(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
矩形波励磁方式の電磁流量計において、  正の励磁期間（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，）と負の励磁期間（Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）の一つずつを隣接した期間（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）を正・負２値励磁の小周期（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）として、この小周期を複数回くり返した後、前記小周期の半周期に相当する無励磁期間（Ｔ７）を設けて、前記小周期（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）の複数回と前記無励磁期間（Ｔ７）の合計をその前半周期（Ｔａ）とするとともに、
負の励磁期間（Ｔ８，Ｔ１０，Ｔ１２）と正の励磁期間（Ｔ９，Ｔ１１，Ｔ１３）の一つずつを隣接した期間（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）を負・正２値励磁の小周期（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）として、この小周期を複数回くり返した後、前記小周期の半周期に相当する無励磁期間（Ｔ１４）を設けて、前記小周期（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）の複数回と前記無励磁期間（Ｔ１４）の合計をその後半周期（Ｔｂ）として、
前記前半周期（Ｔａ）と後半周期（Ｔｂ）の合計期間（Ｔａ＋Ｔｂ）を励磁の大周期（Ｔａ＋Ｔｂ）となし、
前記大周期の前半周期（Ｔａ）における正・負２値励磁の小周期と後半周期（Ｔｂ）における負・正２値励磁の小周期毎に微分ノイズを含む流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）を取り出すとともに、
前記小周期を複数回くり返した後の前記無励磁期間（Ｔ７）（Ｔ１４）毎又は前記大周期以前の無励磁期間（Ｔ１４’）毎に微分ノイズに対応した信号（Ｖｂ）（Ｖｂ’）を取り出して、
前記微分ノイズを含む流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）と前記無励磁期間（Ｔ７）（Ｔ１４）（Ｔ１４’）毎の微分ノイズに対応した信号（Ｖｂ）（Ｖｂ’）に基いて微分ノイズを除いた流量信号を取り出すことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
複数の無励磁期間毎に取り出した前記微分ノイズの移動平均値を前記小周期毎の流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）から引き算して微分ノイズを除いた流量信号を取り出すことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
【請求項３】
残留磁気励磁方式を用いたことを特徴とする請求項１又は２記載の電磁流量計。
【請求項４】
前記無励磁期間を置く間隔を変更可能にしたことを特徴とする請求項３記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は矩形波励磁方式の電磁流量計の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
矩形波の励磁方式を用いた電磁流量計では、励磁の切換り時に発生する微分ノイズにより零点変動が生じることが知られている。
【０００３】
このため特開昭５３−７５９６６号公報や特開昭５７−１４９９１９号公報に記載の電磁流量計のように、励磁を正・無・負・無の４期間を１周期とする３値励磁方式により、無励磁期間に発生する微分ノイズにより正又は負励磁期間の微分ノイズを打消して零点変動を軽減し改善する方法が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方法で零点変動は改善されるが、励磁の１周期の４期間のうち流量信号を計測するのは正と負励磁の２期間だけで、無励磁の２期間は微分ノイズを検出するだけに使われ、流量検出に利用できない。
【０００５】
このための問題点として、
▲１▼．流量の速い変化に対する流量計測の応答が遅くなる。
▲２▼．信号をサンプリングする期間が無励磁期間のない通常の２値励磁方式の１／２となり、流量信号に含まれるフローノイズの平均化が小さくなりバラツキが大きくなる。
【０００６】
▲３▼．前記従来技術のような３値励磁方式とすると２値励磁方式に対し実質的に励磁周波数が１／２となり、周波数が低くなるほど大きくなる１／ｆ特性を持ったフローノイズに対して弱くなる。特に電池駆動などの低消費電力タイプの電磁流量計では必然的に流量信号レベルが小さくなるため、上記のフローノイズの影響を受けやすく、３値励磁方式にすることにより励磁周波数が２値励磁方式の１／２になることは、零点変動が改善されるメリットを消してしまうので重大な欠点となる。
【０００７】
そこで、本発明はこれらの問題点を解消できる電磁流量計を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１の発明は、
矩形波励磁方式の電磁流量計において、
正の励磁期間（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，）と負の励磁期間（Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６）の一つずつを隣接した期間（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）を正・負２値励磁の小周期（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）として、この小周期を複数回くり返した後、前記小周期の半周期に相当する無励磁期間（Ｔ７）を設けて、前記小周期（Ｔ１＋Ｔ２、Ｔ３＋Ｔ４、Ｔ５＋Ｔ６）の複数回と前記無励磁期間（Ｔ７）の合計をその前半周期（Ｔａ）とするとともに、
負の励磁期間（Ｔ８，Ｔ１０，Ｔ１２）と正の励磁期間（Ｔ９，Ｔ１１，Ｔ１３）の一つずつを隣接した期間（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）を負・正２値励磁の小周期（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）として、この小周期を複数回くり返した後、前記小周期の半周期に相当する無励磁期間（Ｔ１４）を設けて、前記小周期（Ｔ８＋Ｔ９、Ｔ１０＋Ｔ１１、Ｔ１２＋Ｔ１３）の複数回と前記無励磁期間（Ｔ１４）の合計をその後半周期（Ｔｂ）として、
前記前半周期（Ｔａ）と後半周期（Ｔｂ）の合計期間（Ｔａ＋Ｔｂ）を励磁の大周期（Ｔａ＋Ｔｂ）となし、
前記大周期の前半周期（Ｔａ）における正・負２値励磁の小周期と後半周期（Ｔｂ）における負・正２値励磁の小周期毎に微分ノイズを含む流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）を取り出すとともに、
前記小周期を複数回くり返した後の前記無励磁期間（Ｔ７）（Ｔ１４）毎又は前記大周期以前の無励磁期間（Ｔ１４’）毎に微分ノイズに対応した信号（Ｖｂ）（Ｖｂ’）を取り出して、
前記微分ノイズを含む流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）と前記無励磁期間（Ｔ７）（Ｔ１４）（Ｔ１４’）毎の微分ノイズに対応した信号（Ｖｂ）（Ｖｂ’）に基いて微分ノイズを除いた流量信号を取り出すことを特徴とする電磁流量計である。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の電磁流量計において、
複数の無励磁期間毎に取り出した前記微分ノイズの移動平均値を前記小周期毎の流量信号（Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６）から引き算して微分ノイズを除いた流量信号を取り出すことを特徴とするものである。
【００１０】
そして請求項３の発明は、請求項１又は２の電磁流量計において、残留磁気励磁方式を用いたことを特徴とするものである。
また、請求項４の発明は、請求項３の電磁流量計において、無励磁期間を置く間隔を変更可能にしたことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】
各小周期（Ｔ１＋Ｔ２，Ｔ３＋Ｔ４，Ｔ５＋Ｔ６，Ｔ８＋Ｔ９，Ｔ１０＋Ｔ１１，Ｔ１２＋Ｔ１３）毎の流量信号出力（Ｖａ１，Ｖａ２，…，Ｖａ６）から、１つ前の大周期における無励磁期間に求めた微分ノイズ（Ｖｂ′）を引き算して、流量信号出力（Ｖａ１，Ｖａ２，…，Ｖａ６）に含まれる微分ノイズを除去するため、流量比例信号だけが取り出される。
【００１２】
なお、電気化学的な直流ノイズは短期間では変化しないため各小周期間において半周期ごとの差から信号（Ｖａ０  ）を取り出すときに打消し合って除去される。
【００１３】
同様に微分ノイズ（Ｖｂ０  ）でも電気化学的な直流ノイズは除去されて含まれない。
請求項２の発明では、更に、微分ノイズの移動平均値を用いるため、そのぶん流量比例信号の精度が向上する。
【００１４】
また請求項３の発明では更に、励磁電力が減少し、そのぶん電磁流量計の省電力化に役立つ。
【００１５】
【発明の実施の形態】
［第１実施例］
図１は本発明の第１実施例を示すブロック図で、図２はその動作を示すタイミングと各部の波形を示す線図である。
【００１６】
コイル３に図２（ａ）の波形の励磁電流を流して流管１内に磁界を発生させると、２つの電極２ａ─２ｂ間には図２（ａ）の励磁波形と同様な波形の流量比例信号が発生し、差動増幅器４で増幅されＥ１ｓとなる。７は励磁回路でタイミング回路８で制御される。
【００１７】
一方電極２ａ─２ｂ間には励磁の切り換りに伴い流量に関係なく微分ノイズが発生し差動増幅器４で増幅されて図２（ｂ）に示す波形Ｅ１ｎとなる。
現実には差動増幅器４の出力はＥ１ｓとＥ１ｎが合成（加算）された波形Ｅ1となるが、理解しやすくするため各々独立に図２（ａ）と図２（ｂ）にそれぞれ（Ｅ１ｓ）、Ｅ１ｎとして示している。
【００１８】
この合成信号、Ｅ１＝Ｅ１ｓ＋Ｅ１ｎをサンプルホールド回路５でスイッチＳ１，Ｓ２のタイミングでサンプリングした出力が図２（Ｃ）で、実線が積分器５２の出力Ｖａであり、その斜線部をスイッチＳ４のタイミングでコンデンサＣ２と増幅度１のアンプ５３でホールドした値Ｖａ０  を点線で示してある。
【００１９】
また５１は増幅度が−１の反転増幅器で、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサＣ１の回路定数とスイッチＳ１，Ｓ２がオンする積分時間で決る積分器５２の増幅度を１として説明する。
【００２０】
この積分器５２で図２（ａ），（ｂ）の波形の期間Ｔ１，Ｔ２，…，Ｔ１４の後半部分の各値Ｅ及びＮを積分した結果を同一の値として図２（Ｃ）に示す。
最初の小半周期Ｔ１ではその前の小半周期Ｔ１４′が無励磁期間であって、微分ノイズは図２（ｂ）に示すように通常の励磁期間に続く期間のときの半分のＮ／２であるため、最初の小周期Ｔ１＋Ｔ２におる積分器５２の出力Ｖａ１は、
Ｖａ１＝２Ｅ＋（３／２）Ｎ
となる。
【００２１】
この微分値Ｖａ１はスイッチＳ４のタイミングでコンデンサＣ２にホールドされた後、スイッチＳ３のタイミングでリセットされる。
次の小周期Ｔ３＋Ｔ４及びＴ５＋Ｔ６でも同様に積分されてサンプルホールドされるが、これらの小周期の直前に無励磁期間がないため、各小周期Ｔ３＋Ｔ４のサンプル値Ｖａ２と小周期Ｔ５＋Ｔ６のサンプル値Ｖａ３は
Ｖａ２＝Ｖａ３＝２Ｅ＋２Ｎ
となる。
【００２２】
期間Ｔ１〜Ｔ７からなる期間、つまり大周期の前半期間Ｔａ、Ｔａ＝Ｔ１＋Ｔ２＋…＋Ｔ７、の最後の無励磁期間Ｔ７では、スイッチＳ６のタイミングで、サンプルホールド回路５と同一の構成の、別のサンプルホールド回路６によって差動増幅器４の出力Ｅ１がサンプリングされる。
【００２３】
期間Ｔ７は無励磁期間であるため流量比例信号Ｅ１ｓはなく、微分ノイズＥ１ｎだけがサンプリングされて、その値はＮ／２となり大周期の前半期間Ｔａを終わる。なお、上述のようにＴ１＋Ｔ２などを小周期と呼び、その半分の期間Ｔ１などを小半周期と呼ぶようにしたのは、Ｔ１＋Ｔ２…＋Ｔ１４＝Ｔａ＋Ｔｂであらわされる期間を大きな周期という意味で大周期と名付けたのに対比して名付けた用語であり、必ずしも慣用されている技術用語ではない。しかし、本発明を説明するには適当であると考えて、半周期、小半周期、大周期等の表現を用いる。
【００２４】
大周期の後半の期間Ｔｂ、Ｔｂ＝Ｔ８＋Ｔ９＋…＋Ｔ１４、でも上記と全く同様の動作で、期間Ｔ８＋Ｔ９の小周期のサンプル値Ｖａ4
Ｖａ４＝２Ｅ＋（３／２）Ｎ
を、また期間Ｔ１０＋Ｔ１１とＴ１２＋Ｔ１３の各小周期のサンプル値Ｖａ5，Ｖａ6 として
Ｖａ５＝Ｖａ６＝２Ｅ＋２Ｎ
がそれぞれサンプルホールドをされるが、励磁のタイミングが大周期の前半の期間Ｔａと比べて図２（ａ）のように反転しているため、スイッチＳ５，Ｓ６によるサンプリングのタイミングが、期間ＴａにおけるスイッチＳ１とＳ２によるサンプリングのタイミングと逆の関係になっている。
【００２５】
大周期の後半の期間Ｔｂの最後の期間Ｔ１４は無励磁期間で、期間Ｔ７でスイッチＳ６のタイミングでサンプリングされた値Ｖｂ＝Ｎ／２にスイッチＳ５のタイミングで期間Ｔ７とは逆極性の微分ノイズが差動的にサンプリングされて図２（ｄ）に示すようにＶｂ＝Ｎとなる。この値ＶｂはスイッチＳ８のタイミングでコンデンサＣ４にホールドされ、増幅度１の増幅器６３の出力Ｖｂ０  となる。
【００２６】
以上によりサンプリングの大周期の１回Ｔ１＋Ｔ２＋…＋Ｔ１４を終る。
なお、上記前半の期間Ｔａと後半の期間Ｔｂは、大周期Ｔａ＋Ｔｂのいわば前半周期Ｔａと後半周期Ｔｂを構成している。
【００２７】
図２（Ｃ）に点線で示したサンプルホールド回路５の出力Ｖａ０は流量比例信号Ｅ１ｓと微分ノイズＥ１ｎの和Ｅ１をサンプリングした値であるため、差動増幅器１０で微分ノイズだけのサンプル値であるサンプルホールド回路６の出力Ｖｂ０を引算している。
【００２８】
ただし    Ｖａ１＝Ｖａ４＝２Ｅ＋（３／２）Ｎ
Ｖａ２＝Ｖａ３＝Ｖａ５＝Ｖａ６＝２Ｅ＋２Ｎ
であるため、サンプルホールド回路６の出力Ｖｂ０は増幅器１１を通して、差動アンプ１０のマイナス入力にくわえている。
【００２９】
可変増幅器１１の増幅度はタイミング回路８の信号Ｓ９がＨレベルの場合３／２倍、Ｌレベルの場合２倍となるように構成してあるため、差動アンプ１０の出力Ｖ０は微分ノイズが相殺除去されて流量比例信号だけの値
Ｖ０＝２Ｅ
となる。
【００３０】
なおこの値Ｖ０は各小周期Ｔ１＋Ｔ２，Ｔ３＋Ｔ４，Ｔ５＋Ｔ６，Ｔ８＋Ｔ９，Ｔ１０＋Ｔ１１，Ｔ１２＋Ｔ１３，…ごとに出力されるもので、周知の２値励磁の電磁流量計と同じ応答スピードを持つものである。
【００３１】
また図２のタイミング図では特に記さなかったが、電極２ａ−２ｂ間に発生する電気化学的な直流ノイズはサンプルホールド回路５のサンプル値Ｖａ１，Ｖａ２，…Ｖａ６…を半周期ごとの差、例えば期間Ｔ１とＴ２のときの差動増幅器４の各出力Ｅ１の差などから求めるため、小周期ごとに互いに打消し合って除去される。サンプルホールド回路６のサンプル値Ｖｂ０  を求める場合も同様に電気化学的直流ノイズは除去される。
【００３２】
［第２実施例］
図３は本発明の第２実施例のブロック図でサンプリング回路５Ａは、図１におけるサンプルホールド回路５からスイッチＳ４、コンデンサＣ２及び増幅度１の増幅器５３より成るホールド部分を除去したもので、これの出力Ｖ０１をＡ／Ｄ変換器２０でデジタル量に変換した後、ＭＰＵ（マイクロプロセッサ）２１で微分ノイズを演算処理するものである。
【００３３】
このＭＰＵ２０は、励磁回路７、スイッチＳ１，Ｓ２及びＳ３にそれぞれ操作信号を出すとともに、サンプリング回路５Ａのアナログ出力Ｖ０１をＡ／Ｄ変換器２０でディジタル量に変換してＭＰＵ２１に取り込む制御信号Ｐ１を出力する。またＭＰＵは、Ａ／Ｄ変換器２０から取り込んだデジタル量のうち、微分ノイズを相殺・除去して流量比例信号だけを演算する。
【００３４】
図４は図３の第２実施例の動作を示すタイミングと各部の波形を示す線図で、図４（ａ），（ｂ）は図２（ａ），（ｂ）とまったく同一で、図４（ｅ）はサンプリング回路５Ａの出力Ｖ０１である。スイッチＳ１，Ｓ２のタイミングで差動増幅器４の出力Ｅ１をサンプリングした後、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３が全てオフするホールド期間に、制御信号Ｐ１のタイミングでサンプリング回路５Ａの出力Ｖ０１をＡ／Ｄ変換器２０でＡ／Ｄ変換する。
【００３５】
この結果大周期の前半周期Ｔａのうち小周期Ｔ１＋Ｔ２におけるサンプリング回路５Ａの出力がＶａ１、小周期Ｔ３＋Ｔ４におけるサンプリング回路５Ａの出力がＶａ２、小周期Ｔ５＋Ｔ６におけるサンプリング回路５Ａの出力がＶａ３となる。
【００３６】
大周期の後半周期Ｔｂでも同様にサンプリング値Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６が各小周期Ｔ８＋Ｔ９，Ｔ１０＋Ｔ１１，Ｔ１２＋Ｔ１３におけるサンプリング回路５Ａの出力としてＡ／Ｄ変換されデジタル量に変換される。これらは流量比例信号と微分ノイズを含んだものである。
【００３７】
これらの各値は実施例１と同じで、サンプリング値Ｖａ１とＶａ４は
Ｖａ１＝Ｖａ４＝２Ｅ＋（３／２）Ｎ
であり、サンプリング値Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ５，Ｖａ６は
Ｖａ２＝Ｖａ３＝Ｖａ５＝Ｖａ６＝２Ｅ＋２Ｎ
である。また期間Ｔ７，Ｔ１４におけるサンプリング回路５Ａの出力のＡ／Ｄ変換値Ｖｂ１，Ｖｂ２は
Ｖｂ１＝Ｖｂ２＝Ｎ／２である。
このためＭＰＵ２１内では次の演算を行ない無励磁期間の微分ノイズを除いた流量比例信号だけの出力Ｅ０１，Ｅ０２，…，Ｅ０６を取り出す。
【００３８】
第１小周期Ｔ１＋Ｔ２の出力は
Ｅ０１＝Ｖａ１−（３／２）（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
第２小周期Ｔ３＋Ｔ４の出力は
Ｅ０２＝Ｖａ２−２（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
第３小周期Ｔ５＋Ｔ６の出力は
Ｅ０３＝Ｖａ３−２（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
第４小周期Ｔ８＋Ｔ９の出力は
Ｅ０４＝Ｖａ４−（３／２）・（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
第５小周期Ｔ１０＋Ｔ１１の出力は
Ｅ０５＝Ｖａ５−２（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
第６小周期Ｔ１２＋Ｔ１３の出力は
Ｅ０６＝Ｖａ６−２（Ｖｂ′１＋Ｖｂ′２）
となる。
【００３９】
なおＶｂ′１，Ｖｂ′２は大周期Ｔａ＋Ｔｂの１つ前の大周期における前半周期と後半周期の無励磁期間のサンプリング回路５Ａの出力値で、出力Ｖｂ１，Ｖｂ２に相当し、これらが無励磁期の微分ノイズに対応する。図４（ｅ）にはＶｂ′２のみがあらわされ、Ｖｂ′１はあらわされていない。
【００４０】
Ｅ０１〜Ｅ０６は微分ノイズを除去した流量比例信号である。
これらの値は各小周期の１周期Ｔ１＋Ｔ２，Ｔ３＋Ｔ４，Ｔ５＋Ｔ６，Ｔ８＋Ｔ９，Ｔ１０＋Ｔ１１，Ｔ１２＋Ｔ１３，…ごとに出力されてＤ／Ａ変換器２２でアナログ量に変換されて４〜２０ｍＡなどの流量出力とされたり、デジタル値のままＭＰＵ２１で演算されて積算流量値又は瞬間流量値として図示されてない液晶表示器などで表示される・
［第３実施例］
図５は本発明の第３実施例で、図３の第２実施例のＡ／Ｄ変換器２０をコンパレータ３０に置換え、サンプリング回路５Ｂの積分器５２Ｂに基準電圧Ｖｅを抵抗ＲｅとスイッチＳｅを通じて逆積分する２重積分機能を持たせたものである。
【００４１】
この実施例では前記第２実施例のように一般的に消費電力が大きいＡ／Ｄ変換器２０を使用せず、全ての電子回路の能動部分を低消費電力化が可能な素子例えばＣ−ＭＯＳ素子で構成してある。ＭＰＵ３１は４ビット又は８ビットの低消費電力タイプのＣ−ＭＯＳ  ＩＣを用いている。
【００４２】
スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳｅもＣ−ＭＯＳ  ＩＣを使用すれば実質的にこれらの消費電力は零にできる。また、増幅器５１，５２Ｂやコンパレータ３０を構成するＵＰアンプも２〜１０μＡ程度で動作させることができる。
【００４３】
この実施例は省電力化を要求される２線式電磁流量計又は電池駆動の電磁流量計を実現可能にするためのもので、図５の説明では一般の励磁方式で説明してあるが、残留磁気励磁方式と組合わせると最も省電力効果を発揮する実施例である。
【００４４】
残留磁気励磁方式で無励磁期間を作る方法は特開昭６０−２４２３１８号公報に記載してあるので省略する。
図５の第３実施例で、スイッチＳ１，Ｓ２のタイミングは図４のタイミング図の場合と全く同様であるので、図６のタイミング図ではＡ／Ｄ変換に関連する動作のうち１小周期間だけを示している。
【００４５】
スイッチＳｅはサンプリング終了後、ＭＰＵ３１が出すタイミング信号によってオンし、積分器５２Ｂの出力信号即ちサンプリング回路５Ｂの出力Ｖ０２の値が零になってコンパレータ３０が反転すると、これをＭＰＵ３１が検知してオフするものである。
【００４６】
このスイッチＳｅがオンしている期間τをＭＰＵ３１内蔵のカウンタでクロックをカウントすることにより、サンプリング回路５Ｂでのサンプル値をデジタル量に変換する。
【００４７】
なお、このカウンタはＭＰＵ３１の外部に外付けして構成してもよい。
スイッチＳ３は積分器５２ＢのコンデンサＣ１に充電された電荷を放電するためのスイッチである。
【００４８】
低消費電力タイプのコンパレータ３０を使用した場合、積分器５２Ｂの出力が零になってからスイッチＳｅがオフするまでに時間を要するため、Ａ／Ｄ変換終了後の積分器の出力を零とするのにスイッチＳ３が有用である。
【００４９】
特に入力が過大となり、逆積分の最大時間以上になった場合、スイッチＳ３でリセットして次の小周期でのサンプリング動作を零からスタートするのにこのスイッチＳ３が不可欠である。
【００５０】
図７の（ｆ），Ｓｅ，Ｓ３は期間Ｔ７又はＴ１４の無励磁期間における図５の第３実施例のＡ／Ｄ変換動作だけを示したもので、図６の（ｆ），Ｓｅ，Ｓ３と類似である。
【００５１】
なお、図６と図７におけるＡ／Ｄ変換動作は図６（ｇ）に示すようにＭＰＵ３１に内蔵又は外付けのカウンタで計数することでデイジタル値に変換され、図３の第２実施例のような省費電力の大きい一般的なＡ／Ｄ変換器２０は用いていない。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換された各小周期の値は、前記第２実施例の場合とまったく同様にＭＰＵ３１で演算処理されて、微分ノイズを除いた流量比例信号だけが取り出される。図５の第３実施例は電池動作を目的としたものであるため、出力のデジタル量は省費電力の大きい図３のＤ／Ａ変換器２２でＤ／Ａ変換されることはなく、液晶表示器などで瞬間流量値や積算流量値として表示される。
【００５３】
上記実施例ではサンプリングした微分ノイズを含む積算値Ｖａ１〜Ｖａ６から微分ノイズＶｂを引算して、流量比例信号だけを取り出しているが、微分ノイズＶｂの値は各大周期に１回測定した値をそれぞれ用いてもよいし、各大周期以前に求めた１０回程度の移動平均値を測定した値をそれぞれ用いてもよい。
【００５４】
微分ノイズＶｂの値としてこのように複数回の移動平均値を使用すると、励磁期間の数よりも無励磁期間の数が少ない本発明において、微分ノイズＶｂの値を求める無励磁期間の数を増やして前記移動平均値の精度を上げることができるため、結果的に流量計の計測精度を向上できる利点がある（請求項２の発明）。
【００５５】
また上記各実施例では、大周期の前半と後半における小周期の数をいずれも３回としたが、２回以上の複数回とすることが可能である。
微分ノイズの大きさの変動は、電極への付着物の程度又は流体の組成の変動や薬液注入による濃度の変動で発生するが、これらの変動は時間的に緩やかであり、励磁の小周期ごと毎回無励磁期間を作って補償する必要がないためである。
【００５６】
特に残留磁気励磁方式を本発明と組合わせた場合（請求項３の発明）、通常の安定した状態では流量の急激な変化がなく、かつ流体の導電度がほぼ一定に保たれ、導電度の急変がないので、微分ノイズの変化は時間的にゆっくりと生じるため、無励磁期間を置く間隔は長くてよく、１０〜１００回の小周期に１度でよいが、微分ノイズの変化が急速に生じる場合には２〜５回の小周期に１回の無励磁期間を置くように前記間隔を可変にすることが好ましい。
【００５７】
このように２値励磁期間の連続した長さを適値に決める判断方法として、微分ノイズＶｂの毎回の値を過去１０〜１００回程度マイコン内のメモリに記憶しておき、最新の微分ノイズＶｂの値と比較して時間的変化の程度から判断することができる。
【００５８】
この時間的変化の程度の判断も、最新の微分ノイズＶｂの１回だけの値とそれ以前の値とから判断するのでなく、最近の５回程度の微分ノイズＶｂの移動平均値を、それ以前の過去数１０〜数１００回の移動平均値と比較すればより安定な判断が精度良く可能となる。
【００５９】
また１大周期間内の小周期の数を液体や使用条件に合わせてあらかじめ設定しておいてもよい。たとえば水道水では多く、導電度の変動の大きいような薬液では少なく設定しておくことができる。
【００６０】
【発明の効果】
（１）電気化学的直流ノイズを従来どうり除去でき、さらに無励磁期間の微分ノイズを引き算することによって、小周期の励磁を繰り返す通常の間は正負２値の励磁で微分ノイズが除去できるため、出力応答を従来技術の３値励磁のように犠牲にすることなく零点の安定性を向上できる。
【００６１】
（２）小周期の２値励磁を繰り返す間は従来の２値励磁方式と同一の動作であるため、従来技術の３値励磁方式の１／２の励磁周期となり、１／ｆ特性を持つフローノイズに対する特性を従来技術の３値励磁方式の場合のように犠牲にする必要がない。このため電池駆動などの低消費電力タイプの電磁流量計のような微小信号の電磁流量計でもフローノイズ特性が低下しない。
【００６２】
（３）また請求項２の発明では、上記（１）（２）の効果に加えて、補償に使う微分ノイズの値の実質的な精度が向上でき、そのぶん流量計測の精度が良くなる。
【００６３】
（４）無励磁期間を除く小周期の繰り返しの間の通常の動作は２値励磁方式であるため、特に請求項３の発明では請求項１又は２の発明の効果に加えて残留磁気励磁の省電力効果を最大限に発揮でき省費電力が極小の電池駆動電磁流量計が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のブロック図である。
【図２】図１の第１実施例のタイミングと波形を示す線図で、（ａ）は励磁電流と差動増幅器４の出力Ｅ１のうちの流量比例信号Ｅ１ｓ、（ｂ）は差増幅器４の出力Ｅ１のうちの微分ノイズＥ１ｎ、（ｃ）はサンプリング回路５２の出力Ｖａとホールド回路の出力Ｖａ０、（ｄ）は無励磁期間の微分ノイズのサンプリング出力Ｖｂとホールド出力Ｖｂ０、Ｓ１，…，Ｓ９はそれぞれスイッチＳ１，…Ｓ９のオン・オフタイミングを示す線図である。
【図３】本発明の第２実施例のブロック図である。
【図４】図３の第２実施例のタイミングと波形を示す線図で、（ａ）は励磁電流と差動増幅器４の出力Ｅ１のうちの流量比例信号Ｅ１ｓ、（ｂ）は差動増幅器４の出力Ｅ１のうちの微分ノイズＥ１ｎ、（ｅ）はサンプリング回路５Ａの出力Ｖ０１、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３はスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３のオン・オフタイミングを示す線図、Ｐ１はＭＰＵ２１からの制御信号Ｐ１のタイミングを示す線図である。
【図５】本発明の第３実施例のブロック図である。
【図６】図５の第３実施例の励磁の小周期におけるタイミングと波形を示す線図で、（ｆ）は積分器５２Ｂの出力Ｖ０２、Ｓｅ，Ｓ３はスイッチＳｅ，Ｓ３のオン・オフタイミング、（ｇ）はＭＰＵ３１の内部でカウントされるクロックを示す線図である。
【図７】図５の第３実施例の無励磁期間におけるタイミングと波形を示す線図で、（ｆ）、Ｓｅ、Ｓ３はそれぞれ図６の（ｆ）、Ｓｅ、Ｓ３に相当する。
【符号の説明】
１          流管
２ａ、２ｂ  電極
３          励磁コイル
４          差動増幅器
５          サンプルホールド回路
５Ａ、５Ｂ  サンプリング回路
６          サンプルホールド回路
７          励磁回路
８          タイミング回路
１０        差動増幅器
１１        可変増幅器
２０        Ａ／Ｄ変換器
２１、３１  ＭＰＵ
３０        コンパレータ
５２，５２Ａ，５２Ｂ，６２      積分器
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ８，Ｔ９，Ｔ１０，Ｔ１１，
Ｔ１２，Ｔ１３，    励磁期間
Ｔ１＋Ｔ２，Ｔ３＋Ｔ４，Ｔ５＋Ｔ６，Ｔ８＋Ｔ９，Ｔ１０＋Ｔ１１，
Ｔ１２＋Ｔ１３      小周期
Ｔ７，Ｔ１４，Ｔ１４′      無励磁期間
Ｔａ        前半周期
Ｔｂ        後半周期
Ｔａ＋Ｔｂ  大周期
Ｖａ１，Ｖａ２，Ｖａ３，Ｖａ４，Ｖａ５，Ｖａ６      微分ノイズを含む流量信号
Ｖｂ，Ｖｂ′      微分ノイズに対応した信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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