(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のサンプリング間隔での離散的時間成分を生成するために、信号をサンプリング周波数でサンプリングするステップと、
ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプルされた信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部分に移すために、離散的時間成分の交番するものを反転させるステップとを有し、
ナイキストバンドの上側半分における周波数成分がナイキストバンドの下側半分に移され、またはナイキストバンドの下側半分における周波数成分がナイキストバンドの上側半分に移される
ことを特徴とする信号を処理する方法。
【請求項２】
前記離散的時間成分の交番するものを反転させるステップは、前記サンプルされた信号に、サンプリング周波数の半分の周波数でかつサンプリング間隔における離散的時間成分を有する基準信号を乗算するステップを含む
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記反転させるステップを選択的にイネーブルするステップをさらに含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記反転させるステップが、前記サンプルされた信号の周波数が所定の範囲にあることに応答して、選択的にイネーブルされる
ことを特徴とする請求項１、２又は３記載の方法。
【請求項５】
複数の信号の各々がナイキストバンド内の周波数を有し、前記反転させるステップが、複数のサンプルされた信号に対して選択的に実行され、前記信号のうちの選択されたものの周波数成分がナイキストバンドの他方の部分に移されることを特徴とする請求項１ないし４のうちの何れかに記載の複数の異なる周波数の信号を処理する方法。
【請求項６】
ナイキストバンドの上側半分にある周波数を有する信号が、ナイキストバンドの下側半分に移され、またはナイキストバンドの下側半分にある周波数を有する信号がナイキストバンドの上側半分に移される
ことを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
信号を受信するように接続された入力回路と、
前記入力回路に接続されて、所定のサンプリング間隔において離散的時間成分を生成するために前記信号をサンプリング周波数でサンプリングするサンプリング回路と、
前記サンプルされた出力を受信するように接続されて、ナイキストバンドの一方の部分にあるサンプルされた信号の周波数成分がナイキストバンドの他方の部分に移されるように、離散的時間成分の交番するものを反転させる反転手段とを有し、ナイキストバンドの上側半分にある周波数成分が、ナイキストバンドの下側半分に移され、かつナイキストバンドの下側半分にある周波数成分がナイキストバンドの上側半分に移される
ことを特徴とする信号処理回路。
【請求項８】
前記反転手段が、前記サンプルされた信号に、前記サンプリング周波数の半分の周波数でかつ前記サンプリング間隔における離散的時間成分を有する基準信号を乗算するように接続された乗算器を含む
ことを特徴とする請求項７記載の信号処理回路。
【請求項９】
前記反転手段を選択的にイネーブルするための選択回路をさらに含む
ことを特徴とする請求項７又は８に記載の信号処理回路。
【請求項１０】
前記反転手段が、サンプルされた信号の周波数が所定範囲にあることに応答して、選択的にイネーブルされる
ことを特徴とする請求７、８又は９に記載の信号処理回路。
【請求項１１】
前記入力回路が、異なる周波数を有する複数の信号を受信するように接続され、前記複数の信号の各々がナイキストバンド内の周波数を有し、前記反転回路が、前記複数の信号のうちの選択されたものの周波数成分がナイキストバンドの別の部分に移されるように選択的にイネーブルされる
ことを特徴とする請求項７ないし１０の何れか１つに記載の信号処理回路。
【請求項１２】
ナイキストバンドの上側半分にある周波数を有する信号がナイキストバンドの下側半分に移され、またはナイキストバンドの下側半分にある周波数を有する信号がナイキストバンドの上側半分に移される
ことを特徴とする請求項１１記載の信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ナイキストサンプルバンド内の周波数のトランスレーションに係り、これに限定されるものでないが、特に、通信システムの受信機または送信機における周波数のトランスレーションに関する。
【０００２】
【従来の技術】
送信機および受信機がデジタル的に構成される、従来のアームストロングスーパーヘテロダインアプローチに対する実用的な代替手段としてのソフトウェアデファインド無線送受信機の出現は、受信機のアーキテクチャのさらなる離散的デジタルドメインへの移動が見られてきた。
【０００３】
マルチキャリア通信システムにおいて、フィルタは、システムにより使用される各キャリア周波数に対して必要とされる。各フィルタは、サンプリング周波数の下半分に位置するサンプル周波数スペクトルの一部であるナイキストバンドにある中心周波数を有する。通信システムによりサポートされる必要があるキャリア周波数、即ちチャネルの数が増大すると、ナイキストバンド中の異なる中心周波数を有することが必要とされるフィルタの数が増大する。
【０００４】
明らかに、ナイキストバンド中の周波数スペクトルは、所定のサンプルレートに対して固定である。したがって、通信システムの正しい動作を補償するために、使用されるキャリア周波数の数が増大すると、使用されるフィルタの設計は、正確に定義された下側および上側のカットオフ周波数を伴う非常に正確な帯域幅を有しなければならない。
【０００５】
トレンドは、絶えず増大する関連する帯域幅と共に、デジタルドメインにおける送信機および受信機の無限化に向かっており、アナログからデジタルへのドメイン変換およびデジタルからアナログへのドメイン変換を提供する回路における増大させた柔軟性に対する需要がある。したがって、回路のコストは、異なる中心周波数おいて高度に調節された多数のフィルタを提供する必要性のために、回路のコストは増大する。フィルタの具現化に必要とされる回路を最小化する手段を提供することが望まれている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、効率的なフィルタリング回路を提供する信号処理手段を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、サンプリング間隔において離散的時間成分を生成するために、サンプリング周波数において信号をサンプリングステップと、ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプルされた信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部分におけるものに移す（トランスレートする）ために、離散的時間成分の交番するものを反転させるステップを含む信号を処理する方法が提供される。
【０００８】
離散的時間成分の交番するものを反転させるステップは、サンプルされた信号に、サンプリング周波数の半分の周波数かつサンプリング間隔の離散的時間成分を有する基準信号を乗算するステップを含みうる。
【０００９】
ナイキストバンドの上側半分における周波数成分は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレートされることができ、またはナイキストバンドの下側半分における周波数成分は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされうる。この方法は、反転させるステップを選択的にイネーブルするステップをさらに含むことができる。反転させるステップは、サンプルされた信号の周波数が所定範囲にあることに応答して選択的にイネーブルされることができる。
【００１０】
複数の信号のそれぞれは、ナイキストバンド内のある周波数を有する可能性があり、反転させるステップは、複数のサンプルされた周波数に対して選択的に実行される可能性があり、これらの信号のうちの選択されたものの周波数成分は、ナイキストバンドの別の部分にトランスレートされる。ナイキストバンドの上側半分における周波数を有するこれらの信号は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレートされることができ、ナイキストバンドの下側半分における周波数を有する信号は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされることができる。
【００１１】
また、本発明は、信号を受信するように接続された入力回路、入力回路に接続されて、サンプリング周波数において信号をサンプリングし、サンプリング間隔において離散的時間成分を生成するサンプリング回路、およびサンプルされた出力を受信するように接続されて、離散的時間成分の交番するものを反転させ、ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプルされた信号の周波数成分がナイキストバンドの他方の部分にトランスレートされるようにする反転手段を含む信号処理回路を提供する。
【００１２】
反転させる手段は、サンプルされた信号を、サンプリング周波数の半分の周波数であってサンプリング間隔の離散的時間成分を有する基準信号と、乗算するように接続されている乗算器を含むことができる。ナイキストバンドの上側半分における周波数成分は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレートされることができ、ナイキストバンドの下側半分の周波数成分はナイキストバンドの上側半分にトランスレートされることができる。
【００１３】
信号処理回路は、反転させる手段を選択的にイネーブルするための選択回路をさらに含むことができる。反転する手段は、サンプルされた信号の周波数が所定範囲にあることに応答して、選択的にイネーブルされうる。
【００１４】
入力回路は、異なる周波数を有する複数の信号を受信するように接続されうる。複数の信号の各々は、ナイキストバンド内の周波数を有し、反転手段は、複数の信号のうちの選択されたものの周波数成分がナイキストバンドの別の部分にトランスレートされるように選択的にイネーブルされる。
【００１５】
ナイキストバンドの上側半分における周波数を有する信号は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレートされることができ、ナイキストバンドの下側半分における周波数を有する信号は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１において、移動体通信システムの移動体局または基地局に何れかの受信機において使用されるような、通常のアナログ／デジタルコンバータ出力段の構成が示されている。アナログ／デジタルコンバータは、アナログ入力インタフェースおよびコンバータアーキテクチャブロックにデジタル処理回路ブロック４、および出力ラッチ６を含む。受信機は、フィルタブロック１８も含む。
【００１７】
受信された信号は、アナログ入力インタフェースおよびコンバータアーキテクチャブロックへのライン８に提供され、そこで、デジタル受信信号に変換されて、デジタル処理回路へのライン１０に出力される。デジタル処理の後に、処理されたデジタル信号は、出力ラッチへのライン１２に出力され、フィルタ段１８へ供給される。アナログ入力インタフェースおよびコンバータアーキテクチャ２、および出力ラッチ６は、ライン１４上のＣＬＯＣＫ信号の制御の下で共にクロックされる。したがって、ＣＬＯＣＫ信号は、システムのサンプリング周波数を設定する。
【００１８】
出力ラッチ６は、複数のライン１６ａないし１６ｎ上にデジタル信号を生成する。いずれのクロックサンプルにおいても、複数のシグナルライン１６上の値は、入力アナログ値を示す。
【００１９】
ライン１６０ないし１６ｎ−１は、一緒にグループ化されて、２ｎ個の個別の振幅の分解能で到来する信号レベルを表示することを可能にする。１つよりも多い到来信号がある場合、ライン１６０ないし１６ｎ−１上のサンプルされた値は、その時点における全ての到来信号の和である。以下に説明するように、全ての入力値から必要とされる信号を復元することが、後続のフィルタの仕事である。
【００２０】
この例において、８個のキャリア周波数があり、したがってフィルタ段１８は、８個のフィルタを含み、それぞれが、８個のキャリア周波数のうちの１つに関連づけられており、それぞれが、信号ライン１６０ないし１６ｎ−１上のデジタル値を受信するように接続されていると仮定される。フィルタブロック１８中の各フィルタは、フィルタブロック出力２０１ないし２０８のうちの１つにフィルタされたデジタル信号を出力する。フィルタブロック１８中の各フィルタは、複数のライン１６上のｎビットデジタル信号に対応するｎビットデジタル信号を出力する。したがって、フィルタブロック出力２０１ないし２０８の各々は、ｎ個の信号ラインを含む。
【００２１】
キャリア周波数の各々は、ナイキストサンプリング基準を満足するために、デジタル化された受信波形のサンプリング周波数の半分よりも低くなければならない。したがって、フィルタブロック１８中の８個のフィルタの各々の中心周波数は、ナイキストバンド内になければならず、ナイキストバンドは、サンプリング周波数の半分よりも低い周波数スペクトルである。図２は、フィルタブロック１８中の８個のフィルタに対するフィルタ周波数特性の割当てを示す。周波数ｆｃ１ないしｆｃ８は、８個のフィルタの各々の中心周波数を示し、周波数ｆ８はサンプリング周波数である。
【００２２】
図２から理解できるように、上側および下側のカットオフ周波数は、フィルタブロック中の各々のフィルタに対して非常に良く定義されていなければならない。８個のフィルタの各々は、非常に良く定義されていなければならず、８個のコードに調節されたフィルタが必要とされる。必要とされるフィルタの数は、当然のことながら、可能性のあるキャリア周波数の数により定義され、８個よりも大きい可能性がある。したがって、キャリア周波数の数が大きくなると、受信機のコストおよび設計の複雑さが増大する。
【００２３】
図３（ａ）は、時間領域における周波数ｆ１の連続信号ｘ（ｔ）を示す。ここで、ｘ（ｔ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆ１．ｔ）である。周波数ドメインにおける同じ信号ｘ（ｔ）は、周波数ｆ１における単一周波数成分により、図３（ｂ）に示されているように表すことができる。
【００２４】
サンプリング周波数ｆｓにおいて、アナログ／デジタルコンバータを使用して信号ｘ（ｔ）を離散時間ドメインに変換すると、図４（ａ）に示されているような時間ドメイン応答を有する関数ｘ（ｎ）を生じる。ここで、ｘ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆ１．ｎ）である。信号ｘ（ｎ）、Ｘ（ｆ）の周波数応答は、図４（ｂ）に示されている。図４（ａ）に示されているように、信号ｘ（ｎ）の周波数応答Ｘ（ｆ）は、周波数ｆ１における単一周波数成分である。サンプリング周波数ｆｓは、ナイキスト基準を満足するように選ばれ、即ち、ｆｓは、サンプルされる信号の周波数ｆ１の２倍よりも大きくなければならない。この関係は、図４（ｂ）に示されている。
【００２５】
図５は、離散時間ドメイン信号ｇ（ｎ）を示し、ここで、ｇ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆｓ／２．ｎ）である。したがって、信号ｇ（ｎ）は、サンプリング周波数ｆｓの半分の周波数を有する。
【００２６】
時間ドメインにおいて、信号ｘ（ｎ）に信号ｇ（ｎ）をかけ算すると、図６（ａ）に示されている離散時間ドレイン信号ｙ（ｎ）を得る。信号ｘ（ｎ）に信号ｇ（ｎ）を時間ドメイン乗算する効果は、図６（ａ）に示されているように、信号ｘ（ｎ）の違うサンプル毎に反転させることである。
【００２７】
Ｃｏｓ．Ａ．Ｃｏｓ．Ｂ＝０．５［Ｃｏｓ．（Ａ＋Ｂ）＋Ｃｏｓ．（Ａ−Ｂ）］  の三角法恒等式を使用して、ｘ（ｎ）およびｇ（ｎ）の時間ドメイン乗算を展開して、次式を得た。
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【００２８】
このように、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の時間ドメインにおける乗算は、周波数ドメインにおける和および差の周波数成分を作り、図６（ｂ）に示されているように離散周波数スペクトルＨ（ｆ）を得ることが分かる。図６（ｂ）において分かるように、周波数スペクトルは、２つの周波数成分を有する。周波数（ｆ１−ｆｓ／２）におけるものおよび周波数（ｆ１＋ｆｓ／２）におけるものである。
【００２９】
図６（ｂ）において分かるように、周波数（ｆ1＋ｆs／２）は、ナイキスト範囲の外側にあるが、（ｆs／２−ｆ1）の周波数に等式化される（ｆs−（ｆ1＋ｆs／２））の周波数のナイキスト範囲中の折返し（エイリアス）を持つだろう。時間ドメインにおけるｘ（ｎ）とｇ（ｎ）との乗算により生成される周波数成分は、図６（ｃ）に示されているように、周波数ドメインにおいて表現することができる。
【００３０】
負の周波数は、１８０°位相シフトされた正の周波数と考えることができるので、図６（ｃ）の２つの周波数成分は、ベクトル的に加算されて、図６（ｄ）に示されているように、同じ周波数の周波数成分（ｆs／２−ｆ1）を与えるベクトル的に加算されるものと考えることができる。周波数成分（ｆs／２−ｆ1）は、（ｆs／２−ｆ1）だけ周波数トランスレートされたオリジナルの離散的時間ドメイン信号ｘ（ｎ）の周波数成分ｆ1である。
釈明
【００３１】
したがって、サンプリング周波数の半分の周波数を有する離散ベクトル信号による離散的にサンプルされた時間ドメイン信号の時間ドメインにおける乗算は、離散的周波数ドメインにおける周波数トランスレーションとなることが分かった。この周波数トランスレーションの結果として、ナイキストバンドの上側半分における周波数は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレートされ、ナイキストバンドの下側半分の周波数は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされうる。
【００３２】
図６（ａ）の考察から、サンプリング周波数の半分における離散ベクトルによるベクトルの乗算は、オリジナルベクトルの違うサンプル毎の反転になることが導き出される。したがって、以上に説明した乗算の結果は、そのような反転により影響されうる。図７において、本発明による図１の受信機回路の具現化が示されている。図１の構成要素と同じ図７中の構成要素は、同様の参照番号により示されている。
【００３３】
図７において分かるように、図１の受信機は、否定回路を使用することにより好ましくは具現化されるインバータブロック２４の導入により修正されている。インバータブロック２４は、ライン１２上でデジタル処理回路４からのデジタル出力を受信する。インバータは、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥにより制御される。ライン２２上の信号がセットされていない場合、信号ライン１２上の値は、インバータの出力３２において非反転状態で示される。ライン２２上の信号がセットされている場合、信号ライン１２上の値は、インバータ２４の出力３２において反転状態で示される。
【００３４】
信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥに応答してライン１２上のバイナリー値を反転させるインバータ２４の動作は、当業者により良く理解されるであろう。
【００３５】
図７の受信機において、フィルタブロック１８は、フィルタブロック１８中の４個のフィルタに対応する４個の出力２１ないし２４（それぞれがｎビットを含む）のみを有する。受信機は、以下に説明するように、図１の受信機の８個のキャリア周波数を依然としてサポートすることができる。
【００３６】
図７の受信機は、離散的時間信号の違うサンプル毎の反転は、サンプリング周波数の半分の周波数における信号による乗算またはヘテロダイン化と同等である。受信された信号がｆｃ１ないしｆｃ４のキャリア周波数を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥはセットされず、キャリア周波数のうちの１つに関連づけられた信号は、中心周波数ｆｃ１ないしｆｃ４を有するフィルタのうちの１つに対して、以前のものと同じ出力ラッチ１８の出力２０１ないし２０４のうちの１つにおいて提供される。
【００３７】
キャリア周波数がｆｃ５ないしｆｃ８の周波数を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥは、違うサンプル毎にセットされ、インバータおよび加算器は、デジタル処理回路４からの違うサンプル出力毎にキャリア周波数を表すデジタル信号の２つの対になったもののうちの一方を生成するように動作する。これは、信号の違うサンプル毎に反転させて、ナイキストバンドの上側の半分からナイキストバンドの下側の半分へ周波数トランスレーションを行う効果を有する。
【００３８】
したがって、ｆｃ５，ｆｃ６，ｆｃ７，ｆｃ８のキャリア周波数を有する信号は、それらが、ナイキストバンドの下側半分において提供される４個のフィルタのうちの１つによりフィルタされ得るように、それぞれｆｃ４，ｆｃ３，ｆｃ２，ｆｃ１の周波数にトランスレートされる。本発明を、ナイキストバンドの一方の半分から他方の半分への周波数にトランスレートするために、適用させることは、受信機における必要とされるフィルタの数を半分に減少させることができる。
【００３９】
図８は図７の受信機に対する効率的な修正を示す。図示されているように、Ｄタイプフリップフロップ３０がさらに備えられている。フィリップフロップ３０は、そのクロック入力においてクロック信号ＣＬＯＣＫを受信するように構成されている。フリップフロップのＱ出力は、ライン３２においてインバータ２４をイネーブルするための入力を形成する。
【００４０】
フリップフロップのＱバー出力は、フリップフロップのＤ入力に接続されている。フリップフロップ３０は、サンプルクロック（即ち、クロック信号ＣＬＯＣＫ）を２で割るように、トグルモードにおいて構成されている。インバータをイネーブルするためのライン３２上の信号は、２個のサンプル毎に一度セットされる。即ち、インバータは違うサンプル毎にイネーブルされる。
【００４１】
回路に供給される信号ヘテロダインは、集積回路パッケージの外部ピンに提供されることができる。代替的に、回路は、それから信号ヘテロダインが導き出されるフラグを含むレジスタを含むことができる。フラグをセットすることは、本発明の動作をイネーブルする。受信機が、ナイキストバンドの下側半分におけるキャリアが、上側半分にトランスレートされるように設計されることが理解されるであろう。周波数ｆｃ３，ｆｃ４，ｆｃ５，ｆｃ６におけるフィルタまたは周波数ｆｃ１，ｆｃ２，ｆｃ７，ｆｃ８におけるフィルタが使用されるように、いくつかの周波数が下側半分から上側半分にトランスレートされ、かついくつかの周波数が上側半分から下側半分にトランスレートされるより複雑な構成も具現化されうる。
【００４２】
ハイドロダイン化を達成するための２つの対のうちの一方のスキームは、特に、デジタル受信機において有利である。これは、受信機が、優先的符号化およびラッチング回路を含むデジタル回路が既に備えられているからである。本発明を具現化する必要な周波数トランスレーションを実現するために必要とされる図１の受信機のアーキテクチャに対する修正は、必要である場合、現存するハードウェアのソフトウェア制御により達成されうる。
【００４３】
上述したスキームは、受信機中におけると同様に送信機においても同様に適用可能であることが理解されるであろう。本発明は、多数の周波数がナイキストバンドの上側半分および下側半分の両方に表れるいかなる信号処理技術にも広く適用され、回路の複雑さおよびコストを低減することができる。
【００４４】
本発明は、一般的なアナログ／デジタル時間ドメインコンバータのデジタル出力段を修正することにより、離散的時間周波数トランスレーション負担を制御する手段をシステム設計者に提供する。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、効率的なフィルタリング回路を提供する信号処理手段を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】例示的な受信機における信号処理回路の一部の基本構成要素を示す図。
【図２】図１の信号処理回路中のフィルタの周波数スペクトルの例を示す図。
【図３】連続信号の時間および周波数表現を示す図。
【図４】図３の信号の離散的バージョンの時間および周波数的表現を示す図。
【図５】図４の信号のサンプリングレートの半分の周波数での離散的時間ドメイン信号を示す図。
【図６】図４および図５の信号を乗算することにより生成された信号の時間および周波数ドメインの表現を示す図。
【図７】本発明の原理により具現化される信号処理回路の一部の基本構成要素を示す図。
【図８】本発明の原理による代替的な信号処理回路の一部の基本構成要素を示す図。
【符号の説明】
２  アナログ入力インタフェースおよびコンバータアーキテクチャ
４  デジタル処理回路
６  出力ラッチ
１４  クロック
１８  フィルタブロック
２２  ヘテロダイン
２４  インバータ
３０  フリップフロップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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