(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から変圧器を介して任意の直流出力に変換する直流−直流変換装置において、
前記直流電源，第１のコンデンサ，変圧器の一次巻線，第１の半導体スイッチ素子および電流制限用抵抗を直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記第１のコンデンサと前記変圧器一次巻線との間に並列に接続し、第１，第２の変圧器駆動巻線を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間に抵抗を介してそれぞれ接続し、第１の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間には起動回路およびトランジスタを、第１の半導体スイッチ素子と前記電流制限用抵抗との接続点には前記トランジスタのベースをベース抵抗を介して接続し、前記変圧器の二次巻線にはダイオードと平滑用コンデンサとを接続し、直流出力から出力電圧検出，調節回路を介して、トランジスタのベースに接続したことを特徴とする直流−直流変換装置。
【請求項２】
直流電源から変圧器を介して任意の直流出力に変換する直流−直流変換装置において、
前記直流電源，第１のコンデンサ，変圧器の一次巻線，第１の半導体スイッチ素子および電流制限用抵抗を直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記第１のコンデンサと前記変圧器一次巻線との間に並列に接続し、第１，第２の変圧器駆動巻線を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間に抵抗を介してそれぞれ接続し、第１の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間には起動回路およびトランジスタを、第１の半導体スイッチ素子と前記電流制限用抵抗との接続点には前記トランジスタのベースをベース抵抗を介して接続し、第１の変圧器二次巻線の一方の端子には前記変圧器一次巻線に正電圧が印加されるときに電力を供給するように第１のダイオードを接続し、第２の変圧器二次巻線の一方の端子には前記変圧器一次巻線に負電圧が印加されるときに電力を供給するように第２のダイオードを接続し、前記第１，第２のダイオードのカソードはともに平滑用コンデンサの一方の端子に接続し、前記第１，第２の変圧器二次巻線の他方の端子はともに前記平滑用コンデンサの他方の端子に接続し、直流出力から出力電圧検出，調節回路を介して、前記トランジスタのベースに接続したことを特徴とする直流−直流変換装置。
【請求項３】
前記変圧器一次巻線と前記第１の変圧器二次巻線との磁気結合を、前記第２の変圧器二次巻線との磁気結合に比べて密にしたことを特徴とする請求項２に記載の直流−直流変換装置。
【請求項４】
前記変圧器一次巻線と前記第２の変圧器二次巻線との磁気結合を、前記第１の変圧器二次巻線との磁気結合に比べて密にしたことを特徴とする請求項２に記載の直流−直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電圧から変圧器を介して任意の直流出力に変換する直流−直流変換装置、特に自励発振コンバータ回路を用い、入力電圧の変化や負荷の変化に対し周波数変調とパルス幅変調の両制御により、出力電圧を一定にすることが可能な直流−直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に他励発振共振コンバータの従来例を示す。
同図に示すように、直流電源１，コンデンサ４，変圧器２の一次巻線２１および半導体スイッチ素子９１が直列に接続され、半導体スイッチ素子９２とコンデンサ５との並列回路が、コンデンサ４と変圧器一次巻線２１との間に並列に接続され、変圧器２の二次巻線２２，２３にはダイオード８１，８２および平滑用コンデンサ３が接続され、直流出力から出力電圧検出，調節回路６、周波数制御回路１４および高耐圧ドライバＩＣ１５を介して、半導体スイッチ素子９１，９２の各ゲートに接続されている。
【０００３】
図９に、図８における動作の一例を示す。なお、ｖ９２，ｖ９１，ｖ４  ，ｖ２１は半導体スイッチ素子９２，半導体スイッチ素子９１，コンデンサ４，変圧器一次巻線２１の各電圧波形、ｉ９１，ｉ９２，ｉ８１，ｉ８２は半導体スイッチ素子９１，半導体スイッチ素子９２，ダイオード８１，ダイオード８２の各電流波形を示す。
期間▲１▼で半導体スイッチ素子９１をオンすることにより、直流電源１→コンデンサ４→変圧器一次巻線２１→半導体スイッチ素子９１を介して共振電流ｉ９１が流れ、コンデンサ４を充電する。このとき、変圧器一次巻線２１には、直流電源電圧とコンデンサ４との差電圧が印加され、ダイオード８１を介して平滑用コンデンサ３を充電するとともに負荷に電力を供給する。
【０００４】
期間▲２▼において半導体スイッチ素子９１をオフすることにより、それまで流れていた共振電流は、コンデンサ５および半導体スイッチ素子９１，９２の出力容量に転流し、半導体スイッチ素子９１，９２の電圧は徐々に上昇または下降する。期間▲３▼において半導体スイッチ素子９１の電圧が直流電源電圧に達すると、共振電流は半導体スイッチ素子９２の寄生ダイオードに転流する。このとき、半導体スイッチ素子９２をオンすることにより、コンデンサ４→半導体スイッチ素子９２→変圧器一次巻線２１を介して共振電流ｉ９２が流れ、コンデンサ４を放電する。また、変圧器一次巻線２１には、直流電源電圧とコンデンサ４との差電圧が印加され、ダイオード８２を介して平滑用コンデンサ３を充電するとともに負荷に電力を供給する。
【０００５】
期間▲４▼において半導体スイッチ素子９２をオフすることにより、それまで流れていた共振電流は、コンデンサ５および半導体スイッチ素子９１，９２の出力容量に転流し、半導体スイッチ素子９１，９２の電圧は徐々に上昇または下降する。期間▲１▼において半導体スイッチ素子９２の電圧が直流電源電圧に達すると、共振電流は半導体スイッチ素子９１の寄生ダイオードに転流する。このとき、半導体スイッチ素子９１をオンする。このような動作を繰り返すことにより、直流電源から絶縁された直流出力電力を供給する。なお、図８の回路では負荷状態（軽負荷，重負荷等）や入力電圧に関係なく図９のみの動作となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図８の従来例では、負荷の変化に対して出力電圧検出，調節回路および周波数制御回路を用いて、半導体スイッチ素子の動作周波数を変調することにより出力電圧を一定にしている。この方式では、現在一般に用いられるパルス幅変調方式をとっていないだけでなく、半導体スイッチ素子９２を駆動するために、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣを必要とする。また、周波数制御回路をパルス幅変調回路に、高耐圧ドライバＩＣをパルストランスに置き換える方式等も考えられるが、パルストランスは小型化の妨げになるという問題がある。
したがって、この発明の課題は、高耐圧ドライバＩＣまたはパルストランスを不要とし、低コスト化を図ることにある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源から変圧器を介して任意の直流出力に変換する直流−直流変換装置において、
前記直流電源，第１のコンデンサ，変圧器の一次巻線，第１の半導体スイッチ素子および電流制限用抵抗を直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記第１のコンデンサと前記変圧器一次巻線との間に並列に接続し、第１，第２の変圧器駆動巻線を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間に抵抗を介してそれぞれ接続し、第１の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間には起動回路およびトランジスタを、第１の半導体スイッチ素子と前記電流制限用抵抗との接続点には前記トランジスタのベースをベース抵抗を介して接続し、前記変圧器の二次巻線にはダイオードと平滑用コンデンサとを接続し、直流出力から出力電圧検出，調節回路を介して、トランジスタのベースに接続したことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、直流電源から変圧器を介して任意の直流出力に変換する直流−直流変換装置において、
前記直流電源，第１のコンデンサ，変圧器の一次巻線，第１の半導体スイッチ素子および電流制限用抵抗を直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記第１のコンデンサと前記変圧器一次巻線との間に並列に接続し、第１，第２の変圧器駆動巻線を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間に抵抗を介してそれぞれ接続し、第１の半導体スイッチ素子のゲート・ソース間には起動回路およびトランジスタを、第１の半導体スイッチ素子と前記電流制限用抵抗との接続点には前記トランジスタのベースをベース抵抗を介して接続し、第１の変圧器二次巻線の一方の端子には前記変圧器一次巻線に正電圧が印加されるときに電力を供給するように第１のダイオードを接続し、第２の変圧器二次巻線の一方の端子には前記変圧器一次巻線に負電圧が印加されるときに電力を供給するように第２のダイオードを接続し、前記第１，第２のダイオードのカソードはともに平滑用コンデンサの一方の端子に接続し、前記第１，第２の変圧器二次巻線の他方の端子はともに前記平滑用コンデンサの他方の端子に接続し、直流出力から出力電圧検出，調節回路を介して、前記トランジスタのベースに接続したことを特徴とする。
【０００９】
上記請求項２の発明においては、前記変圧器一次巻線と前記第１の変圧器二次巻線との磁気結合を、前記第２の変圧器二次巻線との磁気結合に比べて密にすることができ（請求項３の発明）、または、前記変圧器一次巻線と前記第２の変圧器二次巻線との磁気結合を、前記第１の変圧器二次巻線との磁気結合に比べて密にすることができる（請求項４の発明）。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路構成図である。
同図において、直流電源１，コンデンサ４，変圧器一次巻線２１，半導体スイッチ素子９１および電流制限用抵抗１２１を直列に接続し、半導体スイッチ素子９２とコンデンサ５との並列回路を、コンデンサ４と変圧器一次巻線２１との間に並列に接続し、変圧器駆動巻線２４を半導体スイッチ素子９１のゲート・ソース間に抵抗１０１を介して、変圧器駆動巻線２５を半導体スイッチ素子９２のゲート・ソース間に抵抗１０２を介してそれぞれ接続し、半導体スイッチ素子９１のゲート・ソース間には起動回路７およびトランジスタ１１１を、半導体スイッチ素子９１と電流制限用抵抗１２１との接続点にはトランジスタ１１１のベースにベース抵抗１３１を介して接続し、変圧器二次巻線２２，２３にはダイオード８１，８２および平滑用コンデンサ３を接続し、直流出力から出力電圧検出，調節回路６を介して、トランジスタ１１１のベースに接続するようにしている。起動回路７は自励発振のスタートを決定する。
【００１１】
図１における軽負荷時の動作について、図３を参照して説明する。
期間▲１▼で半導体スイッチ素子９１をオンすると、直流電源１→コンデンサ４→変圧器一次巻線２１→半導体スイッチ素子９１を介して共振電流ｉ９１が流れ、コンデンサ４が充電される。このとき、変圧器一次巻線２１には、直流電源電圧とコンデンサ４との差電圧が印加され、ダイオード８１を介して平滑用コンデンサ３を充電するとともに負荷に電力を供給する。変圧器駆動巻線２４および２５に印加される電圧は変圧器一次巻線２１の巻数比分の１であり、変圧器駆動巻線２４が半導体スイッチ素子９１のゲートしきい値電圧に達すると、半導体スイッチ素子９１はオフする。
【００１２】
半導体スイッチ素子９１がオフする期間▲２▼では、それまで流れていた共振電流はコンデンサ５および半導体スイッチ素子９１，９２の出力容量に転流し、半導体スイッチ素子９１，９２の電圧は徐々に上昇または下降する。期間▲３▼において半導体スイッチ素子９１の電圧が直流電源電圧に達すると、共振電流は半導体スイッチ素子９２の寄生ダイオードに転流する。このとき、変圧器駆動巻線２５が半導体スイッチ素子９２のゲートしきい値電圧に達すると、半導体スイッチ素子９２がオンする。これにより、コンデンサ４→半導体スイッチ素子９２→変圧器一次巻線２１を介して共振電流ｉ９２が流れ、コンデンサ４を放電する。また、変圧器一次巻線２１には、直流電源電圧とコンデンサ４との差電圧が印加されるが、変圧器一次巻線２３には出力電圧以上の電圧が発生しないため、ダイオード８２は導通しない。変圧器駆動巻線２５が半導体スイッチ素子９２のゲートしきい値電圧に達すると、半導体スイッチ素子９２はオフする。
【００１３】
期間▲４▼において半導体スイッチ素子９２がオフすると、それまで流れていた共振電流は、コンデンサ５および半導体スイッチ素子９１，９２の出力容量に転流し、半導体スイッチ素子９１，９２の電圧は徐々に上昇または下降する。期間▲１▼において半導体スイッチ素子９２の電圧が直流電源電圧に達すると、共振電流は半導体スイッチ素子９１の寄生ダイオードに転流する。このとき、変圧器駆動巻線２４が半導体スイッチ素子９１のゲートしきい値電圧に達すると、半導体スイッチ素子９１がオンする。このような動作を繰り返すことにより、直流電源から絶縁された直流出力電力を供給する。
【００１４】
出力電圧検出，調節回路６は出力電圧を一定とするように動作し、出力電圧が設定値よりも低い場合はその出力を低下させ、トランジスタ１１１のベース電流を低減し（半導体スイッチ素子９１のオン時間を長くし）、逆に出力電圧が設定値よりも高い場合はその出力を上昇させ、トランジスタ１１１のベース電流を増加させる（半導体スイッチ素子９１のオン時間を短くする）。その結果、半導体スイッチ素子９１のオン期間が出力電圧検出，調節回路６により制限されるパルス幅変調方式により、出力電圧一定制御が行なわれる。
図１における重負荷時の動作は図９と全く同じになるので説明は省略する。なお、軽負荷や重負荷等の負荷状態に関係なく図３のみの動作となることもあるが、どの動作となるかはコンデンサ４の容量，変圧器２の一次，二次巻線の巻数等により決定される。
【００１５】
図２はこの発明の第２の実施の形態を示す回路構成図である。
図１との相違点は変圧器二次巻線２３およびダイオード８２を省略した点にあり、したがって、重負荷時においても変圧器二次巻線２２のみから直流出力電力が供給される。その結果、どのような負荷状態であっても図３に示すような動作波形となり、半導体スイッチ素子９２がオンしている期間には負荷に電力が供給されることはない。
【００１６】
ここで、図１に示す変圧器巻線の構造について考える。
図１０は変圧器巻線の一般的な例を示す構造図で、符号２１〜２５は図１と同じものを示す。２６は巻線用のボビンである。すなわち、変圧器二次巻線２２および２３は、上下の違いはあっても変圧器一次巻線２１に対して同じ距離にあり、このため変圧器二次巻線２２と変圧器一次巻線２１との結合度と、変圧器二次巻線２２と変圧器一次巻線２１との結合度とは、ほぼ同じになっている。また、一般的な他励式電流共振コンバータの場合、半導体スイッチ素子９１，９２のオン期間は同じであり（周波数変調により出力電圧を一定に制御する）、その動作は重負荷，軽負荷に関係なく図９に示す動作となり、変圧器二次巻線２２，２３から交互にほぼ同等の電力を負荷に供給する。
【００１７】
このように、図１の回路で変圧器巻線の構成を図１０の如く、２つの変圧器二次巻線と変圧器一次巻線とをほぼ同じ磁気結合にすると、軽負荷時に変換効率が低下するか、または変圧器二次巻線が有効に利用できない、ということになる。そこで、この発明では、以下のようにしている。
図４はこの発明の第３の実施の形態を示す構造図である。
この例は、変圧器二次巻線２２を変圧器二次巻線２３に対して、変圧器一次巻線２１の近くに配置した点が特徴である。これにより、変圧器二次巻線２２は、軽負荷時にも変圧器一次巻線２１からの電力を効率よく負荷に伝達でき、軽負荷時における効率が向上することになる。
【００１８】
図５はこの発明の第４の実施の形態を示す構造図である。
すなわち、変圧器二次巻線２３を変圧器二次巻線２２に対して、変圧器一次巻線２１の近くに配置している。これにより、変圧器一次巻線２１から変圧器二次巻線２３への電力供給量が多くなり、変圧器二次巻線２３および第２のダイオード８２の利用率が高まることになる。
【００１９】
図６は効率特性を説明するためのグラフである。
図６（ａ）は図１０の変圧器、同（ｂ）は図４の変圧器、同（ｃ）は図５の変圧器をそれぞれ用いた場合の各特性を示している。重負荷時（出力電流Ｉｏの大きい領域）ではほぼ同等の効率であるが、軽負荷時では（ｂ）の場合に効率が高くなることが分かる。
【００２０】
図７はオン時比率特性を説明するためのグラフである。
図７（ａ）は図１０の変圧器、同（ｂ）は図４の変圧器、同（ｃ）は図５の変圧器をそれぞれ用いた場合の各特性を示している。半導体スイッチ素子９１のオン時比率が大きい場合、重負荷における変圧器二次巻線２３およびダイオード８２の利用率が高まることになり、（ｃ）の場合に半導体スイッチ素子９１のオン時比率が最も大きく、特に重負荷においてその傾向が強いことが分かる。
【００２１】
【発明の効果】
この発明によれば、入力電圧の変化や負荷の変化に対し、パルス幅変調と周波数変調とが同時に行なわれ、周波数は自励発振動作により自動的に変化させるようにしたので、半導体スイッチ素子を駆動するための、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣまたは小型化の妨げになるパルストランスが不要となる利点がもたらされる。
【００２２】
また、請求項３，４のように変圧器一次巻線と第１の変圧器二次巻線との磁気結合を密にすることにより、軽負荷時における効率を改善でき、変圧器一次巻線と第２の変圧器二次巻線との磁気結合を密にすることにより、第２の変圧器二次巻線および第２のダイオードの利用率を高めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路構成図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路構成図である。
【図３】図１，図２の動作を説明するための波形図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す変圧器構造図である。
【図５】この発明の第４の実施の形態を示す変圧器構造図である。
【図６】変換装置の効率特性を説明するための比較説明図である。
【図７】スイッチ素子オン時比率特性を説明するための比較説明図である。
【図８】直流−直流変換装置の従来例を示す回路構成図である。
【図９】図８の動作を説明するための波形図である。
【図１０】変圧器巻線の一般的な例を示す構造図である。
【符号の説明】
１…直流電源、２…変圧器、３…平滑用コンデンサ、４，５…コンデンサ、６…出力電圧検出，調節回路、７…起動回路、１４…周波数制御回路、１５…高耐圧ドライバＩＣ、２１…変圧器一次巻線、２２，２３…変圧器二次巻線、２４，２５…駆動巻線、２６…ボビン、８１，８２…ダイオード、９１，９２…半導体スイッチ素子、１０１，１０２…ゲート抵抗、１１１…トランジスタ、１２１…電流制限抵抗、１３１…ベース抵抗。
【図１】
0003591635.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003591635.tif 000009
【図９】
0003591635.tif 000010
【図１０】
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