(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧指令ベクトルを入力とする多相の交流電力発生手段により上記電圧指令ベクトルに応じた相電圧が印加されて作動する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法であって、制御周期ごとに上記電圧指令ベクトルに応答する上記永久磁石界磁同期電動機の相電流を検出し、検出した相電流と上記電圧指令ベクトルとに基づいて上記永久磁石界磁同期電動機の回転子の位置角度と回転速度とを演算し、演算した上記位置角度および上記回転速度とトルク指令値とにより上記電圧指令ベクトルを逐次設定して上記永久磁石界磁同期電動機のトルクの制御を行なう永久磁石界磁同期電動機の制御方法において、上記電圧指令ベクトルの大きさを予め設定した下限値と比較して上記電圧指令ベクトルの大きさが上記下限値より小さいとき、これ以後の所定数の制御周期よりなる期間を補正期間とし、該補正期間には制御周期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補正期間における平均が略０となるように上記電圧指令ベクトルに加算し、これを補正後の電圧指令ベクトルとして上記交流電力発生手段に入力せしめる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記補正期間の少なくとも最初に複数の連続する小期間を設け、上記パルス電圧ベクトルは、これを各小期間における平均が略０となるようにするとともに、連続する前後の小期間では上記パルス電圧ベクトルの各成分の時間積分値の経時的なプロファイルを対称形とし、かつ上記プロファイルが一方の電圧波形では略正側に形成され、他方の電圧波形では略負側に形成されるようにする永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項３】
請求項２記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクトルは、上記小期間における平均値が略０の電圧波形を時間方向に連続して並べた波形でなり、かつ相前後する電圧波形が時間方向に対称な対称形とする永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項４】
請求項３記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、連続する前後の電圧波形は、後の小期間における上記電圧波形を構成する上記パルス電圧ベクトルの各成分のパルスの時系列が、前の小期間におけるパルス時系列を正負反転してなる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項５】
請求項１ないし４いずれか記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクトルを上記補正期間ごとに異ならしめ、かつその平均を略０とする永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項６】
請求項５記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクトルは、新たな補正期間の度に一定の角度回転する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項７】
請求項５記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクトルの方向を上記補正期間ごとに乱数で決定する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項８】
請求項１記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記パルス電圧ベクトルを、上記トルクの時間微分が０であることを条件とする上記永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式を満たすように設定する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項９】
請求項１ないし８いずれか記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記位置角度の正接が実質的に発散するかどうかを判定し、上記位置角度の正接が実質的に発散するときは、上記パルス電圧ベクトルの大きさを予め設定した補正量を加算した大きさに変更する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【請求項１０】
請求項１ないし９いずれか記載の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法において、上記電圧指令ベクトルの大きとして上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分の大きさを用い、上記下限値として上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分について予め設定した下限値を用いて上記電圧指令ベクトルの大きさを予め設定した下限値と比較する永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＡ機器や電気自動車等に用いられる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法は、直流電源から出力される直流電圧をインバータで交流に変換し、この交流電圧により永久磁石界磁同期電動機を駆動するシステムにおいて、永久磁石界磁同期電動機の回転子の位置角度を検出するセンサを使用せずにトルク制御を行なう制御方法で、永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式に基づいて回転子の位置角度と回転速度とを演算し、システムの外部から入力するトルク指令に応じて電圧指令ベクトルを決定するものである。そして電圧指令ベクトルに応じてインバータが交流電圧を永久磁石界磁同期電動機に印加する。かかる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法については渡辺等の研究が知られている（電気学会論文誌Ｄ，１１０巻１１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜Ｐ．１２００）。
【０００３】
ところで上記電圧方程式に基づいて回転子の位置角度と回転速度とを演算するには永久磁石界磁同期電動機に印加される電圧値が必要であるが、上記電圧指令ベクトルで代用して電圧検出手段を省略し、システムを簡単にしたものがある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲ではインバータの直流短絡防止時間等で生じる電圧指令ベクトルと実際の印加電圧の間の誤差の、電圧指令ベクトルに対する比率が大きくなる。
【０００５】
またインバータは永久磁石界磁同期電動機への印加電圧の符号が入れ代わる直流短絡防止時間における相電流を検出してこれに基づいて上記直流短絡防止時間における相電圧を予測して電圧指令ベクトルにフィードバックしているが、相電流の大きさが小さくなる位相では電流リプル等の影響で相電圧の予測誤差が増加し、特に電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲で電圧指令ベクトルと実際の印加電圧の間の誤差の、電圧指令ベクトルに対する比率が大きくなる。
【０００６】
この結果、電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲では正確な位置角度が得られず、トルクの制御性が悪化したり制御不能になるおそれがあった。
【０００７】
そこで、本発明は上記電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲においても、トルクの良好な制御性が得られる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によれば、永久磁石界磁同期電動機に印加される相電圧を交流電力発生手段に指令する上記電圧指令ベクトルの大きさを予め設定した下限値と比較して上記電圧指令ベクトルの大きさが上記下限値より小さいとき、これ以後の補正期間には制御周期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補正期間における平均が略０となるように上記電圧指令ベクトルに加算し、これを補正後の電圧指令ベクトルとする。上記補正後の電圧指令ベクトルはこれと実際の印加電圧の間の誤差の、上記補正後の電圧指令ベクトルに対する比率が低くなり、回転子の位置角度や角速度の計算において上記誤差の影響が小さくなる。そしてパルス電圧ベクトルが上記補正期間において平均が略０であるから上記補正期間の経過後には上記相電流および永久磁石界磁同期電動機が発生させるトルクは補正期間前の状態に復する。
【０００９】
請求項２記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの各成分を上記補正期間の各小期間における平均が略０となるようにするとともに、連続する前後の小期間ではその各成分の時間積分値の経時的なプロファイルを対称形とし、かつ上記プロファイルが一方の小期間では略正側に形成され、他方の小期間では略負側に形成されるようにする。上記時間積分値は近似的に上記パルス電圧ベクトルに応答する相電流のリプルと等しいから、連続する上記相電流のリプルは経時的なプロファイルが時間方向に対称形で、一方の相電流のリプルが略正側に形成され、他方の相電流のリプルが略負側に形成される。しかして上記永久磁石界磁同期電動機電流の発生させるトルクのリプルは上記電流のリプルが略正側に形成された小期間と略負側に形成された小期間では逆方向に現れる。しかして上記トルクのリプルは上記補正期間において平均が略０となる。
【００１０】
請求項３記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルを、平均値が略０の電圧波形を時間方向に並べ、相前後する電圧波形が時間方向に対称な対称形とすることを特徴とする。上記電圧波形が時間方向に対称であるからパルス電圧ベクトルの各成分は、連続する前後の小期間における時間積分値の経時的なプロファイルが対称形でかつ一方は略正側に、他方は略負側に形成される。しかして容易に上記トルクのリプルの平均値を略０にできる。
【００１１】
請求項４記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの各成分パルスの時系列は上記連続する前後の小期間において、正負反転するようにすることにより、上記連続する前後の小期間において、パルス電圧ベクトルの各成分パルスの時間積分値の経時的なプロファイルを対称形とすることができる。
【００１２】
請求項５記載の発明によれば、平均が略０となるように上記パルス電圧ベクトルを上記補正期間ごとに異ならしめることにより、位置角度の計算精度が位置角度に依存しないようにすることができ、特定の位置角度の計算精度が継続して低下したままにならないようにすることができる。
【００１３】
請求項６記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルが新たな補正期間の度に一定の角度回転することにより上記パルス電圧ベクトルを平均が略０となるように上記補正期間ごとに異ならしめることができる。しかして容易な手段でトルクのリプルの平均を略０にでき、かつ計算精度が継続して低下したままにならない。
【００１４】
請求項７記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの方向を乱数で決定することにより上記パルス電圧ベクトルを平均が略０となるように上記補正期間ごとに異ならしめることができる。しかして容易な手段でトルクのリプルの平均を略０にでき、かつ計算精度が継続して低下したままにならない。
【００１５】
請求項８記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルを、上記トルクの時間微分が０であることを条件とする上記永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式を満たすように設定することにより上記補正期間におけるトルクのリプルを０とすることができる。
【００１６】
請求項９記載の発明によれば、上記位置角度の正接が実質的に発散するときは、上記パルス電圧ベクトルの大きさを変更することにより位置角度の計算精度が位置角度に依存しないようにすることができ、特定の位置角度の計算精度が継続して低下したままにならないようにすることができる。
【００１７】
請求項１０記載の発明によれば、上記電圧指令ベクトルの大きさとして上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分の大きさを用い、上記下限値として上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分について予め設定した下限値を用いることにより上記電圧指令ベクトルの大きさの計算の負担が軽くなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
本発明の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を実施した永久磁石界磁同期電動機の制御システムを図１に示す。制御システムは永久磁石界磁同期電動機たるＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ  ）モータ１、これを駆動する交流電力発生手段たる電源部２、制御部３から構成されている。ＰＭモータ１は三相に構成されたもので、電機子の温度を検出する温度検出センサ４３が設けてある。電源部２は直流電源２１と、直流電源２１から供給される直流電圧を交流に変換してＰＭモータ１の各電機子巻線に相電圧を印加するインバータ２２を備えている。そして電圧検出センサ４１が設けてあり、直流電源２１電圧を検出するようになっている。またインバータ２２からＰＭモータ１の上記電機子に給電する三相の給電線のうち２つに電流検出センサ４２が設けてあり、２つの相電流（ｉｕ  ，ｉｗ  ）を検出するようになっている。
【００１９】
制御部２はデジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという）３１が設けてあり、一定の制御周期でＰＭモータ１の制御をするようになっている。ＤＳＰ３１は外部からのトルク指令５１がアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄコンバータという。図中Ａ／Ｄ）３３を介して入力するとともに、電流検出センサ４２からＰＭモータ１の上記相電流（ｉｕ  ，ｉｗ  ）の検出信号がＡ／Ｄコンバータ３５を介して入力するようになっており、これら入力する信号に基づいてＰＭモータ１の各電機子巻線に印加する各相の電圧の指令値Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  を成分とする電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）を決定するようになっている。ＤＳＰ３１から出力される電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）を入力として電圧パルス幅変調回路（以下、ＰＷＭ回路という。図中ＰＷＭ）３２が三角波比較方式によりインバータ２２に電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）に応じたＰＷＭ信号を出力し、インバータ２２が電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）に応じて交流電圧を発生するようになっている。
【００２０】
またＤＳＰ３１は温度検出センサ４３から電機子温度の検出信号がＡ／Ｄコンバータ３６を介して入力し、ＰＭモータ１の電機子巻線の抵抗値の補正に用いられるようになっている。また電圧検出センサ４１から出力される直流電源２１電圧の検出信号が入力し、ＰＷＭ回路３２にフィードバックするようになっている。またＤＳＰ３１は、その作動プログラムを格納した読み出し専用メモリ（以下、ＲＯＭという）３７、ＤＳＰ３１が作動中にデータを一時記憶する随時読み書き可能メモリ（以下、ＲＡＭという）３８を備えている。これらが制御部３を構成する。
【００２１】
またＰＷＭ回路３２はＤＳＰ３１から電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）５２が入力すると同時に同期信号５４をＡ／Ｄコンバータ３５に出力するようになっている。
【００２２】
上記制御システムにおける永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を図１、図２および図３のフローチャートにより説明する。図２はＤＳＰ３１の起動後の作動を示すもので、ステップ１０１では装置の初期化を行なう。後述する割り込み処理で使用するパルスカウント変数ｃはこのステップで０にする。
【００２３】
ステップ１０２ではＰＭモータ１の回転子の磁極の極性を判定する。判定は電機子巻線に正負それぞれ電圧を瞬時的に印加し、これに応答する相電流の変化を観察する。電機子巻線に電圧が印加されると、界磁磁極の極性に応じて電機子鉄心は増磁または減磁する。電機子鉄心の磁化特性が非線形なため増磁する場合と減磁する場合とで検出される相電流の変化の大きさが異なる。電機子巻線に印加される電圧の正負と検出される相電流の大小の組合せから回転子の磁極の極性を判定する。
【００２４】
ステップ１０３では電圧検出センサ４１から直流電源２１電圧をＡ／Ｄコンバータ３４を介して取り込む。ステップ１０４では温度検出センサ４３から電機子温度をＡ／Ｄコンバータ３６を介して取り込む。
【００２５】
ステップ１０５ではＲＯＭ３７に記憶している電機子巻線抵抗の初期データをステップ１０４で取り込んだ電機子温度に基づいて補正し、当該温度における電機子巻線抵抗を得る。
【００２６】
ステップ１０６では外部から入力したトルク指令５１を取り込み、ステップ１０７で上記トルク指令５１をこれと対応する電流に変換し、ＰＭモータ１の回転子に対して静止したｄ軸（界磁磁極軸方向）とｑ軸（ｄ軸に対して直交方向）よりなる座標（以下、回転座標という）上の電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を得る。ステップ１０３からステップ１０７は以下で説明する割り込み処理の余り時間に実行して電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）と電機子巻線抵抗値を割り込み処理に提供する。
【００２７】
図３はＡ／Ｄコンバータ３５が電流検出センサ４２から入力するアナログの検出信号をデジタル信号に変換し終えると起動する割り込み処理である。
【００２８】
まずＡ／Ｄコンバータ３５でデジタル信号に変換された固定座標上の三相の電流ベクトル（ｉｕ  ，ｉｗ  ）を取り込み（ステップ２０１）、電機子に対して静止した座標（以下、固定座標という）上の二相の電流ベクトル（ｉｘ  ，ｉｙ  ）に変換する（ステップ２０２）。
【００２９】
次いでステップ２０３で１周期前の制御周期の電圧指令ベクトルの大きさをＶ、その下限値である定数をＶｔｈとしてＶ＜Ｖｔｈであるかどうか、パルスカウント変数ｃが１≦ｃ≦５の範囲内にあるかどうかを判断する。Ｖ≧Ｖｔｈかつｃ＝０またはｃ＞５のときはステップ２０４を経てステップ２０５に進む。
【００３０】
ステップ２０５では式１により位置角度θを演算する。なお式中、ｐは微分演算子である。またｉｘ  ，ｉｙ  はステップ２０２の演算結果を、ｐｉｘ  ，ｐｉｙ  は１周期前の制御周期のｉｘ  ，ｉｙ  との差分を、角速度ωは１周期前の制御周期における後述するステップ２０７で演算した数値を、Ｖｘ  ，Ｖｙ  は１周期前の制御周期における後述するステップ２１０で演算した数値を用いて計算する。Ｌｄ  ，Ｌｑ  はそれぞれ電機子インダクタンスの回転座標のｄ軸方向成分、ｑ軸方向成分で予めＲＯＭ３７に記憶されている。Ｒｄ  は回転座標のｄ軸方向の電機子巻線抵抗で、図２のステップ１０５で計算した電機子巻線抵抗と同じである。ここでθは−π≦θ＜πの範囲で２値を取るが起動時に判定した磁極の極性から起動後の最初の位置角度の計算時にいずれかに一意的に定まっているからその後の制御周期では位置角度θは、数値が上記最初の位置角度から連続するように決定される。
【００３１】
【数１】
0003568675.tif 000002
【００３２】
ステップ２０６では固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ  ，ｉｙ  ）を式２により回転座標上の二相の電流ベクトル（ｉｄ  ，ｉｑ  ）に変換する。ここでθはステップ２０５の計算結果を用いる。次いで式３により角速度ωを計算する。ここでＶｑ  は１周期前の制御周期における後述するステップ２０８で計算したＶｑ  を用いる。φａ  は回転子の磁束で、予めＲＯＭ３７に記憶してある。Ｒｑ  は回転座標のｑ軸方向の電機子巻線抵抗で、図２のステップ１０５で計算した電機子巻線抵抗と同じである。
【００３３】
【数２】
0003568675.tif 000003
【００３４】
ステップ２０８では図２のステップ１０７で計算した電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に基づいてＰＩ制御により回転座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を計算する。この電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の各成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  はステップ２０９で、控えＶｄ０，Ｖｑ０に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大きさＶを式４により計算する。
【００３５】
【数３】
0003568675.tif 000004
【００３６】
ステップ２１０では回転座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を式５により固定座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｘ  ，Ｖｙ  ）に変換し，次いでこれを三相の電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）に変換する（ステップ２１１）。電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）をＰＷＭ回路３２に出力して（ステップ２１２）、割り込み処理は終了となる。
【００３７】
【数４】
0003568675.tif 000005
【００３８】
以上が割り込み処理における通常の制御フローで、次に本発明の特徴部分を説明する。ステップ２０３で電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さくなると（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）ステップ２１３へ進む。以後は補正期間となり、通常の制御フローと異なる予備の制御フローを実行する。該予備の制御フローはステップ２０１，２０２，２１０〜２１２が通常の制御フローと共通で、位置角度θ、電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）等の求め方が異なっている。
【００３９】
ステップ２１３ではパルスカウント変数ｃを識別する。上記通常の制御フローが実行されている間はステップ２０４でパルスカウント変数ｃはリセットされるから通常の制御フローから予備の制御フローへ切り替わった最初の制御周期では０であり（ステップ２１３）、ステップ２１４に進む。ステップ２１４では通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わる直前の制御周期における電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の成分である控えＶｄ０，Ｖｑ０にパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）とする。すなわち式６，７により電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を計算する。
Ｖｄ  ＝Ｖｄ０＋ΔＶｄ  ………▲６▼
Ｖｑ  ＝Ｖｑ０＋ΔＶｑ  ………▲７▼
【００４０】
次いで現制御周期の位置角度を角速度ωを一定と見なして１周期前の制御周期で計算した位置角度θから線形に外挿して求める。すなわち制御周期をＴｐ  としてθ＋Ｔｐ  ×ωを現制御周期の位置角度θとする（ステップ２１５）。
【００４１】
ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃを１ステップインクレメントして自然数Ｎを底数とする剰余を求め、それをあらためてパルスカウント変数ｃとする。ここでＮは６以上の自然数であり、パルスカウント変数ｃは１に更新される。なおＮはパルス電圧を重畳することで生じるトルクのリプルが無視できる十分に大きな数（例えば２０以上）とする。
【００４２】
そしてステップ２１５で計算された位置角度θに基づいて上記通常の制御フローと同様にステップ２１０〜２１２を実行することによりステップ２１４で設定した回転座標上の電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を三相の電圧指令ベクトル（Ｖｕ  ，Ｖｖ  ，Ｖｗ  ）に変換しＰＷＭ回路３２に出力する。
【００４３】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝１であるからステップ２０３からステップ２１３，２１６を経てステップ２１７に進む。ステップ２１７では控えＶｄ０，Ｖｑ０にパルス電圧ベクトル（−ΔＶｄ  ，−ΔＶｑ  ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）とする。すなわち式８，９により電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を計算する。
Ｖｄ  ＝Ｖｄ０−ΔＶｄ  ………▲８▼
Ｖｑ  ＝Ｖｑ０−ΔＶｑ  ………▲９▼
【００４４】
したがって電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の各成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  がＶｄ０，Ｖｑ０を中心に予備の制御フローの最初の制御周期（ｃ＝０）では正側に大きく振れ、次の制御周期（ｃ＝１）では負側に大きく振れる。すなわち上記最初の制御周期と次の制御周期よりなる小期間に電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の各成分は平均が０のパルス時系列により補正される。ステップ２１５で上記最初の制御周期と同様に位置角度θを求め、この位置角度θに基づいてステップ２１０〜２１２を実行する。
【００４５】
ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃが１ステップづつインクレメントしていくから続く制御周期（ｃ＝２）ではステップ２１３，２１６を経てステップ２１７に進み、回転座標上の電圧指令ベクトルの成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  はそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して負側に大きく振れる。さらに続く制御周期（ｃ＝３）ではステップ２１３からステップ２１４に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  はそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して正側に大きく振れる。すなわちこの２つの制御周期よりなる小期間に電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の各成分は平均が０のパルス時系列により補正される。しかして通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わると、補正期間の最初の連続する４制御周期におけるパルス電圧ベクトルの各成分ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  はそれぞれ比が１：−１：−１：１で、後半の小期間のパルス時系列は前半の小期間におけるパルス電圧ベクトルを反転したパルス時系列となっており、各小期間における平均が０である。
【００４６】
上記４制御周期が終了し、パルスカウント変数ｃが４になるとステップ２０３，２１３，２１６，２１８を経てステップ２１９に進む。ステップ２１９，２２０，２２１，２２４，２２５では通常の制御フローのステップ２０５〜２０９と同様の手順を実行する。すなわち位置角度θを式１により計算する（ステップ２１９）。ここでは電圧指令ベクトルがパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）により大きいものになっているから位置角度θは精度良好に計算される。次いで固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ  ，ｉｙ  ）を式２により回転座標上の電流ベクトル（ｉｄ  ，ｉｑ  ）に変換し（ステップ２２０）、角速度ωを式３により計算し（ステップ２２１）、ＰＩ制御により電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を求める（ステップ２２４）。そしてステップ２２４で求めた電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の各成分を控えＶｄ０，Ｖｑ０に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大きさＶを式４により計算する（ステップ２２５）。
【００４７】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃが５になるからステップ２０３，２１３，２１６を経て２１８からステップ２２２に進む。ステップ２２２では位置角度θを１周期前の制御周期においてステップ２１９，２２１で計算した位置角度θ、角速度ωに基づいてステップ２１５と同様に外挿して求める。次いでこの位置角度に基づいてステップ２０６と同様に固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ  ，ｉｙ  ）を回転座標上の二相の電流ベクトル（ｉｄ  ，ｉｑ  ）に変換し（ステップ２２３）、上記ステップ２２４に進む。
【００４８】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝６（Ｎ＞６の場合）であるからステップ２０３で電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより大きいとき（Ｖ＞Ｖｔｈのとき）は、補正期間が終了し通常の制御フローとなる。また電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さいとき（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）は再びステップ２１３，２１６，２１８を経てステップ２２２に進む。すなわち後の制御周期では更新される電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さく（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）、パルスカウントｃ≦Ｎ−１である限りステップ２２２〜２２４を実行する。すなわち角速度ωが一定として位置角度θを線形に外挿して求める。そして上記位置角度θ、角速度ωに基づいて電流ベクトル（ｉｄ  ，ｉｑ  ）、電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）を得る。その後、補正期間は終了する。
【００４９】
上記センサレス制御システムの作動についてシミュレーションを実施した。シミュレーションを実施したＰＭモータの仕様は極対数が２、ｄ軸インダクタンスＬｄ  が８ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬｑ  が１８ｍＨ、電機子抵抗Ｒａ  が０．１９Ω、磁束φａ  が０．３Ｗｂで、シミュレーション条件は回転速度３０ｒｐｍ一定（慣性モーメントが十分大きいとした）である。また計算を簡単にするため位置角度と角速度の検出誤差がないものとした。またインバータ２２は、電源電圧が３００Ｖ、直流短絡防止時間のＰＷＭ周期に対する割合が５％と仮定し、直流短絡防止時間における誤差電圧を１５Ｖと見積もっている。そしてパルス電圧ベクトルの大きさはΔＶｑ  を上記誤差電圧の２倍の３０Ｖとした。そしてトルク指令を１Ｎｍとし、対応する電圧指令ベクトルの大きさが数Ｖになるようにして通常の制御フローが困難な状況を設定した。
【００５０】
図４は上記シミュレーションの結果を示すもので、（Ａ）は電圧指令ベクトルのｑ軸成分Ｖｑ  である。補正期間の最初のＶｑ  は連続する４制御周期にΔＶｑ  ，−ΔＶｑ  ，−ΔＶｑ  ，ΔＶｑ  よりなるパルスが現れる。このように前半の２制御周期よりなる小期間における電圧波形たるパルス波形と後半の２制御周期よりなる小期間における電圧波形たるパルス波形とは時間を反転した対称形で、電圧指令ベクトルはかかるパルス波形を連続して並べた波形のパルス電圧ベクトルにより補正される。電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）に直流短絡防止時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパルス電圧ベクトルを加えることで上記４制御周期に続く制御周期では位置角度θ、角速度ωが精度良好に計算され、これらの計算結果に基づいて逐次電圧指令ベクトルを計算して良好にモータを制御することができる。（Ｂ）は電圧指令ベクトルに応答する回転座標上の電流ベクトルのｑ軸成分Ｉｑ  である。上記パルス時系列により、前半の２制御周期では正側に電流リプルが生じており、後半の２制御周期では負側に電流リプルが生じている。電圧パルス幅が電機子巻線の時定数（Ｌｑ  ／Ｒａ  ＝０．０９４秒）より十分短いから電流リプルはパルス電圧の時間積分値に等しいプロファイルをなし三角形である。前半の２制御周期の電流リプルの正側の大きさΔｉｑ  と負側の大きさΔｉｑ｀は略等しく、前半の２制御周期の電流リプルのプロファイルと後半の２制御周期の電流リプルのプロファイルとは対称形となる。（Ｃ）はＰＭモータのトルクを示すものである。上記電流リプルに応じて上記電流リプルのように三角形のトルクリプルが正負対称形に生じている。しかして上記４制御周期におけるトルクリプルの平均は０でありトルクの制御に影響は小さい。
【００５１】
（第２実施形態）
上記実施形態において、式１により位置角度θの計算をするとき、右辺は分母の計算結果が小さいと実質的に発散し、その計算精度は悪くなる。角速度が大きく、位置角度θが回転座標のｄ軸と固定座標のｘ軸が略一致する位置角度であればこのようなことはないが上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域ではこの状態が継続するとＰＭモータの制御性が悪化するおそれがある。そこで図３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３の間に新たな手順を追加した。これを図５に示し、相違点を中心に説明する。ステップ２０３で予備の制御フローに切り替わるとステップ３１０に進む。１周期前の制御周期のステップ２０４またはステップ２２６でｃがリセットされているからステップ３１０からステップ３２１に進む。ステップ３２１では最近の予備の制御フローにおける方位角αに進角値Δαを加算し、方位角を更新する。次いで方位角αを２πと比較し（ステップ３２２）、α＜２πであればステップ３３０に進み、α≧２πであればαから２πを減算して新たに方位角αとして（ステップ３２３）αが大きくなりすぎないようにしてからステップ３３０に進む。
【００５２】
ステップ３３０では式１０，１１によりパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）を設定する。なおΔＶは予めＲＯＭ（図１）に記憶してある一定値である。
【００５３】
【数５】
0003568675.tif 000006
【００５４】
本実施形態では予備の制御フローに切り替わった最初の制御周期で以上のごとくパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）を最も近い過去の予備の制御フローにおけるパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）に対して進角値Δα回転させて設定するから、パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）が略全方位にばらつく。この結果、式１による位置角度θの計算に際し、分母の取る値の範囲が広がる。これにより上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域においても、式２による位置角度θの計算において、特定の位置角度で継続して分母が小さくなって、上記特定の位置角度の計算精度が継続して低下し、ＰＭモータ１の制御不良を起こすことが防止される。
【００５５】
（第３実施形態）
本発明の第３の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を図６に示す。図３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３の間に制御手順を追加し、図５のステップ３２１〜３２３の手順に代えて別の手順としたもので、相違点を中心に説明する。第２実施形態ではパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）の方位角αを一定の進角値Δαずつ回転するようにしたが、図６のステップ３２４では方位角αを式１２により設定する。ｒａｎｄ（）は０から１までの乱数で、αは０から２πまでの値をランダムに取る。しかしてパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）が略全方位にばらつく。
【００５６】
【数６】
0003568675.tif 000007
【００５７】
（第４実施形態）
本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機の制御方法を図７に示す。図３の制御フローのステップ２０３，２１３，２１４，２１６，２１７，２１８の手順に代えて別の手順としたものであり、図中、図３と同一番号を付したものは実質的に同じ手順を示すので相違点を中心に説明する。ステップ４０１で実行される手順は図３のステップ２０３の手順においてパルスカウント変数ｃを１≦ｃ≦５の範囲に有るかどうかを判定するのではなく１≦ｃ≦３の範囲に有るかどうかを判定するようにしたものである。そして電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さくなる（Ｖ＜Ｖｔｈ）と通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わりステップ４０２に進む。
【００５８】
ステップ４０２ではパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）の成分ΔＶｑ  を式１３により計算する。ここでΔＶｄ  は予めＲＯＭ３８に記憶されている。式１３はトルクの時間微分が０を条件としてＰＭモータの電圧方程式を解いて決定したもので、以下に説明する。
【００５９】
【数７】
0003568675.tif 000008
【００６０】
ＰＭモータの電圧方程式を式１４に示す。またＰＭモータが発生させるトルクは式１５のように表せる。式１６は式１５を時間で微分したものである。
【００６１】
【数８】
0003568675.tif 000009
【００６２】
トルクが一定すなわちｄＴ／ｄｔ＝０のとき、ｄｉｄ  ／ｄｔとｄｉｑ  ／ｄｔが満たす条件は式１７となる。しかして電流リプルΔｉｄ  ／Δｔ，Δｉｑ  ／Δｔは、その比が式１８を満たすときトルクリプルを０とすることができる。この場合の電圧指令ベクトルは電圧方程式１４に電流リプルΔｉｄ  ／Δｔ，Δｉｑ  ／Δｔをｄｉｄ  ／ｄｔ，ｄｉｑ  ／ｄｔとして代入したＶｄ  ，Ｖｑ  となる。したがって電圧方程式１４においてｐｉｄ  ，ｐｉｑ  ＝０としたＶｄ  ，Ｖｑ  （予備の制御フローに切り替わる前の電圧指令ベクトルに対応）との差がパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）となる。パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）について式１９，２０を得る。これと式１８よりパルス電圧ベクトルの成分ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  の間の関係式１３を得る。
【００６３】
【数９】
0003568675.tif 000010
【００６４】
次いで予備の制御フローに切り替わった最初の制御周期（ｃ＝０）ではステップ４０３からステップ２１４に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  はそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して正側に振れる。本実施形態でも共通する図３のステップ２２６でパルスカウント変数ｃが１ステップづつインクレメントするからさらに続く制御周期（ｃ＝１）ではステップ４０３，４０４からステップ２１７に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）の成分Ｖｄ  ，Ｖｑ  はそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して負側に振れる。しかして通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わると電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）は以後連続する２制御周期よりなる期間に比が１：−１のパルス電圧ベクトルにより補正される。ステップ２１５以降の手順は図３に示しものと同様である。
【００６５】
続く制御周期（ｃ＝２）ではステップ４０５からステップ２１９に進み、上記補正期間にパルス電圧ベクトルで補正された電圧指令ベクトル（Ｖｄ  ，Ｖｑ  ）に応答する相電流に基づいて第１実施形態と同様に位置角度θを式１により計算する。そしてさらに続く制御周期以降（ｃ≧３）はステップ４０５からステップ２２２に進み、位置角度θを、前の制御周期の位置角度を外挿して求める。次いで第１実施形態と同様にステップ２２３以降の手順を実行する。
【００６６】
上記制御システムの作動についてシミュレーションを実施した。シミュレーションを実施したＰＭモータの仕様およびシミュレーション条件は第１実施形態と同じである。パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）はΔＶｄ  ＝３０ＶでΔＶｑ  は式１３により計算した数値を使用した。
【００６７】
図８は上記制御方法のシミュレーションの結果を示すもので、（Ａ）は回転座標上の電圧指令ベクトルのｄ軸成分Ｖｄ  である。Ｖｄ  は連続する２制御周期よりなる期間にΔＶｄ  ，−ΔＶｄ  よりなるパルス時系列をなしている。（Ｂ）は回転座標上の電圧指令ベクトルのｑ軸成分Ｖｑ  である。Ｖｑ  は連続する２制御周期にΔＶｑ  ，−ΔＶｑ  よりなるパルス時系列をなしている。（Ｃ），（Ｄ）は電圧指令ベクトルに応答する回転座標上の電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄ  、ｑ軸成分ｉｑ  である。上記パルス時系列により、２制御周期では正側に三角形の電流リプルが生じている。（Ｅ）はＰＭモータのトルクを示すもので、トルクリプルのない平坦なトルク特性が得られた。しかして電圧指令ベクトルに直流短絡防止時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパルス電圧ベクトルを加えることで位置角度、角速度が精度良好に計算され上記誤差電圧（１５Ｖ）による精度の低下が防止される。上記期間に続く制御周期ではこれらの位置角度、角速度に基づいて逐次電圧指令ベクトルを計算して良好にモータを制御することができる。しかもパルス電圧ベクトルが加えられてもその補正期間中におけるトルクのリプルは０でトルクの制御性に影響がなく、良好なトルクの制御性が得られる。
【００６８】
なお第１、第４実施形態において、図３のステップ２０３とステップ２１３の間、または図７のステップ４０１とステップ４０２の間に式１の分母の絶対値を予め設定した下限値と比較し、その結果に応じてパルス電圧ベクトルの大きさ（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）を設定する手順を設けてもよい。すなわち式１の分母の絶対値が上記下限値より小さいときはパルス電圧ベクトルの補正量（Δｖｄ  ，Δｖｑ）をパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ  ，ΔＶｑ  ）に加算し（第４実施形態の場合にはΔＶｄ  に補正量Δｖｄ  を加算し、新たなΔＶｄ  から式１３によりΔＶｑ  を計算する）これをこの補正期間におけるパルス電圧ベクトルとし、式１の分母の絶対値が上記下限値より大きいときは補正を行わない。これにより第２、第３実施形態のごとく上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域においても、式１による位置角度θの計算において、特定の位置角度で継続して分母が小さくなって、上記特定の位置角度の計算精度が継続して低下することなく、ＰＭモータの制御不良が防止される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を実施した装置のブロック図である。
【図２】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフローチャートである。
【図３】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示す別のフローチャートである。
【図４】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第３の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。
【図７】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。
【図８】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すグラフである。
【符号の説明】
１  ＰＭモータ（永久磁石界磁同期電動機）
２  インバータ（交流電力発生手段）
【図１】
0003568675.tif 000011
【図２】
0003568675.tif 000012
【図３】
0003568675.tif 000013
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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