(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続され、主に電動機として使用される第１回転電機へ制御電流を供給する第１インバータと、
前記直流電源に接続され、主に発電機として使用される第２回転電機へ制御電流を供給する第２インバータと、
前記第１インバータの動作周波数を規定する第１キャリア信号と、前記第１回転電機へ所望の制御電流を供給するための第１電圧指令値とを比較して、前記第１インバータのスイッチング素子を駆動するパルス幅変調信号を生成する第１インバータ駆動手段と、
前記第１キャリア信号と同じ周期を有し、前記第２インバータの動作周波数を規定する第２キャリア信号と、前記第２回転電機へ所望の制御電流を供給するための第２電圧指令値とを比較して、前記第２インバータのスイッチング素子を駆動するパルス幅変調信号を生成する第２インバータ駆動手段とを備え、
前記第１インバータ駆動手段と前記第２インバータ駆動手段とは、前記第１インバータと前記第２インバータとが同期して動作し、前記第１インバータの電流と前記第２インバータの電流とが逆向きに生じるように制御することを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記第１インバータのスイッチング素子と、前記第２インバータのスイッチング素子とが同時期に動作することにより、前記第１インバータの電流と前記第２インバータの電流とが、同時に逆向きに生じるように制御することを特徴とする請求項１に記載の回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号とは、周期及び位相が等しいことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記第１回転電機の最高回転数と極数の積と前記第２回転電機の最高回転数と極数の積とがほぼ等しいことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の回転電機の制御装置。
【請求項５】
通常の運転条件のときに、発電電力の目標に応じて前記第２回転電機の回転数を制御する一方、特定の運転条件のときに、前記第２回転電機の制御電流の基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本波の周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制御することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記第１インバータのスイッチング素子回路及び前記第２インバータのスイッチング素子回路は、共通の平滑コンデンサを介して前記直流電源に接続されると共に、前記平滑コンデンサと前記第１インバータのスイッチング素子間の経路のインダクタンスと、前記平滑コンデンサと前記第２インバータのスイッチング素子間の経路のインダクタンスとがほぼ等しいことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、電動車両（ハイブリッド自動車）に用いる回転電機（モータジェネレータ）の制御装置に関し、リップル電流を低減できる回転電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ハイブリッド自動車では、通常２台のモータジェネレータを搭載し、一方を走行用、もう一方を発電用として使用している。そして、共通の直流電源を用い、モータジェネレータ毎にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成して、この交流電源により走行用モータジェネレータを回転・駆動している。また、原動機により発電用モータジェネレータを回転させ発電し、生成された電流はインバータ装置のスイッチング素子により、直流電流に変換されバッテリに蓄えていた。
【０００３】
この具体例として、図７に直流電源を使用した交流モータ駆動回路と１相分の電流が変化する様子を示す。モータ電流ｉｕの極性とスイッチング素子のオン／オフ状態に応じて、電流はａ〜ｄの経路を流れる。すなわち、スイッチング素子ｓｗ１１がオン状態でスイッチング素子ｓｗ１２がオフ状態のとき、電流はａの経路を流れ、直流母線上には正の電流が流れる。また、スイッチング素子ｓｗ１２がオン状態でスイッチング素子ｓｗ１１がオフ状態のとき、ダイオードを経由して電流はｂの経路を流れ、直流母線上には負（逆向き）の電流が流れる。一方、走行用モータジェネレータから流れ出す電流は、スイッチング素子ｓｗ１１がオン状態でスイッチング素子ｓｗ１２がオフ状態のとき、ダイオードを経由して電流はｃの経路を流れ、直流母線上には負（逆向き）の電流が流れる。また、スイッチング素子ｓｗ１２がオン状態でスイッチング素子ｓｗ１１がオフ状態のとき、電流はｄの経路を流れ、直流母線上には正の電流が流れる。
【０００４】
これらの瞬時電流の大きさは瞬時モータ電流と同じである。従って、１位相分についてのみ考えればインバータの直流母線にはモータの極性とスイッチング素子のオン／オフに応じたパルス状の電流が流れる。このパルス状の電流を３相分合計したものがインバータの直流母線を流れる電流になる。図８に３相分を合計した直流母線上の電流波形を示す。そして、この電流の変動がリップル電流である。また、図９にその電流波形の一部を拡大した波形図とキャリア信号との関係の一例を示す。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来、交流モータを駆動させるためのインバータはスイッチング素子を１０〜２０ｋＨｚの高周波でスイッチングするので、直流母線上に発生するパルス状のリップル電流の急峻な変動による電気的な高周波ノイズが発生していた。
【０００６】
そして、この高周波ノイズは、近接する電装品に障害を与えるため、その防止策が必要となる。このため、図１０に示すように、インバータの直流入力回路にはノイズフィルタとしてのノイズ低減用リアクトルや、リップル耐量の大きい平滑用電解コンデンサが挿入されている。しかし、この方法では大きなリアクトル及び電解コンデンサを使用する必要があり、これらの素子の容積が大きくなることから、インバータのケースが大きくなり、重量も重くなるという問題点があった。
【０００７】
そして、ハイブリッド自動車では、前述のように、二つ以上のインバータを搭載しているため、その問題はさらに大きなものとなっていた。
【０００８】
また、特願平１０−２４５３８３号（特開２０００−７８８５０号公報）にはスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦタイミングをずらすことにより、リップル電流を抑制することが提案されている。しかし、このような方法では、走行用モータジェネレータで発生したパルスと発電用モータジェネレータで発生した逆向きのパルスとが交互に直流母線を流れることになり、電気的高周波ノイズの原因となるリップル電流を低減することはできない。
【０００９】
本発明は、発電用モータジェネレータの制御電流の基本周波数と走行用モータジェネレータの制御電流の基本周波数とを同じにすることにより、リップル電流を低減するモータジェネレータの制御回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明は、直流電源（１）に接続され、主に電動機として使用される第１回転電機（１１）へ制御電流を供給する第１インバータ（１０）と、前記直流電源に接続され、主に発電機として使用される第２回転電機（２１）へ制御電流を供給する第２インバータ（２０）と、前記第１インバータの動作周波数を規定する第１キャリア信号と、前記第１回転電機へ所望の制御電流を供給するための第１電圧指令値とを比較して、前記第１インバータのスイッチング素子（ｓｗ１１〜ｓｗ１６）を駆動するパルス幅変調信号を生成する第１インバータ駆動手段（ＩＧＢＴドライブ回路１４等）と、前記第１キャリア信号と同じ周期を有し、前記第２インバータの動作周波数を規定する第２キャリア信号と、前記第２回転電機へ所望の制御電流を供給するための第２電圧指令値とを比較して、前記第２インバータのスイッチング素子（ｓｗ２１〜ｓｗ２６）を駆動するパルス幅変調信号を生成する第２インバータ駆動手段（ＩＧＢＴドライブ回路２４等）とを備え、前記第１インバータ駆動手段と前記第２インバータ駆動手段とは、前記第１インバータと前記第２インバータとが同期して動作し、前記第１インバータの電流と前記第２インバータの電流とが逆向きに生じるように制御する。
【００１１】
第２の発明は、第１の発明において、前記第１インバータのスイッチング素子と、前記第２インバータのスイッチング素子とが同時期に動作することにより、前記第１インバータの電流と前記第２インバータの電流とが、同時に逆向きに生じるように制御することを特徴とする。
【００１２】
第３の発明は、第１又は第２の発明において、前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号とは、周期及び位相が等しいことを特徴とする。
【００１３】
第４の発明は、第１〜第３の発明において、前記第１回転電機の最高回転数と極数の積と前記第２回転電機の最高回転数と極数の積とがほぼ等しいことを特徴とする。
【００１４】
第５の発明は、第１〜第４の発明において、通常の運転条件のときに、発電電力の目標（例えば、第１回転電機で消費される電力）に応じて前記第２回転電機の回転数を制御する一方、特定の運転条件のときに（例えば、直流母線上のリップル電流が一定の大きさを超えるような運転時）、前記第２回転電機の制御電流の基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本波の周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制御することを特徴とする。
【００１５】
第６の発明は、第１〜第５の発明において、前記第１インバータのスイッチング素子及び前記第２インバータのスイッチング素子は、共通の平滑コンデンサ（４）を介して前記直流電源に接続されると共に、前記平滑コンデンサと前記第１インバータのスイッチング素子間の経路（例えば、電源ケーブル２等）のインダクタンスと、前記平滑コンデンサと前記第２インバータのスイッチング素子間の経路（例えば、電源ケーブル２等）のインダクタンスとがほぼ等しいことを特徴とする。
【００１６】
なお、上述した括弧内の符号等は、実施の形態に対応して例示的に付したものである。
【００１７】
【発明の作用および効果】
第１〜第３の発明では、第１キャリア信号の周期と第２キャリア信号の周期とを等しくすることにより、直流母線上に発生する走行側パルスの周期と発電側のパルスの周期とを等しくし、両パルスの発生時期をほぼ一致させることができ、直流母線上のリップル電流を低減して電気的高周波ノイズの発生を抑制することができる。
【００１８】
第４の発明では、第１回転電機の最高回転数と極数の積と、第２回転電機の最高回転数と極数の積とをほぼ等しくしたので、二つの回転電機の回転数がそれぞれ別個に制御されても二つの回転電機の制御電流の基本波の周期が大きく乖離することがない。
【００１９】
第５の発明では、通常は発電電力の目標（例えば、第１回転電機で消費される電力）に応じて前記第２回転電機の回転数を制御し、特定の運転条件（例えば、直流母線上のリップル電流が一定の大きさを超えるような運転時）には、前記第２回転電機の制御電流の基本波の周期が前記第１回転電機の制御電流の基本波の周期に近づくように前記第２回転電機の回転数を制御するので、通常運転時は必要な発電電力が確保されると共に、リップル電流が特に大きくなる特定運転時には大きなリップル電流低減効果が確保される。
【００２０】
第６の発明は、前記第１インバータのスイッチング素子回路及び前記第２インバータのスイッチング素子回路は、共通の平滑コンデンサを介して前記直流電源に接続されると共に、前記平滑コンデンサと前記第１インバータのスイッチング素子との間、及び、前記平滑コンデンサと前記第２インバータのスイッチング素子との間のインダクタンスがほぼ等しいので、電源ケーブルのインダクタンスにより生じるサージ電圧を低減することができ、スイッチング素子や平滑コンデンサを破損することがなく、平滑コンデンサを小型にすることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の第１の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路の回路図である。
【００２３】
バッテリ１から得られた直流電源は電源ケーブル２を介して走行用インバータ装置１０に供給される。後述するが、この電源ケーブル２はリアクタンス成分を有し、スイッチング素子のオン／オフに伴う突入電流の大きさが、インバータから発生するリップル電流の大きさに影響する。
【００２４】
この走行用インバータ装置１０は、ノイズを除去するためのノイズフィルタ３、平滑化のための電解コンデンサ４、６個のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）ｓｗ１１〜ｓｗ１６により構成されている。走行用インバータ装置１０に接続されている走行用モータジェネレータはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３個のステータコイル（Ｃ１ｕ、Ｃ１ｖ、Ｃ１ｗ）を有し、このステータコイルの内側にロータ（図示省略）を有している。
【００２５】
走行用インバータ装置１０のスイッチング素子は２個ずつ対になっており、ｓｗ１２のコレクタがバッテリ１の正極に、ｓｗ１２のエミッタがバッテリ１の負極に接続されており、ｓｗ１１のエミッタとｓｗ１２のコレクタとが互いに接続されている。このｓｗ１１のエミッタ（ｓｗ１２のコレクタ）には走行用モータジェネレータ１１のＵ相のステータコイルＣ１ｕが接続されている。これと同様に、ｓｗ１３とｓｗ１４とが対になり走行用モータジェネレータ１１のＶ相のステータコイルＣ１ｖに、ｓｗ１５とｓｗ１６とが対になり走行用モータジェネレータ１１のＷ相のステータコイルＣ１ｗに接続されている。これらのスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６は、走行用インバータ装置１０を制御する走行用モータコントローラ１２からのＰＷＭ信号によりオン／オフ動作をする。この走行用モータコントローラ１２は走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６のスイッチング周期を定めるキャリア信号を発生する三角波生成回路１３と、三角波生成回路１３が生成した三角波に基づきスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６に対する制御信号（走行用キャリア信号）を生成するＩＧＢＴドライブ回路１４から構成されている。
【００２６】
また、走行用インバータ装置１０と同じ構成のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６を有する発電用インバータ装置２０と、走行用モータジェネレータ１１と同じ構成の発電用モータジェネレータ２１が設けられている。なお、本実施の形態では、発電用モータジェネレータ２１と走行用モータジェネレータ１１と極数、巻数は同一としてあるが、後述するように、両モータジェネレータ１１、２１は同一の極数、巻数でなくてもよい。
【００２７】
この発電用インバータ装置２０は、走行用インバータ装置１０の平滑用電解コンデンサ４とスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６との間の直流母線において分岐され、走行用インバータ装置１０内に設けられているノイズフィルタ３、平滑用電解コンデンサ４を介してバッテリ１に接続されている。また、発電用インバータ装置２０を制御する発電用モータコントローラ２２が設けられており、この発電用モータコントローラ２２内のＩＧＢＴドライブ回路２４によりスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６に対するＰＷＭ制御信号を生成し、スイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６をオン／オフ動作している。この発電用モータコントローラ２２内のＩＧＢＴドライブ回路２４は走行用モータコントローラ１２内の三角波生成回路１３からキャリア信号（三角波）が供給されており、走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とは同じキャリア信号によって、同じ周期で同期をとって動作するように構成されている。
【００２８】
バッテリ１から走行用インバータ装置１０に供給された直流電源は、直流ノイズを低減するためのノイズフィルタ３を通過しノイズ成分を除去した後、平滑化のための電解コンデンサ４を介して、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６に供給される。ここで問題となるリップル電流は、平滑用電解コンデンサ４とバッテリ１間では電解コンデンサ４の平滑化効果によりほとんど発生していない。しかし、平滑用電解コンデンサ４とスイッチング素子との間では、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６のオン／オフに応じて発生するパルス状電流により走行用モータの極性分（３相分）合計したリップル電流が発生する。
【００２９】
本発明では走行用インバータ装置１０の平滑用電解コンデンサ４とスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６とを繋ぐ直流母線から、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６と並列に、発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６が接続されているため、この直流母線には走行用と発電用とを合計した電流が流れる。ここで、走行用インバータ装置１０は走行用モータコントローラ１２内の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号のタイミングによりスイッチング素子のオン／オフ動作をしており、発電用インバータ装置２０も走行用モータコントローラ１２内の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号のタイミングによりスイッチング素子のオン／オフ動作をしているので、走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とは同じタイミングでスイッチング動作をする。これにより走行用インバータ装置１０のスイッチング素子がＯＮ動作し、走行用インバータ装置１０にプラスの電流が流れるときは、発電用インバータ装置２０のスイッチング素子もＯＮ動作して、発電用インバータ装置２０にはマイナスの電流が流れる。
【００３０】
この第１の実施の形態では走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とが共通のキャリア信号生成手段としての三角波生成回路１３により生成されたキャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を発生している。よって、このキャリア信号は二つのインバータ１０、２０とで同一周期、同一位相となる。しかし、この二つのキャリア信号は同一周期である必要はあるが、両者の位相は同一である必要がない。例えば、逆特性のＩＧＢＴを使用して逆相の（位相が１８０度ずれ、反転した）三角波をキャリア信号として使用することや、ＩＧＢＴの動作点をずらして、同一周期で位相がずれた三角波をキャリア信号を用いることもできる。
【００３１】
図２は、第１の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路におけるリップル電流波形を示す図である。図２は横軸に時間を、縦軸に電流を示してあり、（１）は走行用モータジェネレータ１１（第１の回転電機）で生成されたリップル電流、（２）は発電用モータジェネレータ２１（第２の回転電機）で生成されたリップル電流、（３）は両者を合計したリップル電流、（４）は合計したリップル電流を実効値に変換した値を示す。
【００３２】
前述したように、本実施の形態では走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とが、同一の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号によりスイッチング素子のオン／オフ動作をしている。すなわち、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子がＯＮ動作をして走行用インバータ装置１０にプラスの電流が流れるときは、発電用インバータ装置２０のスイッチング素子もＯＮ動作をして発電用インバータ装置２０にはマイナスの電流が流れている。よって、走行用インバータ装置１０から生じるリップル電流（１）と発電用インバータ装置２０から生じるリップル電流（２）とは、値が等しく、互いに逆方向になる。よって、この両者を合計したリップル電流（３）は０Ａ（ゼロアンペア）となる。
【００３３】
第１の実施の形態では走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０とが、同一の三角波生成回路１３から生じたキャリア信号に規定されるタイミングでスイッチング素子がスイッチング動作をしているので走行用インバータ装置１０にプラスの電流が流れるときは、発電用インバータ装置２０にマイナスの電流が流れる。前述したように、走行用インバータ装置１０の直流母線には走行用のプラス電流と発電用のマイナス電流とが流れるので、この走行用のプラス電流と発電用のマイナス電流とを同じ大きさ、同じタイミングとすることで、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子と発電用インバータ装置２０のスイッチング素子とが接続された点とバッテリ１との間の直流母線上では、リップル電流はほとんど発生しなくなる。
【００３４】
図３は、本発明の第２の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路の回路図である。
【００３５】
第２の実施の形態では、平滑用電解コンデンサ４を中心に右側に走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６を、左側に発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６を配置してある。すなわち、平滑用電解コンデンサ４と走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６間の距離と、平滑用電解コンデンサ４と発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６間の距離とを等しくするように、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６を配置してある。なお、走行用、発電用のインバータ１０、２０、モータジェネレータ１１、２１、モータコントローラ１２、２２において同じ構成を有するものは同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００３６】
第２の実施の形態でも、前述した第１の実施の形態と同様に、バッテリ１とインバータとの間は電源ケーブル２で接続されている。この電源ケーブル２は、ケーブル長に比例したインダクタンスを有するので、ケーブル長が長くなるとインダクタンスも大きくなり、スイッチング素子のオン／オフ時に突入電流が発生し、これに伴うサージ電圧も大きくなってしまう。この大きなサージ電圧に耐えるように平滑用電解コンデンサ４、スイッチング素子を選択すると、平滑用電解コンデンサ４、スイッチング素子が大型化してしまう。本実施の形態では平滑用電解コンデンサ４を走行用と発電用とで共用しているため、長い方の電源ケーブル２のインダクタンスにより発生するサージ電圧に耐えるように、平滑用電解コンデンサ４及びスイッチング素子を選定する必要がある。
【００３７】
また、本発明では、走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６と発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６とが同時にオン／オフするので、サージ電圧も同時に逆向きに発生する。
【００３８】
この第２の実施の形態では平滑用電解コンデンサ４から走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６までの距離と、平滑用電解コンデンサ４から発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６までの距離を等しくしており、両インバータ装置１０、２０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６と平滑用電解コンデンサ４との間の電源ケーブル２等の経路で生じるインダクタンスを等しくしている。よって、両インバータ装置１０、２０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６のオン／オフにより発生するサージ電圧も逆向きで等しい大きさになり、直流母線に両インバータ装置１０、２０のスイッチングにより生じるサージ電圧が相殺される。
【００３９】
このように、第２の実施の形態では、平滑用電解コンデンサ４と走行用インバータ装置１０のスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６間の距離と、平滑用電解コンデンサ４と発電用インバータ装置２０のスイッチング素子ｓｗ２１〜ｓｗ２６間の距離とが等しくなるようにスイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６を配置したので、電源ケーブル２のインダクタンスにより生じるサージ電圧を低減することができ、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６や平滑用電解コンデンサ４を破損することがない。また、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６や平滑用電解コンデンサ４を小型、低価格のものとすることができ、インバータ１０、２０の小型化、軽量化が可能となり、価格低減をすることができる。
次に、図４に基づいて走行用インバータ装置１０と発電用インバータ装置２０との制御電流の基本周波数を等しくする必要性、効果について説明する。図４は、本発明の実施の形態において走行用モータジェネレータ１１と発電用モータジェネレータ２１との制御電流の基本周波数を変化させた場合のリップル電流の実効値の変化を示す図であり、走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数（走行用キャリア信号）を１８０Ｈｚとした場合の、横軸に発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数（発電用キャリア信号）を、縦軸にインバータのリップル電流の実効値（１目盛１０Ａ）を示す。
【００４０】
発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数が、走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数と等しい１８０Ｈｚのときには、リップル電流の実効値が約５Ａと少なく、発電用モータジェネレータ２１と走行用モータジェネレータ１１との制御電流の基本周波数と等しくした（キャリア信号を同期した）ことにより、リップル電流が低減されている。しかし、発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数が９００Ｈｚ（走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数の５倍）のときには、リップル電流が約６５Ａと大きく発生しており、リップル電流の低減効果がほとんどみられない。このことから、発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数と走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数とを等しくすることによりップル電流が低減されることが分かる。
【００４１】
モータジェネレータの発生するリップル電流は、スイッチング素子のオン／オフ回数により定まる。すなわち、モータジェネレータの回転数と極対数の積により定まる。一般に発電用モータジェネレータ２１の駆動用原動機に使用されるガソリンレシプロエンジンの最高回転数は６０００ｒｐｍ程度である。走行用モータジェネレータ１１の最高回転数を１２０００ｒｐｍとすると、モータジェネレータが１回転するときの制御電流の基本周波数は、回転数と極対数との積により定まることから、回転数が２倍の走行用モータジェネレータ１１の極数が４極対なら、発電用モータジェネレータ２１の極数を８極対とすることで、それぞれのモータジェネレータが最高回転数で回転しているときの制御電流の基本周波数を等しくすることができる。
【００４２】
このように、走行用キャリア信号と発電用キャリア信号との同期をとることによるリップル電流の低減効果はキャリア信号と比較される電圧指令値の周期、すなわち制御電流の基本波の周期が走行側と発電側とで等しいときに最大となり、周期の差が大きいほど小さくなる。しかしながら、制御電流の基本波の周期は各回転電機の回転数と比例関係で対応するものであるから、両者の回転数を任意に制御して二つの制御電流の基本波の周期を常に等しくすることは困難である。そこで、各回転電機の回転数がそれぞれ別個に制御されても二つ制御電流の基本波の周期が大きく乖離することがないようにする必要がある。このため、回転電機の使用回転数範囲のうち効率の良い回転数である最高回転数とモータジェネレータの極数の積を走行用モータジェネレータ１１と発電用モータジェネレータ２１とでほぼ等しくしておく。
【００４３】
このように、二つのモータジェネレータ１１、２１の最高回転数の逆数の比に比例して極対数を定めると、二つのモータジェネレータ１１、２１の制御電流の基本周波数が同じ又は近い周波数で運転できる領域を拡大することができ、多様な運転条件においてリップル電流を削減することができる。
【００４４】
図５は、本発明の実施の形態の車両に対する回転電機の配置図である。
【００４５】
この電動車両（ハイブリッド自動車）では、二つのモータジェネレータを搭載し、走行用モータジェネレータ１１で車両の駆動輪を駆動し、原動機８で発電用モータジェネレータ２１を回転駆動し発電するものである。
【００４６】
走行用モータジェネレータ１１は減速ギヤ５を介して車軸６に接続されている。一方、発電用モータジェネレータ２１は増速機７を介して原動機８に接続されている。また、インバータ（走行用インバータ装置１０、発電用インバータ装置２０）は二つのモータジェネレータ１１、２１に接続されており、モータコントロールユニット３０（走行用モータコントローラ１２、発電用モータコントローラ２２）に制御されている。また、原動機はエンジンコントロールユニット３１に制御されており、さらに、この二つのコントロールユニット（モータコントロールユニット３０、エンジンコントロールユニット３１）は統合制御コンピュータ３２に統括的に制御され、監視されている。
【００４７】
この発電用モータジェネレータ２１と原動機８との間に設置された増速ギヤ７は、ギヤ比を選定することにより原動機８の最高回転数と走行用モータジェネレータ１１の最高回転数が異なる場合でも、両者の最高回転数を等しくすることができ、２台のモータジェネレータ１１、２１が最高回転数で回転しているときの制御電流の基本周波数を合わせることができる。よって、２台のモータジェネレータ１１、２１が最高回転数で回転しているときの制御電流の基本周波数を合わせながらも、モータジェネレータの極数対の選定の自由度が増し、モータジェネレータのスロットの大きさ、ステータコイルの巻数などを決定するうえで制約条件とならず、モータジェネレータを小型化でき、性能を向上することができる。
【００４８】
図６は、本発明の実施の形態の回転電機の制御ブロック図である。
【００４９】
統合制御コンピュータ３２からの回転数指令信号は、モータ回転数信号との差分に基づきＰＩ制御手段４０ａによりトルク信号に変換される。このトルク信号は電流指令演算手段４１ａに入力されｄ軸電流信号（トルク電流指令信号）とｑ軸電流信号（励磁電流指令信号）とに変換される。電流制御手段４２ａはｄ軸電流信号とｑ軸電流信号とを、ｄ軸電圧信号（トルク電圧指令信号）とｑ軸電圧信号（励磁電圧指令信号）とに変換し、２相／３相変換手段４３ａによりＵ相電圧指令信号、Ｖ相電圧指令信号及びＷ相電圧指令信号に変換される。さらに、ＰＷＭ信号作成手段４４ａは三角波生成回路１３からのキャリア信号（三角波）のタイミングに従って、各相の電圧指令信号をＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号に変換する。電力変換手段４５ａは各相のＰＷＭ信号に基づき走行用モータジェネレータ１１に加えるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧信号を生成する。
【００５０】
同様に、統合制御コンピュータか３２からの回転数指令信号は発電器回転数信号との差分に基づきＰＩ制御手段４０ｂによりトルク信号に変換され、電流指令演算手段４１ｂ、電流制御手段４２ｂ、２相／３相変換手段４３ｂ、ＰＷＭ信号作成手段４４ｂ及び電力変換手段４５ｂにより発電用モータジェネレータ２１へのＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧信号が生成される。このとき、ＰＷＭ信号作成手段４４ｂで用いられるキャリア信号（三角波）は、走行用モータコントローラ１２のＰＷＭ信号作成手段４４ａで用いられるキャリア信号（三角波）と同じものであるため、同一の周期、位相を有する。
【００５１】
また、統合制御コンピュータ３２からの回転数指令信号と走行用モータジェネレータ１１のトルク信号からは、原動機最適燃焼演算手段４６により、原動機回転数及び原動機スロットル開度が決定され、リップル電流値読取手段４７により読み取られたリップル電流に基づき、リップル電流のしきい値に対する大小が判定され、原動機運転条件決定手段４８により原動機回転数及びスロットル開度が決定され、発電用モータジェネレータ２１を駆動する発電用原動機８に送られる。
【００５２】
すなわち、通常、発電用原動機８は走行用モータジェネレータ１１に与える回転数とトルク指令値とにより、熱効率が最も良い回転数で運転して、走行用モータジェネレータ１１で消費される電力を上回る電力を発電するように制御されている。しかし、リップル電流の実効値が電気部品（電解コンデンサ４、ノイズフィルタ３、スイッチング素子ｓｗ１１〜ｓｗ１６、ｓｗ２１〜ｓｗ２６等）の許容範囲を超えるようなときには、リップル電流低減のため、発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数と、走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数とを合わせるように、原動機運転条件決定手段４８が原動機を運転する回転数（スロットル開度）を決定する。
【００５３】
なお、以上説明した実施の形態は、常に二つのキャリア信号を同期させるようになっているが、二つのモータジェネレータが共に走行用に使用される力行状態となったり、共に発電状態となったりするときには二つのキャリア信号の同期を解除し、非同期状態とするように構成するとよい。
【００５４】
特に、二つのモータジェネレータを車両に搭載し、走行用モータジェネレータ１１で車両の駆動輪を駆動し、原動機で発電用モータジェネレータ２１を回転駆動し発電をするハイブリッド自動車では、走行用モータジェネレータ１１の回転数は車両を運転する運転者の意思に応じて制御される必要があるのに対し、発電用モータジェネレータ２１の回転数はある程度任意に設定することが可能である。そこで、通常運転時には発電能力の目標値である、走行用モータジェネレータ１１で消費される電力に応じて発電用モータジェネレータ２１の回転数を制御する。一方、直流母線上のリップル電流が一定の大きさを超えるような運転時には双方のモータジェネレータ１１、２１の制御電流の基本周波数を近づけてリップル電流の低減効果が得られるように発電用モータジェネレータ２１の回転数を制御する。
【００５５】
このように、本発明の実施の形態では、リップル電流の実効値の大きさを参酌して、発電用モータジェネレータ２１の制御電流の基本周波数と、走行用モータジェネレータ１１の制御電流の基本周波数とを合わせるように、原動機運転条件決定手段４８が原動機を運転する回転数を決定するので、原動機の熱効率がよい運転条件を大きく外れることなく、エネルギー効率の悪化を最小限にしつつ、リップル電流を低減することができる。よって、平滑用電解コンデンサ４、リアクトル（ノイズフィルタ３）及びスイッチング素子を小型化することができる。また、通常運転時は必要な発電電力を確保しつつ、リップル電流が特に大きくなるような運転条件では大きなリップル電流低減効果が確保される。
【００５６】
なお、以上説明した実施の形態では、常に二つのキャリア信号を同期させるようになっているが、二つのモータジェネレータが共に走行用に使用される力行状態となったり、共に発電状態となったりするときには二つのキャリア信号の同期を解除し、非同期状態とするように構成することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路の回路図である。
【図２】第１の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路におけるリップル電流波形を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態のモータジェネレータの駆動回路の回路図である。
【図４】本発明の実施の形態における回転電機の制御電流の基本周波数によるリップル電流の変化を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態の回転電機の配置図である。
【図６】本発明の実施の形態の回転電機の制御ブロック図である。
【図７】従来のモータジェネレータの駆動回路の回路図である。
【図８】従来のモータジェネレータの駆動回路における直流母線上のリップル電流波形を示す図である。
【図９】図８に示すリップル電流波形の拡大図である。
【図１０】従来のモータジェネレータの駆動回路の別な回路図である。
【符号の説明】
１  バッテリ
２  電源ケーブル
３  ノイズフィルタ
４  電解コンデンサ
５  減速機（減速ギヤ）
６  車軸
７  増速機（増速ギヤ）
８  原動機（エンジン）
１０  走行用インバータ装置（第１インバータ）
１１  走行用モータジェネレータ（第１回転電機）
１２  走行用モータコントローラ
１３  三角波発生回路
１４  ＩＧＢＴドライブ回路
２０  発電用インバータ装置（第２インバータ）
２１  発電用モータジェネレータ（第２回転電機）
２２  発電用モータコントローラ
２３  三角波発生回路
２４  ＩＧＢＴドライブ回路
３０  モータコントローラ
３１  エンジンコントロールユニット
３２  統合制御コンピュータ
４０ａ、ｂ  ＰＩ制御手段
４１ａ、ｂ  電流指令演算手段
４２ａ、ｂ  電流制御手段
４３ａ、ｂ  ２相／３相変換手段
４４ａ、ｂ  ＰＷＭ信号生成手段
４５ａ、ｂ  電力変換手段
４６  原動機最適燃焼点演算手段
４７  リップル電流値読取手段
４８  原動機運転条件決定手段
ｓｗ１１〜ｓｗ１６  スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
ｓｗ２１〜ｓｗ２６  スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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