(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に速度制御用の双方向スイッチング素子を介して接続した交流モータの回転数を制御するモータ制御装置であって、
前記双方向スイッチング素子を前記交流電源の正および負の半サイクル期間でトリガーするための充電電圧を蓄える第１および第２のコンデンサと、
前記第１のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル正の方向に充電する第１の正の充電回路と、
前記第１のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル前記第１の正の充電回路による正の半サイクルの充電終了時点から負の方向に充電し、その充電電圧が前記双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点で前記双方向スイッチング素子をトリガーする第１の負の充電回路と、
前記第２のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル負の方向に充電する第２の負の充電回路と、
前記第２のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル前記第２の負の充電回路による負の半サイクルの充電終了時点から正の方向に充電し、その充電電圧が前記双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点で前記双方向スイッチング素子をトリガーする第２の正の充電回路と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記第１の正の充電回路は、第１のコンデンサの充電電圧を制限するリミッタ回路を備え、前記第２の負の充電回路は、第２のコンデンサの充電電圧を制限するリミッタ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記交流電源の電圧が低下したときに前記第１の負の充電回路が負の半サイクル期間で第１のコンデンサを負の方向に充電する電流を一定にするとともに、前記第２の正の充電回路が正の半サイクル期間で第２のコンデンサを正の方向に充電する電流を一定にする定電圧回路を備えることを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記第１の負の充電回路および前記第２の正の充電回路は、可変抵抗を含む請求項１または３記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記第１の負の充電回路および前記第２の正の充電回路は、可変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有する請求項１または４記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記双方向スイッチング素子は、交流モータの電源回路をスイッチングするための主双方向スイッチング素子と、前記第１の負の充電回路および前記第２の正の充電回路によりトリガーされ、前記主双方向スイッチング素子をターンオンする補助用双方向スイッチング素子とから構成される請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項７】
負の半サイクルにおける前記双方向スイッチング素子のトリガーに前記第１の負の充電回路による第１のコンデンサの充電電圧により導通される第１のゲート・トリガー回路を使用し、正の半サイクルにおける前記双方向スイッチング素子のトリガーに前記第２の正の充電回路による第２のコンデンサの充電電圧により導通される第２のゲート・トリガー回路を使用したことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、電動工具等に適用される交流モータの回転速度を制御するモータ制御装置に関し、特に全波位相制御されるスイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて補正することができるモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、電動工具等の交流モータの速度制御に使用される従来のモータ制御装置の回路図である。同図において、交流電源ｅの両端には交流モータＭおよび速度制御用のトライアックＴＡが直列に接続されいる。また、交流電源ｅの両端には、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣの直列回路が並列に接続され、さらにコンデンサＣの両端にはトライアックＴＡのゲート・カソード間がダイアックＤＡを介して接続されており、このダイアックＤＡ、可変抵抗ＶＲおよびコンデンサＣは全波の位相制御回路を構成している。
【０００３】
また、トライアックＴＡの両端には、トライアックＴＡを短絡することにより交流電源ｅの全電圧を印加して交流モータＭをフル回転させるオン・オフスイッチＳＷが並列に接続されている。
【０００４】
この構成において、図９に示すように、交流電源ｅの正の半サイクル電圧１２１が印加されると、コンデンサＣの充電電圧は可変抵抗ＶＲとの時定数に応じて図９の曲線１２２に示すように変化する。そして、コンデンサＣの充電電圧がダイアックＤＡのゲート・トリガー電圧ｖｇに達すると、ダイアックＤＡがトリガーされると同時にトライアックＴＡもオンし、この時点から正の半サイクルの斜線を施した領域の電力が交流モータＭに供給される。
【０００５】
また、交流電源ｅの負の半サイクル電圧１２３が印加されると、コンデンサＣの充電電圧は可変抵抗ＶＲとの時定数に応じて図９の曲線１２４に示すように変化し、コンデンサＣの充電電圧がダイアックＤＡのゲート・トリガー電圧ｖｇに達すると、ダイアックＤＡがトリガーされと同時にトライアックＴＡもオンし、この時点から負の半サイクルの斜線を施した領域の電力が交流モータＭに供給される。これにより交流モータＭは導通角に応じた速度で回転する。
【０００６】
一方、可変抵抗ＶＲを抵抗値が増加する方向または減少する方向に変化させると時定数も変化するため、コンデンサＣの充電曲線１２２、１２４の傾きが立ち下がる方向または立ち上がる方向に変化する。これに伴いトライアックＴＡを流れる電流の導通角が減少または増加方向に変化（正の半サイクルの斜線を施した領域が減少または増加する方向に変化）するため、交流モータの回転数を制御することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のモータ制御回路では、その位相制御部が可変抵抗ＶＲとコンデンサＣだけで構成されているため、コンデンサＣの充電特性（時定数）が変わらないにもかかわらず、使用電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに変化すると、その電源周波数によりトライアックの導通角が変化し、安定したモータの速度制御ができなくなってしまう不都合がある。
【０００８】
すなわち、図１０（ａ）に示すように、電源周波数６０Ｈｚの電圧波形１３１と電源周波数５０Ｈｚの電圧波形１３２との正の半サイクル（または負の半サイクル）に対するコンデンサＣの充電特性１３３は、電源周波数に関係なく一定であるにもかかわらず、各電圧波形１３１、１３２に対するトライアックＴＡの導通角が異なるため、コンデンサＣの充電電圧がトライアックＴＡのゲート・トリガー電圧ｖｇに達した時、６０Ｈｚおよび５０ＨｚにおけるトライアックＴＡの導通領域は図１０（ｂ）および（ｃ）に示すようになり、５０Ｈｚの方が大きくなる。
【０００９】
この結果、可変抵抗ＶＲの抵抗値を同じ間隔で変化させた場合、交流モータの回転数は５０Ｈｚの方が高くなり、同じ電動工具であっても、電源周波数が異なると電動工具の使い勝手が悪くなる。例えば可変抵抗ＶＲの抵抗値を電動工具に用いるスイッチのストローク操作に連動させて変化させてモータの回転数を制御した場合、６０Ｈｚおよび５０Ｈｚにおけるスイッチストロークとモータ回転数との関係は図１１に示すようになる。
【００１０】
この図から明らかなように、電源周波数６０Ｈｚのときと５０Ｈｚのときの変速域に大きな差が生じ、電源周波数に応じてスイッチのストローク操作を変えなければならず、電動工具の使い勝手を悪くするという不都合がある。
【００１１】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、交流モータの速度を制御するスイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて補正することにより、電源周波数に左右されない安定した回転数の制御を可能にした全波位相制御方式のモータ制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のモータ制御装置は、交流電源に速度制御用の双方向スイッチング素子を介して接続した交流モータの回転数を制御するモータ制御装置であって、双方向スイッチング素子を交流電源の正および負の半サイクル期間でトリガーするための充電電圧を蓄える第１および第２のコンデンサと、第１のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル正の方向に充電する第１の正の充電回路と、第１のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル前記第１の正の充電回路による正の半サイクルの充電終了時点から負の方向に充電し、その充電電圧が双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点で双方向スイッチング素子をトリガーする第１の負の充電回路と、第２のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル負の方向に充電する第２の負の充電回路と、第２のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル第２の負の充電回路による負の半サイクルの充電終了時点から正の方向に充電し、その充電電圧が双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点で双方向スイッチング素子をトリガーする第２の正の充電回路とを備えてなるものである。
【００１３】
本発明によれば、第１の負の充電回路は第１のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル第１の正の充電回路による正の半サイクル終了時点から負の方向に充電し、第２の正の充電回路は第２のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル負の方向に充電する第２の負の充電回路と、前記第２のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル前記第２の負の充電回路による負の半サイクル終了時点から正の方向に充電し、第１のコンデンサまたは第２のコンデンサの充電電圧が双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点の導通角で双方向スイッチング素子を正および負の半サイクル波形に同期してトリガーするので、双方向スイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて補正でき、交流モータの回転数を電源周波数に左右されない安定して制御できる。
【００１４】
本発明の請求項２記載のモータ制御装置は、請求項１記載の発明において、第１の正の充電回路は第１のコンデンサの充電電圧を制限するリミッタ回路を備え、第２の負の充電回路は第２のコンデンサの充電電圧を制限するリミッタ回路を備えるものである。
【００１５】
本発明によれば、第１および第２のコンデンサの耐圧を超える負または正の電圧が蓄積されることがなくなり、第１および第２のコンデンサの破壊を防止できるとともに小容量化が図れる。
【００１６】
本発明の請求項３記載のモータ制御装置は、請求項１または２記載の発明において、交流電源の電圧が低下したときに第１の負の充電回路が負の半サイクル期間で第１のコンデンサを負の方向に充電する電流を一定にするとともに第２の正の充電回路が正の半サイクル期間で第２のコンデンサを正の方向に充電する電流を一定にする定電圧回路を備えるものである。
【００１７】
本発明によれば、電源電圧が低下する方向に変動したりしても、交流モータの回転数を電圧の変動に左右されることなく安定に制御できる。
【００１８】
本発明の請求項４記載のモータ制御装置は、請求項１または３記載の発明において、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路が、可変抵抗を含むものである。
【００１９】
本発明の請求項５記載のモータ制御装置は、請求項１または４記載の発明において、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路が、可変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有するものである。
【００２０】
請求項４および５記載の発明によれば、交流モータの回転速度に下弓なりに変化する特性を得ることができるとともに、交流モータの立ち上がり時における速度変化率を小さくでき、電動工具等の使い勝手を良くすることができる。
【００２１】
本発明の請求項６記載のモータ制御装置は、請求項１または４記載の発明において、双方向スイッチング素子が、交流モータの電源回路をスイッチングするための主双方向スイッチング素子と、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路によりトリガーされ、主双方向スイッチング素子をターンオンする補助用双方向スイッチング素子とから構成されるものである。
【００２２】
本発明によれば、双方向スイッチング素子のゲート電流を小さくできるとともに、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
【００２３】
本発明の請求項７記載のモータ制御装置は、請求項１記載の発明において、負の半サイクルにおける双方向スイッチング素子のトリガーに第１の負の充電回路による第１のコンデンサの充電電圧により導通される第１のゲート・トリガー回路を使用し、正の半サイクルにおける双方向スイッチング素子のトリガーに第２の正の充電回路による第２のコンデンサの充電電圧により導通される第２のゲート・トリガー回路を使用したものである。
【００２４】
本発明によれば、双方向スイッチング素子のゲート電流を確保したまま第１および第２のコンデンサの充電電流が小さくできるとともに、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路図である。同図において、モータ制御装置は、交流電源１、速度制御用の双方向スイッチング素子（トライアック）２、交流モータ３、双方向スイッチング素子２を交流電源１の正および負の半サイクル期間でトリガーするための充電電圧を蓄える第１および第２のコンデンサ４および５と、全波位相制御回路を構成する第１の正の充電回路６、第１の負の充電回路７、第２の負の充電回路８および第２の正の充電回路９を備える。
【００２６】
交流電源１には双方向スイッチング素子２を介して交流モータ３が接続されている。第１のコンデンサ４はダイオードＤ１および抵抗Ｒ２を介して交流電源１の両端に並列に接続されている。この第１のコンデンサ４、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ２は、第１のコンデンサ４を交流電源１の正の半サイクル期間に毎サイクル、正の方向に充電する第１の正の充電回路６を構成する。
【００２７】
第１の負の充電回路７は、第１のコンデンサ４を交流電源１の負の半サイクル期間に毎サイクル、第１の正の充電回路６による正の半サイクルの充電終了時点から負の方向（逆方向）に充電し、その充電電圧が双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧に達した時点で双方向スイッチング素子２をトリガーするものであり、ＮＰＮトランジスタＱ１とダイオードＤ３および可変抵抗ＶＲの直列回路から構成されている。そして、この第１の負の充電回路７は、第１の正の充電回路６の第１のコンデンサ４とダイオードＤ１との接続点と双方向スイッチング素子２のアノードとの間に接続されている。
【００２８】
第２のコンデンサ５はダイオードＤ２および抵抗Ｒ２を介して交流電源１の両端に並列に接続されている。この第２のコンデンサ５、ダイオードＤ２および抵抗Ｒ２は、第２のコンデンサ５を交流電源１の負の半サイクル期間に毎サイクル、負の方向に充電する第２の負の充電回路８を構成する。
【００２９】
第２の正の充電回路９は、第２のコンデンサ５を交流電源１の正の半サイクル期間に毎サイクル、第２の負の充電回路８による負の半サイクルの充電終了時点から正の方向（逆方向）に充電し、その充電電圧が双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧に達した時点で双方向スイッチング素子２をトリガーするものであり、ＰＮＰトランジスタＱ２とダイオードＤ４および可変抵抗ＶＲの直列回路から構成されている。そして、この第２の正の充電回路９は、第２の負の充電回路８の第２のコンデンサ５とダイオードＤ２との接続点と双方向スイッチング素子２のアノードとの間に接続されている。
【００３０】
双方向スイッチング素子２のゲートはトランジスタＱ１とＱ２のベースに接続されている。また、双方向スイッチング素子２のゲートとゲート側端子間には保護用のコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１が並列に接続されている。
【００３１】
この構成において、電源周波数が５０Ｈｚの交流電源１を用いて交流モータ３を制御する場合、交流電源１の電圧波形は図２（ａ）の実線に示す正弦波形となる。この５０Ｈｚの交流電源電圧Ｖ１において、図１に示すポイントＰ側が正の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ０〜Ｔ４）では、第１の正の充電回路６のダイオードＤ１が導通することにより、交流電源１→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第１のコンデンサ４は図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２１のように正の方向に充電される。
【００３２】
そして、図１に示すポイントＰ側が負の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ４〜Ｔ８）では、第１の負の充電回路７のダイオードＤ３およびトランジスタＱ１が導通することにより、交流電源１→コンデンサ４→トランジスタＱ１→ダイオードＤ３→可変抵抗ＶＲ→交流モータ３→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第１のコンデンサ４は、図２（ｂ）の実線に示す充電カーブ２２のように、正の最大充電電圧から負の方向に逆充電されていく。このときトランジスタＱ１を通してベース電流が流れるが、このベース電流は小さいため双方向スイッチング素子２のゲートをトリガーすることがない。また、この充電電流では交流モータ３は回転されない。
【００３３】
第１のコンデンサ４が負の半サイクル電圧で逆充電されることにより、その充電電圧Ｖ２が可変抵抗ＶＲの抵抗値で決まる時定数で徐々に低下して負の領域に入った後、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧−ｖｇに達すると（時点Ｔ６）、図２（ｄ）の実線に示す負のトリガー電圧が双方向スイッチング素子２のゲートに加わることで双方向スイッチング素子２がオンし、この時点Ｔ６から負の半サイクルが終わる時点Ｔ８まで図２（ｅ）の実線に示す波形２３の電流が交流モータ３に供給される。
【００３４】
一方、図１に示すポイントＰ側が正の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ０〜Ｔ４）では、第２の正の充電回路９のダイオードＤ４およびトランジスタＱ２が導通することにより、交流電源１→交流モータ３→可変抵抗ＶＲ→トランジスタＱ２→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第２のコンデンサ５は、図２（ｃ）の実線に示す充電カーブ２４のように、正の方向に充電されていく。このとき、トランジスタＱ２を通してベース電流が流れるが、このベース電流は小さいため、双方向スイッチング素子２のゲートをトリガーすることがない。また、この充電電流では交流モータ３は回転されない。
【００３５】
第２のコンデンサ５が正の半サイクル電圧で順方向に充電されることにより、その充電電圧Ｖ２が可変抵抗ＶＲの抵抗値で決まる時定数で徐々に上昇して正の領域に入った後、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇに達すると（時点Ｔ２）、図２（ｄ）の実線に示す正のトリガー電圧が双方向スイッチング素子２のゲートに加わることで双方向スイッチング素子２がオンし、この時点Ｔ２から正の半サイクルが終わる時点Ｔ４まで図２（ｅ）の実線に示す波形２６の電流が交流モータ３に供給される。これにより、交流モータ３は波形２６および２３に示す両波の導通角領域の電力に応じた速度で回転される。
【００３６】
また、図１に示すポイントＰ側が負の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ４〜Ｔ８）では、第２の負の充電回路８のダイオードＤ２が導通することにより、交流電源１→コンデンサ５→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第２のコンデンサ５は図２（ｃ）の実線に示す充電カーブ２５のように負の方向に逆充電される。そして、正の半サイクルになると、第２の正の充電回路９が上記と同様に動作される。
【００３７】
第１の負の充電回路７および第２の正の充電回路９において、その可変抵抗ＶＲが可変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、電源電圧Ｖ１の正または負の半サイクルにおける時定数が小さくなるため、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇまたは−ｖｇに達するまでの第２コンデンサ５または第１コンデンサ４の充電時間が短くなり、その充電カーブ２４または充電カーブ２２が矢印の方向に立ち上がる。その結果、双方向スイッチング素子２に流れる電流の導通角が増加し、交流モータ３の回転速度は上昇する。
【００３８】
また、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する方向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１の正または負の半サイクルの時における時定数が大きくなるため、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇまたは−ｖｇに達するまでの第２コンデンサ５または第１コンデンサ４の充電時間が長くなり、その充電カーブ２４または充電カーブ２２が矢印と逆の方向に立ち下がる。その結果、双方向スイッチング素子２に流れる電流の導通角が減少し、交流モータ３の回転速度は低下する。
【００３９】
次に、電源周波数が６０Ｈｚの交流電源を用いて交流モータを制御する場合について述べる。この場合、交流電源１の電圧波形は図２（ａ）の破線に示す正弦波形となる。この５０Ｈｚの交流電源電圧Ｖ１において、図１に示すポイントＰ側が正の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ０〜Ｔ３）では、第１の正の充電回路６のダイオードＤ１が導通することにより、交流電源１→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１→コンデンサ４→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第１のコンデンサ４は図２（ｂ）の破線に示す充電カーブ２７のように正の方向に充電される。
【００４０】
そして、図１に示すポイントＰ側が負の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ３〜Ｔ７）では、第１の負の充電回路７のダイオードＤ３およびトランジスタＱ１が導通することにより、交流電源１→コンデンサ４→トランジスタＱ１→ダイオードＤ３→可変抵抗ＶＲ→交流モータ３→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第１のコンデンサ４は、図２（ｂ）の破線に示す充電カーブ２８のように、正の最大充電電圧から負の方向に逆充電されていく。このときトランジスタＱ１を通してベース電流が流れるが、このベース電流は小さいため双方向スイッチング素子２のゲートをトリガーすることがない。また、この充電電流では交流モータ３は回転されない。
【００４１】
第１のコンデンサ４が負の半サイクル電圧で逆充電されることにより、その充電電圧Ｖ２が可変抵抗ＶＲの抵抗値で決まる時定数で徐々に低下して負の領域に入った後、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧−ｖｇに達すると（時点Ｔ５）、図２（ｄ）の破線に示す負のトリガー電圧が双方向スイッチング素子２のゲートに加わることで双方向スイッチング素子２がオンし、この時点Ｔ５から負の半サイクルが終わる時点Ｔ７まで図２（ｅ）の破線に示す波形２９の電流が交流モータ３に供給される。
【００４２】
一方、図１に示すポイントＰ側が正の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ０〜Ｔ３）では、第２の正の充電回路９のダイオードＤ４およびトランジスタＱ２が導通することにより、交流電源１→交流モータ３→可変抵抗ＶＲ→トランジスタＱ２→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第２のコンデンサ５は、図２（ｃ）の破線に示す充電カーブ３０のように、正の方向に充電されていく。このときトランジスタＱ２を通してベース電流が流れるが、このベース電流は小さいため、双方向スイッチング素子２のゲートをトリガーすることがない。また、この充電電流では交流モータ３は回転されない。
【００４３】
第２のコンデンサ５が正の半サイクル電圧で順方向に充電されることにより、その充電電圧Ｖ２が可変抵抗ＶＲの抵抗値で決まる時定数で徐々に上昇して正の領域に入った後、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇに達すると（時点Ｔ１）、図２（ｄ）の破線に示す正のトリガー電圧が双方向スイッチング素子２のゲートに加わることで双方向スイッチング素子２がオンし、この時点Ｔ１から正の半サイクルが終わる時点Ｔ３まで図２（ｅ）の破線に示す波形３２の電流が交流モータ３に供給される。これにより、交流モータ３は波形３２および２９に示す両波の導通角領域の電力に応じた速度で回転される。
【００４４】
また、図１に示すポイントＰ側が負の半サイクルとなる期間（図２の時点Ｔ３〜Ｔ７）では、第２の負の充電回路８のダイオードＤ２が導通することにより、交流電源１→コンデンサ４→ダイオードＤ１→抵抗Ｒ１→交流電源１の経路で充電電流が流れ、この充電電流により第２のコンデンサ５は図２（ｃ）の破線に示す充電カーブ３１のように負の方向に逆充電される。そして、正の半サイクルになると、第２の正の充電回路９が上記と同様に動作される。
【００４５】
第１の負の充電回路７および第２の正の充電回路９において、その可変抵抗ＶＲが可変操作されることにより、その抵抗値を減少させると、電源電圧Ｖ１の正または負の半サイクルにおける時定数が小さくなるため、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇまたは−ｖｇに達するまでの第２コンデンサ５または第１コンデンサ４の充電時間が短くなり、その充電カーブ２４または充電カーブ２２が矢印の方向に立ち上がる。その結果、双方向スイッチング素子２に流れる電流の導通角が増加し、交流モータ３の回転速度は上昇する。
【００４６】
また、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する方向に操作された場合は、電源電圧Ｖ１の正または負の半サイクルの時における時定数が大きくなるため、双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇまたは−ｖｇに達するまでの第２コンデンサ５または第１コンデンサ４の充電時間が長くなり、その充電カーブ２４または充電カーブ２２が矢印と逆の方向に立ち下がる。その結果、双方向スイッチング素子２に流れる電流の導通角が減少し、交流モータ３の回転速度は低下する。
【００４７】
上記の説明から明らかなように、第１の正の充電回路６、第１の負の充電回路７、第２の負の充電回路８および第２の正の充電回路９を双方向スイッチング素子２の全波位相制御回路に組み込むことにより、双方向スイッチング素子２の導通角を電源周波数の変動に応じて補正することができる。このため、電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであっても、双方向スイッチング素子２の導通角はほぼ等しくなる。
【００４８】
従って、本実施の形態のモータ制御装置をボルト締め等の交流電動工具のモータ制御回路に適用し、可変抵抗ＶＲの抵抗値を電動工具に用いるスイッチのストローク操作に連動させて変化させ、モータの回転数を制御した場合は、６０Ｈｚおよび５０Ｈｚにおけるスイッチストロークとモータ回転数との関係は図３に示すようになる。この図３から明らかなように、電源周波数６０Ｈｚ時と５０Ｈｚ時とでは変速域はほとんど同様となり、その結果、電源周波数に応じてスイッチのストローク操作を変える必要がほとんどなく、電動工具の使い勝手が良好になる。
【００４９】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の回路図で、図１と同一の構成要素には図１と同一の符号を付してその構成および動作説明を省略し、図１と異なる部分を重点的に説明する。
【００５０】
図４から明らかなように、本実施の形態２における特徴部分は、第１の正の充電回路６における第１のコンデンサ４の両端に第１のリミッタ回路１０を並列に接続したこと、第２の負の充電回路８における第２のコンデンサ５の両端に第２のリミッタ回路１１を並列に接続したこと、双方向スイッチング素子２を小さなゲート電流でオンする補助用の双方向スイッチング素子２ｂおよび補助用双方向スイッチング素子２ｂのオン動作につれてオンする主双方向スイッチング素子２ａで構成したこと、交流モータ３の回転数に下弓なりの速度特性が得られるように、第１の負の充電回路７および第２の正の充電回路９の可変抵抗ＶＲに抵抗Ｒ３を並列に接続し、これら両抵抗の合成抵抗値が対数的に変化するように構成したことにある。
【００５１】
主双方向スイッチング素子２ａの両端子は交流モータ３を交流電源１間に接続され、補助用双方向スイッチング素子２ｂの両端子は主双方向スイッチング素子ゲートを一方の端子間に接続されている。また、双方向スイッチング素子２および補助用双方向スイッチング素子２ｂのゲートとゲート側端子間には、それぞれ保護用のコンデンサＣ１１、Ｃ１２および抵抗Ｒ１１、Ｒ１２が並列に接続されている。
【００５２】
第１のリミッタ回路１０は、第１のコンデンサ４を正の半サイクル電圧で毎サイクル充電するときの充電電圧が第１のコンデンサ４の耐圧以上にならないように制限するための回路で、正の半サイクルの電圧に対して逆極性にしたツェナーダイオードＺＤ１と、このツェナーダイオードＺＤ１に逆極性に直列接続されたダイオードＤ５とから構成されている。ダイオードＤ５は第１のコンデンサ４を負方向に充電するときにツェナーダイオードＺＤ１を順方向に導通させるのを防止している。
【００５３】
第２のリミッタ回路１１は、第２のコンデンサ５を負の半サイクル電圧で毎サイクル充電するときの充電電圧が第２のコンデンサ５の耐圧以上にならないように制限するための回路で、負の半サイクルの電圧に対して逆極性にしたツェナーダイオードＺＤ２と、このツェナーダイオードＺＤ２に逆極性に直列接続されたダイオードＤ６とから構成されている。ダイオードＤ６は第２のコンデンサ５を正方向に充電するときにツェナーダイオードＺＤ２を順方向に導通させるのを防止している。
【００５４】
この構成において、第１の負の充電回路７では、可変抵抗ＶＲの値を大きくすると、負の半サイクル電圧による第１のコンデンサ４の負方向の充電電圧Ｖ２の下降の傾きが緩やかになり、補助双方向スイッチング素子２ｂを含めた主双方向スイッチング素子２ａの導通角が小さくなるが、ここで、導通角がゼロになっても、更に可変抵抗ＶＲの値を大きくしていくと、第１のコンデンサ４の端子電圧Ｖ２は負にまで至らず、正の方向に増大していく。
【００５５】
そして、第１のコンデンサ４の正の方向の端子電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧より大きくなると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通して、第１のコンデンサ４の正方向の充電電圧をダイオードＤ５およびツェナーダイオードＺＤ１を通して放電する。その結果、第１のコンデンサ４にその耐圧を超える負の電圧が蓄積されることがなくなり、第１のコンデンサ４の破壊を防止できるとともに、第１のコンデンサ４の容量を必要以上に大きくする必要がなくなり、第１のコンデンサ４を小容量化できる。
【００５６】
同様にして、第２の正の充電回路９では、可変抵抗ＶＲの値を大きくすると、正の半サイクル電圧による第２のコンデンサ５の正方向の充電電圧Ｖ２の上昇の傾きが緩やかになり、補助双方向スイッチング素子２ｂを含めた主双方向スイッチング素子２ａの導通角が小さくなるが、ここで、導通角がゼロになっても、更に可変抵抗ＶＲの値を大きくしていくと、第２のコンデンサ５の端子電圧Ｖ２は正にまで至らず、負の方向に増大していく。
【００５７】
そして、第２のコンデンサ５の負の方向の端子電圧がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧より大きくなると、ツェナーダイオードＺＤ２が導通して、第２のコンデンサ５の負方向の充電電圧をダイオードＤ６およびツェナーダイオードＺＤ２を通して放電する。その結果、第２のコンデンサ５にその耐圧を超える負の電圧が蓄積されることがなくなり、第２のコンデンサ５の破壊を防止できるとともに、第２のコンデンサ５の容量を必要以上に大きくする必要がなくなり、第２のコンデンサ５を小容量化できる。
【００５８】
一方、可変抵抗Ｒ２を可変操作した場合、可変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ３との合成抵抗値は図５の曲線５１に示すように指数関数的に変化する。従って、可変抵抗ＶＲを操作することにより、交流モータの回転速度は、図５の曲線５２に示すように、下弓なりに変化する特性となる。これにより、交流モータ３の立ち上がり時における速度変化率が小さく、緩やかに回転数が上昇する特性となるため、ボルト締めなどのように、ボルトに位置決めを行いながら締め付け動作させる電動工具に好適となる。
【００５９】
また、交流モータ３の電源回路をスイッチングする双方向スイッチング素子２を主双方向スイッチング素子２ａと、この主双方向スイッチング素子２ａをターンオンさせる補助用双方向スイッチング素子２ｂとの２段構成にすることにより、双方向スイッチング素子のゲート電流を小さくできるとともに、充電回路における抵抗Ｒ３、可変抵抗ＶＲおよびトランジスタＱ１、Ｑ２の消費電流が小さくなり、かつこれらの発熱も低減できる。
【００６０】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３におけるモータ制御装置の回路図で、図１および図４と同一の構成要素には図１と同一の符号を付してその構成および動作説明を省略し、図１および図４と異なる部分を重点的に説明する。
【００６１】
図６から明らかなように、本実施の形態３における特徴部分は、双方向スイッチング素子２のトリガー用に第１および第２のゲート・トリガー回路１２、１３を設けたこと、第１の負の充電回路７および第２の正の充電回路９に共通の定電圧回路１４を設けたことにある。
【００６２】
第１のゲート・トリガー回路１２は、負の半サイクルにおける双方向スイッチング素子２のトリガーに第１の負の充電回路７による第１のコンデンサ４の充電電圧により導通されるもので、ＮＰＮトランジスタＴＲ１、ＰＮＰトランジスタＴＲ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ７およびツェナーダイオードＺＤ５等から構成されている。また、第２のゲート・トリガー回路１３は、正の半サイクルにおける双方向スイッチング素子２のトリガーに第２の正の充電回路９による第２のコンデンサ５の充電電圧により導通されるもので、ＰＮＰトランジスタＴＲ３、ＮＰＮトランジスタＴＲ４、コンデンサＣ３、Ｃ４、ダイオードＤ８およびツェナーダイオードＺＤ６等から構成されている。
【００６３】
定電圧回路１４は交流電源１の電圧が低下したときに第１のコンデンサ４を正の方向に、第２のコンデンサ５を負の方向に充電する電圧を一定にする回路で、逆極性に直列接続したツェナーダイオードＺＤ３およびＺＤ４からなり、この直列回路は交流電源１の接地側と可変抵抗ＶＲの一端間に抵抗Ｒ４を介して接続されている。
【００６４】
次に、定電圧回路１４を設けた場合の作用について述べる。まず、第２の負の充電回路８および第２の正の充電回路９が動作する場合において、定電圧回路１４がない場合は、図７（ａ）に示すように、交流電源１の電圧が実線状態から破線に示す状態に低下すると、図７（ｂ）に示すように、コンデンサ５の負の方向への充電カーブ３１の傾きが緩くなるとともに、正の方向への充電カーブ３０も緩くなるが、その正方向の充電電圧Ｖ２が双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇに達する時点Ｔ２は同じである。
【００６５】
しかし、実線で示すように電源電圧が高いときにサイリスタが時点Ｔ２でオンした場合、交流モータ３に供給される電圧Ｖ３は、図７（ｃ）の実線に示す導通領域であるのに対し、破線で示すように電源電圧が低くなった場合は、交流モータ３に供給される電圧Ｖ３は、図７（ｃ）の破線で示す導通領域となり、小さくなる。その結果、交流モータの回転速度は高い電源電圧の場合より低くなる。
【００６６】
これに対して定電圧回路１４を設けた場合は、そのツェナーダイオードＺＤ３と抵抗Ｒ４によりコンデンサ５への充電電圧を定電圧化するため、電源電圧が低くなっても定電圧化された電圧によりコンデンサ５を正の方向へ充電することになる。
【００６７】
これに伴い、低い電源電圧時にコンデンサ５の正の方向への充電カーブ３０の傾きは、図７（ｄ）に示すように、高電源電圧時におけるコンデンサ５への正方向の充電カーブ２５と同一の傾きとなり、低電源電圧時における正方向の充電電圧Ｖ２が双方向スイッチング素子２のゲート・トリガー電圧ｖｇに達する時点Ｔ１が時点Ｔ２より手前に移動する。その結果、図７（ｅ）に示すように、破線で示す低電源電圧時の導通領域と、実線で示す高電源電圧時の導通領域はほぼ等しくなる。従って、電源電圧が低下する方向に変化しても、交流モータの回転数が低下するのを防止できる。
【００６８】
このような定電圧回路１４の機能は第１の正の充電回路６および第１の負の充電回路７が動作する場合においても同様に行われ、電源電圧が低下する方向に変化しても、交流モータの回転数が低下するのを防止できる。
【００６９】
また、交流電源１の正、負の半サイクル期間に双方向スイッチング素子２のトリガーするために第１および第２のゲート・トリガー回路１２、１３を設けことにより、ゲート電流を小さくできるとともに、充電回路の消費電流が小さくなり、かつこれらの発熱も低減できる。
【００７０】
なお、本発明において使用される双方向スイッチング素子は、トライアックに限らず、ＭＯＳトランジスタ等の半導体素子を利用することができる。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の負の充電回路は第１のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル第１の正の充電回路による正の半サイクル終了時点から負の方向に充電し、第２の正の充電回路は第２のコンデンサを交流電源の負の半サイクル期間に毎サイクル負の方向に充電する第２の負の充電回路と、第２のコンデンサを交流電源の正の半サイクル期間に毎サイクル第２の負の充電回路による負の半サイクル終了時点から正の方向に充電し、第１のコンデンサまたは第２のコンデンサの充電電圧が双方向スイッチング素子のゲート・トリガー電圧に達した時点の導通角で双方向スイッチング素子を正および負の半サイクル波形に同期してトリガーするので、双方向スイッチング素子の導通角を電源周波数の変動に応じて補正でき、交流モータの回転数を電源周波数に左右されない安定して制御できる。
【００７２】
また、本発明によれば、第１の正の充電回路および第２の負の充電回路がそれぞれのコンデンサの充電電圧を制限するリミッタ回路を備えているので、それぞれのコンデンサの耐圧を超える負または正の電圧が蓄積されることがなくなり、第１および第２のコンデンサの破壊を防止できるとともに小容量化が図れる。
【００７３】
また、本発明によれば、交流電源の電圧が低下したときに第１の負の充電回路が負の半サイクル期間で第１のコンデンサを負の方向に充電する電圧を一定にするとともに第２の正の充電回路が正の半サイクル期間で第２のコンデンサを正の方向に充電する電圧を一定にする定電圧回路を備えているので、電源電圧が低下する方向に変動したりしても、交流モータの回転数を電圧の変動に左右されることなく安定に制御できる。
【００７４】
また、本発明によれば、第１の負の充電回路および前記第２の正の充電回路が可変抵抗を含めた抵抗値を対数的に変化させる回路を有するので、交流モータの回転速度に下弓なりに変化する特性を得ることができるとともに、交流モータの立ち上がり時における速度変化率を小さくでき、電動工具等の使い勝手を良くすることができる。
【００７５】
また、本発明によれば、双方向スイッチング素子を主双方向スイッチング素子と補助用双方向スイッチング素子とから構成したので、双方向スイッチング素子のゲート電流を小さくできるとともに、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
【００７６】
また、本発明によれば、負の半サイクルにおける双方向スイッチング素子のトリガーに第１のゲート・トリガー回路を使用し、正の半サイクルにおける双方向スイッチング素子のトリガーに第２のゲート・トリガー回路を使用したので、双方向スイッチング素子のゲート電流を小さくできるとともに、第１の負の充電回路および第２の正の充電回路の消費電流が小さくなり、かつその発熱も低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｅ）は図１に示すモータ制御装置の各部の波形図である。
【図３】図１に示すモータ制御装置のストロークとモータ回転数との関係を示す特性図である。
【図４】本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の回路図である。
【図５】図４に示すモータ制御装置の可変抵抗の抵抗値と交流モータの回転数との関係を示す特性図である。
【図６】本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の回路図である。
【図７】（ａ）〜（ｅ）は図６に示すモータ制御装置の各部の波形図である。
【図８】従来における電動工具等の交流モータの速度制御に使用されるモータ制御装置の回路図である。
【図９】図８に示す従来のモータ制御装置の説明用波形図である。
【図１０】（ａ）〜（ｃ）は図８に示す従来のモータ制御装置の各部の波形図である。
【図１１】図８に示す従来のモータ制御装置のストロークとモータ回転数との関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１    交流電源
２    双方向スイッチング素子
２ａ  主双方向スイッチング素子
２ｂ  補助用双方向スイッチング素子
３    交流モータ
４    第１のコンデンサ
５    第２のコンデンサ
６    第１の正の充電回路
７    第１の負の充電回路
８    第２の負の充電回路
９    第２の正の充電回路
１０  第１のリミッタ回路
１１  第２のリミッタ回路
１２  第１のゲート・トリガー回路
１３  第２のゲート・トリガー回路
１４  定電圧回路
ＶＲ  可変抵抗
Ｒ３  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003598671.tif 000008
【図８】
0003598671.tif 000009
【図９】
0003598671.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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