(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出する信号抽出手段と、
前記抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる強制位相同期手段と、
前記複数のアンテナで受信した信号と、前記強制位相同期手段によって位相同期させられた信号とに基づいて、前記所望の移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成する応答ベクトル生成手段とを備える、無線受信装置。
【請求項２】
前記強制位相同期手段によって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに備える、請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記信号抽出手段によって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに備える、請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記復調データ出力手段によって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するエラー判定手段と、
前記エラー判定手段によって受信エラーが発生していると判定されると、前記応答ベクトル生成手段による応答ベクトルの生成を不能化する手段とをさらに備える、請求項２または３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記応答ベクトル生成手段は、
前記複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、前記位相同期させられた信号とを乗算する乗算手段と、
前記乗算の結果のそれぞれの時間平均を取る手段とを含む、請求項１から４のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である、請求項１から５のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項７】
複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信した信号を並列処理して複数の移動端末装置のそれぞれの応答ベクトルを推定する複数の応答ベクトル推定手段を備え、
前記複数の応答ベクトル推定手段の各々は、
前記複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して対応する移動端末装置からの信号を抽出する信号抽出手段と、
前記抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる強制位相同期手段と、
前記複数のアンテナで受信した信号と、前記強制位相同期手段によって位相同期させられた信号とに基づいて、前記対応する移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成する応答ベクトル生成手段とを含む、無線受信装置。
【請求項８】
前記複数の応答ベクトル推定手段の各々は、
前記強制位相同期手段によって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに含む、請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記複数の応答ベクトル推定手段の各々は、
前記信号抽出手段によって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに含む、請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項１０】
前記複数の応答ベクトル推定手段の各々は、
前記復調データ出力手段によって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するエラー判定手段と、
前記エラー判定手段によって受信エラーが発生していると判定されると、前記応答ベクトル生成手段による応答ベクトルの生成を不能化する手段とをさらに含む、請求項８または９に記載の無線受信装置。
【請求項１１】
前記応答ベクトル生成手段は、
前記複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、前記位相同期させられた信号とを乗算する乗算手段と、
前記乗算の結果のそれぞれの時間平均を取る手段とを含む、請求項７から１０のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項１２】
前記所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である、請求項７から１１のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項１３】
複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における応答ベクトル推定方法であって、
前記複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出するステップと、
前記抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させるステップと、
前記複数のアンテナで受信した信号と、前記強制的に同期させるステップによって位相同期させられた信号とに基づいて、前記所望の移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成するステップとを備える、応答ベクトル推定方法。
【請求項１４】
前記強制的に同期させるステップによって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップをさらに備える、請求項１３に記載の応答ベクトル推定方法。
【請求項１５】
前記信号を抽出するステップによって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップをさらに備える、請求項１３に記載の応答ベクトル指定方法。
【請求項１６】
前記復調データを出力するステップによって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するステップと、
前記判定するステップによって受信エラーが発生していると判定されると、前記応答ベクトルを生成するステップによる応答ベクトルの生成を不能化するステップとをさらに備える、請求項１４または１５に記載の応答ベクトル推定方法。
【請求項１７】
前記応答ベクトルを生成するステップは、
前記複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、前記位相同期させられた信号とを乗算するステップと、
前記乗算の結果のそれぞれの時間平均を取るステップとを含む、請求項１３から１６のいずれかに記載の応答ベクトル推定方法。
【請求項１８】
前記所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である、請求項１３から１７のいずれかに記載の応答ベクトル推定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線受信装置および応答ベクトル推定方法に関し、特に移動通信システムの基地局において、移動端末装置から受信した信号の応答ベクトルを推定するための無線受信装置および応答ベクトル推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、急速に発達しつつある携帯電話のようなデジタル移動無線通信システムにおいては、基地局の無線受信装置は、各ユーザの移動端末装置の応答ベクトルの推定を行なう。
【０００３】
ここで、応答ベクトル（ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ｖｅｃｔｏｒ）とは、基地局の無線受信装置で受信した移動端末装置からの信号成分のうち、各移動端末装置からの信号の振幅および位相に関する情報を表わすものである。無線受信装置において、このような各移動端末装置ごとの応答ベクトルを推定することにより、各移動端末装置から基地局の無線受信装置までの無線区間の伝搬路特性、信号受信時における電力値などを検出することが可能となる。
【０００４】
特に、基地局の複数のアンテナで送受信される信号の振幅および位相の成分を調節することによって、信号電波の送受信の指向性を制御するアダプティブアレイ方式の無線受信装置においては、各アンテナごとの振幅および位相の成分の調節は、本質的に、推定された応答ベクトルに基づいてウエイトベクトルを計算することによって行なわれる。
【０００５】
図１３は、このような応答ベクトルの推定機能を有する従来の無線受信装置の概略ブロック図である。まず、図１３を参照して、従来の無線受信装置における応答ベクトルの推定方法について説明する。
【０００６】
図１３に示す従来の無線受信装置は、たとえば２本のアンテナ素子２０２，２０３を用いる無線受信装置である。
【０００７】
図１３において、アンテナ素子２０２，２０３で受信した信号をそれぞれＸ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）とすると、これらの受信信号は下記の式で表現される。
【０００８】
Ｘ１（ｔ）＝ｈ１１Ｓ１（ｔ）＋ｈ１２Ｓ２（ｔ）＋Ｎ１（ｔ）…（１）
Ｘ２（ｔ）＝ｈ２１Ｓ１（ｔ）＋ｈ２２Ｓ２（ｔ）＋Ｎ２（ｔ）…（２）
ここで、信号Ｓ１（ｔ）は、図示しないユーザ１の移動端末装置（以下、端末ユーザ１と称す）から送信されてきた変調信号を表わし、信号Ｓ２（ｔ）は、図示しないユーザ２の移動端末装置（以下、端末ユーザ２と称す）から送信されてきた変調信号を表わし、係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２は応答ベクトルを表わし、Ｎ１（ｔ）は１つ目のアンテナ素子２０２で受信した信号のノイズ成分であり、Ｎ２（ｔ）は２つ目のアンテナ素子２０３で受信した信号のノイズ成分である。
【０００９】
より詳細に、ｈ１１は１つ目のアンテナ素子２０２で受信された端末ユーザ１の応答ベクトルであり、ｈ２１は２つ目のアンテナ素子２０３で受信された端末ユーザ１の応答ベクトルであり、ｈ１２は１つ目のアンテナ素子２０２で受信された端末ユーザ２の応答ベクトルであり、ｈ２２は２つ目のアンテナ素子２０３で受信された端末ユーザ２の応答ベクトルである。
【００１０】
ここで、各端末ユーザごとの応答ベクトルは、受信信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）と当該端末ユーザの変調信号の複素共役であるＳ１＊（ｔ）とを乗算したものを、アンサンブル平均（時間平均）することによって求められる。
【００１１】
すなわち、端末ユーザ１の応答ベクトルは次のように求められる。
【００１２】
【数１】
0003548085.tif 000002
【００１３】
一方、端末ユーザ２の応答ベクトルは次のように求められる。
【００１４】
【数２】
0003548085.tif 000003
【００１５】
以下に、受信信号Ｘ（ｔ）と変調信号の複素共役Ｓ＊（ｔ）との積のアンサンブル平均が応答ベクトルになることを、たとえば端末ユーザ１の場合を例に取って証明する。
【００１６】
まず、受信信号Ｘ１（ｔ）と端末ユーザ１からの変調信号の複素共役Ｓ１＊（ｔ）との積のアンサンブル平均であるＥ［Ｘ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］を展開すると下記のとおりである。
【００１７】
Ｅ［Ｘ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝Ｅ［（ｈ１１Ｓ１（ｔ）＋ｈ１２Ｓ２（ｔ）＋Ｎ１（ｔ））Ｓ１＊（ｔ）］＝Ｅ［ｈ１１Ｓ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）＋ｈ１２Ｓ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）＋Ｎ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］…（５）
ここで、Ｓ１＊（ｔ）はＳ１（ｔ）の複素共役であり、Ｓ１＊（ｔ）は、Ｓ２（ｔ）およびＮ１（ｔ）との間に相関がないので、以下の式が得られる。
【００１８】
Ｅ［Ｓ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝１…（６）
Ｅ［Ｓ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝０…（７）
Ｅ［Ｎ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝０…（８）
これらの（６）〜（８）式を（５）式に代入すると、
Ｅ［Ｘ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝ｈ１１となる。
【００１９】
同様に、受信信号Ｘ２（ｔ）と端末ユーザ１からの変調信号の複素共役Ｓ１＊（ｔ）との積のアンサンブル平均であるＥ［Ｘ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］を展開すると下記のとおりである。
【００２０】
Ｅ［Ｘ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝Ｅ［（ｈ２１Ｓ１（ｔ）＋ｈ２２Ｓ２（ｔ）＋Ｎ２（ｔ））Ｓ１＊（ｔ）］＝Ｅ［（ｈ２１Ｓ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）＋ｈ２２Ｓ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）＋Ｎ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］…（９）
ここで、上述の（６）、（７）式に加えて、次式が得られる。
【００２１】
Ｅ［Ｎ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝０…（１０）
これらの（６）、（７）、（１０）式を（９）式に代入すると、
Ｅ［Ｘ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）］＝ｈ２１となる。
【００２２】
以上から、各アンテナ素子での受信信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）と端末ユーザ１の変調信号の複素共役Ｓ１＊（ｔ）との積をアンサンブル平均することにより、係数ｈ１１，ｈ２１、すなわち（３）式に示す端末ユーザ１の応答ベクトルが算出されることが理解される。
【００２３】
（４）式に示す端末ユーザ２の応答ベクトルの算出方法についても、上述の端末ユーザ１の応答ベクトルの算出方法と同じなのでその説明は省略する。
【００２４】
図１３に戻って、そこに示す回路構成は、２人の端末ユーザのうち特に一方の端末ユーザからの受信信号の応答ベクトルを算出するためのものである。
【００２５】
アンテナ素子２０２，２０３でそれぞれ受信した信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）は、信号処理部２０４に与えられ、ダイバーシティ処理またはアダプティブアレイ処理など、周知の信号処理が施された後、復調処理部２０５に与えられる。復調処理部２０５は、受信信号を復調して対応する端末ユーザ（たとえば端末ユーザ１）のビット列データを生成し、復調データとして出力するとともに、再変調処理部２０６に与える。
【００２６】
再変調処理部２０６は、与えられた復調データを再度変調し、対応する端末ユーザ１の変調信号の複素共役Ｓ１＊（ｔ）を生成する。生成された信号Ｓ１＊（ｔ）は、乗算器２００，２０１のそれぞれの一方入力に与えられる。乗算器２００，２０１のそれぞれの他方入力には、アンテナ素子２０３，２０２で受信された信号Ｘ２（ｔ），Ｘ１（ｔ）が遅延素子２０７，２０８を介して与えられる。遅延素子２０７，２０８は、再変調処理部２０６により再変調された信号Ｓ１＊（ｔ）に受信信号Ｘ２（ｔ），Ｘ１（ｔ）のタイミングを合わせるためのタイミング調整手段として機能する。
【００２７】
乗算器２０１は、タイミングが合わされた受信信号Ｘ１（ｔ）と再変調信号Ｓ１＊（ｔ）とを乗算し、その結果であるＸ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）を平均化処理部２０９に与える。乗算器２００は、タイミングが合わされた受信信号Ｘ２（ｔ）と再変調信号Ｓ１＊（ｔ）とを乗算し、その結果であるＸ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）を平均化処理部２０９に与える。平均化処理部２０９は、これらの乗算結果のアンサンブル平均を取り、（３）式に示すように端末ユーザ１の応答ベクトルが算出される。
【００２８】
図１３に示した構成は、２人の端末ユーザのうち端末ユーザ１の応答ベクトルのみを算出するためのものである。しかしながら現実には、複数の端末ユーザの全員の応答ベクトルを求めなければならない場合がある。
【００２９】
たとえば、アダプティブアレイ処理により同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数の端末ユーザのデータを伝送する周知のＰＤＭＡ（Ｐａｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式の無線通信システムの受信装置では、同一タイムスロットのチャネルに接続できる複数の端末ユーザのすべての応答ベクトルを推定し、それらの相関を取る必要がある。そして、そのうちの２人の端末ユーザの相関値が１に近づけば、２人の端末ユーザの信号電波の到来方向が互いに接近しているものと判断し、チャネル割当の変更等の処理を行なうことになる。
【００３０】
したがって、複数の端末ユーザに対応するためには、図１３に示した端末ユーザ１人用の回路構成を複数個並列に設ける必要がある。
【００３１】
図１４は、このような複数端末対応の無線受信機の一例として、２人分の端末ユーザの応答ベクトルの推定機能を有する従来の無線受信装置に示す概略ブロック図である。
【００３２】
図１４に示した構成は、２つのアンテナ素子２０２，２０３を共用して、図１３に示した応答ベクトル推定のための回路構成を２つ並列に配列したものである。図１４の上段の回路構成における平均化処理部２０９からは、前述のように端末ユーザ１の応答ベクトル（（３）式）が出力される。一方、下段の回路構成（上段と同一）における平均化処理部２１７からは、端末ユーザ２の応答ベクトル（（４）式）が出力される。端末ユーザ２の応答ベクトルを算出するための下段の回路構成およびその動作は、図１３について行なった応答ベクトルの推定のための回路構成および動作の説明と基本的に同じなのでここでは繰返さない。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
図１３または図１４に示した従来の応答ベクトル推定機能を有する無線受信装置では、復調処理部２０５（または２１３）で一旦受信信号を復調して得たビット列データを、再変調処理部２０６（または２１４）で再変調することによって各端末ユーザの変調信号を得て、応答ベクトルの生成に使用している。このため、応答ベクトルの推定のための演算量が多大なものとなり、処理時間の増加を招いていた。
【００３４】
また、受信信号における干渉等の発生により、上述の受信処理が正しく施されない場合には、応答ベクトルの推定に誤りが生じ、上述の各種特性の評価、ウエイトベクトルの計算、アダプティブアレイ処理などが正しく行なわれなくなる。したがって、全体として無線受信装置の精度の劣化を来すことになる。
【００３５】
それゆえに、この発明の目的は、多大な演算量を伴うことなく、応答ベクトルの推定が可能な無線受信装置および応答ベクトル推定方法を提供することである。
【００３６】
この発明の他の目的は、受信エラーが生じた場合に無線受信装置の精度の劣化を防止した無線受信装置および応答ベクトル推定方法を提供することである。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置は、信号抽出手段と、強制位相同期手段と、応答ベクトル生成手段とを備える。信号抽出手段は、複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出する。強制位相同期手段は、抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる。応答ベクトル生成手段は、複数のアンテナで受信した信号と、強制位相同期手段によって位相同期させられた信号とに基づいて、所望の移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成する。
【００３８】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の無線受信装置は、強制位相同期手段によって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに備える。
【００３９】
請求項３に記載の発明によれば、請求項１に記載の無線受信装置は、信号抽出手段によって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに備える。
【００４０】
請求項４に記載の発明によれば、請求項２または３に記載の無線受信装置は、復調データ出力手段によって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するエラー判定手段と、エラー判定手段によって受信エラーが発生していると判定されると、応答ベクトル生成手段による応答ベクトルの生成を不能化する手段とをさらに備える。
【００４１】
請求項５に記載の発明によれば、請求項１から４のいずれかに記載の無線受信装置において、応答ベクトル生成手段は、複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、位相同期させられた信号とを乗算する乗算手段と、乗算の結果のそれぞれの時間平均を取る手段とを含む。
【００４２】
請求項６に記載の発明によれば、請求項１から５のいずれかに記載の無線受信装置において、所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である。
【００４３】
請求項７に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置は、複数のアンテナで受信した信号を並列処理して複数の移動端末装置のそれぞれの応答ベクトルを推定する複数の応答ベクトル推定手段を備える。複数の応答ベクトル推定手段の各々は、信号抽出手段と、強制位相同期手段と、応答ベクトル生成手段とを含む。信号抽出手段は、複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して対応する移動端末装置からの信号を抽出する。強制位相同期手段は、抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる。応答ベクトル生成手段は、複数のアンテナで受信した信号と、強制位相同期手段によって位相同期させられた信号とに基づいて、対応する移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成する。
【００４４】
請求項８に記載の発明によれば、請求項７に記載の無線受信装置において、複数の応答ベクトル推定手段の各々は、強制位相同期手段によって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに含む。
【００４５】
請求項９に記載の発明によれば、請求項７に記載の無線受信装置において、複数の応答ベクトル推定手段の各々は、信号抽出手段によって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段をさらに含む。
【００４６】
請求項１０に記載の発明によれば、請求項８または９に記載の無線受信装置において、複数の応答ベクトル推定手段の各々は、復調データ出力手段によって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するエラー判定手段と、エラー判定手段によって受信エラーが発生していると判定されると、応答ベクトル生成手段による応答ベクトルの生成を不能化する手段とをさらに含む。
【００４７】
請求項１１に記載の発明によれば、請求項７から１０のいずれかに記載の無線受信装置において、応答ベクトル生成手段は、複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、位相同期させられた信号とを乗算する乗算手段と、乗算の結果のそれぞれの時間平均を取る手段とを含む。
【００４８】
請求項１２に記載の発明によれば、請求項７から１１のいずれかに記載の無線受信装置において、所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である。
【００４９】
請求項１３に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信装置における応答ベクトル推定方法は、複数のアンテナで受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出するステップと、抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうち最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させるステップと、複数のアンテナで受信した信号と、強制的に同期させるステップによって位相同期させられた信号とに基づいて、所望の移動端末装置からの信号の応答ベクトルを生成するステップとを備える。
【００５０】
請求項１４に記載の発明によれば、請求項１３に記載の応答ベクトル推定方法は、強制的に同期させるステップによって位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップをさらに備える。
【００５１】
請求項１５に記載の発明によれば、請求項１３に記載の応答ベクトル推定方法は、信号を抽出するステップによって抽出された信号の２シンボル間の位相変化を検出し、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップをさらに備える。
【００５２】
請求項１６に記載の発明によれば、請求項１４または１５に記載の応答ベクトル推定方法は、復調データを出力するステップによって出力される復調データに受信エラーが発生しているか否かを判定するステップと、判定するステップによって受信エラーが発生していると判定されると、応答ベクトルを生成するステップによる応答ベクトルの生成を不能化するステップとをさらに備える。
【００５３】
請求項１７に記載の発明によれば、請求項１３から１６のいずれかに記載の応答ベクトル推定方法において、応答ベクトルを生成するステップは、複数のアンテナで受信した信号のそれぞれと、位相同期させられた信号とを乗算するステップと、乗算の結果のそれぞれの時間平均を取るステップとを含む。
【００５４】
請求項１８に記載の発明によれば、請求項１３から１７のいずれかに記載の応答ベクトル推定方法において、所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である。
【００５５】
したがって、この発明によれば、受信信号にアダプティブアレイ処理を施した後、抽出された信号を所定の信号基準点の位相に強制的に同期させることにより、従来は一旦復調したデータを再変調処理して得られていた各端末ユーザの変調信号が、直接得られることになり、演算量の著しい削減を図ることができる。
【００５６】
さらに、この発明によれば、復調データに受信エラーが検出された場合には、応答ベクトルの推定を中止することにより、誤った応答ベクトルにより無線受信装置の精度が劣化することを防止することができる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００５８】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による応答ベクトル推定機能を有する無線受信装置の機能ブロック図である。
【００５９】
図１を参照して、アンテナ素子１０２，１０３でそれぞれ受信した信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）は、それぞれ、乗算器１０４，１０５の一方入力に与えられるとともに、遅延素子１０８，１０９を介して乗算器１０１，１００の一方入力にもそれぞれ与えられる。
【００６０】
乗算器１０４，１０５の他方入力には、図示しないウエイト計算回路から後述するウエイトベクトルが入力される。乗算器１０４，１０５で得られた乗算結果は、加算器１０６で加算され、その結果は強制位相同期部１０７に与えられる。加算器１０６の出力は、後で詳細に説明するように、アダプティブアレイ処理による干渉除去動作によって抽出された所望の端末ユーザの信号成分が多い（ＳＩＮＲが高い）信号となっているが、残留干渉波やノイズ等の影響により、所望の端末ユーザの本来の変調信号からは多少オフセットのかかった信号となっている。
【００６１】
そこで、強制位相同期部１０７では、アダプティブアレイ処理により抽出された信号を、後述する（Ｉ，Ｑ）座標上の基準信号点に強制位相同期させる。この強制位相同期により、図１３の従来例では一旦受信信号を復調して得たビット列データを再度変調することによって得ていた端末ユーザからの本来の変調信号を、直接得ることが可能となる。
【００６２】
簡単に説明すると、たとえばＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）等で通信に用いられる信号は、各シンボル点で常にπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）の信号基準点のいずれかに真の信号点を有している。アダプティブアレイ処理後の信号は、干渉除去動作が正しく行なわれていれば実際の端末ユーザからの変調信号のほぼ信号点付近の信号となり、（Ｉ，Ｑ）座標上の信号基準点の近傍に分布している。そこで、最尤推定法を用いて、アダプティブアレイ処理された信号の（Ｉ，Ｑ）座標上での信号点と、π／４シフトＱＰＳＫが取り得る信号点とのユークリッド距離が最小値となるπ／４シフトＱＰＳＫの信号点に、アダプティブアレイ処理された信号を強制位相同期処理により合わせ込むことによって、実際の端末ユーザからの変調データを得るように構成したものである。上述のアダプティブアレイ処理および強制位相同期処理の詳細については後で説明する。
【００６３】
図１に戻って、強制位相同期部１０７からは、端末ユーザ１の変調信号Ｓ１（ｔ）が出力され、複素共役出力処理部１１０で複素共役処理が行なわれて、Ｓ１（ｔ）の複素共役であるＳ１＊（ｔ）が出力され、乗算器１０１，１００のそれぞれの他方入力に与えられる。一方、前述のように、乗算器１０１，１００のそれぞれの一方入力には、遅延素子１０８，１０９によってタイミング調整された受信信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）が入力される。
【００６４】
乗算器１０１は、受信信号Ｘ１（ｔ）と変調信号Ｓ１＊（ｔ）とを乗算し、その結果であるＸ１（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）を平均化処理部１１２に与える。乗算器１００は、受信信号Ｘ２（ｔ）と変調信号Ｓ１＊（ｔ）とを乗算し、その結果であるＸ２（ｔ）Ｓ１＊（ｔ）を平均化処理部１１２に与える。
【００６５】
平均化処理部１１２は、これらの乗算結果のアンサンブル平均を取り、（３）式に示すように端末ユーザ１の応答ベクトルが算出される。
【００６６】
一方、強制位相同期部１０７の出力は、差動復号処理部１１１に与えられ、ビット列データに復調されて出力されるとともにエラーチェック部１１４にも与えられる。
【００６７】
アダプティブアレイ処理では、所望の端末ユーザからの電波（所望波）の到来方向に対する干渉波の到来方向の影響、所望波と干渉波との受信電力の差、などの種々の要因により、所望波を抽出できない場合、すなわち受信エラーが発生する場合がある。このような受信エラーの代表的なものとして、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）エラー、ＵＷ（Ｕｎｉｑｕｅ  Ｗｏｒｄ）エラーなどがある。
【００６８】
エラーチェック部１１４は、復調データにこのような受信エラーが発生しているか否かを判定し、発生している場合には、スイッチ１１３を開いて、平均化処理部１１２からの応答ベクトルの供給を不能化する。
【００６９】
差動復号処理部１１１およびエラーチェック部１１４の処理については後で説明する。
【００７０】
図２は、図１の機能ブロック図に示したこの発明の実施の形態１による無線受信装置を実現する際のハードウェア構成を示すブロック図である。
【００７１】
図２を参照して、複数本、たとえば４本のアンテナＡＮＴ１，ＡＮＴ２，ＡＮＴ３，ＡＮＴ４で受信された端末ユーザからの信号は、対応するＲＦ回路ＲＦ１，ＲＦ２，ＲＦ３，ＲＦ４で増幅された後、対応するＡ／Ｄ変換器ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３，ＡＤ４でデジタル信号に変換される。
【００７２】
Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤ３，ＡＤ４の出力は、デジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰ）１０に与えられ、この発明の実施の形態の動作は、このＤＳＰ１０によりソフトウェア的に実現される。
【００７３】
図２のＤＳＰ１０内には、このＤＳＰがソフトウェアで実行する主たる処理である「アダプティブアレイ処理」、「強制位相同期処理」、「受信応答ベクトル推定処理」、「差動復号処理」、および「エラーチェック処理」が経時的に列挙されている。これらの処理については、以下に詳細に説明する。
【００７４】
図２のＤＳＰ１０からは最終的に、所望の端末ユーザからのデータが復調されて外部へ出力されるとともに、推定された受信応答ベクトルも出力されることになる。
【００７５】
図３は、この発明の実施の形態によるＤＳＰ１０の全体的な処理の流れおよびその原理を説明するための図である。なお、図２に示したＤＳＰ１０による処理のうち、応答ベクトルの推定処理の算出過程そのものについては、図１３を参照して既に詳細に説明したので、ここでは繰返さない。また、エラーチェック処理については、図３とは別に後で説明する。
【００７６】
図３においては、図２の４個のＡ／Ｄ変換器からの４本の受信信号線を、説明の便宜上、１本の信号線で示し、「受信信号」と表記している。
【００７７】
この受信信号は、図２のハードウェア構成図では、図示省略した受信フィルタ１１を介してＤＳＰ１０に入力される。
【００７８】
先に述べたように、一般にＰＨＳ等で通信に用いられる信号は、各シンボル点で常にπ／４シフトＱＰＳＫの信号基準点のいずれかに真の信号点を有している（図３の各（Ｉ，Ｑ）座標における○で示した８点）。しかしながら、実際に基地局で受信した信号電波のＩ，Ｑ位相は、図３の（ｉ）で示す（Ｉ，Ｑ）座標のコンスタレーションで描かれているようにπ／４シフトＱＰＳＫの信号基準点には収束していない。
【００７９】
このような状態の受信信号に対し、ＤＳＰ１０によってまずアダプティブアレイ処理が施される。
【００８０】
アダプティブアレイ処理は、受信信号に基づいてアンテナごとの受信係数（ウェイト）からなるウェイトベクトルを計算して適応制御することによって、所望の端末ユーザからの信号を正確に抽出する処理である。
【００８１】
図４は、ＤＳＰ１０によるアダプティブアレイ処理を機能的に説明するための機能ブロック図である。
【００８２】
図４を参照して、ウェイト計算回路２０は、後述するアルゴリズムによりアンテナごとのウェイトからなるウェイトベクトルＷ（ｔ）を算出し、乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４によって対応するアンテナからの受信信号Ｘ（ｔ）とそれぞれ複素乗算する。加算器２１によりその乗算結果の総和Ｙ（ｔ）が得られ、このＹ（ｔ）は以下のように複素乗算和として表わされる：
Ｙ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）ＨＸ（ｔ）
ここで、Ｗ（ｔ）ＨはウェイトベクトルＷ（ｔ）の複素共役の転置を表わしている。
【００８３】
上述のような複素乗算和の結果Ｙ（ｔ）は、減算器２２の一方入力に与えられ、基地局のメモリに予め記憶されている既知の参照信号ｄ（ｔ）との誤差が求められる。この参照信号ｄ（ｔ）は、端末ユーザからの受信信号が含むすべてのユーザに共通の既知の信号であり、たとえばＰＨＳでは、受信信号のうち、既知のビット列で構成されたプリアンブル区間が用いられる。
【００８４】
ウェイト計算回路２０は、減算器２２で算出された誤差の２乗を減少させるようウェイト係数を更新させる処理を実行する。アダプティブアレイ処理では、このようなウェイトベクトルの更新（ウェイト学習）を、時間や信号電波の伝搬路特性の変動に応じて適応的に行ない、受信信号Ｘ（ｔ）中から干渉波成分やノイズを除去し、所望の端末ユーザからの信号Ｙ（ｔ）を抽出している。
【００８５】
この発明の実施の形態によるウェイト計算回路２０では、上述のように誤差の２乗に基づいた最急降下法（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ：以下、ＭＭＳＥ）によりウェイトベクトルの更新すなわちウェイト学習を行なっている。より特定的には、ウェイト計算回路２０は、後述するようにＭＭＳＥによるＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムやＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムを使用している。
【００８６】
このようなＭＭＳＥによるアダプティブアレイの処理技術、およびＭＭＳＥによるＲＬＳアルゴリズムやＬＭＳアルゴリズムは周知の技術であり、たとえば菊間信良著の「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）の第３５頁〜第４９頁の「第３章  ＭＭＳＥアダプティブアレー」に詳細に説明されている。
【００８７】
図５は、図４に示したアダプティブアレイの機能ブロック図の動作をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【００８８】
先に説明したように、アダプティブアレイ処理では、複素乗算和Ｙ（ｔ）と、所定の参照信号ｄ（ｔ）（プリアンブルユニークワード等の既知の信号値）との誤差を求めているが、受信信号の全区間に参照信号値が存在するわけではないので、受信信号が参照信号が既知の区間にあるか否かで、異なる処理を行なっている。
【００８９】
図５を参照して、アダプティブアレイ処理が開始されると、ステップＳ１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。なお、たとえばＰＨＳの受信信号の１フレームは１〜１２０シンボルで構成され、そのうち前半部に信号既知の区間がある。
【００９０】
次に、ステップＳ２において、相関行列Ｐ、忘却係数λ、ウェイトベクトルＷ、ステップサイズμの初期設定が行なわれる。
【００９１】
次に、ステップＳ３において、シンボルｔ＝１が参照信号既知の区間内か否かが判断され、参照信号既知の区間内であるので、ステップＳ４〜Ｓ８においてＲＬＳアルゴリズムが実行される（ＲＬＳアルゴリズムの詳細については上記文献を参照）。
【００９２】
まず、ステップＳ４において、時刻ｔのカルマンゲインベクトルＫ（ｔ）を算出する。カルマンゲインベクトルは、
Ｋ（ｔ）＝Ｔ（ｔ）／（１＋ＸＨ（ｔ）Ｔ（ｔ））で定義され、ここで
Ｔ（ｔ）＝λＰ（ｔ−１）Ｘ（ｔ）である。
【００９３】
次に、ステップＳ５において、基地局内のメモリから既知の参照信号ｄ（ｔ）が読出される。
【００９４】
次に、ステップＳ６において、以下のように時刻ｔでの参照信号と複素乗算和との誤差ｅ（ｔ）が算出される：
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ＷＨ（ｔ−１）Ｘ（ｔ）
そして、ステップＳ７において、カルマンゲインベクトルＫ（ｔ）を用いて、以下のように時刻ｔでのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出される：
Ｗ（ｔ）＝Ｗ（ｔ−１）＋ｅ＊（ｔ）Ｋ（ｔ）
さらに、ステップＳ８において、以下のように時刻ｔでの相関行列Ｐ（ｔ）の更新を行なっておく：
Ｐ（ｔ）＝λＰ（ｔ）−Ｋ（ｔ）ＨＴ（ｔ）
以上で、ＲＬＳアルゴリズムは終了し、ステップＳ９において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをインクリメントしてステップＳ３に戻る。そしてシンボルｔが参照信号既知の区間内にあることがステップＳ３で判断される限り、ステップＳ４〜Ｓ８のＲＬＳアルゴリズムが繰返し実行され、各シンボルｔごとにステップＳ７においてそのときのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出されることになる。
【００９５】
一方、ステップＳ３において、シンボルｔが参照信号が未知の区間であると判断されると、ステップＳ１０〜Ｓ１２においてＬＭＳアルゴリズムが実行される（ＬＭＳアルゴリズムの詳細については上記文献を参照）。
【００９６】
前述のステップＳ４〜Ｓ８の処理では、受信信号のうち参照信号が存在する区間であったため、受信信号Ｘ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）とによりウェイト学習を行なっていたが、以下に説明するステップＳ１０〜Ｓ１２の処理では、受信信号のうち参照信号が存在しない区間であるため、１シンボル前に算出したウェイトベクトルと受信信号との複素乗算和と、π／４シフトＱＰＳＫの信号基準点との位相差を誤差としてウェイト学習を行なう。
【００９７】
まず、ステップＳ１０において、１シンボル前のウェイトベクトルＷ（ｔ−１）から参照信号ｄ（ｔ）を逆算する。すなわち、ｄ（ｔ）＝Ｄｅｔ［Ｗ（ｔ−１）ＨＸ（ｔ）］とおき、その信号点のＩ，Ｑ信号からユークリッド距離が最短の４／πシフトＱＰＳＫの信号基準点を選出し、その信号基準点に信号ｄ（ｔ）をもっていく。
【００９８】
次に、ステップＳ１１において、前述のステップＳ６と同様に、時刻ｔでの参照信号と複素乗算和との誤差ｅ（ｔ）が算出される：
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ＷＨ（ｔ−１）Ｘ（ｔ）
そして、ステップＳ１２において、以下のように時刻ｔでのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出される：
Ｗ（ｔ）＝Ｗ（ｔ−１）＋μｅ＊（ｔ）Ｘ（ｔ）
以上で、ＬＭＳアルゴリズムは終了し、ステップＳ９においてシンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをインクリメントしてステップＳ３に戻る。そして、シンボルｔが参照信号既知の区間の外にあることがステップＳ３で判断される限り、ステップＳ１０〜Ｓ１２のＬＭＳアルゴリズムが繰返し実行され、各シンボルｔごとにステップＳ１２においてそのときのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出されることになる。
【００９９】
そして、ステップＳ９において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルであるｔ＝１２０に到達したことが判断されれば、アダプティブアレイ処理は終了する。
【０１００】
ここで、アダプティブアレイ処理前の受信信号をＸ（ｔ）とすれば、処理後の受信信号Ｘ′（ｔ）は、Ｘ′（ｔ）＝Ｗ（ｔ）ＨＸ（ｔ）と表わされる。
【０１０１】
なお、図５のフロー図から理解されるように、ステップＳ４〜Ｓ８のＲＬＳアルゴリズムは処理が複雑なためウェイト学習に時間を要するが、収束が速いという利点を有する（たとえば１０シンボル程度でウェイトが収束する）。これに対し、ステップＳ１０〜Ｓ１２のＬＭＳアルゴリズムは処理が簡略化されているため、ウェイト学習に時間を要しないが、収束が遅いという欠点を有している（ウェイト学習に多くのシンボル数が必要となる）。
【０１０２】
このように、ＲＬＳアルゴリズムとＬＭＳアルゴリズムとは、互いに一長一短であり、実現しようとする受信機の性能に合わせて両者を適宜組合せてアダプティブアレイ処理を実現すればよい。すなわち、図５のフロー図は例示であって、参照信号がある場合に、ＲＬＳアルゴリズムの代わりにＬＭＳアルゴリズムを用いてもよく、参照信号が未知の場合に、ＬＭＳアルゴリズムの代わりにＲＬＳアルゴリズムを用いてもよい。
【０１０３】
以上のように、既知の参照信号に基づいたウェイト学習を行なうアダプティブアレイ処理により生成される信号においては、周波数オフセット等の影響がかなり解消されている。これは、メモリに予め記憶されている参照信号にはそのようなオフセットやノイズはなく、この参照信号に基づいたウェイト学習により生成される信号自体の精度も向上されているからである。
【０１０４】
図３に戻ると、（ｉｉ）で示す（Ｉ，Ｑ）座標は、アダプティブアレイ処理後の抽出された所望の信号の信号点（●）が、真の信号基準点（○）の付近に集中する。
【０１０５】
前述のように、ＰＨＳの真の信号点は、常に４／πシフトＱＰＳＫの８点の信号基準点（○）のいずれかにあるが、アダプティブアレイ処理では抑制しきれなかった残留干渉波成分やノイズ、ウェイト学習の精度上の問題等の要因により、抽出されたシンボルの信号点（●）が８点の信号基準点（○）には完全に一致していないデータもある。
【０１０６】
このため、ＤＳＰ１０により、アダプティブアレイ処理の次に、強制位相同期処理が実行される。この処理は、アダプティブアレイで抽出された信号点のＩ，Ｑ位相（●）を、π／４シフトＱＰＳＫの信号基準点（○）のうち最も近い基準点のＩ，Ｑ位相に強制的に同期させるものである。すなわち、図３の（ｉｉ）で示す（Ｉ，Ｑ）座標が、（ｉｉｉ）で示す（Ｉ，Ｑ）座標になるように、抽出された信号点のＩ，Ｑ位相が４／πシフトＱＰＳＫ信号基準点の位相に一致した状態にする処理を実行する。
【０１０７】
図６は、このような強制位相同期処理をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【０１０８】
図６を参照して、強制位相同期処理が開始されると、ステップＳ２１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。
【０１０９】
そして、ステップＳ２２において、アダプティブアレイ処理後の信号のＩ，Ｑ信号をそれぞれ（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））と設定する。
【０１１０】
次に、ステップＳ２３において、シンボルｔが偶数か奇数かが判別される。
なお、ＰＨＳの真の信号点は、４／πシフトＱＰＳＫの８個の信号基準点のいずれかにあることは先に述べたが、より正確には、これらの８個の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セットが４つの基準点からなる２セットで構成されている。
【０１１１】
より特定的には、シンボルｔが偶数のときには、ステップＳ２４に示すようにπ／４シフトＱＰＳＫの信号点は、（１，０）、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）の４点と設定する。
【０１１２】
一方、シンボルｔが奇数のときには、ステップＳ２５に示すように、π／４シフトＱＰＳＫの信号点は、（１，１）／２１／２、（−１，１）／２１／２、（−１，−１）／２１／２、（１，−１）／２１／２の４点と設定する。
【０１１３】
そして、ステップＳ２６において、シンボルｔが偶数のときも奇数のときも、アダプティブアレイ処理後の信号のＩ，Ｑ信号座標（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））とのユークリッド距離が最短となる信号基準点を、その時刻ｔに対応するいずれかのセットの４つの信号基準点の中から選び、（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））をその信号基準点のＩ，Ｑ信号に強制的に同期させる。
【０１１４】
そして、ステップＳ２７において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、ステップＳ２８においてシンボルｔをインクリメントしてステップＳ２３に戻る。そして、アダプティブアレイ処理された信号の各シンボルごとの強制位相同期処理を、当該フレームのシンボルが終了するまで（ｔ＝１２０に達するまで）、繰返し実行する。
【０１１５】
以上のようなアダプティブアレイ処理および強制位相同期処理により、所望の端末ユーザからの実際の変調信号Ｓ（ｔ）を再生し、応答ベクトルの推定処理に供することが可能となる。なお、応答ベクトル推定処理そのものについての説明は繰返さない。
【０１１６】
図３に戻ると、ＤＳＰ１０により、強制位相同期処理の次に、差動復号処理が実行される。
【０１１７】
この作動信号処理は、強制位相同期された信号の時系列上の連続する２つのシンボル間の位相変化を検出し、予め規定されている位相差と復調データとの対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応した２ビットデータを復調データとして出力するものである。すなわち、位相差が４パターンあれば、００、０１、１０、１１の４つの２ビットデータを出力することが可能である。
【０１１８】
図３の例示では、２つのシンボル間の位相差Δθが３π／４のとき０１の復調データが出力されることになる。
【０１１９】
図７は、このような差動復号処理をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【０１２０】
図７を参照して、図６の強制位相同期処理の終了後、差動復号処理が開始され、まず、ステップＳ３１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。
【０１２１】
次に、ステップＳ３２において、ｔ＝１のシンボルの信号と、その１シンボル後の信号との位相差Δθを次式により算出する：
Δθ＝ａｔａｎ（Ｙ（ｔ＋１）／Ｘ（ｔ＋１））−ａｔａｎ（Ｙ（ｔ）／Ｘ（ｔ））
（なお、ａｔａｎはアークタンジェントを意味する）
次に、ステップＳ３３において、位相差とデータとの変換表である（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）に基づいて、ステップＳ３２で検出された位相差から復調データを生成する。
【０１２２】
ステップＳ３４において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをステップＳ３５においてインクリメントしてステップＳ３２に戻る。そして信号の各シンボルごとの差動復号処理を当該フレームのシンボルが終了するまで（ｔ＝１２０に達するまで）、繰返し実行する。
【０１２３】
次に、図８は、図２に示すＤＳＰ１０によるエラーチェック処理を示すフロー図である。
【０１２４】
まず、ステップＳ４１において、上述の差動復号処理（図７）によって得られた復調データに、代表的な受信エラーであるＣＲＣエラーまたはＵＷエラーが生じているか否かが判定される。
【０１２５】
もしも、このような受信エラーが発生していない場合には、ステップＳ４１において、強制位相同期処理（図６）によって得られた端末ユーザの変調信号Ｓ（ｔ）と、アンテナ素子で受信された信号Ｘ（ｔ）との複素乗算およびその結果のアンサンブル平均により、当該端末ユーザの応答ベクトルの推定が行なわれる。
【０１２６】
一方、ステップＳ４１において、受信エラーが発生していると判定された場合には、ステップＳ４２の応答ベクトルの推定は行なわず、そのまま処理を終了する。
【０１２７】
この結果、復調データに受信エラーが発生した場合に誤った応答ベクトルにより無線受信装置の精度が劣化することを防止することができる。
【０１２８】
［実施の形態２］
図９は、この発明の実施の形態２による応答ベクトル推定機能を有する無線受信装置の機能ブロック図である。
【０１２９】
図１の機能ブロック図に示した実施の形態１による無線受信装置は、２人の端末ユーザのうち端末ユーザ１の応答ベクトルのみを算出するためのものである。しかしながら、図１３および図１４の従来例に関連して説明したように、複数の端末ユーザの全員の応答ベクトルを求めなければならない場合がある。
【０１３０】
図９は、このような複数端末対応の無線受信機の一例として、２人分の端末ユーザの応答ベクトル推定機能を有するこの発明の実施の形態２による無線受信装置を示す機能ブロック図である。
【０１３１】
図９に示した構成は、２つのアンテナ素子１０２，１０３を共用して、図１に示した実施の形態１による応答ベクトル推定のための回路構成を２つ並列に（上段および下段に）配列したものである。図９の上段の回路構成における平均化処理部１１２からは、図１ないし図８に関連して既に詳細に説明したように、端末ユーザ１の応答ベクトル（（３）式）が出力される。一方、図９の下段の同一の回路構成における平均化処理部１２４からは、端末ユーザ２の応答ベクトル（（４）式）が出力される。端末ユーザ２の応答ベクトルを推定するための下段の回路構成およびその動作は、図１について行なった応答ベクトルの推定のための回路構成およびその動作の説明と同じなので、ここでは繰返さない。
【０１３２】
［実施の形態３］
図１０は、この発明の実施の形態３による応答ベクトル推定機能を有する無線受信装置の機能ブロック図である。図１０に示す実施の形態３による無線受信装置は、以下の点を除いて、図１に示した実施の形態１による無線受信装置と同じである。
【０１３３】
すなわち、図１に示した実施の形態１では、強制位相同期部１０７によって強制的に位相同期させられた信号に対し、差動復号処理部１１１で差動復号処理を施しているのに対し、図１０に示した実施の形態３では、加算器１０６から出力されたアダプティブアレイ処理された信号に対し、差動復号処理部１１１で差動復号処理が施されている。
【０１３４】
図１０の実施の形態３では、基準信号点への強制位相同期を行なっていない信号に対し、差動復号処理を行なっているので、復調データの精度の点では図１の実施の形態１による無線受信装置の方が好ましいと考えられる。
【０１３５】
応答ベクトルの推定に関しては、実施の形態１および３のいずれも、強制位相同期によって得られた端末ユーザの変調信号を用いて推定処理を行なっており、両実施の形態の間に差異はない。
【０１３６】
図１１は、図１０に示したこの発明の実施の形態３による無線受信装置を実現する際のハードウェア構成を示すブロック図である。
【０１３７】
この図１１のＤＳＰ１０内に経時的に列挙されたそれぞれの処理については、実施の形態１に関連して図３ないし図８を参照して既に詳細に説明したので、ここではそれらの処理の説明を繰返さない。
【０１３８】
［実施の形態４］
図１２は、この発明の実施の形態４による応答ベクトル推定機能を有する無線受信装置の機能ブロック図である。
【０１３９】
図１０の機能ブロック図に示した実施の形態３による無線受信装置は、２人の端末ユーザのうち端末ユーザ１の応答ベクトルのみを算出するためのものである。しかしながら、前述のように、複数の端末ユーザの全員の応答ベクトルを求めなければならない場合がある。
【０１４０】
図１２は、このような複数端末対応の無線受信機の一例として、２人分の端末ユーザの応答ベクトル推定機能を有するこの発明の実施の形態４による無線受信装置を示す機能ブロック図である。
【０１４１】
図１２に示した構成は、２つのアンテナ素子１０２，１０３を共用して、図１０に示した実施の形態３による応答ベクトル推定のための回路構成を２つ並列に（上段および下段に）配列したものである。図１２の上段の回路構成における平均化処理部１１２からは、図１ないし図８に関連して既に詳細に説明したように、端末ユーザ１の応答ベクトル（（３）式）が出力される。一方、図１２の下段の同一の回路構成における平均化処理部１２４からは、端末ユーザ２の応答ベクトル（（４）式）が出力される。端末ユーザ２の応答ベクトルを推定するための下段の回路構成およびその動作は、図１０について行なった応答ベクトルの推定のための回路構成および動作の説明と同じなので、ここでは繰返さない。
【０１４２】
なお、上述の各実施の形態では、変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫを用いた場合について説明したが、変調方式はこれに限定されるものではない。
【０１４３】
以上のように、この発明の実施の形態によれば、アンテナ素子で受信した信号にアダプティブアレイ処理を施した後、基準信号点に強制位相同期させることによって、所望の端末ユーザからの本来の変調信号を正確に再生し、応答ベクトルの推定処理に供することができる。したがって、従来のように、受信信号を一旦ビット列データに復調した後、わざわざ再変調して変調信号を得る必要がなくなり、演算量の著しい削減を図ることができる。
【０１４４】
また、復調データに受信エラーが生じている場合には、応答ベクトルの推定を中止し、誤った応答ベクトルによって無線受信装置の精度が劣化する事態を防止している。
【０１４５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１４６】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、応答ベクトルの推定に必要な計算量を著しく削減し、処理速度の高速化を図ることができる。
【０１４７】
また、受信エラーが生じた場合であっても、誤った応答ベクトルにより無線受信装置の精度が劣化することを防止している。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による無線受信装置の機能ブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による無線受信装置のハードウェア構成を概略的に示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＳＰの全体的な処理を説明するための図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるＤＳＰによるアダプティブアレイ処理を機能的に説明するための機能ブロック図である。
【図５】図４に示したアダプティブアレイの機能ブロック図の動作をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図６】この発明の実施の形態１による強制位相同期処理をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図７】この発明の実施の形態１による差動復号処理をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図８】この発明の実施の形態１によるエラーチェック処理をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図９】この発明の実施の形態２による無線受信装置の機能ブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態３による無線受信装置の機能ブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態３による無線受信装置のハードウェア構成を概略的に示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による無線受信装置の機能ブロック図である。
【図１３】従来の無線受信装置の機能ブロック図である。
【図１４】従来の無線受信装置の他の例の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１０  ＤＳＰ、１１  受信フィルタ、２０  ウエイト計算回路、２１  加算器、２２  減算器、１０７，１１９  強制位相同期部、１０８，１０９，１２０，１２１  遅延素子、１１０，１２２  復調処理部、１１１，１２３  差動復号処理部、１１４，１２６  エラーチェック部、１１２，１２４  平均化処理部、１１３，１２５  スイッチ素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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