(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器を介して電力系統に接続された電圧形インバータであり、前記変圧器の電力系統側から検出される当該電圧形インバータの出力電流の電力系統側電流検出信号を当該電圧形インバータの制御に用いるとともに、キャリア波と制御信号との大小関係に対応して上側アームと下側アームとを交互にオン・オフさせて電力変換を行う際に、前記上下アームの同時オンを防止するデッドタイムを有する電圧形インバータのデッドタイムを補償するインバータのデッドタイム補償回路であって、前記電力系統側電流検出信号又は当該電圧形インバータの電流指令信号を入力してその極性を検出する電流極性検出器と、前記制御信号に対応した補償量を演算する補償量演算器と、この補償量を前記電流極性に対応して前記制御信号に加算又は減算する回路とを備えているインバータのデッドタイム補償回路において、
前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号に前記変圧器の励磁電流分を加算した信号を前記電流極性検出器へ与える励磁電流分補正回路を備えていることを特徴とするインバータのデッドタイム補償回路。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータのデッドタイム補償回路において、
前記励磁電流分補正回路は、前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号を、相互に直交する有効電流成分と無効電流成分に分解する第１座標変換回路と、この第１座標変換回路から得られる前記無効電流成分に前記変圧器の励磁電流分を加算する第１加算器と、この第１加算器の演算結果と前記有効電流成分を三相交流電流信号に変換する第２座標変換回路と、を備えていることを特徴とするインバータのデッドタイム補償回路。
【請求項３】
請求項１に記載のインバータのデッドタイム補償回路において、
前記励磁電流分補正回路は、前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号を、相互に直交する有効電流成分と無効電流成分に分解する第１座標変換回路と、これら有効電流成分と無効電流成分を三相交流電流信号に変換する第２座標変換回路と、この第２座標変換回路の出力に前記変圧器の励磁電流分を加算する第２加算器と、を備えていることを特徴とするインバータのデッドタイム補償回路。
【請求項４】
変圧器を介して電力系統に接続された電圧形インバータであり、前記変圧器の電力系統側から検出される当該電圧形インバータの出力電流の電力系統側電流検出信号を当該電圧形インバータの制御に用いるとともに、キャリア波と制御信号との大小関係に対応して上側アームと下側アームとを交互にオン・オフさせて電力変換を行う際に、前記上下アームの同時オンを防止するデッドタイムを有する電圧形インバータのデッドタイムを補償するインバータのデッドタイム補償回路であって、前記電力系統側電流検出信号又は当該電圧形インバータの電流指令信号を入力してその極性を検出する電流極性検出器と、前記制御信号に対応した補償量を演算する補償量演算器と、この補償量を前記電流極性に対応して前記制御信号に加算又は減算する回路とを備えているインバータのデッドタイム補償回路において、
前記電流極性検出器をコンパレータで構成し、当該電流極性検出器で検出する入力信号の極性を予め定めた進み位相で検出させる逆ヒステリシス設定器を前記電流極性検出器に付加するとともに、前記進み位相分が、前記電圧形インバータの本体に流れる電流の，前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号に対する，前記変圧器の励磁電流分による位相偏差だけずらした進み位相となるように前記逆ヒステリシス設定器を設定してなることを特徴とするインバータのデッドタイム補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、電圧形パルス幅変調制御インバータを構成する上下アームの短絡防止用に設けたデッドタイムが及ぼす悪影響を補償するインバータのデッドタイム補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は直流を交流に変換するインバータの１相分を示した回路図であって、ゲートターンオフサイリスタ（以下ではＧＴＯと略記する）とフリーホイーリングダイオードとの逆並列接続でなる上側アーム５Ｕと、同じ構成の下側アーム５Ｘとを直列に接続して、直流電源（コンデンサ６）に接続する。上側アーム５Ｕと下側アーム５Ｘとを交互にオン・オフさせることにより、両者の結合点であるＡ点に負荷を接続すれば、出力電流ＩＬ  が流れる。ところで、上側アーム５Ｕと下側アーム５Ｘとが極めて短時間でも同時オンすると、直流電源が短絡されて両アームに過大な短絡電流が流れ、素子を破壊する恐れがある。これが所謂ア−ム短絡である。そこで上側アーム５Ｕと下側アーム５Ｘが共にオフとなる時間を設けることにより、アーム短絡の確実な防止を図っている。この両アームが同時オフの期間をデッドタイムと称し、Ｔｄ  と表示する。
【０００３】
図６は図５に図示のインバータに従来のデッドタイムを設けた場合の各部の動作を示した動作波形図であって、図６▲１▼は制御信号λとキャリア波Ｃの変化、図６▲２▼は目標とするＡ点電圧の変化、図６▲３▼は上側アームのＧＴＯ５Ｕのゲート信号の変化、図６▲４▼は下側アームのＧＴＯ５Ｘのゲート信号の変化、図６▲５▼は出力電流極性が正（ＩＬ  ＞０）のときの実際のＡ点電圧の変化、図６▲６▼は出力電流極性が負（ＩＬ  ＜０）のときの実際のＡ点電圧の変化、をそれぞれが示している。即ち、ＩＬ  ＞０のときのＡ点電圧は目標値に比べてＢ１  だけ異なり（図６▲５▼参照）、これが負電圧を増大させる。またＩＬ  ＜０のときのＡ点電圧は目標値に比べてＢ２  だけ異なり（図６▲６▼参照）、これが正電圧を増大させる。
【０００４】
図７は図５に図示のインバータに従来のデッドタイムを設けた場合の出力電圧・電流の変化を示した波形図であって、図７▲１▼は出力電圧の波形、図７▲２▼は出力電流の波形を示しているが、いずれも実線は目標波形を表し、破線はデッドタイムＴｄ  の影響を受けた波形を表している。この図７で明らかなように、出力電流ＩＬ  の極性が負のときは出力電圧は正側にバイアスされ、出力電流ＩＬ  の極性が正のときは出力電圧は負側にバイアスされるので、電流が零点を通過する時点（即ち電流極性が切り替わる時点）で出力電圧に不連続点を生じる。そのためこの時点で電流制御が不連続になり、電流は零点通過時に歪みを生じる。
【０００５】
前述の現象は、インバータの単位時間当たりのスイッチング回数が少ない場合には無視できるけれども、パルス幅変調制御インバータのようにスイッチング周波数が高いと、全時間に占めるデッドタイムの割合が大きくなるので、出力電圧の変動が大きく影響して、制御性能を低下させることになる。そこでスイッチング周波数が高いＰＷＭインバータなどではデッドタイムを補償する回路を設けている。
【０００６】
図８はインバータのデッドタイムを補償する回路の従来例を示した回路図であるが、最近のインバータはその制御性能を向上させるためにベクトル制御が一般的である。従って以下では、相互に直交する有効電流と無効電流とに分解されているものとして説明する。図８の従来例回路では、有効電流指令値ＩＰ  ＊  と無効電流指令値ＩＱ  ＊  から逆ベクトルドレア１１と２相／３相変換器１２とで三相交流の電流指令値Ｉ＊  を演算し、この電流指令値Ｉ＊  と電流検出値Ｉとの偏差を電流調節器１３へ入力させ、この電流調節器１３からは入力偏差を零にする制御信号λを得る。
【０００７】
一方で、前記の電流指令値Ｉ＊  をコンパレータで構成している電流極性検出器１４へ入力して零点通過毎に＋１または−１を出力させる。電流極性検出器１４の出力を、補正量Δλをゲインとする増幅器１５へ入力させることにより、増幅器１５からは制御信号補正分±Δλが得られる。加算器１６は制御信号λとこの±Δλとを加算し、その加算結果を新たな制御信号としてＰＷＭ変調器１８へ与える。ＰＷＭ変調器１８はキャリア波発生器１７からのキャリア波Ｃも入力し、パルス幅変調により得られるパルス列がインバータを構成する各スイッチング素子をオン・オフさせる。
【０００８】
図９は図８に図示のデッドタイムの影響を補償した従来例回路の動作を示した動作波形図であって、左側は電流極性が正，即ちＩＬ  ＞０の場合を示し、右側は電流極性が負，即ちＩＬ  ＜０の場合を示している。図９▲１▼は制御信号λ（一点鎖線）と制御信号補正分±Δλ（破線）およびキャリア波Ｃ（実線）の変化、図９▲２▼は目標とするＡ点電圧の変化、図９▲３▼は電流極性検出器１４の出力の変化、図９▲４▼は上側アームのＧＴＯ５Ｕのゲート信号の変化、図９▲５▼は下側アームのＧＴＯ５Ｘのゲート信号の変化、図９▲６▼は実際のＡ点電圧の変化、をそれぞれが示している。
【０００９】
ＩＬ  ＞０の場合（図９の左側）は、制御信号λに補正分±Δλを加算することにより、電流極性検出器１４は前後の動作時間がそれぞれＴｄ  ／  ２ずれる。その結果、Ａ点出力電圧の波形の幅Ｄ（図９▲６▼参照）とＡ点電圧目標値の幅Ｄ（図９▲２▼参照）とは同じになる。ＩＬ  ＜０の場合（図９の右側）は前述とは逆に、制御信号λから補正分±Δλを減算することにより、電流極性検出器１４は前後の動作時間がそれぞれＴｄ  ／  ２だけずれ、Ａ点出力電圧の波形の幅Ｄ（図９▲６▼参照）とＡ点電圧目標値の幅Ｄ（図９▲２▼参照）とは同じになる。
【００１０】
図１０は図８に図示のデッドタイムの影響を補償した従来例回路の出力電圧・電流の変化を示した波形図であって、図１０▲１▼は出力電圧の波形、図１０▲２▼は出力電流の波形を示しているが、実線は目標波形を表し、破線はデッドタイムＴｄ  の影響を受けた波形を表し、一点鎖線は制御信号補正分±Δλの波形を表している。この図１０▲１▼に図示のように、出力電流ＩＬ  の極性が負のときは、デッドタイムＴｄ  の影響を受けた波形（破線）からΔλによる補正波形（一点鎖線）を減算することで、出力電圧は目標波形（実線）に一致する。出力電流ＩＬ  の極性が正のときは、デッドタイムＴｄ  の影響を受けた波形（破線）にΔλによる補正波形（一点鎖線）を加算することで、前述と同様に出力電圧は目標波形（実線）に一致する。その結果、電流が零点を通過する時点（即ち電流極性が切り替わる時点）で出力電圧に不連続点を生じない。よってこの時点で電流制御が不連続になるのを回避できるので、電流が零点を通過する際に歪みを生じる恐れがない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
電力系統では、系統の無効電力を適切に制御する必要がある。従来は同期回転機を使用していたが、軸受やブラシなどの保守に手間がかかるので、電力用コンデンサをスイッチで開閉する静止型に切り替わった。しかしコンデンサを使うために無効電力を連続的に調整することができない不都合があるし、スイッチの接点が消耗するなど、保守・点検の作業は依然として必要である。そこで、電力系統にインバータを接続すれば、このインバータで系統の無効電力を連続的に調整できるし、保守・点検作業は従来よりも大幅に軽減できるので、このような静止型無効電力調整装置が多用されるようになった。この静止型無効電力調整装置として使用するインバータも、デッドタイムＴｄ  の影響を回避するために、前述した制御信号補正分±Δλを出力電流ＩＬ  の極性に対応して制御信号λに加算または減算する回路を備えている。
【００１２】
図１１は電力系統にインバータを接続した場合を単線で示した主回路接続図であって、２は電力系統、３は連系インピーダンス、４は変圧器、５はインバータ、６はコンデンサで７はインバータ電流検出器である。電力系統２の電圧区分は一般に特別高圧であるから、インバータ５は変圧器４を介して電力系統２に接続する。このときインバータ５は連系インピーダンス３を流れる電流を制御対象にしているから、電流指令値Ｉ＊  は変圧器４の一次側電流であり、実際電流Ｉはインバータ５に流れる電流であって変圧器４の二次側を流れる電流である。従って両電流には変圧器４の励磁電流分の偏差がある。
【００１３】
図１２は変圧器一次側電流と二次側電流の差異を示したベクトル図であって、ＩＰ  ＊  は無効電力調整装置の発生損失分に相当する有効電流指令値であって、系統から受電している。ＩＱ  ＊  は無効電流指令値、ＩＥＸは変圧器４の励磁電流分である。このベクトル図から明らかなように、電流指令値Ｉ＊  はＩＰ  ＊  とＩＱ  ＊  のベクトル和で求められ、その位相角はθ１  であるが、インバータ５の本体に流れる電流検出値ＩはＩＰ  ＊  とＩＱ  ＊  とＩＥＸのベクトル和であり、その位相角はθ２  である。ここでθ１  ＞θ２  であるから、インバータ５の本体に流れる実際の電流Ｉは電流指令値Ｉ＊  に比べて進み位相となる。これは出力電流指令が進み無効電流の場合も同様である。
【００１４】
図１３は図１２に図示のベクトル図を波形で示した波形図であって、図１３（１）はＩＰ＊（破線）とＩＱ＊ （太い実線）とから得られる電流指令値Ｉ＊ （細い実線）の波形を示し、図１３（２）はＩＰ＊ （破線）とＩＱ＊ （太い実線）及びＩEX（一点鎖線）とから得られる実際の電流Ｉ（細い実線）の波形を示している。これらの図１２，図１３から分かるように、変圧器４を介してインバータ５を電力系統２に接続しているため、デッドタイムＴd の影響を回避するための制御信号補正分±Δλを得る際に検出する電流指令値Ｉ＊の零点通過時点が、実際の電流の零点通過時点よりも遅れ位相になってしまう不都合がある。
【００１５】
図１４は出力電流が大きい場合のベクトル図であって、電流指令値Ｉ＊  の位相角がθ３  、出力電流Ｉの位相角がθ４  である。また、図１５は出力電流が小さい場合のベクトル図であって、電流指令値Ｉ＊  の位相角がθ５  、出力電流Ｉの位相角がθ６  である。
電流が大きい場合の両位相角の差である（θ３  −θ４  ）と、電流が小さい場合の両位相角の差である（θ５  −θ６  ）とを比較すると、前者よりも後者の方が大きい。即ち出力電流が変化すると、電流指令値に対してインバータ５に流れる電流の進み位相角も変化してしまう不都合がある。これらが原因になって、現状のデッドタイム補償回路では、制御信号補正分±Δλが適切な位相で与えられないので、電流制御の制御精度が低下してしまって、系統側に余分な高調波を出してしまうなどの不具合を生じている。
【００１６】
そこでこの発明の目的は、変圧器を介して系統に接続しているインバータのデッドタイムを適切に補償できるようにすることにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、この発明のインバータのデッドタイム補償回路は、変圧器を介して電力系統に接続された電圧形インバータであり、前記変圧器の電力系統側から検出される当該電圧形インバータの出力電流の電力系統側電流検出信号を当該電圧形インバータの制御に用いるとともに、キャリア波と制御信号との大小関係に対応して上側アームと下側アームとを交互にオン・オフさせて電力変換を行う際に、前記上下アームの同時オンを防止するデッドタイムを有する電圧形インバータのデッドタイムを補償するインバータのデッドタイム補償回路であって、前記電力系統側電流検出信号又は当該電圧形インバータの電流指令信号を入力してその極性を検出する電流極性検出器と、前記制御信号に対応した補償量を演算する補償量演算器と、この補償量を前記電流極性に対応して前記制御信号に加算又は減算する回路とを備えているインバータのデッドタイム補償回路において、前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号に前記変圧器の励磁電流分を加算した信号を前記電流極性検出器へ与える励磁電流分補正回路を備えているものとする。
【００１８】
この励磁電流分補正回路は、相互に直交する有効電流成分と無効電流成分のうちの無効電流成分に前記変圧器の励磁電流分を加算し、この加算演算結果と前記有効電流成分とを三相交流電流信号に変換した後、前記電流極性検出器へ入力させるものとする。または、有効電流成分と無効電流成分を三相交流電流信号に変換した後、前記変圧器の励磁電流分を加算し、この加算演算結果を前記電流極性検出器へ入力させるものとする。
【００１９】
または、前記電流極性検出器をコンパレータで構成し、当該電流極性検出器で検出する入力信号の極性を予め定めた進み位相で検出させる逆ヒステリシス設定器を前記電流極性検出器に付加するとともに、前記進み位相分が、前記電圧形インバータの本体に流れる電流の，前記電力系統側電流検出信号又は前記電流指令信号に対する，前記変圧器の励磁電流分による位相偏差だけずらした進み位相となるように前記逆ヒステリシス設定器を設定してなるものとする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
電力系統に変圧器を介してインバータを接続する場合のインバータの制御は系統側で検出する電流（即ち変圧器一次側電流）を使用する。ところがインバータ本体に流れる電流（即ち変圧器二次側電流）には変圧器の励磁電流が含まれるので、前者の電流と後者の電流には位相差がある。ところでインバータのデッドタイムを補償するには、電流極性を検出し、この極性に対応して制御信号の補正量Δλを制御信号λに加算または減算する必要がある。ところが電流の位相差に対応して電流の零点通過時点が変動するので、補正量Δλを加減算するタイミングがずれ、インバータの制御精度が低下する。そこで本発明では、電流指令値の無効電流分に変圧器の励磁電流分を加算し、これと有効電流分とのベクトル和で得られる電流を前記電流極性検出器へ入力させる。あるいは三相交流電流指令値に励磁電流分を加算した結果を前記電流極性検出器へ入力させる。または電流極性検出器が検出する電流零点を、励磁電流で変化する位相分だけずらす逆ヒステリシス設定器を前記電流極性検出器に付加することで、励磁電流の影響を排除するものである。
【００２１】
【実施例】
図１は本発明の第１実施例を表した回路図であるが、この第１実施例回路は図８で既述の従来例回路に励磁電流分補正回路２０を付加して構成したものである。従って励磁電流分補正回路２０以外の各部についての説明は省略する。前述したように、従来の回路では電流極性検出器１４へ入力する電流には変圧器４の励磁電流分ＩＥＸが考慮されていないので、制御信号λへの制御信号補正分±Δλの加算が正確なタイミングで行われなかった。そこで当該第１発明では、励磁電流分補正回路２０から電流極性検出器１４へは励磁電流分ＩＥＸを補正した電流信号が与えられる。
【００２２】
図２は本発明の第２実施例を表した回路図であるが、この第２実施例回路は図８で既述の従来例回路に励磁電流分補正回路３０を付加して構成したものである。従って励磁電流分補正回路３０以外の各部についての説明は省略する。励磁電流分補正回路３０は第１加算器３１，補正回路用逆ベクトルドレア３２，および補正回路用２相／３相変換器３３で構成している。なお、当該インバータ５はベクトル制御のために有効電流成分と無効電流成分とに分解されているものとし、第１座標変換回路の図示は省略する。
【００２３】
本発明では、第１加算器３１が無効電流指令値ＩＱ  ＊  と励磁電流分ＩＥＸとを加算する。この加算演算結果と有効電流指令値ＩＰ  ＊  とを、補正回路用逆ベクトルドレア３２と補正回路用２相／３相変換器３３で三相交流電流信号に変換して電流極性検出器１４へ与えれば、電流極性検出器１４と増幅器１５とで得られる制御信号補正分±Δλを、正しいタイミングで制御信号λに加減算することができる。
【００２４】
図３は本発明の第３実施例を表した回路図であるが、この第３実施例回路は図８で既述の従来例回路に励磁電流分補正回路４０を付加して構成したものである。従って励磁電流分補正回路４０以外の各部についての説明は省略する。励磁電流分補正回路４０は補正回路用逆ベクトルドレア３２，補正回路用２相／３相変換器３３，および第２加算器４１で構成している。なお、当該インバータ５はベクトル制御のために有効電流成分と無効電流成分とに分解されているものとし、第１座標変換回路の図示は省略する。
【００２５】
本発明では、有効電流指令値ＩＰ  ＊  と無効電流指令値ＩＱ  ＊  を補正回路用逆ベクトルトレア３２と補正回路用２相／３相変換器３３で三相交流電流信号に変換し、第２加算器４１はこれと励磁電流分ＩＥＸとを加算し、この加算演算結果を電流極性検出器１４へ与える。よって増幅器１５が出力する制御信号補正分±Δλは正しいタイミングで制御信号λに加減算される。
【００２６】
図４は本発明の第４実施例を表した回路図であるが、この第４実施例回路は図８で既述の従来例回路の電流極性検出器１４の代わりに、電流極性検出器５１と逆ヒステリシス設定器５２とを組み合わせた回路を備える構成にしたものである。従ってこれら電流極性検出器５１と逆ヒステリシス設定器５２を除いた残余の部分についての説明は省略する。本発明では、電流極性検出器５１に逆ヒステリシス設定器５２を付加し、この逆ヒステリシス設定器５２が一定の進み位相を設定することにより、電流極性検出器５１へ入力する電流の位相がインバータ５に流れる実際電流の位相にほぼ一致した時点で、当該電流極性検出器５１を動作させるので、デッドタイムの影響を補正することができる。
【００２７】
図１６は第４実施例回路で電流変化率が大きい電流が通流する際の位相進め量を表した動作波形図であり、図１７は第４実施例回路で電流変化率が小さい電流が通流する際の位相進め量を表した動作波形図である。これら図１６，図１７で明らかなように、この第４実施例回路では逆ヒステリシス設定値が一定のため、通流する電流の変化率の大小で位相進め量が変動する欠点がある。よって本発明はインバータ５の出力が一定しているような場合に適用することが望ましい。
【００２８】
【発明の効果】
電力系統に変圧器を介して接続しているインバータに従来のデッドタイム補償回路を適用すると、変圧器励磁電流の影響で、制御信号にデッドタイムを補償するための補正分の加算を、適切なタイミングで行うことができなかった。
第１，第２，第３の各発明では、変圧器励磁電流分が考慮された電流信号を電流極性検出器へ入力させる構成にしているので、電流極性切替え時点が実際の電流に合った進み角になる。従って電流の大小にかかわらず、デッドタイム補償用の補正分が適切なタイミングで加算されるので、インバータの電流制御の制御精度が低下する恐れが無く、系統に余分な高調波を出すことを回避出来る効果が得られる。また第４の発明は、電流極性切替え時点を一定の進み角に設定するので、電流変化率の大小に対応することはできないが、従来のデッドタイム補償回路の電流極性検出器に一定の進み角を設定する逆ヒステリシス設定器を付加するのみで良いことから、一定出力で運転するインバータに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した回路図
【図２】本発明の第２実施例を表した回路図
【図３】本発明の第３実施例を表した回路図
【図４】本発明の第４実施例を表した回路図
【図５】直流を交流に変換するインバータの１相分を示した回路図
【図６】図５に図示のインバータに従来のデッドタイムを設けた場合の各部の動作を示した動作波形図
【図７】図５に図示のインバータに従来のデッドタイムを設けた場合の出力電圧・電流の変化を示した波形図
【図８】インバータのデッドタイムを補償する回路の従来例を示した回路図
【図９】図８に図示のデッドタイムの影響を補償した従来例回路の動作を示した動作波形図
【図１０】図８に図示のデッドタイムの影響を補償した従来例回路の出力電圧・電流の変化を示した波形図
【図１１】電力系統にインバータを接続した場合を単線で示した主回路接続図
【図１２】変圧器一次側電流と二次側電流の差異を示したベクトル図
【図１３】図１２に図示のベクトル図を波形で示した波形図
【図１４】出力電流が大きい場合のベクトル図
【図１５】出力電流が小さい場合のベクトル図
【図１６】第４実施例回路で電流変化率が大きい電流が通流する際の位相進め量を表した動作波形図
【図１７】第４実施例回路で電流変化率が小さい電流が通流する際の位相進め量を表した動作波形図
【符号の説明】
２              電力系統
３              連系インピーダンス
４              変圧器
５              インバータ
５Ｕ            上側アーム
５Ｘ            下側アーム
６              コンデンサ
７              インバータ電流検出器
１１              逆ベクトルドレア
１２              ２相／３相変換器
１３              電流調節器
１４，５１        電流極性検出器
１５              増幅器
１６              加算器
１７              キャリア波発生器
１８              ＰＷＭ変調器
２０，３０，４０  励磁電流分補正回路
３１              第１加算器
３２              補正回路用逆ベクトルドレア
３３              補正回路用２相／３相変換器
４１              第２加算器
５２              逆ヒステリシス設定器
【図１】
0003580048.tif 000002
【図２】
0003580048.tif 000003
【図３】
0003580048.tif 000004
【図４】
0003580048.tif 000005
【図５】
0003580048.tif 000006
【図６】
0003580048.tif 000007
【図７】
0003580048.tif 000008
【図８】
0003580048.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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