(57)【要約】  入力信号がノイズを含む場合においても、比較的、安定したピーク検波及びボトム検波を実現する。ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器は、前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器とを有する。前記制御器は、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する。
2010055695.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、
前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、
前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、
前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器と
を備え、
前記制御器は、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する、
検波器。
【請求項２】
前記包絡線発生器は、
前記第１の値を発生するアタックゲイン発生器
を有し、
前記制御器は、前記第１の値の絶対値が減少するように前記アタックゲイン発生器を制御することによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項１に記載の検波器。
【請求項３】
前記制御器は、
前記ターゲット信号の周波数成分を、前記入力信号から減算した信号を生成し、
前記減算された信号が所定値よりも大きい期間を求め、
前記期間が長いほど、前記第１の値を減少させる、
請求項２に記載の検波器。
【請求項４】
前記制御器は、前記期間に基づいて複数の電流源を制御することによって、前記第１の値を減少させる請求項３に記載の検波器。
【請求項５】
前記制御器は、前記期間に基づいて、３つ以上の異なる値を前記第１の値として発生する、
請求項３に記載の検波器。
【請求項６】
前記包絡線発生器は、
前記第１の値を発生するアタックゲイン発生器と、
前記第１の値を積分する演算器と
を有し、
前記制御器は、前記演算器に前記積分結果を保持させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項１に記載の検波器。
【請求項７】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、
前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、
前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、
前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器と
を備え、
前記制御器は、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する、
検波器。
【請求項８】
前記制御器は、
前記期間の長さが第１閾値より小さい時には、第１ゲインを前記第１の値として発生し、
前記期間の長さが前記第１閾値より大きい時には、絶対値が前記第１ゲインより小さい第２ゲインを前記第１の値として発生し、
前記期間の長さが前記第１閾値より大きな第２閾値より大きい時には、絶対値が前記第２ゲインより小さい第３ゲインを前記第１の値として発生するように、前記包絡線発生器を制御する、
請求項７に記載の検波器。
【請求項９】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、
前記入力信号を前記出力信号と比較し、
得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、
前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
検波方法。
【請求項１０】
前記第１の値の絶対値を減少させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項９に記載の検波方法。
【請求項１１】
前記積分結果を保持させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項９に記載の検波方法。
【請求項１２】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、
前記入力信号を前記出力信号と比較し、
得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、
前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
検波方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で開示される技術は、入力された信号のピーク及びボトムに追従したレベルの信号を出力する検波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば音声信号などを扱う回路において、入力された信号のピークレベルに対応する信号を出力するピーク検波器及び入力された信号のボトムレベルに対応する信号を出力するボトム検波器が知られている。特許文献１は、コンデンサを充電する電流を所定値に設定することにより、安定したピーク検波を行うことに関する。特許文献２は、デジタル信号処理によるピーク検波に関する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２５５９０９号公報
【特許文献２】特開昭５９−１７２１０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１又は特許文献２によるピーク検波回路は、ノイズ成分にも追従してしまい正確なピーク検波ができない場合があった。【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力信号がノイズを含む場合においても、比較的、安定したピーク検波及びボトム検波を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器とを有する。前記制御器は、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する。【０００７】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器とを有する。前記制御器は、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する。【０００８】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、前記入力信号を前記出力信号と比較し、得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える。【０００９】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、前記入力信号を前記出力信号と比較し、得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の実施形態によれば、入力信号に含まれるノイズなどの不要成分に応じて充電電流の電流値を変えることができる。これにより、入力信号がノイズなどの不要成分を含む場合でも、安定したピーク検波などを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の例示的実施形態の検波器を示す回路図である。
【図２】図２は、制御器における信号群の波形図である。横軸は時間、縦軸は信号の大きさを表す。
【図３】図３は、検波器の出力信号の例を示す図である。
【図４】図４は、検波器の出力信号の例を示す拡大図である。
【図５】図５は、本発明の例示的実施形態の変形例１による検波器を示す回路図である。
【図６】図６は、制御器における信号群の波形図である。
【図７】図７は、検波器の出力信号の例を示す図である。
【図８】図８は、検波器の出力信号の例を示す拡大図である。
【図９】図９は、本発明の例示的実施形態の変形例２による検波器を示す回路図である。
【図１０】図１０は、本発明の例示的実施形態の変形例３よる検波器を示す回路図である。
【図１１】図１１は、検波器の入力信号と出力信号との関係を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の例示的実施形態の変形例４による検波器を示す回路図である。
【図１３】図１３は、本発明の例示的実施形態の変形例５による検波器を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態が説明される。同様の要素は、図中の同様の参照符号によって表される。図における機能ブロック間の実線は、電気的な結合を示す。本明細書において「結合」とは、直接的又は間接的な、電気的接続を表し、「間接的な」とは、結合された要素群の間に、要素が存在してもよいことを表す。
【００１３】
（概略）
図１は、本発明の例示的実施形態の検波器１００を示す回路図である。検波器１００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１００は、入力信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。包絡線の検出は、ピーク検波とも呼ばれ、簡単のために本明細書では単に「検波」ともいう。
【００１４】
検波器１００は、オペアンプ（演算増幅器）１１０と、アタックゲイン制御器１１２と、包絡線発生器１３０とを有する。包絡線発生器１３０は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６，１１８，１２４と、電流源１２０，１２６，１２８と、キャパシタ１２２とを有する。
【００１５】
入力信号ＩＮは、オペアンプ１１０の非反転入力端子と、アタックゲイン制御器１１２とに入力される。オペアンプ１１０の出力は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４のゲートに結合される。アタックゲイン制御器１１２の出力ＣＴＬ１は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６のゲートに結合される。
【００１６】
電源電位ＶＣＣと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４、及び電流源１２０が設けられ、これらは直列に結合される。出力信号ＯＵＴは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードから出力される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードと、接地電位ＧＮＤとの間には、キャパシタ１２２が設けられる。
【００１７】
オペアンプ１１０の反転入力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードに結合される。換言すればオペアンプ１１０は、その反転入力端子において、出力信号ＯＵＴを受け取る。オペアンプ１１０のゲインは非常に高いので、オペアンプ１１０は、入力信号ＩＮと、検波器１００の出力信号ＯＵＴとを比較する比較器として実質的に機能する。
【００１８】
電源電位ＶＣＣと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４、及び電流源１２６が設けられ、これらは直列に結合される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８のゲート、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のドレインに結合される。よってＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４は、カレントミラーとして機能する。
【００１９】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のドレインと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６、及び電流源１２８が設けられ、これらは直列に結合される。
【００２０】
一般に、入力信号ＩＮは、検波することによってその包絡線が抽出されるべき「ターゲット信号」と、ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分（不要周波数成分）を有する「ノイズ」とを含む。ターゲット信号は、典型的には光ディスクのウォブル信号である。ウォブル信号は、光ディスク上の記録トラック（グルーブ）が所定の範囲の振幅、周波数で蛇行させられていることに基づいて検出される信号であり、その周波数は数１０ｋＨｚ〜数１０ＭＨｚのオーダーである。ウォブル信号は、例えば、ＣＤ−Ｒ／ＲＷの１倍速の時は２２．０５ｋＨｚの信号を含み、ＤＶＤ＋Ｒの１６倍速の時は１３．１ＭＨｚの信号を含む。光ディスクの回転速度が変化する時（例えば記録及び再生時の動作倍速を変更する時）には、ターゲット信号の周波数は変化し得る。以下の説明では簡単のために、ターゲット信号の周波数は一定であると仮定する。本明細書で説明される検波器は、ＲＦ信号を入力信号としてもよい。
【００２１】
ノイズは、例えば光ディスク装置に含まれるデジタル回路によって発生される。ノイズに含まれる周波数成分は、「不要周波数成分」又は「ノイズ成分」と呼ばれる。ノイズは、例えばターゲット信号の周波数成分の数分の１〜１０分の１のオーダーの不要周波数成分を有し得る。不要周波数成分は、典型的には時間に依存して変化し得る。
【００２２】
アタックゲイン制御器１１２は、入力信号ＩＮが不要周波数成分を含むかを検出する。入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含むとアタックゲイン制御器１１２が判断する時、アタックゲイン制御器１１２は、出力信号ＯＵＴ（後述する積分結果に相当する）の絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器１３０を制御する。具体的には、この時、アタックゲイン制御器１１２はハイ（Ｈ）レベルを制御信号ＣＴＬ１としてトランジスタ１１６のゲートに出力する。よって入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含む時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオフにされる。「入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含むとアタックゲイン制御器１１２が判断する時」は、簡単のために「入力信号ＩＮがノイズを含む時」ともいう。
【００２３】
一方、入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まないとアタックゲイン制御器１１２が判断する時、アタックゲイン制御器１１２はロー（Ｌ）レベルを制御信号ＣＴＬ１としてトランジスタ１１６のゲートに出力する。よって入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まない時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオンにされる。「入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まないとアタックゲイン制御器１１２が判断する時」は、簡単のために「入力信号ＩＮがノイズを含まない時」ともいう。
【００２４】
より具体的には、アタックゲイン制御器１１２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０２、減算器１０４、及び比較器１０６を有する。ＢＰＦ１０２は、そのセンター周波数の近傍の周波数成分を通す。ＢＰＦ１０２のセンター周波数は、入力信号ＩＮに含まれるターゲット信号の主要な周波数成分である。よってＢＰＦ１０２は、主としてターゲット信号を出力する。
【００２５】
図２は、アタックゲイン制御器１１２における信号群の波形図である。減算器１０４は、入力信号ＩＮからＢＰＦ１０２の出力信号（すなわちターゲット信号）を減ずることによって、入力信号ＩＮに含まれるノイズ（図２の２０２によって表される）を主として出力する。比較器１０６は、このノイズ２０２を、基準電圧Ｖａ（図２の２０４によって表される）と比較する。比較器１０６の出力は、ノイズ２０２が基準電圧Ｖａより大きい期間においてＨレベルである（図２の２０６によって表される）。比較器１０６の出力２０６は、アタックゲイン制御器１１２の出力ＣＴＬ１として、トランジスタ１１６のゲートに入力される。
【００２６】
（アタックゲイン）
一般に入力信号が検波レベルを上回っている時には主に「アタックゲイン」を用いて検波する。すなわち入力信号が検波レベルを上回っている時には主にアタックゲインを積分し、積分された値に対応する電圧を出力信号ＯＵＴとして出力する。検波器１００のアタックゲインを決定する電流源１２６，１２８、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６は、アタックゲイン発生器１５０を構成している。アタックゲイン発生器１５０を流れる電流は、アタックゲインに相当する。ここでは、アタックゲインの値は正の値とみなすこととする。
【００２７】
オペアンプ１１０は、入力信号ＩＮと出力信号ＯＵＴとを受け取り、入力信号ＩＮを出力信号ＯＵＴと比較することによって、比較結果をＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４に出力する。入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも高い時、オペアンプ１１０は、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベル信号は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４をオンにする。キャパシタ１２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４を通して電源電位ＶＣＣから充電される。この充電により出力信号ＯＵＴの電圧は上昇する。
【００２８】
電流源１２０，１２６，１２８はそれぞれ電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を流すとする。入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含む時、トランジスタ１１６はオフにされるので、トランジスタ１２４を流れる電流は、電流源１２６が流す電流Ｉ２である。トランジスタ１１８，１２４はカレントミラーを構成するので、トランジスタ１１４を流れる電流も、Ｉ２である。よってキャパシタ１２２を充電する電流は、（Ｉ２−Ｉ１）である。例としてＩ１：Ｉ２：Ｉ３＝１：２：１９とすると、充電電流は、（Ｉ２−Ｉ１）＝Ｉ１であり、これが実質的なアタックゲインになる。
【００２９】
一方、入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まない時、トランジスタ１１６はオンにされるので、トランジスタ１２４を流れる電流は、電流源１２６が流す電流Ｉ２と電流源１２８が流す電流Ｉ３との和（Ｉ２＋Ｉ３）である。トランジスタ１１８，１２４はカレントミラーを構成するので、トランジスタ１１４を流れる電流も、（Ｉ２＋Ｉ３）である。よってキャパシタ１２２を充電する電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）である。例としてＩ１：Ｉ２：Ｉ３＝１：２：１９とすると、充電電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）＝２０Ｉ１であり、これが実質的なアタックゲインになる。
【００３０】
要約すれば、入力信号ＩＮがノイズを含む時、充電電流は小さい（例えば（Ｉ２−Ｉ１）＝Ｉ１）。一方、入力信号ＩＮがノイズを含まない時、充電電流は大きい（例えば（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）＝２０Ｉ１）。よって、入力信号ＩＮがノイズを含む時には、入力信号ＩＮへの追従性を低めつつ（すなわちアタックゲインを抑えつつ）、一方で、入力信号ＩＮがノイズを含まない時には、入力信号ＩＮへの追従性を高める（すなわちアタックゲインを高める）ことができる。このような構成により、入力信号ＩＮがノイズを含む場合には、出力信号ＯＵＴがノイズに追従することを抑制できる。その結果、安定したピーク検波を行うことができる。
【００３１】
上述の具体的な例では、入力信号ＩＮがノイズを含む時の検波器１００の実質的なアタックゲインの、ノイズを含まない時に対する比は、Ｉ１／２０Ｉ１＝１／２０である。電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の具体的な値は、所望の追従性に応じて適宜、選ぶことができる。
【００３２】
（ドループゲイン）
一般に入力信号が検波レベルを下回っている時には「ドループゲイン」を用いて検波する。すなわち入力信号が検波レベルを下回っている時にはドループゲインを積分し、積分された値に対応する電圧を出力信号ＯＵＴとして出力する。電流源１２０を流れる電流Ｉ１は、ドループゲインの絶対値に相当する。ただし、電流Ｉ１によってキャパシタ１２２は放電されるので、ドループゲインの値は負の値とみなすこととする。
【００３３】
入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも低い時、オペアンプ１１０は、Ｌレベルの信号を出力する。このＬレベル信号は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４をオフにする。よってキャパシタ１２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４を通して電源電位ＶＣＣから充電されることはない。キャパシタ１２２は、電流源１２０が流す電流Ｉ１によって放電される。この放電により出力信号ＯＵＴの電圧は降下する。したがって上述の具体的な例では、ドループゲインの絶対値は、入力信号ＩＮがノイズを含む時に用いられるアタックゲインと等しい。
【００３４】
包絡線発生器１３０の動作を一般化して説明する。包絡線発生器１３０は、オペアンプ１１０の出力の値に応じてアタックゲイン及びドループゲインのそれぞれに重み付けをし（すなわち、それぞれに、対応する重みを乗算する）、重み付けされたアタックゲイン及び重み付けされたドループゲインの和を積分する。入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも高いことをオペアンプ１１０の出力が示している場合を第１の場合とし、入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも低いことをオペアンプ１１０の出力が示している場合を第２の場合とする。
【００３５】
具体的には、第１の場合には、包絡線発生器１３０は、アタックゲインの重みを第２の場合以上にし、かつ、ドループゲインの重みを第２の場合以下にする。例えば上述の例では、アタックゲインの重みを１にし（第２の場合の重みは０）、ドループゲインの重みを１にしている（第２の場合の重みは１）。第２の場合には、包絡線発生器１３０は、ドループゲインの重みを第１の場合以上にし、かつ、アタックゲインの重みを第１の場合以下にする。例えば上述の例では、アタックゲインの重みを０にし、ドループゲインの重みを１にしている。ただし、アタックゲインの重み及びドループゲインの重みのうちの少なくとも１つは、第１の場合と第２の場合とで異なる値とする。
【００３６】
図３は、検波器１００の出力信号ＯＵＴの例を示す図である。検波器１００は、信号３０２を入力信号ＩＮとして受け取る。従来の回路は信号３０４を出力する。検波器１００は信号３０６を出力する。信号３０４は、ノイズ成分３１０の影響を受けて、そのレベルが上昇する。これに対し、信号３０６は、ノイズ成分３１０の影響をほとんど受けず、その結果、そのレベルもほとんど変わらない。
【００３７】
図４は、検波器１００の出力信号ＯＵＴの例を示す拡大図である。検波器１００は、信号４０２を入力信号ＩＮとして受け取り、出力信号ＯＵＴ４０４を出力する。ターゲット信号４０６が検波レベルを上回っている部分においては、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。
【００３８】
ターゲット信号４０６に比べて、ノイズ成分４０８は、そのピーク値が大きい。検波器１００は、このようなノイズ４０８を検出する。ノイズ成分４０８が検波レベルを上回っている部分において、図２の２０６がＨになるまでは、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。図２の２０６がＨになると、アタックゲインＧ１に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。ここで０＜Ｇ１＜Ｇ０であり、Ｇ１／Ｇ０は例えば上述のように１／２０である。しかしアタックゲインＧ０，Ｇ１は、例えばターゲット信号及びノイズの性質に応じて、任意の適切な値に設定され得る。
【００３９】
このように、キャパシタ１２２は、オペアンプ１１０による比較結果に応じてアタックゲイン又はドループゲインを積分し、積分結果は出力信号ＯＵＴとして出力される。ここでいう積分には、アタックゲインとドループゲインとの和の積分を含む。
【００４０】
本明細書においてアタックゲインとは、入力信号が検波レベルを上回っている時に適用されるゲインであり、アナログ回路の場合は、例えばキャパシタ１２２のような、容量性素子への充電電流に対応する。具体的にはアタックゲインを大きくするためには、容量性素子への充電電流を大きくすればよい。デジタル回路の場合は、アタックゲインは、出力電圧の単位時間当たりの増加に対応する。具体的にはアタックゲインを大きくするためには、時間ステップ当たりの電圧の増分を大きくすればよい。
【００４１】
本明細書において、包絡線とは、例えば図３の信号３０６のように、ある信号のピーク間又はボトム間を全体として結ぶような線であり、例えば図４に示されているような、その値が信号４０２の値を一時的に下回るような期間を有する出力信号４０４の波形も、信号４０２の包絡線に含まれる。
【００４２】
（変形例１）
図５は、本発明の例示的実施形態の変形例１による検波器５００を示す回路図である。検波器５００の動作は、おおまかには検波器１００の動作と同様である。すなわち、検波器５００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器５００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００４３】
検波器５００は、アタックゲイン制御器１１２及び包絡線発生器１３０に代えてアタックゲイン制御器５１０及び包絡線発生器５３０をそれぞれ有する点が、図１の検波器１００とは異なっている。包絡線発生器５３０は、アタックゲイン発生器１５０に代えてアタックゲイン発生器５５０を有する点が、図１の包絡線発生器１３０とは異なっている。
【００４４】
アタックゲイン制御器５１０は、ＢＰＦ５１２、減算器５１４、幅検出器５１８、及び比較器５１６，５２０，５２２を有する。このアタックゲイン制御器５１０は、アタックゲイン制御器１１２としても用いられ得る。ＢＰＦ５１２は、センター周波数の近傍の周波数成分を通す。ＢＰＦ５１２のセンター周波数は、入力信号ＩＮに含まれるターゲット信号の主要な周波数成分である。よってＢＰＦ５１２は、主としてターゲット信号を出力する。
【００４５】
図６は、アタックゲイン制御器５１０における信号群の波形図である。減算器５１４は、入力信号ＩＮからＢＰＦ５１２の出力信号（すなわちターゲット信号）を減ずることによって、入力信号ＩＮに含まれるノイズ（図６の６０２によって表される）を主として出力する。比較器５１６は、このノイズ６０２を、基準電圧Ｖａ（図６の６０４によって表される）と比較する。比較器５１６の出力は、ノイズ６０２が基準電圧Ｖａより大きい期間においてＨレベルである（図６の６０６によって表される）。
【００４６】
幅検出器５１８は、比較器５１６の出力信号の幅を検出する。比較器５２０は、検出された幅を閾値Ｔ１と比較し、比較結果を制御信号ＣＴＬ２ａとして出力する。比較結果は、図６の６０８によって表される。比較器５２２は、検出された幅を閾値Ｔ２と比較し、比較結果を制御信号ＣＴＬ２ｂとして出力する。比較結果は、図６の６１０によって表される。制御信号ＣＴＬ２ａ（６０８）がＨレベルの期間は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５５３がオフにされる。制御信号ＣＴＬ２ｂ（６１０）がＨレベルの期間は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５５５がオフにされる。
【００４７】
アタックゲイン発生器５５０は、電流源５５２，５５４，５５６を有する。前述のアタックゲイン発生器１５０は、ノイズの有無に応じて、２つの異なるレベルのアタックゲインを発生する。これに対し、アタックゲイン発生器５５０は、後述するようにノイズを構成するパルスの幅に応じて、３つの異なるレベルのアタックゲインを発生する。
【００４８】
電流源１２０，５５２，５５４，５５６は、それぞれ電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を流す。ここでＩ１＜Ｉ２＜Ｉ３＜Ｉ４なる関係がある。ノイズ成分６０２が所定値より大きい部分の幅（例えば信号６０６のパルス幅）が大きいほど、キャパシタ１２２の充電電流はより低く抑えられる。その結果、入力信号ＩＮがノイズを含む時のアタックゲインを３段階で抑えることができる。
【００４９】
検波器５００は、検波器１００と同様の効果を有する。すなわち、上記構成により、入力信号ＩＮがノイズを含む場合には、出力信号ＯＵＴがノイズに追従することを抑制できる。その結果、安定したピーク検波を行うことができる。
【００５０】
検波器５００は、アタックゲインを３段階で抑制する。しかしこのアタックゲイン抑制のレベルは３段階に限られず、検波器１００の場合も含むと、ｎ段階（ｎは２以上の整数）であり得る。アタックゲインの抑制が３段階であることによって、２段階の時と比べ、ノイズのパルス幅が大きい時には、さらにアタックゲインを低減させることができる。その結果、大きいパルス幅を有するノイズが入力されても、出力信号ＯＵＴの不要なレベル上昇は生じない。換言すれば、３段階以上の多段階のアタックゲイン抑制により、ノイズ耐性がさらに高まる。
【００５１】
図７は、検波器５００の出力信号ＯＵＴの例を示す図である。検波器５００は、信号７０２を入力信号ＩＮとして受け取る。従来の回路は信号７０４を出力する。検波器５００は出力信号７０６を出力する。信号７０４は、ノイズ成分７１０の影響を受けて、そのレベルが上昇する。これに対し、出力信号７０６は、ノイズ成分７１０の影響をほとんど受けず、その結果、そのレベルもほとんど変わらない。
【００５２】
図８は、検波器５００の出力信号ＯＵＴの例を示す拡大図である。検波器５００は、信号８０２を入力信号ＩＮとして受け取り、出力信号ＯＵＴ（８０４）を出力する。ターゲット信号８０６が検波レベルを上回っている部分においては、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。
【００５３】
ターゲット信号８０６に比べて、ノイズ成分８０８は、そのピーク値が大きい。検波器５００は、このようなノイズ成分８０８を検出する。ノイズ成分８０８が検波レベルを上回っている部分において、図６の６０６がＨになり、かつ６０８がＨになるまでの期間ｐ１では、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。図６の６０６及び６０８がＨになり、かつ６１０がＨになるまでの期間ｐ２では、アタックゲインＧ１に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。図６の６０６，６０８及び６１０がＨになる期間ｐ３では、アタックゲインＧ２に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。ここで０＜Ｇ２＜Ｇ１＜Ｇ０である。
【００５４】
このように入力信号が検波レベルを上回っている期間ｐ１〜ｐ３において、それぞれ異なるアタックゲインＧ０〜Ｇ２が入力信号ＩＮに適用される。この異なるアタックゲインの選択は、アタックゲイン制御器５１０によるノイズのパルス幅の検出と、その検出に基づくアタックゲイン発生器５５０によるアタックゲインの調整とによって実現される。
【００５５】
（変形例２）
図９は、本発明の例示的実施形態の変形例２による検波器９００を示す回路図である。検波器９００の動作は、おおまかには検波器５００の動作と同様である。すなわち、検波器９００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器９００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００５６】
検波器９００は、ゲイン制御器９３１と、ＤＡ（Digital-to-Analog）コンバータ（以下ではＤＡＣと称する）９３２と、オペアンプ９３３と、積分制御器９１２と、包絡線発生器９３０とを有する。包絡線発生器９３０は、アタックゲイン発生器９３４と、ドループゲイン発生器９３５と、演算器９４０とを有する。演算器９４０は、セレクタ９３６，９３９と、積分器９３７と、データ保持器９３８とを有する。
【００５７】
入力信号ＩＮは、オペアンプ９３３の非反転入力端子に入力される。積分器９３７は、セレクタ９３６から受け取られた信号を積分し、積分された値に対応するデジタル信号を出力信号ＯＵＴとして出力する。出力信号ＯＵＴは、任意のビット数によって表現され得る。例えば、出力信号ＯＵＴは、８ビットのデジタル信号である。しかし出力信号ＯＵＴは、この具体的なビット数には限定されず、任意の適切なビット数のデジタル信号であり得る。
【００５８】
ＤＡＣ９３２は、出力信号ＯＵＴをアナログ信号に変換し、オペアンプ９３３の反転入力端子に出力する。オペアンプ９３３は非常に高いゲインを有する。よってオペアンプ９３３は、入力信号ＩＮの電圧を出力信号ＯＵＴの電圧と比較する比較器として機能する。オペアンプ９３３は、比較結果ＣＳＰをゲイン制御器９３１、セレクタ９３６、及び積分制御器９１２に出力する。
【００５９】
ここで入力信号ＩＮの電圧がＤＡＣ９３２の出力電圧よりも高い場合には、オペアンプ９３３は、実質的に電源電圧ＶＣＣであるＨレベルを比較結果ＣＳＰとして出力する。逆に入力信号ＩＮの電圧がＤＡＣ９３２の出力電圧よりも低い場合には、実質的に接地電位であるＬレベルの信号を比較結果ＣＳＰとして出力する。
【００６０】
積分制御器９１２は、入力信号ＩＮの絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きいかを検出する。入力信号ＩＮの絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが実質的に所定値より大きいと積分制御器９１２が判断する時、積分制御器９１２は、出力信号ＯＵＴ（積分結果に等しい）の絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器９３０を制御する。
【００６１】
具体的には、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。ここでＨレベルの「連続性」とは、例えば、Ｈレベルである期間の長さ、又はＨレベルのパルスの個数を表す。積分制御器９１２は、例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間を所定の幅と比較することによって、比較結果に応じた制御信号ＧＡＪを生成する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間が所定の幅より長ければ、制御信号ＧＡＪは、２つの異なるアタックゲインのうち、より小さいアタックゲインに対応する。
【００６２】
代替としては、積分制御器９１２は、例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルのパルスの個数を所定の数と比較することによって、比較結果に応じた制御信号ＧＡＪを生成する。比較結果ＣＳＰのＨレベルのパルスの個数が所定の数より多ければ、制御信号ＧＡＪは、２つの異なるアタックゲインのうち、より小さいアタックゲインに対応する。
【００６３】
さらなる代替例として、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さを２つの閾値と比較することによって、３つの異なるアタックゲインを選択的に出力し得る。具体的には、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より小さい時には、アタックゲインＧ０に対応する制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より大きい時には、アタックゲインＧ０より小さいアタックゲインＧ１に対応する制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より大きく、かつ第２値（第２値＞第１値）より大きい時には、アタックゲインＧ１より小さいアタックゲインＧ２に対応するＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。この代替例は、図８に示される動作を可能にする。
【００６４】
アタックゲイン発生器９３４は、積分制御器９１２から出力される制御信号ＧＡＪと、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰとに応じた値を、アタックゲインＡＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。ゲイン制御器９３１は、ターゲット信号の周波数に応じて、デフォルトのアタックゲイン及びドループゲインを設定する。ゲイン制御器９３１は、設定されたデフォルトのアタックゲイン及びドループゲインに対応するゲイン制御信号ＧＣＰを出力する。これにより、ターゲット信号の周波数が変化しても、適切なデフォルトのアタックゲイン及びドループゲインをセレクタ９３６に供給し得る。
【００６５】
ドループゲイン発生器９３５は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、ドループゲインＤＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。アタックゲインＡＧＰは、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪによって変更することが可能であり、例えば正の値である。一方、ドループゲインＤＧＰは、アタックゲインＡＧＰとは符号が反対であって、例えば所定の負の値である。アタックゲインＡＧＰの絶対値の方がドループゲインＤＧＰの絶対値より大きい。これらの値の絶対値は１以下であってもよい。
【００６６】
例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第１所定値を越える連続性がない場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ０＝２０である。比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第１所定値を越える連続性がある場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ１＝４である。比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第２所定値（ただし第１所定値＜第２所定値）を越える連続性がある場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ２＝１となる。ドループゲインＤＧＰの値は、−１である。つまり、比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合（すなわち入力信号が検波レベルを上回っている期間）において、積分制御器９１２で比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、制御信号ＧＡＪによってアタックゲインＡＧＰを制御することでアタックゲインＡＧＰを変更することが可能である。
【００６７】
セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＨレベルである時にはアタックゲインＡＧＰを選択し、比較結果ＣＳＰがＬレベルである時にはドループゲインＤＧＰを選択し、選択されたゲインの値を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３６からの入力値を積分し、得られた積分値を出力信号ＯＵＴとして出力する。このように、ＤＡＣ９３２、オペアンプ９３３、セレクタ９３６、及び積分器９３７は、フィードバックループを構成する。
【００６８】
積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて制御信号ＧＡＪを出力するが、同様の信号を制御信号ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３として出力してもよい。積分制御器９１２は、適切なタイミングで出力されるように、制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３の出力タイミングを制御してもよい。
【００６９】
包絡線発生器９３０は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されたことを制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３が示している場合には、積分器９３７で求められる積分値の絶対値の増加を抑えるように動作する。具体的には、積分制御器９１２は、上述のようにアタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくするように指示する制御信号ＧＡＪを出力してもよいし、積分値を保持するように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力してもよい。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、出力している積分値を保持する。積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されなくなるまで、積分器９３７に積分値を保持させる。
【００７０】
積分制御器９１２は、制御信号ＣＮ１に代えて、値を保持するように指示する制御信号ＣＮ２をデータ保持器９３８に出力してもよい。この場合、データ保持器９３８は、制御信号ＣＮ２に従って、積分器９３７から出力された積分値を保持し、セレクタ９３９に出力する。セレクタ９３９は、データ保持器９３８で保持された値を積分器９３７に出力する。積分制御器９１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。
【００７１】
セレクタ９３９に設定値ＳＶを入力しておき、この値を積分器９３７に設定するようにしてもよい。すなわち、積分制御器９１２は、制御信号ＣＮ１に代えて、設定値ＳＶを選択するように指示する制御信号ＣＮ３をセレクタ９３９に出力してもよい。セレクタ９３９は、設定値ＳＶを選択し、積分器９３７に出力する。積分制御器９１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。ここで、設定値ＳＶは、例えば、検波器９００の動作が安定すると予測される値である。なお、演算器９４０の外部から任意の設定値ＳＶが入力されるようにしてもよい。
【００７２】
比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されなくなった場合には、積分制御器９１２は、積分動作をするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、セレクタ９３６の出力の積分を行う。
【００７３】
変形例２は、オペアンプ９３３がＨレベルの信号を出力している場合に、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、検出結果に基づいてアタックゲインＡＧＰを変更することが可能である。それにより、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことが可能である。
【００７４】
（変形例３）
図１０は、本発明の例示的実施形態の変形例３による検波器１０００を示す回路図である。検波器１０００の動作は、おおまかには検波器１００の動作と同様である。すなわち、検波器１０００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器９００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００７５】
検波器１０００は、アタックゲイン制御器１１２の代わりにアタックゲイン制御器１０１２が用いられること、及びアタックゲイン制御器１０１２は、その入力としてオペアンプ１１０の出力を受け取ることが検波器１００と異なる。アタックゲイン制御器１０１２は、オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルを出力する。オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅が、所定値Ｔａ１以下の場合には、アタックゲイン制御器１０１２は、Ｌレベルを制御信号ＣＴＬ３として出力する。逆に、オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅が、所定値Ｔａ１を越える場合には、アタックゲイン制御器１０１２は、Ｈレベルを制御信号ＣＴＬ３として出力する。
【００７６】
図１１は、検波器１０００の入力信号ＩＮと出力信号ＯＵＴとの関係を示す図である。図１０，１１を参照して、検波器１０００の動作を説明する。
【００７７】
入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも大きく（すなわちオペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し）、かつオペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１以下の時は、制御信号ＣＴＬ３はＬレベルである。そのため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオンにされ、キャパシタ１１２の充電電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）となる。オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し、かつオペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１を超える時は、制御信号ＣＴＬ３はＨレベルである。そのため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオフにされ、キャパシタ１１２の充電電流は、（Ｉ２−Ｉ１）となる。
【００７８】
要約すると、オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力している場合において、アタックゲイン制御器１０１２は、オペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１を超えているかを検出する。この検出結果に基づいて、アタックゲイン制御器１０１２は、制御信号ＣＴＬ３のレベルを変える。これによりアタックゲイン制御器１０１２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６のオン／オフ状態を制御し、キャパシタ１２２の充電電流を変えることができる。変形例３は、充電電流を上述のように変えることによって、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことができる。
【００７９】
入力信号１１０２は、ターゲット信号１１０４と、例えばその１／８倍の周波数成分を有するノイズ１１０６とを含む。入力信号１１０２の電圧が出力信号１１０８の電圧よりも大きく（すなわちオペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し）、かつオペアンプ１１０によって出力される信号１１１０のＨレベルの幅が所定値Ｔａ１（図１１で１１１２）以下の場合は、制御信号ＣＴＬ３（図１１で１１１４）はＬレベルである。一方、オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し、かつオペアンプ１１０が出力する信号１１１０のＨレベルの幅が所定値Ｔａ１（図１１で１１１２）を超えると、制御信号ＣＴＬ３（図１１で１１１４）はＨレベルになる。
【００８０】
このようにオペアンプ１１０の出力信号のＨレベルの幅が閾値（例えば所定値Ｔａ１）より大きいかで判断を行うことによって、ターゲット信号１１０４による、閾値以下の幅を有するパルス１１１６は無視することができる。これによりターゲット信号１１０４に対する追従性を確保できる。ノイズ１１０６が入力される時には、所定値１１１２を越えた期間１１１８の間は、アタックゲインが低減される。
【００８１】
（変形例４）
図１２は、本発明の例示的実施形態の変形例４による検波器１２００を示す回路図である。検波器１２００の動作は、おおまかには検波器１０００の動作と同様である。すなわち、検波器１２００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１２００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００８２】
変形例４は、検波器９００で用いられた積分制御器９１２及びアタックゲイン発生器９３４の代わりに、アタックゲイン制御器１２０２、アタックゲイン発生器１２０４，１２０６、及びセレクタ１２０８を用いる。包絡線発生器１２３０は、アタックゲイン発生器１２０４，１２０６と、ドループゲイン発生器９３５と、演算器１２４０とを有する。演算器１２４０は、セレクタ９３６，１２０８と、積分器９３７とを有する。
【００８３】
アタックゲイン制御器１２０２は、その入力として、比較結果ＣＳＰを受け取り、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルを出力する。アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２以下の場合には、Ｌレベルを制御信号ＧＳＬとしてセレクタ１２０８に出力する。逆に、アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２を超える場合には、Ｈレベルを制御信号ＧＳＬとしてセレクタ１２０８に出力する。
【００８４】
アタックゲイン発生器１２０４は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、アタックゲインＡＧＰ１としてセレクタ１２０８に出力する。アタックゲイン発生器１２０６は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、アタックゲインＡＧＰ２としてセレクタ１２０８に出力する。制御信号ＧＳＬがＬレベルである場合には、セレクタ１２０８は、アタックゲインＡＧＰ１を選択し、アタックゲインＡＧＰ３としてセレクタ９３６に出力する。制御信号ＧＳＬがＨレベルである場合には、セレクタ１２０８は、アタックゲインＡＧＰ２を選択し、アタックゲインＡＧＰ３としてセレクタ９３６に出力する。
【００８５】
変形例２と同様に、ドループゲイン発生器９３５は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、ドループゲインＤＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。アタックゲインＡＧＰ１及びアタックゲインＡＧＰ２は、例えば所定の正の値であり、ドループゲインＤＧＰは例えば所定の負の値であり、それぞれの絶対値の間には、｜ＡＧＰ１｜＞｜ＡＧＰ２｜＞＝｜ＤＧＰ｜の関係が成り立つ。
【００８６】
比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合において、アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、この連続性に基づいた制御信号ＧＳＬによってセレクタ１２０８を制御する。これによりアタックゲイン制御器１２０２は、アタックゲインＡＧＰ３を変えることができる。
【００８７】
セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＨレベルである場合には、セレクタ１２０８によって出力されるアタックゲインＡＧＰ３を選択する。セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＬレベルである場合には、ドループゲイン発生器９３５によって出力されるドループゲインＤＧＰを選択する。セレクタ９３６は、選択されたゲインを積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３６からのゲイン値を積分し、得られた積分値を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００８８】
変形例４においては、アタックゲイン制御器１２０２は、オペアンプ９３３がＨレベルの信号を出力している場合には、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２を超えているかを決定する。セレクタ１２０８は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいてアタックゲインＡＧＰ３を変更することが可能である。例えばセレクタ１２０８は、２つの異なるアタックゲインＡＧＰ１及びＡＧＰ２のうちの１つを選択的に出力する。これにより、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことが可能となる。
【００８９】
（変形例５）
図１３は、本発明の例示的実施形態の変形例５による検波器１３００を示す回路図である。検波器１３００の動作は、おおまかには検波器１００や９００の動作と同様である。すなわち、検波器１３００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１３００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００９０】
変形例５は、検波器９００で用いられた積分制御器９１２の代わりに、積分制御器１３１２を用いる。積分制御器１３１２は、例えば図１のアタックゲイン制御器１１２と同様の回路を有し、この回路の出力信号を、不要周波数成分の検出結果を示す制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３として出力する。積分制御器１３１２は、適切なタイミングで出力されるように、制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３の出力タイミングを制御してもよい。積分制御器１３１２は、入力信号ＩＮがターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、積分結果である出力信号ＯＵＴの絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器９３０を制御する。その他の点は、図９の検波器９００とほぼ同様である。
【００９１】
包絡線発生器９３０は、不要周波数成分が検出されたことを制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３が示している場合には、積分器９３７で求められる積分値の絶対値の増加を抑えるように動作する。具体的には、積分制御器１３１２は、上述のようにアタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくするように指示する制御信号ＧＡＪを出力してもよいし、積分値を保持するように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力してもよい。アタックゲイン発生器９３４は、制御信号ＧＡＪに従って、アタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくする。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、出力している積分値を保持する。積分制御器１３１２は、不要周波数成分が検出されなくなるまで、積分器９３７に積分値を保持させる。
【００９２】
積分制御器１３１２は、不要周波数成分を検出した場合には、制御信号ＣＮ１に代えて、値を保持するように指示する制御信号ＣＮ２をデータ保持器９３８に出力してもよい。この場合、データ保持器９３８は、制御信号ＣＮ２に従って、積分器９３７から出力された積分値を保持し、セレクタ９３９に出力する。セレクタ９３９は、データ保持器９３８で保持された値を積分器９３７に出力する。積分制御器１３１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。
【００９３】
セレクタ９３９に設定値ＳＶを入力しておき、この値を積分器９３７に設定するようにしてもよい。すなわち、積分制御器１３１２は、不要周波数成分を検出した場合には、制御信号ＣＮ１に代えて、設定値ＳＶを選択するように指示する制御信号ＣＮ３をセレクタ９３９に出力してもよい。セレクタ９３９は、設定値ＳＶを選択し、積分器９３７に出力する。積分制御器１３１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。ここで、設定値ＳＶは、例えば、検波器９００の動作が安定すると予測される値である。なお、演算器９４０の外部から任意の設定値ＳＶが入力されるようにしてもよい。
【００９４】
不要周波数成分が検出されなくなった場合には、積分制御器１３１２は、積分動作をするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、セレクタ９３６の出力の積分を行う。
【００９５】
積分器９３７がアタックゲインＡＧＰ及びドループゲインＤＧＰのうちの選択された一方を積分する場合について説明したが、例えばセレクタ９３６が比較結果ＣＳＰの値に応じてアタックゲインＡＧＰ及びドループゲインＤＧＰのそれぞれに重み付けをし、重み付けされたアタックゲイン及び重み付けされたドループゲインを積分器９３７が積分するようにしてもよい。
【００９６】
重み付けは、図１の検波器１００に関して一般化して説明した重み付けと同様に行う。具体的には、比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合（第１の場合）には、セレクタ９３６は、アタックゲインＡＧＰの重みを比較結果ＣＳＰがＬレベルの場合（第２の場合）以上にし、かつ、ドループゲインＤＧＰの重みを第２の場合以下にする。第２の場合には、セレクタ９３６は、ドループゲインＤＧＰの重みを第１の場合以上にし、かつ、アタックゲインＡＧＰの重みを第１の場合以下にする。図９の検波器９００においても同様である。
【００９７】
本発明のさまざまな実施形態は、検波器への入力信号が、ノイズによる不要な成分を含むかを決定し、その結果に基づいて、充電電流の電流値を変えるか、又はアタックゲインを変える。これにより、入力信号がノイズを含む場合でも、ノイズ成分に追従することなく、安定した正確なピーク検波が可能である。
【００９８】
検波器９００，１２００，１３００は、検波を行う機能ブロック群がデジタル回路によって実現される。換言すればキャパシタ及び電流源のようなアナログ素子を用いない。そのため、これらのデジタル回路の検波特性は、アナログ素子の定数バラツキによる影響を受けない。さらにデジタル回路によって構成される検波器は、回路の高集積化にも適する。
【００９９】
本発明の例示的実施形態は、ピーク検波器として説明されてきた。しかし上述の構成に基づいて、ボトム検波器を実現することも当業者にはできる。
【０１００】
さまざまな例示的実施形態において、入力信号ＩＮは、光ディスクから読み出されたウォブル信号であるとして説明がなされてきた。しかしこれには限定されず、ピーク検波にふさわしい信号であれば、他の任意の信号であり得る。
【０１０１】
本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（Large-Scale Integrated circuit）、ＡＳＩＣ（Application-Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよく、ソフトウェアで実現されてもよく、又はハードウェア及びソフトウェアの任意の組合せで実現されてもよい。
【０１０２】
上述の実施形態中の機能ブロック群の一部又は全ては、適宜、結合されることによって一体化されて実現されてもよい。例えば、検波器１００などはハイブリッドＩＣ（集積回路）として実現されてもよい。代替として、検波器の一部が、ハイブリッドＩＣとして実現されてもよい。
【０１０３】
当業者には理解されるように、本発明を実現するためのさまざまな機能は、図示された名称（例えば「アタックゲイン制御器１１２」）のみに従って一体化されなくてもよい。例えばアタックゲイン制御器１１２の全て又は一部が他の機能ブロックを構成する半導体チップの中に組み込まれてもよい。
【０１０４】
本発明は、実施形態に限定されず、その精神又は主要な特徴から逸脱することなく他の色々な形で実施することができる。上述の実施形態はあらゆる点で単なる例示に過ぎず、限定的に解釈されるべきではない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって規定されるべきであって、明細書に記載された詳細には限定されない。特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更も全て本発明の範囲内である。
【産業上の利用可能性】
【０１０５】
本発明の例示的実施形態による検波器は、ノイズの影響を受けることがより少なくなる。そのため入力信号のピークレベル又はボトムレベルを高い精度で検波できるという効果を有する。検波器をデジタル回路で実現すれば、アナログ素子の定数バラツキが検波特性に影響を与えないようにでき、かつ回路面積を削減できるという効果を有する。したがって、ピークレベル又はボトムレベルを用いて信号処理を行う分野、例えば情報記録再生装置や通信機器における送受信装置において、本発明は、高い精度でピークレベル又はボトムレベルを検出するための技術として有用である。
【符号の説明】
【０１０６】
１００，５００，９００，１０００，１２００，１３００  検波器
１１０  オペアンプ（増幅器）
１１２，５１０，１２０２  アタックゲイン制御器
１２０，１２６，１２８  電流源
１２２  キャパシタ
１３０，５３０，９３０，１２３０  包絡線発生器
１５０，５５０，９３４，１２０４，１２０６  アタックゲイン発生器
９１２，１３１２  積分制御器
９４０，１２４０  演算器
【図１】
2010055695.tif 000003
【図２】
2010055695.tif 000004
【図３】
2010055695.tif 000005
【図４】
2010055695.tif 000006
【図５】
2010055695.tif 000007
【図６】
2010055695.tif 000008
【図７】
2010055695.tif 000009
【図８】
2010055695.tif 000010
【図９】
2010055695.tif 000011
【図１０】
2010055695.tif 000012
【図１１】
2010055695.tif 000013
【図１２】
2010055695.tif 000014
【図１３】
2010055695.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成23年3月16日(2011.3.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で開示される技術は、入力された信号のピーク及びボトムに追従したレベルの信号を出力する検波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば音声信号などを扱う回路において、入力された信号のピークレベルに対応する信号を出力するピーク検波器及び入力された信号のボトムレベルに対応する信号を出力するボトム検波器が知られている。特許文献１は、コンデンサを充電する電流を所定値に設定することにより、安定したピーク検波を行うことに関する。特許文献２は、デジタル信号処理によるピーク検波に関する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２５５９０９号公報
【特許文献２】特開昭５９−１７２１０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１又は特許文献２によるピーク検波回路は、ノイズ成分にも追従してしまい正確なピーク検波ができない場合があった。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力信号がノイズを含む場合においても、比較的、安定したピーク検波及びボトム検波を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器とを有する。前記制御器は、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する。
【０００７】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器とを有する。前記制御器は、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する。
【０００８】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、前記入力信号を前記出力信号と比較し、得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える。
【０００９】
本発明の他の例示的実施形態は、ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、前記入力信号を前記出力信号と比較し、得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の実施形態によれば、入力信号に含まれるノイズなどの不要成分に応じて充電電流の電流値を変えることができる。これにより、入力信号がノイズなどの不要成分を含む場合でも、安定したピーク検波などを行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の例示的実施形態の検波器を示す回路図である。
【図２】制御器における信号群の波形図である。横軸は時間、縦軸は信号の大きさを表す。
【図３】検波器の出力信号の例を示す図である。
【図４】検波器の出力信号の例を示す拡大図である。
【図５】本発明の例示的実施形態の変形例１による検波器を示す回路図である。
【図６】制御器における信号群の波形図である。
【図７】検波器の出力信号の例を示す図である。
【図８】検波器の出力信号の例を示す拡大図である。
【図９】本発明の例示的実施形態の変形例２による検波器を示す回路図である。
【図１０】本発明の例示的実施形態の変形例３よる検波器を示す回路図である。
【図１１】検波器の入力信号と出力信号との関係を示す図である。
【図１２】本発明の例示的実施形態の変形例４による検波器を示す回路図である。
【図１３】本発明の例示的実施形態の変形例５による検波器を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態が説明される。同様の要素は、図中の同様の参照符号によって表される。図における機能ブロック間の実線は、電気的な結合を示す。本明細書において「結合」とは、直接的又は間接的な、電気的接続を表し、「間接的な」とは、結合された要素群の間に、要素が存在してもよいことを表す。
【００１３】
（概略）
図１は、本発明の例示的実施形態の検波器１００を示す回路図である。検波器１００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１００は、入力信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。包絡線の検出は、ピーク検波とも呼ばれ、簡単のために本明細書では単に「検波」ともいう。
【００１４】
検波器１００は、オペアンプ（演算増幅器）１１０と、アタックゲイン制御器１１２と、包絡線発生器１３０とを有する。包絡線発生器１３０は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６，１１８，１２４と、電流源１２０，１２６，１２８と、キャパシタ１２２とを有する。
【００１５】
入力信号ＩＮは、オペアンプ１１０の非反転入力端子と、アタックゲイン制御器１１２とに入力される。オペアンプ１１０の出力は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４のゲートに結合される。アタックゲイン制御器１１２の出力ＣＴＬ１は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６のゲートに結合される。
【００１６】
電源電位ＶＣＣと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４、及び電流源１２０が設けられ、これらは直列に結合される。出力信号ＯＵＴは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードから出力される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードと、接地電位ＧＮＤとの間には、キャパシタ１２２が設けられる。
【００１７】
オペアンプ１１０の反転入力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４が電流源１２０に結合されるノードに結合される。換言すればオペアンプ１１０は、その反転入力端子において、出力信号ＯＵＴを受け取る。オペアンプ１１０のゲインは非常に高いので、オペアンプ１１０は、入力信号ＩＮと、検波器１００の出力信号ＯＵＴとを比較する比較器として実質的に機能する。
【００１８】
電源電位ＶＣＣと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４、及び電流源１２６が設けられ、これらは直列に結合される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８のゲート、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のドレインに結合される。よってＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４は、カレントミラーとして機能する。
【００１９】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２４のドレインと、接地電位ＧＮＤとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６、及び電流源１２８が設けられ、これらは直列に結合される。
【００２０】
一般に、入力信号ＩＮは、検波することによってその包絡線が抽出されるべき「ターゲット信号」と、ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分（不要周波数成分）を有する「ノイズ」とを含む。ターゲット信号は、典型的には光ディスクのウォブル信号である。ウォブル信号は、光ディスク上の記録トラック（グルーブ）が所定の範囲の振幅、周波数で蛇行させられていることに基づいて検出される信号であり、その周波数は数１０ｋＨｚ〜数１０ＭＨｚのオーダーである。ウォブル信号は、例えば、ＣＤ−Ｒ／ＲＷの１倍速の時は２２．０５ｋＨｚの信号を含み、ＤＶＤ＋Ｒの１６倍速の時は１３．１ＭＨｚの信号を含む。光ディスクの回転速度が変化する時（例えば記録及び再生時の動作倍速を変更する時）には、ターゲット信号の周波数は変化し得る。以下の説明では簡単のために、ターゲット信号の周波数は一定であると仮定する。本明細書で説明される検波器は、ＲＦ信号を入力信号としてもよい。
【００２１】
ノイズは、例えば光ディスク装置に含まれるデジタル回路によって発生される。ノイズに含まれる周波数成分は、「不要周波数成分」又は「ノイズ成分」と呼ばれる。ノイズは、例えばターゲット信号の周波数成分の数分の１〜１０分の１のオーダーの不要周波数成分を有し得る。不要周波数成分は、典型的には時間に依存して変化し得る。
【００２２】
アタックゲイン制御器１１２は、入力信号ＩＮが不要周波数成分を含むかを検出する。入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含むとアタックゲイン制御器１１２が判断する時、アタックゲイン制御器１１２は、出力信号ＯＵＴ（後述する積分結果に相当する）の絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器１３０を制御する。具体的には、この時、アタックゲイン制御器１１２はハイ（Ｈ）レベルを制御信号ＣＴＬ１としてトランジスタ１１６のゲートに出力する。よって入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含む時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオフにされる。「入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含むとアタックゲイン制御器１１２が判断する時」は、簡単のために「入力信号ＩＮがノイズを含む時」ともいう。
【００２３】
一方、入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まないとアタックゲイン制御器１１２が判断する時、アタックゲイン制御器１１２はロー（Ｌ）レベルを制御信号ＣＴＬ１としてトランジスタ１１６のゲートに出力する。よって入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まない時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオンにされる。「入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まないとアタックゲイン制御器１１２が判断する時」は、簡単のために「入力信号ＩＮがノイズを含まない時」ともいう。
【００２４】
より具体的には、アタックゲイン制御器１１２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０２、減算器１０４、及び比較器１０６を有する。ＢＰＦ１０２は、そのセンター周波数の近傍の周波数成分を通す。ＢＰＦ１０２のセンター周波数は、入力信号ＩＮに含まれるターゲット信号の主要な周波数成分である。よってＢＰＦ１０２は、主としてターゲット信号を出力する。
【００２５】
図２は、アタックゲイン制御器１１２における信号群の波形図である。減算器１０４は、入力信号ＩＮからＢＰＦ１０２の出力信号（すなわちターゲット信号）を減ずることによって、入力信号ＩＮに含まれるノイズ（図２の２０２によって表される）を主として出力する。比較器１０６は、このノイズ２０２を、基準電圧Ｖａ（図２の２０４によって表される）と比較する。比較器１０６の出力は、ノイズ２０２が基準電圧Ｖａより大きい期間においてＨレベルである（図２の２０６によって表される）。比較器１０６の出力２０６は、アタックゲイン制御器１１２の出力ＣＴＬ１として、トランジスタ１１６のゲートに入力される。
【００２６】
（アタックゲイン）
一般に入力信号が検波レベルを上回っている時には主に「アタックゲイン」を用いて検波する。すなわち入力信号が検波レベルを上回っている時には主にアタックゲインを積分し、積分された値に対応する電圧を出力信号ＯＵＴとして出力する。検波器１００のアタックゲインを決定する電流源１２６，１２８、及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６は、アタックゲイン発生器１５０を構成している。アタックゲイン発生器１５０を流れる電流は、アタックゲインに相当する。ここでは、アタックゲインの値は正の値とみなすこととする。
【００２７】
オペアンプ１１０は、入力信号ＩＮと出力信号ＯＵＴとを受け取り、入力信号ＩＮを出力信号ＯＵＴと比較することによって、比較結果をＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４に出力する。入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも高い時、オペアンプ１１０は、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベル信号は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４をオンにする。キャパシタ１２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４を通して電源電位ＶＣＣから充電される。この充電により出力信号ＯＵＴの電圧は上昇する。
【００２８】
電流源１２０，１２６，１２８はそれぞれ電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を流すとする。入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含む時、トランジスタ１１６はオフにされるので、トランジスタ１２４を流れる電流は、電流源１２６が流す電流Ｉ２である。トランジスタ１１８，１２４はカレントミラーを構成するので、トランジスタ１１４を流れる電流も、Ｉ２である。よってキャパシタ１２２を充電する電流は、（Ｉ２−Ｉ１）である。例としてＩ１：Ｉ２：Ｉ３＝１：２：１９とすると、充電電流は、（Ｉ２−Ｉ１）＝Ｉ１であり、これが実質的なアタックゲインになる。
【００２９】
一方、入力信号ＩＮが不要周波数成分を実質的に含まない時、トランジスタ１１６はオンにされるので、トランジスタ１２４を流れる電流は、電流源１２６が流す電流Ｉ２と電流源１２８が流す電流Ｉ３との和（Ｉ２＋Ｉ３）である。トランジスタ１１８，１２４はカレントミラーを構成するので、トランジスタ１１４を流れる電流も、（Ｉ２＋Ｉ３）である。よってキャパシタ１２２を充電する電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）である。例としてＩ１：Ｉ２：Ｉ３＝１：２：１９とすると、充電電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）＝２０Ｉ１であり、これが実質的なアタックゲインになる。
【００３０】
要約すれば、入力信号ＩＮがノイズを含む時、充電電流は小さい（例えば（Ｉ２−Ｉ１）＝Ｉ１）。一方、入力信号ＩＮがノイズを含まない時、充電電流は大きい（例えば（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）＝２０Ｉ１）。よって、入力信号ＩＮがノイズを含む時には、入力信号ＩＮへの追従性を低めつつ（すなわちアタックゲインを抑えつつ）、一方で、入力信号ＩＮがノイズを含まない時には、入力信号ＩＮへの追従性を高める（すなわちアタックゲインを高める）ことができる。このような構成により、入力信号ＩＮがノイズを含む場合には、出力信号ＯＵＴがノイズに追従することを抑制できる。その結果、安定したピーク検波を行うことができる。
【００３１】
上述の具体的な例では、入力信号ＩＮがノイズを含む時の検波器１００の実質的なアタックゲインの、ノイズを含まない時に対する比は、Ｉ１／２０Ｉ１＝１／２０である。電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の具体的な値は、所望の追従性に応じて適宜、選ぶことができる。
【００３２】
（ドループゲイン）
一般に入力信号が検波レベルを下回っている時には「ドループゲイン」を用いて検波する。すなわち入力信号が検波レベルを下回っている時にはドループゲインを積分し、積分された値に対応する電圧を出力信号ＯＵＴとして出力する。電流源１２０を流れる電流Ｉ１は、ドループゲインの絶対値に相当する。ただし、電流Ｉ１によってキャパシタ１２２は放電されるので、ドループゲインの値は負の値とみなすこととする。
【００３３】
入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも低い時、オペアンプ１１０は、Ｌレベルの信号を出力する。このＬレベル信号は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４をオフにする。よってキャパシタ１２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１８及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１４を通して電源電位ＶＣＣから充電されることはない。キャパシタ１２２は、電流源１２０が流す電流Ｉ１によって放電される。この放電により出力信号ＯＵＴの電圧は降下する。したがって上述の具体的な例では、ドループゲインの絶対値は、入力信号ＩＮがノイズを含む時に用いられるアタックゲインと等しい。
【００３４】
包絡線発生器１３０の動作を一般化して説明する。包絡線発生器１３０は、オペアンプ１１０の出力の値に応じてアタックゲイン及びドループゲインのそれぞれに重み付けをし（すなわち、それぞれに、対応する重みを乗算する）、重み付けされたアタックゲイン及び重み付けされたドループゲインの和を積分する。入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも高いことをオペアンプ１１０の出力が示している場合を第１の場合とし、入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも低いことをオペアンプ１１０の出力が示している場合を第２の場合とする。
【００３５】
具体的には、第１の場合には、包絡線発生器１３０は、アタックゲインの重みを第２の場合以上にし、かつ、ドループゲインの重みを第２の場合以下にする。例えば上述の例では、アタックゲインの重みを１にし（第２の場合の重みは０）、ドループゲインの重みを１にしている（第２の場合の重みは１）。第２の場合には、包絡線発生器１３０は、ドループゲインの重みを第１の場合以上にし、かつ、アタックゲインの重みを第１の場合以下にする。例えば上述の例では、アタックゲインの重みを０にし、ドループゲインの重みを１にしている。ただし、アタックゲインの重み及びドループゲインの重みのうちの少なくとも１つは、第１の場合と第２の場合とで異なる値とする。
【００３６】
図３は、検波器１００の出力信号ＯＵＴの例を示す図である。検波器１００は、信号３０２を入力信号ＩＮとして受け取る。従来の回路は信号３０４を出力する。検波器１００は信号３０６を出力する。信号３０４は、ノイズ成分３１０の影響を受けて、そのレベルが上昇する。これに対し、信号３０６は、ノイズ成分３１０の影響をほとんど受けず、その結果、そのレベルもほとんど変わらない。
【００３７】
図４は、検波器１００の出力信号ＯＵＴの例を示す拡大図である。検波器１００は、信号４０２を入力信号ＩＮとして受け取り、出力信号ＯＵＴ４０４を出力する。ターゲット信号４０６が検波レベルを上回っている部分においては、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。
【００３８】
ターゲット信号４０６に比べて、ノイズ成分４０８は、そのピーク値が大きい。検波器１００は、このようなノイズ４０８を検出する。ノイズ成分４０８が検波レベルを上回っている部分において、図２の２０６がＨになるまでは、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。図２の２０６がＨになると、アタックゲインＧ１に対応する傾きで、出力信号４０４のレベルは上がる。ここで０＜Ｇ１＜Ｇ０であり、Ｇ１／Ｇ０は例えば上述のように１／２０である。しかしアタックゲインＧ０，Ｇ１は、例えばターゲット信号及びノイズの性質に応じて、任意の適切な値に設定され得る。
【００３９】
このように、キャパシタ１２２は、オペアンプ１１０による比較結果に応じてアタックゲイン又はドループゲインを積分し、積分結果は出力信号ＯＵＴとして出力される。ここでいう積分には、アタックゲインとドループゲインとの和の積分を含む。
【００４０】
本明細書においてアタックゲインとは、入力信号が検波レベルを上回っている時に適用されるゲインであり、アナログ回路の場合は、例えばキャパシタ１２２のような、容量性素子への充電電流に対応する。具体的にはアタックゲインを大きくするためには、容量性素子への充電電流を大きくすればよい。デジタル回路の場合は、アタックゲインは、出力電圧の単位時間当たりの増加に対応する。具体的にはアタックゲインを大きくするためには、時間ステップ当たりの電圧の増分を大きくすればよい。
【００４１】
本明細書において、包絡線とは、例えば図３の信号３０６のように、ある信号のピーク間又はボトム間を全体として結ぶような線であり、例えば図４に示されているような、その値が信号４０２の値を一時的に下回るような期間を有する出力信号４０４の波形も、信号４０２の包絡線に含まれる。
【００４２】
（変形例１）
図５は、本発明の例示的実施形態の変形例１による検波器５００を示す回路図である。検波器５００の動作は、おおまかには検波器１００の動作と同様である。すなわち、検波器５００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器５００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００４３】
検波器５００は、アタックゲイン制御器１１２及び包絡線発生器１３０に代えてアタックゲイン制御器５１０及び包絡線発生器５３０をそれぞれ有する点が、図１の検波器１００とは異なっている。包絡線発生器５３０は、アタックゲイン発生器１５０に代えてアタックゲイン発生器５５０を有する点が、図１の包絡線発生器１３０とは異なっている。
【００４４】
アタックゲイン制御器５１０は、ＢＰＦ５１２、減算器５１４、幅検出器５１８、及び比較器５１６，５２０，５２２を有する。このアタックゲイン制御器５１０は、アタックゲイン制御器１１２としても用いられ得る。ＢＰＦ５１２は、センター周波数の近傍の周波数成分を通す。ＢＰＦ５１２のセンター周波数は、入力信号ＩＮに含まれるターゲット信号の主要な周波数成分である。よってＢＰＦ５１２は、主としてターゲット信号を出力する。
【００４５】
図６は、アタックゲイン制御器５１０における信号群の波形図である。減算器５１４は、入力信号ＩＮからＢＰＦ５１２の出力信号（すなわちターゲット信号）を減ずることによって、入力信号ＩＮに含まれるノイズ（図６の６０２によって表される）を主として出力する。比較器５１６は、このノイズ６０２を、基準電圧Ｖａ（図６の６０４によって表される）と比較する。比較器５１６の出力は、ノイズ６０２が基準電圧Ｖａより大きい期間においてＨレベルである（図６の６０６によって表される）。
【００４６】
幅検出器５１８は、比較器５１６の出力信号の幅を検出する。比較器５２０は、検出された幅を閾値Ｔ１と比較し、比較結果を制御信号ＣＴＬ２ａとして出力する。比較結果は、図６の６０８によって表される。比較器５２２は、検出された幅を閾値Ｔ２と比較し、比較結果を制御信号ＣＴＬ２ｂとして出力する。比較結果は、図６の６１０によって表される。制御信号ＣＴＬ２ａ（６０８）がＨレベルの期間は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５５３がオフにされる。制御信号ＣＴＬ２ｂ（６１０）がＨレベルの期間は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５５５がオフにされる。
【００４７】
アタックゲイン発生器５５０は、電流源５５２，５５４，５５６を有する。前述のアタックゲイン発生器１５０は、ノイズの有無に応じて、２つの異なるレベルのアタックゲインを発生する。これに対し、アタックゲイン発生器５５０は、後述するようにノイズを構成するパルスの幅に応じて、３つの異なるレベルのアタックゲインを発生する。
【００４８】
電流源１２０，５５２，５５４，５５６は、それぞれ電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を流す。ここでＩ１＜Ｉ２＜Ｉ３＜Ｉ４なる関係がある。ノイズ成分６０２が所定値より大きい部分の幅（例えば信号６０６のパルス幅）が大きいほど、キャパシタ１２２の充電電流はより低く抑えられる。その結果、入力信号ＩＮがノイズを含む時のアタックゲインを３段階で抑えることができる。
【００４９】
検波器５００は、検波器１００と同様の効果を有する。すなわち、上記構成により、入力信号ＩＮがノイズを含む場合には、出力信号ＯＵＴがノイズに追従することを抑制できる。その結果、安定したピーク検波を行うことができる。
【００５０】
検波器５００は、アタックゲインを３段階で抑制する。しかしこのアタックゲイン抑制のレベルは３段階に限られず、検波器１００の場合も含むと、ｎ段階（ｎは２以上の整数）であり得る。アタックゲインの抑制が３段階であることによって、２段階の時と比べ、ノイズのパルス幅が大きい時には、さらにアタックゲインを低減させることができる。その結果、大きいパルス幅を有するノイズが入力されても、出力信号ＯＵＴの不要なレベル上昇は生じない。換言すれば、３段階以上の多段階のアタックゲイン抑制により、ノイズ耐性がさらに高まる。
【００５１】
図７は、検波器５００の出力信号ＯＵＴの例を示す図である。検波器５００は、信号７０２を入力信号ＩＮとして受け取る。従来の回路は信号７０４を出力する。検波器５００は出力信号７０６を出力する。信号７０４は、ノイズ成分７１０の影響を受けて、そのレベルが上昇する。これに対し、出力信号７０６は、ノイズ成分７１０の影響をほとんど受けず、その結果、そのレベルもほとんど変わらない。
【００５２】
図８は、検波器５００の出力信号ＯＵＴの例を示す拡大図である。検波器５００は、信号８０２を入力信号ＩＮとして受け取り、出力信号ＯＵＴ（８０４）を出力する。ターゲット信号８０６が検波レベルを上回っている部分においては、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。
【００５３】
ターゲット信号８０６に比べて、ノイズ成分８０８は、そのピーク値が大きい。検波器５００は、このようなノイズ成分８０８を検出する。ノイズ成分８０８が検波レベルを上回っている部分において、図６の６０６がＨになり、かつ６０８がＨになるまでの期間ｐ１では、アタックゲインＧ０に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。図６の６０６及び６０８がＨになり、かつ６１０がＨになるまでの期間ｐ２では、アタックゲインＧ１に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。図６の６０６，６０８及び６１０がＨになる期間ｐ３では、アタックゲインＧ２に対応する傾きで、出力信号８０４のレベルは上がる。ここで０＜Ｇ２＜Ｇ１＜Ｇ０である。
【００５４】
このように入力信号が検波レベルを上回っている期間ｐ１〜ｐ３において、それぞれ異なるアタックゲインＧ０〜Ｇ２が入力信号ＩＮに適用される。この異なるアタックゲインの選択は、アタックゲイン制御器５１０によるノイズのパルス幅の検出と、その検出に基づくアタックゲイン発生器５５０によるアタックゲインの調整とによって実現される。
【００５５】
（変形例２）
図９は、本発明の例示的実施形態の変形例２による検波器９００を示す回路図である。検波器９００の動作は、おおまかには検波器５００の動作と同様である。すなわち、検波器９００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器９００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００５６】
検波器９００は、ゲイン制御器９３１と、ＤＡ（Digital-to-Analog）コンバータ（以下ではＤＡＣと称する）９３２と、オペアンプ９３３と、積分制御器９１２と、包絡線発生器９３０とを有する。包絡線発生器９３０は、アタックゲイン発生器９３４と、ドループゲイン発生器９３５と、演算器９４０とを有する。演算器９４０は、セレクタ９３６，９３９と、積分器９３７と、データ保持器９３８とを有する。
【００５７】
入力信号ＩＮは、オペアンプ９３３の非反転入力端子に入力される。積分器９３７は、セレクタ９３６から受け取られた信号を積分し、積分された値に対応するデジタル信号を出力信号ＯＵＴとして出力する。出力信号ＯＵＴは、任意のビット数によって表現され得る。例えば、出力信号ＯＵＴは、８ビットのデジタル信号である。しかし出力信号ＯＵＴは、この具体的なビット数には限定されず、任意の適切なビット数のデジタル信号であり得る。
【００５８】
ＤＡＣ９３２は、出力信号ＯＵＴをアナログ信号に変換し、オペアンプ９３３の反転入力端子に出力する。オペアンプ９３３は非常に高いゲインを有する。よってオペアンプ９３３は、入力信号ＩＮの電圧を出力信号ＯＵＴの電圧と比較する比較器として機能する。オペアンプ９３３は、比較結果ＣＳＰをゲイン制御器９３１、セレクタ９３６、及び積分制御器９１２に出力する。
【００５９】
ここで入力信号ＩＮの電圧がＤＡＣ９３２の出力電圧よりも高い場合には、オペアンプ９３３は、実質的に電源電圧ＶＣＣであるＨレベルを比較結果ＣＳＰとして出力する。逆に入力信号ＩＮの電圧がＤＡＣ９３２の出力電圧よりも低い場合には、実質的に接地電位であるＬレベルの信号を比較結果ＣＳＰとして出力する。
【００６０】
積分制御器９１２は、入力信号ＩＮの絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きいかを検出する。入力信号ＩＮの絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが実質的に所定値より大きいと積分制御器９１２が判断する時、積分制御器９１２は、出力信号ＯＵＴ（積分結果に等しい）の絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器９３０を制御する。
【００６１】
具体的には、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。ここでＨレベルの「連続性」とは、例えば、Ｈレベルである期間の長さ、又はＨレベルのパルスの個数を表す。積分制御器９１２は、例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間を所定の幅と比較することによって、比較結果に応じた制御信号ＧＡＪを生成する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間が所定の幅より長ければ、制御信号ＧＡＪは、２つの異なるアタックゲインのうち、より小さいアタックゲインに対応する。
【００６２】
代替としては、積分制御器９１２は、例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルのパルスの個数を所定の数と比較することによって、比較結果に応じた制御信号ＧＡＪを生成する。比較結果ＣＳＰのＨレベルのパルスの個数が所定の数より多ければ、制御信号ＧＡＪは、２つの異なるアタックゲインのうち、より小さいアタックゲインに対応する。
【００６３】
さらなる代替例として、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さを２つの閾値と比較することによって、３つの異なるアタックゲインを選択的に出力し得る。具体的には、積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より小さい時には、アタックゲインＧ０に対応する制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より大きい時には、アタックゲインＧ０より小さいアタックゲインＧ１に対応する制御信号ＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。比較結果ＣＳＰのＨレベルの期間の長さが第１値より大きく、かつ第２値（第２値＞第１値）より大きい時には、アタックゲインＧ１より小さいアタックゲインＧ２に対応するＧＡＪをアタックゲイン発生器９３４に出力する。この代替例は、図８に示される動作を可能にする。
【００６４】
アタックゲイン発生器９３４は、積分制御器９１２から出力される制御信号ＧＡＪと、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰとに応じた値を、アタックゲインＡＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。ゲイン制御器９３１は、ターゲット信号の周波数に応じて、デフォルトのアタックゲイン及びドループゲインを設定する。ゲイン制御器９３１は、設定されたデフォルトのアタックゲイン及びドループゲインに対応するゲイン制御信号ＧＣＰを出力する。これにより、ターゲット信号の周波数が変化しても、適切なデフォルトのアタックゲイン及びドループゲインをセレクタ９３６に供給し得る。
【００６５】
ドループゲイン発生器９３５は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、ドループゲインＤＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。アタックゲインＡＧＰは、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪによって変更することが可能であり、例えば正の値である。一方、ドループゲインＤＧＰは、アタックゲインＡＧＰとは符号が反対であって、例えば所定の負の値である。アタックゲインＡＧＰの絶対値の方がドループゲインＤＧＰの絶対値より大きい。これらの値の絶対値は１以下であってもよい。
【００６６】
例えば、比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第１所定値を越える連続性がない場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ０＝２０である。比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第１所定値を越える連続性がある場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ１＝４である。比較結果ＣＳＰのＨレベルに、第２所定値（ただし第１所定値＜第２所定値）を越える連続性がある場合には、アタックゲインＡＧＰの値は、積分制御器９１２からの制御信号ＧＡＪに応じた値、Ｇ２＝１となる。ドループゲインＤＧＰの値は、−１である。つまり、比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合（すなわち入力信号が検波レベルを上回っている期間）において、積分制御器９１２で比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、制御信号ＧＡＪによってアタックゲインＡＧＰを制御することでアタックゲインＡＧＰを変更することが可能である。
【００６７】
セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＨレベルである時にはアタックゲインＡＧＰを選択し、比較結果ＣＳＰがＬレベルである時にはドループゲインＤＧＰを選択し、選択されたゲインの値を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３６からの入力値を積分し、得られた積分値を出力信号ＯＵＴとして出力する。このように、ＤＡＣ９３２、オペアンプ９３３、セレクタ９３６、及び積分器９３７は、フィードバックループを構成する。
【００６８】
積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて制御信号ＧＡＪを出力するが、同様の信号を制御信号ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３として出力してもよい。積分制御器９１２は、適切なタイミングで出力されるように、制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３の出力タイミングを制御してもよい。
【００６９】
包絡線発生器９３０は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されたことを制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３が示している場合には、積分器９３７で求められる積分値の絶対値の増加を抑えるように動作する。具体的には、積分制御器９１２は、上述のようにアタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくするように指示する制御信号ＧＡＪを出力してもよいし、積分値を保持するように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力してもよい。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、出力している積分値を保持する。積分制御器９１２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されなくなるまで、積分器９３７に積分値を保持させる。
【００７０】
積分制御器９１２は、制御信号ＣＮ１に代えて、値を保持するように指示する制御信号ＣＮ２をデータ保持器９３８に出力してもよい。この場合、データ保持器９３８は、制御信号ＣＮ２に従って、積分器９３７から出力された積分値を保持し、セレクタ９３９に出力する。セレクタ９３９は、データ保持器９３８で保持された値を積分器９３７に出力する。積分制御器９１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。
【００７１】
セレクタ９３９に設定値ＳＶを入力しておき、この値を積分器９３７に設定するようにしてもよい。すなわち、積分制御器９１２は、制御信号ＣＮ１に代えて、設定値ＳＶを選択するように指示する制御信号ＣＮ３をセレクタ９３９に出力してもよい。セレクタ９３９は、設定値ＳＶを選択し、積分器９３７に出力する。積分制御器９１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。ここで、設定値ＳＶは、例えば、検波器９００の動作が安定すると予測される値である。なお、演算器９４０の外部から任意の設定値ＳＶが入力されるようにしてもよい。
【００７２】
比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が検出されなくなった場合には、積分制御器９１２は、積分動作をするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、セレクタ９３６の出力の積分を行う。
【００７３】
変形例２は、オペアンプ９３３がＨレベルの信号を出力している場合に、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、検出結果に基づいてアタックゲインＡＧＰを変更することが可能である。それにより、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことが可能である。
【００７４】
（変形例３）
図１０は、本発明の例示的実施形態の変形例３による検波器１０００を示す回路図である。検波器１０００の動作は、おおまかには検波器１００の動作と同様である。すなわち、検波器１０００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器９００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００７５】
検波器１０００は、アタックゲイン制御器１１２の代わりにアタックゲイン制御器１０１２が用いられること、及びアタックゲイン制御器１０１２は、その入力としてオペアンプ１１０の出力を受け取ることが検波器１００と異なる。アタックゲイン制御器１０１２は、オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルを出力する。オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅が、所定値Ｔａ１以下の場合には、アタックゲイン制御器１０１２は、Ｌレベルを制御信号ＣＴＬ３として出力する。逆に、オペアンプ１１０の出力のＨレベルの幅が、所定値Ｔａ１を越える場合には、アタックゲイン制御器１０１２は、Ｈレベルを制御信号ＣＴＬ３として出力する。
【００７６】
図１１は、検波器１０００の入力信号ＩＮと出力信号ＯＵＴとの関係を示す図である。図１０，１１を参照して、検波器１０００の動作を説明する。
【００７７】
入力信号ＩＮの電圧が出力信号ＯＵＴの電圧よりも大きく（すなわちオペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し）、かつオペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１以下の時は、制御信号ＣＴＬ３はＬレベルである。そのため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオンにされ、キャパシタ１１２の充電電流は、（Ｉ２＋Ｉ３−Ｉ１）となる。オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し、かつオペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１を超える時は、制御信号ＣＴＬ３はＨレベルである。そのため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６はオフにされ、キャパシタ１１２の充電電流は、（Ｉ２−Ｉ１）となる。
【００７８】
要約すると、オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力している場合において、アタックゲイン制御器１０１２は、オペアンプ１１０が出力するＨレベルの幅が所定値Ｔａ１を超えているかを検出する。この検出結果に基づいて、アタックゲイン制御器１０１２は、制御信号ＣＴＬ３のレベルを変える。これによりアタックゲイン制御器１０１２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１６のオン／オフ状態を制御し、キャパシタ１２２の充電電流を変えることができる。変形例３は、充電電流を上述のように変えることによって、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことができる。
【００７９】
入力信号１１０２は、ターゲット信号１１０４と、例えばその１／８倍の周波数成分を有するノイズ１１０６とを含む。入力信号１１０２の電圧が出力信号１１０８の電圧よりも大きく（すなわちオペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し）、かつオペアンプ１１０によって出力される信号１１１０のＨレベルの幅が所定値Ｔａ１（図１１で１１１２）以下の場合は、制御信号ＣＴＬ３（図１１で１１１４）はＬレベルである。一方、オペアンプ１１０がＨレベルの信号を出力し、かつオペアンプ１１０が出力する信号１１１０のＨレベルの幅が所定値Ｔａ１（図１１で１１１２）を超えると、制御信号ＣＴＬ３（図１１で１１１４）はＨレベルになる。
【００８０】
このようにオペアンプ１１０の出力信号のＨレベルの幅が閾値（例えば所定値Ｔａ１）より大きいかで判断を行うことによって、ターゲット信号１１０４による、閾値以下の幅を有するパルス１１１６は無視することができる。これによりターゲット信号１１０４に対する追従性を確保できる。ノイズ１１０６が入力される時には、所定値１１１２を越えた期間１１１８の間は、アタックゲインが低減される。
【００８１】
（変形例４）
図１２は、本発明の例示的実施形態の変形例４による検波器１２００を示す回路図である。検波器１２００の動作は、おおまかには検波器１０００の動作と同様である。すなわち、検波器１２００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１２００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００８２】
変形例４は、検波器９００で用いられた積分制御器９１２及びアタックゲイン発生器９３４の代わりに、アタックゲイン制御器１２０２、アタックゲイン発生器１２０４，１２０６、及びセレクタ１２０８を用いる。包絡線発生器１２３０は、アタックゲイン発生器１２０４，１２０６と、ドループゲイン発生器９３５と、演算器１２４０とを有する。演算器１２４０は、セレクタ９３６，１２０８と、積分器９３７とを有する。
【００８３】
アタックゲイン制御器１２０２は、その入力として、比較結果ＣＳＰを受け取り、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいて、Ｈレベル又はＬレベルを出力する。アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２以下の場合には、Ｌレベルを制御信号ＧＳＬとしてセレクタ１２０８に出力する。逆に、アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２を超える場合には、Ｈレベルを制御信号ＧＳＬとしてセレクタ１２０８に出力する。
【００８４】
アタックゲイン発生器１２０４は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、アタックゲインＡＧＰ１としてセレクタ１２０８に出力する。アタックゲイン発生器１２０６は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、アタックゲインＡＧＰ２としてセレクタ１２０８に出力する。制御信号ＧＳＬがＬレベルである場合には、セレクタ１２０８は、アタックゲインＡＧＰ１を選択し、アタックゲインＡＧＰ３としてセレクタ９３６に出力する。制御信号ＧＳＬがＨレベルである場合には、セレクタ１２０８は、アタックゲインＡＧＰ２を選択し、アタックゲインＡＧＰ３としてセレクタ９３６に出力する。
【００８５】
変形例２と同様に、ドループゲイン発生器９３５は、ゲイン制御器９３１から出力されるゲイン制御信号ＧＣＰに応じた値を、ドループゲインＤＧＰとしてセレクタ９３６に出力する。アタックゲインＡＧＰ１及びアタックゲインＡＧＰ２は、例えば所定の正の値であり、ドループゲインＤＧＰは例えば所定の負の値であり、それぞれの絶対値の間には、｜ＡＧＰ１｜＞｜ＡＧＰ２｜＞＝｜ＤＧＰ｜の関係が成り立つ。
【００８６】
比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合において、アタックゲイン制御器１２０２は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性を検出し、この連続性に基づいた制御信号ＧＳＬによってセレクタ１２０８を制御する。これによりアタックゲイン制御器１２０２は、アタックゲインＡＧＰ３を変えることができる。
【００８７】
セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＨレベルである場合には、セレクタ１２０８によって出力されるアタックゲインＡＧＰ３を選択する。セレクタ９３６は、比較結果ＣＳＰがＬレベルである場合には、ドループゲイン発生器９３５によって出力されるドループゲインＤＧＰを選択する。セレクタ９３６は、選択されたゲインを積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３６からのゲイン値を積分し、得られた積分値を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００８８】
変形例４においては、アタックゲイン制御器１２０２は、オペアンプ９３３がＨレベルの信号を出力している場合には、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性が所定値Ｔａ２を超えているかを決定する。セレクタ１２０８は、比較結果ＣＳＰのＨレベルの連続性に基づいてアタックゲインＡＧＰ３を変更することが可能である。例えばセレクタ１２０８は、２つの異なるアタックゲインＡＧＰ１及びＡＧＰ２のうちの１つを選択的に出力する。これにより、入力信号ＩＮがノイズなどの不要成分を含む場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことが可能となる。
【００８９】
（変形例５）
図１３は、本発明の例示的実施形態の変形例５による検波器１３００を示す回路図である。検波器１３００の動作は、おおまかには検波器１００や９００の動作と同様である。すなわち、検波器１３００は、入力信号ＩＮを受け取る。入力信号ＩＮは、例えば、光ディスクから読み出されたウォブル信号である。検波器１３００は、ターゲット信号ＩＮの包絡線を検出し、検出された包絡線を出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００９０】
変形例５は、検波器９００で用いられた積分制御器９１２の代わりに、積分制御器１３１２を用いる。積分制御器１３１２は、例えば図１のアタックゲイン制御器１１２と同様の回路を有し、この回路の出力信号を、不要周波数成分の検出結果を示す制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３として出力する。積分制御器１３１２は、適切なタイミングで出力されるように、制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３の出力タイミングを制御してもよい。積分制御器１３１２は、入力信号ＩＮがターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、積分結果である出力信号ＯＵＴの絶対値の増加を抑えるように包絡線発生器９３０を制御する。その他の点は、図９の検波器９００とほぼ同様である。
【００９１】
包絡線発生器９３０は、不要周波数成分が検出されたことを制御信号ＧＡＪ，ＣＮ１，ＣＮ２，又はＣＮ３が示している場合には、積分器９３７で求められる積分値の絶対値の増加を抑えるように動作する。具体的には、積分制御器１３１２は、上述のようにアタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくするように指示する制御信号ＧＡＪを出力してもよいし、積分値を保持するように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力してもよい。アタックゲイン発生器９３４は、制御信号ＧＡＪに従って、アタックゲインＡＧＰの絶対値を小さくする。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、出力している積分値を保持する。積分制御器１３１２は、不要周波数成分が検出されなくなるまで、積分器９３７に積分値を保持させる。
【００９２】
積分制御器１３１２は、不要周波数成分を検出した場合には、制御信号ＣＮ１に代えて、値を保持するように指示する制御信号ＣＮ２をデータ保持器９３８に出力してもよい。この場合、データ保持器９３８は、制御信号ＣＮ２に従って、積分器９３７から出力された積分値を保持し、セレクタ９３９に出力する。セレクタ９３９は、データ保持器９３８で保持された値を積分器９３７に出力する。積分制御器１３１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。
【００９３】
セレクタ９３９に設定値ＳＶを入力しておき、この値を積分器９３７に設定するようにしてもよい。すなわち、積分制御器１３１２は、不要周波数成分を検出した場合には、制御信号ＣＮ１に代えて、設定値ＳＶを選択するように指示する制御信号ＣＮ３をセレクタ９３９に出力してもよい。セレクタ９３９は、設定値ＳＶを選択し、積分器９３７に出力する。積分制御器１３１２は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値としてセットするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、セレクタ９３９から入力された値を新たな積分値とする。ここで、設定値ＳＶは、例えば、検波器９００の動作が安定すると予測される値である。なお、演算器９４０の外部から任意の設定値ＳＶが入力されるようにしてもよい。
【００９４】
不要周波数成分が検出されなくなった場合には、積分制御器１３１２は、積分動作をするように指示する制御信号ＣＮ１を積分器９３７に出力する。積分器９３７は、制御信号ＣＮ１に従って、セレクタ９３６の出力の積分を行う。
【００９５】
積分器９３７がアタックゲインＡＧＰ及びドループゲインＤＧＰのうちの選択された一方を積分する場合について説明したが、例えばセレクタ９３６が比較結果ＣＳＰの値に応じてアタックゲインＡＧＰ及びドループゲインＤＧＰのそれぞれに重み付けをし、重み付けされたアタックゲイン及び重み付けされたドループゲインを積分器９３７が積分するようにしてもよい。
【００９６】
重み付けは、図１の検波器１００に関して一般化して説明した重み付けと同様に行う。具体的には、比較結果ＣＳＰがＨレベルの場合（第１の場合）には、セレクタ９３６は、アタックゲインＡＧＰの重みを比較結果ＣＳＰがＬレベルの場合（第２の場合）以上にし、かつ、ドループゲインＤＧＰの重みを第２の場合以下にする。第２の場合には、セレクタ９３６は、ドループゲインＤＧＰの重みを第１の場合以上にし、かつ、アタックゲインＡＧＰの重みを第１の場合以下にする。図９の検波器９００においても同様である。
【００９７】
本発明のさまざまな実施形態は、検波器への入力信号が、ノイズによる不要な成分を含むかを決定し、その結果に基づいて、充電電流の電流値を変えるか、又はアタックゲインを変える。これにより、入力信号がノイズを含む場合でも、ノイズ成分に追従することなく、安定した正確なピーク検波が可能である。
【００９８】
検波器９００，１２００，１３００は、検波を行う機能ブロック群がデジタル回路によって実現される。換言すればキャパシタ及び電流源のようなアナログ素子を用いない。そのため、これらのデジタル回路の検波特性は、アナログ素子の定数バラツキによる影響を受けない。さらにデジタル回路によって構成される検波器は、回路の高集積化にも適する。
【００９９】
本発明の例示的実施形態は、ピーク検波器として説明されてきた。しかし上述の構成に基づいて、ボトム検波器を実現することも当業者にはできる。
【０１００】
さまざまな例示的実施形態において、入力信号ＩＮは、光ディスクから読み出されたウォブル信号であるとして説明がなされてきた。しかしこれには限定されず、ピーク検波にふさわしい信号であれば、他の任意の信号であり得る。
【０１０１】
本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（Large-Scale Integrated circuit）、ＡＳＩＣ（Application-Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよく、ソフトウェアで実現されてもよく、又はハードウェア及びソフトウェアの任意の組合せで実現されてもよい。
【０１０２】
上述の実施形態中の機能ブロック群の一部又は全ては、適宜、結合されることによって一体化されて実現されてもよい。例えば、検波器１００などはハイブリッドＩＣ（集積回路）として実現されてもよい。代替として、検波器の一部が、ハイブリッドＩＣとして実現されてもよい。
【０１０３】
当業者には理解されるように、本発明を実現するためのさまざまな機能は、図示された名称（例えば「アタックゲイン制御器１１２」）のみに従って一体化されなくてもよい。例えばアタックゲイン制御器１１２の全て又は一部が他の機能ブロックを構成する半導体チップの中に組み込まれてもよい。
【０１０４】
本発明は、実施形態に限定されず、その精神又は主要な特徴から逸脱することなく他の色々な形で実施することができる。上述の実施形態はあらゆる点で単なる例示に過ぎず、限定的に解釈されるべきではない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって規定されるべきであって、明細書に記載された詳細には限定されない。特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更も全て本発明の範囲内である。
【産業上の利用可能性】
【０１０５】
本発明の例示的実施形態による検波器は、ノイズの影響を受けることがより少なくなる。そのため入力信号のピークレベル又はボトムレベルを高い精度で検波できるという効果を有する。検波器をデジタル回路で実現すれば、アナログ素子の定数バラツキが検波特性に影響を与えないようにでき、かつ回路面積を削減できるという効果を有する。したがって、ピークレベル又はボトムレベルを用いて信号処理を行う分野、例えば情報記録再生装置や通信機器における送受信装置において、本発明は、高い精度でピークレベル又はボトムレベルを検出するための技術として有用である。
【符号の説明】
【０１０６】
１００，５００，９００，１０００，１２００，１３００  検波器
１１０  オペアンプ（増幅器）
１１２，５１０，１２０２  アタックゲイン制御器
１２０，１２６，１２８  電流源
１２２  キャパシタ
１３０，５３０，９３０，１２３０  包絡線発生器
１５０，５５０，９３４，１２０４，１２０６  アタックゲイン発生器
９１２，１３１２  積分制御器
９４０，１２４０  演算器
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、
前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、
前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、
前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器と
を備え、
前記制御器は、前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する、
検波器。
【請求項２】
前記包絡線発生器は、
前記第１の値を発生するアタックゲイン発生器
を有し、
前記制御器は、前記第１の値の絶対値が減少するように前記アタックゲイン発生器を制御することによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項１に記載の検波器。
【請求項３】
前記制御器は、
前記ターゲット信号の周波数成分を、前記入力信号から減算した信号を生成し、
前記減算された信号が所定値よりも大きい期間を求め、
前記期間が長いほど、前記第１の値を減少させる、
請求項２に記載の検波器。
【請求項４】
前記制御器は、前記期間に基づいて複数の電流源を制御することによって、前記第１の値を減少させる請求項３に記載の検波器。
【請求項５】
前記制御器は、前記期間に基づいて、３つ以上の異なる値を前記第１の値として発生する、
請求項３に記載の検波器。
【請求項６】
前記包絡線発生器は、
前記第１の値を発生するアタックゲイン発生器と、
前記第１の値を積分する演算器と
を有し、
前記制御器は、前記演算器に前記積分結果を保持させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項１に記載の検波器。
【請求項７】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求めて出力する検波器であって、
前記入力信号と前記出力信号とを受け取り、前記入力信号を前記出力信号と比較することによって、比較結果を出力する増幅器と、
前記比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力する包絡線発生器と、
前記入力信号に基づいて前記包絡線発生器を制御する制御器と
を備え、
前記制御器は、前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑えるように前記包絡線発生器を制御する、
検波器。
【請求項８】
前記制御器は、
前記期間の長さが第１閾値より小さい時には、第１ゲインを前記第１の値として発生し、
前記期間の長さが前記第１閾値より大きい時には、絶対値が前記第１ゲインより小さい第２ゲインを前記第１の値として発生し、
前記期間の長さが前記第１閾値より大きな第２閾値より大きい時には、絶対値が前記第２ゲインより小さい第３ゲインを前記第１の値として発生するように、前記包絡線発生器を制御する、
請求項７に記載の検波器。
【請求項９】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、
前記入力信号を前記出力信号と比較し、
得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、
前記入力信号が前記ターゲット信号の周波数成分以外の周波数成分を有する時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
検波方法。
【請求項１０】
前記第１の値の絶対値を減少させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項９に記載の検波方法。
【請求項１１】
前記積分結果を保持させることによって、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
請求項９に記載の検波方法。
【請求項１２】
ターゲット信号を含む入力信号から出力信号を求める検波方法であって、
前記入力信号を前記出力信号と比較し、
得られた比較結果に応じて第１の値及び前記第１の値とは符号が反対の第２の値に重み付けをし、前記重み付けされた第１の値及び前記重み付けされた第２の値を積分し、積分結果を前記出力信号として出力し、
前記入力信号の絶対値が前記出力信号の絶対値より大きいことが前記比較結果によって示される期間の長さが所定値より大きい時には、前記積分結果の絶対値の増加を抑える、
検波方法。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2010055695.tif 000016
【図２】
2010055695.tif 000017
【図３】
2010055695.tif 000018
【図４】
2010055695.tif 000019
【図５】
2010055695.tif 000020
【図６】
2010055695.tif 000021
【図７】
2010055695.tif 000022
【図８】
2010055695.tif 000023
【図９】
2010055695.tif 000024
【図１０】
2010055695.tif 000025
【図１１】
2010055695.tif 000026
【図１２】
2010055695.tif 000027
【図１３】
2010055695.tif 000028
【国際調査報告】
2010055695.tif 000029
2010055695.tif 000030