(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次波源を見ることができ、かつ推定したい波動場空間を見渡せる位置で上記波動の２次元干渉データを少くとも２周波数で測定し、
上記測定した２次元干渉データを用いて波源像を再生し、
その再生波源像の上記一次波源に対する伝搬遅延時間をその波源の位相から求め、
上記再生波源像、上記伝搬遅延時間、推定したい周波数で観測された波源の位相を用いて各波源を３次元空間中に再配置し、
評価したい受信点から、上記再配置された各波源までの距離に応じた遅延時間と強度減衰量とを求め遅延平均値と遅延の標準偏差とを算出することを特徴とする３次元遅延分散推定方法。
【請求項２】
上記波動の周波数帯域を制限し、その周波数帯域では上記再配置された波源の強度及び位相が一定として、上記距離に応じた強度の減衰量と、遅延とを考慮した伝搬路の周波数応答を求め、その周波数応答関数から時間応答関数を求め、その時間応答関数から上記遅延平均と遅延の標準偏差の算出を行うことを特徴とする請求項１記載の３次元遅延分散推定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は無線通信においてアンテナから放射された電波が反射、回析を繰り返して作る３次元的なマルチパス遅延波の分散を推定する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
前記遅延分散は通信品質の評価に利用され、例えば遅延分散の値から通信可能な最大ビットレートが決まる。従来においては例えばＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｎｔｅｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．１０．Ｏｃｔ．，１９９４，ＰＰ．１３６９〜１３７６「Ａ  Ｎｅｗ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｆｏｒ  Ｅｓｔｉｎａｔｉｎｇ  Ｉｎｄｏｏｒ  Ｒａｄｉｏ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」に示されているように、ＰＮコードを変調した電波を送信し、測定したい位置に設けた受信機で前記送信波を受信して測定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来においては評価したい各場所に、いちいち受信機を設置して、直接測定しているため、測定作業が大変で時間も掛る。ＰＮコードで変調しているため、変調周波数帯域幅を十分広げないと短かい遅延を分離することができず、測定精度も悪い。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば一次波源を見ることでき、かつ推定したい波動場空間を見渡せる位置で波動の２次元干渉データを少くとも２周波数で測定し、この測定した２次元干渉データを用いて波源像を再生し、その再生波源像の一次波源に対する伝搬遅延時間をその波源の位相から求め、更に再生波源像と伝搬遅延時間と、推定したい周波数で観測された波源の位相を用いて各波源を３次元空間中に再配置し、評価したい受信点から、再配置された各波源までの距離に応じた遅延時間と強度減衰量とを求め遅延平均値と遅延分散値とを算出する。
【０００５】
【実施例】
以下この発明を、構内における電波の３次元遅延分散の推定に適用した実施例につき説明する。この実施例では一次波源を見ることができ、かつ推定したい電磁場空間を見渡せる位置で電磁波の２次元干渉データを少くとも２周波数で測定する。例えば図１に示すように構内１１内に一次波源として周波数ｆ１  の電波と周波数ｆ２  の電波とを放射する放射器１２が用いられ、この放射器１２を見ることができ、かつ推定したい電磁場空間を見渡せる位置に観測面１３を配し、観測面１３の各点に走査アンテナ１４を位置させて受信すると共に、これと比較的接近した位置に固定的に設けた固定アンテナ１５で受信する。アンテナ１４，１５の各受信出力は前置増幅器１６，１７を通じ、更にフィルタ１８，１９で不要波が除去された後、周波数混合器２１，２２で局部発振器２３よりの局部信号と周波数混合され、その各差周波数成分（例えば２１．４ＭＨｚ）が帯域通過フィルタ２４，２５でそれぞれ取出され、これらは更に周波数混合器２６，２７で局部発振器２８の局部信号（例えば２２．４ＭＨｚ）と周波数混合され、その各差周波数成分（例えば１ＭＨｚ）が低域通過フィルタ２９，３１でそれぞれ取出される。フィルタ２９，３１の各出力はフーリエ積分器３２，３３に供給され、発振器３４からのパルス（例えば１０．２４ＭＨｚ）によりそれぞれサンプリングされ、各サンプル値がディジタル信号に変換され、それぞれ離散的フーリエ積分される。これらフーリエ積分結果Ｓｍ  （ｘ，ｙ），Ｓｒ  はホログラム演算部３５において、フーリエ積分器３３の出力Ｓｒ  を基準としたホログラム演算
Ｈ（ｘ，ｙ）＝（Ｓｍ  （ｘ，ｙ）／Ｓｒ  ）・｜Ｓｒ  ｜      …（１）
がなされ干渉データが得られる。ｘ，ｙは観測面１３上の直交座標の各点を示す。発振器２３，２８，３４は基準発振器３６からの安定した基準信号（例えば１０ＭＨｚ）により同期化されている。局部発振器２３の周波数を調整して、周波数ｆ１  の電波を受信した時の複素ホログラム（二次元干渉データ）と、周波数ｆ２  の電波を受信した時の複素ホログラムとを測定する。観測面１３の大きさは例えば２８×２８ｃｍ２  であり、走査アンテナ１４のｘ，ｙの各方向における移動ピッチはそれぞれ例えば０．４５ｃｍである。
【０００６】
Ｈ（ｘ，ｙ）は観測面１３における各点の固定アンテナ１５の受信波を基準とした受信信号の振幅と位相とを求めたことになる。このＨ（ｘ，ｙ）を二次元フーリエ積分すると、
0003570572.tif 000002
となる。ｚは観測面１３と垂直なｚ軸上の観測面１３からの距離、ξはｚ軸に対する方位角、ηはｚ軸に対する仰角である。
【０００７】
このＩ（ξ，η）は観測面１３から各方向を見た時の振幅と、位相とが求まり、電波源像が再生されたことになる。この再生波源像の一次波源である放射器１２の波動に対する各伝搬遅延時間をその波源の位相から求める。即ち一次波源である放射器１２の位置を（ξ０  ，η０  ）、放射器１２の観測面１３からの距離をγ０  とし、電波の速度をｃ、ω１  ＝２πｆ１  、ω２  ＝２πｆ２  とすると再生波源像、つまり観測面から見た二次波源および一次波源の伝搬遅延時間Ｄ（ξ，η）は次式より求まる。
0003570572.tif 000003
更に上記再生波源像Ｉ（ξ，η）ｅｘｐ（ｊθ（ξ，η））と、伝搬遅延時間Ｄ（ξ，η）と、推定したい周波数２πｆ＝ωにより観測された波源の位相とを用いて各波源を３次元空間に再配置する。つまり各波源の絶対座標は次式で与えられる。
【０００８】
γ（ξ，η）＝Ｄ（ξ，η）・ｃとすると、
Ｘ（ξ，η）＝γ（ξ，η）・ξ・ｃｏｓ（ｓｉｎ−１（η））          …（４）  Ｙ（ξ，η）＝γ（ξ，η）・η・ｃｏｓ（ｓｉｎ−１（ξ））          …（５）  Ｚ（ξ，η）＝√（γ（ξ，η）２  −Ｘ（ξ，η）２  −Ｙ（ξ，η）２  …（６）  この時の各波源の放射強度と位相は次式となる。
【０００９】
Ｉ′（ξ，η，ω）＝γ（ξ，η）・Ｉ（ξ，η，ω）            …（７）
θ′（ξ，η，ω）＝θ（ξ，η，ω）＋２πγ（ξ，η）ｆ        …（８）
再生像の座標（ξ，η）で決る３次元空間の各位置つまり（４），（５），（６）式で与えられる座標Ｘ，Ｙ，Ｚ上に（７）式及び（８）式で与えられる波源が存在することになる。
【００１０】
ここで３次元空間の任意の位置（ｘ′，ｙ′，ｚ′）における遅延平均値τｍ  、遅延の標準差τｒｍｓ  は、その位置（ｘ′，ｙ′，ｚ′）から各波源までの距離γ′（ξ，η）に応じた遅延時間γ′（ξ，η）／ｃと強度（Ｉ′（ξ，η，ω）／ｒ（ξ，η））２とからそれぞれ次式により求まる。
0003570572.tif 000004
【００１１】
【数１】
0003570572.tif 000005
（９），（１０）式でΣΣはそれぞれξ，ηの各値についての加算であり、
0003570572.tif 000006
このようにしてホログラム観測面１３から見える３次元空間の任意の位置（ｘ′，ｙ′，ｚ′）における遅延平均τｍ  、遅延の標準偏差τｒｍｓ  をそれぞれ（９），（１０）式を演算することにより求めることができる。上述の処理手順を図２に示す。なお遅延波分散量は（９）式において開平演算を行うものであるが、（９）式を遅延分散と呼ぶこともある。
【００１２】
通常の電波による通信においては有限の周波数帯域で行われる。従って有限帯域ω±Δωの範囲では各波源の強度Ｉ′（ξ，η，ω）位相θ′（ξ，η，ω）は変化が小さいと考えられ、それぞれをＩ′（ξ，η）、θ′（ξ，η）とし、アンテナ指向特性をＡ（ξ，η）とすると、任意の位置（ｘ′，ｙ′，ｚ′）における伝搬路の周波数応答を次式で求めることができる。
【００１３】
0003570572.tif 000007
更に周波数帯域制限関数をＢ（ω）とすると、伝搬路の時間応答関数ｇ（ｔ）は次式で表すことができる。
ｇ（ｔ）＝∫Ｇ（ω）・Ｂ（ω）・ｅｘｐ（ｊωｔ）ｄω
∫は制限されている周波数範囲の積分
この時間応答関数から、任意の位置（ｘ′，ｙ′，ｚ′）における遅延平均τｍ  、遅延の標準偏差τｒｍｓ  はそれぞれ次式で求めることができる。
【００１４】
τｍ  ＝∫ｔ・｜ｇ（ｔ）｜２  ｄｔ／∫｜ｇ（ｔ）｜２  ｄｔ                    …（１２）
τｒｍｓ  ＝√｛∫（ｔ−τｍ  ）２  ｜ｇ（ｔ）｜２  ｄｔ／∫｜ｇ（ｔ）｜２  ｄｔ｝…（１３）
電波ホログラム（干渉データ）Ｈ（ｘ，ｙ）を得るにはスペクトル領域ではなく、時間領域での積分により求めることもできる。その例を図３に、図１と対応する部分に同一符号を付けて示す。低域通過フィルタ２９、３１よりのベースバンド信号は乗算器６４，６５ヘ供給される。一方基準となる固定アンテナ１５側の帯域通過フィルタ２５の出力は、局部発振器２８の出力を移相器６６でπ／２ずらされたものと乗算器６７で乗算され、その乗算出力は低域通過フィルタ６８によりベースバンド信号が取出される。低域通過フィルタ３１，６８の各出力はそれぞれ乗算器６４，６５へ供給される。つまり帯域通過フィルタ２５の出力は直交検波されるその検波出力の同相成分と、直交成分とが走査アンテナ１４側のベースバンド信号と乗算器６４，６５で乗算される。乗算器６４，６５の各出力は積分器７１，７２で発振器３４からのクロックによりサンプリングされ、時系列デジタル信号にされた後、それぞれ時間領域で積分され、実部Ｒｅ  、虚部Ｉｍ  として演算部７３へ供される。この例では図に示していない固定無線機よりの電波をアンテナ１４，１５で受信すると共に、前記固定無線機との通信用送受信機７４によリ得られている受信電界強度｜Ｓｒ  ｜が演算部７３へ供給される。演算部７３ではＲｅ  ＋ｊＩｍ  ＝Ｓｍ  ・Ｓｒ  ＊  を演算し、これを｜Ｓｒ  ｜で割算して、電波ホログラムＨ（ｘ，ｙ）を得る。またこの例では送受信機７４が受信した特定のＩＤコードを検出した時に、乗算器６４，６５の各出力を積分器７１，７２へ供給するようにすることもできる。また送受信機７４での受信電波の選択と対応して、局部発振器２３の発振周波数を自動的に制御するようにされている。
【００１５】
このようにすると、運用中の通信システムの電波を利用して、その電波の伝搬路の３次元空間の各部の遅延平均τｍ  と遅延標準偏差τｒｍｓ  を求めることにより、ビルディングの設置、取壊しなどで電波環境が変化したことにもとずく通信品質の劣化などを評価することができる。
【００１６】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、干渉データを観測し、その波源像を再生し、これを３次元空間の再配置し、ホログラム観測面から見ることができる任意の位置の各波源との距離に対応した減衰と遅延とを求めて遅延平均τｍ  と遅延標準偏差τｒｍｓ  とを求めているため、各位置に受信機を移動させて測定する従来技術と比較して簡単かつ短時間に求めることができ、しかも特別な変調を必要とせず、狭帯域で測定して、短かい遅延も分離することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】干渉データを得るための構成例を示すブロック図。
【図２】この発明による方法の処理手順を示す図。
【図３】干渉データを得る他の構成例を示すブロック図。
【図１】
0003570572.tif 000008
【図２】
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【図３】
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