【事件の表示】
　特願２００２−２２０５８９「同期モータの制御装置およびこれを用いた機器」拒絶査定不服審判事件〔平成１６年２月２６日出願公開，特開２００４−６４９０３〕について，次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は，成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯　
　本願は，平成１４年７月３０日に特許出願されたものであって，拒絶理由通知に応答して平成１９年１月１２日付けの手続補正書により明細書の特許請求の範囲の補正がなされたが，同年１０月３１日付けで拒絶査定がなされ，これに対し，同年１２月６日付けで拒絶査定不服審判が請求されるとともに，同年１２月２１日付けの手続補正書により明細書の特許請求の範囲の補正（以下，「本件補正」という。）がなされたものである。
　
２．本件補正についての補正却下の決定　
［結論］
　本件補正を却下する。
　
［理由］
（１）本件補正後の本願発明　
　本件補正により，特許請求の範囲の請求項１は，
「直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と，指令速度に従って制御処理を行う制御回路と，前記インバータ回路を駆動するドライバと，前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において，
　前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と，該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて，前記ＰＷＭ信号に同期して，キャリア半周期期間内
に一定の時間間隔
し
　
前記第１の直流電流情報と，前記第２の直流電流情報とが，異なる相の電流情報であ
と補正された。
　
　本件補正により，補正前の請求項１に係る発明に，発明を特定するために必要な事項（以下，「発明特定事項」という。）として記載されたキャリア半周期期間内で行われるアナログデジタル変換について，「一定の時間間隔」で行われると限定され，以下同様に，「第１の直流電流情報」と「第２の直流電流情報」とについて，これらが「異なる相の電流情報である」と限定された。
　したがって，本件補正は，平成１４年法律第２４号改正附則第２条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項第２号に規定された特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
　
　そこで，本件補正後の請求項１に係る発明（以下，「本願補正発明」という。）が，特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）について以下に検討する。
　
（２）引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された本願出願前に頒布された刊行物である
　　特開２００２−９５２６３号公報（以下，「引用例」という。）
には，図面とともに次の事項が記載されている。
　
・「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，瞬時電流制御を行うことにより，モータを駆動するインバータ装置および制御方法，このインバータ装置により駆動される圧縮機駆動装置およびこのインバータ装置を搭載した冷凍・空調装置に関する。」
　
・「【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来技術では，直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を検出するための電流検出手段，例えば直流電流トランスおよび電流検出回路などが最低２相分必要となるため，電流検出手段が複雑で大きくかつ高コストとなる。一般に，家庭用電化製品などに搭載されるインバータは小型化，低コスト化が望まれており，可能な限り簡単な構成にすることが望ましい。」
　
・「【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載のインバータ装置は，直流電力を供給する直流電源と，複数のスイッチング素子から構成され，直流電源に接続されたインバータ主回路と，直流電源と前記インバータ主回路との間に接続され，瞬時電流を検出する１つの電流検出手段と，１つの電流検出手段により検出される瞬時電流をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と，を備え，ＰＷＭ信号の１キャリア周期中に少なくとも２回の瞬時電流を検出するようにしたものである。」
　
・「【００２８】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１を表すインバータの構成図である。図において，１は直流電源部，２はインバータ，３ａはインバータ２内に構成されるＵ相上側スイッチング素子，３ｂはＶ相上側スイッチング素子，３ｃはＷ相上側スイッチング素子，３ｄはＵ相下側スイッチング素子，３ｅはＶ相下側スイッチング素子，３ｆはＷ相下側スイッチング素子，４ａ〜４ｆはスイッチング素子３ａ〜３ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード，５は複数のスイッチング素子３ａ〜３ｆおよび複数の還流ダイオード４ａ〜４ｆにより構成されるインバータ主回路，６は直流ブラシレスモータ，７はインバータの直流部を流れる電流を検出する電流検出手段である。
【００２９】８はインバータ主回路５内のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段，９はインバータ制御手段８内に設けられ，スイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段，１０Ａはインバータ制御手段８内に設けられ，電流検出手段７により検出された瞬時電流情報をもとに，直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流を演算により求める相瞬時電流演算手段である。
【００３０】１０Ｂは相電流演算手段により演算された２相の電流をもとに３相分の電流を演算により求める３相電流演算手段，１１は３相電流演算手段よりの３相分の電流をもとにモータを駆動するための出力電圧指令値を演算により求める電圧指令値演算手段，１２は電圧指令値演算手段１１により求められた電圧指令値をもとに出力電圧ベクトルを演算する出力電圧ベクトル演算手段，１２Ａは出力電圧ベクトル演算手段により求められた出力電圧ベクトルよりスイッチング素子のＯＮ時間タイマ値を演算により求めるタイマ値演算手段である。３０はＰＷＭ信号のキャリアを発生させるキャリア生成手段，３１はキャリア生成手段３０より発生したキャリアの情報をもとに現在１キャリア周期のうちの前半なのか，あるいは後半なのかを判断するキャリア前・後半判断手段である。」
　
・「【００３４】また，Ｖ０〜Ｖ７は出力電圧ベクトル演算手段１２により出力される電圧ベクトルであり，図３，図４を用いて説明する。図３はインバータの出力するベクトルパターンを示す説明図である。図において，Ｖ４はＵ相に電圧を印加する状態，Ｖ３はＷ相とＶ相に電圧を印加する状態，Ｖ２はＶ相へ電圧を印加する状態，Ｖ５はＵ相とＷ相に電圧を印加する状態，Ｖ１はＷ相に電圧を印加する状態，Ｖ６はＵ相とＶ相に電圧を印加する状態を表す。また，Ｖ０，Ｖ７はゼロベクトルであり，Ｖ０はどの相にも電圧を印加しない状態で，Ｖ７はＵ相，Ｖ相，Ｗ相に電圧を印加する状態であり，Ｖ０，Ｖ７とも相関に電圧は発生しない。」
　
・「【００４４】次に，２つのゼロベクトル発生タイミングの所定時間前に電流検出手段７の電流サンプリング時刻を同期させることで，1キャリア周期内に発生するゼロベクトルＶ０，Ｖ７以外のベクトルの時に発生する２つの直流瞬時電流Ｉｄｃを検出することが可能となる。図２ではキャリア周期の前半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ６のときに，また，キャリア周期の後半ではインバータの出力するベクトルパターンがびＶ４のときにそれぞれ直流瞬時電流情報を検出することができる。
【００４５】ここで，所定時間とは，ゼロベクトルが発生する前に発生する電圧ベクトルのうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルが発生する発生時間よりも短い時間を表している。この所定時間は，図２においてはキャリア前半のゼロベクトルＶ０の発生前の電圧ベクトルＶ４およびキャリア後半のゼロベクトルＶ７の発生前の電圧ベクトルＶ６のうちの発生時間の短い方の電圧ベクトルであるＶ４の発生している時間よりも短い時間を表す。ここで，所定時間をＶ４の発生している時間よりも短い時間に設定したのは，所定時間がＶ４の発生している時間よりも長ければ，たとえば図２の場合には１キャリア周期の前半と後半で同一の電圧ベクトル（Ｖ６）のときあるいはゼロベクトル（Ｖ０，Ｖ７）のときに瞬時電流を検出することになり，ゼロベクトルでない異なる電圧ベクトルのときの瞬時電流を検出できなくなり，３相分の電流を推定できなくなるためである。また，瞬時電流サンプリング間隔はキャリアの半周期と同じ時間間隔に設定されている。
【００４６】ここで，得られた２つの直流瞬時電流と，直流瞬時電流をサンプリングしたタイミングにインバータが出力していたベクトルパターンとから，直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流がどの相のものかを図８より求めることができる。」
　
・「【００４８】ベクトルパターンがＶ０，Ｖ７のゼロベクトル時は，Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上側スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃが全てオン，あるいはＵ，Ｖ，Ｗ相の下側スイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆが全てオフとなるため直流電源部１に電流が流れない。したがって，電流検出手段７では相電流を検出できないため，ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を発生する直前に同期させて直流瞬時電流のサンプリングを行うようにしている。ただし，電流サンプリングのタイミングが自由に設定でき，ゼロベクトルでないベクトル時にサンプリングすることが可能なマイコンなどの手段を使用すれば，ゼロベクトル発生直前にサンプリングを行う必要はなく，ゼロベクトルでない２つのベクトルのときであればサンプリングをいつ行っても良い。」
　
・「【００５３】まず，電流検出手段７により検出された電流値をＡ／Ｄ変換手段（図示せず）によりデジタル値に変換した直後，キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１により，キャリア周期の前半か後半かを判断する。キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が前半であった場合，キャリア前半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ２においてＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ１を検出する。
【００５４】相電流演算ステップＳＴ３では，ＳＴ２で得られた直流電流値Ｉｄｃ１により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれかに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より，電圧ベクトルがＶａ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。ここで，図８はインバータ出力ベクトルと得られる相電流の関係を表した図であり，インバータの出力する電圧ベクトルがＶａ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのどれか１つ）のときの検出した直流電流Ｉｄｃから得ることのできる電流情報がどの相のものに相当するかを知ることができる。
【００５５】また，キャリア前後半判断処理ステップＳＴ１の結果が後半であった場合，キャリア後半処理における直流電流検出処理ステップＳＴ１０においてＡ／Ｄ変換手段によりディジタル値に変換された電流値Ｉｄｃ２を検出する。
【００５６】そして，相電流演算ステップＳＴ１１では，ＳＴ１０で得られた直流電流値Ｉｄｃ２により得ることのできる相電流をＰＷＭ信号発生ステップＳＴ８において出力済の電圧ベクトルＶｂ（Ｖ０〜Ｖ７のうちのＶａとは異なるどれか１つに相当）に基づいて図８に示したインバータ出力ベクトルと相電流の関係より，電圧ベクトルがＶｂ時の検出可能な相電流情報より所定の１相の電流を求める。そして，ＳＴ３およびＳＴ１１で得られた２相分の電流を用いて，ＳＴ４にて直流ブラシレスモータ６の３相分の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により求める。」
　
・「【００５７】電圧指令値演算処理ステップＳＴ５では，求められた直流ブラシレスモータ６の３相分電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗより，ＤＣブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値Ｖｕ＊， Ｖｖ＊， Ｖｗ＊を演算により求める。出力電圧ベクトル演算処理ステップＳＴ６では，ＳＴ５で求められた出力電圧指令値Ｖｕ＊， Ｖｖ＊， Ｖｗ＊より出力電圧ベクトルＶｘ＊を演算により求める。タイマ値演算ステップＳＴ７では，ＳＴ６で求められた出力電圧ベクトルＶｘ＊より各相の上側スイッチング素子のオン時間タイマ値Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを演算により求める。ＰＷＭ発生手段ＳＴ８では，三角波変調比較用基準信号とＳＴ７で求められた各相のオン時間タイマ値Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗとを比較し，各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオン・オフ制御のためのＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをもとめる。」
　
・「【００６２】以上より，1つの電流検出手段で，1キャリア周期中に直流ブラシレスモータに流入する相瞬時電流を少なくとも２回（２つ）検出することによって，構造が簡単でしかも検出装置の数を減らすことができるため信頼性の高いインバータ装置が得られる。さらに，２つの相瞬時電流のうちゼロベクトルでない異なる２つの相瞬時電流を検出し，２相分の相瞬時電流を演算し，その２相分の瞬時電流より演算（２相の瞬時電流の和の符号を反転させる）することにより，２相以外の他相の瞬時電流を求めることが可能となる。したがって，1つの電流検出手段による簡単構成で３相分の瞬時電流を求めることができるので，構成が簡単で電流検出手段を２つ以上備えたインバータ装置と同等以上の信頼性を有する低コストなインバータ装置が得られる。」
　
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると，引用例には以下の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されている。
　
「直流電源部１から供給される直流電力を複数のスイッチング素子３ａ〜３ｆによってＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加する電圧に変換して直流ブラシレスモータ６を駆動するＰＷＭ信号が入力されるインバータ主回路５と，電圧指令値演算処理などを行うとともにスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段８と，インバータの直流部を流れる瞬時電流Ｉｄｃを検出する電流検出手段７とを具備した直流ブラシレスモータ６のインバータ２において，
　前記インバータ制御手段８がスイッチング素子のＯＮ時間タイマ値を演算により求めるタイマ値演算手段１２Ａと演算されたタイマ値に基づいてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段９と，出力電圧ベクトルのゼロベクトルに同期して，前記検出した瞬時電流Ｉｄｃをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段とを備えていて，前記出力電圧ベクトルのゼロベクトルに同期して，１キャリア周期中にキャリアの半周期と同じ時間間隔でＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換する直流電流検出処理ステップＳＴ２と直流電流検出処理ステップＳＴ１０とを行い，該デジタル値に変換した電流値Ｉｄｃ１と，電流値Ｉｄｃ２とを基に前記直流ブラシレスモータ６の３相分の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により求めて直流ブラシレスモータ６を制御し，
　前記電流値Ｉｄｃ１と，前記電流値Ｉｄｃ２とが，異なる相の電流値である直流ブラシレスモータのインバータ。」
　
（３）対比　
　本願補正発明と引用発明とを対比すると，後者における「直流電源部１から供給される直流電力」は「直流電圧」に相当し，以下同様に，
　・「複数のスイッチング素子３ａ〜３ｆ」は「複数の電力半導体スイッチング素子」に，
　・「Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に印加する電圧」は「３相交流電圧」に，
　・「直流ブラシレスモータ６」は「同期モータ」に，
　・「ＰＷＭ信号が入力されるインバータ主回路５」は「ＰＷＭ制御型インバータ回路」に，
それぞれ相当する。
　また，後者の「電圧指令値演算処理など」が前者の「制御処理」に相当することから，後者の「電圧指令値演算処理などを行うとともにスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン・オフ制御するインバータ制御手段８」と前者の「指令速度に従って制御処理を行う制御回路と，インバータ回路を駆動するドライバ」とは，「制御処理を行う制御回路と，インバータ回路を駆動するドライバ」との概念において共通し，
　・後者の「インバータの直流部を流れる瞬時電流Ｉｄｃ」は前者の「インバータ回路に流れる直流電流」に相当し，以下同様に，
　・「電流検出手段７」は「直流電流検出器」に，
　・「インバータ２」は「制御装置」に，
　・「スイッチング素子のＯＮ時間タイマ値を演算により求めるタイマ値演算手段１２Ａと演算されたタイマ値に基づいてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段９」は「ＰＷＭ信号を作成するタイマ回路」に，
それぞれ相当する。
　さらに，本願明細書の段落【００２５】の「ＡＤ変換値８ａの検出タイミングは，ＡＤ起動時間決定部１１で通電モード情報１９ａに従って決定される。」との記載から，前者の「ＰＷＭ信号に同期」とは「通電モードに同期」することを意味すると解され，また，後者の「ゼロベクトル」は，引用例１の【図２】の記載から電流値Ｉｄｃの通電モードのうちベクトルパターンＶ０及びＶ７に対応する通電モードに対応することから，後者の「出力電圧ベクトルのゼロベクトルに同期」は前者の「ＰＷＭ信号に同期」に相当する。
　加えて，後者の「検出した瞬時電流Ｉｄｃをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段」は前者の「検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部」に相当し，
　・後者の「Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換する直流電流検出処理ステップＳＴ２」は前者の「第１のアナログデジタル変換」に相当し，後者の「Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換する・・・直流電流検出処理ステップＳＴ１０」は前者の「第２のアナログデジタル変換」に相当することから，後者の「出力電圧ベクトルのゼロベクトルに同期して，１キャリア周期中にキャリアの半周期と同じ時間間隔でＡ／Ｄ変換手段によりデジタル値に変換する直流電流検出処理ステップＳＴ２と直流電流検出処理ステップＳＴ１０とを行」う態様と前者の「ＰＷＭ信号に同期して，キャリア半周期期間内に一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行」う態様とは，「ＰＷＭ信号に同期して，キャリア周期と所定の関係がある周期期間内に一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行」う態様において共通し，
　・後者の「デジタル値に変換した」は前者の「アナログデジタル変換した」に相当し，
　・後者の「電流値Ｉｄｃ１」は前者の「第１の直流電流情報」に相当し，
　・後者の「電流値Ｉｄｃ２」は前者の「第２の直流電流情報」に相当し，
　・後者の「直流ブラシレスモータ６の３相分の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算により求めて直流ブラシレスモータ６を制御」する態様は前者の「インバータの出力電流を再現して同期モータを制御」する態様に相当し，
　・後者の「電流値Ｉｄｃ１と，電流値Ｉｄｃ２とが，異なる相の電流値である」ことは前者の「第１の直流電流情報と，第２の直流電流情報とが，異なる相の電流情報であること」に相当する。
　
　してみると，両発明の一致点及び相違点は以下のとおりである。
　
［一致点］
「直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と，制御処理を行う制御回路と，前記インバータ回路を駆動するドライバと，インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において，
　前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と，該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて，前記ＰＷＭ信号に同期して，キャリア周期と所定の関係がある周期期間内に一定の時間間隔で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い，該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と，第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御し，
　前記第１の直流電流情報と，前記第２の直流電流情報とが，異なる相の電流情報である同期モータの制御装置。」
　
［相違点１］
　「制御回路」で行われる制御処理に関して，本願補正発明では「指令速度に従って」と特定されているのに対して，引用発明ではこのような特定がない点。
　
［相違点２］
　「キャリア周期と所定の関係がある周期期間内」に関し，本願補正発明では「キャリア半周期期間内」とされているのに対して，引用発明では「１キャリア周期中」とされている点。
　
（４）判断　
　上記各相違点について以下に検討する。
　
（ア）［相違点１］について
　インバータで駆動される同期モータの技術分野において，「指令速度に従って」制御を行う技術は，例えば，引用例の段落【００８１】に「速度比較手段５０では，速度・位置推測手段５５より求められた回転子１６の回転速度ｆと予め外部より与えられている（インバータ装置を搭載する装置の制御装置などからあらかじめ与えられる）回転速度指令値ｆ＊とを比較し（以下略）・・・」と記載され，図面【図１３】に符号２１で示される電圧指令演算手段へ「ｆ＊」が入力される様子が記載されるように，周知技術である。
　してみると，引用発明に上記周知技術を適用して，上記相違点１に係る本願補正発明の構成とすることは，当業者が容易に想到し得た事項である。
　
（イ）［相違点２］について
　本願補正発明において，直流電流を検出するタイミングを「キャリア半周期期間内」とする技術的意義は，本願明細書の段落【００２９】の記載を参酌すると，できるだけ近いタイミングで異なる相の電流情報を検出することにあると認められる。
　引用例の図面【図２】において，異なる２つの相電流が検出可能なタイミングは，出力電圧ベクトルがゼロベクトル（Ｖ０又はＶ７）ではないＶ４のタイミングとＶ６のタイミングであり，このＶ４とＶ６との各々タイミングでインバータの直流部を流れる瞬時電流Ｉｄｃを検出する手法は，出力電圧ベクトルが「Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０」の順に遷移することからして，
　(A) 相互に隣接するＶ４とＶ６のタイミングで検出する，
　(B) 相互にゼロベクトルＶ０又はＶ７を挟むＶ４とＶ６のタイミングで
　　　検出する，
の二者択一となることは，同図の記載から明らかである。
　そして，引用発明は，引用例の段落【００４１】の「ベクトルパターンがＶ０，Ｖ７のゼロベクトル時は，Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上側スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃが全てオン，あるいはＵ，Ｖ，Ｗ相の下側スイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆが全てオフとなるため直流電源部１に電流が流れない。したがって，電流検出手段７では相電流を検出できないため，ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を発生する直前に同期させて直流瞬時電流のサンプリングを行うようにしている。」との記載から，ゼロベクトルＶ０及びＶ７のタイミングで電流検出を行ってしまうことを回避することを最優先事項として，上記(B)の手法を採用していると解される。
　一方，引用例の段落【００４１】には「電流サンプリングのタイミングが自由に設定でき，ゼロベクトルでないベクトル時にサンプリングすることが可能なマイコンなどの手段を使用すれば，ゼロベクトル発生直前にサンプリングを行う必要はなく，ゼロベクトルでない２つのベクトルのときであればサンプリングをいつ行っても良い。」と記載されていることから，上記(A)の手法を採用することについても示唆されているといえる。
　そして，引用例の【図１６】に記載されるような２相分の相電流を２つの電流検出手段７ａ，７ｂにより直接検出する従来技術において，段落【０００９】に「このタイミングで，電流検出手段７ａおよび７ｂにより直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流の２相分を検出する。」と記載されるように，相電流の検出は本来同じタイミングで行うべきものであるところ，引用発明のように相電流を同じタイミングで検出できない場合に，できるだけ近いタイミングで検出することが望まれることは技術常識である。
　してみると，上記相違点２に係る本願補正発明の構成は，ゼロベクトルＶ０及びＶ７のタイミングで電流検出を行ってしまうことを回避することよりも，相電流をできるだけ近いタイミングで検出することを優先事項として，上記(A)の手法を採用したものに過ぎず，当業者が容易に想到し得た事項である。
（参考：現に，前置報告書で引用された特開２００２−８４７６０号公報の図面【図３】にも，上記(A)の手法を採用することが開示されている。）
　
　また，本願補正発明の全体構成により奏される作用・効果は，引用発明，上記技術常識及び上記周知技術から，当業者が予測できた範囲内のものである。
　
　よって，本願補正発明は，引用発明，上記技術常識及び上記周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである
　
（５）本件補正の適否の検討
　以上のとおり，本願補正発明は，引用発明，上記技術常識及び上記周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により，特許出願の際独立して特許を受けることができるものではない。
　
（６）むすび
　したがって，本件補正は，平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するので，同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
３．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので，本願の請求項１に係る発明（以下，「本願発明」という。）は，平成１９年１月１２日付けの手続補正書により補正された明細書の特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される次のとおりのものと認める。
　
「直流電圧を複数の電力半導体スイッチング素子によって３相交流電圧に変換して同期モータを駆動するＰＷＭ制御型インバータ回路と，指令速度に従って制御処理を行う制御回路と，前記インバータ回路を駆動するドライバと，前記インバータ回路に流れる直流電流を検出する直流電流検出器とを具備した同期モータの制御装置において，
　前記制御回路がＰＷＭ信号を作成するタイマ回路と，該ＰＷＭ信号に同期して前記検出した直流電流をアナログデジタル変換するＡＤ変換部とを備えていて，
　前記ＰＷＭ信号に同期して，キャリア半周期期間内で第１のアナログデジタル変換と第２のアナログデジタル変換とを行い，該アナログデジタル変換した第１の直流電流情報と，第２の直流電流情報とを基に前記インバータの出力電流を再現して同期モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。」
　
４．引用例
　原査定の拒絶の理由に引用された引用例及びその記載事項は，上記２．［理由］（２）に記載したとおりである。
　
５．対比・判断
　本願発明は，上記２．で検討した本願補正発明の発明特定事項として記載されたキャリア半周期期間内で行われるアナログデジタル変換について，「一定の時間間隔」で行われるとの限定を削除し，以下同様に，「第１の直流電流情報」と「第２の直流電流情報」とについて，これらが「異なる相の電流情報である」との限定を削除したものに相当する。
　
　そうすると，本願発明の発明特定事項を全て含み，更に他の発明特定事項を付加したものに相当する本願補正発明が，前記２．［理由］（４）に記載したとおり，引用発明，上記技術常識及び上記周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，本願発明も，同様な理由により，これらに基づいて当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
６．むすび
　以上のとおり，本願発明は，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである。
　したがって，その余の請求項について論及するまでもなく，本願は拒絶すべきものである。
　よって，結論のとおり審決する。