【事件の表示】
　平成　８年特許願第５１１９１８号「ＣＤＭＡ無線電話のためのデジタルＡＧＣ」拒絶査定不服審判事件〔平成　８年　４月　４日国際公開、ＷＯ９６／１０２９８、平成１０年　６月３０日国内公表、特表平１０−５０６７６４〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、１９９５年９月２５日（パリ条約による優先権主張外国庁受理１９９４年９月２７日、米国）を国際出願日とする出願であって、平成１８年２月７日付けで拒絶理由通知がなされ、同年５月８日付けで手続補正がなされたが、同年１２月２７日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成１９年４月１７日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに、同年５月１６日付けで手続補正書及び誤訳訂正書が提出されたものである。
　
２．本願発明
　本願の請求項２に係る発明は、平成１９年５月１６日付け手続補正書により補正された特許請求の範囲の請求項２に記載されたとおりの次のものと認める。（以下、「本願発明」という。）
「送受信装置のための利得制御信号を生成する方法において、：
　受信され標本化された信号の電力を積分し；
　その受信され積分された電力の対数を計算し；
　その受信され積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて第１エラー信号を生成し；
　該第１エラー信号を第１フィルター累算器により濾波し；
　その濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較し；
　この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ該第１フィルター累算器をリセットし；
　該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップから成ることを特徴とする方法。」
　
３．引用例
　これに対して、原査定の拒絶の理由に引用された特開昭６０−１８７１１５号公報（以下、「引用例１」という。）、及び特開平１−１０９９２５号公報（以下、「引用例２」という。）には、それぞれ、図面とともに次の事項が記載されている。
　
（引用例１）
Ａ．「（技術分野）
　本発明はモデム、ファクシミリ等のディジタルＡＧＣ回路に関する。」（第１頁左下欄第１４〜１６行）
　
Ｂ．「（技術的背景）
　第１図に従来のディジタルＡＧＣ回路を示す。図において１は前置可変利得増幅器、２はサンプルホールド回路、３はＡ／Ｄコンバータ、４は信号レベル算出回路、５は基準信号レベルとの差を算出する減算回路、６はアキュムレータ、７は加算器である。アナログ入力信号は前置可変利得増幅器１で増幅し、サンプルホールド回路２及びＡ／Ｄコンバータによってディジタル信号に変換する。該ディジタル信号は信号レベル算出回路４でレベル値の計算が行われ、減算回路５で基準信号レベルとの差を算出する。該算出結果をアキュムレータ６を介して前置可変利得増幅器１に帰還させることによってゲインコントロールを行ない所望レベルの出力を得るものである。しかしながら、電話回線のゲインヒットノイズや変調等で発生するライン信号のレベル変動、あるいは前置可変利得増幅器１のゲイン切換で起る信号の変動によってＡＧＣ出力が振らつき、動作が不安定となる欠点があった。」（第１頁左下欄第１７行〜右下欄第１６行）
　
Ｃ．「（発明の目的）
　本発明はかかる欠点に鑑みなされたもので、比較回路とセレクト回路によって、所望する出力レベルの中心に一定幅の不感動帯を設けること、又不感動幅を越えるレベル誤差については乗算器により所定の係数を掛け、その結果をもとにしてゲインコントロールを行うことにより、安定なＡＧＣ動作を得ることにある。以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。」（第１頁右下欄第１７行〜第２頁左上欄第５行）
　
Ｄ．「（実施例）
　第２図は本発明に係る一実施例である。図において２１は前置可変利得増幅器、２２はサンプルホールド回路、２３はＡ／Ｄコンバータ、２４は電力計算回路、２５は対数変換回路、２６は基準レベルとの差を算出する減算器、２７は乗算器、２８は乗算器の係数を選択する第１のセレクト回路、２９はアキュムレータへの入力を選択する第２のセレクト回路、３０は加算器、３１はアキュムレータ、３２は比較回路である。先ずアナログ入力信号は前置可変利得増幅器２１で、アキュムレータ３１で指示されただけ増幅する。該前置可変利得増幅器２１の出力〇ａ（審決注：○囲み文字を表記することができないため、「〇ａ」と表記した。以下同様。）はサンプルホールド回路２２を通りＡ／Ｄコンバータによってサンプリング毎にディジタル信号として出力〇ｂされる。一方サンプリング毎のディジタル信号は電力計算回路２４で２乗し、Ｎ回の平均値を出力〇ｃする。次に対数変換回路によってディシベル（ｄＢ）に変換した後出力〇ｄする。これは実際のＡＧＣ出力の平均電力をディシベル（ｄＢ）で表現したものである。減算器２６は実際のＡＧＣ出力〇ｄ（ｄＢ）と基準レベルの出力〇ｅ（ｄＢ）との差を計算し、その結果を出力〇ｆする。換言すれば出力〇ｆは基準レベルと現実のＡＧＣ出力〇ｂの誤差である。該誤差をそのまま前置可変利得増幅器２１のゲインに反映させるとＡＧＣの動作が振らつき不安定なものとなってしまう。従って乗算器２７によって、誤差出力〇ｆに係数α（α≦１）を掛け乗算器２７の出力〇ｇで前置可変利得増幅器２１のゲインコントロールを行い、安定なＡＧＣ動作を得るものである。セレクト回路２８は回線の状態によって係数αを選択する。例えばＡＧＣの立上り時はα１を、通常の安定領域運転時は係数α２を選択し、乗算器２７によって前記減算器２６の出力〇ｆに掛け〇ｇを出力する。
　一方比較回路は減算器の出力〇ｆが一定の範囲内では感動しないように不感動幅〇ｉ（±ΔｄＢ）の範囲内であるか否かを検定するもので、出力〇ｆが不感動範囲内の時は、セレクト回路２９は入力信号をゼロとすべくゼロ出力〇ｊを選し、不感動範囲を越えた時には乗算器２７の出力〇ｇを選択するようにセレクト回路２９を制御する。前記比較回路３２とセレクト回路２９によって作られる不感動帯の範囲内にあるときは、前述の如くセレクト回路２９がゼロ出力〇ｊを選択する。セレクト回路２９の出力〇ｋはアキュムレータにあるゲインデータと加算器３０によって加算され、前置可変利得増幅器２１のゲインコントロールデータ〇ｌが出力される。本ディジタルＡＧＣ回路は全体として帰還回路を形成しており、ＡＧＣ出力レベルが所望のレベルとなるよう、即ち出力〇ｆの誤差が常にゼロに近づくよう動作するものである。」（第２頁左上欄第１５行〜右下欄第５行）
　
　引用例１の上記Ｄ及び第２図に記載の実施例は、上記Ｃの「発明の目的」の欄に記載されているように、上記Ｂ及び第１図に記載の従来例に対して「比較回路」、「セレクト回路」、「乗算器」を追加して設け、「比較回路とセレクト回路によって、所望する出力レベルの中心に一定幅の不感動帯を設けること、又不感動幅を越えるレベル誤差については乗算器により所定の係数を掛け、その結果をもとにしてゲインコントロールを行うことにより、安定なＡＧＣ動作を得る」ようにしたものである。
　してみれば、上記Ｂ及び第１図に記載の従来例の構成は、上記Ｄ及び第２図に記載の実施例の構成における「比較回路」、「セレクト回路」、「乗算器」を省いたものであると解されることから、第１図に記載のものにおける「信号レベル算出回路４」の具体的構成は、第２図に記載のものと同様に、「電力計算回路２４」及び「対数変換回路２５」よりなるものと解され、「基準信号レベル」は「ディシベル（ｄＢ）」で表されるものと解される。そして、「ディシベル（ｄＢ）」で表された「基準信号レベル」は、「所定基準対数電力値」であるということができる。
　また、上記Ｄの記載において、「サンプリング毎のディジタル信号」を「電力計算回路２４」で２乗し、「Ｎ回の平均値」を出力する動作は、「Ｎ回の平均値」をとることにより、１回あたりの電力値に換算しているものであるが、２乗して得た電力値をＮ回分加算、すなわち積分する動作をしていることには変わりなく、実質的に、電力の積分値を得る動作になるものと認められる。
　
　よって、上記Ａ〜Ｄの記載及び関連する図面を参照すると、引用例１には、実質的に、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例１記載の発明」という。）
「モデム、ファクシミリ等に用いられる前置可変利得増幅器のためのゲインコントロールデータを生成する方法において、：
　前記前置可変利得増幅器の出力をサンプリングした信号の電力を積分し；
　その積分された電力の対数を計算し；
　その積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて誤差出力を生成し；
　該誤差出力をアキュムレータ及び加算器よりなる構成により処理し；
　該処理した信号を、前記前置可変利得増幅器のためのゲインコントロールデータとする方法。」
　
（引用例２）
Ｅ．「［産業上の利用分野］
　本発明はスペクトラム拡散受信機に係わり、特にその自動利得制御方式の改良に関する。」（第２頁左上欄第１８〜２０行）
　
Ｆ．「［実施例］
　以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、第１図はスペクトラム拡散受信機に本発明の自動利得制御方式を適用した一実施例を示す。同図において、１１は相関器、１２は可変利得増幅器、１３は復調器、ＡＧＣは復調器１３の出力に応答して可変利得増幅器１２の利得を制御するＡＧＣ回路である。
　このＡＧＣ回路は、比較部ＣＡ、基準電圧発生部ＲＶ、計数制御部ＣＣ、クロック選択部ＣＬ、計数部ＣＵ及び利得制御電流発生部ＧＣから成る。
　而して、例えば比較部ＣＡは第２図に示す如くコンパレータ回路１４から成り、基準電圧発生部ＲＶはスレッショルド電圧発生回路１５を有する。計数制御部ＣＣは絶対値回路１６，１６’、ディジタルモノマルチ回路１７，１７’、ゲート１８，１８’、クロックゲート１９，１９’を備えている。
　クロック選択部ＣＬはクロック切換回路２５から成り、計数部ＣＵはアップダウンカウンタ２０及びデコーダ２４を有し、利得制御電流発生部ＧＣはＤ／Ａ変換回路２３から成る。なお、２１はデータ切換回路、２２はキャリアセンス回路である。
　コンパレータ回路１４は４つの比較器４ａ〜４ｄが用いられ、比較器４ａ，４ｂの＋端子には復調器３の出力が、−端子にはスレッショルド電圧発生回路１５のスレッショルド電圧〇カ（審決注：○囲み文字を表記することができないため、「〇カ」と表記した。以下同様。），〇キが与えられる。また比較器４ｃ，４ｄの−端子には復調器３の出力が、＋端子には上記回路１５のスレッショルド電圧〇ク、〇ケが与えられる。
　絶対値回路１６，１６’は例えばＯＲ回路から成り、夫々には各比較器の比較出力〇イ〜〇オが与えられ、各絶対値回路の出力はモノマルチ回路１７，１７’、ゲート１８，１８’及びクロックゲート１９，１９’を介してアップダウンカウンタ１０のアップ及びダウン入力端子ＵＰ、ＤＯＷＮに至る。
　カウンタ１０の出力はデータ切換回路２１を介してＤ／Ａ変換回路１３に与えられ、該回路の出力で、可変利得増幅器１２の利得が制御されるようになっている。
　さて、第１図の構成で、復調器１３から出力される相関スパイクは比較部ＣＡにおいて、その極性に応じて基準電圧発生部ＲＶから与えられる正又は負の２つのスレッショルド電圧と比較され、その比較結果に応じて計数制御部ＣＣはクロック選択部ＣＬからクロックを選択して計数部ＣＵに与えて、正又は負方向に計数させる。この計数値に対応した電流が利得制御電流発生部ＧＣで発生され、これによって可変利得増幅器１２の利得が制御され、前記相関スパイクが正又は負のスレッショルド電圧の間になるようになされているが、以下第２図の実施例に基づいて上述した動作を更に説明する。・・・（後略）・・・」（第３頁左上欄第５行〜左下欄第１９行）
　
　上記Ｅ，Ｆの記載及び関連する図面を参照すると、引用例２には、実質的に、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例２記載の発明」という。）
「可変利得増幅器のための利得制御電流を生成する方法において、：
　被制御対象信号を所定のスレッショルド電圧と比較し；
　この比較のステップの結果の関数としてカウンタ値をインクリメント又はデクリメントし；
　該カウンタ値を、前記可変利得増幅器の利得を制御するためのアナログ電流に変換するステップを含む方法。」
　
４．対比
　本願発明と引用例１記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（あ）引用例１記載の発明における「モデム、ファクシミリ等」は、「送受信装置」の一種であるということができ、また、引用例１記載の発明における「ゲインコントロールデータ」は、本願発明における「利得制御信号」に相当するものといえるから、本願発明と引用例１記載の発明とは、「送受信装置のための利得制御信号を生成する方法」に関するものである点で共通するということができる。
　
（い）引用例１記載の発明における「サンプリング」、「誤差出力」は、本願発明における「標本化」、「第１エラー信号」に相当する。
　
（う）引用例１記載の発明における「アキュムレータ及び加算器よりなる構成」は、本願発明における「第１フィルター累算器」に相当し、引用例１記載の発明におけるアキュムレータ及び加算器よりなる構成による処理動作は、実質的に、本願発明における第１フィルター累算器による濾波動作に相当するということができる。
　
　よって、上記（あ）〜（う）の事項を踏まえると、本願発明と引用例１記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願発明と引用例１記載の発明とは、ともに、
「送受信装置のための利得制御信号を生成する方法において、：
　標本化された信号の電力を積分し；
　その積分された電力の対数を計算し；
　その積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて第１エラー信号を生成し；
　該第１エラー信号を第１フィルター累算器により濾波し；
　利得制御信号を生成する方法。」
である点。
　
（相違点）
　相違点１：本願発明は、「受信され」た信号を処理する方法であって、「受信され」標本化された信号の電力を積分し；その「受信され」積分された電力の対数を計算し；その「受信され」積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて第１エラー信号を生成するものであるのに対し、引用例１記載の発明は、「受信され」た信号を処理する方法であるかどうかが明らかでない点。
　
　相違点２：本願発明は、「濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較し；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ該第１フィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップ」を有するものであるのに対し、引用例１記載の発明は、そのようなステップを有するものではない点。
　
５．当審の判断
　そこで、上記相違点１，２について検討する。
　
（相違点１について）
　引用例１記載の発明の適用対象は「モデム、ファクシミリ等に用いられる前置可変利得増幅器」であり、当該増幅器を、「受信」された信号を増幅するために用いることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　よって、引用例１記載の発明を、「受信され」た信号を処理する方法とし、「受信され」標本化された信号の電力を積分し；その「受信され」積分された電力の対数を計算し；その「受信され」積分された電力の対数から所定基準対数電力値を引いて第１エラー信号を生成するものとすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　
（相違点２について）
　上記引用例２記載の発明に見られるように、可変利得増幅器のための利得制御電流を生成する方法において、被制御対象信号を所定のスレッショルド電圧と比較し、この比較のステップの結果の関数としてカウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、該カウンタ値を、前記可変利得増幅器の利得を制御するためのアナログ電流に変換するステップを含む方法は、公知の方法である。
　引用例１記載の発明において、利得制御における被制御対象信号となるものは、「アキュムレータにより処理された誤差信号」（本願発明における「第１フィルター累算器により濾波された第１エラー信号」に相当するもの）であり、かつ、回路の利得制御を「電流」ではなく「電圧」で行うようにすることは当業者が適宜になし得ることであるから、引用例１記載の発明に対して上記引用例２記載の発明を適用し、「濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較し；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし；該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップ」を有するものとすることは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　さらに、一般に、所定の処理動作を行う毎に累算器をリセットすることは、当業者が適宜になし得ることにすぎないから、「比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメント」したときに「第１フィルター累算器をリセット」するようにすることも、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　よって、引用例１記載の発明を「濾波された第１エラー信号を所定の第１閾値範囲と比較し；この比較のステップの結果の関数として第１カウンタ値をインクリメント又はデクリメントし、且つ該第１フィルター累算器をリセットし；該第１カウンタ値を、前記受信装置の利得を制御するためのアナログ電圧に変換するステップ」を有するものとすることは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　
　また、本願発明の構成によってもたらされる効果も、引用例１，２に記載の発明から当業者ならば容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
６．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例１，２に記載の発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。