(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重信号の信号処理において、復調されて得られた信号空間ダイヤグラム上の複数の信号点、あるいは、復調した信号の相対位相差でプロットされた信号空間ダイヤグラム上の複数の信号点の統計処理を行って、信号空間ダイヤグラムにおける変動を抽出する手続きと、前記の変動の逆の操作を前記の複数の信号点に加える手続きと、前記の操作の加えられた複数の信号点を、それらの分布を代表する点の属するグループに分類する手続きであって、
複数の座標点の統計処理は、信号空間ダイヤグラム上の信号点の分布状態から決まる値に関連づけられた角度により信号空間ダイヤグラム上の原点を中心とする情報が誤って識別される確率が高い領域が定められ、その情報が誤って識別される確率が高い領域に分布する信号点を、上記の統計処理から除外することを特徴とする直交周波数分割多重信号の信号処理方法。
【請求項２】
請求項１に記載の直交周波数分割多重信号の信号処理方法によって受信シンボルから送信シンボルを推定し、この受信シンボルと送信シンボルとを用いて伝達関数を求め、その伝達関数から複素遅延プロファイルを求める手続きを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号の信号処理方法。
【請求項３】
請求項２に記載の直交周波数分割多重信号の信号処理方法において、推定した送信シンボルに、送信データのサンプリング時間より短い予め決められた微小時間に起こる位相変化を与える因子を乗じた送信シンボルを用いて、複素遅延プロファイルを求める手続きを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号の信号処理方法。
【請求項４】
複数の受信信号系を用いて、受信帯域内の振幅位相特性の異なる条件で信号を受信し、請求項１ないし３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号の信号処理方法によってそれぞれの受信シンボルからそれぞれの送信シンボルを推定し、複数の受信シンボルから位相ギャップ情報に関する予め決められた判定基準にしたがって受信シンボルを選択し、選択された受信シンボルを用いて送信シンボルを推定する手続きを含むことを特徴とする直交周波数分割多重信号の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いた通信あるいは放送における信号処理方法に関しており、特に多重伝搬路特性をもった環境での受信や移動受信において効果のある直交周波数分割多重信号の信号処理方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
地上テレビジョン放送の伝送においては、特に高層建築が林立する都市部において、建築物に反射し遅延して到着する電波による妨害（マルチパス妨害）が大きな問題となる。この妨害は、アナログ変調による放送波については、ゴーストとしてよく知られた問題である。デジタル変調による放送波においては、受信機が受信中のシンボルに対し、過去に到着しているべきシンボルが遅延して干渉するシンボル間干渉となる。妨害波が受けた遅延時間が、1シンボルの長さに比して、例えば数十分の１といったきわめて小さい値であれば、そのようなシンボル間干渉の影響は小さい。すなわち、同じデータを伝送するなら、シンボル長がなるべく大きい方式を用いると、シンボル間干渉の影響を小さくすることができる。
【０００３】
そのような方式の一つにＯＦＤＭがある。これは、複数の搬送波を用いる多重化によってデータの転送を分担させ、シンボル長を大きくすることで、遅延到来波による妨害を小さくすることができる方式である。さらに、遅延到来波の遅延時間に見合う時間だけ、各送信シンボルの間に時間の空白を挿入することによって、遅延波の影響を排除する工夫(ガードインターバル)が可能な方式である。このような性質から、我が国の地上デジタルテレビジョン放送の方式に採用されることになった。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、数百から数千のデジタル変調波を周波数軸上に等間隔に並べて伝送する。これを、一般的なＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）と比較してみると、変調波のスペクトル間隔に違いがある。一般的なFDM方式では、各々の変調波のスペクトルは互いに重ならないよう周波数間隔をあけて配置されており、受信側においても、個々の変調波を抽出するためのフィルタを用いる必要がある。しかしＯＦＤＭ方式においては、周波数間隔をシンボル長の逆数とし、すべてのシンボルタイミングを一致させる。この条件下では、スペクトルの一部が重なるような多重化となるが、受信側では完全に分離可能である。このように、通常のＦＤＭでは、多重化を行う前および受信時の双方においてフィルタが必要であるが、ＯＦＤＭでは使用しない。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式は、上述の様に、多数の直交するキャリアに情報を乗せて伝送する方式であり、個々のチャンネルのデータ転送速度は遅いため、遅延到来波による妨害を小さくすることができることが知られている。また、送信局からの電波が受信機に到達するまでの伝搬経路中に、多数の反射波や遅延波が生じる場合には、受信点ではそれらが複合した受信状態（多重伝搬）になり、信号品質が劣化することも知られている。
【０００６】
しかし、一般に、信号品質の劣化が生じた場合においても、多重伝搬路特性が判明すれば、その逆特性や伝達関数（複素遅延プロファイル）を用いて、受信信号に対して信号処理を施すことにより、信号品質を改善させることが期待できる。
【０００７】
これまでに提案された一般的な伝搬路特性の推定手法として、スキャッタード・パイロット(ＳＰ:Scattered Pilot)シンボルを使用した推定手法が良く知られている。これは、伝搬路特性の推定のために付加されるもので、地上デジタル放送の固定受信を主たる目的としたものである。
【０００８】
この伝搬路特性の推定手法は、送信側から既知情報としてＳＰシンボルを含んだ信号を送信し、受信側で受信した既知の情報と、送信された既知情報とを比較して、その変化を検出することにより伝搬路歪の原因となる多重伝搬路特性を推定する手法である。また、その逆特性を受信信号に与えることによる補償技術が実用化されている。
【０００９】
しかしながら、上記のＳＰを用いる従来の伝搬路特性の推定手法では、十分な推定精度を得るために、複数の受信シンボルを利用した時間と周波数の次元での相互補間を行う必要がある。多重伝搬路特性が時々刻々変化する移動受信に適用すると、伝送路特性が大きく変化しないことを前提とした相互補間演算手法では、大きな誤差が生じることから伝搬路特性の推定誤差が大きくなるという問題があった。この問題のために従来の伝搬路特性の推定手法を移動受信に利用することが困難となっていた。
【００１０】
また、推定精度を向上させるためには、ＳＰの挿入個所を増やすべきであるが、逆に本来の信号情報を減少させてしまい、情報の伝送量の低下を招くため移動受信の変動に対応できるほどのＳＰの付加は望めない。
【００１１】
例えば、時速２４０ｋｍで移動する新幹線で９００ＭＨｚ帯のＯＦＤＭ信号を受信する場合、固定された放送局からの信号は、ドップラー効果により±２００Ｈｚの周波数ずれを伴う。ここで、新幹線の前方と後方方向から電波が受信アンテナに入射するという多重伝搬路が形成されている場合は、高周波側と低周波側との双方にずれた信号が受信される。上記の地上デジタルテレビジョン放送の場合は、それぞれのスペクトル幅が１ｋＨｚ程度であるので、前記のドップラーシフト幅はその４割にも達する。従って、シンボル長が１ｍｓｅｃとした場合、次のシンボルが受信された時点で最大１４４度の位相回転が生じる。時間方向には４シンボル毎にＳＰが挿入されているため、ＳＰから次のＳＰの間に576度の位相回転が生じてしまい位相特性が補間できない。このようなドップラーシフトが時々刻々変化するために、上記のスキャッタード・パイロットを用いる従来の伝搬路特性の推定手法のみでは、誤り信号の補償を行うことは困難であった。
【００１２】
このため、ＯＦＤＭ方式の移動受信では、DQPSK-OFDM（Differential Quadrature Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）として知られる方式を使用して、多重伝搬路特性の補償を行わずに復調する手法が用いられている。
【００１３】
また、他の問題として、一般に、多重伝搬路の伝達関数を表すものとして複素遅延プロファイル(ＣＤＰ: Complex Delay Profile )が用いられるが、上記のＣＤＰの計算には、膨大な数値計算が必要である。
【００１４】
多重伝搬路特性の推定は、上述の様に、固定受信を想定してスキャッタード・パイロット（ＳＰ）を利用した技術は知られていたが、ＳＰ信号からの推定結果を利用したＣＤＰの算出は計算手法が複雑であり、計算量も膨大であるため、短時間で変化してしまう移動受信では、即座に対応することが困難であった。また、移動受信では、前記のドップラー効果による問題もあり、ＣＤＰの算出がさらに困難となっていた。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の様に、従来手法では解決できない課題として次のようなものがあった。ひとつは、スキャッタード・パイロット（ＳＰ）を用いる従来の伝搬路特性の推定手法では、多重伝搬路特性が時々刻々変化する移動受信には推定誤差が大きくなるという問題であり、もうひとつは、上記の複素遅延プロファイルの計算が、膨大な数値計算を必要とすることである。
【００１６】
この発明の目的は、ＳＰの含まれていないＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの位相変調信号を受信した場合でも、復調したデータを利用して信号の補償や多重伝搬路特性の推定を行うことができる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の信号処理方法を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、第１の発明は、信号エネルギーよりノイズエネルギーのほうが大きいデータによる影響を少なくする直交周波数分割多重信号の信号処理方法に関するものであり、直交周波数分割多重信号の信号処理において、復調されて得られた信号空間ダイヤグラム上の複数の信号点、あるいは、復調した信号の相対位相差でプロットされた信号空間ダイヤグラム上の複数の信号点の統計処理を行って、信号空間ダイヤグラムにおける変動を抽出する手続きと、前記の変動の逆の操作を前記の複数の信号点に加える手続きと、前記の操作の加えられた複数の信号点を、それらの分布を代表する点の属するグループに分類する手続きであって、
複数の座標点の統計処理は、信号空間ダイヤグラム上の信号点の分布状態から決まる値に関連づけられた角度により信号空間ダイヤグラム上の原点を中心とする情報が誤って識別される確率が高い領域が定められ、その情報が誤って識別される確率が高い領域に分布する信号点を、上記の統計処理から除外することを特徴としている。
【００１８】
また、第２の発明は、受信データのみから複素遅延プロファイルを求めるために、上記した発明によって受信シンボルから送信シンボルを推定し、この受信シンボルと送信シンボルとを用いて伝達関数を求め、その伝達関数から複素遅延プロファイルを求める手続きを含むことを特徴としている。
【００１９】
また、第３の発明は、時間解析精度あるいは距離解析精度を改善するために、上記した第２の発明に加えて、推定した送信シンボルに、送信データのサンプリング時間より短い予め決められた微小時間に起こる位相変化を与える因子を乗じた送信シンボルを用いて、複素遅延プロファイルを求める手続きを含むことを特徴としている。
【００２０】
また、第４の発明は、送信シンボルの推定精度を改善するために複数の受信信号系を用いて、受信帯域内の振幅位相特性の異なる条件で信号を受信し、上記した第１ないし第３のいずれかにの発明によって、それぞれの受信シンボルからそれぞれの送信シンボルを推定し、複数の受信シンボルから位相ギャップ情報に関する予め決められた判定基準にしたがって受信シンボルを選択し、選択された受信シンボルを用いて送信シンボルを推定する手続きを含むことを特徴としている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態として、図１に示す様に、受信した信号を入力として、その信号に高速フーリエ変換を適用して、信号空間ダイヤグラムの位置に対応した信号とし、この信号に位相変動補償を行い、位相変動補償後の受信信号に対してキャリア間の位相ずれを補償して送信シンボルを推定する直交周波数分割多重信号の信号処理方法を提案している。また、この方法を利用して位相補償後の受信信号から送信シンボルを推定し、受信信号との相関から複素遅延プロファイルを得る方法を提案している。
【００２２】
次に、実施の形態を図面に基づいて、以下に詳細に説明する。以下では、送信シンボルを推定するＯＦＤＭ信号の推定法を、第１の実施形態として図２および３にそのブロック図を示す。その後、複素遅延プロファイルの解析法を第２の実施形態として、図７および８を用いて説明する。
【００２３】
まず、ＯＦＤＭ信号の補償法について、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ（Differential Quadrature Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を例に説明する。
【００２４】
その概要を述べると、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの移動受信、ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの移動受信において受信信号を解析して位相変動を抽出し、その逆特性を信号に与えることによってドップラーシフトに起因する位相変動を抑圧する。また、個々の受信シンボルに着目すれば、静的マルチパス特性にキャリア間干渉の劣化が加わったモデルと仮定できるので、本発明では、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭやＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの受信シンボルについて、隣接のキャリア間の位相差を観測して、キャリア間の位相ずれを補償した後、シンボル判定を行うものである。さらに、絶対位相を信号の情報を利用して特定すれば、推定された送信シンボルが得られる、という特徴が有る。
【００２５】
このために、ＯＦＤＭ信号の多数の直交キャリアのうち、任意の１キャリアに着目する。このキャリアの関わる情報は、信号空間ダイヤグラムにおいて図４（ａ）に示すような信号点配置を取る。当然ながら、この信号点の位置は伝送する情報に依存するので、伝送される信号点の位置を受信側で事前に予測することはできない。
【００２６】
一般に、信号空間ダイヤグラムの座標は、直交座標軸であるが、信号に歪が無く雑音成分が無い限り、どの信号点をとっても信号と原点とを結ぶ線分と座標軸とのなす角度は一定である。ところが、実際には、多重伝搬路の影響を受けるため、図４（ｂ）のように受信信号の振幅と位相が変移する事が起こる。さらに移動しながら受信すると、ドップラーシフトが起こり、信号点は原点の周りに移動するため、図４（ｃ）のように振幅と位相の変化が時々刻々変化することが知られている。
【００２７】
ここで、移動受信に対して用いられるＤＱＰＳＫ信号は、時間を前後して送られたデータの位相角度の差から情報を読み取るため、±４５度までの位相回転は信号の判定には影響しない事が知られている。しかし、受信側の高速移動などによるドップラーシフトの影響などで±４５度近くの大きな位相回転が加わった状態にあると、わずかな雑音の影響でも±４５度を超えてしまう。この場合、隣の象限の情報とされて、情報が誤って識別されてしまうことがある。したがって、ＤＱＰＳＫについても位相回転を補償できれば、対雑音特性の改善を期待できることがわかる。
【００２８】
そこで、位相回転量を求めて補償するために、図５（ａ）左のような信号空間ダイヤグラムの全ての象限に分布する差動復調データを、図５（ａ）右のように第1象限に集積する座標変換を行う。この変換の具体的方法は幾つかの方法が考えられるが、ここでの変換条件は次のようにするものとする。つまり、基本的に全てのデータについて、Ｉ軸、Ｑ軸の絶対値を求めて表示する。ただし、座標データのいずれか一方が負の場合（同じ事であるが、それらの積が負の場合）のみ、Ｉ軸とＱ軸のデータを入れ換える。この結果をＩ軸Ｑ軸の直交座標に表示すると図５のようになり、各データが原点を中心に回転して第１象限に重なるようになる。
【００２９】
次に、複数の補償後の信号から振幅の変化量の統計処理（平均値の算出）を行い、位相角も理想的に補償した結果、何らかの選択した信号について、図５（ｂ）の黒丸（●）のような値が推定されたとする。これに対して、その選択した信号について補償後の位置が図５（ｂ）に示す星（★）のような値だとすれば、この信号には雑音や干渉などの影響による誤差が残留していると考えられる。また、その選択した信号以外の他の信号をとると、一般には、黒丸（●）の位置の周りに分布する。
【００３０】
また、この黒丸（●）と星（★）の差から雑音電力を見積れるので、全てのキャリアについて求めて平均すると帯域内の平均雑音電力が推定できる。
【００３１】
予測される平均信号電力、例えば図５の黒丸（●）の位置の信号のもつ信号電力に対して平均雑音電力が大きくて位相回転が信号空間ダイヤグラムで原点の周りの回転について±４５度の閾値を超えるようになると、情報が誤って識別される確率が高くなる。このような領域に有る信号については、複素遅延プロファイルを求める際には、次の様に除外する。つまり、この状態をシンボル推定が不能な状態と定義して、送信シンボルの信号空間ダイヤグラム上での座標（Ｉ、Ｑ）の推定値を（０、０）で置換えて、複素遅延プロファイルの相関に影響しないように抑圧する。
【００３２】
このように変換されたデータには、まだ雑音や歪が重畳しており、シンボル推定にはこれらの雑音や歪は誤差要因となる。そこで、雑音の影響を抑圧して正確な位相回転量を抽出するために、複数サンプルの平均値を求める。平均値の取り方には種々の方法がある事が知られているが、以下では、相加平均を想定するものとする。他の平均の取り方を行っても、以下の説明と本質的に異なるところは無い。
【００３３】
この場合、絶対位相は特定できないが、位相回転の変化量が精度良く求まる。この位相回転の逆回転を受信信号に施せば、受信信号の信号空間ダイヤグラム上の位置は、各象限の境界から遠ざかるので、情報が誤って識別されることが減少し、通信品質の改善が可能である。また、上記の様に位相回転補償を行った信号についてさらに補償誤差を検出し、このための補償回路に帰還することにより、位相回転以外の補償誤差の累積を防ぐことができる。
【００３４】
図２は、このようなＯＦＤＭ信号の補償を行うためのブロック図である、また信号の流れを示す。受信されたＯＦＤＭ信号は、高速フーリエ変換部でフーリエ変換されて、信号空間ダイヤグラム上の座標に関連付けられた信号となる。この信号は分岐され、一方は位相シフト部へ、他の一方は、差動復調部に送られる。それ以降は、次の手順にしたがっている。
【００３５】
１）差動復調：時間を前後して受信されたシンボルの相対位相差を求める。
２）座標変換：次に、座標変換により、信号を第１象限に集積する。
３）位相変動推定：次に、集積された信号は統計処理され、位相変動値が推定される。
４）位相シフト：上記で推定された位相変動値で、ＦＦＴからの信号空間ダイヤグラム上の信号（Ｉ，Ｑ信号）の位相をシフトして補償する。
５）位相をシフトされた信号は、出力される。
６）また、位相をシフトされた信号は、再び差動復調され、さらに座標変換を受ける。
７）つぎに、上記で得られた信号から位相補償の誤差が検出され、この情報は位相変動推定部にフィードバックされる。
【００３６】
この様に位相変動の補償された信号は、図３に示すＯＦＤＭ信号受信信号を用いた送信シンボルの推定部へ送られる。ここで信号は、次の様に処理される。
【００３７】
８）隣接キャリア間差動復調：処理手順は、まず、受信シンボルの隣接キャリア間の相対位相差を求める。
９）座標変換：次に、座標変換により、信号を第１象限に集積する。
１０）位相変動プロファイル：次に、隣接するシンボルの相対位相角の情報を連結して、位相の連続的な変化を示すプロファイルを求める。
１１）シンボル判定：受信シンボルに位相変動プロファイルの逆特性を与えた後に、シンボル判定を行う。
１２）位相ギャップ・絶対位相補正：判定されたシンボルについて、位相ギャップの推定とその補正を行い、また絶対位相についての補正を行う。このような補正は、より具体的には、次の様に行う。
【００３８】
ＯＦＤＭ信号の受信シンボルでは、隣接キャリアの振幅と、位相変動との相関は大きい。これを利用してシンボル推定の精度を改善することができる。しかし、ノイズによる変動に比べて信号の振幅が極めて小さい時には、位相差を求める対象の隣接キャリアの信号点がそれぞれ異なる象限にまたがる場合が生ずる。この場合には、位相変動と信号情報の分離が出来ないために、位相が大幅にずれる位相ギャップが生ずる場合がある。
【００３９】
一方、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号には、マルチパス伝搬路で信号が劣化しても安定に受信復調ができるように、同一の制御情報信号を複数のキャリアに対して配置している。そこで、この制御データを活用すれば位相ギャップの発生した区間については位相差が把握できるので、受信シンボルの位相ギャップの補正が可能である。位相ギャップは±９０度、±１８０度を単位とするので、雑音などとは区別しやすい。信号列における位相ギャップの発生個所は、受信シンボルの振幅の包絡線と対比して、信号電力の大幅に減少した位置として推定できる。
【００４０】
また、受信シンボルの差動復調データと、前項１１で判定したシンボルを差動復調したデータとを比較することからも位相ギャップを検出できるので補正することができる。
【００４１】
絶対位相は、制御信号を復号して位相を確定する方法と基準位相のキャリアデータを利用して位相を確定する方法があり、何れか信号のコンディションの良い方を選択するものとする。
【００４２】
以上により、送信シンボルの推定が完了する。また、必要により図６に示す流れにより、ダイバーシティ受信による送信シンボル推定を行うことが望ましい。これは、受信信号系を複数にすることにより、受信帯域内の振幅位相特性の異なる条件で信号を受信することが可能であることを利用している。この推定では、それぞれの受信信号について送信シンボルの推定プロセスを実施し、位相ギャップの検出、補正の時点で複数の受信データから最も信頼性の高い受信データを選択して受信シンボルとして採用する。これを全帯域の各キャリアについて実施してもっとも信頼性の高い送信シンボルの推定値を求めるものである。
【００４３】
図６の信号の流れでは、アンテナ入力１から入力された信号は、高速フーリエ変換を受け、信号空間ダイヤグラムの位置に対応した信号となり、この信号に位相変動補償と送信シンボルの推定が行われ、これは、アンテナ入力２から入力された信号推定された送信シンボルとの比較が行われてどちらかが選択される。この選択においては、それぞれの推定された送信シンボルから位相ギャップ情報が抽出され、この位相ギャップ情報は、前記の選択において用いられる。
【００４４】
次に、第２の実施形態としてＯＦＤＭ信号を用いた複素遅延プロファイルの解析法について、以下に説明する。
【００４５】
複素遅延プロファイルは、送信側での時間領域のインパルスに対する受信側での応答特性として定義されており、送信データと受信データの相関から得ることができる。通常は、送信データと受信データとは、それぞれ送信側と受信側からそれぞれ直接得られるが、本発明では、送信データを受信データから推定して得るものである。ここで、送信データの推定には、上記したＯＦＤＭ信号の補償法を行って、受信信号から送信シンボルを推定する。本発明の方法は、送信シンボルについて新たに補償用のデータを付加する必要が無いため、例えば、これにより、通常のデジタル放送のＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号などを移動受信することで、移動区間内の連続的な複素遅延プロファイルの推定が可能となる。
【００４６】
次に、このように推定した送信シンボルを用いて、マルチパス妨害などに見られる伝達時間の違いによる時間相関を求めるための時間制御をおこなう。その結果と受信信号との相関をとって、複素遅延プロファイルを得ることができることを次に説明する。
【００４７】
まず、送信データあるいは受信データとして、いずれも周波数軸上で離散的に取ったデータを用意する。このとき、これらのデータに対応する受信シンボルの周波数成分と、送信シンボルの共役シンボルの周波数成分と、の積から、複素振幅位相変動の周波数特性が求まることを次に示す。
【００４８】
一般に、信号の伝送路特性は、伝達関数Ｈで表すことが出来る。この伝達関数Ｈは、離散した周波数に対応したシンボル番号をル、信号空間ダイヤグラム上の座標（Ｉ、Ｑ）を複素数とみなして構成した送信信号をｘ(jΩ)、受信信号をｙ(jΩ)とし、送信信号のノルムが１に規格化されたものとするとき、周波数次元で表すと次の様に定義される。
【００４９】
【数１】
0003598371.tif 000002
これから、伝達関数Ｈは次の様になる。
【００５０】
【数２】
0003598371.tif 000003
このように、受信信号に対して、規格化された送信信号の共役を掛けることで周波数特性が求まることがわかる。また、周波数応答は、伝達関数Ｈの逆フーリエ変換であるから、次の様になる。
【００５１】
【数３】
0003598371.tif 000004
これは、時間領域のインパルス応答であり、したがって複素遅延プロファイルが得られる。
【００５２】
求まった複素遅延プロファイルの時間分解能は、キャリアの周波数間隔の逆数をフーリエ変換のデータ数で割った時間である。これは、一般に電波の伝搬距離の分解能としては不充分である場合が多い。
【００５３】
例えば、キャリア間隔２kHz、シンボル長500μsec、キャリア数512とするＯＦＤＭのモデルを仮定する。標本化周波数は、2000 × 512＝1.024 MHzである。したがって、サンプリング間隔は、約１μsecである。また、光の速度を３０万キロ／秒で電波と同じとすると、１μsecで電波の伝搬する距離は、３００ｍほどであるので、データから解析できる時間分解能は、３００ｍの距離分解能を意味している。したがってこの場合、数メートルないしは数十メートルの移動特性を求めるには、それに応じた距離の推定が必要であるから、１０倍〜１００倍の精度の演算が必要であることが分かる。
【００５４】
この様な、時間精度を向上させるために、本発明はまた、推定された送信シンボルに対して分析に必要な遅延時間分だけ等価的に時間シフトを行うことを提案している。この原理を以下に示す。
【００５５】
一般に、ＯＦＤＭにおいては、信号空間ダイヤグラム上の複数のデータ点は整列された後、逆フーリエ変換を受けるから、Ｎをキャリア数、ｋをデータのサンプル点の番号、Ωを離散時間の逆数で正規化された周波数に対応するシンボルの番号、Ｓ（ｋ）を離散標本化された信号とするとき、送信信号は次の様になる。
【００５６】
【数４】
0003598371.tif 000005
ここで、標本化時間の遅延量τを与えるには、離散標本化された信号Ｓ（ｋ）に対しては任意の時間を設定できないので、ここでは、その位相部分に対して遅延補正を行う。
【００５７】
【数５】
0003598371.tif 000006
【００５８】
これは、周波数Ωについて時間τだけ経過したときの位相の変化量を元の信号に掛けていることになる。この方法にしたがって、推定された送信シンボルに対して分析に必要な遅延時間分だけ等価的に時間シフトを処理する。
【００５９】
この様に、時間シフトの分解能は、任意に設定できるので、必要な精度で計算することが可能である。このため、複雑なマルチパス妨害であっても複素遅延プロファイルを得て、元の信号に任意に近づけることができる。このようにして得られた結果を前述の受信信号との積に使用してフーリエ解析を行えば、所望の遅延時間における複素遅延プロファイルを得ることができる。
【００６０】
また、受信したＯＦＤＭ信号のうち、任意のキャリアを選択して相関演算が実行できるので、信号レベルの低下したキャリアを排除するか、必要最小限のキャリア数に限定して演算するなどによって、演算効率を高くすることも可能である。
【００６１】
図７に複素遅延プロファイルを解析するための構成のブロック図とその信号の流れを示す。入力されたＯＦＤＭ信号は、高速フーリエ変換部でフーリエ変換されて、信号空間ダイヤグラム上の座標に関連付けられた信号となる。この信号は分岐され、一方は位相シフト部へ、他の一方は、位相変動補償部に送られる。位相変動が補償されたデータから送信シンボルが推定され、分析時間のシフト位置に相当する位相回転が与えられる。このデータは、位相シフト部に送られ、高速フーリエ変換部からの信号との積に相当する位相シフトが行われる。この後、逆フーリエ変換により、複素遅延プロファイルが得られる。
【００６２】
また、図７に示した複素遅延プロファイルを解析するための構成では、受信シンボルとしては、統計的な処理を受けておらず、ノイズの影響残るばらつきのあるデータを用いている。受信シンボルとしてはこのようなばらつきはできるだけ排除するのが望ましく、既に統計的な処理を受けている推定された送信シンボルから評価することにより、より安定した複素遅延プロファイルが得られる。この点に注目して構成した複素遅延プロファイルを解析するための構成と信号の流れを図８に示す。
【００６３】
図８の構成では、入力されたＯＦＤＭ信号は、高速フーリエ変換部でフーリエ変換されて、信号空間ダイヤグラム上の座標に関連付けられた信号となる。この信号は位相変動補償部に送られ、位相変動が補償されたデータから送信シンボルが推定される。この送信シンボルをもとに、位相変動補償部からの振幅や位相に関するデータを用いて受信シンボルが合成される。この合成された受信シンボルとの積に相当する位相シフトが行われる。この後、逆フーリエ変換により、複素遅延プロファイルが得られる。
【００６４】
遅延プロファイルの分析する時間位置をシフトさせる場合には、送信シンボルに対して時間シフトに相当する位相回転を加えればよく、必要な分解能まで時間シフトを繰り返せば、遅延プロファイルの遅延時間の解析精度を向上できる。
【００６５】
【発明の効果】
この発明は上記した構成からなるので、全体としては、（１）地上デジタル放送の移動受信などにおいて受信信号品質が改善できるので、従来、伝搬路の状態が悪化すると信号の復元が困難となっていた状況下においても信号品質を改善することができ、また、（２）地上デジタル放送の実用放送波を利用して多重伝搬路の測定が可能となり、何時でも放送エリア内であれば移動測定が可能となった、また、（３）日本の地上デジタル放送では、チャンネルの帯域内を複数のセグメントに分割した放送方式が予定されているが、一部のセグメントに移動受信用のＤＱＰＳＫやＱＰＳＫの信号が設定されていれば、多重伝搬路特性が測定できるので、同時に受信された多値ＱＡＭのチャンネルに対しても信号の補償が可能であり、多値ＱＡＭ移動受信を改善できる。
【００６６】
また、個々の請求項に記載した個々の発明については、以下に説明するような効果を奏することができる。
【００６７】
第１の発明では、信号エネルギーよりノイズエネルギーのほうが大きいデータを除去したので、送信シンボルの推定が改善された。
【００６８】
また、第２の発明では、受信データのみから複素遅延プロファイルを求めることができる様になった。
【００６９】
さらに、第３の発明では、時間解析精度あるいは距離解析精度が改善された。
【００７０】
さらに、第４の発明では、複数の受信信号系を用いて、受信帯域内の振幅位相特性の異なる条件で信号を受信して処理する事により、送信シンボルの推定精度を改善することができる様になった。
【図面の簡単な説明】
【図１】受信した信号に位相変動補償を行い、送信シンボルを推定する直交周波数分割多重信号の信号処理方法を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の補償部のブロック図である。
【図３】ＯＦＤＭ信号受信信号を用いた送信シンボルの推定部を示すブロック図である。
【図４】信号空間ダイヤグラムにおける信号点配置を示す図である。
【図５】信号空間ダイヤグラムでデータを第1象限に集積する座標変換を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信による送信シンボルの推定を行う構成のブロック図とその信号の流れを示す図である。
【図７】複素遅延プロファイルを解析するための構成のブロック図とその信号の流れを示す図である。
【図８】統計処理をうけた受信シンボルを用いて複素遅延プロファイルを解析するための構成のブロック図とその信号の流れを示す図である。
【図１】
0003598371.tif 000007
【図２】
0003598371.tif 000008
【図３】
0003598371.tif 000009
【図４】
0003598371.tif 000010
【図５】
0003598371.tif 000011
【図６】
0003598371.tif 000012
【図７】
0003598371.tif 000013
【図８】
0003598371.tif 000014