(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧を検出して基準電圧との差分に対応してトランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅を制御する電圧安定化手段と、前記トランスの一次巻線を流れる電流を検出した電流検出電圧が基準電圧を超えた時に過電流状態として前記スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして前記出力電圧を垂下させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護回路に於いて、
前記垂下制御手段は、前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出して充電する第１のコンデンサと、前記トランスの三次巻線の誘起電圧を、ダイオードを介して充電する第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサの端子電圧と前記第２のコンデンサの端子電圧とを逆極性に加算した電圧と基準電圧とを誤差増幅器に入力して比較し、前記過電流状態の時の前記出力電圧の垂下により、前記加算した電圧を増大させる構成を備えた
ことを特徴とする過電流保護回路。
【請求項２】
出力電圧を検出して基準電圧との差分に対応してトランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅を制御する電圧安定化手段と、前記トランスの一次巻線を流れる電流を検出した電流検出電圧が基準電圧を超えた時に過電流状態として前記スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして前記出力電圧を垂下させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護回路に於いて、
前記垂下制御手段は、前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出して充電する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの端子電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器と、前記トランスの三次巻線の誘起電圧を、ダイオードを介して充電する第２のコンデンサと、
前記誤差増幅器の出力信号により前記スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして前記出力電圧を垂下させた時の前記第２のコンデンサの端子電圧の低下によりオンとなって前記基準電圧より高い電圧を前記誤差増幅器に入力するトランジスタとを備えた
ことを特徴とする
過電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フライバックコンバータのトランスの一次側の電流を検出して、トランスの二次側の負荷電流を判定し、この負荷電流が過電流状態となった時に、出力電圧を強制的に垂下させて、過電流による焼損等を回避する過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置に於いては、負荷の短絡状態や地絡等により過電流が流れることがあるから、このような過電流を検出した時に、出力電圧を垂下させる過電流保護回路が設けられている。通常は、トランスの二次側に流れる負荷電流を検出し、過電流状態となった時に、トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅を狭くして、出力電流を垂下させることにより、過電流保護を行う構成が一般的である。このような負荷電流を直接検出する代わりに、トランスの一次側の電流を検出し、過電流状態となった時に、スイッチングトランジスタのオン幅を狭くして、出力電圧を垂下させる構成も知られている。
【０００３】
図５は従来例の過電流保護回路の説明図であり、フライバックコンバータに適用した場合を示し、Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは負荷、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ１，Ａ２は誤差増幅器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、ＰＣ１はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの電源を示す。
【０００４】
直流電源ＥからトランスＴ１の一次巻線に電流を供給するスイッチングトランジスタＱ１がオンからオフとなると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧がダイオードＤ１の順方向となり、コンデンサＣ１を充電する。このコンデンサＣ１の端子電圧を負荷ＬＤに印加する出力電圧Ｖｏとする。この出力電圧ＶｏをホトカプラＰＣ１の発光ダイオードに印加し、電源Ｖｃが印加されたホトトランジスタの出力信号を誤差増幅器Ａ２に入力し、基準電圧Ｖｒ２に対する誤差成分をダイオードＤ３を介して比較器Ａ３に入力する。この比較器Ａ３は、鋸歯状波発生器ＳＷＧからの鋸歯状波信号と比較し、その比較出力信号は、パルス幅制御信号となってスイッチングトランジスタＱ１のゲートに印加し、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する。
【０００５】
それにより、出力電圧Ｖｏが設定値より上昇すると、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くし、反対に出力電圧Ｖｏが設定値より低下すると、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を広くする制御を行って、負荷ＬＤに印加する出力電圧Ｖｏを安定化する。前述のホトカプラＰＣ１，誤差増幅器Ａ２，基準電圧Ｖｒ２を含む構成が電圧安定化手段を構成している。
【０００６】
又抵抗Ｒ１によりトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に流れる電流を検出し、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２を充電し、そのコンデンサＣ２の端子電圧を電流検出電圧として基準電圧Ｖｒ１と誤差増幅器Ａ１により比較する。負荷ＬＤに供給する電流が増大すると、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に流れる電流も増大するから、負荷ＬＤに供給する電流が過電流状態となった時のコンデンサＣ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えるように設定しておくことにより、負荷電流が過電流状態となると、誤差増幅器Ａ１の出力信号は、ダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力され、比較器Ａ３の出力信号は、出力電圧Ｖｏが上昇した場合に相当し、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂下させる。前述の抵抗Ｒ１，誤差増幅器Ａ１，基準電圧Ｖｒ１を含む構成が垂下制御手段を構成している。
【０００７】
即ち、定格電流以下の場合は、誤差増幅器Ａ２の出力信号に従ってスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御して、出力電圧Ｖｏが一定となるように制御し、定格電流を超えた過電流状態となると、誤差増幅器Ａ１の出力信号に従ってスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くして出力電圧Ｖｏが垂下するように制御するものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチング電源装置に於いては、過電流検出により出力電圧を垂下させて過電流保護を行うもので、例えば、フォーワードコンバータの場合、図６の（Ａ）に示すように、横軸を電流Ｉ、縦軸を電圧Ｖとして、定格電流をＩｏとすると、この定格電流Ｉｏ以下の場合に、出力電圧Ｖｏを一定となるように制御し、この定格電流Ｉｏを超えると、トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン幅を狭くして、出力電圧Ｖｏを垂下させ、負荷電流を抑制することができる。
【０００９】
これに対して、フライバックコンバータの場合は、トランスの一次側から二次側への変換は電力として行われる。従って、図５に示す従来例に於いて、トランスＴ１の一次側の電流を検出し、その一次側の電流が設定値以上流れないようにスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御している場合、オン幅を狭くすることにより、トランスＴ１の二次側の出力電圧は垂下することになるが、一次側の電力は、一次側電流の最大値Ｉｍａｘと直流電源Ｅの電圧Ｖｅとの積となり、トランスＴ１の二次側の出力電圧を垂下させるに伴って出力電流が増加する。即ち、図６の（Ｂ）に示すように、定格電流Ｉｏ以下では出力電圧Ｖｏを一定に維持し、定格電流Ｉｏを超える電流が流れた時に、出力電圧を垂下させると、電力一定の為に、出力電流が増加し、二次側の過電流状態を充分に保護することができない問題がある。従って、従来は、このような過電流状態に耐え得る二次側の回路部品を用いる必要があり、コストアップとなる問題もあった。
本発明は、フライバックコンバータに於ける過電流状態の検出により、二次側の電流を確実に抑制することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の過電流保護回路は、（１）出力電圧Ｖｏを検出して基準電圧Ｖｒ２との差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電圧安定化手段と、前記トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れる電流を検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流状態として前記スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くして前記出力電圧Ｖｏを垂下させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂下により、電流検出電圧を増大させる手段を垂下制御手段に設けたものである。
【００１１】
又（２）前記垂下制御手段は、前記トランスＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を、前記電流検出電圧と逆極性として、基準電圧と比較する誤差増幅器Ａ１に入力する構成を有するものである。
【００１２】
又（３）前記垂下制御手段は、前記トランスＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧の垂下によってオンとなり、前記電流検出電圧より高い電圧を、電流検出電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器に入力するトランジスタを設けた構成を有するものである。
【００１３】
又（４）前記垂下制御手段は、ホトトランジスタを介して前記電流検出電圧と逆極性の電圧を誤差増幅器に入力し、且つ発光ダイオードに前記出力電圧を印加するホトカプラを設けた構成を有するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｎ３は三次巻線、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｅは直流電源、ＬＤは負荷、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は抵抗、ＳＷＧは鋸歯状波発生器、Ａ１，Ａ２は誤差増幅器、Ａ３は比較器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は基準電圧、ＰＣ１はホトカプラ、Ｖｃはホトカプラの電源を示す。
【００１５】
この実施の形態は、フライバックコンバータのトランスＴ１に三次巻線Ｎ３を設け、この三次巻線Ｎ３にダイオードＤ４を介して充電する第２のコンデンサＣ２と、この第２のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｆを、第１のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａとは逆極性に抵抗Ｒ５を介して加算して、誤差増幅器Ａ１に入力し、基準電圧Ｖｒ１と比較して、その出力信号を、ダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力する。又フライバックコンバータとしての動作は、前述の従来例と同様であるから、重複した説明は省略する。
【００１６】
定常時は、コンデンサＣ２の端子電圧ＶａとコンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆと基準電圧Ｖｒ１とを、Ｖｒ１＞（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となるように設定する。従って、誤差増幅器Ａ２の出力信号による出力電圧Ｖｏの安定化制御が行われる。即ち、電圧安定化手段による制御が行われ、垂下制御手段はスイッチング制御には作用していない。この状態に於ける出力電圧Ｖｏは一定であるから、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆはほぼ一定となる。しかし、電流検出電圧に相当するコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａは、抵抗Ｒ１に流れる電流に対応して変化するが、前述の条件が維持されるから、誤差増幅器Ａ１の出力信号はダイオードＤ２によって阻止されることになる。
【００１７】
又負荷ＬＤに供給する電流が増大して過電流状態となると、トランスＴ１の一次側に流れる電流も増大して、この電流を検出する抵抗Ｒ１の両端の電圧が上昇し、それにより、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが上昇し、Ｖｒ１＜（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となる。従って、誤差増幅器Ａ１の出力信号がダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力され、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くする制御が行われる。
【００１８】
このような過電流検出による制御が開始されると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下する。従って、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆも低下する。それにより、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖｆ）の関係となる。即ち、電流検出電圧を増大させた場合と同様となり、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を一層狭くするように制御し、出力電圧Ｖｏを一層垂下させて、二次側の電流の上昇を抑制し、過電流保護を確実に行うことができる。
【００１９】
図２は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｄ５はダイオード、Ｑ２はトランジスタ、Ｒ６〜Ｒ８は抵抗、ＶｂはトランジスタＱ２の電源電圧を示す。この電源電圧Ｖｂは、基準電圧Ｖｒ１より高い電圧とするものである。
【００２０】
定常時は、第２のコンデンサＣ３の端子電圧によりダイオードＤ５に逆方向電圧が印加される状態とし、基準電圧Ｖｒ１より高い電圧Ｖｂが印加されるトランジスタＱ２はオフ状態となる。又第１のコンデンサＣ２の端子電圧は基準電圧、Ｖｒ１以下であるから、誤差増幅器Ａ２の出力信号がダイオードＤ３を介して比較器Ａ３に入力されてスイッチングトランジスタＱ１のオン幅の制御が行われる。
【００２１】
そして、負荷ＬＤに供給する電流に対応して、トランスＴ１の一次側の電流が上昇し、コンデンサＣ２の端子電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えると、負荷ＬＤに供給する電流が過電流状態となった時であり、この過電流検出による誤差増幅器Ａ１の出力信号によって、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように制御が開始される。それにより、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデンサＣ３の端子電圧も低下し、ダイオードＤ５に順方向電流が流れる状態となる。従って、トランジスタＱ２のベース電流が流れて、トランジスタＱ２はオンとなり、電圧Ｖｂが誤差増幅器Ａ１に入力される。従って、誤差増幅器Ａ１の出力信号が大きくなるから、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を一層狭くして、出力電圧Ｖｏを一層垂下させ、負荷ＬＤに供給する電流の増大を抑制して、過電流保護を確実に行うことができる。
【００２２】
図３は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｒ９，Ｒ１０は抵抗である。この実施の形態は、誤差増幅器Ａ１の−端子に印加する基準電圧Ｖｒ１の極性を前述の図１及び図２に示す実施の形態の場合と逆極性とし、又コンデンサＣ２の端子電圧ＶａとコンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆと基準電圧Ｖｒ１とを、定常時は、−Ｖｒ１＞（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となるように設定する。
【００２３】
トランスＴ１の二次側の電流の増加に対応して、一次側の電流が増加し、抵抗Ｒ１の両端の電圧が上昇し、それに従ってコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａが大きくなり、−Ｖｒ１＜（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となると、過電流状態であるから、誤差増幅器Ａ１の出力信号をダイオードＤ２を介して比較器Ａ３に入力し、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くするように制御が開始される。
【００２４】
それによって、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３との誘起電圧が低下し、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｆも低下する。この端子電圧Ｖｆの低下と、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇とによって、−Ｖｒ１≪（−Ｖａ＋Ｖｆ）の関係となり、誤差増幅器Ａ１の出力信号は一層大きくなり、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅は一層狭くなるように制御される。従って、出力電圧Ｖｏの垂下が一層急激となって、過電流保護を行うことができる。
【００２５】
図４は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、ＰＣ２はホトカプラ、Ｒ１１は抵抗、Ｖｄは電源電圧を示す。この実施の形態は、出力電圧Ｖｏの垂下をホトカプラＰＣ２によって検出して、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂下を更に制御する構成であり、定格電流の時のコンデンサＣ２の端子電圧ＶａとホトカプラＣＰ２を介した電圧Ｖｄとの差が、基準電圧Ｖｒ１とほぼ等しくなるように設定する。即ち、定格電流以下の時に、Ｖｒ１＞（Ｖａ−Ｖｄ）の関係とし、定格電流を超えた過電流状態となると、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖａの上昇により、Ｖｒ１＜（Ｖａ−Ｖｄ）となって、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くする出力電圧Ｖｏの垂下制御に入る。
【００２６】
それによる出力電圧Ｖｏの垂下により、ホトカプラＰＣ２を介して誤差増幅器Ａ１に入力される電圧Ｖｄが低下するから、Ｖｒ１≪（Ｖａ−Ｖｄ）の関係となって、誤差増幅器Ａ１の出力信号は更に大きくなり、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を一層狭くするように制御して、出力電圧Ｖｏの垂下を更に大きくし、過電流保護を行うことができる。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、負荷ＬＤに供給する出力電圧Ｖｏを検出し、基準電圧Ｖｒ２との差分に対応してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１のオン幅を制御する電圧安定化手段と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１を流れる電流を抵抗Ｒ１により検出した電流検出電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流状態として、スイッチングトランジスタＱ１のオン幅を狭くし、出力電圧Ｖｏを垂下させる垂下制御手段とを有するフライバックコンバータの過電流保護回路であって、過電流状態の時の出力電圧Ｖｏの垂下により、誤差増幅器Ａ１に入力するコンデンサＣ２の端子電圧Ｖａに相当する電流検出電圧を増大させる手段を垂下制御手段に設けたもので、トランスＴ１の三次巻線Ｎ３の誘起電圧を利用することができる。このような構成により、フライバックコンバータに於いて、過電流検出時の出力電圧Ｖｏの垂下制御による二次側の電流増大の問題を解決することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図５】従来例の過電流保護回路の説明図である。
【図６】出力電圧垂下特性説明図である。
【符号の説明】
Ｔ１  トランス
Ｎ１  一次巻線
Ｎ２  二次巻線
Ｎ３  三次巻線
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
Ａ１，Ａ２  誤差増幅器
Ａ３  比較器
ＳＷＧ  鋸歯状波発生器
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３  コンデンサ
Ｖｒ１，Ｖｒ２  基準電圧
ＰＣ１  ホトカプラ
ＬＤ  負荷
Ｅ  直流電源
【図１】
0003561878.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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