(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧（U1）を第２の直流電圧（U2）と比較するための装置であって、
２つの入力側（９、11）を備えたコンパレータ（３）が設けられており、
該コンパレータの第１の入力側（11）には第１の直流電圧（U1）が印加され、
電圧変換装置（２）が設けられており、
該電圧変換装置は、交流信号（８）の供給される制御入力側（６）と、第２の直流電圧（U2）が供給される信号入力側（５）と、コンパレータ（３）の第２の入力側（９）に接続された出力側（７）とを有し、
前記コンパレータは、電圧が入力側（５、６）に印加される際に、上側振幅値（AO）と下側振幅値（AL）との間を周期的に往復する電圧（U7）を出力し、
前記２つの振幅値（AO,AL）の差は、実質的に所定の差値である、ことを特徴とする装置。
【請求項２】
電圧変換装置（２）は加算装置によって構成されており、
該加算装置では、第２の直流電圧（U2）から導出された電圧に交流電圧（８）が加算される、請求項１記載の装置。
【請求項３】
第１の直流電圧（U1）が取るべき値は、上側振幅値（AO）と下側振幅値（AL）との間の電圧値であり、
所定の差値は第１の直流電圧（U1）の許容公差に相応する、請求項１記載の装置。
【請求項４】
上側振幅値（AO）と下側振幅値（AL）との間の電圧値は、第２の直流電圧（U2）がその取るべき値にあるとき、第１の直流電圧（U1）に等しく、
所定の差値は第２の直流電圧（U2）の許容公差に相応する、請求項１記載の装置。
【請求項５】
供給電圧（UB）から電圧を導出する手段（34、35;38、39）が設けられており、
当該導出される電圧は、供給電圧（UB）に少なくとも実質的に比例し、または当該電圧の変化は供給電圧（UB）の変化に少なくとも実質的に比例し、
導出された電圧は直流電圧（U1,U2）の一方を形成する、請求項１記載の装置。
【請求項６】
供給電圧（UB）から電圧を導出する手段（26、44）が設けられており、
当該導出された電圧は供給電圧（UB）に少なくとも実質的に依存し、実質的に固定の基準電圧を形成し、
該基準電圧は２つの直流電圧（U1,U2）の一方である、請求項１記載の装置。
【請求項７】
基準電圧は供給電圧（UB）に依存しない、請求項６記載の装置。
【請求項８】
交流信号（８）は矩形信号である、請求項１記載の装置。
【請求項９】
電圧変換装置（２）の信号入力側（５）と出力側との間には少なくとも１つのオーム抵抗（34、43）が配置されている、請求項１記載の装置。
【請求項１０】
電圧変換装置（２）の信号入力側（５）と出力側との間には、ツェナーダイオードの特性を有する少なくとも１つの素子が配置されている、請求項１記載の装置。
【請求項１１】
電圧変換器（２）の出力側（７）とアース（13）との間にはツェナーダイオードの特性を有する少なくとも１つの素子（44、45）が配置されており、
前記アース（13）はコンパレータ（３）と電圧変換器（３）とで共通のアースである、請求項１記載の装置。
【請求項１２】
電圧変換装置（２）の出力側（７）とアース（13）との間には少なくとも１つのオーム抵抗（35）が配置されており、
前記アース（13）はコンパレータ（３）と電圧変換器（３）とで共通のアースである、請求項１記載の装置。
【請求項１３】
電圧変換装置（２）は少なくとも１つの電子スイッチ（31）を有し、該電子スイッチにより周期的に電圧が電圧変換器（２）の出力側（７）に印加される、請求項１記載の装置。
【請求項１４】
電圧変換器は（２）は少なくとも１つの電子スイッチ（31）を有し、該電子スイッチにより周期的に電子スイッチ（42）に並列な２極素子（45）が短絡される、請求項１記載の装置。
【請求項１５】
矩形波発生器が交流信号（８）の形成のために設けられている、請求項１記載の装置。
【請求項１６】
コンパレータ（３）の出力側（７）に接続された電圧変換器（４）が設けられている、請求項１記載の装置。
【請求項１７】
電圧変換器（４）は、システム外電圧である電圧（UA）を形成する、請求項16記載の装置。
【請求項１８】
システム外電圧は、監視される電圧（UB）から導電的に分離された電圧である、請求項17記載の装置。
【請求項１９】
システム外電圧は、絶対値と符号を考慮した、監視される電圧（UB）より大きいか、または小さい電圧である、請求項17記載の装置。
【請求項２０】
電圧変換器（４）は、コンデンサ（53、56）とダイオード（54、55）から形成された電圧逓倍器である、請求項16記載の装置。
【請求項２１】
電圧変換器（４）は、出力側に絶縁トランスを（73）を有する、請求項16記載の装置。
【請求項２２】
絶縁トランス（73）の出力巻線（76）は、整流器（77）に接続されている、請求項21記載の装置。
【請求項２３】
整流器（77）から送出された電圧と監視される電圧（UB）は直列に接続されている、請求項22記載の装置。
【請求項２４】
周波数弁別器（79）が設けられており、該周波数弁別器には交流信号が供給され、出力側（93）に出力信号が送出される、請求項１記載の装置。
【請求項２５】
交流信号はコンパレータ（３）の出力信号である、請求項24記載の装置。
【請求項２６】
周波数弁別器は直列共振回路（86、87）を有し、該共振回路の共振周波数は交流信号（８）のクロック信号の基本周波数に一致し、
直列共振回路の素子（86、87）の接続個所は周波数弁別器（79）の出力側（93）と接続されている、請求項24記載の装置。
【発明の詳細な説明】
今日の装置において個々のプロセスの自動化される度合いが高くなればなる程、これらプロセスを考えられる限り確実に設計することにますます大きな努力が払われるようになっている。個々の構成要素の障害によって信頼性が妨害されることがあってはならず、またはこのような構成要素の故障が生じたとき、危険な状況を招来することになる前に、故障発生は検出されなければならない。
その際問題のある箇所は、プロセスガイドおよびプロセス監視のために使用される電子制御部の給電電圧である。この種の制御部は今日では通例、比較的小さな給電電圧領域においてのみその仕様に従って動作するという特性を有しているデジタル制御部である。給電電圧が著しく高くなるとき、構成要素は電圧の超過または過大の損失熱のために故障する危険にさらされる。このような損傷は非可逆的でありかつ結果的に比較的大きな修理コストを要することになる。
これに対して給電電圧が臨界値を下回ると、回路におけるSN比が低下し、即ち、外部の障害信号がスイッチングしきい値をランダムに上回るまたは下回る可能性があり、この場合制御エラーが生じることになる。更に、給電電圧が低すぎすると、信号の判別が不確かになるおそれがある。判別が不確かな場合、２つのデジタル信号０および１を取り違えることになり兼ねない。
電圧が前以て決められた許容公差ウィンドウ内にあるかどうかに基づいて電圧を検査するために、例えばウィンドウ弁別器が使用される。この形式の比較では、給電電圧に実質的に無関係な基準電圧が弁別器の入力側に供給される。これと比較されるべき電圧は、それが直流電圧として存在していないときは整流されかつそれから弁別器の別の入力側に供給される。弁別器の出力信号はこの比較に依存しておりかつ例えば、監視された信号が許容公差ウィンドウ内にあるときは値１をとりかつ監視された信号が許容公差ウィンドウから外れるや否や、状態零に変化する。
しかしこの形式の回路は十分に安全ではない。というのは、弁別器それ自体におけるエラーのためにその出力側には一定の電圧が生じる可能性があり、それは２つのあり得る比較状態の１つをシミュレートするからである。
このことから出発して本発明の課題は、装置の出力信号が非常に高度な信頼性を有している、２つの電圧を相互に比較するための装置を提供することである。
新規な装置では、２つの直流電圧は直接コンパレータを用いて比較されず、比較されるべき２つの電圧の一方は電圧変換回路に達し、この電圧変換回路は供給される直流電圧から、交流電圧が重畳されている電圧を形成する。従って電圧変換回路の出力側に現れる信号は、交流成分を有する直流電圧信号であるか、または換言すれば、直流電圧レベルにおいてずらされている交流電圧信号である。従って電圧変換装置の出力側における信号は上側の振幅値と下側の振幅値との間を行ったり来たり周期的に変動し、その際２つの振幅値間の間隔は前以て決め得られた差値である。この差値は、監視すべき電圧の一方がその中を移動するはずであるウィンドウに等しくすることができる。
このようにして変形された信号はコンパレータの別の入力側に達し、コンパレータはそれからはその出力側に、供給される交流信号が別の入力側に供給される持続信号より周期的に大きくかつ小さくなるとき交流信号を送出する。例えば電圧変換回路に供給される直流電圧が著しく大きくなると、適当に選定されていれば、下側の振幅値は比較電圧より大きい値に上昇し、これによりコンパレータはその出力側に持続信号を送出する。電圧変換回路に供給される直流電圧が著しく小さくなるときも、同じことが当てはまる。その理由はその場合にはその出力信号はコンパレータに供給される別の信号よりもはや大きくなることがないからである。従って、コンパレータの出力側に交流信号が発生するということは、相互に比較すべき２つの電圧が決められた許容公差幅を考慮して同じであるということの一層確実な証左である。
監視回路内で構成要素が故障したとすると、いずれにせよこのために、コンパレータはその出力側に持続信号を送出しかつ交流信号は生じなくなるということになる。構成要素に故障があれば、実際にコンパレータの出力側に交流信号が生じることはなく、それ故に新規な装置は非常に高い信頼性を保証する。
電圧変換回路はいわば、監視すべき電圧に交流信号が加算される加算回路のように作用する。この場合この交流信号の振幅最大値間の値の1/2の大きさが供給される電圧より小さい。振幅最大値間の値はいわば、電圧値がその中に生じるべきである許容公差ウィンドウに相当する。
新規な裝置では、基準電圧がコンパレータに直接供給されかつ監視される電圧が電圧変換回路に供給されるかまたは２つの電圧が相互に交換されているかどうかは問題ではない。
目標値が許容公差ウィンドウ内にあるかまたは一方の方向にシフトされているかに応じて、出力電圧の平均値を、補正素子の重畳によって相応にシフトすることができる。
新規な装置によって給電電圧を監視することに関心があるとき、給電電圧から、その絶対値および変化が給電電圧に比例している電圧を生成することができるかまたは給電電圧より一定の項だけ小さい導出された電圧を生成することができるが、後者の場合導出された電圧の変化は絶対値が給電電圧の変化と同じ大きさである。この種の電圧は例えば、抵抗およびツェナーダイオードを用いて生成され、その際微分された電圧は抵抗において取り出されかつ給電電圧は抵抗およびツェナーダイオードから成る直列回路に加えられる。この形式の回路は、感度が非常に大きいという利点を有している。その理由は、給電電圧の変化が一緒に分周されないからである。
上述した回路が逆転されるとき、即ち出力電圧がツェナーダイオードにおいて取り出されるとき、このようにして給電電圧から簡単に、給電電圧がツェナーダイオードの順方向電圧より大きいことを前提として、給電電圧に殆ど無関係である基準電圧が導出される。
信号変換回路が回路技術的に適当に構成されていれば信号変換回路は同時に基準電圧を得るために用いられる。このことは例えば、該信号変換回路がその出力側とコンパレータと共通の回路アースとの間に、ツェナーダイオード特性を有する１つまたは複数の構成要素を含んでいることによって可能である。これに直列に接続されておりかつ電圧降下を発生する要素の周期的な投入および遮断によって必要な出力電圧が得られる。
給電電圧がツェナーダイオード特性を有する要素を介して信号変換器回路の出力側に達し、かつ信号変換器回路が抵抗ダイオード組み合わせを介してアースに接続されているとき、アースに接続されている要素に、矩形信号によって周期的に投入および遮断される電子スイッチを並列に接続することによって、所望の脈動する直流電圧が得られる。
両方の場合において、所謂オープンコレクタ出力側を有するデジタル回路を使用することができる。
しかし、数多くのデジタル回路において存在しているような相補出力段を用いて、所望の信号を発生することも可能である。この場合、デジタル回路の出力段および付加的な抵抗を介して周期的に小さな電圧成分が出力信号に付加加算される。その際加算器には特別な要求は課されない、即ち抵抗を介して単純に接続形成することで十分である。
比較信号を使用する、後続の回路に対する信号検出を特別確実に行うようにするために、コンパレータの出力側に、システム外の電圧を発生する電圧変換器が接続されている。この場合「システム外」とは、新規な装置を用いて監視される給電電圧から、給電電圧において短絡が発生することによって導出することができない電圧を表す。従って所謂「システム外」電圧は、極性および絶対値を考慮して、最大許容給電電圧より大きいかまたは、例えばバイポーラ給電の場合に障害発生時に生じる最小給電電圧より小さい電圧である。システム外電圧の別の例は、直流的に分離された電圧である。絶対値および極性によれば比較的大きいないし比較的小さい電圧はヴィラール回路（Villardschaltung）に類似した逓倍回路によって非常に簡単に発生され、一方直流的に分離された電圧はトランスを用いて発生される。トランスはトランスの出力側に直列接続することができるかまたはコンパレータの出力がトランスの制御のために十分でない場合には、能動的な中間回路を介して接続することができる。
更に、一層の安全性を勝ち得るために、場合によりクロック周波数も監視に組み入れることが有利である。この周波数監視は最も簡単な場合直列振動回路を介して行われる。この直列振動回路は特別安全であるという利点を更に有している。
また、本発明の実施の態様はその他の請求項に記載されている。
図面には、本発明の対象の実施例が図示されている。その際：
図１は、２つの直流電圧の比較のための装置のブロック回路図であり、
図２ないし図５は、図１の装置の種々の箇所における種々の電圧の時間経過を示す線図であり、
図６は、図１の装置が一層詳細に示されている１実施例の回路図であり、
図７は、同じく図１の装置が一層詳細に示されている別の実施例の回路図であり、
図８は、図１の装置の電圧変換器に対する実施例の回路図であり、
図９は、図１の装置の電圧変換器に対する別の実施例の回路図であり、
図10は、周波数検出器の基本回路図である。
図１には、第１の直流電圧U1を第２の電圧U2と比較しかつ、２つの直流電圧U1およびU2が許容公差幅を考慮して同じ大きさであるとき、出力側１においてシステム外電圧UAを送出するために設けられている装置が示されている。
この装置１は、実質的な回路ブロックとして、電圧変換回路２、電圧コンパレータ３並びに電圧変換器４を含んでいる。電圧変換回路２は、信号入力側５、制御入力側６並びに出力側７を有している。制御入力側６に矩形波電圧が供給される。矩形波電圧はこれ以上説明しない矩形波発生器から供給される。電圧変換回路２の出力側７はコンパレータ３の非反転入力側９に接続されている。コンパレータ３の反転入力側11に第１の直流電圧U1が供給される。この電圧U1と比較されるべき第２の電圧U2は電圧変換回路２の入力側５に達する。
電圧コンパレータ３は接続端子12が共通の回路アース13に接続されており、一方接続端子14には共通の電圧源から給電電圧UBが供給される。電圧コンパレータの出力側15は電圧変換器４の入力側16に接続されており、電圧変換器の出力側17は同時に装置全体１の出力側を形成している。場合によって電圧変換器４は更に、イネーブルまたは釈放入力側18を備えていることができる。
次に、図２ないし図５を参照して、図１の装置の機能を詳細に説明する。図２から分かるように、直流電圧U1は時間に関して不変の電圧でありかつそれは電圧U2と比較される基準電圧と見なされる。
電圧U2の経過は図３に示されている。この電圧U2は時点t1までその目標値U2sollを有している。時点t1でU2に障害が発生し、これによりU2は値U2Fehlerに低下する。この値U2Fehlerは、いずれかの障害が発生しなければ、U2が変動する可能性がある許容公差の幅を下回っている。この許容公差幅の上限は図３では破線19によって、また下限は破線21によって示されている。
電圧変換回路２は、供給される直流電圧U2を制御入力側６に同様に供給される矩形波電圧８と重畳するという課題を有している。重畳された結果、出力側７には電圧U7が現れ、その時間経過は図４に示されている。これは、供給される矩形波電圧８のタイミングで、上側の振幅A0と下側の振幅ALとの間を矩形波状に往復移動する直流電圧である。図４から分かるように、A0およびALの値はともに零より大きくかつ、監視すべき直流電圧U2がその間を変動することが許されている上限値ないし下限値19,21に相応している。
図４には更に、一点鎖線22としてコンパレータ３のスイッチングしきい値が図示されている。このしきい値は絶対値および極性が電圧U1によって定められている基準値と一致している。時点t1までU2は目標値を有しているものと仮定したので、電圧変換回路２によって発生される出力電圧U7は連続的に、U1によって定められている基準値を中心に交番的に変動し、即ち上側の振幅値A0は基準電圧を上回り、一方下側の振幅値ALはスイッチングしきい値以下にある。これに応じてコンパレータ３はその出力側15に、図５に示されている矩形波電圧U15を発生する。この矩形波電圧は時点t1まで連続的に、零とUBとの間を行ったり来たりする。従って、時点t1まで電圧変換器４はその入力側16に、ユニポーラな矩形波振動が加えられる。この矩形波振動を電圧変換器４は以下に説明する方法でシステム外の電圧UAに変換する。
時点t1で障害が発生したものとする。この障害は電圧U2を、下側の電圧限界値21より低い値U2Fehlerに低下させる。この障害に基づいて、U7の上側の振幅値A0および下側の振幅値ALは一層小さな値の方向にシフトされる。電圧変換回路２の以下に説明する特有の構成によって、上側の振幅値A0および下側の振幅値ALの間隔は実質的に同じに留まる。しかしこの場合、上側の振幅値A0は電圧コンパレータ３のしきい値22より相応に低い。出力電圧U7は障害の発生後、即ち時点t1後は上側の振幅値A0も基準値22より小さく、それ故に電圧コンパレータ３の出力側15は時点t1後は零にとどまる。
時点t1において電圧U2が下側の電圧限界値21より小さくなく、上側の電圧限界値19より大きくなるとすれば、電圧U7は時点t1後上方へ、即ち下側の振幅値ALがスイッチングしきい値22より大きいようにシフトされることになる。電圧コンパレータ３はこれに基づいてその出力側15に同様に、ほぼUBのところにある持続電圧を送出する。
U2が２つの限界電圧19および21の間にある場合に限って、電圧コンパレータ３はその出力側に、図５のt1の左側に示されているユニポーラな矩形波電圧を発生する。電圧限界値19および21を上回るかまたは下回れば、出力側15には、上側の許容限界値19を上回るかまたは下側の許容限界値21を下回るかに依存して零かまたはUBである持続直流電圧が現れる。
図１の装置のこれまでの機能説明からその他、電圧U7の下側の振幅しきい値ALが上側の電圧限界値19に対応し、一方上側の振幅しきい値A0が下側の電圧限界値21に対応することも起こる。この結果として、目標値の上側の、U2に対する許容範囲が下側の許容限界電圧より狭いとき、スイッチングしきい値22は下側の振幅値ALの近傍にくることになる。この説明により新規な装置の別の特性が分かる。即ち、基準電圧はU2によっても形成することができ、一方監視すべき電圧は電圧U1ということになる。この場合、基準電圧は矩形波電圧に重畳されることになり、上側の振幅しきい値A0が上側の電圧限界値19に対応しかつ下側の振幅しきい値ALが上側の限界電圧21に対応するという結果になる。
図６には、電圧U1を発生するための簡単な回路並びに電圧変換回路２の回路略図であり、その際監視すべき電圧は給電電圧UBである。
電圧コンパレータ３の入力側11を抵抗25を介して給電電圧UBに接続することによって、電圧UBから電圧U1が発生される。更に、反転入力側11と回路アース13との間にツェナーダイオード26が接続されている。このようにして反転入力側11に、電圧U1または基準電圧が供給される。この電圧は、広い範囲において給電電圧UBの大きさに実質的に無関係である。例えば給電電圧UBの大きさは、このことはデジタル回路において通例であるように5Vである。ツェナーダイオード26の特性電圧はこの仮定において2.5Vであり、即ち基準電圧は値2.5Vを有している。
電圧変換回路２はインバータ27を含んでいる。インバータの入力側28は制御入力側28に接続されている。インバータ27の接続端子29は回路アース13に接続されており、一方別の給電入力側14は監視すべき給電電圧UBに接続されている。インバータ27は例えば、Ｃ−MOS−NAND素子によって形成されており、該素子の入力側は並列に接続されておりかつ入力側28を形成している。この形式のＣ−MOS−NAND素子は２つの直列に接続されたNPNトランジスタ31および32から成るプッシュプル出力段を含んでおり、その際トランジスタ32のコレクタとトランジスタ31のエミッタとの間の接続点はインバータ27の出力側を形成している。インバータ27のその他の構成要素は図示されていない。というのは、これらはいずれにせよ本発明の回路の作用を理解するのに重要でないからである。この形式のＣ−MOS素子の構成は任意のデータカタログを参考にすることができる。
給電電圧UBに抵抗34および35から成る分圧器が並列に接続されており、一方これら２つの抵抗34および35の間の接続点は電圧変換回路２の出力側７を形成している。この出力側７には別の抵抗36が接続されており、その他方の端子はインバータ27の出力側33に接続されている。
給電電圧UBは5Vであるという上述の仮定に付加的に、更に、最大許容給電電圧UBは5.5Vでありかつ最小最大許容給電電圧UBは4.5Vであるものと仮定する。このような状況において２つの抵抗34および35は同じ大きさである。
制御入力側６に矩形波電圧８が供給されるとき、トランジスタ31または32が交互に完全に導通制御され、そのとき他方のトランジスタは完全に阻止されている。その結果として、出力側33は給電電圧接続端子29を介して回路アース33に接続されるかまたは給電電圧接続端子27を介して給電電圧UBに接続されることになる。というのは、給電電圧UBと回路アース33との間に、２つのトランジスタ31および32から成るカスケードが接続されているからである。回路の更なる選定のために簡略的に、２つのトランジスタ31および32の順方向電圧が極めて小さいことを前提とする。このような状況下では、抵抗36は、以下に説明する条件から明らかであるように、抵抗35または34の約5.12倍の大きさでなければならない。
２つのトランジスタ31および32の切換状態に応じて、抵抗36は抵抗34かまたは抵抗35に並列に接続されている。基準電圧は給電電圧UBの半分の大きさでありかつ給電電圧UBは上側の値としての限界値5.5と下側の値としての限界値4.5との間を変動する可能性があるので、電圧U7の上側および下側の振幅値は、給電電圧UBがその5Vという目標値を有しているとき、2.72ないし2.25Vにあるはずである。
この場合給電電圧UBが5.5Vより小さいが4.5Vより大きいところにある限り、電圧変換回路２はその出力側７に、2.5Vの基準値を中心に変化する電圧を発生する。給電電圧UBが5.5Vより大きくなると、電圧はもはや2.25Vと2.75Vとの間で変動せず、抵抗36が上で仮定したようにほぼ、抵抗34および35より係数5.12より大きいとき、下側の振幅値ALは2.51Vに上昇する。同様に、電圧UBが下側の許容限界値を下回る場合、逆のことが生じ、従って4.5Vおよび5.5Vの外側では電圧コンパレータ３は上に詳しく説明したように、持続信号を送出することになる。UBが上述の限界値の間にある場合に限って、電圧コンパレータ３はその出力側15に必要な矩形信号を発生する。
実施例の説明において、電圧コンパレータ３が零に向かう切換ヒステリシスを有していることが仮定された。電圧コンパレータ３が切換ヒステリシスを有しているとすれば、上側および下側の振幅値は、上述の機能が実現されるまで相応に補正されなければならない。
図６の実施例において、電圧変換回路２は、２つの的項34および35を介して発生される電圧に抵抗36を介して別の電圧が付加加算されるかまたはそこから減算される場合「低級な」加算器のように動作する。
図７には、電圧U2が、電圧変換回路２に達する基準電圧である実施例が示されている。電圧コンバータ３の反転入力側11は直列接続された２つの抵抗38および39の接続点に接続されている。これら抵抗は一方が回路アース13に接続されておりかつ他方が給電電圧UBに接続されている、これら２つの抵抗38および39は同じ大きさであってよくかつ、UBの半分の大きさである電圧U1を発生する。
電圧変換回路２はここでもインバータ41を含んでいるが、それはここではオープンコレクタ出力側を有するNORゲートであり、即ちインバータ41は単に１つの出力トランジスタ42を有しており、そのエミッタは給電入力側29に接続されておりかつ従って回路アース13に接続されておりかつそのコレクタが出力側33を形成している。インバータ41の入力側28はここでは制御入力側６に接続されており、一方正の給電電圧接続端子14は入力側５を表している。この入力側には給電電圧UBが接続されている。入力側５から電圧変換回路２内において抵抗43が出力側７に導かれている。出力側７はツェナーダイオード44と順方向に極性付けられているダイオード45との直列回路を介して回路アース13に接続されている。ツェナーダイオード44とダイオード45との間の接続点に出力側33が接続されている。
順方向に極性付けられているダイオード45は正常時には、それに順方向に電流が流れるとき、0.6Vの電圧降下を発生する。この仮定において、ツェナーダイオード44は、それに2.1Vの電圧降下が生じるように選択される。
制御入力側６に矩形波電圧８が供給されるや否や、矩形波電圧８のタイミングにおいてトランジスタ42が開放ないし閉成制御される。開放制御される状態において、それはダイオード45を短絡し、一方阻止されている状態において、ダイオード45は電圧降下を発生し、それはツェナーダイオード44の電圧降下に加算される。従って出力側７における電圧は2.7Vと2.1Vとの間で交番的に切り換えられる。この状況において電圧コンパレータ３が矩形波電圧８をその出力側15に発生することができるように、給電電圧UBは5.4Vより小さいが、4.2Vより大きくなければならない。従って、給電電圧UBがこれら限界値に保持されているかについて監視するために、上述のように選定されている回路が適している。
しかし別の選定を設定することもわけなく可能である。２つの抵抗38および39から成る分圧器に代わって、抵抗25およびツェナーダイオード26から成る図６の安定化回路を使用することも考えられ、その場合反転入力側11にはここでも基準電圧が供給され、一方ツェナーダイオード44はオーミック抵抗によって置換され、その結果今や２つの抵抗から成る分圧器の基準点はダイオード45を用いて２つの異なった電位の間で切り換えられる。またこれにより、上に説明した機能を実現するために、出力側７にて所望の電圧が発生される。その際、電圧変換回路２がその出力側７にて、上側および下側の振幅値A0,ALの間を交番的に移動する電圧を送出しかつこれら２つの値が監視すべき別の電圧の上側ないし下側の電圧値に対応していることのみが重要である。この選定は、監視すべき別の電圧がこれら２つの限界値によって定められる領域を離れるとき、コンパレータ３がその出力側に交流信号に代わって持続直流信号を送出するように、行われなければならない。
図８には、新規な装置に使用される、システム外の電圧を発生するための電圧変換器４の基本回路図が示されている。「システム外の電圧」とは、絶対値および極性を考慮して回路において発生する最大または最小の給電電圧より大きいまたは小さいまたは給電電圧とは直流的に分離されている電圧の謂である。上述の実施例に対して、システム外の電圧は、これらの電圧が監視される回路と直流的に接続されている場合には、5.5Vより大きいかまたは0Vより小さい電圧でということになる。
図８に図示の電圧変換器は、5.5Vより大きい電圧を発生すべきである。この電圧変換器は、入力側において２つの入力側49および51並びに反転出力側52を有するNAND素子48を含んでいる。入力側49は同時に電圧変換器４の入力側16を形成する。
この反転出力側52にはコンデンサ53が接続されている。コンデンサの他方の電極はダイオード54を介して給電電圧UBが接続されている。ダイオード54とコンデンサ53との間の接続点から別のダイオード55がフィルタおよび平滑コンデンサ56に出ており、該コンデンサの他方の端子は回路アース13に接続されている。ダイオード55とコンデンサ56との間に、電圧変換器４の出力側17が接続されている。
その入力側16に一度交流電圧が曝された場合に、電圧変換器４の再始動を妨げるために、出力側17からNAND素子48の他方の入力側に導かれている帰還結合部が設けられている。この帰還結合部は、２つの入力側61および62を有するOR素子59を含んでおり、該OR素子の出力側58はNAND素子48の他方の入力側51に接続されている。入力側61は、２つの抵抗63および54から成る分圧器を介して出力側17に接続されている。分圧器の他方の端子は回路アースに接続されている。
電圧変換器を遮断過程後阻止された状態に保持しておくことができるようにするために、入力側62は抵抗63を介して回路アース13に接続されている。いずれにせよこの入力側62はイネーブルまたは釈放入力側である。
ここに説明した電圧変換器４は次のように動作する：
電圧コンパレータ３が、相互に比較すべき電圧U1およびU2が許容公差領域を考慮して同じであるという理由から図５に示された出力交流電圧を送出するときは、NAND素子48の入力側49には「ロー」および「ハイ」の間で周期的に変化する信号が加えられる。他方の入力側51が「ハイ」であるとすれば、反転出力側52におけるレベルも同様に「ロー」および「ハイ」の間で周期的に変化する。状態「ロー」において、コンデンサ53は順方向に極性付けられたダイオード54を介して給電電圧に充電される。引き続いて反転出力側52が「ハイ」に移行し、従って給電電圧UBに相応する電圧を有するとき、反転出力側52における電圧にコンデンサ53に蓄積されている電圧が加算される。この電圧の絶対値はUBと同じ大きさである。ダイオード54は今度は逆方向にバイアスされる。というのは、ダイオード54のカソードとコンデンサ53との間の接続個所がUBの約２倍の電圧を有するからである。この電圧によりダイオード55を介して平滑コンデンサ56が充電される。この充電サイクルの少し後、コンデンサ56は平滑化された直流電圧を送出する。この直流電圧はUBの２倍の大きさである。直流電圧は出力側17にも発生し、所要のシステム外電圧となる。この電圧は別の制御回路、例えばCPUで評価される。
さらに出力側17の電圧は、抵抗63と64からなる分圧器で再びUBに降圧され、入力側61に供給される。別の入力側62が抵抗65を介して「ロー」であっても、出力側58は「ハイ」に移行する。この信号は入力側51に供給される。従って電圧変換器４は持続的に、交番信号がその入力側で十分に長時間中断されるまで、すなわちコンデンサ56が抵抗63と64からなる分圧器を介して十分に放電され、入力側51で「ハイ」信号が消失するまで動作することができる。このことが発生すると電圧コンパレータ３が新に交番電圧の形成を開始しようとしても、電圧変換器４は出力側17にもはや所要の電圧を形成しなくなる。イネーブル入力側62の「ハイ」信号によるトリガで初めて電圧変換器４は新に動作する。
システム外電圧はまた、オープンコレクタ出力側を有するＴフリップフロップ68を用いても形成することができる。これは図９に示されている。Ｔフリップフロップのクロック入力側69は、電圧変換器４の入力側16に接続されている。一方、Ｔフリップフロップ68の相互に相補的な２つの出力側71と72にはプッシュプル変成器73が接続されている。変成器73は中間タップの付いた一次巻線74を有し、その中間タップ75は供給電圧UBに接続されている。変成器はさらに二次巻線76を有し、二次巻線はブリッジ整流器77の交流電圧端子に接続されている。ブリッジ整流器77の負の端子は同じように供給電圧UBの電位と接続され、ブリッジ整流器77の正の出力側は電圧変換器４の出力側17となる。
Ｔフリップフロップが負のエッジでトリガされるフリップフロップであれば、電圧コンパレータ３から出力側15に出力された負のエッジの各到来によってフリップフロップはその状態を変化する。従って、供給される交流電圧のクロックで出力側71と72は周期的に切り替わる。ここで２つの出力側71と72は相互に逆相である。これにより一次巻線74では各部分巻線に相応の電流が形成される。この電流は二次巻線76に電圧を発生させる。電位分離された巻線76に形成された電圧はブリッジ整流器77での整流に作用する。なぜならブリッジ整流器の負の端子は供給電圧UBに接続されており、ブリッジ整流器77から送出される電圧は電圧UBと二次巻線76に発生した電圧との和だからである。
従って出力側17の電圧は、Ｔフリップフロップのクロック入力側69が交流電圧信号を受け取る限りシステム外電圧でもある。
これに対して交流信号がなくなると、二次巻線76の電圧も消失し、出力側17の電圧UAは相応に小さくなる。このことは後続の回路によって評価することができる。
比較的に高い安全性のために、電圧コンパレータ３の出力側15で交流電圧が消失したにも拘わらず、例えば故障した電源装置からの迷走交流電圧のため、または集積回路の発振のために電圧変換器４が動作してしまうことを除外すべき場合には、さらに付加的に周波数弁別器79を使用することができる。これはっず10に示されている。周波数弁別器79は入力側にトランジスタ81を有し、そのベースは抵抗82を介して弁別器入力側83に接続されている。トランジスタ81のエミッタは回路アース13に接続されている。またコレクタは２つの抵抗84と85の直列回路を介して供給電圧UBを受け取る。２つの抵抗84と85の接続個所には、インダクタンス86とコンデンサ87からなる直列共振回路が接続されている。コンデンサ87は持続的に供給電圧UBに接続されている。インダクタンス86とコンデンサ87との間の接続個所にダイオード89が接続されており、そのアノードがシュミットトリガ92の入力側91に接続されている。シュミットトリガ92の出力側93は周波数弁別器79の出力側である。シュミットトリガ92に対して中程度のバイアス電圧を形成するために、入力側91は抵抗94を介して供給電圧UBと接続されている。
電圧コンパレータ３の出力側15の周波数を監視するため、入力側83は出力側15と接続される。そこで形成された交流信号はトランジスタ81に達し、トランジスタは構成部材86と87からなる直列共振回路を励振する。この直列共振回路の共振周波数は矩形信号８のクロック周波数に同調されている。これによりダイオード89のアノードには、矩形信号８の周波数が共振周波数に一致するときにシュミットトリガ92を制御することのできる信号レベルが発生する。周波数が大きく相互に異なっていれば、コンデンサ87に共振上昇が発生せず、電圧はシュミットトリガを周期的に切り替えるには十分でない。シュミットトリガ92の出力側93に交流信号がなければ、このことは矩形信号８が完全に欠落しているか、または周波数がコンデンサ87とインダクタンス86からなる直列共振回路野共振周波数と一致していないことを指示する。出力側93の信号を監視することによって、システム外電圧UAを次のことに対する指標としてみなすことができる。すなわち、たとえ交流信号が出力側83に同時に発生しても、両方の電圧U1とU2の比較がポジティブな結果になったことの指標とみなすことができる。
実際の実施例では、抵抗84と85、並びに発振回路のＱが次のように選定される。すなわち、共振の際にはダイオード89のカソードの電圧が平均値＋5Vの場合はピーク・トゥ・ピークで10Vであるように選定される。
監視のための別の手段は、周波数弁別器79を図10に示すように、電圧コンパレータ３の出力側15と電圧変換器４の入力側16との間の接続線路に接続する。
２つの直流電圧を比較するための装置は２つの入力側を備えた電圧コンパレータを有する。一方の入力側には相互に比較すべき２つの電圧の一方が直接供給される。他方の電圧は電圧変換装置に供給される。電圧変換装置では比較すべき電圧に交流電圧が重畳される。これにより電圧変換装置の出力側には、矩形信号のクロックで周期的に上側振幅値と下側振幅値との間を往復発振する直流電圧が発生する。２つの振幅値の間隔は、相互に比較すべき２つの電圧が同じでなければならない許容公差に相応する。電圧変換装置から得られた電圧信号は電圧コンパレータの他方の入力側に供給される。電圧コンパレータは、上側振幅値がコンパレータの他方の入力側に供給された直流信号よりも大きく、かつ下側振幅値がそれよりも小さい場合に出力側に交流信号を送出する。
コンパレータから得られた交流信号は電圧変換器に供給され、この電圧変換器がそこからシステム外電圧を形成する。
【図２】
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【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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