(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する出力増幅回路を有する電力増幅装置において、
外部電源電圧を変圧して、第１電源電圧、及び前記第１電源電圧よりも低い一定の第２電源電圧を発生する電源電圧発生回路と、
前記第１電源電圧に基づいて出力増幅回路に供給する電源電圧の最小電圧を定める電圧制御回路と、
前記電圧制御回路からのオフセットと出力増幅回路に供給する電源電圧とを比較する比較回路、該比較回路の出力信号に応じて発振周波数が変化される発振器及び発振器の出力信号によりスイッチングして前記出力増幅回路の出力波形に追従した第３電源電圧を出力するスイッチング型電源回路と、
前記第３電源電圧の低下に応じて、第３電源電圧から前記第２電源電圧に切り換えて出力させる切換手段と
を有し、前記第２電源電圧または第３電源電圧を前記出力増幅回路に印加することを特徴とする電力増幅回路。
【請求項２】
前記制御回路は第１電源電圧に基づいて出力増幅回路に供給する電源電圧の最小電圧を定めるオフセットを設定するオフセット設定部と、出力増幅回路の出力信号の勾配を検出する勾配検出回路の出力信号を加工した信号とオフセットとを加算する加算回路とからなることを特徴とする請求項１記載の電力増幅回路。
【請求項３】
前記切換手段は、前記第３電源電圧より所定レベルだけ低下したら動作し、前記第２電源電圧を導通させる導通手段を含むことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
【請求項４】
前記導通手段は、電流の逆流を阻止するダイオードと共用させることを特徴とする請求項３記載の電力増幅装置。
【請求項５】
前記勾配検出回路は、微分回路よりなることを特徴とする請求項２記載の電力増幅装置。
【請求項６】
少なくとも、前記電源電圧発生回路は、前記スイッチング型追従型電源回路と、前記切換手段とを、同一の混成集積回路上に実装することを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ機器に用いて好適な電力増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、電源電圧として固定の電圧が印加された、従来から良く知られた電力増幅装置である。図４の回路は、トランス１及びブリッジ回路２を有する電源回路と、プリアンプ及びパワー出力段トランジスタから成る増幅部を有し、入力信号ＡＳを増幅して、スピーカＳＰに出力させている。
【０００３】
この回路に依れば、不図示のＡＣ電源からＡＣ電圧がトランス１に印加されたのちに、ブリッジ回路２に印加され、ここで整流された電源電圧±Ｖｃｃはプリアンプ３に印加される。プリアンプ３はこの電源電圧±Ｖｃｃを用いて入力信号ＡＳを電圧増幅して、さらにパワー出力段トランジスタＱ１、Ｑ２が電流増幅することで増幅信号ＺＳを生成し、増幅信号ＺＳによりスピーカＳＰが駆動される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図４の電力増幅装置では、電源電圧±Ｖｃｃは、増幅部のから最大出力信号がクリップしないように、その最大出力に対応できるだけの高電圧を常時印加する必要があった。しかしながら、音量を最大とし、増幅部の出力を最大とした場合は、図５イのように±Ｖｃｃを効率よく消費しているが、音量を絞り、増幅部の出力を小さくした場合には、図５ロのように損失電力が増加し、電源電圧±Ｖｃｃの消費効率が低下していた。通常の電力増幅装置の使用状態では、大きな出力を要することは少なく、増幅部の出力信号を小もしくは中レベルとする場合が多いので、消費電力のロスが大きい。
【０００５】
そこで、増幅部の出力信号やボリウムの調整量に応じて、電源電圧±Ｖｃｃを変化させるスイッチング型電源回路を用いることが提案されている。しかし、スイッチング型電源回路に依れば、増幅段及び電源部の全体における消費ロスは小さくなるが、スイッチング電源回路からはスイッチングによるノイズが発生するので、このノイズが増幅部等の信号へ悪影響を与え、信号の歪率を悪化させていた。
【０００６】
本発明は、スイッチング型電源回路を用いて、電力増幅装置の全体の消費ロスを削減するとともに、実用域でのノイズによる信号の歪率の悪化を防止することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、入力信号を増幅する出力増幅回路を有する電力増幅装置において、外部電源電圧を変圧して、第１電源電圧、及び前記第1電源電圧よりも低い第２電源電圧を発生する電源電圧発生回路と、前記出力増幅回路の出力レベルに応じて前記第1電源電圧のレベルを制御し、前記出力増幅回路の出力波形に追従した第３電源電圧を出力するスイッチング型電源回路と、該第３電源電圧の低下に応じて、前記第３電源電圧から前記第２電源電圧に切り換えて出力させる切換手段とを有し、前記第２電源電圧または第３電源電圧を前記出力増幅回路に印加することを特徴とする。
【０００８】
特に、前記スイッチング型電源回路は、コイル、前記コイルの一端に接続されたダイオード、前記コイルの他端に接続されたコンデンサー、前記第１電源電圧を前記コイルの一端に接続または遮断するスイッチ手段、及び前記出力増幅回路の出力信号及び前記第３電源電圧を比較し、比較結果に応じて前記スイッチ手段をオン・オフ制御する比較回路から成ることを特徴とする。
【０００９】
また、前記出力増幅器と前記スイッチング型電源回路との間に接続されるとともに、前記出力増幅回路の出力信号の勾配を検出する勾配検出回路を備えることを特徴とする。
【００１０】
さらに、前記切換手段は、前記第２電源電圧より所定レベルだけ低下したら動作し、前記第２電源電圧を導通させる導通手段を含むことを特徴とする。
【００１１】
さらにまた、前記導通手段は、電流の逆流を阻止するダイオードと共用されることを特徴とする。一方、前記勾配検出回路は、微分回路より成ることを特徴とする。
【００１２】
また、少なくとも、前記電源電圧発生回路と、前記スイッチング型追従型電源回路と、前記切換手段とを、同一の混成集積回路上に実装することを特徴とする。
【００１３】
本発明に依れば、出力増幅回路の出力レベルが大のとき、第１電源電圧をレベル制御して、出力増幅回路の出力信号波形に追従した第３電源電圧を出力増幅回路に印加し、出力増幅回路の出力レベルが小のとき、第１電源電圧より低い第２電源電圧に切り換え、第２電源電圧を出力増幅回路に印加する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態を示す図であり、１２は後述する電力増幅回路１５の増幅出力信号ＺＳにオフセットを付加する電圧制御回路、１３は、コイル１３ａ、ダイオード１３ｂ、コンデンサー１３ｃ、第１電源電圧＋ＶｃｃＨの接続をオン・オフ制御するスイッチ手段１３ｄ、コンデンサー１３ｃの出力電圧＋Ｖｃが印加される正入力端子と電圧制御回路１２の出力電圧が印加される負入力端子とを有する比較回路１３ｅ、比較回路１３ｅの出力信号に応じて発振信号のデューティー比が制御される発振回路１３ｆから成る降圧チョッパー型電源部である。１４は電源回路の出力電圧＋Ｖｃに応じて第２電源電圧＋ＶｃｃＬを導通または遮断する導通手段となるダイオード、１５は、入力信号を電圧増幅するプリアンプ１５ａ及びプリアンプ１５ａの出力信号を電流増幅する出力増幅器１５ｂから成る電力増幅回路である。また、電圧制御回路１２及び降圧チョッパー型電源部１３よって、電源電圧±ＶｃｃＨに基づいて出力増幅器１５ｂの出力信号に追従した電源電圧＋Ｖｃ１を生成する追従型電源回路が構成される。尚、図１のすべての回路は混成集積回路上に実装される。
【００１５】
また、電力増幅回路１５にはプラス電源だけでなく、マイナス電源も印加されている。マイナス電源側にも、プラス電源に接続された上記と同一の機能を有する回路が、駆動対象１５の負電源側にも接続されているが、説明を簡単とするため回路を省略する。
【００１６】
電源電圧＋ＶｃｃＨは追従型電源回路１０に印加され、電源電圧＋ＶｃｃＨに基づいて出力増幅部の出力信号に応じてその出力波形に追従する電源電圧＋Ｖｃ１が生成される。電源電圧＋Ｖｃ１は図２の実線ａのように出力増幅部の出力波形に追従される。また、電源電圧＋ＶｃｃＬはダイオード１４を介してそれぞれ追従型電源回路１０の出力端に現れる。そして、図２のように、出力増幅部の出力波形に応じて、電源電圧＋Ｖｃ１は電源電圧＋ＶｃｃＬよりも高くまたは低くなる。
【００１７】
ここで、ダイオード１４は、電源回路１０の出力端から＋ＶｃｃＬの電源へ逆流するのを防止するものであるが、電源電圧＋ＶｃｃＬ及び＋Ｖｃ１の電圧を切り換える作用も有している。この作用により、出力増幅部の出力レベルに応じて電源電圧＋Ｖｃ１及び＋ＶｃｃＬを切り換えられる。
【００１８】
ダイオード１４において、電源電圧＋Ｖｃ１が電源電圧＋ＶｃｃＬよりも高くなった場合、ダイオード１４はオフし、電源電圧＋ＶｃｃＬは遮断される。その結果、追従型電源回路１０の電源電圧＋Ｖｃ１が出力増幅器１５ｂに電源電圧＋Ｖｃとして印加される。従って、出力増幅回路１５ｂの電源電圧＋Ｖｃは、自身の出力波形に追従して変化するものとなる。
【００１９】
これとは逆に、ダイオード１４において、電源電圧＋Ｖｃ１が電源電圧＋ＶｃｃＬより低くなった場合、ダイオード１４はオンし、電源電圧＋ＶｃｃＬが導通され、出力増幅器１５ｂに電源電圧＋Ｖｃとして印加される。従って、出力増幅回路１５ｂの電源電圧＋Ｖｃは一定の電圧になる。ところで、降圧チョッパー型電源部１３の説明は後で詳しく説明するが、電源電圧＋ＶｃｃＬが導通されると、比較回路１３ｅの出力は常に「Ｈ」レベルになり、スイッチ手段１３ｄのスイッチング動作は停止される。その為、電力増幅回路１５の出力レベルが比較的低い場合、スイッチング動作に起因するノイズの発生は起こらない。
【００２０】
また、マイナス電源側にも、追従型電源回路１０及びダイオード１４と同一機能の回路が接続されており、電力増幅回路１５の出力レベルが小さければ固定の電源電圧−ＶｃｃＬが出力増幅器１５ｂに印加され、電力増幅回路１５の出力レベルが大きければ電力増幅回路１５の出力に追従した電源電圧−Ｖｃ１が印加される。
【００２１】
上記の如く、電源電圧の切り換えが行われると、図２のように、電力増幅回路１５の出力レベルが高いと電源電圧±Ｖｃは出力波形に追従し、前記出力レベルが低いと一定の電源電圧±Ｖｃとなる。言い換えれば、出力増幅部の出力レベルが小・中レベルの場合低い電源電圧±ＶｃｃＬとしておき、出力レベルが大になった場合のみ出力増幅部の出力波形に追従した電源電圧に切り換わる。
【００２２】
尚、上記の説明において、説明を簡単とするため、ダイオード１４のオン電圧を無視した。
【００２３】
図３は、図１の電力増幅装置の消費電力を示す特性図である。図１の電力増幅装置は、出力増幅部の出力振幅が低く、電源電圧±ＶｃｃＬが使用されたとき、一定の電源電圧で増幅動作するので、出力増幅器１５ｂに損失電圧が発生する。しかしながら、低い電源電圧±ＶｃｃＬを使用するので、図３の実線ＰｄＡのように出力増幅器１５ｂの損失電力を抑えることができる。また、電力増幅回路１５の出力レベルが低い間、追従型電源回路１０はスイッチング動作していないので、追従型電源回路１０での損失電力は図３の実線ＰｄＲのように非常に低く抑制される。従って、出力増幅部及び電源部の加算によって得られる全体の損失電力は図３の実線ＰｄＴのようになり、電源電圧が±ＶｃｃＬの場合、図３の点線ａに示されるように従来の増幅部及び電源部の全体の損失電力に比べ低減することができる。この状態では、損失電力の低減の他に、追従型電源回路１０のスイッチング動作が停止しているので、スイッチング動作に起因するノイズの発生は防止され、実用域で他の回路に悪影響を与えないという他の効果を奏する。
【００２４】
また、電源電圧±ＶｃｃＨの場合、出力増幅部の電源電圧±Ｖｃはその出力波形に追従されるので、出力増幅部の損失電圧は図３の実線ＰｄＡのようになり、電源電圧が±ＶｃｃＬの場合よりも低減される。一方、追従型電源回路１０の損失電力は、降圧チョッパー型電源部１３より構成されているので、損失電力は低いレベルで抑制される。電源電圧が±ＶｃｃＬの場合に比べても、追従型電源回路１０の損失電力の増大量は少ない。そして、電力増幅回路１５及び追従型電源回路１０の全体の損失電圧は、図３の実線ＰｄＴを見ると明らかなように、増大しない。電源電圧が±ＶｃｃＬの場合に比べても全体の損失電力は減少し、従来の損失電力量と比べても非常に低減することができる。
【００２５】
本発明においては、降圧チョッパー型電源部１３により、著しく損失電力を低減することができ、電源電圧±ＶｃｃＨと±ＶｃｃＬとの切り換えにより実用域でのノイズの発生を防止することができる。
【００２６】
図６は、追従型電源回路１０の具体例である。１１は駆動対象１５の出力信号ＺＳの勾配を検出する勾配検出回路、１２は、電源電圧＋ＶｃｃＨに基づいて電源電圧＋Ｖｃ１の最小電圧を定める為のオフセットを設定するオフセット設定部１２Ａと、勾配検出回路１１の出力信号を加工した信号とオフセットとを加算する加算回路１２Ｂとから成る電圧制御回路、１３は図１と同一構成の降圧チョッパー型電源部、１５は電力増幅回路としての駆動対象、１６は駆動対象１５の出力信号を半波整流する半波整流回路を成すダイオード、１７は勾配検出回路１１の出力信号を半波整流する半波整流回路を成すダイオードである。尚、図６において、上記と同一の機能を有する回路が、駆動対象１５の負電源側にも接続されているが、説明を簡単とするため回路を省略する。
【００２７】
図６において、駆動対象１４の出力信号ＺＳが、勾配検出回路１１でその勾配、つまり傾きが急峻か緩やかか検出される。
【００２８】
図７ＺＳのように出力信号ＺＳが高周波の場合、出力信号ＺＳの勾配は急峻となるので、図７Ａのように勾配検出回路１１の出力レベルは高くなる。また、勾配検出回路１１は例えば微分回路で構成されるので、その特性により勾配検出回路１１の出力信号の位相は信号ＺＳに比べ例えば４５度進んでいる。このような勾配検出回路１１の出力信号はダイオード１７で半波整流され、図７Ａのように半波信号が得られる。尚、勾配検出回路１１の出力位相の進みは微分回路の特性に応じて変化する。
【００２９】
また、駆動対象１５の出力信号ＺＳは、ダイオード１６で半波整流され、図７Ｂの如き波形となる。一方、オフセット設定部１２Ａにおいて、電源電圧＋ＶｃｃＨに基づいて、図７Ｃの如きＧＮＤから所定レベルのオフセットが生成される。そして、加算回路１２Ｂにおいて、ダイオード１７からの信号Ａまたはダイオード１５からの信号Ｂのうちレベルの高い信号が、図７Ｄの如くオフセットに重畳されて出力される。さらに、加算回路１２Ｂの出力信号Ｄは制御信号として降圧チョッパー型電源部１３に印加され、電源電圧＋Ｖｃ１が制御信号Ｄに基づいて生成される。その結果、追従型電源回路１０の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象１５の出力波形に追従される。
【００３０】
次に、駆動対象１５の出力信号ＺＳが図７のように低周波の場合を説明する。出力信号ＺＳが低周波であると、出力信号ＺＳの勾配は緩やかとなるので、図７Ａ´のように勾配検出回路１１の出力レベルは低い。また、勾配検出回路１１の出力信号の位相は信号ＺＳに比べ例えば９０度進んでいる。このような勾配検出回路１１の出力信号はダイオード１７で半波整流される。
【００３１】
また、駆動対象１５の出力信号ＺＳは、ダイオード１６で半波整流され、図７Ｂ´の如き波形となる。そして、加算回路１２Ｂにおいては、ダイオード１７からの信号Ａ´またはダイオード１６からの信号Ｂ´のうちレベルの高い信号がオフセットに重畳されて出力される。その為、加算回路１２Ｂの出力信号Ｄ´は、図７Ｄ´の如く半波整流された波形に追従される。加算回路１２Ｂからの制御信号Ｄ´に応じて、電源部１３が制御され、その結果、追従型電源回路１０からの電源電圧＋Ｖｃ１は、図７Ｅ´のように駆動対象１５の出力信号ＺＳに追従される。
【００３２】
上記の如く、勾配検出回路１１の作用により、電源部１３の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象１５の出力波形よりも速く変化する。その為、駆動対象１５の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止され、駆動対象１５の出力信号ＺＳの歪率の悪化を防止できる。特に、駆動対象１５に電源電圧＋ＶｃｃＬが印加された状態であって、駆動対象１４の出力信号ＺＳが大きくなると、電源電圧＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り換わる。このとき、出力信号ＺＳよりも早く電源電圧が＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り換わるので、駆動対象１５の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止され、出力信号ＺＳの歪率が悪化されることが防止される。
【００３３】
尚、負電源側においても、電源電圧−Ｖｃは、駆動対象１５の出力信号の変化よりも早く変化させることができる。
【００３４】
次に、図１及び図６中の降圧チョッパー型電源部１３の動作について説明する。電力増幅回路１５の出力信号ＺＳは、オフセットが重畳された後、比較回路１３ｅの正入力端子に印加される。比較回路９ａの出力信号によりスイッチ手段１３ｄがオンオフ制御され、コイル１３ａ及びコンデンサー１３ｃの充放電が制御される。降圧チョッパー型電源部１３の基本動作は、スイッチ手段１３ｄがオンオフ制御されることにより、図８（イ）の実線の如くダイオード１３ｂのカソード電圧が電圧Ｖｂと略０Ｖとが交互に切り換えられ、前記カソード電圧がコンデンサー１３ｃで平滑されることにより電源部１３の出力電圧が発生する。電源部１３は、スイッチ１３ｄのオンオフのデューティー比が５０％の場合、図８（イ）の点線のように＋Ｖｂ／２の電圧を発生する。また、デューティー比が５０％でない場合はデューティー比に応じた平均電圧が電源部１３から発生し、オン期間が長ければ出力電圧Ｖｃ１は図８（イ）の点線のように電圧＋Ｖｂ／２より高くなり、オフ期間が長ければ出力電圧Ｖｃ１は逆に電圧＋Ｖｂ／２より低くなる。
【００３５】
比較回路１３ｅにおいて、電源部１３の出力電圧Ｖｃ１が基準となる電圧（Ｖｚｓ＋オフセット電圧）より高いと「Ｈ」レベルの出力信号が発生し、発振器１３ｆの発振周波数が変化し、スイッチ手段１３ｄのオフする期間が長くなる。その為、コンデンサー１３ｃが放電され、コンデンサー１３ｃの端子電圧である電圧＋Ｖｃ１２は低下する。また、電圧Ｖｃ１が基準電圧（Ｖｚｓ＋オフセット）より低いと「Ｈ」レベルの出力信号が発生し、スイッチ手段１３ｄのオン期間が長くなるように発振周波数が変化するので、コンデンサー１３ｃが充電され、電圧＋Ｖｃ１は高くなる。
【００３６】
上記のような動作により降圧チョッパー型の電源部１３の出力電圧Ｖｃ１に負帰還がかかり、電圧＋Ｖｃ１は電力増幅回路５の出力レベルＶｚｓに電圧制御回路１２のオフセットを重畳した電圧になるように制御される。ここで、出力増幅器５の出力レベルは常に変化しており、降圧チョッパー型の電源部１３の出力電圧＋Ｖｃ１は基準電圧（Ｖｚｓ＋オフセット）に等しくなるように制御されるので、電源電圧＋Ｖｃ１は図の期間Ｔ１の如く出力増幅器５の出力レベルＶｚｓによりオフセット分だけ高いレベルで、出力信号ＺＳに追従される。
【００３７】
図９は、電源電圧±ＶｃｃＨ及び±ＶｃｃＬを生成する回路を示す図であり、２４はトランスであって、例えばコイルの巻線比に対応して第１交流信号ＶａｃＨ及び第２交流信号ＶａｃＬを発生する。２５は第１交流信号ＶａｃＨが供給される第１ダイオードブリッジ回路、２６ａ及び２６ｂは第１ダイオードブリッジ回路２５の出力信号を平滑し、電源電圧±ＶｃｃＨを発生する第１平滑コンデンサー、２７は第２交流信号ＶａｃＬが供給される第２ダイオードブリッジ回路、２８ａ及び２８ｂは第２ダイオードブリッジ回路２７の出力信号を平滑し、電源電圧±ＶｃｃＬを発生する第２平滑コンデンサーである。
【００３８】
まず、トランス２４において、トランス２４内の一次コイルに外部ＡＣ電源（図示せず）から電源交流信号ＡＣが印加される。そして、二次コイルには、一次コイルと二次コイルとの巻線比に対応したレベルを有する交流信号が発生する。一次コイルの巻線数をＮ１とし、ダイオードブリッジ回路２５の接続に対応した二次コイルの巻線数をＮ２とし、ダイオードブリッジ回路２６の接続に対応した二次コイルの巻線数をＮ３とすると、ダイオードブリッジ回路２５への入力信号ＶａｃＨは、ＶａｃＨ＝（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖａｃとなり、ダイオードブリッジ回路２６への入力信号ＶａｃＬは、ＶａｃＬ＝（Ｎ３／Ｎ１）×Ｖａｃとなる。ここで、巻線数は、Ｎ２＞Ｎ３に設定されているので、ＶａｃＨ＞ＶａｃＬとの関係になる。
【００３９】
交流信号ＶａｃＨは、ダイオードブリッジ回路２５を介して、平滑コンデンサー２６ａ及び２６ｂに供給される。ダイオードブリッジ回路２５と、平滑コンデンサー２６ａ及び２６ｂとは全波整流回路を構成しており、交流信号ＶａｃＨは全波整流され、直流電圧±ＶｃｃＨが生成される。また、ダイオードブリッジ回路２７と、平滑コンデンサー２８ａ及び２８ｂも全波整流回路を構成しており、交流信号ＶａｃＬも全波整流され、直流電圧±ＶｃｃＬが生成される。交流信号はＶａｃＨ＞ＶａｃＬの関係があるので、直流電圧は±ＶｃｃＨ＞±ＶｃｃＬとなる。そして、電源電圧±ＶｃｃＬ及び±ＶｃｃＨは図１の各々の回路に印加される。
【００４０】
【発明の効果】
本発明に依れば、外部電源から第１電源電圧及びこれより低い第２電源電圧を生成し、出力増幅部の出力レベルが大のとき、第１電源電圧に基づく出力波形に追従した電源電圧を生成し、前記出力レベルが小のとき第２電源電圧を出力増幅部に印加するので、出力増幅部の消費電力のロスを削減できると共に、電源部の消費電力のロスを削減でき、出力増幅部及び電源部の全体の消費電力のロスを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の出力増幅部の出力波形及び電源電圧を示す波形図である。
【図３】図１の回路の出力電力と消費電力との関係を示す特性図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例の出力波形及び電源電圧の関係を示す波形図である。
【図６】図１の追従型電源回路１０の具体例を示すブロック図である。
【図７】図６の各信号波形を示す波形図である。
【図８】図１及び図６の追従型電源回路１０の動作を説明するための波形図である。
【図９】±ＶｃｃＨ及び±ＶｃｃＬを発生する回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１０          追従型電源回路
１１          勾配検出回路
１２          電圧制御回路
１２Ａ        オフセット設定部
１２Ｂ        加算回路
１３          降圧チョッパー型電源部
１５          電力増幅回路
１５ａ        プリアンプ
１５ｂ        出力増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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