(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つのインバータ及び前記各々のインバータの直流側にコンデンサを有する電力変換装置において、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータと、中容量で系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータとを有し、かつ前記変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線は１次側で直列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、インバータの直流側は相互に接続され、１つのコンデンサを共有する一方、変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線とで巻数比が異なることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータは夫々２つのコンデンサを有するＮＰＣインバータで構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１又は請求項２記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータは夫々単相インバータ、ＮＰＣインバータ又は三相インバータの任意の組み合わせで構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４記載の電力変換装置において、第１のインバータと第２のインバータに加え、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第３の巻線を介して系統に接続する第３のインバータと、中容量で系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第４の巻線を介して系統に接続する第４のインバータを有し、前記変換器用変圧器の第３の巻線と第４の巻線は１次側で直列接続され、かつ位相差を発生するように結線することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項４のいずれか記載の電力変換装置において、小容量で系統周波数より充分高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第３の巻線を介して系統に接続する第３のインバータとからなり、前記変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線と第３の巻線は１次側で直列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統の電圧調整を行ったり系統安定化装置などに適用するのに好適な、自励式電圧型電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力系統の電圧調整を行なうために静止型無効電力補償装置を適用したり、潮流を適切に保ち電力系統の損失を低減したり安定化するために直列型のインピーダンス補償装置や、移相器等の系統安定化装置が適用される場合がある。
【０００３】
これらは出力無効電力を連続的に調整したり、インピーダンスや移相量を連続的に調整するために、電力用の半導体スイッチを用いた大容量の電力変換器を用いている。特に近年では、制御能力の高さから自励式電圧型電力変換装置が適用される傾向にある。
【０００４】
図７にこのような用途で利用される従来の電力変換装置の構成例を示す。図７において、１はインバータで図示するようにスイッチング素子１１〜１４，逆並列ダイオード１５〜１８で構成される。インバータ１の交流出力は変換器用変圧器３を介して電力系統側に接続される。一方、直流側にはコンデンサ４が接続される。
【０００５】
電力変換装置の動作は、直流コンデンサ４を適宜充電した後、例えば図８の（ａ）に示すようにスイッチング素子１１を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１３に与える。又、（ｂ）に示すようにスイッチング素子１２を動作させ、これと逆のパルスをスイッチング素子１４に与える。
【０００６】
その結果、変換器用変圧器３の１次側には図８（ｃ）で示す出力電圧が得られる。なお、ここで、変換器用変圧器３の巻数比は簡単のため１：１としているが、電力系統側の電圧階級と、インバータ側の定格電圧により適宜巻数比を変更しても動作原理に影響しないことは明らかである。
【０００７】
ここで、各スイッチング素子に与えるパルスのタイミングと導通期間を調整することにより、出力電圧の基本波成分の位相と大きさを任意に調整できるため、この作用を利用して上位の制御装置と組み合わせることによって前述の無効電力制御，インピーダンス補償，移相などの動作をさせている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８（ｃ）の出力電圧中には多量の高調波成分が含まれることが容易に想定できる。この高調波成分が電力系統に流出すると通信障害を引き起こしたり、他の機器に流れ込んで過熱や異常振動を引き起こす場合がある。したがって発生量はなるべく少ないことが望ましく、その上限は高調波抑制対策ガイドライン等でも規定されている通りである。
【０００９】
そこで従来は、発生高調波の電力系統側への流出を抑制するために、各スイッチング素子に与えるパルス数を高くしたり、発生高調波を減らすためにインバータを複数用いて変換器用変圧器の巻線の接続で多重化する技術が適用されている。
【００１０】
しかしながら、パルス数を高くすると、スイッチング素子のスイッチング動作に伴なう損失が増加したり、素子の最小オンパルスの制約等によりスイッチング素子の利用率が低下してシステムを経済的に構築することが困難になる。一方、多重化する場合には、多重数に応じて発生高調波が低減するため、多重数は多いほうが望ましいが、変換器用変圧器の巻線数及びインバータの台数が多くなり、やはり経済面で不利になるという問題があった。
【００１１】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、スイッチング損失を低減しつつ発生高調波も低減できると共に低コストな電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明の［請求項１］に係る電力変換装置は、少なくとも２つのインバータ及び前記各々のインバータの直流側にコンデンサを有する電力変換装置において、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第１の巻線を介して系統に接続する第１のインバータと、中容量で系統周波数より高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第２の巻線を介して系統に接続する第２のインバータとを有し、かつ前記変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線は１次側で直列接続されていることにより、スイッチング損失が少なく、発生高調波も少ない電力変換装置を実現することができる。
【００１３】
本発明の［請求項２］に係る電力変換装置は、［請求項１］において、インバータの直流側は相互に接続され、１つのコンデンサを共有する一方、変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線とで巻数比が異なるようにした。
【００１４】
本発明の［請求項３］に係る電力変換装置は、［請求項１］又は［請求項２］において、第１のインバータと第２のインバータは夫々２つのコンデンサを有するＮＰＣインバータで構成される。
【００１５】
本発明の［請求項４］に係る電力変換装置は、［請求項１］又は［請求項２］において、第１のインバータと第２のインバータは夫々単相インバータ、ＮＰＣインバータ又は三相インバータの任意の組み合わせで構成される。
【００１６】
本発明の［請求項５］に係る電力変換装置は、［請求項４］において、第１のインバータと第２のインバータに加え、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作し、変換器用変圧器の第３の巻線を介して系統に接続する第３のインバータと、中容量で系統周波数より高い周波数で動作し、変換起用変圧器の第４の巻線を介して系統に接続する第４のインバータを有し、前記変換器用変圧器の第３の巻線と第４の巻線は１次側で直列接続され、かつ位相差を発生するように結線する。
【００１７】
本発明の［請求項６］に係る電力変換装置は、請求項１ないし請求項４のいずれか記載の電力変換装置において、小容量で系統周波数より充分高い周波数で動作し、変換器用変圧器の第３の巻線を介して系統に接続する第３のインバータとからなり、前記変換器用変圧器の第１の巻線と第２の巻線と第３の巻線は１次側で直列接続されている。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態を示す電力変換装置の構成図である。ここで、１は大容量インバータ、２は中容量インバータで、夫々図示するようにスイッチング素子１１〜１４，２１〜２４、逆並列ダイオード１５〜１８，２５〜２８で構成される。
【００１９】
インバータ１の交流出力は変換器用変圧器３の巻線３１を介して電力系統側に接続され、インバータ２の交流出力は変換器用変圧器３の巻線３２を介して電力系統側に接続される。変換器用変圧器３の巻線３１と巻線３２は１次側で直列接続されている。一方、インバータ１，２の直流側には各々コンデンサ４，５が接続される。
【００２０】
次に、図２を用いて本実施の形態の動作を説明する。大容量インバータ１は図２（ａ）に示すように、系統周波数と等しい動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさは３Ｖｄとする。一方、中容量インバータ２は図２（ｂ）に示すように、系統周波数より高い動作周波数で動作し、その出力電圧の大きさはＶｄとする。両者の出力は変換器用変圧器３の巻線３１，３２で１次側で直列接続されているので、合計の出力電圧は両者を加算した図２（ｃ）となり、正弦波により近い波形となる。
【００２１】
本実施の形態によれば、容量全体の３／４を占める大容量インバータ１は系統周波数と同じ動作周波数、即ち、最小の動作周波数で動作するためスイッチング損失は充分小さく保つことができる。一方、中容量インバータ２のみを高い動作周波数で動作させることにより、電力変換装置全体で発生する高調波を著しく低減することができる。
【００２２】
又、同じ出力電圧を多重化のみで得ようとすると４つのインバータと変換器用変圧器の４つの巻線が必要となるが、本実施の形態では２つのインバータと変換器用変圧器の２つの巻線で実現しており、システム構成がシンプルであり、そのため低コストで実現することができる。
【００２３】
（第２の実施の形態）
図３は本発明の第２の実施の形態を示す電力変換装置の構成図である。図３において、図１と同一の要素については説明を省略し、異なる部分のみを説明する。図３ではインバータ１，２の直流側は相互に接続されており、１つのコンデンサ４を共有している。一方、変換器用変圧器の第１の巻線３１と第２の巻線３２の１次側の巻数比は３：１で第１の巻線３１の方が３倍の出力電圧を１次側に発生させるように構成されている。
【００２４】
又、インバータ１，２のスイッチング動作は第１の実施の形態と同じであるが、第１の実施の形態と異なるのは、インバータ２の動作電圧がＶｄから３Ｖｄへ３倍大きくなる一方、電流が１／３となる点である。したがって、変換器用変圧器３の巻数比を考慮すると１次側で見たときの動作、即ち、交流出力電圧は第１の実施の形態と同一となる。本実施の形態によれば、直流コンデンサを１つとしても、第１の実施の形態と同様の効果を有することができる。
【００２５】
（第３の実施の形態）
図４は本発明の第３の実施の形態を示す電力変換装置の構成図である。図４において、図１と同一の要素については説明を省略し、異なる部分のみを説明する。図４でインバータ１，２はＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ  Ｐｏｉｎｔ  Ｃｌａｍｐｅｄ）インバータと呼ばれる構成のもので、スイッチング素子１１〜１４，４１〜４４，２１〜２４，５１〜５４、逆並列ダイオード１５〜１８，４５〜４８，２５〜２８，５５〜５８、中性点クランプダイオード１９，２０，４９，５０，２９，３０，５９，６０で構成される。又、直流側には夫々２つのコンデンサ４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂが接続される。
【００２６】
各インバータのスイッチング素子と出力電圧の関係についての詳細説明は省略するが、スイッチング素子のオン／オフの組み合わせで、インバータ１は＋１０Ｖｄ，＋５Ｖｄ，０，−５Ｖｄ，−１０Ｖｄの出力電圧を、又、インバータ２は＋２Ｖｄ，＋Ｖｄ，０，−Ｖｄ，−２Ｖｄの出力電圧を発生させることが可能である。
【００２７】
図５（ｂ）及び（ｃ）に示すようにインバータ１，２を動作させることによって、変換器用変圧器３の１次側には第５図（ｄ）に示すような正弦波に更に近い波形を出力することになる。又、このときのインバータ１の各スイッチング素子のオン／オフ状態は図５（ａ）に示すように系統周波数の１周期で各々１回ずつ、即ち、最小回数のオン／オフを繰り返している。
【００２８】
本実施の形態によれば、インバータ１，２をＮＰＣインバータとすることで、第１の実施の形態にあげた効果で更に高調波を低減した著しい効果を有することができる。
【００２９】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に対する構成図と詳細な動作説明は省略するが、インバータ１を図１の単相インバータ構成とし、インバータ２を図４のＮＰＣインバータ構成としても、あるいはその逆の組み合わせとしても、インバータ１とインバータ２の直流電圧の比又は変換器用変圧器の第１の巻線３１と第２の巻線３２の巻線比を適切に選定し、インバータ２側に高調波を低減するのに適切なパルスを与えれば第１の実施の形態から第３の実施の形態と同じ効果を有することができる。
【００３０】
（第５の実施の形態）
図６は本発明の第５の実施の形態を示す電力変換装置の構成図である。図６において、図１と同一の要素については説明を省略し、異なる部分のみを説明する。図６では大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作するインバータ６、中容量で系統周波数より高い周波数で動作するインバータ７が追加され、その直流側は夫々インバータ１，２の直流側と相互に接続されており、コンデンサ４，５を共有している。一方、交流側は変換器用変圧器の第３の巻線３３と第４の巻線３４に接続されており、巻線３１〜３４の１次側は直列に接続されている。
【００３１】
本実施の形態のインバータ６，７のスイッチング動作は夫々インバータ１，２と同じであるが、変換器用変圧器３の巻線部で３０度移相されるため、出力電圧もインバータ１，２に対して移相され、（即ち、インバータ１とインバータ６は多重化、インバータ２とインバータ７は多重化）１次側にあらわれる合成の出力電圧は、第１の実施の形態よりも正弦波に近くなり高調波が更に低減する。
【００３２】
本実施の形態によれば、多重化と組み合わせることにより、第１の実施の形態にあげた効果でさらに高調波を低減した著しい効果を有することができる。又、本実施の形態では変換器用変圧器３の巻線構成を変えることで移相を行っているが、各巻線の巻線構成は全て同一とし、各インバータに与えるパルスのタイミングを適宜ずらすだけでも同様の効果を得ることができる。
【００３３】
（第６の実施の形態）
第６の実施の形態に対する構成図と詳細な動作説明は省略するが、大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータの直流電圧を９Ｖｄ、中容量で系統周波数より高い周波数で動作する第２のインバータの直流電圧を３Ｖｄ、小容量で系統周波数より充分高い周波数で動作する第３のインバータの直流電圧をＶｄとすることで、交流側の出力電圧は＋１３Ｖｄから−１３Ｖｄの範囲をＶｄの刻みで調整できるようになり、発生高調波を顕著に低減することができる。
【００３４】
以上のように、インバータの数を増やすことで出力電圧刻みを細かくし、高調波を顕著に抑制することができ、一般的には、図１で示すような単相インバータを用いた場合では直流電圧比を小さいほうから１：３：３２  ：…：３Ｎ  とすることで、出力電圧の範囲を＋（１＋３＋３２  ＋…＋３Ｎ  ）〜−（１＋３＋３２  ＋…＋３Ｎ  ）とすることができ、図４のＮＰＣインバータ用いた場合では直流電圧比を小さいほうから１：５：５２  ：…：５Ｎ  とすることで、出力電圧の範囲を＋２＊（１＋５＋５２  ＋…＋５Ｎ  ）〜−２＊（１＋５＋５２  ＋…＋５Ｎ  ）とすることができる。しかしながらインバータの数をあまり多くすると従来の技術で述べたように経済面で不利となるため、目標とする高調波のレベルやシステムの損失を考慮して最適な最終構成を決定することになる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば大容量で系統周波数と等しい動作周波数で動作する第１のインバータと、中容量で系統周波数より高い周波数で動作する第２のインバータとからなり、両者の出力電圧を変換器用変圧器の１次側で直列接続するように構成したので、スイッチング損失を低減しつつ発生高調波も低減できる電力変換装置を低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態の動作を説明する図。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す構成図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す構成図。
【図５】本発明の第３の実施の形態の動作を説明する図。
【図６】本発明の第４の実施の形態を示す構成図。
【図７】従来の電力変換装置の形態を示す構成図。
【図８】従来の電力変換装置の動作を説明する図。
【符号の説明】
１，２，６，７      インバータ
３        変換器用変圧器
４，５，４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ      コンデンサ
１１〜１４，２１〜２４，４１〜４４，５１〜５４      スイッチング素子
１５〜１８，２５〜２８，４５〜４８，５５〜５８      逆並列ダイオード
１９，２０，２９，３０，４９，５０，５９，６０      中性点クランプダイオード
３１〜３４      変換器用変圧器巻線
【図１】
0003585896.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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