(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を少なくとも一方の信号が矩形波の信号となる２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備することを特徴とする逓倍器。
【請求項２】
入力信号を矩形波に波形変換して出力する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備することを特徴とする逓倍器。
【請求項３】
入力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路の２個の出力信号のうちの一方の信号を矩形波に波形変換して出力する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号と前記レベルシフト回路の他方の出力信号とを乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備することを特徴とする逓倍器。
【請求項４】
前記請求項１、２又は３の逓倍器の前記乗算器の出力側にバッファ増幅器を接続して構成した第１，第２の単位逓倍器と、該第１，第２の単位逓倍器のそれぞれに入力信号を１８０度の位相差で２分岐して入力させる第１の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相で合成して出力する合成器とを具備することを特徴とする逓倍器。
【請求項５】
前記第１の分配器を、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第２の分配器に置換したことを特徴とする請求項４に記載の逓倍器。
【請求項６】
前記請求項１、２又は３の逓倍器の前記乗算器の出力側にバッファ増幅器を接続して構成した第１，第２，第３，第４の単位逓倍器と、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第１の分配器と、該第１の分配器の一方の分岐信号を１８０度の位相差で２分岐して前記第１，第２の単位逓倍器のそれぞれに入力させる第２の分配器と、前記第１の分配器の他方の分岐信号を１８０度の位相差で２分岐して前記第３，第４の単位逓倍器のそれぞれに入力させる第３の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相合成して出力する第１の合成器と、前記第３，第４の単位逓倍器の出力信号を同相合成して出力する第２の合成器と、前記第１，第２の合成器の出力信号を同相合成して出力する第３の合成器とを具備すること特徴とする逓倍器。
【請求項７】
前記第１，第２，第３の分配器に代えて、入力信号を順次９０度の位相差で４分岐して前記第１，第２，第３，第４の単位逓倍器に入力させる第４の分配器を用いることを特徴とする請求項６に記載の逓倍器。
【請求項８】
前記第１の分配器を入力信号を１８０度の位相差で２分岐して出力する第５の分配器に置換し、前記第２，第３の分配器を入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第６，第７の分配器に置換したことを特徴とする請求項６に記載の逓倍器。
【請求項９】
前記第１，第２，第３の合成器を、前記第１，第２，第３，第４の単位逓倍器の出力信号を同時に合成する第４の合成器に置換したことを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１つに記載の逓倍器。
【請求項１０】
第１，第２の単位逓倍器と、入力信号を矩形波に波形変換する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号を１８０度の位相差の信号に２分岐して前記第１，第２の単位逓倍器に入力させる第１の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相で合成して出力する合成器とを具備することを特徴とする逓倍器。
【請求項１１】
前記第１の分配器を、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第２の分配器に置換したことを特徴とする請求項１０に記載の逓倍器。
【請求項１２】
前記第１分配器、前記第４分配器、又は前記第５分配器の前段に入力信号を矩形波に波形変換する矩形波変換回路を接続し、且つ前記第１，第２，第３、第４の単位逓倍器を入力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算するギルバートセル型の乗算器、及び該乗算器の出力側に接続したバッファ増幅器から構成した単位逓倍器に置換したことを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１つに記載の逓倍器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号を逓倍して出力する逓倍器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の逓倍器として、トランジスタやダイオードに大きな信号を与えその非線形特性を利用して高調波信号を得るものがあるが、この逓倍器では、不要な周波数成分である入力周波数成分やその奇数次の高調波成分が希望の周波数成分と比較し無視できない大きなレベルで生じていた。
【０００３】
そこで、別の逓倍器として、ギルバートセル型の乗算器を用いて２個の入力信号を乗算し、逓倍出力を得るものが提案されているが、この逓倍器では、理論的には不要な周波数成分は抑圧されるものの、現実には直流電圧成分によるオフセットのため、不要な周波数成分が無視できないレベルで出力していた。
【０００４】
図１１はこのギルバートセル型の乗算器を用いて入力信号を逓倍したときの測定結果を示すものであり、入力信号の周波数は０．５ＧＨｚである。この結果から分かるように、希望の２倍の周波数成分（１ＧＨｚ）と、不要な周波数成分である入力周波数成分（０．５ＧＨｚ）やその奇数次の高調波成分のうちの最も希望の周波数成分に近くレベルが最も大きな３次の高調波成分（１．５ＧＨｚ）とを比較すると、その差は３０ｄＢ程度である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、無線機の周波数変換器に希望の周波数のローカル電力を供給する手段として逓倍器を用いる場合、希望の周波数成分と不要な周波数成分とのレベル差は、通常では５０ｄＢ程度が要求される。
【０００６】
したがって、従来の逓倍器を用いた場合は、フィルタ回路を用いて不要な周波数成分を抑圧することが必要となるが、このフィルタ回路は小型化が難しく、無線機の回路の中で大きな体積を占めてしまう。
【０００７】
本発明は以上のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、フィルタ回路を使用することなく、不要な周波数成分の出力レベルを十分抑圧できるようにした逓倍器を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための第１の発明は、入力信号を少なくとも一方の信号が矩形波の信号となる２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備するよう構成した。
【０００９】
第２の発明は、入力信号を矩形波に波形変換して出力する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備するよう構成した。
【００１０】
第３の発明は、入力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路と、該レベルシフト回路の２個の出力信号のうちの一方の信号を矩形波に波形変換して出力する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号と前記レベルシフト回路の他方の出力信号とを乗算して出力するギルバートセル型の乗算器とを具備するよう構成した。
【００１１】
第４の発明は、第１、２又は３の発明の逓倍器の前記乗算器の出力側にバッファ増幅器を接続して構成した第１，第２の単位逓倍器と、該第１，第２の単位逓倍器のそれぞれに入力信号を１８０度の位相差で２分岐して入力させる第１の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相で合成して出力する合成器とを具備するよう構成した。
【００１２】
第５の発明は、第４の発明において、前記第１の分配器を、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第２の分配器に置換して構成した。
【００１３】
第６の発明は、第１、２又は３の発明の逓倍器の前記乗算器の出力側にバッファ増幅器を接続して構成した第１，第２，第３，第４の単位逓倍器と、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第１の分配器と、該第１の分配器の一方の分岐信号を１８０度の位相差で２分岐して前記第１，第２の単位逓倍器のそれぞれに入力させる第２の分配器と、前記第１の分配器の他方の分岐信号を１８０度の位相差で２分岐して前記第３，第４の単位逓倍器のそれぞれに入力させる第３の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相合成して出力する第１の合成器と、前記第３，第４の単位逓倍器の出力信号を同相合成して出力する第２の合成器と、前記第１，第２の合成器の出力信号を同相合成して出力する第３の合成器とを具備するよう構成した。
【００１４】
第７の発明は、第６の発明において、前記第１，第２，第３の分配器に代えて、入力信号を順次９０度の位相差で４分岐して前記第１，第２，第３，第４の単位逓倍器に入力させる第４の分配器を用いるよう構成した。
【００１５】
第８の発明は、第６の発明において、前記第１の分配器を入力信号を１８０度の位相差で２分岐して出力する第５の分配器に置換し、前記第２，第３の分配器を入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第６，第７の分配器に置換して構成した。
【００１６】
第９の発明は、第６乃至第８のいずれか１つの発明において、前記第１，第２，第３の合成器を、前記第１，第２，第３，第４の単位逓倍器の出力信号を同時に合成する第４の合成器に置換して構成した。
【００１７】
第１０の発明は、第１，第２の単位逓倍器と、入力信号を矩形波に波形変換する矩形波変換回路と、該矩形波変換回路の出力信号を１８０度の位相差の信号に２分岐して前記第１，第２の単位逓倍器に入力させる第１の分配器と、前記第１，第２の単位逓倍器の出力信号を同相で合成して出力する合成器とを具備するよう構成した。
【００１８】
第１１の発明は、第１０の発明において、前記第１の分配器を、入力信号を９０度の位相差で２分岐して出力する第２の分配器に置換して構成した。
【００１９】
第１２の発明は、第６乃至第９のいずれか１つの発明において、前記第１分配器、前記第４分配器、又は前記第５分配器の前段に入力信号を矩形波に波形変換する矩形波変換回路を接続し、且つ前記第１，第２，第３、第４の単位逓倍器を入力信号を２個の信号にレベル変換して出力するレベルシフト回路、該レベルシフト回路から出力する２個の信号を乗算するギルバートセル型の乗算器、及び該乗算器の出力側に接続したバッファ増幅器から構成した単位逓倍器に置換して構成した。
【００２０】
【発明の実施の形態】
［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態の逓倍器を示すブロック図である。同図において、２は入力信号を後段の回路で矩形波として認識される所定のレベルの２個の信号に変換するレベルシフト回路、３はレベルシフト回路２から出力する２個の電圧信号Ｖ１，Ｖ２を乗算するギルバートセル型の乗算器である。
【００２１】
ここで、ギルバートセル型の乗算器について説明する。まず、図２（ａ）に示すトランジスタＱ１，Ｑ２、電流Ｉｅの電流源６からなるエミッタ結合回路において、差動入力電圧Ｖ１と出力電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、次の（１）式で表すことができる。
【００２２】
Ｉｃ１＝Ｉｅ／｛１＋ｅｘｐ（−Ｖ１／ＶＴ）｝
Ｉｃ２＝Ｉｅ／｛１＋ｅｘｐ（Ｖ１／ＶＴ）｝                          ・・・（１）
ただし、ＶＴはサーマル電圧で、ＶＴ＝ｋＴ／ｑである。ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電荷である。
【００２３】
したがって、図２（ａ）の回路にトランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を加えて構成した図２（ｂ）に示すギルバートセル型の乗算器の回路では、差動の２個の入力電圧Ｖ１，Ｖ２と出力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２，Ｉｃ３，Ｉｃ４の関係は、
Ｉｃ１＝Ｉｅ／［｛１＋ｅｘｐ（−Ｖ１／ＶＴ）｝｛１＋ｅｘｐ（−Ｖ２／ＶＴ）｝］
Ｉｃ２＝Ｉｅ／［｛１＋ｅｘｐ（Ｖ１／ＶＴ）｝｛１＋ｅｘｐ（−Ｖ２／ＶＴ）｝］
Ｉｃ３＝Ｉｅ／［｛１＋ｅｘｐ（Ｖ１／ＶＴ）｝｛１＋ｅｘｐ（Ｖ２／ＶＴ）｝］
Ｉｃ４＝Ｉｅ／［｛１＋ｅｘｐ（−Ｖ１／ＶＴ）｝｛１＋ｅｘｐ（Ｖ２／ＶＴ）｝］    ・・・（２）
のようになる。
【００２４】
よって、この乗算器の出力電流ΔＩは、
ΔＩ＝（Ｉｃ１＋Ｉｃ３）−（Ｉｃ２＋Ｉｃ４）
＝Ｉｅ｛ｔａｎｈ（Ｖ１／２ＶＴ）｝｛ｔａｎｈ（Ｖ２／２ＶＴ）｝
となり、ここで、Ｖ１，Ｖ２≪ＶＴならば、
ΔＩ＝Ｉｅ（Ｖ１／２ＶＴ）（Ｖ２／２ＶＴ）                          ・・・（３）
と表せる。
【００２５】
したがって、この出力電流ΔＩから抵抗値がＲの負荷抵抗（図示せず）によって出力電圧Ｖｏｕｔを取り出せば、
0003548850.tif 000002
となる。ただし、Ｋ＝Ｒ・Ｉｅ／（２ＶＴ）２である。
【００２６】
以上から、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖ１，Ｖ２の乗算出力として得られ、これにより逓倍出力を得ることができる。しかし、実際には直流電圧成分によるオフセットが生じるために、先にも述べたように基本成分（入力周波数成分）及び奇数次の高調波成分が発生してしまう。
【００２７】
そこで、ギルバートセル型の乗算器３の一方の入力信号Ｖ１は外部入力信号のまま（サイン波）とし、他方の入力信号Ｖ２として、矩形波を入力する。
【００２８】
Ｖ１＝ａ・ｃｏｓ（ω１ｔ）
Ｖ２＝Σ・ｂｎ・ｃｏｓ（ｎω２ｔ）                              ・・・（５）
ただし、ｂｎ＝ｓｉｎ（ｎπ／２）／（ｎπ／４）      （ｎ：整数）
とすると、
0003548850.tif 000003
となる。
【００２９】
この（６）式において、ｎが偶数のときは（５）式のｂｎの定義より、ｂｎ＝０であるから、ｎが奇数のときのみを考慮すれば良い。つまり、ｎ＝２ｍ＋１とすればよい。ｍは整数である。
【００３０】
この乗算器に入力電圧Ｖ１，Ｖ２として同じ周波数の信号を与えると、
ω１＝ω２＝ω
であるから、（６）式において、
（２ｍ＋１）ω＋ω＝２（ｍ＋１）ω
（２ｍ＋１）ω−ω＝２ｍω                            ・・・（７）
となるので、この（６）式は、
Ｖｏｕｔ＝Ｋ・Σ・ａ・ｂｎ・［ｃｏｓ｛２（ｍ＋１）ωｔ｝＋ｃｏｓ｛（２ｍωｔ）］・・・（８）
となる。
【００３１】
（８）式中の２（ｍ＋１）、２ｍは必ず偶数になるので、出力電圧Ｖｏｕｔには、入力信号の周波数の偶数次の周波数成分のみが出力されることになる。
【００３２】
したがって、一方の入力信号Ｖ２を矩形波として認識される所定のレベルの信号に変換してから、図２（ｂ）に示した構成のギルバートセル型の乗算器に入力すれば、基本周波数成分や奇数次の高調波成分等の不要な周波数成分を抑圧した逓倍出力が得られる。また、両方の入力信号Ｖ１，Ｖ２を矩形波として認識されるレベルの信号に変換してからギルバートセル型の乗算器に入力しても、同様な逓倍出力が得られる。
【００３３】
図３は上記レベル変換のためのレベルシフト回路を示す図である。Ｑ７、Ｑ８は入力信号Ｖ１，Ｖ２を矩形波に変換するための差動回路（矩形波変換部）を構成するトランジスタ、Ｑ９〜Ｑ１４はレベルシフト用のトランジスタ、７〜１３は電流源である。この回路では、差動の入力電圧Ｖｉｎを入力すると、トランジスタのベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ≒０．６  Ｖ）だけレベル差をもった差動の出力電圧Ｖ１、Ｖ２が矩形波で出力するようになる。
【００３４】
［第２の実施の形態］
ところで、前記したように入力信号を２個の矩形波の信号Ｖ１，Ｖ２に変換するレベルシフト回路２とギルバートセル型の乗算器３で構成した図１の逓倍器では、理論的には不要な周波数成分を無くすることができるが、現実の回路ではこれを全く無くすると言うことは困難である。
【００３５】
そこで、第２の実施の形態の逓倍器では、上記説明したレベルシフト回路２とギルバートセル型の乗算器３にバッファ増幅器を加えて単位逓倍器を構成し、この単位逓倍器を２個使用して、入力信号を１８０度の位相差で２分岐して各単位逓倍器に供給し、その出力を同相合成して逓倍出力を得るようにする。
【００３６】
図４はこれを実現した逓倍器の構成を示すブロック図である。１は入力した高周波信号（差動信号）を１８０度の位相差で２分岐する分配器、２Ａ，２Ｂは分岐された各信号を後段の回路に矩形波として認識される所定のレベルの２個の信号に変換するレベルシフト回路（図３の回路）、３Ａ，３Ｂはレベルシフト回路２Ａ，２Ｂから出力する各々２個の信号を乗算して不要な周波数成分が抑圧された逓倍出力を出す乗算器（図２（ｂ）の回路）、４Ａ，４Ｂは乗算器３Ａ，３Ｂの出力をそれぞれ増幅するバッファ増幅器、５は両バッファ増幅器４Ａ，４Ｂの出力信号を同相合成する合成器である。１４Ａ，１４Ｂが各々単位逓倍器を構成している。バッファ増幅器４Ａ、４Ｂはインピーダンス変換用であり、オペアンプを使用したバッファ、ボルテージホロワ、エミッタホロワ、ソースホロワ等を使用できる。
【００３７】
この図４に示す回路では、入力信号は１８０度の位相差で分岐されてから単位逓倍器１４Ａ，１４Ｂで各々乗算処理され、その後同相合成されるので、入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分はさらに一層抑圧され、また希望周波数成分は偶数倍であるので、同相合成により強められて出力される。これにより、希望の周波数成分（２倍の周波数成分）に比較し、不要な周波数成分が十分に抑圧された逓倍出力を得ることができる。
【００３８】
図５は本逓倍器を用いて０．５ＧＨｚの信号を逓倍したときの出力信号の測定結果を示す図である。不要な周波数成分（０．５ＧＨｚ及び１．５ＧＨｚ成分）が希望周波数成分（１ＧＨｚ）に比べて５０ｄＢ以上抑圧されている。
【００３９】
［第３の実施の形態］
図６は本発明の第３の実施の形態の逓倍器を示すブロック図であり、図４で説明した逓倍器における１８０度の分配器１を９０度の分配器１５に置換したものである。他は図４におけるものと同じである。
【００４０】
この逓倍器では、入力信号が分配器１５で９０度の位相差で２分岐され、その各々の分岐信号が単位逓倍器１４Ａ、１４Ｂに入力して逓倍され、入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分が抑圧された逓倍出力が出力されて、合成器５で同相合成される。
【００４１】
この結果、入力周波数の２倍の周波数成分は逆相で合成されるため抑圧され、入力周波数の４倍の周波数成分は同相で合成されるため強められて出力される。従って、入力周波数の４倍の周波数成分を出力する４逓倍器を実現することができる。
【００４２】
［第４の実施の形態］
図７は本発明の第４の実施の形態の逓倍器を示すブロック図であり、図４で説明した逓倍器を２組使用し、これに９０度の分配器１５と合成器５Ｃを組み合わせたものである。
【００４３】
この逓倍器では、入力信号が９０度の分配器１５で２分岐されてその各分岐信号が１８０度の分配器１Ａ，１Ｂに入力してさらに１８０度の位相差で分岐され、それら各分岐信号は単位逓倍器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ，１４Ｄで逓倍処理され入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分が抑圧された逓倍出力がそこから出力する。そして、逓倍処理された各信号は、合成器５Ａ，５Ｂ，５Ｃによって同相合成される。
【００４４】
この結果、入力周波数の２倍の周波数成分は逆相で合成されるため抑圧され、入力周波数の４倍の周波数成分は同相で合成されるため強められて出力される。従って、この逓倍器でも、入力周波数の４倍の周波数成分を出力する４逓倍器を実現することができる。
【００４５】
なお、この逓倍器では、９０度の分配器１５、及び１８０度の分配器１Ａ，１Ｂに代えて、入力信号を順次９０度の位相差で４分岐する分配器（図示せず）を使用し、その４分岐の分配器の０度位相出力信号、９０度位相出力信号、１８０度位相出力信号、２７０度位相出力信号を、各単位逓倍器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ，１４Ｄにそれぞれ入力するように構成しても、前記と同様に４逓倍器を実現できる。
【００４６】
また、９０度の分配器１５を１８０度の分配器に置換し、１８０度の分配器１Ａ，１Ｂを各々９０度の分配器に置換しても、同様に４逓倍器を実現できる。さらに、合成器５Ａ，５Ｂ，５Ｃは、各入力信号を同相で同時に合成する１個の合成器に置換することができる。
【００４７】
［第５の実施の形態］
図８は本発明の第５の実施の形態の逓倍器を示すブロック図である。図１で説明した第１の実施の形態の逓倍器では、レベルシフト回路２において入力信号を２個の矩形波の信号Ｖ１，Ｖ２にレベル変換していたが、本実施の形態では、レベルシフト回路２’として、図３に示した回路における抵抗Ｒ１，Ｒ２、トランジスタＱ７，Ｑ８、及び電流源７からなる差動回路を削除した回路を構成し、差動の入力信号ＶｉｎをトランジスタＱ９，Ｑ１０のベースに入力し、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタから差動の出力信号Ｖ１を、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタから差動の出力信号Ｖ２を得るようにする。つまり、このレベルシフト回路２’では入力信号波形をそのままの波形として、２個の信号へのレベルシフトのみを行わせる。
【００４８】
そして、このレベルシフト回路２’の一方の出力信号Ｖ１はそのまま乗算器３に一方の入力信号として入力させ、他方の出力信号Ｖ２はインバータ等からなる矩形波変換回路１６に入力しここで矩形波に波形変換してから、乗算器３の他方の入力信号として入力させる。
【００４９】
これによって、入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分の抑圧された成分が乗算器３の出力信号として得られ、スプリアス成分の小さな逓倍出力が得られる。なお、矩形波変換回路１６は、必要に応じて複数段に接続したものを使用することができる。
【００５０】
［第６の実施の形態］
図９は本発明の第６の実施の形態の逓倍器を示すブロック図である。この実施の形態では、入力信号をインバータ等からなる矩形波変換回路１７に入力して、ここで矩形波に波形変換してから、レベルシフトのみを行う前記したレベルシフト回路２’に入力させ、その出力信号Ｖ１，Ｖ２を乗算器３に入力させる。
【００５１】
この結果、レベルシフト回路２’の出力信号Ｖ１，Ｖ２は矩形波となって乗算器３に入力するので、入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分の抑圧された成分が乗算器３の出力信号として得られ、スプリアス成分の小さな逓倍出力が得られる。なお、この矩形波変換回路１７も、必要に応じて複数段に接続したものを使用することができる。
【００５２】
［第７の実施の形態］
図１０は本発明の第７の実施の形態の逓倍器を示すブロック図である。この実施の形態では、入力信号をインバータ等からなる矩形波変換回路１８を経由させてから、１８０度の分配器１で１８０度の位相差で２分岐して、単位逓倍器１４Ａ’，１４Ｂ’に入力させ、その出力信号を合成器５で同相合成する。単位逓倍器１４ａ’，１４Ｂ’は、図６における単位逓倍器１４Ａ，１４Ｂのレベルシフト回路２Ａ，２Ｂを、レベルシフトのみを行う前記したレベルシフト回路２’に置換し、他の乗算器３Ａ，３Ｂ及びバッファ増幅器４Ａ，４Ｂはそのまま使用したものである。
【００５３】
この結果、入力信号は矩形波変換回路１８で予め矩形波に波形変換されてから、１８０度の位相差で２分岐され単位逓倍器１４Ａ’，１４Ｂ’で逓倍処理されるので、ここで入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分が抑圧されて出力する。そして、その出力信号が同相合成されることにより、入力周波数成分及びその奇数次の周波数成分は逆相で合成されるためより一層抑圧され、入力周波数の２倍の周波数成分は同相で合成されるため強められて出力し、不要周波数成分を十分に抑圧できるようにした逓倍器を実現できる。
【００５４】
なお、この図１０の逓倍器においても、図６の第３の実施の形態で説明した逓倍器のように、１８０度の分配器１を９０度の分配器に置き換えたり、図７の第４の実施の形態で説明したように、単位逓倍器１４Ａ’，１４Ｂ’と同じ逓倍器を４個使用するように構成することができることは勿論である。
【００５５】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、フィルタ回路を使用することなく、不要な周波数成分を大きく抑圧した逓倍出力を得ることができるという優れた利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図２】（ａ）はエミッタ結合回路の回路図、（ｂ）はギルバートセル型の乗算器の回路図である。
【図３】レベルシフト回路の回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図５】図４に示した逓倍器の出力の特性図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図８】本発明の第５の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図９】本発明の第６の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の逓倍器のブロック図である。
【図１１】ギルバートセル型の乗算器のみを使用した従来の逓倍器の出力の特性図である。
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ：１８０度の分配器
２，２Ａ，２Ｂ：矩形波変換部をもつレベルシフト回路
２’          ：矩形波変換部をもたないレベルシフト回路
３，３Ａ，３Ｂ：ギルバートセル型の乗算器
４Ａ，４Ｂ    ：バッファ増幅器
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ：同相（０度）の合成器
６〜１３      ：電流源
１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ，１４Ｄ，１４Ａ’，１４Ｂ’：単位逓倍器
１５          ：９０度の分配器
１６，１７，１８：矩形波発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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