(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
予め定められたサンプリングレートを有するディジタル正弦信号を発生するための方法において、
ａ）予め定められたサンプリングレートの２nにより分周された周波数のサンプリング周波数を有し、振幅の符号が反転するパルス列又は一定のパルス列を発生する過程と、
ｂ）包絡曲線を発生する過程と、
ｃ）サンプリングレートを倍増する過程と、
ｄ）過程ｃ）で発生された信号のスペクトル内に所望の正弦信号が発生されるまで過程ｃ）を繰り返す過程と、
ｅ）望ましくない周波数成分をフィルタ除去する過程と
を含んでいることを特徴とするディジタル正弦信号の発生方法。
【請求項２】
サンプリングレートの倍増が、振幅が反転する信号列の場合には零値挿入により、その他の場合にはサンプリング値の個数の倍増により行われることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
包絡曲線がフィルタにより発生されることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
ディジタルサンプリング値を発生するための第１のユニットが設けられ、
ディジタルサンプリング値を発生するためのユニットの後に包絡曲線を発生するためのフィルタが接続され、
包絡曲線を発生するためのユニットの後にサンプリング周波数を高めるためのユニットが接続され、
こうして発生されたサンプリング値がディジタルフィルタによりフィルタされる
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のディジタル正弦信号の発生回路装置。
【請求項５】
サンプリングレートを倍増するために設けられた複数のユニットの最終段に置かれたユニット及び後段に接続されているディジタルフィルタが１つのユニットに統合され、ディジタルフィルタが２つの信号経路に分けられ、両信号経路がディジタルフィルタのサンプリング周波数の2倍の周波数で動作する切換スイッチにより交互にサンプリングされることを特徴とする請求項４記載の回路装置。
【請求項６】
予め定められたサンプリングレートを有するディジタル正弦信号を発生するための方法において、
ａ）予め定められたサンプリングレートの２nにより分周された周波数のサンプリング周波数を有し、振幅の符号が反転するパルス列又は一定のパルス列を発生する過程と、
ｂ）包絡曲線を発生する過程と、
ｃ）サンプリングレートを倍増する過程と、
ｄ）過程ｃ）で発生された信号のスペクトル内に所望の正弦信号が発生されるまで過程ｃ）を繰り返す過程と、
ｅ）望ましくない周波数成分をフィルタ除去する過程と、
ｆ）過程ｅ）で発生された信号のオーバーサンプリングによりサンプリングレートをもう一度高める過程と
を含んでいることを特徴とするディジタル正弦信号の発生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、予め定められたサンプリングレートを有するディジタル正弦信号を発生するための方法およびこの方法を実施するための回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
加入者電話線は、他の電圧信号源、たとえば電話帯域内の会話信号、呼出信号および加入者に対する料金指示のための信号に対する電圧信号源と直列に接続されている直流電圧源から給電される。
【０００３】
線路の端子は互いに並列に加入者電話装置の会話回路とも呼出回路とも接続されており、また場合によってはこの電話装置の内部または外部で他の装置、たとえば適当な中央装置により行われる現在通話中の料金の連続的カウントのための指示装置と接続されている。交換装置が通常“料金信号”と呼ばれる制御信号を発生し、またこれらを対応する電話線に出力する。
【０００４】
このような料金信号とは、料金指示装置に１単位のカウントを進めさせるため、約２００ｍｓの継続時間を有する通話中に加入者接続線に送られる１２ｋＨｚまたは１６ｋＨｚの周波数を有する料金パルスのことをいう。隣接する周波数範囲を乱さないように、これらの料金パルスはソフトに投入および遮断しなければならない。そのためにはたとえばガウス関数を有する立上がり過渡振動曲線が適している。
【０００５】
ドイツ特許出願公開第  ３５２２０７７Ａ１号および  ３５１６００７Ａ１号明細書から、アナログ技術でこのような料金信号を発生するための回路装置は公知である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、予め定められたサンプリングレートを有するディジタル正弦信号を発生するための方法およびこの方法を実施するための回路装置であって、上記の条件を満足する方法および回路装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この課題は本発明によれば、請求項１、請求項４又は請求項６に記載された構成により解決される。実施の態様はその他の請求項に記載されている。
【０００８】
【発明の効果】
本発明の利点は、本来の正弦サンプリング値が低いサンプリングレートにおいて発生され、また包絡曲線がこの低いサンプリングレートにおいて発生され、また次いでサンプリングレート上昇およびフィルタリングにより本来発生すべきディジタル正弦信号が得られることにある。これにより予め定められた高いサンプリングレートにおける個々のサンプリング値およびそれらの立上がり／減衰過渡振動包絡曲線の費用を要する計算を省略することができる。
【０００９】
【実施例】
以下図面により本発明の実施例を詳細に説明する。
【００１０】
図１中に符号１を付されているのは、パルス列を発生するための第１のユニットである。このユニットはユニット１およびユニット２を駆動するサンプリングレートを制御するためのユニット３によりシンボル化されている周波数ｆを有するサンプリング値を発生する。ユニット１の出力端はユニット２の入力端と接続されている。このユニット２は包絡曲線を発生する役割をする。ユニット２の出力端はユニット５の入力端と接続されている。このユニット５はサンプリングレートを高める役割をし、またクロック信号発生ユニット４からの倍増された周波数を有するクロック信号によりクロックされる。破線により、後段にサンプリングレートの別の倍増のための多くの段が設けられていてよいことが示されている。図１には２ｎ．ｆ  の周波数を有する付設のクロック信号発生ユニット６を有する第２のユニット７のみが示されている。ユニット７の後に、ユニット７と同じクロック周波数を与えられるフィルタ８が接続されている。フィルタ８の出力端の接続端子９から、予め定められたサンプリングレートを有するディジタル正弦信号が取り出される。
【００１１】
図２には別の実施例が部分的に示されている。ここではサンプリングレート倍増のためのユニットの後に、出力端において２つの信号経路に分けられるフィルタ８ａが接続されている。このようなフィルタの実施例は後で図５または図８を参照して一層詳細に説明する。両信号経路上に発生された信号は次いで倍増されたサンプリングレートにより交互にサンプリングされ、またこうして倍増されたサンプリングレートを有する信号を発生する。この装置の利点は、フィルタがより低い周波数によっても作動し、またこうして処理すべき信号のスペクトルが場合によってはより望ましい範囲内に位置することである。本来のフィルタは、ユニット４ａにより準備される半分の望ましいサンプリングレートで作動する。これは最も簡単な場合にはユニット３または４に相当するものであってよい。最終的なサンプリングレートはユニット６によりフィルタ８ａに準備される。フィルタ８ａはｓｉｎｘ／ｘの伝達関数を有する。
【００１２】
以下に例えば１６ｋＨｚの料金パルス信号の発生を図１又は図２により一層詳細に説明する。ユニット１はこの目的でクロック供給ユニット３から８ｋＨｚのクロック信号を供給される。所望の予め定められたサンプリングレートは例えば３２ｋＨｚである。この場合、ユニット５の後にクロック倍増のための別のユニットは接続されなくてよい。しかし、周波数１６ｋＨｚ及びサンプリングレート３２ｋＨｚを有する信号を得るために図２によるフィルタ８ａが必要とされる。ユニット１はこの目的で等しい振幅及び８ｋＨｚの周波数を有するサンプリング値を発生する。この信号は８ｋＨｚでサンプリングされる直流電圧に相当する。例えば４次の低域通過フィルタとして構成されているユニット２によりこれらのサンプリング値に包絡曲線が強制されるので、ソフトな立上がり及び減衰振動過程が発生される。それによりガウス曲線状の立上がり及び減衰振動過程が発生される。後続のユニット５でサンプリングレートの倍増が行われる。そのためにこの場合にはサンプリング値が倍増される。即ち、それぞれ２つのこれまでのサンプリング値の間に最初のサンプリング値の振幅を有する別のサンプリング値が発生される。サンプリングレートの上昇は通常の零値挿入及びフィルタリング（伝達関数sinｘ／ｘ）によっても行われ得よう。その場合、ユニット５の出力端には、０と１６ｋＨｚとの間の周波数範囲内でフィルタされずに０ｋＨｚの信号成分及び１６ｋＨｚの別の信号成分を有する信号が生ずる。いま後段に接続されているフィルタ８は望ましくない成分をフィルタ除去するので、所望の包絡曲線を有する１６ｋＨｚの正弦信号のみが残留する。この信号はもう一度オーバーサンプリングにより３２ｋＨｚの所望のサンプリングレートに高められ、またディジタルにフィルタ８の出力端から取り出されてディジタル交換装置の相応する別の回路部分に供給される。
【００１３】
１２ｋＨｚの料金信号の発生は下記のように行われる。即ちサンプリングレートは上記の例のように同じく３２ｋＨｚであるべきであり、従って構成は図１で説明した構成に相当し、ユニット５は直接にユニット７と接続されている。ユニット１は８ｋＨｚのサンプリング周波数を有する交互のサンプリング値を発生する。即ち、交互に正及び負の振幅を有するサンプリング値が発生される。ユニット２はこの場合、上述の振幅の等しいサンプリング値の場合に低域通過フィルタが使用されたのと異なり、所望の包絡曲線を発生するため、例えば4次の高域通過フィルタとして構成されている。ユニット５でのサンプリングレートの上昇は下記のように行われる。それぞれ２つの交互のサンプリング値の間にいわゆる零値挿入が行われる。即ち、それぞれ２つのサンプリング値の間に零値が挿入される。この過程はユニット７で、ユニット１から発生された２つの交互のサンプリング値の間に３つの零値が挿入されるように繰り返される。スペクトルにおいて３２ｋＨｚ以下のこのフィルタされないディジタル信号は４ｋＨｚにおける信号成分および１２ｋＨｚにおける別の信号成分を有する。後段に接続されているフィルタ８は、３２ｋＨｚのサンプリングレートを有する１２ｋＨｚ成分のみが残留するように４ｋＨｚ成分をフィルタ除去する。
【００１４】
代替的に図２に示されている実施例も使用され得る。その場合、ユニット５の出力端におけるフィルタされない信号は１６ｋＨｚのサンプリングレートを有し、またサンプリング理論に基づいてスペクトル値が４ｋＨｚ及び１２ｋＨｚにおいて発生される。この信号は、同じくsinｘ／ｘの伝達関数を有するユニット８ａで、１２ｋＨｚの成分のみが残留するようにフィルタされる。こうして得られた信号は次いで先に説明したようにオーバーサンプリングされ、従って端子９の出力端に１２ｋＨｚの周波数の正弦信号及び３２ｋＨｚのサンプリングレートが得られる。
【００１５】
以下に図３ないし図８により１６または１２ｋＨｚの料金信号を発生するための２つの実施例を詳細に説明する。
【００１６】
図３は一定の振幅を有するサンプリング値を発生するための図１によるユニットを示す。このユニットは係数１２、１４、１６を介して振幅を所望の値に設定し得るように構成されている。符号１０を付されているのは値−１を有する定数を出力するためのユニットである。この値は続いて１ビットだけ右方にシフトされる。すなわち２により割り算され、また飽和しない加算段１１の第１の入力端に供給される。加算段１１の第２の入力端は一定にディジタル値零を与えられる。加算段１１の出力は一方では係数１２を乗算されて第２の飽和しない加算段１３の第１の入力端に供給され、また他方ではそれぞれ加算段１３および別の飽和しない加算段１５ならびに飽和する加算段１７の第２の入力端に供給される。第２の加算段１３の出力は係数１４を乗算されて加算段１５の第１の入力端に供給される。加算段１５の出力信号は係数１６を乗算されて加算段１７の第１の入力端に供給される。加算段１７の出力端は接続端子１８と接続されており、そこから予め定められた振幅を有するディジタルサンプリング値が取り出される。
【００１７】
加算段１１、１３、１５はたとえば簡単な飽和しない加算器として構成されており、それらの出力端から±２の間の値が取り出される。加算段１７は、出力端に±２の値を与え得るいわゆる飽和しない加算器を有する。固定小数点‐算術演算を有するこのような装置は特に信号プロセッサにより容易に実現され得る。
【００１８】
図４は接続端子１８に与えられているディジタル信号をフィルタするためのディジタル低域通過フィルタの実施例を示す。接続端子１８は飽和しない加算段１９の第１の入力端と接続されている。加算段１９の出力信号は係数２１を乗算されて飽和する加算段２２の第１の入力端に供給される。加算段２２の出力端は一方では飽和しない加算段２５の第１の入力端と接続されており、また他方では遅延要素２４、たとえばメモリの入力端と接続されている。遅延要素２４の出力端は別の遅延要素２３の入力端と接続されている。遅延要素２３の出力端は加算段２２の第２の入力端と接続されている。さらに遅延要素２３の出力信号はユニット２０で−１を乗算されて加算段１９の第２の入力端に供給される。加算段２５の出力信号は係数２７を乗算されて飽和する加算段２８の第１の入力端に供給される。加算段２８の出力端は接続端子３１および遅延要素３０、たとえばメモリの入力端と接続されている。遅延要素３０の出力端は別の遅延ユニット２９の入力端と接続されている。遅延ユニット２９の出力信号は一方では加算段２８の第２の入力端に供給され、また他方ではユニット２６を介して−１を乗算されて加算段２５の第２の入力端に供給される。
【００１９】
図５では切換スイッチ（３２、３３、３４）を介してサンプリングレートの上昇が行われる。接続端子３１から取り出し可能なディジタル信号は両切換接点３２、３３に供給される。中央接点３４は倍増されたサンプリングレートで、たとえば先に説明した場合には１６ｋＨｚで切換接点３２と３３との間を切換わり、またこうしてサンプリングパルスを倍増する。別の倍増およびフィルタリングは後続の回路ユニットにおいてまとめて行われる。この目的でディジタルフィルタ（３５…３８）が２つの信号経路に分割され、また別の切換スイッチ（３９、４０、４０ａ）によりたとえば３２ｋＨｚのもう一度倍増されたサンプリング周波数でサンプリングされて接続端子４１に供給される。
【００２０】
フィルタは下記のように構成されている。中央接点３４から取り出されるディジタル信号は一方では遅延ユニット３５に、また他方では、２により割り算された後に、飽和する加算段３６の第１の入力端に供給される。さらにこの信号はユニット３８により−１を乗算されて別の飽和する加算段３７の第１の入力端に供給される。加算段３６の第２の入力端には遅延ユニット３５の同じく１ビットだけ右方にシフトされた出力信号が与えられる。加算段３７の第２の入力端には定数零が与えられる。加算段３６および３７の出力はそれぞれ切換接点３９および４０に供給される。
【００２１】
図５により説明したフィルタの伝達関数はｓｉｎｘ／ｘの特性を有する。この伝達関数は、出力信号の１６ｋＨｚ成分以外のすべての成分が切換接点３４においてフィルタ除去されるように構成されている。同時に切換スイッチ（３９、４０、４０ａ）によりサンプリングレートが３２ｋＨｚに高められる。
【００２２】
図６ないし図８には１２ｋＨｚ正弦信号を発生するための実施例が示されている。
【００２３】
図６では８ｋＨｚのサンプリングレートで４ｋＨｚの周波数および設定可能な振幅を有するサンプリング値が発生される。その際に符号４２により、値−１の定数を出力するユニットが示されている。この値は一方では２により割り算されて加算段４５の第１の入力端に供給され、また他方ではこの値に−１を乗算する乗算ユニット４３を介して切換スイッチ４４の第１の切換接点に供給される。第２の切換接点には一定にディジタル値零が与えられる。切換スイッチ４４の中央接点は加算段４５の第２の入力端に接続されている。加算段４５の出力信号は一方では係数４６を乗算されて加算段４７の第１の入力端に供給され、また他方ではそれぞれ加算段４７、加算段４９および飽和する加算段５１の第２の入力端に供給される。加算段４７の出力信号は係数４８を乗算されて加算段４９の第１の入力端に供給される。加算段４９の出力信号は係数５０を乗算されて飽和する加算段５１の第１の入力端に供給される。飽和する加算段５１の出力信号は接続端子５２から取り出される。
【００２４】
図７では接続端子５２に供給されるディジタル信号が加算段５３の第１の入力端に供給される。加算段５３の出力信号は一方では１ビットだけ右方にシフトされて加算段５７に供給され、また他方ではユニット５５を介して−１を乗算されて切換スイッチ５６の第１の切換接点に供給される。第２の切換接点には一定にディジタル値零が与えられる。切換スイッチ５６の中央接点は加算段５７の第２の入力端と接続されている。加算段５７の出力信号は係数５８を乗算されて飽和する加算段５９の第１の入力端に供給される。飽和する加算段５９の第２の入力端は一定のディジタル値零を与えられる。飽和する加算段５９の出力信号は一方では２により割り算されて飽和しない加算段６２の第１の入力端に供給され、また他方ではユニット６０を介して１を乗算されて切換スイッチ６１の第１の切換接点に供給される。切換スイッチ６１の第２の切換接点にはディジタル値零が与えられる。切換スイッチ６１の中央接点は加算段６２の第２の入力端と接続されている。加算段６２の出力信号は飽和する加算段６３の第１の入力端にも第２の入力端にも供給される。加算段６３の出力端は加算段６４の第１の入力端と接続されている。加算段６４の出力端は一方では接続端子６７と、また他方では遅延要素６５と接続されている。遅延要素６５の出力端は別の遅延要素６６の入力端と接続されている。遅延要素６５の出力端に生ずる出力信号は一方では加算段６４の第２の入力端に供給され、また他方ではユニット５４を介して値−１を乗算されて加算段５３の第２の入力端に供給される。ユニット５３…６６はこうして高域通過フィルタの第１の段を形成する。符号６９を付されているのは、第１の段６８に相応して構成されている第２の段であり、その入力端は接続端子６７と接続されており、またその出力端は接続端子７０と接続されている。
【００２５】
図８には、サンプリングレートを高めて図２からのユニット８ａによりフィルタするためのユニットが示されている。接続端子７０に供給された信号は切換スイッチ７１の第１の端子に供給される。切換スイッチ７１の第２の端子は一定のディジタル値零を与えられる。切換スイッチ７１の中央接点における出力信号は一方では遅延要素７２に与えられ、また他方では１ビットだけ右方にシフトされて飽和する加算段７３の第２の入力端に供給される。さらに切換スイッチ７１の中央接点における出力信号は３ビットだけ右方にシフトされて飽和しない加算段７４の第１の入力端に供給される。さらに切換スイッチ７１の中央接点における出力信号は１ビットだけ右方にシフトされて加算段７４の第２の入力端に、また直接に飽和しない加算段７６の第２の入力端に、また同じく１ビットだけ右方にシフトされて飽和しない加算段７７の第２の入力端に供給される。加算段７４の出力信号は２ビットだけ右方にシフトされ、またユニット７５を介して−１を乗算されて加算段７６の第１の入力端に供給される。加算段７６の出力信号は２ビットだけ右方にシフトされて加算段７７の第１の入力端に供給される。加算段７７の出力信号はユニット７８により−１を乗算されて飽和する加算段７９の第１の入力端に供給される。加算段７９の第２の入力端にはディジタルの一定の値零が与えられる。加算段７９の出力信号は切換スイッチ８０の第２の切換接点に供給される。切換スイッチ８０の中央接点は接続端子８１と接続されており、そこからすべての装置の出力信号が取り出される。
【００２６】
図６の実施例では装置４２…５２により８ｋＨｚのサンプリング周波数を有する交互のサンプリング値が発生される。こうして発生されるディジタル正弦信号の振幅が係数４６、４８及び５０を介して影響され得る。図７による装置は、ディジタルに発生される料金パルスに所望の立上がり過渡振動を生じさせる高域通過フィルタである。図８に示す１６ｋＨｚによりクロックされる切換スイッチ７１により、先に発生された交互のディジタルサンプリング値の零値挿入が行われる。サンプリングレート３２ｋＨｚへの後続のもう一度の上昇は前記の例のように、後段に接続されているsinｘ／ｘの伝達関数を有するフィルタが２つの信号経路に分けられており、また両信号経路がサンプリング周波数を有する切換スイッチ８０により交互にサンプリングされ、また接続端子８１からサンプリング周波数３２ｋＨｚを有するディジタルに発生された正弦信号が取り出されることにより行われる。
【００２７】
図２ないし図４または図５ないし図７に示されている装置は特にたとえば固定小数点算術演算により作動するディジタル信号プロセッサにより実現され得る。しかし相応に設計された固定配線された回路装置も使用可能である。
【００２８】
図３ないし図７中の実施例は限界サイクルを有しておらず、従ってディジタル零値の入力の際に出力端にもディジタル零値が現れる。
【００２９】
４次のフィルタのリカージョンに基づいて料金パルスの非常にソフトな立ち上がりおよび減衰過渡振動挙動が生ずる。
【００３０】
サンプリングレートの倍増段の数はそれぞれ発生すべきサンプリングレートおよび出力サンプリングレートに適応させる必要がある。前記の両実施例は好ましい実施例である。もちろん本方法により他の周波数も発生可能である。しかし信号の発生すべき周波数はサンプリングレートに関係している。
【００３１】
本方法により発生されるディジタル信号のオーバーサンプリングにより別のサンプリングレートの上昇を行うこともできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による方法を実施するための装置のブロック回路図。
【図２】本発明による装置の代替的な実施例の一部分のブロック回路図。
【図３】第１のサンプリングレートを有するディジタルパルスを発生するための装置のブロック回路図。
【図４】包絡線を発生するためのディジタルフィルタのブロック回路図。
【図５】サンプリングレート倍増のための回路装置および別のサンプリングレート倍増を有する後段に接続されているフィルタのブロック回路図。
【図６】交互の符号のサンプリング値を発生するための回路装置の別の実施例のブロック回路図。
【図７】包絡線を発生するためのディジタルフィルタの別の実施例のブロック回路図。
【図８】後段に接続されているフィルタを有するサンプリングレート倍増および別のサンプリングレート倍増のための別の回路装置のブロック回路図。
【符号の説明】
１  パルス列発生ユニット
２  包絡線発生ユニット
３  サンプリングレート制御ユニット
４、６  クロック信号発生ユニット
５、７  サンプリングレート上昇ユニット
８  フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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