【事件の表示】
　特願２００１−１３０３０６「スイッチング増幅器」拒絶査定不服審判事件〔平成１４年１１月１５日出願公開、特開２００２−３３００３４〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成１３年４月２６日の出願であって、平成１７年２月２日付けで拒絶理由通知がなされ、同年４月７日付けで意見書が提出されたが、平成１８年５月１９日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年６月２９日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに、同年７月２１日付けで手続補正がなされたものである。
　
２．平成１８年７月２１日付けの手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成１８年７月２１日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
（１）補正後の請求項１に係る発明
　本件手続補正により、特許請求の範囲の請求項１は、
「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路と、上記量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路と、上記スイッチングパルスを減衰して上記デルタシグマ変調回路に帰還させる減衰調整器とを備えているスイッチング増幅器において、
　上記減衰調整器は１つであり、上記減衰調整器から上記デルタシグマ変調回路までの接続経路長が１０ｍｍ以下となるように、上記減衰調整器が上記デルタシグマ変調回路の近傍に配置されていることを特徴とするスイッチング増幅器。」
と補正された。
　
　上記補正は、補正前の請求項１における「減衰調整器」について、「１つ」であることを限定するものであって、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　そこで、本件手続補正後の上記請求項１に係る発明（以下、「本願補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）について、以下に検討する。
　
（２）引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された特開平７−２３１２２６号公報（以下、「引用例１」という。）、及び特開２０００−５９１５３号公報（以下、「引用例２」という。）には、それぞれ、図面とともに次の事項が記載されている。
　
（引用例１）
Ａ．「【０００２】
【従来の技術】音響機器における電力増幅器は、直流電源から与えられる直流電圧を入力信号に基づき変調し、入力信号に相似な波形を負荷であるスピーカに供給するものが通常である。この様な電力増幅器において、電力損失を極力小さくし電力変換効率を向上したものが開発されており、Ｄ級電力増幅器と呼ばれている。そして、Ｄ級電力増幅器の特性を向上させるために様々な帰還方式が提案されている。
【０００３】そこで、従来より特開昭５６−６５５０９号公報に記載されている様なパルス幅変調増幅回路があった。
【０００４】以下に、従来のパルス幅変調増幅回路について説明する。図２は従来のパルス幅変調増幅回路を示すものである。図２において、２０１は音声信号を入力する入力端子、２０２は加算用の抵抗器、２０３は変調用のキャリア信号を発生する三角波発生器、２０４は抵抗器２０２を介して入力されたアナログ信号とキャリア信号を比較するコンパレータ、２０５はコンパレータ２０４の出力であるパルス幅変調されたパルス信号を電力増幅するスイッチング増幅器、２０６は電力増幅されたパルス信号を音声信号に復調するローパスフィルタ、２０７はローパスフィルタ２０６の出力を出力する出力端子、２０８はスイッチング増幅器２０５の出力をコンパレータ２０４に帰還する抵抗器、２０９は抵抗器２０８を介して帰還されたパルス信号のキャリア信号成分を接地するコンデンサである。
　・・・（中略）・・・
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来の構成では、負帰還されるポイントがコンパレータの反転入力である。ところが、コンパレータの入力インピーダンスは非常に大きいため、コンパレータの反転入力端子と帰還抵抗器間の配線長を伸ばすと外部ノイズを誘導するという問題点を有していた。
【００１９】また、コンパレータの反転入力端子と帰還抵抗器間の配線長を短くすると、スイッチング増幅器の出力である増幅されたパルス信号がコンパレータの近傍を通る。パルス信号は高次までの高周波成分を持ちかつ高周波成分のレベルは基本波成分のレベルと同等である。そして、帰還されるパルス信号の振幅は電源電圧値と同一であり、入力信号と比較して非常に大きい。そのため、パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動作に影響を及ぼすという問題点を有していた。
【００２０】本発明は上記従来の問題点を解決するもので、パルス電力増幅手段で電力増幅されたパルス信号を２値信号変調手段に帰還する帰還手段を２個以上の抵抗器の直列接続で構成し、この抵抗器の少なくとも１個ずつを２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に配置しかつ接続することで、外部ノイズの誘導を受けない更に増幅されたパルス信号の持つ高周波成分の影響を受けない帰還回路を構成することで安定な負帰還を可能とするＤ級電力増幅器を提供することを目的とする。」
　
Ｂ．「【００２１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するために本発明のＤ級電力増幅器は、アナログ入力信号を２値状態のディジタル信号に変換する２値状態変調手段と、２値状態変調手段の出力を電力増幅するパルス電力増幅手段と、パルス電力増幅手段の出力を２値状態変調手段に帰還する帰還手段と、パルス電力増幅手段の出力を帯域制限するローパスフィルタとを備え、帰還手段は２個以上の直列接続された抵抗器を有し、抵抗器は２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に少なくとも１個ずつ配置し、それぞれ２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段に接続されているような構成を持つ。
【００２２】
【作用】本発明は上記した構成により、以下の様な作用をする。即ち、２値状態変調手段はアナログ入力信号をディジタル信号に変換する。パルス電力増幅手段は、２値状態変調手段の出力信号を電力増幅する。また、電力増幅されたパルス信号は帰還手段を介して２値状態変調手段に帰還される。そして、ローパスフィルタは電力増幅されたパルス信号を帯域制限し、入力信号を電力増幅した出力信号を生成し負荷を駆動している。
【００２３】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２４】図１は本発明の一実施例におけるＤ級電力増幅器のブロック図を示す。図１において、１０１はアナログ信号をディジタル信号に変換する２値状態変調手段、１０２は２値状態変調手段１０１の出力を電力増幅するパルス電力増幅手段、１０３はパルス電力増幅手段１０２の出力を帯域制限するローパスフィルタ、１０４はパルス電力増幅手段１０２の出力を２値状態変調手段１０１に帰還する帰還手段である。そして、１０５はアナログ信号を入力する入力端子、１０６は抵抗器、１０７はコンデンサ、１０８は演算増幅器、１０９はコンパレータ、１１０は三角波発生器であり２値状態変調手段１０１を構成し、１１１はドライバ、１１２，１１３はトランジスタでありパルス電力増幅手段１０２を構成し、１１４はコイル、１１５はコンデンサでありローパスフィルタ１０３を構成し、１１７，１１８は抵抗器であり帰還器１０４を構成している。１１６は出力端子である。
【００２５】この様に構成された本実施例のＤ級電力増幅器について、以下その動作について説明する。
【００２６】本実施例では、２値状態変調手段１０１をパルス幅変調器とし、帰還手段１０４は２個の抵抗器１１７，１１８の直列接続で構成された場合を例にとって以下説明を行う。
　・・・（中略）・・・
【００２８】また、パルス電力増幅手段１０２の出力は、抵抗器１１７，１１８で構成される帰還手段１０４を介して、２値状態変調手段１０１に負帰還されることで、２値状態変調手段１０１及びパルス電力増幅手段１０２で発生する波形歪を抑制している。
【００２９】ところで、帰還信号であるパルス電力増幅手段１０２の出力信号はパルス波形であるため高調波成分を高次まで持ち、その大きさは基本波と同等である。また、パルス波形の振幅はトランジスタ１１２，１１３に印加される電源電圧値と同一であり、通常数十ボルト以上ある。一方、入力端子１０５に入力されるアナログ信号は通常オーディオ帯域の信号であり、パルス電力増幅手段１０２の出力信号と比較すると小信号であり通常数ボルト以下である。さらに、２値状態変調手段１０１内で帰還信号が帰還されるポイントは、演算増幅器１０８の反転入力端子であり、演算増幅器１０８は反転増幅器（積分器）として構成されている。そのため、帰還されるポイントは仮想接地となり、非常に微小な電圧となる。また、帰還されるポイントは演算増幅器１０８の反転入力端子であるため非常に入力インピーダンスが大きい。そのため、帰還ポイントと帰還手段１０４間の配線が長くなるとノイズを誘導し、ノイズも帰還することになる。これを阻止するため、帰還ポイントと帰還手段１０４間の配線長を短くする。しかし、帰還手段１０４を演算増幅器１０８に近接して配置すると、帰還される電力増幅されたパルス信号は演算増幅器１０８に近接した場所を通る。更に、上記したように入力端子１０５から入力されるアナログ信号と帰還されるパルス信号との振幅に大きな差がある。加えて、パルス信号は高調波を高次まで持つため、２値状態変調手段１０１を構成する部品と部品間或いは部品と基板間に存在する浮遊容量により高周波ノイズを誘導する。演算増幅器１０８を非反転増幅器（積分器）として使用しても、演算増幅器１０８の入力インピーダンスは非常に大きくかつ帰還ポイントの電圧は小さい、また、演算増幅器１０８の近傍を電力増幅されたパルス信号が配線されているため上記のような現象は生じる。
【００３０】そこで、本実施例は帰還手段１０４を抵抗器１１７，１１８の直列接続で構成し、抵抗器１１７をパルス電力増幅手段１０２の近傍に、抵抗器１１８を演算増幅器１０８の近傍に配置して、さらに、抵抗器１１７をパルス電力増幅手段１０２の出力に、抵抗器１１８を演算増幅器１０８の反転入力端子に接続する構成にしている。上記のように構成することで、まず、演算増幅器１０８の反転入力と抵抗器１１８間の配線が長くなることがない。そのため、帰還されるポイントへの外部からのノイズの誘導はなくなる。更に、抵抗器１１７をパルス電力増幅手段１０２の出力に出力近傍で接続することにより演算増幅器１０８の近傍を通るパルス信号の信号振幅が小さくなる。そのため、パルス信号の持つ高周波ノイズが振幅が小さくなった分小さくなり、２値状態変調手段１０１に与える影響も小さくなる。すなわち、パルス電力増幅手段１０２の出力電圧をｖ０、抵抗器１１７の抵抗値をＲ１、抵抗器１１８の抵抗値をＲ２とすると、抵抗器１１７，１１８を流れる電流ｉは（数８）となり、従って、抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点の電圧ｖｆは（数９）となる。
【００３１】
【数８】　　ｉ＝ｖ０／（Ｒ１＋Ｒ２）
【００３２】
【数９】　　ｖｆ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）・ｖ０　
【００３３】（数９）から分かるように、演算増幅器１０８近傍を通るパルス信号の振幅は帰還手段１０４を抵抗器１１７と抵抗器１１８で直列合成したことにより、直列合成しない前と比較して小さくなり、パルス信号の持つ高周波ノイズも小さくなる。そのため、高周波ノイズによる影響も小さくなる。また、抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点における振幅値は、抵抗器１１７と抵抗器１１８の抵抗値を組み合わせることで任意に設定できる。」
　
Ｃ．「【００３５】なお、本実施例では２値信号変調手段１０１にパルス幅変調方式を例にとって説明したが、これは他の方式例えばパルス密度変調方式でも全く同一の効果が得られることは言うまでもない。」
　
　引用例１の上記Ｂの記載及び図１を参照すると、引用例１には、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例１記載の発明」という。）
「アナログ信号を２値状態のディジタル信号に変換する２値状態変調手段１０１と、上記２値状態変調手段１０１の出力を電力増幅するパルス電力増幅手段１０２と、上記パルス電力増幅手段１０２の出力を上記２値状態変調手段１０１に帰還させる帰還手段１０４とを備えているＤ級電力増幅器において、
　上記帰還手段１０４は抵抗器１１７，１１８の直列接続で構成され、上記抵抗器１１７は上記パルス電力増幅手段１０２の出力の近傍に配置され、上記抵抗器１１８は上記２値状態変調手段１０１の入力の近傍に配置されているＤ級電力増幅器。」
　
（引用例２）
Ｄ．「【０００２】
【従来の技術】近年、小型、大出力、高Ｓ／Ｎを実現した音響信号の高効率電力増幅器の信号処理方法として、デルタシグマ変調を応用したディジタルスイッチングアンプが提供されている。これは、入力アナログ信号をデルタシグマ変調することによりパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を得て、キャリア信号をエネルギー拡散させることにより、簡単な構成で効率よく電力増幅することができる。
【０００３】従来のデルタシグマ変調を応用した高効率電力増幅器が、例えば特開平５−６３４５７号公報に開示されている。
【０００４】ここで、従来の技術にかかるデルタシグマ変調を応用した電力増幅器としてのディジタルスイッチングアンプを、図１０を用いて説明する。
【０００５】図１０に示すように、上記ディジタルスイッチングアンプは、入力端子８１、差分積分器８２、１ビット量子化器８３、パルス増幅器８４、減衰器８５、遅延器９０、クロック発振器９１、ローパスフィルタ８７、出力端子８８を備えて構成されている。なお、差分積分器８２と１ビット量子化器８３とからデルタシグマ変調部ＡＤが構成されている。また、パルス増幅器８４の出力信号を差分積分器８２の入力信号として負帰還させる帰還回路ＦＣが構成されており、この帰還回路ＦＣ上には上記の減衰器８５および遅延器９０が設けられている。
【０００６】上記差分積分器８２は、入力端子８１に入力された入力アナログ信号（オーディオ信号）Ｓ８１と帰還回路ＦＣによる帰還信号Ｓ９０とを入力信号として、これら二信号の差分値Ｓ８１′を積分した差分積分信号Ｓ８２を出力する積分器・加算器群である。
【０００７】上記１ビット量子化器８３は、差分積分信号Ｓ８２の極性を判定し、二値（１ビット）のディジタル信号に変換した量子化信号Ｓ８３を出力する。
【０００８】上記パルス増幅器８４は、１ビット量子化器８３のディジタル出力信号である量子化出力信号Ｓ８３をスイッチング制御信号として定電圧Ｖにより電力増幅して、パルス増幅信号Ｓ８４を出力する高速スイッチングパルス増幅器である。」
　
　引用例２の上記Ｄの記載及び図１０に示される従来技術を参照すると、引用例２には、次の周知技術が記載されているものと認められる。（以下、「引用例２記載の周知技術」という。）
「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路と、上記量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路と、上記スイッチングパルスを減衰して上記デルタシグマ変調回路に帰還させる減衰器とを備えているスイッチング増幅器。」
　
（３）対比
　本願補正発明と引用例１記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（あ）引用例１記載の発明における「アナログ信号」は、「２値状態変調手段１０１」に入力されるものであり、本願補正発明における「入力信号」に相当する信号である。
　そして、本願補正発明において、「量子化信号」は、本願の発明の詳細な説明の段落【００５９】の「上記量子化器は、上記加算器からの出力を１ビット信号に量子化する。」との記載によれば、「２値状態」の信号であるということができる。
　よって、引用例１記載の発明における「アナログ信号を２値状態のディジタル信号に変換する２値状態変調手段１０１」と、本願補正発明における「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」とは、「入力信号を変調して２値状態の信号を出力する２値状態変調手段」である点で共通するものである。
　
（い）引用例１記載の発明における「パルス電力増幅手段１０２」は、引用例１の図１に示される具体的構成、及び上記Ｂの段落【００２９】の「また、パルス波形の振幅はトランジスタ１１２，１１３に印加される電源電圧値と同一であり」との記載を参酌すると、「２値状態変調手段１０１」の出力に基づいて電源電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力するスイッチング回路を構成していると解される。
　よって、引用例１記載の発明における「２値状態変調手段１０１の出力を電力増幅するパルス電力増幅手段１０２」と、本願補正発明における「量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路」とは、「２値状態の信号に基づいて電源電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力するスイッチング回路」である点で共通するものである。
　
（う）引用例１記載の発明における「帰還手段１０４」は「抵抗器１１７，１１８の直列接続で構成され」るものであり、該「抵抗器１１７，１１８」は、「パルス電力増幅手段１０２」が出力するスイッチングパルスを「減衰」して「２値状態変調手段１０１」に帰還させる作用効果を奏するものであると解される。
　また、上記「抵抗器１１７，１１８」の抵抗値は、引用例１の上記Ｂの段落【００３３】の「また、抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点における振幅値は、抵抗器１１７と抵抗器１１８の抵抗値を組み合わせることで任意に設定できる。」との記載によれば、任意に調整することができるものと解され、上記「抵抗器１１７，１１８」は、「減衰調整器」として作用させることができる構成である。
　よって、引用例１記載の発明における「パルス電力増幅手段１０２の出力を２値状態変調手段１０１に帰還させる帰還手段１０４」と、本願補正発明における「スイッチングパルスを減衰してデルタシグマ変調回路に帰還させる減衰調整器」とは、「スイッチングパルスを減衰して２値状態変調手段に帰還させる減衰調整器」である点で共通するものであるということができる。
　
（え）引用例１記載の発明における「Ｄ級電力増幅器」は、「スイッチング増幅器」の一種であることには変わりない。
　
（お）上記（う）で述べたように、引用例１記載の発明において、「抵抗器１１７，１１８」は、「減衰調整器」として作用させることができるものであり、そのうちの「抵抗器１１８」は、「２値状態変調手段１０１の入力の近傍に配置されている」ものである。
　よって、本願補正発明と引用例１記載の発明とは、少なくとも「２値状態変調手段の近傍に配置される減衰調整器」を備える点で共通するものである。
　
　上記（あ）〜（お）の事項を踏まえると、本願補正発明と引用例１記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願補正発明と引用例１記載の発明とは、ともに、
「入力信号を変調して２値状態の信号を出力する２値状態変調手段と、上記２値状態の信号に基づいて電源電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力するスイッチング回路と、上記スイッチングパルスを減衰して上記２値状態変調手段に帰還させるとともに上記２値状態変調手段の近傍に配置される減衰調整器とを備えているスイッチング増幅器。」
である点。
　
（相違点）
　相違点１：「２値状態変調手段」が、本願補正発明においては、「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」であるのに対し、引用例１記載の発明においては、「デルタシグマ変調回路」ではない点。
　
　相違点２：「スイッチング回路」が、本願補正発明においては、「量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路」であるのに対し、引用例１記載の発明においては、その動作が「量子化信号」に基づくものではなく、また、電源からの「定電圧」をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する「定電圧」スイッチング回路であるとはされていない点。
　
　相違点３：「減衰調整器」が、本願補正発明においては、スイッチングパルスを「デルタシグマ変調回路」に帰還させる「１つ」のものであって、かつ、「デルタシグマ変調回路までの接続経路長が１０ｍｍ以下となるように、上記デルタシグマ変調回路の近傍に配置され」るものであるのに対し、引用例１記載の発明においては、そのようなものではない点。
　
（４）判断
　そこで、上記相違点１〜３について検討する。
　
（相違点１について）
　上記引用例２記載の周知技術に見られるように、「スイッチング増幅器」における２値状態変調手段として「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」を用いることは、周知技術にすぎない。
　そして、引用例１の上記Ｃの記載によれば、引用例１記載の発明は、「２値信号変調手段」として「パルス密度変調方式」のものを用いてもよいものであり、さらに、引用例２の上記Ｄの段落【０００２】に「入力アナログ信号をデルタシグマ変調することによりパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を得て」と記載されているように、「デルタシグマ変調」により得られる信号は「パルス密度変調（ＰＤＭ）信号」であることを鑑みれば、引用例１記載の発明における「２値信号変調手段」として、「パルス密度変調方式」の変調回路の一種である「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」を用いるようにすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　
（相違点２について）
　上記相違点１で検討したように、引用例１記載の発明における「２値信号変調手段」として、「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」を用いるようにすることは、当業者が容易に想到し得ることであり、その場合、該「２値信号変調手段」の後段に続く「スイッチング回路」は、「量子化信号」に基づいてスイッチング制御がなされるものとなることは、当然のことである。
　そして、上記引用例２記載の周知技術に見られるように、デルタシグマ変調方式を用いたスイッチング増幅器において、「量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路」を用いることは周知技術にすぎないから、引用例１記載の発明における「スイッチング回路」を、電源からの「定電圧」をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する「定電圧」スイッチング回路とすることも、当業者が適宜になし得ることにすぎない。
　よって、引用例１記載の発明において、「スイッチング回路」を「量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路」とすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　
（相違点３について）
　引用例１の上記Ａの段落【００１８】〜【００２０】の記載によれば、引用例１記載の発明は、「負帰還されるポイント」である「コンパレータの反転入力端子」と「帰還抵抗器」間の配線長を伸ばすと外部ノイズを誘導するという問題点を解決するために、「コンパレータの反転入力端子と帰還抵抗器間の配線長を短くする」と、今度は、「帰還されるパルス信号の振幅は電源電圧値と同一であり、入力信号と比較して非常に大きい」ため、「パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動作に影響を及ぼす」という新たな問題点が生じることから、「帰還手段を２個以上の抵抗器の直列接続で構成し、この抵抗器の少なくとも１個ずつを２値状態変調手段及びパルス電力増幅手段の近傍に配置しかつ接続する」ようにしたものである。
　また、引用例１の上記Ｂの段落【００３０】の記載によれば、「抵抗器１１８を演算増幅器１０８の近傍に配置」することにより、「まず、演算増幅器１０８の反転入力と抵抗器１１８間の配線が長くなることがない」ため、「帰還されるポイントへの外部からのノイズの誘導はなくなる」とされ、「更に、抵抗器１１７をパルス電力増幅手段１０２の出力に出力近傍で接続することにより演算増幅器１０８の近傍を通るパルス信号の信号振幅が小さくなる」ため、「パルス信号の持つ高周波ノイズが振幅が小さくなった分小さくなり、２値状態変調手段１０１に与える影響も小さくなる」とされている。そして、引用例１の上記Ｂの段落【００３３】の記載によれば、「演算増幅器１０８近傍を通るパルス信号の振幅は帰還手段１０４を抵抗器１１７と抵抗器１１８で直列合成したことにより、直列合成しない前と比較して小さくなり、パルス信号の持つ高周波ノイズも小さくなる」ため、「高周波ノイズによる影響も小さくなる」とされている。
　引用例１の上記記載を綜合すると、引用例１記載の発明は、「帰還されるポイントへの外部からのノイズの誘導」をなくすために、まず「抵抗器１１８」を「２値状態変調手段１０１の入力の近傍に配置」したものであるが、帰還抵抗器を「抵抗器１１８」の１つのみにより構成した場合には、「パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動作に影響を及ぼす」という新たな問題点が生じるため、それを解決するために、「抵抗器１１８」以外に「抵抗器１１７」を「パルス電力増幅手段１０２の出力に出力近傍で接続する」ようにしたものである。
　してみれば、引用例１記載の発明において、「帰還されるポイントへ外部からノイズが誘導される」という問題点のみを解決しようとする場合には、「２値状態変調手段１０１の入力の近傍」に「抵抗器１１８」よりなる単に１つの帰還抵抗器を設けるような構成とすればよいということは、当業者にとって自明である。
　しかも、引用例１の上記Ｂの段落【００３３】には、「抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点における振幅値は、抵抗器１１７と抵抗器１１８の抵抗値を組み合わせることで任意に設定できる」とも記載されており、「抵抗器１１７と抵抗器１１８の接合点における振幅値」が「電源電圧値と同一」のような大きいものであっても「パルス信号の持つ高周波成分がコンパレータの動作に影響を及ぼす」ほどのものではない場合には「抵抗器１１７」の値を０としてもよい、すなわち「抵抗器１１８」のみを設ければよいということは、やはり当業者にとって自明である。
　そして、上記相違点１，２で検討したように、引用例１記載の発明において、「２値信号変調手段」として「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路」を用いるようにし、「スイッチング回路」を「量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路」とすることは、当業者が容易に想到し得ることであり、かつ、「２値信号変調手段」を「デルタシグマ変調回路」に限定した場合であっても、「帰還されるポイントへ外部からノイズが誘導される」という問題点が存在することには変わりないのであるから、その問題点のみを解決しようとして、スイッチングパルスを「デルタシグマ変調回路」に帰還させる「デルタシグマ変調回路の近傍に配置され」る「１つ」の「減衰調整器」を設けるようにすることは、当業者が容易に想到し得ることである。
　さらに、「減衰調整器」から「デルタシグマ変調回路」までの具体的な接続経路長を「１０ｍｍ以下」とすることも、「１０ｍｍ」という数値に臨界的意義があるものではないことから、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　よって、「減衰調整器」を、スイッチングパルスを「デルタシグマ変調回路」に帰還させる「１つ」のものとし、かつ、「デルタシグマ変調回路までの接続経路長が１０ｍｍ以下となるように、上記デルタシグマ変調回路の近傍に配置され」るものとすることは、当業者が適宜に設計できる事項にすぎない。
　
　そして、本願補正発明の構成によってもたらされる効果も、引用例１記載の発明及び引用例２記載の周知技術から当業者ならば容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
　したがって、本願補正発明は、引用例１記載の発明及び引用例２記載の周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
（５）むすび
　よって、本件手続補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するものであり、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　
３．補正却下の決定を踏まえた検討
（１）本願発明
　平成１８年７月２１日付けの手続補正は、上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明は、出願当初の特許請求の範囲の請求項１に記載されたとおりの次のものと認める。（以下、「本願発明」という。）
「入力信号をデルタシグマ変調して量子化信号を出力するデルタシグマ変調回路と、上記量子化信号に基づいて電源からの定電圧をスイッチングしてスイッチングパルスを出力する定電圧スイッチング回路と、上記スイッチングパルスを減衰して上記デルタシグマ変調回路に帰還させる減衰調整器とを備えているスイッチング増幅器において、
　上記減衰調整器から上記デルタシグマ変調回路までの接続経路長が１０ｍｍ以下となるように、上記減衰調整器が上記デルタシグマ変調回路の近傍に配置されていることを特徴とするスイッチング増幅器。」
　
（２）引用例
　これに対して、原査定の拒絶の理由に引用された引用例１，２とその記載事項は、上記２．（２）に記載したとおりである。
　
（３）対比・判断
　本願発明は、上記２．で検討した本願補正発明における「減衰調整器」について、「１つ」であるとの限定を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成要件を全て含み、さらに特定の限定を施したものに相当する本願補正発明が、上記２．（４）に記載したとおり、引用例１記載の発明及び引用例２記載の周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、上記特定の限定を省いた本願発明は、同様に、引用例１記載の発明及び引用例２記載の周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
（４）むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例１記載の発明及び引用例２記載の周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。