(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流された外部電力ＡＣ入力信号を有し、出力信号を生成する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
電力入力信号を有し、出力信号を生成する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、整流された外部電力ＡＣ入力信号と電力入力信号とが、第１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび第２のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれに同時に印加されており、そして第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号がダイオードのＯＲ接続により第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号に結合されており、さらに、
整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルより高いときには第１のＤＣ−ＤＣコンバータにより生成され、整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルより低いときには第２のＤＣ−ＤＣコンバータにより生成されることで、一定値に維持される、調整されたＤＣ電圧と、
第２のＤＣ−ＤＣコンバータに電力入力信号を供給するバッテリー源と、
第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとに接続され、調整されたＤＣ電圧を所望の電圧レベルに維持することを保証するフィードバック調整ループとからなり、フィードバック調整ループは、調整されたＤＣ電圧が所望の電圧レベルより下となったときには第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号の値を上げて調整されたＤＣ電圧を所望のレベルに維持するようにし、調整されたＤＣ電圧がまだ所望の電圧レベルより下であるときには第２のＤＣ−ＤＣコンバータに調整されたＤＣ電圧を所望の電圧レベルに維持させるものであり、さらに、
調整されたＤＣ電圧を第１の入力信号として有し、そしてフィードバック調整ループの波形発生器の波形出力を第２の入力信号として有するＤＣ−ＡＣコンバータとからなり、ＤＣ−ＡＣコンバータは、調整されたＤＣ電圧を変換して無停電電源装置のＡＣ出力信号を生成することを特徴とする無停電電源（ＵＰＳ）機構。
【請求項２】
請求項１に記載の無停電電源（ＵＰＳ）機構であって、フィードバック調整ループはさらに、
調整されたＤＣ電圧を第１の入力信号として有し、そして過渡基準電圧を第２の入力信号として有する、比較出力信号を発生する比較器と、
比較器の比較出力信号を入力信号として有する、波形出力を発生する波形発生器と、
パルス信号を発生するパルス発生器と、
比較器の比較出力信号を第１の入力信号として有し、パルス発生器のパルス信号を第２の入力信号として有し、そして出力信号を有するラッチと、
ラッチの出力信号を入力信号として有する、出力信号を発生するランプ波発生器と、
ランプ波発生器の出力信号を第１の入力信号として有し、基準電圧を第２の入力信号として有し、そして出力信号を生成する基準電圧変調器と、
調整されたＤＣ電圧を第１の入力信号として有し、そして基準電圧変調器の出力信号を第２の入力信号として有し、第１の入力信号と第２の入力信号とを比較して出力信号を生成する第１の増幅器と、
第１の増幅器の出力信号により駆動されて出力信号を生成する第２の増幅器と、
第１の増幅器の出力信号を第１の入力信号として有し、そしてオフセット信号を第２の入力信号として有する、出力信号を生成する第３の増幅器とからなり、オフセット信号により第３の増幅器を第２の増幅器よりも低い入力電圧で動作させ、そして整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルよりも低いときには第１の増幅器がオフセット信号に打ち勝つのに十分なだけその出力信号を増大するものであり、さらに、
第３の増幅器の出力信号を入力信号として有し、第１のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第１の制御信号を生成する第１のパルス幅変調器と、
第２の増幅器の出力信号を入力信号として有し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第２の制御信号を生成する第２のパルス幅変調器とからなり、
パルス信号の半サイクルの間に、パルス発生器はラッチを設定し、調整されたＤＣ電圧は、過渡基準電圧によって決定された最小電圧レベルへ向けて、基準電圧に対して比例的に追随し、調整されたＤＣ電圧が最小電圧レベルに略等しいときには、比較器の比較出力信号はラッチをリセットするとともに波形発生器を切換えて、ＤＣ−ＡＣコンバータの第１の極性を第２の極性に反転させることを特徴とする機構。
【請求項３】
請求項１に記載の機構であって、外部電源ＡＣ入力信号を発生するために整流素子が外部電力源を整流することを特徴とする機構。
【請求項４】
請求項１に記載の機構であって、ＤＣ−ＡＣコンバータの第１の極性は正の極性であり、ＤＣ−ＡＣコンバータの第２の極性は負の極性であることを特徴とする機構。
【請求項５】
整流された外部電力ＡＣ入力信号を有し、出力信号を生成する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
電力入力信号を有し、出力信号を生成する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、整流された外部電力ＡＣ入力信号と電力入力信号とが、第１のＤＣ−ＤＣコンバータおよび第２のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれに同時に印加されており、そして第１のＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号がダイオードのＯＲ接続により第２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号に結合されており、さらに、
整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルより高いときには第１のＤＣ−ＤＣコンバータにより生成され、整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルより低いときには第２のＤＣ−ＤＣコンバータにより生成されることで、一定値に維持される、調整されたＤＣ電圧と、
第２のＤＣ−ＤＣコンバータに電力入力信号を供給するバッテリー源と、
調整されたＤＣ電圧を第１の入力信号として有し、そして過渡基準電圧を第２の入力信号として有する、比較出力信号を発生する比較器と、
比較器の比較出力信号を入力信号として有する、波形出力を発生する波形発生器と、
パルス信号を発生するパルス発生器と、
比較器の比較出力信号を第１の入力信号として有し、パルス発生器のパルス信号を第２の入力信号として有し、そして出力信号を有するラッチと、
ラッチの出力信号を入力信号として有する、出力信号を発生するランプ波発生器と、
ランプ波発生器の出力信号を第１の入力信号として有し、基準電圧を第２の入力信号として有し、そして出力信号を生成する基準電圧変調器と、
調整されたＤＣ電圧を第１の入力信号として有し、そして基準電圧変調器の出力信号を第２の入力信号として有し、第１の入力信号と第２の入力信号とを比較して出力信号を生成する第１の増幅器と、
第１の増幅器の出力信号により駆動されて出力信号を生成する第２の増幅器と、
第１の増幅器の出力信号を第１の入力信号として有し、そしてオフセット信号を第２の入力信号として有する、出力信号を生成する第３の増幅器とからなり、オフセット信号により第３の増幅器を第２の増幅器よりも低い入力電圧で動作させ、そして整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルよりも低いときには第１の増幅器がオフセット信号に打ち勝つのに十分なだけその出力信号を増大するものであり、さらに、
第３の増幅器の出力信号を入力信号として有し、第１のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第１の制御信号を生成する第１のパルス幅変調器と、
第２の増幅器の出力信号を入力信号として有し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第２の制御信号を生成する第２のパルス幅変調器とからなり、
パルス信号の半サイクルの間に、パルス発生器はラッチを設定し、調整されたＤＣ電圧は、過渡基準電圧によって決定された最小電圧レベルへ向けて、基準電圧に対して比例的に追随し、調整されたＤＣ電圧が最小電圧レベルに略等しいときには、比較器の比較出力信号はラッチをリセットするとともに、波形発生器を切換えて、ＤＣ−ＡＣコンバータの第１の極性を第２の極性に反転させることを特徴とする機構。
【請求項６】
請求項５に記載の機構であって、外部電源ＡＣ入力信号を発生するために整流素子が外部電力源を整流することを特徴とする機構。
【請求項７】
請求項６に記載の機構であって、整流素子が整流器であることを特徴とする機構。
【請求項８】
請求項５に記載の機構であって、第１のＤＣ−ＤＣコンバータが高いスイッチイング周波数のハーフ・ブリッジ・コンバータであり、第２のＤＣ−ＤＣコンバータが高いスイッチング周波数のプッシュ・プル・コンバータであることを特徴とする機構。
【請求項９】
請求項５に記載の機構であって、第１のＤＣ−ＤＣコンバータは、整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルの上にあるときに調整されたＤＣ電圧を発生すべく高周波を利用する第１のスイッチング・トランスと第１の遮断ダイオードとからなり、そして第２のＤＣ−ＤＣコンバータは、整流された外部電力ＡＣ入力信号が予め定められた電圧レベルの下にあるときに調整されたＤＣ電圧を発生すべく高周波を利用する第２のスイッチング・トランスと第２の遮断ダイオードとからなることを特徴とする機構。
【請求項１０】
請求項５に記載の機構であって、波形発生器が方形波発生器であることを特徴とする機構。
【請求項１１】
請求項５に記載の機構であって、ＵＰＳが停電を受けたときには整流された外部電力ＡＣ入力が予め定められた電圧レベルよりも低いことを特徴とする機構。
【請求項１２】
請求項５に記載の機構であって、第１のＤＣ−ＤＣコンバータが調整されたＤＣ電圧の調整を維持できないときには整流された外部電力ＡＣ入力が予め定められた電圧レベルより低いことを特徴とする機構。
【請求項１３】
請求項５に記載の機構であって、外部電力ＡＣ入力において低下または負荷サージがあるときには整流された外部電力ＡＣ入力が予め定められた電圧レベルより低いことを特徴とする機構。
【請求項１４】
請求項５に記載の機構であって、ＵＰＳが突然の負荷遷移条件を受けたときには外部電力ＡＣ入力が予め定められた電圧レベルより低いことを特徴とする機構。
【請求項１５】
請求項５に記載の機構であって、第１のＤＣ−ＤＣコンバータがシャットダウンしたときには外部電力ＡＣ入力が予め定められた電圧レベルより低いことを特徴とする機構。
【請求項１６】
請求項５に記載の機構であって、波発生器が６０Ｈｚの方形波発生器であることを特徴とする機構。
【請求項１７】
請求項５に記載の機構であって、パルス発生器が１２０ＰＰＳのパルス発生器であることを特徴とする機構。
【請求項１８】
請求項５に記載の機構であって、予め定められた電圧レベルが０ボルトであることを特徴とする機構。
【請求項１９】
請求項５に記載の機構であって、ＤＣ−ＡＣコンバータの第１の極性は正の極性であり、ＤＣ−ＡＣコンバータの第２の極性は負の極性であることを特徴とする機構。
【請求項２０】
請求項５に記載の機構であって、波形発生器の波形出力信号が切り換わってＤＣ−ＡＣコンバータの第１の極性が第２の極性に反転したときには、ＡＣ出力信号は準方形波であることを特徴とする機構。
【請求項２１】
請求項５に記載の機構であって、ＵＰＳがケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）用途に適して使用されることを特徴とする機構。
【請求項２２】
無停電電源（ＵＰＳ）の準方形波出力を生成する方法であって、
高周波で直流（ＤＣ）の調整された電圧を生成するステップとからなり、調節されたＤＣ電圧を生成するステップは、ＵＰＳの外部入力信号が予め定められた電圧レベルよりも大きいときにはＵＰＳの第１のＤＣ−ＤＣコンバータにより実行され、外部入力信号が予め定められた電圧レベルよりも小さいときにはＵＰＳの第２のＤＣ−ＤＣコンバータにより実行されるものであり、さらに、
ＤＣの調節された電圧を最小の電圧レベルに徐々に低下させ、次いでＤＣの調節された電圧レベルを所望の電圧レベルに徐々に元に戻すべく、ＤＣの調節された電圧をセットする基準電圧を周期的に調節するステップと、
極性反転スイッチの出力信号の極性を周期的に変化させるべくＵＰＳの極性反転スイッチにＤＣ電圧を印加するステップとからなり、これにより、ＵＰＳの準方形の交流電流（ＡＣ）出力波形を生成することを特徴とする方法。
【請求項２３】
請求項２２に記載の方法であって、基準電圧を周期邸に調節するステップは１２０ヘルツの繰返し率で生じることを特徴とする方法。
【請求項２４】
請求項２２に記載の方法であって、極性反転スイッチがＤＣ−ＡＣコンバータであることを特徴とする方法。
【請求項２５】
請求項２４に記載の方法であって、ＤＣ−ＡＣコンバータが全波ブリッジ・コンバータであることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には無停電電源装置（ＵＰＳ）に関し、特に、外部電力からバッテリー電力への転換を電圧降下なしに滑らかに行うことができる、高効率のＵＰＳに関するものである。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
無停電電源装置は、外部電源の停止の場合における動作の喪失や低下を防止するために多くの電気システムや電子システムにおいて使用されている。典型的なＵＰＳシステムは外部から充電されているバッテリー源からの保護すべきシステムのためのバックアップ電力を供給する構成である。バッテリーの充電の管理はＵＰＳシステムにおける動作の一部であることが多い。
【０００３】
ＵＰＳシステムは通常は「オンライン」あるいは「オフライン」と称される。オンラインＵＰＳは、電力停止の存在をより迅速に検出するとともに保護すべきシステムにバックアップ電力を印加するために特定の電子回路を電力投入状態としている。オフラインＵＰＳは電子回路に最小の電力を供給しており、外部電力の停止の場合には他の電子回路が電力投入されてバックアップ電力への転換プロセスが行われる。
【０００４】
図１に従来のオンラインＵＰＳシステム１０の一例を示した。この例では１２０ＶＡＣである外部電力１１が、ブリッジ整流器１２に印加されている。ブリッジ整流器１２はＡＣをＤＣ（直流）に整流し、これはハーフブリッジ・コンバータ１４の入力に印加される。ハーフブリッジ・コンバータ１４の目的は、調整されたＤＣ出力１６、この例では３６ボルトのＤＣを供給することにある。出力１６はバッテリーの充電およびダブル・フォワード・コンバータ１８の動作のために使用される。バッテリーの充電は、３６ボルトのバッテリー３８に正しい充電電圧および電流を供給するためにハーフ・ブリッジコンバータ１４の出力を調整する、バッテリーモニタおよび充電制御部３４により管理される。バッテリーモニタおよび充電制御部３４はまた、ハーフ・ブリッジ・コンバータ１４の制御入力に印加されるとともに出力１６を調整するフードバックループの一部となる誤差信号をハーフ・ブリッジ・パルス幅変調器（ＰＷＭ）１４を通って供給する。ダブル・フォワード・コンバータ１８は調整された６０ＶＤＣ出力２０を提供するために使用される。６０ＶＤＣ出力２０は、制御信号３０を使用して６０ＶＤＣ出力２０を６０ＶＡＣ出力２４に変換する機能を実行する、全波（Ｆ／Ｗ）ブリッジ・インバータ２２の入力に印加される。制御信号３０はフォワードおよびＦ／Ｗブリッジ・コントローラ３２のＦ／Ｗブリッジ・インバータ・コントローラ部分により提供される。パルス幅制御信号２６はフォワードおよびＦ／Ｗブリッジ・コントローラ３２のフォワード・コンバータ・コントローラ部分による発生される。フォワードおよびＦ／Ｗブリッジ・コントローラ３２の入力信号２８は、６０ＶＤＣ出力２０を監視するセンサから出力される電圧および／または電流情報を含んでいる。信号２８は電圧および負荷情報を与え、これからフォワードおよびＦ／Ｗブリッジ・コントローラ３２は、６０ＶＤＣ出力２０を調整するフィードバックループの一部である、パルス幅制御信号２６を発生する。フォワードおよびＦ／Ｗブリッジ・コントローラ３２はまた、Ｆ／Ｗブリッジ・インバータ２２の動作を制御する制御信号３０を発生する。
【０００５】
オンラインＵＰＳは外部電源停止の発生に迅速に応答する。これにより、バッテリー３８が、出力１６における３６ＶＤＣから出力２０における６０ＶＤＣに、そして最終的に６０ＶＡＣ出力２４までの電力チェーンに直接使用されるようになる。外部電力４２が喪失した場合、バッテリー３８はすでに「オンライン」であり、バックアップ電力はただちに利用可能で保護されるシステムに印加されるので、スイッチには何も起こらない。２つのコンバータであるハーフブリッジ・コンバータ１４とダブル・フォワード・コンバータ１８がより効率的である単一のコンバータの代わりに利用されるので、オンラインＵＰＳシステムの電力効率は減じられる。多くのオンラインＵＰＳシステムは、ダブル・フォワード・コンバータ１８およびＦ／Ｗブリッジ・インバータ２２の代わりに外部ＡＣの周波数で動作する単一のインバータを使用しているが、これによって、正弦波あるいは準方形波の出力を供給するために低周波電力トランスおよび波形インダクタが必要となることから、大きさと重さが増大する。ここで、２つのコンバータは単一のコンバータよりも複雑な電磁干渉特性（ＥＭＩ）を発生する。
【０００６】
図２を参照して、典型的なオフラインの非スイッチングＵＰＳシステム４０が示されている。ここで、電力停止がある場合、鉄共振トランス（ｆｅｒｒｏｒｅｓｏｎａｎｔ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ  ）４６は、システムのスタンバイ・バッテリー４８により動作する調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２により電力供給される。調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２は、転換制御器５４がＡＣ出力５６に問題点を検出するまでは通常は非動作であり、検出した場合いんは調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２が動きだし、電力が鉄共振トランス４６に印加される。この手法における大きな問題は、ＡＣメインの損失、この損失の検出および動作において調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２を得ることの間における時間経過、つまりドロップである。多くのＵＰＳシステムではこの結果を出力電力の瞬間的な損失において使用している。
【０００７】
オフラインでの非スイッチングＵＰＳシステム４０の動作は次の通りである。外部電力４２（１２０ＶＡＣ）から利用される電力は電子スイッチ４４を経て、準方形波形、ＡＣ出力５６を発生する鉄共振トランス４６に達する。外部電源が喪失した場合、転換制御器はＡＣ出力における低下を検知し、電子スイッチ４４をスイッチオフする一方、電子スイッチ５０をスイッチオンしてバッテリー４８を調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２に接続する。出力波形の鉄共振トランス４６を通過する負荷電流の大きさへの依存の程度が高いことから、この転換を行う際およびＡＣ出力５６における実際の低下を検知する際に時間の損失が生じる。このため、転換制御器５４内の検知回路は実際に損失があることを確認するために多少の遅延が生じる。より洗練された制御器においては鉄共振トランス４６の応答における遅延をバイパスするために外部電力４２を同様に検出する構成としているが、コールド・スタートからオンラインで調整されたＤＣ−ＡＣインバータ５２を得るためには有限の時間が必要となる。
【０００８】
外部電力４２が再度利用可能なときには、転換制御器５４は、瞬間的な電力回復、スパイクなどの不要な転換から保護するために、鉄共振トランス４６に再度転換して戻るために多少の時間だけ待機する。これは１ないし数分の時間だけ起きる。転換が行われたときには、しかしながら、鉄共振トランス４６が安定するまでは１または２サイクルのＡＣ損失が生じる。
【０００９】
ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）システムに対する現存するＵＰＳ技術は典型的にはａ）鉄共振電力供給、ｂ）スイッチモード電力供給の２つの範疇に分類される。これら２つのタイプのうち、鉄共振の種類のものは構成の簡易性のために最も効果があるが、一般的には外部電力からバッテリーへの切り換えの際に出力を維持できず、現在開発されている新世代のＣＡＴＶに許容できない出力の低下が生じるものである。鉄共振トランスにおいて１２０ＶＡＣの外部電力をＣＡＴＶ用途に必要とされる６０ＶＡＣに減じることは、入力電圧変化および出力負荷電流変化に対して出力を調整するように設計することで可能であり、簡単でコスト効率の良いことであるが、設計された最大電流以外のすべての負荷電流における効率が悪い。従来のＵＰＳ  ＣＡＴＶシステムでは外部電力の損失を検知し、バッテリーにより電力供給されたインバータにＡＣ出力電力を発生するために切り換えを行う構成としている。ＡＣ電力の全サイクル（６０Ｈｚにおいて１７ｍＳ）あるいはそれより多くのサイクルがインバータがオンラインになる前に経過してしまい、この間にＣＡＴＶシステムへの電力が失われてしまう。このような損失はデジタルデータが伝送されている場合には許容できないものである。
【００１０】
このような問題のないスイッチモード供給は、電力取扱において効率的でなく、外部電力のためのコストが高くなり、熱発生の度合いが大きい。外部電力が存在する場合でも電力は常にＤＣ−ＤＣコンバータにより処理され、効率が悪い。しかしながら、バッテリーをオンラインにするバッテリーのコンバータの切り換えはなく、よってドロップアウトの期間はない。オンラインシステムはその効率の悪さによりＣＡＴＶ分野では通常は利用されていない。
【００１１】
オフラインＵＰＳシステムおよびオンラインＵＰＳシステムは両方共に長所があり、異なる理由で魅力的である。従来のオンラインＵＰＳシステムは保護されるシステムのための連続運転を確保する一方、従来のオフラインＵＰＳシステムはオンラインＵＰＳシステムよりも動作効率が良いという特徴がある。しかしながら、オンラインＵＰＳシステムおよびオフラインＵＰＳシステムにはいずれも欠点がある。従来のオンラインＵＰＳシステムは、保護されるシステムの連続動作を保証するために１つではなく２つのコンバータを利用しなければならないため、動作効率が悪く、このためコンバータ回路の大きさ、重量、およびオンラインＵＰＳシステムに関するＥＭＩが増大する。典型的なオフラインＵＰＳシステムは、保護されるシステムに外部電源ではなくスタンバイしているバッテリーを使用して電力を供給することが必要となるときに時間経過およびスパイクがある。現在、従来のオンラインＵＰＳシステムおよびオフラインＵＰＳシステムのこれらおよび他の欠点を補償するために必要な多数の技術手法が必要である。よって、従来のオンラインＵＰＳシステムおよびオフラインＵＰＳシステムの特徴を持ちつつこれらシステムの欠点を最小限とすることができるＵＰＳシステムに対する必要性がある。
【００１２】
従来のオンラインＵＰＳシステムとオフラインＵＰＳシステムの最良の特長を組み合わせるとともに上記した従来のオンラインＵＰＳシステムとオフラインＵＰＳシステムに関連した欠点を低減ないしなくすことができるＵＰＳ方法と構成を開発することが当業分野においては好ましい。
【００１３】
また、当業分野において、多数の用途に対して、多数の技術手法に代えて、１つの基本的なＵＰＳ技術手法を使用することが好ましい。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、保護されるシステムの連続運転、高い運転効率、および良好なＥＭＩ特性を含む、所望のＵＰＳシステム動作を得るために単一の技術手法を使用して、上記したオンラインＵＰＳシステムとオフラインＵＰＳシステムの双方に固有の欠点をなくすためのＵＰＳシステムが提供される。本発明では、外部−バックアップ電力転換を制御するために二重の同時フィードバックループを利用しており、また電力切り換えがゼロで、電力波形が低く、またコンバータの切り換え周波数が高い同期された新規なＡＣ出力発生方法を組み込んでいる。
【００１５】
本発明の新規な特徴は添付の特許請求の範囲に説明されている。本発明自体、および好ましい使用の形態、および目的と特長は、例示した実施の形態についての以下の詳細な説明を図面とともに参照することで最も良く理解される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明は従来のオフラインＵＰＳシステムとオンラインＵＰＳシステムの最良の特長を組み合わせた、高効率でドロップアウトのないＵＰＳである。大きさと重さを最小限とし、またオンラインＵＰＳのドロップアウトなしの特長のための高周波数波形成形技術、高周波数スイッチングに加え、オフラインＵＰＳ技術と類似した高い動作効率が提供される。本発明のＵＰＳは、動作中における時間経過あるいはドロップアウトがなく、また不要なＥＭＩ特性を最小限としつつ、保護されるシステムに連続運転させることができる。
【００１７】
図２に示されたオンライン無停電電源（ＵＰＳ）６０において、外部電力６２は整流器６３による整流され、得られた直流電流がハーフ・ブリッジ・コンバータ６４に印加されている。ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４は高いスイッチング周波数を利用してＤＣ調節された電圧を発生する。この高い周波数は、ＵＰＳの特定の用途にもよるが、約２０キロヘルツから約１００キロヘルツ以上の非常に高いものである。スイッチング・トランス６６および遮断ダイオードおよび整流器６８が示されている。ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４は、パルス幅変調器８４の制御下で、６０ＶＤＣバス７０を提供する。６０ＶＤＣバス７０は次いで、ＡＣ出力７４を形成するために直流を交流電流に変換するＦ／Ｗ（全波）ブリッジ・コンバータ７２に印加される。
【００１８】
外部電力６２の利用可能度に応じて、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４あるいはプッシュ・プル・コンバータ７８は、Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２に供給される６０ＶＤＣバス７０を調整するために使用される。しかしながら、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４およびプッシュ・プル・コンバータ７８は、整流された外部電力６２あるいはバッテリー７６からそれぞれ動作する高いスイッチング周波数のＤＣ−ＤＣコンバータである。ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４およぶプッシュ・プル・コンバータ７８は（外部電力６２が喪失しない場合において）同時に印加される入力電力を有し、またハーフ・ブリッジ・コンバータ６４およびプッシュ・プル・コンバータ７８の出力は、Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２がＡＣ出力７４を発生するために６０ＶＤＣバス７０において必要とされるＤＣ電圧をハーフ・ブリッジ・コンバータ６４あるいはプッシュ・プル・コンバータ７８が独立して供給するようにダイオードでＯＲ接続されている。
【００１９】
ＡＣの主要なチェーンと平行に、バッテリーで動作され、パルス幅変調器８６の制御下にあるプッシュ・プル・コンバータ７８がある。プッシュ・プル・コンバータ７８は高い周波数（例えば、限定的ではないが、約２０キロヘルツから約１００キロヘルツ以上）を利用してＤＣ調整された電圧を発生する。スイッチングトランス８０および遮断ダイオードおよび整流器８２が示されている。
【００２０】
典型的なオフラインＵＰＳとは異なり、プッシュ・プル・コンバータ７８は全時間において印加されるバッテリー電力を有しており、Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２に瞬時に電力を常に供給できる。外部電力が利用可能なときにこれを行わない理由は、誤差増幅器９２はハーフ・ブリッジ・コンバータ６４が６０ＶＤＣバス７０を維持し、また外部電力６２の停止がありハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の出力から整流されたＤＣ電力が利用できない場合のような、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４が要求に合致しないときだけにプッシュ・プル・コンバータ７８を駆動するように設計されているからである。プッシュ・プル・コンバータ７８の制御は増幅器８８を経てなされ、またハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の制御は増幅器９０を経てなされ、これらはいずれも誤差増幅器９２により駆動される。増幅器９０は、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４に好適に設計された入力オフセット電圧１１０を有している。
【００２１】
ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４およびプッシュ・プル・コンバータ７８が同時に電力供給されて動作した結果として、プッシュ・プル・コンバータ７８がオンラインになるのに必要なことは、誤差増幅器９２の出力がわずかにシフトしてオフセット電圧１１０の効果に打ち勝つことであるため、外部電力６２において電力停止が生じたときでもＵＰＳ６０のＶＡＣ出力７４には低下ないし垂下（ｄｒｏｏｐ  ）が生じない。これは、バッテリー７６が外部電力６２における始動電流サージおよび突然の垂下あるいは停止を克服し、次いでオフライン状態に迅速に戻る助けとなる点において有効である。
【００２２】
図４を参照して、ＵＰＳ動作における瞬間の時間を時間ａと仮定する。外部電力６２電力が供給され、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４は動作中であり、電力を６０ＶＤＣバス７０およびＦ／Ｗブリッジ・コンバータ７２の入力に伝播する。Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２は極性反転状態にあり、ＡＣ出力７４は負の極性の６０ボルトである。
【００２３】
１２０ＰＰＳのパルス発生器１０４は実際には６０Ｈｚのクロックを発生している。これは、パルス発生器が１２０Ｈｚで動作しつつ、出力極性の各交流の瞬間において同じ動作を行う必要があるからである。Ｒ／Ｓ（リセット／セット）ラッチ１０３は、１つの入力がＲ／Ｓラッチ１０３をオンし、また他の入力がＲ／Ｓラッチ１０３をオフにする、２入力タイプのスイッチである。Ｒ／Ｓラッチ１０３への２つの入力の１つは１２０ＰＰＳパルス発生器からのパルスであり、他の入力は電圧比較器９６の出力信号である。よって、Ｒ／Ｓラッチ１０３は１２０ＰＰＳパルス発生器１０４の各パルスの出力信号によりターンオンし、また電圧比較器９６の出力信号によるターンオフする。Ｒ／Ｓラッチ１０３の出力信号はランプ波発生器１０２の動作を制御する。ここで、ラッチ１０３はＲ／Ｓラッチとして説明したが、Ｒ／Ｓフリップ・フロップあるいはＲ／Ｓマルチバイブレータ、あるいはＪ−Ｋフリップ・フロップでも良い。
【００２４】
電圧比較器９６は６０ＶＤＣバス７０をモニタしている。６０ＶＤＣバス７０の電圧が転換基準電圧１００よりも低いレベルに落ちたときには、電圧比較器９６の出力電圧がローからハイに切り替わる。６０ＶＤＣバス７０が転換基準電圧１００を越えた場合、電圧比較器９６の出力は通常に切り替わって戻る。電圧比較器９６の出力はＲ／Ｓラッチ１０３および６０Ｈｚの方形波発生器９４に供給される。
【００２５】
ランプ波発生器１０２は基準電圧変調器１０６の出力を減じ、あるいは「ランプ・ダウン」する。実際には、これら２つのユニットは一緒に協働して基準電圧変調器１０６によって誤差増幅器９２の入力に印加される基準電圧を減じ、次いでその設定された基準値である約５ボルトＤＣに上げる。電力供給の際のランプ波発生器１０２および基準電圧変調器１０６の動作は、ブレーキペダルが踏まれるまで自動車を一定の速度に維持し、次いで「再開」ボタンが押下されたときには自動車を予めセットされた速度に復帰させる自動車の自動速度制御と同様である。本発明のＵＰＳにおいては、１２０ＰＰＳパルス発生器１０４はＲ／Ｓラッチ１０３を時間「ｂ」にセットし（ブレーキペダルを踏むことに類似している）、図４において時間「ｂ」から時間「ｃ」に示したように、６０ＶＤＣバス７０は基準電圧をゼロまで比例して下げる。６０ＶＤＣバス７０が転換基準電圧１００により決定される予め設定された最小値に到達した場合、電圧比較器９６はＲ／Ｓラッチ１０３を時間「ｃ」においてリセット（ターンオフ）する出力電圧を発生する。同時に、電圧比較器９６の出力は６０Ｈｚの方形波発生器９４をその交互の出力位相にトグルして、６０ＶＡＣ出力電圧７４の極性が変更される。時間「ｃ」と「ｄ」の間において、ランプ波発生器１０２および基準電圧変調器１０６は誤差増幅器９２の誤差増幅器基準入力が時間「ｄ」においてその設定点である＋５ボルトまで上昇することを許容する。
【００２６】
１２０ＰＰＳパルス発生器１０４の次の半サイクルにおいて、上記の動作が繰り返され、このときには、Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２は再度負の電圧を発生し、これが無限に繰り返される。この工程により、６０ＶＤＣバスをゼロボルトにランプダウンし、また１２０Ｈｚの繰り返し率で再度必要な電圧に復帰させる方法で、６０ＶＤＣバス７０の基準電圧の周期的な調節がなされる。Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２における極性反転は上記したように最小の瞬間ないしゼロボルトにおいて行われ、またこの結果、Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ７２におけるスイッチング損失およびストレスが低くなる。また、電磁干渉（ＥＭＩ）が低くてスイッチング効率が高くなり、これにより現在の装置の改良がなされる。バッテリーの動作中には同じ動作が行われる。但し、この場合には、６０ＶＤＣバス７０はハーフ・ブリッジ・コンバータ６４ではなくてプッシュ・プル・コンバータ７８により維持される。
【００２７】
外部電力６２が存在する間は、６０ＶＤＣバス７０の調整は、図示しないが誤差増幅器９２の一部である抵抗分割器ネットワークを介して６０ＶＤＣバス７０をサンプリングし、またこの比例的な電圧を基準電圧変調器１０６の出力と比較することにより行われる。誤差増幅器９２の出力は増幅器８８および増幅器９０に送られる。増幅器９０は、増幅器９０が増幅器８８よりも低い入力電圧で動作開始するようにその入力の１つに印加されるオフセット電圧１１０を有している。増幅器９０は、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４を制御するパルス幅変調器８４を制御する。６０ＶＤＣバス７０、およびＡＣ出力７４におけるわずかな減少により、誤差増幅器９２の出力が大きくシフトする。通常は外部電力６２における変化に起因する（図５のグラフ１に示したように）ＤＣ電圧におけるこの減少により、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４に印加されるパルス変調された制御信号の幅が増大し、このため、６０ＶＤＣバス７０の垂下が補償される（図５のグラフ２と３を参照）。
【００２８】
プッシュ・プル・コンバータ７８およびパルス幅変調器８６は、誤差増幅器９２の出力に関連した増幅器８８の出力によって同じく制御されているが、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の経路に印加されるオフセットは、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の出力が６０ＶＤＣバス７０の調整を維持できる場合においてプッシュ・プル・コンバータ７８が電力供給しないように保持するためのものである。
【００２９】
ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４が調整限界内に６０ＶＤＣバス７０を維持できない場合、誤差増幅器９２はその出力をオフセット電圧１１０に十分打ち勝つために増大する。これは、図５のグラフの中央部に示した。ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４が電力を供給するまでは、プッシュ・プル・コンバータ７８が６０ＶＤＣバス７０を調整限界内に保持するために必要な程度まで駆動される。次の条件によりプッシュ・プル・コンバータ７８の動作が開始される。外部電力６２の完全な喪失、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４が６０ＶＤＣバス７０の調整を維持できない程度まで外部電力６２が低下すること、外部電源６２における垂下または負荷サージ、突然の過渡負荷、負荷電源投入のようなサージの変化、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４における保護電流制限により必要とされる電力を制限した結果、プッシュ・プル・コンバータ７８が６０ＶＤＣバス７０の調整を維持するために駆動されたとき、並びにハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の故意のシャットダウン（例えば、制御オペレータによるシステムのテストのため）。
【００３０】
要するに、ハーフ・ブリッジ・コンバータ６４およびプッシュ・プル・コンバータ７８は同じフィードバック調整ループにより制御されるが、６０ＶＤＣバス７０における減少が生じた場合にはループが最初にハーフ・ブリッジ・コンバータ６４の出力を上げようとする。また、必要なＤＣがハーフ・ブリッジ・コンバータ６４により供給されない場合には（メインの喪失、あるいは重大な低下状態）、ループはバッテリーにより動作するプッシュ・プル・コンバータ７８により必要とされる６０ＶＤＣバス７０のレベルを維持するように動作する。あるいは、バッテリーにより動作するプッシュ・プル・コンバータ７８がループによりバイアス・オフされて、バッテリー７６からの電力消費がなくなる。よって、外部電力供給されたハーフ・ブリッジ・コンバータ６４からバッテリーにより電力供給されたプッシュ・プル・コンバータ７８への転換は、調整ループの動作点をわずかにシフトさせて、６０ＶＤＣバス７０における顕著な低下が生じる前に起こさせることで達成される。外部電力６２が再度利用可能となった場合の再転換もスムーズで迅速である。この結果、外部電力６２とバッテリー７６の電力との間の転換にはリレーや他のスイッチングがいらない。このことは、リレーや固定スイッチングデバイスを使用する現存のＵＰＳシステムがスイッチング切り換えの際にダメージを受けたり、転換の間にサージが生じるのと対照的である。すべてのコンバータのスイッチングが高周波で行われるので、負荷およびライン変更に対するＵＰＳ応答は極めて迅速である。重い６０Ｈｚのトランスは必要でなくなる。バックアップ電力の印加の開始点は同様に容易に調整可能であり、内部のオフセット電圧により制御できる。
【００３１】
ここで、図１のダブル・フォワード・コンバータ１８は本発明のＡＣメインの動作のための電力チェーンから取り除いたので、この素子の動作損失がなくなり、図２のオフラインＵＰＳ構成に比べて効率が増大する。１つのＤＣ−ＤＣコンバータだけが同時に電力を供給するので、ＥＭＩの問題がなくなる。
【００３２】
いくつかのＡＣ電力バックアップＵＰＳシステム、例えばコンピュータおよび他の設備のものにおいては、正弦波に近似した出力波形を再生する必要がある。最も簡単なユニットでは、バッテリーの電圧を６０Ｈｚ速度の電力トランスの極性巻線に交互に印加するために一対のトランジスタスイッチを使用している。共振フィルタ部が方形波を丸めて略正弦波形状とする。より精密なユニットでは、スイッチングトランジスタ上の歪みをフィルタして抑えるために階段状の波形を与えるためにスイッチ転換の間に不感時間を生成している。パルス幅変調スイッチング波形はより高い電力システムにおいて採用される。本発明は、ランプ波発生器１０２を、１２０ＰＰＳのパルス発生器１０４により直接トリガされる半正弦（余弦）基準電圧発生器に置き換えることで正弦波が要求される場合でも適用できる。電圧比較器９６は取り除かれ、また６０Ｈｚ方形波発生器９４は１２０ＰＰＳのパルス発生器１０４によりトリガされる。異なる波形も、必要とされる波形を図３の基準電圧１０８に印加することで発生できる。
【００３３】
ＣＡＴＶ用途では純粋な正弦波の出力は必要でない。実際には、鉄共振トランスのＵＰＳでは典型的には、そのピークのカットオフないし切り取られた正弦波と類似した「準方形波」出力を称されるものを供給している。電力は波形の上昇あるいは下降の間は伝播されないので、この波形を純粋な方形波に近付けることがより好ましい。しかしながら、純粋な方形波を使用することはＥＭＩを発生する高次の高調波を生成することにつながる。よって、成形した上昇と下降を備えた方形波を作ることが好ましい。本発明は、ＤＣ電力バスの変調により、簡単で低電力で出力波形の上昇時間と下降時間を制御することを組み込んでいる。
【００３４】
ＵＰＳのＡＣタイミングは内部の基準周波数１０４により管理されているので、線形周波数の変化はバッテリー動作への転換に影響を与えない。よって、このＵＰＳ技術は小さい（不安定な）発生器で使用でき、現存のスイッチングおよび鉄共振トランスのＵＰＳシステムが利用できない能力を備えている。
【００３５】
以上、本発明を特定の実施の形態について図示し説明したが、当業者には本発明の技術思想および範囲を逸脱することなく形態および詳細について種々の変更が可能であることは自明である。例えば、本発明のＵＰＳは６０ＶＡＣ出力信号７４を発生するが、本発明はいずれかの所望のＡＣ電圧出力信号を発生するために利用可能である。よって、本発明は新世代のＣＡＴＶシステムに使用される予定の９０ＶＡＣを発生するためにも使用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による、オンラインＵＰＳ構成の説明図である。
【図２】従来技術による、典型的なオフラインの、切り換えなしのＵＰＳ構成の説明図である。
【図３】本発明の好ましい実施の形態による、オンライン連続電力供給部の説明図である。
【図４】本発明の好ましい実施の形態による、６０Ｈｚの発生器の波形のグラフである。
【図５】本発明の好ましい実施の形態による、ＵＰＳ調整特性のグラフである。
【符号の説明】
６０  オンライン無停電電源
６２  外部電力
６４  ハーフ・ブリッジ・コンバータ
６６  スイッチング・トランス
７２  Ｆ／Ｗブリッジ・コンバータ
７４  ＡＣ出力
７８  プッシュ・プル・コンバータ
８４  パルス幅変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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