【事件の表示】
　特願２００６−３３０３８１「受信ビーム生成器」拒絶査定不服審判事件〔平成１９年３月２９日出願公開，特開２００７−　７５６３９〕について，次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は，成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯 
　本願は，１９９５年（平成７年）８月４日（パリ条約による優先権主張外国庁受理１９９４年（平成６年）８月５日　米国）を国際出願日とする特願平８−５０６７８２号の一部を，平成１６年１０月１３日に新たな特許出願（特願２００４−２９８６６７号）とし，その一部を，平成１８年４月１０日に新たな特許出願（特願２００６−１０７８０６号）とし，その一部を，同年１２月７日に新たな特許出願としたものであって，平成１９年８月３１日付けで拒絶査定され（発送日：同年９月４日），これに対し，同年１１月２９日に拒絶査定不服審判が請求されるとともに，手続補正書が提出されたものである。
　　　
　　　
第２　平成１９年１１月２９日付けの手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成１９年１１月２９日付けの手続補正を却下する。
［理由］ 
１　平成１９年１１月２９日付け手続補正（以下，「本件補正」という。）
　本件補正は，補正前の特許請求の範囲の記載（平成１９年７月２５日付けで補正。）：
「　【請求項１】
　超音波変換器アレイから信号を受信し，そして，１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器であって，
　信号を処理するための受信プロセッサと，
　１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間及び補外の少なくとも１つに基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，
　前記第２コントロールが，信号の処理を制御するために，前記第２制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動するところのデジタル受信ビーム生成器。
　　【請求項２】
　請求項１記載のデジタル受信ビーム生成器において，
　前記２次コントロールは，
　前記１次コントロ−ルにより与えられる遅延値に基づいて拡張する遅延プロセッサと，
及び
　前記１次コントロールにより与えられる遅延値に基づいて位相回転値を生成する位相プロセッサと，
　を含むデジタル受信ビーム生成器。
　　【請求項３】
　請求項１記載のデジタル受信ビーム生成器において，
　前記２次コントロールは，
　前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含むデジタル受信ビーム生成器。」
を，
「　【請求項１】
　超音波変換器アレイから信号を受信し，そして，１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器であって，
　信号を処理するための受信プロセッサと，
　１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間及び補外の少なくとも１つに基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，
　前記第２コントロールが，信号の処理を制御するために，前記
２次
おいて，
前記２次コントロールは，
前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含むデジタル受信ビーム生成器。
　　【請求項２】
　請求項１記載のデジタル受信ビーム生成器において，
　前記２次コントロールは，
　前記１次コントロ−ルにより与えられる遅延値に基づいて拡張する遅延プロセッサと，
及び
　前記１次コントロールにより与えられる遅延値に基づいて位相回転値を生成する位相プロセッサと，
　を含むデジタル受信ビーム生成器。」（下線は補正箇所を示す。）
と補正するものである。
　　
２　補正の目的について
　上記本件補正は，(i)補正前の請求項３を削除し，(ii)補正前の請求項１の「前記第２制御パラメータ」という記載中の誤記「第２」を「
２次
前記２次コントロールは，前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含む
　上記補正事項(i)及び(ii)は，それぞれ平成１８年改正前の特許法第１７条の２第１号に規定する請求項の削除及び同条同項第３号に規定する誤記の訂正を目的とするものに該当する。そして，上記補正事項(iii)は，「２次コントロール」が，「前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含む」点を限定するものであり，平成１８年改正前の特許法第１７条の２第４項第２号に規定する特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　そこで，本件補正後の請求項１に係る発明（以下，「本件補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成１８年改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）について検討する。
　　 
３　独立特許要件について
(１)本件補正発明の認定
　本件補正発明は，平成１９年１１月２９日付け手続補正書で補正された明細書及び図面の記載からみて，次のとおりのものと認められる。
　　
「【請求項１】
　超音波変換器アレイから信号を受信し，そして，１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器であって，
　信号を処理するための受信プロセッサと，
　１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間及び補外の少なくとも１つに基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，
　前記２次コントロールが，信号の処理を制御するために，前記２次制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動するところのデジタル受信ビーム生成器において，
　前記２次コントロールは，
　前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含むデジタル受信ビーム生成器。」
　なお，請求項１には「前記第２コントロール」と記載されているが，当該記載の前には「２次コントロール」という記載はあるが，「第２コントロール」という記載はなく，更に，平成１９年１１月２９日付け手続補正書で，請求項１の「前記第２制御パラメータ」が「前記
２次
２次
　　　
(２)引用刊行物記載の事項
ア　原査定の拒絶理由で引用された，本願の優先権主張日前に頒布された刊行物である，特開昭６３−２０６２３０号公報（以下，「引用刊行物１」という。）には，図面とともに次の事項が記載されている。
　　　　 
1a）「２．特許請求の範囲
（１）複数の振動子を配列して成り，超音波の送受波を行う超音波プローブを有し，該振動子を励振する励振信号，及び該振動子の受信信号の少なくともいずれか一方に，遅延時間データに基づく遅延時間を付与することで診断用超音波情報を得る超音波診断装置において，超音波送受波に使用する全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データを記憶する記憶手段と，この遅延時間データの欠落部分を補間する補間演算処理手段とを有することを特徴とする超音波診断装置。
（２）前記記憶手段はＲＡＭ又はＲＯＭである特許請求の範囲第１項に記載の超音波診断装置。」（第１頁左下欄第４〜１６行）
1b）「［発明の目的］
（産業上の利用分野）
　本発明は，被検体に向けて送波した超音波の被検体よりの反射成分を受波して診断に供する超音波診断装置に関する。
（従来の技術）
　複数の振動子をアレイ状に配列して成る超音波プローブを備えた超音波診断装置においては，送受信系の少なくともいずれか一方に遅延手段を有し，各振動子で送受波する超音波ビームを任意の位置に偏向，フォーカスすることが行われている。
　このような超音波診断装置によって被検体をスキャンする場合，遅延手段に対して振動子数，振動子位置，ラスタ数，フォーカス点数など（以下「遅延時間変化要因」と称する）により異なる遅延時間データを供給しなければならない。従来，これらの遅延時間データは，ＣＰＵ（中央処理装置）により予め演算して求め，それをＲＡＭ，ＲＯＭ等の記憶手段に格納し，超音波送受信手段の制御部に適宜に転送するようにしていた。
　しかしながら，前記遅延時間変化要因が増加するにつれ，予め用意しておく遅延時間データの量が莫大なものとなり，従来の技術では対応が困難になってきている。
（発明が解決しようとする問題点）
　上記のように従来の超音波診断装置においては，遅延時間変化要因が増大すると，記憶手段の大容量化が必須となり，装置の回路規模の点からもそのデータの転送時間からも実現困難である。
　そこで本発明は上記の問題点を解決するもので，遅延時間変化要因が増大しても，小容量の記憶手段で対応できる超音波診断装置を提供することを目的とする。」（第１頁左下欄第１８行〜第２頁左上欄第１１行）
1c）「［発明の構成］
（問題点を解決するための手段）
　本発明は，超音波送受波に使用する全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データを記憶する記憶手段と，この遅延時間データの欠落部分を補間する補間演算処理手段とを有するものである。
（作　用）
　前記記憶手段内には，超音波送受波に使用する前振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データが記憶され，この遅延時間データの欠落部分が前記補間演算処理手段により補間される。このため，前記記憶手段は，全振動子分の遅延時間データを記憶する必要がなく，小容量のものでよいことになる。」（第２頁左上欄第１２行〜同頁右上欄第６行）
1d）「（実施例）
　以下，本発明を実施例により具体的に説明する。
　第１図（ａ）は本発明の一実施例装置のブロック図であり，同図（ｂ）はその主要部の詳細なブロック図である。
　第１図（ａ）に示すようにこの実施例装置は，超音波プローブ１，プリアンプ２，受信遅延部３，レシーバ４，ＤＳＣ（ディジタル・スキャン・コンバータ）５，ディスプレイ６，パルサ７，送信遅延部８，遅延時間データ作成部９，ＣＰＵ（中央処理装置）１０を有する。
　超音波プローブ１は超音波の送受波を行うものであり，複数の振動子をアレイ状に配列して成る。このプローブ１よりの受信信号はプリアンプ２を介して受信遅延部３に取り込まれるようになっている。
　この受信遅延部３は，受信信号に対して所定の遅延時間を付与するものであり，受信信号の遅延出力は，後段に配置されたレシーバ４に送出されるようになっている。
　このレシーバ４は，受信信号のアナログ処理（例えば検波，包絡線検出など）を行うもので，その処理出力は，後段に配置されたＤＳＣ５に送出されるようになっている。
　ＤＳＣ５は，その初段にＡ／Ｄ（アナログ・ディジタル）変換器を有し，サンプリング系と表示系との走査変換を行うもので，フレームメモリを中心に構成されている。このＤＳＣ５の出力は，後段に配置されたディスプレイ６に送出され，ここで表示されるようになっている。
　また，パルサ７は送信遅延部８よりのパルス信号のタイミングでプローブ１の振動子に励振信号を印加して該振動子を励振するものである。
　そしてこの送信遅延部８及び受信遅延部３における遅延時間は，遅延時間データ作成部９よりの遅延時間データによって設定されるようになっている。
　遅延時間データ作成部９は，ＣＰＵ１０の制御下にあり，送信用及び受信用の遅延時間データを作成するものである。例えばこの遅延時間データ作成部９は，第１図（ｂ）に示すように，ＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）１１と，補間演算処理手段１２とを有する。
　ＲＡＭ１１は，超音波送受波に使用する全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データを記憶するもので，これが本発明における記憶手段の一例となる。尚，この遅延時間データはＣＰＵ１０より転送されたものであり，便宜上“真の遅延時間データ”と称する。
　補間演算処理手段１２は，前記ＲＡＭ１１内の真の遅延時間データにおける欠落部分を補間するものであり，直列接続されたレジスタ（Ｒｅｇ）１３，１４，１５と，各レジスタの出力に対して所定の重み付けを行うＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）１６，１７，１８と，各ＲＯＭの出力を加算する加算器１９とを有して成る。この加算器１９の出力が補間後の遅延時間データとして前記受信遅延部３及び送信遅延部８に送出されるようになっている。
　次に上記構成の作用について説明する。
　遅延時間データ作成部９により作成された遅延時間データ（受信用遅延時間データ，送信用遅延時間データ）は，受信遅延部３，送信遅延部８に取り込まれる。この遅延時間データに基づいて遅延されたパルス信号がパルサ７に送出されると，このパルサ７より励起信号が出力され，この励起信号により超音波プローブ１の各振動子が励振される。この励振により，被検体（図示せず）に向けて超音波が送波され，送波された超音波の被検体での反射成分が再び超音波プローブ１の各振動子によって受波される。この受波による信号はプリアンプ２により増幅された後に受信遅延部３に取り込まれ，ここで，前記遅延時間データに基づく時間差を与えられた後に，レシーバ４に送出される。そしてこのレシーバ４における所定のアナログ処理の後にＤＳＣ５を介してディスプレイ６に送出され，表示される。
　ここで，前記遅延時間データ作成部９における遅延時間データ作成は次のように行われる。
　送受信用遅延データは本来三角関数演算やルート演算を含む複雑な演算処理により求められるものであるが，同一超音波ラスタの遅延時間は連続性を有するので，数チャンネル毎の遅延時間データから，欠落チャンネル分の遅延時間データを補間することができる。
例えば第２図において，τa，τb，τcが，ＣＰＵ１０より転送された真の遅延時間データとすると，このデータに基づく補間演算実行により，τab
1
，τab
2
，τab
3
を求めることができる。この補間演算は，例えばτab
1
の場合，
　　　
τab
1
＝ａτa＋ｂτb＋ｃτc
となり，単純な積和演算となる。
　そこで，本実施例では，ＣＰＵ１０より転送された真の遅延データを一旦ＲＡＭ１１に格納し，このデータに基づく補間演算を補間演算処理手段１２で実行するようにしている。即ち，ＲＡＭ１１より真の遅延データを順次読み出し，τa，τb，τcをレジスタ１３，１４，１５に保持し，各レジスタの保持内容をそれぞれＲＯＭ１６，１７，１８に送出する。ＲＯＭ１６，１７，１８においては，ａτa，ｂτb，ｃτcなる重み付けが行われ，それらを加算器１９で加算する。一つの補間データにつき上記の積和演算を行いながら，次々に遅延時間データを求め，これにより，超音波送受信に要する所定の遅延時間データが作成される。
　このように本実施例においては，超音波送受波に使用する全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データを記憶するＲＡＭ１１と，この遅延データの欠落部分を補間する補間演算処理手段１２とを有するものであるから，全振動子分の遅延時間データを記憶しておく必要がなく，ＲＡＭ１１の記憶容量を大幅に低減することができ，また，遅延時間変化要因の増大に対しても容易に対応できる。
　尚，本発明は上記実施例に限定されるものではない。
　例えば上記実施例では記憶手段としてＲＡＭ１１を適用し，このＲＡＭ１１内にＣＰＵ１０よりの真の遅延時間データを転送するものについて説明したが，記憶手段としては，真のデータを予め記憶するＲＯＭとしてもよい。
　また，上記実施例では補間演算処理手段１２として，レジスタ１３，１４，１５，ＲＯＭ１６，１７，１８及び加算器１９を有するものについて説明したが，乗算累積器などを用いて上記の積和演算を行うようにしてもよい。
　さらに，上記実施例では超音波の送受双方に遅延時間を与えるものについて説明したが，いずれか一方に遅延時間を与える場合でも本発明を適用できるのは言うまでもない。」（第２頁右上欄第７行〜第３頁右下欄第１８行。下線は，当審において付した。）
1e）データ補間の説明図である第２図には，送受信チャネルに対する遅延時間ｔdの２次元グラフが記載されており，グラフに沿って真の遅延データτa，τb，τcと，補間された遅延データτab1，τab2，τab3が示されている。
　　　　 
　これらの記載によると，引用刊行物１には，次の発明（以下，「引用発明１」という。）が記載されているものと認められる。 
　　　 
「複数の振動子をアレイ状に配列して成る超音波プローブ１よりの受信信号をプリアンプ２を介して取り込み，該取り込んだ受信信号に対して受信用遅延時間データに基づく遅延時間を付与する受信遅延部３と，
　ＣＰＵ１０より転送された全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データにおける欠落部分を補間し，補間後の受信用遅延時間データを前記受信遅延部３に送出する遅延時間データ作成部９と，
を備えた超音波診断装置。」
　　
イ　原査定の拒絶理由で引用された，本願の優先権主張日前に頒布された刊行物である，M. O'Donnell et al, REAL-TIME PHASED ARRAY IMAGING USING DIGITAL BEAM FORMING AND AUTONOMOUS CHANNEL CONTROL, Proceedings of  1990 IEEE Ultrasonics Symposium, 1990年12月, pp.1499-1502（以下，「引用刊行物２」という。）には，日本語訳すると図面及び写真とともに次の事項が記載されている。
　　
2a）「要約
　私たちは，デジタルビーム生成及び自律的なチャネル制御の原理に基づいた医学用のリアルタイムの位相整合画像システムを設計し構築した。システムは，高精度のステアリング，ダイナミックアポダイゼーション及びダイナミックフォーカスが可能である。アレイのイメージャの1つのチャネルに必要とされたコントロール及び信号処理の全ては，単一のカスタムVLSI回路に統合化された。この論文は，このチップで具体化された基本原理について記述する。」（第１４９９頁左欄第１〜１０行）
2b）「イントロダクション
　高速で大きなビット密度のアナログ−デジタル変換器（A/D）の急速な発達により，リアルタイム超音波イメージング用の完全デジタルビーム生成が魅力的になってきた[l]。しかしながら，デジタルビーム生成の初期の仕事は，単純な遅延及び加算のアーキテクチャを使用することでは，高品質のビームパターン及びイメージを生むことができないことを示した[2,3]。この問題の原因は図1に例証される。平面波は、位置による線形の到着時刻の変化を備えた図1の4つの要素のアパーチャに影響を与える。ここに示された例のように，一つの要素から次の要素までの到着時間は，まさに波長の8分の1（即ち，λ/8）のステップで変化する。個々の要素の信号は，超音波信号の搬送周波数より4倍速い速度のクロックでデジタル化され，速度は，ナイキストのサンプリング基準を容易に満たす。このクロックを使用して，各要素のデジタル化された信号は，図1の第2のパネル中に示される。
　　
　明らかに，サンプリングされた波形は同一ではない。これらのサンプリングされた信号は，その後適切に遅延及び加算され，図1の下側のパネル中のコヒーレントな合計信号を産出する。更にこのパネル中では，サンプリングされたコヒーレントな合計は，サンプリングされた理想的なアナログビーム生成器の出力（即ち，アナログ信号が最初に完璧に遅延され，加算され，そして，4倍のクロックでサンプリングされる。）と，比較される。見てのとおり，デジタルのコヒーレントな合計は激しく退化されていて，この単純な例では，搬送周波数のエネルギが理想と比較して1dB以上縮小される。これは，搬送エネルギの重大な損失を表すものではないが，図1の単純な例は，ナイキストレートの近くでサンプリングされた信号のための単純な遅延加算構成を使用して，サイドローブのエネルギを非常に低いものとした高品質のビーム生成における困難性を示す。この問題の明らかな解決策は、正確な時間遅延を生成することができるように，信号を大きくオーバーサンプリングすることである。医療用のイメージングシステムとしては，7.5MHzまでの搬送周波数では，200MHz以上のサンプリングレートに帰着するかもしれない。現状のデジタルエレクトロニクスでは，この解決策は実際的ではないように思われる。次節では，私たちは，医学診断における周波数範囲に係るナイキストレートに近いサンプリングレートを使用して、非常に正確なビーム生成に有能なデジタルシステムについて記述する。」（第１４９９頁左欄第１１行〜第１５００頁左欄第９行）
2c）「デジタルビーム生成器
　最も高性能の完全アナログビーム生成器は，アナログ時間遅延構造の必要性を単純化するために復調に基づいた処理を使用する[4-6]。これらのシステムは、図2中に図示された特性を活用する。周波数ω0の信号にとって，時間遅延τは
　φ0＝ω0τ　　　[1]
の位相シフトに相当する。
したがって，式
　S(t)＝A(t−τ)cos(ω(t−τ))　　[2]
で記述される時間遅延パルスは，周波数ω０で位相φ０の参照発振器による復調を通して，より低い周波数の信号に変換することができる。
　IF(t)＝A(t−τ)cos(ω0t＋φ0))， 　[3]
　IF(t)＝A(t−τ)cos(ω(t−τ)−ω0t−φ0)，　　
　IF(t)＝A(t−τ)cos((ω−ω0)(t−τ))，
　ここで，上部の側波帯が無視され（即ち，ろ波された。），位相は式1にしたがって選択される。式3のIF信号は，最終のアナログ遅延線におけるはるかに小さい精度の要求から，式2のより低い周波数の複製を表す。更に，復調器が参照する位相は，完全なダイナミックフォーカスを許容する範囲の関数として，ダイナミックに変更することができる。
　　
　同じ復調器をベースとしたアプローチは，図3に示すように，ハイブリットデジタルシステムの中で開発することができる。このシステムでは，古典的なビーム生成器のアナログ遅延素子は，アナログ−デジタル変換器，デジタル遅延手段，及び，各チャネル上の加算器と取り替えられる。もしA/Dに，最も高いIF周波数での大きなオーバーサンプリング比率に相当するレートでクロックが送り込まれるならば，単純な遅延及び加算処理を使用することができる。したがって，図3のアーキテクチャを使用した，診断用のイメージング周波数レンジにおける高品質のビーム生成には，高々20MHzのA/Dクロックレートが必要とされる。図3のシステムは，その単純さ故，いくつかの欠点を有する。第1に，単純な遅延及び加算のアルゴリズムは，正確なビーム生成のために，かなり高いサンプリングレートを必要とする。確かに，医用イメージングに使用された高い断片的な帯域幅のために，サンプリングレートは，どの成分にもエイリアジングなしにRF信号自体を直接捕捉するのに十分に高いかもしれない。したがって，復調器の周波数低下特性の影響は，ほとんど完全に失われる。第2に，信号は，1つではなく2つのダイナミックレンジを制限する要素を通らなければならない。即ち，信号は，不完全なミキサと不完全なA/Dの両方を通らなければならない。これら2つのデバイスのコンビネーションは，単にチャネル毎に1つのミキサを使用する完全にアナログのシステムか，チャネル毎に1つのA/Dのみを使用する完全にデジタルのシステムのいずれか未満のダイナミックレンジを実質的に必ず生成する。図3に示されたシステムの制限を克服するために，私たちは，ベースバンド補間の原理を使用して，完全なデジタルビーム生成器を開発した。
　　
　各チャネル上で行われる処理のブロックダイアグラムが図4に示される。アナログ−デジタル変換に続いて，全てのチャネル上のRF信号が，次の処理を使用して，そのベースバンド成分になる。
　BB(t)＝S(t)ｅ−iω0t　  　　
　BB(t)＝A(t−τ)cos(ω(t−τ))ｅ−iω0t   [4]
　BB(t)＝A(t−τ)ｅｉ(ω−ω0)(t−τ)ｅ−iω0τ ，
　ここで，ω0は，デジタルベースバンド復調器の参照周波数であり，超音波パルスの中の最大エネルギの周波数と等しいように選ばれている。BB(t)は，複素ベースバンド信号（即ち，BB(t)は，同相成分I及び直交成分Qの両者から成る。）で，上部の側波帯は無視される（即ち，ろ波される。）。もし，位相項ｅ−iω0τが考慮される場合，A/Dクロックレートでの単純なデジタル遅延を使用して，ベースバンド信号は，正確に遅延加算され得る。
現在のシステムでは、位相項は，CORDICプロセッサ[7]を使用したベースバンド復調器の出力の位相回転により説明される。CORDICアルゴリズムは，高性能座標変換にしばしば使用される。位相φによる複素信号の回転は，座標変換，即ち，
　I′＝Icosφ−Qsinφ　　[5]
　Q′＝Isinφ＋Qcosφ
に等価なので，CORDICプロセッサは，ベースバンド復調器の出力の高精度な位相シフトに使用され得る。アレイ中のコヒーレントな合計を作り出すために，その後，CORDICプロセッサの出力は遅延され，他のチャネルからのベースバンド信号に加算される。したがって，デジタルベースバンド補間アルゴリズムは，ローパスフィルタリングと位相回転が続くベースバンド復調を使用する。この処理は，古典的復調器に基づいたビーム生成器の点でアナログ処理に似ている。しかしながら，主要な相違は，復調器の位相が，アナログシステムではチャネルからチャネルへ変化するのに対し，デジタルシステムでは固定され，デジタルシステムの位相遅延が，CORDICプロセッサを使用することによって高精度に保たれ得ることである。」（第１５００頁左欄第１０行〜第１５０１頁右欄第８行）
2d)「デジタルビーム生成のためのカスタムVLSIチップ
　上述したデジタルビーム生成手法の精度を実証するために，カスタムの超大規模集積回路（VLSI）が設計され組み立てられた。デバイスの顕微鏡写真は図５に示される。このチップは，1.5μｍ，double metal CMOSプロセスを使用して作られた。上述したように，チップはベースバンド補間用のカスタムVLSIマクロセルを含んでいる。時間遅延，ダイナミックアポダイゼーション及びダイナミックフォーカスのためのコントロールは全てチップ上に存在する。チャネルは，一定のfナンバ基準に基づいて“開かれている”（即ち，コヒーレントな合計に寄与するようにされている。）。ダイナミックフォーカスは，レンジの関数として（即ち，ダイナミック位相フォーカス）CORDIC回転器の位相のアップデートにより実行される。したがって，高品質のダイナミックビーム生成のために，デバイスは，自主的に適切な係数のアップデートコントロールをする。
　　
　私たちは，図6に，チップの処理能力を実証するビームパターンを示す。ここに示されたビームプロファイルは，スキャン面に直交した軸に沿って配向された長いワイヤを置くことによって得られた1次元アレイ（即ち，真の１次元ソース）と，90°以上のセクタでの電気的スキャンをすることによる受信のみ（即ち，片道。）のパターンである。
　　
　図6中の振幅プロットは，与えられたビーム方向に沿った最大の信号を表わす。全ての結果は，64要素，3.33MHz，λ/2間隔で配置された，40％の断片的な帯域幅の8cmレンジのアレイを使用して得られた。下部のパネルは，同じ条件の下に得られた測定結果であるのに対し，上部のパネルは，VLSIチップによって実行されるプロセスのシミュレーションを使用して生成された。明らかに，上述したプロセスに基づいたシステムは，高機能，リアルタイムビーム生成が可能である。」（第１５０１頁右欄第９行〜第１５０２行左欄第９行）
　　　
　これらの記載によると，引用刊行物２には，
「受信信号をA/D変換器でデジタル信号とし，該デジタル信号に遅延加算処理を行いビーム生成を行う医療用超音波イメージングシステムにおけるデジタルビーム生成器であって，ダイナミックアポダイゼーションをするデジタルビーム生成器。」
が記載されているものと認められる。
　　
３　対比・判断
(１)対比  
　本件補正発明と引用発明１とを対比する。
ア　引用発明１の(a)「複数の振動子をアレイ状に配列して成る超音波プローブ１」が，本件補正発明の(a')「超音波変換器アレイ」に相当することが明らかである。
イ　引用発明１の「受信遅延部３」は「超音波プローブ１よりの受信信号をプリアンプ２を介して取り込み，該取り込んだ受信信号に対して受信用遅延時間データに基づく遅延時間を付与する」ものであるが，超音波診断装置の技術常識を考慮すると，「受信信号」に対して「遅延時間を付与する」ことは，受信ビーム生成処理の一つであるから，引用発明１の(b)「受信遅延部３」は本件補正発明の(b')「信号を処理するための受信プロセッサ」及び「前記受信プロセッサ」に相当するものであるとともに，引用発明１の(c)「超音波診断装置」が(c')「受信ビーム生成器」を含んでいることは明らかである。
ウ　引用発明１の「受信遅延部３」が行う「遅延時間」の「付与」は，「受信用遅延時間データ」に基づくものであるが，該「受信用遅延時間データ」は，「遅延時間データ作成部９」により，「ＣＰＵ１０より転送された全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データにおける欠落部分を補間し」「前記受信遅延部３に送出」された「補間後の受信用遅延時間データ」である。
　ここで，上記摘記事項1d）の下線部及び1e）からみて，引用発明１における「全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データ」及び「補間後の受信用遅延時間データ」も「プロファイル値」といえるものである。
　また，引用発明１の「受信用遅延時間データ」は「全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データ」「における欠落部分を補間」したものであるから，該「受信用遅延時間データ」が，「全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データ」より高い密度となっていることは明らかである。
　そうすると，その機能からみて，引用発明１の(d)「ＣＰＵ１０」及び(e)「遅延時間データ作成部９」は，それぞれ本件補正発明の(d')「１次コントロール」及び(e')「２次コントロール」に相当するものであり，上記(c)と(c')の相当関係も考慮すると，引用発明１の(f)「ＣＰＵ１０より転送された全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データにおける欠落部分を補間し，補間後の受信用遅延時間データを前記受信遅延部３に送出する遅延時間データ作成部９」と，本件補正発明の(f')「１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間及び補外の少なくとも１つに基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，前記２次コントロールが，信号の処理を制御するために，前記２次制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動する」とは，(f'')「１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間に基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，前記２次コントロールが，信号の処理を制御するために，前記２次制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動する」点で共通する。
エ　引用発明１の「超音波診断装置」は「ＣＰＵ１０」を有するものであり，上記イ及び上記(d)と(d')の相当関係を考慮すると，引用発明１の「超音波診断装置」は，「１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器」を含んでいるものである。
　　
　したがって，本件補正発明と引用発明１とは， 
＜一致点＞ 
「超音波変換器アレイから信号を受信し，そして，１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器であって，
　信号を処理するための受信プロセッサと，
　１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間に基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，
　前記２次コントロールが，信号の処理を制御するために，前記２次制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動するところの受信ビーム生成器。」
である点で一致し，次の相違点１及び２で相違する。
　　
＜相違点１＞
　本件補正発明は，「デジタル」の受信ビーム生成器であるのに対し，引用発明１は，アナログの受信ビーム生成を行う点。
＜相違点２＞
　本件補正発明は，「２次コントロール」が，「１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含む」ものであるのに対し，引用発明１は，このような構成を有さない点。
　　 
(２)判断 
　上記相違点について検討する。 
＜相違点１について＞ 
　超音波診断装置において，受信信号をA/D変換器でデジタル信号とし，該デジタル信号に遅延加算処理を行いビーム生成を行うデジタルビーム生成は，引用刊行物２に加えて，特開平３−１０３７８７号公報（第２頁右上欄第９〜１７行参照。），特開平３−１２３８７９号公報（第３頁左上欄第１１〜１７行参照。）にも記載されているとおり，本願の優先権主張日前に周知の技術的事項である。
　よって，引用発明１に該周知技術を採用し，アナログの受信ビーム生成に代えて，受信信号をA/D変換器でデジタル信号とし，該デジタル信号に遅延処理を行いデジタルで受信ビーム生成を行うようにすることは，当業者が容易になし得た事項である。
　　
＜相違点２について＞ 
　超音波診断装置において，受信のアポダイゼーションを行うことは，引用刊行物２に記載されていることに加えて，特開平３−１０３７８７号公報（第４頁右上欄第１５行〜同頁左下欄第１行），特開平３−１２３８７９号公報（第６頁左下欄第４〜１８行），特開平４−２２５１８７号公報（段落【０００２】〜【０００３】参照。），特開平６−１２５８９５号公報（段落【０００７】参照。），特開平５−２６１０９７号公報（段落【０００３】〜【０００４】参照。）にも記載されているとおり，本願の優先権主張日前に周知の技術的事項である。
　該周知の受信のアポダイゼーションは，各振動子で受信した受信信号に，各振動子の受信開口での位置に応じた重み付けを行うことにより，サイドローブを低減するものであり，その重み付けは，ハミング関数やガウス曲線等のプロファイルという概念で規定できるものである（特開平４−２２５１８７号公報の段落【０００２】〜【０００３】，特開平５−２６１０９７号公報の段落【０００３】〜【０００４】参照。）。
　そして，引用発明１において，「全振動子の数よりも少ない振動子数分の遅延時間データ」における欠落部分を補間して「受信用遅延時間データ」を作成したのは，記憶手段に全振動子数分の遅延時間データを記憶する必要をなくし，小容量の記憶手段で対応可能なものとするためであるが（上記摘記事項1b）及び1c）参照。），受信のアポダイゼーションを行う場合も，上記遅延時間データと同様に，全振動子分の重み付けデータが必要であり，仮に全振動子分の重み付けデータを記憶手段に記憶する場合，上記遅延時間データと同様に大きな記憶容量が必要となることは当業者に明らかである。また，上述したとおり受信のアポダイゼーションの重み付けデータも上記遅延時間データと同様にプロファイルという概念で規定できるものであり，その補間及び補外が可能なものである。
　そうすると，引用発明１において，周知の受信のアポダイゼーション技術を採用することは当業者が容易に想到し得ることであり，その際，受信のアポダイゼーションの重み付けデータを，遅延時間データと同様に取り扱い相違点２に係る本件補正発明の構成とすることに格別の困難性はないというべきである。
 
　そして，本件補正発明の作用効果も，引用発明１及び上記周知技術から当業者であれば予想できる範囲のものであり，格別顕著なものであるとはいえない。 
　したがって，本件補正発明は，引用刊行物１に記載された発明及び上記周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　　　 
４　むすび
　以上のとおりであるから，本件補正は，平成１８年改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するものであり，特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　　 
　　
第４　本願発明について
１　本願発明の認定
　平成１９年１１月２９日付け手続補正は，上記のとおり却下されることとなったので，本願の請求項１〜３に係る発明は，平成１９年７月２５日付け手続補正書で補正された特許請求の範囲の請求項１〜３に記載された事項により特定されるものであるところ，その請求項１に係る発明（以下，「本願発明」という。）は次のとおりのものと認められる。
　　
「　【請求項１】
　超音波変換器アレイから信号を受信し，そして，１次コントロールと共に使用されるデジタル受信ビーム生成器であって，
　信号を処理するための受信プロセッサと，
　１次コントロールから２次コントロールに送られた１次制御パラメータプロファイル値の補間及び補外の少なくとも１つに基づいて，２次制御パラメータを生成するために，受信プロセッサと関連付けられた２次コントロールであって，前記２次制御パラメータが，１次制御パラメータプロファイル値よりも高い密度を有するところの２次コントロールとを備え，
　前記２次コントロールが，信号の処理を制御するために，前記２次制御パラメータを前記受信プロセッサに提供するように作動するところのデジタル受信ビーム生成器。」
　なお，請求項１には「前記第２コントロール」及び「前記第２制御パラメータ」と記載されているが，当該記載の前には「２次コントロール」及び「２次制御パラメータ」という記載はあるが，「第２コントロール」及び「第２制御パラメータ」という記載はなく，「前記第２コントロール」及び「前記第２制御パラメータ」が，それぞれ「前記
２次
２次
　　　
２　引用刊行物記載の事項
　原査定の拒絶理由に引用した本願の優先権主張日前に頒布された刊行物である引用刊行物１及び２の摘記事項及び引用刊行物１に記載された発明（引用発明１）の認定については，上記「第３　３(２)」に記載したとおりである。
　　
３　対比・判断
　本願発明は，上記「第３」で検討した本件補正発明から，「２次コントロール」が，「前記１次コントロ−ルにより与えられるアポダイゼーション値に基づいて拡張するアポダイゼーションプロセッサを含む」点の限定を外したものである。
　そうすると，本願発明の構成要件を全て含み，更に他の構成要件を付加したものに相当する本件補正発明が上記「第３　３　対比・判断」に記載したとおり，引用刊行物１に記載された発明及び上記周知技術に基づいて当業者が容易に発明することができたものであるから，本願発明も同様の理由により，引用刊行物１に記載された発明及び上記周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものである。
　　
４　むすび　
　以上のとおり，本願の請求項１に係る発明は，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである。
　したがって，請求項２及び３に係る発明に言及するまでもなく，本願は，拒絶すべきものである。
　よって，結論のとおり審決する。