(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｅは平均電力Poと称される信号上に重畳された雑音電力を表わすとき、平均光電力Po及び瞬時電力Po（１＋ｅ）を伴う信号を放出するレーザ（6,14）と、変調電気信号Ｍに基づいて上記レーザから生じた上記光信号を変調する外部光変調器（8,15）とにより構成される光放出ヘッドであって、
上記光変調器（8,15）に直接供給される変調信号M'は、Ｍ（１−ｅ）に比例した電気信号であることを特徴とする光放出ヘッド。
【請求項２】
上記変調信号Ｍは、上記信号M'を生じさせるため電気変調器（12,20）を通過し、上記電気変調器の変調入力に上記光信号から構成された電気信号Ｃが供給され、上記電気変調器の変調された出力M'はCMに比例することを特徴とする請求項１記載の光放出ヘッド。
【請求項３】
上記変調信号Ｍは、上記信号M'を生じさせるため電気変調器（12,20）を通過し、上記電気変調器の変調入力に上記光信号から構成された電気信号Ｃが供給され、K2及びK3が定数であるとき、上記電気変調器の変調された出力M'は、M'＝K2CM＋K3Mの形式をなすことを特徴とする請求項１記載の光放出ヘッド。
【請求項４】
上記電気信号Ｃは、
レーザ（６）の出力に接続され、光信号をタップで分岐させる光カップラ（７）と、
得られた信号がPo（１＋ｅ）に比例するように、タップで分岐された上記光信号を電気信号に変換する光受信器（９）と、
上記電気信号から直流成分を除去するフィルタと、
Poに反比例した利得を備え、フィルタ処理の前又は後に上記電気信号を増幅する増幅器（10）とを用いて作成されることを特徴とする請求項３記載の光放出ヘッド。
【請求項５】
上記電気信号Ｃは、
レーザ（６）の出力に接続され、光信号をタップで分岐させる光カップラ（７）と、
得られた信号がPo（１＋ｅ）に比例するように、タップで分岐された上記光信号を電気信号に変換する光受信器（９）と、
Poに反比例した利得を備え、上記光受信器（９）からの上記信号を増幅する増幅器（10）と、
基準値から上記増幅された信号を減算する減算器（11）とを用いて作成されることを特徴とする請求項２又は３記載の光放出ヘッド。
【請求項６】
上記電気変調信号Ｃは、
上記光変調器（15）の出力に接続され、光信号をタップで分岐させる光カップラ（16）と、
タップで分岐された上記光信号を電気信号に変換する光受信器（17）と、
変調用の高い方の周波数の成分を除去することにより、上記電気信号からPo（１＋ｅ）成分を得るフィルタと、
Poに反比例した利得を備え、フィルタ処理の前又は後に上記電気信号を増幅する増幅器と、
上記増幅され、かつ、フィルタ処理された信号を基準値から減算する減算器とを用いて作成されることを特徴とする請求項２又は３記載の光放出ヘッド。
【請求項７】
上記電気変調信号Ｃは、
上記光変調器（15）の出力に接続され、光信号をタップで分岐させる光カップラ（16）と、
タップで分岐された上記光信号を電気信号に変換する光受信器（17）と、
上記電気信号から変調用の高い方の周波数の成分及び直流成分をを除去するフィルタと、
Poに反比例した利得を備え、フィルタ処理の前又は後に上記電気信号を増幅する増幅器とを用いて作成されることを特徴とする請求項３記載の光放出ヘッド。
【請求項８】
上記増幅器（10）の利得は、上記光受信器（９）の出力と並列に接続され、かつ、上記信号ｅに対応した雑音周波数が上記レーザの平均電力Poに比例した出力を発生させるべく除去されるように遮断周波数を備えたローパスフィルタ（13）からの出力信号に基づいて制御されることを特徴とする請求項４乃至７のうちいずれか１項記載の光放出ヘッド。
【請求項９】
上記電気変調信号Ｃは、
カップリング係数K1を備え、上記光変調器（15）の出力に接続され、光信号をタップで分岐させる光カップラ（16）と、
効率ηを備え、トランジスタンスRTを備えたフィルタリング付きの増幅器（18）に連結され、上記光カップラ（16）の結合された出力からの上記光信号を電気信号に変換し、次いで、その電気信号を増幅し、低い周波数の上記雑音信号だけを維持するべく、直流成分及びタップで分岐された上記信号の変調用周波数の成分を抑制するような態様で上記電気信号をフィルタ処理する光受信器（17）とを用いて作成され、
上記カップラ（16）、上記光受信器（17）、上記増幅器（18）及び上記電気変調器（20）は、以下の関係
0003591839.tif 000012
を満たすことを特徴とする請求項７記載の光放出ヘッド。
【請求項１０】
位相シフタ（19）は、上記光変調器（15）の入力の上記変調信号M'及び上記光信号の雑音成分が位相反転するような位相シフトを生成するため、上記光受信器（9,17）の出力と、上記電気変調器（12,20）の変調入力との間に挿入されることを特徴とする請求項４乃至９のうちいずれか１項記載の光放出ヘッド。
【発明の詳細な説明】
本発明は、アナログ信号の光ファイバ伝送に係り、特に、アナログ信号の光ファイバ伝送を行うためのレーザと光変調器の協働に関する。
この協働は、一般的に、直接変調レーザを使用するよりも好まれる。実際上、このタイプのレーザに関し、振幅変調を発生させる電流の変化は放出波長に影響を与え、この変化は、たとえ僅かであっても、光ファイバの色散乱に関連し伝送性能を低下させる。
しかし、レーザの外部光変調器との協働は、ある種のレーザ、特に、光ファイバによる伝送に使用されるレーザにより発生させられる緩和雑音と称される低周波雑音に起因した別の欠点がある。この雑音は、放出された電力内の数パーセントのオーダーの揺らぎとして顕在化され、狭い低域スペクトルに対応する。ガラス−エルビウム形のレーザの場合に、スペクトルの中心周波数は約200kHzである。図1aに示された上記の雑音は、以下のような障害を生じさせる。
光変調器の変調入力は、例えば、振幅変調された２個以上の搬送波からなる信号を受ける。図1bに示されたかかる信号の一例は、オーディオ及びビデオ搬送波により構成され、ビデオ搬送波の周波数スペクトルは、VSB−AMと称される残留側波帯振幅変調に対応する。上記の２個の変調された搬送波は、テレビジョン信号伝送のフィールド内のチャンネルを表わし、光変調器に送信された変調信号は、残留側波帯振幅変調されたテレビジョン信号のマルチチャンネル周波数多重化を構成するため、隣接したチャンネルの組からなる。図1cに示されるように、上記無線周波変調信号を伴う光信号の倍増は、レーザの雑音を無線周波信号の搬送波の周辺に移す。ビデオ変調信号の場合のように、周波数側波帯が数十キロヘルツよりも広い幅を有するならば、上記の雑音は周波数側波帯内で終わる。復調後、ビデオ搬送波の周辺の２本の雑音“ライン”は相関し、一方、ビデオ信号のスペクトルは低下した側波帯を有するので、ベースバンドビデオ信号には２倍の電力の雑音が生じる。この雑音レベルは、次に、10乃至12dBまでの値でスクリーン上のビデオ信号の可視性の閾値を超え、かくして、画像上に“スクリッブリング”効果を生じさせる。
この問題に対し、“フィードフォワード”として知られた解決法が提案されている。これは、レーザと外部変調器との間に、放出された電力を調整する装置を挿入することによる。上記装置は図２に示される。カップラ２は、レーザ１の出力の電力の一部をタップで分岐させ、光信号を、レギュレータとして動作する第１の外部光変調器４を制御する電気信号に変換する内蔵形増幅器を備えた光受信器３に伝送する。
光受信器のカップリング及び利得の値の適当な選択により、無線周波変調信号を受ける第２の外部光変調器５にビームが伝送される前に、レーザの雑音を効果的に低下させることができる。
この解決法の第１の欠点は、光変調器の原理の性質により電力が半分にされるので、レーザの使用可能な光出力を著しく減少させるカップラ及び光学的調整変調器の挿入損失が生じることである。更に、上記の挿入損失を考慮しなければ、調整の原理の性質により利用可能な最大の出力電力は、レーザにより伝達された揺らぎの電力の最小値に一致する。他の欠点は、装置の構成と、正確に調整されるべき光受信器３により代表される調整回路の利得と、補正されるべき雑音と完全に同相でなければならない補正信号とに関係する。最後に、電力調整のため必要な光変調器は、かなりコスト高である。
本発明の目的は、上記の欠点を解決することである。
その課題は、ｅが平均電力Poと称される信号上に重畳された雑音電力を表わすとき、平均発光電力Po及び瞬時電力Po（１＋ｅ）を伴う信号を放出するレーザと、変調電気信号Ｍに基づいてレーザから発生した光信号を変調する外部光変調器とにより構成される光放出ヘッドであって、光変調に直接供給された変調信号M'はＭ（１−ｅ）に比例した電気信号であることを特徴とする光放出ヘッドである。
本発明によれば、レーザの外部にある光変調器の使用により、レーザの波長の変化に起因した欠点を解決することが可能である。更に、“フィードフォワード”形の電力調整装置よりも挿入損失を制限することが可能である。その上、構成及び実現のためのコストが低下する。
実際の変調信号M'は、元の変調信号Ｍ及び変調制御信号Ｃを受ける電気変調器に基づいて生成される。電気変調器は、CMに比例した信号、又は、K2及びK3が定数を表わす場合に、K2CM＋K3Mの形の信号を生じさせる。第１の場合に、信号Ｃは（１−ｅ）に比例しなければならず、第２の場合に、信号Ｃはｅに比例しなければならない。信号Ｃを生成するため、瞬時光電力の一部は、レーザの出力から直接的に、或いは、光変調器の出力からタップで分岐される。
本発明の特徴及び利点は、添付図面を参照して、例として与えられた以下の説明からより明らかになる。添付図面において、
図1aはガラス−エルビウム形のレーザの雑音電力を表わす図であり、
図1bは無線周波変調信号の周波数スペクトルを表わす図であり、
図1cは光変調器の出力の周波数スペクトルを表わす図であり、
図２は、先行技術により伝送されたレーザ出力を自動的に制御する装置を表わす図であり、
図３は、本発明による光変調器用のノイズ除去装置を表わす図であり、
図４は、上記装置の変形例を表わす図であり、
図５は、上記装置の実際的な一実施例を表わす図である。
以下に説明する本発明の装置は、図３に示される。
例えば、ガラス−エルビウム形のレーザ６は、出力を介して、レーザにより放出された光出力の一部分をタップで分岐させる光カップラ７に連結される。上記カップラの幹線経路に対応する出力は、光ファイバを介して、無線周波電気信号の関数として光出力を変調するためこの無線周波電気信号を受ける機能を有する光変調器８の入力に直接伝送される。その結果として、光変調器８に出力で、第１の出力上の光出力Po（1/2＋Ｍ）と、第２の出力上の光出力Po（1/2−Ｍ）とを得ることが望ましいと考えられ、ここで、Ｍは、−1/2と＋1/2との間にある所望の変調比を表わす。この変調比は、装置に供給された無線周波信号の変化により表わされ、この無線周波信号はＭと称される。
結合された経路に対応する出力は、再度、光ファイバを介して、光信号を電気信号に変換する光受信器９に連結される。受信器９の出力で利用可能な電気信号は、レーザPiから放出された電力に比例する。
Poがレーザにより放出された平均電力であり、ｅが平均電力に対する雑音電力であるならば、レーザにより放出された電力PiはPo（１＋ｅ）の形式をなす。
従って、Ｋが、光カップラ７のカップリング係数と、光受信器に連結された光ファイバ内の損失と、光出力の光受信器の電圧への変換係数とに依存した定数であるならば、光受信器の出力の電気信号は、KPo（１＋ｅ）である。この結果として、受信器は、実際に電圧を伝達し、Ｋはボルト／ワットの単位で表わされると考えられる。受信器が電流を伝達する場合にも同様の理由付けを行うことが可能である。
上記の信号は、Coが以下に説明する定数を表わす場合に利得Co/KPoを備えた増幅器10に伝送され、次に、減算器11の第１の入力に伝送され、第２の入力に供給され、値Vref＝2Coを有する電圧からその第１の入力が減算される。光受信器９及び増幅器10は、瞬時電力の変化の周波数（例えば、数百kHz）が維持されるように、共にある通過域を有する。減算器の出力で得られた信号は、かくして、以下の値
0003591839.tif 000002
をとる。
減算器11は、増幅器10にオフセット電圧を印加することにより容易に実現される。
信号Ｃは、倍増器タイプの電気変調器12の変調入力に供給され、変調されるべき信号Ｍは電気変調器12の第２の入力に伝達される。上記信号Ｍは、例えば、周波数多重RF無線周波テレビジョン信号、又は、図1bに記載されたタイプにより構成される。かかる電気変調器は、以下の形式：
M'＝Ｍ（１−ｅ）
の変調された信号M'を得るため、信号Ｃ＝Co（１−ｅ）を介して無線周波信号の振幅変調を行う。
Coは、瞬時電力Piが平均電力Poに一致したときの信号Ｃの値であり、この場合に、実際の変調信号M'は所望の変調を表わす信号Ｍに一致する。
上記信号M'は、光変調器８に対しその変調入力に伝送される。この変調器は、一般的に、２個の相補的な光出力P+及びP-を有し、各光出力はゼロ変調に対し入力電力の半分の電力を伴う。カップラ７の幹線経路に亘るカップリング損失及び伝送損失を無視することにより、変調信号M'が存在するとき、出力P+及びP-は、以下の値：
0003591839.tif 000003
を有し、単位元よりも小さい雑音ｅに関する２次の項を無視することにより、
0003591839.tif 000004
が得られる。これにより、変調信号の有効な帯域内の雑音に対応するM.eの項は存在しない。
低周波の雑音Po.e/2だけが出力に存在するが、この雑音は有効な変調信号のスペクトルの範囲外にあるので、無線周波搬送波を妨害することはない。かくして、変調された信号は、レーザの雑音により影響されることは殆ど無くなる。
しかし、この装置は、平均電力Poが一定であり、増幅器10の利得はPoの関数として計算されることを想定する。この値が時間に関して、例えば、温度又はレーザの経年の関数として変動する場合に、装置の改良は、上記平均電力Poを測定し、この値に基づいて増幅器10の利得を制御するため、ローパスフィルタを用いて、瞬時電力の揺らぎを除去することにより行われる。図３に破線で示されたかかる改良は、雑音のスペクトルを除去すべく、光受信器９の出力の信号を、例えば、１キロヘルツのオーダーの遮断周波数を備えたローパスフィルタ13の中に通すように、光受信器９の出力の信号をタップで分岐させ、次いで、このフィルタの出力を増幅器10の利得入力に連結させて増幅器10の利得を制御することにより行われる。
変調器12は、信号M'＝MC/Coを生じさせる。K2及びK3は、一方が変調器の効率を表わし、他方が変調器の挿入損失を表わす一定値であり、変調器は、信号M'＝K2CM＋K3Mを発生させるタイプの変調器であるより一般的な場合には、M'をＭ（１−ｅ）に一致させるため、増幅器10の利得は、以下の値
0003591839.tif 000005
が与えられる必要があり、基準電圧Vrefは、値
0003591839.tif 000006
が与えられなければならない。
上記の説明では、増幅器10の出力に現れた信号は、（１＋ｅ）に比例するので、減算器が使用されている。（増幅器10の上流又は下流で）光受信器により伝達された信号は、直流成分KPoを除去し、雑音成分KPoeだけを維持するため、フィルタ処理される。上記雑音成分は、図４に関して実現可能であることが分かるように、係数K2及びK3に基づいて増幅器10の利得を選ぶことにより信号M'＝Ｍ（１−ｅ）を発生させるため、電気変調器12に供給される。
更に、変調されるべきレーザ信号に含まれた雑音信号ｅと、変調信号M'に含まれた雑音信号との間で要求される位相調整は、次に、光ファイバの長さを調整することにより行われるが、位相シフタ回路を使用してもよい。
上記の装置は、光波の偏光がレーザと光変調器との間で保存されることを必要とし、光変調器の性能はその保存状態に依存する。従って、レーザの出力のカップラと、カップラと変調器との間の光ファイバは、一般的に、偏光の保存性が要求される。
上記装置の他の例は、上記の特定のカップラ無しで済ますことができる。更に、レーザと光変調器との間の光ファイバをできる限り短くすることが可能である。この例は図４に示される。
レーザ14は、光ファイバにより光変調器15に連結される。この変調器の出力P+又はP-の一方に、光信号の一部を再現する光カップラ16が接続され、その結合された出力で接続された光ファイバを介して、光電変換器からなる光受信器17に光信号の一部を伝送する。光受信器の出力で連結された増幅器18は、電気信号を増幅し、フィルタ処理する。この増幅器は、出力が変調信号Ｃを電気変調器20に伝達する位相シフタ19に連結される。上記変調器20は、変調されるべき信号Ｍを第２の入力に受け、光変調器15の変調入力に送られる変調された信号M'を出力に送出する。
増幅器18は、低い周波数の、かつ、光変調器の中を通過するレーザの雑音ｅを抽出し、これにより、信号Ｍを変調し、形式Ｍ（１−ｅ）の新しい変調信号M'を発生させ、このような信号は、上記の如く、レーザの雑音による変調信号Ｍの劣化を制限する。
これを行うため、上記装置の構成要素は、以下に計算される条件を満たす。
光変調器の出力の信号P-は、以下の式：
0003591839.tif 000007
からなる。
K1がカップラ16のカップリング係数であり、ηが光受信器17のアンプ／ワットの単位の効率又は応答係数であり、RTが増幅器18の計算されたトランジスタンスであるならば、増幅器からの出力電圧Ｓは、以下の値：
0003591839.tif 000008
を有する。
（受信器17は、電流を伝達すると考えられるが、その理由は、電圧を伝達させる場合と同じである。）
実際上、増幅器の通過域は、直流信号及び変調周波数の信号が除去されるような通過域であり、このフィルタ処理は、別々のフィルタにより行っても構わない。直流の項K1ηRTPo/2は消滅し、無線周波信号を表わすM'に比例する項も消滅する。このフィルタ処理を考慮することにより、増幅器18からの出力Ｓは、以下の値：
0003591839.tif 000009
をとる。
電気モジュレータ20は、その一部として、変調されるべき信号Ｍ及び変調信号Ｃから信号M'を発生させ、信号M'は、一般的に以下の式：
M'＝K2CM＋K3M
で表わされ、式中、K2は変調器20の効率を表わし、K3は変調器の挿入損失に関係する。
信号Ｍを変調する信号Ｃが電圧Ｓであるならば、光変調器15の変調信号M'は、以下の値：
0003591839.tif 000010
をとる。
上記信号M'をＭ（１−ｅ）、特に、K3M（１−ｅ）に比例させるため、種々の係数は以下の関係：
0003591839.tif 000011
を満たす。
レーザの電力Poのあらゆる可能な変化に対処するため、トランジスタンスRTがPoに反比例するように、増幅器を構成することが可能である。
信号Ｃは、実際上、位相シフト後に信号Ｓと一致する。
位相シフト回路19は、電気変調器に伝達された補正信号Ｃと、補正されるべき信号との間の位相状態、即ち、信号P-に含まれる雑音信号ｅと、補正信号Ｃとの間の零位相シフトを保存することが可能であり、位相シフタは、光受信器内の位相反転及びループに起因した位相シフトと共に位相シフトを生成し、その位相シフトは、ガラス−エルビウム形のレーザの場合には200kHz周辺の狭いスペクトルである緩和雑音スペクトル内のピークの周波数の近傍に360゜の位相シフトを生じさせる。ループ内の遅延時間は、150nsのオーダーであり、これは、200kHzの周波数の信号に対し数十度の位相シフトに対応する。かくして、位相シフタ19により生成された位相シフトは、170゜のオーダーをなす。
電気変調器20に関して言うと、電気変調器は、変調信号に対して非周期的であることが必要であり、即ち、その無線周波信号上の動作は、無線周波の周波数に依存させるべきではない。
図３に関して説明したように、減算器は、増幅器18が１＋ｅに比例した信号を発生するならば、即ち、直流成分をフィルタ処理することなく、変調信号M'の周波数だけをフィルタ処理するならば、図４において使用される。
更に、より一般的に言うと、２個の相補的な出力を備えた２台の変調器の選定は、上記２個の出力を同時に活用することにより、例えば、二つの加入者の系列をケーブル光伝送ネットワークに同時に供給することが可能であるとしても、本発明の実施例として本質的ではない。
カップリングは光受信器への伝達を可能にさせ、電気変調器は、上記２個の出力の両方に関し同じように行われることが非常に明らかである。
図４の装置の電気変調器上で動作するフィードバックループの実際的な配置は、図５に示される。
上記配置は、光カップラから発生した光信号を受け、ホトダイオードと、ループの利得を設定する可変抵抗を備えた増幅器とを含む光受信器及び増幅器と、所望の位相シフトを設定する調整可能な抵抗と共に相補形トランジスタを有する二つの回路が後に続くインバータ回路を含む位相シフタと、可変抵抗として動作する砒化ガリウム電界効果トランジスタよりなる電気変調器とからなる系列により構成される。元の変調信号は、無線周波入力上で伝送され、無線周波出力は光変調器の入力に連結される。
【図２】
0003591839.tif 000013
【図１】
0003591839.tif 000014
【図３】
0003591839.tif 000015
【図４】
0003591839.tif 000016
【図５】
0003591839.tif 000017