(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同じ導電型の２対のバイポーラトランジスタであって、第１対のトランジスタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続されているとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続されているこれら２対のバイポーラトランジスタと、
第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそれぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対のトランジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイッチング装置と
を具えるブリッジ型の増幅器により負荷の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段において、
増幅器の４つのトランジスタのベースが、ほぼ等しい電流を生じる４つの電流源にそれぞれ結合され、第２対のトランジスタが前記のスイッチング装置のうちの２つのスイッチング装置により交互にダイオードとして接続されるようになっていることを特徴とする電力増幅器段。
【請求項２】
請求項１に記載の電力増幅器段において、ベースを駆動する前記の電流源が、互いに対を成す４つの出力端と、第１及び第２対のトランジスタと同じ導電型の第５トランジスタのベース電流を受ける入力端とを有する電流ミラーを以って構成され、前記の第５トランジスタのエミッタが基準電流源により駆動されるようになっていることを特徴とする電力増幅器段。
【請求項３】
請求項２に記載の電力増幅器段において、前記の振幅制御電圧は電圧発生器から得られ、この電圧発生器は当該電圧発生器の入力端に供給されるデジタル制御信号を変換するデジタル−アナログ変換器を有していることを特徴とする電力増幅器段。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同じ導電型の２対のバイポーラトランジスタであって、第１対のトランジスタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続されているとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続されているこれら２対のバイポーラトランジスタと、
第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそれぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対のトランジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイッチング装置と
を具えるブリッジ型の増幅器により負荷の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上述した種類の電力増幅器段は欧州特許出願公開第ＥＰ−Ａ−０，５８７，９４５号明細書に開示されており既知である。この欧州特許出願公開明細書によれば、４つのスイッチを互いに同相で動作させ、他の４つのスイッチをこれと逆相で動作させる合計で８つのスイッチにより負荷の両端間に方形信号を発生させている。負荷の両端間に得られる信号の振幅は、キャパシタンスを２つの切換スイッチにより負荷の両端間に及び基準電圧との比較のための帰還増幅器の入力端に交互に接続するようにこのキャパシタンスをスイッチングすることにより調整される。
【０００３】
この既知の増幅器段は、インピーダンスが抵抗性、場合によっては誘導性としうる負荷を、増幅器の負帰還及び回路の寄生容量による不安定性を回避するよう駆動するように設計されている。これは、音声（音響）信号を発生する圧電変換器の場合のようにインピーダンスが主として容量性である負荷を駆動するのにあまり適していない。この種の負荷には直流電流が流れない為、既知の増幅器段により得られる電圧信号が著しくひずみ、信号の高調波が可成り損失される。この種類の変換器の音響効率を改善するには、特に、例えば電話器におけるような呼出し信号の場合に高調波を発生させる必要がある。
【０００４】
更に、前記の欧州特許出願公開明細書に開示されている既知の増幅器段は、特に負荷の両端間に方形パルス信号を発生させるのに用いるスイッチの個数が多い点で比較的複雑になるということが確かめられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、構造が簡単で従って経済的に集積化でき、圧電変換器のような主として容量性である負荷を駆動するのに適した電力増幅器段を提供せんとするにある。本発明の他の目的は、電話受話器に用いるための、集積回路によって実現した種々の機能のうちとりわけ呼出し機能を実行でき、呼出し音を、呼出しの音質を変えることなく低レベルを含むユーザ所望のいかなるレベルにも調整しうる電力増幅器段を提供せんとするにある。
【０００６】
本発明は特に、負荷の端子に印加される電圧を直流電流に対し充分低いインピーダンスの電源により発生させれば、方形のスイッチング信号が容量性負荷に正しく供給されるという認識に基づいて成したものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、同じ導電型の２対のバイポーラトランジスタであって、第１対のトランジスタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続されているとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続されているこれら２対のバイポーラトランジスタと、
第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそれぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対のトランジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイッチング装置と
を具えるブリッジ型の増幅器により負荷の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段において、
増幅器の４つのトランジスタのベースが、ほぼ等しい電流を生じる４つの電流源にそれぞれ結合され、第２対のトランジスタが前記のスイッチング装置のうちの２つのスイッチング装置により交互にダイオードとして接続されるようになっていることを特徴とする。
【０００８】
従来の増幅器段では単にブリッジ増幅器を駆動するのに８つのスイッチを用いているのに対し、本発明ではブリッジ増幅器を駆動するのに４つのスイッチング装置を用いるだけですむ。
【０００９】
増幅器の４つのトランジスタの各々にはベース電流が常時維持されている為、負荷の端子には、直流電流に対する最大値が一定のインピーダンスにより発生される電圧がいかなる瞬時にも供給される。この値は、例えば、ベース電流源により供給される電流を適切に選択し、この電流により信号の立上り時間を一定にすることにより、所定の負荷の公称キャパシタンスに容易に適合させることができる。
【００１０】
本発明による増幅器段では負帰還を用いておらず、負荷を主として容量性とした際にこの負帰還に関連して生じる不安定性の問題を回避しうる。しかも、この増幅器段によれば出力信号電圧を急速に切換えることができるとともに、この信号の振幅を１／１０Ｖピーク程度の低レベルにおいてさえも正確に制御しうる。
【００１１】
ベースを駆動する前記の電流源が、互いに対を成す４つの出力端と、第１及び第２対のトランジスタと同じ導電型の第５トランジスタのベース電流を受ける入力端とを有する電流ミラーを以って構成され、前記の第５トランジスタのエミッタが基準電流源により駆動されるようになっている本発明の例では、電力増幅器段の動作特性をトランジスタの利得の変動（製造処理の結果としての変動）や温度変動に殆ど依存しないようにしうる。この場合、エミッタ電流が安定な基準電流源により一定にされている第５トランジスタのベース電流と４つのベース電流とが比較される。この場合、電流ミラーの出力電流対入力電流の比が１に等しいかそれよりも大きいかに応じて、ブリッジ型の増幅器を構成する４つのトランジスタのエミッタ電流が第５トランジスタの電流にほぼ等しくなるかこの電流の倍数にほぼ等しくなる。
【００１２】
負荷が、音量を広い値の範囲で調整しうるのが望ましい電話の呼出し音のような音声信号を生じる場合に適用するには、本発明により前記の振幅制御電圧は電圧発生器から得られ、この電圧発生器は当該電圧発生器の入力端に供給されるデジタル制御信号を変換するデジタル−アナログ変換器を有しているようにするのが有利である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による電力増幅器段１１を示す。この電力増幅器段は、２対のバイポーラＮＰＮ型のトランジスタを有する“ブリッジ”型の増幅器を具えており、第１対のトランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタはそれぞれ負荷Ｌの両端子に且つ第２対のトランジスタＴ３，Ｔ４のコレクタに接続され、トランジスタＴ３，Ｔ４のエミッタは電圧基準端子として作用する電源電圧Ｖ１の端子に結合されている。第１対の２つのトランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは正の電源電圧Ｖ２の端子に接続されている。電圧発生器１２は調整可能な制御電圧ＶＡを生じ、この制御電圧をスイッチＳ１及びＳ２によりトランジスタＴ１及びＴ２のベースに交互に供給する。第２対のトランジスタＴ３及びＴ４は２つのスイッチング装置Ｓ３，Ｓ４により交互にダイオードとして接続される。スイッチング装置Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング信号発生器１３により制御され、これにより負荷Ｌに供給すべき方形信号の周波数及びデューティーサイクルを決定する。このスイッチング信号発生器は、スイッチング装置Ｓ１及びＳ３が同時に閉じ、スイッチング装置Ｓ２及びＳ４が逆相で動作するように構成する。スイッチング装置はＭＯＳ型の電界効果トランジスタを以って構成することができる。
【００１４】
ブリッジ型の増幅器の４つのトランジスタＴ１〜Ｔ４のベースは４つの電流源３１，３３，３２，３４にそれぞれ接続されており、これら電流源は電源電圧Ｖ２からほぼ同一の電流を取出す。この構成の電力増幅器段は、圧電変換器の場合のように殆ど容量性のインピーダンスを有する負荷Ｌを駆動するのに極めて適している。
【００１５】
図１は、方形信号の２つの可能な状態のうちの一方の状態に対応するスイッチング装置の状態を示している。
【００１６】
この状態では、スイッチング信号発生器１３が、スイッチング装置Ｓ２及びＳ４を開放状態に制御する信号Ａと、この信号Ａの反転信号でありスイッチング装置Ｓ１及びＳ３を閉成状態に制御する信号Ｂとを生じている。振幅制御電圧ＶＡがトランジスタＴ１のベースに供給され、このトランジスタがエミッタホロワとして動作してこの電圧から１ベース−エミッタ電圧降下分を引いた値の電圧を負荷Ｌの端子Ｎ１に供給する。負荷Ｌのこの端子Ｎ１にコレクタが接続されているトランジスタＴ４はベース電流源３４から供給される電流のβ倍に等しい電流を流す（βはトランジスタの電流利得の値である）。
【００１７】
トランジスタＴ１のエミッタに流れるこの電流は、信号の切換わりに対応する遷移期間の外部でトランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧降下（ＶＢＥ）  の値に制限を課する。このような電流が無い場合には、ＶＢＥの値は時間の経過とともに徐々に低下する速度で減少し続ける。
【００１８】
ダイオード接続されたトランジスタＴ３は負荷Ｌの端子Ｎ２から電源電圧Ｖ１の端子に過渡電流を流すための低インピーダンスを形成し、このインピーダンスには、トランジスタＴ２のベースに供給される電流源３３の電流の（β＋１）倍に等しいトランジスタＴ２のエミッタ電流により上限が課せられる。
【００１９】
信号の他の半サイクルでは、スイッチング装置が上述したのと逆のパターンで開放したり閉成したりすること明らかである。
【００２０】
負荷に供給される信号に対する一方の半サイクルから他方の半サイクルへの遷移瞬時には、この負荷に可成り大きな過渡電流が流れる。その理由は、この負荷のキャパシタンスがこの遷移の直前とは逆の態様でバイアスされていた為である。
【００２１】
この場合に生じる遷移期間中、エミッタホロワとして動作する第１対のうちの一方のトランジスタのベース−エミッタ電圧が時間の経過とともに減少するということが分る。その理由は、負荷Ｌを流れる電流も減少する為である。ダイオードとして接続されているためにこの瞬時に回路を閉じるトランジスタでは、電圧降下が時間の経過とともに減少する。その理由は、このダイオードを流れる電流が減少する為である。これらの２つのＶＢＥの限界値は、ベース電流源３１〜３４による影響の下でトランジスタにより供給される直流電流により決定される。従って、トランジスタにより供給される直流電流の値を選択することにより、負荷Ｌに発生さすべき方形信号の振幅レベルの立上り時間を所望値に設定することができる。
【００２２】
図２は、図１に示す増幅器段の出力信号の波形を、時間ｔ中にトランジスタＴ１〜Ｔ４を流れる直流電流の種々の値に対し示している。負荷Ｌは８０ｎＦのキャパシタンスを有する。
【００２３】
この図２は０．１Ｖのピーク電圧の場合の負荷Ｌの両端間の電圧Ｖｓを示す。図示のパラメータＩはトランジスタＴ１〜Ｔ４に供給される直流電流の値、すなわち電流源３１〜３４の電流のβ倍である。
【００２４】
振幅が０．１Ｖ程度と低い場合には、得られる信号波形はほぼ選択した電流Ｉの関数として変化し、電流Ｉが増大すればする程方形信号に類似するようになること明らかである。この種類の変換器により音声信号を発生させるには１５０μＡ程度の電流値が極めて適していることを確かめた。
【００２５】
図３は図１の電流源３１〜３４を構成するのに特に適したベース電流発生器を示す回路図である。このベース電流発生器は、ＰＮＰ型の５つのトランジスタ、すなわち１つの入力トランジスタＴ３０と４つの出力トランジスタＴ３１〜Ｔ３４とより成る電流ミラー２０を有する。トランジスタＴ３１〜Ｔ３４はそれぞれのコレクタ４１〜４４から生ぜしめられる電流が互いに等しくなるように対になっている。再現性のある結果を、製造処理中に生じるおそれのある変化の関数として且つ動作温度の変化の関数として得る他の方法は、電流ミラー２０の入力トランジスタＴ３０に、基準電流源４０により供給される基準電流Ｉｒｅｆ  １を受けるエミッタを有するＮＰＮトランジスタＴ２０のベース電流を供給する方法である。基準電流Ｉｒｅｆ  １は当業者にとって既知の手段により温度に依存しないようにすることができる。本発明による増幅器段を形成する処理に当たってＮＰＮトランジスタの利得の変動が生じる場合には、ブリッジ型の増幅器のトランジスタＴ１〜Ｔ４により供給される電流がトランジスタＴ２０により供給される電流に等しくなるように制御される。電流ミラー２０には１とは相違する入力／出力電流比、特に入力電流よりも大きな出力電流を与えることもできる。この場合、トランジスタＴ２０によって供給される電流を減少させることにより電流消費量を減少させることができる。この場合、トランジスタＴ３１及びＴ３４によって供給される電流はトランジスタＴ２０のベース電流に比例し、トランジスタＴ１〜Ｔ４のエミッタ／コレクタ電流自体は基準電流Ｉｒｅｆ  １に比例する。
【００２６】
負荷Ｌに生じる信号の振幅に関する限り、この振幅は電圧発生器１２（図１）から生ぜしめられる電圧ＶＡから順方向バイアスダイオードの両端間の電圧降下の２倍を引いた値に関連する。従って、振幅制御電圧発生器１２が２ＶＢＥに等しい一定成分と所望通りに変化する成分とを有する電圧ＶＡを生じるようにするのが有利である。負荷Ｌを音声信号発生用の圧電変換器とする場合には、制御電圧のこの可変成分の変化が直線変化よりも急速に進行して、この変化が人の耳の感度に近似するとともに可変成分が例えば等比数列に応じて変化するようにするのが望ましい。
【００２７】
図４は振幅制御電圧発生器の一実施例を示す回路図である。この電圧発生器１２は、正の電源電圧Ｖ２から取出した基準電流Ｉｒｅｆ  ２を、エミッタが基準電源電圧Ｖ１の端子に結合されているダイオード接続トランジスタ５１に供給する基準電流源５０を有している。基準電流Ｉｒｅｆ  ２のためにダイオード５１の両端間に生じる電圧降下が利得１の増幅器５２の入力端に供給される。この増幅器の出力端５３は入力電圧に等しい電圧にあるも、そのインピーダンスは低い。
【００２８】
電圧発生器１２は更に、デジタル入力信号Ｃｄをアナログ電流Ｉａに変換するデジタル−アナログ変換器５６を有し、アナログ電流Ｉａは抵抗５４の一端に供給され、この抵抗の他端は増幅器５２の出力端５３に接続されている。
【００２９】
入力信号Ｃｄが例えば３ビットのフォーマットで供給される場合には、変換器５６は１μＡと１２８μＡとの間の範囲で順次の値を２倍づつ異ならせた一連の８つの電流値Ｉａを生じるように構成しうる。従って、抵抗５４の端部５８は制御電圧の可変成分を表わす電流Ｉａに比例する電圧の部分と、ダイオード５１の両端間の電圧降下を表わす部分とを有する。この端部５８は他の増幅器６０の入力端に結合され、この増幅器の電圧利得は図４にＲで示す２つの等しい抵抗を介する負帰還により２に設定される。この増幅器６０はその出力端に、ブリッジ型の増幅器により生ぜしめる信号の振幅を制御するのに用いる電圧ＶＡを生じる。
【００３０】
従って、制御信号ＶＡはトランジスタ５１における電圧降下の２倍に相当する一定成分を有し、従って、制御信号ＶＡの可変成分に等しい振幅を負荷Ｌの両端間に得るようにしうる。
【００３１】
電流ミラー２０（図３）及び図１に示すブリッジ型増幅器の双方に用いるトランジスタの面積比を考慮して、電流源５０の電流Ｉｒｅｆ  ２を図３に示す電流源４０の電流Ｉｒｅｆ  １と適切な関係にすることにより、正確なＶＢＥ補償を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力増幅器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の回路の出力信号の波形をトランジスタの種々の直流バイアス値に対して示す波形図である。
【図３】本発明による増幅器段に用いる４出力のベース電流発生器の好適例を示す回路図である。
【図４】図１の増幅器段を制御する振幅制御電圧発生器を示す回路図である。
【符号の説明】
１１  電力増幅器段
１２  電圧発生器
１３  スイッチング信号発生器
２０  電流ミラー
３１〜３４  電流源
Ｔ１〜Ｔ４  トランジスタ
Ｓ１〜Ｓ４  スイッチング装置
Ｌ  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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