(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相制御回路において、
発振器信号を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
発振器信号の周波数（ｆＶＣＯ）を分周する第１周波数分周器（ＦＴ１）であって、上記周波数（ｆＶＣＯ）に基づいて第１分周器出力信号を発生し、位相制御回路の再起期間に、この信号を位相比較器（ＰＦＤ）に伝達する第１周波数分周器（ＦＴ１）と、
上記位相制御回路の再起期間後、第１分周器出力信号の周波数を分割し、位相比較器（ＰＦＤ）に伝達するユニット（ＦＴ２、ＭＵＸ１、ＡＳ１、ＡＬ）と、
上記位相制御回路の再起期間後、第２基準信号を生成するために、第１基準信号の上記周波数を分割する他のユニット（ＦＴ４、ＭＵＸ２、ＡＳ２、ＡＬ）とを備えており、
上記の位相比較器（ＰＦＤ）が、位相制御回路の再起期間において、第１分割器出力信号と第１基準信号とを比較し、位相制御回路の再起期間後、分割された分割器出力信号と第２基準信号とを比較し、
上記の位相比較器（ＰＦＤ）が、その出力側で、制御可能なチャージポンプ（ＣＰ）と結合しており、
上記のチャージポンプ（ＣＰ）が、その出力側で、電圧制御発振器（ＶＣＯ）と結合しており、
上記の第１周波数分割器（ＦＴ１）が蓄電池（ａｃｃｕ）と結合しており、蓄電池（ａｃｃｕ）に蓄積されている数値（Ａ）に応じて、周波数を第１または第２値（Ｎ，Ｎ＋１）に分割し、
上記位相制御回路が、再起期間では分数Ｎモードで稼動し、再起時間後は、整数Ｎモードで稼動するように設定されており、
上記のユニットが、第１周波数分割器（ＦＴ１）から発する信号をゲートするための第１ゲート回路（ＡＳ１）、および、ブランキングロジック（ＡＬ）を備え、
上記のブランキングロジック（ＡＬ）が、第１ゲート回路（ＡＳ１）を制御する位相制御回路。
【請求項２】
上記のユニットは、第２分割器（ＦＴ２）と、２つの入力部および出力部を備えた第１多重化器（ＭＵＸ１）とを備え、
上記の第１分割器（ＦＴ１）の出力部が、第１多重化器（ＭＵＸ１）の第１入力部と結合し、第２分割器（ＦＴ２）の出力部が、第１多重化器（ＭＵＸ１）の第２入力部と結合している請求項１に記載の位相制御回路。
【請求項３】
基準発振器によって発せられる基準発振器信号から上記第１および第２基準信号を発生させる第３および第４周波数分割器（ＦＴ３、ＦＴ４）を備えている請求項１または２に記載の位相制御回路。
【請求項４】
上記の第１または第２基準信号を位相比較器（ＰＦＤ）に伝達する第２多重化器（ＭＵＸ２）を備えている請求項１から３のいずれかに記載の位相制御回路。
【請求項５】
上記の第３周波数分割器（ＦＴ３）が、第２多重化器（ＭＵＸ２）の第１入力部と結合し、第４周波数分割器（ＦＴ４）を介して、多重化器（ＭＵＸ２）の第２入力部と結合している請求項１から４のいずれかに記載の位相制御回路。
【請求項６】
上記のチャージポンプ（ＣＰ）と電圧制御発振器との間に、フィルター（ＬＦ）が接続されている請求項１から５のいずれかに記載の位相制御回路。
【請求項７】
上記のフィルター（ＬＦ）が、ローパスフィルターである請求項６に記載の位相制御回路。
【請求項８】
上記多重化器（ＭＵＸ１、ＭＵＸ２）を制御する制御ユニットを備えている請求項１から７のいずれかに記載の位相制御回路。
【請求項９】
上記の制御ユニットが、さらに、チャージポンプ（ＣＰ）とフィルター（ＬＦ）とのパラメータを規定する請求項８に記載の位相制御回路。
【請求項１０】
上記のゲート回路（ＡＳ１）がＡＮＤ回路であり、このＡＮＤ回路の第１入力部が第１周波数分割器（ＦＴ１）の出力部と結合し、同じく第２入力部がブランキングロジック（ＡＳ１）の出力部と結合し、同じく出力部が位相比較器（ＰＦＤ）と結合している請求項１に記載の位相制御回路。
【請求項１１】
上記の基準信号をゲートするための第２ゲート回路（ＡＳ２）を備え、上記ブランキングロジック（ＡＬ）がこの第２ゲート回路（ＡＳ２）を制御している請求項１または１０に記載の位相制御回路。
【請求項１２】
上記の制御ユニット（ＣＬ）および上記基準信号が、共同でブランキングロジック（ＡＬ）を制御する請求項１１に記載の位相制御回路。
【発明の詳細な説明】
本発明は、例えば無線機に挿入可能な位相制御回路に関するものである。
【０００１】
位相制御回路（以下、ＰＬＬとも称する）は、例えば、多重時間帯操作（Ｍｕｌｔｉｓｌｏｔｂｅｔｒｉｅｂ）における、ＧＳＭ（Ｇｒｏｕｐｅ Ｓｐｅｃｉａｌｅ Ｍｏｂｉｌｅ、欧州デジタル自動車・携帯電話方式）といった、ＴＤＭＡ無線機システム（時分割多重接続）において特に用いられている。時分割多重接続は、通信媒体に対する組織的な接続方法でであり、有効帯域幅を、個々の使用者に均等に分割することを基本理念としている。また、使用者が複数の場合、同じ長さの時間帯（Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔｓ）に再分割される時間枠があり、この時間枠においては、各使用者に１つの時間帯が割りあてられている。また、この場合、再起時間（Ｅｉｎｓｃｈｗｉｎｇｚｅｉｔｅｎ）は、２５０μｓよりも短いことが要求される。しかし、従来の整数Ｎ位相制御回路では、このように短い再起時間を達成することはほとんど不可能である。
【０００２】
ＰＬＬ周波数合成装置は、従来の技術である米国特許第５，６９４，０８９号（ＵＳ  ５，６９４，０８９）によって周知となっている。この合成装置は、基準信号を分周するための基準分周器（Ｒｅｆｅｒｅｎｚｔｅｉｌｅｒ）を備えている。さらに、この合成装置は、電圧制御発振器の出力信号を分周するＲＦ信号分周器を備えている。周波数が変わると、まず、ＲＦ信号分周器の分周比が、平均的な分数の分周値へ周期的に変わる。そして、周波数がほぼ移り変わると、ＲＦ信号分周器が、従来の整数Ｎ分周器の操作モードとなる。この目的のために、周波数は、分数操作モードにすばやく移り変われるようになっている。したがって、このＲＦ信号分周器は、操作モードに応じた異なる分周値に設定される。しかし、ＲＦ信号分周器に新たな分周値を設定しなければならないので、再起工程（Ｅｉｎｓｃｈｗｉｎｇｖｏｒｇａｎｇ）に時間がかかるという欠点がある。
【０００３】
本発明の目的は、再起期間が非常に短く、干渉信号構成部分の小さな位相制御回路を示すことにある。
【０００４】
この目的は、請求項１に記載の特徴を備えている位相制御回路によって、解決される。
【０００５】
また、本発明による位相制御回路のさらに好ましい実施形態を、従属請求項に示す。
【０００６】
本発明の位相制御回路は、発振器信号を発生させる電圧制御発振器を備えている。さらにこの回路は、発振器信号の周波数を分周する第１周波数分周器を備えている。この第１周波数分周器は、上記周波数に基づいて第１分周出力信号を生成し、位相制御回路の再起期間（Ｅｉｎｓｃｈｗｉｎｇｄａｕｅｒ）に、位相比較器へ伝達する。加えて、位相制御回路の再起期間後に、第１分周出力信号の周波数を分周し、この第２分周出力信号を位相比較器に伝達する装置を備えている。この位相比較器は、位相制御回路の再起期間に、第１分周出力信号と第１基準信号とを比較し、位相制御回路の再起期間後に、第２分周出力信号と第２基準信号とを比較するものである。さらに、この位相比較器は、その出力側で、制御可能なチャージポンプと結合している。また、このチャージポンプは、出力側で電圧制御発振器と結合している。
【０００７】
本発明の実施形態としては、位相制御回路装置が、第２分周器と、２つの入力部および出力部を有する第１多重化器とを備えていることが好ましい。この第１分周器の出力部は、第１多重化器の第１入力部と結合し、第２分周器の出力部は、多重化器の第２入力部と結合している。
【０００８】
また、本発明における他の有利な実施形態として、第３および第４の周波数分周器を備えている構成を挙げられる。これらの分周器は、基準発振器から発する基準発振器信号から、第１および第２基準信号を発生させるものである。
【０００９】
また、第１または第２基準信号を位相比較器に伝達する第２多重化器を備えることも有利である。
【００１０】
また、本発明のまた別の有利な実施形態として、第３周波数分周器が第２多重化器の第１入力部と結合し、第４周波数分周器が第２多重化器の第２入力部と結合している構成を挙げられる。
【００１１】
また、チャージポンプと電圧制御発振器との間に、フィルターを接続することも利点となる。これにより、干渉信号構成部分を抑制できる。
【００１２】
また、このフィルターには、ローパスフィルターを用いることもできる。
【００１３】
また、多重化器を制御する制御ユニットを備えることも利点である。
【００１４】
さらに、この制御ユニットは、チャージポンプおよびフィルター用のパラメータを規定することができる。
【００１５】
本発明におけるまた別の実施形態として、位相制御回路装置が、第１周波数分周器の発する信号をゲートするための第１ゲート回路（Ａｕｓｔａｓｔｓｃｈａｌｔｕｎｇ）、およびブランキングロジック（Ａｕｓｂｌｅｎｄｌｏｇｉｋ）を備えている構成を挙げられる。この形態では、ブランキングロジックが第１ゲート回路を制御する。
【００１６】
このゲート回路として、ＡＮＤ回路を用いることもできる。このＡＮＤ回路は、その第１入力部が第１周波数分周器の出力部と結合し、また、第２入力部がブランキングロジックの出力部と結合しているものである。さらに、このゲート回路の出力部は、位相比較器と結合している。
【００１７】
さらに、第２ゲート回路を、基準信号のゲートに用いることができる。この場合、ブランキングロジックは、第２ゲート回路を制御する。
【００１８】
また、上記の制御ユニットおよび基準信号は、共同でブランキングロジックを制御できる。
【００１９】
最後に、第１基準分周器が蓄電池と結合しており、蓄電池の数値に応じて、周波数を第１値または第２値で分周することも、有利な形態である。
【００２０】
以下に、本発明を、２つの図に基づいてより詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本発明の第１実施形態にかかる位相制御回路を示す説明図である。図２は、本発明の第２実施形態にかかる位相制御回路を示す説明図である。
【００２２】
位相制御回路は、周波数ｆＶＣＯの発振器信号を発生させる電圧制御発振器ＶＣＯを備えている。この発振器信号は、第１周波数分周器ＦＴ１に供給される。この第１周波数分周器ＦＴ１は、周波数ｆＶＣＯを分周値ＴＷで分周する。図１に示した実施形態のように、この分周値ＴＷは、１４ビット幅の配線を介して、第１周波数分周器ＦＴ１に設定される。この分周値ＴＷは、通常、位相制御回路を初期化する際に、第１周波数分周器ＦＴ１に設定され、それから、位相制御回路の再起期間後にも、位相制御回路の操作状況とは無関係に存在する。ただし、位相制御回路を新たな周波数に設定すると、第１周波数分周器ＦＴ１は、それにみあった新たな分周値ＴＷに設定される。この第１周波数分周器ＦＴ１は、蓄電池ａｃｃｕと結合しており、この蓄電池ａｃｃｕには、蓄電値Ａが蓄積されている。本実施形態では、第１周波数分周器ＦＴ１はＮ／Ｎ＋１カウンタである。このカウンタは、蓄電池ａｃｃｕに蓄積された蓄電値Ａに応じて、ＮまたはＮ＋１まで達するものである。
【００２３】
Ｎ／Ｎ＋１カウンタが数値Ｎまたは数値Ｎ＋１に達すると、Ｎ／Ｎ＋１カウンタの出力部に信号が現れる。この信号は、とりわけ、蓄電池ａｃｃｕの入力部にも伝達される。Ｎ／Ｎ＋１カウンタの出力部に現れる信号は、デジタル信号である。デジタル信号のレベル変位数が、蓄電池ａｃｃｕに蓄積された蓄電値Ａと一致すると、蓄電池ａｃｃｕは、制御信号をＮ／Ｎ＋１カウンタに供給する。これにより、Ｎ／Ｎ＋１カウンタは、これまでＮまで数えていた場合はＮ＋１まで数え、これまでＮ＋１まで数えていた場合はＮまで数えるようになる。
【００２４】
第１周波数分周器ＦＴ１の出力信号は、第１多重化器ＭＵＸ１の入力部に直接供給され、また、第２周波数分周器ＦＴ２を介して、多重化器ＭＵＸ１の第２入力部に供給される。これにより、第１多重化器ＭＵＸ１の第１入力部には、周波数
ｆ１ＭＵＸ１＝ｆＶＣＯ／Ｎ  あるいは  ｆＶＣＯ／（Ｎ＋１）
を有する信号が現れる。また、第１多重化器ＭＵＸ１の第２入力部に、周波数
ｆ２ＭＵＸ１＝ｆＶＣＯ／（Ｎ・ＴＷ２）  あるいは  ｆＶＣＯ／｛（Ｎ＋１）・ＴＷ２｝
を有する信号が現れる。ここで、ＴＷ２は、第２周波数分周器ＦＴ２に設定される分周値である。
【００２５】
図１に示された実施形態では、分周値ＴＷ２＝５である。また、第１多重化器ＭＵＸ１の出力部は、位相検波器ＰＦＤ（以下、位相比較器とも称す）に通じている。
【００２６】
基準発振器信号は、基準周波数ｆＲｅｆを備える基準発振器から発せられ、第３周波数分周器ＦＴ３において、分周値ＴＷＲで分周される。分周値ＴＷＲは、７ビット幅の配線を介して、第３周波数分周器ＦＴ３に供給される。本実施形態においては、第３周波数分周器ＦＴ３は、分周値ＴＷＲまで数えるカウンタとなっている。それから、第３周波数分周器ＦＴ３の出力部に、分周値ＴＷＲで分周された周波数
ｆ１ＭＵＸ２＝ｆＲｅｆ／ＴＷＲ
を有する基準発振器信号が現れる。その信号が、第２多重化器ＭＵＸの第１入力部に伝達される。加えて、この周波数分周信号は、第４周波数分周器ＦＴ４を用いて分周され、第２多重化器ＭＵＸ２の第２入力部に伝達される。この第４周波数分周器ＦＴ４は、本実施形態においては、分周値＝５を備える分周器である。第２多重化器ＭＵＸ２の出力部は、位相検波器ＰＦＤの第２入力部と結合している。
【００２７】
制御ロジックＣＬは、２つの多重化器ＭＵＸ１およびＭＵＸ２を制御する。これにより、制御ロジックＣＬは、位相制御回路の再起段階の間、分周値ＴＷＲによって分周された周波数
ｆ１ＭＵＸ２＝ｆＲｅｆ／ＴＷＲ
の基準発振器信号と、分周値ＴＷで分周された周波数
ｆ１ＭＵＸ１＝ｆＶＣＯ／Ｎ  あるいは  ｆ１ＭＵＸ１＝ｆＶＣＯ／（Ｎ＋１）
の発振器信号とを比較する。両信号の間に位相差がない場合、または位相差が所定の値未満である場合、切り替え制御（Ｕｍｓｃｈａｌｔｓｔｅｕｅｒｕｎｇ）ＵＳを介して伝達される位相検波器ＰＦＤの適切な出力信号によって、制御ロジックＣＬは、安定状態（ｅｉｎｇｅｓｃｈｗｕｎｇｅｎｅ Ｚｕｓｔａｎｄ）に入っており、したがって、位相制御回路を低周波数
ｆ２ＭＵＸ２＝ｆＲｅｆ／（ＴＷ・５）  および  ｆ２ＭＵＸ１＝ｆＶＣＯ／（ＴＷ・５）
で操作すべきであることを認識する。
。すなわち、位相比較器ＰＦＤは、低周波数を比較しあうようになる。そして、位相検波器ＰＦＤの入力部にある２つの周波数間の制御差は、チャージポンプＣＰを制御するために用いられる。このポンプは、ループフィルターＬＦを介して電圧制御発振器ＶＣＯを制御する、出力電流を発生させる。
【００２８】
制御ロジックＣＬは、出力側でチャージポンプＣＰおよびループフィルターＬＦに結合している。さらに、これらの制御線を介して、制御ロジックＣＬがチャージポンプＣＰおよびループフィルターＬＦ用のパラメータを規定することも可能である。
【００２９】
位相制御回路の再起状態において高周波数を比較しあうことによって、制御回路はより速く安定化する。しかし、発振器信号（スプリアス）のスペクトルにおけるサイドライン（Ｓｅｉｔｅｎｌｉｎｉｅｎ）を回避するためには、第２周波数分周器ＦＴ２および第４周波数分周器ＦＴ４によってさらに分周された周波数を、再起後に比較しなければならない。この比較によって、安定状態における干渉を回避できる。上記の切り替え工程は、制御ロジックＣＬによって制御され、この制御ロジックＣＬは、適切な制御信号を多重化器ＭＵＸ１およびＭＵＸ２に送信する。
【００３０】
再起工程の間、本発明の位相制御回路は、分数Ｎモード（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎ−Ｍｏｄｕｓ）で機能し、安定状態においては整数Ｎモードで機能する。
【００３１】
ループフィルターＬＦのフィルターパラメータ、およびチャージポンプＣＰのチャージポンプパラメータを最善の状態にするために、制御ロジックＣＬは、制御信号をチャージポンプＣＰおよびループフィルターＬＦへ送信する。従って、例えば、再起工程の間、安定状態にあるときとは異なる制限された周波数（Ｇｒｅｎｚｆｒｅｑｕｅｎｚ）が、ループフィルターＬＦには必要である。
【００３２】
また、例えば、第３周波数分周器ＦＴ３に、減算カウンタを用いてもよい。このカウンタは、第１周波数分周器ＦＴ１とも適用できる。
【００３３】
４つの周波数分周器ＦＴ１、ＦＴ２、ＦＴ３、およびＦＴ４の分周値は、いずれの場合にも、位相検波器ＰＦＤの入力部において、ほぼ同じ周波数を互いに比較できるように調整されている。
【００３４】
上記の第１周波数分周器ＦＴ１の分周サイクルは、ＮおよびＮ＋１による分周頻度を示し、蓄電値Ａに応じて繰り返される。第１周波数分周器ＦＴ１は、原理的には、整数の分周値ＴＷによってのみ分周を行える。従って、蓄電池ａｃｃｕによって、分周値とＮおよびＮ＋１との間における、第１周波数分周器ＦＴ１の周期的な切り替えが行われる。これにより、ある一定の時間帯では、平均すると、分数の分周比（Ｔｅｉｌｅｒｖｅｒｈａｅｌｔｎｉｓ）にみあったＮとＮ＋１との間の分周値に分周される。その際、数値Ｎは、分周値ＴＷによって確定される。
【００３５】
ＰＬＬは、周波数分周器ＦＴ１、ＦＴ２、ＦＴ３、ＦＴ４によって設定された周波数で機能している。
【００３６】
分周値ＴＷおよびＴＷＲが変更され、第１周波数分周器ＦＴ１および第３周波数分周器ＦＴ３に設定されることで新たな周波数が定められると、再起工程の位相誤差は比較的大きくなる。この位相誤差は、切り替え制御ＵＳにおいて識別され、制御ロジックＣＬへとさらに伝達される。制御ロジックＣＬは、より高周波数で分周された２つの信号を位相検波器ＰＦＴに伝達するために、多重化器ＭＵＸ１およびＭＵＸ２と接続している。また、これらの信号は、第２周波数分周器ＦＴ２および第４周波数分周器ＦＴ４によってさらで分周されることはない。したがって、位相検波器ＰＦＤにある比較周波数は、周波数分周器ＦＴ２およびＦＴ４に設定された分周値（本実施形態では係数５）に上昇する。だから、単位時間ごとに５倍も多く、位相比較が行われる。この措置によって、再起は速まりうる。加えて、この操作モードで、チャージポンプＣＰおよびループフィルターＬＦ用の電流が、制御ロジックＣＬを介して適切に調整される。これらの措置によって、安定した位相制御を伴う新たな所望の周波数を、確実に早く再起できる。
【００３７】
この操作モードでは、数値ＮとＮ＋１との間の切り替えが原因で、干渉に結びつく位相亀裂（Ｐｈａｓｅｎｓｐｒｕｅｎｇｅ）が生じる。そこで、この位相亀裂を避けるために、再起後に、比較周波数を係数５によって削減する。なお、比較周波数を削減する係数は、外的な境界条件しだいで、必要に応じその都度調整できる。
【００３８】
位相制御回路が、周波数の新たな所望値に安定していると、この値は、位相検波器ＰＦＤを介して、切り替え制御ＵＳおよび同じく制御ロジックＣＬに伝達される。位相誤差が設定値内であると、多重化器ＭＵＸ１およびＭＵＸ２のスイッチが切り替えられ、第１周波数分周器ＦＴ１および第３周波数分周器ＦＴ３の信号は５で再び分周され、チャージポンプＣＰの電流が再びリセットされ、ループフィルターＬＦのスイッチが再び切り替えられる。
【００３９】
図２に、本発明による位相制御回路の第２実施形態を示す。位相検波器ＰＦＤ、切り替え制御ＵＳ、制御ロジックＣＬ、チャージポンプＣＰ、ループフィルターＬＦ、および電圧制御発振器ＶＣＯは、図１に示したものと同様である。また、図２における第１周波数分周器ＦＴ１、第３周波数分周器ＦＴ３、および蓄電池ａｃｃｕも、図１に示した周波数分周器ＦＴ１、ＦＴ３、および蓄電池ａｃｃｕに相当する。
【００４０】
図２においては、第１周波数分周器ＦＴ１の出力部は、蓄電池ａｃｃｕおよび第１ゲート回路ＡＳ１と結合している。第１ゲート回路ＡＳ１は、ブランキングロジックＡＬによって制御される。このブランキングロジックＡＬは、第３周波数分周器ＦＴ３および制御ロジックＣＬによって制御される。第３周波数分周器ＦＴ３は、第２ゲート回路ＡＳ２の入力部と結合している。この第２ゲート回路ＡＳ２は、その出力側で、位相検波器ＰＦＤと結合している。例えば、ゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２は、ＡＮＤ回路から構成することも可能である。これら２つのゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２に結合したブランキングロジックＡＬを介して、第１周波数分周器ＦＴ１の出力信号成分、あるいは第３周波数分周器ＦＴ３の信号成分が、位相検波器ＰＦＤに達するよう制御される。第１周波数分周器ＦＴ１あるいは第３周波数分周器ＦＴ３の出力信号における一定の信号成分を適切に抑制することによって、位相検波器ＰＦＤに、周波数の減じられた信号を供給することが可能である。
【００４１】
これらゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２は、分周器ＦＴ１およびＦＴ３におけるそれぞれの出力部と、位相検波器の入力部との間に接続されている、ゲート回路である。各ｎ番目のパルスのみが、この接続を用いて位相検波器ＰＦＤに伝達される。ＧＳＭのような５の分数方法では、各５番目のパルスだけが位相検波器ＰＦＤに供給される。このゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２は、原理的には、図１において多重化器ＭＵＸ１およびＭＵＸ２と結合している周波数分周器ＦＴ２およびＦＴ４のような働きをしている。１つの分周器が、ゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２を制御しており、この分周器が、１つまたは複数のパルスに対して、一定の時間、ゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２を開く。分数Ｎモードでは、ゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２は活性化していない。第１周波数分周器ＦＴ１および第３周波数分周器ＦＴ３から発せられる各計数パルス（Ｚａｅｈｌｉｍｐｕｌｓ）は、位相検波器ＰＦＤに伝達される。整数Ｎモードに切り替えられた後、第１および第２ゲート回路ＡＳ１およびＡＳ２が活性化し、各ｎ番目のパルス（ｎ＝２…１６、またはこれ以上）が、位相検波器ＰＦＤに転送される。これにより、第１周波数分周器ＦＴ１および第３周波数分周器ＦＴ３の分周比は、係数ｎによって増加する。
【００４２】
図２に示した実施形態において、第１周波数分周器ＦＴ１および第３周波数分周器ＦＴ３の他に、あともう１つ新たな分周器を必要とすることが好ましい。この分周器は、ブランキングロジックＡＬの構成部分である。このために、分数Ｎモードの明確な解決方法では、既存のモジュールカウンタを使用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる位相制御回路を示す説明図である。
【図２】本発明の第２実施形態にかかる位相制御回路を示す説明図である。
【図１】
0003587818.tif 000002
【図２】
0003587818.tif 000003