(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの交流電圧波形を一定時間間隔でサンプリングし、各サンプル値をディジタル量に変換するアナログ／ディジタル変換部と、変換されたディジタル量を用いて演算処理し判定処理をして保護指令を出力する中央演算処理部と、データメモリ、プログラムメモリ及び出力部とを少なくとも備え、前記変換された交流電圧の半波または半波の整数倍の各期間中におけるサンプル値のディジタル量を用いて、２つの交流電圧波形の面積に対応した２つの各々の量を計算し前記計算された２つの各量の差が所定値以上となったとき出力するディジタル形電圧平衡継電器において、前記演算処理部にはディジタル量に変換された電圧の零クロス点をディジタル量の符号の変化にて検出する零クロス点検出部を設け、基準となる一方の交流電圧の半波、又は前記半波の整数倍の期間中におけるサンプル値のディジタル量を用いて、２つの交流電圧波形の面積に対応した量を計算すると共に、他方の交流電圧波形の面積に対応した量を、前記基準となる交流電圧波形の面積に対応した量を計算したのと同じ時刻及び期間でのサンプル値のディジタル量で計算し、前記計算された２つの量の差が所定値以上となったとき出力することを特徴とするディジタル形電圧平衡継電器。
【請求項２】
請求項１記載のディジタル形電圧継電器において、一方の基準電圧Ｖ1に比例した量をＰ１、他方の交流電圧Ｖ２に比例した量をＰ２としたとき、Ｐ１はＶ1／ｆに、又Ｐ２はＶ２／ｆに夫々比例したものとなり、Ｖ２電圧を基準としたとき、判定部ではＰ２−Ｐ１≧Ｋ（Ｋは定数）を判定することを特徴とするディジタル形電圧平衡継電器。
【請求項３】
請求項２記載のディジタル形電圧継電器において、Ｖ1電圧を基準としたとき、判定部ではＰ１−Ｐ２≧Ｋ（Ｋは定数）を判定することを特徴とするディジタル形電圧平衡継電器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はディジタル形保護継電装置、特に広い周波数範囲において保護が必要な発電機保護継電装置に使用されるディジタル形電圧平衡継電器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に電圧平衡継電器１を発電機Ｇの系統に適用した例を示す。同図のＰＴは発電機Ｇの端子電圧Ｅに応じた電圧Ｖ１  及びＶ２  に変換するための計器用変圧器、Ｆは過電流保護用のヒューズである。計器用変圧器ＰＴは目的別に２組で構成されるのが一般的であり、例えばＶ１  の電圧は自動電圧調整器へ導入され、Ｖ２  の電圧は計器及び保護継電器に導入される。
【０００３】
電圧Ｖ１  又はＶ２  は計器用変圧器ＰＴの不良あるいはヒューズＦの断線により変化するため、保護継電器（主に距離継電器）あるいは自動電圧調整器等が誤動作する場合がある。電圧平衡継電器１は、前述した機器の誤動作を防止する目的で使用され、継電器に導入された電圧Ｖ１  及びＶ２  を比較し、その差電圧が所定値以上となった時に出力する。動作式で表わすと、
【０００４】
【数１】
Ｖ２  電圧を基準にＶ１  電圧の低下を検出する場合：
｜Ｖ２  ｜−｜Ｖ１  ｜≧Ｋ（Ｋは定数）                ………（１）
Ｖ１  電圧を基準にＶ２  電圧の低下を検出する場合：
｜Ｖ１  ｜−｜Ｖ２  ｜≧Ｋ（Ｋは定数）                ………（２）
となり、その特性は図７の如くなる。
【０００５】
なお、｜Ｖ１  ｜及び｜Ｖ２  ｜は入力電圧Ｖ１  ，Ｖ２  を所定の時間間隔でサンプリングし、そのサンプル値をディジタルデータに変換し、そのディジタルデータから振幅値を算出したものである。一例として、一般に使用されている振幅値演算アルゴリズムを下記に示す。
【０００６】
【数２】
Ｖｍ  ＝｜Ｖｍ  ｜＋｜Ｖｍ−３  ｜＋１／２｜｜Ｖｍ  ｜−｜Ｖｍ−３  ｜｜
振幅値｜Ｖ｜＝（Ｖｍ  ＋Ｖｍ−１  ＋Ｖｍ−２  ）／ｋ        ………（３）
Ｖｍ  ，Ｖｍ−１  ，Ｖｍ−２  ……はサンプリングされたサンプル値。
ｋは定数。
【０００７】
一方、発電機の系統は、発電機起動時において低い周波数から立ち上げていくため、商用周波数付近での保護以外に、起動時における低い周波数から商用周波数までの広域周波数保護が必要であり、広域周波数に適用可能な保護継電器が必要である。電圧平衡継電器においては、従来商用周波数での適用を前提としてきたが、近年初期の事故検出を目的として起動時（低い周波数）からの適用が要求されてきた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来方式のものは、入力電圧が商用周波数付近にあること、及び発電機Ｇの端子電圧Ｅが発電機Ｇの定格出力電圧であることが前提に適用が考えられている。このため、従来の継電器を起動時（低い周波数）から適用しようとした場合、以下の問題点が生じる。
【０００９】
第１に前述した従来方式のアルゴリズム（３）  式は、入力電圧Ｖ１  ，Ｖ２  が商用周波数付近にあることを前提として考えられているため、入力電圧Ｖ１  ，Ｖ２  が商用周波数付近、例えば、５０Ｈｚ付近では性能上十分な精度が得られるが、商用周波数から離れた入力に対しては誤差が大きくなると言う問題がある。一例として、（３）  式に示す従来方式のアルゴリズムの周波数特性を図８に示す。図８の中で、ｆ０  は商用周波数であり、ハッチング部分が誤差の範囲である。
【００１０】
第２に（１）  ，（２）  式で示した定数Ｋは入力電圧Ｖ１  ，Ｖ２  が定格電圧（発電機Ｇの端子電圧Ｅが発電機Ｇの定格出力電圧の時）であることを前提に決められた差電圧の検出感度であるが、このままで発電機の起動時（低い周波数）に適用すれば、起動時も同じ感度のままで検出する（振幅値演算アルゴリズムの周波数特性を無視した場合）ことになる。
【００１１】
しかし、図９に示す如く発電機の出力電圧は、過励磁状態で出力することがないよう、低い周波数においても、電圧Ｖに比例し周波数ｆに反比例する量、即ち、Ｖ／ｆなる量が一定以下となるように制御される。例えば商用周波数ｆ０  、発電機の定格出力電圧時の継電器入力電圧をＶｆ０とした場合は商用周波数以外においても、
【数３】
Ｖ／ｆ＝Ｖｆ０／ｆ０  ＝一定
を超えることはない。
【００１２】
このため、商用周波数以外の起動時においてはＶｆ０／ｆ０  の値を１ＰＵとすると、差電圧を検出する基準電圧（発電機出力電圧）は１ＰＵの軌跡以下の電圧である。仮に、基準電圧が１ＰＵの軌跡上にあるとすれば、電圧平衡継電器の動作限界点は図中のａの軌跡上にある。商用周波数ｆ０  の点では定格電圧Ｖｆ０が基準電圧であり、他方の電圧が検出感度Ｋ以下となった時（図中ｂ点）に動作する。
【００１３】
同様に周波数がｆ′の時は基準電圧がｅ点の電圧であり、他方の電圧がｃ点の電圧となった時に動作する。このことは、電圧平衡継電器の検出感度が周波数ｆ′の基準電圧に対する比ｃ／ｅが、商用周波数のときの基準電圧に対する比ｂ／Ｖｆ０に対して低感度化することを意味する。更に周波数が低下し図中ｄ点以下となった時は動作できなくなると言う問題があった。
【００１４】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、発電機の起動時（低い周波数）にても低感度化することなく電圧の不平衡を検出し、かつ検出誤差の小さいディジタル形電圧平衡継電器を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係るディジタル形電圧平衡継電器は、２つの交流電圧波形を一定時間間隔でサンプリングし、各サンプル値をディジタル量に変換するアナログ／ディジタル変換部と、変換されたディジタル量を用いて演算処理し判定処理をして保護指令を出力する中央演算処理部と、データメモリ、プログラムメモリ及び出力部とを少なくとも備え、前記変換された交流電圧の半波または半波の整数倍の各期間中におけるサンプル値のディジタル量を用いて、２つの交流電圧波形の面積に対応した２つの各々の量を計算し前記計算された２つの各量の差が所定値以上となったとき出力するディジタル形電圧平衡継電器において、前記演算処理部にはディジタル量に変換された電圧の零クロス点をディジタル量の符号の変化にて検出する零クロス点検出部を設け、基準となる一方の交流電圧の半波、又は前記半波の整数倍の期間中におけるサンプル値のディジタル量を用いて、２つの交流電圧波形の面積に対応した量を計算すると共に、他方の交流電圧波形の面積に対応した量を、前記基準となる交流電圧波形の面積に対応した量を計算したのと同じ時刻及び期間でのサンプル値のディジタル量で計算し、前記計算された２つの量の差が所定値以上となったとき出力するように構成した。
【００１６】
本発明の請求項２に係るディジタル形電圧平衡継電器は、請求項１において、一方の基準電圧Ｖ１  に比例した量をＰ１  、他方の交流電圧Ｖ２  に比例した量をＰ２  としたとき、Ｐ１  はＶ１  ／ｆに、又Ｐ２  はＶ２  ／ｆに夫々比例したものとなり、Ｖ２  電圧を基準としたとき、判定部ではＰ２  −Ｐ１  ≧Ｋ（Ｋは定数）を判定するようにした。
【００１７】
本発明の請求項３に係るディジタル形電圧平衡継電器は、請求項２において、Ｖ1電圧を基準としたとき、判定部ではＰ１−Ｐ２≧Ｋ（Ｋは定数）を判定するようにした。
【００１８】
【作用】
本発明の請求項１〜請求項３のディジタル形電圧平衡継電器において、上記した量Ｐ１  及びＰ２  を一般的に表わすと下記となる。
【数４】
0003543380.tif 000002
但し、ｉは基準となる交流電圧の正波又は負波の先頭の
サンプリング番号。
ｊは基準となる交流電圧の正波又は負波に含まれる
サンプリング番号。
【００１９】
更に電圧Ｖ１  ，Ｖ２  の不平衡を検出するために下記の計算を行なう。
【数５】
Ｖ２  電圧を基準の交流電圧とし、Ｖ１  電圧の低下を検出する場合：
Ｐ２  −Ｐ１  ≧Ｋ（Ｋは定数）
Ｖ１  電圧を基準の交流電圧とし、Ｖ２  電圧の低下を検出する場合：
Ｐ１  −Ｐ２  ≧Ｋ（Ｋは定数）
【００２０】
以上の演算を行なうことにより、周波数ｆの変化に応じた差電圧検出が可能となる。即ち、低い周波数においても低感度化することなく電圧の不平衡を検出し、かつ広域の周波数において誤差の少ないディジタル形電圧平衡継電器を提供することができ、発電機の起動時（低い周波数）における初期の事故検出が可能となる。
【００２１】
【実施例】
以下図面を参照して実施例を説明する。
図１は本発明の請求項１に係るディジタル形電圧平衡継電器の一実施例のブロック構成図であり、中央演算処理部（ＣＰＵ）１において実行される電圧の不平衡を検出する演算処理を説明するブロック図として示す。図１において１は中央演算処理部で、零クロス点検出部１１，Ｐ１  算出演算部１２，Ｐ２  算出演算部１３，Ｐ２  −Ｐ１  ≧Ｋを判定する判定部１４からなる。
【００２２】
２は交流電圧Ｖ１  ，Ｖ２  をディジタル変換するためのアナログ／ディジタル変換部であり、Ｖ１  ，Ｖ２  は図７の発電機Ｇの端子電圧Ｅを計器用変圧器ＰＴで変換したものである。なお、中央演算処理部１は後述する演算を行ない、その結果、入力電圧Ｖ１  ，Ｖ２  に不平衡が生じたときには、これを検出し、出力する。
【００２３】
次に不平衡検出の演算を説明する。ここでは入力電圧Ｖ１  を基準にした場合について説明する。先ず、ディジタル量に変換された電圧Ｖ１  は、零クロス点検出部１１にて、電圧Ｖ１  の零クロス点（つまり正波から負波、又は負波から正波に変わる時点）をディジタル量の符号（＋又は−）の変化＋→−又は−→＋にて検出する。
【００２４】
この零クロス点検出部１１により、電圧Ｖ１  の半波の期間を規定することができる。つまり、ある零クロス点（例えば＋→−）から次の零クロス点（例えば−→＋）までを一定期間とすると、その期間が半波期間に相当する。又、電圧Ｖ１  はＰ１  算出演算部１２において後述する（５）  式に基づき、｜Ｖ１  ／ｆ｜に比例した量Ｐ１  の近似値が計算される。
【００２５】
一方のディジタル量に変換された電圧Ｖ２  は、Ｐ２  算出演算部１３において後述する（５′）  式に基づき、｜Ｖ２  ／ｆ｜に比例した量Ｐ２  の近似値が計算される。Ｐ１  ，Ｐ２  算出演算部１２，１３にて計算された２つの電気量Ｐ１  ，Ｐ２  は、次の判定部１４において後に述べる（６）  式に基づき、予め整定された定数ＫとＰ１  −Ｐ２  の差電圧が比較される。差電圧が定数Ｋより大きいときに、Ｖ２  側の計器用変圧器故障又はヒューズ断と判断して、Ｖ２  側異常として出力する。
【００２６】
図２は電圧比較の演算に用いる基準電圧｜Ｖ１  ｜の算出手法を説明する図である。一例として入力交流電圧Ｖ１  の周波数ｆが５０Ｈｚで、サンプリング周波数が６００Ｈｚの場合を示している。なお、図２に示すように入力交流電圧Ｖ１  を一定周期（１／６００秒）でサンプリングし、これをアナログ／ディジタル変換した電圧のサンプル値をＶｍ−１  ，Ｖｍ  ，Ｖｍ＋１  …Ｖｍ＋１２と表わしている。
【００２７】
そして本発明では図２に示すハッチング部の面積、即ち、正波もしくは負波いずれかの半波の面積は、電圧Ｖ１  の大きさに比例し、電圧Ｖ１  の周波数ｆにほぼ反比例することを知得してなされたものである。要するに図２に示すハッチング部の面積は、各サンプル値Ｖｍ  ，Ｖｍ＋１  …Ｖｍ＋５  の和に比例する。したがって（４）  式を計算することにより、Ｖ１  ／ｆに比例した量Ｐ１  の近似式が得られる。
【００２８】
【数６】
0003543380.tif 000003
但し、ｉは電圧Ｖ１  の正波又は負波の先頭のサンプリング番号。
（前記した零クロス点検出部１１にて符号の変化を検出した
サンプリング番号。）
ｊは電圧Ｖ１  の正波又は負波に含まれるサンプリング値の数。
（前記した零クロス点検出部１１にて符号の変化を検出し、
次に符号の変化を検出するまでにサンプリングした数。）
【００２９】
定格電圧Ｖｆ０、商用周波数ｆ０  の時の比（Ｖｆ０／ｆ０  ）を１ＰＵとすると、周波数を変えた１ＰＵ入力時における入力電圧を（５）  式に基づいて計算した値Ｐ１  は、実用的な周波数範囲６０Ｈｚ以下において、ほぼ等しい値（誤差±４．１％以下）となる。つまり、Ｖ１  の値は（５）  式に基づいて算出することにより、周波数ｆの変化に関係なく一定の量Ｐ１  となる。
【００３０】
図３は電圧比較の演算に用いる検出側電圧｜Ｖ２  ｜の算出方法を説明する図である。図３（ａ）  は基準側電圧Ｖ１  と検出側電圧Ｖ２  の位相が同じ場合を示し、図３（ｂ）  は基準側電圧Ｖ１  と検出側電圧Ｖ２  の位相が異なる場合を示す。零クロス点は基準側電圧Ｖ１  にて検出（図３のイ，ロ点）し、その期間（イからロの期間）の電圧Ｖ２  の面積Ｐ２  を算出する。面積Ｐ２  の算出方法は前記したＰ１  の算出方法と同様に行なう。一般的に表わすと（５′）  式となる。
【００３１】
【数７】
0003543380.tif 000004
但し、ｉは基準電圧Ｖ１  の正波又は負波の先頭のサンプリング番号
（零クロス点検出部１１にて符号の変化を検出したサンプリング
番号）と同じＶ２  側のサンプリング番号。
ｊは基準電圧Ｖ１  の正波又は負波に含まれるサンプリング値の
数（零クロス点検出部１１にて符号の変化を検出し、次に符号の
変化を検出するまでにサンプリングした数）と同じＶ２  側の
サンプリング値の数。
【００３２】
図３（ａ）  は電圧Ｖ１  とＶ２  は同相であり、零クロス点も同じとなるため電圧Ｖ２  の面積Ｐ２  は、電圧Ｖ２  の半波の面積に等しくなる。又、図３（ｂ）  は電圧Ｖ１  とＶ２  は位相がずれているが、同一周波数である限り、基準電圧Ｖ１  で規定された期間（半波の期間）の正波の絶対値と負波の絶対値の和は電圧Ｖ２  の半波の面積に等しくなる。つまり、電圧Ｖ１  とＶ２  の位相に関係なく、検出側電圧Ｖ２  も基準側電圧Ｖ１  と同様に半波の面積Ｐ２  を得ることができる。このことは、基準側電圧Ｖ１  と同様に、周波数ｆの変化に関係なく一定の量Ｐ２  となることを意味する。
【００３３】
電圧Ｖ１  ，Ｖ２  の不平衡を検出するために、前述したＰ１  及びＰ２  を次の動作式に基づいて検出する。
【数８】
Ｖ１  電圧を基準にＶ２  電圧の低下を検出する場合：
Ｐ１  −Ｐ２  ≧Ｋ（Ｋは定数）            …………（６）
なお、この時の零クロス点の基準はＶ１  電圧側である。
【００３４】
以上はＶ１  電圧を基準にＶ２  電圧の低下を検出する場合について説明してきたが、Ｖ２  電圧を基準にＶ１  電圧の低下を検出する場合も同様である。
【数９】
Ｖ２  電圧を基準にＶ１  電圧の低下を検出する場合：
Ｐ２  −Ｐ１  ≧Ｋ（Ｋは定数）            …………（７）
なお、この時の零クロス点の基準はＶ２  電圧側である。
【００３５】
次に作用について説明する。
（６）  ，（７）  式に基づく本発明のディジタル形電圧平衡継電器の特性を図４に示す。商用周波数における特性▲１▼は前述した従来の電圧平衡継電器の図７の特性と同じであるが、低い周波数（例えば１０Ｈｚ）においては高感度にＶ１  とＶ２  を比較する特性▲２▼に変化する。このことは前述した（６）  式及び（７）  式を、Ｐ１  ＊｜Ｖ１  ／ｆ｜，Ｐ２  ＊｜Ｖ２  ／ｆ｜であるための下記の如く（８）  ，（９）  式で表わすことができることで説明が可能である。なお、＊は比例を意味する。以下同じ。
【００３６】
【数１０】
（６）  式の変形
｜Ｖ１  ／ｆ｜−｜Ｖ２  ／ｆ｜≧Ｋ
さらに
｜Ｖ１  ｜−｜Ｖ２  ｜≧Ｋ・ｆ              …………（８）
同様に（７）  式の変形として
｜Ｖ２  ｜−｜Ｖ１  ｜≧Ｋ・ｆ              …………（９）
即ち、（８）  ，（９）  式は見掛け上、定数Ｋと周波数ｆとの積によって決まる検出感度を持つことになる。つまり、周波数ｆの変化に応じて差電圧検出感度が変化することに等しい。
【００３７】
また、図５に本発明のディジタル形電圧平衡継電器の周波数特性を示す。定格電圧Ｖｆ０、商用周波数ｆ０  とした時の比（Ｖｆ０／ｆ０  ）を１ＰＵとし、仮に基準電圧が１ＰＵの軌跡上にあるとすれば、本発明の電圧平衡継電器の動作限界点はＡの軌跡上にある。商用周波数ｆ０  の点では定格電圧Ｖｆ０が基準電圧であり、他方の電圧が検出感度Ｋ以下となった時（図中Ｂ点）に動作し、同様に周波数がｆ′の時は、基準電圧がＥ点の電圧であり、他方の電圧が検出感度Ｋ・ｆ′以下となった時（図中Ｃ点）に動作する。
【００３８】
このことは本発明の電圧平衡継電器の検出感度が周波数ｆ′の基準電圧に対する比Ｃ／Ｅと商用周波数のときの基準電圧に対する比Ｂ／Ｖｆ０が等しいことを意味する。即ち、周波数ｆが変化しても基準電圧に対する検出感度の比は一定となり、従来のように低感度化することはなく、更に、低い周波数においても動作できなくなるようなことはなくなる。
【００３９】
以上説明したように本実施例によれば、一定周期でサンプリングされてディジタル量に変換されたデータを用い、（５）  及び（５′）  式で示されるような演算にて得られた量Ｐ１  ，Ｐ２  を、（６）  ，（７）  式で示されるような比較を行なうことにより、周波数ｆの変化に応じた差電圧検出が可能である。即ち、低い周波数におても低感度化することなく電圧の不平衡を検出し、かつ広域の周波数において誤差の少ないディジタル形電圧平衡継電器を提供することができ、発電機の起動時（低い周波数）における初期の事故検出が可能となる。
【００４０】
上記実施例では、入力交流量Ｖ１  ，Ｖ２  の正波または負波の面積に対応した量Ｐ１  ，Ｐ２  の比較による電圧平衡検出について説明したが、これに限定されるものではなく、入力交流量Ｖ１  ，Ｖ２  の１波分または１．５波分など半波の整数倍の面積に対応した量Ｐ１  ′，Ｐ２  ′の比較による電圧平衡検出としてもよい。例えば１波分の面積を求める場合を図３を用いて示すと（１０）式となる。
【数１１】
Ｖ１  ／ｆ＊Ｐ１  ′＝Ｖｍ  ＋Ｖｍ＋１  ＋…＋Ｖｍ＋５  ＋｜Ｖｍ＋６  ｜＋
…＋｜Ｖｍ＋１１｜                    ………（１０）
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば一定時間間隔でサンプリングされた２つの交流電圧のサンプリング値を用い、基準となる一方の交流電圧の半波または半波の整数倍の期間中にあるサンプル値の絶対値を加算して、基準電圧に比例した量を得、他方の交流電圧に比例した量を、基準となる交流電圧に比例したＰ１  を計算したのと同じ時刻及び期間のサンプル値を用いて計算し、前記計算された２つの量の差が所定値以上となったことを検出し、２つの交流電圧の不平衡を検出するよう構成したので、周波数ｆの変化に応じた差電圧検出が可能である。即ち、低い周波数においても低感度化することはなく電圧の不平衡を検出し、かつ広域の周波数において検出誤差の少ないディジタル電圧平衡継電器を提供することができ、発電機の起動時（低い周波数）における初期の事故検出が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】中央演算処理部において実行される本発明の電圧平衡継電器の演算処理を説明する一実施例のブロック図。
【図２】本発明による電圧平衡継電器のデータ作成概要図。
【図３】本発明による電圧平衡継電器にて比較する量の基本的な考え方を説明する図。
【図４】本発明の電圧平衡継電器の特性図。
【図５】本発明の電圧平衡継電器の周波数特性図。
【図６】電圧平衡継電器が適用される発電機系統図。
【図７】従来の電圧平衡継電器の特性図。
【図８】従来の電圧平衡継電器の周波数特性。
【図９】従来の電圧平衡継電器の周波数特性例。
【符号の説明】
１  中央演算処理部
２  アナログ／ディジタル変換部
１１  零クロス点検出部
１２  Ｐ１  算出演算部
１３  Ｐ２  算出演算部
１４  判定部
【図１】
0003543380.tif 000005
【図２】
0003543380.tif 000006
【図３】
0003543380.tif 000007
【図４】
0003543380.tif 000008
【図５】
0003543380.tif 000009
【図６】
0003543380.tif 000010
【図７】
0003543380.tif 000011
【図８】
0003543380.tif 000012
【図９】
0003543380.tif 000013