(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子へ入力されたオーディオ信号から、それに含まれるベースやバスドラムなどの低音楽器が有する基音のうち、低音感を増強したい所望の基音帯域とそれ以下の低音成分を遮断するとともに、上記所望の基音帯域の２倍音帯域を超える高音成分を遮断することで、上記２倍音帯域成分を取出すフィルタ手段と、
そのフィルタ手段の出力信号に非線形歪を付加する歪付加手段と、
上記入力端子へ入力されたオーディオ信号に、上記歪付加手段の出力信号を加算して出力端子に出力する加算器と、
を具備する音響効果装置。
【請求項２】
上記フィルタ手段の低域の遮断特性は、上記所望の基音帯域成分が、上記２倍音帯域成分に較べてレベル低下されるが所定の減衰されたレベルで出力されるゆるやかな遮断特性であることを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項３】
上記フィルタ手段の低域の遮断特性は＋１２ｄＢ／ＯＣＴ程度に選定されていることを特徴とする請求項２に記載の音響効果装置。
【請求項４】
上記フィルタ手段の高域の遮断特性は、低域の遮断特性より急峻であることを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項５】
上記フィルタ手段の高域の遮断特性は−２４ｄＢ／ＯＣＴ程度乃至これより急峻であることを特徴とする請求項４に記載の音響効果装置。
【請求項６】
上記フィルタ手段の低域の遮断周波数Ｆｃｈは５０〜３００Ｈｚ中の何れかに設定され、高域の遮断周波数Ｆｃｌ（但しＦｃｌ＞Ｆｃｈ）は２００〜４５０Ｈｚ中の何れかに設定されていることを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項７】
上記フィルタ手段の低域の遮断周波数Ｆｃｈはほぼ２００Ｈｚに設定されていることを特徴とする請求項６に記載の音響効果装置。
【請求項８】
上記フィルタ手段の高域の遮断周波数Ｆｃｌはほぼ４００Ｈｚに設定されていることを特徴とする請求項６に記載の音響効果装置。
【請求項９】
上記フィルタ手段の低域の遮断特性はその振幅−周波数特性曲線の遮断周波数付近の肩の部分に小さい山が形成されていることを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項１０】
上記フィルタ手段は低域遮断周波数Ｆｃｈと高域遮断周波数Ｆｃｌを持ち、かつ高域遮断特性は低域遮断特性より急峻である帯域通過特性を有することを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載の音響効果装置。
【請求項１１】
上記フィルタ手段は、遮断周波数を可変する手段を備えることを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載の音響効果装置。
【請求項１２】
上記歪付加手段は入出力特性が入力振幅の中心に対し、非点対称の非線形特性であることを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項１３】
上記非線形特性は、入出力特性が線形特性を示す直線に対しＳ字状をなし、かつ、入出力の基準点に対し、非点対称な曲線で表わされる特性であることを特徴とする請求項１２に記載の音響効果装置。
【請求項１４】
上記歪付加手段は、トランジスタのコレクタに上記フィルタ手段の出力が供給され、上記トランジスタのエミッタから出力信号が出力され、上記トランジスタのベース電流を設定する手段が設けられ、トランジスタのコレクタ電流−コレクタエミッタ間電圧特性のゼロ点付近の非直線特性が利用されるものであることを特徴とする請求項１３に記載の音響効果装置。
【請求項１５】
上記歪付加手段の出力信号が供給され、上記２倍音帯域を超える高音成分を、上記フィルタ手段の高域の遮断特性に較べてなだらかな遮断特性で減衰させる低域通過フィルタをさらに具備し、この低域通過フィルタの出力信号を上記加算器へ供給して入力オーディオ信号に加算することを特徴とする請求項１に記載の音響効果装置。
【請求項１６】
入力端子へ入力されたオーディオ信号から、それに含まれるベースやバスドラムなどの低音楽器が有する基音のうち、低音感を増強したい所望の基音帯域とそれ以下の低音成分を低域遮断するとともに、上記所望の基音帯域の２倍音帯域を超える高音成分を高域遮断し、上記２倍音帯域成分を取出すフィルタリングステップと、
上記フィルタリングステップで取出された出力信号に対し非線形歪を付加するステップと
上記入力オーディオ信号に、上記非線形歪付加ステップの出力信号を加算して出力端子に出力する加算ステップと、
を有することを特徴とする音響効果方法。
【請求項１７】
上記フィルタリングステップは、遮断周波数がほぼ２００Ｈｚで低域遮断し、その遮断特性がほぼ＋１２ｄＢ／ＯＣＴであることを特徴とする請求項１６に記載の音響効果方法。
【請求項１８】
上記フィルタリングステップは、遮断周波数がほぼ４００Ｈｚで高域遮断し、その遮断特性がほぼ−２４ｄＢ／ＯＣＴより急峻であることを特徴とする請求項１６に記載の音響効果方法。
【請求項１９】
上記歪付加手段は入出力特性が、入力振幅の中心に対し非点対称の非線形特性であることを特徴とする請求項１６に記載の音響効果方法。
【請求項２０】
オーディオデータを取込む処理と、
上記取込んだオーディオデータから、それに含まれるベースやバスドラムなどの低音楽器が有する基音のうち、低音感を増強したい所望の基音帯域とそれ以下の低音成分データを低域遮断するとともに、上記所望の基音帯域の２倍音帯域を超える高音成分データを高域遮断し、上記２倍音帯域成分データを取出すフィルタ処理と、
上記取出された２倍音帯域成分データに対して非線形歪を付加する歪付加処理と、
上記取り込んだオーディオデータに、上記非線形歪付加処理の出力データを加算する加算処理と、
を音響効果装置のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【請求項２１】
上記フィルタ処理は、５０〜３００Ｈｚ中の何れかの遮断周波数で＋１２ｄＢ／ＯＣＴの低域遮断特性となるような処理であることを特徴とする請求項２０に記載の記録媒体。
【請求項２２】
上記フィルタ処理は、２００〜４５０Ｈｚ中の何れかの遮断周波数で−２４ｄＢ／ＯＣＴ又はそれ以上に急峻な高域遮断特性となるような処理であることを特徴とする請求項２０に記載の記録媒体。
【請求項２３】
上記フィルタ処理は低域遮断周波数がほぼ２００Ｈｚであることを特徴とする請求項２１に記載の記録媒体。
【請求項２４】
上記フィルタ処理は、高域遮断周波数がほぼ４００Ｈｚであることを特徴とする請求項２２に記載の記録媒体。
【請求項２５】
上記フィルタ処理は低域側の遮断周波数及び遮断特性をもつ高域通過フィルタ処理と、高域側の遮断周波数及び遮断特性をもつ低域通過フィルタ処理とよりなることを特徴とする請求項２０に記載の記録媒体。
【請求項２６】
上記歪付加処理は、入出力特性が、入力振幅の中心に対し非点対称の非線形特性となる処理であることを特徴とする請求項２０に記載の記録媒体。
【請求項２７】
上記歪付加処理は、非線形の入出力特性が記録されたテーブルを、上記取出された２倍音帯域成分データで参照して出力データを出力する処理であることを特徴とする請求項２０乃至２２、２６の何れかに記載の記録媒体。
【請求項２８】
上記歪付加処理は、非線形関数を、上記取出され２倍音帯域成分データを変数として演算して出力データを出力する処理であることを特徴とする請求項２０乃至２２、２６の何れかに記載の記録媒体。
【請求項２９】
上記非線形歪が付加された２倍音帯域成分データに対し、高域成分データになる程、徐々にレベルを低下させる低域通過フィルタ処理を上記コンピュータに実行させプログラムを上記プログラムに含ませたことを特徴とする請求項２０乃至２２、２６の何れかに記載の記録媒体。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は楽音信号などのオーディオ信号の低音域を強調して音響効果を与える装置、その方法及びそのプログラム記録媒体に関する。
背景技術
音楽を耳で聴くことに加えて音楽を身体で感じて楽むことを望む人がいる。音楽を身体で感じるためには、低音を大音量に強調するとよい。従来において低音を強調するためには、イコライザでオーディオ信号の低音域を強調（ブースト）し、その強調されたオーディオ信号を大容量の出力増幅器で増幅し、その増幅出力信号で巨大なウーハ（woofer，低音域専用スピーカ）を駆動していた。しかしこの場合は低音の強調を余程大きくしないとその効果が得られない。なお小容量の出力増幅器や小形のスピーカで同様な効果を得ようとしても音が歪んでしまう。
所で、人間の聴感は、低音成分の倍音が多く含まれた響音を聞くと、低音が強調されたように感じる性質がある。この性質を利用して、入力オーディオ信号の低音成分を非直線回路へ供給して、入力オーディオ信号の低音成分の倍音を生成し、これを入力オーディオ信号に加えることにより見掛上低音を強調することが提案されている。
例えば日本国特許出願公開、特開平５−３２８４８１号公報には、第１図に示す技術が提案されている。即ち入力端子１１Ｌ及び１１Ｒからのステレオの左チャネル信号及び右チャネル信号が、遮断周波数１００Ｈｚの低域通過フィルタ１２Ｌ及び１２Ｒにそれぞれ通されて、１００Ｈｚ以下の低音成分がそれぞれ取出され、これら低音成分が全波整流回路１３で全波整流され、その全波整流回路１３の出力信号は通過帯域が１００〜２００Ｈｚの帯域通過フィルタ１４に通され、つまり全波整流回路１３で生成された低音成分の２倍音信号が帯域通過フィルタ１４により取出され、この２倍音信号が入力端子１１Ｌ及び１１Ｒの左チャネル信号及び右チャネル信号にそれぞれ加算されて出力端子１５Ｌ及び１５Ｒに出力される。
この第１図に示す従来技術は、低域通過フィルタ１２Ｌ，１２Ｒで低域成分を取出しているが、これら低域通過フィルタ１２Ｌ，１２Ｒの遮断周波数は１００Ｈｚであり、その時定数が大であり、帯域通過フィルタ１４の出力信号は入力端子１１Ｌ，１１Ｒよりの入力信号に対し、可成り遅れて合成される。つまり入力オーディオ信号中の、ボーカル、テナーサックスなどの中音域楽器及び、バイオリン、フルートなどの高音域楽器からの信号とベースやバスドラムなどの低音楽器よりの信号とが時間的にずれて、これら楽器の同時演奏に対し違和感が生じる。
また日本国特許出願公開、特開平１−１８６００８号公報には第２図に示す技術が提案されている。入力端子１１からの入力オーディオ信号は遮断周波数が１００Ｈｚ程度の低域通過フィルタ１２へ供給され、低域通過フィルタ１２からの低音成分は電力増幅器１６で増幅されて非線形回路１７へ入力される。非線形回路１７としては２個のダイオードが逆並列接続され、これらダイオードにより入力信号振幅の正側及び負側がクリップされ、入力信号波形が歪まされ、入力信号の高調波成分、倍音信号が生成される。これら生成された倍音信号が入力端子１１よりの入力オーディオ信号と加算器１８で加算されて出力端子１５に出力される。
この従来技術においても、遮断周波数が１００Ｈｚ程度の低域通過フィルタを用いているため、第１図に示した技術と同様に低域成分と、高域成分との間に時間差が生じる問題がある。しかも例えばベース音の基本周波数１１０Ｈｚの成分と、バスドラムの基本周波数１００Ｈｚの成分とが同時に入力されると、非線形回路１７でこれら両入力信号の周波数の和と差の成分、つまり１０Ｈｚの成分と、２１０Ｈｚの成分とが生じ、不必要な低音が強調されることになり、生成された音は非音楽的で汚い音となる。
更に日本国特許出願公開、特開平６−２９５１７８号公報には第３図に示す技術が提案されている。これは電子楽器の音源装置に用いられるものであり、よって入力端子１１から入力される楽音波形データは一般に、例えば１つの弦の振動音のように基音周波数の正弦波データと、その倍音周波数の正弦波データであり、複数種類の楽器からの楽音波形データではないが、この楽音波形データは差分回路２１内の遮断回路２１ａで１クロック周期（楽音波形データのサンプル周期）遅延され、その遅延されたデータが、遅延されないデータから減算器２１ｂで減算され、その減算結果が差分データとして出力され、その差分データは非線形変換テーブル２２へ入力され、その差分データは非線形変換テーブル２２により非線形変換され、この変換されたデータは和分回路２３内で、乗算器２３ａの乗算出力データと、加算器２３ｂで加算され、その加算結果が低音が付加された楽音データとして出力端子１５から出力されると共にこの出力楽音データは遅延回路２３ｃで１クロック周期遅延され、乗算器２３ａに入力される。乗算器２３ａではその入力データに対し、発散防止係数ａが乗算される。
このようにして差分回路２１で高域成分を強調し、非線形変換テーブル２２の非線形変換により高域成分に基づく倍音楽音を発生させ、和分回路２３で低域成分を強調し、高域成分に基づく倍音等の歪の方が低域成分に基づく倍音等の歪より強され、かつ低域成分も強調されるようにしている。なお差分回路２１は入力波形データに対して高域通過フィルタと同様な特性を示し、和分回路２３は入力される波形データと同様な低域成分が現れること、また高域成分による倍音等の歪を含んだ楽音波形信号が得られることも説明されている。
この従来技術において非線形変換テーブル２２による非線形関数の入出力特性が前記公報の図５に６種類も示されているが、これらの特性は、例えば第４図に示すように入力の基準点、つまり図中の入力軸と出力軸の交点Ｐ0に対し点対称特性である。従って、この非線形変換テーブル２２の非線形変換により発生する倍音は、偶数次高調波（倍音）よりも奇数次高調波（倍音）を多く含み、このように奇数次倍音を多く含む楽音はぼんやりしたうつろな音色となる欠点がある。また、差分回路２１で入力楽音データの高域成分を強調して非線形変換テーブル２２へ供給しており、つまり入力楽音データの高域成分の全てが強調されて非線形変換テーブル２２へ供給されるため、入力データが、ＣＤ（コンパクトディスク）プレイヤの出力信号や電子楽器の演奏出力信号のような場合は、ベースやバスドラムのような低音楽器の楽音データ、のみならず、サックス、ボーカルなどの中音楽器の楽音データ、バイオリン、フルートなどの中高音楽器の楽音データなど各種の楽器音データが含まれ、つまり４００Ｈｚ以上の成分の楽音データが多く含まれており、低音楽音データの強調に不必要な中、高音楽音データも強調されて非線形変換テーブル２２で非線形変換を受け、不必要に歪んだ高音データが生じ、相対的に低音の強調が低下するばかりか、特に、これら中、高音楽音データの複数種類が同時に非線形変換テーブルに入力されると、混変調が生じ、これら複数の中、高音楽音データの周波数差、和の成分が発生し、つまり楽音信号にない成分が生じ、聴感上の異音が生じる欠点がある。
この発明の目的はベースやバスドラムなどの低音楽器の基音の倍音を生成して低音を強調し、しかも低音成分と中、高音成分との同時性を保持し、かつ明るいめりはりのある音を得ることができる音響効果装置及びその方法を提供することにある。
この発明の他の目的は、ベースやバスドラムなどの低音楽器の基音の倍音を生成して低音を強調し、しかも低音成分と中、高音成分との同時性を保持し、かつ楽音信号にない成分を生じることなく、聴感上の異音を感じさせない音響効果装置及びその方法を提供することにある。
なおこの明細書で低音楽器とは基音が２００Ｈｚ以下のものを総称し、ベースでも３００Ｈｚの基音を出すことも可能であるが、そのように高い基音を出した場合のベースは低音楽器に含めない。
発明の開示
この発明の形態によれば入力オーディオ信号からベースやバスドラムなどの低音楽器の２倍音以上の成分がフィルタ手段により取出され、その取出された２倍音以上の成分に、その振幅の中心に対し非対称な非線形歪が歪付加手段により施される。
この発明の他の形態によれば、入力オーディオ信号からベースやバスドラムなどの低音楽器の２倍音帯域成分がフィルタ手段により取出され、その取出された２倍音帯域成分に非線形歪が歪付加手段により施される。
前記何れの形態におけるフィルタ手段もそれぞれ低音楽器の基音成分もレベルを低下させて取出されることが好ましい。
前記何れの形態における歪付加手段の出力信号も低域通過フィルタ手段により、高音成分を除去することが好ましい。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の低音強調回路の一例を示すブロック図である。
第２図は従来の低音強調回路の他の例を示すブロック図である。
第３図は従来の電子楽器の音源装置の楽音処理部を示すブロック図である。
第４図は第３図中の非線形変換テーブル２２の変換特性の例を示す図である。
第５図はこの発明の実施例を示すブロック図である。
第６図は第５図中の歪付加手段３４の入出力特性の例を示す図である。
第７図は第５図に示した装置をアナログの回路で構成した例を示す図である。
第８図は第７図中のフィルタ手段３１の振幅周波数特性を示す図である。
第９図は第５図中の歪付加手段３４の具体例を示す図である。
第１０図は第９図中のトランジスタ４４のコレクタ電流特性を示す図である。
第１１図は第９図に示した歪付加回路の入出力特性を示す図である。
第１２図は第７図中の低域通過フィルタ３７の振幅周波数特性を示す図である。
第１３図はフィルタ手段３１を帯域通過フィルタで構成した例を示す図である。
第１４図は第１３図に示した帯域通過フィルタの振幅周波数特性の例を示す図である。
第１５図は高域通過フィルタ３２の遮断特性の肩の部分をもち上げた特性例を示す図である。
第１６図はフィルタ手段３１として所望の低音の２倍音成分を取出す狭帯域通過フィルタの特性例を示す図である。
第１７図はこの発明をＣＰＵ又はＤＳＰによりプログラムを実行することにより実施する場合の構成例を示すブロック図である。
第１８図はこの発明の方法の手順の例を示す流れ図である。
発明を実施するための最良の形態
第５図にこの発明の実施例を示す。入力端子１１にはＣＤ（コンパクトディスク）プレイヤの出力信号（デジタル出力信号の場合もある）、電子楽器の演奏出力信号、電気楽器の演奏出力信号、演奏会場の演奏音楽を受音するマイクロホンの出力信号、電子配信された音楽データを復号したデジタル信号などのオーディオ信号が入力される。
入力端子１１よりの入力オーディオ信号はフィルタ手段３１によりベースやバスドラムなどの低音楽器の２倍音信号以上が取出される。この場合はフィルタ手段３１は高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３２のみにて構成される。この高域通過フィルタ３２の遮断周波数Ｆchは、低音を強調しようとする楽器の種類により異なるが、５０〜３００Ｈｚの範囲内にあり、一般的にどのような低音楽器にも適するには２００Ｈｚ程度がよい。またこの高域通過フィルタ３２の遮断特性は、低音楽器の基音の成分もレベルが低下されるが、完全に遮断されることなく、高域通過フィルタ３２から出力されるようにされる。この遮断特性は例えば１２ｄＢ／ＯＣＴ程度が好ましい。つまり強調したい低音の基音が１００Ｈｚ、高域通過フィルタ３２の遮断周波数を２００Ｈｚとすると高域通過フィルタ３２の出力信号には１００Ｈｚの基音成分が４分の１にレベル低下されて現われる。
この実施例ではフィルタ手段３１により入力オーディオ信号中の低音楽器の２倍音帯域成分を取出すようにした場合であり、高域通過フィルタ３２と直列に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３３が接続される。高域通過フィルタ３２の遮断周波数Ｆchと低域通過フィルタ３３の遮断周波数Ｆcl（Ｆcl＞Ｆch）との間の帯域は低音楽器の２倍音帯域とほぼ一致するように各遮断周波数Ｆch，Ｆclが選定される。遮断周波数Ｆclは低音を強調しようとする楽器の種類により異なり、２００〜４５０Ｈｚの範囲から選択されるが、Ｆclを４５０Ｈｚ以上にするとフィルタ手段３１により取出した成分に対して非線形歪を施した場合に、混変調による異音が発生したり、望ましくない比較的高い音が強調されるようになり、低音強調の効果がなくなる。いずれの低音楽器についても適する遮断周波数Ｆclは４００Ｈｚ程度が好ましい。またこのような異音の発生の防止の点から、低域通過フィルタ３３の遮断特性は急峻であることが望ましく、少くとも−１２ｄＢ／ＯＣＴ、好ましくは−２４ｄＢ／ＯＣＴ、またはこれより急峻であるとよい。
フィルタ手段３１として２倍音帯域成分を取出す場合は、低音楽器の何れに対して適するものとしては、低域側の遮断周波数Ｆchが２００Ｈｚ程度、遮断特性が＋１２ｄＢ／ＯＣＴ程度、高域側の遮断周波数Ｆclが４００Ｈｚ程度、遮断特性が−２４ｄＢ／ＯＣＴ又はこれより急峻な帯域通過特性が好ましい。
フィルタ手段３１により取出された入力オーディオ信号中の低音楽器の２倍音帯域成分は歪付加手段３４へ供給され、非線形歪が施される。歪付加手段３４の入出力特性は非線形特性とされ、特に入力信号の振幅の中心に対し、非点対称な非線形特性が望ましい。例えば第６図に示すように、線形を示す直線３５に対してＳの字状でありかつそのＳの字が入力軸の基準点Ｐ0、図では入力軸と出力軸の交点（０，０）に対して非点対称となるようなゆがめられた形状をした曲線３６が望ましい。またこの非直線特性曲線３６は、入力値と出力値が等しい線形特性線、つまり入力軸に対して４５度の傾斜をし、基準点Ｐ0を通る直線に対し、出力軸側に位置し、小さな入力に対しては、出力が大となり利得が１より大であり、入力が大きくなるに従って利得が小さくなり、出力が飽和に近ずくようにするとよい。なお基準点Ｐ0は入力値０、出力値０の点に限らず、バイアスが与えられている場合などを考慮すると入力信号の振幅の中心が基準点となる。
歪付加手段３４で入力された２倍音帯域成分は歪が施されてその高調波（倍音）が生成される。この歪みが与えられた２倍音帯域成分は必要に応じて低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３７に供給され、聴感を害するような不必要な高域成分が除去され、あるいは生成された高調波（倍音）成分に適当な周波数特性が与えられる。低域通過フィルタ３７は例えば遮断周波数が２００Ｈｚ程度、遮断特性が−１２ｄＢ／ＯＣＴとされる。
このようして２倍音帯域成分の倍音を含んだ信号が低域通過フィルタ３７から得られ、これが、入力端子１１からの入力オーディオ信号と加算器１８で加算されて出力端子１５に出力される。
出力端子１５より出力されるオーディオ信号は倍音を多く含んでおり見掛上低音が強調されたものとなる。つまり倍音のレベルが高い楽器のアタック時の楽音信号は、歪付加手段３４のＳ字特性（第６図）の飽和領域に掛かり、大きく圧縮されてより多くの倍音を発生してビート感、インパクト感が強調される。アタック後にレベルが少し低下しても、これに対応する前記Ｓ字特性の中央領域の利得が大きいため、出力レベルはただちには低下しない。即ち、ベース、バスドラムの楽器としての表現力、特徴をよく示す入力楽音信号の倍音をアタック時においてより積極的に生成し、引き続いて原音のレベルが低下しても元来有している倍音のレベルをＳ字特性の中央領域の利得により上げてベース、バスドラムの音色変化を強調する上に、このＳ字特性の中央領域も非直線性であるため、Ｓ字特性の飽和領域程に顕著ではないにしても、新しい倍音をも生成する。従って、このＳ字特性の特徴は、ベース、バスドラムのアタック時のみに限られず、すべての楽音全体において、そこにマスキングされ埋もれていたベース、バスドラムの豊かな音楽表現部分、即ち、バスドラムの空気を動かす音圧感、ベースの微妙なアタック時の表現、僅かな低音の残響の如き部分を抽出、強調すると共に、これにより、より誇張した新たな倍音を発生し、インパクト感、ダイナミック感を生み出している。また、このＳ字特性を第６図に示したように非点対称（正負非対称）にすることにより、奇数次倍音を減少し、偶数次倍音を増加して音楽的に濁りの少ない豊かな音を得ることができる。
更にフィルタ手段３１により、２倍音帯域成分が取出され、従ってその帯域より高い高音楽器の楽音信号の複数種類が同時に歪付加手段３４に入力されることがなく、つまりこれら高音楽器の楽音信号の倍音や混変調が生じるおそれがなく、音楽にない汚ない異音が発生するおそれはない。また遮断周波数が１００Ｈｚのような大きな時定数の低域通過フィルタを用いないため、入力オーディオ信号中の高音域成分と歪が与えられた低、中音域成分との同時性が出力信号で得られる。
第５図に示した音響効果装置をアナログ回路で構成する具体例を第７図に示す。入力端子１１からの入力オーディオ信号は直流遮断コンデンサ４１を通じ、更にバッファ回路４２を通じて高域通過フィルタ３２へ供給される。高域通過フィルタ３２は容量素子と、抵抗素子と演算増幅器とにより２次のアクティブフィルタとして構成された場合である。高域通過フィルタ３２の出力信号が供給される低域通過フィルタ３３は、抵抗素子と容量素子と演算増幅器とよりなる２次のアクティブフィルタ３３ａと３３ｂの直列回路で構成され、つまり４次のフィルタとされ、遮断特性が急峻とされている。
この高域通過フィルタ３２と低域通過フィルタ３３との綜合の振幅周波数特性は第８図に示すようになる。この図から高域通過フィルタ３２の遮断周波数は約２００Ｈｚ、遮断特性はほぼ１２ｄＢ／ＯＣＴであり、低域通過フィルタ３３の遮断周波数は約４５０Ｈｚ、遮断特性はほぼ−２４ｄＢ／ＯＣＴである。つまり両フィルタ３２及び３３により、通過帯域が２００Ｈｚ〜４５０Ｈｚで低域側の遮断は＋１２ｄＢ／ＯＣＴとゆるやかに行われ、高域側の遮断は−２４ｄＢ／ＯＣＴと急峻に行われる帯域通過フィルタが構成されている。
低域通過フィルタ３３の出力信号は直流遮断コンデンサ４３を通じて歪付加手段３４へ供給される。歪付加手段３４はトランジスタ４４のコレクタ電流Ｉc−コレクタエミッタ電圧ＶCE特性の小さなＶCE領域における非直線性を利用したものである。この歪付加手段３４は例えば日本国特許公開平８−７６７５３号公報に示されている。これについては簡単に述べると、この歪付加回路は第９図に示すように、トランジスタ４４と、演算増幅器４５とによって構成され、この例ではトランジスタ４４としてＮＰＮ型トランジスタを用い、トランジスタ４４のコレクタが信号源４６に接続され、トランジスタ４４のエミッタが演算増幅器４５の入力点Ａに接続される。また、演算増幅器４５の出力側にバッファ増幅器４７が接続され、バッファ増幅器４７の出力は直流阻止コンデンサ４８を介して出力端子４９に取出される。トランジスタ４４のベースには電流調整用抵抗器５１を通じて、電源５２から正極のバイアス電圧ＶBを供給される。演算増幅器４５の入力点Ａは反転入力端子とされ、その反転入力端子に帰還抵抗器５３を通じて出力側から帰還信号が負帰還される。
信号源４６は直流電圧を含まない微少な振幅の信号を出力するものとする。演算増幅器４５の入力点Ａの電圧は負帰還動作により共通電位と同電位に維持される。この結果トランジスタ４４のコレクタ−エミッタ間には信号源４６から出力される信号の電圧だけが与えられる。この状態ではトランジスタ４４は第１０図に示すコレクタ電流ＩC−コレクタ−エミッタ電圧ＶCE特性のゼロ点近傍の非直線領域Ｂで動作することになる。
この非直線領域Ｂにおいて信号源４６から出力される信号のレベルが微少値であることから、トランジスタ４４はコレクタ電流特性のゼロ点を中心に信号源４６から与えられる信号の振幅に従ってエミッタ電流（コレクタ電流とほぼ等しい）を入力点Ａに供給することになる。
ここで電流調整用抵抗器５１の抵抗値を調整し、トランジスタ４４のベースに供給するベース電流ＩBをＩB1からＩB5（ＩB1＞ＩB2＞ＩB3＞ＩB4＞ＩB5）まで変化させたとき、入力信号のレベルＶINと出力端子４９に出力される出力信号のレベルＶOUTがＶIN＝ＶOUTとなるように帰還抵抗器５３の抵抗値Ｒfを調整した場合、ベース電流ＩBが充分大きいＩB1の場合には第１１図に示すようにほぼ直線特性を呈するが、ベース電流ＩBを序々に小さくしていくと、正の領域において、コレクタ電流が定電流特性を示し始めるため、歪みが多くなる。
負の領域においては増幅率Ｈfeが小さいため、コレクタ電流特性の負側の特性は変化が少ない。このように正側と負側で異なる特性を非直線特性として考えると、負の歪特性は比較的なめらかであるのに対し、正側の歪みはするどく多くの倍音を含む特性と言える。
正と負の歪み特性に差がある場合には、多くの偶数次倍音を発生させることができる。また、正負対称の歪みの場合は奇数次の倍音を発生させることができる。従ってベース電流ＩBを調整することにより、歪み具合を制御することができ、好みの音色の歪みに調整することができる。
第７図では低域通過フィルタ３７が演算増幅器５５と、抵抗素子と空量素子とにより構成され、その入力側に設けられている演算増幅器５５の反転入力端子に、歪付加手段３４のトランジスタ４４のエミッタが接続され、演算増幅器５５は第９図中の演算増幅器４５を兼ねている。この低域通過フィルタ３７の振幅周波数特性を第１２図中に曲線５６として示す。この図より低域通過フィルタ３７の遮断周波数は約２００Ｈｚ、遮断特性はほぼ−１２ｄＢ／ＯＣＴである。歪付加手段３４で発生される高調波（倍音）成分の、低音強調に有効に作用する周波数成分は２００Ｈｚ〜１ｋＨｚであるから、この帯域は周波数特性において高域遮断減衰の開始付近であり、従って２００Ｈｚ〜１ｋＨｚの成分は周波数が高くなるに従ってレベルの低下が大とされ、これら成分中の高音域が強調され過ぎないようにされた場合である。つまり、この低域通過フィルタ３７は低域成分と高域成分とのバランスをとっている。
低域通過フィルタ３７の出力信号とバッファ回路４２の出力信号とが演算増幅器５７により構成された加算器１８で加算され、その加算出力信号は直流遮断コンデンサ５８を通じて出力端子１５へ出力される。なお加算器１８への入力信号は回路図上反転入力側に抵抗器を介して接続されているが非反転入力側であってもよい。また演算増幅器５７に負帰還接続されたコンデンサは容量が１００ｐＦと小さなもので、雑音除去などのために用いられ、低域通過フィルタとしてはほとんど作用していない。ちなみに低域通過フィルタ３７と加算器１８との綜合振幅周波数特性は第１２図中の曲線５９となる。演算増幅器５７は第９図中のバッファ増幅器４７を兼ねている。第７図中の各抵抗素子の近くに付けた数字はその抵抗値を示し、各コンデンサの近くに付けた数字はその容量値を示す。
第７図に示した具体例によれば、フィルタ手段３１により、例えば１００Ｈｚの基音成分はレベルが１／４に低下されて、その２００Ｈｚ、３００Ｈｚ、４００Ｈｚの各倍音成分はレベルが低下されることなく、歪付加手段３４へ入力され、レベルが比較的大きい２００Ｈｚの倍音成分に対して歪が与えられることにより、その倍音である４００Ｈｚ、６００Ｈｚ、８００Ｈｚの各成分が発生する。これら発生した倍音成分は全て、１００Ｈｚの基音成分の偶数次倍音であり、にごりのない豊かな音が得られる。特にフィルタ手段３１により４００Ｈｚ程度以上のオーディオ信号が遮断されるため高音楽器の楽音信号が入力端子１１に入力されても、この高音楽音成分が歪付加手段３４は入力されることがなく、従って、その混変調が発生することもなく異音も発生しない。また歪付加手段３４の非線形特性を第６図に示したように、入力振幅の中心に対し非点対称とすると、入力された２００Ｈｚ倍音成分の偶数次倍音成分（４００Ｈｚ、８００Ｈｚ、１２００Ｈｚ…）が多く発生し奇数次倍音成分が少ないため、入力２００Ｈｚ倍音についてもにごりのない豊かな音になる。
入力された倍音成分中の２００Ｈｚ成分と３００Ｈｚ成分との差、和の周波数１００Ｈｚ、５００Ｈｚの各成分、３００Ｈｚの倍音成分と４００Ｈｚの倍音成分の差、和の周波数１００Ｈｚ、７００Ｈｚの各成分など基音成分の奇数次倍音成分も歪付加手段３４の非線形特性により生じるがこれらはその数が少なく、かつ、入力される倍音成分は、レベル低下されていない基音成分と比較してレベルが可成り小さいため、前記発生する奇数次倍音成分のレベルが小さく、出力オーディオ信号の音に対してそれ程影響を与えない。また異種の低音楽器の楽音信号が同時に入力されても、フィルタ手段３１により倍音帯域成分が取出され、これが歪付加手段３４に入力されるのであり、これら倍音帯域成分は、基本成分と比較してレベルが可成り小さいため、異種楽器の倍音帯域成分間の差、和成分、つまり本来の楽器の音でない成分が発生するが、異種楽器の基本成分間差、和成分と比較して、出力オーディオ信号の音に与える影響はほとんどない。
またレベルが低下された基音成分（１００Ｈｚ）も歪付加手段３４に入力され、従来技術の問題をそれ程伴うことなく、その倍音が発生され、従来技術で目的としていた低音強調が得られる。
入力オーディオ信号に、ボーカルやテナーサックスなどの中低音楽器の楽音信号が含まれた場合、これらの中低音楽器信号も歪付加手段３４へ入力されるが、これらの信号はレベルが小さいため、その倍音成分を多く発生することがなく、かえって、Ｓ字特性の中央領域の大きな利得により中低音楽器音成分が強調され、ボーカルやテナーサックスなどの楽音が音楽的に前に出る感じを抱かせる付加的効果もある。
高域通過フィルタ３２中の抵抗素子６１，６２の各抵抗値をＲ１，Ｒ２、コンデンサ６３，６４の各容量値をＣ１，Ｃ２とすると、高域通過フィルタ３２の遮断周波数は
0003605363.tif 000002
で求まる。従って、これら定数Ｒ１，Ｒ２，Ｃ１，Ｃ２を選定して遮断周波数Ｆchを所望の値に変更することができる。同様に、低域通過フィルタ３３における低域通過フィルタ３３ａ中の抵抗素子６５，６６の各抵抗値をＲ３，Ｒ４、コンデンサ６７，６８の各容量値とＣ３，Ｃ４とすると遮断周波数は
0003605363.tif 000003
となる。よってこれら定数Ｒ３，Ｒ４，Ｃ３，Ｃ４を選定し、また同様に、フィルタ３３ｂの対応する素子の定数を選定して遮断周波数を所望の値に変更することができる。必要に応じてこれらフィルタ３２，３３の抵抗素子の抵抗値を変更できるようにして、高域通過フィルタ３２の遮断周波数や低域通過フィルタ３３の遮断周波数を利用者が設定できるようにしてもよい。
低域通過フィルタ３７の遮断周波数や遮断特性は利用者の好みによって調整できるようにしてもよく、歪付加手段３４の非直線特性によっては、つまり高調波（倍音）の発生状態に応じて、その高域成分の抑圧特性や遮断周波数が選定され、歪付加手段３４で所望の高調波（倍音）が所望のレベルで発生するように非線形特性を選定すれば、低域通過フィルタ３７は省略できる。このような歪付加手段３４としては例えば所望の非直線特性を、入力値をアドレスとして出力値を記憶して記憶手段に書込み、この記憶手段を、入力されたオーディオ信号のレベルをアドレスとして読出すようにして作ることができる。
上述ではフィルタ手段３１を高域通過フィルタ３２と低域通過フィルタ３３とにより構成したが、１つの帯域通過フィルタとして構成することもできる。その帯域通過フィルタの例を第１３図に示す。つまり入力端子が抵抗器７１−コンデンサ７２の直列回路を通じて演算増幅器７３の入力端子に接続され、抵抗器７１とコンデンサ７２の接続点と演算増幅器７３の出力端子との間に抵抗器７４が接続され、演算増幅器７３の入力端子は抵抗器７５、コンデンサ７６の並列回路を通じて接地される。この場合、振幅周波数特性は例えば第１４図に示すように、低域側の遮断周波数は２００Ｈｚ、高域側の遮断周波数は４００Ｈｚとされ、低域側の遮断特性は＋１２ｄＢ／ＯＣＴ高域側の遮断特性は−１２ｄＢ／ＯＣＴとされる。これら両遮断周波数の好ましい値は高域通過フィルタ３２の遮断周波数、低域通過フィルタ３３の遮断周波数の各選定と同様に決定される。
高域通過フィルタ３２の振幅周波数特性における遮断特性の肩の部分を上げて、その付近を強調するようにすることもできる。例えば第１５図に示す振幅周波数特性において、遮断特性の肩の部分のピークが生じる周波数をｆ0とし、このピーク値から３ｄＢ低下した帯域幅ΔＦをｆ0で割った値をＱとすると、第１５図に示すようにＱの値が大きくして肩の部分のピークを高く鋭くしたり、低くなだらかにしたり、ピークが生じないようにすることができる。第１５図の横軸はピークが生じる周波数ｆ0を１とした規準化周波数軸である。第７図中に示した高域通過フィルタ３２の場合は、Ｑは次式により求まる。
0003605363.tif 000004
従って、例えばＣ１＝Ｃ２、Ｒ１＝Ｒ２とするとＱ＝０．５となり、Ｃ１＝Ｃ２とし、Ｒ１よりＲ２を大とする程、Ｑが大きくなる。つまり遮断特性の肩の部分を所望に持ち上げることができる。このようにして取出す２倍音帯域成分中の最も低い周波数付近の成分を強調することにより、低音の強調効果を高めることができる。またＱを変更して音色を調整することができる。この点から抵抗値Ｒ１又は/及びＲ２を利用者が調整できるようにしておくとよい。
低域通過フィルタ３３の遮断特性の肩の部分に同様にピークをもたせて、遮断特性を急峻にすることができる。第７図に示した例では低域通過フィルタ３３ａのＱは次式により求まる。
0003605363.tif 000005
よってＲ３＝Ｒ４するとＣ４よりＣ３を大きくする程Ｑが大となり、遮断特性を急峻にすることができる。
歪付加手段３４としては第２図中に示したシリコンダイオードを逆並列接続したクリッパ回路や、非線形の電圧対電流特性を示す発光ダイオードや、複数のダイオード又は他の半導体素子をスイッチ素子として使用して折れ線近似により非線形特性をもたした回路などを使用してもよい。またデジタル技術により歪付加を行うには先に述べたように、非線形特性を記憶手段に記憶し、これを読出すようにしたり、多項式やべき乗演算など非線形特性の関数を演算して歪を与えるようにすることもできる。なお第５図、第７図における高域通過フィルタ３２と低域通過フィルタ３３とはその接続順序を入れかえてもよい。
上述ではフィルタ手段３１により、低音楽器の２倍音帯域成分を取出したが、低音を強調したい楽器、例えばベースの２倍音成分のみを主として取出すようにしてもよい。ベースの２倍音成分のみを主として取出す場合は、フィルタ手段３１として第１３図に示した帯域通過フィルタを用い、その低域側の遮断周波数と高域側の遮断周波数とが一致した狭帯域通過フィルタとすればよい。その場合の振幅周波数特性の例を第１６図に示す。この図では通過周波数が２００Ｈｚであり、２００Ｈｚの位置をピークとして低域側も高域側も１２ｄＢ／ＯＣＴで減衰する特性である。
先にも述べたがフィルタ手段３１としては高域通過フィルタ３２のみで構成してもよい。ただしこの場合は、歪付加手段３４としては入出力特性が、その入力信号振幅の中心に対して非点対称な非線形特性、例えば第６図に示した特性のものを用い、偶数次倍音成分を多く発生させ、めりはりのある明い音が得られるようにする。
低域通過フィルタ３７が何れの場合も、用いなくてもよく、用いた場合の振幅周波数特性の選定は先に述べた場合と同様である。
上述では各部を主としてアナログ回路で構成したが、デジタル回路で構成してもよい。この場合、ＣＤプレイヤのデジタル出力信号や、電子配信された音楽データを復号したデジタル信号のようにオーディオ信号がデジタル信号として入力される場合は、第５図の各部をデジタル回路で構成し、入力端子１１にそのデジタルオーディオ信号を入力すればよい。またアナログのオーディオ信号が入力された場合は第５図に破線で示すように、入力端子１１に入力されたオーディオ信号をアナログ−デジタル変換器８１でデジタル信号に変換してフィルタ手段３１及び加算器１８へ供給すればよい。また加算器１８よりのデジタルの出力信号はデジタル−アナログ変換器８２によりアナログ信号に変換されて出力端子１５へ出力される。
また、この発生はソフトウェアによる処理により実現することもできる。即ち例えば第１７図に示すように、バス８３にＣＰＵ又はＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）８４、プログラムメモリ８５、非線形メモリ８６が接続され、入力端子１１よりオーディオ信号はアナログ信号の場合はＡ／Ｄ変換器８１によりデジタルデータに変換され、又は電子配信された音楽データを復号したデジタルデータは直接バス８３を通じてＣＰＵ８４に取込まれ、ＣＰＵ８４はプログラムメモリ８５に記録されているプログラムを読出し、解読実行する。このプログラムの解読実行により、例えば第１８図に示す処理がなされる。つまりまず入力オーディオデータを取込み（Ｓ１）、その取込んだオーディオデータに対し、フィルタ処理を行い、低音楽器の２倍音帯域成分データを取出す（Ｓ２）、この取出しは第１３図、第１４図に示したと同様な帯域通過フィルタ処理を入力オーディオデータに対し行うか、第５図に示したように高域通過フィルタ３２と同様な高域通過フィルタ処理を入力オーディオデータに対し行い（Ｓ２−１）、更に低域通過フィルタ３３と同様な第１低域通過フィルタ処理を行う（Ｓ２−２）。その高域通過フィルタ処理（Ｓ２−１）と低域通過フィルタ処理（Ｓ２−２）は何れを先に行ってもよい。
次にこのようにフィルタ処理されて取出された２倍音帯域成分データに対し、歪付加処理を行う（Ｓ−３）。例えば第１７図中の非線形メモリ８６には、例えば第６図に示した非線形入出力特性が記憶されてあり、取出された２倍音帯域成分データにより非線形メモリ８６を読出して、その２倍音帯域成分データに非線形歪を付加し、又はＣＰＵ８４において２倍音帯域成分データを変数として非線形関数演算を行って、２倍音帯域成分データに非線形歪を与える。その非線形歪が与えられた２倍音帯域成分データに対し、必要に応じて第５図中の低域通過フィルタ３７と同様な第２低域通過フィルタ処理を行い（Ｓ４）、その処理したデータと入力オーディオデータとを加算して（Ｓ−５）、第１７図中のＤ／Ａ変換器８２へ供給する（Ｓ−６）。Ｄ／Ａ変換器８２は入力されたデータをアナログ信号に変換して出力端子１５に出力する。
例えばパーソナルコンピュータ内のメモリに、第１８図に示した処理のプログラムをインストールしておき、また非線形入出力特性データを記憶しておき、電子配信により音楽データを受取り、その音楽データを復号し、その復号したデジタルデータに対し、パーソナルコンピュータのＣＰＵにより、前記ロードしたプログラムを実行させることもできる。つまり第１７図中のＣＰＵ８４、プログラムメモリ８５、非線形メモリ８６はパーソナルコンピュータ内のものであってもよい。
以上説明したように、この発明によれば、複数の低音楽器の基音成分による混変調にもとづく大きな低音の異音を感じるようなことがなく、また低音が基本の倍音により中、高音域が低音域より強調され過ぎるおそれがなく、更に低音成分と、高音成分との同時性が失われることがなく、また高音楽器の楽音の混変調による異音の発生が生じるおそれがない。
また歪付加手段により偶数次の倍音を発生させ、より張りのある明るい音が得られる。
【図１】
0003605363.tif 000006
【図２】
0003605363.tif 000007
【図３】
0003605363.tif 000008
【図４】
0003605363.tif 000009
【図５】
0003605363.tif 000010
【図６】
0003605363.tif 000011
【図７】
0003605363.tif 000012
【図８】
0003605363.tif 000013
【図９】
0003605363.tif 000014
【図１０】
0003605363.tif 000015
【図１１】
0003605363.tif 000016
【図１２】
0003605363.tif 000017
【図１３】
0003605363.tif 000018
【図１４】
0003605363.tif 000019
【図１５】
0003605363.tif 000020
【図１６】
0003605363.tif 000021
【図１７】
0003605363.tif 000022
【図１８】
0003605363.tif 000023