(57)【要約】  電力逆変換装置（１）は、フルブリッジ回路（１０）と、分流コンデンサ（ＣＰ）と、制御回路（２０）と、を備え、制御回路（２０）は、第１の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ１）および第４の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ４）がオンの状態のときに、第２の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ２）および第３の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ３）をオフの状態、第１の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ１）および第４の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ４）がオフの状態のときに、第２の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ２）および第３の逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ３）をオンの状態、となるように、分流コンデンサ（ＣＰ）の静電容量と誘導性負荷（ＬＤ）のインダクタンスとで定まる共振周波数以下のスイッチング周波数で各逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ１乃至ＳＷ４）のオン・オフの状態を制御する。
2010050486.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
素子の導通状態と阻止状態が外部から与える信号によって切り替えられる自己消弧形素子と、整流作用を持つ素子とを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路、または当該回路と等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチとなし、
第１の逆導通型半導体スイッチと、該第１の逆導通型半導体スイッチの負極に正極が接続された第２の逆導通型半導体スイッチと、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極に正極が接続された第３の逆導通型半導体スイッチと、該第３の逆導通型半導体スイッチの負極に正極が接続され、負極が前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極に接続された第４の逆導通型半導体スイッチと、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチとの接続点に接続された第１の交流出力端子と、前記第３の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチとの接続点に接続された第２の交流出力端子と、前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチの正極に接続された正極端子と、前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極および前記第４の逆導通型半導体スイッチの負極に接続された負極端子と、を備えるフルブリッジ回路と、
前記第１の交流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第１のコンデンサと、
制御回路と、を備え、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直流電流源が接続され、
前記第１の交流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に誘導性負荷が接続され、
前記制御回路は、
前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第４の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときに、前記第２の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチをオフの状態、
前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第４の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときに、前記第２の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチをオンの状態、となるように各前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御し、
前記制御回路は、さらに、前記第１のコンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスとで定まる共振周波数以下のスイッチング周波数で前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御する、
ことを特徴とする電力逆変換装置。
【請求項２】
前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続された第２のコンデンサをさらに備え、
前記制御回路は、前記第１のコンデンサの静電容量と前記第２のコンデンサの静電容量との合成容量と、前記誘導性負荷のインダクタンスとで定まる共振周波数以下のスイッチング周波数で前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項３】
前記第１のコンデンサの静電容量は、前記第２のコンデンサの静電容量よりも大きい、ことを特徴とする請求項２に記載の電力逆変換装置。
【請求項４】
前記第１のコンデンサは、無極性コンデンサから構成され、前記第２のコンデンサは、有極性のコンデンサから構成されている、ことを特徴とする請求項２に記載の電力逆変換装置。
【請求項５】
前記自己消弧形素子は、トランジスタ、または電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電子注入促進ゲートトランジスタ（ＩＥＧＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯサイリスタ）、または、ゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴサイリスタ）であることを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項６】
前記逆導通型半導体スイッチは、寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であることを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項７】
前記自己消弧形素子が、前記電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である場合、または、前記逆導通型半導体スイッチが、前記寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である場合、前記制御回路は、前記整流作用を持つ素子の導通時に、前記自己消弧形素子を導通状態となるように制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項８】
前記直流電流源は、直流電圧源と、前記直流電圧源に接続される直流リアクトルとで構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項９】
前記直流電流源は、交流電源と、整流回路と、前記交流電源と前記整流回路の交流端子間に接続される交流リアクトルとで構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項１０】
前記直流電流源は、前記交流電源と、一端が前記交流電源に接続されるサイリスタ交流電力調整装置と、一次側が前記サイリスタ交流電力調整装置の他端に接続される高インピーダンストランスと、交流端子が前記高インピーダンストランスの二次側に接続された前記整流回路で構成され、前記制御回路が、前記サイリスタ交流電力調整装置に制御信号を送り、前記誘導性負荷に供給する前記交流電力の電力量を調整することを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項１１】
１以上の寄生振動抑制回路が接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項１２】
前記誘導性負荷を、二次側巻き線端子間から一次側巻き線端子間と絶縁された交流電力を取り出すための電流トランスとし、一次側巻き線端子に共振リアクトルを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項１３】
前記誘導性負荷は交流電動機から構成され、交流電動機の制御を行う交流電動機制御システムとして機能することを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【請求項１４】
前記誘導性負荷は被加熱物を電磁誘導にて加熱するための誘導加熱コイルから構成され、前記被加熱物の誘導加熱の制御を行う誘導加熱システムとして機能することを特徴とする請求項１に記載の電力逆変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力逆変換装置に関し、特に、共振電流を増幅する機能を有する電力逆変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力システムは、標準化され、場所や時刻を問わずに利用可能な社会的インフラとなっている。しかしながら、標準化された電力をそのまま利用するのでは、負荷を制御する自由が制限されてしまう。そのため、電力システムから得られる電力の形態を変換して、負荷を自在に制御するために、電力変換装置が必要である。【０００３】
電力変換装置は、通常、交流電力を直流電力に変換する電力順変換装置と、直流電力を交流電力に変換する電力逆変換装置とから構成される。【０００４】
一般に電力順変換装置は、交流電力を整流して直流電力に変換し、容量の十分に大きいコンデンサに蓄える。一方、電力逆変換装置は、コンデンサに蓄えられた直流電力をスイッチングにより交流電力に変換し、負荷に供給する。この構成では、一般的には、ハードスイッチングにより、サージ電圧の発生、高調波ノイズの発生、スイッチング用の半導体素子での電力損失による熱の発生などが避けられない。これらの問題を避けるため、コンデンサとインダクタを共振させ、コンデンサに蓄えられている電荷が略ゼロ、すなわちコンデンサの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］のタイミングで回路をスイッチングして、交流電力を発生させる電流共振型の電力逆変換装置も使用されている。【０００５】
特に、電力逆変換装置で大電力を扱う際の、好適な応用実施例である誘導加熱電源装置では、被加熱物を電磁誘導により加熱するための誘導コイルが誘導性負荷となり、また、大電流が誘導コイルに流れるため、電流共振型の電力逆変換装置が多く用いられている。【０００６】
しかしながら、電流共振型の電力逆変換装置を用いた誘導加熱用電源装置では、一般に、共振させる誘導コイルと共振用のコンデンサ（以下、共振コンデンサと称す）は可変ではないため、共振周波数が固定化され、誘導コイルに供給する交流電力の周波数を変えることが難しい。電流共振型であり、かつ誘導コイルに供給する交流電力の周波数を変えることができる電力逆変換装置が求められている。【０００７】
上述の要求を満たす電力逆変換装置が、既に出願、公開され、公知となっている（特許文献１を参照）。特許文献１に開示されている電力逆変換装置は、４個の半導体スイッチをフルブリッジ接続した回路と、フルブリッジ回路の直流端子間に接続された電流の持つ磁気エネルギーを電荷として蓄積し、電荷を放電することで回生する共振コンデンサと、フルブリッジ回路の交流端子間に接続された誘導性負荷から構成される。半導体スイッチは、外部から与えられる信号によりオン・オフが制御できる順阻止能力を持つ半導体素子と、順方向の電流に対しては常に導通するが、逆方向の電流に対しては阻止能力を持つ、すなわち整流作用を持つ半導体素子との組合せ回路、または、組合せ回路と等価の能力を持つ半導体素子が用いられる。例えばスイッチング用のトランジスタとダイオードを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路や、寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などがある。上述の特徴を持つ半導体スイッチを、逆導通型半導体スイッチと称し、以降の説明で適宜使用する。【０００８】
より詳しくは、特許文献１に開示されている電力逆変換装置は、フルブリッジ回路の４個の逆導型半導体スイッチのうち、隣り合わない接続位置にある２個の逆導通型半導体スイッチを一組のペアとし、一方のペアのそれぞれの逆導通型半導体スイッチを構成する順阻止能力を持つ半導体素子を同時にオン・オフ（以下、スイッチングと称す）し、他方のペアのそれぞれの逆導通型半導体スイッチを構成する順阻止能力を持つ半導体素子を同時に、一方のペアに与えたオン・オフのスイッチングのタイミングと逆位相になるタイミングでスイッチングする。また、オンの状態とオフの状態を保つ時間の比率は等しい。【０００９】
スイッチングの周波数を、共振コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンス成分で決まる共振周波数以下とすることで、逆導通型半導体スイッチを構成する順阻止能力を持つ半導体素子を導通（以下、オンと称す）状態にする時、逆導通型半導体スイッチを構成する順阻止能力を持つ半導体素子に印加される電圧は略ゼロ［Ｖ］で、かつ電流は整流作用を持つ半導体素子を流れる。また、逆導通型半導体スイッチを構成する順阻止能力を持つ半導体素子を阻止（以下、オフと称す）状態にする時、逆導通型半導体スイッチに印加される電圧は略ゼロ［Ｖ］であり、いわゆる、ソフトスイッチングが実現される。【００１０】
また、スイッチングの周波数を共振周波数以下の周波数で運転制御することにより、共振コンデンサを可変容量コンデンサとしても機能させることができる。すなわち、誘導性負荷に可変周波数の交流電力を供給することができる。特許文献１に開示されている電力逆変換装置は、電流共振型でありながら、誘導性負荷に供給する交流電力の周波数を可変させることが実現できる特徴がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】国際公開第２００８／０９６６６４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
特許文献１に開示されている電力逆変換装置においては、共振コンデンサが、誘導性負荷のインダクタンス成分と共振して充電、あるいは放電する際に、フルブリッジ回路を構成する４個の逆導通型半導体スイッチのうち、少なくとも１個に回路の全電流が流れる。特許文献１に開示されている電力逆変換装置を、誘導加熱用電源装置のように、大電力を要求する電源装置として使用した場合、逆導通型半導体スイッチに大電流が流れてしまう。このため、逆導通型半導体スイッチでの導通損失が大きく、ソフトスイッチングの特徴である低損失、低発熱という利点を減少させてしまうことが課題となる。【００１３】
本発明は、上述の課題を緩和するためになされたものであり、逆導通型半導体スイッチに流れる電流が相対的に小さい電力逆変換装置を提供することを目的とする。また、本発明は、ソフトスイッチングの機能を備え、かつ逆導通型半導体スイッチに流れる共振電流が小さい電力逆変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の電力逆変換装置は、
素子の導通状態と阻止状態が外部から与える信号によって切り替えられる自己消弧形素子と、整流作用を持つ素子とを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路、または当該回路と等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチとなし、
第１の逆導通型半導体スイッチと、該第１の逆導通型半導体スイッチの負極に正極が接続された第２の逆導通型半導体スイッチと、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極に正極が接続された第３の逆導通型半導体スイッチと、該第３の逆導通型半導体スイッチの負極に正極が接続され、負極が前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極に接続された第４の逆導通型半導体スイッチと、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチとの接続点に接続された第１の交流出力端子と、前記第３の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチとの接続点に接続された第２の交流出力端子と、前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチの正極に接続された正極端子と、前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極および前記第４の逆導通型半導体スイッチの負極に接続された負極端子と、を備えるフルブリッジ回路と、
前記第１の交流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に接続された第１のコンデンサと、
制御回路と、を備え、
前記正極端子と前記負極端子との間に、直流電流源が接続され、
前記第１の交流出力端子と前記第２の交流出力端子との間に誘導性負荷が接続され、
前記制御回路は、
前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第４の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときに、前記第２の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチをオフの状態、
前記第１の逆導通型半導体スイッチおよび前記第４の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときに、前記第２の逆導通型半導体スイッチおよび前記第３の逆導通型半導体スイッチをオンの状態、となるように各前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御し、
前記制御回路は、さらに、前記第１のコンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスとで定まる共振周波数以下のスイッチング周波数で前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御する、ことを特徴とする。
なお、自己消弧形素子の正極側が逆導通型半導体スイッチの正極側となり、自己消弧形素子の負極側が逆導通型半導体スイッチの負極側となる。また、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にするとは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態にすることを指し示し、逆導通型半導体スイッチをオフの状態にするとは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にすること指し示す。【００１５】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続された第２のコンデンサをさらに備え、前記制御回路は、前記第１のコンデンサの静電容量と前記第２のコンデンサの静電容量との合成容量と、前記誘導性負荷のインダクタンスとで定まる共振周波数以下のスイッチング周波数で前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御する、ことを特徴とする。【００１６】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記第１のコンデンサの静電容量は、前記第２のコンデンサの静電容量よりも大きい、ことを特徴とする。【００１７】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記第１のコンデンサは、無極性コンデンサから構成され、前記第２のコンデンサは、有極性のコンデンサから構成されている、ことを特徴とする。【００１８】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記自己消弧形素子は、トランジスタ、または電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電子注入促進ゲートトランジスタ（ＩＥＧＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯサイリスタ）、または、ゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴサイリスタ）である、ことを特徴とする。【００１９】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記逆導通型半導体スイッチは、寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、ことを特徴とする。【００２０】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記自己消弧形素子が、前記電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である場合、または、前記逆導通型半導体スイッチが、前記寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である場合、前記制御回路は、前記整流作用を持つ素子の導通時に、前記自己消弧形素子を導通状態となるように制御を行う、ことを特徴とする。【００２１】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記直流電流源は、直流電圧源と、前記直流電圧源に接続される直流リアクトルとで構成される、ことを特徴とする。【００２２】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記直流電流源は、交流電源と、整流回路と、前記交流電源と前記整流回路の交流端子間に接続される交流リアクトルとで構成される、ことを特徴とする。【００２３】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記直流電流源は、前記交流電源と、一端が前記交流電源に接続されるサイリスタ交流電力調整装置と、一次側が前記サイリスタ交流電力調整装置の他端に接続される高インピーダンストランスと、交流端子が前記高インピーダンストランスの二次側に接続された前記整流回路で構成され、前記制御回路が、前記サイリスタ交流電力調整装置に制御信号を送り、前記誘導性負荷に供給する前記交流電力の電力量を調整する、ことを特徴とする。【００２４】
また、本発明の電力逆変換装置において、１以上の寄生振動抑制回路が接続された、ことを特徴とする。【００２５】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記誘導性負荷を、二次側巻き線端子間から一次側巻き線端子間と絶縁された交流電力を取り出すための電流トランスとし、一次側巻き線端子に共振リアクトルを接続した、ことを特徴とする。【００２６】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記誘導性負荷は交流電動機から構成され、交流電動機の制御を行う交流電動機制御システムとして機能する、ことを特徴とする。【００２７】
また、本発明の電力逆変換装置において、前記誘導性負荷は被加熱物を電磁誘導にて加熱するための誘導加熱コイルから構成され、前記被加熱物の誘導加熱の制御を行う誘導加熱システムとして機能する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明に係る電力逆変換装置によれば、逆導通型半導体スイッチを通過する電流を相対的に小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の回路ブロック図である。
【図２Ａ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｂ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｃ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｄ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｅ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｆ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】（１）から（５）は、図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍ、（５）は分流コンデンサＣＰを流れる電流Ｉｃｐの波形をそれぞれ示す。
【図４】（１）から（４）は、図１に示す電力逆変換装置から分流コンデンサＣＰを除去した回路の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図５】振動抑制回路の一例の回路図である。
【図６】図５に示す振動抑制回路を、図１に示す電力逆変換装置に適用した場合の回路ブロック図である。
【図７】（１）から（４）は、振動抑制回路を備える本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭを流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図８】（１）から（４）は、寄生振動が発生した本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭを流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図９】図５に示す振動抑制回路のインピーダンスを自動的に調整する機能を備える本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の回路図である。
【図１０】（１）から（３）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を１５００Ｈｚとしたときの波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２の波形をそれぞれ示す。
【図１１】（１）と（２）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を１５００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（１）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を５０００倍に拡大した波形図、（２）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を２５００倍に拡大した波形図である。
【図１２】（１）と（２）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を３０００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（１）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を５０００倍に拡大した波形図、（２）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を２５００倍に拡大した波形図である。
【図１３】本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の回路図である。
【図１４Ａ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｂ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｃ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｄ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｅ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｆ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１５】（１）から（４）は、図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は分流コンデンサＣＰを流れる電流Ｉｃｐの波形をそれぞれ示す。
【図１６】（１）から（５）は、直流電流源の態様を示す回路ブロック図であり、（１）は直流電圧源の正極側に直流インダクタンスを接続したもの、（２）は直流電圧源の負極側に直流インダクタンスを接続したもの、（３）は交流電源から直流リアクトルを用いて直流電流源を作り出すもの、（４）は交流電源から交流リアクトルを用いて直流電流源を作り出すもの、（５）は誘導性負荷ＬＤに供給する交流電力の電力量を調整するために、交流電力調整装置を用いるものを示す。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００３１】
以下、自己消弧形素子とは、外部から与えられる信号によって、正極から負極に流れる順方向の電流の導通状態（以下、オンの状態と称す）および阻止状態（以下、オフの状態と称す）が切り替わる素子を指し示す。
【００３２】
また、逆導通型半導体スイッチとは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通が可能なものであって、自己消弧形素子と整流作用を持つ素子とを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路、または当該回路と等価の半導体素子を指し示す。
【００３３】
また、逆導通型半導体スイッチをオン状態にするとは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態にすることを指し示し、逆導通型半導体スイッチをオフ状態にするとは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にすること指し示す。逆導通型半導体スイッチでは、自己消弧形素子の導通状態・阻止状態の如何に拘わらず、常に逆導通が可能であることに留意されたい。
【００３４】
また、自己消弧形素子の正極（順方向に電流を流すときの正電圧を印加する端子）を逆導通型半導体スイッチの正極と定義し、一方、自己消弧形素子の正極（順方向に電流を流すときの負電圧を印加する端子）を逆導通型半導体スイッチの負極と定義する。
【００３５】
［実施形態１］
図１は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａ（以下、負荷分流コンデンサ方式と称す）の構成を示す回路ブロック図である。より詳しくは、本実施形態に係る電力逆変換装置１Ａは、直流電力を交流電力に変換し、交流電力をインダクタンス成分Ｌと抵抗成分Ｒを有する誘導性負荷ＬＤに供給する。電力逆変換装置１Ａは、フルブリッジ回路１０と、直流電流源３と、共振コンデンサＣＭと、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤと、制御回路２０を備えている。
【００３６】
フルブリッジ回路１０は、自己消弧形素子ＳＳＷとダイオードＤＳＷとを逆並列に接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチＳＷとし、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を接続して構成される。
【００３７】
フルブリッジ回路１０は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を直列に接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を直列に接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極同士を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極同士を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されている。
【００３８】
直流電流源３は、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されるエネルギーと、誘導性負荷ＬＤが電磁誘導で外部に取り出される（消費される）エネルギーを供給する。
【００３９】
誘導性負荷ＬＤは、例えば、交流電動機、被加熱物を電磁誘導にて加熱するための誘導加熱コイルなどのインダクタンス成分が無視できない負荷、または二次側巻き線端子間から一次側巻き線端子間と絶縁された交流電力を取り出すための電流トランスであって、一次側巻き線端子に共振リアクトルが直列に接続されているものなどから構成される交流負荷であって、インダクタＬと抵抗Ｒの直列回路で表される。誘導性負荷ＬＤは、フルブリッジ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続されている。
【００４０】
共振コンデンサＣＭは、フルブリッジ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されている。共振コンデンサＣＭは、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振する。分流コンデンサＣＰは、フルブリッジ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、誘導性負荷ＬＤに並列に接続されている。分流コンデンサＣＰも、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振する。
【００４１】
共振コンデンサＣＭの静電容量（ＣＭ）と分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）は、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路で使用されている直流電圧を安定して供給するための大容量の平滑コンデンサとは異なり、合成の静電容量（ＣＭ＋ＣＰ）が、誘導性負荷ＬＤと共振するため、誘導性負荷ＬＤに流す交流振動電流の半周期分の磁気エネルギーを吸収（共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰは充電）、放出（共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰは放電）するだけの極めて小さな静電容量でよい。一般に大容量の平滑コンデンサは、電解コンデンサが使用されるが、寿命や信頼性に問題があることが多く、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路全体の寿命や信頼性を悪化させる結果につながることが多かった。これに対し、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰは、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路の平滑コンデンサと比較すると、必要とする静電容量が十分に小さいため、フィルムコンデンサやオイルコンデンサ等の静電容量は電解コンデンサに比較して小さいが、寿命や信頼性の高いものを使用することができ、本発明に係る電力逆変換装置１Ａ全体の寿命や信頼性を向上させることに寄与できる。
【００４２】
また、分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）を、共振コンデンサＣＭの静電容量（ＣＭ）よりも大きくすることにより、誘導性負荷ＬＤが短絡した時に流れる短絡電流が逆導通型半導体スイッチに殆ど流れないという特徴もある。
【００４３】
また、共振コンデンサＣＭはブルブリッジ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されることより、有極性のコンデンサが使用できる。分流コンデンサＣＰは、誘導性負荷ＬＤに供給する交流電力の周期に対応して端子間の電圧極性が入れ替わるため、無極性コンデンサを使用する。
【００４４】
また、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａのスイッチングに使用する素子は、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通が可能なものである。従来の一般的な電流共振型インバーター回路で必要であった、スイッチングに使用する素子に逆耐圧能力が不要である。
【００４５】
制御回路２０は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアＰＡ１とし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアＰＡ２とし、第１のペアＰＡ１がオンの状態のときは、第２ペアＰＡ２をオフの状態、第１のペアＰＡ１がオフの状態のときは、第２のペアＰＡ２をオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を制御する。制御回路２０の制御により、誘導性負荷ＬＤに交流電力が印加される。また、制御回路２０は、外部インターフェース２０ａへの入力または操作に応じて、スイッチング周波数を変化させる。
【００４６】
制御回路２０は、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの合成静電容量（ＣＰ＋ＣＭ）と誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌで決まる共振周波数ｆｒｅｓ以下のスイッチング周波数ｆｓｗで、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの状態を制御することで、逆導通型半導体スイッチがオンの状態にするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフの状態にするときに、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
【００４７】
次に、上記構成を有する負荷分流コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を、図２Ａ乃至図２Ｆと、図３を参照して説明する。図２Ａ乃至図２Ｆは、負荷分流コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を説明するためのものであり、制御回路２０は表記されていない。なお、以下の説明において、第２の交流端子ＡＣ２と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｐ”と表現し、第１の交流端子ＡＣ１と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｎ”と表現する。分流コンデンサＣＰの充電・並列導通（コンデンサの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］の状態）・放電のそれぞれの状態に応じて「充電モードＰ」などと表現する。
【００４８】
また、図２Ａ乃至図２Ｆ中の矢印は電流とその向きを示し、矢印の太さは電流の大きさを示す。ただし、矢印の太さは相対的なものである。また、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの端子に付記された“＋”記号は、当該端子の電位の状態を示す。電位が略ゼロ［Ｖ］の時には付記されないものとしている。また、逆導通型半導体スイッチのゲートに付記された“ＯＮ”、“ＯＦＦ”記号は、当該逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の導通状態、阻止状態を示しており、“ＯＮ”が導通状態、“ＯＦＦ”が阻止状態である。また、直流電流源３は、具体的な実施例として直流電圧源２と、直流電圧源２の正極端子に接続された直流リアクトルＬｄｃで示す。直流電圧源２は、直流リアクトルＬｄｃを接続することで直流電流源とし、電力逆変換装置１Ａに直流電流を継続的に供給する（以下、上述の直流電流を供給電流と称す）。また、図３の区間（ａ）は図２Ａの「充電モードＰ」の時、図３の区間（ｂ）は図２Ｂの「放電モードＰ」の時、図３の区間（ｃ）は図２Ｃの「並列導通モードＰ」の時、図３の区間（ｄ）は図２Ｄの「充電モードＮ」の時、図３の区間（ｅ）は図２Ｅの「放電モードＮ」の時、図３の区間（ｆ）は図２Ｆの「並列導通モードＮ」の時に相当する。
【００４９】
初期状態として、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに電荷がない状態、誘導性負荷ＬＤ３に共振電流による磁気エネルギーが蓄積されている状態、すなわち共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤ３のインダクタンス成分Ｌとの共振により、それぞれのコンデンサの電圧が略ゼロ［Ｖ］である代わりに、誘導性負荷ＬＤに共振電流が流れることで、誘導性負荷ＬＤ３のインダクタンス成分Ｌに磁気エネルギーが蓄積されている状態であると仮定する。
【００５０】
１）初期状態から、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、図２Ａに示す「充電モードＰ」、図３の区間（ａ）の状態になる。「充電モードＰ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１および第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４に遮断され、結果として共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰを充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流、すなわち共振電流は、第２の交流端子ＡＣ２、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオードＤＳＷ３、正極端子ＤＣＰを通過し、共振コンデンサＣＭを充電する。また、共振コンデンサＣＭから流れる電流は、負極端子ＤＣＮ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオードＤＳＷ２、第１の交流端子ＡＣ１を通過し、誘導性負荷ＬＤに流れる。そして、これに伴い、共振電流の殆どは、分流コンデンサＣＰに流れ、分流コンデンサＣＰを充電する。
【００５１】
２）やがて、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図２Ｂに示す「放電モードＰ」、図３の区間（ｂ）の状態になる。「放電モードＰ」の状態では、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。共振電流について、共振コンデンサＣＭから流れる電流は、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の自己消弧形素子ＳＳＷ３、第２の交流端子ＡＣ２を通過し、誘導性負荷ＬＤに流れ、さらに、第１の交流端子ＡＣ１、オン状態の第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の自己消弧形素子ＳＳＷ３、負極端子ＤＣＮを通過し、共振コンデンサＣＭに戻る。また、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰのそれぞれの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【００５２】
３）すると、図２Ｃに示す「並列導通モードＰ」、図３の区間（ｃ）の状態になる。「並列導通モードＰ」の状態では、共振電流は、図２Ｃの電流を示す矢印の通りに流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第１の交流端子ＡＣ１、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオードＤＳＷ１、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の自己消弧形素子ＳＳＷ３、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第１の交流端子ＡＣ１、オン状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の自己消弧形素子ＳＳＷ２、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオードＤＳＷ４、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路のそれぞれに流れる。
【００５３】
４）つづいて、制御回路２０は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオン状態、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３とをオフ状態にすると、図２Ｄに示す「充電モードＮ」、図３の区間（ｄ）の状態になる。「充電モードＮ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２および第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３に遮断され、結果として共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰを充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流、すわなち、共振電流は、第１の交流端子ＡＣ１、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオードＤＳＷ１、正極端子ＤＣＰを通過し、共振コンデンサＣＭを充電する。また、共振コンデンサＣＭから流れる電流は、負極端子ＤＣＮ、第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオードＤＳＷ４、第２の交流端子ＡＣ２を通過し、誘導性負荷ＬＤに流れる。そして、これに伴い、共振電流の殆どは、分流コンデンサＣＰに流れ、分流コンデンサＣＰ充電する。また、分流コンデンサＣＰを充電するとき、「充電モードＰ」の状態と逆極性に充電する。
【００５４】
５）やがて、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図２Ｅに示す、「放電モードＮ」、図３の区間（ｅ）の状態になる。「放電モードＮ」の状態では、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。共振電流について、共振コンデンサＣＭから流れる電流は、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過し、誘導性負荷ＬＤに流れ、さらに第２の交流端子ＡＣ２，オン状態の第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮを通過し、共振コンデンサＣＭに戻る。また、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰのそれぞれの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【００５５】
６）図２Ｆに示す「並列導通モードＮ」、図３の区間（ｆ）の状態になる。「並列導通モードＮ」の状態では、共振電流は、図２Ｆの電流を示す矢印の通りに電流が流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第２の交流端子ＡＣ２、オフ状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオードＤＳＷ３、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第２の交流端子ＡＣ２、オン状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオードＤＳＷ２、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路のそれぞれに流れる。
【００５６】
７）つづいて、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、再び図２Ａに示す「充電モードＰ」、図３の区間（ａ）の状態になる。
【００５７】
電力逆変換装置１Ａは、定常状態では、上述した動作を繰り返し、誘導性負荷ＬＤに交流電力を与えることができる。
【００５８】
上述の動作において、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとは、誘導性負荷ＬＤに流れる電流、すなわち共振電流を分ける。このため、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に流れる共振電流Ｉｓｗｒｅｓは、次式（１）のようになる。
Ｉｓｗｒｅｓ  ≒  （ＣＭ／（ＣＰ＋ＣＭ））・Ｉｌｄｒｅｓ ．．．（１）
ただし、共振電流Ｉｓｗｒｅｓは、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に流れる共振電流の実効値、Ｉｌｄｒｅｓは、誘導性負荷ＬＤを流れる共振電流の実効値、（ＣＭ）は共振コンデンサＣＭの静電容量、（ＣＰ）は分流コンデンサＣＰの静電容量である。すべての実効値は共振状態の値である。従って、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４に流れる電流を小さくしたい場合には、後述する条件を満たすように、分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）を共振コンデンサＣＭの静電容量（ＣＭ）に比べて大きくすればよい。
【００５９】
分流コンデンサＣＰは、交流回路で使用できる無極性コンデンサであり、共振コンデンサＣＭとの合成コンデンサとして動作する。共振周波数ｆｒｅｓから決まるコンデンサの静電容量は、この合成コンデンサの静電容量（分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）と共振コンデンサＣＭの静電容量（ＣＭ）との和）である。以下、合成コンデンサの静電容量をもつ、並列に接続された複数のコンデンサを合成コンデンサＣと称す。
【００６０】
誘導性負荷ＬＤに送る交流電力の周波数の最大値をｆｍａｘとし、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを（Ｌ）、合成コンデンサＣの静電容量（Ｃ＝ＣＭ＋ＣＰ）とすると、これらは次式（２）を満足しなければならない。
ｆｍａｘ  ≦  １／（２・π・√（Ｌ・Ｃ））      ．．．（２）
【００６１】
上述の式（２）を満たさないと仮定すれば、合成コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振周期「１／ｆｒｅｓ」は、スイッチング周期「１／ｆｓｗ」よりも大きくなり、合成コンデンサＣに蓄積された電荷が無くならないうちに、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの状態がスイッチングにより切り替えられてしまう。このとき、分流コンデンサＣＰにも電荷が蓄積されているため、スイッチングにより、分流コンデンサＣＰと共振コンデンサＣＭが短絡し、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が短絡破壊を起こす恐れがある。従って、上式（２）を満足しなければならない。つまり、制御回路２０は、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰの合成コンデンサＣの静電容量（Ｃ＝ＣＭ＋ＣＰ）と、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌで決まる共振周波数ｆｒｅｓ以下のスイッチング周波数ｆｓｗで、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの状態を制御することが必要となる。
【００６２】
図３（１）乃至（５）は、図１に示す電力逆変換装置１Ａの各部の電圧波形、または電流波形を示す。これらは、合成コンデンサＣの静電容量Ｃを２００マイクロＦ、分流コンデンサＣＰの静電容量を１９９マイクロＦ、共振コンデンサＣＭの静電容量を１マイクロＦ、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを１０．５マイクロＨ、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒの抵抗値を０．０４Ω、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンスを１ｍＨ、直流電圧源２の出力電圧を１０００Ｖ、制御回路２０によるスイッチング周波数ｆｒｅｓを３０００Ｈｚとしたときの波形である。
【００６３】
図３（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、すなわち、出力電圧を示す。また、図３（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、すなわち、出力電流を示す。図３（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図３（４）は、共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍ、図３（５）は、分流コンデンサＣＰを流れる電流Ｉｃｐを示す。
【００６４】
図３（１）に示すように、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、合成コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌの共振と、スイッチングにより、正負が交番したパルス電圧が発生している。また、図３（２）に示すように、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧Ｖｌｏａｄより位相が遅れた交番電流が発生している。さらに、図３（３）乃至（５）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷに流れる電流は比較的小さく、大きな電流が流れる期間は、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮに限定されている。これは、本来、逆導通型半導体スイッチＳＷに流れて供給すべき電流の殆どを、分流コンデンサＣＰが供給しているからである。
【００６５】
一方、図４（１）乃至（５）は、特許文献１に開示されている電力逆変換装置（すなわち、図１の回路から分流コンデンサＣＰを除去した回路）の、各部の電圧波形、または電流波形を示す。これらは、共振コンデンサＣＭの静電容量を２００マイクロＦ、負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを１０．５マイクロＨ、抵抗成分Ｒの抵抗値を０．０４Ω、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンスを１ｍＨ、直流電圧源２の出力電圧を１０００Ｖ、制御回路２０によるスイッチング周波数ｆｓｗを３０００Ｈｚとしたときの波形である。
【００６６】
図４（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、図４（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、図４（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図４（ｄ）は、共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍを示す。
【００６７】
図４（１）に示すように、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、共振コンデンサＣＭと誘導性負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌの共振とスイッチングにより正負が交番したパルス電圧が発生している。また、図４（２）に示すように、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧Ｖｌｏａｄより位相が遅れた交番電流が発生している。さらに、図４（３）と（４）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄの総量の半分程度を担っていることが分かる。
【００６８】
図３（３）と図４（３）を比較することにより、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａの放電モードＰおよび放電モードＮ、充電モードＰおよび充電モードＮにおいて、各逆導通型半導体スイッチを流れる電流が、特許文献１に開示されている電力逆変換装置のそれらのモードにおいて各逆導通型半導体スイッチを流れる電流よりも、はるかに小さくなっていることがわかる。一方、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａの並列導通モードＰおよび並列導通モードＮにおける電流は小さくなっていない。これは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａでは、合成コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌが共振し、合成コンデンサＣに蓄積される電荷がスイッチングの半周期毎に放電され、合成コンデンサＣの両端電圧（合成コンデンサの静電容量をもつ、並列に接続された複数のコンデンサのそれぞれ両端電圧）が略ゼロ［Ｖ］になるからである。合成コンデンサＣの蓄積された電荷に変動が無くなれば（すなわち、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮの状態では）、合成コンデンサＣに電流は流れないためである。
【００６９】
次に、図１に示す電力逆変換装置１Ａが、可変周波数回路であることを説明する。図１０（１）乃至（３）は、制御回路２０を制御して、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のスイッチング周波数ｆｓｗを１５００Ｈｚにしたときの、負荷電流Ｉｌｏａｄ、負荷電圧Ｖｌｏａｄ、逆導通型半導体スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉｓｗ２の波形を示す。回路定数は、図３（１）乃至（５）の特性を得たときと同一である。図１０と図３（１）乃至（５）とを比較することにより、スイッチング周波数ｆｓｗの変更に起因した負荷電圧Ｖｌｏａｄの電圧が略ゼロ［Ｖ］の期間が増加した以外に大きな波形の乱れはないことがわかる。これにより、図１に示す電力逆変換装置１Ａは、制御回路２０によりスイッチング周波数ｆｓｗを変えるだけで、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄの周波数を変えられることがわかる。
【００７０】
次に、図１に示す電力逆変換装置１Ａにおいて、ソフトスイッチングができていることを説明する。図１１（１）は、スイッチング周波数ｆｓｗを１５００Ｈｚで行った場合の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のオン・オフ状態を制御する制御信号ＳＧ２の波形を示す（制御信号ＳＧ２の電圧振幅を拡大表示す。５．００Ｋ［Ｖ］がオンの状態、略０［Ｖ］がオフの状態を示す）。図１１（２）は、スイッチング周波数ｆｓｗを１５００Ｈｚで行った場合の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、制御信号ＳＧ２の波形を示す（制御信号ＳＧ２の電圧振幅を拡大表示している。２．５０Ｋ［Ｖ］がオンの状態、略０［Ｖ］がオフの状態を示す）。図１１（１）と（２）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオン状態にする時、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２は略ゼロ［Ｖ］で、かつ逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオフの状態にする時も逆導通型半導体スイッチＳＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２も同様に略ゼロ［Ｖ］であることが確認できる。
【００７１】
図１２（１）は、スイッチング周波数ｆｓｗを３０００Ｈｚで行った場合の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のオン・オフ状態を制御する制御信号ＳＧ２の波形を示す（制御信号ＳＧ２の電圧振幅を拡大表示している。５．００Ｋ［Ｖ］がオンの状態、略０［Ｖ］がオフの状態を示す）。図１２（２）は、スイッチング周波数を３０００Ｈｚで行った場合の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、制御信号ＳＧ２の波形を示す（制御信号ＳＧ２の電圧振幅を拡大表示している。２．５０Ｋ［Ｖ］がオンの状態、略０［Ｖ］がオフの状態を示す）。図１２（１）と（２）に示すように、スイッチング周波数ｆｓｗを３０００Ｈｚで行った場合も同様に、ソフトスイッチングが実現されていることが確認できる。
【００７２】
以上、本発明に係る第１の実施形態で説明した、負荷分流コンデンサ方式の電力逆変換装置１Ａによれば、電力逆変換装置１Ａは、分流コンデンサＣＰを誘導性負荷ＬＤに並列に接続することにより、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を流れる共振電流を小さくすることができる。
【００７３】
［実施形態２］
図１３は、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂ（以下、負荷並列コンデンサ方式と称す）の構成を示す回路ブロック図である。なお、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂにおいて、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａと同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。
【００７４】
本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｂは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａにおける共振コンデンサＣＭを使用せず、分流コンデンサＣＰのみを使用し、分流コンデンサＣＰを誘導性負荷ＬＤに並列に接続した態様である。より詳しくは、本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｂは、直流電力を交流電力に変換し、交流電力をインダクタンス成分Ｌと抵抗成分Ｒを有する誘導性負荷ＬＤに供給する。電力逆変換装置１Ｂは、フルブリッジ回路１０と、直流電流源３と、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤと、制御回路２０を備えている。
【００７５】
本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｂの分流コンデンサＣＰは、フルブリッジ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、誘導性負荷ＬＤに並列に接続されている。分流コンデンサＣＰのみで、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと共振する。
【００７６】
次に、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂの特徴を説明する。基本的な特徴は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａと同様であるため、異なる特徴のみ記載する。
【００７７】
発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂでは、共振周波数ｆｒｅｓは、分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）と、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌだけで決まる。本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｂの制御回路２０は、分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）と、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌで決まる共振周波数ｆｒｅｓ以下のスイッチング周波数ｆｓｗで、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフを制御することで、逆導通型半導体スイッチがオンの状態にするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は略ゼロ電圧か略ゼロ電流で、また、オフの状態にするときに、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
【００７８】
次に、上記構成を有する負荷並列コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を、図１４（Ａ）乃至図１４（Ｆ）と、図１５を参照して説明する。図１４（Ａ）乃至図１４（Ｆ）は、負荷並列コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を説明するためのものであり、制御回路２０は表記されていない。なお、以下の説明において、第２の交流端子ＡＣ２と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｐ”と表現し、第１の交流端子ＡＣ１と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｎ”と表現する。分流コンデンサＣＰの充電・並列導通（コンデンサの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］の状態）・放電のそれぞれの状態に応じて「充電モードＰ」などと表現する。
【００７９】
また、図１４（Ａ）乃至図１４（Ｆ）中の矢印は電流とその向きを示し、矢印の太さは電流の大きさを示す。ただし、矢印の太さは相対的なものである。また、分流コンデンサＣＰの端子に付記された“＋”記号は、当該端子の電位の状態を示す。電位が略ゼロ［Ｖ］の時には付記されないものとしている。また、逆導通型半導体スイッチのゲートに付記された“ＯＮ”、“ＯＦＦ”記号は、当該逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の導通状態、阻止状態を示しており、“ＯＮ”が導通状態、“ＯＦＦ”が阻止状態である。また、直流電流源３は、具体的な実施例として直流電圧源２と、直流電圧源２の正極端子に接続された直流リアクトルＬｄｃで示す。直流電圧源２は、直流リアクトルＬｄｃを接続することで直流電流源とし、電力逆変換装置１Ｂに直流電流を継続的に供給する（以下、上述の直流電流を供給電流と称す）。
【００８０】
また、図１５の区間（ａ）は図１４（Ａ）の「充電モードＰ」の時、図１５の区間（ｂ）は図１４（Ｂ）の「放電モードＰ」の時、図１５の区間（ｃ）は図１４（Ｃ）の「並列導通モードＰ」の時、図１５の区間（ｄ）は図１４（Ｄ）の「充電モードＮ」の時、図１５の区間（ｅ）は図１４（Ｅ）図の「放電モードＮ」の時、図１５図の区間（ｆ）は図１４（Ｆ）の「並列導通モードＮ」の時に相当する。
【００８１】
初期状態として、分流コンデンサＣＰに電荷がない状態、誘導性負荷ＬＤ３に共振電流による磁気エネルギーが蓄積されている状態、すなわち分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤ３のインダクタンス成分Ｌとの共振により、分流コンデンサＣＰの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］である代わりに、誘導性負荷ＬＤに共振電流が流れることで、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに磁気エネルギーが蓄積されている状態であると仮定する。
【００８２】
１）初期状態から、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、図１４（Ａ）に示す、「充電モードＰ」、図１５の区間（ａ）の状態になる。「充電モードＰ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１および第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４に遮断され、ブリッジ回路１０に流れることができず、結果として分流コンデンサＣＰを充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。
【００８３】
２）やがて、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図１４（Ｂ）に示す「放電モードＰ」、図１５の区間（ｂ）の状態になる。「放電モードＰ」の状態では、分流コンデンサＣＰと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振により、分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。共振電流について、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、分流コンデンサＣＰの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【００８４】
３）すると、図１４（Ｃ）に示す「並列導通モードＰ」、図１５の区間（ｃ）の状態になる。「並列導通モードＰ」の状態では、共振電流は、図１４（Ｃ）の電流を示す矢印の通りに流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導より消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第１の交流端子ＡＣ１、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオードＤＳＷ１、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の自己消弧形素子ＳＳＷ３、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第１の交流端子ＡＣ１、オン状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の自己消弧形素子ＳＳＷ２、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオードＤＳＷ４、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路のそれぞれに流れる。
【００８５】
４）つづいて、制御回路２０は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオン状態、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオフ状態にすると、図１４（Ｄ）に示す「充電モードＮ」、図１５の区間（ｄ）の状態になる。「充電モードＮ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２および第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３に遮断され、結果として分流コンデンサＣＰを充電する。分流コンデンサＣＰを充電するとき、「充電モードＰ」の状態と逆極性に充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。
【００８６】
５）やがて、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図１４（Ｅ）に示す「放電モードＮ」、図１５の区間（ｅ）の状態になる。「放電モードＮ」の状態では、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることで補われる。共振電流について、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、分流コンデンサＣＰの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【００８７】
６）すると、図１４（Ｆ）に示す「並列導通モードＮ」、図１５の区間（ｆ）の状態になる。「並列導通モードＮ」の状態では、共振電流は、図１４（Ｆ）の電流を示す矢印の通りに電流が流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導より消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第２の交流端子ＡＣ２、オフ状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオードＤＳＷ３、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第２の交流端子ＡＣ２、オン状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオードＤＳＷ２、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路と、にそれぞれに流れる。
【００８８】
７）つづいて、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、再び図１４（Ａ）に示す「充電モードＰ」、図１５の区間（ａ）の状態になる。
【００８９】
電力逆変換装置１Ｂは、定常状態では、上述した動作を繰り返し、誘導性負荷ＬＤに交流電力を与えることができる。
【００９０】
分流コンデンサＣＰは、交流回路で使用できる無極性コンデンサである必要がある。また、誘導性負荷ＬＤに送る交流電力の周波数の最大値をｆｍａｘとし、分流コンデンサＣＰの静電容量を（ＣＰ）、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを（Ｌ）とすると、これらは、次式（３）を満足しなければならない。
ｆｍａｘ  ≦  １／（２・π・√（Ｌ・ＣＰ））      ．．．（３）
【００９１】
上述の式（３）を満たさないと仮定すれば、分流コンデンサＣＰと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振周期「１／ｆｒｅｓ」は、スイッチング周期「１／ｆｓｗ」よりも大きくなり、分流コンデンサＣＰに蓄積された電荷が無くならないうちに、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの状態がスイッチングにより切り替えられてしまう。このとき、スイッチングにより、分流コンデンサＣＰが短絡し、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４が短絡破壊を起こす恐れがある。従って、上式（３）を満足しなければならない。つまり、制御回路２０は、分流コンデンサＣＰの静電容量（ＣＰ）と、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌで決まる共振周波数ｆｒｅｓ以下のスイッチング周波数ｆｓｗで、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフの状態を制御することが必要となる。
【００９２】
図１５（１）乃至（５）は、図１３に示す電力逆変換装置１Ｂの各部の電圧波形、または電流波形を示す。これらは、分流コンデンサＣＰの容量を２００マイクロＦ、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを１０．５マイクロＨ、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒの抵抗値を０．０４Ω、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンスを１ｍＨ、直流電圧源２の出力電圧を１０００Ｖ、制御回路２０によるスイッチング周波数を３０００Ｈｚとしたときの波形である。
【００９３】
図１５（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、すなわち、出力電圧を示す。また、図１５（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、すなわち、出力電流を示す。図１５（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図１５（４）は、分流コンデンサＣＰに流れる電流Ｉｃｐを示す。
【００９４】
図１５（１）に示すように、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、分流コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌの共振と、スイッチングにより、正負が交番したパルス電圧が発生している。また、図１５（２）に示すように、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧Ｖｌｏａｄより位相が遅れた交番電流が発生している。さらに、図１５（３）および（４）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷに流れる電流は比較的小さく、大きな電流が流れる期間は、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮに限定されている。これは、共振電流が誘導性負荷ＬＤと分流コンデンサＣＰの間で循環しているためであり、逆導通型半導体スイッチに流れる電流の殆どは、供給電流のみになるからである。
【００９５】
図１５（３）と図４（３）を比較することにより、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂの放電モードＰおよび放電モードＮ、充電モードＰおよび充電モードＮにおいて、各逆導通型半導体スイッチを流れる電流が、特許文献１に開示されている電力逆変換装置のそれらのモードにおいて各逆導通型半導体スイッチを流れる電流よりも、はるかに小さくなっていることがわかる。一方、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂの並列導通モードＰおよび並列導通モードＮにおける電流は小さくなっていない。これは、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂでは、分流コンデンサＣＰと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌが共振し、分流コンデンサＣＰに蓄積される電荷がスイッチングの半周期毎に放電され、分流コンデンサＣＰの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］になるからである。分流コンデンサＣＰの蓄積された電荷に変動が無くなれば（すなわち、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮの状態では）、分流コンデンサＣＰに電流は流れないためである。
【００９６】
以上、本発明に係る第２の実施形態で説明した、負荷並列コンデンサ方式の電力逆変換装置１Ｂによれば、電力逆変換装置１Ｂは、共振コンデンサＣＭを使用せず、分流コンデンサＣＰのみを使用し、分流コンデンサＣＰを誘導性負荷ＬＤに並列に接続することにより、分流コンデンサＣＰが充放電している期間、共振電流は逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を殆ど通過させないことができる。
【００９７】
［実施形態３］
図６は、本発明に係る第３の実施形態の電力変換装置１Ｃ（以下、振動抑制回路の追加形式と称す）の構成を示す回路ブロック図である。なお、本発明に係る第３の実施形態の電力変換装置１Ｃにおいて、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａと同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。
【００９８】
本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｃは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａにおいて、寄生振動の発生を抑制する振動抑制回路を接続した態様である。より詳しくは、本実施形態に係る電力逆変換装置１Ｃは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａにおいて、フルブリッジ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と誘導性負荷ＬＤ間に、振動抑制回路１３を直列に挿入したものである。
【００９９】
本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａにおいて、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰを、合成コンデンサＣとして誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌと目的の周波数で共振させるためは、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの間の寄生インダクタンスの影響を軽減させる必要がある。寄生インダクタンスは、それぞれのコンデンサと目的の周波数とは別の周波数での共振を引き起こす。別の周波数で共振（以下、寄生振動と称す）が発生したままの状態で逆導通型半導体スイッチのスイッチングを行うと、ソフトスイッチングが実現されないなどの不都合を生じるおそれがある。
【０１００】
図８（１）乃至（４）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａに寄生インダクタンスが存在する場合の各部の電圧波形、または電流波形を示す。より詳しくは、図８（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、図８（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、図８（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図８（４）は、共振コンデンサＣＭに流れるＩｃｍを示す。図８（１），（３）が示すとおり、逆導通型半導体スイッチのスイッチング時にサージ電圧、サージ電流が発生している。サージ電圧、サージ電流が、逆導通型半導体スイッチや、それぞれのコンデンサの定格を超えると、逆導通型半導体スイッチや、それぞれのコンデンサが破壊されたり、寿命が極端に短くなったりする等の原因となるおそれがある。
【０１０１】
寄生振動は、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの物理的な距離を短くしたり、配線にブスバーなどの寄生インダクダンスの少ないもので接続したりすることにより大部分は回避できることが多い。しかしながら、例えば、電力逆変換装置１Ａの製造直後の状態では、寄生振動が発生しなくても、経年劣化などにより、電力逆変換装置１Ａの運用を開始後、時間が経ってから寄生振動が発生するおそれがある。そこで、振動抑制回路１３を追加して逆導通型半導体スイッチＳＷのスイッチング時に寄生振動が十分減衰するように事前対応しておくことが望ましい。
【０１０２】
図５は、振動抑制回路１３の一例を示すものであり、図１６は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａに寄生インダクタンスが存在する場合において、振動抑制回路１３を適用した構成例を示す。より詳しくは、図５に示す振動抑制回路１３は、インダクタＤＬと抵抗ＤＲとを並列に接続したものである。図６は、分流コンデンサＣＰの直近で、フルブリッジ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と誘導性負荷ＬＤ間に、振動抑制回路１３を直列に挿入している。
【０１０３】
また、必要に応じて、１つ以上の振動抑制回路１３を共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰとの間に挿入することで寄生振動を減衰させてもよい。さらに、振動抑制回路１３は、共振コンデンサＣＭの直近で、共振コンデンサＣＭと直列に挿入してもよい。
【０１０４】
振動抑制回路１３は、寄生振動の電流を抵抗ＤＲに流して減衰させ、誘導性負荷ＬＤに流したい電流は、インダクタＤＬに流して減衰させないようにする必要がある。振動抑制回路１３を構成する抵抗ＤＲの抵抗値とインダクタＤＬのインダクタンス（ＤＬ）は、次のようにして求めることができる。
【０１０５】
寄生振動の振動周波数をｆｓｔｒａｙとしたとき、インダクタＤＬのインピーダンスの絶対値は、２・π・ｆｓｔｒａｙ・（ＤＬ）となる。振動抑制回路１３の抵抗ＤＲのインピーダンスを（ＤＲ）とすれば、振動抑制回路１３の満たすべき条件は、次式（４）と（５）で表される。
２・π・ｆｓｔｒａｙ・（ＤＬ）  ＞＞  （ＤＲ）         ．．．（４）
２・π・ｆｍａｘ・（ＤＬ）  ＜＜  （ＤＲ）          ．．．（５）
【０１０６】
上述の式（４）が満たされない場合、寄生振動の電流の殆どはインダクタＤＬを流れ、寄生振動は減衰されずに寄生振動が続き、さらに不要な寄生振動を引き起こす。また、上述の式（５）が満たされない場合、誘導性負荷ＬＤへ送るべき目的の周波数の電力が抵抗ＤＲで減衰されてしまう。従って、上述の式（４）と式（５）の両方が成立するように振動抑制回路１３のインダクタＤＬのインダクタンス（ＤＬ）と抵抗ＤＲの抵抗値を決める。
【０１０７】
図７（１）乃至（４）は、上述の方法に基づいて振動抑制回路１３を、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａで、寄生インダクタンスが存在する場合に挿入したときの各部の電圧波形、または電流波形を示す。より詳しくは、図７（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、図７（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、図７（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図７（４）は、共振コンデンサＣＭに流れるＩｃｍを示す。図７（１）乃至（４）と、図８（１）乃至（４）を比較すれば明らかなように、振動抑制回路１３を挿入することにより、サージ電圧、サージ電流が抑制され、逆導通型半導体スイッチのスイッチング時には寄生振動が減衰されることが分かる。
【０１０８】
寄生振動を減衰させるように、振動抑制回路１３を構成するインダクタＤＬのインダクタンス（ＤＬ）および抵抗ＤＲのインピーダンス（ＤＲ）を自動的に設定できるようにしてもよい。例えば、図９に示すように、振動抑制回路１３のインダクタＤＬのインダクタンス（ＤＬ）と抵抗ＤＲのインピーダンス（ＤＲ）は、制御回路２０から変更可能に構成される。また、誘導性負荷ＬＤには、負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流計ＩＰｌｏａｄが設置され、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４には、電圧計Ｖｓｗ１乃至Ｖｓｗ４が接続される。
【０１０９】
制御回路２０は、プロセッサ等を備え、電流計ＩＰｌｏａｄの測定値Ｉｌｏａｄと、各電圧計の測定値Ｖｓｗ１乃至Ｖｓｗ４を入力し、寄生振動の発生の有無について、例えば、周期的に監視する。制御回路２０は、寄生振動を検出すると、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）等により、その周波数を解析し、演算処理などにより、寄生振動を減衰させるように、インダクタＤＬのインダクタンス（ＤＬ）、および抵抗ＤＲのインピーダンス（ＤＲ）を求め、自動的に設定する。上述の様な構成とすれば、経年変化などにより、寄生振動が発生したような場合等にも、自動的に寄生振動を減衰させることができる。
【０１１０】
なお、本発明に係る第３の実施形態の電力変換装置１Ｃは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａにおいて、寄生振動抑制回路１３を接続した態様を説明したが、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂにおいて寄生振動抑制回路１３を接続する態様としても良く、上記と同様の機能、効果を得ることができる。
【０１１１】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されず、種々の変形および応用が可能である。
【０１１２】
例えば、逆導通型半導体スイッチは、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として、トランジスタ、または電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電子注入促進ゲートトランジスタ（ＩＥＧＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯサイリスタ）、または、ゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴサイリスタ）が使用できる。
【０１１３】
また、逆導通型半導体スイッチは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通が可能なものであって、自己消弧形素子と、整流作用を持つ素子とを、それらの順方向が逆向きとなるよう並列に接続した回路、または当該回路と等価の半導体素子であればよい。将来、逆導通型半導体スイッチと等価の機能をもつ新しい回路・素子が開発された場合でも、本発明に係る電力逆変換装置に容易に使用することができる。
【０１１４】
また、自己消弧形素子が電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である場合、または、逆導通型半導体スイッチが寄生ダイオードが内蔵される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である場合、制御回路は、整流作用を持つ素子の導通時に、自己消弧形素子をオンの状態とするように制御を行うことにより同期整流方式となり、整流作用を持つ素子の導通時の導通損失を低減させることができる。
【０１１５】
また、直流電流源３は、図１６（１）乃至（５）に示すように、種々の構成が可能である。図１６（１）と（２）は、直流電圧源２を直流電流源化する方法を示す図である。より詳しくは図１６（１）は、直流電圧源２の正極端子に直流リアクトルＬｄｃを直列に接続したものである。図１６（２）は、直流電圧源２の負極端子に直流リアクトルＬｄｃを直列に接続したものである。
【０１１６】
図１６（３）と図１６（４）は、交流電源４を直流電流源化する方法を示す図である。より詳しくは図１６（３）は、交流電源４と、整流回路ＲＢと、整流回路ＲＢの直流端子に直流リアクトルＬｄｃを接続したものである。図１６（４）は、交流電源４と、整流回路ＲＢと、交流電源４と整流回路ＲＢの交流端子の間に接続される交流リアクトルＬａｃで構成したものである。
【０１１７】
図１６（５）は、誘導性負荷ＬＤに供給する交流電力の電力量を調整する方法を示す図である。より詳しくは図１６（５）は、交流電源４と、一端が交流電源４に接続されるサイリスタ交流電力調整装置Ｔｈと、一次側がサイリスタ交流電力調整装置Ｔｈの他端に接続される高インピーダンストランスＨＩＴｒと、交流端子が高インピーダンストランスＨＩＴｒの二次側に接続された整流回路ＲＢで構成される。制御回路２０が、サイリスタ交流電力調整装置Ｔｈに制御信号を送り、誘導性負荷に供給する交流電力の電力量を調整することができる。
【０１１８】
上述の数値、回路構成、動作、処理は例示であり、限定されるものではない。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【０１１９】
本出願は、２００８年１０月２７日に出願されたＰＣＴ／ＪＰ２００８／０６９４８４及び２００９年３月１５日に出願されたＵＳ６１／１６０，３１５に基づく。本明細書中にＰＣＴ／ＪＰ２００８／０６９４８４及びＵＳ６１／１６０，３１５の明細書、特許請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。
【符号の説明】
【０１２０】
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ  電力逆変換装置
２  直流電圧源
３  直流電流源
４  交流電源
１０  フルブリッジ回路
１３    振動抑制回路
２０  制御回路
２０ａ  外部インターフェース
Ｌａｃ  交流リアクトル
Ｌｄｃ  直流リアクトル
ＣＭ  共振コンデンサ
ＣＰ  分流コンデンサ
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４  逆導通型半導体スイッチ
ＳＳＷ１、ＳＳＷ２、ＳＳＷ３、ＳＳＷ４  自己消弧形素子
ＧＳＷ１、ＧＳＷ２、ＧＳＷ３、ＧＳＷ４  自己消弧形素子のゲート
ＤＳＷ１、ＤＳＷ２、ＤＳＷ３，ＤＳＷ４  ダイオード
ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４  制御信号
ＬＤ  誘導性負荷
Ｌ  誘導性負荷のインダクタンス成分
Ｒ  誘導性負荷の抵抗成分
ＤＣＰ  正極端子
ＤＣＮ  負極端子
ＡＣ１  第１の交流端子
ＡＣ２  第２の交流端子
ＤＬ  インダクタ
ＤＲ  抵抗
ＲＢ  整流回路
Ｔｈ  サイリスタ交流電力調整装置
ＨＩＴｒ  高インピーダンストランス
Ｖｓｗ１、Ｖｓｗ２、Ｖｓｗ３、Ｖｓｗ４  電圧計
ＩＰｌｏａｄ  電流計
【図１】
2010050486.tif 000003
【図２Ａ】
2010050486.tif 000004
【図２Ｂ】
2010050486.tif 000005
【図２Ｃ】
2010050486.tif 000006
【図２Ｄ】
2010050486.tif 000007
【図２Ｅ】
2010050486.tif 000008
【図２Ｆ】
2010050486.tif 000009
【図３】
2010050486.tif 000010
【図４】
2010050486.tif 000011
【図５】
2010050486.tif 000012
【図６】
2010050486.tif 000013
【図７】
2010050486.tif 000014
【図８】
2010050486.tif 000015
【図９】
2010050486.tif 000016
【図１０】
2010050486.tif 000017
【図１１】
2010050486.tif 000018
【図１２】
2010050486.tif 000019
【図１３】
2010050486.tif 000020
【図１４Ａ】
2010050486.tif 000021
【図１４Ｂ】
2010050486.tif 000022
【図１４Ｃ】
2010050486.tif 000023
【図１４Ｄ】
2010050486.tif 000024
【図１４Ｅ】
2010050486.tif 000025
【図１４Ｆ】
2010050486.tif 000026
【図１５】
2010050486.tif 000027
【図１６】
2010050486.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成21年12月18日(2009.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
特に、電力逆変換装置で大電力を扱う際の、好適な応用実施例である誘導加熱用電源装置では、被加熱物を電磁誘導により加熱するための誘導コイルが誘導性負荷となり、また、大電流が誘導コイルに流れるため、電流共振型の電力逆変換装置が多く用いられている。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２９】
【図１】本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の回路ブロック図である。
【図２Ａ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｂ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｃ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｄ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｅ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｆ】図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】（１）から（５）は、図１に示す電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍ、（５）は分流コンデンサＣＰを流れる電流Ｉｃｐの波形をそれぞれ示す。
【図４】（１）から（４）は、図１に示す電力逆変換装置から分流コンデンサＣＰを除去した回路の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭに流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図５】振動抑制回路の一例の回路図である。
【図６】図５に示す振動抑制回路を、図１に示す電力逆変換装置に適用した場合の回路ブロック図である。
【図７】（１）から（４）は、振動抑制回路を備える本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭを流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図８】（１）から（４）は、寄生振動が発生した本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は共振コンデンサＣＭを流れる電流Ｉｃｍの波形をそれぞれ示す。
【図９】図５に示す振動抑制回路のインピーダンスを自動的に調整する機能を備える本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置の回路図である。
【図１０】（１）から（３）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を１５００Ｈｚとしたときの波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２の波形をそれぞれ示す。
【図１１】（１）と（２）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を１５００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（１）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を５０００倍に拡大した波形図、（２）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を２５００倍に拡大した波形図である。
【図１２】（１）と（２）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置において、スイッチング周波数を３０００Ｈｚで行ったときの波形図であり、（１）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を５０００倍に拡大した波形図、（２）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２（これは、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄと等価であるため、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄで示す）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲートＧＳＷ２に印加される制御信号ＳＧ２の振幅を２５００倍に拡大した波形図である。
【図１３】本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置の回路図である。
【図１４Ａ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｂ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｃ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｄ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｅ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１４Ｆ】図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための図である。
【図１５】（１）から（４）は、図１３に示す電力逆変換装置の動作を説明するための波形図であり、（１）は誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、（２）は誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、（３）は逆導通型半導体スイッチＳＷ２を流れる電流Ｉｓｗ２、（４）は分流コンデンサＣＰを流れる電流Ｉｃｐの波形をそれぞれ示す。
【図１６】（１）から（５）は、直流電流源の態様を示す回路ブロック図であり、（１）は直流電圧源の正極側に直流インダクタンスを接続したもの、（２）は直流電圧源の負極側に直流インダクタンスを接続したもの、（３）は交流電源から直流リアクトルを用いて直流電流源を作り出すもの、（４）は交流電源から交流リアクトルを用いて直流電流源を作り出すもの、（５）は誘導性負荷ＬＤに供給する交流電力の電力量を調整するために、交流電力調整装置を用いるものを示す。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３４】
また、自己消弧形素子の正極（順方向に電流を流すときの正電圧を印加する端子）を逆導通型半導体スイッチの正極と定義し、一方、自己消弧形素子の負極（順方向に電流を流すときの負電圧を印加する端子）を逆導通型半導体スイッチの負極と定義する。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３９】
誘導性負荷ＬＤは、例えば、交流電動機、被加熱物を電磁誘導にて加熱するための誘導加熱コイルなどのインダクタンス成分が無視できない負荷、または二次側巻き線端子間から一次側巻き線端子間と絶縁された交流電力を取り出すための電流トランスであって、一次側巻き線端子に共振リアクトルが直列に接続されているものなどから構成される交流負荷であり、インダクタＬと抵抗Ｒの直列回路で表される。誘導性負荷ＬＤは、フルブリッジ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続されている。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４３】
また、共振コンデンサＣＭは、フルブリッジ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されることより、有極性のコンデンサが使用できる。分流コンデンサＣＰは、誘導性負荷ＬＤに供給する交流電力の周期に対応して端子間の電圧極性が入れ替わるため、無極性コンデンサを使用する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４９】
初期状態として、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに電荷がない状態、誘導性負荷ＬＤに共振電流による磁気エネルギーが蓄積されている状態、すなわち共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振により、それぞれのコンデンサの電圧が略ゼロ［Ｖ］である代わりに、誘導性負荷ＬＤに共振電流が流れることで、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに磁気エネルギーが蓄積されている状態であると仮定する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５４】
５）やがて、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図２Ｅに示す「放電モードＮ」、図３の区間（ｅ）の状態になる。「放電モードＮ」の状態では、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。共振電流について、共振コンデンサＣＭから流れる電流は、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過し、誘導性負荷ＬＤに流れ、さらに第２の交流端子ＡＣ２，オン状態の第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮを通過し、共振コンデンサＣＭに戻る。また、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰのそれぞれの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、共振コンデンサＣＭおよび分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５５】
６）すると、図２Ｆに示す「並列導通モードＮ」、図３の区間（ｆ）の状態になる。「並列導通モードＮ」の状態では、共振電流は、図２Ｆの電流を示す矢印の通りに電流が流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第２の交流端子ＡＣ２、オフ状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオードＤＳＷ３、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第２の交流端子ＡＣ２、オン状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオードＤＳＷ２、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路のそれぞれに流れる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６０】
誘導性負荷ＬＤに送る交流電力の周波数の最大値をｆｍａｘとし、合成コンデンサＣの静電容量（Ｃ＝ＣＭ＋ＣＰ）、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌのインダクタンスを（Ｌ）とすると、これらは次式（２）を満足しなければならない。
ｆｍａｘ  ≦  １／（２・π・√（Ｌ・Ｃ））      ．．．（２）
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６４】
図３（１）に示すように、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、合成コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌの共振と、スイッチングにより、正負が交番したパルス電圧が発生している。また、図３（２）に示すように、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧Ｖｌｏａｄより位相が遅れた交番電流が発生している。さらに、図３（３）乃至（５）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流は比較的小さく、大きな電流が流れる期間は、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮに限定されている。これは、本来、逆導通型半導体スイッチに流れて供給すべき電流の殆どを、分流コンデンサＣＰが供給しているからである。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６８】
図３（３）と図４（３）を比較することにより、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａの充電モードＰおよび充電モードＮ、放電モードＰおよび放電モードＮにおいて、各逆導通型半導体スイッチを流れる電流が、特許文献１に開示されている電力逆変換装置のそれらのモードにおいて各逆導通型半導体スイッチを流れる電流よりも、はるかに小さくなっていることがわかる。一方、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａの並列導通モードＰおよび並列導通モードＮにおける電流は小さくなっていない。これは、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａでは、合成コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌが共振し、合成コンデンサＣに蓄積される電荷がスイッチングの半周期毎に放電され、合成コンデンサＣの両端電圧（合成コンデンサの静電容量をもつ、並列に接続された複数のコンデンサのそれぞれ両端電圧）が略ゼロ［Ｖ］になるからである。合成コンデンサＣの蓄積された電荷に変動が無くなれば（すなわち、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮの状態では）、合成コンデンサＣに電流は流れないためである。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７８】
次に、上記構成を有する負荷並列コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を、図１４Ａ乃至図１４Ｆと、図１５を参照して説明する。図１４Ａ乃至図１４Ｆは、負荷並列コンデンサ方式の電力逆変換装置の動作原理を説明するためのものであり、制御回路２０は表記されていない。なお、以下の説明において、第２の交流端子ＡＣ２と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｐ”と表現し、第１の交流端子ＡＣ１と接続されている分流コンデンサＣＰの端子の電位が略ゼロ［Ｖ］から正の電位である場合を“Ｎ”と表現する。分流コンデンサＣＰの充電・並列導通（コンデンサの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］の状態）・放電のそれぞれの状態に応じて「充電モードＰ」などと表現する。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７９】
また、図１４Ａ乃至図１４Ｆ中の矢印は電流とその向きを示し、矢印の太さは電流の大きさを示す。ただし、矢印の太さは相対的なものである。また、分流コンデンサＣＰの端子に付記された“＋”記号は、当該端子の電位の状態を示す。電位が略ゼロ［Ｖ］の時には付記されないものとしている。また、逆導通型半導体スイッチのゲートに付記された“ＯＮ”、“ＯＦＦ”記号は、当該逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の導通状態、阻止状態を示しており、“ＯＮ”が導通状態、“ＯＦＦ”が阻止状態である。また、直流電流源３は、具体的な実施例として直流電圧源２と、直流電圧源２の正極端子に接続された直流リアクトルＬｄｃで示す。直流電圧源２は、直流リアクトルＬｄｃを接続することで直流電流源とし、電力逆変換装置１Ｂに直流電流を継続的に供給する（以下、上述の直流電流を供給電流と称す）。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８０】
また、図１５の区間（ａ）は図１４Ａの「充電モードＰ」の時、図１５の区間（ｂ）は図１４Ｂの「放電モードＰ」の時、図１５の区間（ｃ）は図１４Ｃの「並列導通モードＰ」の時、図１５の区間（ｄ）は図１４Ｄの「充電モードＮ」の時、図１５の区間（ｅ）は図１４Ｅの「放電モードＮ」の時、図１５の区間（ｆ）は図１４Ｆの「並列導通モードＮ」の時に相当する。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８１】
初期状態として、分流コンデンサＣＰに電荷がない状態、誘導性負荷ＬＤに共振電流による磁気エネルギーが蓄積されている状態、すなわち分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振により、分流コンデンサＣＰの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］である代わりに、誘導性負荷ＬＤに共振電流が流れることで、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに磁気エネルギーが蓄積されている状態であると仮定する。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８２】
１）初期状態から、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、図１４Ａに示す「充電モードＰ」、図１５の区間（ａ）の状態になる。「充電モードＰ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１および第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４に遮断され、ブリッジ回路１０に流れることができず、結果として分流コンデンサＣＰを充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８３】
２）やがて、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図１４Ｂに示す「放電モードＰ」、図１５の区間（ｂ）の状態になる。「放電モードＰ」の状態では、分流コンデンサＣＰと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌとの共振により、分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。共振電流について、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、分流コンデンサＣＰの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８４】
３）すると、図１４Ｃに示す「並列導通モードＰ」、図１５の区間（ｃ）の状態になる。「並列導通モードＰ」の状態では、共振電流は、図１４Ｃの電流を示す矢印の通りに流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導より消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第１の交流端子ＡＣ１、オフ状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のダイオードＤＳＷ１、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の自己消弧形素子ＳＳＷ３、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第１の交流端子ＡＣ１、オン状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の自己消弧形素子ＳＳＷ２、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオードＤＳＷ４、第２の交流端子ＡＣ２を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路のそれぞれに流れる。
【手続補正１９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８５】
４）つづいて、制御回路２０は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオン状態、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオフ状態にすると、図１４Ｄに示す「充電モードＮ」、図１５の区間（ｄ）の状態になる。「充電モードＮ」の状態では、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流は、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２および第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３に遮断され、結果として分流コンデンサＣＰを充電する。分流コンデンサＣＰを充電するとき、「充電モードＰ」の状態と逆極性に充電する。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が分流コンデンサＣＰを充電することにより補われる。
【手続補正２０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８６】
５）やがて、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、図１４Ｅに示す「放電モードＮ」、図１５の区間（ｅ）の状態になる。「放電モードＮ」の状態では、分流コンデンサＣＰと、誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌの共振により、分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が、共振電流となって誘導性負荷ＬＤに放電される。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導により消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることで補われる。共振電流について、分流コンデンサＣＰから流れる電流は、誘導性負荷ＬＤに流れ、分流コンデンサＣＰに戻る。分流コンデンサＣＰに蓄えられた電荷が放電されて無くなると、分流コンデンサＣＰの両端電圧は略ゼロ［Ｖ］になり、分流コンデンサＣＰに共振電流は流れなくなる。
【手続補正２１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８７】
６）すると、図１４Ｆに示す「並列導通モードＮ」、図１５の区間（ｆ）の状態になる。「並列導通モードＮ」の状態では、共振電流は、図１４Ｆの電流を示す矢印の通りに電流が流れる。また、誘導性負荷ＬＤの抵抗成分Ｒで消費されたエネルギーと、誘導性負荷ＬＤの電磁誘導より消費されたエネルギーを、供給電流が流れ続けることにより補われる。誘導性負荷ＬＤから流れる共振電流は、第２の交流端子ＡＣ２、オフ状態である第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３のダイオードＤＳＷ３、正極端子ＤＣＰ、オン状態である第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の自己消弧形素子ＳＳＷ１、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる１つ目の経路と、第２の交流端子ＡＣ２、オン状態である第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の自己消弧形素子ＳＳＷ４、負極端子ＤＣＮ、オフ状態である第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のダイオードＤＳＷ２、第１の交流端子ＡＣ１を通過して、誘導性負荷ＬＤに流れる２つ目の経路と、にそれぞれに流れる。
【手続補正２２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８８】
７）つづいて、制御回路２０は、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３をオン状態、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４をオフ状態にすると、再び図１４Ａに示す「充電モードＰ」、図１５の区間（ａ）の状態になる。
【手続補正２３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９４】
図１５（１）に示すように、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄには、分流コンデンサＣと誘導性負荷ＬＤに含まれるインダクタンス成分Ｌの共振と、スイッチングにより、正負が交番したパルス電圧が発生している。また、図１５（２）に示すように、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンス成分Ｌのために、出力電圧Ｖｌｏａｄより位相が遅れた交番電流が発生している。さらに、図１５（３）および（４）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流は比較的小さく、大きな電流が流れる期間は、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮに限定されている。これは、共振電流が誘導性負荷ＬＤと分流コンデンサＣＰの間で循環しているためであり、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流の殆どは、供給電流のみになるからである。
【手続補正２４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９５】
図１５（３）と図４（３）を比較することにより、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂの充電モードＰおよび充電モードＮ、放電モードＰおよび放電モードＮにおいて、各逆導通型半導体スイッチを流れる電流が、特許文献１に開示されている電力逆変換装置のそれらのモードにおいて各逆導通型半導体スイッチを流れる電流よりも、はるかに小さくなっていることがわかる。一方、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂの並列導通モードＰおよび並列導通モードＮにおける電流は小さくなっていない。これは、本発明に係る第２の実施形態の電力逆変換装置１Ｂでは、分流コンデンサＣＰと誘導性負荷ＬＤのインダクタンス成分Ｌが共振し、分流コンデンサＣＰに蓄積される電荷がスイッチングの半周期毎に放電され、分流コンデンサＣＰの両端電圧が略ゼロ［Ｖ］になるからである。分流コンデンサＣＰの蓄積された電荷に変動が無くなれば（すなわち、並列導通モードＰおよび並列導通モードＮの状態では）、分流コンデンサＣＰに電流は流れないためである。
【手続補正２５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１００
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１００】
図８（１）乃至（４）は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａに寄生インダクタンスが存在する場合の各部の電圧波形、または電流波形を示す。より詳しくは、図８（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、図８（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、図８（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図８（４）は、共振コンデンサＣＭに流れるＩｃｍを示す。図８（１），（３），（４）が示すとおり、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチング時にサージ電圧、サージ電流が発生している。サージ電圧、サージ電流が、逆導通型半導体スイッチや、それぞれのコンデンサの定格を超えると、逆導通型半導体スイッチや、それぞれのコンデンサが破壊されたり、寿命が極端に短くなったりする等の原因となるおそれがある。
【手続補正２６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０１】
寄生振動は、共振コンデンサＣＭと分流コンデンサＣＰの物理的な距離を短くしたり、配線にブスバーなどの寄生インダクダンスの少ないもので接続したりすることにより大部分は回避できることが多い。しかしながら、例えば、電力逆変換装置１Ａの製造直後の状態では、寄生振動が発生しなくても、経年劣化などにより、電力逆変換装置１Ａの運用を開始後、時間が経ってから寄生振動が発生するおそれがある。そこで、振動抑制回路１３を追加して逆導通型半導体スイッチのスイッチング時に寄生振動が十分減衰するように事前対応しておくことが望ましい。
【手続補正２７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０２】
図５は、振動抑制回路１３の一例を示すものであり、図６は、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａに寄生インダクタンスが存在する場合において、振動抑制回路１３を適用した構成例を示す。より詳しくは、図５に示す振動抑制回路１３は、インダクタＤＬと抵抗ＤＲとを並列に接続したものである。図６は、分流コンデンサＣＰの直近で、フルブリッジ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と誘導性負荷ＬＤ間に、振動抑制回路１３を直列に挿入している。
【手続補正２８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０７】
図７（１）乃至（４）は、上述の方法に基づいて振動抑制回路１３を、本発明に係る第１の実施形態の電力逆変換装置１Ａで、寄生インダクタンスが存在する場合に挿入したときの各部の電圧波形、または電流波形を示す。より詳しくは、図７（１）は、誘導性負荷ＬＤに印加される電圧Ｖｌｏａｄ、図７（２）は、誘導性負荷ＬＤに流れる電流Ｉｌｏａｄ、図７（３）は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２、図７（４）は、共振コンデンサＣＭに流れるＩｃｍを示す。図７（１）乃至（４）と、図８（１）乃至（４）を比較すれば明らかなように、振動抑制回路１３を挿入することにより、サージ電圧、サージ電流が抑制され、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のスイッチング時には寄生振動が減衰されることが分かる。
【国際調査報告】
2010050486.tif 000029
2010050486.tif 000030