【事件の表示】
　特許第３０５０５３８号「群遅延時間補償形帯域通過フィルタ」の請求項１ないし４に係る特許に対する特許異議の申立てについて、次のとおり決定する。
【結　論】
　訂正を認める。
　特許第３０５０５３８号の請求項１に係る特許を維持する。
【理　由】
（１）手続の経緯
　特許第３０５０５３８号の請求項１〜４に係る発明についての出願は、平成１０年５月１日に特許出願され、平成１２年３月３１日にその発明について特許の設定登録がされ、その後、その特許について、異議申立人　寺尾　健吾により特許異議の申立てがなされ、取り消し理由通知がなされ、その指定期間内である平成１３年８月１０日に訂正請求がなされたものである。
（２）訂正の適否についての判断
　ア．訂正の内容
特許権者が求めている訂正の内容は以下のａ、ｂ，ｃのとおりである。
　　ａ．特許請求の範囲請求項１の
「外部導体と、
　前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの誘電体共振器と、
コの字状の折り返し点に位置する２つの誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の誘電体共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目の誘電体共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までの誘電体共振器との間に設けられる隔壁とを有し、
　前記各誘電体共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、
　前記（ｎ一１）番目の誘電体共振器と（ｎ＋２）番目の誘電体共振器との間、および　（ｎ−２）番目の誘電体共振器と（ｎ＋３）番目の誘電体共振器との間を、前記各誘電体共振器の高さ方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各誘電体共振器の高さ方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形の結合ループにより副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」を、
「外部導体と、
　前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧　６　）番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器と、
　コの字状の折り返し点に位置する２つのＴＭ０１δモード誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器との間に設けられる隔壁とを有し、
　前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、
　前記（ｎ−１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と（ｎ＋２）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器との間、および（ｎ−２）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と（ｎ＋３）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器との間を、前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器の高さ方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器の高さ方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形の結合ループにより副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」に訂正するとともに、請求項２〜４を削除する。またそれに伴って、段落番号【０００６】も同様に訂正する。
　　ｂ．段落番号【００１５】の
「図９は、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図１０は、図９に示す等化回路の変換等化回路である。
　なお、図９に示す容量（ＣＡ〜ＣＨ）は、ＴＭＯ１デルタ　モード誘電体共振素子（４１ａ〜４１ｈ）によって形成される容量を示す。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、コの字状に配置された誘電体共振器の中で、折り返し点に位置する２個の誘電体共振器を、ｎ番目の共振器（４　０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（４　０　ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（４０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（４０ｆの共振器）との間の副結合回路として、容量素子５ａの代わりに、Ｓ字形の結合ループ１６を使用する点、（ｎ−２）番目の共振器（４０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（４０ｇの共振器）との間の副結合回路として、通常のＵ字形の結合ループ７の代わりに、Ｓ字形の結合ループ６を使用する点、（ｎ−３）番目の共振器（１０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（１０ｈの共振器）との間の副結合回路として、容量素子５ｂの代わりに、通常のＵ字形の結合ループ７を使用した点で、前記図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦと相違する。
　Ｓ字形の結合ループ６を使用することにより、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の結合回路は、図１０のＭ６３，Ｍ６４に示す相互インダクタンス回路で表される。」を、
「図９は、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図１０は、図９に示す等化回路の変換等化回路である。
　なお、図９に示す容量（ＣＡ〜ＣＨ）は、ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振素子（４１ａ〜４１ｈ）によって形成される容量を示す。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、コの字状に配置された誘電体共振器の中で、折り返し点に位置する２個の誘電体共振器を、ｎ番目の共振器（４０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（４０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（４０Ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（４０ｆの共振器）との間の副結合回路として、容量素子５ａの代わりに、Ｓ字形の結合ループ１６を使用する点、（ｎ−２）番目の共振器（４０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（４０ｇの共振器）との間の副結合回路として、通常のＵ字形の結合ループ７の代わりに、Ｓ字形の結合ループ６を使用する点、（ｎ−３）番目の共振器（４０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（４０ｈの共振器）との間の副結合回路として、容量素子５ｂの代わりに、通常のＵ字形の結合ループ７を使用した点で、前記図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦと相違する。
　　Ｓ字形の結合ループ６を使用することにより、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の結合回路は、図１０のＭ６３，Ｍ６４に示す相互インダクタンス回路で表される。」に訂正する。
　ｃ．段落番号【００２２】の
「【数８】
　　　ＰＨａ‐ｆ＝−９０°−９０°　　　
　　　　　　　　＝−１８０°・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
　前記（８）式から分かるように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経路により生じる結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧とは、逆相（位相差が−１８０°　）となる。
　したがって、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、その減衰域において、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）を経由して減衰した結合電圧の振幅と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周波数の位置に減衰ポールができるので、この減衰ポールにより通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　即ち、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間が、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により同相結合しており、このＳ字形の結合ループ６から成る副結合回路により、通過帯域外の減衰量が小さくなるが、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で結合することにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させることができるので、通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　このように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定されるが、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の偏差を共に改善することができる。
　なお、Ｕ字形の結合ループ７は、通過帯域外の減衰特性を改善するために設けたものであり、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場合であれば、Ｕ字形の結合ループ７を設けず、Ｓ字形の結合ループ（６，１６）から成る副結合回路のみ設けるようにしてもよい。」を、誤記の訂正を目的として、「【数８】　
　ＰＨａ‐ｆ＝−９０°−９０　
　　　　　　＝−１８０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
　前記（８）式から分かるように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経路により生じる結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧とは、逆相（位相差が−１８０°　）となる。
　したがって、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、その減衰域において、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）を経由して減衰した結合電圧の振幅と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周波数の位置に減衰ポールができるので、この減衰ポールにより通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　即ち、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間が、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により同相結合しており、このＳ字形の結合ループ６から成る副結合回路により、通過帯域外の減衰量が小さくなるが、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で結合することにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させることができるので、通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　このように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定されるが、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の偏差を共に改善することができる。
　なお、Ｕ字形の結合ループ７は、通過帯域外の減衰特性を改善するために設けたものであり、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場合であれば、Ｕ字形の結合ループ７を設けず、Ｓ字形の結合ループ（６，１６）から成る副結合回路のみ設けるようにしてもよい。」に訂正する。
　イ．訂正の目的の適否、新規事項の有無及び拡張・変更の存否
・訂正事項ａについて
　　特許請求の範囲請求項１の「誘電体共振器」を、特許請求の範囲の減縮を目的として、「ＴＭ０１δモード誘電体共振器」と訂正することは、特許請求の範囲の減縮を目的とするものであり、請求項２〜４を削除することも特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。また、段落番号【０００６】を同様に訂正することは、請求項の記載の訂正に伴って生じた記載の不一致を適正なものにするものであるから、明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。そして、これらの訂正事項は、当初明細書に記載された事項であって、新規事項追加にも、実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものでもない。
・訂正事項ｂについて
　図面等を参酌すれば、「（ｎ−３）番目の共振器（１０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（１０ｈの共振器）」は「（ｎ−３）番目の共振器（４０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（４０ｈの共振器）」の明らかな誤記であるから、誤記の訂正を目的とするものであり、しかも実質的に当初明細書に記載された事項であって、新規事項追加にも、実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものでもない。
・訂正事項ｃについて
　　図面等を参酌すれば、「（ｎ−１）番目の共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器」は
「（ｎ−３）番目の共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器」の明らかな誤記であるから、誤記の訂正を目的とするものであり、しかも実質的に当初明細書に記載された事項であって、新規事項追加にも、実質上特許請求の範囲を拡張しまたは変更するものでもない。
　以上のとおりであるから、上記訂正は特許法第１２０条の４第２項及び同条第３項において準用する第１２６条第２項から第４項の規定に適合するので、当該訂正を認める。
（３）特許異議の申立てについて
ア．本件発明
　本件請求項１に係る発明は、その特許請求の範囲の請求項１に記載された次の事項により特定されるとおりのものである。
「外部導体と、
　前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧　６　）番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器と、
　コの字状の折り返し点に位置する２つのＴＭ０１δモード誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器との間に設けられる隔壁とを有し、
　前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器間を磁気結合回路で主結合してなる群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、
　前記（ｎ−１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と（ｎ＋２）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器との間、および（ｎ−２）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と（ｎ＋３）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器との間を、前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器の高さ方向に設けられるとともに、前記隔壁を貫通する部分を境にして、前記隔壁の前記各ＴＭ０１δモード誘電体共振器の高さ方向の上下異なる位置で、両端部が前記隔壁に電気的、機械的に接続されるＳ字形の結合ループにより副結合したことを特徴とする群遅延時間補償形帯域通過フィルタ。」（以下、本件発明という。）
イ．異議申立の概要
　異議申立人は、本件発明は甲第１号証（電子情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８９　Ｎｏ．３１７　ＭＷ８９−８９　「群遅延自己等化フィルタを用いたマルチプレクサ」　）、甲第２号証（特開昭５９−８９００２号公報）、甲第３号証（特開昭５０−９３５２号公報）、甲第４号証（実願昭６３−４７２５０号（実開平１−１４９１０５号）のマイクロフィルム）、甲第５号証（特開平２−５２５０１号公報）に記載の発明から容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定に違反し、取り消されるべきであると主張している。
ウ．引用刊行物記載の事項
　当審が通知した取消理由に引用された各刊行物には、次の事項が記載されている。
・刊行物１：電子情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８９　Ｎｏ．３１７　ＭＷ８９−８　　　　　　９　「群遅延自己等化フィルタを用いたマルチプレクサ」
　第２頁右下欄には「ｍ個の極の内その一部を実周波数軸上から複素平面上の任意の点に移動すれば群遅延時間を等化する自己等化フィルタと成る。」と、第３頁左下欄には「このように設計可能なフィルタは複数あり、入力マルチブレクサ用として最適な群遅延自己等化フィルタを選択するためには，段数、極の数とその配置の３つの観点から検討を行う必要がある。」と、第４頁左欄には「従って、８段では８−４−２型、１０段では１０−４−４型が計算上最適なフィルタと言える。ここで興味深い点は、挿入損失の絶対値は別にして、遅延特性が改善されるにつれ振幅特性も小さくなっていることである。」と、第４頁右上欄には「通常、カノニカルフィルタは、飛び越し結合の数が極の数に相当し、また互いに隣合う結合係数（例えば、Ｍ１８とＭ２７）の極性が反転する回数に応じて実減衰極の数が決まるという特徴を持っている。」と記載され、第４頁図４には８段からなるフィルタの等価回路が示されている。また、第５頁左欄には、「・・・Ｍ４５＝０．７０９９６
Ｍ１８＝０．０３０８５　Ｍ２７＝−０．０５１９２　Ｍ３６＝−０．１５１５０
従って、極性の反転はＭ１８とＭ２７、Ｍ３６とＭ４５の２回であり、２対の（４つ）の実減衰極が得られることを確認できる。」と記載されている。
・刊行物２：特開昭５９−８９００２号公報
　第３頁左下欄には「１は共振器の外部導体を兼ねる筐体、２は導体より成る隔壁、・・・５１ないし５ｎは半同軸型共振器を形成する内部導体で、・・・」と、第４頁左下欄には「半同軸共振器の内部導体に共振電流が流れると、内部導体の軸方向と直角方向に磁界を生じ」と、第７頁左上欄には「第１１図は本発明ＢＰＦを有極型に構成した一例を示す断面図・・・１０１，６は間接結合素子で、例えばループより成り、隔壁２に穿った貫通孔１１の内壁との間を絶縁を保って貫通孔１１に挿通支持され、内部導体５１と５６間を磁界結合により間接結合する。１０２，５もまた間接結合素子で、例えば一端が内部導体５２との間に結合容量を形成し、他端が内部導体５５との間に結合容量を形成する容量素子より成り、隔壁２に穿った貫通孔１２に挿通し、隔壁２との間を絶縁を保って取付けてある。」と、第８頁左上欄には「Ａ及びＡ‘点から分岐する間接結合回路１０２、５を伝送する信号は−９０°の位相差を生ずる」と、第８頁右上欄には「Ｂ及びＢ‘点から分岐されたループより成る間接結合回路１０１、６を伝送する信号は＋９０°の位相差を生ずる」と記載されている。
・刊行物３：特開昭５０−９３５２号公報
　第２頁右上欄には「１４は、Ｓ字形の間接結合ループで、仕切壁８の孔隙１５部分に設けてある。」と記載され、その様子が第４図、第５図に示されている。
・刊行物４：実願昭６３−４７２５０号（実開平１−１４９１０５号）のマイクロフィルム
　第５頁には「そして、各誘電体共振器素子１０〜１７とその周囲を包囲するケース１、仕切板２およびカバー３とによって８個のＴＭ０１δ誘電体共振器Ａ〜Ｈを構成している。上記仕切板２には隣合う共振器間を磁気的に結合するための関口部２０〜２６が形成され」と記載され、その様子が第１図に示されている。
・刊行物５：特開平２−５２５０１号公報
　第３頁左上欄には「上記誘電体フィルタは、直方体形状の誘電体ブロック１１からなるＴＭ０１０モードの誘電体共振器１２を複数個一つの金属ケース１３内に収容し、隣り合う誘電体共振器１２、１２同志を互いに接合させて電磁的に結合してなるものである。」と、第３頁右上欄には「これら２つの面の各々に形成された電極１５には、たとえば四角形状の削除部分１６が夫々形成される。」と記載され、その様子が第１図（ａ）に示されている。また、第３頁右下欄には「隣り合う誘電体共振器１２、１２の接合面の電極１５、１５に代えて、結合用スリット穴を有する金属シートを隣り合う誘電体共振器１２、１２間に介装するようにしても良い。」とも記載されています。
４．対比・判断
　刊行物１に関して、上記摘記した箇所の記載によれば、等価回路としては、本件発明と刊行物１記載の発明とはほぼ同様のものであるといえるが、群遅延時間補償型帯域通過フィルタの具体的な形状構造としては、刊行物１にはカノニカルフィルタが開示されるのみで、本件の特許請求の範囲請求項１記載の「外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧　６　）番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器と、コの字状の折り返し点に位置する２つのＴＭ０１δモード誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器とするとき、前記１番目から（ｎ−１）番目のＴＭ０１δモード誘電体共振器と、前記（ｎ＋２）番目からＮ番目までのＴＭ０１δモード誘電体共振器との間に設けられる隔壁とを有し」のごとき具体的な形状構造は開示も示唆もされていない。一方、この具体的な形状構造に関し、引用刊行物２〜５に、類似の形状構造が示されているものの、刊行物１記載の等価回路の各回路記号と引用刊行物２〜５記載の形状構造の各部位の対応関係が一様に定められないことは明らかであるから、本件の特許請求の範囲請求項１記載の上記具体的な形状構造を容易に導くことは困難である。そして、それに加えて、「Ｓ字形の結合ループ」を容量素子からなる副結合回路と等価な意味で採用し、その「Ｓ字形の結合ループ」を本件発明のように配置することに至っては、さらに困難なことは明らかである。したがって、本件請求項１に係る発明の構成が刊行物１記載の発明から容易に想到することができないのみならず、刊行物２〜５記載の発明を刊行物１記載の発明に組み合わせたとしても、本件請求項１に係る発明の構成に到達できないのであり、本件請求項１に係る発明は、刊行物１〜５に記載の発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものとすることができない。
５．以上のとおりであるから、本件発明の特許を取り消すことはできない。
　また、他に本件発明の特許を取り消すべき理由を発見しない。
【異議決定日】
平成１３年１０月１５日（２００１．１０．１５）
【訂正の要旨】
訂正の要旨
１．訂正事項ａ
　特許請求の範囲請求項１の「誘電体共振器」を、特許請求の範囲の減縮を目的として、「ＴＭ０１δモード誘電体共振器」と訂正するとともに、請求項２〜４を削除する。またそれに伴って、段落番号【０００６】も同様に訂正する。
２．訂正事項ｂ
　段落番号【００１５】の「（ｎ−３）番目の共振器（１０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（１０ｈの共振器）」を、誤記の訂正を目的として、「（ｎ−３）番目の共振器（４０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器（４０ｈの共振器）」と訂正する。
３．訂正事項ｃ
　段落番号【００２２】の「（ｎ−１）番目の共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器」を、誤記の訂正を目的として、「（ｎ−３）番目の共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器」と訂正する。
（５４）【発明の名称】
群遅延時間補償形帯域通過フィルタ
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】　外部導体と、
　前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの
ＴＭ０１δモード
　コの字状の折り返し点に位置する２つの
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
　前記各
ＴＭ０１δモード
　前記（ｎ−１）番目の
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
【発明の詳細な説明】
　【０００１】
　【発明の属する技術分野】
　本発明は、テレビジョン方法等放送設備に使用される帯域通過フィルタに係わり、特に、通過帯域内において群遅延時間偏差特性が良好で、減衰特性の急峻な群遅延時間補償形帯域通過フィルタに関する。
　【０００２】
　【従来の技術】
　従来、ＶＨＦ帯のテレビ放送設備においては、ＩＭ波（相互変調波）等の不要波を除去するために、共振器にヘリカル共振器あるいは同軸形共振器を使用する楕円関数形の帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ；以下、ＢＰＦと称する。）が使用されている。
　図２４は、従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの上面を示す平面図、図２５、図２６、図２７は、図２４に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図２５は、図２４に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、図２６は、図２５に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面図、図２７（ａ）は、図２４に示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図２７（ｂ）は、図２４に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図２７（ｃ）は、図２４に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。
　図２４ないし図２７において、１は外部導体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量素子、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、８は入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロックナイト、１１ａは入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入力）端子、２０ａ〜２０ｈは同軸共振器、２１ａ〜２１ｈは駆動螺子、２２ａ〜２２ｈは共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈは内部導体である。
　この図２４ないし図２７に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、λ／４同軸共振器を使用する関係上、その形状が大きくなるという欠点を有している。
　【０００３】
　図２８は、従来のヘリカル共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの概略構成を示す要部断面図であり、図２９は、図２８に示すヘリカル共振器の一つを示す側面図である。
　図２８、図２９において、１は外部導体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量素子、８は入力（または出力）結合ループ、１７は副結合回路を構成するループ素子、３０ａ〜３０ｈはヘリカル共振器、３１ａ〜３１ｈはヘリカル共振素子、３２ａ〜３２ｈは容量形成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３４ｈは絶縁碍子、３５ａ〜３５ｈは可動電極、３６ａ〜３６ｈは駆動螺子、３７ａ〜３７ｈはロックナットである。
　この図２８、図２９に示すヘリカル共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、その形状が複雑で耐振動特性性が悪いという欠点を有していた。
　【０００４】
　一方、本発明者は、従来のλ／４同軸共振器あるいはヘリカル共振器に代わるものとして、容量装荷形共振器を考案し、この容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦを考案した。
　図３０は、従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの上面を示す上面図であり、図３１、図３２、図３３は、図３０に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図３１は、図３０に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、図３２は、図３１に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面図、図３３（ａ）は、図３０に示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図３３（ｂ）は、図３０に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図３３（ｃ）は、図３０に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。
　図３０ないし図３３において、１は外部導体、２は隔壁、３ａ〜３ｈは下端側固定電極、４ａ〜４ｈは可動電極、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量素子、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、８は入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロックナイト、１０ａ〜１０ｈは容量装荷形共振器、１１ａは入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入力）端子である。
　この図３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、磁気結合回路で主結合された容量装荷形共振器（１０ａ〜１０ｈ）をコの字状に配置する。
　そして、コの字状に配置された容量装荷形共振器の中で、折り返し点に位置する２個の容量装荷形共振器を、ｎ番目の共振器（１０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（１０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（１０ｃの共振器）と（ｎ＋２）番目の共振器（１０ｆの共振器）との間を、容量素子（５ａ）で副結合し、また、（ｎ−２）番目の共振器（１０ｂの共振器）と（ｎ＋３）番目の共振器（１０ｇの共振器）との間を、Ｕ字形の結合ループ７で副結合したものである。
　この図３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、図２８、図２９に示すヘリカル共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦのように、構造が複雑でなく、また、図２４ないし図２７に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦより、小型化でき、かつ、周波数特性が良好であるという特徴を有している。
　【０００５】
　【発明が解決しようとする課題】
　これから開始されるデジタルテレビの信号は、セグメント数（１３セグメント）が多く、また、セグメント間隔が狭い（４３２ＫＨｚ）ために目的信号波の近傍にＩＭ波が多数発生する。
　また、変調方式により、使用するＢＰＦには、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差が少なくて、減衰特性の急峻な周波数特性のＢＰＦが要求される。
　前記図３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、アナログテレビの信号等の減衰特性を重視したＢＰＦに適している。
　しかしながら、前記図３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差が大きく、前記したような周波数特性が要求されるデジタルテレビの信号用のＢＰＦに適していないという問題点があった。
　本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、群遅延時間特性を補償し、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差を少なくすることが可能となる技術を提供することにある。
　本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
　【０００６】
　【課題を解決するための手段】
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
　即ち、本発明は、外部導体と、前記外部導体内に、コの字状に設けられる１番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
ＴＭ０１δモード
　【０００７】
　【発明の実施の形態】
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
　なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
　［実施の形態１］
　図１は、本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの上面を示す上面図であり、図２、図３、図４は、図１に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。
　なお、図２は、図１に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、図３は、図２に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面図、図４（ａ）は、図１に示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図４（ｂ）は、図１に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図４（ｃ）は、図１に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。
　図１ないし図４において、１は外部導体、２は隔壁、６，１６は副結合回路を構成するＳ字形の結合ループ、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、８は入力（または出力）結合ループ、４０ａ〜４０ｈはＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｈは誘電体共振素子、１１ａは入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入力）端子である。
　入力（または出力）端子１１ａ、および出力（または入力）端子１１ｂは、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓を形成する外部導体を、共振器を構成する外部導体１に接続してある。
　ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）を構成する誘電体共振素子（４１ａ〜４１ｈ）は、例えば、セラミック等の比較的誘電率の高い誘電体よりなり、この誘電体共振素子（４１ａ〜４１ｈ）は、適当な接着剤を使用する等の手法により、外部導体１の上壁と下壁との間に内装される。
　なお、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、共振周波数を微調整するための共振周波数微調整手段を設けるようにしてもよい。
　【０００８】
　図５は、ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器を説明するための図であり、同図（ａ）は誘電体共振器の内部構成を示す図、同図（ｂ）は平面図である。
　このＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器Ｒは、容量素子を構成する誘電体共振素子（ＲＳ）と、分布インダクタンスを構成する外部導体１とで共振回路を構成する。
　同図において、ＨＤは外部導体１の高さを示し、この外部導体１の高さ（ＨＤ）が、ＨＤ＝λｏ／４（λｏは、誘電体共振器Ｒの共振周波数の波長）とするとき、このＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器Ｒの無負荷Ｑ（Ｑｕ）は、近似的に下記（１）式で求められる。
　【０００９】
　【数１】
　　　　Ｑｕ≒８４×Ｗ×（ｆｏ）＊＊（１／２）　・・・・・・・　　　（１）
　ここで、Ｗは外部導体１の幅（単位は、ｃｍ）で、ｆｏは誘電体共振器Ｒの共振周波数（単位は、ＭＨｚ）である。
　また、このＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器Ｒにおいて、外部導体１の幅（Ｗ）を一定にして、外部導体１の高さ（ＨＤ）を（λｏ／４）より小さい範囲で変化させると、共振周波数（ｆｏ）は変化せず（全く変化しないというわけではなく、微小な周波数変化はある）、無負荷Ｑ（Ｑｕ）は（ＨＶ／ＨＤ）に比して変化する。なお、ＨＶは、変化後の外部導体１の高さを表す。
　また、外部導体１の高さ（ＨＤ）を一定にして、外部導体の幅（Ｗ）を変化させると、無負荷Ｑ（Ｑｕ）は（ＷＶ／Ｗ）に比して変化し、共振周波数（ｆｏ）は（ＷＶ／Ｗ）＊＊（１／２）に比して変化する。なお、ＷＶは変化後の外部導体１の幅を表す。
　また、外部導体１の幅（Ｗ）および高さ（ＨＤ）を一定にして、誘電体共振素子（ＲＳ）の直径（Ｄ）を変化させると、共振周波数（ｆｏ）は（Ｄ／ＨＶ）に比して変化する。なお、ＤＶは変化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の直径を表す。
　さらに、誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を（εｒ）から（εｖ）に変化させると、共振周波数（ｆｏ）は（εｒ／εｖ）＊＊（１／２）に比して変化する。
　なお、εｒは変化前の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率、εｖは変化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を表す。
　【００１０】
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、誘電体共振器（４０ａ〜１４ｈ）をコの字状に配置し、各誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）間を、磁気結合回路で主結合する。
　さらに、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、誘電体共振器の数（Ｎ）は６（Ｎ≧６）以上である必要があるが、本実施の形態では、Ｎ＝８の場合について説明する。
　図６は、図３０ないし図３３に示す従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図７は、図６に示す等化回路の変換等化回路である。
　なお、図６に示す容量（Ｃａ〜Ｃｈ）は、下端側固定電極（３ａ〜３ｈ）および可動電極（４ａ〜４ｈ）によって形成される可変共振容量素子の容量を示し、また、８ａは入力（または出力）結合ループ、８ｂは出力（または入力）結合ループを示す。
　図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦにおいて、コの字状に配置された容量装荷形共振器の中で、折り返し点に位置する２個の容量装荷形共振器を、ｎ番目の共振器（１０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（１０ｅの共振器）とするとき、その通過帯域外（減衰域）において、（ｎ−１）番目の共振器（１０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（１０ｆの共振器）との間で、主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘＭｃ−ｆ）は、下記（２）式で表される。
　【００１１】
　【数２】
　　　ΘＭｃ−ｆ＝−９０°×（（ｎ＋２）−（ｎ−１））
　　　　　　　　＝−９０°×３
　　　　　　　　＝−２７０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（２）
　また、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間は、主結合回路の結合係数より小さい容量素子（５ａ）で副結合されているので、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。
　したがって、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨｃ−ｆ）は、下記（３）式で表される。
　【００１２】
　【数３】
　　　ＰＨｃ−ｆ＝−２７０°＋９０°
　　　　　　　　＝−１８０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・　　（３）
　また、（ｎ−２）番目の共振器（１０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（１０ｇの共振器）との間で、主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘＭｂ−ｇ）は、下記（４）式で表される。
　【００１３】
　【数４】
　　　ΘＭｂ−ｇ＝−９０°×（（ｎ＋３）−（ｎ−２））
　　　　　　　　＝−９０°×５
　　　　　　　　＝−４５０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（４）
　また、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されているので、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は（−９０°）となる。
　したがって、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨｂ−ｇ）は、下記（５）式で表される。
　【００１４】
　【数５】
　　　ＰＨｂ−ｇ＝−４５０°−９０°
　　　　　　　　＝−５４０°
　　　　　　　　＝−１８０−３６０°
　　　　　　　　＝−１８０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・　　（５）
　したがって、図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦでは、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間、および、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間において、主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差は逆相となるので、その減衰域において、主結合回路を経由して減衰した主結合電圧の振幅と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周波数の位置に減衰ポールができる。
　このように、図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦは、図８に一対の減衰極を有する場合の特性例を示したように、振幅特性、群遅延時間特性共に通過帯域内の偏差が大きいという欠点があった。
　【００１５】
　図９は、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図１０は、図９に示す等化回路の変換等化回路である。
　なお、図９に示す容量（ＣＡ〜ＣＨ）は、ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振素子（４１ａ〜４１ｈ）によって形成される容量を示す。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、コの字状に配置された誘電体共振器の中で、折り返し点に位置する２個の誘電体共振器を、ｎ番目の共振器（４０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（４０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（４０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（４０ｆの共振器）との間の副結合回路として、容量素子５ａの代わりに、Ｓ字形の結合ループ１６を使用する点、（ｎ−２）番目の共振器（４０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（４０ｇの共振器）との間の副結合回路として、通常のＵ字形の結合ループ７の代わりに、Ｓ字形の結合ループ６を使用する点、（ｎ−３）番目の共振器（
４０
４０
　Ｓ字形の結合ループ６を使用することにより、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の結合回路は、図１０のＭ６３，Ｍ６４に示す相互インダクタンス回路で表される。
　【００１６】
　図７および図１０に示す各相互インダクタンス回路（Ｍ４１，Ｍ４２，Ｍ６３，Ｍ６４）において、副結合回路を構成するループ素子側（複数の回路素子を跳ばして相互インダクタンス回路同志を直接接続している側）のコイルを二次コイル、残りのコイルを一次コイルとする。
　この場合に、図１０に示す相互インダクタンス回路（Ｍ６３，Ｍ６４）により相互インダクタンス回路Ｍ６４の一次コイルに誘起される副結合電圧と、図７に示す相互インダクタンス回路（Ｍ４１，Ｍ４２）により相互インダクタンス回路Ｍ４２の一次コイルに誘起される副結合電圧とを比較すると、互いに逆相であることが容易に理解できる。
　即ち、図１０に示すように、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｓ字形の結合ループ６を使用した場合に、（ｎ＋３）番目の共振器に誘起される副結合電圧は、図７に示すように、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｕ字形の結合ループ７を使用した場合に、（ｎ＋３）番目の共振器に誘起される副結合電圧と比して、位相が１８０°異なることになる。
　したがって、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間で、Ｓ字形の結合ループ６により生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。
　なお、本発明では、このＳ字形の結合ループ（６，１６）とは、図４（ｂ）に示すように、隔壁２の上下異なる位置で、ループ素子の両端が隔壁２に電気的、機械的に接続される構造の結合ループを意味する。
　【００１７】
　同様に、（ｎ−１）番目の共振器と、（ｎ＋２）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｓ字形の結合ループ１６を使用することにより、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。
　したがって、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨｃ−ｆ）は、前記（３）式と同様に（−１８０°）となる。
　また、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間で、主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘＭｂ−ｇ）は、前記（４）式に示すように（−４５０°）となる。
　さらに、前記したように、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｓ字形の結合ループ６を使用することにより、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。
　したがって、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨｂ−ｇ）は、下記（６）式で表される。
　【００１８】
　【数６】
　　　ＰＨｂ−ｇ＝−４５０°＋９０°
　　　　　　　　＝−３６０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・　（６）
　前記（６）式から分かるように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間で、主結合回路での結合により生じる主結合電圧と、副結合回路での結合により生じる副結合電圧とは、同相（位相差が−３６０°）となる。
　このため、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦの中心周波数においては、Ｓ字形の結合ループ６により、共振器（４０ｃ）→共振器（４０ｄ）→共振器（４０ｅ）→共振器（４０ｆ）（または共振器（４０ｆ）→共振器（４０ｅ）→共振器（４０ｄ）→共振器（４０ｃ））の方向の抵抗成分による分流で、少ない量であるが分流損が生じて、挿入損失が増大する。
　また、周波数が、中心周波数から変位するにつれて、主結合回路により生じる主結合電圧の位相が、群遅延時間補償形ＢＰＦの中心周波数の位相に対して、±９０°方向に変位する。
　【００１９】
　しかしながら、副結合回路により生じる副結合電圧の位相は変位しないので、群遅延時間補償形ＢＰＦの中心周波数から変位する周波数では、主結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との合成電圧が減少する方向に作用し、群遅延時間補償形ＢＰＦの通過帯域のバンドエッジでは、ｄＢ値で約１／１．４倍に挿入損失が低下する。
　このため、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、中心周波数の損失増大と、通過帯域のバンドエッジ付近における損失量の低下とが作用し、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが可能である。
　また、通過帯域内の位相特性に関しては、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により生じる副結合波が作用して合成結合波の位相は、副結合回路により生じる副結合波の位相に近づき、位相変化が直線に近づくことになる。
　即ち、通過域において、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界と、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界とは、中心周波数の近辺においては、互いに打ち消し合い、通過域のバンドエッジ付近では互いに加わり合う傾向を示し、通過域内の振幅特性の偏差が小さくなる。
　これにより、群遅延時間の変化量が小さくなるように補償されるので、通過帯域内の群遅延時間偏差を少なくし、群遅延時間特性を改善することができる。
　これにより、群遅延時間の変化量が小さくなるように補償されるので、通過帯域内の群遅延時間偏差を少なくし、群遅延時間特性を改善することができる。
　【００２０】
　Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間特性となる。この状態の群遅延時間特性を図１１に示す。
　Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときには、群遅延時間特性の平坦部が一番広くなる。この状態の群遅延時間特性を図１２に示す。
　Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいと、補償量が過補償となる。この状態の群遅延時間特性を図１３に示す。
　その通過帯域内において、ある程度の許容リップル的な群遅延時間特性を許容することが可能であれば、過補償形の群遅延時間補償形ＢＰＦが最も群遅延時間特性は広くなる。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦおいて、（ｎ−３）番目の共振器（４０ａの共振器）共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器（４０ｈの共振器）との間で、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経路により生じる結合電圧の位相差（ΘＭａ−ｈ）は、下記（７）式で表される。
　【００２１】
　【数７】
　　　ΘＭａ−ｈ＝−９０°＋９０°−９０°
　　　　　　　　＝−９０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（７）
　また、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されているので、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は（−９０°）となる。
　したがって、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経路による生じる結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨａ−ｆ）は、下記（８）式で表される。
　【００２２】
　【数８】
　　　ＰＨａ−ｆ＝−９０°−９０°
　　　　　　　　＝−１８０°　　・・・・・・・・・・・・・・・・・　　（８）
　前記（８）式から分かるように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、
（ｎ−３）
　したがって、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、その減衰域において、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）を経由して減衰した結合電圧の振幅と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周波数の位置に減衰ポールができるので、この減衰ポールにより通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　即ち、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間が、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により同相結合しており、このＳ字形の結合ループ６から成る副結合回路により、通過帯域外の減衰量が小さくなるが、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で結合することにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させることができるので、通過帯域外の減衰特性を改善することができる。
　このように、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定されるが、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の偏差を共に改善することができる。
　なお、Ｕ字形の結合ループ７は、通過帯域外の減衰特性を改善するために設けたものであり、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場合であれば、Ｕ字形の結合ループ７を設けず、Ｓ字形の結合ループ（６，１６）から成る副結合回路のみ設けるようにしてもよい。
　【００２３】
　図１４ないし図１７は、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦの一例の周波数特性を示すグラフである。
　この図１４ないし図１７に示すグラフは、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で副結合したＢＰＦである。
　図１４は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢである。
　また、群遅延時間補償形ＢＰＦの中心周波数は５５１ＭＨｚであり、この図１４において、周波数が５４７．５４４ＭＨｚ（図１４のａ点）のときの減衰量は、−２６．６９２ｄＢであり、周波数が５５４．４５６ＭＨｚ（図１４のｂ点）のときの減衰量は、−３０．４３１ｄＢである。
　図１５は、図１４に示すグラフを拡大して示すグラフであり、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。
　この図１５のグラフから分かるように、周波数が５４８ＭＨｚ（図１５のａ点）から５５４ＭＨｚ（図１５のｂ点）の間でその減衰量は２ｄＢ以内であり、図１４に示す群遅延時間補償形ＢＰＦは、その通過帯域内の振幅偏差が少なくなっている。
　【００２４】
　図１６は、位相特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は角度でメモリ間隔は９０°である。
　この図１６において、周波数が５４８ＭＨｚ（図１６のａ点）のときの位相は、−４４．３６°であり、周波数が５５４ＭＨｚ（図１６のｂ点）のときの位相は、−４９．７０４°である。
　図１７は、群遅延時間特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は遅延量（ｎｓ）でメモリ間隔は１００ｎｓである。
　この図１７において、周波数が５４８ＭＨｚ（図１７のａ点）のときの遅延量は、２８０．５２ｎｓであり、周波数が５５４ＭＨｚ（図１７のｂ点）のときの遅延量は、２７４．１１ｎｓである。
　この図１７のグラフから分かるように、図１４に示す群遅延時間補償形ＢＰＦは、周波数が５４８ＭＨｚから５５４ＭＨｚの間の遅延量は、２７５ｎｓ以内であり、その通過帯域内の群遅延時間偏差が少なくなっている。
　なお、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間の副結合回路としてＵ字形の結合ループ７を使用しない場合には、前記図１４に示す減衰特性において、通過帯域外の減衰量が減少するが、その場合でも、通過帯域内の振幅偏差および群遅延時間偏差を少なくすることができる。
　【００２５】
　［実施の形態２］
　図１８は、磁気結合回路で誘電体共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰＦにおける誘電体共振器の磁気結合を説明するための図であり、同図（ａ）は多段接続された誘電体共振器（図１８では、隣接するＲｎ，Ｒｎ＋１の誘電体共振器のみを示す）の内部構造を示す図、同図（ｂ）は平面図、同図（ｃ）は側面図である。
　一般に、この外部導体１の高さ（ＨＤ）は、ＨＤ≒λｏ／４（λｏは、ＢＰＦの中心周波数の波長）であり、また、この外部導体１の幅（Ｗ）は、Ｗ＝λｃ／２（λｃは、ＢＰＦのカットオフ周波数の波長）である。
　したがって、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的損失（ＬＭ）は、下記（９）式で求めることができる。
　【００２６】
　【数９】
　　　ＬＭ＝（５４．６×ＬＣ）／２Ｗ（ｄＢ）　・・・・・・・・　　（９）
　ここで、ＬＣは、誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）を構成する誘電体共振素子間の間隔を示す。
　前記（９）式で求められた磁気的損失（ＬＭ）により、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍｍ）は、下記（１０）で求めることができる。
　【００２７】
　【数１０】
　　　Ｍｍ＝１０＊＊（ＬＭ／２０）　　・・・・・・・・・　　　（１０）
　ここで、負荷Ｑ（ＱＬ）が高い場合には、ＬＣ＞Ｗとなり、ＢＰＦが大型化する場合がある。
　このような場合には、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）の間に段間磁界結合素子を介在させることにより、ＢＰＦを小型化することができる。
　図１９は、本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図であり、図１９は、前記図３と同一箇所の要部断面図である。
　本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）を適宜一定間隔で配設し、隣接する誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）の間に段間磁界結合素子５１を介在させて、所要の電気的特性を得るようにした帯域通過フィルタである。
　【００２８】
　図２０は、図１９に示す段間磁界結合素子５１の一例を示す図である。
　この図２０に示す段間磁界結合素子５１は、中心部に所定の間隔（図２０の５４）を設けて配置される２枚の導体板（５２，５３）で構成される。
　この２枚の導体板（５２，５３）の短辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続され、また、２枚の導体板（５２，５３）の一方の長辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気的および機械的に接続される。
　この図２０に示す段間磁界結合素子５１を設けた場合の、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍｍｉ）は、下記（１１）で求めることができる。
　【００２９】
　【数１１】
　　　Ｍｍｉ＝Ｍｍ×（Ｉｗ／Ｗ）　・・・・・・・・・・・・・・　　（１１）
　ここで、Ｉｗは、前記所定の間隔（図２０の５４）幅である。
　前記（１１）式から分かるように、図２０に示す段間磁界結合素子５１を設けた場合には、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数を、前記所定の間隔（図２０の５４）幅（Ｉｗ）に応じて適宜調整することができる。
　図２１は、図１９に示す段間磁界結合素子５１の他の例を示す図である。
　この図２１に示す段間磁界結合素子５１は、上部中心部に所定の穴（図２１の５６）を設けた１枚の導体板５５で構成される。
　この１枚の導体板５５の上辺および下辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続され、また、１枚の導体板５５の側辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気的および機械的に接続される。
　この図２１に示す段間磁界結合素子５１を設けた場合の、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍｍｉ）は、下記（１２）で求めることができる。
　【００３０】
　【数１２】
　　　Ｍｍｉ＝Ｍｍ×（ＡＷ／（Ｗ×ＨＤ））　・・・・・・・・・　　（１２）
　ここで、Ａｗは、前記所定の穴（図２１の５６）の面積である。
　前記（１２）式から分かるように、図２１に示す段間磁界結合素子５１を設けた場合には、誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数を、前記所定の穴（図２１の５６）の面積（Ａｗ）に応じて適宜調整することができる。
　図２２は、図１９に示す段間磁界結合素子５１の他の例を示す図である。
　この図２２に示す段間磁界結合素子５１は、帯状の導体５７より成り、この導体５７は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続される。
　この導体５７の大きさを適宜調整するか、あるいは、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間に配置する導体５７の数を適宜増減することにより、磁気的結合係数を所要の値に調整することができる。
　図２３は、図１９に示す段間磁界結合素子５１の他の例を示す図である。
　この図２３に示す段間磁界結合素子５１は、丸棒状、あるいは角棒状の導体５８より成り、この導体５８は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続される。
　この導体５８の大きさを適宜調整するか、あるいは、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間に配置する導体５８の数を適宜増減することにより、磁気的結合係数を所要の値に調整することができる。
　以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
　【００３１】
　【発明の効果】
　本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
　本発明によれば、誘電体共振器を使用する帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延時間偏差を少なくし、また、急峻な減衰特性を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
　【図１】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの上面を示す上面図である。
　【図２】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図３】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図４】
　本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図５】
　ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器を説明するための図である。
　【図６】
　図３０ないし図３３に示す従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの等化回路を示す回路図である。
　【図７】
　図６に示す等化回路の変換等化回路である。
　【図８】
　図３０ないし図３３に示す帯域通過フィルタにおける、通過帯域内の振幅偏差特性、群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図９】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの等化回路を示す回路図である。
　【図１０】
　図９に示す等化回路の変換等化回路である。
　【図１１】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図１２】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図１３】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。
　【図１４】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
　【図１５】
　図１４のグラフを拡大して示すグラフである。
　【図１６】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の位相特性を示すグラフである。
　【図１７】
　本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの一例の群遅延時間特性を示すグラフである。
　【図１８】
　磁気結合回路で誘電体共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰＦにおける誘電体共振器の磁気結合を説明するための図である。
　【図１９】
　本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２０】
　図１９に示す段間磁界結合素子の一例を示す図である。
　【図２１】
　図１９に示す段間磁界結合素子の他の例を示す図である。
　【図２２】
　図１９に示す段間磁界結合素子の他の例を示す図である。
　【図２３】
　図１９に示す段間磁界結合素子の他の例を示す図である。
　【図２４】
　従来の同軸共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの上面を示す平面図である。
　【図２５】
　図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２６】
　図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２７】
　図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２８】
　従来のヘリカル共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図２９】
　図２８に示すヘリカル共振器の一つを示す側面図である。
　【図３０】
　従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの上面を示す上面図である。
　【図３１】
　図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図３２】
　図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【図３３】
　図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。
　【符号の説明】
　１…外部導体、２…隔壁、３ａ〜３ｈ…下端側固定電極、４ａ〜４ｈ，３５ａ〜３５ｈ…可動電極、５，５ａ，５ｂ，１５…副結合回路を構成する容量素子、６，１６…副結合回路を構成するＳ字形の結合ループ、７…副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、８，８ａ，８ｂ…入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈ，３７ａ〜３７ｈ…ロックナット、１１ａ…入力（または出力）端子、１１ｂ…出力（または入力）端子、１３ａ〜１３ｈ…固定誘電体よりなる下端側円筒体、１７…副結合回路を構成するループ素子、２０ａ〜２０ｈ…同軸共振器、２１ａ〜２１ｈ，３６ａ〜３６ｈ…駆動螺子、２２ａ〜２２ｈ…共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈ…内部導体、３０ａ〜３０ｈ…ヘリカル共振器、３１ａ〜３１ｈ…ヘリカル共振素子、３２ａ〜３２ｈ…容量形成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３４ｈ…絶縁碍子、４０ａ〜４０ｈ，Ｒ，Ｒｎ，Ｒｎ＋１…ＴＭ０１デルタ　モード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｈ，ＲＳ…誘電体共振素子、５１…段間磁界結合素子、５２，５３，５５…導体板、５４…間隔、５５…孔、５７，５８…導体。