(57)【要約】  高周波電力増幅装置（２０５Ａ）は高周波電力増幅回路用電源装置（１０５Ａ）、ＲＦ信号処理回路（２０）および高周波電力増幅回路（１００）を備えている。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間には電荷供給・回生が可能な双方向コンバータ（ＣＯＮＶａ〜ＣＯＮＶｎ）が設けられている。コンバータ制御回路（９）はＲＦ入力信号のエンベロープを検出し、出力電圧が包絡線入力信号の振幅変化に追従するように双方向コンバータ（ＣＯＮＶａ〜ＣＯＮＶｎ）の共振周波数および振幅を設定するとともに切り替える。遅延時間検知回路（１２）は高周波電力増幅回路用電源装置（１０５Ａ）の遅延時間を把握し、遅延調整回路（２２）で調整を行う。
2013168598.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられ、流れる共振電流の周波数を複数種備え、エネルギーの供給・回生が可能な複数の双方向コンバータと、
前記双方向コンバータの前記出力部に設けられた出力側エネルギー蓄積素子と、
前記高周波電力増幅回路への入力信号を時間軸上で周波数および信号振幅の情報を有する制御情報に変換する時間周波数解析手段と、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記複数の双方向コンバータの共振周波数および振幅を制御するコンバータ制御回路と、を備えた高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項２】
前記出力側エネルギー蓄積素子から回生されるエネルギーを蓄える、前記双方向コンバータの前記入力部に設けられた回生エネルギー蓄積素子を備えた、請求項１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項３】
前記双方向コンバータは電流共振波形の半波が供給・回生されるよう、双方向コンバータの主スイッチ素子に対して直列に逆電流防止素子を備えた、請求項１または２に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項４】
前記双方向コンバータの主スイッチ素子は寄生ダイオードを含まないスイッチ素子であり、前記主スイッチ素子は逆方向の電圧に対する降伏電圧が、ＰＮ接合ダイオードの順電圧より高い、請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項５】
双方向コンバータはインダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスによって電流共振周波数が変化するコンバータであり、前記コンバータ制御回路は、前記インダクタのインダクタンスを制御するものである、請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項６】
前記インダクタは励磁方向および減磁方向に巻回されたコイルで構成され、
前記コンバータ制御回路は、前記コイルの巻数を切り替えるものである、請求項５に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項７】
双方向コンバータはインダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスによって電流共振周波数が変化するコンバータであり、前記コンバータ制御回路は、前記キャパシタのキャパシタンスを制御するものである、請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項８】
前記コンバータ制御回路は、前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧および電流を検出して、前記出力側エネルギー蓄積素子の容量を推測する出力容量推測手段を備えた、請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項９】
前記出力容量推測手段から得た情報を基に、前記複数の双方向コンバータの電流共振周波数を補正する手段を備えた、請求項８に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１０】
前記出力部に直流のバイアス電圧を重畳する直流バイアス電圧重畳手段を備えた、請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１１】
前記直流バイアス電圧重畳手段は双方向コンバータおよびこの双方向コンバータが発生する前記バイアス電圧を時間軸上で変更する制御回路で構成された、請求項１０に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１２】
前記高周波信号の振幅変化に対する前記出力電圧の変化の遅延時間を把握する遅延時間検知回路を備え、前記コンバータ制御回路は前記高周波信号を前記遅延時間分だけ遅延させる遅延調整回路を備えた、請求項１〜１１のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
【請求項１３】
高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備えた高周波電力増幅装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられ、流れる共振電流の周波数を複数種備え、エネルギーの供給・回生が可能な複数の双方向コンバータと、
前記双方向コンバータの前記出力部に設けられた出力側エネルギー蓄積素子と、
前記高周波電力増幅回路への包絡線入力信号を周波数および信号振幅の情報を有する制御情報に変換する時間周波数解析手段と、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記包絡線入力信号の振幅変化に追従するように、前記複数の双方向コンバータの共振周波数および振幅を制御するコンバータ制御回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波電力増幅回路用の電源装置に関し、特に高周波電力増幅回路の電力効率を高めることができる電源装置および、それを備えた高周波電力増幅装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、高周波増幅回路の高効率化を図るために、高周波増幅回路の電源電圧を増幅前の高周波信号の振幅変化（エンベロープ）に追従させる構成が示されている。ここでの高周波信号の振幅変化の周波数は搬送波周波数（例えば携帯電話における１〜２ＧＨｚ）ではなく、搬送波の振幅変化の周波数（最大で１０〜１００ＭＨｚ程度）である。低周波の増幅回路ではＤ級増幅回路（デジタルアンプ）があるが、高周波電力増幅回路用の電源装置においては、扱う周波数帯が高く、高速なスイッチングが要求される。【０００３】
図２２は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。この図２２に示されている高周波電力増幅回路５０は、エンベロープ検出回路５４、供給電圧選択回路５６、電源電圧調整回路５８および高周波増幅回路５２を備えている。エンベロープ検出回路５４は高周波信号（RFIN）のエンベロープを検出し、供給電圧選択回路５６は高周波信号（RFIN）のエンベロープに追従するように電圧源（V1〜V4）を選択する。電源電圧調整回路５８は選択された電圧の波形調整を行って高周波増幅回路５２に電源電圧として供給する。これにより、高周波増幅回路５２は高周波信号（RFIN）を増幅して高周波信号（RFOUT）を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表２００６−５１４４７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１の高周波電力増幅装置においては、複数の電圧源を準備しておき、これを選択して高周波信号のエンベロープに追従させる方式であるため、複数の電圧源の切り替え時の電圧差（波形段差）を修復するための複雑な回路および非常に複雑な制御が必要になる。この波形段差の修復が不完全であると波形歪が大きくなり、通信システムにおける隣接チャンネル漏洩電力比（ACPR）が大きくなり、規定範囲外周波数に悪影響を及ぼすため、許容周波数帯域が厳しい製品には適用できない、という問題が生じる。【０００６】
本発明は上記の回路および制御の複雑化の問題を解決して、比較的簡素な構成で、高周波増幅回路に対する電源電圧を高周波信号のエンベロープに追従できるようにした高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の高周波電力増幅回路用電源装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置において、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられ、流れる共振電流の周波数を複数種備え、エネルギーの供給・回生が可能な複数の双方向コンバータと、
前記双方向コンバータの前記出力部に設けられた出力側エネルギー蓄積素子と、
前記高周波電力増幅回路への入力信号を時間軸上で周波数および信号振幅の情報を有する制御情報に変換する時間周波数解析手段と、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記複数の双方向コンバータの共振周波数および振幅を制御するコンバータ制御回路と、を備えたことを特徴とする。【０００８】
また、本発明の高周波電力増幅装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ供給する電源電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備え、
入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられ、流れる共振電流の周波数を複数種備え、エネルギーの供給・回生が可能な複数の双方向コンバータと、
前記双方向コンバータの前記出力部に設けられた出力側エネルギー蓄積素子と、
前記高周波電力増幅回路への入力信号を時間軸上で周波数および信号振幅の情報を有する制御情報に変換する時間周波数解析手段と、
前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記複数の双方向コンバータの共振周波数および振幅を制御するコンバータ制御回路と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、高周波電力増幅回路に入力される入力信号の振幅に応じて電源電圧が変化するので、高周波電力増幅回路の増幅素子を常に飽和点に近い条件で動作させることができ、増幅素子で発生する損失を大幅に低減することが可能となる。【００１０】
双方向コンバータはエネルギーの供給・回生が可能であるため、双方向コンバータの内部スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時間を非線形制御（パルス幅制御、周波数制御、スリープ時間およびバースト時間の組み合わせ制御など）を行うことにより、ダイナミックレンジが大きくとれ、高速制御が可能となる。このことから、低周波から高周波まで範囲を問わず、高周波入力信号と出力電圧の振幅および位相を精度よく調整することが可能となり、高周波入力信号のエンベロープに追従させることができる。【００１１】
各双方向コンバータは電流共振周波数を持つ共振コンバータであるので、共振電流の半波に相当するエネルギーを供給・回生することになり、高効率でエネルギーの供給および回生が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。
【図２】図２は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。
【図３】図３は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。
【図４】図４（Ａ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。図４（Ｂ）は別の双方向コンバータの構成例を示す図である。
【図５】図５は高周波信号の包絡線の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。
【図６】図６は、複数の供給コンバータの出力と、負荷へ供給される電力との関係を示す図である。
【図７】図７は、エネルギーの供給・回生によって出力電圧を入力信号に追従させた様子を示す図である。
【図８】図８は高周波電力増幅回路用電源装置１０１について、その振幅変化監視回路が入力信号に追従して双方向コンバータを制御するための処理内容を示す図である。
【図９】図９は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は周波数および振幅に基づいたコンバータの振り分け処理の例を示す図である。
【図１１】図１１は共振周波数をインダクタンス値により変更する例を示す図である。
【図１２】図１２は可変インダクタを多層プリント基板コイルで構成した例である。
【図１３】図１３は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１４はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。
【図１５】図１５は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。
【図１６】図１６はフィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要なＯＮ時間の増減処理および共振周波数の増減処理の内容を示す図である。
【図１７】図１７は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。
【図１８】図１８は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａおよび高周波電力増幅装置２０５Ａの構成を示すブロック図である。
【図１９】図１９は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ｂおよび高周波電力増幅装置２０５Ｂの構成を示すブロック図である。
【図２０】図２０（Ａ）は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ａの構成を示すブロック図である。図２０（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ａの出力電圧の波形図である。
【図２１】図２１（Ａ）は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ｂの構成を示すブロック図である。図２１（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ｂの出力電圧の波形図である。
【図２２】図２２は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。
【００１４】
高周波電力増幅回路１００は高周波信号ＲＦｉｎを入力し、電力増幅して高周波電力信号ＲＦｏｕｔを出力する。高周波電力増幅回路用電源装置１０１は入力電源電圧Ｖｉｎを入力し、高周波信号ＲＦｉｎの包絡線の振幅変化（エンベロープの振幅変化）を検出し、それに追従するように出力電圧Ｖｏｕｔを変化させる。高周波電力増幅回路１００は高周波電力増幅回路用電源装置１０１の出力電圧Ｖｏｕｔを電源電圧として動作する。
【００１５】
図２は前記高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。図２（Ａ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０１を作用させた場合の波形、図２（Ｂ）は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧を一定にした場合の波形である。ここでは高周波信号のエンベロープを表す都合上、電源電圧も正負対称に表している。概ね、ＶｏｕｔとＶｅとの差分が損失であるものと言える。本発明によれば、この損失が削減できる。
【００１６】
図３は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれエネルギーの供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。図３において「包絡線入力信号」は高周波信号（１〜２ＧＨｚ）のベースバンド変調信号と同じもので、該高周波信号の包絡線信号に他ならない。包絡線信号（エンベロープ信号（最大１００ＭＨｚ）は、直接ベースバンドで供給されるか、或いは該高周波信号を包絡線検波して得られる。振幅変化監視回路１０は出力電圧が前記振幅変化信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎのエネルギー供給・回生を制御する。コンバータ切替回路１１は複数の双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎのいずれかを選択して共振周波数および振幅の設定を行うとともに選択的に駆動する。振幅変化監視回路１０とコンバータ切替回路１１とで本発明に係る「コンバータ制御回路」を構成している。
【００１７】
図４（Ａ）は前記高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１０１において、コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３はそれぞれ供給コンバータ、コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６はそれぞれ回生コンバータである。これらの複数のコンバータによって全体が双方向コンバータとして作用する。
【００１８】
コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ６の出力部に、出力側エネルギー蓄積素子であり、共振キャパシタンスとして動作するキャパシタンスＣｏを備え、入力部に、回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子であるキャパシタＣｉを備えている。
【００１９】
供給コンバータＣＯＮＶ１は、整流スイッチ素子（ハイサイド素子）Ｑ１１、この整流素子Ｑ１１に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、転流ダイオード（ローサイド素子）Ｄ１２およびインダクタＬ１を備えている。供給コンバータＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３についても同様の構成である。
【００２０】
回生コンバータＣＯＮＶ４は整流ダイオードＤ４１、転流スイッチ素子Ｑ４２、この転流スイッチ素子Ｑ４２に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、およびインダクタＬ４を備えている。回生コンバータＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６についても同様の構成である。スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２は、GaN（窒化ガリウム）やSiC（シリコンカーバイド）等の化合物半導体によるＦＥＴ、またはIGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり、寄生ダイオードを含まないスイッチ素子である。前記化合物半導体によるＦＥＴは、Ｓｉ半導体によるＦＥＴと比較して逆方向の電圧に対する障壁が高い。ここでＦＥＴにおける逆方向とは、ソースからドレインに向かう向きである。Ｓｉ半導体によるＦＥＴは寄生ダイオードとしてＰＮ接合ダイオードを有しており、ソースからドレインに向かう向きの電圧が印加され、ＰＮ接合ダイオードの順電圧より印加電圧が高くなると、ＰＮ接合ダイオードを介して逆方向に電流が流れる。寄生ダイオードを含まないスイッチ素子は、ＰＮ接合ダイオードの順電圧では逆方向に対して電流は流れず、つまり、逆方向の電圧に対する降伏電圧がＰＮ接合ダイオードの順電圧よりも高い。そのため、より高電圧の電源装置を構成できる。
【００２１】
図４（Ａ）には表れていないが、前記スイッチング制御回路は振幅変化監視回路によって制御される。
【００２２】
供給コンバータＣＯＮＶ１の共振周波数は出力キャパシタＣｏのキャパシタンスとインダクタＬ１のインダクタンスとで定まる。また、供給コンバータＣＯＮＶ２の共振周波数は出力キャパシタＣｏのキャパシタンスとインダクタＬ２のインダクタンスとで定まる。同様に、供給コンバータＣＯＮＶ３の共振周波数は出力キャパシタＣｏのキャパシタンスとインダクタＬ３のインダクタンスとで定まる。
【００２３】
供給コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ３はそれぞれ共振の半波分の電力を負荷側へ供給し、回生コンバータＣＯＮＶ４〜ＣＯＮＶ６はそれぞれ共振の半波分のエネルギーを入力側へ回生する。これらのコンバータは共振コンバータであるのでＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）される。
【００２４】
図４（Ａ）に示した例では、供給コンバータと回生コンバータを分離したが、図４（Ｂ）に示すように、整流素子Ｑｃと転流素子Ｑｒの両方をスイッチ素子とする双方向コンバータを構成して供給コンバータと回生コンバータを兼ねてもよい。
【００２５】
図５は前記高周波信号の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。各双方向コンバータのエネルギー供給・回生により、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは包絡線入力信号ＲＦｒｅｆに追従する。この例では、図１に示した高周波電力増幅回路１００に対して最高６５Ｖ、最低１５Ｖの電源電圧が印加される。図５は図２で示したＶｏｕｔと高周波電力信号のエンベロープ（図２中のＶｅ参照）との差分がゼロとなる理想的な状態を示す。
【００２６】
各双方向コンバータのエネルギーの供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、前記エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは包絡線入力信号ＲＦｒｅｆより遅延時間Ｔｄだけ遅れる。この遅延時間Ｔｄは例えば１μｓ以下であることが必要とされる。
【００２７】
図６は、複数の供給コンバータの出力と、負荷へ供給される電力との関係を示す図である。図６（Ａ）に示すように、供給コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３の出力が合成されて図６（Ｂ）に示すようなエンベロープの電力が負荷に供給される。
【００２８】
図７は、エネルギーの供給・回生によって出力電圧を包絡線入力信号に追従させた様子を示す図である。供給コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３および回生コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６について、横軸はこれらのコンバータのＯＮ，ＯＦＦ，ＳＬＥＥＰのタイミングチャートである。供給コンバータにおいて「ＯＮ」は整流素子（ハイサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は整流素子のＯＦＦ期間である。また、回生コンバータにおいて「ＯＮ」は転流素子（ローサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は転流素子のＯＦＦ期間である。
【００２９】
コンバータ切替回路１１（図３参照）は包絡線入力信号に基づいて、各コンバータのスイッチング制御回路に対して、このタイミングチャートのとおりの切替信号を与える。各コンバータで電荷量の供給・回生によって出力エネルギー蓄積素子（出力端子間容量Ｃｏ）の充放電が行われるので、出力電圧は図７に示すように変化する。この出力電圧は入力信号に追従していることがわかる。
【００３０】
図８は高周波電力増幅回路用電源装置１０１について、その振幅変化監視回路が包絡線入力信号に追従して双方向コンバータを制御するための処理内容を示す図である。
【００３１】
まず、包絡線入力信号ＲＦｒｅｆを、周波数解析の手法の一つであるウェーブレット変換等の時間周波数解析により、周波数および信号振幅の情報を求める。そして周波数情報を周波数レジスタＦｒ、振幅情報を振幅レジスタＡｒにそれぞれ入れる。周波数レジスタＦｒと振幅レジスタＡｒの値の組み合わせに基づいて、動作させる単一または複数のコンバータの設定を行う。周波数レジスタＦｒの値が小、中、大の区別に応じて、供給コンバータ用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ１，ＤＣＲ２，ＤＣＲ３、回生コンバータ用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ４，ＤＣＲ５，ＤＣＲ６にそれぞれ値を入れる。
【００３２】
デジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６は上記デューティサイクルレジスタＤＣＲ１〜ＤＣＲ６の値に応じたオンデューティ比の信号を出力する。デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器ＤＴ＆ＣＯＭＰ１〜ＤＴ＆ＣＯＭＰ６はデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６の出力信号に応じて双方向コンバータの整流スイッチ素子および転流スイッチング素子を駆動する。
【００３３】
以上のフィードフォワード制御により、包絡線入力信号ＲＦｒｅｆに応じた出力電圧（電力）が負荷へ供給される。
【００３４】
《第２の実施形態》
図９は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。第１の実施形態で図４に示した高周波電力増幅回路用電源装置と異なり、双方向コンバータは電流共振波形の半波が供給・回生されるよう、双方向コンバータの主スイッチ素子に対して直列に逆電流防止素子を備えている。すなわち、供給コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３の整流スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１に対してダイオードＤ１３，Ｄ２３，Ｄ３３がそれぞれ直列接続されている。また、回生コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６の転流スイッチ素子Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２にダイオードＤ４２，Ｄ５２，Ｄ６２がそれぞれ直列接続されている。
【００３５】
スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２は、Ｓｉ半導体によるＦＥＴであり、寄生ダイオードを含む。
【００３６】
上記逆流防止用のダイオードがない場合、ＦＥＴ（整流スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１および転流スイッチ素子Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２）の寄生ダイオードにより電流共振が全波状に流れるため、不要なエネルギーの循環が発生する。
【００３７】
第２の実施形態によれば、上記ダイオードＤ１３，Ｄ２３，Ｄ３３，Ｄ４２，Ｄ５２，Ｄ６２を備えることにより、コンバータの供給動作時と回生動作時にいずれも半波状に電流が流れるので、不要なエネルギー循環を防止できる。
【００３８】
《第３の実施形態》
図１０は周波数情報および振幅情報に基づいたコンバータの振り分け処理の例を示す図である。この処理は包絡線入力信号ＲＦｒｅｆを時間軸上で周波数と振幅の情報に分解し、周波数レジスタＲｆおよび振幅レジスタＡｒに入れ、周波数の範囲および振幅の範囲に応じてコンバータ毎のデューティサイクルレジスタＤＣＲの値を定める。
【００３９】
この例では、周波数レジスタＦｒの値が１ＭＨｚ＜Ｆｒ＜１０ＭＨｚの範囲、１０ＭＨｚ＜Ｆｒ＜５０ＭＨｚの範囲、５０ＭＨｚ＜Ｆｒ＜１００ＭＨｚの範囲のいずれであるかを判定し、また、振幅レジスタＡｒの値が０＜Ａｒ＜１０の範囲、１０＜Ａｒ＜３０の範囲、３０＜Ａｒ＜５０の範囲のいずれであるかを判定する。この周波数と振幅の組み合わせに応じて、供給コンバータＣＯＮＶ１〜ＣＯＮＶ３および回生コンバータＣＯＮＶ４〜ＣＯＮＶ６の共振周波数とＯＮ時間の設定を行う（振り分ける）。すなわち周波数の範囲に応じてＬＣ調整を行い、振幅範囲に応じてＯＮ調整を行う。このようにして、コンバータ毎のデューティサイクルレジスタＤＣＲ１〜ＤＣＲ６の値を定める。各コンバータはデューティサイクルレジスタＤＣＲ１〜ＤＣＲ６の値に応じたオン時間の信号を出力する。
【００４０】
図１１は共振周波数をインダクタンス値により変更する例を示す図である。演算器（図３に示した例では、コンパレータ切替回路）によってＬ調整レジスタに入力された値（増減すべきインダクタンス値）を読み出し、この値に応じて可変インダクタのインダクタンス値を調整する。具体的には励磁コイルＬｅのタップおよび減磁コイルＬｄのタップを切り替える。キャパシタンスについても切り替える場合には、演算器によってＣ調整レジスタに入力された値（増減すべきキャパシタンス値）を読み出し、この値に応じて可変コンデンサのキャパシタンス値を制御する。可変コンデンサとしては、制御電圧によって容量値が変わるコンデンサを用いる、または複数のコンデンサを組み合わせ、それらのコンデンサの切替により実現する。
【００４１】
前記コイルはコア付きのものをはじめ、空芯コイル、基板に配線されたプリント基板コイルなど種々の形態を採り得る。
【００４２】
図１２は前記可変インダクタを多層プリント基板コイルで構成した例である。多層プリント基板の１層目に励磁コイルＬｅが形成されていて、２層目に減磁コイルＬｄが形成されている。励磁コイルＬｅに接続されているスイッチがオフ状態であると、励磁コイルＬｅのターン数は２ターンであるが、スイッチがオンすると励磁コイルＬｅのターン数は１ターンとなる。同様に、減磁コイルＬｄに接続されているスイッチがオフ状態であると、減磁コイルＬｄのターン数は２ターンであるが、スイッチがオンすると減磁コイルＬｄのターン数は１ターンとなる。このようにしてインダクタンスの増減可能な可変インダクタが構成できる。
【００４３】
この実施形態のように、高周波電力増幅回路用電源装置がコンバータの電流共振周波数の調整機能を有することで、少ない数のコンバータを所定共振周波数のコンバータとして利用できる。そのため、少ない数のコンバータで入力信号波形と出力電圧波形を相似形に保つことができる。
【００４４】
《第４の実施形態》
図１３は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に、それぞれエネルギーの供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎのエネルギー供給・回生を制御する。コンバータ切替回路１１は、負荷が必要とするエネルギー量を、入力信号に基づいて供給または回生する時間を切り替える。すなわち、複数の双方向コンバータのうち、どのコンバータを供給動作させるか又は回生動作させるか、を切り替える。そして、出力エネルギー蓄積素子である出力キャパシタＣｏの容量を推測する出力キャパシタ容量推測手段１３を備えている。この出力キャパシタ容量推測手段１３は、キャパシタＣｏの電圧および電流を入力して、キャパシタＣｏの容量を推測する。出力キャパシタＣｏの容量値Ｃは電圧変化量をΔＶｏｕｔと電荷移動量をΔＱｏｕｔで表すと、Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔにより算出する。この演算実行手段は、演算機能付き集積回路（ＣＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ等）で実現する。
【００４５】
コンバータ切替回路１１は振幅変化監視回路１０が入力した包絡線入力信号と、推測によるキャパシタＣｏの容量とに基づいて、各双方向コンバータの供給または回生する時間を切り替える。このことにより、出力キャパシタＣｏの電荷移動量の制御により出力電圧を制御する。出力キャパシタＣｏはＬＣ共振の一部に用いるので、出力キャパシタの容量値のばらつきが問題となる。しかしこの実施形態のように、出力キャパシタの容量を推測することにより、包絡線入力信号に基づいたフィードフォワード制御に加え、出力キャパシタＣｏの電圧、電流から推測した容量値をフィードバック制御することで、共振周波数の設定精度を高めることができ、入力信号と出力電圧の相似性を高めることができる。
【００４６】
図１４はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。図１４において「フィードフォワード制御ブロック」は図８または図１０に示した構成を簡略化して表したものである。図１４において「フィードバック制御ブロック」では、時刻ｔ０における入力信号の振幅変化ΔRFref(t0)と遅延時間Ｔｄ後の出力電圧Vout(t0+Td)とを基にして、増幅度Vout／RFrefを求め、それに応じて設計上の増幅度とのずれを微調整するための共振周波数および振幅の調整量を求め、フィードフォワード制御ブロックの「共振周波数＆振幅調整と組み合わせ」で求められる値を微調整する。
【００４７】
また、「フィードバック制御ブロック」では、前回タイミングでのVout(a)と今回タイミングでのVout(b)との差分ΔVout(b-a)を算出し、前回タイミングでの出力キャパシタに流れる電流Icout(a)と今回タイミングでのIcout(b)との差分の時間積分値ΔQout(b-a)を算出する。そして、時刻ｂでの出力キャパシタの容量を算出し、設計上の容量とのずれを微調整するための共振周波数および振幅の調整量を求め、フィードフォワード制御ブロックの「共振周波数＆振幅調整と組み合わせ」で用いられる値を微調整する。
【００４８】
「その他の制御ブロック」では、Voutが所定の上限値を超えたとき、またはIcoutが所定の上限値を超えたときにデューティサイクルレジスタＤＣＲｎのオンデューティ比を制限する。これにより過電圧保護または過電流保護を行う。また、外部からの強制ＯＮ／ＯＦＦ信号に応じてデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭｎを強制的にＯＦＦ（オンデューティ０）にする。さらに、ウォッチドッグタイマーがタイムアップすれば、外部へアラーム出力を行う。
【００４９】
デジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭｎ（ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６）は上記デューティサイクルレジスタＤＣＲｎ（ＤＣＲ１〜ＤＣＲ６）の値に応じたオンデューティ比の信号を出力する。デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器ＤＴ＆ＣＯＭＰｎ（ＤＴ＆ＣＯＭＰ１〜ＤＴ＆ＣＯＭＰ６）はデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭ６の出力信号に応じて双方向コンバータの整流スイッチ素子および転流スイッチング素子を駆動する。
【００５０】
図１５は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。出力キャパシタＣｏの電圧と電流をデジタル量で処理する場合、出力電圧の振幅変化の周波数より高い周波数でサンプリングする場合と、低い周波数でサンプリングする場合がある。低い周波数でサンプリングする場合は、サンプリング周波数を低減し、２点間のデータから出力キャパシタＣｏの容量を推測する。
【００５１】
このように、サンプリング周波数が信号周波数より低くても前記ΔＶｏｕｔおよびΔＱｏｕｔを基に、出力キャパシタＣｏの容量を算出できる。そして、サンプリング周波数を信号周波数より低くすることで、出力キャパシタＣｏの容量を算出するのに要する単位時間あたりの演算量を低減できる。
【００５２】
図１６は前記フィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要なＯＮ時間の増減処理および共振周波数の増減処理の内容を示す図である。出力電圧Ｖｏｕｔと包絡線信号の振幅変化ＲＦｒｅｆとを比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが低い場合にはＯＮ時間を所定量増加し、高い場合にはＯＮ時間を所定量減少させる。また、時刻ｂの出力キャパシタＣｏの容量Ｃｏｕｔが設計値より低い場合には共振周波数Ｆｒを所定量だけ減少させ、設計値より高い場合には共振周波数Ｆｒを所定量だけ増す。
【００５３】
《第５の実施形態》
図１７は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。ここで、出力電圧の高周波成分は各双方向コンバータのスイッチング周波数成分であり、この各双方向コンバータのエネルギーの供給・回生により、出力電圧を包絡線入力信号ＲＦｒｅｆに追従させる。
【００５４】
各双方向コンバータのエネルギー供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号（包絡線入力信号ＲＦｒｅｆ）より遅延時間Ｔｄだけ遅れる。
【００５５】
第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置は上記遅延時間Ｔｄ分の補正を行うものである。
【００５６】
図１８は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａおよび高周波電力増幅装置２０５Ａの構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅装置２０５Ａは高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａ、ＲＦ信号処理回路２０および高周波電力増幅回路１００を備えている。
【００５７】
入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれエネルギーの供給・回生が可能なコンバータである。コンバータ制御回路９は包絡線検波＆ひずみ補正回路２１Ａから出力される包絡線信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ・・・ＣＯＮＶｎのエネルギー供給・回生を制御する。遅延時間検知回路１２はコンバータ制御回路９により検波された包絡線信号と出力電圧信号との比較により遅延時間を検知する。
【００５８】
包絡線検波＆ひずみ補正回路２１Ａは高周波電力増幅回路１００の出力信号から分配した信号をＲＦ入力信号に対して帰還してひずみ補正を行う。遅延調整回路２２は遅延時間検知回路１２で検知された遅延時間に相当する信号を入力して、ひずみ補正回路２１Ａの出力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力する。
【００５９】
このように、高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａの遅延時間分だけＲＦ入力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力することにより、高周波電力増幅回路１００が増幅すべき信号に追従した電源電圧が印加されることになる。
【００６０】
図１９は第５の実施形態の変形例に係る高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ｂおよび高周波電力増幅装置２０５Ｂの構成を示すブロック図である。コンバータ制御回路９に対して、外部から包絡線信号が入力されている点が高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａと異なり、その他は同じである。このような構成であっても、高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ｂの遅延時間分だけＲＦ入力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力することができる。上記の外部からの包絡線信号は直交変調回路のＩ，Ｑ２つの変調信号から夫々の信号強度の２乗を加えて平方したものである。すなわち、Ｉ，Ｑのデジタル信号から計算して求めることができ、計算したデジタル信号はＤＡ変換器でアナログ信号として取り出す。
【００６１】
《第６の実施形態》
図２０（Ａ）は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ａの構成を示すブロック図である。図２０（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ａの出力電圧の波形図である。
【００６２】
図２０（Ａ）に示すように、この高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ａは双方向コンバータＣＯＮＶａ〜ＣＯＮＶｎの出力部にバイアス電圧重畳回路を設けている。このバイアス電圧重畳回路は、直流バイアス電圧を発生して、複数の双方向コンバータＣＯＮＶａ〜ＣＯＮＶｎの出力に重畳する回路である。この直流バイアス電圧を発生する回路は単一または複数の双方向コンバータで構成する。或いは入力電圧の入力部前段に備えた電圧安定化回路より供給する。
【００６３】
図２０（Ｂ）に示すように出力電圧は直流バイアス電圧を常に超える値となり、このバイアス電圧を超える範囲で包絡線入力信号に追従した出力電圧となる。この構成により、出力電圧変動範囲が狭くなり、制御範囲が限定されるので制御性が高まる。また、出力電圧変動が抑えられるので、エネルギーの供給回生量の累計が減少し、損失を低減できる。
【００６４】
図２１（Ａ）は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ｂの構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ｂは、図２０（Ａ）に示した高周波電力増幅回路用電源装置のより具体的な例である。図２１（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０６Ｂの出力電圧の波形図である。図２１（Ａ）において、双方向コンバータＣＯＮＶｍは、入力電圧の入力部前段に備えられた双方向コンバータであり、直流バイアス電圧を供給する。
【００６５】
直流バイアス電圧を超えない範囲で、高周波電力増幅回路（出力電圧が供給される負荷）が可変抵抗性となる場合は、入力電圧と時比率によって出力電圧が一義的に決まるよう、直流バイアス電圧を発生する双方向コンバータＣＯＮＶｍの動作モードは、そのチョークコイル電流が連続的に流れる動作モードであることが好ましい。このことにより、フィードフォワードでの制御性が高まる。またこの直流バイアス電圧は必要に応じ変動させることも可能である。このことで、さらに制御性が高まり、且つ出力電圧変動が抑えられ、損失を低減できる。
【００６６】
《他の実施形態》
以上に示した各実施形態では、各コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することで、半波の波長を一定にしたままエネルギーの伝送量を制御するようにしたが、ＰＷＭ制御以外に、スリープとバーストを組み合わせた時間制御で行ってもよい。
【００６７】
また、以上に示した各実施形態では、供給コンバータと回生コンバータを共に用いる例を示したが、供給コンバータのみでも必要十分な相似性が得られる場合には、回生コンバータを省略することも可能である。
【符号の説明】
【００６８】
Ｃｏ…出力キャパシタ
ＣＯＮＶａ，ＣＯＮＶｂ，ＣＯＮＶｎ…双方向コンバータ
ＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３…供給コンバータ
ＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６…回生コンバータ
Ｄ１２，Ｄ２２，Ｄ３２…転流ダイオード
Ｄ４１，Ｄ５１，Ｄ６１…整流ダイオード
ＤＣＲ１〜ＤＣＲ６，ＤＣＲｎ…デューティサイクルレジスタ
ＤＰＷＭ１〜ＤＰＷＭｎ…ＰＷＭ回路
ＤＴ…デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６…インダクタ
Ｌｄ…減磁コイル
Ｌｅ…励磁コイル
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１…整流スイッチ素子
Ｑ４２，Ｑ５２，Ｑ６２…転流スイッチ素子
Ｑｃ…整流素子
Ｑｒ…転流素子
ＲＦｉｎ…高周波信号
ＲＦｏｕｔ…高周波電力信号
ＲＦｒｅｆ…高周波信号の包絡線信号（エンベロープ）
１０…振幅変化監視回路
１１…コンバータ切替回路
１２…遅延時間検知回路
１３…出力キャパシタ容量推測手段
２０…ＲＦ信号処理回路
２１…ひずみ補正回路
２２…遅延調整回路
１０１〜１０５，１０６Ａ，１０６Ｂ…高周波電力増幅回路用電源装置
２０１，２０５…高周波電力増幅装置
【図１】
2013168598.tif 000003
【図２】
2013168598.tif 000004
【図３】
2013168598.tif 000005
【図４】
2013168598.tif 000006
【図５】
2013168598.tif 000007
【図６】
2013168598.tif 000008
【図８】
2013168598.tif 000009
【図９】
2013168598.tif 000010
【図１０】
2013168598.tif 000011
【図１１】
2013168598.tif 000012
【図１３】
2013168598.tif 000013
【図１４】
2013168598.tif 000014
【図１５】
2013168598.tif 000015
【図１６】
2013168598.tif 000016
【図１７】
2013168598.tif 000017
【図１８】
2013168598.tif 000018
【図１９】
2013168598.tif 000019
【図２０】
2013168598.tif 000020
【図２１】
2013168598.tif 000021
【図２２】
2013168598.tif 000022
【図７】
2013168598.tif 000023
【図１２】
2013168598.tif 000024
【手続補正書】
【提出日】平成26年11月6日(2014.11.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３８】
《第３の実施形態》
図１０は周波数情報および振幅情報に基づいたコンバータの振り分け処理の例を示す図である。この処理は包絡線入力信号ＲＦｒｅｆを時間軸上で周波数と振幅の情報に分解し、周波数レジスタＦｒおよび振幅レジスタＡｒに入れ、周波数の範囲および振幅の範囲に応じてコンバータ毎のデューティサイクルレジスタＤＣＲの値を定める。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４０】
図１１は共振周波数をインダクタンス値により変更する例を示す図である。演算器（図３に示した例では、コンバータ切替回路）によってＬ調整レジスタに入力された値（増減すべきインダクタンス値）を読み出し、この値に応じて可変インダクタのインダクタンス値を調整する。具体的には励磁コイルＬｅのタップおよび減磁コイルＬｄのタップを切り替える。キャパシタンスについても切り替える場合には、演算器によってＣ調整レジスタに入力された値（増減すべきキャパシタンス値）を読み出し、この値に応じて可変コンデンサのキャパシタンス値を制御する。可変コンデンサとしては、制御電圧によって容量値が変わるコンデンサを用いる、または複数のコンデンサを組み合わせ、それらのコンデンサの切替により実現する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６０】
図１９は第５の実施形態の変形例に係る高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ｂおよび高周波電力増幅装置２０５Ｂの構成を示すブロック図である。コンバータ制御回路９に対して、外部から包絡線信号が入力されている点が高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ａと異なり、その他は同じである。このような構成であっても、高周波電力増幅回路用電源装置１０５Ｂの遅延時間分だけＲＦ入力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力することができる。上記の外部からの包絡線信号は直交変調回路のＩ，Ｑ２つの変調信号から夫々の信号強度の２乗を加えて平方根を求めたものである。すなわち、Ｉ，Ｑのデジタル信号から計算して求めることができ、計算したデジタル信号はＤＡ変換器でアナログ信号として取り出す。
【国際調査報告】
2013168598.tif 000025
2013168598.tif 000026