(57)【要約】  振幅成分と位相成分とのタイミングのずれを、従来よりも正確に調整するポーラ変調回路を備える送信機を提供する。ポーラ変調回路は、入力信号から振幅成分及び位相成分を抽出する抽出部と、振幅成分に第１信号処理を施す第１処理部と、位相成分に第２信号処理を施す第２処理部と、第１処理部と第２処理部の出力を合成して増幅する増幅部と、振幅成分について第１処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する第１演算部と、第１演算部の出力を蓄積する第１蓄積部と、位相成分について第２処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する第２演算部と、第２演算部の出力を蓄積する第２蓄積部と、第１蓄積部の蓄積量から振幅成分の遅延時間を算出し、第２蓄積部の蓄積量から位相成分の遅延時間を算出し、これらと予め準備した基準値とを比較して遅延変動量を検出し、振幅成分と位相成分とのタイミングを調整する遅延変動検出補償部とを備える。
2011001577.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ポーラ変調回路を備える送信機であって、
前記ポーラ変調回路は、
入力信号から、振幅成分、及び位相成分をそれぞれ別々に抽出する抽出部と、
抽出部により抽出された振幅成分に、遅延を伴う第１信号処理を施す第１処理部と、
抽出部により抽出された位相成分に、遅延を伴う第２信号処理を施す第２処理部と、
第１処理部の出力と第２処理部の出力とを合成して増幅し、出力信号を生成する増幅部と、
振幅成分について、第１処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する第１演算部と、
第１演算部の出力を所定期間蓄積する第１蓄積部と、
位相成分について、第２処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する第２演算部と、
第２演算部の出力を所定期間蓄積する第２蓄積部と、
第１蓄積部の蓄積量から振幅成分の遅延時間を算出し、第２蓄積部の蓄積量から位相成分の遅延時間を算出し、これらを用いて遅延変動量を検出し、当該遅延変動量に応じて、増幅部による合成前において、振幅成分と位相成分とのタイミングを調整する遅延変動検出補償部とを備えることを特徴とする、送信機。
【請求項２】
前記ポーラ変調回路は、さらに、
前記第１演算部の２つの入力、及び前記第２演算部の２つの入力毎に、振幅に上限を設ける略同等のリミッタアンプを備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
前記ポーラ変調回路は、さらに、
前記第１演算部の２つの入力、及び前記第２演算部の２つの入力毎に、誤差の要因となる細かいパルスを除去する略同等のフィルタを備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項４】
前記ポーラ変調回路は、さらに、
前記第１演算部の出力のパルス数をカウントする第１カウンタと、
前記第２演算部の出力のパルス数をカウントする第２カウンタとを備え、
前記遅延変動検出補償部は、
振幅成分の遅延時間を算出するに際し、前記第１蓄積部の出力を第１カウンタによりカウントされたパルス数で除算し、
位相成分の遅延時間を算出するに際し、前記第２蓄積部の出力を第２カウンタによりカウントされたパルス数で除算することを特徴とする、請求項１に記載の送信機。
【請求項５】
前記第１蓄積部は、
前記第１カウンタによりカウントされたパルス数が、予め決められた第１所定数になるまで前記第１演算部の出力を蓄積し、
前記第２蓄積部は、
前記第２カウンタによりカウントされたパルス数が、予め決められた第２所定数になるまで前記第２演算部の出力を蓄積することを特徴とする、請求項４に記載の送信機。
【請求項６】
前記第１蓄積部、及び前記第２蓄積部は、コンデンサと抵抗からなるローパスフィルタ回路であり、
前記第１蓄積部の出力Vout１は、
Vout１＝{（２×ΔT１）／Tsig_ave１}×VDD１・・・式１−１
Tsig_ave１＝Tmeasure１／（振幅成分のパルス数÷２）・・・式１−２
ここで、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当、
Tsig_ave１は、振幅成分の１周期の平均値、
VDD１は振幅成分のパルス高さ、
Tmeasure１は蓄積する期間、により表され、
前記第２蓄積部の出力Vout２は、
Vout２＝{（２×ΔT２）／Tsig_ave２}×VDD２・・・式２−１
Tsig_ave２＝Tmeasure２／（位相成分のパルス数÷２）・・・式２−２
ここで、ΔT２は位相成分のパルス幅、遅延時間に相当、
Tsig_ave２は、位相成分の２周期の平均値、
VDD２は位相成分のパルス高さ、
Tmeasure２は蓄積する期間、により表され、
前記遅延変動検出補償部は、
式１−１及び式１−２からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、
式２−１及び式２−２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出すること、を特徴とする請求項４に記載の送信機。
【請求項７】
前記第１蓄積部、及び前記第２蓄積部は、積分器であり、
前記第１蓄積部の出力Vout１は、
Vout１＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT１×VDD１）・・・式１
ここで、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当、
VDD１は振幅成分のパルス高さ、
Ｃは積分器内のコンデンサ容量、
Ｒは積分器内の抵抗値、により表され、
前記第２蓄積部の出力Vout２は、
Vout２＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT２×VDD２）・・・式２
ここで、ΔT２は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当、
VDD２は振幅成分のパルス高さ、
Ｃは積分器内のコンデンサ容量、
Ｒは積分器内の抵抗値、
により表され、
前記遅延変動検出補償部は、
式１からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、
式２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出すること、を特徴とする請求項４に記載の送信機。
【請求項８】
当該送信機は、さらに、
Ｉ信号とＱ信号とを、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調して、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調信号を生成し、前記入力信号として、前記ポーラ変調回路へ供給する他の変調回路を備えること、を特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項９】
当該送信機は、さらに、
Ｉ信号とＱ信号とを、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調して、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調信号を生成し、当該変調信号から、振幅成分、及び位相成分をそれぞれ別々に抽出し、抽出した振幅成分を、前記第１演算部における前記第１処理部の入力前の信号に代えて供給し、抽出した位相成分を、前記第２演算部における前記第２処理部の入力前の信号に代えて供給する他の変調回路を備えること、を特徴とする請求項１に記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調を用いた送信機に関し、より特定的には、ポーラ変調の際のＡＭ−ＰＭ間の群遅延の変動を補償する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話の普及は目覚しく、低コスト化、及び電池の長寿命化に向けた様々な技術が提案されている。
例えば、振幅成分（ＡＭ）と位相成分（ＰＭ）とを分離して処理するポーラ変調は、パワーアンプに高い線形性を必要としないので、携帯電話等の送信機の機能に関して、低コスト化、及び低消費電力化が期待できる。
特許文献１は、従来のポーラ変調を用いた送信機の一例である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−４８０５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ポーラ変調は分離して処理した振幅成分の信号と位相成分の信号とを後で合成するため、振幅成分と位相成分とのタイミングをずれがないように正確に調整する必要がある。例えば、部品毎の特性のばらつきによるタイミングのずれは、工場出荷時にテスト信号等を入力して実測値に基づいて調整することができる。しかしながら、振幅成分と位相成分とのずれ量は、周辺温度や入力信号のパターンやレベル等の様々な要因によって無視できない程度に変動するので、何らかの対策が望まれる。
それ故に、本発明の目的は、ポーラ変調における振幅成分と位相成分とのタイミングのずれを、従来よりも正確に調整することにより、送信の精度及び効率を高めることができるポーラ変調回路を備える送信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、ポーラ変調回路を備える送信機に向けられている。そして上記課題を解決するために、本発明の送信機は、抽出部、第１処理部、第２処理部、増幅部、第１演算部、第１蓄積部、第２演算部、第２蓄積部、及び遅延変動検出補償部で構成されるポーラ変調回路を備える。抽出部は、入力信号から、振幅成分、及び位相成分をそれぞれ別々に抽出する。第１処理部は、抽出部により抽出された振幅成分に、遅延を伴う第１信号処理を施す。第２処理部は、抽出部により抽出された位相成分に、遅延を伴う第２信号処理を施す。増幅部は、第１処理部の出力と第２処理部の出力とを合成して増幅し、出力信号を生成する。第１演算部は、振幅成分について、第１処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する。第１蓄積部は、第１演算部の出力を所定期間蓄積する。第２演算部は、位相成分について、第２処理部の入力前と入力後とを排他的論理和する。第２蓄積部は、第２演算部の出力を所定期間蓄積する。遅延変動検出補償部は、第１蓄積部の蓄積量から振幅成分の遅延時間を算出し、第２蓄積部の蓄積量から位相成分の遅延時間を算出し、これらを用いて遅延変動量を検出し、当該遅延変動量に応じて、増幅部による合成前において、振幅成分と位相成分とのタイミングを調整する。
好ましくは、前記ポーラ変調回路は、さらに、前記第１演算部の２つの入力、及び前記第２演算部の２つの入力毎に、振幅に上限を設ける略同等のリミッタアンプを備えるとよい。
好ましくは、前記ポーラ変調回路は、さらに、前記第１演算部の２つの入力、及び前記第２演算部の２つの入力毎に、誤差の要因となる細かいパルスを除去する略同等のフィルタを備えるとよい。【０００６】
好ましくは、前記ポーラ変調回路は、さらに、前記第１演算部の出力のパルス数をカウントする第１カウンタと、前記第２演算部の出力のパルス数をカウントする第２カウンタとを備え、前記遅延変動検出補償部は、振幅成分の遅延時間を算出するに際し、前記第１蓄積部の出力を第１カウンタによりカウントされたパルス数で除算し、位相成分の遅延時間を算出するに際し、前記第２蓄積部の出力を第２カウンタによりカウントされたパルス数で除算するとよい。
好ましくは、前記第１蓄積部は、前記第１カウンタによりカウントされたパルス数が、予め決められた第１所定数になるまで前記第１演算部の出力を蓄積し、前記第２蓄積部は、前記第２カウンタによりカウントされたパルス数が、予め決められた第２所定数になるまで前記第２演算部の出力を蓄積するとよい。【０００７】
好ましくは、前記第１蓄積部、及び前記第２蓄積部は、コンデンサと抵抗からなるローパスフィルタ回路であり、前記第１蓄積部の出力Vout１は、
Vout１＝{（２×ΔT１）／Tsig_ave１}×VDD１・・・式１−１
Tsig_ave１＝Tmeasure１／（振幅成分のパルス数÷２）・・・式１−２
により表され、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当し、Tsig_ave１は、振幅成分の１周期の平均値、VDD１は振幅成分のパルス高さ、Tmeasure１は蓄積する期間であり、前記第２蓄積部の出力Vout２は、
Vout２＝{（２×ΔT２）／Tsig_ave２}×VDD２・・・式２−１
Tsig_ave２＝Tmeasure２／（位相成分のパルス数÷２）・・・式２−２
により表され、ここで、ΔT２は位相成分のパルス幅、遅延時間に相当し、Tsig_ave２は、位相成分の２周期の平均値、VDD２は位相成分のパルス高さ、Tmeasure２は蓄積する期間であり、前記遅延変動検出補償部は、式１−１及び式１−２からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、式２−１及び式２−２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出するとよい。【０００８】
好ましくは、前記第１蓄積部、及び前記第２蓄積部は、積分器であり、前記第１蓄積部の出力Vout１は、
Vout１＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT１×VDD１）・・・式１
により表され、ここで、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当し、VDD１は振幅成分のパルス高さ、Ｃは積分器内のコンデンサ容量、Ｒは積分器内の抵抗値であり、前記第２蓄積部の出力Vout２は、
Vout２＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT２×VDD２）・・・式２
により表され、ここで、ΔT２は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当し、VDD２は振幅成分のパルス高さ、Ｃは積分器内のコンデンサ容量、Ｒは積分器内の抵抗値であり、前記遅延変動検出補償部は、式１からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、式２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出するとよい。【０００９】
好ましくは、当該送信機は、さらに、Ｉ信号とＱ信号とを、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調して、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調信号を生成し、前記入力信号として、前記ポーラ変調回路へ供給する他の変調回路を備えるとよい。
好ましくは、当該送信機は、さらに、Ｉ信号とＱ信号とを、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調して、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調信号を生成し、当該変調信号から、振幅成分、及び位相成分をそれぞれ別々に抽出し、抽出した振幅成分を、前記第１演算部における前記第１処理部の入力前の信号に代えて供給し、抽出した位相成分を、前記第２演算部における前記第２処理部の入力前の信号に代えて供給する他の変調回路を備えるとよい。
【発明の効果】
【００１０】
以上のように、本発明においては、普通に送信しながら、振幅成分と位相成分の遅延時間をそれぞれ実測して、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれを調整することができるので、部品毎の特性のばらつきによるずれ量や、周辺温度及び入力信号のパターンやレベル等の様々な要因による変動量等を個々に考慮することなく、リアルタイムで正確に当該ずれを調整することができる。また、各演算手段の各入力にリミッタアンプを設けたり、フィルタ群を設けることにより、誤差要因を除去して測定精度を向上させることができる。また、各演算部の出力のパルス数をカウントして、対応する蓄積部の出力をカウントしたパルス数で除算することにより、入力信号のパターンによる測定誤差を除去して測定精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、原信号と遅延が生じた信号とに基づいて、遅延時間に相当する電圧を出力する遅延時間計測器１０の構成例、及び実装上の課題を説明するための概略図である。
【図２】図２は、シミュレーションに用いた遅延時間計測器２０の構成の概略図である。
【図３】図３は、遅延時間計測器２０において、遅延部２４による遅延時間を適宜変えながら、出力電圧測定し、遅延時間と出力電圧との関係をグラフ化した図である。
【図４】図４は、本発明の第１の実施形態に係る送信機１００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信機２００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
【図６】図６は、本発明の第３の実施形態に係る送信機３００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
【図７】図７は、本発明の第４の実施形態に係る送信機４００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
【図８】図８は、本発明の第５の実施形態に係る送信機５００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［第１の実施形態］
＜概要＞
本実施の形態は、ポーラ変調における振幅成分と位相成分とのずれ量を実測して補償する送信機であって、まずは振幅成分と位相成分とをそれぞれ別個に、遅延が生じる信号処理部分の入力と出力とに基づいて、以下に説明する測定原理を用いて、振幅成分の遅延時間と位相成分の遅延時間とを求める。続いて振幅成分の遅延時間と位相成分の遅延時間との差を求め、この差を基準値と比較して、遅延の変動量を検出する。そして、検出した変動量に基づいて、振幅成分と位相成分とのタイミングを調整する。
【００１３】
＜測定原理の説明＞
まず、本実施の形態で用いる測定原理について説明する。
原信号をＳｉｎ（ωｔ）、遅延が生じた信号をＳｉｎ（ωｔ＋Φ）とおくと、これらを乗算した演算結果Ｙ（ｔ）は以下の（式１）のように表される。
Ｙ（ｔ）＝Ｓｉｎ（ωｔ）×Ｓｉｎ（ωｔ＋Φ）
＝−（１／２）{Ｃｏｓ（２ωｔ＋Φ）−Ｃｏｓ（Φ）}        ・・・（式１）
（式１）よりＹ（ｔ）には直流成分Ｃｏｓ（Φ）が含まれるので、これをモニタすることにより、遅延時間の変動を検出することができる。
【００１４】
図１は、原信号と遅延が生じた信号とに基づいて、遅延時間に相当する電圧を出力する遅延時間計測器１０の構成例、及び実装上の課題を説明するための概略図である。
図１において、リミッタアンプ１１、１２は同一の特性である。リミッタアンプ１１には遅延させないテスト用の送信データ「ＭＯＤ＿ＡＭ」を入力して波高を揃えたリミッタアンプ出力１３を得る。またリミッタアンプ１２には遅延させたテスト用の送信データ「ＭＯＤ＿ＡＭ＋Ｄｅｌａｙ」を入力して波高を揃えたリミッタアンプ出力１４を得る。リミッタアンプ出力１３、１４は排他演算器１５（図中「ＥＸ−ＯＲ」）に入力され排他的論理和演算が施され、出力電圧１６が出力される。出力電圧１６はＣＲからなるローパスフィルタ１７により時間平均されて平均電圧１８（図中「Ｖｏｕｔ」）が出力される。ここで、送信データ１３、あるいは送信データ１４の時間当たりのパルス数と、出力電圧１６の波高が周知であれば、平均電圧１８から遅延時間が容易に算出できる。
ここでローパスフィルタ１７は、上記（式１）における高周波成分「Ｃｏｓ（２ωｔ＋Φ）」をカットして直流成分「−Ｃｏｓ（Φ）」を残すものと考えてもよい。
ここで、遅延時間と出力電圧との関係を検証するために、実際にシミュレーションした結果を示す。
【００１５】
図２は、シミュレーションに用いた遅延時間計測器２０の構成の概略図を示す。
図２において、リミッタアンプ２１に遅延させないテスト用の送信データ２２（図中「ＭＯＤ＿ＡＭ」）を入力して波高を揃えたリミッタアンプ出力２３を得る。リミッタアンプ出力２３は２分岐され、一方はそのまま遅延させないで、他方は遅延部２４（図中「Ｔｄｅｌａｙ」）を通過させて遅延させる。これらは排他演算器２５（図中「ＥＸ−ＯＲ」）に入力され排他的論理和演算が施され、ＣＲからなる積分器２６により時間平均されて出力される。
図３は、遅延時間計測器２０において、遅延部２４による遅延時間を適宜変えながら、出力電圧測定し、遅延時間と出力電圧との関係をグラフ化した図である。
図３から、遅延時間と出力電圧とは比例関係にあり、遅延時間が０から１５０ｎｓｅｃまでの全域において、およそ４．６ｍＶ／ｎｓｅｃ、遅延時間が０から６０ｎｓｅｃまでの汎用域において、およそ５ｍＶ／ｎｓｅｃ、の関係があることがわかる。
【００１６】
＜構成＞
図４は、本発明の第１の実施形態に係る送信機１００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
振幅位相抽出手段１０１は、入力信号（Ｉ信号とＱ信号）に基づいて、振幅成分のデジタル信号と位相成分のデジタル信号とを抽出して出力する。ここで振幅位相抽出手段１０１は、予め標準的な環境条件（例えば室温２５度等）において実測しておいた振幅成分と位相成分とのずれ量に基づいて、振幅成分のデジタル信号の出力タイミングと位相成分のデジタル信号の出力タイミングとを意図的にずらし、標準的な環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれが無くなるように調整されている。
【００１７】
デジタルアナログコンバータ１０２（図中の「Ｄ／Ａ」）は、振幅位相抽出手段１０１から出力された振幅成分のデジタル信号をアナログ信号に変換する。
ローパスフィルタ１０３（図中の「ＬＰＦ」）は、振幅成分の高周波ノイズ等の不要な高周波成分を除去する。
利得可変アンプ１０４は、ＰＡ電源ＩＣ１０５への入力レベルを調整する。ここで利得可変アンプ１０４の直流成分は送信する出力レベルにほぼ比例し、また交流成分の振幅レベルは、変調方式等（ＧＳＭ、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ）により異なる。
ＰＡ電源ＩＣ１０５は、利得可変アンプ１０４の出力に応じて、ＰＡ１０９に安定した電力を供給する。
ここで、デジタルアナログコンバータ１０２、ローパスフィルタ１０３、利得可変アンプ１０４、及びＰＡ電源ＩＣ１０５をまとめて第１処理手段とする。
【００１８】
デジタルアナログコンバータ１０６（図中の「Ｄ／Ａ」）は、振幅位相抽出手段１０１から出力された位相成分のデジタル信号をアナログ信号に変換する。
ローパスフィルタ１０７（図中の「ＬＰＦ」）は、位相成分の高周波ノイズ等の不要な高周波成分を除去する。
ここで、ローパスフィルタ１０７を第２処理手段とする。
ＰＬＬ周波数シンセサイザ１０８は、ＰＡ１０９へ入力する信号の波形を整形する。より詳しくは周波数を時間積分して位相へ変換する。
ＰＡ１０９は、パワーアンプであり、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１０８の出力信号を、ＰＡ電源ＩＣ１０５の出力レベルに応じて増幅することにより、振幅成分の信号と位相成分の信号とを合成する。
なお、１０１〜１０９は従来の構成の一例であり、この部分の構成は他のポーラ変調回路の構成であってもよい。
【００１９】
排他演算手段１１０（図中の「ＥＸ−ＯＲ」）は、デジタルアナログコンバータ１０２の出力とＰＡ電源ＩＣ１０５の出力とを排他的論理和する。ここで、ＰＡ電源ＩＣ１０５の出力には、デジタルアナログコンバータ１０２により出力された振幅成分に、ローパスフィルタ１０３、利得可変アンプ１０４、及びＰＡ電源ＩＣ１０５からなる第１処理手段による信号処理が施された分だけ遅延が生じている。
ローパスフィルタ１１１（図中の「ＬＰＦ」）は、排他演算手段１１０の出力信号の不要な高周波成分を除去し、当該出力信号を時間平均した振幅成分の遅延時間に相当する電圧を出力する。
【００２０】
アナログデジタルコンバータ１１２（図中の「Ａ／Ｄ」）は、ローパスフィルタ１１１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
排他演算手段１１３（図中の「ＥＸ−ＯＲ」）は、デジタルアナログコンバータ１０６の出力とローパスフィルタ１０７の出力とを排他的論理和する。ここで、ローパスフィルタ１０７の出力には、デジタルアナログコンバータ１０６により出力された振幅成分に、ローパスフィルタ１０７からなる第２処理手段による信号処理が施された分だけ遅延が生じている。
ローパスフィルタ１１４（図中の「ＬＰＦ」）は、排他演算手段１１３の出力信号の不要な高周波成分を除去し、当該出力信号を時間平均した位相成分の遅延時間に相当する電圧を出力する。
【００２１】
アナログデジタルコンバータ１１５（図中の「Ａ／Ｄ」）は、ローパスフィルタ１１４から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
遅延検出補償手段１１６は、アナログデジタルコンバータ１１２の出力から振幅成分の遅延時間を算出し、アナログデジタルコンバータ１１５の出力から位相成分の遅延時間を算出し、標準的な環境条件において予め実測しておいたずれ量の基準値と比較し、差分に相当する遅延変動量を検出して、振幅位相抽出手段１０１へ渡し、振幅位相抽出手段１０１に、当該遅延変動量に応じて、振幅成分のデジタル信号の出力タイミングと位相成分のデジタル信号の出力タイミングとのずれ量を修正させ、現在の環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれが無くなるように調整させる。
【００２２】
＜まとめ＞
以上のように、第１の実施形態に係る送信機は、実際の振幅成分の遅延時間と位相成分の遅延時間とをリアルタイムで実測して、振幅成分と位相成分とのずれが無くなるように調整するので、正確に振幅成分と位相成分とのタイミングを合わせることができ、送信の精度及び効率を高めることができる。
また、各遅延時間の実測やずれ量の調整は、有用なデータを送信しながら行うことができるので、実測や調整を行っても余分な時間が発生せず、頻繁に振幅成分と位相成分とのタイミングを合わせることができ、環境の変化に素早く対応することができる。
【００２３】
［第２の実施形態］
＜概要＞
第１の実施形態において、排他演算を行う対象である２つの信号のうち、一方の信号のみがローパスフィルタを通過しているので、ローパスフィルタを通過していない他方には細かいパルスが載っている等により２つの信号の波形が異なる場合があり、誤差の要因となる可能性がある。
そこで、本実施の形態は、排他演算を行う対象である２つの信号の両方を、諸特性が同じフィルタにそれぞれ通過させ、遅延差が生じないようにしながら、誤差の要因となる細かいパルス等を除去する。さらに、２つの信号の両方を、諸特性が同じリミッタアンプに通過させて、位相情報だけにして、振幅情報による影響をなくして、測定誤差を削減している。
【００２４】
また、図１中の平均電圧１８のグラフからわかるように、蓄積時間中に発生したパルスの数が異なると、同じ遅延時間であっても出力電圧が異なることになるので、パルスの数が予めわかっているテスト用のデータを用いる場合は問題ないが、有用なデータを用いる場合には、出力電圧がデータの内容に依存して変動するため、誤差の要因となる可能性がある。
そこで、本実施の形態は、パルスの数をカウントするカウンタを設けて、カウントしたパルスの数を用いてΔＴを算出することにより、データの内容による誤差を解消している。
【００２５】
＜構成＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信機２００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
なお、第１の実施形態と同様の構成要素には同一番号を付し、その説明を省略する。
リミッタアンプＡ２０１は、デジタルアナログコンバータ１０２の出力である振幅成分のデジタル信号の波高を揃える。
フィルタ２０２、及びフィルタ２０３は、振幅成分のデジタル信号から誤差の要因となる細かいパルス等を除去する。
リミッタアンプＢ２０４は、リミッタアンプＡ２０１と諸特性が同じであり、ＰＡ電源ＩＣ１０５の出力を通過させて、リミッタアンプＡ２０１と同じ遅延時間を生じさせる。
フィルタ２０５、及びフィルタ２０６は、それぞれフィルタ２０２、及びフィルタ２０３と諸特性が同じであり、それぞれフィルタ２０２、及びフィルタ２０３と同じ遅延時間を生じさせる。
【００２６】
排他演算手段２０７（図中「ＥＸ−ＯＲ」）は、実質的に第１の実施形態の図４に示した排他演算手段１１０と同じ機能であり、フィルタ２０３の出力とフィルタ２０６の出力とを排他的論理和する。
ローパスフィルタ２０８（図中「ＣＲのＬＰＦ」）は、実質的に第１の実施形態の図４に示したローパスフィルタ１１１と同じ機能であり、振幅成分の遅延時間に相当する電圧を出力する。
アナログデジタルコンバータ２０９（図中の「Ａ／Ｄ」）は、ローパスフィルタ２０８から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
カウンタ２１０は、排他演算手段２０７の出力中のΔＴ幅のパルスの数をカウントする。例えば、図１の出力電圧１６のような波形の出力から、ΔＴ幅のパルスの、波高の半分の電圧を超えた数をカウントする。
【００２７】
リミッタアンプＣ２１１は、デジタルアナログコンバータ１０６の出力である位相成分のデジタル信号の波高を揃える。
フィルタ２１２、及びフィルタ２１３は、位相成分のデジタル信号から誤差の要因となる細かいパルス等を除去する。
リミッタアンプＤ２１４は、リミッタアンプＣ２１１と諸特性が同じであり、ローパスフィルタ１０７の出力を通過させて、リミッタアンプＣ２１１と同じ遅延時間を生じさせる。
フィルタ２１５、及びフィルタ２１６は、それぞれフィルタ２１２、及びフィルタ２１３と諸特性が同じであり、それぞれフィルタ２１２、及びフィルタ２１３と同じ遅延時間を生じさせる。
【００２８】
排他演算手段２１７（図中「ＥＸ−ＯＲ」）は、実質的に第１の実施形態の図４に示した排他演算手段１１３と同じ機能であり、フィルタ２１３の出力とフィルタ２１６の出力とを排他的論理和する。
ローパスフィルタ２１８（図中「ＣＲのＬＰＦ」）は、実質的に第１の実施形態の図４に示したローパスフィルタ１１４と同じ機能であり、位相成分の遅延時間に相当する電圧を出力する。
アナログデジタルコンバータ２１９（図中の「Ａ／Ｄ」）は、ローパスフィルタ２１８から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
カウンタ２２０は、排他演算手段２１７の出力中の、ΔＴ幅のパルスの数をカウントする。
【００２９】
遅延検出補償手段２２１は、アナログデジタルコンバータ２０９の出力と、カウンタ２１０がカウントしたパルスの数から振幅成分の遅延時間を算出し、アナログデジタルコンバータ２１９の出力と、カウンタ２２０がカウントしたパルスの数から位相成分の遅延時間を算出し、標準的な環境条件において予め実測しておいたずれ量の基準値と比較し、差分に相当する遅延変動量を検出して、振幅位相抽出手段１０１へ渡し、振幅位相抽出手段１０１に、当該遅延変動量に応じて、振幅成分のデジタル信号の出力タイミングと位相成分のデジタル信号の出力タイミングとのずれ量を修正させ、現在の環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれが無くなるように調整させる。
なお、カウンタ２１０は、パルスの数が予め決められた第１の所定数になるまでカウントし、第１の所定数になったところまでの間にローパスフィルタ２０８に蓄積された、振幅成分の遅延時間に相当する電圧を用いるようにしてもよい。同様に、カウンタ２２０は、パルスの数が予め決められた第２の所定数になるまでカウントし、第２の所定数になったところまでの間にローパスフィルタ２１８に蓄積された、位相成分の遅延時間に相当する電圧を用いるようにしてもよい。
【００３０】
ここでローパスフィルタ２０８の出力を「Vout１」とすると、以下の式が成り立つ。
Vout１＝{（２×ΔT1）／Tsig_ave１}×VDD１・・・式１−１
Tsig_ave１＝Tmeasure１／（振幅成分のパルス数÷２）・・・式１−２
ここで、「ΔT１」は振幅成分のパルス幅であって、遅延時間に相当し、「Tsig_ave１」は、振幅成分の１周期の平均値、「VDD１」は振幅成分のパルス高さ、「Tmeasure１」は蓄積する期間である。
ここでローパスフィルタ２１８の出力を「Vout２」とすると、以下の式が成り立つ。
Vout２＝{（２×ΔT２）／Tsig_ave２}×VDD２・・・式２−１
Tsig_ave２＝Tmeasure２／（位相成分のパルス数÷２）・・・式２−２
【００３１】
ここで、「ΔT２」は位相成分のパルス幅であって、遅延時間に相当し、「Tsig_ave２」は、位相成分の２周期の平均値、「VDD２」は位相成分のパルス高さ、「Tmeasure２」は蓄積する期間である。
遅延検出補償手段２２１は、式１−１及び式１−２からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、式２−１及び式２−２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出する。
なお、ローパスフィルタ２０８、２１８のＣＲの温度変動は、「Tmeasure２」が十分長い時間であれば、精度へ影響しないが、出力が安定するまでに時間がかかる。
【００３２】
＜まとめ＞
以上のように、第２の実施形態に係る送信機は、第１の実施形態の構成に加え、排他演算手段２０７の２つの入力、及び排他演算手段２１７の２つの入力毎に、振幅に上限を設ける略同等のリミッタアンプと、誤差の要因となる細かいパルスを除去する略同等のフィルタとを備えるので、測定誤差を削減することができる。
また排他演算手段２０７、及び排他演算手段２１７の出力のパルス数をカウントし、振幅成分の遅延時間を算出するに際し、アナログデジタルコンバータ２０９の出力を排他演算手段２０７の出力のパルス数で除算し、位相成分の遅延時間を算出するに際し、アナログデジタルコンバータ２１９の出力を排他演算手段２１７の出力のパルス数で除算するので、データの内容による誤差を解消することができる。
【００３３】
［第３の実施形態］
＜概要＞
本実施の形態は、第２の実施形態のローパスフィルタ２０８とローパスフィルタ２１８とを積分器に置き換えたものである。
＜構成＞
図６は、本発明の第３の実施形態に係る送信機３００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
なお、第２の実施形態と同様の構成要素には同一番号を付し、その説明を省略する。
積分器３０１は、排他演算手段２０７の出力中のパルスを積分する。
アナログデジタルコンバータ３０２（図中の「Ａ／Ｄ」）は、積分器３０１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
【００３４】
積分器３０３は、排他演算手段２１７の出力中のパルスを積分する。
アナログデジタルコンバータ３０４（図中の「Ａ／Ｄ」）は、積分器３０３から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。
遅延検出補償手段３０５は、アナログデジタルコンバータ３０２の出力と、カウンタ２１０がカウントしたパルスの数から振幅成分の遅延時間を算出し、アナログデジタルコンバータ３０４の出力と、カウンタ２２０がカウントしたパルスの数から位相成分の遅延時間を算出し、標準的な環境条件において予め実測しておいたずれ量の基準値と比較し、差分に相当する遅延変動量を検出して、振幅位相抽出手段１０１へ渡し、振幅位相抽出手段１０１に、当該遅延変動量に応じて、振幅成分のデジタル信号の出力タイミングと位相成分のデジタル信号の出力タイミングとのずれ量を修正させ、現在の環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれが無くなるように調整させる。
【００３５】
なお積分器３０１、及び積分器３０３中の「ＳＷ」はリセットスイッチである。
ここで積分器３０１の出力を「Vout１」とすると、以下の式が成り立つ。
Vout１＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT１×VDD１）・・・式１
ここで、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当、
VDD１は振幅成分のパルス高さ、
Ｃは積分器内のコンデンサ容量、
Ｒは積分器内の抵抗値、により表され、
前記第２蓄積部の出力Vout２は、
Vout２＝−{１／（Ｃ×Ｒ）}×（振幅成分のパルス数×ΔT２×VDD２）・・・式２
【００３６】
ここで、「ΔT２」は振幅成分のパルス幅であって、遅延時間に相当し、「VDD２」は振幅成分のパルス高さ、「Ｃ」は積分器内のコンデンサ容量、「Ｒ」は積分器内の抵抗値である。
遅延検出補償手段３０５は、式１からΔT１を算出することにより、振幅成分の遅延時間を算出し、式２からΔT２を算出することにより、位相成分の遅延時間を算出する。
＜まとめ＞
以上のように、第３の実施形態に係る送信機は、積分器により排他演算手段の出力を積分するので、積分器のＣＲの温度変動による影響が出てしまうが、第２の実施形態と較べて、「Tsig_ave１」、「Tsig_ave２」の測定が不要な分精度が上がり、また、出力電圧が高い分ノイズの影響を受け難い。
【００３７】
［第４の実施形態］
＜概要＞
本実施の形態は、ポーラ変調回路と直交変調回路とを両方備え、両回路において並行して変調処理を行い、両方の回路の出力からそれぞれ振幅成分と位相成分とを抽出して、直交変調回路における振幅成分と位相成分とを基準に、ポーラ変調回路における振幅成分と位相成分とのずれ量を検出し、ポーラ変調回路の振幅位相抽出手段にフィードバックをかけて、振幅成分と位相成分との出力タイミングを調整して、ずれをなくすものである。
【００３８】
＜構成＞
図７は、本発明の第４の実施形態に係る送信機４００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
ポーラ変調回路４０１は、従来の構成のポーラ変調回路であり、第１の実施形態の図４中に示した１０１〜１０９に相当し、出力信号「ＲＦ＿ｍａｉｎ」を出力するものとする。
直交変調回路４０２は、従来の構成の、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調する直交変調回路であり、出力信号「ＲＦ＿ｄｕｍｍｙ」を出力するものとする。  なお、直交変調回路４０２は、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調方法であれば、他の変調回路でもよい。
【００３９】
リミッタ４０３は、ポーラ変調回路４０１の出力信号「ＲＦ＿ｍａｉｎ」の波高を揃えて、位相成分のみの信号に変換する。
ＡＭ検波器４０４は、ポーラ変調回路４０１の出力信号「ＲＦ＿ｍａｉｎ」の包絡線成分を抽出して、振幅成分のみの信号に変換する。
リミッタ４０５は、直交変調回路４０２の出力信号「ＲＦ＿ｄｕｍｍｙ」の波高を揃えて、位相成分のみの信号に変換する。
ＡＭ検波器４０６は、直交変調回路４０２の出力信号「ＲＦ＿ｄｕｍｍｙ」の包絡線成分を抽出して、振幅成分のみの信号に変換する。
【００４０】
遅延検出補償手段４０７は、ＡＭ検波器４０６の出力とリミッタ４０５の出力から、振幅成分と位相成分との正しいタイミングを認識し、ＡＭ検波器４０４の出力とリミッタ４０３の出力とのずれ量に相当する遅延変動量を検出して、ポーラ変調回路４０１へ（第１の実施形態の振幅位相抽出手段１０１に相当する構成へ）渡し、当該遅延変動量に応じて、振幅成分のデジタル信号の出力タイミングと位相成分のデジタル信号の出力タイミングとのズレ量を修正させ、現在の環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのずれが無くなるように調整させる。詳細には、ＡＭ検波器４０４の出力とＡＭ検波器４０６の出力とを排他的論理和し（図中の「ＥＸ−ＯＲ＿Ａ」）、ローパスフィルタで振幅成分の時間差に相当する電圧を出力して（図中の「ＬＰＦ＿Ａ」）、アナログデジタルコンバータ（図中の「Ａ／Ｄ＿Ａ」）でデジタル信号に変換することにより、ポーラ変調回路４０１における振幅成分の処理に要した時間と、直交変調回路４０２における振幅成分の処理に要した時間との差分を求める。また、リミッタ４０３の出力とリミッタ４０５の出力とを排他的論理和し（図中の「ＥＸ−ＯＲ＿Ｂ」）、ローパスフィルタで位相成分の時間差に相当する電圧を出力して（図中の「ＬＰＦ＿Ｂ」）、アナログデジタルコンバータでデジタル信号に変換することにより（図中の「Ａ／Ｄ＿Ｂ」）、ポーラ変調回路４０１における位相成分の処理に要した時間と、直交変調回路４０２における位相成分の処理に要した時間との差分を求める。最後に振幅成分の差分と位相成分の差分との「差分」を計算すれば、ポーラ変調回路４０１における振幅成分の処理に要した時間と位相成分の処理に要した時間とのずれ量を求めることができる。
ここで、振幅成分に関するポーラ変調回路４０１の信号処理時間と直交変調回路４０２の信号処理時間との差分が、第１の実施形態の第１処理手段による遅延時間に相当する。また、位相成分に関するポーラ変調回路４０１の信号処理時間と直交変調回路４０２の信号処理時間との差分が、第１の実施形態の第２処理手段による遅延時間に相当する。
【００４１】
＜まとめ＞
以上のように、第４の実施形態に係る送信機の構成によれば、同一の入力信号に対する直交変調回路の変調処理の結果を基準にして、ポーラ変調回路の変調処理の結果を評価して、フィードバックをかけて、正確に振幅成分と位相成分とのタイミングを合わせることができ、送信の精度及び効率を高めることができる。
また、基本的にポーラ変調回路の出力信号を有効な信号として使用することが前提なので、直交変調回路に諸特性の優れた高価で複雑な回路を用いる必要がないため低コスト化が期待できる。さらに直交変調回路は、ポーラ変調回路の振幅成分と位相成分とのタイミングを合わせる時にだけ動作させればよいので、低消費電力化が期待できる。
【００４２】
［第５の実施形態］
＜概要＞
本実施の形態は、直交変調回路において変調処理を行い、その出力からそれぞれ振幅成分と位相成分とを抽出して、これらを元に、遅延が少ない方の成分（通常は位相成分）に遅延をかけて、ポーラ変調回路における変調処理を行い、ポーラ変調前の振幅成分と位相成分とを基準に、ポーラ変調語の振幅成分と位相成分とのずれ量を検出し、遅延量を調整して、ずれをなくすものである。
【００４３】
＜構成＞
図８は、本発明の第５の実施形態に係る送信機５００のポーラ変調回路周辺の概略を示す図である。
直交変調回路５０１は、従来の構成の、振幅成分の信号と位相成分の信号とを分離せずに変調する直交変調回路であり、出力信号「ＲＦ＿１ｓｔ」を出力するものとする。
なお、直交変調回路５０１は、振幅成分と位相成分とのずれが生じない変調方法であれば、他の変調回路でもよい。
リミッタ５０２は、直交変調回路５０１の出力信号「ＲＦ＿１ｓｔ」の波高を揃えて、位相成分のみの信号に変換する。
ＡＭ検波器５０３は、直交変調回路４０２のの出力信号「ＲＦ＿１ｓｔ」の包絡線成分を抽出して、振幅成分のみの信号に変換する。
【００４４】
なお、リミッタ５０２とＡＭ検波器５０３には、互いのの遅延温度変動による影響が相殺される特性のものを選ぶとよい。
可変遅延器５０４は、リミッタ５０２から出力される位相成分のみの信号を遅延させて、ＡＭ検波器５０３から出力される振幅成分のみの信号と意図的にずらし、振幅成分と位相成分とのタイミングのズレが無くなるように調整する。
ＰＡ電源ＩＣ５０５は、ＡＭ検波器５０３の出力に応じて、ＰＡ５０６に安定した電力を供給する。
ＰＡ５０６は、パワーアンプであり、可変遅延器５０４の出力信号を、ＰＡ電源ＩＣ５０５の出力レベルに応じて増幅することにより、振幅成分の信号と位相成分の信号とを合成して、出力信号「ＲＦ＿２ｎｄ」を出力するものとする。
【００４５】
リミッタ５０７は、ＰＡ５０６の出力信号「ＲＦ＿２ｎｄ」の波高を揃えて、位相成分のみの信号に変換する。
ＡＭ検波器５０８は、ＰＡ５０６の出力信号「ＲＦ＿２ｎｄ」の包絡線成分を抽出して、振幅成分のみの信号に変換する。
なお、リミッタ５０７とＡＭ検波器５０８には、互いのの遅延温度変動による影響が相殺される特性のものを選ぶとよい。
遅延検出補償手段５０９は、ＡＭ検波器５０３の出力とリミッタ５０２の出力から、振幅成分と位相成分との正しいタイミングを認識し、ＡＭ検波器５０８の出力とリミッタ５０７の出力とのずれ量に相当する遅延変動量を検出して、当該遅延変動量に応じて、可変遅延器５０４の遅延量を調整して、振幅成分の信号の出力タイミングと位相成分の信号の出力タイミングとのズレ量を修正させ、現在の環境条件において、振幅成分と位相成分とのタイミングのズレが無くなるように調整させる。
【００４６】
詳細には、ＡＭ検波器５０３の出力とＡＭ検波器５０８の出力とを排他的論理和し（図中の「ＥＸ−ＯＲ＿Ｃ」）、ローパスフィルタで振幅成分の時間差に相当する電圧を出力して（図中の「ＬＰＦ＿Ｃ」）、アナログデジタルコンバータ（図中の「Ａ／Ｄ＿Ｃ」）でデジタル信号に変換することにより、ポーラ変調における振幅成分の処理に要した時間を求める。また、リミッタ５０２の出力とリミッタ５０７の出力とを排他的論理和し（図中の「ＥＸ−ＯＲ＿Ｄ」）、ローパスフィルタで位相成分の時間差に相当する電圧を出力して（図中の「ＬＰＦ＿Ｄ」）、アナログデジタルコンバータでデジタル信号に変換することにより（図中の「Ａ／Ｄ＿Ｄ」）、ポーラ変調における位相成分の処理に要した時間を求める。最後に振幅成分の処理に要した時間と位相成分の処理に要した時間との「差分」を計算すれば、ポーラ変調における振幅成分の処理に要した時間と位相成分の処理に要した時間とのずれ量を求めることができる。
ここで、ＰＡ電源ＩＣ５０５、ＰＡ５０６、及びＡＭ検波器５０８が、第１の実施形態の第１処理手段に相当し、ＡＭ検波器５０８の出力には、ＡＭ検波器５０３により出力された出力信号「ＲＦ＿１ｓｔ」の振幅成分に、ＰＡ電源ＩＣ５０５、ＰＡ５０６、及びＡＭ検波器５０８からなる第１処理手段による信号処理が施された分だけ遅延が生じている。また、可変遅延器５０４、ＰＡ５０６、及びリミッタ５０７が、第１の実施形態の第２処理手段に相当し、リミッタ５０７の出力には、リミッタ５０２により出力された出力信号「ＲＦ＿１ｓｔ」の位相成分に、可変遅延器５０４、ＰＡ５０６、及びリミッタ５０７からなる第２処理手段による信号処理が施された分だけ遅延が生じている。
【００４７】
＜まとめ＞
以上のように、第５の実施形態に係る送信機によれば、１段目の直交変調回路の変調処理の結果を基準にして、２段目のポーラ変調回路の変調処理の結果を評価してフィードバックをかけて、正確に振幅成分と位相成分とのタイミングを合わせることができ、送信の精度及び効率を高めることができる。
また、基本的にポーラ変調回路の出力信号を有効な信号として使用することが前提なので、直交変調回路に諸特性の優れた高価で複雑な回路を用いる必要がないため低コスト化が期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明のポーラ変調回路を備える送信機は、あらゆる通信機器に利用可能であり、また
温度変動当の環境の変化による悪影響を軽減し、送信の精度及び効率を高めることができるので、特に低コスト化、及び低消費電力化が期待される携帯電話等の汎用の携帯機器に適している。
【符号の説明】
【００４９】
１０    遅延時間計測器
１１、１２    リミッタアンプ
１３、１４    リミッタアンプ出力
１５    排他演算器
１６    出力電圧
１７    ローパスフィルタ
１８    平均電圧
２０    遅延時間計測器
２１    リミッタアンプ
２２    テスト用の送信データ
２３    リミッタアンプ出力
２４    遅延部
２５    排他演算器
２６    積分器
１００    送信機
１０１    振幅位相抽出手段
１０２    デジタルアナログコンバータ
１０３    ローパスフィルタ
１０４    利得可変アンプ
１０５    ＰＡ電源ＩＣ
１０６    デジタルアナログコンバータ
１０７    ローパスフィルタ
１０８    ＰＬＬ周波数シンセサイザ
１０９    ＰＡ
１１０    排他演算手段
１１１    ローパスフィルタ
１１２    アナログデジタルコンバータ
１１３    排他演算手段
１１４    ローパスフィルタ
１１５    アナログデジタルコンバータ
１１６    遅延検出補償手段
２００    送信機
２０１    リミッタアンプＡ
２０２、２０３    フィルタ
２０４    リミッタアンプＢ
２０５、２０６    フィルタ
２０７    排他演算手段
２０８    ローパスフィルタ
２０９    アナログデジタルコンバータ
２１０    カウンタ
２１１    リミッタアンプＣ
２１２，２１３    フィルタ
２１４    リミッタアンプＤ
２１５、２１６    フィルタ
２１７    排他演算手段
２１８    ローパスフィルタ
２１９    アナログデジタルコンバータ
２２０    カウンタ
２２１    遅延検出補償手段
３００    送信機
３０１    積分器
３０２    アナログデジタルコンバータ
３０３    積分器
３０４    アナログデジタルコンバータ
３０５    遅延検出補償手段
４００    送信機
４０１    ポーラ変調回路
４０２    直交変調回路
４０３    リミッタ
４０４    ＡＭ検波器
４０５    リミッタ
４０６    ＡＭ検波器
４０７    遅延検出補償手段
５００    送信機
５０１    直交変調回路
５０２    リミッタ
５０３    ＡＭ検波器
５０４    可変遅延器
５０５    ＰＡ電源ＩＣ
５０６    ＰＡ
５０７    リミッタ
５０８    ＡＭ検波器
５０９    遅延検出補償手段
【図１】
2011001577.tif 000003
【図２】
2011001577.tif 000004
【図３】
2011001577.tif 000005
【図４】
2011001577.tif 000006
【図５】
2011001577.tif 000007
【図６】
2011001577.tif 000008
【図７】
2011001577.tif 000009
【図８】
2011001577.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成23年12月28日(2011.12.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１４】
図１は、原信号と遅延が生じた信号とに基づいて、遅延時間に相当する電圧を出力する遅延時間計測器１０の構成例、及び実装上の課題を説明するための概略図である。
図１において、リミッタアンプ１１、１２は同一の特性である。リミッタアンプ１１には遅延させないテスト用の送信データ「ＭＯＤ＿ＡＭ」を入力して波高を揃えたリミッタアンプ出力１３を得る。またリミッタアンプ１２には遅延させたテスト用の送信データ「ＭＯＤ＿ＡＭ＋Ｄｅｌａｙ」を入力して波高を揃えたリミッタアンプ出力１４を得る。リミッタアンプ出力１３、１４は排他演算器１５（図中「ＥＸ−ＯＲ」）に入力され排他的論理和演算が施され、出力電圧１６が出力される。出力電圧１６はＣＲからなるローパスフィルタ１７により時間平均されて平均電圧１８（図中「Ｖｏｕｔ」）が出力される。ここで、リミッタアンプ出力１３、あるいはリミッタアンプ出力１４の時間当たりのパルス数と、出力電圧１６の波高が周知であれば、平均電圧１８から遅延時間が容易に算出できる。
ここでローパスフィルタ１７は、上記（式１）における高周波成分「Ｃｏｓ（２ωｔ＋Φ）」をカットして直流成分「−Ｃｏｓ（Φ）」を残すものと考えてもよい。
ここで、遅延時間と出力電圧との関係を検証するために、実際にシミュレーションした結果を示す。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３５】
なお積分器３０１、及び積分器３０３中の「ＳＷ」はリセットスイッチである。
ここで積分器３０１の出力を「Vout１」とすると、以下の式が成り立つ。
Vout１＝−[１／（Ｃ×Ｒ）]×（振幅成分のパルス数×ΔT１×VDD１）・・・式１
ここで、ΔT１は振幅成分のパルス幅、遅延時間に相当、
VDD１は振幅成分のパルス高さ、
Ｃは積分器内のコンデンサ容量、
Ｒは積分器内の抵抗値、により表され、
前記積分器３０３の出力Vout２は、
Vout２＝−[１／（Ｃ×Ｒ）]×（振幅成分のパルス数×ΔT２×VDD２）・・・式２
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図５】
2011001577.tif 000011
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図６】
2011001577.tif 000012
【国際調査報告】
2011001577.tif 000013
2011001577.tif 000014
2011001577.tif 000015
2011001577.tif 000016