(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機を駆動するインバータと、該インバータに対するスイッチング制御を行うインバータ制御手段と、を含む電動機制御装置において、
前記インバータ制御手段は、前記交流電動機に印加される各相の電圧が、順に、第１期間で第１基準電圧となり、第２期間で前記第１基準電圧よりも高い第２基準電圧となり、第３期間で前記第１基準電圧となり、第４期間で前記第１基準電圧よりも低い第３基準電圧になり、第５期間で前記第１基準電圧となるよう、前記インバータに対するスイッチング制御を行う矩形波制御手段を含み、
前記矩形波制御手段は、
所定しきい値を決定する手段と、
基準正弦波の値を供給する手段と、
前記交流電動機の各相に印加する電圧を、前記基準正弦波の値が前記所定しきい値以上である場合に前記第２基準電圧とし、前記基準正弦波の値が前記所定しきい値未満であり且つ前記所定しきい値を符号反転してなる値以上である場合に前記第１基準電圧とし、前記基準正弦波の値が前記所定しきい値を符号反転してなる値未満である場合に前記第３基準電圧とするよう、前記インバータのスイッチング制御を行う手段と、
を含み、
前記所定しきい値は、前記交流電動機の各相の電圧を指令する電圧指令値のうちの任意の二つの値から得られる波高値Ｖａｃと、前記交流電動機の駆動用のバッテリの電圧Ｖｄｃとに基づいて、次式で算出されるＶｔｈである、
Ｖｔｈ＝Ｖａｃ×ｓｉｎ［ｃｏｓ−１｛πＶａｃ／（２Ｖｄｃ）｝］
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動機制御装置において、
前記矩形波制御手段は、前記交流電動機の各相の電圧を指令する電圧指令値のうちのいずれか１つの電圧指令値が所定最大値以上になった場合に前記スイッチング制御を行う、
ことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電動機制御装置において、
前記インバータ制御手段は、前記第２期間及び前記第４期間の幅を中心位置を維持しつつ伸縮する手段を含むことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電動機制御装置において、
前記インバータ制御手段は、パルス幅変調方式を用いて前記インバータに対してスイッチング制御を行うパルス幅変調波制御手段と、該パルス幅変調波制御手段と前記矩形波制御手段とを切り替える制御切替手段と、をさらに含み、
該制御切替手段は、前記パルス幅変調波制御手段から前記矩形波制御手段への切替えの際、前記交流電動機に印加される電圧波形の基本波の波高値が連続的に推移するよう、前記第２期間及び前記第４期間の幅を設定することを特徴とする電動機制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電動機制御装置において、
前記インバータの温度を検出する温度検出手段と、
該温度検出手段によって検出される温度が所定温度を超える場合に、前記パルス幅変調波制御手段によるスイッチング制御から前記矩形波制御手段によるスイッチング制御に、前記インバータに対する制御を前記制御切替手段によって切り替える切替手段と、
をさらに含むことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項６】
請求項２から５のいずれか１項に記載の電動機制御装置において、
前記矩形波制御手段は、いずれか一つの電圧指令値が前記所定最大値以上になった場合に、前記交流電動機の各相の電圧を指令する電圧指令値を、所定周期で漸次、前記第２基準電圧又は前記第３基準電圧に近づけるように、前記インバータに対するスイッチング制御を行う、
ことを特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機制御装置に関し、特に交流電動機を矩形波電圧により駆動する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を直流電源を用いて駆動する際にはインバータが用いられるが、かかるインバータはインバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、一般にはパルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧が交流電動機に印加される。
【０００３】
ただ、ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に加えたのでは電圧利用率に限界があり、十分な高出力が得られないという問題がある。一方、弱め界磁電流を多く流すと銅損が発生してしまう。この点、特開昭５５−４９９９６号、特開昭５８−１１９７９１号、及び特開平３−１４３２８９号の各公報には、ＰＷＭ波形電圧と矩形波電圧との双方を必要に応じて電動機に印加し、電動機の出力を向上する技術が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開昭５５−４９９９６号や特開昭５８−１１９７９１号公報に開示された技術によれば、基本波の波高値が一定以上になるまでは完全な矩形波電圧が電動機に印加されず、中間の波高値ではπ／２，３π／２の位相タイミングを中心とする区間のみ矩形であり、その周囲に櫛歯状の波形が残る。このため、その部分でインバータでのスイッチングが依然続けられるため、エネルギー損失が発生してしまう。
【０００５】
また、特開平３−１４３２８９号公報に開示された技術によれば、ＰＷＭ回路と矩形波発生回路とは別構成であり、ＰＷＭ制御を矩形波制御との双方を簡易な構成で実施することはできず、またＰＷＭ制御と矩形波制御とを電動機のショックを発生させることなく滑らかに接続することは困難である。
【０００６】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、第１の目的は、交流電動機にパルス幅変調波形電圧を供給する状態から矩形波電圧を供給する状態に移行することのできる簡易な構成の電動機制御装置を提供することにある。
【０００７】
第２の目的は、交流電動機にパルス幅変調波形電圧を供給する状態から矩形波電圧を供給する状態に滑らかに移行することのできる電動機制御装置を提供することにある。
【０００８】
第３の目的は、任意の波高値の交流電圧に対応するとともに比較的インバータ損失の少ない波形電圧を交流電動機に供給することのできる電動機制御装置を提供することにある。
【０００９】
第４の目的は、インバータ損失の少ない波形電圧を交流電動機に供給することでインバータ発熱を抑制することのできる電動機制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
（１）上記課題を解決するために、第１の発明は、交流電動機を駆動するインバータと、該インバータに対するスイッチング制御を行うインバータ制御手段と、を含む電動機制御装置において、前記インバータ制御手段は、前記交流電動機に印加される各相の電圧が、順に、第１期間で第１基準電圧となり、第２期間で前記第１基準電圧よりも高い第２基準電圧となり、第３期間で前記第１基準電圧となり、第４期間で前記第１基準電圧よりも低い第３基準電圧になり、第５期間で前記第１基準電圧となるよう、前記インバータに対するスイッチング制御を行う矩形波制御手段を含むことを特徴とする。こうすれば、インバータでのスイッチング損失を低減することができ、インバータの発熱を抑えることができるとともに、高効率で交流電動機を駆動することができる。
【００１１】
（２）また、本発明の一態様では、前記インバータ制御手段は、前記第２期間及び前記第４期間の幅を中心位置を維持しつつ伸縮する手段を含むことを特徴とする。こうすれば、位相を変えることなく交流電動機に供給する電力の実効値を変化させることができる。
【００１２】
（３）また、本発明の一態様では、前記インバータ制御手段は、パルス幅変調方式を用いて前記インバータに対してスイッチング制御を行うパルス幅変調波制御手段と、該パルス幅変調波制御手段と前記矩形波制御手段とを切り替える制御切替手段と、をさらに含み、該制御切替手段は、前記パルス幅変調波制御手段から前記矩形波制御手段への切替えの際、前記交流電動機に印加される電圧波形の基本波の波高値が連続的に推移するよう、前記第２期間及び前記第４期間の幅を設定することを特徴とする。こうすれば、パルス幅変調波制御から矩形波制御へ滑らかに移行することができ、前記交流電動機に生じるショックを低減することができる。
【００１３】
（４）また、本発明の一態様では、前記インバータの温度を検出する温度検出手段と、該温度検出手段によって検出される温度が所定温度を超える場合に、前記パルス幅変調波制御手段によるスイッチング制御から前記矩形波制御手段によるスイッチング制御に、前記インバータに対する制御を前記制御切替手段によって切り替える切替手段と、をさらに含むことを特徴とする。こうすれば、インバータの温度が上昇した場合に、より発熱の少ない矩形波制御手段によるスイッチング制御に切り替え、インバータのそれ以上の温度上昇を抑えることができる。
【００１４】
（５）また、本発明の一態様では、前記矩形波制御手段は、所定しきい値を決定する手段と、基準正弦波の値を供給する手段と、前記交流電動機の各相に印加する電圧を、前記基準正弦波の値が前記所定しきい値を以上である場合に前記第２基準電圧とし、前記基本正弦電圧の値が前記所定しきい値未満であり且つ前記所定しきい値を符号反転してなる値以上である場合に前記第１基準電圧とし、前記基準正弦波の値が前記所定しきい値を符号反転してなる値未満である場合に前記第３基準電圧とするよう、前記インバータのスイッチング制御を行う手段と、を含むことを特徴とする。こうすれば、インバータのスイッチングのタイミングをリアルタイムに得ることができる。
【００１５】
（６）また、第２の発明は、前記交流電動機の各相の電圧を指令する電圧指令値が入力され、該電圧指令値に応じたパルス幅変調波形電圧を前記交流電動機に印加するパルス幅変調波制御手段と、いずれか１つの電圧指令値が所定最大値以上になった場合に、前記パルス幅変調波制御手段に入力される各相の電圧指令値を、その電圧指令値の符号に応じて該所定最大値又はそれを符号反転した値に修正した後、前記パルス幅変調波制御手段に入力する矩形波制御手段と、を含むことを特徴とする。こうすれば、既存のインバータ及びパルス幅変調波制御手段を用いつつ、電圧指令値の修正のみで簡易に矩形波制御に移行させることができる。
【００１６】
（７）また、本発明の一態様では、前記矩形波制御手段は、いずれか一つの電圧指令値が前記所定最大値以上になった場合に、前記パルス幅変調波制御手段に入力される各相の電圧指令値を、所定周期で漸次、前記所定最大値又はそれを符号反転した値に近づけることを特徴とする。こうすれば、電圧指令の急変による過電流を防止することができ、交流電動機の制御を安定的に行うことができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面に基づいて詳細に説明する。
【００１８】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の構成を示す図である。同図に示す電動機制御装置１０は電気自動車に搭載されるものであり、バッテリ１２により直流電圧が加えられているインバータ１４と、該インバータ１４により３相交流電圧が加えられる交流電動機１６と、を含んで構成されおり、さらに、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が入力され、その値に基づいてインバータ１４のスイッチング制御を行うＰＷＭ制御部１８と、該ＰＷＭ制御部１８に電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を供給する制御部２０と、を含んでいる。
【００１９】
かかる構成において、インバータ１４からの出力では各相の電流値が検出されており、その値は制御部２０に入力されている。さらに、制御部２０には、図示しない他の制御装置によってアクセル開度やバッテリ１２の容量等を総合勘案して決定されたトルク指令が入力されている。そして、制御部２０はこれら値に基づいてリアルタイムに電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出し、それをＰＷＭ制御部１８に供給している。
【００２０】
また、ＰＷＭ制御部１８は電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波とを比較し、その比較結果に基づいてインバータ１４に含まれる複数のスイッチング素子にオンオフ指令を与えている。これにより、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が正弦波状に推移している場合には、インバータ１４からは交流電動機１６に対してＰＷＭ波形電圧（疑似正弦波電圧）が印加される。一方、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が矩形波状に推移している場合には、インバータ１４からは交流電動機１６に対してその矩形波に対応する矩形波電圧が印加される。
【００２１】
図２は、以上の構成をなす本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置１０の動作を説明するフロー図である。同図に示すように、まずこの電動機制御装置１０では、制御部２０が交流電動機１６に供給されている電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、トルク指令値と、に基づいて電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が生成される（Ｓ１０１）。次に、その電圧指令値に基づいて波高値Ｖａｃが算出される（Ｓ１０２）。すなわち、通常電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は正弦波状に推移しており、この処理ではその正弦波の波高値Ｖａｃが算出される。すなわち、現時点での交流電動機１６のロータ位置をθとし、ロータ原点と通電電流の０点との位相差をαとすると、例えば電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊は次のように求められる。
【００２２】
【数１】
Ｖｕ＊＝Ｖａｃ×ｓｉｎ（θ＋α）                                    （１）
Ｖｖ＊＝Ｖａｃ×ｓｉｎ（θ＋α−２／３π）                          （２）
これらの式からθ＋αを消去すると、波高値Ｖａｃは次のように求められる。
【００２３】
【数２】
Ｖａｃ＝２／√３×（Ｖｕ＊２＋Ｖｕ＊×Ｖｖ＊＋Ｖｖ＊２）１／２          （３）
すなわち、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち任意の二つの値を用いて波高値Ｖａｃを算出することができる。そして、次に電動機制御装置１０では、その波高値Ｖａｃを次式を満足するか否かを判断する（Ｓ１０３）。
【００２４】
【数３】
Ｖａｃ＞Ｖｄｃ／２                                              （４）
ここでＶｄｃはバッテリ１２の電圧である。すなわち、ここでは、制御部２０から与えられた電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊がバッテリ１２の供給電圧を超えて推移しようとするものであるかを判断している。そして、波高値Ｖａｃがバッテリ電圧Ｖｄｃを２で除したものを超えている場合には、本発明の特徴の一つである、矩形波電圧制御モードに移行する。一方、波高値Ｖａｃがバッテリ電圧Ｖｄｃを２で除したもの以下である場合には、従来通り、三角波比較によるＰＷＭ制御モードで交流電動機１６を駆動する。
【００２５】
図３は、矩形波電圧制御モードでの電動機制御装置１０の処理を説明するフロー図である。同図に示すように、電動機制御装置１０が矩形波電圧制御モードにあるとき、まず電圧しきい値Ｖｔｈが次式に従って算出される（Ｓ２０１）。
【００２６】
【数４】
Ｖｔｈ＝Ｖａｃ×ｓｉｎ［ｃｏｓ−１｛πＶａｃ／（２Ｖｄｃ）｝］    （５）
図４は、矩形波制御モードで交流電動機１６に与えられる電圧波形と、電圧しきい値Ｖｔｈと、の関係を示す図である。同図において、波形２２は矩形波制御モードでＰＷＭ制御部１８に与えられる電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を表している。一方、波形２４は元々ＰＷＭ制御モードにて制御部２０から出力されようとしていた電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、すなわち、上記Ｓ１０１で算出された電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊である。そして、波形２２をフーリエ逆変換し際に得られる基本波は波形２４に一致するようしている。本実施の形態に係る電動機制御装置１０の矩形波制御モードでは、この波形２４に係る電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をリアルタイムに波形２２に係る電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に修正変更して、波形２２の電圧を交流電動機１６に印加している。こうすることにより、制御モードが移行した際にも、交流電動機１６のトルクに大きな影響を与えると考えられる基本波の実効値が変化しないため、交流電動機１６にショックが発生せず、かかる電動機制御装置１０を搭載する電気自動車のドライブフィーリングを好適なものに維持することができる。
【００２７】
この波形２２を生成するためには、同図に示す、電気角α，１８０°−α，１８０°＋α，３６０°−αのタイミングを得る必要がある。ここでは同図横軸から波形２２と波形２４とが交差する点までの電位差である電圧しきい値Ｖｔｈを算出することにより、このタイミングを得ている。まず波形２２の基本波の波高値Ｖｒｅｃはαを用いて、
【数５】
Ｖｒｅｃ＝２Ｖｄｃ／π×ｃｏｓα                                （６）
と表される。これは波形２２をフーリエ逆変換して得られる。そして、この波高値Ｖｒｅｃが波高値Ｖａｃに等しいとの条件により、
【数６】
α＝ｃｏｓ−１｛πＶａｃ／（２Ｖｄｃ）｝                            （７）
が求められる。ところで、電圧しきい値Ｖｔｈは電気角αを用いて、
【数７】
Ｖｔｈ＝Ｖａｃ×ｓｉｎα                                        （８）
と表され、これに（７）式を代入することにより（５）式が導出される。
【００２８】
こうして、電動機制御装置１０では制御部２０から出力される電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の値が電圧しきい値Ｖｔｈを超えるか否かを監視することで、電気角α，１８０°−α，１８０°＋α，３６０°−αのタイミングを容易に得ることができ、波形２２を生成することができる。すなわち、図３のＳ２０２においてはｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊につき、その絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈを超えているか否かを判断する。そして、超えている場合には電圧指令値Ｖｕ＊の値をＶｄｃ／２にＶｕ＊の符号を付した値に修正し（Ｓ２０３）、一方、電圧指令値Ｖｕ＊の絶対値が電圧しきい値Ｖｔｈ以下である場合には電圧指令値Ｖｕ＊の値を零に設定する（Ｓ２０４）。同様の処理をｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊とｗ相の電圧指令値Ｖｗ＊にも適用する（Ｓ２０５〜Ｓ２１０）。そして、その修正済みの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ制御部１８に供給する（Ｓ２１１）。
【００２９】
こうすれば、電気角０〜αの第１期間に０電位（第１基準電圧）、電気角α〜１８０°−αの第２期間にＶｄｃ／２（第２基準電圧）、電気角α〜１８０°−α〜１８０°＋αの第３期間に０電位（第１基準電圧）、電気角１８０°＋α〜３６０°−αの第４期間に−Ｖｄｃ／２（第３基準電圧）、電気角３６０°−α〜３６０°の第５期間に０電位（第１基準電圧）、のように推移する電圧を交流電動機１６に印加することができる。
【００３０】
以上のようにすれば、インバータ１４でのスイッチングの回数を減らすことができる。例えば通常の三角波比較ＰＷＭ制御では、モータ通電電流周期をＴｃｕとし、ＰＷＭキャリアの周期をＴｃａとすれば、インバータ１４でのスイッチング回数はＴｃｕ／Ｔｃａ回となるところ、本電動機制御装置１０の矩形波制御モードではスイッチング回数が１周期当たり２回で済み、スイッチング回数を２Ｔｃａ／Ｔｃｕに低減することができる。この結果、インバータ１４でのスイッチング損失を２Ｔｃａ／Ｔｃｕに減らすことができる。
【００３１】
また、三角波比較ＰＷＭ制御での最大出力電圧は理論上√３Ｖｄｃ／２であるが、上記矩形波制御モードでは最大出力電圧は上記（６）式より、
【数８】
Ｖｒｅｃｍａｘ＝２√３Ｖｄｃ／π                                （９）
となり、最大出力電圧を４／π倍とすることができる。これにより、弱め界磁電流を減らすことが可能となり、モータ効率の向上を図ることができる。
【００３２】
なお、以上の説明ではＰＷＭ制御の限界電圧を超える電圧指令値が発せられた場合に矩形波制御モードに移行するようにしたが、上述のように矩形波制御モードではスイッチング損失を低減できるという利点を有するため、それ以外の場合であっても矩形波制御モードで交流電動機１６を駆動してもよい。
【００３３】
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に係る電動機制御装置について説明する。この実施の形態に係る電動機制御装置は、上記実施の形態１に係る電動機制御装置１０の矩形波制御モードによればインバータ１４のスイッチング損失が低減できる点に着目したものであり、インバータ１４の温度上昇の防止に上記矩形波制御モードを利用するものである。
【００３４】
図５は、本発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の構成を示す図である。同図に示す電動機制御装置１０ａは上記実施の形態１に係る電動機制御装置１０とほぼ同様の構成をなすものであり、制御部２０ａ及び温度センサ２１が異なる。その他の構成については実施の形態１に係る電動機制御装置１０と同様であるから、ここでは同一符号を付して説明を省略する。
【００３５】
まず、同図に示す電動機制御装置１０ａではインバータ１４に温度センサ２１が取り付けられている。また、制御部２０ａは温度センサ２１で検出されたインバータ１４の温度、すなわちインバータ温度Ｔｎｏｗを受け取り、それが温度しきい値Ｔｉｎｖを超えた場合に、一定条件下、上記矩形波制御モードに移行させている。すなわち、従来ではインバータ１４の温度が一定以上に上昇した場合、インバータ１４の出力制限などによりその対策を講じてきたが、本実施の形態２に係る電動機制御装置１０ａではかかる場合に直ちに出力制限をするのではなく、スイッチング損失が少なく発熱の小さな、上記矩形波制御モードに一旦制御を移行させることにしている。
【００３６】
図６は、本発明の実施の形態２に係る電動機制御装置１０ａの動作を説明するフロー図である。同図に示すように、電動機制御装置１０ａの制御部２０ａでは、まず温度センサ２１から出力されるインバータ温度Ｔｎｏｗが温度しきい値Ｔｉｎｖを超えているかを判断する（Ｓ３０１）。そして、超えていれば次に矩形波制御モードによる交流電動機１６の駆動が可能か否かを判断する（Ｓ３０２）。これは交流電動機１６の時定数に対して電気周波数が大幅に小さい場合には矩形波制御モードでは交流電動機１６の制御が行えないためである。なお、上記実施の形態１に係る電動機制御装置１０では波高値ＶａｃがＶｄｃ／２を超える場合に矩形波制御モードに移行するようにしており、このような場合には電気周波数は十分に大きいと考えられることから、このＳ３０２のような判断は省略している。
【００３７】
Ｓ３０２において矩形波制御が可能であると判断されれば、次に制御部２０ａは図３に示したフロー図に従い交流電動機１６を矩形波電圧により駆動する（Ｓ３０３）。また、Ｓ３０２において矩形波電圧制御が不可能であると判断されれば、制御部２０ａは従来通り三角波比較ＰＷＭ制御を実施する。この際、従来通り出力制限等によりインバータ１４の保護が図られる。
【００３８】
また、Ｓ３０１においてインバータ温度Ｔｎｏｗが温度しきい値Ｔｉｎｖ以下であると判断されれば、次に制御部２０ａは波高値ＶａｃがＶｄｃ／２を超えているか否かを判断する（Ｓ３０４）。そして、波高値ＶａｃがＶｄｃ／２を超えている場合には、矩形波制御が可能か判断し（Ｓ３０２）、可能であればＳ３０３に進んで交流電動機１６に矩形波電圧を印加し、一方、不可能であればＳ３０５に進んで交流電動機１６に正弦波電圧（疑似正弦波電圧）を印加する。また、波高値ＶａｃがＶｄｃ／２を超えていない場合も同様にＳ３０５に進んで交流電動機１６に正弦波電圧（疑似正弦波電圧）を印加する。なお、以上の制御により矩形波制御モードに移行しても、なおインバータ温度Ｔｎｏｗが上昇した場合、通常通り出力制限等によりインバータ１４の保護を図る。
【００３９】
こうすれば、インバータ１４の温度が上昇した場合に直ちに出力制限をする方式に比して、インバータ１４に出力制限が課せられる場合を減らすことができる。
【００４０】
実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係る電動機制御装置の構成を示す図である。同図に示すように、この電動機制御装置３０は、電流マップ３２と、ＰＩ制御部３４と、ｄｑ−３相変換部３６と、矩形波電圧指令生成部３８と、ＰＷＭインバータ４０と、３相−ｄｑ変換部４２と、交流電動機４４と、を含んで構成されており、交流電動機４４をベクトル制御するためのものである。
【００４１】
同図において、電流マップ３２には図示しない制御部からアクセル開度等に基づいて生成されたトルク命令が入力されており、ここで電流マップに基づき電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が出力される。また、３相−ｄｑ変換部４２には、ＰＷＭインバータ４０から交流電動機４４に供給される電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが入力されており、ここでそれらの値がＡＤ変換され、さらに２相に変換され電流Ｉｄ，Ｉｑが生成される。そして、ＰＩ制御部３４は電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と電流Ｉｄ，Ｉｑとの各差分に基づいてＶｄ＊，Ｖｑ＊を生成し、それらはｄｑ−３相変換部３６で３相に変換され電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が生成される。矩形波電圧指令生成部３８は、この電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を通常はＰＷＭインバータ４０にそのままセットし、特に交流電動機４４での高出力が必要となる場合にそれら電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を修正して、矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊を生成し、その値をＰＷＭインバータ４０にセットする。
【００４２】
なお、上記実施の形態１，２に係る電動機制御装置１０，１０ａに含まれる制御部２０，２０ａにおいても、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は同様にして求められる。
【００４３】
図８は、本発明の実施の形態に係る電動機制御装置３０の動作を説明するフロー図である。同図に示すように、まずこの電動機制御装置３０では電流マップ３２、ＰＩ制御部３４、ｄｑ−３相変換部３６、３相−ｄｑ変換部４２、により電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が生成される（Ｓ４０１）。そして、それら電圧指令値の絶対値うちいずれか一つでもＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘを超えているか否かを判断する（Ｓ４０２）。このように、波高値を計算することなく電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の絶対値のみを用いて簡易に矩形波制御の移行を決定すれば、矩形波電圧指令生成部３８の処理負担を軽減することができる。
【００４４】
そして、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちいずれか一つがＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘを超えていれば、各値の符号に応じ、ＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘ又はその逆符号の値に設定する。そして、その修正された電圧指令値を矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊とし、その値をＰＷＭインバータ４０にセットする（Ｓ４１２）。このように電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の符号のみを参照して矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊を設定すれば、さらに矩形波電圧指令生成部３８の処理負担を軽減することができる。
【００４５】
具体的には、まず矩形波電圧指令生成部３８は、電圧指令値Ｖｕ＊が０以上であるかを調べ（Ｓ４０３）、０以上であれば矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊の値をＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘの値に設定する（Ｓ４０４）。一方、電圧指令値Ｖｕ＊が０未満であればＰＷＭカウンタ最大値にマイナス符号を付したものを矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊として設定する（Ｓ４０５）。続いて電圧指令値Ｖｖ＊，Ｖｗ＊についても同様の処理を施す（Ｓ４０６〜Ｓ４１１）。一方、矩形波電圧指令指令生成部３８は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち、いずれもＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘを超えていない場合、それら電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の値をそのままＰＷＭインバータ４０にセットする（Ｓ４１２）。
【００４６】
こうすれば、ＰＷＭインバータ４０に電力供給する電源の電圧を変えずに、より高速域まで出力できる。図９は、この電動機制御装置３０により交流電動機４４を駆動した際の出力と、上記矩形波電圧指令生成部３８の処理を行わない場合の出力と、を比較する図である。同図に示すように、本電動機制御装置３０によれば矩形波電圧指令生成部３８によりＰＷＭインバータ４０に矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊がセットされるようにしたので、特に高速回転域でのトルクを向上させることができる。このため、例えば交流電動機４４を小型化することもできる。また、交流電動機４４の運転領域が従来のままで足るならば、逆に電源を小型化することができる。
【００４７】
なお、以上の説明では電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の各絶対値のうちいずれかがＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘを超えた場合に、直ちに矩形波電圧指令生成部３８により、Ｃｍａｘと−Ｃｍａｘとの間で電圧指令値がスイッチングされる矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊を生成するようにしたが、図１０の推移ライン４６に示すように、制御周期毎に矩形波電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊の上下値が、現在の電圧指令値から漸次ＰＷＭカウンタ最大値Ｃｍａｘに近づくようにしてもよい。こうすれば、比較的な処理でＰＷＭ制御から矩形波制御への移行時の、電圧指令の急変による過電流等を防止することができ、交流電動機４４の制御を安定化することができる。また、この電動機制御装置３０を車両に適用すれば、制御切替時のドライブフィーリングを好適なものに維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に実施の形態１に係る電動機制御装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の動作を説明するフロー図である。
【図３】本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の動作を説明するフロー図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置においてＰＷＭ制御部に与えられる電圧指令値の時間推移を示す図である。
【図５】本発明に実施の形態２に係る電動機制御装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の動作を説明するフロー図である。
【図７】本発明に実施の形態３に係る電動機制御装置の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態３に係る電動機制御装置の動作を説明するフロー図である。
【図９】本発明の実施の形態３に係る電動機制御装置による電動機出力を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態３に係る電動機制御装置の変形例を説明する図である。
【符号の説明】
１０，１０ａ，３０  電動機制御装置、１２  バッテリ、１４  インバータ、１６，４４  交流電動機、１８  ＰＷＭ制御部、２０，２０ａ  制御部、２１  温度センサ、２２，２４  （電圧指令値の）波形、３２  電流マップ、３４  ＰＩ制御部、３６  ｄｑ−３相変換部、３８  矩形波電圧指令生成部、４０  ＰＷＭインバータ、４２  ３相−ｄｑ変換部、４６  （矩形波上下値の）推移ライン。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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