(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチ素子のスイッチング動作によって、トランスの一次コイル側の入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変換電圧をトランスの二次コイル側を構成する、チョークコイルと同期整流器を有する整流平滑回路を介して負荷に出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記トランスに設けた三次コイルを介して上記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づく制御電圧を上記スイッチ素子の制御端子に加えてスイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力電圧を安定化する制御回路が設けられており、また、スイッチ素子の制御端子電圧を検出する制御電圧検出手段とこの制御電圧検出手段の検出電圧に応じた信号を出力する逆電流検知信号出力手段とを有して出力側から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手段と、この逆電流検知手段によって逆電流が検知されたときに上記制御回路の入力電圧を低下させて逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設けられており、上記チョークコイルは一定値以下の電流動作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変し一定値を越える電流動作範囲においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する機能を有していることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
逆電流検知手段は、スイッチ素子の両端電圧を直接的又は間接的に検知する手段を備え、スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
チョークコイルは磁路の１部が局所的に磁気飽和し易い構造のコアを備え、チョークコイルの通電量が一定値以上になると前記コアで局所的な磁気飽和が起こってインダクタンスが低下するスインギング特性を有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
チョークコイルはインダクタンス値が小さく磁気飽和しにくいインダクタとインダクタンス値が大きく磁気飽和しやすいインダクタを直列接続した構成と成していることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときにスイッチ素子のスイッチング動作による入出力変換比を増加方向に制御して逆電流の通電量を抑制する手段と成していることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときに同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める手段と成していることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
スイッチ素子のスイッチング動作によって、トランスの一次コイル側の入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変換電圧をトランスの二次コイル側を構成する、インダクタンス素子と転流側同期整流器を有する整流平滑回路を介して負荷に出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記トランスに設けた三次コイルを介して上記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づく制御電圧を上記スイッチ素子の制御端子に加えてスイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力電圧を安定化する制御回路が設けられており、また、スイッチ素子の制御端子電圧を検出する制御電圧検出手段とこの制御電圧検出手段の検出電圧に応じた信号を出力する逆電流検知信号出力手段とを有して出力側から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手段と、この逆電流検知手段によって逆電流が検知されたときに逆電流を抑制する逆電流抑制手段とが設けられており、この逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときに上記転流側同期整流器をオフするか、又は上記転流側同期整流器のオフのタイミングを早める手段により構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
逆電流検知手段は、スイッチ素子の両端電圧を直接的又は間接的に検知する手段を備え、スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置等に組み込まれる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【背景技術】
スイッチング電源装置等に組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータは、周知のように、直流の入力電圧Ｖinをスイッチ素子（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ）のスイッチング動作によって一旦交流に変換し、この交流電圧を整流平滑回路によって整流・平滑して直流の電圧Ｖoutを負荷に出力するものである。このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記スイッチ素子のスイッチング動作を制御することで上記出力電圧Ｖoutを可変制御することができる。換言すれば、入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖoutの比（入出力変換比）はスイッチ素子のスイッチング動作により定まる。このことから、出力電圧Ｖoutを検出し該検出電圧に基づいて上記出力電圧Ｖoutを設定の電圧値に安定させるべく上記スイッチ素子のスイッチング動作制御が行われている。また、近年、上記整流平滑回路の整流器として、導通損失の低減を図るために、同期整流器を用いるものが増えてきている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、入力電圧Ｖinの急激な上昇や負荷の通電電流減少に起因して、ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に供給している出力電圧Ｖoutよりも大きな電圧（オーバーシュート電圧）がＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に印加する場合がある。
【０００４】
このような場合、上記オーバーシュート電圧の印加によって、整流平滑回路の平滑コンデンサには上記オーバーシュート電圧に応じた電荷が充電される。その後に、オーバーシュート電圧の印加状態が解消されてＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の電圧が定常の電圧値に復帰すると、その瞬間に、上記充電された平滑コンデンサの電荷が放電する。この際、上記オーバーシュート電圧の印加による出力電圧Ｖoutの降下方向のスイッチ素子のスイッチング動作制御に起因して、入力電圧Ｖinに入出力変換比を乗算して得られる電圧値が平滑コンデンサの両端電圧値よりも低くなっているために、上記平滑コンデンサから放電された電荷は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側に向けて流れ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から入力側に向かう逆電流となる。
【０００５】
この逆電流の通電量は、上記オーバーシュート電圧が定常の出力電圧Ｖoutよりも僅かに高い電圧であっても、非常に大きなものとなり、その大きな逆電流通電に起因して様々な問題が生じてしまう。
【０００６】
そのような大きな逆電流が通電してしまうのは、従来の同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１２（ａ）に示すようなレギュレーション特性を持っていたからである。すなわち、従来において、同期整流器を利用して整流平滑を行って直流の出力電圧Ｖoutを出力するタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１２（ａ）に示すように、逆電流通電領域においても出力電流の減少方向の変動量に対する出力電圧Ｖoutの増加方向の変動量（傾き）が緩やかであるレギュレーション特性を持っていた。なお、図１２（ａ）に示す出力電流が正（＋）である領域はＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側に向けて出力電流が通電している領域であり、出力電流が負（−）である領域はＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から入力側に向けて逆電流が通電している逆電流通電領域である。
【０００７】
従来では、図１２（ａ）に示すようなレギュレーション特性を持つために、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に電圧値がＶｘという僅かなオーバーシュート電圧が印加しただけでも、電流値Ｉｘという大きな逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータ内を通電してしまう。
【０００８】
この大きな逆電流通電によって、大きな電流ストレスがＤＣ−ＤＣコンバータを構成している部品に加えられて部品破損の虞がある。また、トランスや、整流平滑用のチョークコイル、同期整流器を有しているＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子のオン期間に逆電流通電による大きな電磁エネルギーが上記チョークコイルやトランスに蓄積され、スイッチ素子がオフした瞬間にその蓄積されたエネルギーに基づいた大きな電圧がスイッチ素子や、整流平滑用の同期整流器に印加してスイッチ素子や同期整流器を破損してしまう虞がある。このように、大きな逆電流通電に起因してＤＣ−ＤＣコンバータの部品破損問題が生じていた。
【０００９】
また、図１１に示すように、複数（図では２個）のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する並列運転の使用形態を採る場合がある。このような並列運転を行う際に、上記並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖoutのばらつきが生じることがある。このような場合には、出力電圧Ｖoutの高いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧Ｖoutの低いＤＣ−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。そして、その逆電流によりＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ間で循環電流が発生する。
【００１０】
例えば、出力電圧Ｖoutの高い方のＤＣ−ＤＣコンバータＡが、図１２（ｂ）の実線Ａに示すレギュレーション特性を持ち、出力電圧Ｖoutの低い方のＤＣ−ＤＣコンバータＢが、図１２（ｂ）の実線Ｂに示すレギュレーション特性を持ち、並列運転している複数のＤＣ−ＤＣコンバータ全体から負荷に供給される電流の値がＩｃであるとする。この場合には、出力電圧Ｖoutの低い方のＤＣ−ＤＣコンバータＢには、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡの出力電圧Ｖoutに基づいた電流値Ｉｂの逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータＡ側から通電する。この逆電流通電に起因して上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢには損失が発生する。
【００１１】
また、一方、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡでは、負荷への供給電流量Ｉｃに対する上記逆電流通電に起因した不足分Ｉｂを補うために電流値Ｉａ（Ｉａ＝Ｉｂ＋Ｉｃ）の電流を出力しなければならない。このため、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内の通電電流量が大きくなって損失が増加してしまう。上記のように、並列運転時に、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖoutのばらつきが生じると、出力電圧Ｖoutの高い方のＤＣ−ＤＣコンバータＡと低い方のＤＣ−ＤＣコンバータＢとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化してしまうという問題が生じる。
【００１２】
この発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、逆電流の通電量を抑制して逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆電流に起因した損失増加問題を防止することができる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決する手段としている。すなわち、第１の発明は、スイッチ素子のスイッチング動作によって、トランスの一次コイル側の入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変換電圧をトランスの二次コイル側を構成する、チョークコイルと同期整流器を有する整流平滑回路を介して負荷に出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記トランスに設けた三次コイルを介して上記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づく制御電圧を上記スイッチ素子の制御端子に加えてスイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力電圧を安定化する制御回路が設けられており、また、スイッチ素子の制御端子電圧を検出する制御電圧検出手段とこの制御電圧検出手段の検出電圧に応じた信号を出力する逆電流検知信号出力手段とを有して出力側から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手段と、この逆電流検知手段によって逆電流が検知されたときに上記制御回路の入力電圧を低下させて逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設けられており、上記チョークコイルは一定値以下の電流動作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変し一定値を越える電流動作範囲においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する機能を有している構成をもって、課題を解決する手段としている。
【００１４】
また、第２の発明は、前記第１の発明の構成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間又はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばトランスの出力電圧等から間接的に検知する手段を備え、スイッチ素子の制御端子（ゲート又はベース）電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とする。
【００１５】
さらに、第３の発明は、前記第１又は第２の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルは磁路の１部が局所的に磁気飽和し易い構造のコアを備え、チョークコイルの通電量が一定値以上になると前記コアで局所的な磁気飽和が起こってインダクタンスが低下するスインギング特性を有することを特徴とする。
【００１６】
さらに、第４の発明は、前記第１又は第２の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルはインダクタンス値が小さく磁気飽和しにくいインダクタとインダクタンス値が大きく磁気飽和しやすいインダクタを直列接続した構成としたことを特徴とする。
【００１７】
さらに、第５の発明は、前記第１乃至第４のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときにスイッチ素子のスイッチング動作による入出力変換比を増加方向に制御して逆電流の通電量を抑制する手段と成していることを特徴とする。
【００１８】
さらに、第６の発明は、前記第１乃至第４のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときに同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める手段と成していることを特徴とする。
【００１９】
さらに、第７の発明は、スイッチ素子のスイッチング動作によって、トランスの一次コイル側の入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変換電圧をトランスの二次コイル側を構成する、インダクタンス素子と転流側同期整流器を有する整流平滑回路を介して負荷に出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記トランスに設けた三次コイルを介して上記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路から出力された検出電圧に基づく制御電圧を上記スイッチ素子の制御端子に加えてスイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力電圧を安定化する制御回路が設けられており、また、スイッチ素子の制御端子電圧を検出する制御電圧検出手段とこの制御電圧検出手段の検出電圧に応じた信号を出力する逆電流検知信号出力手段とを有して出力側から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手段と、この逆電流検知手段によって逆電流が検知されたときに逆電流を抑制する逆電流抑制手段とが設けられており、この逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたときに上記転流側同期整流器をオフするか、又は上記転流側同期整流器のオフのタイミングを早める手段により構成されていることをもって、課題を解決する手段としている。
【００２０】
さらに、第８の発明は、前記第７の発明の構成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間又はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばトランスの出力電圧等から間接的に検知する手段を備え、スイッチ素子の制御端子（ゲート又はベース）電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とする。
【００２１】
上記構成の発明において、逆電流検知手段が逆電流を検知したときには、逆電流抑制手段がスイッチ素子のスイッチング動作を入出力変換比の増加方向に制御するか、又は、同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める動作を行う。
【００２２】
逆電流抑制手段がスイッチ素子のスイッチング動作を入出力変換比の増加方向に制御動作することによって、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、逆電流通電領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出力電圧の増加方向の変動量が従来例に比べ急激なレギュレーション特性を持つこととなる。特に、インダクタンス素子（チョークコイル）が一定値以下の電流動作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変する機能を発揮することによって、逆電流の通電量をさらに抑制することが可能となる。このために、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側にオーバーシュート電圧が印加した際に、逆電流によるＤＣ−ＤＣコンバータの部品に対するストレスを従来に比べて大幅に軽減することが可能となる。
【００２３】
これにより、逆電流通電に起因した部品の破損をほぼ防止することができる。また、並列運転を行う際にも、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧のばらつきがある場合に、それら出力電圧のばらつきに起因した逆電流の通電量を小さく抑制することができるので、その逆電流によるＤＣ−ＤＣコンバータの損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００２４】
また、逆電流が検出されたときに、逆電流抑制手段が同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める動作を行う構成と成した場合には、その同期整流器のオフ動作を行うことによっても、逆電流の通電が確実に阻止される。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。
【００２６】
本発明者は、逆電流の通電量を抑制するために、図５（ａ）の実線αに示すようなレギュレーション特性、つまり、出力電流が負（−）となる逆電流通電領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出力電圧Ｖoutの増加方向の変動量が急激に大となるレギュレーション特性αを持つように、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を構成した。
【００２７】
上記のようなレギュレーション特性αを持つことにより、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に電圧値Ｖｘのオーバーシュート電圧が印加した際には、ＤＣ−ＤＣコンバータには電流値Ｉｘの逆電流が通電することとなる。これに対して、図５（ａ）の鎖線βに示すような従来のレギュレーション特性βを持っている場合には、上記同様の電圧値Ｖｘのオーバーシュート電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に印加した際に、ＤＣ−ＤＣコンバータには上記電流値Ｉｘよりも格段に大きな電流値Ｉｘの逆電流が通電してしまう。
【００２８】
このように、上記レギュレーション特性αを持たせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができる。これにより、大きな逆電流通電に起因した様々な問題発生を防止することが可能となる。
【００２９】
本発明者は、ＤＣ−ＤＣコンバータに上記特有なレギュレーション特性αを持たせる回路を開発するのに成功した。以下に、その具体的な回路構成例を示す。
【００３０】
図１には上記特有なレギュレーション特性αを持つ同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施形態例が示されている。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１は絶縁型フォワードコンバータであり、トランス２を有している。このトランス２の一次コイル３の一端側３ａは入力側接続部４ａに接続され、上記一次コイル３の他端側３ｂにはＭＯＳ−ＦＥＴから成るスイッチ素子５のドレイン側が接続され、このスイッチ素子５のソース側は入力側接続部４ｂに接続される。上記入力側接続部４ａを直流の入力電源６の正極側に、また、入力側接続部４ｂを上記入力電源６の負極側にそれぞれ接続することにより、トランス２の一次側は入力電源６に接続される。
【００３１】
また、トランス２の二次コイル７の一端側７ａには、ＭＯＳ−ＦＥＴから成る整流側同期整流器８のゲート側と、インバータ９の入力側と、ＭＯＳ−ＦＥＴから成る転流側同期整流器１０のドレイン側と、平滑コンデンサ１２の一端側１２ａとがそれぞれ接続されている。
【００３２】
上記二次コイル７の他端側７ｂには、上記整流側同期整流器８のドレイン側が接続され、この整流側同期整流器８のソース側は上記転流側同期整流器１０のソース側に接続され、転流側同期整流器１０のゲート側には上記インバータ９の出力側が接続されている。また、上記整流側同期整流器８と転流側同期整流器１０のソース側同士の接続部にはインダクタンス素子としてのチョークコイル１３の一端側が接続され、このチョークコイル１３の他端側は上記平滑コンデンサ１２の他端側１２ｂに接続されている。
【００３３】
上記平滑コンデンサ１２には出力側接続部１４ａ，１４ｂを介して負荷１５が並列に接続される。
【００３４】
上記トランス２は三次コイル１８を有しており、この三次コイル１８の一端側１８ａにはダイオード１９のカソード側と、コンデンサ２０の一端側２０ａとがそれぞれ接続されている。上記三次コイル１８の他端側１８ｂにはダイオード２１のカソード側が接続され、このダイオード２１のアノード側には上記ダイオード１９のアノード側と、チョークコイル２２の一端側が接続されている。このチョークコイル２２の他端側には上記コンデンサ２０の他端側２０ｂが接続されている。このコンデンサ２０には抵抗体２３，２４の直列接続体が並列に接続されている。
【００３５】
上記抵抗体２３，２４の接続部にはオペアンプ２５の反転入力端子（−）が接続され、このオペアンプ２５の非反転入力端子（＋）には基準電源２６の正極側が接続され、オペアンプ２５の出力側はコンパレータ２７の非反転入力端子（＋）に接続されている。また、上記オペアンプ２５の反転入力端子側と出力側との間は抵抗体２８とコンデンサ２９の位相補正用の直列接続体を介して接続されている。
【００３６】
上記コンパレータ２７の反転入力端子（−）には三角波発振器３０の出力側が接続され、コンパレータ２７の出力側は前記スイッチ素子５のゲート側に接続されている。
【００３７】
また、前記抵抗体２３，２４の接続部とオペアンプ２５の反転入力端子との接続部ＸにはＰＮＰトランジスタ３１のエミッタ側が接続され、ＰＮＰトランジスタ３１のコレクタ側には抵抗体３２の一端側が接続され、抵抗体３２の他端側はグランド側に接続されている。
【００３８】
上記ＰＮＰトランジスタ３１のベース側にはコンデンサ３３の一端側と、抵抗体３４の一端側と、ダイオード３５のカソード側と、ダイオード３６のカソード側とがそれぞれ接続され、上記コンデンサ３３の他端側と、抵抗体３４の他端側とはそれぞれグランド側に接地されている。
【００３９】
上記ダイオード３５のアノード側は抵抗体３７の一端側に接続され、この抵抗体３７の他端側はスイッチ素子５のゲート側に接続されている。また、上記ダイオード３６のアノード側には抵抗体３８の一端側が接続され、この抵抗体３８の他端側はスイッチ素子５のドレイン側に接続されている。
【００４０】
上記整流側同期整流器８とインバータ９と転流側同期整流器１０と平滑コンデンサ１２とチョークコイル１３によって整流平滑回路４０が構成されている。この整流平滑回路４０は、トランス２の二次コイル７から出力される交流電圧を整流・平滑して直流の電圧Ｖoutを負荷１５に向けて供給するものである。
【００４１】
上記ダイオード２１，１９とコンデンサ２０とチョークコイル２２によって、上記出力電圧Ｖoutを検出する出力電圧検出回路４１が構成されている。三次コイル１８から出力されるエネルギーはＤＣ−ＤＣコンバータから負荷１５に出力される出力電圧Ｖoutに対応している。このことを利用して、上記出力電圧検出回路４１は上記三次コイル１８から出力される交流電圧を整流・平滑し、この整流・平滑動作により得られた電圧を抵抗体２３，２４によって分圧し該分圧電圧を出力電圧Ｖoutの検出電圧として出力するものである。
【００４２】
上記オペアンプ２５と基準電源２６とコンパレータ２７と抵抗体２８とコンデンサ２９と三角波発振器３０によって制御回路（ＰＷＭ制御回路）４２が構成されている。この制御回路４２は、上記出力電圧検出回路４１から出力された出力電圧Ｖoutの検出電圧に基づいて、出力電圧Ｖoutを設定の電圧値に安定すべく、スイッチ素子５のスイッチング動作を制御するものである。この第１の実施形態例では、制御回路４２は、上記コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端子部であるゲートに図６（ｂ）に示すような制御電圧であるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパルス幅ｔを出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御してスイッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、制御回路４２は、スイッチ素子５のデューティ比（オン・オフの１周期Ｔに対するオン期間ｔの比（ｔ／Ｔ））を出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御する。これにより、出力電圧Ｖoutが可変制御されて出力電圧Ｖoutの安定化が図られる。
【００４３】
前記逆電流検知手段は上記コンデンサ３３と抵抗体３４，３７，３８とダイオード３５，３６によって構成されており、前記逆電流抑制手段は上記ＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２によって構成されている。
【００４４】
ところで、図６には逆電流が通電していないときにＤＣ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電流あるいは電圧の波形例が示されており、図７には逆電流通電時における主要回路構成部品の通電電流あるいは電圧の波形例が示されている。上記図６（ａ）、（ｂ）に示すように、逆電流が通電していないときには、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満となってスイッチ素子５がオフした瞬間にスイッチ素子５のドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧（スイッチ素子の電流入出力端部間の両端電圧））は零から入力電源６の入力電圧Ｖinに基づいた電圧値Ｖｓ以上に急激に上昇している。
【００４５】
これに対して、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流通電によって低電圧状態（つまり、この第１の実施形態例では、零ボルト）から変動しない期間Ｐが生じる。この現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特有な現象である。
【００４６】
本発明者は上記逆電流時に特有な現象に着目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低電圧状態（つまり、この第１の実施形態例では零ボルト）であるときに逆電流を検知する上記逆電流検知手段４３を形成した。
【００４７】
つまり、逆電流検知手段４３は、上記ダイオード３５と抵抗体３７から成る制御電圧検出手段であるゲート電圧検出手段と、上記ダイオード３６と抵抗体３８から成る両端電圧検出手段であるドレイン−ソース間電圧検出手段（ドレイン電圧検出手段）と、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満以下で、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が低電圧状態であるときに逆電流検知信号を出力するコンデンサ３３と抵抗体３４から成る逆電流検知信号出力手段とを有して構成されている。
【００４８】
本実施形態例において特徴的なことは、チョークコイル１３を、通電電流の大きさによって、インダクタンスを可変する構成としたことである。具体的には、図４に示すように、通常動作モードの動作範囲（Ｂの範囲）ではインダクタンス値Ｌを小さい方向に可変し、この通常動作モード時よりも小さい電流動作範囲（Ａ区間）ではインダクタンス値を大きい方向に可変する機能をチョークコイル１３に持たせている。
【００４９】
このような機能を持つチョークコイル１３は、一般にスインギングチョークコイル又は、スイージングチョークコイルと呼ばれている。図２は、このような機能を持つチョークコイル１３のコアの一例を示している。図２に示すように、コアの磁路の少なくとも１個所に断面積の小さい部分Ｄを形成することにより、通電量が小さいときにはインダクタンスが大となり、通電量が大きいときにはインダクタンスが小となる、インダクタンス値の可変機能を持たせることができる。
【００５０】
この第１の実施形態例に示すＤＣ−ＤＣコンバータは上記のように構成されている。以下に、この第１の実施形態例における逆電流検知と逆電流抑制の回路動作を簡単に説明する。
【００５１】
上記逆電流検知手段４３のダイオード３５と抵抗体３７はスイッチ素子５のゲート電圧を検出し、また、ダイオード３６と抵抗体３８はスイッチ素子５のドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）を検出し、これら検出したゲート電圧、ドレイン電圧をそれぞれコンデンサ３３および抵抗体３４に加える。コンデンサ３３と抵抗体３４は上記加えられた電圧に応じた図６（ｆ）や図７（ｆ）に示すような電圧を上記逆電流抑制手段４４のＰＮＰトランジスタ３１のベース側に加える。
【００５２】
このコンデンサ３３、抵抗体３４からＰＮＰトランジスタ３１のベース側に出力される電圧は、上記ゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が逆電流によって生じる低電圧状態であるときには、図７（ｆ）に示すように、他の状態のときよりも低下する。この第１の実施形態例では、その低下したＰＮＰトランジスタ３１のベース電圧が設定のオン駆動電圧レベルを持つ信号となるように回路定数が設定されている。つまり、コンデンサ３３と抵抗体３４は、逆電流が生じているときには、ＰＮＰトランジスタ３１のオン駆動電圧レベルを持つ信号を逆電流検知信号としてＰＮＰトランジスタ３１のベース側に出力する。
【００５３】
上記ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３，２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向かう電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流通電時には前記オーバーシュート電圧印加に起因して抵抗体２３，２４の接続部から出力される電圧は定常時よりも増加しているのにも拘わらず、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下することとなる。この電圧低下によって、制御回路４２からスイッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くなり、入出力変換比が増加する結果、出力電圧Ｖoutが増加する。
【００５４】
この第１の実施形態例によれば、上記逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通電時には入出力変換比を増加させる構成としたことで、図５（ａ）の実線γに示すようなレギュレーション特性γをＤＣ−ＤＣコンバータに持たせることができる。その上、本実施形態例では、前記の如く、チョークコイル１３は逆電流が微小量流れ始めると、インダクタンス値を大きくする方向に可変するので、ＤＣ−ＤＣコンバータのレギュレーション特性は、電流変化量に対する電圧変化量がさらに急激に上昇する図５（ａ）のαのレギュレーション特性となるので、逆電流が発生した際に、その逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができることとなった。
【００５５】
このように、逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流が通電することによる前述したような部品の破損問題を確実に防止することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に比較的大きなオーバーシュート電圧が発生したとしても、前記図５（ａ）の急激変化のレギュレーション特性αを持たせることで、逆電流量は小さな値となり、逆電流による回路損失を小さくすることが可能となる。
【００５６】
また、この第１の実施形態例に示したＤＣ−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖoutのばらつきが生じても、その出力電圧Ｖoutのばらつきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００５７】
つまり、図１１のように並列運転を行うＤＣ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧Ｖoutの高いＤＣ−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が例えば図５（ｂ）の実線Ａに示すような特性を示し、また、出力電圧Ｖoutの低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレギュレーション特性が例えば図５（ｂ）の実線Ｂに示すような特性を示すこととなる。これにより、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流の通電量はＩｂ’となり、従来のレギュレーション特性を持つ図１２（ｂ）に示す逆電流の電流量Ｉｂに比べて、格段に小さくなる。このため、逆電流通電（逆電流循環）に起因した上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を小さく抑制することができる。
【００５８】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡの通電量も、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流通電量が少なくなるために減少し、これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの損失も抑制することができる。
【００５９】
このように、逆電流の通電量を抑制することができることによって、並列運転を行う際に、逆電流通電に起因した損失増加を格段に緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００６０】
ところで、図３に示すように、前述の逆流防止回路はＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイル１３に流れる三角波形の電流のピークが０Ａ（ゼロアンペア）の線に接している図３（ａ）の動作状態（臨界点動作）で作動する特徴を持っている。チョークコイルのインダクタンスが大きい方が臨界点動作時の逆電流量が小さいことから、逆流防止回路の作動領域ではチョークコイルのインダクタンスが大きい事が望ましい。
【００６１】
しかしながら、通常の動作モードで、大きな電流が流れたときに飽和してしまったのでは、スイッチ素子にサージ電圧が発生したり、出力リプル電圧の増加を招くため好適な回路動作を行うことができない。そこで、本実施形態例では、図３（ｃ）に示すように、チョークコイル１３に通常動作モードにおいて比較的大きな電流が流れるときには（電流の絶対値が大のときには）インダクタンス値を小さく可変することで、飽和し難くして、良好な回路動作を行い得るようにしている。
【００６２】
以下に、第２の実施形態例を説明する。
【００６３】
この第２の実施形態例では、逆電流検知手段４３の抵抗体３８の一端側が、前記第１の実施形態例で示したようにスイッチ素子５のドレイン側ではなく、図８に示すように、出力電圧検出回路４１のダイオード１９，２１のアノード側同士の接続部に接続されていることである。
【００６４】
また、この第２の実施形態例では、逆電流抑制手段４４が、前記第１の実施形態例に示したＰＮＰトランジスタ３１および抵抗体３２に代えて、ダイオード４６により構成されている。上記ダイオード４６のアノード側は、抵抗体２３，２４の接続部とオペアンプ２５の反転入力端子との接続部Ｘに接続され、このダイオード４６のカソード側が逆電流検知手段４４の出力側（コンデンサ３３、抵抗体３４）に接続されている。
【００６５】
上記以外の構成は前記第１の実施形態例と同様であり、この第２の実施形態例の説明では、前記第１の実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。
【００６６】
図６（ａ）、（ｅ）および図７（ａ）、（ｅ）に示すように、スイッチ素子５のドレイン電圧が逆電流通電に起因して低電圧状態であるときには、出力電圧検出回路４１におけるダイオード１９，２１のアノード側の電圧は負の電圧となり、それ以外のときには正の電圧となっている。この第２の実施形態例では、その現象に着目し、前記第１の実施形態例に示すようにスイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の低電圧状態を直接的に検知するのではなく、上記ダイオード３６と抵抗体３８によって上記ダイオード１９，２１のアノード側の電圧を検出してトランス２の３次巻線１８から出力されたスイッチ素子のドレインと相似の電圧波形をダイオード１９、２１によって整流した電圧波形を検知する事で上記スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の低電圧状態を間接的に検出する構成を備えている。
【００６７】
この第２の実施形態例では、逆電流検知手段４３は、逆電流通電によって、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が低電圧状態（つまり、ダイオード１９，２１のアノード側同士の接続部の電圧が負の状態）であるときに、逆電流抑制手段４４のダイオード４６のカソード側の電圧を低下させて、ダイオード４６の印加電圧がオン駆動電圧以上となるように構成されている。
【００６８】
このため、逆電流通電時には、ダイオード４６がオンして、前記第１の実施形態例と同様に、抵抗体２３，２４の接続部からオペアンプ２５に向かう電流の一部が前記接続部Ｘでダイオード４６側に分流し、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧が低下する。この結果、制御回路４２からスイッチ素子５に加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが拡大して入出力変換比が増加して出力電圧Ｖoutが増加する。
【００６９】
この第２の実施形態例においても、前記第１の実施形態例と同様に、逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流が通電しているときには入出力変換比を増加させる構成とし、さらに、チョークコイル１３を通電量によってインダクタンス値が可変するタイプのものとすることによって、前記図５（ａ）に示すような特有なレギュレーション特性αをＤＣ−ＤＣコンバータに持たせることができるので、逆電流の通電量を抑制することができ、逆電流通電に起因した様々な問題を防止することができる。
【００７０】
次に本発明の第３の実施形態例を説明する。この第３の実施形態例において特徴的なことは、インダクタンス素子としてのチョークコイル１３をインダクタンス値の大きいインダクタとインダクタンス値の小さいインダクタの直列回路に置き換えたものであり、それ以外は前記の各実施形態例と同様である。インダクタンス値の大きいインダクタは飽和し易い性質を有し、インダクタンス値の小さいインダクタは飽和し難い性質をもつ。
【００７１】
このような飽和し易い（インダクタンスが大きい）インダクタと飽和し難い（インダクタンスが小さい）インダクタは、様々な手法によって形成可能であり、例えば、コア材料を飽和し易いものと、飽和し難いものを選定することによって、飽和し易いインダクタと飽和し難いインダクタを得ることができ、また、同一のコアを使用する場合は、ギャップ大でコイルのターン数を小にすれば、インダクタンスが小で、飽和し難いインダクタが得られ、ギャップ小で、コイルのターン数を大にすれば、インダクタンス値が大で飽和し易いインダクタが得られる。
【００７２】
さらに、飽和磁束密度が大きい材料を使用することにより飽和し難いインダクタが得られ、逆に、飽和磁束密度の小さい材料を使用することにより飽和し易いインダクタを得ることができる。また、コアの形状を互いに異にすることによって、飽和し易いインダクタと飽和し難いインダクタを得ることが可能である。
【００７３】
この、第３の実施形態例では、微小の逆電流が流れたときには、インダクタンス値の大きい（飽和し易い）インダクタによって、前記図５（ａ）に示すαのレギュレーション特性を確保し、逆電流の増加を抑制する。そして、通常動作モード時に比較的大きな電流が流れるときには、インダクタンス値の大きい（飽和し易い）インダクタは飽和するが、インダクタンス値の小さい（飽和し難い）インダクタは飽和することなく好適な回路動作を維持するので、前記各実施形態例と同様な効果を奏することが可能となる。
【００７４】
次に、本発明に係る第４の実施形態例を説明する。図９は第４の実施形態例の要部回路構成を示す。この第４の実施形態例において特徴的なことは、逆電流抑制手段４４を、逆電流が検知されたときに同期整流器（転流側同期整流器１０）をターンオフする回路構成としたことである。すなわち、図９において、逆電流抑制手段４４は、早期ターンオフ信号発生回路５３と、ドライブトランス５４と、スイッチ素子５５を有して構成されている。
【００７５】
スイッチ素子５５はこの例ではＭＯＳ−ＦＥＴにより構成され、そのＭＯＳ−ＦＥＴ５５のゲートはドライブトランス５４の出力端に接続され、ドレイン側は転流側同期整流器１０のゲート側に接続され、ソース側は、チョークコイル１３と整流側同期整流器８のドレイン側との接続部に接続されている。
【００７６】
早期ターンオフ信号発生回路５３は逆電流検知手段４３が逆電流を検知したときに、早期ターンオフ信号を発生する。ドライブトランス５４はこの早期ターンオフ信号をスイッチドライブ信号としてスイッチ素子５５に加える。なお、逆電流検知手段４３の構成は、前記各実施形態例で説明したものと同様に構成される。
【００７７】
図１０（ｃ）に示すように、整流側同期整流器８はスイッチ素子（メインスイッチ素子）５のオン、オフに同期して（図１０（ｂ）参照）オン、オフする。一方、転流側同期整流器１０はメインスイッチ素子５とはオン、オフを逆転した動作、つまり、メインスイッチ素子５がオンの時にオフし、メインスイッチ素子５がオフの時にオンする動作を行う。この回路構成においては、スイッチ素子５５がオフに維持されている状態で、通常の回路動作が行われている。
【００７８】
図１０において、（ａ）はメインスイッチ素子５のドレイン電圧を示し、（ｂ）はメインスイッチ素子５のゲート電圧を示し、（ｃ）は逆電流が流れていない正常動作状態時における整流側同期整流器８のオン、オフ動作状態を示し、（ｄ）は逆電流が流れていない正常動作状態時における転流側同期整流器１０のオン、オフ動作状態を示している。
【００７９】
早期ターンオフ信号発生回路５３からの早期ターンオフ信号がドライブトランス５４を介してスイッチ素子５５に加えられると、図１０（ｆ）に示すように、スイッチ素子５５はターンオンし、転流側同期整流器１０は同期整流器駆動回路の制御を受けることなく早期にターンオフし、そのターンオフ状態を維持して逆電流の通電を遮断する。この通電遮断により、逆電流が流れる不具合状態においての回路動作を停止することができる。
【００８０】
なお、図９の例では、逆電流検知手段４３が逆電流を検知したときに早期ターンオフ信号発生回路５３から早期ターンオフ信号を出力したが、通常のオフ信号を出力し、図１０（ｅ）に示すように、逆電流が検知された後、転流側同期整流器１０が正規のタイミングでターンオフするまで待ち、それ以降はターンオフ状態を維持するようにしてもよい。
【００８１】
この第４の実施形態例では、逆電流が検知されたときには、転流側同期整流器１０を強制的にターンオフしてその逆電流が流れている期間に渡ってターンオフ状態を維持するので、逆電流による不具合を回避することが可能である。この第４の実施形態例においては、チョークコイル１３は前記各実施形態例の場合と同様に、通電流によってインダクタンスを可変するタイプのものとしてもよく、従来例に示したものと同様の、通電量によってインダクタンスを可変しない通常のチョークコイル等のインダクタンス素子によって構成してもよいものである。
【００８２】
なお、この発明は上記各実施形態例に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１、第２の実施形態例ではスイッチ素子の制御端子電圧を連続的に検出していたが、ドライブトランスやインピーダンス素子を介して間接的に検知してもよい。制御回路内で制御端子電圧と同期した信号を形成して検知してもよく、スイッチ素子のオン駆動電圧がスレショルド値未満で、かつ、スイッチ素子のドレイン電圧が低電圧状態になる逆電流動作時特有の現象を逆電流検知に用いていれば本発明の範囲に含まれる。
【００８３】
さらに、上記各実施形態例のＤＣ−ＤＣコンバータはフォワードコンバータ方式のものであったが、本発明は、フォワードコンバータ方式以外の例えばハーフブリッジ，プッシュプル方式等のコンバータ方式のものにも適用してもよい。さらに、上記各実施形態例では、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明したが、本発明は、降圧コンバータ等の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用してもよい。さらにまた、上記各実施形態例のＤＣ−ＤＣコンバータは、単出力のものであったが、本発明は、多出力のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。もちろん、整流平滑回路４０や、出力電圧検出回路４１や、制御回路４２の各回路構成も上記各実施形態例の構成に限定されるものではない。
【００８４】
【発明の効果】
この発明によれば、逆電流検知手段および逆電流抑制手段を設け、これら逆電流検知手段および逆電流抑制手段によって、逆電流が検知されたときにはスイッチ素子の動作を入出力変換比の増加方向に制御する構成を備え、しかも、入力電圧の変換電圧を負荷に供給するインダクタンス素子に、通常動作モード時よりも小さい電流動作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変し、通常動作モード時以上の電流動作範囲においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する機能を持たせた。この構成によって、逆電流の通電時には逆電流の通電量を抑制することができる特有なレギュレーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータは持つことができることとなった。
【００８５】
このことから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側にオーバーシュート電圧が印加した際に、そのオーバーシュート電圧印加に起因した逆電流の通電量を抑制することができるという今までに無かった画期的な同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００８６】
また、逆電流抑制手段を、逆電流が検知されたときには同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める手段と成した本発明においては、逆電流が検出されたときに、同期整流器を強制オフすることによって逆電流の通電を遮断することができる。
【００８７】
上記のように、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータは逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流の通電に因る部品の破損問題をほぼ回避することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの耐久の信頼性を高めることができる。
【００８８】
また、並列運転を行う際に、並列接続される複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧のばらつきが生じても、その出力電圧のばらつきに起因した逆電流の通電量を上記特有なレギュレーション特性を持つことにより抑制することができ、逆電流の通電に起因した損失増加を緩和することができる。これにより、回路効率の悪化を防止することができる。
【００８９】
上記逆電流抑制手段が制御電圧検出手段と両端電圧検出手段と逆電流検知信号出力手段とを有して構成されているものや、逆電流検知手段が、入力電流あるいはスイッチ素子の通電電流を検出し該検出値が設定値以下であるときに逆電流の通電を検知するものや、逆電流通電に起因して電流の向きが逆向きになる電流経路上の電流を検出し該検出電流の向きに基づいて逆電流を検知するものにあっては、簡単な回路構成で、逆電流を検知することができ、上記同様の優れた効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態例を示す回路構成図である。
【図２】通電量によってインダクタンス値を可変するタイプのチョークコイルのコアの形状例を示す説明図である。
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイルに流れる電流例の説明図である。
【図４】電流動作範囲とチョークコイルのインダクタンス値の大小関係を示す説明図である。
【図５】この発明の特徴的な構成から得られる特有なレギュレーション特性を示すグラフである。
【図６】逆電流が通電していないときに、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧や電流の波形例を示す波形図である。
【図７】逆電流が通電しているときに、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧や電流の波形例を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態例を示す回路構成図である。
【図９】第４の実施形態例を示す回路構成図である。
【図１０】第４実施形態例の動作を説明するタイムチャートである。
【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転の説明図である。
【図１２】従来の同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおけるレギュレーション特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
５  スイッチ素子（メインスイッチ素子）
８  整流側同期整流器
１０  転流側同期整流器
１３  チョークコイル
４１  出力電圧検出回路
４２  制御回路
４３  逆電流検知手段
４４  逆電流抑制手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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