(57)【要約】  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードと、を備えている。また、この回路は、前記二次ダイオードの整流出力間に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備えている。前記所定時間は、前記二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、
前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の複数の二次ダイオードを含む二次ダイオード回路と、
前記二次ダイオード回路に並列的に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、
前記二次ダイオード回路の整流出力間に接続されたフィルタ回路と、
前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備え、
前記所定時間は、前記二次ダイオード回路のいずれかの二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定されることを特徴とする、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記フィルタ回路は平滑リアクトルで構成される請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記フィルタ回路は平滑リアクトル及び平滑コンデンサの直列回路で構成される請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記二次ダイオード回路は、４個の二次ダイオードをブリッジ接続したブリッジ整流回路で構成されている、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項５】
前記トランスの二次側巻線は２つの出力端子とセンタータップが設けられている巻線で構成され、前記二次ダイオード回路は、前記二次側巻線の２つの出力端子各々に接続された第1、第2の二次ダイオードで構成され、前記回生スナバ回路は、第1、第2の二次ダイオードにそれぞれ並列に接続された第1、第2の回生スナバ回路で構成され、
前記第1の回生スナバ回路は、第1の放電阻止ダイオード及び第1のスナバコンデンサの直列回路と前記第1の放電阻止ダイオードに並列に接続された第1の回生用スイッチ素子とを含み、
前記第２の回生スナバ回路は、第２の放電阻止ダイオード及び第２のスナバコンデンサの直列回路と前記第２の放電阻止ダイオードに並列に接続された第２の回生用スイッチ素子とを含んでいる、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項６】
前記第1のスナバコンデンサと前記第2のスナバコンデンサが一つのスナバコンデンサで構成されている、請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項７】
前記第1の回生用スイッチ素子と前記第２の回生用スイッチ素子とが一つの回生用スイッチ素子で構成されている、請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、二次側にスナバ回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードと、を備えている。二次ダイオードで整流された出力は平滑された後に負荷に供給される。【０００３】
しかし、二次ダイオードは、ターンオフしたときに蓄積キャリアによる通電可能時間ｔｒｒ（この時間は逆回復時間、又はリカバリー時間と称される）を有するため、この逆回復時間にトランスの二次巻線に貫流が流れ、これが原因となってターンオフした整流素子にサージ電圧が印加される問題がある。【０００４】
そこで、このサージ電圧を取り除くために、二次側巻線にＣＲスナバ回路を接続したＤＣ−ＤＣコンバータ回路が提案されている。
【特許文献１】特許公開２００８−７９４０３号
【特許文献２】特許公開２００３−１８９６１８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、上記の従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、いずれもスナバ抵抗等の抵抗素子を備えるものであるため、スナバコンデンサの充電電荷が抵抗素子で熱消費されることになり、全体として効率を低下させる問題がある。【０００６】
この発明の目的は、二次側巻線に設けたスナバコンデンサの充電電荷を負荷に回生することにより、効率を向上させるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードを含む二次ダイオード回路と、前記二次ダイオード回路の整流出力間に接続され、平滑リアクトル及び平滑コンデンサの直列回路と、を備えている。【０００８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、前記二次ダイオード回路に並列的に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備えている。【０００９】
前記所定時間は、前記二次ダイオード回路のいずれかの二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定される。【００１０】
前記スイッチング回路は、プッシュップル型、フルブリッジ型、ハーフブリッジ型のいずれの型のスイッチング回路でも良い。この発明は、前記二次ダイオード回路に並列的に接続された回生スナバ回路に含まれる回生用スイッチ素子を、前記二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する期間オンさせる。これにより、二次ダイオードのターンオフ時に二次巻線に流れる貫流成分によってリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーはスナバコンデンサに充電されるようになり、二次ダイオードにサージ電圧が印加されるのを防止できる。さらにスナバコンデンサに充電された充電電荷は、回生用スイッチ素子のオン時に、抵抗で熱消費されることなく負荷に回生される。
【発明の効果】
【００１１】
この発明によれば、二次ダイオードのターンオフ時に二次巻線に流れる貫流成分によるリーケージインダクタンスの蓄積エネルギーを負荷に回生するので、サージ電圧が二次ダイオードに印加されることはなく、また、熱損失もなくなるため効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。
【図３】この発明の別の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図４】この発明のさらに別の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図５】この発明のさらに別の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、この発明の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。【００１４】
ＤＣ電源Ｖ１には、電圧源となる第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２の直列回路が並列接続され、コンデンサＣ１、Ｃ２にはそれぞれ並列に一次側スイッチ素子、すなわち第１のスイッチ素子Ｓ１、第２のスイッチ素子Ｓ２が接続されている。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は、それぞれ半導体スイッチ素子で構成され、例えば、ＩＧＢＴ(絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ)やＭＯＳ−ＦＥＴで構成される。コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点と、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点間には、トランスＴの一次巻線ｎｐが接続されている。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオード（クランプダイオード）ｄｆ１、ｄｆ２が接続されている。また、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の制御端子に対して、それぞれ、休止期間を挟んでそれらのスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフするための制御信号Ｇ１、Ｇ２を出力する制御部ＣＴが設けられている。【００１５】
上記のように、このＤＣ−ＤＣコンバータの一次側はハーフブリッジ型インバータ回路を構成している。【００１６】
ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側は次のように構成されている。【００１７】
トランスＴの二次巻線ｎｓには、ブリッジ接続した整流用の二次ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む二次ダイオード回路が接続され、二次ダイオードＤ１〜Ｄ４の整流出力間には、平滑リアクトルＬ０と平滑コンデンサＣ０の直列回路からなるフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路は、平滑リアクトルＬ０のみで構成することも可能である。また、二次ダイオードＤ１〜Ｄ４の整流出力間には、放電阻止ダイオードＤｓ１及びスナバコンデンサＣｓの直列回路と前記放電阻止ダイオードＤｓ１に並列に接続された回生用スイッチ素子Ｓ３とを含む回生スナバ回路ＳＮが接続されている。すなわち、回生スナバ回路ＳＮは、二次ダイオードＤ１、Ｄ４の直列回路（二次巻線ｎｓを介して）からなる第1の二次ダイオード回路、及び、二次ダイオードＤ２、Ｄ３の直列回路（二次巻線ｎｓを介して）からなる第2の二次ダイオード回路に、並列的に接続されている。回生用スイッチ素子Ｓ３は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴで構成される。回生用スイッチ素子Ｓ３の制御端子には、制御部ＣＴから制御信号Ｇ３が入力する。【００１８】
次に、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。【００１９】
図２はタイムチャートである。【００２０】
ｔｏ以前では、制御信号Ｇ１、Ｇ２は出ていなくて、そのため、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は共にオフである。このとき、二次側のリアクトルＬ０を電流源として整流ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれには出力電流Ｉ０の１／２が流れる（フリーホイール状態）。【００２１】
ｔ０において、制御信号Ｇ１に同期してスイッチ素子Ｓ１がターンオンすると、トランスＴの二次巻線ｎｓには、ｎｓ（Ｖ）＝Ｖｉｎ×ｎｓ／ｎｐ（巻数）が発生し、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流が増加しはじめる。Ｖｉｎは、一次巻線ｎｐの入力電圧である。この電流増加分ΔＩは、トランスＴの一次／二次間のリーケージインダクタンスＬｅの存在のため、
ΔＩ＝ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅ
である。したがって、ダイオードＤ１、Ｄ４に流れる電流は、
０．５Ｉ０＋ΔＩ＝０．５Ｉ０＋ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅ
となる。【００２２】
一方、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流は減少し始め、電流値は、０．５Ｉ０−ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅである。【００２３】
ｔ１でダイオードＤ１、Ｄ４の電流はＩ０となり、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロとなり、カットオフ状態となって転流が終了する。【００２４】
しかし、オフになろうとしているダイオードＤ２、Ｄ３については、逆回復時間ｔ１〜ｔｒ（ｔｒｒ）のために、ｔ１〜ｔ２の間、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流は増加し、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロ以下に減少し続ける。ダイオードＤ２、Ｄ３の電流がゼロ以下に減少することは、カソードからアノードに向けて電流が逆流することであるから、全ダイオードＤ１〜Ｄ４に短絡電流（貫流）が流れ、それによりリーケージインダクタンスＬｅにエネルギーが蓄積される。従来の回路では、ｔ２〜ｔｒにおいて、ダイオードＤ２、Ｄ３が逆素子能力を回復し始めるとダイオードの最大逆耐電圧（Ｖｒｒｍ）を遥かに超えるスパイク状の誘起電圧（サージ電圧）が発生する。【００２５】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記の誘起電圧は、ｔ２以下でスナバコンデンサＣｓに吸収される。【００２６】
誘起電圧が発生すると、ｔ２〜ｔ３において、放電阻止ダイオードＤｓ１を介し、スナバコンデンサＣｓに充電電流が流れ、それによりコンデンサＣｓの電圧はαだけ上昇する。上記の誘起電圧がない場合のスナバコンデンサＣｓの基準電圧をＣｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）とすれば、充電時のコンデンサＣｓの電圧Ｃｓ（Ｖ）は、Ｃｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）＋αとなり、ダイオードＤ２、Ｄ３の電圧はスパイク状ではなく略平坦にクランプされる。【００２７】
このように、ダイオードＤ２、Ｄ３の逆回復時間ｔｒｒの特性のために、ｔ１〜ｔ２間で全ダイオードＤ１〜Ｄ４に短絡電流（貫流）が流れ、ｔ２〜ｔｒでダイオードＤ２、Ｄ３が逆阻止能力を回復し始めると、リーケージインダクタンスＬｅに誘起電圧が発生する。しかし、この誘起電圧はｔ２〜ｔ３間でスナバコンデンサＣｓに吸収され、それによりダイオードＤ２、Ｄ３の電圧はスパイク状ではなく略平坦にクランプされる。【００２８】
ｔｒで、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロとなり、ｔ３でダイオードＤ１、Ｄ４の電流はＩ０となる。【００２９】
ｔ４で、制御信号Ｇ３がオンすると、回生用スイッチ素子Ｓ３がオンする。スイッチ素子Ｓ３がオンすると、スナバコンデンサＣｓの充電電荷がスイッチ素子Ｓ３を介して放電し始める。このとき、放電量を上昇分αに等しくなるように、制御信号Ｇ３のオン期間Ｔｂを設定する。すなわち、（充電電流量／サイクル）＝（放電電流量／サイクル）となるように、オン期間Ｔｂが設定される。その結果、制御信号Ｇ３がオフするｔ６での放電時の電圧Ｃｓ（Ｖ）は、
Ｃｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）＋α−α＝ｎｓ（Ｖ）
に降下する。この放電時間は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が共にオフするフリーホイール期間内であり、そのため、放電電流は、リアクトルＬ０を電流源として定電流放電する出力電流Ｉ０の一部となる。したがって放電電流は負荷に回生される。【００３０】
この実施形態では、スナバコンデンサＣｓの充放電はスイッチング周期の１／２サイクル毎に行われているが、放電量が極端に少ないときには回生スイッチＳ３のオン期間Ｔｂが非常に短いので同期間Ｔｂの精度が問題となる。そこで、この場合には、別の実施形態として、放電サイクルを数サイクルに一度としても良い。このようにすると、１回の放電量が大きく取れ、回生スイッチＳ３のオン期間Ｔｂを精度が問題とならないように長く設定できる。【００３１】
制御信号Ｇ３のオン期間Ｔｂでの挙動は次のとおりである。【００３２】
ｔ４の前では、スイッチ素子Ｓ１がオンしているので出力電流Ｉ０によりリーケージインダクタンスＬｅにエネルギーが蓄積されているが、ｔ４になると、そのエネルギーがダイオードＤ１、Ｄ４を介して放出される。このため、出力電流Ｉ０は、放出エネルギーに基づくダイオードＤ１、Ｄ４を流れる電流と、スナバコンデンサＣｓからの放電電流とに分流される。【００３３】
ｔ５で、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流はゼロとなりカットオフ状態となるので、ｔ５〜ｔ６では、出力電流Ｉ０はスナバコンデンサＣｓの放電電流のみとなる。【００３４】
ｔ６でスナバコンデンサＣｓのα分の放電が完了し、回生スイッチ素子Ｓ３がオフする。回生スイッチ素子Ｓ３がオフすると、出力電流Ｉ０はダイオードＤ１、Ｄ４の直列回路とダイオードＤ２、Ｄ３の直列回路とに分流し、その結果、ダイオードＤ１〜Ｄ４のすべてに０．５Ｉ０が流れる。スナバコンデンサＣｓの放電が終了し、再び充電が開始するときまでは、回生スイッチ素子Ｓ３にＣｓ（Ｖ）が印加される。【００３５】
以上でＴ／２周期の動作が終了し、その後、制御信号Ｓ２に同期するスイッチ素子Ｓ２がオンし、次のＴ／２周期の動作が上記と同様に行われる。【００３６】
さらに、別の実施形態では、制御信号Ｇ３のオン時間Ｔｂを少し短く制御する。それにより、スナバコンデンサＣｓの放電量を少なくすることができる。このようにすると、スナバコンデンサＣｓの電圧は上昇するので充電量も減少する。すると、スイッチ素子Ｓ３、二次ダイオードＤ１〜Ｄ４、放電素子ダイオードＤｓ１の電流を低減できる。また、スナバコンデンサＣｓの電圧の脈動が減少する。【００３７】
すなわち、スナバコンデンサＣｓの電圧は、充電量と放電量がバランスした状態の電圧となる。例えば、出力電流が増加したときは放電量が増加しスナバコンデンサＣｓの電圧は低下しようとするが、この電圧低下により充電量が増加するので、スイッチ素子Ｓ３のオン時間で決定したスナバコンデンサＣｓの電圧に復元する。このように負荷条件が変化してもスナバコンデンサＣｓの電圧が略一定になるように動作する。【００３８】
図3は、さらに別の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。【００３９】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスＴの二次側巻線は２つの出力端子とセンタータップが設けられている。２つの出力端子のそれぞれに、２相半波整流用の第1の二次ダイオードＤ１と第2の二次ダイオードＤ２を接続し、二次ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード側端子に接続したリアクトルＬ０の出力側とトランスＴのセンタータップとの間に負荷を接続する。二次ダイオードＤ１のＡ−Ｋ間（アノード−カソード間）に、すなわち、二次ダイオードＤ１に並列に、第1の回生スナバ回路を接続し、二次ダイオードＤ２のＡ−Ｋ間（アノード−カソード間）に、すなわち、二次ダイオードＤ２に並列に、第２の回生スナバ回路を接続している。第1の回生スナバ回路は、第1の放電阻止ダイオードＤｓ１−１及び第1のスナバコンデンサＣｓ−１の直列回路と第1の放電阻止ダイオードＤｓ１−１に並列に接続された第1の回生用スイッチ素子Ｓ３−１とで構成される。第２の回生スナバ回路は、第２の放電阻止ダイオードＤｓ１−２及び第２のスナバコンデンサＣｓ−２の直列回路と第２の放電阻止ダイオードＤｓ１−２に並列に接続された第２の回生用スイッチ素子Ｓ３−２とで構成される。【００４０】
制御部（図示せず）は、一次側スイッチ素子Ｓ１とＳ２を１サイクル内で交互にオンオフする。制御部は、一次側スイッチ素子Ｓ１のターンオフに同期して、そのオフタイミングから所定期間Ｔｂだけ第２の回生スイッチ素子Ｓ３−２をオンする。制御部は、また、一次側スイッチ素子Ｓ２のオフに同期して、そのオフタイミングから所定期間Ｔｂだけ第１の回生スイッチ素子Ｓ３−１をオンする。【００４１】
第1のスイッチ素子Ｓ１がターンオンした直後の二次ダイオードＤ２の逆回復時間ｔｒｒ（図２のｔ１〜ｔｒに相当）のために、リーケージインダクタンスＬｅ１とＬｅ２とを直列に接続したリーケージインダクタンスＬｅ１＋Ｌｅ２にエネルギーが蓄積されるが、このエネルギーによる誘起電圧は第２のスナバコンデンサＣｓ−２に吸収される（図２のｔ２〜ｔ３に相当）。その後、第1のスイッチ素子Ｓ１がターンオフするタイミングから第２の回生用スイッチ素子Ｓ３−２を期間Ｔｂだけオンする。期間Ｔｂは二次ダイオードＤ２がターンオフしたときの逆回復時間ｔｒｒに起因してスナバコンデンサＣｓ−２に充電された電荷を放電する時間に設定されている。このためスナバコンデンサＣｓ−２に充電されていた充電電荷は、期間Ｔｂにすべて放電される。【００４２】
以上の動作は前半の１／２サイクル内に行われる。【００４３】
後半の１／２サイクル内でも上記と同様な動作が行われる。すなわち、第２のスイッチ素子Ｓ２がターンオンした直後の二次ダイオードＤ１の逆回復時間ｔｒｒ（図２のｔ１〜ｔｒに相当）のために、リーケージインダクタンスＬｅ１とＬｅ２とを直列に接続したリーケージインダクタンスＬｅ１＋Ｌｅ２にエネルギーが蓄積されるが、このエネルギーによる誘起電圧は第１のスナバコンデンサＣｓ−１に吸収される（図２のｔ２〜ｔ３に相当）。その後、第２のスイッチ素子Ｓ２がターンオフするタイミングから第１の回生用スイッチ素子Ｓ３−１を期間Ｔｂだけオンする。期間Ｔｂは二次ダイオードＤ１がターンオフしたときの逆回復時間ｔｒｒに起因してスナバコンデンサＣｓ−１に充電された電荷を放電する時間に設定されている。このためスナバコンデンサＣｓ−１に充電されていた充電電荷は、期間Ｔｂにすべて放電される。【００４４】
図４は、さらに別の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。【００４５】
このＤＣ−ＤＣコンバータが図3のコンバータと相違する点は、スナバコンデンサを一つにして、第1の回生スナバ回路と第２の回生スナバ回路とで、スナバコンデンサＣｓを共通に使用できるように構成したことである。すなわち、第1の回生スナバ回路の第1の放電阻止ダイオードＤｓ１−１のアノードと、第２の回生スナバ回路の第２の放電阻止ダイオードＤｓ１−２のアノードとを接続し、この接続点にスナバコンデンサＣｓを接続することにより、それぞれの回生スナバ回路でスナバコンデンサＣｓを共通に使用できるようにしている。コンバータの動作は、上記図３に示すコンバータの動作と同様である。【００４６】
図5は、さらに別の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。【００４７】
このＤＣ−ＤＣコンバータが図４のコンバータと相違する点は、回生用スイッチ素子を一つにして、第1の回生スナバ回路と第２の回生スナバ回路とで、回生用スイッチ素子を共通に使用できるように構成したことである。【００４８】
具体的には次のように構成される。【００４９】
二次ダイオードＤ１のアノードと第1の放電阻止ダイオードＤｓ１−１のカソードとの接続点に、第1の干渉防止用ダイオードＤ５のアノードを接続する。二次ダイオードＤ２のアノードと第２の放電阻止ダイオードＤｓ１−１のカソードとの接続点に、第２の干渉防止用ダイオードＤ６のアノードを接続する。第1の干渉防止用ダイオードＤ５のカソードと第２の干渉防止用ダイオードＤ６のカソードとを接続し、その接続点とスナバコンデンサＣｓとの間に回生用スイッチ素子Ｓ３を接続する。コンバータの動作は、図1に示すコンバータの動作と同様である。【００５０】
以上の各実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは次の効果がある。【００５１】
（１）転流時の二次ダイオード逆回復時間とトランスＴの一次／二次間リーケージインダクタンスとに起因するサージエネルギーはスナバコンデンサＣｓに充電され、フリーホィール時に放電して上記エネルギーが負荷に回生されるため、コンバータの変換効率が向上する。【００５２】
（２）転流時の二次ダイオード電圧をトランスＴの二次電圧にほぼクランプできるため、最高逆耐電圧値（Ｖｒｒｍ）の低いダイオードを採用できる。このようなダイオードは、一般に順方向電圧降下（Ｖｆ）も低く、且つ逆回復時間（ｔｒｒ）が短いために、損失が少なくなる。このため、コンバータの変換効率をさらに改善できる。【００５３】
（３）スナバ回路にスナバ抵抗、ダンピング抵抗、放電抵抗を使用しないために、コンバータの変換効率をさらに改善できる。【００５４】
（４）転流時の二次ダイオード電圧に高周波振動（リンギング）を生じないため、ＥＭＩ（Electro magnetic Susceptiblity ）特性が改善する。【００５５】
（５）全ての二次ダイオードＤ１〜Ｄ４（図３〜図5では、Ｄ１、Ｄ２）が導通し、リーケージインダクタンスＬｅの蓄積エネルギーが放出しているフリーホイール期間内のｔ４〜ｔ５において、スナバコンデンサＣｓの放電が行われるため、放電電流が二次ダイオードにより短絡されることがない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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2010067629.tif 000009
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