(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調用のローカル信号発生手段と、
疑似雑音信号発生手段と、
上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、上記疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で変調して拡散する拡散手段と、
上記拡散手段で拡散されたローカル信号を、受信信号に混合する混合手段と、
上記混合手段の出力を、上記疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で逆拡散してベースバンド信号とする逆拡散手段とを備え、
上記受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、
上記拡散手段と上記混合手段と上記逆拡散手段として、それぞれ第１及び第２の２つの手段を備え、
上記ローカル信号発生手段の出力を所定位相遅延させる移相手段を設けて、この移相手段で移相されたローカル信号を、第１の拡散手段で拡散した後、第１の混合手段で受信信号に混合した後、第１の逆拡散手段に供給して、一方の系統のベースバンド信号を得、
上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、第２の拡散手段で拡散した後、第２の混合手段で受信信号に混合した後、第２の逆拡散手段に供給して、他方の系統のベースバンド信号を得るようにし、
上記第１の拡散手段及び第１の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号と、上記第２の拡散手段及び第２の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号とを、別の疑似雑音信号とし、
上記第１の混合手段の出力と上記第２の混合手段の出力とを、１系統の信号とし、この１系統の出力を所定のフィルタを介して上記第１及び第２の逆拡散手段に供給するようにした受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機などの通信装置の受信回路に適用して好適な受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
所定の周波数で伝送される無線信号などを受信する受信機として、ダイレクトコンバージョン方式の受信機と称されるものが開発されている。図３は、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を示す図で、入力端子５１に得られる受信信号を、ローノイズアンプ５２とバンドパスフィルタ５３を介して一方の混合回路５５Ｉに供給すると共に、バンドパスフィルタ５３の出力をπ／２移相器５４（ここでのπ／２とは受信する希望波の変調周波数に対するπ／２）を介して他方の混合回路５５Ｑに供給する。ここで、両混合回路５５Ｉ，５５Ｑには、発振器５６の発振出力（正弦波信号）がローカル信号として供給され、受信信号とローカル信号との混合で、所定の周波数の受信信号をベースバンド信号に復調する。ここで、混合回路５５Ｉで復調される信号と混合回路５５Ｑで得られる信号は、位相が９０°（π／２）ずれた信号であり、Ｉ成分とＱ成分とが直交変調された信号を復調する。
【０００３】
そして、混合回路５５Ｉで得られたＩ成分と、混合回路５５Ｑで得られたＱ成分を、それぞれローパスフィルタ５７Ｉ及び５７Ｑと、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器５９Ｉ及び５９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各アナログ／デジタル変換器５９Ｉ，５９Ｑで得られた受信データを、出力端子６０Ｉ，６０Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
【０００４】
このように構成される受信回路は、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路と称され、受信した信号から直接ベースバンド信号を得る復調処理が行われて、中間周波信号に変換する処理を必要としない簡単な回路構成で、受信処理が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような中間周波信号に変換されずに直接ベースバンド信号を得るダイレクトコンバージョン方式の受信処理の場合には、混合回路に供給するローカル信号が、受信周波数に対応した周波数であるため、受信機内の他の回路に漏洩して、妨害を与える不都合があった。また、中間周波信号に変換して処理を行う場合には、この中間周波信号の段階でフィルタで希望波を抽出する処理を行ってからベースバンド信号に変換する処理を行うため、ベースバンド信号に不要成分が混入する可能性が少ないが、図３に示したようなダイレクトコンバージョン方式の場合には、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑで増幅する信号に２次歪み成分が混入すると言う問題があった。
【０００６】
このようにローカル信号の漏洩やアンプでの２次歪みがあると、受信データのビット誤り率が悪くなってしまう。
【０００７】
本発明の目的は、ダイレクトコンバージョン方式の受信機の受信性能を向上させることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、復調用のローカル信号発生手段と、疑似雑音信号発生手段と、ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で変調して拡散する拡散手段と、拡散手段で拡散されたローカル信号を受信信号に混合する混合手段と、混合手段の出力を疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で逆拡散してベースバンド信号とする逆拡散手段とを備え、受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、拡散手段と混合手段と逆拡散手段として、それぞれ第１及び第２の２つの手段を備え、ローカル信号発生手段の出力を所定位相遅延させる移相手段を設けて、この移相手段で移相されたローカル信号を、第１の拡散手段で拡散した後、第１の混合手段で受信信号に混合した後、第１の逆拡散手段に供給して、一方の系統のベースバンド信号を得、ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、第２の拡散手段で拡散した後、第２の混合手段で受信信号に混合した後、第２の逆拡散手段に供給して、他方の系統のベースバンド信号を得るようにし、第１の拡散手段及び第１の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号と、第２の拡散手段及び第２の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号とを、別の疑似雑音信号とし、第１の混合手段の出力と第２の混合手段の出力とを、１系統の信号とし、この１系統の出力を所定のフィルタを介して第１及び第２の逆拡散手段に供給するようにしたものである。
【０００９】
かかる構成によると、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えることがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、２次歪み成分を取り除くことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を図１を参照して説明する。
【００１１】
本例においては、伝送信号がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  ）変調方式により変調された信号の送受信を行う無線電話機（携帯電話機）の受信系回路に適用した例を示し、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路としたものであり、その構成を図１に示す。
【００１２】
本例においては、入力端子１１に得られる受信信号を、ローノイズアンプ１２とバンドパスフィルタ１３を介して一方及び他方の混合回路１４Ｉ及び１４Ｑに供給する。この２つの混合回路１４Ｉ及び１４Ｑは、受信信号に含まれるＩ成分の混合回路１４ＩとＱ成分の混合回路１４Ｑとしてある。
【００１３】
ここで、各混合回路１４Ｉ，１４Ｑに供給するローカル信号について説明すると、正弦波発振器２１は、受信周波数に対応した周波数の正弦波信号を発振する発振器で、この発振器２１の正弦波出力を、一方の拡散回路２３Ｉに直接供給すると共に、発振器２１の正弦波出力を、π／２移相器２２により信号位相をπ／２（ＱＰＳＫ変調信号の周波数に対して９０°）移相させた信号を、他方の拡散回路２３Ｑに供給する。そして、一方の拡散回路２３Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｃが乗算された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｉに供給する。また、他方の拡散回路２３Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｓが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｓが乗算された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｑに供給する。
【００１４】
各ＰＮ符号発生回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、疑似的に生成される雑音信号であり、Ｍ系列符号発生回路などを使用して周期性のあるランダム符号を生成させる。或いは、完全に周期性のないランダム符号を疑似雑音信号としても良い。但し、いずれの場合でも、本例の回路で使用される疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、拡散回路２３Ｉ及び２３Ｑで拡散された信号が、受信する希望波であるＱＰＳＫ信号の信号帯域よりも十分に大きい帯域に拡散されるような信号としてある。また、本例の各ＰＮ符号発生回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃとＰＮｓは、ここでは別の信号（即ち信号の生成順序などが異なる信号）としてある。
【００１５】
従って、疑似雑音信号ＰＮｃの乗算により、発振器２１が出力する正弦波出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４Ｉに供給され、混合回路１４Ｉが出力するＩ成分の復調信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。同様に、疑似雑音信号ＰＮｓの乗算により、π／２移相器２２が出力する正弦波出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４Ｑに供給され、混合回路１４Ｑが出力するＱ成分の復調信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。
【００１６】
そして、混合回路１４Ｉ及び１４Ｑの混合出力を、それぞれローパスフィルタ１５Ｉ及び１５Ｑを介して、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑに供給する。逆拡散回路１６Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｃの乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３Ｉでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＩ成分の復調信号をベースバンド信号とする。また、逆拡散回路１６Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｓが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｓの乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３Ｑでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＱ成分の復調信号をベースバンド信号とする。
【００１７】
なお、ＰＮ符号発生回路２４から、拡散回路２３Ｉと逆拡散回路１６Ｉに供給される疑似雑音信号ＰＮｃは、同一の信号であるが、拡散回路２３Ｉから逆拡散回路１６Ｉまでの信号処理に要する時間だけ、逆拡散回路１６Ｉに供給するタイミングを遅らせる必要がある。ＰＮ符号発生回路２５から、拡散回路２３Ｑと逆拡散回路１６Ｑに供給される疑似雑音信号ＰＮｓのタイミングについても同様である。但し、拡散回路２３Ｉ，２３Ｑから逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑまでの信号処理に要する時間が、信号処理の上で無視できるほど小さい場合には、タイミングを遅らせる必要はない。
【００１８】
そして、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑが出力するベースバンド信号を、ローパスフィルタ１７Ｉ及び１７Ｑと、可変ゲインアンプ１８Ｉ及び１８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器１９Ｉ及び１９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各アナログ／デジタル変換器１９Ｉ，１９Ｑで得られた受信データを、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
【００１９】
このように構成される本例の受信回路によると、受信信号から希望波を直接ベースバンド信号に変換する（即ち中間周波信号を介さずに直接ベースバンド信号を得る）いわゆるダイレクトコンバージョン方式の受信回路としてあるが、ローカル信号による妨害や２次歪みなどが少ない性能の良い受信処理が可能になる。即ち、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、この帯域で使用されているＱＰＳＫ信号に対してローカル信号が妨害を与えることがなくなり、ローカル信号が受信信号に対して直接的に妨害を与えなくなる。また、混合回路が出力する混合出力信号が帯域拡散された信号となるので、効果的に２次歪み成分が除去される。従って、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから出力される受信データのビット誤り率を、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信回路に比べて低減させることができる。
【００２０】
ここで、本例の受信回路での受信処理で、２次歪み成分が除去されることを、数式を用いて以下に説明する。まず、入力端子１１に得られる受信信号ＲＦｉｎより抽出される希望波Ｒ（ｔ）は、次式で示される。
【００２１】
【数１】
Ｒ（ｔ）  ＝Ｒｃ  （ｔ）  ｃｏｓ  （ωｃｔ＋θ（ｔ）  ）＋Ｒｓ（ｔ）  ｓｉｎ  （ωｃ  ｔ＋θ（ｔ）  ）
【００２２】
また、受信信号ＲＦｉｎに含まれる妨害波Ｒｕｄ（ｔ）は、次式で示される。なお、ここでは妨害波は説明を簡単にするために無変調波としてある。
【００２３】
【数２】
0003605949.tif 000002
【００２４】
そして、混合回路１４Ｉ，１４Ｑが出力する混合出力信号Ｍ（ｔ）は、次式で示される。
【００２５】
【数３】
Ｍ（ｔ）＝｛Ｒ（ｔ）＋Ｒｕｄ（ｔ）＋Ｌ（ｔ）｝２  
【００２６】
ここで、混合回路１４Ｉで乗算されるローカル信号Ｌｃ  （ｔ）と、混合回路１４Ｑで乗算されるローカル信号Ｌｓ  （ｔ）を、〔数４〕式及び〔数５〕式に示すように定義する。なお、ＰＮｃ  （ｔ）及びＰＮｓ  （ｔ）は、各ＰＮ符号発生回路２４及び２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃ  及びＰＮｓ  を示す。
【００２７】
【数４】
Ｌｃ  （ｔ）＝ＰＮｃ  （ｔ）ｃｏｓ（ωｃ  ｔ）
【００２８】
【数５】
Ｌｓ  （ｔ）＝ＰＮｓ  （ｔ）ｓｉｎ（ωｃ  ｔ）
【００２９】
混合出力信号Ｍ（ｔ）にローカル信号Ｌｃ  （ｔ）を乗算した混合出力信号を、Ｍｃ  （ｔ）として示すと、この混合出力信号Ｍｃ（ｔ）は、以下のように示される。
【００３０】
【数６】
0003605949.tif 000003
【００３１】
この〔数６〕式は、以下のように変形できる。
【００３２】
【数７】
0003605949.tif 000004
【００３３】
この〔数７〕式から２ω成分を取り除くと、次式のようになる。
【００３４】
【数８】
0003605949.tif 000005
【００３５】
ここで、ＰＮｃ  ２  （ｔ）＝１であり、逆拡散回路１６Ｉで混合出力信号Ｍｃ  （ｔ）に疑似雑音信号ＰＮｃ  （ｔ）が乗算されると、〔数８〕式の第１項と第２項と第４項は拡散されると共に、第３項と第５項は逆拡散されて、逆拡散回路１６Ｉの逆拡散出力ｍｃ  （ｔ）は、次式のようになる。
【００３６】
【数９】
0003605949.tif 000006
【００３７】
この場合、疑似雑音信号ＰＮｃ  （ｔ）が希望波の信号帯域より十分に大きい帯域に拡散されていれば、次式のように定義でき、２次歪み成分を取り除くことができることが判る。
【００３８】
【数１０】
0003605949.tif 000007
【００３９】
なお、上述実施例においては、Ｉ成分を復調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮｃ  と、Ｑ成分を復調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮｓ  とを、それぞれ別の信号としたが、図１のようにＩ成分の信号処理系とＱ成分の信号処理系とが完全に分かれている場合には、同一の疑似雑音信号を使用しても差し支えない。
【００４０】
これに対し、Ｉ成分を混合するのに使用する疑似雑音信号ＰＮｃ  と、Ｑ成分を混合するのに使用する疑似雑音信号ＰＮｓ  とを、それぞれ別の信号とした場合には、混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力から逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑの入力までの受信信号処理系を、１系統の回路とすることが可能になる。図２は、この場合の例を示す図で、図１に対応する部分には同一符号を付す。
【００４１】
図２に示す例について説明すると、各混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力を、共通のローパスフィルタ２６に供給して低域成分を除去する。そして、このローパスフィルタ２６の出力を、各逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑに供給し、逆拡散回路１６Ｉでは、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮｃ  をフィルタ２６の出力に乗算して逆拡散して、Ｉ成分のベースバンド信号を得る。また、逆拡散回路１６Ｑでは、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｓ  をフィルタ２６の出力に乗算して逆拡散して、Ｑ成分のベースバンド信号を得る。その他の部分は、図１に示す受信回路と同様に構成する。
【００４２】
この図２に示すように構成することで、各系統で異なるＰＮ符号を使用しているので、逆拡散時にＩ成分とＱ成分とを分離することができる。従って、混合してから逆拡散するまでの信号処理系を１系統とすることができ、それだけ受信回路の構成を簡単にすることができる。特に図２に示すように、フィルタ２６などの混合回路と逆拡散回路との間にある回路部品を、２系統用意する必要がなくなり、それだけ回路構成を簡単にすることができる。
【００４３】
また、上述実施例ではＱＰＳＫ変調方式の信号の復調を行う受信機に適用したが、他の変調方式により変調された伝送信号を受信する受信機にも適用できることは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によると、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えることがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、２次歪み成分を取り除くことができ、ダイレクトコンバージョン方式で受信処理した場合の、受信データのビット誤り率を低減させることができる。
【００４５】
この場合、受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、各系統毎に個別に拡散されたローカル信号を個別に混合し、個別に逆拡散して、各系統のベースバンド信号を得るようにしたことで、各系統の伝送信号を良好に復調処理できる。
【００４６】
また、この各系統の信号を個別に混合処理する場合に、各系統で別の疑似雑音信号を使用して混合処理することで、逆拡散時に各系統毎の疑似雑音信号により両系統の信号を判別して抽出できるようになり、拡散されたローカル信号により混合してから逆拡散するまでの処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理できるようになる。
【００４７】
さらに、この混合してから逆拡散するまでの処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理する場合に、１系統の混合出力を所定のフィルタを介して各逆拡散手段に供給することで、混合出力信号を通過させるフィルタを、各系統毎に用意する必要がなく、直交変調された信号の受信処理を簡単な構成で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例の回路構成を示すブロック図である。
【図３】従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１  受信信号入力端子、１４Ｉ，１４Ｑ  混合回路、１６Ｉ，１６Ｑ  逆拡散回路、２１  正弦波発振器、２２  π／２移相器、２３Ｉ，２３Ｑ  拡散回路、２４，２５  ＰＮ符号発生回路、２６  ローパスフィルタ
【図１】
0003605949.tif 000008
【図２】
0003605949.tif 000009
【図３】
0003605949.tif 000010