(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を用いてコンデンサを充電する充電方法において、
前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、
前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕が成立する値になるときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために必要な制御された駆動パルス幅Ｗ２（Ｗ１＞Ｗ２）を持つ単一又は複数の第２の駆動パルスで充電する第２の段階と、
を備えたことを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項２】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を用いてコンデンサを充電する方法において、
前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、
前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｋ  ＋…＋ΔＶｎ  〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕になるときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するため、一定の駆動パルス幅Ｗ３（Ｗ１＞Ｗ３）を持つ複数個の第２の駆動パルスで充電する第２の段階と、
を備えたことを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項３】
請求項２において、
前記第２の段階における複数個の前記第２の駆動パルスの内、最終の駆動パルスだけは、目標電圧値Ｖ２と充電電圧値Ｖ１との差の電圧上昇に必要なパルス幅に制御された駆動パルス幅をもつことを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項４】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を利用してコンデンサを充電する方法において、
前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、
前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２よりも低い中途設定電圧Ｖ３になるとき、入力電圧の変化を考慮して求めた新たな一定の駆動パルス幅Ｗ４の第２の駆動パルスで昇圧電圧ΔＶｍ  （ｍは自然数）ずつ充電する第２の段階と、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｍ  〕の電圧を昇圧するために必要な制御された駆動パルス幅Ｗ５（Ｗ５＜Ｗ４）を持つ第３の駆動パルスで充電する第３の段階と、
を備えたことを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
前記第１の段階の充電初期には、一定の駆動パルス幅Ｗ１よりも小さな一定の駆動パルス幅、又は徐々に大きくなる駆動パルス幅のソフトスタート用駆動パルスで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項６】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧でコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、
予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ昇圧するよう制御し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕（ｎは自然数）の関係となる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するとき、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために与えられる第２の駆動パルスについて、必要な調整駆動パルス幅又は／及び駆動パルス数の駆動パルスとして演算する手段を備え、前記充電電圧Ｖ１が、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するまで前記第１の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成り立ったときには前記第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して目標電圧値Ｖ２まで充電するように制御する制御部を備えたことを特徴とするコンデンサ充電器。
【請求項７】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧でコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、
予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが前記共振型インバータ部に入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ昇圧するよう制御し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係になる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立したときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために与えられる一定駆動パルス幅Ｗ２（Ｗ１＞Ｗ２）の第２の駆動パルスについて、駆動パルス数として演算し、前記充電電圧Ｖ１が〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するまで前記第１の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成り立ったときには前記第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して最終設定電圧Ｖ２まで充電するように制御する制御部を備えたことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項８】
共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧でコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、
予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが前記共振型インバータ部に入力される毎に前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ昇圧するよう駆動し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２よりも低い中途設定電圧値Ｖ３に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）の関係になる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算して求め、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ＋…＋ΔＶｎ＋ｋ  〕の関係が成立したときには新たに演算して求めた一定の駆動パルス幅Ｗ３の第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｐ  〕（ｐは自然数）の関係が成立したときには制御されたパルス幅又は駆動パルス数の第３の駆動パルスを演算して求め、その第３の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して目標電圧値Ｖ２まで充電するように制御する制御部を備えたことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項９】
前記制御部が、コンデンサ充電器に入力される入力電圧値，充電電圧Ｖ１の電圧値，及びコンデンサに供給される電流値に基づき、所定の数式により前記駆動パルスの幅を演算することを特徴とする請求項６〜８のいずれかに記載のコンデンサ充電器。
【請求項１０】
前記制御部が、コンデンサ充電器に入力される入力電圧，充電電圧Ｖ１の電圧値，及びコンデンサに供給される電流値の検出値と、前記駆動パルスの幅の値との関係を示すテーブルから、この検出値に対応する駆動パルス幅を読み出すことで、前記駆動パルスの幅の演算を行うことを特徴とする請求項６〜８のいずれかに記載のコンデンサ充電器。
【請求項１１】
前記制御部が、コンデンサに入力される入力電圧及び充電電圧Ｖ１の検出値と、前記駆動パルスの幅との関係を示すテーブルから、この検出値に対応する駆動パルス幅を読み出すことで、前記駆動パルスの幅の演算を行うことを特徴とする請求項６〜８のいずれかに記載のコンデンサ充電器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷コンデンサを設定電圧まで、周期的に、高速に高精度で充電する共振型のコンデンサ充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
コンデンサ充電装置は、銅蒸気レーザやエキシマレーザなどの駆動パルスレーザの駆動パルス電源の初段のコンデンサを、高速に繰り返して充電するために用いられている。
コンデンサ充電器は、図１０に示すようにインバータ部ＩＶとの出力に整流回路ＲＥを接続して構成されている。
すなわち、コンデンサ充電器は、直流電圧源ＤＣの出力する電力を制御し、直流電圧源ＤＣから供給される直流をインバータ部ＩＶにより交流（方形波交流電圧）に変換し、トランスＨにより昇圧された交流を整流回路ＲＥにより整流し、この整流された電流により負荷コンデンサＣＤの充電を行う。
【０００３】
そして、制御部１００は、被充電対象の負荷コンデンサＣＤへの充電の制御を、負荷コンデンサＣＤの充電電圧値Ｖ１を、分圧器Ｍ１により充電電圧値Ｖ１と比例関係にある測定電圧Ｖ１０を測定し、測定された測定電圧Ｖ１０と、負荷コンデンサＣＤの充電電圧の目標値を示す設定電圧Ｖ２との比較を行うことで制御している。
すなわち、制御部１００は、分圧器Ｍ１からの測定電圧Ｖ１０が、内部に設定されている設定電圧Ｖ２を超えたか否かの判定を行い、超えていた場合に、その時点でインバータ部ＩＶを停止させて、負荷コンデンサＣＤへの充電を停止させる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のコンデンサ充電器においては、駆動パルスレーザに必要な高速性を満足させる必要があるため、高速に繰り返して充電する必要があり、１回の駆動パルスに相当する半サイクルにおける負荷コンデンサＣＤへの充電電流を大きくする必要がある。
このため、従来のコンデンサ充電器には、各半サイクルの充電電流により充電される充電電圧が大きくなるため、負荷コンデンサＣＤの充電電圧の目標値となった時点でインバータ部ＩＶを停止させても、オーバーシュートし易く、精度の高い制御が行えず、駆動パルスレーザの出力がばらつくと言う問題がある。
【０００５】
一方、上述のコンデンサ充電器においては、充電期間におけるインバータ部ＩＶを駆動する駆動パルス数を多くし、負荷コンデンサＣＤの充電電圧と設定値Ｖ１０との比較を細かく行い、高い精度で充電処理を行おうとすると、１回の駆動パルスでの充電電圧を抑える必要がある。
このようにすると、従来のコンデンサ充電器は、充電の精度を高くすることはできても、駆動パルスレーザに必要な充電の高速性を満足できないと言う欠点を有することとなる。
【０００６】
本発明は、このような背景の下になされたもので、充電電圧を高精度に制御し、かつ目標とする充電電圧へ上昇させる処理を、高速に繰り返して行うことが可能なコンデンサ充電器を提供する事にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のコンデンサ充電方法は、共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を用いてコンデンサを充電する充電方法において、前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、負荷コンデンサＣＤが充電されるに従い、徐々に昇圧される電圧が小さくなっていく、昇圧電圧ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕が成立する値になるときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために必要な制御された駆動パルス幅Ｗ２（Ｗ１＞Ｗ２）を持つ単一又は複数の第２の駆動パルスで充電する第２の段階とを備えたことを特徴とするコンデンサ充電方法。
【０００８】
本発明のコンデンサ充電方法は、共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を用いてコンデンサを充電する方法において、前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶn （ｎは自然数、ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶk ＋…＋ΔＶn 〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶn 〕になるときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するため、一定の駆動パルス幅Ｗ３（Ｗ１＞Ｗ３）を持つ複数個の第２の駆動パルスで充電する第２の段階とを備えたことを特徴とする。
本発明のコンデンサ充電方法は、前記第２の段階における複数個の前記第２の駆動パルスの内、最終の駆動パルスだけは、目標電圧値Ｖ２と充電電圧値Ｖ１との差の電圧上昇に必要なパルス幅に制御された駆動パルス幅をもつことを特徴とする。
【０００９】
本発明のコンデンサ充電方法は、共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスにより動作させて交流電圧を発生させ、その交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を利用してコンデンサを充電する方法において、前記駆動パルスの内の第１の駆動パルスは予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１であって、前記第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、負荷コンデンサＣＤが充電されるに従い、徐々に昇圧される電圧が小さくなっていく、昇圧電圧ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ充電する第１の段階と、前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２よりも低い中途設定電圧Ｖ３になるとき、入力電圧の変化を考慮して求めた新たな一定の駆動パルス幅Ｗ４の第２の駆動パルスで昇圧電圧ΔＶｍ  （ｍは自然数）ずつ充電する第２の段階と、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｍ  〕の電圧を昇圧するために必要な制御された駆動パルス幅Ｗ５（Ｗ５＜Ｗ４）を持つ第３の駆動パルスで充電する第３の段階とを備えたことを特徴とする。
本発明のコンデンサ充電方法は、前記第１の段階の充電初期には、一定の駆動パルス幅Ｗ１よりも小さな一定の駆動パルス幅、又は徐々に大きくなる駆動パルス幅のソフトスタート用駆動パルスで充電することを特徴とする。
【００１０】
本発明のコンデンサ充電器は、共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧でコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、負荷コンデンサＣＤが充電されるに従い、徐々に昇圧される電圧が小さくなっていく、昇圧電圧ΔＶ１，ΔＶ２，）ずつ昇圧するよう制御し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕（ｎは自然数）の関係となる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するとき、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために与えられる第２の駆動パルスについて、必要な調整駆動パルス幅又は／及び駆動パルス数の駆動パルスとして演算する手段を備え、前記充電電圧Ｖ１が、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するまで前記第１の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成り立ったときには前記第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して目標電圧値Ｖ２まで充電するように制御する制御部（例えば、制御部１）を備えたことを特徴とする。
【００１１】
本発明のコンデンサ充電器は、共振型インバータ部（例えば、共振型インバータ部ＩＶ）を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧でコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが前記共振型インバータ部に入力される毎に、前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、負荷コンデンサＣＤが充電されるに従い、徐々に昇圧される電圧が小さくなっていく、昇圧電圧ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ昇圧するよう制御し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係になる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算し、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋・・・ΔＶｎ＋ｋ  〕、又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立したときには、〔Ｖ２−Ｖ１〕の電圧を昇圧するために与えられる一定駆動パルス幅Ｗ２（Ｗ１＞Ｗ２）の第２の駆動パルスについて、駆動パルス数として演算し、前記充電電圧Ｖ１が〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成立するまで前記第１の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、〔Ｖ２＞Ｖ１＞Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕又は〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  〕の関係が成り立ったときには前記第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して最終設定電圧Ｖ２まで充電するように制御する制御部を備えたことを特徴とする。
ここで、ΔＶｎ＋…＋ΔＶｎ＋ｋは、複数駆動パルスで供給する各々の駆動パルスで充電される電圧の加算値を示している。
【００１２】
本発明のコンデンサ充電器は、共振型インバータ部を一定の周波数の駆動パルスによりスイッチングさせて交流電圧を発生させ、その交流電圧を整流器により直流電圧に変換し、その直流電圧を利用してコンデンサを充電するコンデンサ充電器において、予め決めた一定の駆動パルス幅Ｗ１の第１の駆動パルスが前記共振型インバータ部に入力される毎に前記コンデンサを昇圧電圧ΔＶｎ  （ｎは自然数、負荷コンデンサＣＤが充電されるに従い、徐々に昇圧される電圧が小さくなっていく、昇圧電圧ΔＶ１，ΔＶ２，…）ずつ昇圧するよう駆動し、コンデンサの充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２よりも低い中途設定電圧値Ｖ３に対して、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  ＋…ΔＶｎ＋ｋ  〕（ｋは自然数で、ｋ＜ｎ）の関係になる一定駆動パルス幅Ｗ１のｎ番目の第１の駆動パルスを演算して求め、〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ＋…＋ΔＶｎ＋ｋ  〕の関係が成立したときには新たに演算して求めた一定の駆動パルス幅Ｗ３の第２の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動し、前記コンデンサの充電電圧Ｖ１が〔Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｐ  〕（ｐは自然数）の関係が成立したときには制御されたパルス幅又は駆動パルス数の第３の駆動パルスを演算して求め、その第３の駆動パルスで前記共振型インバータ部を駆動して目標電圧値Ｖ２まで充電するように制御する制御部を備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明のコンデンサ充電器は、前記制御部が、コンデンサ充電器に入力される入力電圧値，充電電圧Ｖ１の電圧値，及びコンデンサに供給される電流値に基づき、所定の数式により前記駆動パルスの幅を演算することを特徴とする。
本発明のコンデンサ充電器は、前記制御部が、コンデンサ充電器に入力される入力電圧，充電電圧Ｖ１の電圧値，及びコンデンサに供給される電流値の検出値と、前記駆動パルスの幅の値との関係を示すテーブルから、この検出値に対応する駆動パルス幅を読み出すことで、前記駆動パルスの幅の演算を行うことを特徴とする。
本発明のコンデンサ充電器は前記制御部が、コンデンサに入力される入力電圧及び充電電圧Ｖ１の検出値と、前記駆動パルスの幅との関係を示すテーブルから、この検出値に対応する駆動パルス幅を読み出すことで、前記駆動パルスの幅の演算を行うことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本願発明のコンデンサ充電器は、共振インダクタ及び共振コンデンサにより決定する共振周波数に関連した周波数でインバータを動作させた場合には好ましくは許容される最大駆動パルス幅で負荷コンデンサの充電動作を行い、この最大駆動パルス幅で充電を行うと充電の目標電圧を超えてしまう駆動パルスの１つ前の駆動パルス、すなわちインバータに入力される駆動パルス列におけるこの１つ前の駆動パルスの位置を検出し、この１つ前の駆動パルス（演算駆動パルス）の期間で、最終的に出力される駆動パルス（最終駆動パルス）の幅を調整して、充電電圧の微調整を行い、高速かつ高精度に、負荷コンデンサの充電を行うことを基本としている。充電時間に余裕がある場合には最大駆動パルス幅より小さく設定された駆動パルス幅の駆動パルスでも良く、また幾つか前の駆動パルス幅を調整したり、駆動パルス数を調整しても良い。
ここで、充電初期においては、一定の駆動パルス幅（演算駆動パルスの幅）よりも小さな一定の駆動パルス幅、又は徐々に大きくなる駆動パルス幅のソフトスタート用駆動パルスで充電を開始するようにしても良い。
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は本発明の実施形態によるインバータタイプのコンデンサ充電器の構成例を示すブロック図である。
この図において、インバータ部ＩＶは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ），ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で構成された駆動パルス幅変調型であり、商用の交流電圧を整流した直流電圧源ＤＣの出力する直流電圧を、方形波交流電圧（以下、交流電圧とする）に変換する。
すなわち、インバータ部ＩＶは、交流電圧を発生させるとき、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２の組み合わせと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組み合わせとを、交互にオン状態とするように入力される駆動パルス列の制御により、直流電圧から交流電圧への変換を行う。
【００１６】
昇圧用のトランスＨは、１次側において、一方の端子が共振インダクタＬＲを介して、また他方の端子が直接にインバータ部ＩＶに接続されている。
また、トランスＨは、２次側において、端子間に共振コンデンサＣＲが介挿され、整流回路ＲＥに接続されている。なお、共振コンデンサＣＲは１次側に接続されていても良い。
整流回路ＲＥは、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されており、トランスＨから出力される昇圧された交流電圧を全波整流して、直流の充電電流として負荷コンデンサＣＤへ出力する。
【００１７】
制御部１は、ＣＰＵ（中央処理装置）１０と、ＣＰＵ１０がコンデンサ充電器の動作を制御するためのプログラム，及び以降説明する各種テーブル，演算途中のデータ等が記憶されるメモリ１１と、測定信号入力部２から入力される各測定データが入力される検出回路１２と、インバータ部ＩＶのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４各々のオン／オフ制御を行う駆動パルス列を出力する出力制御回路１３とから構成されている。
測定信号入力部２は、Ａ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタル変換器）２ａ，２ｂ，２ｃから構成されており、分圧器Ｍ１、電流検出器Ｍ２、電圧検出器Ｍ３の各々の測定データが入力されている。
【００１８】
Ａ／Ｄコンバータ２ｂは、測定される負荷コンデンサＣＤに充電された充電電圧値Ｖ１が、分圧器Ｍ１により分圧された測定電圧Ｖ１０をＡ／Ｄ変換することによりデジタル化して、所定のビット数（例えば、８ビット）で表現される出力電圧データＤ０として、検出回路１２へ出力する。
また、電流検出器Ｍ２はトランスＨ１の２次巻線に流れる電流の電流値を測定し、この測定した電流値に対応した電圧値を出力する。なお、電流検出器Ｍ２はトランスＨの１次側巻線電流を検出するように接続しても良い。
【００１９】
そして、Ａ／Ｄコンバータ２ａは、電流検出器Ｍ２から入力される電圧値をＡ／Ｄ変換することによりデジタル化して、所定のビット数で表現される電流データＤ２として出力する。
さらに、電圧検出器Ｍ３は直流電圧源ＤＣの出力する電圧ＶＤＣの測定を行い、絶縁型増幅器（図示しない）を通して測定した電圧値Ｖｄｃを、測定信号入力部２へ出力する。
そして、Ａ／Ｄコンバータ２ｃは、電流検出器Ｍ３から図示しない絶縁型増幅器を通して入力される電圧値ＶｄｃをＡ／Ｄ変換することによりデジタル化して、所定のビット数で表現される電圧データＤ３として出力する。
【００２０】
制御部１において、検出回路１２は、入力される電圧データＤ０を分圧器Ｍ１の分圧比に基づいて、電圧データＤ０を分圧する前の充電電圧値Ｖ１のデジタル値である出力電圧データＤ１に変換する。
そして、検出回路１２は、この出力電圧データＤ１に基づいて、充電電圧値Ｖ１が目標電圧値Ｖ２との関係において、インバータ部ＩＶに入力される駆動パルス列における下記に示す（０）式の不等式となるｎ番目の駆動パルスを演算して求める。
Ｖ２  ＞  Ｖ１  ＞  Ｖ２−ΔＶｎ          ……（０）
【００２１】
ここで、上昇電圧値ΔＶｎは、デジタル化されており、共振インダクタＬＲ及び共振コンデンサＣＲから決まる共振周波数に関連した周波数の設定駆動パルス幅の駆動パルス列の各駆動パルスの入力により充電される電圧値を示している。なお、このΔＶｎはコンデンサＣＤの充電電圧が上昇するのに伴い小さくなる。
すなわち、上記上昇電圧値ΔＶｎにおいて、ｎは自然数であり、上昇電圧値ΔＶ１，ΔＶ２，ΔＶ３，ΔＶ４，…と、徐々に同一の設定パルス幅で充電される電圧が小さくなっていく。
また、目標電圧値Ｖ２は、制御部内の記憶部に設定され、負荷コンデンサＣＤに対する充電電圧値Ｖ１の目標である最終設定電圧である。
なお、この駆動パルスの最大幅は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ動作において、隣接する駆動パルスによりスイッチング素子Ｓ１とＳ２又はＳ３とＳ４が同時にオン状態となって短絡することが無い駆動パルス幅として求められる。
【００２２】
このｎ番目の駆動パルスは、設定駆動パルス幅で負荷コンデンサＣＤ  の充電を行うと、目標電圧値Ｖ２を越えてしまう最後の駆動パルス（以下、最終駆動パルスという）の直前の駆動パルスであることが分かる。そして、出力制御回路は「Ｖ２−Ｖ１」の電圧上昇に必要な最終駆動パルスの調整駆動パルス幅の演算を行う。その演算は、先ず駆動パルスが入力されたときにその駆動パルスが最終駆動パルスであるか否かの判断を行い、最終駆動パルスと判断した場合にはその最終駆動パルスの駆動パルス幅の演算を行う。
【００２３】
ここで、順次入力される駆動パルスが最終駆動パルスであるか否かの判断は、駆動パルス入力時の負荷コンデンサＣＤの充電電圧Ｖ１を検出し、Ｖ１＜Ｖ２で、かつＶ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  が成立するか否かで判断する。Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ  が成立するとき、最終（ｎ＋１番目の）駆動パルスの入力後に整流回路ＲＥのダイオードが導通し、充電電圧Ｖ１は駆動パルス幅の調整された（ｎ＋１）番目の最終駆動パルスにより目標電圧値Ｖ２に充電される。
その駆動パルス幅の演算は最終駆動パルスの一つ前の駆動パルスの期間で行っても良いが、前述したように、負荷コンデンサＣＤの充電が進むにつれて１駆動パルス当たりの上昇電圧値ΔＶｎが小さくなり、つまり充電が終りに近づけば充電電流の流れる期間がより短くなるので、最終駆動パルスが立ち上がった後に調整駆動パルス幅を演算して求め、演算された調整駆動パルス幅になるように最終駆動パルスを終了させることも可能である。
【００２４】
この実施形態では、最終駆動パルスを単一駆動パルスとしたが、最終駆動パルスを二つ又は三つとし、例えば二つの場合、Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ−１  ＋ΔＶｎ  が成り立つときの（ｎ−１）番目の駆動パルスを演算して求め、２個の最終駆動パルスの駆動パルス幅を等しく調整することにより、これら２個の最終駆動パルスによって充電電圧Ｖ１が目標電圧値Ｖ２に達するようにしても良い。この場合には電圧、電流の検出及び演算に時間的な余裕があるので、より精度の高い充電が可能となる。このとき、昇圧電圧ΔＶｎ−１  ，ΔＶｎの充電に用いる駆動パルスの各々のパルス幅は設定パルス幅（演算駆動パルスの幅）より短い一定値でも良いし、また、パルス幅Ｗｎ−１，Ｗｎを、Ｗｎ−１＞Ｗｎの関係としても良い。
【００２５】
また、交流入力電圧の変動に対応してより充電精度を高めるためには、目標電圧値Ｖ２よりも、例えば５個の駆動パルスにより昇圧される充電電圧に相当する電圧値だけ低い中途設定電圧値Ｖ３で、すなわち、Ｖ２−Ｖ１＜ΔＶｎ−４  ＋ΔＶｎ−３  ＋ΔＶｎ−２  ＋ΔＶｎ−１  ＋ΔＶｎとなった時点において、このときの交流入力電圧の検出電圧を駆動パルスの駆動パルス幅を求めるときの演算ファクタに含めて演算し、求めた新たな一定の駆動パルス幅の駆動パルスでインバータを駆動して充電を行い、最後の半サイクルで前述のように調整された駆動パルス幅の最終駆動パルスで充電して目標電圧値Ｖ２まで充電する。
【００２６】
このとき、昇圧電圧ΔＶｎ−４  ，ΔＶｎ−３  ，ΔＶｎ−２  ，ΔＶｎ−１  ，ΔＶｎの各々の充電に用いる駆動パルスのパルス幅は設定パルス幅（演算駆動パルスの幅）より小さい一定値でも良いし、また、パルス幅Ｗｎ−４  ，Ｗｎ−３，Ｗｎ−２，Ｗｎ−１，Ｗｎが、Ｗｎ−４  ＞Ｗｎ−３＞Ｗｎ−２＞Ｗｎ−１＞Ｗｎの関係としても良い。
また、ΔＶｎ−４  ，ΔＶｎ−３  ，ΔＶｎ−２  ，ΔＶｎ−１  ，ΔＶｎの各々の充電に用いる駆動パルスのパルス幅は設定パルス幅（演算駆動パルスの幅）より小さい一定値のとき、最後の１駆動パルスのパルス幅を制御しても良い。
【００２７】
上述の様にして検出された演算駆動パルスの期間において、出力制御回路１３は、ＣＰＵ・１０により入力される充電電圧値Ｖ１と目標電圧値Ｖ２とに基づいて、最終駆動パルスでの目標電圧値Ｖ２に対する調整分としての上昇電圧値ΔＶＬを演算し、この上昇電圧値ΔＶＬを上昇させる駆動パルス幅である調整駆動パルス幅を演算して、ドライブ回路３を介して、対応するスイッチング素子の組み合わせ（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２またはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４）へ出力する。
これにより、本発明のコンデンサ充電器は、最終駆動パルスの直前の駆動パルスまでは最大駆動パルス幅又は設定駆動パルス幅で充電処理を行い、調整駆動パルス幅の最終駆動パルスで目標電圧に対する調整が行える。
次に、上述した本発明のコンデンサ充電器の調整駆動パルス幅を演算して負荷コンデンサＣＤの充電を行う第１〜第３の実施形態の動作例を以下に説明していく。
【００２８】
＜第１の実施形態＞
第１の実施形態として、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅を演算により求める方法について説明する。
図２及び図３により、図１のコンデンサ充電器における駆動パルスに基づく、充電動作を示す。
図２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、またはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組み合わせに対して供給する駆動パルスの駆動パルス幅と、駆動パルスに応じて流れるトランスＨの２次側巻線電流との関係、すなわち電流データＤ２を示してある。
【００２９】
図２の駆動パルスのグラフは横軸が時刻で縦軸がレベルを示しており、電流データＤ２のグラフは横軸が時刻で縦軸が電流値である。
また、図３は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４またはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のスイッチング素子の組み合わせに対して供給する駆動パルスと、負荷コンデンサＣＤにおける充電電圧値Ｖ１との関係、すなわち出力電圧データＤ１を示している。
駆動パルスのグラフは横軸が時刻で縦軸がレベルを示しており、出力電圧データＤ１のグラフは横軸が時刻で縦軸が電圧値である。
【００３０】
ここで、時刻ｔ１から時刻ｔ８までの期間は共振インバータの１同期である。
図２，図３を見ると判るように、コンデンサ充電器の負荷コンデンサＣＤへの充電動作は３つの動作領域に分けて考えることができる。
例えば、時刻ｔ１〜ｔ４を演算駆動パルスの期間（インバータ部ＩＶから出力される方形波交流電圧の半周期）であるとし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組み合わせをオン状態であるとすると、トランスＨの１次巻線には、電流が流れており、トランスＨの２次巻線にはトランスＨの１次巻線に対応した電流が流れている。
【００３１】
そして、時刻ｔ１〜ｔ２における領域ａは、共振コンデンサＣＲに対する充電時間となり、負荷コンデンサＣＤに電流は流れない。
すなわち、領域ａは、時刻ｔ１で駆動パルスが入力されてスイッチＳ１とＳ４がオンし，トランスＨの１次巻線に流れる電流に基づき、共振コンデンサＣＲの両端における電圧が上昇し、２次側の整流回路ＲＥにおける整流ダイオードＤ１及びＤ４が導通する電圧に達する時刻ｔ２までの期間続くこととなる。
図３においても、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで充電電圧値Ｖ１の値は変化しない。
【００３２】
次に、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの領域ｂは、負荷コンデンサＣＤの充電電圧値Ｖ１が増加する期間となる。
すなわち、時刻ｔ２において、トランスの２次巻線を流れる電流により、共振コンデンサＣＲの両端の電圧が上昇し、その電圧が負荷コンデンサＣＤの充電電圧Ｖ１を超えると、整流ダイオードＤ１及びＤ４が導通負荷コンデンサＣＤの充電が開始される。
そして、この領域ｂの充電は、時刻ｔ２から、オン状態にあるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組み合わせがオフ状態となる時刻ｔ３まで続き、この間に共振コンデンサＣＲ及び負荷コンデンサＣＤが充電される。
【００３３】
次に、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの領域ｃでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となった後、共振インダクタＬＲに蓄えられた電気エネルギーにより、インバータ部ＩＶのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のダイオード成分を介して領域ｂと同一の方向に電流が流れるため、充電電圧値Ｖ１は継続して上昇する。
そして、時刻ｔ３〜ｔ４の領域ｃでは、共振インダクタＬＲの電気エネルギーが放出され、その放出の終る時刻ｔ４でインバータ部ＩＶにおける電流の流れが停止し、時刻ｔ１〜ｔ３の最大駆動パルス幅をもつ駆動パルスでスイッチを駆動した場合における負荷コンデンサＣＤに対する充電が全て停止する。
【００３４】
また、時刻ｔ４において、出力制御回路１３は、最終駆動パルスをインバータ部ＩＶに印加し、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３の組み合わせをオン状態とする。
以降、時刻ｔ５〜時刻ｔ７まで、上述した時刻ｔ２〜時刻ｔ４までと同様な動作を行う。
そして、充電処理の期間に、順次加えられる駆動パルス列は、前述と同様に、インバータ部ＩＶにおけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の組み合わせと、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の組み合わせとを交互にオン状態とする。
このため、共振コンデンサＣＲに充電される充電電圧値の極性は、駆動パルスが入力されて充電される期間毎に、（＋）と（−）とにおいて交互に変化する。
上述の例において、共振コンデンサＣＲに充電される充電電圧値の極性は、時刻（ｔ２〜ｔ４）の期間が（＋）の電圧となり、最終駆動パルスの時刻（ｔ５〜ｔ７）の期間が（−）となる。
【００３５】
以上のことから、インバータ部ＩＶがオン動作している期間に、常に負荷コンデンサＣＤが充電される訳ではない。また、インバータ部ＩＶのスイッチ素子が全部オフになった後でも負荷コンデンサＣＤが上昇する期間がある。最終駆動パルスにより、充電電圧値Ｖ１の値を目標電圧値Ｖ２に上昇させる電圧上昇分ΔＶＬを求めるのに必要な調整駆動パルス幅を求めるとき、充電時間と電圧上昇分の電圧である上昇電圧値ΔＶＬとの関係を求めておく必要がある。
ここで、充電時間とはインバータ部ＩＶにおけるいずれかのスイッチング素子の組み合わせを駆動のために最終駆動パルスが印加されている時間（調整駆動パルス幅）を示す。
【００３６】
以下、順に上述した最終駆動パルスの演算方法について述べる。
ここで、「制御部１，測定信号入力部２，ドライブ回路３，分圧器Ｍ１，電流検出器Ｍ２及び電圧検出器Ｍ３を除いた図１のコンデンサ充電器においてトランスＨのリーケージインダクタンスを考慮して一次側に換算した等価回路を図４に示す。この等価回路においては抵抗分を無視してある。
図４の上記等価回路を用いて、調整駆動パルス幅の計算を行うが、領域ａ，ｂ，ｃの各々の領域に応じて一次側から見た負荷が異なり、前述したように負荷コンデンサＣＤと共振コンデンサＣＲとの双方に電流が流れる場合と、共振コンデンサＣＲのみに電流が流れる場合とがあり、容量成分をＣｒ’としている。
【００３７】
このため、領域ａから領域ｃの動作については、図５に示すような各々の等価回路により簡単に演算を行えるようになる。ここで、図５においては、図４における一次側リーケージインダクタンスＬＴ１１及び２次側リーケージインダクタンスＬＴ１２を、インダクタＬＲのインダクタンスに含めてある。
図５（ａ）はインバータＩＶのスイッチング素子がオンした後の領域ａにおける共振コンデンサＣＲへの充電期間の等価回路を示し、図５（ｂ）は共振コンデンサＣＲ及び負荷コンデンサＣＤの双方が充電される期間、すなわち充電電圧値Ｖ１の値が上昇する期間の等価回路を示し、図５（ｃ）はインバータＩＶのスイッチング素子のオフした後の領域ｃにおける充電電圧値Ｖ１の値が上昇する期間の等価回路を示している。
【００３８】
図５の様に、図１のコンデンサ充電器を、領域ａ，ｂ，ｃ各々に対応する等価回路に分類することにより、テブナンの法則を利用して、電圧値Ｖｄ，インダクタＬ，コンデンサＣをそれぞれ使用した図６の単純回路モデルで表すことができ、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅の演算を上記回路モデルにより行うことができる。
ここで、「Ｉ」は、上記回路モデルにおける電流であり、「Ｖｃ」はこの回路モデルの共振コンデンサＣＲの両端の電圧値を示している。
図６の回路モデルにおける、インダクタＬのインダクタンス，コンデンサＣのリアクタンス及び直流電圧の電圧値Ｖｄの領域ａ，ｂ，ｃの各々の値は、図７のテーブルに示されている。
【００３９】
図７において、インダクタＬのインダクタンスは領域ａ，ｂ，ｃの各々において変化せずに「Ｌｐ」である。
ここで、インダクタンス「Ｌｐ」は「（Ｌｓ・ＬＴｍ）／（Ｌｓ＋ＬＴｍ）」であり、インダクタンス「Ｌｓ」は「Ｌｒ＋ＬＴ１１＋ＬＴ１２」（一次側換算値）である。「Ｌｒ」は共振インダクタＬＲのインダクタンスであり、ＬＴｌ１，ＬＴｌ２はトランスＨの１次側，２次側のリーケージインダクタンスであり、ＬＴｍはトランスＨの相互インダクタンスである。なお、すべて１次側換算値で計算する。
【００４０】
また、コンデンサＣのキャパシタンスは、領域ａ，ｂ，ｃにおいて、それぞれ「Ｃｒ」，「Ｃｐ」，「Ｃｐ」となる。ここで、キャパシタンス「Ｃｐ」は、キャパシタンス「Ｃｒ」とキャパシタンス「Ｃｄ」とを並列接続したときの容量であり、「Ｃｒ」と「Ｃｄ」とを加算したものである。
電圧値Ｖｄの極性は、領域ａ，ｂでは、インバータスイッチがオンであるので（＋）であり、領域ｃではエネルギー回収期間であので（−）である。
また、電圧値Ｖｄは、「Ｖｄｃ・ＬＴｍ／（Ｌｓ＋ＬＴｍ）」により、すなわち電圧ＶＤＣの電圧値Ｖｄｃ（すなわち、電圧検出器Ｍ３により測定される電圧データＤ３），相互インダクタンスＬＴｍ，インダクタＬのインダクタンスＬｓにより求められる。
【００４１】
また、図６における、共振コンデンサＣＲに流れる電流の電流値と、負荷コンデンサＣＤに流れる電流の電流値との値は、図８のテーブルに示されている。
領域ａにおいては、共振コンデンサＣＲに流れる電流Ｉの電流値がＩｃｒであり、整流回路ＲＥにおける整流ダイオードに電流が流れないため、負荷コンデンサＣＤに流れる電流が「０」である。
【００４２】
領域ｂ，ｃにおいて、共振コンデンサＣＲと、負荷コンデンサＣＤとの双方に電流が流れ、この双方に流れる電流の加算した値が電流Ｉの電流値Ｉｃｐとなる。
すなわち、共振コンデンサＣＲには電流値「（Ｃｒ／Ｃｐ）・Ｉｃｐ」が流れ、負荷コンデンサＣＤには電流値「（Ｃｄ／Ｃｐ）・Ｉｃｐ」が流れる。
上述の各値を用いて、図６の電流Ｉの過渡的な電流値Ｉｃｐ（または電流値Ｉｃｒ）の計算を行うのが下記に示す（１）式である。
【数１】
0003589996.tif 000002
【００４３】
ここで、電圧値「Ｖｃｉ」は各領域における共振コンデンサＣＲの両端の電圧値Ｖｃの初期値を示し、電流値「Ｉｉ」は各領域における電流値Ｉｃｐの初期値を示している。
そして、これらの初期値の電圧値Ｖｃｉ及び電流値には、領域ａ，ｂ，ｃそれぞれにおいて、分圧器Ｍ１，電流検出器Ｍ２各々から求められた充電電圧値Ｖ１（出力電圧データＤ１），初期値Ｉｉ（電流データＤ２）が用いられる。
上述の各初期値を用いて、図６のコンデンサＣの両端の過渡的な電圧値Ｖｃの計算を行うのが下記に示す（２）式である。
【数２】
0003589996.tif 000003
【００４４】
次に、最終駆動パルスの期間で演算を行う場合には、図２おける領域ａの時刻ｔ１において電流検出器Ｍ２により測定される電流データＤ２を、最終駆動パルスの相当領域（ａ）の電流Ｉの電流値（Ｉｃｒ）の初期値Ｉｉとして用いる。
また、領域ｂの時刻ｔ２おいて電流検出器Ｍ２により測定される電流データＤ２を最終駆動パルスの相当する領域（ｂ）の電流Ｉの電流値の初期値Ｉｉとして用い、同様に分圧器Ｍ１により測定される出力電圧データＤ１、すなわち充電電圧値Ｖ１を、最終駆動パルスの領域ｂの上記電圧値Ｖｃの初期値Ｖｃｉとして用いる。
同様に、領域ｃの時刻ｔ３おいて電流検出器Ｍ２により測定される電流データＤ２を最終駆動パルスの相当する領域（ｃ）の電流Ｉの電流値の初期値Ｉｉとして用い、同様に分圧器Ｍ１により測定される出力電圧データＤ１を、最終駆動パルスの領域ｃの上記電圧値Ｖｃの初期値Ｖｃｉとして用いる。ただし、演算，制御速度上で問題なければ、最終駆動パルスの時刻ｔ５で検出した電流，電圧値をそのまま使用して演算する。時刻ｔ５での演算により時刻ｔ６，ｔ７は求める。
【００４５】
そして、インバータ部ＩＶにおけるスイッチング素子のオン時間の制御を行うための駆動パルスの幅（特に、調整駆動パルス幅）の求めるためには、負荷コンデンサＣＤの充電電圧値Ｖ１の充電処理における上昇電圧値ΔＶＬと、この上昇電圧ΔＶＬを上昇させるために必要な時間である電圧上昇時間ｔとの関係を求める必要がある。
しかしながら、式が複雑なため数値計算を行う必要があり、（１）及び（２）式から直接に上昇電圧値ΔＶｃと電圧上昇時間との関係を求めることは、上昇電圧ΔＶＬを直接求められないために行えない。
そのため、（１）式において「ｔ／（ＬＣ）１／２≪１」であるとすると、（１）式を以下に示す（３）式のように近似式として表すことができる。
【数３】
0003589996.tif 000004
【００４６】
また、（２）式において、同様に、「ｔ／（ＬＣ）１／２≪１」として、第２項を級数展開し「（Ｖｃｉ−Ｖｄ）・（１−ｔ１／２／２Ｌ・Ｃ）」とし、第３項を「Ｉｉ・（Ｌ／Ｃ）・ｔ／（Ｌ・Ｃ）１／２」と近似し、初期値である電圧値「Ｖｃｉ」を減算することにより、（４）式のように上昇電圧値ΔＶＬの近似式を得ることができる。
【数４】
0003589996.tif 000005
（３）式と（４）式とから、電圧上昇時間ｔと上昇電圧値ΔＶＬとの関係を、下記に示す（５）式のように求めた。
【数５】
0003589996.tif 000006
【００４７】
次に、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅を算出するための、領域ａ，ｂ，ｃの各々の時間を求めようとするとき、共通に用いる（５）式を用いて、電圧上昇時間の算出を行う方法として、以下の３種類がある。
この３種類の演算方法についての各々の演算は、制御部１内の出力制御回路１３が行う。
したがって、出力制御回路１３は、この３種類のいずれかの演算方法における演算が行われる構成とする必要がある。
▲１▼  全ての領域（領域ａ，ｂ，ｃ）の全ての動作期間を演算する方法
▲２▼  電圧上昇期間（領域ｂ）だけを演算する方法
▲３▼  電圧上昇期間（領域ｂ）、及びインバータ部ＩＶをオフとした後のインダンクタンス電流による電圧上昇期間（領域ｃ）を演算する方法
【００４８】
まず、▲１▼の全ての領域（領域ａ，ｂ，ｃ）の全ての動作期間を演算する方法について説明する。
前述したように、駆動パルス列における演算期間の位置が検出され、順次、駆動パルス列が出力された後、出力される駆動パルスが演算期間に相当する駆動パルスの位置になったとする（図２の時刻ｔ１）。
（ａ）領域ａの時間幅を求める
領域ａにおいては、最終駆動パルスにおいて、インバータ部ＩＶのスイッチング素子がオン状態となり、整流回路ＲＥの各整流ダイオードに電流が流れ始めるまでの期間の時間（時刻ｔ１〜ｔ２）を求める。
【００４９】
このとき、直流電圧の電圧値Ｖｄは電圧検出器Ｍ３により測定した電圧値Ｖｄｃ（電圧データＤ３）から、前述した式により算出された値を用い、初期値Ｖｃｉには共振コンデンサＣＲの両端の電圧として、分圧器Ｍ１で測定された充電電圧値Ｖ１が用いられる。
この充電電圧値Ｖ１の値は、前の半周期におけるインバータ部ＩＶのスイッチング素子をオフ状態とした後の負荷コンデンサＣＤの充電電圧値Ｖ１の上昇分を含んだ測定値におけるトランスＨの一次側換算値である。
【００５０】
また、上昇電圧値ΔＶＬは、半周期毎にコンデンサＣＤに充電される電圧の極性が逆転するため、「２×Ｖｃｉ」とする。
そして、インバータ部ＩＶの電流値、すなわち電流Ｉｃｒの初期値Ｉｉを「０」として計算を行う。
上記電圧ＶＣｉ（測定された充電電圧値Ｖ１），電圧値Ｖｄ，上昇電圧値ΔＶＬを（５）式に代入することにより、領域ａの時間幅、すなわち時刻ｔ４〜時刻ｔ５の時間を求める。
【００５１】
（ｂ）領域ｂの時間幅を求める
調整駆動パルス幅に対応する上昇電圧値ΔＶＬは、領域ｂにおける上昇電圧値ΔＶＬ１と、領域ｃにおける上昇電圧値ΔＶＬ２とがある。
最終駆動パルスにおいて、整流回路ＲＥの整流ダイオードに電流が流れてから、インバータ部ＩＶのスイッチング素子がオフ状態となるまでの期間の時間（時刻ｔ２〜ｔ３）を求める。
このとき、直流電圧の電圧値Ｖｄには電圧検出器Ｍ３により測定した電圧データＤ３を用い、電圧Ｖｃｉには、分圧器Ｍ１で測定された出力電圧データＤ１が用いられる。
【００５２】
この出力電圧データＤ１は、前の半周期におけるインバータ部ＩＶのスイッチング素子をオフ状態とした後の負荷コンデンサＣＤの充電電圧値Ｖ１の上昇分を含んだ測定値におけるトランスＨの一次側換算値である。
インバータ部ＩＶに流れる電流Ｉの初期値Ｉｉは、電流検出器Ｍ２で測定した電流データＤ２のトランスＨの一次側の換算値を用いる。
【００５３】
また、上昇電圧値ΔＶＬには、目標電圧値Ｖ２から充電電圧値Ｖ１の電圧値（電圧Ｖｃｉ：出力電圧データＤ１）を差し引いた数値を、トランスＨの一次側換算して用いる。
このとき、次の領域ｃにおいて、インバータＩＶのスイッチング素子がオフした後も電圧上昇が存在するため、先に領域ｃにおいてこの上昇電圧を事前に計算することで予測して、この電圧上昇分の電圧値（領域ｃにおける上昇電圧値ΔＶＬ２）を、目標電圧値Ｖ２から差し引いた値を新たな目標電圧値Ｖ２として設定する必要がある。
上述した充電電圧値Ｖ１（出力電圧データＤ１），電流データＤ２，電圧Ｖｄ，上昇電圧値ΔＶＬ１，インダクタンスＬｐ，キャパシタンスＣｐを（５）式に代入することにより、領域ｂの時間幅、すなわち時刻ｔ５〜時刻ｔ６の時間を求める。
【００５４】
（ｃ）領域ｃの時間幅を求める
最終駆動パルスにおいて、インバータ部ＩＶのスイッチング素子のオフ状態となる時点から、トランスＨの巻線に電流が流れなくなるまでの期間の時間（時刻ｔ３〜ｔ４）を求める。
ここで、領域ｃの時間幅の演算に用いられる数式は、インダクタンスＬＰの電流による充電のため、上昇電圧値ΔＶＬ２は時間幅の演算に関係せず、（３）式から求めた（６）式を以下に示す。
【数６】
0003589996.tif 000007
このとき、直流電圧の電圧値Ｖｄには電圧計Ｍ３により測定した電圧値Ｖｄｃ（電圧データＤ３）から演算された値を用い、電圧Ｖｃｉには、分圧器Ｍ１で測定された充電電圧値Ｖ１が用いられる。
【００５５】
この出力電圧データＤ１及び電圧値Ｖｄは、トランスＨの一次側換算値である。
インバータ部ＩＶに流れる電流Ｉの電流値Ｉｉは、電流計Ｍ２で測定した電流データＤ２のトランスＨの一次側の換算値を用いる。
また、領域ｃの上昇電圧値ΔＶＬ２は、目標電圧値Ｖ２と充電電圧値Ｖ１との差分から求めることが出来ないため、下記に示す（７）式により求める。
【数７】
0003589996.tif 000008
この（７）式は、（４）式に（６）式を代入して求めている。
【００５６】
ここで、電流値Ｉｉ，電圧Ｖｃｉ及び電圧値Ｖｄの数値は、（６）式で用いた値を使用する。
また、電流値Ｉｃｐは、実質的に初期値Ｉｉのインダクタンス電流が流れており、この初期値Ｉｉが電流値となるが、スイッチ素子がオフ状態のため、近似式上において「０」とする。
そして、上述した（６）式により領域の時間幅を求め、（７）式により領域ｃの上昇電圧値ΔＶＬ２を求める。
したがって、領域ｂより先に、領域ｃにおける上昇電圧分ΔＶＬ２を求め、この上昇電圧分ΔＶＬ２を目標電圧値Ｖ２から減算して、減算した値を実際の目標電圧として、領域ｂの時間幅の計算を行う。
【００５７】
上述の様にして求めた領域ａ，ｂの時間幅を加算することにより、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅を求める。
また、この調整駆動パルス幅が出力制御回路１３により、最大駆動パルス幅より大きい値に演算された場合、次の最終駆動パルスを演算期間に対応する駆動パルスとして、最大駆動パルス幅の駆動パルスとして供給し、再度、最終駆動パルスの調整駆動パルスの演算を、最終駆動パルスから演算駆動パルスに変更された駆動パルスのタイミングで行う。
【００５８】
次に、▲２▼の電圧上昇期間（領域ｂ）だけを演算する方法について説明する。
前述したように、演算駆動パルスのタイミングが検出され、順次駆動パルスが出力された後、出力される駆動パルスの時間幅が演算期間となったとする（図２の時刻ｔ１）。
（ａ）領域ａの時間幅を求める
出力制御回路１３は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間を内蔵のタイマによりカウントして、領域ａの時間幅を求める。
すなわち、出力制御回路１３は、演算期間に相当する駆動パルスを出力した時刻（時刻ｔ１）から、検出回路１２が電圧検出器Ｍ３を介して、充電電圧値Ｖ１の上昇の開始時刻（時刻ｔ２）を検出するまでの領域ａの時間幅を、上記タイマによりカウントして求める。
【００５９】
（ｂ）領域ｂの時間幅を求める
領域ｂの時間幅と上昇電圧値ΔＶＬ１とを求める処理は、▲１▼の（ｂ）と同様のため、説明を省略する。
（ｃ）領域ｃの上昇電圧値ΔＶＬ２を求める
あらかじめ、電圧Ｖｄと充電電圧値Ｖ１とに対応する上昇電圧値ΔＶＬ２を求めておいて、演算期間の時刻ｔ３の時点で、出力電圧データＤ１と電圧データＤ３とに基づき、これらのデータに対応する上昇電圧値ΔＶＬ２を求める。
これら領域ａ，ｂの時間幅及び上昇電圧値ΔＶＬ２を求めた後の、処理は▲１▼と同様のため、説明を省略する。
【００６０】
次に、▲３▼インバータＩＶのスイッチング素子のオン状態での電圧上昇期間（領域ｂ）及び前記スイッチング素子のオフ後の電圧上昇期間（領域ｂ）を演算する方法について説明する。
前述したように、演算期間に相当する駆動パルスのタイミングが検出され、駆動するものとする（図２の時刻ｔ１）。
（ａ）領域ａの時間幅を求める処理は、▲２▼の（ａ）と同様のため、説明を省略する。
【００６１】
（ｂ）領域ｂの時間幅を求める
領域ｂの時間幅と上昇電圧値ΔＶＬ１とを求める処理は、▲１▼の（ｂ）と同様のため、説明を省略する。
（ｃ）領域ｃの上昇電圧値ΔＶＬ２を求める
上昇電圧値ΔＶＬ２を求める処理は、▲１▼の（ｃ）と同様のため、説明を省略する。
これら領域ａ，ｂの時間幅及び上昇電圧値ΔＶＬ２を求めた後の、処理は▲１▼と同様のため、説明を省略する。
【００６２】
また上述した▲１▼〜▲３▼の演算方法は、計算に用いるパラメータである電圧Ｖｃｉ（出力電圧データＤ１），初期値Ｉｉ（電流データＤ２）及び電圧Ｖｄの３種類を用いて行ったが、電圧Ｖｃｉおよび電圧Ｖｄに基づき、演算することも可能である。
すなわち、電流データＤ２に電流検出器Ｍ２による測定値を用いず、代わりに、（３）式で求められる電流値を使用する。
また領域ａ，ｂ，ｃの各領域の時間幅は、前述したように（５）式，（６）式により演算した値を用いるか、または▲２▼及び▲３▼の（ａ）のようにタイマのカウントにより求めた値を用いる。
【００６３】
したがって、電圧Ｖｃｉに分圧器Ｍ１による測定値（出力電圧データＤ１）を用い、電圧データＤ３から算出された電圧Ｖｄを用いる。
そして、最終駆動パルスの領域ａの演算においては初期値Ｉｉには「０」を用い、領域ｂ，ｃの演算においては直前の領域の終了する時刻に（３）式により演算した結果を用いる。
例えば、領域ｂの初期値Ｉｉとしては、時刻ｔ２において（３）式により演算される電流値Ｉｃｐを用い、時刻ｔ３において（３）式により演算される電流値Ｉｃｐを用いる。
【００６４】
上述した第１の実施形態によるコンデンサ充電器は、演算期間における充電電圧値Ｖ１及び入力直流電圧ＶＤＣの各領域毎の測定値を用いて、式により最終駆動パルスの各領域の時間幅を演算して、調整駆動パルス幅を求めるため、直流電圧源ＤＣから入力される電圧ＶＤＣ，充電電圧値Ｖ１の変動に対応した調整駆動パルス幅を演算できるので、精度の高い調整駆動パルス幅を得て、目標電圧値Ｖ２に対して誤差の少ない、最終的な充電電圧値Ｖ１を得ることができる。
【００６５】
また、第１の実施形態によるコンデンサ充電器は、調整駆動パルス幅を使用する最終駆動パルスの直前の駆動パルスまで、最大駆動パルス幅又は設定駆動パルス幅の駆動パルスの駆動パルス列により、インバータ部ＩＶにおけるスイッチング素子の組み合わせのオン／オフ動作を行うため、目標電圧値Ｖ２までの充電を高速に行うことが可能である。
【００６６】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態として、メモリ１１における複数の調整駆動パルス幅が示されたテーブルから、分圧器Ｍ１，電流検出器Ｍ２及び電圧検出器Ｍ３の測定値に基づき、これらの測定値に対応する調整駆動パルス幅を選択する、調整駆動パルス幅のテーブル参照方式について説明する。
ここで、演算期間に相当する駆動パルス及び最終駆動パルスの駆動パルス列における位置の検出処理については、第１の実施形態と同様である。
【００６７】
上記テーブルには、インバータ部ＩＶに入力される駆動パルス列において、最終駆動パルスに対する演算駆動パルスの位置に対応し、あらかじめ第１の実施形態における各式を用いた演算により得られた調整駆動パルス幅が、使用される数値範囲の出力電圧データＤ１，電流値Ｄ２及び電圧値Ｄ３の組み合わせに対応して記憶されている。
そして、出力制御回路１３は、演算の期間において、検出回路１２から入力される出力電圧データＤ１，電流値Ｄ２及び電圧値Ｄ３に対応する調整駆動パルス幅を、上記テーブルから検索して抽出することにより、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅を演算し、最終駆動パルスをインバータ部ＩＶへ出力する。
第２の実施形態によるコンデンサ充電器は、第１の実施形態の効果に加えて、数式を用いた演算を行う必要がないため、高い共振周波数によるスイッチング素子のオン／オフ動作を行う充電処理にも追随することが可能となる。
【００６８】
＜第３の実施形態＞
第２の実施形態と同様に、テーブル参照方式であるが、メモリ１１に記憶されるテーブルを、インバータ部ＩＶに入力される駆動パルス列において、最終駆動パルスに対する演算駆動パルスの位置に対応し、あらかじめ第１の実施形態における演算により得られた調整駆動パルス幅が、使用される数値範囲の出力電圧データＤ１及び電圧データＤ３の組み合わせに対応して記憶させるようにしても良い。
ここで、演算駆動パルス及び最終駆動パルスの駆動パルス列における位置の検出処理については、第１の実施形態と同様である。
【００６９】
そして、出力制御回路１３は、演算期間において、検出回路１２から入力される出力電圧データＤ１（分圧器Ｍ１により測定された充電電圧値Ｖ１）及び電圧データＤ３（電圧検出器Ｍ３により測定された電圧値Ｖｄｃ）に対応する調整駆動パルス幅を、上記テーブル検索して抽出することにより、最終駆動パルスの調整駆動パルス幅を演算し、最終駆動パルスをこの調整駆動パルスにより、インバータ部ＩＶへ出力する。
第３の実施形態によるコンデンサ充電器は、第１及び第２の実施形態の効果に加えて、調整駆動パルス幅の演算において電流データＤ２を使用しないため、電流検出器Ｍ２を設ける必要が無く、コスト削減及び装置の簡易化が行える。
【００７０】
以上、本発明の一実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。
上述した第１〜第３の実施形態では、単一のコンデンサ充電器で負荷コンデンサを充電する例について述べたが、図９に示すように出力容量の大きな前述のような主コンデンサ充電器Ｍにそれに比べて出力容量の小さな従コンデンサ充電器Ｓを並列接続し、最初の充電から最終駆動パルスの一つ前の駆動パルスによる充電電力は主コンデンサ充電器Ｍで、又は主コンデンサ充電器Ｍと従コンデンサ充電器Ｓとで供給し、そして少なくとも最終駆動パルスによる充電電力を従コンデンサ充電器Ｍから供給するようにしても良い。
この場合には、主コンデンサ充電器Ｍと従コンデンサ充電器Ｓの出力電圧は実質的に等しく、出力容量は主コンデンサ充電器Ｍが従コンデンサ充電器Ｓに対して数倍から数十倍であり、駆動パルスの周波数は従コンデンサ充電器Ｓが主コンデンサ充電器Ｍに対して数倍から数十倍であるであることが好ましい。
【００７１】
この構成のコンデンサ充電装置における駆動方法の第１の形態では、前述したように主コンデンサ充電器の最終駆動パルスの調整された駆動パルス幅が従コンデンサ充電器の駆動パルスの個数に対応することになる。
つまり、最終の半サイクルで従コンデンサ充電器の供給する調整充電電力が、主コンデンサ充電器が駆動パルス幅の調整された最終駆動パルスによって供給する調整充電電力に等しくなるように、従コンデンサ充電器の駆動パルスの駆動パルス数が演算される。
この場合には、充電時間に余裕があれば、主コンデンサ充電器の前述のような演算駆動パルスを求め、その演算駆動パルスの終了時点から従コンデンサ充電器を動作させ、主コンデンサ充電器が駆動パルス幅の調整された最終駆動パルスによって供給する調整充電電力を演算して求めると同時に、それを従コンデンサ充電器の１駆動パルス当たり供給する調整充電電力から演算して駆動パルス数を演算で求め、その駆動パルス数に達したときに駆動パルスの供給を止めて従コンデンサ充電器を停止させる。
【００７２】
第４の実施形態における駆動方法では、交流入力電圧の変動に対応してより充電精度を高めるためには、目標電圧値Ｖ２よりも、数駆動パルス以上の駆動パルスにより充電される昇圧電圧に相当する電圧値だけ低い中途設定電圧値Ｖ３を用い、そのときの交流入力電圧の変動を駆動パルスの駆動パルス幅を演算して求めるときのファクタに含め、この演算ファクタを含めて求めた新たな一定の駆動パルス幅の駆動パルスで主コンデンサ充電器Ｍを駆動して充電を行うと共に、負荷コンデンサＣＤが中途設定電圧値Ｖ３に充電された時点で従コンデンサ充電器Ｓを駆動し、前記演算駆動パルスを最後にして主コンデンサ充電器Ｍを停止させ、最終的な充電期間では従コンデンサ充電器Ｓだけを、前述のように演算されて求められた駆動パルス数の駆動パルスで駆動して、目標電圧値Ｖ２まで充電する。
【００７３】
なお、主コンデンサ充電器Ｍと従コンデンサ充電器Ｓとは、図１の構成と同様であり、各々のインバータ部ＩＶ１，ＩＶ２が図１のインバータ部ＩＶに対応し、整流回路ＲＥ１，ＲＥ２が図１の整流回路ＲＥに対応し、共振回路Ｋ１，Ｋ２がトランスＨ，共振インダクタＬＲ，共振コンデンサＣＲとで構成された回路と同様である。
そして、制御回路Ｆは、インバータ部ＩＶ１，ＩＶ２に対して、制御部１，測定信号入力部２，ドライブ回路３と同様な回路が各々設けられている。
また、主コンデンサ充電器Ｍと従コンデンサ充電器Ｓとは、回路構成が同一であっても良いが、例えば主コンデンサ充電器Ｍが必要とされる充電電力の９９％以上を供給し、従コンデンサ充電器Ｓが１％以下であるとすれば、従コンデンサ充電器Ｓは共振型の回路構成ではなくとも電力損失が小さいので、共振型でない一般的な駆動パルス幅制御型の高周波インバータ部を用いた回路構成であっても良い。
【００７４】
また、以上の説明では駆動パルスの幅は許容される最大駆動パルス幅、又は設定駆動パルス幅として説明したが、駆動パルスの幅は負荷コンデンサを目標電圧値まで充電する充電時間の設定に応じて決められ、設定された充電時間内に充電しなければならないのは勿論であるが、設定された充電時間よりも速すぎると放電により充電電圧が下がってしまうという問題が起こるので、目標電圧値まで充電が設定された充電時間の少し前に終了するよう、駆動パルスの駆動パルス幅を決定するのが好ましい。
【００７５】
【発明の効果】
上述した本発明のコンデンサ充電器によれば、演算駆動パルスにおける充電電圧値Ｖ１及び入力直流電圧ＶＤＣの各領域毎の測定値を用いて、演算駆動パルスの期間に、式により最終駆動パルスの領域ａ，ｂ，ｃ各々の時間幅を演算して、これらを加算することで調整駆動パルス幅を求めるため、入力される電圧ＶＤＣ，充電電圧値Ｖ１の変動に対応した調整駆動パルス幅を適時演算できるので、精度の高い調整駆動パルス幅を得て、目標電圧値Ｖ２に対して誤差の少ない、最終的な充電電圧値Ｖ１を得ることができる。
【００７６】
また、本発明のコンデンサ充電器によれば、調整駆動パルス幅を使用する最終駆動パルスの直前の駆動パルスまで、最大駆動パルス幅の駆動パルスの駆動パルス列により、インバータ部ＩＶにおけるスイッチング素子の組み合わせのオン／オフ動作を行うため、充電電圧Ｖ１の最終的な目標である目標電圧値Ｖ２までの充電を高速に行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態によるコンデンサ充電器の構成を示す概念図である。
【図２】インバータ部ＩＶに入力されるスイッチング素子の組み合わせに対して供給する駆動パルス幅と、トランスＨの２次巻線に流れる電流との関係を示してある。
【図３】インバータ部ＩＶに入力されるスイッチング素子の組み合わせに対して供給する駆動パルス幅と、負荷コンデンサＣＤにおける充電電圧値Ｖ１との関係を示している。
【図４】制御部１，測定信号入力部２，ドライブ回路３，分圧器Ｍ１，電流計Ｍ２及び電圧計Ｍ３を除いた図１のコンデンサ充電器の一次側に換算した等価回路。
【図５】充電における駆動パルスの周期を３分割した領域ａから領域ｃの各々の等価回路。
【図６】図５の各領域の回路モデルを統一した、各領域の演算を行うための回路モデル。
【図７】図６の回路モデルにおける、インダクタＬのインダクタンス，コンデンサＣのキャパシタンス及び直流電圧の電圧値Ｖｄの領域ａ，ｂ，ｃの各々の値を示すテーブル。
【図８】図６における、共振コンデンサＣＲに流れる電流の電流値と、負荷コンデンサＣＤに流れる電流の電流値との値を示すテーブル。
【図９】本発明の第４の実施形態によるコンデンサ充電器の構成を示す概念図である。
【図１０】従来例によるコンデンサ充電器の構成を示す概念図である。
【符号の説明】
１  制御部
２  測定信号入力部
３  ドライブ回路
１０  ＣＰＵ
１１  メモリ
１２  検出回路
１３  出力制御回路
ＩＶ，ＩＶ１，ＩＶ２  インバータ
ＲＥ，ＲＥ１，ＲＥ２  整流回路
Ｍ  主コンデンサ充電器
Ｓ  従コンデンサ充電器
Ｍ１  分圧器
Ｍ２  電流検出器
Ｍ３  電圧検出器
Ｈ，Ｔｍ，Ｔｓ  トランス
Ｌｒ，Ｌｍ，Ｌｓ    共振インダクタ
Ｃｒ，Ｃｍ，Ｃｓ    共振コンデンサ
ＣＤ，Ｃｏ    負荷コンデンサ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４  スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４  整流ダイオード
【図１】
0003589996.tif 000009
【図２】
0003589996.tif 000010
【図３】
0003589996.tif 000011
【図４】
0003589996.tif 000012
【図５】
0003589996.tif 000013
【図６】
0003589996.tif 000014
【図７】
0003589996.tif 000015
【図８】
0003589996.tif 000016
【図９】
0003589996.tif 000017
【図１０】
0003589996.tif 000018