(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
媒体上の情報トラックに光ビームを集光して光スポットを形成しその反射光から情報トラック上に記録された情報を再生する装置であって、
光スポットのトラック中心からの変位量（トラッキングエラー量）に応じて位相関係が変化する少なくとも２つの検出信号を出力する光ヘッドと、
前記検出信号間の位相差を検出してトラッキングエラー信号を出力するトラッキングエラー検出手段と、
前記トラッキングエラー信号に応じて前記光スポットがトラック中心を走行するように制御するトラッキング制御手段とを具備し、
前記トラッキングエラー検出手段は、前記２つの検出信号を２値化したディジタル検出信号の正および負のパルス幅がそれぞれ所定の範囲内にあり、かつ、前記２つのディジタル検出信号のうち一方のディジタル検出信号が状態反転したのち所定時間内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転した場合に、前記２つのディジタル検出信号間の位相差を検出してトラッキングエラー信号を得ることを特徴とする光学的情報再生装置。
【請求項２】
前記所定時間は最短マーク長さ以下であることを特徴とする請求項１に記載の光学的情報再生装置。
【請求項３】
前記所定時間は、データレートに応じた長さに設定されることを特徴とする請求項１に記載の光学的情報再生装置。
【請求項４】
前記ディジタル検出信号の正および負のパルス幅が、チャンネルビット周期の５倍以上で、かつ最長マーク長さ以下であることを特徴とする請求項１に記載の光学的情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、光学的情報再生装置に関するものであり、より詳しくは媒体上に集光される光ビームをトラック中心に沿って走行させるためのトラッキング制御手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、大容量の映像情報やデータ情報を保存する手段として、ディジタルビデオディスク（以下「ＤＶＤ」と称する）など光学的に情報を記録・再生する光ディスクが注目されている。この光ディスクには同心円状もしくはスパイラル状に１ｕｍ前後のピッチでトラックが形成されており、そのトラック上に情報が局所的光学定数もしくは物理的形状の変化を利用して記録されている。
【０００３】
このような記録形態の光ディスクから情報を高品質で再生するため、光ディスク装置は情報を読みとるための光スポットの集光位置を高精度に制御し、この光スポットが常にトラック上をトレースするようにしている。この光スポットの位置決め制御は２次元で行われており、光軸方向の制御はフォーカス制御手段、半径方向の制御はトラッキング制御手段が受け持つように構成されている。このような制御には、一般的に、光スポットの目標位置と現在位置との差つまり誤差量を求め、この誤差量が０になるようにフィードバック制御する方法が採用されている。
【０００４】
この誤差量の検出は、通常光学的手段を利用して行われている。トラッキング制御に必要なトラッキングエラー信号の検出方式には、情報を再生するためのメインビームを利用する１スポット方式と補助ビームを利用する３スポット方式がある。１スポット方式では、プシュプル法、位相差法が実際の装置に採用されている。
【０００５】
１スポット方式と３スポット方式を比較した場合、１スポット方式の方が光学系の簡素化が計れ、また、光の利用効率の面においても有利である。１スポット方式を用いてトラック上に情報が凸凹のピット（以下、「情報ピット」と称する。）の形態で記録された媒体からトラッキングエラーおよび情報を再生するということは、情報ピットの影響で生ずる光の回折の度合いを信号として検出することである。
【０００６】
この回折の度合いは、情報ピットのピット深さに依存して変化することが知られている。ただし、トラッキングエラー信号が最大となるピット深さの条件と情報ピットからの再生信号が最大となるピット深さの条件が異なる。プシュプル法の場合を例に取ると、情報からの再生信号が最大となるピット深さ（λ／４，λ：光の波長）では、原理的にトラッキングエラーが検出できなくなる。
【０００７】
また、光スポット径が一定の場合、媒体上の記録密度が高くなればなるほど、通常、隣り合うピットからの再生波形が干渉することにより生ずる波形干渉や隣接トラックからのクロストークの影響で再生信号品質が劣化する。このような媒体を再生する装置に関しては、信号検出性能の観点から、信号レベルとノイズレベルの比であるＳＮＲを確保する必要がある。
【０００８】
ＳＮＲが大きいと云うことは検出信号のジッタが小さく、検出エラーレートが低いと云うことを意味する。ＳＮＲを大きくするには、装置ノイズや媒体ノイズを一定と仮定すると、できるだけ再生信号レベルが大きくなるように各部のパラメータを設定することに他ならない。
【０００９】
そのため、１スポット方式でトラッキングエラーを検出する方式として、情報ピットから再生される信号振幅が原理的に最大となるλ／４のピット深さの媒体に対してもトラッキングエラーの検出が可能な位相差法を採用している装置もある。この方式の原理については、特公昭５６−３０６１０号公報に開示されている。つぎに、位相差法によるトラッキングエラーの検出原理を概念的に説明する。
【００１０】
図１３は、位相差法によるトラッキングエラーの検出原理を説明するための図である。図において、（１）は情報ピットと光スポットの位置関係を示した図であり、光スポットがｔ０からｔ４の方向に移動する様子を示している。図中、光スポットの走行位置Ｎ点は再生対象トラックの中心を示す。また、Ｌ点は再生対象トラックと左側隣接トラックとの中間位置を示す。さらに、Ｒ点は再生対象トラックと右側隣接トラックとの中間位置を示す。
【００１１】
図１３（２）は、媒体からの反射光を検知して電気信号に変換するための光検知器を示す。この光検知器はトラック接線方向の分割線とこれに垂直の半径方向の分割線により４分割（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）されており、媒体からの反射光のファーフィールドパターンの中心がこの光検知器の中心に形成されるように光学系が設計されている。この４分割された光検知器の対角成分を加算することで得られる２つの検出信号（Ａ＋Ｃ）と（Ｂ＋Ｄ）の間には、トラッキングエラー量に比例して位相差が生ずる。その様子を図１３の（３）、（４）、（５）に示す。
【００１２】
図１３（３）は、光スポットの走査位置に応じて前記２つの検出信号間の位相関係が変化する様子を示す模式図である。左側の波形は、図１３（１）中のＬ点を光スポットが走行したときの検出信号波形で、検出信号（Ａ＋Ｃ）が検出信号（Ｂ＋Ｄ）に比べ位相が進んでいる様子を示す。また、真中の波形は、Ｎ点、つまり、トラック中心を光スポットが走行したときの検出信号波形で、検出信号
（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）が同位相である様子を示す。さらに、右側の波形は、Ｒ点を光スポットが走行したときの検出信号波形で、検出信号（Ａ＋Ｃ）が検出信号（Ｂ＋Ｄ）に比べ位相が遅れている様子を示す。
【００１３】
図１３（４）は、光スポットの走査位置に応じて検出信号（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）の位相差を示している。図中、位相差はパルスの幅で示している。また、＋側のパルスは検出信号（Ａ＋Ｃ）が検出信号（Ｂ＋Ｄ）より進んでいる場合を示し、−側のパルスは逆に検出信号（Ａ＋Ｃ）が検出信号（Ｂ＋Ｄ）より遅れている場合を示す。そして、検出信号（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）が同位相のときは、＋側および−側共にパルスが出力されない状態になる。
【００１４】
光スポットの走行位置に対する前記パルスの幅、つまり位相差量を図示したものが図１３（５）であり、トラッキングエラー量に比例して変化する様子が理解できる。この位相差法を用いてトラッキングエラーを検出する従来の光学的情報再生装置については、特公平５−８００５４号公報に開示されている。
【００１５】
つぎに、従来の光学的情報再生装置の構成について図１４をもとに説明する。同図において、１は光ディスク、２はスピンドルモータ、３は光ヘッド、４は光ヘッドから出力される信号よりトラッキングエラー情報を検出するトラッキングエラー検出手段、５はトラッキングエラー検出手段４で検出されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッドから媒体に照射される光ビームの半径方向位置を制御するトラッキング制御手段、を示す。さらに、トラッキングエラー検出手段４は、第１の波形整形手段４１、第２の波形整形手段４２、第１の位相比較手段４３、有効性判別手段４４、位相差−電圧変換手段４５で構成される。
【００１６】
以上のように構成された従来例の光学的情報再生装置の動作を図１４に従って説明する。光ヘッド３は光ディスク１に記録されている情報を検出し、検出信号（ａ）および（ｂ）を出力する。これら２つの検出信号は、図１３で説明した検出信号（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）に相当する。先にも説明したように、光ヘッド３は、光ビームの照射位置が情報トラック中心に対してズレを有するとき、前述の２つの検出信号間に位相差が生ずるように光学系が設計されている。
【００１７】
第１の波形整形手段４１は、前述の検出信号（ａ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｃ）を出力する。同様に、第２の波形整形手段４２は、前述の検出信号（ｂ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｄ）を出力する。
【００１８】
有効性判別手段４４は、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）が”Ｌｏｗ”または”Ｈｉｇｈ”の同一状態から一方のディジタル検出信号だけが２回続けて状態反転して再び同一の状態になった場合、無効信号（ｅ）を出力する。このように、一方のディジタル検出信号が変化しないにもかかわらず他方のディジタル検出信号が続けて状態反転するケースは、傷などに起因する大きな雑音が検出信号に混入した場合に起こり得る。第１の位相比較手段４３は、前述の無効信号（ｅ）が出力されない状態で２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）間の位相を比較し、位相差信号（ｆ）を出力する。
【００１９】
位相差−電圧変換手段４５は、時間情報として検出された前述の位相差信号
（ｆ）を電圧信号に変換することで、トラッキングエラー信号を生成する。トラッキング制御手段５は、前述のトラッキングエラー信号で示されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッド３から光ディスク１に照射される光ビームの半径方向位置を制御し、光ビームが常にトラック中心を走行するようにする。
【００２０】
図１５は図１４の各部の信号波形を示すものであり、波形（ａ）〜（ｆ）は図１４中の（ａ）〜（ｆ）に対応する。以下、図１５に基づいて従来例の光学的情報再生装置の動作をさらに詳しく説明する。
【００２１】
光ヘッド３から出力される２つの検出信号（ａ）および（ｂ）は、第１の波形整形手段４１および第２の波形整形手段４２により２値化され、ディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）に変換される。ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転部分をｃ１，ｃ２およびｃ５とする。また、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転部分をｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４およびｄ５とする。
【００２２】
このとき、状態反転ｃ１，ｃ２およびｃ５は状態反転ｄ１，ｄ２およびｄ５と対になっている。これらの状態反転部分ではディジタル検出信号（ｃ）がディジタル検出信号（ｄ）に比べ位相が進んでいる。そのため、位相差信号（ｆ）は、その位相差に相当する時間幅を有するパルスとしてプラス側に出力される。
【００２３】
一方、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ３では、ディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）が共に”Ｌｏｗ”の状態からディジタル検出信号（ｄ）が先に状態を反転するので、第１の位相比較手段４３はディジタル検出信号（ｄ）がディジタル検出信号（ｃ）より位相が進んでいると判断してマイナス側に位相差信号を出力しようとする。しかし、状態反転ｄ３に対応するディジタル検出信号（ｃ）の状態反転はなくディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ４が続いて現れるので、有効性判別手段４４は状態反転ｄ３、ｄ４を無効と判断し無効信号（ｅ）を立てる。この無効信号により、第１の位相比較手段４３は状態反転ｄ３、ｄ４に基づく部分ｆを出力しないように処理する。
【００２４】
以上のように、従来の光学的情報再生装置においては、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）が同一状態から一方のディジタル検出信号だけが２回続けて状態反転して再び同一の状態となるとき、傷などの欠陥に起因する異常状態が発生したと判断して位相差信号の出力を停止することで、大きな検出誤差が位相差信号に混入するのを低減し、トラッキング制御を安定化している。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来の光学的情報再生装置では２つのディジタル検出信号が互いに等価な状態からどちらか一方のディジタル検出信号に状態反転が現れても、その有効性の判定は次の状態反転がどちらのディジタル検出信号に現れるかをみるまでわからない。そのため、有効性判別完了までの時間は媒体上に記録されているマーク長や欠陥等に起因する異常状態の長さに依存して変化することになる。このため、状態反転の有効性の判別が完了するまで位相差信号を蓄積しておくか、または遅延手段によって位相比較の動作を遅延させる必要があった。
【００２６】
状態反転の有効性が判別できるまで位相差信号をコンデンサ等を使って電気的に蓄積しておく方法では、有効性の判別が終了するまでの時間が長くなればなるほど、コンデンサ等に蓄積された値が回路のリーク電流等により変動し、その変動分が誤差になるという問題があった。
【００２７】
また、遅延手段によって位相比較の動作を遅延させる方法では、遅延時間の設定如何によっては、設定時間内に次の状態反転が現れない場合があり、この場合、位相比較器は位相差信号の出力を停止できなくなり、異常状態においてトラッキングエラー信号に大きな検出誤差が混入することになり、装置の信頼性を著しく低下させることになるという問題もあった。
【００２８】
次に従来の光学的再生装置における他の問題点について述べる。図１６は光学シミュレーションにより記録マークの長さと前記２つの検出信号間に発生する位相差との関係を表したものである。ただし、記録ピット深さがレーザ波長λの１／５、トラックオフセットがトラックピッチの１／２の条件による。図中、横軸は記録マークの長さを記録ピット長Ｔｃｈで規格化したものである。この記録ピット長Ｔｃｈは、ディスク上に記録されるデータの１ビット長に相当する。また、縦軸は前記２つの検出信号間に生ずる位相差を前記記録ピット長Ｔｃｈで規格化したものである。この光学シミュレーションにおいては、山田  尚志著，”特集  ＤＶＤ技術の現状を探る−ＤＶＤ技術”，Ｏ  ｐｌｕｓ  Ｅ  Ｎｏ．１９９（１９９６），ｐｐ．７０−７９  記載のパラメータを使用した。パラメータは、レーザ波長６５０ｎｍ，ＮＡ０．６，記録ピット長Ｔｃｈ０．１３３ｕｍ，トラックピッチＴｐ０．７４ｕｍである。また、図の横軸である記録マークの長さとして、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｋ）やＤＶＤで使われる変調規則に基ずく値を用いる。この変調規則については、Ｋ．Ａ．Ｓ．Ｉｍｍｉｎｋ著，”論文  ＤＶＤの記録容量を高める記録符号方式ＥＦＭＰｌｕｓ”，日経エレクトロニクス  Ｎｏ．６７５（１９９６），ｐｐ．１６１−１６５  にその詳細が記載されている。この変調規則は、ランレングス（同一シンボル”１”または”０”の連続数をいう。）を２から１０の範囲内に制限する特徴がある。そのため、記録マークの長さが最短で３Ｔｃｈ、最長で１１Ｔｃｈとなる。この光学シミュレーションの結果より、記録マークの長さが３Ｔｃｈのように短い場合には前記２つの検出信号間に位相差が発生しないことがわかる。
また、実際の装置では、媒体の欠陥等により変調規則上発生し得ない再生マーク長（記録マークの長さが３Ｔｃｈ未満または１２Ｔｃｈ以上）が検出される可能性もある。
【００２９】
しかし、従来の光学的再生装置ではこのようなパターンを異常と判断して除去する機能はなく、そのため、このようなパターンが連続するケースではトラックズレが生じていたとしてもトラッキングエラー信号が得られない、または、欠陥に起因する外乱が混入するという問題も有していた。
【００３０】
さらに、有効性判別のための時間設定が固定のため、データレートの変化する可変速再生には対応困難であるという問題もあった。
【００３１】
この発明は以上のような問題点を解決するためになされたもので、位相差法によるトラッキングエラー信号を用いてトラッキングサーボ系を構築する光学的情報再生装置に関し、傷などに起因する異常状態が発生した場合においても、また、データレートが変化する場合においても良好なトラッキングエラー信号を生成しうるトラッキングエラー検出手段を得ることを目的とする。
【００３２】
第１の目的は、記録マーク長や異常状態の長さに依存することなく有効性を判定することで、位相差法によるトラッキングエラーの検出精度を向上させる手段を得ることである。
【００３３】
第２の目的は、２つのディジタル検出信号間の位相差情報が意味を持たない記録マーク周期の短いパターンまたは変調規則違反のパターンからの情報によるトラッキングエラー信号への外乱を除去することにより、位相差法によるトラッキングエラーの検出精度を向上させる手段を得ることである。
【００３４】
第３の目的は、データレートの変化に対応可能なトラッキングエラー検出手段を得ることである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る光学的情報再生装置のトラッキングエラー検出手段においては、光スポットのトラック中心からの変位量に応じて位相関係が変化する２つの検出信号を２値化した２つのディジタル検出信号の正および負のパルス幅がそれぞれ所定の範囲内にあり、かつ、前記２つのディジタル検出信号のうち一方のディジタル検出信号が状態反転したのち所定時間内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転した場合に、前記２つのディジタル検出信号間の位相差を検出してトラッキングエラー信号を得るようにしたものである。
上記構成によれば、媒体欠陥等に起因して発生する外乱がトラッキングエラー信号に混入するのを抑圧できるのに加えて、正常再生状態においても生じる不要情報の混入をも抑圧できるので、トラッキングエラーの検出能力が更に向上する。
【００３６】
また、前記２つのディジタル検出信号間の状態反転を検出するための前記所定時間を最短マークの再生時間以下に設定するようにしたものである。
上記構成によれば、ＣＤやＤＶＤでは、変調規則上取りうる複数の記録マーク長に対して前記２つの検出信号はオーバーラップするので、前記所定時間を最短記録マークから再生されるパルス幅以下に設定することで、トラッキングエラー信号への外乱の混入を抑圧できる。
【００３７】
また、前記所定時間をデータレートに応じた長さに設定するようにしたものである。
上記構成によれば、前記最短記録マークから再生されるパルス幅がデータレートに応じて変化しても、前記所定時間をデータレートに応じて変えることで、ディスクモータの回転数が整定する前に媒体から情報を再生する可変速再生や倍速以上の高速再生においても、トラッキングエラーの検出精度を維持できる。
【００３８】
さらに、前記ディジタル検出信号のパルス幅の判定条件を、チャンネルビット周期の５倍以上で、かつ最長マーク長さ以下に設定するようにしたものである。
上記構成によれば、前記２つのディジタル検出信号間に位相差が発生しない短周期の記録マークからの情報、および変調規則上発生し得ない長さの記録マークからの情報がトラッキングエラー信号に外乱として混入するのを防止でき、トラッキングエラーの高精度検出が可能となる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。ただし、実施例において従来例と同一番号を付したブロックについては図１４に示した従来例の光学的情報再生装置と基本的に同じものであり、詳細説明は省略する。
【００４０】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１である光学的情報再生装置を示す図である。図中、１は光ディスク、２はスピンドルモータ、３は光ヘッド、４は光ヘッドから出力される信号よりトラッキングエラー情報を検出するトラッキングエラー検出手段、５はトラッキングエラー検出手段４で検出されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッドから媒体に照射される光ビームの半径方向位置を制御するトラッキング制御手段、を示す。さらに、トラッキングエラー検出手段４は、第１の波形整形手段４１、第２の波形整形手段４２、位相差判定手段４６、第２の位相比較手段４７、位相差−電圧変換手段４５で構成される。さらにまた、位相差−電圧変換手段４５は、チャージポンプ手段４５１、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」と称する）４５２で構成される。
【００４１】
以上のように構成された実施例の光学的情報再生装置の動作を図１に従って説明する。光ヘッド３は光ディスク１に記録されている情報を検出し、検出信号（ａ）および（ｂ）を出力する。これら２つの検出信号は、図１３で説明した検出信号（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）に相当する。この光ヘッド３は、光ビームの照射位置が情報トラック中心に対してズレを有するとき、前述の２つの検出信号間に位相差が生ずるように光学系が設計されている。
【００４２】
第１の波形整形手段４１は、前述の検出信号（ａ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｃ）を出力する。同様に、第２の波形整形手段４２は、前述の検出信号（ｂ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｄ）を出力する。
【００４３】
位相差判定手段４６は、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）のうちどちらか一方のディジタル検出信号が状態反転したのち所定時間内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転する場合、前記２つのディジタル検出信号を有効と判定し、当該エッジ情報（ｈ）および（ｉ）を出力する。
【００４４】
第２の位相比較手段４７は、前記２つのエッジ情報（ｈ）および（ｉ）からエッジ間の位相差を検出し、次段のチャージポンプ手段４５１を駆動する２つの駆動信号（ＰＵ）および（ＰＮ）を出力する。ここで、駆動信号（ＰＵ）は、エッジ情報（ｈ）がエッジ情報（ｉ）に比べ進んでいることを示す信号であり、そのパルス幅は進み時間に相当する。また、駆動信号（ＰＮ）は、エッジ情報（ｈ）がエッジ情報（ｉ）に比べ遅れていることを示す信号であり、そのパルス幅は遅れ時間に相当する。
【００４５】
チャージポンプ手段４５１は、駆動信号（ＰＵ）のパルス幅の時間だけソース用の電流源を駆動することでＬＰＦ４５２を構成するコンデンサに電荷を蓄積（充電）し、また、駆動信号（ＰＮ）のパルス幅の時間だけシンク用の電流源を駆動し前記コンデンサから電荷を引き抜く（放電）ことで、時間情報である位相差を電気信号である電圧に変換する。
【００４６】
また、ＬＰＦ４５２は、チャージポンプ手段４５１のパルス出力を平滑化することでトラッキングサーボ手段にとって不要な高域の周波数成分を取り除き、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）を生成する。
【００４７】
トラッキング制御手段５は、前述のトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）で示されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッド３から光ディスク１に照射される光ビームの半径方向位置を制御し、光ビームが常にトラック中心を走行するようにする。
【００４８】
図２は図１の同一記号を付した各部の信号波形を示すものである。また、記号（ア）〜（セ）は、位相差判定手段４６の内部信号を示す。以下、図２に基づいて実施の形態１の光学的情報再生装置の動作をさらに詳しく説明する。
【００４９】
光ヘッド３から出力される２つの検出信号（ａ）および（ｂ）は、第１の波形整形手段４１および第２の波形整形手段４２により２値化され、ディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）に変換される。ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転部分をｃ１，ｃ２，ｃ５，ｃ６，ｃ７およびｃ８とする。また、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転部分をｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７およびｄ８とする。
【００５０】
このとき、状態反転ｃ１，ｃ２，ｃ５，ｃ６，ｃ７およびｃ８は、状態反転ｄ１，ｄ２，ｄ５，ｄ６，ｄ７およびｄ８と対になっている。ここで、ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転ｃ１，ｃ２およびｃ５は、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ１，ｄ２およびｄ５に比べ位相が進んでいる状態を示している。また、ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転ｃ６，ｃ７およびｃ８は、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ６，ｄ７およびｄ８に比べ位相が遅れている状態を示している。
【００５１】
次に、位相差判定手段４６に上述のディジタル検出信号が入力された場合の動作を説明する。ディジタル検出信号に状態反転（エッジ）が生ずると、位相差判定手段４６は立上りおよび立下り個々のエッジを起点として所定時間Ｔのゲートを生成する。ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジを起点としたゲート信号を図２（ア）に示す。また、ディジタル検出信号（ｃ）の立下りエッジを起点としたゲート信号を図２（ツ）に示す。ディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジを起点としたゲート信号を図２（エ）に示す。また、ディジタル検出信号（ｄ）の立下りエッジを起点としたゲート信号を図２（テ）に示す。
【００５２】
ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジがディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジに比べ進んでいる状態（ｃ１とｄ１、ｃ５とｄ５の部分）について位相判定手段４６の動作を説明する。  図２（ア）に示すゲート信号のイネーブル期間（パルス幅Ｔの”Ｈｉｇｈ”期間）中にディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジが生ずる場合、つまりディジタル検出信号（ｃ）が状態反転したのち所定時間Ｔ内にディジタル検出信号（ｄ）が同一方向に状態反転する場合、図２（エ）のゲート信号の立上りエッジで”Ｈｉｇｈ”（または”１”）をセットし、図２（ア）のゲート信号の立下りエッジで”Ｌｏｗ”（または”０”）にリセットし、図２（ケ）に示す信号を生成する。これは、ディジタル検出信号（ｃ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に状態反転したのち所定時間Ｔ内にディジタル検出信号（ｄ）が同一方向に状態反転するとき、図２（ケ）の立下りエッジにディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジの位置情報が投影されることを意味する。
また、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジがディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジに比べ遅れている状態（ｃ７とｄ７の部分）について位相判定手段４６の動作を説明する。図２（エ）に示すゲート信号の”Ｈｉｇｈ”期間中にディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジが生ずる場合、つまりディジタル検出信号（ｄ）が状態反転したのち所定時間Ｔ内にディジタル検出信号（ｃ）が同一方向に状態反転する場合、図２（エ）のゲート信号の立下りエッジで”Ｈｉｇｈ”（または”１”）をセットし、図２（ア）のゲート信号の立下りエッジで”Ｌｏｗ”（または”０”）にリセットし、図２（ケ）に示す信号を生成する。
【００５３】
同様の方法で、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジと対の関係になるディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジを処理した結果を図２（シ）に示す。この信号は、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジがディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジに比べ進んでいる状態（ｃ１とｄ１、ｃ５とｄ５の部分）では、図２（ア）に示すゲート信号が”Ｈｉｇｈ”の期間にディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジが生ずる場合、図２（ア）の立下りエッジのタイミングで”Ｈｉｇｈ”にセットされ、図２（エ）の立下りエッジのタイミングで”Ｌｏｗ”にリセットされる。
また、図２（シ）の信号は、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジがディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジに比べ遅れている状態（ｃ７とｄ７の部分）では、図２（エ）に示すゲート信号の”Ｈｉｇｈ”期間中にディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジが生ずる場合、図２（ア）の立上りエッジのタイミングで”Ｈｉｇｈ”にセットされ、図２（エ）の立下りエッジのタイミングで”Ｌｏｗ”にリセットされる。
【００５４】
また、ディジタル検出信号（ｃ）の立下りエッジを処理した結果を図２（ス）に示す。さらに、ディジタル検出信号（ｃ）の立下りエッジと対の関係になるディジタル検出信号（ｄ）の立下りエッジを処理した結果を図２（セ）に示す。
【００５５】
２つのディジタル検出信号が所定時間Ｔ内に同一方向に状態反転する場合のディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジおよび立下りエッジの位置情報は、図２（ケ）および（ス）に示す信号の論理和を取ることによりに図２（ｈ）に示す信号の立下りエッジに投影される。
【００５６】
また、２つのディジタル検出信号が所定時間Ｔ内に同一方向に状態反転する場合のディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジおよび立下りエッジの位置情報は、図２（シ）および（セ）に示す信号の論理和を取ることによりに図２（ｉ）に示す信号の立下りエッジに投影される。
【００５７】
上記の処理により媒体欠陥などで一方のディジタル検出信号にしか出力が現れないケース、また、所定時間Ｔ内に２つのディジタル検出信号が同一方向に状態反転しないケースでは、位相差判定手段４６は異常状態が生じたとして信号（ｈ）と（ｉ）の出力を停止し、次段の第２の位相比較手段４７が位相差を誤検出するのを防止する。
【００５８】
異常状態での動作の一例として、図２（ｄ）中の状態反転ｄ３とｄ４間のパルス部分を用いて説明する。この状態はディジタル検出信号（ｄ）だけに検出パルスがあり、それに対応すべき検出パルスがディジタル検出信号（ｃ）に検出されないケースである。この場合、状態反転ｄ３およびｄ４に対するディジタル検出信号（ｃ）の状態反転が一定時間Ｔ内に生じ得ないので、位相差判定手段４６は信号（ｈ）と（ｉ）にパルスを出力しない。
【００５９】
第２の位相比較手段４７は、位相差判定手段４６の出力（ｈ）および（ｉ）の立下りエッジ間の位相差を検出し、次段のチャージポンプ手段４５１を駆動する２つの駆動信号（ＰＵ）および（ＰＮ）を出力する。ここで、駆動信号（ＰＵ）は信号（ｈ）の立下りエッジが信号（ｉ）の立下りエッジに比べ進んでいることを示す信号であり、そのパルス幅は進み時間に相当する。また、駆動信号（ＰＮ）は、信号（ｈ）の立下りエッジが信号（ｉ）の立下りエッジに比べ遅れていることを示す信号であり、そのパルス幅は遅れ時間に相当する。
【００６０】
チャージポンプ手段４５１は、駆動信号（ＰＵ）のパルス幅の時間だけソース用の電流源を駆動することでＬＰＦ４５２を構成するコンデンサに電荷を蓄積（充電）し、また、駆動信号（ＰＮ）のパルス幅の時間だけシンク用の電流源を駆動し前記コンデンサから電荷を引き抜く（放電）ことで、時間情報である位相差を電気信号である電圧に変換する。
【００６１】
また、ＬＰＦ４５２は、チャージポンプ手段４５１のパルス出力を平滑化することでトラッキングサーボ手段にとって不要な高域の周波数成分を取り除き、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）を生成する。
【００６２】
トラッキング制御手段５は、前述のトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）で示されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッド３から光ディスク１に照射される光ビームの半径方向位置を制御し、光ビームが常にトラック中心を走行するようにする。
【００６３】
以上のように、実施の形態１の光学的情報再生装置においては、傷などの欠陥に起因する異常状態が発生した場合、位相差を検出するための信号を第２の位相比較手段４７に入力しないので、位相差の誤検出を防止できる。これにより、トラッキングエラー信号への外乱の混入を抑圧でき、トラッキング制御が安定化できる。
【００６４】
つぎに、図３に位相差判定手段４６の具体的な回路例を示す。図中、４６１は立上りエッジ位相差判定手段、４６２は立下りエッジ位相差判定手段、４６３は第１のインバータ、４６４は第２のインバータ、４６５は第１のＯＲ手段、４６６は第２のＯＲ手段、を示す。
【００６５】
ここで、立上りエッジ位相差判定手段４６１は、１００は第１のフリップフロップ（ＦＦ）、１０１は第１の遅延手段、１０２は第２のＦＦ、１０３は第２の遅延手段、１０４は第３のＦＦ、１０５は第４のＦＦ、１０６は第３のＯＲ手段、１０７は第５のＦＦ、１０８は第６のＦＦ、１０９は第４のＯＲ手段、で構成されている。また、立下りエッジ位相差判定手段４６２は、立上りエッジ位相差判定手段４６１と同一回路である。
【００６６】
図４は、図３の各部の信号波形を示す図である。図４中に付した各記号の信号波形は、図３中の同一記号を付した部分の信号波形を示す。以下に、位相差判定手段４６の動作を図４に基づいて説明する。
【００６７】
光ヘッド３から出力される２つの検出信号（ａ）および（ｂ）は、第１の波形整形手段４１および第２の波形整形手段４２により２値化され、ディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）に変換される。ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転部分をｃ１，ｃ２，ｃ５，ｃ６，ｃ７およびｃ８とする。また、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転部分をｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７およびｄ８とする。
【００６８】
このとき、状態反転ｃ１，ｃ２，ｃ５，ｃ６，ｃ７およびｃ８は、状態反転ｄ１，ｄ２，ｄ５，ｄ６，ｄ７およびｄ８と対になっている。ここで、ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転ｃ１，ｃ２およびｃ５は、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ１，ｄ２およびｄ５に比べ位相が進んでいる状態を示している。また、ディジタル検出信号（ｃ）の状態反転ｃ６，ｃ７およびｃ８は、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ６，ｄ７およびｄ８に比べ位相が遅れている状態を示している。
【００６９】
また、ディジタル検出信号（ｄ）の状態反転ｄ３およびｄ４の部分は、それに対応するディジタル検出信号（ｃ）の状態反転がない異常状態を示している。
【００７０】
まず、立上りエッジ位相差判定手段４６１の動作について説明する。第１のＦＦ１００のＱ出力（ア）は、クロック入力端子に入力される第１の波形整形手段４１の出力パルス（ｃ）の立上りエッジのタイミングで”Ｈｉｇｈ”（または”１”）に変化する。また、／Ｑ出力（イ）は同一のタイミングで”Ｌｏｗ”（または”０”）に変化する。第１の遅延手段１０１は、／Ｑ出力（イ）を所定時間Ｔ遅延させ、波形（ウ）を出力する。第１のＦＦ１００は、波形（ウ）の立下りエッジのタイミングでＱ出力（ア）を”Ｈｉｇｈ”から”Ｌｏｗ”に変化させる。これにより、第１のＦＦ１００の出力にはディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジを起点としたパルス幅Ｔのゲート信号が出力される。
【００７１】
また、第２のＦＦ１０２も第１のＦＦ１００と同一動作を行い、その出力（エ）および（オ）にはディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジを起点としたパルス幅Ｔのゲート信号が出力される。第２の遅延手段１０３は、／Ｑ出力（オ）を一定時間Ｔ遅延させ、波形（カ）を出力する。
【００７２】
第３のＦＦ１０４のＱ出力（キ）は、第１のＦＦ１００のＱ出力（ア）が”Ｈｉｇｈ”の期間つまりディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジから一定時間Ｔ以内に第２のＦＦ１０２のＱ出力（エ）の立上りエッジが生じた場合、このエッジのタイミングで”Ｈｉｇｈ”に変化する。その後、第３のＦＦ１０４のＱ出力（キ）は第１の遅延手段１０１の出力（ウ）の立下りエッジのタイミングで”Ｌｏｗ”に変化する。
【００７３】
第３のＦＦ１０４のＱ出力（キ）信号の意味するところは、ディジタル検出信号（ｃ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化したのち所定時間Ｔ以内にディジタル検出信号（ｄ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化する場合を２つのディジタル検出信号の状態反転が正常だと判断し、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジの情報を所定時間Ｔ遅延させて出力することを示している。
【００７４】
同様の動作が第４のＦＦ１０５、第５のＦＦ１０７、および第６のＦＦ１０８でも実行されている。各ＦＦの出力信号が示す意味はつぎのようになる。第４のＦＦ１０５のＱ出力（ク）には、ディジタル検出信号（ｄ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化したのち所定時間Ｔ以内にディジタル検出信号（ｃ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化するとき、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジの情報が所定時間Ｔ遅延したものが出力される。
【００７５】
また、第５のＦＦ１０７のＱ出力（コ）には、ディジタル検出信号（ｄ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化したのち一定時間Ｔ以内にディジタル検出信号（ｃ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化するとき、ディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジの情報が所定時間Ｔ遅延したものが出力される。
【００７６】
さらに、第６のＦＦ１０８のＱ出力（サ）には、ディジタル検出信号（ｃ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化したのち一定時間Ｔ以内にディジタル検出信号（ｄ）が”Ｌｏｗ”から”Ｈｉｇｈ”に変化するとき、ディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジの情報が一定時間Ｔ遅延したものが出力される。
【００７７】
第３のＯＲ手段１０６は、第３のＦＦ１０４のＱ出力（キ）と第４のＦＦ１０５のＱ出力（ク）の論理和を取ることにより、２つのディジタル検出信号の立上りエッジが一定時間Ｔ以内にあるときのディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジ情報（ケ）を出力する。
【００７８】
また、第４のＯＲ手段１０９は、第５のＦＦ１０７のＱ出力（コ）と第６のＦＦ１０８のＱ出力（サ）の論理和を取ることにより、２つのディジタル検出信号の立上りエッジが所定時間Ｔ以内にあるときのディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジ情報（シ）を出力する。
【００７９】
つぎに、立下りエッジ位相差判定手段４６２の動作について説明する。立下りエッジ位相差判定手段４６２には、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）が第１のインバータ４６３および第２のインバータ４６４で反転され入力される。立下りエッジ位相差判定手段４６２の回路構成は前述の立上りエッジ位相差判定手段４６１と同一であるため、その出力端には前記２つのディジタル検出信号の立下りエッジが一定時間Ｔ以内にあるときのディジタル検出信号（ｃ）の立下りエッジ情報（ス）およびディジタル検出信号（ｄ）の立下りエッジ情報（セ）が出力される。
【００８０】
第１のＯＲ手段４６５は、ディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジ情報（ケ）と立下りエッジ情報（ス）の論理和をとることで、２つのディジタル検出信号のうち一方のディジタル検出信号が状態反転したのち所定時間Ｔ内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転する場合、ディジタル検出信号（ｃ）のエッジ情報（ｈ）を出力する。
【００８１】
また、第２のＯＲ手段４６６は、ディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジ情報（シ）と立下りエッジ情報（セ）の論理和をとることで、２つのディジタル検出信号のうち一方のディジタル検出信号が状態反転したのち一定時間Ｔ内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転する場合、ディジタル検出信号（ｄ）のエッジ情報（ｉ）を出力する。
【００８２】
上記の処理により、媒体欠陥などで一方のディジタル検出信号にしか出力が現れないケース、また、一定時間Ｔ内に２つのディジタル検出信号が同一方向に状態反転しないケースでは、位相差判定手段４６は異常状態が生じたとして信号（ｈ）と（ｉ）の出力を停止し、次段の第２の位相比較手段４７が位相差を誤検出するのを防止する。
【００８３】
異常状態での動作の一例として、図４（ｄ）中の状態反転ｄ３とｄ４間のパルス部分を用いて説明する。この状態はディジタル検出信号（ｄ）だけに検出パルスがあり、それに対応すべき検出パルスがディジタル検出信号（ｃ）に検出されないケースである。この場合、状態反転ｄ３およびｄ４に対するディジタル検出信号（ｃ）の状態反転が一定時間Ｔ内に生じ得ないので、位相差判定手段４６は信号（ｈ）と（ｉ）にパルスを出力しない。
【００８４】
つぎに、図５に位相差判定手段４６と第２の位相比較手段４７を一体化した回路の具体例を示す。図中、２００は立上りエッジ位相差判定−比較手段、２０１は立下りエッジ位相差判定−比較手段、４６３は第１のインバータ、４６４は第２のインバータ、２０２は第５のＯＲ手段、２０３は第６のＯＲ手段、を示す。
【００８５】
ここで、立上りエッジ位相差判定−比較手段２００は、１００は第１のフリップフロップ（ＦＦ）、１０１は第１の遅延手段、１０２は第２のＦＦ、１０３は第２の遅延手段、１１４は第７のＯＲ手段、１１５は第８のＯＲ手段、１１６は第７のＦＦ、１１７は第８のＦＦ手段、１１８はＮＡＮＤ手段、１１９は第３の遅延手段、１２０は第４の遅延手段、で構成されている。また、立下りエッジ位相差判定−比較手段２０１は、立上りエッジ位相差判定−比較手段２００と同一回路である。
【００８６】
図６は、図５の各部の信号波形を示す図である。図６中に付した各記号の信号波形は、図５中の同一記号を付した部分の信号波形を示す。以下に、立上りエッジ位相差判定−比較手段２００の動作を図６に基づいて説明する。
【００８７】
第１のＦＦ１００のＱ出力（ア）は、クロック入力端子に入力される第１の波形整形手段４１の出力パルス（ｃ）の立上りエッジのタイミングで”Ｈｉｇｈ”に変化する。また、／Ｑ出力は同一のタイミングで”Ｌｏｗ”に変化する。第１の遅延手段１０１は／Ｑ出力を一定時間Ｔ遅延させる。第１のＦＦ１００は、第１の遅延手段１０１出力の立下りエッジのタイミングでＱ出力（ア）を”Ｈｉｇｈ”から”Ｌｏｗ”に変化させる。これにより、第１のＦＦ１００のＱ出力（ア）および／Ｑ出力にはディジタル検出信号（ｃ）の立上りエッジを起点としたパルス幅Ｔのゲート信号が出力される。
【００８８】
また、第２のＦＦ１０２も第１のＦＦ１００と同一動作を行い、そのＱ出力
（エ）および／Ｑ出力にはディジタル検出信号（ｄ）の立上りエッジを起点としたパルス幅Ｔのゲート信号が出力される。
【００８９】
第１のＦＦ１００のＱ出力（ア）は第８のＯＲ手段１１５の一方の入力端子に入力される。ＯＲ手段１１５の他方の入力端子には第７のＦＦ１１６のＱ出力（ソ）が入力される。また、第２のＦＦ１０２のＱ出力（エ）は第７のＯＲ手段１１４の一方の入力端子に入力される。第７のＯＲ手段１１４の他方の入力端子には第８のＦＦ１１７のＱ出力（タ）が入力される。
【００９０】
第７のＦＦ１１６のＤ入力端子には第７のＯＲ手段１１４の出力が入力され、クロック入力端子には第１のＦＦ１００の／Ｑ出力が第３の遅延手段１１９を経て入力され、リセット入力端子にはＮＡＮＤ手段１１８の出力が入力される。また、第８のＦＦ１１７のＤ入力端子には第８のＯＲ手段１１５の出力が入力され、クロック入力端子には第２のＦＦ１０２の／Ｑ出力が第４の遅延手段１２０を経て入力され、リセット入力端子にはＮＡＮＤ手段１１８の出力が入力される。ここで、第３の遅延手段１１９は、第７のＦＦ１１６のＤ入力端子とクロック入力端子に入力される信号のタイミングを調節するためのものである。また、第４の遅延手段１２０も同様の目的で配している。
【００９１】
第７のＦＦ１１６のＱ出力（ソ）は第５のＯＲ手段２０２の一方の入力端子、ＮＡＮＤ手段１１８の一方の入力端子、および前述のように第８のＯＲ手段１１５の一方の入力端子に入力される。また、第８のＦＦ１１７のＱ出力（タ）は第６のＯＲ手段２０３の一方の入力端子、ＮＡＮＤ手段１１８の他方の入力端子、および前述のように第７のＯＲ手段１１４の一方の入力端子に入力される。
【００９２】
以上の構成を取ることにより、２つのディジタル検出信号（ｃ）と（ｄ）の立上りエッジ間の位相差を検出する。ディジタル検出信号（ｃ）がディジタル検出信号（ｄ）に比べて進んでいる場合は、第７のＦＦ１１６のＱ出力信号（ソ）のパルス幅が第８のＦＦ１１７のＱ出力信号（タ）のパルス幅より広くなり、これら２つのパルス幅の差が位相差を示すことになる。また、逆にディジタル検出信号（ｄ）がディジタル検出信号（ｃ）に比べて進んでいる場合は、第８のＦＦ１１７のＱ出力（タ）のパルス幅が第７のＦＦ１１６のＱ出力信号（ソ）のパルス幅より広くなり、これら２つのパルス幅の差が位相差を示すことになる。
【００９３】
この回路の特長は、回路内の遅延が原因で生ずる不感帯（位相差比較の課程で２つの信号間に位相差があっても検出信号の出力されない領域）を低減する構成にしたことである。つまり、ＮＡＮＤ手段１１８により第７のＦＦ１１６および第８のＦＦ１１７のリセット信号を遅延させることで、位相差が０の場合でも必ず第７のＦＦ１１６のＱ出力（ソ）および第８のＦＦ１１７のＱ出力（タ）に該遅延させる時間幅の最小パルスを出力するようにしている。
【００９４】
立下りエッジ位相差判定−比較手段２０１は上述の立上りエッジ位相差判定−比較手段２００と同一構成の回路であり、動作も同じである。ただし、入力信号が異なり、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）が第１のインバータ４６３および第２のインバータ４６４でそれぞれ反転されて入力される。つまり、立下りエッジ位相差判定−比較手段２０１は、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）の立下りエッジ間の位相差を検出することになり、出力信号（ト）および（ナ）を出力する。
【００９５】
立上りエッジ位相差判定−比較手段２００の出力信号（ソ）および（タ）と立下りエッジ位相差判定−比較手段２０１の出力信号（ト）および（ナ）は、第５のＯＲ手段２０２と第６のＯＲ手段２０３により、出力信号（ソ）と（ト）および出力信号（タ）と（ナ）がそれぞれ論理加算され、次段のチャージポンプ手段４５１を駆動するための２つの駆動信号（ＰＵ）および（ＰＮ）に変換される。
【００９６】
ここで説明した回路構成により、２つのディジタル検出信号のうち一方のディジタル検出信号が状態反転したのち所定時間Ｔ内に他方のディジタル検出信号が同一方向に状態反転する場合、ディジタル検出信号（ｃ）と（ｄ）の位相差を検出することが可能となる。さらに、位相差比較時に生ずる不感帯の低減も併せて実現できる。
【００９７】
つぎに、位相差判定手段４６を構成する第１の遅延手段１０１、第２の遅延手段１０３の具体例を示す。以下の説明では便宜上第１の遅延手段１０１の動作について説明する。第１の遅延手段１０１は、３０１はトランジスタ（ＴＲ）、３０２は第１の電流源、３０３は第２のコンデンサ、３０４はコンパレータ、で構成されている。また、１００は前記第１のＦＦを示す。この回路の動作を図７中の各部の波形を示す図８に従って説明する。
【００９８】
第１のＦＦ１００は、第１の波形整形手段４１の出力信号（ｃ）の立上りエッジのタイミングでＱ出力を”Ｈｉｇｈ”にし、／Ｑ出力を”Ｌｏｗ”にする（図８（ア）、（イ））。この／Ｑ出力は、トランジスタ３０１のベースに入力される。トランジスタ３０１のエミッタ電位は、前記／Ｑ出力が”Ｌｏｗ”になると、第１の電流源３０２の電流と第２のコンデンサ３０３の容量で決まる時定数で漸減する。この様子を図８（ニ）に示す。
【００９９】
コンパレータ３０４はトランジスタ３０１のエミッタ電位を比較電圧Ｖｔｈと比較し、前記エミッタ電位が比較電圧Ｖｔｈ以下の領域で信号”Ｌｏｗ”となる。この様子を図８（ウ）に示す。このコンパレータ３０４の出力（ウ）は第１のＦＦ１００のリセット端子に接続されており、コンパレータ３０４の出力（ウ）が”Ｌｏｗ”のとき第１のＦＦ１００のＱ出力は”Ｌｏｗ”に、／Ｑ出力は”Ｈｉｇｈ”になる（図８（ア）、（イ））。
【０１００】
この第１のＦＦ１００のＱ出力および／Ｑ出力のパルス幅が第１の遅延手段１０１で生じた遅延量を示す。この遅延量は、第１の電流源３０２の電流量または第２のコンデンサ３０３の容量により、任意に設定できる。
【０１０１】
ここで、図９に示すように、第１の電流源３０２を外部からのコントロール信号で電流量が制御できる電流可変型にすることにより、遅延手段の遅延量は任意に設定可能となる。この機能を利用することで、再生速度に応じて遅延量を最適化でき、可変速再生が可能となる。
【０１０２】
第１の電流源３０２の電流量の制御はＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）を使えば簡単に実現できる。また、コントロール信号は、マイクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサ等コントローラでデータ再生クロック周波数を情報として処理することで容易に生成できる。つまり、コントローラは、データ再生クロック周波数より再生速度を求め、その再生速度に対して最適な電流量を設定するためのコントロール信号を計算やテーブルを参照することにより導出すればよい。また、トラックアドレスやセクタアドレスを表すヘッダ情報がユーザ情報と分離して記録されている媒体を再生する場合、コントローラがコントロール信号を求めるための情報源としてヘッダ部の周期を利用してもよい。
【０１０３】
つぎに、位相差−電圧変換手段４５のより詳しい具体例を図１０に示す。ここでは、上述の可変速再生に対応するための機能やトラッキングエラー信号のバランスを調整する機能を付加したものについて説明する。図中、４５１はチャージポンプ手段、４５２はＬＰＦ、４５３はバランス判定手段、４５４はコントローラ、４５５は基準電流生成手段、を示す。また、チャージポンプ手段４５１は、第２の電流源４００、第１のスイッチ手段４０１、第２のスイッチ手段４０２、第３の電流源４０３、で構成されている。
【０１０４】
以上のように構成された位相差−電圧変換手段４５の動作を説明する。チャージポンプ手段４５１は第２の位相比較手段４７の出力信号ＰＵとＰＮにより第１のスイッチ手段４０１および第２のスイッチ手段４０３を駆動することで、ＬＰＦ４５２を構成するコンデンサを充放電する。つまり、第１のスイッチ手段４０１は駆動信号（ＰＵ）のパルス幅の時間だけスイッチをショートし、第２の電流源４００から電流を前記コンデンサに流し込み充電する。また、第２のスイッチ手段４０２は駆動信号（ＰＮ）のパルス幅の時間だけスイッチをショートし、第３の電流源４０３で前記コンデンサから電流を吸い取り放電する。
【０１０５】
さらに、ＬＰＦ４５２は、チャージポンプ手段４５１の出力パルスを平滑化し、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）として前述のトラッキング制御手段５に出力する。ここで、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）の理想状態は、図１１（ａ）に示すように、基準レベル（図中鎖線で示す）に対して上下対称の波形となることである。しかし、前記光ヘッド１を構成する光学系のバランスズレ、第２の電流源４００と第３の電流源４０３間の電流量のバランスズレ等により、図１１（ｂ）および（ｃ）に示すように、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）は上下非対称になる。このようにトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）が非対称波形になると、振幅レベルの小さい側の制御マージンが低下し、トラッキング性能が劣化する。
【０１０６】
バランス判定手段４５３はトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）のバランスズレを検出し、その情報をコントローラ４５４に出力する。コントローラ４５４はバランス判定手段４５３からのバランスズレ情報を処理し、バランスズレを補正するための信号を基準電流生成手段４５５に出力する。基準電流生成手段４５５はコントローラ４５４からの信号に応じて第２の電流源４００と第３の電流源４０３の電流バランスを可変することでトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）のバランスズレを補正する。このとき、第２の電流源４００の電流量と第３の電流源４０３の電流量の和は一定である。
【０１０７】
また、基準電流生成手段４５５はコントローラ４５４からの制御信号により、第２の電流源４００の電流量と第３の電流源４０３の電流量の和を制御できるようにもなっている。この電流量の和は前述の遅延手段の遅延量同様、再生速度に応じて最適化する必要がある。その理由は、トラックズレ量と前記２つの検出信号間に発生する位相差量の関係が同じトラックズレ量の場合でも再生速度に応じて変化するからである。
【０１０８】
たとえば、前記２つの電流源の電流量の和が一定、またトラックズレ量が一定の場合を想定して説明すると、再生速度が早くなれば２つの検出信号間に発生する位相差量が小さくなり、結果としてトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）の信号レベルが小さくなる。逆に、再生速度が遅くなれば２つの検出信号間に発生する位相差量が大きくなり、結果としてトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）の信号レベルが大きくなる。
【０１０９】
しかしながら、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）は再生速度に依存せず、トラックズレ量と信号レベルの関係を一定に保つ必要がある。そのため、コントローラ４５４は外部からの情報（以下「ＩＮＦＯ」と称する。）を用いて再生速度を求め、基準電流生成手段４５５を制御し前記２つの電流源の電流量の和を再生速度に比例するようコントロールする。ＩＮＦＯとしては、前述のように再生クロック周波数やヘッダ部の周期等を利用すればよい。
【０１１０】
位相差−電圧変換手段４５を上記の構成にすることで、光学系や電流源のバランスズレに起因するトラッキングエラー信号波形の非対称性を補正でき、また再生速度の変化に関係なくトラックズレ量とトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）振幅を一定にでき、トラッキング性能の安定化および可変速再生を可能にする。
【０１１１】
実施の形態２．
図１２は、この発明の実施の形態２である光学的情報再生装置を示す図である。図中、１は光ディスク、２はスピンドルモータ、３は光ヘッド、４は光ヘッドから出力される信号よりトラッキングエラー情報を検出するトラッキングエラー検出手段、５はトラッキングエラー検出手段４で検出されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッドから媒体に照射される光ビームの半径方向位置を制御するトラッキング制御手段、を示す。さらに、トラッキングエラー検出手段４は、第１の波形整形手段４１、第２の波形整形手段４２、パルス幅判定手段４８、位相差判定手段４６、第２の位相比較手段４７、位相差−電圧変換手段４５で構成される。
【０１１２】
以上のように構成された実施例の光学的情報再生装置の動作を図１２に従って説明する。基本的には図１の説明と同様である。ただ、図１の構成との相違点は、第１の波形整形手段４１および第２の波形整形手段４２と位相差判定手段４６の間にパルス幅判定手段４８が挿入されていることである。
【０１１３】
光ヘッド３は光ディスク１に記録されている情報を検出し、検出信号（ａ）および（ｂ）を出力する。これら２つの検出信号は、図１３で説明した検出信号（Ａ＋Ｃ）と検出信号（Ｂ＋Ｄ）に相当する。この光ヘッド３は、光ビームの照射位置が情報トラック中心に対してズレを有するとき、前述の２つの検出信号（ａ）および（ｂ）間に位相差が生ずるように光学系が設計されている。
【０１１４】
第１の波形整形手段４１は、前述の検出信号（ａ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｃ）を出力する。同様に、第２の波形整形手段４２は、前述の検出信号（ｂ）から低周波成分を除去したのち２値化してディジタル検出信号（ｄ）を出力する。
【０１１５】
パルス幅判定手段４８は、２つのディジタル検出信号（ｃ）および（ｄ）各々に対して、光学特性により原理的に前記２つのディジタル検出信号間に位相差が発生しない短周期マークからのディジタル検出信号、および変調規則上発生し得ないマークからのディジタル検出信号を除去する処理を施した後、信号（ｃ’）および（ｄ’）として位相差判定手段４６に出力する。
【０１１６】
位相差判定手段４６は、前記信号（ｃ’）および（ｄ’）のうちどちらか一方の信号が状態反転したのち一定時間内に他方の信号が同一方向に状態反転する場合、信号（ｃ’）および（ｄ’）を有効と判定し、当該エッジ情報（ｈ）および（ｉ）を出力する。
【０１１７】
第２の位相比較手段４７は、前記２つのエッジ情報（ｈ）および（ｉ）からエッジ間の位相差を検出し、次段の位相差−電圧変換手段４５を駆動する２つの駆動信号（ＰＵ）および（ＰＮ）を出力する。ここで、駆動信号（ＰＵ）は、エッジ情報（ｈ）がエッジ情報（ｉ）に比べ進んでいることを示す信号であり、そのパルス幅は進み時間に相当する。また、駆動信号（ＰＮ）は、エッジ情報（ｈ）がエッジ情報（ｉ）に比べ遅れていることを示す信号であり、そのパルス幅は遅れ時間に相当する。
【０１１８】
位相差−電圧変換手段４５は、たとえば図１で説明したチャージポンプ手段で構成されている場合、駆動信号（ＰＵ）のパルス幅の時間だけソース用の電流源を駆動することでＬＰＦを構成するコンデンサに電荷を蓄積（充電）し、また、駆動信号（ＰＮ）のパルス幅の時間だけシンク用の電流源を駆動し前記コンデンサから電荷を引き抜く（放電）ことで、時間情報である位相差を電気信号である電圧に変換する。
【０１１９】
また、ＬＰＦは、チャージポンプ手段のパルス出力を平滑化することでトラッキングサーボ手段にとって不要な高域の周波数成分を取り除き、トラッキングエラー信号（ＴＥＳ）を生成する。
【０１２０】
トラッキング制御手段５は、前述のトラッキングエラー信号（ＴＥＳ）で示されるトラッキングエラーをキャンセルするように光ヘッド３から光ディスク１に照射される光ビームの半径方向位置を制御し、光ビームが常にトラック中心を走行するようにする。
【０１２１】
以上の構成により、原理的に前記２つのディジタル検出信号間に位相差が発生しない短周期の記録マークからのディジタル検出信号および変調規則上発生し得ない長さの記録マークからのディジタル検出信号を除去したのち、一定時間内に前記２つのディジタル信号が同一方向に状態反転するエッジ対を有効と判断して抽出し、そのエッジ対の位相差を検出することでトラッキングエラー信号への外乱混入を抑圧し、トラッキングエラーの検出能力を向上させるようにしたものである。
【０１２２】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【０１２３】
本発明に係る光学的情報再生装置においては、光スポットのトラック中心からの変位量に応じて位相関係が変化する２つの検出信号から生成される２つのディジタル検出信号間の位相差を検出することでトラッキングエラーを生成する。このとき、原理的に前記２つのディジタル検出信号間に位相差の生じない短周期マークから検出されるディジタル検出信号、および変調規則上発生し得ない長さの記録マークからのディジタル検出信号を除去したのち、一定時間内に前記２つのディジタル信号が同一方向に状態反転するエッジ対を抽出し、そのエッジ対の位相差を検出することでトラッキングエラー信号を得るようにしたので、媒体欠陥等に起因して生じる外乱がトラッキングエラー信号に混入するのを抑圧できるのに加えて、正常再生状態においても生じる不要情報の混入も抑圧できるので、トラッキングエラーの検出能力が更に向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１である光学的情報再生装置のブロック図である。
【図２】図１の各部の出力波形を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１である光学的情報再生装置を構成する位相差判定手段の具体例を示す図である。
【図４】図３の各部の出力波形を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１である光学的情報再生装置を構成する位相差判定手段と位相比較手段を一体化した具体例を示す図である。
【図６】図５の各部の出力波形を示す図である。
【図７】遅延手段の具体例を示す図である。
【図８】図７の各部の出力波形を示す図である。
【図９】遅延手段の他の具体例を示す図である。
【図１０】図９の各部の出力波形を示す図である。
【図１１】トラッキングエラー信号を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態にである光学的情報再生装置のブロック図である。
【図１３】位相差法によるトラッキングエラーの検出原理を示す図である。
【図１４】従来の光学的情報再生装置を示す図である。
【図１５】図１４の各部の出力波形を示す図である。
【図１６】記録マーク周期と発生位相差の関係を示す図である。
【符号の説明】
１  光ディスク、２  スピンドルモータ、３  光ヘッド、４  トラッキングエラー検出手段、５  トラッキング制御手段、４１  第１の波形整形手段、４２  第２の波形整形手段、４３  第１の位相比較手段、４４  有効性判別手段、４５位相差−電圧変換手段、４６  位相差判定手段、４７  第２の位相比較手段、４８  パルス幅判定手段、１００  第１のフリップフロップ（ＦＦ）、１０１  第１の遅延手段、１０２  第２のＦＦ、１０３  第２の遅延手段、１０４  第３のＦＦ、１０５  第４のＦＦ、１０６  第３のＯＲ手段、１０７  第５のＦＦ、１０８  第６のＦＦ、１０９  第４のＯＲ手段、１１４  第７のＯＲ手段、１１５  第８のＯＲ手段、１１６  第７のＦＦ、１１７  第８のＦＦ手段、１１８  ＮＡＮＤ手段、１１９  第３の遅延手段、１２０  第４の遅延手段、２００  立上りエッジ位相差判定−比較手段、２０１  立下りエッジ位相差判定−比較手段、２０２  第５のＯＲ手段、２０３  第６のＯＲ手段、、３０１  トランジスタ（ＴＲ）、３０２  第１の電流源、３０３  第２のコンデンサ、３０４  コンパレータ、４００  第２の電流源、４０１  第１のスイッチ手段、４０２  第２スイッチ手段、４０３  第３の電流源、４５１  チャージポンプ手段、４５２  ＬＰＦ、４５３  バランス判定手段、４５４  コントローラ、４５５  基準電流生成手段、４６１  立上りエッジ位相差判定手段、４６２  立下りエッジ位相差判定手段、４６３  第１のインバータ、４６４  第２のインバータ、４６５  第１のＯＲ手段、４６６  第２のＯＲ手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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