(57)【要約】  ＳＵ−ＭＩＭＯにおいて、１つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善する。複数のアンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔｘを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置１００であって、送信データに対してプリコーディングを行なうＤＦＴ部１１１と、ＤＦＴ部１１１が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部１１２と、を備え、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナ１０８−１〜１０８−Ｎｔｘで送信する。
2010050383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置であって、
送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。
【請求項２】
送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、
前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、
前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、
前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
【請求項３】
複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、
前記各送信部は、
送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、
前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、
前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
シリアル／パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。
【請求項４】
前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の送信装置。
【請求項５】
複数のアンテナを有し、請求項１記載の送信装置が送信した信号を、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で受信する受信装置であって、
空間多重されたスペクトルを分離するＭＩＭＯ分離部と、
前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴とする請求項５記載の受信装置。
【請求項７】
請求項１記載の送信装置および請求項５記載の受信装置、または請求項２記載の送信装置および請求項６記載の受信装置から構成されることを特徴とする通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送受信する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、移動通信では、高速なデータ伝送が求められている。３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）では、高速伝送を可能とする規格として、ＬＴＥ（Long Term Evolution）の標準化が進められており、その仕様が完成しつつある。ＬＴＥの上りリンクでは、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（「Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing」、または「ＳＣ−ＦＤＭＡ」と呼称される。）が採用されている。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、ガードバンドを使わずに各ユーザの周波数スペクトルを周波数領域で多重できるため、周波数利用効率が良いとされている。【０００３】
さらに最近では、ＬＴＥを拡張した第四世代の移動体通信システムとしてＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＴＥ−Ａ）の標準化が開始された。ＬＴＥ−Ａでは、ＬＴＥとの後方互換性を維持しつつ、高い周波数利用効率とＬＴＥよりも広い帯域をサポートする必要がある。そのため、より高い周波数利用効率を実現するために、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭに対し、スペクトルを複数のクラスタに分割し、クラスタ単位で周波数に配置するＣｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭが提案されている。【０００４】
また、ＬＴＥにおいては、端末コスト等の問題から、各端末は２アンテナ同時に送信することができなかったが、ＬＴＥの発展型であるＬＴＥ−Ａでは、高速大容量通信を実現するため、複数送信アンテナを用いた伝送が検討されている。特に、ユーザスループットを向上させることができるＳＵ−ＭＩＭＯ（Single User Multiple Input Multiple Output）は、採用される可能性の高い技術の一つである。【０００５】
図２０は、非特許文献１に示されている送信機の構成を示す図である。非特許文献１には、従来から存在するシングルキャリア伝送におけるＭＩＭＯの例が開示されている。図２０において、送信データは、Ｓ／Ｐ変換部３１０によってアンテナ毎に分けられる。ここでは、アンテナ本数をＮｔ本とする。その後、各変調部３１１−１〜３１１−Ｎｔにおいて、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調シンボルへの変調が施される。このとき、コピー部３１３、循環遅延部３１４を介して、データとパイロットブロック（パイロットシンボル、参照信号とも称される）との多重が行なわれる。その後、＋ＧＩ（Guard Interval、ＣＰ：Cyclic Prefixも同じ意味で使用される）部３１２−１〜３１２−Ｎｔにおいて、ＧＩが挿入され、アンテナ３１５−１〜３１５−Ｎｔから送信される。【０００６】
図２１は、非特許文献１に開示されている受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、受信機の各アンテナ４１０−１〜４１０−Ｎｒで受信される。この受信機では、各アンテナ４１０−１〜４１０−Ｎｒに具備されている−ＧＩ部４１１−１〜４１１−Ｎｒにおいて、ガードインターバルを取り除き、ＦＦＴ部４１２−１〜４１２−Ｎｒにおいて、アンテナ毎にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を行なう。ＦＦＴ後の周波数領域信号がパイロットシンボルであれば、伝搬路推定部４１３において伝搬路推定を行ない、データ信号であれば、分離部４１４においてＭＩＭＯの分離処理が行なわれる。分離された信号は、ＩＦＦＴ（Inverse FFT）部４１５−１〜４１５−Ｎｔによって時間領域信号に戻された後、復調部４１６−１〜４１６−Ｎｔにおいて、送信機の変調に基づいて復調が行なわれ、最後にアンテナ毎の信号をＰ／Ｓ変換部４１７においてＰ／Ｓ変換し、データを取り出す。上記のような構成を取ることによって、シングルキャリア伝送においてＭＩＭＯ多重を実現することができる。
【非特許文献１】T. Fujimori, K. Takeda, K. Ozaki, A. Nakajima, and F. Adachi, “Channel Estimation Using Cyclic Delay Pilot for MIMO Transmission,” Proc. The 4th IEEE VTS AsiaPacific Wireless Communications Symposium, National Chiao Tung University, Hsinchu, Taiwan, 20-21, Aug. 2007.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、シングルキャリア伝送においてＳＵ−ＭＩＭＯを行なう場合、各アンテナから独立な信号をアンテナ毎に変調し送信することになる。従って、図２２に示すように、アンテナ１の伝搬路に落ち込みがあった場合、ＳＡは正しく復号できない可能性がある。高い尤度で受信されたＳＢの存在によって、誤り訂正復号時にＳＡも正しく復号される可能性もあるが、符号化率が高い場合ＳＡは誤って復号されてしまう。その結果、スループットも低下してしまう。【０００８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＳＵ−ＭＩＭＯにおいて、１つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善することができる送信装置、受信装置および通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置であって、送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。【００１０】
このように、プリコーディング部が出力するスペクトルを分割し、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信するので、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。【００１１】
（２）また、本発明の送信装置は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴としている。【００１２】
この構成により、コードワード数に応じてスペクトル分割数を変更することが可能となる。その結果、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。【００１３】
（３）また、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、前記各送信部は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、シリアル／パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。【００１４】
（４）また、本発明の送信装置において、前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことを特徴としている。【００１５】
このように、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことによって、プリコーディングを行ない、その後にスペクトルの分割を行なうことが可能となる。【００１６】
（５）また、本発明の受信装置は、複数のアンテナを有し、請求項１記載の送信装置が送信した信号を、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で受信する受信装置であって、空間多重されたスペクトルを分離するＭＩＭＯ分離部と、前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴としている。【００１７】
このように、分離されたスペクトルを結合するので、受信データを得ることが可能となる。【００１８】
（６）また、本発明の受信装置において、前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴としている。【００１９】
この構成により、コードワード数に応じて分割されたスペクトルを結合することが可能となる。【００２０】
（７）また、本発明の通信システムは、請求項１記載の送信装置および請求項５記載の受信装置、または請求項２記載の送信装置および請求項６記載の受信装置から構成されることを特徴としている。【００２１】
この構成により、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となり、この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。
【図２】送信信号生成部１０３の概略構成を示す図である。
【図３Ａ】ＤＦＴ後のスペクトルを示す図である。
【図３Ｂ】分割されたスペクトルを示す図である。
【図４】部分スペクトルが周波数軸上で分割された状態を示す図である。
【図５】第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。
【図６】信号分離部の概略構成を示す図である。
【図７】ＬＴＥで提案されている送信機の一部を示す図である。
【図８】第２の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。
【図９】コードワード数が１であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。
【図１０】コードワード数が２であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。
【図１１】コードワード数が４であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。
【図１２】第２の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。
【図１３】第３の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。
【図１４】図１３におけるＯＦＤＭ信号生成部の構成を示す図である。
【図１５】ＯＦＤＭ信号生成部の別の構成を示す図である。
【図１６】ＯＦＤＭ信号生成部の別の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。
【図１８】図１７に示したＯＦＤＭ受信部の構成を示す図である。
【図１９】ＯＦＤＭ受信部の別の構成を示す図である。
【図２０】非特許文献１に示されている送信機の構成を示す図である。
【図２１】非特許文献１に開示されている受信機の構成を示す図である。
【図２２】周波数と受信電力との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００２４】
１００、１００−１〜１００−ｓ  送信機
１０１  誤り訂正符号化部
１０２  インタリーブ部
１０３  送信信号生成部
１０４−１〜１０４−Ｎｔｘ  ＣＰ付加部
１０５−１〜１０５−Ｎｔｘ  フレーム構成部
１０６−１〜１０６−Ｎｔｘ  参照信号生成部
１０７−１〜１０７−Ｎｔｘ  無線送信部
１０８−１〜１０８−Ｎｔｘ  アンテナ部
１１０  変調部
１１１  ＤＦＴ部
１１２  スペクトル分割部
１１３−１〜１１３−Ｎｔｘ  スペクトルマッピング部
１１４−１〜１１４−Ｎｔｘ  ＩＦＦＴ部
２００  受信機
２０１−１〜２０１−Ｎｒｘ  アンテナ部
２０２−１〜２０２−Ｎｒｘ  無線受信部
２０３−１〜２０３−Ｎｒｘ  ＣＰ除去部
２０４  信号分離部
２０５  復調部
２０６  デインタリーブ部
２０７  誤り訂正復号部
２１０−１〜２１０−Ｎｒｘ  参照信号分離部
２１１  伝搬路推定部
２１２  重み生成部
２１３−１〜２１３−Ｎｒｘ  ＦＦＴ部
２１４  ＭＩＭＯ分離部
２１５−１〜２１５−Ｎｔｘ  スペクトルデマッピング部
２１６  スペクトル結合部
２１７  ＩＤＦＴ部
３００  受信機
３０１−１〜３０１−Ｎｒｘ  アンテナ部
３０２−１〜３０２−Ｎｒｘ  無線受信部
３０４  信号分離部
３０５−１〜３０５−ｓ  復調部
３０６−１〜３０６−ｓ  デインタリーブ部
３０７−１〜３０７−ｓ  誤り訂正復号部
３０８  Ｐ／Ｓ変換部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１の実施形態）
第１の実施形態では、シングルキャリアＳＵ−ＭＩＭＯにおいて、効率的な送信方法および受信方法について説明する。また、本明細書では、シングルキャリア伝送を時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。従って、第１の実施形態では、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを例に説明を行なうが、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ等のシングルキャリアベースの送信方法でも本発明の適用が可能である。【００２６】
図１は、第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。この送信機１００は、送信アンテナをＮｔｘ本有し、シングルキャリア伝送を行なうものとする。この送信機１００では、情報データ系列を、誤り訂正符号化部１０１に入力する。誤り訂正符号化部１０１では、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行ない、得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部１０２に出力する。インタリーブ部１０２は、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、送信信号生成部１０３へ出力する。【００２７】
送信信号生成部１０３は、アンテナ毎に送信信号を生成する。送信信号生成部１０３の構成については後述する。送信信号生成部１０３の出力信号は、アンテナ毎にＣＰ付加部１０４−１〜１０４−Ｎｔｘに入力される。ＣＰ付加部１０４−１〜１０４−Ｎｔｘでは、入力された信号系列に対し、ＮＣＰポイントのＣＰ（Cyclic Prefix、ＧＩ(Guard Interval)とも称される）を付加し、フレーム構成部１０５−１〜１０５−Ｎｔｘに出力する。フレーム構成部１０５−１〜１０５−Ｎｔｘでは、参照信号生成部１０６−１〜１０６−Ｎｔｘが生成した参照信号との多重を行ない、フレームを構成し、無線送信部１０７−１〜１０７−Ｎｔｘに出力する。無線送信部１０７−１〜１０７−Ｎｔｘは、入力されたディジタル信号に対し、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換、アップコンバージョン、帯域通過フィルタリング等の処理を施した後、アンテナ部１０８−１〜１０８−Ｎｔｘから送信する。【００２８】
図２は、送信信号生成部１０３の概略構成を示す図である。送信信号生成部１０３において、入力された信号は、変調部１１０に入力される。変調部１１０は、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のＮＤＦＴ個の変調シンボルを生成し、ＤＦＴ部１１１に出力する。ＤＦＴ部１１１では、入力されたＮＤＦＴ個の変調シンボルに対してＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行ない、ＮＤＦＴポイントの周波数領域信号に変換し、スペクトル分割部１１２に出力する。【００２９】
スペクトル分割部１１２は、入力されたＮＤＦＴポイントの周波数信号を、アンテナ本数分に分割し、それぞれスペクトルマッピング部１１３−１〜１１３−Ｎｔｘに出力する。例えば、２アンテナの場合（Ｎｔｘ＝２の場合）、周波数スペクトルを前半（ＮＤＦＴ／２）ポイントと後半（ＮＤＦＴ／２）ポイントに分割し、前半のスペクトルをスペクトルマッピング部１１３−１に、後半のスペクトルをスペクトルマッピング部１１３−２に出力する。アンテナ毎のスペクトルマッピング部１１３−１〜１１３−Ｎｔｘでは、受信機からの割り当て情報に基づいて、ＮＦＦＴポイントから任意の連続ＮＤＦＴポイントを選択し、スペクトルの割り当てを行なう。スペクトルマッピング部１１３−１〜１１３−Ｎｔｘの出力信号は、それぞれＩＦＦＴ部１１４−１〜１１４−Ｎｔｘにおいて、ＮＦＦＴポイントのＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換される。ＩＦＦＴ部１１４−１〜１１４−ＮｔｘはそれぞれＮＦＦＴポイントの時間信号を出力する。【００３０】
図３Ａは、ＤＦＴ後のスペクトルを示す図であり、図３Ｂは、分割されたスペクトルを示す図である。ここでは、アンテナ数は２（Ｎｔｘ＝２）であるとする。このように、図２に示した送信機は、アンテナ数に依らず１つの変調部とＤＦＴ部を持ち、変調信号をＤＦＴして得られる周波数スペクトルを分割し、それぞれ異なるアンテナから送信を行なう。その結果、図３Ｂに示すような送信が行なわれることになる。なお、上記の説明では、シングルキャリア伝送を例に取ったが、本発明は、３ＧＰＰで提案されているＣｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにも適用可能であり、その場合、図４に示すように、部分スペクトルが周波数軸上でさらに分割されて送信されることになる。【００３１】
図５は、第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。この受信機２００は、Ｎｒｘ本の受信アンテナを有するものとする。送信機１００から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機２００のアンテナ部２０１−１〜２０１−Ｎｒｘで受信される。アンテナ部２０１−１〜２０１−Ｎｒｘで受信した信号は、無線受信部２０２−１〜２０２−Ｎｒｘに入力される。無線受信部２０２−１〜２０２−Ｎｒｘでは、ダウンコンバージョン、フィルタリング処理、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換が行なわれる。無線受信部２０２−１〜２０２−Ｎｒｘの出力は、ＣＰ除去部２０３−１〜２０３−Ｎｒｘに入力され、ＮＦＦＴ＋ＮＣＰシンボルのデータ信号から、送信機１００で付加したＮＣＰポイントのＣＰの除去を行ない、信号分離部２０４に出力される。なお、送信アンテナ数をＮｔｘとすると、時刻ｔにおけるＣＰ除去部の出力ｒ（ｔ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）は次式で表される。【００３２】
【数１】
2010050383.tif 000003
【００３３】
ここで、
【数２】
2010050383.tif 000004
であり、ｈｎ、ｍ、ｌおよびτｌは、それぞれ第ｌパスの第ｍ送信アンテナと第ｎ受信アンテナ間の複素チャネル利得および遅延時間、ｓｍ（ｔ）は時刻ｔにおける第ｍ送信アンテナからの送信信号、ηｎ（ｔ）は第ｎ受信アンテナにおける熱雑音である。【００３４】
信号分離部２０４では、各アンテナ部２０１−１〜２０１−Ｎｒｘから入力された信号に対して、信号の分離・伝搬路補償を行ない、復調部２０５に出力する。信号分離部２０４の処理については後述する。信号分離部２０４が出力した信号は、復調部２０５において、送信機で行なわれた変調に基づいた復調が行なわれる。さらに、デインタリーブ部２０６において、送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部２０７において誤り訂正復号処理を行ない、送信した情報ビット系列を得る。【００３５】
図６は、信号分離部の概略構成を示す図である。アンテナ部２０１−１〜２０１−Ｎｒｘから入力された信号は、アンテナ毎に参照信号分離部２１０−１〜２１０−Ｎｒｘに入力される。参照信号分離部２１０−１〜２１０−Ｎｒｘでは、参照信号とデータ信号の分離が行なわれる。参照信号分離部２１０−１〜２１０−Ｎｒｘで分離されたデータ信号は、ＦＦＴ部２１３−１〜２１３−Ｎｒｘに入力される。ＦＦＴ部２１３−１〜２１３−Ｎｒｘでは、ＮＦＦＴポイントのＦＦＴを適用することで、ＮＦＦＴポイントの周波数領域信号への変換が行なわれる。【００３６】
式２をＦＦＴして得られる、第ｋサブキャリアにおける周波数領域受信信号ベクトルＲ（ｋ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）は次式で与えられる。【００３７】
【数３】
2010050383.tif 000005
【００３８】
ここで、
【数４】
2010050383.tif 000006
であり、第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）（Ｎｒｘ×Ｎｔｘ行列）を構成するＨｎ、ｍ（ｋ）は、第ｍ送信アンテナと第ｎ受信アンテナとの間の伝搬路、Ｓｍ（ｋ）は第ｍ送信アンテナの第ｋサブキャリアの送信スペクトル、Πｎ（ｋ）は第ｎ受信アンテナにおける第ｋサブキャリアの雑音成分である。ＦＦＴ部の出力である周波数領域信号は、ＭＩＭＯ分離部２１４へ入力される。【００３９】
一方、参照信号分離部２１０−１〜２１０−Ｎｒｘで分離された参照信号は伝搬路推定部２１１に入力され、式４の伝搬路行列Ｈ（ｋ）（Ｎｒｘ×Ｎｔｘ行列）の推定および各アンテナ部２０１−１〜２０１−Ｎｒｘにおける平均雑音電力の推定が行なわれる。伝搬路推定部２１１で算出された伝搬路行列推定値（式（５）で表される。）と、平均雑音電力推定値σ２は、重み生成部２１２に入力される。【００４０】
【数５】
2010050383.tif 000007
重み生成部２１２では、ＭＩＭＯ分離を行なうための重みであるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均自乗誤差）重みや、ＺＦ（Zero Forcing）重み等の算出が行なわれる。例えば、ＭＭＳＥ重み行列ｗ（ｋ）（Ｎｔｘ×Ｎｒｘ行列）は次式で与えられる。【００４１】
【数６】
2010050383.tif 000008
ここで、ＩはＮｒｘ×Ｎｒｘの単位行列であり、（・）Ｈはエルミート転置を施した随伴行列を表す。【００４２】
得られた重みはＭＩＭＯ分離部２１４に入力される。ＭＩＭＯ分離部２１４では、各ＦＦＴ部２１３−１〜２１３−Ｎｒｘから入力された信号と、重み生成部２１２から入力された重みを用いることでＭＩＭＯ分離を行なう。ＭＩＭＯ分離部では、重み行列ｗ（ｋ）（Ｎｔｘ×Ｎｒｘ行列）とベクトルＲ（ｋ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）の乗算を行なうことによって、ＭＩＭＯ分離を行なう。分離後の各ユーザの周波数領域信号ベクトル（Ｎｔｘ×１ベクトル）は次式で表される。【００４３】
【数７】
2010050383.tif 000009
ＭＩＭＯ分離部２１４は、Ｎｔｘアンテナ分の周波数領域信号を出力する。ＭＩＭＯ分離された周波数領域信号は、スペクトルデマッピング部２１５−１〜２１５−Ｎｔｘに入力され、送信に用いられた周波数スペクトルが抽出され、スペクトル結合部２１６に出力される。【００４４】
スペクトル結合部２１６では、送信側で各アンテナに分割された信号を結合する処理が行なわれる。例えば、送信機において送信アンテナが２アンテナであり、それぞれのアンテナで（ＮＤＦＴ／２）ポイントずつにスペクトルを分割して送信されている場合、各スペクトルデマッピング部２１５−１〜２１５−２（Ｎｔｘ＝２）では、ＮＦＦＴポイントの周波数成分から使用した（ＮＤＦＴ／２）ポイントを抽出し、スペクトル結合部２１６に出力する。スペクトル結合部２１６では、各スペクトルデマッピング部２１５−１〜２１５−２が出力した（ＮＤＦＴ／２）ポイントの出力を結合し、ＮＤＦＴポイントの周波数信号を形成することになる。スペクトル結合部２１６の出力はＩＤＦＴ部２１７に入力され、ＩＤＦＴが適用され、時間領域信号に変換したＮＤＦＴポイントの信号が出力される。【００４５】
このように、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、１つの変調信号を多数のアンテナに渡って送信することができる。この結果、送信アンテナダイバーシチ効果のあるＭＩＭＯ伝送が可能となる。例えば、図３Ａおよび図３Ｂに示すように、アンテナ１の利得が低い場合においても、アンテナ２の利得が高ければ、スペクトルを結合することで、信号全体の尤度を向上させることができる。これにより、良好な伝送を実現させることができる。これは、１つの変調信号が多数のアンテナに渡って送信されているためである。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。さらに、ＬＴＥ−ＡでＣｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭが採用された場合には、ＭＩＭＯを適用しない伝送方法との互換性が高くなる。【００４６】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、誤り訂正符号化部が１つの場合を示したが、ＬＴＥにおける下りリンクでは、送信機は、複数の誤り訂正符号化部を具備し、複数の符号語（コードワード）が生成される。これは、受信機においてＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）によるＭＩＭＯ分離を行なうためと、コードワード毎に再送を要求することによって、余計な再送を減らすためである。【００４７】
図７は、ＬＴＥで規格化されている送信機の一部を示す図である。図７においては、コードワードがｎ個であり、送信アンテナの本数がｍであるとして説明を行なう。スクランブリング部７０−１〜７０−ｎは、送信データに対して、既知の信号を用いてスクランブリングを行なう。変調部７１−１〜７１−ｎは、スクランブリング部７０−１〜７０−ｎから入力された信号に対し、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調を行なう。レイヤーマッピング部７２は、コードワードの数よりもレイヤーの数の方が多い場合には、入力信号を各レイヤーに振り分けを行なう。プリコーディング部７３は、例えば、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なって、レイヤーマッピング部７２から入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。リソースエレメントマップ部７４−１〜７４−ｍは、入力信号を、例えば、ＤＦＴポイントごとにまとめて周波数領域にマッピングする。ＯＦＤＭ信号生成部７５−１〜７５−ｍは、入力された信号に基づいて、ＯＦＤＭ信号を生成して出力する。【００４８】
図７に示すように、ＬＴＥでは、レイヤーマッピングによるコードワード数とレイヤー数の変更がなければ、符号語毎にアンテナ（アンテナポート）から信号を送信する仕様となっている。第２の実施形態では、コードワードが複数存在する場合についての説明を行なう。【００４９】
図８は、第２の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。情報データ系列は、Ｓ／Ｐ変換部８０に入力される。Ｓ／Ｐ変換部８０では、コードワード数によってＳ／Ｐ変換を行なう。ここでは、コードワード数がｓであるとし、第１の実施形態に係る送信機が、ｓ個あるとする（１００−１〜１００−ｓ）。コードワード数が１の時は、第１の実施形態に記載したものと同一となる。Ｓ／Ｐ変換された情報データは、コードワード毎に、各誤り訂正符号化部１０１に入力される。誤り訂正符号化部１０１以降の信号処理に関しては、第１の実施形態と同様である。【００５０】
図９は、コードワード数が１であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは１つのコードワードの部分スペクトルが送信されることとなる。図１０は、コードワード数が２であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。アンテナ１および２からは、１つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。また、アンテナ３および４からは、２つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。図１１は、コードワード数が４であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは１つのコードワードのスペクトルがすべて送信されることとなり、従来の送信方法と等価である。【００５１】
図１２は、第２の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。この受信機３００は、Ｎｒｘ本の受信アンテナを有するものとする。各アンテナ部３０１−１〜３０１−Ｎｒｘで受信された信号は、無線受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒｘ、ＣＰ除去部３０３−１〜３０３−Ｎｒｘにおいて、第１の実施形態と同様の信号処理が施され、信号分離部３０４に入力される。第１の実施形態では、コードワード数は１であったため、信号分離部３０４は、１系列のみを出力したが、第２の実施形態では、信号分離部３０４は、コードワード数分の系列をそれぞれ復調部３０５−１〜３０５−ｓへ出力する。出力された信号は、コードワード毎に復調部３０５−１〜３０５−ｓにて復調され、デインタリーブ部３０６−１〜３０６−ｓでデインタリーブが行なわれ、誤り訂正復号部３０７−１〜３０７−ｓで誤り訂正復号が行なわれた後、Ｐ／Ｓ変換部３０８に入力される。Ｐ／Ｓ変換部３０８では、並列処理されていたコードワードを直列に並び替える処理が施される。Ｐ／Ｓ変換部３０８の出力は、情報データとして上位レイヤーに受け渡される。【００５２】
このように、送信アンテナ本数が一定の場合においても、コードワード数によって部分スペクトルの送信方法を変更することができる。例えば、図９に示したように、１コードワードを４つの部分スペクトルで送信することで、４本分の送信アンテナダイバーシチ効果を得ることができる。この結果、良好な伝送特性を望むことができる。さらに図１０に示したように、２コードワードをそれぞれ２分割して４本のアンテナで送信することにより、各コードワードは２送信アンテナ分のダイバーシチ効果を得ることができるため、良好な伝送特性を望むことができる。さらに、コードワード毎に変調方式や符号化率を決定したり、再送要求を行なうことができる。さらに，コードワード毎のＳＩＣも行なうことができるため柔軟な制御が可能となる。【００５３】
（第３の実施形態）
第３の実施形態では、コードワード数に応じて使用する周波数帯の数を決定する、効率的な送信方および受信方法について説明する。本明細書では、コードワードとは、１回の伝送機会に含まれる、独立に誤り訂正符号化を行なうブロックの数とする。また、シングルキャリア伝送とは、時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。以下、コードワード数と使用する周波数帯の数を等しくして、コードワードと使用する周波数帯が、１対１に対応する場合について、具体例をあげて説明する。【００５４】
図１３は、第３の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。ここでは、コードワード数をｐとする。送信機１３０では、コードワード数分の情報データ系列は、それぞれＣＲＣ付加部１３１−１〜１３１−ｐに入力される。ＣＲＣ付加部１３１−１〜１３１−ｐでは、情報データからＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を生成し、情報データに付加する処理が行なわれる。ＣＲＣ付加部１３１−１〜１３１−ｐの出力は、誤り訂正符号化部１３２−１〜１３２−ｐに入力される。誤り訂正符号化部１３２−１〜１３２−ｐでは、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行なう。ここで、符号化率はコードワード毎に変更することもできる。得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部１３３−１〜１３３−ｐに出力する。【００５５】
インタリーブ部１３３−１〜１３３−ｐは、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、変調部１３４−１〜１３４−ｐに出力する。変調部１３４−１〜１３４−ｐは、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のＮＤＦＴ個の変調シンボルを生成し、プリコーディング部１３５−１〜１３５−ｐに出力する。なお、変調方式は、コードワード毎に変更することも可能である。プリコーディング部１３５−１〜１３５−ｐでは、入力されたＮＤＦＴ個の変調シンボルに対してＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）等のプリコーディング処理を行ない、ＮＤＦＴポイントの周波数領域信号を、リソースエレメントマップ部１３６−１〜１３６−ｐに出力する。【００５６】
リソースエレメントマップ部１３６−１〜１３６−ｐでは、スペクトル（リソースエレメント）をＮＦＦＴポイントの周波数への割り当てを行なう。割り当て方法は、任意の周波数に連続的に割り当ててもよいし、不連続に割り当てても良い。３ＧＰＰにおいて連続的に割り当てる伝送方式は、Ｎ×ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ、不連続に割り当てを行なう方式はＮ×Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭとして議論されている。さらに、伝搬路状態が送信側で既知の場合、利得の高い周波数に連続的に割り当てたり、不連続に割り当てたりしても良い。【００５７】
また、割り当てが行なわれなかった周波数ポイント（ＮＦＦＴ−ＮＤＦＴポイント）には０を入力し、フレーム構成部１３７−１〜１３７−ｐに出力する。フレーム構成部１３７−１〜１３７−ｐでは、参照信号生成部１３８−１〜１３８−ｐが生成した参照信号と、リソースエレメントマップ部１３６−１〜１３６−ｐが出力した信号との多重を行ない、フレームを構成する。フレーム構成部１３７−１〜１３７−ｐの出力は、ＮＦＦＴ毎にＯＦＤＭ信号生成部１３９に出力される。つまり、コードワード数分の周波数信号が、ＯＦＤＭ信号生成部１３９に入力されることになる。ＯＦＤＭ信号生成部１３９では、複数の周波数領域信号が入力され、ＯＦＤＭ変調を行ない、時間アナログ波形を生成する。時間アナログ波形はアンテナ部１４０から送信される。【００５８】
図１４は、図１３におけるＯＦＤＭ信号生成部１３９の構成を示す図である。ＯＦＤＭ信号生成部１３９内のＩＦＦＴ部１４１−１〜１４１−ｐにコードワード毎のＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルが送信される。ＩＦＦＴ部１４１−１〜１４１−ｐでは、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）が適用され、ＮＦＦＴポイントの時間領域信号に変換される。ＩＦＦＴ部１４１−１〜１４１−ｐの出力であるＮＦＦＴポイントの時間領域信号は、ＣＰ付加部１４２−１〜１４２−ｐに入力され、入力されたＮＦＦＴポイントの時間領域信号の後方のＮＣＰポイントがコピーされ、ＮＦＦＴポイントの時間領域信号の前方に付加され（ＮＦＦＴ＋ＮＣＰ）ポイントの時間信号を得る。ＣＰ付加部１４２−１〜１４２−ｐの出力は、Ｄ／Ａ変換部１４３−１〜１４３−ｐに入力され、Ｄ／Ａ（Distal to Analog）変換が行なわれる。【００５９】
Ｄ／Ａ変換部１４３−１〜１４３−ｐの出力は、アップコンバート部１４４−１〜１４４−ｐに入力され、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバートが行なわれる。この時、コードワード毎に異なる周波数にアップコンバートされる。アップコンバート部１４４−１〜１４４−ｐの出力は、増幅部１４５−１〜１４５−ｐに入力され、所定の振幅（電力）への信号の増幅が行なわれる。コードワード毎に得られた増幅部の出力は、合成部１４６に入力される。合成部１４６は、合成された時間アナログ波形を出力する。【００６０】
なお、ＯＦＤＭ信号生成部１３９は、図１４では、増幅器１４５−１〜１４５−ｐの出力を合成部１４６に入力する構成としたが、図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号生成部１３９ａにおいて、アップコンバート部１４４−１〜１４４−ｐが出力する時間アナログ波形を合成部１５０に入力し、合成部１５０がコードワード数の信号を合成し、１つの増幅器１５１に入力する構成としてもよい。【００６１】
また、さらに、ＯＦＤＭ信号生成部１３９ｂの構成として、図１６に示すように、コードワード毎の周波数スペクトルが合成部１６０に入力される構成としてもよい。このとき合成部１６０は、周波数領域における合成を行ない、ＩＦＦＴ部１６１に入力する。この時一般に、ＩＦＦＴのサイズは、図１４や図１５で示したコードワード数倍のサイズを必要とする。【００６２】
なお、本実施形態では、シングルキャリアベースの信号を対象に説明を行なったが、伝送方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いることも可能である。【００６３】
図１７は、第３の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機１７０のアンテナ部１７１で受信される。アンテナ部１７１で受信した信号は、ＯＦＤＭ受信部１７２に入力される。ＯＦＤＭ受信部１７２では、時間アナログ波形が入力され、コードワード毎のＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルを生成し、それぞれ参照信号分離部１７３−１〜１７３−ｐに入力する。ＯＦＤＭ受信部１７２の構成は後述する。参照信号分離部１７３−１〜１７３−ｐでは、入力されたＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルが、参照信号であるかデータ信号であるかによって、参照信号は重み生成部１７４−１〜１７４−ｐに入力し、データ信号は、等化部１７５−１〜１７５−ｐに入力する。【００６４】
重み生成部１７４−１〜１７４−ｐでは、入力された重み信号を用いてＮＦＦＴポイントの周波数領域におけるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）重みやＺＦ（Zero Forcing）重みを生成し、等化部１７５−１〜１７５−ｐに入力する。等化部１７５−１〜１７５−ｐでは、参照信号分離部１７３−１〜１７３−ｐから入力されたＮＦＦＴポイントのデータ信号と、重み生成部１７４−１〜１７４−ｐから入力されたＮＦＦＴポイントの周波数重みの乗算が行なわれる。等化部１７５−１〜１７５−ｐにおいて乗算された信号はリソースエレメントデマップ部１７６−１〜１７６−ｐにおいて送信機のリソースエレメントマップ部において選択されたＮＤＦＴポイントのスペクトル（リソースエレメント）を抽出する処理が行なわれる。【００６５】
リソースエレメントデマップ部１７６−１〜１７６−ｐにおいて抽出された周波数スペクトルはＩＤＦＴ部１７７−１〜１７７−ｐに入力される。ＩＤＦＴ部１７７−１〜１７７−ｐでは、ＮＤＦＴポイントのＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fast Transform）を適用することでＮＤＦＴポイントの時間領域信号に変換する。ＩＤＦＴ部１７７−１〜１７７−ｐの出力は、復調部１７８−１〜１７８−ｐに入力される。復調部１７８−１〜１７８−ｐでは、送信機の変調方式に応じてビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する処理が行なわれる。さらに、デインタリーブ部１７９−１〜１７９−ｐにおいて送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部１８０−１〜１８０−ｐにて誤り訂正復号処理を行なう。【００６６】
誤り訂正復号部１８０−１〜１８０−ｐの出力は、ＣＲＣ部１８１−１〜１８１−ｐに入力される。ＣＲＣ部１８１−１〜１８１−ｐでは、送信機で付加されたＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）によって、フレームが正しく復号できたかどうかの検査が行なわれる。正しく復号できた場合は送信機にＡＣＫ(ACKnowledge)を通知する。またＣＲＣによって正しく復号できなかったことが分かった場合は、送信機にＮＡＫ(Negative AcK)を通知する。正しく復号できたコードワードについては、情報データとして上位層に渡される。【００６７】
図１８は、図１７に示したＯＦＤＭ受信部１７２の構成を示す図である。ＯＦＤＭ受信部１７２に入力された時間アナログ波形は、コードワード数分のダウンコンバート部１８３−１〜１８３−ｐに入力される。ダウンコンバート部１８３−１〜１８３−ｐでは、各コードワードの送信に用いられた搬送波周波数からのダウンコンバートが行なわれる。ダンコンバート部１８３−１〜１８３−ｐの出力は、フィルタ部１８４−１〜１８４−ｐに入力され、送信周波数帯以外の周波数成分の除去が行なわれる。フィルタ部１８４−１〜１８４−ｐの出力は、Ａ／Ｄ変換部１８５−１〜１８５−ｐに入力され、Ａ／Ｄ（Analog to Distal）変換が行なわれる。【００６８】
その後、ＣＰ除去部１８６−１〜１８６−ｐで送信側で付加されたＣＰ（Cyclic Prefix）が除去され、ＦＦＴ部１８７−１〜１８７−ｐでＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による周波数領域信号への変換が行なわれ、コードワード毎の周波数スペクトルが出力される。【００６９】
なお、図１８では、各コードワードの伝送に用いられる周波数帯が大きく異なる場合を想定し、ダウンコンバート部１８３−１〜１８３−ｐをコードワード分持つ構成としたが、複数のコードワードが、隣接する周波数帯を用いて送信されている場合は必ずしも複数のダウンコンバート部を持つ必要はなく、例えば、図１９に示すように、ＯＦＤＭ受信部１７２ａにおいて、ダウンコンバート部１９１を１つ持ち、フィルタ部１９２によって使用していない周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換部１９３でＡ／Ｄ変換を行ない、ＣＰ除去部１９４でＣＰの除去を行ない、ＦＦＴ部１９５で周波数領域信号への変換を行なう構成としても良い。このときＦＦＴ部１９５のＦＦＴのサイズは、図１８に示した構成とした場合と比べて、コードワード数倍のポイント数となる。【００７０】
このように、シングルキャリアベースの伝送において、コードワード毎に異なるスペクトルを用いて送信行なう構成とした場合、コードワードと使用する周波数帯が１対１に対応するため、ＡＣＫ／ＮＡＫの制御において制御信号を削減できる効果がある。またコードワード毎に異なる符号化率・変調方式を用いることができるため、利用する周波数帯の伝搬路利得に応じて、適応的に符号化率および変調方式を決定することができる。その結果、周波数利用効率を向上できる効果がある。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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