(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動指令に基づき電磁弁に駆動電流を流してこれを駆動する駆動手段と、
電磁弁に流れる電流を抽出する負荷電流抽出手段と、
この抽出される負荷電流の推移に対応してその能動となる時間幅が決定されるフェイルセーフ信号を生成するフェイルセーフ信号生成手段と、
この生成されるフェイルセーフ信号の時間幅に基づいて前記駆動電流の適否を診断する診断手段と、
を具え、前記フェイルセーフ信号生成手段は、前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて前記フェイルセーフ信号を生成する比較器を具えて構成されることを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項２】
請求項１記載の電磁弁駆動装置において、
前記抽出される負荷電流の異常レベルに対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて過電流を検出する過電流検出手段を更に具え、
前記フェイルセーフ信号生成手段は、この過電流が検出されるとき、前記生成するフェイルセーフ信号を無条件に非能動とする
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項３】
請求項２記載の電磁弁駆動装置において、
前記過電流検出手段により過電流が検出されることに基づいて前記駆動手段に付与される駆動指令を遮断する駆動指令遮断手段を更に具える
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項４】
請求項１記載の電磁弁駆動装置において、
前記抽出される負荷電流の異常レベルに対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて過電流を検出する過電流検出手段と、  前記過電流検出手段により過電流が検出されることに基づいて前記駆動手段に付与される駆動指令を遮断する駆動指令遮断手段と、
前記駆動電流の遮断に基づいて前記電磁弁から発生されるフライバック電圧を検出するフライバック電圧検出手段とを更に具え、
前記フェイルセーフ信号生成手段は、前記フライバック電圧検出手段によるフライバック電圧の検出出力に基づいて前記生成するフェイルセーフ信号を非能動とする
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項５】
請求項４記載の電磁弁駆動装置において、
前記フライバック電圧検出手段によるフライバック電圧の検出出力を前記駆動手段に駆動指令が付与されている期間だけマスクするマスク手段を更に具える
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項６】
前記駆動手段は、予め蓄圧された電圧の放電に基づき前記電磁弁に大きな駆動電流を供給する第１の期間と、その後これよりも小さい一定の駆動電流を供給する第２の期間との２つの期間にわたって前記電磁弁を駆動するものであり、
前記フェイルセーフ信号生成手段は、前記第１の期間において前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した第１の閾値と、前記第２の期間において前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した第２の閾値との２つの閾値を持ち、同負荷電流のそれら各閾値との比較に基づいて前記フェイルセーフ信号を生成する比較器を具えて構成される
請求項１〜５の何れかに記載の電磁弁駆動装置。
【請求項７】
前記比較器は、自らの比較出力に基づいてその閾値が前記第１の閾値と前記第２の閾値との間で切り換わる単一のヒステリシス比較器からなる  請求項６記載の電磁弁駆動装置。
【請求項８】
請求項１記載の電磁弁駆動装置において、
前記比較器の１乃至複数の閾値に応じて個々に１乃至複数のフェイルセーフ信号を生成し、これらフェイルセーフ信号に基づいて電磁弁若しくはそれを駆動する駆動手段の異常を診断する
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。
【請求項９】
予め蓄圧された電圧の放電に基づき前記電磁弁を駆動させるための初期駆動電流と、その初期駆動電流にて駆動された状態を保持するための保持電流とに各々対応する２つの閾値を設定し、これら閾値と負荷電流との比較結果に基づいて得られるフェイルセーフ信号に応じて異常診断を実施する
請求項８記載の電磁弁駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば内燃機関の燃料噴射用電磁弁等を駆動する電磁弁駆動装置に関し、特にそれら電磁弁に正常な駆動電流が供給されているか否かを自己診断する機能を併せ具える電磁弁駆動装置の具現に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、上記内燃機関の燃料噴射用電磁弁にあって、これに正常に駆動電流が供給されなかったような場合、燃料が噴射されなかったり、燃料が噴射されっぱなしになるなどの不都合が生じる。
【０００３】
そこで従来は、それら電磁弁に流れる電流が遮断されたときに電磁弁自身から発生される電圧、すなわちフライバック電圧を監視し、このフライバック電圧が正常に発生されたか否かに基づいて同電磁弁に正常に駆動電流が供給されているか否かを診断するようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、フライバック電圧の発生の有無に基づいてそれら電磁弁に正常に駆動電流が供給されているか否かを診断する方法によれば、駆動電流が遮断されたことやその遮断タイミングについての情報は確かに得ることができる。
【０００５】
しかしこの方法では、それら電磁弁にいつ駆動電流が流れたか、或いはそれら電磁弁を駆動するための十分な駆動電流が供給されているか等についての情報は何ら得ることができなかった。
【０００６】
このため、特に上記内燃機関の燃料噴射用電磁弁のように、駆動タイミングはもとより、これが確実に作動されることが重要な要件となる電磁弁にとっては、その駆動装置としても、供給する駆動電流についてのより詳細且つ信頼性の高い自己診断を行うことのできる装置が切望されている。
【０００７】
なお、電磁弁駆動装置としては近年、それら電磁弁の応答性向上を図るべく、一旦コンデンサに充電した電圧を駆動パルスの立上りとともに一気に放電せしめて大きな駆動電流を電磁弁に供給するようにしたいわゆる蓄圧式のものもある。このような蓄圧式の駆動装置にあっては、その供給する駆動電流の挙動を正確に診断することが、それら電磁弁の作動を正確に把握する上で特に重要となる。
【０００８】
この発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、駆動対象となる電磁弁に対し、適正な駆動電流が供給されているか否かを正確に診断する機能を併せ具える電磁弁駆動装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
こうした目的を達成するため、この発明では、請求項１記載の構成によるように、
（ａ）駆動指令に基づき電磁弁に駆動電流を流してこれを駆動する駆動手段。
（ｂ）電磁弁に流れる電流を抽出する負荷電流抽出手段。
（ｃ）この抽出される負荷電流の推移に対応してその能動となる時間幅が決定されるフェイルセーフ信号を生成するフェイルセーフ信号生成手段。
（ｄ）この生成されるフェイルセーフ信号の時間幅に基づいて前記駆動電流の適否を診断する診断手段。
をそれぞれ具えて電磁弁駆動装置を構成する。
【００１０】
ここで、上記負荷電流抽出手段を通じて抽出される負荷電流の推移、すなわち負荷電流波形は、上記駆動電流の推移、すなわち駆動電流波形にほぼ対応したものとなる。
【００１１】
したがって、負荷電流波形が如何なる形態のものであれ、上記フェイルセーフ信号生成手段を通じて、同負荷電流の例えばその予想される適正な推移に対応して能動となる時間幅が決定されるフェイルセーフ信号を生成するようにすれば、同信号の時間幅そのものに駆動電流波形が適正か否かを示す情報が含まれるようになる。
【００１２】
このため、上記診断手段においても、こうしたフェイルセーフ信号の時間幅が所定の幅よりも長いか、或いは短いかを判断することで、上記駆動電流が適正な電流であったか否かを診断することができるようになる。
【００１３】
またここで、上記フェイルセーフ信号生成手段を、請求項１記載の発明によるように、
・前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて前記フェイルセーフ信号を生成する比較器を具えるもの。
として構成すれば、負荷電流の特にレベル推移についてもこれを的確に監視することができるようになり、電磁弁を駆動するための十分な駆動電流が供給されているか等についても正確な診断を行うことができるようになる。
【００１４】
一方、請求項２記載の発明によるように、
（ｅ）前記抽出される負荷電流の異常レベルに対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて過電流を検出する過電流検出手段を更に具える。
・前記フェイルセーフ信号生成手段は、この過電流が検出されるとき、前記生成するフェイルセーフ信号を無条件に非能動とする。
といった構成によれば、負荷電流として異常に大きな電流が流れる場合に、上記フェイルセーフ信号としても異常に時間幅の短い信号が生成されることとなり、該電流が流れすぎである旨を的確に診断することができるようになる。
【００１５】
また、この請求項２記載の発明の構成において更に、請求項３記載の発明によるように、
（ｆ）前記過電流検出手段により過電流が検出されることに基づいて前記駆動手段に付与される駆動指令を遮断する駆動指令遮断手段を更に具える。
といった構成によれば、上記電流の流れすぎが検出された時点で電磁弁に流れる駆動電流も遮断されることとなり、駆動手段を構成する駆動素子の破壊や電磁弁を構成するコイル等の焼き付けも好適に防止されるようになる。
【００１６】
また一方、上記請求項１記載の発明の構成において、請求項４記載の発明によるように、
（ｅ）前記抽出される負荷電流の異常レベルに対応した１乃至複数の閾値を持ち、同負荷電流のそれら閾値との比較に基づいて過電流を検出する過電流検出手段を更に具える。
（ｆ）前記過電流検出手段により過電流が検出されることに基づいて前記駆動手段に付与される駆動指令を遮断する駆動指令遮断手段を更に具える。
（ｇ）前記駆動電流の遮断に基づいて前記電磁弁から発生されるフライバック電圧を検出するフライバック電圧検出手段とを更に具える。
・前記フェイルセーフ信号生成手段は、前記フライバック電圧検出手段によるフライバック電圧の検出出力に基づいて前記生成するフェイルセーフ信号を非能動とする。
といった構成によっても、上記請求項２及び３記載の発明と同等の作用、効果が奏されるようになる。すなわちこの場合、過電流が検出され、それに基づき駆動電流が遮断されたときに電磁弁から発生されるフライバック電圧によって間接的にフェイルセーフ信号の時間幅が制限されることとなるが、この異常に時間幅の短いフェイルセーフ信号に基づいて電流が流れすぎである旨が診断されることはこの場合も同様である。
【００１７】
そして、この請求項４記載の発明の構成において更に、請求項５記載の発明によるように、
（ｈ）前記フライバック電圧検出手段によるフライバック電圧の検出出力を前記駆動手段に駆動指令が付与されている期間だけマスクするマスク手段を更に具える。
といった構成によれば、
（Ａ）負荷電流が上記フェイルセーフ信号を能動としうる推移をとらなかった場合、すなわち所定の電流レベルに達しなかった場合にはフェイルセーフ信号自体が出力されない（フェイルセーフ信号の時間幅＝０）。
といったことはもとより、
（Ｂ）駆動指令が維持されているにも拘わらず過電流等によって駆動電流が遮断される場合にはフェイル信号の能動状態がそのまま持続されるようになる（フェイルセーフ信号の時間幅＝∞）。
など、それら異常時における上記診断手段での異常判定が極めて容易になる。
【００１８】
他方、請求項６記載の発明によるように、前記駆動手段が、予め蓄圧された電圧の放電に基づき前記電磁弁に大きな駆動電流を供給する第１の期間と、その後これよりも小さい一定の駆動電流を供給する第２の期間との２つの期間にわたって前記電磁弁を駆動するもの、すなわち前述した蓄圧式のものであるとき、前記フェイルセーフ信号生成手段を、
・前記第１の期間において前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した第１の閾値と、前記第２の期間において前記抽出される負荷電流の予想される適正な推移に対応した第２の閾値との２つの閾値を持ち、同負荷電流のそれら各閾値との比較に基づいて前記フェイルセーフ信号を生成する比較器を具えるもの。
として構成すれば、同蓄圧式の駆動装置にあっても、その駆動電流の複雑な挙動に的確に対応した時間幅を持つ信号として、上記フェイルセーフ信号を生成することができるようになる。
【００１９】
なおこの場合、上記フェイルセーフ信号生成手段を構成する比較器は、上記第１及び第２の閾値が各別に設定された２つの比較器であってもよいが、特に請求項７記載の発明によるように、
・前記比較器は、自らの比較出力に基づいてその閾値が前記第１の閾値と前記第２の閾値との間で切り換わる単一のヒステリシス比較器からなる。
といった構成によれば、最小限の回路規模にて同フェイルセーフ信号生成手段としての上述した機能が実現されるようになる。
【００２０】
さらに、請求項１記載の発明の構成において、請求項８記載の発明によるように、
・前記比較器の１乃至複数の閾値に応じて個々に１乃至複数のフェイルセーフ信号を生成し、これらフェイルセーフ信号に基づいて電磁弁若しくはそれを駆動する駆動手段の異常を診断する。
といった構成を採用すれば、その時々の異常発生形態に対応したフェイルセーフ信号から、異常箇所の特定が可能となる。
【００２１】
また、この請求項８記載の発明の構成において更に、請求項９記載の発明によるように、
・予め蓄圧された電圧の放電に基づき前記電磁弁を駆動させるための初期駆動電流と、その初期駆動電流にて駆動された状態を保持するための保持電流とに各々対応する２つの閾値を設定し、これら閾値と負荷電流との比較結果に基づいて得られるフェイルセーフ信号に応じて異常診断を実施する。
といった構成によれば、蓄圧式の駆動装置にあっても、その駆動電流の複雑な挙動に的確に対応した異常診断結果が得られるようになる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、この発明にかかる電磁弁駆動装置の第１の実施形態を示す。
【００２３】
この実施形態の装置は、前述した内燃機関の燃料噴射用電磁弁を前記蓄圧式にて駆動する装置にあって、その駆動電流が適正に供給されているか否かを的確に診断することのできる装置として構成されている。
【００２４】
はじめに、図１を参照して、同実施形態の装置の構成について説明する。
図１に示されるように、この装置は、大きくは、内燃機関の運転制御に併せて当該駆動対象となる電磁弁３００の駆動指令である噴射信号ＪＳを出力する電子制御装置１００と、この出力される噴射信号ＪＳに基づいて上記電磁弁３００に駆動電流ＤＲＣを供給する駆動回路２００とを具えて構成されている。
【００２５】
また、駆動回路２００も、上記噴射信号ＪＳに基づき上記電磁弁３００を直接駆動する部分である駆動部２１０と、その電磁弁３００の駆動に際して流れる負荷電流に基づきフェイルセーフ信号ＦＳを生成する負荷電流処理部２２０Ａとの大きくは２つの部分から構成されている。この負荷電流処理部２２０Ａを通じて生成されたフェイルセーフ信号ＦＳは電子制御装置１００に帰還され、そこで、上記駆動電流ＤＲＣが適正なものであったか否かが診断される。すなわち同実施形態の装置において、上記電子制御装置１００は、診断部としての機能も併せ具えている。
【００２６】
以下、駆動回路２００を構成するこれら駆動部２１０、並びに負荷電流処理部２２０Ａの構成についてその詳細を順次説明する。
まず、駆動部２１０において、バッテリ１からの出力電圧は、定電圧回路２に入力されて定電圧Ｖｃｃに変換されるとともに、コイル３に印加される。そして、このコイル３に印加される電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、トランジスタ５、及び抵抗６からなる昇圧回路を通じて昇圧され、これが逆流防止用のダイオード７を介してコンデンサ８に充電される。このときＤＣ−ＤＣコンバータ４では、少なくとも後述する単安定マルチバイブレータ１２からワンショット信号が出力されていない期間、トランジスタ５をオンとしてコイル３に流れる電流を抵抗６の端子電圧によってモニタしつつ、これが所定の電流値に対応した値となる毎にトランジスタ５をオフせしめる動作を繰り返す。そして、上記コンデンサ８への充電電圧が電磁弁３００を高速駆動させうる所望の電圧に達したとき、こうした昇圧動作を停止する。
【００２７】
一方、トランジスタ１０は、単安定マルチバイブレータ１２からワンショット信号が出力されている期間だけオンとなって上記コンデンサ８に充電されている電圧やダイオード９を介して加えられるバッテリ電圧を電磁弁３００に印加するトランジスタである。
【００２８】
ここで、単安定マルチバイブレータ１２は、上記電子制御装置１００から与えられる噴射信号ＪＳの、波形整形回路１１による波形整形信号に基づいて、その立上りから一定の時間だけ能動となるワンショット信号を出力する回路である。上述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、少なくともこのワンショット信号が出力されている期間、その昇圧動作を停止し、トランジスタ１０は、同ワンショット信号が出力されている期間だけオンとなる。
【００２９】
また一方、上記波形整形回路１１によって波形整形された噴射信号ＪＳは、定電流制御回路１３にも入力されてこれを駆動する。
定電流制御回路１３は、この波形整形された噴射信号ＪＳが加えられている期間だけ駆動信号ＤＳを能動レベル（論理ハイレベル）としてトランジスタ１６をオンにするとともに、そのとき電磁弁３００に流れる駆動電流（負荷電流）ＤＲＣを抵抗１７の端子電圧によりモニタしつつ、これが所定の電流値に維持されるようトランジスタ１４のオン／オフを制御する回路である。なおこのとき、電磁弁３００に流れる電流はダイオード１５を介して還流される。
【００３０】
また、上記噴射信号ＪＳに基づいてトランジスタ１６がオンとなるとき、上記ワンショット信号に基づきトランジスタ１０も併せてオンとなることにより、その初期時、電磁弁３００には、上記コンデンサ８に充電されている電荷が一気に放電されることに基づく大電流がその駆動電流ＤＲＣとして流れるようになる。こうした大電流が流れることによって電磁弁３００の急峻な応答性が確保されるようになることは前述した通りである。ダイオード１８は、このような大電流がトランジスタ１４側に逆流されることを防止するためのダイオードである。
【００３１】
なお後述するように、同駆動部２１０の実際の動作に際しては、駆動電流ＤＲＣとして、まず上述した大電流が流れた後、引き続き上記ダイオード９を介して印加されるバッテリ電圧に対応した電流が流れる。そしてその後、ワンショット信号が非能動となることに基づいて、上記定電流制御回路１３により制御される定電流が流れ、駆動指令である噴射信号ＪＳの立下りとともに同駆動電流ＤＲＣが遮断される。
【００３２】
他方、負荷電流処理部２２０Ａは、上記抵抗１７の端子電圧を通じて抽出される負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）に基づきフェイルセーフ信号ＦＳを生成する部分であり、以下のような構成となっている。
【００３３】
この負荷電流処理部２２０Ａにおいて、上記抽出される負荷電流（抵抗１７の端子電圧）は、抵抗２１を介して比較器２２の非反転入力に取り込まれるようになる。
【００３４】
比較器２２は、第１の閾値電圧Ｖｔｈ１と、該第１の閾値電圧Ｖｔｈ１よりも小さい第２の閾値電圧Ｖｔｈ２との２つの閾値を有するヒステリシス比較器として構成されており、該比較器２２自らの出力に基づきオン／オフされるトランジスタ２３の動作状態に応じて、それら第１の閾値電圧Ｖｔｈ１或いは第２の閾値電圧Ｖｔｈ２がその反転入力に設定されるようになっている。
【００３５】
すなわち同比較器２２において、その出力が論理ローレベルにあるときには、トランジスタ２３がオフ状態におかれることから、その反転入力には、上記電圧Ｖｃｃの抵抗２４と抵抗２５とによる分圧値に対応した比較的大きな閾値、すなわち第１の閾値電圧Ｖｔｈ１が設定されるようになる。
【００３６】
一方、上記負荷電流（抵抗１７の端子電圧）がこの第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超え、その出力が論理ハイレベルになると、上記トランジスタ２３はオン状態となる。そして、トランジスタ２３がオン状態におかれることにより、抵抗２５と抵抗２６との並列回路が形成され、比較器２２の反転入力には、上記第１の閾値電圧Ｖｔｈ１よりも小さな閾値、すなわち第２の閾値電圧Ｖｔｈ２が設定されるようになる。
【００３７】
なお、同実施形態の装置にあって、上記第１の閾値電圧Ｖｔｈ１は、駆動電流ＤＲＣとして上記大電流が流れたことが検出できる程度の電圧（例えば５アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定され、上記第２の閾値電圧Ｖｔｈ２は、同駆動電流ＤＲＣとして上記定電流制御される電流値の約半分程度に対応した電圧（例えば１アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定されている。
【００３８】
したがってこの場合、上記比較器２２の出力は、駆動電流ＤＲＣとして大電流が流れ、これに対応した抵抗１７の端子電圧がその第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超えるとき論理ハイレベルに立ち上がり、同駆動電流ＤＲＣが遮断されるなど、同抵抗１７の端子電圧がその第２の閾値電圧Ｖｔｈ２未満となるとき論理ローレベルに立ち下がる。
【００３９】
同負荷電流処理部２２０Ａでは、こうして論理レベルが決定される比較器２２の出力がインバータ２７及び抵抗２８を介してトランジスタ２９に与えられる。そして、同トランジスタ２９のオープンコレクタ出力が上記フェイルセーフ信号ＦＳとして電子制御装置１００に取り込まれる。
【００４０】
図２は、同第１の実施形態の装置の動作例を示したものであり、次に、同図２を併せ参照して、その電磁弁駆動態様並びに自己診断動作（フェイルセーフ信号生成態様）を更に詳述する。
【００４１】
なお、この図２において、図２（ａ）は、電子制御装置１００から出力される噴射信号ＪＳの態様を、また図２（ｂ）は、電磁弁３００の駆動電流ＤＲＣ（負荷電流）と比較器２２に設定される上記第１及び第２の閾値電圧Ｖｔｈ１及びＶｔｈ２との関係を、そして図２（ｃ）は、これらの関係に基づくフェイルセーフ信号ＦＳの生成態様をそれぞれ示している。一方、図２（ｄ）は、上記単安定マルチバイブレータ１２から出力されるワンショット信号を、また図２（ｅ）及び（ｆ）は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ４の昇圧動作に基づくコンデンサ８への充電態様、並びにコイル３に流れる電流の推移をそれぞれ示している。
【００４２】
さていま、図２（ａ）及び（ｅ）に示されるように、コンデンサ８に十分な電荷が充電されている状態で、時刻ｔ１１に電子制御装置１００から噴射信号ＪＳが出力されたとすると、該噴射信号ＪＳに基づきトランジスタ１６がオンになるとともに、単安定マルチバイブレータ１２からは図２（ｄ）に示される態様でワンショット信号が出力され、トランジスタ１０もオンとなる。こうしてトランジスタ１６及び１０がオンされることにより、上記コンデンサ８に充電されている電荷がトランジスタ１０、電磁弁３００、トランジスタ１６及び抵抗１７を介して一気に放電され、電磁弁３００には、その駆動電流ＤＲＣとして、図２（ｂ）に示されるような大きな電流が流れるようになる。
【００４３】
そして負荷電流処理部２２０Ａでは、同図２（ｂ）に示されるように、該電流ＤＲＣに対応した電圧（抵抗１７の端子電圧）が上記第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超える時刻ｔ１２をもって比較器２２の出力が論理ハイレベルとなり、電子制御装置１００内でプルアップされているトランジスタ２９のオープンコレクタ出力、すなわち上記フェイルセーフ信号ＦＳも、図２（ｃ）に示されるように、同時刻ｔ１２をもって論理ハイレベルに立ち上がる。
【００４４】
ピーク値を過ぎた駆動電流ＤＲＣはその後、図２（ｂ）に示される態様で減衰し、ダイオード９を介して印加されるバッテリ電圧によって一旦は上昇傾向を示す。しかし、図２（ｄ）に示されるように、上記単安定マルチバイブレータ１２からのワンショット信号が時刻ｔ１３をもって立ち下がり、トランジスタ１０がオフになると、同駆動電流ＤＲＣは以後、上記定電流制御回路１３を通じて同図２（ｂ）に示される態様で定電流制御されるようになる。そして、図２（ａ）及び（ｂ）に示されるように、時刻ｔ１４をもって噴射信号ＪＳが立ち下がり、トランジスタ１６がオフとなることによって、同駆動電流ＤＲＣは遮断される。
【００４５】
負荷電流処理部２２０Ａでは、こうして駆動電流ＤＲＣが遮断されるとき、同時刻をもってこの電流ＤＲＣに対応した電圧（抵抗１７の端子電圧）が上記第２の閾値電圧Ｖｔｈ２未満に低下し、比較器２２の出力が論理ローレベルとなる。そして、該比較器２２の出力が論理ローレベルとなることにより、上記フェイルセーフ信号ＦＳも、図２（ｃ）に示される態様で論理ローレベルに立ち下がり、またトランジスタ２３がオフとなって、比較器２２の閾値電圧は、図２（ｂ）に示される態様で、第１の閾値電圧Ｖｔｈ１に自動的に切り換わる。
【００４６】
診断部を兼ねる電子制御装置１００では、自らが出力した噴射信号ＪＳに対応してこのようなフェイルセーフ信号ＦＳが得られることにより、
・駆動電流ＤＲＣとして十分な電流が電磁弁３００に供給されたこと。
・噴射信号ＪＳの終わりに同期して同駆動電流ＤＲＣが遮断されたこと。
を的確に診断することができるようになる。
【００４７】
なお、同フェイルセーフ信号ＦＳが得られない、若しくはその時間幅が異常に短い、或いは長いなど、上記駆動電流ＤＲＣの異常が診断される場合、その旨の適宜の警報処理に併せて、
・図１に併せ示したスイッチ１９を開放する。すなわち駆動回路２００への給電を停止する。或いは、
・噴射信号ＪＳの出力を停止する。
等の処理が同電子制御装置１００を通じて行われることとなる。
【００４８】
一方、駆動部２１０にあっては上述のように、単安定マルチバイブレータ１２からワンショット信号が出力されている間、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ４による昇圧動作は停止され、同ワンショット信号の解除と同時に、図２（ｆ）に示される態様で、ＤＣ−ＤＣコンバータ４による昇圧動作が開始される。そして、図２（ｅ）に時刻ｔ１５として示されるように、コンデンサ８の充電電圧が所定の電圧に達することによって、その昇圧動作はひとまず停止される。
【００４９】
以上説明したように、同第１の実施形態にかかる電磁弁駆動装置によれば、
（イ）電磁弁駆動電流ＤＲＣの複雑な挙動が、上記第１及び第２の閾値電圧との比較に基づき生成されるフェイルセーフ信号ＦＳを通じて的確に把握できるようになる。
（ロ）また、比較器２２をこれら第１及び第２の閾値電圧が自動的に切り換わるヒステリシス比較器として構成したことで、その回路規模も最小限に抑えられるようになる。
などの優れた効果が奏せられるようになる。
【００５０】
なお、同実施形態の装置にあっては上述のように、比較器２２をヒステリシス比較器として構成したが、他に上記第１及び第２の閾値電圧が各別に設定された各別の比較器を用いる構成であっても勿論よい。
【００５１】
（第２実施形態）
図３に、この発明にかかる電磁弁駆動装置の第２の実施形態を示す。
なお、この第２の実施形態の装置も、その基本的な構成は先の第１の実施形態の装置と同様であり、負荷電流処理部の構成のみが、同第１の実施形態の装置と相違する。このため図３においては、この相違する負荷電流処理部の構成のみを図示しており、電子制御装置１００をはじめ、駆動部２１０等の共通する要素についてはその図示を割愛している。
【００５２】
さて、同図３に示されるように、この第２の実施形態の装置の負荷電流処理部２２０Ｂは、前述したフェイルセーフ信号生成部に加え、過電流検出部、並びに駆動信号遮断部をそれぞれ具える構成となっている。
【００５３】
以下、これら各部の構成について、同図３の参照のもとに更に詳述する。
まず、フェイルセーフ信号生成部は、前述したヒステリシス比較器２２に加えて、フリップフロップ（ＦＦ）３０及びナンド回路３１を具えて構成される。
【００５４】
ここで、フリップフロップ３０は、ヒステリシス比較器２２の出力が論理ハイレベルとなることによってセットされ、以下に説明する過電流検出部の検出出力が論理ハイレベルとなることによってリセットされる。
【００５５】
また、ナンド回路３１は、ヒステリシス比較器２２の出力が論理ハイレベルとなって上記フリップフロップ３０がセットされているとき、そのＱ出力と比較器２２の出力とのナンド条件に基づく論理ローレベルの信号をトランジスタ２９に対して出力する。
【００５６】
すなわち、このフェイルセーフ信号生成部にあっても、基本的には先の第１の実施形態の装置の負荷電流処理部２２０Ａと同様、
・駆動電流ＤＲＣとして十分な電流が電磁弁３００に供給されることに基づいて能動レベル（論理ハイレベル）に立ち上げる。
・同駆動電流ＤＲＣが遮断されることに基づいて非能動レベル（論理ローレベル）に立ち下げる。
といった態様でフェイルセーフ信号ＦＳを生成することとなるが、該生成されるフェイルセーフ信号ＦＳは、過電流検出部において過電流検出がなされることによっても非能動レベルに立ち下がる（リセットされる）。
【００５７】
一方、過電流検出部は、前記抵抗１７の端子電圧を通じて抽出される負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）に基づいてこれが短絡等に起因する過電流となっていないか否か検出する部分であり、以下のような構成となっている。
【００５８】
この過電流検出部においても、上記抽出される負荷電流（抵抗１７の端子電圧）は、抵抗２１を介して比較器３２の非反転入力に取り込まれる。
比較器３２は、第３の閾値電圧Ｖｔｈ３と、該第３の閾値電圧Ｖｔｈ３よりも小さい第４の閾値電圧Ｖｔｈ４との２つの閾値を有するヒステリシス比較器として構成されている。そしてこの比較器３２では、トランジスタ３３のオン／オフ状態に応じて、それら第３の閾値電圧Ｖｔｈ３或いは第４の閾値電圧Ｖｔｈ４がその反転入力に設定される。
【００５９】
ここで、上記第３の閾値電圧Ｖｔｈ３が抵抗３４と抵抗３５との分圧値に基づき設定され、上記第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が抵抗３５と抵抗３５及び３６からなる並列回路との分圧値に基づき設定されることは先の比較器２２の場合と同様であるが、トランジスタ３３は、アンド回路３９に入力される信号のアンド条件が成立している期間だけオンとなる。すなわち、前記噴射信号ＪＳが与えられている期間のうち、単安定マルチバイブレータ３７からワンショット信号が出力されていない期間（インバータ３８の出力が論理ハイレベルとなる期間）のみ、トランジスタ３３がオンとなって上記第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が設定されるようになっている。因みに同実施形態の装置において、この第４の閾値電圧Ｖｔｈ４が設定される期間とは、電磁弁３００が前記定電流制御された駆動電流ＤＲＣに基づき駆動されている期間の一部に相当する。
【００６０】
また、同実施形態の装置にあって、上記第３の閾値電圧Ｖｔｈ３は、駆動電流ＤＲＣとして上記過電流が流れたことが検出できる程度の電圧（例えば２０アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定され、上記第４の閾値電圧Ｖｔｈ４は、同駆動電流ＤＲＣとして上記定電流制御される電流値の異常に対応した電圧（例えば４アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定されている。
【００６１】
したがってこの過電流検出部にあって、上記比較器３２の出力は、
・駆動電流ＤＲＣとして上記過電流が流れ、これに対応した抵抗１７の端子電圧が第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を超えるとき、或いは
・電磁弁３００が前記定電流制御された駆動電流ＤＲＣに基づき駆動されている期間にあってこれに対応した抵抗１７の端子電圧が第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を超えるとき、
の何れかの条件において論理ハイレベルに立ち上がるようになる。そして、この比較器３２の出力が論理ハイレベルに立ち上がるとき、同過電流検出部における過電流検出状態となる。
【００６２】
また一方、駆動信号遮断部は、過電流検出部においてこうして過電流が検出されることに基づいて前記トランジスタ１６の駆動信号ＤＳを遮断する部分であり、同図３に併せ示されるように、フリップフロップ４０とアンド回路４１とを具えて構成される。
【００６３】
すなわちここで、フリップフロップ４０は、上記駆動信号ＤＳに基づきセットされとともに過電流検出部の上記過電流検出出力（比較器３２の論理ハイレベル出力）に基づきリセットされるフリップフロップであり、アンド回路４１は、
・上記駆動信号ＤＳが能動レベル（論理ハイレベル）にあること。
・フリップフロップ４０がセットされていること。
のアンド条件に基づいて前記トランジスタ１６を駆動せしめる回路である。
【００６４】
このような駆動信号遮断部を具えることにより、例えば短絡等に起因する過電流がトランジスタ（パワートランジスタ）１６に流れる場合であれ、該過電流の検出とともに同トランジスタ１６の駆動が停止されてその保護が図られるようになる。
【００６５】
図４は、同第２の実施形態の装置の動作例を示したものであり、次に、同図４を併せ参照して、主にその自己診断動作（フェイルセーフ信号生成態様）を更に詳述する。
【００６６】
なお、この図４において、図４（ａ）は、電子制御装置１００から出力される噴射信号ＪＳの態様を、また図４（ｂ）は、電磁弁３００の駆動電流ＤＲＣ（負荷電流）とフェイルセーフ信号生成部の比較器２２に設定される第１及び第２の閾値電圧Ｖｔｈ１及びＶｔｈ２、並びに過電流検出部の比較器３２に設定される第３及び第４の閾値電圧Ｖｔｈ３及びＶｔｈ４との関係をそれぞれ示している。また、図４（ｃ）は、上記噴射信号ＪＳに基づき単安定マルチバイブレータ３７から出力されるワンショット信号を、そして図４（ｄ）は、上記駆動電流ＤＲＣと上記各閾値電圧との関係に基づき生成されるフェイルセーフ信号ＦＳをそれぞれ示している。
【００６７】
すなわちいま、図４（ａ）に示されるように、時刻ｔ２１に電子制御装置１００から噴射信号ＪＳが出力されたとすると、該噴射信号ＪＳに基づきトランジスタ１６がオンになるとともに、単安定マルチバイブレータ３７からは図４（ｃ）に示される態様でワンショット信号が出力される。このため過電流検出部にあっては、少なくともこの単安定マルチバイブレータ３７からワンショット信号が出力されている間、図４（ｂ）に示される態様で上記第３の閾値電圧Ｖｔｈ３がその比較器３２に設定されるようになる。
【００６８】
したがって、図４（ｂ）及び（ｄ）に示されるように、上記駆動電流ＤＲＣ（抵抗１７の端子電圧）が比較器２２に設定されている第１の閾値電圧Ｖｔｈ１を超える時刻ｔ２２をもってフェイルセーフ信号ＦＳが立ち上がることは先の第１の実施形態の装置の場合と同様であるが、もしも負荷の短絡等により、同駆動電流ＤＲＣとして２０アンペアを超えるような過電流が流れるような場合には、上記フリップフロップ３０のリセットに基づき、この生成されるフェイルセーフ信号ＦＳも即座に非能動レベルに立ち下がるようになる。そして、このような過電流が検出されることにより、上記フリップフロップ４０もリセットされ、トランジスタ１６の駆動も上記駆動信号遮断部を通じて禁止される。
【００６９】
一方、図４（ｃ）に示されるように、単安定マルチバイブレータ３７から出力されていたワンショット信号が時刻ｔ２３をもって立ち下がると、上記過電流検出部にあっては、アンド回路３９のアンド条件に基づき図４（ｂ）に示される態様で上記第４の閾値電圧Ｖｔｈ４がその比較器３２に設定されるようになる。
【００７０】
したがって、上記駆動電流ＤＲＣが上記第３の閾値電圧Ｖｔｈ３を超えるほどには流れていなかったとしても、前記定電流制御に正常に移行できなかったなどにより、該時点においても駆動電流ＤＲＣとして例えば４アンペア以上の電流が流れていたような場合には、この第４の閾値電圧Ｖｔｈ４に切り換わる時刻ｔ２３をもって上記フリップフロップ３０がリセットされ、フェイルセーフ信号ＦＳも非能動レベルに立ち下がるようになる。
【００７１】
なお、これら何れの過電流も検出されなかった場合には、先の第１の実施形態の装置の場合と同様、図４（ｄ）に示されるように、噴射信号ＪＳの立下り時刻ｔ２４をもってこのフェイルセーフ信号ＦＳも非能動レベルに立ち下がる。
【００７２】
したがって同第２の実施形態の装置の場合、前記診断部を兼ねる電子制御装置１００では、このようなフェイルセーフ信号ＦＳに基づき、
・駆動電流ＤＲＣとして十分な電流が電磁弁３００に供給されたこと。
・噴射信号ＪＳの終わりに同期して同駆動電流ＤＲＣが遮断されたこと。
を診断することができることに加え、同フェイルセーフ信号ＦＳの時間幅が極めて短い、若しくは（ｔ２３−ｔ２２）時間程度に短いことに基づいて、
・負荷の短絡等に起因する過電流が生じている。
・定電流制御が正常に実施されていない。
等々についての診断情報も得ることができるようになる。
【００７３】
以上のように、同第２の実施形態にかかる電磁弁駆動装置によれば、第１の実施形態の装置による前記（イ）、（ロ）の効果に更に加えて、
（ハ）負荷の短絡等に起因する過電流、或いは定電流制御時における電流の流れすぎ等についても、只一つのフェイルセーフ信号ＦＳを通じて的確に把握できるようになる。
（ニ）これら過電流状態が検出されるときにトランジスタ１６の駆動信号ＤＳを遮断するようにしたことで、このトランジスタ１６を破壊等から保護することができるようにもなる。
といった効果が併せ奏せられるようになる。
【００７４】
なお、同実施形態の装置にあっても、フェイルセーフ信号生成部を構成する比較器２２、及び過電流検出部を構成する比較器３２については、これをそれぞれヒステリシス比較器として構成した。しかしこの場合も、これら比較器２２或いは３２に代えて、その第１及び第２の閾値電圧、或いは第３及び第４の閾値電圧が各別に設定された各別の比較器を用いることができる。
【００７５】
（第３実施形態）
図５に、この発明にかかる電磁弁駆動装置の第３の実施形態を示す。
なお、この第３の実施形態の装置も、その基本的な構成は先の第１或いは第２の実施形態の装置と同様であり、負荷電流処理部の構成のみが、これら第１或いは第２の実施形態の装置と相違する。このため図５においても、この相違する負荷電流処理部の構成のみを図示しており、電子制御装置１００をはじめ、駆動部２１０等の共通する要素についてはその図示を割愛している。
【００７６】
さて、同図５に示されるように、この第３の実施形態の装置の負荷電流処理部２２０Ｃにあっても、フェイルセーフ信号生成部に加え、過電流検出部、並びに駆動信号遮断部をそれぞれ具える構成となっている。ただし、同第３の実施形態の装置では特に、フライバック電圧検出部を更に具え、該フライバック電圧検出部によるフライバック電圧の検出出力に基づいてフェイルセーフ信号ＦＳのリセットタイミング、すなわち非能動レベルへの立下りタイミングを決定するようにしている。
【００７７】
以下、これら各部の構成について、同図５の参照のもとに更に詳述する。
まず、フェイルセーフ信号生成部は、比較器２２に加えて、フリップフロップ（ＦＦ）３０を具えて構成される。
【００７８】
ここで、比較器２２としては、これまでのヒステリシス型のものとは異なり、第１の閾値電圧Ｖｔｈ１のみが固定的にその反転入力に設定される通常の比較器が用いられている。
【００７９】
また、フリップフロップ３０は、上記比較器２２の出力が論理ハイレベルとなることによってセットされ、以下に説明するフライバック電圧検出部の検出出力が論理ハイレベルとなることによってリセットされるフリップフロップである。しかもここでは、反転出力が取り出され、そのセット時には、該反転出力である論理ローレベルの信号がトランジスタ２９に対して出力される。
【００８０】
このため、該フェイルセーフ信号生成部にあっては、
・駆動電流ＤＲＣとして十分な電流が電磁弁３００に供給されることに基づいて能動レベル（論理ハイレベル）に立ち上げる。
・フライバック電圧検出部の検出出力が論理ハイレベルとなることによって非能動レベル（論理ローレベル）に立ち下げる。
といった態様でフェイルセーフ信号ＦＳを生成することとなる。
【００８１】
一方、フライバック電圧検出部は、前記駆動電流ＤＲＣの遮断に伴って電磁弁３００から発生されるフライバック電圧を検出する部分である。
すなわち同フライバック電圧検出部において、比較器４２は、その非反転入力に電磁弁３００の出力が取り込まれ、その反転入力にフライバック電圧の発生を検出するための第５の閾値電圧Ｖｔｈ５が設定された比較器である。この第５の閾値電圧Ｖｔｈ５は抵抗４３と抵抗４４との分圧値として設定されている。
【００８２】
このため、該比較器４２の出力は、通常時は論理ローレベルにあり、駆動電流ＤＲＣの遮断に伴って電磁弁３００からフライバック電圧が発生されるとき論理ハイレベルとなる。
【００８３】
ただし、同フライバック電圧検出部において、この比較器４２の出力は、前記噴射信号ＪＳによってマスクされている。すなわち、噴射信号ＪＳが能動レベル（論理ハイレベル）にある期間は、この噴射信号ＪＳの印加によってオンとなるトランジスタ４５を通じて強制的に論理ローレベルに保持される。
【００８４】
したがって同フライバック電圧検出部からは、噴射信号ＪＳが論理ローレベルに立ち下がって以後フライバック電圧の発生が検出された場合にのみ、すなわち駆動電流ＤＲＣが正常遮断された場合にのみ、論理ハイレベルとなる検出信号が出力されることとなる。
【００８５】
その他、過電流検出部及び駆動信号遮断部の構成は、図３に示した先の第２の実施形態の装置のこれら過電流検出部及び駆動信号遮断部の構成と同様であり、ここでの重複する説明は割愛する。
【００８６】
図６は、同第３の実施形態の装置の動作例を示したものであり、次に、同図６を併せ参照して、この第３の実施形態の装置としての自己診断動作（フェイルセーフ信号生成態様）を更に詳述する。
【００８７】
なお、この図６において、図６（ａ）は、電子制御装置１００から出力される噴射信号ＪＳの態様を、また図６（ｂ）は、電磁弁３００の駆動電流ＤＲＣ（負荷電流）とフェイルセーフ信号生成部の比較器２２に設定される第１の閾値電圧Ｖｔｈ１、並びに過電流検出部の比較器３２に設定される第３及び第４の閾値電圧Ｖｔｈ３及びＶｔｈ４との関係をそれぞれ示している。また、図６（ｃ）は、駆動電流ＤＲＣの遮断に基づき電磁弁３００から発生されるフライバック電圧とこれを検出するために上記フライバック電圧検出部の比較器４２に設定される第５の閾値電圧との関係を、そして図６（ｄ）は、上記駆動電流ＤＲＣやフライバック電圧と上記各閾値電圧との関係に基づき生成されるフェイルセーフ信号ＦＳをそれぞれ示している。
【００８８】
すなわちいま、図６（ａ）に示されるように、時刻ｔ３１に電子制御装置１００から噴射信号ＪＳが出力されたとすると、該噴射信号ＪＳに基づきトランジスタ１６がオンになるとともに、フライバック電圧検出部にある上記マスク用のトランジスタ４５もオンとなる。
【００８９】
ここで、上記トランジスタ１６のオンによって電磁弁３００に流れる駆動電流ＤＲＣ（正確には同電流に対応した抵抗１７の端子電圧）がフェイルセーフ信号生成部に設定された上記第１の閾値電圧に達しなかった場合、フェイルセーフ信号ＦＳの生成が行われないことは先の第１或いは第２の実施形態の装置の場合と同様である。
【００９０】
また、駆動電流ＤＲＣが上記第１の閾値電圧に達すれば、この達した時刻ｔ３２をもって、図６（ｄ）に示される態様で、フェイルセーフ信号ＦＳが能動レベル（論理ハイレベル）に立ち上がるようになることも、これまでの第１或いは第２の実施形態の装置の場合と同様である。
【００９１】
そして、時刻ｔ３４をもって噴射信号ＪＳが立ち下がり、駆動電流ＤＲＣが遮断されれば、そのとき電磁弁３００から発生されるフライバック電圧が図６（ｃ）に示される態様で上記フライバック電圧検出部により検出され、その検出信号に基づき図６（ｄ）に示される態様で、上記生成されたフェイルセーフ信号ＦＳも非能動レベルに立ち下がるようになる。
【００９２】
したがってこの場合、前記診断部を兼ねる電子制御装置１００にあっても、該フェイルセーフ信号ＦＳに基づき、
・駆動電流ＤＲＣとして十分な電流が電磁弁３００に供給されたこと。
・噴射信号ＪＳの終わりに同期して同駆動電流ＤＲＣが遮断されたこと。
を診断することができるようになる。このことも、基本的には、先の第１或いは第２の実施形態の装置の場合と同様である。
【００９３】
ところがいま、時刻ｔ３１において上記噴射信号ＪＳが立ち上がって以後、前述した負荷の短絡や定電流制御不能に起因して前記過電流検出部に設定された第３の閾値電圧Ｖｔｈ３或いは第４の閾値電圧Ｖｔｈ４を超える電流が上記駆動電流ＤＲＣとして流れたとすると、この第３の実施形態の装置にあっては次のような処理が行われるようになる。
【００９４】
すなわちこのとき、駆動信号遮断部を通じてトランジスタ１６の駆動が禁止され、ひいては同駆動電流ＤＲＣが遮断されるようになることは第２の実施形態の装置と同様であるが、同第３の実施形態の装置にあってはこのとき、過電流検出部からフェイルセーフ信号生成部に対して直接リセット信号が加わることなく、上記駆動電流ＤＲＣの遮断に伴いフライバック電圧の発生を検出したフライバック電圧検出部から同フェイルセーフ信号生成部に対していわば間接的にリセット信号が加わろうとする。しかし上述のように、噴射信号ＪＳが能動となっている期間は、トランジスタ４５を通じてこのリセット信号はマスクされる。このため結局は、上記生成されたフェイルセーフ信号ＦＳも、図６（ｄ）に示される態様で立ち下げられることなく、論理ハイレベルにおかれる状態が維持されるようになる。すなわち、診断部を兼ねる電子制御装置１００にあっては、このフェイルセーフ信号ＦＳが論理ハイレベルに維持されることをもって負荷の短絡や定電流制御不能に起因する過電流が流れた旨を診断することができるようになる。
【００９５】
以上のように、同第３の実施形態にかかる電磁弁駆動装置によれば、第１及び第２の実施形態の装置による前記（イ）〜（ニ）の効果に更に加えて、
（ホ）フェイルセーフ信号ＦＳが論理ローレベルに維持される（フェイルセーフ信号の時間幅＝０）か論理ハイレベルに維持される（フェイルセーフ信号の時間幅＝∞）かで、所望とされる駆動電流ＤＲＣが流れているか、或いは過電流状態が生じていないか等を診断することができるようになる。すなわち、同駆動電流ＤＲＣの異常診断が極めて容易になる。
といった意義ある効果が併せ奏せられるようになる。
【００９６】
なお、同実施形態の装置にあっては、噴射信号ＪＳが能動となっている期間、上記フライバック電圧の検出信号（比較器４２の出力）をマスクすることとしたが、この検出信号をマスクせずに、これをそのままリセット信号としてフェイルセーフ信号生成部に与える構成とすることもできる。
【００９７】
すなわちこの場合、駆動電流ＤＲＣの過電流異常に際して上記フェイルセーフ信号ＦＳを論理ハイレベルに維持させることはできないが、先の第２の実施形態の装置の場合と同様、フェイルセーフ信号ＦＳの時間幅が異常に短くなることに基づいて同過電流異常である旨を診断することはできる。
【００９８】
（第４実施形態）
図７に、この発明にかかる電磁弁駆動装置の第４の実施形態を示す。この第４の実施形態の装置は、基本的に上記第１の各実施形態の装置の一部を変更したものであり、その概要として駆動回路２００は、各々に異なる閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２が設定される２つの負荷電流処理部２２０Ｄ，２２０Ｅを備え、個々の閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２に対するフェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２を電子制御装置１００に出力する。電子制御装置１００は、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２が能動・非能動に移行するタイミング（すなわち、立ち上がり若しくは立ち下がりのタイミング）が所定の適正時期に対応するか否かに基づいてシステムの異常判定を実施する。
【００９９】
詳細には、図７において、負荷電流処理部２２０Ｄ，２２０Ｅは、既述の実施形態と同様に、抵抗１７の端子電圧を通じて抽出される負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）に基づきフェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２を生成する部分となっている。なおこのとき、同実施形態の装置にあって、閾値電圧Ｖｔｈ１は、駆動電流ＤＲＣとして上記大電流が流れたことが検出できる程度の電圧（例えば５アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定され、閾値電圧Ｖｔｈ２は、同駆動電流ＤＲＣとして上記定電流制御される電流値の約半分程度に対応した電圧（例えば１アンペア程度の電流値に対応した電圧）に設定されている。
【０１００】
つまり、負荷電流処理部２２０Ｄにおいて、上記抽出される負荷電流（抵抗１７の端子電圧）は、抵抗５１を介して比較器５２の非反転入力に取り込まれるようになっており、同比較器５２の反転入力には、電圧Ｖｃｃの抵抗５４と抵抗５５とによる分圧値にて前記閾値電圧Ｖｔｈ１が設定されている。この場合、上記比較器５２の出力は、駆動電流ＤＲＣとして大電流（初期駆動電流）が流れ、これに対応した抵抗１７の端子電圧がその閾値電圧Ｖｔｈ１を超えるとき論理ハイレベルに立ち上がり、閾値電圧Ｖｔｈ１未満となるとき論理ローレベルに立ち下がる。また、同負荷電流処理部２２０Ｄでは、こうして論理レベルが決定される比較器５２の出力がインバータ５７及び抵抗５８を介してトランジスタ５９に与えられる。そして、同トランジスタ５９のオープンコレクタ出力が上記フェイルセーフ信号ＦＳ１として電子制御装置１００に取り込まれる。
【０１０１】
他方、負荷電流処理部２２０Ｅにおいて、上記抽出される負荷電流（抵抗１７の端子電圧）は、抵抗６１を介して比較器６２の非反転入力に取り込まれるようになっており、同比較器６２の反転入力には、電圧Ｖｃｃの抵抗６４と抵抗６５とによる分圧値にて前記閾値電圧Ｖｔｈ２が設定されている。この場合、上記比較器６２の出力は、駆動電流ＤＲＣに対応した抵抗１７の端子電圧がその閾値電圧Ｖｔｈ２を超えるとき論理ハイレベルに立ち上がり、同駆動電流ＤＲＣ（保持電流）が遮断されるなど、同抵抗１７の端子電圧がその閾値電圧Ｖｔｈ２未満となるとき論理ローレベルに立ち下がる。同負荷電流処理部２２０Ｅでは、こうして論理レベルが決定される比較器６２の出力がインバータ６７及び抵抗６８を介してトランジスタ６９に与えられる。そして、同トランジスタ６９のオープンコレクタ出力が上記フェイルセーフ信号ＦＳ２として電子制御装置１００に取り込まれる。
【０１０２】
また併せて、本実施形態において、駆動部２１０の充電用コンデンサ８は、その容量を大容量化するために、符号８ａ及び８ｂで示す２つのコンデンサにより構成されている。
【０１０３】
そして、電子制御装置１００では、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２がマイクロコンピュータ１０１のタイマ端子に入力される。マイクロコンピュータ１０１は、噴射信号ＪＳの立ち上がり時刻と、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２の各々の立ち上がり及び立ち下がり時刻との時間差（ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４）の値が予め設定されている所定の正常範囲に入っているか否か判定する。
【０１０４】
図８は、本実施形態の動作を示すタイムチャートである。同図において、フェイルセーフ信号ＦＳ１は、駆動電流ＤＲＣ（正確には同電流に対応した抵抗１７の端子電圧）が閾値電圧Ｖｔｈ１を越えるタイミングで立ち上がり、閾値電圧Ｖｔｈ１を下回るタイミングで立ち下がる。また、フェイルセーフ信号ＦＳ２は、駆動電流ＤＲＣ（これも同様に抵抗１７の端子電圧）が閾値電圧Ｖｔｈ２を越えるタイミングで立ち上がり、閾値電圧Ｖｔｈ２を下回るタイミングで立ち下がる。この場合、電子制御装置１００内のマイクロコンピュータ１０１は、噴射信号ＪＳの立ち上がり時刻を基準に、
・フェイルセーフ信号ＦＳ２の立ち上がりを時刻ｔ１、
・フェイルセーフ信号ＦＳ１の立ち上がりを時刻ｔ２、
・フェイルセーフ信号ＦＳ１の立ち下がりを時刻ｔ３、
・フェイルセーフ信号ＦＳ２の立ち下がりを時刻ｔ４、
として、それぞれの時刻を認識する。
【０１０５】
具体的には、駆動回路２００及び電磁弁３００の正常時には、実線で示すような駆動電流ＤＲＣが流れる。この場合、図示の駆動電流ＤＲＣに応じて実線で示すフェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２が生成され、電子制御装置１００内のマイクロコンピュータ１０１は、図中のフェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２の立ち上がり及び立ち下がりに基づいて時刻ｔ１〜ｔ４を認識する。
【０１０６】
また、異常発生時の一例として、例えば図７の２つの充電用コンデンサ８ａ，８ｂのうち１つがコンデンサ内部或いはリード部のハンダ付け故障等でオープン故障した場合には、図中に破線で示すように駆動電流ＤＲＣの立ち上がりが正常時よりも急峻なものとなり、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２は破線で示すように変動する。かかる場合、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３が正常時のタイミングよりも早くなる。
【０１０７】
これを詳述すれば、駆動電流ＤＲＣの立ち上がりは、充電用コンデンサ容量Ｃと電磁弁３００の持つ電気的インダクタンスＬとにより、
１／√（Ｌ・Ｃ）
で決定される。そのため、片方のコンデンサがオープン故障すると、見かけのコンデンサ容量が小さくなり、駆動電流ＤＲＣの立ち上がりが急峻となるのである。
【０１０８】
また一方で、電磁弁３００の電磁コイルの巻き線がレアショートしたような場合にも、インダクタンス分「Ｌ」が低下するため、駆動電流ＤＲＣの立ち上がりは急峻なものとなり、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３が正常時のタイミングよりも早くなる。
【０１０９】
図９は、電子制御装置１００内のマイクロコンピュータ１０１により実施される異常診断手順を示すフローチャートである。本ルーチンは、例えば時刻ｔ４のタイマ割り込みに同期して実行されるものである。
【０１１０】
つまり、図９において、マイクロコンピュータ１０１は、ステップ１０１〜１０４で前記フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２の立ち上がり及び立ち下がりに対応する時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４が、それぞれ所定の正常範囲内（最小値と最大値との間内）にあるか否かを判別する。詳細には、
・ステップ１０１では、ＫＴ１ＭＩＮ≦ｔ１≦ＫＴ１ＭＡＸであるか否かを、
・ステップ１０２では、ＫＴ２ＭＩＮ≦ｔ２≦ＫＴ２ＭＡＸであるか否かを、
・ステップ１０３では、ＫＴ３ＭＩＮ≦ｔ３≦ＫＴ３ＭＡＸであるか否かを、
・ステップ１０４では、ＫＴ４ＭＩＮ≦ｔ４≦ＫＴ４ＭＡＸであるか否かを、
それぞれ判別する。
【０１１１】
そして、上記ステップ１０１〜１０４が全て肯定判別された場合、マイクロコンピュータ１０１は、駆動回路２００及び電磁弁３００が正常である旨を判断する。また、上記ステップ１０１〜１０４がいずれか１つでも否定判別された場合、マイクロコンピュータ１０１は、駆動回路２００及び電磁弁３００のいずれかの箇所が故障しているとみなしてステップ１０５に進み、所定の異常時処理ルーチンを実行する。具体的には、例えば噴射信号ＪＳの出力を停止したり、図示しない異常警告ランプを点灯したりする等、異常時の処置を実施する。
【０１１２】
なお図示は省略するが、前記ステップ１０１〜１０４の処理では、各々の時刻ｔ１〜ｔ４が正常範囲内にないことを表す異常判定フラグ、或いは各々の時刻ｔ１〜ｔ４が最小値側（ＭＩＮ側）又は最大値側（ＭＡＸ側）のいずれかにずれているかを表す異常判定フラグを操作することとしており、このフラグの状態を確認することでマイクロコンピュータ１０１は如何なる要因で異常が発生しているのかを特定できるようになっている。
【０１１３】
ここで、図１０及び図１１は、上記図７の駆動回路２００（駆動部２１０）及び電磁弁３００で発生しうると考えられる故障モードを、Ｎｏ．１〜Ｎｏ．８に区分して表す図であり、以下、各々の故障モードについてその要因と負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）の波形とを照合しながら順次説明する。
【０１１４】
先ず、図１０のＮｏ．１の故障モードは、２つのコンデンサ８ａ，８ｂのうち、いずれか一方がオープン故障した場合を示しており、この場合には、前述したように、コンデンサ容量が小さくなるために駆動電流ＤＲＣの立ち上がり及び立ち下がりが急峻になる。したがって、前記図８にも示したように、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３を表す数値がいずれも小さくなるのであるが、特に時刻ｔ３を表す数値が顕著に小さくなる。
【０１１５】
Ｎｏ．２の故障モードは、定電流制御回路１３がオープン故障した場合を示しており、この場合には、保持電流（定電流制御された一定電流の部分）が流れなくなる。したがって、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３を表す数値が正常なのに対し、時刻ｔ４を表す数値が小さくなる。
【０１１６】
Ｎｏ．３の故障モードは、定電流制御回路１３がショート故障した場合を示しており、この場合には、コンデンサ放電後において電磁弁３００の抵抗で決まる大電流がバッテリ１から流れる。したがって、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４を表す数値が正常なのに対し、時刻ｔ３を表す数値が小さくなる。
【０１１７】
Ｎｏ．４の故障モードは、電磁弁３００がオープン故障した場合を示しており、この場合には、電流が流れる経路がなくなるため、駆動電流ＤＲＣが流れなくなる。したがって、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２が論理ローレベルのまま保持され、時刻ｔ１〜ｔ４がいずれも検出されない。
【０１１８】
また、図１１のＮｏ．５の故障モードは、トランジスタ（ＦＥＴ）１６がオープン故障した場合を示しており、この場合には、上記Ｎｏ．４の故障モードと同様に、電流が流れる経路がなくなるため、駆動電流ＤＲＣが流れなくなる。したがって、フェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２が論理ローレベルのまま保持され、時刻ｔ１〜ｔ４がいずれも検出されない。
【０１１９】
Ｎｏ．６の故障モードは、トランジスタ（ＦＥＴ）１６がショート故障した場合を示しており、この場合には、常時保持電流が流れることになる（常時、検出電圧＞閾値電圧Ｖｔｈ２となる）。したがって、フェイルセーフ信号ＦＳ１が論理ローレベルのまま保持されるとともに、フェイルセーフ信号ＦＳ２が論理ハイレベルのまま保持され、時刻ｔ１〜ｔ４がいずれも検出されない。
【０１２０】
Ｎｏ．７の故障モードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４が故障して過大電圧が発生する場合を示しており、この場合には、コンデンサ８の充電電圧が過大値にまで上昇し、ピーク電流が大きくなる。したがって、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４を表す数値が正常なのに対し、時刻ｔ３を表す数値が大きくなる。
【０１２１】
Ｎｏ．８の故障モードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４が故障して過小電圧が発生する場合を示しており、この場合には、コンデンサ８の充電電圧が目標電圧にまで上昇することができず、ピーク電流が小さくなる。したがって、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４を表す数値が正常なのに対し、時刻ｔ３を表す数値が小さくなる。
【０１２２】
なお因みに、上記Ｎｏ．４，５，６の故障モードに関しては共に、時刻ｔ１〜ｔ４が検出されないことになるが、Ｎｏ．４，５の場合にはＦＳ１＝ＦＳ２＝Ｌ（論理ローレベル）となるのに対し、Ｎｏ．６の場合にはＦＳ１＝Ｌ（論理ローレベル），ＦＳ２＝Ｈ（論理ハイレベル）となるため、このことから故障モードの特定が可能となる。また、Ｎｏ．３，７の故障モードに関しては、図１０，１１に示すように同じ故障現象が現れることになるが（共に、時刻ｔ３を表す数値が大きくなる）、実際にはＮｏ．３の故障モードの方がＮｏ．７の故障モードよりも時刻ｔ３の数値が大きくなるため、このことから故障モードの特定が可能となる。
【０１２３】
以上本第４の実施形態によれば、その時々の異常発生形態に対応したフェイルセーフ信号から、異常箇所の特定が可能となる。特に、上記蓄圧式の駆動装置にあっても、その駆動電流の複雑な挙動に的確に対応した異常診断結果が得られるようになる。
【０１２４】
上記第４の実施形態では、予め蓄圧された電圧の放電に基づき電磁弁３００を駆動させるための初期駆動電流と、その初期駆動電流にて駆動された状態を保持するための保持電流とに各々対応する２つの閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２を設定し、これら閾値電圧Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２と負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）との比較結果に基づいて得られるフェイルセーフ信号ＦＳ１，ＦＳ２に応じて異常診断を実施するようにしたが、この構成を変更してもよい。例えば、必要に応じて単一の閾値電圧から単一のフェイルセーフ信号（ＦＳ１，ＦＳ２のいずれか一方）を求め、当該信号に基づいて異常診断を実施するようにしてもよい。
【０１２５】
なお、上記第４の実施形態にて記載したように、複数のフェイルセーフ信号にて駆動回路２００や電磁弁３００の異常診断を実施する形態として、既述の第２の実施形態や第３の実施形態にて具体化した回路を組み合わせてもよい。例えば第２の実施形態において、負荷電流（駆動電流ＤＲＣ）の過電流レベルに対応する閾値電圧Ｖｔｈ３，Ｖｔｈ４の比較結果に応じて各々にフェイルセーフ信号ＦＳ３，ＦＳ４を生成する。そして、これら新たなフェイルセーフ信号ＦＳ３，ＦＳ４を電子制御装置１００のマイクロコンピュータ１０１に入力し、その立ち上がり又は立ち下がり時刻に応じて異常の有無を診断するとともに、異常箇所を特定する。
【０１２６】
また、以上の実施形態においては何れも、電磁弁駆動装置として蓄圧式のものを想定した。しかし、この発明にかかる電磁弁駆動装置の構成は、これら蓄圧式のものに限られることなく適用することができる。
【０１２７】
すなわち、駆動電流（負荷電流）波形が如何なる形態のものであれ、同駆動電流の例えばその予想される適正な推移に対応して能動となる時間幅が決定されるフェイルセーフ信号を生成するようにすれば、該フェイルセーフ信号の時間幅に基づいて上記駆動電流が適正な電流であったか否かを診断することはできる。
【０１２８】
また、この生成するフェイルセーフ信号も、必ずしも１つである必要はない。例えば、診断対象となる駆動電流（負荷電流）波形に応じた任意の数のフェイルセーフ信号を生成してこれを診断する構成とすることができる。もっとも、前記電子制御装置１００等、これを診断する側からすれば、より少ない信号に、より信頼性の高いかたちで上記駆動電流波形が適正か否かを示す情報が含まれることが望ましいことは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明にかかる電磁弁駆動装置の第１の実施形態を示す回路図。
【図２】同第１の実施形態の装置の動作例を示すタイムチャート。
【図３】この発明にかかる電磁弁駆動装置の第２の実施形態を示す回路図。
【図４】同第２の実施形態の装置の動作例を示すタイムチャート。
【図５】この発明にかかる電磁弁駆動装置の第３の実施形態を示す回路図。
【図６】同第３の実施形態の装置の動作例を示すタイムチャート。
【図７】この発明にかかる電磁弁駆動装置の第４の実施形態を示す回路図。
【図８】同第４の実施形態の装置の動作例を示すタイムチャート。
【図９】同第４の実施形態の装置のマイクロコンピュータによる異常診断手順を示すフローチャート。
【図１０】同第４の実施形態の装置において、Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４の故障モードを説明するための図。
【図１１】同第４の実施形態の装置において、Ｎｏ．５〜Ｎｏ．８の故障モードを説明するための図。
【符号の説明】
１…バッテリ、２…定電圧回路、３…コイル、４…ＤＣ−ＤＣコンバータ、５，１０，１４，１６，２３，２９，３３，４５…トランジスタ、６，１７，２１，２４，２５，２６，２８，３４，３５，３６，４３，４４，５４，５５，６４，６５…抵抗、７，９，１５，１８…ダイオード、８（８ａ，８ｂ）…コンデンサ、１１…波形整形回路、１２，３７…単安定マルチバイブレータ、１３…定電流制御回路、１９…スイッチ、２２，３２，４２，５２，６２…比較器、２７，３８，５７，６７…インバータ、３０，４０…フリップフロップ、３１…ナンド回路、３９，４１…アンド回路、１００…電子制御装置、１０１…マイクロコンピュータ、２００…駆動回路、２１０…駆動部、２２０（２２０Ａ，２２０Ｂ，２２０Ｃ，２２０Ｄ，２２０Ｅ）…負荷電流処理部（フェイルセーフ信号生成部）、３００…電磁弁。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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