(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源からＡＣリアクトルあるいは変圧器を介して交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第１ダイオード整流器と、
出力端が前記第１ダイオード整流器の出力端と直列に接続され、かつ前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流電圧を変圧器を介して入力し、直流電圧を出力する第２ダイオード整流器と、
周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオード整流器の出力端に加える単相交流電源と
を備えたことを特徴とするダイオード整流回路。
【請求項２】
前記単相交流電源は、
前記第１ダイオード整流器と前記第２ダイオード整流器の直列接続点、
および前記ダイオード整流回路の中間電圧点に接続する
ことを特徴とする請求項１記載のダイオード整流回路。
【請求項３】
１次側の巻き線が前記単相交流電源に接続され、
２次側の第１巻き線が前記第１ダイオード整流器の出力端に接続され、
２次側の第２巻き線が前記第２ダイオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えた
ことを特徴とする請求項１記載のダイオード整流回路。
【請求項４】
三相交流電源からＡＣリアクトルあるいは変圧器を介して交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第１ダイオード整流器と、
出力端が前記第１ダイオード整流器の出力端と並列に接続され、かつ前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流電圧を変圧器を介して入力し、直流電圧を出力する第２ダイオード整流器と、
周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオード整流器の出力端に加える単相交流電源と
を備えたことを特徴とするダイオード整流回路。
【請求項５】
１次側の巻き線が前記単相交流電源に接続され、
２次側の第１巻き線が前記第１ダイオード整流器の出力端に接続され、
２次側の第２巻き線が前記第２ダイオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えた
ことを特徴とする請求項４記載のダイオード整流回路。
【請求項６】
前記ダイオード整流器の出力端にコンデンサを接続した
ことを特徴とする請求項４および５のいずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項７】
前記単相交流電源は、前記第２ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流として、
前記第１ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流電流を出力する
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項８】
前記単相交流電源は、前記ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧として、方形波の波形を有する電圧を出力する
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項９】
前記単相交流電源は、前記ダイオード整流器の出力端に加える交流電流として、三角波の波形を有する電流を出力する
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項１０】
前記単相交流電源は、前記ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流の振幅を、電流検出器によって検出された前記ダイオード整流器の出力電流の検出値に基づいて変化させる
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項１１】
前記単相交流電源は、電流検出器によって検出された前記ダイオード整流器の出力電流の検出値に基づいてＰＷＭ制御されるインバータである
ことを特徴とする請求項１０記載のダイオード整流回路。
【請求項１２】
前記インバータは、入力電力を前記ダイオード整流器の出力電力から得る
ことを特徴とする請求項１１記載のダイオード整流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力から直流電力を得るダイオード整流回路に係り、特に電源高調波を低減できるダイオード整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源から任意の電圧の直流を得る場合に、ダイオード整流器が広く用いられている。ダイオード整流器は回路構成が簡単であり、容易に直流電圧が得られるため、家電製品から一般産業機器まで、広範囲にわたって使用されている。
【０００３】
しかし、ダイオード整流器を用いた場合、入力電流には電源高調波と呼ばれる５，７，１１，１３次等の高調波成分が多く発生するため、それぞれの各次高調波成分を除去するフィルタが接続されていた。
【０００４】
だが、フィルタを用いることにより、装置の大型化という新たな問題が発生する。そこで、できるだけフィルタを用いずに、かつ前述の電源高調波を低減するために、ダイオード整流器を２台組み合わせたダイオード整流回路を使用する場合がある。
【０００５】
その構成を図１１に示す。図に示されるように、このダイオード整流回路は、一方のダイオード整流器の入力電圧位相を変圧器を用いて３０°ずらし、かつ両ダイオード整流器の出力端（直流側）を直列接続（あるいは並列接続）して構成される。このダイオード整流回路において、ダイオード整流器の入力電流Ｉｕ１  ，Ｉｕ２  、電源電流Ｉｕ、ならびに変換器の出力電流Ｉｒｅｃ１，Ｉｒｅｃ２の波形は、図１２のようになる。図１２（ｂ）のＩｕ１  の電流波形には、５次，７次，１１次，１３次等の高調波成分が多く含まれており、図１２（ｃ）のＩｕ２にもＩｕ１と等しい量の高調波成分が含まれている。ただし、Ｉｕ２  に含まれる５次，７次等（６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…）の高調波成分は、Δ−Ｙ結線の変圧器により、位相が  １８０°変化する。よって、Ｉｕ１とＩｕ２を加算すると、５次，７次，１７次，１９次等の｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分が消去され、Ｉｕは図１２（ｄ）のようになる。
【０００６】
このように、｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は原理的に消去されるため、電源電流Ｉｕにおける高調波成分を低減できる。よって、これらの高調波成分の消去を目的としたフィルタの設置は不要となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来技術では、１１次，１３次等（１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…）の高調波成分は変圧器３を介しても位相が変化しないため、消去することができず、そのまま残留する。そのため、これらの高調波成分を低減するためのフィルタを設置する等の対策が依然として必要とされる。
【０００８】
このように、従来のダイオード整流回路では、入力電流に含まれる高調波成分、特に｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の抑制が課題となっている。
【０００９】
本発明の目的は、ダイオード整流器の入力電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減でき、かつ構成もコンパクトにできるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１０】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器の入力電流において発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減できるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１１】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器の出力端に交流電圧および交流電流のいずれか一方を加えるための単相交流電源の構成を簡単にし、単相交流電源をコンパクトにできるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器の出力電流に含まれる電流脈動を低減できるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器に接続される平滑コンデンサの容量を低減できるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１４】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器の入力電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を更に低減できるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入力電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できるダイオード整流回路を提供することにある。本発明の他の目的は、ダイオード整流器の入力電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減を、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、簡単な構成で行えるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１６】
本発明の他の目的は、構成を更にコンパクトにできるダイオード整流回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記他の目的を達成する第１の発明の特徴は、三相交流電源から交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第１ダイオード整流器と、出力端が前記第１ダイオード整流器の出力端と直列に接続され、かつ前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２ダイオード整流器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオード整流器の出力端に加える単相交流電源を備えたことにある。２台のダイオード整流器の出力端に、周波数が三相交流電源の周波数の６倍である電圧および電流のいずれか一方を加えることにより、両ダイオード整流器の直流出力電流は強制的に脈動し、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分が低減される。また、３０度の位相差を有する電圧を両ダイオード整流器に入力することにより、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は、互いに位相が１８０°ずれる。よって、互いに打ち消し合い、電源において発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。
【００１８】
上記他の目的を達成する第２の発明の特徴は、単相交流電源は、第１ダイオード整流器と第２ダイオード整流器の直列接続点、およびダイオード整流回路の中間電圧点に接続することにある。第１ダイオード整流器と第２ダイオード整流器の直列接続点、およびダイオード整流回路の中間電圧点に単相交流電源を接続することにより、１つの単相交流電源で両ダイオード整流器の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることができるため、単相交流電源の構成が簡単になり、単相交流電源がコンパクトになる。
【００１９】
上記他の目的を達成する第３の発明の特徴は、１次側の巻き線が単相交流電源に接続され、２次側の第１巻き線が第１ダイオード整流器の出力端に接続され、２次側の第２巻き線が第２ダイオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えたことにある。このような変圧器と１つの単相交流電源によって両ダイオード整流器の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることができ、単相交流電源の数を減らすことができる。
【００２０】
上記他の目的を達成する第４の発明の特徴は、三相交流電源から交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第１ダイオード整流器と、出力端が前記第１ダイオード整流器の出力端と並列に接続され、かつ前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２ダイオード整流器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオード整流器の出力端に加える単相交流電源を備えたことにある。２台のダイオード整流器の出力端に、周波数が三相交流電源の周波数の６倍である電圧および電流のいずれか一方を加えることにより、両ダイオード整流器の直流出力電流は強制的に脈動し、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分が低減される。また、３０度の位相差を有する電圧を両ダイオード整流器に入力することにより、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は、互いに位相が１８０°ずれる。よって、互いに打ち消し合い、電源において発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。更に、両ダイオード整流器の出力電流には位相のずれた電流脈動が含まれるため、両ダイオード整流器の出力端を並列接続することによって、出力電流に含まれる電流脈動が打ち消し合い、電流脈動を低減することができる。
【００２１】
上記他の目的を達成する第５の発明の特徴は、１次側の巻き線が単相交流電源に接続され、２次側の第１巻き線が第１ダイオード整流器の出力端に接続され、２次側の第２巻き線が第２ダイオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えたことにある。このような変圧器と１つの単相交流電源によって両ダイオード整流器の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることができ、単相交流電源の数を減らすことができる。
【００２２】
上記他の目的を達成する第６の発明の特徴は、上記第４の発明の特徴に加えて、ダイオード整流器の出力端にコンデンサを接続したことにある。第４の発明により脈動が低減された電流がダイオード整流器から出力されるため、ダイオード整流器の出力電流の脈動を平滑するためのコンデンサの容量を低減することができる。
【００２３】
上記他の目的を達成する第７の発明の特徴は、単相交流電源は、第２ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流として、第１ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流電流を出力することにある。ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは電流を第１ダイオード整流器と第２ダイオード整流器とで逆位相にすることにより、両ダイオード整流器の直流出力電流は強制的に脈動し、かつ逆位相となるため、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００２４】
上記他の目的を達成する第８の発明の特徴は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧として、方形波の波形を有する電圧を出力することにある。単相交流電源の出力電圧を、正弦波、或いは三角波等とする場合と比較して、方形波を用いた場合にはダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００２５】
上記他の目的を達成する第９の発明の特徴は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加える交流電流として、三角波の波形を有する電流を出力することにある。単相交流電源の出力電流を、正弦波、或いは方形波等とする場合と比較して、三角波を用いた場合にはダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００２６】
上記他の目的を達成する第１０の発明の特徴は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流の振幅を、電流検出器によって検出された前記ダイオード整流器の出力電流の検出値に基づいて変化させることにある。単相交流電源の出力電圧あるいは電流の振幅をダイオード整流器の出力電流検出値に応じて変化させることにより、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。
【００２７】
上記他の目的を達成する第１１の発明の特徴は、単相交流電源は、電流検出器によって検出されたダイオード整流器の出力電流の検出値に基づいてＰＷＭ制御されるインバータであることにある。単相交流電源としてＰＷＭ制御されるインバータを用いることにより、簡単な構成で単相交流電源の出力電圧あるいは電流の振幅を可変にすることができる。このため、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。
【００２８】
上記他の目的を達成する第１２の発明の特徴は、インバータは、入力電力をダイオード整流器の出力電力から得ることにある。インバータの入力電力としてダイオード整流器の出力電力を用いることにより、インバータ用の直流回路電源を別途設ける必要がなくなる。このため、ダイオード整流回路を小型化することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【００３０】
図１は、本発明の好適な一実施例であるダイオード整流回路を示す。図１において、１は三相交流電力を出力する三相交流電源で、その出力は変圧器２及び３に入力される。変圧器２は三相交流電源１から出力された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Δ結線の変圧器であり、１次側（入力側）と２次側（出力側）の電圧は同位相となる。また、変圧器３は三相交流電源１から出力された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Ｙ結線の変圧器であり、２次側の電圧は１次側の電圧と３０°の位相差をもって出力される。なお、変圧器２および３の１次側と２次側の電圧比、並びに漏れインダクタンスは等しい。変圧器２の２次側はダイオード整流器４の入力端に、また変圧器３の２次側はダイオード整流器４′の入力端にそれぞれ接続される。ダイオード整流器４および４′は、それぞれ６個のサイリスタからなるダイオード整流器であり、入力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する。なお、ダイオード整流器４および４′の各々の出力端は直列に接続されている。ダイオード整流器４および４′の出力端には平滑コンデンサ５および５′が接続される。このため、ダイオード整流器４および４′の各出力電圧に含まれる脈動成分（周波数が電源周波数の６倍）は低減される。ダイオード整流器４および４′の出力端には負荷装置６も接続され、ダイオード整流器４および４′の直流出力電圧が入力される。この負荷装置６としては、インバータ等の負荷が接続され、場合によっては、負荷の中間電圧点を平滑コンデンサ５と  ５′の接続点（中間電圧点）と接続することもある。７は本実施例の特徴部である単相交流電源で、図に示すように、一端がダイオード整流器４および４′を接続する配線に接続され、他端が平滑コンデンサ５および５′を接続する配線に接続される。
【００３１】
次に、本実施例の特徴部である単相交流電源７について説明する。
【００３２】
図２（ｇ）に、単相交流電源７の出力電圧波形Ｖｉを示す。Ｖｉは、ダイオード整流器４及び４′の入力電圧の周波数の６倍の周波数の方形波であり、その波高値Ｖｓは所定の値に設定される。波高値Ｖｓの設定方法については後述する。図２（ｇ）に示すような方形波の電圧をダイオード整流器４および４′の出力電圧に加えることによって、各ダイオード整流器の出力電流Irec1とIrec2は、図２（ｅ），（ｆ）に示すような三角波の電流波形に整形される。図２（ｅ），（ｆ）の波形は、電流値の下側のピーク値が、ちょうどIrec1＝０，Irec2＝０に接するように調整されている。この結果、ダイオード整流器４および４′の入力電流であるIu1およびIu2は、図２（ｂ），（ｃ）に示す波形となり、Iu1とIu2の両者を加算した電流である電源電流Ｉｕは、図２（ｄ）に示されるように、歪みの少ない電流となる（図２（ａ）は電源電圧Ｅｕを示す。）
【００３３】
図１２（ｂ），（ｃ）のＩｕ１，Ｉｕ２（従来のダイオード整流回路におけるダイオード整流器の入力電流）に比べて、図２（ｂ），（ｃ）のＩｕ１，Ｉｕ２は｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分（以下代表として５次，７次高調波成分に関して述べる）が増加し、総合歪み率も増加している。しかし、｛１２ｎ±１次分，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分（以下代表として１１次，１３次高調波成分に関して述べる）については、図２（ｂ），（ｃ）のＩｕ１，Ｉｕ２は、図１２（ｂ），（ｃ）のＩｕ１，Ｉｕ２に比べて少なくなっている。ダイオード整流回路では、Ｉｕ１とＩｕ２において位相が１８０度ずれている５次，７次の高調波成分は、Ｉｕ１とＩｕ２を足し合わせることによって、消去されるため、Ｉｕには１１次，１３次高調波成分だけが残る。この結果、Ｉｕ１とＩｕ２に含まれる１１次，１３次高調波成分が少ない本実施例では、図２（ｄ）に示されるように、高調波成分の極めて少ない電源電流Ｉｕが得られる。
【００３４】
次に、単相交流電源７の波高値Ｖｓの設定方法について説明する。
【００３５】
まず、図３を用いて、ダイオード整流器４の入力電流と単相交流電源７の出力電圧との関係を説明する。ダイオード整流器４を構成する各ダイオードは、交流入力電圧の相電圧が正の最高である相と負の最低である相を含むように導通する。従って、図３（ｂ）のように、ｕ相の電源電圧Ｅｕが、３０°から９０°の期間にある場合、ｕ相には正の電流、ｖ相には負の電流が流れ、ｗ相には電流は流れない。この時の線間電圧Ｅｕｖと、ダイオード整流器４の出力電圧Ｖｒｅｃ１  の関係は、図３（ｃ）のようになる。Ｖｒｅｃ１  は、平滑コンデンサの両端の電圧Ｖｄｃ１  に、単相交流電源の電圧Ｖｉを重畳させた波形になる。このＶｒｅｃ１  と、Ｅｕｖの差がｕ相とｖ相の総合インダクタンスに加わる。
【００３６】
この総合インダクタンスに加わる電圧ＶＬｕによって、図３（ｅ）に示すように電流Ｉｒｅｃ１（Ｉｕ）が流れる。この時、図のように、電流リプルの波形の最大値から最小値までの値が、ちょうどＩｒｅｃ１  の平均値（＝ＩＬ，Ｃ１が十分大であるとする）の２倍に一致するようにＶｉの波高値Ｖｓを決定する。総合インダクタンスＬにおける電圧方程式は、
【００３７】
【数１】
0003580089.tif 000002
【００３８】
となるので、Ｉｒｅｃ１は、
【００３９】
【数２】
0003580089.tif 000003
【００４０】
となる。ここで、Ｌは交流側の総合インダクタンス（一相分）である。図３において、ｔ＝０からｔ＝１／（１２ｆ０）の期間で、Ｉｒｅｃ１  が０から２ＩＬまで変化すれば、図２に示した波形が得られるので、この値を代入して波高値Ｖｓを求める。
【００４１】
【数３】
0003580089.tif 000004
【００４２】
ここでｆ０は電源周波数である。（数３）の右辺を計算すると、（数４）が得られる。
【００４３】
【数４】
0003580089.tif 000005
【００４４】
更に、（数４）をＶｓについて解くと、（数５）が得られる。
【００４５】
【数５】
Ｖｓ＝４８ｆ０・ＩＬ・Ｌ                              …（数５）
よって、ＩＬを定格値に設定し、（数５）に従ってＶｓを決定し、設定しておけば、高調波成分の少ない入力電流が得られる。負荷電流が変化する場合は、負荷電流に比例してＩＬを変更し、（数５）に従ってＶｓの値を計算し、設定すれば、どのような負荷状態であっても、常に最適な入力電流波形が得られる。
【００４６】
以上説明したように、本実施例によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分が低減される。特に｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減に効果がある。また本実施例のように、単相交流電源７の一端をダイオード整流器４及び４′を接続する配線に接続し、他端を平滑コンデンサ５及び５′を接続する配線に接続することにより、１つの単相交流電源でダイオード整流器４及び４′の出力電圧に逆位相の電圧を加えることが可能である。更に本実施例では、単相交流電源７の出力電圧を方形波とすることにより、電源高調波低減の高効率化を図っている。
【００４７】
また、本実施例によれば、単相交流電源Ｖｉの位相を電源位相（Ｅｕの位相）に対して図２（ｇ）のように設定することで、単相交流電源Ｖｉを用いて入力電流波形を整形する際、入力電流波形Ｉｕ１，Ｉｕ２の位相を、図３に示すようにＥｕと（基本波に関して）同位相にすることができる。このように、入力電流と電源電圧の位相が一致するため、電源力率が１となり、電源力率を大幅に改善することができる。
【００４８】
従来のダイオード整流器では、ＡＣリアクトルの影響で、負荷が大きくなるのに従って（Ｉｕが増加するのに従って）無効電力が増加し、力率が悪化していた。本実施例による整流器では、単相交流電源Ｖｉが、その無効成分を打ち消すように入力側に作用しているため、力率１を達成することができる。Ｖｉが無効電力補償の役割を兼ねていることになる。ただし、無効電力は負荷状態に依存して変化するため、負荷に応じてＶｉの振幅を制御する必要がある（位相は固定でよい）。
【００４９】
本発明の他の実施例であるダイオード整流回路を図４を用いて以下に説明する。本実施例は、実質的に、図１の実施例における単相交流電源７として、ＰＷＭ制御されるインバータで構成される単相交流電源７Ａを用いたダイオード整流回路である。本実施例の構成について、主に図１の実施例の構成と異なる箇所について説明する。
【００５０】
インバータを用いた単相交流電源７Ａは、インバータ主回路７１，直流回路電源７２，補償電圧制御器７３，電源位相検出器７４、および変調率指令演算器  ７５を有する。インバータ主回路７１は、４つのスイッチング素子（ＧＴＯ）ｓ１〜ｓ４とフリーホイール・ダイオードで構成され、かつ入力となる直流電圧から交流電圧を出力する。直流回路電源７２は、インバータ主回路７１に直流電圧を供給する。補償電圧制御器７３は、インバータ主回路７１の出力電圧がダイオード整流器入力電圧周波数の６倍周波数の方形波となるように、三相交流電源１の電圧位相θ、及び変調率指令Ｍに基づいて、インバータ主回路７１のスイッチング素子のゲート信号を制御する。電源位相検出器７３は、三相交流電源１の出力電圧を読み込んで電源電圧の位相角の瞬時値であるθを検出し、検出した電圧位相θを補償電圧制御器７３に入力する。変調率指令演算器７５は、ダイオード整流器の出力電流ＩＬ（出力電流検出器１０で検出）に基づいて変調率指令Ｍを演算し、演算結果を補償電圧制御器７３に入力する。
【００５１】
次に、変調率指令演算器７５について説明する。変調率指令演算器７５では、電流検出器１０により検出されたダイオード整流器４の出力電流の検出値に基づいて、（数５）に従い波高値指令Ｖｓを演算する。直流回路電源７２の電圧を  Ｖｓ０とすると、変調率指令Ｍは、
【００５２】
【数６】
0003580089.tif 000006
【００５３】
として演算される。ただし、Ｖｓ≦Ｖｓ０である。ここでＶｓ０は、最大負荷時の所要の値に予め設定しておけばよい。変調率指令演算器７５は演算した変調率指令Ｍを補償電圧制御器７３に入力する。
【００５４】
続いて、補償電圧制御器７３の構成を図５を用いて説明する。ＳＩＮ演算器  ７３１は、電源位相θに基づいて正弦波信号Ａ（ｓｉｎ（６θ））を演算し、出力する。比較器７３２は、入力端子の「＋」に入力されたＳＩＮ演算器７３１の出力信号Ａと入力端子の「−」に入力された０とを比較し、信号Ａの方が大きい場合に「１」、逆に「−」の入力値の方が大きい場合に「０」を出力する。比較器  ７３２からは上記比較により方形波Ｂが出力される。減算器７３７は、比較器  ７３２が出力した数値（波形で見ると方形波）から１／２を減算する。乗算器  ７３８は、減算器７３７の出力に２を乗算し、乗算器７３６は、乗算器７３８の出力Ｃと変調率Ｍとを乗算する。減算器７３７，乗算器７３８、および乗算器  ７３６により振幅が変調率指令Ｍの値である方形波Ｄが生成される。三角波発生器７３５は、ＰＷＭ制御を行うために用いられる三角波キャリアＥを発生する。比較器７３２ａは、方形波Ｄと三角波キャリアＥとを比較してＰＷＭパルスＦを生成する。比較器７３２ｂは、方形波Ｄに−１を乗算した値と三角波キャリアＥとを比較してＰＷＭパルスＧを生成する。符号反転器（インバータ・ロジック）７３３ａは、比較器７３２ａの出力であるＰＷＭパルスＦの符号を反転させ、符号反転器７３３ｂは、比較器７３２ｂの出力であるＰＷＭパルスＧの符号を反転させる。ゲートドライバ７３４は、ＰＷＭパルスＦ，ＰＷＭパルスＧ，符号反転器７３３ａの出力、及び符号反転器７３３ｂの出力に基づいてインバータ主回路７１の各スイッチング素子を駆動する。
【００５５】
次に、図６を用いて、補償電圧制御器７３の動作について説明する。
【００５６】
ＳＩＮ演算器７３１において、θに基づいて演算される正弦波信号Ａとｕ相電源電圧Ｅｕの関係は、図６（ａ），（ｂ）のようになる。正弦波信号Ａは、比較器７３２において０と比較されることにより正負が判別され、信号Ａが正の場合は１、負の場合は０が比較器７３２から出力される。その結果、比較器７３２からは図６（ｃ）に示すような方形波Ｂが出力される。この方形波Ｂは、減算器７３７，乗算器７３８において最大値と最小値が±１となる方形波Ｃに変換され、さらに乗算器７３６においてＭ倍される。乗算器７３８の出力である方形波Ｃを図６（ｄ）に、乗算器７３６の出力である方形波Ｄを図６（ｅ）に示す。この方形波Ｄおよび方形波Ｄの符号を反転させて得られた信号は、比較器７３２ａおよび７３２ｂにおいて三角波発生器７３５の出力である三角波キャリアＥと比較される。三角波キャリアＥを方形波Ｄと共に図６（ｅ）に示す。比較器７３２ａおよび７３２ｂにおいて、上記比較によりＰＷＭパルスＦおよびＧが作成される（図６（ｆ），（ｇ））。ＰＷＭパルスＦはｓ１のゲート信号、パルスＦを反転させた信号はｓ２のゲート信号、ＰＷＭパルスＧはｓ３のゲート信号、パルスＧを反転させた信号はｓ４のゲート信号として、それぞれゲートドライバへ送られる。このゲート信号に基づいて、インバータ主回路７１のスイッチング素子は駆動され（１の時オン，０の時にはオフ）、結果として、インバータ主回路７１からは図６（ｈ）のようなＶｉが出力される。Ｖｉは、ＰＷＭ制御によりその平均値を変化できるようになる。なお、単純な方形波に比べ、Ｖｉには三角波キャリアの２倍の周波数成分が含まれることになるが、三角波キャリアの周波数を高くすれば、この影響は無視できるようになる。
【００５７】
以上説明した本実施例のダイオード整流回路によれば、図１の実施例と同様にダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減に効果がある。また、インバータ主回路７１をＰＷＭ制御することによって単相交流電源７Ａの出力電圧を連続的に可変とすることにより、負荷電流に応じた補償電圧の供給を実現する。
【００５８】
また、ＰＷＭ制御を行わなくとも、直流回路電源７２を可変直流電源とし、変調率指令Ｍに応じてＶｓ０の値を変化させることにより、ＰＷＭ制御を行う場合と同様にＶｉを制御することができる。この場合、直流回路電源７２は定電圧電源と降圧チョッパ回路を組み合わせたもの等を使用すればよい。
【００５９】
本発明の他の実施例であるダイオード整流回路を図７を用いて以下に説明する。本実施例は、ダイオード整流器４′の直流出力電圧から自身の直流入力電圧を得るインバータで構成される単相交流電源７Ｂを用いたダイオード整流回路である。本実施例の構成について、主に前述の実施例の構成と異なる箇所について説明する。
【００６０】
図７（ａ）において、単相交流電源７Ｂは、入力電圧としてダイオード整流器４′の出力電圧を用いたインバータ主回路７１を備えており、図１の単相交流電源７に相当する。単相交流電源７Ｂは、インバータ主回路７１，インバータ主回路７１にゲート信号を入力する補償電圧制御器７３′，三相交流電源１の出力電圧を読み込んで電源電圧の位相角の瞬時値であるθを補償電圧制御器７３′に出力する電源位相検出器７３、及びインバータ主回路７１の出力に接続され、かつインバータ主回路７１の出力電圧ｖ１をＶｉ＝ｖ１・Ｎ２／Ｎ１に変圧する変圧器７６を有する。ここで、インバータ主回路７１の出力電圧ｖ１の波高値はVdc2となるので、この値を変圧器７５で変圧した際に、（数５）で求めたＶｓになるように、巻数比Ｎ１：Ｎ２を設定する。
【００６１】
次に、図７（ｂ）を用いて、補償電圧制御器７３′の構成について説明する。ＳＩＮ演算器７３１，比較器７３２，符号反転器７３３は、図６の同一符号のものと同じものであるので説明を省略する。比較器７３２から出力された方形波Ｂ、および符号反転器７３３により方形波Ｂの符号を反転して得られた信号はそれぞれゲートドライバ７３４にゲート信号として入力される。ゲートドライバ７３４はゲート信号に基づいてインバータ主回路７１の各スイッチング素子をオン，オフ制御する。各スイッチング素子を制御することにより、インバータ主回路７１は波高値がVdc2である電圧ｖ１を出力する。
【００６２】
本実施例におけるダイオード整流回路では、図１の実施例と同様に、ダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減に効果がある。また、インバータ主回路７１の直流回路電源をダイオード整流回路の直流出力電圧部と共有しているため、変圧器を１個付加するだけで、インバータ直流回路電源を別途設ける必要がなくなると共に、インバータ直流回路電源のための整流器，平滑コンデンサ、および電源変圧器等も不要となるため、ダイオード整流回路を大幅に小型化することができる。さらに、変圧器により高圧の整流回路と低圧のインバータ部を絶縁することもできる。
【００６３】
尚、本実施例では、インバータ主回路７１の電源としてＶｄｃ２を用いているが、Ｖｄｃ１を用いても、Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２を用いても問題はない。更に図４の実施例のように、ＰＷＭ変調を行って出力電圧を制御することも可能である。
【００６４】
本発明の他の実施例であるダイオード整流回路を図８に示す。本実施例の構成について、主に前述の実施例の構成と異なる箇所について説明する。
【００６５】
図８において、７７は２次側に中間タップを設けた巻数比Ｎ１：Ｎ２＝１：２の変圧器であり、図に示されるように、１次側巻き線は単相交流電源７に接続されており、２次側巻き線は一端がダイオード整流器４に、他端がダイオード整流器４′に接続されている。この２次側の中間タップは、平滑コンデンサ５および５′を接続する配線に接続される。また、変圧器７８の２次側巻き線Ｎ２の極性は、ダイオード整流器４および４′の直流出力に対して逆極性となるように接続されている。この変圧器７７において巻き線比が１：２に設定されているのは、単相交流電源７の出力電圧が、ちょうど半分ずつダイオード整流器４及び４′の出力に作用するためである。
【００６６】
本実施例においても、単相交流電源７および変圧器７７を用いることにより、ダイオード整流器４および４′の出力電圧に逆位相の単相交流電圧を加えることができるため、ダイオード整流器４および４′の直流出力電流を、図１の実施例と同様に変化させることができ、ダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分を低減できるという効果も同様に得られる。
【００６７】
本発明の他の実施例であるダイオード整流回路を図９を用いて以下に説明する。本実施例は、並列に接続された２台のダイオード整流器の出力端に単相交流電源７を変圧器７８を介して接続したダイオード整流回路である。本実施例の構成について、主に前述の実施例の構成と異なる箇所について説明する。
【００６８】
図９において、ダイオード整流器４および４′は出力端が並列接続され、平滑コンデンサ５はダイオード整流器４および４′の出力端に共通に接続されている。変圧器７８の巻線比はＮ１：Ｎ２：Ｎ３＝１：Ｎ：Ｎであり、２次側巻き線  Ｎ２はダイオード整流器４′の出力端に直列に接続され、また２次側巻き線Ｎ３は、ダイオード整流器４の出力端に直列に接続される。一方の１次側巻き線Ｎ１は、単相交流電源７に接続される。尚、２次側巻き線Ｎ２，Ｎ３の極性は、各ダイオード整流器４および４′の直流出力に対して、逆極性となるように接続されている。
【００６９】
図９に示すダイオード整流回路の動作を簡単に説明する。単相交流電源７は、図１の実施例と同様に、波高値をＶｓとし、電源電圧の周波数の６倍の周波数である方形波Ｖｉを出力する。変圧器７８の巻数比Ｎは、単相交流電源７の定格出力電圧に応じて適値に設定されるが、ここでは説明を簡単にするために、Ｎ＝１に仮定する。この場合、変圧器の２次Ｎ２およびＮ３には、Ｖｉがそのまま出力される。ダイオード整流器の出力Vrec1，Vrec2と、１の関係は、
【００７０】
【数７】
Ｖｒｅｃ１＝Ｖｄｃ＋Ｖｉ
Ｖｒｅｃ２＝Ｖｄｃ−Ｖｉ                                            …（数７）
となり、原理的に図１の実施例と同じ条件になる。すなわち、入力電流や直流電流波形は、図２と等しくなり、図１の実施例と同様にダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分低減の効果が得られる。ただし、この整流回路においては、平滑コンデンサ５に流れ込む電流Ｉｒｅｃが、
【００７１】
【数８】
Ｉｒｅｃ＝Ｉｒｅｃ１＋Ｉｒｅｃ２                                      …（数８）
の関係になる。図２（ｅ），（ｆ）の波形からわかるように、Ｉｒｅｃ１とＩｒｅｃ２には逆位相の電流リプルが含まれているため、両者を足し合わせると、電流脈動はほとんど零になる。この結果、平滑コンデンサ５の容量を大幅に低減することが可能になり、平滑コンデンサなし、あるいは小容量のコンデンサを１個用いるだけで、脈動の少ない直流電圧を出力できる。
【００７２】
本発明の他の実施例であるダイオード整流回路を図１０に示す。本実施例の構成について、主に図９の実施例の構成と異なる箇所について説明する。
【００７３】
図１０において、変圧器７９および７９′は、１次側巻き線が単相交流電源７に、変圧器７９の２次側巻き線がダイオード整流器４の出力端に、変圧器７９′の２次側巻き線がダイオード整流器４′の出力端にそれぞれ接続されている。この変圧器７９および７９′の巻数比はＮ１：Ｎ２＝１：２であり、この巻数比は、単相交流電源７の出力電圧が変圧器７９および７９′の１次側で分圧されて半分になってしまうために１：２に設定されている。また、この変圧器７９および７９′でも２次側巻き線Ｎ２の極性は、各ダイオード整流器４および４′の直流出力に対して、逆極性となるように接続されている。
【００７４】
このダイオード整流回路においても、図９の実施例と同様に、２つのダイオード整流器の出力端を並列に接続しており、原理的にも図９のものと全く同じ動作をする。各変圧器の１次側巻き線は図示のように直列に接続しても、あるいは並列に接続するようにしても動作は同じである。この実施例でも、図９の実施例と同様の効果が得られる。
【００７５】
また、図８，図９、ならびに図１０の実施例において、単相交流電源７として図４の７Ａ、あるいは図７の７Ｂを用いることにより、前述の図４及び図７の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００７６】
以上、これまで説明した本発明によるダイオード整流回路においては、すべて変圧器２および３を用いて２つのダイオード整流器に、３０°の位相差をもつ電圧を供給しているが、これらの変圧器を１つにして、２次側（電源側）をΔ巻線（またはＹ巻線）、２次側をΔとＹの２つの巻線として使用しても問題はない。また、変圧器は、電源電圧の位相を３０°ずらすことが目的であるから、一方のダイオード整流器にのみΔ−Ｙ結線の変圧器を使用し、もう一方の整流器には、変圧器の代わりに、変圧器の漏れインダクタンス相当のＡＣリアクトルを挿入することでも同様の効果が得られる。
【００７７】
更に、各実施例では、単相交流電源として電圧源を用いて説明したが、単相交流電源として電流源を用いても同様の効果が得られる。その場合、電流源から出力される電流の波形は三角波とするのが望ましい。
【００７８】
【発明の効果】
以上説明したように、第１の発明によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分（電源高調波）が低減される。よって｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減するためのフィルタが不要となり、ダイオード整流回路の構成がコンパクトになる。また、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分も低減できるため、｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減するためのフィルタも不要となる。
【００７９】
第２の発明によれば、単相交流電源の構成が簡単になり、単相交流電源がコンパクトになる。
【００８０】
第３の発明によれば、単相交流電源の数を減らすことができる。
【００８１】
第４の発明によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分、及び｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分が低減され、かつ出力電流の電流脈動を低減することができる。
【００８２】
第５の発明によれば、単相交流電源の数を減らすことができる。
【００８３】
第６の発明によれば、ダイオード整流器の出力電流の脈動を平滑するためのコンデンサの容量を低減することができる。
【００８４】
第７の発明によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００８５】
第８の発明によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００８６】
第９の発明によれば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をより低減できる。
【００８７】
第１０の発明によれば、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。
【００８８】
第１１の発明によれば、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合にも、簡単な構成で、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。
【００８９】
第１２の発明によれば、ダイオード整流回路を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な一実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図２】図１に示すダイオード整流回路における入力電流波形，出力電流波形、及び補償電圧波形である。
【図３】図１の実施例の動作を示す図であり、（ａ）は図１の構成のうちダイオード整流器４における各電流，電圧を示す図、（ｂ）〜（ｅ）は各電流，電圧の波形図である。
【図４】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図５】図４に示す補償電圧制御器７３の構成図である。
【図６】図４の補償電圧制御器７３の動作を示す波形である。
【図７】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図８】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図９】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図１０】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路の構成図である。
【図１１】従来のダイオード整流回路の構成図である。
【図１２】従来のダイオード整流回路における入力電流波形、出力電流波形、及び補償電圧波形である。
【符号の説明】
１…三相交流電源、２…Δ−Δ結線変圧器、３…Δ−Ｙ結線変圧器、４，４′…ダイオード整流器、５，５′…平滑コンデンサ、６…負荷装置、７…単相交流電源。
【図１】
0003580089.tif 000007
【図２】
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【図３】
0003580089.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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