(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、
該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえ、
該位相回転部が、
該差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部と、該第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそなえ、
さらに、
該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成されたことを特徴とする、ディジタル変調装置。
【請求項２】
該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情報記憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項１記載のディジタル変調装置。
【請求項３】
該直交振幅変調部が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力するセレクタ部とをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項１記載のディジタル変調装置。
【請求項４】
該搬送波周波数・位相発生器が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項２又は請求項３に記載のディジタル変調装置。
【請求項５】
該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されていることを特徴とする、請求項１記載のディジタル変調装置。
【請求項６】
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、
該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえ、
該位相回転部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けられたことを特徴とする、ディジタル変調装置。
【請求項７】
該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項６記載のディジタル変調装置。
【請求項８】
該オーバサンプリング処理部が、直線補間回路をそなえて構成されたことを特徴とする、請求項６記載のディジタル変調装置。
【請求項９】
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、
上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、
該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、
該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、
該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、
さらに、
該差分周波数・位相発生器が、
該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成されたことを特徴とする、ディジタル変調装置。
【請求項１０】
該第１直交振幅変調部が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第１セレクタ部とをそなえて構成されるとともに、
該第２直交振幅変調部が、上記の搬送波周波数・位相発生器及び位相調整部を共用するとともに、
該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、該第１セレクタ部での選択位相と９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項９記載のディジタル変調装置。
【請求項１１】
該搬送波周波数・位相発生器が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１０記載のディジタル変調装置。
【請求項１２】
該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項９記載のディジタル変調装置。
【請求項１３】
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、
上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、
該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、
該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、
該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、
さらに、
上記の第１直交振幅変調部，第２直交振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けられたことを特徴とする、ディジタル変調装置。
【請求項１４】
該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１３記載のディジタル変調装置。
【請求項１５】
該オーバサンプリング処理部が、直線補間回路をそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１３記載のディジタル変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（目次）
発明の属する技術分野
従来の技術（図１６〜図１９）
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
発明の実施の形態
・第１実施形態の説明（図１〜図３）
・第２実施形態の説明（図４）
・第３実施形態の説明（図５）
・第４実施形態の説明（図６）
・第５実施形態の説明（図７〜図１２）
・第６実施形態の説明（図１３）
・第７実施形態の説明（図１４）
・第８実施形態の説明（図１５）
・その他
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル変調装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】
近年、通信サービスの多様化や情報通信需要の拡大にともない、光ファイバを用いた基幹回線伝送路やＣＡＴＶ伝送路等においては、高速・大容量・長距離のディジタル伝送が行なわれている。また、光デバイスの性能の向上やＬＳＩの高速化技術の成果により、光伝送装置のコストが飛躍的に下がってきている。
【０００４】
このような光伝送基盤を支える無線伝送系の１つにマイクロ波帯を使った幹線系の多重無線伝送がある。無線回線の諸元には、周波数割当などの大枠が規定されており、無線ディジタル伝送をより高速化するため、狭い帯域内においても、高速なビットレートを確保できるよう、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ：多値直交振幅変調），ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  ：４値位相変調）等の多値ディジタル変調方式が採用されている。
【０００５】
以下、ベースバンド信号を送信周波数へ変換をする方式として、１種類のアナログ方式と３種類のディジタル方式の４種類を、図１６〜図１９を用いて説明する。
図１６に従来のアナログ型の無線送受信機の送信装置の要部を示す。この図１６に示すアナログ型の変調装置５０は、ベースバンド帯域の変調信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ：無線周波数）帯にアップコンバートして、無線回線に送出するものであって、ベースバンド信号を受信側で符号間干渉が最小になるように帯域処理するロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂと、このロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂの出力をＲＦ帯に周波数変換する周波数変換部５４と、ＲＦ信号を無線回線に送出する送信部５５とをそなえて構成されている。
【０００６】
ここで、周波数変換部５４は、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂの出力を周波数変換してＲＦ帯にアップコンバートするものであり、ロールオフフィルタ５１ａの出力を、ディジタルからアナログに変換して、多値レベルのベースバンド信号を得るＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇｕｅ）変換器５２ａと、ロールオフフィルタ５１ｂの出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器５２ｂと、Ｄ／Ａ変換器５２ａの出力におけるベースバンド信号を、ＲＦ周波数にアップコンバートする第１周波数変換部５３ａと、Ｄ／Ａ変換器５２ｂの出力におけるベースバンド信号を、ＲＦ周波数にアップコンバートする第２周波数変換部５３ｂと、搬送波発生器５３ｄの出力を第１周波数変換部５３ａに入力するとともに、９０度移相させたものを第２周波数変換部５３ｂに入力する９０度位相器５３ｅと、これら第１周波数変換部５３ａ，第２周波数変換部５３ｂの出力を合波するハイブリッド部５３ｃとをそなえて構成されている。
【０００７】
また、送信部５５は、ハイブリッド部５３ｃの出力におけるＲＦ信号を無線回線に送出するものであり、送信帯域制限をし不要な高調波成分を除去する帯域フィルタ５５ａと、無線回線に送信するアンテナ５５ｂとをそなえて構成されている。
すなわち、このアナログ方式では、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂからベースバンド信号が一旦出力されて、そのベースバンド信号をＲＦ帯に周波数変換しており、このような、アナログ方式を用いた場合は、ＲＦ素子の性能のばらつきによる影響や、回路の微調整が必要であるなどの不利な点があるが、デバイスの高速化や高度のＬＳＩ技術の向上等に伴い、アナログ方式がディジタル方式に置き替わることによって、変復調装置の精度の向上、小型化が図れるようになった。
【０００８】
図１７に、従来のディジタル変調方式の無線送受信機の送信装置の要部を示す。この図１７に示すディジタル変調装置５６は、入力データ信号に多値直交振幅変調を施して、無線回線に送出するものであって、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂ，送信部５５をそなえるほか、直交振幅変調部５７をそなえて構成されている。
【０００９】
ここで、直交振幅変調部５７は、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂの出力における各ベースバンド信号を、直交振幅変調するものであり、第１周波数変換部５７ａ，第２周波数変換部５７ｂ，ハイブリッド部５７ｃ，搬送波発生器５７ｄ、カウンタ５７ｅ、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ：読み出し専用メモリ）５７ｆ，Ｄ／Ａ変換器５７ｇをそなえて構成されている。
【００１０】
カウンタ５７ｅは、搬送波発生器５７ｄから出力される、ｎ×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の速さのクロックが入力されて、これを位相情報に対応させて出力するものである。ここで、ｎは２より大きい整数（通常は４より大きい整数）を表し、ｆＳＹＭＢＯＬは、シンボルクロックを表す。
また、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆは、カウンタ５７ｅの出力におけるアドレスによりインデックスされて、ディジタルｓｉｎ成分とディジタルｃｏｓ成分との振幅値情報を出力するものであり、０から２πの間を適当な間隔で細分化した位相値に応じた、ディジタルｓｉｎ波形とディジタルｃｏｓ波形の振幅値情報が出力されるようになっている。
【００１１】
そして、第１周波数変換部５７ａは、ロールオフフィルタ５１ａの出力におけるＩｃｈベースバンド信号と、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆの出力におけるディジタルｃｏｓ成分とを掛け合わせるものであり、第２周波数変換部５７ｂは、ロールオフフィルタ５１ｂの出力におけるＱｃｈベースバンド信号と、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆの出力におけるディジタルｓｉｎ成分とを掛け合わせるものである。そして、ハイブリッド器５７ｃにおいて、第１周波数変換部５７ａ，第２周波数変換部５７ｂの出力におけるＩｃｈとＱｃｈの各変調信号が合波され、Ｄ／Ａ変換器５７ｇを介して送信部５５から送信されるようになっている。
【００１２】
なお、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂと、送信部５５は、上述したアナログ方式での機能と同様なものであるので、説明を省略する。
このような構成によって、直交振幅変調が行なわれる。すなわち、このディジタル方式では、ベースバンド信号はディジタル処理により、その帯域を上げられる。具体的には、ベースバンド信号にそのｎ倍の速度をもつサンプリングクロックを掛け合わせてその帯域を上げるようにする。すなわち、ロールオフフィルタ５１ａからのシンボルクロック速度ｆＳＹＭＢＯＬのベースバンド信号に、そのｎ倍の速度をもつディジタルｃｏｓ波形を掛け合わせるとともに、ロールオフフィルタ５１ｂからのシンボルクロック速度ｆＳＹＭＢＯＬのベースバンド信号に、そのｎ倍の速度をもつディジタルｓｉｎ波形を掛け合わせるのである。
【００１３】
こうして、ｎ×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の搬送波周波数が得られ、直接ＲＦ帯に、アップコンバートされる。
ここで、送信搬送波の中心周波数として、シンボルクロックのｎ逓倍の周波数で問題なければ、ベースバンド信号を、このベースバンド信号に同期させたシンボルクロックのｎ逓倍にするように送信系を構成することができるが、シンボルクロックのｎ逓倍の周波数で問題がある場合は、直交振幅変調部５７内のＤ／Ａ変換器５７ｇからの信号は、さらに、別の周波数に変換される必要がある。
【００１４】
なぜなら、出力の送信周波数と、ベースバンド信号の処理速度であるシンボルクロックとの関係を見ると、送信周波数がシンボルクロックの整数倍にならない事が多いからである。すなわち、この方法では、ベースバンド信号をそのｎ逓倍の速度で処理した周波数が、送信周波数に一致していなければならないが、送信周波数の値は、システムの諸元により既に決定された値であるので、この値とベースバンド信号のｎ倍周波数は一致しない。
【００１５】
さらに、既存バンド以外の周波数帯で動作するＲＦ素子がない、或いは、動作保証がされていないという理由から、ＲＦ回路は現用の周波数帯のものを使って構成せざるを得ない。
一方、これに対して、ベースバンド信号の変調多値数を上げて、周波数変換部はアナログ方式を用いて伝送速度を稼ぐ方法も考えられるが、効率が悪い。なぜなら、ＱＡＭ等を使って変調多値数を上げると、多値数が増える事によって、ディジタル処理のビット数が増え、ディジタル回路の規模が増大し、経済性・消費電力が問題になるからである。それらの問題解決のため、回路の工夫により、ディジタル回路を小さくする事が望まれている。
【００１６】
このようなことから、運用する無線システムから要求される出力周波数と、シンボルクロック周波数との間で、周波数変換する手法が採られている。すなわち、第２の搬送波周波数を用いることによって、シンボルクロック周波数を、第２中間周波数に変換してから、所望の送信周波数にするのである。
この第２中間周波数に変換する例は、図１８のような回路で構成可能である。なお、この図１８の例は、ｎ＝４の場合に特化した例である。
【００１７】
図１８に、セレクタを用いた、ディジタル変調の無線送受信機の送信装置の要部を示す。この図１８に示すディジタル変調装置５９は、入力データに多値直交振幅変調を施して、その出力を第２中間周波数に変換して、所望の送信周波数にするものであって、シンボルクロックで動作するロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂ，送信部５５をそなえるほか、直交振幅変調部６０，第３周波数変換部６１をそなえて構成されている。
【００１８】
ここで、直交振幅変調部６０は、Ｉｃｈ及びＱｃｈの信号をセレクタによって選択出力するものであって、位相反転処理部６０ａ，６０ｂ，セレクタ６０ｃ，搬送波発生器６０ｄ，４進カウンタ６０ｅ，Ｄ／Ａ変換器６０ｆをそなえて構成されている。
さらに、第３周波数変換部６１は、直交振幅変調部６０から出力される信号を所望の送信周波数に変換するものであって、搬送波発生器６１ａ，ミキサ６１ｂをそなえて構成されている。
【００１９】
このような構成によって、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂからのベースバンド信号は、直交振幅変調部６０の位相反転処理部６０ａ，６０ｂにおいて、反転された信号とともにセレクタ６０ｃに入力される。そして、セレクタ６０ｃにおいて、搬送波発生器６０ｄからの４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の速さの４進カウンタ６０ｅの出力を受けて、４通りの信号、すなわち、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑが選択出力され、Ｄ／Ａ変換器６０ｆにおいて、セレクタ６０ｃから出力される信号は４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の速度で、ディジタル・アナログ変換される。そして、第３周波数変換部６１において、第２の搬送波に変換されて、送信部５５から送信される。
【００２０】
このようにして、第２の搬送波を用いて、変調信号は所望の周波数にアップコンバートされ送信が行なわれるが、さらに、回路の工夫により、ロールオフフィルタを、シンボルクロックで動作させて、ディジタル回路を小さくする技術が特開平１０−２３０９６号公報に開示されている。
この特開平１０−２３０９６号公報には、ＱＡＭ方式のディジタル変・復調器に関して、特に、多重無線装置やＣＡＴＶ等に使用されるディジタル変復調器においての技術が開示されている。すなわち、第１にロールオフフィルタの回路規模の縮小とロールオフフィルタでの電力消費の減少を図り、また、第２に搬送波がシンボルレートに対し高倍率であっても回路規模が増大しないようにし、また、第３に搬送波周波数が変更になっても周波数変換に使用される発振器の周波数を変更しないで済むようにし、さらに、第４に搬送波周波数がシンボルレートに対し高倍率であってもＡＧＣ回路が高コスト化することを防止し、さらに、第５にＤ／Ａコンバータによるディジタル／アナログ変換後の変調波の周波数特性をフラットな形に補正するようにした技術が開示されている。
【００２１】
図１９に、この特開平１０−２３０９６号公報にかかる、ディジタル変調方式の無線送受信機の送信装置の原理説明図を示す。この図１９に示すディジタル変調装置１００は、４個のロールオフフィルタ１０１，１０２，１０３，１０４と、２個の反転手段１０５，１０６と、選択出力手段１０７と、Ｄ／Ａ変換手段１０８とをそなえて構成されている。
【００２２】
ここで、４個のロールオフフィルタの動作速度は、シンボルクロック速度であって、ｎ倍オーバサンプリング速度ではない。そして、選択出力手段１０７は、ロールオフフィルタ１０１，ロールオフフィルタ１０３，反転手段１０５，反転手段１０６の４つから出力される信号を、シンボルクロックの４倍のスピードをもつサンプリングクロックで切り替えるものである。また、Ｄ／Ａ変換手段１０８は、その選択出力手段１０７から出力される信号を、シンボルクロックの４倍のスピードをもつサンプリングクロックで変換出力するものである。
【００２３】
そして、このような構成によって、ディジタル変調器のロールオフフィルタの回路規模の縮小とロールオフフィルタでの電力消費の減少が図られる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したように、図１７に示したディジタル方式を用いた場合での送信周波数は、システムの諸元により決定された値であるので、この値に従属させて、ベースバンド信号の位相回転速度を合わせざるを得ず、さらに、既存バンド以外の周波数帯で動作するＲＦ素子がない、或いは、動作保証がされていないという理由から、ＲＦ回路は現用の周波数帯のものを使って構成しなければならないという課題がある。
【００２５】
一方、ＱＡＭ等の多値変調方式を用いて、ベースバンド信号の伝送速度を稼ぐ方法では、多値数が増える事によって、ディジタル処理のビット数が増え、ディジタル回路の規模が増大し、経済性・消費電力が増大する課題がある。
それらの課題解決のため、図１８に示したような、ディジタル方式を用いて第２の搬送波を用いて、変調波を所望の周波数にアップコンバートして送信が行なわれている。
【００２６】
また、上記の課題のうち、回路規模の縮小と電力消費を減少させる技術も、特開平１０−２３０９６号公報に開示されている。
しかしながら、このような上述した回路は構成が複雑である上、アナログ部分のＤ／Ａ変換器があるため、ＬＳＩ化しにくいという課題がある。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようにするとともに、この送信周波数の値の限界値を大きくする事ができるようにし、また、回路をフルディジタル化することにより回路構成を簡単化、小型化してＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できるようにした装置を提供する事を目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明のディジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえ、該位相回転部が、該差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部と、該第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそなえ、さらに、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００２８】
また、該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情報記憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえて構成されていてもよく、また、該搬送波周波数・位相発生器が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成することもできる。
【００２９】
さらに、該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力するセレクタ部とをそなえて構成することもでき、また、該搬送波周波数・位相発生器が、該ローカル周波数の４倍の該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成することもできる。
【００３１】
そして、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよい。
【００３２】
一方、本発明のディジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえ、さらに、該位相回転部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けられてもよい。
ここで、該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成してもよく、直線補間回路をそなえて構成されてもよい。
【００３３】
また、本発明のディジタル変調装置によれば、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、さらに、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成されたことを特徴としている。
【００３４】
そして、該第１直交振幅変調部が、該ローカル信号の４倍の該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第１セレクタ部とをそなえて構成されるとともに、該第２直交振幅変調部が、上記の搬送波周波数・位相発生器及び位相調整部を共用するとともに、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、該第１セレクタ部での選択位相と９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部とをそなえて構成することができる。
【００３５】
ここで、該搬送波周波数・位相発生器が、該ローカル信号の４倍の該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、また、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよい。
【００３６】
さらに、本発明のディジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、さらに、上記の第１直交振幅変調部，第２直交振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けられてもよい。
そして、該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成されてもよく、直線補間回路をそなえて構成されてもよい。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（Ａ）本発明の第１実施形態の説明
本発明を適用される、ディジタル変調装置は、ベースバンド信号の位相を回転させて、ＲＦ帯に直接アップコンバートする方式を用いて、第２の周波数に変換せずに、システム諸元に合致した送信周波数を得るようにしたものである。そのため、直交振幅変調部の入力側に位相回転部を設けて、ベースバンド信号の位相を強制的に回転させるようにする。
【００３８】
図１に本発明の第１実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図１に示すディジタル変調装置９０は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、セレクタ型直交振幅変調部１０，位相回転部１１，ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，送信後段部１９をそなえて構成されている。
【００３９】
ここで、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ、セレクタ型直交振幅変調部１０、送信後段部１９の３つは、直交振幅変調及び送信を行なうモジュールである。そして、位相回転部１１は、セレクタ型直交振幅変調部１０の入力側にあり、ベースバンド信号の位相を強制的に回転させるものである。このため、まず、セレクタ型直交振幅変調部１０、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ、送信後段部１９について説明し、その後、位相回転部１１を説明する。
【００４０】
最初に、セレクタ型直交振幅変調部１０について説明する。このセレクタ型直交振幅変調部１０は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調するものであり、搬送波周波数・位相発生器１２，位相調整部１３，セレクタ部１４をそなえて構成されている。
【００４１】
ここで、搬送波周波数・位相発生器１２は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力するものであり、搬送波周波数を発生する周波数発生器１２ａと、この周波数発生器１２ａの出力を受けて位相情報を出力する４進カウンタ１２ｂとをそなえて構成されている。
また、位相調整部１３は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ２分岐し、分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施すものであり、位相調整器１３ａ，１３ｂをそなえて構成されている。
【００４２】
この位相調整器１３ａ，１３ｂは、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂから出力されるベースバンド信号の位相を回転させるものである。例えば、本実施形態に示すような４逓倍の場合は、信号円上をベースバンド信号が１回転する間に、サンプリングタイミング点はπ／２だけ離れた４点あって、各点でそれぞれ、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑが順に出力されるが、この位相調整器１３ａ，１３ｂは、この−Ｉ，−Ｑのようにπだけ位相を回転させる機能を有するのである。また、その他の逓倍数ｎの場合は、振幅情報に応じた係数を重み付けるようにする。
【００４３】
さらに、セレクタ部１４は、搬送波周波数・位相発生器１２からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに、位相調整部１３からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力するものである。すなわち、ロールオフフィルタ１８ａからＩ、ロールオフフィルタ１８ｂからＱ、位相調整器１３ａから−Ｉ、位相調整器１３ｂから−Ｑがそれぞれ入力される。そして、４進カウンタ１２ａからの選択信号によって、それら４つの中から順番に１つだけが後段に選択出力される。
ここで、上記のセレクタ型直交振幅変調部１０の動作を説明する。
【００４４】
逓倍数が４の場合は、シンボルクロックの速さのデータ１個に対し、４回サンプリングを行なうが、このサンプリングによるｃｏｓ値，ｓｉｎ値は次のような４通りの単純な値をとる。なお、速度は４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）である。
ｃｏｓ＝１，０，−１，０，１，０，−１，０，・・・
ｓｉｎ＝０，１，０，−１，０，１，０，−１，・・・
そして、ロールオフフィルタ１８ａからのＩｃｈ信号は、このｃｏｓ値と掛け合わされるので、４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の次のようなデータ列となる。
【００４５】
Ｉ，０，−Ｉ，０，Ｉ，０，−Ｉ，０，Ｉ，０，−Ｉ，    …（１−１）
同様に、ロールオフフィルタ１８ｂからのＱｃｈ信号は、このｓｉｎ値と掛け合わされるので、４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の次のようなデータ列となる。
０，Ｑ，０，−Ｑ，０，Ｑ，０，−Ｑ，０，Ｑ，０，      …（１−２）
そして、これらの各出力を合波して変調波を得る。すなわち、式（１−１），式（１−２）から次のような変調データ列が得られる。
【００４６】
Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉ，Ｑ，−Ｉ，…（１−３）
この式（１−３）に示すように出力には、４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）のクロックで変化する、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑの４通りの信号しか現れないので、このことを利用して、上記の４通りの信号から１つを選択して、４×ｆＳＹＭＢＯＬ（Ｈｚ）の速さをもつ、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑの４通りの繰り返し列が得られるのである。
【００４７】
また、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂは、位相回転部１１から出力される信号を受信側で符号間干渉が最小になるように処理するものである。なお、このロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを設ける位置は、位相回転部１１の前か、または後である。
さらに、送信後段部１９は、セレクタ型直交振幅変調部１０から出力される信号を送信帯域制限して、無線回線上に送出するものであり、Ｄ／Ａ変換器１９ａ，帯域フィルタ１９ｂ，アンテナ１９ｃをそなえて構成されている。
【００４８】
ここで、Ｄ／Ａ変換器１９ａは、セレクタ型直交振幅変調部１０の出力における信号をディジタルからアナログに変換するものであり、帯域フィルタ１９ｂは、Ｄ／Ａ変換器１９ａの出力における信号を、帯域制限して、不要な高調波を除去するものであり、また、アンテナ１９ｃは、帯域フィルタ１９ｂの出力における送信信号を無線回線に送出するものである。
【００４９】
こうして、入力信号は、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを介して、セレクタ型直交振幅変調部１０において、直交振幅変調を施されて、元のベースバンド信号の４倍の速度をもつ送信周波数に変換され、これが送信後段部１９において、送信出力される。
次に、セレクタ型直交振幅変調部１０の入力側に設けられた位相回転部１１について説明する。
【００５０】
この位相回転部１１は、セレクタ型直交振幅変調部１０の入力側に設けられ、ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数Δｆを用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施すものであり、差分周波数・位相発生器１５，第２余弦情報・正弦情報記憶部１６，位相回転処理部１７をそなえて構成されている。
【００５１】
この差分周波数・位相発生器１５は、差分周波数Δｆの情報を用いて位相情報Θ（ｔ）を出力するものであり、差分周波数Δｆを発生する差分周波数発生器１５ａと、この差分周波数発生器１５ａの出力を受けて位相情報Θ（ｔ）を出力するカウンタ１５ｂとをそなえて構成されている。
上記差分周波数Δｆについて図２を用いて説明する。この図２に示すように、周波数ｆＢＢ，ｆＬＯ，ｆＴＸをもつ３つのスペクトラムが配置されている。ここで、スペクトラム８０は周波数ｆＢＢをもつベースバンド信号についてのもので、スペクトラム８１は周波数ｆＬＯをもつローカル信号についてのもので、また、スペクトラム８２は周波数ｆＴＸをもつ送信信号についてのものである。
【００５２】
上述したように、周波数ｆＢＢをもつベースバンド信号スペクトラム８０を直接、ｎ逓倍（ｎは２以上の整数）しても、送信周波数信号スペクトラム８２（周波数ｆＴＸ）にならないことが多い。なぜならば、ベースバンド信号帯域の取る値はほぼ固定的な帯域であり、また、送信周波数信号帯域の取る値はシステム諸元により決定されてしまうので、ベースバンド信号を、このベースバンド信号に同期したシンボルクロックの整数倍のクロックをもつ信号に直接変換しても、送信周波数には合致しないのである。
【００５３】
そこで、このベースバンド信号スペクトラム８０にまず低速周波数領域で位相回転処理を施して、周波数ｆＬＯをもつ局所的なローカル周波数スペクトラム８１に周波数変換し、このローカル周波数信号スペクトラム８１をｎ逓倍して送信周波数信号スペクトラム８２を得るようにする。以下、このベースバンド信号周波数ｆＢＢとローカル周波数ｆＬＯとの差分を差分周波数Δｆと呼ぶことにする。
【００５４】
なお、この差分周波数Δｆから位相情報を出力する差分周波数・位相発生器１５は、図３に示すような回路構成にすることもできる。
すなわち、図３に示すように、差分周波数・位相発生器１５を、Δｆ設定手段４０と、乗算部２０ａとバッファ部２０ｂとからなる位相情報アキュムレータ２０とをそなえて構成するようにする。
【００５５】
ここで、Δｆ設定手段４０は、差分周波数情報を入力されて、この値をバッファ部２０ｂに出力するものであり、また、位相情報アキュムレータ２０は、このΔｆ設定手段４０からの差分周波数情報を得て、搬送波クロックごとにカウントアップするものである。
また、この位相情報アキュムレータ２０内の乗算部２０ａは、差分周波数の情報とバッファ部２０ｂからの出力とを乗算するものであり、また、バッファ部２０ｂは、保持された情報を出力とするものである。これらによって、この位相情報アキュムレータ２０は、クロック毎に一定値を積算していって、差分周波数Δｆ値に達した瞬間に、値が０に戻るよう動作するのである。
【００５６】
すなわち、まず最初に、バッファ部２０ｂの記憶内容をリセットし、搬送波クロックが入ると、バッファ部２０ｂの保持内容がカウントアップされる。次の搬送波クロックが入ると、バッファ部２０ｂの保持内容は、フィードバックされて、乗算器２０ａと掛け合わされて、その結果が再度バッファ部２０ｂに入力されて、足し込まれる。以後、同様にしてバッファ部２０ｂは、カウントアップされていき、バッファ部２０ｂの累積値があるしきい値を超えた瞬間に、リセットがかかり、その値が０に戻る。こうして、これらのΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とによって、差分周波数Δｆの情報を用いて位相情報Θ（ｔ）が出力されるのである。
【００５７】
次に、図１に示す第２余弦情報・正弦情報記憶部１６は、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ（ｔ）を受けて、位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力するものであり、具体的には、差分周波数・位相発生器１５の出力における位相情報Θ（ｔ）を表すアドレスによって、ディジタルｓｉｎ波形やディジタルｃｏｓ波形の振幅値を出力するＲＯＭが使用される。
【００５８】
また、位相回転処理部１７は、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を使用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施すものであり、４個の乗算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄと２個の加算器１７ｅ，１７ｆとをそなえて構成されている。
【００５９】
これらにより、この位相回転処理部１７は、入力されたベースバンド信号の位相角を強制的に進ませ、このベースバンド信号の帯域の周波数を高くして出力するのである。
すなわち、上述した差分周波数Δｆに等しい角度Θを、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に与えるようにする。これは、ベースバンド信号Ｖ（ｔ）＝ｅｘｐ〔ｊ・Θ（ｔ）〕＝ｅｘｐ〔ｊ・（ωｔ＋φ）〕において、角度Θ（ｔ）を進めるために、位相項φを強制的に回転させて、ｅｘｐの回転を速めることに対応する。
【００６０】
信号空間上の言葉を借りれば、信号点座標が〔ｃｏｓΘ（ｔ），ｓｉｎΘ（ｔ）〕であるこのベースバンド信号Ｖ（ｔ）に対し、回転行列を掛けて信号空間上の原点の回りを左回転する速度を上げることに相当する。
すなわち、この回転演算とは、次の式（２−１），式（２−２）で表される演算である。
【００６１】
ＩＯＵＴ  ＝ＩＩＮ×ｃｏｓΘ（ｔ）−ＱＩＮ×ｓｉｎΘ（ｔ）  …（２−１）
ＱＯＵＴ  ＝ＱＩＮ×ｃｏｓΘ（ｔ）＋ＩＩＮ×ｓｉｎΘ（ｔ）  …（２−２）
ここで、入力のＩｃｈ信号，Ｑｃｈ信号をそれぞれＩＩＮ，ＱＩＮとし、出力のＩｃｈ信号，Ｑｃｈ信号をそれぞれＩＯＵＴ  ，ＱＯＵＴ  としている。
そして、これらの式（２−１），式（２−２）で表される回転演算は、この位相回転処理部１７内の４個の乗算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄと２個の加算器１７ｅ，１７ｆによって、実行される。
【００６２】
すなわち、入力信号ＩＩＮは、乗算器１７ａにおいて、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力されるディジタルｃｏｓ成分と乗算され（式２−１第１項）、また、入力信号ＱＩＮは、乗算器１７ｃにおいて、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力されるディジタルｓｉｎ成分と乗算され（式２−１第２項）、加算器１７ｅにおいて、乗算器１７ｃの出力を反転したものと乗算器１７ａの出力とが加算される。
【００６３】
同様にして、入力信号ＩＩＮは、乗算器１７ｄにおいて、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力されるディジタルｓｉｎ成分と乗算され（式２−２第２項）、また、入力信号ＱＩＮは、乗算器１７ｂにおいて、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力されるディジタルｃｏｓ成分と乗算され（式２−２第１項）、加算器１７ｆにおいて、乗算器１７ｂと乗算器１７ｄとの出力が加算される。
【００６４】
こうして、位相回転回路１１において、回転演算処理が施されるので、入力ベースバンド信号は、差分周波数Δｆ分だけその周波数が上げられて出力される。そして、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを介して、セレクタ型直交振幅変調部１０にて、変調され、送信後段部１９から送信されるのである。
このような構成によって、入力ベースバンド信号が直交振幅変調を施されて、送信される。すなわち、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は位相回転部１１に入力される。そして、この位相回転部１１内の第２余弦情報・正弦情報記憶部１６において、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ（ｔ）を受けて、位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）が出力され、位相回転処理部１７において、その第２余弦情報・正弦情報記憶部１６からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を使用して、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は位相回転処理を施されて、差分周波数Δｆだけ高い周波数をもつ周波数ｆＬＯのローカル周波数に周波数変換される。
【００６５】
さらに、位相回転処理部１７から出力された、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号はそれぞれ、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で受信側で符号間干渉が最小になるように処理され、セレクタ型直交振幅変調部１０に入力される。
そして、ロールオフフィルタ１８ａから出力される第１ベースバンド信号は、位相調整部１３において、２分岐され、分岐された第１ベースバンドディジタル信号の一方は位相調整器１３ａにおいて、セレクタ部１４に入力されるとともに、分岐された他方の第１ベースバンドディジタル信号はπだけ位相を回転させられてセレクタ部１４に入力される。また、ロールオフフィルタ１８ｂから出力される第２ベースバンド信号は、位相調整部１３において、２分岐され、分岐された第２ベースバンドディジタル信号の一方は位相調整器１３ｂにおいて、セレクタ部１４に入力されるとともに、分岐された他方の第２ベースバンドディジタル信号はπだけ位相を回転させられてセレクタ部１４に入力される。
【００６６】
さらに、セレクタ部１４において、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに、位相調整部１３からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器１２からの位相情報を切替情報として使用しながら、順次選択されて出力されるのである。
【００６７】
そして、送信後段部１９において、選択出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器１９ａにおいて、ディジタルからアナログに変換され、帯域フィルタ１９ｂにおいて、その送信信号は、帯域制限されて不要な高調波が除去され、アンテナ１９ｃから無線回線に送出される。
このようにして、アナログ回路による周波数変換は不要になる。すなわち、ベースバンド信号の位相を回転させて、ＲＦ帯に直接アップコンバートする方式において、第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、位相回転部１１からセレクタ型直交振幅変調部１０までの回路を、フルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。さらに、差分周波数Δｆの値が小さい時には特に有効である。すなわち、差分周波数発生器１５ａの周波数がΔｆの速度で低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
【００６８】
また、差分周波数・位相発生器１５を、Δｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する回路によって構成しても、同様な効果を得ることができる。
（Ｂ）本発明の第２実施形態の説明
上記の第１実施形態においては、周波数の逓倍数ｎが４であり、直交振幅変調部を、セレクタによって構成することができたが、この部分を、別の回路に置き替えることもできる。
【００６９】
図４に、本発明の第２実施形態にかかる、ディジタル変調の無線送信機を示す。この図４に示すディジタル変調装置９１は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、位相回転部１１，ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，送信後段部１９のほか、乗算型直交振幅変調部２１をそなえて構成されている。
【００７０】
この乗算型直交振幅変調部２１は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調するものであり、搬送波周波数・位相発生器１２をそなえるほか、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２，演算部２３をそなえて構成されている。
【００７１】
ここで、搬送波周波数・位相発生器１２は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力するものであり、また、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２は、搬送波周波数・位相発生器１２からの位相情報を受けて位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力するものである。
さらに、演算部２３は、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報と第１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報と第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算して出力するものであり、乗算器２３ａ，２３ｂ，加算器２３ｃをそなえて構成されている。
【００７２】
そして、乗算器２３ａにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号が乗算され、乗算器２３ｂにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報と第２ベースバンドディジタル信号が乗算され、加算器２３ｃにおいて、これら乗算器２３ａと乗算器２３ｂとの出力が加算される。
【００７３】
なお、図４において、上記第１実施形態において使用された符号と同じ符号を付した部材は、同様なもの、あるいは同様の機能を有するものであるので、更なる説明は省略する。
また、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを設ける位置は、位相回転部１１の前でも後でもよい。
【００７４】
従って、このディジタル変調装置９１は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する乗算型直交振幅変調部２１と、乗算型直交振幅変調部２１の入力側に設けられ、ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部１１とをそなえて構成されていることになる。
【００７５】
そして、この乗算型直交振幅変調部２１が、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器１２と、搬送波周波数・位相発生器１２からの位相情報を受けて位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情報記憶部２２と、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報と第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部２３とをそなえて構成されていることになる。
【００７６】
さらに、搬送波周波数・位相発生器１２が、搬送波周波数を発生する周波数発生器１２ａと、周波数発生器１２ａの出力を受けて位相情報を出力するカウンタ１２ｂとをそなえて構成されていることになる。
また、位相回転部１１が、差分周波数Δｆの情報を用いて位相情報Θ（ｔ）を出力する差分周波数・位相発生器１５と、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ（ｔ）を受けて位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部１６と、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を使用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部１７とをそなえて構成されていることになる。
【００７７】
ここで、差分周波数・位相発生器１５が、差分周波数を発生する差分周波数発生器１５ａと、差分周波数発生器１５ａの出力を受けて位相情報を出力するカウンタ１５ｂとをそなえて構成されていることになる。
なお、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
【００７８】
このような構成によって、入力された第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、位相回転部１１において、位相回転処理を施されて、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号はそれぞれ、受信側で符号間干渉が最小になるように処理され、乗算型直交振幅変調部２１に入力される。
【００７９】
そして、乗算型直交振幅変調部２１において、これら相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調される。
そして、送信後段部１９において、乗算型直交振幅変調部２１の出力における信号は、Ｄ／Ａ変換器１９ａにおいて、ディジタルからアナログに変換され、帯域フィルタ１９ｂにおいて、その送信信号は、帯域制限されて不要な高調波が除去され、アンテナ１９ｃから無線回線に送出される。
【００８０】
このようにして、アナログ回路による周波数変換は不要になる。すなわち、ベースバンド信号の位相を回転させて、ＲＦ帯に直接アップコンバートする方式において、第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、位相回転部１１から乗算型直交振幅変調部２１までの回路を、フルディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。さらに、差分周波数Δｆの値が小さい時に特に有効である。すなわち、差分周波数発生器１５ａの周波数がΔｆの速度で低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
【００８１】
（Ｃ）本発明の第３実施形態の説明
上述した第１実施形態あるいは第２実施形態では、直交振幅変調部の入力側に位相回転回路を設けているが、これに対し、本実施形態では、直交振幅変調部から出力される信号をさらに直交変調して、送信周波数を得るようにしている。
図５に本発明の第３実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図５に示すディジタル変調装置９２は、第２搬送波回路を使用しないで、ＩＦ信号の帯域の周波数を上げるものであり、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，第１セレクタ型直交振幅変調部２４，第２セレクタ型直交振幅変調部２８，差分周波数・位相発生器１５，第３余弦情報・正弦情報記憶部３０，演算部３１，送信後段部１９をそなえて構成されている。
【００８２】
ここで、第１セレクタ型直交振幅変調部２４は、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を直交振幅変調するものであって、搬送波周波数・位相発生器２５，位相調整部２６，第１セレクタ部２７をそなえて構成されている。
また、搬送波周波数・位相発生器２５は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力するものであり、搬送波周波数を発生する周波数発生器２５ａと、この周波数発生器２５ａの出力を受けて位相情報を出力する４進カウンタ２５ｂとをそなえて構成されている。
【００８３】
さらに、位相調整部２６は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施すものであり、この処理を行なう位相調整器２６ａ，２６ｂをそなえて構成されている。
【００８４】
第１セレクタ部２７は、搬送波周波数・位相発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに位相調整部２６からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力するものである。
【００８５】
そして、第２セレクタ型直交振幅変調部２８は、上記の搬送波周波数・位相発生器２５及び位相調整部２６を共用するとともに、搬送波周波数・位相発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しながら、第１セレクタ部２７での選択位相と９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに位相調整部２６からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部２９をそなえて構成されている。
【００８６】
また、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０は、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ（ｔ）を受けて位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力するものである。さらに、演算部３１は、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と、第１セレクタ型直交振幅変調部２４の出力とを乗算するとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２セレクタ型直交振幅変調部２８の出力とを乗算し、両乗算結果を加算するものであり、乗算器３１ａ，３１ｂ，加算器３１ｃをそなえて構成されている。
【００８７】
なお、図５において、上記の各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同等な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
また、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
【００８８】
このような構成により、差分周波数Δｆだけ周波数を上げる処理が行なわれる。以下、変調波の周波数変換の変換過程を詳述し、それらの演算に対応する各部材を説明する。
Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）をローカル周波数ｆＬＯをもつＩｃｈ，Ｑｃｈの信号とし、ｃｏｓΦ（ｔ），ｓｉｎΦ（ｔ）を搬送波周波数ｆＴＸをもつ電圧波形とすると、直交振幅変調を行なった、送信出力ＲＦ（ｔ）は、式（３−１）で表される。
【００８９】
0003575992.tif 000002
ここで、ローカル周波数ｆＬＯと、ベースバンド信号周波数ｆＢＢとの差分Δｆに相当する電圧波形をｃｏｓΘ（ｔ），ｓｉｎΘ（ｔ）とすると、送信出力ＲＦ（ｔ）は、式（３−２）で表される。
【００９０】
0003575992.tif 000003
この式（３−２）を変形すると、式（３−３）を得る。
0003575992.tif 000004
ここで、Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ）は、次の式（３−４），式（３−５）のように定義される。なお、Θ（ｔ）は周波数差分Δｆに相当し、Φ（ｔ）は搬送波周波数ｆＴＸに相当している。
【００９１】
0003575992.tif 000005
ここで、この式（３−３）に示す演算が、上記の各部材によって実行されていることを次の▲１▼〜▲３▼に示す。
▲１▼（３−４）式の演算
このＸ（ｔ）の演算は、第１セレクタ部２７によって、実行される。すなわち、搬送波周波数・位相発生器２５の出力における選択信号によって、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑの４通りの中から、順番に１つだけが選択され、後段に出力される。
▲２▼（３−５）式の演算
このＹ（ｔ）の演算は、式（３−４）のローカル信号を９０度進ませたものに等しい。すなわち、Ｙ（ｔ）は、式（３−６）のように表される。
【００９２】
0003575992.tif 000006
そして、このＹ（ｔ）の演算は、第２セレクタ部２９によって、実行される。すなわち、搬送波周波数・位相発生器２５の出力における選択信号によって、第１セレクタ部２７の選択位相とは９０度異なるＱ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉの４通りの中から、順番に１つだけが選択され、後段に出力される。
▲３▼（３−３）式の演算
これらのＸ（ｔ），Ｙ（ｔ）に対して、回転角Θ（ｔ）だけ位相回転して加算する式（３−３）の演算は、演算部３１によって実行される。
【００９３】
すなわち、乗算器３１ａにおいて、第１セレクタ部２１の出力におけるＸ（ｔ）と、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０の出力における余弦成分ｃｏｓΘ（ｔ）とが乗算され、乗算器３１ｂにおいて、第２セレクタ部２９の出力におけるＹ（ｔ）と、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０の出力における正弦成分ｓｉｎΘ（ｔ）とが乗算され、そして、加算器３１ｃにおいて、それらが加算され、その出力が送信後段部１９から送信されるのである。
【００９４】
このようにして、式（３−３）を利用することによって、変調波の周波数変換が容易にできる。また、差分周波数・位相発生器１５と第３余弦情報・正弦情報記憶部３０とは、低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
さらに、アナログ回路による周波数変換は不要になる。すなわち、第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、入力側から送信後段部１９の手前までの回路を、フルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。
【００９５】
（Ｄ）本発明の第４実施形態の説明
上記の第３実施形態においては、周波数の逓倍数ｎが４であり、直交振幅変調部を、セレクタによって構成することができたが、この部分を、別の回路に置き替えることもできる。
図６に、本発明の第４実施形態にかかる、ディジタル変調の無線送信機を示す。この図６に示すディジタル変調装置９３は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，差分周波数・位相発生器１５，第３余弦情報・正弦情報記憶部３０，演算部３１，送信後段部１９をそなえるほか、第１乗算型直交振幅変調部３３，第２乗算型直交振幅変調部３６をそなえて構成されている。
【００９６】
ここで、第１乗算型直交振幅変調部３３は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を直交振幅変調するものであって、搬送波周波数・位相発生器２５，第１余弦情報・正弦情報記憶部２２，第１演算部３５をそなえて構成されている。
この第１演算部３５は、乗算器３５ａ，３５ｂ，加算器３５ｃをそなえて構成されており、乗算器３５ａにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、乗算器３５ｂにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、加算器３５ｃにおいて、両乗算結果は加算される。
【００９７】
さらに、第２乗算型直交振幅変調部３６は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を直交振幅変調するものであって、搬送波周波数・位相発生器２５，第１余弦情報・正弦情報記憶部２２を、第１乗算型直交振幅変調部３３と共有するとともに、第２演算部３７をそなえて構成されている。
【００９８】
そして、この第２演算部３７は、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とを乗算するとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とを乗算し、両乗算結果を加算するものであり、乗算器３７ａ，３７ｂ，加算器３７ｃをそなえて構成されている。
【００９９】
なお、図６に示す部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
また、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
【０１００】
従って、このディジタル変調装置９３は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）で変調する第１直交振幅変調部３３と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、第１直交振幅変調部３３で使用するディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）で変調する第２直交振幅変調部３６と、ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器１５と、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報を受けて位相情報に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部３０と、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と第１直交振幅変調部３３の出力とを乗算するとともに第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２直交振幅変調部３６の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部３１とをそなえて構成されていることになる。
【０１０１】
そして、差分周波数・位相発生器１５が、差分周波数を発生する周波数発生器１５ａと、周波数発生器１５ａの出力を受けて位相情報Θ（ｔ）を出力するカウンタ１５ｂとをそなえて構成されていることになる。
なお、差分周波数・位相発生器１５は、差分周波数を設定するΔｆ設定手段４０と、乗算部２０ａと乗算部２０ａの出力を一時的に保持するバッファ部２０ｂとを有し乗算部２０ａで差分周波数の情報とバッファ部２０ｂからの出力とを乗算し、バッファ部２０ｂで保持された情報を出力とするアキュムレータ２０とをそなえて構成されてもよい。
【０１０２】
このような構成により、任意の逓倍数ｎ（ｎは２以上の整数）の周波数変換が行なわれる。
すなわち、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉をなくすよう処理を施され、第１乗算型直交振幅変調部３３内の第１演算部３５において、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果Ｘ（ｔ）が加算出力される。
【０１０３】
また、第２演算部３７において、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果Ｙ（ｔ）が加算出力される。
【０１０４】
そして、演算部３１において、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と、第１乗算型直交振幅変調部３３の出力とが乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２乗算型直交振幅変調部３６の出力とが乗算され、両乗算結果が加算され、送信後段部１９から送信される。すなわち、式（３−３）の演算、Ｘ（ｔ）×ｃｏｓΘ（ｔ）＋Ｙ（ｔ）×ｓｉｎΘ（ｔ）が行なわれる。
【０１０５】
このようにして、変調波の周波数変換が容易にできる。また、差分周波数・位相発生器１５と第３余弦情報・正弦情報記憶部３０とは、低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
さらに、アナログ回路による周波数変換は不要になる。すなわち、第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、入力側から送信後段部１９の手前までの回路を、フルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。
【０１０６】
（Ｅ）本発明の第５実施形態の説明
上記第１〜第４実施形態においては、差分周波数Δｆに相当する周波数変換を行なうことによって、ベースバンド信号（周波数ｆＢＢ）をローカル周波数（周波数ｆＬＯ）に変換し、ｎ逓倍した送信周波数（周波数ｆＴＸ）を得ていた。しかし、このローカル周波数にはサンプリング周波数から要請される限界値がある。すなわち、サンプリング周波数は送信出力周波数（周波数ｆＴＸ）を表しており、このｆＴＸは固定値である。この場合、ローカル周波数ｆＬＯの中心周波数は、このサンプリング周波数の１／２が限界値となる。
【０１０７】
従って、このサンプリング周波数を上げることによって、ローカル周波数の限界値を上げるようにできる。
図７に本発明の第５実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図７に示すディジタル変調装置９４は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９０をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。
【０１０８】
このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂは、ディジタル変調装置９０内の位相回転部１１の入力側に設けられ、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すものである。
これらのオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ）フィルタから構成されている。図８にＦＩＲフィルタのブロック図を示す。この図８に示すＦＩＲフィルタ７０は、オーバサンプリング周波数を上げるために必要な中間データを作り出して元のデータ中に補間するものであって、ｎ段（ｎは自然数）縦列に連結されたＦＦ（フリップフロップ）７０ａ−１〜７０ａ−ｎと、各フリップフロップからのタップ出力とタップ係数Ｃｎ  （ｎは自然数）とを掛け合わすｎ個の乗算器７０ｂ−１〜７０ｂ−ｎと、各乗算器の出力を全て足し合わす加算器７０ｃとをそなえて構成されている。
【０１０９】
ここで、ＦＦ７０ａ−１〜７０ａ−ｎの段数は、ｎ逓倍したオーバサンプリング周波数に対応した段数である。例えば、通常サンプリングの場合は、ｎ段中、２段ずつ同じ値が入っているが、２倍サンプリングの場合、ｎ段のフリップフロップの全てが独立した値が入る。
また、タップ係数Ｃ１  〜Ｃｎ  はフィルタの波形を計算するためのものであり、一例として旧サンプリング周波数のインパルスレスポンス値を使用できる。このインパルスレスポンスの値ｈ（ｔ）は、旧サンプリング周波数をｆｏ  として、次のように表される。
【０１１０】
ｈ（ｔ）  ＝  ２ｆｏ  ・ｓｉｎ（２πｆｏ  ｔ）／２πｆｏ  ｔ
タップ係数Ｃ１  〜Ｃｎ  の値は、この他、旧サンプリング時点で値が０になり変調波に対する影響の少ない周波数伝達特性をもつものであれば良い。
なお、上記のオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂを別のＦＩＲフィルタによる回路として構成してもよい。
【０１１１】
図９に、オーバサンプリングの倍数を２倍としてタップ数を３としたＦＩＲフィルタによって構成される直線補間回路の例を示す。この図９に示す直線補間回路７１は、一般に直線補間と呼ばれる手法を用いて、前後の旧サンプリング値から中央の値を作り出すものであって、ＦＦ（フリップフロップ）７１ａ−１，７１ａ−２，７１ａ−３と、各フリップフロップからの出力とタップ係数Ｃ１  ，Ｃ２  ，Ｃ３  を掛け合わせる乗算器７１ｂ−１，７１ｂ−２，７１ｂ−３と、各乗算器の出力を全て足し合わせる加算器７１ｃとをそなえて構成されている。
【０１１２】
この直線補間回路７１を設けることによって、前後の旧サンプリング値から中央の値を作り出すことができる。
なお、図７のロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂは、オーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂの前段に配置する事も可能である。
また、図７に示す部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
【０１１３】
さらに、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
このような構成によって、ローカル周波数（周波数ｆＬＯ）を上げることができる。このことを以下、サンプリング定理に基づいて説明する。
【０１１４】
図１０（ａ）にローカル周波数（周波数ｆＬＯ）とサンプリング周波数（周波数ｆｓ  ）との関係を示す。この図１０（ａ）において、横軸は周波数（Ｈｚ）で、縦軸は電力スペクトル密度（Ｗ／Ｈｚ）であり、ローカル周波数スペクトラム８３は、ｆＬＯを中心として現れ、その最高周波数値は、ｆＳ  ／２以内にあるので、正確に信号データは表現可能である。すなわち、サンプリング定理によると、信号をサンプリングする場合の最小のサンプリング周波数ｆＳ  （Ｈｚ）は、その信号に含まれる最高有効周波数Ｗ（Ｈｚ）の２倍以上でなければならず、もし、２Ｗ（Ｈｚ）以下の頻度でサンプリングすると、サンプリングされた信号のスペクトラムが、元の信号スペクトラムの領域にゴーストとして重畳する、所謂折り返しが発生する。換言すると、サンプリング周波数ｆＳ  （Ｈｚ）に対して、正確に表現できる周波数はｆＳ  ／２（Ｈｚ）までであって、ｆＳ  ／２（Ｈｚ）以上の周波数は表現できない。
【０１１５】
ここで、このサンプリング周波数ｆＳ  は、ハードウェアのサンプリングレートから要請される値であって、例えば、送信周波数が、ローカル周波数ｆＬＯの４逓倍なら次式のような関係が成立する。
ｆＳ  ＝  ４  ×  ｆＬＯ
次に、図１０（ｂ）に最高周波数値が、限界点にある場合を示す。この図１０（ｂ）に示すローカル周波数スペクトラム８４は、これ以上周波数をあげると、低い周波数側へ折り返しが発生する限界の場合に対応する。
【０１１６】
ここで、上記のＦＩＲフィルタ７０を用いることにより、サンプリング周波数ｆＳ  を高くでき、ローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくする事が可能になる。すなわち、２倍にオーバサンプリングする場合では、図１１に示すような信号波形の如く、中間データを作り出して挿入する。
すなわち、この図１１において、○印のＯ１，Ｏ２，Ｏ３が元のサンプリング信号位置であり、矢印の値がディジタル値を示す。そして、内挿するため、信号波形の移り変わりを示す線から●印のｎ１，ｎ２の信号を作り出すようにする。すなわち、新サンプリング点のｎ１，ｎ２・・・の値は、矢印で示されている旧サンプリング点Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３・・・をインパルスと考えて、個々のインパルスレスポンスの重みを加算すればよい。
【０１１７】
このようにして、サンプリング周波数が増加した分のデータを連続させるものではなく、中間データを作り出して補間することにより、サンプリング点を増加させているので、サンプリング周波数ｆＳ  が高くなり、ローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくする事が可能になる。
また、図１２に、ｆＳ  を元の２倍に拡大した時の変調波と周波数の関係を示す。この図１２に示すように、サンプリング速度を２倍にしたので、ローカル周波数スペクトラム８５を元の２倍（元のｆＳ  ）まで上げる事ができる。
【０１１８】
こうして、ＦＩＲフィルタを特殊化した構成によって、回路の簡単化が図れる。なお、直交振幅変調の要求精度に合わせて、この回路の選択可否を決定するようにもできる。そして、上記各実施形態における位相回転回部１１の出力周波数及び、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０の出力における周波数の両方において、サンプリング周波数ｆＳ  に等しい送信周波数が確定している場合でも、中間データを作り出して補間することにより、そのスペクトラムに含まれる最高周波数値をｆＳ  ／２からｆＳ  に上げることができ、ローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくできる利点がある。
【０１１９】
さらに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路を、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、フルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。さらに、差分周波数発生器１５ａの周波数がΔｆの速度で低速動作しているので、回路の経済化が図れる。
【０１２０】
（Ｆ）本発明の第６実施形態の説明
上記の第２実施形態では、オーバサンプリング数は１であったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の前段に挿入するように構成してもよい。
図１３に本発明の第６実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図１３に示すディジタル変調装置９５は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９１をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂはそれぞれ、図８に示すＦＩＲフィルタや、図９に示す直線補間回路をそなえて構成されている。
【０１２１】
なお、このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂのそれぞれは、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂの後に配置する事もできる。
また、図１３に示す部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
【０１２２】
さらに、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
このような構成によって、入力された第１ベースバンドディジタル信号は、このオーバサンプリング処理部３９ａにおいて、オーバサンプリング処理を施され、また、第２ベースバンドディジタル信号は、オーバサンプリング処理部３９ｂにおいて、オーバサンプリング処理を施されて、ディジタル変調装置９１内の位相回転部１１に出力される。
【０１２３】
これらの入力された第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、位相回転部１１において、位相回転処理を施されて、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号はそれぞれ、受信側で受信側で符号間干渉が最小になるように処理され、乗算型直交振幅変調部２１に入力される。
【０１２４】
そして、乗算型直交振幅変調部２１において、これら相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調され、送信後段部１９から無線回線に送信される。
【０１２５】
このようにして、サンプリング周波数ｆＳ  を高く取れてローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路をフルディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数Δｆが低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
【０１２６】
（Ｇ）本発明の第７実施形態の説明
上記の第３実施形態では、オーバサンプリング数は１であったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の前段に挿入するように構成してもよい。
図１４に本発明の第７実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図１４に示すディジタル変調装置９６は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９２をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂはそれぞれ、図８に示すＦＩＲフィルタや、図９に示す直線補間回路をそなえて構成されている。
【０１２７】
なお、このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂのそれぞれは、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂの後に配置する事もできる。
また、図１４に示す部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
【０１２８】
さらに、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
このような構成によって、入力された第１ベースバンドディジタル信号は、このオーバサンプリング処理部３９ａにおいて、オーバサンプリング処理を施され、ディジタル変調装置９２に出力され、また、第２ベースバンドディジタル信号は、オーバサンプリング処理部３９ｂにおいて、オーバサンプリング処理を施されて、ディジタル変調装置９２に出力されて、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉をなくすよう処理を施される。
【０１２９】
そして、第１セレクタ型直交振幅変調部２４内の位相調整部２６において、この第１ベースバンドディジタル信号は２分岐され、分岐された第１ベースバンドディジタル信号の一方はセレクタ部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力されるとともに、分岐された他方の第１ベースバンドディジタル信号は位相調整器２６ａにおいて、πだけ位相を回転させられて、第１セレクタ部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力される。
【０１３０】
また、この位相調整部２６において、この第２ベースバンドディジタル信号も２分岐され、分岐された第２ベースバンドディジタル信号の一方はセレクタ部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力されるとともに、分岐された他方の第２ベースバンドディジタル信号は位相調整器２６ｂにおいて、πだけ位相を回転させられて、第１セレクタ部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力される。
【０１３１】
そして、第１セレクタ型直交振幅変調部２４内の第１セレクタ部２７において、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに、位相調整部２６からの位相回転処理を施された、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号の４つの信号は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しながら、順次選択されて出力される。
【０１３２】
また、第２セレクタ型直交振幅変調部２８内の第２セレクタ部２９において、これらの４つの信号は、共用する第１セレクタ型直交振幅変調部２４内の搬送波周波数・位相発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しながら、順次選択されて出力されるのである。
さらに、演算部３１において、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と、第１セレクタ型直交振幅変調部２４の出力とが乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２セレクタ型直交振幅変調部２８の出力とが乗算され、両乗算結果が加算され、送信後段部１９から送信される。
【０１３３】
このようにして、サンプリング周波数ｆＳ  を高く取れてローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回路をフルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数Δｆが低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
【０１３４】
（Ｈ）本発明の第８実施形態の説明
上記の第４実施形態では、オーバサンプリング数は１であったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の前段に挿入するように構成してもよい。
図１５に本発明の第８実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を示す。この図１５に示すディジタル変調装置９７は、第２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９３をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂは、上述したような、ＦＩＲフィルタや直線補間回路をそなえて構成されている。
【０１３５】
なお、図１５において、オーバサンプリング部３９ａ，３９ｂをロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂの後に配置する事もできる。
また、図１５に示す部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。
【０１３６】
さらに、本実施形態においても、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。
すなわち、上記の第１直交振幅変調部３３，第２直交振幅変調部３６の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂが設けられていることになる。
【０１３７】
そして、オーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂが、ＦＩＲフィルタ７０をそなえて構成したり、直線補間回路７１をそなえて構成していることになる。
このような構成により、任意の逓倍数ｎ（ｎは２以上の整数）の周波数変換が行なわれる。すなわち、入力された第１ベースバンドディジタル信号は、このオーバサンプリング処理部３９ａにおいて、オーバサンプリング処理を施され、ディジタル変調装置９３に出力され、また、第２ベースバンドディジタル信号は、オーバサンプリング処理部３９ｂにおいて、オーバサンプリング処理を施されて、ディジタル変調装置９３に出力されて、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉をなくすよう処理を施される。
【０１３８】
そして、第１乗算型直交振幅変調部３３内の第１演算部３５において、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果が加算出力される。
【０１３９】
また、第２乗算型直交振幅変調部３６内の第２演算部３７において、共用する第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、共用する第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果が加算出力される。
【０１４０】
そして、演算部３１において、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と、第１乗算型直交振幅変調部３３の出力とが乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２乗算型直交振幅変調部３６の出力とが乗算され、両乗算結果が加算され、送信後段部１９から送信される。
【０１４１】
このようにして、サンプリング周波数ｆＳ  を高く取れてローカル周波数ｆＬＯを元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路を、フルディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数Δｆが低速動作しているため、回路の経済化が図れる。
【０１４２】
（Ｉ）その他
本発明は上記の各実施形態に限定されるものではなく、例えば、上記の各実施形態においては、送信後段部１９内の帯域フィルタ１９ｂの前段に送信用アンプをそなえたものに、本発明を適用してもよい。
また、上記の第５〜第８実施形態では、オーバサンプリング処理部は、ＦＩＲフィルタや、直線補間回路により構成されているが、本発明はこれらに限定されるものではなく、他の手段を使用して構成してもよく、また、このオーバサンプリング処理部の挿入する位置も、位相回転部１１とロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂの間に置くことも可能である。
【０１４３】
なお、上述した実施形態に関わらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【０１４４】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明のディジタル変調装置によれば、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえて構成され、該位相回転部が、該差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部と、該第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそなえ、さらに、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえているので、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる利点がある。さらに、差分周波数が低速動作しているので、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１４５】
また、該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情報記憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえて構成されていてもよく、該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、またこのようにすれば、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる利点がある。さらに、差分周波数が低速動作しているので、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１４６】
さらに、該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相回転処理部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相回転処理部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力するセレクタ部とをそなえて構成することもでき、該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、またこのようにすれば、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる利点がある。さらに、差分周波数が低速動作しているので、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１４８】
そして、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、低速な動作により回路の経済化が図れる利点がある。
【０１４９】
一方、本発明のディジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部とをそなえ、さらに、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえ、さらに、該位相回転部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けて構成されたことを特徴としている。該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成してもよく、このようにすれば、サンプリング周波数を高く取れてローカル周波数を元の限界値より大きくする事が可能になる利点がある。
【０１５０】
また、本発明のディジタル変調装置によれば、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、さらに、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成されているので、サンプリング周波数を高く取れてローカル周波数を元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路をフルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１５１】
そして、該第１直交振幅変調部が、該搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施す位相回転処理部と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相回転処理部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第１セレクタ部とをそなえて構成されるとともに、該第２直交振幅変調部が、上記の搬送波周波数・位相発生器及び位相回転処理部を共用するとともに、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、該第１セレクタ部での選択位相と９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに該位相回転処理部からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部とをそなえて構成することができ、このようにすれば、サンプリング周波数を高く取れてローカル周波数を元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１５２】
ここで、該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。
【０１５３】
また、該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成されてもよく、このようにすれば、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる利点がある。
【０１５４】
さらに、本発明のディジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するとともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とをそなえ、さらに、上記の第１直交振幅変調部，第２直交振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部が設けられてもよく、該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成されてもよく、また、直線補間回路をそなえて構成されてもよく、このようにすれば、サンプリング周波数を高く取れてローカル周波数を元の限界値より大きくする事が可能になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路を、フルディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図２】差分周波数の概念を説明する図である。
【図３】Δｆ設定手段とアキュムレータとにより構成される差分周波数・位相発生器を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図７】本発明の第５実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図８】ＦＩＲフィルタにより構成されるオーバサンプリング処理部を示すブロック図である。
【図９】直線補間回路により構成されるオーバサンプリング処理部を示すブロック図である。
【図１０】（ａ）はサンプリング定理において信号帯域が正確に表現可能な範囲にあることを示す図であり、（ｂ）はサンプリング定理において最高周波数が限界まで高い周波数に変化した場合の図である。
【図１１】インパルスレスポンス値間にサンプル値を補間することを説明する図である。
【図１２】サンプリング周波数を上げた場合の変調波と周波数の関係を示す図である。
【図１３】本発明の第６実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第７実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第８実施形態にかかるディジタル変調装置を示すブロック図である。
【図１６】従来のアナログ変調装置の送信部を示すブロック図である。
【図１７】従来のディジタル変調装置の送信部を示すブロック図である。
【図１８】従来のセレクタを用いたディジタル変調装置の送信部を示すブロック図である。
【図１９】従来の他のセレクタを用いたディジタル変調装置の送信部を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０    セレクタ型直交振幅変調部
１１    位相回転部
１２    搬送波周波数・位相発生器
１２ａ    周波数発生器
１２ｂ    ４進カウンタ
１３    位相調整部
１３ａ，１３ｂ    位相調整器
１４    セレクタ部
１５    差分周波数・位相発生器
１５ａ    差分周波数発生器
１５ｂ    カウンタ
１６    第２余弦情報・正弦情報記憶部
１７    位相回転処理部
１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ    乗算器
１７ｅ，１７ｆ    加算器
１８ａ，１８ｂ    ロールオフフィルタ
１９    送信後段部
１９ａ    Ｄ／Ａ変換部
１９ｂ    帯域フィルタ
１９ｃ    アンテナ
２０    位相情報アキュムレータ
２０ａ    乗算部
２０ｂ    バッファ部
２１    乗算型直交振幅変調部
２２    第１余弦情報・正弦情報記憶部
２３，３１    演算部
２３ａ，２３ｂ，３１ａ，３１ｂ，３５ａ，３５ｂ，３７ａ，３７ｂ    乗算器
２３ｃ，３１ｃ，３５ｃ，３７ｃ    加算器
２４    第１セレクタ型直交振幅変調部
２５    搬送波周波数・位相発生器
２５ａ    局部発振器
２５ｂ    ４進カウンタ
２６    位相調整部
２６ａ，２６ｂ    位相調整器
２７    第１セレクタ部
２８    第２セレクタ型直交振幅変調部
２９    第２セレクタ部
３０    第３余弦情報・正弦情報記憶部
３３    第１乗算型直交振幅変調部
３５    第１演算部
３６    第２乗算型直交振幅変調部
３７    第２演算部
３９ａ，３９ｂ    オーバサンプリング処理部
４０    Δｆ設定手段
５０    アナログ型変調装置
５１ａ，５１ｂ    ロールオフフィルタ
５２ａ，５２ｂ，５７ｇ，６０ｆ    Ｄ／Ａ変換器
５３ａ，５７ａ    第１周波数変換部
５３ｂ，５７ｂ    第２周波数変換部
５３ｃ，５７ｃ    ハイブリッド部
５３ｄ，５７ｄ，６０ｄ，６１ａ    搬送波発生器
５３ｅ    ９０度移相器
５４    周波数変換部
５５    送信部
５５ａ    帯域フィルタ
５５ｂ    アンテナ
５６，５９    ディジタル型変調装置
５７，６０    直交振幅変調部
５７ｅ    カウンタ
５７ｆ    余弦情報・正弦情報ＲＯＭ
６０ａ，６０ｂ    位相反転処理部
６０ｃ    セレクタ
６０ｅ    ４進カウンタ
６１    第３周波数変換部
６１ｂ    ミキサ
７０    ＦＩＲフィルタ
７０ａ−１〜７０ａ−ｎ    ＦＦ（フリップフロップ）
７０ｂ−１〜７０ｂ−ｎ    乗算器
７０ｃ    加算器
７１    直線補間回路
７１ａ−１，７１ａ−２，７１ａ−３    ＦＦ（フリップフロップ）
７１ｂ−１，７１ｂ−２，７１ｂ−３    乗算器
７１ｃ    加算器
８０    ベースバンド信号スペクトラム
８１，８３，８４，８５    ローカル周波数スペクトラム
８２    送信周波数スペクトラム
９０，９１，９２，９３，９４，９５，９６，９７    ディジタル変調装置
１００    ディジタル変調装置
１０１，１０２，１０３，１０４    ロールオフフィルタ
１０５，１０６    反転手段
１０７    選択出力手段
１０８    Ｄ／Ａ変換手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
0003575992.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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