(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石と電機子コイルとを有し、電機子コイルの各相の一端部が共通接続されて構成されるブラシレス直流モータの無通電相の端子電圧を検出し、検出された端子電圧の時間に対する変化率に基づいて転流タイミングを決定するブラシレス直流モータの駆動方法において、前記検出された端子電圧の時間に対する変化率を算出する際に、用いる端子電圧としてのデータ間隔を、モータの回転数に応じて変化させることを特徴とするブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項２】
永久磁石と電機子コイルとを有し、電機子コイルの各相の一端部が共通接続されて構成されるブラシレス直流モータの無通電相の端子電圧を検出し、検出された端子電圧の時間に対する変化率に基づいて転流タイミングを決定するブラシレス直流モータの駆動方法において、前記検出された端子電圧の時間に対する変化率として、複数の変化率の平均値を用いることを特徴とするブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項３】
前記ブラシレス直流モータの駆動がインバータ回路を用いて行われることを特徴とする請求項１または２記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項４】
前記端子電圧の検出が、インバータ回路を制御するＰＷＭ信号に同期して行われ、検出電圧の時間に対する変化率により外挿補間を行うことにより、検出不能時のロータ位置を連続的に推定することを特徴とする請求項３記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項５】
それぞれ隣り合う相の端子電圧の検出値に対する補間値が交差する点を転流時刻として転流タイミングを決定することを特徴とする請求項４記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項６】
前記端子電圧の時間に対する変化率に基づいて算出した隣り合う相の電圧補間値の交点の電圧値の最大値及び最小値がそれぞれ一定になるようにモータの出力トルクを制御することを特徴とする請求項４または５記載のブラシレス直流モータの駆動法。
【請求項７】
前記補間値の時間に対する変化率を連続的なモータの速度変化情報として取り扱って、モータの駆動制御を行うことを特徴とする請求項４記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項８】
前記補間値を基に推定した転流タイミングにおける電圧値から算出した電圧補間値の交点の電圧値を、次回回転時の電圧補間値の交点の最大値及び最小値電圧に反映させることを特徴とする請求項４ないし７記載のうち１記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【請求項９】
前記外挿補間が、検出電圧の直線性の良い部分の変化率に基づいて行われることを特徴とする請求項４ないし８のうち１記載のブラシレス直流モータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ブラシレス直流モータの駆動方法に係り、特に、回転子の位置検出をホール素子等の磁気検出手段を用いることなく行うことができる、いわゆるセンサレス直流ブラシレスモータ駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ブラシレス直流モータの駆動制御は、ロータの磁極位置と通流すべき巻線の位置とを密接に関係付けて行う必要がある。そして、モータの出力トルクは、ロータの有する磁極の磁束とステータの有する巻線に流す電流との相互作用によって発生する。このため、ブラシレス直流モータの駆動は、ロータの磁極から発生する磁束が最大となる付近に存在する相の巻線に電流を流すことにより最大のトルクを発生させてモータを回転させるようにすることが必要である。
【０００３】
また、ブラシレス直流モータの駆動制御は、ロータの磁極位置の回転に従って、電流を流すべき相を時々刻々に切り替えていくことにより行われるが、この相の切り替えである転流のタイミングが磁極最大位置よりも大幅にずれた場合、これによって発生するトルクが減少し、最悪の場合、モータは脱調し停止に至ることになる。
【０００４】
従って、ブラシレスモータの駆動制御は、何らかの手段によってロータの磁極位置を検出して、これにより制御を行う必要がある。
【０００５】
この種のセンサレス形ブラシレスモータのロータ磁極位置検出回路に関する従来技術として、例えば、特願平５−２６４８１４号として提案された技術が知られている。
【０００６】
この従来技術は、モータの無通電相のモータ端子電圧をフィルタを用いることなく直接サンプリングして検出するＡ／Ｄ変換器を有し、このサンプリング値から検出電圧の時間に対する変化率を求めて、これを外挿補間することによって誘起電圧情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの位置を推定し、その結果から転流位相の進み、遅れ等を含めたモータ電流の転流タイミングを推定し、このタイミングに基づいて、モータを駆動するインバータ回路を制御して適切な時刻に転流を行うというものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術は、モータの無通電相のモータ端子電圧をフィルタを用いることなく直接サンプリングし、サンプリング値から検出電圧の時間に対する変化率を求めて、これを外挿補間することによって誘起電圧情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの位置を推定している。
【０００８】
しかし、前記従来技術は、隣り合う２点のサンプリング値を使用して検出電圧の変化率を求めているため、低回転領域において電圧の変化量が少なくなり、変化率の算出精度が悪くなって、最悪の場合、変化率の計算ができなくなり、正確な転流タイミングを得ることができなくなり、モータの速度制御を高精度に安定して行うことが困難であるという問題点を有している。
【０００９】
また、前記従来技術は、モータの通流相の相違により発電定数にばらつきがあった場合、あるいは、スイッチング素子に印加される直流電圧に変動が生じた場合、モータの回転速度が一定であっても、時間に対する電圧の変化量が変化して正確な転流タイミングを得ることができず、この影響の蓄積によってモータの速度制御を不安定にするという問題点を有している。
【００１０】
本発明の目的は、前述した従来技術の問題点を解決し、低回転域においても端子電圧の時間に対する変化率を精度良く算出し、ロータの磁極位置を正しく推定し、低回転領域において適切な時刻に転流を行うことができ、高精度の制御を可能としたブラシレス直流モータの駆動方法を提供することにある。
【００１１】
また、本発明の目的は、モータの各通流相に発電定数にばらつきがあった場合、あるいは、スイッチング素子に印加される直流電圧に変動が生じた場合にも、これらの影響を受けることなくロータの磁極位置を正しく推定可能とし、適切な時刻に転流を行うことができ、高精度の制御を可能としたブラシレス直流モータの駆動方法を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば前記目的は、モータの無通電相のモータ端子電圧をフィルタを用いることなく直接サンプリングして検出するＡ／Ｄ変換器と、このサンプリング値から検出電圧の時間に対する変化率を求める際に、モータの回転数に応じて算出に用いるサンプリング値の時間間隔を変化させ、求めた検出電圧の時間に対する変化率を外挿補間することによって誘起電圧情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの位置を推定し、その結果から転流位相の進み、遅れ等を含めたモータ電流の転流タイミングを推定し適切な時刻に転流を行うようにブラシレス直流モータを駆動する制御部とを備えることにより達成される。
【００１３】
また、前記目的は、前述したサンプリング値から検出電圧の時間に対する変化率を求める際に、通流相の相違による発電定数のばらつきの影響を押さえるため、複数の検出電圧の時間に対する変化率の平均値を求め、求めた検出電圧の時間に対する変化率を外挿補間することによって誘起電圧情報を得、この誘起電圧情報に基づいてロータの位置を推定し、その結果から転流位相の進み、遅れ等を含めたモータ電流の転流タイミングを推定し適切な時刻に転流を行うようにブラシレス直流モータを駆動する制御部を備えることにより達成される。
【００１４】
【作用】
前記Ａ／Ｄ変換器は、モータの無通電相のモータ端子電圧をサンプリングして検出し、制御部は、Ａ／Ｄ変換器により離散的に取り込まれた電圧値の時間に対する変化率に基づいて、検出電圧値に対して外挿補間を行うことにより誘起電圧情報を演算し、その情報により転流タイミングを演算して、モータを駆動するインバータのドライバを駆動し、最終的にモータを回転させている。また、前記制御部は、取り込んだ検出電圧値、時間を記憶しておくメモリ機能、その情報と前記電圧値の時間に対する変化率から転流タイミングを演算する機能、モータの回転数に応じて前記変化率を算出する際のサンプリングポイントを変化させる機能、複数の変化率の平均値を算出する機能等を有する。
【００１５】
前述により、本発明は、インバータ回路を用いた直流ブラシレスモータの良質な駆動制御を行うことができる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明によるブラシレス直流モータの駆動方法の一実施例を図面により詳細に説明する。
【００１７】
図１は本発明による駆動方法が適用されるブラシレス直流モータのシステム構成を示すブロック図、図２はモータに対して理想的な転流タイミングで通流が制御され、モータが一定速度で回転している状態におけるモータの誘起電圧、検出端子電圧、処理電圧の波形を模式化して示す図、図３は検出端子電圧波形の拡大図、図４は低速回転時における検出端子電圧波形の拡大図、図５は転流タイミングの位相の進み、遅れを説明する処理電圧波形を示す図、図６は通流相によって発電定数が相違している場合の最適な転流間隔と推定した転流間隔との差を示す図である。図１において、１は直流電源、２はインバータ回路、３はセレクタ、４はＡ／Ｄ変換器、５は制御部、６はドライバ回路部、７はステータ、８はロータ、９は負荷である。
【００１８】
本発明が適用されるブラシレス直流モータシステムは、図１に示すように、直流電源１、インバータ回路２、３相の巻線の内の無通電相の１相を選択するセレクタ３、選択した端子の端子電圧のアナログ値を電子計算機で演算できるようにディジタル値へ変換するＡ／Ｄ変換器４、検出された電圧からその変化率及び転流時刻を決定し、インバータ回路２を制御するドライバに信号を出力する制御部５、インバータ回路２のドライバ回路部６、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の巻線が一端で結線された３相の直流ブラシレスモータのステータ７、永久磁石を用いた磁極を有するロータ８、モータ結合される負荷９により構成されている。
【００１９】
以後の説明における本発明の一実施例によるモータの駆動方法は、高出力トルクを得ることのできる１２０度通電形駆動とし、また、モータの制御方法は、直流電圧の通流率を制御するいわゆるＰＷＭ制御であり、チョッピングを行うスイッチング素子は、直流電源１の正電圧側に接続されているものとする。
【００２０】
なお、チョッピングを行うスイッチング素子が、直流電源１の負電圧側に接続されていてもよく、また、インバータ回路２は、図には省略されているが、各相の巻線に対応するように、３組のスイッチング素子を備えて構成されている。
【００２１】
一般に、インバータ回路２により全波駆動される直流モータにおいて、巻線からの有効な誘起電圧情報は、３相の巻線の内の常時１相の通電されていない巻線からの誘起電圧のみであり、インバータ回路によるチョッピングが行われていない期間の誘起電圧情報が有効である。このため、セレクタ３は、通流モードに合わせて検出される相の端子を切り替えるスイッチング機能、Ａ／Ｄ変換器４は、ＰＷＭ制御信号に同期してアナログ値である電圧値をディジタル値に変換するいわゆるＡ／Ｄ変換機能を有するものである。
【００２２】
制御部５は、前述の誘起電圧の検出値を入力として、それに基づいて電圧の時間に対する変化率すなわち電圧の傾きを算出する機能、この傾きから目的の電圧の値になるまでの時間を算出する機能、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するドライバ回路部６を制御する信号を出力する機能、及び、前述の検出値及び傾きを記憶しておく機能を有するマイクロコンピュータにより構成される。
【００２３】
また、ドライバ回路部６は、制御部５からの信号に応じてインバータ回路２を構成するスイッチング素子を駆動する機能を有する。
【００２４】
なお、前述した本発明の一実施例は、制御部５とインバータ回路２のスイッチング素子のドライバ回路部６とを別の回路により構成しているが、これらの機能を１つに纏めたマイクロコンピュータを制御部として用いてもよい。
【００２５】
モータを構成するステータ７は、電流を流すことによって磁極化される巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの３相の巻線をもって構成され、それらの巻線の一端がお互いに結線されている。また、ロータ８は、磁極化された永久磁石であり、前述したステータの順当な磁極位置の変化に応じて回転する。
【００２６】
次に、前述のように構成されるブラシレス直流モータにおいて、ステータ７の各巻線が理想的な転流タイミングで通流制御され、モータが一定速度で回転しているものとして、その動作状態を図２を参照して説明する。
【００２７】
図２（ａ）はこの状態の場合に、物理現象として生じる各相の誘起電圧波形、図２（ｂ）は全波駆動において検出される各相の巻線の端子電圧波形、図２（ｃ）は本発明において、端子電圧波形をＰＷＭ信号に同期して検出し、検出不能な点について、検出値の時間に対する変化量から外挿補間して得ることのできる信号波形である。
【００２８】
図２に示すように、モータが理想的な転流タイミングで転流し、一定速度で回転している場合、物理的現象として、図２（ａ）に示すような電圧が各相に誘起される。この誘起電圧は、ロータの磁極によって誘起されるものであり、そのＰｅａｋ  Ｔｏ  Ｐｅａｋ値はモータの回転数に比例し、過渡値はロータの磁極位置との相関で決まる。通常、モータの転流タイミングは、この誘起電圧情報に基づいて決定することができる。
【００２９】
すなわち、モータの理想的な（最大限に出力を引き出すことができる）転流タイミングは、それぞれ隣り合う相の誘起電圧が交差する図示の点ｔｐ１及びｔｐ２であり、本発明の一実施例は、このときの電圧を、上に凸な変曲点である電圧の最大値ｅ（ｔｐ１）、下に凸な変曲点である電圧の最小値ｅ（ｔｐ２）として求めるものである。なお、モータが一定速度で回転している場合、そのときの前述の電圧の最大値と最小値とは、どの隣り合う相においてもほぼ等しくなる。
【００３０】
一方、現実の系として検出できるのは、モータのステータ巻線の端子電圧であり、図２（ｂ）に示すような波形となる。この検出波形は、直流電源のマイナス側と各相巻線の端子との間の電圧を示しており、モータを回転させるために印加する駆動電圧と誘起電圧とが混在したものである。そして、モータの１２０度通電形駆動において、有効な誘起電圧情報は、図２（ｂ）に示す期間Ｔｓ  であり、常時３相の内１相のみである。
【００３１】
さらに、有効な誘起電圧情報の期間Ｔｓ  においても、転流時にフリーホイリングダイオードに電流が流れる区間では、その電位が直流電圧の正または負の値に固定され、また、インバータ回路がＰＷＭ制御を行っているときには、チョッピングが行われているため、図２（ｂ）に示すような連続するものとはならない。このため、何らかの方法で誘起電圧を検出し、転流タイミングを、その情報を基に演算処理を行って決定する必要がある。
【００３２】
そこで、本発明の一実施例は、有効な誘起電圧情報が、前述したように１２０度通電形駆動において、図２（ｂ）に示す期間Ｔｓ  でかつ常時３相の内１相のみからしか得ることができないことから、セレクタ３により、通流モードに応じてモータの３相巻線の内の通電していない１相を切り替え選択し、図３に示す検出波形の拡大図の中に示されているように、インバータ回路２における還流ダイオードに電流が流れておらず、かつ、チョッピングオフのときの端子電圧  ｅ（ｔ１）及び  ｅ（ｔ２）、ｅ（ｔ（ｎ−１））、ｅ（ｔｎ）等をサンプリングすることにより、離散的であるが、端子電圧から直接誘起電圧情報をピックアップするようにしている。
【００３３】
さらに、本発明の一実施例は、制御部５で、離散的に得られた誘起電圧情報から電圧の時間に対する変化率Δｖ／Δｔを算出し、離散値間（図示の破線部分）の誘起電圧を外挿補間して求め、これを３相分連続的につなげて、図２（ｃ）に示すような三角波信号波形を有する処理波形を得ている。
【００３４】
図２により説明したように、理想的な転流タイミングで各相の巻線に対する通流が制御され、モータが一定速度で回転している状態では、図２（ｃ）に示すように、それぞれ隣り合う相の誘起電圧が交差する点（上に凸な変曲点である電圧の最大値、下に凸な変曲点である最小値）の電圧が、それぞれどの隣り合う相においてもほぼ一定になり、このときのこの信号の各変曲点の電圧値から処理波形のｅｍａｘ及びｅｍｉｎを求めることができる。このことから、最適な転流タイミングを求めるには、それぞれの相における誘起電圧を検出し、そのときの時間に対する変化率から得られる誘起電圧がｅｍａｘ及びｅｍｉｎとなる時刻を求めればよいことになる。
【００３５】
また、ｅｍａｘ、ｅｍｉｎの更新前に生じた転流タイミングの位相に遅れ、進みが生じている場合、図５（ｂ）、図５（ｃ）に示すように、現在の誘起電圧の変化率による前回転流点における電圧値ｅ（ｔ’５１）及びｅ（ｔ’５２）と前回転流時における電圧値ｅ（ｔ５１）及びｅ（ｔ５２）との差を取り、現在あるいは前回の誘起電圧の変化率情報に基づいて前回の転流時ｔ５１及びｔ５２における電圧値ｅ（ｔｐｂ）の最適値を推定し比較することにより、前回の転流時間の遅れ、進み時間Δｔｂｄを推定し、転流時刻誤差を蓄積することなく次回の転流点において補正を行う。
【００３６】
本発明の一実施例は、前述の補正を繰り返すことにより、転流タイミングを最終的に最適な転流時刻に近付けていくことができる。また、誘起電圧情報は、ロータの回転数及び磁極位置に依存するため、本発明の一実施例は、前述の補正により、モータに回転脈動が生じた場合においても、この回転脈動によって誘起電圧も変化するので常に適正な転流タイミングを推定することができる。
【００３７】
以下、前述した転流時刻を求める処理についてさらに詳細に説明する。
【００３８】
いま、モータに対する負荷９が、周期的な負荷変動を持たない一定負荷とし、モータを定速制御して回転させるものとする。この場合、誘起電圧として、図３に示すような電圧波形が検出される。この電圧波形から誘起電圧情報を得るためのサンプリングは、インバータ回路２のＰＷＭ出力のＯＮ期間に同期し、かつ、転流時のフリーホイリングダイオードに電流が流れていない期間のみのデータを有効として行われる。
【００３９】
そして、前述した無効期間のデータは、検出した電圧値及び時間からその変化率Δｖ／Δｔを用い外挿補間によって算出される。このように、無効期間の電圧値を外挿補間によって得ることにより、この結果による時間あるいは電圧から各通流期間毎に連続的にロータ位置を推定することが可能となる。
【００４０】
また、転流時刻の推定は、現時刻を基準にして求めた誘起電圧の変化率Δｖ／Δｔから前回１回転時に求めておいた上に凸な変曲点である最大値あるいは、下に凸な変曲点である最小値の電圧になるまでの時間を基準時間ｔｂｍ  として算出し、さらに、ｅｍａｘ、ｅｍｉｎが更新されるまで、前回転流点の情報を基に転流位相の進み、遅れ時間ｔｂｄ  を推定し、前述の基準時間ｔｂｍ  を前回の転流時刻の進み、遅れを時間ｔｂｄ  で補正するという方法により行われる。
【００４１】
実際には、検出できる領域の電圧値が時間に対する一次関数の近似式で表されるものとして取り扱い、時間に対する変化率Ｋ＝Δｖ／Δｔは、図３に示すようにサンプリングした電圧値ｅ（ｔ１）、ｅ（ｔ２）、ｅ（ｔ（ｎ−１））、ｅ（ｔｎ）等から式（１）により求める。
【００４２】
Ｋ＝Δｖ／Δｔ＝｛ｅ（ｔｎ）−ｅ（ｔ（ｎ−１））｝／｛ｔｎ−ｔ（ｎ−１）｝                  …（１）
この変化率Ｋは、サンプリング周期が一定であるとき、誘起電圧の大きさに依存し、前述したように誘起電圧Ｖは、回転数Ｎに比例するので、誘起電圧Ｖと回転数Ｎとの関係は、式（２）のように表わされる。
【００４３】
Ｖ∝Ａ・Ｎ                                                    …（２）
ここで、式（２）中のＡはモータ固有の定数である。
【００４４】
この式（２）より、モータの回転数が低い場合に、図４に示すように△Ｖが小さくなることが判る。このとき、誘起電圧波形を正弦波で近似すると、その直線性の良い点におけるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ  間隔での電圧の変化量△Ｖは、おおよそ式（３）に示すように表わすことができる。なお、式（３）におけるωは、回転数Ｎに比例する値である。
【００４５】
△Ｖ＝Ｖ・√（２）・ｓｉｎ（ω・Ｔｐｗｍ）                                …（３）
すなわち、低回転域においては、高回転域と同じ時間間隔で、電圧の時間に対する変化率を算出すると、誘起電圧Ｖの絶対値が小さくなるため、電圧の変化量も小さくなり、その変化率の計算精度が低くなる。本発明においては、これを防止するために、回転数に応じて変化率Ｋの算出に用いるデータの間隔を変え、△ｔを大きくするようにしており、これにより、低回転域においても精度良く変化率Ｋを算出することができる。
【００４６】
以下、この場合の変化率Ｋの算出について説明する。いま、モータの回転数をＮ、モータ極数をＰ、ＰＷＭ周期をＴｐｗｍ  とすると、１通流期間内に誘起電圧をサンプリングできる数Ｓは、式（４）に示すように表わされる。
【００４７】
Ｓ＝６０・Ｔｐｗｍ／３・Ｐ・Ｎ                                    …（４）
この式（４）より、変化率を算出するデータの間隔数を、モータの回転数に応じて１通流期間内にサンプリングできるデータの数Ｓ内に決定する。そのときの間隔数ｍは、式（５）で表わすことができる。
【００４８】
ｍ＝Ｓ／２                                                    …（５）
式（５）におけるｍは整数であり、小数点以下が生じた場合、それを切り捨てることとする。モータの回転数に応じて変化率Ｋを算出するポイントを変化するように前述の式（１）を書き換えると、式（６）に示すように表わすことができ、これにより高精度に変化率Ｋを算出することができる。
【００４９】
Ｋ＝Δｖ／Δｔ＝｛ｅ（ｔｎ）−ｅ（ｔ（ｎ−ｍ））｝／｛ｔｎ−ｔ（ｎ−ｍ）｝                …（６）
前述した本発明の一実施例は、サンプリング間隔数ｍを、式（５）により求めるとしたが、サンプリング間隔数ｍは、ほぼモータの回転数に反比例するように設定すればよく、同様に低回転域において精度良く変化率Ｋを算出することができる。
【００５０】
次に、現時刻ｔｎを基準にして前回１回転時に求めておいた上に凸な変曲点である最大値の電圧になるまでの時間である次回転流基準時間  ｔｂｍを、変化率Ｋ及び現時刻での電圧値  ｅ（ｔｎ）に基づいて、式（７）により求める。このとき、ｅ（ｔｎ）は、ｅｍａｘからｅｍｉｎの時間幅の中の最も直線近似が有効な１／５〜４／５の位置の電圧値とすることが望ましい。
【００５１】
式（７）は、最大値の場合を記したが、最小値の場合も同様である。そして、図５（ａ）に示すように転流タイミングの位相に進み、遅れがなければ隣り合う相の電圧値が転流時刻において一致し、前述した変化率Ｋに基づいて連続的にロータ位置を推定し、転流タイミングを決定することができる。
【００５２】
ｔｂｍ＝｛ｅｍａｘ−ｅ（ｔｎ）｝／Ｋ                                          …（７）
また、図５（ｂ）、図５（ｃ）に示すように、前回の転流時に生じた転流位相に遅れ、進みがある場合、その補正時間ｔｂｄ  は、現在の変化率Ｋ及び前回転流時刻を求めた変化率Ｋｂからそれぞれ前回転流点における電圧値を推定し、その電圧値が一致する時間とする。すなわち、まず、フリーホイリングダイオードに電流が流れている期間である前回の転流時刻における電圧ｅ（ｔ’５１）を、式（８）により推定する。
【００５３】
ｅ（ｔ’５１）＝ｅ（ｔｎ）−（ｔｎ−ｔ５１）・Ｋ                                  …（８）
さらに、予め前回の転流時刻算出に用いた変化率Ｋｂより求めておいた、前回転流時刻における推定電圧ｅ（ｔ５１）との差を取り、その１／２の点を最適に転流が行われた際の電圧ｅ（ｔｐｂ）と想定し、その電圧値と現在の変化率Ｋとから求めた電圧ｅ（ｔ’５１）から前回の位相遅れ時間ｔ’ｂｄ（ｎ）を、式（９）により算出する。
【００５４】
ｔ’ｂｄ（ｎ）＝｛ｅ（ｔ’５１）−ｅ（ｔｐｂ）｝／Ｋ                                  …（９）
そして、最終的な補正時間ｔｂｄ（ｎ）は、式（１０）に示すように、前回の位相補正時間ｔｂｄ（ｎ−１）を加え、この結果を前回転流点における位相遅れ時間とすることにより求めることができる。このときの補正時間ｔｂｄ（ｎ）は、ｔ’ｂｄ（ｎ）及びｔｂｄ（ｎ−１）を重み付けし、徐々に補正していく方法も有効である。このとき想定した電圧値ｅ（ｔｐｂ）は、理想的な転流タイミングにおける電圧値として、ｅｍａｘ及びｅｍｉｎの電圧値の更新時に反映させる。
【００５５】
ｔｂｄ（ｎ）＝ｔ’ｂｄ（ｎ）＋ｔｂｄ（ｎ−１）                                      …（１０）
そして、最終的に、次回転流時刻までの時間ｔｂは、次回転流基準時刻ｔｂｍを位相遅れ時間ｔｂｄで式（１１）により補正した時間である。
【００５６】
ｔｂ＝ｔｂｍ＋ｔｂｄ（ｎ）                                                …（１１）
前述の説明は、図５（ｂ）に示す転流位相遅れの場合であるが、図５（ｃ）に示すような位相進みの場合、変化率が負の場合も同様である。また、この位相補正時間ｔｂｄ（ｎ）は、ｅｍａｘ及びｅｍｉｎの値を更新する際にクリアする。
【００５７】
前述では、検出されたモータの誘起電圧の変化率から転流時刻を求め、その時刻において時間管理を行って転流を行っていくとして説明したが、モータの誘起電圧の変化率は、電圧及び時間の情報を持っているので、検出された電圧あるいは外挿した電圧を転流タイミングであると推定される電圧値と比較し、その電圧と一致した場合あるいはその電圧を越えた場合に転流を行うような電圧で管理してモータの駆動を制御するようにする方法も有効である。
【００５８】
すなわち、電圧の時間に対する変化率Δｖ／Δｔを用いると電圧、時間双方の情報を持っていることから、電圧、時間のどちらでもロータ位置及び転流タイミングの管理ができる。さらに、回転数に応じて変化率Δｖ／Δｔを算出するポイントを変化させることにより、低回転域から高回転域まで精度良く電圧の時間に対する変化量を計算し、モータ回転数の広範囲において精度よくモータの制御を行うことができる。
【００５９】
前述では、モータの低回転域おける制御を精度よく行う方法について説明したが、次に、通流相の相違によって発電定数が相違する場合に、発電定数のばらつきによる影響を少なくして、安定したモータの速度制御を行う方法について説明する。
【００６０】
前述したように、モータを制御する転流タイミングを推定するための相電圧の時間に対する変化率Ｋは、式（１）に示すように求めることができるが、このとき、通流相の相違により発電定数が異なる場合、あるいは、スイッチング素子に印加される直流電圧に変動があった場合、各相の誘起電圧は、図６（ａ）に示すように相毎にばらつくことになり、図６（ｂ）に示すように、真の転流間隔Ｔｔ  に対して、Ｔｆ  に示すように推定されてしまい、差が生じることになる。この結果、モータの出力トルクが変動し、これに伴って速度変動が生じて、ｅｍａｘ、ｅｍｉｎが変動し制御が不安定になってしまう。
【００６１】
本発明の一実施例は、このような制御の不安定を防止するため、転流タイミングの算出に必要な変化率として、モータの１回転中の変化率の平均値Ｋａｖを用いることとする。この変化率の平均値Ｋａｖは、式（１２）により求められる。
【００６２】
Ｋａｖ＝（ΣＫ）／ｕ                                            …（１２）
式（１２）におけるｕは、３相モータの極数Ｐにより、式（１３）で表わされる値である。
【００６３】
ｕ＝３・Ｐ                                                    …（１３）
本発明の一実施例は、モータの１回転中の変化率の平均値Ｋａｖの算出を、ｅｍａｘ、ｅｍｉｎの更新と同時に行うため、モータの１回転毎に変化率の平均値Ｋａｖの算出を行っているが、この算出は、１回転中の平均値でなくても、通流期間でのばらつきの影響を受けることのない方法で求めればよい。
【００６４】
次に、現時刻ｔｎを基準にして前１回転時に求めておいた凸な変曲点である最大値の電圧になるまでの時間である次回の転流基準時間ｔｂｍ  を、求められた変化率の平均値Ｋａｖ及び現時刻での電圧値ｅ（ｔｎ）に基づいて、式（１４）により求める。このとき、電圧値ｅ（ｔｎ）は、ｅｍａｘからｅｍｉｎの時間幅の中の最も直線近似が有効な１／５〜４／５の位置の電圧とすることが望ましい。
【００６５】
なお、式（１４）は、変曲点が最大値となる場合を示しているが、最小値の場合も同様である。そして、図５（ａ）に示すように転流タイミングの位相に進み、遅れがなければ隣り合う相の電圧値が転流時刻において一致し、前述した変化率Ｋａｂに基づいて連続的にロータ位置を推定し、転流タイミングを決定することができる。
【００６６】
ｔｂｍ＝｛ｅｍａｘ−ｅ（ｔｎ）｝／Ｋ                                          …（１４）
また、図５（ｂ）、図５（ｃ）に示すように、前回の転流時に生じた転流位相に遅れ、進みがある場合、その補正時間ｔｂｄ  は、現在の変化率Ｋａｖ及び前回転流時刻を求めた変化率Ｋｂ  からそれぞれ前回転流点における電圧値を推定し、その電圧値が一致する時間とする。すなわち、まず、フリーホイリングダイオードに電流が流れている期間である前回の転流時刻における電圧  ｅ（ｔ’５１）を、式（１５）により推定する。
【００６７】
ｅ（ｔ’５１）＝ｅ（ｔｎ）−（ｔｎ−ｔ５１）・Ｋａｖ                                …（１５）
さらに、予め前回の転流時刻算出に用いた変化率Ｋｂ  より求めておいた、前回転流時刻における推定電圧ｅ（ｔ５１）との差を取り、その１／２の点を最適に転流が行われた際の電圧ｅ（ｔｐｂ）と想定し、その電圧値と現在の変化率Ｋａｖとから求めた電圧ｅ（ｔ’５１）から前回の位相遅れ時間ｔ’ｂｄ（ｎ）を、式（１６）により算出する。
【００６８】
ｔ’ｂｄ（ｎ）＝｛ｅ（ｔ’５１）−ｅ（ｔｐｂ）｝／Ｋａｖ                                …（１６）
そして、最終的な補正時間ｔｂｄ（ｎ）は、式（１７）に示すように、前回の位相補正時間ｔｂｄ（ｎ−１）を加え、この結果を前回転流点における位相遅れ時間とすることにより求めることができる。このときの補正時間ｔｂｄ（ｎ）は、ｔ’ｂｄ（ｎ）及びｔｂｄ（ｎ−１）を重み付けし、徐々に補正していく方法も有効である。このとき想定した電圧値ｅ（ｔｐｂ）は、理想的な転流タイミングにおける電圧値として、ｅｍａｘ及びｅｍｉｎの電圧値の更新時に反映させる。
【００６９】
ｔｂｄ（ｎ）＝ｔ’ｂｄ（ｎ）＋ｔｂｄ（ｎ−１）                                      …（１７）
そして、最終的に、次回転流時刻までの時間ｔｂは、次回転流基準時刻ｔｂｍを位相遅れ時間ｔｂｄで式（１８）により補正した時間である。
【００７０】
ｔｂ＝ｔｂｍ＋ｔｂｄ（ｎ）                                                …（１８）
前述の説明は、図５（ｂ）に示す転流位相遅れの場合であるが、図５（ｃ）に示すような位相進みの場合、変化率が負の場合も同様である。
【００７１】
前述では、検出されたモータの誘起電圧の変化率から転流時刻を求め、その時刻において時間管理を行って転流を行っていくとして説明したが、モータの誘起電圧の変化率は、電圧及び時間の情報を持っているので、検出された電圧あるいは外挿した電圧を転流タイミングであると推定される電圧値と比較し、その電圧と一致した場合あるいはその電圧を越えた場合に転流を行うような電圧で管理してモータの駆動を制御するようにする方法も有効である。
【００７２】
すなわち、電圧の時間に対する変化率Δｖ／Δｔの平均値を用いると、モータの通流相の相違により発電定数にばらつきがあった場合、あるいは、スイッチング素子に印加される直流電圧に変動が生じた場合にも、前記平均値が電圧、時間双方の情報を持っていることから、電圧、時間のどちらでもロータ位置及び転流タイミングの管理を高精度に行うことができる。さらに、モータの回転数に応じて変化率Δｖ／Δｔを算出するポイントを変化させることにより、低回転域から高回転域まで精度良く電圧の時間に対する変化量を計算し、モータ回転数の広範囲において精度よくモータの制御を行うことができる。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータの回転数が低い場合にも端子電圧の時間に対する変化率を精度良く算出することができるため、ロータ位置を精度良く推定することを可能とし、低回転域から高回転域まで精度良くモータ制御ができる。
【００７４】
また、本発明によれば、モータの通流相の相違により発電定数にばらつきがあった場合、あるいは、スイッチング素子に印加される直流電圧に変動が生じた場合にも、端子電圧の時間に対する変化率から、ロータ位置を安定性よく推定することができるので、低回転域から高回転域まで精度よくモータの制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による駆動方法が適用されるブラシレス直流モータのシステム構成を示すブロック図である。
【図２】モータに対して理想的な転流タイミングで通流が制御され、モータが一定速度で回転している状態におけるモータの誘起電圧、検出端子電圧、処理電圧の波形を模式化して示す図である。
【図３】検出端子電圧波形の拡大図である。
【図４】低速回転時における検出端子電圧波形の拡大図である。
【図５】転流タイミングの位相の進み、遅れを説明する処理電圧波形を示す図である。
【図６】通流相によって発電定数が相違する場合の最適な転流間隔と推定した転流間隔との差を示す図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  インバータ回路
３  セレクタ
４  Ａ／Ｄ変換器
５  制御部
６  ドライバ回路部
７  ステータ
８  ロータ
９  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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