(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に記録された情報データの再生を行う記録情報再生装置であって、
前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読取手段と、前記読取信号をサンプリングしてディジタルの読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、
前記予測値の各々は、前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルの値、及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴とする記録情報再生装置。
【請求項２】
記録媒体に記録された情報データの再生を行う記録情報再生装置であって、
前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読取手段と、
前記読取信号をサンプリングしてディジタルの読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて情報データの復号を行うビタビ復号器と、
前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプル及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々を抽出し、これらを夫々前記予測値とする予測値生成手段とを有することを特徴とする記録情報再生装置。
【請求項３】
記録媒体に記録された情報データの再生を行う記録情報再生装置であって、
前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読取手段と、
前記読取信号から誤差信号を減算して誤差補正読取信号を得る減算器と、
前記誤差補正読取信号をサンプリングしてディジタルの読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルを抽出し、このサンプル値に対応したレベルを有する信号を前記誤差信号として発生するレベル補正手段と、
前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、
前記予測値の各々は、ゼロレベル及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴とする記録情報再生装置。
【請求項４】
前記記録媒体は光ディスクであり、前記情報データはＲＬＬ変調符号化されて前記光ディスクに記録されていることを特徴とする請求項１、２及び３記載の記録情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、記録媒体に記録されている記録情報の再生を行う記録情報再生装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
記録媒体として光ディスクを用いた記録再生系では、その記録情報の高密度化、及び再生性能の向上を目的として、ＲＬＬ（ｒｕｎ  ｌｅｎｇｔｈ  ｌｉｍｉｔｅｄ）変調符号を採用する場合が多い。
又、高密度記録媒体から、高い信頼性をもって情報再生を行える再生信号処理方式として、ＰＲＭＬ（ｐａｒｔｉａｌ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式が研究、実用化されている。ＰＲＭＬ方式では、記録再生系の周波数特性をパーシャルレスポンス特性に等化して考え、記録媒体から読み取られた読取信号に対して最尤復号の一種であるビタビ復号を行うことにより、最も確からしいデータ系列を再生する。
【０００３】
かかるＰＲＭＬ方式では、記録再生系の種類に応じて、幾つかのパーシャルレスポンスモデルを想定する。
例えば、光ディスク再生系では、（１＋Ｄ）で表されるＰＲ（１、１）、及び（１＋Ｄ）２で表されるＰＲ（１、２、１）、更に、（１＋Ｄ）３で表されるＰＲ（１、３、３、１）等が用いられる。又、磁気記録再生系では、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）で表されるＰＲ４、及び（１−Ｄ）（１＋Ｄ）２で表されるＥＰＲ４、更に、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）３で表されるＥＥＰＲ４等が用いられる。
【０００４】
この際、一般に、記録媒体の記録密度が高くなるほど、後の方のより次数の高いパーシャルレスポンスモデルを想定したビタビ復号器を用いる必要がある。
ところが、高次のパーシャルレスポンスモデルを想定してビタビ復号器を構築しようとすると、その回路規模もかかる次数に応じて大になるという問題が発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明の目的は、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼性をもって情報再生を行える記録情報再生装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明による記録情報再生装置は、記録媒体に記録された情報データの再生を行う記録情報再生装置であって、前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読取手段と、前記読取信号をサンプリングしてディジタルの読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、前記予測値の各々は、前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルの値、及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による記録情報再生装置の構成の一例を示す図である。
尚、かかる図１に示される記録情報再生装置においては、記録媒体としてＤＶＤ（ディジタルビデオディスク）を対象としており、その情報記録時のＲＬＬ変調方式として８／１６変調を採用しているものとする。
【０００８】
図１において、この記録情報再生装置にセットされた例えばＤＶＤである記録ディスク１１には、ディジタル音声、ディジタル映像、及びコンピュータデータの如き情報データが８／１６変調されて記録されている。ピックアップ１２は、かかる記録ディスク１１から記録情報の読み取りを行って得られたアナログの読取信号をＲＦアンプ１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、かかる読取信号を所望に増幅してＡ／Ｄ変換器１４に供給する。
【０００９】
Ａ／Ｄ変換器１４は、後述するクロック発生回路１５から供給されてくるサンプリングクロック信号に応じて上記読取信号をサンプリングして順次、ディジタルの読取サンプル値に変換し、この読取サンプル値の系列からなる読取サンプル系列ｐを得る。クロック発生回路１５は、かかる読取サンプル系列ｐに基づいて位相補正した所定周波数のクロック信号を発生し、これを上記サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器１４に供給する。
【００１０】
予測値生成回路１６は、先ず、読取サンプル系列ｐ中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルｖ、及びこのゼロクロスサンプルの前後に隣接する正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々を抽出する。次に、これらゼロクロスサンプルｖ、正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々の平均レベルを求めこれらを夫々予測値ｙ０、予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−としてビタビ復号器１７に供給する。
【００１１】
ビタビ復号器１７は、上記読取サンプル系列ｐと、予測値ｙ０、予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−  各々との二乗誤差を求め、この二乗誤差の累算値が最小となるようなデータ系列を最も確からしいデータ系列として復号し、これをＲＬＬ復号器１８に供給する。
ＲＬＬ復号器１８は、かかるデータ系列をＲＬＬ復号したものを再生データとして出力する。
【００１２】
図２は、上記予測値生成回路１６の内部構成の一例を示す図である。
又、図３は、かかる図２に示される予測値生成回路１６の内部動作波形の一例を示す図である。
図２において、Ｄフリップフロップ１６１は、上述の如く、Ａ／Ｄ変換器１４から供給されてくる読取サンプル系列ｐを１サンプリングクロック分だけ遅延した遅延読取サンプル系列ｑをＤフリップフロップ１６２、１６３及び加算器１６４の各々に供給する。Ｄフリップフロップ１６３は、かかる遅延読取サンプル系列ｑを更に１サンプリングクロック分だけ遅延した遅延読取サンプル系列ｑｑをセレクタ１７０及び１７１の各々に供給する。
【００１３】
加算器１６４は、上記読取サンプル系列ｐと、遅延読取サンプル系列ｑとの加算を行うことにより、補間読取サンプル系列ｒを求める。かかる補間読取サンプル系列ｒのＭＳＢ（ｍｏｓｔ  ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ  ｂｉｔ）は、Ｄフリップフロップ１６５及び排他的論理和回路１６６からなるゼロクロスタイミング検出回路に供給される。このゼロクロスタイミング検出回路は、かかる補間読取サンプル系列ｒのＭＳＢであるビット信号ｓの信号論理値が「１」から「０」、あるいは、「０」から「１」へと推移したことを検出した場合、すなわち、補間読取サンプル系列ｒの極性が変化した場合にゼロクロスタイミング信号ｔを発生し、これをＤフリップフロップ１６７、１６８及び１６９の各々に供給する。
【００１４】
セレクタ１７０は、上記読取サンプル系列ｐのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、読取サンプル系列ｐにおけるサンプル値が正極性である場合には、かかる読取サンプル系列ｐをＤフリップフロップ１６７に供給する。一方、セレクタ１７０は、上記読取サンプル系列ｐのＭＳＢの信号論理値が「１」、すなわち、読取サンプル系列ｐにおけるサンプル値が負極性である場合には、遅延読取サンプル系列ｑｑをＤフリップフロップ１６７に供給する。
【００１５】
セレクタ１７１は、上記遅延読取サンプル系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、遅延読取サンプル系列ｑｑにおけるサンプル値が正極性である場合には、読取サンプル系列ｐをＤフリップフロップ１６９に供給する。一方、セレクタ１７１は、上記遅延読取サンプル系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が「１」、すなわち、遅延読取サンプル系列ｑｑにおけるサンプル値が負極性である場合には、かかる遅延読取サンプル系列ｑｑをＤフリップフロップ１６９に供給する。
【００１６】
Ｄフリップフロップ１６７は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給された時のみ、セレクタ１７０から供給された読取サンプル系列（読取サンプル系列ｐ、又は遅延読取サンプル系列ｑｑのいずれか一方）を取り込み、これを正極性サンプルｕとして平均化回路１７２に供給する。平均化回路１７２は、例えば、ＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタ等から構成され、上記正極性サンプルｕの平均値を求めてこれを予測値ｙ＋として出力する。Ｄフリップフロップ１６２は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給された時のみ、遅延読取サンプル系列ｑを取り込み、これをゼロクロスサンプルｖとして平均化回路１７３に供給する。平均化回路１７３は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ等から構成され、かかるゼロクロスサンプルｖの平均値を求めてこれを予測値ｙ０として出力する。Ｄフリップフロップ１６９は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給された時のみ、セレクタ１７１から供給された読取サンプル系列（読取サンプル系列ｐ、又は遅延読取サンプル系列ｑｑのいずれか一方）を取り込み、これを負極性サンプルｗとして平均化回路１７４に供給する。平均化回路１７４は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ等から構成され、上記負極性サンプルｗの平均値を求めてこれを予測値ｙ−として出力する。
【００１７】
すなわち、読取サンプル系列ｐからゼロクロスタイミングが検出された時、セレクタ１７０及び１７１各々には、このゼロクロスタイミングよりも１サンプリングクロック前の読取サンプル値と、かかるゼロクロスタイミングよりも１サンプリングクロック後の読取サンプル値とが供給されている。このゼロクロスタイミングの前後に存在する読取サンプル値の極性は、互いに反転したものである。そこで、Ｄフリップフロップ１６７は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する読取サンプル値の内、正極性のサンプル値を取り込みこれを正極性サンプルｕとしている。又、Ｄフリップフロップ１６９は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する読取サンプル値の内、負極性のサンプル値を取り込みこれを負極性サンプルｗとしているのである。
【００１８】
図４は、ビタビ復号器１７の内部構成を示す図である。
図４に示されるが如く、ビタビ復号器１７は、メトリック演算回路１７０及びパスメモリ１８０から構成されている。
図５は、かかるメトリック演算回路１７０の内部構成を示す図である。
図５において、減算器ＳＢ２は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ−を減算した値をＤフリップフロップＤＣ２に供給する。ＤフリップフロップＤＣ２は、かかる減算器ＳＢ２から供給された値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを２乗回路Ｍ２に供給する。尚、かかるＤフリップフロップＤＣ２は、この減算器ＳＢ２から供給された値のＭＳＢが「１」、すなわち、減算器ＳＢ２から供給された値が負の値である場合には、その取り込んだ値をクリアして、「０」を２乗回路Ｍ２に供給する。
【００１９】
減算器ＳＢ３は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ０を減算した値をＤフリップフロップＤ１に供給する。ＤフリップフロップＤ１は、かかる減算器ＳＢ３から供給された値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを２乗回路Ｍ３に供給する。
減算器ＳＢ４は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ＋を減算した値をＤフリップフロップＤＣ１に供給する。ＤフリップフロップＤＣ１は、かかる減算器ＳＢ４から供給された値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを２乗回路Ｍ４に供給する。尚、かかるＤフリップフロップＤＣ１は、この減算器ＳＢ４から供給された値のＭＳＢが「０」、すなわち、減算器ＳＢ４から供給された値が正の値である場合には、その取り込んだ値をクリアして、「０」を２乗回路Ｍ４に供給する。
【００２０】
２乗回路Ｍ２〜Ｍ４の各々からは、夫々、
（読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ−）２
（読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ０）２
（読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ＋）２
なる２乗誤差値がＤフリップフロップＤ２〜Ｄ４の各々に供給される。
【００２１】
ＤフリップフロップＤ２〜Ｄ４の各々は、上記サンプリングクロック毎にこれら２乗誤差値を取り込んで、これらをブランチメトリック値λ２〜λ４とする。加算器ＡＤ２は、ブランチメトリック値λ２と、ＤフリップフロップＤ９から供給されたパスメトリック値Ｌ１００とを加算して得られた加算値を選択回路Ｓ１に供給する。加算器ＡＤ３は、ブランチメトリック値λ２と、ＤフリップフロップＤ６から供給されたパスメトリック値Ｌ０００とを加算して得られた加算値を選択回路Ｓ１及びＤフリップフロップＤ７の各々に供給する。比較器Ｃ１は、上記パスメトリック値Ｌ１００とパスメトリック値Ｌ０００との大小比較を行い、パスメトリック値Ｌ１００≧パスメトリック値Ｌ０００なるときに、パス選択信号ＳＥＬ０００を“０”とする一方、パスメトリック値Ｌ１００＜パスメトリック値Ｌ０００なるときに、ＳＥＬ０００を“１”とする。選択回路Ｓ１は、かかるパス選択信号ＳＥＬ０００が“０”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリック値Ｌ０００以上の値である場合には、加算器ＡＤ３の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ６に供給する一方、パス選択信号ＳＥＬ０００が“１”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリック値Ｌ０００よりも小なる値である場合には、加算器ＡＤ２の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ６に供給する。ＤフリップフロップＤ６は、選択回路Ｓ１から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ０００として加算器ＡＤ３、及び比較器Ｃ１に夫々帰還供給する。
【００２２】
ＤフリップフロップＤ７は、加算器ＡＤ３から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ００１として加算器ＡＤ４に帰還供給する。加算器ＡＤ４は、ブランチメトリック値λ３と、ＤフリップフロップＤ７から供給されたパスメトリック値Ｌ００１とを加算して得られた加算結果をＤフリップフロップＤ８に供給する。ＤフリップフロップＤ８は、加算器ＡＤ４から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ０１１として加算器ＡＤ７及び比較器Ｃ２の各々に帰還供給する。加算器ＡＤ５は、ブランチメトリック値λ３と、ＤフリップフロップＤ１０から供給されたパスメトリック値Ｌ１１０とを加算して得られた加算結果をＤフリップフロップＤ９に供給する。ＤフリップフロップＤ９は、加算器ＡＤ５から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ１００として加算器ＡＤ２及び比較器Ｃ１の各々に帰還供給する。加算器ＡＤ６は、ブランチメトリック値λ４と、後述するＤフリップフロップＤ１１から供給されたパスメトリック値Ｌ１１１とを加算して得られた加算結果をＤフリップフロップＤ１０、及び選択回路Ｓ２に供給する。ＤフリップフロップＤ１０は、加算器ＡＤ６から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ１１０として加算器ＡＤ５に帰還供給する。
【００２３】
加算器ＡＤ７は、ブランチメトリック値λ４と、ＤフリップフロップＤ８から供給されたパスメトリック値Ｌ０１１とを加算して得られた加算結果を選択回路Ｓ２に供給する。比較器Ｃ２は、パスメトリック値Ｌ１１１とパスメトリック値Ｌ０１１との大小比較を行い、パスメトリック値Ｌ１１１≧パスメトリック値Ｌ０１１なるときに、パス選択信号ＳＥＬ１１１を“０”とする一方、パスメトリック値Ｌ１１１＜パスメトリック値Ｌ０１１なるときに、ＳＥＬ１１１を“１”とする。選択回路Ｓ２は、かかるパス選択信号ＳＥＬ１１１が“０”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１１１がパスメトリック値Ｌ０１１以上の値である場合には、加算器ＡＤ７の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ１１に供給する一方、パス選択信号ＳＥＬ１１１が“１”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１１１がパスメトリック値Ｌ０１１よりも小なる値である場合には、加算器ＡＤ６の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ１１に供給する。ＤフリップフロップＤ１１は、選択回路Ｓ２から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ１１１として加算器ＡＤ６及び比較器Ｃ２に夫々帰還供給する。
【００２４】
図６は、パスメモリ１８０の内部構成の一例を示す図である。
パスメモリ１８０は、パス選択信号ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１１１各々の値に応じて、論理値「１」又は論理値「０」のデータ系列を更新しつつこれを復号データ系列として出力する。
図５に示される選択回路Ｓ１０〜Ｓ１７の各々は、供給されるパス選択信号ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１１１の論理値が「０」のときは、図中の下方入力端Ｐ０から供給された信号の論理値を次段のＤフリップフロップに中継出力する一方、パス選択信号ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１１１の論理値が「１」のときは、図中の上方入力端Ｐ１から供給された信号の論理値を次段のＤフリップフロップＤ１０、Ｄ１５、Ｄ２０、Ｄ２５、Ｄ３０、Ｄ３５、Ｄ４０及びＤ４５に中継出力する。ＤフリップフロップＤ１０〜Ｄ１５、Ｄ２０〜Ｄ２５、Ｄ３０〜Ｄ３５、及びＤ４０〜Ｄ４５の各々は、供給されてくる信号の論理値を、上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを次段に中継出力する。多数決回路４０は、ＤフリップフロップＤ４０〜Ｄ４５各々から供給されてくる信号の論理値「０」又は「１」の内で、多い方の論理値を選択してこれを復号データとして出力する。
【００２５】
尚、図６においては、回路段数を４段とした場合の例を示しているが、実際には、１０段から１００段程度で構成される。
以上の如く、本発明による記録情報再生装置においては、ビタビ復号器１７において用いる予測値の各々を、読取サンプル系列ｐ中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルの値、及びゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々の値に夫々等しい値に設定する構成としたのである。
【００２６】
すなわち、情報データをＲＬＬ変調符号化してＣＤ、あるいはＤＶＤの如き光ディスクに記録する際には、ピットエッジ記録と呼ばれる記録方式を採用する。これは、記録パルスと等しい長さのピット及びランドを光ディスク上に形成するものであり、かかるピット両端のエッジ部が記録情報を担うものとなる。この光ディスクから記録情報の再生を行う際には、かかるピット両端のエッジ部に対応する読取信号のゼロクロス点に基づいて記録情報の再生を行う。従って、かかる読取信号をＡ／Ｄ変換して得られた読取サンプル系列を用いるビタビ復号においても、ゼロクロス時点及びそのゼロクロス時点の前後に存在する読取サンプルが、記録情報の大部分を担っていると考えられる。一方、ピット及びランドの中央部に対応する、ゼロクロス時点から離れた時点での読取信号は、アシンメトリと呼ばれるピット長の伸縮に起因して、上下非対称となることがある。つまり、ゼロクロス時点から離れた位置での読取信号に対応した読取サンプルは、そのデータとしての信頼性が低く、それ故に、ビタビ復号では、かかる読取サンプルからでは、正確に復号するのが困難となる。
【００２７】
そこで、本発明においては、データとして信頼性の高いゼロクロス時点の読取サンプル及びその前後に存在する読取サンプルのみを重視してビタビ復号を行う。図４に示されるメトリック演算回路１７０においては、ゼロクロス時点から離れた時点に存在する、絶対値の大なる読取サンプルが供給されてきた場合には、この際の二乗誤差値を強制的に「０」にすることにより、ビタビ復号の性能劣化を防止している。かかる動作は、上述した如きＤフリップフロップＤＣ１及びＤＣ２のクリア動作にて実現している。
【００２８】
従って、本発明によれば、ビタビ復号を実施する際に必要となる予測値は、予測値ｙ−、予測値ｙ０、及び予測値ｙ＋の３つで事足りるので、図５のメトリック演算回路、図６のパスメモリともに、より小さい回路規模で済む。
従って、復号性能を劣化させることなく、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼性をもって情報再生を行えるようになるのである。
【００２９】
尚、上記実施例においては、３つの予測値ｙ−、予測値ｙ０、及び予測値ｙ＋各々を、予測値生成回路１６にて逐次、読取サンプル系列ｐから求めるようにしている。しかしながら、これら３つの予測値を予め実験によって求めておき、これらを図７に示されるが如く、ＣＰＵ（中央処理装置）２０にてビタビ復号器１７に供給する構成としても良い。
【００３０】
例えば、単層構造のＤＶＤ、２層構造のＤＶＤ、追記型ＤＶＤ、書き換え可能なＤＶＤ、更にＣＤの如き光ディスクのいずれからでも記録情報の再生が可能な記録情報再生装置においては、これら各ディスク毎に最適な３つの予測値ｙ−、予測値ｙ０、及び予測値ｙ＋各々を記憶しておき、再生対象となるディスクの判別結果に応じた予測値ｙ−、予測値ｙ０、及び予測値ｙ＋をビタビ復号器１７に供給するのである。
【００３１】
図８は、本発明の他の実施例による記録情報再生装置の構成を示す図である。図８において、ピックアップ１２は、記録ディスク１１から記録情報の読み取りを行って得られたアナログの読取信号をＲＦアンプ１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、かかる読取信号を所望に増幅したものを減算器２１に供給する。減算器２１は、ＲＦアンプ１３から供給された読取信号から、後述する誤差信号ｅを減算した誤差補正読取信号をＡ／Ｄ変換器１４に供給する。Ａ／Ｄ変換器１４は、後述するクロック発生回路１５から供給されてくるサンプリングクロック信号に応じて上記誤差補正読取信号をサンプリングして順次、ディジタルの読取サンプル値に変換し、この読取サンプル値の系列からなる読取サンプル系列ｐを得る。クロック発生回路１５は、かかる読取サンプル系列ｐに基づいて位相補正した所定周波数のクロック信号を発生し、これを上記サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器１４に供給する。レベル補正回路２２は、読取サンプル系列ｐ中から、ゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルを抽出し、このサンプル値に対応したレベルを有する誤差信号ｅを発生してこれを減算器２１に帰還供給する。
【００３２】
かかる減算器２１及びレベル補正回路２２の動作により、Ａ／Ｄ変換器１４から出力される読取サンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの値は、実際に０レベルとなる。
予測値生成回路１６’は、読取サンプル系列ｐ中から、ゼロクロスサンプルの前後に存在する正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々を抽出し、これら正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々の平均レベルを夫々予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−としてビタビ復号器１７に供給する。ビタビ復号器１７には、更に、固定値の０が予測値の１つとして供給される。
【００３３】
すなわち、かかる図８に示される構成においては、上記減算器２１及びレベル補正回路２２の動作により、読取サンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの値は、必ず０レベルとなるので、予測値ｙ０としては、固定値の０レベルをそのまま用いれば良いのである。かかる構成によれば、図２及び図５に示される予測値ｙ０に関する回路部を省略することが出来る。
【００３４】
又、光ディスク再生系の周波数特性は高域減衰特性であるから、ＲＬＬ変調符号を用いて記録した場合の読取信号波形においては、最短ランレングス波形の振幅が最小となる。よって、光ディスクに記録されているＲＬＬ変調符号化信号を読み取る場合には、この最短ランレングス波形が読み取りエラーを起こす確率が高い。
【００３５】
そこで、上記予測値生成回路１６による予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−の検出においては、ゼロクロス時点の前後の正負サンプルを全て検出するのではなく、ランレングスが最短である場合にのみ検出する構成としても良い。そして、この最短ランレングス波形に対応した予測値を設定することにより、ビタビ復号回路１７の復号エラーを更に低減させることが可能となる。
【００３６】
又、上記予測値生成回路１６による予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−の検出においては、最短ランレングス波形の振幅が最小となる性質を利用して、ゼロクロス時点の前後のサンプル値の最小値を検出するようにしても良い。
更に、かかる予測値生成回路１６による予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−の検出においては、予測値ｙ＋、及び予測値ｙ−が正負対称であると近似して、サンプル値の絶対値を検出するようにしても良い。この際、検出された絶対値を正極性としたものを予測値ｙ＋とし、負極性としたものを予測値ｙ−とするのである。
【００３７】
又、上記実施例においては、予測値が３つの場合について述べたが、これに限定されるものではない。例えば、予測値を４つの如き偶数個としても構わない。この際、Ａ／Ｄ変換器１４におけるサンプリングクロックは、ゼロクロス時点と逆位相とし、ゼロクロス時点の前後各２クロックの計４サンプルを予測値とする。
【００３８】
又、上記ＲＬＬ変調符号は、８／１６変調符号化に限定されるものではなく、例えば、（１、７）ＲＬＬ変調符号、（２、７）ＲＬＬ変調符号、及びＥＦＭ（ｅｉｇｈｔ  ｔｏ  ｆｏｕｒｔｅｅｎ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）符号等、種々の転用が可能である。
又、予測値の個数、変調符号の種類に応じてビタビ復号回路の構成は種々に改変可能である。
【００３９】
【発明の効果】
上記したことから明らかなように、本発明による記録情報再生装置によれば、その復号性能を劣化させることなくビタビ復号器の回路規模を小にすることが出来る。よって、小なる回路規模の再生装置にて、ＲＬＬ変調符号化して高密度記録された記録媒体から信頼性の高い情報再生が行えるようになるのである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による記録情報再生装置の構成の一例を示す図である。
【図２】予測値生成回路１６の内部構成を示す図である。
【図３】予測値生成回路１６の内部動作波形を示す図である。
【図４】ビタビ復号器１７の構成を示す図である。
【図５】メトリック演算回路１７０の内部構成を示す図である。
【図６】パスメモリ１８０の内部構成の一例を示す図である。
【図７】本発明の他の実施例による記録情報再生装置の構成を示す図である。
【図８】本発明の他の実施例による記録情報再生装置の構成を示す図である。
【主要部分の符号の説明】
１４  Ａ／Ｄ変換器
１６  予測値生成回路
１７  ビタビ復号器
２１  減算器
２２  レベル補正回路
１７０  メトリック演算回路
【図１】
0003585317.tif 000002
【図２】
0003585317.tif 000003
【図３】
0003585317.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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