(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記帰還巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続された制御回路と、前記二次巻線に接続されて前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路から出力される電圧を検出して前記制御回路に対するフィードバック信号を出力する出力電圧検知回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路が、前記フィードバック信号に基づいて出力電圧が一定になるように、非軽負荷時に所定の最小オン期間より大きい範囲で負荷が軽くなるほど短くなるようにオン期間を制御し、軽負荷時にオン期間を最小オン期間に固定してオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記帰還巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続された制御回路と、前記二次巻線に接続されて前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路から出力される電圧を検出して前記制御回路に対するフィードバック信号を出力する出力電圧検知回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路が、前記フィードバック信号に基づいて出力電圧が一定になるように、非軽負荷時に前記スイッチング素子のオン期間を負荷が軽くなるほど短くなるように制御するオン期間制御回路と、軽負荷時に前記スイッチング素子のオン期間が所定の最小オン期間より短くならないように前記オン期間制御回路による前記スイッチング素子のターンオフ動作を抑制する最小オン期間設定回路と、軽負荷時に前記最小オン期間設定回路が前記オン期間制御回路の動作を抑制しているときに前記スイッチング素子のオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
非軽負荷時に電流臨界モードで動作することを特徴とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記オン期間制御回路は、前記スイッチング素子のオン期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオフのタイミングが決定される第１のコンデンサを有し、
前記最小オン期間設定回路は、前記スイッチング素子のオン期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が基準電圧と一致あるいは交差する時まで前記オン期間制御回路による前記スイッチング素子のターンオフを抑制する第２のコンデンサを有し、
前記オフ期間制御回路は、前記スイッチング素子のオフ期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオンのタイミングが決定される第３のコンデンサを有することを特徴とする、請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１のコンデンサが前記第３のコンデンサを兼ねることを特徴とする、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１のコンデンサが前記第２および第３のコンデンサを兼ねることを特徴とする、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記オン期間制御回路が動作している時は、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一方向から一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオフのタイミングが決定され、
前記最小オン期間設定回路が前記オン期間制御回路の動作を抑制しているときは、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と逆方向から一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオンのタイミングが決定されることを特徴とする、請求項５または６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記最小オン期間設定回路は、前記オン期間制御回路に含まれて、軽負荷時に前記スイッチング素子のターンオンから一定期間だけ前記オン期間制御回路の動作を抑制して前記スイッチング素子のターンオフを禁止する手段であることを特徴とする、請求項４ないし７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記最小オン期間設定回路は、前記第１のコンデンサを前記スイッチング素子のターンオン時に放電し、前記第１のコンデンサの電圧がその後の充電によって所定の電圧と一致あるいは交差するまで前記スイッチング素子のターンオフを禁止することを特徴とする、請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
請求項１ないし９のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置、特に軽負荷時の損失低減を図ったスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置、例えばＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、負荷の軽重に応じてスイッチング周波数が変化するという性質がある。すなわち、重負荷時にはスイッチング素子のオン時間とオフ時間がともに長くなるためにスイッチング周波数は低下し、軽負荷時にはスイッチング素子のオン時間とオフ時間がともに短くなるためにスイッチング周波数は上昇する。スイッチング電源装置においては様々な損失が発生するが、その中でもスイッチング素子においてスイッチング毎に発生するスイッチング損失というものがある。スイッチング損失はスイッチング毎に発生するため、軽負荷時に周波数が上昇するとスイッチング損失が大きくなり、軽負荷時におけるスイッチング電源装置の損失の主要なものになるという問題がある。また、負荷が非常に軽くなると、間欠発振が発生して、出力リップルが増大したり、異音が発生したりするという問題もある。
【０００３】
そこで、軽負荷時のスイッチング周波数の上昇を抑えるために、例えば特開２００１−１６８４９号公報には、軽負荷時にスイッチングの回数を低減するスイッチング電源装置が開示されている。ここでは、スイッチング素子の最小オン時間を設定して、負荷が軽くなって出力電圧が上昇したときにスイッチング素子のオン時間が最小オン時間より短くならないように、スイッチング素子をターンオンさせようとする信号をマスキングしてターンオンを抑制している。これによって軽負荷時のスイッチング回数を減らしてスイッチング損失の低減を図っている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開２００１−１６８４９号公報に開示されたスイッチング電源装置においては、出力電圧が設定値以上の時にのみスイッチング素子をターンオンさせようとする信号をマスキングしてターンオンさせない手法であるため、スイッチング素子のオフ期間や周波数は静的負荷においても一定とは限らない。そのため、出力リップルの増大や異音の問題は必ずしも改善されない。
【０００５】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、軽負荷時のスイッチング損失が少なく、間欠発振や出力リップルの増大という問題が発生しないスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記帰還巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続された制御回路と、前記二次巻線に接続されて前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路から出力される電圧を検出して前記制御回路に対するフィードバック信号を出力する出力電圧検知回路を備えたスイッチング電源装置において、前記制御回路が、前記フィードバック信号に基づいて出力電圧が一定になるように、非軽負荷時に所定の最小オン期間より大きい範囲で負荷が軽くなるほど短くなるようにオン期間を制御し、軽負荷時にオン期間を最小オン期間に固定してオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御することを特徴とする。
【０００７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記帰還巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に接続された制御回路と、前記二次巻線に接続されて前記二次巻線に発生する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路と、該整流平滑回路から出力される電圧を検出して前記制御回路に対するフィードバック信号を出力する出力電圧検知回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路が、前記フィードバック信号に基づいて出力電圧が一定になるように、非軽負荷時に前記スイッチング素子のオン期間を負荷が軽くなるほど短くなるように制御するオン期間制御回路と、軽負荷時に前記スイッチング素子のオン期間が所定の最小オン期間より短くならないように前記オン期間制御回路による前記スイッチング素子のターンオフ動作を抑制する最小オン期間設定回路と、軽負荷時に前記最小オン期間設定回路が前記オン期間制御回路の動作を抑制しているときに前記スイッチング素子のオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路とを備えることを特徴とする。
【０００８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、非軽負荷時に電流臨界モードで動作することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オン期間制御回路が、前記スイッチング素子のオン期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオフのタイミングが決定される第１のコンデンサを有し、
前記最小オン期間設定回路が、前記スイッチング素子のオン期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が基準電圧と一致あるいは交差する時まで前記オン期間制御回路による前記スイッチング素子のターンオフを抑制する第２のコンデンサを有し、
前記オフ期間制御回路が、前記スイッチング素子のオフ期間に充電あるいは放電されるとともに、その両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオンのタイミングが決定される第３のコンデンサを有することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のコンデンサが前記第３のコンデンサを兼ねることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のコンデンサが前記第２および第３のコンデンサを兼ねることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オン期間制御回路が動作している時は、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と一方向から一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオフのタイミングが決定され、
前記最小オン期間設定回路が前記オン期間制御回路の動作を抑制しているときは、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記フィードバック信号によって決定される電圧と逆方向から一致あるいは交差する時に前記スイッチング素子のターンオンのタイミングが決定されることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記最小オン期間設定回路が、前記オン期間制御回路に含まれて、軽負荷時に前記スイッチング素子のターンオンから一定期間だけ前記オン期間制御回路の動作を抑制して前記スイッチング素子のターンオフを禁止する手段であることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記最小オン期間設定回路が、前記第１のコンデンサを前記スイッチング素子のターンオン時に放電し、前記第１のコンデンサの電圧がその後の充電によって所定の電圧と一致あるいは交差するまで前記スイッチング素子のターンオフを禁止することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする。
【００１６】
このように構成することにより、本発明のスイッチング電源装置においては、軽負荷時のスイッチング損失の低減を図ることができる。また、軽負荷時の間欠発振の発生とリップルの増大を防止することができる。
【００１７】
また、本発明の電子装置においては、待機時の効率の向上を図ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のスイッチング電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、スイッチング電源装置１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、帰還巻線Ｎ３を有するトランスＴと、一次巻線Ｎ１に直列に接続された直流電源ＶｉｎおよびＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、二次巻線Ｎ２に接続された整流平滑回路２と、整流平滑回路２に接続された出力電圧検知回路３と、帰還巻線Ｎ３とスイッチング素子Ｑ１の制御端子であるゲートとの間に設けられた制御回路４とを有している。このうち、出力電圧検知回路３は制御回路４に対してフィードバック信号を出力するためのフォトカプラのうちのフォトダイオードＰＤを有しており、負荷が軽くなって出力電圧が高くなるほど発光量が多くなるように接続されている。
【００１９】
次に制御回路４について説明する。帰還巻線Ｎ３の一端はコンデンサＣ１、トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、他端はスイッチング素子Ｑ１のソース、すなわちグランドに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間にはダイオードＤ１が、エミッタ−ベース間にはコンデンサＣ２が接続されており、さらにエミッタは起動抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｖｉｎに、ベースは抵抗Ｒ２とトランジスタＱ３のコレクタ−エミッタ間を順に介してグランドに接続されている。
【００２０】
出力電圧検知回路３のフォトダイオードＰＤと対になっているフォトトランジスタＰＴは、コレクタが定電流源Ｉに接続され、エミッタがグランドに接続され、コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ３が接続されており、さらにコレクタは比較器ＩＣ１の反転入力端子および比較器ＩＣ２の非反転入力端子に接続されている。なお、定電流源Ｉは直流電源Ｖｉｎあるいは帰還巻線Ｎ３の電圧を整流平滑した電源から作られる。
【００２１】
また、帰還巻線Ｎ３の一端は、抵抗Ｒ３と第１のコンデンサであるコンデンサＣ４を順に介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４の接続点は比較器ＩＣ１の非反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ１の出力はＡＮＤ回路ＩＣ４の一方の入力に接続されている。帰還巻線Ｎ３の一端は抵抗Ｒ４を介し、さらにツェナーダイオードＤ３と第３のコンデンサであるコンデンサＣ５の並列回路を介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の接続点は比較器ＩＣ２の反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ２の出力は抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００２２】
さらに、帰還巻線Ｎ３の一端は抵抗Ｒ６を介し、さらにダイオードＤ２と第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の並列回路を介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の接続点は比較器ＩＣ３の非反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ３の反転入力端子には基準電圧源Ｖｒｅｆが接続されており、その出力はＡＮＤ回路ＩＣ４の他方の入力に接続されている。ＡＮＤ回路１４の出力は抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ４のベースに接続されており、スイッチング素子Ｑ１のゲートはトランジスタＱ４のコレクタ−エミッタ間を介してグランドに接続されている。
【００２３】
次に、このように構成されたスイッチング電源装置１の動作を、図２を参照して説明する。図２は、スイッチング電源装置１の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓ、第１のコンデンサであるコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４、第３のコンデンサであるコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５、第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６の時間変化を示している。ここで、ＶｆｂはフォトトランジスタＰＴのコレクタ電圧で、フィードバック電圧として比較器ＩＣ１の反転入力端子に入力されている。Ｖｆｂは負荷の変動に従って変動するが、出力電圧が一定の時にはほぼ一定の値になる。ここでは、定電流源Ｉ、フォトトランジスタＰＴ、コンデンサＣ３をフィードバック電圧発生回路と呼ぶ。また、ＶｚはツェナーダイオードＤ３の降伏動作時のカソード電圧で、比較器ＩＣ２の反転入力端子に入力されている。そして、Ｖｒｅｆは基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧で比較器ＩＣ３の反転入力端子に接続されている。
【００２４】
まず、非軽負荷時である定格時の動作を時間を追って説明する。なお、ここでは負荷があらかじめ決められた値より軽い場合を軽負荷時、それより重い定格時などの場合を非軽負荷時と定義する。
【００２５】
（ｔ＝０〜ｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６の充電が始まる。コンデンサＣ５の充電は両端電圧Ｖｃ５がＶｚに達した時点で止まり、それ以上は充電されない。なお、定格時にはＶｆｂはＶｚより高いレベルになるように設定されているため、比較器ＩＣ２の出力はＨレベルとなっている。比較器ＩＣ２の出力がＨレベルのときはトランジスタＱ３がオン状態となっており、それによってトランジスタＱ２もオン状態となっている。
【００２６】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆを超えると比較器ＩＣ３の出力がＨレベルになる。しかしながら、この時点ではコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂを超えていないために比較器ＩＣ１の出力がＬレベルを保っており、ＡＮＤ回路ＩＣ４の出力はＬレベルを保っている。
【００２７】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂを超えると、比較器ＩＣ１の出力がＨレベルになる。これによって、ＡＮＤ回路ＩＣ４の２つの入力がともにＨレベルとなり、その出力もＨレベルとなり、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ４をオンさせる。トランジスタＱ４がオンすることによってスイッチング素子Ｑ１がターンオフし、オン期間が終了する。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がフィードバック信号によって決定される電圧であるＶｆｂと交差することが、スイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガとなり、オン期間を決めることになる。
【００２８】
フォトトランジスタＰＴは負荷が軽くなってフォトダイオードＰＤからの受光量が多くなるほどコレクタ−エミッタ間の抵抗が低下するため、Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下する傾向がある。そのため、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂを超えるまでの時間は負荷が軽くなるほど短くなる。これより、この抵抗Ｒ３、コンデンサＣ４、比較器ＩＣ１、ＡＮＤ回路ＩＣ４、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ４、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が、非軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオン期間を負荷が軽くなるほど短くなるように制御するオン期間制御回路であることがわかる。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６は放電し始める。コンデンサＣ４が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂより低くなるため、比較器ＩＣ１の出力はＬレベルとなり、ＡＮＤ回路ＩＣ４の出力がＬレベルとなり、トランジスタＱ４はオフ状態に戻る。すなわち、トランジスタＱ４はスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるために一時的にオンになるだけである。
【００３０】
また、上記の説明よりわかるように、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４は一旦Ｖｆｂを超えてもすぐにＶｆｂより低くなるため、図２に示すように見かけ上は交差ではなく一致した時点でスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるように見える。
【００３１】
（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。
【００３２】
（ｔ＝ｔ４〜）この共振する電圧Ｖｂｉａｓの最初の正電圧方向の波がオン状態にあるトランジスタＱ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ１がターンオンする。すなわち、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになることがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのトリガになる。スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると電圧Ｖｂｉａｓの共振は止まり、ｔ＝０のときと同様に再び正の電圧になる。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【００３３】
このように、定格時（非軽負荷時）には、一次巻線Ｎ１に電流が流れなくなるとすぐに二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ出し始め、二次巻線Ｎ２から流れ出す電流がゼロになるとすぐにスイッチング素子Ｑ１がターンオンして一次巻線Ｎ１に電流が流れ始める。このような動作モードを電流臨界モードといい、スイッチング電源装置１は定格時には電流臨界モードで動作していることがわかる。
【００３４】
なお、非軽負荷時でスイッチング素子Ｑ１のオン期間が制御されているときには、負荷の軽重によるオン期間の延び縮みに合わせてトランスＴに蓄積される磁気エネルギーも増減するため、そのエネルギーの放出期間であるところのオフ期間も伸び縮みする。
【００３５】
次に、軽負荷時の動作を時間を追って説明する。
【００３６】
（ｔ＝０〜ｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６の充電が始まる。このとき、後述のようにスイッチング素子Ｑ１のターンオン時にはコンデンサＣ６は完全に放電された状態にあり、その両端電圧Ｖｃ６は０Ｖとなっている。コンデンサＣ５の充電は両端両端電圧Ｖｃ５がＶｚに達した時点で止まり、それ以上は充電されない。なお、軽負荷時にはＶｆｂはＶｚより低いレベルになるように設定されているため、比較器ＩＣ２の出力はＬレベルとなっている。比較器ＩＣ２の出力がＬレベルになっているとトランジスタＱ３がオフ状態になっており、それによってトランジスタＱ２もオフ状態になっている。
【００３７】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂを超えると比較器ＩＣ１の出力がＨレベルになってオン期間制御回路が動作しようとするが、この時点ではコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆに達していないために比較器ＩＣ３の出力がＬレベルを保っており、ＡＮＤ回路ＩＣ４の出力はＬレベルを保っている。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４がＶｆｂを超えることはスイッチング素子Ｑ１のターンオフのトリガとはならず、オン期間制御回路の動作は抑制される。
【００３８】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆを超えると、比較器ＩＣ３の出力がＨレベルになる。これによって、ＡＮＤ回路ＩＣ４の２つの入力がともにＨレベルとなり、その出力もＨレベルとなり、トランジスタＱ４をオンさせる。トランジスタＱ４がオンすることによってスイッチング素子Ｑ１がターンオフし、オン期間が終了する。すなわち、第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が０Ｖから上昇してＶｒｅｆと交差することが、スイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガになり、オン期間を決めることになる。言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１の最小オン期間がコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が０Ｖから上昇してＶｒｅｆを超えるまでの一定の時間で決定される。これよりこの抵抗Ｒ６、コンデンサＣ６、ダイオードＤ２、基準電圧源Ｖｒｅｆ、比較器ＩＣ３を含む回路が軽負荷時にオン期間制御回路によるスイッチング素子Ｑ１のターンオフ動作を抑制する最小オン期間設定回路となっていることがわかる。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６は放電し始める。コンデンサＣ６が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆより低くなるため、比較器ＩＣ３の出力はＬレベルとなり、ＡＮＤ回路ＩＣ４の出力がＬレベルとなり、トランジスタＱ４はオフ状態に戻る。すなわち、トランジスタＱ４はスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせるために一時的にオンになるだけである。なお、ダイオードＤ２はコンデンサＣ６の逆方向への充電を防止するために設けられている。
【００４０】
（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。このとき、トランジスタＱ２はオフ状態にあるため、共振する電圧Ｖｂｉａｓがスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されることはなく、電圧Ｖｂｉａｓは共振しながら減衰する。すなわち、共振する電圧Ｖｂｉａｓによるスイッチング素子Ｑ１のターンオンは阻止される。したがって、これ以降は一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２のいずれにも電流が流れない状態となるため、電流臨界モードではなくなる。一方、コンデンサＣ５は引き続き放電され、その両端電圧Ｖｃ５は低下を続ける。また、コンデンサＣ４、Ｃ６も引き続き放電され、その両端電圧Ｖｃ４、Ｖｃ６は時間とともに０Ｖに近づいていく。
【００４１】
（ｔ＝ｔ４〜）コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が低下してＶｆｂを下回ると比較器ＩＣ２の出力がＨレベルとなり、トランジスタＱ３がオンし、トランジスタＱ２がオンする。これによってｔ＝ｔ４となるまでにコンデンサＣ１に蓄えられた電荷がトランジスタＱ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられ、スイッチング素子Ｑ１がターンオンする。すなわち、第３のコンデンサであるコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５がＶｆｂと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングを決定するトリガになる。Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下するために、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が放電によって低下してＶｆｂを下回るまでの時間も負荷が軽いほど長くなる。これより、この抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５、ツェナーダイオードＤ３、比較器ＩＣ２、抵抗Ｒ５、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路であることがわかる。なお、この時点までにはコンデンサＣ６は完全に放電されるようにその容量値や抵抗Ｒ６の値が設定されている。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【００４２】
以上、図１と図２を用いて説明したように、スイッチング電源装置１においては、非軽負荷時にはオン期間制御回路によってスイッチング素子のオン期間を制御して出力電圧を一定に保ち、軽負荷時には最小オン期間設定回路によってスイッチング素子のオン期間を最小オン期間に固定するとともにオフ期間制御回路によってオフ期間を制御して出力電圧を一定に保っている。
【００４３】
これによって、軽負荷時のスイッチング周波数の上昇を抑制するだけでなく、逆に負荷が軽くなるほどスイッチング周波数を低下させることができ、軽負荷時のスイッチング損失の低減を図ることができる。また、軽負荷時に負荷の大きさに応じてスイッチング素子のオフ期間を連続的に制御することができるために、間欠発振の発生を防止して出力リップルの増大を回避することができる。さらに、軽負荷時と非軽負荷時の境界においてスイッチング素子のスイッチングのデューティに連続性があるため、この境界付近に負荷があるときにスイッチング動作が不連続になるのを防止することができる。
【００４４】
図３に、本発明のスイッチング電源装置の別の実施例の回路図を示す。図３において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４５】
図３において、スイッチング電源装置１０は、帰還巻線Ｎ３とスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に設けられた制御回路１１において、その主要部が集積回路１２で構成されている。以下、集積回路１２の構成要素も含めて制御回路１１について説明する。
【００４６】
まず、帰還巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ４とコンデンサＣ８からなる整流平滑回路を介して集積回路１２に接続されている。集積回路１２の内部の各構成要素にはこの整流平滑回路の出力電圧が供給される。ダイオードＤ４とコンデンサＣ８の接続点は起動抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｖｉｎに接続されている。
【００４７】
出力電圧検知回路３のフォトダイオードＰＤと対になっているフォトトランジスタＰＴは、コレクタが定電流源Ｉに接続され、エミッタがグランドに接続され、コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ３が接続されており、さらにコレクタは比較器ＩＣ６の非反転入力端子および比較器ＩＣ８の反転入力端子に接続されている。なお、定電流源ＩはダイオードＤ４とコンデンサＣ８からなる整流平滑回路から集積回路１２に供給される電圧から作られる。
【００４８】
また、帰還巻線Ｎ３の一端は比較器ＩＣ５の非反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ５の反転入力端子には、非反転入力端子の電圧がゼロになったときに比較器ＩＣ５の出力がＨレベルになるように小さな負の電圧値のオフセット電圧源Ｖｏｆｆが接続されている。
【００４９】
また、帰還巻線Ｎ３の一端は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７を順に介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７の接続点は比較器ＩＣ６の反転入力端子および比較器ＩＣ８の非反転入力端子に接続されている。なお、コンデンサＣ７は第１のコンデンサと第３のコンデンサの機能を兼ねている。
【００５０】
さらに、帰還巻線Ｎ３の一端は抵抗Ｒ６を介し、さらにダイオードＤ２と第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の並列回路を介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の接続点は比較器ＩＣ９の非反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ９の反転入力端子には基準電圧源Ｖｒｅｆが接続されており、その出力はＡＮＤ回路ＩＣ１０の一方の入力に接続されている。
【００５１】
比較器ＩＣ５とＩＣ６の出力はＡＮＤ回路ＩＣ７の２つの入力に接続されており、その出力はＲＳフリップフロップＩＣ１１のセット端子Ｓに接続されている。同様に、比較器ＩＣ８とＩＣ９の出力はＡＮＤ回路ＩＣ１０の２つの入力に接続されており、その出力はＲＳフリップフロップＩＣ１１のリセット端子Ｒに接続されている。ＲＳフリップフロップＩＣ１１の出力端子Ｑはドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。なお、ＲＳフリップフロップＩＣ１１の反転出力端子は使用しないために省略している。また、ドライブ回路１３は集積回路１２に供給される電圧を電源としている。
【００５２】
なお、上記の構成要素の中で集積回路１２を構成するのは、定電流源Ｉ、比較器ＩＣ５、ＩＣ６、ＩＣ８、ＩＣ９、ＡＮＤ回路ＩＣ７、ＩＣ１０、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、オフセット電圧源Ｖｏｆｆ、および基準電圧源Ｖｒｅｆである。
【００５３】
次に、このように構成されたスイッチング電源装置１０の動作を、図４を参照して説明する。図４は、スイッチング電源装置１０の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓ、第１のコンデンサと第３のコンデンサを兼ねているコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７、第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６の時間変化を示している。ここで、ＶｆｂはフォトトランジスタＰＴのコレクタ電圧で、フィードバック電圧として比較器ＩＣ６の非反転入力端子および比較器ＩＣ８の反転入力端子に入力されている。Ｖｆｂは負荷の変動に従って変動するが、出力電圧が一定の時にはほぼ一定の値になる。また、Ｖｒｅｆは基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧で比較器ＩＣ９の反転入力端子に接続されている。
【００５４】
まず、非軽負荷時である非軽負荷時である定格時の動作を時間を追って説明する。
【００５５】
（ｔ＝０からｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ６、Ｃ７の充電が始まる。なお、定格時にはＶｆｂは高いレベルにあり、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７の方が低いために、比較器ＩＣ６の出力はＨレベルに、比較器ＩＣ８の出力はＬレベルになっている。また、比較器ＩＣ５の出力も、非反転入力端子に電圧Ｖｂｉａｓが印加されているためにＨレベルになっている。
【００５６】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆを超えると比較器ＩＣ９の出力がＨレベルになるが、この時点ではコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えていないために比較器ＩＣ８の出力がＬレベルを保っており、ＡＮＤ回路ＩＣ１０の出力はＬレベルを保っている。なお、このとき比較器ＩＣ６の出力は入力が比較器ＩＣ８と逆の接続になっているためにＨレベルとなっている。
【００５７】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えると、比較器ＩＣ８の出力がＨレベルになることによって、ＡＮＤ回路ＩＣ１０の２つの入力がともにＨレベルとなり、その出力もＨレベルとなる。逆に比較器ＩＣ６の出力がＬレベルになることによってＡＮＤ回路ＩＣ７の出力はＬレベルになる。そして、ＡＮＤ回路１０の出力がＨレベルになることによって、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされると、その出力がＬレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせ、オン期間が終了する。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がフィードバック信号によって決定される電圧であるＶｆｂと交差することが、スイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガとなり、オン期間を決めることになる。
【００５８】
フォトトランジスタＰＴは負荷が軽くなってフォトダイオードＰＤからの受光量が多くなるほどコレクタ−エミッタ間の抵抗が低下するため、Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下する傾向がある。そのため、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えるまでの時間は負荷が軽くなるほど短くなる。これより、この抵抗Ｒ８、コンデンサＣ７、比較器ＩＣ８、ＡＮＤ回路ＩＣ１０、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が、非軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオン期間を負荷が軽くなるほど短くなるように制御するオン期間制御回路であることがわかる。
【００５９】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ６、Ｃ７は放電し始める。コンデンサＣ７が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂより低くなるため、比較器ＩＣ８の出力はＬレベルとなり、ＡＮＤ回路ＩＣ１０の出力もＬレベルとなる。逆に比較器ＩＣ６の出力はＨレベルになるが、比較器ＩＣ５の非反転入力端子に負の電圧Ｖｂｉａｓが印加されるためにその出力はＬレベルとなりＡＮＤ回路ＩＣ７の出力はＬレベルになる。なお、それからしばらくしてコンデンサＣ６の放電が進むと、その両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆを下回るために、比較器ＩＣ９の出力もＬレベルになる。
【００６０】
また、上記の説明よりわかるように、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７は一旦Ｖｆｂを超えてもすぐにＶｆｂより低くなるため、図４に示すように見かけ上は交差ではなく一致した時点でスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるように見える。
【００６１】
（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。
【００６２】
（ｔ＝ｔ４〜）この共振する電圧Ｖｂｉａｓの最初の正電圧方向の波によって比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧より高くなり、その出力がＨレベルになる。比較器ＩＣ６の出力はすでにＨレベルになっているために、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＨレベルになり、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされると、その出力がＨレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。すなわち、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになることがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのトリガになる。スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると電圧Ｖｂｉａｓの共振は止まり、ｔ＝０の時と同様に再び正の電圧になる。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【００６３】
このように、定格時（非軽負荷時）には、一次巻線Ｎ１に電流が流れなくなるとすぐに二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ出し始め、二次巻線Ｎ２から流れ出す電流がゼロになるとすぐにスイッチング素子Ｑ１がターンオンして一次巻線Ｎ１に電流が流れ始めることより、スイッチング電源装置１０は定格時には電流臨界モードで動作していることがわかる。
【００６４】
次に、軽負荷時の動作を時間を追って説明する。
【００６５】
（ｔ＝０〜ｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ６、Ｃ７の充電が始まる。このとき、後述のようにスイッチング素子Ｑ１のターンオン時にはコンデンサＣ６は完全に放電されており、その両端電圧Ｖｃ６は０Ｖとなっている。なお、電圧Ｖｂｉａｓが正になることにより比較器ＩＣ５の出力はＨレベルになる。また、軽負荷時にはＶｆｂは低いレベルになっており、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７の方が高いために、比較器ＩＣ６の出力はＬレベルに、比較器ＩＣ８の出力はＨレベルになっている。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７の充電による上昇は、スイッチング素子Ｑ１のターンオフのトリガとはなり得ず、オン期間制御回路の動作は抑制される（実質的に動作しない）。さらに、コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６はＶｒｅｆより低いために、比較器ＩＣ９の出力はＬレベルとなっている。
【００６６】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆを超えると比較器ＩＣ９の出力がＨレベルになる。比較器ＩＣ８の出力はすでにＨレベルになっているために、ＡＮＤ回路ＩＣ１０の出力もＨレベルになる。一方、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７はあらかじめＶｆｂより高いために比較器ＩＣ６の出力はＬレベルのまま変化せず、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＬレベルのまま変化しない。そして、ＡＮＤ回路１０の出力がＨレベルになることによって、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされると、その出力がＬレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる。すなわち、第２のコンデンサであるコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が０Ｖから上昇してＶｒｅｆと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガになり、オン期間を決めることになる。言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１の最小オン期間がコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６が０Ｖから上昇してＶｒｅｆを超えるまでの時間で決定される。これよりこの抵抗Ｒ６、コンデンサＣ６、ダイオードＤ２、比較器ＩＣ９、および基準電圧源Ｖｒｅｆを含む回路が、軽負荷時にオン期間制御回路によるスイッチング素子のターンオフ動作を抑制する最小オン期間設定回路となっていることがわかる。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ６、Ｃ７は放電し始める。コンデンサＣ６が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ６がＶｒｅｆより低くなるため、比較器ＩＣ９の出力はＬレベルとなり、ＡＮＤ回路ＩＣ１０の出力もＬレベルとなる。
【００６８】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。この共振する電圧Ｖｂｉａｓの正電圧方向の波によって比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧より高くなり、その出力がＨレベルになる。しかしながら、この時点ではまだコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂより高いために比較器ＩＣ６の出力はＬレベルを維持するため、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＬレベルを維持し、ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされることはない。すなわち、共振する電圧Ｖｂｉａｓによるスイッチング素子Ｑ１のターンオンは阻止される。したがって、これ以降は一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２のいずれにも電流が流れない状態となるため、電流臨界モードではなくなる。電圧Ｖｂｉａｓは共振しながら減衰し、それに応じて比較器ＩＣ５の出力はＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す。そして、電圧Ｖｂｉａｓが完全に減衰すると、比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧はゼロになるが、反転入力端子には小さな負の電圧値のオフセット電圧源Ｖｏｆｆが接続されているために、その出力はＨレベルになる。一方、コンデンサＣ７は引き続き放電され、その両端電圧Ｖｃ７は低下を続ける。また、コンデンサＣ６も引き続き放電され、その両端電圧Ｖｃ６は時間とともに０Ｖに近づいていく。
【００６９】
（ｔ＝ｔ３〜）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを下回ると比較器ＩＣ６の出力がＨレベルとなり、逆に比較器ＩＣ８の出力がＬレベルとなる。比較器ＩＣ５の出力はすでにＨレベルになっているために、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＨレベルになり、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされると、その出力がＨレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。すなわち、第３のコンデンサでもあるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングを決定するトリガになる。Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下するために、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７が放電によって低下してＶｆｂを下回るまでの時間も負荷が軽いほど長くなる。これより、この抵抗Ｒ８、コンデンサＣ７、比較器ＩＣ５、ＩＣ６、オフセット電圧源Ｖｏｆｆ、ＡＮＤ回路ＩＣ７、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が、軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路であることがわかる。なお、この時点までにはコンデンサＣ６は完全に放電されるようにその容量値や抵抗Ｒ６の値が設定されている。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【００７０】
以上、図３と図４を用いて説明したように、スイッチング電源装置１０においては、非軽負荷時にはオン期間制御回路によってスイッチング素子のオン期間を制御して出力電圧を一定に保ち、軽負荷時には最小オン期間設定回路によってスイッチング素子のオン期間を最小オン期間に固定するとともにオフ期間制御回路によってオフ期間を制御して出力電圧を一定に保っている。
【００７１】
これによって、軽負荷時のスイッチング周波数の上昇を抑制するだけでなく、逆に負荷が軽くなるほどスイッチング周波数を低下させることができ、軽負荷時のスイッチング損失の低減を図ることができる。また、軽負荷時に負荷の大きさに応じてスイッチング素子のオフ期間を連続的に制御することができるために、間欠発振の発生を防止して出力リップルの増大を回避することができる。
【００７２】
なお、上記の説明のように、非軽負荷時すなわちオン期間制御回路が動作しているときには、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７はフィードバック信号によって決定される電圧であるＶｆｂに対して低い電圧値から高くなる方向で近づいて交差している。また、軽負荷時すなわち最小オン期間設定回路が動作しているときには、コンデンサＶ７の両端電圧Ｖｃ７はＶｆｂに対して高い電圧から低くなる方向で近づいて交差している。すなわち、第１のコンデンサの両端電圧が、オン期間制御回路が動作している時はフィードバック電圧と一方向から交差する時にスイッチング素子のターンオフのタイミングが決定され、最小オン期間設定回路がオン期間制御回路の動作を抑制しているときは、フィードバック電圧と逆方向から交差する時にスイッチング素子のターンオンのタイミングが決定されている。このように、１つのコンデンサＣ７が第１のコンデンサと第３のコンデンサの機能を兼ねているため、外付け部品を減らすことができ、スイッチング電源装置の小型化と低コスト化を図ることができる。
【００７３】
さらに、制御回路の大部分を集積回路化することによっても、部品点数の削減による小型化と低コスト化を図ることができる。
【００７４】
図５に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００７５】
図５において、スイッチング電源装置２０は、帰還巻線Ｎ３とスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に設けられた制御回路２１において、その主要部が集積回路２２で構成されている。以下、集積回路２２の構成要素も含めて制御回路２１ついて説明する。
【００７６】
まず、帰還巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ４とコンデンサＣ８からなる整流平滑回路を介して集積回路２２に接続されている。集積回路２２の内部の各構成要素にはこの整流平滑回路の出力電圧が供給される。ダイオードＤ４とコンデンサＣ８の接続点は起動抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｖｉｎに接続されている。
【００７７】
出力電圧検知回路３のフォトダイオードＰＤと対になっているフォトトランジスタＰＴは、コレクタが定電流源Ｉに接続され、エミッタがグランドに接続され、コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ３が接続されており、さらにコレクタは比較器ＩＣ６の非反転入力端子およびダイオードＤ５を介して比較器ＩＣ１２の反転入力端子に接続されている。また、比較器ＩＣ１２の反転入力端子には基準電圧源Ｖｒｅｆも接続されている。なお、定電流源ＩはダイオードＤ４とコンデンサＣ８からなる整流平滑回路から集積回路２２に供給される電圧から作られる。
【００７８】
また、帰還巻線Ｎ３の一端は比較器ＩＣ５の非反転入力端子に接続されている。比較器ＩＣ５の反転入力端子には、非反転入力端子の電圧がゼロになったときに出力がＨレベルになるように小さな負の電圧値のオフセット電圧源Ｖｏｆｆが接続されている。
【００７９】
また、帰還巻線Ｎ３の一端は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７を順に介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７の接続点は比較器ＩＣ６の反転入力端子および比較器ＩＣ１２の非反転入力端子に接続されている。なお、コンデンサＣ７は第１のコンデンサと第２のコンデンサと第３のコンデンサの機能を兼ねている。
【００８０】
比較器ＩＣ５とＩＣ６の出力はＡＮＤ回路ＩＣ７の２つの入力に接続されており、その出力はＲＳフリップフロップＩＣ１１のセット端子Ｓに接続されている。また、比較器ＩＣ１２の出力はＲＳフリップフロップＩＣ１１のリセット端子ＲＳに接続されている。ＲＳフリップフロップＩＣ１１の出力端子Ｑはドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。なお、ドライブ回路１３は集積回路１２に供給される電圧を電源としている。
【００８１】
そして、ドライブ回路１３の出力は単安定マルチバイブレータ２３と抵抗Ｒ９を順に介してトランジスタＱ５のベースに接続されており、トランジスタＱ５のコレクタは比較器ＩＣ６の反転入力端子に、エミッタはグランドにそれぞれ接続されている。
【００８２】
なお、上記の構成要素の中で集積回路２２を構成するのは、定電流源Ｉ、ダイオードＤ５、トランジスタＱ５、抵抗Ｒ９、単安定マルチバイブレータ２３、比較器ＩＣ５、ＩＣ６、ＩＣ１２、ＡＮＤ回路ＩＣ７、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、オフセット電圧源Ｖｏｆｆ、および基準電圧源Ｖｒｅｆである。
【００８３】
次に、このように構成されたスイッチング電源装置２０の動作を、図６を参照して説明する。図６は、スイッチング電源装置２０の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓ、第１のコンデンサと第２のコンデンサと第３のコンデンサを兼ねているコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７の時間変化を示している。ここで、ＶｆｂはフォトトランジスタＰＴのコレクタ電圧で、フィードバック電圧として比較器ＩＣ６の非反転入力端子およびダイオードＤ５を介して比較器ＩＣ１２の反転入力端子に入力されており、負荷の変動に従って変動するが、たとえば定格時で出力電圧が一定の時にはほぼ一定の値になる。また、Ｖｒｅｆは基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧で比較器ＩＣ１２の反転入力端子に接続されている。
【００８４】
まず、非軽負荷時である定格時の動作を時間を追って説明する。
【００８５】
（ｔ＝０〜ｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ７の充電が始まる。なお、定格時にはＶｆｂは高いレベルにあり、コンデンサＣ７が後述のように直前にリセットされているために、その両端電圧Ｖｃ７はこの時点ではＶｆｂより低く、比較器ＩＣ６の出力はＨレベルとなっている。また、ＶｆｂはＶｒｅｆよりもさらに高いレベルとなっているために、比較器ＩＣ１２の反転入力端子にはダイオードＤ５を介してＶｆｂが印加されており、比較器ＩＣ１２の出力はＬレベルとなっている。また、比較器ＩＣ５の出力も、非反転入力端子に電圧Ｖｂｉａｓが印加されているためにＨレベルとなっている。さらに、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＨレベルになっている。
【００８６】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｒｅｆを超えても、比較器ＩＣ１２の反転入力端子にはＶｒｅｆより高いＶｆｂが入力されているために、比較器ＩＣ１２の出力はＬレベルを保っている。
【００８７】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えると、比較器ＩＣ１２の出力がＨレベルになる。逆に比較器ＩＣ６の出力がＬレベルになることによってＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＬレベルになる。そして、比較器ＩＣ１２の出力がＨレベルになることによって、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされると、その出力がＬレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせ、オン期間が終了する。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がフィードバック信号によって決定される電圧であるＶｆｂと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガとなり、オン期間を決めることになる。
【００８８】
フォトトランジスタＰＴは負荷が軽くなってフォトダイオードＰＤからの受光量が多くなるほどコレクタ−エミッタ間の抵抗が低下するため、Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下する傾向がある。そのため、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えるまでの時間は負荷が軽くなるほど短くなる。これより、この抵抗Ｒ８、コンデンサＣ７、比較器ＩＣ１２、ダイオードＤ５、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が非軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオン期間を負荷が軽くなるほど短くなるように制御するオン期間制御回路であることがわかる。
【００８９】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ７は放電し始める。コンデンサＣ７が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂより低くなるため、比較器ＩＣ１２の出力はＬレベルとなる。逆に比較器ＩＣ６の出力はＨレベルになるが、比較器ＩＣ５の非反転入力端子に負の電圧Ｖｂｉａｓが印加されるためにその出力はＬレベルとなりＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＬレベルになる。
【００９０】
また、上記の説明よりわかるように、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７は一旦Ｖｆｂを超えてもすぐにＶｆｂより低くなるため、図６に示すように見かけ上は交差ではなく一致した時点でスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるように見える。
【００９１】
（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。
【００９２】
（ｔ＝ｔ４〜）この共振する電圧Ｖｂｉａｓの最初の正電圧方向の波によって比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧より高くなり、その出力がＨレベルになる。比較器ＩＣ６の出力はすでにＨレベルになっているために、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＨレベルになり、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされると、その出力がＨレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。すなわち、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになることがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのトリガになる。スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると電圧Ｖｂｉａｓの共振は止まり、再び正の電圧になる。
【００９３】
ドライブ回路１３からスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるための出力は、同時に単安定マルチバイブレータ２３にもトリガ信号として入力される。これによって単安定マルチバイブレータ２３の出力は一時的にＨレベルになり、これが抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ５のベースに印加されることによってトランジスタＱ５が一時的にオン状態になる。トランジスタＱ５がオン状態になることによってコンデンサＣ７に蓄えられていた電荷が瞬時に放電され、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７は０Ｖにリセットされる。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【００９４】
このように、定格時（非軽負荷時）には、一次巻線Ｎ１に電流が流れなくなるとすぐに二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ出し始め、二次巻線Ｎ２から流れ出す電流がゼロになるとすぐにスイッチング素子Ｑ１がターンオンして一次巻線Ｎ１に電流が流れ始めることより、スイッチング電源装置２０は定格時には電流臨界モードで動作していることがわかる。
【００９５】
次に、軽負荷時の動作を時間を追って説明する。
【００９６】
（ｔ＝０〜ｔ１）スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると一次巻線Ｎ１に電流が流れ、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが正になり、コンデンサＣ７の充電が始まる。なお、電圧Ｖｂｉａｓが正になることにより比較器ＩＣ５の出力はＨレベルになる。また、軽負荷時にはＶｆｂはＶｒｅｆよりさらに低いレベルになるために、比較器ＩＣ１２の反転入力端子にはＶｒｅｆが印加されている。コンデンサＣ７が後述のように直前にリセットされているために、その両端電圧Ｖｃ７はこの時点ではほぼ０ＶとなっておりＶｒｅｆより低い。そのために、比較器ＩＣ６の出力はＨレベルに、比較器ＩＣ１２の出力はＬレベルになっている。
【００９７】
（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えると比較器ＩＣ６の出力がＬレベルになる。一方、比較器ＩＣ１２においてはまだ反転入力端子に印加されている電圧Ｖｒｅｆの方が高いので、その出力はＬレベルのまま変化しない。すなわち、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを超えることはスイッチング素子Ｑ１のターンオフのトリガとはならず、オン期間制御回路の動作は抑制される。
【００９８】
（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｒｅｆを超えると比較器ＩＣ１２の出力がＨレベルになり、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がリセットされると、その出力がＬレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせる。すなわち、第２のコンデンサでもあるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７が上昇してＶｒｅｆと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオフのタイミングが決定されるトリガになり、オン期間を決めることになる。言い換えれば、スイッチング素子Ｑ１の最小オン期間がコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７が上昇してＶｒｅｆを超えるまでの時間で決定される。これよりこの抵抗Ｒ８、コンデンサＣ７、比較器ＩＣ１２、基準電圧源Ｖｒｅｆを含む回路が軽負荷時にオン期間制御回路によるスイッチング素子のターンオフ動作を抑制する最小オン期間設定回路となっていることがわかる。なお、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｒｅｆを超えるまでの期間が最小オン期間になる理由については後述する。また、最小オン期間設定回路には上記の他に単安定マルチバイブレータ２３、抵抗Ｒ９、およびトランジスタＱ５も含まれるが、その理由についても後述する。
【００９９】
スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ始め、同時に帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓが負になるために、コンデンサＣ７は放電し始める。コンデンサＣ７が放電を始めるとすぐにその両端電圧Ｖｃ７がＶｒｅｆより低くなるため、比較器ＩＣ１２の出力はＬレベルとなる。
【０１００】
（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）スイッチング素子Ｑ１がオフの間に二次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に流れ出す電流がゼロになると、帰還巻線Ｎ３の電圧Ｖｂｉａｓは共振を始める。この共振する電圧Ｖｂｉａｓの正電圧方向の波によって比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧より高くなり、その出力がＨレベルになる。しかしながら、この時点ではまだコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂより高いために比較器ＩＣ６の出力はＬレベルを維持するため、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＬレベルを維持し、ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされることはない。すなわち、共振する電圧Ｖｂｉａｓによるスイッチング素子Ｑ１のターンオンは阻止される。したがって、これ以降は一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２のいずれにも電流が流れない状態となるため、電流臨界モードではなくなる。電圧Ｖｂｉａｓは共振しながら減衰し、それに応じて比較器ＩＣ５の出力はＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す。そして、電圧Ｖｂｉａｓが完全に減衰すると、比較器ＩＣ５の非反転入力端子の電圧はゼロになるが、反転入力端子には小さな負の電圧値のオフセット電圧源Ｖｏｆｆが接続されているために、その出力はＨレベルになる。一方、コンデンサＣ７は引き続き放電され、その両端電圧Ｖｃ７は低下を続ける。
【０１０１】
（ｔ＝ｔ４〜）コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂを下回ると比較器ＩＣ６の出力がＨレベルとなる。比較器ＩＣ５の出力はすでにＨレベルになっているために、ＡＮＤ回路ＩＣ７の出力もＨレベルになり、その立ち上がりをトリガとしてＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされる。ＲＳフリップフロップＩＣ１１がセットされると、その出力がＨレベルになり、ドライブ回路１３を介してスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。すなわち、第３のコンデンサでもあるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂと交差することがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのタイミングを決定するトリガになる。Ｖｆｂは負荷が軽くなるほど低下するために、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７が放電によって低下してＶｆｂを下回るまでの時間も負荷が軽いほど長くなる。これより、この抵抗Ｒ８、コンデンサＣ７、比較器ＩＣ５、ＩＣ６、オフセット電圧源Ｖｏｆｆ、ＡＮＤ回路ＩＣ７、ＲＳフリップフロップＩＣ１１、ドライブ回路１３、およびフィードバック電圧発生回路を含む回路が、軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１のオフ期間を負荷が軽くなるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路であることがわかる。
【０１０２】
ドライブ回路１３からスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせるための出力は、同時に単安定マルチバイブレータ２３にもトリガ信号として入力される。これによって単安定マルチバイブレータ２３の出力は一時的にＨレベルになり、これが抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ５のベースに印加されることによってトランジスタＱ５が一時的にオン状態になる。トランジスタＱ５がオン状態になることによってコンデンサＣ７に蓄えられていた電荷が瞬時に放電され、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７は０Ｖにリセットされる。これ以後はｔ＝０以降を繰り返す。
【０１０３】
最後にコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｒｅｆを超えるまでの期間が最小オン期間になる理由と、最小オン期間設定回路に単安定マルチバイブレータ２３、抵抗Ｒ９、およびトランジスタＱ５が含まれる理由について説明する。単安定マルチバイブレータ２３が無い場合を仮定すると、スイッチング素子Ｑ１がターンオンした後のコンデンサＣ７の充電はその両端電圧Ｖｃ７があらかじめＶｆｂまで充電されている状態から始まる。Ｖｒｅｆは一定だがＶｆｂは負荷の大きさによって変化するために、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７がＶｆｂからＶｒｅｆまで充電される時間は負荷の大きさによって変化することになる。この時間は軽負荷時のオン期間に相当するために、このままでは軽負荷時のオン期間が変動し、最小オン期間を設定することができなくなるという問題が発生する。これに対して、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に単安定マルチバイブレータ２３によってコンデンサＣ７をリセットすると、コンデンサＣ７は常に０ＶからＶｒｅｆまで充電されることになり、充電時間が一定になる。これによって、軽負荷時に負荷の大きさによらず最小オン期間を設定することができるようになる。したがって、最小オン期間設定回路には単安定マルチバイブレータ２３、抵抗Ｒ９、およびトランジスタＱ５も含まれることになる。
【０１０４】
以上、図５と図６を用いて説明したように、スイッチング電源装置２０においては、非軽負荷時にはオン期間制御回路によってスイッチング素子のオン期間を制御して出力電圧を一定に保ち、軽負荷時には最小オン期間設定回路によってスイッチング素子のオン期間を最小オン期間に固定するとともにオフ期間制御回路によってオフ期間を制御して出力電圧を一定に保っている。
【０１０５】
これによって、軽負荷時のスイッチング周波数の上昇を抑制するだけでなく、逆に負荷が軽くなるほどスイッチング周波数を低下させることができ、軽負荷時のスイッチング損失の低減を図ることができる。また、軽負荷時に負荷の大きさに応じてスイッチング素子のオフ期間を連続的に制御することができるために、間欠発振の発生を防止して出力リップルの増大を回避することができる。
【０１０６】
なお、上記の説明のように、非軽負荷時すなわちオン期間制御回路が動作しているときには、第１のコンデンサであるコンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７はフィードバック信号によって決定される電圧であるＶｆｂに対して低い電圧値から高くなる方向で近づいて交差している。また、軽負荷時すなわち最小オン期間設定回路が動作しているときには、コンデンサＶ７の両端電圧Ｖｃ７はＶｆｂに対して高い電圧から低くなる方向で近づいて交差している。すなわち、第１のコンデンサの両端電圧が、オン期間制御回路が動作している時はフィードバック電圧と一方向から交差する時にスイッチング素子のターンオフのタイミングが決定され、最小オン期間設定回路がオン期間制御回路の動作を抑制しているときは、フィードバック電圧と逆方向から交差する時にスイッチング素子のターンオンのタイミングが決定されている。このように、１つのコンデンサＣ７が第１のコンデンサと第３のコンデンサの機能を兼ねているため、外付け部品を減らすことができ、スイッチング電源装置の小型化と低コスト化を図ることができる。
【０１０７】
また、１つのコンデンサＣ７が第１のコンデンサと第２のコンデンサと第３のコンデンサの機能を兼ねているため、外付け部品をさらに減らすことができ、スイッチング電源装置のさらなる小型化と低コスト化を図ることができる。
【０１０８】
なお、上記の各実施例においては、最小オン期間設定回路は、いずれも軽負荷時にオン期間制御回路によってスイッチング素子がターンオンするのを禁止するように働いている。その意味において、最小オン期間設定回路は、オン期間制御回路に実質的に含まれていて、軽負荷時にスイッチング素子のターンオンから一定期間だけオン期間制御回路の動作を抑制してスイッチング素子のターンオフを禁止する手段であると言ってもよい。
【０１０９】
また、上記の各実施例においては、第１、第２、第３のコンデンサの両端電圧が充電もしくは放電によって基準電圧あるいはフィードバック電圧と交差する時点でスイッチング素子のターンオンあるいはターンオフのトリガがかかるようになっているが、いずれも実施例に示した構成に限定されるものではない。例えばフィードバック電圧を負荷が軽くなるほど高くなるように設定しておいて、実施例においては充電時に基準電圧あるいはフィードバック電圧と交差するようになっていたものを放電時に交差するようにしたり、逆に放電時に基準電圧あるいはフィードバック電圧と交差するようになっていたものを充電時に交差するようにしても構わないものである。
【０１１０】
さらには、上記の各実施例においては、第１、第２、第３のコンデンサの両端電圧が基準電圧あるいはフィードバック電圧と交差する時点でスイッチング素子のターンオンあるいはターンオフのトリガがかかるようになっているが、実際の動作では見かけ上は一致した時点でスイッチング素子のターンオンあるいはターンオフのトリガがかかるようになっている。このように、第１、第２、第３のコンデンサの両端電圧と基準電圧あるいはフィードバック電圧は必ずしも交差しなければならないものではなく、例えば比較回路に代えて２つの入力が一致した時点でトリガ信号を出力するような回路を用いても構わない。その場合には、第１、第２、第３のコンデンサの両端電圧が基準電圧あるいはフィードバック電圧と一致する時点でスイッチング素子のターンオンあるいはターンオフのトリガがかかるようになる。
【０１１１】
図７に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図７において、電子装置の１つであるプリンタ３０は電源回路の一部として本発明のスイッチング電源装置１を使用している。
【０１１２】
プリンタ３０の印刷動作に関する部分は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時には軽負荷となり、ほとんど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置１を用いているために、待機時すなわち軽負荷時のの電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【０１１３】
なお、図７に示したプリンタ３０においては図１に示したスイッチング電源装置１を使用したが、図３または図５に示したスイッチング電源装置１０、２０を使用しても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【０１１４】
また、本発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置を含むものである。
【０１１５】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、フィードバック信号に基づいて出力電圧が一定になるように、非軽負荷時に所定の最小オン期間より大きい範囲でオン期間を制御し、軽負荷時にオン期間を最小オン期間に固定してオフ期間を制御することによって、軽負荷時のスイッチング損失の低減を図ることができる。また、軽負荷時の間欠発振の発生とリップルの増大を防止することができる。
【０１１６】
また、本発明の電子装置においては、本発明のスイッチング電源装置を用いることによって、待機時の効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、Ｖｂｉａｓ、Ｖｃ４、Ｖｃ５、Ｖｃ６の時間変化を示す特性図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を示す回路図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、Ｖｂｉａｓ、Ｖｃ６、Ｖｃ７の時間変化を示す特性図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図６】図５のスイッチング電源装置の（ａ）定格時と（ｂ）軽負荷時における、Ｖｂｉａｓ、Ｖｃ７の時間変化を示す特性図である。
【図７】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、１０、２０…スイッチング電源装置
２…整流平滑回路
３…出力電圧検知回路
４、１１、２１…制御回路
１２、２２…集積回路
１３…ドライブ回路
２２…単安定マルチバイブレータ
３０…プリンタ
Ｔ…トランス
Ｎ１…一次巻線
Ｎ２…二次巻線
Ｎ３…帰還巻線
Ｖｉｎ…直流電源
Ｒ１…起動抵抗
Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９…抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８…コンデンサ
Ｑ１…スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４…トランジスタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ４…ダイオード
Ｄ３…ツェナーダイオード
Ｉ…定電流源
Ｖｒｅｆ…基準電圧源
Ｖｏｆｆ…オフセット電圧源
ＰＤ…フォトダイオード
ＰＴ…フォトトランジスタ
ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３、ＩＣ５、ＩＣ６、ＩＣ８、ＩＣ９…比較器
ＩＣ４、ＩＣ７、ＩＣ１０…ＡＮＤ回路
ＩＣ１１…ＲＳフリップフロップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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