(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々２個の直列接続されたスイッチング素子からなるアーム２組を有し、各アームの中点からＤＣモータを駆動するようにしたＨブリッジ回路を備えたモータ駆動制御装置において、
第１アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、第１アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとするとき、
第１アームから第２アームに向かって通電するときは素子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによりモータ印加電圧又はモータ電流を制御し、
第２アームから第１アームに向かって通電するときは素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータに通電する電流の極性を切り替えるとともに、モータ印加電圧又はモータ電流を制御するようにしたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
モータ駆動方向を切り替えるためスイッチの極性を切り替える場合には、切り替えの前の通電方向から切り替え後の通電方向に移行する前に全スイッチング素子（Ａ〜Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイムを設けたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
スイッチング素子Ａ及びＢの中点と、モータの間にシャント抵抗器を接続し、その両端にモータ通電電流に応じて生じる電圧を増幅することによりモータ駆動電流を検出する電流検出手段を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
電流検出手段の検出した検出値を、モータ駆動電流指令値に対してフィードバックすることによりモータの電流制御を行うことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
電流検出手段の検出した検出値を用いて、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視し、異常時にはモータの駆動を禁止することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
モータに通電する電流の極性に応じて各々電流検出値のオフセットの誤差を補正することを特徴とする電流検出手段を備えたことを特徴とする請求項３から請求項５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
起動時にまず素子ＡのみをＯＮして第１アームから第２アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、続けて素子ＢのみをＯＮして第２アームから第１アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、各々計測された値を基に電流検出値のオフセットの誤差を補正するようにしたことを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項８】
電源のバックアップ無しに補正データを記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段にモータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセット補償値を保持し、その値をもとに電流検出値のオフセットの誤差を補正するようにしたことを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項９】
モータ制御中の電源電圧をモニタし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１０】
モータ制御中のモータ端子電圧をモニタし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１１】
スイッチング素子としてＮチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１２】
スイッチング素子として素子Ａ及び素子ＣにＰチャンネル型、素子Ｂ及び素子ＤにＮチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１３】
スイッチング素子としてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１４】
スイッチング素子として素子Ａ及び素子ＣにＰＮＰ型、素子Ｂ及び素子ＤにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いたことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項１５】
ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数よりも高く設定したことを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はＤＣモータの駆動制御回路に関し、特にモータの通電方向を正転と逆転で切り替え可能としつつ電流値をフィードバック制御し、モータの発生するトルクの向きと大きさを制御することが要求される装置、例えば電動パワーステアリング装置に応用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
ヨークに永久磁石又は電磁石を配置してステータを構成し、整流ブラシを介してロータに巻かれたコイルに電流を通電するように磁気回路を構成したＤＣモータは、通電方向及び通電電流に応じて回転方向及び発生トルクが容易に制御できるという特徴があり、トルク及び回転方向の制御が必要な応用分野におけるサーボモータとして広く用いられている。例えば、自動車のパワーステアリングのアクチュエータとして、ＤＣモータを電流制御することにより発生トルクとアシスト方向を制御し、従来の油圧によるトルクアシスト装置と同様な機能を実現している。
【０００３】
ここで、ＤＣモータに印加する電流の向き及び通電電流を制御するために、図８に示すように通常各々２個の直列接続されたスイッチング素子Ａ及びＢ，スイッチング素子Ｃ及びＤからなるアーム２組を備え、各アームの中点（ノード１及び２）からＤＣモータＭを駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ回路を用いることが行われている。
【０００４】
図８のＨブリッジ回路において、左アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、左アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、右アーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、右アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとする。この時任意の対角のスイッチング素子、即ち素子Ａと素子Ｄ又は、素子Ｂと素子Ｃの組み合わせでパルス幅変調（以下ＰＷＭと呼ぶ）制御し、又その逆の対角のスイッチング素子をＯＦＦせしめることにより、ＤＣモータに印加する電源電圧の実行値を変化させ、これによりモータ駆動電流値を制御する。
【０００５】
また、駆動方向を逆転させるためには、ＰＷＭスイッチング動作するスイッチング素子の組を入れ替えることで実現する。
【０００６】
実際にスイッチング素子をＰＷＭ動作させるに際しては、対角の両方つまり素子Ａ（Ｃ）と素子Ｄ（Ｂ）の素子をＰＷＭスイッチングさせても、一方のみ、素子Ａ（Ｃ）をＰＷＭスイッチングし、素子Ｄ（Ｂ）をＯＮとするようにしてもよい。以下の説明において括弧内の（素子）は直前の素子と交換可能とする。
【０００７】
ＰＷＭ駆動方法の違いにより、ＰＷＭスイッチングＯＦＦ時のモータ電流の還流継続時間、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング損失、及び発熱が変化するため制御対象の要求に応じて、最適な駆動方法を選択することが行われる。
【０００８】
いま、素子Ａ（Ｃ）をＰＷＭ駆動し、素子Ｄ（Ｂ）をＯＮとするようにした場合の各部の動作波形を図９に示す。スイッチング素子のＯＮ抵抗、フライホイールダイオードの順方向電圧降下を無視すると、モータのアマチュアの自己インダクタンス、巻き線抵抗、及びブラシの電圧降下等から決まる電気的時定数により、ＰＷＭキャリア周波数と通電デューティに応じてモータ電流が脈動する。この時、ノード１（２）のモータの端子電圧に着目すると、素子Ａ（Ｃ）がＰＷＭによりスイッチングＯＮ動作となったとき電圧は＋Ｖｂとなる。一方素子Ａ（Ｃ）がＯＦＦすると、モータが誘導性負荷であるためノード１（２）の電圧は素子Ｂ（Ｄ）のダイオードでクランプされた０Ｖ付近の電圧となりフライホイール電流が流れる。従って、ノード１（２）の端子電圧はＰＷＭ周波数で電源電圧Ｖｂの振幅で脈動する。一方、ノード２（１）の端子電圧は、素子Ｄ（Ｂ）を常時ＯＮ駆動しているため０Ｖで安定している。
【０００９】
ところで、通電電流を制御するためには、モータに流れる電流を検出し、目標電流に対するフィードバック制御することが必要であり、このため電流検出手段を設ける。モータ駆動電流の検出を行うには、（１）モータ駆動線の電流をホール素子で直読する方法、（２）モータ線にシャント抵抗を直列に挿入しシャント両端の電圧を増幅することで検出する方法、（３）Ｈブリッジ回路のＧＮＤ又は＋Ｂラインの母線に流れる電流をシャント抵抗により絶対値で検出して増幅する方法等が考えられる。
【００１０】
（１）ホール素子を用いる電流検出方法の場合、モータ駆動電流を直接検出できるという利点があるが、ホール素子のコストがＯＰアンプを用いた増幅回路等に比べて高価であるという問題がある。また、ホール素子設置の工作精度による検出感度バラツキが生じやすく、検出オフセット、温度や着磁によるドリフト等精度劣化の対策も要する。
【００１１】
（２）モータ線にシャント抵抗を直列に挿入しシャント両端の電圧を差動増幅する方法の場合、先に述べたようにモータ線の対ＧＮＤ電圧がＰＷＭの搬送周波数の周期で電源電圧まで振られるため、この様な通電モードの時には差動増幅回路の同相電圧除去比が十分に確保できなければ検出精度が悪化するという問題がある。
【００１２】
例えば、Ｈブリッジ回路のＰＷＭ動作周波数として２０ＫＨｚ程度を用いた場合、単電源で動作し車載用に広く使われているＬＭ３２４タイプのＯＰアンプで差動増幅した場合、利得帯域幅積は１ＭＨｚ程度であるためＰＷＭキャリア周波数の高調波成分による同相ノイズに対して十分な抑圧が得られず差動増幅が正しく動作しないため実用的でない。
【００１３】
（３）Ｈブリッジ回路のＧＮＤ又は＋Ｂラインの母線に流れる電流をシャント抵抗により絶対値検出して増幅する方法によれば、ＰＷＭの回生電流の影響を除去するためのサンプル＆ホールド回路を備えることにより、対ＧＮＤ又は対＋Ｂラインの検出電圧を汎用ＯＰアンプ等を用いた一般的な増幅回路で増幅し検出することができ、容易に回路を構成し得るという利点がある一方で、電流値を絶対値で検出することとなるため通電方向が不明であり、また母線に流れる電流はモータ通電電流そのものではなく、スイッチング素子上下のアームでの貫通電流や、ＰＷＭのＯＦＦ時の回生電流の影響等により検出精度が悪化しやすい等検出精度の面で問題がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来の技術によれば、モータ線の電流を直接的に検出しようとすれば、コスト的には不利となるがホール素子を用いることにより実現するか、もしくは利得帯域幅積の特に優れた高価なＯＰアンプを採用した差動増幅回路を構成することにより実現せざるを得なかった。
【００１５】
また、一般的なＯＰアンプを用いて電流検出回路を構成するには、Ｈブリッジ回路の＋ＢラインもしくはＧＮＤラインに検出用のシャント抵抗を挿入し母線電流をサンプル＆ホールドして検出するため、動作原理上Ｈブリッジ回路の貫通電流の影響による誤差が生じるほか、駆動周期毎の平均電流を求める操作が必要で、回生モードの電流検出は困難であり、精度がモータ線の電流値を直読する場合に比べて劣るという課題を抱えている。
【００１６】
この発明は、このような問題点を解消するためになされたものであり、Ｈブリッジ回路でＰＷＭ駆動されているモータの駆動電流値を、安価な汎用ＯＰアンプを用い直接検出できる回路方式を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るモータ駆動制御装置は、各々２個の直列接続されたスイッチング素子からなるアーム２組を備え、各アームの中点からＤＣモータを駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ回路によるモータ駆動制御装置において、
第１アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、第１アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとするとき、
第１アームから第２アームに向かって通電するときは素子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによりモータ印加電圧若しくはモータ電流を制御し、
第２アームから第１アームに向かって通電するときは素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータに通電する電流の極性を切り替えるとともに、モータに印加する電圧又は電流を制御するようにしたことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明に係るモータ制御装置は、モータ駆動方向を切り替えるためスイッチの極性を切り替える場合には、切り替えの前の通電方向から切り替え後の通電方向に移行する前に全スイッチング素子（Ａ〜Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイムを設けるようにしたものである。
【００１９】
また、素子Ａ及びＢの中点と、モータの間にシャント抵抗器を接続しその両端にモータ通電電流に応じて生じる電圧を増幅することによりモータ駆動電流を検出する様にした電流検出手段を備えたように構成したものである。
【００２０】
また、前記電流検出手段の検出した検出値を、モータ駆動電流指令値に対してフィードバックすることによりモータの電流制御を行うように構成したものである。
【００２１】
また、電流検出手段の検出した検出値を用いて、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視し、異常時にはモータの駆動を禁止する様に構成したものである。
【００２２】
また、モータに通電する電流の極性に応じて各々電流検出値のオフセットの誤差を補正するように構成したものである。
【００２３】
また、モータに通電する電流の極性に応じて電流検出回路のオフセットを計測するために、起動時にまず素子ＡのみをＯＮして第１アームから第２アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、続けて素子ＢのみをＯＮして第２アームから第１アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、各々計測された値を元に電流検出値のオフセットの誤差を補正する様に構成したものである。
【００２４】
また、電源のバックアップ無しに補正データを記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段にモータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセット補償値を保持しその値をもとに、電流検出値のオフセットの誤差を補正するように構成したものである。
【００２５】
また、スイッチング素子としてＮチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたものである。
【００２６】
また、スイッチング素子として素子Ａ及び素子ＣにＰチャンネル型、素子Ｂ及び素子ＤにＮチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたものである。
【００２７】
また、スイッチング素子としてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いるようにしたものである。
【００２８】
また、スイッチング素子として素子Ａ及び素子ＣにＰＮＰ型、素子Ｂ及び素子ＤにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いるようにしたものである。
【００２９】
また、ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数よりも高く設定するようにしたものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置を図に基づいて説明する。
【００３１】
図１は実施の形態１によるモータ駆動制御装置を示す回路構成図である。図１のＨブリッジ回路において、左アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、左アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、右アーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、右アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとする。この実施の形態では、スイッチング素子Ａ〜ＤとしてＮチャンネルエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴを使用する。つまり、電源＋Ｂ側にドレイン、ＧＮＤ側電位にソースとなるように縦列接続した２組のＭＯＳＦＥＴ素子Ａと素子Ｂからなるアーム１（第１のアーム）並びに素子Ｃと素子Ｄからなるアーム２（第２のアーム）を備え、アーム１及びアーム２の中点（それぞれノード１及びノード２と呼ぶ）からモータＭの駆動回路出力が取り出されるようにする。
【００３２】
各々のスイッチング素子Ａ〜Ｄは、ソース電圧を基準としたゲート印加電圧が０Ｖのときソース〜ドレイン間の導通が遮断されＯＦＦとなる。また、ゲート印加電圧がソース電圧に対してしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分高ければソース〜ドレイン間は充分導通しＯＮとなる。
【００３３】
また、スイッチング素子ＡとＢの成すアーム１から出力されたモータ駆動端子とモータＭの間にはシャント抵抗Ｒｓが置かれ、モータＭに流れる電流値に応じた電圧がシャント抵抗Ｒｓ両端に検出されるようになっている。
【００３４】
シャント抵抗Ｒｓの両端電圧は、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を介してＯＰアンプ（ＯＰＡ１）に入力される。また、ＯＰＡ１の正相入力は基準電源（例えば５Ｖ）とＧＮＤに対して中点電圧（２．５Ｖ）が検出電流値のゼロ点となるようにＲ３＝Ｒ４の抵抗値でバイアスされている。抵抗Ｒ５はＯＰＡ１の出力端子から逆相入力へのフィードバックを行っており、Ｒ５×２＝Ｒ３＝Ｒ４となるように値が選定されている。抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１は一次遅れＬＰＦ回路であり、検出電流に含まれるＰＷＭキャリアを必要に応じて除去することを目的とする。
【００３５】
本出力を目標電流に対するフィードバック信号として帰還することによりＦＥＴ駆動方向及び駆動デューティの制御を行い、電流フィードバック制御を行わしめる。
【００３６】
いま、アーム１からアーム２に流れるモータ駆動電流を正とし、Ｉｍ（Ａ）とするとき、シャント抵抗ＲＳの両端には
Ｉｍ×ＲＳ      ・・・（数１）
の電圧が発生するから、ＯＰＡ１にて検出される電圧Ｖｉｄは
Ｖｉｄ＝２．５＋Ｉｍ×ＲＳ×Ｒ５／Ｒ２（Ｖ）      ・・・（数２）
となる。
【００３７】
次に、本実施の形態のモータ駆動制御装置において、各ＦＥＴのゲート駆動方法を詳述する。まず、モータの駆動を停止しているときは、全ＦＥＴのゲート供給電圧を０Ｖとすることによりスイッチング素子Ａ〜ＤはすべてＯＦＦし、モータは駆動されない。
【００３８】
次に、アーム１からアーム２の方向に電流を通電する場合（右駆動とする）には、図２に示したようにスイッチング素子Ａ〜Ｄのうち、素子ＡをＯＮ、素子ＢをＯＦＦ、素子ＣをＯＦＦ、素子ＤをＰＷＭとすればよい。このように各ゲート駆動を操作することにより、素子ＤのＰＷＭのデューティに応じてモータ両端子間の電圧を変化させ、通電電流を変化させる。この時、アーム１の出力、すなわちシャント抵抗ＲＳ接続点の電位は素子ＡがＯＮであるからＰＷＭ動作中、常に略ＶＢとなり安定である。
【００３９】
逆に、アーム２からアーム１の方向に電流を通電する場合（左駆動とする）には、図３に示すように素子ＡをＯＦＦ、素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ、素子ＤをＯＦＦとし、素子ＣのＰＷＭのデューティに応じてモータ両端子間の電圧を変化させ、通電電流を変化させる。従って、アーム２からアーム１の方向に電流を通電する場合には、アーム１の出力、すなわちシャント抵抗ＲＳ接続点の電位は素子ＢがＯＮであるからＰＷＭ動作中、常に略０Ｖとなり安定である。
【００４０】
以上のように各スイッチング素子Ａ〜Ｄを駆動することにより、シャント抵抗ＲＳの両端子間に発生する同相電圧成分は、駆動方向に応じて右駆動時は＋ＶＢ、モータＯＦＦ時は基準電圧の１／２、左駆動時は０Ｖとなり、ＰＷＭキャリア由来の高周波の同相電圧が生じない。
【００４１】
従って、ＯＰＡ１及びＲ１〜Ｒ５で構成された差動増幅回路において、高周波における同相電圧除去比を高く設計する必要がなくなるため、スイッチングによる電流脈動がモータの作動音として聞こえないよう可聴周波数外のＰＷＭ周波数とする設計を行った場合にも、安価な汎用ＯＰアンプによってモータ駆動電流を確実・容易に計測することが可能となるという優れた効果が得られる。
【００４２】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２では、モータ駆動方向を切り替える場合には必ず所定の時間全スイッチング素子Ａ〜ＤをＯＦＦする休止時間（デッドタイム）を設けるようにする。
【００４３】
例えば、図１のモータ駆動制御装置において、駆動方向を右（右駆動）とするには、スイッチング素子Ａ〜Ｄのうち、素子ＡをＯＮ、素子ＢをＯＦＦ、素子ＣをＯＦＦ、素子ＤをＰＷＭとしてモータＭに右駆動電流を通電することで動作が成り立つ。そして、この状態から駆動方向を逆転させて左（左駆動）とする場合、素子ＡをＯＦＦ、素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ、素子ＤをＯＦＦと切り換えるわけだが、スイッチング素子の動作の遅れ等により素子Ａと素子Ｂ及び素子Ｃと素子Ｄの各アームの上下素子が同時にＯＮしてしまい、その結果、各アームを大きな貫通電流が流れる可能性がある。そこで素子のスイッチング遅れを考慮して駆動切り替え時は全スイッチング素子Ａ〜ＤがＯＦＦとなるデッドタイムを設け、貫通電流が発生しないようにする。
【００４４】
ＰＷＭの駆動デューティを、図示しないマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）で発生させることとすると、ＭＣＵに内蔵されたタイマーの機能によりＰＷＭデューティは所定の制御周期毎に駆動方向と共に更新され出力ＰＷＭタイマーにセットされる。従って、前回の駆動方向と今回の駆動指示方向が異なるときは例えば１制御周期の全スイッチング素子のＯＦＦタイミングを設けてスイッチング素子が完全に遮断動作となった後、更に次の制御周期で通電を再開すればよい。
【００４５】
ここで、素子Ａ及び素子ＢはＯＮ／ＯＦＦ動作のみを行うため、本来そのターンＯＮ及びターンＯＦＦのスピードは遅くても良いが、前記制御周期内に少なくともターンＯＦＦが完了するように素子Ａ及び素子Ｂに前置されたドライブ回路が駆動動作すべきであることは言うまでもない。
【００４６】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３では、差動増幅回路の出力値を監視し、電流検出値が異常であれば電流フィードバック制御をＯＦＦとし、モータ駆動を停止するようにする。
【００４７】
図１の回路構成によれば、オペアンプＯＰＡ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５からなる差動増幅器、並びに抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタを経て現れる電流検出信号は、モータ通電電流値が零のとき２．５Ｖであり、右通電電流が増加すれば５Ｖに向かって検出電圧が増加し、左通電電流が増加すれば検出電圧は０Ｖに向かって減少するはずである。しかし、電流検出回路の故障により、モータ駆動ＯＦＦであっても電流検出値が２．５Ｖから外れた不正な値を示せば、電流検出回路が異常と判断してモータ駆動をＯＦＦすれば良い。
【００４８】
正確を期せば、モータが外力により回されて誘起電圧が発生する場合、その電圧が＋Ｂラインの電圧よりも大きければ回転方向に応じて素子Ａと素子Ｄ又は素子Ｂと素子Ｃのフライホイールダイオードを介して電源に還流する電流が発生するため、誤検出する可能性がある。そこで、例えば図４に示すように、モータ端子間電圧モニタ手段を設け、モータ端子間電圧を監視し、モータ端子間電圧が電源電圧ＶＢよりも低いときのみ電流検出回路の故障を判定すれば良い。
【００４９】
実施の形態４．
この発明の実施の形態４では、差動増幅回路を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ５及び各ＯＰアンプに固有なオフセット電圧等素子のばらつきに起因して生じる検出誤差を予め計測し、電流フィードバック信号をＨブリッジ回路の動作及び電源電圧に応じて補正するようにする。
【００５０】
図１の回路において、Ｒ３＝Ｒ４、及びＲ５×２＝Ｒ３＝Ｒ４で、ＯＰアンプ（ＯＰＡ１）のオフセットは無いものとして動作を説明したが、実際には回路を構成する抵抗には値の誤差が有り、またＯＰアンプにもオフセットばらつきがあるため、これらの影響で検出値が誤差を持つ。
【００５１】
図４の回路において、Ｒ３／／Ｒ４＝Ｒ４’とおき、Ｒ１＝Ｒ２＋ｄＲ２、Ｒ４’＝Ｒ５＋ｄＲ５とする。但し、ｄＲ２、ｄＲ５は、ｄＲ２＜＜Ｒ２、ｄＲ５＜＜Ｒ５である微少な一定値である。シャント抵抗のＲ１側電圧をＶ１、シャント抵抗のＲ２側電圧をＶ２、ＯＰＡオフセット電圧をＶｆ、出力電圧をＶｏとするとＶｏは近似的に下記の式となる。
【００５２】
Ｖｏ≒Ｒ５／Ｒ２×（Ｖ１−Ｖ２）
＋１／Ｒ２×｛ｄＲ５＋Ｒ５／（Ｒ２＋Ｒ５）×（ｄＲ２＋ｄＲ５）｝×Ｖ１
＋Ｖｂｉａｓ×（１＋ｄＲ５／Ｒ２＋Ｒ５／Ｒ２×（ｄＲ２＋ｄＲ５）／（Ｒ２
＋Ｒ５）
−（Ｒ２＋Ｒ５）／Ｒ２×Ｖｆ
≡差動電圧増幅分
＋同相電圧増幅分
＋バイアス電圧
＋ＯＰアンプオフセット成分増幅分    ・・・（数３）
【００５３】
但し、
差動電圧増幅分＝Ｒ５／Ｒ２×（Ｖ１−Ｖ２）      ・・・（数４）
同相電圧増幅分≒１／Ｒ２×｛ｄＲ５＋Ｒ５／（Ｒ２＋Ｒ５）×（ｄＲ２＋ｄＲ５）｝×Ｖ１      ・・・（数５）
バイアス電圧≒Ｖｂｉａｓ×（１＋ｄＲ５／Ｒ２＋Ｒ５／Ｒ２×（ｄＲ２＋ｄＲ５）／（Ｒ２＋Ｒ５）      ・・・（数６）
Ｖｂｉａｓ＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）×Ｖｃｃ      ・・・（数７）
ＯＰアンプオフセット成分増幅分＝−（Ｒ２＋Ｒ５）／Ｒ２×Ｖｆ・・・（数８）
【００５４】
が成り立つ。電流検出値として必要な特性は差動電圧増幅分（数４）及び正確なバイアス電圧成分（数７）であるから、その他残りの誤差成分を抑圧すべく補正すれば良い。
【００５５】
いま、モータ駆動ＯＦＦとすれば、モータ電流値は零であるから
Ｖ１＝Ｖ２＝  Ｖｂｉａｓ      ・・・（数９）
【００５６】
の条件における（数５）〜（数８）の各項成分により決定される検出オフセットが学習できる。本オフセット値は全スイッチング素子（素子Ａ〜素子Ｄ）がＯＦＦのとき適用可能である。
【００５７】
次に、素子ＢをＯＮ、素子Ａ、Ｃ、ＤをＯＦＦとすれば、モータＯＦＦのまま同相電圧Ｖ１＝Ｖ２＝０Ｖの状態となり、実施の形態１における左駆動時の電流検出回路の検出誤差（Ｖｅｒ＿ｌ）が計測できる。
本計測実行時は、同相電圧は０Ｖであるから、バイアス電圧（数６）及びＯＰアンプオフセット成分（数９）が測定できる。
【００５８】
また、素子ＡをＯＮ、素子Ｂ、Ｃ、ＤをＯＦＦとすれば、モータＯＦＦかつ同相電圧Ｖ１＝Ｖ２＝ＶＢの状態となり、実施の形態１における右駆動時の電流検出回路の検出誤差（Ｖｅｒ＿ｈ）が計測できる。この検出誤差は同相電圧増幅分（数５）、バイアス電圧（数６）及びＯＰアンプオフセット成分（数９）からなるものである。
【００５９】
従って、このうちＶｅｒ＿ｈに含まれる同相電圧増幅分（数５）のみが電源電圧依存性をもつから、モータ制御中は電源電圧ＶＢを遂次的に計測し、
【００６０】
Ｖｅｒ＿ｈ’＝（Ｖｅｒ＿ｈ−Ｖｅｒ＿ｌ）×ＶＢ／ＶＢ０＋Ｖｅｒ＿ｌ・・・（数１０）
但し、ＶＢ０はＶｅｒ＿ｈ計測時の電源電圧
【００６１】
とすれば、電源電圧に応じて適切に検出誤差を補正したフィードバック信号を得ることができる。
【００６２】
ここで、Ｖｅｒ＿ｈとＶｅｒ＿ｌは本モータ駆動制御装置の電源投入時に初期チェックにより計測するようにすればよい。また、モータ駆動制御装置の出荷時に計測し不揮発メモリに書き込んで記憶させても良い。
【００６３】
なお、上記説明においては、スイッチング素子Ａ、ＢのＯＮ抵抗を無視し、モータＯＦＦ時のノード１電圧が電源電圧ＶＢ又は０Ｖに等しいものとして説明したが、ＯＮ抵抗が無視できず、通電電流による電圧降下によりノード１の電圧がＶＢ又は０Ｖから変動する場合でも、ノード１の電圧ＶＭ＋を直接モニタして上記ＶＢに変えて（数１０）に代入し検出誤差を演算すれば、正確な検出誤差を容易に求めることができる。
【００６４】
実施の形態５．
実施の形態１〜４においては、スイッチング素子Ａ〜ＤとしてすべてＮｃｈＭＯＳＦＥＴを用いるものとして説明したが、図５に示すように、素子Ａ及び素子ＣをＰｃｈＭＯＳＦＥＴとしても良い。この場合、モータ駆動出力端子となるノード１及びノード２は各素子のドレインが接続され、右駆動と左駆動において、すべてのスイッチング素子がソース接地で動作する対称なスイッチング動作となる。なお、各素子Ａ〜Ｄの動作方法は、図１の実施の形態１の対応する素子Ａ〜Ｄの動作と同じであるから説明は省略する。
【００６５】
実施の形態６．
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使っても良い。図６にＮＰＮトランジスタで構成した場合の回路を示す。また、図７に電源ライン側にＰＮＰトランジスタを用い、ＧＮＤ側にＮＰＮトランジスタを用いた場合を示す。なお、各素子Ａ〜Ｄの動作方法は図１の実施の形態１の対応する素子Ａ〜Ｄの動作と同じであるから説明は省略する。
【００６６】
なお、上記実施の形態においては負荷としてモータを用いる物として説明したが、駆動方向を切り替える必要のあるリニアソレノイド等他のアクチュエータ素子の駆動に応用した場合にも、モータ駆動時と同様に電流制御が可能である。
【００６７】
【発明（考案）の効果】
この発明のモータ駆動制御装置は以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００６８】
まず、各々２個の直列接続されたスイッチング素子からなるアーム２組を備え、各アームの中点からＤＣモータを駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ回路によるモータ駆動制御装置において、第１アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、第１アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとするとき、第１アームから第２アームに向かって通電するときは素子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによりモータ印加電圧若しくはモータ電流を制御し、第２アームから第１アームに向かって通電するときは素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータに通電する電流の極性を切り替えるとともに、モータに印加する電圧乃至は電流を制御するように構成した。
【００６９】
その結果、ＰＷＭスイッチングは必ず第２アームの素子Ｃ又は素子Ｄで行われるので、左右どちらの通電方向に対するＰＷＭ動作においてもＰＷＭのキャリア周波数成分が第１アームの出力電位に大きく現れることはないという効果が得られる。
【００７０】
また素子Ａ及びＢの中点とモータの間にシャント抵抗器を接続し、その両端にモータ通電電流に応じて生じる電圧を増幅することによりモータ駆動電流を検出するようにした電流検出手段を備えたので、差動増幅器に入力する信号の段階でＰＷＭキャリア由来の高周波成分を容易に抑圧することができ、同相電圧除去比が並の性能の汎用の差動増幅回路を使用しても、検出電流成分のみを容易に増幅できる。
【００７１】
また、モータ駆動方向を切り替えるためスイッチの極性を切り替える場合には、切り替えの前の通電方向から切り替え後の通電方向に移行する前に全スイッチング素子（Ａ〜Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイムを設けるようにしたので、モータに通電する電流の方向を逆転する際にもＨブリッジ回路の各アームの上下素子が同時にオーバラップしてＯＮすることによる貫通電流が流れることを防止できる。
【００７２】
また、従来より広く行われているＨブリッジ回路の電源側、ＧＮＤ側などの母線を流れる電流よりも精度の良い、モータ通電電流値を直に検出する手段を提供することができ、モータの力行、回生、制動等如何なる運転状態における通電電流値も検出可能となるから、モータ駆動電流指令値に対する電流フィードバックの制御成績が向上するという効果がある。
【００７３】
また、電流検出手段の検出した検出値を用いて、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視し、異常時にはモータの駆動を禁止する様に構成したので、異常電流から回路の焼損、素子の短絡が発生することを防止できる。
【００７４】
また、モータに通電する電流の極性に応じて各々電流検出値のオフセットの誤差を補正するように構成したので、駆動方向各々に発生する直流同相電圧成分による検出誤差の影響をキャンセルでき、精度の高い電流フィードバック制御を実現できる。
【００７５】
また、起動時にまず素子ＡのみをＯＮして第１アームから第２アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、続けて素子ＢのみをＯＮして第２アームから第１アームに向かって通電するときの検出オフセットを計測し、各々計測された値を元に電流検出値のオフセットの誤差を補正するようにしたので、電流検出回路の素子のばらつきに起因するオフセット電圧の装置毎の個体差を自己補正して電流検出値の精度を改善できる。
【００７６】
また、電源のバックアップ無しに補正データを記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段にモータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセット補償値を保持しその値をもとに、電流検出値のオフセットの誤差を補正するようにしたので、装置の製造段階など通電方向毎でのオフセット電圧を計測し、補正値を記憶することで、電流検出値の精度を改善できる。
【００７７】
また、モータ制御中の電源電圧をモニタし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算する様にしたので電源電圧の変動に起因する検出誤差が補正でき、電流検出値の精度を改善できる。
【００７８】
また、モータ制御中のモータ端子電圧をモニタし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算するようにしたので、モータ駆動回路のＨブリッジ回路を構成するスイッチング素子のＯＮ抵抗の影響によりモータ印加電圧が低下してもそれによる検出誤差の変動は見積もることができるので、補償を容易に行える。従って電流検出値の精度を改善できる。
【００７９】
また、本発明によればスイッチング素子としてＨブリッジ回路の全部にＮチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いてモータ駆動回路を実現できる他、＋電源側のスイッチング素子をＰチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴとし、ＧＮＤ側にＮｃｈのパワーＭＯＳＦＥＴとした回路、あるいはＨブリッジ回路の全部にＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いた回路、＋電源側のスイッチング素子をＰＮＰ型バイポーラトランジスタとし、ＧＮＤ側にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとした回路、等種々のパワー素子で応用可能である。
【００８０】
また、ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数よりも高く設定しても、シャント抵抗ＲＳの両端子間に発生する同相電圧成分は、駆動方向に応じて右駆動時は＋ＶＢ、モータＯＦＦ時は基準電圧の１／２、左駆動時は０Ｖとなり、ＰＷＭキャリア由来の高周波の同相電圧が生じないため、ＯＰＡ１及びＲ１〜Ｒ５で構成された差動増幅回路において、高周波における同相電圧除去比を高く設計する必要がなく、スイッチングによる電流脈動がモータの作動音として聞こえないよう可聴周波数外のＰＷＭ周波数とする設計を行った場合にも、安価な汎用ＯＰアンプによってモータ駆動電流を確実・容易に計測することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１、２、３によるモータ駆動制御装置の回路構成を示す図である。
【図２】実施の形態１においてＨブリッジ回路素子ＤがＰＷＭ動作する場合の各部の動作電圧・電流波形を説明するための図である。
【図３】実施の形態１においてＨブリッジ回路素子ＣがＰＷＭ動作する場合の各部の動作電圧・電流波形を説明するための図である。
【図４】この発明の実施の形態４によるモータ駆動制御装置の回路構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態５によるモータ駆動制御装置の回路構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置の回路構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態６によるモータ駆動制御装置の回路構成を示す図である。
【図８】従来のモータをＰＷＭ駆動するためのＨブリッジ回路を示す回路図である。
【図９】従来のＨブリッジ回路の動作における各部の動作電圧・電流波形を説明するための図である。
【符号の説明】
１  第１アーム、２  第２アーム、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ  スイッチング素子、Ｍ  モータ、Ｒ１〜Ｒ６  抵抗、ＲＳ  シャント抵抗、Ｃ１  コンデンサ、ＯＰＡ１
オペアンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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