(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光したバースト光を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子の出力信号を処理する複数の増幅器間をＡＣ（交流）結合して成るバースト伝送対応光受信器において、
ＡＣ結合前に配された第１差動増幅器の出力の一方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の分圧値の差の電圧をＡＣ結合後に配された第２差動増幅器の第１入力へ第１コンデンサーを介して加算し、かつ第１差動増幅器出力の他方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の分圧値の差の電圧を第２差動増幅器の第２入力へ第２コンデンサーを介して加算するようにしたことを特徴とするバースト伝送対応光受信器。
【請求項２】
受光したバースト光を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子の出力信号を処理する増幅器と比較器間をＡＣ（交流）結合して成るバースト伝送対応光受信器において、
ＡＣ結合前に配された差動増幅器の出力の一方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の分圧値の差の電圧をＡＣ結合後に配された比較器の第１入力へコンデンサーを介して加算し、かつ前記差動増幅器出力の他方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の分圧値の差の電圧を前記比較器の第２入力へ第２コンデンサーを介して加算するようにしたことを特徴とするバースト伝送対応光受信器。
【請求項３】
受光したバースト光を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子の出力信号を処理する複数の増幅器間をＡＣ（交流）結合して成るバースト伝送対応光受信器において、
ＡＣ結合前に配された第１差動増幅器とＡＣ結合後に配された第２差動増幅器の後に第２差動増幅器の出力を比較する比較器を配し、第１差動増幅器の出力の一方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の差の電圧を、前記比較器の第１入力へ第１コンデンサーを介して加算し、かつ第１差動増幅器出力の他方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の差の電圧を前記比較器の第２入力へ第２コンデンサーを介して加算するようにしたことを特徴とするバースト伝送対応光受信器。
【請求項４】
前記ピーク値、ボトム値をそれぞれホールドする前にローパスフィルターを介することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のバースト伝送対応光受信器。
【請求項５】
第２差動増幅器の入力端子の電圧を、外部からリセット信号に応じて、ある基準電圧に強制的に導通させるリセット回路を付加することを特徴とする請求項１に記載のバースト伝送対応光受信器。
【請求項６】
前記ピーク値のホールド電圧の差電圧は前記ピーク値及びボトル値のそれぞれ１／２の差をとったものであることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のバースト伝送対応光受信器。
【請求項７】
前記第１、第２コンデンサーは上記ＡＣ結合のコンデンサーと同一容量値であることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のバースト伝送対応光受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バースト光伝送を行う受信器に関する。特に、光ファイバ一芯にて時分割双方向光伝送を行う用途に適し、安価であることが要求される民生用機器間接続、ＯＡ用機器間接続、機器内接続に用いられるバースト伝送対応光受信器に関するものである。このバースト伝送対応光受信器は、例えばＩＥＥＥ一芯光ファイバ伝送用途に最適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
第１の従来技術によるＡＣ結合光受信器を図１０に示し、図１１、図１２にその伝送波形を示す。図１０において、入力された光信号が、フォトダイオード１０１で電気信号に変換され、差動トランスインピーダンスアンプ１０２で電流信号が増幅され、かつ電圧信号に変換される。この差動出力信号は、予め決められたバイアス電圧値に対し、各々の出力が対称となるように出力される。
【０００３】
差動トランスインピーダンスアンプ１０２の出力と次段の差動増幅器１０３の入力との間には、直列にコンデンサー１０４ａ，１０４ｂが配されており、差動トランスインピーダンスアンプ１０２から出力された信号は、コンデンサー１０４ａ，１０４ｂを通過する際、該コンデンサー１０４ａ，１０４ｂと次段の差動増幅器１０３の入力インピーダンスによって決まる時定数により低域側の帯域に通過制限を受けるとともに、信号電力の平均値が、次段の差動増幅器１０３の入力に印加されているバイアス電圧に収束する作用を受ける。
【０００４】
この後、さらに差動増幅器１０３にて信号成分と、コンデンサー１０４ａ、１０４ｂ通過時に受けた時定数τで減少するバイアス成分が同様に増幅され、比較器１０５に入力される。比較器１０５は
正相出力−逆相出力＞ＶＨの時ハイレベル、
正相出力−逆相出力＞−ＶＨの時ローレベル
と判定し、各々対応するハイレベル、ローレベルのディジタル出力をするように設計されている。上記に示すＶＨはヒステリシス電圧で、正の値をとる。
【０００５】
次に、第２の従来技術によるバースト伝送対応光増幅器を図１３に示す。フォトダイオード１１０で光電変換され生成されたバースト信号光電流は、トランスインピーダンスアンプ１１１で電圧に変換され自動利得制御回路１１２、自動識別回路１１３を経て、識別回路１１４に導かれ、２値符号に変換される。自動利得制御回路１１２では、差動アンプ１１５によって検出された利得可変アンプ１１６の正相出力と逆相出力の差電圧をピーク検出回路１１７で検出し、検出されたピーク値と基準電圧Ｖ１１との差を比較差動アンプ１１８で比較、増幅し利得可変アンプ１１６の利得制御端子に帰還している。また、差動アンプ１１８の出力電圧を用いて高電圧発生回路１２０の出力電圧を制御することによりフォトダイオード１１０の増幅率をフィードバック制御している。
【０００６】
自動識別レベル制御回路１１３は、１ビットで立ち上がり可能なＤＣ結合型単極性符号・双極性符号変換回路であり、逆相出力から正相入力へ抵抗Ｒ１０を介して帰還、正相出力からピーク検出回路１２１と抵抗Ｒ１１を介した差動アンプ１２２でトランスインピーダンスアンプを構成している。自動識別レベルの立ち下がり時間短縮のために、受信パケット終了後、外部から入力されるリセット信号によりピーク検出回路１２１のコンデンサーに充電されている電荷を放電させる構成としている。差動アンプ１２３、ピーク検出回路１２４、差動アンプ１２５はＤＣオフセットキャンセル回路を構成しており、フォトダイオード１１０への入力が無い場合に自動識別レベル制御回路１１３へ入力される正相と逆相の入力電圧の差が０となるように動作する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記第１の従来技術による光受信器は、ＡＣ結合前の信号を、結合容量１０４ａ，１０４ｂを介し次段の差動増幅器１０３の入力に伝送し、その他の信号伝達経路を持たない構成としている。さらにＡＣ結合後のバイアスは、差動増幅器１０３の入力インピーダンスによって決定されており、時間に対し一定値となっている。このため、光信号が、時定数を超える時間間隔以上入力されない状況にあって、それ以降初めて光信号が入力された場合を考えると、受信した信号は、ＡＣ結合前の差動増幅器１０２の出力には図１１（イ）に示すような信号波形として得られるものの、コンデンサ１０４ａ，１０４ｂを通過後の信号波形は、図１１（ロ）に示すように、信号入力開始時に第一パルスＰ１の半値分のバイアスを印加され、かつ正相出力、逆相出力ともに自信号の電力平均が、既定バイアス値にコンデンサー１０４ａ、１０４ｂ通過時に受けた時定数τで収束する作用を受ける。
【０００８】
この後、さらに差動増幅器１０３で信号が増幅されるものの、ＡＣ結合で受けたバイアスも同時に増幅され、図１２（ａ）に示すような信号が比較器１０５に伝えられる。この結果、比較器１０５出力からは、図１２ｂに示すように、該信号の先頭部から少なくとも時定数τ以上の期間、パルス幅歪の大きい信号しか得られず、信号受信開始直後から一定時間内受信信号を歪なく復調することができなかった。
【０００９】
例えば、伝送される信号の速度がＦ［ｂｐｓ］から１０Ｆ［ｂｐｓ］であって、このときＡＣ結合の時定数τを１０／Ｆ［ｓｅｃ］と設定し、かつ比較器１０５へ入力される正逆相信号のバイアス電圧差が信号振幅の１／１０以下になったとき比較器１０５から出力されるディジタル信号の歪が許容値に収まるとすると、
ＶＯ／２ｅｘｐ（−ｔ／τ）＜ＶＯ／１０
ＶＯ：比較器へ入力される信号の振幅
ｔ：比較器から歪のない信号が出力されるまでに要する時間
から、バースト信号入力開始から、１．６τ［ｓｅｃ］以上経過しないと歪ない信号が得られないこととなる。これは、ビット数に直すと１６０ビットとなり、第１の従来技術による光受信器をバースト伝送に使用する際、少なくとも１６０ビット以上のプリアンブルが必要となり伝送効率の悪いシステムしか実現できなくなる。
【００１０】
一方、上記第２の従来技術による光受信器は、静的な電圧レベル変動を自動利得制御回路１１２において吸収し、動的なレベル変動を自動識別レベル制御回路１１３にて吸収することができるものの、各々のレベル検出精度および制御精度によって、最小受信光電力が大きく影響を受けるため、本回路を作成するため高度なＩＣプロセスが要求されるのみならず、例えば入力される光信号にピーキングがあった場合に、正しいレベル検出ができないため、結果として復調される信号のパルス幅歪が大きくなっていた。
【００１１】
本発明はアンプオフセット電圧を自動的に補正するようにしたバースト伝送対応光受信回路を提供することを目的とする。また、本発明は、複雑かつ高精度のアンプオフセット電圧の調整の必要がないバースト伝送対応光受信回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明では、受光したバースト光を電気信号に変換する受光素子と、該受光素子の出力信号を処理する複数の増幅器間をＡＣ（交流）結合して成るバースト伝送対応光受信器において、ＡＣ結合前に配された第１差動増幅器の出力の一方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の分圧値の差の電圧を、ＡＣ結合後に配された第２差動増幅器又は比較器の第１入力へ第１コンデンサーを介して加算し、かつ第１差動増幅器の出力の他方のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出、ホールドし、それらのホールド電圧の差の電圧を第２差動増幅器又は比較器の第２入力へ第２コンデンサーを介して加算するようにしている。
【００１３】
この場合、前記第１、第２コンデンサーは上記ＡＣ結合のコンデンサーと同一容量値である。また、前記ピーク値、ボトム値をそれぞれホールドする前にローパスフィルターを介するようにしたり、第２差動増幅器の入力端子の電圧を、外部からリセット信号に応じて、ある基準電圧に強制的に導通させるリセット回路を付加したりしてもよい。また、前記ピーク値のホールド電圧の差電圧は、例えば前記ピーク値及びボトル値のそれぞれ１／２の差をとったものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態のバースト伝送対応光受信器について図１、図２を用い以下に説明を行う。入力されたバースト光信号が、フォトダイオード１で電流信号に変換され、差動トランスインピーダンスアンプ２で該電流信号が増幅され、かつ電圧信号に変換される。この差動出力は、図２（イ）に示すように、予め決められたバイアス電圧値ＶＢに対し、正相出力Ｓ１と逆相出力Ｓ２が対称となるように出力される。
【００１５】
差動トランスインピーダンスアンプ２の正相出力Ｓ１と次段の差動増幅器３の正相入力との間には、直列にコンデンサー４ａが配され、かつ差動トランスインピーダンスアンプ２の正相出力からピークホールド回路５ａとボトムホールド回路６ａを介し、その各々の出力を抵抗７ａ，８ａ，９ａ，１０ａで１／２に分圧し各々の１／２の電圧を、ゲイン１の差動増幅器１１ａへ入力する。そして、その差動増幅器１１ａの出力（差電圧）を直列に配されたコンデンサー１２ａを介して、次段の差動増幅器３の正相入力に供給する構成としている。また、コンデンサー４ａとコンデンサー１２ａは同一容量値のものを用いている。
【００１６】
本回路において、光信号が、コンデンサー４ａ、４ｂと差動増幅器３の入力インピーダンスで決まる時定数τを超える時間間隔以上入力されない状態にあって、それ以降初めて光信号が入力される時、初段の差動トランスインピーダンスアンプ２の出力としては図２（イ）に示すような信号波形が得られるものの、その正相出力は、コンデンサー４ａを通過することによって図２（ロ）の如くバイアスの変動したものとなるが、このバイアスを補正するような信号がコンデンサー１２ａを介して加算されるため、結果として、差動増幅器３への入力波形は、図３（ｄ）に示すように、信号先頭の２ビット目から、既定のバイアス値を中心に振幅する波形を得ることができる。
【００１７】
つまり、コンデンサー４ａを通過する信号は、第一パルスＰ１の半値分のバイアスを印加され、かつ自信号の電力平均が、時定数τに従い既定バイアス値に収束する作用を受け、図２（ロ）に示すような波形となる。
【００１８】
一方、ピークホールド回路５ａを通過する信号は、ゲイン１の非反転増幅器１３でインピーダンス変換された後、ダイオード１４を介し、自信号電圧のピーク値に至るまでコンデンサー１５に電荷が充電される。この出力は、同一の抵抗値を有する抵抗７ａ，８ａを介してＧＮＤに接続されており、結果として、抵抗７ａ，８ａの分圧点には、図３（ａ）に示すようなピーク電圧値（図２（イ）の電圧ＶＢに相当する電圧）の１／２の電圧値が得られる。ボトムホールド回路６ａを通過する信号も同様に、ゲイン１の非反転増幅器１６でインピーダンス変換された後、ダイオード１７を介し、自信号電圧のボトム値（図２（イ）の電圧ＶＡに相当する電圧）に至るまでコンデンサー１８から電荷が放電される。この出力は、同一の抵抗値を有する抵抗９ａ，１０ａを介してＧＮＤに接続されており、結果として、抵抗９ａ，１０ａの分圧点には、図３（ｂ）に示すようにピーク電圧値の１／２電圧値からボトム電圧値の１／２電圧値に変化する電圧が得られる。
【００１９】
このように、ピークホールド回路５ａ、ボトムホールド回路６ａを通過するとともに、各々ピーク電圧及びボトム電圧の１／２電圧になった信号は、ゲイン１の差動増幅器１１ａに入力され、その差分信号出力がコンデンサー１２ａを通過すると、図３（ｃ）に示すように、差動トランスインピーダンスアンプ２出力の半値分の電圧値が、時定数τに従い既定バイアス値に収束する波形となる。結果として、差動増幅器３に入力される信号は、この図２（ロ）に示す波形と、図３（ｃ）に示す波形が加算され、図３（ｄ）に示すような、信号先頭２ビット目から、既定のバイアス値を中心として振幅する波形となる。
【００２０】
この点を更に分かり易く、図４を参照して説明する。図４（イ）において、実線αは図２（ロ）の波形のバイアスを示しており、ＶＢからγのレベルに変化し、更にそこから右上がりに徐々に変化している。一方、点線βはコンデンサー１２ａを通過した信号を示しており、ＶＡからγのレベルに変化し、そこから右下がりに徐々に変化している。これらのαとβは合成されると、γとなる。即ち、バイアスの変化は抑制されたことになる。
【００２１】
差動トランスインピーダンスアンプ２の逆相出力Ｓ２も上記、正相出力Ｓ１と極性は逆になるものの同様に復調され、結果として、差動増幅器３の逆相入力端子に入力される波形は、図３（ｅ）に示すような波形が得られる。このとき、正、逆相の入力バイアスは、同一値になるように設定されている。
【００２２】
この後、さらに差動増幅器３にて増幅され、比較器１９に入力される。比較器１９は、
正相出力−逆相出力＞ＶＨの時ハイレベル、
正相出力−逆相出力＜−ＶＨの時ローレベル
と判定し、各々対応するハイレベル、ローレベルのディジタル出力をするように設計されている。ここで、上記に示すＶＨはヒステリシス電圧で、正の値をとるものとする。
【００２３】
比較器１９への入力信号は、図３（ｆ）に示すように、信号先頭部分２ビット目から、正相出力、逆相出力ともに、各々既定のバイアス値を中心に振幅しているため、結果として、比較器１９から出力されるディジタル信号は、図２−９に示すように先頭２ビット目以降、パルス幅歪が無く、信号を正しく復調することができる構成となっている。
【００２４】
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態のバースト伝送対応光受信器について図５を参照して説明する。ここで、同図において、図１の第１実施形態と同一部分には同一の符号を付して重複した説明をしないことにする。第２実施形態では、コンデンサー１２ａ、１２ｂを比較器１９の第１、第２入力にそれぞれ接続し、差動増幅器１１ａ、１１ｂの出力を差動増幅器３でなく、比較器１９へ与えている。その他の構成は第１実施形態と同一であり、バイアスの変動を補正する動作や効果も同一である。
【００２５】
＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態のバースト伝送対応光受信器について図６、図７を用いて説明する。この第３実施形態は上記図１の第１実施形態における光受信回路にローパスフィルターを付加したものであり、差動トランスインピーダンスアンプ２の正相出力端子とピークホールド回路５ａとボトムホールド回路６ａの入力端子間にローパスフィルター４４ａを設けている。加えて、該差動トランスインピーダンスアンプ２の逆相出力端子とピークホールド回路５ｂとボトムホールド回路６ｂの入力端子間にも同一の周波数特性を有するローパスフィルター４４ｂを設けている。これらのローパスフィルター４４ａ，４４ｂの周波数特性は、信号に重畳するノイズ等を除去するものの、信号の波形自体を極端に鈍らせない程度に設定しておくものとする。
【００２６】
本ローパスフィルター４４ａを設けたホールド回路によると、図７（ａ）に示すように何らかの要因で信号に生じた、ピーキングやノイズＮが、図７（ｂ）に示すように該ローパスフィルター４４ａで除去されるため、該ローパスフィルター４４ａを使用しない場合と比較してピークホールド及びボトムホールドのホールド精度が向上する。
【００２７】
この結果、ピークホールド、ボトムホールド後の差動増幅器１１ａ出力がコンデンサー１２ａを通過すると、図７（ｃ）に示すように、差動トランスインピーダンスアンプ２の出力に対し正確に半値分の電圧値が、時定数τに従い既定バイアス値に収束される波形となり、コンデンサー４ａを通過した信号との和をとると、図７（ｄ）に示すような波形を得ることが可能となる。本信号は、信号先頭部分２ビット目から、正相出力、逆相出力ともに、各々既定の同一バイアス値を中心に振幅しているため、結果として、比較器１９から出力されるディジタル信号は、先頭２ビット目以降、パルス幅歪が無く、信号を正しく復調することができる構成となっている。
【００２８】
該ローパスフィルター４４ａ，４４ｂを使用しない場合は、図７（ｅ）に示すように、差動トランスインピーダンスアンプ２の出力に対し正確に半値分の電圧値を得られないため、コンデンサー４ａを通過した信号との和をとると、図２（ｆ）に示すような波形を得ることになる。本信号は、信号先頭部分２ビット目から、正相出力、逆相出力ともに、各々既定のバイアス値を中心に振幅していないため、結果として、比較器１９から出力されるディジタル信号は、先頭２ビット目以降も、パルス幅歪が大きく、信号を正しく復調することができない。
【００２９】
＜第４の実施形態＞
本発明の第４の実施形態のバースト伝送対応光受信器について図８、図９を用いて説明する。この第４実施形態は、上記第１の実施形態（図１）における光受信器のＡＣ結合直後に配されている差動増幅器の入力端子の電圧を、外部から入力されるリセット信号に応じて、ある基準電圧に強制的に導通させることができるリセット回路５１ａ、５１ｂが付加されたものである。
【００３０】
例えば、あるバースト光信号受信直後に、それよりピーク光強度が小さいバースト信号を受信する場合、差動増幅器３の入力電圧は、図９（イ）に示すように、時定数τに従うバイアス変動が収束しないうちに光信号を受信することとなり、結果として比較器１９から出力されるディジタル信号は、受信信号先頭部から正しく信号を復調することができないが、差動増幅器３の入力端子に外部から得るリセット信号によって、強制的に基準電圧に導通させるリセット回路５１ａ、５１ｂを設けることで、図９（ｂ）に示すように、直前に受信した信号の時定数τに従うバイアス変動を強制的に基準電圧に変化させるために、直後に受信する光信号は正、逆相信号ともに同一バイアス値を中心に各々の信号が振幅する構成としている。
【００３１】
この結果、比較器１９から出力されるディジタル信号は、先頭２ビット目以降、パルス幅歪が無く、信号を正しく復調することができる。  このように、ＡＣ結合直後に配されている差動増幅器の入力端子の電圧を、外部から入力されるリセット信号に応じて、ある基準電圧に強制的に導通させるリセット回路を設けることで、バースト信号受信完了後に差動増幅器の入力端子にて生じる時定数τに従うバイアス変動を打ち消し、短時間で、基準電圧に到達させることができる。
【００３２】
【発明の効果】
本発明によれば、ＡＣ結合後もバイアス変動がわずかな量に抑えられ、原理的には、ＡＣ結合後２ビット目から正しく信号を復調できるバースト伝送対応光受信器を提供することが可能となる。
【００３３】
また、本発明により、ＡＣ結合前の信号増幅部で生じるリンギング及びノイズを除去した上で、各信号のピーク値及びボトム値を正確に検出、ホールドすることを可能とするため、リンギング及びノイズに重畳している波形に対しても、加算する電圧値が与えられた信号の１／２に対し誤差を小さくできる。この結果として、受信感度が向上することに加え、ＡＣ結合通過後の信号が、信号入力開始時に受ける、時定数τに従うバイアスの時間変動を正確に打ち消すことが可能となり、複雑かつ高精度のアンプオフセット電圧調整の必要がないバースト伝送対応光受信器を提供することが可能となる。
【００３４】
また、本発明により、光強度の異なるバースト信号の復調が可能となる。さらに、例えば、光伝送装置の構造として、自送信光信号の一部を自受光素子で受信してしまう場合においても、自送信完了後にリセットを行うシステムにおいて、相手から送られる光信号を正しく復調することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の光受信器の回路図。
【図２】本発明の第１の実施形態の光受信機内の伝送波形図。
【図３】本発明の第１の実施形態の光受信機内の伝送波形図。
【図４】本発明の第１の実施形態の光受信機内の伝送波形図。
【図５】本発明の第２の実施形態の光受信器の回路図。
【図６】本発明の第３の実施形態の光受信器の回路図。
【図７】本発明の第３の実施形態の光受信器内の伝送波形図。
【図８】本発明の第４の実施形態の光受信器の回路図。
【図９】本発明の第４の実施形態の光受信器内の伝送波形図。
【図１０】第１従来技術による光受信器の回路図。
【図１１】第１従来技術による光受信器内の伝送波形図。
【図１２】第１従来技術による光受信器内の伝送波形図。
【図１３】第２従来技術による光受信器の構成図。
【符号の説明】
１    フォトダイオード
２、３    差動増幅器
４ａ、４ｂ    結合コンデンサー
５ａ、５ｂ    ピークホールド回路
６ａ、６ｂ    ボトムホールド回路
１９    比較器
４４ａ、４４ｂ    ローパスフィルター
５１ａ、５１ｂ    リセット回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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