(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力を得る高圧電源装置において、
前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形、または前記入力波形信号の時間積分波形と前記高圧の交流出力波形が一致するように前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備することを特徴とする高圧電源装置
であって、
前記電力増幅手段が、前記高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、前記スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが前記昇圧トランスの漏れインダクタンスＬｓからなるインダクタンスＬｆ、および、その一部または全てが前記高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、とで構成されるローパスフィルターにて除去すると共に、前記高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンスに供給する無効電力を回生するよう構成したことを特徴とする高圧電源装置。
【請求項２】
入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力と、交流出力を整流した直流出力とを得る高圧電源装置において、
前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形、または前記入力波形信号の時間積分波形と前記高圧の交流出力波形が一致するように前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備することを特徴とする高圧電源装置
であって、
前記電力増幅手段が、前記高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、
前記スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが前記昇圧トランスの漏れインダクタンスＬｓからなるインダクタンスＬｆ、
および、その一部または全てが前記高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、
とで構成されるローパスフィルターにて除去すると共に、
前記高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンスに供給する無効電力を回生するよう構成したことを特徴とする高圧電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の高圧電源装置において、前記昇圧トランスの励磁インダクタンスＬ０と、前記キャパシタンスＣｆとで構成される並列共振回路の並列共振周波数が、前記高圧の交流出力の周波数ｆ０に概略一致するように構成したことを特徴とする高圧電源装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の高圧電源装置において、
前記交流出力を整流した直流出力は、
前記交流出力をキャパシタンスＣｉｎを介して整流するコッククロフト・ウオルトン回路で構成される整流回路と、前記整流回路の出力と整流回路の接地との間に設けた可変インピーダンス素子とを有し、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスと前記Ｃｉｎのインピーダンスとで、出力値を決定するように構成したことを特徴とする高圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、レーザービームプリンター、複写機またはファクシミリ等の電子写真応用装置で使用される、少なくとも交流出力を有する高圧電源装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
帯電、露光、現像、転写等の電子写真プロセスを有するレーザービームプリンター、複写機またはファクシミリ等の電子写真応用装置は、近年において小径感光体の採用、ＢＣＲ（Ｂｉａｓ  Ｃｈａｒｇｅ  Ｒｏｌｌ）やＢＴＲ（ＢｉａｓＴｒａｎｓｆｅｒ  Ｒｏｌｌ）などと呼ばれる小型の接触帯電装置や転写装置などの採用により、小型化が進んでいる。
【０００３】
そして、上記各プロセスに必要な高圧電源装置についても、小型化、軽量化、低コスト化のための種々の提案がされており、例えば特開昭６４−５９２６７号公報や特開平１−３０８１２９号公報等に開示されているものがある。
これらの提案に係る高圧電源装置は、各プロセスに必要な複数の高圧出力を、１つの昇圧トランスの出力から供給するよう構成し、トランス駆動回路の簡素化、部品数削減、トランス数の削減により、小型化、軽量化、低コスト化を達成しようとするものである。
【０００４】
特開昭６４−５９２６７号公報では、図７に示すように、１つの昇圧トランスＴ１と駆動回路１０１によってトランス２次側に交流高圧を発生し、２次側に設けられた整流平滑回路１０２ａの直流出力に、２次側巻き線１０３ａ及び１０３ｂの交流高圧を重畳して、帯電器用および現像器用の直流重畳の交流高圧出力を得ている。
【０００５】
特開平１−３０８１２９号公報では、図９に示すように、１つの昇圧トランスＴ１と発振器１０４や電力増幅回路１０５等からなる駆動回路によってトランス２次側に交流高圧を発生し、２次側の多倍圧整流回路１０６、１０７、１０８の前段に設けた制御素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４によって、安定化または可変制御された直流出力を発生し、これらを組み合せ、複数の安定化または可変の直流出力や直流重畳の交流高圧出力を得ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述の従来技術は以下の問題点を有していた。
【０００７】
（問題１）
ＢＣＲによって作られる感光体表面電位は、アウトプット画像の濃度やコントラストに直接関与する基本量であって、この表面電位は、ＢＣＲに加えられる高圧の直流成分により概略定まるが、交流成分の波形の影響を受ける。
しかしながら、従来技術による高圧電源装置では、１つの昇圧トランスからＢＣＲ出力を含む複数の直流および交流出力を発生させており、整流回路に直流出力を得るための歪波電流が生じ、この電流は昇圧トランスの１次側の駆動回路から供給されるため、歪波電流で昇圧トランスの１次〜２次間の漏れインダクタンスによるインピーダンス降下が生じて、昇圧トランスの１次側電圧波形に対し２次側の交流高圧波形には歪みが生ずる。この歪み量は昇圧トランスの漏れインダクタンス、整流回路に流れる歪波電流で定まるが、電源装置固体間でこれらはバラツくため歪み量にもバラツキが生じ、感光体表面電位も固体間バラツキが生じて、アウトプット画像品質に悪影響を与えるという問題点があった。
【０００８】
以上の問題点を図７の従来例において以下に説明する。図８の動作説明図において、ｗ２１は出力交流高圧波形が正弦波であるとし、図７の整流回路１０２ａ及び１０２ｂが存在しない場合の交流高圧出力波形であり、ｗ２２は昇圧トランスＴ１の電流である。整流回路１０２ａ及び１０２ｂが存在すると整流電流ｗ２３が生じ、昇圧トランスＴ１の電流はｗ２４の様に歪む。そして図１１の昇圧トランスＴ１の等価回路で示す漏れインダクタンスＬｓのインピーダンス降下により、出力交流高圧波形はｗ２５の様に歪む。歪み量は整流回路１０２ａ及び１０２ｂの直流負荷電流と漏れインダクタンスＬｓに依存しこれらが変わると歪み量も変化する。
同様に、図９の従来例において以下に説明すると、図１０の動作説明図において、ｗ４１は図９の整流回路１０６、１０７、１０８が存在しない場合の出力交流高圧波形であり、ｗ４２は昇圧トランスＴ１の電流である。整流回路１０６、１０７、１０８が存在すると整流電流ｗ４３が生じ、昇圧トランスＴ１の電流はｗ４４の様に歪む。そして図１１の昇圧トランスＴ１の等価回路で示す漏れインダクタンスＬｓのインピーダンス降下により、出力交流高圧波形はｗ４５の様に歪む。歪み量は整流回路１０６、１０７、１０８の直流負荷電流と漏れインダクタンスＬｓに依存しこれらが変わると歪み量も変化する。
【０００９】
更にまた、以上の説明で明らかなように、昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスＬｓが変わったり直流出力の仕様が変わったりした場合は、他の条件が同じであっても、交流高圧波形の歪みによる感光体表面電位への影響量を経験的に再度把握し、直流成分の値を再決定する必要があり、高圧電源を含めた帯電装置の設計が煩雑なものという問題点があった。
【００１０】
また、直流出力を変化あるいはオン／オフさせて使用する場合、例えば直流出力を現像バイアスとして使用する場合などには、画像濃度調整のための直流出力変更や、用紙間での直流出力オン／オフが必要となる場合が多い。この場合、直流出力の変化あるいはオン／オフに付随して整流回路１０６、１０７、１０８の出力電流は変化し、整流回路１０６、１０７、１０８に流れる歪波電流も変化するために、感光体表面電位は時間軸上で変化してしまい、とくに中間調濃度の画像濃度が変化してしまうという問題点があった。
【００１１】
（問題２）
ＢＣＲのような接触帯電装置や現像装置は、高圧電源出力が印加されるロール部分は構造的な広がりをもち、感光体表面に近接配置されるため、感光体および近傍空間に対して分布容量を形成する。交流高圧を加えた場合にはこの分布容量に容量性電流が供給されるが、供給電力は無効電力であるにもかかわらず、供給にともなって昇圧トランスＴ１の１次側の電力増幅器１０５において電力損失が生じるという問題点があった。
【００１２】
以上の問題点を、図１２の従来回路の電力損失説明図および図１３の電力増幅器概念図で以下に説明する。説明の便宜上、交流高圧出力は正弦波とし、昇圧トランスＴ１の励磁インダクタンス、漏れインダクタンスの影響を無視し、整流回路の電流を無視する。
図１２において、ｗ６２は交流高圧出力波形の交流成分波形、ｗ６１は交流高圧出力に接続された容量性負荷および昇圧トランスの分布容量を含む全容量に流れる電流波形を示す。電流ｗ６１は容量電流であるため電圧ｗ６２に対して９０°位相が進み、ｗ６３で示す区間すなわちｗ６２とｗ６１が同極性の区間では、全容量に電力が供給され、ｗ６４で区間で示す区間すなわちｗ６２とｗ６１が異極性の区間では、ｗ６３の区間で供給された電力が高圧電源側に帰還され、全容量における電力損失は生じない。
しかしながら、その一例として図１３で示す様な、上述の容量からの帰還電力を電源側に回生する能力をもたない通常の電力増幅器では、平均供給電力が０であっても、電力消費が発生する。図１３において電力増幅器からのソース電流はＱ１の能動動作によって供給され、電力増幅器からのシンク電流はＱ２の能動動作によって供給される。図１２のＷ６５は電力増幅器出力電圧、Ｗ６８は出力電流であって、Ｗ６６の区間は図１３のＱ１によって、Ｗ６７の区間は図１３のＱ２の動作により電流が供給されるように電力増幅が行われるため、Ｗ６９で示す様な電力損失が発生するという問題点があった。
【００１３】
（問題３）
ＢＣＲのような接触帯電装置は、そのインピーダンスの環境依存性が大きく、特に湿度依存性が大きいため、インピーダンス変化に対して定電流特性で交流高圧を印加したり、環境に応じて交流高圧印加量を変更するなどして、帯電特性を維持している。従って昇圧トランスＴ１の２次側の交流高圧は大きく変化し、整流回路の入力電圧も大きく変化する。この変化に抗して安定な直流出力を得るためには、整流回路入力電圧最低の条件下で安定化能力を確保できる様に直流安定化回路を設計することが必要であり、そのため、整流回路入力電圧最高の条件下での直流安定化回路の電力損失は大きなものになっていた。また整流回路や直流安定化回路に使用する部品は、整流回路入力電圧最高の条件下で大きな耐圧性能のものを使用する必要があり、コストアップを招くものとなっていた。
【００１４】
また、現像装置においては、現像性能上から高品位の正弦波や矩形波や鋸波形などの交流高圧波形を必要とするが、昇圧トランスの一次側波形を高品位に維持しても、昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスの影響によって、出力波形はリンギングや波形なまりが生じて交流高圧出力を高品位に維持することが困難であるという問題点があった。
【００１５】
そこで、本発明はこれらの問題点を解決すべくなされたもので、その目的とするところは、ＢＣＲのような接触帯電装置に適用して、帯電電位を安定に維持して高画質を達成でき、高圧電源を含めた帯電装置の設計が簡単に行え、電力損失が小さく、電力増幅器が低電流容量部品で構成でき、整流回路および直流安定化回路が低耐圧部品で構成することができる、小型、軽量、低コストの高圧電源装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的とすることろは、現像装置等に高品位の交流高圧波形を出力することが可能な高圧電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記の目的を達成するために、本発明は以下の手段を具備する。
ＢＣＲのような接触帯電装置に適用して、帯電電位を安定に維持して高画質を達成できる、小型、軽量、低コストの高圧電源装置を提供するために、入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力と、交流出力を整流した直流出力とを得る高圧電源装置において、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備するように構成したものである。
【００１７】
また、電力損失を小さくするために、電力増幅手段が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが昇圧トランスのもれインダクタンスＬｓからなるインダクタタンスＬｆ、および、その一部または全てが高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、からなるローパスフィルターにて除去すると共に、高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分で生ずる無効電力を回生するよう構成された手段を具備する。
【００１８】
また、電力損失を小さくし、かつ駆動回路が低電流容量部品で構成できるように、昇圧トランスの励磁インダクタンスＬ０と、前記キャパシタンスＣｓを含む全キャパシタンス成分Ｃｆとで構成される並列共振回路の並列共振周波数が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に概略一致するよう構成されてなる手段を具備する。
【００１９】
さらに、整流回路および直流安定化回路が低耐圧部品で構成でき、電力損失を低減できるように、交流出力を整流した直流出力は、交流出力をキャパシタンスＣｉｎを介して整流するコッククロフト・ウオルトン回路で構成される整流回路と、整流回路の出力と整流回路の接地との間に設けた可変インピーダンス素子とを有し、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスと前記Ｃｉｎのインピーダンスとで、出力値を決定するよう構成されてなる手段を具備する。
【００２０】
また、現像装置に高品位の交流高圧波形を提供するために、入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力を得る高圧電源装置において、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
実施の形態１
この発明の一実施の形態に係る高圧電源装置は、入力波形信号を増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力と、交流出力を整流した直流出力とを得る高圧電源装置において、入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、比較手段の比較結果に基づいて前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備するように構成したものである。
【００２２】
図１において、１は電力増幅器を示すものであり、この電極増幅器１は、ｎｐｎ型のトランジスタＱ１とｐｎｐ型のトランジスタＱ２とから構成されており、これらのｎｐｎ型のトランジスタＱ１とｐｎｐ型のトランジスタＱ２は、ベースどうしが互いに接続されているとともに、ｎｐｎ型のトランジスタＱ１のエミッタとｐｎｐ型のトランジスタＱ２のエミッタとが互いに接続されている。ｎｐｎ型のトランジスタＱ１のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続されているとともに、ｎｐｎ型のトランジスタＱ１のコレクタは、接地端子Ｖｓｓに接続されている。また、ｎｐｎ型のトランジスタＱ１とｐｎｐ型のトランジスタＱ２のエミッタは、昇圧トランスＴ１の一次巻線に接続されている。
また、昇圧トランスＴ１の二次巻線には、交流高圧出力を整流して直流出力を得る第一の整流回路２と第二の整流回路３とが接続されている。第一の整流回路２は、コンデンサＣ４、Ｃ５と、ダイオードＤ３、Ｄ４とから構成されており、この第一の整流回路２の直流出力は、直流出力制御回路Ｑ３により制御されてＰ１の交流高圧出力に重畳される。一方、第二の整流回路３は、コンデンサＣ６、Ｃ７と、ダイオードＤ５、Ｄ６とから構成されており、この第二の整流回路３の直流出力は、直流出力制御回路Ｑ４により制御されてＰ２に直流出力される。  ４は入力波形信号と交流高圧出力波形とを比較する比較手段であり、この比較手段は、誤差増幅器Ｕ３と抵抗Ｒ２とから構成されている。
５は昇圧トランスＴ１の二次側の交流高圧出力波形を検出して入力波形信号と比較するための分圧器からなる出力ＡＣ波形検出手段を示すものであり、この出力ＡＣ波形検出手段は、互いに直列に接続されたコンデンサＣ１１、Ｃ１２によって構成されている。コンデンサＣ１１は、昇圧トランスＴ１の二次側巻線に接続されている。この出力ＡＣ波形検出手段５による分圧結果は、比較手段４の誤差増幅器Ｕ３の一方の入力端子に入力されている。
入力波形信号６は、コンデンサＣ１３を介して直流成分をカットされ、比較手段４の誤差増幅器Ｕ３の他方の入力端子に入力されている。
なお、図１中、７は容量性の負荷を示すものであるが、他のタイプの負荷であっても良い。
【００２３】
上記構成により、交流高圧出力波形の分圧結果は、入力波形信号６と直接比較されれる。比較結果は、コンパレータＵ３により誤差増幅され、電力増幅器１、昇圧トランスＴ１を介して発生する交流高圧出力を発生する。従って、例えば図８のｗ２３で示すような整流回路で生ずる歪波電流波形によって、昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスで生ずる図８のｗ２５で示すような交流高圧出力波形の歪みは、上記誤差増幅動作によって修正され、入力波形信号と常に一致した交流高圧出力波形を得ることができる。
【００２４】
上記構成において、入力波形信号６は、正弦波以外の例えば矩形波、鋸波等のいずれ波形であってもよく、同様に作用して入力波形信号と常に一致した交流高圧出力波形を得ることができる。
また、コンデンサＣ１、Ｃ２で構成された分圧器は、コンデンサ以外の例えば抵抗で構成してもよく、同様に作用する。
また、分圧器Ｃ１、Ｃ２のコンデンサＣ２を抵抗で置き換え、出力波形を相似形に分圧するのではなく、コンデンサＣ１に流れる電流すなわち出力電圧波形の微分波形を入力波形信号と比較するようにしてもよく、この場合は入力波形信号の時間積分波形と交流高圧出力波形が常に一致するように動作するから、出力波形を相似形に分圧する場合と同様に、交流高圧出力波形を入力波形信号の積分波形と常に一致した交流高圧出力波形を得ることができる。
さらに、上記構成においては整流回路２、３は２系統であったが、それ以上または以下の系統数でもよく、同様に作用することは明白である。
また更に、上記構成においては交流高圧出力は１系統であったが多系統でもよく、同様に作用する。
又、上記構成においては整流回路は１段のコッククロフトウオルトン回路を示したが、半波整流回路や多段の倍電圧整流回路であってもよく、同様に作用する。
さらに、上記構成において直流出力制御回路は、シャントレギュレータ型の制御回路を示したが、シリーズレギュレータ型であっても、直流出力制御回路が無制御であってもよく、同様に作用することは明白である。
また、交流高圧出力電流を検出して、交流高圧出力の出力周期に比べ十分大きな期間に対しては、この交流高圧出力電流の検出結果と所定の基準値とを比較した結果で電力増幅器１の入力信号波形振幅を操作して交流高圧出力を定電流制御するよう構成し、交流高圧出力の周期程度以下の短い時間領域に対しては、前述のとおり入力波形信号と一致した交流高圧出力波形を得るように構成すれば、（問題３）で記載の、ＢＣＲのインピーダンス変化に対し定電流特性での交流高圧印加、が本発明を用いて可能である。
【００２５】
実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２に係る高圧電源装置について説明する。この実施の形態２に係る高圧電源装置は、電力増幅手段が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが昇圧トランスのもれインダクタンスＬｓからなるインダクタタンスＬｆ、および、その一部または全てが高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、とで構成されるローパスフィルターにて除去すると共に、高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンスに供給する無効電力を回生するよう構成したものである。
また、この実施の形態２に係る高圧電源装置は、昇圧トランスの励磁インダクタンスＬ０と、キャパシタンスＣｆとで構成される並列共振回路の並列共振周波数が、前記高圧の交流出力の周波数ｆ０に概略一致するよう構成したものである。
【００２６】
図２において、Ｑ１、Ｑ２は交流高圧出力の出力周波数ｆ０に対して高周波で動作するスイッチング手段であり、Ｄ１、Ｄ２は、コンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ６、交流高圧出力に接続される負荷の容量成分等からなる全容量からの帰還電力を電源系Ｖｃｃに回生するための回生ダイオ−ドであって、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２及び回生ダイオ−ドＤ１、Ｄ２で電力増幅を行う高周波スイッチングの電力増幅器１を構成する。Ｔ１は昇圧トランスである。インダクタンスＬ１および図示していない昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスＬｓが、前記高周波スイッチング電力増幅器１の出力の高周波成分を除去するＬｆ、ＣｆフィルタのインダクタンスＬｆを構成する。コンデンサＣ３、Ｃ５、Ｃ６、交流高圧出力に接続される負荷の容量成分からなる全容量成分が、前記高周波スイッチング電力増幅器１の出力の高周波成分を除去するＬｆ、ＣｆフィルタのキャパシタンスＣｆを構成する。Ｃ５、Ｄ３、Ｄ４、Ｃ４は交流高圧出力を整流した直流出力を得る整流回路２であって、この直流出力は、直流出力制御回路Ｑ３により制御されてＰ１の交流高圧出力に重畳される。Ｃ６、Ｄ５、Ｄ６、Ｃ７は交流高圧出力を整流した他の直流出力を得る整流回路３であって、この直流出力は、直流出力制御回路Ｑ４により制御されてＰ２に直流出力される。４は入力波形信号と交流高圧出力波形とを比較する比較手段で、コンパレータとして動作して、高周波スイッチングの電力増幅器１を構成するスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２を駆動する。コンデンサＣ１１、Ｃ１２は、交流高圧出力波形を検出して入力波形信号と比較するための分圧器であって、分圧結果は、比較手段４の比較器Ｕ３の一方の入力端子に入力されている。入力波形信号は、コンデンサＣ１３を介して直流成分をカットされ、比較手段Ｕ３の比較器Ｕ３の他方の入力端子に入力されている。
【００２７】
上記構成において、Ｃ５、Ｄ３、Ｄ４、Ｃ４およびＣ６、Ｄ５、Ｄ６、Ｃ７からなる整流回路２、３、Ｑ３およびＱ４からなる直流出力制御回路、Ｃ１１およびＣ１２からなる分圧器の構成および動作は、図１に示す実施の形態１と同様なので説明を省略し、電力増幅器１が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスＬｓからなるインダクタタンスＬｆ、および、その一部または全てが高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、とで構成されるローパスフィルターにて除去すると共に、高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンスに供給する無効電力を回生するよう構成された部分の動作を説明する。
図３は図２における電力増幅器以降の回路を、説明の便宜上整流回路の存在を無視し、等価回路として示したものである。また、図４は図３の各部動作波形を説明するための図であって、図３におけるＶａｃは図４のＶａｃ波形で示され、図３のＩａｃは図４のＩａｃ波形で示されている。また、図４のｗ１１１で示された区間は電源から負荷側に電力供給し、ｗ１１２で示された区間は負荷側から電源に電力帰還している。
【００２８】
以下に、図４における時刻ｔ＝ｔ０の近傍での動作を例として詳細に説明する。
図４のｗ１１３からｗ１１９は、時刻ｔ０の近傍での各部動作を時間的に拡大して示したものであり、ｗ１１３は図３のスイッチング手段Ｑ１がオンの期間、Ｗ１１４は図３のダイオードＤ１の導通期間、ｗ１１５は図３のスイッチング手段Ｑ２がオンの期間、Ｗ１１６は図３のダイオードＤ２の導通期間である。Ｗ１１７は図３のＶ１波形であってスイッチング手段Ｑ１のオン期間およびスイッチング手段Ｑ２のオン期間に対応して、Ｖｃｃ／２および−Ｖｃｃ／２の値をとる。Ｗ１１８は図３のＩ１波形であって、昇圧トランスＴ１の励磁インダクタンスＬ０および分布容量Ｃ０の影響を無視すれば、時刻ｔ０でのＩａｃ（ｔ０）をその平均値とし、Ｗ１１３およびＷ１１５で示す図３のスイッチング手段Ｑ１およびＱ２のオン期間に対応して、その傾きはＬｆ、およびＶ１とＶａｃの電圧差で規定される波形であって、図示波形では説明の便宜上その振幅を極端に大きく描いてある。ｗ１１９の実線は、時刻ｔ０近傍での図３におけるＶａｃであって、ｗ１１９の一点鎖線は、比較器Ｕ３および電力増幅器１のスイッチング動作の説明のために、Ｖａｃの微小変化を誇張して示した波形である。
【００２９】
説明にあたり、まず入力波形信号に対してＶａｃのコンデンサＣ１１、Ｃ１２による分圧結果が低い状態を想定する。この状態では、コンパレータＵ３はスイッチング手段Ｑ１をオンし、Ｌｆ、Ｃｆフィルタを介しＶａｃ（交流高圧出力）を徐々に上昇させる。
▲１▼Ｖａｃが上昇し、時刻ｔ０１において入力波形信号に対してＶａｃの分圧結果が高くなると、コンパレータＵ３は出力を反転してスイッチング手段Ｑ２をオンする。反転時のＩ１の方向は、Ｖａｃ上昇方向なので時刻ｔ０２まではＶａｃの上昇速度を減じながらダイオードＤ２を介して電源Ｖｃｃに電力回生し、やがてＶａｃ下降に転じて入力波形信号に対してＶａｃ分圧結果が低くなる時刻ｔ０３までスイッチング手段Ｑ２のオンが維持される。
▲２▼そして、入力波形信号に対してＶａｃの分圧結果が低くなる時刻ｔ０３において、コンパレータＵ３の出力は反転しスイッチング手段Ｑ１をオンする。反転時のＩ１の方向はＶａｃ下降方向なので、時刻ｔ０４まではＶａｃの下降速度を減じながらダイオードＤ１を介してＶｃｃに電力回生し、Ｖａｃ上昇に転じて入力波形信号に対してＶａｃの分圧結果が高くなる時刻ｔ０５までスイッチング手段Ｑ１のオンが維持され、上記▲１▼に動作が移行する。
そして、上述の▲１▼、▲２▼の動作を繰り返す。
上記▲１▼、▲２▼の動作を交流高圧出力周期に対して十分小さい期間で高速に繰り返すことにより、交流高圧出力波形は微小な高周波成分を含むが、これを除いたものはインダクタンスＬｆのインピーダンスによる電圧降下の影響を補償し、入力波形信号に一致した波形となる。
また、電力増幅器１を構成するスイッチング手段Ｑ１、Ｑ２は、前述のスイッチング動作によって、ダイオードＤ１、Ｄ２を介して無効電力の回生が行われて、原理的には電力増幅器１の損失は発生せず無損失動作となる。
【００３０】
上記構成においては、Ｌｆ、ＣｆフィルタのＬｆを、Ｌ１および図１１で示す昇圧トランスＴ１の漏れインダクタンスＬｓで構成したが、Ｌｓだけで構成してもよく、この場合漏れインダクタンスＬｓは昇圧トランスＴ１に付随するので、インダクタンスＬ１追加によるコスト的な損失が生じない。
また、上記構成においては、Ｌｆ、ＣｆフィルタのＣｆをＣ３、Ｃ５、Ｃ６および交流高圧出力に接続される負荷の容量成分からなる全容量成分で構成したが、交流高圧出力に接続される負荷の容量成分だけで、あるいはこれにコンデンサＣ５、Ｃ６を追加した構成としてもよく、この場合コンデンサＣ３追加によるコスト的な損失が生じない。
【００３１】
また、上記構成において、昇圧トランスＴ１の励磁インダクタンスＬ０のギャップ設計および、キャパシタンスＣｆの容量設計により、Ｌ０、Ｃｆで構成される並列共振回路の並列共振周波数を、前記高圧の交流出力の周波数ｆ０に概略一致するように設計することで、Ｌ０とＣｆとの並列共振動作により、図３のＩ１で示す電力増幅器１の出力電流の内の交流出力の周波数ｆ０の成分を打ち消すことができて、スイッチング手段Ｑ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２および昇圧トランスＴ１の１次コイルの電流容量および電力損失を下げられるとともに、コンデンサＣ１、Ｃ２のリップル電流と電力損失がさげられ、またコンデンサＣ１、Ｃ２に低リップル電流容量品が使用できる。また、電源装置全体としての電力損失が低減でき、損失電力の放熱手段が削減でき、小型化が可能となる。
【００３２】
また上記構成において、整流回路を削除しても、また交流高圧出力は正弦波でなくとも、なんら作用上の問題はない。この場合、電力損失の改善が得られるとともに入力波形信号を忠実に再現した交流高圧出力波形が得られ、特に現像バイアスに適用すれば、矩形波形、鋸波形などの任意波形が高精度で得られ、高品位の現像性能が得られる。
【００３３】
また上記構成を変形し、例えばコンパレータＵ３の出力を、スイッチング手段Ｑ１オンかつスイッチング手段Ｑ２オフ、スイッチング手段Ｑ２オンかつスイッチング手段Ｑ１オフ、スイッチング手段Ｑ１オフかつスイッチング手段Ｑ２オフ、の３モードドライブとなるよう構成しても同様に作用させることができる。また、電力増幅器１と昇圧トランスＴ１の一次巻き線を変更して、上記構成と等価なプッシュプル回路で構成し動作させてもよい。また、上記構成では電力増幅器１の高周波動作周波数は、回路状態で決定される自励動作であったが、高周波動作周波数を決定する発振回路を設けて動作させてもよい。また、Ｑ１、Ｑ２はバイポーラトランジスタを用いたが、電界効果トランジスタを用いてもよく、この場合は電力回生ダイオードＤ１、Ｄ２を、Ｑ１、Ｑ２内の寄生ダイオードで代用できる。
【００３４】
実施の形態３
次に、本発明の実施の形態３に係る高圧電源装置について説明する。この実施の形態３に係る高圧電源装置において、交流出力を整流した直流出力は、交流高圧出力をキャパシタンスＣｉｎを介して整流するコッククロフト・ウオルトン回路で構成される整流回路と、整流回路の出力と整流回路の接地との間に設けた可変インピーダンス素子とを有し、可変インピーダンス素子のインピーダンスとＣｉｎのインピーダンスとで、出力値を決定するよう構成されている。
【００３５】
図５は、図１、図２における整流回路および直流出力制御回路と同一内容であり、交流高圧出力ＶａｃをキャパシタンスＣｉｎを介して整流する、コンデンサＣｉｎ、ダイオ−ドＤａ、ＤｂおよびコンデンサＣからなる１段のコッククロフト・ウオルトン回路と、整流回路の出力と整流回路の接地との間に設けた可変インピーダンス素子Ｑと、で構成されている。
【００３６】
上記構成による動作を、図６に従って説明する。
図５の構成において、交流高圧出力Ｖａｃのピーク間電圧をＶｐｐとし、Ｖａｃの周波数をｆ０とし、整流回路出力電流をＩｄｃとし、整流回路出力電圧をＶｄｃｏｕｔとしたとき、Ｖｄｃｏｕｔのリップル電圧が無視できる程度に小さいとすれば、コンデンサＣｉｎのインピーダンス降下による整流回路の出力特性は、
Ｉｄｃ＝ｆ０×Ｃｉｎ×（Ｖｐｐ−Ｖｄｃｏｕｔ）
の関係で示される。
この関係を図６にプロットすると、Ｖｐｐが最大の条件では、
Ｉｄｃ＝０で、Ｖｄｃｏｕｔ＝Ｖｐｐ（ｍａｘ）
を起点とし、Ｖｐｐが最低の条件では、
Ｉｄｃ＝０で、Ｖｄｃｏｕｔ＝Ｖｐｐ（ｍｉｎ）
を起点とする、図示の整流回路出力特性直線となる。
負荷への供給電流Ｉｄｃｏｕｔと可変インピーダンス素子Ｑの制御電流Ｉｃｏｎｔの和がＩｄｃであるから、負荷および可変インピーダンス素子Ｑの並列インピーダンスの直線と整流回路の出力特性直線の交点が出力電圧Ｖｄｃとなり、Ｑによる電流Ｉｃｏｎｔを制御することで、図のごとくＶｄｃを０Ｖから任意に制御できる。
【００３７】
上記構成によれば、例えば図６のｂ点での動作状態では整流回路のＤａ、Ｄｂ、Ｃの最大電圧はＶｄｃｏｕｔであり、負荷での損失を含んだ全電力損失はいＩｄｃ×Ｖｄｃとなる。
これに対し、例えばＣｉｎのインピーダンスを十分低く選択し、可変インピーダンス素子Ｑと整流回路出力との間に抵抗を配置してこの抵抗とＱとの分圧比で出力電圧を制御するようにしたような、通常のシャントレギュレータ構成の場合は、ｂ点の動作においてはコンデンサＣの電圧がＶｐｐ（ｍａｘ）となり、整流回路のＤａ、Ｄｂ、Ｃの最大電圧はＶｐｐ（ｍａｘ）であり、負荷での損失を含んだ全電力損失はＩｄｃ×Ｖｐｐ（ｍａｘ）となる。
従って、上述から、従来に比べ整流回路および直流安定化回路が低耐圧部品で構成でき、かつ電力損失を低減できる。
【００３８】
【発明の効果】
この発明は、入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力と、交流出力を整流した直流出力とを得る高圧電源装置において、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備するから、ＢＣＲのような接触帯電装置に適用して、帯電電位を安定に維持して高画質を達成できる、小型、軽量、低コストの高圧電源装置を提供できる。
【００３９】
また、電力増幅手段が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に比し高周波で動作するスイッチング手段からなり、スイッチング手段の出力に含まれる高周波成分を、その一部または全てが昇圧トランスのもれインダクタンスＬｓからなるインダクタタンスＬｆ、および、その一部または全てが高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分ＣｓからなるキャパシタンスＣｆ、からなるローパスフィルターにて除去すると共に、高圧の交流出力に接続された負荷のキャパシタンス成分で生ずる無効電力を回生するよう構成された手段を具備することで、電力損失を小さくでき、小型化ができる。
【００４０】
さらに、昇圧トランスの励磁インダクタンスＬ０と、前記キャパシタンスＣｆを含む全キャパシタンス成分Ｃａｌｌとで構成される並列共振回路の並列共振周波数が、高圧の交流出力の周波数ｆ０に概略一致するよう構成されてなる手段を具備することで、電力損失を小さくでき、電力増幅器部品が低電流容量部品で構成でき、昇圧トランスの一次コイル電流容量がさげられ、電源リップルが下げられる。
【００４１】
また、交流出力を整流した直流出力は、交流出力をキャパシタンスＣｉｎを介して整流するコッククロフト・ウオルトン回路で構成される整流回路と、整流回路の出力と整流回路の接地との間に設けた可変インピーダンス素子とを有し、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスと前記Ｃｉｎのインピーダンスとで、出力値を決定するよう構成されてなる手段を具備することで、整流回路および直流安定化回路が低耐圧部品で構成でき、電力損失を低減できる。
【００４２】
また更に、入力波形信号を電力増幅し、増幅結果を昇圧トランスで昇圧して、高圧の交流出力を得る高圧電源装置において、前記入力波形信号と前記高圧の交流出力波形とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電力増幅を行う電力増幅手段とを具備するから、高品位の交流高圧波形を得ることができて、これを現像バイアスに適用して現像特性を安定に維持し高画質を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係る高圧電源装置を示す回路図。
【図２】この発明の実施の形態２に係る高圧電源装置を示す回路図。
【図３】図２に示す高圧電源装置の等価回路図。
【図４】図２に示す高圧電源装置の動作説明図。
【図５】この発明の実施の形態３に係る高圧電源装置を示す回路図。
【図６】図５に示す高圧電源装置の動作説明図。
【図７】従来の高圧電源装置を示す回路図。
【図８】図７に示す高圧電源装置の動作説明図。
【図９】従来の高圧電源装置を示す回路図。
【図１０】図１０に示す高圧電源装置の動作説明図。
【図１１】昇圧トランスの等価回路図。
【図１２】従来の高圧電源装置の電力損失を示す説明図。
【図１３】従来の電力増幅器の概念図。
【符号の説明】
１  電力増幅器、２  第１の整流回路、３  第２の整流回路、４  比較手段、５  出力ＡＣ波形検出手段、６  入力波形信号、７  負荷、Ｔ１  昇圧トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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