(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ周波数が異なる複数のキャリアが同時送信され、上記それぞれのキャリア間の位相差により送信されたデータを受信する受信方法において、
１変調時間からなるデータ本体部の始まり部分のタイミングで、レベルが上昇するランプタイム部の中心となり、前記データ本体部の終端部分のタイミングで、レベルが下降するランプタイム部の中心となっている時間波形を乗算した後に、復調することを特徴とする
通信方法。
【請求項２】
上記受信する複数のキャリアは、一定周波数間隔の信号である請求項１記載の通信方法。
【請求項３】
前記ランプタイム部は、データ本体部とガードタイム部との境界で奇対称な波形であり、前記ランプタイム部以外で一定値である時間波形を使用して復調する請求項１又は２記載の通信方法。
【請求項４】
１変調時間あたり上記キャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部を中心として２変調時間分のサンプル値を用意して、この２変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調するようにした請求項１，２又は３のいずれか１項に記載の通信方法。
【請求項５】
１変調時間あたり上記キャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部とガードタイム部のサンプル値を用意し、このサンプル値のガードタイム部を、１変調時間離れたデータ本体部分に加算した後、加算して得た１変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調するようにした請求項１，２又は３のいずれか１項に記載の通信方法。
【請求項６】
それぞれ周波数が異なる複数のキャリアが同時送信され、上記それぞれのキャリア間の位相差により送信されたデータを受信する受信処理手段として、
１変調時間からなるデータ本体部の始まり部分のタイミングで、レベルが上昇するランプタイム部の中心となり、前記データ本体部の終端部分のタイミングで、レベルが下降するランプタイム部の中心となっている時間波形を乗算した後に、復調することを特徴とする
通信装置。
【請求項７】
上記受信処理手段で受信する複数のキャリアは、一定周波数間隔の信号である請求項６記載の通信装置。
【請求項８】
上記受信処理手段が乗算する時間波形は、前記ランプタイム部がデータ本体部とガードタイム部との境界で奇対称な波形であり、前記ランプタイム部以外で一定値である請求項６又は７記載の通信装置。
【請求項９】
上記受信処理手段として、
１変調時間あたり上記キャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部を中心として２変調時間分のサンプル値を用意して、この２変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調するようにした請求項６，７又は８のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項１０】
上記受信処理手段として、
１変調時間あたり上記キャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部とガードタイム部のサンプル値を用意し、このサンプル値のガードタイム部を、１変調時間離れたデータ本体部分に加算した後、加算して得た１変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調するようにした請求項６，７又は８のいずれか１項に記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、例えば移動体との間で通信を行う場合に適用して好適な通信方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車電話，携帯用電話などの移動体との間で通信を行う移動体通信が各種実用化されていた。従来の移動体通信は、基本的には固定局間で通信を行う場合と同じ通信方式であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、自動車電話，携帯用電話などの移動通信端末が受ける受信信号は、マルチパスフェージングの影響で歪みやすい不都合があった。即ち、マルチパスフェージングが生じて各パス間の伝搬遅延が大きくなり、符号間干渉が生じて前後の符号が重なって、伝送特性が悪化してしまう。
【０００４】
このような伝送特性の悪化した場合でも良好に受信できるようにするためには、アダプティブイコライザやＰＬＬ回路による同期検波回路等を適用する必要があり、受信機の構成が複雑で高価になってしまう。
【０００５】
また、伝送される変調波形がガウス分布と称される確率分布で変化するとき、その尖頭値が大きな振幅になり、送信アンプなどで伝送される信号が歪んで変調波のスペクトルが広がり、隣接チャンネルに悪影響を及ぼす不都合があった。
【０００６】
本発明はこれらの点に鑑み、移動体通信を行う場合でも簡単な構成で良好に通信できる通信方法及び装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、それぞれ周波数が異なる複数のキャリアが同時送信され、それぞれのキャリア間の位相差により送信されたデータを受信する場合に、１変調時間からなるデータ本体部の始まり部分のタイミングで、レベルが上昇するランプタイム部の中心となり、前記データ本体部の終端部分のタイミングで、レベルが下降するランプタイム部の中心となっている時間波形を乗算した後に、復調するようにしたものである。
【０００８】
また、この場合に受信する複数のキャリアは、一定周波数間隔の信号としたものである。
【００２２】
また、この時間波形を乗算した後に復調する場合に、データ本体部とガードタイム部との境界で奇対称な波形であり、それ以外で一定値である時間波形を使用するようにしたものである。
【００２３】
また、それぞれ周波数が異なる複数のキャリアが同時送信され、それぞれのキャリア間の位相差により送信されたデータを受信する受信処理手段として、例えば図１７に示すように、サンプリング手段１１３で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部を中心として２変調時間分のサンプル値を用意して、この２変調時間分のサンプル値をＦＦＴ回路１１４で高速フーリエ変換して復調するようにしたものである。
【００２４】
また、それぞれ周波数が異なる複数のキャリアが同時送信され、それぞれのキャリア間の位相差により送信されたデータを受信する受信処理手段として、例えば図１８に示すように、サンプリング手段１１３で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部とガードタイム部のサンプル値を用意し、このサンプル値のガードタイム部を、加算回路１１７で１変調時間離れたデータ本体部分に加算した後、加算して得た１変調時間分のサンプル値をＦＦＴ回路１１８で高速フーリエ変換して復調するようにしたものである。
【００２５】
【作用】
本発明によると、それぞれ周波数が異なる複数のキャリアを同時送信し、それぞれのキャリア間の位相差によりデータを送信するようにしたことで、各キャリアの位相を検出するだけで伝送されるデータの復調が可能になる。
【００２６】
この場合、複数のキャリアを一定周波数間隔の信号としたことで、各キャリア間の位相差の検出が容易になる。
【００３６】
そして受信処理時に、１変調時間からなるデータ本体部と、このデータ本体部に付随するガードタイム部で定められる特定の時間波形を乗算した後に、復調するようにしたことで、時間波形でデータ本体部を良好に抽出できるようになる。
【００３７】
また、データ本体部とガードタイム部との境界で奇対称な波形であり、それ以外で一定値である時間波形を使用することで、データ本体部に含まれるデータを少ないノイズで良好に復調処理できる。
【００３８】
また、サンプリング手段で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部を中心として２変調時間分のサンプル値を用意して、この２変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調することで、復調処理が簡単な回路で実現できる。
【００３９】
また、サンプリング手段で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部とガードタイム部のサンプル値を用意し、このサンプル値のガードタイム部を、加算回路で１変調時間離れたデータ本体部分に加算した後、加算して得た１変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調することで、復調処理がより簡単な回路で実現できる。
【００４０】
【実施例】
以下、本発明の第１の実施例を図１〜図７を参照して説明する。
【００４１】
本例においては、デジタルデータの無線通信が行われる通信システムに適用したもので、図１に示す構成にて送信処理を行う。図１において、１は送信データ入力端子を示し、この入力端子１には８ビットのデータが順次供給され、本例の回路ではこの８ビットのデータを１変調単位として処理する。そして、この８ビットのデータを２ビットずつに分割し、分割された２ビットのデータをそれぞれ別の送信データ／位相データ変換回路２，３，４，５に供給する。この送信データ／位相データ変換回路２〜５では、供給される２ビットデータ〔Ｘ，Ｙ〕の状態により、位相データを発生させる。即ち、２ビットデータ〔Ｘ，Ｙ〕の状態としては、次の表１に示す４状態が考えられ、各変換回路２〜５でその４状態毎に別の位相データΔφを発生させる。
【００４２】
【表１】
0003577754.tif 000002
【００４３】
ここでは、４個の送信データ／位相データ変換回路２，３，４，５が出力する位相データをΔφ０  ，Δφ１  ，Δφ２  ，Δφ３  とする。
【００４４】
また、図中６は基準位相データ発生回路を示し、この基準位相データ発生回路６は基準となる初期位相データφ０  を発生させ、この初期位相データφ０  を位相乗算器７とキャリア乗算器１１に供給する。そして、送信データ／位相データ変換回路２が出力する位相データΔφ０  を位相乗算器７に供給し、初期位相データφ０  と位相データΔφ０  とを乗算して、位相データφ１  を得る。そして、この乗算により得た位相データφ１  を位相乗算器８とキャリア乗算器１２に供給する。
【００４５】
また、送信データ／位相データ変換回路３が出力する位相データΔφ１  を位相乗算器８に供給し、位相データφ１  と位相データΔφ１  とを乗算して、位相データφ２  を得る。そして、この乗算により得た位相データφ２  を位相乗算器９とキャリア乗算器１３に供給する。
【００４６】
また、送信データ／位相データ変換回路４が出力する位相データΔφ２  を位相乗算器９に供給し、位相データφ２  と位相データΔφ２  とを乗算して、位相データφ３  を得る。そして、この乗算により得た位相データφ３  を位相乗算器１０とキャリア乗算器１４に供給する。
【００４７】
さらに、送信データ／位相データ変換回路５が出力する位相データΔφ３  を位相乗算器１０に供給し、位相データφ３  と位相データΔφ３  とを乗算して、位相データφ４  を得る。そして、この乗算により得た位相データφ４  をキャリア乗算器１５に供給する。
【００４８】
従って、初期位相データφ０  に、各乗算器７，８，９，１０で位相データΔφ０  〜Δφ３  が順次位相的に加算されて、位相データφ１  〜φ４  が形成される。
【００４９】
また、図中１６，１７，１８，１９，２０は、それぞれ第１，第２，第３，第４，第５のキャリア入力端子を示し、それぞれの周波数が異なるキャリア信号が供給される。この場合、入力端子１６，１７，１８，１９，２０に供給されるキャリア信号の周波数は、それぞれ一定の角周波数ωｓだけ離れた周波数とされる。即ち、第１，第２，第３，第４，第５のキャリア信号を、例えば図２のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅに示すように変化させる。但し、実際には各キャリア信号は複素信号である。
【００５０】
そして、キャリア乗算器１１で第１のキャリア入力端子１６に得られるキャリアに（初期）位相データφ０  を乗算し、キャリア乗算器１２で第２のキャリア入力端子１７に得られるキャリアに位相データφ１  を乗算し、キャリア乗算器１３で第３のキャリア入力端子１８に得られるキャリアに位相データφ２  を乗算し、キャリア乗算器１４で第４のキャリア入力端子１９に得られるキャリアに位相データφ３  を乗算し、キャリア乗算器１５で第５のキャリア入力端子２０に得られるキャリアに位相データφ４  を乗算し、それぞれの乗算器でキャリア信号の位相を位相データで示される位相だけ進める。
【００５１】
そして、各キャリア乗算器１１〜１５の乗算出力を、混合器２１に供給し、この混合器２１で混合して送信信号出力端子２２に供給する。
【００５２】
なお、各キャリア乗算器１１〜１５での乗算による変調では、各キャリア間の周波数差である角周波数ωｓが２πだけ進む時間をＴとすると、１変調単位Ｔｍが次式で示される。
【００５３】
【数１】
Ｔｍ＝（１＋α）Ｔ
【００５４】
即ち、角周波数ωｓが２πだけ進む時間Ｔに、αＴだけ余裕を持たせた時間を、１変調単位とする。図２は、この１変調単位の各キャリアを示す図で、１変調単位の中央部のＴと示される期間だけで位相差を示すことが可能であるが、実際にはその前後の（α／２）Ｔと示される期間も、同じ変調を行う。
【００５５】
そして、送信信号出力端子２２に得られる信号を、所定の送信チャンネル（送信周波数）に周波数変換してアンテナに供給することで、無線送信を行うことができる。ここで本例においては、この送信信号出力部を図３に示すように構成する。
【００５６】
即ち、送信信号出力端子２２に得られる送信信号をリミッタ３１に供給し、このリミッタ３１で送信信号の振幅の制限を行う。このリミッタ３１は複素処理を行うリミッタである。このリミッタ３１で行われる振幅制限について説明すると、図４のＡに示すように、送信信号の波形の振幅ａが、ガウス分布で変化する可能性が高く、図４のＢに示すように、標準偏差の約１．５倍以上の振幅を制限する処理を行う。
【００５７】
そして、リミッタ３１の出力をフィルタ３２に供給する。このフィルタ３２はローパスフィルタ（ＬＰＦ）で構成され、リミットされた送信信号の高域成分を除去し、送信信号の振幅ａの分布を図４のＣに示す状態とする。
【００５８】
このような処理が行われることで、実際の送信信号波形は、図５のＡ，Ｂ，Ｃに示すように変化する。即ち、図５のＡに示す変調波形が端子２２に得られるとき、この波形の最大振幅部分がリミッタ３１で制限されて、図５のＢに示す波形となる。そして更にフィルタ３２で、この振幅制限された箇所の高域成分が除去されて、図５のＣに示す波形となる。
【００５９】
そして、このように処理されてフィルタ３２が出力する送信信号を、周波数変換回路３３に供給し、この周波数変換回路３３で送信キャリア入力端子３４に得られる送信周波数に対応した送信キャリアで周波数変換を行い、周波数変換された送信信号をパワーアンプ３５で増幅した後、送信用のアンテナ３６に供給し、無線送信させる。
【００６０】
次に、このように送信された信号を受信する構成について、図６を参照して説明する。図６において５１は受信用のアンテナを示し、このアンテナ５１で受信した信号をアンプ５２で増幅した後、周波数変換回路５３に供給し、受信キャリア入力端子５４に得られる受信キャリアで周波数変換してベースバンド信号に復調する。そして、この周波数変換回路５３で周波数変換されたベースバンド信号を、５個のキャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９に供給する。各キャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９には、第１，第２，第３，第４，第５のキャリア入力端子６１，６２，６３，６４，６５に得られるそれぞれ別の周波数のキャリア信号が供給され、それぞれのキャリア乗算器５５〜５９で対応したキャリア信号の乗算が行われて復調される。
【００６１】
この場合、第１，第２，第３，第４，第５のキャリア入力端子６１，６２，６３，６４，６５に得られるそれぞれのキャリア信号の周波数は、図１に示す送信回路の端子１６，１７，１８，１９，２０に得られるキャリア信号の周波数と同じ周波数とする。
【００６２】
そして、各キャリア乗算器５５〜５９で乗算して得た復調信号を、それぞれスイッチ６６，６７，６８，６９，７０を介して積分回路７２，７３，７４，７５，７６に供給する。この場合、各スイッチ６６〜７０は、制御信号入力端子７１に得られるスイッチ制御信号に基づいて開閉が制御され、各スイッチ６６〜７０の開閉が同時に制御される。
【００６３】
この各スイッチ６６〜７０は、伝送される信号の１変調単位毎にの開閉が制御される。即ち、図１に示した送信側では、１変調単位毎に、各キャリア間の周波数差である角周波数ωｓが２πだけ進む時間Ｔに、αＴだけ余裕を持たせた時間を、１変調単位としたが、図７に示すように、１変調単位の中央部のＴと示される期間だけ各スイッチ６６〜７０を閉状態とする。
【００６４】
従って、各変調単位の中央区間で各スイッチ６６〜７０が閉状態のときに、キャリア乗算器５５〜５９側から供給される復調信号が各積分回路７２〜７６で積分される。ここで本例の場合には、この積分された信号が、積分期間（即ち１変調単位期間）の位相の変化量を示す位相データとなる。ここでは、各積分回路７２，７３，７４，７５，７６で検出された位相データを、それぞれφ０  ′，φ１  ′，φ２  ′，φ３  ′，φ４  ′とする。
【００６５】
そして、積分回路７２が検出した位相データφ０  ′と、積分回路７３が検出した位相データφ１  ′を、位相乗算器７７に供給し、複素乗算を行って両位相データの位相差による位相データΔφ０  ′を検出する。また、積分回路７３が検出した位相データφ１  ′と、積分回路７４が検出した位相データφ２  ′を、位相乗算器７８に供給し、複素乗算を行って両位相データの位相差による位相データΔφ１  ′を検出する。また、積分回路７４が検出した位相データφ２  ′と、積分回路７５が検出した位相データφ３  ′を、位相乗算器７９に供給し、複素乗算を行って両位相データの位相差による位相データΔφ２  ′を検出する。さらに、積分回路７５が検出した位相データφ３  ′と、積分回路７６が検出した位相データφ４  ′を、位相乗算器８０に供給し、複素乗算を行って両位相データの位相差による位相データΔφ３  ′を検出する。
【００６６】
そして、各位相乗算器７７，７８，７９，８０が検出した位相データΔφ０  ′，Δφ１  ′，Δφ２  ′，Δφ３  ′を、それぞれ別の位相データ／受信データ変換回路８１，８２，８３，８４に供給する。この位相データ／受信データ変換回路８１〜８４では、送信時の送信データ／位相データ変換回路２，３，４，５での変換処理とは逆の変換処理を行う。即ち、変換回路８１〜８４に供給される位相データが、上述した表１に示す４位相（π／４，３π／４，−３π／４，−π／４）の何れに最も近いか判別し、判別した位相値を、表１で示される２ビット〔Ｘ，Ｙ〕のデータに変換する。
【００６７】
そして、各変換回路８１〜８４で変換して得た２ビットデータを合成して８ビットデータとし、この８ビットデータを受信データ出力端子８５から出力させる。
【００６８】
以上説明した送信処理と受信処理が行われることで、送信側の端子１に得られるビットデータが無線伝送されて、受信側の端子８５に得られる。この場合の伝送処理としては、複数のキャリアを使用して伝送されるいわゆるマルチキャリア方式であるが、各キャリア間の位相差でデータを伝送する処理である。従って、受信側では各キャリアの位相を検出して、その位相差を検出するだけで、伝送されるデータを検出することができ、従来のようにキャリアそのものにデータが変調されている場合のように、伝送されるクロックなどを再生する必要がなく、ＰＬＬ回路などの複雑な同期回路を必要としない簡単な構成で、送信処理や受信処理ができる。
【００６９】
そして、本例の伝送処理によると、位相差情報を伝送するだけで良いので、遅延分散の大きな伝送路であっても、符号間干渉の少ない伝送が可能で、例えば移動体通信のような伝送に適用しても、正確にデータを伝送できる。この場合、伝送特性の劣化と隣接チャンネルの妨害を最小化しつつ、送信波形のダイナミックレンジを最小化することができる。また、隣接チャンネルからの妨害を、多少のタイミングのずれを許容しても受けないと共に、１チャンネル内の各キャリアが他のキャリアに及ぼす影響も除去できる。
【００７０】
また、受信側でＰＬＬ回路などによるキャリア再生を行う必要がないことで、受信状態が悪くＳＮ比が低い場合でも、良好に受信できるようになる。
【００７１】
また本例の場合には、送信側での１変調単位に、若干の余裕（数１式のαＴ）を持たせ、受信側でこの余裕分を除いた期間で位相を検出するようにしたので、この点からも良好に受信できるようになる。
【００７２】
また本例の場合には、送信処理時に、変調された各キャリアの混合信号を振幅制限するリミッタ３１と、このリミッタ３１の出力をフィルタリングするフィルタ３２とを設けて、振幅分布の標準偏差の約１．５倍で振幅制限を行うようにしたことで、各キャリアの混合により送信波形の尖頭値が大きくなることがあっても、送信波形を歪ませることなく良好に伝送できる。
【００７３】
なお、このリミッタ３１とフィルタ３２による処理は、本例の送信回路以外の方式の送信回路にも適用できる。即ち、振幅の確率分布がガウス分布に近似した変調出力波形を出力する各種回路に適用できる。
【００７４】
なお、上述実施例では振幅分布の標準偏差の約１．５倍で振幅制限を行うようにしたが、振幅分布の標準偏差の１．５倍以上の所定値で振幅制限を行うようにしても良い。
【００７５】
また、上述実施例では１単位８ビットのデータを２ビットずつ位相差データに変換して、５つのキャリアを使用して伝送するようにしたが、より多くのキャリアを使用して、より多くのデータを同時に伝送できるようにしても良く、或いはキャリアの数を少なくしても良い。
【００７６】
また、送信処理や受信処理としては、各キャリア間の位相差でデータを伝送する構成であれば、他の処理で送受信される構成としても良い。
【００７７】
ここで、本例のように各キャリア間の位相差でのデータの伝送が良好にできることを数式を用いて説明する。まず、図１の構成の送信回路で得られる送信信号波形は、〔数２〕式で示される。
【００７８】
【数２】
0003577754.tif 000003
【００７９】
図１の構成の場合には、位相差を伝送するために５本のキャリアを使用するので、〔数２〕式のＮが４となる。そして〔数２〕式では、この５本のキャリアはωｓだけ周波数が離れていることを示す。なお、ωｃは送信周波数（即ち図３の周波数変換回路３３で変換される周波数）を示す。
【００８０】
そして、伝送路に遅延波等がない場合、Ｐ番目のキャリアで変調された位相φｐ  は、〔数３〕式で求まる。
【００８１】
【数３】
0003577754.tif 000004
【００８２】
ここで、（Ｔ）は１変調単位の変調信号が含まれる区間の時間である。この〔数３〕式を展開すると、結局次式のようになる。
【００８３】
【数４】
0003577754.tif 000005
【００８４】
従って、送信側で変調された位相φｐ  と、受信側で復調された位相φｐ  ′とは等しく、完全な伝送が可能であることが示される。そして、伝送路に遅延分散があると仮定すると、そのインパルス応答は〔数５〕式で示される。
【００８５】
【数５】
0003577754.tif 000006
【００８６】
この〔数５〕式において、Ｍは遅延波の数を示し、τｋは各遅延パスの遅延時間を示し、ｍｋはそのパスの複素振幅を示す。このようにインパルス応答を定めると、受信信号は〔数２〕式と〔数５〕式の畳込みで得られ、〔数６〕式のようになる。
【００８７】
【数６】
0003577754.tif 000007
【００８８】
そして、この遅延分散がある状態で、受信側で復調された位相φｐ  ′は、〔数７〕式で求まる。
【００８９】
【数７】
0003577754.tif 000008
【００９０】
そして、受信側で検出される差動位相Δφｐ  ′は、（Ｐ＋１）番目のキャリア位相と、Ｐ番目のキャリア位相の差であるので、〔数８〕式で求まる。
【００９１】
【数８】
0003577754.tif 000009
【００９２】
今、変調時間Ｔを遅延分散τｋより十分大きく選べば、次の〔数９〕式，〔数１０〕式が得られる。
【００９３】
【数９】
τｋ≪Ｔ
【００９４】
【数１０】
0003577754.tif 000010
【００９５】
従って、受信側で復調された位相情報φｐ  ′は、送信側から送出される位相情報φｐ  に実数項ａｐ  を乗算した値となり、次式で示される。
【００９６】
【数１１】
0003577754.tif 000011
【００９７】
ここで、実数は位相情報に影響を及ぼすことがなく、正確に位相情報が伝送できることが判る。また、符号間の干渉もない。
【００９８】
ここまでの数式を用いた説明は、隣接するチャンネルに配置された別の変調波についても適用でき、多少のタイミングのずれがあっても他のチャンネルに影響を与えないことが判る。
【００９９】
ここまで示した数式を用いて、実際の移動体通信システムに適用した場合について検討すると、例えば基地局から半径１ｋｍを越える距離のサービスエリアを設定して、基地局と移動体である端末局との無線通信を行うセルラーシステムにおいては、遅延分散が１０μ秒〜２０μ秒程度である。また、フェージングによる時間的変動の周期は、キャリア周波数８００ＭＨｚで端末局の移動速度１００ｋｍ／ｈで１／１００Ｈｚ＝１００００μ秒程度が想定される。このような条件で本例の通信方式を使用する場合には、１変調単位の変調時間Ｔは、１００μ秒〜１０００μ秒程度が適当な値となる。
【０１００】
次に、本発明の第２の実施例を、図８及び図９を参照して説明する。この図８及び図９において、図１〜図７に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１０１】
この例でも、図１の例と同様に、デジタルデータの無線通信が行われる通信システムに適用したもので、図８に示す構成にて送信処理を行う。この図８に示す送信処理回路は、混合器２１で各キャリア乗算器１１〜１５の出力を混合するまでは、図１に示す送信処理と全く同じ構成である。そして、混合器２１の出力を、時間波形乗算用の乗算器２４に供給し、時間波形発生回路２３が出力する時間波形を、１変調単位毎に送信信号に乗算し、乗算された信号を出力端子２２に供給する。
【０１０２】
ここで、時間波形発生回路２３が出力する時間波形を図９に示す。この時間波形は、１変調単位毎に乗算される波形であるが、まず１変調単位のデータ構成について説明すると、１変調単位Ｔｍは上述した〔数１〕式に示すように、αＴだけ余裕を持たせた時間としてあり、この余裕時間αＴが（α／２）Ｔずつ２等分されて、中央のデータ本体部Ｔの前後に配されている。
【０１０３】
そして、時間波形としては、中央のデータ本体部Ｔで一定のレベルを維持する波形としてあり、このデータ本体部Ｔの前後の余裕時間（α／２）Ｔの内、データ本体部Ｔに隣接する所定区間（−ＴＧ  〜０の区間及びＴ〜Ｔ＋ＴＧ  の区間）がガードタイム部とされ、このガードタイム部でもデータ本体部Ｔと同じ一定のレベルを維持する波形としてある。そして、残りの余裕時間がランプ部（−ＴＧ  −ＴＲ  〜−ＴＧ  の区間及びＴ＋ＴＧ  〜Ｔ＋ＴＧ  ＋ＴＲ  の区間）とされ、この前後のランプ部で一定レベルまで立ち上がる波形としてある。なお、この立ち上がる波形としては、一次のｓｉｎ（又はｃｏｓ）の関数の奇関数（立ち上がりと立ち下がりで奇対称な曲線）で示される曲線の波形としてある。
【０１０４】
このような時間波形を送信信号に乗算することで、送信信号を受信する側では、簡単に１変調単位毎の信号を受信処理できるようになる。特に、時間波形として、ランプ部で正弦波などの曲線で変化する波形としたことで、時間波形の乗算により高調波が発生せず、良好に処理できる。
【０１０５】
次に、本発明の第３の実施例を、図１０を参照して説明する。この図１０において、図１〜図９に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１０６】
この例でも、図１の例と同様に、デジタルデータの無線通信が行われる通信システムに適用したもので、図８に示す構成の送信処理と同様に、時間波形の乗算を行う回路としてある。この例では、第１，第２，第３，第４，第５のキャリア入力端子１６，１７，１８，１９，２０に得られる、それぞれ周波数が異なるキャリアを、それぞれ乗算器１６ａ，１７ａ，１８ａ，１９ａ，２０ａに供給し、この各乗算器１６ａ〜２０ａで時間波形発生回路２３が出力する１変調単位毎の時間波形を個別に乗算させる。そして、時間波形が乗算された各周波数のキャリアを、それぞれキャリア乗算器１１，１２，１３，１４，１５に供給し、位相データφ０  ，φ１  ，φ２  ，φ３  ，φ４  と乗算処理する。
【０１０７】
そして、この場合の時間波形発生回路２３が出力する１変調単位毎の時間波形についても、図９に示す時間波形とする。
【０１０８】
その他の部分は、図１の例の送信処理回路及び図８の例の送信処理回路と同様に構成する。
【０１０９】
このように各キャリアに直接時間波形を乗算する構成としたことで、図８に示すように各キャリアで変調された信号が混合された信号に時間波形を乗算する場合と同様の送信信号が得られ、受信側で１変調単位毎の信号を簡単に受信処理できるようになる。
【０１１０】
次に、本発明の第４の実施例を、図１１を参照して説明する。この図１１において、図１〜図１０に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１１１】
この例では、図１０に示す各キャリアと時間波形との乗算処理を行う代わりに、直接乗算された信号を発生させるようにしたものである。即ち、キャリア・時間乗算波形発生回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅを設け、それぞれの発生回路２４ａ〜２４ｅで第１，第２，第３，第４，第５のキャリアと図９に示す時間波形との乗算信号を得る。そして、この発生回路２４ａ〜２４ｅの出力を、それぞれキャリア乗算器１１，１２，１３，１４，１５に供給する。
【０１１２】
その他の部分は、図１０に示す送信処理回路と同様に構成する。
【０１１３】
この例の場合には、乗算器を必要としない簡単な構成で各キャリアと時間波形との乗算信号を得ることができる。即ち、時間波形の曲線部は正弦波としてあるので、正弦波関数の乗算は、三角関数の加法定理より、二つの三角関数の和と２ｎ  の割り算に変換できる。従って、乗算を必要としない簡単な構成の回路で、各キャリア・時間乗算波形発生回路２４ａ〜２４ｅが実現できる。
【０１１４】
ここで、この時間波形とキャリアとの乗算信号が、乗算を必要としない簡単な構成で実現できることを数式を用いて説明する。まず、時間波形を乗算した場合の出力端子２２に得られる信号は、次の〔数１２〕式で示される。
【０１１５】
【数１２】
0003577754.tif 000012
但し、ωｃ  ＝２π／Ｔとする。
【０１１６】
そして、各キャリア・時間乗算波形発生回路２４ａ〜２４ｅの出力信号は、ｌ＝０，１‥‥４に対応し、以下のようになる。
【０１１７】
【数１３】
0003577754.tif 000013
【０１１８】
ここで、Ｙｌ  （ｔ）  の計算が、三角関数の２次式が出ない簡単な式であることを以下に示すと、−ＴＲ  −ＴＧ  ≦ｔ＜−ＴＧ  の区間においては、次式で示される。
【０１１９】
【数１４】
0003577754.tif 000014
【０１２０】
この〔数１４〕式の中を、次の様にα，βと置き換える。
【０１２１】
【数１５】
0003577754.tif 000015
【０１２２】
このように置き換えることで、次式で示す計算でキャリアと時間波形との乗算信号を得ることができる。
【０１２３】
【数１６】
0003577754.tif 000016
【０１２４】
また、Ｔ＋ＴＧ  ≦ｔ＜Ｔ＋ＴＧ  ＋ＴＲ  の区間でも、同様の演算でキャリアと時間波形との乗算信号を得ることができる。従って、各キャリア・時間乗算波形発生回路２４ａ〜２４ｅの出力信号は、三角関数の和と簡単な割り算による演算で得ることができる。
【０１２５】
実際の各キャリア・時間乗算波形発生回路２４ａ〜２４ｅの構成としては、時間波形の各サンプル点の値を記憶したＲＯＭテーブル（メモリ）と、各周波数のキャリアの各サンプル点の値を記憶したＲＯＭテーブルとを設け、両ＲＯＭテーブルより読出した値を上述した数式による演算処理で乗算信号を得るようにするか、或いは上述した演算により求まる各サンプル点でのキャリアと時間波形との乗算値を解析した値を記憶したＲＯＭテーブルを設けて、このＲＯＭテーブルより順次読出して発生させるようにしても良い。
【０１２６】
なお、ここまでで説明した各周波数のキャリアと時間波形との乗算処理の簡易化は、ここまでの各実施例で適用したキャリア間の位相差によりデータを伝送する方式以外の通信方式にも適用できる。即ち、時間波形を連続的に重畳する必要のある伝送方式であれば、複数のキャリアを伝送するマルチキャリア方式，単一のキャリアを使用する方式の何れであっても適用でき、その場合の演算処理に必要な回路構成を簡略化できる。
【０１２７】
次に、本発明の第５の実施例を、図１２及び図１３を参照して説明する。この図１２及び図１３において、図１〜図１１に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１２８】
この例では、図１の例と同様の、デジタルデータの無線通信が行われる通信システムの送信処理に適用したもので、キャリアと位相データとの乗算処理を簡易化するようにしたものである。即ち、図１２に示すように構成したもので、図１に示す基準位相データ発生回路６が出力する初期位相データφ０  をω０  波形発生回路２５ａに供給し、位相乗算器７が出力する位相データφ１  をω１  波形発生回路２５ｂに供給し、位相乗算器８が出力する位相データφ２  をω２  波形発生回路２５ｃに供給し、位相乗算器９が出力する位相データφ３  をω３  波形発生回路２５ｄに供給し、位相乗算器１０が出力する位相データφ４  をω４  波形発生回路２５ｅに供給する。そして、それぞれの発生回路２５ａ〜２５ｂでは、１変調単位毎に供給される位相データを初期位相値として、この初期位相値にサンプル間隔毎に順次位相値を加算して、キャリアに変調された位相データを直接得るようにして、位相変調された送信信号を得、この送信信号を混合器２１で混合して１系統の信号とし、この混合信号を送信信号出力端子２２に供給する。
【０１２９】
その他の部分は、図１に示す送信回路と同様に構成する。
【０１３０】
ここで、各ωｎ  波形発生回路２５ａ〜２５ｅの構成を図１３に示す。入力端子１０１に得られる位相データを、複素位相・位相角変換器１０２に供給し、位相データを判別して角度データに変換する。ここで、位相データが４相変調であれば、どの象現かを判別すれば良く、変換値として４つの角度データを持っていれば良い。
【０１３１】
そして、得られた角度データを、初期位相値として、スイッチ１０３を介して位相角・複素位相変換器１０７に供給すると共に、遅延回路１０４を介して加算器１０５に供給する。そして、位相角・複素位相変換器１０７では、三角関数ＲＯＭテーブル１０８より読出したデータより複素位相波形信号に変換し、変換された複素位相波形信号を出力端子１０９から出力させる。
【０１３２】
そして、遅延回路１０４を介して加算器１０５に供給された初期位相値には、１サンプル分の位相角のｎ倍データ発生回路１０６の出力が加算され、この加算器１０５の出力をスイッチ１０３を介して位相角・複素位相変換器１０７及び遅延回路１０４から加算器１０５へと順次供給させる。
【０１３３】
従って、初期状態ではスイッチ１０３は、複素位相・位相角変換器１０２側と接続され、以後は加算器１０５側に切換わり、１サンプル分の位相角のｎ倍データが１サンプル毎に順次加算されて、位相角・複素位相変換器１０７に供給され、出力端子１０９から出力される複素位相波形が、（複素）位相データをキャリアで直接変調した信号となる。
【０１３４】
このようにして直接キャリアで変調された信号が得られることで、図１に示すキャリア乗算器１１〜１５が不要になり、マルチキャリア方式の送信回路の回路規模を縮小することができると共に、演算処理量を減少させることができる。
【０１３５】
なお、この実施例では、キャリア間の位相差によりデータを伝送する通信方式に適用したが、複数のキャリアを同時伝送するマルチキャリア方式であれば、他の通信方式にも適用できる。
【０１３６】
次に、本発明の第６の実施例を、図１４及び図１５を参照して説明する。この図１４及び図１５において、図１〜図１３に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１３７】
この例では、図６の例と同様の、デジタルデータの無線通信が行われる通信システムの受信処理に適用したもので、受信信号に時間波形を乗算するようにしたものである。図１４に示す受信処理回路は、図６の混合器５３でベースバンド信号に復調された信号の処理を示す回路で、ここではベースバンド信号としてＩ成分とＱ成分の信号が直交変調された信号としてあり、Ｉ成分の信号を端子８６ａから１ビット方式のアナログ／デジタル変換器８７ａに供給する。また、Ｑ成分の信号を端子８６ｂから１ビット方式のアナログ／デジタル変換器８７ｂに供給する。
【０１３８】
このそれぞれの１ビット方式のアナログ／デジタル変換器８７ａ，８７ｂは、１ビット出力として１又は−１のデータを出力する変換器で、２個の変換器８７ａ，８７ｂの出力を組み合わせることで、〔１，１〕，〔１，−１〕，〔−１，１〕，〔−１，−１〕の４通りの２ビット出力が得られる。なお、各アナログ／デジタル変換器８７ａ，８７ｂは、２ｎ  倍（例えば６４倍）のサンプリングを行うコンバータとしてある。そして、各アナログ／デジタル変換器８７ａ，８７ｂの出力を、５個のキャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９に供給する。
【０１３９】
そして、入力端子６１，６２，６３，６４，６５に得られるそれぞれ周波数が異なるキャリアを、それぞれ乗算器６１ａ，６２ａ，６３ａ，６４ａ，６５ａに供給する。このそれぞれの乗算器６１ａ〜６５ａでは、時間波形発生回路９１が出力する時間波形を乗算する処理を行う。この時間波形発生回路９１は、１変調単位毎に図１５に示す構成の時間波形を発生させる。
【０１４０】
即ち、データ本体部の区間Ｔの始まり部分（時間０のタイミング）と終端部分（時間Ｔのタイミング）を中心にして、所定期間βＴだけランプタイム部が形成された時間波形とする。この場合、ランプ部の中心が、データ本体部の境界部となっていて、（β／２）Ｔだけ境界部０及びＴから前及び後にランプタイム部から延長されている。この前後のランプタイム部の波形は、正弦波などの一次関数で、かつ奇関数（奇対称となる関数）の曲線としてある。そして、本例の場合には、このランプタイム部が延長された区間である（β／２）Ｔの区間を、変調用時間波形（図９参照）のガードタイム部の区間（即ち−ＴＧ  〜０及びＴ〜Ｔ＋ＴＧ  ）とほぼ一致させてある。
【０１４１】
そして、この復調用時間波形を各乗算器６１ａ〜６５ａで各キャリアの複素共役値に乗算処理する。この場合のサンプリングは、アナログ／デジタル変換器８７ａ，８７ｂでのサンプリングと等しいレートで行う。
【０１４２】
そして、このキャリアと時間波形とが乗算された複素共役値を、各キャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９に供給し、２個の変換器８７ａ，８７ｂの２ビット出力と複素共役乗算を行う。但し、変換器８７ａ，８７ｂの出力が上述した〔１，１〕，〔１，−１〕，〔−１，１〕，〔−１，−１〕だけであるため、複素共役乗算は加算処理で演算できる。
【０１４３】
そして、この各キャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９の乗算出力を、それぞれ積分回路７２ａ，７３ａ，７４ａ，７５ａ，７６ａに供給する。この積分回路７２ａ〜７６ａは、データの１変調単位毎に、時間波形を乗算処理した期間だけ積分する回路で、積分期間の位相の変化量を示す位相データとなる。
【０１４４】
そして、この積分して得た位相データを、差動復調器９０に供給し、各位相データから２ビットのデータを復調して、合計８ビットの復調データを出力端子８５に得る。この差動復調器９０は、第１の実施例で図６で説明した位相乗算器７７〜８０と変換回路８１〜８４での復調処理と同じ処理を行う復調器である。
【０１４５】
その他の部分は、図６に示す受信回路と同様に構成する。
【０１４６】
このようにして受信処理を行うことで、受信信号に１変調単位毎に時間波形が乗算され、１変調単位毎に伝送されるデータの復調を良好に行うことができる。特に、１ビット方式のアナログ／デジタル変換器を使用してサンプリングするようにしたので、キャリアと時間波形との乗算値との乗算処理が簡単な回路による簡単な演算で実現でき、多値ビットのデータ列を得るアナログ／デジタル変換器を使用した場合に比べ、同じ精度を得るのに必要な回路構成を簡単にすることができる。また、図１５に示す形状の時間波形を乗算する処理が、受信信号の高周波成分のノイズを低減するローパスフィルタとして機能し、別途ローパスフィルタを回路に組む必要がなく、ローパスフィルタを使用することなく、ノイズのない良好な処理ができる。
【０１４７】
次に、本発明の第７の実施例を、図１６を参照して説明する。この図１６において、図１〜図１５に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１４８】
この例では、第６の実施例で説明した図１４の受信処理での、時間波形とキャリアとの乗算を簡略化したもので、図１６に示すように構成する。即ち、この例では、時間波形とキャリアとの乗算信号を直接得る乗算波形発生回路９１ａ，９１ｂ，９１ｃ，９１ｄ，９１ｅをキャリア毎に設け、この各乗算波形発生回路９１ａ，９１ｂ，９１ｃ，９１ｄ，９１ｅの出力を、キャリア乗算器５５，５６，５７，５８，５９に供給して、受信信号と複素共役乗算するようにしたものである。
【０１４９】
その他の部分は、図１４に示す受信回路と同様に構成する。
【０１５０】
この例の場合には、加算とビットシフトだけによる簡単な構成で各キャリアと時間波形との乗算信号を得ることができる。
【０１５１】
ここで、この時間波形とキャリアとの乗算信号が、乗算を必要としない簡単な構成で実現できることを数式を用いて説明する。まず、受信されるベースバンド信号は、次式で示される。
【０１５２】
【数１７】
0003577754.tif 000017
【０１５３】
ここで、φｌ  は情報を差動ＱＰＳＫ変調した信号の位相、ωｓ  は基本キャリア周波数であり、Ｔ＝２π／ωｓ  の関係がある。また、ａはランプタイム部とカードタイム部のトータル長のデータ本体部Ｔに対する比で、ａ＞０である。
【０１５４】
そして、１ビット方式のアナログ／デジタル変換器でのサンプリングレートをωｓ  のＮ倍とする。Ｎは２のべき乗数で、キャリアの本数（ここでは５本）以上とする（ここではＮは６４とする）。
【０１５５】
そして、時間波形は、次式で定義される形状とする。
【０１５６】
【数１８】
0003577754.tif 000018
【０１５７】
ここで、α＝１／８とおき、Ｎωｓ  のサンプリングレートで離散化すると、次式で示すようになる。
【０１５８】
【数１９】
0003577754.tif 000019
【０１５９】
そして、キャリアの波形を、Ｎωｓ  のサンプリングレートで離散化する。ここでは、ωｌ  ＝ｌωｓ  とする。まず、キャリアの元の波形を次式に示す。
【０１６０】
【数２０】
0003577754.tif 000020
【０１６１】
ここで、ａを上記の時間波形より長い１／４に選び離散化すると、次式で示すようになる。
【０１６２】
【数２１】
0003577754.tif 000021
【０１６３】
以上より時間波形とキャリアとの乗算値を求めると、次式で示すようになる。
【０１６４】
【数２２】
0003577754.tif 000022
【０１６５】
ここで、次に示すｓｉｎ，ｃｏｓテーブルを定義する。
【０１６６】
【数２３】
0003577754.tif 000023
【０１６７】
このテーブルを使用すると、時間波形とキャリアの乗算値は、次式で示される。
【０１６８】
【数２４】
0003577754.tif 000024
【０１６９】
この〔数２４〕式において、加法定理により次式に置き換えることができる。
【０１７０】
【数２５】
0003577754.tif 000025
【０１７１】
この〔数２５〕式より、ｕ（ｋ）  ×ｖｌ（ｋ）  はテーブルのインデックスの計算と加法とシフトによる除算だけで計算できることが判る。従って、ＲＯＭテーブルと簡単な演算回路で、時間波形とキャリアとの乗算信号の発生回路を構成することができる。
【０１７２】
次に、本発明の第８の実施例を、図１７を参照して説明する。この図１７において、図１〜図１６に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１７３】
この例では、上述した第２の実施例で説明した図９に示す時間波形を乗算して変調された送信信号を受信して復調する受信回路としたもので、図１７は受信ベースバンド信号を処理する回路で、入力端子１１１には受信したベースバンド信号が得られる。このベースバンド信号を、時間波形乗算回路１１２に供給し、図９に示す時間波形を１変調単位毎に乗算する。この時間波形乗算回路１１２としては、例えばｃｏｓロールオフフィルタが使用される。そして、この時間波形が乗算された信号を、サンプリング手段（即ちアナログ／デジタル変換器）１１３に供給する。ここでは、２×２Ｎ  のサンプリングを行う。但し、２Ｎ  はキャリアの本数以上とする。
【０１７４】
そして、サンプリング手段１１３の出力を、高速フーリエ変換回路（以下ＦＦＴ回路と称する）１１４に供給し、各変調単位毎に、データ本体部Ｔの２倍の時間のサンプリング点のデータ（図１５に示すようにデータ本体部Ｔを中心にして２倍の時間２Ｔのデータ：２×２Ｎ  点）を使用して、高速フーリエ変換による演算で、キャリアの本数分の復調信号（即ち図６でキャリア乗算器５５〜５９で復調するのと同じ復調処理）を得、この複数のキャリアから復調された信号を、差動復調器１１５に供給し、各系統の位相差でデータを復調する。この差動復調器１１５は、第１の実施例で図６で説明した位相乗算器７７〜８０と変換回路８１〜８４での復調処理と同じ処理を行う復調器である。そして、復調されたデータを出力端子１１６に得る。
【０１７５】
このようにして復調処理を行うことで、時間波形としてデータ本体部とガードタイム部との境界が奇対称な波形であるので、ゲート信号である時間波形が高周波成分を含まなくなり、矩形波のゲート信号を使用する場合に比べ、希望周波数以外でのノイズを減少させることができる。
【０１７６】
次に、本発明の第９の実施例を、図１８〜図２１を参照して説明する。この図１８〜図２１において、図１〜図１７に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【０１７７】
この例では、上述した第２の実施例で説明した図９に示す時間波形を乗算して変調された送信信号を受信して復調する受信回路としたもので、第８の実施例で示した図１７の復調処理を、簡単な構成で実現できるようにした回路である。即ち、図１８に示すように、入力端子１１１に得られる受信ベースバンド信号を、時間波形乗算回路１１２に供給し、図９に示す時間波形を１変調単位毎に乗算する。そして、この時間波形が乗算された信号を、サンプリング手段（即ちアナログ／デジタル変換器）１１３に供給する。ここでは、２×２Ｎ  （２Ｎ  はキャリアの本数以上）のサンプリングを行う。
【０１７８】
そして、サンプリング手段１１３の出力を、ランプ部加算回路１１７に供給する。このランプ部加算回路１１７では、データ本体部の中心からＴ／２以上離れたデータを、Ｔ離れた点に加算して、Ｔ時間内に全てのデータを持たせる処理を行う。即ち、図１９のＡに示すように、ａ１として示されるランプ部のデータを、Ｔ離れたａ２の部分に加算すると共に、ｂ１として示されるランプ部のデータを、Ｔ離れたｂ２の部分に加算し、図１９のＢに示すように、Ｔ時間内に全てのデータがある矩形波でゲートした場合と同じ波形を得る。なお、本例の回路が適用される変調信号の場合には、時間Ｔだけ離れた位置では、同じ信号になり、加算することで、変調信号に含まれる位相情報が乱れることはない。
【０１７９】
そして、このランプ部加算回路１１７の出力を、ＦＦＴ回路１１８に供給し、各変調単位毎に、データ本体部Ｔの時間のサンプリング点（２Ｎ  点）のデータを使用して、高速フーリエ変換による演算で、キャリアの本数分の復調信号（即ち図６でキャリア乗算器５５〜５９で復調するのと同じ復調処理）を得、この複数のキャリアから復調された信号を、差動復調器１１５に供給し、各系統の位相差でデータを復調する。
【０１８０】
その他の部分は、図１７に示す復調処理回路と同様に構成する。
【０１８１】
この例の場合には、ランプ部の加算処理を行って、１変調単位毎にデータ本体部Ｔの時間のサンプリング点（２Ｎ  点）のデータだけを使用して、復調するようにして、図１７の例の場合に比べ半分のサンプリング点のデータだけを使用しているが、図１７の例と全く同じ演算結果が得られる。従って、半分のサンプリング点のデータで良い分だけ演算処理量を少なくすることができ、回路構成を簡略化することができる。
【０１８２】
ここで、図１７或いは図１８の回路で復調処理した場合の希望周波数外の減衰状態を図２０に示すと、矩形波を時間波形として使用した場合（実線で示す特性）に比べ、本例の時間波形を使用した場合（破線で示す特性）には、希望周波数以外の帯域を大幅に減衰させることができる。
【０１８３】
次に、図１７に示す回路で２Ｔ時間（図２１に示すように０を基準として−Ｔ〜Ｔの間のサンプリング点）を高速フーリエ変換した値、図１８に示す回路でＴ時間（図２１に示すように０を基準として−Ｔ／２〜Ｔ／２の間のサンプリング点）を高速フーリエ変換した値とが等しくなることを、数式を用いて説明する。
【０１８４】
まず、図２１に示す区間−Ｔ／２≦ｔ＜Ｔ／２にｄ個のマルチキャリア信号が存在し、キャリアの基本周波数をωｃ  ＝２π／Ｔとすると、信号ｘ（ｔ）  は以下のように示される。
【０１８５】
【数２６】
0003577754.tif 000026
ここでφｌ  はキャリア上の位相情報である。
【０１８６】
そして、２Ｔ期間を２×２Ｎ  個のサンプリングを行うとすると、信号ｘ（ｔ）  は以下のように示される。
【０１８７】
【数２７】
0003577754.tif 000027
【０１８８】
サンプリング周波数ωｓ  は、ωｓ  ＝２Ｎ  ×ωｃ  となる。ここで、−Ｔ≦ｔ＜Ｔの区間でのＦＦＴの演算を行う時には、サンプリング点が２×２Ｎ  個であるので、以下の周波数に対する出力が得られる。
【０１８９】
【数２８】
0003577754.tif 000028
【０１９０】
ここで注目するキャリアとして存在する周波数のインデックスは、ｋ＝２ｒ、ｒ＝０，１，‥‥ｄ−１であり、ＦＦＴの演算をした結果は次式のようになる。
【０１９１】
【数２９】
0003577754.tif 000029
【０１９２】
そして、ｋをｒで表し、ｕｎ  の特性を用いると、次式のようになる。
【０１９３】
【数３０】
0003577754.tif 000030
【０１９４】
一方、−Ｔ／２≦ｔ＜Ｔ／２の区間でのＦＦＴの演算を行う時には、サンプリング点が２Ｎ  個であるので、以下の周波数に対する出力が得られる。
【０１９５】
【数３１】
0003577754.tif 000031
【０１９６】
ここで注目するキャリアとして存在する周波数のインデックスは、β＝０，１，‥‥ｄ−１であり、ＦＦＴの演算をした結果を〔数３２〕式に示し、注目するインデックスに対する周波数成分の値を〔数３３〕式に示す。
【０１９７】
【数３２】
0003577754.tif 000032
【０１９８】
【数３３】
0003577754.tif 000033
【０１９９】
この〔数３３〕式は、〔数３０〕式と同じであり、２Ｔ時間に対するＦＦＴの演算と、Ｔ時間に対するＦＦＴの演算とは、ｋωｃ  （ｋ＝０，１，‥‥ｄ−１）に対する出力は等しいことが判る。
【０２００】
次に、図１８の回路において、ランプ部の加算を行った場合のＦＦＴによる演算と、ランプ部の加算を行わない場合のＦＦＴによる演算の結果が、必要とする周波数で同じになることを説明する（但し伝送路特性がフラットな場合）。
【０２０１】
図２２に示される時間波形は、次式で示される。
【０２０２】
【数３４】
0003577754.tif 000034
【０２０３】
ここで、連続時間系のフーリエ変換における一致が言えれば、離散化したＦＦＴでも一致していると言えるので、以下の〔数３５〕式及び〔数３６〕式が必要とする周波数で一致することを証明する。
【０２０４】
【数３５】
0003577754.tif 000035
【０２０５】
【数３６】
0003577754.tif 000036
【０２０６】
〔数３５〕式は、次式のようになる。
【０２０７】
【数３７】
0003577754.tif 000037
【０２０８】
この式の第３項をｔ′＝ｔ−Ｔと置き換えると、次式のようになる。
【０２０９】
【数３８】
0003577754.tif 000038
【０２１０】
ここで、ωにｍωｃ  （ｍ＝０，１，‥‥ｄ−１）を選ぶと、〔数３８〕式と〔数３７〕式の第１項と  ｓｉｎの部分の符号以外は一致する。従って、〔数３７〕式より、以下の式が得られ、ランプ部の加算を行った結果が同じになることが証明される。
【０２１１】
【数３９】
0003577754.tif 000039
【０２１２】
【発明の効果】
本発明によると、それぞれ周波数が異なる複数のキャリアを同時送信し、それぞれのキャリア間の位相差によりデータを送信するようにしたことで、各キャリアの位相を検出するだけで伝送されるデータの復調が可能になる。
【０２１３】
この場合、複数のキャリアを一定周波数間隔の信号としたことで、各キャリア間の位相差の検出が容易になる。
【０２２３】
そして受信処理時に、１変調時間からなるデータ本体部と、このデータ本体部に付随するガードタイム部で定められる特定の時間波形を乗算した後に、復調するようにしたことで、時間波形でデータ本体部を良好に抽出できるようになる。
【０２２４】
また、データ本体部とガードタイム部との境界で奇対称な波形であり、それ以外で一定値である時間波形を使用することで、データ本体部に含まれるデータを少ないノイズで良好に復調処理できる。
【０２２５】
また、サンプリング手段で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部を中心として２変調時間分のサンプル値を用意して、この２変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調することで、復調処理が簡単な回路で実現できる。
【０２２６】
また、サンプリング手段で１変調時間あたりキャリアの数よりも大きい２のべき乗の数のサンプリングを行い、１変調時間のデータ本体部とガードタイム部のサンプル値を用意し、このサンプル値のガードタイム部を、加算回路で１変調時間離れたデータ本体部分に加算した後、加算して得た１変調時間分のサンプル値を高速フーリエ変換して復調することで、復調処理がより簡単な回路で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の送信処理を示す構成図である。
【図２】第１の実施例の各キャリアの例を示す説明図である。
【図３】第１の実施例の送信信号出力部を示す構成図である。
【図４】第１の実施例による送信信号出力部での波形の振幅分布の変化を示す説明図である。
【図５】第１の実施例による送信信号出力部での波形変化を示す波形図である。
【図６】本発明の第１の実施例の受信処理を示す構成図である。
【図７】第１の実施例の受信処理の積分期間を示す説明図である。
【図８】本発明の第２の実施例による送信処理を示す構成図である。
【図９】第２の実施例の変調用時間波形を示す説明図である。
【図１０】本発明の第３の実施例による送信処理を示す構成図である。
【図１１】本発明の第４の実施例による送信処理を示す構成図である。
【図１２】本発明の第５の実施例による送信処理を示す構成図である。
【図１３】第５の実施例の各送信波形の具体的構成を示す構成図である。
【図１４】本発明の第６の実施例による受信処理を示す構成図である。
【図１５】第６の実施例の復調用時間波形を示す説明図である。
【図１６】本発明の第７の実施例による受信処理を示す構成図である。
【図１７】本発明の第８の実施例による受信処理を示す構成図である。
【図１８】本発明の第９の実施例による受信処理を示す構成図である。
【図１９】第９の実施例の復調用時間波形を示す説明図である。
【図２０】時間波形による希望周波数外の減衰状態を示す波形図である。
【図２１】ＦＦＴによる演算を行う波形の例を示す説明図である。
【図２２】時間波形を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１  送信データ入力端子
２，３，４，５  送信データ／位相データ変換回路
６  基準位相データ発生回路
７，８，９，１０  位相乗算器
１１，１２，１３，１４，１５  キャリア乗算器
１６  第１のキャリア入力端子
１７  第２のキャリア入力端子
１８  第３のキャリア入力端子
１９  第４のキャリア入力端子
２０  第５のキャリア入力端子
２１  混合器
２２  送信信号出力端子
２３  時間波形発生回路
２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ，２４ｅ  キャリア・時間乗算波形発生回路２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２５ｅ  キャリア・データ乗算波形発生回路
３１  リミッタ
３２  フィルタ
３３  周波数変換回路
３４  送信キャリア入力端子
５３  周波数変換回路
５４  受信キャリア入力端子
５５，５６，５７，５８，５９  キャリア乗算器
６１  第１のキャリア入力端子
６２  第２のキャリア入力端子
６３  第３のキャリア入力端子
６４  第４のキャリア入力端子
６５  第５のキャリア入力端子
６６，６７，６８，６９，７０  スイッチ
７１  制御信号入力端子
７２，７３，７４，７５，７６  積分回路
７７，７８，７９，８０  位相乗算器
８１，８２，８３，８４  位相データ／受信データ変換回路
８５  受信データ出力端子
８７ａ，８７ｂ  １ビット方式アナログ／デジタル変換器
９０  差動復調器
９１  時間波形発生回路
９１ａ，９１ｂ，９１ｃ，９１ｄ，９１ｅ  キャリア・時間乗算波形発生回路
１１２  時間波形乗算回路
１１３  サンプリング手段
１１４  ２Ｔ時間のサンプリング値によるＦＦＴ回路
１１５  差動復調器
１１７  ランプ部加算回路
１１８  Ｔ時間のサンプリング値によるＦＦＴ回路
【図１】
0003577754.tif 000040
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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