(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波環境の変化に応じて放射ビームを適応的に形成する適応型アレーアンテナの重み係数を適応的に制御し、ディジタル信号処理を行うアレーアンテナの制御方法において、
各素子アンテナの受信信号に空間ＦＦＴを施して、固定的な直交マルチビームを生成し、
当該各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域に分割し、
分割されたそれぞれの周波数帯域の信号に適応的に制御された重み係数を乗算し、
該乗算結果を周波数帯域毎に合計し、
周波数帯域毎の各合計出力を処理して時間領域の信号に復元することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項２】
前記各直交マルチビーム出力のすべてに時間領域のＦＦＴを施して周波数領域に分割し、前記重み係数を乗算した乗算結果を周波数帯域毎に合計した各出力を逆ＦＦＴ処理して時間領域の信号に復元する請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項３】
複数のビーム出力を分割した周波数帯域毎に比較し、所定の基準に照らして所定の数のビームのみを選択する請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項４】
前記各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域でサブバンドに分割し、分割したサブバンド出力の内、ナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得られているサブバンド出力及び受信希望信号が帯域制限を受けていることから希望信号成分を含まないサブバンド出力は０として後段に供給せず、希望信号の通過帯域にあたるサブバンドのみを供給し、供給された各サブバンド毎の信号に適応的に制御された重み係数を乗算する請求項１から３のいずれか１項に記載のアレーアンテナの制御方法。
【請求項５】
複数の素子アンテナからなるアレーアンテナの制御装置において、
各素子アンテナ出力をアナログ信号からディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル信号変換手段と、
該アナログ／ディジタル信号変換手段から出力された信号を直交信号に分離する信号直交化手段と、
該信号直交化手段から出力された信号列に空間ＦＦＴを施して直交マルチビームを生成する空間ＦＦＴ計算手段と、
該空間ＦＦＴ計算手段で得られた各ビーム出力を周波数領域でサブバンドに周波数分割を行う帯域分割フィルタと、
適応的に重み係数を計算して重み係数を計算する重み係数計算手段と、
前記空間ＦＦＴ計算手段により選択された所定の数のビーム出力に、前記重み係数計算手段により算出された重み係数を乗算する重み係数乗算手段と、
該重み係数乗算手段により重み係数を乗算された各ビーム出力を、同じサブバンド毎に合計する加算器と、
該加算器により合計された各サブバンド毎の出力を処理して元の帯域に復元する信号再構成フィルタと、
を含むことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項６】
前記帯域分割フィルタを、空間ＦＦＴ計算手段で得られた各ビーム出力に、時間領域のＦＦＴを施して周波数領域でサブバンドに周波数分割を行うＦＦＴ計算手段とし、また前記信号再構成フィルタを、前記加算器により合計された各サブバンド毎の出力に対して逆ＦＦＴを施す逆ＦＦＴ計算手段とする請求項５に記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項７】
前記空間ＦＦＴ計算手段で分割されたサブバンドのうち、各ビームの同じサブバンド間で所定の基準に照らした比較を行い、所定の基準を満たすビームから所定の数のビームを選択するビーム選択手段を設けた請求項５又は６に記載のアレーアンテナの制御装置。
【請求項８】
分割したサブバンド出力の内、ナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得られているサブバンド出力及び受信希望信号が帯域制限を受けていることから希望信号成分を含まないサブバンド出力は０として後段に供給せず、希望信号の通過帯域にあたるサブバンドのみを供給する出力制御手段を設けた請求項５から７のいずれか１項に記載のアレーアンテナの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種無線通信に使用されるアレーアンテナの制御方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
適応型アレーアンテナは、各アンテナ素子で受信した信号に、適当な重み係数を掛け合わせて合成することにより、ある方向に強い指向性を持たせたり、逆にある方向から到来する信号に対してのみ、感度を０として受信しなくすることを可能とする。このようなアンテナは、電波環境の変化に応じて適切な重み係数を供給することにより、最適なビーム形成を行って空間フィルタリングを実現し、他の無線通信システムとの干渉を避けるために利用される。
【０００３】
近年、ディジタル信号処理技術の発展及び装置の小型化に伴い、ディジタル信号処理を用いたアレーアンテナの移動体通信への適用が注目を集めている。移動体通信システムへの適用を考慮したとき、マルチパスフェージング環境への対応が問題となる。理想的には、希望信号と無相関な干渉信号は空間的にキャンセルする一方、希望信号の遅延信号は取り込んで希望信号に同相合成して、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善に貢献させるべきである。遅延信号の同相合成は、遅延素子（ＴＤＬ；Ｔａｐｐｅｄ  Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ）を用いた時間軸上の信号処理を行う構成と、完全再構成フィルタを用いた周波数軸上の信号処理を行う構成が有効であることが文献で知られている。このような文献には、Ｒ．  Ｔ．  Ｃｏｍｐｔｏｎ，  Ｊｒ．，  ”Ｔｈｅ  Ｒｅｌａ−ｔｉｏｎｓｈｉｐ  Ｂｅｔｗｅｅｎ  Ｔａｐｐｅｄ  Ｄｅｌａｙ−Ｌｉｎｅ  ａｎｄ  ＦＦＴ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｉｎ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ａｒｒａｙｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，  ｖｏｌ．  ３６，  Ｎｏ．１，  Ｊａｎｕａｒｙ
１９８８  がある。
【０００４】
ここで、図４に同文献による従来のアレーアンテナ制御装置を示すと、各アンテナ素子４１−１〜４１−Ｑ（Ｑは正の整数）の出力はそれぞれＡ／Ｄ変換器４２−２〜４２−Ｑによって所定のサンプリング周波数でサンプリングされる。アンテナ素子毎に、Ａ／Ｄ変換器４２−２〜４２−Ｑによって得られたＫ個のサンプリングは一旦入力バッファ４３−２〜４３−Ｑに格納されてＦＦＴ４４−２〜４４−Ｑを用いて変換にされ、変換されたアンテナ素子のＫ個の周波数領域サンプルは各々重み係数が乗算される。各アンテナ素子の周波数領域毎における重み係数が乗算されたサンプルは合計されてＩＦＦＴ４５に供給され、時間領域の信号に再構成される。このように、上述した２つの有効な構成の性能に本質的な違いはない。しかし、周波数帯域分割信号処理を行う構成では、分割した帯域に対する重み係数の乗算のような信号処理を並列に行えるために、重み係数の更新周期を長くすることができるので、装置化にあたっては計算機への計算負荷を軽減でき有利となる。
【０００５】
周波数帯域分割信号処理を行う従来のアレーアンテナにおいては、受信信号を周波数軸上に分割し、この分割した信号を再構成するフィルタの組み合わせが必要となり、このようなフィルタは完全再構成フィルタと呼ばれている。ＦＦＴ／ＩＦＦＴの組み合わせは、完全再構成フィルタの一つである。ディジタル信号処理を行う際には、計算負荷の問題からも、ＦＦＴ／ＩＦＦＴの組み合わせによる完全再構成フィルタを採用するのが有効である。
【０００６】
一方、装置化を考慮すると、重み係数計算アルゴリズムへの計算機への計算負荷の軽減は、重要な問題となる。重み係数を得るための計算負荷の軽減手法として、従来、重み係数計算アルゴリズムの前段で、予め固定的なマルチビームを構成し、各ビーム出力に信号処理を行うビームスペース方式がある。このビームスペース方式は、アレーアンテナのビーム形成のための信号処理を行うに当たって、素子出力を直接用いるのではなく、前処理として予め固定的なマルチビームを形成し、ビームの出力に対して信号処理を行う手法である。このような固定的なマルチビームは、アナログ領域ではバトラーマトリックス、ディジタル領域では空間ＦＦＴにより形成されるのが一般的である。ビームスペース方式を適用して、形成された固定的なビームの出力を利用することにより、空間分割を行っているので、希望信号電力は特定のビームに集中することになり、Ｓ／Ｎ比を改善した受信信号が得られるメリットがある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このようなメリットを持つ帯域分割型アレーアンテナであるが、移動体通信システムへの適用を考えたとき、その環境の特徴として、マルチパスフェージング環境により生じた希望信号の遅延信号が多数存在し、その数はアレーアンテナの自由度を通常越えていることがあげられる。このような環境は、アンテナが最適受信を行える重み係数をなんらかの方法により探索する途中において、最適解でなく、局所的な解に陥り易くする。結果として、アレーアンテナの性能を劣化させることになる。
【０００８】
また、実際の装置化を考慮した場合、周波数分割型アレーアンテナは、信号処理に要する重み係数の数がアレーの素子数及び帯域分割を行うＦＦＴの次数に比例して増大するので、重み係数計算アルゴリズムの次数が大きくなり、計算量が膨大となる。希望信号の遅延信号を取り込んで、希望信号に同相合成させる能力は、ＴＤＬを用いた時間領域信号処理を行う構成ではＴＤＬの長さ、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを用いる周波数帯域分割信号処理を行う構成ではＦＦＴの次数、すなわち帯域分割の数が直接のパラメータとなり、双方ともそれが長い程取り込みを行える遅延量が大きくなることが知られている。しかし、両方式とも、遅延信号を取り込む能力を追及するほど、計算するべき重み係数の数が増えることになり、これはたとえば入力信号の３乗に計算量が増大するＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａ−ｒｅ）  法のようなアルゴリズムを重み係数計算アルゴリズムとして採用する場合は影響が大きい。
【０００９】
一方、前述のビームスペース方式の適用により、特定のビームに希望信号電力を集中させることができれば、逆に希望信号電力がほとんどないビーム出力も得られることになる。そこで、従来から固定的マルチビームを形成した後、その各出力を所定の基準で比較し、良好なもののみを選択してビーム数を削減する手法がある。しかし、このような構成では、電力やＳ／Ｎを比較するにあたって全周波数帯域を対象としているため、マルチパスフェージング環境で特に広帯域通信において生じ易いとされる周波数軸上でのスペクトルの歪を含んだままでビームの選択をすることになる。このため、全帯域のスペクトルの一部が選択的に低くなっている場合、この歪はそのまま残留することになるので、時間領域において波形に歪が残る。
【００１０】
本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、ビームスペース方式を採用し、かつ完全再構成フィルタの構成をなすことにより、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択でき、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できると共に、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドの出力は採用しないこととすることにより、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できるアレーアンテナの制御方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
以上のような問題点を解決するために、本発明はビームスペース方式を帯域分割型アレーアンテナに適用する。前述のように、ビームスペース方式は、アレーアンテナのビーム形成のための信号処理を行うに当たって、素子出力を直接用いるのではなく、前処理として予め固定的なマルチビームを形成し、ビームの出力に対して信号処理を行う手法であり、Ｓ／Ｎ比を改善した受信信号が得られるメリットがある。このため、何らかの重み係数計算アルゴリズムが最適受信を行う重み係数の探索を行うに当たって局所的な解に落ち着くことなく、より最適に近い重み係数の組み合わせを求めやすくなる。
【００１２】
一方、計算量軽減のための手法としての従来のビームスペース方式の構成におけるビーム選択法は、選択する指標はなんであれ、選択の対象が当該受信信号の全帯域のスペクトルが対象となっていた。このため、周波数選択性フェージング環境において生じるスペクトルの歪の影響を受けることになる。
【００１３】
この問題点を解決するための手段として、ディジタル信号処理を行うアレーアンテナの制御方法においては、各素子アンテナの受信信号に空間ＦＦＴを施して、固定的な直交マルチビームを生成し、当該各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域に分割し、分割されたそれぞれの周波数帯域の信号に適応的に制御された重み係数を乗算し、該乗算結果を周波数帯域毎に合計し、周波数帯域毎の各合計出力を処理して時間領域の信号に復元する。よって、本発明によれば、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択できる。
【００１４】
また、各直交マルチビーム出力のすべてに時間領域のＦＦＴを施して周波数領域に分割し、重み係数を乗算した乗算結果を周波数帯域毎に合計した各出力を逆ＦＦＴ処理して時間領域の信号に復元する。更に、複数のビーム出力を分割した周波数帯域毎に比較し、所定の基準に照らして所定の数のビームのみを選択する。このため、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択できる。結果として、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できる。
【００１５】
更に、ディジタル信号処理を施すにあたって、受信信号がアナログ／ディジタル信号変換を受けるとき、その際のサンプリング周波数はナイキスト周波数より高く設定されるのが普通である。この状態を周波数軸上で見れば、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドが生成されていることになる。情報信号を本来含まないサブバンドでは、その成分のほとんどは雑音であり、重み係数を与えて乗算する必要はない。しかし、遅延信号の取り込みには貢献していることになる。よって、各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域でサブバンドに分割し、分割したサブバンド出力の内、ナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得られているサブバンド出力及び受信希望信号が帯域制限を受けていることから希望信号成分を含まないサブバンド出力は０として後段に供給せず、希望信号の通過帯域にあたるサブバンドのみを供給し、供給された各サブバンド毎の信号に適応的に制御された重み係数を乗算する。結果として、オーバーサンプリングにより生じているサブバンドの出力は採用しないこととすることで、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できる。なお、このような計算量削減の方法は、時間領域の信号処理を行うＴＤＬを用いた構成では不可能である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図の装置は、複数のアンテナ素子１０−１〜１０−ｎ（ｎは正の整数）からなるアレーアンテナ１０、およびこれを制御するための制御装置である。なお、本発明によるアレーアンテナの制御装置は、２次元アレーアンテナにも適用可能であるが、以下に示す実施形態例において説明を簡単にするため、１次元アレーアンテナ（等間隔線形アレーアンテナ）へ適用した場合を示すこととする。同図において、１１はアンテナ素子１０−１〜１０−ｎからのアナログ出力をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル信号変換手段（以下、Ａ／Ｄ変換手段と称す）、１２はＡ／Ｄ変換手段１１の出力をＩ／Ｑ直交チャネルに分離して各直交信号を生成する信号直交化手段、１３は信号直交化手段１２の各出力から直交マルチビーム出力を生成する空間ＦＦＴ計算手段、１４−１〜１４−ｎは空間ＦＦＴ計算手段１３の各出力をそれぞれｍ個（ｍは正の整数）割するｍ次ＦＦＴ計算手段、１５−１−１〜１５−ｍ−ｎはｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎの各々から得られたサブバンド毎出力に後述する重み係数計算手段１８により計算された重み係数を乗算する重み係数乗算手段、１６−１〜１６−ｍは各ビーム出力の内で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する加算手段、１７は同時に得られたｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号に復元する逆ＦＦＴ計算手段、１８は後述するフィードバック信号１９又は２０を入力子として、あるいは適応的に重み係数を算出する重み係数計算手段である。
【００１７】
次に、本発明の第１の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図１に基づいて説明する。各アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換され、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の周波数帯域に分割される。ここで、分割された周波数帯域をサブバンドと呼ぶ。ｎ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｎｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００１８】
そして、得られたサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎにより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。
【００１９】
一方、重み係数計算手段１８は、フィードバック信号１９又は２０のいずれかを入力として所定のアルゴリズムにより重み係数を算出し、前出の重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎに供給する。フィードバック信号１９は前出の加算手段１６−１〜１６−ｍを取り込んだ信号であり、フィードバック信号２０は、逆ＦＦＴ計算手段１７の出力である。
【００２０】
図２は、本発明の第２の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図において、図１のアレーアンテナの制御装置と同じ構成要件は同じ参照符号を付与する。異なる構成要件として、２１−１〜２１−ｍはｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎからの各ビーム間の同じ周波数帯域のサブバンド毎に設けられ、入力されたｎ個のサブバンドを所定の基準にしたがってその特性を比較し、良好なものからｐ（ｐは正の整数、ｐ≦ｎ）個のビーム出力を選択するビーム選択手段である。
【００２１】
次に、本発明の第２の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図２に基づいて説明する。アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換され、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の帯域に分割される。ここで、分割された帯域をサブバンドと呼ぶ。
【００２２】
次に、得られたサブバンド出力は、各ビーム間の同じ帯域のサブバンド毎にビーム選択手段２１−１〜２１−ｍに入力される。ここでは、入力されたｎ個のサブバンドを所定の基準にしたがってその特性を比較し、良好なものからｐ個のビーム出力を選択して出力する。選択されたｐ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｐｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００２３】
そして、得られたサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｐより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。なお、重み係数計算手段１８については第１の実施の形態例において前述したことと同様である。
【００２４】
図３は、本発明の第３の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図において、図１のアレーアンテナの制御装置と同じ構成要件は同じ参照符号を付与する。異なる構成要件として、ｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにおいて、Ａ／Ｄ変換に当たってオーバーサンプリングしていることによって得られているもの、また、受信後の帯域制限により信号成分がなくなっているサブバンドは後段に供給しない点であり、図中では０と表記している。
【００２５】
次に、本発明の第３の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図３に基づいて説明する。アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換される。次に、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の帯域に分割される。ここで、分割された帯域をサブバンドと呼ぶ。ｎ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｎｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００２６】
そして、得られたサブバンドのうち、Ａ／Ｄ変換に当たってオーバーサンプリングしていることによって得られているもの、つまりナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得れるもの、また受信後の帯域制限により信号成分がなくなっているサブバンドは、後段に供給しない。こうして得られた信号成分が存在するサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎにより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。なお、重み係数計算手段１８については第１の実施の形態例において前述したことと同様である。
【００２７】
なお、上述した各実施の形態例の構成は単なる一例であり、各実施の形態例の組み合わせも可能であり、その組み合わせも任意に構成できるものである。また、以上述べた実施の形態例は本発明の一例を示すものであって限定するものではなく、本発明は他の変形なる態様及び変更なる態様で実施することができるものである。よって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【００２８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、ビームスペース方式を採用し、かつ完全再構成フィルタの構成をなすことにより、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択でき、結果として、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できる。また、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドの出力は採用しないこととすることにより、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のアレーアンテナ制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０  アレーアンテナ
１０−１〜１０−ｎ  アンテナ素子
１１  アナログ／ディジタル変換手段
１２  信号直交化手段
１３  空間ＦＦＴ計算手段
１４−１〜１４−ｎ  ｍ次ＦＦＴ計算手段
１５−１−１〜１５−ｍ−ｎ  重み係数乗算手段
１６−１〜１６−ｍ  加算手段
１７  逆ＦＦＴ計算手段
１８  重み係数計算手段
２１−１〜２１−ｍ  ビーム選択手段
【図１】
0003570207.tif 000002
【図２】
0003570207.tif 000003
【図３】
0003570207.tif 000004
【図４】
0003570207.tif 000005