(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータの電機子巻線の非通電相に発生する誘起電圧と基準電圧とを比較して同ブラシレスモータの回転子の位置検出信号を得、前記位置検出信号に基づいて前記ブラシレスモータの電機子巻線の通電を切り替えるブラシレスモータの制御方法において、
前記位置検出信号を所定時間遅延させる遅延手段を有し、前記位置検出信号の有無を監視しながら前記ブラシレスモータの起動を開始し、前記位置検出信号が検出された場合には前記遅延手段により所定時間遅延された位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電切り替えを行い、前記位置検出信号が検出されないときには前記電機子巻線の通電切り替えを強制的に行うようにしたことを特徴とするブラシレスモータの制御方法。
【請求項２】
ブラシレスモータの電機子巻線の巻線電圧を合成するとともに、その合成巻線電圧波形（誘起電圧波形）を抵抗回路でレベル調整して基準電圧と比較して前記ブラシレスモータの回転子の位置検出信号を得、前記位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電を切り替え、かつ、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するブラシレスモータの制御方法において、
前記抵抗回路の抵抗とともに積分効果を発生させるコンデンサを含み、前記積分効果により前記合成巻線電圧波形を歪ませて前記位置検出信号を所定時間遅延させる遅延手段を備え、
前記位置検出信号の有無を監視しながら前記ブラシレスモータの起動を開始し、前記位置検出信号が検出された場合には前記遅延手段により所定時間遅延された位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電切り替えを行い、前記位置検出信号が検出されないときには前記電機子巻線の通電切り替えを強制的に行うようにしたことを特徴とするブラシレスモータの制御方法。
【請求項３】
前記コンデンサの容量値が、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するＰＷＭチョッピング信号のパルス幅が狭いときの起動時には前記位置検出信号を遅延可能とし、前記ＰＷＭチョッピング信号のパルス幅が広いときの位置検出運転モード時には同ＰＷＭチョッピング信号のエッジノイズを低減可能とするように設定されている請求項２記載のブラシレスモータの制御方法。
【請求項４】
前記コンデンサの容量値を少なくとも負荷に応じて変え、前記ブラシレスモータの起動特性を適応的に変えるようにした請求項２記載のブラシレスモータの制御方法。
【請求項５】
前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を下げるとともに、該キャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を長くして前記ブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延手段による遅延効果を小さくする請求項２記載のブラシレスモータの制御方法。
【請求項６】
前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を上げるとともに、該キャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を短くして前記ブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延手段による遅延効果を大きくする請求項２記載のブラシレスモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は空気調和機（圧縮機）等のモータに用いるセンサレス直流ブラシレスモータ（以下ブラシレスモータと記す）の起動制御技術に係り、特に詳しくは起動時のトルク向上を図り、重負荷等に適応的な起動特性を得るブラシレスモータの制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
このブラシレスモータの制御方法においては、ブラシレスモータの非通電相（非通電電機子巻線）に発生する誘起電圧を用いて回転子の位置を検出し、この位置検出をもとにしてブラシレモータの電機子巻線の通電を切り替える。
【０００３】
一方、ブラシレスモータの起動開始時には、回転子が停止しているために誘起電圧が発生しないことから、予め設定した起動パターンにしたがって同期運転を行う。しかる後、適当な速度まで加速し、誘起電圧が十分に発生した時点で、同期運転から位置検出運転へモード移行を行う。
【０００４】
そのため、例えば図６に示す制御装置が必要である。この制御装置は、交流電源１をＡＣ／ＤＣ変換部２で所定の直流電源に変換し、この直流電源をインバータ部３のスイッチング素子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚでスイッチングしてブラシレスモータ（ＤＣＭ）４の電機子巻線に供給する。
【０００５】
位置検出回路５はブラシレスモータ４の端子電圧をアナログ積分回路等に通して得た位置検出信号を制御回路（マイクロコンピュータ）６に出力する。制御回路６は、位置検出信号をもとにしてインバータ部３のスイッチング素子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚを所定に駆動する駆動信号を駆動回路７に出力する。このときの駆動信号は、ブラシレスモータ４の電機子巻線電流の通電を切り替える一方、スイッチング素子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚを所定にチョッピング駆動し、ブラシレスモータ４をＰＷＭ制御するためのＰＷＭチョッピング信号である。
【０００６】
前記制御装置を用いたブラシレスモータの制御方法では、起動時のトルクが小さく、ブラシレスモータ４に長時間電流が流れ、しかも起動完了までの時間が長く、また重負荷や印加電圧変動に対応することができず、さらには同期ずれが発生しても対応することができない等の多々欠点があった。
【０００７】
このようなこともあって、前記アナログ方式に対して多くの利点を有するディジタル方式が提案され、前記欠点を解消しようとしている。また、このディジタル方式の起動では同期運転に加えて位置検出運転を行う、つまり同期運転と位置検出運転とを併用した起動（以下ハイブリッド起動と記す）が提案されている。
【０００８】
ところで、ブラシレスモータ（三相四極モータ）４の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの通電切り替えは、一般的に回転子の位置検出から電気角で３０度分遅延した時点で行うと、トルクが最も効率的に発生する。
【０００９】
前記遅延の時間は、例えば、前記ディジタル方式の場合線形予測的に決定しており、具体的には前の位置検出（時刻）および位置検出間隔から今回の通電切り替え時刻を予測する。また、大電流が流れる高速回転域では磁気的中心軸のずれ等の物理的条件により一義的に決めることができないため、３０度遅延に対して補正を行なうのが効率的によい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記ブラシレスモータの制御方法（ディジタル方式）において、起動時は高速回転時と異なって回転が不安定であるため、前の位置検出および位置検出間隔から予測する今回の通電切り替えが適切なものとならず、つまり適切な通電切り替えを予測することが難しい。その結果、トルクが効率的に発生せず、脱調等の致命的な問題を引き起こすことにもなり、ひいては最適なハイブリッド起動が困難となる。
【００１１】
この発明は前記課題に鑑みなされたものであり、その目的は起動トルクの向上を図り、脱調等を防止し、ひいては最適なハイブリッド起動を可能とし、かつ、重負荷や低電流に適応的な起動特性を得ることができ、またノイズを低減して適切な回転制御を可能としたブラシレスモータの制御方法を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、この発明は、ブラシレスモータの電機子巻線の非通電相に発生する誘起電圧と基準電圧とを比較して同ブラシレスモータの回転子の位置検出信号を得、前記位置検出信号に基づいて前記ブラシレスモータの電機子巻線の通電を切り替えるブラシレスモータの制御方法において、前記位置検出信号を所定時間遅延させる遅延手段を有し、前記位置検出信号の有無を監視しながら前記ブラシレスモータの起動を開始し、前記位置検出信号が検出された場合には前記遅延手段により所定時間遅延された位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電切り替えを行い、前記位置検出信号が検出されないときには前記電機子巻線の通電切り替えを強制的に行うようにしたことを特徴としている。
【００１３】
また、この発明は、ブラシレスモータの電機子巻線の巻線電圧を合成するとともに、その合成巻線電圧波形（誘起電圧波形）を抵抗回路でレベル調整して基準電圧と比較して前記ブラシレスモータの回転子の位置検出信号を得、前記位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電を切り替え、かつ、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するブラシレスモータの制御方法において、前記抵抗回路の抵抗とともに積分効果を発生させるコンデンサを含み、前記積分効果により前記合成巻線電圧波形を歪ませて前記位置検出信号を所定時間遅延させる遅延手段を備え、前記位置検出信号の有無を監視しながら前記ブラシレスモータの起動を開始し、前記位置検出信号が検出された場合には前記遅延手段により所定時間遅延された位置検出信号に基づいて前記電機子巻線の通電切り替えを行い、前記位置検出信号が検出されないときには前記電機子巻線の通電切り替えを強制的に行うようにしたことを特徴としている。
【００１４】
この場合、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭチョッピング信号のパルス幅が狭いときの起動時には前記位置検出を遅延可能とし、前記ＰＷＭチョッピング信号のパルス幅が広いときの位置検出運転モード時には同ＰＷＭチョッピング信号のエッジノイズを低減可能とするように、前記コンデンサの容量値を設定するとよい。
【００１５】
また、前記コンデンサの容量値を少なくとも負荷に応じて変え、前記ブラシレスモータの起動特性を適応的に変えるとよい。
【００１６】
さらに、この発明には、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を下げるとともに、該キャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を長くして前記ブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延手段による遅延効果を小さくする態様が含まれる。
【００１７】
さらにまた、この発明には、前記ブラシレスモータをＰＷＭ制御するＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を上げるとともに、該キャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を短くして前記ブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延手段による遅延効果を大きくする態様が含まれる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図１ないし図５を参照して詳細に説明する。なお、図１中、図６と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００１９】
図１において、この発明のブラシレスモータの制御方法を適用した制御装置は、三相四極のブラシレスモータ４の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧（誘起電圧を含む巻線電圧）を位置検出回路１０に入力し、各巻線電圧を合成した巻線電圧波形（非通電相の誘起電圧波形）を得るとともに、この合成巻線電圧波形と基準電圧（例えば端子電圧の１／２）とを比較して位置検出信号を得て制御回路１１（マイクロコンピュータ）に与える。
【００２０】
位置検出回路１０は、ブラシレスモータ４の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの端子電圧（１２０度位相のずれた３つの電圧波形）を３つの抵抗（同じ値）で合成する抵抗回路１０ａと、この合成巻線電圧の直流分をカットするコンデンサ１０ｂと、この直流分をカットした合成巻線電圧のレベルを調整する抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる抵抗回路１０ｃと、この抵抗回路１０ｃを含めて積分効果を発生して合成巻線電圧波形を歪ませるための（なまらせるための）コンデンサ１０ｄと、基準電圧を発生するために正電源を分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４およびバッファからなる基準電圧発生回路１０ｅと、合成巻線電圧と基準電圧とを比較する比較回路１０ｆとを備えている。
【００２１】
なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２を直列に接続し、抵抗Ｒ１の他端は正電源（例えばインバータ部３の電源）を接続し、抵抗Ｒ２の他端は接地する。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４を直列に接続し、抵抗Ｒ１の他端は正電源（例えばインバータ部３の電源）を接続し、抵抗Ｒ２の他端は接地する。このとき、前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の比と抵抗Ｒ３とＲ４の比とを同じにする。また、図１から明かなように、コンデンサ１０ｄが抵抗Ｒ２とパラレルに接続されるため、コンデンサ１０ｂ，１０ｄおよび抵抗Ｒ１，Ｒ２はフィルタ回路を構成し、バンドパスフィルタとしても機能する。
【００２２】
制御回路１１は、図６に示す制御回路６の機能の他に、ブラシレスモータ４の起動時に位置検出回路１０からの位置検出信号により回転子の位置を検出することができたときには同位置検出によりインバータ部３のスイッチング素子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚを所定に駆動して電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの通電を切り替え、所定時間内に回転子の位置を検出することができないときには強制的に通電を切り替える。なお、インバータ部３を駆動する駆動信号はＰＷＭチョッピング信号であり、ブラシレスモータ４をＰＷＭ制御する。
【００２３】
位置検出運転モード時においては、従来同様に制御回路１１は位置検出回路１０からの位置検出信号により回転子の位置を検出し、前の位置検出（時刻）および位置検出間隔をもとにして今回の通電切り替えを予測し、この予測タイミングでブラシレスモータ４の通電を切り替える。
【００２４】
次に、前記ディジタル方式を採用した制御装置の動作を図２ないし図５のタイムチャート図を参照して説明する。なお、この実施の形態では一般的に採用されている電圧可変方式のＰＷＭ制御に適用して説明する。
【００２５】
まず、ブラシレスモータ４を起動するため、制御回路１１は予め設定した起動パラメータに基づいて同期運転のＰＷＭチョッピング信号（駆動信号）を発生してインバータ部３の複数のスイッチング素子を駆動し、ブラシレスモータ４の電機子巻線の通電を切り替える。この通電切り替えにより固定子には回転磁界が発生し、この回転磁界を追従するように回転子が回転する。
【００２６】
すると、ブラシレスモータ４の非通電相の電機子巻線には誘起電圧が発生し、位置検出回路１０はその誘起電圧による合成巻線電圧と基準電圧ｋとの交点（図２の破線矢印に示す位置検出）の情報である位置検出信号を制御回路１１に出力する。
【００２７】
制御回路１１は、位置検出信号により回転子の位置検出が得られたときには同位置検出により電機子巻線電流の通電を切り替える一方、その位置検出が得られないときには起動パターンにしたがって所定時間で通電を切り替える同期運転を行う。
【００２８】
前記同期運転と位置検出運転とを併用したハイブリッド起動を行い、ブラシレスモータ４が十分に加速し、例えば位置検出が安定して得られるようになったときには位置検出運転モードへ移行する。
【００２９】
ところで、抵抗回路１０ｃとコンデンサ１０ｄとによって積分効果が発生するため、図３の実線に示すように、比較回路１０ｆに入力する巻線電圧波形がその積分効果により歪み（なまり）、結果巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点が遅れる。また、コンデンサ１０ｄの容量を大きくすれば、巻線電圧波形のなまりが大きくなり、巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点が例えばキャリア周期分程度まで遅れる。
【００３０】
ここに、図４に示すように、起動時においては制御回路１１の出力ＰＷＭチョッピング信号がキャリア周期の３％ないし４％であり、つまりそのパルス幅が極めて狭く、これに伴って誘起電圧波形（巻線電圧）のパルス幅も同じく極めて狭い。したがって、コンデンサ１０ｄを極めて小容量としても、巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点を少なくともキャリア周期分程度まで遅らせることが可能である。
【００３１】
そこで、コンデンサ１０ｄの容量値としては、起動トルクが十分に得られる程度に巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点を遅らせる値に設定する。すると、制御回路１１はその遅れた交点の情報の位置検出信号により回転子の位置を検出し、この位置検出に基づいて電機子巻線の通電切り替え処理を行う。したがって、ブラシレスモータ４の通電切り替えはその遅延量だけ遅れることになり、起動トルクが効率的に発生し、つまり起動トルクが大きくなる。
【００３２】
このように、位置検出を遅らせ、つまり回転子の位置検出と通電切り替えとの間に遅延を挿入する形にしたので、ハイブリッド起動時にはトルクの向上が図れ、脱調等もなくなる。
【００３３】
また、前記コンデンサ１０ｄの容量値を負荷等に応じて変えれば、起動特性を変えることができる。例えば、不安定な起動となり易い重負荷時であっても、安定した起動が可能となり、つまり重負荷に的確な起動特性を得ることができる。また、低電流の起動であっても、低電流に適応的な起動特性を得ることができ、高効率起動が可能となる。
【００３４】
例えば、空気調和機の圧縮機のモータに適用しようとした場合、ソフトウェアを変更することなく、種々の機種に応じた値のコンデンサ１０ｄに変えるだけで、つまり起動トルクが最も効率的に発生する値のコンデンサ１０ｄに変えれば、機種毎に最適な起動特性を得ることができ、機種変更に対して柔軟に対応することができる。
【００３５】
前記同期運転と位置検出運転とを併用した起動（ハイブリッド起動）を行い、ブラシレスモータ４が十分に加速した時点で位置検出運転へモード移行することになる。
【００３６】
位置検出運転では、前記コンデンサ１０ｄの設定容量値が極めて小さくて済むため、ＰＷＭチョッピング信号の幅が大きくなり、巻線電圧波形のなまりが極めて小さて済み、結果位置検出の遅れが殆どないに等しく、つまりコンデンサ１０ｄによる悪影響を生じない。逆に、コンデンサ１０ｄはパルスエッジ部に効果を発揮し、パルス幅の大きいＰＷＭチョッピング信号のエッジノイズを低減し、つまりノイズ防止の働きをする。
【００３７】
前記実施の形態に加え、ＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を可変するとともに、この周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間（アクティブ時間）を変えるようにしてもよい。
【００３８】
図５（ａ）および（ｂ）に示すように、キャリア周期２ｘをｘとし、ＰＷＭのオン時間２ｙをｙとして印加電圧の平均値を変えず、あるいはその逆にキャリア周期ｘを２ｘとし、ＰＷＭのオン時間ｙを２ｙとしてその平均値を変えない。なお、２ｘは例えば６８０μｓｅｃ、２ｙは例えば２０μｓｅｃである。
【００３９】
図５（ａ）の場合、キャリア周波数を上げた分、ＰＷＭのオン時間を短くしていることから、ＰＷＭのパルス幅が狭くなるために、巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点の遅れが大きくなる。
【００４０】
図５（ｂ）の場合、キャリア周波数を下げた分、ＰＷＭのオン時間を長くしていることから、ＰＷＭのパルス幅が広くなるために、その交点の遅れが小さくなる。
【００４１】
このように、コンデンサ１０ｄの値を変えるだけなく、ブラシレスモータ４の印加電圧の平均値を変えずに、ＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数およびＰＷＭのオン時間を可変して巻線電圧波形と基準電圧ｋとの交点の遅れを変える。
【００４２】
これにより、コンデンサ１０ｄを変えることなく、起動特性を変化させることができ、より適応的な起動特性を得ることができ、結果種々負荷が異なるより多くの機種（機器）のモータに適用することが可能となる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明のブラシレスモータの制御方法のうち請求項１の発明によると、ブラシレスモータの起動開始から同ブラシレスモータの回転子の位置を検出し、この回転子の位置検出があるときには同位置検出を遅延し、この遅延位置検出に基づいて電機子巻線の通電を切り替えるようにしたので、同期運転と位置検出運転とを併用したハイブリッド起動が可能であるだけなく、起動トルクの向上を図ることができ、脱調を防止することができ、しかも適応的な起動特性を得ることができるという効果がある。
【００４４】
請求項２の発明によると、ブラシレスモータの電機子巻線の巻線電圧を合成して抵抗回路でレベル調整し、このレベル調整した合成巻線電圧と基準電圧とを比較して回転子の位置を検出する際、前記抵抗回路の抵抗を含めて積分効果を発生するコンデンサを設け、その積分効果により合成巻線電圧波形を歪ませ、この歪ませた合成巻線電圧波形と基準電圧とを比較して得る回転子の位置検出を遅延しており、ブラシレスモータの起動開始から同ブラシレスモータの回転子の位置を検出し、この回転子の位置検出があるときには遅延された位置検出に基づいて電機子巻線の通電切り替えを行い、前記位置検出がないときには前記電機子巻線電流の通電を切り替えるようにしたので、同期運転と位置検出運転とを併用したハイブリッド起動が可能であるだけなく、起動トルクの向上を図ることができ、脱調を防止し、しかも安価コストで適応的な起動特性を得ることができるという効果がある。
【００４５】
請求項３の発明によると、請求項２に加え、前記コンデンサの容量値を適切に設定することにより、ブラシレスモータ起動時には回転子の位置検出を遅延することができるだけなく、位置検出運転モード時にはＰＷＭチョッピング信号のエッジノイズを低減することができるという効果がある。
【００４６】
請求項４の発明によると、請求項２に加え、前記コンデンサの容量値を少なくとも負荷に応じて変え、ブラシレスモータの起動特性を適応的に変えるようにしたので、請求項２の効果に加え、不安定な起動となり易い重負荷時であっても、安定した起動が可能となり、つまり重負荷に適応的な起動特性を得ることができ、また低電流の起動であっても、低電流に適応的な起動特性を得ることができ、高効率起動が可能となり、ソフトウェアを変更することなく、例えば空気調和機等の機種に応じてコンデンサを変えるだけで適応的な起動特性が得られ、機種変更にも柔軟に対応することができるという効果がある。
【００４７】
請求項５の発明によると、請求項２に加え、ＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を下げるとともに、このキャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を長くしてブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延の量を可変するようにしたので、請求項２の効果に加え、コンデンサを変えずに遅延の効果を小さくすることができ、適応的に起動特性を変化させることができるという効果がある。
【００４８】
請求項６の発明によると、請求項２に加え、ＰＷＭチョッピング信号のキャリア周波数を上げるとともに、このキャリア周波数の可変分だけＰＷＭのオン時間を短くしてブラシレスモータの印加電圧の平均値を変えずに、前記遅延の量を可変するようにしたので、請求項２の効果に加え、コンデンサを変えずに遅延の効果を大きくすることができ、適応的に起動特性を変化させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施の形態を示し、ブラシレスモータの制御方法が適用される制御装置の概略的ブロック線図。
【図２】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート図。
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート図。
【図４】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート図。
【図５】図１に示す制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート図。
【図６】従来のブラシレスモータの制御装置の概略的ブロック線図。
【符号の説明】
３  インバータ部
４  ブラシレスモータ（センサレス直流ブラシレスモータ）
６，１１  制御回路（マイクロコンピュータ）
１０  位置検出回路
ｋ  基準電圧
Ｕ，Ｖ，Ｗ  電機子巻線（ブラシレスモータ４の）
【図１】
0003552000.tif 000002
【図２】
0003552000.tif 000003
【図３】
0003552000.tif 000004
【図４】
0003552000.tif 000005
【図５】
0003552000.tif 000006
【図６】
0003552000.tif 000007