(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅して出力する非線形増幅器と、該非線形増幅器の前段に設けられ、外部から入力される利得制御信号に基づいて利得が変化する可変利得回路とを具備し、該非線形増幅器にて発生する歪みを補正するプレディストーション回路であって、
前記入力信号の振幅を算出する振幅計算手段と、
前記非線形増幅器から出力された信号を検波する検波手段と、
該検波手段にて検波された信号を平滑化する平滑化手段と、
該平滑化手段にて平滑化された信号に基づいて前記可変利得回路の利得を算出する利得計算手段と、
前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて、前記歪みを補正するデータを出力する補正データ出力手段と、
該補正データ出力手段から出力されたデータと前記入力信号とを複素乗算する複素乗算手段と、
該複素乗算手段における乗算結果を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調手段とを有し、
該直交変調手段から出力された高周波信号が前記可変利得回路及び非線形増幅器にて増幅され、歪みが補正されたデータとして出力されることを特徴とするプレディストーション回路。
【請求項２】
請求項１に記載のプレディストーション回路において、
前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とを乗算する乗算手段を有し、
前記補正データ出力手段は、前記乗算手段における乗算結果に基づいて前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とするプレディストーション回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のプレディストーション回路において、
前記補正データ出力手段は、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて前記歪みを補正するデータが複数書き込まれたメモリであり、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいたアドレスが入力されることにより、前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とするプレディストーション回路。
【請求項４】
請求項３に記載のプリディストーション回路において、
前記メモリは、プログラマブルなメモリであり、予め測定された前記非線形増幅器の歪み特性に基づいて、歪みを補正するデータを計算した結果が書き込まれることを特徴とするプリディストーション回路。
【請求項５】
請求項１に記載のプリディストーション回路において、
前記歪みを補正するデータは、振幅の補正値をａ、位相の補正値をθとすると、ａｃｏｓθを実数部、ａｓｉｎθを虚数部として表現される複素数であり、前記実数部と虚数部の対をなす１組の数値で表されることを特徴とするプリディストーション回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プレディストーション回路に関し、特に、パワー制御のための可変利得回路を有するプリディストーション回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、プレディストーション回路は、無線通信機の送信パワーアンプ（増幅器）にて発生する歪みをベースバンド信号によって予め補正し、それにより、送信パワーアンプの非線形歪みが原因で発生する不要波を軽減することを目的として用いられている。また、プレディストーション回路を用いた場合、効率の良い非線形領域で送信パワーアンプを動作させることができるため、通話時における消費電力を低減することができ、電池で動作する携帯電話機等においては、通話時間を拡大することができる。
【０００３】
上述したようなプレディストーション回路（プレディストータ：Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）は、従来から盛んに研究されており、例えば、文献：“Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ａ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  Ｌｉｎｅａｒｉｚｅｒ  ｆｏｒ  ＲＦ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，Ｓｕｎｄｓｔｒｏｍ，Ｌ．；Ｆａｕｌｋｎｅｒ，Ｍ．；Ｊｏｈａｎｓｅｎ，Ｍ．Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｏｌ．４５  ４，Ｐａｇｅ７０７−７１９に、その原理及び構成が詳細に記述されている。
【０００４】
以下に、上述した文献を引用して、従来のプレディストーション回路について説明する。
【０００５】
従来の移動通信においては、ＦＭやＧＭＳＫといった振幅が一定であり、位相の変化のみに情報が乗る定包絡線変調方式が用いられている。その理由は、振幅が一定であるために電力効率が優れているＣクラスやＦクラスの非線形アンプを送信パワーアンプとして使用できるためである。効率の良い送信パワーアンプを使用した場合、通話時における消費電流を削減することができ、電池で駆動する携帯電話機においては通話時間を長くすることができる。
【０００６】
これに対して、近年、移動通信におけるトラフィックの増大が問題になっている。
【０００７】
そこで、周波数利用効率がより良い変調方式が使用され始めている。例えば、日本の携帯電話やＰＨＳにおいては、π／４シフトＱＰＳＫが用いられている。さらに、近年のＣＤＭＡ方式においては、ＱＰＳＫやオフセットＱＰＳＫが用いられている。
【０００８】
これらの変調方式はいずれも線形変調方式と呼ばれ、位相だけでなく振幅にも情報が乗る方式である。従って、当然振幅が大きく変動するので、従来のような非線形アンプを使用することは不可能である。
【０００９】
そのため、なるべく線形なアンプを使用する必要がある。
【００１０】
図３は、線形性の悪いアンプを使用した場合の出力スペクトラムの一例を示す図である。
【００１１】
図中の実線は、線形変調方式における本来のスペクトラムであるが、線形性の悪いアンプを通過すると、例えばアンプの歪みの３次成分の影響で、図中破線で示すような本来の帯域幅の３倍の帯域幅を有する不要波（３次歪み成分）が発生する。
【００１２】
この不要波が発生した場合、隣接チャンネル漏洩電力が悪化するため、周波数利用効率の良い線形変調方式を用いたにも関わらず、線形性の悪いアンプを用いたために、周波数利用効率が低下してしまう虞れがある。この現象を“Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｒｅ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ”と呼んでいる。
【００１３】
この現象を防ぐためには、送信パワーアンプを、線形性が十分に良い領域で使用する必要がある。
【００１４】
しかし、アンプの線形性が良いほど、消費電力が増大するため、電力効率が劣化してしまう。
【００１５】
このような問題点を緩和する手段として、プレディストーション回路などのリニアライザの研究が行われている。すなわち、電力効率は優れているが線形性があまり優れていないアンプを、プレディストーション回路で補償して歪みを緩和し、隣接チャンネル漏洩電力を抑制するというものである。
【００１６】
図４は、送信パワーアンプの歪みの一例を示す図である。
【００１７】
図４に示すように、入力レベルを上げていくと、利得が次第に減少していき、入出力特性は直線からはずれてやがては飽和する。また、位相特性も、入出力特性が飽和し始める近辺から、一定値からずれるようになる。
【００１８】
Ｓｒ＝（Ｉｒ＋ｊＱｒ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｃｔ）を入力信号（振幅と位相を持つ複素数で考える）とする。
【００１９】
ここで、
Ｉｒ：ベースバンド信号の同相入力
Ｑｒ：ベースバンド信号の直交入力
ｆｃ：キャリア周波数
である。なお、Ｓｒをベースバンド信号と考えて処理する場合は上式の指数部分を省略して、
Ｓｒ＝Ｉｒ＋ｊＱｒ
としても良い。
【００２０】
信号Ｓｒをアンプに入力した場合、図４では、本来出力レベル｜Ｓｏ｜が得られるべきなのに、歪みのために出力レベルは｜Ｓｏ｜’となる。しかも位相は、θ１ずれてしまう。この作用によって“Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｒｅ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ”が発生し、隣接チャンネル漏洩電力が増大するのである。
【００２１】
これを防止する方法として、プレディストーションが有効である。目標とする出力レベルＳｏを出力するために、Ｓｒの代わりに予め算出したＳｐを入力してやればよい。
【００２２】
図５は、プレディストーションによる歪みの補正を説明するための図である。
【００２３】
図５に示すように、特性の飽和を考慮してＳｒの振幅をあらかじめ大きくし、位相をθ２だけ変動を打ち消す方向に回転した信号Ｓｐを発生するプレディストーション回路を用いれば良いことになる。
【００２４】
図６は、図５に示した歪みの補正を数式化するための図である。
【００２５】
図中Ｇはアンプの位相も含めた入出力特性であり、図中Ｆはプレディストーション回路の特性である。どちらも、複素数で表される。
【００２６】
図６から明らかなように、プレディストーションされた信号Ｓｐは、
Ｓｐ＝Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ
と表される。明らかにＦはＳｒの振幅（すなわち絶対値）のみによって決まる。
【００２７】
アンプの出力Ｓｏは、
Ｓｏ＝Ｇ（｜Ｓｐ｜）・Ｓｐ＝Ｇ｛｜Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ｝・Ｆ（｜Ｓｒ｜｝・Ｓｒ
となる。ＳｏとＳｒとが線形な関係であるためには、
Ｇ｛｜Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ｝・Ｆ（｜Ｓｒ｜｝＝Ｃ＝一定
でなければならない。
【００２８】
目標とするＣの値と、アンプの特性Ｇ、入力信号Ｓｒが決まれば、この方程式からプレディストーション関数Ｆが求まる。なお、関数Ｆは複素数であり、実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍに分けて記述することができる。
【００２９】
図７は、一般的な適応型プレディストーション回路の一構成例を示す図である。なお、入力されたベースバンド信号（Ｓｏｕｒｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ）は、実数部にキャリアとの同相成分Ｉｒ、虚数部に直交成分Ｑｒを持つ複素信号として扱うことができる。
【００３０】
本従来例は図７に示すように、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、入力信号の振幅をアドレスとすることによって、関数値Ｆが出力されるＬｏｏｋ−ｕｐ  Ｔａｂｌｅ  ２３と、Ｌｏｏｋ−ｕｐ  Ｔａｂｌｅ２３から出力された関数値Ｆと入力信号とを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器２１と、Ｄ／Ａ変換器２１から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器２２と、直交変調器２２から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を２つの信号に分岐するカプラ１２と、カプラ１２にて分岐された信号のうち一方の信号を電波にて送出するアンテナ１３と、カプラ１２にて分岐された信号のうち他方の信号を直交復調し、ベースバンド信号として出力する直交復調器２６と、直交復調器２６から出力されたベースバンド信号をデジタル信号に変換し、出力するＡ／Ｄ変換器２５と、Ａ／Ｄ変換器２５から出力されたデジタル信号と入力信号とを比較し、該比較結果に基づいて、Ｌｏｏｋ−ｕｐ  Ｔａｂｌｅ２３の内容を更新する適応回路２４とから構成されている。
【００３１】
上記のように構成されたプレディストーション回路においては、適応回路２４において、送信信号を復調した信号と入力信号とのタイミングと位相を合わせて比較する機能が必要であるため、適応回路２４が非常に複雑な構成となってしまう。また、送信レベルは、入力信号によって決まる必要がある。
【００３２】
ところが、近年出現したＣＤＭＡ方式においては、遠近問題を解決するために送信パワーを８０ｄＢもの広範囲にわたって変動させる必要がある。
【００３３】
図８は、従来のプレディストーション回路の他の構成例を示す図である。
【００３４】
本従来例は図８に示すように、入力信号Ｉｒ，Ｑｒから入力信号の振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、振幅計算回路１５にて算出された入力信号の振幅をアドレスとすることによって、関数値Ｆが出力されるＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された関数値Ｆと入力信号とを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を電波にて送出するアンテナ１３とから構成されている。
【００３５】
上記のように構成されたプリディストーション回路においては、振幅計算回路１５において入力信号Ｉｒ，Ｑｒから入力信号の振幅が算出され、該算出結果をアドレスとしてＲＯＭ１４から関数値Ｆが出力され、出力された関数値Ｆと入力信号Ｉｒ，Ｑｒとが複素乗算器２０で複素乗算される。
【００３６】
ここで、アンテナ１３から送出される送信レベルにおいては、直交変調器９と非線形増幅器１１との間に可変利得アンプ１０が挿入されているため、入力信号Ｉｒ，Ｑｒの振幅だけで決まらず、可変利得アンプ１０に入力される利得制御信号Ｇｃと入力信号Ｉｒ，Ｑｒの振幅とによって決まる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来のプリディストーション回路においては、アンテナから送出される送信レベルが可変利得アンプに入力される利得制御信号と入力信号の振幅とによって決まるため、可変利得アンプに入力される利得制御信号が変動した場合、利得が変動し、歪みの補正を正確に行うことができないという問題点がある。
【００３８】
仮に適応回路を導入したとしても、プレディストーションが必要なのは、可変利得アンプの利得が大きくなる時間的に僅かな期間のみであり、適応動作を安定して行うのは極めて困難である。
【００３９】
本発明は、上述したような従来の技術が有する問題点に鑑みてなされたものであって、可変利得アンプの利得が変動した場合においても歪みの補正を正しく行うことができるプリディストーション回路を提供することを目的とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、
入力信号を増幅して出力する非線形増幅器と、該非線形増幅器の前段に設けられ、外部から入力される利得制御信号に基づいて利得が変化する可変利得回路とを具備し、該非線形増幅器にて発生する歪みを補正するプレディストーション回路であって、
前記入力信号の振幅を算出する振幅計算手段と、
前記非線形増幅器から出力された信号を検波する検波手段と、
該検波手段にて検波された信号を平滑化する平滑化手段と、
該平滑化手段にて平滑化された信号に基づいて前記可変利得回路の利得を算出する利得計算手段と、
前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて、前記歪みを補正するデータを出力する補正データ出力手段と、
該補正データ出力手段から出力されたデータと前記入力信号とを複素乗算する複素乗算手段と、
該複素乗算手段における乗算結果を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調手段とを有し、
該直交変調手段から出力された高周波信号が前記可変利得回路及び非線形増幅器にて増幅され、歪みが補正されたデータとして出力されることを特徴とする。
【００４２】
また、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とを乗算する乗算手段を有し、
前記補正データ出力手段は、前記乗算手段における乗算結果に基づいて前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とする。
【００４３】
また、前記補正データ出力手段は、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて前記歪みを補正するデータが複数書き込まれたメモリであり、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいたアドレスが入力されることにより、前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とする。
【００４４】
また、前記メモリは、プログラマブルなメモリであり、予め測定された前記非線形増幅器の歪み特性に基づいて、歪みを補正するデータを計算した結果が書き込まれることを特徴とする。
【００４５】
また、前記歪みを補正するデータは、振幅の補正値をａ、位相の補正値をθとすると、ａｃｏｓθを実数部、ａｓｉｎθを虚数部として表現される複素数であり、前記実数部と虚数部の対をなす１組の数値で表されることを特徴とする。
【００４６】
（作用）
上記のように構成された本発明においては、非線形増幅器の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得回路の利得が算出され、算出された利得と入力信号の振幅とに基づいて、歪みを補正するデータが出力され、該データに基づいて歪みが補正されるので、可変利得回路の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正が行われる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４８】
図１は、本発明のプリディストーション回路の実施の一形態を示す図である。
【００４９】
本形態は図１に示すように、入力信号Ｓｒの送信キャリアの同相成分となるベースバンド信号Ｉｒ及び直交成分になる信号Ｑｒから入力信号Ｓｒの振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、所定の歪み補正データを出力するデータ出力手段であるＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された歪み補正データと入力信号Ｓｒとを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を電波にて送出するアンテナ１３と、可変利得アンプ１０に入力される利得制御信号が入力され、該利得制御信号に基づいて可変利得アンプ１０の利得を算出する利得計算回路１６と、振幅計算回路１５にて算出された振幅と利得計算回路１６にて算出された利得とを乗算する乗算器３０とから構成されており、乗算器３０における乗算結果をアドレスとすることによって、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データが出力される。ここで、入力信号ＳｒはＩｒを実数部分、Ｑｒを虚数部分とする複素数と考えることができる。
【００５０】
以下に、上記のように構成されたプリディストーション回路の動作について説明する。
【００５１】
入力信号Ｓｒ（すなわち実数部分であるＩｒ信号と虚数部分であるＱｒ信号）が入力されると、振幅計算回路１５において、入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅｜Ｓｒ｜が算出される。｜Ｓｒ｜は次式で算出される。
【００５２】
｜Ｓｒ｜＝（Ｉｒ２＋Ｑｒ２）１／２
また、利得計算回路１６において、外部から入力される利得制御信号Ｇｃの値に基づいて可変利得アンプ９の利得の真値Ａが算出される。
【００５３】
振幅計算回路１５にて算出された入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅と利得計算回路１６にて算出された可変利得アンプ９の利得の真値Ａとは、乗算器３０において乗算され、その結果Ｘが、ＲＯＭ１４のアドレス入力として用いられる。なお、ＲＯＭ１４のアドレスＸは、
Ｘ＝Ａ・｜Ｓｒ｜＝Ａ・（Ｉｒ２＋Ｑｒ２）１／２
であり、送信パワーの瞬間的な振幅に比例した値である。
【００５４】
次に、上述したアドレスＸに基づいて、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データ（実数部分がＲｅ、虚数部分がＩｍ）が出力される。
【００５５】
その後、複素乗算出器２０において、入力信号ＳｒとＲＯＭ１４から出力された歪み補正データとが複素乗算される。
【００５６】
ここで、複素乗算器２０における乗算結果は、入力信号Ｓｒの振幅と位相を非線形増幅器１１の特性が線形になるように補正した複素信号Ｓｐである。複素乗算の結果、Ｓｐは、
Ｓｐ＝（Ｒｅ＋ｊＩｍ）・Ｓｒ＝（Ｒｅ＋ｊＩｍ）・（Ｉｒ＋ｊＱｒ）＝（Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ）＋ｊ（Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｉｒ）
となる。ここで、
Ｒｅ＝ａ・ｃｏｓθ
Ｉｍ＝ａ・ｓｉｎθ
と書ける。ａは振幅補正値、θは位相補正値である。これを上式に代入すると、
Ｓｐ＝Ｓｒ・ａ・ｅｘｐ（ｊθ）
となる。すなわちＳｐはＳｒの振幅をａ倍し、位相をθだけ回転した信号である。
【００５７】
Ｓｐの実数部をＩｐ、虚数部をＱｐとすると、
Ｉｐ＝Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ
Ｑｐ＝Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｑｒ
と表される。これらＩｐ，Ｑｐ信号は、Ｄ／Ａ変換器７，８においてそれぞれアナログ信号に変換され、直交変調器９において高周波信号に変換されて出力される。
【００５８】
ここで、ＣＤＭＡ方式においては、遠近問題（Ｎｅａｒ  Ｆａｒ  Ｅｆｆｅｃｔ）を解決するするために、精密な送信パワーコントロールが必要である。そのため、直交変調器９と非線形増幅器１１との間に、可変利得アンプ１０を挿入し、送信パワーを精密にコントロールする。
【００５９】
直交変調器９から出力された高周波信号は、可変利得アンプ１０にて増幅されるが、可変利得アンプ９の利得においては利得制御信号Ｇｃによって制御される。通常、利得制御信号Ｇｃは、可変利得アンプ９の利得のｄＢ値に対応する（例えば比例する）電圧または制御値になっている。
【００６０】
その後、可変利得アンプ１０にて増幅された信号は非線形増幅器１１にて増幅され、アンテナ１３を介して送出される。
【００６１】
ここで、非線形増幅器１１において発生する振幅歪み及び位相歪みはいずれも、非線形増幅器１１の入力信号の振幅のみによって決まる。従って、ＲＯＭ１４のアドレスＸが決まれば歪みも一意的に決まる。つまり、その歪みを補正するための歪み補正データＲｅ，Ｉｍも一意的に決まる。
【００６２】
そこで、ＲＯＭ１４のアドレスがＸである場合の非線形増幅器１１の歪みを事前に測定しておき、この値から求まる歪み補正データ  Ｒｅ，ＩｍをＲＯＭ  １４のアドレスＸに記憶しておけば良い。この作業は製品の出荷時に行うことができる。
【００６３】
このように、本形態においては、非線形増幅器１１の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得アンプ１０の利得と入力信号の振幅Ｓｒとを掛け合わせた値Ｘを歪み補正データを出力するＲＯＭ１４のアドレスとして用いているため、可変利得アンプ１１の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正を行うことができる。
【００６４】
（他の実施の形態）
以下に、可変利得アンプ１０の利得変化の補正を別の方法で行う例を説明する。
【００６５】
図２は、本発明のプリディストーション回路の他の実施の形態を示す図である。
【００６６】
本形態は図２に示すように、入力信号Ｓｒの送信キャリアの同相成分となるベースバンド信号Ｉｒ及び直交成分になる信号Ｑｒから入力信号Ｓｒの振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、所定の歪み補正データを出力するＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された歪み補正データと入力信号Ｓｒとを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を２つの信号に分岐するカプラ１２と、カプラ１２にて分岐された信号のうち一方の信号を電波にて送出するアンテナ１３と、カプラ１２にて分岐された信号のうち他方の信号を検波する検波器１９と、検波器１９にて得られる電圧を十分低いカットオフ周波数にて呂波する平滑手段であるローパスフィルタ１８と、ローパスフィルタ１８を通過した信号をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器１７と、Ａ／Ｄ変換器１７から出力されたデジタル信号に基づいて可変利得アンプ１０の利得を算出する利得計算回路１６と、振幅計算回路１５にて算出された振幅と利得計算回路１６にて算出された利得とを乗算する乗算器３０とから構成されており、乗算器３０における乗算結果をアドレスとすることによって、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データが出力される。
【００６７】
上記のように構成されたプリディストーション回路においては、非線形増幅器１１から出力された信号がカプラ１２において２つに分離され、分離された信号のうち一方が検波器１９に入力されて検波される。
【００６８】
次に、ローパスフィルタ１８において、検波器１９にて得られた電圧が十分低いカットオフ周波数で呂波される。これによって得られる電圧は、ほぼ、非線形増幅器１１の平均出力振幅に比例している。
【００６９】
ローパスフィルタ１８を通過した信号は、Ａ／Ｄ変換器１７にてデジタル信号に変換され、その後、利得計算回路１６において、利得の補正値Ａが算出される。
【００７０】
本形態においては、図１に示したものとは異なり、Ａ／Ｄ変換器１７の出力はほぼ、非線形増幅器１１の平均出力振幅に比例しているので、ｄＢから真値に変換する演算は不要である。
【００７１】
その後、利得計算回路１６にて算出されたＡの値と入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅｜Ｓｒ｜とが乗算器３０にて乗算されることにより、図１に示したアドレスＸと同等の値が算出される。なお、この値も、送信パワーの瞬間的な振幅に比例した値である。
【００７２】
さらに、図１に示したものにおいては、可変利得アンプやその他回路の利得に温度変動がある場合には正確な歪み補正は困難になるが、本形態においては、検波器１９やローパスフィルタ１８、Ａ／Ｄ変換器１７が安定して動作していれば温度変動の影響を排除することができる。実際に、これらの回路を安定に作ることは、可変利得回路の安定化に比べて極めて容易である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明においては、非線形増幅器の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得回路の利得が算出され、算出された利得と入力信号の振幅とに基づいて、歪みを補正するデータが出力され、該データに基づいて歪みが補正される構成としたため、可変利得回路の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のプリディストーション回路の実施の一形態を示す図である。
【図２】本発明のプリディストーション回路の他の実施の形態を示す図である。
【図３】線形性の悪いアンプを使用した場合の出力スペクトラムの一例を示す図である。
【図４】送信パワーアンプの歪みの一例を示す図である。
【図５】プレディストーションによる歪みの補正を説明するための図である。
【図６】図５に示した歪みの補正を数式化するための図である。
【図７】一般的な適応型プレディストーション回路の一構成例を示す図である。
【図８】従来のプレディストーション回路の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１〜４，３０    乗算器
５，６    加算器
７，８    Ｄ／Ａ変換器
９    直交変調器
１０    可変利得アンプ
１１    非線形増幅器
１２    カプラ
１３    アンテナ
１４    ＲＯＭ
１５    振幅計算回路
１６    利得計算回路
１７    Ａ／Ｄ変換器
１８    ローパスフィルタ
１９    検波器
２０    複素乗算器
【図１】
0003570898.tif 000002
【図２】
0003570898.tif 000003
【図３】
0003570898.tif 000004
【図４】
0003570898.tif 000005
【図５】
0003570898.tif 000006
【図６】
0003570898.tif 000007
【図７】
0003570898.tif 000008
【図８】
0003570898.tif 000009