(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調信号のサンプリングクロックを制御する方法であって、
ａ）各信号値に対応する受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）を得るために、信号値が信号ベクトルで表され得る、受信された位相変調信号（ｘE（ｔ））
をサンプリング、復調及び等化する工程と、
ｂ）前記受信信号ベクトルに対応する伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）を評価する工程と、
ｃ）工程ａ）において得られた前記受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）と工程
ｂ）において評価された前記伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）とを比較する工程と、
ｄ）工程ｃ）において得られた比較結果の関数として、工程ａ）において実行される、サンプリングのためのサンプリングクロックを調整する工程とから成る方法において、
開始段階において、工程ｄ）は先ず停止され、前記受信信号（ｘＥ（ｔ））は工程ａ）において連続的に変化するサンプリングクロックでサンプリングされて、工程ｂ）とｃ）に受け継がれ、
工程ｃ）において得られる比較結果に対応する誤差値が決定されて、その最小値がモニタされることと、それによって最初のサンプリングクロックが決定された後に、工程ｄ）が作動すること、を特徴とする方法。
【請求項２】
開始段階において、特定数の、異なる信号ベクトルを有する信号（ｘE（ｔ））が使用され、これらの信号ベクトルはすべての可能な信号ベクトルのサブセットを表すことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
開始段階において、４つの異なる信号ベクトルを有する信号（ｘE（ｔ））が使用されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
開始段階において、使用される前記信号ベクトルは、すべての可能な信号ベクトルの伝送の際、殆ど同じ伝送電力を発生すべく選択される請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
工程ａ）において、前記サンプリングされた信号（ｘE（ｔ））がデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ（２）により等化されることと、
前記デジタルフィルタ（２）のフィルタ係数が、工程ｃ）において得られた比較結果の
関数として適切に調整され、同フィルタ係数の適切な調整は開始段階においては停止されており、前記デジタルフィルタ（２）が特定の一定のフィルタ係数で作動し、前記フィルタ係数の適切な調整が前記最初のサンプリングクロックの決定の後に可能となること、を特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記デジタルフィルタ（２）に送信される前記デジタル信号の信号レベルは自動的に調整されることと、
前記信号レベルの自動調整の後に、前記開始段階すなわち最初のサンプリングクロックの決定が開始することとを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
受信信号（ｘE（ｔ））をサンプリングする開始段階において使用されるサンプリングクロック変更は、伝送信号（ｘS（ｔ））のシンボル・
レートと受信信号（ｘE（ｔ））のシンボル・レートとの間の補正が最小になるように選択されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
開始段階において、受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）と評価された伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）の間の平均絶対誤差が誤差値として算出される請求項１乃至７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記最初のサンプリングクロックを決定するために、開始段階において、最小誤差値の発生がモニタされ、最小誤差値が発生した場合に前記最小誤差値が格納され、前記格納された誤差値は、格納された最小誤差値を更新するために、その後に決定された瞬間的な誤差値と比較されて、更新された、格納された最小誤差値が、最初のサンプリングクロックのためのサンプリング位相として使用されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
開始段階の後、すべての可能な信号ベクトルを有する信号（ｘE（ｔ））が、工程ａ）において復調及び等化された信号の信号対雑音比
が特定の限界値に達した時のみ使用されることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
位相変調信号のサンプリングクロックを制御する回路構成であって、
信号値が信号ベクトルにより表されることができ、特定のサンプリングクロックを有する受信位相変調信号（ｘE（ｔ））をサンプリングするサンプリング装置（１）を有し、
各サンプルに対応する受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）を出力するために、
サンプリングされた信号を復調及び等化するための復調及び等化装置（２）を有し、
受信信号ベクトルに対応する伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）を評価するための判定装置（３）を有し、
クロックコントローラ（４）及びクロック発生器（１３）を有するサンプリングクロック制御回路を有し、前記クロックコントローラ（４）は、前記判定装置（３）により評価された前記伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）と、前記復調及び等化装置（２）により提供された前記受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）と、を比較することによって、サンプリングクロックを自動制御するために、クロック発生器（１３）の調整信号を発信する回路構成において、
開始段階においては、前記サンプリングクロック制御信号（３，１３）を先ず停止し、前記クロック発生器（１３）に一定の調整情報を与える、制御装置（１２）が提供されることと、
開始段階においては、前記判定装置（３）により評価された前記伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）と前記復調及び等化装置（２）により提供された前記受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）との比較により、最小誤差値と、該最小誤差値による開始サンプリングクロックとを決定するために誤差最小値検知装置（７，１０，１１）が提供されることとを特徴とし、
前記制御装置（１２）は、最初のサンプリングクロックの決定の後にサンプリングクロック制御回路（４，１３）を作動するような方法で形成される回路構成。
【請求項１２】
前記サンプリング装置（１）は受信信号（ｘE（ｔ））をデジタル信号に変換するためのアナログ／デジタル変換機から成ることと、
前記復調及び等化装置（２）は受信信号ベクトルの個々の値（ａ'Q，ａ'I）を等化する複数のデジタルフィルタを有することと、
フィルタ係数調整装置（３３）は前記複数のデジタルフィルタのフィルタ係数の適切な調整のために提供されることとを特徴とし、
前記制御装置（１２）は、開始段階においては、フィルタ係数調整装置（３３）を停止し、最初のサンプリングクロックの決定の後にだけそれを作動させるような方法、で形成される請求項１１に記載の回路構成。
【請求項１３】
前記復調及び等化装置（２）に送信される信号レベルを
制御するためのデジタル制御増幅器（３１，３２）は、前記サンプリング装置（１）と復調及び等化装置（２）との間に提供されることと、
前記制御装置（１２）は、前記復調及び等化装置に送信される信号レベルの制御の後に最初のサンプリングクロックを決定する開始段階を起動するような方法で形成されることとを特徴とする請求項１１又は１２に記載の回路構成。
【請求項１４】
前記誤差最小値検知装置（７，１０，１１）は、開始段階において、前記判定装置（３）により評価された前記伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）と開始位相において前記復調及び均等化装置（２）により提供された前記受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）とを比較することによって誤差平均値を算出する誤差平均値計算装置（７）と、同誤差平均値計算装置（７）により算出された、前記誤差平均値の最小誤差平均値を検出する最小値検出装置（１０）と、同最小値検出装置（１０）の前記最小誤差値の関数として前記最初のサンプリングクロックを決定する開始サンプリングクロック決定装置（１１）と、から成ることを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれかに記載の回路構成。
【請求項１５】
前記誤差平均値計算装置（７）は、開始段階において、前記判定装置（３）により評価された前記伝送信号ベクトル（ａQ，ａI）と開始段階において、前記復調及び均等化装置（２）により提供された前記受信信号ベクトル（ａ'Q，ａ'I）との間での比較に帰納的に依存して前記絶対平均誤差を算出するような方法で形成されることを特徴とする請求項１４に記載の回路構成。
【請求項１６】
前記最初のサンプリングクロック決定装置（１１）は、前記最小値検出装置（１０）による最小誤差平均値の検出の後に、前記誤差平均値計算装置（７）により提供された前記瞬間的な誤差平均値をモニタし、前記最小誤差平均値を更新して、前記サンプリングクロック制御回路（４，１３）を作動する作動信号（ｄ）を出力するような方法で形成されることを特徴とする請求項１４又は１５に記載の回路構成。
【請求項１７】
前記最小誤差平均値を更新して、前記最初のサンプリングクロック決定装置（１１）が前記フィルタ係数調整装置（３３）を作動する作動信号（ｅ）を出力することを特徴とする請求項１２及び１６のいずれかに記載の回路構成。
【請求項１８】
前記クロックコントローラ（４）は、判定フィードバック・サンプリングクロック制御基準に基づいて、クロック発生器（１３）の調整信号を生成することを特徴とする請求項１１乃至１７のいずれかに記載の回路構成。
【請求項１９】
通信受信機において、前記受信信号（ｘE（ｔ））はＱＡＭ信号又はＣＡＰ信号であることを特徴とする請求項１１乃至１８のいずれかに記載の回路構成の使用方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の前提部による方法、位相変調信号、特にＱＡＭ又はＣＡＰ信号のサンプリングクロックを制御すると、それに対応する請求項１１の前提部による回路構成に関する。
【０００２】
高いデータ速度において、周波数分割多重方法は、より広い帯域幅が必要であるにも関わらず、電話加入者アクセスラインを介した二重データ伝送のエコーキャンセルによりこの速度領域で主要であるクロストークが選択的なフィルタにより抑制され得るため、ベースバンド二重チャンネル方法より有利である。従って、電話加入者アクセスエリアにおける高速データ伝送には、例えば、ＱＡＭ（直交振幅変調）及びＣＡＰ（無搬送波振幅／位相変調）等のシングルキャリア方法が、キャリア及び中心周波数の適切な選択により異なる周波数帯域を両方の伝送方向に単純な方法で達成させることができるため、ＶＤＳＬ（超高速デジタル加入者線）方式のもとで討論されている。
【０００３】
これまでに、ＱＡＭシステムは特にボイスバンドモデムにおいて多数の異なる用途に利用されてきた。伝送端末では、伝送される２進データは、その都度Ｎビットの複数のグループに組み込まれ、符合器に送信される。符合器は、直交座標ａI，ａQにより定義される二次元信号スペースにおける特定の点又は信号ベクトルをこれらの各２Nの組み合わせに割り当てる。個々の信号点は、Ｉ／Ｑ数の複素平面での点として解析される。
【０００４】
図６は主にアナログシステムで利用されるＱＡＭ変調装置の構造を図式的に示す。座標ａI，ａQにより定義され、伝送される信号点及び信号ベクトルは、二つの別々のサブチャンネルに送信され、対応するデジタル／アナログ変換機２４ａ，２４ｂによりサンプリングされ、対応するデジタル信号値に変換される。サンプリング周波数に近いスペクトル成分の妨害を抑制するために、対応するローパスフィルタ２５ａ，２５ｂを用いてローパスフィルタリングをした後、信号要素は、乗数２６ａによるキャリア信号ｃｏｓ（２πｆ0ｔ）又はそれ対して直交する乗数２６ｂによるキャリア信号ｓｉｎ（２πｆ0ｔ）のどちらかで乗算され、故に変調される。変調の後、二つの信号要素が加算器２７で加算され、受信機に伝送信号ｘs（ｔ）として伝送される。
【０００５】
キャリア信号ｃｏｓ（２πｆ0ｔ）又はそれに直交するｓｉｎ（２πｆ0ｔ）による乗算のため、伝送される複素信号値／信号ベクトルの実数部分ａIは通常成分又は同位相成分と呼ばれ、また虚数部分ａQは直交成分と呼ばれる。
【０００６】
単純な位相変調（ＰＳＫ、位相シフトキーイング）では、伝送されるすべての複素信号値は円上の複素平面に存在する、即ち、これらは対応する信号ベクトルの回転が異なるだけで、同じ振幅を有する。特に、ＱＡＭ等の位相と振幅を組み合わせた変調では、複素平面の全体が利用され、各複素信号値は特定のキャリア振幅及び対応する位相の組み合わせに割当てられる。
【０００７】
図７は、図６に示されるＱＡＭ変調装置に対応するＱＡＭ復調装置の構造を示す。直交振幅変調の受信信号ｘE（ｔ）は、受信信号をキャリア信号ｃｏｓ（２πｆ0ｔ）とそれに直交する信号ｓｉｎ（２πｆ0ｔ）を乗算する乗算器２８ａ、
２８ｂにそれぞれ同時供給される、従って受信信号はベースバンドに変換し戻される。その後、二つのベースバンド信号は、キャリア信号による乗算の結果、ローパスフィルタ２９ａ，２９ｂを用いてフィルタされ、それにより２倍のキャリア周波数の近くでスペクトル成分の妨害を抑制する。このようにして得られた滑らかなベースバンド信号は、所望の信号成分ａI，ａQを取り戻すためにアナログ／デジタル変換機３０ａ，３０ｂを用いてサンプリングされ、イコライザネットワーク（図示略）で更に処理される。
【０００８】
復調器をデジタルで実現する場合、まず受信信号ｘE（ｔ）はキャリア信号による乗算及びローパスフィルタリングが純粋にデジタル的に実行されるように相応にサンプリングされ、言い換えればデジタル／アナログ変換されなければならない。
【０００９】
既に説明されたように、ＱＡＭにおける変調及び復調は、適切なフィルタリングでの回転信号ベクトルにより実行される。回転操作が送信機及び受信機の両方で抑制される場合は簡略化が行われ、その結果、キャリア信号ｃｏｓ（２πｆ0ｔ）とｓｉｎ（２πｆ0ｔ）による乗算が実行される必要がなく、伝送信号用の周波数域が、使用するフィルタによって独占的に定義される。そのような伝送システムはＣＡＰシステム（無搬送波振幅／位相変調）と呼ばれる。ＣＡＰ伝送システムは、キャリア周波数がサンプリング周波数の整数倍に一致する時のみ、対応するＱＡＭ伝送システムに等しくなる。特に、デジタル的実現方法が望まれる際、ＣＡＰ伝送システムはＱＡＭ伝送システムより有利である。
【００１０】
位相変調信号用の受信機、特にＱＡＭ又はＣＡＰ受信機では、信号はサンプリングクロックによりサンプリングされ、サンプリングクロックは通常、判定帰還クロック制御基準を用いて制御される。この場合、復調及び等化された受信信号ベクトルを利用することで、対応する伝送信号ベクトルの信号成分が評価され、受信信号ベクトルと評価された伝送信号ベクトルを比較することにより、サンプリングクロック制御回路でのサンプリング位相を制御するために位相誤差信号が生成される。サンプリングクロックのための制御又は調整情報が非線形作業（例えば、振幅構成）により受信信号から直接得られる非判定フィードバッククロック制御基準と比較すると、上記処理はより好ましいジッター動作が得られるという利点を有する。
【００１１】
しかし、このタイプのサンプリングクロック制御における欠点は起動動作にある。受信信号はフィルタ係数が適切に調整されたデジタルフィルタを用いて通常等化される。しかし、イコライザがまだ未調整の状態であるサンプリングクロック制御の開始時は、誤判定の確率が比較的高いため、不正確な同期化の危険性がある。
【００１２】
この不正確な同期化の危険性は、例えば４ッＱＡＭ／ＣＡＰ信号等の９０ー毎に対称である信号点配置で作動することにより減らすことができる。しかし、ランダムで不正確な同期化はこの場合でも発生し得る。９０ー対称でない信号点配置を利用する際、純粋な判定帰還サンプリングクロック制御の場合では誤差のない同期化は保証されない。しかし、このタイプの信号点配置が、上記のＶＤＳＬ基準向けに、現在、議論されている。
【００１３】
従って、本発明は、特に振幅／位相変調信号の位相変調信号のサンプリングクロックを制御する方法及び回路構成を提供する目的に基づく。それにより誤差のないクロック同期化を非対称信号点配置の場合でも達成することができる。
【００１４】
この目的は、本発明による請求項１の特徴を有する方法及び請求項１１の特徴を有する回路構成により達成される。従属請求項は、本発明の好ましく且つ有利な実施形態を定義する。
【００１５】
サンプリングクロック制御の開始段階において、まず本発明は、可能な限り最適な起動サンプリングクロック又は可能な限り最適な起動サンプリング位相を決定することを提案する。この開始段階の間は、サンプリングクロック制御用に一般的に設けられるサンプリングクロック制御回路は停止され、受信信号のサンプリングは継続的に変化するサンプリングクロックを用いて実行される。同様に、等化のために提供された上記のデジタルフィルタの適切な調整は、好ましくは、この開始段階中では停止される。
【００１６】
開始段階の間、好ましくは限定された信号点配置が利用され、その場合、開始段階の間に、詳細には、伝送システムによるすべての可能な信号ベクトルのサブセットに相当する４つのみの異なる信号値又は信号ベクトルを利用することが可能である。この場合、同信号ベクトルは、好ましくは、すべての信号ベクトルの伝送中と同等の伝送出力を発生するような方法で選択される。
【００１７】
最適なサンプリング位相は、特に、サンプリング、復調及び等化により得られた受信信号ベクトルとそれに対応して評価される伝送信号ベクトルとの間の比較により決定され、
その結果、誤差値が算出され、その誤差値の最小値が最適なサンプリング時を決定する目的でモニタされる。
【００１８】
最適なサンプリング位相の決定の後、サンプリングクロック制御回路及びデジタルフィルタのフィルタ係数の自動的で適切な調整が再度作動し、通常のサンプリングクロック同期化が判定フィードバッククロック制御により実行される。
【００１９】
本発明は、非対称信号点配置の場合でも安定したクロック制御と誤差のないクロック同期化を可能にし、本発明は位相変調信号用のアナログ又はデジタル受信機に応用することが一般に可能である。しかし、好ましくは、本発明はサンプリングクロック同期化のためにデジタルＱＡＭ又はＣＡＰ受信機において利用される。
【００２０】
本発明は、添付図面を参照し、好ましい例示的な実施形態を利用することで説明される。
本発明により構成されるＱＡＭ又はＣＡＰ受信機が図１に例として示される。
伝送器で相応に変調されて受信機に伝送される受信信号ｘE（ｔ）は、アナログ／デジタル変換機１を用いて入力側でサンプリングされ、故に相応する装置２において選択的変調方法により結果的に復調及び等化された２進データストリームに変換される。図１に示される復調器とイコライザ２は、アナログ復調器の場合は図７に示される構造に置き換えられる。
【００２１】
一般的に等化は復調の後に実行され、復調信号は、サンプリング周波数又はサンプリング周波数の２倍の周波数で、デジタルフィルタ形式で作動する４チャンネル及び複素値のイコライザに送信される。この場合、線形イコライザと判定フィードバックイコライザの結合には単なる線形イコライザを使用することが可能である。
【００２２】
作動中は、イコライザのフィルタ係数は、存在する伝送線又は存在する伝送チャンネルに適切に調整されなければならない。このため、相応する制御回路３３が設けられ、フィルタ係数の最適な調整を適切に又は反復的に実行する。
【００２３】
その上、受信信号ｘE（ｔ）の減衰が、主に各線の長さに依存しているという
事実は、自動信号レベル制御（自動利得制御、ＡＧＣ）が必要であることを意味する。このため、デジタル制御増幅器３２がアナログ／デジタル変換機１と復調器／イコライザ２との間に設けられ、増幅器は乗算器３１を介して相応する要因により受信信号レベルを増加／減少させる。デジタル制御増幅器３２を調整する制御信号はイコライザの出力信号から導かれる。アナログ／デジタル変換機１から発生する要求を限定するために、受信信号ｘE（ｔ）の信号レベルは、アナログ／デジタル変換機１の上流においてアナログ方式で既に増幅又は減衰され、各伝送線に適応されてもよい。
【００２４】
復調器及びイコライザ２により供給される受信信号ｘE（ｔ）の複素信号ベクトル又は複素信号値の要素ａ'I及びａ'Qは、判定論理演算装置３に送信される。この判定装置３は、相応する実伝送データａIとａQ又はそれに対応する各受信値のペアａ'Iとａ'Qの伝送ベクトルを評価する働きをする。
【００２５】
制御回路３３のフィルタ係数を調整する制御情報は、判定装置３に存在する受信信号値ａ'I及びａ'Qと、その信号値に依存して判定装置３により評価された伝送信号値ａI及びａQの間との差から直接に導かれる。フィルタ係数の適切な調整は、例えば、ＭＳＥ，ＳＧＮ又はＳＧＮ／ＳＧＮアルゴリズムと呼ばれる適切な調整アルゴリズムを利用することにより有効に達成される。
【００２６】
更に、図１に示される受信機が誤差なく機能するには、アナログ／デジタル変換機１のサンプリングクロックが制御されることを要する。サンプリング位相における変更は、イコライザ２のフィルタ係数の変更を必然的に伴うため、その結果、サンプリングクロックの制御はサンプリング位相が操作工程中に変更されないことを確実にしなければならない。このため、本質的な要素として、クロックコントローラ４及びクロックコントローラ４に依存した方法で作動するクロック発信器１３から成るサンプリングクロック制御ループが準備される。その上、サンプリングクロック制御回路には制御回路フィルタ５が含まれる。クロックコントローラ４は、相応的にサンプリングクロックを調整するために、受信、等化及び復調された信号ベクトル値ａ'I及びａ'Qを判定装置３により評価された信号ベクトル値ａI及びａQと比較することにより、判定帰還クロックコントロール基準に基づいてクロック発信器１３に対する調整信号を発信する。
【００２７】
サンプリングクロック制御において誤った判定が接続設定の始めに初期的に推測されるために、イコライザ２及びそのデジタル受信フィルタペアの信頼性のある起動又は正確で適切な調整が期待できない。従って、図１に示される受信機では、実際の操作位相よりも先に、サンプリングクロック制御回路の停止及びフィルタ係数の適切な調整の場合に、受信信号ｘE（ｔ）のサンプリングに可能な限り最適なサンプリング位相を決定する開始段階が来る。
【００２８】
この開始段階の間は、伝送システムは限定された信号点位置を用いて作動する。即ちすべての可能な信号値又は信号ベクトルの下位集合に相当する複素信号ベクトル又は信号値のみが利用される。特に、システムは、Ｉ／Ｏ複素平面での４つの異なる信号点による信号のみが伝送されるように、単に４レベル信号点位置を用いて作動する。この場合、これら４つの信号点は、この開始段階の間に通常作動中に確立される状態が可能な限りシミュレートできるように、すべての可能な信号点による伝送の間で同じ信号出力を発生する方法であるように選択される。
【００２９】
図２Ａ，図２Ｂ，図２Ｃ及び図２Ｄは、この開始段階の間の可能な信号点位置をそれぞれに示し、通常作動中の１６レベル及び６４レベルＱＡＭ／ＣＡＰ伝送信号において開始又は起動位相の可能な４つの信号点がそれぞれにマークされている。図２Ａ及び図２Ｂは開始段階での４レベル、９０ー非対称信号点位置の例を示す。逆に、図２Ｃ及び図２Ｄは４レベル、９０ー対称信号点配置の相応する例を示す。
【００３０】
開始段階の順序は、図１に示されるシーケンスコントローラ１２により主に制御される。このシーケンスコントローラ１２は、図１に示される回路構成の相応する要素に作用する種々の制御信号ａ−ｆを直接又は以下により詳細に説明される比較器１１との相互作用により発生する。システムの準備位相中では、シーケンスコントローラ１２は特に図１に示される個々の制御が互いに悪影響を及ぼさないことを確実にする。イコライザ２のデジタル受信フィルタの出力部における信号レベルは、デジタル制御増幅器３２及びフィルタ係数を調整する制御回路３３の両方によって影響されるため、シーケンスコントローラはこれら二つの制御のうち一つのみでも作動可能であることを確実にしなければならない。その上、制御回路３３によるフィルタ係数の適切な調整及びサンプリングクロック制御回路によるサンプリング位相の同時制御の場合、不安定な起動動作を引き起こすこれら二つの制御間の連結の事態が起こる可能性があるため、シーケンスコントローラ１２はこれら二つの制御が互いに分離されることを更に確実にしなければならない。
【００３１】
従って、シーケンスコントローラは、デジタル制御増幅器３２のみが制御信号ｆを用いて最初に作動するような方法で開始段階の順序を制御する。デジタル制御増幅器３２の調整位相の間は、サンプリングクロック制御回路及びフィルタ係数の適切な調整のための制御回路３３は共に停止される。シーケンスコントローラは、制御信号ｄ及びｅを用いてこれを達成し、制御信号ｄは制御可能なスイッチ６に直接作用する。図１に示されるスイッチ６の位置では、サンプリングクロック制御回路は開いた状態であり、従って停止している。開始段階のこの第一セクションの間は、デジタル制御増幅器３２の調整値はイコライザ２の出力部における信号レベルが特定の値に達するまで変更される。この時点で開始すると、デジタル制御増幅器３２はシーケンスコントローラにより再度停止される。
【００３２】
イコライザ２のフィルタ係数の適切な調整が再度可能になるが、それはサンプリング位相がランダムな初期位相に依存するその最終値にほぼ達した時のみである。サンプリングクロック制御回路の起動及びフィルタ係数の適切な調整に最適であるこのサンプリング位相の値を決定するためには、シーケンスコントローラがサンプリングクロック制御のための準備位相を開始段階の間に、従って最初に開始する。その目的は最終判定帰還サンプリングクロック制御への切り換えのためのサンプリング位相を決定することにあり、誤った同期化が起こることなくフィルタ係数の適切な調整を可能にすることができる。
【００３３】
従って、この準備位相の間は、シーケンスコントローラは、サンプリングクロック制御回路が妨害され続け、且つ制御回路３３によりフィルタ係数の適切な調整が停止されることを確実にする。この場合、イコライザ２は一定の開始係数により作動する。制御可能なスイッチ６は図１に示される位置にあり、その結果、一定の調整情報要素がクロック発生器１３に対して送信され、受信信号ｘE（ｔ）が継続的に変化するサンプリング位相によりサンプリングされる。詳細には、この一定の調整情報要素は、すべての周波数公差（受信信号ｘE（ｔ）及び内部クロック発信器１３のシンボル・レート）を考慮し、クロック発信器１３から導かれる伝送シンボル・レートと受信シンボル・レートとの間で最小周波数オフセットを約束するような方法で選択される。
【００３４】
結果的に、直線的に増加するか直線的に減少するサンプリング位相での復調受信信号が判定装置３の入力部で発生する。基本的に、直線的に変化するサンプリング位相においては最適なサンプリング位相が周期的に妨害されることが立証される。ＣＡＰシステムでは、持続期間Ｔがこの結果生じ、Ｔはシンボル・レート又はボー・レートの逆数に一致する。９０ー毎に対称である信号点配置において、更なる準最適なサンプリング位相がＴ／４の倍の間隔で生じ得る。ＱＡＭシステムでは、シンボル・レート又はボー・レートに対するキャリア周波数の比率による特別なキャリア制御なしに、システム内で最適なサンプリング位相のための極めて長い期間が生じる場合がある。この場合、準最適なサンプリング位相はＴの倍数で発生し得る。
【００３５】
判定装置３の入力部で発生するこの受信信号ベクトルａ   'Q，ａ'Iと判定装置３により評価した伝送信号ベクトルａQ，ａIを比較することにより、最適なサンプリング位相を決定することが可能になる、即ち、判定誤差が最適なサンプリング位相を決定する判定基準として判断される。この場合、最適なサンプリング時において、その開始係数により一定に調整されたイコライザ２により、有意に限定された不正確な判定レートが考慮されるすべての伝送線に生じると仮定され、実際には、これは常に有効である。サンプリング位相がその最適値を妨害する場合、それぞれに算出された二乗平均誤差又は絶対平均誤差が最小になる。
【００３６】
サンプリング時ｉにおける絶対平均判定誤差ＭＥＲＲ（ｉ）は、例えば、以下の帰納的関係を用いて、サンプリング時ｉ及びｉ−１において発生する誤差ＥＲＲ（ｉ）及びＥＲＲ（ｉ−１）に基づいて決定又は算出することができる。
ＭＥＲＲ（ｉ）＝ｃ0・ＭＥＲＲ（ｉ−１）＋Ｂ0・（｜ＥＲＲ（ｉ）｜＋｜ＥＲ
Ｒ（ｉ＝１）｜）
式中、
ｃ0＝（１−２-1）
ｂ0＝（１−ｃ0）／２  である。
【００３７】
変数Ｌは平均化のための時定数を規定し、その場合の平均化は、例えば、上記の帰納的関係により構成されたデジタルローパスフィルタを用いて実現される。絶対平均誤差ＭＥＲＲ（ｉ）を算出するために対応する回路が図３に一例として示される。この回路は、判定装置３の入力部に存在する受信信号ベクトル要素と判定装置３により評価される伝送信号ベクトル要素を比較するための減算器１４，１５、絶対値発信器１６，１７、加算器１８及び乗算率ｂ0の乗算器１９を備えると共に、また加算器２０，２２、遅延要素２１及び乗算率ｃ0の乗算器２３から成るデジタル帰納フィルタ構造を備え、同乗算器はフィードバック経路内に配置される。
【００３８】
サンプリングクロック制御のための準備位相は、二つの区分に分けられる。第一区分の間は、まず上記の関係に基づいて算出された誤差平均の最小値が決定される。この区分の所要時間は、サンプリング位相が最適値又は準最適値を少なくとも一度は妨げるように選択されねばならない。最小値を決定するために、図１によると、対応最小値検出器１０が設けられ、該検出器１０は例えば図３に基づいて構成され得る誤差平均値発生器７により提供される誤差平均値を継続的にモニタし、最小値に達した時、この最小誤差平均値を格納する。この区分の間に、更なる制御可能なスイッチ８が制御信号ａによりシーケンスコントローラ１２によって図１に示される位置に切り換えられる。
【００３９】
制御可能なスイッチ８は準備位相の第二区分のためにシーケンスコントローラ１２によって実質的に変更され、その結果、一方で誤差平均値発生器７により提供される瞬間的な誤差平均値、他方で最小値検出器１０により格納される最小誤差平均値が既に言及された比較器１１に送信される。好ましくは、最小誤差平均値は１より幾分大きい係数ｋによりこの値に重みをつける乗算器９を介して比較器１１に送信される。
【００４０】
準備位相の第二区分の間、この最小誤差平均値は比較器１１により実行される瞬間的な誤差平均値との比較のための参照値として機能する。最適なサンプリング位相の妨害期間及びそれによる最小値の期間的な発生のため、準備位相の第二区分の開始後、最小誤差平均値の新たな到達又は発生が最適なサンプリング位相又は最適なサンプリング時として解釈され得る。従って、準備位相の第二区分は、誤差平均値発生器７により提供される誤差平均値が係数ｋにより重みを付けられた格納最小誤差平均値より小さくなるとすぐに終了する。この場合、比較器１１は、一方ではサンプリングクロック制御回路を作動するために制御可能スイッチ６で変更し、他方ではフィルタ係数又はイコライザ２の適切な調整を可能にする、制御信号ｄ及びｅを生成する。
【００４１】
上記の回路の操作方法を図４Ａ及び図４Ｂに示した例を参照しながら、以下により詳細に説明する。図４Ａは、４つのレベル、９０ー非対称信号点配置（図２Ａ及び図２Ｂ）を用いたＣＡＰシステムにおけるサンプリング位相の関数として誤差平均値発生器７により提供された誤差平均値のプロファイルを示す一方、図４Ｂは、同様の場合の、上記の起動又は開始段階の間に比較器１１により提供される誤差平均値、サンプリング位相及び比較値の時間依存型のプロファイルを示す。詳細には、図４Ｂの矢印は、誤差平均値が再度その最小値に達する瞬間を表示するために用いられ、従って、サンプリングクロック制御回路は、サンプリング位相又はサンプリングクロックがそのように決定された最適な開始値まで一定の方法で実質的に制御されるように、閉鎖される。制御回路３３によるフィルタ係数の適切な調整は、同様に、この瞬間に可能になる。準備位相が矢印に示された瞬間で終了した後、残りの制御工程に好ましいサンプリング位相が存在し、その結果、サンプリングクロック制御回路及びフィルタ係数の適切な調整を可能又は作動するための切り換え時の後、サンプリングクロックの安定した同期化が判定フィードバック・サンプリングクロック制御にもかかわらず可能になる。
【００４２】
図５Ａ及び図５Ｂは、開始段階の間に９０ー対称である信号点配置の場合（図２Ｃ及び図２Ｄ）に対応するプロファイルを示す。
判定装置３の入力部での誤差又は信号対雑音比がそれぞれに選択された信号点配置のレベル特性に依存する特定の限界値に達した場合のみ、すべての可能な複素信号点又は信号ベクトルによる最終信号点位置への伝送信号の切り換えは、開始位相の終了後、有効にもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＱＡＭ／ＣＡＰ信号のサンプリングクロックを制御するための本発明による回路構成の好ましい例示的な実施形態を示す略ブロック図。
【図２Ａ】最適なサンプリング位相を決定するために、図１に示される回路構成における開始段階中に利用され得る信号点配置を示す図。
【図２Ｂ】最適なサンプリング位相を決定するために、図１に示される回路構成における開始段階中に利用され得る信号点配置を示す図。
【図２Ｃ】最適なサンプリング位相を決定するために、図１に示される回路構成における開始段階に利用され得る信号点配置を示す図。
【図２Ｄ】最適なサンプリング位相を決定するために、図１に示される回路構成における開始段階中に利用され得る信号点配置を示す図。
【図３】図１に示される誤差平均値発生器の可能な回路構造を示す略ブロック図。
【図４Ａ】開始段階中に非対称信号点配置が利用された場合の、最適なサンプリング位相の決定を明確に示す図。
【図４Ｂ】開始段階中に非対称信号点配置が利用された場合の、最適なサンプリング位相の決定を明確に示す図。
【図５Ａ】開始段階中に対称信号点配置が利用された場合の、最適なサンプリング位相の決定を明確に示す図。
【図５Ｂ】開始段階中に対称信号点配置が利用された場合の、最適なサンプリング位相の決定を明確に示す図。
【図６】ＱＡＭ変調器の簡略化した構造を示すブロック図。
【図７】ＱＡＭ復調器の簡略化した構造を示すブロック図。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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