【事件の表示】
　特願２０１８−５０２４９４「車載用の電力変換装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２９年　９月　８日国際公開、ＷＯ２０１７／１４９７７６、請求項の数（４）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は，２０１６年３月４を国際出願日とする出願であって，平成３０年９月１１日付けで拒絶理由通知がされ，平成３０年１１月１４日に手続補正書と意見書が提出され，平成３１年２月１４日付けで拒絶理由通知がされ，平成３１年４月１日に手続補正書と意見書が提出されたが，令和１年６月６日付けで拒絶査定（原査定）がされ，これに対し，令和１年８月２７日に拒絶査定不服審判の請求がされると同時に手続補正がされたものである。
第２　原査定の概要
　原査定（令和１年６月６日付け拒絶査定）の概要は次のとおりである。
　
　本願の請求項１，５−６に係る発明は，以下の引用文献１，４及び５に基づいて，或いは，本願の請求項１，５に係る発明は，以下の引用文献２ないし５に基づいて，また，本願の請求項２ないし４に係る発明は，以下の引用文献１ないし５に基づいて，その発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者（以下，「当業者」という。）が容易に発明できたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　　　　　　　　　　　　　引用文献等一覧
引用文献１：特開２０１４−１２７６３７号公報
引用文献２：特開２０１０−１０４０７４号公報
引用文献３：特開２００９−２７３２８０号公報
引用文献４：.特開昭６１−１４２９６１号公報
引用文献５：川島崇宏，外３名，インターリーブ方式昇圧チョッパ回路の電流平衡制御，平成１８年度電気・情報関連学会中国支部連合大会講演論文集，日本，２００６年１０月，４８４頁
第３　本願発明
　本願請求項１ないし４に係る発明（以下，それぞれ「本願発明１」ないし
「本願発明４」という。）は，令和１年８月２７日付けの手続補正で補正された特許請求の範囲の請求項１ないし４に記載された事項により特定される発明であり，以下のとおりのものである。
「　　【請求項１】
　１００Ｖ以上の高電圧バッテリからなる電源から入力される電圧を所望の直流電圧に変換する車載用の電力変換装置であって、
　正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第１の半導体スイッチング素子と負側の第２の半導体スイッチング素子と、
　前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子側で、前記正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第３の半導体スイッチング素子と負極側の第４の半導体スイッチング素子と、
　前記各半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部と、
　前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、
　正極側が前記正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、負極側が負極側の入力端子と前記負極の出力端子に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、
　前記磁気結合リアクトルの前記各巻線の電流値を検出する電流検出部と、
　を備え、
　前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を避けるために０．８以下であり、
　前記制御部は、前記電流検出部で検出された電流値が等しくなるように制御を行ない、
　前記各半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体素子である、
　車載用の電力変換装置。
　　【請求項２】
　前記第１の半導体スイッチング素子および前記第３の半導体スイッチング素子のかわりに整流素子をそれぞれ設けた、請求項１に記載の車載用の電力変換装置。
　　【請求項３】
　前記ワイドバンドギャップ半導体素子は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドのうちのいずれか１つを材料とした半導体素子である、請求項１または２に記載の車載用の電力変換装置。
　　【請求項４】
　前記磁気結合リアクトルは、前記鉄心が全体としてＯ型の鉄心からなり、前記第１の巻線および第２の巻線が、Ｏ型の前記鉄心の対向する位置に、それぞれの磁束が互いに打ち消し合う方向に発生する方向に巻かれている、請求項１から３までのいずれか１項に記載の車載用の電力変換装置。」
第４　引用文献，引用発明等
１　引用文献１について
ア　本願の出願日前に頒布され，原査定の拒絶の理由に引用された，引用文献１には，図面とともに次の事項が記載されている。（下線は当審により付与。以下同じ。）
ａ　「【００２１】
　（リアクトルの基本構成） 
　図１は、本発明のリアクトルの基本構成の一例を示す。
リアクトル10は、第１コイル21及び第２コイル22と、これら第１コイル21及び第２コイル22を互いに磁気的に結合する環状のコア30とを備える
【００２２】
　
第１コイル21及び第２コイル22はそれぞれ、巻線2wを螺旋状に巻回してなり、軸方向が互いに平行で且つ互いの外周面が対向するように並列に配置されている。両コイル21,22は、同一形状のコイルであり、また、両コイル21,22は、軸方向の一端側から他端側に亘って巻ピッチ及び巻径が一様である
【００２３】
　コア30は、第１コイル21及び第２コイル22を互いに磁気的に結合する。コア30は、各コイル21,22の内側に位置し、各コイル21,22が配置される一対の磁脚部311,312と、これら磁脚部311,312の両端部に配置されると共に、各磁脚部311,312の互いの端部同士を連結する一対の連結部321,322とからなる。コア30は、並列に配置された両磁脚部311,312の各端面にそれぞれ各連結部321,322の内端面が連結されることによって環状に構成されており、これら磁脚部311,312及び連結部321,322により、コイル21,22同士を磁気的に結合する結合磁路が形成される。
　　　　　　　　　　　　　・・・中略・・・
【００２７】
　次に、隣り合うコイル間の結合係数を調整する結合係数調整手段の具体的な形態について説明する。なお、以下の
実施形態１〜４では、リアクトルの基本構成は上記した図１に示すリアクトル10と同じ
　　　　　　　　　　　　　・・・中略・・・
【００３７】
　上記した実施形態１〜４で説明した図２〜５に示す各結合係数調整手段の形態は、単独で実施する他、組み合わせて実施することも可能である。また、上記した
実施形態１〜４のリアクトル11〜14において、互いに磁気結合されるコイル21,22間の結合係数は、各結合係数調整手段により、例えば0.4〜0.9に調整する
ｂ　「【００３８】 
　（コンバータ（電力変換装置）の構成）
　実施形態１〜４のリアクトル11〜14は、例えば、車両などに搭載されるコンバータの構成部品や、このコンバータを備える電力変換装置の構成部品に利用することができる。 
【００３９】
　例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車といった
車両1200は、
メインバッテリ1210に接続される電力変換装置1100と
を備える。
【００４０】
　
電力変換装置1100は、メインバッテリ1210に接続されるコンバータ1110と、コンバータ1110に接続されて、直流と交流との相互変換を行うインバータ1120とを有する。
コンバータ1110は、車両1200の走行時、200V〜300V程度のメインバッテリ1210の直流電圧（入力電圧）を400V〜700V程度にまで昇圧
【００４１】
　
コンバータ1110は、図７に示すように、複数のスイッチング素子Q1〜Q4と、スイッチング素子Q1〜Q4の動作を制御する駆動回路（図示せず）と、リアクトルLとを備え、ON/OFFの繰り返し（スイッチング動作）により入力電圧の変換（ここでは昇降圧）を行う
スイッチング素子Q1〜Q4には、FET、IGBTなどのパワーデバイスを利用することができる
このリアクトルLとして、上述した実施形態１〜４のリアクトル11〜14を利用しており
【００４２】
　この例では、
リアクトルLを構成するコイル21,22の一端側がメインバッテリ1210の正極側に接続されている。また、一方のコイル21の他端側がスイッチング素子Q1,Q2を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され、他方のコイル22の他端側がスイッチング素子Q3,Q4を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続されている。そして、駆動回路によりスイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングすることによって、コイル21,22に流れる電流を互いに180度位相をずらした状態とし、両コイル21,22が互いに磁気的に逆結合されている
ｃ　「図１
」
ｄ　「図７
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」 
イ　上記ｂの段落【００４０】には，「電力変換装置1100は、メインバッテリ1210に接続されるコンバータ1110と、コンバータ1110に接続されて、直流と交流との相互変換を行うインバータ1120とを有する。」こと，また，「コンバータ1110は、車両1200の走行時、200V〜300V程度のメインバッテリ1210の直流電圧（入力電圧）を400V〜700V程度にまで昇圧」することが記載されている。
　また，上記ｄの図７から“電力変換装置1100が，メインバッテリ1210とコンバータ1110との間でメインバッテリ1210に並列接続されるコンデンサを有している”ことが看取できる。
　さらに，上記ｂの段落【００３９】には，「車両1200は、」「メインバッテリ1210に接続される電力変換装置1100と、」「を備える。」ことが記載されている。
　してみると，引用文献１には,“200V〜300V程度のメインバッテリに接続され，車両の走行時，メインバッテリの直流電圧（入力電圧）を400V〜700V程度にまで昇圧するコンバータと，コンバータに接続されて，直流と交流との相互変換を行うインバータと，メインバッテリとコンバータとの間でメインバッテリに並列接続されるコンデンサとを有する車両に備えられる電力変換装置”が記載されているといえる。
ウ　上記ｂの段落【００４１】には，「コンバータ1110は、図７に示すように、複数のスイッチング素子Q1〜Q4と、スイッチング素子Q1〜Q4の動作を制御する駆動回路（図示せず）と、リアクトルLとを備え、ON/OFFの繰り返し（スイッチング動作）により入力電圧の変換（ここでは昇降圧）を行う」ことが記載されている
エ　上記ｂの段落【００４１】には，「スイッチング素子Q1〜Q4には、FET、IGBTなどのパワーデバイスを利用することができる」ことが記載されている。
　また，上記ｄの図７から，“スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2は，コンバータ1110の正極と負極の出力端子間で直列接続され，また，スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4は，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2より前記出力端子側で正極と負極の出力端子間で直列接続されている”ことが看取できる。
　してみると，引用文献１には，“スイッチング素子Q1〜Q4は，FET，IGBTなどのパワーデバイスであって，また，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2は，コンバータの正極と負極の出力端子間で直列接続され，また，スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4は，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2より前記出力端子側で正極と負極の出力端子間で直列接続されている”ことが記載されているといえる。
　
オ　上記ｂの段落【００４１】によれば，「リアクトルLとして」は「実施形態１〜４のリアクトル11〜14」が「利用」できるものであって，さらに，上記ａの段落【００２７】によれば，「実施形態１〜４では」「リアクトルの基本構成は」「図１に示すリアクトル10と同じ」であり，そして，リアクトルの基本構成として上記ａの段落【００２１】には，「リアクトル10は、第１コイル21及び第２コイル22と、これら第１コイル21及び第２コイル22を互いに磁気的に結合する環状のコア30とを備える」ことが,また,段落【００２２】には「第１コイル21及び第２コイル22はそれぞれ、巻線2wを螺旋状に巻回してなり、軸方向が互いに平行で且つ互いの外周面が対向するように並列に配置されている。両コイル21,22は、同一形状のコイルであり、また、両コイル21,22は、軸方向の一端側から他端側に亘って巻ピッチ及び巻径が一様である」ことが記載されている。
　また，上記ｄの図７から，“第１コイル21及び第２コイル22ではドットの位置が逆方向にある”ことが看取でき，第１コイル21及び第２コイル22の巻き方向は，互いに逆方向に磁気結合するように巻かれているものといえる。
　してみると，引用文献１には，“リアクトルは，第１コイル及び第２コイルと，これら第１コイル及び第２コイルを互いに磁気的に結合する環状のコアとを備え，また，第１コイル及び第２コイルはそれぞれ巻線を螺旋状に巻回してなり，軸方向が互いに平行で且つ互いの外周面が対向するように並列に配置され，両コイルは，同一形状のコイルであり，さらに，両コイルは，軸方向の一端側から他端側に亘って巻ピッチ及び巻径が一様であって，互いに逆方向に磁気結合するように巻かれているものである”ことが記載されているといえる。
カ　上記ｂの段落【００４２】には,「リアクトルLを構成するコイル21,22の一端側がメインバッテリ1210の正極側に接続されている。また、一方のコイル21の他端側がスイッチング素子Q1,Q2を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され、他方のコイル22の他端側がスイッチング素子Q3,Q4を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続されている。そして、駆動回路によりスイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングすることによって、コイル21,22に流れる電流を互いに180度位相をずらした状態とし、両コイル21,22が互いに磁気的に逆結合されている」ことが，さらに，上記ａの段落【００３７】には，「実施形態１〜４のリアクトル11〜14において、互いに磁気結合されるコイル21,22間の結合係数は、各結合係数調整手段により、例えば0.4〜0.9に調整する」ことが記載されている。
　してみると，引用文献１には，“リアクトルを構成する両コイルの一端側がメインバッテリの正極側に接続され，また，第１のコイルの他端側がスイッチング素子Q1,Q2を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，第２のコイルの他端側がスイッチング素子Q3,Q4を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，そして，駆動回路によりスイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングすることによって，両コイルに流れる電流を互いに180度位相をずらした状態とし，両コイルが互いに磁気的に逆結合され，さらに,リアクトルにおいては磁気結合調整手段によって，互いに磁気結合される両コイル間の結合係数が，0.4〜0.9に調整されている”ことが記載されているといえる。
キ　したがって，上記引用文献１には次の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されている。
「200V〜300V程度のメインバッテリに接続され，車両の走行時，メインバッテリの直流電圧（入力電圧）を400V〜700V程度にまで昇圧するコンバータと，コンバータに接続されて，直流と交流との相互変換を行うインバータと，メインバッテリとコンバータとの間でメインバッテリに並列接続されるコンデンサとを有する車両に備えられる電力変換装置において，
　コンバータは，複数のスイッチング素子Q1〜Q4と，スイッチング素子Q1〜Q4の動作を制御する駆動回路と,リアクトルとを備え，ON/OFFの繰り返し（スイッチング動作）により入力電圧の変換を行うものであり,
　スイッチング素子Q1〜Q4は，FET，IGBTなどのパワーデバイスであって，また，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2は，コンバータの正極と負極の出力端子間で直列接続され，また，スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4は，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2より前記出力端子側で正極と負極の出力端子間で直列接続されており，
　リアクトルは，第１コイル及び第２コイルと，これら第１コイル及び第２コイルを互いに磁気的に結合する環状のコアとを備え，また，第１コイル及び第２コイルはそれぞれ巻線を螺旋状に巻回してなり，軸方向が互いに平行で且つ互いの外周面が対向するように並列に配置され，両コイルは，同一形状のコイルであり，さらに，両コイルは，軸方向の一端側から他端側に亘って巻ピッチ及び巻径が一様であって，互いに逆方向に磁気結合するように巻かれているものであり,
　リアクトルを構成する両コイルの一端側がメインバッテリの正極側に接続され，また，第１のコイルの他端側がスイッチング素子Q1,Q2を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，第２のコイルの他端側がスイッチング素子Q3,Q4を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，そして，駆動回路によりスイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングすることによって，両コイルに流れる電流を互いに180度位相をずらした状態とし，両コイルが互いに磁気的に逆結合され，さらに,リアクトルにおいては磁気結合調整手段によって，互いに磁気結合される両コイル間の結合係数が，0.4〜0.9に調整されている，
　電力変換装置。」
２　引用文献２について
ア　本願の出願日前に頒布され，原査定の拒絶の理由に引用された引用文献２には，図面とともに次の事項が記載されている。
ａ　「【００１３】
　図１に本発明の第１の実施形態に係る
２相マルチフェーズコンバータの構成を示す。２相マルチフェーズコンバータは、互いに磁気結合する２つの昇圧コイルを備え、各昇圧コイルに流れる電流を異なるタイミングでスイッチング制御するものである
【００１４】
　
２相マルチフェーズコンバータの構成について説明する。上スイッチ１６−１の一端は下スイッチ１８−１の一端に接続される。下スイッチ１８−１の他端は電池１０の負極端子に接続され、上スイッチ１６−１の他端と下スイッチ１８−１の他端との間には、コンデンサ２０が接続される。第１昇圧コイル１２の一端は電池１０の正極端子に接続され、他端は上スイッチ１６−１および下スイッチ１８−１の接続点に接続される
【００１５】
　同様に、
上スイッチ１６−２の一端は下スイッチ１８−２の一端に接続される。下スイッチ１８−２の他端は電池１０の負極端子に接続され、上スイッチ１６−２の他端と下スイッチ１８−２の他端との間には、コンデンサ２０が接続される。第２昇圧コイル１４の一端は電池１０の正極端子に接続され、他端は上スイッチ１６−２および下スイッチ１８−２の接続点に接続される
【００１６】
　コンデンサ２０の一端は出力端子２２に接続され、他端は出力端子２４に接続される。出力端子２２および２４には、車両駆動用モータジェネレータを駆動する車両駆動回路２６が接続される。」
ｂ　「【００５１】
　図２に示されるように、結合率ａ＝０．２５の場合には結合率ａ＝０．０の場合よりもリップル成分は小さい。そして、結合率ａが増加するに従いリップル成分の出力電圧Ｖｈに対する傾きが大きくなり、結合率ａ＝０．５の特性は、出力電圧Ｖｈ＝６００Ｖ付近で結合率ａ＝０．０の特性（基準特性）と交わる。すなわち、特性が交わる点より低電圧側では、結合率ａ＝０．５の場合のリップル成分の方が基準特性のリップル成分よりも小さくなり、特性が交わる点より高電圧側では、結合率ａ＝０．５の場合のリップル成分の方が基準特性のリップル成分よりも大きくなる。また、結合率ａが大きくなる程、基準特性との交点は低電圧側に移動する。結合率ａ＝０．７５の場合にあっては、出力電圧Ｖｈ＝４６０Ｖを超える範囲で、結合率ａ＝０．７５の場合のリップル成分の方が基準特性のリップル成分よりも大きくなる。ハイブリッド自動車等のモータ駆動車両では、出力電圧Ｖｈが４５０Ｖ〜７５０Ｖとなる頻度が高い。したがって、
各昇圧コイルに流れる電流のリップル成分を低減し、各昇圧コイルの体積を低減するという観点から、結合率は０．４以下とすることが好ましい
　
ｃ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｄ　「図２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
イ　したがって，上記引用文献２には以下の技術事項（以下，「引用文献２に記載の技術事項」という。）が記載されている。
「互いに磁気結合する２つの昇圧コイルを備え，各昇圧コイルに流れる電流を異なるタイミングでスイッチング制御するものである２相マルチフェーズコンバータにおいて，
　該２相マルチフェーズコンバータは，上スイッチ１６−１の一端は下スイッチ１８−１の一端に接続され，下スイッチ１８−１の他端は電池１０の負極端子に接続され，上スイッチ１６−１の他端と下スイッチ１８−１の他端との間には，コンデンサ２０が接続され，さらに，第１昇圧コイル１２の一端は電池１０の正極端子に接続され，他端は上スイッチ１６−１および下スイッチ１８−１の接続点に接続されるものであって，
　また，上スイッチ１６−２の一端は下スイッチ１８−２の一端に接続され，下スイッチ１８−２の他端は電池１０の負極端子に接続され，上スイッチ１６−２の他端と下スイッチ１８−２の他端との間には，コンデンサ２０が接続され，第２昇圧コイル１４の一端は電池１０の正極端子に接続され，他端は上スイッチ１６−２および下スイッチ１８−２の接続点に接続されるものであって，
　各昇圧コイルに流れる電流のリップル成分を低減し，各昇圧コイルの体積を低減するという観点から，結合率は０．４以下とすること。」
３　引用文献３について
　本願の出願日前に頒布され，原査定の拒絶の理由に引用された引用文献３には，図面とともに次の事項が記載されている。
ａ　「【００２０】
　主回路部３００は直流電源８０を切り離すための遮断器４，入力平滑コンデンサ５，電流変化率抑制用リアクトル３，
共通の鉄心に巻かれて巻数比が１：１であり、なおかつ逆方向に磁気結合するリアクトル２ａ，２ｂ
【００２１】
　遮断器４は入力端子５０と電流変化率抑制用リアクトル３の間に接続する。
【００２２】
　入力平滑コンデンサ５はＩＧＢＴ素子１ａ，１ｂのスイッチングに起因するリプル電流が直流電源８０に流れ込む量を低減するために備える。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１
ｂ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
４　引用文献４について
　本願の出願日前に頒布され，原査定の拒絶の理由に引用された引用文献４には，図面とともに次の事項が記載されている。
ａ　「〔発明の概要〕
　本発明では、上記目的を達成するために、前記
チョッパの所定の位置からそれぞれの電流をチョッパ電流として取り出して、それぞれのチョッパ電流の平均値と前記チョッパ電流との電流偏差を検出した後、これらの偏差量をチョッパ出力電圧制御系に割り込ませて前記チョッパ電流がバランスするようチョッパの出力電圧を制御するようにしている
〔発明の実施例〕
　本発明の一実施例を第１図を参照して説明する。第１図において、第４図と同一の符号を付した部分の名称とその動作機能は同一であり説明を省略する。
　第１図において、
８ａ，８ｂはチョッパ電流を検出する直流電流検出器
５　引用文献５について
　本願の出願日前に頒布され，原査定の拒絶の理由に引用された引用文献５には，図面とともに次の事項が記載されている。
ａ　「１．　はじめに
　
インターリーブ方式昇圧チョッパ回路においては，各相の実装上の抵抗成分の非対称性により各相の電流が不平衡となり，損失の偏りや増大を招く危険性がある
　本論文では，インターリーブ方式において各相の電流値を平衡させるための制御法を提案し，それらについて計算機シミュレータを利用して動作確認を行ったので報告する．
２．電流平衡制御回路
　図１に各相インダクタ電流を平衡させるための制御回路図を示す．
この回路では，各相のインダクタ電流を電流センサで検出し，それらの差を積分したものを出力電圧制御指令値に加算，減算させることにより平衡制御を行っている
　　　　　　　　・・・中略・・・
３．むすび
　本論文では，
インターリーブ方式昇圧チョッパ回路における実装上の抵抗成分の非対称性による損失の偏りや増大といった問題点を，インダクタ電流を検出し，平衡させることにより解決可能な電流平衡制御方式を提案した
第５　対比・判断
１　本願発明１について
（１）対比
ア　本願発明１と引用発明とを対比する。
（ア）引用発明の「メインバッテリ」は，200V〜300V程度であるから，本願発明１の「１００Ｖ以上の高電圧バッテリ」に相当する。
　そして，引用発明の「コンデンサ」と「コンバータ」は，車両に備えられるものであって，また，メインバッテリに接続され，メインバッテリの直流電圧（入力電圧）を400V〜700V程度にまで昇圧（電力変換）して出力するものであるから，本願発明１の「１００Ｖ以上の高電圧バッテリからなる電源から入力される電圧を所望の直流電圧に変換する車載用の電力変換装置」に相当する。　
（イ）引用発明の「スイッチング素子Q1」と「スイッチング素子Q2」は，コンバータ1110の正極と負極の出力端子間で直列接続されるものであるから, 本願発明１の「正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第１の半導体スイッチング素子と負側の第２の半導体スイッチング素子」に相当する。
（ウ）また, 引用発明の「スイッチング素子Q3」と「スイッチング素子Q4」は，スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2より前記出力端子側で，正極と負極の出力端子間で直列接続されるものであるから，本願発明１の「前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子側で、前記正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第３の半導体スイッチング素子と負極側の第４の半導体スイッチング素子」に相当する。
（エ）引用発明の「駆動回路」は，スイッチング素子Q1〜Q4の動作を制御するものであるから，本願発明１の「前記各半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部」に相当する。
（オ）引用発明の「第１のコイル」は，他端側がスイッチング素子Q1,Q2を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，また，一端側がメインバッテリの正極側に接続されるものであるから，本願発明１の「前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線」に相当する。
　また，引用発明の「第２のコイル」は，他端側がスイッチング素子Q3,Q4を直列に接続してなる直列スイッチング回路の中点に接続され，また，一端側がメインバッテリの正極側に接続されるものであるから，本願発明１の「前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線」に相当する。
　さらに，引用発明の「第１のコイル」及び「第２のコイル」は，同一形状のコイルであり，また，軸方向の一端側から他端側に亘って巻ピッチ及び巻径が一様であって環状のコアに巻かれるものであり，巻き数比は１：１と認められ，さらに，互いに逆方向に磁気結合するように巻かれているものである。
　そして，引用発明の「リアクトル」は，第１コイル及び第２コイルからなるものであるから，本願発明１の「前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトル」に相当する。
（カ）引用発明の「コンデンサ」は，メインバッテリとコンバータとの間でメインバッテリに並列接続されるものであって，また，コンバータの入力側に設けられるコンデンサは通常リプル電流の制御のために設けられものと認められることから，本願発明１の「正極側が前記正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、負極側が負極側の入力端子と前記負極の出力端子に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサ」に相当する。
イ　したがって，本願発明１と引用発明との間には，以下の一致点と相違点とがある。
〈一致点〉
「１００Ｖ以上の高電圧バッテリからなる電源から入力される電圧を所望の直流電圧に変換する車載用の電力変換装置であって，
　正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第１の半導体スイッチング素子と負側の第２の半導体スイッチング素子と，
　前記第１および第２の半導体スイッチング素子より前記出力端子側で，前記正極と負極の出力端子間で直列接続される正極側の第３の半導体スイッチング素子と負極側の第４の半導体スイッチング素子と，
　前記各半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部と，
　前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と正極側の入力端子の間に接続された第１の巻線と，前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子との接続点と前記正極側の入力端子の間に接続された第２の巻線が，共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと，
　正極側が前記正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され，負極側が負極側の入力端子と前記負極の出力端子に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと，
　を備える，
　車載用の電力変換装置。」
〈相違点１〉
　本願発明１では「前記磁気結合リアクトルの前記各巻線の電流値を検出する電流検出部」を備え，さらに，「前記制御部は、前記電流検出部で検出された電流値が等しくなるように制御を行な」っているのに対して、引用発明ではそのような電流検出部を備えておらず，駆動回路はそのような制御を行っていない点。
〈相違点２〉
　本願発明１では「前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を避けるために０．８以下であ」るのに対して，引用発明では互いに磁気結合される両コイル間の結合係数が，0.4〜0.9である点。
〈相違点３〉
　「前記各半導体スイッチング素子」が，本願発明１では「ワイドバンドギャップ半導体素子」であるのに対して，引用発明ではそのような特定がされていない点。
（２）相違点についての判断
　事案に鑑み，上記相違点２について，先に検討する。
　引用文献２には，互いに磁気結合する２つの昇圧コイルを備える２相マルチフェーズコンバータにおいて，各昇圧コイルに流れる電流のリップル成分を低減するために，結合率を０．４以下とする技術事項が記載されているが，入力用コンデンサは備えておらず，入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を避けるためのものではなく，また，引用文献２の段落【００５１】に記載されるように，結合率を０．４より大きくすると，各昇圧コイルに流れる電流のリップル成分が大きくなるものであって，結合率を０．８以下とする理由が存在しない。
　さらに，引用文献３は，ＤＣ−ＤＣコンバータのリアクトルの巻数比に関するものであって，また，引用文献４及び引用文献５は，２相のチョッパ回路のインダクタの電流を検出して，インダクタの電流がバランスするように制御を行うものであって，いずれの文献にも結合率を０．８以下とすることは記載されていない。
　また，結合率を０．８以下とすることが周知の技術であるとも認められない。
　そして，本願発明１は，本願の段落【００５１】及び図１１に記載されるように，結合率が０．８を超えたあたりでリプル電流幅が飛躍的に増大することを鑑みて，結合率を０．８以下とすることで，磁気結合リアクトル前段に備えたコンデンサに流れる電流リプルを抑制することができ，コンデンサのサイズを小型化することができるという効果を奏するものである。
　したがって，他の相違点について判断するまでもなく，本願発明１が引用発明及び引用文献２なしい引用文献５に記載の技術事項に基づき当業者が容易に発明をすることができたものであるとはいえない。
　　　　
２　本願発明２ないし４について
　本願発明２ないし４は，本願発明１を更に限定したものであるので，同様に，当業者であっても引用発明１なしい引用文献５に記載の技術事項に基づいて容易に発明をすることができたものであるとはいえない。
　　
第６　原査定について
＜特許法２９条２項について＞
　審判請求時の補正により，本願発明１ないし４は上記第３に示したとおりのものとなっており，当業者であっても，拒絶査定において引用された引用文献１ないし５（上記第４の引用文献１ないし５）に基づいて，容易に発明できたものとはいえない。したがって，原査定の理由を維持することはできない。
第７　むすび
　以上のとおり，原査定の理由によっては，本願を拒絶することはできない。
　また，他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって，結論のとおり審決する。