(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流入力を整流する整流回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受けるフライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子を比較的高い周波数でスイッチング動作させる駆動回路と、前記フライバックトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コンデンサの直列回路とを備え、
前記スイッチング素子のスイッチング動作時に前記交流電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い場合には前記フライバックトランスの１次巻線又は２次巻線に常に電流が流れるように動作し、前記閾値電圧以下の場合には前記フライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一旦停止してから１次巻線に電流が流れるように動作することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電源からの交流入力を整流する整流回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受けるフライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子を比較的高い周波数でスイッチング動作させる駆動回路と、前記フライバックトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コンデンサの直列回路とを備え、
前記平滑コンデンサからの出力電圧が所望の電圧値になるように前記フライバックトランスの１次巻線と２次巻線との巻数比を設定するとともに、
前記スイッチング素子のスイッチング動作時に前記交流電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い場合には前記フライバックトランスの１次巻線又は２次巻線に常に電流が流れ、前記閾値電圧以下の場合には前記フライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一旦停止してから１次巻線に電流が流れるように前記フライバックトランスのインダクタンス値を設定したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
閾値電圧は、交流電源に流れる入力電流の高調波成分が所望のレベル以下となるように設定したことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧の変化を検出する電圧変化検出手段を設け、駆動回路は、前記検出手段が検出した出力電圧変化に基づいて制御信号を発生し、この制御信号をスイッチング素子をスイッチング動作する駆動信号に負帰還させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、スイッチング素子に直列に低抵抗素子を介挿し、駆動回路は、この低抵抗素子の両端から所定電圧を越える電圧を検出すると、前記スイッチング素子のオン状態を強制的にオフ状態に移行させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、前記検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、前記検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、かつ、前記検出手段が検出した出力電圧が所定電圧以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源などに使用される電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力変換装置としては、図９に示すように、交流電源１に全波整流回路２の入力端子を接続し、この全波整流回路２の出力端子に突入電流防止回路３を構成する３端子サイリスタ４と抵抗５との並列回路を直列に介して第１の平滑コンデンサ６を接続している。そして、第１の平滑コンデンサ６にフライバックトランス７の１次巻線７ｐと比較的高い周波数でスイッチング動作するスイッチング素子８との直列回路を並列に接続し、フライバックトランス７の２次巻線７ｓにダイオード９を順方向に介して第２の平滑コンデンサ１０を並列に接続し、この第２の平滑コンデンサ１０に負荷１１を並列に接続するようになっている。サイリスタ４は時定数回路１２により電源の投入に対して若干の遅れ時間を持って導通制御されるようになっている。
【０００３】
この装置においては、交流電源１が投入されると、先ず、サイリスタ４が非導通状態になっているので抵抗５を介して第１の平滑コンデンサ６に充電電流が流れる。これにより、通常の数十倍の突入電流が第１の平滑コンデンサ６に流れ込むのを防止する。そして、一定時間が経過すると時定数回路１２によりサイリスタ４が導通制御され、電流はサイリスタ４を介して流れるようになる。
【０００４】
このようにして全波整流回路２、突入電流防止回路３及び第１の平滑コンデンサ６からなる回路はコンデンサインプット型のＡＣ−ＤＣ変換を行う。そして、第１の平滑コンデンサ６から得られる直流電圧はフライバックコンバータの１次側電源として機能する。
【０００５】
フライバックコンバータではスイッチング素子８がオン動作すると、トランス７の１次巻線７ｐにはリニアに増加する電流が流れ、磁気エネルギーを蓄積する。次に、スイッチング素子８がオフ動作すると、１次巻線７ｐに流れる電流は速やかに停止し、蓄積された磁気エネルギーの放出により２次巻線７ｓに電流が流れる。この場合、１次巻線７ｐよりも２次巻線７ｓの巻数を少なくしておけば２次側の第２の平滑コンデンサ１０からの出力電圧はより低い直流電圧となり、例えば、モータやソレノイドを負荷１１とする電源として使用できる。あるいは、ＭＯＳ型ＩＣの駆動電源としても使用できる。
【０００６】
この装置における入力電圧波形Ｖと入力電流波形Ｉを示すと図１０に示すようになる。入力電圧波形Ｖは５０Ｈｚの正弦波であるが、入力電流波形Ｉは基本的にコンデンサインプット動作であるので入力電圧の高いときだけ針状の電流が流れる波形となる。従って、電流の高調波成分が多いという問題があった。
【０００７】
そこで、高調波成分を減らすという目的で、図１１に示すように、交流電源１と全波整流回路２との間にリアクトル１３を直列に介挿したものが知られている。なお、この場合はリアクトル１３の作用により突入電流のピークを抑えることができるので、図９に示すような突入電流防止回路３は省略できる。
【０００８】
交流入力が５０Ｈｚの場合、リアクトル１３としては５〜３０ｍＨ程度のものが必要となる。この構成では、リアクトル１３の作用により入力電流波形を変形させることができ、針状のピーク電流は幅が広くなるとともにピーク値が下がり、高調波成分の発生を抑制することができる。すなわち、このときの入力電流波形Ｉは図１２に示すようになる。
【０００９】
また、高調波を減らす別のものとして、図１３に示すように、全波整流回路２の出力端子に高周波成分をカットするための容量の小さいコンデンサ１４を並列に接続するとともに、突入電流防止回路３のサイリスタ４と抵抗５との並列回路を直列に介してアクティブフィルタ１５の入力端子を接続し、このアクティブフィルタ１５の出力端子にフライバックトランス７の１次巻線７ｐとスイッチング素子８の直列回路を並列に接続したものが知られている。
【００１０】
アクティブフィルタ１５は、インダクタ１６、スイッチング素子１７、ダイオード１８及び平滑コンデンサ１９からなり、全波整流回路２の出力端子にサイリスタ４と抵抗５との並列回路及びインダクタ１６を直列に介してスイッチング素子１７を接続し、そのスイッチング素子１７にダイオード１８を順方向に直列に介して平滑コンデンサ１９を並列に接続している。そして平滑コンデンサ１９にトランス７の１次巻線７ｐとスイッチング素子８の直列回路を並列に接続している。
【００１１】
この装置は、アクティブフィルタ１５のインダクタ１６、スイッチング素子１７及びダイオード１８で昇圧型コンバータを構成し、スイッチング素子１７がオン動作すると、インダクタ１６にリニアに増加する電流が流れ、適当なタイミングでスイッチング素子１７がオフするとインダクタ１６に蓄えられた磁気エネルギーがスイッチング素子１７のオンのときよりも短い時間で放出され、電流がダイオード１８を介して平滑コンデンサ１９に流れ込む。
【００１２】
磁気エネルギーが放出され、インダクタ電流が停止すると、スイッチング素子１７が再びオン動作する。このような動作を行うことでインダクタ電流が常に三角波状に流れ、その平均電流が入力電流となる。なお、スイッチング素子１７がオンする時間幅は、そのときの入力電圧と出力電圧の変動を負帰還させる信号との乗算を行い、その結果に基づいて決められる。
【００１３】
このようにすることで入力電流波形Ｉは入力電圧波形と同じ波形となり、図１４に示すように、入力電圧波形Ｖが正弦波であれば入力電流波形Ｉも正弦波状となる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１１に示す電力変換装置は、入力電流の高調波成分をある程度抑えることができてもリアクトル１３として５〜３０ｍＨ程度のものが必要となり、しかも、メイン電流経路に挿入されるため、リアクトルとして大形で大重量のものが必要となり、装置が大形化し大重量化する問題があった。また、リアクトルでの導通損や鉄損が発生する問題があった。
【００１５】
また、図１３に示す電力変換装置は、アクティブフィルタ１５にインダクタ１６を使用しているがスイッチング素子１７のスイッチング周波数を比較的高く設定すればこのインダクタを１ｍＨ以下にできるので大形化、大重量化という問題は避けられ、また、合理的に入力電流波形を演算して作り出すので入力電流の高調波成分を充分に抑えることができるが、全体としてコンバータを２段使用することになり、電力変換が複雑化し回路構成が複雑化するとともに使用する回路部品が多くなり、また、コストアップにもなるという問題があった。
【００１６】
そこで、請求項１乃至７記載の発明は、構成の簡単化、小形化、軽量化を図ることができるとともに高出力化を図ることができ、しかも、入力電流の高調波成分の発生を抑えることができる電力変換装置を提供する。
請求項４記載の発明は、さらに、出力電圧の調整が容易にできる電力変換装置を提供する。
【００１７】
請求項５記載の発明は、さらに、過電流に対して回路保護が確実にできる電力変換装置を提供する。
請求項６記載の発明は、さらに、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護が確実にできる電力変換装置を提供する。
請求項７記載の発明は、さらに、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護が確実にでき、しかも、正常電圧に復帰したときには動作を再開して電力の供給ができ、従って、省電力化を図ることもできる電力変換装置を提供する。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、交流電源からの交流入力を整流する整流回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受けるフライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、スイッチング素子を比較的高い周波数でスイッチング動作させる駆動回路と、フライバックトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コンデンサの直列回路とを備え、スイッチング素子のスイッチング動作時に交流電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い場合にはフライバックトランスの１次巻線又は２次巻線に常に電流が流れるように動作し、閾値電圧以下の場合にはフライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一旦停止してから１次巻線に電流が流れるように動作することにある。
【００１９】
請求項２記載の発明は、交流電源からの交流入力を整流する整流回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受けるフライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、スイッチング素子を比較的高い周波数でスイッチング動作させる駆動回路と、フライバックトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コンデンサの直列回路とを備え、平滑コンデンサからの出力電圧が所望の電圧値になるようにフライバックトランスの１次巻線と２次巻線との巻数比を設定するとともに、スイッチング素子のスイッチング動作時に交流電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い場合にはフライバックトランスの１次巻線又は２次巻線に常に電流が流れ、閾値電圧以下の場合には前記フライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一旦停止してから１次巻線に電流が流れるようにフライバックトランスのインダクタンス値を設定したことにある。
【００２０】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、閾値電圧は交流電源に流れる入力電流の高調波成分が所望のレベル以下となるように設定したことにある。
【００２１】
請求項４記載の発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧の変化を検出する電圧変化検出手段を設け、駆動回路は、検出手段が検出した出力電圧変化に基づいて制御信号を発生し、この制御信号をスイッチング素子をスイッチング動作する駆動信号に負帰還させることにある。
【００２２】
請求項５記載の発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、スイッチング素子に直列に低抵抗素子を介挿し、駆動回路は、この低抵抗素子の両端から所定電圧を越える電圧を検出すると、スイッチング素子のオン状態を強制的にオフ状態に移行させることにある。
【００２３】
請求項６記載の発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることにある。
【００２４】
請求項７記載の発明は、請求項１又は２記載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、かつ、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧以下になるとスイッチング素子のスイッチング動作を再開させることにある。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、交流電源２１に全波整流回路２２の入力端子を接続し、この全波整流回路２２の出力端子にコンデンサ２３を並列に接続するとともにフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐと比較的高い周波数でスイッチング動作するスイッチング素子２５との直列回路を並列に接続している。
【００２６】
前記スイッチング素子２５はオシレータ２６を備えた駆動回路２７によって駆動されるもので、オシレータ２６で作られる比較的高い周波数とこの周波数のデューティによってコンバータとしての動作が制御されるようになっている。すなわち、フライバックトランス２４、スイッチング素子２５、駆動回路２７及びダイオード２８はフライバックコンバータを構成している。
【００２７】
前記コンデンサ２３は前記スイッチング素子２５のスイッチングによる高周波成分をカットするためのもので、その容量は十分に小さく、商用電源２１からの、例えば、５０Ｈｚの入力に対しては平滑作用を発揮しないようになっている。
【００２８】
そして、前記フライバックトランス２４の２次巻線２４ｓにダイオード２８を順方向に介して平滑コンデンサ２９を並列に接続し、この平滑コンデンサ２９に負荷３０を並列に接続している。前記平滑コンデンサ２９は十分に容量が大きく、１次側の脈流電圧による変動を十分に安定化させる機能を有している。
【００２９】
ところで、フライバックトランスを使用したフライバック動作モードとしては電流不連続モードと電流連続モードの２種類が存在する。
【００３０】
電流不連続モードでは、スイッチング素子２５のオン時にはフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐに電流が流れ、オフ時には２次巻線２４ｓに電流が流れ、やがてこの電流が停止するまでオフのデューティを確保する。
【００３１】
このときのスイッチング素子２５のオン、オフタイミングと、１次巻線電流及び２次巻線電流の関係を示すと図２の（ａ）に示すようになる。すなわち、１次巻線電流も２次巻線電流も三角形状の電流波形となる。この電流不連続モードでは入力電流ピークに対して流せる平均電流が少なくなるが、フライバックトランス２４は確実に磁気リセットするので動作が安定している。
【００３２】
また、電流連続モードでは、スイッチング素子２５のオン時にはフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐに電流が流れ、オフ時には２次巻線２４ｓに電流が流れるが、この電流が停止する前に次のサイクルに移行しフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐに電流が流れるようになる。すなわち、次のサイクルでは２次巻線電流の残り分が１次巻線２４ｐの初期電流として上乗せされることになる。
【００３３】
このときのスイッチング素子２５のオン、オフタイミングと、１次巻線電流及び２次巻線電流の関係を示すと図２の（ｂ）に示すようになる。すなわち、１次巻線電流も２次巻線電流も台形状の電流波形となる。この電流連続モードでは入力電流ピークに対して流せる平均電流が多くなる。
【００３４】
通常、フライバックコンバータでは、直流電圧を入力として電流不連続モードか電流連続モードのいずれかに固定して動作するように設計する。この点、この実施の形態では、入力側に平滑コンデンサを介在させないため直流電圧を入力として使用することはできない。そこで、入力電圧が低いときには電流不連続モードで動作し、入力電圧が高いときには電流連続モードで動作するようにフライバックトランス２４の仕様を決める。
【００３５】
このようにすれば、入力電圧Ｖと入力電流Ｉとの関係は図３の（ａ）に示すようになり、入力電流波形として高調波成分が少ない電流波形が得られる。
そして、例えば、ある周波数とデューティのもとで、入力電圧が低いときにはフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐ及び２次巻線２４ｓに流れる電流が図２の（ａ）に示すようになるように制御し、入力電圧が高いときにはフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐ及び２次巻線２４ｓに流れる電流が図２の（ｂ）に示すようになるように制御する。
【００３６】
そして、周波数を固定とするならば、その周波数に対して１次巻線２４ｐと２次巻線２４ｓの巻数比を保ったままインダクタンス値を下げることによって電流不連続モードで動作する区間を大きくし、電流連続モードで動作する区間を小さくできる。また、インダクタンス値を上げればこの逆となる。
【００３７】
また、インダクタンス値を固定とするならば、そのインダクタンス値に対して周波数を下げることによって電流不連続モードで動作する区間を大きくし、電流連続モードで動作する区間を小さくできる。また、周波数を上げればこの逆となる。
従って、電流不連続モードと電流連続モードが切替わる閾値電圧ＶＴＨを変化させることで入力電流波形を変えることができる。
【００３８】
閾値電圧ＶＴＨを高く設定した場合、電流不連続モードで動作する区間が広がり、この区間では平均電流はあまり流れないが、入力電流は入力電圧と略同じ波形となる。また、電流連続モードで動作する区間が狭くなるので、大電流を供給する場合には向かない。従って、この場合は、入力電流Ｉの波形は図３の（ｂ）に示すようになり、全体として、平均電流があまり取れないので、電力的要求に対しては不十分となるが高調波成分は少なくなる。
【００３９】
閾値電圧ＶＴＨを低く設定した場合、電流不連続モードで動作する区間が狭くなり、電流連続モードで動作する区間が広がる。電流連続モードでは格段に大きな電流が流せるので、この場合は、入力電流Ｉの波形は図３の（ｃ）に示すようになり、全体として平均電流が多くなり、電力的要求に対しては十分となるが高調波成分は多少増加する。
【００４０】
そこで、閾値電圧ＶＴＨを入力電圧のピーク電圧の絶対値未満でかつ０Ｖよりも大きい範囲内で適当に選定すると入力電流の高調波成分の抑制と電力的な要求の両方を満たす回路特性が得られる。例えば、周波数を固定とした場合、閾値電圧ＶＴＨを高く設定するには、その周波数に対してトランス２４の１次巻線２４ｐと２次巻線２４ｓの巻数比を保ったままインダクタンス値を下げる。また、閾値電圧ＶＴＨを低く設定するには、その周波数に対してトランス２４の１次巻線２４ｐと２次巻線２４ｓの巻数比を保ったままインダクタンス値を上げる。
【００４１】
次に具体例について述べる。
商用電源２１からの入力電圧が１００ＶＡＣ、５０Ｈｚ、負荷３０に印加する出力電圧が２４ＶＤＣ、出力２００Ｗ、閾値電圧ＶＴＨが６０Ｖの仕様条件で、フライバックトランス２４として、１次巻線２４ｐが４０μＨ、４０ターン、２次巻線２４ｓが４μＨ、１２ターン、結合係数が０．９８のものを使用し、スイッチング素子２５のスイッチング周波数が１００ｋＨｚとすると、図４の（ａ）に示すように、入力電圧波形Ｖｉｎ、入力電流波形Ｉｉｎ、平滑コンデンサ２９の出力電圧波形Ｖｏｕｔを測定することができた。
【００４２】
そして測定した入力電流波形Ｉｉｎに対して、高調波規格クラスＤの判定ラインＬを重ねたところ、入力電流波形Ｉｉｎの９５％以上が判定ラインＬの範囲内に収まる結果が得られた。
【００４３】
図４の（ｂ）は入力電流波形Ｉｉｎを離散フーリエ変換して各高調波成分を分離した結果を示している。左端の棒グラフｇ１が基本波である５０Ｈｚ、次に大きい棒グラフｇ２がその３次成分である１５０Ｈｚ、その次に大きい棒グラフｇ３が５次成分である２５０Ｈｚ、…と続いている。なお、偶数次の成分は定常状態で上下の波形が相似であるから、ほとんど検出されず、このグラフでは点として示している。なお、グラフｇ０は高調波規格クラスの判定ラインを示している。
このグラフからいずれの高調波成分も判定ラインよりも下であり、従って、この電力変換装置はクラスＤのスイッチング電源として成立することになる。
【００４４】
このように、入力側に平滑コンデンサを設けていないのでコンデンサインプット動作にはならず、従って、入力側に突入電流防止回路、リアクトルあるいはアクティブフィルタ等を介挿する必要がなく、構成の簡単化、小形化、軽量化を図ることができる。
【００４５】
また、入力電圧の低いときには電流不連続モードで動作するが、入力電圧が高くなると電流連続モードで動作するため、負荷３０に対する十分な電流供給が可能であり高出力化を図ることができる。しかも、入力電流の高調波成分の発生を抑え、高調波成分の低減化を図ることができる。
【００４６】
（第２の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明は省略する。
図５に示すように、全波整流回路２２の出力端子の負極側を電位Ｇ１に接続し、スイッチング素子としてＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）２５１を使用し、このＦＥＴ２５１のソースを低抵抗素子３１を直列に介して前記全波整流回路２２の出力端子の負極側に接続している。また、フライバックトランス２４の２次巻線２４ｓの負極側を前記電位Ｇ１とは別電位Ｇ２に接続している。
【００４７】
また、平滑コンデンサ２９に電圧変換検出手段として抵抗３２と可変抵抗３３との直列回路を並列に接続し、出力電圧検出手段として抵抗３４と可変抵抗３５との直列回路並びに抵抗３６と可変抵抗３７との直列回路を並列に接続している。前記抵抗３４と３６及び可変抵抗３５と３７の抵抗値は同一に設定されている。
【００４８】
そして、前記抵抗３２と可変抵抗３３との接続点から検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧の変化を第１のフォトカプラ３８を介して基準電位に対する電圧となるように変換した電圧信号Ｌ１を第１のコンパレータ３９に入力している。前記第１のコンパレータ３９には、また、三角波生成器４０から三角波信号Ｓ１が入力されるようになっている。
【００４９】
前記第１のコンパレータ３９は電圧信号Ｌ１と三角波信号Ｓ１を比較し、三角波信号Ｓ１が電圧信号Ｌ１のレベル以上となる期間だけハイレベルとなるパルス信号Ｓ２を論理合成回路４１に供給するようになっている。
【００５０】
前記ＦＥＴ２５１のソースと低抵抗素子３１との接続点から検出した電圧信号Ｓ３を第２のコンパレータ４２に入力している。前記第２のコンパレータ４２には、また、過電流判定電圧回路４３から過電流判定電圧信号Ｌ２が入力されるようになっている。
【００５１】
前記第２のコンパレータ４２は電圧信号Ｓ３と過電流判定電圧信号Ｌ２を比較し、電圧信号Ｓ３が過電流判定電圧信号Ｌ２のレベルに達すると過電流判定信号を前記論理合成回路４１に供給するようになっている。
【００５２】
前記抵抗３４と可変抵抗３５との接続点から検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧検出信号Ｓ４を第２のフォトカプラ４４を介して高電圧判定回路４５に入力している。また、前記抵抗３６と可変抵抗３７との接続点から検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧検出信号Ｓ５を第３のフォトカプラ４６を介して低電圧判定回路４７に入力している。
【００５３】
前記高電圧判定回路４５は、出力電圧検出信号Ｓ４のレベルが所定の高電圧判定レベルＬＨを越えると状態保持回路４８にラッチ信号を供給し、前記低電圧判定回路４７は出力電圧検出信号Ｓ５のレベルが所定の低電圧判定レベルＬＬ以下になると前記状態保持回路４８にリセット信号を供給するようになっている。
【００５４】
前記状態保持回路４８は、前記高電圧判定回路４５からラッチ信号を受けると前記論理合成回路４１に対してストップ信号ＳＴを供給すると共にその状態を保持し、この状態で前記低電圧判定回路４７からリセット信号を受けると保持状態をリセットしてストップ信号ＳＴの出力を停止するようになっている。
【００５５】
前記論理合成回路４１は前記第２のコンパレータ４２からの過電流判定信号や前記状態保持回路４８からのストップ信号ＳＴが供給されない状態では前記第１のコンパレータ３９からのパルス信号Ｓ２に基づいて駆動信号Ｓ６を出力して前記ＦＥＴ２５１をスイッチング制御し、前記第２のコンパレータ４２からの過電流判定信号が供給されると前記ＦＥＴ２５１への駆動信号Ｓ６の出力を停止させ、また、前記状態保持回路４８からのストップ信号ＳＴが供給されるとその信号ＳＴが供給されている期間前記ＦＥＴ２５１への駆動信号Ｓ６の出力を停止させるようになっている。
【００５６】
このような構成においては、ＦＥＴ２５１のスイッチング動作によりコンバータは入力電圧の低いときには電流不連続モードで動作し、入力電圧が高いときには電流連続モードで動作するので、入力電流の高調波成分の発生を抑えつつ負荷３０に十分な電流を供給でき、これにより、高出力が達成でき、負荷変動に対しても十分に対処できる。
【００５７】
この動作において平滑コンデンサ２９の出力電圧の変化が検出され、第１のフォトカプラ３８を介して第１のコンパレータ３９に電圧信号Ｌ１が入力される。この第１のコンパレータ３９には、また三角波生成器４０から三角波信号Ｓ１が入力されるので、第１のコンパレータ３９は図６の（ａ）に示すように電圧信号Ｌ１と三角波信号Ｓ１を比較し、三角波信号Ｓ１のレベルが電圧信号Ｌ１のレベル以上となる期間だけハイレベルとなる図６の（ｂ）に示すようなパルス信号Ｓ２を出力する。そして、このパルス信号Ｓ２が論理合成回路４１に供給される。
【００５８】
論理合成回路４１は、第２のコンパレータ４２から過電流判定信号が入力されず、また、状態保持回路４８からストップ信号ＳＴが入力されない通常の状態では、パルス信号Ｓ２に基づいてＦＥＴ２５１に駆動信号Ｓ６を供給してそのＦＥＴ２５１をスイッチング動作する。
【００５９】
このように負帰還ループにより平滑コンデンサ２９の出力電圧の変化がコンバータに負帰還され、出力電圧が高くなるとパルス信号Ｓ２のオンデューティが小さくなって入力電力を減少させる方向に作用する。また、出力電圧が低くなるとパルス信号Ｓ２のオンデューティが大きくなって入力電力を増加させる方向に作用する。
【００６０】
こうして、平滑コンデンサ２９の出力電圧が一定になるように制御が行われる。そして、このように出力電圧調整を基本的にオンデューティで行うことで出力電圧をオンデューティに負帰還させるという一般的な制御方法が利用でき、既存のＩＣなどが流用できる。
【００６１】
このような通常の動作を行っている状態で、ＦＥＴ２５１に過電流が流れる現象が発生すると、低抵抗素子３１の両端間電圧が高くなり、図７の（ｃ）に示すように、第２のコンパレータ４２に入力する電圧信号Ｓ３のレベルが過電流判定電圧回路４３からの過電流判定電圧信号Ｌ２のレベルに達すると、第２のコンパレータ４２から論理合成回路４１に過電流判定信号が供給され、これにより、論理合成回路４１は、図７の（ｄ）に示すように、ＦＥＴ２５１への駆動信号Ｓ６の供給を瞬時に停止させる。
【００６２】
これにより、ＦＥＴ２５１に供給される駆動信号Ｓ６のオンデューティが見かけ上小さくなったようになる。すなわち、過電流検出によってＦＥＴ２５１は直ちにオフ動作し、継続して過電流が流れるのを防止する。このように過電流を検出すると直ちにＦＥＴ２５１をオフ動作するので、ＦＥＴなどの回路保護が確実にできる。
【００６３】
また、通常の動作を行っている状態で、平滑コンデンサ２９からの出力電圧が異常に高くなることが発生すると、出力電圧検出信号Ｓ４、Ｓ５のレベルが高くなる。そして、高電圧判定回路４５が図８の（ａ）に示すように出力電圧検出信号Ｓ４のレベルが高電圧判定レベルＬＨを越えたことを判定すると状態保持回路４８にラッチ信号を出力し、これにより、状態保持回路４８は図８の（ｂ）に示すようにストップ信号ＳＴを出力すると共にその出力を保持する。
【００６４】
論理合成回路４１はストップ信号ＳＴを入力すると、図８の（ｃ）に示すように駆動信号Ｓ６の出力を停止させる。こうしてＦＥＴ２５１はスイッチング動作を停止し、コンバータは動作を停止する。
【００６５】
コンバータの動作が停止すると平滑コンデンサ２９からの出力電圧が次第に低下するようになる。これにより、出力電圧検出信号Ｓ４、Ｓ５のレベルも低下する。そして、低電圧判定回路４７が図８の（ａ）に示すように出力電圧検出信号Ｓ５のレベルが低電圧判定レベルＬＬ以下になったことを判定すると状態保持回路４８にリセット信号を出力し、これにより、状態保持回路４８は図８の（ｂ）に示すように出力保持状態を解除しストップ信号ＳＴの出力を停止する。
【００６６】
論理合成回路４１はストップ信号ＳＴの入力が停止すると、図８の（ｃ）に示すように駆動信号Ｓ６の出力を再開する。こうしてＦＥＴ２５１は再びスイッチング動作を開始し、コンバータは動作するようになる。
【００６７】
このように平滑コンデンサ２９からの出力電圧が異常に高くなることが発生するとコンバータの動作を停止して確実な回路保護ができる。そして、平滑コンデンサ２９からの出力電圧が低下したときには再びコンバータの動作を開始させることができるので、例えば、負荷３０がオープン状態になったときにはコンバータを連続発振から間欠発振に切替えることができ、コンバータでの電力損失を軽減させて省電力化を図ることができる。
【００６８】
【発明の効果】
請求項１乃至７記載の発明によれば、構成の簡単化、小形化、軽量化を図ることができるとともに高出力化を図ることができ、しかも、入力電流の高調波成分の発生を抑えることができる。
また、請求項４記載の発明によれば、さらに、出力電圧の調整が容易にできる。
また、請求項５記載の発明によれば、さらに、過電流に対して回路保護が確実にできる。
【００６９】
また、請求項６記載の発明によれば、さらに、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護が確実にできる。
また、請求項７記載の発明によれば、さらに、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護が確実にでき、しかも、正常電圧に復帰したときには動作を再開して電力の供給ができ、従って、省電力化を図ることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図。
【図２】同実施の形態における電流不連続モード及び電流連続モードの動作を説明するための波形図。
【図３】同実施の形態において電流不連続モードと電流連続モードが切替わる閾値電圧を変化させたときの入力電圧と入力電流の関係を示す波形図。
【図４】同実施の形態における具体例の入力電圧波形、入力電流波形、出力電圧波形と高調波判定ラインとの関係を示す波形図並びに入力電流波形を離散フーリエ変換して各高調波成分を分離した結果を示すグラフ。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図。
【図６】同実施の形態における第１のコンパレータの動作を説明するための波形図。
【図７】同実施の形態における第１のコンパレータ、第２のコンパレータ及び論理合成回路の動作を説明するための波形図。
【図８】同実施の形態における高電圧判定回路、低電圧判定回路、状態保持回路及び論理合成回路の動作を説明するための波形図。
【図９】従来例を示す回路構成図。
【図１０】同従来例における入力電圧と入力電流の関係を示す波形図。
【図１１】他の従来例を示す回路構成図。
【図１２】同従来例における入力電圧と入力電流の関係を示す波形図。
【図１３】他の従来例を示す回路構成図。
【図１４】同従来例における入力電圧と入力電流の関係を示す波形図。
【符号の説明】
２１…交流電源
２２…全波整流回路
２４…フライバックトランス
２５…スイッチング素子
２７…駆動回路
２８…ダイオード
２９…平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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