(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、
前記時間領域キャンセラは、観測点の信号から回り込み波の複製信号を前記ＦＩＲフィルタで生成し、空間領域キャンセラ出力信号から前記複製信号を減ずることで回り込み波成分を打ち消し、
前記空間領域キャンセラは、前記複製信号の複素共役の信号を各アンテナ素子の受信信号に乗算し、乗算して得られた各信号を用いて前記空間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする、回り込みキャンセラ。
【請求項２】
アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、
前記空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を前記時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする、回り込みキャンセラ。
【請求項３】
アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、
前記時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで生成される回り込み波の複製信号と、各アンテナ素子の受信信号を用いて前記空間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段、および
前記空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を前記時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする、回り込みキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は回り込みキャンセラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測される自局送信アンテナからの回り込み波を除去する回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
２００３年からサービス開始予定の地上波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチパス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構築することが可能である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アンテナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大きくなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とされる。
【０００３】
回り込み波を除去する方法としては、適応等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブアレーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理がある。
【０００４】
時間領域信号処理により回り込み波を抑圧する手法は、たとえば特開平１１−３５５１６０号公報に記載された「回り込みキャンセラ」や、特開２０００−３４１２３８号公報に記載された「回り込みキャンセラ」があり、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像情報メディア学会誌，ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１５６８−１５７５，２０００に記載されている。
【０００５】
また、この回り込みキャンセラを用いた屋外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高瀬徹，川瀬克行，“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．４３，ｐｐ．１７−２３，２０００に記載されている。以下、この回り込みキャンセラの原理について、図８〜図１０を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にするために、あらゆる雑音成分については省略する。
【０００６】
なお、各変数の表記において、ｔは時間領域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはシンボルまたはサンプル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに関しては、説明において特に必要としない部分は省略する。
【０００７】
図８は回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。図８において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示す。ｗＴ（ｔ），ＷＴ（ω）はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ＿Ｔ３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わしている。
【０００８】
図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は図９に示すような構成となっている。図９において、ｚ−１は単位遅延演算子３１である。回り込み波の複製信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗＴ（ｔ）とキャンセラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
【０００９】
ｒ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）＊ｓ（ｔ）    …（１）
ここで、“＊”はたたみ込み演算を表わす。式（１）をフーリエ変換で表わすと、
Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω）    …（２）
となる。
【００１０】
次に、回り込みキャンセラの原理について説明する。図８より、中継局で受信される回り込み波のスペクトルＵ（ω）は、
Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）    …（３）
と表わされる。これにより中継局で受信される信号のスペクトルＹ（ω）は、
Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４）
となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ（ω）は、
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷＴ（ω）Ｓ（ω）…（５）
である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（６）
が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数をＦ（ω）とすれば、
Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（７）
となる。
【００１１】
回り込みキャンセラが理想的に動作している状態での観測点における信号は、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）    …（８）
であるから、式（６）よりキャンセル条件は、
ＷＴ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）    …（９）
となる。
【００１２】
ここで、回り込みキャンセラによる回り込み波の複製Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω）と実際の回り込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義する。
【００１３】
Ｅ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）    …（１０）
式（７）の関係を式（１０）に代入すると、
Ｅ（ω）＝１−１／Ｆ（ω）＝１−Ｄ（ω）／Ｓ（ω）    …（１１）
を得る。これにより、観測点の信号Ｓ（ω）を測定し、Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り込み残差Ｅ（ω）を求めることができる。Ｅ（ω）を利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数ＷＴ（ω）を更新することにより、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１４】
フィルタ係数の更新は図８のＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図１０に示す。観測点におけるシンボルｎのＯＦＤＭ信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から式（７）により複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式（１１）によりＥ（ｎ，ω）が計算される。Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差のインパルス応答ｅ（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμＴとすれば、フィルタ係数の勾配（変化量ΔｗＴ（ｎ，ｔ））は、
ΔｗＴ（ｎ，ｔ）＝μＴｅ（ｎ，ｔ）    …（１２）
となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
【００１５】
ｗＴ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗＴ（ｎ，ｔ）＋ΔｗＴ（ｎ，ｔ）  …（１３）
このフィルタ係数を逐次的に更新することにより、式（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
【００１６】
上述の説明のように、この回り込みキャンセラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号から回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すものであり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
【００１７】
空間領域信号処理により回り込み波を除去する手法は、たとえばＬ．  Ｃ．  Ｇｏｄａｒａ，  “Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙｓ  ｔｏ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｐａｒｔ  ２：  Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ  ａｎｄ  Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒｉｖａｌ  Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ，”Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ，  Ａｕｇ．  １９９７や、菊間信良著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出版，１９９９などに詳しく紹介されている。空間領域信号処理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれている。
【００１８】
アダプティブアレーを動作させるためには、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要であり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌル（受信感度が０）を指向することができるとともに、妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーについて図１１〜図１３を参照しながら簡単に説明する。
【００１９】
図１１はＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示し、図１２はＦＩＲフィルタ＿ｐ［ｐ＝１，…，Ｐ］の構成である。図１１において、♯１〜♯Ｐは受信アレーアンテナ素子を示し、ｘｐ（ｔ）は素子ｐでの受信信号を示し、ｗｐ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿ｐのインパルス応答を示し、ｙｐ（ｔ）は素子ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロット信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号である。
【００２０】
次に、動作について説明する。素子ｐでの出力信号ｙｐ（ｔ）は
ｙｐ（ｔ）＝ｗｐ（ｔ）＊ｘｐ（ｔ）
＝Σ｛τ＝０，…，Ｎｓ−１｝ｗｐ（τ）ｘｐ（ｔ−τ）…（１４）
となる。ここでＮｓはＦＩＲフィルタ＿ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、それぞれ次のようなＮｓＰ×１ベクトルｘ（ｔ）＝［ｘ１（ｔ），…，ｘ１（ｔ−（Ｎｓ−１）），ｘ２（ｔ），…，ｘ２（ｔ―（Ｎｓ―１）），…，ｘＰ（ｔ），…，ｘＰ（ｔ−（Ｎｓ−１））］Ｔ  …（１５ａ）
ｗ（ｔ）＝［ｗ１（０），…，ｗ１（Ｎｓ―１），ｗ２（０），…，ｗ２（Ｎｓ−１），…，ｗＰ（０），…，ｗＰ（Ｎｓ−１）］Ｔ  …（１５ｂ）
として定義すれば、ｙ（ｔ）は
0003584912.tif 000002
と表せる。ただし、上付き添え字の‘Ｔ’は転置を表す。
【００２１】
誤差信号ｅ（ｔ）は、
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ）    …（１７）
であり、誤差信号の二乗の平均値（平均二乗誤差）Ｅ［｜ｅ（ｔ）｜２］は次のようになる。
【００２２】
0003584912.tif 000003
ここで、Ｅ［・］は期待値演算子を表わす。ｗ（ｔ）を適切に選択することにより、平均二乗誤差は最小化される。
【００２３】
式（１８）を最小化するｗ（ｔ）は逐次的に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法（ＬＭＳ：Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）に基づく手法について説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式（１９）で表わされる。
【００２４】
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）−（μｓ／２）∂Ｅ［｜ｅ（ｎ，ｔ）｜２］／∂ｗ（ｎ，ｔ）    …（１９）
ここで、ｎはサンプル時刻であり、μｓはＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の微分演算子を表わす。式（１８）により
∂Ｅ［｜ｅ（ｎ，ｔ）｜２］／∂ｗ（ｎ，ｔ）＝−２Ｅ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊（ｎ，ｔ）］    …（２０）
であるから（上付き添え字“＊”は複素共役を表わす）、式（１９）は
0003584912.tif 000004
となる。
【００２５】
図１３は図１１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１３のサンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には困難なため、期待値演算子を取り除いて、
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μｓｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊（ｎ，ｔ）…（２２）とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値の平均をとって
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μｓ［Σ｛ｊ＝１，…，Ｊ｝ｘｊ（ｎ，ｔ）ｅｊ＊（ｎ，ｔ）］／Ｊ    …（２３）
とする。
【００２６】
ＦＩＲフィルタ係数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ）などがある。これらの手法については説明を省略する。
【００２７】
アダプティブアレーを地上波デジタル放送用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）もしくはＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）を参照信号として利用する。このとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌルを指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただしヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相関が小さいという条件が必要である。
【００２８】
近年時間領域信号処理と空間領域信号処理を組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサイドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であるもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術などを組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大半を占めている。これらの検討例については説明を省略する。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ある一定時間における回り込み波の振幅・位相の変動量は、回り込み波の大きさに比例する。したがって、回り込み波が大きくなるにつれてその変動がキャンセラの追従能力を超えてしまう。前述の“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”によると、現在では親局波と回り込み波の電力比Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっている。しかし、時間領域キャンセラはＦＩＲフィルタのタップ数に対応する多数の回り込み波をキャンセルすることができる。
【００３０】
また、アダプティブアレー（空間領域キャンセラ）は、除去可能な回り込み波の数が［アレーアンテナ素子数−１］という制限があるため、アレーアンテナ素子数以上の回り込み波が到来する場合は対応できないが、親局波よりも回り込み波の電力が大きい場合にも回り込み波をキャンセルすることが可能である。
【００３１】
上記のように、両キャンセラは相補関係にある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するには両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的である。
【００３２】
時空間領域キャンセラは制御アルゴリズムをフレキシブルに採用することが可能である。ただし、回り込み波は親局波が遅延した信号であるため、親局波とは相関があり、方向拘束付出力電力最小化法や最大ＳＮＲ法は回り込み波が親局波に比べて大きくないと動作しない。このように、希望波と妨害波が相関をもつ場合にもＭＭＳＥは動作が可能であり、回り込み波の電力が小さい場合にも対応する。
【００３３】
ＭＭＳＥ型アダプティブアレーを動作させる場合には、（１）送信信号を複製つまり復調して受信信号との誤差を得るか、もしくは（２）受信信号からＳＰに対応するキャリア成分のみを抽出してＳＰとの誤差を得るかのいずれかが必要である。（１）は復調処理が必要であるので必然的に回路規模や処理時間が大きくなる。（２）の場合においても、ｙ（ｔ）をフーリエ変換し、ＳＰに対応する周波数成分のみを抽出して、逆フーリエ変換により時間領域信号に戻し、予め計算済みのＳＰに対応する時間領域信号との差を得る計算が必要となる。これらの計算を１シンボル毎に行なうと、計算量が大幅に増えるとともに、装置化した場合のハードウェア構成が複雑となってしまう。
【００３４】
また、縦続接続構成の別の課題として、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新が時間領域キャンセラの平衡状態を崩してしまうことが考えられる。その結果、両者のフィルタ係数が最適値に収束するまでに多くの時間を必要とし、環境変化に対する追従速度が遅くなるとともに、伝搬環境によってはフィルタ係数が発散するおそれがある。
【００３５】
それゆえに、この発明の主たる目的は、親局波よりも電力の大きい回り込み波が到来する場合や複数の回り込み波が到来する場合でも回り込み波を精度よく除去できる回り込みキャンセラを提供することである。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
この発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラは、観測点の信号から回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、空間領域キャンセラ出力信号から複製信号を減ずることで回り込み波成分を打ち消す。空間領域キャンセラは、複製信号の複素共役の信号を各アンテナ素子の受信信号に乗算し、乗算して得られた各信号を用いて空間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００３７】
他の発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする。
【００３８】
さらに、他の発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで生成される回り込み波の複製信号と、各アンテナ素子の受信信号を用いて空間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段と、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態の回り込みキャンセラのブロック図である。図１において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ１（ｔ）〜ｕＰ（ｔ），Ｕ１（ω）〜ＵＰ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐに到来する回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｘ１（ｔ）〜ｘＰ（ｔ），Ｘ１（ω）〜ＸＰ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐにおける受信信号とそのフーリエ変換を示す。ｗ１（ｔ）〜ｗＰ（ｔ），Ｗ１（ω）〜ＷＰ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐに接続されているＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数の時間領域表現（すなわちインパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数），ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局で受信される信号とそのフーリエ変換，ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数），ｃ１（ｔ）〜ｃＰ（ｔ），Ｃ１（ω）〜ＣＰ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数），ｗＴ（ｔ），ＷＴ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数の時間領域表現（すなわちインパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数），ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換，ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換，Δｙ（ｔ），ΔＹ（ω）は空間領域キャンセラ出力変化量とそのフーリエ変換を表わしている。
【００４１】
図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの主要目的は、アレーアンテナ指向性において広帯域にヌルを形成することである。併せて、ＯＦＤＭ信号の無線中心周波数に対する帯域幅の比（比帯域）が大きい場合に生じる線形歪みを補償する効果が生まれる。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのタップ数は実システムに応じて決定される。
【００４２】
図２は図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の演算過程を示すブロック図である。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４での演算過程は図１０と同じであるので説明を省略するが、ここでは更新後のフィルタ係数をｗＴ′（ｎ，ｔ）とし、これがＦＩＲフィルタ＿Ｔ補償前の係数とされる。
【００４３】
また、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数変化量ΔｗＴ（ｎ，ｔ）は１シンボル毎に空間領域キャンセラ処理判定部７へ出力され、Ｓ（ｎ，ω）は１シンボル毎にＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６へ出力される。
【００４４】
図３は空間領域キャンセラ処理判定部７の構成を示すブロック図であり、この図３を参照して、空間領域キャンセラのフィルタ係数を処理するか否かを判定する方法について説明する。ここでは、まずＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から出力されたＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の変化量ΔｗＴ（ｎ，ｔ）に対し、それらの絶対値の最大値ΔｗＴＭ（ｎ，ｔ）を求める。すなわちΔｗＴＭ（ｎ，ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の最大勾配値である。次に、ΔｗＴＭ（ｎ，ｔ）と任意のしきい値とを比較する。その結果、処理判定値は０もしくは１の値をとる。
【００４５】
0003584912.tif 000005
この処理判定値は１シンボル毎にＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部へ出力される。なお、しきい値については、回り込み波の大きさや時間領域キャンセラの収束状況に応じて適当な値を選択する。
【００４６】
図４は図１のＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８の構成を示すブロック図である。図４において、空間領域キャンセラ処理判定部７から出力された処理判定値は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部内部８のスイッチに送られる。処理判定値が０の場合は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量Δｗｐ（ｎ，ｔ）は０となり、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数は更新されない。
【００４７】
ＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数がある程度収束した場合は、式（２４）の処理判定値は１となり、空間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数を更新するように、空間領域キャンセラ処理判定部７から指示が出される。
【００４８】
回り込み波の複製信号ｒ（ｎ，ｔ）はある程度収束すると親局波ｄ（ｎ，ｔ）とアレーアンテナ出力信号ｙ（ｎ，ｔ）との差信号である誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）と等価になるため、空間領域キャンセラはＭＭＳＥと等価な動作となり、収束していくことになる。なお、ｒ（ｎ，ｔ）は状況に応じて必ずしも収束しなくてもよい。たとえば、回り込み波が大きい場合は、ｒ（ｎ，ｔ）が収束していない場合でもｒ（ｎ，ｔ）は回り込み波の成分が支配的となり、空間領域キャンセラはこの成分をキャンセルするように動作する。
【００４９】
図４のサンプル値平均処理ブロックでは期待値Ｅ［ｘｐ（ｎ，ｔ）ｒ＊（ｎ，ｔ）］の演算を行なうのが理想であるが、期待値の演算は実際には困難なため、１シンボル分すなわちシンボルｎのサンプル値の平均をとり、期待値として使用する。
【００５０】
上記の説明のように、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８は、空間領域キャンセラ処理判定部７から出力された処理判定値に基づいてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数を出力する。これをｗｐ”（ｎ，ｔ）とすると、次式のようになる。
【００５１】
処理判定値＝０→ｗｐ”（ｎ，ｔ）＝ｗｐ（ｎ，ｔ）    …（２５）
処理判定値＝１→ｗｐ”（ｎ，ｔ）＝ｗｐ（ｎ，ｔ）＋Δｗｐ（ｎ，ｔ）    …（２６）
ここで、
Δｗｐ（ｎ，ｔ）＝−μｓＥ［ｘｐ（ｎ，ｔ）ｒ＊（ｎ，ｔ）］…（２７）
である。
【００５２】
更新されたＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐに出力される。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの構成は図１２と同じである。また、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８は１シンボル毎にΔｗｐ（ｎ，ｔ）を空間領域キャンセラ出力変化量演算部９へ出力する。
【００５３】
次に、式（２６）によりＦＩＲフィルタフィルタ＿１〜Ｐの係数が更新された場合の回り込みキャンセラの動作について説明するために、図１を用いて観測点における信号Ｓ（ω）を定式化する。空間領域キャンセラ出力信号Ｙ（ω）は、
0003584912.tif 000006
と表わされる。また、観測点における信号Ｓ（ω）は
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷＴ（ω）Ｓ（ω）…（２９）
である。これにより、式（２８）を式（２９）に代入して整理すると、式（３０）が得られる。
【００５４】
【数１】
0003584912.tif 000007
【００５５】
ところで、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数がｗｐ（ｎ，ｔ）からｗｐ”（ｎ，ｔ）に更新されると、式（３０）のＳ（ω）はその影響を受ける。式（１１）〜式（１３）に示すように、時間領域キャンセラはこのＳ（ω）を用いて回り込み残差Ｅ（ω）を計算し、逆フーリエ変換により時間領域信号ｅ（ｔ）に戻してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の変化量を計算し、フィルタ係数を更新する。
【００５６】
１シンボル毎にこの動作を繰返すことによりＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数は収束していくが、Ｓ（ω）がＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数変化の影響を受けると、収束していた時間領域キャンセラの平衡状態が崩れてしまう。さらに、その誤差が再び空間領域キャンセラのフィルタ係数計算誤差を発生させるという悪循環が起こり、時間領域および空間領域キャンセラのフィルタ係数が発散してしまうおそれがある。
【００５７】
そこで、このような悪循環を防止するために、回り込みキャンセラはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数を調整する補償機能を有する。以下、この補償機能について説明する。その説明に際し、以下の変数を定義する。
【００５８】
Ｗｐ”（ｎ，ω）＝Ｗｐ（ｎ，ω）＋ΔＷｐ（ｎ，ω）    …（３１）
ＷＴ”（ｎ，ω）＝ＷＴ（ｎ，ω）＋ΔＷＣ（ｎ，ω）    …（３２）
ここで、式（３１），（３２）はいずれも周波数領域での表現であり，式（３１）は式（２６）に対し、ＷＴ（ｎ，ω）はシンボルｎにおけるＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数であり、ΔＷＣ（ｎ，ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔの補償係数である。また、増幅器の伝達関数と回り込み伝送路の伝達関数を以下のように表現することとする。
【００５９】
Ｇ（ｎ，ω）＝Ｇ    …（３３）
Ｃｐ（ｎ，ω）＝Ｃｐ    …（３４）
このとき、Ｗｐ”（ｎ，ω）とＷＴ”（ｎ，ω）に対応する観測点での信号Ｓ”（ｎ，ω）、およびＷＴ（ｎ，ω）とＷｐ（ｎ，ω）に対応する観測点での信号Ｓ（ｎ，ω）はそれぞれ次式のようになる。
【００６０】
【数２】
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【００６１】
ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数の変化による影響をなくすには、Ｓ”（ｎ，ω）とＳ（ｎ，ω）が同じであればよい。Ｓ”（ｎ，ω）＝Ｓ（ｎ，ω）として式（３５）と式（３６）を整理し、さらに式（２８），式（２９）の関係を利用してΔＷＣ（ｎ，ω）について解くと、
ΔＷＣ（ｎ，ω）＝ΔＹ（ｎ，ω）／Ｓ（ｎ，ω）    …（３７）
という関係が得られる。ここで、
ΔＹ（ｎ，ω）＝Σ｛ｐ＝１，…，Ｐ｝ΔＷｐ（ｎ，ω）Ｘｐ（ｎ，ω）…（３８）
である。ΔＹ（ｎ，ω）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数の変化による空間領域キャンセラ出力信号の変化量のフーリエ変換である。
【００６２】
次に、上述の原理に対応して、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の補償過程について説明する。フーリエ変換ΔＹ（ｎ，ω）に対応する信号Δｙ（ｎ，ｔ）、すなわちΔＹ（ｎ，ω）の逆フーリエ変換は、図１に示す空間領域キャンセラ出力変化量演算部９で求められる。
【００６３】
図５は空間領域キャンセラ出力変化量演算部９の構成を示すブロック図である。空間領域キャンセラ出力変化量は、アレーアンテナで受信された信号とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８から出力されたＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量から以下の式で求められる。
【００６４】
Δｙ（ｎ，ｔ）＝Σ｛ｐ＝１，…，Ｐ｝Δｗｐ（ｎ，ｔ）＊ｘｐ（ｎ，ｔ）…（３９）
空間領域キャンセラ出力変化量演算部９で算出されたΔｙ（ｎ，ｔ）は、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６へ出力される。
【００６５】
図６はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６の構成を示すブロック図である。図６において、Δｙ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換後、式（３７）の複素除算によりＦＩＲフィルタ＿Ｔの補償係数ΔＷＣ（ｎ，ω）を算出する。この補償係数を逆フーリエ変換によりΔｗＣ（ｎ，ｔ）に変換する。これによりＦＩＲフィルタ＿Ｔ補償部６の係数は、
0003584912.tif 000009
となる。
【００６６】
上述の原理に基づくこの発明の回り込みキャンセラのフィルタ係数更新動作の流れを整理して示すと、図７に示すフローチャートで表すことができる。この図７を参照してフイルタ係数更新動作の概略について説明する。
【００６７】
ステップＳＰ（図示ではＳＰと略称する）１において、フィルタ係数を初期設定して受信を開始する。ステップＳＰ２においてシンボルを受信し、ステップＳＰ３においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数の変化量をＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４によって演算する。ステップＳＰ４において、空間領域キャンセラ処理判定部７は空間領域キャンセラ処理判定値が「０」であるか「１」であるかを判定する。この判定は式（２４）に基づく。判定値が「１」であれば、ステップＳＰ５においてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８によって、ステップＳＰ６の演算式に基づいて、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量を演算する。そして、ステップＳＰ７においてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数を演算した係数で更新する。
【００６８】
一方、空間領域キャンセラ出力変化量演算部９は、ステップＳＰ８において式（３９）に基づいて空間領域キャンセラ出力変化量を演算し、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６はステップＳＰ１０の演算式に基づいて係数を演算し、ステップＳＰ１１においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数を演算した係数で更新する。
【００６９】
ステップＳＰ４において、空間領域キャンセラ処理判定値が「０」であれば、ＦＩＲフィルタ１〜Ｐの係数の更新は行わずステップＳＰ１２の演算をを行い、ステップＳＰ１１においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数を演算した係数で更新する。
【００７０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、空間領域キャンセラと時間領域キャンセラを組合わせた時空間領域キャンセラを構成することにより、親局波よりも電力の大きい回り込み波が到来する場合や、複数の回り込み波が到来する場合でも回り込み波を精度よく除去することが可能となる。
【００７２】
また、時間領域キャンセラのフィルタ係数の勾配がしきい値よりも小さい場合にのみ空間領域キャンセラを動作させる構成および空間領域キャンセラのフィルタ係数を更新した場合に変動する時間領域キャンセラ出力信号を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償する機能を付加することにより、両キャンセラの発散を防止できる。
【００７３】
さらに、時間領域キャンセラの収束動作を妨げることなく、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に必要な誤差信号として時間領域キャンセラで得られる回り込み成分の複製を利用することができる。その結果、［パイロット信号−空間領域キャンセラ出力信号］の計算をする必要がなく、大幅に計算量を削減できるとともに、装置化した場合のハードウェア構成を簡略化することが可能となる。
【００７４】
また、時間領域・空間領域の両キャンセラの利点を有しており、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセル特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の回り込みキャンセラのブロック図である。
【図２】図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の演算過程を示すブロック図である。
【図３】図１に示した空間領域キャンセラ処理判定部の構成を示すブロック図である。
【図４】図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図５】図１に示した空間領域キャンセラ出力変化量演算部の構成を示すブロック図である。
【図６】図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の一実施形態の回り込みキャンセラのフィルタ係数更新動作を示すフローチャートである。
【図８】時間領域回り込みキャンセラの原理を示す図である。
【図９】図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔの構成を示すブロック図である。
【図１０】図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１１】ＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示すブロック図である。
【図１２】図１１に示したＦＩＲフィルタ＿ｐの構成を示すブロック図である。
【図１３】ＬＭＳに基づくＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新過程を示すブロック図である。
【符号の説明】
３  ＦＩＲフィルタ＿Ｔ、４  ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部、５  送信アンテナ、６  ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部、７  空間領域キャンセラ処理判定部、８  ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部、９  空間領域キャンセラ出力変化量演算部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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