(57)【要約】  制御部ＣＴ１により第１スイッチＳＷ１をオンされ、電源ＢＡＴから与えられた直流電圧が第１インダクタＬ１を介し、コンデンサＣ１で平滑化されて出力端子ＯＵＴ１から出力される。制御部ＣＴ１により第１スイッチＳＷ１がオフされてから所定期間を経過した後に第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３が略同時にオンされる。第１インダクタＬ１を流れていた電流は、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３に分岐し、第２スイッチＳＷ２の寄生ダイオードＤｐ１に流れる電流が減少する。これにより、第２スイッチＳＷ２がオフされた場合、寄生ダイオードＤｐ１に流れるリカバリ電流が低減される。
2011001500.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に入力された直流電圧を降圧して出力端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記入力端子及び固定電位端子に直列接続された第１スイッチ及び第２スイッチと、
該第１スイッチ及び第２スイッチの中間接続部並びに前記出力端子間に介挿された第１インダクタと、
前記中間接続部及び前記固定電位端子間に介挿されており、互いに直列接続された第２インダクタ及び第３スイッチと
前記出力端子及び前記固定電位端子間を接続するコンデンサと
を備えるＤＣ―ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１スイッチと、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチとを交互にオンし、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを同期してオンオフする制御部を備える請求項１に記載のＤＣ―ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１スイッチと、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチとを交互にオンし、前記第２スイッチを、前記第３スイッチがオンした時点から所定時間経過後にオンし、前記第３スイッチを、前記第２スイッチがオフ時点から所定時間経過後にオフする制御部を備える請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２インダクタは、前記第２スイッチの等価直列インダクタンスよりも大なるインダクタンスを有する請求項１から請求項３までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第２スイッチ及び前記第３スイッチ夫々は、ソース及びドレイン間に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴである請求項１から請求項４までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第２スイッチ及び前記第３スイッチ夫々は、ダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチング素子である請求項１から請求項５までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第３スイッチは、前記第２スイッチの逆回復時間よりも小なる逆回復時間を有する請求項１から請求項６までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
入力端子に接続された第１スイッチと、該第１スイッチ及び出力端子間に介挿された第１インダクタと、前記出力端子及び固定電位端子間を接続するコンデンサと有し、前記入力端子に入力された直流電圧を降圧して前記出力端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータに用いるモジュールであって、
誘電体基板と、
該誘電体基板上に配置してあり、前記第１スイッチ及び前記固定電位端子間に並列接続される第２スイッチ及び第３スイッチと、
前記誘電体基板上に配置してあり、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの中間接続部並びに前記出力端子間に介挿される第１インダクタと
を備えるモジュール。
【請求項９】
前記第２インダクタは、導体線で形成される請求項８に記載のモジュール。
【請求項１０】
前記第２インダクタは、導体板で形成される請求項８に記載のモジュール。
【請求項１１】
請求項１から請求項１０までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の電源装置を備える電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、損失が少ないＤＣ−ＤＣコンバータ、モジュール、電源装置及び電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
変換損失が少なく小型化が容易であるスイッチング電源が、コンピュータ等の電子機器を含む様々な分野で利用されている。スイッチング電源は、入力された直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータを用いて所望の直流電圧に変換し、安定化電源電圧として出力するようにしてある。コンピュータに用いられるＣＰＵ（ Central Processing Unit ）等の半導体素子は、電源の低電圧化及び消費電力の増大に伴って、低電圧かつ大電流を出力可能なスイッチング電源が使用されてきている。そこで、大電流を出力する場合に損失が少ない同期整流方式バック（ Buck ）コンバータがＤＣ−ＤＣコンバータとして用いられることがある。【０００３】
図１３は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。同期整流方式バックコンバータであるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流入力電圧をオンオフする主スイッチとなる第１スイッチＳＷ１０と、同期整流スイッチとしての第２スイッチＳＷ２０とを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、外部の直流電圧源ＢＡＴ０から入力端子ＩＮ１０に入力された直流電圧を降圧して出力ＯＵＴ１０に接続された外部の負荷ＲＬ０に出力するようにしてある。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１インダクタＬ１０と、コンデンサＣ１０とを備えている。第１スイッチＳＷ１０と、第２スイッチＳＷ２０とは、ゲートに印加される電圧によりソース・ドレイン間をオンオフするＦＥＴ（ Field Effect Transistor ）である。第１スイッチＳＷ１０及び第２スイッチＳＷ２０には、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴ（ Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）が広く用いられる。ＭＯＳＦＥＴでは、内部のソース・ドレイン間に寄生ダイオード（ボティダイオード）を形成することが知られている。【０００４】
図１４は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。第１スイッチＳＷ１０及び第２スイッチＳＷ２０夫々のゲートに印加される電圧Ｖ１０及び電圧Ｖ２０は、共にオフ電圧となるデッドタイム期間を挟んで交互にオン電圧にされる。これにより、第１スイッチＳＷ１０及び第２スイッチＳＷ２０がデッドタイム期間を挟んで交互にオンされる。時点Ｔ１０でオンにされた第１スイッチＳＷ１０を通って電流Ｉ１０が流れると共に、第１インダクタＬ１０にエネルギーが蓄積され、電流Ｉ１０は、時間に対して徐々に増加する。【０００５】
時点Ｔ２０で第１スイッチＳＷ１０がオフされ、電流Ｉ１０は直ちにゼロになる。第１インダクタＬ１０の電流Ｉ３０は慣性力を持ち流れ続けようとするため、ＳＷ２０の寄生ダイオードを通して電流Ｉ２０が流れる。時点Ｔ２０で第２スイッチＳＷ２０がオンされ、第１インダクタＬ１０の慣性力により、電流Ｉ２０が第２スイッチＳＷ２０を通って流れ、徐々に減衰する。時点Ｔ４０で第２スイッチＳＷ２０がオフされ、第１インダクタＬ１０の慣性力により電流Ｉ２０は、徐々に減衰しながら時点Ｔ３０及び時点Ｔ４０間のデッドタイム期間内をＳＷ２０の寄生ダイオードを通して流れる。電流Ｉ３０は、電流Ｉ１０及び電流Ｉ２０の和となり、直流成分と、単調増加及び単調減少を繰り返すリップル成分とを含んだ直流電流となる。【０００６】
電流Ｉ３０は、コンデンサＣ１０により、リップル成分が除去されて平滑化され、所定の直流電圧に降圧された直流電流として負荷ＲＬ０に出力される。電圧Ｖ１０及び電圧Ｖ２０夫々のデューティ比を変更することにより、負荷ＲＬ０に出力する直流電圧が調整される。【０００７】
図１５及び図１６は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の等価回路図及び動作を説明するためのタイミングチャートである。図１６中の各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。第２スイッチＳＷ２０のソース・ドレイン間には、ＦＥＴ内部に形成される寄生ダイオードＤｐ１０が等価的に並列接続されている。デッドタイム期間では、寄生ダイオードＤｐ１０に順方向電位が印加されて電流Ｉ４０が流れる。ＦＥＴの寄生ダイオードは、シリコン接合ダイオードの特性を有しており、順方向電流が流れることによって接合界面に電荷が蓄積される。接合界面に電荷が蓄積される事により接合間のキャパシタ成分が増大する。時点Ｔ３０で第１スイッチＳＷ１０がオンされ、寄生ダイオードＤｐ１０に逆方向電圧が印加されるとＤｐ１０の接合間キャパシタを充電するための突入電流が発生し、ダイオードは一瞬ショート状態となる。このショート状態から回復するまでの現象をリカバリ現象とよび、回復に要する時間がリカバリ回復時間と呼ばれる。【０００８】
リカバリ現象により、電流Ｉ４０には、斜線部で示す寄生ダイオードの逆方向の突入電流、すなわちリカバリ電流が現れる。リカバリ電流は、徐々に減衰し、寄生ダイオードＤｐ１０の逆回復時間（リカバリ時間）Ｔｒｒを経過した時点で０となる。リカバリ電流は、第１スイッチＳＷ１０を介して寄生ダイオードＤｐ１０に流れ、電流Ｉ１０には斜線部で示すリカバリ電流が現れる。リカバリ電流による損失、すなわちリカバリ損失は、ＤＣ―ＤＣコンバータ１０の回路効率を低下させる。【０００９】
リカバリ損失は第１スイッチＳＷ１０及び第２スイッチＳＷ２０がスイッチングする度に発生する。直流電流のリップル成分を減少させるべくオンオフの周波数を増大させた場合、リカバリ損失が増大し回路効率が更に低下する。また、回路効率を低下させる要因となるデッドタイム期間は、第１スイッチＳＷ１０及び第２スイッチＳＷ２０が同時にオンされて短絡することを防止すべくＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度に応じて設定されている。スイッチング速度の高いＭＯＳＦＥＴはリカバリ時間も短く、リカバリーデッドタイム損失及びリカバリー損失を抑える事ができるが、抵抗損失が大きくなるという課題がある。そのため、低抵抗のＭＯＳＦＥＴを用いてもリカバリ損失を抑える方式の開発が課題になっている。【００１０】
そこで共振回路を備えることにより、第２スイッチＳＷ２０を流れる電流を、オンオフの切替えを行う直前に０にして、リカバリ損失を抑えるＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１）。また、ダイオードに蓄積された電荷を打ち消すよう逆電圧を印加することでリカバリ現象を抑制し、リカバリ損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献２参照）。また、ショットキーダイオードをＭＯＳＦＥＴに並列に接続して、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに流れる電流を移し変えて、リカバリ現象を抑える方法が用いられる。（例えば、非特許文献１参照）
【特許文献１】特開２００２−４４９３７号公報
【特許文献２】特開２００７−２５２０５５号公報
【非特許文献１】ノブヒコ・ヤマシタ（Nobuhiko Yamashita）、外２名、ショットキーダイオードが並列接続されたＭＯＳＦＥＴ同期整流器の伝導パワー損失(Conduction Power Loss in MOSFET Synchronous Rectifier with Parallel-Connected Schottky Barrier Diode)、アイトリプルイーパワーエレクトロニクス報告書（IEEE Transactions on Power Electronics）、（米国）、アイトリプルイー（IEEE）、1998年6月、第13号、p.667
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、各スイッチをオンオフする周波数を変更した場合、共振回路のタイミングがずれてスイッチの切替時に電流が０にならず、リカバリ電流を抑えることが困難であるという問題があった。また、特許文献２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオードに逆電圧を印加するための電源を別途必要とするという問題があった。さらに、非特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ショットキーダイオードに直列のインダクタンスが電流の移し変えを阻害し、効果が得られにくいという問題があった。【００１２】
本願は、斯かる事情に鑑みてなされたものである。その目的は、第１スイッチ及び第２スイッチの中間接続部と、接地端子との間に互いに直列接続された第２インダクタ及び第３スイッチを介挿することにより、リカバリ損失を容易に低減することが可能となるＤＣ−ＤＣコンバータ、モジュール、電源装置及び電子機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願に開示するＤＣ―ＤＣコンバータは、入力端子に入力された直流電圧を降圧して出力端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記入力端子及び固定電位端子間に直列接続された第１スイッチ及び第２スイッチと、該第１スイッチ及び第２スイッチの中間接続部並びに前記出力端子間に介挿された第１インダクタと、前記中間接続部及び前記固定電位端子間に介挿されており、互いに直列接続された第２インダクタ及び第３スイッチと前記出力端子及び前記固定電位端子間を接続するコンデンサとを備える。
【発明の効果】
【００１４】
当該装置の一観点によれば、第１スイッチ及び第２スイッチの中間接続部と、固定電位端子との間に互いに直列接続された第２インダクタ及び第３スイッチを介挿することにより、リカバリ損失を容易に低減することが可能となる
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】ＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す回路図である。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータを示す等価回路図である。
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】制御電圧及び回路電流のシミュレーション結果を示す図表である。
【図５】ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図７】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図８】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図９】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図１０】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図１１】コンバータ回路基板の例を示す模式図である。
【図１２】電源部を備えるサーバ装置を示す模式図である。
【図１３】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１４】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１５】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。
【図１６】従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００１６】
１，１０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３０  サーバ装置
３１  ＣＰＵ
３１ａ  バス
３２  電源部
３３  商用電源入力部
３４  ＲＡＭ
３５  ＲＯＭ
３６  ＨＤＤ
３７  記録媒体ドライブ部
３８  通信部
３２０  整流部
ＳＷ１，ＳＷ１０  第１スイッチ
ＳＷ２，ＳＷ２０  第２スイッチ
ＳＷ３，ＳＷ３０  第３スイッチ
Ｌ１  第１インダクタ
Ｌ１０  インダクタ
Ｌ２、Ｌ２０  第２インダクタ
Ｌｐ１、Ｌｐ２  寄生インダクタ
Ｄｐ１、Ｄｐ２  寄生ダイオード
Ｃ１、Ｃ１０  コンデンサ
ＢＡＴ，ＢＡＴ０  直流入力電圧源
ＩＮ１、ＩＮ２，ＩＮ１０、ＩＮ２０  入力端子
ＯＵＴ１、ＯＵＴ２、ＯＵＴ１０，ＯＵＴ２０  出力端子
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ  端子
ＣＮＴ１、ＣＮＴ１０  制御部
１１  誘電体基板
１２、１４、１５  リード線
１３  導体平板
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１
以下、実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。本願に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、情報機器等の電源電圧を供給する場合に直流入力電圧を電源電圧に変換するスイッチング電源等に用いられる。スイッチング電源は、コンピュータ等の電子機器に直流電源を供給する電源として用いられる。また、照明光、オーディオ機器及び電子レンジ等の電圧が調整された電源を供給するための可変電源としても用いられる。スイッチング電源は、洗濯機、冷蔵庫及び空調機等に内蔵されるモータの駆動電源を供給する電源としても用いられる。スイッチング電源は、小電力を供給する場合に限らず、車両及び電車等の駆動モータに大電力を供給する電源としても用いられる。【００１８】
図１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す回路図である。図１中１は、ＤＣ−ＤＣコンバータを示しており、外部の直流電源ＢＡＴの正極及び負極夫々が入力端子ＩＮ１及び入力端子（固定電位端子）ＩＮ２に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源ＢＡＴから与えられた直流入力電圧を降圧して出力端子ＯＵＴ１及び出力端子ＯＵＴ２に接続された外部の負荷ＲＬに電源として供給するようにしてある。【００１９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３を備えており、各スイッチは、ゲートに印加された電圧によりオンオフされるＭＯＳＦＥＴである。また、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３は、ダイオードを並列に接続した半導体スイッチでもよい。この場合、並列に接続したダイオードが後述の寄生ダイオードに対応する。ここでは、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３がＭＯＳＦＥＴである場合を例に挙げて説明する。【００２０】
入力端子ＩＮ１には、第１スイッチＳＷ１のソースが接続される。第１スイッチＳＷ１のドレインには、第２スイッチＳＷ２のソースが接続される。第２スイッチＳＷ２のドレインは、入力端子ＩＮ２が接続される。これにより、入力端子ＩＮ１及び入力端子ＩＮ２間には、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２が直列接続される。第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の中間接続点は、第１インダクタＬ１を介して出力端子ＯＵＴ１に接続される。また、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の中間接続点は、第２インダクタＬ２を介して第３スイッチＳＷ３のソースにも接続される。【００２１】
第１インダクタＬ１は、スイッチング電圧の平滑用フィルタである。出力端子ＯＵＴ１及び出力端子ＯＵＴ２間には、コンデンサＣ１が接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３夫々のゲートに電圧を印加してオンオフを制御する制御部ＣＴ１を備えている。第３スイッチには第２インダクタＬ２が直列に接続される。【００２２】
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を示す等価回路図である。図２は、図１で示した回路に対して寄生ダイオード及び等価直列インダクタンスを含む等価回路を示している。第２スイッチＳＷ２のソース及びドレイン間には、ＭＯＳＦＥＴ内に形成される寄生ダイオードＤｐ１が等価的に並列接続される。また、第２スイッチＳＷ２のソースには、ＭＯＳＦＥＴのパッケージ及びＭＯＳＦＥＴ内の配線等により生じる等価直列インダクタンスを有する寄生インダクタＬｐ１が等価的に直列接続される。【００２３】
同様に第３スイッチＳＷ３のソース及びドレイン間には、寄生ダイオードＤｐ２が等価的に並列接続され、第３スイッチＳＷ３のソースには、寄生インダクタＬｐ２が等価的に直列接続される。第２インダクタＬ２のインダクタンスは、次式を満たすように選択される。
Ｌ２＋Ｌｐ２＞Ｌｐ１                                    （１）
ここで、第２インダクタＬ２のインダクタンスは、第２スイッチＳＷ２の寄生インダクタＬｐ１のインダクタンスよりも大きくなるよう選択して（１）式を満たしてもよい。【００２４】
第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３の出力側夫々を流れる電流をＩ１、Ｉ２及びＩ３とする。また、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３夫々のゲートに印加される電圧をＶ１、Ｖ２及びＶ３とする。第１インダクタＬ１、寄生ダイオードＤｐ１及び寄生ダイオードＤｐ２夫々に流れる電流をＩ４、Ｉ５及びＩ６とする。次にＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明する。【００２５】
図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、最上段から最下段に向かって電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、電圧Ｖ３、電流Ｉ１、電流Ｉ２、電流Ｉ５、電流Ｉ３、電流Ｉ６及び電流Ｉ４を並べて示している。各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。制御部ＣＴ１は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２を、共にオフ電圧となるデッドタイム期間を挟んで交互にオン電圧にする。また、制御部ＣＴ１は、電圧Ｖ３を電圧Ｖ２に同期してオン電圧にする。これにより、第１スイッチＳＷ１と、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３とがデッドタイム期間を挟んで交互にオンされる。【００２６】
第１スイッチＳＷ１がオンされた時点Ｔ１で第１スイッチＳＷ１を通って電流Ｉ１が流れ、第１インダクタＬ１にエネルギーが蓄積されると共に電流Ｉ１が時間に対して徐々に増加する。また、電流Ｉ１には、斜線部で示す後述のリカバリ電流が現れる。時点Ｔ２で第１スイッチＳＷ１がオフされ、電流Ｉ１は直ちにゼロになる。第１インダクタＬ１の電流Ｉ４は慣性力を持ち流れ続けようとするため、第２スイッチＳＷ２の寄生ダイオードＤｐ１を通して電流Ｉ５が流れる。寄生ダイオードＤｐ２に寄生インダクタＬｐ２を介して直列接続された第２インダクタＬ２は、電流を阻止するため、寄生ダイオードＤｐ２を介して電流Ｉ３は、ほとんど流れない。【００２７】
時点Ｔ３で第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３が同期してオンされる。これにより、時点Ｔ２及びＴ３間に寄生ダイオードＤｐ１を流れていた電流Ｉ５が第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３に流れる。第２スイッチＳＷ２には、電流Ｉ５の一部が電流Ｉ２として即時に流れる。また、第３スイッチＳＷ３には、寄生インダクタＬｐ２を介して直列接続された第２インダクタＬ２に阻止されて電流Ｉ５の一部が徐々に流れ始める。時点Ｔ４で第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３がオフされて第１インダクタＬ１に生じる慣性力により電流Ｉ２は、徐々に減衰しながらデッドタイム期間内に流れる。【００２８】
デッドタイム期間内に流れる電流Ｉ２及び電流Ｉ３夫々の一部が寄生ダイオードＤｐ１及び寄生ダイオードＤｐ２に電流Ｉ５及びＩ６として流れる。時点Ｔ５で再び第１スイッチＳＷ１がオンされて寄生ダイオードＤｐ１及びＤｐ２夫々には、逆方向電位が印加される。寄生ダイオードＤｐ１には、デッドタイム期間内に流れた電流Ｉ５により蓄積された電荷と、第１インダクタＬ１により印加された逆方向電位とによりリカバリ現象が発生する。そして、電流Ｉ５には、斜線部で示すリカバリ電流が流れる。【００２９】
また、同様に寄生ダイオードＤｐ２には、デッドタイム期間内に流れた電流Ｉ６と、第１インダクタＬ１により印加された逆方向電位とによりリカバリ現象が発生する。寄生ダイオードＤｐ２に直列接続されている寄生インダクタＬｐ２は、寄生ダイオードＤｐ１に直列接続されている寄生インダクタＬｐ１よりも大きなインダクタンスを有する。これにより、寄生ダイオードＤｐ２に生じるリカバリ現象により発生するリカバリ電流は、寄生インダクタＬｐ２により阻止されて電流Ｉ６に流れない。【００３０】
電流Ｉ５に流れるリカバリ電流は、第１スイッチＳＷ１を介して流れるため、電流Ｉ１に斜線部で示すリカバリ電流が流れる。電流Ｉ４は、電流Ｉ１、電流Ｉ２及び電流Ｉ３の和となり、直流成分と、単調増加及び単調減少を繰り返すリップル成分とを含んだ直流電流となる。電流Ｉ４は、コンデンサＣ１により、リップル成分が除去されて平滑化され、所定の直流電圧に降圧された直流電流として負荷ＲＬに出力される。電圧Ｖ１と、電圧Ｖ２及び電圧Ｖ３とのデューティ比を変更することにより、負荷ＲＬに出力する直流電圧が調整される。【００３１】
時点Ｔ２及び時点Ｔ３間のデッドタイム期間内に寄生ダイオードＤｐ１を流れていた電流Ｉ５は、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３がオンされた場合、電流Ｉ２及び電流Ｉ３とに分岐して流れる。電流Ｉ２は、第２スイッチＳＷ２を直ちに流れ、電流Ｉ３は、第２インダクタＬ２に阻止されて第３スイッチＳＷ３を徐々に流れる。これにより、第２スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉ２は、第３スイッチＳＷ３を設けることにより図３の斜線部で示した領域分を減少することとなる。そして、電流Ｉ２が減少することで、デッドタイム期間内に流れる電流Ｉ５が減少し、寄生ダイオードＤｐ１に蓄積される電荷が減少する。【００３２】
蓄積される電荷の減少により、第１スイッチＳＷ１がオンされた場合、寄生ダイオードＤｐ１が生じるリカバリー電流は、第２インダクタＬ２及び第３スイッチＳＷ３を備えない従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して減少する。図３に示す例では、電流Ｉ５の斜線部で示すリカバリ電流のピーク値ΔＩ５が第３スイッチＳＷ３を備えることにより、低下する。リカバリ電流の減少により、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のリカバリ損失が従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して低減される。【００３３】
なお、寄生ダイオードＤｐ２を流れるリカバリ電流は、第２インダクタＬ２に阻止されるため、回路内を流れて大きな損失を発生することがない。また、リカバリ現象により寄生ダイオードＤｐ２に注入される電荷による損失は発生する。第３スイッチＳＷ３には、第２スイッチＳＷ２に対して短い逆回復時間Ｔｒｒを有するＭＯＳＦＥＴが選択されるため、リカバリ現象が低減され、注入される電荷による損失は、低減される。一般に逆回復時間Ｔｒｒが短いＭＯＳＦＥＴは、高いオン抵抗を有し、逆回復時間が長いＭＯＳＦＥＴは、低いオン抵抗を有する。従って第３スイッチＳＷ３は、第２スイッチＳＷ２に対して高いオン抵抗を有する。第３スイッチＳＷ３に流れる電流Ｉ６は、第２スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉ３と比較して小さくかつ短時間であるため、第３スイッチＳＷ３の高いオン抵抗を流れる電流Ｉ６は、大きな損失を発生しない。【００３４】
図４は、制御電圧及び回路電流のシミュレーション結果を示す図表である。図４は、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２及び寄生インダクタＬｐ１のインダクタンス夫々を１００ｎＨ、２ｎＨ及び０．５ｎＨとした場合の各制御電圧及び各回路電流のシミュレーション結果を示している。また、時点Ｔ１から３００ｎｓｅｃ，３２０ｎｓｅｃ，３０１０ｍｓｅｃ及び３３３３ｎｓｅｃを経過した時点夫々をＴ２、Ｔ３，Ｔ４及びＴ５としている。入力端子ＩＮ１に入力される入力電圧及び出力端子ＯＵＴ１から出力される出力電圧夫々は、１２Ｖ及び１Ｖであり、スイッチング周波数３００ｋＨｚとしている。【００３５】
図４は、制御電圧である電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２と、回路電流である電流Ｉ２及び電流Ｉ５の和と、回路電流である電流Ｉ３及び電流Ｉ６の和と、回路電流である電流Ｉ４とを最上段から最下段に向かって並べて示している。図中のΔＩ５は、寄生ダイオードＤｐ１を流れるリカバリ電流のピーク値を示す。ΔＩ５は、第２インダクタＬ２及び第３スイッチＳＷ３を有しない従来技術の同期整流方式ＤＣ−ＤＣコンバータのシミュレーション結果から得られた３３Ａよりも低減された２６Ａとなった。また、回路効率は、出力電流が２０Ａである場合、従来技術である同期整流方式ＤＣ―ＤＣコンバータの７７％よりも高い８３％であった。【００３６】
実施の形態２
図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明するためのタイミングチャートである。各グラフの横軸及び縦軸夫々は、時間、並びに電圧値又は電流値を示す。本実施の形態２は、実施の形態１が第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３を略同時にオンするのに対して、所定時間をずらしてオンにするようにしてある。制御部ＣＴ１は、第１スイッチＳＷ１をオンした後、かつ第２スイッチＳＷ２をオンする前に第３スイッチＳＷ３をオンする。また、制御部ＣＴ１は、第２スイッチＳＷ２がオフした後、かつ第１スイッチＳＷ１がオンする前に第３スイッチＳＷ３をオフする。【００３７】
第１スイッチがオンされた時点Ｔ１で第１スイッチＳＷ１を通って電流Ｉ１が流れ、第１インダクタＬ１にエネルギーが蓄積され、電流Ｉ１が時間に対して徐々に増加する。時点Ｔ２で第１スイッチＳＷ１がオフされ直ちに電流Ｉ１がゼロになる。第１インダクタＬ１の電流Ｉ４は慣性力を持ち流れ続けようとするため、第２スイッチＳＷ２の寄生ダイオードＤｐ１を通して電流Ｉ５が流れる。時点Ｔ３ａで第３スイッチＳＷ３がオンされ、寄生ダイオードＤｐ１を流れていた電流Ｉ５が第２インダクタＬ２を介して第３スイッチＳＷ３へ電流Ｉ３として徐々に流れ始める。時点Ｔ３ｂで第２スイッチＳＷ２がオンされ、寄生ダイオードＤｐ１を流れていた電流Ｉ５が直ちに第２スイッチＳＷ２に電流Ｉ２として流れ、徐々に減衰する。【００３８】
時点Ｔ４ａで第２スイッチＳＷ２がオフされた場合、第２スイッチＳＷ２を流れていた電流Ｉ２がオン状態にある第３スイッチＳＷ３に流れ込み、電流Ｉ３が増大する。時点Ｔ４ｂで第３スイッチＳＷ３がオフされて電流Ｉ５及び電流Ｉ３が第２インダクタＬ２の慣性力により流れ続け徐々に減衰する。また、電流Ｉ３が寄生ダイオードＤｐ２に流れ込み、電流Ｉ６として流れる。時点Ｔ５で再び第１スイッチＳＷ１がオンされ、寄生ダイオードＤｐ１及びＤｐ２夫々には、逆方向電位が印加される。寄生ダイオードＤｐ１には、時点Ｔ４ａ及び時点Ｔ５間に流れた電流Ｉ５により蓄積された電荷と、印加された逆方向電位とによりリカバリ現象が発生する。【００３９】
そして、電流Ｉ５には、斜線部で示すリカバリ電流が流れる。同様に寄生ダイオードＤｐ２にもリカバリ現象が発生するが、第２インダクタＬ２により阻止されてリカバリ電流が電流Ｉ６に流れない。第３スイッチＳＷ３は、第２スイッチＳＷ２よりも遅れてオフするため、時点Ｔ４ｂ及び時点Ｔ５間のデッドタイム期間が短くなり、寄生ダイオードＤｐ１に蓄積される電荷が実施の形態１の場合よりも更に減少する。これにより、時点Ｔ５で寄生ダイオードＤｐ１に生じるリカバリ現象が抑制されてリカバリ電流が減少し、リカバリ損失が更に低減される。【００４０】
第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２及び寄生インダクタンスＬｐ１のインダクタンス夫々を１００ｎＨ、２ｎＨ及び０．５ｎＨとしてシミュレーションを行った。また、時点Ｔ１から３００ｎｓｅｃ，３０５ｎｓｅｃ及び３２０ｎｓｅｃを経過した時点を時点Ｔ２、時点Ｔ３ａ及び時点Ｔ３ｂとした。時点Ｔ１から３０１０ｍｓｅｃ，３３３３，３２９０ｎｓｅｃを経過した時点夫々を時点Ｔ４ａ，時点Ｔ４ｂ及び時点Ｔ５としている。入力電圧及び出力電圧夫々は、１２Ｖ及び１Ｖであり、スイッチング周波数３００ｋＨｚとした。ΔＩ５は、実施の形態１に示したシミュレーション結果から得られた２６Ａよりも更に低減された１１Ａとなった。また、回路効率は、出力電流が２０Ａである場合、実施の形態１の８０％よりも更に高い８３％であった。【００４１】
本実施の形態２は以上の如きであり、その他は実施の形態１と同様であるので対応する部分には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。【００４２】
実施の形態３
図６は、モジュールを示す回路図である。本実施の形態３は、実施の形態１の回路の一部をモジュール化する。モジュールは、第２スイッチＳＷ２と、第３スイッチＳＷ３と、第２インダクタＬ２とを備える。第２スイッチＳＷ２のソースは、端子Ａと、第２インダクタＬ２を介して第３スイッチＳＷ３のソースと接続してある。第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３夫々のドレインは、端子Ｂに接続してある。第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３夫々のゲートは、端子Ｃ及び端子Ｄに接続してある。モジュールを用いて、従来技術の同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータの第２スイッチを置き換えることにより、ＤＣ―ＤＣコンバータ１を容易に製造することが可能となる。また、従来技術の同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータの第２スイッチをモジュールに交換することで、実施の形態１及び実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータ１に容易に変更することが可能となる。【００４３】
図７、図８及び図９は、モジュールの例を示す模式図である。モジュールは、誘電体の基板上及び側面に第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３及び第２インダクタＬ２と、端子Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄとが実装されている。第２インダクタＬ２は、基板上に実装されるチップインダクタ等である。図８に示す例では、基板上にパターニングされた配線により、第２インダクタＬ２が形成されている。図９に示す例では、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３間をワイヤボンディングにより配線されたリード線により第２インダクタＬ２が形成されている。【００４４】
図１０は、モジュールの例を示す模式図である。図１０に示す例では、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３夫々が金属平板を用いて端子Ａ及びＢに配線されている。第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間の配線距離は、第２スイッチＳＷ２及び端子Ａ間の配線距離よりも長い。これにより、第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間の寄生インダクタンスは、第２スイッチＳＷ２及び端子Ａ間の寄生インダクタンスよりも大きくなる。すなわち、第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間の金属平板による寄生インダクタンスは、第２スイッチＳＷ２の寄生インダクタンスよりも大なるインダクタンスを有する第２インダクタＬ２として機能する。【００４５】
図１１は、モジュールの例を示す模式図である。図１１に示す例では、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３夫々がリード線を用いてワイヤボンディングにより端子Ａ及びＢに配線されている。第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間の配線数は、第２スイッチＳＷ２及び端子Ａ間の配線数よりも少ない。これにより、第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間の寄生インダクタンスは、第２スイッチＳＷ２及び端子Ａ間の寄生インダクタンスよりも大きくなる。すなわち、第３スイッチＳＷ３及び端子Ａ間のリード線による寄生インダクタンスは、第２スイッチＳＷ２の寄生インダクタＬｐ１よりも大なるインダクタンスを有する第２インダクタＬ２として機能する。また、モジュールは、誘電体基板として単一のシリコン基板を用いて、当該シリコン基板上に第２インダクタＬ２、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３を集積したモノリシックＩＣとしてもよい。【００４６】
本実施の形態３は以上の如きであり、その他は実施の形態１及び実施の形態２と同様であるので対応する部分には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。【００４７】
実施の形態４
本実施の形態４は、実施の形態１及び実施の形態２で示したＤＣ−ＤＣコンバータ１を備える電源装置及び当該電源装置を備える電子機器である。電源装置は、商用電源等の交流電源から与えられる交流電圧を直流電圧に整流し、所定の直流電圧に降圧して対象となる機器に電源として供給するようにしてある。電源装置は、単体で用いられる場合に限るものではなく、電源部としてパーソナルコンピュータ、サーバ装置（コンピュータ）等の電子機器に内蔵された場合、当該電子機器に電源を供給する。ここでは、電子機器としてサーバ装置を例に挙げて説明する。【００４８】
図１２は、電源部を備えるサーバ装置を示すブロック図である。サーバ装置３０は、ＣＰＵ３１と、記録媒体に記録されたプログラム等を読み出す記録媒体ドライブ３７と、読み出したプログラム等を記憶するＨＤＤ３６と、各種データを記憶してあるＲＯＭ３５とを備える。ＣＰＵ３１は、ＨＤＤ３６に記憶したプログラムをＲＡＭ３４に読み出して実行するようにしてある。ＣＰＵ３１は、バス３１ａを介してハードウェア各部を制御すると共に、通信部３８に接続された外部のネットワーク網を介して外部の機器と通信する。【００４９】
また、サーバ装置３０は、外部の交流商用電源から１００Ｖ及び２００Ｖ等の交流電圧が入力される商用電源入力部３３と、交流電圧を直流電圧に変換して降圧し、ハードウェア各部に電源として供給する電源部３２とを備える。電源部３２は、交流商用電源を整流して直流電圧に変換する整流部３２０と、直流電圧を降圧してハードウェア各部に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ１を備える。サーバ装置３０は、リカバリ損失が低減されたＤＣ−ＤＣコンバータ１を備えるため、消費電力が低減する。【００５０】
本実施の形態４は以上の如きであり、その他は実施の形態１乃至実施の形態３と同様であるので対応する部分には同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【手続補正書】
【提出日】平成23年11月24日(2011.11.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に入力された直流電圧を降圧して出力端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記入力端子及び固定電位端子に直列接続された第１スイッチ及び第２スイッチと、
該第１スイッチ及び第２スイッチの中間接続部並びに前記出力端子間に介挿された第１インダクタと、
前記中間接続部及び前記固定電位端子間に介挿されており、互いに直列接続された第２インダクタ及び第３スイッチと
前記出力端子及び前記固定電位端子間を接続するコンデンサと
を備えるＤＣ―ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１スイッチと、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチとを交互にオンし、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを同期してオンオフする制御部を備える請求項１に記載のＤＣ―ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１スイッチと、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチとを交互にオンし、前記第２スイッチを、前記 第３スイッチがオンした時点から所定時間経過後にオンし、前記第３スイッチを、前記第２スイッチがオフ時点から所定時間経過後にオフする制御部を備える請 求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２インダクタは、前記第２スイッチの等価直列インダクタンスよりも大なるインダクタンスを有する請求項１から請求項３までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第２スイッチ及び前記第３スイッチ夫々は、ソース及びドレイン間に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴである請求項１から請求項４までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
入力端子に接続された第１スイッチと、該第１スイッチ及び出力端子間に介挿された第１インダクタと、前記出力端子及び固定電位端子間を接続するコンデン サと有し、前記入力端子に入力された直流電圧を降圧して前記出力端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータに用いるモジュールであって、
誘電体基板と、
該誘電体基板上に配置してあり、前記第１スイッチ及び前記固定電位端子間に並列接続される第２スイッチ及び第３スイッチと、
前記誘電体基板上に配置してあり、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの中間接続部並びに前記出力端子間に介挿される第１インダクタと
を備えるモジュール。
【請求項７】
請求項１から請求項６までのいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電源装置を備える電子機器。
【国際調査報告】
2011001500.tif 000019
2011001500.tif 000020
2011001500.tif 000021
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