(57)【要約】  三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、交流入力端子それぞれに接続されるリアクトルと、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、単相フルブリッジ変換器がカスケード接続されて構成されるクラスタと、を備え、異なる相に設けられた交流入力端子に接続されたクラスタが、同一の交流出力端子に接続されるように設けられた電力変換器１は、電力変換器１内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする循環電流制御部１１と、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする交流入出力電流制御部１２と、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値を、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従させる有効電力制御部１３と、を備える。
2014030202.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、前記交流入力端子それぞれに接続されるリアクトルと、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、入力側に直流コンデンサを固有に有する単相フルブリッジ変換器が、出力側でカスケード接続されることで構成されるクラスタと、を備え、異なる相に設けられた前記交流入力端子に前記リアクトルを介して接続された前記クラスタが、同一の前記交流出力端子に接続されるように設けられた三相の電力変換器であって、
前記電力変換器内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする循環電流制御部と、
三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする交流入出力電流制御部と、
前記電力変換器内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から前記電力変換器へ流入する有効電力を制御する有効電力制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記クラスタごとの前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、前記全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、前記電力変換器内を循環する循環電流を制御する直流コンデンサ電圧バランス制御部を備える請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記直流コンデンサ電圧バランス制御部は、
同一の相に接続されている３個の前記クラスタからなるスター変換器について、前記循環電流の正相成分を制御することで前記スター変換器間で互いに電力を授受することにより、前記スター変換器間において生じる前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器間バランス制御部と、
前記循環電流の逆相成分を制御することで前記スター変換器内の前記クラスタ間で互いに電力を授受することにより、前記クラスタ間において生じる前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器内バランス制御部と、
を有する請求項２に記載の電力変換器。
【請求項４】
三相交流入力側から前記スター変換器に流入する瞬時有効電力を、前記スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消すように前記循環電流を制御する直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに備える請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換器。
【請求項５】
各前記ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについての前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする個別バランス制御部をさらに備える請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相の電力変換器に関し、特に、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
実装が容易で大容量・高電圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃａｓｃａｄｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）がある。モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、高電圧誘導モータや高電圧同期モータのためのモータドライブ装置や、系統連系用電力変換器への適用が期待されている。【０００３】
このようなモジュラーマルチレベルカスケード変換器の回路構成として、三重スターブリッジセル（ＴＳＢＣ：Ｔｒｉｐｌｅ−Ｓｔａｒ Ｂｒｉｄｇｅ−Ｃｅｌｌｓ）方式が検討されている（例えば、非特許文献１および４参照。）。本回路構成はモジュラーマトリックスコンバータとも呼ばれている。三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）は、入出力側ともに三相交流が接続され、これら三相交流間の双方向直接変換を実現できるため、入力側に整流器が不要であり、かつ入出力電流を正弦波に制御することが可能である。【０００４】
図８は、一般的な三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の主回路構成を示す回路図である。また、図９および１０は、図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。【０００５】
図８において、三相交流入力側の各相をｕｖｗ相とし、三相交流出力側の各相をａｂｃ相とするが、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）１００は、三相交流間を双方向に直接に変換することができ、また後述するようにその回路構成は対称性を有していることから、ここでの説明における「三相交流入力側」および「三相交流出力側」は便宜上の定義に過ぎず、例えばｕｖｗ相を「三相交流入力側」、ａｂｃ相を「三相交流出力側」と定義してもよい。【０００６】
図８において、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側に接続される電圧源の電圧をｖSu、ｖSvおよびｖSwとし、中性点をＯとする。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流出力側に接続される電圧源の電圧をｖMa、ｖMbおよびｖMcとし、中性点をＮとする。ここで、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００が高電圧三相誘導モータためのモータドライブ装置に用いられる場合は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側の電圧源は商用三相交流電源が相当し、三相交流出力側の電圧源は三相モータが相当する。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００が系統連系用電力変換器に用いられる場合は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側の電圧源は一方の三相交流系統であり、三相交流出力側の電圧源はもう一方の三相交流系統が相当する。【０００７】
三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、図１０に示すような単相フルブリッジ変換器をモジュール単位としている。以下、この単相フルブリッジ変換器を「ブリッジセル」と称する。ブリッジセルは、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。直列接続された２つの半導体スイッチの接続点が、ブリッジセルの出力端となる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。なお、図８を見やすくするために、図８では、図１０に示すブリッジセルを図９に示すように簡略化して表記する。【０００８】
ブリッジセルの出力側をカスケード（直列）接続して構成した単位を「クラスタ（ｃｌｕｓｔｅｒ）」と称する。各ブリッジセルは、そのブリッジセルに固有の直流側には直流コンデンサが設けられるが、これら直流コンデンサはブリッジセルごとに独立した構造を有している。１クラスタ中のブリッジセルの個数をｎ個（ただし、ｎは正の整数）とする。【０００９】
三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、９個のクラスタを有しており、入力側三相交流と出力側三相交流との各相間にリアクトルＬとともに接続される。具体的には、クラスタは、三相交流入力側に対してリアクトルを介して一相あたり３個設けられる。また、三相交流出力側では、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが同一相に設けられる。三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、を有する。交流入力端子それぞれには、リアクトルＬが接続される。異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタは、同一の交流出力端子に接続されるように設けられる。【００１０】
例えば、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のａ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａは、三相交流出力側ではａ相に接続される。【００１１】
同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｂ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂは、三相交流出力側ではｂ相に接続される。【００１２】
同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｃ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃは、三相交流出力側ではｃ相に接続される。【００１３】
ここでは、三相交流入力側あるいは三相交流出力側からみて、同一の相に設けられている３個のクラスタのグループを、「スター変換器」と称する。例えば、三相交流出力側からみると、ａ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａはスター変換器ａを構成し、ｂ相に設けられているクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂはスター変換器ｂを構成し、ｃ相に設けられているクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃはスター変換器ｃを構成する。また、三相交流入力側からみると、ｕ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｕ−ｂおよびｕ−ｃはスター変換器ｕを構成し、ｖ相に設けられているクラスタｖ−ａ、ｖ−ｂおよびｖ−ｃはスター変換器ｖを構成し、ｗ相に設けられているクラスタｗ−ａ、ｗ−ｂおよびｗ−ｃはスター変換器ｗを構成する。【００１４】
このように、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、三相交流入力側からみた場合と三相交流出力側からみた場合とで、クラスタの接続関係が対称となる回路構成を有している。この対称性を考慮して、図８において、各部における電流、電圧を次のように定義する。【００１５】
このような三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御方法として、１台のスター変換器の電圧電流方程式に座標変換を施し、入出力電流制御および直流コンデンサの電圧バランスの制御を行う方法がある（例えば、非特許文献２参照。）。【００１６】
また、このような三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器をモータのドライブ装置に用いた場合において、モータの低速運転時に生じる直流コンデンサの交流電圧変動を抑制する方法が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】Ｓ．アンキティトラクル（Ｓ．Ａｎｇｋｉｔｉｔｒａｋｕｌ）、Ｒ．Ｗ．エリクソン（Ｒ．Ｗ．Ｅｒｉｃｋｏｎ）著、「モジュラーマトリックスコンバータのためのコンデンサ電圧バランス制御（Ｃｐａｐａｃｉｔｏｒ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｂａｌａｎｃｉｎｇ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ａ  ｍｏｄｕｌａｒ  ｍａｔｒｉｘ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会応用パワーエレクトロニクス専門家会議（ＩＥＥＥ−ＡＰＥＣ）、２００６年
【非特許文献２】Ｆ．カメラー（Ｆ．Ｋａｍｍｅｒｅｒ）、Ｍ．ブラウン（Ｍ．Ｂｒａｕｎ）著、「モジュラーマルチレベルマトリックスコンバータのための新しいカスケードベクトル制御方法（Ａ  ｎｏｖｅｌ  ｃａｓｃａｄｅｄ  ｖｅｃｔｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｓｈｃｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｍｏｄｕｌａｒ  ｍｕｌｔｉｌａｖｅｌ  ｍａｔｒｉｘ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会年次大会（ＩＥＥＥ−ＩＥＣＯＮ）、ｐｐ１０９７〜１１０２、２０１１年
【非特許文献３】Ａ．Ｊ．コーン（Ａ．Ｊ．Ｋｏｒｎ）、Ｍ．ウィンケルンケンペル（Ｍ．Ｗｉｎｋｅｌｎｋｅｍｐｅｒ）、Ｊ．Ｗ．コラー（Ｊ．Ｗ．Ｋｏｌａｒ）著、「儀アレス低速度ドライブのためのダイレクトモジュラーマルチレベルコンバータ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉ−Ｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  Ｇｅａｒｌｅｓｓ  Ｌｏｗ−Ｓｐｅｅｄ  Ｄｒｉｖｅｓ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会ヨーロッパパワーエレクトロニクス会議（ＩＥＥＥ−ＥＰＥ）、２０１１年
【非特許文献４】川村弥、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０５２、２０１２年３月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）においては、各ブリッジセルの直流コンデンサはフローティングとなるため、各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。【００１９】
一般に、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、三相交流出力側が低周波数である場合には、直流コンデンサの電圧の脈動幅が周波数に反比例して大きくなり、低周波数時の運転継続が困難であるという問題がある。【００２０】
また、引用文献２に記載された方法によれば、各相独立に、すなわちスター変換器ごとに、ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧を個別に制御するので、三相全てのスター変換器における直流コンデンサ制御を実現した場合、各相の電流制御系が干渉し、三相平衡を実現することが難しい。また、変換器の零相電圧を用いた制御を行うので、スイッチング信号作成にＰＷＭ変調方式を用いた場合、変調率が１付近での制御が困難になる可能性がある。【００２１】
また、引用文献３に記載された方法によれば、モータ周波数が電源周波数の３分の１に近づくと、直流コンデンサの電圧の脈動幅が増大するという問題がある。また、引用文献３には、三相交流出力側が力率１でない場合についての制御について記載されておらず、適用できる運転方法が限られているという問題がある。【００２２】
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三相の電力変換器において、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサを安定に制御することができる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、交流入力端子それぞれに接続されるリアクトルと、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、入力側に直流コンデンサを固有に有する単相フルブリッジ変換器が、出力側でカスケード接続されることで構成されるクラスタと、を備え、異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタが、同一の交流出力端子に接続されるように設けられた三相の電力変換器は、電力変換器内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする循環電流制御部と、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする交流入出力電流制御部と、電力変換器内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から電力変換器へ流入する有効電力を制御する有効電力制御部と、を備える。【００２４】
電力変換器は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器内を循環する循環電流を制御する直流コンデンサ電圧バランス制御部を備える。【００２５】
直流コンデンサ電圧バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器間バランス制御部と、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器内バランス制御部と、を有してもよい。【００２６】
また、電力変換器は、三相交流入力側からスター変換器に流入する瞬時有効電力を、スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消すように循環電流を制御する直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに備えてもよい。【００２７】
また、電力変換器は、各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする個別バランス制御部をさらに備えてもよい。
【発明の効果】
【００２８】
複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）について、当該電力変換器内を循環する循環電流を制御することにより９個のクラスタ内のブリッジセルの直流コンデンサを一括制御することによって、入出力電流の制御に干渉せずに、クラスタ間に生じる各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。また、変換器の零相電圧を制御に用いないため、変調率１付近の運転においても過変調が起こりにくい。【００２９】
また、循環電流制御部内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部を設け、三相交流出力側の電流の周波数に応じて、抑制制御のモード適宜切り換えて電力変換器を運転することで、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず、直流コンデンサの電圧の脈動を抑制し、直流コンデンサを安定に制御することができる。また、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部による制御は、電力変換器内を循環する循環電流を制御することにより実現するので、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサ電圧変動抑制制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】電力変換器を示す回路図である。
【図２】直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の動作を説明する図である。
【図３】本発明による電力変換器の制御装置を示すブロック図である。
【図４】シミュレーションに用いた主回路構成を示す図である。
【図５】スター変換器間バランス制御部の動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。
【図６】直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。
【図７】直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御ＩＩモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。
【図８】一般的な三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の主回路構成を示す回路図である。
【図９】図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図（その１）である。
【図１０】図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図（その２）である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下図面を参照して、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）について説明する。しかしながら、本発明は、図面又は以下に説明される実施形態に限定されるものではないことを理解されたい。
【００３２】
図１は、本発明による電力変換器を示す回路図である。なお、図１を見やすくするために、図１では、図１０に示すブリッジセルを図９に示したものに簡略化して表記する。図１において、三相交流入力側の各相をｕｖｗ相とし、三相交流出力側の各相をａｂｃ相とするが、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）（以下、単に「電力変換器」と称する。）は、三相交流間を双方向に直接に変換することができるものであり、また上述したようにその回路構成は対称性を有しているので、ここでの説明における「三相交流入力側」および「三相交流出力側」は便宜上の定義に過ぎず、ａｂｃ相を「三相交流入力側」、ｕｖｗ相を「三相交流出力側」と定義してもよい。
【００３３】
図１では、電力変換器１の三相交流入力側に接続される電圧源の電圧をｖSu、ｖSvおよびｖSwとし、中性点をＯとする。また、電力変換器１の三相交流出力側に接続される電圧源の電圧をｖMa、ｖMbおよびｖMcとし、中性点をＮとする。ここで、電力変換器１が高電圧誘導モータためのモータドライブ装置に用いられる場合は、電力変換器１の三相交流入力側の電圧源は商用三相交流電源が相当し、三相交流出力側の電圧源は三相モータが相当する。また、電力変換器１が系統連系用電力変換器に用いられる場合は、電力変換器１の三相交流入力側の電圧源は一方の三相交流系統であり、三相交流出力側の電圧源はもう一方の三相交流系統が相当する。
【００３４】
電力変換器１は、図１０に示したような単相フルブリッジ変換器（ブリッジセル）をモジュール単位としている。ブリッジセルは、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。直列接続された２つの半導体スイッチの接続点が、ブリッジセルの出力端となる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。
【００３５】
複数のブリッジセルがその出力側をカスケード（直列）接続されることでクラスタを構成する。電力変換器１は、９個のクラスタを有している。各ブリッジセルは、そのブリッジセルに固有の直流側には直流コンデンサが設けられるが、これら直流コンデンサはブリッジセルごとに独立した構造を有している。１クラスタ中のブリッジセルの個数をｎ個（ただし、ｎは正の整数）とする。
【００３６】
電力変換器１は、三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、を有する。また、交流入力端子それぞれには、リアクトルＬが接続される。異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタは、同一の交流出力端子に接続されるように設けられる。すなわち、クラスタは、三相交流入力側に対してリアクトルを介して一相あたり３個設けられる。また、三相交流出力側では、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが同一相に設けられる。より詳細に説明すると次の通りである。
【００３７】
三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のａ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａは、三相交流出力側ではａ相に接続される。
【００３８】
同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｂ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂは、三相交流出力側ではｂ相に接続される。
【００３９】
同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｃ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃは、三相交流出力側ではｃ相に接続される。
【００４０】
三相交流入力側または三相交流出力側からみて、同一の相に設けられている３個のクラスタは、スター変換器を構成する。例えば、三相交流出力側からみると、ａ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａはスター変換器ａを構成し、ｂ相に設けられているクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂはスター変換器ｂを構成し、ｃ相に設けられているクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃはスター変換器ｃを構成する。また、三相交流入力側からみると、ｕ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｕ−ｂおよびｕ−ｃはスター変換器ｕを構成し、ｖ相に設けられているクラスタｖ−ａ、ｖ−ｂおよびｖ−ｃはスター変換器ｖを構成し、ｗ相に設けられているクラスタｗ−ａ、ｗ−ｂおよびｗ−ｃはスター変換器ｗを構成する。
【００４１】
このように、電力変換器１は、三相交流入力側からみた場合と三相交流出力側からみた場合とで、クラスタの接続関係が対称となる回路構成を有している。この対称性を考慮して、図１において、各部における電流、電圧を次のように定義する。
【００４２】
電力変換器１の三相交流入力側から流れ込むｕｖｗ各相の電流をｉSu、ｉSvおよびｉSw、三相交流出力側へ流れ出すａｂｃ各相の電流をｉMa、ｉMbおよびｉMcとする。クラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉau、ｉavおよびｉawとし、クラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉbu、ｉbvおよびｉbwとし、クラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉcu、ｉcvおよびｉcwとする。クラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａの各出力電圧をそれぞれｖau、ｖav、およびｖawとし、クラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂの各出力電圧をそれぞれｖbu、ｖbv、およびｖbwとし、クラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧をそれぞれｖcu、ｖcv、およびｖcwとする。
【００４３】
また、１クラスタ中には、互いにカスケード接続されたｎ個（ただし、ｎは正の整数）のブリッジセルが存在する。クラスタｕ−ａ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ。以下同様。）のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCaujとし、クラスタｖ−ａ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCavjとし、クラスタｗ−ａ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCawjとする。同様に、クラスタｕ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCbujとし、クラスタｖ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCbvjとし、クラスタｗ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCbwjとする。同様に、クラスタｕ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCcujとし、クラスタｖ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCcvjとし、クラスタｗ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖCcwjとする。
【００４４】
上述のような主回路構成を有する電力変換器１においては、循環電流制御部１１と交流入出力電流制御部１２と有効電力制御部１３と個別バランス制御部１４と直流コンデンサ電圧バランス制御部２１と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２とを有する制御装置１０により、各クラスタ内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作が制御される。上記各部を有する制御装置１０は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。
【００４５】
循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする。
【００４６】
電力変換器１を構成する回路素子のバラツキなどによって各クラスタ間および各ブリッジセル間において直流コンデンサの電圧に不均衡が生じるが、これを解消するために、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器１内を循環する循環電流を制御するが、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、このための循環電流指令値を作成する。
【００４７】
この直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、スター変換器間バランス制御部とスター変換器内バランス制御部とを有する。スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。スター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部の詳細については後述する。
【００４８】
交流入出力電流制御部１２は、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、交流出力電流値として所望のモータ回転状態を得るための指令値としたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。
【００４９】
有効電力制御部１３は、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から電力変換器へ流入する有効電力を制御する。すなわち、電力変換器１内に存在する内部抵抗等により各クラスタ内の直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが消費され、直流コンデンサの電圧は低下するので、消費されたエネルギーを補うために、有効電力制御１３は、三相交流入力側から取り込む有効電力の量を調整する制御を行う。
【００５０】
個別バランス制御部１４は、各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする。
【００５１】
上記各制御部に加えて、電力変換器１の制御装置１０内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２を設けてもよい。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、三相交流入力側からスター変換器に流入する瞬時有効電力を、スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消されるように循環電流を制御するものであり、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、このための循環電流指令値を作成する。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の詳細については後述する。
【００５２】
循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値に、または直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が作成した循環電流指令値とを合成した循環電流指令値に、追従させる制御をする。
【００５３】
次に、各制御系の動作原理についてより詳細に説明する。
【００５４】
まず、ωSを電力変換器１の入力側の三相交流の角周波数として、αβ０変換の変換行列［Ｃαβ0］を式１のように定義する。
【００５５】
【数１】
2014030202.tif 000003
【００５６】
また、ｄｑ変換の変換行列［Ｃdq］を式２のように定義する。
【００５７】
【数２】
2014030202.tif 000004
【００５８】
図１に示す主回路について、式３に示す電圧方程式が成り立つ。ここで、ｖNは三相交流入力側の中性点Ｏからみた三相交流出力側の中性点Ｎの電位であり、電力変換器１の零相電圧に相当する。
【００５９】
【数３】
2014030202.tif 000005
【００６０】
ここで、クラスタ電流ｉau、ｉav、ｉaw、ｉbu、ｉbv、ｉbw、ｉcu、ｉcvおよびｉcwについて、ａｂｃ座標およびｕｖｗをαβ０座標に変換すると、式４のようになる。
【００６１】
【数４】
2014030202.tif 000006
【００６２】
式４について、左から式１に示す変換行列［Ｃαβ0］を乗じてａｂｃ座標をαβ０座標に変換し、右から式１に示す変換行列［Ｃαβ0］の転置行列t［Ｃαβ0］（一般的には「［Ｃαβ0］t」とも表される）を乗じることでｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると式５のようになる。
【００６３】
【数５】
2014030202.tif 000007
【００６４】
式５において、ｖSおよびｖMの零相電圧を０と仮定している。また、三相交流入力側の中性点Ｏと三相交流出力側の中性点Ｎとの間を流れる電流経路がないため、ｉ00＝０としている。
【００６５】
ここで、αβ０座標上のクラスタ電流について、図１およびキルヒホッフの電流側から式６、式７、式８および式９に示す関係式が成り立つ。
【００６６】
【数６】
2014030202.tif 000008
【００６７】
【数７】
2014030202.tif 000009
【００６８】
【数８】
2014030202.tif 000010
【００６９】
【数９】
2014030202.tif 000011
【００７０】
すなわち、式４に示すｉα0、ｉβ0、ｉ0αおよびｉ0βは、それぞれ、三相交流出力側の電流ｉMαおよびｉMβならびに三相交流入力側の電流ｉSαおよびｉSβに相当する。したがって、以後、ｉα0、ｉβ0、ｉ0αおよびｉ0βについては、ｉMα、ｉMβ、ｉSαおよびｉSβで表すこととする。
【００７１】
また、式４について、電流成分ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββ、については、上記の通り、電流成分ｉMα、ｉMβ、ｉSαおよびｉSβが三相交流出力側および三相交流入力側の電流にそれぞれ相当したことから、三相交流出力側および三相交流入力側に入出力されずに電力変換器１内のみを循環する電流であると考えられる。そこで、この電力変換器１内の主回路配線のみを循環する電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββを「循環電流」として定義する。この循環電流は電力変換器１内のみを流れるため、その値にかかわらず三相交流出力側および三相交流入力側の電流に一切の影響を与えない一方で、後述するようにブリッジセル内の直流コンデンサの充放電に影響を与える。そこで、この循環電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββを、後述する直流コンデンサ電圧バランス制御部２１によるクラスタ間の直流コンデンサの電圧のバランス制御および直流コンデンサ電圧変動抑制制御部による直流コンデンサの電圧変動の抑制制御に利用する。
【００７２】
図１に示す主回路配線の電圧方程式をαβ０座標上で表した式５に基づいて、制御装置１０は、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧を制御するための電圧指令値ｖau*、ｖav*、ｖaw*、ｖbu*、ｖbv*、ｖbw*、ｖcu*、ｖcv*およびｖcw*を作成する。生成された電圧指令値は適宜規格化された後、スイッチング指令値として利用される。このスイッチング指令値は制御装置１０内のスイッチング制御部（図示せず）によりキャリア周波数の三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：−１）と比較され、最終的にＰＷＭスイッチング信号が生成される。生成されたＰＷＭスイッチング信号は、対応するクラスタ内のブリッジセル内の半導体スイッチング素子のスイッチング制御に用いられる。なお、電圧指令値ｖau*、ｖav*、ｖaw*、ｖbu*、ｖbv*、ｖbw*、ｖcu*、ｖcv*およびｖcw*は、クラスタとしての出力指令値であるので、実際には、上述のように１クラスタ内にはｎ個のブリッジセルがカスケード接続されていることから、当該電圧指令値を例えばｎ等分してブリッジセルごとのスイッチング指令値を生成して用いる。
【００７３】
次に、式５に基づいた制御装置１０による電圧指令値の作成について説明する。
【００７４】
式５において、ｖ00については、クラスタ電流には影響を与えず、三相交流出力側の中性点Ｎにおける電位ｖNのみに影響を与える。本発明では、電力変換器の零相電圧を使用しないので、電圧指令値ｖ00*＝０とする。
【００７５】
電力変換器１の三相交流入力側については、三相交流入力側の電圧源の電圧と、リアクトルＬに流れる三相交流入力側の電流とクラスタの三相交流入力側の電位との関係から、式１０が成り立つ。
【００７６】
【数１０】
2014030202.tif 000012
【００７７】
式１０の両辺に、ｄｑ変換の変換行列［Ｃdq］を左から乗じると式１１が得られる。
【００７８】
【数１１】
2014030202.tif 000013
【００７９】
したがって、制御装置１０内の交流入出力電流制御部１２は、式１２に示すような、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値ｉSd*およびｉSq*に追従させる制御を行う。
【００８０】
【数１２】
2014030202.tif 000014
【００８１】
式１２において、ＫSおよびＴSはそれぞれ三相交流入力側の電流制御の比例制御ゲインおよび積分制御の時定数である。なお、上述の三相交流入力側の電流の制御は、クラスタの出力電圧指令値の一部を構成する電圧指令値ｖ0d*およびｖ0q*を与える形で行う。
【００８２】
また、循環電流は電力変換器１内のみを流れるので、式５について、電流成分ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββの部分についてのみについて表すと式１３が成り立つ。
【００８３】
【数１３】
2014030202.tif 000015
【００８４】
したがって、制御装置１０内の循環電流制御部１１は、式１４に示すような、循環電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββを循環電流指令値ｉαα*、ｉαβ*、ｉβα*およびｉββ*に追従させる制御を行う。
【００８５】
【数１４】
2014030202.tif 000016
【００８６】
式１４において、ＫZは循環電流の制御の比例制御ゲインである。なお、上述の循環電流の制御の制御は、クラスタの出力電圧指令値の一部を構成する電圧指令値ｖαα*、ｖαβ*、ｖβα*およびｖββ*を与える形で行う。
【００８７】
交流入出力電流制御部１２は、電力変換器１の三相交流出力側について電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、所望のモータ回転状態を得るための交流出力電流値指令値を直接与えたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。
【００８８】
また、電力変換器１内に存在する内部抵抗等により各クラスタ内の直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが消費され、直流コンデンサの電圧は低下することから、有効電力制御部１３は、消費されたエネルギーを補うために、三相交流入力側から取り込む瞬時有効電力の量を調整し、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値を、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従させる制御を行う。三相交流入力側から電力変換器１に取り込む瞬時有効電力の指令値をｐ*、直流コンデンサの電圧の指令値をＶC*、全ての直流コンデンサの電圧を平均した値をｖCaveとしたとき、ｄ軸電流指令値ｉSd*は式１５のように表わせる。
【００８９】
【数１５】
2014030202.tif 000017
【００９０】
式１５において、ＫAおよびＴAはそれぞれ有効電力制御の比例制御ゲインおよび積分制御の時定数である。
【００９１】
また、三相交流入力側から電力変換器１に取り込む瞬時無効電力の指令値をｑ*、としたとき、ｑ軸電流指令値ｉSd*は式１６のように表わせる。
【００９２】
【数１６】
2014030202.tif 000018
【００９３】
続いて、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１の動作原理について説明する。直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器１内を循環する循環電流を制御するためのものであり、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１はこのための循環電流指令値を作成する。
【００９４】
各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖCauave、ｖCavave、ｖCawave、ｖCbuave、ｖCbvave、ｖCbwave、ｖCcuave、ｖCcvave、ｖCcwaveを行列の形式で示すと式１７のようになる。
【００９５】
【数１７】
2014030202.tif 000019
【００９６】
式１７に示す行列に対して、左から式１に示す変換行列［Ｃαβ0］を乗じてａｂｃ座標をαβ０座標に変換し、右から式１に示す変換行列［Ｃαβ0］の転置行列t［Ｃαβ0］を乗じることでｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると式１８のようになる。
【００９７】
【数１８】
2014030202.tif 000020
【００９８】
ここで、仮にクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値を直流コンデンサ電圧指令値ＶC*に制御することができた場合、式１８に示す行列は式１９に示す行列のようになるはずである。
【００９９】
【数１９】
2014030202.tif 000021
【０１００】
したがって、式１８に示す行列の各要素を式１９に示す行列の値に制御することができれば、全てのクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値をＶC*にすることができ、クラスタ間に生じる各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。
【０１０１】
式１９において、ｖC00aveはその定義から全ての直流コンデンサの電圧を平均した値ｖCaveの３倍の値に等しいといえるので、この成分の制御に関しては式１５を参照して説明した有効電力制御によって既に実現されている。そこで、式１９について、ｖC00ave以外の８成分について、次に説明するスター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部によって、０に収束させる制御を行う。これら８成分のうち、ｖCα0ave、ｖCβ0ave、ｖC0αaveおよびｖC0βaveについてはスター変換器間バランス制御部によって、ｖCααave、ｖCαβave、ｖCβαaveおよびｖCββaveについてはスター変換器内バランス制御部によって、それぞれ０に収束させる。
【０１０２】
直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器間バランス制御部の動作原理について説明すると次の通りである。スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。
【０１０３】
ｆSを三相交流入力側の周波数、ｆMを三相交流出力側の周波数、δMを三相交流入力側の初期位相を基準にした三相交流出力側の初期位相、Ｋ0をスター変換器間バランス制御部における比例制御ゲインとしたとき、θSを式２０のように定義し、θMを式２１のように定義する。
【０１０４】
【数２０】
2014030202.tif 000022
【０１０５】
【数２１】
2014030202.tif 000023
【０１０６】
また、三相交流入力側の電圧を式２２のように仮定し、三相交流出力側の電圧を式２３のように仮定する。ここで、ＶSを三相交流入力側の線間電圧の実効値とし、ＶMを三相交流出力側の線間電圧の実効値とする。
【０１０７】
【数２２】
2014030202.tif 000024
【０１０８】
【数２３】
2014030202.tif 000025
【０１０９】
また、三相交流入力側の電流を式２４のように仮定し、三相交流出力側の電流を式２５のように仮定する。ここで、ＩSを三相交流入力側の電流の実効値とし、ＩMを三相交流出力側の電流の実効値とする。
【０１１０】
【数２４】
2014030202.tif 000026
【０１１１】
【数２５】
2014030202.tif 000027
【０１１２】
スター変換器間バランス制御部において指令値として与える循環電流を式２６のように表す。
【０１１３】
【数２６】
2014030202.tif 000028
【０１１４】
【数２７】
2014030202.tif 000029
【０１１５】
ここで、ΔｖCa0aveなどは式２８の関係を満たす。
【０１１６】
【数２８】
2014030202.tif 000030
【０１１７】
式２７から分かるように、スター変換器間バランス制御部においては、各スター変換器に対して正相の電流を注入する。このクラスタ電流と、 クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する周期平均有効電力は、式２９のように表わされる。
【０１１８】
【数２９】
2014030202.tif 000031
【０１１９】
式２９をαβ０変換すると式３０が得られる。
【０１２０】
【数３０】
2014030202.tif 000032
【０１２１】
式３０が意味することは次の通りである。すなわち、例えば、直流コンデンサ電圧がｖCα0ave成分のみに正の値を持つような電圧偏差を有している場合を考えると、Ｋ0＞０、ＫS＞０であるから、式３０のＰα0成分に負の有効電力が形成される。この有効電力により、ｖCα0ave成分の正の値を持つような電圧偏差が解消されて０に近づくフィードバック制御が実現される。ここで、式３０から、Ｐα0成分とｖCα0ave成分、Ｐβ0成分とｖCβ0ave成分、Ｐ0α成分とｖC0αave成分、Ｐ0β成分とｖC0βave成分が、それぞれ一対一に対応していることがわかり、このことから、スター変換器間バランス制御部において、ある成分の制御によって他の成分が干渉を受けることがなく、非干渉化を実現できていることがわかる。このように、スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制することができる。
【０１２２】
続いて、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器内バランス制御部の動作原理について説明すると次の通りである。スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。既に説明したスター変換器間バランス制御部では三相交流入力側の周波数ｆS成分と三相交流出力側の周波数ｆM成分を制御に用いたが、スター変換器内バランス制御部では、三相交流入力側の周波数ｆS成分を制御に用いる。なお、上述したように電力変換器１の回路構成は対称性を有しているので、三相交流出力側の周波数ｆM成分を制御に用いてもよい。
【０１２３】
スター変換器内バランス制御部において指令値として与える循環電流を式３１のように表す。
【０１２４】
【数３１】
2014030202.tif 000033
【０１２５】
式３１において、式３２〜式３５であるとする。また、Ｋ1はスター変換器内バランス制御部における比例制御ゲインである。
【０１２６】
【数３２】
2014030202.tif 000034
【０１２７】
【数３３】
2014030202.tif 000035
【０１２８】
【数３４】
2014030202.tif 000036
【０１２９】
【数３５】
2014030202.tif 000037
【０１３０】
【数３６】
2014030202.tif 000038
【０１３１】
式３６から分かるように、スター変換器内バランス制御部においては、各スター変換器に対して逆相の電流を注入する。その位相は、「ｖCaαave、ｖCbαave、ｖCcαave」と「ｖCaβave、ｖCbβave、ｖCcβave」との比で決定される。このクラスタ電流と、 クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する周期平均有効電力は、式３７のように表わされる。
【０１３２】
【数３７】
2014030202.tif 000039
【０１３３】
式３７をαβ０変換すると式３８が得られる。
【０１３４】
【数３８】
2014030202.tif 000040
【０１３５】
式３８が意味することは次の通りである。すなわち、例えば、直流コンデンサ電圧がｖCααave成分のみに正の値を持つような電圧偏差を有している場合を考えると、Ｋ1＞０、ＫS＞０であるから、式３８のＰαα成分に負の有効電力が形成される。この有効電力により、ｖCααave成分の正の値を持つような電圧偏差が解消されて０に近づくフィードバック制御が実現される。ここで、式３８から、Ｐαα成分とｖCααave成分、Ｐαβ成分とｖCαβave成分、Ｐβα成分とｖCβαave成分、Ｐββ成分とｖCββave成分が、それぞれ一対一に対応していることがわかり、このことから、スター変換器内バランス制御部において、ある成分の制御によって他の成分が干渉を受けることがなく、非干渉化が実現できていることがわかる。このように、スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制することができる。
【０１３６】
次に、個別バランス制御部１４による、同一のクラスタ内におけるブリッジセルの直流コンデンサの電圧のバランス制御について説明する。個別バランス制御部１４は、各クラスタについて、当該クラスタに流れている電流と同位相もしくは逆位相の電圧を出力することで有効電力を流入もしくは流出させ、これにより、各クラスタについて、当該クラスタ内の各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属している当該クラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させる。一例として、クラスタｕ−ａについて説明すると次の通りである。クラスタｕ−ａ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの直流コンデンサを、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させるための、電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖBauj*を、式３９のように表す。
【０１３７】
【数３９】
2014030202.tif 000041
【０１３８】
本バランス制御と位相シフトＰＷＭ制御との併用により、段数に応じて式３９を追加することで段数の拡張が容易に可能である。
【０１３９】
循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値に追従させる制御をする。
【０１４０】
上述した循環電流制御部１１ならびに直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部による循環電流を用いた各制御により、電力変換器１を構成する回路素子のバラツキなどによって従来生じていた各クラスタ間および各ブリッジセル間の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。
【０１４１】
また、上記構成に加え、三相交流出力側が低周波数である場合に生じる直流コンデンサの電圧の脈動を抑制し、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず直流コンデンサを安定に制御することができるようにするために、循環電流制御部１１内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに設けてもよい。以下、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部について説明する。
【０１４２】
図２は、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の動作を説明する図である。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、抑制制御なしモードと抑制制御Ｉモードと抑制制御ＩＩモードとを有する。
【０１４３】
まず、「抑制制御なしモード」について説明する。抑制制御なしモードは、式４０に示すような、既に説明したバランス制御に用いる循環電流以外は電力変換器１内に循環電流を流さないモードである。
【０１４４】
【数４０】
2014030202.tif 000042
【０１４５】
この場合、各クラスタには三相交流入力側からの電流と三相交流出力側への電流はそれぞれ３分の１ずつ分かれて流れるため、クラスタ電流に含まれる周波数成分は、三相交流入力側の電流の周波数ｆSおよび三相交流出力側の電流の周波数ｆMである。クラスタの両端に印加される電圧にも、三相交流入力側の電流の周波数ｆSおよび三相交流出力側の電流の周波数ｆMが含まれる。直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる周波数成分はクラスタに流入する瞬時有効電力に含まれる周波数成分と同じであることから、直流コンデンサの交流電圧変動には、２ｆS、２ｆM、およびｆS±ｆMの周波数成分が含まれる。一般に、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、図２の実線に示すように、脈動幅（交流電圧変動幅）は交流電圧変動に含まれている周波数に反比例する。したがって、抑制制御なしモードの場合、三相交流出力側の電流の周波数ｆSが０に近づいたときまたは三相交流入力側の電流の周波数ｆMが０に近づいたとき、直流コンデンサの電圧の脈動幅は急激に増大し、運転継続が困難になる。
【０１４６】
次に抑制制御Ｉモードについて説明する。一般に、三相交流入力側から電力変換器１内の各スター変換器に供給される瞬時有効電力は一定である一方で、各スター変換器から三相交流出力側へ供給される瞬時有効電力は三相交流出力側の電流の周波数ｆMの２倍で変動している。三相交流出力側の電流の周波数ｆMが０に近づいた場合、三相交流入力側から供給されている瞬時有効電力に対して、三相交流出力側に供給する瞬時有効電力が大きいかもしくは小さい状態が「１／（４ｆM）」秒間にわたって続き、直流コンデンサはその間平均的に放電もしくは充電を続ける。したがって、このような低周波数で運転を継続するためには、より大きな直流コンデンサ容量を必要とする。
【０１４７】
直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御Ｉモードでは、循環電流を式４１に示すように制御し、三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させることで、直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる２ｆMの周波数成分を打ち消すようにする。
【０１４８】
【数４１】
2014030202.tif 000043
【０１４９】
式４１において、φSは三相交流入力側の力率角を表し、φMは三相交流出力側の力率角を表す。以下、式４１に基づく抑制制御Ｉモードの動作原理について説明すると次の通りである。
【０１５０】
クラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分は、式２４および式２５から、式４２のように表わせる。
【０１５１】
【数４２】
2014030202.tif 000044
【０１５２】
式４２で表せるクラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４３のように表わされる。
【０１５３】
【数４３】
2014030202.tif 000045
【０１５４】
なお、式４３では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆM成分のみを表し、２ｆS成分およびｆS±ｆM成分については省略している。
【０１５５】
式４１に示す循環電流をｕｖｗ座標軸およびａｂｃ座標軸上に逆変換すると式４４が得られる。
【０１５６】
【数４４】
2014030202.tif 000046
【０１５７】
式４４で表すクラスタ電流の循環電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４５のように表わされる。
【０１５８】
【数４５】
2014030202.tif 000047
【０１５９】
なお、式４５では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆM成分のみを表し、ｆS±ｆM成分、２（ｆS±ｆM）成分およびｆS±３ｆM成分については省略している。
【０１６０】
ここで、Ｐ＝√３ＶSＩSｃｏｓφS＝√３ＶMＩMｃｏｓφMであるので、式４３の右辺第２項と式４５の右辺は打ち消しあう。すなわち、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御Ｉモードでは、循環電流を式４１に示すように制御し、三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させることで、直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる２ｆMの周波数成分を打ち消すことができる。
【０１６１】
直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が抑制制御Ｉモードに従って動作すると、クラスタ電流にはｆS成分およびｆM成分のほかに、ｆS±２ｆM成分を含むことになる。また、直流コンデンサの交流電圧変動には２ｆS成分、ｆS±ｆM成分、２（ｆS±ｆM）成分、およびｆS±３ｆM成分が含まれる。したがって、抑制制御Ｉモードの場合、図２の点線に示すように、抑制制御なしモードで運転継続が困難であった三相交流出力側の電流の周波数ｆMが０付近については運転を継続することができる。しかしながら、ｆM＝ｆS／３またはｆM＝ｆS付近では、運転継続が困難である。
【０１６２】
次に抑制制御ＩＩモードについて説明する。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御ＩＩモードでは、循環電流を式４６に示すように制御し、ｆS＋２fMの周波数成分のみを用いて三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させる。
【０１６３】
【数４６】
2014030202.tif 000048
【０１６４】
式４６に示す循環電流をｕｖｗ座標軸およびａｂｃ座標軸上に逆変換すると式４７が得られる。
【０１６５】
【数４７】
2014030202.tif 000049
【０１６６】
式４７で表せるクラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４８のように表わされる。
【０１６７】
【数４８】
2014030202.tif 000050
【０１６８】
なお、式４８では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆM成分のみを表し、ｆS±ｆM成分、２（ｆS＋ｆM）成分およびｆS＋３ｆM成分については省略している。
【０１６９】
ここで、Ｐ＝√３ＶSＩSｃｏｓφS＝√３ＶMＩMｃｏｓφMであるので、式４３の右辺第２項と式４８の右辺は打ち消しあう。すなわち、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御ＩＩモードでは、循環電流を式４６に示すように制御することで、循環電流にはｆS＋２ｆM成分のみを含むことになる。結果として、クラスタ電流にはｆS成分およびｆM成分のほかに、ｆS＋２ｆM成分を含むことになる。また、直流コンデンサの交流電圧変動には２ｆS成分、ｆS±ｆM成分、２（ｆS±ｆM）成分、およびｆS＋３ｆM成分が含まれる。したがって、上述の通り抑制制御なしモードでは運転継続が困難であったｆM＝０付近についておよび上述の通り抑制制御Ｉモードでは運転継続が困難であったｆM＝ｆS／３付近については、抑制制御ＩＩモード（図２において一点鎖線で示す）を用いれば、運転を継続することができる。
【０１７０】
以上まとめると、図２に示すように、ｆM＝０付近では抑制制御Ｉモードもしくは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であり、ｆM＝０からｆS／３付近までは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であり、ｆS／３より大きい周波数領域では抑制制御なしモードもしくは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であることがわかる。したがって、循環電流制御部１１内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２を設け、三相交流出力側の電流の周波数に応じて、上記の通り抑制制御なしモード、抑制制御Ｉモードおよび抑制制御ＩＩモードを適宜切り換えて電力変換器１を運転することで、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず、直流コンデンサの電圧の脈動抑制制御を安定して実行することができる。また、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２による脈動抑制制御は循環電流を用いて実現するので、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサ電圧変動抑制制御を実現することができる。
【０１７１】
この場合、循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が作成した循環電流指令値とを合成した循環電流指令値に、追従させる制御をする。
【０１７２】
以上説明した各式に基づいて動作する制御装置をブロック図に表すと図３のようになる。図３は、本発明による電力変換器の制御装置を示すブロック図である。図３においては、各相の電流および電圧を表１〜表４に示すように一部まとめて表している。
【０１７３】
【表１】
2014030202.tif 000051
【０１７４】
表１に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃを流れるクラスタ電流ｉau、ｉav、ｉaw、ｉbu、ｉbv、ｉbwｉcu、ｉcvおよびｉcwを図３ではｉabcuvwで表す。これらクラスタ電流をαβ０変換した電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββ（すなわち循環電流）を図３ではｉαβαβで表し、電流ｉα0およびｉβ0を図３ではｉαβ0で表し、電流ｉ0αおよびｉ0βを図３ではｉ0αβで表す。また、三相交流入力側の電流のαβ０変換後の電流ｉSαおよびｉSβを図３ではｉSαβで表し、三相交流出力側の電流のαβ０変換後の電流ｉMαおよびｉMβを図３ではｉMαβで表す。また、循環電流指令値ｉαα*、ｉαβ*、ｉβα*およびｉββ*を図３ではｉαβαβ*で表す。
【０１７５】
【表２】
2014030202.tif 000052
【０１７６】
表２に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧を制御するための電圧指令値ｖau*、ｖav*、ｖaw*、ｖbu*、ｖbv*、ｖbw*、ｖcu*、ｖcv*およびｖcw*を図３ではｖabcuvw*で表し、これら電圧指令値をαβ０変換した電圧指令値ｖαα*、ｖαβ*、ｖβα*およびｖββ*を図３ではｖαβαβ*で表し、電圧指令値ｖα0*およびｖβ0*を図３ではｖαβ0*で表し、電圧指令値ｖ0α*およびｖ0β*を図３ではｖ0αβ*で表す。三相交流入力側の電圧源の電圧ｖSu、ｖSvおよびｖSwを図３ではｖSuvwで表す。
【０１７７】
【表３】
2014030202.tif 000053
【０１７８】
表３に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のブリッジセルの直流コンデンサの電圧平均値であるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖCauave、ｖCavave、ｖCawave、ｖCbuave、ｖCbvave、ｖCbwave、ｖCcuave、ｖCcvave、ｖCcwaveを図３ではｖCabcuvwaveで表す。これら直流コンデンサの電圧平均値をαβ０変換した値ｖCααave、ｖCαβave、ｖCβαaveおよびｖCββaveを図３ではｖCαβαβaveで表し、値ｖC0αaveおよびｖC0βaveを図３ではｖC0αβaveで表し、値ｖCα0aveおよびｖCβ0aveを図３ではｖCαβ0aveで表す。
【０１７９】
【表４】
2014030202.tif 000054
【０１８０】
表４に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルにおける、直流コンデンサを均一にするために電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖBauj*、ｖBavj*、ｖBawj*、ｖBbuj*、ｖBbvj*、ｖBbwj*、ｖBcuj*、ｖBcvj*およびｖBcwj*を図３ではｖBabcuvwj*で表す。また、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの出力電圧の電圧指令値ｖauj*、ｖavj*、ｖawj*、ｖbuj*、ｖbvj*、ｖbwj*、ｖcuj*、ｖcvj*およびｖcwj*を図３ではｖabcuvwj*で表す。
【０１８１】
図３のブロックＢ１では、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のブリッジセルの直流コンデンサの電圧平均値であるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖCauave、ｖCavave、ｖCawave、ｖCbuave、ｖCbvave、ｖCbwave、ｖCcuave、ｖCcvave、ｖCcwaveを計算する。
【０１８２】
ブロックＢ２では、ブロックＢ１で算出した直流コンデンサの電圧平均値をαβ０変換した値ｖCααave、ｖCαβave、ｖCβαave、ｖCββave、ｖC0αave、ｖC0βave、ｖCα0ave、ｖCβ0aveおよびｖC00aveを計算する。
【０１８３】
ブロックＢ３では、ｖC00aveを３分の１倍する。
【０１８４】
ブロックＢ４では、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃを流れるクラスタ電流ｉau、ｉav、ｉaw、ｉbu、ｉbv、ｉbwｉcu、ｉcvおよびｉcwをαβ０変換した電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββ（すなわち循環電流）、電流ｉα0およびｉβ0、ならびに電流ｉ0αおよびｉ0βを計算する。
【０１８５】
ブロックＢ５では、電流ｉ0αおよびｉ0βを√３倍する。
【０１８６】
ブロックＢ６では、式１２に基づいて三相交流入力側の電流の制御を行い、式１５に基づいて三相交流入力側から電力変換器１に瞬時有効電力を取り込んで全直流コンデンサ電圧平均値を所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従させる制御を行い、式１６に基づいて三相交流入力側から電力変換器１に瞬時無効電力を取り込む制御を行う。
【０１８７】
ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）とブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）とで、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が構成される。
【０１８８】
ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）では、式２６に基づいてスター変換器間バランス制御を行う。
【０１８９】
ブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）では、式３１に基づいてスター変換器内バランス制御を行う。
【０１９０】
ブロックＢ９（直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２）では、式４０、式４１および式４６に基づいて直流コンデンサ電圧変動抑制制御を行う。上述のように、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２では、電力変換器１の三相交流出力側の電流の周波数に応じて抑制制御なしモード（式４０）、抑制制御Ｉモード（式４１）あるいは抑制制御ＩＩモード（式４６）に適宜切り換えを行う。
【０１９１】
ブロックＢ１０（循環電流制御部１１）では、ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）、ブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）およびブロックＢ９（直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２）で得られた各循環電流指令値を加算し、式１４に基づいて、循環電流ｉαα、ｉαβ、ｉβαおよびｉββを循環電流指令値ｉαα*、ｉαβ*、ｉβα*およびｉββ*に追従させる制御を行う。
【０１９２】
ブロックＢ１１では、電流ｉα0およびｉβ0を√３倍して三相交流出力側の電流ｉMαおよびｉMβを算出する。
【０１９３】
ブロックＢ１２（交流入出力電流制御部１２）では、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、交流出力電流値として所望のモータ回転状態を得るための指令値としたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。
【０１９４】
ブロックＢ１３（個別バランス制御部）では、式３９に基づいて、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルにおける、直流コンデンサを均一にするために電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖBauj*、ｖBavj*、ｖBawj*、ｖBbuj*、ｖBbvj*、ｖBbwj*、ｖBcuj*、ｖBcvj*およびｖBcwj*を計算する。本バランス制御と位相シフトＰＷＭ制御との併用により、段数に応じて式３９を追加することで段数の拡張が容易に可能である。
【０１９５】
ブロックＢ１４では、上述のようにして得られたαβ０座標軸上の電圧指令値ｖαα*、ｖαβ*、ｖβα*、ｖββ*、ｖα0*、ｖβ0*、ｖ0α*、ｖ0β*およびｖ00*を、αβ０逆変換し、電圧指令値ｖau*、ｖav*、ｖaw*、ｖbu*、ｖbv*、ｖbw*、ｖcu*、ｖcv*およびｖcw*を算出する。
【０１９６】
ブロックＢ１５では、１クラスタ中のブリッジセルの個数はｎ個（ただし、ｎは正の整数）であることから、ブロックＢ１４で得られた電圧指令値ｖau*、ｖav*、ｖaw*、ｖbu*、ｖbv*、ｖbw*、ｖcu*、ｖcv*およびｖcw*それぞれをｎ分の１倍することで、同一のクラスタ内にある各ブリッジセルの出力電圧指令値を計算する。
【０１９７】
そして、各ブリッジセルの出力電圧指令値に、ブロックＢ１３で算出した電圧指令値ｖBauj*、ｖBavj*、ｖBawj*、ｖBbuj*、ｖBbvj*、ｖBbwj*、ｖBcuj*、ｖBcvj*およびｖBcwj*をそれぞれ加算し、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの出力電圧の電圧指令値ｖauj*、ｖavj*、ｖawj*、ｖbuj*、ｖbvj*、ｖbwj*、ｖcuj*、ｖcvj*およびｖcwj*（図３ではｖabcuvwj*で表す）を生成する。生成された電圧指令値は制御装置１０内のスイッチング制御部（図示せず）によりキャリア周波数の三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：−１）と比較され、ＰＷＭスイッチング信号が生成される。生成されたＰＷＭスイッチング信号は、対応するクラスタ内のブリッジセル内の半導体スイッチング素子のスイッチング制御に用いられる。なお、電圧指令値との比較に用いられる三角波キャリア信号を、互いにπ／ｎずつ位相差を持たせて位相シフトＰＷＭを採用し、交流出力電圧のマルチレベル化を実現してもよい。
【０１９８】
次に、本発明による電力変換器１のシミュレーション結果について説明する。図４はシミュレーションに用いた主回路構成を示す図である。基本的には図１を参照して説明した主回路と同じであるが、シミュレーションでは各クラスタ内のブリッジセルの個数を６個とした。また、シミュレーションでは、表５に示す回路パラメータおよび表６に示す制御ゲインを用いた。モータ負荷は、出力電力がモータ周波数に比例する定格トルク負荷を想定し、ＲＬ負荷で模擬している。負荷インダクタンスは０．３ｍＨで固定しており、いずれの場合でも負荷力率はほぼ１となる。
【０１９９】
【表５】
2014030202.tif 000055
【０２００】
【表６】
2014030202.tif 000056
【０２０１】
図５は、スター変換器間バランス制御部の動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。スター変換器間バランス制御部において、式２６の右辺第２項目の制御項を無効状態から有効状態（すなわち動作開始）にした場合をシミュレーションした。なお、モータ周波数ｆMは２５Ｈｚとし、直流コンデンサ変動抑制制御は適用していない。スター変換器間バランス制御の無効状態ではスター変換器ｕ、ｖおよびｗの各直流コンデンサ電圧平均値ｖCuave、ｖCvaveおよびｖCwaveに偏差が生じているが、スター変換器間バランス制御を動作させると、偏差が抑制されていることがわかる。このとき、循環電流ｉααおよびｉαβにはモータ周波数である２５Ｈｚ成分が流れており、スター変換器間で電力の授受が発生していることがわかる。また、スター変換器間バランス制御を動作させても電源電流およびモータ電流にほとんど変化が見られないため、外部電流に干渉せずバランス制御を実現していることがわかる。
【０２０２】
図６は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。また、図７は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御ＩＩモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、モータ周波数を電源周波数の３分の１としたｆM＝５０／３Ｈｚの条件で直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードと抑制制御ＩＩモードとの動作を比較した。図６に示すように抑制制御Ｉモードでは、スター変換器間バランス制御およびスター変換器内バランス制御によって直流コンデンサ電圧の発散を免れてはいるが、直流コンデンサ間の電圧偏差が図７に示す抑制制御モードＩＩの場合に比べて大きい。したがって、ｆM＝ｆS／３付近の直流コンデンサ電圧バランス制御の安定性の観点から、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の抑制制御ＩＩモードが有効であることがわかる。
【産業上の利用可能性】
【０２０３】
本発明は、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）に適用することができる。本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、例えば誘導モータや同期モータのためのモータドライブ装置、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、系統間連系設備や周波数変換設備などのＢＴＢ（Ｂａｃｋ−Ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムなどに利用することができる。
【符号の説明】
【０２０４】
１    電力変換器
１０    制御装置
１１    循環電流制御部
１２    交流入出力電流制御部
１３    有効電力制御部
１４    個別バランス制御部
２１    直流コンデンサ電圧バランス制御部
２２    直流コンデンサ電圧変動抑制制御部
【図１】
2014030202.tif 000057
【図２】
2014030202.tif 000058
【図３】
2014030202.tif 000059
【図４】
2014030202.tif 000060
【図５】
2014030202.tif 000061
【図６】
2014030202.tif 000062
【図７】
2014030202.tif 000063
【図８】
2014030202.tif 000064
【図９】
2014030202.tif 000065
【図１０】
2014030202.tif 000066
【手続補正書】
【提出日】平成27年6月12日(2015.6.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１７】
【非特許文献１】Ｓ．アンキティトラクル（Ｓ．Ａｎｇｋｉｔｉｔｒａｋｕｌ）、Ｒ．Ｗ．エリクソン（Ｒ．Ｗ．Ｅｒｉｃｓｏｎ）著、「モジュラーマトリックスコンバータのためのコンデンサ電圧バランス制御（Ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｂａｌａｎｃｉｎｇ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ａ  ｍｏｄｕｌａｒ  ｍａｔｒｉｘ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会応用パワーエレクトロニクス専門家会議（ＩＥＥＥ−ＡＰＥＣ）、２００６年
【非特許文献２】Ｆ．カメラー（Ｆ．Ｋａｍｍｅｒｅｒ）、Ｍ．ブラウン（Ｍ．Ｂｒａｕｎ）著、「モジュラーマルチレベルマトリックスコンバータのための新しいカスケードベクトル制御方法（Ａ  ｎｏｖｅｌ  ｃａｓｃａｄｅｄ  ｖｅｃｔｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｍｏｄｕｌａｒ  ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  ｍａｔｒｉｘ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会年次大会（ＩＥＥＥ−ＩＥＣＯＮ）、ｐｐ１０９７〜１１０２、２０１１年
【非特許文献３】Ａ．Ｊ．コーン（Ａ．Ｊ．Ｋｏｒｎ）、Ｍ．ウィンケルンケンペル（Ｍ．Ｗｉｎｋｅｌｎｋｅｍｐｅｒ）、Ｊ．Ｗ．コラー（Ｊ．Ｗ．Ｋｏｌａｒ）著、「ギアレス低速度ドライブのためのダイレクトモジュラーマルチレベルコンバータ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉ−Ｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｆｏｒ  Ｇｅａｒｌｅｓｓ  Ｌｏｗ−Ｓｐｅｅｄ  Ｄｒｉｖｅｓ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会ヨーロッパパワーエレクトロニクス会議（ＩＥＥＥ−ＥＰＥ）、２０１１年
【非特許文献４】川村弥、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０５２、２０１２年３月
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４９】
有効電力制御部１３は、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から電力変換器１へ流入する有効電力を制御する。すなわち、電力変換器１内に存在する内部抵抗等により各クラスタ内の直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが消費され、直流コンデンサの電圧は低下するので、消費されたエネルギーを補うために、有効電力制御部１３は、三相交流入力側から取り込む有効電力の量を調整する制御を行う。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６０】
ここで、クラスタ電流ｉau、ｉav、ｉaw、ｉbu、ｉbv、ｉbw、ｉcu、ｉcvおよびｉcwについて、ａｂｃ座標およびｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると、式４のようになる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８６】
式１４において、ＫZは循環電流の制御の比例制御ゲインである。なお、上述の循環電流の制御は、クラスタの出力電圧指令値の一部を構成する電圧指令値ｖαα*、ｖαβ*、ｖβα*およびｖββ*を与える形で行う。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８７】
交流入出力電流制御部１２は、電力変換器１の三相交流出力側について電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、所望のモータ回転状態を得るための交流出力電流指令値を直接与えたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９１】
また、三相交流入力側から電力変換器１に取り込む瞬時無効電力の指令値をｑ*、としたとき、ｑ軸電流指令値ｉSq*は式１６のように表わせる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０１】
式１８において、ｖC00aveはその定義から全ての直流コンデンサの電圧を平均した値ｖCaveの３倍の値に等しいといえるので、この成分の制御に関しては式１５を参照して説明した有効電力制御によって既に実現されている。そこで、式１８について、ｖC00ave以外の８成分について、次に説明するスター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部によって、０に収束させる制御を行う。これら８成分のうち、ｖCα0ave、ｖCβ0ave、ｖC0αaveおよびｖC0βaveについてはスター変換器間バランス制御部によって、ｖCααave、ｖCαβave、ｖCβαaveおよびｖCββaveについてはスター変換器内バランス制御部によって、それぞれ０に収束させる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１３６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１３６】
次に、個別バランス制御部１４による、同一のクラスタ内におけるブリッジセルの直流コンデンサの電圧のバランス制御について説明する。個別バランス制御部１４は、各クラスタについて、当該クラスタに流れている電流と同位相もしくは逆位相の電圧を出力することで有効電力を流入もしくは流出させ、これにより、各クラスタについて、当該クラスタ内の各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属している当該クラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させる。一例として、クラスタｕ−ａについて説明すると次の通りである。クラスタｕ−ａ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの直流コンデンサ電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させるための、電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖBauj*を、式３９のように表す。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１６２】
次に抑制制御ＩＩモードについて説明する。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御ＩＩモードでは、循環電流を式４６に示すように制御し、ｆS＋２ｆMの周波数成分のみを用いて三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０２０２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０２０２】
図６は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。また、図７は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御ＩＩモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、モータ周波数を電源周波数の３分の１としたｆM＝５０／３Ｈｚの条件で直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードと抑制制御ＩＩモードとの動作を比較した。図６に示すように抑制制御Ｉモードでは、スター変換器間バランス制御およびスター変換器内バランス制御によって直流コンデンサ電圧の発散を免れてはいるが、直流コンデンサ間の電圧偏差が図７に示す抑制制御ＩＩモードの場合に比べて大きい。したがって、ｆM＝ｆS／３付近の直流コンデンサ電圧バランス制御の安定性の観点から、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の抑制制御ＩＩモードが有効であることがわかる。
【国際調査報告】
2014030202.tif 000067
2014030202.tif 000068