(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサと協働して共振回路を形成する第１巻線機構と、負荷に結合された第２巻線機構とが誘導結合された変圧器を有する電源装置において、
ａ）前記変圧器の一方の巻線機構が直列共振回路の一部を形成しかつ、他方の巻線機構が並列共振回路の一部を形成し、
ｂ）前記直列共振回路の共振周波数が、前記並列共振回路の共振周波数の（１−ｋ2）の平方根倍であり、ｋは前記第１巻線機構と前記第２巻線機構との間の誘導結合の結合係数であり、
ｃ）前記第１巻線機構によって形成される前記共振回路が、該巻線機構を介して、前記並列共振回路の共振周波数帯中の動作周波数を有する基本正弦波交流電流を生成する交流電圧源に結合されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載された電源装置において、
前記第１巻線機構が、内部抵抗値が絶対的に前記動作周波数における前記第１巻線機構のインピーダンスよりも低い前記交流電圧源によって給電される直列共振回路の一部を形成し、
前記第２巻線機構が並列共振回路の一部を形成することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電源装置において、
前記第１巻線機構と前記第２巻線機構との間の結合係数が、０．１と０．９との間、望ましくは０．２と０．８との間の値であることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項２または３に記載の電源装置において、
並列共振回路の特性インピーダンスが前記負荷の抵抗値よりも大きな値であることを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれか一項に記載の電源装置において、
前記第２巻線機構が、直列接続された複数の補助巻線を有することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電源装置において、
前記補助巻線が磁気的に相互接続されることを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項２または６に記載の電源装置において、
前記動作周波数が、前記第２巻線機構の自己共振周波数に対応することを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項２乃至７の何れか一項に記載の電源装置において、
前記第２巻線機構に誘導結合されかつ、前記第２巻線機構が前記動作周波数において並列共振をもたらすように形成される付加的並列共振回路が設けられることを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項８に記載の電源装置において、
付加的巻線が、所定の部分で接地されかつ、前記２つの巻線機構の一つに対して、残りの該巻線機構との静電シールドを実現するように巻回される箔で形成されることを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項７に記載の電源装置において、
前記第２巻線機構に対応して配置可能な強磁性体部材が同調用に設けられることを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の電源装置において、
第１巻線機構が、交流電流源に結合されかつ、並列共振回路を形成するように補われ、
前記第２巻線機構が、特性インピーダンスが該第２巻線機構に接続される負荷の抵抗よりも高い直列共振回路の一部を形成することを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の電源装置であって、
該電源装置が、Ｘ線源の高電圧発生装置内に配置されることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、コンデンサと協働して同調回路を形成する第１巻線構造と、負荷が接続される二次巻線構造とが誘導結合された変圧器を有する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ここで電源装置とは、Ｘ線発生装置における電力を供給する装置を意味するものと理解されたい。この場合、フィラメント電流を供給するためには、５０乃至数百Ｗの電力が必要とされ、高電圧（２０乃至１５０ｋＶ）を発生する場合には３ｋＷから１００ｋＷ以上の電力が必要とされる。
【０００３】
この種の電源装置は、ヨーロッパ特許第ＥＰ−Ｂ２−１４１９８５号公報から既知のように強磁性体のコアを備えない変圧器を有する。この電源装置は、Ｘ線発生装置における高電圧の発生に使われる。この電源装置の一次巻線は、直流電圧源およびスイッチ素子に直列接続される。この一次巻線またはスイッチ素子にはコンデンサが並列接続される。このスイッチ素子は、周期的に開閉され、一次巻線に略々正確なのこぎり波電流が発生する。負荷に供給される電力を最大にしかつ、直流電圧源に帰還するエネルギを最小にするためには、漏れインダクタンスが可能な限り小さい、または第１巻線と第２巻線との間に存在するであろう誘導結合ができる限り強くなければならない。鉄製のコアを持たない高電圧変圧器においてこの条件を満たすことは、第１巻線と第２巻線との間隔を可能な限り狭くなければならない一方で、高電圧に対する耐性が低下することが無いように最小の間隔をこれら巻線の間に設定しなければないため非常に困難である。
【０００４】
さらに、米国特許第３５９６１６７号が、（閉鎖型）鉄コアを持たない複数の縦続接続された変圧器を有するＸ線源用高電圧発生装置を開示している。これらの変圧器は、容量性の回路網を介して相互に結合されている。
【０００５】
【発明の目的及び概要】
本発明は、強磁性体コアまたは少なくとも閉強磁性体コアを必要としない前述のような電源装置を提供することを目的とする。
【０００６】
この目的は、変圧器Ｔの一方の巻線機構Ｌ１が、直列共振回路の一部を形成しかつ、他方の巻線機構Ｌ２が、並列共振回路の一部を形成し、直列共振回路（Ｌ１，Ｃ１）の共振周波数が、並列共振回路（Ｌ２，Ｃ２）の共振周波数より低く、第１巻線機構（Ｌ１）によって形成される共振回路が、該巻線機構を介して、並列共振回路の共振周波数帯中の動作周波数を有する基本正弦波交流電流を生成する交流電圧源（１）に結合されるという特徴を有する本発明により達成される。
【０００７】
並列または直列共振回路の共振周波数は、並列または直列共振回路（第１巻線と第２巻線との間の誘導結合が無い）が共振する周波数であるものと理解されたい。本発明は、上述の外部回路と、与えられた周波数およびこの周波数近辺の範囲において理想変圧器として動作する変圧器とが協働する、という事実の認識に基づくものである。なおこの協働は、第１巻線と第２巻線との間の誘導結合が比較的粗でかつ、上述の周波数（周波数範囲）において、これら巻線のインピーダンスが負荷の抵抗値より高くなくても実現する。
【０００８】
文献“Ｔａｓｃｈｅｎｂｕｃｈ  ｄｅｒ  Ｈｏｃｈｆｒｅｑｕｅｎｚｔｅｃｈｎｉｋ”Ｍｅｉｎｋｅ／Ｇｕｎｄｌａｃｈ，  ２．  Ａｕｆｌａｇｅ，  Ｂｅｒｌｉｎ  １９６２、の頁１８０，１８１から、変圧装置の第１巻線がコンデンサによって直列同調回路に補われかつ、第２巻線がさらなるコンデンサによって並列同調回路に補われている回路が既知であることに注意されたい。この二つの事例（並列同調回路としての第１巻線、第２同調回路としての第２巻線）は、同様にこの文献から既知である。このような回路は、高周波技術において、抵抗を高い抵抗値および比較的低い抵抗値の各々へと変換するために使用される。これら回路は、大電力の変換には用いられず、並列共振回路および直列共振回路は、何れも同一周波数に同調される。この共振回路は、接続された負荷抵抗により、僅かではあるが振幅減少されるであろう。
【０００９】
さらに、“Ｔｈｅ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ”，Ｂｒｉｇｈｔｏｎ，  Ｊｕｎｅ  １９９３、におけるｋｉｍ等による文献から、第１巻線がコンデンサを介して交流電圧源に接続されかつ、第２巻線が自己キャパシタンによる並列共振回路として動作する高電圧変圧器を有する電源装置が既知である。なお、この変圧器の交流電圧源の動作周波数と、強磁性体コアを有する変圧器の直列共振周波数および並列共振周波数との相対関係はについては開示されていない。
【００１０】
本発明の望ましい実施例において、第１巻線機構は、内部抵抗値が絶対的に動作周波数における前記第１巻線機構のインピーダンスよりも低い交流電圧源によって給電される直列共振回路の一部を形成し、第２巻線機構（Ｌ２）が並列共振回路の一部を形成する。第２巻線が並列共振回路の一部を形成するこの実施例は、特にＸ線発生装置における高電圧を発生する場合に適当である。
【００１１】
本発明のさらなる実施例においては、第１巻線機構と第２巻線機構との間の結合係数が、０．１と０．９との間、望ましくは０．２と０．８との間の値である。この使用は、本発明による電源装置における電圧変換比が、第１および第２巻線のインダクンスの比のみでなく、結合係数にも依存するという事実に基づく。より小さな結合係数、より大きな電圧変圧比、そしてより少ない巻回数が、第１交流電圧を二次側に供給される高電圧に変換するため、第２巻線に要求される。比較的粗い結合のさらなる利点は、第１巻線と第２巻線との間の物理的間隔を、要求される高耐電圧が達成されるように選択できるということである。
【００１２】
しかしながら実際は、結合係数は最小に制限される。なぜならば、結合素子が条件の許容範囲を緩和することにより、回路の変換動作における影響の増大をもたらすためである。従って結合係数は、少なくとも０．１、望ましくは少なくとも０．２でなくてはならない。
【００１３】
本発明のさらなる実施例において、並列共振回路の特性インピーダンスは、負荷抵抗の値と同程度またはそれ以上である。負荷抵抗と並列共振回路の特性インピーダンスとの最適な比は、第１巻線と第２巻線との間の結合係数に依存し、値０．１に達する結合係数の場合、負荷抵抗は特性インピーダンスよりもおよそ７倍大きくなければならず、結合係数が０．９の場合、負荷抵抗は特性インピーダンスのおよそ１／３の値にならなければならない。これら構成要素がこの方法に適用されると、これら巻線は少なくとも実質的に理想変換として作用する。この場合、動作周波数はこのような作用に要求される正確な値を持たない。また、直列共振周波数または並列共振周波数も要求される正確な値を持たない。条件の許容値または製造上の許容値についても同様に取扱うことができる。
【００１４】
高電圧を発生するために重要であるさらなる実施例は、動作周波数が、第２巻線の自己共振周波数に対応するということを特徴とする。この第２巻線が自己キャパシタ（巻線キャパシタ等）により規定される共振周波数で発振する場合、もはや第２巻線に高電圧用のコンデンサを接続する必要はない。
【００１５】
しかしながら、二次巻線の並列共振周波数を、電源装置の動作に対する最適な値に設定することは容易ではない。それでも、付加的な高電圧コンデンサの制限を実現するため、本発明のさらなる実施例においては、第２巻線構造に誘導結合されかつ、動作周波数において第２巻線が並列共振を呈するように形成される並列共振回路が設けられる。これは、付加的なインダクンスのみならずコンデンサを要求するけれども、付加的巻線のインダクンスにより規定されるような低電圧用のコンデンサのみであって、高電圧用のコンデンサは必要としない。
【００１６】
本発明のさらなる実施例において、付加的巻線は、他の巻線との静電シールドを実現するため、所望の位置が接地されかつ、巻線機構として巻回された箔により形成される。従って、この付加的な巻線は、２つの機能を有する。そのひとつは、並列共振回路を、必要な周波数に同調させるために用いる、ということで、もう一つは、第１巻線構造と第２巻線構造との間の静電シールドを提供する、ということである。
【００１７】
この２つの原理に従って、類似した結果を、一次巻線が交流電流源に結合されかつ、並列共振回路を形成する目的で補われる場合、そして第２巻線が直列共振回路の一部を形成する場合に実現できる。なお、この直列共振回路の特性インピーダンスは、第２巻線構造に接続される負荷の抵抗値よりも実質的に高い。この場合、並列共振回路は、高い内部抵抗を有する交流電流源により給電されねばならず、また、負荷は、低抵抗負荷でなくてはならない。この実施例は高電圧を発生するためには最適ではないが、例えば、Ｘ線管（低抵抗の）のフィラメントへの給電に使用できる。
【００１８】
【実施例】
図１に示されたように、コンデンサＣ１と変圧器Ｔの第１巻線Ｌ１との直列接続には、交流電圧源１によって給電される。この交流電圧源１は、内部抵抗値がこれらコンデンサＣ１および第１巻線Ｌ１によって形成される直列共振回路の特性インピーダンス（係数Ｌ１／Ｃ１の平方根）に較べて無視できる程度に低い。そして、第１巻線Ｌ１を介して周波数ωの正弦波交流電流が発生する。コンデンサＣ２は、変圧器Ｔの第２巻線Ｌ２に並列接続される。すなわち、並列共振回路を形成する。さらに、第２巻線Ｌ２に並行して、回路の負荷を示す抵抗Ｒが接続されている。
【００１９】
負荷抵抗Ｒが既に回路に含まれているため、出力端子の出力電圧ｕ２の演算用に、無負荷状態で回路が動作するものと、即ち、出力端子間を流れる電流は無いものと仮定する。この演算用に、第１巻線Ｌ１と第２巻線Ｌ２との間の誘導結合を示す結合係数がｋで示されると、この結合係数ｋは、以下の数式（１）により導かれる。
【００２０】
0003565949.tif 000002
【００２１】
ここでＭは、第１巻線Ｌ１と第２巻線Ｌ２との間の相互インダクタンスである。Ｌ１，Ｌ２はそれぞれ、第１巻線Ｌ１および第２巻線Ｌ２のインダクンスを示す。これらインダクンスの比は、以下の数式（２）で示す。
【００２２】
0003565949.tif 000003
【００２３】
この演算用に、回路は３の区画に分割される。縦方向で区画された第１区画Ｉは、コンデンサＣ１を有する。第２区画ＩＩは、変圧器Ｔを有する。第３区画は、コンデンサＣ２および負荷抵抗Ｒを有する。これら３つの区画は、四重極（ｑｕａｄｒｕｐｏｌｅ）とみなされる。変換作用の演算は、この四重極の縦続行列に基づく。既知であっても、縦続行列は、四重極の入力における、そして電圧ｕｉと電流ｉｉとの間の関係および前述の式に等しい出力の電圧ｕ０および電流ｉ０を説明するものである。
【００２４】
0003565949.tif 000004
【００２５】
係数ａ１１〜ａ２２は、縦続行列Ａの要素で示される。ここでａ１１は、電圧変換を規定しかつ、ａ１１／ａ２１は、出力側で負荷が欠けた入力抵抗を示す（ｉ＝０）。既知であるが、複数の縦続接続の四重極は、個々の四重極の縦続行列の生成に従う。
【００２６】
即ち、図１における電圧源１と出力端子２との間に設けた全四重極の縦続行列Ａｇについては、以下の数式（５）が成立つ。
【００２７】
0003565949.tif 000005
【００２８】
ここで、ＡＩ，ＡＩＩ，ＡＩＩＩは、区画Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩの四重極の縦続行列である。
【００２９】
本発明に対して重要な要点である回路の作用は、素子Ｌ２，Ｃ２による並列共振回路が、交流電圧源により供給される電圧ｕ１の周波数ωを発生する場合、そして素子Ｌ１，Ｃ１による直列共振回路の周波数が（より正確には、角周波数ωと関係である角周波数ω）、並列共振回路Ｌ２，Ｃ２の共振周波数よりも低い係数“（１−ｋ２）の平方根”である場合に得られる。この共振については以下の数式（６），（７）が成立つ。
【００３０】
0003565949.tif 000006
【００３１】
0003565949.tif 000007
【００３２】
変圧器は、複数の二次巻線を有する場合、複数の並列共振が発生する。前述の状況は、最も低い並列共振周波数に関するものである。複数の補助巻線からなる一次巻線機構が提供される場合、同様に上記数式が成立つ。
【００３３】
３つの行列が、互いに数式（５）に適合するように多重化される場合、数式（６），（７）により規定される動作周波数において、図１の回路用として、以下のような行列（数式（８））が得られる。
【００３４】
【数１】
0003565949.tif 000008
【００３５】
この行列は、負荷抵抗Ｒにより出力側に負荷された理想変圧器用の行列に対応する。この理想変圧器は、無損失で電力を変換しかつ、無限に高い無負荷入力インピーダンスおよび漏れ磁束の無い状態を提供する（ｋ＝１）。図１に示された回路は、特に数式（６），（７）により規定される単一動作周波数についてのみ生じかつ、電圧変換比がｔのみでは得られずにｔ／ｋに対応して得られるという点で、理想変圧器とかけ離れている。
【００３６】
図１に示された回路のこのような作用は、同様に、比較的高い漏れ磁束または第１巻線と第２巻線との間の比較的粗な結合によって生じ、さらに、第２巻線の交流電流抵抗が負荷抵抗の値の範囲、またはそれ以下の場合に生じる。Ｘ線管用の高電圧発生装置は、比較的低い動作周波数（同時に存在する電力半導体によって容易に実現可能な交流電圧源用の２０乃至５０ｋＨｚ）において、第２巻線が数十または数Ｈ（Ｈｅｎｒｙ）のインダクンスを持つ（空気）変圧器によって実現できる。負荷抵抗Ｒは、実際には交流電圧源１の複数の負荷から成り、抵抗変圧比は、係数ｔ２／ｋ２で与えられる。
【００３７】
実際、電圧変換比は、与えられた電圧ｕ１に対応する出力電圧ｕ２を実現する目的で、第２インダクンスに漏れ磁束の無い変換（ｋ＝１）の場合よりも小さい係数であることを意味する係数ｔ／ｋで表される。この係数では、Ｘ線発生装置用においては、例えば数百ボルトの電圧を例えば１５０ｋＶの電圧に変換でき、一方で、第２巻線の巻回数をより少ない巻回数にでき、そして第１巻線と第２巻線との間隔を、変換にマイナスの影響をもたらす第１巻線と第２巻線との間の誘導結合の結合力削減を招くことなく結果として要求される高電圧よりも高くできるという、高電圧発生装置においては２重の利点をもたらす。
【００３８】
四重極全体の行列用の数式（８）は、インダクンスＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２が無損失部品であり、そして、交流電圧源の内部抵抗がゼロ、即ち、直列または並列共振回路が無限に大きいＱを持つという状況への依存を低減する。しかしながら、数式（８）で示された変換作用は、直列または並列共振回路が、例えば２０（望ましくは５０）以上の適切なＱを有する場合にも、適宜概算される。さらなる状況は、係数ｋ２／ｔ２の第１回路において変換された負荷抵抗Ｒの値が直列共振回路における抵抗損失を示す損失抵抗のものよりも高く、そしてインダクンスＬ２およびコンデンサＣ２と並行である第２回路における抵抗損失に基づいて生じる損失抵抗の値が、負荷抵抗Ｒのものよりも低いという事態に依存する。
【００３９】
行列Ａｇ用の数式（８）は、数式（６），（７）で規定される角周波数ωについてのみ正確である。この値ω未満では、行列Ａｇの行列素子の実数を、虚数および周波数依存値に変換する。これは位相差が、入力電流と入力電圧との間に生じること、即ち迷走電流の流れを意味する。数式（８）で規定される変換作用は、しかしながら、数式（６），（７）で規定された周波数近辺の範囲で生じる。与えられた関係を、負荷抵抗Ｒの比に依存する適切な精度に対応して、並列共振回路Ｌ２，Ｃ２の特性インピーダンスＺと係数Ｌ２／Ｃ２の平方根に対応する特性インピーダンスに保つ。
【００４０】
図２は、交流電圧源１により供給される交流電圧ｕ１に対する周波数ｆの関数としての出力電圧ｕ２を示す。この周波数は、数式（６），（７）によって提供された周波数である。３つの相違する曲線は、パラメータとして負荷抵抗Ｒを用いて描いたものである。負荷抵抗Ｒ＝Ｒ０に対しては、平行線が得られる。この平行線の負荷抵抗に対しては、以下に示す数式（９）が成立つ。
【００４１】
0003565949.tif 000009
【００４２】
抵抗Ｒ０よりも大きな負荷抵抗が使用される場合、出力電圧ｕ２は周波数ｆ０において比較的小さく表れ、最大値は、数式（１）で提供される周波数ｆ０の左右に生じる。より小さな負荷抵抗Ｒの場合、Ｒ＝Ｒ０の場合よりも狭い帯域の曲線が得られる。
【００４３】
負荷抵抗Ｒ＝Ｒ０の変換曲線の帯域は、結合係数ｋに依存する。この帯域は、ｋがより大きくなると広くなる。３ｄＢの制限周波数ｆ１，２に対しては、以下に示す数式（１０）が成立つ。
【００４４】
0003565949.tif 000010
【００４５】
ここで、Ｖは、ｋ／（２・√（１−ｋ２））で表される。即ち、第１に示された回路用に、周波数ｆ０の周囲の与えられた帯域における理想的な変圧器として実質的に作用するためには、実際には、数式（６），（７）を厳密に満足する必要はない。これは、所望の作用は、動作周波数が値ｆ０未満の帯域、即ち、３ｄＢ限定の周波数ｆ１とｆ２との間の周波数であることを意味する。直列共振回路または並列共振回路の共振周波数の各々が、数式（６），（７）  によって与えられる値を正確に持たない場合も同様に維持される。許容する周波数変動は、所望の作用から重大な変動を発生すること無く、およそ５％に達するであろう。結合係数は、０．１乃至０．９の間、望ましくは０．２乃至０．８の間に維持される。この回路は、製造上または部品の誤差を受入れることができない。ゆえに、例えば数式（６），（７）で演算したような正確な値は持たないが、通常の市販用の値は持つ、というようなコンデンサＣ１，Ｃ２を使用できる。
【００４６】
図３は、Ｘ線管３用の高電圧発生装置の形で、本発明の実施例を示す。図１に示すように、交流電圧源１は、直列接続されたコンデンサＣ１および変圧器の第１巻線Ｌ１に接続されている。この交流電圧源は、調整可能な直流電圧源１０５と、スイッチ１０１〜１０４を有しかつ、定周期発振器の半周期（或る極性）で、直流電圧源１０５をコンデンサＣ１と第１巻線Ｌ１とを直列接続するインバータとから成る。即ち、方形波電圧が、直列回路に発生するが、インダクンスＬ１を通過する電流は、スイッチ１０１〜１０４がインダクンスＬ２およびコンデンサＣ２から成る共振回路の並列共振周波数に同期して切替えられるため、実質的には正弦波である。方形波電圧のスペクトラムにおける並列共振周波数の奇数倍の高調波は、主として減衰される。
【００４７】
第１巻線Ｌ１は、高電圧変圧器の第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２に強磁性体コア無しで誘導結合されている。巻線コンデンサ（漂遊静電容量）Ｃ２１，Ｃ２２は、３つの巻線に並行に破線で示されている。第２巻線Ｌ２１に発生する高電圧は、プラス出力がＸ線管３のアノードに結合されかつ、マイナス出力がＸ線管３のカソードに結合され、さらに入力が第２巻線Ｌ２２に結合された整流器２１により整流される。第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２は、即ち、整流素子の一部を介して直列接続される。Ｘ線管は、異なる電圧Ｕ、例えば４０ｋＶ〜１５０ｋＶの範囲で動作する。この目的のため、直流電圧源１０５により供給される直流電圧が望ましくは電気的に調整される。
【００４８】
第２巻線用に、Ｘ線管は、値が（ｇ・Ｕ／Ｉ”）である抵抗Ｒとして、整流器２１，２２と連動して動作する。ここでｇは、Ｘ線の電圧が平滑化されるか否かに依存する関数である。この電圧が平滑化される場合、ｇ＝１／２である。Ｘ線照射用に、例えば１０ｍＡと１Ａの間のＸ線電流Ｉが設定される。Ｘ線透視法の場合、Ｘ線電流はさらに少なくなるであろう。抵抗Ｒは非常に広い範囲で変更可能である。よって、負荷（可変）と特性インピーダンスＺとの間の整合は、数式（９）に適合するＸ線管の上位電力領域における動作点用に効果的に選択される。
【００４９】
第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２が相互に誘導結合されていない場合、これら巻線Ｌ２１，Ｌ２２のデータとして、並列共振周波数がインダクンスＬ２１，Ｌ２２の何れかと、これら巻線と並列なコンデンサの大きさが規定されるあろう。一般的にはしかしながら、誘導結合がこれら第２巻線の間に存在する。結果として、第２回路の全インダクタンスは、インダクンスＬ２１，Ｌ２２の平均よりも大きくかつ、第１インダクンスＬ１と全インダクンスとの間の結合係数は、インダクンスＬ１とＬ２１との間、またはＬ１とＬ２２との間の何れかの結合係数よりも大きいであろう。第１インダクンスＬ１と全体のインダクンスとの間の結合係数ｋは、この場合、数式（６）に対応する直列共振周波数の規定を決定付け、そして、第２回路の全インダクンスは、特性インピーダンスＺの特定に対応して決定付けられた値Ｌ２を示す。コンデンサＣ２の対応する値は、並列共振周波数の測定により、または第２巻線に並列なコンデンサの直列接続による第２巻線機構の静電容量を演算することにより得られる。
【００５０】
電圧変換比ｔ／ｋは、結合係数ｋが小さくなるに従って大きくなる。この結果、第２巻線Ｌ２１およびＬ２２（所望の第１インダクンスＬ１に対する）の巻回数は、値ｋが小さくなるに従って少なくなる。値ｋはしかしながら小さくなると、理想変圧器として動作する回路の帯域がより狭くなるので、任意に小さくする選択はできない。よって実際は、高電圧変圧器の第１巻線と第２巻線との間の結合係数ｋは、少なくとも０．１、望ましくは０．２の値を持たなければならない。さらに、値ｋが高電圧変圧器の漏れ磁界を減少させると、ゆえに、第２巻線における誘導結合に変えて、周辺材料部、例えば図３には示されていない高電圧変圧器の金属ハウジングに誘導結合される電力の成分が増加する。
【００５１】
実際、数式（７）が巻線構造Ｌ２１，Ｌ２２の巻線コンデンサによって個別に満たされる目的で、第２巻線を構築することは容易でない。適切に選択されたコンデンサは、第２巻線に並列接続できるが、このようなコンデンサは、高電圧用に線形しなければならないために高価である。第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２を数式（７）で得られる並列共振周波数に同調させる目的で、インダクンスＬ３およびコンデンサＣ３を有する付加的な並列共振回路が設けられる。インダクンスＬ３が第２巻線に対応する等しく、そして望ましくは第１巻線に対応して存在するより小さな結合係数を持つように配置される。コンデンサＣ３の容量は、これらの状況において、並列共振がインバータの動作周波数で生じる様に選択される。第１の近似値における全体的な配置が、付加に容量的に結合されたコンデンサを補うコンデンサを持つ並列接続の付加的な二次共振回路に対応する。この付加的回路のＬ／Ｃ比は、この配置の関数には作用しないが、この回路で生じる電流および電圧の大きさを規定する。
【００５２】
インダクンスＬ３については、医療診断用のＸ線発生装置において規定されるような静電気保護シールドの機能を付加的に引継ぐような考慮が可能である。この保護シールドは、第１巻線と第２巻線との間に配置され、接地され、そして第１巻線機構と第２巻線機構との間の短絡回避を提供する。
【００５３】
図４は、上記保護シールドの目的に適する高電圧変圧器の断面図を示す図である。図において、巻回された巻線は簡略化のために省略され、巻線の銅部分が破線で示されている。巻線Ｌ１の形状は、図４が描かれた面と直交する方向に延在する円筒形である。第１巻線Ｌ１の外径よりも実質的に太い内径を有する第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２は、第１巻線と同軸にかつ、この軸方向において相互に対応してずれるように配置される第１巻線Ｌ１と第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２との間には、第１巻線をその全長にわたって覆い、従って第１巻線と第２巻線とを相互に静電シールドする接地銅箔Ｌ３が設けられている。この銅箔は、コンデンサＣ３と共働する並列共振回路を形成するインダクンスＬ３をもたらす配置の軸と略々対称的である。箔により形成されたインダクンスＬ３と第２巻線Ｌ２１，Ｌ２２の内径との間隔は、第１巻線Ｌの外径からの間隔よりも狭い。この結果、インダクンスＬ３と第２巻線との間の結合係数がインダクンスＬ３と第１巻線との間のものよりも大きい。インダクンスＬ３と第２巻線との間隔は、しかしながら高電圧に耐えるために十分大きく設定される。
【００５４】
以上説明した実施例において、どの様な状況であっても、変圧器は如何なる強磁性体コアも持たない。本発明はしかしながら、非閉鎖型の強磁性体コア、望ましくはフェライト材料のコアを有する。これは、Ｘ線発生装置の高電圧変圧器に要求される大きさの閉鎖型フェライトコアを現時点で実現することが不可能だからである。しかしながら、棒状のフェライトコアまたはこのようなコアを複数有する変圧器は、既に製造可能である。
【００５５】
付加的な並列共振回路を使用する代りに、動作周波数ωに対する同期を、小さな直径のフェライト部材３（第１巻線の直径と比較して）により実現できる。この部材は、例えば図４において斜線で示された第１巻線の内側に第２巻線と対称的に配置される。結合係数ｋおよび第１インダクンスＬ１の関係、即ち誘導は、インダクンス変換比ｔを変えることにより（第１巻線部材の変更）、相殺できる。
【００５６】
上述の実施例では、一次側に直列共振回路が設けられる。しかしながら二つの原理の利点は、図５に示すように、一次側において並列共振回路を、そして二次側において直列共振回路を使用できということである。数式（６），（７）は、直列および並列共振周波数を満たさなければならない。この場合、高抵抗交流電流源１が、交流電圧源の代りに設けられねばならず、負荷用に、直列共振回路のインダクンスＬ２およびコンデンサＣ２の特性インピーダンスと較べてより低い抵抗値が望まれる。即ち、電圧に対応する回路機構の構成に対応して、電流および変圧比が変換され、そして電流伝送のために供給される電圧の変換の比に対応する特別な利点がある。本発明の実施例は、例えばＸ線管のフィラメントの引き延しに適している。このような目的に使用される変圧器において、大きな変圧比は、高い耐電圧のように重要ではない。なぜならば、カソードに結合された第２巻線が、Ｘ線管の電圧の半分に相当する負の高電位にさらされるため、そして第１巻線が通常、接地電位をもたらすためである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源装置の回路図である。
【図２】種々の負荷抵抗の出力電圧の周波数依存性を示す図である。
【図３】Ｘ線管用の本発明による高電圧発生装置を示す図である。
【図４】変圧器で使用される巻線の構造を示す図である。
【図５】本発明による電源装置の第２の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  交流電圧源
２  Ｘ線管
３  フェライト部材
１１  交流電流源
２１，２２  整流器
１０１〜１０４  スイッチ
１０５  可変直流電圧源
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｃ２１，Ｃ２２  巻線コンデンサ
Ｌ１  第１巻線
Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２  第２巻線
Ｒ  負荷抵抗
【図１】
0003565949.tif 000011
【図２】
0003565949.tif 000012
【図３】
0003565949.tif 000013
【図４】
0003565949.tif 000014
【図５】
0003565949.tif 000015