(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続される１次巻線と、前記１次巻線と同極性のコントロ−ル巻線および異極性の２次巻線を持つスイッチングトランスと、前記１次巻線を通して直流電源をスイッチングするスイッチング素子を含む主スイッチング回路と、前記２次巻線の電圧を整流平滑して負荷に供給する２次側整流平滑回路と、負荷に流れる電流を検出する電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗の両端電圧を判定する過電流検出回路と、外部制御入力電圧を判定・増幅しフォトカプラを介して前記主スイッチング回路を制御し負荷に供給する直流電圧を可変するスイッチング制御回路と、前記直流電源から作成する１次側制御電源回路を備えたＲＣＣスイッチング方式電源回路において、
出力直流電圧が必要出力電圧以下の時は異なる第２のフォトカプラを介して前記スイッチング素子を非導通状態にて前記主スイッチング回路を停止させる低出力電圧時発振停止回路と、
２次側の制御回路用の、外部直流電源が低下或いは断になれば、異なる第３のフォトカプラを介して前記スイッチング素子を非導通状態にて、前記主スイッチング回路を停止させる外部直流電源低下検出回路とを具備した
ことを特徴とするＲＣＣスイッチング方式電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は、ＲＣＣ（リンギングチョ−クコンバータ）スイッチング方式の電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来直流ファンモ−タを駆動する電源回路としては、チョッパ−型スイッチングレギュレ−タやフォワ−ド型スイッチングレギュレ−タが使われていたが、チョッパ−型の場合は入力側と出力側が電気的に絶縁出来ない、フォワ−ド型の場合はトランスやコイルを３個必要としコストが高くなりがちである。
【０００３】
図２の従来のフォワ−ド型スイッチングレギュレ−タの概略構成図を用いて動作を説明すると、入力直流電源は入力端子８０、入力側グランド端子８１間に印加され、入力端子８０は主スイッチングトランス８３の１次側センタ−タップに接続され、同極性端と入力グランド端子８１間にダイオ−ド８２が接続され巻線の他端はスイッチングトランジスタ８６のコレクタに接続されエミッタは入力グランド端子８１に接続され、ベ−スには抵抗８７が入力グランド端子８１間に接続され、および抵抗８８がドライブトランス８４の１次側に接続され、１次側の他端は入力グランド端子８１に接続されている。
【０００４】
主スイッチングトランス８３の２次側の１次側と同極性端はダイオ−ド９２のアノ−ドに接続され巻線の他端はダイオ−ド９３のアノ−ド、コンデンサ９４、電流検出抵抗９７に接続されている。
【０００５】
ダイオ−ド９２のカソ−ドはダイオ−ド９３のカソ−ド、チョ−クコイル９１に接続され、チョ−クコイル９１の他端はコンデンサ９４の他端および出力端子９８に接続されている。
【０００６】
電流検出抵抗９７の他端は出力グランド端子９９に接続されており、出力端子９８と出力グランド端子９９間に負荷として直流ファンモ−タが接続されている。
【０００７】
スイッチング制御回路９５は一般にＰＷＭ制御用ＩＣが用いられ、外部制御端子１００、電流検出抵抗９７、出力端子９８、出力グランド端子９９および、入力直流電源とは絶縁された異なる直流電源Ｖｃｃへ接続されている。
【０００８】
ドライブトランス８４の２次側の１次側と同極性端はダイオ−ド９６のカソ−ドに接続されアノ−ドはスイッチング制御回路９５へ接続され、ドライブトランス８４のセンタ−タップは直流電源Ｖｃｃへ接続され、１次側と異極性端はスイッチング制御回路９５へ接続されている。
【０００９】
続いて概略動作について説明すると、入力端子８０、入力グランド端子８１間に印加された入力直流電源は主スイッチングトランス８３を通してスイッチングトランジスタ８６により例えば周波数５０ＫＨＺでスイッチングされ２次側へ伝達される。
尚この際、負荷に必要とされる電圧値への制御は後述するようにＰＷＭ制御が一般的である。
【００１０】
スイッチングトランジスタ８６のオン期間中入力直流電源のエネルギ−は主スイッチングトランス８３の２次側へ伝達される。この際伝達される波高値はトランスの１次２次の巻数比で決まる値であり、又波形幅は負荷ファンモ−タの必要とする電力（ＶＭ  ×ＩＭ  ）で決まる幅である。
【００１１】
そしてオン期間中に同極性で伝達された波形は同極性即ち主スイッチングトランス８３の２次側黒丸印側が正側ゆえ、ダイオ−ド９２が導通し、チョ−クコイル９１、コンデンサ９４で平滑され負荷直流ファンモ−タへ印加される。
【００１２】
スイッチングトランジスタ８６のオフ期間中はトランスに発生した逆電圧によりダイオ−ド８２が導通し入力電源側へ蓄積されたエネルギ−が帰還されトランスのリセットがおこなわれる。
又このオフ期間中、２次側ではチョ−クコイル９１に蓄積されたエネルギ−で、電流がコンデンサ９４および負荷ファンモ−タ、電流検出抵抗９７、ダイオ−ド９３を流れ続ける。
【００１３】
次いでスイッチング制御回路９５の動作概要を説明すると、一般にＰＷＭ制御用ＩＣ（ＩＣの詳細説明はしないが）及び抵抗、コンデンサ等で構成されており、設定された、例えば５０ＫＨＺの周波数で発振しており、外部制御端子１００に加えられる制御電圧により決まるパルス幅の出力でドライブトランス８４の２次側を駆動し、１次側へ伝達されたオン・オフパルスにより抵抗８８を介してスイッチングトランジスタ８６をオン・オフ駆動している、尚抵抗８７はベ−スバイアス抵抗である。
次いでダイオ−ド９６は先の説明と同様にオン期間中にドライブトランス８４に蓄積されたエネルギ−をオフ期間中に直流電源Ｖｃｃへ帰還しトランスのリセットを行うものである。
【００１４】
更にスイッチング制御回路９５は出力端子９８の電圧を監視して出力電圧の変動を押さえ、又電流検出抵抗９７の両端の負荷電流により発生する電圧を監視し過電流になれば駆動パルス幅を狭めて出力電圧を下げる動作を行っている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来のファンモ−タ駆動用のスイッチング電源回路としては、前述の様にチョッパ−型では入力電源側と出力側が電気的に絶縁出来ないため、例えば商用ＡＣ１００Ｖを整流して入力直流電源とする場合負荷のファンモ−タの絶縁耐圧を特に考慮する必要が有るし、又電圧を可変する場合低電圧を得るのが中々むつかしいという問題が有り、又説明記載のごときフォワ−ド型の場合はトランス、コイルが３個必要となりコスト的に高くなる、或いはスペ−ス的に基板設計上不利であり又出力電圧の変化についても零電圧にするのがむつかしい、という様な問題を有していた。
本願発明は上記の点に鑑みて提案されたものであって、ＲＣＣスイッチング方式を用いてコストが安く、信頼性を向上させた、ＲＣＣスイッチング方式電源回路を提供することを、その目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１７】
すなわち、本願発明の請求項１に記載したＲＣＣスイッチング方式電源回路は、直流電源に接続される１次巻線と、前記１次巻線と同極性のコントロ−ル巻線および異極性の２次巻線を持つスイッチングトランスと、前記１次巻線を通して直流電源をスイッチングするスイッチング素子を含む主スイッチング回路と、前記２次巻線の電圧を整流平滑して負荷に供給する２次側整流平滑回路と、負荷に流れる電流を検出する電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗の両端電圧を判定する過電流検出回路と、外部制御入力電圧を判定・増幅しフォトカプラを介して前記主スイッチング回路を制御し負荷に供給する直流電圧を可変するスイッチング制御回路と、前記直流電源から作成する１次側制御電源回路を備えたＲＣＣスイッチング方式電源回路において、出力直流電圧が必要出力電圧以下の時は異なる第２のフォトカプラを介して前記スイッチング素子を非導通状態にて前記主スイッチング回路を停止させる低出力電圧時発振停止回路と、２次側の制御回路用の、外部直流電源が低下或いは断になれば、異なる第３のフォトカプラを介して前記スイッチング素子を非導通状態にて、前記主スイッチング回路を停止させる外部直流電源低下検出回路とを具備したことを特徴とする。
【００１８】
このＲＣＣスイッチング方式電源回路によれば、トランス１個でスイッチング電源を構成することができ、かつ低出力電圧時には発振を停止することが出来るので、ＲＣＣスイッチング方式の特徴である負荷の電力による発振周波数の変化即ち負荷大の時は発振周波数低、負荷小の時は発振周波数高となる特徴を、更に有効に利用できるよう低出力電圧時は発振停止となるようにしたので動作周波数を全体に高い方へシフトできスイッチングトランスを一層小型化でき、又スイッチング素子の無駄な発熱を押さえることができ、更に非導通で停止するので安全である。
【００１９】
およびフォトカプラにより１次側と２次側を電気的に絶縁しているので前記直流電源と負荷側を分離でき負荷のファンモ−タの絶縁設計に対して有利である。
【００２０】
負荷としてファンモ−タに限らずポンプ等水廻り機器に使えば漏電に対しても更に有効であるのは言うまでもない。
【００２２】
このＲＣＣスイッチング方式電源回路によれば、前述の如き効果に加えて、２次側の制御回路用の外部直流電源の電圧の低下或いは断を検出してスイッチング素子を非導通状態で停止できるので安全であり、又フォトカプラを介して１次側と２次側を電気的に絶縁するのは言うまでもない。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しつつ具体的に説明する。
【００２４】
図１が本願発明のＲＣＣスイッチング方式電源回路のブロック構成図であって、入力端子１、入力グランド端子２、１次側制御電源回路７、主スイッチング回路１０、スイッチングトランス２０、２次側整流平滑回路２６、過電流検出回路３０、電流検出抵抗３１、スイッチング制御回路４１、低出力電圧時発振停止回路５３、外部直流電源低下検出回路６５、直流出力端子７３、出力側グランド端子７４、外部制御入力端子７５を備えている。
【００２５】
図３は図１の詳細回路図であり、図４は図３における各部の動作波形図であり、以下両図に基づいて詳細に説明する。
【００２６】
入力端子１はコンデンサ５と抵抗４の並列部、スイッチングトランス２０の１次側黒丸、抵抗１９、抵抗９へ接続されている。コンデンサ５と抵抗４の並列部の他端はダイオ−ド６のカソ−ドへ接続されてスナバ回路３を成し、ダイオ−ド６のアノ−ドはスイッチングトランジスタ１４のコレクタおよびスイッチングトランス２０の１次側の他端へ接続されている。抵抗１９の他端はスイッチングトランジスタ１４のベ−スへ接続され起動抵抗となる。抵抗９の他端はツエナ−ダイオ−ド８のカソ−ドへ接続され１次側制御電源回路７を成し１次側の各部へ供給している。
【００２７】
入力グランド端子２は抵抗１３、ツエナダイオ−ド８のアノ−ド、トランジスタ６４のエミッタ、抵抗６３、トランジスタ７２のエミッタ、抵抗７０、フォトカプラ▲３▼６９のエミッタ、トランジスタ１５のエミッタ、スイッチングトランス２０のコントロ−ル巻線で１次巻線の異極性側へ接続され一次側の共通グランドを成している。
【００２８】
スイッチングトランス２０のコントロ−ル巻線で１次巻線の同極性側はダイオ−ド２１のアノ−ド、抵抗１６、ツエナ−ダイオ−ド２５のカソ−ドへ接続されている。抵抗１６の他端はダイオ−ド１７のアノ−ドとコンデンサ１８の並列回路へ接続され、ダイオ−ド１７のカソ−ドとコンデンサの他端はスイッチングトランジスタ１４のベ−スへ接続されている。
ツエナダイオ−ド２５のアノ−ドは抵抗２４に接続され抵抗の他端はトランジスタ１５のベ−ス、抵抗１２、コンデンサ１１、フォトカプラ▲１▼５２のエミッタへ接続されている。コンデンサ２３はフォトカプラ▲１▼５２のコレクタ、エミッタ間へ接続されている。
【００２９】
ダイオ−ド２１のカソ−ドは抵抗２２へ接続され、抵抗の他端はフォトカプラ▲１▼５２のコレクタへ接続されている。
【００３０】
スイッチングトランジスタ１４のエミッタは抵抗１２の他端、コンデンサ１１の他端、抵抗１３の他端へ接続されている。抵抗６２はツエナダイオ−ド８のカソ−ドへ接続され、他端はフォトカプラ▲２▼６１のコレクタへ接続されている。トランジスタ６４のコレクタはスイッチングトランジスタ１４のベ−ス及びトランジスタ７２のコレクタへ接続されベ−スは抵抗６３の他端およびフォトカプラ▲２▼６１のエミッタへ接続されている。
【００３１】
抵抗７１はツエナダイオ−ド８のカソ−ドへ接続され他端はフォトカプラ▲３▼６９のコレクタとトランジスタ７２のベ−スと抵抗７０へ接続されている。
【００３２】
次いで、スイッチングトランス２０の２次側で１次巻線と異極性端はダイオード２９のアノ−ドへ接続されカソ−ドはコンデンサ２７、抵抗２８へ接続され２次側整流平滑回路２６を成し、直流出力端子７３へ接続されている。巻線の他端はコンデンサ２７の他端と抵抗２８の他端および電流検出抵抗３１へ接続され、電流検出抵抗３１の他端は出力側グランド端子７４へ接続されている。
直流出力端子７３は抵抗４５へ接続されている。
【００３３】
出力側グランド端子７４は抵抗３５、抵抗４３、抵抗４４、オペアンプのグランド端子、抵抗５６、ツエナ−ダイオ−ド６８のアノ−ド、抵抗５９、抵抗５１、フォトカプラ▲１▼５２のＬＥＤカソ−ド、フォトカプラ▲２▼６１のＬＥＤカソ−ドへ接続されている。
【００３４】
オペアンプ３８の反転入力端子は抵抗３４、コンデンサ３６へ接続され抵抗の他端は抵抗３３と抵抗３２へ接続され、コンデンサ３６の他端は抵抗３７へ、抵抗３３の他端は抵抗２８へ、抵抗３２の他端は外部直流電源７６へ接続され、抵抗３７の他端はオペアンプ３８の出力端子と抵抗３９へ接続され抵抗３９の他端はダイオ−ド４０のアノ−ドへ接続され、カソ−ドはフォトカプラ▲１▼５２のＬＥＤアノ−ドへ接続され、オペアンプ３８の非反転入力端子は抵抗３５へ接続されて過電流検出回路３０を成している。
【００３５】
オペアンプ４８の反転入力端子は抵抗４２、コンデンサ４６へ接続され抵抗の他端は抵抗４３と外部制御入力端子７５へ接続されている。コンデンサ４６の他端は抵抗４７へ接続され抵抗の他端はオペアンプ４８の出力端子、抵抗４９へ接続され、抵抗４９の他端はダイオ−ド５０のアノ−ドへ接続され、カソ−ドは抵抗５１、フォトカプラ▲１▼５２のＬＥＤアノ−ドへ接続されている。オペアンプ４８の非反転入力端子は抵抗４４、抵抗４５へ接続されスイッチング制御回路４１を成している。
【００３６】
オペアンプ６０の反転入力端子は抵抗５５、抵抗５７へ接続され抵抗５５の他端は外部制御入力端子７５へ接続されている。抵抗５７の他端はオペアンプ６０の出力端子、抵抗５８へ接続され抵抗５８の他端は抵抗５９、フォトカプラ▲２▼６１のＬＥＤアノ−ドへ接続されている。オペアンプ６０の非反転入力端子は抵抗５６、抵抗５４へ接続され、抵抗５４の他端は外部直流電源７６へ接続され低出力電圧時発振停止回路５３を成している。
【００３７】
フォトカプラ▲３▼６９のＬＥＤアノ−ドと抵抗６６は外部直流電源７６へ接続され、カソ−ドと抵抗６６の他端は抵抗６７へ接続され、抵抗６７の他端はツエナ−ダイオ−ド６８のカソ−ドへ接続され外部直流電源低下検出回路６５を成している。
【００３８】
続いて各部の詳細な動作説明をすると、入力端子１、入力グランド端子２間に印加された入力直流電源はスイッチングトランス２０の１次巻線を通してスイッチングトランジスタ１４に印加されている。そして外部制御入力端子７５と出力側グランド端子７４間に加える外部制御電圧（以下Ｖｃｏｎｔと記す）が所定値（本実施例では０．９Ｖとする）以下であると即ち外部直流電源（以下Ｖｃｃと記す）を抵抗５４と抵抗５６で分圧した値〔式１〕以下
〔式１〕Ｖｃｃ×Ｒ５６／（Ｒ５４＋Ｒ５６）＝０．９
であるのでオペアンプ６０はＨｉ出力となり抵抗５８を通してフォトカプラ▲２▼６１のＬＥＤはオンしており即ちトランジスタ側もオンゆえ抵抗６２を通して１次側制御電源回路７の電圧（以下Ｖｄと記す）がトランジスタ６４のベ−スへ印加されトランジスタ６４がオンとなりスイッチングトランジスタ１４のベ−スが零電位ゆえスイッチングトランジスタ１４は非導通状態で発振停止しており、直流出力端子７３と出力側グランド端子７４間には出力電圧はでない。又この状態ではスイッチングトランジスタ１４は非導通ゆえスイッチングトランス２０の１次巻線には電流は流れず安全側で停止している。
【００３９】
続いてＶｃｏｎｔが０．９Ｖを越えると、オペアンプ６０の出力端子はＬｏとなりフォトカプラ▲２▼６１のＬＥＤがオフ、トタンジスタがオフとなり、トランジスタ６４がオフ、そして抵抗１９によりスイッチングトランジスタ１４のベ−スに電圧が印加され導通を始める。スイッチングトランス２０の１次巻線を通して電流が流れ始めると１次巻線と同極性のコントロ−ル巻線よりの誘起電圧が、抵抗１６、ダイオ−ド１７、コンデンサ１８を通してスイッチングトランジスタ１４のベ−スへ印加され一気にオンとなり発振を始める。
同時に誘起電圧はツエナ−ダイオ−ド２５、抵抗２４、を通してコンデンサ１１を充電し始め、トランジスタ１５のＶＢ  ｅ  を越えるとトランジスタ１５はオンとなり即ちスイッチングトランジスタ１４のベ−スが零電位となり急速にオフとなる。スイッチングトランジスタ１４がオンの期間中にスイッチングトランス２０に蓄積されたエネルギ−はオフ期間中に２次巻線のダイオ−ド２９接続側が＋側ゆえダイオ−ド２９で整流されコンデンサ２７で平滑されて直流となり、負荷へ供給される。蓄積エネルギ−がなくなるとダイオ−ド２９がオフになるが、その瞬間の逆起電力で即ち２次巻線の黒丸側が＋となり、コントロ−ル巻線の黒丸側が＋となり以下トランジスタ１４のベ−スへ電圧が印加され発振が継続する。
【００４０】
負荷側の直流電圧は１次側に印加される直流電源の値とスイッチングトランス２０の１次と２次の巻数比、およびスイッチングトランジスタ１４のオンの期間により決定されるので、出力電圧の安定化および可変は、ダイオ−ド２１、抵抗２２、フォトカプラ▲１▼５２のトランジスタを通してコンデンサ１１の充電時間を制御してスイッチングトランジスタ１４のオン期間を制御することにより得られる。
【００４１】
この初期スタ−ト時は低出力電圧でファンモ−タの電流値も小なので低出力時ともいえるが、図４（Ｃ），（Ｄ）図の如く初期発振周波数は２００ＫＨＺ／５μｓである。
【００４２】
続いて出力電圧を上げるには、即ち負荷ファンモ−タの電流値が大きくなり高出力時ともいえるが、Ｖｃｏｎｔが大になると、直流出力電圧（以下Ｖｏｕｔと記す）とＶｃｏｎｔの関係はオペアンプ４８の入力端子において〔式２〕であるので、
0003584606.tif 000002
Ｖｃｏｎｔを３ＶにするとＶｏｕｔは４０Ｖが得られる。
即ちオペアンプ４８の出力がＨｉになれば抵抗４９、ダイオ−ド５０を通してフォトカプラ▲１▼５２のＬＥＤがオンし、トランジスタがオンとなりコンデンサ１１の充電時間を制御するが、Ｖｃｏｎｔが高くなれば〔式２〕よりＶｏｕｔ高になるまでコンデンサ１１の充電時間がおくれ、トランジスタ１５のＶＢ  ｅ  を越えるのが遅くなる、即ちスイッチングトランジスタ１４のオン期間が長くなり（周波数が低くなる）スイッチングトランスの蓄積エネルギ−が大となり、Ｖｏｕｔ高（出力電力大）となる。図４（Ａ）、（Ｂ）図の如く、発振周波数は３５ＫＨＺ／２８μｓと低くなっている。
【００４３】
続いて過電流時の動作について説明すると、電流検出抵抗３１で検出される電圧が大になるとオペアンプ３８の出力端子がＨｉとなり抵抗３９、ダイオ−ド４０を通してフォトカプラ▲１▼５２のＬＥＤがオンとなりトランジスタがオン、よってコンデンサ１１の充電時間が速くなり、スイッチングトランジスタ１４のオン時間が図４（Ｅ），（Ｆ）図の如く非常に短くなり、スイッチングトランス２０の蓄積エネルギ−は小となり、出力電圧は、いわゆる“フ”の字特性で下がっていく。又この時は逆起電力も発生しないのでスイッチングトランジスタ１４に加わる電圧は（Ｅ）図の如く入力端子１に印加される電圧（本実施例ではＡＣ１００Ｖを整流した電圧１４０Ｖ）に近い値である。
【００４４】
さらに外部直流電圧低下検出の動作について説明すると、Ｖｃｃは抵抗６６、抵抗６７、ツエナダイオ−ド６８の直列回路に印加されており、例えばツエナダイオ−ドのＶｚが９ＶとするとＶｃｃが１０Ｖ以上であれば（フォトカプラ▲３▼６９のＬＥＤのＶＦ  を１Ｖとして）ＬＥＤはオンしており、トランジスタがオンゆえトランジスタ７２のベ−スは零電位でトランジスタ７２はオフとなり、スイッチングトランジスタ１４のベ−スは正常であるが、外部直流電源Ｖｃｃが故障となり１０Ｖ以下或いは零になるとフォトカプラ▲３▼６９のＬＥＤがオフ、トランジスタがオフゆえトランジスタ７２のベ−スには抵抗７１を通してＶｄが印加されてトランジスタ７２オンとなり即ちスイッチングトランジスタ１４のベ−スが零電位となり、スイッチングトランジスタ１４は非導通状態で発振停止し、スイッチングトランス２０の１次巻線には電流が流れない安全状態である。
【００４５】
なお上記実施形態においては、負荷としてファンモ−タについて説明したが、もちろん負荷がファンモ−タに限るものでなく、直流駆動ポンプにおいても電圧可変制御ができ機能向上ができるのは言うまでもない。又スイッチングトランジスタに替えてＦＥＴを使用すれば更に発振周波数を上げることができ、スイッチングトランスの小型化がはかれる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１の発明によれば、ＲＣＣスイッチング方式を用いることにより、トランスを１個で電源回路を構成でき、加えて負荷が必要とする電圧以下では発振停止するようにしたので動作周波数を高い方へシフト、即ち低電圧出力時に２００ＫＨＺ以上までにしても制御不能になる前に安全に停止でき、更にスイッチングトランスを小型にできるのでコスト的に有利である。
【００４７】
また、外部直流電源の異常時には安全に停止できるので、システムの安全性が向上し、又１次側と２次側をトランス、フォトカプラにより電気的に絶縁したので負荷の漏電に対する設計も有利になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係わるＲＣＣスイッチング方式電源回路のブロック構成図である。
【図２】従来のフォワ−ド型スイッチングレギュレ−タのブロック構成図である。
【図３】本願発明に係わるＲＣＣスイッチング方式電源回路の詳細回路図である。
【図４】図３の各部の動作波形図である。
【符号の説明】
１  入力端子
２  入力グランド端子
３  スナバ回路
７  １次側制御電源回路
１０  主スイッチング回路
１４  スイッチングトランジスタ
２０  スイッチングトランス
２６  ２次側整流平滑回路
３０  過電流検出回路
３１  電流検出抵抗
３８  オペアンプ
４１  スイッチング制御回路
４８  オペアンプ
５２  フォトカプラ▲１▼
５３  低出力電圧時発振停止回路
６０  オペアンプ
６１  フォトカプラ▲２▼
６５  外部直流電源低下検出回路
６８  ツエナ−ダイオ−ド
６９  フォトカプラ▲３▼
７３  直流出力端子
７４  出力側グランド端子
７５  外部制御入力端子（Ｖｃｏｎｔ）
７６  外部直流電源（Ｖｃｃ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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