(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１対の直交信号を生成する直交発振器と、
上記１対の直交信号間の振幅及び位相関係を調整する振幅位相調整手段と、
入力信号を上記１対の直交信号と混合することによりアナログＩ信号及びアナログＱ信号に分離するアナログＩＱ分離手段と、
上記アナログＩ信号をデジタルＩ信号に変換する第１アナログ・デジタル変換手段と、
上記アナログＱ信号をデジタルＱ信号に変換する第２アナログ・デジタル変換手段と、
既知の振幅及び上記直交信号の周波数とわずかに異なる既知の周波数を有する校正信号の上記アナログＩＱ分離手段への供給を受けて、上記デジタルＩ信号及び上記デジタルＱ信号から周波数領域データを生成し、該周波数領域データ中の側波帯を抑制する方向に上記振幅位相調整手段を制御することによって、上記１対の直交信号間の振幅及び位相関係を適正に校正する演算手段とを具えるＩＱスプリッタ装置。
【請求項２】
１対の直交信号を生成する直交発振器と、
上記１対の直交信号間の振幅及び位相関係を調整する振幅位相調整手段と、
入力信号を上記１対の直交信号と混合することによりアナログＩ信号及びアナログＱ信号に分離するアナログＩＱ分離手段と、
上記アナログＩ信号をデジタルＩ信号に変換する第１アナログ・デジタル変換手段と、
上記アナログＱ信号をデジタルＱ信号に変換する第２アナログ・デジタル変換手段と、
上記デジタルＩ信号及び上記デジタルＱ信号を受けて、補正データを用いて上記デジタルＩ信号及び上記デジタルＱ信号間の振幅及び位相関係を適正に補正する演算手段とを具え、
上記補正データは、既知の振幅及び既知の周波数を有する校正信号を上記アナログＩＱ分離手段に供給し、上記補正データの個数が所定数に達するまで、上記校正信号の周波数を上記入力信号の帯域内で繰り返し変化させる都度求めたものであることを特徴とするＩＱスプリッタ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数領域の信号解析に使用されるスペクトラム・アナライザに組み込まれるＩＱスプリッタ装置に関し、特に広帯域の入力信号でも振幅及び位相のバンランスの良いＩＱ分離を実現する広帯域ＩＱスプリッタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム・アナライザは、被測定信号の周波数領域の解析に使用されている。多くのスペクトラム・アナライザには、ＩＱスプリッタ装置が組み込まれており、周波数領域データの生成に利用されている。こうしたＩＱスプリッタ装置には、デジタル型とアナログ型の２つのタイプが知られている。
【０００３】
図６は、従来のデジタルＩＱスプリッタ装置の一例のブロック図である。ここでは、スペクトラム・アナライザの回路の一部として使用した例を示す。スペクトラム・アナライザに入力される被測定信号は、周波数コンバータ（図示せず）により所定の帯域を有するアナログＩＦ（中間周波数）信号に変換される。この周波数コンバータは、被測定信号の周波数を所定の帯域を有するアナログＩＦ信号に変換する回路である。アナログＩＦ信号は、ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）１０によりデジタル信号に変換される。ＡＤＣ１０の出力信号は、デジタルＩＱスプリッタ１２により、デジタルＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とデジタルＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号に分離される。これらデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号は、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）１４によりＦＦＴ演算処理され、周波数領域データに変換される。この周波数領域データがメモリ１６に記憶される。メモリ１６は、ＣＰＵ、ハードディスク（磁気ディスク）等で構成される周知のマイクロプロセッサ・システム（図示せず）のバスに接続されている。このメモリ１６の中のデータを読み出すことにより、ＣＲＴや液晶表示器などの適切な表示装置（図示せず）に周波数領域の解析結果が表示される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この従来構成のデジタルＩＱスプリッタ装置において、入力信号（ここではアナログＩＦ信号）の帯域を拡大しようとすると、次のような問題が生じる。すなわち、入力信号の周波数帯域が拡大すると、最高周波数も高くなるので、サンプリング（標本化）定理に基づきアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）のサンプリング周波数を高くする必要が生じる。しかも、周波数領域の測定では１２ビット以上の高いダイナミック・レンジが要求されている。このことが時間領域測定のダイナミック・レンジが８ビット程度であることと比較し、周波数領域測定におけるＡＤＣのサンプリング周波数の高速化を困難にする一因となっている。そしてＡＤＣにおいてサンプリング周波数が高速化されると、デジタル・データの転送速度も高速化しなければならず、更にデータの演算処理を実行するＤＳＰやデータを記憶するメモリも動作の高速化が必要となる。この結果、ＩＱスプリッタ装置の周波数帯域の拡大には、技術的制限及びコスト的制限な大きな問題が生じることになる。
【０００５】
この問題を解決する１つの方法は、図７に示すように、アナログＩＱスプリッタ装置を使用するものである。この場合、被測定信号をアナログ・デジタル変換する前に、アナログＩＱスプリッタ１８がアナログＩＦ信号をアナログＩ信号とアナログＱ信号に分離する。その後、ＡＤＣ１３及び１１がアナログのＩ及びＱ信号をそれぞれデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号にアナログ・デジタル変換する。
【０００６】
図８は、アナログＩＱスプリッタ１８の一例のブロック図である。直交ミキサ２１は、アナログＩＦ信号と直交発振器１７から１対の直交信号とを受け、これらを混合することにより、アナログＩＦ信号をＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号に分離する。１対の直交信号は、理想的には振幅が等しく、位相が互いに９０度異なる信号である。これらＩ及びＱ信号は、それぞれＬＰＦ（低域通過フィルタ）２３及び２５を通過して適正な帯域幅の信号となり、それぞれアナログＩ信号及びアナログＱ信号となる。
【０００７】
このとき直交信号の周波数は、帯域全体に渡ってバランス良くＩＱ分離を行うために、通常、アナログＩＦ信号の帯域の中間値に設定される。直交ミキサ２１の出力信号には、アナログＩＦ信号及び直交信号の周波数の差の成分と和の成分とが現れるが、ＬＰＦ２３及び２５は差の成分のみ通過させる。このため、アナログＩＱスプリッタから出力するアナログＩ信号及びアナログＱ信号の周波数帯域幅は、ＩＱ分離する前のアナログＩＦ信号の周波数帯域幅の約２分の１に狭帯域化する。よって、アナログ・デジタル変換器のサンプリング周波数の高速化の問題は緩和し、後段のＤＳＰ１４の信号演算処理動作及びメモリ１６の記憶動作の高速化の要請も緩和することができる。
【０００８】
しかし、このようなアナログＩＱスプリッタ装置を使用すると、出力されるアナログＩ信号とアナログＱ信号との間で、振幅と位相のバランスが崩れやすいという問題が生じる。これは、アナログＩ信号及びアナログＱ信号の２つの信号経路の特性が完全には同一でないことがその一因である。特に、ＬＰＦ２３及び２５の特性を同一にするのは困難である。
【０００９】
ＩＱ信号間の振幅及び位相のバランス悪化の問題は、信号の広帯域化によって更に悪化する。その一因として、群遅延の影響が上げられる。即ち、信号経路での伝播速度は周波数によって異なり、一般的には図９に示すように周波数が高くなるほど伝播速度が遅くなる。しかも、その特性の変化は非線型である。こうしたことから、この振幅と位相のバランスという点だけに限れば、デジタルＩＱスプリッタ装置の方が優れていることになる。
【００１０】
従って、本発明の目的は、入力信号の帯域を広帯域化しても、Ｉ信号とＱ信号との間の振幅と位相のバランスを最適状態に維持したままＩＱ分離が可能な広帯域のＩＱスプリッタ装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決する為の手段】
本発明による広帯域ＩＱスプリッタ装置は、次のような構成を有する。直交発振器において、１対の直交信号を生成する。振幅位相調整手段は、これら１対の直交信号間の振幅及び位相関係を調整する。アナログＩＱ分離手段は、振幅位相調整手段で調整された１対の直交信号を受けて、入力信号と混合することにより、入力信号をＩＱ分離する。第１及び第２アナログ・デジタル変換手段は、アナログＩ信号及びアナログＱ信号をデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号にそれぞれ変換する。演算手段は、デジタルＩ信号及びデジタルＱ信号を受けて、補正データを用いてデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号間の振幅及び位相関係を適正に補正する。演算手段は、より具体的には、補正データを用いてデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号から振幅及び位相関係が適正に補正された補正済周波数領域データを生成し、この補正済周波数領域データから補正された時間領域データ（つまり、振幅及び位相関係に関して補正したＩ及びＱ信号データ）を生成するようにすると良い。こうして生成されたデータは、マイクプロセッサ・システムなどの周知の技術に基づいてメモリ等に転送及び記憶されるとともに、種々の解析等にも利用される。
【００１２】
本発明によるＩＱスプリッタ装置では、最適な状態で使用するため、次に示す校正が演算手段の制御に従って行われる。この校正には、大別すると２種類ある。その１つは直交信号の校正に関するものである。そしてもう１つは、デジタルＩ信号及びデジタルＱ信号のデータを入力信号帯域全体に渡って補正する補正データを得るための校正である。これら校正は、言うまでもなく、実際の入力信号を受けるに先立って予め実施しておくのが効果的である。また、装置を使用中であってもこれら校正を定期的に行うことで、装置の信頼性を維持することもできる。
【００１３】
まず第１の校正は、既知の振幅及び直交信号の周波数とわずかに異なる既知の周波数を有する第１校正信号をアナログＩＱ分離手段に供給し、演算手段が振幅位相調整手段を制御して１対の直交信号間の振幅及び位相関係を適正に校正する。このとき、具体的には演算手段がデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号から周波数領域データを生成し、周波数領域データ中の側波帯を抑制する方向に振幅位相調整手段を制御するようにすると良い。なお、第１校正信号の周波数と直交信号の周波数との周波数差は、信号の群遅延の影響を無視できる程度に小さいことが望ましい。
【００１４】
次に第２の校正は、既知の振幅及び既知の周波数を有する校正信号をアナログＩＱ分離手段に供給し、補正データの個数が所定数に達するまで、第２校正信号の周波数を入力信号の帯域内で繰り返し変化させてその都度補正データを求めることを特徴とする。この変形例としては、既知の振幅及び入力信号の帯域の一端側の周波数を有する第２校正信号をアナログＩＱ分離手段に供給し、第２校正信号の周波数を所定周波数差毎に入力信号の帯域の他端側まで繰り返し変化させ、その都度補正データを生成するようにすると良い。なお、第２の校正は、通常は第１の校正を実施した後に行うが、直交信号が既に適切に調整された状態であれば、単独で行っても良い。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の広帯域ＩＱスプリッタ装置の要部の構成の一例を示すブロック図である。ここでは、スペクトラム・アナライザの回路の一部として使用した例を示す。スペクトラム・アナライザに入力される被測定信号は、周波数コンバータ（図示せず）により所定の帯域を有するアナログＩＦ（中間周波数）信号に変換される。例えば、被測定入力信号の帯域が３ＧＨｚまであるとしても、操作者が設定する被測定入力信号の中心周波数及び周波数スパン（例えば３０ＭＨｚ）に応じて、周波数コンバータが３５ＭＨｚ乃至６５ＭＨｚの帯域（中心周波数は５０ＭＨｚ、帯域幅は３０ＭＨｚ）を有するアナログＩＦ（中間周波数）信号に変換する。このアナログＩＦ信号は、アナログＩＱスプリッタ２０に供給される。アナログＩＱスプリッタ２０は、後述するように振幅・位相調整回路３２からの１対の直交信号とアナログＩＦ信号を混合することによりＩＱ分離を行い、アナログＩ信号及びアナログＱ信号を出力する。これらアナログＩ信号及びアナログＱ信号は、ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）２２及び２４によりデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号にそれぞれ変換される。これらデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号は、制御・演算回路２６に供給され、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理により周波数領域のデータに変換される。この周波数領域のデータは、メモリ２８に記憶される。なお、メモリ２８は、ＣＰＵ、ハードディスク（磁気ディスク）等で構成される周知のマイクロプロセッサ・システム（図示せず）のバスに接続されており、メモリ２８中のデータは必要に応じて他の解析等に使用される。
【００１６】
図２は、図１の振幅・位相調整回路３２の構成の一例を示すブロック図である。直交発振器３０の出力である１対の直交信号の一方は、可変位相制御器３３に供給され、他方は増幅器３４に供給される。更に、可変位相制御器３３の出力は、可変利得増幅器３５に供給される。可変位相制御器３３及び可変利得増幅器３５は、制御・演算回路２６からの位相制御信号及び利得制御信号により制御される。この結果、増幅器３４及び可変利得増幅器３５から、振幅及び位相の関係が調整された１対の調整済直交信号が出力される。
【００１７】
振幅・位相調整回路３２による直交信号の調整を適正なものとするため、振幅・位相調整回路３２は予め校正される。この校正（以下、第１校正と呼ぶ）は、直交信号の周波数近辺に関して行われる。第１校正では、アナログＩＦ信号の代わりに、振幅、周波数が既知の第１校正信号がアナログＩＱスプリッタ２０に供給される。この第１校正信号は、例えば、別途に用意した信号発生器（図示せず）から供給すれば良い。また、第１校正信号としては、複数の周波数成分を含むものでなく単一の周波数を有するものを使用する。
【００１８】
第１校正信号の周波数は、直交発振器３０が出力する直交信号の周波数からわずかにずれた値に設定される。ところで、直交発振器３０の周波数は、入力されるアナログＩＦ信号の全帯域に対して直交信号をバランス良く混合する必要性から、通常、アナログＩＦ信号の帯域の中心周波数に設定される。結果として、第１校正信号の周波数は、アナログＩＦ信号の帯域の中心周波数からわずかにずれた値に設定されることになる。例えば、アナログＩＦ信号の帯域が３５ＭＨｚ乃至６５ＭＨｚ（中心周波数は５０ＭＨｚ、帯域幅は３０ＭＨｚ）であれば、５０．２ＭＨｚに設定される（つまり、周波数差ΔＦがここでは２００ｋＨｚ）。そして、アナログＩＱスプリッタ２０は、第１校正信号を５０ＭＨｚの１対の直交信号と混合し、第１校正信号をＩＱ分離する。ＡＤＣ２２及び２４は、第１校正信号から生成したアナログＩ信号及びアナログＱ信号を、デジタルＩ信号及びデジタルＱ信号にそれぞれ変換する。
【００１９】
もし振幅・位相調整回路３２が適正に校正されておらず、従って制御・演算回路２６がデジタルＩＱ信号を受けた時点でこれらの間の位相及び振幅のバランスが適正でない場合には、ＦＦＴ演算したときに図３に示すように、４９．８ＭＨｚの位置に側波帯が現れる。制御・演算回路２６は、この側波帯を検出し、振幅・位相調整回路３２に供給する利得及び位相制御信号を制御し、側波帯が現れなくなる（抑制する）方向に振幅・位相調整回路３２を校正する。なお、この第１校正による直交信号の校正は、制御・演算回路２６がデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号を受けたときに、これらの間の振幅及び位相関係を適正になるようにするものであって、１対の直交信号がそれら自身として理想的になるように校正するものではないことに注意されたい。
【００２０】
直交信号の周波数と第１校正信号の周波数との周波数差ΔＦは、校正を適正なものとするため、群遅延を無視できる程度に小さな値である必要がある。しかし同時に、周波数差ΔＦは、制御・演算回路２６が側波帯を検出できる程度に、即ち、装置の測定分解能以上程度の大きな値とする必要がある。もし周波数差ΔＦが小さすぎると、第１校正信号によるピークと側波帯のピークが接近しすぎて分離して検出できなくなる。ここでは、周波数差ΔＦが２００ｋＨｚの例を示したが、制御・演算回路２６の性能に応じて適切な値を設定すれば良い。
【００２１】
第１校正を実施することにより、帯域の中心近辺の周波数（即ち、直交信号とほぼ同じ周波数）を有するアナログＩＦ信号が入力された場合には、ＩＱ信号間の振幅及び位相のバランスを適切に維持してＩＱ分離を行うことができるようになる。しかし、アナログＩＦ信号の帯域は広いので、更に別の校正を行う必要がある。以下では、これを第２校正と呼ぶ。これによって、アナログＩＦ信号の全帯域に関して、振幅及び位相のバンランスが補正されたアナログＩ信号及びアナログＱ信号のデータを得ることができるようになる。この第２校正は、通常、第１校正の後に行われる。しかし、振幅・位相調整回路３２が既に適切に校正されている場合には、第１校正とは独立に単独で行っても良い。
【００２２】
図４は、本発明による第２校正の一実施形態によるフローチャートである。第２校正では、全帯域に渡って補正データを計算及び記録することにより補正テーブルを生成する。この第２校正では、アナログＩＱスプリッタ２０は、アナログＩＦ信号を受ける代わりに振幅及び周波数が既知の第２校正信号を受ける。第２校正信号は、例えば、別途用意した信号発生器（図示せず）によって供給すれば良い。
【００２３】
まず最初は、第２校正信号の周波数をアナログＩＦ信号の帯域の最小値に設定する（ステップ１００）。例えば、もしアナログＩＦ信号の帯域が３５ＭＨｚ乃至６５ＭＨｚであれば、最初は３５ＭＨｚに設定する。次に、ステップ１０２において、制御・演算回路２６は、デジタルＩ信号及びデジタルＱ信号を受ける。これによって、制御・演算回路２６は、デジタルＩ信号のデータ列ａ（ｎ）とデジタルＱ信号のデータ列ｂ（ｎ）を得る。次のステップ１０４では、これらのデータ列に基づき、デジタルＩ信号の振幅Ｍａ及びデジタルＱ信号の振幅Ｍｂを求め、Ｋ＝Ｍａ／Ｍｂを、この周波数（ここでは３５ＭＨｚ）における振幅補正係数としてメモリ２８に記憶する。また同時に、次の数式１に従ってこの周波数における位相補正係数Ｐを計算し、メモリ２８に記憶する。これらの振幅補正係数及び位相補正係数は、補正テーブルのその周波数における補正データ要素となる。
【００２４】
【数１】
Ｐ＝−０．００１９５３＊Ｓ／（Ｍａ＊Ｍｂ）
ただし、Ｓ＝Σ｛（ａ（ｎ）−Ｄａ）＊（ｂ（ｎ）−Ｄｂ｝
Ｄａ：ａ（ｎ）の平均値
Ｄｂ：ｂ（ｎ）の平均値
Ｐの単位はラジアン
「＊」は乗算記号
【００２５】
次に、第２校正信号の周波数を１ステップだけ増加させる。この例では、例えば、１ステップは２００ｋＨｚである。このように、第２校正信号の周波数を１ステップずつ増加させながら、上述のステップ１０２乃至１０４の処理を繰り返し、第２校正信号の各周波数における補正データを収集する。そして、第２校正信号の周波数がアナログＩＦ信号の周波数帯域の上限値（上述の例では６５ＭＨｚ）に達する（ステップ１０８）と、処理を終了する。この結果、アナログＩＦ信号の全周波数帯域に渡って所定周波数差（ここでは２００ｋＨｚ）毎の補正データを有する補正テーブルが完成する。
【００２６】
第２校正信号が１ステップで変化する周波数差は、群遅延を無視できる程度に小さな値である必要がある。しかし同時に、第２校正信号の変化する１ステップの周波数差は、制御・演算回路２６がその差を検出できる程度に、即ち、装置の測定分解能以上程度の大きな値とする必要がある。また、もし第２校正信号の変化する１ステップの周波数差が小さすぎると、データ数が多くなりすぎて演算に時間がかかり過ぎることにもなる。ここでは、周波数差が２００ｋＨｚの例を示したが、制御・演算回路２６の性能に応じて適切な値を設定すれば良い。
【００２７】
このように予め校正を行った後、実際にアナログＩＦ信号を受けてこの補正テーブルを使用したデータの補正が行われる。即ち、実際にアナログＩＦ信号を受けた場合、制御・演算回路２６が予め作成された補正テーブルを使用し、以下の数式２により実際のデータに補正をかける。
【００２８】
【数２】
Ａｃ＝Ｋ＊Ａ＊ｃｏｓ（Ｐ）−Ｋ＊Ｂ＊ｓｉｎ（Ｐ）
Ｂｃ＝Ｋ＊Ｂ＊ｃｏｓ（Ｐ）＋Ｋ＊Ａ＊ｓｉｎ（Ｐ）
ただし、Ａ：周波数成分の実数部
Ｂ：周波数成分の虚数部
Ａｃ：補正済周波数成分の実数部
Ｂｃ：補正済周波数成分の虚数部
【００２９】
この数式２は、Ｐの値に応じて周波数成分の実数部及び虚数部データを位相シフトさせるとともに、Ｋの値に応じて振幅を補正する式である。なお、数式２中のＡ及びＢはデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号からＦＦＴ演算によりそれぞれ得たアナログＩＦ信号の周波数成分の未補正の実数部データ及び虚数部データである。
【００３０】
制御・演算回路２６は、こうして得られた補正済周波数領域データから、逆ＦＦＴ演算によって補正済時間領域データ（つまり、振幅及び位相関係に関して補正したＩ及びＱ信号データ）を計算することができる。この補正済時間領域データはメモリ２８に記憶されるが、このとき、周波数領域データとの時間的対応関係も同時に記憶するようにすると良い。これによって、例えば、時間領域データをメモリから呼び出して観測しているときに、その同じ信号を周波数領域の観点から観測する必要に迫られても、時間的対応関係を記憶しているので対応する周波数領域データに切り換えて表示することができる。このように、互いに対応する時間領域データ及び周波数領域データ間を相互に切り換えて観測できるようになる。
【００３１】
以上、本発明の好適実施例を説明したが、本発明は、上述の実施例のみに限定されるものではなく、本発明の要旨から逸脱することなく、種々の変形及び修正を加え得ることは当業者には明らかである。例えば、上述の第２校正では、第２校正信号の周波数を最初にアナログＩＦ信号の帯域の最小値に設定して１ステップづつ増加させていたが、逆に最初にアナログＩＦ信号の帯域の最大値に設定して１ステップづつ減少させるようにしても良い。もちろん、最初の値は、最小値又は最大値ぴったりの値でなく、その近傍の値であっても良い。更には、第２校正信号の周波数の値を疑似ランダム又はインタレース（例えば、３５ＭＨｚ、６５ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、６０ＭＨｚ、４５ＭＨｚ・・・）に変化させ、その変化させた都度に補正データを求めるようにしても良い。重要なのは群遅延などの精度を悪化させる要因の影響を無視できる程度の十分に多数のデータを得ることであって、それを実現できれば第２校正信号の周波数の値をどのように変化させても良い。
【００３２】
また、上述ではスペクトラム・アナライザでの使用を前提として、アナログＩＱスプリッタ２０がアナログＩＦ信号を受けてＩＱ分離する例を説明した。しかし、アナログＩＱスプリッタ２０が受けるのは、単に所定の帯域を有するアナログ入力信号であっても良い。
【００３３】
第１校正は、上述では、制御・演算回路２６が周波数領域データに変換して側波帯を検出し、この側波帯を抑制する方向に振幅・位相調整回路３２を制御する例を示した。しかし、第１校正信号を利用するまでは同じとしても、そこから第２校正で利用した数式１により振幅及び位相補正係数を求め、これらにより振幅及び位相関係が適正となるよう第１校正を行っても良い。ただし、周波数領域データ中の側波帯を抑制するようにして第１校正を行った方が校正の精度は良い。
【００３４】
このように本発明による広帯域ＩＱスプリッタ装置は、入力信号の解析周波数帯域を広帯域化するためにアナログＩＱスプリッタを使用しても、Ｉ信号とＱ信号との間の振幅と位相のバランスを最適状態に維持することが可能となり、従来の広帯域化の困難性を解消することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による広帯域ＩＱスプリッタ装置の実施形態の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明による振幅・位相調整回路３２の実施形態の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明による第１校正において発生する側波帯の一例を示すグラフである。
【図４】本発明による第２校正の工程の一例を示すフローチャートである。
【図５】Ｉ信号及びＱ信号の理想的な関係からＰラジアンだけ位相シフトした関係を示すグラフである。
【図６】従来のデジタルＩＱスプリッタ装置の一例を示すブロック図である。
【図７】従来のアナログＩＱスプリッタ装置の一例を示すブロック図である。
【図８】アナログＩＱスプリッタの一例を示すブロック図である。
【図９】信号経路上での群遅延による信号伝播特性の変化を示す周波数対遅延量の一例のグラフである。
【符号の説明】
２０  アナログＩＱスプリッタ
２２  アナログ・デジタル変換器
２４  アナログ・デジタル変換器
２６  制御・演算回路
２８  メモリ
３０  直交発振器
３２  振幅・位相調整回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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