する。）を有し、筐体内にコの字状に設けられる１番目から６番目までの内部導体と、１，２番目の内部導体と５，６番目の内部導体との間に設けられる隔壁２とを有し、各内部導体間を磁気結合回路で主結合してなるコムライン型帯域通過ろ波器（本件発明の「群遅延時間補償形帯域通過フィルタ」に相当する。）において、２番目（本件発明の「ｎ−１」に相当する。）の内部導体と５番目（本件発明の「ｎ＋２」に相当する。）の内部導体との間を結合素子１０２．５（本件発明の「容量素子」に相当する。）により副結合し、１番目（本件発明の「ｎ−２」に相当する。）の内部導体と６番目（本件発明の「ｎ＋３」に相当する。）の同軸共振器との間を間接結合素子１０１，６（本件発明の「Ｓ字形のループ素子」に相当する。）により副結合するコムライン型帯域通過ろ波器。」の発明（以下、「引用刊行物２に記載された発明」という。）が記載されているものと認められる。
（３）引用刊行物３に記載された発明について
　特開昭５０−９３５２号公報（以下、「引用刊行物３」という。）には、「本発明は、インタディジタル形帯域通過ろ波器（以下、帯域通過ろ波器をＢＰＦと略称する。）に関する。」（１頁左下欄１３ないし１４行）、「第５図（イ）は、第４図（イ）のＡ−Ａ’部分の拡大断面図、第５図（ロ）は、第４図（ハ）のＢ−Ｂ’部分の拡大断面図、第５図（ハ）は、第４図（ハ）のＣ−Ｃ’部分の拡大断面図で、各図において、７は、電磁シールド用筐体、８は、仕切壁、９は、棒状共振素子、１０は、結合調整板で　…　１４は、Ｓ字形の間接結合ループで、仕切壁８の孔隙１５部分に設けてある。１６は、結合窓である。本発明においては、共振素子９のコの字形に配列し」（２頁左上欄５行ないし右上欄６行）の記載があり、これらの記載によれば引用刊行物３には、「筐体７内に、コの字状に設けられた６個の棒状共振器９と、１，２番目の棒状共振器と５，６番目の棒状共振器との間に設けられる仕切壁８と、２番目の内部導体と５番目の棒状共振器との間を副結合させるＳ字形の間接結合ループ１４とを有するインタディジタル形帯域通過ろ波器。」の発明（以下、「引用刊行物３に記載された発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
４．対比・判断
（１）本件の請求項１に係る発明について
　本件の請求項１に係る発明と引用刊行物１に記載された発明とを対比すると、本件の請求項１に係る発明と引用刊行物１に記載された発明とは、群遅延時間補償形フィルタである点で一致するものの、下記の点で相違する。
　ア） 本件の請求項１に係る発明は、外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、外部導体内にコの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの同軸共振器と、コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタ、いわゆるコムライン型の帯域通過フィルタであるのに対して、引用刊行物１に記載された発明は、カノニカル型の帯域通過フィルタである点。
　イ） 本件の請求項１に係る発明は、（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間を容量素子により副結合し、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合するのに対して、引用刊行物１に記載されたカノニカル２重モードフィルタは、このように構成されていない点。
　そこで、上記相違点について検討するに、引用刊行物２に記載された発明は、外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、外部導体内にコの字状に設けられる１番目から６番目までの同軸共振器と、１，２番目の同軸共振器と５，６番目の同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、２番目の同軸共振器と５番目の同軸共振器との間を容量素子により副結合し、１番目の同軸共振器と６番目の同軸共振器との間をＳ字形のループ素子により副結合する、いわゆるコムライン型の帯域通過フィルタであることは認められるものの、その１番目の同軸共振器と６番目の同軸共振器との間に設けられるＳ字形のループ素子は、本件の請求項１に係る発明でいうところの「隔壁を貫通する部分を境にして、隔壁の各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が隔壁に電気的、機械的に接続される」構成を示すものではない。
　また、引用刊行物３には、第４図にＳ字形の間接結合ループ１４が開示され、一見すると、隔壁を貫通する部分を境にして、隔壁の各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で両端部が隔壁に電気的、機械的に接続されるようにもみえるが、引用刊行物３に記載された帯域通過ろ波器がインタディジタル形帯域通過ろ波器であることを考慮すると、その特性は、請求項１に係る発明におけるＵ字形ループによる副結合に相当するものであって、Ｓ字形のループ素子による副結合であるとはいえないものである。
　そうすると、引用刊行物１ないし３に記載された発明には、本件の請求項１に係る発明を特定する事項である「（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合する」事項を備えていないから、引用刊行物１に記載された発明に引用刊行物２，３に記載された発明を適用したとしても、本件の請求項１に係る発明を構成することはできないことは明らかである。
　したがって、本件の請求項１に係る発明は、引用刊行物１ないし３に記載された発明から容易に発明することができたものではない。
　
（２） 本件の請求項２、３に係る発明について
　本件の請求項２、３に係る発明は、本件の請求項１に係る発明と同様に、
「各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合する」ものであるから、当然、引用刊行物１に記載された発明に引用刊行物２，３に記載された発明を適用したとしても、本件の請求項２、３に係る発明を構成することはできないことは明らかである。
　したがって、本件の請求項２、３に係る発明は、引用刊行物１ないし３に記載された発明から容易に発明することができたものではない。
　
５．むすび
　以上のとおりであるから、特許異議申立ての理由及び証拠によっては、本件の請求項１〜３に係る発明の特許を取り消すことはできない。
　また、他に本件の請求項１〜３に係る発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成１４年５月１７日（２００２．５．１７）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
　ア．訂正事項ａ
　特許請求の範囲の請求項１の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正する。
　イ．　訂正事項ｂ
　特許請求の範囲の請求項２の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正する。
　ウ．訂正事項ｃ
　特許請求の範囲の請求項３を削除する。
　エ．訂正事項ｄ
　特許請求の範囲の請求項４の記載について、
「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」とあるのを、「外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる　…　したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正するとともに、請求項４を請求項３に繰上げる。
　オ．訂正事項ｅ
　発明の詳細な説明の課題を解決するための手段について、
「即ち、本発明は、外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる…　」とあるのを、「即ち、本発明は、外部導体と、前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、前記外部導体内にコの字状に設けられる…　」と訂正する。
（５４）【発明の名称】
群遅延時間補償形帯域通過フィルタ
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】　外部導体と、
　
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、
　コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間を容量素子により副結合し、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。
　【請求項２】　外部導体と、
　
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、
　コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間、および、前記（ｎ−２）番目の同軸共振器と（ｎ＋３）番目の同軸共振器との間を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。
　【請求項３】　外部導体と、
　
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、
　コの字状の折り返し点に位置する２つの同軸共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の同軸共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の同軸共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの同軸共振器との間に設けられる隔壁とを有し、前記各同軸共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタであって、
　前記（ｎ−１）番目の同軸共振器と（ｎ＋２）番目の同軸共振器との間
を、前記各同軸共振器の内部導体の長手方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各同軸共振器の内部導体の長手方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形のループ素子により副結合し、
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は、テレビジョン方法等放送設備に使用される帯域通過フィルタに係わり、特に、通過帯域内において群遅延時間偏差特性が良好で、減衰特性の急峻な群遅延時間補償形帯域通過フィルタに関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　従来、ＶＨＦ帯のテレビ放送設備においては、ＩＭ波（相互変調波）等の不要波を除去するために、共振器にλ／４同軸形共振器を使用する楕円関数形の帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ；以下、ＢＰＦと称する。）が使用されている。
　図２５は、従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの上面を示す平面図、図２６、図２７、図２８は、図２５に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図２６は、図２５に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、図２７は、図２６に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面図、図２８（ａ）は、図２５に示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図２８（ｂ）は、図２５に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図２８（ｃ）は、図２５に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。
　【０００３】
　図２５ないし図２８において、１は外部導体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量素子、７は副結合回路を構成するＵ字形のループ素子、８は入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロックナイト、１１ａは入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入力）端子、２０ａ〜２０ｈはλ／４同軸共振器、２１ａ〜２１ｈは駆動螺子、２２ａ〜２２ｈは共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈは内部導体である。
　【０００４】
　この従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、外部導体１内に内部導体（２３ａ〜２３ｈ）が内蔵され、この内部導体（２３ａ〜２３ｈ）と対向するように、調整素子（２２ａ〜２２ｈ）がロックナイト（９ａ〜９ｈ）により、外部導体１に取り付けられている。
　また、入力（または出力）端子１１ａ、および出力（または入力）端子１１ｂは、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓を形成する外部導体を、共振器を構成する外部導体１に接続してある。
　この従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦでは、同軸共振器（１０ａ〜１０ｈ）をコの字状に配置し、各同軸共振器（１０ａ〜１０ｈ）間を磁気結合回路で主結合する。
　また、同軸共振器（２０ｃ）と同軸共振器（２０ｆ）との間を容量素子５ａで副結合し、同軸共振器（２０ｂ）と同軸共振器（２０ｇ）との間をＵ字形のループ素子７で副結合し、さらに、同軸共振器（２０ａ）と同軸共振器（２０ｈ）との間を容量素子５ｂで副結合している。
　【０００５】
　【発明が解決しようとする課題】
　これから開始されるデジタルテレビの信号は、セグメント数（１３セグメント）が多く、また、セグメント間隔が狭い（４３２ＫＨｚ）ために目的信号波の近傍にＩＭ波が多数発生する。
　また、変調方式により、使用するＢＰＦには、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差が少なくて、減衰特性の急峻な周波数特性のＢＰＦが要求される。
　前記図２５ないし図２８に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、アナログテレビの信号等の減衰特性を重視したＢＰＦに適している。
　しかしながら、前記図２５ないし図２８に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差が大きく、前記したような周波数特性が要求されるデジタルテレビの信号用のＢＰＦに適していないという問題点があった。
　【０００６】
　本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、群遅延時間特性を補償し、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
　【０００７】
　本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
　【０００８】
　【課題を解決するための手段】
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
　【０００９】
　即ち、本発明は、外部導体と、
前記外部導体の同一の一内面に固定される内部導体を有し、
　【００１０】
　【発明の実施の形態】
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
　なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
　【００１１】
　［実施の形態１］
　図１、図２は、本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図１は、前記図２７と同一箇所の要部断面図、図２（ａ）は、前記図２８（ａ）と同一箇所の要部断面図、図２（ｂ）は、前記図２８（ｂ）と同一箇所の要部断面図、図２（ｃ）は、前記図２８（ｃ）と同一箇所の要部断面図である。
　また、本実施の形態において、前記図２５と同一箇所の平面図、および前記図２６と同一箇所の要部断面図は、前記図２５および図２６と同じであるので、図面の掲載は省略する。
　【００１２】
　図１、図２において、５は副結合回路を構成する容量素子、６は副結合回路を構成するＳ字形のループ素子であり、それ以外の符号は、前記図２５ないし図２８と同じである。
　本発明の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいても、同軸共振器（２０ａ〜２０ｈ）をコの字状に配置し、各同軸共振器（２０ａ〜２０ｈ）間を、磁気結合回路で主結合する。
　また、本発明の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、入出力結合回路は、容量結合、あるいは磁気結合（ループ）でもよいが、本実施の形態では、磁気結合の場合について説明する。
　さらに、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、同軸共振器の数（Ｎ）は６（Ｎ≧６）以上である必要があるが、本実施の形態では、Ｎ＝８の場合について説明する。
　【００１３】
　図３は、図２５ないし図２８に示す従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの等価回路を示す回路図であり、図４は、図３に示す等価回路の変換等価回路である。
　なお、図３に示す容量（Ｃａ〜Ｃｈ）は、調整素子（２２ａ〜２２ｈ）および内部導体（２３ａ〜２３ｈ）によって形成される可変共振容量素子を示し、また、８ａは入力（または出力）結合ループ、８ｂは出力（または入力）結合ループを示す。
　図２５ないし図２８に示す従来の楕円関数形のＢＰＦにおいて、コの字状に配置された同軸共振器の中で、折り返し点に位置する２個の同軸共振器を、ｎ番目の共振器（２０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（２０ｅの共振器）とするとき、その通過帯域外（減衰域）において、（ｎ−１）番目の共振器（２０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（２０ｆの共振器）との間で、主結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界と、主結合回路の結合係数より小さい容量素子（５ａ）から成る副結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界とは、互いに逆位相となる。
　そのため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生する。
　【００１４】
　同様に、（ｎ−２）番目の共振器（２０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（２０ｇの共振器）との間で、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｕ字形のループ素子７から成る副結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界も、互いに逆位相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生する。
　また、（ｎ−３）番目の共振器（２０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（２０ｈの共振器）との間で、主結合回路により（ｎ＋４）番目の共振器に生じる電磁界と、主結合回路の結合係数より小さい容量素子（５ｂ）から成る副結合回路により（ｎ＋４）番目の共振器に生じる電磁界も、互いに逆位相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生する。
　このように、図２５ないし図２８に示す楕円関数形のＢＰＦでは、各副結合回路による結合量を調整することにより、一対ないし三対の減衰極を発生させることができる。
　このような図２５ないし図２８に示す楕円関数形のＢＰＦは、図５に一対の減衰極を有する場合の特性例を示したように、振幅特性、群遅延時間特性共に通過帯域内の偏差が大きいという欠点があった。
　【００１５】
　図６は、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦの等価回路を示す回路図であり、図７は、図６に示す等価回路の変換等価回路である。
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦは、前記図２５ないし図２８に示す従来の楕円関数形のＢＰＦと同様、各共振器は同軸共振器で構成され、各共振器間は磁気結合により主結合されている。
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、コの字状に配置された同軸共振器の中で、折り返し点に位置する２個の同軸共振器を、ｎ番目の共振器（２０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（２０ｅの共振器）とするとき、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦは、（ｎ−２）番目の共振器（２０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（２０ｇの共振器）との間の副結合回路として、通常のＵ字型のループ素子７の代わりに、Ｓ字型のループ素子６を使用する点、（ｎ−３）番目の共振器（２０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（２０ｈの共振器）との間の副結合回路として、通常のＵ字型のループ素子７を使用した点で、前記図２５ないし図２８に示す楕円関数形のＢＰＦと相違する。
　【００１６】
　図４および図７に示す各相互インダクタンス回路（Ｍ４１，Ｍ４２，Ｍ７１，Ｍ７２）において、副結合回路を構成するループ素子側（複数の回路素子を跳ばして相互インダクタンス回路同志を直接接続している側）のコイルを二次コイル、残りのコイルを一次コイルとする。
　この場合に、図７に示す相互インダクタンス回路（Ｍ７１，Ｍ７２）により相互インダクタンス回路Ｍ７２の一次コイルに誘起される副結合電圧と、図４に示す相互インダクタンス回路（Ｍ４１，Ｍ４２）により相互インダクタンス回路Ｍ４２の一次コイルに誘起される副結合電圧とを比較すると、互いに逆相であることが容易に理解できる。
　即ち、図６に示すように、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｓ字形のループ素子６を使用した場合に、（ｎ＋３）番目の共振器に誘起される副結合電圧は、図３に示すように、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｕ字形のループ素子７を使用した場合に、（ｎ＋３）番目の共振器に誘起される副結合電圧と比して、位相が１８０°異なることになる。
　なお、本発明では、このＳ字形のループ素子６とは、図２（ｂ）に示すように、隔壁２の上下異なる位置で、ループ素子の両端が隔壁２に電気的、機械的に接続される構造のループ素子を意味する。
　【００１７】
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいても、その通過帯域外（減衰域）において、（ｎ−１）番目の共振器（２０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（２０ｆの共振器）との間で、主結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界と、主結合回路の結合係数より小さい容量素子（５）から成る副結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界とは、互いに逆位相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生する。しかしながら、（ｎ−２）番目の共振器（２０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（２０ｇの共振器）との間で、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｓ字形のループ素子６から成る副結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界は、互いに同位相となり、そのため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生しない。
　また、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦおいて、（ｎ−３）番目の共振器（２０ａの共振器）共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器（２０ｈの共振器）との間で、共振器（２０ａ）→共振器（２０ｂ）→共振器（２０ｇ）→共振器（２０ｈ）の経路により（ｎ＋４）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｕ字形のループ素子７から成る副結合回路により（ｎ＋４）番目の共振器に生じる電磁界とは、互いに逆相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生する。
　【００１８】
　一方、通過域においては、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｓ字形のループ素子６から成る副結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界とは、中心周波数の近辺においては、互いに打ち消し合い、通過域のバンドエッジ付近では互いに加わり合う傾向を示し、通過域内の振幅特性の偏差が小さくなる。
　また、同様に、通過域内の群遅延時間特性の偏差も小さくなる。
　即ち、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定されるが、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の偏差は共に改善することができる。
　【００１９】
　Ｓ字形のループ素子６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間特性となる。この状態の群遅延時間特性を図８に示す。
　Ｓ字形のループ素子６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときには、群遅延時間特性の平坦部が一番広くなる。この状態の群遅延時間特性を図９に示す。
　Ｓ字形のループ素子６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいと、補償量が過補償となる。この状態の群遅延時間特性を図１０に示す。
　その通過帯域内において、ある程度の許容リップル的な群遅延時間特性を許容することが可能であれば、過補償形の群遅延時間補償型ＢＰＦが最も群遅延時間特性は広くなる。
　なお、図５、図８〜図１０において、実線は振幅特性を示し、破線は群遅延時間特性を示す。
　【００２０】
　また、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、Ｕ字型のループ素子７を設けず、容量素子５およびＳ字形のループ素子６から成る副結合回路のみ設けた場合には、通過帯域外の減衰量が小さくなる。
　しかしながら、Ｕ字型のループ素子７を設けることにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させることができ、通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　このように、Ｕ字型のループ素子７は、通過帯域外の減衰特性を改善するために設けたものであり、したがって、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場合であれば、Ｕ字型のループ素子７を設けず、容量素子５およびＳ字形のループ素子６から成る副結合回路のみ設けるようにしてもよい。
　【００２１】
　［実施の形態２］
　図１１、図１２は、本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図１１は、前記図２７と同一箇所の要部断面図、図１２（ａ）は、前記図２８（ａ）と同一箇所の要部断面図、図１２（ｂ）は、前記図２８（ｂ）と同一箇所の要部断面図、図１２（ｃ）は、前記図２８（ｃ）と同一箇所の要部断面図である。
　また、本実施の形態においても、前記図２５と同一箇所の平面図、および前記図２６と同一箇所の要部断面図は、前記図２５および図２６と同じであるので、図面の掲載は省略する。
　【００２２】
　本実施の形態の共振器は、コの字状に配置された同軸共振器の中で、折り返し点に位置する２個の同軸共振器を、ｎ番目の共振器（２０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（２０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（２０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（２０ｆの共振器）との間の副結合回路として、Ｓ字形のループ素子１６を使用した点で、前記実施の形態１の群遅延時間補償型ＢＰＦと相違する。
　【００２３】
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、主結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｓ字形のループ素子１６から成る副結合回路により（ｎ＋２）番目の共振器に生じる電磁界とは、互いに逆相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生する。
　【００２４】
　これにより、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいても、前記実施の形態１と同様、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延時間偏差を少なくすることができる。
　【００２５】
　図１３ないし図１６は、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦの一例の周波数特性を示すグラフである。
　なお、この図１３ないし図１６に示すグラフは、（ｎ−３）番目の共振器（２０ａの共振器）と（ｎ＋４）番目の共振器（２０ｈの共振器）との間の副結合回路としてＵ字形のループ素子７を使用した場合の周波数特性を示すグラフである。
　図１３は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢである。
　また、群遅延時間補償型ＢＰＦの中心周波数は２０７ＭＨｚであり、この図１３において、周波数が２０３．５４４ＭＨｚ（図１３のＡ点）のときの減衰量は、−２９．０３８ｄＢであり、周波数が２１０．４５６ＭＨｚ（図１３のＢ点）のときの減衰量は、−３３．９６８ｄＢである。
　図１４は、図１３に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔が２ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
　この図１４のグラフから分かるように、周波数が２０４．１ＭＨｚ（図１４のＡ点）から２０９．９ＭＨｚ（図１４のＢ点）の間でその減衰量は２ｄＢ以内であり、図１３に示す群遅延時間補償型ＢＰＦは、その通過帯域内の振幅偏差が少なくなっている。
　【００２６】
　図１５は、位相特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は角度でメモリ間隔は９０°である。
　この図１５において、周波数が２０４．１ＭＨｚ（図１５のＡ点）のときの位相は、−３１．８８４°であり、周波数が２０９．９ＭＨｚ（図１５のＢ点）のときの位相は、−３３．７７５°である。
　図１６は、群遅延時間特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は遅延量（ｎｓ）でメモリ間隔は１００ｎｓである。
　この図１６において、周波数が２０４．１ＭＨｚ（図１６のＡ点）のときの遅延量は、２８８．１２４ｎｓであり、周波数が２０９．９ＭＨｚ（図１６のＢ点）のときの遅延量は、２８２．７７４ｎｓである。
　［実施の形態３］
　図１７、図１８は、本発明の実施の形態３の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図１７は、前記図２７と同一箇所の要部断面図、図１８（ａ）は、前記図２８（ａ）と同一箇所の要部断面図、図１８（ｂ）は、前記図２７（ｂ）と同一箇所の要部断面図、図１８（ｃ）は、前記図２８（ｃ）と同一箇所の要部断面図である。
　また、本実施の形態においても、前記図２５と同一箇所の平面図、および前記図２６と同一箇所の要部断面図は、前記図２５および図２６と同じであるので、図面の掲載は省略する。
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦは、コの字状に配置された同軸共振器の中で、折り返し点に位置する２個の同軸共振器を、ｎ番目の共振器（２０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（２０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−２）番目の共振器（２０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（２０ｇの共振器）との間の副結合回路として、容量素子１５を使用した点で、前記実施の形態１の群遅延時間補償型ＢＰＦと相違する。
　【００２７】
　本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間で、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界と、容量素子１５から成る副結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界とは、互いに同相となるため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生しない。
　【００２８】
　これにより、本実施の形態の群遅延時間補償型ＢＰＦにおいても、前記実施の形態１と同様、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延時間偏差を少なくすることができる。
　【００２９】
　［実施の形態４］
　図１９は、磁気結合回路で同軸共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰＦにおける同軸共振器の磁気結合を説明するための図であり、同図（ａ）は多段接続された同軸共振器（図１９では、隣接するＲｎ，Ｒｎ＋１の同軸共振器のみを示す）の内部構造を示す平面図である。
　一般に、同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間の結合減衰量（ＬＭ）は、下記（１）式で求めることができる。
　【００３０】
　【数１】
　ＬＭ＝（５４．６＊ＬＣ）＊Ｆ（λ）／２Ｗ（ｄＢ）　・・　（１）
　ただし、Ｆ（λ）＝（１−（λＣ／λ）＊＊２）＊＊（１／２）
　また、ＬＣは、同軸共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）を構成する内部導体間の間隔、Ｗは、外部導体１の幅、また、λｃ（λｃ＝２Ｗ）は、ＢＰＦのカットオフ周波数の波長である。
　【００３１】
　いま、Ｗ＜＜λであれば、Ｆ（λ）＝１であるので、前記（１）式は、下記（２）式のように表される。
　【００３２】
　【数２】
　ＬＭ≒５４．６＊ＬＣ／２Ｗ（ｄＢ）　・・・・・・・・・　（２）
　前記（２）式で求められた磁気的損失（ＬＭ）により、同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍｍ）は、下記（３）で求めることができる。
　【００３３】
　【数３】
　Ｍｍ＝１０＊＊（−ＬＭ／２０）　・・・・・・・・・・　（３）
　ここで、負荷Ｑ（ＱＬ）が高い場合には、ＬＣ＞Ｗとなり、ＢＰＦが大型化する場合がある。
　このような場合には、隣接する同軸共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）の間に段間磁界結合調整素子を介在させることにより、ＢＰＦを小型化することができる。
　【００３４】
　図２０は、本発明の実施の形態４の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図であり、図２０は、前記図３と同一箇所の要部断面図である。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、前記実施の形態２のＢＰＦにおいて、同軸共振器（２０ａ〜２０ｈ）を適宜一定間隔で配設し、隣接する同軸共振器（２０ａ〜２０ｈ）の間に段間磁界結合調整素子５１を介在させて、所要の電気的特性を得るようにした帯域通過フィルタである。
　【００３５】
　図２１は、図２０に示す段間磁界結合調整素子５１の一例を示す図であり、図２１（ａ）は、内部構造を示す平面図、図２１（ｂ）は、同図（ａ）のＦ−Ｆ’線で切断した要部断面を示す断面図である。
　この図２１に示す段間磁界結合調整素子５１は、中心部に所定の間隔（図２１の５４）を設けて配置される２枚の導体板（５２，５３）で構成される。
　この２枚の導体板（５２，５３）の短辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続され、また、２枚の導体板（５２，５３）の一方の長辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気的および機械的に接続される。
　この２枚の導体板（５２，５３）から成る段間磁界結合調整素子５１を設けた場合の、同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍｍｉ）は、下記（４）で求めることができる。
　【００３６】
　【数４】
　Ｍｍｉ＝Ｍｍ×（Ｉｗ／Ｗ）・・・・・・・・・・・・・・・　（４）
　ここで、Ｉｗは、前記所定の間隔（図２１の５４）幅である。
　前記（４）式から分かるように、図２１に示す段間磁界結合調整素子５１を設けた場合には、同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数を、前記所定の間隔（図２１の５４）幅（Ｉｗ）に応じて適宜調整することができる。
　【００３７】
　図２２は、図２０に示す段間磁界結合調整素子５１の他の例を示す図であり、図２２（ａ）は、内部構造を示す平面図、図２２（ｂ）は、同図（ａ）のＧ−Ｇ’線で切断した要部断面を示す断面図である。
　この図２２に示す段間磁界結合調整素子５１は、帯状、または丸棒状、あるいは角棒状の導体５７より成り、この導体５７は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続される。
　この導体５７の大きさを適宜調整するか、あるいは、隣接する同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間に配置する導体５７の数を適宜増減することにより、磁気的結合係数を所要の値に調整することができる。
　【００３８】
　図２３は、図２０に示す段間磁界結合調整素子５１の他の例を示す図であり、図２３（ａ）は、内部構造を示す平面図、図２３（ｂ）は、同図（ａ）のＨ−Ｈ’線で切断した要部断面を示す断面図である。
　この図２３に示す段間磁界結合調整素子５１は、同軸共振器（Ｒｎ）と同軸共振器（Ｒｎ＋１）との間に、結合調整ネジ５８を設け、この結合調整ネジ５８の挿入長を適宜変化させることにより、磁気的結合係数を所要の値に調整することができる。
　なお、図２３に示す結合調整ネジ５８は、図２４に示すように、前記図２１または図２２に示す段間磁界結合調整素子５１と組み合わせるようにしてもよい。
　【００３９】
　以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
　【００４０】
　【発明の効果】
　本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
　本発明によれば、λ／４同軸共振器を使用する帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延時間偏差を少なくし、また、急峻な減衰特性を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図３】
　図２５ないし図２８に示す従来の同軸共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。
　【図４】
　図３に示す等価回路の変換等価回路である。
　【図５】
　図２５ないし図２８に示す帯域通過フィルタにおける、通過帯域内の振幅偏差特性、群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図６】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。
　【図７】
　図６に示す等価回路の変換等価回路である。
　【図８】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形のループ素子から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図９】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形のループ素子から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図１０】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形のループ素子から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図１１】
　本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図１２】
　本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図１３】
　本実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
　【図１４】
　図１３のグラフを拡大して示すグラフである。
　【図１５】
　本実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の位相特性を示すグラフである。
　【図１６】
　本実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の群遅延時間特性を示すグラフである。
　【図１７】
　本発明の実施の形態３の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図１８】
　本発明の実施の形態３の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図１９】
　磁気結合回路で同軸共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰＦにおける同軸共振器の磁気結合を説明するための図である。
　【図２０】
　本発明の実施の形態４の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２１】
　図２０に示す段間磁界結合調整素子の一例を示す図である。
　【図２２】
　図２０に示す段間磁界結合調整素子の他の例を示す図である。
　【図２３】
　図２０に示す段間磁界結合調整素子の他の例を示す図である。
　【図２４】
　図２０に示す段間磁界結合調整素子の他の例を示す図である。
　【図２５】
　従来の同軸共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの上面を示す平面図である。
　【図２６】
　図２５に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２７】
　図２５に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２８】
　図２５に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【符号の説明】
　１…外部導体、２…隔壁、５，５ａ，５ｂ，１５…副結合回路を構成する容量素子、６，１６…副結合回路を構成するＳ字形のループ素子、７…副結合回路を構成するＵ字形のループ素子、８，８ａ，８ｂ…入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈ…ロックナット、１１ａ…入力（または出力）端子、１１ｂ…出力（または入力）端子、２０ａ〜２０ｈ，Ｒｎ，Ｒｎ＋１…同軸共振器、２１ａ〜２１ｈ…駆動螺子、２２ａ〜２２ｈ…共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈ…内部導体、５１…段間磁界結合調整素子、５２，５３…導体板、５４…間隔、５７…導体、５８…結合調整ネジ。