(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
到来信号を複数系統の信号に分割し、これらの信号の周波数をそれぞれ周波数変換器でドロップしたのち、さらに狭帯域信号に分割してこれらの狭帯域信号をそれぞれアナログ／ディジタル変換器に与えてディジタル信号に変換し、これにより得られるディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信装置であって、
前記アナログ／ディジタル変換器のうち少なくとも一つの出力にエイリアスを生じさせるようにしたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
到来信号の帯域を分割して複数の狭帯域信号を生成し、各狭帯域信号の周波数を周波数変換器でドロップしたのち、各狭帯域信号に対して設けられたアナログ／ディジタル変換器により各狭帯域信号をディジタル信号に変換し、これにより得られるディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信装置であって、
前記周波数変換器のうち少なくとも一つに２以上の狭帯域信号を与えてこれらの狭帯域信号を同じ周波数だけドロップさせ、このうち高域側にある狭帯域信号が与えられるアナログ／ディジタル変換器の出力にエイリアスを生じさせるようにしたことを特徴とする受信装置。
【請求項３】
到来信号の帯域をｎ分割し、ｎ系統の狭帯域信号を送出する帯域分割手段と、
この帯域分割手段から送出される前記狭帯域信号の占有帯域を周波数軸上でそれぞれ移動させる帯域移動手段と、
前記帯域移動手段から送出される前記ｎ系統の狭帯域信号をそれぞれディジタル信号に変換するもので、それぞれ与えられる狭帯域信号の帯域の幅以上のナイキスト周波数を持つｎ個のアナログ／ディジタル変換手段と、
これらのアナログ／ディジタル変換手段から送出される前記ディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信手段とを具備し、
前記帯域移動手段は、
与えられる信号の周波数をドロップする周波数変換器と、
前記複数のアナログ／ディジタル変換器の入力側にそれぞれ接続され、与えられる信号の帯域の幅を接続先のアナログ／ディジタル変換器のナイキスト周波数以下に制限するｎ個の帯域フィルタとを備え、
前記帯域分割手段から送出される前記ｎ系統の狭帯域信号のうちｍ（ｍ≧２）系統以上の狭帯域信号を結合して１の周波数変換器に入力してそれぞれの狭帯域信号の周波数をドロップさせ、該周波数変換器の出力を前記ｎ個の帯域フィルタのうちｍ個に与え、該ｍ個の前記帯域フィルタのパス帯域を、それぞれ前記結合された狭帯域信号を分離すべく設定したことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
前記結合されるｍ系統の狭帯域信号の相互の帯域間に、および前記ｍ個の帯域フィルタの相互のパス帯域間に、少なくとも前記アナログ／ディジタル変換器のうちもっとも低いナイキスト周波数を持つアナログ／ディジタル変換器の該ナイキスト周波数以上の周波数差を持たせたことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばパルス圧縮レーダやスペクトラム拡散信号受信装置など、特に広帯域信号を受信する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年になり、ディジタル信号処理技術の発展が著しい。このような背景から、アナログの受信信号をディジタル化したうえで受信処理を施す受信装置が提供されている。受信信号をディジタル化することで、耐ノイズ性の向上などの様々なメリットを得ることができる。
【０００３】
ところで、近年ではパルス圧縮技術や周波数拡散技術などにより、受信対象信号の占有周波数帯域が広帯域化される傾向にある。ところが現状では、特にアナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と標記する）の処理能力が対象信号の帯域に追いついておらず、忠実な受信再生を行うことが困難である。そこで、広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割してそれぞれディジタル変換し、そのうえで受信処理を施すことで広帯域信号を忠実に受信できるようにする受信装置が考えられている。
【０００４】
この種の受信装置の構成を図５に概略的に示す。以下の説明では、１００ＭＨｚから３４０ＭＨｚまでの、２４０ＭＨｚなる帯域幅を持つ信号を受信するものと仮定する。
アンテナＡＮＴで受信された広帯域信号は、帯域分割フィルタ４１〜４１２により１２系統の狭帯域信号に分割される。帯域分割フィルタ４１〜４１２はそれぞれ２０ＭＨｚのパスバンドを有し、信号帯域を分割してカバーする。すなわち、フィルタ４１には１００〜１２０ＭＨｚ、フィルタ４２には１２０〜１４０ＭＨｚ、…なる帯域が割り当てられる。
【０００５】
帯域分割フィルタ４１〜４１２から送出されるＲＦの狭帯域信号は、それぞれコンバータ５１〜５１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６１〜６１２、コンバータ７１〜７１２を介してＩＦ信号にドロップされる。これらのＩＦ信号は、それぞれアンチエイリアス・フィルタ８を介してＡ／Ｄ変換器２に与えられ、ディジタル変換される。各Ａ／Ｄ変換器２はそれぞれそのサンプリング周波数Ｆｓを８０ＭＨｚとする。
【０００６】
アンチエイリアス・フィルタ８は急峻な特性を持つローパスフィルタであり、各Ａ／Ｄ変換器２におけるナイキスト周波数ｆＮ以上の周波数をカットすることで変換後の信号にノイズ（エイリアス）を生じるのを防ぐ。ナイキスト周波数ｆＮとは、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数ｆｓの１／２として定義されるもので、したがって上記Ａ／Ｄ変換器２のナイキスト周波数ｆＮは４０ＭＨｚである。ここでは各フィルタの特性にマージンを持たせる意味で、各Ａ／Ｄ変換器２の処理帯域を２０ＭＨｚに設定する。
【０００７】
各Ａ／Ｄ変換器２で得られたディジタル受信信号は、それぞれ次段の信号処理部３に与えられ、各種の受信信号処理を施される。そして、各系統の信号処理部３からの出力信号が、図示しないアップコンバータおよび合成器を介して合成されることにより元の帯域が復元される。このように、受信信号を狭帯域信号に分割したうえでそれぞれ信号処理を施すことにより、特に各Ａ／Ｄ変換器８の処理能力に余裕を持たせることができ、その結果、忠実度の高い受信処理を行うことが可能になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記構成による従来の受信装置には、帯域を分割した分、それだけ部品点数が多くなり、その結果重量の増加やコストの上昇を招くなどの不具合が有った。
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、構成簡易にして広帯域信号を受信可能な受信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、到来信号を複数系統の信号に分割し、これらの信号の周波数をそれぞれ周波数変換器でドロップしたのち、さらに狭帯域信号に分割してこれらの狭帯域信号をそれぞれアナログ／ディジタル変換器に与えてディジタル信号に変換し、これにより得られるディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信装置にあって、
前記アナログ／ディジタル変換器のうち少なくとも一つの出力にエイリアスを生じさせるようにしたことを特徴とする。
【００１０】
また本発明は、到来信号の帯域を分割して複数の狭帯域信号を生成し、各狭帯域信号の周波数を周波数変換器でドロップしたのち、各狭帯域信号に対して設けられたアナログ／ディジタル変換器により各狭帯域信号をディジタル信号に変換し、これにより得られるディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信装置にあって、
前記周波数変換器のうち少なくとも一つに２以上の狭帯域信号を与えてこれらの狭帯域信号を同じ周波数だけドロップさせ、このうち高域側にある狭帯域信号が与えられるアナログ／ディジタル変換器の出力にエイリアスを生じさせるようにしたことを特徴とする。
【００１１】
より具体的には、到来信号の帯域をｎ分割し、ｎ系統の狭帯域信号を送出する帯域分割手段と、この帯域分割手段から送出される前記狭帯域信号の占有帯域を周波数軸上でそれぞれ移動させる帯域移動手段と、前記帯域移動手段から送出される前記ｎ系統の狭帯域信号をそれぞれディジタル信号に変換するもので、それぞれ与えられる狭帯域信号の帯域の幅以上のナイキスト周波数を持つｎ個のアナログ／ディジタル変換手段と、これらのアナログ／ディジタル変換手段から送出される前記ディジタル信号をもとに前記到来信号に対する受信復調処理を行う受信手段とを具備し、
前記帯域移動手段に、
与えられる信号の周波数をドロップする周波数変換器と、前記複数のアナログ／ディジタル変換器の入力側にそれぞれ接続され、与えられる信号の帯域の幅を接続先のアナログ／ディジタル変換器のナイキスト周波数以下に制限するｎ個の帯域フィルタとを備え、
前記帯域分割手段から送出される前記ｎ系統の狭帯域信号のうちｍ（ｍ≧２）系統以上の狭帯域信号を結合して、前記周波数変換器のうち少なくとも１つに共に与えてそれぞれの狭帯域信号の周波数をドロップさせ、該周波数変換器の出力を前記ｎ個の帯域フィルタのうちｍ個に与え、該ｍ個の前記帯域フィルタのパス帯域を、それぞれ前記結合された狭帯域信号を分離すべく設定したことを特徴とする。
【００１２】
このようにすることで、少なくとも一つのアナログ／ディジタル変換器にそのナイキスト周波数以上の狭帯域信号が与えられ、いわゆるアンダーサンプリングの状態となってその出力にエイリアスを生じ、このエイリアスに対しても受信復調のための処理が施される。すなわち、ナイキスト周波数以下に落とし込まない狭帯域信号を少なくとも一つ設けることで、一つの周波数変換器で該狭帯域信号を含む複数の狭帯域信号を周波数ドロップさせることが可能となる。
【００１３】
この結果、帯域の分割数よりも少ない個数の周波数変換器で足りることになり、構成を簡易化することが可能となる。
【００１４】
また本発明では、前記結合されるｍ系統の狭帯域信号の相互の帯域間に、および前記ｍ個の帯域フィルタの相互のパス帯域間に、少なくとも前記アナログ／ディジタル変換器のうちもっとも低いナイキスト周波数を持つアナログ／ディジタル変換器の該ナイキスト周波数以上の周波数差を持たせたことを特徴とする。
【００１５】
このようにすることで、エイリアスの反転を防ぐことが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１に、本発明に係わる受信装置の構成を概略的に示す。この受信装置は、パルス圧縮レーダの受信部や、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）信号の受信装置などに適用可能である。
【００１７】
なお比較のため、ここでも１００ＭＨｚから３４０ＭＨｚまでの、２４０ＭＨｚなる帯域幅を持つ信号を受信するものとする。また図１において図５と共通する部分には同一の符号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。
【００１８】
この受信装置は、図５と同様に１２系統のＡ／Ｄ変換器２（２−１，２−２，２−３）およびこれに接続される信号処理部３を備えている。なお説明の便宜上、Ａ／Ｄ変換器に２−１，２−２，２−３なる符号を付す。
【００１９】
すなわち、アンテナＡＮＴで受信された広帯域信号はまずフィルタ部Ｆ１〜Ｆ４に与えられる。各フィルタ部Ｆ１〜Ｆ４には、それぞれ図２に示すように１００〜２８０ＭＨｚ、１２０〜３００ＭＨｚ、１４０〜３２０ＭＨｚ、１６０〜３４０ＭＨｚなるパス帯域が設けられている。これらのパス帯域は、周波数軸上でそれぞれ異なる場所に位置しており、全体として１００ＭＨｚ〜３４０ＭＨｚをカバーするものとなっている。
【００２０】
各フィルタ部Ｆ１〜Ｆ４からは、それぞれ図２に示した帯域に位置する帯域制限された信号が送出される。これらの信号は、それぞれコンバータＣ１〜Ｃ４に与えられて周波数ドロップされる。コンバータＣ１〜Ｃ４におけるドロップ周波数は、それぞれ−９０，−１１０，−１３０，−１５０［ＭＨｚ］である。これにより各コンバータＣ１〜Ｃ４からは、それぞれ１０〜１９０［ＭＨｚ］なる帯域の信号が送出されることになる。
【００２１】
これらの信号は、帯域フィルタ１１，１２，１３に与えられる。帯域フィルタ１１，１２，１３には、それぞれ１０〜３０，９０〜１００，１７０〜１９０［ＭＨｚ］なるパス帯域が設定されている。かくして、Ａ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３には、それぞれ１０〜３０，９０〜１００，１７０〜１９０なる帯域の信号が与えられることになる。
【００２２】
ここで、各Ａ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３は、サンプリング周波数ｆｓ＝８０ＭＨｚ、ナイキスト周波数ｆＮ＝４０ＭＨｚ、処理帯域２０ＭＨｚなる、従来と同様の諸元を持つものとする。
【００２３】
さて、Ａ／Ｄ変換器２−１には、諸元に合った１０〜３０ＭＨｚ帯域の信号が与えられるため、その出力には何ら特徴的な点は無い。一方、Ａ／Ｄ変換器２−２，２−３にはナイキスト周波数ｆＮより高い帯域に位置する信号が与えられており、このため以下に示す特徴的な作用を生じる。
【００２４】
図３を参照して、Ａ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３に与えられる信号帯域とその出力との関係を説明する。なお、以下の議論は一般のサンプリングシステムに対しても同様に当てはめることができる。
【００２５】
図３において、▲１▼，▲２▼，▲４▼が、それぞれ帯域フィルタ１１，１２，１３のパス帯域を示し、斜線部分がＡ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３にそれぞれ与えられる信号帯域を示している。斜線部分の幅が、各Ａ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３の処理帯域２０ＭＨｚに相当する。
【００２６】
一般に、サンプリングシステムではナイキスト周波数ｆＮ以上の周波数成分ｆａが入力に含まれていると、ｆａは別の周波数になってサンプリングしたデータ中に現れる。これをエイリアスと称し、ナイキスト周波数ｆＮと折り返した形で現れる。例えば図３の▲１▼′に示す帯域の信号をＡ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３に与えると、それぞれあたかも▲１▼なる入力が与えられたに相当する出力データを得る。同様に、▲２▼〜▲５▼に示す帯域の信号をＡ／Ｄ変換器２−１〜２−３に与えると、▲１▼なる入力に相当する出力データを得る。ただし、帯域▲１▼′、▲３▼、▲５▼の信号は、出力において帯域が反転することに注意する。
【００２７】
従来のサンプリングシステムでは、Ａ／Ｄ変換後の出力に原信号とエイリアスとの干渉によるノイズを避けるために、ナイキスト周波数ｆＮ以上の帯域にある信号を与えないようにしている。これに対し、本実施形態ではエイリアスを積極的に利用し、高い周波数帯域に位置する信号をＡ／Ｄ変換器に与えることで、帯域を落とし込んだ形での出力を得るようにしている。
【００２８】
上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２−２，２−３に、それぞれ▲２▼、▲４▼の帯域の信号を入力している。したがってその出力には、反転の無いかたちでのサンプリングデータを得る。もちろん、フィルタ部Ｆ１〜Ｆ４、コンバータＣ１〜Ｃ４、帯域フィルタ１１〜１３の特性にそれぞれ適切な値を与えることで、各Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−３ごとに、ナイキスト周波数ｆＮ（４０ＭＨｚ）よりも帯域幅の狭い信号（それぞれ帯域幅２０ＭＨｚ）を一つずつ与えるようにしているので、出力に干渉を生じることはない。
【００２９】
そして、これらのＡ／Ｄ変換器２−１〜２−３の出力をもとに、信号処理部３により信号処理を行い、１００〜３４０ＭＨｚレンジの広帯域信号に対する受信復調を支障なく行うことが可能である。
【００３０】
このように本実施形態では、例えば１００〜３４０ＭＨｚなる帯域の信号を受信する場合、この信号の帯域をそれぞれ１００〜２８０ＭＨｚ、１２０〜３００ＭＨｚ、１４０〜３２０ＭＨｚ、１６０〜３４０ＭＨｚなる帯域を持つ４系統の信号に分割する。これらの信号を低域側から順に−９０，−１１０，−１３０，−１５０なる周波数ドロップ量の周波数変換器Ｃ１〜Ｃ４に導く。これによりドロップされた信号を、それぞれ２０±１０，１００±１０，１８０±１０ＭＨｚなる帯域フィルタ１１，１２，１３に与えることでさらに帯域を分け、それぞれＡ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３に与えるようにしている。
【００３１】
このようにしたので、一つのコンバータにより複数帯域の周波数変換を行うことが可能となり、従ってコンバータの数を減らせることができ、構成を簡易にすることが可能となる。
【００３２】
より一般的に、本発明の思想を図４を参照して説明する。図４（ａ）の点線に示すようにＡ／Ｄ変換器にナイキスト周波数ｆＮ以上の帯域の信号を与えると、その出力には図中左端に示すように、ｆＮで折り返された形のエイリアスを生じる。なお斜線部分にある信号は、そのエイリアスが反転しない。
【００３３】
従来では、図４（ｂ）のように到来信号の帯域をｆＮ以下の幅の狭帯域信号に分割し（この図では４つ）、全ての狭帯域信号をｆＮ以下にまでドロップしていた。このため各狭帯域信号に対応した数のコンバータを必要とし、構成が繁雑であった。また特に高域の信号に対してはより多くのドロップ量を必要とするため、コンバータを多段構成とする必要があり、これによる系統誤差を生じる虞があった。
【００３４】
これに対して上記実施形態では、エイリアスに対する受信信号処理を行うようにしているので、上記狭帯域信号を含む帯域制限された信号を同じドロップ量のコンバータを用いて周波数ドロップさせることができ、したがってコンバータの数は上記狭帯域信号の数よりも少なくて済む。また高域側の信号をｆＮ以下までドロップさせる必要も無いので、コンバータを多段構成とする必要が無く、よって系統誤差を減らすこともできる。
【００３５】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−３の出力に、原信号との反転を生じないような構成としたが、これは本発明の思想に直接係わるものではない。すなわち、Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−３の出力に反転を許容する場合、後段の信号処理部３側で反転を補償するようにすれば良い。また、補償の必要すら無く、反転出力そのままの形での処理が許されるシステムも存在するであろう。
【００３６】
またＡ／Ｄ変換器２−１〜２−３の出力に反転を許容するならば、更なる構成の簡素化を図ることが可能である。すなわち、例えば図１において到来信号の帯域を１００〜２２０ＭＨｚ、２２０〜３４０ＭＨｚのごとく分割し、それぞれ−９０ＭＨｚ、−２１０ＭＨｚとドロップするようにすれば、コンバータの数は２個で済む。またアンテナＡＮＴ直後の帯域フィルタも２個設けるのみで済む。これにより更なる構成の簡易化を図ることが可能となる。
【００３７】
またフィルタ部Ｆ１〜Ｆ４のパス帯域の設定は上記の限りではない。例えば上記実施形態において、フィルタ部Ｆ１に１００〜１２０ＭＨｚ、１８０〜２００ＭＨｚ、２６０〜２８０ＭＨｚ、フィルタ部Ｆ２に１２０〜１４０ＭＨｚ、２００〜２２０ＭＨｚ、２８０〜３００ＭＨｚ、フィルタ部Ｆ３に１４０〜１６０ＭＨｚ、２２０〜２４０ＭＨｚ、３００〜３２０ＭＨｚ、フィルタ部Ｆ４に１６０〜１８０ＭＨｚ、２４０〜２６０ＭＨｚ、３２０〜３４０ＭＨｚなるパス帯域を設定しても良い。これは、各フィルタ部Ｆ１〜Ｆ４にそれぞれ２０ＭＨｚなるパス帯域を持つバンドパスフィルタを３つ設け、これらのバンドパスフィルタを３つ並列に接続することで実現可能である。このようにいしても、上記と同様の効果を得られるほか、フィルタ部Ｆ１〜Ｆ４の特性の設定の仕方如何によっては、帯域フィルタ１１，１２，１３を省略することも可能となり、さらなる構成の簡略化を図れる。
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、構成簡易にして広帯域信号を受信可能な受信装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１の構成におけるフィルタ部Ｆ１〜Ｆ４のパス帯域の設定を示すための図。
【図３】Ａ／Ｄ変換器２−１，２−２，２−３に与えられる信号帯域とその出力との関係を説明するための図。
【図４】本発明の思想をより一般的な形で説明するための図。
【図５】従来の受信装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
ＡＮＴ…アンテナ
４１〜４１２…帯域分割フィルタ
５１〜５１２、７１〜７１２…コンバータ
６１〜６１２…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
８…アンチエイリアス・フィルタ
２（２−１，２−２，２−３）…アナログ／ディジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）
３…信号処理部
Ｆ１〜Ｆ４…フィルタ部
Ｃ１〜Ｃ４…コンバータ
１１，１２，１３…帯域フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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