(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と加算器と積分器とコンパレータとフリップフロップを直列に接続し、前記フリップフロップの出力信号を出力端子に接続すると共に、その出力信号をＤ／Ａ変換器を介して前記加算器に帰還して、入力信号に対応するパルス密度信号を出力するΣΔＡＤ変換器において、
前記コンパレータの出力と前記フリップフロップの入力を絶縁する絶縁回路であって、前記コンパレータの出力信号から微分信号を抽出し、この微分信号を絶縁伝送し、この絶縁伝送された微分信号に基づいて前記コンパレータの出力信号を復調し、この復調信号を前記フリップフロップに入力する第１の絶縁回路と、
前記フリップフロップの出力と前記Ｄ／Ａ変換器の入力を絶縁する絶縁回路であって、前記フリップフロップの出力信号から微分信号を抽出し、この微分信号を絶縁伝送し、この絶縁伝送された微分信号に基づいて前記フリップフロップの出力信号を復調し、この復調信号を前記Ｄ／Ａ変換器に入力する第２の絶縁回路と、
前記コンパレータの出力信号と前記第２の絶縁回路の出力信号の極性が一致していない場合、前記コンパレータの出力信号と逆極性のパルス信号を発生し、このパルス信号と前記コンパレータの出力信号を加算した合成信号を前記第１の絶縁手段に出力する第１の起動回路と、
前記フリップフロップの出力が一定時間変化しないことを検出し前記第１の絶縁回路に出力反転指令を出力する第２の起動回路を備えたことを特徴とするΣΔＡＤ変換器。
【請求項２】
前記第１の絶縁回路は、入力端子を一端に接続された微分用コンデンサと、
前記微分用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に１次側巻線を接続された絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの2次側巻線の一端をベースに接続され、駆動用電圧を抵抗を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたアップエッジ検出用トランジスタと、
前記絶縁トランスの2次側巻線の他の一端をベースに接続され、駆動用電圧を抵抗を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたダウンエッジ検出用トランジスタと、前記アップエッジ検出用トランジスタのコレクタ電圧を反転器を介してセット端子に接続され、前記ダウンエッジ検出用トランジスタのコレクタ電圧を反転器を介してリセット端子に接続され、外部から入力される反転指令によって出力を反転する反転端子を備えた反転端子付きＳＲフリップフロップによって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項３】
前記第１の絶縁回路は、入力端子を一端に接続されたアップエッジ検出用コンデンサと、前記アップエッジ検出用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に発光素子を接続され、駆動用電圧を印加された抵抗と２次側共通電位との間に受光素子を接続されたアップエッジ検出用フォトカプラと、入力端子を反転器を介して一端に接続されたダウンエッジ検出用コンデンサと、前記ダウンエッジ検出用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に発光素子を接続され、駆動用電圧を印加された抵抗と２次側共通電位との間に受光素子を接続されたダウンエッジ検出用フォトカプラと、前記アップエッジ検出用フォトカプラの受光素子と前記抵抗の接続点を反転器を介してセット端子に接続され、前記ダウンエッジ検出用フォトカプラの受光素子と前記抵抗の接続点を反転器を介してリセット端子に接続され、外部から入力される反転指令によって出力を反転する反転端子を備えた反転端子付きＳＲフリップフロップによって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項４】
前記第２の絶縁回路は、入力端子を一端に接続された微分用コンデンサと、前記微分用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に１次側巻線を接続された絶縁トランスと、前記絶縁トランスの2次側巻線の一端をベースに接続され、駆動用電圧を抵抗を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたアップエッジ検出用トランジスタと、前記絶縁トランスの2次側巻線の他の一端をベースに接続され、駆動用電圧を抵抗を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたダウンエッジ検出用トランジスタと、前記アップエッジ検出用トランジスタのコレクタ電圧を反転器を介してセット端子に接続され、前記ダウンエッジ検出用トランジスタのコレクタ電圧を反転器を介してリセット端子に接続されたＳＲフリップフロップによって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項５】
前記第２の絶縁回路は、入力端子を一端に接続されたアップエッジ検出用コンデンサと、前記アップエッジ検出用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に発光素子を接続され、駆動用電圧を印加された抵抗と２次側共通電位との間に受光素子を接続されたアップエッジ検出用フォトカプラと、入力端子を反転器を介して一端に接続されたダウンエッジ検出用コンデンサと、前記ダウンエッジ検出用コンデンサの他の一端と１次側共通電位との間に発光素子を接続され、駆動用電圧を印加された抵抗と２次側共通電位との間に受光素子を接続されたダウンエッジ検出用フォトカプラと、前記アップエッジ検出用フォトカプラの受光素子と前記抵抗の接続点を反転器を介してセット端子に接続され、前記ダウンエッジ検出用フォトカプラの受光素子と前記抵抗の接続点を反転器を介してリセット端子に接続されたＳＲフリップフロップによって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項６】
前記第１のエラー検出回路は、前記コンパレータの出力と前記第２の絶縁回路に備えられたＳＲフリップフロップのセット端子を接続されたエラー検出回路（ＥＲＲ−Ｓ）と、前記コンパレータの出力と前記第２の絶縁回路に備えられたＳＲフリップフロップのリセット端子を接続されたエラー検出回路（ＥＲＲ−Ｒ）と、前記エラー検出回路（ＥＲＲ−Ｓ）とエラー検出回路（ＥＲＲ−Ｒ）の出力及び前記コンパレータの出力を加算し、この加算信号を前記第１の絶縁手段に出力する加算器によって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項７】
前記第１の起動回路は、前記コンパレータの出力信号を一端に入力し他の一端に前記第２の絶縁回路のＳＲフリップフロップのセット端子を接続された第１の反転オア回路と、この第１の反転オア回路の出力を一端に入力し他の一端に前記第２の絶縁回路のＳＲフリップフロップのリセット端子を接続された第２の反転オア回路によって構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項８】
前記第２の起動回路は、前記フリップフロップの出力信号を入力するエッジ検出回路と、このエッジ検出回路の出力をリセット端子に入力するカウンタ回路を備え、このカウンタ回路の出力を前記反転端子付きＳＲフリップフロップの反転端子に接続して構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項９】
前記カウンタ回路は、前記リセット端子に入力された信号がハイ状態となった時カウント値をゼロリセットし、前記リセット端子に入力された信号がロー状態に戻った時カウントアップを開始し、このカウント値が予め設定されたリミット値と一致した時パルス信号を出力するように構成されたことを特徴とする請求項８に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項１０】
前記カウンタ回路は、電源が投入された時点でカウント値をゼロリセットすると同時にカウントアップを開始し、このカウント値が予め設定されたリミット値と一致した時パルス信号を出力するように構成されたことを特徴とする請求項８に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項１１】
前記積分器は、複数個直列に接続して構成されたものであることを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項１２】
前記絶縁手段は、ホールド回路を経由した前記フリップフロップの出力を受けるように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のΣΔＡＤ変換器。
【請求項１３】
請求項１から１２に記載のΣΔＡＤ変換器を用いたことを特徴とする流量流速測定装置。
【請求項１４】
前記流量流速測定装置は渦流量計であることを特徴とする請求項１３に記載の流量流速測定装置。
【請求項１５】
前記渦流量計は、２線式渦流量計であることを特徴とする請求項１４に記載の流量流速測定装置。
【請求項１６】
前記渦流量計は、４線式渦流量計であることを特徴とする請求項１４に記載の流量流速測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定流体の流量に対応して発生する渦周波数をセンサによって検出しこの検出信号をＡ／Ｄ変換し流量換算した後、外部機器に流量測定値を動作電源と共有の４〜２０ｍＡ電流信号として出力する２線式渦流量計に用いるΣΔＡＤ変換器に関し、特に入力信号の絶縁手段を改良して消費電流の低減及び回路全体の小規模化を図ったΣΔＡＤ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の渦流量計の構成を図１３を用いて説明する。同図において、渦発生体により発生する渦を検出するセンサ１の入力信号は、増幅器２によって増幅されアンチエリアジングフィルタ（ＡＡＦ）３に入力される。
【０００３】
アンチエリアジングフィルタ３に入力された信号は、ここで高周波成分を除去されΣΔＡ／Ｄ変換器４に出力される。
【０００４】
ΣΔＡ／Ｄ変換器４に入力された信号は、ここでデジタル変換されデジタルフィルタ５に出力される。
【０００５】
デジタルフィルタ５に入力された信号は、ここで適切なフィルタリングを施されＣＰＵ６に入力される。ＣＰＵ６は、入力された信号に対して流量変換等の信号処理を行った後、流量信号を出力回路７に出力する。
【０００６】
出力回路７は、外部機器に対して４〜２０ｍＡの流量信号を出力する。尚、ここで出力される４〜２０ｍＡの信号は２線式渦流量計の場合、図１３の回路の動作電源も兼用している。
【０００７】
このような構成の渦流量計では、センサ１をアースから絶縁しない構造の場合正常な流量信号を得るために、回路内のいずれかの点で入力信号と内部回路を絶縁する必要がある。
【０００８】
一般的な渦流量計では、このような絶縁を行うためにΣΔＡ／Ｄ変換器４に絶縁回路を挿入することにより、図１３中に破線Ａで示した箇所で絶縁を行っている。
【０００９】
図１４は従来のΣΔＡＤ変換器の基本構成図であり、図１５は各部の信号波形を示す波形図である。
【００１０】
図１４においてアンチエリアジングフィルタ３から入力端子６１に入力される信号Ａｉｎは、加算器１５を介して積分器１１に入力され、その出力はコンパレータ１２に入力される。
【００１１】
コンパレータ１２の出力は、フリップフロップ（ＦＦ）１３に入力され、その出力は出力端子６２を介して接続された後段のデジタルフィルタ５に入力される。また、前記フリップフロップ１３には、ΣΔＡＤ変換器のサンプリング信号となる内部クロック信号ＣＬＫが接続され、その出力はＤ／Ａ変換器１４を介して加算器１５の−端子に入力される。
【００１２】
このような構成のΣΔＡＤ変換器において、前記信号Ａｉｎは積分器１１によって積分され、その積分信号Ａ１１はコンパレータ１２の既定値と比較される。この比較出力Ｄ１２はフリップフロップ１３に入力されクロック信号ＣＬＫのタイミングによってオンオフを繰り返し出力信号Ｄ１３を出力する。
【００１３】
前記フリップフロップ１３の出力信号Ｄ１３は、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信号Ａ１４に変換された後、加算器１５によって前記信号Ａｉｎと加算される。
【００１４】
このような動作を繰り返すことによって、ΣΔＡＤ変換器４は、図１５のＤ１３に示したような前記信号Ａｉｎに対応したパルス密度信号Ｄ１３を出力することが可能である。
【００１５】
上記に説明したΣΔＡＤ変換器の特徴として、出力が１ビット（多ビット出力型のもののある。）であること、ハードウェアが小規模であること、省電力化しやすいこと、サンプリングレートを上げることによって無調整で高い分解能を得られることなどがあげられるため渦流量計等に多く用いられてきた。
【００１６】
このような構造のΣΔＡＤ変換器によって図１３中に破線Ａで示した箇所で入力信号を絶縁するために前記絶縁回路を回路内に挿入した一例を図１６に示す。同図は図１３のΣΔＡＤ変換器の、クロック信号ＣＬＫとフリップフロップ１３の出力に絶縁回路２５を設けることにより、図１３の破線Ａからセンサ１側の回路と、破線ＡからＣＰＵ６側の回路との絶縁を行うものである。このような構成の回路が、ＵＳＰ５３７２０４６公報に示されている。
【００１７】
しかしながら、図１６に説明した従来のΣΔＡＤ変換器の絶縁構造では、高い周波数の信号であるクロック信号を絶縁する必要がある。高周波の信号を絶縁し転送するためには大きな電流が必要である。
【００１８】
一般的にΣΔＡＤ変換器は、高いサンプリング信号を用いてサンプリングを行えば行う程、量子化ノイズが減少し、高分解能が得られるため、信号帯域より数百倍程度の高い周波数でサンプリングを行う必要がある。
【００１９】
渦流量計の場合、信号帯域は数ｋＨｚであるためサンプリング周波数は数百ｋＨｚ以上が必要である。このような高周波の信号を絶縁し転送するためには大きな電流が必要である。
【００２０】
ところが、２線式の渦流量計では、動作電源と共用の流量信号を測定レンジに対する４−２０ｍＡの電流信号で外部機器に送信するため、ＡＤ変換器の全消費電流は４ｍＡ以下で動作させる必要がある。従って、図１６のΣΔＡＤ変換器では絶縁回路の電流消費量の制限により、４ｍＡ以下で絶縁が可能な範囲内でしかサンプリング周波数を上げる（分解能を上げる）ことができないという問題点があった。
【００２１】
この問題点を解決するために、図１７に示すΣΔＡＤ変換器が考案された。同図において、前記図１６と異なる点は、絶縁回路２５を除去し絶縁回路３５をコンパレータ１２とフリップフロップ１３の接続点と、フリップフロップ１３の出力端子とＤ／Ａ変換器１４の接続点に備えたことである。
【００２２】
コンパレータ１２の出力Ｄ１２とフリップフロップ１３の出力Ｄ１３は、図１５に示したとおりオンオフの２値信号であるため容易に絶縁することが可能である。
【００２３】
また、図１７の回路では図１６の回路と異なり、高周波のクロック信号ＣＬＫは絶縁回路３５を通過していない。そして、前記フリップフロップ１３の出力信号Ｄ１３は原理的にクロック信号ＣＬＫの周波数の半分以下である。
【００２４】
従って、絶縁回路３５によって絶縁する信号は、低い周波数の２値信号であるためその絶縁に高い周波数の信号を絶縁するための大電流を必要としない。従って、絶縁回路３５は小さな電流消費の簡単な回路で容易に実現できる。また、ΣΔＡＤ変換器の分解能を決定するクロック信号ＣＬＫも絶縁回路３５を通過しないため、この制限を受けず容易に高周波数化することが可能である。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７に説明した従来のΣΔＡＤ変換器の絶縁構造では、絶縁回路にフォトカプラや絶縁トランスを用いる必要があり、この絶縁回路を通過する信号は、前述のとおり比較的低い周波数のオンオフ信号である。このことによって、例えばフォトカプラを用いて前記の信号を絶縁しようとした場合、発光素子の点灯時間が長くなるため消費電流が大きくなるという問題点があった。また、絶縁トランスを用いた場合は、回路全体の小型化が難しくなるという問題点があった。
【００２６】
本発明は、上記問題を解決するもので、省電力化が可能であると共に高速サンプリングが可能な絶縁手段を備えたΣΔＡＤ変換器及びこれを用いた流量流速測定装置を提供することを目的とする。
【００２７】
このような目的を達成するに請求項１に記載の発明では、入力端子と加算器と積分器とコンパレータとフリップフロップを直列に接続し、前記フリップフロップの出力信号を出力端子に接続すると共に、その出力信号をＤ／Ａ変換器を介して前記加算器に帰還して、入力信号に対応するパルス密度信号を出力するΣΔＡＤ変換器において、
前記コンパレータの出力と前記フリップフロップの入力を絶縁する絶縁回路であって、前記コンパレータの出力信号から微分信号を抽出し、この微分信号を絶縁伝送し、この絶縁伝送された微分信号に基づいて前記コンパレータの出力信号を復調し、この復調信号を前記フリップフロップに入力する第１の絶縁回路と、
前記フリップフロップの出力と前記Ｄ／Ａ変換器の入力を絶縁する絶縁回路であって、前記フリップフロップの出力信号から微分信号を抽出し、この微分信号を絶縁伝送し、この絶縁伝送された微分信号に基づいて前記フリップフロップの出力信号を復調し、この復調信号を前記Ｄ／Ａ変換器に入力する第２の絶縁回路と、
前記コンパレータの出力信号と前記第２の絶縁回路の出力信号の極性が一致していない場合、前記コンパレータの出力信号と逆極性のパルス信号を発生し、このパルス信号と前記コンパレータの出力信号を加算した合成信号を前記第１の絶縁手段に出力する第１の起動回路と、
前記フリップフロップの出力が一定時間変化しないことを検出し前記第１の絶縁回路に出力反転指令を出力する第２の起動回路を備えたことを特徴とするものである。
【００２８】
このことにより、前記コンパレータの出力と前記フリップフロップの入力及び、
前記フリップフロップの出力と前記Ｄ／Ａ変換器の入力を、微分信号を絶縁伝送して絶縁することが可能となる。また、前記第１の起動回路及び第２の起動回路によって、ΣΔＡＤ変換器を確実に動作させることが可能となる。
【００２９】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１の絶縁回路は、前記コンパレータの出力の微分信号を絶縁トランスを用いて絶縁伝送することが可能となる。
【００３０】
請求項３に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１の絶縁回路は、前記コンパレータの出力の微分信号をフォトカプラを用いて絶縁伝送することが可能となる。
【００３１】
請求項４に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第２の絶縁回路は、前記フリップフロップの出力の微分信号を絶縁トランスを用いて絶縁伝送することが可能となる。
【００３２】
請求項５に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第２の絶縁回路は、前記フリップフロップの出力の微分信号をフォトカプラを用いて絶縁伝送することが可能となる。
【００３３】
請求項６に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１のエラー検出回路は、前記コンパレータの出力信号と前記第２の絶縁回路の出力信号の極性が一致していないことを、前記第２の絶縁回路に備えられたＳＲフリップフロップのセット端子に入力される信号と及びリセット端子に入力される信号を前記コンパレータの出力信号と比較することによって検出することが可能となる。
【００３４】
請求項７に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１の起動回路を、論理回路を組みあわせた簡単な構成の回路で実現することが可能となる。
【００３５】
請求項８に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第２の起動回路は、汎用的な部品を用いた簡単な構成の回路で実現することが可能となる。
【００３６】
請求項９と１０に記載の発明では、請求項８に記載の発明において、前記カウンタ回路は、前記フリップフロップの出力の状態変化時及びΣΔＡＤ変換器の電源投入時にリセットスタートすることが可能となる。
【００３７】
請求項１１と１２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記絶縁手段は様々な構成のΣΔＡＤ変換器に対応することが可能となる。
【００３８】
請求項１３に記載の発明では、請求項１から１２に記載の発明において、前記ΣΔＡＤ変換器は、流量流速測定器に用いたことを特徴とするものである。また、請求項１４から１６に記載の発明では、前記流量流速測定器は、２線式及び４線式渦流量計であることを特徴とするものである。
【００３９】
このことによって、前記渦流量計は、動作の安定化を図ると共に省電力化と高精度化及び低コスト化を実現することが可能となる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下図面を用いて本発明を詳しく説明する。図１は本発明に係るΣΔＡＤ変換器の構成図である。尚、同図において従来例の問題点を説明した図１７と同様の動作を行うものは、同一の符号を付しその説明を省略する。
【００４１】
図１において、前記図１７と異なる点は、コンパレータ１２とフリップフロップ１３の接続点に第１の絶縁回路３００を挿入した点と、フリップフロップ１３の出力端子とＤ／Ａ変換器１４の接続点に第２の絶縁回路３５０を挿入した点、及び、電源投入時又はノイズ混入等によってΣΔＡＤ変換器が異常停止した場合に再起動するための信号を発生する第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０を備えた点である。
【００４２】
ここでは、まず理解を容易にするために、前記第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０を省略した本発明に係わるΣΔＡＤ変換器の基本動作について、図２に示した基本構成図を用いて説明する。
【００４３】
第１の絶縁回路３００は、コンパレータ１２の出力信号Ｄ１２が変化する時の立ち上がり部分の信号（以下アップエッジ信号という。）及び立ち下がり部分の信号（以下ダウンエッジ信号という。）のみを絶縁伝送し、この絶縁伝送された信号を基にコンパレータ１２の出力信号Ｄ１２を復調する絶縁回路である。
【００４４】
図３に前記第１の絶縁回路３００の回路図を示す。同図において、入力端子３０１は微分用コンデンサ３０２の一端に接続され、この微分用コンデンサ３０２他の一端は絶縁トランス３０３の一次側巻線の一端に接続されている。この絶縁トランス３０３の一次側巻線の他の一端は、１次側共通電位に接続されている。
【００４５】
絶縁トランスの２次側巻線の一端は、駆動用電圧Ｖｃｃを抵抗３０４を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたアップエッジ検出用トランジスタ３０５のベースに接続されている。
【００４６】
絶縁トランスの２次側巻線の他の一端は、駆動用電圧Ｖｃｃを抵抗３０６を介してコレクタに印加され、エミッタを２次側共通電位に接続されたダウンエッジ検出用トランジスタ３０７のベースに接続されている。
【００４７】
絶縁トランスのセンタータップは、２次側共通電位に接続されている。
【００４８】
アップエッジ検出用トランジスタ３０５のコレクタは反転器３０９を介して反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のセット端子Ｓに接続され、ダウンエッジ検出用トランジスタ３０７のコレクタは反転器３１０を介して反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のリセット端子Ｒに接続されている。この反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８の出力Ｄ３００が第１の絶縁回路３００の出力としてフリップフロップ１３の入力に接続されている。
【００４９】
転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、セット端子Ｓにパルス信号が入力された場合、出力Ｄ３００をハイ側にラッチしリセット端子Ｒにパルス信号が入力された場合、出力Ｄ３００をロー側にラッチする。
【００５０】
このような構成の第１の絶縁回路３００の各部の波形を図４に示す。同図は、コンパレータ１２から第１の絶縁回路３００に入力される入力信号▲１▼と、この入力信号を微分用コンデンサ３０２に入力して得られた微分信号▲２▼と、アップエッジ検出用トランジスタ３０５のコレクタ電圧▲３▼と、ダウンエッジ検出用トランジスタのコレクタ電圧▲４▼と、反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８の出力信号Ｄ３００の関係を示したタイムチャートである。
【００５１】
図４において、入力信号▲１▼がローからハイとなるタイミングＴ１では、微分用コンデンサ３０２の作用によって絶縁トランスの１次側巻線に微分信号▲２▼に示すようなアップエッジ信号が入力される。
【００５２】
絶縁トランス３０３は、１次側巻線に入力されたアップエッジ信号を２次側巻線に絶縁伝送し、ここに誘起される電流をアップエッジ検出用トランジスタ３０５のベースに入力する。これによって、アップエッジ検出用トランジスタ３０５のコレクタにはコレクタ電圧▲３▼が発生する。
【００５３】
ここで発生したコレクタ電圧▲３▼は、反転器３０９によって反転され、反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のセット信号として反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のセット端子Ｓに入力される。
【００５４】
反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、セット端子Ｓに入力されたセット信号によって出力信号Ｄ３００をハイ側にラッチする。
【００５５】
次に入力信号▲１▼がハイからローとなるタイミングＴ２では、微分用コンデンサ３０２の作用によって絶縁トランスの１次側巻線に微分信号▲２▼に示すようなダウンエッジ信号が入力される。
【００５６】
絶縁トランス３０３は、１次側巻線に入力されたダウンエッジ信号を２次側巻線に絶縁伝送し、ここに誘起される電流をダウンエッジ検出用トランジスタ３０７のベースに入力する。これによって、ダウンエッジ検出用トランジスタ３０７のコレクタにはコレクタ電圧▲４▼が発生する。
【００５７】
ここで発生したコレクタ電圧▲４▼は、反転器３１０によって反転され、反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のリセット信号として反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のリセット端子Ｒに入力される。
【００５８】
反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、リセット端子Ｒに入力されたリセット信号によって出力信号Ｄ３００をロー側にラッチする。
【００５９】
第１の絶縁回路３００は、上記の動作を繰り返すことによって、入力端子３０１に入力された入力信号▲１▼と同じ波形を出力信号Ｄ３００として復調することが可能である。
【００６０】
上記に説明した第１の絶縁回路では、入力信号▲１▼の微分信号のみを絶縁伝送するため、入力信号▲１▼の信号をそのまま絶縁伝送する方式に比べ、小型の絶縁トランスを用いることが可能となる。従って絶縁回路を小型化することが可能になると共に低コストで製作することが可能となる。
【００６１】
また、上記に説明した第１の絶縁回路では、絶縁手段として絶縁トランス用いたが、フォトカプラを絶縁手段として用いることも可能である。図５に絶縁手段としてフォトカプラを用いた絶縁回路の一例を示す。同図において図３で説明した第１の絶縁回路と同じ動作を行うものは同一の符号を付しその説明を省略する。
【００６２】
図５において、入力端子３０１は、微分用コンデンサ３０２ａの一端に接続され、この微分用コンデンサ３０２ａ他の一端はアップエッジ検出用フォトカプラ３１１の発光素子に接続されている。同様に入力端子３０１は、反転器３１３を介して微分用コンデンサ３０２ｂの一端に接続され、この微分用コンデンサ３０２ｂ他の一端はダウンエッジ検出用フォトカプラ３１２の発光素子に接続されている。
【００６３】
アップエッジ検出用フォトカプラ３１１の受光素子には駆動用電源Ｖｃｃが抵抗３０４を介して接続され、この抵抗３０４と前記アップエッジ検出用フォトカプラ３１１の受光素子の接続点は反転器３０９を介して反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のセット端子Ｓに接続されている。
【００６４】
ダウンエッジ検出用フォトカプラ３１２の受光素子には駆動用電源Ｖｃｃが抵抗３０６を介して接続され、この抵抗３０６と前記ダウンエッジ検出用フォトカプラ３１２の受光素子の接続点は反転器３１０を介して反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８のリセット端子Ｒに接続されている。
【００６５】
このような構成の絶縁回路において、入力端子３０１に図３と同様の入力信号▲１▼を入力することにより、アップエッジ検出用フォトカプラ３１１によってアップエッジ信号が絶縁伝送され、ダウンエッジ検出用フォトカプラ３１２によってダウンエッジ信号が絶縁伝送され、反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８の出力に入力信号▲１▼と同じ出力信号を得ることが可能である。
【００６６】
図５に説明した第１の絶縁回路では、入力信号▲１▼の微分信号のみをフォトカプラによって絶縁伝送するため、入力信号▲１▼の信号をそのまま絶縁伝送する方式に比べフォトカプラの発光素子の点灯時間が著しく短くなるため、消費電流を低減することが可能となる。
【００６７】
また、図２における第２の絶縁回路３５０は、上記に説明した第１の絶縁回路３００と同様の構成である。但し、出力信号Ｄ３５０を出力するＳＲフリップフロップとして反転端子を具備しないＳＲフリップフロップを用いている。
【００６８】
従って、図２に示した構成のΣΔＡＤ変換器では、絶縁箇所で微分信号を伝送する絶縁回路を用いたことによって、図３のように絶縁手段として絶縁トランスを用いた場合は、ΣΔＡＤ変換器の小型化及び低コスト化が可能となり、図５のように絶縁手段としてフォトカプラを用いた場合は、ΣΔＡＤ変換器の消費電流の低減を図ることが可能となる。
【００６９】
また、更に本発明のΣΔＡＤ変換器では、下記に説明する手段によって動作の安定化を図っている。
【００７０】
一般的に、コンパレータ及びフリップフロップは、電源を投入した瞬間に出力の状態がハイとなるかローとなるかは確定できない。つまり、電源を投入した瞬間におけるコンパレータ及びフリップフロップの出力状態は不定である。
【００７１】
図２に示した構成のΣΔＡＤ変換器では、正常な動作を行っているコンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０は同じ極性となるように動作する。
【００７２】
ところが、ΣΔＡＤ変換器に電源を投入した瞬間、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイとなり、第２のフリップフロップ１０２の出力Ｄ１０２がローとなった場合、加算器１５によって前記第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０を反転した信号と入力信号Ａｉｎが加算された信号が積分器１１に入力されるため、積分器１１の出力Ａ１１はプラス側に飽和する。従ってコンパレータ１２の出力Ｄ１２はハイのまま変化しないため、ΣΔＡＤ変換器は動作を開始することができない。
【００７３】
また、ΣΔＡＤ変換器に電源を投入した瞬間、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がローとなり、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がハイとなった場合も、加算器１５によって前記第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０を反転した信号と入力信号Ａｉｎが加算された信号が積分器１１に入力されるため、積分器１１の出力Ａ１１はマイナス側に飽和する。従ってコンパレータ１２の出力Ｄ１２はローのまま変化しないため、ΣΔＡＤ変換器は動作を開始することができない。
【００７４】
ΣΔＡＤ変換器がこのような状態（以下、異常停止状態という。）に陥り、出力が変化しなくなった場合は、第１の絶縁回路の出力Ｄ３００を強制的に反転することによって再起動することが可能である。この動作を行うために備えられた回路が、図１における第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０である。
【００７５】
図１において、フリップフロップの出力Ｄ１３は、第２の起動回路４５０のエッジ検出回路４５１に入力され、エッジ検出回路４５１の出力はカウンタ回路４５２のリセット端子ＣＬＲに入力されている。このカウンタ回路４５２の出力が第１の絶縁回路の反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８の反転端子ＲＶＳに入力されている。
【００７６】
エッジ検出回路４５１は、フリップフロップの出力Ｄ１３の出力がハイからローまたはローからハイに変化することを検知しパルス信号を発生する回路である。
【００７７】
カウンタ回路４５２は、リセット端子ＲＣＬＲに入力された信号がハイ状態となった時カウント値をゼロリセットし、前記リセット端子Ｒに入力された信号がロー状態に戻った時カウントアップを開始し、このカウント値が予め設定されたリミット値と一致した時パルス信号を出力する回路である。また、カウンタ回路４５２は電源投入時にカウント値をゼロリセットしカウントアップを開始する。
【００７８】
反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、反転端子ＲＶＳに入力された信号がハイ状態となった時出力信号Ｄ３００を反転する。
【００７９】
また、図１において、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０のセット信号Ｓｉｎ２は、第１の起動回路４００のエラー検出回路ＥＲＲ−Ｓに入力され、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０のリセット信号Ｒｉｎ２は、第１の起動回路４００のエラー検出回路ＥＲＲ−Ｒに入力される。
【００８０】
エラー検出回路ＥＲＲ−Ｓの出力ＥＲｏとエラー検出回路ＥＲＲ−Ｒの出力ＥＳｏは、加算器１６によってコンパレータ１２の出力Ｄ１２と加算される。加算器１６の出力は、第１の絶縁回路３００に入力される。
【００８１】
エラー検出回路ＥＲＲ−Ｓとエラー検出回路ＥＲＲ−Ｒは、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路の出力Ｄ３５０が不一致となっていることを検出する回路である。
【００８２】
エラー検出回路ＥＲＲ−Ｒは、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイの時に第２の絶縁回路３５０からリセット信号Ｒｉｎ２が入力された時に正パルス信号ＥＲｏを出力する回路であり、エラー検出回路ＥＲＲ−Ｓは、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がローの時に第２の絶縁回路３５０からセット信号Ｓｉｎ２が入力された時に負パルス信号ＥＳｏを出力する回路である。この関係を図６に示す。
【００８３】
上記２つの出力信号は、加算器１６によってコンパレータ１２の出力Ｄ１２と加算され第１の絶縁回路３００に入力される。
【００８４】
このような構成の第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０の動作を図７に示したタイムチャートを参照しながら説明する。同図は、コンパレータ１２の入力Ａ１１と出力Ｄ１２と、第１の絶縁回路の出力Ｄ３００と、フリップフロップ１３の出力Ｄ１３（第２の絶縁回路３５０の入力である。）と、第２の絶縁回路の出力Ｄ３５０と、エラー検出回路ＥＲＲ−Ｓの出力ＥＳｏとエラー検出回路ＥＲＲ−Ｒの出力ＥＲｏと、カウンタ回路４５２の出力Ｄ４５２と、クロック信号ＣＬＫの関係を示すタイムチャートである。
【００８５】
図７は、ΣΔＡＤ変換器に電源を投入した瞬間、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイ、第１の絶縁回路３００の出力Ｄ３００がハイ、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がローとなった場合のタイムチャートである。
【００８６】
図７において、電源投入の瞬間、上記のような状態となった場合、図２に示したΣΔＡＤ変換器では動作を開始することができない。この状態から正常動作を再開するために第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０が行う動作を以下に説明する。
【００８７】
電源投入のタイミングＴ１では、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイ、第１の絶縁回路３００の出力Ｄ３００がハイ、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がローとなっている。この時同時にタイマー回路４５２はカウントアップを開始する。このタイマー回路４５２がカウントアップを開始してからタイムアップするまでの時間Ｋ１が、ΣΔＡＤ変換器が異常停止状態に陥っている時間である。
【００８８】
やがて、タイマー回路４５２がタイムアップすると、タイマー回路４５２はパルス信号Ｄ４５２を出力する。（Ｔ２のタイミングである。）
【００８９】
反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、反転端子ＲＶＳに入力されたパルス信号Ｄ４５２によって出力信号Ｄ３００を反転する。（Ｔ３のタイミングである。）
【００９０】
これによって、フリップフロップ１３は出力信号Ｄ１３をローとする。（Ｔ４のタイミングである。）
【００９１】
これによって、第２の絶縁回路３５０はリセット信号Ｒｉｎ２を発生する。この時、エラー検出回路ＥＲＲ−Ｒは、リセット信号Ｒｉｎ２とコンパレータ１２の出力Ｄ１２を比較した後、これが誤りであると判断し出力ＥＲｏを発生する（Ｔ５のタイミングである。）
【００９２】
出力ＥＲｏは、加算器１６によってコンパレータ１２の出力Ｄ１２と加算され第１の絶縁回路３００に入力される。ここで入力される信号は、ハイとなっているコンパレータ１２の出力Ｄ１２に負パルスである出力ＥＲｏが加算されるため、出力ＥＲｏのパルス幅の時間だけローの信号が入力され、再度ハイとなる。絶縁回路３００は、この入力信号のアップエッジを検知し出力信号Ｄ３００をハイ側にラッチする。（Ｔ６のタイミングである。）
【００９３】
これによって、フリップフロップ１３は出力信号Ｄ１３をハイとし、（Ｔ７のタイミングである。）、第２の絶縁回路３５０は出力信号Ｄ３５０をハイとする。（Ｔ８のタイミングである。）これによって、ΣΔＡＤ変換器は、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０が一致するため、正常動作を再開する。
【００９４】
図８は、ΣΔＡＤ変換器に電源を投入した瞬間、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイ、第１の絶縁回路３００の出力Ｄ３００がロー、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がローとなった場合のタイムチャートである。
【００９５】
この場合もΣΔＡＤ変換器は動作を開始することができない。この状態から正常動作を再開するために第１の起動回路４００と第２の起動回路４５０が行う動作を以下に説明する。
【００９６】
電源投入のタイミングＴ１では、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイ、第１の絶縁回路３００の出力Ｄ３００がロー、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がローとなっている。この時同時にタイマー回路４５２はカウントアップを開始する。このタイマー回路４５２がカウントアップを開始してからタイムアップするまでの時間Ｋ１が、ΣΔＡＤ変換器が異常停止状態に陥っている時間である。
【００９７】
やがて、タイマー回路４５２がタイムアップすると、タイマー回路４５２はパルス信号Ｄ４５２を出力する。（Ｔ２のタイミングである。）
【００９８】
反転端子付きＳＲフリップフロップ３０８は、反転端子ＲＶＳに入力されたパルス信号Ｄ４５２によって出力信号Ｄ３００を反転する。（Ｔ３のタイミングである。）
【００９９】
これによって、フリップフロップ１３は出力信号Ｄ１３をハイとし、（Ｔ４のタイミングである。）、第２の絶縁回路３５０は出力信号Ｄ３５０をハイとする。（Ｔ５のタイミングである。）これによって、ΣΔＡＤ変換器は、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０が一致するため、正常動作を再開する。
【０１００】
図９は、ΣΔＡＤ変換器に電源を投入した瞬間、コンパレータ１２の出力Ｄ１２がハイ、第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０がハイとなった場合のタイムチャートである。
【０１０１】
この場合は、電源投入時Ｔ１において、コンパレータ１２の出力Ｄ１２と第２の絶縁回路３５０の出力Ｄ３５０が一致するため、正常に動作を継続する。この時、第１の絶縁回路３００の出力Ｄ３００は、ローであってもハイであってもよい。
【０１０２】
図１０に第１の起動回路４００の一例を示す。同図において第１の起動回路４００は、コンパレータ１２の出力信号Ｄ１２を一端に入力し他の一端に前記第２の絶縁回路３５０のセット信号Ｓｉｎ２を入力する第１の反転オア回路５０１と、この第１の反転オア回路の出力を一端に入力し他の一端に前記第２の絶縁回路のリセット信号Ｒｉｎ２を入力する第２の反転オア回路５０２によって構成されている。
【０１０３】
図１に示した第１の起動回路４００では、２種類のエラー検出回路ＥＲＲ−ＳとＥＲＲ−Ｒ及び加算器１６を用いてこれを構成したが、上記のような構成の回路を用いることによって、図１の起動回路４００と同様の効果を得ることが可能である。
【０１０４】
なお、以上の説明は、本発明の説明および例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎない。したがって本発明は、上記実施例に限定されることなく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、変形をも含むものである。
【０１０５】
例えば、図１１に示した回路のように加算器４５と積分器４１を追加した２次ΣΔＡＤ変換器においても、図１で説明した絶縁手段は有効である。同図のようにΣΔＡＤ変換器は、積分器の数を増やすことによって１次ΣΔＡＤ変換器に比べ、量子化ノイズを低減し分解能を上げることが可能である。
【０１０６】
更に、図１２に示した回路のようにフリップフロップ１３の出力端子とＡ／Ｄ変換器１４の間にホールド回路５６を挿入したΣΔＡＤ変換器においても、図１で説明した絶縁手段は有効である。同図のようにホールド回路５６を備えることによりクロック信号ＣＬＫの周波数に比べ積分器１１やコンパレータ１３の動作速度を低く抑えることが可能となるため、より小電流で動作するΣΔＡＤ変換器を低コストで製作することが可能となる。
【０１０７】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１から５に記載の発明では、前記ΣΔＡＤ変換器において微分信号を絶縁伝送する絶縁回路にを備えたことにより、その絶縁手段にトランスを用いた場合は、絶縁トランスを小型化することが可能となるためΣΔＡＤ変換器自体を小型化することが可能となり、その製作コストも安価となる。また、絶縁手段にフォトカプラを用いた場合、発光素子の点灯時間が著しく短くなるため、省電力化を図ることが可能となる。更に、第１及び第２の起動回路を備えたことにより、電源投入時やノイズ混入時等によってΣΔＡＤ変換器が異常停止状態に陥った場合、いち早く再起動することが可能である。
【０１０８】
請求項６と７に記載の発明では、請求項１に記載された発明において、前記第１の起動回路は、前記コンパレータの出力信号と前記第２の絶縁回路の出力信号の極性が一致していないことを、簡単な構成の回路によって検出することが可能となる。
【０１０９】
請求項８に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第２の起動回路を、論理回路を組みあわせた簡単な構成の回路で実現することが可能となる。また、これらは、ΣΔＡＤ変換器の出力を処理するデジタルフィルタやＣＰＵ等と一緒にＡＳＩＣ化することが可能である。これによって、ΣΔＡＤ変換器や更に小型化及び低コスト化することが可能となる。
【０１１０】
請求項９と１０に記載の発明では、請求項８に記載の発明において、前記フリップフロップの出力の状態変化時及びΣΔＡＤ変換器の電源投入を安価なカウンタ回路によって検出することが可能である。これによっては、ΣΔＡＤ変換器を小型化及び低コスト化することが可能となる。
【０１１１】
請求項１１と請求項１２に記載の発明では、請求項１に記載された発明において、前記絶縁手段は、前記２次ΣΔＡＤ変換器やホールド回路を備えたΣΔＡＤ変換器においても対応が可能であるため様々な構成のΣΔＡＤ変換器に対応することが可能となる。
【０１１２】
請求項１３から１６に記載の発明では、請求項１から１２に記載の発明において、前記ΣΔＡＤ変換器は、２線式及び４線式の渦流量計に用いることによって、前記渦流量計の動作の安定化を図ると共に省電力化と高精度化及び低コスト化を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の基本構成図である。
【図３】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の第１の絶縁回路の一実施例を示す構成図である。
【図４】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の第１の絶縁回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図５】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の第１の絶縁回路の他の一実施例を示す構成図である。
【図６】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の第１の起動回路の動作を説明する図である。
【図７】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の動作を説明するタイムチャートである。
【図８】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の動作を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の動作を説明するタイムチャートである。
【図１０】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の第１の起動回路の一実施例を示す構成図である。
【図１１】本発明に係る２次ΣΔＡＤ変換器の実施例を示す構成図である。
【図１２】本発明に係るΣΔＡＤ変換器の他の実施例を示す構成図である。
【図１３】従来の渦流量計の一例を示す構成図である。
【図１４】従来のΣΔＡＤ変換器の一例を示す構成図である。
【図１５】従来のΣΔＡＤ変換器の各信号波形を示すタイムチャートである。
【図１６】従来の渦流量計のΣΔＡＤ変換器の他の一例を示す構成図である。
【図１７】従来の渦流量計のΣΔＡＤ変換器の他の一例を示す構成図である。
【符号の説明】
１  センサ
２  増幅器
３  アンチエリアジングフィルタ
４  Ａ／Ｄ変換器
５  デジタルフィルタ
６  ＣＰＵ
７  出力回路
１１、４１  積分器
１２  コンパレータ
１３  フリップフロップ
１４  Ｄ／Ａ変換器
１５、１６、４５  加算器
２５、３５  絶縁回路
５６  ホールド回路
３００  第１の絶縁回路
３０１  入力端子
３０２、３０２ａ、３０２ｂ  微分用コンデンサ
３０３  絶縁トランス
３０４、３０６  抵抗
３０５，３０７  トランジスタ
３０８  ＳＲフリップフロップ
３０９、３１０、３１３  反転器
３１１、３１２  フォトカプラ
３５０  第２の絶縁回路
４００  第１の起動回路
４５０  第２の起動回路
４５１  エッジ検出回路
４５２  カウンタ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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