(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交形に構成した１対の第１ミキサ回路において、受信した高周波信号を、ベースバンドの１対の第１中間周波信号に周波数変換し、
直交形に構成した１対の第２ミキサ回路において、上記１対の第１中間周波信号を、所定の中間周波数の１対の第２中間周波信号に周波数変換し、
この１対の第２中間周波信号を互いに演算し、
復調回路において、上記演算した結果の第２中間周波信号からもとの信号を復調する
ようにしたダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機において、
上記１対の第２ミキサ回路の出力信号が供給されるとともに、この出力信号に含まれるキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路を設け、
この１対の検出回路の出力信号を、上記１対の第２ミキサ回路に供給して、上記キャリアリーク成分が減少するように、上記１対の第２ミキサ回路の直流バランスを補正する
ようにした受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機において、
上記検出回路を同期検波回路により構成し、
上記第２ミキサ回路の出力信号を、上記同期検波回路にその検波入力として供給し、
上記第２ミキサ回路に供給される第２局部発振信号を、上記同期検波回路にその基準信号として供給する
ようにした受信機。
【請求項３】
請求項１あるいは請求項２に記載の受信機において、
上記演算した結果の第２中間周波信号のレベルを検出する検出回路を有し、
この検出回路の検出出力により上記受信した高周波信号のレベルを制御してＡＧＣを行う
ようにした受信機。
【請求項４】
請求項１、請求項２あるいは請求項３に記載の受信機において、
上記第１中間周波信号及び上記第２中間周波信号を通過させるフィルタを、アクティブフィルタにより構成するとともに、少なくとも上記第１ミキサ回路から上記復調回路までを１チップＩＣ化する
ようにした受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、スーパーヘテロダイン方式の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スーパーヘテロダイン方式の受信機として、例えば図８に示すように、ダブルスーパーヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下のとおりである。
【０００３】
すなわち、図８の受信機は、コードレス電話の受信部を構成している場合であり、その受信信号はＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ信号Ｓｒが、端子１から高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、２１に供給される。
【０００４】
また、第１局部発振回路１４から受信信号Ｓｒのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信号Ｓ１４が取り出され、この信号Ｓ１４がミキサ回路１１に供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ２４がミキサ回路２１に第１局部発振信号として供給される。
【０００５】
したがって、簡単のため、図９Ａに示すように、受信信号Ｓｒが、その下側帯波の帯域内に信号成分Ｓａを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓｂを有するとともに、
ωｏ：受信信号Ｓｒのキャリア周波数（角周波数）
ωａ：信号成分Ｓａの角周波数。ωａ＜ωｏ
Ｅａ：信号成分Ｓａの振幅
ωｂ：信号成分Ｓｂの角周波数。ωｂ＞ωｏ
Ｅｂ：信号成分Ｓｂの振幅
Δωａ＝ωｏ−ωａ
Δωｂ＝ωｂ−ωｏ
とすれば、
Ｓｒ＝Ｓａ＋Ｓｂ
Ｓａ＝Ｅａ・ｓｉｎωａｔ
Ｓｂ＝Ｅｂ・ｓｉｎωｂｔ
となる。
【０００６】
また、
Ｅ１：第１局部発振信号Ｓ１４、Ｓ２４の振幅
とすれば、
Ｓ１４＝Ｅ１・ｓｉｎωｏｔ
Ｓ２４＝Ｅ１・ｃｏｓωｏｔ
である。
【０００７】
したがって、
Ｓ１１、Ｓ１２：ミキサ回路１１、２１の出力信号
とすれば、
0003565281.tif 000002
となる。
【０００８】
そして、上式のうち、角周波数Δωａ、Δωｂの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信号Ｓ１１、Ｓ２１がローパスフィルタ１２、２２に供給され、角周波数Δωａ、Δωｂの信号成分が、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２として取り出され、
Ｓ１２＝αａ・ｃｏｓΔωａｔ＋αｂ・ｃｏｓΔωｂｔ
Ｓ２２＝−αａ・ｓｉｎΔωａｔ＋αｂ・ｓｉｎΔωｂｔ
とされる。なお、この場合、図９Ａからも明らかなように、信号Ｓ１２、Ｓ２２は、ベースバンドの信号である。
【０００９】
さらに、これら信号Ｓ１２、Ｓ２２が、直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い周波数の第２局部発振信号Ｓ１５が取り出され、この信号Ｓ１５がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ２５がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給される。
【００１０】
したがって、
Ｓ１５＝Ｅ２・ｓｉｎωｓｔ
Ｓ２５＝Ｅ２・ｃｏｓωｓｔ
Ｅ２：第２局部発振信号Ｓ１５、Ｓ２５の振幅
ωｓ＝２πｆｓ
ｆｓは、例えば５５ｋＨｚ
とするとともに、
Ｓ１３、Ｓ１４：ミキサ回路１３、２３の出力信号
とすれば、
0003565281.tif 000003
となる。
【００１１】
そして、これらの信号Ｓ１３、Ｓ２３において、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ１３、Ｓ２３を変形すると、
0003565281.tif 000004
となる。
【００１２】
そして、これら信号Ｓ１３、Ｓ２３が加算回路３に供給されて加算され、加算回路３からは、
0003565281.tif 000005
で示される加算信号Ｓ３が取り出される。
【００１３】
そして、この加算信号Ｓ３を図示すると、図９Ｂに示すようになり、この信号Ｓ３は、もとの受信信号Ｓｒを、キャリア周波数（角周波数）ωｓの信号に周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信号Ｓ３は、中間周波数ｆｓの第２中間周波信号である。
【００１４】
そこで、この第２中間周波信号Ｓ３が、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタアンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７に取り出される。
【００１５】
なお、加算回路３において、信号Ｓ１３と信号Ｓ２３との加算を行わずに、減算を行うと、
0003565281.tif 000006
となる。そして、この信号Ｓｉｍｇは、上記した本来の第２中間周波信号Ｓ３の占有周波数帯域において、その信号Ｓ３の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。
【００１６】
そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、その中間周波数は１０．７ＭＨｚとされているので、その中間周波フィルタはセラミックフィルタにより構成することになり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信機においては、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２はベースバンドであり、第２中間周波数ｆｓは例えば５５ｋＨｚと低くすることができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィルタにより構成することができ、したがって、端子１から端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することができる。
【００１７】
文献：ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔ，  １９８７  Ｎｏ．６  （Ｄｅｃ．）など
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述した構成の受信機には、２つの大きな問題点があり、実用に適さない。その第１の問題点は、第２ミキサ回路１３、２３が理想的な動作をしないことに起因するもので、第２局部発振信号Ｓ１５、Ｓ２５の一部が、ミキサ回路１３、２３から加算回路３にリークしてトラブルを生じることである。
【００１９】
すなわち、ミキサ回路１３（及び２３）としては、一般に、図１０に示すようなダブルバランス形のスイッチング回路（平衡変調回路）が使用され、下側のトランジスタＱ２、Ｑ３のベース間に第１中間周波信号Ｓ１２（あるいはＳ２２）が供給され、上側のトランジスタＱ４〜Ｑ７のベース間に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ１５（あるいはＳ２５）が供給される。こうして、トランジスタＱ２、Ｑ３のコレクタから出力される信号Ｓ１２が、信号Ｓ１５によりスイッチングされ、トランジスタＱ４〜Ｑ７のコレクタから、第２中間周波信号Ｓ１３（あるいはＳ２３）が取り出される。
【００２０】
そして、この場合、トランジスタＱ１〜Ｑ７の特性や直流バイアスが完全にバランスしていれば、トランジスタＱ４〜Ｑ７からは、目的とする第２中間周波信号Ｓ１３だけが出力される。しかし、実際には、トランジスタＱ１〜Ｑ７の特性や直流バイアスのバランスに乱れがある。そして、このような乱れがあると、トランジスタＱ４〜Ｑ７から出力される第２中間周波信号Ｓ１３には、キャリア成分（第２局部発振信号Ｓ１５の成分）が含まれてしまう。すなわち、キャリアリークを生じてしまう。
【００２１】
このため、これまでは、例えば図１０に示すように、トランジスタＱ２のベースバイアス電圧ＶＢ２を基準にしてトランジスタＱ３のベースバイアス電圧ＶＢ３を調整し、キャリアリークが最小となるようにしている。
【００２２】
しかし、これでは、受信機ごとに調整を行う必要があり、受信機の生産性が悪くなってしまう。また、受信機の周囲温度が変化すると、最適調整点が変化するので、温度補償も必要となり、これが簡単ではなかった。
【００２３】
そのような調整をしないで、トランジスタの特性や直流バランスの精度を保つ方法として、ＩＣ化が有効であるが、図１０のミキサ回路１３、２３をＩＣ化してもキャリア抑圧度は４０〜５０ｄＢ程度が限界であり、それ以上キャリアリークを小さくするには、やはり外部からの調整が必要である。
【００２４】
そして、このようにミキサ回路１３、２３からキャリアリークを生じていると、図８の受信機の場合、そのキャリア周波数は周波数ｆ２であって第２中間周波数ｆ２に等しいので、第２中間周波信号Ｓ３と、そのキャリアリーク成分とを分離することが非常に困難であり、この結果、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、それらが誤動作してしまう。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ３との間でビートを生じて受信特性が悪くなってしまう。
【００２５】
また、第２の問題点は、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２がベースバンドであることに起因するもので、受信レベルの大きな受信信号Ｓｒを扱えないことである。
【００２６】
すなわち、図８の受信機においては、第１ミキサ回路１１、２１から第２ミキサ回路１３、２３までの信号区間では、
第１中間周波数≦信号成分の周波数
である。
【００２７】
このため、たとえ受信信号ＳｒがＦＭ信号であっても、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２がクリップすると、そのクリップの生じた期間は情報が欠落し、信号Ｓ１２、Ｓ２２を、その信号周波数以下のサンプリング周波数でサンプリングすることになり、ビート障害や歪みが発生する。
【００２８】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
このため、この発明においては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させると、
直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１１、２１において、受信した高周波信号Ｓｒを、ベースバンドの１対の第１中間周波信号Ｓ１１、Ｓ２１に周波数変換し、
直交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、２３において、１対の第１中間周波信号Ｓ１１、Ｓ２１を、所定の中間周波数ｆｓの１対の第２中間周波信号Ｓ１３、Ｓ２３に周波数変換し、
この１対の第２中間周波信号Ｓ１３、Ｓ２３を互いに演算し、
復調回路６において、演算した結果の第２中間周波信号Ｓ３からもとの信号を復調するようにしたダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機において、
１対の第２ミキサ回路１３、２３の出力信号Ｓ１３、Ｓ２３が供給されるとともに、この出力信号Ｓ１３、Ｓ２３に含まれるキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路３１、４１を設け、
この１対の検出回路３１、４１の出力信号を、１対の第２ミキサ回路に供給して、キャリアリーク成分が減少するように、１対の第２ミキサ回路１３、２３の直流バランスを補正するものである。
【００３０】
【作用】
検出回路によりミキサ回路のキャリアリークが検出され、この検出出力によりそのキャリアリークが減少するように、ミキサ回路の直流バランスが補正される。また、キャリアリークが大幅に減少することにより、ＡＧＣが正常に動作するようになる。
【００３１】
【実施例】
図１において、端子１から端子７までの受信信号Ｓｒの受信系については、上述のように構成される。また、第２ミキサ回路１３、２３は、図１０のミキサ回路と同様、例えば図２に示すように、トランジスタＱ１１〜Ｑ１７によりダブルバランス形のスイッチング回路により構成されるとともに、第１中間周波信号Ｓ１２（あるいはＳ２２）の供給されるトランジスタＱ１２、Ｑ１３には、抵抗器Ｒ１１、Ｒ１２を通じて等しいベースバイアス電圧ＶＢが供給される。
【００３２】
そして、ミキサ回路１３のキャリアリーク成分の検出回路として、同期検波回路３１が設けられ、ミキサ回路１３の出力信号Ｓ１３が、同期検波回路３１に検波入力として供給されるとともに、局部発振回路１５からの第２局部発振信号Ｓ１５が、同期検波回路３１に基準信号として供給され、この同期検波回路３１の出力信号がローパスフィルタ３２に供給される。
【００３３】
そして、このローパスフィルタ３２の出力電圧Ｖ３２が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアンプ３３に供給されて電流Ｉ３３に変換され、この電流Ｉ３３が第２ミキサ回路１３（図２）の例えばトランジスタＱ１３のベースに供給される。
【００３４】
同様に、ミキサ回路２３のキャリアリーク成分の検出回路として、同期検波回路４１が設けられ、ミキサ回路２３の出力信号Ｓ２３が、同期検波回路４１に検波入力として供給されるとともに、移相回路２５からの移相信号Ｓ２５が、同期検波回路４１に基準信号として供給され、同期検波回路４１の出力信号が、ローパスフィルタ４２に供給されて所定の直流電圧が取り出される。そして、この直流電圧が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアンプ４３に供給されて電流Ｉ４３に変換され、この電流Ｉ４３が第２ミキサ回路２３の一方のトランジスタＱ１３のベースに供給される。
【００３５】
さらに、加算回路３からの第２中間周波信号Ｓ３が、レベル検出回路５１に供給されて遅延ＡＧＣ電圧Ｖ５１が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ５１がアンプ５２を通じてアンプ２にその利得の制御電圧として供給される。
【００３６】
このような構成によれば、ミキサ回路１３にキャリアリークを生じると、同期検波回路３１において、そのキャリアリーク成分が、これに等しい周波数の第２局部発振信号Ｓ１５により同期検波されるので、ローパスフィルタ３２からは、例えば図３Ａに示すように、キャリアリーク成分の極性（正相あるいは逆相）及び大きさに対応してレベルがＳ字状に変化する直流電圧Ｖ３２が出力される。
【００３７】
そして、この直流電圧Ｖ３２が、アンプ３３により例えば図３Ｂに示すように変化する電流Ｉ３３に変換され、トランジスタＱ１３のベースに供給される。したがって、キャリアリーク成分が正相の場合には、電流Ｉ３３がトランジスタＱ１３のベース電流を増加させ、キャリアリーク成分が逆相の場合には、電流Ｉ３３がトランジスタＱ１３のベース電流を減少させる。また、このとき、そのベース電流の増減の大きさは、電流Ｉ３３の大きさに対応する。
【００３８】
したがって、電流Ｉ３３によりトランジスタＱ１２、Ｑ１３の直流バランスが、図１０の電圧ＶＢ３による場合と同様に補正され、ミキサ回路１３からのキャリアリークが大幅に低減される。
【００３９】
同様に、アンプ４３の出力電流Ｉ４３によりミキサ回路２３のトランジスタＱ１２、Ｑ１３の直流バランスも補正される。したがって、ミキサ回路２３からのキャリアリークも大幅に低減される。
【００４０】
そして、この場合、このキャリアリークの低減化回路は、負帰還ループを構成しているので、そのループゲインをＧＮＦとすれば、キャリアリークの大きさは、負帰還ループを構成していない場合（図８の場合）に比べ、１／ＧＮＦ倍となる。例えば、ループゲインＧＮＦを１００倍とすれば、キャリアリークの大きさは１／１００となり、４０ｄＢの改善が得られることになる。
【００４１】
こうして、まず、第１の問題点であるミキサ回路１３、２３のキャリアリークの発生が大幅に低減されるので、このキャリアリークに起因する各種のトラブルを防止することができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、それらを正しく動作させることができる。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ３との間でビートを生じて受信特性が悪くなることもない。
【００４２】
一方、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２と、第２中間周波信号Ｓ３とは上記のような関係にあるので、信号Ｓ３のレベルは、信号Ｓ１２、Ｓ２２のレベルに対応している。また、上述のようにミキサ回路１３、２３のキャリアリークを無視できるので、ＡＧＣ電圧Ｖ５１によるＡＧＣを正しく動作させることができる。
【００４３】
したがって、第２中間周波信号Ｓ３のレベルが一定となるように、受信信号ＳｒのレベルがＡＧＣ制御され、このとき、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２のレベルも一定となる。この結果、端子１の受信信号Ｓｒの受信レベルが大きいときでも、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２のクリップすることがないので、ビート障害や歪みを発生することがない。
【００４４】
こうして、第２の問題点も解決でき、受信レベルの大きい受信信号Ｓｒに対しても良好な受信特性を得ることができる。
【００４５】
図４〜図６は、上述したキャリアリーク成分の低減化回路をＩＣ化した場合の具体例を、図面の都合で、分割して示す。なお、図６は一部を図４と重複して示す。
【００４６】
すなわち、第１中間周波信号Ｓ１２及び直流バイアス電圧ＶＢが、端子Ｔ１１から抵抗器Ｒ１１を通じて第２ミキサ回路１３のトランジスタＱ１２のベースに供給される。また、端子Ｔ１１が、抵抗器Ｒ１２を通じてトランジスタＱ１３のベースに接続されるとともに、このベースと接地との間に、端子Ｔ１２を通じてコンデンサＣ１１が外付けされる。このコンデンサＣ１１は、トランジスタＱ１３のベースを、第１中間周波信号Ｓ１２から見て交流的にバイパスするとともに、ローパスフィルタ３２の一部を構成するものである。
【００４７】
さらに、バランス形の第２局部発振信号Ｓ１５が、端子Ｔ１３、Ｔ１４から、エミッタフォロワのトランジスタＱ２１、Ｑ２２を通じてトランジスタＱ１４、Ｑ１７のベースと、トランジスタＱ１５、Ｑ１６のベースとの間に供給され、トランジスタＱ１４、Ｑ１６のコレクタと、トランジスタＱ１５、Ｑ１７のコレクタとからバランス形の第２中間周波信号Ｓ１３が取り出される。
【００４８】
そして、この信号Ｓ１３が、エミッタフォロワのトランジスタＱ２３、Ｑ２４及びエミッタ接地のトランジスタＱ２５、Ｑ２６を通じてカレントミラー回路６１のトランジスタＱ２７、Ｑ２８に供給されてアンバランス形の信号Ｓ１３に変換される。また、第２中間周波信号Ｓ２３も同様に処理されるとともに、カレントミラー回路６２において、アンバランス形の信号Ｓ２３に変換される。
【００４９】
そして、カレントミラー回路６１、６２の出力端が互いに接続されて加算回路３が構成されるとともに、第２中間周波信号Ｓ３が取り出され、この信号Ｓ３がバッファアンプ６３に通じて後段（図示せず）に供給される。
【００５０】
さらに、トランジスタＱ３１〜Ｑ３７によりダブルバランス形の同期検波回路３１が構成され、第２ミキサ回路１３の出力信号（第２中間周波信号）Ｓ１３が、トランジスタＱ２３、Ｑ２４を通じてトランジスタＱ３３、Ｑ３２のベースに供給されるとともに、第２局部発振信号Ｓ１５が、端子Ｔ１３、Ｔ１４からトランジスタＱ３４、Ｑ３７のベースと、トランジスタＱ３５、Ｑ３６のベースとの間に供給される。こうして、トランジスタＱ３４、Ｑ３６のコレクタ及びトランジスタＱ３５、Ｑ３７のコレクタから、バランス形の同期検波信号Ｓ３１が取り出される。
【００５１】
そして、この同期検波信号Ｓ３１が、トランジスタＱ４１、Ｑ４２のベースに供給される。このトランジスタＱ４１、Ｑ４２は、差動アンプ６４を構成しているとともに、そのコレクタには、カレントミラー回路６５を構成するトランジスタＱ４３、Ｑ４４が接続され、差動アンプ６４及びカレントミラー回路６５によりアンプ３３が構成される。
【００５２】
したがって、アンプ３３において、
Ｉ３３＝Ｉ４２−Ｉ４４
Ｉ４２：トランジスタＱ４２のコレクタ電流
Ｉ４４：トランジスタＱ４４のコレクタ電流
である。
【００５３】
そして、アンプ３３の出力端がトランジスタＱ１３のベースに接続される。この場合、アンプ３３の出力インピーダンスと、コンデンサＣ１とが、ローパスフィルタ３２を構成する。
【００５４】
したがって、第２ミキサ回路１３にキャリアリークを生じていない場合には、Ｓ３１＝０となるので、
Ｉ４２＝Ｉ４４
となり、
Ｉ３３＝０
となる。すなわち、第２ミキサ回路１３にキャリアリークを生じていない場合には、トランジスタＱ１２、Ｑ１３には、等しいベース電流が供給される。
【００５５】
しかし、第２ミキサ回路１３にキャリアリークを生じた場合には、Ｓ３１＞０あるいはＳ３１＜０となるので、
Ｉ４２＞Ｉ４４  あるいは  Ｉ４２＜Ｉ４４
となり、
Ｉ３３＞０  あるいは  Ｉ３３＜０
となる。また、このとき、その電流Ｉ３３の大きさ（絶対値）は、キャリアリークの大きさに対応している。
【００５６】
したがって、第２ミキサ回路１３にキャリアリークを生じた場合には、トランジスタＱ１２のベース電流は変化しないが、トランジスタＱ１３のベース電流は、キャリアリークの極性に対応して増減されるとともに、その増減量はキャリアリークの大きさに対応した大きさとされるので、すなわち、第２ミキサ回路１３の直流バランスが、電流Ｉ３３により補正されるので、キャリアリークの発生が大幅に低減される。
【００５７】
そして、図示は省略するが、第２ミキサ回路２３についても、同様にしてキャリアリークがの発生が大幅に低減される。
【００５８】
ところで、上述は、コードレス電話機の受信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリアリークを低減した場合であるが、コードレス電話機においては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される音声信号の周波数スペクトルを反転している。そして、上述のキャリアリークを低減する技術は、その音声信号の周波数スペクトラムを反転する場合にも好適である。
【００５９】
すなわち、図７はその周波数スペクトルを反転する場合の一例を示し、音声信号Ｓ７１が、端子７１からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば３００Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数成分の信号Ｓ７２が取り出され、この信号Ｓ７２が、平衡変調回路７３に変調入力として供給されるとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が例えば３．５ｋＨｚのキャリア信号Ｓ７４が取り出されて変調回路７３に供給される。こうして、変調回路７３からは、信号Ｓ７２により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ７３が取り出される。
【００６０】
そして、この信号Ｓ７３が、ローパスフィルタ７５に供給されて信号Ｓ７３のうちの下側帯波信号、すなわち、信号Ｓ７２の周波数スペクトルの反転された信号Ｓ７５が、端子７６に取り出される。
【００６１】
そして、この場合、平衡変調回路７３が理想的であれば、その出力信号である信号Ｓ７３に、キャリア信号Ｓ７４がリークすることはないが、実際には、素子や直流バイアスのバランスの乱れによりキャリア信号Ｓ７４がリークしてしまう。すなわち、出力信号Ｓ７３には、キャリアリーク成分が含まれてしまう。そして、このキャリアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７５は、カットオフ特性が急峻でなければならず、この結果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフィルタが必要とされてしまう。
【００６２】
そこで、平衡変調回路７３からの信号Ｓ７３が、同期検波回路８１に検波入力として供給されるとともに、キャリア信号Ｓ７４が基準信号として供給されて信号Ｓ７３は信号Ｓ７４により同期検波される。そして、その同期検波の出力信号Ｓ８１がローパスフィルタ８２に供給されてキャリアリーク成分の極性及び大きさに対応した直流電圧Ｖ８２とされるとともに、この電圧Ｖ８２がアンプ８３に供給されて直流電流Ｉ８３に変換されてから平衡変調回路７３に直流バランスの制御信号として負帰還される。
【００６３】
したがって、平衡変調回路７３の出力信号Ｓ７３には、キャリアリーク成分は含まれなくなるので、ローパスフィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻である必要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ７５は、次数の低いものでよく、電話機を小型化できるとともに、コストダウンができる。
【００６４】
なお、図４〜図６の例においては、同期検波回路３１の出力信号Ｓ３１を、差動アンプ６４及びカレントミラー回路６５を有するアンプ３３に供給して電流Ｉ３３を形成したが、同期検波回路３１の負荷としてカレントミラー回路を接続して電流Ｉ３３を得ることもできる。
【００６５】
また、上述においては、電圧Ｖ３２を電流Ｉ３３に変換し、その電流Ｉ３３により第２ミキサ回路１３の直流バランスを制御したが、電圧Ｖ３２により制御することもできる。
【００６６】
【発明の効果】
この発明によれば、ミキサ回路１３、２３のキャリアリークの発生が大幅に低減されるので、このキャリアリークに起因する各種のトラブルを防止することができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、それらを正しく動作させることができる。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ３との間でビートを生じて受信特性が悪くなることもない。
【００６７】
また、ＡＧＣをかけることができるので、受信信号Ｓｒの受信レベルが大きいときでも、第１中間周波信号Ｓ１２、Ｓ２２のクリップすることがなく、したがって、ビート障害や歪みを発生することがない。
【００６８】
しかも、中間周波フィルタを含んで、受信機全体をモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一例を示す系統図である。
【図２】図１の回路の一部の一例を示す接続図である。
【図３】図１の回路の動作を説明するための図である。
【図４】この発明の他の例の一部を示す接続図である。
【図５】図４の続きの一例を示す接続図である。
【図６】図４の続きの一例を示す接続図である。
【図７】この発明の応用例を示す系統図である。
【図８】この発明を説明するための系統図である。
【図９】図８の回路の動作を説明するための図である。
【図１０】図８の回路の一部の一例を示す接続図である。
【符号の説明】
４        バンドパスフィルタ
５        リミッタ
６        ＦＭ復調回路
１１、２１  第１ミキサ回路
１２、２２  ローパスフィルタ
１３、２３  第２ミキサ回路
１４        第１局部発振回路
１５        第２局部発振回路
２４、２５  移相回路
３１、４１  同期検波回路
３２、４２  ローパスフィルタ
５１        レベル検出回路
【図１】
0003565281.tif 000007
【図２】
0003565281.tif 000008
【図３】
0003565281.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003565281.tif 000014
【図９】
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【図１０】
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