(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
４値ＦＳＫ変調された受信信号を直交検波しベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力する零ＩＦ検波回路と、
該零ＩＦ検波回路から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑをそれぞれ２値整形し２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）をそれぞれ出力する第１及び第２のコンパレータと、
該第１及び第２のコンパレータから出力される２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）を所定の動作クロックのタイミングで特定時間区間の移動平均を求めてディジタル移動平均値〈Ｉ〉及び〈Ｑ〉を出力する第１及び第２の移動平均回路と、
予め移動平均値〈Ｉ〉と〈Ｑ〉のアークタンゼントから求めた位相角を関連付けて記憶し、前記第１及び第２の移動平均回路の出力をアドレスとして該関連付けて記憶された対応する位相角を出力する記憶手段と、
前記動作クロックに従って動作し該記憶手段からの位相角をｎサンプル（ｎは自然数）遅延させた遅延位相角を出力する遅延回路と、
前記記憶手段からの位相角と前記遅延位相角との位相差分を求めて出力する位相差分回路と、
該位相差分の絶対値を求めて出力する絶対値演算回路と、
前記位相差分回路からの位相差分が入力され該位相差分が０の値を交差するタイミングに位相同期した受信シンボルタイミングを出力するＰＬＬと、
前記動作クロックに従って動作し前記位相差分回路からの位相差分を前記受信シンボルタイミングによる特定期間内で積分放電する第１の積分放電回路と、
前記動作クロックに従って動作し前記絶対値演算回路からの位相差分の絶対値を前記受信シンボルタイミングによる特定期間内で積分放電する第２の積分放電回路と、
前記第１の積分放電回路からの第１の積分放電出力と前記第２の積分放電回路からの第２の積分放電出力とが入力され、前記受信シンボルタイミングのタイミングで、前記第１の積分放電出力の正負を判定するとともに、前記第２の積分放電出力と所定のしきい値とを比較して該第２の積分放電出力の値域を判定することにより４値ＦＳＫのシンボル判定を行った復調出力を得る判定回路とを備えたことを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線受信機等に用いられる復調回路に係わり、特に、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を変調指数の大小に係わらず適正に復調し、且つＩＣ化に適する４値ＦＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に周波数偏移（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調は、入力信号に応じて、予め定められた量だけ出力波の周波数をシフトさせる周波数変調の一方式で、変調時には出力波中に位相の不連続が生じないようになっている。
そして、ＦＳＫ復調の一つの方法として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号の受信波について、その周波数と同一の局部発振周波数を用いてキャリア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号Ｉ（同相成分）及びＱ（直交成分）を得た後にＦＳＫ復調を行う所謂零ＩＦ検波方式がある。
【０００３】
まず、直交検波形（零ＩＦ検波方式）の２値ＦＳＫ復調回路について、図１４によって説明する。図１４は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図１４に示すように、零ＩＦ検波回路１と、２つのコンパレータ２と、位相比較回路２０とから構成されている。
【０００４】
次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の各部について具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、ＦＳＫ変調されている入力キャリア信号ＩＮを入力して、該入力と同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力する。
コンパレータ２は、零ＩＦ検波回路１から出力された直交検波出力を２値整形するもので、コンパレータ２−１は同相成分Ｉを２値整形し、コンパレータ２−２は直交成分Ｑを２値整形する。
具体的には、次の（１）式の２値整形関数  ｓｇｎ（ｘ）を用いて２値整形し、２値整形された矩形波の信号  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）を出力する。
【０００５】
【数１】
0003559377.tif 000002
【０００６】
位相比較回路２０は、コンパレータ２−１の出力とコンパレータ２−２の出力を比較し、一方が他方に対して位相が進んでいるか遅れているかを２値判定し、判定結果の２値（０か１か）を検波出力ＤＥＴとして出力する。
具体的には、入力キャリア信号ＩＮと同一の局部発振周波数を基準として、入力キャリア信号ＩＮの瞬時周波数が高い場合と低い場合のそれぞれで、２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現される２次元ベクトルの回転方向が逆になることから、この回転方向を判別することにより入力キャリア信号ＩＮの瞬時周波数の高，低の２値を検波して出力するようになっている。
【０００７】
次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作を図１５によって説明する。
従来の２値ＦＳＫ復調回路は、入力キャリア信号ＩＮが入力されると、零ＩＦ検波回路１が入力キャリア信号ＩＮと同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑとを出力し、コンパレータ２−１とコンパレータ２−２とがそれぞれ同相成分Ｉと直交成分Ｑを２値整形する。
そして、位相比較回路２０は、コンパレータ２で２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑを入力とし、２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現される２次ベクトルの回転方向を判別するように構成されている。
【０００８】
次に、従来の直交検波形（零ＩＦ検波方式）の４値ＦＳＫ復調回路について説明する。
従来の４値ＦＳＫ復調回路で使われている復調方法については、斎藤、赤岩「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョン受信方式」電子情報通信学会技術研究報告ＲＣ９４−１２４  ｐｐ．４３〜４８に記載されている復調方法が知られている。
この復調方式では、同相成分Ｉと直交成分Ｑ（但し、いずれも２値整形されている）の２軸で構成されるＩＱ平面上の信号点の回転に着目し、信号点の回転方向と回転速度とを別々に検波し、その検波結果を組合せることで、４値ＦＳＫ信号を復調している。
【０００９】
従来の４値ＦＳＫ復調回路における復調方法について、図１５〜図１７によって具体的に説明する。図１５は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交検波信号のＩＱ平面上の信号点の動きを示す説明図であり、図１６は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交検波信号と２値整形された信号の例を示す説明図であり、図１７は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交検波信号を２値整形した信号のＩＱ平面上の信号点の動きを示す説明図である。
【００１０】
４値ＦＳＫにおいて、直交検波出力では、４値のシンボル００，０１，１１，１０を、２つの回転方向と２種類の回転速度との組合せで表現する。
ここで、回転方向は、左回転（回転角がプラス方向）と右回転（回転角がマイナス方向）とであり、回転速度は、次式で定義される変調指数ｍを用いて表す。
【００１１】
【数２】
0003559377.tif 000003
【００１２】
例えば、大小２種類の変調指数ｍをｍ＝１，３としてＦＳＫ変調すると、直交検波出力における各シンボルのＩＱ平面上での動きは、シンボル“００”が右方向、ｍ＝３で１．５回転（図１５（ａ）の破線）であり、シンボル“０１”が右方向、ｍ＝１で０．５回転（図１５（ａ）の実線）であり、シンボル“１１”が左方向、ｍ＝１で０．５回転（図１５（ｂ）の実線）であり、シンボル“１０”が左方向、ｍ＝３で１．５回転（図１５（ｂ）破線）である。
つまり、各シンボルの上位のビットと回転方向が対応し、下位のビットと変調指数ｍの大小が対応しており、且つ回転量はｍπ［ｒａｄ］  である。
【００１３】
上記のような方法でシンボル系列１１，１０，０１を４値ＦＳＫ変調すると、直交検波後の直交成分Ｑは図１６（ａ）に示すように変化し、同相成分Ｉは図１６（ｂ）に示すように変化する。
そして、上記の直交成分Ｑと同相成分Ｉとをそれぞれコンパレータ２で値整形した信号  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）は、図１６（ｃ），（ｄ）のように、＋１，−１の２値を持つ信号になる。
【００１４】
具体的には、時間ａで  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）はともに＋１で始まり、時間ｂで  ｓｇｎ（Ｉ）が−１に変化し、時間ｃで  ｓｇｎ（Ｑ）が−１に変化する。そして、時間ｄで  ｓｇｎ（Ｉ）が＋１に変化し、時間ｅで  ｓｇｎ（Ｑ）が＋１に変化する。さらに、時間ｆで  ｓｇｎ（Ｉ）が−１に変化し、時間ｇで  ｓｇｎ（Ｑ）が−１に変化する。そして、時間ｈで  ｓｇｎ（Ｉ）が＋１に変化し、時間ｉで  ｓｇｎ（Ｉ）が−１に変化する。
【００１５】
次に、２値整形した信号  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）の動きを、  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）の２軸で表現される信号平面上に示すと、図１７のようになる。つまり、●印は  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）の値の組合せに対応する信号点の位置であり、●印を結ぶ破線は、信号の値が変化する瞬間の信号点の軌跡を示しており、信号の値が変化する際に  ｓｇｎ（Ｉ）軸または  ｓｇｎ（Ｑ）と交差することになる。
【００１６】
具体的には、時間ａから時間ｂの間は●Ａであり、時間ｂの瞬間に●Ｂに移動し、時間ｂから時間ｃの間は●Ｂであり、時間ｃの瞬間に●Ｃに移動し、時間ｃから時間ｄの間は●Ｃであり、時間ｄの瞬間に●Ｄに移動する。そして、以下同様に、  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）が変化する毎に、その瞬間、●印を移動する。
【００１７】
そこで、従来の４値ＦＳＫ復調回路を用いた復調方法では、従来の２値ＦＳＫ復調と同様に、まず  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）の位相関係から回転方向（左回転または右回転）を判定する。
そして、次に、１シンボル毎の信号点の回転速度をカウンタを用いてカウントする。即ち、図１７において、信号点の回転速度が速いほど１シンボル間に  ｓｇｎ（Ｉ）軸及び  ｓｇｎ（Ｑ）軸と交差する回数も多くなるので、この回数をカウンタでカウントし、所定のしきい値との比較で回転速度、即ち変調指数の大小を判定する。
例えば、４値ＦＳＫの大小の変調指数がｍ＝３、１の場合、回転の速さはそれぞれ１シンボルあたり１．５回および０．５回の回転であるので、  ｓｇｎ（Ｉ）軸及び  ｓｇｎ（Ｑ）軸と交差する合計回数は、それぞれ（６±１）回、（２±１）回に相当する。
【００１８】
これを図１６に示した例で具体的に説明すると、変調指数がｍ＝３の例では、シンボル“１０”で、時間ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈにおいて計６回各軸と交差しており、変調指数がｍ＝１の例では、シンボル“１１”で、時間ａ，ｂにおいて計２回各軸と交差している。
また、各々の±１回の誤差は、信号点の動作の始点や終点が図１７の●印のごく近傍にある場合、つまり、信号の値が変化する瞬間の状態にあって、タイミングジッターや歪みによるあいまいさにより発生するものである。
一方、カウントした交差回数の大小判定を行うしきい値は、明らかに（６＋２）／２＝４回であり、大小判定のマージンは、わずかに±１回のカウント値の差になる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の２値ＦＳＫ復調回路では、２値ＦＳＫ復調動作に限定されており、２値以外のＦＳＫにはそのままでは適用できないという問題があった。また、従来の２値ＦＳＫが４値ＦＳＫに適用できる場合であっても、ＦＳＫの変調指数ｍが小さくなるにつれて、変調信号の周期を基準としたとき、位相角の回転方向を判別するタイミングの周期が粗くなるため、判定出力のジッターが大きくなり検波特性が著しく劣化するという問題点があった。
一方、上記従来の４値ＦＳＫ復調回路の復調方法では、変調指数の差が小さくなるほど回転速度の大小を判定するためのマージンが小さくなり、また信号点の微小な動きが２値量子化によって消去されてしまうので、回転速度の大小判定精度が粗くなってしまうという問題点があった。
【００２０】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたもので、ＦＳＫ変調の変調指数の差が小さい場合でも回転速度の大小の判定出力のジッターやあいまいさの発生を軽減し、復調精度を向上できる４値ＦＳＫ復調回路を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明の４値ＦＳＫ復調回路は、４値ＦＳＫ変調された受信信号を直交検波しベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力する零ＩＦ検波回路と、
該零ＩＦ検波回路から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑをそれぞれ２値整形し２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）と  ｓｇｎ（Ｑ）をそれぞれ出力する第１及び第２のコンパレータと、
該第１及び第２のコンパレータから出力される２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）を所定の動作クロックのタイミングで特定時間区間の移動平均を求めてディジタル移動平均値〈Ｉ〉及び〈Ｑ〉を出力する第１及び第２の移動平均回路と、
予め移動平均値〈Ｉ〉と〈Ｑ〉のアークタンゼントから求めた位相角をテーブルにして記憶し、前記第１及び第２の移動平均回路の出力をアドレスとして該テーブルの対応する位相角を出力するテーブルＲＯＭと、
前記動作クロックに従って動作し該テーブルＲＯＭからの位相角をｎサンプル（ｎは自然数）遅延させた遅延位相角を出力する遅延回路と、
前記テーブルＲＯＭからの位相角と前記遅延位相角との位相差分を求めて出力する位相差分回路と、
該位相差分の絶対値を求めて出力する絶対値演算回路と、
前記位相差分回路からの位相差分が入力され該位相差分が０の値を交差するタイミングに位相同期した受信シンボルタイミングを出力するディジタルＰＬＬと、
前記動作クロックに従って動作し前記位相差分回路からの位相差分を前記受信シンボルタイミングによる特定期間内で積分放電する第１の積分放電回路と、
前記動作クロックに従って動作し前記絶対値演算回路からの位相差分の絶対値を前記受信シンボルタイミングによる特定期間内で積分放電する第２の積分放電回路と、
前記第１の積分放電回路からの第１の積分放電出力と前記第２の積分放電回路からの第２の積分放電出力とが入力され、前記受信シンボルタイミングのタイミングで、前記第１の積分放電出力の正負を判定するとともに、前記第２の積分放電出力と所定のしきい値とを比較して該第２の積分放電出力の値域を判定することにより４値ＦＳＫのシンボル判定を行った復調出力を得る判定回路と
を備えたことを特徴とするものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
その実施の形態を図面を参照しながら説明する。まず、本発明に係る４値ＦＳＫ復調回路の構成について図１によって説明する。
図１は、本発明に係る４値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。なお、図１４と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
【００２３】
本発明の４値ＦＳＫ復調回路は、零ＩＦ検波回路１と２つのコンパレータ２は従来の２値ＦＳＫ復調回路と同じであるが、本発明の特徴部分として、クロック発生回路３と、２つの移動平均回路４と、テーブルＲＯＭ５と、遅延回路６と、位相差分回路７と、絶対値演算回路８と、ＤＰＬＬ９と、２つの積分放電回路１０と、判定回路１１とが設けられている。
【００２４】
次に、上記本発明回路の各部について具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、従来と同様に、ＦＳＫ変調された入力キャリア信号ＩＮが入力されたとき、該入力と同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑとを出力する。
ここで、零ＩＦ検波回路１の詳細について図２によって説明する。図２は、本発明の零ＩＦ検波回路１の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。
この零ＩＦ検波回路１は、９０°分配回路１２と、２つのミキサー回路１３−１，１３−２と、２つのＬＰＦ１４−１，１４−２と、局部発振回路１５とから構成されている。
【００２５】
局部発振回路１５は、４値ＦＳＫ変調され伝送された受信データである入力キャリア信号ＩＮと同一の周波数の信号を発振する発振回路である。
９０°分配回路１２は、局部発振回路１５からの信号を同相（０°）と、９０°位相シフトした直交（９０°）の２信号に分配してそれぞれ出力する分配回路である。
ミキサー回路１３は、２つの入力信号を乗算して周波数混合する乗算回路であり、ミキサー回路１３−１は入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの同相（０°）信号とを乗算し、ミキサー回路１３−２は入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの直交（９０°）信号とを乗算する。
ＬＰＦ１４は、高周波成分を除去する低域ろ波器（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ  ：ＬＰＦ）であり、ＬＰＦ１４−１はミキサー回路１３−１からの信号の高周波成分を除去して入力キャリア信号ＩＮの同相成分Ｉを出力し、ＬＰＦ１４−２はミキサー回路１３−２からの信号の高周波成分を除去して入力キャリア信号ＩＮの直交成分Ｑを出力する。
【００２６】
零ＩＦ検波回路１の動作は、局部発振回路１５から出力される入力キャリア信号ＩＮと同一周波数の信号を９０°分配回路１２が同相（０°）と直交（９０°）の２信号に分配して出力する。
そして、入力キャリア信号ＩＮが入力されると、ミキサー回路１３−１は入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの同相信号とを乗算し、ＬＰＦ１４−１は高周波成分を除去して同相成分Ｉを出力する。一方、ミキサー回路１３−２は入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの直交信号とを乗算し、ＬＰＦ１４−２は高周波成分を除去して直交成分Ｑを出力する。
【００２７】
図１のコンパレータ２は、従来と同様に（１）式の２値整形関数  ｓｇｎ（ｘ）を用いて零ＩＦ検波回路１から出力された直交検波出力を２値整形する。コンパレータ２−１は同相成分Ｉを２値整形して２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）を出力し、コンパレータ２−２は直交成分Ｑを２値整形して２値整形信号  ｓｇｎ（Ｑ）を出力する。
クロック発生回路３は、ＦＳＫ復調回路全体のディジタル動作クロックＣＬＫを発生し、移動平均回路４と遅延回路６と積分放電回路１０とに供給する。
【００２８】
移動平均回路４は、コンパレータ２からの２値整形出力が入力され、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫのタイミングで、特定時間区間のディジタル移動平均値を算出する移動平均化を行う。なお、ここで特定時間区間とは、４値ＦＳＫ変調信号の１シンボル長以内の任意の時間区間である。
移動平均回路４−１はコンパレータ２−１からの２値整形信号  ｓｇｎ（Ｉ）のディジタル移動平均値（Ｉ）を出力し、移動平均回路４−２はコンパレータ２−２からの２値整形信号  ｓｇｎ（Ｑ）のディジタル移動平均値（Ｑ）を出力する。
【００２９】
ここで、移動平均回路４の詳細について、図３によって説明する。図３は、本発明の移動平均回路４の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。
この移動平均回路４は、Ｍビットシフトレジスタ４１とアップダウンカウンタ４２とから構成されている。
Ｍビットシフトレジスタ４１は、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫに従って動作するＭビットのシフトレジスタで、コンパレータ２−１の出力  ｓｇｎ（Ｉ）又はコンパレータ２−２の出力  ｓｇｎ（Ｑ）を入力データとして入力し、Ｍクロック分遅延させて出力する。
アップダウンカウンタ４２は、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫに従って動作するカウント回路であり、アップカウント端子（ＵＰ端子）に入力される信号の値が１である毎にカウント値をプラス１し、ダウンカウント端子（ＤＯＷＮ端子）に入力される信号の値が１である毎にカウント値をマイナス１してカウント値を出力する。
【００３０】
アップダウンカウンタ４２では、ＵＰ端子にコンパレータ２−１の出力  ｓｇｎ（Ｉ）（又はコンパレータ２−２の出力  ｓｇｎ（Ｑ））が入力されて、信号の値が１である毎にカウント値がプラス１され、一方、ＤＯＷＮ端子には  ｓｇｎ（Ｉ）（又は  ｓｇｎ（Ｑ））がＭビットシフトレジスタ４１によってＭクロック分遅延された信号が入力されて、信号の値が１である毎にカウント値がマイナス１される。従って、ＤＯＷＮ端子に入力される信号の値が１の時は、必然的にそれよりもＭクロックだけ前（過去）にＵＰ端子に入力された信号の値が１であったことになり、ＵＰ端子によってプラス１されたカウント値がＭクロック後にＤＯＷＮ端子によってマイナス１されて相殺される。
即ち、このアップダウンカウンタ４２は、常に、コンパレータ２からの信号  ｓｇｎ（Ｉ）（又は  ｓｇｎ（Ｑ））に対して過去Ｍ回のサンプリングにおいてサンプル値が１であった頻度（回数）をディジタル移動平均値＜Ｉ＞（又は＜Ｑ＞）として出力するように構成されている。
【００３１】
図１に戻って、テーブルＲＯＭ５は、２つの入力値（同相成分及び直交成分）に対応する位相角θを予め記憶しているテーブル形式の記憶部であり、移動平均回路４−１からのディジタル移動平均値＜Ｉ＞と、移動平均回路４−２からのディジタル移動平均値＜Ｑ＞をアドレスとして入力し、次式に示す２つのアドレスに対応する位相角θ（ラジアン，−π≦θ≦π）を出力する。
【００３２】
【数３】
0003559377.tif 000004
【００３３】
遅延回路６は、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫに従って動作し、テーブルＲＯＭ５から出力される位相角θが入力され、ｎサンプル（ｎ＝１，２…自然数）だけ遅延させた遅延位相角θ’を出力する。
位相差分回路７は、テーブルＲＯＭ５から出力される位相角θと遅延回路６からの遅延位相角θ’とが入力され、それらの位相差分Δθを次式によって求め、出力する。
【００３４】
【数４】
0003559377.tif 000005
【００３５】
ここで、本発明の位相差分回路７の詳細について、図４によって説明する。図４は本発明の位相差分回路７の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。
この位相差分回路７は、３つの加算器７１とモジュロ２π演算回路７２とから構成されている。すなわち、テーブルＲＯＭ５からの位相角θと、遅延回路６からの遅延位相角θ’とが入力され、加算器７１−１で位相角θから遅延位相角θ’を減算し、加算器７１−２で３πを加算し、モジュロ２π演算回路７２で  ｍｏｄ２πの演算を行い、最後に加算器７１−３でπを減算することにより、位相差分Δθを出力する。
なお、位相角を２進数で表現する場合、２πラジアンを２のｎ乗（ｎは自然数）に対応させれば、加算器７１−２の出力のオーバーフロー（２のｎ乗）を無視することがモジュロ２π演算と等価となるので、モジュロ２π演算回路７２は事実上不要となる。
【００３６】
再び図１に戻って、絶対値演算回路８は、位相差分回路７から出力される位相差分Δθが入力され、その絶対値を求め、位相差分絶対値｜Δθ｜を出力する。ＤＰＬＬ９は、位相差分回路７から出力される位相差分Δθを入力とし、位相差分Δθが０の値を交差するタイミングに位相同期した受信シンボルタイミングＲＴを出力するディジタルＰＬＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ  ：ＤＰＬＬ）であり、出力された受信シンボルタイミングＲＴは積分放電回路１０及び判定回路１１に供給される。
【００３７】
積分放電回路１０は、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫに従って動作し、位相差分回路７から出力される位相差分Δθ又は絶対値演算回路８から出力される位相差分絶対値｜Δθ｜を入力して、ＤＰＬＬ９から供給される受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で前記位相差分Δθ又は前記位相差分絶対値｜Δθ｜を積分放電する。すなわち、積分放電回路１０−１は位相差分Δθの積分放電値ΣΔθを出力し、積分放電回路１０−２は位相差分絶対値｜Δθ｜の積分放電値Σ｜Δθ｜を出力する。
【００３８】
ここで、本発明の積分放電回路１０の詳細について、図５によって説明する。図５は本発明の積分放電回路１０の内部構成の一例を示すブロック図である。
この積分放電回路１０は、加算器１０１とレジスタ１０２とから構成され、クロック発生回路３からのクロックＣＬＫとＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミングＲＴとがレジスタ１０２に供給され、位相差分回路７からの出力Δθ又は絶対値演算回路８からの出力｜Δθ｜が加算器１０１の一方に入力され、レジスタ１０２からの出力が加算器１０１の他方の入力となるように接続され、それらの加算結果はレジスタ１０２に入力されると同時に積分放電値ΣΔθ又はΣ｜Δθ｜として出力され。
【００３９】
レジスタ１０２は、クロック発生回路３から供給されるクロックＣＬＫのタイミングで動作し、加算器１０１からの出力をサンプリングすると共に、ＤＰＬＬ９から供給される受信シンボルタイミングＲＴの１周期毎に記憶している内容を零にリセットするリセット機能付きのレジスタである。
その結果、積分放電回路１０では、クロックＣＬＫのタイミングで位相差分回路７からの位相差分Δθとレジスタ１０２からの出力とが加算器１０１で加算されて再びレジスタ１０２に蓄積され、この動作をＤＰＬＬ９から受信シンボルタイミングＲＴが与えられるまで繰り返され、受信シンボルタイミングＲＴでレジスタ１０２が零クリアされるので、リセット機能付きのアキュムレータ、即ち積分放電回路が実現できる。
【００４０】
図１の判定回路１１は、予め記憶しているしきい値を用いて４値ＦＳＫのシンボル判定を行う判定回路であり、具体的には、ＤＰＬＬ９から供給される受信シンボルタイミングＲＴのタイミングで、一方で積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθの正負を判定し、他方で積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜としきい値とを比較して積分放電出力Σ｜Δθ｜の値域を判定し、それらの２つの判定結果から４値ＦＳＫのシンボル判定を行うように構成されている。
【００４１】
ここで、本発明の判定回路１１の詳細について、図６によって説明する。図６は、本発明の判定回路１１の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。
この判定回路１１は、２つのレジスタ１１１と２つのディジタルコンパレータ１１２とデコーダ１１３とから構成され、ＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミングＲＴが２つのレジスタ１１１に供給されている。
レジスタ１１１−１には積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθが入力され、受信シンボルタイミングＲＴのタイミングでサンプリングされる。そして、ディジタルコンパレータ１１２−１は、レジスタ１１１−１からのサンプリング値を、０値をしきい値として正負の２値判定をし、その判定結果を出力する。一方、レジスタ１１１−２には積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜が入力され、受信シンボルタイミングＲＴのタイミングでサンプリングする。そして、ディジタルコンパレータ１１２−１は、レジスタ１１１−２からのサンプリング値と予め定められたしきい値ＴＨとを比較し、しきい値より大きいか小さいかを２値判定し、その判定結果を出力する。
デコーダ１１３は、ディジタルコンパレータ１１２−１および１１２−２からの２つの２値判定結果を入力し、デコードし、その結果からシンボル判定を行い、検波復調出力ＤＥＴとして出力する。
【００４２】
【作用】
次に、本発明の４値ＦＳＫ復調回路の動作について、図１，図７，図８によって具体的に説明する。図７は、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における移動平均回路４で移動平均化した信号の例を示す説明図であり、図８は、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における＜Ｉ＞＜Ｑ＞平面上の信号点の動きを示す説明図である。
【００４３】
本発明の４値ＦＳＫ復調回路では、４値ＦＳＫ変調された入力キャリア信号ＩＮが入力され、零ＩＦ検波回路１で直交検波されて同相成分ＩおよびＱが出力される。同相成分Ｉは、コンパレータ２−１で２値整形されて  ｓｇｎ（Ｉ）が出力され、移動平均回路４−１で移動平均化されてディジタル移動平均値＜Ｉ＞となる。一方、直交成分Ｑは、コンパレータ２−２で２値整形されて  ｓｇｎ（Ｑ）が出力され、移動平均回路４−２で移動平均化されてディジタル移動平均値＜Ｑ＞となる。
【００４４】
ここで、移動平均回路４で行われる移動平均化について、具体例によって説明する。移動平均回路４−１及び移動平均回路４−２に入力される  ｓｇｎ（Ｉ）及びｓｇｎ（Ｑ）が図１６（ｃ），（ｄ）と同様であるとすると、移動平均化されたディジタル移動平均値＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞は、図７（ｃ），（ｄ）に破線で示すように、  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）の矩形波が平滑化され滑らかな曲線になる。
具体的には、時間ａ１以前で  ｓｇｎ（Ｑ）は−１、  ｓｇｎ（Ｉ）は＋１だったとすると、ａ１からａ２までの間に  ｓｇｎ（Ｑ）が−１から＋１まで徐々に変化し、ａ２からｂ１までの間は、  ｓｇｎ（Ｑ）と  ｓｇｎ（Ｉ）はともに＋１である。そして、ｂ１からｂ２までの間に  ｓｇｎ（Ｉ）が＋１から−１まで徐々に変化し、ｂ２からｃ１までの間は、  ｓｇｎ（Ｑ）は＋１であり、  ｓｇｎ（Ｉ）は−１である。以下同様に、ｃ１からｃ２、ｄ１からｄ２、ｅ１からｅ２、ｆ１からｆ２、ｇ１からｇ２、ｈ１からｈ２、ｉ１からｉ２までの間は、  ｓｇｎ（Ｑ）あるいは  ｓｇｎ（Ｉ）が−１から＋１へ、また＋１から−１へ徐々に変化し、ｃ２からｄ１、ｄ２からｅ１、ｅ２からｆ１、ｆ２からｇ１、ｇ２からｈ１、ｈ２からｉ１までの間は、  ｓｇｎ（Ｑ）と  ｓｇｎ（Ｉ）は＋１または−１の一定値である。
【００４５】
そして、ディジタル移動平均値＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の２軸で表現される信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の組合せに対応する信号点の軌跡は、図８の実線で示すように、  ｓｇｎ（Ｉ）及び  ｓｇｎ（Ｑ）の組合せに対応する信号点の軌跡に比べて動きが平滑化される。
具体的には、ａ１からａ２の間に●Ｄから●Ａまで徐々に移動し、ａ２からｂ１の間は●Ａであり、ｂ１からｂ２の間に●Ａから●Ｂまで徐々に移動し、ｂ２からｃ１の間は●Ｂである。さらにｃ１からｃ２の間に●Ｂから●Ｃまで徐々に移動し、ｃ２からｄ１の間は●Ｃであり、ｄ１からｄ２の間に●Ｃから●Ｄまで徐々に移動し、ｄ２からｅ１の間は●Ｄである。以下同様に、信号点が時間とともに徐々に移動する。従って、コンパレータ２による２値量子化で失われる信号点の微妙な動きを基本的に回復することができる。
【００４６】
次に、移動平均回路４−１からのディジタル移動平均値＜Ｉ＞と移動平均回路４−２からのディジタル移動平均値＜Ｑ＞が、アドレスとしてテーブルＲＯＭ５に入力されて対応する位相角θが出力され、その位相角θと、該位相角θが遅延回路６によって遅延された遅延位相角θ’とが位相差分回路７に入力されて、位相差分Δθが出力される。
ここで、入力キャリア信号ＩＮの瞬時位相をφ（ｔ）、ＦＳＫによる瞬時周波数偏移をｆｍ  （ｔ）（ｔは時間）とおくと、零ＩＦ検波の場合、次式が成立する。
【００４７】
【数５】
0003559377.tif 000006
【００４８】
そして、テーブルＲＯＭ５から出力される位相角θは、−π〜＋πの範囲でφ（ｔ）の動きを反映しており、位相差分回路７による位相差分Δθは、θに現れる見かけ上の±２πラジアンの位相ジャンプを（４）式によって消去するので、Δθは次式に示すようにφ（ｔ）のｎサンプル区間（ｎは遅延回路６の遅延サンプル数）の真の差分値となる。
【００４９】
【数６】
0003559377.tif 000007
【００５０】
さらに、（５）式および（６）式により、Δθは次に示す近似式で表現される。
【００５１】
【数７】
0003559377.tif 000008
【００５２】
従って、Δθは時系列番号ｋにおける瞬時周波数偏移ｆｍ  （ｋ・ΔＴ）に比例する量であることがわかる。換言すると、Δθは時間軸上で離散化された周波数検波出力となっている。
【００５３】
次に、位相差分回路７から出力される位相差分Δθは、積分放電回路１０−１によってＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で積分放電されるとともに、絶対値演算回路８で絶対値化された後、積分放電回路１０−２によって同様にＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で積分放電される。
ここで、積分放電回路１０−１は、（７）式に示した位相差分Δθを時系列番号ｋの刻みで１シンボル周期以内の時間長Ｔ（積分時間）の間蓄積することになり、その出力は次式で示す式になる。
【００５４】
【数８】
0003559377.tif 000009
【００５５】
（８）式において、矩形波によるＦＭ変調と等価であるＦＳＫ変調の場合、ｆｍ  （ｋ・ΔＴ）は任意の１シンボル周期内ではその当該のシンボルに割り当てられた周波数偏移ΔＦ（ｉ）（ｉはシンボル系列番号）となり、一定となるので（８）式は次式のように変形できる。
【００５６】
【数９】
0003559377.tif 000010
【００５７】
また、積分放電回路１０−２は、（７）式に示した位相差分Δθの絶対値｜Δθ｜を時系列番号ｋの刻みで１シンボル周期以内の時間長Ｔ（積分時間）の間蓄積することになり、その出力は（８），（９）式を導いたときと同様に、（１０）式に示す式になる。
【００５８】
【数１０】
0003559377.tif 000011
【００５９】
次に、判定回路１１は、積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθと、積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜を入力とし、シンボル判定を行う。（９）式から、ΣΔθはＦＳＫの周波数偏移ΔＦ（ｉ）に比例した積分値であるので、その正負を判定することにより、＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の２軸で構成される信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の組み合わせに対応する信号点の軌跡の回転方向を得ることができる。そして、（１０）式から、Σ｜Δθ｜はＦＳＫの周波数偏移の絶対値｜ΔＦ（ｉ）｜に比例した積分値であるので、その値域を判定することにより、＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の２軸で構成される信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の組み合わせに対応する信号点の軌跡の１シンボル分の回転量を得ることができる。これらの回転方向と回転量から、４値ＦＳＫの検波機能が実現できる。
【００６０】
次に、本発明を４値ＦＳＫに適応したときの動作を、計算機シミュレーションの結果を示した図９〜図１３を用いて説明する。ここで、計算に用いたパラメータとしては、伝送速度６．４ｋｂｐｓ（変調速度：Ｒ＝３．２ｋｂａｕｄ  ）、周波数偏移ΔＦｍａｘ  ＝４．８ｋＨｚ  （ｍ＝３）、１．６ｋＨｚ  （ｍ＝１）、遅延サンプル数ｎ＝１、積分時間Ｔ＝１シンボル長、積分サンプル数Ｔ／ΔＴ＝６４としている。また、移動平均回路４−１，４−２の平均値算出サンプル数を１６サンプルとしている。
【００６１】
図９は、受信波にノイズがほとんどない場合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθを示したものである。図は、横軸を時間とし、積分放電出力ΣΔθのとり得るパターンを同じタイミングで重ねて描いたものである。前述のように、１シンボルの時間周期で積分放電している。図に示されるように、積分放電出力ΣΔθは零値を境に２分されており、零値をしきい値にすることによって各シンボルの回転方向が判定できる。
【００６２】
図１０は、受信波にノイズがほとんどない場合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜を示したものである。図は、横軸を時間とし、積分放電出力Σ｜Δθ｜のとり得るパターンを同じタイミングで重ねて描いたものである。図９同様、１シンボルの時間周期で積分放電している。図に示されるように、積分放電出力Σ｜Δθ｜はＴＨ値を境に２分されており、ＴＨ値をしきい値にすることによって各シンボルの回転量の大小が判定できる。
【００６３】
図１１は、受信波に一定の割合でノイズが加わっている場合の、直交検波出力の１シンボルの出力例（シンボル“１０”：左方向、１．５回転）を示している。この出力例でのシンボルは、図１１中ａで始まり、ｂ，ｃ経てｄで終わっている。
図１２は、図１１に示した直交検波信号が得られた場合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθを破線で、積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜を実線でそれぞれ示したものである。図１２中ａ，ｂ，ｃ，ｄは、図１１におけるａ，ｂ，ｃ，ｄと同じ時間を示している。図１１を詳細に観察すると、このシンボルは、ＩＱ平面上の原点を基準に、ａからｂまでは左回転し、ｂからｃまでは右回転し、ｃからｄまでは再び左回転している。従って、この図から、確率的に最も“起こりそうな”パターンとして、ノイズが加わった影響でｂからｃまでの間が右回転になってしまったがもともとｂからｃも破線のように左回転だったと考えられ、このシンボルは左方向、１．５回転（シンボル“１０”）であると推測できる。
【００６４】
ところが、シンボルの最終点ｄにおける積分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθ（図１２の破線）の値は、図１０と比較してわかるように、このシンボルが左方向、０．５回転（シンボル“１１”）と判定されるような値になっている。
なぜならば、図１１中ｂからｃまでの右回転によって左回転の回転量がキャンセルされ、実際の回転量より小さくなってしまうからである。一方、シンボルの最終点ｄにおける積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜の値は、このシンボルが左方向、１．５回転（シンボル“１０”）と判定するのに十分な値となっている。
【００６５】
図１３は、同じシンボル（シンボル“１０”：左方向、１．５回転）を繰り返し送信し、さらに一定の割合でノイズが加わっている場合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における判定回路１１での被判定値の度数分布を示したものである。図中（ａ）（実線）は積分放電出力Σ｜Δθ｜に関する被判定値であり、（ｂ）（破線）は積分放電出力ΣΔθに関する被判定値である。（ｂ）には分布のピークとなるところが２つあるが、このうち内側のピークは、先の例で述べたように、回転方向の変化によって回転量がキャンセルされたものであり、従ってこの値を用いてシンボルの回転量の大小を判定するのは不適切であるが、この値を用いてシンボルの回転方向を判定することはできる。
【００６６】
一方、（ａ）は非負なのでシンボルの回転方向の判定はできないが、シンボルの回転量を高い精度で判定することができる。このことから、所望する信号に対しノイズの割合が大きく、シンボルの途中で回転方向が変化してしまっても、本発明の４値ＦＳＫ復調回路のように積分放電出力ΣΔθと積分放電出力Σ｜Δθ｜の２つの値を用いてシンボル判定を行えば、シンボル誤りを防ぐことができる。
また、送信側から時間的なインターバルをおいて多数回送信するタイムダイバーシチに対しては、受信側で積分放電出力ΣΔθと積分放電出力Σ｜Δθ｜を合成又は選択して用いることにより、シンボル単位で高いダイバーシチ利得を得ることができる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明によれば、入力キャリア信号ＩＮを直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれコンパレータ２で２値整形し、以降はクロック発生回路３から供給されるクロックに従って、ディジタル信号処理による周波数検波機能を用いてＦＳＫ復調を行うので、面倒な調整を行わずに４値ＦＳＫに容易に適用でき、かつ変調指数の大小にかかわらず復調精度を向上できる効果がある。
また、コンパレータ２で２値整形した同相成分  ｓｇｎ（Ｉ）及び直交成分  ｓｇｎ（Ｑ）から移動平均回路４でディジタル移動平均値をとって平滑化した信号について、信号点の回転方向及び回転量を判定するので、２値整形で失われる信号点の微妙な動きを回復することができ、検波特性の劣化を防ぎ、良好な検波特性が得られ、復調精度を向上できる効果がある。
また、積分放電回路１０−１における位相差分の積分放電出力ΣΔθと積分放電回路１０−２における位相差分絶対値の積分放電出力Σ｜Δθ｜の２つの値を用いてシンボル判定することにより、シンボルの一時的な回転方向の変化によるシンボル判定誤りを防ぐことができ、検波特性の劣化を防ぎ、良好な検波特性が得られ、復調精度を向上できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の実施例における零ＩＦ検波回路の詳細構成例図である。
【図３】本発明の実施例における移動平均回路の詳細構成例図である。
【図４】本発明の実施例における位相差分回路の詳細構成例図である。
【図５】本発明の実施例における積分放電回路の詳細構成例図である。
【図６】本発明の実施例における判定回路の詳細構成例図である。
【図７】本発明の実施例における移動平均回路の動作例説明図である。
【図８】本発明の実施例における移動平均化信号の＜Ｉ＞＜Ｑ＞平面上の動きを示す説明図である。
【図９】本発明の実施例における積分放電回路１０−１の出力例（１）図である。
【図１０】本発明の実施例における積分放電回路１０−２の出力例（２）図である。
【図１１】本発明の実施例におけるノイズを含む直交検波信号例図である。
【図１２】本発明の実施例におけるノイズを含む積分放電回路の出力例図である。
【図１３】本発明の実施例における積分放電回路の出力度数分布図である。
【図１４】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成例図である。
【図１５】従来の４値ＦＳＫ復調回路における直交検波信号のＩＱ平面上の動きを示す説明図である。
【図１６】従来の４値ＦＳＫ復調回路における直交検波信号と２値整形された信号の波形例図である。
【図１７】
従来の４値ＦＳＫ復調回路における２値整形信号のＩＱ平面上の動きを示す説明図である。
【符号の説明】
１  零ＩＦ検波回路
２  コンパレータ
３  クロック発生回路
４  移動平均回路
５  テーブルＲＯＭ
６  遅延回路
７  位相差分回路
８  絶対値演算回路
９  ＤＰＬＬ
１０  積分放電回路
１１  判定回路
１２  ９０°分配回路
１３  ミキサー回路
１４  ＬＰＦ
１５  局部発振回路
２０  位相比較回路
４１  Ｍビットシフトレジスタ
４２  アップダウンカウンタ
７１  加算器
７２  モジュロπ演算回路
１０１  加算器
１０２  レジスタ
１１１  レジスタ
１１２  ディジタルコンパレータ
１１３  デコーダ
【図１】
0003559377.tif 000012
【図２】
0003559377.tif 000013
【図３】
0003559377.tif 000014
【図４】
0003559377.tif 000015
【図５】
0003559377.tif 000016
【図６】
0003559377.tif 000017
【図７】
0003559377.tif 000018
【図８】
0003559377.tif 000019
【図９】
0003559377.tif 000020
【図１０】
0003559377.tif 000021
【図１１】
0003559377.tif 000022
【図１２】
0003559377.tif 000023
【図１３】
0003559377.tif 000024
【図１４】
0003559377.tif 000025
【図１５】
0003559377.tif 000026
【図１６】
0003559377.tif 000027
【図１７】
0003559377.tif 000028