(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
内蔵の整流器で整流された出力電流を出力端からバッテリに給電する車両用交流発電機と、前記出力端と前記バッテリとの間に介設される半導体スイッチ部と、前記半導体スイッチ部を制御する制御手段とを備え、前記半導体スイッチ部は、ゲート絶縁膜を介して表面にゲート電極が形成された第１導電型のウエル領域と、前記ゲート電極が前記ウエル領域表面に形成する反転チャンネル層により互いに導通される第２導電型のソース領域及びドレイン領域とを備えるＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）を包含する車両用発電装置において、
前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有し、
前記ソース領域及びドレイン領域の一方は第２バッテリの高位端に接続されることを特徴とする車両用発電装置。
【請求項２】
前記第２バッテリは、前記バッテリより低い定格電圧を有するとともに第２ＭＯＳＦＥＴを通じて前記発電機の前記出力端に接続され、更に、前記高抵抗部の一端は前記ＭＯＳＦＥＴの前記バッテリ側に接続される請求項１記載の車両用発電装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記発電機が前記バッテリ充電可能な発電を実施する場合に、前記第２ＭＯＳＦＥＴを所定のデューティ比で断続して前記発電機から前記第２バッテリへ充電するとともに、少なくとも前記第２ＭＯＳＦＥＴの導通期間中は前記ＭＯＳＦＥＴを遮断するものである請求項２記載の車両用発電装置。
【請求項４】
前記ＭＯＳＦＥＴは、単結晶ＳｉＣを素材としてなる請求項１乃至３のいずれか記載の車両用発電装置。
【請求項５】
前記ＭＯＳＦＥＴは前記発電機に搭載される請求項４記載の車両用発電装置。
【請求項６】
前記ＭＯＳＦＥＴは前記制御手段と同一の回路基板に搭載される請求項４記載の車両用発電装置。
【請求項７】
内蔵の整流器で整流された出力電流を出力端からバッテリに給電する車両用交流発電機と、前記出力端と前記バッテリとの間に介設される半導体スイッチ部と、前記半導体スイッチ部を制御する制御手段とを備え、前記半導体スイッチ部は、ゲート絶縁膜を介して表面にゲート電極が形成された第１導電型のウエル領域と、前記ゲート電極が前記ウエル領域表面に形成する反転チャンネル層により互いに導通される第２導電型のソース領域及びドレイン領域とを備えるＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）を包含する車両用発電装置において、
前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有し、
前記ＭＯＳＦＥＴは、単結晶ＳｉＣを素材としてなり、前記発電機に搭載されることを特徴とする車両用発電装置。
【請求項８】
内蔵の整流器で整流された出力電流を出力端からバッテリに給電する車両用交流発電機と、前記出力端と前記バッテリとの間に介設される半導体スイッチ部と、前記半導体スイッチ部を制御する制御手段とを備え、前記半導体スイッチ部は、ゲート絶縁膜を介して表面にゲート電極が形成された第１導電型のウエル領域と、前記ゲート電極が前記ウエル領域表面に形成する反転チャンネル層により互いに導通される第２導電型のソース領域及びドレイン領域とを備えるＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）を包含する車両用発電装置において、
前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有し、
前記ＭＯＳＦＥＴは、単結晶ＳｉＣを素材としてなり、前記制御手段と同一の回路基板に搭載されることを特徴とする車両用発電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、励磁電流をＰＷＭ制御する車両用交流発電機の励磁電流制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の車両用発電装置において、整流器内蔵型の車両用交流発電機（以下、単に発電機ともいう）の出力端を給電制御用のスイッチ手段（以下、トランスファスイッチともいう）を通じてバッテリ及び電気負荷に給電する回路構成が知られている。このようなトランスファスイッチを通じてバッテリ充電を行うメリットは、必要に応じてトランスファスイッチをカットすることによりこのバッテリを発電機から分離することができ、これにより発電機が他のバッテリ（以下、第２バッテリともいう）のみを充電したり、又は第２バッテリだけが例えば車両電気負荷へ給電する際、このカットされたバッテリの容量を例えばエンジン始動用などに温存できるなどの効果を得られる点にある。
【０００３】
また、上記第２バッテリにも第２のスイッチ手段（第２トランスファスイッチ）を通じて給電する場合、両トランスファスイッチの導通を切り換えるとともに発電機の発電電圧を切り換えれば、単一の発電機により互いに異なる定格電圧をもつ２つのバッテリを充電することができる。
このようなトランスファスイッチとしては、電磁リレー、一対の縦型チャンネルＭＯＳＦＥＴを逆接続したもの、逆流防止ダイオードと直列接続されたバイポーラトランジスタなどを採用することができる。なお、上記した縦型チャンネルＭＯＳＦＥＴの一対を逆接続する理由は、従来のＭＯＳＦＥＴでは反転チャンネル層が形成されるウエル領域の電位固定のためにこのウエル領域を表面のソース領域に短絡接続するが、このように短絡接続を行うと縦型チャンネルＭＯＳＦＥＴを電気的なソース領域として作動させる動作モードにおいて、ウエル領域と基板との間に形成される寄生ダイオードが順バイアスしてＭＯＳＦＥＴの電流遮断が不能となるためである。
【０００４】
また、上記したバイポーラトランジシタに逆流防止ダイオードを直列接続する理由は、エミッタ・ベース間のｐｎ接合が逆バイアスされる電位状態において、このｐｎ接合の耐圧が小さく簡単に降伏が生じて電流が遮断できないためである。
すなわち、上記した発電機からバッテリへの充電動作を上記トランスファスイッチで制御する場合には、発電電圧の低下又は消滅とともに上記したような従来のＭＯＳＦＥＴにおける寄生ダイオードを通じてのバイパス電流又は上記バイポーラトランジスタのエミッタ・ベース間のｐｎ接合の降伏電流がバッテリから発電機又は第２バッテリへ流れる可能性があるので、従来は上述のようにＭＯＳＦＥＴを一対直列接続したり、バイポーラトランジスタに逆流防止ダイオードを直列接続したりしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記したトランスファスイッチを電磁リレーで構成する場合、装置の体格、寿命、作動速度などの問題がある。また、トランスファスイッチとして一対の直列接続ＭＯＳＦＥＴを用いる場合及びバイポーラトランジシタに逆流防止ダイオードを直列接続する場合、電力損失の増大、収容スペースの増大、装置体格、冷却必要性機能の増大が生じてしまう。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、トランスファスイッチを通じてバッテリに給電する車両用発電装置において、構成を格段に単純化し、損失低減も実現できる車両用発電装置を提供することを、その目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１、第７及び第８の構成は、内蔵の整流器で整流された出力電流を出力端からバッテリに給電する車両用交流発電機と、前記出力端と前記バッテリとの間に介設される半導体スイッチ部と、前記半導体スイッチ部を制御する制御手段とを備え、前記半導体スイッチ部は、ゲート絶縁膜を介して表面にゲート電極が形成された第１導電型のウエル領域と、前記ゲート電極が前記ウエル領域表面に形成する反転チャンネル層により互いに導通される第２導電型のソース領域及びドレイン領域とを備えるＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）を包含する車両用発電装置において、
前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有することを特徴とする車両用発電装置である。
【０００８】
この高抵抗部の抵抗値は、この高抵抗部と並列接続されるとともにウエル領域とソース領域又はドレイン領域との間の正常なｐｎ接合からなるダイオードの逆バイアス時の抵抗値とは別のものとする。ただし、このダイオードを構成するｐｎ接合に例えば金などの導電粒子などを選択的にドープ（例えばイオン注入）して導電経路を形成し、その接合の逆バイアス時の抵抗値を低下させるなどの手段をとる場合、この導電経路は本発明でいう高抵抗部に相当する。
【０００９】
また、高抵抗部の抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴの一対の寄生ダイオードのうち、この高抵抗部でバイパスされない側の寄生ダイオードが順バイアスされ、かつ、ゲート電極に定格最大オン電圧を印加する動作条件において、チャンネル電流よりこの寄生ダイオードを通じてのバイパス電流が少なくとも小さくなるように設定される。
【００１０】
本発明の第１の構成は更に、前記ソース領域及びドレイン領域の一方が第２バッテリの高位端に接続されることを特徴としている。
本発明の第２の構成は、上記第１の構成において更に、前記第２バッテリが、前記バッテリより低い定格電圧を有するとともに第２ＭＯＳＦＥＴを通じて前記発電機の前記出力端に接続され、更に、前記高抵抗部の一端は前記ＭＯＳＦＥＴの前記バッテリ側に接続されることを特徴としている。
【００１１】
本発明の第３の構成は、上記第２の構成において更に、前記制御手段が、前記発電機が前記バッテリ充電可能な発電を実施する場合に、前記第２ＭＯＳＦＥＴを所定のデューティ比で断続して前記発電機から前記第２バッテリへ充電するとともに、少なくとも前記第２ＭＯＳＦＥＴの導通期間中は前記ＭＯＳＦＥＴを遮断するものであることを特徴としている。
【００１２】
本発明の第４の構成は、上記第１乃至第３のいずれかの構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴが、単結晶ＳｉＣを素材としてなることを特徴としている。
本発明の第５の構成は、上記第４の構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴが前記発電機に搭載されることを特徴としている。
本発明の第６の構成は、上記第４の構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴが前記制御手段と同一の回路基板に搭載されることを特徴としている。
本発明の第７の構成は更に、前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有し、前記ＭＯＳＦＥＴは、単結晶ＳｉＣを素材としてなり、前記発電機に搭載されることを特徴としている。
本発明の第８の構成は更に、前記ソース領域及びドレイン領域のどちらか一方と前記ウエル領域とを接続する高抵抗部を有し、前記ＭＯＳＦＥＴは、単結晶ＳｉＣを素材としてなり、前記制御手段と同一の回路基板に搭載されることを特徴としている。
【００１３】
【作用及び発明の効果】
本発明の第１、第７及び第８の構成では、発電機とバッテリとの間に介設される半導体スイッチ部（トランスファスイッチともいう）としてＭＯＳＦＥＴを採用するとともに、このＭＯＳＦＥＴのソース領域及びドレイン領域のどちらかとウエル領域とを高抵抗部で電気的に接続している。
【００１４】
このようにすれば、ソース領域及びドレイン領域のどちらかとウエル領域とを短絡しなくても、ゲート電極の電位変動がウエル領域とゲート電極との間のゲート容量を通じてウエル領域に作用してゲート電極と同方向にウエル領域が電位変動するなどしてＭＯＳトランジスタ特性が低下することを防止することができる。
【００１５】
更に、本実施例によれば、このＭＯＳＦＥＴの高抵抗部でバイパスされない側の寄生ダイオード（以下、非バイパス寄生ダイオードともいう）が順バイアスする電位状態が生じた場合に非バイパス寄生ダイオードを通じて流れる順バイアス電流を必要充分に小さくすることができ、それによる問題、例えばバッテリの放電又は過充電などの問題を解消することができる。
【００１６】
本発明の第１の構成では更に、前記ソース領域及びドレイン領域の一方が第２バッテリの高位端に接続されるので、以下の作用効果を奏する。
まず、非バイパス寄生ダイオードのカソードが第２バッテリの高位端に接続される場合において、第２バッテリの容量不足が生じた時に、又は、第２バッテリの定格電圧がバッテリのそれより低い時に、上記順バイアス電流がバッテリから第２バッテリ側へ流れてバッテリが容量不足となったり、第２バッテリが過充電となったりするという問題が、この高抵抗部により抑止される。
【００１７】
また、非バイパス寄生ダイオードのカソードがバッテリの高位端に接続される場合において、発電機からこの非バイパス寄生ダイオードを通じてバッテリが過充電されるという問題が、この高抵抗部により抑止される。また、バッテリの容量不足が生じる場合や、バッテリの定格電圧が第２バッテリのそれより低い場合でも第２バッテリの容量不足やバッテリの過充電が生じることがない。
【００１８】
本発明の第２の構成では、上記第１の構成において更に、第２バッテリがバッテリより低い定格電圧を有するとともに第２ＭＯＳＦＥＴを通じて発電機の前記出力端に接続され、更に、ＭＯＳＦＥＴの高抵抗部の一端がＭＯＳＦＥＴのバッテリ側のソース領域又はドレイン領域に接続されるので、バッテリが発電機からこの非バイパス寄生ダイオードを通じて高電圧発電中、常時充電されて過充電となるのをこの非バイパス寄生ダイオードで遮断するとともに、発電機の低電圧発電中又は発電停止時にＭＯＳＦＥＴの非バイパス寄生ダイオードを通じてバッテリから第２バッテリへ順バイアス電流が流れて、バッテリの容量不足や第２バッテリの過充電が生じることがない。
【００１９】
本発明の第３の構成では、上記第２の構成において更に、発電機がバッテリ充電可能な発電を実施する場合に、第２ＭＯＳＦＥＴを所定のデューティ比で断続して発電機から前記第２バッテリへ充電するとともに、少なくとも第２ＭＯＳＦＥＴの導通期間中はＭＯＳＦＥＴを遮断する。
このようにすれば、発電機が高定格電圧を有するバッテリを充電可能な高電圧発電中であっても、低定格電圧の第２バッテリを充電することができる。なお、この時、発電電圧と第２バッテリの定格電圧との差は主に発電機の内部インピーダンスで消費されるので、第２ＭＯＳＦＥＴのソース領域とドレイン領域との間に大電圧が印加されて第２ＭＯＳＦＥＴの発熱が急増することは抑止される。また、第２ＭＯＳＦＥＴの導通時にはＭＯＳＦＥＴが遮断されるので、バッテリから第２バッテリへ電流が流れて上記と同様の理由による第２ＭＯＳＦＥＴの発熱急増を防止することができる。
【００２０】
本発明の第４の構成では、上記第１乃至第３のいずれか又は第７又は第８の構成において更に、ＭＯＳＦＥＴが、単結晶ＳｉＣを素材としてなるので、以下の効果を奏することができる。すなわち、降伏電界強度が優れた単結晶ＳｉＣ半導体をＭＯＳＦＥＴとして採用することにより、ＭＯＳＦＥＴの高抵抗を有する耐圧層を薄肉化することができるので。車両用交流発電機の格段の出力向上を実現でき、このＭＯＳＦＥＴの小型化やその冷却構造の簡素化の実現できる。
【００２１】
本発明の第５の構成では、上記第４又は第７の構成において更に、ＳｉＣ半導体は高温使用が可能であるので、ＭＯＳＦＥＴを発電機に内蔵することができる。このようにすれば、装置構成の簡単化を図ることができる。
本発明の第６の構成では、上記第４又は第８の構成において更に、ＭＯＳＦＥＴがオン抵抗が小さく発熱が少ないＳｉＣを素材とするので、制御手段と同一の回路基板に搭載することができ、装置構成を一層コンパクトとすることができる。
【００２２】
【実施例】
（実施例１）
本発明の一実施例を図１の回路図を参照して説明する。
１は、三相全波整流器（図示せず）を内蔵する三相同期発電機からなる車両用交流発電機であり、発電機１は充電線２、ＭＯＳＦＥＴ（本発明でいう半導体スイッチ部）３、充電線４を通じてスタータ用バッテリ（本発明でいうバッテリ）５の高位端に接続され、更に、始動スイッチ５０を通じてスタータ５１の高位端に接続されている。
【００２３】
充電線２は通常電気負荷給電用のバッテリ（本発明でいう第２バッテリ）６の高位端に接続され、更に、負荷スイッチ６０を通じて通常電気負荷６１の高位端に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ３は、コントローラ７により制御されるＮチャンネル絶縁ゲート電界効果トランジスタであって、発電機側主電極Ｄとバッテリ側主電極Ｓとゲート電極Ｇとをもつ。当然、バッテリ５の充電時には、バッテリ側主電極Ｓはソース電極となり、発電機側主電極Ｄはドレイン電極となる。ＤＤは、発電機側主電極Ｄに接続されるＮ型領域とＰウエル領域３ｐとの間に形成されるＰＮ接合からなる寄生ダイオードであり、ＤＳはバッテリ側主電極Ｓに接続されるＮ型領域との間に形成されるＰＮ接合からなる寄生ダイオードである。
【００２４】
コントローラ７は周知であるので図示省略するが、マイコン、昇圧回路、出力バッファ回路を有しており、バッテリ５又は第２バッテリ６から電源電圧を給電されている。昇圧回路はスイッチングキャパシタ回路などを内蔵して電圧Ｖ５又はＶ６を所定の電源電圧（少なくともバッテリ５の定格電圧＋ＭＯＳＦＥＴ３のしきい値電圧Ｖｔ＋数Ｖ以上）を出力バッファ回路に出力する。この出力バッファ回路は電力増幅回路であって例えば低消費電力のＣＭＯＳインバータやそれをバイポーラ化したコンプリメンタリ（相補）エミッタ接地バイポーラトランジスタ回路で構成することができる。エンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴ３を開閉制御するためにこの種の昇圧回路を用いることは周知であり、図示及びこれ以上の説明は省略する。
【００２５】
この実施例では、Ｐウエル領域３ｐと発電機側主電極Ｄとは高抵抗部ｒで接続されており、したがって、寄生ダイオードＤＤが順バイアス状態でない場合、Ｐウエル領域３ｐと発電機側主電極Ｄとの間の電気抵抗は、寄生ダイオードＤＤの逆バイアス抵抗と高抵抗部ｒとの並列合成抵抗に等しい。この実施例では高抵抗部ｒの抵抗値は上記逆バイアス抵抗より一桁以上小さい値に設定される。
【００２６】
以下、この回路の動作を説明する。
通常、ＭＯＳＦＥＴ３は遮断されており、始動スイッチ５０をオンすると、バッテリ５からの給電によりスタータ５１が始動される。スタータ５１の始動に要する容量は大きくないので、バッテリ５は小容量とすることができる。ただし、スタータ５１の始動不能という事態を防止するためにバッテリ５の充電状態自体は常にある容量以上、すなわち、バッテリ５の端子電圧はある電圧値以上をキープする必要がある。
【００２７】
スタータ５１がエンジンを始動させてエンジン回転数が上昇すると、発電機１の発電電圧が上昇し、発電機１は第２バッテリ６を充電する。通常電気負荷６１はスタータ５１のような確実駆動を要求されないので、第２バッテリ６により駆動される。発電機１の出力電圧は発電機１内蔵のレギュレータ（図示せず）により制御される。すなわち、第２バッテリ６の端子電圧と所定の基準電圧とを比較して両者が一致するように発電機１の界磁電流を制御する。
【００２８】
次に、コントローラ７によるＭＯＳＦＥＴ３の制御を図２のフローチャートを参照して説明する。まず、電圧Ｖ５、Ｖ６を読み込んで（１００）、バッテリ５の端子電圧Ｖ５が所定の基準電圧Ｖｒｅｆより小さいかどうかを調べ（１０１）、以上であればステップ１０６にてＭＯＳＦＥＴ３を遮断してステップ１０８へ進み、そうでなければ第２バッテリ６の端子電圧Ｖ６がＶ５より大きいかどうかを調べ（１０２）、以下であればステップ１０６にてＭＯＳＦＥＴ３を遮断してステップ１０８へ進み、そうでなければＭＯＳＦＥＴ３をオンしてステップ１０８へ進む。ステップ１０８ではルーチン巡回時間の調整のために所定時間遅延してステップ１００にリターンする。
【００２９】
また、ステップ１０１、１０２の代わりに、バッテリ５の充電状態をモニタして、スタータ始動により放電された電気量が充電回復されるまでステップ１０４へ進んでバッテリ５を充電し、充電回復後又は車両停車中はステップ１０６へ進み、バッテリ５を電気負荷から切り離すことも可能である。
これにより、必要時のみＭＯＳＦＥＴ３を導通させて始動用のバッテリ５を充電することができるとともに、充電する必要がない場合はＭＯＳＦＥＴ３をオフして車両停車中などに電気負荷（ライト等）の消灯を忘れてもバッテリ５の放電を防止し、確実な始動を実現できる。
【００３０】
本実施例において特に重要なことは、高抵抗部ｒによりＰウエル領域３ｐの電位設定を行う点にある。このようにすれば、Ｐウエル領域３ｐの高速の電位変動（ゲート電極電位の静電容量を通じて影響などによる）が生じてもＣＲ時定数の制限により高速追従には限界があるが、所定周波数以下にＰウエル領域３ｐの電位変動を抑止することができる。しかも発電機１の発電電圧すなわち充電線２の電位Ｖ６が電位Ｖ５より大きい状態において、寄生ダイオードＤＳを通じての順バイアス電流を低減することができ、バッテリ５の過充電を抑止することができる。
（実施例２）
他の実施例を図３を参照して説明する。
【００３１】
この実施例は、図１の実施例において高抵抗部ｒがバッテリ側主電極ＳとＰウエル領域３ｐを接続して寄生ダイオードＤＳを短絡する点が実施例１と異なっている。このようにすれば、発電機１の発電時においてＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードＤＤを通じてバッテリ５が充電されることが完全に禁止される。更に、第２バッテリ６の電圧低下時にバッテリ５から寄生ダイオードＤＤを通じて第２バッテリ６へ流れる電流が大幅に減少され、これにより極めて長期の放置状態時以外を除いてバッテリ５の容量不足を解消することができる。
（実施例３）
発電機１の発電電圧を高低２段階に切り換える他の実施例を図４を参照して説明する。
【００３２】
この実施例は、図１の実施例において、第２バッテリ６及び負荷スイッチ６０と充電線２との間に第２ＭＯＳＦＥＴ８を介設し、更に、バッテリ５の低位端を第２バッテリ６の高位端に接続した点が実施例１と異なっている。したがって、この実施例では電気負荷５１は２４Ｖの定格電圧を有している。なお、第２ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電極もコントローラ７から制御電圧を受けるものとし、第２ＭＯＳＦＥＴ８のバッテリ側主電極Ｓは充電線９により第２バッテリ６及びスイッチ６０に接続され、第２ＭＯＳＦＥＴ８のバッテリ側主電極ＳはそのＰウエル領域８ｐに短絡されている。
【００３３】
更に、コントローラ７は充電線２の電圧Ｖ２、バッテリ５の端子電圧Ｖ５及び第２バッテリ６の端子電圧Ｖ６を読み込んで発電機１に内蔵された界磁電流制御トランジスタ１１を断続制御するものとする。発電機１は、界磁巻線１１に通電される界磁電流を制御する界磁電流制御トランジスタ１２と三相電機子巻線１３と有している。
【００３４】
以下、コントローラ７の制御動作を図５、図６のフローチャートを参照して説明する。
まず、電圧Ｖ２、Ｖ５、Ｖ６を読み込んで（２００）、バッテリ５の端子電圧Ｖ５が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さいかどうかを調べ（２０１）、以上であればステップ２０８に進み、小さければＶ２がＶ５より大きいかどうかを調べる（２０２）。Ｖ２がＶ５より大きければ、ＭＯＳＦＥＴ３をオンし、第２ＭＯＳＦＥＴ８をオフして（２０４）、ステップ２１４に進み、Ｖ２がＶ５以下であれば、ステップ２１４に直接進む。
【００３５】
一方、ステップ２０１でＶ５が基準電圧Ｖｒｅｆ１以上であれば、Ｖ６が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さいかどうかを調べ（２０８）、小さければＶ２がＶ６より大きいかどうかを調べる（２１０）。Ｖ２がＶ６より大きければ、ＭＯＳＦＥＴ３をオフし、第２ＭＯＳＦＥＴ８をオンして（２１２）、ステップ２１４に進み、ステップ２０８にてＶ６が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上であればステップ２１４に進み、ステップ２１０にてＶ２がＶ６以下であればステップ２１４に進む。
【００３６】
ステップ２１４〜ステップ２２６では、発電機１の界磁電流制御を行う。
ステップ２１４ではＭＯＳＦＥＴ３がオン、第２ＭＯＳＦＥＴ８がオフの状態かどうかを調べ、ＹＥＳであれば電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＨ（基準電圧Ｖｒｅｆ１またはそれより多少大きい）とを比較する。電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＨ＋所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より大きい場合にはトランジスタ１２を遮断し（２２０）、電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＨ−所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より小さい場合にはトランジスタ１２をオンし（２２４）、電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＨ＋所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）以下でかつ所定の基準電圧ＶＨ−所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より大きい場合には直接、ステップ２００にリターンする。
【００３７】
同様に、ステップ２１４にてＭＯＳＦＥＴ３がオフ、第２ＭＯＳＦＥＴ８がオンであれば電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＬ（基準電圧Ｖｒｅｆ２またはそれより多少大きい）とを比較する。電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＬ＋所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より大きい場合にはトランジスタ１２を遮断し（２２６）、電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＬ−所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より小さい場合にはトランジスタ１２をオンし（２２４）、電圧Ｖ２が所定の基準電圧ＶＬ＋所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）以下でかつ所定の基準電圧ＶＬ−所定の小値ａ（たとえば約０．１Ｖ）より大きい場合には直接、ステップ２００にリターンする。
【００３８】
本実施例の特徴は、バッテリ５、第２バッテリ６の電位制御をＭＯＳＦＥＴ３、第２ＭＯＳＦＥＴ８で行うことができるので、発電機１の発電出力電圧Ｖ２の制御はラフでよく、界磁電流制御トランジスタ１２の断続を頻繁に実施する必要がなく、その頻繁な断続に伴うノイズや効率低下を抑制できることにある。
また、バッテリ５の端子電圧Ｖ５と第２バッテリ６の端子電圧Ｖ６との両方の電位を好ましいレベルに制御することができる。重要なことは、高電圧側のＭＯＳＦＥＴ３に高抵抗部ｒを設けた点にある。すなわち、両ＭＯＳＦＥＴ３、８の寄生ダイオードＤＤは発電電圧が過剰となってバッテリ５、第２バッテリ６が過充電となる問題を解消する。そして高抵抗部ｒは、第２ＭＯＳＦＥＴ８の導通時に、バッテリ５からこの高抵抗部ｒ及びＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードＤＤを通じて充電電流が流れる不具合を防止できる。なお、本実施例では、バッテリ５と第２バッテリ６とを直列接続したが、両者を別個に配置することも当然可能であることは自明である。
（実施例４）
発電機１の発電電圧を切り換えずに２種類のバッテリを充電する実施例を図７のフローチャートを参照して説明する。なお、この実施例では、発電機１の発電電圧はバッテリ５を充電可能な略一定に制御される。
【００３９】
本実施例は、図５のステップ２１０、２１２をステップ３１０、３１２、３１４に置換し、図５のステップ２１４、２１８、２２６を省略したものであるので、置換部分だけを説明する。
ステップ２０８でＶ６が基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さいかどうかを調べ（２０８）、以上であればステップ２０８に進み、小さければＶ２がＶ６より大きいかどうかを調べる（２１０）。Ｖ２がＶ６以下であればステップ２１６に進み、Ｖ２がＶ６より大きければ、ＭＯＳＦＥＴ３をオフし、第２ＭＯＳＦＥＴ８をオンして（３１０）、所定時間待機する（３１２）。
【００４０】
このようにすれば、発電機１からの出力電流は第２ＭＯＳＦＥＴ８を通じて第２バッテリ６を充電する。なお、発電機１のリアクタンスは非常に大きく、電流変化は抑制されるので、第２ＭＯＳＦＥＴ８に大電流が流れるのが抑制される。ステップ３１２にて所定の小時間経過すれば、ＭＯＳＦＥＴ３をオンし、第２ＭＯＳＦＥＴ８をオフして（３１４）、ステップ２１６に進む。
【００４１】
すなわち、本実施例では、ステップ３１０、３１２、３１４により一定のデューティ比のＰＷＭ制御をソフトウエアで行う。もちろん、遅延時間ΔＴを例えばＶ６に応じて変更することもできる。
このようにすれば、発電機１が発電電圧を切り換えることなく、第２バッテリ６を充電でき、異なる定格電圧の電気負荷を駆動できる。また、重要なことは、高電圧側のＭＯＳＦＥＴ３に高抵抗部ｒを設けた点にある。すなわち、両ＭＯＳＦＥＴ３、８の寄生ダイオードＤＤは発電電圧が過剰となってバッテリ５、第２バッテリ６が過充電となる問題を解消する。そして高抵抗部ｒは、第２ＭＯＳＦＥＴ８の導通時に、バッテリ５からこの高抵抗部ｒ及びＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードＤＤを通じて充電電流が流れる不具合を防止できる。
【００４２】
上記説明した本発明の特徴であるＭＯＳＦＥＴ３の高抵抗部ｒの一製造例を図８を参照して説明する。
ｎ＋  基板９１にｎ−  耐圧層９２、ｐウエル領域９３を順次エピタキシャル成長させ、ｐウエル領域９３の表面部にｎ＋  領域９４をイオン注入で形成し、表面に厚いシリコン酸化膜９５を形成し、Ｕ溝９６をトレンチし、Ｕ溝９６の表面に熱酸化によりゲート絶縁膜９７を形成し、その上に高リンドープポリシリコンからなるゲート電極９８を形成し、次に、酸化膜９５を開口してｎ＋  領域９４の表面にアルミニウムからなる表面主電極９９を形成し、更にｐウエル領域９３上の開口と表面主電極９９とに延在する低リンドープポリシリコン膜９０を高抵抗部ｒとして形成する。基板は単結晶６Ｈ−ＳｉＣであり、エピタキシャル層９２、９３はＳｉＣホモエピタキシャル層である。
【００４３】
なお、高抵抗部ｒとしては、この他、領域９３、９４間のｐｎ接合部分に導電性粒子をイオン注入したりして、この接合の逆バイアスリーク電流を増大させる方法でも簡単に形成できる。また、図８において、低リンドープポリシリコン膜９０はｐウエル領域９３の開口Ｋ上にだけ形成し、その上に表面主電極９９を延在させてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の車両用発電装置の回路図である。
【図２】図１のコントローラ７の動作を示すフローチャートである。
【図３】実施例２の車両用発電装置の回路図である。
【図４】実施例３の車両用発電装置の回路図である。
【図５】図４のコントローラ７の動作を示すフローチャートである。
【図６】図４のコントローラ７の動作を示すフローチャートである。
【図７】図４のコントローラ７の他の実施例動作を示すフローチャートである。
【図８】ＭＯＳＦＥＴ３の一例を示す断面図である。
【符号の説明】
１は車両用交流発電機（発電機）、３は半導体スイッチ部（ＭＯＳＦＥＴ）、５はバッテリ、６は第２バッテリ、７はコントローラ、８は第２ＭＯＳＦＥＴである。９１は基板（ソース領域及びドレイン領域の一方）、９３はウエル領域、９４はｎ＋  領域（ソース領域及びドレイン領域の他方）、９８はゲート電極、９０，ｒは高抵抗部，Ｄはソース領域及びドレイン領域の一方、Ｓはソース領域及びドレイン領域の他方、Ｇはゲート電極。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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