(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷回路の少なくとも１つの負荷に、該負荷を制御するための半導体スイッチが接続され、フリーホイール半導体部が該負荷に対して並列に回路内に配置され、オフ切換により発生したオフ切換制御電流がより高い最初の値から減少することにより、フリーホイール半導体部が導通状態に切り換えられた時にのみ、半導体スイッチが完全にターンオフになる、半導体スイッチの制御により誘導負荷回路の電流をターンオンあるいはターンオフするための直流制御回路において、
切り換え電流（−IGS）を最小値（−IGSMIN）にまで連続的に減少させるために、フリーホイール半導体部（16）の電圧又はこれに基づくパラメータにより制御可能なオフ切換電流源（19）を備え、該最小値がフリーホイール半導体部（16）の減少電圧の電圧値０ボルトに実質的に到達することを特徴とする制御回路。
【請求項２】
オフ切換電流源（19）がオフ切換電流を保持するための制限装置を備え、該オフ切換電流が、フリーホイール半導体部の最小値ゼロまで減少することを特徴とする、請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
オフ切換電流源（19）が、フリーホイール半導体部（16）のゼロまで減少する電圧の変化に比例してオフ切換制御電流を減少させるための手段を備えたことを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の制御回路。
【請求項４】
オフ切換電流源（19）の電流の最小値が、フリーホイール半導体部（16）の必要切り換え時間を予め設定するための小さい値（−IGSMIN）であることを特徴とする、請求項１から３までのいずれか一つに記載の制御回路。
【請求項５】
負荷回路の少なくとも１つの負荷に、該負荷を制御するための半導体スイッチが接続され、フリーホイール半導体部が該負荷に対して並列に接続され、オン切換のために発生させるオン切換制御電流が、フリーホイール半導体部がターンオフ切換した時にのみ半導体スイッチが完全に導通するように設定された、半導体スイッチの操作により誘導負荷電源回路の電流をオン切換するための直流制御回路において、
切り換え電流（IGS）を最小値（IGSMIN）にまで連続的に減少させるために、フリーホイール半導体部（16）の電圧又はこれに基づくパラメータにより制御可能なオン切換電流源（18）を備え、該最小値が、初期電圧以下に下がる前に、フリーホイール半導体部（16）の減少電圧の電圧値０ボルトに直接到達することを特徴とする制御回路。
【請求項６】
オン切換電流源（18）が、オン切換電流の最小値への減少を制限するための制限装置を備えたことを特徴とする、請求項５に記載の制御回路。
【請求項７】
オン切換電流源（18）が、フリーホイール半導体部（16）のゼロまで減少する電圧の変化に比例してオン切換制御電流を減少させるための手段（21）を備えたことを特徴とする、請求項５又は請求項６に記載の制御回路。
【請求項８】
オン切換電流源（18）の電流の最小値が、フリーホイール半導体部（16）の必要切り換え時間を予め設定するための小さい値（IGSMIN）であることを特徴とする、請求項５から７までのいずれかに記載の制御回路。
【請求項９】
フリーホイール半導体部（16）の切り換え終了後、オン切換及び／又はオフ切換電流源（18）を、制御電流のより高い値に切り換えるための手段（22、25および26）を備えたことを特徴とする、請求項１から８までのいずれか一つに記載の制御回路。
【請求項１０】
オン切換電流源（18）が、フリーホイール半導体部（16）の正電圧及び負電圧により交互に切り換え可能な、少なくとも２つの電源部（21及び22）を備えたことを特徴とする、請求項９に記載の制御回路。
【請求項１１】
反対方向に接続された２つのダイオード（23及び26）が、入力側に配置され、電源部（21及び22）の制御入力に従って交互にオン切換することを特徴とする、請求項10に記載の制御回路。
【請求項１２】
出力負荷電圧（UA）が供給電圧（UB）の予備設定フラクションより低下した時に、半導体スイッチ（11）を不完全オンにするオン切換制御電流を供給するための手段（28から31）を備えたことを特徴とする、請求項１から11までのいずれかに記載の制御回路。
【請求項１３】
少なくとも一つの負荷における供給電圧（UB）と電圧（UA）降下との比較のための比較回路（29）を備え、該比較回路（29）が、フリーホイール半導体部（16）の切り換え後に、これらの電圧の比に従って制御電流（IGS）量を決定することを特徴とする、請求項12に記載の制御回路。
【請求項１４】
半導体スイッチ（11）がMOS形FET又はIGBT半導体スイッチであることを特徴とする、請求項１から13までのいずれかに記載の制御回路。
【請求項１５】
二方向スイッチ（17）が半導体スイッチ（１）の制御電極の入力側に配置され、該二方向スイッチ（17）のオン切換及びオフ切換電流源（21及び19）への各切り換え動作が制御信号（PW）により制御可能であることを特徴とする、請求項１から14までのいずれかに記載の制御回路。
【請求項１６】
オン切換及びオフ切換電流源（21及び19）が、交互にオン切換及びオフ切換するための、制御信号（PW）により操作可能な入力部を備えたことを特徴とする、請求項１から14までのいずれかに記載の制御回路。
【請求項１７】
制御信号（PW）がパルス幅を変調した信号であることを特徴とする、請求項15又は請求項16に記載の制御回路。
【発明の詳細な説明】
本発明は、半導体スイッチの操作により誘導負荷電源回路の電流をターンオン及びターンオフするための、クレーム１とクレーム５との前段に基づく直流制御回路に関する。
直流を断続するための従来装置は、電源、半導体スイッチ、消耗部または負荷を有する直列回路装置を備えている。誘導負荷の場合は、フリーホイールダイオードが電源回路の誘導部に対して並列に回路内に配置され、このインダクタンスはまた、例えば全体的にまたは部分的に電源回路の導体を通じて存在することも可能である。
例えばMOS形FETの半導体スイッチは、ゲート・ソース間電圧を介して制御される。このようなトランジスタが導通している限り、基本的にトランジスタと負荷との接点に供給電位差が存在し、従ってフリーホイールダイオードにも供給電位差が存在する。もしトランジスタをターンオフするためにゲート・ソース間電圧が減少すると、トランジスタの内部抵抗が次第に増加し、負荷電源回路のインダクタンスの作用により、電流が少ししか減少しないために、熱変換される電力も増加する。このため、トランジスタが過熱して損傷を受ける前に、フリーホイールダイオードにより電流を切り換える必要がある。
この目的のために、ドイツ特許公開公報4,013,997  A1は、フリーホイールダイオードが切換点に近いことを評価回路が示すまで、トランジスタのゲートのオフ切換制御電流を高い値に保持することを開示している。ここで、制御電流は低い値に切り換えられる。この方法により、切換時に生じる望ましくない効果、即ちトランジスタにおけるパワーロスと、干渉電圧及び干渉パルスの発生とを回避できるにもかかわらず、最大切換率は制限される。なぜなら、ドレイン・ソース間電圧が増加し、同時にMOS形FETの有効ゲート・ソース間の容量が減少する時に、オフ切換動作が加速するので、ダイオードの切換点近くでより低いオフ切換電流へタイミングよく切り換えられるように、最大オフ切換電流を大きい値にしか設定できないからである。
電流をオンに切り換える際に、別の問題、即ちショートの危険性が生じる。オフ切換の直後に再びオン切換すると、電流は負荷電源回路内でフリーホイールダイオードを通って流れ続ける。トランジスタをオンに切り換えるために、トランジスタの抵抗を落としゲート・ソース間電圧を増加させると、トランジスタとフリーホイールダイオードとの接点の電位が正となり、その結果ダイオードがターンオフとなる。しかし、このようなターンオフ切換は、迅速には行われない。従って、ダイオードがターンオフになっていないままだと、トランジスタのゲート・ソース間電圧を増加させる際に、該トランジスタがすでに完全に導通してしまう。このことは、明らかにショートを引き起こし、トランジスタ及び／またはダイオードが故障する危険を伴う。
これを防止するために、前記ドイツ特許公開公報4,013,997  A1は、最初は制御電流を低いレベルに保持し、又は、バイポーラトランジスタを使用する場合には、制御電流を低率で増加する程度に保持し、評価装置がフリーホイールダイオードの切り換えを検知したら、制御電流を高い値に切り換えることを提案している。これによりショートを効果的に防止できるが、しかし、この場合、オフ切換電流が常に供給されるために、トランジスタのゲート・ソース間電圧が増加し続ける。ゲート・ソース間電流がトランジスタのトリップ電圧を超えると、トランジスタ内を流れる電流が増加する。この結果、ダイオードを通過する電流が減少する。又、ドレイン・ソース間電流が更に増加するために、ダイオードを通過する電流が更に減少して、流れなくなる。電流がトランジスタを通過すると同時に、全供給電圧が降下するので、切換動作のこの部分で電力が大幅に散逸し、トランジスタはこの電力を熱変換しなければならない。
本願発明の一つの目的は、周知の直流制御回路をさらに改善し、電流のオン及び／又はオフ切換の際の電力の散逸を少なくし、同時に、干渉電圧および干渉パルスの発生を防止しながらより迅速にスイッチ切換動作を行うことである。
この目的を達成するために、本願発明においては、オン及びオフ切換電源を、フリーホイール半導体部における電圧又はこれに基づくパラメータにより制御可能に設けることにより、オン又はオフ切換電流が最小値まで継続的に減少し、フリーホイール半導体部の減少電圧が０ボルトである時に最小値に達するようにした。
本願発明の直流制御回路においては、直流をオフに切り換える際に、オフ切換電流が段階的に減少するのではなく、半導体スイッチをオフ切換したときにオン切換するフリーホイール半導体部のターンオフ切換電圧の減少に伴って連続的に減少するので、フリーホイール半導体部の切換点近くでは、オフ切換電流は、電力散逸及び干渉力を最小限に抑えながら切り換えることが可能な値に達する。最初はドレイン・ソース間電圧が変化せず、ゲート・ソース間電圧のみが減少するので、ターンオフ切換電流は、周知の制御回路におけるよりも大きくなるように選択可能である。しかしながら、トランジスタのドレイン・ソース間抵抗が大きすぎるために、ドレイン・ソース間電圧がトランジスタを通過する電流に応じて増加し、その結果フリーホイール半導体部のターンオフ切換電圧が小さくなった場合には、オフ切換電流がダイオードのオフ切換電圧に比例して減少するので、ダイオードが切換点近くでオン切換動作を行う時間は十分にある。従って、切換率は一般的により高くなる。
オフ切換と同様の方法で、オン切換の際にも、最初は高い値であるオン切換電流が、フリーホイール半導体部の電圧に応じて、フリーホイール半導体部の切換点近くの制御電流の必要最小値に達するまで継続的に減少する。従って、フリーホイール半導体部には、必要な切換時間が与えられ、回避不可能な干渉力の発生が防止される。フリーホイール半導体部が非常に迅速に切換点近くに達するので、フリーホイール半導体部が切換点近くに到達する前にトランジスタ内で大幅な電力の散逸が生じる時間は減少する。これにより、切換時間を減少させると共に、干渉力を低く抑えながら電力の散逸を減少させることが可能となる。
従属クレームには、クレーム１及びクレーム５に定義された直流制御回路を更に発展させ改善した方法が述べられている。
オン切換電流源及びオフ切換電流源が、オン切換及びオフ切換制御電流の減少を制限して最小値を設定するするための制限手段を有すると便利である。各オン切換及びオフ切換制御電流は、望ましくはフリーホイール半導体部における電圧の変化（０に向かう）に比例して、最小値に達するまで減少する。このため、電流の最小値は、フリーホイール半導体部が必要な切換時間を確保できるように選択される。
切換時間の短縮のために、フリーホイール半導体部の切換動作の後、オン切換及び／又はオフ切換電流源をより高い制御電流に切り換える。このため、オン切換及び／又はオフ切換電流源は、本発明の特に望ましい実施例によれば、フリーホイール半導体部の正電圧又は負電圧により交互に切り換え可能な少なくとも２箇所の電流源を有する。この目的のために、電流源の制御入力電極に従って反対方向に接続された２つのダイオードを用いると便利である。
最短可能オン切換時間は、不可避オフ切換遅延時間（図３（ｂ）、時点t6からt8参照）により予め設定される。従って、オン切換時間の短縮により更に出力側負荷電圧を減少させることは不可能である。しかし、最短オン切換可能時間により得られる出力電圧よりも小さい出力電圧が達成されるとすれば、これは、出力側負荷電圧が供給電圧の予備設定フラクションを下回る場合に、半導体スイッチを不完全オン切換するようにオン切換制御電流を予め設定する手段を用いることにより可能となる。次にこの電圧差がトランジスタを通過し、トランジスタが不完全ターンオン切換する。このため、出力電圧が非常に低い値となるので、パルス幅を設定するレギュレータが、最短可能オン切換時間によるよりも低く出力電圧を設定することが可能となる。
供給電圧と、少なくとも１つの負荷を通過することによる電圧降下との比較のため、フリーホイール半導体部の切換動作後に該電圧比に基づき制御電流量を設定する比較装置を設けてもよい。
半導体スイッチとしては、望ましくはMOS形FETあるいはIGBT半導体スイッチを用いるが、最初に述べた先行技術に記載されているような、基本電流を用いて制御されるバイポーラトランジスタを用いても、同様の問題が発生する。
半導体スイッチの制御入力は、望ましくはオン切換及びオフ切換電流源の各切換動作制御信号により制御可能な二方向スイッチにより行われる。このため、制御信号としては望ましくはパルス幅を変調した信号を用いる。しかし、制御信号を直接使用して、オン切換およびオフ切換電源を交互に制御することも可能である。
以下に、本出願の２つの実施例を、図を参照しながら詳細に説明する。
図１は、第１の実施例の説明図である。
図２は、負荷電圧を更に減少させるための、第１の実施例には含まれていない比較装置を含む本発明の第２の実施例の回路である。
図３は、本発明の動作を説明するシグナルチャートである。
図１に図示された本発明の第１の実施例においては、供給電圧UBを有する供給電源10、MOS形FETを構成するトランジスタ11のドレイン・ソース間経路及び負荷装置12が電源回路を構成している。インダクタンス14が負荷13と直列に接続され、キャパシタンス15が負荷13と並列に接続されている。この配置は、抵抗、容量及び誘導のフラクションを持つ所望の負荷を実現することを目的としている。インダクタンス14は、例えば誘導コイルにより決定されてもよいが、電源回路のワイヤのインダクタンス、又は誘導フラクションを有する負荷抵抗器により決定されてもよい。負荷による負荷電圧降下はUAであり、トランジスタ11のドレイン・ソース間経路によるドレイン・ソース間電圧降下はUDSである。
フリーホイールダイオード16が負荷装置12と並列に接続されている。他のフリーホイール半導体部品を用いることも可能であり、例えば電磁的結合あるいは変成器結合された負荷回路では、ユニポーラトランジスタ又は整流素子ダイオードを用いてもよい。トランジスタ11のゲートＧは、トランジスタ11をオン切換する時にはオン切換電流源18と接続し、トランジスタ11をオフ切換する時にはオフ切換電流源19と接続するように、二方向スイッチ装置17を介して、パルス幅を変調したシグナルシーケンスPWにより操作され、オフ切換電流源19は、電力供給のためにトランジスタ11のソース電極Ｓと接続される。オン切換電流源18の電力供給のために、供給電源10と補助電源20とを備えた直列回路装置が用いられる。補助電源20の補助電源UHは、供給電圧UBに付加される。例えば、ソースフォロアとして回路内に配置されるＮチャンネルMOS形FETの場合は、オン切換するためには、ゲート電圧がドレイン電極の供給電圧よりも高くならなければならない。従って、本実施例では、正電極の電位がUB＋UHとなる補助電源20が必要となる。
オン切換電流源18は、更に２つの補助電流源21及び22と接続されている。補助電流源21は、制御された電流源の形で設計され、ダイオード23及びダイオード23と直列に接続された抵抗器24を介して、フリーホイールダイオード16に発生する電圧降下UKAにより制御される。第２の補助電流源22は制御されない電流源であり、制御されるスイッチ25を介してオン切換電流源18と接続されている。制御されるスイッチ25も又、ダイオード23と反対方向に接続されたダイオード26を介して、電圧UKAにより制御される。２つのダイオード23および26は、フリーホイールダイオード16が作動し、かつその負電流の電圧が−UKAである場合には、制御されるスイッチ52がオフ切換して、補助電流源21が特定の電流値に設定されるように接続されている。他の場合、即ちフリーホイールダイオード16のカソードが正の電圧である場合には、制御されるスイッチ25が閉じて、補助電流源21がオフ切換する。補助電流源21と22とによりオン切換電流源18に供給される電流は、このようなオン切換電流源18の出力電流の制御のための制御電流として作用するか、あるいはオン切換電源18により発生した最小電流IGSMINに付加される。
オフ切換電流源19も又、制御された電源の形で設計され、抵抗器27により電圧降下する電圧U27により制御される。電圧U27は、電圧UKAに対応している。この目的のために、抵抗器27は、例えばフリーホイールダイオード16と並列にオフ切換電流源19と接続されている。
次に、図１に図示された実施例の動作について、図３に図示されたシグナルチャートを参照しながら説明する。まず、時点t1からt5までの間に起こるトランジスタ11のオン切換について説明する。時点t1において、パルス幅を変調したシグナルシーケンスPWが論理０から論理１に変化すると、ゲートＧが２方向スイッチ装置17を介してオン切換電流源18と接続し、その結果オン切換動作が開始される。この時点では、フリーホイールダイオード16は導通しており、高い負のフロー電圧−UKAを帯びている。このため、ダイオード26がオフ切換してダイオード23が導通する。電流が、フリーホイールダイオード16を通過して、フロー電圧降下に応じて抵抗器24内を流れ、該電流は補助電流源21の出力電流の制御電流となる。制御電流とフロー電圧との比例的関係は、抵抗器24により表わされる。オン切換電流IGSは、オン切換電流源18からトランジスタ11のゲートまで流れているが、時点t1において、フロー電圧−UKAが大きい負の値を有するために、補助電流源21の高い制御フロー電流により、大きい値に設定される。オン切換電流IGSが大きいために、トランジスタ11の電圧UGS、即ちゲート・ソース間電圧は、急速に増加する（図３（ｄ）参照）。電圧UGSがトランジスタ11のトリップ電圧を超えると、トランジスタ11内を流れる電流が増加し、これに対応して、フリーホイールダイオード16内を流れる電流が減少する。従って、フロー電圧−UKAも小さくなる。フリーホイールダイオード16のフロー電圧−UKAが小さくなることにより、補助電流源21の制御電流もまた、時点t2からt3までの間に減少する。時点t3では、フロー電圧−UKAが減少し、フリーホイールダイオード16が切換点に近づく。このため、補助電流源21の制御電流が減少して実質的に０となり、オン切換電流源18を通過する電流は、恒久的に固定された最小電流IGSMINとなる。最小電流IGSMINの値は、フリーホイールダイオード16の必要切換時間（t3からt4まで）を確保できるように選択される。
時点t4で、フリーホイールダイオード16の切り換え動作の臨界域が終結し、フリーホイールダイオード16は正のターンオフ電圧UKAを帯びる。ここでダイオード23がターンオフし、ダイオード26が導通し、スイッチ25を介して第２の補助電流源22をオン切換する。このため、オン切換電流IGSが高い値に固定され、その結果、もはや臨界ではないトランジスタ11のオン切換動作が、時点t5までに急速に完了する。
時点t2からt4までの間に、トランジスタ11を通過する電流と、高い電圧UDS＝UB＋UAKとのために、トランジスタ11内で大幅な電力散逸が起こる。明細書中で図３のシグナルチャートを参照しながら説明したように、この時間は先行技術におけるよりも短く、しかも余分な干渉力が生じることはない。
時点t6で、パルス幅を変調したシグナルシーケンスPWのシグナルが論理１から論理０に変化することにより、トランジスタ11のオフ切換動作が開始される。これにより、トランジスタ11のゲートが、二方向スイッチ装置17を介して、オフ切換電流源19と接続する。トランジスタ11の電圧UDSは、トランジスタがオン状態である時には非常に小さいので、電圧UKA（U27と等しい）は供給電圧UBと等しく、即ち非常に高い。従って、オフ切換電流源19は大きいオフ切換電流−IGSになる。この電流は、電圧UGSを低下させるので、トランジスタの抵抗が時点t6からt7までの間に増加する。時点t7では、トランジスタ11のドレイン・ソース間経路の抵抗が一定の値に到達し、このためUGSの低下に対応して電圧UDSが上昇する。従って、フリーホイールダイオード16の電圧UKAが同程度低下し、これに伴い電圧U27も低下するため、オフ切換電流−IGSも電圧UKAの低下に比例して減少し、時点t8で、最小電流−IGSMINに到達する。最小電流−IGSMINの値は、オフ切換電流源19で一定となり、オン切換電流源18の最小電流の値と同一である。電圧UKA（U27と等しい）は、この時点では実質的に０である。t9からt10までの時間は、フリーホイール16がインダクタンス14により生じた電流を完全に引き継ぐために必要な時間である。この時点t10でオフ切換動作が完了する。
問題があり、回避不可能でありかつ望ましくないフリーホイールダイオードの切り換え時間が生じるのは、一つにはダイオード自身のためでもあるが、オフ切換線の望ましくない誘導効果や、高周波の電気振動及びピーク電圧（干渉電圧）を発生するコンデンサ等のためでもある。切り換え時間は、前述の装置によって、望ましくない効果が発生しないように、また電磁的両立性が得られるように設定される。
図２に図示された第２の実施例は、多くの点で第１の実施例と同一である。従って、第１の実施例と同一の又は同様に機能する構成要素及び部品には第１の実施例と同じ参照符号を付し、説明を省略する。第２の実施例では、第１の実施例の補助電流源22の代わりに、比較装置29により制御される補助電流源28が備えられている。比較装置29の出力制御量は、電圧UBと、負荷13又は負荷装置12における電圧UAとの比較に基づいている。これら２つの電圧UB及びUAは、２つの抵抗器30及び31を介して比較装置29に供給される。抵抗比R/n・Ｒにより決定される比UB/UAが下がると、補助電流源28の電流が減少する。Ｒは抵抗器31の値であり、ｎ・Ｒは抵抗器30の抵抗値である。パルス幅が５％である場合、ｎは例えば20である。
パルス幅の比が非常に低い時のトランジスタ11の最短オン切換可能時間は、回避不可能な切り換え遅延時間（図３（ｂ）t6からt8まで）により予め設定される。従って、オン切換時間を更に短縮しても電圧UAがそれ以上低下することはない。最短切換可能時間によるよりも更に出力負荷電圧UAを低下させるためには、トランジスタ11のオン切換の間に、即ち時点t4からt5までの間にこのトランジスタのソース端子の電圧を低下させるのが唯一の方法である。しかし、この電圧差は、上記目的のためにこの時点では完全ターンオンしないトランジスタ11を通過する時の電圧降下とならなければならない。上記目的は、参照符号28〜31で表される装置により達成される。
オン切換時間がより長い場合は、補助電流源28は図１の補助電流源22と同様に機能する。しかし、時点t4で電圧比UA/UBが抵抗比R/n・Ｒよりも小さい場合には、補助電流源28の比較装置29の制御動作の低電流の値はより小さくなる。従って、オン切換電流IGSが減少し、これに伴い、トランジスタ11の完全オン切換に要する時間はより長くなる。出力負荷電圧UAを更に低下させることにより、比較装置29が補助電流源28の電流を０にまで減少させることが可能となり、その結果、オン切換電流IGSがIGSMINに到達するまで減少する。オン切換時間が短く、最短オン切換時間に近い場合、トランジスタの導電性の値が小さくなり、このため、オン切換の間にトランジスタを通過する電圧降下が、ソース端子における電圧低下と等しくなる。従って、出力電圧UAの値が非常に低くなり、その結果、パルス幅を決定する整流器の出力電圧を、最短オン切換可能時間で実際に生じる電圧よりも低く設定することが可能となる。
本願発明による方法は、高電圧側のスイッチまたは低電圧側のスイッチを備えた電源装置を切り換える場合や、電磁的に結合された電源装置を切り換える場合にも適用できる。トランジスタ11としては、MOS形FET（Ｎチャンネル又はＰチャンネル型）又はIGBTトランジスタが使用可能である。又、冒頭で従来技術に関して説明したように、バイポーラトランジスタ（npn又はpnp形）を適用することも可能である。
本願発明の実施例の応用例として、最大可能オフ切換電流−IGSを限定することも可能である。この限定値に対応する抵抗器27の電圧U27が低下した場合にのみ、オフ切換電流は例えばこれに比例して連続的に減少する。
オン切換動作をより迅速に行うために、オン切換電流は、時点t4からt5までの間のフリーホイールダイオード16のオン切換動作の後、図１に関して述べたようにかなり増加する。同様に、トランジスタ11をオフ切換する時には、オフ切換電流−IGSは、フリーホイールダイオード16の切り換え動作後に増加するので、トランジスタ11をより急速に完全にオフ切換することが可能である。フリーホイールダイオード16の切り換え動作後の電流は、トランジスタ11のオン切換及びオフ切換時に、上述のように段階的に増加する代わりに、アナログ的に連続的に増加してもよい。
本願発明の実施例において、オン切換及びオフ切換電流IGSは、最初に増加した値から、フリーホイールダイオード16の電圧降下に比例して連続的に減少する。また、フリーホイールダイオード16の電圧UKAに対応して減少する代わりに、電圧UKAに対応するか又は電圧UKAに従って変化するパラメータに対応して減少してもよい。例えば、トランジスタ11のフロー電圧またはフロー電流の減少に対応して電流を切り換えることも可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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