(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調された受信信号を遅延検波するディジタル復調器であって、
受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、
前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイミング再生手段と、
前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段と、
前記補間手段からの出力信号に基づき、判定タイミング検波信号の位相を求める位相検出手段と、
前記位相検出手段の出力信号を遅延検波する遅延検波手段と、
前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記遅延検波手段の遅延時間当たりの位相回転量を求める周波数偏差推定手段と、
前記遅延検波手段の出力から前記遅延時間当たりの位相回転量を減算する減算手段と、
を有し、
前記周波数偏差推定手段は、さらに前記周波数偏差を用いて前記各サンプリングタイミングに対する周波数偏差補正信号を算出し、
前記デジタル復調器は、さらに、
前記ディジタル準同期検波手段の直後に設けられ、前記周波数偏差推定手段に接続され、前記周波数偏差補正信号にて検波サンプル信号を補正する周波数偏差補正手段と、
前記減算手段に対して前記位相回転量を出力するかあるいは前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信号を出力するかを示す選択信号を、前記周波数偏差推定手段に対し与え、該選択信号により前記周波数偏差推定手段の動作を制御する選択手段と、
を有し、前記選択手段にて前記周波数偏差補正信号が選択された場合には、前記補間手段は前記周波数偏差補正手段から出力される補正された検波サンプル信号に基づき補間処理を行うことを特徴とするディジタル復調器。
【請求項２】
請求項１記載のディジタル復調器において、
前記選択手段は、ディジタル復調器の高速動作時には前記位相回転量を前記減算手段に出力することを指示する選択信号を出力し、ディジタル復調器の定常動作時には前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信号を出力することを指示する選択信号を出力することを特徴とするディジタル復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、衛星通信、移動体通信、移動体衛星通信などにおいて受信信号の復調に用いられるディジタル復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル変調された信号を復調する復調器としては、受信信号をアナログ信号のまま検波する復調器が従来よりよく知られている。これに対して近年、受信信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル化された受信信号に対して演算処理を施すことにより、受信信号の復調を行うディジタル復調器が開発されている。
【０００３】
このようなディジタル復調器としては、例えば、文献“Ａ  Ｎｅｗ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  Ｌａｎｄ−Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｏｔｔａｗａ，ｐｐ６２２−６２７，１９９０  ）に示される装置がある。
【０００４】
図６は、この従来装置の構成を模式的に示すブロック図である。この装置は、ＱＰＳＫ変調信号を同期検波するための装置である。この復調器には、受信信号を周波数変換して得られたＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が入力される。
【０００５】
図６において、Ａ／Ｄ変換器６０は、入力ＩＦ信号を、例えばＩＦ周波数の４倍などの高速サンプリングレートで直接的にサンプリングし、ディジタル化する。Ａ／Ｄ変換器６０から出力されたサンプル信号は、ディジタル直交検波回路６２において、位相がπ／２異なる固定周波数の２つの参照信号と乗算され、準同期直交検波される。そして、ディジタル直交検波回路６２は、検波結果を間引くなどして、受信信号のビットレートの４倍程度のレートの出力信号（検波サンプル信号）を生成する。すなわち、ディジタル直交検波回路６２から出力される次式で示される検波サンプル信号が出力される。
【０００６】
【数１】
0003575883.tif 000002
上式（１）において、ＩＱＣ（）及びＱＱＣ（）は、それぞれ検波サンプル信号の同相及び直交成分であり、Ｉ（）及びＱ（）は、それぞれ伝送対象のディジタル信号の同相及び直交成分である。そして、ｎは整数であり、Ｔはディジタル直交検波回路６２出力時点におけるサンプリング周期を示す。また、Δωは受信信号の搬送波周波数と参照信号の周波数との周波数偏差を示し、θは検波サンプル信号の初期位相（すなわち、受信搬送波に対する参照信号の初期位相）を示す。なお、準同期検波に用いられる参照信号には、搬送波周波数に極めて近い周波数の正弦波が用いられるので、検波サンプル信号はベースバンドの信号となる。
【０００７】
ディジタル直交検波回路６２からは、上式（１）で示される検波サンプル信号が複素データとして出力される。この検波サンプル信号は、受信フィルタ６４に入力される。受信フィルタ６４は、検波サンプル信号を波形成形し、帯域外の雑音を除去する。
【０００８】
受信フィルタ６４の出力は、２方向に分岐し、ビットタイミング再生部（ＢＴＲ：Ｂｉｔ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  ）６６及び補間処理部６８に入力される。
【０００９】
ＢＴＲ６６は、受信フィルタ６４の出力信号に基づいて、ビットタイミング、すなわち受信信号の値を判定する判定タイミングを求める。求められた判定タイミング情報は補間処理部６８に入力される。なお、このＢＴＲ６６における判定タイミングの推定方法の一例は、上記文献にも示されている。
【００１０】
さて、受信フィルタ６４の出力信号はオーバーサンプリング周期でサンプルされた信号であり、サンプリングタイミングは判定タイミングとは必ずしも同期していない。そこで、補間処理部６８は、ＢＴＲ６６から入力される判定タイミング情報を用いて、受信フィルタ６４の出力信号に対して補間演算を行い、次式で示される判定タイミングにおける検波信号（判定タイミング検波信号と呼ぶ）を求める。
【００１１】
【数２】
0003575883.tif 000003
上式（２）において、ＩＮ  （）及びＱＮ  （）は、それぞれ判定タイミング検波信号の同相成分及び直交成分を示す。そして、Ｔｓ  は判定タイミングの周期（すなわちナイキスト間隔）を示し、θＮ  は判定タイミング検波信号の初期位相成分を示す。
【００１２】
したがって、補間処理部６８からは、ナイキスト間隔ごとに上式（２）で示される判定タイミング検波信号が複素データとして出力される。以下の回路における演算処理は、すべてこの判定タイミングの信号に基づいて行われる。なお、図６においては、実線はオーバーサンプリング周期で変化する信号が流れる信号線路を示し、白抜き線はナイキスト周期で変化する信号が流れる信号線路を示す。
【００１３】
補間処理部６８以降の回路では、判定タイミング検波信号ＩＮ  （ｍＴｓ  ）及びＱＮ  （ｍＴｓ  ）から周波数偏差（Δω）及び初期位相（θＮ  ）による位相回転成分を除去することにより、元のディジタル信号Ｉ（ｍＴｓ  ）及びＱ（ｍＴｓ  ）を得る。
【００１４】
このため、まず自動周波数制御回路（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ）７０にて周波数偏差成分を推定し、これを乗算器７２にフィードバックすることにより、判定タイミング検波信号ＩＮ  ，ＱＮ  から周波数偏差成分を除去する。次に、位相推定器７４が、周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号を用いて初期位相θＮ  を推定し、この初期位相から位相補正信号を生成する。上記文献には、この位相推定器７４の内部構成の一例が示されている。そして、乗算器７６は、周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号に位相補正信号を乗算することにより、判定タイミング検波信号から初期位相成分を除去する。乗算器７６の出力は、受信信号の同期検波出力となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示した従来のディジタル復調器では、ＡＦＣ回路及び位相推定器が判定タイミング検波信号に基づき動作する。したがって、例えばバースト信号の入力時等においてＢＴＲが正常に動作するまでの間は、ＡＦＣ回路及び位相推定器は動作することができない。別言すれば、ＢＴＲが正常に動作するまでは、ＡＦＣ回路等を動作させたとしても正しい出力が得られないので、その間ＡＦＣ回路等を動作させても無意味であった。したがって、従来装置では、ＢＴＲが安定化し正常動作状態に至るのを待ってＡＦＣ回路を起動し、その後ＡＦＣ回路が正常動作状態に至った後に位相推定器を起動していた。このため、従来装置には、高速動作が要求される場合に十分対応できないという問題があった。また、従来装置には、定常動作状態となった後についても、ＢＴＲが誤動作するとＡＦＣ回路及び位相推定器が誤動作してしまうという問題があった。
【００１６】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、高速動作が可能で、ＢＴＲの誤動作が他の回路要素に波及しにくいディジタル復調器を提供することを目的とする。
【００２１】
また、本発明の基礎となる構成は、ディジタル変調された受信信号を遅延検波するディジタル復調器であって、受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイミング再生手段と、前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段と、前記補間手段からの出力信号に基づき、判定タイミング検波信号の位相を求める位相検出手段と、前記位相検出手段の出力信号を遅延検波する遅延検波手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記遅延検波手段の遅延時間当たりの位相回転量を求める周波数偏差推定手段と、前記遅延検波手段の出力から前記遅延時間当たりの位相回転量を減算する減算手段と、を有する。
【００２２】
この構成では、遅延検波手段の出力に含まれる周波数偏差による位相回転成分を周波数偏差推定手段にて求め、これを減算手段において遅延検波手段の出力から減算することにより、周波数偏差成分の除去された遅延検波出力を得る。その際、周波数偏差推定手段では、ディジタル準同期検波手段からオーバーサンプリング周期で出力される検波サンプル信号に基づいて周波数偏差を推定する。このため、周波数偏差推定手段は、周波数偏差推定を判定タイミング再生手段とは無関係に行うことができる。したがって、この構成によれば、復調器全体としての高速動作が可能で、判定タイミング再生手段の誤動作が周波数偏差推定手段における周波数偏差推定処理に波及しない遅延検波復調器を得ることができる。
【００２３】
そして、本発明は、前記基礎となる構成において、前記周波数偏差推定手段は、さらに前記周波数偏差を用いて前記各サンプリングタイミングに対する周波数偏差補正信号を算出し、前記デジタル復調器は、さらに、前記ディジタル準同期検波手段の直後に設けられ、前記周波数偏差推定手段に接続され、前記周波数偏差補正信号にて検波サンプル信号を補正する周波数偏差補正手段と、前記減算手段に対して前記位相回転量を出力するかあるいは前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信号を出力するかを示す選択信号を、前記周波数偏差推定手段に対し与え、該選択信号により前記周波数偏差推定手段の動作を制御する選択手段と、 を有し、前記選択手段にて前記周波数偏差補正信号が選択された場合には、前記補間手段は前記周波数偏差補正手段から出力される補正された検波サンプル信号に基づき補間処理を行うことを特徴とする。
【００２４】
この構成では、周波数偏差推定手段は、２種類の補正信号、すなわち遅延時間当たりの位相回転量を補正するための信号及び各サンプリングタイミングに対する周波数偏差補正信号を算出することができる。両者のうちいずれの算出を行うかは、選択手段からの選択信号によって決定される。位相回転量補正信号は、前述の第３の構成と同様、遅延検波手段の出力の補正に用いられるのに対し、周波数偏差補正信号は、ディジタル準同期検波手段の直後に設けられた周波数偏差補正手段にフィードバックされる。したがって、この構成では、位相回転量補正信号にて遅延検波手段の出力を補正するモードと、周波数偏差補正信号を周波数偏差補正手段にフィードバックして補間手段の前で周波数偏差を補正するモードとを、選択信号に応じて切り換えることができる。前者のモードでは、前述の第３の構成と同様復調動作の高速安定化が実現され、後者のモードでは、復調速度は低下するものの大きな周波数偏差への対応が可能になる。
【００２５】
したがって、例えば、信号捕捉時等の復調器の高速動作が要求される場合は前者のモードを選択し、復調器が定常動作状態となった時には後者のモードを選択することにより、受信状態に応じた適応的な復調動作が可能となる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るディジタル復調器の実施形態を図面に基づいて説明する。以下では、本発明の理解のために参考例を３つ説明し、その後本発明の実施形態を説明する。
参考例１．
図１は、本発明に係るディジタル復調器の第１の参考例の回路構成を模式的に示すブロック図である。この装置は、ＱＰＳＫ変調信号を同期検波するための装置である。この復調器には、受信信号を周波数変換して得られたＩＦ（Intermediate Frequency）信号が入力される。なお、図１においては、実線はオーバーサンプリング周期で変化する信号が流れる信号線路を示し、白抜き線はナイキスト周期で変化する信号が流れる信号線路を示す。
【００２７】
図１において、Ａ／Ｄ変換器１０は、入力ＩＦ信号を例えばＩＦ周波数の４倍などの高速サンプリングレートで直接的にサンプリングし、ディジタル化する。Ａ／Ｄ変換器１０から出力されたサンプル信号は、ディジタル直交検波回路１２において、位相がπ／２異なる固定周波数の２つの参照信号と乗算され、準同期直交検波される。そして、ディジタル直交検波回路１２は、高速サンプリング周期の検波結果を間引くあるいはクロックの乗せ換えを行うなどして、受信信号のビットレートの４倍程度のレートの出力信号（検波サンプル信号）を生成する。すなわち、ディジタル直交検波回路１２からは、次式で示される検波サンプル信号が出力される。
【００２８】
【数３】
0003575883.tif 000004
上式（３）において、ＩＱＣ（）及びＱＱＣ（）は、それぞれ検波サンプル信号の同相成分及び直交成分であり、Ｉ（）及びＱ（）は、それぞれ伝送対象のディジタル信号の同相成分および直交成分である。そして、ｎは整数であり、Ｔはディジタル直交検波回路１２の出力時点におけるサンプリング周期を示す。また、Δωは受信信号の搬送波周波数と参照信号の周波数との周波数偏差を示し、θは検波サンプル信号の初期位相（すなわち、受信搬送波に対する参照信号の初期位相）を示す。なお、ディジタル直交検波回路１２において準同期検波に用いられる参照信号は、搬送波周波数に極めて近い周波数の正弦波なので、検波結果である検波サンプル信号はベースバンドの信号となる。この検波サンプル信号は、オーバーサンプリング周期Ｔで出力される。
【００２９】
検波サンプル信号は、受信フィルタ１４に入力される。受信フィルタ１４は、検波サンプル信号を波形成形するとともに、帯域外の雑音を除去する。受信フィルタ１４としては、例えばナイキストフィルタを用いることができる。
【００３０】
受信フィルタ１４の出力は、ビットタイミング再生部（ＢＴＲ）１６、補間処理部１８及び自動周波数制御回路（ＡＦＣ）２０に入力される。
【００３１】
ＢＴＲ１６は、受信フィルタ１４の出力信号に基づいて、ビットタイミング、すなわち受信信号の値を判定するための判定タイミングを求める。この判定タイミングは信号のＳ／Ｎ比が最も高い時刻のことであり、判定タイミング同士の間隔はナイキスト間隔に等しい。例えば、受信フィルタ１４として、ナイキストフィルタを用いた場合、この判定タイミングはナイキスト点と呼ばれる。このような判定タイミングにて受信信号のデータ値を判定すれば、符号間干渉が低減される。求められた判定タイミング情報は補間処理部１８及びＡＦＣ２０に入力される。なお、このＢＴＲ１６における判定タイミングの推定方法の一例は、上記文献にも示されている。
【００３２】
補間処理部１８は、ＢＴＲ１６から入力される判定タイミング情報を用いて、受信フィルタ１４の出力信号に対して補間演算を行い、判定タイミングにおける検波信号（判定タイミング検波信号と呼ぶ）を求める。
【００３３】
この補間処理部１８における補間について図を用いて説明する。図７は、補間処理部１８における補間処理を説明するための図である。図７において、時刻ｎ−１〜ｎ＋２はそれぞれディジタル直交検波回路１２の出力のサンプリングタイミングを示しており、データＩｎ−１  〜Ｉｎ＋２  はそのサンプリングタイミングにおける補間処理部１８への入力データを示している。今、ＢＴＲ１６にて判定タイミングが再生され、図７に示された期間における判定タイミングがｍであると推定されたとする。この判定タイミングｍの情報は補間処理部１８に入力され、補間処理部１８は、判定タイミングｍの前後のサンプリングタイミングデータを用いて、判定タイミングｍにおける検波信号データＩＮｍ（判定タイミング検波信号）を算出する。この判定タイミング検波信号は、例えばラグランジェの一次補間、二次補間などの方法により求めることができる。場合によっては、さらに高次の補間方式を用いてもよい。
【００３４】
補間処理部１８から出力される判定タイミング検波信号は、次式によって表される。
【００３５】
【数４】
0003575883.tif 000005
上式（４）において、ＩＮ  （）及びＱＮ  （）は、それぞれ判定タイミング検波信号の同相成分及び直交成分を示す。そして、Ｔｓ  は判定タイミングの周期（すなわちナイキスト間隔）を示し、θＮ  は判定タイミング検波信号の初期位相成分を示す。なお、ここで、式（４）の判定タイミング検波信号の初期位相θＮ  が式（３）における検波サンプル信号の初期位相θと異なった表現となっているのはの次のような理由からである。すなわち、サンプリングタイミング（ｎＴ）と判定タイミング（ｍＴｓ  ）とは必ずしも同期していないため、サンプリングタイミングの開始点（ｎ＝０）と判定タイミングの開始点（ｍ＝０）との時刻が異なるので、その時刻のオフセット分だけ初期位相の値が異なってくるからである。例えば、図７においてｎ＝０，ｍ＝０とした場合を考えてみると、オーバーサンプリング周期での信号の表現（式（３））の基準時刻０（ｎ＝０）とナイキスト周期での信号の表現（式（４））の基準時刻０（ｍ＝０）とは必ずしも一致しないことが分かる。この基準時刻のずれの間に、周波数偏差Δωによって信号に位相回転が生じるので、この位相回転分だけ初期位相が異なってくるのである。したがって、θＮ  は、θに基準時刻のずれの間の周波数偏差Δωによる位相回転を加算したものとなる。
【００３６】
補間処理部１８からは、ナイキスト間隔ごとに上式（４）で示される判定タイミング検波信号が複素データとして出力される。この判定タイミング検波信号を複素表示すると次式のようになる。
【００３７】
【数５】
0003575883.tif 000006
上式（５）において、ＲＮ  （）は、複素表示された判定タイミング検波信号であり、ｊは虚数単位を示す。
【００３８】
ＡＦＣ２０は、受信フィルタ１４からのオーバーサンプリング周期の検波信号を用いて、公知の演算方法により受信信号の搬送波周波数と参照信号との周波数偏差Δωを推定する。本参考例では、図６の従来装置と異なり、オーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを推定する。そして、ＡＦＣ２０は、推定された周波数偏差ΔωとＢＴＲ１６から入力された判定タイミング情報とを用いて、判定タイミングに対する周波数偏差補正信号を算出する。周波数偏差補正信号ＣAFC は、次式で表される。
【００３９】
【数６】
ＣＡＦＣ  （ｍＴｓ  ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴｓ  ）                    …（６）
そして、ＡＦＣ２０からは、上式（６）で表される周波数偏差補正信号ＣＡＦＣ  が、ナイキストレートで出力される。この周波数偏差補正信号ＣＡＦＣ  は乗算器２２に入力される。
【００４０】
乗算器２２は、補間処理部１８から出力された判定タイミング検波信号ＲＮ  と周波数偏差補正信号ＣＡＦＣ  とを複素乗算することにより、判定タイミング検波信号から周波数偏差成分を除去する。乗算器２２からは、次式で表される周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号ＲＡＦＣ  が出力される。
【００４１】
【数７】
0003575883.tif 000007
乗算器２２の出力は、２方向に分岐し、位相推定器２４及び乗算器２６に入力される。
【００４２】
位相推定器２４は、乗算器２２の出力ＲＡＦＣ  を用いて、判定タイミング検波信号の初期位相成分θＮ  を推定する。この位相推定器２４としては、上記文献に挙げられた回路を用いることができる。そして、この推定された初期位相成分θＮ  を用いて、位相推定器２４は、次式で表される位相補正信号ＣＰＥを算出する。
【００４３】
【数８】
ＣＰＥ（ｍＴｓ  ）＝ｅｘｐ（−ｊθＮ  ）                          …（８）
この位相補正信号ＣＰＥは、乗算器２６に入力される。乗算器２６は、乗算器２２から出力された周波数偏差成分のない判定タイミング検波信号ＲＡＦＣ  と位相補正信号ＣＰＥとを複素乗算することにより、判定タイミング検波信号から初期位相成分を除去する。したがって、乗算器２６からは、次式で表される同期検波出力Ｓが出力される。
【００４４】
【数９】
0003575883.tif 000008
式（９）から分かるように、本参考例におけるディジタル復調器によれば、伝送対象デジタル信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが正しく復調される。
【００４５】
以上説明したように、本参考例では、ＡＦＣ２０は受信フィルタから出力されるオーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを求めるため、ＡＦＣ２０は、ＢＴＲ１６と独立に動作する。したがって、図６の従来装置では、ＡＦＣは、ＢＴＲが正常動作状態となるまでは動作することができなかったのに対し、ＡＦＣ２０は、ＢＴＲ１６の安定化を待たずに動作することができる。よって、本参考例によれば、復調器全体が安定化するまでに要する時間がＢＴＲ１６の安定化までの待ち時間分だけ短縮され、復調器全体として高速動作が可能になる。
【００４６】
また、本参考例によれば、定常動作状態においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ２０はＢＴＲ１６の出力に関係なく周波数偏差Δωを推定することができる。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に復帰し次第、ＡＦＣ２０からは正しい周波数偏差補正信号が出力される。
【００４７】
なお、本参考例の手法は、ＱＰＳＫ変調信号に限らずＢＰＳＫやＦＳＫなどの他の変調方式の信号の復調にも適用することが可能である。
以上に説明した参考例１の構成は次のように要約できる。すなわち、この構成は、ディジタル変調された受信信号を同期検波するディジタル復調器であって、受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイミング再生手段と、前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記各判定タイミングにおける周波数偏差補正信号を算出する周波数偏差推定手段と、前記周波数偏差補正信号に基づき前記補間手段から出力された検波信号を補正し、周波数偏差が補正された判定タイミング検波信号を出力する周波数偏差補正手段と、前記周波数偏差補正手段の出力に基づき前記判定タイミング検波信号の初期位相成分を推定し、推定された初期位相成分を用いて前記判定タイミングに対する位相補正信号を算出する位相推定手段と、前記位相補正信号を用いて前記周波数偏差補正手段の出力を補正し、同期検波された復調信号を出力する位相補正手段と、を有する。
この構成では、受信信号の周波数偏差の推定を、ディジタル準同期検波手段からオーバーサンプリング周期で出力される検波サンプル信号に基づいて行う。この結果、周波数偏差推定手段は、判定タイミング再生手段における判定タイミング再生処理が収束するのを待たずに独立して周波数偏差の推定処理を行うことができる。したがって、この構成によれば、復調器全体としての高速動作が可能となるとともに、判定タイミング再生手段の誤動作が周波数偏差推定手段における周波数偏差推定処理に波及するのを防ぐことができる。
【００４８】
参考例２．
図２は、本発明に係るディジタル復調器の第２の参考例の回路構成を模式的に示すブロック図である。図２において、図１の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４９】
この参考例２は、ＡＦＣだけでなく位相推定器をもオーバーサンプリング周期の信号で動作させることにより、参考例１よりもさらに高速な動作を実現するものである。
【００５０】
このため、図２におけるＡＦＣ３０は、判定タイミングに対する周波数偏差補正信号だけでなく、ディジタル直交検波回路１２の出力のサンプリングタイミングに対する周波数偏差信号をも算出する。すなわち、ＡＦＣ３０は、受信フィルタ１４から出力されたオーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを推定するとともに、判定タイミングに対する周波数偏差補正信号ＣＩＮＴ  （式（１０）参照）と、サンプリングタイミングに対する周波数偏差補正信号ＣＲＸ（式（１１）参照）とを算出する。
【００５１】
【数１０】
ＣＩＮＴ  （ｍＴｓ  ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴｓ  ）                  …（１０）
【数１１】
ＣＲＸ（ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｎＴ）                        …（１１）
そして、判定タイミングに対する周波数偏差補正信号ＣＩＮＴ  は乗算器２２に入力され、サンプリングタイミングに対する周波数偏差補正信号ＣＲＸは乗算器３２に入力される。
【００５２】
乗算器２２は、補間処理部１８から出力された判定タイミング検波信号ＲＮ  に対して周波数偏差補正信号ＣＩＮＴ  を複素乗算することにより、判定タイミング検波信号から周波数偏差成分を除去する。この結果、乗算器２２からは、次式で表される周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号ＸＩＮＴ  が出力される。
【００５３】
【数１２】
0003575883.tif 000009
一方、乗算器３２は、受信フィルタ１４から出力された検波サンプル信号に対して周波数偏差補正信号ＣＲＸを乗算することにより、検波サンプル信号から周波数偏差成分を除去する。乗算器３２からは、次式で表される周波数偏差成分の除去された検波サンプル信号ＸＲＸが出力される。
【００５４】
【数１３】
0003575883.tif 000010
そして、位相推定器３４は、周波数偏差成分の除去された検波サンプル信号ＸＲＸに基づき、検波サンプル信号の初期位相成分θを推定する。すなわち、位相推定器３４は、オーバーサンプリング周期の信号ＸＲＸに基づき、ＢＴＲ１６の出力とは無関係に初期位相成分θを算出する。さらに、位相推定器３４は、得られた初期位相成分θに基づき、次式で表される位相補正信号ＣＰＥ２  を算出する。
【００５５】
【数１４】
ＣＰＥ２  （ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊθ）                            …（１４）
位相推定器３４で求められた位相補正信号ＣＰＥ２  はサンプリングタイミングにおける初期位相成分θを補正するための信号なので、このままでは乗算器２２から出力された判定タイミング検波信号の初期位相成分θＮ  を補正することができない。なぜなら、サンプリングタイミングと判定タイミングとの基準時刻のずれにより、θＮ  とθとが異なった値になるからである。
【００５６】
そこで、本参考例では、位相修正器３６によって位相補正信号ＣPE2 を判定タイミングに対応する値に修正する。すなわち、位相修正器３６は、ＢＴＲ１６からの判定タイミング情報とＡＦＣ３０からの周波数偏差情報に基づいてタイミングのずれによる位相回転量を求め、その位相回転量により位相補正信号ＣPE2 を修正する。したがって、位相修正器３６からは、次式で表される判定タイミングに対する位相補正信号ＣPE3 がナイキストレートで出力される。
【００５７】
【数１５】
ＣＰＥ３  （ｍＴｓ  ）＝ｅｘｐ（−ｊθＮ  ）                        …（１５）
この判定タイミングに対する位相補正信号ＣＰＥ３  は、乗算器２６に入力される。乗算器２６は、式（１２）で表される周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号ＸＩＮＴ  に対して位相補正信号ＣＰＥ３  を乗算することにより、判定タイミング検波信号から初期位相成分を除去する。乗算器２６からは、次式で表される同期検波出力Ｓが出力される。
【００５８】
【数１６】
0003575883.tif 000011
式（９）から分かるように、本参考例におけるディジタル復調器においても、伝送対象デジタル信号の同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが正しく復調される。
【００５９】
以上説明したように、本参考例では、ＡＦＣ３０だけでなく位相推定器３４もオーバーサンプリング周期の検波信号に基づき、ＢＴＲ１６とは独立に動作する。したがって、本参考例では、ＡＦＣ３０及び位相推定器３４の両方がＢＴＲ１６の安定化を待たずに動作することができるので、復調器全体が正常動作状態となるまでの時間が参考例１よりもさらに短くなる。
【００６０】
また、本参考例によれば、定常動作状態においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ３０及び位相推定器３４は、ＢＴＲ１６の出力に関係なく周波数偏差Δω及び初期位相成分θを推定することができる。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に復帰し次第、ＡＦＣ３０及び位相推定器３４からはそれぞれ正しい周波数偏差補正信号及び位相補正信号が出力される。
【００６１】
なお、本参考例の手法は、ＱＰＳＫ変調信号に限らずＢＰＳＫやＦＳＫなどの他の変調方式の信号の復調にも適用することが可能である。
以上に説明した参考例２の構成は以下のように要約できる。すなわちこの構成は、ディジタル変調された受信信号を同期検波するディジタル復調器であって、受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイミング再生手段と、前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号に基づき前記受信信号と参照信号との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記各判定タイミングに対する第１の周波数偏差補正信号及び前記各サンプリングタイミングに対する第２の周波数偏差補正信号を算出する周波数偏差推定手段と、前記第１の周波数偏差補正信号に基づき前記補間手段から出力された検波信号を補正し、周波数偏差補正された判定タイミング検波信号を出力する第１の周波数偏差補正手段と、前記第２の周波数偏差補正信号に基づき前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号を補正し、周波数偏差が補正された検波サンプル信号を出力する第２の周波数偏差補正手段と、前記第２の周波数補正手段によって周波数偏差が補正された検波サンプル信号に基づき、前記検波サンプル信号の初期位相成分を推定し、推定された初期位相成分を用いて前記サンプルタイミングに対する位相補正信号を算出する位相推定手段と、前記判定タイミング再生手段からの判定タイミング情報及び前記周波数偏差推定手段からの第１の周波数偏差補正信号を用いて、前記サンプルタイミングにおける位相補正信号を修正して前記判定タイミングにおける位相補正信号を算出する位相補正信号修正手段と、前記判定タイミングにおける位相補正信号を用いて前記第１の周波数偏差補正手段の出力を補正し、同期検波された復調信号を出力する位相補正手段と、を有する。
この構成では、受信信号の周波数偏差の推定だけでなく、初期位相成分の推定をも、オーバーサンプリング周期の検波サンプル信号に基づいて行う。すなわち、位相推定手段では、ディジタル準同期検波手段から出力される検波サンプル信号に基づき、検波サンプル信号の初期位相成分を推定し、この推定結果に基づいて位相補正信号を生成する。ただし、位相推定手段で求められる位相補正信号はサンプルタイミングに対する値なので、位相補正信号修正手段にてこれを判定タイミングに対する値に修正する。位相補正手段では、位相補正信号修正手段から出力される判定タイミングに対する位相補正信号により、判定タイミング検波信号を補正する。したがって、この構成によれば、復調器全体としてのさらなる高速動作が可能となるとともに、判定タイミング再生手段の誤動作が位相推定手段における初期位相成分の推定処理に波及するのを防ぐことができる。
【００６２】
参考例３．
前述の参考例１及び２は同期検波方式の復調器であったが、この参考例３は遅延検波方式を採用する。この参考例３は位相変調された信号の復調に用いることができる。
【００６３】
図３は、参考例３に係るディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。図３において、図１の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６４】
この参考例３において、Ａ／Ｄ変換器１０〜補間処理部１８までの動作は前述の参考例１のものと同じである。そして、本参考例においては、補間処理部１８から出力される判定タイミング検波信号から位相情報を抽出し、その位相情報を用いて遅延検波を行う。
【００６５】
このため、座標変換部４２は、補間処理部１８から出力される判定タイミング検波信号を極座標形式に座標変換することにより、判定タイミング検波信号の位相を求める。補間処理部１８から出力される判定タイミング検波信号は、式（５）で表されるので、座標変換部にて求められる判定タイミング検波信号の位相Ｒｐ  は次式に示す形となる。
【００６６】
【数１７】
Ｒｐ  （ｍＴｓ  ）＝ΔωｍＴｓ  ＋θＮ  ＋θＭ  （ｍＴｓ  ）            …（１７）
ただし、θＭ  （ｍＴｓ  ）は、変調による位相成分であり、次式で表される。
【００６７】
【数１８】
θＭ  （ｍＴｓ  ）＝ａｒｇ｛Ｉ（ｍＴｓ  ）＋ｊＱ（ｍＴｓ  ）｝      …（１８）
座標変換部４２の出力は、遅延回路４４及び減算器４６に入力される。遅延回路４４は、座標変換部４２から出力された位相信号Ｒｐ  を１シンボル周期（１ナイキスト周期）だけ遅延する。そして、減算器４６は、座標変換部４２から出力された位相信号Ｒｐ  （ｍＴｓ  ）から、遅延回路４４から出力される１シンボル周期遅延された位相信号Ｒｐ  （（ｍ−１）Ｔｓ  ）を減算し、遅延検波を行う。この遅延検波の結果ＤＤ（ｍＴｓ  ）は、次式で表される。
【００６８】
【数１９】
0003575883.tif 000012
式（１９）から分かるように、減算器４６からの遅延検波出力ＤＤには、変調による位相成分の他に、周波数偏差による位相回転成分ΔωＴｓ  が含まれている。そして、この位相回転成分ΔωＴｓ  を除去しないと、誤り率特性が劣化してしまう。
【００６９】
このため、本参考例の復調器では、ＡＦＣ４０により位相回転成分ΔωＴs を求め、減算器４８によって遅延検波出力ＤＤから位相回転成分ΔωＴs を減算する。すなわち、ＡＦＣ４０は、受信フィルタ１４から出力されたオーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを推定し、これに基づいて１シンボル周期（ナイキスト間隔）Ｔs 当たりの位相回転量ＤAFC を求める。
【００７０】
【数２０】
ＤＡＦＣ  （ｍＴｓ  ）＝ΔωＴｓ                                    …（２０）
なお、この演算の際、１シンボル周期Ｔｓ  の値はほぼ既知である。なぜなら、１シンボル周期Ｔｓ  はオーバーサンプリング周期Ｔのほぼ整数倍になっているからである。したがって、ＡＦＣ４０は、１シンボル周期Ｔｓ  としてサンプリングクロックから定まる固定値を記憶しておき、それを式（２０）の演算に用いれば、実用上十分な精度で位相回転量ＤＡＦＣ  を求めることができる。ただし、さらに精度を向上させるためには、ＢＴＲ１６で求められる正確な１シンボル周期Ｔｓ  をＡＦＣ４０に与える構成としてもよい。
【００７１】
そして、減算器４８において、この位相回転量ＤＡＦＣ  を減算器４６の出力ＤＤから減算することにより、変調位相成分のみの遅延検波結果が得られる。減算器４８の出力信号ＳＤＥは、次式で表される。
【００７２】
【数２１】
0003575883.tif 000013
式（２１）から分かるように、減算器４８の出力は、正確に変調による位相成分の差となっている。そして、この位相差ＳＤＥから元のデジタル信号が再生される。
【００７３】
以上説明したように、本参考例では、ＡＦＣ４０、ＢＴＲ１６とは独立に動作するので、ＡＦＣ４０はＢＴＲ１６の安定化を待たずに動作することができる。したがって、本参考例によれば、高速動作が可能な遅延検波復調器が得られる。
【００７４】
また、本参考例によれば、定常動作状態においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ４０はＢＴＲ１６の出力に関係なく周波数偏差Δωを推定することができる。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に復帰し次第ＡＦＣ４０からは正しい位相回転量が出力され、これにより復調器全体が正常動作状態に復帰する。
【００７５】
なお、以上の説明では、遅延検波の遅延量は１シンボル周期であったが、遅延量は数シンボル周期であってもよい。
【００７６】
また、本参考例において、遅延検波は前述した位相減算に限られるものではなく、例えば複素乗算など、他の手法を用いて行うこともできる。ちなみに、複素乗算にて位相検波を行う場合の演算過程は以下のようになる。
【００７７】
すなわち、複素乗算による遅延検波では、補間処理部の出力信号それ自体を遅延し、現在の信号と１シンボル周期前の信号と複素乗算することにより検波を行う。この場合、時刻ｍにおける補間処理部の出力信号をＳ（ｍ）とすると、遅延検波出力ＤＤ（ｍ）は、
【数２２】
ＤＤ（ｍ）＝Ｓ（ｍ）×Ｓ＊  （ｍ−１）
と表される。Ｓ＊  （ｍ−１）は時刻ｍー１における信号Ｓ（ｍ−１）の複素共役数である。Ｓ（ｍ）及びＳ（ｍ−１）は次式で表される。
【００７８】
【数２３】
Ｓ（ｍ）＝Ａ（ｍ）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ）｝
Ｓ（ｍ−１）＝Ａ（ｍ−１）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ−１）｝
ここで、Ａ（ｍ）は信号Ｓ（ｍ）の振幅成分、θ（ｍ）は信号Ｓ（ｍ）の位相成分を示している。したがって、遅延検波出力ＤＤ（ｍ）は、次式のように整理できる。
【００７９】
【数２４】
0003575883.tif 000014
この式から分かるように、複素乗算によっても１シンボル周期の位相差を得ることができる。そして、このようにして得られた位相差成分から周波数偏差成分を除去することにより、復調信号を得ることができる。
【００８０】
実施形態．
図４は、本発明に係るディジタル復調器の実施形態の回路構成を模式的に示すブロック図である。図４において、図３の構成要素と同一の構成要素には同一符号を付してその説明を省略する。
【００８１】
この実施形態は、上記参考例３を改良して、信号捕捉時における回路動作の高速安定化とともに、定常動作時における周波数偏差への対応能力の拡大を可能とするものである。
【００８２】
図４において、ＡＦＣ５０は、受信フィルタ１４から出力されたオーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを推定する。そして、ＡＦＣ５０は、選択器５２からの選択信号に応じて、減算器４８に対する補正信号ＤＡＦＣ  （式（２０）参照）及び乗算器５４に対する補正信号ＣＲＸ（ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｎＴ）のいずれかを算出する。すなわち、ＡＦＣ５０は、復調器の高速動作（高速安定化）が要求されるときには補正信号ＤＡＦＣ  を算出して減算器４８に供給し、復調器が定常動作状態のときは補正信号ＣＲＸを算出して乗算器５４に供給する。
【００８３】
乗算器５４は、ディジタル直交検波回路１２と受信フィルタ１４の間に設けられている。したがって、この乗算器５４に補正信号ＣＲＸをフィードバックすれば、受信フィルタ１４の前段で検波サンプル信号から周波数偏差Δωによる位相回転成分が除去される。受信信号の周波数偏差が大きい場合には、受信信号は広帯域となってしまうので、その周波数偏差を除去しないと受信フィルタ１４によって変調信号成分が削られてしまうおそれがあるが、補正信号ＣＲＸを乗算器５４にフィードバックすれば、その周波数偏差が予め除去されるので、変調信号成分の欠落が防止される。ただし、周波数偏差を受信フィルタ１４の直前にフィードバックした場合は、受信フィルタ１４の遅延量のためにＡＦＣループの高速安定化が困難となるため、復調器全体の十分な高速動作は望めない。
【００８４】
したがって、この回路構成によれば、バースト信号等の捕捉時など復調器の高速動作（高速安定化）が要求される場合には、参考例３の場合と同様に周波数偏差を遅延検波後に補正することにより高速動作を実現することができる。また、復調器が定常動作状態となったときには、周波数補正に対する高速動作の要求が厳しくなくなるので、周波数偏差を受信フィルタ１４の前で補正することが可能である。したがって、定常動作状態においては、補正信号ＣRXにて受信フィルタ１４の前で周波数偏差を補正することにより、周波数偏差が大きい場合でも必要な信号成分が欠落するのを防止することができる。
【００８５】
以上説明したように、本実施形態によれば、受信フィルタによる信号劣化があるものの高速に動作するモードと、動作速度は低い代わりに受信フィルタによる信号の劣化が大幅に低減されるモードとを適宜選択することにより、受信状態に応じた適応的な復調動作が可能となる。例えば、信号捕捉時等においては復調器の高速動作が可能になると共に、定常動作時においては対応可能な周波数偏差の範囲を増大させることが可能となる。
【００８６】
以上、本発明に係るディジタル復調器の各実施形態について説明した。
【００８７】
なお、以上の各参考例及び実施形態では、入力ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換したあとディジタル処理にて準同期直交検波を行う構成を示したが、本発明における準同期検波のための構成はこのような構成に限られない。例えば、図５に示すように、入力ＩＦ信号をアナログ的に準同期直交検波し、この検波結果をＡ／Ｄ変換する構成とすることもできる。図５においては、入力ＩＦ信号は、固定発振器１００の出力信号及びこの信号をπ／２移相器１１４にて移相した信号をそれぞれ参照信号として、乗算器１０２及び１０４によって準同期直交検波される。検波出力は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６及び１０８にて波形成形された後、Ａ／Ｄ変換器１１０及び１１２にてＡ／Ｄ変換される。なお、Ａ／Ｄ変換器１１０及び１１２にはオーバーサンプリング周期Ｔ（前記各参考例及び実施形態におけるディジタル直交検波回路１２の出力信号の周期に等しい）のクロックが入力されており、Ａ／Ｄ変換器１１０及び１１２は、このクロックに従ってそれぞれ検波サンプル信号ＩQC及びＱQCを出力される。この検波サンプル信号は、前記各参考例及び実施形態におけるディジタル直交検波回路１２の出力信号と同等の信号である。したがって、以下、この検波サンプル信号を用いて、各参考例及び実施形態と同様の処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】参考例１のディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。
【図２】参考例２のディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。
【図３】参考例３のディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。
【図４】実施形態のディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。
【図５】準同期直交検波のための構成の他の例を示す図である。
【図６】従来のディジタル復調器の回路構成を模式的に示すブロック図である。
【図７】補間処理を説明するための説明図である。
【符号の説明】
１０  Ａ／Ｄ変換器、１２  ディジタル直交検波回路、１４  受信フィルタ、１６  ビットタイミング再生部（ＢＴＲ）、１８  補間処理部、２０，３０，４０，５０  自動周波数制御回路（ＡＦＣ）、２２，２６，３２，５４  乗算器、
２４，３４  位相推定器、３６  位相修正器、４２  座標変換部、４４  遅延回路、４６，４８  減算器、５２  選択器。
【図１】
0003575883.tif 000015
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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