【事件の表示】
　平成　９年特許願第５０９８９１号「受信方法及び受信器」拒絶査定不服審判事件〔平成　９年　３月　６日国際公開、ＷＯ９７／０８８４１、平成１１年１０月　５日国内公表、特表平１１−５１１６０２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成８年８月２８日（パリ条約による優先権主張１９９５年８月２９日、フィンランド）の国際出願であって、平成１８年９月８日付けで拒絶理由通知がなされ、平成１９年３月１２日付けで誤訳訂正がなされたところ、同年８月２９日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年１２月３日に拒絶査定不服審判の請求がなされたものである。
　
　
２．本願発明 
　本願の請求項１０に係る発明は、平成１９年３月１２日付け誤訳訂正書により訂正された明細書及び図面の記載からみて、次のものと認める（以下、「本願発明」という。）。
「ビタビ検知手段（２９）、ダイバーシティ受信を使用するブランチ、前記各ブランチにおいて受信した信号から推定されたインパルス応答を形成する手段（２６）を備える、デジタル無線システムの受信器（１０−１３）であって、前記推定されたインパルス応答はシンボルシーケンスであり、前記受信信号に含まれる所定のシーケンス（５３）もシンボルシーケンスである、前記デジタル無線システムの受信器（１０−１３）において、
　前記推定されたインパルス応答を適応フィルタリングの前に前記各ブランチにおいて形成する手段（２６）と、
　前記推定されたインパルス応答と前記受信信号内の前記所定のシーケンス（５３）から参照信号を前記各ブランチにおいて形成するために使用される手段（２８ａ）と、
　分散タイプの計算として、前記参照信号及び前記所定のシーケンス（５３）から、前記受信信号に関するノイズエネルギーを前記各ブランチにおいて計算する手段（２８ｂ）と、
　前記参照信号と前記ノイズエネルギーとの間の比として、ＳＮＲを適応フィルタリングの前に前記各ブランチにおいて計算する手段（２８ｃ）と、
　前記各ブランチにおける前記適応フィルタリングの出力、及び、前記各ブランチの前記ＳＮＲによって前記推定されたインパルス応答から形成された自己相関タップを重み付けし、一時的に互いに対応する、前記各ブランチからの推定されたインパルス応答のシンボルを合成する手段（２８）とを備えることを特徴とする受信器。」
　
　
３．引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の優先権主張の日前に頒布された特開平４−２９１５２２号公報（以下、「引用例１」という。）及び特開平３−２０８４２１号公報（以下、「引用例２」という。）には、図面とともに次の事項が記載されている。
　
（引用例１）
Ａ．「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、少なくとも２つの受信ブランチと、受信ブランチを結合する結合装置とからなる受信器に係る。
【０００２】受信器は少なくとも２つの受信ブランチからなり、２つの受信ブランチのいずれか１つは同じ信号内容を有する信号を受け、ダイバーシティ受信器で示され、例えば移動無線装置で用いられうる。いわゆる空間ダイバーシティ装置では、個々の受信ブランチのアンテナは数波長離れて空間的に配置される。いわゆる周波数ダイバーシティ装置では、信号は種々の周波数で送信及び受信される。各送信経路又は各周波数に対する異なる送信要求によって、信号は個々の受信ブランチで異なる品質で受信される。個々の受信ブランチで受信した信号を処理することによって、例えば信号対雑音比に関して、個々に受信した信号より良い特性を有する入力信号を得ることが可能である。」
　
Ｂ．「【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は各受信ブランチでの別々な等化が避けられる前記のタイプの受信器を提供することである。」
　
Ｃ．「【００１５】図１は２つの受信ブランチａ，ｂからなるＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信器を示す。２つの受信ブランチａ，ｂを結合する結合装置１０が設けられる。この為に、受信信号ｅ　，ｅ　は、ＨＦ受信部及びベースバンドに垂直及び直角成分を発生する装置からなる１つの受信回路５ａ，５ｂに先ず印加される。受信回路５ａ，５ｂの出力で、受信ブランチａ，ｂの推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２により駆動された適合整合フィルタ１ａ，１ｂ（ＩＦ）に印加される信号２ａ，２ｂが利用される。各推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２は推定回路４ａ，４ｂにより形成される。この為に、推定回路４ａ，４ｂは、例えば西独特許第４００１５９２−Ａ１号に記載されている如く、メモリに蓄積された比較データシーケンスＶと同様信号Ｚ　，Ｚ　を供給される。例えば、無線送信の始めに、第１の段階で、推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２は、受信信号ｅ　，ｅ　、推定回路４ａ，４ｂの比較データシーケンスとの比較により信号Ｚ　，Ｚ　に含まれるトレーニングデータシーケンスの助けで決定される。　・・・（中略）・・・。
【００１６】整合フィルタ１ａ，１ｂの出力に、乗算器Ｍ１，Ｍ２に各々印加される２つの出力信号Ｚ　’，Ｚ　’がある。乗算器Ｍ１，Ｍ２は個々の受信ブランチの瞬時雑音電力σ２　，σ２２の反比例値で出力信号Ｚ　’，Ｚ　’の重み付けを行なう。個々の受信ブランチａ，ｂの雑音電力σ２　，σ２２又は反比例値１／σ１２，１／σ２２は、信号Ｚ　，Ｚ　及び比較データシーケンスＶからの推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２から各回路３ａ，３ｂで発生される。乗算器Ｍ１，Ｍ２の出力信号は第１の加算回路１１により第１の和Ｓ１を形成するよう共に加算される。第１の和Ｓ１は、装置の後にくる指標から出力信号９を形成するイコライザ３用指標を計算する装置７に印加される。更に２つの受信ブランチａ，ｂのインパルス応答Ｈ１，Ｈ２の自動相関関数Ａ１，Ａ２は２つの受信ブランチａ，ｂの推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２を基に自動相関形成回路６ａ，６ｂで得られる。自動相関形成回路６ａ，６ｂの出力信号は、瞬時雑音電力σ１２，σ１２の反比例値で評価を実行する乗算器Ｍ３，Ｍ４に印加される。これらの乗算に続いて、乗算器Ｍ３，Ｍ４の出力信号は第２の和Ｓ２を形成するため、第２の加算回路１２により共に加算される。イコライザ３はその指標が第１と第２の和Ｓ１，Ｓ２から得られるビテルビ法に基づく。
【００１７】受信ブランチａ，ｂの信号Ｚ　，Ｚ　は、製造コストが各ブランチに１つのイコライザを含む受信器と比較して大きく減少されるよう単に一つのイコライザ３の助けで実際に等化される。・・・（中略）・・・。」
　
　上記Ｃの【００１６】段落には「イコライザ３はその指標が第１と第２の和Ｓ１，Ｓ２から得られるビテルビ法に基づく。」と説明され、また、同【００１７】段落には「受信ブランチａ，ｂの信号Ｚ　，Ｚ　は、製造コストが各ブランチに１つのイコライザを含む受信器と比較して大きく減少されるよう単に一つのイコライザ３の助けで実際に等化される。」と説明されていることから、イコライザはビテルビ法によって受信された信号の等化処理が行われるものと解される。
　上記Ｃの【００１５】段落には「各推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２は推定回路４ａ，４ｂにより形成される。この為に、推定回路４ａ，４ｂは、例えば西独特許第４００１５９２−Ａ１号に記載されている如く、メモリに蓄積された比較データシーケンスＶと同様信号Ｚ　，Ｚ　を供給される。例えば、無線送信の始めに、第１の段階で、推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２は、受信信号ｅ　，ｅ　、推定回路４ａ，４ｂの比較データシーケンスとの比較により信号Ｚ　，Ｚ　に含まれるトレーニングデータシーケンスの助けで決定される。」と説明されており、図１に示されるＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信器の構成をみると、推定回路４ａ，４ｂに入力される信号は、適合整合フィルタ１ａ，１ｂに入力される信号Ｚａ，Ｚｂと同様の信号であるから、推定回路４ａ，４ｂで形成される推定インパルス応答は、「適合整合フィルタによりフィルタリングする前に形成される」ものと解される。
　また、上記Ｃの【００１６】段落には、「個々の受信ブランチａ，ｂの雑音電力σ２　，σ２２又は反比例値１／σ１２，１／σ２２は、信号Ｚ　，Ｚ　及び比較データシーケンスＶからの推定インパルス応答Ｈ１，Ｈ２から各回路３ａ，３ｂで発生される。」と説明されており、図１に示されるＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信回路の回路３ａ，３ｂに入力される信号を見ると、受信信号である信号Ｚａ，Ｚｂ、推定インパルス応答、及び比較データシーケンスＶが入力されていることから、これら３つの信号を基に、乗算器Ｍ１〜Ｍ４に重み付けする係数である瞬時雑音電力の反比例値を計算するものと解される。また、ここでの受信信号である信号Ｚａ，Ｚｂは、適合整合フィルタによりフィルタリングする「前の信号」であることから、「雑音電力の反比例値」の計算は、「適合整合フィルタによりフィルタリングする前に各受信ブランチにおいて、各受信ブランチで受信された受信信号、推定インパルス応答、及び比較データシーケンスから瞬時雑音電力の反比例値を計算する」ものであると解される。
　そして、図１に示されるＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信回路の構成をみると、適合整合フィルタ、推定回路、自動相関形成回路、瞬時雑音電力の反比例値を発生する回路等の回路は、２系統の受信ブランチにそれぞれ設けられ、そして、それぞれの受信ブランチ毎に信号処理が行われているものと解される。
　
　よって、上記Ａ〜Ｃの記載及び関連する図面を参照すると、引用例１には、実質的に、次の発明が記載されているものと認められる（以下、「引用例１記載の発明」という。）。
「ビテルビ法に基づいて等化処理を行うイコライザ、ダイバーシティ受信を使用する受信ブランチ、前記各受信ブランチにおいて受信した信号に含まれるトレーニングデータシーケンスと比較データシーケンスから推定された推定インパルス応答を形成する推定回路を備える、ＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信器であって、
　前記推定された推定インパルス応答を適合整合フィルタによりフィルタリングする前に前記各受信ブランチにおいて形成する推定回路と、
　適合整合フィルタによりフィルタリングする前に前記各受信ブランチにおいて、前記各受信ブランチで受信された受信信号、前記推定インパルス応答、及び前記比較データシーケンスから瞬時雑音電力の反比例値を計算する回路と、
　前記各受信ブランチにおける前記適合整合フィルタの出力、及び、前記推定された推定インパルス応答を基に得られた自動相関関数を、それぞれ各受信ブランチにおける前記瞬時雑音電力の反比例値で重み付けして加算する乗算器及び加算回路とを備えるＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信器。」
　
（引用例２）
Ｄ．「本発明はディジタル送信システム用受信機に係り、ここで送信されたデータはトレーニングデータシーケンスを含み、該シーケンスから送信チャンネル用チャンネルインパルス応答が受信機に蓄積されたトレーニングデータシーケンスの助けでチャンネル推定器で推定される。
　この型の受信機は、例えば将来の全欧州移動無線システムで使用される。この移動無線システムでは、音声信号は時分割多重アクセス方法により他のディジタル信号とディジタル形式にて共同伝送される。」（第２頁右上欄第３行〜第１３行）
　
Ｅ．「受信信号の品質の測定は受信信号の推定にすぐれている。この受信品質を推定する為、アナログ回路設計で特に知られた可能性がある。例えば、信号強度（磁界強度測定）又は信号対雑音比が選択される。」（第２頁右下欄第２行〜第６行）
　
Ｆ．「本発明の目的は最も単純な方法で始めに記述した型の受信機において受信品質の意義のある推定を提供することである。
　この目的は、受信されたトレーニングデータシーケンス用推定シーケンスは受信機に蓄積されたトレーニングデータシーケンスを基に推定チャンネルインパルス応答により決定され、推定トレーニングデータシーケンスの受信されたトレーニングデータシーケンスとの整合度が決定されることで達成される。」（第３頁左上欄第２行〜第１１行）
　
Ｇ．「推定されたトレーニングデータシーケンスの受信されたトレーニングデータシーケンスとの整合度をチェックするのに、可能なら再変調の後、蓄積されたトレーニングデータシーケンスを推定チャンネルインパルス応答で折返すことが有利である。推定トレーニングデータシーケンスの受信されたトレーニングデータシーケンスとの整合度を表わすのに、受信品質を示す推定Ｑが形成される。この推定Ｑを形成する単純な可能性は、推定され受信されたトレーニングデータシーケンスの対応する対の要素間の距離の二乗の和を計算することである。」（第３頁右上欄第７行〜第１８行）
　
Ｈ．「この様に形成された推定基準は、少なくとも２つの送信ループ及びこれらの２つの受信ループの一つを選択する決定回路からなるダイバーシチ受信機に特に適しており、一方そのような推定基準は各受信ループに対し形成される。受信機に蓄積されたトレーニングデータシーケンスも推定基準を形成するのにら再考されるので、受信された信号の完全な等化は必要ではない。従って、特に有利な方法で、推定基準によりより有利である信号は先ず等化さるべき受信信号なしに選択され、これにより、次にこの単一信号のみが等化されることが必要とされる。」（第３頁左下欄第５行〜第１６行）
　
Ｉ．「入力信号に含まれた歪まされたトレーニングデータシーケンスＸ′のＲＯＭ２６に蓄積される無歪トレーニングデータシーケンスＸとの相互相関により、チャンネル推定器２４は種々のパラメータｈｏ（０）−ｈｋ（０）からなるチャンネルインパルス応答Ｈ（０）を決定する。それにより、数ｋ＋１のパラメータは、送信されたデータ記号につき一つのサンプル値があるとした場合、等化に考慮さるべき数ｎのデータ記号に等しい。この推定されたチャンネルインパルス応答Ｈ（０）は入力パラメータのベクトルとしてビテルビイコライザ２６に印加される。
　受信信号の受信量の推定基準を形成する為、チャンネルインパルス応答Ｈ（０）は折返しデータシーケンス２７用配置に印加される。
　・・・（中略）・・・・
　従って、チャンネルインパルス応答Ｈ（０）でのトレーニングデータシーケンスＸの折返しは、トレーニングデータシーケンスを含む無歪受信信号部分用推定Ｙを提供する。これは、分散送信チャンネルを通過する信号により引き起こされるこれらの歪だけがコピーされることを示す。例えば別な妨害状雑音はこの推定用に無視される。
　第２図は折返し結果を発生するのに適宜に用いられるトランスバーサルフィルタを示す。　・・・（中略）・・・・　加算回路２８で、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′及び上述のトレーニングシーケンスＹの推定間の差が決定される。この為に、各個別要素ｙｉは受信信号からの各サンプル値Ｘ′ｉに割当てられ、互いに割当てられた要素ｙｉ、Ｘ′ｉは互いに減算される。減算の後、互いに割当てられた２つの要素ｙｉ、Ｘ′ｉ間の差はそれ自体の値で乗算される。従って、整合要素の形成した二乗差を加算することにより、受信した信号の受信品質を示す推定Ｓが得られる：」（第４頁右下欄第１３行〜第５頁左下欄第８行）
　
Ｊ．「推定Ｓは絶対値の大きさである。ある場合には、相対的推定は受信品質を判断するのにより適し、ここで受信信号のパワーの推定は推定Ｓ又はそこから得られた大きさに関連される。本発明の改善された実施例では、品質係数Ｑは受信トレーニングデータシーケンスＸ′のエネルギー内容が推定Ｓに関係して決定される。
　・・・（中略）・・・・
　受信トレーニングデータシーケンスＸ′のエネルギー内容を決める為に、このシーケンスの個別要素Ｘ′ｉの二乗値が加算される。品質係数Ｑが大きければ大きい程、トレーニングデータシーケンスの受信は上り妨害を受けなくなる。この方法では、品質係数Ｑは受信電界強度と独立である。これは問題とするタイムスロットでの平均信号対雑音比用の測定である。
　完全のため品質係数Ｑに等価な推定基準が、推定トレーニングデータシーケンスＹの二乗値｜ｙ｜２の和がＳに関係する時に得られうることが理解されなければならない。」（第５頁右下欄第８行〜第６頁左上欄第１０行）
　
　上記Ｅの記載をみると、受信品質の一例として「信号対雑音比」が説明されており、上記Ｉの記載をみると、第１図に示される受信器で算出される受信品質としての品質係数Ｑは「信号対雑音比」として説明されている。
　そして、上記Ｉ及びＪの記載をみると、当該「信号対雑音比」の算出は、「チャネルインパルス応答とトレーニングデータシーケンスＸから無歪受信信号部分用推定Ｙを求め、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と前記無歪受信信号部分用推定Ｙとの推定間の差により推定Ｓを求め、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と前記推定Ｓとの比により算出こと」であると解される。
　また、上記Ｈの記載及び第３図に示されるダイバーシチ受信器の構成をみると、受信品質である「信号対雑音比」は、ダイバーシチ受信器の受信ブランチの選択際の基準として用いられていることについても開示されている。
　
　よって、上記Ｄ〜Ｊの記載及び関連する図面を参照すると、引用例２には、実質的に、次の発明が記載されているものと認められる（以下、「引用例２記載の発明」という。）。
「受信ブランチの選択を信号対雑音比に基づいて行うダイバーシチ受信器において、受信ブランチの選択で使用される信号対雑音比は、チャネルインパルス応答とトレーニングデータシーケンスＸから無歪受信信号部分用推定Ｙを求め、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と前記無歪受信信号部分用推定Ｙとの推定間の差により推定Ｓを求め、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と前記推定Ｓとの比により算出すること。」
　
　
４．対比
　本願発明と引用例１記載の発明とを対比すると、以下のことがいえる。
　
（あ）引用例１記載の発明における「受信ブランチ」、「推定インパルス応答」、「トレーニングデータシーケンス」は、それぞれ本願発明における「ブランチ」、「インパルス応答」、「所定のシーケンス」に相当する。
　
（い）引用例１記載の発明における「ＧＳＭ装置用ダイバーシティ受信器」は、デジタル無線通信システムであるＧＳＭ方式の移動体通信システムに用いられる受信器であることから、本願発明における「デジタル無線システム」に用いられる「受信器」であることに他ならない。
　
（う）引用例１記載の発明における「イコライザ」は、各受信ブランチの受信信号を合成した後にビテルビ法に基づいて等化処理を行うものであり（注：「Ｖｉｔｅｒｂｉ」の日本語訳は、「ビタビ」又は「ビテルビ」と表記されるのが通例であるが、何れも同じ意味である。）、他方、本願発明における「ビタビ検知手段」も、各ブランチの受信信号を合成した後にビタビアルゴリズムに基づいてデジタル信号処理を行うものであるから、引用例１記載の発明における「ビテルビ法に基づいて等化処理を行うイコライザ」は、本願発明における「ビタビ検知手段」に相当する。
　
（え）引用例１記載の発明は、デジタル無線通信システムであるＧＳＭ方式の移動体通信システムを前提とするものであって、そして受信された信号中に存在する「トレーニングデータシーケンス」により伝送路の推定や等化処理等の信号を行うことは明らかであることから、引用例１記載の発明における「受信した信号に含まれるトレーニングデータシーケンス」は、本願発明における「所定のシーケンス」と同様に「シンボルシーケンス」であり、また、引用例１記載の発明における「推定された推定インパルス応答」についても、本願発明における「推定されたインパルス応答」と同様に「シンボルシーケンス」である。
　
（お）引用例１記載の発明における「適合整合フィルタ」は、推定インパルス応答により駆動されるフィルタであり、そして、当該適合整合フィルタによる動作である「適合整合フィルタによりフィルタリングする」とは、本願発明における「適応フィルタリング」に相当する。
　
（か）引用例１記載の発明における「推定回路」は、受信した信号に含まれるトレーニングデータシーケンスと比較データシーケンスから推定された推定インパルス応答を形成するものであることから、本願発明における「推定されたインパルス応答を形成する手段」に相当するものである。
　
（き）引用例１記載の発明において算出される「瞬時雑音電力の反比例値」も、本願発明において算出される「ＳＮＲ」も、「受信品質」を示すものであることで共通である。
　そして、本願発明における「ＳＮＲ」は、「手段（２８ａ）」、「手段（２８ｂ）」及び「手段（２８ｃ）」が行う一連の計算により算出されるものであることから、引用例１記載の発明おける「瞬時雑音電力の反比例値を計算する回路」も、本願発明におけるこれら３つの「手段（２８ａ）」、「手段（２８ｂ）」及び「手段（２８ｃ）」からなる手段も「受信品質を計算する手段」で一致している。
　さらに言えば、引用例１記載の発明における「瞬時雑音電力の反比例値」の算出では、具体的に、各受信ブランチにおいて適合整合フィルタによりフィルタリングする前に形成される推定インパルス応答を考慮して算出されるものであり、他方、本願発明における「ＳＮＲ」の算出でも、各ブランチにおいて適応フィルタリングの前に推定されたインパルス応答を考慮して算出されるものであることから、引用例１記載の発明おける「瞬時雑音電力の反比例値を計算する回路」も、本願発明におけるこれら３つの「手段（２８ａ）」、「手段（２８ｂ）」及び「手段（２８ｃ）」からなる手段も「各ブランチにおいて適応フィルタリングの前に推定されたインパルス応答を考慮して受信品質を計算する手段」であるといえる。
　
（く）引用例１記載の発明における「自動相関関数」について、引用例１の対応特許公報である欧州特許出願公開第４９０９４７号明細書には、「Autokorrelationsfunktion(A1, A2)又はAutokorrelationsfunktion (A1, A2)」とされ、同様に米国特許第５２９７１７１号明細書には「autocorrelation functions（A1, A2）」とされていることから、引用例１記載の発明における「自動相関関数」の「自動相関」は「自己相関」の意味であると解される。そして、引用例１記載の発明における「推定された推定インパルス応答を基に得られた自動相関関数」は「イコライザ」においてビテルビ法に基づく信号処理のために使用されるものであり、他方、本願発明における「推定されたインパルス応答から形成された自己相関タップ」も「ビタビ検知手段」においてビタビアルゴリズムに基づくデジタル信号処理に使用されるものであることから、引用例１記載の発明における「推定された推定インパルス応答を基に得られた自動相関関数」は、本願発明における「推定されたインパルス応答から形成された自己相関タップ」に相当する。
　
（け）引用例記載の発明における「乗算器」及び「加算回路」の機能は、各受信ブランチにおける適合整合フィルタの出力を重み付けして加算するとともに、各受信ブランチにおける推定された推定インパルス応答を基に得られた自動相関関数についても重み付けして加算するものであることから、本願発明における「合成する手段」に相当するものである。
　また、引用例記載の発明における「乗算器」及び「加算回路」で行う重み付け加算の処理は、２つの受信ブランチで受信されたデジタル信号を重み付け加算することから、本願発明と同様に「一時的に互いに対応する、前記各ブランチからの推定されたインパルス応答のシンボル」を合成するものである。
　
　上記（あ）〜（け）の事項を踏まえると、本願発明と引用例１記載発明とは、次の点で一致し、また相違するものと認められる。
　
（一致点）
「ビタビ検知手段、ダイバーシティ受信を使用するブランチ、前記各ブランチにおいて受信した信号から推定されたインパルス応答を形成する手段を備える、デジタル無線システムの受信器であって、前記推定されたインパルス応答はシンボルシーケンスであり、前記受信信号に含まれる所定のシーケンスもシンボルシーケンスである、前記デジタル無線システムの受信器において、
　前記推定されたインパルス応答を適応フィルタリングの前に前記各ブランチにおいて形成する手段と、
　各ブランチにおいて適応フィルタリングの前に前記推定されたインパルス応答を考慮して受信品質を計算する手段と、
　前記各ブランチにおける前記適応フィルタリングの出力、及び、前記各ブランチの前記受信品質によって前記推定されたインパルス応答から形成された自己相関タップを重み付けし、一時的に互いに対応する、前記各ブランチからの推定されたインパルス応答のシンボルを合成する手段とを備える受信器。」
　
（相違点）
相違点１：
　合成する手段において使用される「受信品質」として、本願発明では「ＳＮＲ」を使用するのに対して、引用例１記載の発明では「瞬時雑音電力の反比例値」を使用する点。
　
相違点２：
　さらに「受信品質」の算出について、本願発明では、推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンスから参照信号を形成し、前記参照信号及び前記受信信号内の所定のシーケンスからノイズエネルギーを算出し、さらに前記参照信号と前記ノイズエネルギーの比としてＳＮＲを計算するための手段をそれぞれ設け、「ＳＮＲ」を算出しているのに対して、引用例１記載の発明では、そのような処理を行う手段を設けていない点。
　
　
５．判断
　そこで、上記相違点１及び２について検討する。
　
（相違点１について）
　ダイバーシティ技術において、その制御に使用される受信品質として、信号対雑音比であるＳＮＲを用いることは、引用例２記載の発明にも示されるように周知である。
　引用例１の【０００２】段落の説明をみると、引用例１記載の発明において、ダイバーシティ受信において信号対雑音比が適切になるような制御を行うことが前提となることから、引用例１記載の発明における「乗算器」に与えられる重みに使用する「受信品質」として、雑音レベルのみを考慮した「瞬時雑音電力の反比例値」を用いる代わりに、本願発明のように「ＳＮＲ」を用いることは当業者が容易に想到し得るものである。
　
（相違点２について）
（１）引用例２記載の発明の構成
　上記したように、引用例２記載の発明では、ダイバーシティ技術において使用される「ＳＮＲ」の算出に係る構成が開示されている。そして、引用例２記載の発明における「ＳＮＲ」の算出構成について検討すると以下のことがいえる。
　
　引用例２記載の発明の「ＳＮＲ」の算出過程において用いられる「チャネルインパルス応答」、「受信したトレーニングデータシーケンスＸ′」は、それぞれ「インパルス応答」、「受信信号内の所定のシーケンス」といえる。
　また、引用例２記載の発明の「ＳＮＲ」の算出過程のうち、ＳＮＲの分子としての雑音成分は「推定Ｓ」としていることから、この「推定Ｓ」は、「ノイズエネルギー」表すものと考えられる。
　そして、引用例２記載の発明の「推定Ｓ」の算出過程についてみると、第１段階として、チャネルインパルス応答とトレーニングデータシーケンスＸから無歪受信信号部分用推定Ｙを求め、次に、第２段階として、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と前記無歪受信信号部分用推定Ｙとの推定間の差により推定Ｓを求めるものである。
　
　ここで、上記第１段階についてみると、「無歪受信信号部分用推定Ｙ」は、引用例２の上記Ｉの記載をみると、折返しデータシーケンス２７用装置として、具体的には第２図に示されるような「トランスバーサルフィルタ」を用いて「チャネルインパルス応答」と「トレーニングデータシーケンスＸ」のコンボリューションにより得られることが開示されている。
　すると、引用例２記載の発明における「無歪受信信号部分用推定Ｙ」は、「インパルス応答」を考慮して形成した「擬似的な受信信号」ということができる。
　そして、上記第２段階についてみると、「推定Ｓ」は、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と無歪受信信号部分用推定Ｙとの推定間の差により算出されるものであるが、引用例２の上記Ｉ及びＪに記載される算出式をみると、推定Ｓは、実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′と無歪受信信号部分用推定Ｙとの差の２乗和を算出するものである。
　すると、引用例２記載の発明における「推定Ｓ」の算出過程における第２段階の計算は、「分散タイプの計算によって」なされるものということができる。
　よって、引用例２記載の発明の「推定Ｓ」を算出する第１段階及び第２段階は、「第１段階として、推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンスから擬似的な受信信号を形成し、次に、第２段階として、分散タイプの計算として、前記擬似的な受信信号及び前記受信信号内の所定のシーケンスから、ノイズエネルギーを計算するもの」といえる。
　なお、引用例２記載の発明の「ＳＮＲ」の算出過程のうち、ＳＮＲの分子としての信号成分は「実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′」を用いている。
　
（２）相違点２の判断
　以上を踏まえて、相違点２で指摘した事項について検討する。
　
　まず、信号と雑音の比として表される「ＳＮＲ」は、その分子が「信号成分」を示し、その分母が「雑音成分」を示すことは、当業者において自明である。
　そして、「ＳＮＲ」を算出するあたり、引用例２記載の発明の「雑音成分」の算出過程を参酌すれば、「第１段階として、推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンスから擬似的な受信信号を形成し、次に、第２段階として、分散タイプの計算として、前記擬似的な受信信号及び前記受信信号内の所定のシーケンスから、ノイズエネルギーを計算する」ような算出過程を採用することは当業者であれば容易に想到し得るものである。
　その際、第１段階で算出される「擬似的な受信信号」を、「インパルス応答と所定シーケンスから求める」ものとするのか、「インパルス応答と実際に受信した受信信号内の所定シーケンスから求める」ものとするのか、つまり、引用例２記載の発明における「チャネルインパルス応答とトレーニングデータシーケンスＸ」から求めるものとするのか、本願発明のように「推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンス」から求めるものとするのかについては、受信器における推定能力や通信システム全体の伝搬環境等を考慮して、当業者が適宜選択すれば良い程度の事項にすぎない。
　すなわち、「ＳＮＲ」として受信品質を表す際に、その「雑音成分」としてより適切なものは、受信器における推定能力や通信システム全体の伝搬環境等により左右されるものであることから、これらを考慮して、適切に「雑音成分」を評価できる、より適切な「擬似的な受信信号」となるべき信号を選択すれば良いので、「擬似的な受信信号」として、特に、本願発明のように「推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンス」から得られるものを採用することは、当業者が適宜選択すれば良い程度の事項にすぎない。
　また、ＳＮＲを算出するにあたり、その分子としての「信号成分」としてどのような信号を用いるかについても、上記と同様に当業者が適宜選択すれば良い事項であり、「信号成分」として「実際に受信した信号内の所定シーケンス」とするか、「擬似的な受信信号」とするか、つまり、引用例２記載の発明のように「実際に受信したトレーニングデータシーケンスＸ′」とするか、本願発明のように「推定されたインパルス応答と受信信号内の所定のシーケンスから得られた参照信号」とするかも、当業者が適宜選択すれば良い程度の事項である。
　なお、「ＳＮＲ」の算出を行う各過程の計算をそれぞれ個別の手段で行うような構成とすることについても、当業者が適宜なし得る事項にすぎない。
　
　すなわち、引用例１記載の発明における「乗算器」に与えられる重みに使用する「受信品質」として「ＳＮＲ」を用いる際、引用例２記載の発明を考慮すれば、引用例１記載の発明における「各ブランチにおいて適応フィルタリングの前に推定されたインパルス応答を考慮して受信品質を計算する手段である「瞬時雑音電力の反比例値を計算する回路」の構成に代えて、本願発明のような「ＳＮＲ」を算出する具体的な手段である「前記推定されたインパルス応答と前記受信信号内の前記所定のシーケンス（５３）から参照信号を前記各ブランチにおいて形成するために使用される手段（２８ａ）と、分散タイプの計算として、前記参照信号及び前記所定のシーケンス（５３）から、前記受信信号に関するノイズエネルギーを前記各ブランチにおいて計算する手段（２８ｂ）と、前記参照信号と前記ノイズエネルギーとの間の比として、ＳＮＲを適応フィルタリングの前に前記各ブランチにおいて計算する手段（２８ｃ）」の各手段を設けることは、当業者が容易に想到し得るものである。
　
（本願発明の効果について）
　そして、本願発明の構成によってもたらされる効果も、引用例１及び２記載の発明から当業者が容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
　
６．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例１及び２記載の発明に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。