(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチを含む一次側駆動回路、該一次側駆動回路により駆動されるトランスおよび該トランスの二次側に接続された出力整流回路を備え、前記一次側駆動回路の前記スイッチを周波数変調方式又は時比率変調方式で制御するコンバータにおいて、
負荷に接続された検出回路からの検出信号に応じて周波数変調方式又は時比率変調方式を選択する制御方式判定回路と、該制御方式判定回路からの判定信号に応じて前記一次側駆動回路を周波数変調回路又は時比率変調回路に切替える制御方式切替回路とを備え、前記時比率変調回路を優先動作させ、前記検出信号に基づいて前記時比率変調回路の動作の限界時に前記周波数変調回路を動作させるとともに、
前記制御方式判定回路は、ヒステリシス動作特性を有し、前記時比率変調方式から前記周波数変調方式御への切替時又は前記周波数変調方式から前記時比率変調方式への切替時の制御間干渉を防止することを特徴とするコンバータ。
【請求項２】
前記周波数変調回路は、前記検出信号と基準電圧とを比較する誤差増幅器および該誤差増幅器の出力を受けて可変周波数の三角波を発生する三角波発生器により構成されることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
前記制御方式切替回路は、前記制御方式判定回路の出力により前記周波数変調回路の前記誤差増幅器の出力をクランプすることを特徴とする請求項２に記載のコンバータ。
【請求項４】
前記時比率制限回路は、前記制御方式判定回路の出力および電源間に直列接続された分圧器により構成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のコンバータ。
【請求項５】
前記時比率変調回路は、前記周波数変調回路からの前記三角波を前記検出回路からの前記検出信号又は前記時比率制限回路の出力電圧と比較する比較器で構成されることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載のコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータ、特に直流入力電源により駆動され負荷に一低出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
斯かるコンバータの出力電圧制御は、一般にトランス（変圧器）の共振特性原理を用いてパルス周波数変調（ＰＦＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式が採用されている。図７は、トランスの出力負荷をパラメータとした場合の入力電圧（Ｖｉｎ）に対する出力電圧（Ｖｏｕｔ）比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）の周波数特性を示す。図７に示す如く、軽負荷時（Ｌ１）から重負荷時（Ｌ２）に出力負荷が変動しても、トランスの駆動周波数をｆ２からｆ１に調整することにより出力電圧の安定化を図っている。しかし、周波数変調制御方式の場合には、共振周波数のポイントを外れると、トランスの電力変換効率が低下する傾向があるので、広範囲な入力電圧と負荷の変動においては制御可能な限界が生じる。これに対し、例えば、ノートブック型ＰＣ（パーソナルコンピュータ）用ＡＣ／ＤＣアダプタの如き世界共通で使用可能なコンバータでは、入力電圧は９０Ｖａｃ〜２６４Ｖａｃおよび負荷は０〜１００％変動においても、出力電圧を安定に制御可能なことが要求されている。
【０００３】
斯かる要求に応えるために、例えば特開平４−２１０７７３号公報の「電気・機械変換トランスを用いたコンバータの制御法」（以下、第１従来技術という）に開示される如く、上述した周波数変調制御と時比率（又はパルス幅）変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御との組み合わせで出力を安定に制御する方法が提案されている。斯かる特許公報に開示された従来技術は、図８に示す如く構成されている。即ち、高周波スイッチングによる一次側駆動回路１と、この一次側駆動回路１によって駆動される圧電トランス２と、このトランス２の二次側に接続された出力整流回路３と、この出力整流回路３の出力をフィードバックする検出増幅回路４を介して一次側駆動回路１のスイッチング周波数を可変する可変周波数発振器５および電圧・時比率変換回路７とを備えることによりコンバータの出力電圧制御を行うものである。一次側駆動回路１には、直流電源６から動作電力が供給される。
【０００４】
また、別のコンバータが、特開平９−５１６７５号公報の「広入力圧電トランスコンバータ」（以下、第２従来技術という）に開示されている。図９に示す如く、入力電源１１の入力電圧Ｖｉｎの変動に応じて時比率の調整を行い、負荷４４の変動に応じて周波数を可変する制御方式が提案されている。即ち、交互にＯＮ／ＯＦＦする２個のスイッチＳ１およびＳ２により直流入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして交流電圧を発生させるスイッチング回路２０と、この交流電圧を滑らかにするフィルタ回路２７と、このフィルタ回路２７の交流出力電圧に応じて電圧を変換する圧電トランス３０と、この圧電トランス３０の交流出力電圧を整流平滑する整流平滑回路４０と、この整流平滑回路４０の直流出力電圧を検出する検出回路５０と、この検出回路５０の出力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調回路９０と、この周波数変調回路９０の出力交流信号に同期して上述したスイッチング回路２０のスイッチＳ１およびＳ２を駆動させる駆動回路２１と、直流入力電圧Ｖｉｎにより駆動回路２１の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調回路７０とを備えることによりコンバータの出力電圧制御を行うものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述した第１従来技術の制御方法では、周波数変調制御方式および時比率変調制御方式のどちらの制御方式を優先させるか又は制御間の干渉をどのように回避するか等の具体的な提案が全く開示されていない。
【０００６】
一方、上述した第２従来技術では、入力電圧Ｖｉｎの変動分をＰＷＭ手段で吸収し、出力電圧の変動分を周波数変調で制御する。そのため、入力電圧と出力電圧を検出するために２系統の検出回路が必要になり、回路構成が複雑になる。また、入力電圧Ｖｉｎの変動範囲が非常に広い場合には、高入力電圧時に検出回路で発生する電力損失が大きくなり、小型化の妨げになる。更に、負荷の変動に応じて、周波数が変動するので、コンバータから発生するノイズの基本波成分が変動する。従って、このノイズを低減又は除去するためのノイズフィルタの設計が困難である。
【０００７】
【発明の目的】
そこで、本発明の目的は、広範囲な入力電圧および負荷変動に対応して出力電圧を安定に制御するコンバータを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明によるコンバータは、スイッチを含む一次側駆動回路、この一次側駆動回路により駆動されるトランスおよびこのトランスの二次側に接続された出力整流回路を備え、一次側駆動回路のスイッチを周波数変調方式又は時比率変調方式で制御するコンバータであって、負荷に接続された検出回路からの検出信号に応じて周波数変調方式又は時比率変調方式を選択する制御方式判定回路と、この制御方式判定回路からの判定信号に応じて一次側駆動回路を周波数変調回路又は時比率変調回路に切替える制御方式切替回路と、時比率変調回路を優先動作させ、検出信号に基づいて時比率変調回路の動作の限界時に周波数変調回路を動作させるとともに、制御方式判定回路は、ヒステリシス動作特性を有し、時比率変調方式から周波数変調方式御への切替時又は周波数変調方式から時比率変調方式への切替時の制御間干渉を防止するように構成される。
【０００９】
本発明のコンバータの好適実施形態例によると、周波数変調回路は、検出回路の検出信号と基準電圧とを比較する誤差増幅器およびその出力を受けて可変周波数の三角波を発生する三角波発生器により構成される。また、制御方式切替回路は、制御方式判定回路の出力により周波数変調回路の誤差増幅器の出力をクランプする。時比率制限回路は、制御方式判定回路の出力および電源間に直列接続された分圧器により構成される。また、時比率変調回路は、周波数変調回路からの三角波を検出回路からの検出信号又は時比率制限回路からの出力電圧と比較する比較器により構成される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるコンバータの好適実施形態例の構成および動作を、添付図を参照して詳細に説明する。
【００１１】
先ず、図１は、本発明によるコンバータの基本構成を示すブロック図である。このコンバータは、直流電源１０、一次側駆動回路２０、圧電トランス３０、出力整流回路４０、検出回路５０、制御方式判定回路６０、時比率制限回路７０、制御方式帰路替回路８０、周波数変調回路９０および時比率変調回路１００より構成される。ここで、検出回路５０、制御方式判定回路６０、時比率制限回路７０、制御方式切替回路８０、周波数変調回路９０および時比率変調回路１００は、制御回路１１０を構成する。
【００１２】
図２は、図１に示す基本構成によるコンバータの好適実施形態例の具体的回路図である。このコンバータの一次側駆動回路２０は、アクティブクランプ回路２２を含んでいる。このアクティブクランプ回路２２は、インダクタ２３と、このインダクタ２３に直流電源１１から直流入力電圧Ｖｉｎを周期的に接続する第１スイッチ（Ｓ１）２４と、この第１スイッチ２４がＯＦＦしている間にインダクタ２３の両端電圧を制限するキャパシタ２５と、このキャパシタ２５と直列接続された第２スイッチ（Ｓ２）２６とから構成されている。
【００１３】
インダクタ２３の両端に発生した電圧を、インダクタ２７によるフィルタ回路で交流電圧に変換し、圧電トランス３０に入力する。圧電トランス３０は、共振周波数近傍の周波数成分のみを出力整流回路４０が接続された二次側に伝達する。そのため、圧電トランス３０の出力は、正弦波電圧になり、ブリッジ整流ダイオード４１、フィルタ用コイル４２およびフィルタ用コンデンサ４３で構成される整流平滑回路４０によって直流に変換される。この直流出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷４４に供給されると共に検出回路５０に入力され、負荷４４の出力電圧を検出する。この検出回路５０からの検出信号に応じて一次側駆動回路２０の駆動周波数変調するか時比率変調するかを制御方式判定回路６０により決定する。この判定結果に基づいて周波数制御と時比率制御を切替える信号を制御方式切替回路８０に送出する。また、周波数変調制御に切替ると同時に時比率制限を行う時比率制限回路７０にも信号が送られ時比率制限を行う。図中、２１はスイッチングトランジスタの駆動回路、３１〜３５は圧電トランス３０を構成するコンデンサ、コイル、抵抗を示す。
【００１４】
そして、本発明によるコンバータの制御回路１１０は、予め設定された周波数で一次側駆動回路２０を動作させる。時比率変調回路１００が優先的に動作しており、出力電圧を検出回路により検出された検出信号に応じて時比率変調回路１００による制御から周波数変調回路９０による制御に切替わる。また、この制御方式の切替時に、強制的に時比率制限回路７０により時比率を固定する。更に、制御方式判定回路６０にヒステリシス特性を有することにより、時比率変調方式から周波数変調方式への切換え時の制御間の干渉を防止することが可能になる。
【００１５】
次に、図３は、図１および図２に示すコンバータの制御回路１１０の詳細構成である。図３において、検出回路５０は、負荷４４に印加される出力電圧Ｖｏｕｔと第１基準電圧源（Ｖｒｅｆ１）５２とを比較する誤差増幅器５１により構成される。制御方式判定回路６０は、誤差増幅器５１の出力と第３基準電圧源（Ｖｒｅｆ３）６２とを比較する誤差増幅器６１で構成される。制御方式切替回路８０は、誤差増幅器６１の出力電圧に応じて周波数変調回路９０に切替えるための第１抵抗器８２およびトランジスタ８１で構成される。時比率制限回路７０は、誤差増幅器６１の出力に応じて時比率変調回路１００へ入力される電圧を決定するため直列接続された第２抵抗器７１および第３抵抗器７２による分圧器で構成される。時比率変調回路１００は、誤差増幅器５１の出力電圧Ｖｆと、時比率制限回路７０からの電圧との低い電圧ＶＬと、周波数変調回路９０からの発振器電圧Ｖｘとを比較して出力する誤差増幅器１０１とで構成される。周波数変調回路９０は、誤差増幅器５１の出力電圧と第２基準電圧源（Ｖｒｅｆ２）９４とを比較する誤差増幅器９３、この誤差増幅器９３の出力電圧に応じて周波数を可変するＶ−ｆコンバータ（電圧対周波数変換器）９２および発振器９１で構成される。Ｖ−ｆコンバータ９２および発振器９１は、後述の如く一定振幅の三角波を発生する三角波発生器を構成する。
【００１６】
以下、本発明によるコンバータの実施形態例の動作を、図４に示す動作波形図を参照して説明する。図４（ａ）は第１スイッチ（Ｓ１）２４のゲート電圧、即ちＶＧＳ１であり、（ｂ）は第２スイッチ（Ｓ２）２６のゲート電圧、即ちＶＧＳ２であり、（ｃ）は第１スイッチ（Ｓ１）のドレイン電圧、即ちＶＤＳ１であり、（ｄ）はインダクタ２３の電圧、即ちＶＬｒであり、（ｅ）はトランス３５の出力電圧、即ちＶ２である。先ず、アクティブクランプ回路２２を使用するコンバータが第１スイッチ（Ｓ１）２４の時比率Ｄを調整することにより出力電圧ＶＯの安定化の制御が可能なことを説明する。インダクタ２３の両端電圧ＶＬｒは、図４（ｄ）に示す如く、略台形波となり、その振幅は第１スイッチ（Ｓ１）２４の時比率をＤとする時、式（１）で表せる。
ＶＬｒ＝Ｖｉｎ／２（１−Ｄ）  ……（１）
【００１７】
このため、この電圧ＶＬｒを方形波と近似して、フーリエ級数展開した基本波成分のみの電圧がインダクタ２７および圧電トランス３０を介して出力されるため、その基本波成分の振幅は式（２）で表される。
｜ＶＬｒ｜（１ｓｔ）＝Ｖｉｎ２ｓｉｎＤπ／（１−Ｄ）  ……（２）
従って、時比率Ｄを調整することにより圧電トランス３０の入力に印加される電圧が可変できる。
【００１８】
次に、図５の動作波形波図を参照して、制御回路部１１０の動作を説明する。一次側駆動回路２０の第１スイッチ（Ｓ１）２４および第２スイッチ（Ｓ２）２６の駆動信号は、スイッチングトランジスタ用駆動回路２１からの駆動信号Ｖｄにより駆動される。この駆動信号Ｖｄは、出力電圧に応じて検出回路５０からの出力電圧Ｖｆ、この出力電圧Ｖｆに応じて制御方式判定回路６０と時比率制限回路７０とによって出力される低い電圧ＶＬおよび周波数変調回路９０内の発振器９１の出力電圧Ｖｘを比較して得ている。上述したＶｆが基準電圧源６２からの第３基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも低い場合（Ｖｆ＜Ｖｒｅｆ３）には、誤差増幅器６１の出力はＨ（高レベル）であるため、ＶＬもＨである。そして、誤差増幅器１０１の出力信号Ｖｏは、ＶｆおよびＶｘを比較器で比較することにより制御される。従って、Ｖｆの電圧に応じてＶｄの時比率は、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の如く調整される。即ち、ＶｆがＶｒｅｆ３より低入力電圧領域においては、固定周波数で時比率を調整する時比率変調制御が行われることになる。
【００１９】
一方、Ｖｆの電圧がＶｒｅｆ３の電圧よりも高い電圧領域の場合（Ｖｆ＞Ｖｒｅｆ３）には、誤差増幅器６１の出力は、図５に示す如くＬ（低レベル）となる。そこで、時比率制限回路７０を構成する第２抵抗器７１と第３抵抗器７２によってＶｃｃを分圧した電圧ＶＬがＶｆより小さくなるので、時比率変調回路１００の出力信号Ｖｄのパルス幅は（三角波の周波数が一定である限り）固定になる。このとき、誤差増幅器９３が動作するので、周波数制御が行われる。また、制御方式判定回路６０の誤差増幅器６１は、ヒステリシス特性を有しているので、一旦時比率変調制御方式から周波数変調制御方式に切替わるとＶｆがある程度低下する必要があるため、制御方式を切替時の不安定動作は生じない。
【００２０】
次に、図６は、負荷電流Ｉｏを最大と最小にしたパラメータに対する、時比率Ｄと周波数ｆの入力変動特性を示す。即ち、図６（Ａ）は入力電圧（横軸）と時比率Ｄ（縦軸）の関係を示し、図６（Ｂ）は入力電圧（横軸）と周波数ｆの関係を示す。入力電圧を徐々に上昇させた場合の制御動作について説明すると、負荷電流が最小の場合、入力電圧が（ａ〜ｂ）の領域においては、固定周波数で時比率Ｄの調整を行う。一方、入力電圧がｂ以上の高入力電圧領域においては、固定な時比率Ｄで周波数の調整を行うことで、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化制御を行っている。
【００２１】
以上、本発明によるコンバータの好適実施形態例の構成および動作を詳細に説明した。しかし、斯かる実施形態例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。特定用途に応じて、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００２２】
【発明の効果】
上述の説明から明らかな如く、本発明のコンバータによると、負荷に供給される出力電圧を検出する共通（又は単一）の検出回路を使用して、広範囲の入力電圧変動および負荷変動に対して一次側駆動回路のスイッチを時比率変調方式および周波数変調方式に切り替えることにより、簡単且つ確実に出録電圧を一定に維持することが可能であるという実用上の顕著な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるコンバータの基本原理の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の原理に基づき構成して本発明によるコンバータの好適実施例の回路図である。
【図３】図１および図２に示すコンバータの制御回路の具体的構成を示すブロック図である。
【図４】図２に示すコンバータの主要部の動作波形図である。
【図５】図３に示す制御回路の動作を説明するための動作波形図である。
【図６】図３に示す制御回路の入力電圧対時比率Ｄおよび周波数ｆの関係を示すグラフである。
【図７】従来のコンバータにおける圧電トランスの入力電圧対出力電圧の周波数特性図である。
【図８】従来のコンバータの基本構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示す従来のコンバータの具体的回路図である。
【符号の説明】
１０        直流電源
１１        入力電圧
２０        一次側駆動回路（スイッチング回路）
２１        スイッチングトランジスタの駆動回路（駆動回路）
２４、２６  スイッチ
３０        圧電トランス
４０        出力整流回路（整流平滑回路）
５０        検出回路
５１、６１、９３    誤差増幅器
５２、６２、９４    基準電圧
６０        制御方式判定回路
７０        時比率制限回路
７１、７２  分圧抵抗
８０        制御方式切替回路
９０        周波数変調回路
９１        発振器
９２        Ｖ−ｆコンバータ
１００      時比率変調回路
１１０      制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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