(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力デジタル信号値（２）を出力アナログ信号（Vout）へ変換するためのデジタル・アナログ変換器であって、
複数個の出力段（10）であって、各々が前記入力デジタル信号値に応答して、１つの信号振幅を有するオン信号（１）の１つである成分信号、前記信号振幅を有するパルス幅変調された信号（PWM）、およびオフ信号（０）を発生するようになっており、異なる出力段に関する前記オン信号と前記パルス幅変調された信号とが異なる信号振幅を有し、かつ共通の加算ノード（28）へ並列につながれて合計信号を発生するようになっている、複数個の出力段、および
前記共通の加算ノードにおける前記合計信号の任意のパルス幅変調された成分を低域通過濾過して、前記出力アナログ信号を発生させるための低域通過フィルタ（32,34）、
を含んでおり、
前記入力デジタル信号値の１または複数の弦ビット（６）が、前記出力段のどれが前記オン信号を生成し、前記出力段のどれが前記パルス幅変調された信号を生成し、更に、前記出力段のどれが前記オフ信号を生成するかを制御し、更に
与えられた入力デジタル信号値に対して、前記出力段の１つのみがパルス幅変調された信号を生成するパルス幅変調出力段であって、前記パルス幅変調出力段よりも低い信号振幅を備える任意の出力段はオン信号を生成し、また前記パルス幅変調出力段よりも高い信号振幅を備える任意の出力段がオフ信号を生成するデジタル・アナログ変換器。
【請求項２】
請求項第１項記載のデジタル・アナログ変換器であって、異なる出力段に関する前記オン信号と前記パルス幅変調された信号とが対数的に関連する振幅を有しているデジタル・アナログ変換器。
【請求項３】
請求項第２項記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記信号振幅が出力値同士の間で因子２ずつ増大するようになったデジタル・アナログ変換器。
【請求項４】
請求項第１項から第３項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記入力デジタル信号値の複数の制御フィールドビット（８）が前記パルス幅変調された信号のためのデューティサイクルを選択するデジタル・アナログ変換器。
【請求項５】
請求項第１項から第４項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記入力デジタル信号値の符号ビット（４）が前記出力アナログ信号の極性を選択するデジタル・アナログ変換器。
【請求項６】
請求項第１項から第５項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記低域通過フィルタが、差動増幅器（32）を含んでおり、前記差動増幅器への基準入力（V/2）が予め定められたデューティサイクルの基準信号から取り出された基準電圧であるデジタル・アナログ変換器。
【請求項７】
請求項第１項から第６項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、各出力段が前記出力段に関する前記信号振幅を制御するための抵抗要素（Ｒ）を含んでいるデジタル・アナログ変換器。
【請求項８】
請求項第７項記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記抵抗要素が、共通の製造バッチから取り出された共通の抵抗値を有する１または複数の抵抗体で構成されているデジタル・アナログ変換器。
【請求項９】
請求項第７及び８項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記抵抗要素及び前記低域通過フィルタの他に、前記デジタル・アナログ変換器がデジタル集積回路を含んでいるデジタル・アナログ変換器。
【請求項１０】
請求項第１項から第９項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、各出力段が前記成分信号を生成する３状態バッファ（22）を含んでいるデジタル・アナログ変換器。
【請求項１１】
請求項第１項から第10項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記パルス幅変調された信号が、要求されるデューティサイクルに対して最低の低い周波数フーリエ成分内容と前記パルス幅変調された信号のオーバーサンプリング周波数とを有しているデジタル・アナログ変換器。
【請求項１２】
請求項第１項から第11項のいずれかに記載のデジタル・アナログ変換器であって、前記入力デジタル信号値がデジタルオーディオサンプルであり、前記出力アナログ信号がオーディオトランスデューサを駆動するデジタル・アナログ変換器。
【請求項１３】
入力デジタル信号値を出力アナログ信号へ変換するためのデジタル・アナログ変換方法であって、
複数の出力段の各々において、前記入力デジタル信号値に応答して、１つの信号振幅を有するオン信号の１つである成分信号、前記信号振幅を有するパルス幅変調された信号、およびオフ信号を発生し、異なる出力段に関する前記オン信号と前記パルス幅変調された信号とが異なる信号振幅を有し、かつ合計信号を発生するように共通の加算ノードへ並列に接続されている、および
前記共通の加算ノードにおける前記合計信号の任意のパルス幅変調された成分を低域通過濾過して前記出力アナログ信号を発生する、
の工程を含んでおり、
前記入力デジタル信号値の１または複数の弦ビット（６）が、前記出力段のどれが前記オン信号を生成し、前記出力段のどれが前記パルス幅変調された信号を生成し、更に、前記出力段のどれが前記オフ信号を生成するかを制御し、更に
与えられた入力デジタル信号値に対して、前記出力段の１つのみがパルス幅変調された信号を生成するパルス幅変調出力段であって、前記パルス幅変調出力段よりも低い信号振幅を備える任意の出力段はオン信号を生成し、また前記パルス幅変調出力段よりも高い信号振幅を備える任意の出力段がオフ信号を生成するデジタル・アナログ変換方法。
【発明の詳細な説明】
本発明はデジタル・アナログ変換器に関する。
既知のデジタル・アナログ変換器は、それの要素が入力デジタル信号値に応答して適切な大きさの合計出力アナログ信号を供給するように選択的にエネルギを与えられるようになった梯子状抵抗を含むシステムを含む。更に、デジタルからアナログへの変換を実行するためにパルス幅変調（PWM）技術を利用していることも知られている。このPWM技術によって、入力デジタル信号値によって制御されたデューティサイクルを持つパルス幅変調された信号が生成される。このパルス幅変調された信号は、次に低域通過濾過されて、そのパルス幅変調された信号のデューティサイクルに依存した値を持つアナログ信号が作られる。
EP−Ａ−97,249は、入力デジタル信号に応答してオン信号、オフ信号、またはパルス幅変調された信号のいずれかを発生させる複数個の出力段を含むデジタル・アナログ変換器を開示している。前記出力段は加算ノードへ並列につながれており、同ノードは低域通過フィルタへつながれている。
デジタルおよびアナログ部分の両方を含む回路分野においては、回路の可能な限り多くの部分がデジタル部分内に組み込まれることが望ましい。デジタル部分は集積回路として組み込まれることになり、それはアナログ回路の許容差の問題に関して比較的耐性を有するとともに、比較的安価で、コンパクトであり、更に電力効率的でもある。
デジタル・アナログ変換器では、どこかの段階でデジタル回路からアナログ回路への変換が必要である。この境界が、回路のデジタル部分を回路のアナログ部分へつなぐためにできる限り数少ない信号線を用いるのが望ましいという新たな制約を作り出す。このことの理由は、回路のデジタル部分が集積回路として組み込まれるのが一般的であり、それはずっと小型で、そして制限された利用可能な入力／出力接続カウントを有するからである。このように、回路のデジタル部分から回路のアナログ部分へ必要とされる接続の数が増大するにつれて、デジタル回路で必要とされるその他の機能を実行するために利用可能な接続の数は少なくなる。
本発明は、利用できるデジタル回路の割合の増大を許容し、回路のデジタル部分と回路のアナログ部分との間に数少ない接続しか必要としない進歩したデジタル・アナログ変換器を提供する問題について述べる。
１つの観点から眺めると、本発明は入力デジタル信号値を出力アナログ信号へ変換するためのデジタル・アナログ変換器を提供するものであり、前記デジタル・アナログ変換器は、
複数の出力段であって、その各々が前記入力デジタル信号値に応答して、１つの信号振幅を有するオン信号の１つである成分信号、前記信号振幅を有するパルス幅変調された信号、およびオフ信号を発生するようになっており、異なる出力段に関する前記オン信号と前記パルス幅変調された信号とが異なる信号振幅を有し、かつ合計信号を生成するように共通の加算ノードへ並列に接続されている、複数の出力段、および
前記共通の加算ノードにおける前記合計信号の任意のパルス幅変調された成分を低域通過濾過して前記出力アナログ信号を発生するための低域通過フィルタ、を含んでおり、
前記入力デジタル信号値の１または複数の弦ビットが、前記出力段のどれが前記オン信号を生成し、前記出力段のどれが前記パルス幅変調された信号を生成し、更に、前記出力段のどれが前記オフ信号を生成するかを制御するようになっており、更に、
与えられた入力デジタル信号値に対して、前記出力段の１つのみがパルス幅変調された信号を生成するパルス幅変調出力段であって、前記パルス幅変調出力段よりも低い信号振幅を備える任意の出力段はオン信号を生成し、また前記パルス幅変調出力段よりも高い信号振幅を備える任意の出力段がオフ信号を生成するようになっている。
本発明は異なる信号振幅を有する複数個の出力段を利用しており、その各段はオン／オフ的に、あるいはパルス幅変調的に動作するようになっている。これにより、過剰な出力段数を必要とせずに十分な高分解能を提供する、パルス幅変調での広いダイナミックレンジが得られる。低域通過フィルタが、本性的にアナログ的であるべき唯一の部分であるため、主としてデジタル回路でデジタル・アナログ変換器を実現すべきであるという要求に合致している。
しかし、本発明の範囲外では、出力段の１または複数のものが同時にパルス幅変調された成分信号を生成することが可能であろう。しかし、入力デジタル信号値を表すビット空間（あるいは、１ビットが１タイムスロットを表す場合にはタイムスロット）は本質的に貴重である。アナログ信号をデジタル的にサンプリングした表現を記憶しておくために要する記憶容量のデータ量は非常に大きく、従って任意の与えられた入力デジタル信号値内のビット空間は最も効果的に使用されなければならない。従って本発明の好適実施例において、与えられた１つの入力デジタル信号値に対して、前記出力段の１つのみがパルス幅変調出力段となってパルス幅変調された信号を発生し、前記パルス幅変調出力段よりも低い信号振幅を有する任意の出力段はオン信号を発生し、また前記パルス幅変調出力段よりも高い信号振幅を有する任意の出力段はオフ信号を発生する。
パルス幅変調された信号のデューティサイクルを意味のある程度にまで明記するために要するビット空間は、どの出力段がオンまたはオフ信号のどれを生成するかを指定するために要するビット空間と比べて相対的に大きい。従って、任意の与えられた時点において、１つの出力段のみがパルス幅変調された信号を生成するのが有利である。更に、アナログ信号振幅内で要求されるダイナミックレンジを実現するためには、低次の出力段がオンになってバイアスを提供し、その上にパルス幅変換された信号が付加的な微調を与え、単調性を改善する必要がある。
それが使用されるように設計された出力アナログ範囲を、滑らかかつ効率的にカバーする広いダイナミックレンジを提供するためには、異なる出力段についての前記オン信号および前記パルス幅変調された信号が、対数的に関連した振幅を有することが好ましいことが分かった。
デジタル回路中では、出力値同志の間で前記振幅が因子２の割合で増大する時に、そのような対数的な関係が実現容易である。
前記入力デジタル信号地が複数個の制御フィールドビットが前記パルス幅変調された信号のデューティサイクルを選択することが好ましい。
デジタル・アナログ変換器は両極性のアナログ信号を生成できることが好ましく、従って前記入力デジタル信号値の符号ビットが前記出力アナログ信号の極性を選択することが好ましい。
低域通過フィルタはいくつかの異なるやり方で実現できる。発生する可能性のある１つの問題は、デジタル回路内での熱的ドリフトの効果と製造許容差であり、それらは低域通過フィルタの駆動時に出力アナログ信号の絶対値の変動を生ずる可能性がある。この問題を軽減する本発明の好適実施例は、前記低域通過フィルタが差動増幅器を含むものであり、前記差動増幅器への基準入力は、予め定められたデューティサイクルの基準信号から取り出された基準電圧になっている。
予め定められたデューティサイクルを持つ基準信号からそれ自身が取り出された基準電圧で修正された差動増幅器の使用の組み合わせは、出力段によって生成される成分信号中の変動に、互いにうち消しあうように作用するであろう基準信号中の対応する変化が伴うであろうということである。
異なる出力段の信号振幅を制御するための簡単で効果的でかつ高価でない方法は、各出力段に抵抗要素を含めて前記出力段に関する前記信号振幅を制御することである。
異なる段の信号振幅間の変化は、前記抵抗要素を、共通の抵抗値を有し、共通した製造バッチから取り出された１個または複数の抵抗体で形成する時に、より正確に制御されよう。
本発明は多くの異なる用途においてコンパクトさ、広いダイナミックレンジ、および高い分解能という特徴を与える一方で、本発明は、前記抵抗要素および前記低域通過フィルタの他に、前記デジタル・アナログ変換器がデジタル集積回路を含む実施例において特に強力な利点を提供する。
共通の加算ノードへ異なるタイプの成分信号を効率的に駆動するためには、各出力段が前記合成分を発生する３状態バッファを含むことが好ましい。
選ばれたパルス幅変調パターンは多くの形式を取ることができよう。一般的に言うと、信号の状態遷移は電力を消費する。電力消費を減らすことは、それが携帯用の装置のより長時間の動作を可能としまた熱の蓄積を減らすことから、好ましい目標であると見なされている。しかし、低域通過フィルタの効率および出力アナログ信号の忠実度を改善するために、前記パルス幅変調された信号が、必要とされるデューティサイクルに対する最も低い周波数のフーリエ成分内容と、前記パルス幅変調された信号のオーバーサンプリング周波数とを有することが好ましい。
本発明のデジタル・アナログ変換器は、多くの異なる物理的実体を表す入力デジタル信号値と一緒に使用されよう。しかし、本発明は、前記入力デジタル信号値がデジタルオーディオサンプルであり、前記出力アナログ信号がオーディオトランスデューサを駆動する場合に特に有用である。
別の観点から眺めると、本発明はまた入力デジタル信号値を出力アナログ信号へ変換するためのデジタル・アナログ変換方法を提供しており、前記デジタル・アナログ変換方法は、
複数の出力段の各々において、前記入力デジタル信号値に応答して、１つの信号振幅を有するオン信号の１つである成分信号、前記信号振幅を有するパルス幅変調された信号、およびオフ信号を発生することであり、ここで、異なる出力段に対する前記オン信号と前記パルス幅変調された信号とが異なる信号振幅を有し、かつ合計信号を生成するように共通の加算ノードへ並列に接続されている、
前記共通の加算ノードにおける前記合計信号の任意のパルス幅変調された成分を低域通過濾過して、前記出力アナログ信号を発生させること、
の工程を含んでおり、
前記入力デジタル信号値の１または複数の弦ビット（６）が、前記出力段のどれが前記オン信号を生成し、前記出力段のどれが前記パルス幅変調された信号を生成し、更に、前記出力段のどれが前記オフ信号を生成するかを制御するようになっており、更に
与えられた入力デジタル信号値に対して、前記出力段の１つのみがパルス幅変調された信号を生成するパルス幅変調出力段であって、前記パルス幅変調出力段よりも低い信号振幅を備える任意の出力段はオン信号を生成し、また前記パルス幅変調出力段よりも高い信号振幅を備える任意の出力段がオフ信号を生成するようになっている。
本発明の実施例について、ここで一例を挙げて、添付図面を参照しながら説明する。
図１は入力デジタル信号値の、一実施例のフォーマットを示す。
図２は図１の入力デジタル信号値をデジタル・アナログ変換するための一出力段を示す。
図３は、低域通過フィルタと組み合わされた、図２に示された出力段の組を示す。
図４は、図1,図2,及び図３のシステムのデジタル・アナログ特性を示す。
図５は、図1,図2,及び図３のシステムに関する、弦選択ビットを違えることに関する弦ステアリングを示す。
図６は、図1,図2,及び図３のシステムに関する、入力デジタル信号値と出力アナログ信号との間のマッピングを示す。
図７は入力デジタル信号値の、別の一実施例のフォーマットを示す。
図８、は図７の入力デジタル信号値をデジタル・アナログ変換するための一出力段を示す。
図９は、低域通過フィルタと組み合わされた、図８に示された出力段の組を示す。
図10は、図7,図8,及び図９のシステムのデジタル・アナログ特性を示す。
図11は、図7,図8,及び図９のシステムに関する、弦選択を違えることに関する弦ステアリングを示す。
図12は、図7,図8,及び図９のシステムに関する、入力デジタル信号値と出力アナログ信号との間のマッピングを示す。
図13は、図７の入力デジタル信号値の異なる仮数値に対するパルス幅変調符号化を示す。
図14は、予め定められたデューティサイクルの基準信号、基準電圧、および供給／レール電圧の間の関係を示す。
図15は、未修正のアナログ信号と基準電圧との間の整合した変動を示す。そして、
図16は別の実施例を示し、そこでは、ステレオのオーディオ信号が２台の２段式デジタル・アナログ変換器により生成され、次に低域通過フィルタを通されて、増幅されている。
図１は入力デジタル信号値２を示している。この入力デジタル信号値２は符号ビット4,2個の弦選択（指数）ビット6,および５個の制御フィールド（対数の仮数）ビット８で構成されている。符号ビット４はデジタル・アナログ変換器によって生成される出力アナログ信号の極性を制御する。弦選択ビット６は、デジタル・アナログ変換器の出力段のどれがオン信号、オフ信号、またはパルス幅変調された信号を生成するのかを制御する。これは、その上に出力アナログ信号が位置する図４に示された特性に依存して、特定の弦を選択することに対応する。制御フィールドビット８は、デジタル・アナログ変換器の出力段の１つによって生成されるパルス幅変調された信号のデューティサイクルを制御する。これは、弦選択ビット６によって既に選択された図４の弦に沿っての位置を指定することに対応する。制御フィールドビット８の５ビットは32個の異なるデューティサイクルの指定を許容する。
図２はアナログ・デジタル変換器の一出力段10を示す。５ビットのパルス幅変調デコーダ（実際にはすべての出力段間で共用されている）12は、制御フィールドビット８を、32種類の可能なデューティサイクルのうちの１つを有するパルス幅変調された信号PWMへ変換する。制御フィールドビット00000は16/32のデューティサイクルを生成する。制御フィールドビット01111は31/32のデューティサイクルを生成し、00001と01110との間の制御フィールドビット数は17/32から30/32のデューティサイクルを生成する。制御フィールドビット10000は0/32のデューティサイクルを生成する。制御フィールドビット11111は15/32のデューティサイクルを生成し、10000と11111の間の制御フィールドビットは1/32から14/32のデューティサイクルを生成する。
弦デコーダ14は弦選択ビット６に応答して弦ステアリング出力を生成し、それはマルチプレクサ16へ供給される。弦選択ビット６の内容に依存して、弦デコーダ14はマルチプレクサ16を弦ステアリングビットによって制御し、オン信号18,オフ信号20,およびパルス幅変調された信号のうちの１つを選んでマルチプレクサ16から出力させる。弦選択ビット６の弦ステアリング信号へのマッピングは異なる出力段毎に違うだろうから、任意の与えられた弦選択ビットに対して、マルチプレクサの１つがパルス幅変調された信号を選択し、高次のマルチプレクサはオン信号18を選択し、低次のマルチプレクサはオフ信号20を選択することになろう。
符号ビット４は３状態バッファ22への入力を供給する。３状態バッファ22はマルチプレクサ16によってゲートを与えられ、それの出力を集積回路の出力パッド24へ供給する。図２で、出力パッド24より左側にある部品はすべて集積回路の一部である。出力パッド24からの信号は、次に出力状態の次数に依存して、特別な値を有する抵抗要素26へ送られる。抵抗要素26は、同じ値を持ち同じ製造バッチから取り出された抵抗体のネットワークで構成されている。こうして、異なる出力段10においてそれぞれの抵抗要素26の抵抗値間に正確な対数的な関係が実現できる。
図３は４つの出力段10を有するデジタル・アナログ変換器を示している。これらの出力段10は、それぞれの抵抗要素26を介して共通の加算ノード28へつながれている。この共通の加算ノード28はそれの出力を、帰還ネットワーク34とともに差動増幅器32を含む低域通過フィルタ30へ通過させる。基準電圧V/2が差動増幅器32の非反転入力へ送られ、それぞれの出力段10からの成分信号の合計が共通加算ノードから差動増幅器32の反転入力へ供給される。帰還ネットワーク34は標準的な手順に従って選ばれた成分値を有しており、パルス幅変調された信号の最も低い周波数成分よりも本質的に低いカットオフ周波数を備えた低域通過フィルタ特性を作り出している。
基準電圧V/2は、基準信号回路27から集積回路（出力段に対して同一の３状態出力バッファを備えており、３状態出力バッファ中の製造差分は修正されよう）の別の出力パッドを介して取り出され、それは50％のデューティサイクルを有する基準信号RSを作りだし、それが次に基準信号低域通過フィルタ36を通って基準電圧V/2を供給している。このようにして、集積回路によって生成される信号の絶対値の変動、例えばレール電圧の変化に起因するものなどは、同じ変化が差動増幅器32によって基準点として使用される基準電圧V/2中にも発生するであろうことから、補償される。
図４は図３の回路のデジタル・アナログ特性を示している。アナログ信号は−480Iから＋480Iの範囲にわたって変化する。ここでＩは、アナログ信号中に最も小さい増分を与える予め定められた電流（ここでは約V/（８＊Ｒ）によって与えられ、ここでＶは、３状態バッファ22がスイッチオンされた時にそれにより出力パッド24がここまで駆動されるところの電圧である）である。この960Iというダイナミックレンジは10ビットを用いて直線的に符号化されるであろう。しかし、図１に関連して説明した信号の対数的な表示ではこのダイナミックレンジを８ビットで実現する。入力デジタル信号00から1f（16進数）は第１の弦38中にあって、それぞれＩだけ間隔をおいた32個の可能な出力アナログ信号レベルを与える。第２の弦40もまた、32個の可能なアナログ信号レベルを与えるが、今度は間隔は２＊Ｉである。これと同じことが第３の弦42、第４の弦44に対しても続き、それぞれのアナログ信号レベル間隔は４＊Ｉと８＊Ｉである。入力デジタル信号値の最上位ビットが“1"で負の出力アナログ信号を示す時は、それに対応して負の弦38'、40'、42'、および44'が使用される。
アナログ信号のこのダイナミックレンジは広いが、より高レベルにおける分解能は従来の線形符号化の場合よりも低い。しかし、多くの実生活での用途、例えばオーディオ信号などでは対数的な特性が人間の聴覚応答に合致しているためこのことは重大ではなくなり、従ってオーディオサンプルに関して利用可能なビット空間を最もうまく利用することになる。
図５は、弦選択ビットまたは指数ビット（EXP）と、異なる出力段10内のそれぞれのマルチプレクサ16へ供給される弦ステアリング信号との間の関係を示している。最も低次の出力段は最も大きな抵抗要素（ここでは８＊Ｒ）を備えたものであり、それの選ばれた出力はEN（０）で表されている。最低の弦38,38'が選ばれた時は、最低次の出力段がパルス幅変調された成分を作り、すべての高次の段はスイッチオフされる。指数が増大するにつれて、パルス幅変調された信号を生成する出力段は高次へ移動し、これより低次の出力段は永久的にスイッチオンされ、これより高次の出力段はスイッチオフされたままである。最高次の弦44,44'が指数値11によって選ばれた時には、最高次の出力段（抵抗要素Ｒに対応する）がパルス幅変調された信号を生成し、低次のすべての段はオン信号を生成する。
図６は、入力デジタル信号の符号、指数、および仮数ビットと、成分信号Iout（ｎ）および低域通過濾過された合計信号Itotとの間の関係を示している。パルス幅変調された信号を生成している出力段に関しては、図６に与えられた値は与えられた仮数に対するデューティサイクルにその段に関する相対的な信号振幅を乗じたものである。
図７から図13は本発明の第２の実施例を示している。この実施例は上で述べた第１の実施例と同じ原理に基づいて動作するが、ここでは３ビットの指数（弦選択ビット）と４ビットの仮数（制御フィールドビット）とを使用している。このことは図７に示されている。
図８は一出力段46を示しており、それはここでは４ビットのパルス幅変調デコーダ48と、３個の指数ビットに応答する弦デコーダ50とを含んでいる。マルチプレクサ52および３状態バッファ54は既に述べたものと同じように動作する。
図９は図８に示された出力段46を８個含むデジタル・アナログ変換器を示している。この場合、抵抗要素は抵抗値でＲから128＊Ｒまでの範囲にわたっている。出力段46のすべてからの出力成分信号電流は低域通過濾過される前に共通の加算ノード56へ送られる。基準信号回路47は50％デューティサイクル基準信号を生成し、それは次に基準信号低域通過フィルタ49によって低域通過濾過される。
図10は図９のデジタル・アナログ変換器の特性を示している。この特性は、それぞれ異なる指数値によって選択される８個の弦から成る。それぞれの弦中の最高値は、16I,48I、112I、240I、496I、1008I、2032I、および4080Iである。この特性の合計ダイナミックレンジは8160Iである。このダイナミックレンジは、通常であれば線形表現でカバーするために13ビットを必要としよう。ここでの対数的な表現によれば、それはほんの８ビットだけでカバーされるが、その代わりステップサイズは増大し、最後の弦では128Iとなる。各弦は16個の可能な等間隔レベルを有する。
図11は、指数値と弦デコーダ50中の弦ステアリング出力との間の関係を示している。この関係のパターンは前の実施例に関して図５で示したのと同じである。指数が増大するにつれて、パルス幅変調された信号を生成する出力段は次数が高くなり、より低次の段はスイッチオンされ、より高次の段はスイッチオフされる。
図12は、第２の実施例における成分および合計信号に対する、符号、指数、および仮数ビットの間の関係を示している。第１の実施例と比べて、ステップサイズが大きくなるという代償を払って、より広いダイナミックレンジが実現されている。これは、オーディオ信号のデジタル・アナログ変換においては、価値のあるトレードオフであることが分かった。
図13は、図８の４ビットパルス幅変調デコーダ48によるパルス幅変調された信号出力と仮数値との間の関係を示している。1000という仮数値は0/16のデューティサイクルを作り、それはその16個のタイムスロット（オーバーサンプリング周波数＊16）のすべてにわたってオフ状態に留まるパルス幅変調された信号によって表される。0000という仮数値（制御フィールドビット）は8/16（50％）のデューティサイクルを作り、そこではパルス幅変調された信号は16個のオーバーサンプルされたタイムスロット毎に、オフとオンとの間で交代する。８個の引き続くオフタイムスロットの後に８個の引き続くオンタイムスロットを有することによっても50％のデューティサイクルを達成することは可能であろう。しかし、そのようなデコーディングは、低域通過フィルタで除去することがより困難なより大きな低周波数のフーリエ成分内容を持つことになろう。従って、取り出されたアナログ信号の忠実度を改善するために、最高周波数パターンが使用される。
図８の実施例では、入力デジタル信号値は出力の前に、ある程度のデジタル信号処理に晒される。このデジタル信号処理は、デジタル・アナログ変換器によってもたらされる位相シフトの周波数変動等の因子を補償するために用いることができよう。もし100％のデューティサイクルがパルス幅変調された信号に必要ならば、このことはサンプルデータをデジタル信号処理の前処理回路へ供給することによって、４ビットのパルス幅変調デコーダ48へ供給されるこのオーバーレンジ信号で以てそれらを強制的にオーバーレンジ状態に置くことで達成できる。このことは図13の底部のラインで示されている。
図14は50％のデューティサイクルを持つ矩形波と、ゼロと供給電圧Vrailとの間で変動するレベルとを含む基準信号58を示している。基準信号の平均（低域通過濾過された）値はレール電圧の半分であり、基準電圧として回路中のどこか別の場所に供給される。
図15は、未修正のアナログ信号（共通ノード信号）中の劣化による変動がどのように基準電圧中の変動と合致しており、a/bがc/dと本質的に同じになっているかを示している。このように、回路中の許容差に起因する電圧のドリフト、オフセット、およびその他いくつかの問題は、基準入力レベルとして基準電圧を供給される差動増幅器によって修正されよう。
図16は、２個の２段階オーディオチャンネルAOL,AORを有する別の実施例を示しており、それら各チャンネルはそれに付随する低域通過フィルタとそれに付随する増幅器とを有している。基準電圧Vrefは低域通過濾過された出力Arefによって供給される。この基準電圧はVref両チャンネルのフィルタおよび増幅器回路へ供給されて、集積回路によって生成される信号AOL,AOR、およびAref中の変動を補償する。
【図５】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１４】
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【図１３】
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【図１２】
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【図１５】
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【図１６】
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