(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動増幅器と、
上記増幅器の１つの入力に接続された少なくとも１つの入力チャンネルと、
各入力チャンネルに接続されたストローブ手段とを備えたことを特徴とする超広帯域（UWB）受信器。
【請求項２】
上記増幅器の他方の入力に接続された第２の入力チャンネルを更に備え、上記ストローブ手段は、両方の入力チャンネルに接続されて、両方のチャンネルを同時にストローブする請求項１に記載のUWB受信器。
【請求項３】
各入力チャンネルは、直列に接続された積分キャパシタ及び周波数分離抵抗器を備えている請求項１に記載のUWB受信器。
【請求項４】
各入力チャンネルは、直列に接続された積分キャパシタ及び周波数分離抵抗器を備えている請求項２に記載のUWB受信器。
【請求項５】
上記ストローブ手段は、ダイオードを経て各入力チャンネルに接続される請求項１に記載のUWB受信器。
【請求項６】
入力チャンネルが接続された各増幅器入力から接地点へ並列に接続された第２抵抗器及び第２キャパシタを更に備えた請求項１に記載のUWB受信器。
【請求項７】
各チャンネルに差動トランスインピーダンス増幅器を更に備えた請求項２に記載のUWB受信器。
【請求項８】
直列の積分キャパシタ及び周波数分離抵抗器と差動増幅器の入力との間の各チャンネルに差動トランスインピーダンス増幅器を更に備えた請求項４に記載のUWB受信器。
【請求項９】
単一入力チャンネルを備え、増幅器の他方の入力が接地される請求項１に記載のUWB受信器。
【請求項１０】
正のUWB入力ラインと、
上記正のUWB入力ラインに接続された第１の積分シングルエンドのサンプル装置と、
負のUWB入力ラインと、
上記負のUWB入力ラインに接続された第２の積分シングルエンドのサンプル装置と、
上記第１サンプル装置の出力に接続された負の入力及び上記第２サンプル装置の出力に接続された正の入力を有する差動増幅器と、
上記両方のサンプル装置に接続され、共通ゲートパルスを発生するシングルエンドのゲートパルス発生器とを備えたことを特徴とする差動超広帯域（UWB）受信器。
【請求項１１】
上記ゲートパルス発生器は、ダイオードを経て各入力ラインに接続される請求項10に記載のUWB受信器。
【請求項１２】
上記ゲートパルス発生器は、パルス巾が約5psないし5nsで且つパルス繰り返しインターバルが約100nsないし100μｎのゲートパルスを発生する請求項10に記載のUWB受信器。
【請求項１３】
上記正及び負のUWB入力ラインに接続されたダイポールアンテナを更に備えた請求項10に記載のUWB受信器。
【請求項１４】
上記第１及び第２サンプル装置は、中間周波（IF）又は基本帯域周波数で動作する請求項10に記載のUWB受信器。
【請求項１５】
各サンプル装置は、
積分キャパシタと、
周波数分離抵抗器とを備え、
上記キャパシタ及び抵抗器は、差動増幅器の正の入力に直列に接続される請求項10に記載のUWB受信器。
【請求項１６】
上記ゲートパルス発生器は、上記積分キャパシタと分離抵抗器との間の接合点に接続される請求項15に記載のUWB受信器。
【請求項１７】
上記ゲートパルス発生器と上記接合点との間に接続されたダイオードを更に備えた請求項16に記載のUWB受信器。
【請求項１８】
各サンプル装置は、更に、
差動増幅器の正の入力からバイアス電圧に接続された抵抗器と、
差動増幅器の正の入力から接地点に接続された分離キャパシタとを備えた請求項17に記載のUWB受信器。
【請求項１９】
２つ以上の入力ラインと、
正の入力が各入力ラインに各々接続された複数の差動増幅器と、
各入力ラインの入力に各々接続された複数のアンテナと、
各入力ラインに接続されて、各入力ラインを同時にストローブするゲートパルスラインと、
１つの上記増幅器の負の入力に直接接続されると共に、インピーダンスを経て他の増幅器の負の入力に接続された基本帯域加算ラインとを備えたことを特徴とする多入力UWB受信器。
【請求項２０】
各入力ラインは直列のキャパシタ及び抵抗器を備え、上記ゲートパルスラインは、それらの間の接合点にダイオードを経て接続され、そして上記増幅器の正の入力からバイアス電圧に並列抵抗器が接続される請求項19に記載の受信器。
【発明の詳細な説明】
米国政府は、ローレンス・リバモアー・ナショナル・ラボラトリーの運営に関する米国エネルギー庁とカリフォルニア大学との間の契約第Ｗ−7405−ENG−48に準じて本発明の権利を所有するものである。
発明の分野
本発明は一般に電気信号の送信及び受信に係り、より詳細には、超広帯域受信器に係る。
先行技術の説明
キャリア周波数なしに電気的インパルスを直接放射することは、高解像度レーダ及び拡散スペクトル通信に対して最近非常に注目を集めている超広帯域（UWB）送信の１つの形態である。インパルスは広いスペクトル周波数を含むので、インパルス送信器を使用するレーダ及びラジオは、本来、拡散スペクトルのものであり、従って、周波数ドメインのチャンネル選択ではなく時間ドメインのチャンネル選択により混雑した空気波の使用量を急激に高めるおそれを生じる。又、インパルスシステムは、簡単なハードウェア実施を約束するものである。
現在、UWBシステムの開発及び商品化に対する第１の制約は、適当なハードウェアがないことである。UWBインパルスソース及びアンテナは、最近高い注目を受けているが、UWB受信器は実質上未開発のままである。
公知の受信器は、もっぱら、市販のトランジェントデジタイザ及び繰り返しサンプリングオシロスコープで構成され、これらは、両方とも、コストが高く（＄30Kないし＄100K）、感度が悪く（数ミリボルト）、繰返数が低く（10Hzないし50Hz）そしてかさばるという問題がある。
発明の要旨
従って、本発明の目的は、UWB受信器を提供することである。
又、本発明の目的は、簡単で、コンパクトで、低コストで且つ高感度のUWB受信器を提供することである。
本発明の別の目的は、高い繰返数、低いピーク電力のUWB受信器を提供することである。
本発明は、好ましい差動実施形態と、別のシングルエンド実施形態とを有するUWB受信器に関する。いずれの実施形態も、電圧モード又は電流モードで動作するように構成される。差動の実施形態の場合には、正及び負の入力が差動増幅器へ共通にストローブされる。ストローブパルス巾は、一般に、ストローブパルス繰り返しインターバルの非常に小さな部分である。共通のシングルエンドのパルス発生器により駆動される２つの積分シングルエンドサンプル装置の出力は、差動増幅器へ入力される。シングルエンドの実施形態では、単一ストローブ入力のみが増幅器へ付与される。サンプル装置は、10,000個までのパルスを積分し即ち平均化し、高い感度を得ると共に、非相関信号を良好に除去する。
本発明は、UWB信号を受信するように特に構成された受信器に関する。これは、簡単で、コンパクトで、低コスト（−＄10）で且つ高感度（−１マイクロボルト）である。更に、高い繰返数（＞10MHz）で動作し且つ優れたシステムノイズ除去性能を有している。
UWB受信器の付加的な特徴は、２つ以上のアンテナ間の信号の差を検出し、アンテナアレーを用いてシステムを簡単化することである。この特徴は、ネットワーク分析器のためのマイクロ波方向検出器にも使用される。
本発明は、主として、高繰返数、低ピーク電力のUWBシステムに意図されたものである。高繰返数システムは、ピーク電力レベルを低い実際的なレベルに保持しながら、実質的な平均送信電力レベルを発生するように使用できる。ランダム型もしくはディザ型のパルス繰り返しインターバル（PRI）と組み合わせたときには、UWB放射スペクトルを、熱的ノイズに似た点まで拡散し、障害を減少する助けとすることができる。本発明の高い感度は、多くの消費者向け用途において、FCC、OSHA及びEPAの認定を保証する電力レベルである１マイクロワット未満に平均送信電力を減少できるようにする。
【図面の簡単な説明】
図1AないしＤは、４つの基本的なUWB受信器を示す図である。
図2Aは、差動UWB受信器のブロック図である。
図2Bは、差動UWB受信器の回路図である。
図3Aは、図２のC1及びD1の接合点における模擬積分検出電圧波形を示す図である。
図3Bは、図3Aの波形の拡大図である。
図3Cは、D1に流れる電流を示す図である。
図４は、C1及びD1の接合点における検出電圧応答を5mVの入力ステップに対して示す図である。
図５は、公知サンプル装置の回路図である。
図６は、バイアス電圧変化の除去と周波数との関係を示す図である。
図７は、２つ以上のアンテナの接続を示す回路図である。
図８は、シングルエンドUWB受信器の回路図である。
図9A及びＢは、単一の演算増幅器の受信器／アラームの電圧及び電流モード構成を示す回路図である。
好ましい実施形態の詳細な説明
４つの基本的な超広帯域（UWB）受信器が図1AないしＤに示されている。図1Aの電圧モード差動構成においては、負及び正の入力端子が直列のキャパシタ及び抵抗器C1−R1、C2−R2を経て差動増幅器Ａの正及び負の入力に接続される。入力チャンネルは、ダイオードD1、D2を経て共通にストローブされる。ストローブラインは、もし必要ならばパルス整形のためのキャパシタCsを含み、抵抗器RTにおいて終端される。C1及びC2は、電荷保持キャパシタとして働く。R1及びR2は、ストローブパルスが増幅器の入力端子に現れるのを分離すると共に、C3、C4によって接地点に分路されるのを分離する。又、並列な抵抗器及びキャパシタR3−C3、R4−C4も、各増幅器入力から接地点へ接続され、C1、C2間に発生する電圧の積分器として働く。図1Bに示す別の電流モードの差動受信器においては、正及び負の入力端子が、C1−R1、C2−R2を経、差動トランスインピーダンス増幅器として構成された付加的な演算増幅器A1、A2を経て、差動増幅器A3に接続される。漏れ電流の大きなダイオード又は高感度システムに場合には電流モードが好ましい。電圧モードにおいては、C1、C2に電圧が確立される。電流モードにおいては、C1、C2の電荷がトランスインピーダンス増幅器によって直ちに流出され、フィードバックループの積分キャパシタに蓄積される。図1C及びＤのシングルエンドの電圧及び電流モードの受信器は、増幅器Ａに接続された単一ストローブの入力ラインのみを有する。単一入力の端子は、図1CではC1−R1を経て増幅器Ａの正の入力に接続され、そして図1Dでは増幅器Ａの負の入力に接続される。増幅器Ａの他方の入力は基準として接地接続される。従って、SE構成では差動増幅器は不要である。というのは、増幅器の基準として接地点を使用できるからである。
図2Aに示された本発明の差動UWB受信器のブロック図は、２つの積分シングルエンド（SE）サンプル装置10a、10bを示しており、これらは共通のSEパルス発生器12によって駆動される。シングルエンドとは、単一入力及び出力ライン14a、ｂ及び16a、ｂを意味し、これに対して、２本のラインを用いて信号又はパルス波形を鏡像形態で搬送する差動又は平衡構造がある。SEサンプル装置10a、10bの出力は、差動増幅器（Ａ）18において結合されて、＋UWB入力と−UWB入力との間の検出された差を表す単一出力20を得る。パルス発生器12は、サンプル装置10a、10bにゲートパルスを供給する。このゲートパルスの巾は、通常、パルス繰り返しインターバル（PRI）よりも相当に短く、例えば、PRIの10−３ないし10−６である。典型的に、ゲートパルス巾は、約5psないし約5nsであり、PRIは、約100nsないし約100μｓである。多数のパルスがサンプル装置により平均化され、積分される。積分されるパルスの通常の数は、使用目的にもよるが、２ないし10,000である。
この構造体は、IF（中間周波）又は基本帯域において差動動作を実行する。差動動作の周波数は、回路部品、即ちキャパシタ及び抵抗器の値により決定される。基本帯域は、変調に等しい周波数又はインテリジェンス搬送周波数を指す。多くのUWBシステムにおいて、受信器へのUWB入力は数ギガヘルツに及び、一方、基本帯域出力は数キロヘルツに及ぶに過ぎない。
UWB周波数以外の基本帯域で差動動作を行うことは遙に容易である。差動動作は、２つの別々のアンテナからの２つのUWB信号を比較するか又はダイポールアンテナの２つの半部分からの入力を合成して広帯域のバラン変圧器の必要性を排除する。おそらく更に重要なことは、SEサンプル装置によって発生される共通電圧、例えば、バイアス電圧が差し引きされることである。
好ましい実施形態の回路図が図2Bに示されている。＋UWB及びパルス発生器の（ストローブ）入力は、送信ライン22a、22b及び24を経て回路へ送られ、これら送信ラインは、ラインの特性インピーダンスに等しい抵抗器RTによって終端される。
＋UWB入力は、ライン22a、キャパシタC1及び抵抗R1を経て第１演算増幅器（A1）26aの正入力に接続される。−UWB入力は、ライン22b、キャパシタC2及び抵抗R2を経て第２演算増幅器（A2）26bの正の入力に接続される。
キャパシタC1及びC2は、等しい値のもので、信号積分器を形成し、即ち時定数RTC1は、パルス発生器によって与えられるサンプリングゲート巾よりも実質的に大きく、そしてC1、C2の放電時間は、パルス発生器のパルス繰返数（PRI）よりも大きい。C1、C2の放電時間は、増幅器A1、A2の正の入力から＋BIAS電圧に接続された抵抗器R3及びR4を経て与えられる電流によってセットされる。R3及びR4はメガオーム範囲の典型的な値を有し、そしてC1、C2は、パルス発生器のパルス巾が0.1nsで且つPRIが１マイクロ秒の場合に典型的に0.01μＦである。
抵抗器R1、R2は、増幅器A1、A2からUWB周波数を分離する。それらの値は、RTに比して高くなければならないが、ノイズ性能を低下するほど高くてはならない。典型的な値は10Kオームである。R1、R2にA1、A2の入力キャパシタンスを乗じた積は、パルス発生器のパルス巾に比して高くなければならない。
更に、キャパシタC3、C4は、A1、A2の正の入力から接地点へと入れて分離度を改善すると共に、UWB入力からの高周波が増幅器の入力に現れて性能エラーを生じるのを防止することができる。増幅器の入力には、検出された基本帯域電圧のみが現れるようにしなければならない。
A1の出力は、直列のC5及びR5を経て第３の演算増幅器（A3）28の負の入力へ接続される。A2の出力は、A3の正の入力に接続される。A3の出力は、並列のC6、R6を経てその負の入力へ戻るように接続される。A1、A2の出力は、並列組合せC7、R7を経てそれらの負の入力に接続される。又、A1、A2の負の入力は、直列のC8及びR8を経て一緒に接続される。増幅器A1、A2及びA3は、標準的な高入力インピーダンス完全差動増幅器を形成し、即ち図2Aの差動増幅器（Ａ）18を形成する。この実施形態において、A1、A2及びA3は、テキサス・インスツルーメント社の単一チップ、部品番号TLO−74に含まれたＪ−FET入力演算増幅器である。C5−R5及びC6−R6は、各々微分回路及び積分回路として働くか、又はその組合せにおいて基本帯域バンドパスフィルタとして働く。
一対のダイオードD1、D2は、C1とR1の接合点からC2とR2の接合点へカソード対カソードで直列に接続される。パルス発生器の入力送信ライン24は、D1とD2の間の接合点へ接続される。
図2BにおいてダイオードD1、D2の極性及びそれに関連したバイアス（＋BIAS）及びゲートパルスの極性は、性能を本質的に変化させることなく逆転することができる。又、D1及びC1は、D2、C2と同様に、本質的に同じ性能で交換することができる。
本発明は、受信器として、高い感度、高い利得及び高い選択性を発揮する。高い感度は、高レベルの信号積分及び高い検出効率によって達成される。高い感度は、パルスの積分を通して余計なノイズソースを除去できるときだけ実際的となる。
高い利得は、基本帯域差動増幅器によって与えられ、これは、多くの場合に、低コストの演算増幅器で構成できる。
高い選択性は、高レベルの時間コヒレントな繰り返し信号のサンプリング及び平均化を通して達成される。更に、PRIディザ又は擬似ランダムPRI変調と組み合わせたときには、余分な信号が更に完全に「平均化除去」される。これを機能させるために、UWB受信器は、PRIが変調されるときに余分な出力を発生してはならない。市販のサンプリングオシロスコープのような公知のサンプル装置は、PRI変調に対して低い裕度を示し、即ちジッタを示し、更に、20マイクロ秒より短いPRIでは動作することができない。本発明では、最小にPRIがパルス発生器のみによって制限され、そしてPRIの変動は、差動増幅器の共通モード除去によって除去される。
図3Aは、C1とD1の接合点に現れる積分された検出電圧波形の数値シュミレーションをPRIが0.1マイクロ秒そしてパルス巾が0.2nsの状態で示している。平均バイアスレベルは100mVであるが、このレベルは、パルス発生器を適用しない状態では−500mVである。従って、平均整流されたゲートパルス発生器の信号は、−400mVである。図3Bは、平均バイアスレベルに対して拡大された図3Aの波形を示しており、C1にかかる電圧は、パルス発生器のスパイク間で上方傾斜することが明らかである。これは、図2BのR3に流れるバイアス電流によるものである。
図3Cは、パルス巾が0.2nsで、PRIが0.1マイクロ秒の場合のD1に流れる電流の時間軸拡大を示している。ダイオードの電流は、〜0.2ns間流れることが明らかであり、その巾は、C1の充電及び放電率と、付与されるパルスの巾とに関連している。
図3Aの波形は、ゲートパルス発生器の入力と信号入力との間の差の積分平均を近似する。差動増幅器又は差動増幅器の後に配置されたローパスフィルタにおいて更に平均化を行い、UWB入力が付与されないときに滑らかなレベルが生じる。
図4Aは、図3Aと同様に、C1、D1の接合点に現れる電圧の拡大を示している。時間ｔ＝０において、平均電圧は106mVであり、そして＋UWB入力に＋5mVステップが与えられる。平均値は−5mV変化する。マイナス符号が生じるのは、ゲートパルスが通った後に、UWB入力パルスがその＋5mVレベルから0.0Vへ復帰し、C1、D1の電圧を負に駆動するからである。この検出器は、UWB入力から検出出力への電圧大きさ伝達効率が約100％である。
公知のサンプル装置は、電圧伝達効率が非常に低い。図５は、ストローブ送信ラインT1、T2の平衡対により駆動される公知のサンプル装置を示している。T1及びT2のパルスによって４つのダイオード全部が導通状態に駆動されたときには、ソースインピーダンスＺ及びダイオード抵抗値Rdに組み合わされたT1、T2のインピーダンスの分路効果により、ホールドキャパシタCHOLDを充電するための入力電圧の伝達に電圧分割を生じる。その正味効率は、−25％である。検出後のノイズは、全ノイズを左右するので、検出効率が低いことは、弱い信号において信号対雑音比が悪いことを意味する。
対称的に、図2BのC1、D1の接合点に見られる電圧は、UWB入力がないときには、C2、D2の接合点にも見られる。これらの電圧が等しい場合には、差動増幅器によりそれらの差がゼロとなる。従って、PRI変動、ゲートパルス振幅又は巾の変動、及びバイアス電源の変動により生じる検出電圧の変動は除去される。
図６は、C1、C2の値が１％ミスマッチングする場合のバイアス電圧除去と周波数を示している。全ての部品が完全にマッチングする場合には、除去は差動増幅器の共通モード除去比、典型的に100dBによって制限される。実際には完全な回路の場合に40dBの除去が典型的である。これに対し、例えば、図５に示す公知のサンプル装置に見られるような最良の広帯域バランは、ゲートパルス変動の20dBの除去しか生じない。バイアス及びゲートパルス変動の除去は１マイクロボルト程度のUWB入力パルスを検出するときに非常に重要ともなる。除去が20dBに過ぎない状態では、10マイクロボルトのバイアス変動が、１マイクロボルトのUWB信号入力として現れる。
本発明のトポロジーは、差動動作の利点を保持しながら簡単な信号合成を行うことに適している。この特徴は、合成ビーム形成及び像形成レーダのためのアンテナアレーシステムに使用できる。
各入力＋UWB、−UWBはアンテナの供給ラインに接続されるので、単一ダイポールアンテナの２つの半部分を合成するのに差動構成が理想的である。通常のUWBアンテナは、テーパ付けされたスロットアンテナであり、これは、バランスを維持し、ひいては、供給ラインの放射又はピックアップを回避するために広帯域バラン変圧器を経て同軸送信ラインに一般的に接続しなければならない２つの半部分を有している。本発明は、＋UWB、−UWB入力を２つの同軸ケーブルを経て２つの半部分に接続することにより、或いは理想的には、アンテナ及びUWB受信器を共通配置しそして同軸ケーブルに代わって２つのダイポール半部分を２つの受信器入力に直接接続することにより、広帯域バランの必要性を排除する。バランは、本発明によって与えられる広い帯域巾及び高レベルのバランスで実現することが現在不可能である。
図７は、共通のパルス発生器から駆動される付加的なSE検出器を用いて３つ以上のアンテナを接続する簡単な構成を示している。３つのチャンネル30a、ｂ、ｃが示されており、チャンネル30aは基準チャンネル（REF）又はUWB  CH0であり、そしてチャンネル30b、ｃは、UWB  CH1及びCH2である。各チャンネルは、各アンテナ32a、ｂ、ｃ（ANT.0、１、２）に接続される。各チャンネルは、抵抗器RTで終端された入力送信ライン34a、ｂ、ｃを有している。各入力ライン34a、ｂ、ｃは、直列キャパシタC1及び抵抗器R1を経て演算増幅器36a、ｂ、ｃの正の入力に接続される。増幅器36a、ｂ、ｃの正の入力は、抵抗器R2を経て＋BIAS電圧にも接続される。各チャンネルにおけるC1とR1との間の接合点は、ダイオードD1を経てゲートパルス入力ライン38に接続される。各増幅器36a、ｂ、ｃの出力は、抵抗器R3を経て増幅器の負の入力に戻るよう接続される。増幅器36aの負の入力は、基本帯域加算ライン40にも接続され、一方、増幅器36b、ｃの負の入力は、直列の抵抗器R4及びキャパシタC2により表されたインピーダンスを経てライン40に接続される。ある場合には、キャパシタC2を省略することができる。３つのチャンネルが示されているが、付加的なチャンネルを同様に追加することができる。テスト及び数値のシュミレーションにより、振幅が数ボルトの50オームゲートパルス発生器で−10SE検出器を駆動できることが示された。より大きな振幅で、より多くの検出器を駆動することができる。この技術は、種々のUWBアンテナ入力の和及び差を出力として与える。これは、バイアス及びゲートパルス変動の大きな除去性を維持しつつ、図２の多数の実施形態を簡単化する。
図2Bに示された−UWB入力及びその関連回路を削除して、図８に示すSE検出器を形成することができる。この回路は、図2Bと同じであるが、増幅器26bに対する増幅器26a及び28の接続は、接地への接続と置き換えられている。一般的なSE電圧及び電流モード構成が図1c、ｄに示されている。この構成は、非ディザ型の高信号レベル用途に使用できる。主たる制約は、ゲートパルス発生器の巾、振幅及びPRIの変動が、検出されたUWB信号出力に重畳されることである。しかし、SE構成は、短距離のUWBレーダ隠れ物体探知機のような非常に低コストのセンサに適用できる。
図9aに示すように、15インチワイヤアンテナに接続された単一の演算増幅器、例えば、TLC27L2で受信器／アラーム回路が形成される。74HC04  CMOSインバータからダイオード1N5711を経て入力チャンネルにゲートパルスが付与される。典型的なゲートパルスは、1V、2ns巾である。それに対応する電流モード回路が図9Bに示されている。
本発明は、インパルスレーダに広く利用できる。特定の用途としては、距離、運動及び速度についての安全アラーム及び自動車衝突感知、ロボット制御及び流体レベル感知、医療用像形成、表面下像形成、非破壊評価（NDE）及び保安用像形成が含まれる。
本発明に基づくUWB運動センサが、参考としてここに取り上げる「超広帯域レーダ運動センサ（Ultra−Wideband Rader Motion Sensors）」と題する米国特許出願（IL−9092、RL−12,055、Ｓ−77,732）に開示されている。
本発明は、優れた拡散スペクトル通信受信器を提供する。その高い検出効率により、公知のサンプル装置とは異なり、低いノイズ指数が生じると共に、インパルス拡散スペクトルシステムの本質的な特徴である変調PRIにより生じる収差を排除する。インパルス分散スペクトルシステムの一例は、非常に多数のチャンネルを直接的にデジタル又は時間ドメインでチャンネル選択し、従って、より多くのスペクトル使用を開放すると同時に盗聴をほぼ不可能にするようなコードレス電話である。
本発明は、変圧器もバランスも必要としないので、モノリシック集積に適している。本発明は、単一チップの低コストインパルスレーダ及び拡散スペクトル通信を促進する助けとなる。
本発明の範囲から逸脱せずに上記実施形態において変更や修正をなすことができるから、本発明は、請求の範囲のみによって限定されるものとする。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図７】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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