(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声中間周波信号から音声信号を復調して出力する中間周波処理回路であって、
上記音声中間周波信号を所定の逓倍数Ｎ（Ｎは整数である）で逓倍し、逓倍信号を出力する逓倍手段と、
上記逓倍信号と映像中間周波信号の搬送波の周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている音声信号を復調する復調手段と
を有する中間周波処理回路。
【請求項２】
上記入力信号は、発振器からの発振信号である
請求項１記載の中間周波処理回路。
【請求項３】
上記周波数変換手段は、掛算器およびローパスフィルタにより構成されている  請求項１記載の中間周波処理回路。
【請求項４】
上記復調手段は、ＰＬＬ回路により構成されている
請求項１記載の中間周波処理回路。
【請求項５】
上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波である
請求項１記載の中間周波処理回路。
【請求項６】
上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波であって、
上記復調手段からの出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記音声信号を除去するローパスフィルタと、
上記ローパスフィルタの出力を増幅して、増幅した信号を上記同調回路に周波数安定用制御信号として供給する増幅手段と
を有する請求項１記載の中間周波処理回路。
【請求項７】
同調回路から映像中間周波信号を受けて、当該映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた制御信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を安定させる中間周波処理回路であって、
上記映像中間周波信号の搬送波と音声中間周波信号を所定の逓倍数Ｎ（Ｎは整数である）で逓倍した周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に応じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段と
を有する中間周波処理回路。
【請求項８】
上記入力信号は、発振器からの発振信号である
請求項７記載の中間周波処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、テレビ受信機などに用いられる映像および音声信号の中間周波処理回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
テレビ受信機などにおいて、受信アンテナで受信したＶＨＦまたはＵＨＦ帯のテレビ高周波信号からチューナー回路（同調回路）により希望するチャネルの信号が選択され、例えば、日本の場合には、映像信号は５８．７５ＭＨｚ、音声信号は５４．２５ＭＨｚの中間周波数に変換された中間周波信号が得られる。一般的に、チューナー回路からの中間周波信号には、映像信号および音声信号の両方が含まれている。この複合中間周波信号から映像と音声の中間周波信号が分離され、映像中間増幅回路および音声中間増幅回路により増幅され、それぞれ映像および音声検波回路に入力される。
【０００３】
このため、チューナー回路からの複合中間周波信号から映像信号および音声信号を分離するための分離用回路がチューナー回路の次段に設けられている。このような回路として、図４に示すインターキャリア方式および図５に示す擬似スプリットキャリア方式などの回路が用いられている。
【０００４】
図４に示すインターキャリア方式の音声中間周波検波回路は、バンドパスフィルタＢＰＦ１  、映像搬送波再生回路ＶＣＧ１  、掛算器ＭＵＬ１  およびバンドパスフィルタＢＰＦ２  とにより構成されている。
バンドパスフィルタＢＰＦ１  の帯域幅は、中間周波数５４．２５ＭＨｚの音声信号および中間周波数５８．７５ＭＨｚの映像信号両方が通過できるように、広く設定されている。これに対して、バンドパスフィルタＢＰＦ２  は中心周波数が、映像中間周波数５８．７５ＭＨｚと音声中間周波数５４．２５ＭＨｚとの差である４．５ＭＨｚであり、帯域幅は音声多重放送などの場合を考慮して、例えば、５０ＫＨｚに設定されている。
【０００５】
映像搬送波再生回路ＶＣＧ1 は、入力した映像信号の中間周波信号に応じて、映像信号の搬送波（キャリア）ＶＩＦC を再生し、掛算器ＭＵＬ1 に出力する。
掛算器ＭＵＬ1 は、入力した映像搬送波ＶＩＦC と映像中間周波信号とを掛算して、出力する。そして、掛算器ＭＵＬ1 からの信号を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分が除去され、映像信号ＶP のみが出力される。
【０００６】
一方、掛算器ＭＵＬ１  の出力がバンドパスフィルタＢＰＦ２  を介して、音声中間周波信号以外の周波数成分が除去され、音声中間周波信号ＳＩＦとして、音声信号復調回路に出力される。
なお、音声中間周波信号ＳＩＦはＦＭ信号であり、音声信号復調回路は、例えば、ＦＭ検波回路により構成される。
【０００７】
このように構成を有するインターキャリア方式の回路においては、バンドパスフィルタＢＰＦ１  に入力された複合中間周波信号ＶＩＦＳ  はバンドパスフィルタＢＰＦ１  により、映像および音声中間周波信号以外の成分が除去され、中間周波信号ＶＩＦＢ  として出力される。
【０００８】
中間周波信号ＶＩＦＢ  は映像搬送波再生回路ＶＣＧ１  により、周波数５８．７５ＭＨｚの映像搬送波ＶＩＦＣ  が発生される。映像搬送波ＶＩＦＣ  と中間周波信号ＶＩＦＢ  はともに掛算器ＭＵＬ１  に入力され、掛算器ＭＵＬ１  により、映像信号および映像中間周波数５８．７５ＭＨｚの２倍の周波数を有する高周波成分を含む信号が発生される。そして、図４に図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、映像信号ＶＰ  のみが出力される。
【０００９】
一方、掛算器ＭＵＬ１  の出力信号には、５８．７５ＭＨｚ映像中間周波数周波数と５４．２５ＭＨｚの音声中間周波数との差である４．５ＭＨｚの音声中間信号が含まれているので、掛算器ＭＵＬ１  の出力信号が中心周波数４．５ＭＨｚのバンドパスフィルタＢＰＦ２  を介して、他の成分が除去され、中心周波数４．５ＭＨｚの音声中間周波信号ＳＩＦのみが出力される。
【００１０】
図５は擬似スプリットキャリア方式の分離用回路の回路図を示している。図示のように、この回路は、バンドパスフィルタＢＰＦ３  ，ＢＰＦ４  、映像搬送波再生回路ＶＣＧ２  、掛算器ＭＵＬ２  、ＭＵＬ３  により構成されている。
【００１１】
バンドパスフィルタＢＰＦ３  の帯域幅は、図３に示すバンドパスフィルタＢＰＦ１  と同様である。バンドパスフィルタＢＰＦ３  から、映像中間周波信号ＶＩＦＢ  が出力される。
また、バンドパスフィルタＢＰＦ４  は、中心周波数は５４．２５ＭＨｚ、帯域幅は音声多重放送などの場合を考慮して、例えば、約５０ＫＨｚに設定されている狭帯域のバンドパスフィルタである。このため、バンドパスフィルタＢＰＦ４  から、周波数は５４．２５ＭＨｚの音声中間周波信号ＳＩＦＢ  が出力される。
【００１２】
映像搬送波再生回路ＶＣＧ２  は、図３に示す映像搬送波再生回路ＶＣＧ１  と略同様な構成および機能を有し、ただし、本回路においては、映像搬送波再生回路ＶＣＧ２  により発生された映像搬送波ＶＩＦＣ  は掛算器ＭＵＬ２  ，ＭＵＬ３  の両方に出力される。
【００１３】
掛算器ＭＵＬ２  は、映像搬送波再生回路ＶＣＧ１  により発生された映像搬送波ＶＩＦＣ  と映像中間周波信号ＶＩＦＢ  を受けて、これらの信号を掛算処理して、映像信号および高周波成分を含む信号を出力し、出力信号を図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、映像信号ＶＰ  のみが出力される。
【００１４】
掛算器ＭＵＬ３  は、映像搬送波再生回路ＶＣＧ２  により発生された映像搬送波ＶＩＦＣ  と音声中間周波信号ＳＩＦＢ  を受けて、これらの信号の周波数の差および周波数の和に相当する周波数成分を含む信号が出力される。そして、図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、４．５ＭＨｚの音声中間周波信号ＳＩＦのみが出力される。
【００１５】
上述のように得られた音声中間周波信号ＳＩＦは中心周波数４．５ＭＨｚのＦＭ信号であり、図６に示す音声信号復調回路により復調され、音声信号ＶＭＰＸ  が出力される。
【００１６】
図６に示すように、音声信号復調回路は、π／２移相器ＰＳＦＳ  、単同調回路ＴＣおよび掛算器ＭＵＬＳ  により構成されている。
π／２移相器ＰＳＦＳ  は、入力した音声中間周波信号ＳＩＦの位相をπ／２回転させる回路である。単同調回路ＴＣは、図７に示すように、キャパシタＣおよびコイルＬにより構成され、音声中間周波信号ＳＩＦの中心周波数４．５ＭＨｚに同調している同調回路である。
【００１７】
図８は単同調回路ＴＣの振幅および位相特性を示すグラフである。なお、図８においては、周波数ｆＳ０は音声中間周波信号ＳＩＦの中心周波数４．５ＭＨｚである。
【００１８】
π／２移相器ＰＳＦＳ  および単同調回路ＴＣを通過した音声中間周波信号と元の音声中間周波信号ＳＩＦはともに掛算器ＭＵＬＳ  に入力される。掛算処理の結果、音声信号ＶＭＰＸ  および他の高周波成分を含む信号が発生される。そして、図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、音声信号ＶＭＰＸ  のみが出力される。
【００１９】
このように、音声信号復調回路により、音声中間周波信号ＳＩＦがＦＭ復調され、音声信号ＶＭＰＸ  が得られる。
【００２０】
さらに、図３および図４に示す映像信号および音声信号の分離用回路から得られた映像搬送波ＶＩＦＣ  を用いて、図９に示すＡＦＴ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｉｎｅ  Ｔｕｎｉｎｇ  ）回路により、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  が発生される。
【００２１】
図９に示すように、ＡＦＴ回路はπ／２移相器ＰＳＦＡ  および掛算器ＭＵＬＡ  により構成されている。
π／２移相器ＰＳＦＡ  の一例は図１０に示している。図１０に示すように、本例のπ／２移相器ＰＳＦＡ  は出力ノードＮＤ１  とＮＤ２  との間に接続されている外付けのコイルＬＡ  およびキャパシタＣＡ  を用いて、これを基準として、入力された映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれを検出する。映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれの量に応じた位相変化を与えた発振信号を掛算器ＭＵＬＡ  に出力する。
図１１はこのπ／２移相器ＰＳＦＡ  の周波数特性を示すグラフである。
【００２２】
掛算器ＭＵＬＡ  は位相変化された映像搬送波ＶＩＦＣ  と元の映像搬送波ＶＩＦＣ  を受けて、掛算処理して、そして図示しないローパスフィルタにより、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれに応じたＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  を発生する。
図１２はＡＦＴ回路の出力特性を示している。なお、図１１および図１２においては、周波数ｆＶ０は映像中間周波信号の中心周波数５８．７５ＭＨｚである。
【００２３】
このように構成されたＡＦＴ回路により、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数の変化に応じたＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  が発生され、チューナー回路にフィードバックすることで、チューナー回路における局部発振回路の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。
このため、ＡＦＴ回路は高い感度と動作安定性が要求され、温度特性を含めて、誤差を０．０５％以内に抑制できる高精度が要求されている。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の映像および音声中間周波処理回路においては、外付けのコイルを用いているので、コイルの調整が必要であり、また、ＡＦＴ回路においては、高精度が要求されるため、コイルの調整が困難である。
また、音声中間周波信号ＳＩＦは狭帯域のＦＭ信号であり、音声復調回路をＩＣに内蔵するには、コイルと同等の高Ｓ／Ｎ比を得ることは困難である。
【００２５】
さらに、上述した従来の中間周波処理回路においては、音声中間周波信号ＳＩＦの復調回路とＡＦＴ回路はそれぞれ別々の回路が必要であり、回路構成が複雑になるという問題がある。
【００２６】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成の簡単化を実現でき、周波数逓倍と周波数変換により音声信号変調指数の増大を図り、復調される音声信号のＳ／Ｎ比の向上およびＡＦＴ回路の基準周波数の精度緩和が図れる中間周波処理回路を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、音声中間周波信号から音声信号を復調して出力する中間周波処理回路であって、上記音声中間周波信号を所定の逓倍数Ｎ（Ｎは整数である）で逓倍し、逓倍信号を出力する逓倍手段と、上記逓倍信号と映像中間周波信号の搬送波の周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている音声信号を復調する復調手段とを有する。
【００２８】
また、本発明では、好適には、上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波であり、さらに、上記復調手段は、ＰＬＬ回路により構成されている。
【００２９】
また、本発明では、同調回路からの映像中間周波信号を受けて、当該映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた制御信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を安定させる中間周波処理回路であって、上記映像中間周波信号の搬送波と音声中間周波信号を所定の逓倍数Ｎ（Ｎは整数である）で逓倍した周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に応じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段とを有する。
【００３０】
さらに、本発明では、好適には、上記入力信号は、発振器からの発振信号である。
【００３１】
本発明によれば、同調回路、例えば、チューナー回路からの音声中間周波信号が逓倍手段により、Ｎ逓倍された逓倍信号が出力され、さらに周波数変換手段により、当該逓倍信号とチューナー回路からの映像中間周波信号とが掛算され、掛算結果の高周波成分が除去され、周波数が低域に変換された信号が出力される。
【００３２】
周波数変換された信号が、例えば、ＰＬＬ回路により構成された復調回路により復調され、音声信号が出力される。また、復調回路の出力信号が音声信号を除去するローパスフィルタを介して、音声信号成分が除去され、映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた信号が得られ、この信号は増幅回路により増幅され、チューナー回路の出力周波数を安定化させるためのＡＦＴ信号として、チューナー回路に供給される。
【００３３】
このように、逓倍手段により逓倍し、さらに周波数変換手段により周波数変換することにより、狭帯域ＦＭ信号である音声中間周波信号の広帯域化を実現でき、音声中間周波信号の変調指数の向上が図れ、高Ｓ／Ｎ比の音声信号が得られる。
さらに、本発明により、一つの回路により、音声信号の復調とＡＦＴ信号の出力を実現でき、回路構成の簡単化が図る。
【００３４】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は本発明に係る中間周波処理回路の第１の実施形態を示す回路図である。図示のように、本例の中間周波処理回路は、逓倍器１０、掛算器ＭＵＬ、位相検出器２０、増幅器３０、ローパスフィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５０、ローパスフィルタ６０、キャパシタＣ１  および増幅器７０，８０，９０により構成されている。
【００３５】
位相検出器２０、増幅器３０、ローパスフィルタ４０および電圧制御発振器５０によりＰＬＬ回路が構成されている。
逓倍器１０は、入力された音声中間周波信号ＳＩＦを受けて、予め設定された逓倍数Ｎで逓倍した逓倍信号Ｓ１０を生成し、掛算器ＭＵＬに出力する。
【００３６】
掛算器ＭＵＬは、逓倍器１０からの逓倍信号Ｓ１０および映像搬送波ＶＩＦＣ  を受けて、これらの信号を用いて掛算処理を行い、処理結果を図示しないローパスフィルタを介して、発振信号Ｓｍ  として位相検出器２０に出力する。
【００３７】
位相検出器２０は、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  および電圧制御発振器５０からの発振信号Ｓ５０を受けて、これらの信号の位相を比較し、位相差に応じた位相差信号Ｓ２０を増幅器３０に出力する。
位相差信号Ｓ２０は増幅器３０により増幅され、増幅信号Ｓ３０として、ローパスフィルタ４０に出力される。
【００３８】
ローパスフィルタ４０は、増幅器３０からの増幅信号Ｓ３０に含まれる高周波成分を除去して、低周波成分のみを含む信号Ｓ４０１、Ｓ４０２を発生して出力する。
【００３９】
電圧制御発振器５０は、ローパスフィルタ４０からの信号Ｓ４０２を受けて、これに応じて、発振信号Ｓ５０を周波数を制御する。発振信号Ｓ５０は位相検出器２０にフィードバックされる。
【００４０】
一方、ローパスフィルタ４０からの信号Ｓ４０１はさらにローパスフィルタ６０を介して、音声信号成分が除去され、増幅器７０により増幅され、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  として出力端子ＴＡＦＴ  に出力される。
また、ローパスフィルタ４０からの信号Ｓ４０１は増幅器８０を介して、増幅された後、キャパシタＣ１  により、直流成分および直流に近い周波数成分、例えば、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数変化に応じた低周波成分がカットされ、増幅器９０により増幅した後、音声信号ＶＭＰＸ  として、出力端子ＴＭＰＸ  に出力される。
【００４１】
なお、本実施形態においては、位相検出器２０、増幅器３０、ローパスフィルタおよび電圧制御発振器５０により構成されたＰＬＬ回路が音声中間周波信号のＦＭ検波に用いられている。
【００４２】
例えば、電圧制御発振器５０の中心周波数ｆＶＣＯ  は、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  の搬送波周波数に設定されている。これにより、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  の位相変化に応じて電圧が変動する信号Ｓ２０が発生され、信号Ｓ２０が増幅器３０により増幅され、さらにローパスフィルタ４０により、高周波成分が除去され、低周波成分のみを含む信号Ｓ４０１，Ｓ４０２が出力される。
【００４３】
ローパスフィルタ４０からの信号Ｓ４０１が電圧制御発振器５０に入力され、これに応じて、電圧制御発振器５０により発生された発振信号Ｓ５０の周波数が制御される。
例えば、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  の位相が変化しないとき、位相検出器２０からの出力信号Ｓ２０が一定のレベルに保持され、ローパスフィルタ４０の出力信号Ｓ４０２のレベルも一定に保持されている。このため、電圧制御発振器５０により発生された発振信号Ｓ５０の周波数が中心周波数ｆＶＣＯ  に保持されている。
【００４４】
一方、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  の位相が変化すると、位相変化分に応じた信号が発生され、この位相変化を示す信号が増幅器３０により増幅され、さらにローパスフィルタ４０を介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残される。この信号Ｓ４０２が電圧制御発振器５０に入力され、電圧制御発振器５０は、この信号に応じて、発生された発振信号の周波数を制御する。
【００４５】
このように、ローパスフィルタ４０の出力信号には、掛算器ＭＵＬからの発振信号Ｓｍ  の位相変化に応じて変化する。この位相変化分は、例えば、音声中間周波信号ＳＩＦの変調信号である音声信号または掛算器ＭＵＬに入力された映像搬送波信号ＶＩＦＣ  の周波数変化分を含むので、ローパスフィルタ４０の出力信号Ｓ４０１より、音声信号ＶＭＰＸ  およびＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  を取り出すことができる。
【００４６】
以下、図１を参照しながら、数式を用いて、本実施形態の動作について説明する。
逓倍器１０に入力される音声中間周波信号ＳＩＦはＦＭ信号であり、次式により表すことができる。
【００４７】
【数１】
ＳＩＦ（ｔ）  ＝  Ａｃｏｓ  ｛ωＳＣｔ  ＋    φ０  ＋  ｍ  ｓｉｎ  ρｔ  ｝                …（１）
ここで、ωＳＣは音声中間周波信号ＳＩＦの搬送波の角周波数、ρは音声変調波の角周波数、ｍは変調指数をそれぞれ示している。
なお、式（１）におけるφ０  はＦＭ信号の位相の初期値であり、ここで、便利のために、φ０  ＝０とする。こうすると、上記の式（１）は、次式のように簡略化できる。
【００４８】
【数２】
ＳＩＦ（ｔ）  ＝  Ａｃｏｓ  ｛ωＳＣｔ  ＋    ｍ  ｓｉｎ  ρｔ  ｝                      …（２）
【００４９】
式（２）に示す信号ＳＩＦ（ｔ）が逓倍器１０に入力され、Ｎ逓倍されると、次式に示す逓倍信号Ｓ１０が得られる。
【００５０】
【数３】
Ｓ１０（ｔ）  ＝    Ａｃｏｓ｛  ＮωＳＣｔ  ＋Ｎ  ｍ  ｓｉｎ  ρｔ｝                            …（３）
【００５１】
なお、ここで、掛算器ＭＵＬに入力された映像搬送波ＶＩＦＣ  は、次式に示すように、搬送波角周波数ωＰＣを有する発振信号とする。
【００５２】
【数４】
ＶＩＦＣ  （ｔ）  ＝  Ｂ  ｃｏｓ  ωＰＣｔ                                                              …（４）
【００５３】
掛算器ＭＵＬにより、映像搬送波ＶＩＦＣ  と逓倍信号Ｓ１０との掛算演算が行われ、次に示す掛算信号が得られる。
【００５４】
【数５】
0003593822.tif 000002
【００５５】
そして、式（５）に示す掛算処理の結果が、図１に図示しないローパスフィルタを通過することにより、高周波成分  ｃｏｓ｛（ＮωＳＣ＋ωＰＣ）ｔ＋  Ｎ  ｍ  ｓｉｎρｔ｝が減衰し、低周波成分  ｃｏｓ｛（ＮωＳＣ−ωＰＣ）ｔ＋  Ｎ  ｍ  ｓｉｎρｔ｝のみが位相検出器２０に出力される。
即ち、位相検出器２０に入力される信号Ｓｍ  は次式のように表すことができる。
【００５６】
【数６】
ＳＭ  （ｔ）  ＝  Ｃ  ｃｏｓ  ｛（ＮωＳＣ  −ωＰＣ）ｔ  ＋  Ｎ  ｍ  ｓｉｎρｔ｝            …（６）
【００５７】
これにより、信号Ｓｍ  のＦＭ変調指数は元の音声中間周波信号ＳＩＦの変調指数のＮ倍となり、また、映像搬送波ＶＩＦＣ  との掛算の結果、信号Ｓｍ  の搬送波の周波数ｆｍ  は（Ｎ  ωＳＣ−ωＰＣ）ｔ  となり、逓倍器１０の逓倍数Ｎを設定することにより、信号Ｓｍ  の搬送波周波数は、音声中間周波信号ＳＩＦの搬送波周波数（ｆＳＩＦ  ＝ωＳＣｔ）より低く変換することができる。
【００５８】
例えば、ここで、音声中間周波信号ＳＩＦの搬送波周波数は４．５ＭＨｚ、映像中間周波信号の搬送波周波数は５８．７５ＭＨｚ、逓倍器１０の逓倍数Ｎは１４とすると、ＰＬＬ回路の位相検出器２０に入力された信号の搬送波周波数は４．２５ＭＨｚとなる。
【００５９】
このように、音声中間周波信号ＳＩＦは上述した中間周波処理回路により、変調指数がＮ倍となり、また、音声中間周波信号の搬送波の周波数が低域に変換され、ＦＭ信号としての音声中間周波信号ＳＩＦの低域化を実現できる。
即ち、狹帯域のＦＭ変調信号である音声中間周波信号ＳＩＦを広帯域化することができる。そして、この広帯域化されたＦＭ変調信号を、例えば、本例のように、ＰＬＬ回路により構成されたＦＭ検波回路により復調することにより、高Ｓ／Ｎ比の音声信号が得られる。
【００６０】
次に、図１を参照しながら、数式を用いて、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  の生成動作について説明する。
掛算器ＭＵＬには、映像搬送波ＶＩＦＣ  が入力され、この信号が逓倍器１０によりＮ逓倍した逓倍信号とともに掛算器ＭＵＬに入力され、掛算処理の結果、低域変換される。そして、低域変換された信号Ｓｍ  がＰＬＬ回路によりＦＭ検波され、信号Ｓｍ  の位相変化分に応じた信号Ｓ４０１がＰＬＬ回路により出力される。
【００６１】
信号Ｓ４０１はローパスフィルタ６０により、なかに含まれている音声信号ＶＭＰＸ  の成分が除去され、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数変換に応じた信号成分のみが残される。そして、この信号が増幅器７０により増幅され、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  としてチューナー回路にフィードバックされ、チューナー回路の局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路により出力された中間周波信号の周波数を一定に保持させる。
【００６２】
ＰＬＬ回路において、電圧制御発振器５０の中心角周波数ｆＶＣＯ  は  （Ｎ  ωＳＣ−ωＰＣ）  と設定する。このため、位相検出器２０に入力された信号Ｓｍ  に位相の変換がないとき、電圧制御発振器５０からの出力信号Ｓ５０は、次式により表される。
【００６３】
【数７】
Ｓ５０（ｔ）  ＝  Ｖ  ｃｏｓ（ＮωＳＣ  −ωＰＣ）ｔ                          …（７）
【００６４】
掛算器ＭＵＬに入力された映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数には、Δωのずれがあるとすると、位相検出器２０に入力された信号Ｓｍ  は次式のように表せる。
【００６５】
【数８】
ＳＭ  （ｔ）  ＝  Ｃｃｏｓ｛（ＮωＳＣ  −ωＰＣ  ＋    Δω）ｔ  ＋  Ｎ  ｍ  ｓｉｎρｔ｝    …（８）
【００６６】
信号Ｓｍ  はＰＬＬ回路により、ＦＭ検波され、ローパスフィルタ４０により出力された信号Ｓ４０１には、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれΔωおよび音声信号成分  Ｎ  ｍ  ｓｉｎρｔに比例した電圧信号が含まれている。
図１に示すローパスフィルタ６０により、音声信号成分が除去され、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれΔωに比例する電圧信号のみが残される。そして、この電圧信号が増幅器７０により増幅され、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  として、出力端子ＴＡＦＴ  に出力される。
【００６７】
ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  がチューナー回路に出力され、例えば、チューナー回路にある局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。
【００６８】
このように、本発明の中間周波処理回路により、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれの量を検出して、ずれの量に応じて変化するＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  を発生し、チューナー回路にフィードバックすることにより、中間周波信号の周波数の安定化を図る。
【００６９】
一般的に、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれを検出するための基準信号の周波数は映像搬送波ＶＩＦＣ  の要求された周波数精度と同様若しくはそれ以上の精度が必要である。
本実施形態においては、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数は、掛算器ＭＵＬにより、低域に変換され、位相比較の基準信号として用いられる電圧制御発振器５０の発振信号Ｓ５０の中心周波数ｆＶＣＯ  は（Ｎ  ωＳＣ−ωＰＣ）  であるため、電圧制御発振器５０に要求される精度と従来の基準信号発生器に要求される精度比ｘは、次式のように表すことができる。
【００７０】
【数９】
ｘ  ＝  ωＰＣ／（Ｎ  ωＳＣ−ωＰＣ）                              …（９）
【００７１】
ここで、本実施形態において、逓倍器の逓倍数Ｎは（Ｎ＝１４）とすると、電圧制御発振器５０の中心周波数ｆＶＣＯ  は（ｆＶＣＯ  ＝４．２５ＭＨｚ）となる。式（９）に示す精度比ｘは約１３．８倍である。また、逓倍数（Ｎ＝１６）とすると、電圧制御発振器５０の中心周波数ｆＶＣＯ  は（ｆＶＣＯ  ＝１３．２５ＭＨｚ）となり、式（９）に示す精度比ｘは約４．４３倍である。
【００７２】
即ち、本実施形態において、映像搬送波ＶＩＦＣ  が掛算器ＭＵＬにより低域に変換することにより、基準信号を発生する電圧制御発振器５０に対する精度要求は従来のＡＦＴ信号生成回路の基準信号発生器と比べて、緩和される。
【００７３】
以上説明したように、本実施形態によれば、音声中間周波信号ＳＩＦを逓倍器１０によりＮ逓倍し、映像搬送波ＶＩＦＣ  と掛算して、低域に変換した信号Ｓｍ  をＰＬＬ回路に入力される。ＰＬＬ回路により、信号Ｓｍ  をＦＭ検波して、音声信号および映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれに応じた信号Ｓ４０１を発生し、キャパシタＣ１  により、直流成分が除去され、さらに増幅器９０により増幅された音声信号ＶＭＰＸ  を出力し、また、ローパスフィルタ６０により、音声信号成分が除去され、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれ分に比例した信号のみを出力し、増幅器７０により増幅して、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  としてチューナー回路にフィードバックするので、音声信号のＳ／Ｎ比の向上を実現でき、位相比較の基準信号を発生する電圧制御発振器５０に対する精度の要求を緩和でき、一つの中間周波処理回路により、音声検波およびＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  の発生を実現できる。
【００７４】
第２実施形態
図２は本発明に係る中間周波処理回路の第２の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態の中間周波処理回路は、逓倍器１０、発振器１２、掛算器ＭＵＬ、位相検出器２０、増幅器３０、ローパスフィルタ４０、電圧制御発振器５０、ローパスフィルタ６０、キャパシタＣ１  および増幅器８０，９０により構成されている。
【００７５】
なお、本実施形態と図１に示す第１の実施形態と比べると、掛算器ＭＵＬに入力された映像搬送波ＶＩＦＣ  の代わりに、本実施形態では、発振器１２からの発振信号Ｓ１２を用いることで異なる。
ＰＬＬ回路を構成する各部分は第１の実施形態と同様であり、ここで、これらの構成部分を図１と同様な符号を用いて表記している。なお、図１と同様な構成部分についてはその詳細の説明を省略する。
【００７６】
図２に示すように、本例では、音声中間周波信号ＳＩＦを逓倍器１０によりＮ逓倍した逓倍信号Ｓ１０と発振器１２により発生された発振信号Ｓ１２がともに掛算器ＭＵＬに入力される。掛算器ＭＵＬにより掛算処理した結果を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残された信号Ｓｍ１がＰＬＬ回路を構成する位相検出器２０に入力される。
【００７７】
ここで、発振器１２の出力信号Ｓ１２は、例えば、映像搬送波ＶＩＦＣ  と同様な周波数を有する発振信号である。なお、この発振器は、例えば、セラミック発振器などにより構成することができる。
逓倍信号Ｓ１０と発振信号Ｓ１２との掛算処理の結果、音声中間周波信号ＳＩＦの変調指数が逓倍数Ｎ倍となり、また、ＦＭ信号である音声中間周波信号ＳＩＦの搬送波周波数が低域に変換されるので、ＰＬＬ回路で構成されたＦＭ検波回路により、高Ｓ／Ｎ比の音声信号ＶＭＰＸ  が得られる。
【００７８】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  の発生を実現できないが、音声中間周波信号ＳＩＦを逓倍して、発振信号Ｓ１２との掛算処理により、音声中間周波信号ＳＩＦの変調指数の向上および搬送波周波数の低域変換を実現でき、高Ｓ／Ｎ比の音声信号が得られる。
【００７９】
第３実施形態
図３は本発明に係る中間周波処理回路の第３の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の中間周波処理回路は、発振器１４、掛算器ＭＵＬ、位相検出器２０、増幅器３０、ローパスフィルタ４０、電圧制御発振器５０および増幅器７０により構成されている。
【００８０】
なお、本実施形態と図１に示す第１の実施形態と比べると、掛算器ＭＵＬに入力された逓倍信号Ｓ１０の代わりに、本実施形態では、発振器１４からの発振信号Ｓ１４を用いることで異なる。
ＰＬＬ回路を構成する各部分は第１の実施形態と同様であり、ここで、これらの構成部分を図１と同様な符号を用いて表記している。なお、図１と同様な構成部分についてはその詳細の説明を省略する。
【００８１】
図３に示すように、本例では、発振器１４からの発振信号Ｓ１４と映像搬送波ＶＩＦＣ  がともに掛算器ＭＵＬに入力される。掛算器ＭＵＬにより掛算処理した結果を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残された信号Ｓｍ２がＰＬＬ回路を構成する位相検出器２０に入力される。
【００８２】
ＰＬＬ回路に入力された信号Ｓｍ２の周波数は、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれに応じて変化するので、ＰＬＬ回路により、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれに比例する電圧信号Ｓ４０が出力される。電圧信号Ｓ４０が増幅器７０により増幅され、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  としてチューナー回路にフィードバックされ、チューナー回路の局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力される中間周波信号の周波数を一定に保持される。
【００８３】
なお、本例において、発振器１４は、例えば、セラミック発振器などにより構成することができる。発振器１４の動作周波数は、例えば、図１に示す逓倍器１０からの逓倍信号Ｓ１０と略同様な周波数に設定されている。ここで、発振器１４からの発振信号Ｓ１４の角周波数をωＯＳＣ  とすると、位相検出器２０に入力される信号Ｓｍ２の角周波数は、掛算器ＭＵＬに入力された二つの信号の角周波数の差（ωＰＣ−ωＯＳＣ  ）となる。また、これに応じて、ＰＬＬ回路の電圧制御発振器５０の中心周波数ｆＶＣＯ  は（ωＰＣ−ωＯＳＣ  ）に設定される。
【００８４】
このように、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数が低域に変換され、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  を発生するための基準信号として、電圧制御発振器５０からの発振信号Ｓ５０が用いられる。このため、電圧制御発振器５０に対する精度の要求は、従来の基準信号発生器に要求される精度に比べて緩和される。
【００８５】
以上説明したように、本実施形態によれば、発振器１４からの発振信号Ｓ１４と映像搬送波ＶＩＦＣ  との掛算処理により、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数を低域に変換し、ＰＬＬ回路により、映像搬送波ＶＩＦＣ  の周波数ずれに比例した電圧信号を検波して出力し、ＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  としてチューナー回路にフィードバックするので、映像搬送波ＶＩＦＣ  周波数の低域変換により、位相比較の基準信号を発生する電圧制御発振器５０の精度に対する要求を緩和でき、高精度なＡＦＴ信号ＶＡＦＴ  を発生できる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の中間周波処理回路によれば、復調された音声信号のＳ／Ｎ比の向上を実現でき、ＡＦＴ信号を発生するための基準信号発生器の精度に対する要求が緩和できる利点がある。
さらに、本発明によれば、一つの回路により、音声信号の復調とＡＦＴ信号の発生を実現でき、回路構成の簡単化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る中間周波処理回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明に係る中間周波処理回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明に係る中間周波処理回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】インターキャリア方式の中間周波処理回路のブロック図である。
【図５】擬似スプリットキャリア方式の中間周波処理回路のブロック図である。
【図６】従来の音声信号復調回路の一例を示すブロック図である。
【図７】音声信号復調回路に用いる単同調回路の一例を示す回路図である。
【図８】単同調回路の振幅および位相特性を示すグラフである。
【図９】従来のＡＦＴ回路の一例を示すブロック図である。
【図１０】π／２移相器の一例を示す回路図である。
【図１１】π／２移相器の周波数特性を示すグラフである。
【図１２】ＡＦＴ回路の出力特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１０…逓倍器、１２，１４…発振器、ＭＵＬ…掛算器、２０…位相検出器、３０…増幅器、４０…ローパスフィルタ、５０…電圧制御発振器、６０…ローパスフィルタ、Ｃ１  …キャパシタ、７０，８０，９０…増幅器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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