(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号反転増幅器と、
前記信号反転増幅器の出力側と入力側との間に接続された水晶振動子を有し、前記信号反転増幅器の出力信号を位相反転して、前記信号反転増幅器にフィードバック入力するフィードバック回路と、
を含み、
前記信号反転増幅器は、
第１の電位側に接続され、前記フィードバック入力によりオンオフ駆動され前記水晶振動子を励振駆動する第１の半導体スイッチング素子を含む第１の回路と、
前記第１の電位と異なる第２の電位側へ接続される第２の半導体スイッチング素子を含む第２の回路と、
を含み、第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子との接続点を前記信号反転増幅器の出力側とするように構成され、
前記第２の半導体スイッチング素子は、
安定発振状態でオフ制御され、前記水晶振動子の振動に伴い発生する充放電電流を制限する電流制限素子として機能するように構成されたことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記第２の回路は、
起動時に、前記フィードバック入力により前記第１の半導体スイッチング素子とは異なるタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオンオフ駆動して前記水晶振動子を励振し、安定発振後は、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ制御し前記電流制限素子として機能させるスイッチング素子制御手段を含むことを特徴とする発振回路。
【請求項３】
請求項１、２のいずれかにおいて、
前記第１の半導体スイッチング素子は、
ソースが前記第１の電位側に接続され、ゲートに前記フィードバック入力が供給され、ドレインが前記信号反転増幅器の出力側に接続されたエンハンスメント型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成されたことを特徴とする発振回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかにおいて、
前記第２の半導体スイッチング素子は、
ソースが前記第２の電位側に接続され、ゲートに前記フィードバック入力が供給され、ドレインが前記信号反転増幅器の出力側に接続されたディプリーション型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成されたことを特徴とする発振回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかにおいて、
前記第１および第２の半導体スイッチング素子は、
異なる導電型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成されたことを特徴とする発振回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかの発振回路を備えたことを特徴とする電子回路。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれかの発振回路または請求項６の電子回路を含んで構成されることを特徴とする半導体装置。
【請求項８】
請求項１〜５のいずれかの発振回路または請求項６の電子回路を含んで構成されることを特徴とする携帯用電子機器。
【請求項９】
請求項１〜５のいずれかの発振回路または請求項６の電子回路を含んで構成されることを特徴とする携帯用時計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路、これを用いた電子回路、これらを用いた半導体装置、携帯用の電子機器および時計に関する。
【０００２】
【背景技術および発明が解決しようとする課題】
従来より、携帯用の腕時計や、携帯用の電話、コンピュータ端末などには、水晶振動子を用いた発振回路が広く用いられている。このような携帯型の電子機器では、消費電力を節約し、電池の長寿命化を図ることが必要となる。
【０００３】
消費電力の節約という観点から、本発明者は、携帯型電子機器、特に腕時計に使用される電子回路の消費電力を分析した。この分析により、半導体基板上に構成される電子回路では、発振回路部分の消費電力が他の回路部分に比べ大きな割合を締めることが確認された。すなわち、携帯型電子機器に使用される電子回路の発振回路部分での消費電力を節減することが、使用電池の長寿命化を図る上で効果的であることを見出した。
【０００４】
図１には、従来の水晶発振回路の一例が示されている。
【０００５】
この水晶発振回路は、水晶振動子１０と、インバータ２０と、フィードバック抵抗１４と、ドレイン抵抗１２とを含んで構成される。そして、この発振回路の入力端及び出力端には、一端がアースされた位相補償用のコンデンサ１６，１８が接続されている。
【０００６】
従来このような水晶発振回路に用いられるインバータ２０は、一対のトランジスタ２２，２４を含み、各トランジスタ２２，２４のゲートが入力側、ドレインが出力側として機能するように構成されている。そして、前記各トランジスタ２２，２４は、そのドレイン側が互いに接続され、そのソース側がそれぞれアース側、定電圧Ｖreg側へ接続されている。
【０００７】
以上の構成の水晶発振回路では、インバータ２０に定電圧Ｖregを印加すると、インバータ２０の出力が１８０度位相反転されてゲートにフィードバック入力される。これにより、インバータ２０を構成するトランジスタ２２，２４が交互にオンオフ駆動され、水晶発振回路の発振出力が次第に増加し、ついには振動子１０が安定した振動を行うようになる。
【０００８】
しかし、従来の水晶発振回路では、起動時にも、安定発振後にも、常に両トランジスタ２２，２４を交互にオンオフ駆動するように構成されているため、以下に詳述する問題があった。
【０００９】
第１の問題
従来の水晶発振回路では、安定発振後にも常に両トランジスタ２２，２４を交互にオンオフ駆動している。この場合、一方のトランジスタ２２をオン駆動しているときには、電源から水晶振動子１０へ電力を供給し、他方のトランジスタ２４をオン駆動しているときには、水晶振動子１０に充電されたエネルギーのほとんどをそのまま放電する。このため、次の充電サイクルにおいて、水晶振動子１０をはじめから充電しなければならない。本発明者は、これが、回路の全体の電力消費を節減する上の大きな問題となることを見出した。
【００１０】
すなわち、水晶発振回路が安定して発振している状態では、水晶振動子１０に充電された電力を、充放電サイクルにおいて完全に放電しなくても、安定した発振状態を維持することができる。しかし、従来の回路では、この充放電サイクルにおいて、水晶振動子１０の充電電力をそのまま放電し、再度充電するというサイクルを繰り返していたため、これが回路全体の電力消費を増加させる大きな要因となっていた。
【００１１】
第２の問題
また、従来のように、両トランジスタ２２，２４を交互にオンオフ駆動してインバータ２０を安定的に動作させるためには、インバータ２０に印加する電圧Ｖregの絶対値を、各トランジスタ２２，２４のスレッシュホールド電圧Ｖtp、Ｖtnの絶対値を足し合わせた値以上に設定しなければならない。本発明者は、これが、回路全体の電力消費の節減を図る上での問題となっていることを見出した。
【００１２】
すなわち、この種の回路の消費電力Ｐは、次式で示すように供給電圧Ｖ、ここでは印加電圧Ｖregの２乗に比例する。従って、前記印加電圧を下げてやることが、消費電力を低減する上で効果的なものとなる。
【数１】
0003543524.tif 000002
ここで、ｆは信号の周波数、ｃは回路全体の容量、Ｖは供給電圧である。
【００１３】
しかし、水晶発振回路が安定的に動作した後は、水晶振動子１０の慣性力による自由振動のエネルギーによって、電力を供給しなくてもある程度の時間、自由振動を維持することができる。すなわち、発振回路が安定的に発振を行っている状態では、振動子１０がその振動を維持できる程度のエネルギーを供給することで、安定した発振状態を維持することが可能となる。
【００１４】
ところが、従来の水晶発振回路は、安定的に発振を行っている状態でも、インバータ２０を構成する各トランジスタ２２，２４を交互にオンオフ駆動をするように構成されていた。このため、インバータ２０を安定的に動作させるために、回路に印加する電圧Ｖregの値を、次式で示すように両トランジスタ２２，２４のスレッシュホールド電圧を足し合わせた値以下に下げることができず、これが発振回路の電力消費の節減を図る上での問題となっていた。
【００１５】
｜Ｖreg｜＞｜Ｖtp｜＋｜Ｖtn｜
本発明の第１の目的は、少ない電力消費で安定して発振することができる水晶発振回路、これを用いた電子回路、これらを用いた半導体装置、携帯用の電子機器および時計を提供することにある。
【００１６】
本発明の他の目的は、起動後に速やかに発振安定状態となり、しかも安定発振時には少ない電力消費で安定して発振を継続することができる水晶発振回路、これを用いた電子回路、およびこれらを用いた半導体装置、携帯用の電子機器および時計を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
（１）前記目的を達成するため、本発明は、
信号反転増幅器と、
前記信号反転増幅器の出力側と入力側との間に接続された水晶振動子を有し、前記信号反転増幅器の出力信号を位相反転して、前記信号反転増幅器にフィードバック入力するフィードバック回路と、
を含み、
前記信号反転増幅器は、
第１の電位側に接続され、前記フィードバック入力によりオンオフ駆動され前記水晶振動子を励振駆動する第１の半導体スイッチング素子を含む第１の回路と、
前記第１の電位と異なる第２の電位側へ接続され、前記水晶振動子の振動に伴い発生する充放電電流を制限する電流制限素子を含む第２の回路と、
を含むことを特徴とする。
【００１８】
本発明の水晶発振回路は、信号反転増幅器に電圧を印加すると、水晶振動子の励振駆動が開始される。このとき、信号反転増幅器の出力は、フィードバック回路により位相反転されてフィードバック入力される。そして、このフィードバック入力信号が、信号反転増幅器により反転増幅されて、出力されるという動作を繰り返して行う。
【００１９】
このような繰り返し動作により、水晶振動子の振動が次第に増幅され、発振回路の発振状態は安定したものとなる。
【００２０】
本発明において、前記信号反転増幅器は、電源の第１の電位側に接続された第１の半導体スイッチング素子を含む第１の回路と、電源の第２の電位側に接続された電流制限素子を含む第２の回路とを含んで構成される。
【００２１】
そして、前記第１の半導体スイッチング素子は、信号反転増幅器のフィードバック入力によりオンオフ駆動され、前記水晶振動子を励振駆動する。前記電流制限素子は、前記水晶振動子の振動に伴い発生する充放電電流を制限し、水晶振動子に蓄積された電気エネルギーの放電を抑制する。
【００２２】
すなわち、従来の水晶振動子では、インバータに設けられた２つのトランジスタを交互にオンオフ駆動して、そのまま放電する回路構成となっていた。このため、次のサイクルでは水晶振動子を再度十分に充電しなければならず、これが発振回路の電力消費を高める原因となっていた。
【００２３】
これに対し、本発明によれば、水晶振動子からの放電時には、第２の回路の電流制限素子により、その充放電電流を小さな値に制限する構成を採用している。このため、水晶振動子の充放電サイクルにおける、充電時での供給電力を小さなものとすることが可能となる。この結果、安定発振時における水晶発振回路の電力消費を、大幅に節減することが可能となる。
【００２４】
これに加えて、本発明によれば、水晶発振回路の安定発振時には、信号反転増幅器を構成する第１の半導体スイッチング素子だけがオンオフ駆動されるように構成されている。従って、信号反転増幅器を安定的に駆動するためには、この第１の半導体スイッチング素子のスレッシュホールド電圧を考慮した電圧Ｖを、信号反転増幅器へ印加すればよい。このため、信号反転増幅器への印加電圧を大幅に低減し、この面からも消費電力の節減を効果的に行うことが可能となる。
【００２５】
（２）本発明は、（１）において、
前記第２の回路は、
前記電流制限素子として抵抗素子を用いてもよい。
【００２６】
ここにおいて、前記抵抗素子は、その一端が第２の電位側、他端が信号反転増幅器の出力側に接続するよう回路構成することが好ましい。
【００２７】
以上の構成とすることにより第２の回路の構成を簡単なものとすることができる。
【００２８】
（３）本発明は、（１）において、
前記第２の回路は、
前記電流制限素子として第２の半導体スイッチング素子を用いてもよい。
【００２９】
ここにおいて、前記第２の半導体スイッチング素子は、その一端が前記第２の電位側に接続され、その他端が信号反転増幅器の出力側に接続され、安定発振時にはオフ制御されるように回路構成することが好ましい。
【００３０】
このようにすることにより、電流制限素子として半導体スイッチング素子を用いた場合でも、その回路構成を簡単なものとし、しかも安定発振時における、印加電圧を低い値に設定することが可能となる。
【００３１】
（４）本発明は、（３）において、
前記第２の半導体スイッチング素子は、
前記第２の電位側に接続され、
前記第２の回路は、
起動時に、前記フィードバック入力により前記第１の半導体スイッチング素子とは異なるタイミングで前記第２の半導体スイッチング素子をオンオフ駆動して前記水晶振動子を励振し、安定発振後は、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ制御し前記電流制限素子として機能させるスイッチング素子制御手段を含むように構成してもよい。
【００３２】
以上の構成とすることにより、起動時には従来の発振回路と同様に第１，第２のスイッチング素子を交互にオンオフ駆動として水晶振動子を励振し、短時間で安定発振状態とすることができる。そして、安定発振後は、第２の半導体スイッチング素子をオフ制御し、回路全体の電力消費を効果的に節減することができる。
【００３３】
なお、前記第２の半導体スイッチング素子としてディプリーション型のトランジスタを用いた場合における、第２の半導体スイッチング素子のオフ制御とは、そのゲートとソースの電位差を小さくし、流れる電流を制限することをいう。
【００３４】
（５）本発明は、（１）〜（４）のいずれかにおいて、
前記第１の半導体スイッチング素子は、
ソースが前記第１の電位側に接続され、ゲートに前記フィードバック入力が供給され、ドレインがインバータ出力側に接続されたエンハンスメント型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成してもよい。
【００３５】
このように、第１の半導体スイッチング素子を、スレッシュホールド電圧の大きなエンハンスメント型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成することにより、第１の半導体スイッチング素子のオフ制御時におけるリーク電流を効果的に制限し、より安定した発振を行うことが可能となる。
【００３６】
（６）本発明は、（３）〜（５）のいずれかにおいて、
前記第２の半導体スイッチング素子は、
ソースが前記第２の電位側に接続され、ゲートに前記フィードバック入力が供給され、ドレインがインバータ出力側に接続されたディプリーション型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成してもよい。
【００３７】
このように、第２の半導体スイッチング素子をディプリーション型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成することにより、電界効果トランジスタ素子のオフ制御時にもある程度の電流を通電することができる。これにより、前記水晶振動子の充放電サイクルにおいて、水晶振動子からの充放電電流をある程度通電することが可能となり、より安定した発振状態を維持することが可能となる。
【００３８】
すなわち、第２の半導体スイッチング素子は、エンハンスメント型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成することも可能であるが、このようにすると、オフ制御時には、第２の半導体スイッチング素子を介した水晶振動子からの電流放電回路が完全に遮断されてしまう。この場合でも、水晶振動子自体の放電回路や、水晶振動子と並列接続された各種回路によりある程度の放電が行われる。また、仮に水晶振動子から放電が全く行われない場合でも、水晶振動子自体のもつ慣性により、基本的には振動が継続される。
【００３９】
これに対し本発明によれば、第２の半導体スイッチング素子をディプリーション型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成することにより、第２の半導体スイッチング素子は、高抵抗の抵抗素子と同様に、その充放電電流を制限しながら、ある程度の放電を許容するように機能する。これより、水晶発振回路の発振を、より安定して行うことが可能となる。
【００４０】
（７）本発明は、（３）〜（６）のいずれかにおいて、
前記第１および第２の半導体スイッチング素子は、
異なる導電型の電界効果トランジスタ素子を用いて構成してもよい。
【００４１】
（８）本発明は、（１）〜（７）のいずれかにおいて、
前記第１および第２の電位の電源電圧を供給する電源回路を含み、
前記電源回路は、
前記電源電圧として、起動時に前記第１および第２の電位の電位差の大きな第１の電源電圧を供給し、安定発振後は前記第１の電源電圧より電位差が少なく前記第１の半導体スイッチング素子のスレッシュホールド電圧の絶対値より大きな電位差の第２の電源電圧を供給してもよい。
【００４２】
このように、起動時には比較的大きな第１の電源電圧により、発振回路を短時間で安定した発振状態まで立ち上げ、その後は、低い電圧である第２の電源電圧により発振回路を駆動する。これにより、速やかな発振回路の立ち上げと、電力消費の節減という２つの課題を同時に解決することが可能となる。
【００４３】
（９）本発明は、（１）〜（７）のいずれかにおいて、
前記水晶振動子としてＱ値の大きなものを用いてもよい。
【００４４】
このように、水晶振動子として、機械的な振動のしやすさを表すＱの値の大きなものを用いることにより、安定発振後は、より小さな消費電力で、安定して発振状態を維持することが可能となる。
【００４５】
（１０）本発明の電子回路は、（１）〜（９）のいずれかの発振回路を備えてもよい。
【００４６】
（１１）本発明の半導体装置は、（１）〜（９）のいずれかの発振回路または（１０）の電子回路を含んで構成してもよい。
【００４７】
（１２）本発明の携帯用電子機器は、（１）〜（９）のいずれかの発振回路または（１０）の電子回路を含んで構成してもよい。
【００４８】
このようにすることにより、例えば携帯電話や、携帯型のコンピュータ端末などの携帯用電子機器の電力消費を低減し、内蔵された電池や、バッテリー等の２次電池の電力消費を小さくすることが可能となる。
【００４９】
（１３）本発明の携帯型時計は、（１）〜（９）のいずれかの発振回路または（１０）の電子回路を含んで構成してもよい。
【００５０】
このようにすることより、消費電力の小さな携帯用時計を実現することができ、この結果、使用する電池をさらに小さなものとして時計全体の小型化を図ることが可能となり、また、同一の容量の電池を使用する場合には、電池の長寿命化を図ることが可能となる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の好適な実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。
【００５２】
第１実施の形態
図２には、本発明の好適な第１の実施の形態にかかる水晶発振回路が示されている。本実施の形態の水晶発振回路は、クォーツタイプの腕時計に使用される水晶発振回路である。なお、前記図１に示す回路と対応する部材には、同一符号を付しその説明は省略する。
【００５３】
本実施の形態の水晶発振回路は、信号反転増幅器３０と、水晶振動子１０と、フィードバック回路を構成する抵抗１４とを含んで構成される。前記フィードバック回路は、抵抗１４以外に、位相補償用のコンデンサ１６，１８を含んで構成され、信号反転増幅器３０の出力ＶD(t)を、１８０度位相反転されたゲート信号ＶG(t)として信号反転増幅器３０のゲートへフィードバック入力するものである。
【００５４】
前記信号反転増幅器３０は、第１の電位側と、これより低い電圧の第２の電位側に接続され、両電位の電位差により電力供給を受け駆動されるように構成されている。ここで、前記第１の電位はアース電位ＶDDに設定され、第２の電位は電源回路部６０から供給される負の電源電圧Ｖregに設定されている。
【００５５】
前記信号反転増幅器３０は、第１の回路４０と、第２の回路５０とを含んで構成される。
【００５６】
前記第１の回路４０は、第１の半導体スイッチング素子として機能するＰ型の電界効果トランジスタ４２を含んで構成され、このトランジスタ４２のソースは、アース側に接続され、ドレインは出力端子８０側へ接続され、そのゲートには前記フィードバック信号ＶG(t)が印加される。
【００５７】
前記第２の回路５０は、電流制限素子として機能する抵抗５２を含んで構成されている。この抵抗５２は、その一端が出力端子８０側へ接続され（ここではトランジスタ４２のドレインに接続されている）、他端は電源回路部６０の電源端子側に接続されている。
【００５８】
図３には、本実施の形態の水晶発振回路のタイミングチャートが示され、横軸は電源回路部６０から電源電圧Ｖregが印加されてからの経過時間、縦軸は信号反転増幅器３０へのフィードバック入力ＶG(t)、発振出力ＶD(t)をそれぞれ表している。なお、ここでＶDDは、アース電位、ＶTPは、電界効果型のトランジスタ４２のスレッシュホールド電圧を表している。ここでは、Ｐ型でかつエンハンスメントタイプの電界効果型のトランジスタを用いているため、そのスレッシュホールド電圧ＶTPは、マイナスの値となる。
【００５９】
まず、電源回路部６０から、信号反転増幅器３０に電源電圧Ｖregを印加すると、図３に示すように水晶発振回路は発振を開始する。ここにおいてＴ１は電圧が印加されてから安定発振状態に至るまでの発振開始期間を表し、Ｔ２は発振出力が安定した安定発振期間を表している。
【００６０】
例えば、トランジスタ４２のゲートに１００−１で示すように、スレッシュホールド電圧以下のゲート電圧ＶG(t)が印加されると、トランジスタ４２はオンされ、図２において矢印３００で示す方向に電流が流れ、信号反転増幅器３０からは、ゲート信号ＶG(t)を反転したドレイン信号ＶD(t)が出力される。このようにして、水晶発振回路からは、２００−１で示すようなドレイン信号ＶD(t)が出力されることになる。
【００６１】
そして、水晶振動子１０は、矢印３００で示す電流により振動用のエネルギーをチャージし振動を開始する。
【００６２】
このとき、信号反転増幅器３０の出力ＶD(t)は、抵抗１４などのフィードバック回路により位相が１８０度反転されたゲート信号ＶG(t)として、トランジスタ４２のゲートにフィードバック入力される。このため、フィードバック入力されるゲート信号ＶG(t)は、次のサイクル１００−２で、スレッシュホールド電圧ＶTPを上回るようになる。これにより、トランジスタ４２はオフ制御される。
【００６３】
このとき、水晶振動子１０の充電エネルギーは、図２において、矢印３１０で示すよう抵抗５２を介して放電される。このため、発振回路の出力電圧ＶD(t)は、図３において２００−２で示すように次第に減少する。
【００６４】
このような充放電サイクルを繰り返しながら発振出力ＶD(t)が次第に大きな安定したものとなり、回路の発振状態は、発振開始期間Ｔ１から発振安定期間Ｔ２へと推移する。
【００６５】
図３において、１００−１，１００−３，１００−５…は、トランジスタ４２のゲートにスレッシュホールド電圧以下の電圧が印加され、トランジスタ４２がオンされている期間であり、１００−２，１００−４，１００−６，１００−８…は、これとは逆にトランジスタ４２がオフ制御されている期間である。
【００６６】
また、２００−１，２００−３，２００−５，２００−７…は、トランジスタ４２がオンされているときの発振出力ＶD(t)、２００−２，２００−４，２００−６，２００−８…は、トランジスタ４２がオフされているときの発振出力ＶD(t)を表している。同図で示すように、発振出力ＶD(t)は、電源電圧Ｖregの１／２の電圧（Ｖreg／２）を中心として、交互に反転出力される。
【００６７】
本実施の形態の水晶発振回路では、図３で示す水晶振動子１０の放電サイクル２００−２，２００−４，２００−６，２００−８…において、水晶振動子１０にチャージされた振動エネルギーの放電電流を、抵抗５２によって制御し、この放電電流を必要最低限のものとしている。
【００６８】
これにより、次の充電サイクルにおいて、水晶振動子１０に充電するエネルギーを少なくでき、この結果、水晶発振回路の消費電力を大幅に節減することができる。
【００６９】
特に、本実施の形態の水晶発振回路は、抵抗５２として、抵抗の大きなものを用い、放電電流を大幅に制限するように構成されている。これに加えて、トランジスタ４２としてエンハンスメント型のものを用い、オフ制御時には図に示す電流３００を完全に遮断する構成を採用している。
【００７０】
これにより、図３に示すよう、安定発振期間Ｔ２において、この放電サイクル２００−６，２００−８，２００−１０…における放電エネルギーを少なくでき、かつ安定した発振状態を維持できることができる。
【００７１】
すなわち、回路が安定して発振している状態では、この振動を継続するに必要最低限のエネルギーを、その振動に合わせたタイミング、すなわち、１００−７，１００−９…のタイミングで供給することで、回路全体の安定した発振と、消費電力の節減という２つの課題を達成することが可能となる。
【００７２】
なお、前記水晶振動子１０としては、Ｑ値が大きいものを用いることが好ましい。これにより、安定発振時には、その機械的振動によるエネルギー損失が小さくなり、この結果、十分大きな電気的出力を信号反転増幅器３０のゲートに、水晶振動子１０からフィードバック入力できる。従って、水晶発振回路を、より低い消費電力でかつ安定して発振駆動することが可能となる。
【００７３】
特に、このような構成を採用することにより、信号反転増幅器３０の出力のフィードバック効率が高くなり、これにより、信号反転増幅器３０の出力が小さくてもすむことになる。この結果、信号反転増幅器３０の電源電圧Ｖregを小さくでき、回路全体の消費電力を低減することが可能となる。
【００７４】
すなわち、本実施の形態の信号反転増幅器３０は、１個の電界効果型トランジスタ４２しか用いられていない。従って、信号反転増幅器３０を安定的に動作される観点からみると、電源電圧回路部６０から供給する電源電圧Ｖregの絶対値は、１個のトランジスタ４２のスレッシュホールド電圧の絶対値を上回る値に設定しれやればよい。この結果、電源電圧Ｖregを、従来の水晶発振回路のように、２つの電界効果型トランジスタを交互にオンオフ駆動するために要求される値より大幅に小さくすることができ、この結果、より消費電力の小さな水晶発振回路を実現することが可能となる。
【００７５】
また、必要に応じ、図２に示す信号反転増幅器３０に換えて、図８に示す信号反転増幅器３０を用いて水晶発振回路を構成してもよい。
【００７６】
即ち、図２に示す信号反転増幅器３０では、第１の回路４０が接続された第１の電位をアース電位側とし、第２の回路５０が接続される第２の電位を負の電源電圧Ｖreg側とした場合を例にとり説明したが、この場合とは逆に、第１の回路４０が接続される第１の電位を負の電源電圧Ｖregとし、第２の回路５０が接続される第２の電源をこれよりも高い電位であるアース電位ＶDDにとしてもよい。この場合には、水晶振動子１０への充電電流を抵抗５２を用いて制限するように回路が動作するが、これによっても図２に示す回路と同様な効果を奏することが可能となる。
第２の実施の形態
図５には、本発明の水晶発振回路の第２の実施の形態が示されている。なお、前記第１の実施の形態と対応する部材には同一符号を付しその説明は省略する。
【００７７】
本実施の形態の特徴は、第２の回路５０を構成する電流制限素子５２を、電界効果トランジスタ５４に置き換えて構成したことになる。
【００７８】
本実施の形態において、前記電界効果トランジスタ５４は、Ｎ導電型でかつディプリーションタイプの電界効果トランジスタを用いて構成されている。ディプリーションタイプの電界効果トランジスタを用いることで、このトランジスタ５４がオフ制御されている場合でも、ドレインとソースとの間にはある程度の電流が通電でき、この結果、このトランジスタ５４を、電流を制限する電流制限素子として機能させることができる。
【００７９】
前記トランジスタ５４は、そのソースが電源回路部６０の電源Ｖreg側へ接続され、ドレインが発振回路の出力端子８０（ここでは、他のトランジスタ４２のドレイン）側へ接続されている。また、このトランジスタ５４のゲートには、フィードバック入力されるゲート信号ＶG(t)と、制御部７０から供給される制御信号４００とがアンドゲート７２を介して入力されている。
【００８０】
図６には、本実施の形態の水晶発振回路のタイミングチャートが示されている。これにおいて、ＶGN      (t)は、アンドゲート７２からトランジスタ５４のゲートに印加されるゲート電圧を表している。
【００８１】
本実施の形態において、前記制御部７０は、水晶発振回路に電源電圧Ｖregが印加されてから、水晶発振回路が安定発振状態になったか否かを検出する。
【００８２】
そして、制御部７０は、電源電圧が印加されてから、発振安定状態になるまでの間、Ｈレベルの制御信号４００をアンドゲート７２へ出力し、発振が安定した状態になった後は、この制御信号４００をＨレベルからＬレベルに切り替える。
【００８３】
これにより、制御信号４００がＨレベルの期間内は、トランジスタ５４のゲートには、フィードバック入力されるゲート信号ＶG(t)がそのまま印加され、このゲート信号ＶG(t)により信号反転増幅器３０を構成する両トランジスタ４２，５４は交互にオンオフ駆動され、発振回路を速やかに発振安定状態へと立ち上げることができる。
【００８４】
そして、発振が安定すると、制御信号４００はＬレベルに切り替わるため、トランジスタ５４は強制的にオフ制御され、残りの一方のトランジスタ４２のみが、前記第１の実施の形態の場合と同様にオンオフ駆動されることになる。このとき、オフ駆動されるトランジスタ５４は、前述したようにディプリーション型のものを用いて構成されるため、水晶振動子５０からの放電サイクルおける放電電流の値を大幅に制限し、回路全体の消費電力を大幅に節減することが可能となる。
【００８５】
また、このディプリーションタイプのトランジスタ５４は、ソース・ゲート間の電圧が０でもドレイン電流を流すことができることからノーマリーオンといった呼び方もされる。このため、信号反転増幅器３０を安定的に駆動するために必要な電源電圧Ｖregの値を、エンハンスメント型の電界効果トランジスタ４２のみに着目して設定すればよいことになるため、電源電圧Ｖreg値を、両トランジスタ４２，５４をエンハンスメント型を用いて構成する場合に比べ大幅に低減し、この面からも消費電力の節減を図ることが可能となる。
【００８６】
このように、本実施の形態の水晶発振回路によれば、短時間で安定した発振を行うことができ、しかも安定発振時における電力消費を大幅に節減することが可能となる。
【００８７】
また、本実施の形態において、電流制限素子として機能するトランジスタ５４は、起動時にのみ積極的に利用され、安定発振時における発振動作には不要なものとなる。このため、トランジスタ５４の能力を、他方のトランジスタ４２に比べ小さなものとすることができ、回路構成上極めて有効なものとなる。
【００８８】
また、本実施の形態においては、第１の回路４０及び第２の回路５０の各電界効果トランジスタ４２、５４を、異なる導電型のものとして回路を構成したが、必要に応じ、これら第１、第２の回路４０、５０の各電界効果トランジスタ４２、５４を、同一導電型（例えばＰ型）のものとして回路を構成してもよい。
【００８９】
図９、図１０には、各トランジスタ４２、５４を、Ｐ型のものとして回路構成をする場合の具体例が示されている。ここにおいて、図９に示す信号反転増幅器３０では、トランジスタ４２は、エンハンスメント型の電界効果トランジスタ、トランジスタ５４は、ディプリーション型の電界効果トランジスタを用いて構成され、しかも電流制限素子として機能するこのディプリーション型電界効果トランジスタ５４は、そのゲートがアースＶDD側へ接続されるように構成されている。
【００９０】
以上の構成とすることにより、図９に示す回路の電界効果トランジスタ５４は、図５に示す回路の電界効果トランジスタ５４と同様に機能し、水晶振動子１０からの放電電流を効果的に制限することが可能となる。
【００９１】
また、図１０に示す信号反転増幅器３０では、トランジスタ４２、５４は、ともにＰ型のエンハンスメント型電界効果トランジスタを用いて構成されている。そして、電流制限素子として機能するトランジスタ５４のゲートは、電源Ｖreg側へ接続されている。このような回路構成とすることにより、トランジスタ５４は常にオン状態となるが、このトランジスタ５４としてオン状態において高インピーダンスを示すタイプのものを用いれば、トランジスタ５４が電流制限素子として水晶振動子１０からの放電電流を制限することができる。
他の実施の形態
また、前記第１および第２の実施の形態の水晶発振回路では、電源電圧Ｖregの値を一定なものとする場合を例に取り説明したが、発振開始期間Ｔ１では大きなＶreg値、安定発振期間Ｔ２では小さなＶreg値に切り替えるように構成してもよい。これにより迅速に安定発振を行うことができ、しかも安定発振後の消費電力を節減することができる。
【００９２】
すなわち、図２，図５に示す実施の形態の水晶発振回路において、電源回路部６０は、起動用の第１の電源電圧Ｖreg１と、安定駆動用の第２の電源電圧Ｖreg２を切り替え出力するように構成されている。ここにおいて、第１の電源電圧Ｖreg１の絶対値は、第２の電源電圧Ｖreg２の絶対値より大きな値に設定され、回路起動時に信号反転増幅器３０を大きなパワーで駆動できるように電力供給を行う。
【００９３】
前記制御部７０は、電源回路部６０に向け、制御信号４００を出力し、回路起動時には第１の電源電圧Ｖreg１を出力し、安定発振時には第２の電源電圧Ｖreg２を出力するように電源回路部６０を制御する。
【００９４】
これにより、同一の電源電圧で発振回路を駆動し続ける場合に比べ、発振開始期間Ｔ１を大幅に短くし、発振回路の立ち上がりを速やかなものとすることが可能となる。
【００９５】
なお、本発明は、前記各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で各種の変形実施が可能である。
【００９６】
例えば、図５に示す第２の実施の形態では、トランジスタ５４としてディプリーションタイプのものを用いる場合を例により説明したが、本発明はこれに限らず、これ以外のタイプのトランジスタ、例えばエンハンスメントタイプのトランジスタを用いてもよい。この場合、オフ制御時には、水晶振動子１０からの３１０で示す放電電流は遮断されてしまい、その分、振動にブレーキがかかることになるが、水晶振動子１０の自己リークや、抵抗１４を介した放電回路等により、ある程度の放電を行うことも可能であり、しかも水晶振動子１０も慣性による自由振動をすることから、水晶振動子１０は振動を継続することができる。すなわち、トランジスタ５４としてディプリーションタイプを用いたものに比べ、ある程度効率は落ちるものの、従来技術に比べ電力消費を節減し、かつ安定した発振状態を維持することが可能となる。
【００９７】
また、前記実施の形態では、信号反転増幅器３０を構成する第１の回路４０，第２の回路５０を、それぞれ１個のトランジスタ４２と、第１の電流制限素子を用いて構成する場合を例に取り説明したが、必要に応じ第１，第２の回路４０，５０の機能を損なうことなく、前述以外の回路素子を組み合わせて回路を構成することも可能である。
【００９８】
また、本実施の形態において、水晶発振回路を時計用の電子回路に用いる場合を例にとり説明したが、本発明はこれに限らず、これ以外の用途、例えば携帯用の電話機、携帯用のコンピュータ端末およびその他の携帯機器等、電源容量に制約のある携帯用電子機器に幅広く用いる場合にも極めて効果的なものとなる。
【００９９】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の水晶発振回路の説明図である。
【図２】本発明にかかる水晶発振回路の第１の実施の形態の回路図である。
【図３】図２に示す回路のタイミングチャート図である。
【図４】本発明の他の実施の形態のタイミングチャート図である。
【図５】本発明の水晶発振回路の第２の実施の形態の回路図である。
【図６】第２の実施の形態のタイミングチャート図である。
【図７】他の実施の形態のタイミングチャート図である。
【図８】図２に示す水晶発振回路の変形例の回路図である。
【図９】図５に示す水晶発振回路に用いられる信号反転増幅器の変形例の回路図である。
【図１０】図５に示す水晶発振回路に用いられる信号反転増幅器の変形例の回路図である。
【符号の説明】
１０  水晶振動子
１４  フィードバック抵抗
３０  信号反転増幅器
４０  第１の回路
４２  電界効果トランジスタ
５０  第２の回路
５２  電流制限素子としての抵抗
５４  電界効果トランジスタ
６０  電源回路部
７０  制御部
７２  アンドゲート
【図１】
0003543524.tif 000003
【図２】
0003543524.tif 000004
【図３】
0003543524.tif 000005
【図４】
0003543524.tif 000006
【図５】
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【図６】
0003543524.tif 000008
【図７】
0003543524.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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