(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数ｆco以下の制御帯域の観測点におけるオーディオ信号が目標信号と一致するように適応イコライザ制御するオーディオ装置の制御帯域決定方法において、
前記周波数ｆco以上の非制御帯域のオーディオ信号を出力する被制御音源から観測点までの伝達特性を求め、
該伝達特性より隣接する２つの周波数におけるゲインの差分を示す差分特性および隣接する２つの周波数における位相角の２階差分を示す差分特性をそれぞれ演算し、
前記ゲインの差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該ゲインの差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、
前記位相角の２階差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該位相角の２階差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、
これら求めた２つの周波数のうち高い方の周波数に基づいて前記周波数ｆcoを決定することを特徴とするオーディオ装置の制御帯域決定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はオーディオ装置の制御帯域決定方法に係わり、特に制御帯域のオーディオ信号が目標信号と一致するように制御するオーディオ装置の制御帯域決定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車室内は、密閉された狭い空間である。従って、短時間で反射が起こり、音波が干渉しあうため、聴取点までの伝達特性は、非常に複雑なものとなる。また、左右非対称な場所で音楽等を聴いているので、左右スピーカからの伝達特性も大きく違ってしまう。かかる車室内の悪影響を取り除き、車室内における音響特性の改善を目的としたオーディオ装置が望まれている。このため、適応等化器を用いて再生空間の複数点（制御点）において、振幅、位相特性を含めて所望の特性となるようにする制御が行われている。
【０００３】
図９は適応等化システムの基本構成図であり、１はオーディオ信号ｘ（ｎ）を出力するオーディオソース（チューナ、テープデッキ、ＣＤプレーヤ等）、２は目標応答特性（インパルスレスポンス特性）Ｈが設定され、オーディオ信号ｘ（ｎ）が入力されて目標信号ｄ（ｎ）を出力する目標応答設定部、４は車室内音響空間の聴取位置（観測点）における音を検出するマイク、５は検出された音楽信号ｄ＾（ｎ）とフィルタ２から出力される目標信号ｄ（ｎ）との誤差ｅ（ｎ）を演算する演算部、６は前記誤差ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように信号ｙ（ｎ）を発生する適応信号処理装置、７は該信号ｙ（ｎ）に応じた音を車室内音響空間８に放射するスピーカである。
【０００４】
目標応答設定部２には、適応フィルタのタップ長の半分程度の長さの信号遅延時間をｔとすると、該時間ｔの遅延特性を有し、全オーディオ周波数帯域でフラットな特性（ゲイン１の特性）が設定される。すなわち、目標応答設定部２には、図１０（ａ）に示すようにゲイン１のフラットな周波数特性を備え、インパルス応答が図１０（ｂ）に示すように遅延時間ｔを有する特性が設定される。この目標応答設定部２は、ＦＩＲ型デジタルフィルタの前記遅延時間ｔに対応する係数を１にし、他の係数を０にすることにより実現できる。例えば、１サンプリング時間をτ、遅延時間をｔとすればｔ／τ番目のＦＩＲデジタルフィルタの係数を１にし、その他の係数を０にすることにより実現できる。これは音響系の逆特性を精度よく近似するためである。
【０００５】
適応信号処理装置６は、オーディオ信号ｘ（ｎ）を参照信号として入力されると共に、前記演算部５から出力されるエラ−信号ｅ（ｎ）を入力され、該エラ−信号のパワーが最小となるように適応信号処理を行って信号ｙ（ｎ）を出力する。適応信号処理装置６は、適応信号処理部（ＬＭＳ）６ａと、ＦＩＲ型のデジタルフィルタ構成の適応フィルタ６ｂと、参照信号ｘ（ｎ）にスピーカ７から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達関数）Ｃ＾を畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）ｒ（ｎ）を生成するフィルタ６ｃを有している。
【０００６】
適応信号処理部６ａは聴取位置におけるエラー信号ｅ（ｎ）と信号処理フィルタ６ｃを介して入力される適応信号処理用参照信号ｒ（ｎ）が入力され、これらの信号を用いて聴取位置における音楽信号ｄ＾（ｎ）が目標信号ｄ（ｎ）と等しくなるように適応信号処理を行って適応フィルタ６ｂの係数を決定する。例えば、適応信号処理部６ａは周知のＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）適応アルゴリズムに従って、エラ−信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応フィルタ６ｂの係数を決定する。適応フィルタ６ｂは適応信号処理部６ａにより決定された係数に従ってオーディオ信号ｘ（ｎ）にデジタルフィルタ処理を施して信号ｙ（ｎ）を出力する。従って、適応信号処理によりエラー信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応フィルタ６ｂの係数が収束すれば、聴取位置において、音楽信号ｄ＾（ｎ）が目標信号ｄ（ｎ）と等しくなり、目標応答設定部２に設定した伝達特性Ｈ（周波数特性がフラット）の理想的な空間で音を聴取したのと同等の音の聴取ができるという効果を得られる。
【０００７】
適応等化システムにおいて、以上のように全帯域の制御を行うのは当然のやり方である。しかし、膨大な演算量となり、その処理をリアルタイムで行おうとすれば、ＤＳＰが数十個必要になるという問題がある。そこで、特定の周波数帯域のみ、例えば、２５０Ｈｚ以下の低音の再生品質を向上するために低音域のみをターゲットとした適応イコライザが実現されている。
【０００８】
図１１はかかる適応イコライザの構成図であり、図９と同一部分には同一符号を付している。図９と異なる点は、
▲１▼オーディオソース１の後段に低音域を通過するバンドパスフィルタ（ＬＰＦ）９を設け、その出力を目標応答設定部２と適応信号処理装置６にそれぞれ入力している点、
▲２▼全帯域のオーディオ信号を入力されてオーディオ音を車室内音響空間８に放射する第２のスピーカ１０を設けた点、
▲３▼第２のスピーカ１０の前段にオーディオ信号を遅延する遅延器１１を設け、オーディオソース１の出力端から第１のスピーカ７を介してマイク４に到る信号遅延時間をｔ、第２のスピーカ１０からマイク４までの信号遅延時間をｔｄとするとき、Δｔ（＝ｔ−ｔｄ）の時間を遅延器１１に設定して全帯域のオーディオ信号をΔｔ遅延して第２のスピーカ１０に入力する点である。
【０００９】
この適応イコライザによれば、適応フィルタ６ｂはローパスフィルタ９で制限された低音域（制御帯域）のみにおいて再生系（スピーカ７からマイク位置までの伝達特性）の逆フィルタになりつつ、目標信号ｄ（ｎ）となるように動作する。そして、制御帯域のみを制御することにより演算量を図９の適応等化システムに比べて削減することができる。
【００１０】
図１２は特定の周波数帯域のみ、例えば、２５０Ｈｚ以下の低音の再生品質を向上するために低音域のみをターゲットとした適応イコライザの別の例であり、図１１と同一部分には同一符号を付している。図１１と異なる点は、遅延器１１の後段（前段でも良い）に、２５０Ｈｚ以下の制御帯域のオーディオ信号をカットするハイパスフィルタ１２を設けた点である。
図１１の適応イコライザでは、第２のスピーカ１０から出力する全帯域のオーディオ信号の周波数特性が２５０Ｈｚ以下の制御帯域で上下に大きく振れ、そのレベルが高い場合がある。かかる場合には、２５０Ｈｚ以下の制御帯域に悪影響を与える。そこで、図１２の適応イコライザではかかる悪影響を押さえるためにその帯域をカットするハイパスフィルタ１２を遅延器１１の後段に設けている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、適応イコライザーを用いて一部の周波数帯域のみ制御する場合には、制御帯域と非制御帯域を分けるクロスオーバー周波数ｆｃｏを決める必要がある。従来は経験を積んだ技術者がＦＦＴアナライザ等の高価な測定器を用いてクロスオーバー周波数ｆｃｏを決定するものであった。
このため、熟練技術者によらず、自動的に、かつ、正確にクロスオーバー周波数ｆｃｏを決定する技術が求められている。
従って、本発明の目的は、自動的に、かつ、正確にクロスオーバー周波数ｆｃｏを決定することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、本発明によれば、所定周波数ｆco以下の制御帯域の観測点におけるオーディオ信号が目標信号と一致するように適応イコライザ制御するオーディオ装置の制御帯域決定方法において、前記周波数ｆco以上の非制御帯域のオーディオ信号を出力する被制御音源から観測点までの伝達特性を求め、該伝達特性より隣接する２つの周波数におけるゲインの差分を示す差分特性および隣接する２つの周波数における位相角の２階差分を示す差分特性をそれぞれ演算し、前記ゲインの差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該ゲインの差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、前記位相角の２階差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該位相角の２階差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、これら求めた２つの周波数のうち高い方の周波数に基づいて前記周波数ｆcoを決定することにより達成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（ａ）本発明の原理
非制御音源１０（図１１または図１２参照）からマイクロホン（観測点）４までの伝達特性を求め、該伝達特性より図１に示すように周波数特性ＦＲ、位相特性ＰＲを求める。▲１▼周波数特性ＦＲ上でレベルが落ちている帯域、▲２▼上下に大きく振れている帯域、もしくは▲３▼位相特性ＰＲ上で直線位相ＬＰ（点線）から大きくずれている帯域（群遅延特性上で上下に大きく振れている帯域）が、制御する周波数帯域（制御帯域）ＦＣＢである。従って、制御帯域の上限周波数をクロスオーバー周波数ｆｃｏとして設定する。ただし、制御に用いる音源（制御音源）はサブウーファー等の低域専用ユニットであり、しかも、高い周波数帯域まで制御すると音像が制御音源側に引っ張られるため、クロスオーバー周波数ｆｃｏは２５０Ｈｚ程度が上限である。
以上より、まず非制御音源から観測点までの伝達特性を測定する。次に、該伝達特性を用いて周波数特性ＦＲの差分と位相特性ＰＲの差分（位相角θの２階差分）を求める。位相角θの差分は群遅延時間特性であるので、位相角θの２階差分は群遅延時間特性の差分である。
【００１４】
各特性の差分は、図２に示すようにある周波数とその１つ右隣りの周波数での差ΔＰi（ｉ＝１、２、３、・・・）を次々に求めていく事により得られる。図３のＤＦＲは隣接周波数(隣接する2つの周波数)におけるゲインの差分特性（周波数特性ＦＲの差分特性）、ＤＧＲは隣接周波数の位相角の２階差分特性（群遅延時間特性ＧＲの差分特性）である。差分は関数（周波数特性ＦＲ、群遅延時間特性ＧＲ）の傾きの大きさを表すものであり、この値の絶対値が小さい程（０に近い程）、周波数特性ＦＲ、群遅延時間特性ＧＲは平坦である。従って、差分値の絶対値がある大きさ（設定値ＶF，ＶG）を下回るような周波数帯域を平坦な帯域（非制御帯域）ＦＬＡとし、設定値以上の大きさをとる周波数帯域を制御帯域ＣＬＡとする。すなわち、クロスオーバー周波数ｆcoは平坦な帯域ＦＬＡの下限周波数、あるいは制御帯域の上限周波数である。
【００１５】
周波数特性ＦＲ、群遅延時間特性ＧＲ両方でクロスオーバー周波数ｆｃｏ１，  ｆｃｏ２が求られるので、その内の周波数が高い方を選択する（図３参照）。ただし、クロスオーバ周波数ｆｃｏの上限周波数は２５０Ｈｚであり、上限周波数以下でクロスオーバー周波数を求めることができない場合は上限周波数２５０Ｈｚをクロスオーバー周波数とする。又、周波数特性ＦＲ、群遅延時間特性ＧＲの一方の特性よりクロスオーバー周波数を決定することもできる。
【００１６】
（ｂ）適応イコライザ制御機能を備えたオーディオ装置
図４は本発明を適用できる適応イコライザ制御機能を備えたオーディオ装置の構成図であり、リアのＬチャンネル／Ｒチャンネルスピーカを制御音源、フロントのＬチャンネル／Ｒチャンネルスピーカを被制御音源とするものである。
２０はオーディオソースであり、Ｌチャンネル及びＲチャンネルのオーディオ信号ＳＬ，ＳＲを出力する。２１〜２４はクロスオーバー周波数ｆｃｏ以下の制御帯域の音楽信号を通過するローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２５はＬチャンネル側の第１の観測点における目標信号ｄ（ｎ）Ｌを出力する目標応答設定部、２６はＲチャンネル側の第２の観測点における目標信号ｄ（ｎ）Ｒを出力する目標応答設定部である。目標応答設定部２５は、第１、第２のＦＩＲ型フィルタ２５ａ，２５ｂと合成部２５ｃで構成されている。第１のＦＩＲ型フィルタ２５ａはローパスフィルタ２１を通過して入力されたＬチャンネルのオーディオ信号ＳＬ′に伝達特性Ｈ１１を畳み込んで出力し、第２のＦＩＲ型フィルタ２５ｂはローパスフィルタ２２を通過して入力されたＲチャンネルのオーディオ信号ＳＲ′に伝達特性Ｈ１２を畳み込んで出力し、合成部２５ｃは第１、第２のＦＩＲ型フィルタ出力を合成してＬチャンネル側の目標信号ｄ（ｎ）Ｌを出力する。
【００１７】
目標応答設定部２６は、第１、第２のＦＩＲ型フィルタ２６ａ，２６ｂと合成部２６ｃで構成されている。第１のＦＩＲ型フィルタ２６ａはローパスフィルタ２２を通過して入力されたＲチャンネルのオーディオ信号ＳＲ′に伝達特性Ｈ２２を畳み込んで出力し、第２のＦＩＲ型フィルタ２６ｂはローパスフィルタ２１を通過して入力されたＬチャンネルのオーディオ信号ＳＬ′に伝達特性Ｈ２１を畳み込んで出力し、合成部２６ｃは第１、第２のＦＩＲ型フィルタ出力を合成してＲチャンネル側の第２の目標信号ｄ（ｎ）Ｒを出力する。
【００１８】
３１、３２はＬチャンネル及びＲチャンネルの制御用スピーカ（リアスピーカ）、３３，３４はＬチャンネル及びＲチャンネル非制御用スピーカ（フロントスピーカ）、３５〜３８はアンプ、３９はＬチャンネル側の第１観測点の音楽信号ｄ＾（ｎ）Ｌを検出、出力するマイク、４０はＲチャンネル側の第２観測点の音楽信号ｄ＾（ｎ）Ｒを検出、出力するマイクである。尚、リアレフトスピーカ３１から各観測点迄の伝達特性はＣ１１、Ｃ２１、リアライトスピーカ３２から各観測点までの伝達特性はＣ１２，Ｃ２２である。
４１はＬチャンネル側の目標信号ｄ（ｎ）ＬとＬチャンネル側の第１観測点の音楽信号ｄ＾（ｎ）Ｌの差を演算し、エラー信号ｅ１（ｎ）として出力する演算部、４２はＲチャンネル側の目標信号ｄ（ｎ）ＲとＲチャンネル側の第２観測点の音楽信号ｄ＾（ｎ）Ｒの差を演算し、エラー信号ｅ２（ｎ）として出力する演算部である。
【００１９】
４３，４４，４５，４６はＬチャンネル側の第１観測点におけるエラー信号ｅ１（ｎ）のパワーとＲチャンネル側の第２観測点におけるエラー信号ｅ２（ｎ）のパワーの和が最小となるように適応信号処理する適応信号処理装置、４７、４８は合成部である。
【００２０】
Ｌチャンネルの第１の適応信号処理装置４３は、ローパスフィルタ２３を通過したＬチャンネルのオーディオ信号ＳＬ′（＝ｘ１（ｎ））と第１、第２観測点におけるエラー信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）を用いて適応信号処理を行い、第２の適応信号処理装置４４は、ローパスフィルタ２４を通過したＲチャンネルのオーディオ信号ＳＲ′（＝ｘ２（ｎ））と第１、第２観測点におけるエラー信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）を用いて適応信号処理を行い、合成部４７は第１、第２の適応信号処理装置４３，４４の適応フィルタ出力を合成してＬチャンネルの制御用スピーカ３１に入力する。  Ｒチャンネルの第１の適応信号処理装置４６は、ローパスフィルタ２４を通過したＲチャンネルのオーディオ信号ＳＲ′（＝ｘ２（ｎ））と第１、第２観測点におけるエラー信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）を用いて適応信号処理を行い、第２の適応信号処理装置４５は、ローパスフィルタ２３を通過したＬチャンネルのオーディオ信号ＳＬ′（＝ｘ１（ｎ））と第１、第２観測点におけるエラー信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）を用いて適応信号処理を行い、合成部４８は第１、第２の適応信号処理装置４５，４６の適応フィルタ出力を合成してＲチャンネルの制御用スピーカ３２に入力する。
【００２１】
適応信号処理装置４３〜４６はそれぞれ、１サンプリング時刻Ｔｓ後の時刻における適応フィルタ（ＡＤＦ）Ａｉｊの係数ｗ０（ｎ＋１），ｗ１（ｎ＋１），ｗ２（ｎ＋１）・・・ｗＮ−１（ｎ＋１）を、現時刻における係数ｗ０（ｎ），ｗ１（ｎ），ｗ２（ｎ）・・・ｗＮ−１（ｎ）とエラー信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）とフィルタードＸ信号Ｒｉｊを用いて次式（係数更新式）により決定する。
【００２２】
【数１】
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【００２３】
ただし、
0003556427.tif 000003
である。
４９、５０は非制御帯域のオーディオ信号を通過するハイパスフィルタ、５１、５２はオーディオ信号を所定時間遅延するディレイ回路である。
【００２４】
（ｃ）本発明のクロスオーバ周波数の決定
図５は本発明のクロスオーバ周波数決定装置の構成図であり、図４と同一部分には同一符号を付しており、２１〜２４はローパスフィルタ、４９〜５０はハイパスフィルタ、３１〜３２は制御用のリアスピーカ、３３〜３４はフロントスピーカ、３９、４０はマイクロホンである。
また、６０はフロントスピーカから観測点までの伝達特性Ｇを測定する適応処理装置、７０は伝達特性Ｇより周波数特性ＦＲ、位相特性ＰＲ（図１）を求めるＦＦＴ処理部、８０は周波数特性ＦＲ、位相特性ＰＲよりクロスオーバ周波数決定処理を行うコントローラ、９０はクロスオーバ周波数ｆｃｏに応じたローパスフィルタ、ハイパスフィルタの係数を記憶するフィルタ定数記憶部である。
適応信号処理装置６０において、６１は適応信号処理部（ＬＭＳ）、６２は適応フィルタ（ＡＤＦ）、６３は全周波数帯域においてレベル一定のノイズｎを出力するノイズ発生器、６４は適応フィルタ出力と観測音（マイク出力）との差ｅを出力する演算部である。
【００２５】
（ｄ）クロスオーバ周波数決定処理
、図６は本発明のクロスオーバ周波数決定処理フローである。
適応信号処理装置６０は、適応フィルタ出力と観測音との差ｅが零となるように適応信号処理により適応フィルタ６２の係数を決定し、該係数をフロントスピーカから観測点までの伝達特性ＧとしてＦＦＴ処理部７０に入力する（ステップ１０１）。
ＦＦＴ処理部７０はＦＦＴ処理により伝達特性Ｇの周波数特性ＦＲ、位相特性ＰＲ（図１）を算出してコントローラ８０に入力する（ステップ１０２）。
コントローラ８０は、入力された周波数特性ＦＲ、位相特性ＰＲを用いて、隣接周波数のゲインの差分特性ＤＦＲ（図３）及び隣接周波数の位相角の２階差分特性ＤＧＲをそれぞれ算出する（ステップ１０３，１０４）。
【００２６】
ついで、コントローラ８０は、高い周波数から低い周波数に向かって、最初に周波数特性の差分値ＤＦＲの絶対値が設定値ＶF以上になる周波数を探索し、その１つ上の周波数をクロスオーバ周波数ｆco1とする(ステップ１０５）。すなわち、クロスオーバ周波数ｆco1は、ゲインの差分が設定値ＶF以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該ゲインの差分が設定値以上とならない最小の周波数である。
また、同様に、高い周波数から低い周波数に向かって、最初に群遅延時間特性の差分値ＤＦＲの絶対値が設定値ＶG以上になる周波数を探索し、その１つ上の周波数をクロスオーバ周波数ｆco2とする(ステップ１０６）。すなわち、クロスオーバ周波数ｆco2は、位相角の２階差分が設定値ＶG以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該位相角の２階差分が設定値以上とならない最小の周波数である。
クロスオーバ周波数ｆco1，ｆco2が求まれば、周波数が高い方をクロスオーバ周波数ｆcoとして採用し（ステップ１０７）、該クロスオーバ周波数ｆcoをカットオフ周波数とするローパスフィルタ係数、ハイパスフィルタ係数をフィルタ定数記憶部９０より求め、デジタルフィルタ構成のローパスフィルタ２１〜２４、ハイパスフィルタ４９〜５０に設定する（ステップ１０８）。
【００２７】
（ｅ）ハイパスフィルタの特性
ハイパスフィルタ４９〜５０の特性は次のようにして決定する。
周波数特性の差分ＤＦＲが大きい値をとるほど周波数特性ＦＲの上下の振れが大きくなる。このため、差分が大きくなるほどハイパスフィルタの傾斜を急峻に設定する必要がある。すなわち、周波数特性の差分値ＤＦＲの最大値を求め、該最大値の大きさによってハイパスフィルタの次数を決定する。具体的には、図７に示すように差分値とフィルタ次数の対応
ＶＦ  〜ＶＦ１・・・１次のハイパスフィル
ＶＦ１〜ＶＦ２・・・２次のハイパスフィルタ
．．．．．．．
を記憶しておき、該対応関係よりハイパスフィルタの次数を決定し、該次数のハイパスフィルタ係数を求めて設定する。
【００２８】
図８はハイパスフィルタの周波数特性で、（ａ）は一次のハイパスフィルタ、（ｂ）は二次のハイパスフィルタである。一次のハイパスフィルタは６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有し、二次のハイパスフィルタは１２ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有し、一次のハイパスフィルタの２倍になっている。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００２９】
【発明の効果】
以上本発明によれば、非制御帯域のオーディオ信号を出力する被制御音源から観測点までの伝達特性を求め、該伝達特性より隣接する２つの周波数におけるゲインの差分を示す差分特性および隣接する２つの周波数における位相角の２階差分を示す差分特性をそれぞれ演算し、前記ゲインの差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該ゲインの差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、前記位相角の２階差分が設定値以下の周波数であって、該周波数以上の周波数において該位相角の２階差分が設定値以上とならない最小の周波数を求め、これら求めた２つの周波数のうち高い方の周波数を制御帯域の上限周波数ｆcoとしたから、自動的に、かつ正確に制御帯域の上限周波数ｆcoを決定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】非制御音源からマイクロホンまでの伝達特性の一例である。
【図２】差分算出説明図である。
【図３】制御周波数帯域の決定法説明図である。
【図４】特定帯域をターゲットにした適応イコライザ機能を備えたオーディオ装置の構成図である。
【図５】クロスオーバ周波数決定装置の構成図である。
【図６】クロスオーバ周波数決定処理フローである。
【図７】ハイパスフィルタ次数決定法説明図である。
【図８】ハイパスフィルタの周波数特性である。
【図９】適応等化システム基本構成図である。
【図１０】目標応答設定部に設定する特性の説明図である。
【図１１】制御帯域のみターゲットにした適応イコライザである。
【図１２】制御帯域のみターゲットにした適応イコライザの別の例である。
【符号の説明】
２１〜２４・・ローパスフィルタ
３１〜３２・・制御用のリアスピーカ
３３〜３４・・フロントスピーカ
３９、４０・・マイクロホン
４９〜５０・・ハイパスフィルタ
６０・・伝達特性を測定する適応処理装置
７０・・ＦＦＴ処理部
８０・・コントローラ
９０・・フィルタ定数記憶部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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