【事件の表示】
　特願２０１６−５６９３１４「アンテナ整合回路」拒絶査定不服審判事件〔平成２８年　７月２１日国際公開、ＷＯ２０１６／１１４１８２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、平成２８年１月６日（優先権主張　平成２７年１月１６日）を国際出願日とする出願であって、その手続の経緯は以下のとおりである。
　平成２９年　５月１５日　　　：上申書及び手続補正書の提出
　平成３０年　７月　６日付け　：拒絶理由の通知
　平成３０年　９月１３日　　　：意見書の提出
　平成３１年　２月　４日付け　：拒絶理由の通知
　平成３１年　３月２２日　　　：意見書及び手続補正書の提出
　令和　元年　７月　８日付け　：拒絶査定
　令和　元年　９月１８日　　　：審判請求書及び手続補正書の提出
　令和　２年　５月１４日付け　：当審による拒絶理由の通知
　令和　２年　７月１５日　　　：意見書及び手続補正書の提出
第２　本願発明
　本願の請求項１−４に係る発明は、令和２年７月１５日になされた手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１−４に記載された事項により特定されるものと認められるところ、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、以下のとおりのものである。
「【請求項１】
　給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
　前記インピーダンス変換回路とアンテナポートとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間に設けられ、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナポートとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、
　前記第３インダクタンス素子の一端は、シャント接続の素子を介することなく前記インピーダンス変換回路にのみ接続され、前記第３インダクタンス素子の他端は、前記アンテナポートに接続されていて、
　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子により生じる負の相互インダクタンスにより、前記第３インダクタンス素子のインダクタンスの少なくとも一部が相殺され、
　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する、
アンテナ整合回路。」
第３　当審拒絶理由の概要
　当審において令和２年５月１４日付けで通知した拒絶理由（以下、「当審拒絶理由」という。）の概要は、以下のとおりである。
（進歩性）本件出願の請求項１に係る発明は、本願の優先権主張の日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった下記の引用文献１に記載された発明及び引用文献２に記載された事項に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　引用文献１：国際公開第２０１２／１１４９８３号
　引用文献２：特開２００１−３１３５４２号公報
第４　引用文献の記載事項及び引用発明
１　引用文献１について
　当審拒絶理由で引用した引用文献１（国際公開第２０１２／１１４９８３号。国際公開日、２０１２年（平成２４年）８月３０日。）には、図面とともに、以下の事項が記載されている。（なお、下線は当審において付与した。）
（ア）「［０００１］
　本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。」
（イ）「［０００５］
　ところが、一般に、アンテナ素子のサイズや形状、周辺環境等によってアンテナ素子のインピーダンスは変化するため、特許文献１，２に示されているパッシブ型の整合回路では、通信端末装置の機種毎に整合回路を調整しなければならない。特に、複数の周波数帯域のそれぞれにインピーダンスを最適化するのは容易でない。このように複数の周波数帯域にインピーダンスを合わせ込もうとすると、整合回路を構成する素子の素子数が増えてしまいやすく、整合回路の素子数が増えると、挿入損失が大きくなり、十分な利得が得られないこともある。
［０００６］
　また、特許文献３，４に示されているアクティブ型の整合回路でも、通信端末装置の機種毎に整合回路を調整しなければならない、という同様の課題を有する。さらに、アクティブ型の整合回路では、可変容量素子を制御するための回路、すなわち周波数帯域を切り替えるための切替回路が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きいので十分な利得が得られないことがある。
［０００７］
　本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域でインピーダンスの最適化が容易で、かつ、損失が少なく、簡易な構成のインピーダンス変換回路、およびこのインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置を提供することにある。」
（ウ）「［００１３］
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）は第１の実施形態の
インピーダンス変換回路
［００１４］
　図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、放射素子１１と、この放射素子１１に接続された第１整合回路とを備えている。
放射素子１１はモノポール型アンテナであり、この放射素子１１の給電端に第１整合回路が接続されている。第１整合回路は（厳密に言うと、第１整合回路のうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）放射素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。
［００１５］
　
第１整合回路は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端は放射素子１１にそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は放射素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
［００１６］
　そして、
第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合（トランス結合）している。このことにより等価的な負のインダクタンス成分が生じている。そして、この負のインダクタンス成分によって、放射素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消す
（エ）「［００２９］
　第１整合回路は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
［００３０］
　図３は、前記第１整合回路の等価的な負のインダクタンス成分の作用および第１整合回路の作用を模式的に示す図である。図３において曲線Ｓ０は放射素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。放射素子１１単体ではインダクタンス成分LANTが比較的大きいので、図２に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
［００３１］　図３において曲線Ｓ１は図１（Ｂ）におけるインピーダンス変換回路のＡ点から放射素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、
インピーダンス変換回路の等価的な負のインダクタンス成分によって放射素子のインダクタンス成分LANTが相殺され
［００３２］
　図３において曲線Ｓ２は給電回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置１０１のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置１０１のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。このインピーダンスの微調整は、次に示す整合回路で行う。
［００３３］
　このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って高周波回路と放射素子とのインピーダンス整合がとれる。」
（オ）「［００３６］
　給電回路側整合回路３１は給電回路３０の給電ポートPRFと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとり、
アンテナ側整合回路３２は放射素子１１のポートと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる。
給電回路側整合回路３１およびアンテナ側整合回路３２は本発明に係る「第２整合回路」に相当する。
［００３７］
　図４（Ｂ）は前記第１整合回路２５およびインピーダンス変換比（トランス比）を示すための図である。
　図４（Ｂ）において、
負のインダクタンス（−Ｍ）≒（アンテナ側整合回路３２＋LANT）のインダクタンスとする
［００３８］
　また、Ａ点からグランドまでの特性インピーダンスはＬ２＋Ｍであり、このインピーダンス（Ｌ２＋Ｍ）の実部≒放射素子１１のインピーダンス（Ｒｒ）となるように、アンテナ側整合回路３２がインピーダンス整合をとるようにする。」
（カ）「［００４１］
　図５はインピーダンス変換回路モジュールの具体的な回路の例を示す図である。給電回路側整合回路３１は、給電ポートPRFと給電回路３０側接続ポートＰ１とを結ぶ線路に挿入されたインダクタンス素子Ｌａ１、インダクタンス素子Ｌａ１の給電回路３０側にシャントに接続されたキャパシタンス素子Ｃａ１、および、インダクタンス素子Ｌａ１の第１整合回路２５側にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃａ２を備え、これらの整合回路素子にていわゆるπ型の整合回路を構成している。
［００４２］
　
アンテナ側整合回路３２は、第１整合回路２５側ポートＰ２と入出力ポートPANTとを結ぶ線路に挿入された
（キ）「［００４５］
　周波数変化に対する放射素子１１のインピーダンスの実部の変化はローバンドにおいては小さく、ハイバンドにおいては周波数上昇にともない比較的大きな傾きで変化する。そのため、前記給電回路側整合回路３１でローバンドでの整合をとり、アンテナ側整合回路３２でハイバンドでの整合をとることができる。」
（ク）「［００７４］
　このアンテナ装置１０４は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型の放射素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００〜２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）の放射素子として作用する。ここで、分岐モノポール型の放射素子１１は必ずしもそれぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、第１整合回路が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。第１整合回路２５は、例えば、８００〜９００ＭＨｚ帯で、第１放射部と第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第１放射部および第２放射部から放射させ、または、第１放射部および第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。」
（ケ）「［００８１］
　図１６（Ａ）に示すように、インピーダンス変換回路モジュールにおける給電回路側整合回路３１とアンテナ側整合回路３２の両方をπ型の整合回路で構成してもよい。あるいは、図１６（Ｂ）のように、給電回路側整合回路３１をシャント接続されたキャパシタンス素子のみで構成してもよい。また、給電回路側整合回路３１のみ、または
アンテナ側整合回路３２のみを有したものであってもよい。
（コ）図１（Ａ）
（サ）図４（Ａ），（Ｂ）
（シ）図１６（Ａ）
（ａ）上記摘記事項（ウ）、（オ）、及び、（カ）において、それぞれ、放射素子１１の「給電端」、放射素子１１の「ポート」、「入出力ポートPANT」との異なる用語が使われているが、いずれの用語も同じものを意図していることは明らかである。
（ｂ）上記摘記事項（ウ）、上記摘記事項（オ）の段落［００３６］（「　給電回路側整合回路３１は給電回路３０の給電ポートPRFと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとり、
アンテナ側整合回路３２は放射素子１１のポートと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる。
給電回路側整合回路３１およびアンテナ側整合回路３２は本発明に係る「第２整合回路」に相当する。
アンテナ側整合回路３２のみを有したものであってもよい。
第１整合回路２５は給電回路３０に接続される
第１整合回路２５が備える第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、該第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端は前記アンテナ側整合回路３２を介して前記放射素子１１であるモノポール型アンテナにそれぞれ接続される
（ｃ）上記（ｂ）に加えて、上記摘記事項（カ）の段落［００４２］（「　
アンテナ側整合回路３２は、第１整合回路２５側ポートＰ２と入出力ポートPANTとを結ぶ線路に挿入され
アンテナ側整合回路３２は、前記第１整合回路２５と放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTとの間に接続される
（ｄ）上記摘記事項（ウ）の段落［００１６］（「第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合（トランス結合）している。このことにより等価的な負のインダクタンス成分が生じている。そして、この負のインダクタンス成分によって、放射素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消す」）、上記摘記事項（エ）の段落［００３１］（「インピーダンス変換回路の等価的な負のインダクタンス成分によって放射素子のインダクタンス成分LANTが相殺され」）、及び、上記摘記事項（オ）の段落［００３７］（「負のインダクタンス（−Ｍ）≒（アンテナ側整合回路３２＋LANT）のインダクタンスとする」）の記載から、
アンテナ側整合回路３２が存在する場合、該負のインダクタンス成分と該アンテナ側整合回路３２のインダクタンス成分とが部分的に相殺されることは明らかであるから
　上記（ア）から（シ）の記載事項、及び、上記（ａ）から（ｄ）で言及した事項より、引用文献１には以下の発明が記載されている。（以下、「引用発明」という。）
「給電回路３０に接続される第１整合回路２５と、
　前記第１整合回路２５と放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTとの間に接続され、前記放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTと前記第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとるアンテナ側整合回路３２とを備え、
　前記第１整合回路２５は、トランス結合している第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を備え、前記第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端は前記アンテナ側整合回路３２を介して前記放射素子１１であるモノポール型アンテナにそれぞれ接続され、前記第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は前記第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子Ｌ２の第２端はグランドにそれぞれ接続されていて、
　前記第１インダクタンス素子Ｌ１と前記第２インダクタンス素子Ｌ２がトランス結合していることにより生じる等価的な負のインダクタンス成分は、前記アンテナ側整合回路３２のインダクタンス成分と部分的に相殺される、
インピーダンス変換回路。」
２　引用文献２について
　当審拒絶理由で引用した引用文献２（特開２００１−３１３５４２号公報。公開日、平成１３年１１月９日。）には、以下の事項が記載されている。（なお、下線部は当審にて付与した。）
（ス）「【００１２】実施の形態１．図１は、実施の形態１の分波器の構成を示す回路図である。この分波器は、我が国で用いられるＣＤＭＡ−Ｏｎｅ用の携帯電話機に組込むのに好適なものであり、送信帯域として８８７〜９２５ＭＨｚ（帯域幅３８ＭＨｚ）および受信帯域として８３２〜８７０ＭＨｚ（帯域幅３８ＭＨｚ）を想定している。
【００１３】図１に示す分波器は、送信側端子Ｔｔからの信号を
アンテナ端子Ｔａ
アンテナ端子Ｔ０と共通接続点Ｎａ
の間に設けられたアンテナ端整合回路３００
（セ）「【００１８】分波線路回路１３０は、互いに直列接続された第１の分波線路１３２及び第２の分波線路１３４と、これらの接続点１３６と
接地点Ｅ
（ソ）「【００２２】
整合回路
３００は、
インピーダンスの整合のために設けられる
信号端
Ｔａに設けられている。
【００２３】図示の例では、各
整合回路として、集中定数ローパスフィルタ（ＬＰＦ）が用いられている。具体的には、図示のようなローパス型のＬマッチ回路が用いられている。
アンテナ端整合回路Ｍａとしては、インダクタＬａとキャパシタＣａを図示のように接続したものが用いられる。
（タ）「【００４１】なお、上記の例では、整合回路１２０、２２０、３００の設計に当たり、図１に示すＮａ，Ｎｂ端子から見たインピーダンスＺａと、接続点Ｎｃ、Ｎｄから見たインピーダンスＺｔと、接続点Ｎｅ、Ｎｆから見たインピーダンスＺｒが、５０Ωより小さいので、ローパス型のＬマッチ回路を用いているが、これとは逆に、接続点Ｎａ、Ｎｂ、Ｎｃ、Ｎｄ、Ｎｅ、Ｎｆの各々の端子からみたインピーダンスＺａ、Ｚｔ、Ｚｒが５０Ω（特性インピーダンス）より大きい場合には、逆Ｌ型のマッチ回路をインピーダンス整合回路として用いても良い。」
（チ）図１
（ｅ）上記摘記事項（ス）の「アンテナ端子Ｔａ」、「アンテナ端子Ｔ０」、上記摘記事項（ソ）の「信号端Ｔａ」は、いずれの用語も同じものを意図していることは明らかである。
（ｆ）上記摘記事項（ス）の「アンテナ端整合回路３００」、上記摘記事項（ソ）の「整合回路３００」、「アンテナ端整合回路Ｍａ」、上記摘記事項（タ）の「整合回路３００」は、いずれの用語も同じものを意図していることは明らかである。
（ｇ）上記摘記事項（セ）及び（ソ）の記載と図１から、「アンテナ端整合回路３００」の構成並びに接続関係について、「送信側の一端子である共通接続点（Ｎａ）と前記アンテナ端子（Ｔａ）との間に直列接続されたインダクタ（Ｌａ）と、前記アンテナ端子（Ｔａ）と接地点（Ｅ）との間に並列接続されたキャパシタ（Ｃａ）とからなり、前記インダクタ（Ｌａ）の一端は、前記キャパシタ（Ｃａ）を介することなく前記共通接続点（Ｎａ）にのみ接続され、前記インダクタ（Ｌａ）の他端は、前記アンテナ端子（Ｔａ）に接続されている」といえる。
　上記（ス）から（チ）の摘記事項、及び、上記（ｅ）から（ｇ）で言及した事項より、引用文献２には以下の技術事項が記載されている。
「インピーダンス整合のために、アンテナ端子（Ｔａ）にアンテナ端整合回路３００を設けることであって、前記アンテナ端整合回路３００は、送信側の一端子である共通接続点（Ｎａ）と前記アンテナ端子（Ｔａ）との間に直列接続されたインダクタ（Ｌａ）と、前記アンテナ端子（Ｔａ）と接地点（Ｅ）との間に並列接続されたキャパシタ（Ｃａ）とからなり、前記インダクタ（Ｌａ）の一端は、前記キャパシタ（Ｃａ）を介することなく前記共通接続点（Ｎａ）にのみ接続され、前記インダクタ（Ｌａ）の他端は、前記アンテナ端子（Ｔａ）に接続されている、ローパス型のＬマッチ回路である」という技術事項。
第５　対比・判断
１　対比
　本願発明と引用発明とを対比する。
（１−１）　
　引用発明の「給電回路３０」、「放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANT」は、本願発明でいう『給電回路』、『アンテナポート』に相当する。
（１−２）　
　引用発明が備える「第１整合回路２５」は、「給電回路３０に接続され」、そして、その構成としては、「トランス結合している第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を備え、前記第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端は前記アンテナ側整合回路３２を介して前記放射素子１１であるモノポール型アンテナにそれぞれ接続され、前記第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は前記第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子Ｌ２の第２端はグランドにそれぞれ接続されてい」るものである。
　ここで、前記「トランス結合」は、本願発明でいう『磁界結合』に対応するものであり、また、前記「第１インダクタンス素子Ｌ１」、「第２インダクタンス素子Ｌ２」は、それぞれ、本願発明でいう『第１インダクタンス素子』、『第２インダクタンス素子』に相当する。
　さらに、引用発明の第１整合回路２５を構成している第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との接続関係についても、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」で認定したとおり、本願発明における『第１インダクタンス素子』と『第２インダクタンス素子』との接続関係と同様である。
　してみると、引用発明が備える「第１整合回路２５」は、本願発明でいう『インピーダンス変換回路』に相当する。
（１−３）
　本願発明の『インピーダンス変換比調整回路』は、明細書の発明の詳細な説明の段落【００２６】に記載されているように、「アンテナ整合回路１０のインピーダンス変換比を、インピーダンス変換回路２によるインピーダンス変換比から所定の変換比へ補正する。以降に示すように、インピーダンス変換比調整回路３は１ＧＨｚ以上の周波数でのインピーダンス変換比を抑制する（インピーダンス変換されすぎないようにする）。」ものである。
　一方、引用発明が備える「アンテナ側整合回路３２」は、「第１整合回路２５と放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTとの間に接続され」、「前記放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTと前記第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる」ものである。
　してみると、本願発明の『インピーダンス変換比調整回路』と引用発明が備える「アンテナ側整合回路３２」は、ともに、「インピーダンス変換回路とアンテナポートとの間に接続されるインピーダンス変換回路とアンテナポートとの間のインピーダンスを調整するインピーダンス調整回路」という点で共通している。
（１−４）
　本願発明の『前記第３インダクタンス素子』は『インピーダンス変換比調整回路』の構成要素であって、『前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子により生じる負の相互インダクタンスにより、前記第３インダクタンス素子のインダクタンスの少なくとも一部が相殺され』るものである。
　一方、引用発明の「前記第１インダクタンス素子Ｌ１と前記第２インダクタンス素子Ｌ２がトランス結合していることにより生じる等価的な負のインダクタンス成分は、前記アンテナ側整合回路３２のインダクタンス成分と部分的に相殺される」ものである。
　してみると、上記（１−３）で言及した共通点も加味すれば、本願発明と引用発明とは、ともに、「前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子により生じる負の相互インダクタンスにより、インピーダンス調整回路のインダクタンス成分の少なくとも一部が相殺され」る点で共通している。
（１−５）
　引用発明の「インピーダンス変換回路」は、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」の摘記事項（ア）で記載のように、アンテナ装置等に適用し、広い周波数帯域で整合する回路であって、いわゆる、アンテナ整合回路と称することができるものであるから、本願発明でいう『アンテナ整合回路』に対応する。
２．一致点及び相違点
　上記（１−１）から（１−５）で対比したように、本願発明と引用発明とは、
「給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
　前記インピーダンス変換回路とアンテナポートとの間に接続され、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間のインピーダンスを調整するインピーダンス調整回路とを備え、
　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子により生じる負の相互インダクタンスにより、インピーダンス調整回路のインダクタンス成分の少なくとも一部が相殺される、
アンテナ整合回路。」
で一致し、以下の点で相違している。
［相違点１］
　本願発明においては、『インピーダンス変換回路』と『アンテナポート』との間に接続されている『インピーダンス変換比調整回路』について、『前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間に設けられ、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナポートとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、前記第３インダクタンス素子の一端は、シャント接続の素子を介することなく前記インピーダンス変換回路にのみ接続され、前記第３インダクタンス素子の他端は、前記アンテナポートに接続されていて、』『前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する』という事項が特定されているのに対し、引用発明における「アンテナ側整合回路３２」については、かかる事項が特定されていない点。
［相違点２］
　前記［相違点１］で言及した事項と関連し、本願発明においては、『インピーダンス変換回路』にかかる『前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子により生じる負の相互インダクタンス』により、『インピーダンス変換比調整回路』に含まれる『前記第３インダクタンス素子のインダクタンスの少なくとも一部が相殺され』るという事項が特定されているのに対し、引用発明においては、「第１整合回路２５」にかかる「前記第１インダクタンス素子Ｌ１と前記第２インダクタンス素子Ｌ２がトランス結合していることにより生じる等価的な負のインダクタンス成分は、前記アンテナ側整合回路３２のインダクタンス成分と部分的に相殺される」ことが特定されるだけであって、該インダクタンス成分の相殺に寄与するインダクタンス成分について、該「アンテナ側整合回路３２」が具体的にどのような構成をとることで生じるのか明らかでない点。
３．判断
　
［相違点１］、［相違点２］について
　事案に鑑み、［相違点１］及び［相違点２］をあわせて検討する。
　引用発明の「アンテナ側整合回路３２」は、「放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる」機能を担うものである。
　そして、引用文献１には、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」の摘記事項（イ）で記載のように、広い周波数帯域でインピーダンスの最適化が容易でありつつも、損失が少なく、簡易な構成を提供しようとするものであって、整合回路の素子数が増えると、挿入損失が大きくなる（逆に、素子数が減ると、挿入損失は小さくなる）ことが示されており、素子数の少ない（、損失の少ない）整合回路が望ましいことが示唆されている。
　さらに、引用文献１では、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」の摘記事項（ケ）の「アンテナ側整合回路３２・・をπ型の整合回路で構成してもよい。・・アンテナ側整合回路３２のみを有したものであってもよい。第２整合回路はＴ型整合回路やＬＣ並列型整合回路、ＬＣ直列型整合回路など、各種整合回路を利用できる。」との記載事項をふまえると、「アンテナ側整合回路３２」として、種々の整合回路を利用しようとすることが示唆されている。
　また、引用文献１には、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」の摘記事項（ク）で記載のように、「第１整合回路２５」が、ローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）のインピーダンスマッチングを行うことや、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「１　引用文献１について」の摘記事項（キ）で記載のように、周波数変化に対する放射素子１１のインピーダンスの特性に対し、「アンテナ側整合回路３２」によって、ハイバンドでの整合をとることが示されている。
　一方、引用文献２の図９から図１４で示されるように、当該技術分野において種々の整合回路が知られているところ、引用文献２では、上記「第４　引用文献の記載事項及び引用発明」「２　引用文献２について」で言及したとおり、「インピーダンス整合のために、アンテナ端子（Ｔａ）にアンテナ端整合回路３００を設けること」、及び、前記「アンテナ端整合回路３００」の構成並びに接続関係について、「アンテナ端整合回路３００は、送信側の一端子である共通接続点（Ｎａ）と前記アンテナ端子Ｔａとの間に直列接続されたインダクタ（Ｌａ）と、前記アンテナ端子（Ｔａ）と接地点（Ｅ）との間に並列接続されたキャパシタ（Ｃａ）とからなり、前記インダクタ（Ｌａ）の一端は、前記キャパシタ（Ｃａ）を介することなく前記共通接続点（Ｎａ）にのみ接続され、前記インダクタ（Ｌａ）の他端は、前記アンテナ端子（Ｔａ）に接続されている、ローパス型のＬマッチ回路である」との事項が開示されており、その素子数は、少なくとも、引用文献１の図１６（Ａ）、引用文献２の図１１で示される、π型の整合回路よりも少なく、そして、前記「アンテナ端整合回路３００」の構成並びに接続関係についても、本願発明の『インピーダンス変換比調整回路』と同様のものである。
　以上を考慮すると、引用発明において、ハイバンドでの「放射素子１１であるモノポール型アンテナの入出力ポートPANTと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる」ための「アンテナ側整合回路３２」として、当該技術分野においてよく知られた、引用文献２に開示されるような素子数の少ない「アンテナ端整合回路３００」を適用し、本願発明とすることは、当業者であれば容易になし得るものである。
　また、そうした場合、「第１整合回路２５」にかかる「等価的な負のインダクタンス成分」と「アンテナ側整合回路３００」に含まれる「インダクタ（Ｌａ）」とが部分的に相殺されることは、その回路構成から自明な事項であり、そして、「ローパス型のＬマッチ回路である」「アンテナ側整合回路３００」が周波数帯に応じた異なる周波数特性を有することや、素子数が少ないために、損失が少ないことが期待できることは、当業者に明らかであって、本願発明によりもたらされる効果は、引用文献１，２に開示されている事項により当業者ならば容易に予測することができる程度のものである。
４．まとめ
　以上のとおりであるから、本願発明は、引用発明、及び、引用文献２の記載事項に基づいて、当業者が容易に発明することができたものであって、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 
第６　むすび
　以上のとおり、本願の請求項１に係る発明は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願の他の請求項について検討するまでもなく、本願は拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。