(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をベースバンド帯域の信号に変換する変換手段と、
前記変換手段から出力されたベースバンド帯域の信号を拡散符号のチップ速度の２倍以上の周波数のサンプリングクロックに応じてサンプリングしてデジタル信号を出力するサンプリング手段と、
前記サンプリング手段から出力されたデジタル信号と所定の拡散符号との相関演算を行う相関手段と、
前記相関手段の出力に応じて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックを制御する制御手段と、
前記サンプリング手段から出力されたデジタル信号を間引く間引き手段と、
前記間引き手段により間引かれたデジタル信号から、複数の拡散符号との相関に応じて、データ判定を行う判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム通信装置。
【請求項２】
前記変換手段は、受信信号を、互いに直交した２つのベースバンド帯域の信号に変換することを特徴とする請求項１のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項３】
前記サンプリング手段は、前記互いに直交した２つのベースバンド帯域の信号の夫々をサンプリングクロックに応じてサンプリングして２つのデジタル信号を出力することを特徴とする請求項２のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項４】
前記相関手段は、前記サンプリング手段から出力された２つのデジタル信号と所定の拡散符号との相関演算を行うことを特徴とする請求項３のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記相関手段から出力された２つのデジタル信号と所定の拡散符号の相関出力を合成する合成手段を有し、２つの相関出力を合成する前記合成手段の合成出力に応じて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックを制御することを特徴とする請求項４のスペクトラム拡散通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は符号分割多重された信号を受信するスペクトラム拡散通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散通信方式は、伝送するディジタル信号のベースバンド信号から、擬似雑音符号（ＰＮ符号）等の拡散符号系列を用いて、元データに比べてきわめて広い帯域幅を持つベースバンド信号を生成する。さらに、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）等の変調を行い、ＲＦ（無線周波数）信号に変換して伝送する。受信側では、送信側と同一の拡散符号を用いて受信信号との相関をとる逆拡散を行って受信信号を元データに対応した帯域幅を持つ狭帯域信号に変換する。続いて通常のデータ復調を行い、元データを再生する。
【０００３】
このように、スペクトラム拡散通信方式では、情報帯域幅に対し送信帯域幅が極めて広いので、送信帯域幅が一定の条件下では、通常の狭帯域変調方式に比べ非常に低い伝送速度しか実現できない。この問題点を解決するために符号分割多重化という方法が存在する。この方式では、高速の情報信号を低速の並列データに変換し、それぞれ異なる拡散符号系列で拡散変調して加算した後にＲＦ信号に変換して伝送を行うことにより、拡散変調の拡散率を下げること無しに送信帯域幅一定の条件下で高速データ伝送が実現される。
【０００４】
図３１にこの方式の送信機構成を示す。入力されたデータは直並列変換器３０１にてｎ個の並列データに変換される。変換された各データはｎ個の乗算器群３０２−１〜３０２−ｎにおいて拡散符号発生器３０３のｎ個のそれぞれ異なる拡散符号出力と乗算されｎチャネルの広帯域拡散信号に変換される。次に、各乗算器の出力は加算器３０４にて加算され、高周波段３０５に出力される。高周波段３０５で該加算されたベースバンド広帯域拡散信号は適当な中心周波数を持つ送信周波数信号に変換され、送信アンテナ３０６より送信される。
【０００５】
図３２に受信機の構成を示す。空中線４０１にて受信された信号は、高周波信号処理部４０２にて適当にフィルタリング及び増幅され、中間周波信号に変換される。該中間周波信号はｎ個の並列に接続された各拡散符号に対応するチャネルに分配される。各チャネルでは入力信号は、相関器群４０３−１〜ｎにおいてそのチャネルに対応した拡散符号発生器群４０４−１〜ｎの出力と相関検出され逆拡散がなされる。該逆拡散信号は同期回路群４０５−１〜ｎにて各チャネル毎に同期が確立され各拡散符号発生器の符号位相及びクロックを一致させる。該逆拡散信号はまた復調器群４０６−１〜ｎにて復調されデータが再生される。続いてこの再生データは並直列変換器４０７で直列データに変換され元の情報が再生されることとなる。
【０００６】
【発明が解決しようとしている課題】
しかしながら、上記従来例においては各復調チャネルの相関器は中間周波段で動作しているので、回路規模が非常に大きくなってしまうという欠点があった。
【０００７】
本発明の目的は、符号分割多重されたスペクトラム拡散信号を受信するための構成を小型化することにある。
【０００８】
又、本発明の他の目的は、符号分割多重されたスペクトラム拡散信号を正確に受信することにある。
【０００９】
又、本発明の他の目的は、符号分割多重されたスペクトラム拡散信号の同期を正確に合わせることにある。
【００１０】
又、本発明の他の目的は、高速通信を実現することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、この課題を解決するために、受信信号をベースバンド帯域の信号に変換する変換手段と、前記変換手段から出力されたベースバンド帯域の信号を拡散符号のチップ速度の２倍以上の周波数のサンプリングクロックに応じてサンプリングしてデジタル信号を出力するサンプリング手段と、前記サンプリング手段から出力されたデジタル信号と所定の拡散符号との相関演算を行う相関手段と、前記相関手段の出力に応じて、前記サンプリング手段のサンプリングクロックを制御する制御手段と、前記サンプリング手段から出力されたデジタル信号を間引く間引き手段と、前記間引き手段により間引かれたデジタル信号から、複数の拡散符号との相関に応じて、データ判定を行う判定手段とを有することを特徴とするスペクトラム通信装置を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１実施形態の構成を表す構成図を示す。同図に於て、１はアンテナ、２はアンテナ１にて受信した信号を高周波段にて信号処理する高周波信号処理部、４Ｂは送信側の符号とクロックに対する同期を捕捉し維持する同期回路及び、符号同期信号及びクロック信号によりｎ個のデータ復調用拡散符号および同期用拡散符号を発生する符号発生器、６Ａは受信信号を準ベースバンド信号に変換する準ベースバンド変換回路、７Ａは準ベースバンド変換回路６Ａから出力される準ベースバンド信号と符号発生器４Ｂから出力されるｎ個の拡散符号を用いてデータを復調する復調部、８はｎ個のパラレルデータをシリアルデータに変換するパラレル／シリアル変換回路である。
【００１３】
図１において、アンテナ１により受信された受信信号は、高周波信号処理回路２に入力される。高周波信号処理部２は、例えば増幅器、フィルタ、周波数変換回路によって構成され、受信信号は該高周波信号処理部２にて適当に増幅及びフィルタリングされ、高周波信号のままか、あるいは中間周波数に変換される。高周波信号処理部２からの出力は準ベースバンド変換回路６Ａにて、準ベースバンド信号に変換される。
【００１４】
図２に準ベースバンド変換回路６Ａの一例を示す。高周波信号処理部２からの信号は２つに分岐され、それぞれ乗算器２０２、２０３に入力される。乗算器２０２には、さらに高周波信号処理部２から出力される信号の中心波数に略等しい周波数の信号を発生する局部発振器２０１からの出力が入力され、低域通過フィルタ２０５により同相成分（Ｉｃｈ）が抽出される。一方、乗算器２０３には局部発振器２０１からの出力が移相器２０４にて９０度移相されて入力され、低域通過フィルタ２０６により直交成分（Ｑｃｈ）が抽出される。
【００１５】
準ベースバンド変換回路６Ａから出力される準ベースバンド信号は同期回路／符号発生器４Ｂおよび復調部７Ａに入力される。同期回路／符号発生器４Ｂは同期用拡散符号ＰＮｒを用いて送信信号に対する符号同期及びクロック同期を確立し、符号同期信号及びクロック信号を出力する。同期用拡散符号ＰＮｒとしては、多重化された複数の符号（ＰＮ１〜ＰＮｎ）のうちの１つの符号に対応する符号を選択することが望ましい。又、同期専用符号を用いてもよい。この同期回路の符号発生器４Ｂは図３（Ａ）、（Ｂ）に示す様なスライディング相関器や遅延ロック追跡回路を用いて構成できる。
【００１６】
図３（Ａ）において乗算器２４３１Ｉ、Ｑは符号発生部２４３６からの同期用拡散符号ＰＮｒとＩｃｈ、Ｑｃｈのデータを乗算する。符号発生部２４３６は送信側の拡散符号とほぼ同一の周波数のクロックに従って拡散符号ＰＮｒを発生している。積分器２４３２Ｉ、Ｑは乗算器２４３６Ｉ、Ｑの出力を拡散符号ＰＮｒの一周期に渡って積分する。合成回路２４３３は、積分期２４３２Ｉ、Ｑの出力を合成する。合成回路２４３３は、積分器２４３２Ｉ、Ｑの出力を二乗して、両者を加算したり、又その加算結果の平方根をとる。あるいは積分器２４３２Ｉ、Ｑの出力の絶対値を加算したり、積分器２４３２Ｉ、の出力の一方を選択してもよい。ピーク検出回路２４３４は合成回路２４３３の出力のピークを検出する。判定部２４３５はピーク検出回路２４３４によりピーク検出が検出されなければ、符号をシフトする様に符号発生部２４３６に指示する。
【００１７】
図３（Ｂ）において、２４５５はシフトレジスタ型の符号発生部である。ＶＣＯ２４５４からのクロックが供給されると、先頭ビット（“ｍ”ビット目）のデータは、遅延回路２４５６、乗算器２４４９Ｉ、Ｑに出力されるとともに、シフトレジスタの最終ビット（“１”ビット目）に転送される。また、シフトレジスタの“ｍ−１”ビット目のデータは、乗算器２４８８Ｉ、Ｑに出力されるとともに、シフトレジスタの“ｍ”ビット目にシフトされる。また、シフトレジスタの“ｍ−２”ビット目のデータ、“ｍ−３”ビット目のデータ、…、１ビット目のデータはそれぞれ１つずつ左にシフトされる。
【００１８】
乗算器２４４８Ｉ、Ｑは“ｍ−１”ビット目のデータとＩｃｈ、Ｑｃｈのデータを乗算し、乗算器２４４９Ｉ、Ｑは“ｍ”ビット目のデータとＩｃｈ、Ｑｃｈのデータを乗算する。積分器２４５０Ｉ、Ｑ、２４５１Ｉ、Ｑは乗算器２４４８Ｉ、Ｑ、２４４９Ｉ、Ｑの出力を拡散符号ＰＮｒの一周期に渡って積分する。合成回路２４５２Ａは積分器２４５０Ｉ、Ｑの出力を合成し、合成回路２４５２Ｂは積分器２４５１Ｉ、Ｑの出力を合成する。減算増幅器２４５３は合成回路２４５２Ａ、Ｂの出力の差に応じた信号を出力する。電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４５４は減算増幅器２４５３の出力に応じた周波数で発振する。遅延回路２４５６は符号発生部２４５５の“ｍ”ビット目の出力を１／２クロックだけ遅延させて出力する。
【００１９】
符号発生器４Ｂは、遅延回路２４５６の出力と同期してｎ個の復調用拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎを復調部７Ａに出力する。
【００２０】
準ベースバンド変換回路６Ａから出力されるＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルの準ベースバンド信号は符号発生器４Ｂから出力されるｎ個のデータ復調用拡散符号ＰＮ１、…、ＰＮｎとともに復調部７Ａに入力され、各データ復調用拡散符号と相関演算が行われ、ｎ個のデータが復調される。
【００２１】
図４に復調部７Ａの第一の例を示す。ＩｃｈとＱｃｈの信号はそれぞれｎ個に分岐され、それぞれ乗算器７０１−１〜７０１−ｎおよび乗算器７０２−１〜７０２−ｎに入力される。また、乗算器７０１−１〜７０１−ｎおよび乗算器７０２−１〜７０２−ｎにはそれぞれ拡散符号ＰＮ１、…、ＰＮｎが入力され、各チャンネルの信号と各拡散符号との乗算演算が行われる。乗算器７０１−１〜７０１−ｎの出力はそれぞれ低域通過フィルタ７０３−１〜７０３−ｎにてフィルタリングすることにより、各拡散符号による相関検出がなされ、逆拡散される。同様に、乗算器７０２−１〜７０２−ｎの出力はそれぞれ低域通過フィルタ７０４−１〜７０４−ｎにてフィルタリングすることにより、各拡散符号による相関検出がなされ、逆拡散される。
【００２２】
同じ拡散符号により逆拡散されたＩｃｈとＱｃｈの信号はともに判定器７０５−１〜７０５−ｎに入力されてデータ判定され、並列復調データが得られる。判定器としては、例えば１データ前の信号との位相比較により判定する遅延検波などを用いることができる。
【００２３】
復調部７Ａからのｎ個の並列出力はパラレル／シリアル変換回路８により、シリアルデータに変換されて出力される。
【００２４】
次に図５に、復調部７Ａの第２の例を示す。図５では、同期回路／符号発生器４から再生クロック、及び符号位相同期信号を復調部７Ａに入力する。再生クロックは例えば図３（Ｂ）のＶＣＯ２４５４の出力から１／２クロックずらしたものであり、符号位相同期信号は符号発生部２４５５の符号スタートの１／２クロック後から一周期毎に出力される信号である。
【００２５】
図５において、入力されたＩｃｈのＱｃｈの２チャンネルの信号は、それぞれ再生クロックを基本周期とするＡ／Ｄ変換器７１１、７１２にて単一ビットあるいは複数ビットの分解能をもつディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ｎ個に分配され、それぞれ相関器７１３−１〜７１３−ｎおよび相関器７１４−１〜７１４−ｎに符号発生器４Ｂから出力される複数の拡散符号とともに入力され、両者の相関演算が行われる。図６に相関器７１３の一構成を示す。
【００２６】
図６において、Ａ／Ｄ変換器７１１または７１２から出力される単一ビットあるいは複数ビットのディジタル信号の最上位ビットＭＳＢ（符号ビット）が符号発生器４Ｂから出力される複数の拡散符号のそれぞれと排他的論理和回路９０１で排他的論理和演算され、他のビットとともにそれぞれ加算器９０２に入力される。加算器９０２では、再生クロックパルス毎にこの入力信号とレジスタ９０３の出力が加算され、それぞれレジスタ９０３に出力される。レジスタ９０３は、各拡散符号が入力される時点でリセットされており、以後、拡散符号の１周期にわたって受信信号と拡散符号の積が加算された結果が格納されていく。したがって、拡散符号の１周期の最終ビットが入力された時点で、レジスタ９０３には、それぞれ各拡散符号１周期と受信信号との相関値が格納されていることとなる。
【００２７】
この相関値を続く判定回路７１５−１〜７１５−ｎにてデータ判定することにより、ｎ個の復調データが得られる。そして、復調されたｎ個の並列データは、並直列変換器８にて直列データに変換されて出力される。
【００２８】
図７に復調部７Ａの第３の例を示す。
【００２９】
図７において、入力されたＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルの信号は、それぞれ再生クロックを基本周期とするＡ／Ｄ変換器７１１、７１２にて単一ビットあるいは複数ビットの分解能をもつディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、位相検出回路７１７にて０度位相から位相ずれ量αが検出され、位相補正回路７１６に入力される。この位相ずれ量αに基づいて、ＩｃｈとＱｃｈのデータから０度−１８０度変調のデータに変換される。位相補正回路７１６からの出力はｎ個に分配され、それぞれ相関器７１３−１〜７１３−ｎに符号発生器４から出力される複数の拡散符号とともに入力され、両者の相関演算が行われる。この相関値を続く判定回路７１５−１〜７１５−ｎにてデータ判定することにより、ｎ個の復調データが得られる。
【００３０】
上記第１実施形態では復調回路からの出力をパラレル／シリアル変換回路にて直列データに変換しているが、パラレル／シリアル変換回路を用いず、複数の並列データとして出力することも可能である。
【００３２】
上記第１実施形態では、直交変換された信号のＩｃｈとＱｃｈの２つの２チャンネルの信号を合成して、１つの受信データを判定しているので、準ベースバンド信号への変換が正確に行なわれなくても、受信データを正しく判定することができる。これは以下の実施形態でも同様である。
【００３３】
図８に本発明の受信装置の第２実施形態を表す構成図を示す。１はアンテナ、２は高周波信号処理部である。６Ａは受信信号を準ベースバンド信号に変換回路であり、その構成は図２と共通である。７Ｂは復調部である。
【００３４】
１３、１４はアナログ／ディジタル変換器、２００はクロック出力部、１５、１６は所望の拡散符号ＰＮｒとの相関をとる相関器、１７は２つの相関器１５、１６の相関出力を合成する合成回路、１８は合成回路１７の出力を所定時間（拡散符号の１〜２チップ程度に相当する時間）遅延する遅延回路、１９は合成回路１７の出力と遅延回路１８の出力を減算する減算回路、２０は減算回路１９の出力を受けて、アナログ／ディジタル変換器１３、１４に入力するサンプリングクロックの位相をを制御するクロック制御回路、２３−１〜２３−ｎは入力信号と拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎの相関をとる相関器、２４−１〜２４−ｎはデータ判定回路、２５は合成回路１７の出力のピークを検出するピーク検出回路である。
【００３５】
図８を用いて本装置の動作を説明する。高周波信号処理部２により増幅、フィルタリングなどの処理を施され、入力周波数のまま、または中間周波数に変換された受信信号ｒ（ｔ）・ｅｘｐ（ｉωｔ）が、２分岐され、それぞれ第１の周波数変換器２０２と第２の周波数変換器２０３に入力され、互いに直交したベースバンド帯域の信号ｒｌ（ｔ），ｒＱ（ｔ）が出力される。ここで、受信信号と発振器２０１の出力信号の位相差をαとすると、
ｒｌ（ｔ）＝ｒ（ｔ）ｃｏｓα，ｒＱ（ｔ）＝ｒ（ｔ）ｓｉｎα
と表わされる。
【００３６】
次に、ベースバント帯域の信号ｒｌ（ｔ），ｒＱ（ｔ）をそれぞれアナログ／ディジタル変換器１３、１４で拡散符号のチップ速度の２倍以上の周波数でサンプリングし、相関器１５、１６に入力して所定の拡散符号ＰＮｒとの相関演算が行われる。ここで、所定の拡散符号ＰＮｒとは通常、送信側で換散変調に用いられた拡散符号と同じ符号であり、ＰＮ１〜ＰＮのいずれかと同じ符号又はそれ以外の同期専用符号である。相関器１５、１６の出力をそれぞれｃＩ（ｔ）、ｃＱ（ｔ）とすると、
ｃＩ（ｔ）＝ｃ（ｔ）ｃｏｓα，ｃＱ（ｔ）＝ｃ（ｔ）ｓｉｎα
と表わされる。ただし、ｃ（ｔ）は信号ｒ（ｔ）を相関器１５及び１６に入力した場合の出力である。
【００３７】
２つの相関器１５、１６の出力ｃＩ（ｔ）、ｃＱ（ｔ）を合成回路１７にて合成する。合成回路１７の１例を図９（Ａ）に示す。図９（Ａ）において、２つの相関器１５、１６の出力ｃＩ（ｔ）、ｃＱ（ｔ）はそれぞれ２乗された後加算され、平方根演算が行われる。この演算によりｃ（ｔ）の絶対値出力が得られる。合成回路１７の他の例を図９（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示す。図９（Ｂ）では図９（Ａ）の平方根演算を省略することにより、演算量を減らしている。図９（Ｃ）では、２乗演算の代わりに絶対値演算とすることにより、図９（Ｂ）よりさらに演算量を減らしている。図９（Ｄ）では、加算の代わりに２信号のうち一方を選択するセレクタを設けることにより図９（Ｃ）よりさらに演算量を減らすことができる。
【００３８】
さて、合成回路１７の出力は２分岐され、遅延回路１８を通した信号と遅延回路１８を通さない信号との演算が減算回路１９にて行われる。ここで図１０を用いて動作を詳しく説明する。図１０では、１例として、１チップ２サンプリングで遅延回路１８の遅延量が１チップ、すなわち２サンプリングとし、図中黒丸にてサンプリング点を表わしている。また、点線にてアナログ量、すなわちサンプリング周波数が無限大の場合について記している。まず、サンプリングクロックの位相が遅れている場合には図１０（Ａ）、合成回路１７の出力が１周期内で最大となる点ｔ０から遅延回路１８の半分の遅延量、すなわち１／２チップ（１サンプリング）後の点ｔ１における減算回路１９の出力は負となる。また、サンプリングクロックの位相が進んでいる場合には（図１０Ｂ）、点ｔ１における減算回路１９の出力は正となる。しかもその大きさはずれの程度を表わすので、点ｔ１における減算回路１９の出力が０に近づくように制御することにより、クロック位相同期をとることができる。
【００３９】
そこで、点ｔ１（すなわち、合成回路１９の出力の１周期内における最大値を与える時点（ピーク検出回路２５により検出される）から、遅延回路１８の遅延量の１／２後の時点）における減算回路１９の出力を受けて、クロック制御回路２０によりサンプリングクロックの位相を制御することにより、クロック同期が保持される。
【００４０】
クロック制御回路２０は、例えば図１１（Ａ）に示すように遅延回路２０Ａ、ラッチ２０Ｂ、フィルタ２０Ｃ、ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）２０Ｄ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０Ｅにて構成される。ここで、フィルタ２０Ｃとディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）２０Ｄは順序が入れ替わってもよい。また、クロック制御回路２０の他の例として、図１１（Ｂ）に示すように基準信号発生器２０Ｆから出力される信号を減算回路１９からの出力により位相シフトして、クロックとして出力する構成でもよい。
【００４１】
遅延回路２０Ａによる遅延時間は、遅延回路１８による遅延時間の半分である。ラッチ２０Ｂは、合成回路１７の出力のピークから遅延回路２０Ａによる遅延時間が経過した時に、減算回路１９の出力をラッチする。そして、クロック制御回路２０は、ラッチ２０Ｂの出力が小さくなる様に、クロックを制御する。
【００４２】
本実施形態では、同期が確立している時、２つのアナログ／ディジタル変換器１３、１４からの出力は、間引き、／合成回路２２により１チップ１サンプリングに間引かれ、受信信号と発振器出力信号との位相差αが補正される。合成は、図７の位相補正回路７１６と同様に、例えば位相差αより、ｒｌ（ｔ）ｃｏｓα＋ｒＱ（ｔ）ｓｉｎαなる演算にて行われる。間引き／合成回路２２の出力はｎ個に分岐され、ｎ個の相関器２３−１〜２３−ｎにて、それぞれ送信側で拡散変調に用いられたｎ個の異なる拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎとの相関がとられた後、それぞれデータ判定回路２４−１〜２４−ｎにより復調され、ｎ個の復調データが得られる。データ判定回路２４−１〜２４−ｎは、ピーク検出回路２５により検出されるピークに同期して拡散符号一周期毎にデータ判定を行う。
【００４３】
本構成により、サンプリングクロックのずれを小規模な構成で補正できると共に、間引き／合成回路２２により１チップ１サンプリングに間引くので、その後のｎ個の相関器２３−１〜２３−ｎの回路規模を小さくすることができる。
【００４４】
上記第２実施形態において、送信側に高速データを複数並列データに変換する直並列変換器を付加し、受信側に復調された複数の並列データを直列データに変換する並直列変換器を付加することにより、高速データ伝送が可能となる。
【００４５】
また、上記第２実施形態において、情報を直交変調にて伝送することも可能である。直交変調信号の場合には、間引き／合成回路２２により位相差αが補正された直交信号に変換されて、それぞれｎ個ずつの相関器にて相関をとりデータ判定が行われる。
【００４６】
図１２に１チップ２サンプリングの場合の相関器１５、１６の構成を示す。拡散符号をｍビットとすると、１５Ａは、２×ｍビットのシフトレジスタであり、Ａ／Ｄ変換器１３、１４の出力をクロック制御回路２０からのクロックＣＬＫに同期して１ビットずつシフトする。相関器１５、１６は、更に、シフトレジスタ１５Ａに格納されたデータと拡散符号（ａ１、ａ２、ａ３、…ａｍ）を乗算する２×ｍ個の乗算器と、乗算器１５Ｂの出力を加算し、相関値として出力する加算器１５Ｃを有する。
【００４７】
又、図１３に相関器２３−１〜２３−ｎの構成を示す。２３Ａはｍビットのシフトレジスタ２３Ｂはシフトレジスタ２３Ａに格納されたデータと拡散符号（ａ１、ａ２、ａ３、…ａｍ）を乗算するｍ個の乗算器、２３Ｃは乗算器２３Ｂの出力を加算し、相関器として出力する加算器である。加算器２３Ｃはピーク検出回路２５によるピーク検出に応じて拡散符号一周期毎に加算器を出力する。尚、相関器２３−１〜２３−ｎは図６と同様に構成することもできる。
【００４８】
尚、相関器２３−１〜２３−ｎに夫々に入力される拡散符号は異なる。一方、相関器１５、１６に入力される拡散符号は共通である。
【００４９】
尚、相関器１５、１６はクロック制御回路２０の出力クロックＣＬＫを用いて相関演算を行う。すなわち、クロック制御回路２０の出力クロックの周波数をｆｃとすると、相関器１５、１６は周波数をｆｃのクロックＣＬＫに同期して相関演算を行う。
【００５０】
一方、相関器２３−１〜２３−ｎはクロック制御回路２０の出力クロックＣＬＫを半分に分周して生成したクロックを用いて相関演算を行う。すなわち、相関器２３−１〜２３−ｎは周波数ｆｃの半分（１チップｌサンプリングとすると１／ｌ）のクロックに同期して相関演算を行う。
【００５１】
尚、相関器２３−１〜２３−ｎに入力されるクロックは合成回路１７の出力にピークが生じる時に（Ｆｉｇ，１０（Ｃ）の時刻ｔ０）、相関演算が行われるように、クロック制御回路２０の出力クロックと分周して生成される。
【００５２】
又、間引き／合成回路２２は、合成回路１７の出力にピークが生じる時のＡ／Ｄ変換器１３、１４の出力が合成して出力される様に、Ａ／Ｄ変換器１３、１４の出力を１クロック１サンプリングに間引き合成する。
【００５３】
以上説明した様に、受信信号に正しくサンプリングするための相関器１５、１６のクロックの周波数より、逆拡散のための相関器２３−１〜２３−ｎのクロックの周波数を低くしているので、サンプリングを正確に行うとともに、逆拡散を小規模な構成で実現できる。
【００５４】
尚、遅延回路１８による遅延量は先に述べた様に、拡散符号の１〜２チップ程度に相当する時間が望ましい。１チップ２サンプリング程度であれば、遅延量は１チップでよいが、サンプリング周波数がより高い場合は、遅延量は２チップが好ましい。
【００５５】
次に図１４に、クロック出力部２００（図８）の他の形態を示す。
【００５６】
図１４において、図８の共通の構成要素には同一の番号を付す。
【００５７】
２０Ｉは合成回路１７の出力からピークずれ量を検出するピークずれ検出回路、２０Ｆは基準信号発生回路、２０Ｈはピークずれ検出回路２０Ｉの出力を受けて基準信号発生回路２０Ｆの出力信号の位相をシフトさせ、アナログ／ディジタル変換器１３、１４に供給するサンプリングクロックを発生する位相シフト回路である。
【００５８】
合成回路１７の出力はピークずれ検出回路２０Ｉに入力され、ピークずれ量が出力される。ここで図１５を用いて動作を詳しく説明する。図１５では、１例として、１チップ２サンプリングとし、ピーク出力近傍について図中黒丸にてサンプリング点を表わしている。また、点線にて連続時間サンプリングの場合について記している。連続時間サンプリングを仮定すると点線で示すように二等辺三角形の相関ピークとなる。しかし、Ａ／Ｄ変換により離散時間サンプリングになっているために図中黒丸で示すようにサンプリング周期Ｔｓの離散値となっている。そこで、合成回路１７の出力の１周期内における最大値α０を検出し、最大値α０ををとる時点の前後のサンプリング点におけるα−、α＋から最大値α０をとる時点と真のピーク位置とのずれΔＴを、次式により求める。
【００５９】
ΔＴ／Ｔｓ＝（α−−α＋）／（２・Δα）
【００６０】
ここで、Δαは（α０−α−）と（α０−α＋）のうちの小さくない方である。
【００６１】
位相シフト回路２０Ｈでは、ピークずれ検出回路２０Ｉから出力されるずれ量に応じて、基準信号発生器２０Ｆの出力信号の位相シフトして、同期が確立したサンプリングクロックをアナログ／ディジタル変換器１３、１４に出力する。
【００６２】
位相シフト回路２０Ｈの１例を図１６に示す。図では、遅延回路を縦続接続して遅延量の異なる複数の信号を生成し、その中から１つをセレクタにより選択する。
【００６３】
ここで、基準信号発生器２０ＦとしてＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）などの高安定な発振器を用い、遅延量の異なる８〜１６以上の信号からクロックを選択することにより非常に高精度で同期を確立することができる。特に、パケット伝送など、データ長が制限された伝送に有効である。
【００６４】
クロック同期が確立している時、データ再生部２１では、２つの相関器１５および１６からの出力を点ｔ１において取り出し、２つの信号から振幅および／あるいは位相を求め、データ復調を行う。
【００６５】
また、ピークずれ検出回路２０Ｉによるピークずれ検出を、複数回行って平均値または中央値、最多頻度を検出することにより、ノイズの影響を低減することができる。
【００６６】
図１７に本発明の第３実施形態の構成を表わす構成図を示す。同図において、１はアンテナ、２はアンテナ１にて受信した信号を高周波段にて信号処理する高周波信号処理部、４は送信側の符号とクロックに対する同期を捕捉し維持する同期回路及び符号同期信号及びクロック信号によりｎ個のデータ復調用拡散符号及び同期用拡散符号を発生する符号発生器、５は受信信号からキャリアを抽出するキャリア再生回路、６はキャリア再生回路５から出力される再生キャリアを用いて受信信号をベースバンド信号に変換するベースバンド変換回路、７はベースバンド変換回路６から出力されるベースバンド信号と符号発生器４から出力されるｎ個の拡散符号を用いてデータを復調する復調部、８はｎ個のパラレルデータをシリアルデータに変換するパラレル／シリアル変換回路である。
【００６７】
図１７において、アンテナ１により受信された受信信号は、高周波信号処理回路２に入力される。受信信号は該高周波信号処理部２にて中間周波数に変換される。高周波信号処理部２からの出力は、キャリア再生回路５、ベースバンド変換回路６に入力される。
【００６８】
キャリア再生回路５では、高周波信号処理部２からの出力からキャリアを抽出する。図１８にキャリア再生回路５の１構成例を示す。入力信号を２乗回路２６１により２乗し、フィルタ２６２により２倍の周波数のキャリアを抽出し、ＰＬＬ２６３により２分周することにより、キャリアを再生する。再生されたキャリアはベースバンド変換回路６に入力され、高周波信号処理部２からの出力はベースバンド信号に変換される。ベースバンド変換回路６は例えば、高周波信号処理部２の出力キャリア再生回路５の出力を乗算するミキサとミキサの出力から不要な成分を除去する低域通過フィルタによって構成される。尚、キャリア再生回路５は後で説明する図２８を用いてもよい。
【００６９】
ベースバンド変換回路６から出力されるベースバンド信号は同期回路／符号発生器４及び復調部７に入力される。同期回路／符号発生器４では同期用拡散符号ＰＮｒを用いて送信信号に対する符号同期及びクロック同期が確立される。
【００７０】
同期用拡散符号ＰＮｒとしては、多重化された複数の符号のうちの１つの符号に対応する符号を選択することが望ましい。この同期回路／符号発生器４は、第１実施例（図３）に準じて構成できる。ただし、直交成分ではないので、Ｑｃｈに対応する回路及び合成回路２４３３、２４５２は不要である。同期確立後、符号発生器４は受信信号に対しクロック及び符号移送が一致したｎ個のデータ復調用拡散符号ＰＮ１、…ＰＮｎを発生する。
【００７１】
符号発生器４から出力されるｎ個のデータ復調用拡散符号ＰＮ１、…ＰＮｎはベースバンド変換回路６から出力されるベースバンド信号とともに復調部７に入力され、それぞれこのベースバンド信号と相関演算が行われ、ｎ個のデータが復調される。
【００７２】
復調部７は図４に準じて構成できる。ただし、直交成分はないので、Ｑｃｈに対応する回路７０２、７０４は不要である。
【００７３】
又、復調部７は図５、図６に準じて構成してもよい。ただし、直交成分はないので、Ｑｃｈに対応する回路７１２、７１４は不要である。
【００７４】
図１９にキャリア再生回路５及びベースバンド変換回路６の代わりにコスタスループ５１を設けた第４実施例の構成を示す。図１９において図１７示の第３実施形態と共通の構成要素には、同一の番号を付す。
【００７５】
図２０にコスタスループの構成を示す。図２０において、入力信号は２つに分岐され、それぞれミキサ４６１とミキサ４６２に出力される。更に、ミキサ４６１には電圧制御発振器４６５からの出力が入力され、ミキサ４６２には電圧制御発振器４６５からの出力が９０度移送器４０６を通して入力される。そして、ミキサ４６１からは入力信号の同相成分（Ｉｃｈ）が出力され、ミキサ４６２からは直交成分（Ｑｃｈ）が出力される。それぞれの出力信号はそれぞれ低域通過フィルタ４６３及び４６４に入力されてから、ミキサ４６８に入力される。ミキサ４６８の出力はループフィルタ４６７を通して電圧制御発振器４６５にフィールドバックされる。この構成により、電圧制御発振器４６５にて入力信号のキャリアが再生され、また、低域通過フィルタ４６３からベースバンド信号が出力される。このベースバンド信号は復調部７に入力される。
【００７６】
図２１に本発明の受信装置の第５実施形態を表す構成図を示す。本実施形態において、上記第３実施形態と同様の部材には同じ番号が付せられている。第５実施形態は、送信信号が直交変調信号の場合の例である。直交変調信号はＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルの信号をそれぞれ直交した搬送波により変調し、合成することにより得られる。
【００７７】
図２１において、アンテナ１、高周波信号処理部２、同期回路／符号発生器４は上記第３実施形態と同様であるので説明は省略する。キャリア再生回路５Ａは、例えば入力信号を４逓倍し、フィルタを通した後、ＰＬＬにて４分周するように構成される。キャリア再生回路５Ａから出力される再生キャリアは、ベースバンド変換回路６Ｂに入力され、高周波信号処理部２からの入力信号をＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルのベースバンド信号に変換する。
【００７８】
図２２にベースバンド変換回路６Ｂの一構成例を示す。入力信号は２つに分岐され、それぞれミキサ３６１とミキサ３６２に出力される。ミキサ３６１ではキャリア再生回路５からの再生キャリアが乗算され、低域通過フィルタ３６４を通して、入力信号の同相成分（Ｉｃｈ）が抽出される。ミキサ３６２には再生キャリアが９０度移相器３６３を通して入力され、入力信号と乗算され、低域通過フィルタ３６５を通して、入力信号の直交成分（Ｑｃｈ）が抽出される。
【００７９】
ＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルのベースバンド信号は符号発生器４から出力されるｎ個のデータ復調用拡散符号ＰＮ１、…ＰＮｎとともにそれぞれ復調回路７Ｉ、Ｑに入力され、各データ復調用拡散符号と相関演算が行われ、それぞれｎ個のデータが復調される。
【００８０】
復調部７Ｉ、Ｑは例えばともに図１７示の第３実施形態と共通である。
【００８１】
復調部７Ｉ、Ｑに復調された、それぞれｎ個の並列データは、並直列変換器８に入力され、直列データに変換され、出力される。
【００８２】
本実施例によれば、直交したＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルに情報を乗せているため、第３実施例により更に２倍の情報伝送能力が得られる。
【００８３】
又、Ｑｃｈではデータ情報を伝達せずに、Ｑｃｈを同期用に用いてもよい。この場合、図２１の復調部７ａは不要である。この様にすれば、同期情報がデータ情報から受ける影響が少なく、安定した同期がとれる。
【００８４】
図２３に本発明の受信装置の第６実施の形態を表す構成図を示す。本実施形態において図８示の第２実施形態と共通の構成要素には、同一の番号を付す。本実施形態では、準ベースバンド変換回路６Ａの代わりに、ベースバンド変換回路６及びキャリア再生回路５を設けている。また、本実施形態では、ピーク検出回路２５は相関器１５のピークを検出する。遅延回路１８は相関器１５の出力を遅延し、減算回路１９は相関器１５の出力から遅延回路１８の出力を減算する。
【００８５】
又、間引き回路２２Ａは、Ａ／Ｄ変換器１３の出力を半分に間引く。間引き回路２２Ａは、相関器１５の出力にピークが生じる時のＡ／Ｄ変換器１３の出力が相関器２３−１〜２３−ｎに出力されるように、Ａ／Ｄ変換器１３の出力を間引く。
【００８６】
キャリア再生回路５の構成は図１８と共通である。
【００８７】
Ａ／Ｄ変換器１３、クロック制御回路２０、相関器２３−１〜２３−ｎ、データ判定回路２４−１〜２４−ｎの動作は、図８示の第２実施形態と共通である。
【００８８】
又、図２３において、クロック出力部２００Ａは図１４に準じて構成してもよい。この場合、Ｑｃｈがないので、相関器１６、合成回路１７は不要である。
【００８９】
本実施形態ではピークずれ検出回路２０Ｉは、相関器１５の出力の最大値α０（図１５）と真のピーク値とのずれΔＴを求める。位相シフト回路２０ＨはそのずれΔＴに応じて基準信号発生器２０Ｆの出力クロックをシフトする。
【００９０】
図２４に本発明の第７実施形態の構成を表わす構成図を示す。同図に於て、１はアンテナ、２は高周波信号処理部、４Ａは送信側の符号とクロックに対する同期を捕捉し維持する同期回路及び符号同期信号及びクロック信号によりｎ個のデータ復調用拡散符号および同期用拡散符号を発生する符号発生器、６Ａは準ベースバンド変換回路、７Ａは準ベースバンド変換回路６Ａから出力される準ベースバンド信号と符号発生器４Ａから出力されるｎ個の拡散符号を用いてデータを復調する復調部、８はパラレル／シリアル変換回路である。
【００９１】
図２４において、アンテナ１により受信された受信信号は、高周波信号処理回路２に入力される。受信信号は該高周波信号処理部２にて中間周波数に変換される。高周波信号処理部２からの出力は、同期回路／符号発生器４Ａおよび準ベースバンド変換回路６Ａに入力される。同期回路／符号発生器４Ａでは同期用拡散符号ＰＮｒを用いて送信信号に対する符号同期及びクロック同期が確立され、符号同期信号及びクロック信号が出力される。
【００９２】
この同期回路／符号発生器４Ａは、図２５に示す様に、弾性表面波コンボルバなどのコンボルバを用いて構成することができる。
【００９３】
図２５において、４１はコンボルバ、４２は検波回路、４３はピーク検出回路、４４は位相比較器、４５はループフィルタ、４６は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４７は符号発生部、４８は同期用拡散符号ＰＮｒの符号開始点においてパルスを出力する符号同期信号発生回路、４９はミキサ、４０は局部発振器である。
【００９４】
符号同期が確立されていない状態では、ＶＣＯ４６は、受信信号中に含まれる同期用拡散符号ＰＮｒのクロック周波数に近い周波数で発振している。
【００９５】
また、ピーク検出回路４３は検波回路４２で検波されたコンボルバ４１の出力のピークを検出する。
【００９６】
位相比較器４４は、同期用拡散符号ＰＮｒの符号開始点とコンボルバ４１の出力のピークが一致する様な制御電圧を、ループフィルタ４５を介してＶＣＯ４６に出力する。
【００９７】
この様にして、同期回路／符号発生器４Ａは、符号同期信号及びクロックを出力する。
【００９８】
また、同期回路／符号発生器４Ａは、図３（Ａ）、（Ｂ）に示す様なスライディング相関器や遅延ロック追跡回路を用いた同期回路に準じて構成してもよい。
【００９９】
準ベースバンド変換回路６Ａの構成は、図２と共通である。又、復調部７Ａは、図４〜図７と同様に構成できる。
【０１００】
図２６に本発明の第８実施形態の構成を表す構成図を示す。同図において、１はアンテナ、２は高周波信号処理部、４Ａは送信側の符号とクロックに対する同期を捕捉し維持する同期回路及び符号同期信号及びクロック信号によりｎ個のデータ復調用拡散符号及び同期用拡散符号を発生する符号発生器、５はキャリア再生回路、６はキャリア再生回路５から出力される再生キャリアを用いて受信信号をベースバンド信号に変換するベースバンド変換回路、７はベースバンド変換回路６から出力されるベースバンド信号と符号発生器４Ａから出力されるｎ個の拡散符号を用いてデータを復調する復調回路、８はパラレル／シリアル変換回路である。
【０１０１】
図２６において、アンテナ１により受信された受信信号は、高周波信号処理回路２に入力される。受信信号は該高周波信号処理部２にて中間周波数に変換される。高周波信号処理部２からの出力は、同期回路／符号発生器４Ａ及びキャリア再生回路５、ベースバンド変換回路６に入力される。周期回路／符号発生器４Ａでは同期用拡散符号ＰＮｒを用いて送信信号に対する符号同期及びクロック同期が確立され、符号同期信号及びクロック信号が出力される。この同期回路／符号発生器４Ａの構成は、図２４示の第７実施例と同様である。又、キャリア再生回路５の構成は、図１８と共通である。
【０１０２】
又、復調部７の構成は、図１７示の第３実施形態と共通である。ベースバンド変換回路６は、高周波信号処理部６の出力とキャリア再生回路５の出力を乗算するミキサと、ミキサの出力から不要成分を除去し、ベースバンド信号を出力する低域通過フィルタを有する。
【０１０３】
尚、送信側を図２７の様に構成した場合、キャリア再生回路５は図２８（Ａ）又は（Ｂ）の様に構成できる。
【０１０４】
図２７は、本変形例における送信機の構成を示す。図２７において、１０１は直列に入力されるデータをｎ個の並列データに変換する直並列変換器、１０２−１〜ｎは並列化された各データと拡散符号発生器１０３から出力されるｎ個の拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎとを乗算する乗算器群、１０３はそれぞれ異なる（ただし、長さは共通）拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎと同期専用の符号系列ＰＮ０を、同一のクロックに従って、共通の符号位相で発生する拡散符号発生器、１０４は拡散符号発生器１０３から出力される同期専用拡散符号ＰＮ０と乗算器群１０２−１〜ｎのｎ個の出力を加算する加算器、１０５は加算器１０４の出力を送信周波数信号に変換するための高周波段、１０６は送信アンテナである。ただし本送信機に、送信データが並列に入力される場合、直並列変換器１０１は不要である。
【０１０５】
上記構成において送信側ではまず入力されたデータが直並列変換器１０１によって符号分割多重数に等しいｎ個の並列データに変換される。一方、拡散符号発生器１０３は符号周期が同一でそれぞれ異なる拡散符号ＰＮ１〜ＰＮｎと同期専用符号系列ＰＮ０を発生している。ＰＮ１〜ＰＮｎは送信スペクトラムにキャリア周波数成分が現れないように一般に直流成分をできるだけ持たないように設計される。ＰＮ０は同期及びキャリア再生専用であり前記並列データによって変調されず直接加算器１０４に入力される。ここでは簡単のためＰＮ０はＰＮ１〜ＰＮｎのそれぞれと直交した直流成分を持たない疑似ランダム系列と全１若しくは全−１の系列を線形に加算した符号系列とするが、いかなる符号系列であれ、それが直流成分を持ったものであれば本実施例に適用できる。
【０１０６】
また、ＰＮ０は直流成分のみを有するもの（例えば、オール“１”）でもよい。この場合、クロック及び位相同期のための符号系列ＰＮ０′が必要になる。ＰＮ１〜ＰＮｎまでのｎ個の拡散符号は乗算器群１０２−１〜ｎにてｎ個の並列データにより変調され加算器１０４に入力される。加算器１０４は入力されたｎ＋１個の信号を線形に加算し高周波段１０５に加算されたベースバンド信号を出力する。該ベースバンド信号は続いて高周波段１０５にて適当な中心周波数を持つ高周波信号に変換され、送信アンテナ１０６より送信される。ここで送信スペクトラムには変調信号が直流成分を有しているため所定の電力を搬送波信号が重畳されている。
【０１０７】
送信スペクトラム中には同期専用符号系列ＰＮ０の直流成分による搬送波成分が重畳されている。したがって、キャリア再生回路５は高周波信号処理部２の出力である送信周波数帯若しくは中間周波数帯に変換された受信信号から直接送信周波数帯若しくは中間周波数帯の搬送波を再生することが可能となる。キャリア再生回路５の構成は、たとえば図２８（Ａ）に示すような位相ロックループを利用した回路が用いられる。
【０１０８】
図２８（Ａ）において、受信信号はバンド・パス・フィルタ５０１に入力され搬送波成分のみが取り出され出力される。該出力は次に位相検出器５０２、ループ・フィルタ５０３及び電圧制御発振器５０４にて構成されるよく知られた位相ロックループに入力される。そして、バンド・パス・フィルタ５０１より出力される搬送波成分に位相のロックした信号が電圧制御発振器５０４より再生搬送波として出力される。再生された搬送波はベースバンド変換回路６に入力される。ベースバンド変換回路６では該再生搬送波と高周波信号処理部２の出力よりベースバンド信号が生成される。該ベースバンド信号はｎ個のブランチに分配され拡散符号群ＰＮ１〜ＰＮｎにより各符号分割チャネル毎に逆拡散され、続いてデータ復調がなされる。
【０１０９】
図２８（Ａ）はキャリア再生回路５に位相ロックループを用いる場合であるが、図２８（Ｂ）にキャリア再生回路５に共振器を用い場合を示す。７６１は受信信号若しくは受信中間周波信号より搬送波成分のみを通過させるバンド・パス・フィルタ、７６２は搬送波周波数にて共振する共振器、７６３は一定の電圧範囲以外のレベルの信号を制限するリミッタ、７６４はリミッタを通過した搬送波に現れる高調波信号を除去するバンド・パス・フィルタである。
【０１１０】
上記構成において、受信信号はバンド・パス・フィルタ７６１に入力され搬送波成分のみが取り出され出力される。該出力は次に共振器７６２に入力され、バンド・パス・フィルタ７６１を漏洩した不要周波数成分が抑圧されるとともに搬送波成分の位相と振幅が平均化されリミッタ７６３に出力される。リミッタ７６３では、入力された共振器７６２の出力の振幅が制限されてその出力に定振幅の信号が現れる。該定振幅信号はリミッタ７６３で振幅制限されたため搬送波周波数以外の高調派成分を有している。この定振幅信号は続いてバンド・パス・フィルタ７６４にて前記高調波成分か抑圧され、その出力には定振幅で、送信信号中に含まれる搬送波成分と同一の周波数を持つ信号、すなわち再生搬送波が現れることとなる。
【０１１１】
又、図２６示の第８実施形態において、ベースバンド変換回路６、キャリア再生回路５の代わりに、図２０に示す様なコスタスループを用いてもよい。
【０１１２】
又、図２６示の第８実施形態においては、２値変調を用いているが、図２９に示す様に直交変調を用いてもよい。
【０１１３】
図２９に本発明の受信装置の第９実施形態を示す構成図を示す。本実施形態において、上記第８実施形態と同様の部材には同じ番号が付せられている。第９実施例は、送信信号が直交変調信号の場合の例である。直交変調信号はＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルの信号をそれぞれ直交した搬送波により変調し、合成することにより得られる。
【０１１４】
図２９において、アンテナ１、高周波信号処理部２、同期回路／符号発生器４は図２６示の上記第８実施例と同様であるので説明は省略する。キャリア再生回路５Ａは、例えば入力信号を４逓倍し、フィルタを通した後、ＰＬＬにて４分周するように構成される。キャリア再生回路５Ａから出力される再生キャリアは、ベースバンド変換回路６Ｂに入力され、高周波信号処理部２からの入力信号をＩｃｈとＱｃｈの２チャンネルのベースバンド信号に変換する。
【０１１５】
ベースバンド変換回路６Ｂの構成は、図２２と共通である。復調部７Ｉ、７Ｑの構成は図１７と共通である。
【０１１６】
上記の実施形態では、無線信号（高周波信号）で送信側と受信側が通信する場合を説明したが、図３０に示す様にベースバンド信号で両者が通信する様にしてもよい。
【０１１７】
図３０において、同期回路／符号発生器４、復調部７、並直列変換器６の構成は図１７示の第３実施形態と共通である。
【０１１８】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、受信信号をベースバンド帯域の信号に変換し、さらに、サンプリングしたデジタル信号を間引いているので、複数の拡散符号との相関に応じたデータ判定のための処理量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】準ベースバンド信号から同期をとる本発明の第１実施例の構成図である。
【図２】準ベースバンド変換回路の回路図である。
【図３】スライディング相関器及び遅延ロック追跡回路を用いた同期回路の回路図である。
【図４】アナログ回路で構成した復調部の回路図である。
【図５】デジタル回路で構成した復調部の回路図である。
【図６】図５の相関器の回路図である。
【図７】位相補正後に逆拡散する場合の復調部の回路図である。
【図８】準ベースバンド信号から同期をとる本発明の第２実施例の構成図である。
【図９】合成回路の回路図である。
【図１０】図８の合成回路、遅延回路、減算回路の出力の波形図である。
【図１１】クロック制御回路の回路図である。
【図１２】同期用相関器の回路図である。
【図１３】復調用相関器の回路図である。
【図１４】クロック出力部２００の変形例の回路図である。
【図１５】図１４の合成回路の出力の波形図である。
【図１６】位相シフト回路の回路図である。
【図１７】ベースバンド信号から同期をとる本発明の第３実施例の構成図である。
【図１８】キャリア再生回路の回路図である。
【図１９】コスタスループを用いた本発明の第４実施例の構成図である。
【図２０】コスタスループの回路図である。
【図２１】直交変調を用いた本発明の第５実施例の構成図である。
【図２２】ベースバンド変換回路の構成図である。
【図２３】ベースバンド信号から同期をとる第６実施例の構成図である。
【図２４】中間周波信号から同期をとる第７実施例の構成図である。
【図２５】コンボルバを用いた同期回路の回路図である。
【図２６】中間周波信号から同期をとる第８実施例の構成図である。
【図２７】送信側の構成図である。
【図２８】キャリア再生回路の変形例の回路図である。
【図２９】直交変調を用いた本発明の第９実施例の構成図である。
【図３０】ベースバンド信号で通信する本発明の第１０実施例の構成図である。
【図３１】従来の送信装置の構成図である。
【図３２】従来の受信装置の構成図である。
【符号の説明】
４Ｂ  同期回路／符号発生器
６Ａ  準ベースバンド変換回路
７Ａ  復調部
【図１】
0003581448.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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