(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定装置のための測定フロントエンドであって、
（ａ）  信号電圧を受取りかつ前記信号電圧から入力電圧を生成するための信号調節器と、
（ｂ）  前記信号調節器に結合され、前記入力電圧を受取りかつ前記入力電圧からデジタルサンプルを生成するサンプリングシステムと、
（ｃ）  前記サンプリングシステムに、並列に接続されかつ直接結合されて、同一の前記デジタルサンプルを同時に受取り、互いに並列な処理を行なって前記同一のデジタルサンプルから前記入力信号の複数個の測定パラメータを同時に抽出し、測定値の連続的な流れとして出力するためのデジタル抽出フィルタの組とを備え、
前記デジタル抽出フィルタの組は、直流抽出フィルタ、ｒｍｓ抽出フィルタ、波形抽出フィルタ、およびピーク最小／最大抽出フィルタを含み、
（ｄ）  前記測定値の連続的な流れを受取り、前記測定値の各々を選択的に前記測定装置内の前記測定フロントエンド外の部分へ供給するためのデジタルインターフェースをさらに備える、測定装置のための測定フロントエンド。
【請求項２】
前記サンプリングシステムは、
（ａ）  前記入力電圧を受取り、生デジタルサンプルを生成するためのシグマ−デルタコンバータと、
（ｂ）  前記シグマ−デルタコンバータに結合され、前記生デジタルサンプルを受取り、前記デジタルサンプルを生成するデシメーションフィルタとを含む、請求項１に記載の測定装置のための測定フロントエンド。
【請求項３】
前記サンプリングシステムは前記入力電圧を受取り、前記デジタルサンプルを生成するためのアナログ−デジタルコンバータをさらに含む、請求項１に記載の測定装置のための測定フロントエンド。
【請求項４】
測定装置の測定フロントエンドにおいて、信号電圧から同時に複数個の測定パラメータを得るための方法であって、
（ａ）  前記信号電圧を調節して入力信号を得るステップと、
（ｂ）  サンプリングシステムにおいて前記入力信号をサンプリングしてデジタルサンプルを得るステップと、
（ｃ）  複数の並列接続されたデジタル抽出フィルタを用いて、同時に互いに並列な処理を行なうことにより、同一の前記デジタルサンプルから前記複数個の測定パラメータを抽出し、測定値の連続的な流れとして出力するステップとを備え、
前記複数のデジタル抽出フィルタは、直流抽出フィルタ、ｒｍｓ抽出フィルタ、波形抽出フィルタ、およびピーク最小／最大抽出フィルタを含み、
（ｄ）  前記測定値の連続的な流れをバッファ処理して、前記測定値の各々を選択的に前記測定装置内の前記測定フロントエンド外の部分へ供給するステップとを含む、信号電圧から複数個の測定パラメータを得るための方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は一般に電子測定装置に関し、特にデジタルサンプルから測定パラメータを抽出するためのデジタルフィルタを用いる電子測定装置のためのフロントエンドアーキテクチャに関する。
【０００２】
デジタルマルチメータ（ＤＭＭ）は、交流電圧および電流、直流電圧および電流、ならびに抵抗などのような種々の物理的パラメータを測定する機能を与える一種の電子測定装置である。新しいＤＭＭ設計にはさらなる測定機能が加えられており、これらはダイオードチェック、容量、温度、および周波数カウンタ／タイマ測定を含む。特定の応用には他の特殊な測定パラメータを加えることができる。たとえば、加熱、換気、および空調（ＨＶＡＣ）サービスの応用におけるマイクロアンペア範囲での直流電流の測定などがある。
【０００３】
多種多様な測定パラメータを測定するには、相対的に複雑な信号調節回路を用いて、計器入力端子間に発生した信号を受取り、デジタルサンプルに変換するのに適する入力信号を生成することが必要となる。信号調節回路はアナログアンプおよび減衰器からなる整合回路を含み、入力信号をアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）で使用可能な振幅に基準化する。信号調節回路は機械リレー、酸化金属バリスタ（ＭＯＶ）および正温度係数抵抗器のような電圧保護回路を含んで範囲外の電圧を調べる際のＤＭＭへの損傷を防ぐ。交流および直流の電流、温度、ならびに圧力のような物理的パラメータは、ＡＤＣによってデジタルサンプルに変換するために、適切な振幅の入力電圧に変換されなければならない。
【０００４】
入力信号はＤＭＭの信号調節回路で２つの経路、すなわち交流または高周波数経路および直流または低周波数経路に分割される。入力信号の直流経路は典型的には入力信号を低域フィルタ処理することにより、理想的には直流電圧のみを得る。実際の低域フィルタの遮断周波数は典型的に１０ヘルツより小さく、一部の交流信号成分が存在し得る。低域フィルタで生成された直流電圧はＡＤＣに与えられてデジタルサンプルをもたらす。低周波数経路はゲインおよびオフセット電圧のために較正を必要とする。高周波数経路は低周波数ロールオフを考慮するためにゲイン対周波数の点で較正を必要とする。
【０００５】
大部分のＤＭＭにあるＡＤＣは、秒あたり１００個未満のサンプルという最大サンプルレートを有し、３．５から４．５桁の分解能を有する。５０／６０ヘルツの周波数範囲の電力線信号のような交流信号を正確に計るために、交流経路に二乗平均の平方根（ｒｍｓ）−直流コンバータが設けられて、交流ｒｍｓ値を表わす直流電圧を発生する。ｒｍｓコンバータはモノリシック集積回路としてＤＭＭにおいて典型的に実現される。
【０００６】
デジタルストレージオシロスコープ（ＤＳＯ）は、信号パラメータを後で計算するための入力信号をデジタル的にサンプリングすることを可能にする別の種類の電子測定装置である。ＤＳＯは入力信号のためのスイッチング可能交流結合および直流結合経路を与える。ＡＤＣ技術は秒あたり１００メガサンプル以上のサンプリングレートを与えるほど発展しており、入力信号が捕捉メモリにおいて時間記録としてストアされるデジタルサンプルに直接変換されることを可能にする。この時間記録から、波形および種々の信号パラメータを計算することができる。しかし、ＤＳＯフロントエンドの信号調節器は信号電圧を獲得するためにのみ最適化されている。低周波数物理パラメータである抵抗や電流のような他のパラメータを測定する機能は、従来のＤＳＯには組込まれていない。広範囲な物理パラメータを測定するためのＤＭＭ技術を、波形分析のためのＤＳＯ技術に組合せた、混合型測定装置が開発されている。
【０００７】
図１には（同じ割合では描かれていない）測定装置１０が示されており、交流電圧および電流、直流電圧および電流、抵抗、容量などの多様な物理パラメータを測定するための１対のテストプローブ１２ａおよび１２ｂを含む。測定装置１０はコンポーネントにかかる刺激信号を発生するために、電流および電圧源（図示されていない）を用いてダイオードのような受動２端子コンポーネントをテストすることもできる。測定装置１０は多様な物理パラメータを測定する汎用性を有することが望ましい。
【０００８】
測定装置１０の前パネルには図形ディスプレイ１４が取付けられており、ＤＭＭの態様で「１１７  ＶＡＣ  ｒｍｓ」のような数値的測定パラメータやＤＳＯの態様で入力信号の波形を表わす図形表示が表示される。測定装置１０は、電圧源１６、図２に示される電流源１８、または図３に示されるコンポーネント２０に結合され得る。コンポーネント２０は抵抗器、キャパシタ、インダクタ、ダイオードなどの受動２端子コンポーネント、または測定装置１０によって測定および分析され得る他の２端子装置を含むことができる。
【０００９】
図４は、フルーク（Ｆｌｕｋｅ  ）８６０グラフィカルマルチメータ測定装置に用いられる、先行技術に従う測定フロントエンド９８の簡略ブロック図である。１対のテストプローブ１２ａおよび１２ｂは電圧源１６に結合されて電圧信号を信号調節器５０に結合する。信号調節器５０は増幅器、分周器、およびフィルタを含んで、デジタルサンプルに変換するための、適切な振幅および帯域幅を有する入力信号を与える。信号調節器５０は測定装置１０を過電圧や過電流による損傷を防ぐために、さまざまな形の電圧保護回路（示されていない）を含み得る。信号調節器５０はさらに種々の物理パラメータを入力信号に変換するための多様な回路を含み得る。たとえば、電流源１８からの交流および直流電流は、較正された電流の分流または電流クランプで生成された電圧降下を発生することにより測定される。抵抗の測定は、信号調節器５０内における電流源または電圧源（示されていない）を用いて、コンポーネント２０にかかる電圧降下を測定することにより行なわれる。収容しかつ入力信号に変換しなければならないパラメータが多数あり、さらに過電圧および過電流保護のために、信号調節器５０には著しい要求が課せられており、その結果回路規模およびコストが増加することになる。
【００１０】
信号調節器５０によって生成された入力信号は低域フィルタ５２の入力に結合され、低域フィルタ５２から直流信号が生成されてスイッチ５５の直流位置に結合される。低域フィルタ５２は０ヘルツに近いロールオフ周波数を典型的に有し、交流コンポーネントを取除きながら入力信号の直流コンポーネントを生成する。直流信号は直流位置のスイッチ５５を介して遅いＡＤＣ５４に与えられる。遅いＡＤＣ５４は、典型的に１００ヘルツ未満のサンプルレートで、３．５から４．５桁の分解能で、直流信号のデジタルサンプルを生成する。低域フィルタ５２は本質的に直流である入力信号に用いられて、直流電圧および電流、ならびに抵抗のような典型的な直流パラメータの正確な測定値を与える。
【００１１】
ｒｍｓコンバータ５６は入力信号を受取り、スイッチ５５の交流ｒｍｓ位置に結合される。ｒｍｓコンバータ５６は本質的に交流である入力信号に用いられて、スイッチ５５が交流ｒｍｓ位置にある場合に、遅いＡＤＣ５４に与えられる入力信号のｒｍｓ値を表わす直流電圧を生成する。ｒｍｓコンバータ５６、低域フィルタ５２および遅いＡＤＣ５４は信号調節器５０との組合せにおいて、ＤＭＭに一般にあるフロントエンドアーキテクチャを集合的になし、「ＤＭＭフロントエンド」と記されている。
【００１２】
「波形フロントエンド」を集合的に含む回路を加えることにより、測定装置１０にさらに波形機能が与えられている。信号調節器５１は入力信号を受取り、デジタルサンプルに変換するための第２の入力信号を生成する。速いＡＤＣ５８は信号調節器５１からの入力信号を受取り、遅いＡＤＣ５４のサンプルレートより実質的に高いサンプルレートで、しかし典型的にはより低い分解能で、デジタルサンプルを生成する。捕捉メモリ６０はデジタルサンプルを受取ってその中にストアし、入力信号波形のデジタル時間記録を形成する。ＤＳＯ技術において周知な態様で、トリガ６２はトリガ信号を出力してデジタル時間記録における波形の開始点を決定する。ピーク最小値／最大値部６４はデジタルコンパレータとして動作し、捕捉メモリ６０にストアされている最大および最小の値をストアし、最大および最小値をデジタルサンプルとして出力する。
【００１３】
信号調節器５１と関連して速いＡＤＣ５８、捕捉メモリ６０、およびトリガ６２からなる波形フロントエンドは、ＤＳＯにある典型的なフロントエンドアーキテクチャである。入力信号は捕捉メモリ６０を埋めるために、別々の捕捉時間にわたって捕捉される。デジタルインターフェイス６６は遅いＡＤＣ５４、ピーク最小値／最大値部６４、および捕捉メモリ６０からのデジタルサンプルを受取り、このサンプルはデジタル測定値として測定装置１０の残りの部分で用いられる。
【００１４】
信号調節器５１は信号調節器５０と類似した電圧保護およびスケーリングを与えるが、その態様は波形捕捉のために最適化される。信号調節器５１は測定装置１０を電圧源１６に接続するのを可能にするが、電流源１８またはコンポーネント２０には直接接続できない。さらに、信号調節器５０と異なる信号調節器５１の設計事項がある。これはたとえば信号調節器５０より広い範囲の周波数にわたる周波数応答平坦さを含み、重要な要素となり得る。
【００１５】
図５には、フルーク９３、９５および９７のＳｃｏｐｅＭｅｔｅｒ測定装置で用いられる、先行技術に係る測定フロントエンド９９の簡略ブロック図が示される。１対のテストプローブ１２ａおよび１２ｂは電圧源１６に結合されて、電圧信号を信号調節器７０に結合する。信号調節器７０は増幅器、分周器、およびフィルタを含んで、デジタルサンプルに変換するための、適切な振幅および帯域幅を有する入力信号を出力する。信号調節器７０は測定装置１０を過電圧や過電流状態による損傷から防ぐためのさまざまな形の電圧保護回路（示されていない）を含み得る。図４に示されている信号調節器５１のように、信号調節器７０は波形捕捉のために最適化される。
【００１６】
第２のテストプローブ対１２ａ′および１２ｂ′がコンポーネント２０に結合されて、抵抗およびその他のコンポーネントパラメータを測定することができる。テストプローブ対１２ａ′および１２ｂ′は低周波数測定のために最適化された信号調節器７０に結合される。好ましい実施例では、電流源１８の測定のための供給はない。外部電流クランプまたは分流を用いて電圧信号を信号調節器７０または７２に与えることができる。スイッチ７４は信号調節器７０に結合されるＤＩＯＤＥ  ＯＨＭＳ位置と信号調節器７２に結合されるＶＯＬＴＳ位置とを有し、入力信号をＡＤＣ７６に選択的に結合する。ＡＤＣ７６は入力信号をデジタル化し、デジタルサンプルを出力して捕捉メモリ７８に入力する。入力信号を受取りかつトリガ信号を生成するトリガ８０は、特定のデータ捕捉の開始の時間を計るために用いることができる。捕捉メモリ７８の内容は分析されて多様なパラメータを生成し、これらのパラメータはデジタルインターフェイス８２に与えられて、デジタル測定値として測定装置１０に与えられ得る。測定フロントエンド９９は１つのＡＤＣ７６のみを必要とするが、信号調節器７０および７２ならびにスイッチ７４を介して別個の信号経路が保たれる。信号パラメータは連続的ではなく、実際にデジタル化される入力信号の部分からのみ抽出され、これは合計時間のほんの一部である。
【００１７】
別々のＤＭＭおよび波形信号経路を続けて使用し、波形捕捉および低周波数ＤＭＭ測定のために最適化された別個の信号調節器を用いることにより、測定装置１０において実質的にコンポーネントが重複し、かつ製造費および回路規模を増やすことになる。新しい種類の信号パラメータを測定するために適合されるこのような測定装置の機能はその二股に分かれる構造により非常に限定され得る。したがって、複数の種類の信号パラメータを連続的に抽出するのを可能にする、入力信号のために１本の経路だけを有する測定装置のためのフロントエンドアーキテクチャを設けることは望ましい。
【００１８】
【発明の概要】
本発明に従って、ＡＤＣによってデジタルサンプルに変換するための入力信号に対して１本の経路を有する測定装置のためのフロントエンドアーキテクチャが提供される。デジタルサンプルはデジタルフィルタに与えられ、いくつかの選択パラメータが抽出され、これらはデジタル測定値として測定装置に与えられる。
【００１９】
信号調節器は１対のテストリードを介して電圧源、電流源、またはコンポーネントに結合されて入力信号を生成する。入力信号はサンプリングシステムに与えられ、このサンプリングシステムはシグマ−デルタコンバータとその後続のデシメーションフィルタとを含み、デジタルサンプルを出力する。代替的に、サンプリングシステムはＡＤＣを含んでデジタルサンプルを出力する。
【００２０】
デジタルサンプルはデジタル抽出フィルタの組に与えられる。各デジタル抽出フィルタの構造および伝達関数は、デジタルサンプル列から物理パラメータを抽出するよう適合される。デジタルサンプルおよびその結果のデジタル測定値が連続した流れで到着するよう、パラメータ抽出は連続的に行なわれる。各デジタル抽出フィルタは他のデジタル抽出フィルタと平行に同じデジタルサンプルを受取って動作するので、複数個の測定パラメータを同時に同じデジタルサンプルから抽出することができる。
【００２１】
デジタル抽出フィルタの組により、デジタルサンプルから入力信号の直流値、入力信号のｒｍｓ値、入力信号の波形パラメータ、および入力信号のピーク最小／最大値を抽出することができる。直流値、ｒｍｓ値、波形パラメータ、およびピーク最小／最大値など多くの測定パラメータが、デジタルサンプルの連続する流れから同時に抽出でき、デジタル測定値としてデジタルインターフェイスを介して測定装置に与えられる。
【００２２】
本発明の１つの目的は、入力信号に１本の信号経路を用いて測定装置のためのフロントエンドアーキテクチャを提供することである。
【００２３】
本発明の別の目的は、複数のパラメータを同時に抽出するためのフロントエンドアーキテクチャを提供することである。
【００２４】
本発明のさらなる目的は、入力信号のデジタルサンプルの連続する列から同時にパラメータを抽出するために、抽出フィルタの組を有するフロントエンドアーキテクチャを提供することである。
【００２５】
本発明の他の目的は、簡単なフロントエンドアーキテクチャを用いて、さまざまなパラメータを測定することができる測定装置を提供することである。
【００２６】
他の特徴、目的、および利点は、添付の図面とともに以下の記載を読むことにより、当業者にとって明らかとなる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図６は本発明に係る、図１に示される測定装置１０の測定フロントエンド１００の簡略ブロック図である。信号調節器１０２は、直流または交流電圧を測定するために、１対のテストリード１２ａおよび１２ｂを介して電圧源１６に発生した信号電圧を受取るために結合される。信号調節器１０２は直流または交流電流を測定するために、電流減１８（図２に示されている）に代替的に結合され得る。信号調節器１０２はさらにコンポーネント２０（図３に示される）に結合されて、抵抗、容量、または他の物理的パラメータを測定するよう構成され得る。信号電圧は適切な変換回路によって生成されることができる。適切な変換回路は交流または直流電流を測定するための較正された電流分流を含むことができる。信号調節器１０２は典型的にマイクロプロセッサコントロール（示されていない）を介して所望の測定機能のために適切に構成されることができる。
【００２８】
信号調節器１０２は、サンプリングシステム１０２によってデジタルサンプルに変換するための、適切な振幅および入力帯域幅を有する入力信号を出力する。好ましい実施例では、サンプリングシステム１０４はシグマ−デルタコンバータ１０６を含み、入力帯域幅より実質的に高いサンプリングレートで生デジタルサンプルを生成し、この処理は過サンプリングとして当該技術分野において一般的に知られている。生デジタルサンプルはデシメーションフィルタ１０８に与えられる。デシメーションフィルタ１０８は生デジタルサンプルを低域フィルタ処理し、選択されたサンプルレートでかつ増加した分解能ビットでデジタルサンプルを出力する。
【００２９】
好ましい実施例において、入力帯域幅は５００キロヘルツとなるよう選択され、入力信号は１秒あたり１０メガサンプル、２０：１の割合でサンプリングされ、５ビットの分解能で生デジタルサンプルを生成する。デシメーションフィルタ１０８は生デジタルサンプルを４回デシメートして、２．５メガサンプル／秒のサンプルレートで、１３ビットの分解能でデジタルサンプルを生成する。デシメーションフィルタ１０８は所望の伝達関数を与えるために、ＦＩＲ（有限インパルス応答）、ＩＩＲ（無限インパルス応答）またはＩＩＲとＦＩＲとの組合せとして構成され得る。
【００３０】
ハードウェアの条件を簡単にしかつ消費電力を減らすために、好ましい実施例において２つのデシメーション段が用いられている。ベースバンド周波数に折返される、入力信号にある４．５メガヘルツを超える周波数コンポーネントは、デシメーションフィルタ１０８で十分に抑制されるというのは非常に重要な設計的事項である。所望の測定精度を得るために、４．５メガヘルツで６０デシベル（ｄＢ）を超えるストップバンド除波が選択された。デシメーションフィルタ１０８の所望の伝達関数を達成するための正確なフィルタ構造およびフィルタ定数は当該技術分野において周知の技術を用いて得ることができる。
【００３１】
デシメーションフィルタ１０８からのデジタルサンプルは一連のデジタル抽出フィルタ１１０−１１６に与えられる。各抽出フィルタ１１０−１１６は選択された測定パラメータを抽出するために、同時にデジタルサンプル列を受取ることができる。デジタル抽出フィルタの組１１０−１１６は、コンポーネントの数および消費電力を減らすために、１つのモノリシック集積回路で実現される。
【００３２】
「直流」と示されるデジタル抽出フィルタ１１０は、信号調節器１０２から受取られ、かつサンプリングシステム１０４でデジタル化された、入力信号の直流値を抽出するよう設計された構成を有する直流抽出フィルタである。デジタル抽出フィルタ１１０は低域フィルタの伝達関数を有し、好ましい実施例において以下の抽出フィルタパラメータを有する。
【００３３】
【表１】
0003565705.tif 000002
【００３４】
測定装置１０が１秒あたり２つの読取というデータ捕捉レートで５桁の直流測定精度を有するという設計条件により、フィルタパラメータは設定される。ストップバンド除波は５０／６０ヘルツ電力線周波数リプルを除くのに必要である。直流値を抽出するために、抽出フィルタ１１０の所望の伝達関数を達成するための正確なフィルタ構成およびフィルタ定数は、当該技術分野において周知の技術を用いて得ることができる。抽出フィルタパラメータおよび関連の伝達関数は、特定の測定条件の測定精度およびデータ捕捉レートに適するよう容易に変えることができる。
【００３５】
ＲＭＳと示されるデジタル抽出フィルタ１１２は、信号調節器１０２から受取られ、サンプリングシステム１０４でデジタル化された、入力信号のｒｍｓ（二乗平均の平方根）を抽出するよう設計された構成を有するｒｍｓ抽出フィルタである。入力信号のｒｍｓ値は幾通りもの方法で抽出できる。好ましい実施例では、以下で説明するように、ｒｍｓ値は既知の信号周期または所定の測定周期に依存しない態様で連続的に計算される。代替的に、ｒｍｓ値は所定の測定期間、波形の下の領域を積分することにより計算され得る。
【００３６】
図７は、本発明の好ましい実施例に従って、連続的にデジタルサンプルの列からｒｍｓ値を抽出するよう構成されるデジタル抽出フィルタ１１２の簡略ブロック図である。図６に示されるサンプリングシステム１０４からのデジタルサンプルはデジタル抽出フィルタ１１２に到着する。各デジタルサンプルは二乗回路２００で二乗されて二乗デジタルサンプルとなる。二乗回路２００はデジタル抽出フィルタ２０２と同じ集積回路に実現されるハードウェア乗算回路であり得る。代替的に、乗算は外部マイクロプロセッサによって行なわれて二乗デジタルサンプルを得ることができる。各二乗デジタルサンプルはｒｍｓデジタルフィルタ２０２に与えられる。ｒｍｓデジタルフィルタ２０２は低域フィルタとして動作するようフィルタ係数が選択されている。フィルタ係数およびデジタルフィルタトポロジィは、所望の特性を有する低域フィルタを提供するために、既知のＩＩＲおよびＦＩＲ技術またはその組合せに従って設計され得る。好ましい実施例において、ｒｍｓデジタルフィルタ２０２は以下の特性を有する。
【００３７】
【表２】
0003565705.tif 000003
【００３８】
デジタルｒｍｓフィルタ２０２において、電力線周波数から５０／６０ヘルツリプルの高いストップバンド除波を備えて、ステップ応答にはオーバシュートがないというのが設計条件であった。デジタルｒｍｓフィルタ１３２によって生成されたフィルタ処理されたｒｍｓ値は平方根回路２０４に与えられ、そこでフィルタ処理されたｒｍｓ値の平方根を取ることによりｒｍｓ値が生成される。平方根回路２０４はデジタル抽出フィルタ２０２と同じ集積回路に実現されるハードウェア平方根回路を含んでもよい。代替的に、平方根演算は外部マイクロプロセッサによって行なわれてｒｍｓ値を得ることができる。
【００３９】
測定装置１０は１秒あたり２つの読取というデータ捕捉レートで５桁の交流ｒｍｓ測定精度を有するという設計条件によって、フィルタパラメータは設定される。ストップバンド除波は５０／６０ヘルツ電力線周波数リプルを除くために必要である。抽出フィルタパラメータおよび関連の伝達関数は、特定の測定応用のために測定精度およびデータ捕捉レートのための他の設計条件に適するよう容易に変えられる。交流ｒｍｓ値を抽出するためにデジタル抽出フィルタ１１２の所望の伝達関数を達成する正確なフィルタ構成およびフィルタ定数は、当該技術分野において周知の技術を用いて得ることができる。
【００４０】
再度図６を参照して、「波形」と示されるデジタル抽出フィルタ１１４は、信号調節器１０２から受取られ、サンプリングシステム１０４でデジタル化された、入力信号の波形を抽出するよう設計された構成を持つ波形抽出フィルタである。デジタル抽出フィルタ１１４は波形捕捉のために最適化され得る伝達関数を有する。たとえば、デジタル抽出フィルタは十分に狭い期間および十分に高い振幅のパルスがメモリでの記憶を引起こす、グリッチ獲得のために最適化された構造を有し得る。自動車応用にある点火パルスのように、一般的に知られている形およびタイミングパラメータを有する特殊な波形は、デジタル抽出フィルタ１０４を用いて獲得しかつ表示のために最適化され得る。
【００４１】
デジタル抽出フィルタ１１４は高域フィルタ、低域フィルタ、バンドパスフィルタ、および帯域消去フィルタを含む構成を組込むことができ、当該技術分野において周知の技術を用いて望ましくない周波数を濾波したり所望の周波数を通過させたりする。たとえば、低域フィルタ構成を用いて高周波数ノイズを抑制することができる。既知の周波数の所望の信号は帯域フィルタを用いて選択的に通過させることができる。デジタル抽出フィルタ１１４の構成を適合したり変形する多様性は、測定装置１０がより広い多様な信号パラメータを測定するよう容易に適合されるのを可能にする著しい利点である。
【００４２】
「ピーク最小／最大」と示されているデジタル抽出フィルタ１１６は、サンプリングシステムから得られるデジタル測定値に見られる、入力信号の最小値および最大値のみを抽出するよう設計された構成を有するピーク最小／最大抽出フィルタである。この構成はデジタルサンプルの最小値および最大値を取込むためのデジタルコンパレータおよびレジスタによってのみ構成されればよいのであり、一般に外部信号（示されていない）によってリセットされ得る。このような構成は実現が簡単でありながら多様な信号パラメータを抽出させることができ、特に他の構造と組合せられると、抽出処理の信頼性を高める。たとえば、交流正弦波の形にある入力信号のピークピーク値をデジタルサンプルから抽出したいのなら、デジタルコンパレータおよびレジスタの前段に５０／６０ヘルツ付近を中心とした帯域フィルタを含む構成を用いて、所望の電力線信号に関連しない外来のノイズの消去を向上させ、それによりピークピーク測定の品質を高める。
【００４３】
デジタル抽出フィルタ１１０−１１６によって与えられる直流値、交流ｒｍｓ値、波形パラメータ値、およびピーク最小／最大値はそれぞれデジタルインターフェイス１１８に与えられ、これらの値の各々が選択的にデジタル測定値として測定装置１０の残りの部分に送られる。こうして、デジタルインターフェイス１１８は、必要に応じて、典型的には表示するための選択されたパラメータおよび表示更新レートに従って、測定パラメータを組立てて測定装置１０で利用できるようにする。デジタルインターフェイス１１８はデジタルデータを記憶および転送するために商業的に利用できるバッファ、メモリ、および他のデジタル装置を用いて実現できる。
【００４４】
測定フロントエンド１００は測定装置１０の所望な測定機能に従って、デジタル測定値を与える。入力信号には経路が１本しかなく、デジタルサンプルに変換する前には交流経路と直流経路との間には区別がないので、信号調節器１０２の条件は非常に簡単なものになる。デジタル抽出フィルタ１１０−１１６の組により同じ入力信号から所望の数のパラメータを同時に抽出することができるので、より多様な信号パラメータを測定するために適合される測定装置１０の機能は実質的に拡張される。
【００４５】
図８は本発明の別の実施例に係る、測定フロントエンド１００の簡略ブロック図である。サンプリングシステム１０４は図６に示されるシグマ−デルタコンバータ１０６およびデシメーションフィルタ１０８の代わりに、ＡＤＣ１２０で実現されてデジタルサンプルを生成する。さらに、サンプリングシステム１０４内において他のアナログ−デジタルコンバータトポロジィを容易に置換することができる。ただし、ＡＤＣ１２０のサンプルレートおよび精度は測定装置１０の所望の入力帯域幅および測定精度に適するものでなければならない。
【００４６】
当業者にとって本発明のより広い局面において発明の精神から逸脱することなく、本発明の上記に記載の好ましい実施例は種々の点において多くの変更が可能であることは自明である。たとえば、所望のパラメータの数を抽出するのに、より多くのまたはより少ない数のデジタル抽出フィルタを用いることができる。デジタル抽出フィルタは標準のデジタルフィルタエレメントを用いて、さらに必要なら乗算、平方根および除算のような一般的数学演算ブロックを用いてさらなる信号パラメータを測定するために適合され得る。さらに、特定の電圧レベルを検出するのにデジタルコンパレータおよびレジスタを使用することができる。したがって、本発明の範囲は前掲の特許請求の範囲によって決定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】電圧源に結合された、多様な物理パラメータを測定することができる測定装置の図である。
【図２】図１の測定装置が代替的に結合され得る電流源の図である。
【図３】図１の測定装置が代替的に結合され得るコンポーネントの図である。
【図４】従来技術に係る測定装置のための測定フロントエンドの簡易ブロック図である。
【図５】先行技術に係る、測定装置のための第２の測定フロントエンドの簡易ブロック図である。
【図６】本発明の好ましい実施例に係る測定装置の測定フロントエンドの簡易ブロック図である。
【図７】本発明に従って連続的にデジタルサンプルの列からｒｍｓ値を抽出するよう構成されたフロントエンド内のデジタル抽出フィルタの簡易ブロック図である。
【図８】本発明の代替の実施例に係る測定装置の測定フロントエンドの簡易ブロック図である。
【符号の説明】
１６  電圧源
１２ａ、１２ｂ  テストリード
１０２  信号調節器
１０４  サンプリングシステム
１０６  シグマ−デルタコンバータ
１０８  デシメーションフィルタ
１１０、１１２、１１４、１１６  デジタル抽出フィルタ
１１８  デジタルインターフェイス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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