【事件の表示】
　特願２０１５−　１９１７４「共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ」拒絶査定不服審判事件〔平成２８年　８月　８日出願公開、特開２０１６−１４４３２６〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は，平成２７年２月３日の出願であって，平成３０年１０月９日付けで拒絶の理由が通知され，同年１２月７日に意見書とともに手続補正書が提出され，令和１年５月１３日付けで拒絶査定（謄本送達日同年５月１６日）がなされ，これに対して同年８月９日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに手続補正がなされ，同年１０月３０日付けで審査官により特許法１６４条３項の規定に基づく報告がなされたものである。
第２　令和１年８月９日にされた手続補正についての補正の却下の決定
［補正の却下の決定の結論］
　令和１年８月９日にされた手続補正（以下，「本件補正」という。）を却下する。
［理由］
１　本件補正について（補正の内容）
（１）本件補正後の特許請求の範囲の記載
　本件補正により，特許請求の範囲の請求項１の記載は，次のとおり補正された。（下線部は，補正箇所である。）
　「直流入力電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと、前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
　前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
　前記整流部は、
　ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと、
　前記ＦＥＴに逆並列に接続され
、かつ
り前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えた
　前記ダイオードの順方向に
前記共振
の入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧以下である時に前記ＦＥＴ
入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧を超える時に前記
（２）本件補正前の特許請求の範囲
　本件補正前の，平成３０年１２月７日にされた手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１の記載は次のとおりである。
　「直流入力電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと、前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
　前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
　前記整流部は、
　ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと、前記ＦＥＴに逆並列に接続されたシリコン系半導体からなるダイオードと、を有する整流素子を複数備え、
　前記ダイオードの順方向に電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間が、前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間と、前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間と、を有することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。」
２　補正の適否
　本件補正は，本件補正前の請求項１に記載された発明を特定するために必要な事項である「シリコン系半導体からなるダイオード」，「電流」，「前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間」及び「前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間」について，上記のとおり限定を付加するものであって，補正前の請求項１に記載された発明と補正後の請求項１に記載される発明の産業上の利用分野及び解決しようとする課題が同一であるから，特許法１７条の２第５項２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　そこで，本件補正後の請求項１に記載される発明（以下，「本件補正発明」という。）が同条６項において準用する同法１２６条７項の規定に適合するか（特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか）について，以下，検討する。
（１）本件補正発明
　本件補正発明は，上記１（１）に記載したとおりのものである。
　
（２）引用例の記載事項
ア　引用例１
（ア）原査定の拒絶の理由において引用した，本願の出願前に既に公知である，特開２０１４−１１０７６２号公報（平成２６年６月１２日公開。以下，これを「引用例１」という。）には，関連する図面と共に，次の事項が記載されている。（下線は当審で付加。以下同様。）
Ａ　「【００１２】
　
図１は、本開示の例示的な実施形態による電力変換システム１０の回路図を図解している。図１に示されているように、電力変換システム１０は、電力変換デバイス１３と制御モジュール１７とを含む。
電力変換デバイス１３は、第１の電力デバイス１１と
第２の電力デバイス１５と
を含む。
Ｂ　「【００１６】
　いくつかの実施形態では、ソーラーパネル、バッテリ、およびウルトラキャパシタなど、
ＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを、第１の電力デバイス１１として用いることができる。
ＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを、第２の電力デバイス１５として用いることができる。電力変換システム１０は、ＤＣ電力デバイス１１から提供された入力ＤＣ電力を、他のＤＣ電力デバイス１５に提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして、作用しうる。
Ｃ　「【００１８】
　
電力変換デバイス１３は、少なくとも１つのスイッチングユニット２３を含む。
スイッチングユニット２３は、スイッチングデバイス２５を含む。
スイッチングデバイス２５の非制限的な例には、ＳｉＣトランジスタ（例えば、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ）やＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれうる。
Ｄ　「【００２２】
　いくつかの実施形態では、電力変換デバイス１３は、逆チャネル導通特性を有するように設計された単一のスイッチングユニットを含む。いくつかの実施形態では、
電力変換デバイス１３は、複数のスイッチングユニットを含む。例えば、電力変換デバイス１３は、４つのスイッチングユニットのＨブリッジ構成またはトポロジを有する
Ｅ　「【００２４】
　
図２は、本開示の別の例示的な実施形態による電力変換システム１００の回路図である。電力変換システム１００は、図１に記載されているものと実質的に同じである。同様に、電力変換システム１００は、電力変換デバイス１０３と制御モジュール１７とを含む。また、電力変換デバイス１０３は、少なくとも１つのスイッチングユニット１２３を含む。
【００２５】
　いくつかの実施形態では、
図２に示されているスイッチングユニット１２３は、スイッチングデバイス２５と逆並列に電気的に結合された逆並列ダイオード１０１を更に含む。
…（中略）…
【００２７】
　いくつかの実施形態では、
逆並列ダイオード１０１は、Ｓｉダイオード
を含むことがある。
Ｆ　「
図１」
Ｇ　「
図２」
（イ）上記記載から，引用例１には，次の技術的事項が記載されているものと認められる。
ａ　上記記載事項Ａの「図１は、本開示の例示的な実施形態による電力変換システム１０の回路図を図解している。図１に示されているように、電力変換システム１０は、電力変換デバイス１３と制御モジュール１７とを含む。いくつかの実施形態では、電力変換デバイス１３は、第１の電力デバイス１１と…（中略）…第２の電力デバイス１５と…（中略）…を含む。」との記載，及び上記記載事項Ｆの図１の回路図から，引用例１には，“電力変換デバイスと制御モジュールとを含む電力変換システムであって，前記電力変換デバイスは，第１の電力デバイスと第２の電力デバイスとを含”むことが記載されているといえる。
ｂ　上記記載事項Ｂの「ＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを、第１の電力デバイス１１として用いることができる。…（中略）…ＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを、第２の電力デバイス１５として用いることができる。電力変換システム１０は、ＤＣ電力デバイス１１から提供された入力ＤＣ電力を、他のＤＣ電力デバイス１５に提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして、作用しうる。」との記載から，第１の電力デバイスとしてＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを用い，第２の電力デバイスとしてＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを用いることによって，電力変換システムを，ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして用いることを読取ることができるから，上記ａの認定事項も踏まえ，引用例１には，“前記第１の電力デバイスとしてＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを用いると共に，前記第２の電力デバイスとしてＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを用いることによって，前記電力変換システムを，ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして用い”ることが記載されているといえる。
ｃ　上記記載事項Ｃの「電力変換デバイス１３は、少なくとも１つのスイッチングユニット２３を含む。…（中略）…スイッチングユニット２３は、スイッチングデバイス２５を含む。」との記載，及び，「スイッチングデバイス２５の非制限的な例には、ＳｉＣトランジスタ（例えば、ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴ）やＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれうる。」との記載から，電力変換デバイスには，少なくとも１つのスイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットには，スイッチングデバイスを含むこと，及び，前記スイッチングデバイスは，ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれることを読取ることができるから，上記ａの認定事項も踏まえ，引用例１には，“前記電力変換デバイスは，少なくとも１つのスイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットには，ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれるスイッチングデバイスを含”むことが記載されているといえる。
ｄ　上記記載事項Ｄの「電力変換デバイス１３は、複数のスイッチングユニットを含む。例えば、電力変換デバイス１３は、４つのスイッチングユニットのＨブリッジ構成またはトポロジを有する」との記載，及び，上記ａの認定事項の認定事項も踏まえ，引用例１には，“前記電力変換デバイスは，４つのスイッチングユニットのＨブリッジ構成またはトポロジを有”することが記載されているといえる。
ｅ　上記記載事項Ｅの「図２は、本開示の別の例示的な実施形態による電力変換システム１００の回路図である。電力変換システム１００は、図１に記載されているものと実質的に同じである。同様に、電力変換システム１００は、電力変換デバイス１０３と制御モジュール１７とを含む。また、電力変換デバイス１０３は、少なくとも１つのスイッチングユニット１２３を含む。」との記載，及び，「図２に示されているスイッチングユニット１２３は、スイッチングデバイス２５と逆並列に電気的に結合された逆並列ダイオード１０１を更に含む。」との記載，並びに，上記記載事項Ｆの図１及び上記記載事項Ｇの図２の回路から，電力変換デバイスは，少なくとも１つのスイッチングユニットを含むこと，及び，前記スイッチングユニットはスイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合された逆並列ダイオードを含むことを読取ることができる。
　また，上記記載事項Ｆの「逆並列ダイオード１０１は、Ｓｉダイオード…（中略）…を含むことがある。」との記載を踏まえると，上記“逆並列ダイオード”は，Ｓｉダイオードを含むことを読取ることができるから，上記認定事項ａ及び上記認定事項ｄを踏まえ，以上総合して，引用例１には，“前記電力変換デバイスは，少なくとも１つの前記スイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットは，前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む”ことが記載されているといえる。
（ウ）上記（ア）及び（イ）より，引用例１には，次の発明（以下「引用発明１」という。）が記載されていると認められる。
　
「電力変換デバイスと制御モジュールとを含む電力変換システムであって，前記電力変換デバイスは，第１の電力デバイスと第２の電力デバイスとを含み，
　前記第１の電力デバイスとしてＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを用いると共に，前記第２の電力デバイスとしてＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを用いることによって，前記電力変換システムを，ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして用い，
　前記電力変換デバイスは，少なくとも１つのスイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットには，ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれるスイッチングデバイスを含み，
　前記電力変換デバイスは，４つのスイッチングユニットのＨブリッジ構成またはトポロジを有し，
　前記電力変換デバイスは，少なくとも１つの前記スイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットは，前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む，
　電力変換システム。」
イ　引用例２
（ア）原査定の拒絶の理由において「引用文献４」として引用した，本願の出願前に既に公知である，特開２０１４−１８３６３４号公報（平成２６年９月２９日公開。以下，これを「引用例２」という。）には，関連する図面と共に，次の事項が記載されている。
Ｈ　「【００２７】
　（実施形態１）
　本実施形態の
電力変換器は、図１に示すように、電力変換を行う第１の変換回路１０および第２の変換回路２０を備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との間にトランス４０が接続され、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とはトランス４０を介して電力を伝達する。さらに、電力変換器は、第１の変換回路１０の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路３０を備える。
【００２８】
　
第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは、直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成される。すなわち、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とにより、直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成される。
【００２９】
　
第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に電力が伝達される際に、第１の変換回路１０の前段になり、第１の変換回路１０に入力される電圧を第２の変換回路２０から出力される電圧よりも高電圧に変換する。
【００３０】
　すなわち、電力変換器は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とからなる双方向のＤＣ−ＤＣ変換回路と、第３の変換回路３０からなる電圧変換用の双方向のチョッパ回路とを備える。なお、トランス４０の巻数比によっても電圧の調節が行われる。
【００３１】
　
第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、スイッチングにより電力変換を行い、図示例では、４個ずつのスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４からなるブリッジ回路を備える。
【００３２】
　第１の変換回路１０は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームとスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとは並列に接続されている。
【００３３】
　
第２の変換回路２０も同様の構成であって、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続されている。
Ｉ　「【００３５】
　
第１の変換回路１０は、２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と、２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に、トランス４０の一方の巻線ｎ１とインダクタＬ４１とキャパシタＣ４１との直列回路が接続される。
インダクタＬ４１とキャパシタＣ４１とは直列共振回路を構成し、この直列共振回路の共振周波数は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定される。
【００３６】
　第１の変換回路１０の２つのアームには、キャパシタＣ１１が並列に接続される。キャパシタＣ１１は、第３の変換回路３０における第１端子ｘ３１，ｘ３２に接続される。第２の変換回路２０の２つのアームには、キャパシタＣ１２が並列に接続される。さらに、第３の変換回路３０におけるスイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端間には、キャパシタＣ１３が接続される。
【００３７】
　
スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、図示しない制御回路によって、後述するタイミングでオンオフが制御される。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴ、あるいは、バイポーラトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成が採用される。
【００３８】
　
スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２を構成する半導体材料は、Ｓｉが広く採用されているが、ＳｉＣ、ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もある。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられる場合、バイポーラトランジスタを用いる場合と同様に、リカバリ特性が良好であるダイオードを並列に接続する。
Ｊ　「
図１」
（イ）上記記載から，引用例２には，次の技術的事項が記載されているものと認められる。
ａ　上記記載事項Ｈの「電力変換器は、図１に示すように、電力変換を行う第１の変換回路１０および第２の変換回路２０を備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との間にトランス４０が接続され、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とはトランス４０を介して電力を伝達する。さらに、電力変換器は、第１の変換回路１０の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路３０を備える。」との記載，及び上記記載事項Ｊの図１に示される回路図から，“電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路を備え，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間にトランスが接続され，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは前記トランスを介して電力を伝達し，さらに前記第１の変換回路の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路を備える電力変換器”を読取ることができる。
　また，同じく上記記載事項Ｈの「第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に電力が伝達される際に、第１の変換回路１０の前段になり、第１の変換回路１０に入力される電圧を第２の変換回路２０から出力される電圧よりも高電圧に変換する。」との記載，及び，上記記載事項Ｊの図１に示される回路図から，第１の変換回路１０は，その前段の第３の変換回路３０から降圧された直流入力電力を交流電力に変換している態様を読取ることができることから，“第１の変換回路は，直流入力電力を交流電力に変換する”ものであることを読取ることができる。
　また，上記記載事項Ｈの「第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは、直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成される。すなわち、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とにより、直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成される。」との記載から，第１の変換回路と第２の変換回路とは，直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路と前記トランスとにより，直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成されることを読取ることができるから，以上総合して，引用例２には“電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路を備え，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間にトランスが接続され，前記第１の変換回路と第２の変換回路とは前記トランスを介して電力を伝達し，さらに前記第１の変換回路の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路を備える電力変換器”，及び“前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは，直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路と前記トランスとにより，直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成され”ること，さらに上記第１の変換回路に関する認定を踏まえ，“第１の変換回路は，直流入力電力を交流電力に変換”することが記載されているといえる。
ｂ　上記記載事項Ｈの「第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、スイッチングにより電力変換を行い、図示例では、４個ずつのスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４からなるブリッジ回路を備える。」との記載から，第１の変換回路および第２の変換回路は，スイッチングにより電力変換を行い，４個ずつのスイッチ素子からなるブリッジ回路を備えることを読取ることができるから，上記ａの認定も踏まえ，引用例２には“前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は，スイッチングにより電力変換を行い，４個ずつのスイッチ素子からなるブリッジ回路を備え”ることが記載されているといえる。
ｃ　上記記載事項Ｈの「第２の変換回路２０も同様の構成であって、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続されている。」との記載から，第２の変換回路は，第１の変換回路と同様の構成であって，２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと，直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備え，スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続されていることを読取ることができるから，上記ａの認定を踏まえ，引用例２には“前記第２の変換回路は，第１の変換回路と同様の構成であって，２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと，直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備え，スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続され”ることが記載されているといえる。
ｄ　上記記載事項Ｉの「第１の変換回路１０は、２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と、２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に、トランス４０の一方の巻線ｎ１とインダクタＬ４１とキャパシタＣ４１との直列回路が接続される。」との記載，及び「インダクタＬ４１とキャパシタＣ４１とは直列共振回路を構成し、この直列共振回路の共振周波数は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定される。」との記載から，第１の変換回路は，２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と，２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に，トランスの一方の巻線ｎ１とインダクタとキャパシタとの直列回路が接続され，前記インダクタとキャパシタとは直列共振回路を構成し，この直列共振回路の共振周波数は，前記第１の変換回路と第２の変換回路の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定されることを読取ることができるから，上記ａの認定を踏まえ，引用例２には“前記第１の変換回路は，２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と，２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に，前記トランスの一方の巻線ｎ１とインダクタとキャパシタとの直列回路が接続され，前記インダクタとキャパシタとは直列共振回路を構成し，この直列共振回路の共振周波数は，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定され”ることが記載されているといえる。
ｅ　上記記載事項Ｉの「スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、図示しない制御回路によって、後述するタイミングでオンオフが制御される。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴ、あるいは、バイポーラトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成が採用される。」との記載から，スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，制御回路によってオンオフが制御され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴが採用されることを読取ることができる。
　また，同じく上記記載事項Ｉの「スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２を構成する半導体材料は、Ｓｉが広く採用されているが、ＳｉＣ、ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もある。」との記載から，スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を構成する半導体材料は，ＳｉＣ，ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もあることを読取ることができる。また，同じく上記記載事項Ｉの「スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられる場合、バイポーラトランジスタを用いる場合と同様に、リカバリ特性が良好であるダイオードを並列に接続する。」との記載，及び上記記載事項Ｊの図１に示される回路図から，スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４にそれぞれダイオードが逆並列に接続している態様が読み取れることから，上記ａの認定も踏まえ，以上総合して，引用例２には“前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，制御回路によってオンオフが制御され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴが採用され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を構成する半導体材料は，ＳｉＣ，ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もあり，この場合，リカバリ特性が良好であるダイオードを逆並列に接続する”ことが記載されているといえる。
（ウ）上記（ア）及び（イ）より，引用例２には次の発明（以下，「引用発明２」という。）が記載されていると認められる。
「電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路を備え，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間にトランスが接続され，前記第１の変換回路と第２の変換回路とは前記トランスを介して電力を伝達し，さらに前記第１の変換回路の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路を備える電力変換器であって，
　前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは，直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路と前記トランスとにより，直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成され，
　第１の変換回路は，直流入力電力を交流電力に変換し，
　前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は，スイッチングにより電力変換を行い，４個ずつのスイッチ素子からなるブリッジ回路を備え，
　前記第２の変換回路は，第１の変換回路と同様の構成であって，２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと，直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備え，スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続され，
　前記第１の変換回路は，２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と，２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に，前記トランスの一方の巻線ｎ１とインダクタとキャパシタとの直列回路が接続され，前記インダクタとキャパシタとは直列共振回路を構成し，この直列共振回路の共振周波数は，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定され，
　前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，制御回路によってオンオフが制御され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴが採用され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を構成する半導体材料は，ＳｉＣ，ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もあり，この場合，リカバリ特性が良好であるダイオードを逆並列に接続する
　電力変換器。」
ウ　参考文献１
（ア）本願の出願前に既に公知である，特開２０１３−２１８６８号公報（平成２５年１月３１日公開。以下，これを「参考文献１」という。）には，関連する図面と共に，次の事項が記載されている。
Ｋ　「【００１５】
　以下、本発明の一実施形態に係るスイッチング回路の制御装置について添付図面を参照しながら説明する。 本実施の形態による
スイッチング回路の制御装置１０は、
バッテリ１１を直流電源として
インバータ１３
を備えて構成されている。
【００１６】
　
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、
【００１７】
　
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。
　そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１１の正極側端子に接続されてハイ側アームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１１の接地された負極側端子に接続されてロー側アームを構成している。
　そして、
各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１８】
　つまり、
ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子
および還流ダイオード
を逆並列に接続
…（中略）…
【００３６】
　なお、
順方向電流が流れていないスイッチング素子
のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、例えば図６に示すように、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。
Ｌ　「
図６」
（イ）上記記載から，参考文献１には，次の技術的事項が記載されているものと認められる。
ａ　上記記載事項Ｌの「スイッチング回路の制御装置１０は、…（中略）…バッテリ１１を直流電源として…（中略）…インバータ１３…（中略）…を備えて構成されている。」との記載，及び「インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、双方向性のＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、」との記載から，“バッテリを直流電源としたインバータが，双方向性のＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）と平滑コンデンサとを具備”することを読取ることができる。
ｂ　同じく上記記載事項Ｌの「このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。」との記載，「各相毎に、ハイ側アームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはロー側アームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして各還流ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。」との記載，及び「ブリッジ回路１３ａは、各相毎にハイ側スイッチング素子…（中略）…および還流ダイオード…（中略）…を逆並列に接続」との記載から，“ブリッジ回路は，スイッチング素子及び還流ダイオードを逆並列に接続した複数の組によって形成され”ることを読取ることができる。
ｃ　同じく上記記載事項Ｌの「順方向電流が流れていないスイッチング素子…（中略）…のオンの状態において、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合には、例えば図６に示すように、転流電流（逆方向電流）がスイッチング素子のみ、あるいは還流ダイオードのみに流れる場合に比べて、並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの合成抵抗が小さくなることに伴って、スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる。」との記載，及び上記記載事項Ｌの図６のグラフから，“順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンの状態において，並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合”があることを読取ることができる。
　さらに，“同じく順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンの状態において，スイッチング素子のみに転流電流（逆方向電流）が流れる場合”があることを読取ることができ，上記認定を踏まえると，“並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードで電流が流れる場合，スイッチング回路全体としての損失を低減させることができる”ことを読取ることができる。
ｄ　上記記載事項Ｌの図６のグラフ，及び上記ａ及びｂの認定事項から，“ブリッジ回路に用いられるスイッチング素子のオン電圧特性と同じくブリッジ回路に用いられ，当該スイッチング素子と逆並列に接続される還流ダイオードのオン電圧特性とは互いに交差する”（図６の，「ＭＯＳＦＥＴ」に係る点線部分と「還流ダイオード」に係る点線部分は，互いに交差しているといえる。）特性を有することを読取ることができる。
（ウ）上記（ア）及び（イ）より，参考文献１には，次の技術的事項（以下，「技術的事項１」という。），
「バッテリを直流電源としたインバータが，双方向性のＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（スイッチング回路）と平滑コンデンサとを具備し，
　前記ブリッジ回路は，スイッチング素子及び還流ダイオードを逆並列に接続した複数の組によって形成され，
　順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンの状態において，
　　並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合と，
　　スイッチング素子のみに転流電流（逆方向電流）が流れる場合があり，
　並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードで電流が流れる場合，スイッチング回路全体としての損失を低減させることができること」
及び次の技術的事項（以下，「技術的事項２」という。），
「ブリッジ回路に用いられるスイッチング素子のオン電圧特性と同じくブリッジ回路に用いられ，当該スイッチング素子と逆並列に接続される還流ダイオードのオン電圧特性とは互いに交差すること」
が記載されているといえる。
エ　参考文献２
（ア）本願の出願前に既に公知である，特開２０１１−５０２３４号公報（平成２３年３月１０日公開。以下，これを「参考文献２」という。）には，関連する図面と共に，次の事項が記載されている。
Ｍ　「【００３４】
　−オン電圧補償−
　次に、
インバータ回路（4）
【００３５】
　ここで、上記
図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。
…（中略）…
【００５７】
　ここで、上述のように、精度の良いオン電圧補償を容易に行うためには、スイッチング素子（Sp,Sn）側にのみ電流を流すのが望ましい。その場合には、スイッチング部（4a）にかかる電圧が、ダイオード（Dp,Dn）がオン状態になる立ち上がり電圧よりも低いことが条件となる。すなわち、
図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には、立ち上がり電圧がほとんどないのに対し、ＳｉからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードやＳｉＣからなる還流ダイオード（ＳＢＤ）には、通常、１Ｖ程度の立ち上がり電圧が存在する。
Ｎ　「
図２」
Ｏ　「
図４」
（イ）上記記載から，参考文献２には，次の技術的事項が記載されているものと認められる。
ａ　上記記載事項Ｍの「インバータ回路（4）…（中略）…図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。」との記載，及び上記記載事項Ｎの図２の回路から，“インバータ回路にスイッチング素子と当該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードが用いられる”ことを読取ることができる。
ｂ　上記記載事項Ｏの図４の電流−電圧特性は，上記ａの認定事項を踏まえると，インバータ回路に用いられるスイッチング素子とダイオードの電流−電圧特性を表していて，当該スイッチング素子は，上記記載事項Ｍの「図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には、立ち上がり電圧がほとんどないのに対し、ＳｉからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードやＳｉＣからなる還流ダイオード（ＳＢＤ）には、通常、１Ｖ程度の立ち上がり電圧が存在する。」との記載から，ＭＯＳＦＥＴなどが用いられることを読取ることができる。
　そして，上記記載事項Ｏの図４に示される「Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード」及び「ＳｉＣ−ＳＢＤ」の特性は，上記ＭＯＳＦＥＴなどで構成されるスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードの特性を表しているといえ，同じく図４の「ＭＯＳＦＥＴ」の特性は，スイッチング素子の特性を表しているといえる。
ｃ　上記記載事項Ｍと，上記ｂの認定事項を踏まえると，ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には“立ち上がり電圧がほとんどなく，当該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードには，立ち上がり電圧が存在する”ことを読取ることができる。
（ウ）上記（ア）及び（イ）より，参考文献２には，次の技術的事項（以下，「技術的事項３」という。）が記載されているといえる。
「インバータ回路に用いられる，ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子と当該スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードの電流−電圧特性において，前記スイッチング素子には立ち上がり電圧がほとんどなく，前記スイッチング素子に逆並列に接続された前記ダイオードには，立ち上がり電圧が存在すること」
（３−１）引用発明１との対比
ア　本件補正発明と引用発明１とを対比する。
（ア）引用発明１の「電力変換デバイスと制御モジュールとを含む電力変換システム」は，「前記第１の電力デバイスとしてＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを用いると共に，前記第２の電力デバイスとしてＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを用いることによって，前記電力変換システムを，ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして用い」るものであるところ，本件補正発明の「絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ」とは，互いに“ＤＣ−ＤＣコンバータ”である点で一致する。
（イ）引用発明１は，「前記電力変換デバイスは，少なくとも１つのスイッチングユニットを含み，前記スイッチングユニットには，ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれるスイッチングデバイスを含」むものであり，「ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれるスイッチングデバイス」は，本件補正発明の「ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴ」に相当するといえるから，引用発明１と本件補正発明とは，“ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴ”を備える点で一致する。
（ウ）引用発明１の「スイッチングユニット」は，「前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む」ものであるところ，当該「前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオード」は，本件補正発明の「ＦＥＴに逆並列に接続され」，「シリコン系半導体からな」る「ダイオード」に対応するといえる。また，引用発明１の「前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む」「スイッチングユニット」は，引用発明１の「電力変換デバイス」が，「４つのスイッチングユニットのＨブリッジ構成またはトポロジを有」することから，複数であることが明らかであるから，引用発明１と本件補正発明とは，下記の点で相違するものの，“前記ＦＥＴに逆並列に接続されたシリコン系半導体からなるダイオードとを複数備え”た点で一致する。
イ　以上のことから，本件補正発明と引用発明１との一致点及び相違点は，次のとおりである。
〈一致点１〉
　ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，
　ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと，
　前記ＦＥＴに逆並列に接続されたシリコン系半導体からなるダイオードとを複数備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
〈相違点１−１〉
　本件補正発明のＤＣ−ＤＣコンバータが，「直流入力電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと、前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、」「前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、」「前記整流部」が，「ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと、」「前記ＦＥＴに逆並列に接続され、かつシリコン系半導体からなり前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えたダイオードと、を有する整流素子を複数備え」るものであるのに対し，引用発明１の「ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ」がどのようなタイプか特定されていない点。
〈相違点１−２〉
　本件補正発明のダイオードが，「前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えた」ものであるのに対し，引用発明１では，そのような特性を有することが特定されていない点。
〈相違点１−３〉
　本件補正発明が，「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間が、前記ＦＥＴの入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧以下である時に前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間と、前記入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧を超える時に前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間と、を有する」ものであるのに対し，引用発明１の「スイッチングユニット」は，「前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む」ものであるが，「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間」において，「スイッチングデバイス」及び「逆並列ダイオード」にどのように電流が流れるのかが特定されていない点。
（３−２）引用発明２との対比
ア　本件補正発明と引用発明２とを対比する。
（ア）引用発明２の「電力変換を行う第１の変換回路」は，「直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され」るところ，「直流入力電力を交流電力に変換」するものでもあり，本件補正発明の「直流入力電力を交流電力に変換するインバータ」に相当するといえる。
　引用発明２の「前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間に」接続される「トランス」は，「前記第１の変換回路と第２の変換回路とは前記トランスを介して電力」が「伝達」されることを踏まえれば，本件補正発明の「前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランス」に相当するといえる。
　引用発明２の「第２の変換回路」は，「スイッチングにより電力変換を行い，４個ずつのスイッチ素子からなるブリッジ回路を備え」るところ，「直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され」るものでもあることから，本件補正発明の「前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部」に相当するといえる。
　以上のことから，引用発明２の「電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路を備え，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間にトランスが接続され，前記第１の変換回路と第２の変換回路とは前記トランスを介して電力を伝達し，さらに前記第１の変換回路の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路を備える電力変換器」は，絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであることは明らかであるといえ，以上総合して，引用発明２と本件補正発明とは，“直流入力電力を交流電力に変換するインバータと，前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと，前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と，を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ”の点で一致する。
（イ）引用発明２の「第１の変換回路」は，上記（ア）で認定したとおり，“インバータ”といい得るものである。
　また，引用発明２の「第１の変換回路」は，「２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と，２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に，前記トランスの一方の巻線ｎ１とインダクタとキャパシタとの直列回路が接続され，前記インダクタとキャパシタとは直列共振回路を構成し，この直列共振回路の共振周波数は，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定され」るものであり，このうち，「前記トランスの一方の巻線ｎ１とインダクタとキャパシタとの直列回路」は，「この直列共振回路の共振周波数は，前記第１の変換回路と前記第２の変換回路の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定され」るものであることから，“共振素子による電気的共振現象を利用し”た，“トランスの一次側に共振電流を流すようにした”ものであり，さらに，「トランス」との関係においては「前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間にトランスが接続され」ていることから，“インバータの出力側に設けられた”ものであるといえる。
　以上のことから，引用発明２の「電力変換器」は，共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであるといい得ることから，以上を総合して，引用発明２と本件補正発明とは，“前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ”である点で一致する。
（ウ）引用発明２の「第２の変換回路」は，「スイッチングにより電力変換を行い，４個ずつのスイッチ素子からなるブリッジ回路を備え」るとともに，「直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成され」るものであり，また，「第１の変換回路と同様の構成であって，２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと，直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備え，スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続され」ることから，当該「スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４」からなる回路は，“整流部”であるといえる。
　また，引用発明２は，「前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４は，オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴが採用され，前記スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を構成する半導体材料は，ＳｉＣ，ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もあり，この場合，リカバリ特性が良好であるダイオードを逆並列に接続する」ものであり，上記（ア）の認定も踏まえれば，引用発明２と本件補正発明とは，“前記整流部”が，“ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴ”と，“前記ＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードと，を有する整流素子を複数備え”る点で一致する。
イ　以上のことから，本件補正発明と引用発明２との一致点及び相違点は，次のとおりである。
〈一致点２〉
　直流入力電力を交流電力に変換するインバータと，前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと，前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と，を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって，
　前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，
　前記整流部は，
　ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと，
　前記ＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードと，を有する整流素子を複数備えた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
〈相違点２−１〉
　本件補正発明のダイオードが，「シリコン系半導体からな」るのに対し，引用発明２のダイオードは，「リカバリ特性が良好である」ものであるものの，どのような材料からなる半導体であるか特定されていない点。
〈相違点２−２〉
　本件補正発明のダイオードが，「前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えた」ものであるのに対し，引用発明２のダイオードは，「リカバリ特性が良好である」ものであるものの，そのような特性を備えていることが特定されていない点。
〈相違点２−３〉
　本件補正発明は，「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間が、前記ＦＥＴの入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧以下である時に前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間と、前記入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧を超える時に前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間と、を有する」ものであるのに対し，引用発明２では，そのような期間があることが特定されていない点。
（４）当審の判断
　上記相違点につき検討する。
ア　相違点１−１から相違点１−３について
（ア）相違点１−１について
　引用発明１は，「電力変換デバイスと制御モジュールとを含む電力変換システム」であって，「前記第１の電力デバイスとしてＤＣ電力を提供することができるＤＣ電力デバイスを用いると共に，前記第２の電力デバイスとしてＤＣ電力で動作させることができるＤＣ電力デバイスを用いることによって，前記電力変換システムを，ＤＣ電力デバイスから提供された入力ＤＣ電力を，他のＤＣ電力デバイスに提供する出力ＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとして用い」るものであり，一方上記引用例２には，上記２（２）イで示した引用発明２が記載されており，当該引用発明２は，上記（３−２）（ア）及び（イ）で示したとおり，「直流入力電力を交流電力に変換するインバータと，前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと，前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と，を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって，」「前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，」「前記整流部は，」「ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと，」「前記ＦＥＴに逆並列に接続されたダイオードと，を有する整流素子を複数備えた」点で本件補正発明と一致するものである。すると，互いにＤＣ−ＤＣコンバータである点で共通する引用発明１において，引用例２に記載されたようなＤＣ−ＤＣコンバータを採用することは当業者にとって容易であり，また引用発明１において当該構成を採用することを阻害する要因も見いだせない。
　したがって，相違点１−１は格別なものではない。
（イ）相違点１−２について
　まず，本件補正発明のダイオードが，「前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えた」とする特定事項について検討するに，当該事項に関し，本願明細書の段落００４９乃至００５０には，次の記載が認められる。
「【００４９】
　整流部４０ＡのＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４がオンして逆導通している期間であって、ＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４のドレインソース間電圧の絶対値がダイオードＤ１，Ｄ４のオンする電圧以下である期間では、ＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４による逆導通経路が電流経路の大部分となる。この期間における整流部４０Ａの損失は、従来技術（図１１，図１２）による同期整流の場合と同等であるが、図８の同期整流非適用時のごとく
順方向電圧に電圧オフセットがあるダイオードＤ１，Ｄ４のみに通流させる場合に比べ、本実施形態では電圧オフセット分の電圧降下がない分、整流部４０Ａの通流損失は大幅に低減される。
【００５０】
　
そして、整流部４０ＡのＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４のドレイン−ソース間電圧の絶対値が、ダイオードＤ１，Ｄ４がオンする電圧を超える期間では、ＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４の逆導通に加えてダイオードＤ１，Ｄ４にも電流が分流するため、整流部４０Ａの抵抗値が大幅に低下する
　なお、本実施形態及び従来技術（図１１，図１２）の同期整流動作においてもＭＯＳＦＥＴ ＳＷ１，ＳＷ４の寄生ダイオードＢＤ１，ＢＤ４への分流が生じ得るが、これらの寄生ダイオードＢＤ１，ＢＤ４は電流−電圧特性が劣っており、寄生素子ではない製品として設計・製作されるダイオードＤ１，Ｄ４に比べると、オフセット電圧や抵抗分が大きいため、整流部４０Ａの抵抗値低減への寄与は小さい。従って、本実施形態の上記期間における整流部４０Ａの損失は、従来技術である同期整流非適用時（図８）はもとより、同期整流適用時（図１１）に比べても大幅に低減されることになる。」
　一方，上記２（２）ウに示した参考文献１には，上記２（２）ウ（ウ）に示した技術的事項２が記載されていると認められ，このことは，当該技術分野における周知技術である。そうとすると，引用発明１の「ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴなどのワイドバンドギャップトランジスタ」のオン電圧特性は，これに逆並列接続される「逆並列ダイオード」である「Ｓｉダイオード」のオン電圧特性との間において，「前記共振電流が流れる過程において前記ＦＥＴのオン電圧と交差するオン電圧特性を備えた」ものであることが推定されることから，相違点１−２は格別なものとはいえない。
（ウ）相違点１−３について
　まず，本件補正発明の「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間」の意味するところは，当該「前記共振電流」が「前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用し」た「前記トランスの一次側に」流れるものと解されるので，その意味するところは必ずしも明確とはいえないものの，本件補正発明は，トランスを用いた「絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ」であって，「共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ」であることに鑑みれば，トランスの一次側に流れる共振電流に同期して二次側の整流部にも電流が流れるものと解されることから，当該整流部における，「ＦＥＴに逆並列に接続され」た「ダイオード」に電流が流れる期間に，ＦＥＴをオンする期間のことを特定するものと解される。
　一方，上記２（２）ウに示した参考文献１には，上記２（２）ウ（ウ）に示した技術的事項１が記載されていると認められ，このうち，「順方向電流が流れていないスイッチング素子のオンの状態において，」「並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に転流電流（逆方向電流）が流れる場合と，」「スイッチング素子のみに転流電流（逆方向電流）が流れる場合があ」るとは，本件補正発明の「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間」に，「スイッチング素子のみ」か，「並列接続されたスイッチング素子および還流ダイオードの両方に」電流が流れる期間が存在することを示していて，このことは当該技術分野において周知な事項である。
　また，上記２（２）エに示した参考文献２には，上記２（２）エ（ウ）に示した技術的事項３が記載されていると認められ，当該技術的事項３に示される技術は，当該技術分野における周知技術である。当該技術的事項３，及び，スイッチング素子とダイオードとが逆並列に接続されていることから当該スイッチング素子のソース／ドレイン間の電圧とダイオードのアノード／カソード間の電圧が同じになる技術常識に鑑みれば，本件補正発明の「ＦＥＴの入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧以下である時」というのは，当該ダイオードの両端の電圧が，立ち上がり電圧以下の状態の時を表し，本件補正発明の「前記入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧を超える時」というのは，当該ダイオードの両端の電圧が，立ち上がり電圧以上の状態の時のことを表していると解される。
　以上のことを踏まえると，本件補正発明の「前記ダイオードの順方向に前記共振電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間が、前記ＦＥＴの入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧以下である時に前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間と、前記入出力端子間の電圧の絶対値が前記ダイオードのオン電圧を超える時に前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間と、を有する」という事項は，整流部にＦＥＴ及びダイオードを逆並列に接続することによって，当然に備える特性を表しているに過ぎないものであって，したがって相違点１−３は，格別なものとはいえない。
（エ）本件補正発明の奏する効果について
　そして，これらの相違点を総合的に勘案しても，本件補正発明の奏する作用効果は，引用発明１及び引用発明２，並びに参考文献１及び参考文献２に記載されたような周知技術の奏する作用効果から予測される範囲内のものにすぎず，格別顕著なものということはできない。
（オ）小括
　したがって，本件補正発明は，引用発明１及び２，並びに参考文献１及び２に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易になし得たものである。
イ　相違点２−１から相違点２−３について
（ア）相違点２−１について
　引用例１には，上記２（２）アに示すとおり，引用発明１が記載されていると認められ，そのうち，「スイッチングユニットには，ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴやＧａＮトランジスタなどのワイドバンドギャップトランジスタが含まれるスイッチングデバイスを含」むと共に，「スイッチングユニットは，前記スイッチングデバイスと逆並列に電気的に結合されたＳｉダイオードを含む逆並列ダイオードを含む」ことが記載されているといえ，また，引用発明１と引用発明２とは，共にＤＣ−ＤＣコンバータを含む技術で共通するものであるから，引用発明２において，引用発明１の当該技術を採用することは当業者にとって容易であり，また引用発明２において当該技術を採用することを阻害する要因も見いだせない。
　したがって，相違点２−１は格別なものではない。
（イ）相違点２−２について
　相違点２−２は，上記相違点１−２と実質的に同じであり，上記イで示したとおり，参考文献１等に記載された周知技術に鑑みれば，格別なものとはいえない。
（ウ）相違点２−３について
　相違点２−３は，上記相違点１−３と実質的に同じであり，上記ウで示したとおり，参考文献１及び２等に記載された周知技術，及び当該技術分野の技術常識に鑑みれば，格別なものとはいえない。
（エ）本件補正発明の奏する効果について
　そして，これらの相違点を総合的に勘案しても，本件補正発明の奏する作用効果は，引用発明１及び引用発明２，並びに参考文献１及び参考文献２に記載されたような周知技術の奏する作用効果から予測される範囲内のものにすぎず，格別顕著なものということはできない。
（オ）小括
　したがって，本件補正発明は，引用発明２及び１，並びに参考文献１及び２に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易になし得たものである。
ウ　当審の判断についての結論
　したがって，本件補正発明は，引用例１に記載された事項に基づく引用発明１及び引用例２に記載された事項に基づく引用発明２のいずれを主たる引用発明としたとしても，さらに参考文献１及び参考文献２に記載されたような周知技術に鑑みれば，これらの引用例及び参考文献に記載された発明及び周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものであり，特許法２９条２項の規定により，特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
３　本件補正についてのむすび
　以上のとおり，本件補正は，特許法１７条の２第６項において準用する同法１２６条７項の規定に違反するので，同法１５９条１項において読み替えて準用する同法５３条１項の規定により却下すべきものである。
　よって，上記補正の却下の決定の結論のとおり決定する。
第３　本願発明について
１　本願発明
　令和１年８月９日にされた手続補正は，上記のとおり却下されたので，本願の請求項に係る発明は，平成３０年１２月７日にされた手続補正により補正された特許請求の範囲に記載された事項により特定されるものであるところ，その請求項１に係る発明（以下，「本願発明」という。）は，明細書及び図面の記載からみて，その請求項１に記載された事項により特定される，前記第２［理由］１（２）に記載のとおりのものである。再掲すれば，次のとおり。
「直流入力電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電力を絶縁して伝達するトランスと、前記トランスから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流部と、を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
　前記インバータの出力側に設けられた共振素子による電気的共振現象を利用して前記トランスの一次側に共振電流を流すようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
　前記整流部は、
　ワイドバンドギャップ半導体からなるＦＥＴと、前記ＦＥＴに逆並列に接続されたシリコン系半導体からなるダイオードと、を有する整流素子を複数備え、
　前記ダイオードの順方向に電流を通流させるべき期間に前記ＦＥＴをオンさせる同期整流期間が、前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間と、前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間と、を有することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。」
２　原査定の拒絶の理由
　原査定の拒絶の理由は，この出願の請求項１乃至３に係る発明は，本願出願前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった下記の引用例１乃至４に記載された発明に基づいて，及び，請求項４乃至６に係る発明は，下記引用例１乃至６に記載された発明に基づいて，その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない，というものである。
引用例１：特開２０１４−１１０７６２号公報
引用例２：特開２０１３−１３２１５５号公報
引用例３：特開２０１３−１１０７７８号公報
引用例４：特開２０１４−１８３６３４号公報
引用例５：特開２００７−３０５８３６号公報
引用例６：特表２００６−５２４４３２号公報
３　引用例
　原査定の拒絶の理由で引用された引用文献１及び引用文献４の記載事項は，前記第２の［理由］２（２）において，それぞれ引用例１及び引用例２として記載したとおりである。
４　対比・判断
　本願発明は，前記第２の［理由］２（１）で検討した本件補正発明から，「シリコン系半導体からなるダイオード」，「電流」，「前記ＦＥＴにのみ電流が流れる期間」及び「前記ＦＥＴ及び前記ダイオードに分流して電流が流れる期間」に係る限定事項を削除したものである。
　そうすると，本願発明の発明特定事項を全て含み，さらに他の事項を付加したものに相当する本件補正発明が，前記第２の［理由］２（３），（４）に記載したとおり，引用発明１及び引用発明２，並びに参考文献１及び参考文献２に記載されたような周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものであるから，本願発明も，同様の理由により，引用文献１及び引用文献４に記載された技術に基づいて，当業者が容易に発明することができたものである。
第４　むすび
　以上のとおり，本願発明は，特許法２９条２項の規定により特許を受けることができないから，他の請求項に係る発明について検討するまでもなく，本願は拒絶されるべきものである。
　よって，結論のとおり審決する。