(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリに直列に接続された巻線と並列に接続されたダイオードと、上記巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、
上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された電圧を傾斜状に増加させながら、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに供給し、上記電圧の供給を開始してから、上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定期間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通に移行させる遅延回路を備えることを特徴とするＭＯＳトランジスタの駆動装置。
【請求項２】
バッテリに直列に接続された巻線と並列に接続されたダイオードと、上記巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、
上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された、上記ＭＯＳトランジスタを遮断から導通させる信号を、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧であって、時問経過とともに暫増する関数で与えられる電圧とする関数発生回路を備え、この関数発生回路から出力される電圧を暫増させながら上記電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに印加し、上記電圧の印加を開始してから上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定時間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通とすることを特徴とするＭＯＳトランジスタの駆動装置。
【請求項３】
バッテリを充電する発電機の電機子巻線と、上記バッテリと直列に接続され、上記電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線と並列に接続されたダイオードと、上記界磁巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、
上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された電圧を傾斜状に増加させながら、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに供給し、上記電圧の供給を開始してから、上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定期間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通に移行させる遅延回路を備えることを特徴とするＭＯＳトランジスタの駆動装置。
【請求項４】
バッテリを充電する発電機の電機子巻線と、上記バッテリと直列に接続され、上記電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線と並列に接続されたダイオードと、上記界磁巻線と上記バッテリとの問に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、
上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された、上記ＭＯＳトランジスタを遮断から導通させる信号を、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧であって、時間経過とともに暫増する関数で与えられる電圧とする関数発生回路を備え、この関数発生回路から出力される電圧を暫増させながら上記電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに印加し、上記電圧の印加を開始してから上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定時間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通とすることを特徴とするＭＯＳトランジスタの駆動装置。
【請求項５】
請求項２又は４記載のＭＯＳトランジスタの駆動装置において、上記関数発生回路は、コンデンサと、上記ＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号と同期して上記コンデンサに電荷を充放電する充放電回路と、上記コンデンサの電圧に相当する電圧を出力する増幅器とを有することを特徴とするＭＯＳトランジスタの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＯＳトランジスタの駆動装置に係わり、特に、インダクタンスの大きい巻線への大電流の供給を制御するパワーＭＯＳトランジスタの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パワーＭＯＳトランジスタにより、その供給電流が制御されるものの例としては、自動車用発電機の界磁巻線がある。この自動車用発電機の界磁巻線への供給電流の制御に際して問題となるのは、ラジオ・ノイズの発生である。
【０００３】
このラジオ・ノイズを低減する方法の例としては、特開昭６４−２００００号公報に記載された電圧調整装置がある。この公報記載の電圧調整装置においては、ラジオ・ノイズの発生を低減するため、スイッチング時の界磁巻線に流れる電流値をフィードバック制御して、この界磁電流の変化量が一定値以下となるように、電流制御を行っている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報記載の電圧調整装置にあっては、上述したように、電流値をフィードバック制御するので、界磁電流を検出する電流検出回路や、演算増幅器等高価な部品が必要なため、構成が複雑となるだけではなく、装置が高価格となっていた。
【０００５】
本発明の目的は、簡単な構成で安価でありながら、ラジオ・ノイズ等の発生を低減可能なＭＯＳトランジスタの駆動装置を実現することである。
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明は次のように構成される。
（１）バッテリに直列に接続された巻線と並列に接続されたダイオードと、上記巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された電圧を傾斜状に増加させながら、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに供給し、上記電圧の供給を開始してから、上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定期間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通に移行させる遅延回路を備える。
【０００７】
遅延回路は、ダイオードの逆回復時間よりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタを完全遮断から完全導通とする。これにより、ダイオードには殆ど逆電流は流れず、バッテリ、ダイオード、パワーＭＯＳトランジスタを通って短絡電流が流れることが防止される。
【０００８】
この場合、遅延回路は、トランジスタやコンデンサ等からなる簡単な回路により構成できる。
【０００９】
（２）また、バッテリに直列に接続された巻線と並列に接続されたダイオードと、上記巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された、上記ＭＯＳトランジスタを遮断から導通させる信号を、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧であって、時問経過とともに暫増する関数で与えられる電圧とする関数発生回路を備え、この関数発生回路から出力される電圧を暫増させながら上記電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに印加し、上記電圧の印加を開始してから上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定時間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通とする。
【００１０】
関数発生回路は、時間経過とともに暫増する関数で与えられる電圧をＭＯＳトランジスタに印加することにより、ダイオードの逆回復時間よりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタを完全遮断から完全導通とする。これにより、ダイオードには殆ど逆電流は流れず、バッテリ、ダイオード、パワーＭＯＳトランジスタを通って短絡電流が流れることが防止される。
【００１１】
この場合、関数発生回路は、トランジスタやコンデンサ等からなる簡単な回路により構成できる。
【００１２】
（３）また、バッテリを充電する発電機の電機子巻線と、上記バッテリと直列に接続され、上記電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線と並列に接続されたダイオードと、上記界磁巻線と上記バッテリとの間に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された電圧を傾斜状に増加させながら、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに供給し、上記電圧の供給を開始してから、上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定期間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通に移行させる遅延回路を備える。
【００１３】
（４）また、バッテリを充電する発電機の電機子巻線と、上記バッテリと直列に接続され、上記電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線と並列に接続されたダイオードと、上記界磁巻線と上記バッテリとの問に接続されたＭＯＳトランジスタと、このＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号を発生し上記ＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する駆動回路とを有するＭＯＳトランジスタの駆動装置において、上記駆動回路と上記ＭＯＳトランジスタとの間に配置され、上記駆動回路から出力された、上記ＭＯＳトランジスタを遮断から導通させる信号を、上記ＭＯＳトランジスタのゲートに印加する電圧であって、時間経過とともに暫増する関数で与えられる電圧とする関数発生回路を備え、この関数発生回路から出力される電圧を暫増させながら上記電圧をＭＯＳトランジスタのゲートに印加し、上記電圧の印加を開始してから上記ダイオードの逆回復時間τrrより長い所定時間で、上記ＭＯＳトランジスタを完全導通とする。
【００１４】
（５）好ましくは、上記（２）又は（４）において、上記関数発生回路は、コンデンサと、上記ＭＯＳトランジスタを導通または遮断する信号と同期して上記コンデンサに電荷を充放電する充放電回路と、上記コンデンサの電圧に相当する電圧を出力する増幅器とを有する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態であるＭＯＳトランジスタの駆動装置の概略回路図であり、自動車用発電機の電圧調整器に適用した場合の例である。
【００１６】
図１において、１は自動車用の発電機であり、この発電機１は、３相電機子巻線１０ａ、１０ｂ、１０ｃと、これら３相電機子巻線１０ａ、１０ｂ、１０ｃの交流出力を直流に変換する整流器１１とを備える。さらに、発電機１は、内燃機関（図示せず）により回転力を与えられ、３相電機子巻線１０ａ、１０ｂ、１０ｃに磁束を供給する界磁巻線１２と、この界磁巻線１２に流れる界磁電流を制御する電圧調整器１３とを備える。
【００１７】
電圧調整器１３は、界磁巻線１２と並列に接続され、そのカソードが整流器１１に接続されるとともに、出力端子Ｂに接続されたダイオード１４と、これら並列に接続された界磁巻線１２及びダイオード１４と直列に接続されたパワーＭＯＳトランジスタ１５と、このパワーＭＯＳトランジスタ１５のゲートを駆動する駆動信号を遅延する遅延回路１６と、この遅延回路１６の入力端子に、その出力信号を供給する比較器１７とを備える。ここで、ダイオード１４のアノードは、パワーＭＯＳトランジスタ１５のドレインに接続され、このパワーＭＯＳトランジスタ１５のソースは接地されている。
【００１８】
電圧調整器１３は、さらに、比較器１７のプラス側入力端子に、そのプラス側が接続され、マイナス側が接地される参照電圧１８と、比較器１７のマイナス側入力端子に、その一方端が接続され、他方端は電圧検出端子Ｓに接続された分圧抵抗１９ａと、比較器１７のマイナス側入力端子に、その一方端が接続され、他方端は参照電圧１８のマイナス側に接続された分圧抵抗１９ｂとを備える。
【００１９】
上述した比較器１７と、参照電圧１８と、抵抗１９ａと、抵抗１９ｂとにより、パワーＭＯＳトランジスタ１５のゲートを駆動する駆動回路が構成される。
【００２０】
発電機１の出力端子Ｂはバッテリ２のプラス側に接続され、さらに自動車に搭載される電気装置４ａ、４ｂ、４ｃにスイッチ３ａ、３ｂ、３ｃを介して接続される。電気装置４ａ〜４ｃは、ヘッドライト、ワイパー、エアコン等、車搭載される電気装置を表す。６はラジオ受信機であり、スイッチ５を介してバッテリ２から電源を供給され、かつアンテナ７からの高周波電波を受信するものである。また、電圧検出端子Ｓはバッテリ２のプラス側に接続される。このバッテり２のマイナス側は接地されている。
【００２１】
上記構成において、内燃機関が回転している時には、電圧調整器１３がバッテリ２の電圧を検出し、フィードバック制御を行う。
つまり、バッテリ２の電圧が低い時には、分圧抵抗１９ａと１９ｂとの分圧点の電圧は参照電圧１８の電圧より低くなる。この場合には、比較器１７の出力信号である駆動信号は、「Ｈｉ（ハイ）」レベルとなり遅延回路１６によってパワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を高くし、パワーＭＯＳトランジスタ１５を導通させる。
【００２２】
パワーＭＯＳトランジスタ１５が導通すると、界磁巻線１２に流れる界磁電流が増加し、電機子巻線１０ａ〜１０ｃに発生する電圧が高くなる。これにより、整流器１２からＢ端子を介してバッテリ２に印加される電圧が高くなる。
【００２３】
また、バッテリ２の電圧が高い時には、分圧抵抗１９ａと１９ｂとの分圧点の電圧が参照電圧１８の電圧より高くなる。この場合は、比較器１７の出力は「Ｌｏｗ（ロー）」レベルとなり、駆動回路１６はパワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を低くし、パワーＭＯＳトランジスタ１５を遮断させる。パワーＭＯＳトランジスタ１５が遮断すると、界磁巻線１２に流れる界磁電流がダイオード１４を通って減衰し、電機子巻線１０ａ〜１０ｃに発生する電圧が低くなり、バッテリ２の電圧が低くなる。
以上の動作をくり返し、バッテリ２の電圧は一定値に調整される。
【００２４】
図２は、遅延回路１６の内部回路図であり、この遅延回路１６は、Ｈｉ／Ｌｏｗ指令入力「Ｇ１」に対し、遅延した信号「Ｇ０」を発生する。つまり、信号「Ｇ０」は、ランプ波形（傾斜状波形）である。このため、遅延回路１６は、関数発生回路と定義することもできる。
【００２５】
図２において、２０１はＮＯＴゲート、２０２はバッファ・ゲートであり、これらＮＯＴゲート及びバッファゲート２０２に指令入力Ｇ１が供給される。２０３はＮＯＴゲート２０１の出力がＨｉの時に閉じるスイッチ、２０７はバッファ・ゲート２０２の出力がＨｉの時に閉じるスイッチである。
【００２６】
また、２０４、２０６、２１０、２１２は定電流源、２０５、２０９、２１１はＰＮＰトランジスタ、２１３はＮＰＮトランジスタ、２０８はコンデンサ、２１４は抵抗である。
【００２７】
スイッチ２０３の一方端は、電流源２０４、２０６、スイッチ２０７を介して接地されている。また、スイッチ２０３の他方端は、トランジスタ２０５のエミッタ、２０９のエミッタ、定電流源２１２及びトランジスタ２１３のコレクタに接続される。トランジスタ２０５のコレクタは、電流源２０４及び２０６と接続されるとともに、このトランジスタ２０５のベース、トランジスタ２０９のベース及びコンデンサ２０８の一方端に接続される。
【００２８】
コンデンサ２０８の他方端は、トランジスタ２０９のコレクタ、トランジスタ２１１のベースに接続されるとともに、定電流源２１０を介して接地される。トランジスタ２１１のエミッタは、定電流源２１２及びトランジスタ２１３のベースに接続される。また、このトランジスタ２１１のコレクタを接地される。トランジスタ２１３のエミッタは、出力Ｇ０の出力端子に接続されるとともに、抵抗２１４を介して接地される。
【００２９】
つまり、図２に示した遅延回路（関数発生回路）１６は、コンデンサ２０８と、ＭＯＳトランジスタ１５を導通または遮断する信号Ｇ１と同期してコンデンサ１６に電荷を充放電する充放電回路（ＮＯＴゲート２０１、バッファゲート２０７、スイッチ２０３、２０７、電流源２０４、２０６、２１０、トランジスタ２０５、２０９、）と、コンデンサ２０８の電圧に相当する電圧を出力する増幅器（電流源２１２、トランジスタ２１１、２１３、抵抗２１４）とを有する。
【００３０】
図２に示した遅延回路１６において、指令入力Ｇ１がＬｏｗの時は、ＮＯＴゲート２０１の出力がＨｉ、バッファ・ゲート２０２の出力がＬｏｗとなり、スイッチ２０３がオン、スイッチ２０７がオフとなる。この場合には、ＰＮＰトランジスタ２０５、２０９は逆バイアスとなり電流は流れず、定電流源２０４、コンデンサ２０８、定電流源２１０のルートで電流が流れ、コンデンサ２０８が充電される。コンデンサ２０８が充電されると、コンデンサ２０８の低電位側、即ちトランジスタ２０９のコレクタ電圧は接地レベルまで低くなる。
【００３１】
また、指令入力Ｇ１がＨｉの時は、ＮＯＴゲート２０１の出力がＬｏｗ、バッファ・ゲート２０２の出力がＨｉとなり、スイッチ２０３がオフ、スイッチ２０７がオンとなる。この場合には、ＰＮＰトランジスタ２０５には定電流源２０６と等しい電流が流れる。
【００３２】
そして、コンデンサ２０８は徐々に放電する。コンデンサ２０８の高電位側（トランジスタ２０９のベースとの接続点）は、ＶＣＣ（回路電源：５Ｖ）よりトランジスタ２０９のエミッタ−ベース間電圧（約０．７Ｖ一定）分だけ低い約４．３Ｖで一定であり、低電位側（トランジスタ２０９のコレクタ電圧）は時間とともに高くなる。
【００３３】
この場合、コンデンサ２０８に流れる電流はトランジスタ２０９のベース電流に等しく、次式（１）で表される。
Ｉ（Ｃ２０８）＝Ｉ２１０／ｈＦＥ        ・・・・（１）
ここで、
Ｉ（Ｃ２０８）：コンデンサ２０８に流れる電流
Ｉ２１０      ：定電流源２１０の電流
ｈＦＥ    ：トランジスタ２０９の電流増幅率とする。
【００３４】
通常、コンデンサの電圧変化は電流値の時間積分により表される。よって、コンデンサ２０８の低電位側、即ちトランジスタ２０９のコレクタ電圧は一定の傾きで上昇する。
【００３５】
図３に電圧波形を示す。図３の（ａ）は、入力信号Ｇ１の電圧波形であり、この入力信号Ｇ１に対するトランジスタ２０９のコレクタ電圧は図３の（ｂ）に示すのようになる。この例では、トランジスタ２０９のコレクタ電圧の立上がり時間は４０μ秒に設定されている。図２に示すように、トランジスタ２１１及び２１３はエミッタ・フォロワ回路を構成しており、トランジスタ２０９のコレクタ電圧と等しい電圧が出力信号Ｇ０の出力端子に出力される。したがって、出力信号Ｇ０は、図３の（ｃ）に示すように、トランジスタ２０９のコレクタ電圧と同様に立ち上がる。
【００３６】
図４は、ダイオード１４に正弦波電圧を印加したときの電流波形を示す。
一般に、ダイオードは逆方向に電圧が印加されたとき、暫くの間、電流が流れる特性を有している。この電流が流れる時間を逆回復時間（τｒｒ）と呼ぶ。一般に、逆回復時間τｒｒは、１〜１０μｓｅｃ程度である。パワーＭＯＳトランジスタ１５が遮断している時にはダイオード１４に順方向に電流が流れているが、パワーＭＯＳトランジスタ１５が導通してダイオード１４が逆バイアスとなった時に、パワーＭＯＳトランジスタ１５は少なくとも逆回復時間τｒｒの間は完全オン状態とならない。
【００３７】
逆回復時間τｒｒの期間中にパワーＭＯＳトランジスタ１５がオンすると、バッテリ２、ダイオード１４、パワーＭＯＳトランジスタ１５を通って短絡電流が流れる。バッテリ２は内部インピーダンスが低く、この短絡電流は５０Ａから１００Ａ程度に達する。一瞬ではあるが、バッテリ２の配線に過大電流が流れるため、配線ケーブルから電磁波が発生し、アンテナ７からラジオ受信機６へノイズとして流入する。
【００３８】
つまり、界磁巻線１２のフライバック電圧を防止するためにダイオード（この例ではダイオード１４）が、界磁巻線１２と並列に接続されるが、このダイオード１４の逆回復特性に起因してラジオ・ノイズが発生してしまう。
【００３９】
このラジオ・ノイズを低減するためには、ダイオード１４の逆回復時間τｒｒよりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタ１５を完全遮断から完全導通とすれば有効であることが、本発明の発明者らにより解明された。
【００４０】
すなわち、ダイオード１４の逆回復時間τｒｒよりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタ１５のドレイン電流を、０Ａから一定電流まで（例えば、０Ａから２Ａ）に傾斜状に増加させるように、パワーＭＯＳトランジスタ１５を完全遮断から完全導通とすれば、ダイオード１４には殆ど逆電流は流れない。
【００４１】
したがって、バッテリ２、ダイオード１４、パワーＭＯＳトランジスタ１５を通って短絡電流が流れることが防止され、ラジオ受信機６へのノイズ流入が防止される。
【００４２】
ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１５のドレイン電流を、逆回復時間τｒｒよりも長い期間で０Ａから一定電流まで（例えば、０Ａから２Ａ）に傾斜状に増加させるためには、パワーＭＯＳトランジスタ１５を完全遮断から完全導通とする期間を、逆回復時間τｒｒよりも大幅に長くしなければならないことが、実験等により判明した。
【００４３】
例えば、上述したように、ダイオード１４の逆回復時間τｒｒが、１〜１０μｓｅｃであれば、パワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧（トランジスタ２０９のコレクタ電位）を、例えば、４０μｓｅｃで０から５Ｖまで傾斜状に増加させれば、ノイズの発生が防止される。
【００４４】
なお、逆回復時間が、０．２μｓｅｃのダイオードも、ダイオード１４として使用可能である。ここで、ダイオード１４の逆回復時間τｒｒが、０．２μｓｅｃと２．０μｓｅｃとの場合における、従来技術、つまり、パワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を傾斜状に増加させることを考慮していない例に対して、ノイズレベルを有効に低減するための、パワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧のターンオン時間を記載する（ただし、実験例である）。なお、この例は、周波数６００ｋＨｚにおいて、ノイズレベルを従来技術の−２０ｄＢμとするための、パワーＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を０Ｖから５Ｖに立ち上げるターンオン時間である。
【００４５】
逆回復時間τｒｒが０．２μｓｅｃの場合は、トランジスタ１５のゲート電圧のターンオン時間は、７０μｓｅｃであり、逆回復時間τｒｒが２．０μｓｅｃの場合は、トランジスタ１５のゲート電圧のターンオン時間は、４００μｓｅｃであれば、ノイズレベルは従来技術の−２０ｄＢμとなった。
【００４６】
なお、逆回復時間τｒｒが０．２μｓｅｃであり、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧のターンオン時間が７０μｓｅｃの場合、ＭＯＳトランジスタ１５が完全遮断から完全導通に至る時間は、１５μｓｅｃであった。また、逆回復時間τｒｒが２．０μｓｅｃであり、トランジスタ１５のゲート電圧のターンオン時間が、４００μｓｅｃの場合、ＭＯＳトランジスタ１５が完全遮断から完全導通に至る時間は、５０μｓｅｃであった。
【００４７】
図５は、本発明の一実施形態による、自動車用発電機の電圧調整器と従来技術とのラジオノイズのレベルを比較したグラフである。ただし、発電機の回転数は、３００ｒ／ｍｉｎであり、発電機出力電流は２０Ａの場合の例である。
【００４８】
この図５から分かるように、周波数５００ｋＨｚ以上の周波数領域では、本発明の一実施形態（破線Ａ）は、従来技術（実線Ｂ）に比較して、−２０ｄＢμ以上ノイズレベルが低減されている。
【００４９】
以上のように、本発明の一実施形態によれば、遅延回路１６は、ダイオード１４の逆回復時間τｒｒよりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタ１５のドレイン電流を、０Ａから一定電流までに傾斜状に増加させるように、パワーＭＯＳトランジスタ１５を完全遮断から完全導通とする。これにより、ダイオード１４には殆ど逆電流は流れず、バッテリ２、ダイオード１４、パワーＭＯＳトランジスタ１５を通って短絡電流が流れることが防止され、スイッチング・ノイズ、つまり、ラジオ受信機６のノイズの発生が防止される。
【００５０】
この場合、遅延回路１６は、トランジスタやコンデンサ等からなる簡単な回路により構成できるので、簡単な構成で安価でありながら、ラジオ・ノイズ等の発生を低減可能なＭＯＳトランジスタの駆動装置を実現することができる。
【００５１】
なお、上述した例は、本発明を自動車用発電機の電圧調整器に適用した場合の例であるが、これに限らず、例えば、電動機の回転制御を行うための界磁巻線にダイオードが並列に接続され、この界磁巻線への電流を制御するＭＯＳトランジスタの駆動装置等の他のものにも適用可能である。
【００５２】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているため、次のような効果がある。
遅延回路（関数発生回路）は、ダイオードの逆回復時間τｒｒよりも長い期間で、パワーＭＯＳトランジスタを完全遮断から完全導通とする。これにより、ダイオードには殆ど逆電流は流れず、バッテリ、ダイオード、パワーＭＯＳトランジスタを通って短絡電流が流れることが防止される。この場合、遅延回路は、トランジスタやコンデンサ等からなる簡単な回路により構成できる。
【００５３】
したがって、簡単な構成で安価でありながら、ラジオ・ノイズ等の発生を低減可能なＭＯＳトランジスタの駆動装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態であるＭＯＳトランジスタの駆動装置の概略回路図である。
【図２】図１の遅延回路１６の内部回路図である。
【図３】図２の遅延回路１６の動作波形図である。
【図４】図１のダイオード１４の電流波形図である。
【図５】本発明の一実施形態による、自動車用発電機の電圧調整器と従来技術とのラジオノイズのレベルを比較したグラフである。
【符号の説明】
１  自動車用発電機
２  バッテリ
６  ラジオ受信機
７  アンテナ
１０ａ〜１０ｃ  電機子巻線
１１  整流器
１２  界磁巻線
１３  電圧調整器
１４  ダイオード
１５  パワーＭＯＳトランジスタ
１６  遅延回路
１７  比較器
１８  参照電圧
１９ａ、１９ｂ  分圧抵抗
２０１  ＮＯＴゲート
２０２  バッファ・ゲート
２０３、２０７  スイッチ
２０４、２０６、２１０、２１２  定電流源
２０５、２０９、２１１  ＰＮＰトランジスタ
２０８  コンデンサ
２１３  ＮＰＮトランジスタ
２１４  抵抗
【図１】
0003560432.tif 000002
【図２】
0003560432.tif 000003
【図３】
0003560432.tif 000004
【図４】
0003560432.tif 000005
【図５】
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