(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の位相比較範囲において一定の比較ゲインが得られる第１の係数ベクトルを生成し、記録媒体上にデータ記録領域とは独立して存在するクロックマークからなるクロック・パターンの再生波形の微分波形サンプルを並べた第２の係数ベクトルを生成するベクトル生成手段と、
同期捕捉課程においては前記第１の係数ベクトルを選択し、同期確立後は前記第２の係数ベクトルを選択する選択手段と、
クロック・パターン再生波形のサンプルを並べた信号ベクトルと、前記選択手段により選択された前記第１の係数ベクトルまたは前記第２の係数ベクトルとの内積を計算する内積演算手段と
を備えることを特徴とする外部クロック生成用位相比較器。
【請求項２】
前記内積演算手段は、ディジタル乗算器とディジタル加算器により構成される
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項３】
前記内積演算手段は、前記第１の係数ベクトルまたは前記第２の係数ベクトルを、記録再生特性に応じて変更する
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項４】
前記クロック・パターン再生波形は、磁気記録されたクロックマークの１つの端から再生された孤立波形である
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項５】
前記クロック・パターン再生波形は、磁気記録された１つのクロックマークから再生されたダイパルスである
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項６】
前記クロックマークの長さは、孤立波形の半値幅の１／２以上である
ことを特徴とする請求項５に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項７】
前記クロック・パターンは、磁気記録により形成され、かつ、サンプル間隔が孤立波形の半値幅の１／２以下である
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項８】
前記クロック・パターンは、記録用磁性膜の一部が除去され、残った部分が所定の方向に磁化されることにより形成される
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【請求項９】
前記クロック・パターンは、凹凸の形成された基板上に磁性膜が形成された磁気記録媒体において、前記磁性膜の凸部に対応する部分が所定の方向に磁化されることにより形成される
ことを特徴とする請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、例えば、磁気ディスク装置などのディジタル記録再生装置のクロック生成器に用いて好適な外部クロック生成用位相比較器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、外部クロック型磁気ディスク装置などの外部クロック生成器は、ディスク面に記録されたサーボ情報の再生やデータの記録／再生タイミングを与えるクロックを、同心円状の記録トラックを離散的に寸断して等間隔に配置された、クロック生成タイミング基準用記録パターン（クロック・パターン）に基づき生成するものである。
【０００３】
従来では、このクロック・パターンの再生信号波形のピーク存在時刻をピーク検出器により検出し、その時刻で鋸歯状波をサンプルホールドして、位相比較を行い、位相同期ループを構成し、データ存在点クロックを生成していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の装置においては、位相比較精度は、再生波形に重畳しているノイズの影響を受け、このことは、特に再生ヘッド幅が小さくなりＳ／Ｎ比が低くなる高密度記録において顕著となり、記録密度を上げることができない課題があった。
【０００５】
また、電源投入時などの初期同期捕捉過程において、高速に同期を確立するために、広範囲の位相誤差について有効な位相比較を行ったり、広い線形位相比較範囲を持つことができない課題があった。
【０００６】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、高い位相比較精度を得ることができるようにし、必要充分な広い線形位相比較範囲を得ることができるようにするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器は、所定の位相比較範囲において一定の比較ゲインが得られる第１の係数ベクトルを生成し、記録媒体上にデータ記録領域とは独立して存在するクロックマークからなるクロック・パターンの再生波形の微分波形サンプルを並べた第２の係数ベクトルを生成するベクトル生成手段（例えば、図３の係数ベクトル生成器２３）と、同期捕捉課程においては第１の係数ベクトルを選択し、同期確立後は第２の係数ベクトルを選択する選択手段（例えば、図４のスイッチ４５）と、クロック・パターン再生波形のサンプルを並べた信号ベクトルと、選択手段により選択された第１の係数ベクトルまたは第２の係数ベクトルとの内積を計算する内積演算手段（例えば、図４の内積演算器４４）とを備えることを特徴とする。
【００１２】
内積演算手段は、ディジタル乗算器とディジタル加算器により構成されるようにすることができる。
【００１３】
また、内積演算手段は、第１の係数ベクトルまたは第２の係数ベクトルを、記録再生特性に応じて変更するようにすることができる。
【００１４】
また、クロック・パターン再生波形は、磁気記録されたクロックマークの１つの端から再生された孤立波形とすることができる。
【００１５】
また、クロック・パターン再生波形は、磁気記録された１つのクロックマークから再生されたダイパルスとすることができる。
【００１６】
また、クロックマークの長さは、孤立波形の半値幅の１／２以上とすることができる。
【００１７】
また、クロック・パターンは、磁気記録により形成され、かつ、サンプル間隔が孤立波形の半値幅の１／２以下であるようにすることができる。
【００１８】
また、クロック・パターンは、記録用磁性膜の一部が除去され、残った部分が所定の方向に磁化されることにより形成されるようにすることができる。
【００１９】
さらに、クロック・パターンは、凹凸の形成された基板上に磁性膜が形成された磁気記録媒体において、磁性膜の凸部に対応する部分が所定の方向に磁化されることにより形成されるようにすることができる。
【００２０】
【作用】
請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器においては、係数ベクトル生成器２３により、所定の位相比較範囲において一定の比較ゲインが得られる第１の係数ベクトルを生成し、記録媒体上にデータ記録領域とは独立して存在するクロックマークからなるクロック・パターンの再生波形の微分波形サンプルを並べた第２の係数ベクトルを生成し、スイッチ４５により、同期捕捉課程においては第１の係数ベクトルを選択し、同期確立後は第２の係数ベクトルを選択し、内積演算器４４により、クロック・パターン再生波形のサンプルを並べた信号ベクトルと、選択手段により選択された第１の係数ベクトルまたは第２の係数ベクトルとの内積を計算する。従って、同期捕捉過程または同期確立後において、係数ベクトルを切り替えることができ、最適な位相比較をすることができる。
【００２２】
【実施例】
図１に、外部クロック型磁気ディスクを示す。磁気ディスク１は、ディスク基板１ａと磁性層１ｂにより構成され、磁性層１ｂには、外部クロック生成に用いる放射状のクロック・パターン（クロック生成タイミング基準用記録パターン）２と、後述するユニーク・パターン３が、データ記録用トラック４を寸断して等間隔に形成されている。その数は、ディスク１周あたり約数１００乃至数１０００個である。
【００２３】
これらのパターンは、磁気ディスク１の磁性膜（磁性層）１ｂをエッチングなどの手法により一部除去し、残った部分を磁気ヘッド等により一方向に直流磁化することにより形成される。あるいは、凹凸を持つ基板上に磁性膜１ｂを形成した磁気記録媒体において、凸部に対応する磁性膜１ｂの部分を一方向に磁化することによっても上記パターンを形成することができる。
【００２４】
これらのパターンを図示せぬ磁気ヘッドにより再生すると、クロック・パターンの前縁と後縁にて孤立波形が再生される。
【００２５】
ユニーク・パターン３は、上記クロック・パターン２と同じ手法により形成されるいくつかの磁化パターンのまとまりであり、それらの再生波形は、特にクロックを参照しない非同期検出によっても、容易にその存在が検出できる特徴を持つ。このユニーク・パターン３を磁気ディスク１に形成する目的は、クロック・パターン２のおおよその存在時刻を知るためであり、特に電源投入時などの初期同期確立過程で必要である。
【００２６】
図２は、本発明の外部クロック生成用位相比較器（位相比較器）を応用した外部クロック生成器の一実施例の構成を示すブロック図である。この図においては、生成されたクロックを利用するデータ再生回路系も図示してある。
【００２７】
磁気ヘッド１０は、磁気ディスク１より再生したアナログ再生信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１１は、磁気ヘッド１０より供給されるアナログ再生信号をディジタル信号に変換し、出力するようになされている。
【００２８】
等化器１２は、Ａ／Ｄ変換器１１より供給される信号をチャンネル等化し、出力する。データ検出器１３は、等化器１２より供給される信号からデータを検出し、出力するようになされている。
【００２９】
位相比較器１４は、Ａ／Ｄ変換器１１より供給される信号と、内蔵する係数ベクトル生成器（図３）により生成された係数ベクトルの内積を演算し、出力するようになされている。
【００３０】
ディジタルループフィルタ１５は、入力された信号を、それに含まれる不要な雑音や高調波成分を除去した後、出力する。Ｄ／Ａ変換器１６は、ディジタルループフィルタ１５より供給されるディジタル信号をアナログ信号に変換し、出力するようになされている。
【００３１】
ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１７は、Ｄ／Ａ変換器１６より供給される信号の電圧に従って、所定の周波数の信号（データ存在点クロック（ＣＬＯＣＫ））を出力するようになされている。
【００３２】
ＰＬＬコントローラ１８は、ＶＣＯ１７より供給されるクロックに同期して動作し、位相比較タイミングパルス（ＳＡＭＰＬＥ）を発生し、位相比較器１４に供給するようになされている。また、ＣＡＰＴＵＲＥ信号を発生し、位相比較器１４に供給する。位相比較器１４は、このＣＡＰＴＵＲＥ信号に従って、所定の係数ベクトルを使用するようになされている。
【００３３】
ユニークパターン検出器１９は、電源投入時などに、Ａ／Ｄ変換器１１より供給される信号より、ユニークパターン３を非同期で検出し、対応する所定の信号（ＵＰ＿ＤＥＴ）をＰＬＬコントローラ１８に供給するようになされている。また、ＰＬＬコントローラ１８は、ユニークパターン検出器１９からのＵＰ＿ＤＥＴ信号に従って、所定のタイミングパルス（ＳＡＭＰＬＥ）を位相比較器１４に供給するようになされている。
【００３４】
次に、その動作について説明する。最初に、磁気ディスク１のディスク面上のトラックに記録されたデータは、磁気ヘッド１０により読み出される。磁気ヘッド１０により読み出されたアナログ再生信号は、Ａ／Ｄ変換器１１によりディジタル信号サンプルｚｋに変換され、等化器１２に供給される。
【００３５】
等化器１２に供給された信号は、チャネル等化された後、データ検出器１３に供給され、そこでデータが検出される。これらＡ／Ｄ変換器１１、ディジタル等化器１２、およびデータ検出器１３からなるデータ再生回路系は、この外部クロック生成器の出力するデータ存在点クロック信号（ＣＬＯＣＫ）に同期して動作する。
【００３６】
次に、外部クロック生成用位相同期ループ（ＰＬＬ）の動作について説明する。Ａ／Ｄ変換器１１によるＡ／Ｄ変換後のディジタル信号サンプルｚｋは、位相比較器１４に入力され、このディジタル信号サンプルｚｋ（信号ベクトル）と係数ベクトルの内積がディジタル演算により計算され、その計算結果として位相比較信号ｆ（θ’）が出力される。
【００３７】
この位相比較信号ｆ（θ’）は、ディジタル・ループフィルタ１５においてループ伝達関数が所要の応答特性を持つよう信号処理された後、Ｄ／Ａ変換器１６に供給される。Ｄ／Ａ変換器１６に供給された信号は、そこでアナログ信号に変換された後、制御電圧としてＶＣＯ１７に供給される。ＶＣＯ１７は制御電圧に対応する位相のデータ存在点クロック信号（ＣＬＯＣＫ）を発振し、それをデータ再生回路系に与えるとともに、ＰＬＬコントローラ１８に供給する。ＰＬＬコントローラ１８はＶＣＯ１７より供給される信号（ＣＬＯＣＫ）に同期して動作し、位相比較器１４に位相比較タイミングパルスＳＡＭＰＬＥを供給する。
【００３８】
次に、高精度な位相比較を実現するための方法について説明する。最初に、本発明の位相比較器において用いられる位相推定原理について、統計的パラメータ推定理論に従って説明する。
【００３９】
時刻ｔと位相θの関数であるクロック・パターン再生信号ｓ（ｔ；θ）に時刻ｔの関数であるノイズｎ（ｔ）が重畳された観測対象波形ｚ（ｔ）を観測し、クロック・パターン再生信号の位相θを推定する。ここでノイズｎ（ｔ）は、磁気記録再生の場合には、媒体ノイズ、磁気ヘッド１０による熱雑音、または図示せぬヘッドアンプの熱雑音であり、Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎノイズである。
【００４０】
観測対象波形ｚ（ｔ）を時間間隔Ｔｓ毎にサンプリングし、得られたサンプルを並べたベクトル（観測対象ベクトル）ｚを考える。確定的パラメータ推定のための最尤推定法（ＭＬＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ））の一般的規範に従えば、最尤位相推定結果θ’ＭＬＥは次式で表現される。
θ’ＭＬＥ＝ｍａｘ（−１）θｐ（ｚ｜θ）  （式１）
【００４１】
ここで、ｐ（ｚ｜θ）は信号位相であるパラメータθを条件とする観測対象ベクトルｚの条件付き確率である。また、演算子ｍａｘ（−１）θは、この条件付き確率を最大にする位相θを探索する操作を表す演算子である。ここで、観測対象ベクトルの各成分についての確率は、ノイズｎ（ｔ）のサンプルｎｋがＧａｕｓｓｉａｎ確率変数なので、次のように表すことができる。
【００４２】
0003577706.tif 000002
【００４３】
ここで、σｎは、ノイズｎ（ｔ）の標準偏差である。
【００４４】
また、ノイズｎ（ｔ）がＷｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎノイズであるので、ｎｉは互いに独立かつ同じ統計的性質を持つ確率変数であるから、確率ｐ（ｚ｜θ）は、次のように表される。
【００４５】
【数１】
0003577706.tif 000003
【００４６】
ところで、自然対数の単調増加性を用いれば、最尤推定規範式（式１）は、次式（式６）と同値である。
【００４７】
θ’ＭＬＥ＝ｍａｘ（−１）θ  （式６）
【００４８】
よって、式６に式５を代入して、
【数２】
0003577706.tif 000004
となる。
【００４９】
式８において、右辺第１項はパラメータθによらない定数であり、右辺第２項の符号は必ず負であるから、最終的に最尤位相推定は次式に簡略化される。
【００５０】
【数３】
0003577706.tif 000005
【００５１】
なお、ベクトル記号の右上に記された文字Ｔはベクトルの転置を表す。
【００５２】
式１０から、最尤位相推定とは、観測対象ベクトルｚとの間のＥｕｃｌｉｄ距離が最も小さい参照信号ベクトルｓ（θ）を与えるパラメータθ’ＭＬＥを見つけることである。
【００５３】
式１０において、第１項は位相θによらない正定値であり、第３項は位相θを持つ信号波形のエネルギーであり、後述する推定器の観測区間が位相θの変化範囲よりも充分広ければ、位相θによらない正定値を持つ。よって、第２項を最大化する位相θを探せば良く、最尤位相推定結果θ’ＭＬＥは、
θ’ＭＬＥ＝ｍａｘ（−１）θｚＴｓ（θ）  （式１１）
で表される。従って、ｚＴとｓ（θ）の内積を位相θについて微分し、最尤位相推定結果θ’ＭＬＥにおいてゼロとおくことにより、最尤位相推定結果を与える条件式（式１２）を得ることができる。
【００５４】
【数４】
0003577706.tif 000006
【００５５】
すなわち、あらかじめ用意した微分信号ベクトルと、観測対象ベクトルとの内積がゼロになる時の、微分信号ベクトルの位相が、観測対象ベクトルの位相の離散形最尤推定結果θ’ＤＭＬである。式１２を満足させる位相θは、図３に示す内積演算器４４とフィードバック・ループの組合せで実現することができ、その組み合わせは、一種の位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成する。これを離散形最尤位相推定器と呼ぶ。図３において、ｆ（θ’）−１は、ｆ（θ’）の逆関数である。また、観測対象ベクトルに重畳されるノイズは、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ）である。
【００５６】
式１２の微分信号ベクトルをｃと表すと、その要素はクロック・パターン再生信号を位相について微分し、時間Ｔｓ秒毎にサンプリングした値であるから、次のように表される。
【００５７】
【数５】
0003577706.tif 000007
【００５８】
ここで、ｔは時刻、ｉは任意の整数であり、ｉは各要素に対応している。
【００５９】
ここで、最も基本的なクロック・パターン再生信号の例として、式１４に示すように、２値飽和磁気記録の１つの磁化反転からの再生波形モデルとして一般的なＬｏｒｅｎｔｚ形孤立波形ｓ（ｔ）を用いる。
【００６０】
ｓ（ｔ）＝１／（１＋（ｔ／（ＰＷ５０／２））２）  （式１４）
【００６１】
ここで、ＰＷ５０は、孤立波形ｓ（ｔ）の半値幅である。
【００６２】
このとき、Ｎ＋１次元（Ｎは偶数）の微分信号ベクトルｃの第ｉ要素は、次式（式１５）で与えられる。
【００６３】
【数６】
0003577706.tif 000008
【００６４】
ここで、Ｂは、ノイズバンド幅であり、１／（２Ｂ）（１／２）は、正規化係数である。
【００６５】
図４は、位相比較器１４の構成図である。位相比較器１４は、タップ付きディジタル・ディレイライン４１ａ乃至４１ｈと、乗算器４２ａ乃至４２ｉ、および総和をとるための加算器４３ａ乃至４３ｈからなる入力信号サンプルの線形結合計算器である。
【００６６】
全タップにおける係数は、まとめて係数ベクトルとして扱われ、位相比較器１４の外部からの指示により、スイッチ４５により一度に入れ替えられるように構成されている。この目的はＰＬＬの動作状態により位相比較特性を変えるためである。
【００６７】
いま、ＰＬＬが生成したクロック信号（ＣＬＯＣＫ）の指示する時刻ｔをｋＴｓ（ｋは整数）とする。入力信号は、ｍ番目のクロック・パターンから再生したＡ／Ｄ変換後の再生信号サンプルｚｋであり、タップ付きディジタルディレイライン４１ａ乃至４１ｈにより順次遅延されて、サンプルｚｋ−８乃至ｚｋの９サンプルとなる。即ち、９次元の観測対象ベクトルｚが次式のように形成される。
【００６８】
0003577706.tif 000009
【００６９】
このベクトルの例を図５に示す。横軸は、半値幅の１／２を単位とする時刻であり、縦軸は、振幅を表している。
【００７０】
次に、上述した微分信号ベクトルｃも９次元ベクトルであり、例えば、式１５においてＮ＝８とすることにより得られる要素を持つ。この微分信号ベクトルｃを図６に示す。図４に示した比較係数器１４の回路は、微分信号ベクトルｃを重み付け係数とする線形結合演算を行うが、この演算は次式（式１７）から明らかなように、式１２に示したベクトル内積演算に等しい。
【００７１】
【数７】
0003577706.tif 000010
【００７２】
従って、図４に示した位相比較器１４からの位相比較出力信号ｆ（θ’）をディジタルループフィルタ１５を介してＶＣＯ１７に与え、位相比較出力信号ｆ（θ’）がゼロとなるように、Ａ／Ｄ変換器１１等に供給するクロック位相を制御するようにすれば、その位相が最尤位相推定結果θ’である。
【００７３】
上述した線形結合演算（位相比較）は、物理的には、観測対象信号波形の各部分のうち、時間（位相）に対する傾きが大きな部分を重点的に利用し、時間（位相）に対する傾きが小さな部分はあまり利用しないようにすることによって、効率よく信号波形の位相差を振幅量に変換しようとするものである。そのために、重み付け係数として、観測対象波形を微分して得られる微分波形サンプルを用いるようにすれば、最もノイズの影響を受けずに、精度良くこの変換を実現することができる。
【００７４】
ここで、クロック・パターン再生信号位相推定結果θ’の関数としての、位相比較出力ｆ（θ’）の例を図７に示す。横軸は位相であり、縦軸は位相比較出力である。この位相比較出力は中央部にほぼ線形な動作領域を持ち、位相差が振幅値に変換されていることがわかる。この線形動作領域は、時間差としてほぼ［−Ｔｓ，＋Ｔｓ］、位相差としてはほぼ［−３６０，＋３６０］度であり、定常状態での位相比較範囲としては充分広い。
【００７５】
次に、上述した線形結合演算を行う際の入力信号サンプル間隔が、位相推定精度に及ぼす影響を図８に示す。横軸はサンプリング間隔であり、縦軸は位相推定誤差である。図８に示したグラフは、次に説明する計算手順に従って、所定の計算を行うことにより得られたものである。
【００７６】
まず、内積演算出力ｆ（θ’）の平均および分散を求め、次にその分散値を位相推定誤差分散値に換算する。
【００７７】
次に、ベクトルｓ（θ’）をθ’を中央とする信号ベクトルとし、演算しＥ［・］を集合平均演算子とすると、内積演算出力ｆ（θ’）の平均は、次のように表される。
【００７８】
Ｅ［ｆ（θ’）］＝Ｅ［ｚＴｃ］＝ｓ（θ’）Ｔｃ  （式１８）
【００７９】
ここで、ベクトルｓ（０）は偶対称、ベクトルｃは奇対称なため、Ｅ［ｆ（０）］＝０であり、推定オフセットはない。
【００８０】
内積演算出力ｆ（θ’）の分散Ｖａｒ［ｆ（θ’）］は、次のように表される。
【００８１】
0003577706.tif 000011
【００８２】
観測ノイズはＷｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎであるから、その相関行列Ｒｎは、Ｒｎ＝Ｎ０／２・Ｉである。但し、Ｉは単位行列であり、Ｎ０／２は観測ノイズの両側における電力スペクトラム密度である。従って、式１９は、次式で表される。
【００８３】
【数８】
0003577706.tif 000012
【００８４】
次に、内積演算出力ｆ（θ’）の分散を位相推定誤差分散値に変換する。静的釣合い点θ’（＝０）近傍における位相比較動作曲線Ｅ［ｆ（θ’）］の傾き▽（０）は、次式で表される。
【００８５】
【数９】
0003577706.tif 000013
【００８６】
この傾きにより、内積演算出力ｆ（θ’）の分散を位相推定誤差（Ｖａｒ［θ’］）１／２に換算する。即ち、（Ｖａｒ［θ’］）１／２は、次のように表される。
【００８７】
【数１０】
0003577706.tif 000014
【００８８】
ここで、Ｎ＋１次元（Ｎは偶数）の係数ベクトルｃの要素は、Ｔｓをサンプリング間隔として次式（式２４）で表される。
【００８９】
【数１１】
0003577706.tif 000015
【００９０】
式２３および式２４より、サンプリング間隔Ｔｓが位相推定誤差に及ぼす影響を知ることができる。図８において、所定の半値幅を持つ観測対象孤立波形に対して、サンプリング間隔が広すぎると、位相推定精度が劣化することが判る。これは、サンプリング間隔が広い場合には、観測対象波形の持つ高周波数信号成分を利用することができないためである。
【００９１】
また、図８より、サンプリング間隔を孤立波形の半値幅の１／２以下に設定すれば、位相推定精度の劣化は顕著ではない。従って、上記実施例の位相比較器１４においては、サンプリング間隔を観測対象孤立波形の半値幅の１／２以下に設定することが望ましい。
【００９２】
次に、広い線形位相比較範囲を得る位相比較器を実現する方法について説明する。
【００９３】
図２に示したＰＬＬ（外部クロック生成用位相同期ループ）が、クロック・パターン位相に対して同期確立した後では、上述した最尤位相推定を行うことにより、最も精度良くクロック・パターン位相を推定することができるが、同期確立以前の同期捕捉過程においては、精度よりもむしろ広い直線的位相比較範囲を持つ位相比較器が望ましい。何故ならば、同期捕捉過程においては、ＰＬＬ出力クロックが指示する時刻に、位相比較器１４に配置された位相比較範囲内部にクロック・パターン再生波形が出現する確率を高めることが、早期の同期確立に有効であるからである。
【００９４】
この第２の課題を解決するために、以下では離散形最尤位相比較器と同一の構成において、係数ベクトルを別の手法により設定し、広い直線的位相比較範囲を得る方法を示す。
【００９５】
図９は、広い直線的位相比較範囲を得るための最小二乗法を用いた係数ベクトル計算の原理を示す図である。
【００９６】
ここでは、所要の位相比較範囲において、一定の比較ゲインが得られるよう、最小二乗法を用いて位相推定器の係数ベクトルを決定する。決定した係数ベクトルは、図４に示したディジタル形位相比較器１４に与えられる。すなわち、１つのディジタル形内積演算器４４において、同期捕捉過程では広い位相比較範囲を得るために最小二乗法で決定した係数ベクトルＣ＿ｃａｐｔｕｒｅを与え、同期確立後の定常状態では、それを高精度の位相比較を行うための最尤位相推定用係数ベクトルに入れ替えることにより、各過程に適した特性を容易に得ることが可能となる。
【００９７】
図９は、広い線形位相比較範囲を得るための最小二乗法による係数ベクトル設定の原理を示す図である。横軸は位相であり、縦軸は位相比較出力である。図９に示す位相比較動作曲線Ｅ［ｆＬＳ（θ）］において、ある評価区間［θｍｉｎ，θｍａｘ］を考える。原点（θ＝０）での位相比較ゲイン▽（０）を基準とする、区間内のＭ個の位相点でのゲインの２乗誤差評価関数ε２は、次式で表される。
【００９８】
【数１２】
0003577706.tif 000016
【００９９】
ここで、ベクトルｇθは区間内各点でのゲインを並べたＭ次元ベクトルであり、次のように表される。
【０１００】
【数１３】
0003577706.tif 000017
【０１０１】
その第ｉ要素は、Δθおきに存在するゲイン評価点θｉにおける位相比較ゲインであり、次式で表される。
【０１０２】
【数１４】
0003577706.tif 000018
【０１０３】
また、ベクトルｇ０は位相原点でのゲインを持つ基準ゲインベクトルであり、ｇ０は、次式で表される。
【０１０４】
ｇ０＝▽（０）・［１，１，．．．．，１］Ｔ  （式２８）
【０１０５】
さて、評価関数式（式２５）は、式２７より、係数ベクトルｃの関数であるから、次のように表される。
【０１０６】
【数１５】
0003577706.tif 000019
【０１０７】
このε２（ｃ）を、ｃについて微分し、最小値ｃＬＳを求めると、次のようになる。
【０１０８】
【数１６】
0003577706.tif 000020
【０１０９】
ここで、ＳθはＭ×Ｎ次元行列であり、第（ｍ，ｎ）要素で表現すると、次式で表される。
【０１１０】
【数１７】
0003577706.tif 000021
【０１１１】
ここで、
0003577706.tif 000022
である。
【０１１２】
ｓ（ｔ）がＬｏｒｅｎｔｚ形孤立波の場合、Ｍ×Ｎ次元行列Ｓθは、次式で表される。
【０１１３】
【数１８】
0003577706.tif 000023
【０１１４】
次に、Ｌｏｒｅｎｔｚ形孤立波形にＮ＝９の位相比較器１４を適用する場合を考える。サンプリング間隔は、Ｔｓ＝ＰＷ５０／２＝ａとし、ゲイン二乗誤差評価を、Ｔｓ／２ずつ離れたＭ＝１５点で行う。基準ゲインベクトルｇ０を
ｇ０＝［１，１，１，１，１］Ｔ  （式３４）
とすると、１５の評価点での位相比較ゲインが各々１になる係数ベクトルは、式３０より、次式で表される。
【０１１５】
【数１９】
0003577706.tif 000024
【０１１６】
図９の曲線は、この係数ベクトルを用いた位相検出器１４の位相比較動作曲線であるが、ゲイン評価範囲である［−１５／４・Ｔｓ，＋１５／４・Ｔｓ］において、ほぼ直線状の動作曲線が得られ、目標とする一定の位相比較ゲインが得られている。
【０１１７】
図４において、同期捕捉状態では、最小二乗法に基づき、広い線形位相比較範囲が得られる係数ベクトルＣ＿ｃａｐｔｕｒｅを用い、同期捕捉後の定常追従状態では、最尤位相検出原理に基づく高精度位相比較が可能な係数ベクトルＣ＿ｓｔａｂｌｅを用いることによって、同期捕捉状態と定常追従状態とで重み付け係数を切り換えて位相比較出力を行う。そして、電源投入直後の磁気ディスク装置において、同期捕捉状態用係数ベクトルから定常追従状態用係数ベクトルに係数を切り換える一連の動作が行われ、ジッタの小さい高精度なクロック生成が行われる。
【０１１８】
本発明の位相比較器は、上述したディジタル信号処理回路以外にも、アナログ信号処理回路を用いて実施することができる。以下では、まずアナログ処理形位相比較の原理をなす連続形最尤位相推定法を理論的に示す。
【０１１９】
上述した離散形最尤位相推定法導出過程における式９において、各ベクトルの要素を連続信号サンプル値で表現し、１／（２Ｂ）＝Δｔとおけば、最尤位相推定結果θ’ＣＭＬは、次のように表される。
【０１２０】
【数２０】
0003577706.tif 000025
【０１２１】
ここで、第１項と第３項は、位相θによらず正定値であるので、最尤位相推定結果θ’ＣＭＬは、次のように表される。
【０１２２】
【数２１】
0003577706.tif 000026
【０１２３】
即ち、この積分を最大にする位相θが最尤位相推定結果θ’ＣＭＬである。よって、式３９を位相θについて微分してゼロと置くことにより、次のような連続型最尤位相推定条件式が求まる。
【０１２４】
【数２２】
0003577706.tif 000027
【０１２５】
すなわち、観測対象信号波形と微分信号波形を乗じて時間積分した値がゼロになるような微分信号波形位相が最尤位相推定結果θ’ＣＭＬであり、図１０に示すような原理のＰＬＬで実現することができる。以下では、これを連続形最尤位相推定器と呼ぶ。
【０１２６】
図１１に、上述した連続形最尤位相推定器の第１の構成例を示す。あらかじめ測定等により得た観測信号波形を微分し、サンプリング間隔Ｔｓで離散化し、量子化して、ディジタル・データに変換し、参照波形メモリ５１に記憶しておく。アドレス生成カウンタ５２は、ＰＬＬの生成したクロックに従って、順次増加するアドレス番号をメモリ５１に与えて、その内容を順次読み出し、Ｄ／Ａ変換器５３およびＬｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ５４により、アナログ波形に戻すことにより、参照波形として所要のアナログ形微分信号波形が得られる。
【０１２７】
次に、アナログ乗算器５５（例えばモトローラ社製ＭＣ１４９４）を用いて、このアナログ微分信号波形を有するアナログ信号と観測対象信号の積信号を得る。
【０１２８】
また、各クロック・パターン再生波形の観測開始前に、後述するＤフリップフロップ６２より供給されるＤｉｓｃｈａｒｇｅパルスによって、あらかじめアナログ積分器５６の積分値をゼロに設定しておく。アナログ乗算器５５より供給されるこの積信号は、このアナログ積分器５６によって、所定の期間だけ積分される。積分期間終了後の積分出力をサンプル・ホールダ５７（例えば、アナログデバイス社製ＡＤ７８３）によりサンプル・ホールドされたものが当該観測信号波形における位相比較出力である。
【０１２９】
この位相比較出力信号は、アナログ・ループフィルタ５８を介してＶＣＯ５９に供給される。ＶＣＯ５９は、この位相比較出力信号により駆動され、ディスク回転に同期した外部クロックを発生し、それを磁気ディスク装置全体に供給する。このクロックは、分周カウンタ６０によりタイムスロット番号に変換され、タイミング・パルス生成用デコーダ６１とパルス整形用Ｄフリップ・フロップ６２により、各タイムスロットにおいて必要なパルス（Ｒｅｓｅｔ、Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ、Ｓａｍｐｌｅ）が発生される。
【０１３０】
図１２に、アナログ形位相比較器（連続形最尤位相推定器）の第２の構成例を示す。位相比較対象であるクロック・パターン再生信号は、タップ付きアナログ遅延線７０、係数器７１、および加算器７２からなるトランスバーサル形フィルタ７３に入力される。入力信号はタップ付き遅延線７０により順次遅延され、各タップに設けられた係数器７１によって重み付けが行われ、加算器７２により総和される。
【０１３１】
重み付け係数は、観測対象波形であるクロック・パターン再生波形の時間微分波形をタップ間隔時間毎にサンプリングした値に設定される。よって、上記微分波形をインパルス応答に持つフィルタが実現される。このフィルタは、入力された観測対象波形とインパルス応答の連続形畳み込みを行うので、式２９の右辺の演算が常に行われていることになる。よって、このフィルタ出力を、クロック・パターン毎に所定の時刻にサンプル・ホールダ５７によりサンプリングすることにより、当該クロック・パターンにおける位相比較を行うことができる。位相比較出力は、上述した第１の構成例と同様にしてＶＣＯ５９などを駆動し、外部クロック生成用ＰＬＬを構成する。
【０１３２】
さて、以上では、最も簡単な例として、１つのクロックマークの片端から再生された孤立波形を観測する場合の実施例について説明した。次に、ダイパルスを観測する場合について説明する。
【０１３３】
ダイパルスは、図１３に示すように、１つのクロックマークの両端からの孤立再生波形が干渉して形成される波形であり、クロックマーク長をＴｍとすると、孤立波ｓ（ｔ）の差分（ｄ（ｔ））は、次式で表される。
【０１３４】
ｄ（ｔ）＝ｓ（ｔ＋Ｔｍ／２）−ｓ（ｔ−Ｔｍ／２）  （式４１）
【０１３５】
上述した連続形最尤位相比較条件式（式２９）は、波形ｓ（ｔ）の形状によらず成立するので、図１１に示した位相比較器において、差分ｄ（ｔ）を時間微分した波形をサンプリングしてメモリに記憶しておくことにより、連続形最尤位相推定を行うことができる。あるいは図１２に示した位相比較器のタップ係数として、ｄ（ｔ）の時間微分波形をサンプリングした値を用いることによっても同推定を行うことができる。
【０１３６】
ここで、ダイパルスを観測対象とする場合、クロックマーク長Ｔｍが位相推定精度に及ぼす影響を図１４に示す。横軸はクロックマーク長であり、縦軸は位相推定誤差である。これは上述した連続形畳み込み出力の平均と分散を計算し、その分散を位相推定誤差に変換して得た結果である。
【０１３７】
図１４に示したグラフは、観測対象ダイパルスを構成する孤立波形の半値幅が小さいほど、位相推定精度が良くなること、および、クロックマーク長がある程度以下に短い場合には、推定精度が極端に劣化することを示している。
【０１３８】
後者の現象は、ダイパルスを構成する２つの孤立波形の波形干渉によって、ダイパルスの信号振幅が減少することに起因する。図１４から明らかなように、クロックマーク長Ｔｍを、孤立波形の半値幅のおよそ１／２以上に設定することにより、良好な推定精度を得ることができる。厳密には、クロックマーク長Ｔｍを半値幅に等しく設定することにより、最良の推定精度を得ることができる。
【０１３９】
また、磁気ディスク１より、磁気ヘッド１０を介して読み出される再生信号の波形、即ち記録再生特性は、磁気ヘッド１０と磁気ディスク１との相対的な位置、速度、または距離により変化する。例えば、磁気ヘッド１０が磁気ディスク１の内周付近に位置する場合と、外周付近に位置する場合とでは、再生信号の波形が異なる。また、磁気ヘッド１０と磁気ディスク１との相対的な速度によって、再生信号の波形は異なる。さらに、磁気ヘッド１０と磁気ディスク１の磁性層１ｂとの間の距離が異なると、再生信号の波形も異なる。
【０１４０】
そこで、係数ベクトル生成器２３に、磁気ディスク１の中心と、磁気ヘッド１０との間の距離に対応した最適な係数ベクトルを予め記憶させるようにし、磁気ディスク１の中心と、磁気ヘッド１０の間の距離に基づいて、係数ベクトル生成器２３が、予め記憶した係数ベクトルのうち、最適な係数ベクトルを内積演算器４４に供給するようにする。これにより、磁気ヘッド１０と磁気ディスク１との間の相対的な位置関係に拘らず、内積演算器４４に、最適な係数ベクトルが供給される。その結果、外部クロック生成器は、高精度な外部クロックを生成することが可能になる。
【０１４６】
【発明の効果】
請求項１に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、所定の位相比較範囲において一定の比較ゲインが得られる第１の係数ベクトルを生成し、記録媒体上にデータ記録領域とは独立して存在するクロックマークからなるクロック・パターンの再生波形の微分波形サンプルを並べた第２の係数ベクトルを生成するベクトル生成手段と、同期捕捉課程においては第１の係数ベクトルを選択し、同期確立後は第２の係数ベクトルを選択する選択手段と、クロック・パターン再生波形のサンプルを並べた信号ベクトルと、選択手段により選択された第１の係数ベクトルまたは第２の係数ベクトルとの内積を計算する内積演算手段とを備えるようにしたので、同期捕捉過程または同期確立後において最適な位相比較を行うことができる。
【０１４７】
請求項２に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、内積演算手段は、ディジタル乗算器とディジタル加算器により構成されるようにしたので、回路を小型化したり、無調整化することができる。
【０１４８】
請求項３に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、内積演算手段は、第１の係数ベクトルまたは第２の係数ベクトルを、記録再生特性に応じて変更するようにしたので、記録再生特性に最適な位相比較を行うことができる。
【０１４９】
請求項５に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、クロック・パターン再生波形は、磁気記録された１つのクロックマークから再生されたダイパルスとしたので、位相推定精度を高めることができる。
【０１５０】
請求項６に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、クロックマークの長さは、孤立波形の半値幅の１／２以上としたので、位相推定精度の劣化を抑制することができる。
【０１５１】
請求項７に記載の外部クロック生成用位相比較器によれば、クロック・パターンは、磁気記録により形成され、かつ、サンプル間隔が孤立波形の半値幅の１／２以下としたので、位相推定精度の劣化を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】外部クロック型磁気ディスク装置の磁気ディスク上のクロック・パターンを示す図である。
【図２】本発明の外部クロック生成用位相比較器を用いる外部クロック生成回路のブロック図である。
【図３】離散形最尤位相推定器の原理を示す図である。
【図４】ディジタル形最尤位相推定器の位相比較回路の構成を示す図である。
【図５】観測対象信号ベクトルの例を示す図である。
【図６】最尤位相推定のための係数ベクトルの例を示す図である。
【図７】最尤位相推定用位相比較器の位相比較動作関数を示す図である。
【図８】離散形最尤位相推定器においてサンプリング間隔が位相推定誤差に及ぼす影響を示す図である。
【図９】広い位相比較範囲を得るための最小二乗法による係数ベクトル設定の原理を示す図である。
【図１０】連続形最尤位相推定器の原理を示す図である。
【図１１】アナログ形最尤位相推定器の第１の構成を示す図である。
【図１２】アナログ形最尤位相推定器の第２の構成を示す図である。
【図１３】クロック・パターンからのダイパルス再生を示す図である。
【図１４】ダイパルスを位相観測対象とする時に、クロックマーク長が位相推定誤差に及ぼす影響を示す図である。
【符号の説明】
１  磁気ディスク
２  クロック・パターン
３  ユニーク・パターン
４  データ記録用トラック
１０  磁気ヘッド
１１  Ａ／Ｄ変換器
１２  等化器
１３  データ検出器
１４  位相比較器
１５  ディジタル・ループフィルタ
１６  Ｄ／Ａ変換器
１７  ＶＣＯ
１８  ＰＬＬコントローラ
１９  ユニーク・パターン検出器
２３  係数ベクトル生成器
４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ  タップ付きディジタル・ディレイライン
４１ｅ，４１ｆ，４１ｇ，４１ｈ  タップ付きディジタル・ディレイライン
４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄ  乗算器
４２ｅ，４２ｆ，４２ｇ，４２ｈ，４２ｉ  乗算器
４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄ，４３ｅ，４３ｆ，４３ｇ，４３ｈ  加算器
４４  内積演算器
４５  スイッチ
４６  Ｄフリップフロップ
５１  参照波形メモリ
５２  アドレス生成カウンタ
５３  Ｄ／Ａ変換器
５４  Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ
５５  アナログ乗算器
５６  アナログ積分器
５７  サンプル・ホールダ
５８  アナログ・ループフィルタ
５９  ＶＣＯ
６０  分周カウンタ
６１  タイミングパルス生成用デコーダ
６２  Ｄフリップフロップ
７０  アナログ遅延線
７１  係数器
７２  加算器
７３  トランスバーサル形フィルタ
【図１】
0003577706.tif 000028
【図２】
0003577706.tif 000029
【図３】
0003577706.tif 000030
【図４】
0003577706.tif 000031
【図５】
0003577706.tif 000032
【図６】
0003577706.tif 000033
【図７】
0003577706.tif 000034
【図８】
0003577706.tif 000035
【図９】
0003577706.tif 000036
【図１０】
0003577706.tif 000037
【図１１】
0003577706.tif 000038
【図１２】
0003577706.tif 000039
【図１３】
0003577706.tif 000040
【図１４】
0003577706.tif 000041