(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調を行う前の送信データ系列を入力とし、この送信データ系列に対応して予め求められたＯＦＤＭ変調波の振幅情報（または電力情報）を引用する情報引用手段と、この情報引用手段による引用情報を入力とし、この引用情報に対応して予め求められた送信アンプの非線形歪の補償係数を引用する補償係数引用手段と、この補償係数引用手段による補償係数を前記ＯＦＤＭ変調波に乗算する乗算手段とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【請求項２】
前記情報引用手段は、前記送信データ系列をアドレス入力とし、このアドレスにそれぞれ対応して前記振幅情報（または電力情報）が予め格納されたメモリであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【請求項３】
前記補償係数引用手段は、前記引用情報をアドレス入力とし、このアドレスにそれぞれ対応して前記補償係数が予め格納されたメモリであることを特徴とする請求項１または２記載のＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【請求項４】
ＯＦＤＭ変調を行う前の送信データ系列を入力とし、この送信データ系列に対応して予め求められた送信アンプの非線形歪の補償係数を引用する引用手段と、この引用手段により引用された補償係数を前記ＯＦＤＭ変調波に乗算する乗算手段とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【請求項５】
前記引用手段は、前記送信データ系列をアドレス入力とし、このアドレスにそれぞれ対応して前記補償係数が予め格納されたメモリであることを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【請求項６】
前記メモリは読出し専用メモリであることを特徴とする請求項２，３，５いずれか記載のＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路に関し、特にＯＦＤＭ伝送用信号の高出力増幅に伴って発生する非直線歪みを有効に補償するためのＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭとは直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ  ）と呼ばれる方式であり、デジタル放送および無線アクセスなどに利用されようとしている。この方式の特徴としては、直交周波数を利用したマルチキャリア伝送方式であるために周波数利用効率が高く、変調方式自体がマルチパス歪に強いことがあげられる。
【０００３】
しかし、ＯＦＤＭ変調波は高いピークファクタを持つため、送信アンプのバックオフ（ｂａｃｋ−ｏｆｆ：２以上の搬送波を同時に増幅する場合にアンプの非直線歪みによる相互変調を軽減するための手段の一つであり、飽和電力よりも低い点で動作させるためのその下げ幅をいう）が十分でないと、アンプの非線形歪により伝送品質に劣化を生じる。また、周波数スペクトラムのサイドローブレベルが高まり、隣接チャネル干渉量を増加させてしまうという欠点がある。
【０００４】
一方、省電力化の観点からは送信アンプのバックオフは余り大きく取れない。バックオフと非線形歪は相反する関係にあり、非線形歪とのトレードオフでバックオフを設定する必要がある。
【０００５】
この送信アンプの非線形歪を低減する従来技術としてプリディストーションがある。これは送信アンプの非直線性とは逆の特性を送信アンプの入力信号に与え、送信アンプの出力において非線形歪を可能な限り取除こうという技術である。従来技術の例として、特開平１１−２１５１９７号公報や特開２０００−２２６５９号公報等に開示の技術がある。
【０００６】
これ等の技術では、直交変調を行う前のベースバンド信号において、その直交信号Ｉ，Ｑよりベースバンド信号の電力を計算し、送信信号電力に応じた複素補償係数をテーブルから引用し、これを送信の直交信号Ｉ，Ｑに複素乗算を行うプリディストーション方式である。このプリディストーションの基本動作を図３を用いて説明を行う。図３はアンプの入出力特性（ＡＭ／ＡＭ）の一例を示す。アンプの出力には飽和点があるために、一般に図３に示されるような特性となる。すなわち、入力レベルが低い領域では線形性を示し、非線形領域を経て飽和に達する。プリディストーションはこの非線形領域を可能な限り線形な特性となるよう入力レベルに補償係数を乗じる手法である。
【０００７】
例えば、入力レベルがｘ（ｎ）  の場合、アンプが線形ならば出力レベルがｙ＝ｘの一次直線によりｙ（ｊ）  となるべきであるが、アンプの非線形性によってｙ（ｊ）  よりも低いレベルとなってしまう。これを補償するには入力レベルｘ（ｎ）  に乗数
ｍ＝ｘ（ｊ）  ／ｘ（ｎ）      ……（１）
を掛算し、出力レベルが所望のｙ（ｊ）  に等しくなる入力レベルｘ（ｊ）  まで増加させれば良い。すなわち入力レベルｘ（ｎ）  に対応する所望出力ｙ（ｊ）  が選られるｘ（ｊ）  をアンプの入出力特性より求め、（１）式を満足する補償係数ｍを予め求めておけば、アンプの入力レベルに応じて線形化のための補償係数を引用することができる。
【０００８】
以上の処理により、図３の飽和に達するまでの非線形性は改善され、可能な限り入出力特性を線形化できる。また、アンプの入出力特性に関して位相特性（ＡＭ／ＰＭ）に関しても、同様に、予めアンプの位相特性を測定しておき、入力レベルに応じて、実測位相と逆位相を送信信号に乗算することで補償が可能となる。実際のプリディストーションでは、アンプの入出力特性において振幅と位相の情報を持たせるため、プリディストーションの補償係数は複素数となる。
【０００９】
図４はＯＦＤＭの伝送系に従来技術のプリディストーションを適用した例を示すブロック図である。図４において、１はＯＦＤＭ変調器、２はプリディストーション回路、３は送信周波数変換回路、４は送信アンプである。プリディストーション回路２において、レベル検出器２６によりＯＦＤＭ変調波の送信電力もしくは振幅を検波し、Ａ／Ｄ変換器２７により電力または振幅情報を量子化する。これをアドレスとしてルックアップテーブル（ＬＵＴ）２８からプリディストーションのための複素補償係数を引用し、これを複素乗算器２１にてＯＦＤＭ送信信号と複素乗算を行う。かかる構成によって、送信アンプ４の非直線性と逆の特性を送信信号に乗じ、送信アンプ４の出力において非線形歪を軽減することができるのである。
【００１０】
尚、ＯＦＤＭ変調器１は、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路１１と、Ｓ／Ｐ（直並列）変換回路１２と、サブキャリア変調回路１３と、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路１４と、Ｇ／Ｉ（ガードインタバル）付加回路１５と、波形整形回路１６とからなり、これ等は上記特開２０００−２２６５９号公報に開示のものと同等であって周知の構成であるので、その説明は省略する。
【００１１】
この従来技術においては、レベル検出器２６として，アナログのダイオード検波もしくはベースバンド信号から電力もしくは振幅を計算する演算回路などが必要となる。電力を演算するのであれば直交信号Ｉ，Ｑの自乗和を、振幅を演算するのであればＩ、Ｑの自乗和に対して平方根を、それぞれに取る必要がある。
【００１２】
一方、論文”Ｑｕａｎｔｉｚａｓｔｉｏｎ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ａ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  Ｌｉｎｅａｒｉｚｅｒ  ｆｏｒ  ＲＦ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，”Ｌａｒｓ  Ｓｕｎｄｓｔｒｏｅｍ，  Ｍｉｃｈａｅｌ  Ｆａｕｌｋｎｅｒ，  Ｍａｔｓ  Ｊｏｈａｎｓｓｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  １９９６においては、電力情報は振幅情報よりも計算が簡単であるが、精度の高いプリディストーションを行うには振幅情報を利用すべきであると指摘されている。
【００１３】
レベル検出のために送信信号の振幅を演算するには、直交信号の自乗和の平方根を求める必要があるが、これらの演算をベースバンド信号で行うにはデジタル演算回路が必要であり、装置規模とデジタル回路を駆動する電力を余分に必要とする問題が生じる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭはデジタル放送および無線アクセスなどの分野で変調方式の標準となり、重要な技術である。ＯＦＤＭの利点は周波数利用効率が高く、変調方式自体がマルチパス歪に強いということあるが、送信アンプの非線形歪に対して影響を受けやすい変調方式である。また隣接チャネル干渉の観点からも送信アンプの非線形性に留意する必要がある。以上の事情によりＯＦＤＭ伝送にプリディストーションなどの非線形歪補償を行うことは効果的である。
【００１５】
特に、送信アンプのバックオフをプリディストーションにより低減できるため、送信アンプの省電力化につながり、移動体通信など省電力化システムへの適用に寄与できる。しかしながら、ＯＦＤＭのようにピークファクタの高い変調波に対して従来のプリディストーションを適用した場合、送信信号の振幅もしくは電力を検出する手段としてのダイオード検波器に大きなダイナミックレンジを必要とし、またアナログ回路による特性のバラツキが問題となる。
【００１６】
さらに、従来のプリディストーションでは、上述した様に、送信信号の振幅または電力を特定するための演算回路が必要であり、デジタル処理を用いたとしても回路規模、消費電力が大きくなる。
【００１７】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ変調後の振幅を直接検出するのではなく、ＯＦＤＭ変調を行う前の送信データ系列から事前に演算しておいた振幅情報を引用することで、上述した問題点を解決することが可能なフレディストーション付のＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、ＯＦＤＭ変調を行う前の送信データ系列を入力とし、この送信データ系列に対応して予め求められたＯＦＤＭ変調波の振幅情報（または電力情報）を引用する情報引用手段と、この情報引用手段による引用情報を入力とし、この引用情報に対応して予め求められた送信アンプの非線形歪の補償係数を引用する補償係数引用手段と、この補償係数引用手段による補償係数を前記ＯＦＤＭ変調波に乗算する乗算手段とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路が得られる。
【００１９】
また、本発明によれば、ＯＦＤＭ変調を行う前の送信データ系列を入力とし、この送信データ系列に対応して予め求められた送信アンプの非線形歪の補償係数を引用する引用手段と、この引用手段により引用された補償係数を前記ＯＦＤＭ変調波に乗算する乗算手段とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ伝送用非線形歪補償回路が得られる。
【００２０】
本発明の作用を述べる。本発明では、ベースバンド帯域の送信データに応じて予め求めておいたＯＦＤＭ変調波の振幅情報を引用することによって、従来のような送信信号レベルの検出手段を用いる必要をなくしている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照しつつ本発明の実施例を説明する。図１はに本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図であり、図４と同等部分は同一符号により示している。図１において、１はＯＦＤＭ変調器、２はプリディストーション回路、３は送信周波数変換回路、４は送信アンプである。ＯＦＤＭ変調器１において、１１は誤り訂正回路（ＦＥＣ）、１２は直並列変換回路（Ｓ／Ｐ）、１３はサブキャリア変調回路、１４は逆フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）、１５はガードインタバル付加回路（Ｇ／Ｉ）、１６は波形整形回路である。
【００２２】
プリディストーション回路２において、２１は複素乗算器、２２は直並列変換回路（Ｓ／Ｐ）、２３はルックアップテーブル＃２（ＬＵＴ−２）、２４はルックアップテーブル＃１（ＬＵＴ−１）である。
【００２３】
本発明では、従来の図４に示した送信信号のレベル検出器２６を用いないで、ベースバンド帯域の送信データ系列から送信信号の振幅情報を求め、プリディストーションを行うようにしている。送信データ系列からＯＦＤＭ変調波の振幅情報を求める方法としては、ＯＦＤＭ変調の１シンボルがＮ波のサブキャリア変調波の和で構成されている性質を利用して行う。
【００２４】
例えば、サブキャリア変調がＢＰＳＫの場合を例にとると、時刻ｔにおけるＯＦＤＭ変調波は一般に、
ｓ（ｔ）＝｛Σ（ｎ＝０，Ｎ−１）  ｄｎ・ｅｘｐ  （ｊ２πｆｎ・ｔ）｝……（２）
で示される。ここで、Σ（ｎ＝０，Ｎ−１）  は変数ｎが０からＮ−１までの総和を示し、ｄｎは送信データ、ｆｎはｎ番目の直交周波数である。この（２）式は、時刻ｔが連続しているアナログ信号の場合を示しているが、デジタル処理を行うには時刻ｔはサンプリング化される。
【００２５】
一方、サブキャリア対応した並列化されたデータの周期をＴｃとおいた場合、ｎ番目のサブキャリアの周波数ｆｎは
ｆｎ＝ｎ／Ｔｃ  ……（３）
で示される。また時刻ｔを
ｔ＝ｐ・Ｔｃ／Ｎ（ｐ＝０，１，２，……，Ｎ）  ……（４）
のサンプリング値で定義すると、（２１）式は
ｓ（ｐＴｃ／Ｎ）＝｛Σ（ｎ＝０，Ｎ−１）  ｄｎ・ｅｘｐ  （ｊ２πｎｐ／Ｎ）｝／Ｎ……（５）
となる。これは逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）の処理に相当している。
【００２６】
以上のことより、送信データのｎ＝０からｎ＝Ｎ−１までのＮビットの情報から送信ＯＦＤＭ信号のｐ番目のサンプリング値ｓ（ｐＴｃ／Ｎ）を（５）式から求めることが出来る。すなわち、送信データの系列とＯＦＤＭ変調波とは写像関係にあり、ＯＦＤＭ変調波の振幅情報も送信データの系列と写像の関係にある。この性質を利用してＮビットのデータ系列の組み合せに対応して、送信ＯＦＤＭ変調波の振幅値（絶対値）｜ｓ（ｐＴｃ／Ｎ）｜を予め計算しておき、これをルックアップテーブルに格納しておけば、図１に示すように送信データ系列の情報をアドレス入力とすることにより、この送信データ系列の情報からルックアップテーブル２３をアクセスし、送信データ系列に対応したＯＦＤＭ変調波の振幅情報を引用することができる。
【００２７】
該振幅値情報はルックアップテーブル２４に入力され、ＯＦＤＭ変調波の振幅に対応したプリディストーション補償係数を引用することができる。ルックアップテーブル２４からのプリディストーション補償係数を、複素乗算器２１にて、ＯＦＤＭ変調器１からのＯＦＤＭ変調波に複素乗算することにより、従来通りプリディストーションが可能となる。
【００２８】
以上の説明はＢＰＳＫを例に行っているが、サブキャリア変調がＱＰＳＫの場合にはＱＰＳＫの１シンボルに対して２ビットの情報データを割当てるため、直並列変換回路１２では、１列の送信データは２Ｎブランチに並列化される。同様に、サブキャリア変調が１６ＱＡＭの場合には、直並列変換回路１２は４Ｎブランチの並列化を行う。従って、プリディストーション回路２の直並列変換回路２２も同様の処理を行えば良いものである。
【００２９】
図２に本発明の第２の実施例のブロック図を示し、図２において、図１と同等部分は同一符号により示している。図２において、図１の実施例との差異は、図ルックアップテーブル（＃２）２３を削除し、ひとつのルックアップテーブル２５としたことである。すなわち、上記図１の例では、送信データ系列から送信ＯＦＤＭ変調波の振幅情報を引用するためのルックアップテーブルと、プリディストーション補償係数を引用するためのルックアップテーブルとを、それぞれに独立して個別に備えていたが、これら２個のルックアップテーブルを一つのルックアップテーブルに集約したのがこの第２の実施例である。
【００３０】
ルックアップテーブルとしては、具体的にはＲＯＭなどの読出し専用メモリにより実現できるため、２個のルックアップテーブルの集約が可能である。第１の実施例の説明において述べたように、直並列変換回路２２で並列化された送信データ系列とＯＦＤＭ送信波の振幅情報は写像関係にある。また，該振幅情報とプリディストーション補償係数も写像関係にある。すなわち，送信データ系列とプリディストーション補償係数も写像関係にあるため、振幅情報を経由しないで、送信データ系列から直接プリディストーション補償係数を引用することが可能である。従って，図２に示すような２個のルックアップテーブルの集約化が可能であり、これは従来技術のプリディストーションと比較しても大幅な回路構成の縮小となっており、装置の小型化および省電力化に大きな効果が得られる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、送信信号の振幅情報を得る手段として、直並列変換回路及びルックアップテーブルを使用し、送信データ系列から直接プリディストーションのための乗数を得る構成であり、これらの回路規模および消費電力は従来技術のプリディストーションにおける送信信号の振幅情報を得る手段としてのレベル検波器、振幅演算回路、Ａ／Ｄ変換回路などに比べて小さく、従来技術のプリディストーションよりも装置の小型化および省電力化が可能となるいう効果が得られる。
【００３２】
また、従来技術のプリディストーションでは、送信ベースバンド信号のレベルを検出する手段としてアナログ検波器を用いるのが一般的であるが、ＯＦＭＤ信号のようなピークファクタの極めて高い変調方式の場合には、ダイオードの検波特性のダイナミックレンジが不足し、またダイオードの特性のバラツキが問題となるが、本発明ではこのようなアナログ回路によるレベル検出を用いず、送信データ系列から送信信号の振幅情報を一対一に求めることができるため、従来技術におけるアナログ回路の影響は受けないという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例のブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施例のブロック図である。
【図３】アンプの入出力特性（ＡＭ／ＡＭ）を示す図である。
【図４】従来技術の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ＯＦＤＭ変調器
２  プリディストーション回路
３  送信周波数変換回路
４  送信アンプ
１１  ＦＥＣ回路
１２，２２  直並列変換回路
１３  サブキャリア変調回路
１４  ＩＦＦＴ回路
１５  ガードインタバル付加回路
１６  波形整形回路
２３，２４，２５  ルックアップテーブル
【図１】
0003587119.tif 000002
【図２】
0003587119.tif 000003
【図３】
0003587119.tif 000004
【図４】
0003587119.tif 000005