(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
サンプリング信号をデシメーションろ波してダウンコンバーティングするＣＩＣ(カスケード積分櫛形)デシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償するＩＳＯＰ(補間２次多項式)ろ波器と、から構成され、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器が、
サンプリング周波数を１／(1-z−１)Ｌで積分する積分器と、
前記積分器の出力をデシメーション要素Ｍによってデシメーションするデシメータと、
前記デシメータの出力を(1-z−Ｒ)Ｌによってコームろ波するコームろ波器と、から構成され、
下記の数式によって与えられたシステム関数を有することを特徴とするデシメーションろ波装置。
H(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕Ｌ
前記数式で、Ｍは整数のデシメーション要素であり、Ｒは差動遅延であって、自然数である。
【請求項２】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
サンプリング信号をデシメーションろ波してダウンコンバーティングするＣＩＣ(カスケード積分櫛形)デシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償するＩＳＯＰ(補間２次多項式)ろ波器と、から構成され、
前記ＩＳＯＰろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とするデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項３】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
前記サンプリング信号を単調増加させて信号の通過帯域歪みを予め補償する補間２次多項式ろ波器と、
前記補間２次多項式ろ波器から出力される信号を１／２デシメーションし、前記補間２次多項式ろ波器によって通過帯域の歪みが補償される変形ハーフバンドろ波器と、から構成されることを特徴とするデシメーションろ波装置。
【請求項４】
前記補間２次多項式ろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とする請求項３記載のデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項５】
前記変形ハーフバンドろ波器が下記の数式で与えられた仕様を有することを特徴とする請求項３記載のデシメーションろ波装置。
通過帯域：ｆ∈[０，ｆｐ]
ストップバンド：ｆ∈[０.５−ｆｐ,０.５]
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【請求項６】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
サンプリング信号をデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波器と、
前記補間２次多項式ろ波器から出力される信号を１／２デシメーションし、前記補間２次多項式ろ波器によって通過帯域の歪みが補償される変形ハーフバンドろ波器と、から構成されることを特徴とするデシメーションろ波装置。
【請求項７】
前記ＣＩＣデシメーションろ波器が、
サンプリング周波数を１／(1-z−１)Ｌで積分する積分器と、
前記積分器の出力をデシメーション要素Ｍによってデシメーションするデシメータと、
前記デシメータの出力を(1-z−Ｒ)Ｌによってコームろ波するコームろ波器と、から構成され、
下記の数式によって与えられたシステム関数を有することを特徴とする請求項６記載のデシメーションろ波装置。
H(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕Ｌ
前記数式で、Ｍは整数のデシメーション要素であり、Ｒは差動遅延であって、自然数である。
【請求項８】
前記補間２次多項式ろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とする請求項６記載のデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項９】
前記変形ハーフバンドろ波器が下記の数式で与えられた仕様を有することを特徴とする請求項６記載のデシメーションろ波装置。
通過帯域：ｆ∈[０，ｆｐ]
ストップバンド：ｆ∈[０.５−ｆｐ,０.５]
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【請求項１０】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
サンプリング信号をデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波器と、
入力信号を１／２デシメーションする変形ハーフバンドろ波器を少なくとも一つ備え、前記補間２次多項式ろ波器から出力される信号をデシメーションしてダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波器と、
前記多段のハーフバンドろ波器から出力される信号の通過帯域歪みを補償するプログラマーブルＦＩＲ(Finite Impulse Response)ろ波器と、から構成されることを特徴とするデシメーションろ波装置。
【請求項１１】
前記ＣＩＣデシメーションろ波器が、
サンプリング周波数を１／(1-z−１)Ｌで積分する積分器と、
前記積分器の出力をデシメーション要素Ｍによってデシメーションするデシメータと、
前記デシメータの出力を(1-z−Ｒ)Ｌによってコームろ波するコームろ波器と、から構成され、
下記の数式によって与えられたシステム関数を有することを特徴とする請求項１０記載のデシメーションろ波装置。
H(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕Ｌ
前記数式で、Ｍは整数のデシメーション要素であり、Ｒは差動遅延であって、自然数である。
【請求項１２】
前記補間２次多項式ろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とする請求項１０記載のデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項１３】
前記変形ハーフバンドろ波器が下記の数式で与えられた仕様を有することを特徴とする請求項１０記載のデシメーションろ波装置。
通過帯域：ｆ∈[０，ｆｐ]
ストップバンド：ｆ∈[０.５−ｆｐ,０.５]
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【請求項１４】
前記ハーフバンドろ波器が、
固定係数を有し、入力される信号をハーフバンドろ波する前記変形ハーフバンドろ波器と、
前記変形ハーフバンドろ波器の出力を１／２デシメーションするデシメータと、
前記変形ハーフバンドろ波器とデシメータの出力を多重化して出力するマルチプレクサと、から構成されることを特徴とする請求項１０記載のデシメーションろ波装置。
【請求項１５】
ディジタル信号処理システムのサンプリング信号をデシメーションするろ波装置において、
サンプリング信号をデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波器と、
入力信号を１／２デシメーションする変形ハーフバンドろ波器を少なくとも一つ備え、前記補間２次多項式ろ波器から出力される信号をデシメーションしてダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波器と、
前記多段のハーフバンドろ波器から出力される信号の通過帯域歪みを補償するプログラマーブルＦＩＲろ波器と、
前記プログラマーブルＦＩＲろ波器の出力サンプリングレートを望む周波数に調整する補間ろ波器と、から構成されることを特徴とするデシメーションろ波装置。
【請求項１６】
前記ＣＩＣデシメーションろ波器が、
サンプリング周波数を１／(1-z−１)Ｌで積分する積分器と、
前記積分器の出力をデシメーション要素Ｍによってデシメーションするデシメータと、
前記デシメータの出力を(1-z−Ｒ)Ｌによってコームろ波するコームろ波器と、から構成され、
下記の数式によって与えられたシステム関数を有することを特徴とする請求項１５記載のデシメーションろ波装置。
H(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕Ｌ
前記数式で、Ｍは整数のデシメーション要素であり、Ｒは差動遅延であって、自然数である。
【請求項１７】
前記補間２次多項式ろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とする請求項１５記載のデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項１８】
前記変形ハーフバンドろ波器が下記の数式で与えられた仕様を有することを特徴とする請求項１５記載のデシメーションろ波装置。
通過帯域：ｆ∈[０，ｆｐ]
ストップバンド：ｆ∈[０.５−ｆｐ,０.５]
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【請求項１９】
前記ハーフバンドろ波器が、
固定係数を有し、入力される信号をハーフバンドろ波する変形ハーフバンドろ波器と、
前記変形ハーフバンドろ波器の出力を１／２デシメーションするデシメータと、
前記変形ハーフバンドろ波器とデシメータの出力を多重化して出力するマルチプレクサと、から構成されることを特徴とする請求項１５記載のデシメーションろ波装置。
【請求項２０】
ソフトウェアラジオシステムのダウンコンバータにおいて、
ディジタル変換されたＩＦ(Intermediate Frequency)サンプリング信号と正弦波発生器の出力とを混合してＩチャンネルのサンプリング信号を発生する第１混合器と、
前記第１混合器の出力をデシメーションしてダウンコンバーティングする第１デシメーションろ波器と、
前記ＩＦサンプリング信号と正弦波発生器の出力とを混合してＱチャンネルのサンプリング信号を発生する第２混合器と、
前記第２混合器の出力をデシメーションしてダウンコンバーティングする第２デシメーションろ波器と、
前記第１及び第２デシメーションろ波器の出力を基底帯域で処理する信号処理部と、から構成され、
前記第１及び第２デシメーションろ波器が、
サンプリング信号をデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波器と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波器と、
入力信号を１／２デシメーションする変形ハーフバンドろ波器を少なくとも一つ備え、前記補間２次多項式ろ波器から出力される信号をデシメーションしてダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波器と、
前記多段のハーフバンドろ波器から出力される信号の通過帯域歪みを補償するプログラマーブルＦＩＲろ波器と、から構成されることを特徴とするデシメーションろ波装置。
【請求項２１】
前記ＣＩＣデシメーションろ波器が、
サンプリング周波数を１／(1-z−１)Ｌで積分する積分器と、
前記積分器の出力をデシメーション要素Ｍによってデシメーションするデシメータと、
前記デシメータの出力を(1-z−Ｒ)Ｌによってコームろ波するコームろ波器と、から構成され、
下記の数式によって与えられたシステム関数を有することを特徴とする請求項２０記載のデシメーションろ波装置。
H(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕Ｌ
前記数式で、Ｍは整数のデシメーション要素であり、Ｒは差動遅延であって、自然数である。
【請求項２２】
前記補間２次多項式ろ波器が下記の数式のように定義されたシステム関数を有することを特徴とする請求項２０記載のデシメーションろ波装置。
P(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜
前記数式において、Ｉは正の整数、ｃはデシメーションレートによって調整されるろ波係数であって、実数である。
【請求項２３】
前記変形ハーフバンドろ波器が下記の数式で与えられた仕様を有することを特徴とする請求項２０記載のデシメーションろ波装置。
通過帯域：ｆ∈[０，ｆｐ]
ストップバンド：ｆ∈[０.５−ｆｐ,０.５]
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【請求項２４】
前記ハーフバンドろ波器が、
固定係数を有し、入力される信号をハーフバンドろ波する変形ハーフバンドろ波器と、
前記変形ハーフバンドろ波器の出力を１／２デシメーションするデシメータと、
前記変形ハーフバンドろ波器とデシメータの出力を多重化して出力するマルチプレクサと、から構成されることを特徴とする請求項２０記載のデシメーションろ波装置。
【請求項２５】
デシメーションろ波方法において、
サンプリング信号をH(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕ＬによってデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波過程と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波された出力をP(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜によって単調増加させて前記デシメーション時に生ずる通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波過程と、
前記入力信号を１／２デシメーションする多段のハーフバンドろ波を行って前記補間２次多項式ろ波された信号をダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波過程と、
前記多段のハーフバンドろ波された信号の通過帯域歪みを補償するＦＩＲろ波過程と、からなることを特徴とするデシメーションろ波方法。
【請求項２６】
デシメーションろ波方法において、
サンプリング信号をH(z)=〔(1/MR)(1-z−ＭＲ/1-z−１)〕ＬによってデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波過程と、
前記ＣＩＣデシメーションろ波された出力をP(z)=(1+cz−Ｉ+z−２Ｉ)/｜c+2｜によって単調増加させて前記デシメーション時に生ずる通過帯域の歪みを補償する補間２次多項式ろ波過程と、
前記入力信号を１／２デシメーションする多段のハーフバンドろ波を行って前記補間２次多項式ろ波された信号をダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波過程と、
前記多段のハーフバンドろ波された信号の通過帯域歪みを補償するＦＩＲろ波過程と、
前記ＦＩＲろ波された信号を望む周波数に調整する補間ろ波過程と、からなることを特徴とするデシメーションろ波方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デシメーションろ波装置及び方法に関し、特に、補間された２次多項式を使用するデシメーションろ波装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
通常、広帯域ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）技術と高速のディジタル信号処理技術の発展に伴って、基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）の他に中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）帯域で標本化（ｓａｍｐｌｉｎｇ）及びディジタル信号処理を行うのが可能になった。ソフトウェアラジオ（ｓｏｆｔｗａｒｅ ｒａｄｉｏ）とは、ＩＦ又はＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域でディジタル信号処理を開始するシステムを意味する。
【０００３】
前記ソフトウェアラジオシステムは、ディジタル信号処理のプログラム特性によってマルチバンド（ｍｕｌｔｉｂａｎｄ）、マルチモード（ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ）、マルチファクション（ｍｕｌｔｉｆｕｎｃｔｉｏｎ）機能を有効に提供できる。例えば、図１のような構成を有するＡＭＰＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｐｈｏｎｅ Ｓｅｒｖｉｃｅ）移動通信システムの基地局は、各使用者に３０ＫＨｚのチャンネルを提供し、各チャンネルのために各々のＲＦ及びＩＦ段受信器（ｓｔａｇｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を採用している。しかし、前記ソフトウェアラジオシステムは、図２のように一つの広帯域ＲＦ段（ｗｉｄｅ ＲＦ ｓｔａｇｅ）、一つの広帯域ＡＤＣ、及びＮディジタルろ波器（Ｎはチャンネル数）を通じてチャンネル分離作業が行える。
【０００４】
この時、移動通信システムで前記ソフトウェアラジオ方法を基地局及び端末機に適用すると、国家別、地域別に存在する多様な標準案を全て受容することができ、サービス方式の異なる地域間においてもローミングサービス（ｒｏａｍｉｎｇ ｓｅｒｖｉｃｅ）が受けられるという長所がある。このようなソフトウェアラジオ概念はＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）、ＩＭＴ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）−２０００などの次世代移動通信システムの基地局及び端末機に幅広く適用される見込みである。
【０００５】
このようなソフトウェアラジオシステムは、デシメーションろ波器（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒ）、レート変換器（ｒａｔｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、高速乗算器、三角関数生成器を備えなければならない。即ち、前記ソフトウェアラジオ受信器のＢＢ段では広帯域信号を入力として一般に狭帯域を有する望む信号を抽出すべきである。このためには高速に動作するデシメーションろ波器を有効に設計するのが必須である。
【０００６】
現在、ディジタルインタフェースに使用できるディジタルダウンコンバータ（ｄｉｇｉｔａｌ ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）には、Ｇｒａｙ社のＧＣ４０１４とＨａｒｒｉｓ社のＨＳＰ５００１６，ＨＳＰ５０２１４があり、既発表された論文［Ａｌａｎ Ｙ．Ｋｗｅｎｔｕｓ，Ｚｈｏｎｇｎｏｎｇ Ｊｉａｎｇ，ａｎｄ Ａｌａｎ Ｎ．Ｗｉｌｌｓｏｎ，‘Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｉｌｔｅｒ Ｓｈａｒｐｅｎｉｎｇ ｔｏ Ｃａｓｃａｄｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒｓ’，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ，ＶＯＬ．４５，ＮＯ．２，ｐｐ４５７−４６７，ＦＥＢＲＵＡＲＹ １９９７．］などがある。
【０００７】
これらの製品の中で最も改善されたのはＨＳＰ５０２１４であり、この製品はＧＣ４０１４とＨＳＰ５００１６の構造を補完したものと言える。前記ＨＳＰ５０２１４（以下、先行技術１と称する）は、ＣＩＣ（Ｃａｓｃａｄｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ Ｃｏｍｂ）ろ波器、ハーフバンド（ｈａｌｆｂａｎｄ）ろ波器、プログラマーブルＦＩＲ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ろ波器の３段で構成されている。前記先行技術１で前記ＣＩＣろ波器は、具現が極簡単なＲＲＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｒｕｎｎｉｎｇ Ｓｕｍ）であり、デシメーションのためのろ波器として使用される。また、前記ハーフバンドろ波器は前記デシメーションを２の倍数（ｐｏｗｅｒ ｏｆ ２）にするためのろ波器であって、ろ波器係数の半分が‘０’なので、具現時にハードウェアが比較的簡単である。即ち、前記先行技術１によれば、一次的にＣＩＣろ波器によるデシメーションを行い、これと共に、ハーフバンドろ波器を使用して２の倍数にデシメーションを行う。そして、前記ＣＩＣろ波器による通過帯域（ｐａｓｓｂａｎｄ）の歪み（ｄｒｏｏｐ）を補償するためにプログラマーブルＦＩＲろ波器を使用する。
【０００８】
一方、前記Ｗｉｌｌｓｏｎ Ｊｒの論文（以下、先行技術２と称する）から提案した方式は、Ｋａｉｓｅｒ Ｈａｍｍｉｎｇの周波数応答シャープニング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｓｈａｒｐｅｎｉｎｇ）方法を使用する方式であって、シャープニングろ波器は使用通過帯域の減衰を低減することによって前記先行技術１の最終段のプログラマーブルＦＩＲろ波器を排除しようとするものである。即ち、前記先行技術２に開示された構造はシャープニングろ波器とハーフバンドろ波器とからなる２段の構成を有する。この時、前記シャープニングろ波器の伝達関数は、ＣＩＣ伝達関数がＨ（ｚ）であれば、Ｈ２（ｚ）（３−２Ｈ（ｚ））になる。
【０００９】
前記先行技術１の方式によって具現されたダウンコンバータは、ＣＩＣろ波器、ハーフバンドろ波器、プログラマーブルＦＩＲろ波器の３段で構成されており、前記ＣＩＣろ波器で４−３２、ハーフバンドろ波器で１−５、プログラマーブルＦＩＲろ波器で１−６のデシメーションを行う方式であって、総４−１６３８４のデシメーションが可能である。しかし、前記ハーフバンドろ波器とプログラマーブルＦＩＲろ波器が一つの加算器と一つの乗算器だけを用いて演算するため、これらのフィルタリングのための演算量が増え、デシメーションのための信号の帯域幅が制限されるという問題が生ずる。また、前記ＣＩＣろ波器の通過帯域の歪みを最終段のプログラマーブルＦＩＲろ波器に依存するため、最終段のプログラマーブルＦＩＲろ波器が比較的複雑である。
【００１０】
また、前記先行技術２の方式によって具現されるダウンコンバータは、ＣＩＣろ波器にＫａｉｓｅｒ Ｈａｍｍｉｎｇの周波数応答シャープニングを適用して通過帯域減衰を最小限に抑えることによって、プログラマーブルＦＩＲろ波器を排除する方式を採用する。しかし、かかる方法を使用しても多くの応用（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ）に適用するためには最終段にプログラマーブルＦＩＲろ波器を使用すべきである。また、シャープニングろ波器がＨ２（ｚ）（３−２Ｈ（ｚ））の伝達関数を有するため、前記ダウンコンバータの複雑さはＣＩＣろ波器３個を使用する場合と同一になる。
【００１１】
前述の如く、従来の技術は、デシメーション応用に最も多く使用し、具現が容易なＲＲＳ構造のＣＩＣろ波器を使用してきたため、通過帯域に歪みが生ずるという問題があった。このような歪みを補償するために前記先行技術１では最終段にプログラマーブルＦＩＲろ波器だけを使用しており、従って、ろ波器に多いタップ（ｔａｐ）数が必要とされ、ディジタルインタフェースの具現が比較的難しい。また、前記先行技術２は、シャープニングろ波器の伝達関数に示されているように、多数のＣＩＣろ波器の組合せからなるため、その具現が難しく、多様な形態のシステムに適用するためには最終段のプログラマーブルろ波器を必要とする。
【００１２】
従って、本発明の目的は、補間された２次多項式（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｓｅｃｏｎｄ Ｏｒｄｅｒ Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ）を使用するデシメーションろ波装置及び方法を提供することにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、補間された２次多項式を使用するデシメーションろ波器を用いてソフトウェアラジオシステムのダウンコンバータを具現できる装置及び方法を提供することにある。
【００１４】
本発明のさらに他の目的は、ソフトウェアラジオシステムのプログラマープルダウンコンバータのＣＩＣろ波器から発生する歪みをＩＳＯＰ（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ Ｓｅｃｏｎｄ Ｏｒｄｅｒ Ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ）ろ波器によって予め補償して最終段のＦＩＲろ波器の複雑さを解消できるデシメーションろ波装置及び方法を提供することにある。
【００１５】
本発明のさらに他の目的は、ソフトウェアラジオシステムのダウンコンバータにおいて、ＩＳＯＰ特性を用いて変形ハーフバンドろ波器から発生される通過帯域の歪みを補償することによって、具現が容易なデシメーションろ波装置及び方法を提供することにある。
【００１６】
本発明のさらに他の目的は、ソフトウェアラジオシステムのダウンコンバータにおいて、多重化装置を用いた変形ハーフバンドろ波器を用いてデシメーションレートに従って使用されない変形ハーフバンドろ波器をプログラマーブルＦＩＲろ波器の前置ろ波器として使用し、これにより、ＦＩＲろ波器のタップ数が減らせるデシメーションろ波装置及び方法を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明は、補間された２次多項式を使用し、ＣＩＣろ波器によって発生する歪みを補償できるデシメーションろ波装置を提供する。このデシメーションろ波装置は、サンプリング信号をデシメーションしてダウンコンバーティングするＣＩＣデシメーションろ波器と、前記ＣＩＣデシメーションろ波器の出力を単調増加させて前記ＣＩＣデシメーションろ波器によって発生する通過帯域の歪みを補償するＩＳＯＰろ波器と、入力信号を１／２デシメーションする変形ハーフバンドろ波器を少なくとも一つ備え、前記ＩＳＯＰろ波器から出力される信号をデシメーションしてダウンコンバーティングする多段のハーフバンドろ波器と、前記多段のハーフバンドろ波器から出力される信号の通過帯域歪みを補償するプログラマーブルＦＩＲろ波器と、から構成される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従う好適な実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。
【００１９】
そして、以下の説明では、具体的な特定事項が示しているが、これに限られることなく本発明を実施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者には自明である。また、関連する周知技術については適宜説明を省略するものとする。
【００２０】
任意の応用システムで要求するデシメーションレートがＫである場合、提示した構造を使用してデシメーションを行うためにＣＩＣろ波器と変形ハーフバンドろ波器（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＨａｌｆＢａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ：以下、ＭＨＢＦと称する）でデシメーションをどのように行うかを決定すべきである。かかる決定において、ハーフバンドろ波器を多く使用すると、その分だけストップバンド減衰（ｓｔｏｐｂａｎｄ ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）を向上させられるため、ハーフバンドろ波器資源をできるだけ多く使用できるようにすべきである。ここで、前記ＣＩＣろ波器で行うデシメーションをＭと仮定し、使用しようとするハーフバンドろ波器の数をｍと仮定すれば、ｋ＝Ｍ＊２ｍで表示できる。
【００２１】
前記ＭＨＢＦは、デシメーションレートによってろ波器バンク（ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ）で決定される。このようにＣＩＣろ波器とハーフバンドろ波器が決定されると、ＩＳＯＰとプログラマーブルＦＩＲろ波器を設計すべきである。前記ＩＳＯＰの伝達関数はＩ＋ｃｚ−Ｉ＋ｚ−２Ｉであって、前記ｃ値とＩ値を決定する。前記ｃ値とＩ値が定められると、プログラマーブルＦＩＲろ波器の値は線形プログラミング（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ）方法によって求められる。この時、前記Ｉ値は１≦Ｉ≦［１／（２ｆｃ）］の値に設定する。仮に、Ｉ＝ｋＭと設定すると、１≦Ｉ≦［１／（２Ｍｆｃ）］の範囲内に存在するようになる。従って、可能なｋとｃ値を考慮して全体ろ波器を線形プログラミングすると、望むプログラマーブルＦＩＲろ波器の係数が求められる。
【００２２】
前記ＭＨＢＦの設計方法は次のようである。一般にハーフバンドろ波器は１／４（２πを１で表記する場合）を中心に対称を成すべきであるが、前記ＭＨＢＦはこのような形態を取っておらず、通過帯域の減衰は単調減少しながら望むストップバンド減衰を満足できるよう設計すべきである。その理由は、ＩＳＯＰの特性が単調増加する特性を有し、これによりＭＨＢＦの通過帯域の特性が補償されることにある。また、ＭＨＢＦを前置ろ波器として利用するため、最終段のプログラマーブルＦＩＲろ波器の複雑度を低減できる。
【００２３】
デシメーションろ波器を有効に設計する方法には、Ｈｏｇｅｎａｕｅｒによって提案された［Ｅ．Ｂ．Ｈｏｇｅｎａｕｅｒ，‘Ａｎ ｅｃｏｎｏｍｉｃａｌ ｃｌａｓｓ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ．’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ａｃｏｕｓｔ．，Ｓｐｅｅｃｈ，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．２９，ｐｐ．１５５−１６２，Ａｐｒ．１９８１．］ＣＩＣデシメーションろ波器を使用するのがある。プログラマーブルＣＩＣろ波器は、その具現が簡単で、デシメーションによるエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）が有効に減らせる。しかし、先行技術２で指摘されたように、望む通過帯域で歪みが生じる傾向があり、広い転移帯域（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ｂａｎｄ）のために通過帯域だけを完全に分離するのは困難である。かかる難題を解決するために、通常、前記ＣＩＣろ波器は低周波通過デシメーションろ波器（ｌｏｗｐａｓｓ ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒ）と直列連結するが、プログラマーブルＦＩＲろ波器（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｆｉｌｔｅｒ：以下、ＰＦＩＲろ波器と称する）がこの段に使用され、このようなＰＦＩＲろ波器の複雑度を減少させるために固定された係数を有するハーフバンドデシメーションろ波器を前記ＰＦＩＲろ波器と結合させて使用することもある。
【００２４】
前記ＣＩＣろ波器の次の段にプログラマーブルろ波器を使用しないために、前記先行技術２では、ＣＩＣろ波器をシャープＣＩＣろ波器（Ｓｈａｒｐｅｎｅｄ ＣＩＣ ｆｉｌｔｅｒ：以下、ＳＣＩＣろ波器と称する）に取り替えたが、これによりＣＩＣろ波器による通過帯域歪みを相当減少でき、２番目の段に固定された係数を有するハーフバンドろ波器だけを使用した。前記プログラマーブルＳＣＩＣろ波器を使用することによって、デシメーションろ波器は異なる周波数帯域を有する入力信号を分離できるが、その応用分野に制限がある。例えば、この方式は異なる転移帯域幅が要求されるデシメーションろ波器に必要な多重標準通信方式には適用できない。これは先行技術のハーフバンドろ波器の転移帯域幅が一つの値に固定されているからである。
【００２５】
本発明の実施例では前記ＳＣＩＣろ波器を有効に取り替えるＣＩＣに基づいた新規のデシメーションろ波器を提案する。前記提案されたろ波器はＣＩＣろ波器と補間された２次多項式（ＩＳＯＰ）ろ波器の直列連結構成を有する。このＩＳＯＰろ波器は前記ＣＩＣろ波器での通過帯域歪みを著しく低減できる。前記ＣＩＣろ波器の次に簡単なＩＳＯＰろ波器を使用することによって、ハーフバンドろ波器とＰＦＩＲろ波器のようなデシメーションろ波器の二番目の段のろ波器が極簡単になる。数個の設計例から、前記ＩＳＯＰろ波器を使用したデシメーションろ波器が多重標準通信（ｍｕｌｔｉ−ｓｔａｎｄａｒｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）を容易に支援でき、既存のものよりさらに簡単に具現できるということが判る。
【００２６】
以下、ＩＳＯＰろ波器及びその特性、ＩＳＯＰろ波器とＣＩＣろ波器を直列に採用したデシメーションろ波器の特性、移動通信のためのプログラマーブルダウンコンバータの特性について各々説明する。
【００２７】
１．ＩＳＯＰでシャープニングされたＣＩＣデシメーションろ波器の特性及び構造
図３Ａ及び図３ＢはＣＩＣデシメーションろ波器の構造を示す図であって、図３ＡはＲＲＳろ波器Ｈ（ｚ）の直接的な具現形態であり、図３ＢはＲＲＳの積分器とコーム（Ｃｏｍｂ）ろ波器部分をデシメータで分離した形態である。ここで、前記ＣＩＣろ波器とＳＣＩＣろ波器の構成、及びＣＩＣろ波器に続くＩＳＯＰろ波器の構成について各々調べてみる。
【００２８】
Ａ．ＣＩＣとＳＣＩＣろ波器
前記ＣＩＣろ波器は図３Ａのように直列連結されたＲＲＳろ波器４１と、それに続くデシメータ４２とから構成されている。前記カスケードＲＲＳろ波器４１のシステム関数は下記の数式１で与えられる。
（数式１）
Ｈ（ｚ）＝〔（１／ＭＲ）（１−ｚ−ＭＲ／１−ｚ−１）〕Ｌ
【００２９】
前記数式１で、Ｍは整数のデシメーション要素（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ）であり、Ｒは差動遅延（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｄｅｌａｙ）であって、自然数である。前記数式１でＨ（ｚ）の分母と分子はそれぞれ積分器とコームろ波器である。前記ＣＩＣろ波器を具現する時、積分器４５とコームろ波器４７部分は図３Ｂのようにデシメータ４６によって区分され、これは計算量を減少させる。前記Ｈ（ｚ）の周波数応答は下記の数式２で示せる。
（数式２）
Ｈ（ｅｊω）＝〔（１／ＭＲ）（１−ｅ−ｊＭＲω／１−ｅｊω）〕Ｌ
【００３０】
この周波数応答は、図４に示すように、ｆ＝１／ＭＲの整数倍の地点でナル（ｎｕｌｌ）を有する。これらのナルは、Ｍ倍のデシメーションから生ずるエイリアシングを自然に減少させる。なぜなら、デシメーションによって基底帯域に重なって入る周波数成分がｆ＝１／Ｍの倍数地点のナルを中心に分布されているためである。エイリアシングが最も大きく起こる所は、ｆＡ１＝１／Ｍ−ｆｃ（ｆｃは通過帯域の幅）の低いエッジ（ｅｄｇｅ）である。
【００３１】
前記ＳＣＩＣろ波器は図３ＡのＣＩＣろ波器のＨ（ｚ）をＨｓ（ｚ）＝Ｈ２（ｚ）［３−２Ｈ（ｚ）］で置換することから得られる。前記ＳＣＩＣろ波器は三つのＣＩＣろ波器を必要とする。前記先行技術２はＬが偶数の場合と、Ｒ＝１の場合だけが考慮された。仮に、Ｒが増加すると、通過帯域におけるシャープニング特性が劣化され、また、グループ遅延を整数に維持するためにはＬが偶数になるべきである。このシャープニングは、前記図４に示すように、通過帯域歪みを相当減少させ、エイリアシング除去を改善させる。前記Ｈｓ（ｚ）の具現がＨ（ｚ）のそれより遥かに複雑であることは言うまでもない。
【００３２】
Ｂ．ＩＳＯＰろ波器と直列に連結されたＣＩＣろ波器
前記ＣＩＣろ波器より簡単且つ柔軟性のあるシャープニング方法は、図６に示すように、ＩＳＯＰろ波器５３と直列連結されたＣＩＣろ波器５１の構造を有し得る。前記ＩＳＯＰろ波器５３のシステム関数Ｐ（ｚ）は下記の数式３のように定義される。
（数式３）
Ｐ（ｚ）＝（１＋ｃｚ−Ｉ＋ｚ−２Ｉ）／｜ｃ＋２｜
【００３３】
前記数式３において、Ｉは正の整数、ｃは実数である。前記Ｐ（ｚ）は下記の数式４のような２次多項式の補間バージョン（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ ｖｅｒｓｉｏｎ）である。
（数式４）
Ｓ（ｚ）＝（１＋ｃｚ−１＋ｚ−２）／｜ｃ＋２｜
【００３４】
前記数式４のような多項式は次のような性質を有するが、簡単ながらフィルタシャープニングに有用である。
【００３５】
ｃが実数値である時、前記Ｓ（ｚ）の振幅応答は下記の数式５で示される。
（数式５）
｜Ｓ（ｅｊω）｜＝｜ｃ＋２ｃｏｓω｜／｜ｃ＋２｜
【００３６】
そして、振幅応答はｃ＜−２の時、ω∈［０，π］で単調増加する。スケーリング要素（ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）１／｜ｃ＋２｜のためにＤＣ利得は常に‘１’であり、振幅応答の傾斜は媒介変数ｃ値によって可変される。
【００３７】
前記ＩＳＯＰろ波器５３のフィルタシャープニング特性は次の性質から由来する。ＩＳＯＰろ波器５３の振幅応答は下記の数式６のようである。
（数式６）
｜Ｐ（ｅｊω）｜＝｜ｃ＋２ｃｏｓＩω｜／｜ｃ＋２｜
【００３８】
前記数式６から判るように、ω∈［０，π／Ｉ］で単調増加し、２π／Ｉ周期を有する。前記ＩＳＯＰろ波器５３はω∈［０，π／Ｉ］の周波数区間で単調減少するＣＩＣろ波器５１の通過帯域歪みを補償できる。前記通過帯域歪みを適切に補償するために単調増加する周波数区間を入力帯域幅２πｆｃと一致させるのを提案する。これはＩ＝１／２ｆｃを意味する。前記ＩＳＯＰを設計するにおいて、下記の数式７の範囲を満足するＩだけを考慮すれば十分である。
（数式７）
１≦Ｉ≦〔１／２ｆｃ〕
【００３９】
仮に、正の整数ｋについてＩ＝ｋＭと仮定すれば、ＩＳＯＰの振幅応答の最小値はｆ＝１／ｋＭの倍数地点で起こる。この場合、毎ｋ番目の最小値の生ずる位置は、エイリアシングを起こす帯域の中心であるＣＩＣフィルタのナルの位置と一致し、従って、ＣＩＣデシメーションフィルタのエイリアシング除去特性はＩＳＯＰろ波器を通過した後にもそのまま維持される。Ｉ＝ｋＭの時、前記数式７は与えられたＭについて下記の数式８のようになる。
（数式８）
１≦Ｋ≦〔１／２Ｍｆｃ〕
【００４０】
図５は数個のｋ値及びｃ＜−２の値について｜Ｐ（ｅｊω）｜の振幅応答を示している。前記｜ｃ｜が減少するほど、そしてｋが増加するほど｜Ｐ（ｅｊω）｜の傾斜が増加することが判る。前記数式６で｜Ｐ（ｅｊω）｜の最大値と最小値は各々｜ｃ｜＋２／｜ｃ｜−２と１である。
【００４１】
図６はＩＳＯＰろ波器５３と直列連結されたＣＩＣデシメーションろ波器の構造を示している。前記図６は、前記ＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３を直列連結した構造であって、この連結において、ＣＩＣろ波器５１が与えられた場合、最適のＩＳＯＰろ波器５３は、変形されたＰａｒｋｓ−ＭｃＣｌｅｌｌａｎ方法［ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ ａｎｄ Ｒａｂｉｎｅｒ，‘Ａ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｐｒｏｇｒａｍ ｆｏｒ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ｏｐｔｉｍｕｍ ＦＩＲ ｌｉｎｅａｒ ｐｈａｓｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ａｕｄｉｏ Ｅｌｅｃｔｒｏａｃｏｕｓｔ．，ｖｏｌ．２１，ｐｐ．５０６−５２６，Ｄｅｃ．１９７３．］、［Ｊ．Ｗ．Ａｄａｍｓ ａｎｄ Ａ．Ｖ．Ｗｉｌｌｓｏｎ，Ｊｒ，‘Ａ ｎｅｗ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｆｅｗｅｒ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ ａｎｄ ｒｅｄｕｃｅｄ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔ．，ｖｏｌ．３０，ｐｐ．２２７−２８３，Ｍａｙ１９８３．］、又は、線形計画法［Ｌ．Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ，‘Ｌｉｎｅａｒ ｐｒｏｇｒａｍ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ（ＦＩＲ） ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ａｕｄｉｏ Ｅｌｅｃｔｒｏａｃｏｕｓｔ．，ｖｏｌ．２０，ｐｐ．２８０−２８８，Ｏｃｔ．１９７２．］、［Ｙ．Ｃ．Ｌｉｍ ａｎｄ Ｓ．Ｒ．Ｐａｒｋｅｒ，‘ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎ ｏｖｅｒ ａ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｐｏｗｅｒ−ｏｆ−ｔｗｏ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｓｐａｃｅ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ａｃｏｕｓｔ．Ｓｐｅｅｃｈ， Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．３１，ｐｐ ５８３−５９１，Ａｐｒ．１９８３．］などの方法で設計することができる。
【００４２】
本発明の実施例では前記数式８を満足する各々の整数ｋについて下記の数式９のように計算する。
【数１】
0003578990.tif 000002
【００４３】
前記数式９で、Ｈ（ｅｊω）とＰ（ｅｊω）は、それぞれＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３の周波数応答である。与えられたＨ（ｅｊω）についてδを最小化する最適のＰ（ｅｊω）は簡単に得られる。前記数式９を各々のｋについて適用したのち、最小のδが得られる（ｋ，ｃ）を選択する。
【００４４】
本発明の実施例による直列ろ波器の性能特性を調べてみれば、前記ろ波器を数個のＬ，Ｒ、そしてｆｃについて設計し、ＣＩＣろ波器とＳＣＩＣろ波器とを比較する。この結果を下記の表１に要約した。
【表１】
0003578990.tif 000003
【００４５】
前記表１はカスケードＣＩＣ、ＳＣＩＣろ波器の通過帯域歪み、エイリアシング減衰などを表示している。前記表１で、ＬとＲが増加するにつれてこれらのろ波器のエイリアシング減衰は改善されるものの、それらの通過帯域歪みが増加してしまう。直列ＣＩＣやＳＣＩＣろ波器のいずれも、ある程度エイリアシング除去を減少させる代わりに、ＣＩＣろ波による通過帯域歪みを減少させる。この時、前記両方式のうち前者の方式が後者の方式に比べて良好な性能を表す。例えば、Ｌ＝６，Ｒ＝１である直列ＣＩＣろ波器とＬ＝２，Ｒ＝１のＳＣＩＣろ波器とを比較すると、前記二つのろ波器は同じ個数のＲＲＳろ波器を使用しており、それぞれの計算量はほぼ同一である。前記表１で直列ろ波器がＳＣＩＣろ波器より通過帯域歪み、エイリアシング除去を減少させるにおいて良好な性能を表していることが判る。前記ＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３を直列に連結する非常に簡単な構造がＳＣＩＣデシメーションろ波器の有用な代案となることが判る。
【００４６】
Ｃ．ＩＳＯＰろ波器でシャープニングされた変形ハーフバンドろ波器
前述の如く、前記ＣＩＣデシメーションろ波器の次には通常、固定された係数を有するハーフバンドろ波器が来る。そして、前記ハーフバンドろ波器は振幅応答がｆ＝０．２５ｄＢについて対称である。しかし、前記ＩＳＯＰろ波器５３を使用する場合、前記ＩＳＯＰろ波器５３のシャープニング特性を用いてハーフバンドろ波器の対称条件を緩和させることができる。例えば、次のような特性を有する低周波通過ろ波器をハーフバンドろ波器の代わりに使用できる。
（数式１０）
通過帯域：ｆ∈［０，ｆｐ］
ストップバンド：ｆ∈［０．５−ｆｐ，０．５］
リップル：δ１は通過帯域、δ２はストップバンド、δ１》δ２
条件：振幅応答は通過帯域で単調減少
【００４７】
前記数式１０のような特性を有するろ波器をＭＨＢＦ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＨａｌｆＢａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ）と称する。前記ＭＨＢＦは図７のように振幅応答が非対称である。前記図７はハーフバンドろ波器とＭＨＢＦの振幅応答特性を示す図であって、点線部分はハーフバンドろ波器の特性曲線であり、実線部分はＭＨＢＦの特性曲線となる。前記図７に示すように、ＭＨＢＦの振幅応答が通過帯域で単調減少するため、通過帯域リップル（ｒｉｐｐｌｅ）δ１はＩＳＯＰろ波器５３によって補償される通過帯域歪みになる。前記周波数応答Ａ（ｅｊω）を有するＭＨＢＦは下記の数式１１のように設計される。
0003578990.tif 000004
【００４８】
前記問題は線形計画法で解ける。前記ＭＨＢＦがＣＩＣろ波器５１及びＩＳＯＰろ波器５３を直列連結させた後に使用される時、前記ＩＳＯＰは、ＣＩＣろ波器の通過帯域だけでなくＭＨＢＦの通過帯域歪みも減少させなければならない。前記ＩＳＯＰは数式９のような方法で設計されるが、後述するものとする。また、前記ＭＨＢＦの具現は、大部分の係数が‘０’でないにも拘わらず、基本のハーフバンドろ波器より簡略化される。即ち、一般の前記ハーフバンドろ波器は係数の半分程度が‘０’であった。
【００４９】
２．全体デシメーションろ波器の構造
図８は、本発明の実施例によるプログラマーブルデシメーションろ波器の構造を示している。前記図８で、Ｆｓは入力標本化周波数を意味し、ｍはハーフバンドろ波器の段数を意味する。前記図８を参照してＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３の直列連結を採用した全体デシメーションろ波器の構造について述べる。前記ＩＳＯＰろ波器５３に続くろ波器は、多段で構成されたハーフバンドデシメーションろ波器５５、ＰＦＩＲろ波器（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）５７、補間デシメーションろ波器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒ）５９である。
【００５０】
図９は多段ハーフバンドデシメーションろ波器５５の構成図であって、多数個のＭＨＢＦ ６１，６４，６７と、２−１デシメータ６２，６５，６８から構成されたデシメーションろ波器との直列連結を示している。前記図９において、ＭＨＢＦ ６１，６４，６７は固定された係数を有しており、特に、専用ハードウェアでは具現が非常に容易である。なぜなら、ＣＳＤ（Ｃａｎｏｎｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｉｇｉｔ）係数設計［Ｙ．Ｃ．Ｌｉｍ ａｎｄ Ｓ．Ｒ．Ｐａｒｋｅｒ，‘ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎ ｏｖｅｒ ａ ｄｉｓｃｅｒｔｅ ｐｏｗｅｒ−ｏｆ−ｔｗｏ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｓｐａｃｅ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ａｃｏｕｓｔ．Ｓｐｅｅｃｈ，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．３１，ｐｐ ５８３−５９１，Ａｐｒ．１９８３．］、［Ｈ．Ｓｍｕｅｌｉ，‘Ａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｓｅａｒｃｈ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒｓｌｅｓｓ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｐｏｗｅｒ−ｏｆ−ｔｗｏ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ，’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｓｙｓｔ．，ｖｏｌ．３６，ｐｐ．１０４４−１０４７，Ｊｕｌｙ １９８９．］などの方法を通じて乗算器のない具現が可能になるためである。前記ＰＦＩＲろ波器５７は多重標準通信応用分野に適用可能なように柔軟性を提供する。このような具現は複雑になる恐れがあるが、これは、長いインパルス応答を有し、この場合にプログラミングが可能になるよう、乗算器のない具現は推奨されていないからである。従って、通常、ＰＦＩＲろ波器５７の入力周波数をできるだけ下げるのが望ましい。そして、普通選択事項である補間ろ波器５９は出力標本化率を望む周波数に調整する時に用いられる。以下、ろ波器の各ブロックを設計する方法について説明する。
【００５１】
・多段ハーフバンドデシメーションろ波器の設計
全体使用可能なＭＨＢＦの数をＪと仮定すれば、これらのろ波器はｆｐ１＜ｆｐ２＜ｆｐ３＜……＜ｆｐｊ（ｆｐｊは、ｊ番目のＭＨＢＦの帯域幅）順に整列されている。与えられた応用分野に必要な多段のデシメータを設計する場合、ＣＩＣろ波器５１の出力の帯域幅であるＭｆｃによってＪ個のＭＨＢＦの中でｍ個が使用される。本発明の実施例では選択されたＭＨＢＦのインデックスをＳ（ｉ）とし、（１≦ｉ≦ｍ，Ｓ（ｉ）∈｛１，２，３，．．．，Ｊ｝）、また、ｓ（１）＜ｓ（２）＜ｓ（３）．．．＜ｓ（ｍ）と仮定する。従って、前記ハーフバンドろ波器の帯域幅ｆｐｓ（ｉ）は下記の数式１２の条件を満足すべきである。
（数式１２）
ｆｐｓ（ｉ）＞２ｉ−１Ｍｆｃ    ｆｏｒ ａｌｌ １≦ｉ≦ｍ
【００５２】
前記数式１２のような理由は次のようである。最初に選択されたＭＨＢＦは帯域幅がＭｆｃの入力信号を通過すべきなので、ｆｐｓ（１）＞Ｍｆｃである。 ２−１デシメーションを行った後、二番目に選択されたＭＨＢＦの入力信号の帯域幅は２Ｍｆｃになり、従って、ろ波器の帯域幅ｆｐｓ（２）は２Ｍｆｃより大きくなるべきである。残りは同じ方法で証明される。多段のハーフバンドデシメーションから得られるデシメーション率（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ ｒａｔｅ）は２ｍである。帯域幅がｆｐｓ（ｍ）より大きいながらも選択されなかったＭＨＢＦは、２−１デシメータを取り除いた形態でＰＦＩＲろ波器５７の前段で前置ろ波器として機能することができる。このような前置ろ波器の機能によってＰＦＩＲろ波器５７の計算負担が軽減される。例えば、前記図９で、ＭＨＢＦ１とＭＨＢＦ２を２−１デシメータと共に使用し（ｍ＝２）、ＭＨＢＦ３をデシメータ無しに前置ろ波器として使用することがてきる。
【００５３】
・デシメーション要素Ｍと２ｍの決定過程
必要なデシメーション率が与えられた時、即ち、全体ろ波器のＤについてＤ＝２ｍＭ（Ｄ＜Ｆｓ／２ｆｓ）を満足するｍとＭを決定するのが必要である。この場合、ＭＨＢＦ段を可能な限り多く使用するようにする。ＭＨＢＦ段数ｍを増加させることによって、多段のハーフバンドデシメーションろ波器５５のストップバンド減衰が改善され、従って、ＰＦＩＲろ波器５７の複雑度が低減される。その上、ｍが増加するに伴ってＭが減少し、ＣＩＣろ波器５１のエイリアシング減衰が改善される。従って、前記数式１２の条件を満足する範囲でＭＨＢＦの個数ｍを決定する。一応、ｍが定められたら、ＭはＭ＝Ｄ／２ｍで与えられる。仮に、必要なデシメーション要素Ｄが奇数の場合、ｍを‘０’に設定する。この場合、小さい正の整数ｎについてデシメーション要素としてＤの代わりに２ｎＤを考慮することができる。前記ＰＦＩＲろ波器５７の次に位置する補間ろ波器５９を使用してさらに２ｎ−１デシメーションを補償することかできる。
【００５４】
・ＣＩＣろ波器の設計
与えられたデシメーション率Ｍについて要求されるエイリアシング減衰を満足するよう差動遅延ＲとＲＲＳ段の数Ｌが決定される。前記ＣＩＣろ波器５１における通過帯域歪みは考慮する必要がない。なぜなら、大部分の通過帯域歪みはＩＳＯＰろ波器５３によって減衰されるからである。
【００５５】
・ＩＳＯＰろ波器とＰＦＩＲろ波器の同時設計
前記ＣＩＣろ波器５１と多段のハーフバンドデシメーションろ波器５５の設計を終えた後、前記ＩＳＯＰろ波器５３とＰＦＩＲろ波器５７は、全体デシメーションろ波器が与えられた特性に適するよう同時に設計できる。これらのろ波器を設計する過程は、前記数式９でＩＳＯＰろ波器５３を設計する問題を拡張すればいい。便宜上、全体ろ波器がＣＩＣろ波器５１に入力される信号の標本化周波数Ｆｓで正規化されているため、設計問題は前記正規化された周波数を使用する。Ｇ（ｅｊω）を、ＣＩＣろ波器と多段のハーフバンドろ波器を直列連結したものの周波数応答と仮定し、Ｈｄ（ｅｊω）を設計しようとする全体デシメーションろ波器の要求される応答と仮定する。前記Ｇ（ｅｊω）を計算する時に関連デシメーション要素は慎重に考慮すべきである。例えば、選択されたＭＨＢＦの段数が３であれば（ｍ＝３）、Ｇ（ｅｊω）は下記の数式１３で示される。
（数式１３）
Ｇ（ｅｊω）＝Ｈ（ｅｊω）Ａｓ（１）（ｅｊＭω）Ａｓ（２）（ｅｊ２Ｍω）Ａｓ（３）（ｅｊ４Ｍω）
【００５６】
前記数式１３で、右辺の第一項は前記数式２におけるＣＩＣろ波器５１の周波数応答であり、
【数２】
0003578990.tif 000005
はデシメーション率が２ｉＭであるｉ番目に選択されたＭＨＢＦの周波数応答である。前記デシメーション率を考慮する時、前記ＰＦＩＲろ波器５７の周波数応答は
【数３】
0003578990.tif 000006
の形式で書けられる。本発明は与えられたろ波器制約条件下でＰＦＩＲろ波器５７の複雑度を最小化するものである。特に、下記の数式１４のような最適化問題を考慮すべきである。
【数４】
0003578990.tif 000007
【００５７】
前記数式１４でδｐとδｓは各々通過帯域、ストップバンドリップルであり、Ｐ（ｅｊω）は前記数式６のＩＳＯＰろ波器５３の周波数応答であり、Ｈｄ（ｅｊω）はストップバンドで‘０’と仮定する。前記通過帯域はｆ∈｛０，ｆｃ｝で与えられる。ここでｆｃは、図４に示すように、信号の帯域幅である。前記数式１４で一応Ｇ（ｅｊω）が与えられているが、前記ＩＳＯＰの媒介変数であるｋとｃは決定すべきである。前記ｋとｃの適切な値を探索するために次のような探索方法（ｅｘｈａｕｓｔｉｖｅ ｓｅａｒｃｈ）を提案する。可能な全ての（ｋ，ｃ）値を考慮し、各々の（ｋ，ｃ）対について図１４の最適化問題を線形プログラミングによって解くと、最適化解決のための（ｋ，ｃ）対が選択される。これでＩＳＯＰとＰＦＩＲろ波器５７の設計が終了される。前記数式８に与えられた範囲の全てのｋを考慮するのは難しくない。反って実数値ｃを検索するのが難しい。前記ｃに対する有用な検索範囲は下記の数式１５によって与えられる。
（数式１５）
ｃ０＜ｃ＜−２
【００５８】
前記数式１５で、ｃ０は前記数式９でＩＳＯＰ設計問題を解決することから求められた最適のｃ値である。このように範囲が与えられる理由は次のようである。前記ＩＳＯＰろ波器５３はＭＨＢＦによって追加に発生される通過帯域歪みを補償しなければならない。前記ＩＳＯＰを比較すると、数式１５における不等号は、｜ｃ｜が減少するにつれて｜Ｐ（ｅｊω）｜の傾斜が増加する傾向を有するという観察によるものである。
【００５９】
さて、前記の方法でＩＳＯＰろ波器５３とＰＦＩＲろ波器５７を設計する二つの設計例を具体的に調べてみる。
【００６０】
３．設計例
前記デシメーションろ波器の第一設計例は、前記先行技術１のろ波器の例を考慮し、第二にＩＳ−９５移動通信システム［Ｔ．Ｓ．Ｒａｐｐａｐｏｒｔ，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ Ｉｎｃ．，Ｕｐｐｅｒ Ｓａｄｄｌｅ Ｒｉｖｅｒ，ＮＪ，１９９６．］に適したプログラマーブルダウンコンバータのための制約条件を明示し、前記ＩＳ−９５システムのためのデシメーションろ波器を設計する。多重標準通信のために入力標本化周波数Ｆｓは整数値デシメーション要素Ｄを維持するために調整可能であると仮定する。この時、調整不可能な場合は、Ｇａｒｄｎｅｒによって提案された標本化周波数変換器［Ｆ．Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ，‘Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｏｄｅｍｓ−ＰａｒｔＩ：Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ．’ＩＥＥＥ Ｔｒ．Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．４１，ｐｐ．５０１−５０７，Ｍａｒ．１９９３．］が必要である。
【００６１】
本発明の実施例によるデシメーションろ波器と前記先行技術１のデシメーション変換器とを比較してみる。ここで、前記先行技術１はＲ＝１のＣＩＣろ波器、５個のハーフバンドろ波器、ＰＦＩＲろ波器５７から構成された場合について述べる。本発明は５個のＭＨＢＦを使用する（Ｊ＝５）。このＭＨＢＦは９ビットからなり、２個の２の倍数項の和や差として表現できるＣＳＤ係数を有する。これらＭＨＢＦはｆｐ∈｛０．０５，０．０７５，０．１，０．１２５，０．１５｝、δ２＝０．００００１になるよう各々設計する（数式１０参照）。これらのろ波器の振幅応答と係数値は各々図１０及び下記の表２に示されている。専用ハードウェアでＭＨＢＦの具現はごく簡単である。例えば、５個のうち最も複雑な表２のＭＨＢＦ５は１９個の加算器と１３個のシフター（ｓｈｉｆｔｅｒ）を必要とする。このようなハードウェアの複雑度は通常乗算器に対応する。
【表２】
0003578990.tif 000008
【００６２】
・例１
前記先行技術１（ＨＳＰ５０２１４）のデシメーションろ波器を設計する上で考慮された条件は下記の数式１６のようである。
（数式１６）
標本化率：Ｆｓ＝３９Ｍｓｐｓ
通過帯域境界：搬送波から９０ＫＨｚ
ストップバンド境界：搬送波から１１５ＫＨｚ
必要なデシメーション率：Ｄ＝７２
【００６３】
そして、正規化した周波数は下記の数式１７に該当する。
（数式１７）
通過帯域：ｆ∈［０，０．００２３］
ストップバンド：ｆ∈［０．００２９，０．５］
【００６４】
前記先行技術１で設計されたデシメーションろ波器は、Ｍ＝１８，Ｌ＝５，Ｒ＝１のＣＩＣろ波器５１、二つのハーフバンドろ波器（ｍ＝２）、及び偶数対称の９０タップのＰＦＩＲろ波器５７で構成されている。前記デシメーションろ波器で得られる通過帯域リップルとストップバンド減衰は下記の数式１８で示せる。
（数式１８）
通過帯域リップル：０．１８ｄＢ
ストップ帯域減衰：１０８ｄＢ
【００６５】
さて、本発明の実施例によって前記数式１６，１７，１８の制約条件下で他のデシメーションろ波器を設計する。
【００６６】
・多段のハーフバンドデシメーションろ波器の設計
Ｄ＝７２＝２３＊９なので、ハーフバンドろ波器の段数はｍ≦３である。前記図１０の全てのＭＨＢＦは前記数式１２を満足する。これらのうちＭＨＢＦ５を前置ろ波器として使用し、ＭＨＢＦ１，ＭＨＢＦ２，ＭＨＢＦ４を選択して３段（ｍ＝３）のハーフバンドデシメーションろ波器を構成する。これは、ＭＨＢＦ５が他のものに比べてさらに広いストップバンドを有し、ＭＨＢＦ１，ＭＨＢＦ２，ＭＨＢＦ４が１２０ｄＢのストップバンド減衰を提供する時に最小限の通過帯域歪みを引き起こすからである。
【００６７】
・ＣＩＣろ波器の設計
Ｄ＝７２、ｍ＝３なので、ＣＩＣデシメーション要素Ｍは９になるべきである。本発明の実施例ではＬ＝４，Ｒ＝１とする。これら媒介変数を使用したＣＩＣろ波器５１は１３３．３ｄＢのエイリアシング減衰を提供する。
【００６８】
・ＩＳＯＰろ波器とＰＦＩＲろ波器の設計
与えられたＣＩＣろ波器５１とＭＨＢＦについて前記数式１４を線形計画法凡用プログラム（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ ｐａｃｋａｇｅ）［Ｍａｔｌａｂ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｇｕｉｄｅ，Ｔｈｅ Ｍａｔｈ Ｗｏｒｋｓ Ｉｎｃ．，１９９５．］を使用して解く。ここで、最適化したＩＳＯＰ媒介変数は（ｋ，ｃ）＝（１９，−２．４４８１）であり、６９タップの奇数対称を有するＰＦＩＲろ波器を得た。
【００６９】
図１１は本発明の実施例による全体デシメーションろ波器と先行技術１の方式で設計された全体デシメーションろ波器の振幅応答を示している。全体ろ波器を具現するにおいて必要な計算の複雑度は下記の表３で比較した。
【表３】
0003578990.tif 000009
【００７０】
前記表３で、本発明の実施例によるデシメーション構造は、１５個の加算器と１５個の遅延器を多く用いて２１個の乗算器を減らしたことが判る。
【００７１】
・例２
ＩＳ−９５システムに要求される標本化周波数はＦｓ＝４９．１５２Ｍｓｐｓであって、チップレート１．２２８８Ｍ ｃｈｉｐｓ／ｓｅｃの４０倍である。前記ＰＦＩＲろ波器５７の要求される出力レートをチップレートの２倍と仮定し、Ｄ＝２０とする。全体デシメーションろ波器の通過帯域とストップバンド仕様（ｓｐｅｃ）は、ＩＳ−９５システムのための常用化したアナログＩＦろ波器の仕様に基づいて定める。特に、ろ波器［Ｐａｒｔ Ｎｕｍｂｅｒ ８５４５５０−１ Ｄａｔａ Ｓｈｅｅｔ，Ｓａｗｔｅｋ Ｉｎｃ．，１９９７．］を下記の数式１９の仕様について考慮する。
0003578990.tif 000010
【００７２】
そして、正規化した周波数の仕様は下記の数式２０に該当する。
（数式２０）
通過帯域：ｆ∈［０，０．０１２８］
ストップバンド：ｆ∈［０．０１５３，０．５］
通過帯域リップル：０．２ｄＢ
ストップバンドリップル：８０ｄＢ
【００７３】
前記数式２０において、０．０１２８と０．０１５３は、各々６３０ＫＨｚ、７５０ＫＨｚに該当する。前記数式２０の仕様は前記数式１９の仕様に比べて著しく厳格である。前記数式２０の仕様下で提案された方式のろ波器と前記先行技術１に基づいたろ波器が設計される。これらのろ波器を設計する過程は次のようである。
【００７４】
・本発明の実施例によるろ波器の設計過程
Ｄ＝２０＝２２＊５なので、ｍ≦２である。５個のＭＨＢＦの中でｍ＝２を満足しながら前記数式１２に符合するＭＨＢＦ１とＭＨＢＦ４を選択し、Ｍ＝５に設定する。また、前記ＭＨＢＦ５は前置ろ波器として使用される。Ｌ＝４，Ｒ＝１のＣＩＣろ波器５１を選択すると、前記ＣＩＣろ波器５１は９１．４ｄＢのエイリアシング減衰を提供する。前記数式１４の最適化問題を前記‘例１’のように解いた。この場合、設計時間は約１時間所要され、最適の（ｋ，ｃ）値は（７，−２．２２４１）で与えられる。結果的に得られたＰＦＩＲろ波器５７は５１タップを有し、奇数対称である。
【００７５】
・ＨＳＰ５０２１４によるろ波器の設計過程
５個のハーフバンドろ波器のうちｍ＝２について前記数式１２を満足する３番目と５番目のものを選択する。Ｍ＝５，Ｌ＝４、Ｒ＝１のＣＩＣろ波器を選択すると、前記数式１４とほぼ同一な方式で最適化問題を解いてＰＦＩＲろ波器５７を設計する。結果的に得られたＰＦＩＲろ波器５７は７２タップを有し、偶数対称である。
【００７６】
図１２は二つの全体デシメーションろ波器の振幅応答を示している。計算複雑度を比較した前記表３で本発明の実施例によるろ波器が５個の換算器を多く使用した代わりに、２１個の乗算器及び１３個の遅延器を少なく使用したことが判る。
【００７７】
以下、本発明の実施例によるデシメーションろ波装置の特性について述べる。即ち、ＣＩＣろ波器とＩＳＯＰとから構成されたデシメーションろ波装置の特性、ＩＳＯＰろ波器とＭＨＢＦとから構成されたデシメーションろ波装置の特性、ＣＩＣろ波器、ＩＳＯＰろ波器及びＭＨＢＦで構成されたデシメーションろ波装置の特性、ＣＩＣろ波器、ＩＳＯＰろ波器、ＭＨＢＦ及びＰＦＩＲろ波器で構成されたデシメーションろ波装置の特性について各々述べる。
【００７８】
第一に、図１３を参照してＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３とから具現されたデシメーションろ波装置の特性について調べてみる。図１３において、２３１はＣＩＣろ波器の特性曲線であり、２３２はＩＳＯＰろ波器５３の特性曲線であり、２３３はＣＩＣろ波器５１とＩＳＯＰろ波器５３とからなるデシメーションろ波器の特性曲線である。前記図１３のろ波器の特性曲線は、サンプリング周波数ｆｓを１．０とし、望む信号の占める信号の帯域を０．０２（２０／１０００）とする時、信号に歪みを与えないためにリップルを最小化すべきであり、これを満足させるＩＳＯＰを使用した例である。前記図１３でＸ軸は周波数軸であって、ｆｓ／２であり、Ｙ軸は信号の大きさを示す軸であって、リニアスケール（ｌｉｎｅａｒ ｓｃａｌｅ）で示した。
【００７９】
第二に、図１４を参照してＩＳＯＰろ波器５３とＭＨＢＦとで具現されたデシメーションろ波装置の特性について調べてみる。図１４において、２４１はＩＳＯＰろ波器５３の特性曲線であり、２４２はＭＨＢＦの特性曲線であり、２４３はＩＳＯＰろ波器５３とＭＨＢＦろ波器とからなるデシメーションろ波器の特性曲線である。前記図１４のろ波器の特性曲線は、サンプリング周波数ｆｓを１．０とし、望む信号の占める信号の帯域を０．０７（７０／１０００）とする時、信号に歪みを与えないためにリップルを最小化すべきであり、これを満足させるＩＳＯＰを使用した例である。前記図１４でＸ軸は周波数軸であって、ｆｓ／２であり、Ｙ軸は信号の大きさを示す軸であって、リニアスケールで示した。
【００８０】
第三に、図１５を参照してＣＩＣろ波器５１、ＩＳＯＰろ波器５３及びＭＨＢＦで具現されたデシメーションろ波装置の特性について調べてみる。図１５で、２５１はＣＩＣろ波器５１の特性曲線であり、２５２はＩＳＯＰろ波器５３の特性曲線であり、２５３はＭＨＢＦの特性曲線であり、２５４はＣＩＣろ波器５１、ＩＳＯＰろ波器５３、ＭＨＢＦからなるデシメーションろ波器の特性曲線である。前記図１５のろ波器の特性曲線は、サンプリング周波数ｆｓを１．０とし、望む信号の占める信号の帯域を０．０２（４０／２０００）とする時、信号に歪みを与えないためにリップルを最小化すべきであり、これを満足させるＩＳＯＰを使用した例である。前記図１５でＸ軸は周波数軸であって、ｆｓ／２であり、Ｙ軸は信号の大きさを示す軸であって、リニアスケール（ｌｉｎｅａｒ ｓｃａｌｅ）で示した。
【００８１】
第四に、図１６を参照してＣＩＣろ波器５１、ＩＳＯＰろ波器５３、ＭＨＢＦ、及びＰＦＩＲろ波器５７で具現されたデシメーションろ波装置の特性について調べてみる。図１６で、２６１はＣＩＣろ波器５１の特性曲線であり、２６２はＩＳＯＰろ波器５３の特性曲線であり、２６３はＭＨＢＦの特性曲線であり、２６４はＰＦＩＲろ波器５７の特性曲線であり、２６５はＣＩＣろ波器５１、ＩＳＯＰろ波器５３、ＭＨＢＦ、及びＰＦＩＲろ波器５７で構成されたデシメーションろ波器の特性曲線である。前記図１６のろ波器の特性曲線は、ＩＳＯＰろ波器５３を用いて０．０７以下のリップル及び−８０ｄＢの減衰を有するように設計された。前記図１６でＸ軸は周波数軸であって、ｆｓ／２であり、Ｙ軸は信号の大きさを示す軸であって、ｄＢスケール（ｄＢ ｓｃａｌｅ）で示した。
【００８２】
上述の如く、本発明の実施例によるデシメーションろ波器はＩＳＯＰを採用し、ＣＩＣろ波器５１に基づいている。前記デシメーションろ波器の計算複雑度を低減する上でＩＳＯＰが非常に有用であることが判る。今後ＩＳＯＰの性能をしのぐ他の多項式に対する研究が必要である。より高次の多項式（例えば、偶数対称の３次多項式など）の研究を通じてＣＩＣろ波器５１に基づいたデシメーションろ波器に有用な他の多項式を誘導できる。
【００８３】
前述の如く、通信システム及びディジタル信号処理技術の発達に従って、基底帯域でディジタル信号処理を行う大部分の無線通信システムとは違って、ソフトウェアラジオを採用したシステムはＩＦ帯域でディジタル信号処理（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を開始する。プログラマーブルＤＳＰチップを基底帯域及びＩＦ帯域に採用することによって、ソフトウェアラジオシステムは、柔軟且つ有効に多重帯域（ｍｕｌｔｉｂａｎｄ）、多重標準（ｍｕｌｔｉ−ｓｔａｎｄａｒｄ）通信を支援できる。前記ソフトウェアラジオ受信器のＩＦ帯域入力は、一般に帯域が非常に広い信号であり、この信号が帯域通過標本化によってディジタル信号に変換される。このようにＩＦ帯域でディジタル信号処理を行う目的は、広帯域入力信号から狭帯域の望む信号を抽出するためである。
【００８４】
例えば、図１７のような構成を有するソフトウェアラジオ受信器においてＩＦ帯域に入力される信号は中心周波数ｆｃ＝３７．５ＭＨｚ、帯域幅ＢＷ＝１５ＭＨｚのアナログ信号である。前記ＩＦ信号は５０Ｍｓｐｓの帯域通過標本器１０を通過しながらディジタル信号に変換され、この時の中心周波数は１２．５ＭＨｚとなる。前記信号は、デシメーションろ波器２４，２５と、これらに各々直列連結されたディジタル混合器２２，２３とからなるプログラマーブルダウンコンバータ２０に印加される。前記標本器１０から出力された信号は混合器２２でディジタル周波数合成器（ｄｉｇｉｔａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）２１から出力される周波数ｃｏｓωｎと混合されてＩチャンネルデータに変換された後、デシメーションろ波器２４でデシメーションされる。これと同時に、前記標本器１０から出力された信号は混合器２３でｓｉｎωｎと混合されてＱチャンネルデータに変換された後、デシメーションろ波器２５でデシメーションされる。この時、前記デシメーションろ波器２４，２５を通過する信号は基底帯域に周波数変換された信号である。従って、前記ダウンコンバータ２０は中間周波数信号を基底帯域信号に変換し、ゼロ周波数（ＤＣ）を中心とした狭帯域信号を分離し、その周波数を出力標本化周波数に下げる。
【００８５】
前記ソフトウェアラジオシステムではデシメーションろ波器２４，２５を有効に設計するのが重要である。これは、入力標本化周波数はごく高く、ろ波器の通過帯域と転移帯域が非常に狭いからである。例えば、前記図１７で信号が３０ＫＨｚの通過帯域を有し、標本化周波数が５０Ｍｓｐｓとすれば、前記デシメーションろ波器２４，２５の通過帯域幅は正規化した周波数において０．６＊１０−３となる。従って、本発明の実施例によるデシメーションろ波器を使用する場合、ソフトウェアラジオシステムのプログラマーブルダウンコンバータを有効に具現できる。
【００８６】
前述の如く、本発明は、ＰＦＩＲろ波器の他にＩＳＯＰを使用するために、ＣＩＣろ波器によって発生される通過帯域の歪みが補償でき、ハーフバンドろ波器及び最終段のＰＦＩＲろ波器の複雑度が改善できる。また、ＩＳＯＰの特徴によって一般に使用されるハーフバンドろ波器の代わりに変形されたハーフバンドろ波器を使用するため、全体的なダウンコンバータの具現が簡単になる。そして、前記変形ハーフバンドろ波器が多重化器を用いて具現されるため、デシメーションにこれを使用しない場合、前記変形されたハーフバンドろ波器をＰＦＩＲろ波器の前置ろ波器として利用できる。
【００８７】
一方、前記本発明の詳細な説明では具体的な実施例に上げて説明してきたが、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは勿論である。従って、本発明の範囲は前記実施例によって限られてはいけなく、特許請求の範囲とそれに均等なものによって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、一般の多重標準端末の構造を示す図である。
【図２】図２は、多重標準端末でソフトウェアラジオ方式を使用した装置の構成を示す図である。
【図３】図３Ａ及び図３Ｂは、ＣＩＣデシメーションろ波器の構造を示す図であって、図３ＡはＲＲＳろ波器Ｈ（ｚ）の直接具現形態を示しており、図３ＢはＲＲＳの積分器とコームろ波器部分をデシメータで分離した形態を示す図である。
【図４】図４は、ＣＩＣろ波器の周波数数応答特性を示す図である。
【図５】図５は、ｃ＜−２の時のＰ（ｚ）振幅応答特性を示す図である。
【図６】図６は、ＩＳＯＰろ波器と直列連結されたＣＩＣデシメーションろ波器の構造を示す図である。
【図７】図７は、ハーフバンドろ波器と変形ハーフバンドろ波器の振幅応答特性を示す図である。
【図８】図８は、プログラマーブルデシメーションろ波器の構造を示す図である。
【図９】図９は、多段のハーフバンドろ波器の構造を示す図である。
【図１０】図１０は、変形ハーフバンドろ波器の振幅応答特性を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施例による例１においてダウンコンバータの振幅応答特性を示す図である。
【図１２】図１２は、ＩＳ−９５システムのためのダウンコンバータの振幅応答特性を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の実施例によるＣＩＣデシメーションろ波器とＩＳＯＰろ波器とから具現されたデシメーションろ波装置のシミュレーション特性を示す図である。
【図１４】図１４は、本発明の実施例によるＩＳＯＰろ波器と変形ハーフバンドろ波器とから具現されたデシメーションろ波装置のシミュレーション特性を示す図である。
【図１５】図１５は、本発明の実施例によるＣＩＣろ波器、ＩＳＯＰろ波器、変形ハーフバンドろ波器から具現されたデシメーションろ波装置のシミュレーション特性を示す図である。
【図１６】図１６は、本発明の実施例によるＣＩＣろ波器、ＩＳＯＰろ波器、変形ハーフバンドろ波器、及びプログラマーブルＦＩＲろ波器から具現されたデシメーションろ波装置のシミュレーション特性を示す図である。
【図１７】図１７は、プログラマーブルダウンコンバータを採用したソフトウェアラジオシステムの受信器の構造を示す図である。
【符号の説明】
１０……帯域通過標本器
２０……プログラマーブルダウンコンバータ
４１……ＲＲＳろ波器
４２，４６……デシメータ
４５……積分器
４７……コームろ波器
５１……ＣＩＣろ波器
５３……ＩＳＯＰろ波器
５５……ハーフバンドデシメーションろ波器
５７……ＰＦＩＲろ波器
５９……補間デシメーションろ波器
６１，６４，６７……ＭＨＢＦ
６２，６５，６８……２−１デシメータ
【図１】
0003578990.tif 000011
【図２】
0003578990.tif 000012
【図３Ａ】
0003578990.tif 000013
【図３Ｂ】
0003578990.tif 000014
【図４】
0003578990.tif 000015
【図５】
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【図６】
0003578990.tif 000017
【図７】
0003578990.tif 000018
【図８】
0003578990.tif 000019
【図９】
0003578990.tif 000020
【図１０】
0003578990.tif 000021
【図１１】
0003578990.tif 000022
【図１２】
0003578990.tif 000023
【図１３】
0003578990.tif 000024
【図１４】
0003578990.tif 000025
【図１５】
0003578990.tif 000026
【図１６】
0003578990.tif 000027
【図１７】
0003578990.tif 000028