(57)【要約】  関連するコヒーレント光受信器においては、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）が低下するため、本発明の光受信器は、第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、正信号を入力して増倍した正信号電圧を出力し、補信号を入力して増倍した補信号電圧を出力する差動型トランスインピーダンスアンプと、正信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第１の利得と、補信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第２の利得をそれぞれ調整する利得調整部、とを有する。
2014068978.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、
第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、
前記正信号を入力して増倍した正信号電圧を出力し、前記補信号を入力して増倍した補信号電圧を出力する差動型トランスインピーダンスアンプと、
前記正信号に対する前記差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第１の利得と、前記補信号に対する前記差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第２の利得をそれぞれ調整する利得調整手段、とを有する
光受信器。
【請求項２】
請求項１に記載した光受信器において、
前記第１の光信号は、光受信信号と、前記光受信信号と略同一波長の第１の局部発振光が干渉して得られる第１の干渉光信号であり、
前記第２の光信号は、前記光受信信号と、前記第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光が干渉して得られる第２の干渉光信号である
光受信器。
【請求項３】
請求項１または２に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、差動アンプを備え、
前記利得調整手段は、前記差動アンプに接続された可変インピーダンス手段を備え、
前記可変インピーダンス手段は、前記第１の利得および前記第２の利得の調整範囲に対応してインピーダンスが可変である
光受信器。
【請求項４】
請求項３に記載した光受信器において、
前記可変インピーダンス手段は、一端が前記差動アンプの接地側に接続され、他端が制御端子に接続されており、前記制御端子に印加される電圧に応じて前記インピーダンスが変化する
光受信器。
【請求項５】
請求項４に記載した光受信器において、
ピーク検出手段をさらに備え、
前記ピーク検出手段は、前記正信号電圧および前記補信号電圧の電圧振幅をそれぞれ検出し、前記電圧振幅を前記利得調整手段に帰還させる
光受信器。
【請求項６】
請求項５に記載した光受信器において、
レベル変換手段をさらに備え、
前記レベル変換手段は、前記電圧振幅のレベルを変換して前記制御端子に印加する
光受信器。
【請求項７】
請求項３から６のいずれか一項に記載した光受信器において、
前記可変インピーダンス手段は、ダイオード素子およびトランジスタ素子のいずれか一方を含む
光受信器。
【請求項８】
請求項２から７のいずれか一項に記載した光受信器と、光９０度ハイブリッド回路を有し、
前記光９０度ハイブリッド回路は、前記光受信信号と前記第１の局部発振光を干渉させて前記第１の干渉光信号を出力し、前記光受信信号と前記第２の局部発振光を干渉させて前記第２の干渉光信号を出力する
光受信装置。
【請求項９】
第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力し、
第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力し、
前記正信号と前記補信号を増倍して正信号電圧と補信号電圧を出力し、
前記正信号電圧に対する第１の利得と、前記補信号電圧に対する第２の利得を、前記正信号電圧の電圧振幅と前記補信号電圧の電圧振幅が略同一となるように、それぞれ調整する
光受信強度補正方法。
【請求項１０】
請求項９に記載した光受信強度補正方法において、
前記第１の利得および前記第２の利得の調整は、前記増倍する機能を有する増倍器のインピーダンスを調整することにより行う
光受信強度補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法に関し、特に、四相位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）方式に対応したコヒーレント検波方式による光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネット等の普及に伴い、光通信システムの大容量化が進められている。例えば、通信局間をつなぐ幹線系においては、１波長当たり４０Ｇｂｉｔ／ｓを超える信号を伝送することが可能な光送信器および光受信器の研究開発が行われている。１波長当たりのビットレートが増大すると、光信号対雑音比（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：ＯＳＮＲ）耐力の低下や、伝送路の波長分散、偏波モード分散、非線形効果などに起因する波形歪みによる信号品質の劣化が大きくなる。このため、近年、ＯＳＮＲ耐力および波形歪み耐力の高いデジタルコヒーレント受信方式が注目されている。デジタルコヒーレント受信方式では、受信信号から光強度情報および位相情報が抽出され、デジタル信号処理技術により復調が行われる。デジタルコヒーレント受信方式によれば、コヒーレント受信方式によってＯＳＮＲ耐力が改善され、デジタル信号処理技術によって波形歪みの補償が実現される。そのため、４０Ｇｂｉｔ／ｓを超える光通信システムにおいても高い信頼性が得られる。【０００３】
このようなデジタルコヒーレント受信方式に用いられるコヒーレント光受信装置の一例が特許文献１に記載されている。図７に、特許文献１に記載された関連するコヒーレント光受信装置の構成を示す。関連するコヒーレント光受信装置５０００は、光受信信号５００１と、光受信信号５００１と略同一波長の局部発振光５００２を局部発振光源から入力する。この局部発振光５００２と光受信信号５００１を干渉させて電気信号に変換（コヒーレント検波）している。コヒーレント検波方式には強い偏波依存性があるため、一台の光受信器では局部発振光と同一の偏波状態の光信号しか受信できない。そこで、光受信信号５００１の入力部に偏波分離部５０１０を備え、偏波分離部５０１０によって光受信信号５００１を二つの直交偏波成分に分離している。この結果、一の光信号の受信に２台の光受信器が必要となるが、偏波多重により情報伝送量を２倍にすることによって、かかる不利益を補うことができる。【０００４】
光受信信号５００１の各偏波光と局部発振光５００２が光９０度ハイブリッド回路５１００に入力される。光９０度ハイブリッド回路５１００からは、各偏波光と局部発振光を互いに同相および逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（９０度）および逆直交（−９０度）の位相関係で干渉させた１組の出力光、の合計４種類の出力光が得られる。これらの出力光信号を、１組についてそれぞれ２個のフォトダイオード５２００によって電流信号に変換し、差動型トランスインピーダンスアンプ５３００に入力する。その結果、直流成分が相殺（キャンセル）され、光受信信号５００１と局部発振光５００２のビート成分のみを効率的に抽出することができる。差動型トランスインピーダンスアンプ５３００から出力される電気信号は、それぞれ光受信信号と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ成分）と直交干渉成分（Ｑ成分）となる。【０００５】
このときの各偏波ごとの出力、すなわちＸ偏波のＩ成分とＱ成分およびＹ偏波のＩ成分とＱ成分とからなる合計４種の電気信号は、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）５４００でそれぞれ高速にアナログ・デジタル（ＡＤ）変換される。そして、デジタル情報信号に変換された後に、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）５５００に入力される。このようにして得られたデジタル信号は、無線通信で広く用いられているデジタル信号処理技術によって、各種の等化・判定処理が可能となる。このようなデジタル信号処理が施され、誤り訂正処理がされた後に、超高速（例えば、１００  Ｇｂｉｔ／ｓ）の情報信号が出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２０１１／１３２７５９号（第３頁、図１４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した関連するコヒーレント光受信装置５０００においては、フォトダイオード５２００の光入力に対する同相雑音成分除去比（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ：ＣＭＲＲ）が、コヒーレント光受信器に求められる性能を決定する最も重要な要因の１つである。ＣＭＲＲは２個のフォトダイオード（Ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ：ＰＤ）に生じる光電流をそれぞれＩ１、Ｉ２とすると次式で表される。
2014068978.tif 000003
【０００８】
したがって、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差によってＣＭＲＲは低下する。ＣＭＲＲが低下すると、局部発振光のパルス繰り返し周波数およびその高調波の余剰成分がトランスインピーダンスアンプを飽和させ、その直線性を低下させる。その結果、後段のデジタル信号処理において高精度な波形歪等化が困難になる。【０００９】
すなわち、対になる２個のフォトダイオード（ＰＤ）に入力される光信号の受信強度や、これらのフォトダイオード（ＰＤ）の量子効率および結合効率に差が生じると、対になる２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流にも相違が生じる。この場合における２個のフォトダイオード（ＰＤ１、ＰＤ２）の出力電流信号（ＩＰＤ１、ＩＰＤ２）の波形を図８に示す。【００１０】
対になる２個のフォトダイオードＰＤ１とＰＤ２との間における出力電流信号の差は、直流（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ：ＤＣ）成分の差と振幅成分の差に分けられる。このＤＣ成分の差を補償する方法の一例が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載された関連するコヒーレント光受信器では、２個のフォトダイオードに発生する光電流を光電流検出部によって検出し、差動型トランスインピーダンスアンプに接続されるレベル調整部にフィードバックする構成としている。この構成により、２つの帰還閉ループにおける正補の関係にある信号のレベルが調整され、光信号の受信強度の差が自動的に補正されるとしている。しかしながら、関連するコヒーレント光受信器は、対になる２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流における振幅の差を補償するものではない。【００１１】
このように、関連するコヒーレント光受信器においては、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって生じる、対になるフォトダイオードの出力電流信号における振幅差を補正することができない。そのため、同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）が低下するという問題があった。【００１２】
本発明の目的は、上述した課題である、関連するコヒーレント光受信器においては、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）が低下する、という課題を解決する光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の光受信器は、第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、正信号を入力して増倍した正信号電圧を出力し、補信号を入力して増倍した補信号電圧を出力する差動型トランスインピーダンスアンプと、正信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第１の利得と、補信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプの利得である第２の利得をそれぞれ調整する利得調整部、とを有する。【００１４】
本発明の光受信強度補正方法は、第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力し、第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力し、正信号と補信号を増倍して正信号電圧と補信号電圧を出力し、正信号電圧に対する第１の利得と、補信号電圧に対する第２の利得を、正信号電圧の電圧振幅と補信号電圧の電圧振幅が略同一となるように、それぞれ調整する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の光受信器によれば、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって生じる同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の低下を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光受信器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の動作を説明するための回路構成図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器を構成する差動型トランスインピーダンスアンプの利得の周波数依存性を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
【図７】関連するコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】関連するコヒーレント光受信装置における対になる２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００１８】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光受信器の構成を示すブロック図である。光受信器１００は、第１のフォトダイオード１１０、第２のフォトダイオード１２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０、および利得調整部１４０を有する。
【００１９】
第１のフォトダイオード１１０は、第１の光信号１１を受光し正信号を出力する。第２のフォトダイオード１２０は、第２の光信号１２を受光し補信号を出力する。差動型トランスインピーダンスアンプ１３０は、正信号を入力して増倍した正信号電圧を出力し、補信号を入力して増倍した補信号電圧を出力する。利得調整部１４０は、正信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得である第１の利得と、補信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得である第２の利得をそれぞれ調整する。
【００２０】
このような構成としたことにより、正信号電圧に対する第１の利得と、補信号電圧に対する第２の利得を、正信号電圧の電圧振幅と補信号電圧の電圧振幅が略同一となるように、それぞれ調整することが可能となる。そのため、本実施形態による光受信器１００によれば、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって生じる、対になるフォトダイオードの出力電流信号における振幅差を補正することができる。その結果、光受信器１００における同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の低下を抑制することができる。
【００２１】
ここで、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０は差動アンプ１３１を備え、利得調整部１４０は差動アンプ１３１に接続された可変インピーダンス部を備えた構成とすることができる。このとき、可変インピーダンス部は第１の利得および第２の利得の調整範囲に対応してインピーダンスが可変である構成とすればよい。
【００２２】
次に、光受信器１００をコヒーレント検波方式による光受信装置に用いる場合について、さらに詳細に説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。図２では、コヒーレント検波方式による光受信装置（以下では、コヒーレント光受信装置と言う）のうち、一の偏波（Ｘ）部のみを示す。コヒーレント光受信装置１０００は光受信器１００と光９０度ハイブリッド回路４００を有する。コヒーレント光受信装置１０００の後段に、可変利得アンプ４１０、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）４２０、およびデジタル信号処理回路（ＤＳＰ）４３０を接続して使用する。
【００２３】
コヒーレント検波方式を用いる場合、第１の光信号１１は、光受信信号２１と、光受信信号２１と略同一波長の第１の局部発振光３１が干渉して得られる第１の干渉光信号である。また、第２の光信号１２は、光受信信号２１と、第１の局部発振光３１と位相が反転した第２の局部発振光３２が干渉して得られる第２の干渉光信号である。すなわち、光９０度ハイブリッド回路４００は、光受信信号２１と第１の局部発振光３１を干渉させて第１の干渉光信号を出力し、光受信信号２１と第２の局部発振光３２を干渉させて第２の干渉光信号を出力する。
【００２４】
光受信器１００は上述したように、第１のフォトダイオード１１０、第２のフォトダイオード１２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０、および利得調整部１４０を有する。光９０度ハイブリッド回路４００は、光位相器２１０と光ミキサ２２０を備える。ここで、光受信信号２１は偏光ビームスプリッタによりＸ偏波とＹ偏波に分離された後の光受信信号である。第１のフォトダイオード１１０および第２のフォトダイオード１２０には、光９０度ハイブリッド回路４００において光受信信号２１と第１の局部発振光３１または第２の局部発振光３２とを干渉させた後の光信号が入力される。
【００２５】
差動型トランスインピーダンスアンプ１３０には利得調整部１４０が接続される。利得調整部１４０は第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号の振幅差を調整する機能を有する。すなわち利得調整部１４０は、２個のフォトダイオードの出力電流信号の振幅差を打ち消すように、負帰還を持つ差動型トランスインピーダンスアンプ１３０における正補ループのトランスインピーダンス利得を個別に調整する。したがって、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力において、振幅が略同一な正補の関係にある復調信号が得られる。差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力は、後段に接続された可変利得アンプ４１０で増幅され、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）４２０においてアナルログ・デジタル変換される。その後、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）４３０によって偏波分離処理、光源周波数オフセット補償処理、位相補償処理などのデジタル信号処理が行われる。なお、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０が可変利得アンプ４１０を含む構成であってもよい。
【００２６】
次に、四相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）光信号のコヒーレント受信方式の原理について説明する。光９０度ハイブリッド回路４００において、光受信信号２１は光カプラにより４分岐される。一方、局部発振光は光カプラによって４分岐されるとともに、４分岐されたそれぞれの位相を０、π、π／２、３π／２だけシフトされる。その後、光受信信号２１と分岐された各局部発振光との干渉光がそれぞれ第１のフォトダイオード１１０および第２のフォトダイオード１２０に入力される。
【００２７】
光受信信号をＳ（ｔ）、局部発振光をＬ（ｔ）とすると、それぞれ下記のように表わされる。
2014068978.tif 000004
【００２８】
上式中、ω１、ωはそれぞれ光受信信号Ｓ（ｔ）および局部発振光Ｌ（ｔ）の角周波数（＝２π×光速／波長）である。また、φは位相であり、位相変調方式ではこの位相に送信情報が乗せられる。例えば、ＱＰＳＫ方式では０、π、π／２、３π／２である。
【００２９】
光受信信号Ｓ（ｔ）と局部発振光Ｌ（ｔ）の光の波長が一致している（ω1＝ω）とすると、光受信信号Ｓ（ｔ）と局部発振光Ｌ（ｔ）との干渉光が入力されたときの各フォトダイオード（ＰＤ）の出力は以下の式で表わされる。
2014068978.tif 000005
【００３０】
上式中のａ、ｂ、ｃ、ｄは各フォトダイオード（ＰＤ）の量子効率や結合効率、および光９０度ハイブリッド回路４００における損失に起因する係数である。式（１）から式（４）の右辺の第２項はＤＣ成分（オフセット成分）であり、第３項が信号の位相情報である。
【００３１】
式（１）から式（４）より、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力は下記の式で表わされる。
2014068978.tif 000006
【００３２】
上式のうち、式（５）と式（６）、式（７）と式（８）の差動信号が差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力となる。
【００３３】
ここで、局部発振光の光強度Ｂ２は光受信信号の光強度Ａ２の１０倍以上であるため、局部発振光の光強度Ｂ２が支配的になる。ところが、式（５）と式（６）の係数ａと係数ｂ、および式（７）と式（８）の係数ｃと係数ｄに差が生じると、光受信信号の光強度Ａ（ｔ）２の項が、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力に現われてくる。このとき、本実施形態の光受信器１００によれば、利得調整部１４０によって差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得をそれぞれ個別に調整することが可能である。各信号に対する差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得をα、β、γ、δとすると、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力はそれぞれ下記の式で表わされる。
2014068978.tif 000007
【００３４】
上式のうち、式（９）と式（１０）、式（１１）と式（１２）の差動信号が差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力に現れる。このとき、利得調整部１４０によってα、β、γ、δを調整することにより、光受信信号の光強度Ａ（ｔ）２の項における差を解消することができる。すなわち、正信号電圧に対する差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の第１の利得（α、γ）と、補信号電圧に対する第２の利得（β、δ）を調整することにより、正信号電圧の電圧振幅と補信号電圧の電圧振幅を略同一とすることができる。
【００３５】
以上説明したように、本実施形態による光受信器１００は、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０に差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得を調整する利得調整部１４０を設けた構成としている。そのため、２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流信号の振幅差を打ち消すように利得を調整することが可能となる。すなわち、差動型トランスインピーダンスアンプの出力として、雑音がなく振幅が同一の良好な正補信号を得ることができる。その結果、光９０度ハイブリッド回路やフォトダイオードで発生した同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の劣化を、差動型トランスインピーダンスにおいて補償することが可能になる。
【００３６】
次に、本実施形態による光受信強度補正方法について説明する。本実施形態による光受信強度補正方法ではまず、第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力する。同様に、第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力する。続いて、正信号と補信号を増倍して正信号電圧と補信号電圧を出力する。ここで、正信号電圧に対する第１の利得と、補信号電圧に対する第２の利得を、正信号電圧の電圧振幅と補信号電圧の電圧振幅が略同一となるように、それぞれ調整する。また、このとき、第１の利得および第２の利得の調整は、増倍する機能を有する増倍器のインピーダンスを調整することにより行うことができる。
【００３７】
本実施形態による光受信強度補正方法によっても、光信号の受信強度差やフォトダイオードの光電変換効率の差によって生じる同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の低下を抑制することができる。
【００３８】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図３は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器２００の構成を示す回路構成図である。図３では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。なお、第１の実施形態による光受信器１００と同一の構成については同一の符号を付している。
【００３９】
コヒーレント光受信器２００は、第１のフォトダイオード１１０、第２のフォトダイオード１２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０、および利得調整部１４０を有する。なお、コヒーレント光受信器２００は光９０度ハイブリッド回路４００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。
【００４０】
差動型トランスインピーダンスアンプ１３０は、第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号が入力される差動アンプ１３１、エミッタフォロワ回路１３２、および２つの帰還抵抗１３３を備える。ここで差動アンプ１３１は差動対トランジスタと電流源を含んで構成される。
【００４１】
利得調整部１４０は差動アンプ１３１に接続された可変インピーダンス部１４１を備える。可変インピーダンス部１４１は、一端が差動アンプ１３１の接地側に、他端が制御端子１４２に接続されており、制御端子１４２に印加される電圧に応じてインピーダンスが変化する。可変インピーダンス部１４１は、ダイオード素子およびトランジスタ素子のいずれか一方を含む構成とすることができる。以下では、図３に示すように可変インピーダンス部１４１としてダイオード素子を用いた場合について、さらに具体的に説明する。
【００４２】
図３に示すように、差動アンプ１３１を構成する差動対トランジスタのエミッタ側には抵抗素子とダイオード素子がそれぞれ接続される。そしてダイオード素子のアノード側には制御端子１４２が接続される。制御端子１４２の電圧をそれぞれのダイオード素子ごとに変化させることによって、差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスを個別に変えることができる。その結果、差動アンプ１３１の正信号に対する利得と補信号に対する利得を個別に変化させることが可能になる。
【００４３】
ここで、差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスが変化する理由は以下の通りである。差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスは、差動対トランジスタのエミッタ側に接続された抵抗素子とダイオード素子の内部抵抗によって決定される。そして、このダイオード素子のアノード側の電圧を変化させることによって、ダイオード素子の内部抵抗が変化するからである。
【００４４】
差動型トランスインピーダンスアンプ１３０のトランスインピーダンス利得ＺＴは、下記の式により表わされる。
2014068978.tif 000008
【００４５】
ここで、ＲＦは帰還抵抗、ＡＯは差動アンプの利得、ＲＣは差動アンプの負荷抵抗、ＲＥは差動対トランジスタのエミッタのインピーダンス、ＩＣは差動アンプの電流源の電流である。式（１３）から分かるように、トランスインピーダンス利得ＺＴはエミッタのインピーダンスＲＥに依存し、ＲＥを小さくするとトランスインピーダンス利得ＺＴは増加する。
【００４６】
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器２００の動作について説明する。図４は、本実施形態のコヒーレント光受信器２００の動作を説明するための回路構成図である。コヒーレント光受信器２００の構成は図３と同じである。
【００４７】
第１のフォトダイオード１１０が出力する出力電流信号ＩＰＤ１と、第２のフォトダイオード１２０が出力する出力電流信号ＩＰＤ２との間に振幅差がない場合（ＩＰＤ１＝ＩＰＤ２）、利得調整部１４０を構成する制御端子１４２を同電位（Ｖ１＝Ｖ２）とする。このとき、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０のトランスインピーダンス利得は、正信号に対しても補信号に対しても同一となる。そのため、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力端子（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）には、振幅が同一な正信号電圧と補信号電圧が出力される。
【００４８】
第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号の振幅に差が生じた場合（例えば、ＩＰＤ１＞ＩＰＤ２）には、利得調整部１４０を構成する制御端子１４２の電位が異なるように設定する。すなわち、第１のフォトダイオード１１０が接続される側の制御端子１４２の電位Ｖ１が、第２のフォトダイオード１２０が接続される側の制御端子の電位Ｖ２よりも小さくなる（Ｖ１＜Ｖ２）ように設定する。これにより、差動アンプ１３１を構成する差動対トランジスタのエミッタ側インピーダンスＲＥは異なった値となる。すなわち、第１のフォトダイオード１１０が接続される側のインピーダンスＲＥ１が、第２のフォトダイオード１２０が接続される側のインピーダンスＲＥ２よりも大きくなる（ＲＥ１＞ＲＥ２）。このとき、上述の式（１３）より、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０のトランスインピーダンス利得Ｚも異なった値となる。つまり、第１のフォトダイオード１１０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ１は、第２のフォトダイオード１２０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ２よりも小さくなる（ＺＴ１＜ＺＴ２）。その結果、第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号の振幅の差が相殺され、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力端子（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）には、振幅が同一な正信号電圧と補信号電圧が出力される。
【００４９】
図５に、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得（トランスインピーダンス利得）の周波数依存性を示す。同図から、第１のフォトダイオード１１０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ１は、第２のフォトダイオード１２０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ２よりも小さくなることがわかる。
【００５０】
上記説明では、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０のトランスインピーダンス利得を調整する利得調整部１４０は、差動対トランジスタのエミッタに側に接続した抵抗素子とダイオード素子を備えた構成とした。しかし、これに限らず、ダイオード素子に替えてトランジスタ素子を備えた構成など、差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスを可変できる構成であれば他の構成の利得調整部を用いることとしてもよい。
【００５１】
また、上記説明では、利得調整部１４０は差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスを変えることによって、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の正補ループの利得を調整する構成とした。しかし、これに限らず他の構成、例えば、差動対の負荷抵抗または帰還抵抗を変えることによって、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得を調整する構成とした利得調整部であってもよい。なお、上述したエミッタ側のインピーダンスを可変できる構成とした利得調整部１４０によれば、トランスインピーダンス利得の帯域特性に変化を生じさせることなく、トランスインピーダンス利得を調整することができる。そのため、この利得調整部１４０は実用化に特に適した構成である。
【００５２】
以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器２００は、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０に差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得を調整する利得調整部１４０を設けた構成としている。そのため、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得を調整することによって、２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流信号の振幅差によって生じる差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力信号の振幅差を解消することができる。すなわち、光９０度ハイブリッド回路やフォトダイオードで発生した同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の劣化を、差動型トランスインピーダンスにおいて補償することが可能になる。
【００５３】
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図６は、本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器３００の構成を示す回路構成図である。図６では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。なお、第２の実施形態によるコヒーレント光受信器２００と同一の構成については同一の符号を付している。
【００５４】
コヒーレント光受信器３００は、第１のフォトダイオード１１０、第２のフォトダイオード１２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０、および利得調整部１４０を有する。本実施形態のコヒーレント光受信器３００は、ピーク検出部３１０とレベル変換部３２０をさらに備えた構成とした点が第２の実施形態のコヒーレント光受信器２００と異なる。なお、コヒーレント光受信器３００は光９０度ハイブリッド回路４００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。
【００５５】
第１のフォトダイオード１１０および第２のフォトダイオード１２０には、光９０度ハイブリッド回路４００において光受信信号２１と第１の局部発振光３１または第２の局部発振光３２とを干渉させた後の光信号が入力される（図２参照）。ここで、光受信信号２１は偏光ビームスプリッタによりＸ偏波とＹ偏波に分離された後の光受信信号である。
【００５６】
差動型トランスインピーダンスアンプ１３０は、第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号が入力される差動アンプ１３１、エミッタフォロワ回路１３２、および２つの帰還抵抗１３３を備える。ここで差動アンプ１３１は差動対トランジスタと電流源を含んで構成される。
【００５７】
利得調整部１４０は差動アンプ１３１に接続された可変インピーダンス部１４１を備える。可変インピーダンス部１４１は、一端が差動アンプ１３１の接地側に、他端が制御端子１４２に接続されており、制御端子１４２に印加される電圧に応じてインピーダンスが変化する。可変インピーダンス部１４１は、ダイオード素子およびトランジスタ素子のいずれか一方を含む構成とすることができる。以下では、図６に示すように可変インピーダンス部１４１としてダイオード素子を用いた場合について、さらに具体的に説明する。
【００５８】
図６に示すように、差動アンプ１３１を構成する差動対トランジスタのエミッタ側には抵抗素子とダイオード素子がそれぞれ接続される。そしてダイオード素子のアノード側には制御端子１４２が接続される。制御端子１４２の電圧をそれぞれのダイオード素子ごとに変化させることによって、差動対トランジスタのエミッタ側のインピーダンスを個別に変えることができる。その結果、差動アンプ１３１の正信号に対する利得と補信号に対する利得を個別に変化させることが可能になる。
【００５９】
本実施形態のコヒーレント光受信器３００では、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０が出力する正信号電圧（ＯＵＴＰ）および補信号電圧（ＯＵＴＮ）の電圧振幅を、ピーク検出部３１０がそれぞれ検出する。そして、検出した電圧振幅を利得調整部１４０に帰還させる構成とした。このとき、検出した電圧振幅のレベルを、レベル変換部３２０が変換して利得調整部１４０の制御端子１４２に印加する構成とすることができる。ピーク検出部３１０およびレベル変換部３２０の具体的な回路構成は特に制限されず、一般に使用される電圧差検出回路および電圧増幅回路などを用いることができる。
【００６０】
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器３００の動作について説明する。まず、第１のフォトダイオード１１０が出力する出力電流信号ＩＰＤ１と、第２のフォトダイオード１２０が出力する出力電流信号ＩＰＤ２との間に振幅差がない場合（ＩＰＤ１＝ＩＰＤ２）について検討する。この場合は第２の実施形態で説明したように、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力端子（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）には、振幅が同一な正信号電圧と補信号電圧が出力される。そのため、ピーク検出部３１０は同電位を出力するので、レベル変換部３２０を通して制御端子１４２にも同電位が設定される。このとき、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０のトランスインピーダンス利得は、正信号に対しても補信号に対しても同一となる。
【００６１】
次に、第１のフォトダイオード１１０と第２のフォトダイオード１２０の出力電流信号の振幅に差が生じた場合（例えば、ＩＰＤ１＞ＩＰＤ２）について検討する。この場合、本実施形態によらない構成では、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力端子（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）には、振幅が異なる正信号電圧と補信号電圧が出力される。このとき、本実施形態のコヒーレント光受信器３００では、ピーク検出部３１０がこの正信号電圧と補信号電圧を検出する。
【００６２】
ピーク検出部３１０が検出した振幅の差に相当するレベル差は、レベル変換部３２０によって適切な電圧範囲（Ｖ１、Ｖ２）に変換されて制御端子１４２に入力される。このとき、第１のフォトダイオード１１０が接続される側の制御端子１４２の電位Ｖ１が、第２のフォトダイオード１２０が接続される側の制御端子の電位Ｖ２よりも小さくなる（Ｖ１＜Ｖ２）ようにフィードバックされる。これにより、第２の実施形態で説明したように、第１のフォトダイオード１１０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ１は、第２のフォトダイオード１２０が接続される側の差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得ＺＴ２よりも小さくなる（ＺＴ１＜ＺＴ２）。このフィードバック制御は、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力端子（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）に振幅が同一な正信号電圧と補信号電圧が出力されるまで繰り返される。その結果、本実施形態のコヒーレント光受信器３００によれば、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０から振幅が同一な正信号電圧と補信号電圧が自動的に出力される。
【００６３】
以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器３００によれば、差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の利得が自動的に調整される。その結果、２個のフォトダイオード（ＰＤ）の出力電流信号の振幅差によって生じる差動型トランスインピーダンスアンプ１３０の出力信号の振幅差を、自動的に解消することができる。すなわち、光９０度ハイブリッド回路やフォトダイオードで発生した同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）の劣化を、差動型トランスインピーダンスアンプにおいて自動的に補償することが可能になる。
【００６４】
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
【００６５】
この出願は、２０１２年１１月１日に出願された日本出願特願２０１２−２４１９９６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００６６】
１００    光受信器
１１０    第１のフォトダイオード
１２０    第２のフォトダイオード
１３０    差動型トランスインピーダンスアンプ
１３１    差動アンプ
１３２    エミッタフォロワ回路
１３３    帰還抵抗
１４０    利得調整部
１４１    可変インピーダンス部
１４２    制御端子
２００、３００    コヒーレント光受信器
２１０    光位相器
２２０    光ミキサ
３１０    ピーク検出部
３２０    レベル変換部
４００    光９０度ハイブリッド回路
４１０    可変利得アンプ
４２０    アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
４３０    デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）
１０００    コヒーレント光受信装置
１１    第１の光信号
１２    第２の光信号
２１    光受信信号
３１    第１の局部発振光
３２    第２の局部発振光
５０００    関連するコヒーレント光受信装置
５００１    光受信信号
５００２    局部発振光
５０１０    偏波分離部
５１００    光９０度ハイブリッド回路
５２００    フォトダイオード
５３００    差動型トランスインピーダンスアンプ
５４００    アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
５５００    デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
【図１】
2014068978.tif 000009
【図２】
2014068978.tif 000010
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2014068978.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成27年4月20日(2015.4.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図８】
2014068978.tif 000017
【国際調査報告】
2014068978.tif 000018
2014068978.tif 000019