(57)【要約】  誘電体基板にストリップ導体を設け、誘電体基板の表面にストリップ導体とは誘電体基板厚み方向に対向する接地導体を設ける。接地導体に、誘電体基板厚み方向に沿って接地導体を貫通する孔を複数設ける。これにより、均一な通過周波数特性が得られるマイクロストリップ線路が得られる。
2010140320.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、
前記誘電体基板に設けられたストリップ導体と、
前記誘電体基板の表面に設けられて前記ストリップ導体とは誘電体基板厚み方向に対向する導体と、
を備え、
前記導体に、誘電体基板厚み方向に沿って当該導体を貫通する孔を設ける、
ストリップ線路。
【請求項２】
前記導体は、当該ストリップ線路の接地導体である、
請求項１のストリップ線路。
【請求項３】
前記導体の導体幅は前記ストリップ導体の導体幅より広幅であり、
前記導体は前記ストリップ線路に対向する第１の導体領域を有し、
前記孔は、前記第１の導体領域に少なくとも設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項４】
前記導体の導体幅は前記ストリップ導体の導体幅より広幅であり、
前記導体は、
前記ストリップ線路に対向する第１の導体領域と、
当該導体の導体幅方向に沿って前記第１の導体領域に近接する第２の導体領域と、
前記導体幅方向に沿って前記第２の導体領域に近接しかつ前記第１の導体領域とは離間する第３の導体領域と、
を有し、
前記孔は、前記第１の導体領域と前記第２の導体領域とのうちの少なくともに一つに設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項５】
前記孔は、前記第１の導体領域と前記第２の導体領域とにそれぞれ設けられる、
請求項４のストリップ線路。
【請求項６】
前記孔は、誘電体によって充填される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項７】
前記導体において当該ストリップ線路の信号伝送方向に沿って分布する各導体部位の中で特性インピーダンスが他の導体部位から変動する任意の導体部位に、前記孔が設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項８】
前記導体は、前記信号伝送方向における導体長さが前記ストリップ導体より短い接地導体であり、
前記任意の導体部位は、前記接地導体の前記信号伝送方向における縁端部である、
請求項７のストリップ線路。
【請求項９】
前記ストリップ導体は、前記誘電体基板の内部に設けられ、
前記導体は、前記誘電体基板の両表面に設けられて前記ストリップ導体に前記誘電体基板を介して対向し、
前記孔は、前記両導体それぞれに設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１０】
前記誘電体基板の一方表面側の前記導体に設けられた前記孔と他方表面側の前記導体に設けられた前記孔とは、前記誘電体基板厚み方向からみて互いに重ならない位置に配置される、
請求項９のストリップ線路。
【請求項１１】
前記ストリップ導体に信号を伝送した状態で前記導体に誘導電流が流れることにより生じるインダクタと、
前記孔の内部誘電体と、前記孔を挟んで対向する両導体空孔端縁とからなるキャパシタと、
を備える、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１２】
前記孔は複数設けられ、
前記インダクタと前記キャパシタとに要求される電気特性に基づいて、各孔の口径と、隣接する孔の間の離間間隔とが設定される、
請求項１１のストリップ線路。
【請求項１３】
隣接する前記孔の間の離間間隔は、前記ストリップ導体を伝送する信号波長の２分の１以下である、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１４】
被覆導体と誘電体とをさらに備え、
前記被覆導体は、前記導体の孔形成部位の上方に配置され、
前記誘電体は、前記被覆導体と前記導体との間に配置される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１５】
前記孔は、当該ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿った前記ストリップ導体の両縁部の一方にだけ、誘電体基板厚み方向からみて重なる位置に配置される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１６】
前記孔は複数設けられ、
前記複数の孔は、当該ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿った前記ストリップ導体の両縁部の一方と前記誘電体基板厚み方向からみて重なる状態で前記信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの前記孔からなる第１の孔群と、前記両縁部の他方と前記誘電体基板厚み方向からみて重なる状態で前記信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの前記孔からなる第２の孔群とを備え、
前記第１の孔群を構成する前記孔と前記第２の孔群を構成する前記孔とは、前記信号伝搬方向に沿って同位置に配置されることなく、前記信号伝搬方向に沿って互い違いに配置される、
請求項１のストリップ線路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号を伝送するストリップ線路において、広帯域で実質的に均一な通過周波数特性を実現して、デジタル信号の波形を整合するための信号波形整合装置を備えたストリップ線路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７Ａは第１の従来例に係る一般的なストリップ線路の構成を示す平面図であり、図７Ｂは図７ＡのＤ−Ｄ’線縦断面図である。また、図８は図７Ａ−図７Ｂのストリップ線路の斜視図である。【０００３】
デジタル信号をプリント回路基板上で伝送する方法としては、図７Ａ−図７Ｂ及び図８に示すように、マイクロストリップ線路（誘電体基板１００を挟んで配置されたストリップ導体１１０と接地導体１２０とからなる）を用いることが一般的である。ストリップ線路型の伝送線路としては、シングルエンド信号伝送線路、差動信号伝送線路、コプレーナ線路など様々な伝送線路がある。これら伝送線路では、線路や基板の材料特性が一定なら、線路や基板の形状で特性インピーダンスが定まる、という共通特徴があり、この共通特徴を用いれば、信号伝送特性である特性インピーダンスを一定に維持することが可能となる。【０００４】
しかしながら、プリント回路基板上における配線レイアウトをマイクロストリップ線路を用いて設計する場合では、
・途中で線路幅を変える、
・部分的に接地導体を配置しない、
等の設計手法を駆使しなければならないことが頻繁に生じる。【０００５】
このような設計手法を駆使すると線路形状の不連続が生じて、伝送線路の特性インピーダンスが変化する。特性インピーダンス変動における変動度合いは周波数に依存するため、特性インピーダンス変動は伝送信号の波形劣化の原因になる。【０００６】
従来から、特性インピーダンスの変化をなるべく小さくすることで、信号劣化を抑える設計方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。以下、このようにして、信号劣化を抑えた従来例を第２の従来例という。図９Ａは第２の従来例に係るストリップ線路の横断面図であり、図９Ｂは図９ＡのＡ−Ａ線縦断面図であり、図９Ｃは図９ＡのＢ−Ｂ’線縦断面図であり、図９Ｄは図９ＡのＣ−Ｃ’線縦断面図である。以下、図９Ａ−図９Ｄを参照して、第２の従来例（信号線の幅が途中で変わる場合のストリップ線路における従来の設計方法）について述べる。【０００７】
第２の従来例では、誘電体基板１４０を挟持した接地導体１２０とストリップ導体１１０とからなるマイクロストリップ線路において、ストリップ導体１１０の幅が変わる箇所（断面Ｂ−Ｂ’、断面Ｃ−Ｃ’）では、接地導体１２０とストリップ導体１１０との間の距離を変えている。このようにして接地導体１２０とストリップ導体１１０との間の距離を変えることで容量成分が変動して、伝送線路の特性インピーダンスの変化量が抑えられる。なお、図９Ａ−図９Ｄにおいて、符号１３０は電気絶縁部であり、符号１２１は接地導体１２０上に形成された凸部である。【０００８】
また、波形劣化の対策として、従来から、多層基板の貫通ビアを用いて特性インピーダンスを制御する設計方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。以下、このようにして、信号劣化を抑えた従来例を第３の従来例という。図１０は第３の従来例に係るストリップ線路の斜視図である。以下、図１０を参照して、第３の従来例（多層基板の貫通ビアを用いて特性インピーダンスを制御する設計方法）について述べる。【０００９】
第３の従来例では、誘電体基板２０１を挟んでストリップ線路２０４とストリップ線路２０４との間に接地導体２０３が配置されたうえで、両ストリップ線路２０４、２０４と接地導体２０３との間に誘電体基板２０１が配置される。そのうえで、誘電体基板２０１に、両ストリップ線路２０４、２０４を接続するビア２０２が充填配置される。さらに、接地導体２０３に、ビア２０２を貫通させるためのクリアランス２０６が設けられる。このような構成を有する第３の従来例では、クリアランス２０６の径を制御することで、伝送線路の特性インピーダンスを所望値に設計することが可能になる。なお、図１０において、符号２０５は、ストリップ線路２０４、２０４とビア２０２とを接続するためのランドである。【００１０】
しかしながら、図１１Ａ−図１１Ｄ及び図１２に示すストリップ線路の不連続構造では、第１〜第３の従来例では対応することができない。図１１Ａは、このような不連続構造を有するマイクロストリップ線路の正面図であり、図１１Ｂは平面図であり、図１１Ｃは図１１ＢのＥ−Ｅ’線縦断面図であり、図１１Ｄは側面図であり、図１２は斜視図である。【００１１】
図１１Ａ−図１１Ｄ及び図１２には、途中で接地導体１１が無くなることで不連続となったストリップ線路の構成例が示される。この場合、接地導体１１が存在しない部分では、ストリップ導体１２と接地導体１１との間で容量成分が形成されないので、第２、第３の従来例の構成を採用しても、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスの変化量を小さくすることができない。【００１２】
さらに、伝送線路の特性を制御する設計方法として高周波メタマテリアルの理論を用いた設計方法がある（非特許文献１参照）。以下、このような設計方法を、第４の従来例という。図１３は第４の従来例における設計理論（高周波マテリアルの概念）を示す伝送線路モデルの等化回路を示す。以下、図１３を参照して第４の従来例の概要を述べる。【００１３】
一般的なストリップ線路では、その等価回路は、図１３に示すように、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とからなるはしご形回路として表すことができる。第４の従来例は、このような等価回路に加えて、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とを伝送線路に付加することで、従前の伝送線路とは異なる電気特性を発現させており、これによって所望の特性インピーダンスが設計可能となっている。第４の従来例には、高周波電磁界の波長を伝送する伝送線路に比べて小型化が図れるマイクロストリップアンテナや、負の屈折率の効果に相応する特異な特性インピーダンスの実現例が例示されたうえで、伝送線路の特性インピーダンスの制御手法が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００１−０５３５０７号公報
【特許文献２】特開２００５−２７７０２８号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】C. Caloz et al., "Application of the transmission line theory of left-handed (LH) materials to the realization of a microstrip LH transmission line", IEEE-APS International Symposium Digest, Vol.2, pp.412-415, June 2002.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、第４の従来例に示されるようなモデルを実際のストリップ線路で実現するためには、ストリップ導体１２に直列にキャパシタＣ２を実現しなければならないが、有効な容量成分を直列に分散させたストリップ導体１２を実現する手段について第４の従来例は具体的に言及していない。また、有効な容量成分を直列に分散配置する代わりに集中定数のキャパシタ素子を挿入配置することが考えられるが、そのような構成であっても、キャパシタ素子の接合部でインピーダンスの不連続が生じて、信号の反射や損失が発生する。これでは、第４の従来例の目的に反してしまう。同様に、インダクタＬ２に相当する部分をストリップ導体１２に設けることも考えられる。この場合、インダクタＬ２に相当する部分は、ストリップ状のスタブとなってストリップ導体１２に設けられることになるが、ストリップ導体１２の配線レイアウトの隙間にストリップ状のスタブを構成するのは困難である。【００１７】
さらには、ストリップ線路の特性インピーダンスが途中で変化する構成（図１１、図１２参照）においては、特性インピーダンスが変化する部位において信号波形の劣化や、歪みなどが発生するのは防止できない。【００１８】
本発明の目的は、以上の問題点を解決してストリップ線路の特性インピーダンスが変化する構成であっても広帯域で実質的に均一な通過周波数特性を得ることができるマイクロストリップ線路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明に係るストリップ線路は、
誘電体基板と、
前記誘電体基板に設けられたストリップ導体と、
前記誘電体基板の表面に設けられて前記ストリップ導体とは誘電体基板厚み方向に対向する導体と、
を備え、
前記導体に、誘電体基板厚み方向に沿って当該導体を貫通する孔を設ける。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、実質的に均一な通過周波数特性を得ることが可能となる。そのため、ストリップ線路が、その構造上、特性インピーダンスが変化するものとなっても、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１Ａ】図１Ａは本発明の第１の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す正面図である。
【図１Ｂ】図１Ｂは図１Ａのストリップ線路の裏面図である。
【図１Ｃ】図１Ｃは図１ＡのＦ−Ｆ’線縦断面図である。
【図１Ｄ】図１Ｄは、第１の実施形態の第１の変形例を示す断面図である。
【図１Ｅ】図１Ｅは、第１の実施形態の第２の変形例を示す平面図である。
【図１Ｆ】図１Ｆは、第１の実施形態の第３の変形例を示す平面図である。
【図１Ｇ】図１Ｇは、第１の実施形態の第４の変形例を示す平面図である。
【図１Ｈ】図１Ｈは、第１の実施形態の第５の変形例を示す平面図である。
【図１Ｉ】図１Ｉは、第１の実施形態の第６の変形例を示す平面図である。
【図２】図２は図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の等価回路を示す回路図である。
【図３】図３は図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の接地導体に流れる誘導電流の流れ方を説明するための概略図である。
【図４Ａ】図４Ａは図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の１対を対向させかつ連結部で接地導体を有しないように構成されたシミュレーションモデルの構成を示す正面図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは図４Ａのシミュレーションモデルの裏面図である。
【図５Ａ】図５Ａは図４Ａ−図４Ｂに示すシミュレーションモデルにおいて、接地導体１１の孔１３を形成しない場合の通過特性である。
【図５Ｂ】図５Ｂは図４Ａ−図４Ｂに示すシミュレーションモデルの通過特性の結果である。
【図６】図６は本発明の第２の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す断面図である。
【図７Ａ】図７Ａは第１の従来例に係る一般的なストリップ線路の構成を示す平面図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは図７ＡのＤ−Ｄ’線縦断面図である。
【図８】図８は図７Ａ−図７Ｂのストリップ線路の斜視図である。
【図９Ａ】図９Ａは第２の従来例に係るストリップ線路の横断面図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは図９ＡのＡ−Ａ’線縦断面図である。
【図９Ｃ】図９Ｃは図９ＡのＢ−Ｂ’線縦断面図である。
【図９Ｄ】図９Ｄは図９ＡのＣ−Ｃ’線縦断面図である。
【図１０】図１０は第３の従来例に係るストリップ線路の斜視図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは不連続構造を有するマイクロストリップ線路の正面図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは図１１Ａのマイクロストリップ線路の平面図である。
【図１１Ｃ】図１１Ｃは図１１ＢのＥ−Ｅ’線縦断面図である。
【図１１Ｄ】図１１Ｄは図１１Ａのストリップ線路の側面図である。
【図１２】図１２は図１１Ａのマイクロストリップ線路の斜視図である。
【図１３】図１３は第４の従来例に開示された設計理論である高周波マテリアルの概念を示す伝送線路モデルの等化回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態及び従来技術において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２３】
（第１の実施形態）
図１Ａは本発明の第１の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す正面図であり、図１Ｂは図１Ａのストリップ線路の裏面図であり、図１Ｃは図１ＡのＦ−Ｆ’線縦断面図である。
【００２４】
本実施形態が実施されるストリップ線路は、誘電体基板１０と、誘電体基板１０を挟持した状態で配置された接地導体１１とストリップ導体１２とを備える。接地導体１１は、ストリップ導体１２の長手方向（信号伝送方向）に沿って全導体領域に対向する状態で設けられておらず、そのためストリップ導体１２は、ストリップ線路の長手方向（信号伝送方向）に沿った二つの導体領域１２ａ、１２ｂを備える。導体領域１２ａは、誘電体基板１０を挟んだ位置に接地導体１１が存在する導体領域であり、導体領域１２ｂは、誘電体基板１０を挟んだ位置に接地導体１１が存在しない導体領域である。ストリップ線路長手方向の中途部に位置する接地導体１１の縁端部（接地導体形成部分と接地導体非形成部分との境界部位）には符号１１ａが付されている。
【００２５】
本実施の形態は、接地導体１１に孔１３を設けたことに特徴がある。本実施の形態では、孔１３は複数設けられている。本発明の効果を最大限得るために孔１３は複数設けるのが好ましいが、単一の孔１３を設けてもよく、そのような構成であっても、本発明の最小限の効果を得ることができる。
【００２６】
孔１３は、接地導体１１をその厚み方向（誘電体基板１０の厚み方向と同方向）に貫通して設けられており、本実施の形態では円形をなしている。孔１３の形状は好ましくは円形であるが、円形以外の形状（多角形等）でもよい。孔１３は縁端部１１ａの近傍に設けられている。さらに孔１３は、次に説明する接地導体１１の導体領域に設けられている。
【００２７】
接地導体１１の導体幅Ｗ１はストリップ導体１２の導体幅Ｗ２より広幅であり（Ｗ１＞Ｗ２）、接地導体１１は、ストリップ線路の幅方向に沿って第１の導体領域１１ｂ、第２の導体領域１１ｃ、および第３の導体領域１１ｄからなる。第１の導体領域１１ｂは、ストリップ導体１２に対向する導体領域である。第２の導体領域１１ｃは、第１の導体領域１１ｂに近接する導体領域である。第３の導体領域１１ｄは、第２の導体領域１１ｃに近接するものの、第１の導体領域１１ｂとは離間する導体領域である。孔１３は、第１の導体領域１１ｂと第２の導体領域１１ｃとにわたって設けられ、第３の導体領域１１ｄには設けられていない。これにより孔１３は、ストリップ導体１２に対して立体的に交差する、または立体的に近接した状態で接地導体１１に設けられる。隣接する孔１３、１３どうしの離間距離（孔中心どうしの離間間隔）１４は、伝送信号の実効波長λの２分の１以下となるように、各孔１３の配置位置は設定されている。なお、ここでいう立体的に交差するとは、ストリップ導体１２の厚み方向に実際には離間するものの、ストリップ導体１２の厚み方向から見て交差した状態になることを意味する。また、立体的に近接するとは、ストリップ導体１２の厚み方向に離間し、かつストリップ導体１２の厚み方向から見て互いに近接した状態になることを意味する。
【００２８】
なお、本実施の形態では、第１の導体領域１１ｂと第２の導体領域１１ｃとにわたって孔１３を設けているが、本発明は、第１の導体領域１１ｂと、第２の導体領域１１ｃとのうちの少なくとも一つに孔１３を設けておけばよい。また、本実施の形態では、全ての孔１３において、離間間隔１４は均一に設定されているが、本発明はこれに限らず、各孔１３において離間間隔１４が不均一になるように、各孔１３を配置してもよい。また、孔１３は、空洞にしてもよいし、誘電体で充填してもよい。
【００２９】
接地導体１１が無くなる境界部である縁端部１１ａは、接地導体１１においてストリップ導体１２の信号伝送方向に沿って分布する各接地導体部位の中で特性インピーダンスが他の接地導体部位から変動する導体部位である。本実施の形態では、この接地導体部位（縁端部１１ａ）の近傍部位に孔１３を設けている。
【００３０】
また、図１Ｄに示すように、孔１３を誘電体２９で充填したうえで、孔１３の上方を被覆導体３０で被覆し、さらに被覆導体３０と孔１３との間の隙間に誘電体３１を充填してもよい。
【００３１】
孔１３の構造としては，複数の孔を多重に縦列積層する構造が考えられる。このような構造では、積層孔に誘導される電界が誘電体基板１０の裏面に漏れ出すことで、積層孔の上端付近（表面付近）でも誘導電界が生じて電界の分極効果が大きくなることが考えられる。しかしながら、シミュレーション実験をしてみると、積層孔構造における電界の分極効果と単孔構造における電極の分極効果との間にあまり大きな差がないことが確認された。これに対して図１Ｄに示す被覆導体３０を有する孔構造では、電界の分極効果が、単孔構造や積層孔構造における電界の分極効果より大きいことが、シミュレーション実験により確認された。これは、被覆導体３０を設けることで、孔１３から漏れ出す電界が、他の孔構造よりも強く電界結合して孔１３に誘導される電界成分の動きを抑制する効果が強められる結果、全体的にみて誘電分極の動きを抑制する効果が大きくなるためだと考えられる。この理由は次のように換言することができる。すなわち、接地導体１１の孔形成領域と被覆導体３０とからなる本発明における対向導体（以下、第１の対向導体という）と、接地導体１１の孔形成領域と複数孔形成導体とからなる上述した参考例における対応導体（以下、第２の対向導体という）とに着目すると、第１の対向導体の間に形成される静電容量は第２の対向導体の間に形成される静電容量より大きく、そのために静電容量を介して第１の対向導体に生じる電気結合量は、静電容量を介して第２の対向導体に生じる電気結合量より大きくなるためだと考えられる。
【００３２】
次にストリップ導体１２と孔１３との立体交差状態について説明する。孔１３に誘導される電界はストリップ導体１２を流れる電流の鏡像電流として接地導体１１に流れる電流によって生じる。一般的にストリップ導体１２では信号線路の縁部に集中して電流が流れる。そのため、接地導体１１おいてもストリップ導体１２の縁部（ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿ったストリップ導体１２の両縁部）と対向する部位に鏡像電流の集中が生じる傾向がある。このような鏡像電流の特性を踏まえれば、図１Ｅに示すように、孔１３がストリップ導体１２の一方の縁部にだけ立体的に交差する状態は、図１Ｆに示すように、孔１３がストリップ導体１２の縁部から離間した状態でストリップ導体１２に立体的に交差する状態より電界の分極効果が大きくなる。また、図１Ｇに示すように、孔１３がストリップ導体１２の両縁部に立体的に交差する状態では、図１Ｅの状態より誘導電流が大きくなるものの、孔１３の形成領域に生じる誘導電界は回転しなくなるため（分極電界では回転する）、本発明の効果を得られなくなる。このことから、本発明の効果を得るためには、図１Ｅの構成が最も適しているといえる。
【００３３】
次に孔１３の配置における周期性について説明する。孔１３とストリップ導体１２の縁部が立体的に交差する構成としては、図１Ｈに示すように、ストリップ導体１２に対して孔１３を非対称に配置する構成と、図１Ｉに示すように、ストリップ導体１２に対して孔１３を対称に配置する構成とがある。ここで言う非対称とは次のものを示す。すなわち、孔１３は複数設けられている。これら複数の孔１３は、第１の孔群１３Ａと第１の孔群１３Ｂとからなる。第１の孔群１３Ａは、ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿ったストリップ導体１２の一方の縁部１２ａだけ重なる状態で信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの孔１３からなる。第２の孔群１３Ｂは、ストリップ導体１２の他方の縁部１２ｂだけと重なる状態でストリップ導体１２の信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの孔１３からなる。第１の孔群１３Ａを構成する孔１３と第２の孔群１３Ｂを構成する孔１３とは、信号伝搬方向に沿って同位置に配置されることなく、信号伝搬方向に沿って互い違いに配置されている。このような状態をストリップ導体１２に対して孔１３を非対称に配置する構成といい、第１の孔群１３Ａを構成する孔１３と第２の孔群１３Ｂを構成する孔１３とが、ストリップ導体１２の幅方向で同位置に配置された状態を、ストリップ導体１２に対して孔１３を対称に配置する構成という。
【００３４】
両構造で得られる電界の分極効果はほとんど相違しない。しかしながら、図１Ｈに示す構成（非対称）は、図１Ｉに示す構成（対称）より、信号線の線路方向に沿って孔１３を密に配置することができる。この点を踏まえると、同一線路長さにおける電界の分極効果は、図１Ｈに示す構造（非対称）が勝っていると言える。
【００３５】
以上のように構成された本実施形態のストリップ線路の作用効果を、図２と図３を参照して説明する。図２は本実施の形態（図１Ａ−図１Ｃ）のストリップ線路の等価回路を示す回路図であり、図３は本実施の形態（図１Ａ−図１Ｃ）のストリップ線路において、接地導体１１に流れる誘導電流の流れ方を説明するための概略図である。
【００３６】
図２の等価回路において、インダクタＬ１はストリップ導体１２のインダクタンスを表し、キャパシタＣ１はストリップ導体１２と接地導体１１との間のキャパシタンスを表す。また、キャパシタＣ２は接地導体１１に形成した孔１３で実現されるキャパシタンスを表し、インダクタＬ２は接地導体１１を流れる誘導電流が、孔１３を有する接地導体１１を流れることにより生じるインダクタンスを表す。なお、キャパシタＣ１は孔１３内の誘電体（空気を含む）と、孔１３を挟んで対向する導体空孔端縁１１ｅ、１１ｆとから構成される。また、この等価回路は、部分回路Ｐが複数段だけ縦続接続された分布定数回路の形式で表される。
【００３７】
図３は、径１５と離間間隔１４とを有する孔１３を備えた接地導体１１に生じる誘導電流１７の分布を示す。ストリップ導体１２を流れる信号電流によって接地導体１１に誘導電流１７が生じ、さらに誘導電流１７によって孔１３の内部に電界１６が生じる。電界１６の向きや大きさは孔１３の周囲を流れる電流の大きさと方向とによって決まる。また、近接する孔１３、１３に生じる電界１６、１６どうしは、相互作用によって互いに影響される。以上のことから、各孔１３の径１５と離間間隔１４とをそれぞれ調整すれば、キャパシタＣ２（キャパシンタンス）を調整することができる。電界１６、１６どうしの相互作用については、各孔１３に生じる電界１６を電気双極子としたうえでその大きさ、向きが互いに影響しあうモデルにすれば説明可能である。なお、離間間隔１４は、ストリップ導体１２を伝送する信号波長の２分の１以下とするのが好ましい。そうすれば、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる、という効果が得られる。
【００３８】
一方、インダクタＬ２は誘導電流１７の分布で決まるので、孔１３の径１５と離間距離１４とを相対的に変えることによりインダクタＬ２（インダクタタンス）を調整することができる。また、ストリップ線路長手方向における孔１３の個数を変えることにより、図２の等価回路における各部分回路Ｐの段数を調整することができる。
【００３９】
図２の等価回路から明らかなように、第４の従来例（非特許文献１）のメタマテリアル伝送線路モデルでは電子部品要素として別途信号線に設けるインダクタＬ２及びキャパシタＣ２を、本発明では、接地導体１１に孔１３を設けることで電子部品要素を用いることなく実現しており、部品点数の削減が実現される。これらの等価回路の部分回路Ｐの回路構成（特に、インダクタＬ２、キャパシタＣ２）を最適に設計することで、特性インピーダンスが変化する部分（縁端部１１ａ）も含めてストリップ線路全体の特性インピーダンスの周波数分散を広帯域において均一にすることができる。
【００４０】
次に、本実実施形態の作用効果を、図４Ａ、図４Ｂを参照して説明する。これらの図は、図１Ａ−図１Ｃに示すストリップ線路の構成αを、ストリップ線路の長手方向において、互いに離間間隔２０を空けて対向させたシミュレーションモデルの構成を示し、図４Ａは正面図、図４Ｂは裏面図である。なお、各構成α、αは、離間間隔２０を介して互いに離間しているものの、離間間隔２０に相当する長さを有する連結部２１で互いに連結されている。連結部２１では誘電体基板１０とストリップ導体１２とは構成α、αで共有されている。
【００４１】
図４Ａ、図４Ｂのシミュレーションモデルでは、各構成α、αにおいて、接地導体１１が無くなる境界部である各縁端部１１ａ（特性インピーダンスが変化する部位）の近傍に、それぞれ孔１３を設けている。
【００４２】
図５Ａ、図５Ｂはシミュレーションによる通過特性の結果である。図５Ａは図４Ａ、図４Ｂに示すシミュレーションモデルにおいて、接地導体１１に孔１３を設けていないストリップ線路（従来構成）の通過特性である。図５Ｂは図４Ａ、図４Ｂに示すシミュレーションモデルの通過特性である。導体接地１１に孔１３を設けていないシミュレーションモデルでは、広帯域にわたって通過特性が約１０ｄＢ程度以上変化するため、伝送信号の矩形波が歪んでいる。これに対して、導体接地１１に孔１３を設けているシミュレーションモデル（本発明構成）では、特に５ＧＨｚ以上の帯域において広帯域にわたって約３ｄＢ程度以下の変化に抑えることができるとともに、通過特性が改善されていることが確認できる。
【００４３】
このように、本発明では、特性インピーダンスが不連続になるマイクロストリップ線路においても、広帯域にわたって通過特性を均一にすることができる。そのため信号波形の歪みが少ないストリップ線路を実現することができる。
【００４４】
なお、上述した実施形態では、孔１３は空洞としたが、この他、誘電体基板１０と同じ材料の誘電体や、別の材料の誘電体で孔１３を充填してもよい。孔１３を誘電体で充填した構成は、図２の等価回路中のキャパシタＣ２のキャパシタンスを変えることに相当する。
【００４５】
（第２の実施形態）
図６は本発明の第２の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す断面図である。本実施形態では、一つの誘電体基板において、第１の実施形態のストリップ線路を二つ搭載している。すなわち、誘電体基板３０の内部にストリップ導体１２を設けたうえで、誘電体基板３０の両面それぞれに接地導体１１Ａ、１１Ｂを設けており、これにより、誘電体基板３０には、ストリップ導体１２を共有する二つのストリップ線路が実装されている。本実施形態では、このような構成において、誘電体基板３０の両面に備えた接地導体１１Ａ、１１Ｂそれぞれに、孔１３Ａ、１３Ｂを設けている。
【００４６】
以上のように構成された第２の実施形態によれば、第１の実施形態に記載した構成を、多層基板構造で実現できる。これにより、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果が多層基板構成においても得られる。なお、第２の実施形態においても、各孔１３Ａ，１３Ｂは、空隙もしくは誘電体で充填される。孔１３Ａ、１３Ｂを充填する誘電体としては、誘電体基板３０と同じ材料の誘電体であってもよいし、異なる誘電材料であってもよい。また第２の実施形態では、接地導体１１Ａに設けた孔１３Ａと、接地導体１１Ｂに設けた孔１３Ｂとは、立体的に重なる（誘電体基板厚み方向からみて互いに重なる）ように配置される他、立体的に重ならない（誘電体基板厚み方向からみて互いに重ならない）ように配置されてもよい。特に、立体的に重ならないように配置した場合、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる、という効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、特に、デジタル回路、基板などに用いられるストリップ線路、マイクロストリップ線路に用いる場合において、デジタル信号波形の歪みを低減して高速信号伝送を実現する手段として有用である。また、広帯域で均一な通過周波数特性を得ることができることから、波形ひずみの少ない高周波回路の伝送線路を実現する手段としても応用できる。
【符号の説明】
【００４８】
１０、３０…誘電体基板
１１、１１Ａ、１１Ｂ…接地導体
１１ａ…接地導体の縁端部
１２…ストリップ導体
１３、１３Ａ、１３Ｂ…孔
１４…孔の離間距離
１５…孔の径
１６…電界
１７…誘導電流
【図１Ａ】
2010140320.tif 000003
【図１Ｂ】
2010140320.tif 000004
【図１Ｃ】
2010140320.tif 000005
【図１Ｄ】
2010140320.tif 000006
【図１Ｅ】
2010140320.tif 000007
【図１Ｆ】
2010140320.tif 000008
【図１Ｇ】
2010140320.tif 000009
【図１Ｈ】
2010140320.tif 000010
【図１Ｉ】
2010140320.tif 000011
【図２】
2010140320.tif 000012
【図３】
2010140320.tif 000013
【図４Ａ】
2010140320.tif 000014
【図４Ｂ】
2010140320.tif 000015
【図５Ａ】
2010140320.tif 000016
【図５Ｂ】
2010140320.tif 000017
【図６】
2010140320.tif 000018
【図７Ａ】
2010140320.tif 000019
【図７Ｂ】
2010140320.tif 000020
【図８】
2010140320.tif 000021
【図９Ａ】
2010140320.tif 000022
【図９Ｂ】
2010140320.tif 000023
【図９Ｃ】
2010140320.tif 000024
【図９Ｄ】
2010140320.tif 000025
【図１０】
2010140320.tif 000026
【図１１Ａ】
2010140320.tif 000027
【図１１Ｂ】
2010140320.tif 000028
【図１１Ｃ】
2010140320.tif 000029
【図１１Ｄ】
2010140320.tif 000030
【図１２】
2010140320.tif 000031
【図１３】
2010140320.tif 000032
【手続補正書】
【提出日】平成23年1月17日(2011.1.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号を伝送するストリップ線路において、広帯域で実質的に均一な通過周波数特性を実現して、デジタル信号の波形を整合するための信号波形整合装置を備えたストリップ線路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７Ａは第１の従来例に係る一般的なストリップ線路の構成を示す平面図であり、図７Ｂは図７ＡのＤ−Ｄ'線縦断面図である。また、図８は図７Ａ−図７Ｂのストリップ線路の斜視図である。
【０００３】
デジタル信号をプリント回路基板上で伝送する方法としては、図７Ａ−図７Ｂ及び図８に示すように、マイクロストリップ線路（誘電体基板１００を挟んで配置されたストリップ導体１１０と接地導体１２０とからなる）を用いることが一般的である。ストリップ線路型の伝送線路としては、シングルエンド信号伝送線路、差動信号伝送線路、コプレーナ線路など様々な伝送線路がある。これら伝送線路では、線路や基板の材料特性が一定なら、線路や基板の形状で特性インピーダンスが定まる、という共通特徴があり、この共通特徴を用いれば、信号伝送特性である特性インピーダンスを一定に維持することが可能となる。
【０００４】
しかしながら、プリント回路基板上における配線レイアウトをマイクロストリップ線路を用いて設計する場合では、
・途中で線路幅を変える、
・部分的に接地導体を配置しない、
等の設計手法を駆使しなければならないことが頻繁に生じる。
【０００５】
このような設計手法を駆使すると線路形状の不連続が生じて、伝送線路の特性インピーダンスが変化する。特性インピーダンス変動における変動度合いは周波数に依存するため、特性インピーダンス変動は伝送信号の波形劣化の原因になる。
【０００６】
従来から、特性インピーダンスの変化をなるべく小さくすることで、信号劣化を抑える設計方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。以下、このようにして、信号劣化を抑えた従来例を第２の従来例という。図９Ａは第２の従来例に係るストリップ線路の横断面図であり、図９Ｂは図９ＡのＡ−Ａ線縦断面図であり、図９Ｃは図９ＡのＢ−Ｂ'線縦断面図であり、図９Ｄは図９ＡのＣ−Ｃ'線縦断面図である。以下、図９Ａ−図９Ｄを参照して、第２の従来例（信号線の幅が途中で変わる場合のストリップ線路における従来の設計方法）について述べる。
【０００７】
第２の従来例では、誘電体基板１４０を挟持した接地導体１２０とストリップ導体１１０とからなるマイクロストリップ線路において、ストリップ導体１１０の幅が変わる箇所（断面Ｂ−Ｂ'、断面Ｃ−Ｃ'）では、接地導体１２０とストリップ導体１１０との間の距離を変えている。このようにして接地導体１２０とストリップ導体１１０との間の距離を変えることで容量成分が変動して、伝送線路の特性インピーダンスの変化量が抑えられる。なお、図９Ａ−図９Ｄにおいて、符号１３０は電気絶縁部であり、符号１２１は接地導体１２０上に形成された凸部である。
【０００８】
また、波形劣化の対策として、従来から、多層基板の貫通ビアを用いて特性インピーダンスを制御する設計方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。以下、このようにして、信号劣化を抑えた従来例を第３の従来例という。図１０は第３の従来例に係るストリップ線路の斜視図である。以下、図１０を参照して、第３の従来例（多層基板の貫通ビアを用いて特性インピーダンスを制御する設計方法）について述べる。
【０００９】
第３の従来例では、誘電体基板２０１を挟んでストリップ線路２０４とストリップ線路２０４との間に接地導体２０３が配置されたうえで、両ストリップ線路２０４、２０４と接地導体２０３との間に誘電体基板２０１が配置される。そのうえで、誘電体基板２０１に、両ストリップ線路２０４、２０４を接続するビア２０２が充填配置される。さらに、接地導体２０３に、ビア２０２を貫通させるためのクリアランス２０６が設けられる。このような構成を有する第３の従来例では、クリアランス２０６の径を制御することで、伝送線路の特性インピーダンスを所望値に設計することが可能になる。なお、図１０において、符号２０５は、ストリップ線路２０４、２０４とビア２０２とを接続するためのランドである。
【００１０】
しかしながら、図１１Ａ−図１１Ｄ及び図１２に示すストリップ線路の不連続構造では、第１〜第３の従来例では対応することができない。図１１Ａは、このような不連続構造を有するマイクロストリップ線路の正面図であり、図１１Ｂは平面図であり、図１１Ｃは図１１ＢのＥ−Ｅ'線縦断面図であり、図１１Ｄは側面図であり、図１２は斜視図である。
【００１１】
図１１Ａ−図１１Ｄ及び図１２には、途中で接地導体１１が無くなることで不連続となったストリップ線路の構成例が示される。この場合、接地導体１１が存在しない部分では、ストリップ導体１２と接地導体１１との間で容量成分が形成されないので、第２、第３の従来例の構成を採用しても、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスの変化量を小さくすることができない。
【００１２】
さらに、伝送線路の特性を制御する設計方法として高周波メタマテリアルの理論を用いた設計方法がある（非特許文献１参照）。以下、このような設計方法を、第４の従来例という。図１３は第４の従来例における設計理論（高周波マテリアルの概念）を示す伝送線路モデルの等化回路を示す。以下、図１３を参照して第４の従来例の概要を述べる。
【００１３】
一般的なストリップ線路では、その等価回路は、図１３に示すように、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とからなるはしご形回路として表すことができる。第４の従来例は、このような等価回路に加えて、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とを伝送線路に付加することで、従前の伝送線路とは異なる電気特性を発現させており、これによって所望の特性インピーダンスが設計可能となっている。第４の従来例には、高周波電磁界の波長を伝送する伝送線路に比べて小型化が図れるマイクロストリップアンテナや、負の屈折率の効果に相応する特異な特性インピーダンスの実現例が例示されたうえで、伝送線路の特性インピーダンスの制御手法が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００１−０５３５０７号公報
【特許文献２】特開２００５−２７７０２８号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】C. Caloz et al., "Application of the transmission line theory of left-handed (LH) materials to the realization of a microstrip LH transmission line", IEEE-APS International Symposium Digest, Vol.2, pp.412-415, June 2002.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、第４の従来例に示されるようなモデルを実際のストリップ線路で実現するためには、ストリップ導体１２に直列にキャパシタＣ２を実現しなければならないが、有効な容量成分を直列に分散させたストリップ導体１２を実現する手段について第４の従来例は具体的に言及していない。また、有効な容量成分を直列に分散配置する代わりに集中定数のキャパシタ素子を挿入配置することが考えられるが、そのような構成であっても、キャパシタ素子の接合部でインピーダンスの不連続が生じて、信号の反射や損失が発生する。これでは、第４の従来例の目的に反してしまう。同様に、インダクタＬ２に相当する部分をストリップ導体１２に設けることも考えられる。この場合、インダクタＬ２に相当する部分は、ストリップ状のスタブとなってストリップ導体１２に設けられることになるが、ストリップ導体１２の配線レイアウトの隙間にストリップ状のスタブを構成するのは困難である。
【００１７】
さらには、ストリップ線路の特性インピーダンスが途中で変化する構成（図１１、図１２参照）においては、特性インピーダンスが変化する部位において信号波形の劣化や、歪みなどが発生するのは防止できない。
【００１８】
本発明の目的は、以上の問題点を解決してストリップ線路の特性インピーダンスが変化する構成であっても広帯域で実質的に均一な通過周波数特性を得ることができるマイクロストリップ線路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明に係るストリップ線路は、
誘電体基板と、
前記誘電体基板に設けられたストリップ導体と、
前記誘電体基板の表面に設けられて前記ストリップ導体とは誘電体基板厚み方向に対向する導体と、
を備え、
前記導体に、誘電体基板厚み方向に沿って当該導体を貫通する孔を設ける。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、実質的に均一な通過周波数特性を得ることが可能となる。そのため、ストリップ線路が、その構造上、特性インピーダンスが変化するものとなっても、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１Ａ】図１Ａは本発明の第１の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す正面図である。
【図１Ｂ】図１Ｂは図１Ａのストリップ線路の裏面図である。
【図１Ｃ】図１Ｃは図１ＡのＦ−Ｆ'線縦断面図である。
【図１Ｄ】図１Ｄは、第１の実施形態の第１の変形例を示す断面図である。
【図１Ｅ】図１Ｅは、第１の実施形態の第２の変形例を示す平面図である。
【図１Ｆ】図１Ｆは、第１の実施形態の第３の変形例を示す平面図である。
【図１Ｇ】図１Ｇは、第１の実施形態の第４の変形例を示す平面図である。
【図１Ｈ】図１Ｈは、第１の実施形態の第５の変形例を示す平面図である。
【図１Ｉ】図１Ｉは、第１の実施形態の第６の変形例を示す平面図である。
【図２】図２は図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の等価回路を示す回路図である。
【図３】図３は図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の接地導体に流れる誘導電流の流れ方を説明するための概略図である。
【図４Ａ】図４Ａは図１Ａ−図１Ｃのストリップ線路の１対を対向させかつ連結部で接地導体を有しないように構成されたシミュレーションモデルの構成を示す正面図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは図４Ａのシミュレーションモデルの裏面図である。
【図５Ａ】図５Ａは図４Ａ−図４Ｂに示すシミュレーションモデルにおいて、接地導体１１の孔１３を形成しない場合の通過特性である。
【図５Ｂ】図５Ｂは図４Ａ−図４Ｂに示すシミュレーションモデルの通過特性の結果である。
【図６】図６は本発明の第２の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す断面図である。
【図７Ａ】図７Ａは第１の従来例に係る一般的なストリップ線路の構成を示す平面図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは図７ＡのＤ−Ｄ'線縦断面図である。
【図８】図８は図７Ａ−図７Ｂのストリップ線路の斜視図である。
【図９Ａ】図９Ａは第２の従来例に係るストリップ線路の横断面図である。
【図９Ｂ】図９Ｂは図９ＡのＡ−Ａ'線縦断面図である。
【図９Ｃ】図９Ｃは図９ＡのＢ−Ｂ'線縦断面図である。
【図９Ｄ】図９Ｄは図９ＡのＣ−Ｃ'線縦断面図である。
【図１０】図１０は第３の従来例に係るストリップ線路の斜視図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは不連続構造を有するマイクロストリップ線路の正面図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは図１１Ａのマイクロストリップ線路の平面図である。
【図１１Ｃ】図１１Ｃは図１１ＢのＥ−Ｅ'線縦断面図である。
【図１１Ｄ】図１１Ｄは図１１Ａのストリップ線路の側面図である。
【図１２】図１２は図１１Ａのマイクロストリップ線路の斜視図である。
【図１３】図１３は第４の従来例に開示された設計理論である高周波マテリアルの概念を示す伝送線路モデルの等化回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態及び従来技術において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２３】
（第１の実施形態）
図１Ａは本発明の第１の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す正面図であり、図１Ｂは図１Ａのストリップ線路の裏面図であり、図１Ｃは図１ＡのＦ−Ｆ'線縦断面図である。
【００２４】
本実施形態が実施されるストリップ線路は、誘電体基板１０と、誘電体基板１０を挟持した状態で配置された接地導体１１とストリップ導体１２とを備える。接地導体１１は、ストリップ導体１２の長手方向（信号伝送方向）に沿って全導体領域に対向する状態で設けられておらず、そのためストリップ導体１２は、ストリップ線路の長手方向（信号伝送方向）に沿った二つの導体領域１２ａ、１２ｂを備える。導体領域１２ａは、誘電体基板１０を挟んだ位置に接地導体１１が存在する導体領域であり、導体領域１２ｂは、誘電体基板１０を挟んだ位置に接地導体１１が存在しない導体領域である。ストリップ線路長手方向の中途部に位置する接地導体１１の縁端部（接地導体形成部分と接地導体非形成部分との境界部位）には符号１１ａが付されている。
【００２５】
本実施の形態は、接地導体１１に孔１３を設けたことに特徴がある。本実施の形態では、孔１３は複数設けられている。本発明の効果を最大限得るために孔１３は複数設けるのが好ましいが、単一の孔１３を設けてもよく、そのような構成であっても、本発明の最小限の効果を得ることができる。
【００２６】
孔１３は、接地導体１１をその厚み方向（誘電体基板１０の厚み方向と同方向）に貫通して設けられており、本実施の形態では円形をなしている。孔１３の形状は好ましくは円形であるが、円形以外の形状（多角形等）でもよい。孔１３は縁端部１１ａの近傍に設けられている。さらに孔１３は、次に説明する接地導体１１の導体領域に設けられている。
【００２７】
接地導体１１の導体幅Ｗ１はストリップ導体１２の導体幅Ｗ２より広幅であり（Ｗ１＞Ｗ２）、接地導体１１は、ストリップ線路の幅方向に沿って第１の導体領域１１ｂ、第２の導体領域１１ｃ、および第３の導体領域１１ｄからなる。第１の導体領域１１ｂは、ストリップ導体１２に対向する導体領域である。第２の導体領域１１ｃは、第１の導体領域１１ｂに近接する導体領域である。第３の導体領域１１ｄは、第２の導体領域１１ｃに近接するものの、第１の導体領域１１ｂとは離間する導体領域である。孔１３は、第１の導体領域１１ｂと第２の導体領域１１ｃとにわたって設けられ、第３の導体領域１１ｄには設けられていない。これにより孔１３は、ストリップ導体１２に対して立体的に交差する、または立体的に近接した状態で接地導体１１に設けられる。隣接する孔１３、１３どうしの離間距離（孔中心どうしの離間間隔）１４は、伝送信号の実効波長λの２分の１以下となるように、各孔１３の配置位置は設定されている。なお、ここでいう立体的に交差するとは、ストリップ導体１２の厚み方向に実際には離間するものの、ストリップ導体１２の厚み方向から見て交差した状態になることを意味する。また、立体的に近接するとは、ストリップ導体１２の厚み方向に離間し、かつストリップ導体１２の厚み方向から見て互いに近接した状態になることを意味する。
【００２８】
なお、本実施の形態では、第１の導体領域１１ｂと第２の導体領域１１ｃとにわたって孔１３を設けているが、本発明は、第１の導体領域１１ｂと、第２の導体領域１１ｃとのうちの少なくとも一つに孔１３を設けておけばよい。また、本実施の形態では、全ての孔１３において、離間間隔１４は均一に設定されているが、本発明はこれに限らず、各孔１３において離間間隔１４が不均一になるように、各孔１３を配置してもよい。また、孔１３は、空洞にしてもよいし、誘電体で充填してもよい。
【００２９】
接地導体１１が無くなる境界部である縁端部１１ａは、接地導体１１においてストリップ導体１２の信号伝送方向に沿って分布する各接地導体部位の中で特性インピーダンスが他の接地導体部位から変動する導体部位である。本実施の形態では、この接地導体部位（縁端部１１ａ）の近傍部位に孔１３を設けている。
【００３０】
また、図１Ｄに示すように、孔１３を誘電体２９で充填したうえで、孔１３の上方を被覆導体３０で被覆し、さらに被覆導体３０と孔１３との間の隙間に誘電体３１を充填してもよい。
【００３１】
孔１３の構造としては，複数の孔を多重に縦列積層する構造が考えられる。このような構造では、積層孔に誘導される電界が誘電体基板１０の裏面に漏れ出すことで、積層孔の上端付近（表面付近）でも誘導電界が生じて電界の分極効果が大きくなることが考えられる。しかしながら、シミュレーション実験をしてみると、積層孔構造における電界の分極効果と単孔構造における電極の分極効果との間にあまり大きな差がないことが確認された。これに対して図１Ｄに示す被覆導体３０を有する孔構造では、電界の分極効果が、単孔構造や積層孔構造における電界の分極効果より大きいことが、シミュレーション実験により確認された。これは、被覆導体３０を設けることで、孔１３から漏れ出す電界が、他の孔構造よりも強く電界結合して孔１３に誘導される電界成分の動きを抑制する効果が強められる結果、全体的にみて誘電分極の動きを抑制する効果が大きくなるためだと考えられる。この理由は次のように換言することができる。すなわち、接地導体１１の孔形成領域と被覆導体３０とからなる本発明における対向導体（以下、第１の対向導体という）と、接地導体１１の孔形成領域と複数孔形成導体とからなる上述した参考例における対向導体（以下、第２の対向導体という）とに着目すると、第１の対向導体の間に形成される静電容量は第２の対向導体の間に形成される静電容量より大きく、そのために静電容量を介して第１の対向導体に生じる電気結合量は、静電容量を介して第２の対向導体に生じる電気結合量より大きくなるためだと考えられる。
【００３２】
次にストリップ導体１２と孔１３との立体交差状態について説明する。孔１３に誘導される電界はストリップ導体１２を流れる電流の鏡像電流として接地導体１１に流れる電流によって生じる。一般的にストリップ導体１２では信号線路の縁部に集中して電流が流れる。そのため、接地導体１１おいてもストリップ導体１２の縁部（ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿ったストリップ導体１２の両縁部）と対向する部位に鏡像電流の集中が生じる傾向がある。このような鏡像電流の特性を踏まえれば、図１Ｅに示すように、孔１３がストリップ導体１２の一方の縁部にだけ立体的に交差する状態は、図１Ｆに示すように、孔１３がストリップ導体１２の縁部から離間した状態でストリップ導体１２に立体的に交差する状態より電界の分極効果が大きくなる。また、図１Ｇに示すように、孔１３がストリップ導体１２の両縁部に立体的に交差する状態では、図１Ｅの状態より誘導電流が大きくなるものの、孔１３の形成領域に生じる誘導電界は回転しなくなるため（分極電界では回転する）、本発明の効果を得られなくなる。このことから、本発明の効果を得るためには、図１Ｅの構成が最も適しているといえる。
【００３３】
次に孔１３の配置における周期性について説明する。孔１３とストリップ導体１２の縁部が立体的に交差する構成としては、図１Ｈに示すように、ストリップ導体１２に対して孔１３を非対称に配置する構成と、図１Ｉに示すように、ストリップ導体１２に対して孔１３を対称に配置する構成とがある。ここで言う非対称とは次のものを示す。すなわち、孔１３は複数設けられている。これら複数の孔１３は、第１の孔群１３Ａと第１の孔群１３Ｂとからなる。第１の孔群１３Ａは、ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿ったストリップ導体１２の一方の縁部１２ａだけ重なる状態で信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの孔１３からなる。第２の孔群１３Ｂは、ストリップ導体１２の他方の縁部１２ｂだけと重なる状態でストリップ導体１２の信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの孔１３からなる。第１の孔群１３Ａを構成する孔１３と第２の孔群１３Ｂを構成する孔１３とは、信号伝搬方向に沿って同位置に配置されることなく、信号伝搬方向に沿って互い違いに配置されている。このような状態をストリップ導体１２に対して孔１３を非対称に配置する構成といい、第１の孔群１３Ａを構成する孔１３と第２の孔群１３Ｂを構成する孔１３とが、ストリップ導体１２の幅方向で同位置に配置された状態を、ストリップ導体１２に対して孔１３を対称に配置する構成という。
【００３４】
両構造で得られる電界の分極効果はほとんど相違しない。しかしながら、図１Ｈに示す構成（非対称）は、図１Ｉに示す構成（対称）より、信号線の線路方向に沿って孔１３を密に配置することができる。この点を踏まえると、同一線路長さにおける電界の分極効果は、図１Ｈに示す構造（非対称）が勝っていると言える。
【００３５】
以上のように構成された本実施形態のストリップ線路の作用効果を、図２と図３を参照して説明する。図２は本実施の形態（図１Ａ−図１Ｃ）のストリップ線路の等価回路を示す回路図であり、図３は本実施の形態（図１Ａ−図１Ｃ）のストリップ線路において、接地導体１１に流れる誘導電流の流れ方を説明するための概略図である。
【００３６】
図２の等価回路において、インダクタＬ１はストリップ導体１２のインダクタンスを表し、キャパシタＣ１はストリップ導体１２と接地導体１１との間のキャパシタンスを表す。また、キャパシタＣ２は接地導体１１に形成した孔１３で実現されるキャパシタンスを表し、インダクタＬ２は接地導体１１を流れる誘導電流が、孔１３を有する接地導体１１を流れることにより生じるインダクタンスを表す。なお、キャパシタＣ１は孔１３内の誘電体（空気を含む）と、孔１３を挟んで対向する導体空孔端縁１１ｅ、１１ｆとから構成される。また、この等価回路は、部分回路Ｐが複数段だけ縦続接続された分布定数回路の形式で表される。
【００３７】
図３は、径１５と離間間隔１４とを有する孔１３を備えた接地導体１１に生じる誘導電流１７の分布を示す。ストリップ導体１２を流れる信号電流によって接地導体１１に誘導電流１７が生じ、さらに誘導電流１７によって孔１３の内部に電界１６が生じる。電界１６の向きや大きさは孔１３の周囲を流れる電流の大きさと方向とによって決まる。また、近接する孔１３、１３に生じる電界１６、１６どうしは、相互作用によって互いに影響される。以上のことから、各孔１３の径１５と離間間隔１４とをそれぞれ調整すれば、キャパシタＣ２（キャパシンタンス）を調整することができる。電界１６、１６どうしの相互作用については、各孔１３に生じる電界１６を電気双極子としたうえでその大きさ、向きが互いに影響しあうモデルにすれば説明可能である。なお、離間間隔１４は、ストリップ導体１２を伝送する信号波長の２分の１以下とするのが好ましい。そうすれば、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる、という効果が得られる。
【００３８】
一方、インダクタＬ２は誘導電流１７の分布で決まるので、孔１３の径１５と離間距離１４とを相対的に変えることによりインダクタＬ２（インダクタタンス）を調整することができる。また、ストリップ線路長手方向における孔１３の個数を変えることにより、図２の等価回路における各部分回路Ｐの段数を調整することができる。
【００３９】
図２の等価回路から明らかなように、第４の従来例（非特許文献１）のメタマテリアル伝送線路モデルでは電子部品要素として別途信号線に設けるインダクタＬ２及びキャパシタＣ２を、本発明では、接地導体１１に孔１３を設けることで電子部品要素を用いることなく実現しており、部品点数の削減が実現される。これらの等価回路の部分回路Ｐの回路構成（特に、インダクタＬ２、キャパシタＣ２）を最適に設計することで、特性インピーダンスが変化する部分（縁端部１１ａ）も含めてストリップ線路全体の特性インピーダンスの周波数分散を広帯域において均一にすることができる。
【００４０】
次に、本実実施形態の作用効果を、図４Ａ、図４Ｂを参照して説明する。これらの図は、図１Ａ−図１Ｃに示すストリップ線路の構成αを、ストリップ線路の長手方向において、互いに離間間隔２０を空けて対向させたシミュレーションモデルの構成を示し、図４Ａは正面図、図４Ｂは裏面図である。なお、各構成α、αは、離間間隔２０を介して互いに離間しているものの、離間間隔２０に相当する長さを有する連結部２１で互いに連結されている。連結部２１では誘電体基板１０とストリップ導体１２とは構成α、αで共有されている。
【００４１】
図４Ａ、図４Ｂのシミュレーションモデルでは、各構成α、αにおいて、接地導体１１が無くなる境界部である各縁端部１１ａ（特性インピーダンスが変化する部位）の近傍に、それぞれ孔１３を設けている。
【００４２】
図５Ａ、図５Ｂはシミュレーションによる通過特性の結果である。図５Ａは図４Ａ、図４Ｂに示すシミュレーションモデルにおいて、接地導体１１に孔１３を設けていないストリップ線路（従来構成）の通過特性である。図５Ｂは図４Ａ、図４Ｂに示すシミュレーションモデルの通過特性である。導体接地１１に孔１３を設けていないシミュレーションモデルでは、広帯域にわたって通過特性が約１０ｄＢ程度以上変化するため、伝送信号の矩形波が歪んでいる。これに対して、導体接地１１に孔１３を設けているシミュレーションモデル（本発明構成）では、特に５ＧＨｚ以上の帯域において広帯域にわたって約３ｄＢ程度以下の変化に抑えることができるとともに、通過特性が改善されていることが確認できる。
【００４３】
このように、本発明では、特性インピーダンスが不連続になるマイクロストリップ線路においても、広帯域にわたって通過特性を均一にすることができる。そのため信号波形の歪みが少ないストリップ線路を実現することができる。
【００４４】
なお、上述した実施形態では、孔１３は空洞としたが、この他、誘電体基板１０と同じ材料の誘電体や、別の材料の誘電体で孔１３を充填してもよい。孔１３を誘電体で充填した構成は、図２の等価回路中のキャパシタＣ２のキャパシタンスを変えることに相当する。
【００４５】
（第２の実施形態）
図６は本発明の第２の実施形態に係るストリップ線路の構成を示す断面図である。本実施形態では、一つの誘電体基板において、第１の実施形態のストリップ線路を二つ搭載している。すなわち、誘電体基板３０の内部にストリップ導体１２を設けたうえで、誘電体基板３０の両面それぞれに接地導体１１Ａ、１１Ｂを設けており、これにより、誘電体基板３０には、ストリップ導体１２を共有する二つのストリップ線路が実装されている。本実施形態では、このような構成において、誘電体基板３０の両面に備えた接地導体１１Ａ、１１Ｂそれぞれに、孔１３Ａ、１３Ｂを設けている。
【００４６】
以上のように構成された第２の実施形態によれば、第１の実施形態に記載した構成を、多層基板構造で実現できる。これにより、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果が多層基板構成においても得られる。なお、第２の実施形態においても、各孔１３Ａ，１３Ｂは、空隙もしくは誘電体で充填される。孔１３Ａ、１３Ｂを充填する誘電体としては、誘電体基板３０と同じ材料の誘電体であってもよいし、異なる誘電材料であってもよい。また第２の実施形態では、接地導体１１Ａに設けた孔１３Ａと、接地導体１１Ｂに設けた孔１３Ｂとは、立体的に重なる（誘電体基板厚み方向からみて互いに重なる）ように配置される他、立体的に重ならない（誘電体基板厚み方向からみて互いに重ならない）ように配置されてもよい。特に、立体的に重ならないように配置した場合、広帯域で実質的により均一な通過周波数特性を得ることが可能となり、信号波形の劣化が少なくなる、という効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
本発明は、特に、デジタル回路、基板などに用いられるストリップ線路、マイクロストリップ線路に用いる場合において、デジタル信号波形の歪みを低減して高速信号伝送を実現する手段として有用である。また、広帯域で均一な通過周波数特性を得ることができることから、波形ひずみの少ない高周波回路の伝送線路を実現する手段としても応用できる。
【符号の説明】
【００４８】
１０、３０…誘電体基板
１１、１１Ａ、１１Ｂ…接地導体
１１ａ…接地導体の縁端部
１２…ストリップ導体
１３、１３Ａ、１３Ｂ…孔
１４…孔の離間距離
１５…孔の径
１６…電界
１７…誘導電流
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板と、
前記誘電体基板に設けられたストリップ導体と、
前記誘電体基板の表面に設けられて前記ストリップ導体とは誘電体基板厚み方向に対向する導体と、
を備え、
前記導体に、誘電体基板厚み方向に沿って当該導体を貫通する孔を設ける、
ストリップ線路。
【請求項２】
前記導体は、当該ストリップ線路の接地導体である、
請求項１のストリップ線路。
【請求項３】
前記導体の導体幅は前記ストリップ導体の導体幅より広幅であり、
前記導体は前記ストリップ線路に対向する第１の導体領域を有し、
前記孔は、前記第１の導体領域に少なくとも設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項４】
前記導体の導体幅は前記ストリップ導体の導体幅より広幅であり、
前記導体は、
前記ストリップ線路に対向する第１の導体領域と、
当該導体の導体幅方向に沿って前記第１の導体領域に近接する第２の導体領域と、
前記導体幅方向に沿って前記第２の導体領域に近接しかつ前記第１の導体領域とは離間する第３の導体領域と、
を有し、
前記孔は、前記第１の導体領域と前記第２の導体領域とのうちの少なくともに一つに設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項５】
前記孔は、前記第１の導体領域と前記第２の導体領域とにそれぞれ設けられる、
請求項４のストリップ線路。
【請求項６】
前記孔は、誘電体によって充填される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項７】
前記導体において当該ストリップ線路の信号伝送方向に沿って分布する各導体部位の中で特性インピーダンスが他の導体部位から変動する任意の導体部位に、前記孔が設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項８】
前記導体は、前記信号伝送方向における導体長さが前記ストリップ導体より短い接地導体であり、
前記任意の導体部位は、前記接地導体の前記信号伝送方向における縁端部である、
請求項７のストリップ線路。
【請求項９】
前記ストリップ導体は、前記誘電体基板の内部に設けられ、
前記導体は、前記誘電体基板の両表面に設けられて前記ストリップ導体に前記誘電体基板を介して対向し、
前記孔は、前記両導体それぞれに設けられる、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１０】
前記誘電体基板の一方表面側の前記導体に設けられた前記孔と他方表面側の前記導体に設けられた前記孔とは、前記誘電体基板厚み方向からみて互いに重ならない位置に配置される、
請求項９のストリップ線路。
【請求項１１】
前記ストリップ導体に信号を伝送した状態で前記導体に誘導電流が流れることにより生じるインダクタと、
前記孔の内部誘電体と、前記孔を挟んで対向する両導体空孔端縁とからなるキャパシタと、
を備える、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１２】
前記孔は複数設けられ、
前記インダクタと前記キャパシタとに要求される電気特性に基づいて、各孔の口径と、隣接する孔の間の離間間隔とが設定される、
請求項１１のストリップ線路。
【請求項１３】
隣接する前記孔の間の離間間隔は、前記ストリップ導体を伝送する信号波長の２分の１以下である、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１４】
被覆導体と誘電体とをさらに備え、
前記被覆導体は、前記導体の孔形成部位の上方に配置され、
前記誘電体は、前記被覆導体と前記導体との間に配置される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１５】
前記孔は、当該ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿った前記ストリップ導体の両縁部の一方にだけ、誘電体基板厚み方向からみて重なる位置に配置される、
請求項１のストリップ線路。
【請求項１６】
前記孔は複数設けられ、
前記複数の孔は、当該ストリップ線路の信号伝搬方向と直交する方向に沿った前記ストリップ導体の両縁部の一方と前記誘電体基板厚み方向からみて重なる状態で前記信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの前記孔からなる第１の孔群と、前記両縁部の他方と前記誘電体基板厚み方向からみて重なる状態で前記信号伝搬方向に沿って配置された少なくとも１つの前記孔からなる第２の孔群とを備え、
前記第１の孔群を構成する前記孔と前記第２の孔群を構成する前記孔とは、前記信号伝搬方向に沿って同位置に配置されることなく、前記信号伝搬方向に沿って互い違いに配置される、
請求項１のストリップ線路。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１Ａ】
2010140320.tif 000033
【図１Ｂ】
2010140320.tif 000034
【図１Ｃ】
2010140320.tif 000035
【図１Ｄ】
2010140320.tif 000036
【図１Ｅ】
2010140320.tif 000037
【図１Ｆ】
2010140320.tif 000038
【図１Ｇ】
2010140320.tif 000039
【図１Ｈ】
2010140320.tif 000040
【図１Ｉ】
2010140320.tif 000041
【図２】
2010140320.tif 000042
【図３】
2010140320.tif 000043
【図４Ａ】
2010140320.tif 000044
【図４Ｂ】
2010140320.tif 000045
【図５Ａ】
2010140320.tif 000046
【図５Ｂ】
2010140320.tif 000047
【図６】
2010140320.tif 000048
【図７Ａ】
2010140320.tif 000049
【図７Ｂ】
2010140320.tif 000050
【図８】
2010140320.tif 000051
【図９Ａ】
2010140320.tif 000052
【図９Ｂ】
2010140320.tif 000053
【図９Ｃ】
2010140320.tif 000054
【図９Ｄ】
2010140320.tif 000055
【図１０】
2010140320.tif 000056
【図１１Ａ】
2010140320.tif 000057
【図１１Ｂ】
2010140320.tif 000058
【図１１Ｃ】
2010140320.tif 000059
【図１１Ｄ】
2010140320.tif 000060
【図１２】
2010140320.tif 000061
【図１３】
2010140320.tif 000062
【国際調査報告】
2010140320.tif 000063
2010140320.tif 000064
2010140320.tif 000065