(57)【要約】  実施形態に係る電力変換装置の制御部は、第１のスイッチング素子のオン・オフによって、直流電源から供給される電力をインダクタからダイオードを介してコンデンサに蓄積するチョッパ部に直流電源の電圧よりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成させ、インバータ部に直流電源の電圧よりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成させ、インバータ部から交流電圧を出力させる。制御部は、ダイオードに逆並列に接続された第２のスイッチング素子と第１のスイッチング素子とを交互にオンさせる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子、インダクタ、ダイオードおよびコンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子のオン・オフによって、直流電源から供給される電力を前記インダクタから前記ダイオードを介して前記コンデンサに蓄積するチョッパ部と、
前記チョッパ部の出力に接続されるインバータ部と、
前記ダイオードに逆並列に接続される第２のスイッチング素子と、
前記チョッパ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成し、前記インバータ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成して、前記インバータ部から交流電圧を出力させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記チョッパ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成する期間に、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオンにすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記インバータ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、前記第２のスイッチング素子をオンにすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記インバータ部から交流電圧の出力を停止させる場合に、前記第２のスイッチング素子をオンにすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記インバータ部から出力する交流電流を検出する電流検出部を備え、
前記制御部は、
前記インバータ部から出力する交流電流が所定値以上の場合に、前記インバータ部から交流電圧の出力を停止させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第２のスイッチング素子は、ＦＥＴであることを特徴とする請求項２〜４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、供給される直流電圧よりも高い交流電圧を生成して出力する装置として、チョッパ部とインバータ部とを組み合わせた電力変換装置が知られている。【０００３】
例えば、特許文献１に記載の電力変換装置では、チョッパ部によって昇圧された直流電圧をインバータ部によってＰＷＭ制御して交流電圧に変換し、交流電動機へ出力するように制御部によって制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４１４２８７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来の電力変換装置では、チョッパ部によって昇圧された直流電圧をインバータ部によってＰＷＭ制御して交流電圧に変換することから、電力変換効率の点で課題がある。【０００６】
実施形態の一態様は、電力変換効率を向上させつつ、直流電圧から交流電圧への電力変換を精度よく行うことができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態の一態様に係る電力変換装置は、第１のスイッチング素子、インダクタ、ダイオードおよびコンデンサを有するチョッパ部と、インバータ部と、第２のスイッチング素子と、制御部とを備える。チョッパ部は、前記第１のスイッチング素子のオン・オフによって、直流電源から供給される電力を前記インダクタから前記ダイオードを介して前記コンデンサに蓄積する。インバータ部は、前記チョッパ部の出力に接続される。第２のスイッチング素子は、前記ダイオードに逆並列に接続される。制御部は、前記チョッパ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成し、前記インバータ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成して、前記インバータ部から交流電圧を出力させる。そして、前記制御部は、前記チョッパ部を制御して前記直流電源の電圧よりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成する期間に、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオンにする。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、実施形態に係るチョッパ電圧の波形を示す図である。
【図３】図３は、実施形態に係る出力電圧の波形を示す図である。
【図４】図４は、実施形態に係る電力変換装置が行う通常時運転の動作を示す図である。
【図５】図５は、実施形態に係る電力変換装置が行う非常時運転の動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１０】
図１は、実施形態に係る電力変換装置１の構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１は、チョッパ部２と、インバータ部３と、制御部５とを備える。
【００１１】
制御部５は、チョッパ部２を制御して直流電源の電圧（以下、「電源電圧Ｖｉｎ」と記載する）を昇圧させ、電源電圧Ｖｉｎより絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成させる。また、制御部５は、インバータ部３を制御して、チョッパ部２を介して入力される電源電圧Ｖｉｎより絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成させる。制御部５は、かかる制御により、電源電圧Ｖｉｎを交流の出力電圧Ｖｏｕｔへ変換してインバータ部３から出力させる。
【００１２】
かかる制御部５では、インバータ部３が電源電圧Ｖｉｎより絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成している期間に、チョッパ部２からインバータ部３へ電源電圧Ｖｉｎをそのまま入力する。そのため、チョッパ部２で昇圧した直流電圧をインバータ部３で交流電圧へ変換する場合に比べ、インバータ部３におけるスイッチングロスが低減される。さらには、チョッパ制御中はインバータ部３のスイッチング制御が行われないために、インバータ部３のスイッチングロスも低減する。
【００１３】
また、インバータ部３が電源電圧Ｖｉｎより絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成している期間では、チョッパ部２のスイッチング制御が行われない。このため、チョッパ部２で常時スイッチングを行って一定の直流電圧をインバータ部３へ出力させ、インバータ部３のスイッチングによって交流電圧波形の全体を生成する場合に比べて、チョッパ部２のスイッチング回数を低減可能である。したがって、チョッパ部２のスイッチングロスも低減する。
【００１４】
ところで、電力変換装置１では、チョッパ部２によって電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電流波形を生成する期間に、低負荷状態や無負荷状態となる場合がある。かかる場合に、例えば、チョッパ部２によって単純に電源電圧Ｖｉｎを昇圧して交流電圧波形を生成させると、昇圧した電力が負荷によって消費されず、交流電圧波形の生成精度が低下することがある。
【００１５】
そこで、電力変換装置１では、低負荷状態や無負荷状態になった場合であっても、交流波形の生成精度が低下することを抑制する構成とした。以下、電力変換装置１について具体的に説明する。
【００１６】
図１に示すように、チョッパ部２は、直流電源に対して直列に接続されるインダクタＬ１およびスイッチング素子ＳＷａ（第１のスイッチング素子の一例に相当）を備える。なお、スイッチング素子ＳＷａには、保護ダイオードＤ１が逆並列に接続される。
【００１７】
また、チョッパ部２は、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷａの一端との間にアノードが接続されるダイオードＤ２と、ダイオードＤ２に逆並列に接続されるスイッチング素子ＳＷｂ（第２のスイッチング素子の一例に相当）と、ダイオードＤ２のカソードとスイッチング素子ＳＷａの他端との間に接続されるコンデンサＣ１とを備える。
【００１８】
なお、チョッパ部２の構成は、図１に示す構成に限定されるものではなく、アノードがインダクタＬ１側に接続され、カソードがコンデンサＣ１側に接続されるダイオードＤ２と、ダイオードＤ２に逆並列に接続されるスイッチング素子ＳＷｂを備える構成であれば他は任意の構成であってもよい。
【００１９】
チョッパ部２の出力には、インバータ部３が接続される。インバータ部３は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４と、各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４に、それぞれ一つずつ逆並列に接続される４つの帰還ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備える。
【００２０】
かかるインバータ部３は、出力にフィルタ部４が接続され、チョッパ部２から出力される電圧（以下、「チョッパ電圧Ｖｂｓｔ」と記載する）を交流の出力電圧Ｖｏｕｔへ変換して、フィルタ部４の出力側に接続される負荷（図示せず）へ出力する。なお、フィルタ部４は、２つのインダクタＬ２、Ｌ３とコンデンサＣ３とを備え、インバータ部３から出力されるパルス電圧を平滑化して交流の出力電圧Ｖｏｕｔとしている。
【００２１】
チョッパ部２およびインバータ部３を制御する制御部５は、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷａをオン・オフさせることによって、直流電源から供給される電力をインダクタＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１に蓄積させる。かかるスイッチングによってチョッパ電圧Ｖｂｓｔは、電源電圧Ｖｉｎよりも高くなる。なお、チョッパ部２へ直流電源から供給される電圧は、コンデンサＣ２によって平滑化される。
【００２２】
制御部５は、チョッパ部２を制御して電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成する期間に、スイッチング素子ＳＷａおよびスイッチング素子ＳＷｂを交互にオンにする。これにより、電力変換装置１では、電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成する期間に低負荷状態や無負荷状態になっても、チョッパ電圧Ｖｂｓｔが不必要に高くなったコンデンサＣ１の電荷をスイッチング素子ＳＷｂおよびインダクタＬ１を介して直流電源側へ逃がすことができる。
【００２３】
したがって、電力変換装置１によれば、電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電圧波形を生成する期間に低負荷状態や無負荷状態になっても、交流電圧波形の生成精度が低下することを抑制することができる。
【００２４】
また、制御部５は、インバータ部３を制御して電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間にも、スイッチング素子ＳＷｂをオンにする制御を行う。これにより、電力変換装置１は、電力変換効率をさらに向上させることができる。
【００２５】
具体的には、制御部５は、インバータ部３によって電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、チョッパ部２に対するスイッチング制御を停止して、チョッパ電圧Ｖｂｓｔを電源電圧Ｖｉｎに維持する。このとき、スイッチング素子ＳＷｂがオフの場合、電源電圧Ｖｉｎは、ダイオードＤ２を介してインバータ部３へ出力されるため、ダイオードＤ２において電力損失が生じる。
【００２６】
そこで、制御部５は、インバータ部３によって電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、ダイオードＤ２よりも電力損失の少ないスイッチング素子ＳＷｂをオンにし、スイッチング素子ＳＷｂを介して電源電圧Ｖｉｎをインバータ部３へ出力させる。これにより、電力変換装置１では、ダイオードＤ２を介して電源電圧Ｖｉｎをインバータ部３へ出力する場合に比べて電力変換効率をさらに向上させることができる。
【００２７】
ここで、図２〜図４を参照し、かかる電力変換装置１の動作の一例について、さらに詳細に説明する。図２は、実施形態に係るチョッパ電圧Ｖｂｓｔの波形を示す図であり、図３は、実施形態に係る出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す図である。また、図４は、実施形態に係る電力変換装置１が行う通常時運転の動作を示す図である。
【００２８】
ここで、図２〜図４に示すチョッパ部スイッチング期間は、チョッパ部２における２つのスイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂを交互にオンさせることで、チョッパ部２によって電源電圧Ｖｉｎよりも高い部分の交流電圧波形を生成させる期間である。
【００２９】
一方、図２〜図４に示すインバータ部スイッチング期間は、チョッパ部２におけるスイッチング素子ＳＷａをオフ、スイッチング素子ＳＷｂをオンの状態に維持させ、インバータ部３を制御して電源電圧Ｖｉｎよりも低い部分の交流電圧波形を生成させる期間である。
【００３０】
また、図４に示す正弦波は、制御部５へ外部から入力される出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊である。また、図４に示す駆動信号Ｓｂ、Ｓａ、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、制御部５から各スイッチング素子ＳＷｂ、ＳＷａ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４へそれぞれ出力される信号である。
【００３１】
図４に示すように、チョッパ部２では、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも高い期間（以下、「チョッパ部スイッチング期間」と記載する）に、スイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂが交互にオンする。このとき、制御部５は、デューティー比が（Ｖｏｕｔ＊−Ｖｉｎ）/Ｖｏｕｔ＊となる駆動信号Ｓａをスイッチング素子ＳＷａへ出力する。
【００３２】
また、制御部５は、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊の値が電源電圧Ｖｉｎよりも高いチョッパ部スイッチング期間に、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４をオンの状態に維持させ、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３をオフの状態に維持させる。また、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊の正負反転値が電源電圧Ｖｉｎよりも高いチョッパ部スイッチング期間に、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３をオンの状態に維持させ、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４をオフの状態に維持させる。これにより、図２に示すように、チョッパ電圧Ｖｂｓｔの波形は、チョッパ部スイッチング期間に、電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電圧波形となる。
【００３３】
ここで、チョッパ部スイッチング期間に、負荷が極めて低い低負荷状態や無負荷状態となる場合がある。かかる場合に、実施形態のチョッパ部２におけるスイッチング素子ＳＷｂ（図１参照）が設けられていなければ、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が負荷によって消費されず、余分な電荷がコンデンサＣ１に残留してしまう。
【００３４】
この場合、例えば、図２に一点鎖線で示すように、チョッパ電圧Ｖｂｓｔが実線で示す出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に沿った所望の交流電圧波形よりも高くなる。そして、このように不必要に高いチョッパ電圧Ｖｂｓｔによって生成される交流電圧波形と、インバータ部３によって生成される交流電圧波形とを合成した場合、合成部分に段差が生じて滑らかに合成されず、出力電圧Ｖｏｕｔの精度が低下する。
【００３５】
そこで、電力変換装置１では、チョッパ部２に、スイッチング素子ＳＷｂを設け、チョッパ部スイッチング期間に、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷａをオフさせると同時にスイッチング素子ＳＷｂをオンさせる構成とした。これにより、負荷が低負荷状態や無負荷状態となった場合に、不必要に高いチョッパ電圧ＶｂｓｔとなったコンデンサＣ１の電荷を、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷｂおよびインダクタＬ１を介して直流電源側のコンデンサＣ２へ逃がすことができる。
【００３６】
これにより、電力変換装置１では、チョッパ部スイッチング期間に、図２に実線で示すような所望の交流電圧波形を生成することができる。したがって、電力変換装置１によれば、電力変換効率を向上させつつ、直流電圧から交流電圧への電力変換を精度よく行うことができる。
【００３７】
一方、図４に示すように、チョッパ部スイッチング期間以外の期間であるインバータ部スイッチング期間に、制御部５は、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷａをオフにし、スイッチング素子ＳＷｂをオンにする。
【００３８】
そして、制御部５は、インバータ部スイッチング期間に、インバータ部３の各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４に対して、直流交流変換で一般に用いられるＰＷＭ制御（図４参照）を行うことで電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する。なお、図４に示すインバータ部３のＰＷＭ制御は一例であり、これに限定されるものではない。
【００３９】
そして、電力変換装置１では、図３に示すように、インバータ部３によって生成された電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形と、チョッパ部２によって生成された電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の交流電圧波形とを合成して出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を生成する。
【００４０】
このように、電力変換装置１では、インバータ部スイッチング期間に、チョッパ部２に対するスイッチング制御を停止させた状態でインバータ部３によって電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する。
【００４１】
これにより、実施形態に係る電力変換装置１では、チョッパ部で常時スイッチングを行って一定の直流電圧を出力させながら、インバータ部のスイッチングで交流電圧波形の全体を生成する場合に比べて、チョッパ部２のスイッチング回数を低減することができる。したがって、実施形態に係る電力変換装置１によれば、チョッパ部２におけるスイッチングロスを低減することができる。さらには、チョッパ制御中はインバータ部３のスイッチング制御が行われないために、インバータ部３のスイッチングロスも低減する。
【００４２】
また、電力変換装置１では、インバータ部３によって電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷｂをオンとする。これにより、電力変換装置１では、電源電圧Ｖｉｎよりも低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、ダイオードＤ２経由ではなく、スイッチング素子ＳＷｂ経由でインバータ部３へ電源電圧Ｖｉｎを出力することができる。
【００４３】
このように、電力変換装置１では、電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、ダイオードＤ２よりも電力損失の小さなスイッチング素子ＳＷｂを介してインバータ部３へ電源電圧Ｖｉｎを提供するので、電力変換効率をさらに向上させることができる。
【００４４】
ここで、図１へ戻り、電力変換装置１が備える他の構成要素の説明を続ける。また、以下では、図５を合わせて参照しながら、電力変換装置１が備える他の構成要素に関連して行う電力変換装置１の動作の一例について説明する。図５は、実施形態に係る電力変換装置１が行う非常時運転の動作を示す図である。
【００４５】
図１に示すフィルタ部４の出力側に設けられる電流検出部６は、電力変換装置１から負荷へ供給される交流電流の電流値を検出して過電流検知部７へ出力する。電流検出部６は、たとえば、磁電変換素子であるホール素子を利用した電流センサである。
【００４６】
過電流検知部７は、電流検出部６から入力される電流値と所定の閾値とを比較し、電流検出部６から入力される電流値が閾値を超えた期間に、Ｈｉｇｈレベルの過電流検知信号Ｓｄを制御部５へ出力する処理部である。
【００４７】
なお、過電流検知部７は、電流検出部６から入力される電流値が閾値を超えない期間に、Ｌｏｗレベルの過電流検知信号Ｓｄを制御部５へ出力する。また、電圧検出部８は、チョッパ電圧Ｖｂｓｔの電圧値を検出して制御部５へ出力する回路素子である。
【００４８】
そして、制御部５は、過電流検知部７からＨｉｇｈレベルの過電流検出信号Ｓｄが入力された場合、電力変換装置１による負荷への電力供給を停止させることで、負荷および電力変換装置１の破損を防止する。
【００４９】
例えば、図５に示すように、制御部５は、時刻Ｔで過電流検知部７によって過電流が検知される前の期間には、図４に示す動作と同様に通常時運転を行う。そして、制御部５は、時刻Ｔで過電流検知部７によって過電流が検知された場合、全てのスイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をオフし、電動機への過電流の供給を停止させる。これにより、電動機への過電流の供給を停止されるので、過電流による電動機の破損を防止することができる。また、過電流によるインバータ部３の破損も防止することができる。
【００５０】
このとき、全てのスイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４をオフするため、フィルタ部４のインダクタＬ２、Ｌ３および電動機のインダクタに蓄えられたエネルギーが帰還ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を介してチョッパ部２に入力される。そして、かかるエネルギーがコンデンサＣ１に蓄積され、チョッパ電圧Ｖｂｓｔが異常上昇することがある。かかるチョッパ電圧Ｖｂｓｔの異常上昇は、電力変換装置１の破損の原因となる。
【００５１】
そこで、制御部５は、時刻Ｔ１でチョッパ電圧Ｖｂｓｔが所定の閾値Ｔｈに達した場合、チョッパ部２のスイッチング素子ＳＷｂをオンさせる。これにより、電力変換装置１では、異常上昇したチョッパ電圧Ｖｂｓｔを電源電圧Ｖｉｎまで低下させることができるので、過電流による破損を防止することができる。
【００５２】
また、実施形態に係る電力変換装置１に用いるスイッチング素子ＳＷｂとしてＦＥＴ（Field  Effect  Transistor）などのユニポーラ系デバイスを用いる場合、電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が低い部分の交流電圧波形を生成する期間に、ダイオードＤ２よりも電力損失の小さなスイッチング素子ＳＷｂを介してインバータ部３へ電源電圧Ｖｉｎを提供することが可能となるため、損失低減の効果がより大きい。
【００５３】
このようにして、交流電動機やパワーコンディショナへの適応において重要な、高い電力変換効率と電力変換精度を両立した電力変換装置を提供できる。
【００５４】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１  電力変換装置
２  チョッパ部
３  インバータ部
４  フィルタ部
５  制御部
６  電流検出部
７  過電流検知部
８  電圧検出部
ＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４  スイッチング素子
Ｓｂ、Ｓｂ、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４  駆動信号
Ｓｄ  過電流検知信号
Ｖｉｎ  電源電圧
Ｖｂｓｔ  チョッパ電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
Ｖｏｕｔ＊  出力電圧指令
【図１】
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【図２】
2014068686.tif 000004
【図３】
2014068686.tif 000005
【図４】
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【図５】
2014068686.tif 000007
【国際調査報告】
2014068686.tif 000008
2014068686.tif 000009
2014068686.tif 000010
2014068686.tif 000011
2014068686.tif 000012