(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア信号を入力して、電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成する回路と、この第１の信号を伝送する第１の伝送路と、第２の信号を伝送する第２の伝送路と、第１・第２の信号の間にπの位相差をもたせる回路と、第１の伝送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成する合成器と、第２の伝送路に設け、合成器への第２の電送路を介する信号の伝搬／遮断を切り替え、合成器から第１の電送路を介する信号、または第１の電送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成した信号を出力させるスイッチ回路と、を備えた２相位相変調回路。
【請求項２】
前記πの位相差をもたせる回路を、経路長の差が半波長の奇数倍の関係にある第１・第２の伝送路で構成した請求項１に記載の２相位相変調回路。
【請求項３】
前記第１・第２の信号を生成する回路を、入力信号を電力分配する分配器から構成した請求項１または２に記載の２相位相変調回路。
【請求項４】
前記第１・第２の信号を生成する回路を、入力信号を電力分配する分配器と減衰器とから構成した請求項１または２に記載の２相位相変調回路。
【請求項５】
キャリア信号を入力して、位相差がπの関係で分配する分配器を含み、電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成する回路と、この第１の信号を伝送する第１の伝送路と、第２の信号を伝送する第２の伝送路と、第１の伝送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成する合成器と、第２の伝送路に設け、合成器への第２の電送路を介する信号の伝搬／遮断を切り替え、合成器から第１の電送路を介する信号、または第１の電送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成した信号を出力させるスイッチ回路と、を備えた２相位相変調回路。
【請求項６】
キャリア信号を入力する請求項１〜５のうちのいずれかに記載の複数組の２相位相変調回路と、入力信号を一定量だけ移相する移相回路、および前記２相位相変調回路により変調された信号と前記移相回路により移相された信号とを合成する合成回路を備えて成る多相位相変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、特にミリ波帯における通信装置に適する位相変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯における従来の位相変調回路の例を図１１に示す。同図においてサーキュレータはポート＃１から入力される信号をポート＃２へ出力し、またポート＃２から入力される信号をポート＃３へ出力するものであり、ポート＃１にキャリア信号を発生する発振器ＯＳＣを接続し、ポート＃２の伝送路の終端を短絡するとともに、所定位置にＰＩＮダイオードを設けている。
【０００３】
図１１に示す位相変調回路の作用は次のとおりである。まずＰＩＮダイオードが解放状態のとき、発振器ＯＳＣから出力されるキャリア信号はサーキュレータのポート＃１→ポート＃２→短絡端→ポート＃２→ポート＃３の経路で伝送される。ＰＩＮダイオードが短絡状態のとき、キャリア信号はポート＃１→ポート＃２→ＰＩＮダイオード→ポート＃２→ポート＃３の経路で伝搬する。従ってＰＩＮダイオードの導通／遮断状態によって経路長に差が生じる。短絡端とＰＩＮダイオードとの間の電気長をλ／４とすれば、ＰＩＮダイオードに与える正または負の変調パルスによって経路長にλ／２の差が生じ、キャリア信号の位相が０またはπに変調されることになる。
【０００４】
図１２は従来の他の位相変調回路の例を示す図である。同図においてハイブリッド回路はポート＃１から入力される信号をポート＃３とポート＃４へ分配し、ポート＃３およびポート＃４から入力される信号を合成してポート＃２へ出力する。この例では発振器ＯＳＣをポート＃１に接続し、終端を短絡するとともに所定位置にＰＩＮダイオードを設けた伝送路をポート＃３に接続し、ポート＃４を抵抗終端している。この構成では、ポート＃１から入力されるキャリア信号はＰＩＮダイオードが解放状態の時、ポート＃１→ポート＃３→短絡端→ポート＃３→ポート＃２の経路で伝搬し、ＰＩＮダイオードが導通状態の時、ポート＃１→ポート＃３→ＰＩＮダイオード→ポート＃３→ポート＃２の経路で伝搬する。従ってこの場合もＰＩＮダイオードと短絡端との間の電気長を予め設定しておくことによって、ＰＩＮダイオードの導通／遮断状態に応じてキャリア信号が位相変調されることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来の位相変調回路においては、ＰＩＮダイオードと短絡端との間の電気長によってＰＩＮダイオードの導通／遮断状態による位相変位量を定めるものであるため、例えば６０ＧＨｚ帯などのミリ波帯において同様の位相変調回路を構成する場合、伝送路に対するダイオードの実装が困難となる。例えば６０ＧＨｚの場合、空気中ではλ／４＝１．２５ｍｍであり、伝送路における波長短縮効果を考慮すれば、ＰＩＮダイオードと短絡端との間隔は実際にはこれよりも更に短くなる。また、例えば４相変調のために、位相差をπ／２だけ変位させようとする場合には、λ／８＝０．６２５ｍｍと極めて短くなる。そのため、例えば導波管やマイクロストリップラインなどの伝送路に対するダイオードの実装精度が高くなければ、所定の位相変調回路を実現することはできない。
【０００６】
この発明の目的は、伝送路に対するダイオードなどのスイッチ素子の実装に高い位置精度が要求されない位相変調回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の２相位相変調回路は請求項１に記載のとおり、キャリア信号を入力して、電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成する回路と、この第１の信号を伝送する第１の伝送路と、第２の信号を伝送する第２の伝送路と、第１・第２の信号の間にπの位相差をもたせる回路と、第１の伝送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成する合成器と、第２の伝送路に設け、合成器への第２の電送路を介する信号の伝搬／遮断を切り替え、合成器から第１の電送路を介する信号、または第１の電送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成した信号を出力させるスイッチ回路と、を備えている。
【０００８】
前記πの位相差をもたせる回路としては、請求項２に記載のとおり、経路長の差が半波長の奇数倍の関係にある第１・第２の伝送路で構成する。これによれば、特別な部品としての移相器を設ける必要がない。
【０００９】
前記第１・第２の信号を生成する回路としては、請求項３に記載のとおり、入力信号を電力分配する分配器から構成する。また請求項４に記載のとおり、入力信号を電力分配する分配器と減衰器とから構成する。例えば電圧比として１対２、すなわち電力比として１対４に分配する分配器を用いる。また例えば電力を等分配する分配器と、電圧比で２分の１に減衰する減衰器とを組み合わせて、電圧比で１対２の２つの信号を生成する。
【００１０】
ここで２相位相変調回路の構成例をブロック図として図１に示す。同図において発振器１はキャリア信号を発生し、分配器はその電力を等分配する。減衰器３は電圧比として２分の１に減衰させる。図中の４はダイオードから成るスイッチ回路であり、分配器から出力される信号の伝搬／遮断を切り換える。π移相器５は入力と出力との間でπの位相差をもたせる。合成器６は減衰器３からの信号とπ移相器５からの信号を合成して出力する。スイッチ回路４が遮断状態の時、合成器６の一方のポートには減衰器３からの信号であるａ・ｓｉｎωｔが入力され、他方のポートには信号が入力されないので、合成器６からは一方のポートに入力されるａ・ｓｉｎωｔの信号がそのまま出力される。スイッチ回路４が導通状態の時、合成器６の一方のポートには減衰器３からの信号であるａ・ｓｉｎωｔが入力され、他方のポートには移相器５からの信号である２ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π）が入力されるので、合成器６からはこれらの信号を合成したａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π）が出力される。従って、１つのスイッチ回路４の導通／遮断の切り替えによって０−πの２相位相変調が成される。
【００１１】
図１に示したスイッチ回路４を構成するスイッチ素子は、分配器２の出力ポートから合成器６の入力ポートまでのどの位置に設けてもよいため、すなわちスイッチ素子の実装位置には波長依存性が実質上ないため、ミリ波帯の位相変調回路を構成する場合でも、スイッチ素子の実装に高い位置精度が要求されない。
【００１２】
請求項２に係る２相位相変調回路の構成は図２に示したようになる。同図において発振器１はキャリア信号を発生し、分配器２はこれを電圧比で１対２に分配して２つの伝送路へ出力する。この２つの伝送路の経路長の差は半波長の奇数倍の関係にある。スイッチ回路４が遮断状態の時、合成器６の一方のポートに入力される信号ａ・ｓｉｎωｔの信号がそのまま出力される。スイッチ回路４が導通状態の時、合成器６の２つのポートにはａ・ｓｉｎωｔと２ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π）の信号が入力されるため、両信号が合成されて合成器６からはａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π）が出力されることになる。従ってスイッチ回路４の導通／遮断の切り替えによって０−πの２相位相変調が成される。
【００１３】
またこの発明の２相位相変調回路は請求項５に記載のとおり、キャリア信号を入力して、位相差がπの関係で分配する分配器を含み、電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成する回路と、この第１の信号を伝送する第１の伝送路と、第２の信号を伝送する第２の伝送路と、第１の伝送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成する合成器と、第２の伝送路に設け、合成器への第２の電送路を介する信号の伝搬／遮断を切り替え、合成器から第１の電送路を介する信号、または第１の電送路を介する信号と第２の電送路を介する信号とを合成した信号を出力させるスイッチ回路と、を備えている。
この構成例をブロック図として図３に示す。同図においてブリッジ回路７は請求項５に係る分配器に相当し、このブリッジ回路７は入力信号を分配するとともに位相差がπの関係にある２つの信号を出力する。従って図１に示したようなπ移相器５や図２に示したような伝送路による移相が不用となる。さらに、この構成でも、１つのスイッチ回路４の導通／遮断の切り替えによって０−πの２相位相変調が成される。
【００１４】
また、この発明の多相位相変調回路は、請求項６に記載のとおり、キャリア信号を入力する請求項１〜５のうちのいずれかに記載の複数組の２相位相変調回路と、入力信号を一定量だけ移相する移相回路、および前記２相位相変調回路により変調された信号と前記移相回路により移相された信号とを合成する合成回路を備える。このように多相位相変調回路の一部を構成する２相位相変調回路を、上述した回路とすることにより、スイッチ回路を構成するスイッチ素子の実装上の問題が解消される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
この発明の第１の実施形態に係る２相位相変調回路の構成を図１および図４〜図６を参照して説明する。
【００１６】
第１の実施形態に係る２相位相変調回路の全体の構成は図１に示したとおりであり、その作用については前述した。図４は図１における分配器２および減衰器３部分に相当する、誘電体板上または誘電体板中の導電体パターンを示す図である。図４において２０はインピーダンスＺｏと√２Ｚｏから成るストリップ線路、２１はインピーダンス整合用の吸収抵抗である。このような所定のインピーダンスを有するストリップ線路と吸収抵抗によって電力を等分配する分配器を構成する。減衰器３は電圧比で１／２に減衰させる回路であり、例えばストリップ線路に対して直列に設けた抵抗体と、ストリップ線路とアース電極との間に設けた抵抗体とから構成する。この構成によって発振器からのキャリア信号を入力して、電圧比で１対２の関係にある第１・第２の信号を生成する。
【００１７】
図５は図１におけるスイッチ回路４の構成を示す回路図である。同図においてＣ１，Ｃ２はＤＣカット用コンデンサであり、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３はそれぞれＰＩＮダイオードである。ＰＩＮダイオードＸ１，Ｘ２，Ｘ３は、伝送路上での波長をλｇとすると、λｇ／４またはその奇数倍の電気長を隔てて、ストリップ線路とアース電極との間に設けている。ＲおよびＣ３はＲＦ信号がＤＣバイアス回路へ出力されるのを阻止するＲＦフィルタを構成する。この回路でＤＣバイアス端子に正のＤＣバイアス電圧を印加すると、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３がともに導通して、伝送路上の互いの間隔がλｇ／４を隔てて短絡されることになり、入力端子からの信号は阻止されて出力されない。ＤＣバイアスを印加しない状態では、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３がともに解放状態となり、入力信号がそのまま出力される。
【００１８】
図６は図１における合成器６の構成を示す図である。同図において６０は誘電体板上または誘電体板中に形成したインピーダンスＺｏと√２Ｚｏのストリップ線路からなる回路であり、この回路と吸収抵抗６１とによって電力合成器を構成している。この構成によって２つの入力ポートからの電力を等合成する。
【００１９】
図１におけるπ移相器５としては、半波長またはその奇数倍の電気長を有するストリップ線路で構成する。
【００２０】
なお、図１に示した例では、スイッチ回路４を分配器２とπ移相器５との間に設けたが、このスイッチ回路４はπ移相器５と合成器６との間に設けてもよい。次に、第２の実施形態に係る２相位相変調回路における分配器の構成を図７に示す。上述した例では減衰器を用いて電圧比で１対２の関係を有する２つの信号を得るようにしたが、このような減衰器を用いないで、図７に示すように分配器のみによって電圧比が１対２の関係にある２つの信号を作成することもできる。図７において２６，２７，２８で示す部分はそれぞれ電力等分配器であり、所定のインピーダンスを有するストリップ線路と吸収抵抗２１，２２，２３とから構成している。また２４，２５は抵抗終端用の抵抗膜であり、分配器２７，２８により分配された一方の出力信号を無反射終端する。これにより、入力された信号は電力比で１対４、電圧比で１対２の関係で出力されることになる。
【００２１】
次に、第３の実施形態に係る２相位相変調回路における分配器の構成を図８に示す。この例では、所定の割合で電力分配する１段の分配器のみで、入力信号を電圧比で１対２の関係にある２つの信号を得る。図８において分配器は、λｇ／４の線路長でインピーダンスがＺ２，Ｚ３，Ｚ２´，Ｚ３´の線路部分とインピーダンスがＺｏの線路部分とから構成していて、途中に吸収抵抗２１を設けている。このような構造で、インピーダンスＺ２，Ｚ３，Ｚ２´，Ｚ３´をそれぞれの値を設定することによって、電圧比で１対２の分配器を構成する。
【００２２】
次に、第４の実施形態に係る２相位相変調回路の構成を図３および図９を参照して説明する。
【００２３】
図３に示した２相位相変調回路の作用は既に述べた。図９は図３におけるブリッジ回路７の構成を示す図である。図９において７０で示す部分は３ｄＢ方向性結合器あるいはハイブリッドリング回路と称されるものであり、それぞれλｇ／４の線路長を有し、インピーダンスがＺｏとＺｏ／√２の４つの線路部分から構成している。ポート＃１からの入力信号はポート＃２およびポート＃４に対してπ／４の位相差で等分配される。またポート＃３には終端抵抗７１（抵抗膜）を設けていて、ポート＃２およびポート＃４から入力される反射波は、ポート＃３に接続した抵抗７１により無反射終端される。
【００２４】
次に第５の実施形態に係る４相位相変調回路の構成をブロック図として図１０に示す。同図において分配器２は発振器１の信号を入力して等分配する。２相位相変調回路１１，１２は上述した各種タイプの２相位相変調回路のうちのいずれかの２相位相変調回路であり、変調信号Ａ，Ｂによりそれぞれ入力信号を０−πの２相に位相変調する。π／２移相器８は入力と出力との間にπ／２の位相差をもたせる。合成器６はπ／２移相器８からの信号と２相位相変調回路１２からの信号とを合成する。この構成により、変調信号Ａ，Ｂの組み合わせによる４通りの状態によって、合成器６の一方のポートにｓｉｎ（ωｔ＋π／２）かｓｉｎ（ωｔ＋３π／２）のいずれかの信号を入力し、他方のポートにｓｉｎ（ωｔ）かｓｉｎ（ωｔ＋π）のいずれかの信号を入力する。これらの組み合わせによって、合成器６からは√２ｓｉｎ（ωｔ＋π／４），√２ｓｉｎ（ωｔ＋３π／４），√２ｓｉｎ（ωｔ＋５π／４），√２ｓｉｎ（ωｔ＋７π／４）のうちのいずれかの信号を出力する。これにより４相位相変調を行う。
【００２５】
なお、図１０では４相位相変調の例について示したが、複数の２相位相変調回路と所定の移相を行う移相器および合成器の組み合わせによって、４相以上の多相位相変調回路を構成することができる。
【００２６】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、１つのスイッチ回路の導通／遮断の切り替えによって０−πの２相位相変調が成される。また、スイッチ回路を構成するスイッチ素子は、分配器の出力ポートから合成器の入力ポートまでのどの位置に設けてもよいため、ミリ波帯の位相変調回路を容易に構成することができる。
【００２７】
請求項２に記載の発明によれば、特別な部品としての移相器を設ける必要がなく、全体に小型化される。
【００２８】
請求項３に記載の発明によれば、一般的な電力分配器によって電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成するため、全体の回路設計が容易となる。
【００２９】
請求項４に記載の発明によれば、電力分配器と減衰器とによって電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成するため、分配器の段数が少なくてよく、全体の回路が小型化される。
【００３０】
請求項５に記載の発明によれば、特別な移相器を用いることなく、電圧比が１対２の関係にある第１・第２の信号を生成するため、全体の回路が小型化される。
【００３１】
請求項６に記載の発明によれば、スイッチ回路を構成するスイッチ素子の実装上の位置精度の問題が解消されて、ミリ波帯の多相位相変調回路を容易に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１，４に相当する２相位相変調回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】請求項２，３に相当する２相位相変調回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】請求項５に相当する２相位相変調回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】第１の実施形態に係る２相位相変調回路における分配器および減衰器部分の構成を示す図である。
【図５】同２相位相変調回路におけるスイッチ回路の構成を示す図である。
【図６】同２相位相変調回路における合成器の構成を示す図である。
【図７】第２の実施形態に係る２相位相変調回路における分配器の構成を示す図である。
【図８】第３の実施形態に係る２相位相変調回路における分配器の構成を示す図である。
【図９】第４の実施形態に係る２相位相変調回路におけるブリッジ回路の構成を示す図である。
【図１０】第５の実施形態に係る４相位相変調回路の構成を示す図である。
【図１１】従来の位相変調回路の構成例を示す図である。
【図１２】従来の他の位相変調回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１−発振器
４−スイッチ回路
２１，２２，２３−吸収抵抗
２６，２７，２８−分配器
２４，２５−終端抵抗
７１−終端抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003548882.tif 000009
【図９】
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【図１０】
0003548882.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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