(57)【要約】  本来、励磁インダクタンスが小さい変圧器を使用しないと動作できない素子や回路が１次側に接続されている場合に、励磁インダクタンスが大きい変圧器を使用しても、前記素子や回路の動作を損なうことなく変圧器電流（１次電流や２次電流）を測定できる、電流検出回路および変圧器電流測定システムを提供する。  変圧器１１の１次巻線１１１に直列に電流検出器ＣＴ（カレントトランス）を接続し、１次巻線１１１と電流検出器ＣＴとの直列接続に並列に、インダクタＬａを接続する。そして電流検出器ＣＴにより検出した１次電流ＩＴの値に基づき、変圧器１１の２次電流Ｉ２を測定する。
2010090032.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスを備えたスイッチング電源において、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路であって、
前記トランスの１次巻線に直列に接続され、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記トランスの１次巻線と、前記電流検出手段と、が直列に接続された直列接続部に並列接続されたインダクタと、を備えることを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
前記インダクタのインダクタンスは、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスより小さいことを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項３】
トランスと、当該トランスの１次巻線に直列接続された第１インダクタと、を備えたスイッチング電源において、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路であって、
前記トランスの１次巻線に直列に接続され、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記トランスの１次巻線と、前記第１インダクタと、前記電流検出回路と、が直列に接続された直列接続部に並列接続された第２インダクタと、を備えることを特徴とする電流検出回路。
【請求項４】
前記第２インダクタのインダクタンスは、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスより小さいことを特徴とする請求項３に記載の電流検出回路。
【請求項５】
変圧器の１次巻線に直列に電流検出器を接続し、前記１次巻線と前記電流検出器との直列接続に並列に、インダクタを接続したことを特徴とする変圧器電流測定システム。
【請求項６】
前記インダクタは、前記１次巻線の励磁インダクタンスよりも小さいインダクタンスを有することを特徴とする請求項５に記載の変圧器電流測定システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大励磁インダクタンスの変圧器を流れる電流（１次電流または２次電流）の測定技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、変圧器の励磁電流により、変圧器の磁化飽和を回避するための技術が知られている。【０００３】
図１１において、電力変換装置８は、変圧器８１と、変圧器８１の１次巻線８１１に接続されたスイッチ回路８２と、２次巻線８１２に接続された整流回路８３と、整流回路８３の出力側に設けられた平滑回路８４とを備えている。図１１では、スイッチ回路８２は、スイッチ素子Ｑ１から構成され、整流回路８３は２つのスイッチ素子Ｑ２１，Ｑ２２から構成されている。また、平滑回路８４は、インダクタＬＯとキャパシタＣＯとから構成されている。【０００４】
この電力変換装置８では、変圧器の磁束リセットを可能にするため、故意に励磁インダクタンスの小さい（励磁電流Ｉｅｘが大きい）変圧器８１を使用しており、１次巻線８１１に電流センサＣＴが設けられている。変圧器８１の１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄは、２次電流Ｉ２に反映される。すなわち、巻線比をｎ（１次巻線数Ｎ１／２次巻線数Ｎ２）とすると、Ｉ２＝ｎ×Ｉ１Ｌｏａｄとなるので、１次電流Ｉ１を検出することで、２次電流Ｉ２を直接検出することなくその値を測定することができる。
電力変換装置８は、巻線比ｎが大きい場合において、２次電流のノイズによる誤動作を回避したい場合や、測定損失（測定時の電力損失）を低減したいときに好適である。図１２に、１次電流Ｉ１・１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄと、２次電流Ｉ２と、励磁電流Ｉｅｘとを示すとともに、スイッチＱ１，Ｑ２１，Ｑ２２のオン・オフ状態との関係を示す。【０００５】
一方、変圧器の励磁電流を、当該変圧器の１次側に設けた回路や装置を動作させるために用いる技術も知られている。【０００６】
図１３は変圧器９１の１次側に設けたスイッチ回路９２を半導体スイッチにより構成し、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）方式により電力変換を行う電力変換装置９を示している（特許文献１参照）。この変圧器９１では、１次巻線９１１の励磁インダクタンスを、故意に小さくしてある。【０００７】
図１３において、スイッチ回路９２は、スイッチ（図ではＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のブリッジにより構成されている。スイッチ回路９２の入力端子には直流電圧ＤＣＩＮが与えられ、出力端子にはインダクタＬ１，キャパシタＣ１からなる共振回路９５を介して１次巻線９１１が接続されている。【０００８】
また、変圧器９１の２次側は、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４から構成された整流回路９３が設けられている。整流回路９３の入力側は２次巻線９１２に接続され、出力側は平滑回路９４（キャパシタＣ２）を介して負荷が接続されている。【０００９】
スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４には、寄生ダイオードおよび寄生キャパシタンス（キャパシタ）が形成され、例えば、Ｑ１１，Ｑ１４がオン、Ｑ１２，Ｑ１３がオフのときにＱ１１，Ｑ１４がオフすると、Ｑ１２，Ｑ１３の寄生キャパシタンスと回路インダクタンスとが共振して、Ｑ１２，Ｑ１３の端子電圧がゼロになる。この端子電圧のタイミングでＱ１２，Ｑ１３をオンすることでＺＶＳが実現される。【００１０】
図１３における変圧器９１では、１次巻線の励磁インダクタンスを小さく（励磁電流を大きく）設計してあり、励磁インダクタンスに起因する電流（励磁電流Ｉｅｘ）がＺＶＳ動作に大きく寄与する。
【特許文献１】特開平７−３２２６１３号
【特許文献２】ＷＯ２００５／０２５０４３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
図１１の電力変換装置８では、１次電流（励磁電流Ｉｅｘと１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄとで示す）の検出値に基づいて２次電流を測定するという動作を行おうとする場合、図１２の１次電流Ｉ１（図１１では、励磁電流Ｉｅｘと１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄとで示す）の波形からわかるように、仮にＣＴなどにより、１次電流Ｉ１を検出したとしても、１次電流Ｉ１には大きな励磁電流Ｉｅｘが含まれるために２次電流Ｉ２を測定することができない。大きな励磁電流（励磁インダクタンスが小さい）となっているのは、変圧器８１の磁束リセットを可能にするために必要となる。【００１２】
また、図１３の電力変換装置９では、スイッチ回路９２を構成するスイッチについてのＺＶＳ動作に併せて、１次電流Ｉ１（励磁電流Ｉｅｘと１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄとで示す）の検出値に基づいて２次電流Ｉ２を測定したい場合がある。しかし、この場合には、電力変換装置９の変圧器９１の励磁電流Ｉｅｘが大きいので、１次電流Ｉ１の検出値から２次電流Ｉ２を測定することができない。【００１３】
なお、変圧器の２次電流を間接的に測定するために、励磁電流に相当する電流（擬似励磁電流）を実際に作り、実際の１次電流から擬似励磁電流を除去することで、２次電流に比例する１次側電流を求める技術も提案されている（特許文献２参照）。しかし、特許文献２の技術では、擬似励磁電流の生成回路が複雑となるし、しかも精度の高い擬似励磁電流を生成できるとは限らない。【００１４】
本発明の目的は、本来、励磁インダクタンスが小さい変圧器を使用しないと動作できない素子や回路が１次側に接続されている場合に、励磁インダクタンスが大きい変圧器を使用しても、前記素子や回路の動作を損なうことなく変圧器電流（１次電流や２次電流）を測定できる、電流検出回路および変圧器電流測定システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明者は、本来低励磁インダクタンスの変圧器を使用しないと動作できない素子や回路が１次側に接続されている変圧器システムにおいて、当該低励磁インダクタンスの変圧器の機能を高励磁インダクタンスの変圧器で実現できるのではないかとの着想のもとに検討を重ねた。その結果、２次電流に影響を与えずに１次側電流のみを増加させることができれば、上記の課題を達成できるとの結論に達し、本発明をなすに至った。【００１６】
本発明の電流検出回路は（１）から（４）を要旨とする。
（１）  トランスを備えたスイッチング電源において、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路であって、前記トランスの１次巻線に直列に接続され、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記トランスの１次巻線と、前記電流検出手段と、が直列に接続された直列接続部に並列接続されたインダクタと、を備えることを特徴とする電流検出回路。【００１７】
本発明の電流検出回路では、変圧器の巻線を流れる電流、すなわち１次電流や２次電流を測定することができる。
１次電流は、実際に１次巻線を流れる電流であり、励磁電流と１次負荷電流（１次電流のうち励磁電流を除いた電流）とを含む。２次電流は、理論上は、巻線比ｎ（２次巻線数Ｎ２／１次巻線数Ｎ１）に応じて、１次負荷電流から求めることができる。
本発明の電流検出回路は、電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータなど）に用いられる変圧器の変圧器電流の測定に好適である。【００１８】
（２）  前記インダクタのインダクタンスは、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスより小さいことを特徴とする（１）に記載の電流検出回路。【００１９】
１次電流の検出値に基づき２次電流を測定する場合には、励磁電流が小さければ小さいほど２次電流の測定精度が高くなる。
例えば電力変換装置などの変圧器を使用した装置の中には、ＺＶＳ動作，変圧器の磁束リセット動作などの動作を行うために、積極的に、励磁インダクタンスが小さい（すなわち、励磁電流が大きい）変圧器を使用することがある。このような装置では、１次電流を検出することで２次電流を測定することができない。本発明によれば、励磁インダクタンスが小さい変圧器と等価な変圧器を、励磁インダクタンスが大きい変圧器で実現でき、かつ、１次電流を検出することで２次電流を測定することができる。【００２０】
（３）  トランスと、当該トランスの１次巻線に直列接続された第１インダクタと、を備えたスイッチング電源において、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路であって、前記トランスの１次巻線に直列に接続され、当該トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記トランスの１次巻線と、前記第１インダクタと、前記電流検出回路と、が直列に接続された直列接続部に並列接続された第２インダクタと、を備えることを特徴とする電流検出回路。【００２１】
本発明の電流検出回路では、トランスの１次巻線に流れる電流が電流検出手段により検出される。そして、トランスの１次側に発生する励磁電流のうち少なくとも一部は、トランスの１次巻線ではなく、第２インダクタに流れることになる。このため、電流検出手段により検出される電流に含まれる励磁電流が減少するので、トランスの１次側に流れる共振電流の検出精度を向上させることができる。また、構成部品の増加や回路構成の複雑化を抑制しつつ、トランスの２次側に流れる電流を高精度に測定できる。【００２２】
（４）  前記第２インダクタのインダクタンスは、前記トランスの１次巻線の励磁インダクタンスより小さいことを特徴とする（３）に記載の電流検出回路。【００２３】
トランスの１次側に発生する励磁電流のうち、トランスの１次巻線ではなく第２インダクタに流れるものを増加させることができる。このため、トランスの１次側に流れる共振電流の検出精度をさらに向上させることができる。【００２４】
本発明の変圧器電流測定システムは（５）および（６）を要旨とする。
（５）  変圧器の１次巻線に直列に電流検出器を接続し、前記１次巻線と電流検出器との直列接続に並列に、インダクタを接続したことを特徴とする変圧器電流測定システム。【００２５】
本発明の変圧器電流測定システムでは、変圧器の巻線を流れる電流、すなわち１次電流や２次電流を測定することができる。
１次電流は、実際に１次巻線を流れる電流であり、励磁電流と１次負荷電流（１次電流のうち励磁電流を除いた電流）とを含む。２次電流は、理論上は、巻線比ｎ（２次巻線数Ｎ２／１次巻線数Ｎ１）に応じて、１次負荷電流から求めることができる。
本発明の変圧器電流測定システムは、電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータなど）に用いられる変圧器の変圧器電流の測定に好適である。【００２６】
（６）  前記インダクタは、前記１次巻線の励磁インダクタンスよりも小さいインダクタンスを有することを特徴とする（５）に記載の変圧器電流測定システム。【００２７】
１次電流の検出値に基づき２次電流を測定する場合には、励磁電流が小さければ小さいほど２次電流の測定精度が高くなる。
例えば電力変換装置などの変圧器を使用した装置の中には、ＺＶＳ動作，変圧器の磁束リセット動作などの動作を行うために、積極的に、励磁インダクタンスが小さい（すなわち、励磁電流が大きい）変圧器を使用することがある。このような装置では、１次電流を検出することで２次電流を測定することができない。本発明によれば、励磁インダクタンスが小さい変圧器と等価な変圧器を、励磁インダクタンスが大きい変圧器で実現でき、かつ、１次電流を検出することで２次電流を測定することができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明では、本来、励磁インダクタンスが小さい変圧器を使用しないと動作できない素子や回路（例えば、ＺＶＳを行うスイッチ）が１次側に接続される場合に、励磁インダクタンスが大きい変圧器を使用しても、前記素子や回路の動作を損なうことなく変圧器電流（１次電流や２次電流）を測定できる。【００２９】
本発明では、励磁インダクタンスが大きい変圧器が使用できるので、励磁電流の影響を受けることなく、１次電流の検出結果に基づいて２次電流を測定することができる。例えば、巻線比が大きい場合（２次電流が１次電流よりも大きい場合）に、実際には２次側電流の検出をしていないので２次側ノイズによる誤動作を低減できるし、２次側の過電流に即応することもできるし、２次側に整流スイッチが備えられる場合には、当該スイッチの同期整流駆動を高精度で行うことができる。【００３０】
また、本発明では、励磁インダクタンスが大きい分（励磁電流が小さい分）、１次巻線の抵抗損を小さくできる。さらに、巻線間の結合度が高くなるので、低結合度に起因する損失（渦電流損など）を低減することもできる。【００３１】
本発明では、擬似的に励磁電流を作ることはせずに、簡単な回路構成で２次電流を測定できる。結果として、部品点数を削減することによる、製造コストの引き下げができるし、部品点数が少ない分、製品の均一化を図ることができる。【００３２】
本発明では、電流検出手段により検出される電流に含まれる励磁電流を減少させて、トランスの１次側に流れる共振電流の検出精度を向上させることができる。また、構成部品の増加や回路構成の複雑化を抑制しつつ、トランスの２次側に流れる電流を高精度に測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る変圧器電流測定システムの基本態様を示す図である。
【図２】図１のシステム図における各部の動作を示す波形図である。
【図３】図１の変圧器電流測定システムを具体的に示した本発明の実施態様を示す図である。
【図４】図３のシステム図における各部の動作を示す波形図である。
【図５】図３のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を詳細に説明するための波形図である。
【図６】本発明の変圧器電流測定システムが適用されたフルブリッジの共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図７】本発明において、トランス電流を１次巻線に直列に接続した検出用抵抗により測定する例を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係る電流検出回路を備えるスイッチング電源の回路図である。
【図９】前記スイッチング電源のタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第３実施形態に係る電流検出回路を備えるスイッチング電源の回路図である。
【図１１】変圧器の磁束リセットを可能にする変圧器電流測定システムの従来例を示す回路図である。
【図１２】図１１の電力変換装置の各部の波形を示す図である。
【図１３】従来の変圧器電流測定システムが適用されたＺＶＳ方式のスイッチングを行う電力変換装置を示す回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。【００３５】
＜第１実施形態＞
図１は本発明の第１実施形態に係る変圧器電流測定システムを、変圧器を使用したＤＣ／ＤＣコンバータに適用した基本態様を示す図である。
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、変圧器１１と、スイッチ回路１２と、整流回路１３と、平滑回路１４とを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力端子には直流電圧ＤＣＩＮが入力され、出力端子からは直流電圧ＤＣＯＵＴが出力されている。【００３６】
変圧器１１の１次巻線１１１には、直列に電流検出器ＣＴが接続され、１次巻線１１１と電流検出器ＣＴとの直列接続に並列にインダクタＬａが接続されている。変圧器１１の２次巻線１１２には、整流回路１３が接続され、整流回路１３の出力側には平滑回路１４が接続されている。【００３７】
なお、図１では、スイッチ回路１２はスイッチＱ１により構成されている。Ｑ１に形成された寄生ダイオードおよび寄生キャパシタンス（キャパシタ）をＤｘ，Ｃｘで示す。【００３８】
図１では、入力端子ＤＣＩＮから変圧器に供給される電流（以下、「１次電流」という）Ｉ１は、インダクタＬａと１次巻線１１１とに分岐する。インダクタＬａを流れる電流をＩＬａで示し、１次巻線１１１を流れる電流（トランス電流）をＩＴで示す。【００３９】
トランス電流ＩＴは、励磁電流Ｉｅｘと１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄからなる。インダクタＬａのインダクタンスは、当該インダクタＬａを流れる電流（インダクタ電流）ＩＬａが励磁電流Ｉｅｘより十分に大きくなるように設計されている。【００４０】
図２に、１次電流Ｉ１と、トランス電流ＩＴ・１次負荷電流Ｉ１Ｌｏａｄと、２次電流Ｉ２と、インダクタ電流ＩＬａ・励磁電流Ｉｅｘとを示すとともに、スイッチＱ１，Ｑ２１，Ｑ２２のオン・オフ状態との関係を示す。【００４１】
１次巻線に接続された電流検出器（ＣＴ）からの検出信号は、図示しない制御回路に送られ、制御回路では、スイッチ回路１２を構成するスイッチ（図１ではスイッチＱ１）の駆動信号を生成する。
図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１では、変圧器１１に逆起電力を発生させて変圧器の磁束をリセットする際に、逆起電力をインダクタＬａにより補償している。
図２からわかるように、励磁電流Ｉｅｘは小さく、したがって、ＣＴの検出電流（ＩＴ）と、２次電流Ｉ２の特性は実質上同じとなっている。【００４２】
図３は、図１の変圧器電流測定システムを具体的に示した本発明の実施態様を示す図である。
図３において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチ回路１２（入力スイッチＱ１１，Ｑ１２の直列接続からなるハーフブリッジ）と、変圧器１１と、低インダクタンスのインダクタＬａと、整流回路１３と平滑回路１４（出力キャパシタＣＯ）と、共振回路１５（インダクタＬｒおよびキャパシタＣｒの直列接続）とを備えている。【００４３】
Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路のＱ１１側端（ａ１）は、直流電源（Ｅｉ）１８の正端子に接続され、当該直列回路のＱ１２側端（ａ２）は直流電源１８の負端子に接続されている。Ｑ１１とＱ１２との接続点は共振回路１５を介して変圧器１１の１次巻線１１１の一方の端子に接続されている。なお、１次巻線１１１の他方の端子はａ２端子に接続されている。【００４４】
変圧器１１の１次巻線１１１に直列に電流検出器ＣＴが接続され、１次巻線１１１と電流検出器ＣＴとの直列接続に並列に、インダクタＬａが接続されている。
インダクタＬａを流れる電流Ｉａは、励磁電流Ｉｅｘよりも大きく、したがって、インダクタＬａを流れる電流Ｉａが、スイッチ回路１２のＺＶＳ動作を補償する。【００４５】
１次巻線１１１に供給される電流ＩＴは２次電流Ｉ２に反映されるので、電流検出器ＣＴにより検出された１次電流ＩＴは、実質上２次電流Ｉ２と等価である。
変圧器１１の２次巻線１１２の一方端子は出力スイッチＱ２２を介して、他方端子は出力スイッチＱ２１を介して出力端子（ＧＮＤ端子）ｂ２に接続されている。【００４６】
また、変圧器１１の２次巻線１１２のセンタータップｃは出力端子ｂ１に接続され、出力キャパシタＣＯは出力端子ｂ１とｂ２との間に接続されている。図３では出力端子ｂ１，ｂ２には、抵抗負荷ＲＬｏａｄが接続されている。
電流検出器ＣＴの検出信号および出力電圧ＤＣＯＵＴ（出力端子ｂ１，ｂ１の電圧）には、制御回路２が接続され、制御回路２は、駆動信号をスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２に送出する。【００４７】
図４に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるスイッチＱ１１，Ｑ１２の制御端子（ゲート）信号ＶＧＳＱ１１，ＶＧＳＱ１２、スイッチＱ１１，Ｑ１２を流れる１次電流ＩＱ１１，ＩＱ１２、インダクタＬａを流れる電流ＩＬａ、励磁電流Ｉｅｘ、トランス電流ＩＴ、共振回路１５を流れる電流（１次電流）Ｉ１、スイッチＱ２１，Ｑ２２を流れる電流ＩＱ２１，ＩＱ２２、２次電流Ｉ２を示す。【００４８】
図５は、図４における、Ｉｅｘ、ＩＴ、ＶＧＳＱ２１，ＶＧＳＱ２２を拡大して示す図である。
図５に示すように、本実施形態では、制御回路２は、変圧器１１の１次電流ＩＴを２次電流Ｉ２にみたてて（振幅を除き、形状が同じであるとして）、ＶＧＳＱ２１，ＶＧＳＱ２２を生成し、これらのＶＧＳＱ２１，ＶＧＳＱ２２によりスイッチＱ２１，Ｑ２２のオン・オフを行っている。
なお、図５のＩＴの波形図に示すように、ＶＧＳＱ２１，ＶＧＳＱ２２のオン期間は、ＩＴのしきい値ＩｔｈＵ，ＩｔｈＢにより検出している。【００４９】
本発明の変圧器電流測定システムは、図６に示すように、フルブリッジのＤＣ／ＤＣコンバータに適用することができる。
上記の実施形態では、トランス電流ＩＴを、カレントトランス（ＣＴ）により測定したが、図７に示すように１次巻線１１１に直列に検出用抵抗ｒＤを設けておき、当該検出用抵抗の電圧降下により１次電流ＩＴを測定するようにしてもよい。【００５０】
＜第２実施形態＞
［スイッチング電源１Ａの構成］
図８は、本発明の第２実施形態に係る電流検出回路１０を備えるスイッチング電源１Ａの回路図である。スイッチング電源１Ａは、いわゆる電流共振型のスイッチング電源であり、負荷２００に直流電圧を供給する。このスイッチング電源１Ａは、トランスＴと、直流電源Ｖｉｎと、スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８と、共振回路を構成するインダクタＬｒおよびキャパシタＣｒと、キャパシタＣｏと、電流検出回路１０と、を備える。電流検出回路１０は、電流検出部１０１およびインダクタＬｍａを備え、トランスの１次側に流れる電流を検出することで、トランスの２次側に流れる電流を間接的に測定する。【００５１】
まず、トランスＴの１次側におけるスイッチング電源１Ａの構成について説明する。トランスＴの１次側には、いわゆるハーフブリッジ回路が設けられる。具体的には、スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、スイッチ素子Ｑ５のドレインには、直流電源Ｖｉｎの正極が接続され、スイッチ素子Ｑ６のソースには、直流電源Ｖｉｎの負極が接続される。スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６のそれぞれのゲートには、図示しない制御部が接続される。【００５２】
スイッチ素子Ｑ５のソースとスイッチ素子Ｑ６のドレインとには、インダクタＬｒおよび電流検出部１０１を介して、トランスＴの１次巻線Ｔ１の一端が接続される。トランスＴの１次巻線Ｔ１の他端には、キャパシタＣｒを介して、直流電源Ｖｉｎの負極が接続される。なお、Ｌｍは、トランスＴの１次巻線Ｔ１の励磁インダクタンスを示すものとする。【００５３】
インダクタＬｍａは、インダクタＬｒと、電流検出部１０１と、トランスＴの１次巻線Ｔ１と、を直列に接続した直列接続部に、並列接続されており、インダクタＬｍａのインダクタンスは、トランスＴの１次巻線Ｔ１の励磁インダクタンスＬｍより小さい。このため、トランスＴの１次側に発生する励磁電流Ｉｍａｇのうち少なくとも一部は、トランスＴの１次巻線Ｔ１ではなく、インダクタＬｍａに流れる。【００５４】
ここで、トランスＴの１次側に流れる共振電流をＩｒとし、トランスＴの１次側に流れる１次電流をＩ１とし、トランスＴの２次側に流れる２次電流をＩ２とし、電流検出部１０１により検出される検出電流をＩａｍとする。また、トランスＴの１次側に発生する励磁電流Ｉｍａｇのうち、インダクタＬｍａに流れるものをバイパス励磁電流Ｉｍａｇ１とし、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れるものを検出励磁電流Ｉｍａｇ２とする。すると、以下の式（１）および式（２）が成り立つ。【００５５】
【数１】
2010090032.tif 000003
【００５６】
【数２】
2010090032.tif 000004
【００５７】
次に、トランスＴの２次側におけるスイッチング電源１Ａの構成について説明する。スイッチ素子Ｑ７、Ｑ８は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成され、スイッチ素子Ｑ８のソースには、トランスＴの２次巻線Ｔ２の一端が接続され、スイッチ素子Ｑ７のソースには、トランスＴの２次巻線Ｔ２の他端が接続される。トランスＴの２次巻線Ｔ２のセンタータップＡには、キャパシタＣｏの一方の電極が接続されるとともに、負荷２００の一端が接続される。スイッチ素子Ｑ７、Ｑ８のそれぞれのドレインには、キャパシタＣｏの他方の電極が接続されるとともに、負荷２００の他端が接続される。【００５８】
［スイッチング電源１Ａの動作］
図９は、スイッチング電源１Ａのタイミングチャートである。図９に示すように、検出励磁電流Ｉｍａｇ２のピークは、バイパス励磁電流Ｉｍａｇ１のピークより大幅に小さく、略「０」に等しい。すなわち、トランスＴの１次側に発生する励磁電流Ｉｍａｇのうち、大部分がインダクタＬｍａに流れ、トランスＴの１次巻線Ｔ１にはほとんど流れなくなっている。このため、電流検出部１０１により検出される検出電流Ｉａｍと、トランスＴの１次側に流れる共振電流Ｉｒとは、略等しくなる。【００５９】
以上のスイッチング電源１Ａによれば、以下の効果を奏することができる。【００６０】
キャパシタＣｒとともに共振回路を構成するインダクタＬｒと、電流検出部１０１と、トランスＴの１次巻線Ｔ１と、を直列に接続した直列接続部に、インダクタＬｍａが並列接続される。そして、インダクタＬｍａのインダクタンスは、トランスＴの１次巻線Ｔ１の励磁インダクタンスＬｍより小さい。これによれば、トランスＴの１次側に発生する励磁電流Ｉｍａｇのうち、大部分がインダクタＬｍａに流れ、トランスＴの１次巻線Ｔ１にはほとんど流れなくなる。このため、電流検出部１０１により検出される検出電流Ｉａｍに含まれる励磁電流Ｉｍａｇを減少させて、トランスＴの１次側に流れる共振電流Ｉｒの検出精度を向上させることができる。したがって、構成部品の増加や回路構成の複雑化を抑制しつつ、トランスＴの２次側に流れる２次電流Ｉ２を高精度に測定できる。【００６１】
＜第３実施形態＞
［スイッチング電源１Ｂの構成］
図１０は、本発明の第３実施形態に係る電流検出回路１０を備えるスイッチング電源１Ｂの回路図である。スイッチング電源１Ｂは、図８に示した本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源１Ａとは、キャパシタＣｒとともに共振回路を構成するインダクタがインダクタＬｒ１、Ｌｒ２の２つであることと、電流検出回路１０の接続される位置と、が異なる。なお、スイッチング電源１Ｂについて、スイッチング電源１Ａと同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。【００６２】
インダクタＬｒ１の一端には、スイッチ素子Ｑ５のソースと、スイッチ素子Ｑ６のドレインと、が接続され、インダクタＬｒ１の他端には、電流検出部１０１を介してトランスＴの１次巻線Ｔ１の一端が接続される。インダクタＬｒ２の一端には、トランスＴの１次巻線Ｔ１の他端が接続され、インダクタＬｒ２の他端には、キャパシタＣｒを介して直流電源Ｖｉｎの負極が接続される。【００６３】
インダクタＬｍａは、インダクタＬｒ１と、電流検出部１０１と、トランスＴの１次巻線Ｔ１と、インダクタＬｒ２と、を直列に接続した直列接続部に、並列接続されている。【００６４】
以上のスイッチング電源１Ｂによれば、スイッチング電源１Ａと同様の効果を奏することができる。【００６５】
本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。【００６６】
例えば、上述の第２実施形態および第３実施形態では、インダクタＬｍａは、スイッチ素子Ｑ５のソースと、スイッチ素子Ｑ６のドレインと、に直接接続されているが、これに限らない。例えば、図８において、スイッチ素子Ｑ５のソースとスイッチ素子Ｑ６のドレインとの接続点を点Ｐとし、インダクタＬｒとインダクタＬｍａとの接続点を点Ｑとすると、点Ｐと点Ｑとの間にインダクタを設け、このインダクタを介して点Ｐと点Ｑとを接続してもよい。また、例えば、図１０において、スイッチ素子Ｑ５のソースとスイッチ素子Ｑ６のドレインとの接続点を点Ｘとし、インダクタＬｒ１とインダクタＬｍａとの接続点を点Ｙとすると、点Ｘと点Ｙとの間にインダクタを設け、このインダクタを介して点Ｘと点Ｙとを接続してもよい。【００６７】
また、上述の第２実施形態および第３実施形態では、スイッチング電源１Ａ、１Ｂは、電流共振型であるものとしたが、これに限らない。なお、電流共振型のスイッチング電源であるスイッチング電源１Ａ、１Ｂでは、インダクタＬｒは、キャパシタＣｒとともに共振回路を構成するものとしたが、電流共振型以外のスイッチング電源では、インダクタＬｒは、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を行うために設けられる。【００６８】
また、上述の第２実施形態および第３実施形態では、スイッチング電源１Ａ、１Ｂには、ハーフブリッジ回路が設けられるものとしたが、これに限らず、例えば、フルブリッジ回路や、フォワード型の回路が設けられるものとしてもよい。
【符号の説明】
【００６９】
１；ＤＣ／ＤＣコンバータ
１Ａ，１Ｂ；スイッチング電源
１０；電流検出回路
１１；変圧器
１２；スイッチ回路
１３；整流回路
１４；平滑回路
１５；共振回路
１８；直流電源
１０１；電流検出部
１１１；１次巻線
１１２；２次巻線
Ｃ１，Ｃ２，ＣＯ，Ｃｒ；キャパシタ
ＣＴ；電流検出器（カレントトランス）
Ｌ１，Ｌａ，Ｌｍ，Ｌｍａ，ＬＯ，Ｌｒ，Ｌｒ１，Ｌｒ２；インダクタ
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２；スイッチ
Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８；スイッチ素子
Ｔ；トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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