【事件の表示】
　特願２００２−３８２３８６「無線通信装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１６年　７月２９日出願公開、特開２００４−２１４９７４〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成１４年１２月２７日の出願であって、平成１８年５月３１日付けで拒絶理由通知がなされ、同年８月７日付けで手続補正がなされたが、同年１１月１日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成１９年１月１０日に拒絶査定不服審判の請求がなされるとともに、同年２月８日付けで手続補正がなされたものである。
　
２．平成１９年２月８日付けの手続補正についての補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成１９年２月８日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
（１）補正後の請求項１に係る発明
　本件手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１は、
「原ローカル信号を出力する信号源と、
　２Ｒ（ただしＲは２以上の整数）の分周比を有し、前記原ローカル信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する分周器と、
　抵抗及びキャパシタからなり前記原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成するアナログ移相器と、
　前記正弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、
　前記正弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、
　前記第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１のローカル信号を生成する減算器と、
　前記第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、前記第１のローカル信号に対して直交する第２のローカル信号を生成する加算器と、
　送信すべきデータから、互いに直交するベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を生成するベースバンド処理部と、
　前記Ｉ信号と前記第１のローカル信号とを乗算して第１の変調信号を出力する第１のミキサと、
　前記Ｑ信号と前記第２のローカル信号とを乗算して第２の変調信号を出力する第２のミキサと、
　前記第１の変調信号と前記第２の変調信号との加算値を増幅する増幅器と、
　前記増幅器の出力を放射するアンテナと、を具備する無線通信装置。」
というものである。
　
　本件手続補正後の上記請求項１に記載された発明は、補正前の請求項４に記載された発明における「アナログ移相器」について、「抵抗及びキャパシタからな」るものであることを限定するものであって、本件手続補正前の請求項４に記載された発明を本件手続補正後の上記請求項１に記載された発明のように補正することは、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　そこで、本件手続補正後の上記請求項１に記載された発明（以下、「本願補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）について、以下に検討する。
　
（２）引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された特開２００１−２４５００５号公報（以下、「引用例１」という。）、特開平７−２３１２４３号公報（以下、「引用例２」という。）、特開２００１−２１７８８６号公報（以下、「引用例３」という。）、及び原査定の備考欄において周知例として引用された特開平１１−３４１０９８号公報（以下、「引用例４」という。）には、それぞれ、図面とともに次の事項が記載されている。
　
（引用例１）
Ａ．「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交搬送波信号をデジタル・ベースバンド信号で変調して、搬送デジタル信号を送信するデジタル信号送信装置に関し、特に、直交搬送波信号の生成に関する。」
　
Ｂ．「【００１６】図１は、本発明の第１の実施の形態のデジタル信号送信装置の構成を説明するブロック図である。
【００１７】図１のデジタル信号送信装置は、デジタル・ベースバンド信号を生成するデジタル信号発生部１と、９０度位相の異なる２つの直交搬送波信号を生成する直交搬送波信号発生部２と、前記直交搬送波信号を前記デジタル・ベースバンド信号で直交変調して、搬送デジタル信号３００を出力する直交変調部３と、前記搬送デジタル信号３００をバンドパス・フィルタ及び増幅回路を介してアンテナから送信出力する送信部４とを備え、前記直交搬送波信号発生部２は、搬送デジタル信号の周波数ｆoutの［４／３］倍の周波数の発振周波数ｆoscの発振出力信号２００を送出するローカル・オシレータ２０と、前記発振出力信号２００を２分周して９０度位相の異なる第１及び第２の分周信号２１０・２１１を出力する第１の分周・移相回路２１と、前記発振出力信号２００を４分周して、９０度位相の異なる第３及び第４の分周信号２３０・２３１を出力する第２の分周・移相回路２４と、前記第１、第２、第３及び第４の分周信号２１０・２１１・２３０・２３１から、その周波数が、第１及び第２の分周信号の周波数（［１／２］ｆosc）と、第３及び第４の分周信号の周波数（［１／４］ｆosc）との和の周波数（［１／２］ｆosc＋［１／４］ｆosc＝［３／４］ｆosc）となる前記９０度位相の異なる２つの直交搬送波信号２５０・２５１を出力するイメージ除去ミキサ回路２５とで構成している。
【００１８】ここに、前記第１の分周・移相回路２１は、第１のマスター・スレーブ型Ｄフリップ・フロップ回路により構成し、前記第２の分周・移相回路２４を第２及び第３のマスター・スレーブ型Ｄフリップ・フロップ回路２２及び２３を直列接続して構成するようにしている。
【００１９】また、前記イメージ除去ミキサ回路２５は、前記第１及び第２の分周信号２１０・２１１と、前記第３及び第４の分周信号２３０・２３１の各々相互間の乗算信号２６０・２７０・２８０・２９０を生成する４つの乗算器２６・２７・２８・２９と、前記の４つの乗算器の乗算信号の内の２つの信号を加算処理して、前記２つの直交搬送波信号の内の一方の搬送波信号２５０を生成する加算器５０と、前記乗算信号の残りの２つの信号を減算処理して、前記２つの直交搬送波信号の内のもう一方の搬送波信号２５１を生成する減算器５１とを備えた構成としている。
【００２０】ここで、前記イメージ除去ミキサ回路２５での信号処理内容について説明する。簡単のために、２π［１／４］ｆosc・ｔ＝αとおいて、前記第１及び第２の分周信号をｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α）とし、前記第３及び第４の分周信号をｓｉｎ（α）及びｃｏｓ（α）で表現することにすると、第１の乗算器２６では第１の分周信号と第３の分周信号との積として、ｓｉｎ（２・α）・ｓｉｎ（α）＝信号２６０が、第２の乗算器２７では、第２の分周信号と第４の分周信号の積として、ｃｏｓ（２・α）・ｃｏｓ（α）＝信号２７０が、第３の乗算器２８では、第１の分周信号と第４の分周信号との積として、ｓｉｎ（２・α）・ｃｏｓ（α）＝信号２８０が、第４の乗算器２９では、第２の分周信号と第３の分周信号との積として、ｃｏｓ（２・α）・ｓｉｎ（α）＝信号２９０が、各々生成される。加算器５０では、信号２８０と信号２９０を加算処理して、ｓｉｎ（２・α＋α）＝ｓｉｎ（３・α）が信号２５０として生成され、減算器５１では、信号２７０から信号２６０を減算処理して、ｃｏｓ（２・α＋α）＝ｃｏｓ（３・α）が信号２５１として生成される。ここに、ローカル・オシレータの発振出力信号周波数ｆoscを、所要の周波数ｆoutの［４／３］倍に設定すれば、３・αは２π・［３／４］ｆosc・ｔ＝２π・ｆout・ｔとなり、信号２５０、信号２５１には各々９０度位相の異なる、周波数［３／４］ｆosc＝ｆoutの直交搬送波信号が得られる。
【００２１】また、このとき、各々の乗算器２６・２７・２８・２９で生成される差の周波数のイメージ信号は、出力から除去されているので、外部にバンドパス・フィルタは不要である。図４に、それぞれの箇所の信号の周波数を記しておいた。」
　
　上記Ｂの段落【００１７】の「図１のデジタル信号送信装置は、デジタル・ベースバンド信号を生成するデジタル信号発生部１と、９０度位相の異なる２つの直交搬送波信号を生成する直交搬送波信号発生部２と、前記直交搬送波信号を前記デジタル・ベースバンド信号で直交変調して、搬送デジタル信号３００を出力する直交変調部３と、前記搬送デジタル信号３００をバンドパス・フィルタ及び増幅回路を介してアンテナから送信出力する送信部４とを備え」との記載によれば、「図１」のデジタル信号送信装置のブロック図における「直交変調部３」の中身の構成である「乗算部１」、「乗算部２」、及び「加算部２」については、個別の説明がなされていない。
　しかしながら、上記「直交変調部３」により行われる動作は、「デジタル信号発生部１」により生成された２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの一方と搬送波信号２５１を「乗算部２」により乗算することにより変調信号（これを、下記の引用例１記載の発明の認定では「第１の変調信号」と称する。）を生成し、２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの他方と搬送波信号２５０を「乗算部１」により乗算することにより上記「第１の変調信号」とは異なる変調信号（これを、下記の引用例１記載の発明の認定では「第２の変調信号」と称する。）を生成し、上記第１及び第２の変調信号を「加算部２」により加算することにより搬送デジタル信号３００を出力することであるということは、当業者にとって自明である。
　
　よって、上記Ａ，Ｂの記載及び図１を参照することにより、引用例１には、次の発明が記載されているものと認められる。（以下、「引用例１記載の発明」という。なお、上記Ｂの段落【００２０】の「２π［１／４］ｆosc・ｔ＝αとおいて、前記第１及び第２の分周信号をｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α）とし、前記第３及び第４の分周信号をｓｉｎ（α）及びｃｏｓ（α）で表現することにする」との記載に基いて、各信号に括弧書きの三角関数の表現を適宜付加する。）
「発振周波数ｆoscの発振出力信号２００を送出するローカル・オシレータ２０と、
　前記発振出力信号２００を４分周して、９０度位相の異なる第３及び第４の分周信号２３０・２３１（ｓｉｎ（α）及びｃｏｓ（α））を出力する第２の分周・移相回路２４と、
　前記発振出力信号２００を２分周して９０度位相の異なる第１及び第２の分周信号２１０・２１１（ｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α））を出力する第１の分周・移相回路２１と、
　前記第３の分周信号２３０（ｓｉｎ（α））と前記第１の分周信号２１０（ｓｉｎ（２・α））との乗算を行う第１の乗算器２６と、
　前記第４の分周信号２３１（ｃｏｓ（α））と前記第２の分周信号２１１（ｃｏｓ（２・α））との乗算を行う第２の乗算器２７と、
　前記第４の分周信号２３１（ｃｏｓ（α））と前記第１の分周信号２１０（ｓｉｎ（２・α））との乗算を行う第３の乗算器２８と、
　前記第３の分周信号２３０（ｓｉｎ（α））と前記第２の分周信号２１１（ｃｏｓ（２・α））との乗算を行う第４の乗算器２９と、
　前記第２の乗算器２７により生成された信号２７０（ｃｏｓ（２・α）・ｃｏｓ（α））から前記第１の乗算器２６により生成された信号２６０（ｓｉｎ（２・α）・ｓｉｎ（α））を減算処理して、搬送波信号２５１（ｃｏｓ（２・α＋α）＝ｃｏｓ（３・α））を生成する減算器５１と、
　前記第３の乗算器２８により生成された信号２８０（ｓｉｎ（２・α）・ｃｏｓ（α））と前記第４の乗算器２９により生成された信号２９０（ｃｏｓ（２・α）・ｓｉｎ（α））を加算処理して、搬送波信号２５０（ｓｉｎ（２・α＋α）＝ｓｉｎ（３・α））を生成する加算器５０と、
　２つのデジタル・ベースバンド信号を生成するデジタル信号発生部１と、
　前記２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの一方と前記搬送波信号２５１とを乗算して第１の変調信号を出力する乗算部２と、
　前記２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの他方と前記搬送波信号２５０とを乗算して第２の変調信号を出力する乗算部１と、
　前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを加算した信号である搬送デジタル信号３００をバンドパス・フィルタ及び増幅回路を介してアンテナから送信出力する送信部４と、を具備するデジタル信号送信装置。」
　
（引用例２）
Ｃ．「【０００６】従って、移相回路をどのように構成するかが直交変復調回路を構成する上で重要なポイントとなる。図６は、移相回路の一従来例を示す回路図である。この従来回路では、ＣＲ直列回路を用いている。ＣＲ直列回路の各々の素子の両端には、π／２の位相差を持つ信号が発生する。」
　
（引用例３）
Ｄ．「【０００８】９０度移相器200は、アナログ的な処理を行うものと、デジタル的な処理を行うものとがある。
【０００９】図１８に示すＲＣ型移相器は、アナログ的な処理を行うものであり、この移相器は、ローパスフィルタ61を構成する抵抗R0及びコンデンサC0と、ハイパスフィルタ62を構成する抵抗R0及びコンデンサC0と、リミッタアンプ63、64とを備えている。ローパスフィルタ61及びハイパスフィルタ62のカットオフ周波数は１／（２π×C0×R0）で表わされる。ローパスフィルタ61の出力LoI'とハイパスフィルタ62の出力LoQ'との位相差は９０度である。リミッタアンプ63、64は、それぞれのフィルタの出力LoI'とLoQ'の振幅が等しくなるように増幅する。
【００１０】・・・（中略）・・・
【００１１】また、図１６に示すフリップフロップ型移相器は、デジタル的な処理を行うものであり、この移相器は、フリップフロップ22、24を用いてローカル信号を分周し、位相差９０度の信号を得る。フリップフロップ24で２分周し、さらにマスタスレーブ型フリップフロップ22で２分周してローカル移相信号LoI'、LoQ'を得ている。」
　
（引用例４）
Ｅ．「【００２２】図４（ａ），（ｂ）および（ｃ）に一般に使用きれる（審決注：この記載は、「使用される」の明らかな誤記であると認められる。）９０度移相器の具体例が示されている。図４（ａ）に示す移相器は位相精度は高いが、製造ばらつきにより振幅誤差が発生する。図４（ｂ）の移相器は振幅精度は高いが、製造ばらつきにより、位相誤差が生ずる。図４（ｃ）の移相器は位相精度および振幅精度が製造ばらつきにより劣化するが、増幅機能をもつ。これら移相器のそれぞれに特徴はあるが、本発明においては、必要に応じてどれを用いても差し支えない。」
　
Ｆ．図４（ａ），（ｂ）を見ると、抵抗及びキャパシタからなる９０度移相器の例が記載されている。
　
（３）対比
　本願補正発明と引用例１記載の発明とを対比すると、次のことがいえる。
　
（あ）引用例１記載の発明における「発振周波数ｆoscの発振出力信号２００」及び「発振周波数ｆoscの発振出力信号２００を送出するローカル・オシレータ２０」は、本願補正発明における「原ローカル信号」及び「原ローカル信号を出力する信号源」に相当する。
　
（い）引用例１記載の発明における「第３の分周信号２３０（ｓｉｎ（α））」、「第４の分周信号２３１（ｃｏｓ（α））」は、それぞれ、本願補正発明における「正弦分周信号」、「余弦分周信号」に相当する。
　そして、本願補正発明において、「２Ｒ（ただしＲは２以上の整数）の分周比」は、「Ｒ＝２」の場合を含むものであり、その場合、「２Ｒ（ただしＲは２以上の整数）の分周比」は「４の分周比」となる。
　よって、本願補正発明において「Ｒ＝２」の場合の「２Ｒ（ただしＲは２以上の整数）の分周比を有し、原ローカル信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する分周器」と、引用例１記載の発明における「発振出力信号２００を４分周して、９０度位相の異なる第３及び第４の分周信号２３０・２３１（ｓｉｎ（α）及びｃｏｓ（α））を出力する第２の分周・移相回路２４」とは、「４の分周比を有し、原ローカル信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する分周器」である点において一致するものである。
　
（う）引用例１記載の発明における「第１の分周信号２１０（ｓｉｎ（２・α）」及び「第２の分周信号２１１（ｃｏｓ（２・α））」は、「９０度位相の異なる」ものであり、相対的に「移相」しているものであるから、「正弦移相信号」及び「余弦移相信号」と称することができるものであり、また、引用例１記載の発明における「第１の分周・移相回路２１」は、「移相器」としても動作するものであるということができる。
　よって、本願補正発明と引用例１記載の発明とは、「原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する移相器」を具備する点において共通するものである。
　
（え）引用例１記載の発明における「第３の分周信号２３０（ｓｉｎ（α））と第１の分周信号２１０（ｓｉｎ（２・α））との乗算を行う第１の乗算器２６」、「第４の分周信号２３１（ｃｏｓ（α））と第２の分周信号２１１（ｃｏｓ（２・α））との乗算を行う第２の乗算器２７」、「第４の分周信号２３１（ｃｏｓ（α））と第１の分周信号２１０（ｓｉｎ（２・α））との乗算を行う第３の乗算器２８」、「第３の分周信号２３０（ｓｉｎ（α））と第２の分周信号２１１（ｃｏｓ（２・α））との乗算を行う第４の乗算器２９」は、それぞれ、本願補正発明における「正弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器」、「余弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器」、「余弦分周信号と正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器」、「正弦分周信号と余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器」に相当する。
　
（お）引用例１記載の発明における「搬送波信号２５０（ｓｉｎ（２・α＋α）＝ｓｉｎ（３・α））」は、「搬送波信号２５１（ｃｏｓ（２・α＋α）＝ｃｏｓ（３・α））」に対して直交するものであり、引用例１記載の発明における「搬送波信号２５１」、「搬送波信号２５０」は、それぞれ、本願補正発明における「第１のローカル信号」、「第２のローカル信号」に相当する。
　よって、引用例１記載の発明における「第２の乗算器２７により生成された信号２７０（ｃｏｓ（２・α）・ｃｏｓ（α））から第１の乗算器２６により生成された信号２６０（ｓｉｎ（２・α）・ｓｉｎ（α））を減算処理して、搬送波信号２５１（ｃｏｓ（２・α＋α）＝ｃｏｓ（３・α））を生成する減算器５１」、「第３の乗算器２８により生成された信号２８０（ｓｉｎ（２・α）・ｃｏｓ（α））と第４の乗算器２９により生成された信号２９０（ｃｏｓ（２・α）・ｓｉｎ（α））を加算処理して、搬送波信号２５０（ｓｉｎ（２・α＋α）＝ｓｉｎ（３・α））を生成する加算器５０」は、それぞれ、本願補正発明における「第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１のローカル信号を生成する減算器」、「第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、第１のローカル信号に対して直交する第２のローカル信号を生成する加算器」に相当する。
　
（か）引用例１記載の発明における「デジタル信号発生部１」により生成される「２つのデジタル・ベースバンド信号」は、互いに直交するベースバンド信号である「Ｉ信号」及び「Ｑ信号」と称することができるものである。
　そして、引用例１記載の発明における「デジタル信号送信装置」は、「送信すべきデータ」を送信するものであると解されるから、引用例１記載の発明における「２つのデジタル・ベースバンド信号を生成するデジタル信号発生部１」は、本願補正発明における「送信すべきデータから、互いに直交するベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を生成するベースバンド処理部」に相当する。
　
（き）上記（お）で述べたように、引用例１記載の発明における「搬送波信号２５１」、「搬送波信号２５０」は、それぞれ、本願補正発明における「第１のローカル信号」、「第２のローカル信号」に相当し、また、上記（か）で述べたように、引用例１記載の発明における「デジタル信号発生部１」により生成される「２つのデジタル・ベースバンド信号」は、互いに直交するベースバンド信号である「Ｉ信号」及び「Ｑ信号」と称することができるものであるから、引用例１記載の発明における「２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの一方と搬送波信号２５１とを乗算して第１の変調信号を出力する乗算部２」、「２つのデジタル・ベースバンド信号のうちの他方と搬送波信号２５０とを乗算して第２の変調信号を出力する乗算部１」は、それぞれ、本願補正発明における「Ｉ信号と第１のローカル信号とを乗算して第１の変調信号を出力する第１のミキサ」、「Ｑ信号と第２のローカル信号とを乗算して第２の変調信号を出力する第２のミキサ」に相当する。
　
（く）引用例１記載の発明における「第１の変調信号と第２の変調信号とを加算した信号である搬送デジタル信号３００をバンドパス・フィルタ及び増幅回路を介してアンテナから送信出力する送信部４」において、「第１の変調信号と第２の変調信号とを加算した信号である搬送デジタル信号３００」は、「バンドパス・フィルタ」を介するものの「増幅回路」へ印加されて増幅される信号であることには変わりない。よって、引用例１記載の発明における「増幅回路」は、本願補正発明における「増幅器」に相当する。そして、引用例１記載の発明において、上記「増幅回路」で増幅された信号出力は、アンテナから放射されるものと解される。
　よって、本願補正発明と引用例１記載の発明とは、「第１の変調信号と第２の変調信号との加算値を増幅する増幅器」及び「増幅器の出力を放射するアンテナ」を具備する点において一致する。
　
（け）引用例１記載の発明における「デジタル信号送信装置」は、アンテナから無線信号を送出して通信を行うものと解されるから、「無線通信装置」と称することができるものである。
　
　上記（あ）〜（け）の事項を踏まえると、本願補正発明のうち「Ｒ＝２」の場合のものと引用例１記載の発明とは、次の点で一致し、また、相違するものと認められる。
　
（一致点）
　本願補正発明と引用例１記載の発明とは、ともに、
「原ローカル信号を出力する信号源と、
　４の分周比を有し、前記原ローカル信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する分周器と、
　前記原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する移相器と、
　前記正弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、
　前記正弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、
　前記第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１のローカル信号を生成する減算器と、
　前記第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、前記第１のローカル信号に対して直交する第２のローカル信号を生成する加算器と、
　送信すべきデータから、互いに直交するベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を生成するベースバンド処理部と、
　前記Ｉ信号と前記第１のローカル信号とを乗算して第１の変調信号を出力する第１のミキサと、
　前記Ｑ信号と前記第２のローカル信号とを乗算して第２の変調信号を出力する第２のミキサと、
　前記第１の変調信号と前記第２の変調信号との加算値を増幅する増幅器と、
　前記増幅器の出力を放射するアンテナと、を具備する無線通信装置。」
である点。
　
（相違点）
　「原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成する移相器」が、本願補正発明においては「抵抗及びキャパシタからなり原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成するアナログ移相器」であるのに対し、引用例１記載の発明においては「発振出力信号２００を２分周して９０度位相の異なる第１及び第２の分周信号２１０・２１１（ｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α））を出力する第１の分周・移相回路２１」である点。
　
（４）判断
　そこで、上記相違点について検討する。
　上記引用例２乃至４に記載のものに見られるように、一般に、直交変調器において、９０°の位相差を有する信号を生成する移相器として抵抗及びキャパシタからなるアナログ移相器を用いることは、周知技術にすぎない。
　特に、上記引用例３の上記Ｄの記載によれば、段落【０００９】にアナログ的な処理を行う移相器の例として「ＲＣ型移相器」が示され、段落【００１１】にデジタル的な処理を行う移相器の例として「フリップフロップ型移相器」が示されており、「９０度移相器」としては、アナログ的な処理を行う「ＲＣ型移相器」とデジタル的な処理を行う「フリップフロップ型移相器」とが従来技術として紹介されている。
　ここで、引用例１記載の発明における「発振出力信号２００を２分周して９０度位相の異なる第１及び第２の分周信号２１０・２１１（ｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α））を出力する第１の分周・移相回路２１」は、まさに、従来技術として知られている上記のデジタル的な処理を行う「フリップフロップ型移相器」の一種であるから、そのようなデジタル的な処理を行う「フリップフロップ型移相器」を、同じく従来技術として知られている上記のアナログ的な処理を行う「ＲＣ型移相器」に置換することは、当業者が適宜になし得ることである。
　よって、引用例１記載の発明において、上記周知技術を適用することにより、「発振出力信号２００を２分周して９０度位相の異なる第１及び第２の分周信号２１０・２１１（ｓｉｎ（２・α）及びｃｏｓ（２・α））を出力する第１の分周・移相回路２１」を「抵抗及びキャパシタからなり原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成するアナログ移相器」に置換することは、当業者が適宜になし得ることである。
　
（本願補正発明の作用効果について）
　そして、本願補正発明の構成によってもたらされる効果も、引用例１記載の発明及び上記周知技術から当業者が容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
　
　したがって、本願補正発明は、引用例１記載の発明及び上記周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
（５）むすび
　よって、本件手続補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するものであり、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下されるべきものである。
　
３．補正却下の決定を踏まえた検討
（１）本願発明
　平成１９年２月８日付けの手続補正は、上記のとおり却下されたので、本願の請求項４に係る発明は、平成１８年８月７日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項４に記載されたとおりの次のものと認める。（以下、「本願発明」という。）
「原ローカル信号を出力する信号源と、
　２Ｒ（ただしＲは２以上の整数）の分周比を有し、前記原ローカル信号を分周して９０°の位相差を有する正弦分周信号及び余弦分周信号を生成する分周器と、
　前記原ローカル信号を入力として９０°の位相差を有する正弦移相信号及び余弦移相信号を生成するアナログ移相器と、
　前記正弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第１の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第２の乗算器と、
　前記余弦分周信号と前記正弦移相信号との乗算を行う第３の乗算器と、
　前記正弦分周信号と前記余弦移相信号との乗算を行う第４の乗算器と、
　前記第１及び第２の乗算器の出力について減算を行い、第１のローカル信号を生成する減算器と、
　前記第３及び第４の乗算器の出力について加算を行い、前記第１のローカル信号に対して直交する第２のローカル信号を生成する加算器と、
　送信すべきデータから、互いに直交するベースバンド信号であるＩ信号及びＱ信号を生成するベースバンド処理部と、
　前記Ｉ信号と前記第１のローカル信号とを乗算して第１の変調信号を出力する第１のミキサと、
　前記Ｑ信号と前記第２のローカル信号とを乗算して第２の変調信号を出力する第２のミキサと、
　前記第１の変調信号と前記第２の変調信号との加算値を増幅する増幅器と、
　前記増幅器の出力を放射するアンテナと、を具備する無線通信装置。」
　
（２）引用例
　これに対して、原査定の拒絶の理由に引用された引用例１乃至３，及び原査定の備考欄において周知例として引用された引用例４とその記載事項は、上記２．（２）に記載したとおりである。
　
（３）対比・判断
　本願発明は、上記２．で検討した本願補正発明における「アナログ移相器」について、「抵抗及びキャパシタからな」るものであることの限定を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成要件を全て含み、さらに特定の限定を施したものに相当する本願補正発明が、上記２．（４）に記載したとおり、引用例１記載の発明及び上記周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、上記特定の限定を省いた本願発明は、同様に、引用例１記載の発明及び上記周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
（４）むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例１記載の発明及び上記周知技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　したがって、本願は、他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。