(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散された無線信号を受信してこの受信された無線信号をベースバンド帯の信号に周波数変換したのち拡散符号のチップレートの整数倍のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプリングされた受信信号を拡散符号によりスペクトル逆拡散したのち、１チップ複数サンプル方式の積分ダンプフィルタで積分してその積分出力を判定部でレベル判定することにより情報データを再生するスペクトル拡散無線通信装置において、
前記拡散符号の１チップ長期間ごとに、当該期間に対応する前記受信信号の複数のサンプリングデータのうち前記１チップ長期間中の所定の両端部を除いた中央部分のサンプリングデータのみを選択し、この選択されたサンプリングデータを前記拡散符号によるスペクトル逆拡散処理を経て前記積分ダンプフィルタで積分処理させるデータ選択手段を具備することを特徴とするスペクトル拡散無線通信装置。
【請求項２】
データ選択手段は、
前記拡散符号の１チップ長期間のうち前記サンプリング周期に応じて定めた両端部分もしくはこの両端部分を除いた中央部分を表すゲート信号を発生するためのゲート信号発生手段と、
このゲート信号発生手段により発生されたゲート信号をもとに前記受信信号をゲート処理して、このゲート処理後の受信信号を前記拡散符号によるスペクトル逆拡散処理を経て前記積分ダンプフィルタで積分処理させる受信信号ゲート手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散無線通信装置。
【請求項３】
データ選択手段は、
前記拡散符号の１チップ長期間のうち前記サンプリング周期に応じて定めた両端部分もしくはこの両端部分を除いた中央部分を表すゲート信号を発生させる発生するためのゲート信号発生手段と、
このゲート信号発生手段により発生されたゲート信号をもとに前記拡散符号をゲート処理し、このゲート処理後の拡散符号を前記受信信号のスペクトル逆拡散処理に供する拡散符号ゲート手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば自動車・携帯電話システムやコードレス電話システム、無線ＬＡＮシステム等の無線通信システムで使用される無線通信装置に係わり、特にスペクトラム拡散通信方式を使用して符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ  ）通信を可能としたシステムで使用されるスペクトル拡散無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムで使用する通信方式の一つとして、干渉や妨害に強いスペクトラム拡散通信方式が注目されている。
スペクトラム拡散通信方式を使用した無線通信システムは、例えば送信側の装置において、ディジタル化された音声データや画像データに対し先ず拡散符号を用いて広帯域のベースバンド信号に変換する。拡散符号としては、疑似雑音符号（ＰＮコード；ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ  ｎｏｉｓｅ  ｃｏｄｅ  ）やＧｏｌｄ符号が使用される。次に、この変換された送信ベースバンド信号により無線搬送波をディジタル変調し、しかるのちこの被変調波信号をバンドパスフィルタでフィルタリングしたのちアンテナから送信する。ディジタル変調方式には例えばＢＰＳＫやＱＰＳＫ変調方式が用いられる。
【０００３】
これに対し受信側の装置においては、受信された無線周波信号を局部発振信号とミキシングしてベースバンド帯の信号に周波数変換したのち、この受信ベースバンド信号をローパスフィルタに通して不要波成分を除去し、しかるのちディジタル信号に変換してデータ復調部に入力する。そして、このデータ復調部において、上記ディジタル受信信号に対し送信側の装置で使用した拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散を行なったのち、その出力信号を積分ダンプフィルタで受信データの１シンボル長ごとに積分し、その積分出力を判定部で判定することにより受信データを復元するように構成されている。
【０００４】
ところで、逆拡散後のディジタル受信信号を上記積分ダンプフィルタでシンボル積分する方式には、拡散符号の１チップごとに受信信号レベルを１回サンプリングしてこれを受信信号の１シンボル長に渡って加算するものがある。この方式では、例えば受信信号のシンボルレートを１９．２ＫＨｚ、拡散符号のチップレートを１．２３ＭＨｚとすると、６４個の受信信号レベルのサンプル値が相互に加算される。しかしこの方式は、無線部に設けられている受信フィルタのカットオフ特性が急峻でない場合に、トーン干渉波の影響を受けて受信品質の劣化を生じ易い。
【０００５】
一方、積分ダンプフィルタの別の方式として、拡散符号の１チップごとに例えばチップレートの４〜８倍のサンプリング周期で受信信号レベルをサンプリングし、これらのサンプリングデータを受信信号の１シンボル長にわたって加算するものがある。この方式では、例えば受信信号のシンボルレートを１９．２ＫＨｚ、拡散符号のチップレートを１．２３ＭＨｚ、サンプルレートを９．８４ＭＨｚ（チップレートの８倍）とすると、６４×８＝５１２個の受信信号レベルのサンプル値が相互に加算される。この方式は、先に述べた１チップ１サンプルの方式に比べサンプルデータ数を多くできるため、上記トーン干渉波の影響を低減することが可能である。
【０００６】
いま例えば図８に示すように、１，２５ＭＨｚの帯域幅を有する無線周波数信号に９００ＫＨｚのトーン干渉波が加わり、無線部にこのトーン干渉波を除去する受信フィルタが設けられていない場合には、トーン干渉波の周波数に対する受信Ｓ／Ｎの関係は図９に示すようになる。この特性から明らかなように、１チップ８サンプルの方式によるＳ／Ｎ特性（Ａ）は、１チップ１サンプルの方式によるＳ／Ｎ特性（Ｂ）に比べ、受信Ｓ／Ｎが約９ｄＢ高くなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この様な１チップ複数サンプル方式を適用した積分ダンプフィルタには、次のような解決すべき課題があった。すなわち、クロック追尾部においてクロック位相ずれが生じ、その影響により受信信号と受信拡散符号との間のタイミングがずれると、このタイミングずれの期間における受信信号のサンプリングデータが積分ダンプフィルタにノイズとして入力されて積分値に加算され、この結果受信品質の劣化を生じる。
【０００８】
この発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、クロック位相ずれが生じてもその影響が積分ダンプフィルタの処理に悪影響を及ぼさないようにし、これによりトーン干渉波等に対する受信品質を高く保持し得るスペクトル拡散無線通信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためにこの発明は、スペクトル拡散された無線信号を受信してこの受信された無線信号をベースバンド帯の信号に周波数変換したのち拡散符号のチップレートの整数倍のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプリングされた受信信号を拡散符号によりスペクトル逆拡散したのち、１チップ複数サンプル方式の積分ダンプフィルタで積分してその積分出力を判定部でレベル判定することにより情報データを再生するスペクトル拡散無線通信装置において、
上記積分ダンプフィルタの前段側にデータ選択手段を設け、このデータ選択手段により、上記拡散符号の１チップ長期間ごとに、当該期間に対応する上記受信信号の複数のサンプリングデータのうち上記１チップ長期間中の所定の両端部を除いた中央部分のサンプリングデータのみを選択し、この選択されたサンプリングデータを上記拡散符号によるスペクトル逆拡散処理を経て上記積分ダンプフィルタで積分処理させるようにしたものである。
【００１０】
データ選択手段としては、ゲート信号発生手段と、受信信号ゲート手段とを備え、ゲート信号発生手段により、上記拡散符号の１チップ長期間のうち上記サンプリング周期に応じて定めた両端部分もしくはこの両端部分を除いた中央部分を表すゲート信号を発生し、このゲート信号発生手段により発生されたゲート信号をもとに、上記受信信号ゲート手段において上記受信信号をゲート処理して、このゲート処理後の受信信号を上記拡散符号によるスペクトル逆拡散処理を経て上記積分ダンプフィルタで積分処理させるようにするものが考えられる。
【００１１】
また他のデータ選択手段としては、上記したゲート信号発生手段に加え、拡散符号ゲート手段を備え、ゲート信号発生手段により発生されたゲート信号をもとに、上記拡散符号ゲート手段において上記拡散符号をゲート処理して、このゲート処理後の拡散符号を上記受信信号のスペクトル逆拡散処理に供するようにするものが考えられる。
【００１２】
この結果本発明によれば、例えばクロック追尾部のクロック位相がずれ、その影響により受信信号と受信拡散符号との間のタイミングがずれたとしても、このタイミングずれの期間における受信信号のサンプリングデータはデータ選択手段により除去され、積分ダンプフィルタには上記タイミングずれの影響のないサンプリングデータのみが入力されることになる。このため、積分ダンプフィルタでは上記タイミングずれの影響を受けずに受信サンプリングデータの積分処理を行なうことができ、これにより情報データの判定を高精度に行なえるようになって受信品質を高く保持することが可能となる。
【００１３】
またデータ選択処理を、積分ダンプフィルタの前段において受信信号もしくは拡散符号のゲート処理により行なうようにしたことで、既存の積分ダンプフィルタをそのまま使用することができ、これにより積分ダンプフィルタ内においてゲート処理を行なう場合に比べて回路構成もしくは積分処理を簡単化することが可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、この発明の第１の実施形態に係わるスペクトル拡散無線通信装置の受信系の構成を示す回路ブロック図である。
【００１５】
同図おいて、アンテナ１で受信された無線信号は、アナログ・フロントエンド２において低雑音増幅されるとともにベースバンド帯に周波数変換されたのち、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３で所定のサンプリングレートでサンプリングされる。このときサンプリングレートは例えばＰＮ符号のチップレートの８倍に設定される。上記Ａ／Ｄ変換器３でサンプリングされた受信信号は、フィンガ回路と呼ばれる３個のデータ復調器４，５，６およびサーチ受信機７にそれぞれ入力される。
【００１６】
データ復調器４，５，６は、上記サーチ受信機７により捕捉されたＰＮ同期情報に応じて、基地局から送信された伝送データをスペクトラム拡散して復調する。これらのデータ復調器４，５，６により復調された各シンボルデータは、同期情報とともにシンボル合成器８に入力される。シンボル合成器８は、上記各データ復調器４，５，６から出力された受信信号の積分出力を合成してデータ成分を再生し、この再生データ成分をデータ判定部９に供給する。データ判定部９は、上記再生データ成分のレベル判定などを行なうことにより受信データを再生する。
【００１７】
なお、データ復調器４，５，６を３個設けた理由は、マルチパス受信信号をパスダイバーシチ効果を用いて高いＳＮ比で受信するためと、通信中に接続先の基地局を無線チャネルを切断せずに切り替える、いわゆるソフトハンドオフを行なうためである。
【００１８】
サーチ受信機７は、基地局から放送されているパイロット信号に対しＰＮサーチを行なうもので、基本的に上記データ復調器４，５，６と同じ構成を有している。このサーチ受信機７のＰＮサーチ動作により得られる電力制御データは図示しないマイクロプロセッサへ通知される。マイクロプロセッサは、移動局の動作に係わる通常の種々制御機能に加えてＰＮサーチ制御機能を備え、上記電力制御データをもとにＰＮサーチ制御を行なう。
【００１９】
ところで、上記データ復調器４，５，６は、前記Ａ／Ｄ変換器３のサンプリングクロックを基準クロックとして独自クロックを生成し、この独自クロックにより互いに独立して動作するもので、それぞれ次のように構成される。
【００２０】
図２はその構成を示す回路ブロック図である。すなわち、データ復調器４，５，６はそれぞれ、データ復調部１０と、初期捕捉部２０と、クロック追尾部３０と、ＰＮ符号発生器４０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０とを備えている。
【００２１】
このうち先ず初期捕捉部２０は、例えばスライディング相関法によりＰＮ符号同期の初期捕捉動作を行なうもので、受信信号の所定のシンボル分の積分値を求めるごとにＰＮ符号の発生位相を１／４〜１チップずつずらしていき、所定レベル以上の受信電力レベルが観測された時点で同期捕捉動作をクロック追尾部３０に移行させる。
【００２２】
すなわち、受信信号は乗算器２１においてＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号と乗算されて逆拡散されたのち、その出力信号の所定シンボル分が積分ダンプフィルタ２２で積分される。そして、その積分値つまり上記受信信号とＰＮ符号との相関出力は、自乗器２３で自乗されることで電力値に変換されたのちしきい値比較部２４に入力され、このしきい値比較部２４でしきい値と比較される。モード設定部２５は、上記しきい値比較部２４においてしきい値以上の受信電力値が検出されるまでの期間では、初期捕捉モードに設定して切替スイッチ２６を初期捕捉部２０側に設定する。これに対し、しきい値以上の受信電力値が検出されると、モードを初期捕捉モードからクロック追尾モードに移行させ、切替スイッチ２６をクロック追尾部３０側に切り替える。
【００２３】
クロック追尾部３０は、ＰＮ符号発生器４０からＰＮ符号とは別に発生されるＰＮ符号Ｅａｒｌｙ  およびＰＮ符号Ｌａｔｅを用いて、次のようにクロック追尾動作を行なう。
【００２４】
すなわち、ＰＮ符号発生器４０からは、初期捕捉部２０に供給しているＰＮ符号に対し位相が１／２チップ進んだＰＮ符号Ｅａｒｌｙ  と、位相が１／２チップ遅れたＰＮ符号Ｌａｔｅが出力される。図３はこれらのＰＮ符号の位相関係を示すものである。受信信号は乗算器３１，３２でそれぞれ上記ＰＮ符号Ｅａｒｌｙ  およびＰＮ符号Ｌａｔｅと乗算されて逆拡散されたのち、その各出力信号の所定シンボル分が積分ダンプフィルタ３３，３４でそれぞれ積分される。そして、その各積分値つまり上記受信信号と上記ＰＮ符号Ｅａｒｌｙ  およびＰＮ符号Ｌａｔｅとの相関出力は、それぞれ自乗器３５，３６で自乗されることにより電力値に変換されたのち加算器３７で相互に加算される。そして、その加算出力信号はループフィルタ３８で平滑されたのち、クロック位相の可変指示信号として上記切替スイッチ２６を介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０に供給される。
【００２５】
図４は、上記初期捕捉部２０およびクロック追尾部３０において得られる信号波形の一例を示すもので、（ａ）はＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号の位相が受信信号のＰＮ符号の位相と一致しているときに初期捕捉部２０の自乗器２３から出力されるＰＮ符号相関出力の電力値である。これに対し（ｂ），（ｃ）は、それぞれＰＮ符号Ｅａｒｌｙ  およびＰＮ符号Ｌａｔｅの位相が受信信号のＰＮ符号の位相と一致しているときにクロック追尾部３０の自乗器３５，３６から出力されるＰＮ符号相関出力の電力値であり、（ｄ）はクロック追尾部３０の加算器３７から出力される相関出力の電力値である。
【００２６】
したがって、例えばいまクロック追尾部３０の加算器３７から出力された相関出力の電力値が図４（ｄ）のＡの位置にあったとすれば、クロック追尾部３０からＶＣＯ５０へはクロック位相を遅らせるための指示信号が供給される。このため、ＰＮ符号発生器４０から発生されるＰＮ符号の位相は遅れ方向に変化し、これにより上記加算器３７の相関出力レベルはＡの位置からＢの位置へ移動する。これに対し、加算器３７の相関出力の電力値が図４（ｄ）のＣの位置にあった場合には、クロック追尾部３０からＶＣＯ５０へはクロック位相を進ませるための指示信号が供給される。このため、ＰＮ符号発生器４０から発生されるＰＮ符号の位相は進み方向に変化し、これにより上記加算器３７の相関出力レベルはＣの位置からＢの位置へ移動する。
【００２７】
Ｂの位置は、図４（ａ）から明らかなように後述するデータ復調部１０の積分ダンプフィルタ１３から出力される復調データ成分の出力レベルが最大となる位置であり、クロック追尾部３０は加算器３７の相関出力レベルのピークがこのＢの位置に近付くようにＶＣＯ５０を介してＰＮ符号発生器４０のＰＮ符号発生位相を制御する。
【００２８】
ところで、データ復調部１０は、ゲート回路１１と、乗算器１２と、積分ダンプフィルタ１３と、ゲート信号発生回路１４とから構成される。
ゲート信号発生回路１４は、ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号と、Ａ／Ｄ変換器３から出力されたサンプリングクロックとを基に、ゲート信号を発生する。ゲート信号は、ＰＮ符号の１チップ長ごとに、その両端部をそれぞれサンプリングクロックの１クロック長分だけ除いて、残りの中央部分の期間のみ“Ｈ”レベルとなる信号である。すなわち、サンプリングクロックのレートを先に述べたようにＰＮ符号のチップレートの８倍に設定してある場合には、ゲート信号発生回路１４からは、図５（ｄ）に示すようにＰＮ符号の１チップ長ごとにその両端部がそれぞれ１／８チップ長だけ“Ｌ”レベルとなり、残りの中央部分が“Ｈ”レベルとなるゲート信号が発生される。
【００２９】
ゲート回路１１は例えばアンドゲートからなり、上記ゲート信号が“Ｌ”レベルの期間に非導通状態、“Ｈ”レベルの期間に導通状態となる。そして、この“Ｈ”レベル期間に入力された受信信号を通過させる。乗算器１２は、上記ゲート回路１１を通過した受信信号をＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号と乗算してスペクトル逆拡散を行ない、その出力を積分ダンプフィルタ１３に入力する。積分ダンプフィルタ１３は、上記入力された逆拡散後のサンプリングデータを１シンボル期間にわたって積分加算するもので、その積分加算値をシンボル合成器８へ出力する。
【００３０】
次に、以上のように構成されたスペクトル拡散無線通信装置におけるデータ復調部１０の動作を説明する。なお、ここでは、説明の簡単のため、伝送する情報データをオール“１”とし、送信側の基地局がこの情報データを“１”と“０”とが交互に表れているＰＮ符号によりスペクトル拡散処理して送信した場合を例にとって説明する。このとき基地局から送信された送信信号波形は、図５（ａ）に示すようになる。
【００３１】
上記送信信号がアンテナ１を介してアナログ・フロントエンド２で受信されると、その受信信号はＡ／Ｄ変換器３でＰＮ符号のチップレートの８倍のサンプリングレートでサンプリングされる。図５（ｂ）はそのサンプリングされた受信信号（受信サンプリングデータ）を示すものである。一方、このときＰＮ符号発生器４０からは、図５（ｃ）に示すように上記受信信号に同期してＰＮ符号が発生される。
【００３２】
そうするとデータ復調部１０では、ゲート信号発生回路１４において、上記ＰＮ符号と前記Ａ／Ｄ変換器３のサンプリングクロックとに基づいて、図５（ｄ）に示すように受信ＰＮ符号の各チップ期間ごとにその両端部が１サンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベルとなり他の期間が“Ｈ”レベルとなるゲート信号が発生され、ゲート回路１１に与えられる。このため、ゲート回路１１では、上記ゲート信号に応じて、その“Ｈ”レベルの期間のみ導通状態となり、この期間に入力された受信サンプリングデータが通過して乗算器１２に入力される。図５（ｅ）はそのゲート後の受信を示すものである。
【００３３】
乗算器１２では、上記ゲート後の受信信号がＰＮ符号と乗算されてこれによりスペクトル逆拡散され、この逆拡散後の受信信号が積分ダンプフィルタ１３に入力される。積分ダンプフィルタ１３では、上記入力された受信信号（受信サンプリングデータ）が１シンボル期間にわたって積分加算される。そして、その積分加算値は復調データ成分としてシンボル合成器８に入力され、ここで他のデータ復調器から同様に出力された積分加算値と合成されてデータ判定部９に供給され、レベル判定される。
【００３４】
ところで、このような状態で、例えば無線伝送路の変動の影響によりクロック追尾部３０においてクロック位相ずれが発生し、これにしたがって受信信号に対するＰＮ符号の位相が例えば図５（ｆ）または図５（ｇ）に示すように遅れ方向または進み方向にずれたとする。そうすると、乗算器１２で受信信号をＰＮ符号と乗算してスペクトル逆変換した際に、上記受信信号とＰＮ符号との位相ずれ区間（図５（ｆ），（ｇ）の斜線区間）に受信サンプリングデータが存在すると、スペクトル逆変換後の受信信号の上記斜線区間に相当する期間にノイズが発生し、このノイズが積分ダンプフィルタ１３で積分加算され、受信品質劣化の原因になる。
【００３５】
しかしながらこの実施形態の構成では、先に述べたようにゲート回路１１において、受信信号中の上記位相ずれの影響を受ける部分が予めゲーティングされて除去され、残りの位相ずれの影響を受けない部分のみが乗算器１２でスペクトル逆拡散されたのち積分ダンプフィルタ１３に入力されて積分加算処理される。このため、たとえ上記のような受信信号とＰＮ符号との位相ずれが生じても、その影響を排除して受信品質を高く保つことができる。
【００３６】
以上のようにこの実施形態では、データ復調部１０においてスペクトル逆拡散用の乗算器１２の前段にゲート回路１１およびゲート信号発生回路１４を設け、ゲート信号発生回路１４においてＰＮ符号の各チップ期間ごとにその両端部が１サンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベルとなり他の期間が“Ｈ”レベルとなるゲート信号を発生する。そして、このゲート信号により上記ゲート回路１１をゲート制御することで、受信信号中の位相ずれの影響を受ける部分を除去し、このゲート処理後の受信信号を乗算器１２でＰＮ符号によりスペクトル逆拡散したのち積分ダンプフィルタ１３に入力して積分加算処理するようにしている。
【００３７】
したがって、クロック追尾部３０のクロック位相ずれに伴い受信信号に対するＰＮ符号の位相ずれが生じても、その影響を排除して受信品質を高く保つことができる。また、この実施形態では、データ復調部１０にゲート回路１１およびゲート信号発生回路１４を新たに付加することでこの発明を実現したので、乗算器１２や積分ダンプフィルタ１３については既存のものをそのまま使用することができ、これにより比較的簡単な回路構成で実現することができる。
【００３８】
（第２の実施形態）
この発明の第２の実施形態は、ＰＮ符号に対しゲート処理を施し、ゲート処理されたＰＮ符号を用いて受信信号をスペクトル拡散処理し、その出力信号を積分ダンプフィルタに入力して積分加算処理するようにしたものである。
【００３９】
図６は、この実施形態に係わるデータ復調部１００の構成を示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図２と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００４０】
ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号は、乗算器１２に入力される前にゲート回路１５に入力される。このゲート回路１５はアンドゲートからなり、ゲート信号発生回路１４から発生されたゲート信号に応じて導通し、これにより上記ＰＮ符号をゲート制御して上記乗算器１２に入力する。ゲート信号は、前記実施形態と同様にＰＮ符号とＡ／Ｄ変換器３のサンプリングクロックとに基づいて生成されるもので、図７（ｄ）に示すように受信ＰＮ符号の各チップ期間ごとにその両端部が１サンプリングクロック分だけ“Ｌ”レベルとなり、他の期間が“Ｈ”レベルとなる信号である。
【００４１】
このような構成であるから、ＰＮ符号発生器４０から発生されたＰＮ符号（図７（ｃ））は、乗算器１２に入力される前に、ゲート回路１５でゲート信号（図７（ｄ））に従ってゲート処理され、これにより受信信号（図７（ｂ））に対してＰＮ符号の位相ずれの影響を及ぼす部分が予め除去される。図７（ｅ）はこのゲート後のＰＮ符号の信号波形を示すものである。このため、乗算器１２でスペクトル逆拡散された後の受信信号は、上記位相ずれによるノイズを含まないものとなり、したがって積分ダンプフィルタ１３においても上記ノイズを含まない積分加算処理が行なわれることになる。
【００４２】
このため本実施形態においても、クロック追尾部３０のクロック位相ずれに伴い受信信号に対するＰＮ符号の位相ずれが生じても、その影響を排除して受信品質の劣化がなく高Ｓ／Ｎの受信を行なうことが可能となる。
【００４３】
なお、この発明は上記各実施形態に限定されるものではない。例えば、上記各実施形態では、簡単な回路構成で実現するためにスペクトル逆拡散用の乗算器１２の前段側にゲート回路１１，１５を設け、このゲート回路１１，１５で受信信号またはＰＮ符号をゲート処理するように構成したが、ゲート信号を積分ダンプフィルタ１３に供給し、積分ダンプフィルタ１３内においてゲート処理を含む積分加算処理を行なうように構成してもよい。
【００４４】
その他、ゲート回路およびゲート信号発生回路の構成、ゲート回路の挿入位置、データ復調部、初期捕捉部およびクロック追尾部の構成等についても、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることは勿論である。
【００４５】
【発明の効果】
以上詳述したようにこの発明では、積分ダンプフィルタの前段側にデータ選択手段を設け、このデータ選択手段により、上記拡散符号の１チップ長期間ごとに、当該期間に対応する上記受信信号の複数のサンプリングデータのうち上記１チップ長期間中の所定の両端部を除いた中央部分のサンプリングデータのみを選択し、この選択されたサンプリングデータを上記拡散符号によるスペクトル逆拡散処理を経て上記積分ダンプフィルタで積分処理させるようにしている。
したがってこの発明によれば、サンプリングクロックの位相ずれが生じてもその影響が積分ダンプフィルタの処理に悪影響を及ぼさないようにすることができ、これによりトーン干渉波等に対する受信品質を高く保持し得るスペクトル拡散無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態に係わるスペクトル拡散無線通信装置の受信系の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した装置のデータ復調器の構成を示す回路ブロック図。
【図３】図２に示したＰＮ符号発生器から発生される３種類のＰＮ符号の位相関係を示す図。
【図４】図２に示したデータ復調器によるクロック追尾動作を説明するための信号波形図。
【図５】図２に示したデータ復調部の動作説明に使用する信号波形図。
【図６】この発明の第２の実施形態に係わるスペクトル拡散無線通信装置のデータ復調部の構成を示す回路ブロック図。
【図７】図６に示したデータ復調部の動作説明に使用する信号波形図。
【図８】無線送信波およびトーン干渉波のスペクトルを示す図。
【図９】１チップ８サンプル方式および１チップ１サンプル方式のＳ／Ｎ特性を示す図。
【符号の説明】
１…アンテナ
２…アナログ・フロントエンド
３…アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
４，５，６…データ復調器
７…サーチ受信機
８…シンボル合成器
９…データ判定部
１０，１００…データ復調部
１１，１５…ゲート回路
１２…乗算器
１３…積分ダンプフィルタ
１４…ゲート信号発生回路
２０…初期捕捉部
２１…乗算器
２２…積分ダンプフィルタ
２３…自乗器
２４…しきい値比較部
２５…モード設定部
２６…切替スイッチ
３０…クロック追尾部
３１，３２…乗算器
３３，３４…積分ダンプフィルタ
３５，３６…自乗器
３７…加算器
３８…ループフィルタ
４０…ＰＮ符号発生器
５０…電圧制御発振器（ＶＣＯ）
【図１】
0003575922.tif 000002
【図２】
0003575922.tif 000003
【図３】
0003575922.tif 000004
【図４】
0003575922.tif 000005
【図５】
0003575922.tif 000006
【図６】
0003575922.tif 000007
【図７】
0003575922.tif 000008
【図８】
0003575922.tif 000009
【図９】
0003575922.tif 000010