【事件の表示】
　特許第３０８０１２８号「共振型直流−直流変換器」の請求項１、２に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３０８０１２８号の請求項１、２に係る特許を取り消す。
【理　由】
１．手続きの経緯
　特許第３０８０１２８号の請求項１、２に係る発明についての出願は、平成６年３月１１日に特許出願され、平成１２年６月２３日にその発明について特許権の設定登録がなされ、その後、その特許について、異議申立人歌代豊より特許異議の申立てがなされ、取消しの理由が通知され、その指定期間内である平成１３年７月３０日に訂正請求がなされたものである。
　
２．訂正の適否
（１）訂正の内容
（訂正事項ａ）
　特許請求の範囲の請求項１及び２を、
「【請求項１】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続された出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）及び前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。
　【請求項２】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有している出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路（６ａ又は６ｂ）と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。」
と訂正する。
　
（訂正事項ｂ）
　明細書の［０００７］欄を、
「【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源１と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、前記第２のスイッチＱ２に対して並列に接続された出力トランスＴの１次巻線Ｎ１と、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンスＬｒと、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２及び前記直列共振用インダクタンスＬｒに対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサＣｒと、
前記第１のスイッチＱ１に並列に接続されたコンデンサＣ３と、前記第２のスイッチＱ２に並列に接続されたコンデンサＣ４と、
第２の
と訂正する。
　
（訂正事項ｃ）
　明細書の［０００８］欄を、
「【０００８】
【発明の作用及び効果】
　各請求項に従う発明においては、補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーの大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従って、スイッチのオン時間幅を変えて補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電圧が変化する。この結果、共振型直流一直流変換器の出力電圧の調整を行うことができる。
　また、スイッチのオン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなしに出力電圧の調整を行うことができる。
　
また、直列共振用コンデンサに基づく直列共振によるゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング損失が少なくなるのみでなく、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ３、Ｃ４の働きで、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のターンオフ時に第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の電圧Ｖds1が緩やかに立上り、電流と電圧の交差面積が小さくなり、スイッチング損失が低減され、更に、高周波ノイズが抑制される。
と訂正する。
　
（訂正事項ｄ）
　明細書の［０００９］欄を、
「【０００９】
【第１の実施例】
　次に、図３〜図６を参照して本発明の第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図３において図１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
　図３に示す第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコンバータに第２のインダクタンスＬp を付加し、
更に第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に並列に第３及び第４のコンデンサＣ３，Ｃ４を接続し、
に訂正する。
　
（訂正事項ｅ）
　明細書の［００２２］欄を、
「【００２２】
【第５の実施例】
　次に、図１１を参照して第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬr と共に直列共振回路を形成するための専用のコンデンサＣr を第１のインダクタンスＬr に直列に接続したものであり、その他は図３と同様に構成されている。図１１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。
　なお、直列共振回路は第１のインダクタンスＬｒとこれに対して直列に接続されるコンデンサとで形成される。従って、図１１では、インダクタンスＬｒと共振用コンデンサＣｒと第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで直列共振回路が形成される
。
と訂正する。
　
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（訂正事項ａについて）
　訂正事項ａは、請求項１、２に構成要件を加えるものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とした明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
（訂正事項ｂないしｄについて）
　訂正事項ｂないしｄは、訂正事項ａによる特許請求の範囲の減縮に伴い、それに対応させるべく、発明の詳細な説明の記載を明りょうにしたものであるから、明りょうでない記載の釈明を目的とした明細書の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
（訂正事項ｅについて）
　訂正事項ｅは、句点「。」の追加であって、誤記の訂正に該当し、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　
（３）むすび
　よって、上記訂正は、特許法等の一部を改正する法律（平成６年法律第１１６号）附則第６条第１項の規定によりなお従前の例によるとされる、特許法第１２０条の４第３項において準用する平成６年法律第１１６号による改正前の特許法第１２６条第１項ただし書、第２項及び第３項の規定に適合するので、この訂正を認める。
　　
３．本件発明
　本件特許第３０８０１２８号の請求項１及び２に係る発明（以下、それぞれ、「本件発明１及び２」という。）は、訂正明細書の特許請求の範囲の請求項１及び２に記載された事項により特定される次のとおりのものである。
　
　【請求項１】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続された出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）及び前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して、又は前記１次巻線（Ｎ１）と前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）の少なくとも一部との直列回路に対して並列に接続された補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。
　【請求項２】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有している出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に接続された補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路（６ａ又は６ｂ）と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。
　
４．引用刊行物に記載された発明
　当審が通知した取消しの理由に引用された特開平６−３０５５７号公報（以下、引用例１という。）には、図面とともに以下の記載が認められる。
「以下、図１を参照しながら、この発明の一実施例について説明する。図１において、図５と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。同図において、全波整流器４および平滑用コンデンサ５で整流平滑されて得られる直流入力電源は、スイッチング素子を構成するトランジスタＱ１を介して絶縁コンバータトランス７の１次側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８の直列共振回路に供給される。また、この１次側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８の直列共振回路と並列にスイッチング素子を構成するトランジスタＱ２が接続される。トランジスタＱ１，Ｑ２は、発振駆動回路１７によって交互にオンオフするようにドライブされる。絶縁コンバータトランス７は結合係数が０．９５前後になるように設定され、この絶縁コンバータトランス７の１次側巻線ＮPにリーケージインダクタンスが積極的に形成される。・・・（中略）・・・すなわち、直流出力電圧が一定値より大きくなるとき、コンパレータ３より出力される誤差電圧に基づいて発振駆動回路１７の発振周波数ｆBが高くされる。これにより、絶縁コンバータトランス７の１次側の共振インピーダンスＺ1が大きくなって励磁電流が小さくなり、直流出力電圧が小さくなるように制御される。一方、直流出力電圧が一定値より小さくなるときは、逆の動作によって直流出力電圧が大きくなるように制御される。」（４欄３９行−５欄２９行）
「ここで、絶縁コンバータトランス７の１次側巻線ＮPおよび共振用コンデンサ８の直列共振回路を流れる電流をＩ1、その２次巻線ＮSを流れる電流をＩ2、トランジスタＱ１を流れる電流をＩ3、トランジスタＱ２を流れる電流をＩ4とする。電流Ｉ2が全く流れていないとき、電流Ｉ1の波形は正弦波状となり（図３Ａに図示）、電流Ｉ3，Ｉ4の波形はこの電流Ｉ1をスイッチングした波形となる（同図Ｂ，Ｃに図示）。電流Ｉ1の波形は１次側巻線ＮPのインダクタンスと共振用コンデンサ８のキャパシタンスの共振によるものであり、上述せずも電流Ｉ1のピー ク値をなるべく抑えた共振条件に設定される。したがって、これをトランジスタＱ１，Ｑ２でスイッチングしてもスイッチング損失は非常に少ない。・・・（中略）・・・そこで本例においては、電流Ｉ2の波形が図３Ｄに示すような波形になるように、共振条件が合わせられる。これにより、トランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流Ｉ3，Ｉ4の波形は、それぞれ図３Ｆ，Ｇに示すようになり、フォールタイムｔfでの損失は電流Ｉ2がないときに比べて増加することはない。またここで、出力直流電圧の安定化のために制御をかけて発振駆動回路１７の発振周波数を高くする場合を考える。図３Ｌに示す波形が入力電圧の下限となるように共振条件が設定される。入力電圧が高くなると電力非伝達期間ＴBが短くなって、同図Ｍに示す波形となる。なお、ＴAは電力伝達期間である。さらに、入力電圧が高くなると同図Ｎに示す波形となり、電力非伝達期間ＴBがなくなる。さらに、入力電圧が高くなると同図Ｏに示す波形となり、電流ピーク値が大きくなり、フォールタイムｔfによる損失が増大する。本例においては、図３Ｌ〜Ｏの波形のうち、同図Ｌ〜Ｎまでを使用するように設計される。これにより、スイッチング損失が非常に少なくなり、効率がよくなる。図３Ｆ，Ｇの波形を作るため、本例においては上述したように結合係数が０．９５前後の絶縁コンバータトランス７が使用され、１次側巻線ＮPにリーケージインダクタンスを積極的に形成して、共振用コンデンサ８との共振条件を合わせている。このように本例においては、スイッチング素子を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流波形は、電力伝達期間に電力非伝達期間が付加されたものとなり、この電力非伝達期間が入力電圧が低いときは長く入力電圧が高くなるのに伴って短くなっていくため、飽和電圧Ｖsatやフォールタイムｔfによる損失は増加しない。」（５欄３０行−６欄４０行）
　
　これらの記載によれば引用例１には
「直流電源と、
　前記直流電源の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチの直列回路と、
　前記第２のスイッチに対して並列に接続された絶縁コンバータトランスの１次巻線と、
　前記１次巻線及び前記第２のスイッチに対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサと、
　前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、
　前記２次巻線に接続された全波整流器および平滑用コンデンサと、
　前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅が、電力伝達期間ＴA以上に設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチのオン・オフの周期を変えて整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えているスイッチング電源装置。」
との発明が開示されているものと認められる。
　
　同じく当審が通知した取消しの理由に引用された特開平５−１７６５３１号公報（以下、引用例２という。）には、図面とともに以下の記載が認められる。
「上述した原理構成を実際の回路として具体化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいため、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトランスの１次、２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が有効的に用い得る。」（４欄４３−５０行）
「トランスを１次側から見たとき、図５のように見える。トランスはもともと、自己インダクタンスと漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれを適切な値にすることで、図３のＬ１、Ｌ２の代わりに使用できる。」（５欄７−１１行）
「図６において、電流共振は、Ｌ２と２分割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１とＬ１で行なわれる。」（５欄１４−１６行）
「電圧共振は２分割されたＣ１とトランス１次巻線２０の自己インダクタンスＬ１０で行なわれる。」（１０欄２０−２１行）
　
５．対比・判断
（本件発明１について）
　本件発明１と、前記引用例１に記載された発明とを比較すると、引用例１に記載された発明の「絶縁コンバータトランス」「全波整流器および平滑用コンデンサ」「スイッチング電源装置」は、それぞれ本件発明１の「出力トランス」「両方向性の整流平滑回路」「直流−直流変換器」に相当するから、両者は、
「直流電源と、
　前記直流電源の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチの直列回路と、
　前記第２のスイッチに対して並列に接続された出力トランスの１次巻線と、
　前記１次巻線及び前記第２のスイッチに対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサと、
　前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、
　前記２次巻線に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチのオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えている直流−直流変換器。」
の点で一致し、
（相違点１）前者は１次巻線（Ｎ１）及び第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）を備えているのに対し、後者はこれを備えていない点
（相違点２）前者は１次巻線（Ｎ１）に対して、又は１次巻線（Ｎ１）と直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）の少なくとも一部との直列回路に対して並列に接続された補助インダクタンス（Ｌｐ）を備えているのに対し、後者はこれを備えていない点
（相違点３）前者は第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）を備えているのに対し、後者はこれを備えていない点
（相違点４）第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前者は、直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定されているのに対し、後者は、電力伝達期間ＴA以上に設定されている点
において、相違している。
　以下、前記相違点について検討する。
（相違点１、２について）
　引用例２の前記記載（４欄４３−５０行、５欄７−１１行参照）によれば、トランスの自己インダクタンスと漏れインダクタンスを、独立したインダクタンスに置換できること、さらに、トランスの自己インダクタンスと漏れインダクタンスが適切な値でない場合には、独立したインダクタンスを付加して適切な値のインダクタンスが得られることが、当業者には理解できると認められる。
　そして、引用例１の絶縁コンバータトランス７は、図３Ｆ、Ｇの波形が得られるように共振用コンデンサ８との共振条件を合わせなければならないから、該絶縁コンバータトランス７自体で共振条件が合わない場合に、漏れインダクタンスと自己インダクタンスのそれぞれを適切な値にすべく、１次巻線に対して直列および並列に独立したインダクタンスを付加し、相違点１及び２に係る本件発明１の構成を得ることは、前記引用例２の技術事項に基づいて、当業者が容易になしえたことである。
　
（相違点３について）
　スイッチに並列にコンデンサを接続することにより、電圧共振作用を得ることは、前記のとおり引用例２に示されており、この技術を引用例１に記載の発明に適用できないとする格別の理由も存在しないから、相違点３に係る本件発明１の構成は、前記引用例２の技術事項に基づいて、当業者が容易に想到できたものである。
　
（相違点４について）
　本件発明１の、「直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間」は、図６（Ｂ）の共振電流Ｉrが流れている期間であり、この期間は、２次巻線Ｎ２に電流が流れている期間に等しいと認められる。これに対し、引用例１の「電力伝達期間ＴA」は、図３等の記載より、２次側巻線に電流Ｉ２が流れている期間であると認められる。よって、本件発明２の、「直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間」と、引用例１の「電力伝達期間ＴA」とは実質的に同じ期間である。してみれば、相違点（３）は、結局、第１及び第２のスイッチのオン時間幅を、上記期間よりも「長く」するか、「以上」とするかの差にすぎず、単なる設計上の微差にすぎないものである。
　そして、本件発明１の作用効果は、引用例１及び２に記載の事項から当業者が容易に予測し得る範囲のものであって、格別顕著なものとは認められない。
　したがって、本件発明１は、上記引用例１及び２に記載されたものに基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件発明１の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
（本件発明２について）
　引用例１には、出力トランスの１次巻線が直列共振用の漏れインダクタンスを有していることも記載されているから、本件発明２と、引用例１に記載された発明との相違点は、前記本件発明１と引用例１に記載された発明との（相違点２ないし４）と同じであり、その判断についても同じである。
　したがって、本件発明２は、上記引用例１及び２に記載されたものに基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本件発明１の特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
６．むすび
　以上のとおり、本件発明１、２についての特許は拒絶の査定をしなければならない特許出願に対してされたものである。
　よって、特許法等の一部を改正する法律（平成６年法律第１１６号）附則１４条の規定に基づく、特許法等の一部を改正する法律の施行に伴う経過措置を定める政令（平成７年政令第２０５号）第４条第２項の規定により、結論のとおり決定する。 
【異議決定日】
平成１３年８月８日（２００１．８．８）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
（訂正事項ａ）
　特許請求の範囲の請求項１及び２を、
「【請求項１】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続された出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）及び前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項２】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有している出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン１オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路（６ａ又は６ｂ）と
　を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。」
と訂正する。
（訂正事項ｂ）
　明細書の［０００７］欄を、
「【０００７】
　【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源１と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、前記第２のスイッチＱ２に対して並列に接続された出力トランスＴの１次巻線Ｎ１と、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンスＬｒと、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２及び前記直列共振用インダクタンスＬｒに対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサＣｒと、
前記第１のスイッチＱ１に並列に接続されたコンデンサＣ３と、前記第２のスイッチＱ２に並列に接続されたコンデンサＣ４と、
第２の
と訂正する。
（訂正事項ｃ）
　明細書の［０００８］欄を、
「【０００８】
　【発明の作用及び効果】
　各請求項に従う発明においては、補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーの大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従って、スイッチのオン時間幅を変えて補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電圧が変化する。この結果、共振型直流−直流変換器の出力電圧の調整を行うことができる。
　また、スイッチのオン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなしに出力電圧の調整を行うことができる。
　
また、直列共振用コンデンサに基づく直列共振によるゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング損失が少なくなるのみでなく、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ３、Ｃ４の働きで、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のターンオフ時に第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の電圧Ｖｄｓ１が緩やかに立上り、電流と電圧の交差面積が小さくなり、スイッチング損失が低減され、更に、高周波ノイズが抑制される。
と訂正する。
（訂正事項ｄ）
　明細書の［０００９］欄を、
「【０００９】
　【第１の実施例】
　次に、図３〜図６を参照して本発明の第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図３において図１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
　図３に示す第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコンバータに第２のインダクタンスＬｐを付加し、
更に第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に並列に第３及び第４のコンデンサＣ３，Ｃ４を接続し、
（訂正事項ｅ）
　明細書の［００２２］欄を、
「【００２２】
　【第５の実施例】
　次に、図１１を参照して第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬｒと共に直列共振回路を形成するための専用のコンデンサＣｒを第１のインダクタンスＬｒに直列に接続したものであり、その他は図３と同様に構成されている。図１１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。
　なお、直列共振回路は第１のインダクタンスＬｒとこれに対して直列に接続されるコンデンサとで形成される。従って、図１１では、インダクタンスＬｒと共振用コンデンサＣｒと第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで直列共振回路が形成される
。」
と訂正する。
（５４）【発明の名称】
共振型直流−直流変換器
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続された出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）及び前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
　
前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して、又は前記１次巻線（Ｎ１）と前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）の少なくとも一部との直列回路に対して並列に接続された補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。
　【請求項２】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有している出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と、
　
前記第１のスイッチ（Ｑ１）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ３）と、
　
前記第２のスイッチ（Ｑ２）に並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に接続された補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成されている制御回路（６ａ又は６ｂ）と
　を備えていることを特徴とする直流一直流変換器。
　【請求項３】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に、又は前記１次巻線（Ｎ１）と前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）との直列回路に対して並列に接続され且つ前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項４】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に接続され且つ前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項５】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）と前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）との直列回路に対して並列に接続され且つ前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項６】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に対して並列に接続され且つ前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項７】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との問に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）及び３次巻線と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記３次巻線に対して並列に接続され且つ前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項８】　直流電源（１）と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、
　前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
　前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との問に接続され且つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線（Ｎ１）と、
　前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）及び３次巻線と、
　前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、
　前記３次巻線に対して並列に接続され且つ前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、
　前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御回路（６ａ又は６ｂ）と
を備えていることを特徴とする直流−直流変換器。
　【請求項９】　更に、前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間において前記トランスの１次巻線（Ｎ１）に直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）を有しており、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）又は前記漏れインダクタンスと前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と前記第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ２）とからなる直列共振回路の直列共振電流の半波の期間よりも長く設定されていることを特徴とする請求項３又は４又は５又は６又は７又は８記載の直流―直流変換器。
　【請求項１０】　前記２次巻線（Ｎ２）は、第１及び第２の２次巻線（Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ）を有し、
　前記整流平滑回路は前記第１の２次巻線（Ｎ２ａ）に接続された第１の整流平滑回路（Ｄａ，Ｃｏ１）と、前記第２の２次巻線（Ｎ２ｂ）に接続された第２の整流平滑回路（Ｄｂ，Ｃｏ２）とを有し、
　前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が互いに異なるように制御信号を形成するものであることを特徴とする請求項３又は４又は５又は６又は７又は８又は９記載の直流−直流変換器。
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【産業上の利用分野】
　本発明は、スイッチと、出力トランスと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス及びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）に関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　ゼロ電流スイッチングを達成するために、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように構成することができる。この回路では交流電源に接続された整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の直列回路が接続されていると共に、同一容量の第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ１は共振用インダクタンスＬｒを介して第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の相互接続点３との間に接続されている。出力トランスＴの２次巻線Ｎ２はセンタタップ形式に形成され、両端は出力整流ダイオードＤａ、Ｄｂを介して平滑用コンデンサＣｏの一端に接続され、センタタップはコンデンサＣｏの他端に接続されている。直流電圧を負荷（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデンサＣｏの両端に接続されている。制御回路６はスイッチＱ１、Ｑ２を交互にオン・オフ制御するための信号を発生する。
　なお、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２はソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的にドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ１、Ｓ２とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２を有する。この第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２はバイポーラトランジスタとこれに逆並列接続されたダイオードとで構成することもできる。
　【０００３】
　図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場合には、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のゲート（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期で制御信号（ゲート信号）Ｖｇ１、Ｖｇ２を供給し、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２を相互間に僅かなデット・タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オフする。第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン期間は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路は、インダクタンスＬｒと第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の並列回路に相当する等価コンデンサＣｒとで形成される。第１のスイッチＱ１の電圧Ｖｄｓ２と電流Ｉｄ１とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉｄ１は共振作用によって第１のスイッチＱ１がオンになってから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ１をターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ２の電流及び電圧も同様に変化する。
　【０００４】
　【発明が解決しようとする課題】
　ところで、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータではＬｒＣｒの回路定数で決定される共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間幅が固定されている。従って、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができない。
　【０００５】
　上記問題を解決するために、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン期間の相互間にデッド・タイム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられる。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチのオン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオフにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合にはスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定になる。
　また、電源回路においてはレベルの異なる複数の出力電圧が要求されることがある。この場合、個々に電源回路を設けると大型且つコスト高になる。
　【０００６】
　そこで、本発明の目的は、スイッチにおける電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することができる直流−直流変換器を提供することにある。
　本発明の別の目的は、スイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅な変動を伴なわないで、出力電圧を安定化させることができる直流−直流変換器を提供することにある。
　また、本発明の更に別の目的は、比較的簡単な回路構成で電圧レベルの異なる２つの出力を得ることができる直流−直流変換器を提供することにある。
　【０００７】
　【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源１と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、前記第２のスイッチＱ２に対して並列に接続された出力トランスＴの１次巻線Ｎ１と、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダクタンスＬｒと、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２及び前記直列共振用インダクタンスＬｒに対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサＣｒと、
前記第１のスイッチＱ１に並列に接続されたコンデンサＣ３と、前記第２のスイッチＱ２に並列に接続されたコンデンサＣ４と、
　本願の両方向性の整流平滑回路は、例えば図３のダイオードＤａ、ＤｂとコンデンサＣｏから成る全波整流平滑回路、又は図８のダイオードＤａとコンデンサＣｏ１とから成る第１の整流平滑回路とダイオードＤｂとコンデンサＣｏ２とから成る第２の整流平滑回路との組み合せ回路のように２次巻線Ｎ２に両方向の電流が流れる回路を意味する。
　なお、請求項２に示すように、請求項１の直列共振用インダクタンスＬｒを１次巻線の漏れインダクタンスとすることができる。
　また、請求項３に示すように直列共振用コンデンサとして機能する第１及び
第２の
　また、請求項３の直列共振用インダクタンスを漏れインダクタンスとすることができる。
　また、請求項５に示すように補助インダクタンスＬｐを２次巻線Ｎ２に接続することができる。
　また、請求項６に示すように請求項５の直列共振用インダクタンスを漏れインダクタンスとすることができる。
　また、請求項７に示すように、３次巻線を設け、ここに補助インダクタンスＬｐを接続することができる。
　また、請求項８に示すように、請求項７の直列共振用インダクタンスを漏れインダクタンスとすることができる。
　また、請求項９に示すように、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の他に別の直列共振用コンデンサＣｒを設けることができる。
　また、請求項１０に示すように、第１及び第２のスイッチのオン時間幅に差を持たせ、２次巻線に接続された２つの整流平滑回路から異なる出力電圧を得ることができる。
　【０００８】
　【発明の作用及び効果】
　各請求項に従う発明においては、補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーの大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従って、スイッチのオン時間幅を変えて補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電圧が変化する。この結果、共振型直流一直流変換器の出力電圧の調整を行うことができる。
　また、スイッチのオン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなしに出力電圧の調整を行うことができる。
　
また、直列共振用コンデンサに基づく直列共振によるゼロ電流スイッチングが達成され、スイッチング損失が少なくなるのみでなく、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ３、Ｃ４の働きで、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のターンオフ時に第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の電圧Ｖｄｓ１が緩やかに立上り、電流と電圧の交差面積が小さくなり、スイッチング損失が低減され、更に、高周波ノイズが抑制される。
　請求項１０の発明によれば、異なる電圧レベルの２つの出力電圧を容易に得ることができる。
　【０００９】
　【第１の実施例】
　次に、図３〜図６を参照して本発明の第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図３において図１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
　図３に示す第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコンバータに第２のインダクタンスＬｐを付加し、
更に第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に並列に第３及び第４のコンデンサＣ３，Ｃ４を接続し、
　【００１０】
　制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変動に応じて第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン・オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構成されている。このため、制御回路６ａは出力端子４、５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８と、基準電圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０と、発光ダイオード１１と、ホトトランジスタ１２と、抵抗１３と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波形整形及び駆動回路１５とから成る。
　【００１１】
　誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られる。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子とグランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホトトランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなると、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１３の電圧に比例した周波数を有する信号を出力する。ＶＣＯ１４に接続された波形整形及び駆動回路１５はＶＣＯ１４の出力を方形波に整形してライン１６ａで第１のスイッチＱ１の制御端子（ゲート）に供給すると共に、ライン１６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅かなデット・タイム（休止期間）を設けた制御信号（パルス）をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ２の制御端子（ゲート）に供給する。
　【００１２】
　この制御回路６ａにおいて重要なことは、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の並列回路に等価なコンデンサＣｒと第１のインダクタンスＬｒとの直列共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅よりも第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間幅が長くなるようにＶＣＯ１４の周波数が設定されていることである。この理由は追って詳しく説明する。
　【００１３】
　【動作】
　次に、図３の回路の動作を、各部の波形を示す図４及び図６と、図３の一部を抽出して示す図５とを参照して説明する。
　図４の左半分は全負荷時の図３の各部の状態を概略的に示し、右半分はこれよりも軽負荷の場合の図３の各部の状態を概略的に示す。なお、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン制御パルスの相互間には僅かなデット・タイムがあるが省略されて示されている。今、図４のｔ０時点で第１のスイッチＱ１をオンにするための制御信号が図４（Ａ）に示すように発生し、この直後のｔ１で第１のスイッチＱ１のドレイン・ソース間電圧がゼロになると、第１のコンデンサＣ１と第１のスイッチＱ１と第１のインダクタンスＬｒと１次巻線Ｎ１との閉回路が形成される。図１でも説明したように第２のコンデンサＣ２は第１のコンデンサＣ１に電源１を介して並列に接続されているので、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の並列回路の等価コンデンサをＣｒとすれば、図１の場合と同様にＬｒ、Ｃｒの直列共振回路が形成され、これによる共振電流Ｉｒが図６（Ｂ）で点線で示すように正弦波形に流れる。共振電流Ｉｒがｔ３でゼロになった後に、出力整流ダイオードＤａ、ＤｂによってコンデンサＣ０がトランスＴの２次巻線Ｎ２から切り離された状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ１が無限大のインピーダンスとなり、負の半波の共振電流がｔ０〜ｔ４期間に流れない。一方、第２のインダクタンスＬｐのエネルギーの蓄積及び放出に基づく電流Ｉｐが図６（Ｂ）の実線で示すように流れる。ｔ０時点において第２のインダクタンスＬｐの蓄積エネルギーが放出されており、図６のｔ０〜ｔ２期間では電流Ｉｐが上向きに流れている。即ち、ｔ０〜ｔ３期間では電流Ｉｐが第２のインダクタンスＬｐと第１のインダクタンスＬｒと第１のスイッチＱ１と電源１と第２のコンデンサＣ２とから成る閉回路で電流が流れる。これにより、第２のコンデンサＣ２は逆充電され、この電圧Ｖｃ２は図６（Ｃ）に示すようにｔ０〜ｔ２期間でＥ／２よりも低下する。第２のインダクタンスＬｐの蓄積エネルギーの放出がｔ２時点で終了すると、電源１と第１のスイッチＱ１と第１及び第２のインダクタンスＬｒ、Ｌｐと第２のコンデンサＣ２とから成る閉回路に電流が流れ、第２のインダクタンスＬｐのエネルギーの蓄積が行われると共に、第２のコンデンサＣ２の充電が行われ、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は上昇する。図６のｔ０〜ｔ４期間においては、第２のコンデンサＣ２の電圧がＥ／２よりも低いので、第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は電源電圧Ｅから第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を差し引いた値Ｅ−Ｖｃ２になる。従って、ｔ０〜ｔ４期間では第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が高められた状態になる。このため、ｔ０〜ｔ４期間内における第１のコンデンサＣ１と第１のスイッチＱ１と第１のインダクタンスＬｒと１次巻線Ｎ１とから成る共振回路の動作は、電源電圧Ｅを高めた場合と同様な動作になり、振幅の大きな共振電流Ｉｒを流すことができる。なお、ｔ０〜ｔ４期間の共振に第２のコンデンサＣ２も幾らか寄与するが、第１のコンデンサＣ１に比べて寄与度が低いので、共振容量Ｃｒは第１のコンデンサＣ１のみとみなすことができる。
　【００１４】
　ｔ０〜ｔ４期間に第１のスイッチＱ１に流れる電流Ｉｄ１は、図６（Ｂ）に示す第２のインダクタンスＬｐのＩｐとＬｒＣｒ共振電流Ｉｒとの和になり、図４（Ｄ）に示すように流れる。電圧部分共振のための第３のコンデンサＣ３はｔ０以前に電源電圧Ｅに充電されている。もし、第１のスイッチＱ１のオンによって第３のコンデンサＣ３の蓄積エネルギーが第１のスイッチＱ１に流れると電力損失を生じる。図３の回路では、ｔ０〜ｔ１期間に第２のインダクタンスＬｐと第１のインダクタンスＬｒと第３のコンデンサＣ３と第１のコンデンサＣ１とから成る回路で第３のコンデンサＣ３を逆充電する向きの電流が流れ、第３のコンデンサＣ３の蓄積エネルギーが第１のコンデンサＣ１に帰還され、電力損失にならない。また、第１のスイッチＱ１の電流Ｉｄｓ１は第１のスイッチＱ１の電圧Ｖｄｓ１がゼロになってから流れ始めるので、ゼロ電圧スイッチングが達成され、ターンオン時のスイッチング損失が小さい。第１のスイッチＱ１のターンオフ時においては、この電圧Ｖｄｓ１が第３のコンデンサＣ３の働きによって緩やかに立上るので、電流Ｉｄ１と電圧Ｖｄｓ１の交差面積が小さくなり、スイッチング損失が低減される。また高周波ノイズが抑制される。
　【００１５】
　図４及び図６のｔ４〜ｔ６区間においては、第２のスイッチＱ２においてｔ０〜ｔ４区間と同様な動作が生じる。即ち、ｔ４の直後に第２のスイッチＱ２の電圧Ｖｄｓ２がゼロになると、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の並列回路に等価なコンデンサＣｒと１次巻線Ｎ１と第１のインダクタンスＬｒと第２のスイッチＱ２の閉回路で図６（Ｂ）で点線で示すような正弦波状の共振電流Ｉｒが流れる。また、ｔ４〜ｔ５期間には、第２のインダクタンスＬｐの蓄積エネルギーの放出に基づいて、第２のインダクタンスＬｐと第２のコンデンサＣ２と第２のスイッチＱ２との閉回路に電流Ｉｐが流れ、ｔ５〜ｔ６期間には、第２のコンデンサＣ２を電源として第２のコンデンサＣ２と第２のインダクタンスＬｐと第１のインダクタンスＬｒと第２のスイッチＱ２とから成る閉回路に電流Ｉｐが流れる。これにより、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧は図６（Ｃ）のｔ４〜ｔ６区間に示すように変化する。第２のスイッチＱ２の電流Ｉｄ２は、第２のインダクタンスＬｐの電流Ｉｐと共振電流Ｉｒとの和になる。第２のスイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時には、第１のスイッチＱ１と同様な動作が生じるので、電力損失が低減される。
　【００１６】
　ところで、図３の回路において、出力端子４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振電流Ｉｒの振幅が図４（Ｄ）及び図６（Ｂ）で点線で示すように変化する。即ち、例えば負荷のインピーダンスが大きくなって軽負荷になると、図３の１次巻線Ｎ１から負荷までの交流インピーダンスが大きくなり、共振電流Ｉｒの最大振幅が低下する。共振電流Ｉｒの最大振幅が低下すれば、出力平滑用コンデンサＣｏ及び負荷に対して供給するエネルギーも低下し、負荷変動に基づく出力電圧変動を自動的に補償することができる。しかし、電源１の電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は上記の共振電流Ｉｒの振幅変化によって達成できない。
　【００１７】
　そこで、本実施例では次のようにして電源電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よりも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３の電圧が今迄よりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波数が今迄よりも高くなる。この結果、図４の右半分のｔ７〜ｔ１１区間に示すように第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン・オフの周期Ｔ２が左半分のＴ１よりも短くなる。このため、第２のインダクタンスＬｐのエネルギーの蓄積及び放出に基づく第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の変動幅が図６（Ｃ）の点線で示すように小さくなる。今、第１のスイッチＱ１のオン期間ｔ０〜ｔ４について考察すると、第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が実線から点線に変化したということは共振回路の電源電圧を低下させたことに相当し、共振電流Ｉｒの最大振幅の低下が生じる。このため、出力平滑用コンデンサＣｏに対する電力供給量が低下し、出力電圧を所望値に向って低下させる作用が生じる。出力電圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作が生じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相当する調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じない。従って、無負荷から全負荷まで安定的に動作させることができる。
　また、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２を電源電圧の分割用として使用するのみでなく、直列共振用コンデンサとしても使用するので、回路構成の簡単化が図られている。
　【００１８】
　【第２の実施例】
　次に、図７を参照して第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図７において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
　図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、共振用の第１のインダクタンスＬｒを第２のインダクタンスＬｐと１次巻線Ｎ１との間に移したものに相当し、その他は図３と同一に形成されている。但し、この実施例では、小型化及び低コスト化を達成するために共通のコアに１次及び２次巻線Ｎ１、Ｎ２と第１及び第２のインダクタンスＬｒ、Ｌｐのための巻線とが巻回されている。その他は第１の実施例と同一であるので、同一の作用効果が得られる。
　【００１９】
　【第３の実施例】
　次に、図８及び図９を参照して本発明の第３の実施例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図８及び図９において図３〜図７と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８の回路は図３の回路の第１のインダクタンスＬｒを図７と同じ位置に移し、２次巻線Ｎ２の上側端子とセンタタップとの間に第１の整流ダイオードＤａを介して第１の平滑用コンデンサＣａを接続し、２次巻線Ｎ２の下側端子とセンタタップとの間に第２の整流ダイオードＤｂを介して第２の平滑用コンデンサＣｂを接続し、センタタップに接続された端子５を中心に上下に第１及び第２の出力端子４ａ、４ｂを設け、制御回路６ｂから図９（Ａ）（Ｂ）に示すように互いに異なるオン時間幅Ｔａ、Ｔｂのパルスを第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のゲート（制御端子）に与えるように構成したものである。図８の回路の上記以外は図３と同一に構成されている。なお、２次巻線Ｎ２の上半分Ｎ２ａと下半分Ｎ２ｂとは同一の巻数に設定されている。
　【００２０】
　図８の回路で第１のスイッチＱ１のオン時間幅Ｔａを第２のスイッチＱ２のオン時間幅Ｔｂよりも短くすると、ｔ０〜ｔ１の第１のスイッチＱ１のオン期間に第２のインダクタンスＬｐの上向きのエネルギーの放出に基づく第２のコンデンサＣ２の逆充電の量が少なくなり、第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１の増加分が少なくなる。逆に、ｔ１〜ｔ２の第２のスイッチＱ２のオン期間における第２のインダクタンスＬｐの蓄積エネルギーに基づく第１のコンデンサＣ１の逆充電の量が大きくなり、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２の増大の割合がｔ０〜ｔ１の第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１の増大の割合よりも大きくなる。第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２は共振電流Ｉｒの最大振幅に対して比例的に作用するので、ｔ０〜ｔ１期間とｔ１〜ｔ２期間とでトランスＴの２次側に異なる電力を供給することになる。第１のスイッチＱ１のオン期間の電力は第１の整流ダイオードＤａを介して第１の平滑用コンデンサＣｏ１及び第１の出力端子４ａに供給され、第２のスイッチＱ２のオン期間の電力は第２の整流ダイオードＤｂを介して第２の平滑用コンデンサＣｏ２及び第２の出力端子４ｂに供給されるので、中間端子５と第１の出力端子４ａとの間の第１の出力電圧Ｖｏ１と中間端子５と第２の出力端子４ｂとの間の第２の出力電圧Ｖｏ２とは異なる値になり、電圧値の異なる２つの出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を簡単な回路構成によって容易に得ることができる。
　なお、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のスイッチング損失の低減効果及びその他の効果は第１及び第２の実施例と同様に得ることができる。
　【００２１】
　【第４の実施例】
　次に、図１０に示す第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１０において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１０の回路は図３の回路の２次巻線Ｎ２のセンタタップを省き、２次巻線Ｎ２の下側端子を中間出力端子５に接続し、２次巻線Ｎ２の上側端子と下側端子との間に互いに方向の異なるダイオードＤａ、Ｄｂを介して第１及び第２の平滑用コンデンサＣｏ１、Ｃｏ２を接続し、コンデンサＣｏ１、Ｃｏ２に第１及び第２の出力端子４ａ、４ｂを接続したものである。これにより、第１の平滑用コンデンサＣｏ１が第１の整流ダイオードＤａを通る電流で充電され、第２の平滑用コンデンサＣｏ２が第２の整流ダイオードＤｂを通る電流で充電される。従って、正の第１の出力電圧Ｖｏ１と負の第２の出力電圧Ｖｏ２とを容易に得ることができる。
　また、図１０の回路は第１の実施例と同様の作用効果も勿論有する。
　なお、図１０の制御回路６ａを図９に示す制御回路６ｂに置き換えて、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間幅に差を持たせることもできる。この場合には正と負の値の異なる出力電圧を得ることができる。
　【００２２】
　【第５の実施例】
　次に、図１１を参照して第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬｒと共に直列共振回路を形成するための専用のコンデンサＣｒを第１のインダクタンスＬｒに直列に接続したものであり、その他は図３と同様に構成されている。図１１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。
　なお、直列共振回路は第１のインダクタンスＬｒとこれに対して直列に接続されるコンデンサとで形成される。従って、図１１では、インダクタンスＬｒと共振用コンデンサＣｒと第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで直列共振回路が形成される
。
　【００２３】
　【第６の実施例】
　次に、図１２を参照して第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１２において図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１２の回路は共振用コンデンサＣｒと第１のインダクタンスＬｒとの直列共振回路を１次巻線Ｎ１を介して第２のスイッチＱ２に並列に接続したものであり、その他は図３と同様に構成されている。図１２の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。
　【００２４】
　【変形例】
　本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
　（１）　第２のインダクタンスＬｐを２次巻線Ｎ２に並列に接続することができる。また、センタタップを有する２次巻線Ｎ２の上半分と下半分とにそれぞれ並列に第２のインダクタンスＬｐを接続することができる。また、トランスＴに３次巻線を設け、ここに並列に第２のインダクタンスＬｐを接続することができる。
　（２）　第１のインダクタンスＬｒとトランスＴの１次巻線Ｎ１とを同一のコアに巻回すこと、また第２のインダクタンスＬｐとトランスＴの１次巻線Ｎ１とを同一のコアに巻回すことができる。また、１次巻線Ｎ１のインダクタンス成分を第１のインダクタンスＬｒとして兼用することができる。また、第１のインダクタンスＬｒに中間タップを設け、ここに第２のインダクタンスＬｐの上端を接続することができる。
　（３）　図８及び図１０の回路においても図１１と同一の位置に専用の共振用コンデンサＣｒを接続することができる。また、第３及び第４のコンデンサＣ３、Ｃ４を第１のインダクタンスＬｒとの直列共振用コンデンサとして兼用することができる。また、コンデンサＣｒとＣ１〜Ｃ４との任意の組み合せを第１のインダクタンスＬｒとの直列共振回路用コンデンサとしてもよい。また、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２のドレイン・ソース間の浮遊容量を共振用コンデンサＣｒとして使用することができる。
　（４）　制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を検出する代りに、電源１又はコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧を検出し、これを所望値にするように制御パルスを形成してもよい。
　（５）　電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流器とし、平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を得ることができる。
　（６）　各実施例において、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２がキャリアのストレ−ジ作用を実質的に有さない半導体スイッチの場合には、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２を相互間にデット・タイムを設けないで交互にオン・オフ制御することができる。
　（７）　各実施例において、デッド・タイムの時間幅を出力電圧に応じて制御するように構成することができる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図２】
　図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図である。
　【図３】
　本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図４】
　図３の各部の状態を概略的に示す波形図である。
　【図５】
　図３の一部を等価的に示す回路図である。
　【図６】
　図３及び図５の各部の状態を概略的に示す波形図である。
　【図７】
　第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図８】
　第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図９】
　図８の各部の状態を概略的に示す波形図である。
　【図１０】
　第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図１１】
　第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【図１２】
　第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
　【符号の説明】
　Ｌｒ　第１のインダクタンス
　Ｌｐ　第２のインダクタンス