(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、
半導体素子４個をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、
前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とを備え、
前記第２のデューテイ比Ｄ2 は、第１のデューテイ比Ｄ1 の関数である以下の式（２）で定義されること
Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ・・・・・・・・・（２）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−ＫT ωret ／γＶb 
ｂ＝１＋ＫT ωret ／Ｖb 
但し、Ｖb ：バッテリ電圧
ＫT ：モータの逆起電力定数
ωret ：ハンドル戻り時のモータ角速度
γ：定数
を特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項２】
前記フイードバツク制御手段にフイードバツクされるモータ電流の検出値は、前記第２のデューテイ比Ｄ2 で補正されることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図７に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１  〜ＦＥＴ４  をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００４】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１  （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２  ）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００５】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３  をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４  をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３  をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４  をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。
【０００６】
ＦＥＴ３  が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１  、モ−タＭ、ＦＥＴ３  を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４  が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２  、モ−タＭ、ＦＥＴ４  を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
このモ−タ制御回路は、同一ア−ム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されている（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図８は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図８において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  が演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  とフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値Ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は生じない。
【０００９】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、ハンドル戻り時という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図８において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【００１０】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  に対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図８において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。
【００１１】
このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなるので、その対策が求められていた。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は、上記課題を解決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子４個をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とを備え、
前記第２のデューテイ比Ｄ2 は、第１のデューテイ比Ｄ1 の関数である以下の式（２）で定義されること
Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ・・・・・・・・・（２）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−ＫT ωret ／γＶb 
ｂ＝１＋ＫT ωret ／Ｖb 
但し、Ｖb ：バッテリ電圧
ＫT ：モータの逆起電力定数
ωret ：ハンドル戻り時のモータ角速度
γ：定数
を特徴とするものである。
【００１３】
そして、前記フイードバツク制御手段にフイードバツクされるモータ電流の検出値は、前記第２のデューテイ比Ｄ2 で補正するとよい。
【００１４】
【作用】
モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動する。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ2 は、第１のデューテイ比Ｄ1 の関数である式（２）で定義される。
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１５】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００１６】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００１７】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００１８】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。
【００１９】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００２０】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され位相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  を演算する。
【００２１】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  に一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００２２】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。
【００２３】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００２４】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  の微分値が出力される。
【００２５】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  の微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ  とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。
【００２６】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１  〜ＦＥＴ４  のゲ−トを駆動するゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１  〜ＦＥＴ４  からなるＨブリツジ回路等から構成される。なお、昇圧電源４７はＦＥＴ１  、ＦＥＴ２  のハイサイド側を駆動する電源である。
【００２７】
ＦＥＴ１  とＦＥＴ２  は前記した電流制御値Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００２８】
ＦＥＴ３  とＦＥＴ４  は、デユ−テイ比Ｄ１  の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ１  のＰＷＭ信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２  のＰＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ１  の大きい領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦ駆動される。この点は、この発明の特徴部分であり、後で詳細に説明する。
【００２９】
ＦＥＴ３  が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１  、モ−タ１０、ＦＥＴ３  、抵抗Ｒ１  を経て流れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ４  が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２  、モ−タ１０、ＦＥＴ４  、抵抗Ｒ２  を経て流れ、モ−タ１０に負方向の電流が流れる。
【００３０】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１  の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２  の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される（図２参照）。
【００３１】
次に、この発明の特徴部分である、ＦＥＴ３  とＦＥＴ４  を前記したデユ−テイ比Ｄ１  の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２  のＰＷＭ信号で駆動する点について説明する。
【００３２】
先に、発明が解決しようとする課題において説明したように、操向ハンドルを切つた後、セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図８において（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方に移動変化する。即ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され、雑音の発生源となるほか、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００３３】
この対策として、本発明では、前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御して課題を解決するものである。即ち、図４に示すように、ハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏと間を連続するように、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御して、課題を解決するものである。
【００３４】
ここで、まず、従来の駆動方法のようにＦＥＴ３  （又はＦＥＴ４  ）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１  （又はＦＥＴ２  ）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００３５】
図５はＦＥＴ１  とＦＥＴ３  を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ  、モ−タ端子間電圧ＶＭ  からモ−タ逆起電力ＫＴ  ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００３６】
今、ＦＥＴ１  をデユ−テイ比Ｄ１  で駆動すると共に、ＦＥＴ３  をＦＥＴ１  のデユ−テイ比Ｄ１  よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２  で駆動し、ＦＥＴ２  とＦＥＴ４  はＯＦＦに維持するものとする。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００３７】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭ  は図６の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂ  が印加される。次に、ＦＥＴ１  がＯＦＦでＦＥＴ３  がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。さらにＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ  が印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ  →ＦＥＴ４  の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２  の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ  は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ  となる。
【００３８】
ＦＥＴ１  とＦＥＴ３  を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００３９】
Ｉ＝｛（Ｄ１  ＋Ｄ２  −１）・Ｖｂ  ／Ｒ｝−ＫＴ  ω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１  はデユ−テイ比Ｄ１  、Ｄ２  はデユ−テイ比Ｄ２  、
Ｖｂ  はバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、
ＫＴ  はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。
【００４０】
デユ−テイ比Ｄ２  をデユ−テイ比Ｄ１  の１次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。
【００４１】
Ｄ２  ＝ａ・Ｄ１  ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００４２】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００４３】
（１）  デユ−テイ比Ｄ１  ＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２  ＝１（１００  ％）、
但し、γは任意の設定値
（２）  デユ−テイ比Ｄ１  ＝０、且つω＝ωｒｅｔ  のとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔ  はハンドル戻り時のモ−タ角速度
とする。
【００４４】
上記条件（１）  は図４においてデユ−テイ比Ｄ１  ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、条件（２）  は図４において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００４５】
なお、デユ−テイ比Ｄ１  がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３  （又はＦＥＴ４  ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００４６】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００４７】
ａ＝−ＫＴ  ωｒｅｔ  ／γＶｂ  ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋ＫＴ  ωｒｅｔ  ／Ｖｂ  ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２  に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００４８】
Ｉ＝Ｖｂ  ／Ｒ｛１−（ＫＴ  ωｒｅｔ  ／γＶｂ  ）｝・Ｄ１  ＋ＫＴ  ／Ｒ（ωｒｅｔ  −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５）
式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ  よりも小さい領域においても不連続部分が無くなる。
【００４９】
即ち、ＦＥＴ１  をデユ−テイ比Ｄ１  で駆動し、これと同時にＦＥＴ３  をデユ−テイ比Ｄ１  とは異なるデユ−テイ比Ｄ２  で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ  よりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１  を連続して変化させることができ、本発明の課題を解決することができる。
【００５０】
次に、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場合のモ−タ電流の検出について図５に示す回路図を参照して説明する。まず、モ−ドＡでは、ＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  が共にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧ＶＭ  はバツテリ電圧Ｖｂ  となる。モ−タ電流は図５（ａ）で実線で示すように、ＦＥＴ１  →モ−タＭ→ＦＥＴ３  →抵抗ＲＲ  の順に流れ、抵抗ＲＲ  の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ  で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ａ）  が検出される。
【００５１】
モ−ドＢでは、ＦＥＴ１  がＯＦＦ、ＦＥＴ３  がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ  は零となる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ３  →抵抗ＲＲ  →抵抗ＲＬ  →ＦＥＴ４  の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭの順に電流が流れる。抵抗ＲＲ  の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ  で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ｂ）  が検出される。このとき、抵抗ＲＬ  の両端の電圧降下を検出するオペアンプＯＰＬ  はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができないため、オペアンプＯＰＬ  の検出電流値は零となる。
【００５２】
モ−ドＣでは、ＦＥＴ１  及びＦＥＴ３  が共にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ  →ＦＥＴ４  の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２  の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ  は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ  となる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流はモ−タＭの端子間電圧−Ｖｂ  に逆らう方向に電流ｉ（Ｃ）  が流れるが、抵抗ＲＬ  の両端の電圧降下を検出する電流検出回路４２のオペアンプＯＰＬ  はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができず、オペアンプＯＰＬ  の検出電流値は零となる。
【００５３】
このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中において、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通してモ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式（６）で表すことができる。
【００５４】
Ｉ＝ｉ（Ａ）  ＋ｉ（Ｂ）  ＋ｉ（Ｃ）  ・・・・・・・・・・・・・・・（６）
一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ（ｄｃｔ）  の総和は、電流ｉ（Ｃ）  が検出されないため、以下の式（７）のようになる。
【００５５】
ｉ（ｄｃｔ）  ＝ｉ（Ａ）  ＋ｉ（Ｂ）  ・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ）  が検出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ２  に相当する（図６参照）。よつて、検出電流ｉ（ｄｃｔ）  は以下の式（８）で表すことができる。
【００５６】
ｉ（ｄｃｔ）  ＝Ｄ２  ・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、式（８）を変形して、以下の式（９）で表すことができる。
【００５７】
Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ）  ／Ｄ２  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時間の経過とともに次第に平衡状態に近付く。
【００５８】
次に、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場合のモ−タ角速度の推定について説明する。モ−タ端子間電圧ＶＭ  、実際にモ−タに流れる電流Ｉ、及びモ−タ角速度ωとの間には
Ｖ＝（Ｌｓ  ＋Ｒ）Ｉ＋ＫＴ  ω
但し、Ｌ＝モ−タのインダクタンス、Ｒ＝モ−タの端子間抵抗
ｓ  ＝ラプラス演算子、ＫＴ  ＝モ−タの逆起電力定数
の関係があり、モ−タ端子間電圧ＶＭ  とモ−タ電流Ｉを知れば、モ−タ角速度ωを求めることができる。
【００５９】
従来の技術では、モ−タ角速度の推定に必要なモ−タ端子間電圧ＶＭ  は、ＶＭ  ＝Ｄ１  ・Ｖｂ  （但し、Ｖｂ  ＝バツテリ電圧）から求めていた。これに対し、この発明では、図６の（ｃ）に示すように、モ−タ端子間電圧は、デユ−テイ比Ｄ１  で駆動されるモ−ドＡの駆動時間ｔ（Ａ）  間に印加されるバツテリ電圧Ｖｂ  と、デユ−テイ比Ｄ２  で駆動されるモ−ドＣの駆動時間ｔ（Ｃ）  に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖｂ  ）との和になる。
【００６０】
図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１サイクル中におけるモ−ドＡの比率はＤ１  であり、モ−ドＣの比率は（１−Ｄ２  ）で表すことができるから、モ−タ端子間電圧ＶＭ  は以下の式（１０）で表すことができる。
【００６１】
0003562040.tif 000002
式（１０）を用いることにより、バツテリ電圧Ｖｂ  とデユ−テイ比Ｄ１  、Ｄ２  から容易にモ−タ端子間電圧ＶＭ  を求めることができ、モ−タ印加電圧を検出する手段を必要としない。
【００６３】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動する。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ2 は、第１のデューテイ比Ｄ1 の関数である式（２）で定義される。
【００６４】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので、振動電流が発生せず、雑音の発生や、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】この発明によるモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図５】ＦＥＴ１  とＦＥＴ３  を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。
【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ  、モ−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。
【図７】従来のＦＥＴ１  で構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図８】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【符号の説明】
３  トルクセンサ
１０  モ−タ
１１  イグニツシヨンキ−
１２  車速センサ
１３  電子制御回路
１４  バツテリ
２１  位相補償器
２２  操舵補助指令値演算器
２３  比較器
２４  微分補償器
２５  比例演算器
２６  積分演算器
２７  加算器
４１  モ−タ制御回路
４２  モ−タ電流検出回路
【図１】
0003562040.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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