(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタ３で、対象信号の中心周波数Ｆｂの２倍以上である整数倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断し、前記フィルタ３の出力を分岐して一方に、前記中心周波数Ｆｂの波長λｂの１／２すなわちλｂ／２の遅延を与えて、遅延をかけない他方と掛け算した出力を得て、もうひとつのフィルタ７で、前記掛け算の出力の直流分を抽出する、信号レベル検出方法。
【請求項２】
フィルタ３で、対象信号の中心周波数Ｆｂの２倍以上である整数倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断し、前記フィルタ３の出力をスプリッタ４で分岐して一方に、前記中心周波数Ｆｂの波長λｂの１／２すなわちλｂ／２の遅延を与えて、他方とミキサにて掛け算をして、もうひとつのフィルタ７で、前記掛け算の出力の直流分を抽出する、信号レベル検出方法。
【請求項３】
対象信号の中心周波数Ｆｂの２倍以上である整数倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断するフィルタ３；
該フィルタ３の出力を２分岐するスプリッタ４；
２分岐の信号の一方に、前記中心周波数Ｆｂの波長λｂの１／２すなわちλｂ／２の遅延を与える遅延線５；
２分岐の信号の他方と該遅延線の出力とを乗算するミキサ６；及び、
該ミキサ６の乗算出力の直流分を抽出するフィルタ７；
を備える信号レベル検出装置。
【請求項４】
アンテナ１および該アンテナの受信信号を対象信号として受ける請求項３に記載の信号レベル検出装置ＬＤＲを含む受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信信号のレベル、例えばアンテナの電波受信レベル、を検出する方法，装置および受信装置に関し、例えば受信アンテナが正しく送信アンテナに向いているかを測定又は検出する用途に用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
従来、アナログＢＳ放送の受信適否の検出には、ＦＭ検波したベースバンドのノイズを検波してノイズレベルＶＮを得ているが、デジタルＢＳになると、ベースバンドが通信信号に全領域使用されるので、この方式で受信適否を検出することができなくなる。
【０００３】
従来のアナログＢＳ放送向けのＢＳアンテナの電波受信信号から、ＢＳコンバータで第１中間周波１．２ＧＨｚのＢＳ信号が復調され、これが、ＡＧＣ（自動ゲイン制御）アンプ３、第２中間周波４０３ＭＨｚの、レベルが一定の信号に増幅される。この増幅出力に含まれる信号成分をＣで表し、ノイズ成分をＮで表すと、ＡＧＣアンプは、その出力Ｃ＋Ｎのレベルが設定値になるように、ゲインを自動調節する。ＦＭ検波でベースバンドを検波する。検波信号には、空き領域約１０ＭＨｚから２７ＭＨｚのノイズも含まれる。バンドパスフィルタでこの空き領域の周波数成分（ノイズ）を摘出し、それを増幅器で増幅し、そして検波してノイズ信号ＶＮ（直流レベル）に変換する。ＡＧＣアンプの出力レベル（Ｃ＋Ｎ）が一定であるので、ノイズ信号ＶＮのレベルが最高のときＢＳ電波の受信レベルは最低、ノイズ信号ＶＮのレベルが最低のときＢＳ電波の受信レベルは最高といえる。アンテナの方向をＢＳに正しく向けようとするときには、ノイズ信号ＶＮのレベルを監視しながら、アンテナの角度（姿勢）を変えて、ノイズ信号ＶＮのレベルが最低になる角度にアンテナの姿勢を定めれば良い。しかし、デジタルＢＳになると空き領域であった約１０ＭＨｚから２７ＭＨｚにも通信信号が入るので、従来のアナログ系の検出装置では、受信レベルの適否（ＢＳに対するアンテナの向き）の適否を判定することができない。
【０００４】
従来のもう１つの受信適否検出方法に、ＡＧＣアンプのアナログゲインコントロール電圧すなわち、増幅出力を設定レベルにするための制御信号を用いるものがある。ＢＳ電波の受信レベルが低いと、アナログゲインコントロール電圧が自動的に高くなり、これによりノイズが高く増幅される。つまり、アナログゲインコントロール電圧が高いことは、ＢＳ電波の受信レベルが低いことを意味する。逆に、ＢＳ電波の受信レベルが高いとアナログゲインコントロール電圧が低くノイズ成分が低い。したがって、アナログゲインコントロール電圧を監視しながら、アンテナの角度（姿勢）を変えて、アナログゲインコントロール電圧が最低になる角度にアンテナの姿勢を定めれば良い。しかし、ＡＧＣアンプの温度特性の変化や、途中のケーブルロスによる変化、宇宙空間（空）ノイズと、地球上の建物あるいは山等の輻射ノイズの違いにより、誤動作（誤検出：誤った姿勢に設定）し易い。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、通信信号のレベルを正確に検出することを第１の目的とし、アナログは勿論、デジタル放送あるいは通信でも、受信適否の検出を正確に行うことができる方法，装置および受信装置を提供することを第２の目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
フィルタ３で、対象信号の中心周波数Ｆｂの２倍以上である整数倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断し、前記フィルタ３の出力を分岐して一方に、前記中心周波数Ｆｂの波長λｂの１／２すなわちλｂ／２の遅延を与えて、遅延をかけない他方と掛け算した出力を得る、信号レベル検出方法。
【０００７】
ここで、レベル検出の対象信号をＡｓｉｎωｔと表し、分岐した信号を、ａ・Ａｓｉｎωｔおよびｂ・Ａｓｉｎ（ωｔ＋α）、αは遅延による位相差、ａ，ｂは係数、と表すと、両信号を掛け合わせると、
0003560594.tif 000002
となる。すなわち、対象信号の２倍の周波数の信号ａ・ｂ・Ａ２・（−１／２）ｃｏｓ（２ωｔ＋α）に、増幅出力に含まれる対象信号のレベルＡの二乗に比例する直流分ａ・ｂ・Ａ２・（−１／２）  ｃｏｓαが加わった、対象信号のレベルＡに対応する信号が得られる。このような掛け合わせの出力は、理論上は、ノイズ成分に関しても同様であり、掛け算出力にノイズ成分のレベル対応の直流分が含まれる。
【０００８】
ところが、フィルタ３で、対象信号の中心周波数Ｆｂの２倍以上である整数倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断してから、上述の分岐，遅延および乗算を行うと、フィルタ３で遮断されないＦｄ以下の周波数のノイズは乗算とフィルタ７によって零または僅少な直流レベルとなる。その結果、ノイズ原因の直流分が大幅に低減する。
【０００９】
本発明の他の目的及び特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より、明らかになろう。
【００１０】
【発明の実施の形態】
【実施例】
図１に、本発明を一態様で実施する装置構成を示す。アンテナ１の受信信号はアンプ２で増幅されてレベル検出回路ＬＤＲに与えられる。たとえばＢＳ放送受信の場合には、アンテナ１は、ＢＳアンテナおよびＢＳコンバータの両者を含み、アンプ２はＡＧＣアンプである。
【００１１】
アンプ２が増幅した受信信号は、ローパスフィルタ３を通して、スプリッタ４に与えられる。ローパスフィルタ３は、受信信号の中心周波数Ｆｂの２倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断する。スプリッタ４はローパスフィルタ３の出力を２分割して、一方をそのままＤＢＭ（ダブル  バランスド  ミキサ：掛け算器）６に与え、他方をλ／２遅延線５に与える。遅延線５は、受信信号の中心周波数Ｆｂの波長λｂの半分の伝搬時間の遅延を、スプリッタ４で分割した信号の一方に与えてから、ＤＢＭ６に出力する。ＤＢＭ６は、ローパスフィルタ３の出力と同相の信号と、λ／２の遅延をした信号すなわちα＝１８０゜の位相遅れの信号と、を乗算して、積をあらわす信号すなわち上記（１）式の交流分ａ・ｂ・Ａ２・（−１／２）ｃｏｓ（２ωｔ＋α）に直流分ａ・ｂ・Ａ２・（１／２）  ｃｏｓαが加わった信号、をローパスフィルタ７に出力する。
【００１２】
ローパスフィルタ７が、直流分ａ・ｂ・Ａ２・（−１／２）  ｃｏｓαを摘出し、このレベルに対応する電圧の直流信号Ｖｏｕｔを、直流増幅用の低周波アンプ８に出力する。アンプ８がこの直流信号を増幅して、受信レベル検出信号Ｖｃとして出力する。この検出信号Ｖｃのレベルが、受信信号：Ａｓｉｎωｔの、レベルＡの二乗に比例する。
【００１３】
次に、フィルタ３による受信信号の中心周波数Ｆｂの２倍の周波数Ｆｄを超える周波数を遮断し、スプリッタ４によって２分岐し、分岐信号の一方にλｂ／２分の遅延をあたえてＤＢＭ６によって乗算し、そしてローパスフィルタ７で交流分を遮断することによって、フィルタ３を通過したＦｄ以下の周波数のノイズ成分が、通信信号のレベル検出信号Ｖｏｕｔではから大幅に減衰する理由を説明する。
【００１４】
レベル検出回路ＬＤＲの入力端９に、単一周波数の定レベル信号Ｖｉｎを、周波数をスイープ（連続的に変更）して入力した時の出力電圧Ｖｏｕｔは、図２の（ａ）の様になる。遅延線５の長さが、図２に示す例では中心周波数Ｆｂ＝１ＭＨｚの半波長λｂ／２相当の遅延Ｄｔ与えるものであるので、入力周波数に対して遅延時間Ｄｔは一定であるので、出力電圧Ｖｏｕｔは、ローパスフィルタ３が遮断する周波数までコサイン（ｃｏｓ）状に変動する。
【００１５】
なお、図２に示す例では、中心周波数Ｆｂ＝１ＭＨｚとして遅延線５の遅延時間をＤｔ＝０．５μｓｅｃとしており、遅延線５によって９０°，１８０°，２７０°および３６０°遅延する周波数はそれぞれ、Ｆａ＝５００ＫＨｚ，Ｆｂ＝１ＭＨｚ，Ｆｃ＝１．５ＭＨｚおよび周波数Ｆｄ＝２ＭＨｚである。
【００１６】
図２の（ｂ）には、レベル検出回路ＬＤＲの入力端９に、ノイズだけを入力Ｖｉｎして、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数を変更した時の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。ノイズの帯域幅を変化させると、１８０°おきに、すなわち１ＭＨｚの周波数変化毎に零になる。ＦｂとＦｄでノイズの出力電圧Ｖｏｕｔが零になるという事は、レベル検出回路ＬＤＲによりノイズがｃｏｓ（コサイン）変調されたために、そこまでの各周波数のノイズの直流分のプラス，マイナスがローパスフィルタ７で相殺されるからと考えられる。
【００１７】
すなわち、単一周波数をスイープして入力すると出力電圧Ｖｏｕｔは図２の（ａ）に示すように、周波数によって出力電圧Ｖｏｕｔが高，低に変化するが、全周波数帯のノイズが同時に入力端９に入ると、１８０°遅延となるＦｂ以下の周波数のノイズの＋出力Ａａ（図３の（ａ））とＦａ〜Ｆｂの周波数のノイズの−出力Ａｂとがローパスフィルタ７上で相殺するので、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数が、１８０°遅延となるＦｂであると、図２の（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが零になる。同様に、２７０°遅延となるＦｃ以下かつＦｂ以上の周波数のノイズの−出力Ａｃ（図３の（ａ））とＦｃ〜Ｆｄの周波数のノイズの＋出力Ａｄとが相殺するので、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数が、３６０°遅延となるＦｄであると、図２の（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが零になる。
【００１８】
遅延線５による遅延が１８０°となる周波数はＦｂ＝１ＭＨｚであり、これは通信信号の中心周波数であるので、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数をＦｂに設定することはできない。したがって、カットオフ周波数は、遅延線５による遅延が３６０°，５４０°，７２０°，・・・となる周波数、すなわちＦｂの２倍以上の整数倍の周波数Ｆｄ＝２ＭＨｚ，３ＭＨｚ，４ＭＨｚ，・・・とすればよい。ノイズをキャンセルさせる為の最小帯域は、自己の変調帯域幅（Ｆａ〜Ｆｃ）内のノイズをＤＢＭ６上で打ち消す為に、それと同等の逆の帯域幅が２倍必要である。図１に示す実施例では、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数Ｆｄ＝２ＭＨｚとした。
【００１９】
ローパスフィルタ３のカットオフ周波数をＦｄ＝２ＭＨｚとすることにより、Ｆｂを中心周波数とし、Ｆａ〜Ｆｃの範囲内に変調幅を定めたキャリア信号（通信信号）の出力電圧Ｖｏｕｔ上の成分は、図３の（ｂ）に示す実線カーブとなり、ローパスフィルタ３を通過するノイズの出力電圧Ｖｏｕｔ上の成分は、図３の（ｂ）に示す斜線面を区画する２点鎖線カーブとなる。アンテナ受信信号の場合、Ｆｄ以下の全周波数帯域のノイズが実質上同時に入るので、ローパスフィルタ７でノイズ原因の直流＋，−が相殺されて、図３の（ｃ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、ノイズレベル零又は僅少なものになる。ただし、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数Ｆｄ＝２ＭＨｚ以下のノイズに周波数やレベルの偏りが、ローパスフィルタ７の時定数を超える周期で発生する場合には、わずかではあるが偏りに対応するノイズレベルが、出力電圧Ｖｏｕｔに現れる。
【００２０】
次に、図１に示すレベル検出回路ＬＤＲの、π／４シフトＱＰＳＫ、帯域幅１ＭＨｚに適用する具体的な設計例を示す：
0003560594.tif 000003
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のレベル検出回路を用いた受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は、図１に示すレベル検出回路ＬＤＲの入力端９に、単一周波数の定レベル信号Ｖｉｎを、周波数をスイープして入力した時の出力電圧Ｖｏｕｔを示すグラフである。（ｂ）は、ノイズだけを入力Ｖｉｎして、ローパスフィルタ３のカットオフ周波数を変更した時の出力電圧Ｖｏｕｔを示すグラフである。
【図３】（ａ）は、図１に示すレベル検出回路ＬＤＲでノイズがコサイン変調されたことを示す模式図である。（ｂ）は、アンテナ１の受信信号（通信信号＆ノイズ）を入力するときの、レベル検出回路ＬＤＲでノイズ及びキャリアがコサイン変調されたことを示す模式図である。（ｃ）は、アンテナ１の受信信号を入力するときのキャリアとノイズのレベル分布を模式的に示すグラフであって、実線はキャリアを２点鎖線はノイズを示す。
【符号の説明】
１：アンテナ          ９：入力端
３：ローパスフィルタ  ６：ダブル  バランスド  ミキサ
７：ローパスフィルタ  １０：出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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