(57)【要約】  アナログ複素フィルタ(101)は、同相信号(I0)と直交信号(Q0)とを合成してアナログ信号(I1,Q1)を出力する。アナログ／デジタル変換器(102i,102q)は、アナログ信号(I1,Q1)をデジタル信号(I2,Q2)に変換する。デジタル複素フィルタ(103)は、デジタル信号(I2)から直交信号(Q0)に対応する成分を減衰させてデジタル信号(I3)として出力するとともにデジタル信号(Q2)から同相信号(I0)に対応する成分を減衰させてデジタル信号(Q3)として出力するために、デジタル信号(I2,Q2)に対して複素演算を施してデジタル信号(I3,Q3)を出力する。ＩＱインバランス補正回路(104)は、デジタル信号(I3,Q3)の間における直交性誤差および振幅誤差を補正する。
2010035359.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、
前記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、前記同相信号に前記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに前記直交信号に前記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、
前記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、
前記第１のデジタル信号から前記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに前記第２のデジタル信号から前記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、前記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して前記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、
前記第３のデジタル信号と前記第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記第２のデジタル複素フィルタは、前記デジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧するとともに、所望の周波数帯域内における前記デジタル複素信号の振幅偏差を補正する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記第２のデジタル複素フィルタは、
前記デジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧するイメージ抑圧フィルタと、
前記所望の周波数帯域内において前記イメージ抑圧フィルタからのデジタル複素信号の振幅偏差を補正する偏差補正フィルタとを含む
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項５】
請求項１において、
前記アナログ複素信号に対するイメージ抑圧比が前記アナログ／デジタル変換器の入力レンジよりも小さい場合に、前記アナログ複素フィルタと前記第１のデジタル複素フィルタとを停止状態にする制御回路をさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項６】
請求項２において、
前記第２のデジタル複素フィルタに供給されるデジタル複素信号と前記第２のデジタル複素フィルタから出力されるデジタル複素信号との間におけるイメージ成分の信号レベルの差が所定値よりも小さい場合に、前記第２のデジタル複素フィルタを停止状態にする制御回路をさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項において、
前記アナログ複素フィルタのアナログ伝達関数を（H1(s)＋ｊH2(s)）とし、前記デジタル複素フィルタのデジタル伝達関数を（H3(z)＋ｊH4(z)）とした場合（ただし、ｊは虚数単位）、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|であり、且つ、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|である
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項８】
請求項７において、
H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０である
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記デジタル伝達関数の実数部H3(z)は、前記アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数の実数部H1(z)に対応し、
前記デジタル伝達関数の虚数部H4(z)は、前記アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数の虚数部H2(z)の符号を反転して得られる値（-H2(z)）に対応する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項１０】
請求項１において、
前記アナログ複素信号は、低ＩＦ受信方式に従って無線周波数信号から生成された中間周波数信号に相当する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項１１】
無線周波数信号からデータを復調する回路であって、
前記無線周波数信号をアナログ複素信号に変換する直交検波器と、
前記直交変換回路からのアナログ複素信号を処理してデジタル複素信号を出力する請求項１に記載の複素信号処理回路と、
前記複素信号処理回路からのデジタル複素信号に基づいてデータを復調するデジタル信号処理回路とを備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項１２】
無線周波数信号を受信して映像および音声の少なくとも一方を再生する装置であって、
前記無線周波数信号からデータを復調する請求項１１に記載の受信回路と、
前記受信回路によって復調されたデータに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する再生回路とを備える
ことを特徴とする信号再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同相信号および直交信号からなる複素信号を処理する複素信号処理回路に関し、さらに詳しくは、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路において同相信号および直交信号の直交性誤差および振幅誤差の補正精度を改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信の分野では、無線周波数信号（ＲＦ信号）をベースバンド付近の周波数を有する中間周波数信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートする低ＩＦ受信方式が知られている。低ＩＦ受信方式では、ＩＦ信号の周波数を低く抑えることで、標準的なスーパーヘテロダイン方式と比べて部品点数を削減でき、受信システムの集積度を高めることが可能である。【０００３】
図８は、従来の低ＩＦ受信方式による受信回路の構成を示す。直交検波器９３は、局部発振器（ＬＯ）９２からのローカル信号ＬＯｉを低ノイズアンプ（ＬＮＡ）９１を通過した無線周波数信号ＲＦに乗算して同相信号Ｉ９０を出力するとともに、ローカル信号ＬＯｑを無線周波数信号ＲＦに乗算して直交信号Ｑ９０を出力する。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０からなるアナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０））に変換される。なお、“ｊ”は虚数単位である。また、以下においては、同相信号Ｉｘおよび直交信号Ｑｘからなる複素信号を複素信号（Ｉｘ＋ｊＱｘ）と記載する。【０００４】
無線周波数信号ＲＦにはイメージ成分が含まれている場合がある。このイメージ成分の周波数は、周波数軸上において目的成分の周波数に対してローカル信号ＬＯｉの周波数を基準とする対称な位置に存在するので、直交検波器９３における周波数変換によって目的成分とイメージ成分とが混ざり合って互いに区別できなくなる。そのため、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）においてイメージ成分が充分に減衰している必要がある。このようなイメージ抑圧技術は、特許文献１などに開示されている。【０００５】
アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）９４ｉ，９４ｑは、それぞれ、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０をデジタル信号である同相信号Ｉ９２および直交信号Ｑ９２に変換する。ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３として出力する。デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）９６は、デジタル複素信号（Ｉ９３＋ｊＱ９３）のイメージ成分を抑圧するために、ＩＱインバランス補正回路９５からの同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３に対して複素演算を施して同相信号Ｉ９４および直交信号Ｑ９４を出力する。デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）９７は、デジタル複素フィルタ９６の出力に基づいてデータを復調する。【０００６】
このように、ＩＱインバランス補正回路９５によってＩＱインバランスを補正することにより、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。このようなＩＱインバランスの補正技術は、特許文献２，特許文献３などに開示されている。【０００７】
しかし、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）に対する所望のイメージ抑圧比（すなわち、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）とデジタル複素信号（Ｉ９４＋ｊＱ９４）との間におけるイメージ成分の信号レベルの差）がアナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの入力レンジ（すなわち、最大入力レベルとノイズレベルとの差）よりも大きい場合、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑは、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）を正確に変換できない。【０００８】
そのため、図９のように、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの前段には、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）のイメージ成分を減衰させるためのアナログ複素フィルタ９０が備えられている。アナログ複素フィルタ９０は、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０を合成して同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１を出力する。
【特許文献１】特開２００３−２８３３５４号公報
【特許文献２】特開平１０−５６４８４号公報
【特許文献３】特開２００３−３０９６１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、図９に示した従来の受信回路では、アナログ複素フィルタ９０からの同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１には、それぞれ、余計な成分が含まれている。すなわち、アナログ複素フィルタ９０の伝達関数を（H91(s)＋ｊH92(s)）とすると、アナログ複素信号（Ｉ９１＋ｊＱ９１）は次のようになる。【００１０】
(I91＋ｊQ91)＝(I90＋ｊQ90)×(H91(s)＋ｊH92(s))
＝(H91(s)I90−H92(s)Q90)＋ｊ(H92(s)I90＋H91(s)Q90)
すなわち、同相信号Ｉ９１，直交信号Ｑ９１は、次のようになる。【００１１】
I91＝H91(s)I90−H92(s)Q90
Q91＝H92(s)I90＋H91(s)Q90
このように、同相信号Ｉ９１には同相成分（同相信号Ｉ９０に対応する成分）の他に直交成分（直交信号Ｑ９０に対応する成分）が含まれることになる。同様に、直交信号Ｑ９１には直交成分の他に同相成分が含まれることになる。そのため、ＩＱインバランス補正回路９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２の間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を正確に補正できない。このようにＩＱインバランスを正確に補正できないので、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることが困難であった。【００１２】
そこで、この発明は、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路においてＩＱインバランスの補正精度を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明の１つの局面に従うと、複素信号処理回路は、同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、上記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、上記同相信号に上記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに上記直交信号に上記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、上記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、上記第１のデジタル信号から上記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに上記第２のデジタル信号から上記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、上記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して上記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、上記第３のデジタル信号と上記第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える。上記複素信号処理回路では、第１のデジタル複素フィルタによって第１および第２のデジタル信号のそれぞれにおける余計な成分を減衰させることにより、ＩＱインバランス補正回路は、第３のデジタル信号と第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を正確に補正できる。【００１４】
好ましくは、上記複素信号処理回路は、上記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備える。上記複素信号処理回路では、第３および第４のデジタル信号におけるＩＱインバランスが正確に補正されているので、第２のデジタル複素フィルタにおけるイメージ抑圧比を向上させることができる。【００１５】
上記アナログ複素フィルタのアナログ伝達関数を（H1(s)＋ｊH2(s)）とし、上記デジタル複素フィルタのデジタル伝達関数を（H3(z)＋ｊH4(z)）とした場合、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|であり、且つ、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|である
ことが好ましい。このように設定することにより、第３のデジタル信号に含まれる直交成分を第１のデジタル信号に含まれる直交成分よりも小さくでき、第４のデジタル信号に含まれる同相成分を第２のデジタル信号に含まれる同相成分よりも小さくできる。【００１６】
さらに、H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０であることが好ましい。このように設定することにより、第３のデジタル信号に含まれる直交成分および第４のデジタル信号に含まれる同相成分を最小にすることができる。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は、実施形態１による受信回路の構成例を示す図である。
【図２】図２Ａは、図１に示したアナログ複素フィルタの内部構成例を示す図である。図２Ｂは、図１に示したデジタル複素フィルタの内部構成例を示す図である。
【図３】図３Ａ〜図３Ｃは、図１に示した複素信号処理回路による動作について説明するための図である。
【図４】図４は、実施形態２による受信回路の構成例を示す図である。
【図５】図５は、実施形態３による受信回路の構成例を示す図である。
【図６】図６は、図５に示した偏差補正フィルタによる処理について説明するための図である。
【図７】図７は、図１に示した受信回路を備える信号再生装置の構成例を示す図である。
【図８】図８は、従来の受信回路の構成を示す図である。
【図９】図９は、アナログ複素フィルタを備える従来の受信回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００１９】
１，２，３    受信回路
１０，２０，３０    複素信号処理回路
１１    低ノイズアンプ
１２    局部発振器
１３    直交検波器
１４    デジタル信号処理回路
１０１    アナログ複素フィルタ
１０２    アナログ／デジタル変換器
１０３    デジタル複素フィルタ（第１のデジタル複素フィルタ）
１０４    ＩＱインバランス補正回路
１０５，３０５  デジタル複素フィルタ（第２のデジタル複素フィルタ）
２０１    制御回路
３１１    イメージ抑圧フィルタ
３１２    偏差補正フィルタ
４    再生回路
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。【００２１】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による受信回路の構成例を示す。受信回路１は、無線周波数信号ＲＦからデータ（例えば、映像データや音声データなど）を復調するものであり、例えば、ラジオチューナ、デジタルテレビチューナなどである。受信回路１は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１１と、局部発振器（ＬＯ）１２と、直交検波器１３と、複素信号処理回路１０と、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）１４とを備える。なお、ここでは、受信回路１は、低ＩＦ受信方式に従って動作するものとする。【００２２】
低ノイズアンプ１１は、アンテナによって受信した無線周波数信号ＲＦを増幅する。局部発振器１２は、ローカル信号ＬＯｉを出力する。ローカル信号ＬＯｉの周波数は、無線周波数信号ＲＦの周波数よりも低い。直交検波器１３は、低ノイズアンプ１１によって増幅された無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｉを乗算して同相信号Ｉ０を出力するとともに、無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｑ（ローカル信号ＬＯｉに直交する信号）を乗算して直交信号Ｑ０を出力する。例えば、直交検波器１３は、ローカル信号ＬＯｉを（π／２）だけ遅延させてローカル信号ＬＯｑとして出力する移相器１１０と、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｉを乗算する混合器（ＭＩＸ）１１１ｉと、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｑを乗算する混合器１１１ｑとを含む。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ０および直交信号Ｑ０からなるアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０））に変換される。【００２３】
複素信号処理回路１０は、直交検波器１３からのアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）を処理してデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）を出力する。デジタル信号処理回路１４は、複素信号処理回路１０からのデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいてデータを復調する。【００２４】
〔複素信号処理回路〕
複素信号処理回路１０は、アナログ複素フィルタ（ＡＣＦ）１０１と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０２ｉ，１０２ｑと、デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）１０３と、ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）１０４と、デジタル複素フィルタ１０５とを備える。【００２５】
アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）のイメージ成分を減衰させるために、同相信号Ｉ０に直交信号Ｑ０を合成して同相信号Ｉ１として出力するとともに、直交信号Ｑ０に同相信号Ｉ０を合成して直交信号Ｑ１として出力する。例えば、図２Ａのように、アナログ複素フィルタ１０１は、正の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ１，Ｔ２，Ｔ３と、負の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ４と、容量Ｃ１，Ｃ２とを含む。【００２６】
アナログ／デジタル変換器１０２ｉは、同相信号Ｉ１をデジタル信号である同相信号Ｉ２に変換し、アナログデジタル変換器１０２ｑは、直交信号Ｑ１をデジタル信号である直交信号Ｑ２に変換する。【００２７】
デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３として出力する。例えば、図２Ｂのように、デジタル複素フィルタ１０３は、ＩＩＲフィルタやＦＩＲフィルタなどで構成されたデジタルフィルタＤＦ１，ＤＦ２，ＤＦ３，ＤＦ４と、加算器１１３ｉ，１１３ｑとを含む。【００２８】
ＩＱインバランス補正回路１０４は、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、補正後の同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３を同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４として出力する。【００２９】
デジタル複素フィルタ１０５は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）のイメージ成分を抑圧するために、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５として出力する。【００３０】
〔動作〕
次に、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃを参照して、図１に示した複素信号処理回路１０による動作について説明する。【００３１】
まず、直交検波器１３は、無線周波数信号ＲＦをアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に変換する。図３Ａのように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）には、目的周波数（＋ｆＩＦ）に対応する目的成分と、イメージ周波数（−ｆＩＦ）に対応するイメージ成分とが含まれている。【００３２】
次に、アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分を減衰させ、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）として出力する。図３Ｂのように、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）に含まれるイメージ成分の信号レベルは、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジ内に収まる。【００３３】
次に、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）は、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑ，デジタル複素フィルタ１０３，ＩＱインバランス補正回路１０４，およびデジタル複素フィルタ１０５によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に変換される。図３Ｃのように、デジタル複素フィルタ１０５の複素演算によって、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分が抑圧される。【００３４】
〔デジタル複素フィルタによる処理〕
次に、デジタル複素フィルタ１０３による処理について説明する。なお、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれにおける伝達関数を次のように表記する。【００３５】
アナログ複素フィルタ１０１のアナログ伝達関数：H1(s)＋ｊH2(s)
アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数：H1(z)＋ｊH2(z)
デジタル複素フィルタ１０３のデジタル伝達関数：H3(z)＋ｊH4(z)
さらに、ここでは、デジタル伝達関数の実数部H3(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の実数部H1(z)に対応し、デジタル伝達関数の虚数部H4(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の虚数部H2(z)の符号を反転して得られる値（-H2(z)）に対応するものとする。【００３６】
アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対して次のような複素演算を施してアナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）を出力する。【００３７】
(I1＋ｊQ1)＝(H1(s)＋ｊH2(s))×(I0＋ｊQ0)
＝(H1(s)I0−H2(s)Q0)＋ｊ(H2(s)I0＋H1(s)Q0)
すなわち、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１は、次のようになる。【００３８】
I1＝H1(s)I0−H2(s)Q0 …（式１）
Q1＝H2(s)I0＋H1(s)Q0 …（式２）
次に、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑは、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）をデジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に変換する。次に、デジタル複素フィルタ１０３は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に対して次のような複素演算を施してデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）を出力する。【００３９】
(I3＋ｊQ3)＝(H3(z)＋ｊH4(z))×(I2＋ｊQ2) …（式３）
I2＝I1、Q2＝Q1であるので、（式１），（式２），（式３）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は、次の（式４），（式５）のようになる。【００４０】
I3＝(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0−(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))Q0                                                                …（式４）
Q3＝(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))I0＋(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0                                                                …（式５）
ここでは、H3(z)＝H1(z)≒H1(s)、H4(z)＝-H2(z)≒-H2(s)であるので、
H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)≒０ …（式６）
したがって、（式４），（式５），（式６）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は次の（式７），（式８）のようになる。【００４１】
I3≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0 …（式７）
Q4≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0 …（式８）
このように、同相信号Ｉ３から直交信号Ｑ０に関連する項が除去され、直交信号Ｑ３から同相信号Ｉ０に関連する項が除去される。【００４２】
以上のように、デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２から直交成分（直交信号Ｑ０に対応する成分）を減衰させて同相信号Ｉ３として出力するとともに、直交信号Ｑ２から同相成分（同相信号Ｉ０に対応する成分）を減衰させて直交信号Ｑ３として出力する。このように、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれにおいて余計な成分が小さくなるので、ＩＱインバランス補正回路１０４は、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３との間における直交性誤差および振幅誤差を正確に補正できる。また、ＩＱインバランスを正確に補正できるので、デジタル複素フィルタ１０５におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。【００４３】
さらに、デジタル複素フィルタ１０５におけるイメージ抑圧比が向上することにより、デジタル信号処理回路１４は、デジタル複素フィルタ１０５からの複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいてデータを正確に復調できる。【００４４】
（伝達関数）
なお、次の（式９）および（式１０）が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定しても良い。【００４５】
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|…（式９）
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|…（式１０）
このように伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分を同相信号Ｉ２に含まれる直交成分よりも小さくすることができ、直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を直交信号Ｑ２に含まれる同相成分よりも小さくすることができる。これにより、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。【００４６】
また、上記の（式４），（式５）より、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)”が“０”に近い程、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれに含まれる余計な成分が小さくなることがわかる。特に、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０”が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分および直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を最小にすることができる。【００４７】
（実施形態２）
図４は、この発明の実施形態２による受信回路の構成例を示す。この受信回路２は、図１に示した複素信号処理回路１０に代えて、複素信号処理回路２０を備える。その他の構成は、図１と同様である。複素信号処理回路２０は、図１に示した構成に加えて、制御回路２０１を含む。制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）およびデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，１０５の動作を制御する。【００４８】
〔動作制御１〕
次に、図４に示した制御回路によるアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３の動作制御について説明する。【００４９】
まず、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）とアナログ複素フィルタ１０１におけるイメージ抑圧比とに基づいて、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。また、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。次に、制御回路２０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）とデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）との間におけるイメージ成分の信号レベルとの差（すなわち、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比）を算出する。そして、制御回路２０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも大きいか否かを判定する。【００５０】
アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも大きい場合、制御回路２０１は、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を駆動状態のまま維持する。【００５１】
一方、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも小さい場合、制御回路２０１は、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を停止状態にする。アナログ複素フィルタ１０１は、停止状態になると、同相信号Ｉ０および直交信号Ｑ０を同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１としてそのまま出力する。また、デジタル複素フィルタ１０３は、停止状態になると、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２を同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３としてそのまま出力する。【００５２】
以上のように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分を減衰させる必要がない場合にアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を停止状態にすることにより、これらのフィルタにおける不要な消費電力を削減できるだけでなく、これらのフィルタの不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。【００５３】
〔動作制御２〕
次に、図４に示した制御回路２０１によるデジタル複素フィルタ１０５の動作制御について説明する。【００５４】
まず、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）とデジタル複素フィルタ１０３におけるイメージ抑圧比とに基づいて、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。また、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。次に、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）とデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）との間におけるイメージ成分の信号レベルの差を算出する。【００５５】
これらの信号レベルの差が所定値（例えば、０）よりも大きい場合、制御回路２０１は、デジタル複素フィルタ１０５を駆動状態のまま維持する。一方、信号レベル差が所定値よりも小さい場合、制御回路２０１は、デジタル複素フィルタ１０５を停止状態にする。デジタル複素フィルタ１０５は、停止状態になると、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５としてそのまま出力する。【００５６】
以上のように、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分を抑圧する必要がない場合にデジタル複素フィルタ１０５を停止状態にすることにより、デジタル複素フィルタ１０５における不要な消費電力を削減できるだけでなく、デジタル複素フィルタ１０５の不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。【００５７】
なお、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）やデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に基づいて、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分の信号レベルやデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出しても良い。【００５８】
（実施形態３）
図５は、この発明の実施形態３による受信回路の構成例を示す。この受信回路３は、図１に示した複素信号処理回路１０に代えて、複素信号処理回路３０を備える。複素信号処理回路３０は、図１に示したデジタル複素フィルタ１０５に代えて、デジタル複素フィルタ３０５を含む。その他の構成は、図１と同様である。デジタル複素フィルタ３０５は、イメージ抑圧フィルタ３１１と、偏差補正フィルタ３１２とを含む。【００５９】
イメージ抑圧フィルタ３１１は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分を抑圧するために、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５として出力する。例えば、イメージ抑圧フィルタ３１１は、デジタル複素フィルタによって構成される。【００６０】
偏差補正フィルタ３１２は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を打ち消すような振幅特性を有しており、所望の周波数帯域内におけるデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正する。例えば、偏差補正フィルタ３１２は、デジタル複素フィルタによって構成される。なお、偏差補正フィルタ３１２の伝達関数は、次のように設定しても良い。すなわち、受信回路３の各ブロック（詳しくは、アンテナからイメージ抑圧フィルタ３１１までの各ブロック）のそれぞれについて所望の周波数帯域内における振幅特性を求め、偏差補正フィルタ３１２の振幅特性が各ブロックの振幅特性を合成して得られる振幅特性の逆特性になるように偏差補正フィルタ３１２の伝達関数を設定しても良い。【００６１】
次に、図６を参照して、図５に示した偏差補正フィルタ３１２の振幅特性について説明する。なお、図６では、説明の簡略化のため、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，および偏差補正フィルタ３１２のそれぞれの振幅特性のみを示している。【００６２】
アナログ複素フィルタ１０１は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて利得が“０”である振幅特性ＦＣ１０１を有する。イメージ抑圧フィルタ３１１も同様の振幅特性を有する。しかし、デジタル複素フィルタ１０３は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて周波数の増加に伴って利得が減少する振幅特性ＦＣ１０３を有する。そのため、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて振幅偏差を有することになる。【００６３】
一方、偏差補正フィルタ３１２は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて周波数の増加に伴って利得が増加する振幅特性ＦＣ３１２を有する。すなわち、偏差補正フィルタ３１２の周波数特性ＦＣ３１２は、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，およびイメージ抑圧フィルタ３１１のそれぞれの振幅特性を合成して得られる振幅特性の逆特性に相当する。これにより、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正できる。【００６４】
以上のように、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正することにより、周波数帯域内における複素信号の信号レベルのばらつきを抑制できる。これにより、複素信号の品質劣化を防止できる。【００６５】
なお、イメージ抑圧フィルタ３１１および偏差補正フィルタ３１２を１つのデジタル複素フィルタで構成しても良い。例えば、そのようなデジタル複素フィルタは、イメージ抑圧フィルタ３１１および偏差補正フィルタ３１２のそれぞれの伝達関数を合成して得られる伝達関数を有する。また、複素信号処理回路３０が図４に示した制御回路２０１をさらに備えていても良い。【００６６】
（信号再生装置）
図７のように、受信回路１，２，３は、信号再生装置に適用可能である。図７に示した信号再生装置は、無線周波数信号ＲＦを受信して映像および音声の少なくとも一方を再生するものであり、例えば、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などである。この信号再生装置は、受信回路１の他に、再生回路４を備える。再生回路４は、受信回路１によって復調されたデータＤＡＴＡに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する。この信号再生回路では、受信回路１においてデータが正確に復調されるので、再生回路４は映像および／または音声を正確に再生できる。【００６７】
なお、以上の実施形態において、受信回路は、低ＩＦ受信方式に従って無線周波数信号を処理するものとして説明したが、受信回路は、他のＩＦ受信方式（例えば、ゼロＩＦ受信方式など）に従って無線周波数信号を処理するものであっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
この発明による複素信号処理回路は、ＩＱインバランスの補正精度を改善できるので、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などに有用である。
【図１】
2010035359.tif 000003
【図２】
2010035359.tif 000004
【図３】
2010035359.tif 000005
【図４】
2010035359.tif 000006
【図５】
2010035359.tif 000007
【図６】
2010035359.tif 000008
【図７】
2010035359.tif 000009
【図８】
2010035359.tif 000010
【図９】
2010035359.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成23年3月2日(2011.3.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同相信号および直交信号からなる複素信号を処理する複素信号処理回路に関し、さらに詳しくは、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路において同相信号および直交信号の直交性誤差および振幅誤差の補正精度を改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信の分野では、無線周波数信号（ＲＦ信号）をベースバンド付近の周波数を有する中間周波数信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートする低ＩＦ受信方式が知られている。低ＩＦ受信方式では、ＩＦ信号の周波数を低く抑えることで、標準的なスーパーヘテロダイン方式と比べて部品点数を削減でき、受信システムの集積度を高めることが可能である。
【０００３】
図８は、従来の低ＩＦ受信方式による受信回路の構成を示す。直交検波器９３は、局部発振器（ＬＯ）９２からのローカル信号ＬＯｉを低ノイズアンプ（ＬＮＡ）９１を通過した無線周波数信号ＲＦに乗算して同相信号Ｉ９０を出力するとともに、ローカル信号ＬＯｑを無線周波数信号ＲＦに乗算して直交信号Ｑ９０を出力する。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０からなるアナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０））に変換される。なお、“ｊ”は虚数単位である。また、以下においては、同相信号Ｉｘおよび直交信号Ｑｘからなる複素信号を複素信号（Ｉｘ＋ｊＱｘ）と記載する。
【０００４】
無線周波数信号ＲＦにはイメージ成分が含まれている場合がある。このイメージ成分の周波数は、周波数軸上において目的成分の周波数に対してローカル信号ＬＯｉの周波数を基準とする対称な位置に存在するので、直交検波器９３における周波数変換によって目的成分とイメージ成分とが混ざり合って互いに区別できなくなる。そのため、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）においてイメージ成分が充分に減衰している必要がある。このようなイメージ抑圧技術は、特許文献１などに開示されている。
【０００５】
アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）９４ｉ，９４ｑは、それぞれ、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０をデジタル信号である同相信号Ｉ９２および直交信号Ｑ９２に変換する。ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３として出力する。デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）９６は、デジタル複素信号（Ｉ９３＋ｊＱ９３）のイメージ成分を抑圧するために、ＩＱインバランス補正回路９５からの同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３に対して複素演算を施して同相信号Ｉ９４および直交信号Ｑ９４を出力する。デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）９７は、デジタル複素フィルタ９６の出力に基づいてデータを復調する。
【０００６】
このように、ＩＱインバランス補正回路９５によってＩＱインバランスを補正することにより、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。このようなＩＱインバランスの補正技術は、特許文献２，特許文献３などに開示されている。
【０００７】
しかし、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）に対する所望のイメージ抑圧比（すなわち、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）とデジタル複素信号（Ｉ９４＋ｊＱ９４）との間におけるイメージ成分の信号レベルの差）がアナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの入力レンジ（すなわち、最大入力レベルとノイズレベルとの差）よりも大きい場合、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑは、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）を正確に変換できない。
【０００８】
そのため、図９のように、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの前段には、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）のイメージ成分を減衰させるためのアナログ複素フィルタ９０が備えられている。アナログ複素フィルタ９０は、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０を合成して同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００３−２８３３５４号公報
【特許文献２】特開平１０−５６４８４号公報
【特許文献３】特開２００３−３０９６１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図９に示した従来の受信回路では、アナログ複素フィルタ９０からの同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１には、それぞれ、余計な成分が含まれている。すなわち、アナログ複素フィルタ９０の伝達関数を（H91(s)＋ｊH92(s)）とすると、アナログ複素信号（Ｉ９１＋ｊＱ９１）は次のようになる。
【００１１】
(I91＋ｊQ91)＝(I90＋ｊQ90)×(H91(s)＋ｊH92(s))
＝(H91(s)I90−H92(s)Q90)＋ｊ(H92(s)I90＋H91(s)Q90)
すなわち、同相信号Ｉ９１，直交信号Ｑ９１は、次のようになる。
【００１２】
I91＝H91(s)I90−H92(s)Q90
Q91＝H92(s)I90＋H91(s)Q90
このように、同相信号Ｉ９１には同相成分（同相信号Ｉ９０に対応する成分）の他に直交成分（直交信号Ｑ９０に対応する成分）が含まれることになる。同様に、直交信号Ｑ９１には直交成分の他に同相成分が含まれることになる。そのため、ＩＱインバランス補正回路９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２の間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を正確に補正できない。このようにＩＱインバランスを正確に補正できないので、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることが困難であった。
【００１３】
そこで、この発明は、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路においてＩＱインバランスの補正精度を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明の１つの局面に従うと、複素信号処理回路は、同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、上記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、上記同相信号に上記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに上記直交信号に上記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、上記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、上記第１のデジタル信号から上記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに上記第２のデジタル信号から上記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、上記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して上記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、上記第３のデジタル信号と上記第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える。上記複素信号処理回路では、第１のデジタル複素フィルタによって第１および第２のデジタル信号のそれぞれにおける余計な成分を減衰させることにより、ＩＱインバランス補正回路は、第３のデジタル信号と第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を正確に補正できる。
【００１５】
好ましくは、上記複素信号処理回路は、上記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備える。上記複素信号処理回路では、第３および第４のデジタル信号におけるＩＱインバランスが正確に補正されているので、第２のデジタル複素フィルタにおけるイメージ抑圧比を向上させることができる。
【００１６】
上記アナログ複素フィルタのアナログ伝達関数を（H1(s)＋ｊH2(s)）とし、上記第１のデジタル複素フィルタのデジタル伝達関数を（H3(z)＋ｊH4(z)）とした場合、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|であり、且つ、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|である
ことが好ましい。このように設定することにより、第３のデジタル信号に含まれる直交成分を第１のデジタル信号に含まれる直交成分よりも小さくでき、第４のデジタル信号に含まれる同相成分を第２のデジタル信号に含まれる同相成分よりも小さくできる。
【００１７】
さらに、H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０であることが好ましい。このように設定することにより、第３のデジタル信号に含まれる直交成分および第４のデジタル信号に含まれる同相成分を最小にすることができる。
【発明の効果】
【００１８】
以上のように、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】実施形態１による受信回路の構成例を示す図。
【図２】（Ａ）図１に示したアナログ複素フィルタの内部構成例を示す図。（Ｂ）図１に示したデジタル複素フィルタの内部構成例を示す図。
【図３】図１に示した複素信号処理回路による動作について説明するための図。
【図４】実施形態２による受信回路の構成例を示す図。
【図５】実施形態３による受信回路の構成例を示す図。
【図６】図５に示した偏差補正フィルタによる処理について説明するための図。
【図７】図１に示した受信回路を備える信号再生装置の構成例を示す図。
【図８】従来の受信回路の構成を示す図。
【図９】アナログ複素フィルタを備える従来の受信回路の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００２１】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による受信回路の構成例を示す。受信回路１は、無線周波数信号ＲＦからデータ（例えば、映像データや音声データなど）を復調するものであり、例えば、ラジオチューナ、デジタルテレビチューナなどである。受信回路１は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１１と、局部発振器（ＬＯ）１２と、直交検波器１３と、複素信号処理回路１０と、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）１４とを備える。なお、ここでは、受信回路１は、低ＩＦ受信方式に従って動作するものとする。
【００２２】
低ノイズアンプ１１は、アンテナによって受信した無線周波数信号ＲＦを増幅する。局部発振器１２は、ローカル信号ＬＯｉを出力する。ローカル信号ＬＯｉの周波数は、無線周波数信号ＲＦの周波数よりも低い。直交検波器１３は、低ノイズアンプ１１によって増幅された無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｉを乗算して同相信号Ｉ０を出力するとともに、無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｑ（ローカル信号ＬＯｉに直交する信号）を乗算して直交信号Ｑ０を出力する。例えば、直交検波器１３は、ローカル信号ＬＯｉを（π／２）だけ遅延させてローカル信号ＬＯｑとして出力する移相器１１０と、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｉを乗算する混合器（ＭＩＸ）１１１ｉと、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｑを乗算する混合器１１１ｑとを含む。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ０および直交信号Ｑ０からなるアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０））に変換される。
【００２３】
複素信号処理回路１０は、直交検波器１３からのアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）を処理してデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）を出力する。デジタル信号処理回路１４は、複素信号処理回路１０からのデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいてデータを復調する。
【００２４】
〔複素信号処理回路〕
複素信号処理回路１０は、アナログ複素フィルタ（ＡＣＦ）１０１と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０２ｉ，１０２ｑと、デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）１０３と、ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）１０４と、デジタル複素フィルタ１０５とを備える。
【００２５】
アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）のイメージ成分を減衰させるために、同相信号Ｉ０に直交信号Ｑ０を合成して同相信号Ｉ１として出力するとともに、直交信号Ｑ０に同相信号Ｉ０を合成して直交信号Ｑ１として出力する。例えば、図２Ａのように、アナログ複素フィルタ１０１は、正の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ１，Ｔ２，Ｔ３と、負の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ４と、容量Ｃ１，Ｃ２とを含む。
【００２６】
アナログ／デジタル変換器１０２ｉは、同相信号Ｉ１をデジタル信号である同相信号Ｉ２に変換し、アナログデジタル変換器１０２ｑは、直交信号Ｑ１をデジタル信号である直交信号Ｑ２に変換する。
【００２７】
デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３として出力する。例えば、図２Ｂのように、デジタル複素フィルタ１０３は、ＩＩＲフィルタやＦＩＲフィルタなどで構成されたデジタルフィルタＤＦ１，ＤＦ２，ＤＦ３，ＤＦ４と、加算器１１３ｉ，１１３ｑとを含む。
【００２８】
ＩＱインバランス補正回路１０４は、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、補正後の同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３を同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４として出力する。
【００２９】
デジタル複素フィルタ１０５は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）のイメージ成分を抑圧するために、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５として出力する。
【００３０】
〔動作〕
次に、図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃを参照して、図１に示した複素信号処理回路１０による動作について説明する。
【００３１】
まず、直交検波器１３は、無線周波数信号ＲＦをアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に変換する。図３Ａのように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）には、目的周波数（＋ｆＩＦ）に対応する目的成分と、イメージ周波数（−ｆＩＦ）に対応するイメージ成分とが含まれている。
【００３２】
次に、アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分を減衰させ、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）として出力する。図３Ｂのように、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）に含まれるイメージ成分の信号レベルは、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジ内に収まる。
【００３３】
次に、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）は、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑ，デジタル複素フィルタ１０３，ＩＱインバランス補正回路１０４，およびデジタル複素フィルタ１０５によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に変換される。図３Ｃのように、デジタル複素フィルタ１０５の複素演算によって、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分が抑圧される。
【００３４】
〔デジタル複素フィルタによる処理〕
次に、デジタル複素フィルタ１０３による処理について説明する。なお、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれにおける伝達関数を次のように表記する。
【００３５】
アナログ複素フィルタ１０１のアナログ伝達関数：H1(s)＋ｊH2(s)
アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数：H1(z)＋ｊH2(z)
デジタル複素フィルタ１０３のデジタル伝達関数：H3(z)＋ｊH4(z)
さらに、ここでは、デジタル伝達関数の実数部H3(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の実数部H1(z)に対応し、デジタル伝達関数の虚数部H4(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の虚数部H2(z)の符号を反転して得られる値（-H2(z)）に対応するものとする。
【００３６】
アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対して次のような複素演算を施してアナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）を出力する。
【００３７】
(I1＋ｊQ1)＝(H1(s)＋ｊH2(s))×(I0＋ｊQ0)
＝(H1(s)I0−H2(s)Q0)＋ｊ(H2(s)I0＋H1(s)Q0)
すなわち、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１は、次のようになる。
【００３８】
I1＝H1(s)I0−H2(s)Q0 …（式１）
Q1＝H2(s)I0＋H1(s)Q0 …（式２）
次に、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑは、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）をデジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に変換する。次に、デジタル複素フィルタ１０３は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に対して次のような複素演算を施してデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）を出力する。
【００３９】
(I3＋ｊQ3)＝(H3(z)＋ｊH4(z))×(I2＋ｊQ2) …（式３）
I2＝I1、Q2＝Q1であるので、（式１），（式２），（式３）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は、次の（式４），（式５）のようになる。
【００４０】
I3＝(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0−(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))Q0 …（式４）
Q3＝(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))I0＋(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0 …（式５）
ここでは、H3(z)＝H1(z)≒H1(s)、H4(z)＝-H2(z)≒-H2(s)であるので、
H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)≒０ …（式６）
したがって、（式４），（式５），（式６）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は次の（式７），（式８）のようになる。
【００４１】
I3≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0 …（式７）
Q4≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0 …（式８）
このように、同相信号Ｉ３から直交信号Ｑ０に関連する項が除去され、直交信号Ｑ３から同相信号Ｉ０に関連する項が除去される。
【００４２】
以上のように、デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２から直交成分（直交信号Ｑ０に対応する成分）を減衰させて同相信号Ｉ３として出力するとともに、直交信号Ｑ２から同相成分（同相信号Ｉ０に対応する成分）を減衰させて直交信号Ｑ３として出力する。このように、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれにおいて余計な成分が小さくなるので、ＩＱインバランス補正回路１０４は、同相信号Ｉ３と直交信号Ｑ３との間における直交性誤差および振幅誤差を正確に補正できる。また、ＩＱインバランスを正確に補正できるので、デジタル複素フィルタ１０５におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。
【００４３】
さらに、デジタル複素フィルタ１０５におけるイメージ抑圧比が向上することにより、デジタル信号処理回路１４は、デジタル複素フィルタ１０５からの複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいてデータを正確に復調できる。
【００４４】
（伝達関数）
なお、次の（式９）および（式１０）が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定しても良い。
【００４５】
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)| …（式９）
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)| …（式１０）
このように伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分を同相信号Ｉ２に含まれる直交成分よりも小さくすることができ、直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を直交信号Ｑ２に含まれる同相成分よりも小さくすることができる。これにより、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。
【００４６】
また、上記の（式４），（式５）より、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)”が“０”に近い程、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれに含まれる余計な成分が小さくなることがわかる。特に、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０”が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分および直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を最小にすることができる。
【００４７】
（実施形態２）
図４は、この発明の実施形態２による受信回路の構成例を示す。この受信回路２は、図１に示した複素信号処理回路１０に代えて、複素信号処理回路２０を備える。その他の構成は、図１と同様である。複素信号処理回路２０は、図１に示した構成に加えて、制御回路２０１を含む。制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）およびデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，１０５の動作を制御する。
【００４８】
〔動作制御１〕
次に、図４に示した制御回路によるアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３の動作制御について説明する。
【００４９】
まず、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）とアナログ複素フィルタ１０１におけるイメージ抑圧比とに基づいて、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。また、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。次に、制御回路２０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）とデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）との間におけるイメージ成分の信号レベルとの差（すなわち、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比）を算出する。そして、制御回路２０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも大きいか否かを判定する。
【００５０】
アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも大きい場合、制御回路２０１は、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を駆動状態のまま維持する。
【００５１】
一方、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対するイメージ抑圧比がアナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジよりも小さい場合、制御回路２０１は、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を停止状態にする。アナログ複素フィルタ１０１は、停止状態になると、同相信号Ｉ０および直交信号Ｑ０を同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１としてそのまま出力する。また、デジタル複素フィルタ１０３は、停止状態になると、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２を同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３としてそのまま出力する。
【００５２】
以上のように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分を減衰させる必要がない場合にアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３を停止状態にすることにより、これらのフィルタにおける不要な消費電力を削減できるだけでなく、これらのフィルタの不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。
【００５３】
〔動作制御２〕
次に、図４に示した制御回路２０１によるデジタル複素フィルタ１０５の動作制御について説明する。
【００５４】
まず、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）とデジタル複素フィルタ１０３におけるイメージ抑圧比とに基づいて、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。また、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に基づいて、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出する。次に、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）とデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）との間におけるイメージ成分の信号レベルの差を算出する。
【００５５】
これらの信号レベルの差が所定値（例えば、０）よりも大きい場合、制御回路２０１は、デジタル複素フィルタ１０５を駆動状態のまま維持する。一方、信号レベル差が所定値よりも小さい場合、制御回路２０１は、デジタル複素フィルタ１０５を停止状態にする。デジタル複素フィルタ１０５は、停止状態になると、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５としてそのまま出力する。
【００５６】
以上のように、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分を抑圧する必要がない場合にデジタル複素フィルタ１０５を停止状態にすることにより、デジタル複素フィルタ１０５における不要な消費電力を削減できるだけでなく、デジタル複素フィルタ１０５の不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。
【００５７】
なお、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）やデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に基づいて、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分の信号レベルやデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分の信号レベルを算出しても良い。
【００５８】
（実施形態３）
図５は、この発明の実施形態３による受信回路の構成例を示す。この受信回路３は、図１に示した複素信号処理回路１０に代えて、複素信号処理回路３０を備える。複素信号処理回路３０は、図１に示したデジタル複素フィルタ１０５に代えて、デジタル複素フィルタ３０５を含む。その他の構成は、図１と同様である。デジタル複素フィルタ３０５は、イメージ抑圧フィルタ３１１と、偏差補正フィルタ３１２とを含む。
【００５９】
イメージ抑圧フィルタ３１１は、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれるイメージ成分を抑圧するために、同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５として出力する。例えば、イメージ抑圧フィルタ３１１は、デジタル複素フィルタによって構成される。
【００６０】
偏差補正フィルタ３１２は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を打ち消すような振幅特性を有しており、所望の周波数帯域内におけるデジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正する。例えば、偏差補正フィルタ３１２は、デジタル複素フィルタによって構成される。なお、偏差補正フィルタ３１２の伝達関数は、次のように設定しても良い。すなわち、受信回路３の各ブロック（詳しくは、アンテナからイメージ抑圧フィルタ３１１までの各ブロック）のそれぞれについて所望の周波数帯域内における振幅特性を求め、偏差補正フィルタ３１２の振幅特性が各ブロックの振幅特性を合成して得られる振幅特性の逆特性になるように偏差補正フィルタ３１２の伝達関数を設定しても良い。
【００６１】
次に、図６を参照して、図５に示した偏差補正フィルタ３１２の振幅特性について説明する。なお、図６では、説明の簡略化のため、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，および偏差補正フィルタ３１２のそれぞれの振幅特性のみを示している。
【００６２】
アナログ複素フィルタ１０１は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて利得が“０”である振幅特性ＦＣ１０１を有する。イメージ抑圧フィルタ３１１も同様の振幅特性を有する。しかし、デジタル複素フィルタ１０３は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて周波数の増加に伴って利得が減少する振幅特性ＦＣ１０３を有する。そのため、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて振幅偏差を有することになる。
【００６３】
一方、偏差補正フィルタ３１２は、所望の周波数帯域ＦＢにおいて周波数の増加に伴って利得が増加する振幅特性ＦＣ３１２を有する。すなわち、偏差補正フィルタ３１２の振幅特性ＦＣ３１２は、アナログ複素フィルタ１０１，デジタル複素フィルタ１０３，およびイメージ抑圧フィルタ３１１のそれぞれの振幅特性を合成して得られる振幅特性の逆特性に相当する。これにより、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正できる。
【００６４】
以上のように、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）の振幅偏差を補正することにより、周波数帯域内における複素信号の信号レベルのばらつきを抑制できる。これにより、複素信号の品質劣化を防止できる。
【００６５】
なお、イメージ抑圧フィルタ３１１および偏差補正フィルタ３１２を１つのデジタル複素フィルタで構成しても良い。例えば、そのようなデジタル複素フィルタは、イメージ抑圧フィルタ３１１および偏差補正フィルタ３１２のそれぞれの伝達関数を合成して得られる伝達関数を有する。また、複素信号処理回路３０が図４に示した制御回路２０１をさらに備えていても良い。
【００６６】
（信号再生装置）
図７のように、受信回路１，２，３は、信号再生装置に適用可能である。図７に示した信号再生装置は、無線周波数信号ＲＦを受信して映像および音声の少なくとも一方を再生するものであり、例えば、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などである。この信号再生装置は、受信回路１の他に、再生回路４を備える。再生回路４は、受信回路１によって復調されたデータＤＡＴＡに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する。この信号再生回路では、受信回路１においてデータが正確に復調されるので、再生回路４は映像および／または音声を正確に再生できる。
【００６７】
なお、以上の実施形態において、受信回路は、低ＩＦ受信方式に従って無線周波数信号を処理するものとして説明したが、受信回路は、他のＩＦ受信方式（例えば、ゼロＩＦ受信方式など）に従って無線周波数信号を処理するものであっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
この発明による複素信号処理回路は、ＩＱインバランスの補正精度を改善できるので、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などに有用である。
【符号の説明】
【００６９】
１，２，３    受信回路
１０，２０，３０    複素信号処理回路
１１    低ノイズアンプ
１２    局部発振器
１３    直交検波器
１４    デジタル信号処理回路
１０１    アナログ複素フィルタ
１０２    アナログ／デジタル変換器
１０３    デジタル複素フィルタ（第１のデジタル複素フィルタ）
１０４    ＩＱインバランス補正回路
１０５，３０５  デジタル複素フィルタ（第２のデジタル複素フィルタ）
２０１    制御回路
３１１    イメージ抑圧フィルタ
３１２    偏差補正フィルタ
４    再生回路
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、
前記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、前記同相信号に前記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに前記直交信号に前記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、
前記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、
前記第１のデジタル信号から前記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに前記第２のデジタル信号から前記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、前記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して前記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、
前記第３のデジタル信号と前記第４のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記第２のデジタル複素フィルタは、前記デジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧するとともに、所望の周波数帯域内における前記デジタル複素信号の振幅偏差を補正する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記第２のデジタル複素フィルタは、
前記デジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧するイメージ抑圧フィルタと、
前記所望の周波数帯域内において前記イメージ抑圧フィルタからのデジタル複素信号の振幅偏差を補正する偏差補正フィルタとを含む
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項５】
請求項１において、
前記アナログ複素信号に対するイメージ抑圧比が前記アナログ／デジタル変換器の入力レンジよりも小さい場合に、前記アナログ複素フィルタと前記第１のデジタル複素フィルタとを停止状態にする制御回路をさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項６】
請求項２において、
前記第２のデジタル複素フィルタに供給されるデジタル複素信号と前記第２のデジタル複素フィルタから出力されるデジタル複素信号との間におけるイメージ成分の信号レベルの差が所定値よりも小さい場合に、前記第２のデジタル複素フィルタを停止状態にする制御回路をさらに備える
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項において、
前記アナログ複素フィルタのアナログ伝達関数を（H1(s)＋ｊH2(s)）とし、前記第１のデジタル複素フィルタのデジタル伝達関数を（H3(z)＋ｊH4(z)）とした場合（ただし、ｊは虚数単位）、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|であり、且つ、
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|である
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項８】
請求項７において、
H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０である
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記デジタル伝達関数の実数部H3(z)は、前記アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数の実数部H1(z)に対応し、
前記デジタル伝達関数の虚数部H4(z)は、前記アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数の虚数部H2(z)の符号を反転して得られる値（-H2(z)）に対応する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項１０】
請求項１において、
前記アナログ複素信号は、低ＩＦ受信方式に従って無線周波数信号から生成された中間周波数信号に相当する
ことを特徴とする複素信号処理回路。
【請求項１１】
無線周波数信号からデータを復調する回路であって、
前記無線周波数信号をアナログ複素信号に変換する直交検波器と、
前記直交検波器からのアナログ複素信号を処理してデジタル複素信号を出力する請求項１に記載の複素信号処理回路と、
前記複素信号処理回路からのデジタル複素信号に基づいてデータを復調するデジタル信号処理回路とを備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項１２】
無線周波数信号を受信して映像および音声の少なくとも一方を再生する装置であって、
前記無線周波数信号からデータを復調する請求項１１に記載の受信回路と、
前記受信回路によって復調されたデータに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する再生回路とを備える
ことを特徴とする信号再生装置。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2010035359.tif 000012
【図２】
2010035359.tif 000013
【図３】
2010035359.tif 000014
【図４】
2010035359.tif 000015
【図５】
2010035359.tif 000016
【図６】
2010035359.tif 000017
【図７】
2010035359.tif 000018
【図８】
2010035359.tif 000019
【図９】
2010035359.tif 000020
【国際調査報告】
2010035359.tif 000021
2010035359.tif 000022
2010035359.tif 000023
2010035359.tif 000024