(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データ系列を複数のデータ列に分割し、これらのデータ列をそれぞれ周波数の異なる複数のキャリア信号を用いて並行に無線伝送する無線通信システムで使用される無線通信装置において、
受信された前記複数のキャリア信号の各々について干渉波成分をそれぞれ推定するための第１の干渉波成分推定手段と、
この第１の干渉波成分推定手段による干渉波成分の推定が可能であるか否かを前記複数のキャリア信号の各々について判定するためのキャリア判定手段と、
このキャリア判定手段により干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号がある場合に、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号について前記第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、前記干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号の干渉波成分を推定するための第２の干渉波成分推定手段と、
前記第１および第２の各干渉波成分推定手段による推定結果を選択的に使用して疑似干渉波成分を生成し、この擬似干渉波成分を用いて前記受信された複数のキャリア信号から干渉波成分を除去するための干渉波成分除去手段とを具備したことを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
第１の干渉波成分推定手段は、データの送信に先立ち送出されたトレーニング信号と、このトレーニング信号の干渉波を除去して生成した出力信号とを比較し、この比較結果に基づいて推定誤差を最小にするように制御する機能を有することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
第１および第２の干渉波成分推定手段は、干渉波成分除去手段によって干渉波が除去された後の受信キャリア信号の帯域内の振幅偏差量を参照して干渉波成分を更新する機能を有することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項４】
第１および第２の干渉波成分推定手段は、受信キャリア信号の復調結果を参照して干渉波成分を更新する機能を有することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項５】
キャリア判定手段は、複数のキャリア信号の受信レベルを所定レベルとそれぞれ比較する手段を有し、この手段により受信レベルが所定レベルより小さいと判定された受信キャリア信号を干渉波成分の推定が不能であると判定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項６】
キャリア判定手段は、複数の受信キャリア信号の復調結果に基づいて、干渉波成分の推定が可能か否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項７】
第２の干渉波成分推定手段は、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号が複数存在する場合に、これらのキャリア信号について第１の干渉波推定手段により得られた干渉波成分の推定結果をそれぞれ収集し、これらの推定結果を基に干渉波を除去して生成した推定信号の推定誤差が最小になるキャリア信号を前記複数の他のキャリア信号の中から選定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項８】
第２の干渉波成分推定手段は、干渉波成分の推定が可能な複数の受信キャリア信号のうち、干渉波成分の推定が不可能な受信キャリア信号との相関が最も強い受信キャリア信号について第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、干渉波成分を推定することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項９】
干渉波成分除去手段は、複数のアンテナにより受信されたキャリア信号をそれぞれ干渉波成分を打ち消し合うよう合成する手段を有することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、無線ＬＡＮシステムなどの無線通信システムに係わり、特に周波数の異なる複数のキャリア信号を用いてデータを無線伝送する無線通信システムで使用される無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報化の進展に伴いオフィスや工場などにおいて、コンピュータや端末などの装置間でデータを送受信する通信システムの導入が盛んである。また、小型コンピュータや携帯電話装置などの普及に伴って、端末の可搬利用への応用などの多様なニーズから端末間を無線化した無線ＬＡＮシステムなどの無線通信システムの導入の要望が高まっている。
【０００３】
しかし、建物内で電波を放射すると、壁や天井などにおいて電波が反射や散乱、遮蔽を生じ、その影響によりでマルチパスと呼ばれる現象が発生する。このマルチパス現象は、時間軸上で見た場合に信号到着までの遅延時間にばらつきが生じるためため、復調系において符号間干渉を来す原因となる。また、周波数軸上で見た場合には、直接波と反射波の干渉によって周波数選択性フェージングを生じる原因となる。このように劣悪な伝送環境では自ずと伝送速度あるいは伝送距離に限界が出てくることになる。したがって、上述した無線通信システムの実現に当たってはマルチパス対策が重要なポイントとなる。
【０００４】
従来のマルチパス対策として考えられているものを以下に説明する。
（１）  ダイバーシチ効果
マルチパスがある送受信アンテナ間の伝送特性は、アンテナの位置、ならびにキャリア周波数により大きく変化する。これを利用したものがダイバーシチであり、このダイバーシチの代表的なものには、送信あるいは受信側で複数のアンテナを用いる空間（アンテナ）ダイバーシチや、異なる周波数によりデータを同時に伝送する周波数ダイバーシチがある。
【０００５】
空間ダイバーシチでは、２本のアンテナの位置を１／２波長離しただけで、Ｅｂ／Ｎｏにおいて１５ｄＢ程度の改善が可能で、これによりＭＳＫ変調の伝送速度の上限を２倍程度高めらることができる。また、ビット誤り率も一桁程度、つまり室内見通しにて２．５Ｍｂ／ｓ、誤り率１０−５程度まで伝送できるように改善することが可能である。
【０００６】
また、他のダイバーシチには、２つのアンテナにより受信した信号の帯域内の振幅偏差を最小にするように干渉波を逆相で合成する最小振幅偏差型スペースダイバーシチなどもある。
【０００７】
（２）  指向性アンテナ
アンテナに指向性を持たせることにより、不要波受信の防止、少ない送信電力でより長距離の伝送が可能となる。しかし、ノートブック型パソコン等のような可搬型機器に適用するには指向性の制御が課題となる。
【０００８】
（３）  マルチキャリア伝送
上述したように一つのキャリアで伝送できる速度には限界がある。しかし、例えば図２３に示すように、１０Ｍｂ／ｓの情報速度を複数のキャリアにて並列伝送すれば、キャリア当たりの伝送速度を低減することができる。ただしキャリア数が増えると、変復調器数の増加や出力段増幅器での非線形性に起因した相互変調が問題になってくる。前述した消費電力、無線装置の大きさなどを考慮すると、４キャリア程度が現実的である。
【０００９】
（４）  スペクトラム拡散技術
スペクトラム拡散変調とは、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）など通常の狭帯域変調信号をさらに拡散変調することによって情報を広帯域に拡散させる方式である。図２４にその概要を示す。情報の拡散にともなう周波数ダイバーシチ効果により冗長性をもたせルことができるため、多少の周波数選択性フェージングあるいは妨害波などに遭遇しても伝送品質の劣化を抑圧できる。その他、電力密度が低くなることなどから、他へ妨害を与え難い、情報の秘話・秘匿性に優れている、過負荷通話が可能などの特徴があり、移動通信を含めた幅広い応用が各所で研究されている。拡散変調にはＰＮ系列（拡散符号）を直接乗じる直接拡散（ＤＳ：ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）方式と、送信周波数をＰＮ系列に応じて切り換える周波数ホッピング（ＦＨ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｈｏｐｐｉｎｇ）方式、あるいはこれらを組み合わせた方式などがある。基底帯域幅と拡散帯域幅との比である拡散率を１００以上に設定するのが一般的である。
【００１０】
（５）  耐マルチパス変調技術
耐マルチパス変調技術とは、ＱＰＳＫなどの狭帯域変調を行なう際にシンボル単位で中心周波数を変化させて周波数ダイバーシチ効果を狙ったり（ＱＰＳＫ−ＶＰ）、ＲＺ（ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  ｚｅｒｏ）信号を用いて遅延分散に伴う符号間干渉を抑圧したり（ＰＳＫ−ＲＺ）するものである。図２５（ｂ）にＱＰＳＫ−ＶＰ方式により変調した場合の位相変化を示す。ちなみに図２５（ａ）はＱＰＳＫ方式により変調した場合の位相変化である。一般に、所要周波数帯域幅が狭帯域変調の２倍程度必要になるが、室内見通しにて３Ｍｂ／ｓ（ビット誤り率＝１０−６以下）まで伝送可能とする実験報告がある。
【００１１】
（６）  波形等化技術
波形等化技術とは、受信側にて反射波の伝送路特性を推定し、これをもとに生成した疑似反射波成分を受信波から除去しようとするものである。図２６は適応等化器の基本構成を示した図である。このように、受信機の前段にデジタル通信系に存在する符号間干渉や雑音による劣化を補償するための等化器を配置し、この等化器を伝送路の特性に応じて制御するものである。この等化器は、移動通信システムなどでは伝送速度が低いためデジタル信号処理技術が広く用いられているが、１０Ｍｂ／ｓもの高速になるとＣＣＤなどを用いたアナログ信号処理技術の適用が現実的になろう。なお、適応フィルタにて常時最適化が図られるため、移動体通信など伝送環境が刻々変化するものへの適用に向いている。
【００１２】
以上、従来より考えられているマルチパスへの種々対策を述べたが、これらの対策を施しても誤りなしに伝送することは一般に困難であり、何らかの誤り制御も必要となる。誤り制御には受信側からの応答信号の返送を前提とする再送方式（ＡＲＱ：ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｒｅｐｅａｔ  ｒｅｑｕｅｓｔ）と、順方向伝送路だけで通信品質の改善を図ろうとする順方向誤り訂正方式とに大別され、さらに後者は誤り訂正符号方式と多数回送出方式とに分類することができる。
【００１３】
（１）  再送方式
再送方式は、先に述べた時間ダイバーシチ効果を期待したものである。このため、応答信号の有無を一定時間監視する必要があり、これにより最大システム遅延時間に問題を生じ、無線モジュールにて終端、すなわちブリッジ機能を各モジュールに内蔵させる必要がある。
【００１４】
（２）  誤り訂正符号方式
誤り訂正符号方式は、情報に冗長ビットを付加し誤り検出と訂正を行なうもので、設計想定量以下の誤りであれば受信側で正しい情報に復元することができる。しかしながら、リードソロモンなどの複雑な符号方式では、一般に復号処理に１００μｓｅｃ  オーダの時間を要し最大システム遅延時間に支障を来す。フェージングの影響が大きいときには激しいバースト誤りを生じるのに対して、緩慢なときにはビット誤りを生じない（エラーフリー）など、室内無線伝搬に特有な誤り発生パターンの特徴を踏まえた処理時間の短い符号方式の選択が必要である。
【００１５】
（３）  多数回送出方式
多数回送出方式は、時間または周波数ダイバ−シチ効果を利用したもので、送信側で同じ情報を複数回繰り返し送出し、受信側で多数決判定を行なうかまたは誤りのなかった情報を選択する方式である。
【００１６】
以上述べたように、無線ＬＡＮシステムの実現に当たってマルチパス対策は重要な課題であり、またこれを解決するための技術も多岐にわたっている。当然のことながら適用技術が複雑高度になるほど装置コストは高くなる。どのような技術を効率よく組み合わせるかが大きなポイントである。
【００１７】
一方、無線ＬＡＮシステムは、一般にシステムが提供しようとするサービスエリアを複数の無線ゾーンに分けて、これらの無線ゾーンに異なる無線周波数群を割り当て、各無線通信端末は自己が存在する無線ゾーンに割り当てられた無線周波数群を使用して、データの無線伝送を行なうように構成される。
【００１８】
図２７はその一例を示す概略構成図である。同図においては、ＢＳＡが無線ゾーンであり、このＢＳＡ内において無線通信端末（ＤＴＥ）同士の直接通信や、単一のブリッジ／リピータＲＰとの間の直接通信が可能となる。また、各ＢＳＡはそれぞれブリッジ／リピータＲＰを有しており、各無線通信端末ＤＴＥはこのブリッジ／リピータＲＰおよび分配システム（ＤＳＭ）を介して、他のＢＳＡに存在する無線通信端末ＤＴＥとの間で通信を行なうことが可能である。
【００１９】
ところで、ケーブルという媒体につながる有線ＬＡＮとは異なり、無線ＬＡＮでは端末ＤＴＥが自由に移動することができる。このため、この端末ＤＴＥの移動に伴って、端末ＤＴＥにとって最適な通信環境を提供し得る無線ゾーンも変更される。
【００２０】
各端末ＤＴＥの所属ゾーンの管理は、ブリッジ／リピータＲＰが適当な頻度で自ゾーン内のＤＴＥとの間で所属管理用の信号を授受を行ない、例えばブリッジ／リピータＲＰが受信するＤＴＥからの信号が一定上のレベルであるかどうかを調べることにより可能である。しかし、例えばＤＴＥが他のゾーンに移った直後は対応できず、同ＤＴＥ宛のパケットが旧ゾーンに到着してしまうと、パケットの行方不明、あるいはスループットの劣化という問題を引き起こす。この問題は、ブリッジ／リピータＲＰから各ＤＴＥに対する所属管理の頻度を高くすることにより緩和できるが、新たな問題として制御トラヒックが増大することによる情報パケットのスループット劣化を招いてしまう。
【００２１】
この問題を回避するためには、移動するＤＴＥ自身が最適所属ゾーンを確認する機能が有効であるが、特に分散制御型のシステムでは、受信すべきパケットがいつ到着するか分からないため、受信機を他ゾーンの無線周波数にチューニングすることが困難であった。
【００２２】
このように、受信機のチューニングを他チャネルの状態確認のために一時的に変更することの困難は、他にもありうる。例えば、ＣＳＭＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ
Ｓｅｎｓｅ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）系のプロトコルを有する無線ＬＡＮシステムにおいて、キャリアセンス機能を活用して無線ＬＡＮが稼働する地域／周波数に、干渉するレーダが存在しないことを確認した上で無線ＬＡＮが稼働を開始することでレーダとの周波数共用を図ることが本発明者等によって提唱されている。
【００２３】
この方式では無線ＬＡＮが稼働開始した後に、無線ＬＡＮとは周波数が異なるものの、混変調等の干渉により無線ＬＡＮからの干渉を受け取るレーダが出現した場合にも、無線ＬＡＮはそれを検出してレーダに対する干渉回避の動作をするものとしている。この機能を実現するためには、無線ＬＡＮは、稼働中の周波数のみならず、レーダに干渉を与え得る他のチャネルに対してもレーダ波の確認等を行なう必要がある。この場合にもやはり、不定期に発生するパケットの受信を保証しつつ、他のチャネルを受信する機能が必要となり、同機能を実現するためには通信用の受信機の他に他チャネル監視用の受信機が必要となり、装置の大形化、製品コストの上昇を招くものとなってしまった。
【００２４】
ところで、ＣＳＭＡ／ＣＤ方式とＡＵＩケーブルにて互換性を確保する方式を適用した無線ＬＡＮシステムのレイヤ構造は、例えば次のように構成される。図４８はその構成を示すブロック図である。
【００２５】
この種の無線ＬＡＮシステムを実現するためのポイントの１つは、先に述べたように周波数選択性フェージングの影響を受ける無線伝送路での効率的な高速データ通信の実現である。周波数選択性フェージングが存在すると、例えば今まで正常に高速データ通信が行えた周波数においても、人が移動するなどの微妙な周辺の反射条件の変化により、受信信号レベルが極端に低下して突然通信が不能になってしまう場合が多く、スループットが大きく低下してしまう。
【００２６】
このような問題点を克服するため、本発明等はデータの一部または全部を複数のビット列に分割し、誤り訂正用ビットを付加した後に、異なるキャリア周波数にて変調をかけて送出する“マルチキャリア伝送方式”を提案している。この方式では、受信側において一部のキャリアのデータが前述した周波数選択性フェージングにより通信不能となったり、もしくは誤りが多数発生した場合でも、正常に受信し復調された他のキャリアのデータを用いて誤り訂正手段により送信データの全てを復元することが可能である。
【００２７】
しかし、ＩＥＥＥ８０２．３標準とのＡＵＩケーブルにおける互換性を前提とすると、データ端末のＭＡＣレイヤ以上はデータを受信している間は次のパケットの送出を開始しないため、図４９に示すように受信側において復調器からの受信データ出力終了から誤り訂正符号の復号処理終了までの間は、伝送路は全く使われないことになってしまい、この復号遅延時間の長さの分だけスループットを劣化させてしまう。
【００２８】
例えばデータを３２０ビット毎にブロックに分けて、図４１に示すようなフレーム構成になるように符号化を行う場合には、伝送路が全く使われない時間、すなわち復号化遅延時間は最低でも１ブロック時間（約３２μｓ）となる。仮に衝突検出フィールド、プリアンブル、フレーム同期ビット（ＦＳ）がブロック長に比べて十分に小さく無視できると仮定し、データフィールドが最短（ＡＵＩインタフェースで５１２ビットであるため２ブロック）とすると伝送路が全く使われない無駄な時間が約３３％、最長（ＡＵＩインタフェースで１，５１８オクテット＝１２，１４４ビットであるため３８ブロック）とすると無駄な時間は約２．６％となる。
【００２９】
この、パケットが何も送出されない無駄な時間をなくすか、もしくは有効利用する方法としては、無線モジュールにて受信したパケットの目的局アドレスをチェックし、そのデータ端末のＭＡＣアドレスでなかった場合には、復調器からのデータ出力が終了した時点で、誤り訂正が終了していなくてもＡＵＩインタフェースへのデータの送出を中断してしまう方法も考えられる。しかし、無線モジュールがゲートウェアに接続されている場合、また受信したパケットの目的局アドレスがグローバルアドレスの場合等にはこの処理はできない。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように無線ＬＡＮシステムを実現するには、マルチパス対策が重要な課題であり、これを比較的簡単に解決する技術が切望されていた。
【００３１】
また、端末の移動に伴いゾーン変更を行なうには、通信用の受信機のほかに他の無線チャネルを監視するための受信機が必要であり、これが装置の大形化や製品コストの上昇の要因となっていた。
【００３２】
さらに、ＩＥＥＥ８０２．３標準の１０Ｍｂｐｓ  ＣＳＭＡ／ＣＤ方式とのＡＵＩ−Ｉ／Ｆ互換を前提とした無線ＬＡＮシステムでは、媒体上の信号伝送が終了しても、誤り訂正符号の復号化処理が終了するまで次のパケットを送出できないため、同期間中は媒体が使われていないという問題点を有していた。
【００３３】
本発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的は、マルチパスの影響を比較的簡単に抑圧できるようにし、これにより安価な装置にて高品質のデータ伝送を可能にする無線通信装置を提供することである。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、周波数が異なる複数のキャリア信号間の伝送路特性および雑音の混入特性には互いに類似性があることに着目し、受信された複数のキャリア信号の各々について干渉波成分をそれぞれ推定する第１の干渉波成分推定手段と、この第１の干渉波成分推定手段による干渉波成分の推定が可能であるか否かを複数のキャリア信号の各々について判定するキャリア判定手段と、このキャリア判定手段により干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号がある場合に、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号について上記第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、上記干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号の干渉波成分を推定する第２の干渉波成分推定手段とを備え、これら第１および第２の各干渉波成分推定手段による推定結果を選択的に使用して疑似干渉波成分を生成し、この擬似干渉波成分を用いて上記受信された複数のキャリア信号から干渉波成分を除去するようにしたものである。
【００３７】
また本発明は、上記第１の干渉波成分推定手段において、データの送信に先立ち送出されたトレーニング信号と、このトレーニング信号の干渉波を除去して生成した出力信号とを比較し、この比較結果に基づいて推定誤差を最小にするように制御することを特徴とし、さらには上記第１および第２の干渉波成分推定手段において、干渉波成分除去手段によって干渉波が除去された後の受信キャリア信号の帯域内の振幅偏差量を参照して干渉波成分を更新すること、および受信キャリア信号の復調結果を参照して干渉波成分を更新することをそれぞれ特徴としている。
【００３８】
さらに本発明は、キャリア判定手段において、複数のキャリア信号の受信レベルを所定レベルとそれぞれ比較して、この比較の結果受信レベルが所定レベルより小さいと判定された場合にその受信キャリア信号を干渉波成分の推定が不能であると判定すること、および複数の受信キャリア信号の復調結果に基づいて干渉波成分の推定が可能か否かを判定することをそれぞれ特徴としている。
【００３９】
またさらに本発明は、第２の干渉波成分推定手段において、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号が複数存在する場合に、これらのキャリア信号について第１の干渉波推定手段により得られた干渉波成分の推定結果をそれぞれ収集し、これらの推定結果を基に干渉波を除去して生成した推定信号の推定誤差が最小になるキャリア信号を前記複数の他のキャリア信号の中から選定すること、および干渉波成分の推定が可能な複数の受信キャリア信号のうち、干渉波成分の推定が不可能な受信キャリア信号との相関が最も強い受信キャリア信号について第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、干渉波成分を推定することをそれぞれ特徴としている。
【００４０】
またさらに本発明は、干渉波成分除去手段において、複数のアンテナにより受信されたキャリア信号をそれぞれ干渉波成分を打ち消し合うよう合成することも特徴としている。
【００４９】
【作用】
この結果本発明によれば、マルチパスの影響により複数のキャリア信号のうちの任意のキャリア信号に干渉波成分が現れ、しかもこの干渉波成分が推定不可能な場合でも、この任意のキャリア信号の干渉波成分は他のキャリア信号を基に類推されて、この類推結果を基に除去されることになる。このため、ビット誤りおよび同期外れが発生する確率は低減され、信頼性の高いの無線データ伝送が可能となる。また、従来の等化器に比べ初期のトレーニング時間を短縮あるいは信頼性を高めることが可能となる。
【００５４】
【実施例】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例に係わる無線通信システムの構成を示すブロック図であり、複数のキャリア周波数を用いてデータを無線伝送する。
【００５５】
先ず送信側の装置において、送信データＳＤは直列並列変換器１０で複数のデータ列に分割された後、それぞれ変調器２１〜２ｎに入力される。これら変調器２１〜２ｎでは、上記データ列により中間周波信号の変調が行なわれる。変調方式としては例えばＱＰＳＫ方式が用いられる。これらの変調器２１〜２ｎから出力された変調信号は、各々ミクサ３１〜３ｎにおいて局部発振器４１〜４ｎから発生されたキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎとミキシングされて高周波信号に変換され、その後バンドパスフィルタ５１〜５ｎで帯域制限されたのち結合器６０を経由してアンテナ７０から送信される。
【００５６】
一方、受信側の無線通信装置では、上記送信側の装置から複数のキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎにより送信された無線送信信号ｕ１（ｔ）  〜ｕｎ（ｔ）  が、アンテナ８０で受信されたのち分波器９０によって複数の信号に分波され、この分波された受信信号は各々バンドパスフィルタ１０１〜１０ｎに入力される。これらのバンドパスフィルタ１０１〜１０ｎでは、それぞれ上記受信信号からキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの信号が取り出される。等化器１１０では、上記バンドパスフィルタ１０１〜１０ｎから出力された各キャリア周波数の受信信号に含まれる干渉波成分を除去するための処理が行なわれる。復調器１２１〜１２ｎでは、上記等化器１１０から出力された各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの受信信号が復調され、この復調により受信ベースバンド信号が再生される。この受信ベースバンド信号は、直列並列変換器１３０により直列データに変換されて、受信データＲＤとして図示しないベースバンド回路に供給される。
【００５７】
ところで、上記等化器１１０は次のように構成される。図２はその原理的な構成を説明するためのブロック図である。同図において、等化器１１０は、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎと、キャリア判定回路１１００と、加算器１２０１〜１２０ｎと、適応フィルタ１３０１〜１３０ｎとを備えている。
【００５８】
このうち先ず第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎは、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの受信信号から雑音成分および伝達関数を推定する。キャリア判定回路１１００は、キャリア判定手段と、第２の干渉波成分推定手段とを有している。キャリア判定手段は、上記第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにおいて干渉波成分を推定可能であるか否かを各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに調べる。また第２の干渉波成分推定手段は、キャリア判定手段にて干渉波成分の推定ができないキャリア周波数があると判定された場合に、干渉波成分の推定可能な他のキャリア周波数に対応する第１の干渉波成分推定回路を参照して、干渉波成分を推定する。
【００５９】
また、加算器１２０１〜１２０ｎは、上記各第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎおよびキャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段により推定された干渉波成分のうちから、雑音成分を除去するものである。適応フィルタ１３０１〜１３０ｎは、伝送路の伝達関数をｚ変換によりＨ１（ｚ）  〜Ｈｎ（ｚ）  と表現した場合に、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎおよび第２の干渉波推定手段が推定した干渉波成分を基に、その逆特性の伝達関数Ｃ１（ｚ）  〜Ｃｎ（ｚ）  を作り出すものである。
【００６０】
以上のように構成された等化器１１０の動作原理を以下に説明する。
（１）  加法性の雑音の除去
図２において、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの送信信号ｕ１（ｔ）  〜ｕｎ（ｔ）  には、それぞれ伝達関数がＨ１（ｚ）  〜Ｈｎ（ｚ）  の伝送路を経由したのちに、送信信号とは無相関な雑音ｒ１（ｔ）  〜ｒｎ（ｔ）  が加わる。等化器１１０では、先ず最初に各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎに対応する第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにより、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの雑音ｒｉ（ｔ）  成分が推定される。その具体的な方法には、従来から適応推定アルゴリズムとして知られているＬＭＳ（ｌｅａｓｔ−ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅ  ａｌｇｏｒｉｚｕｍ）法や、ＲＬＳ（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅ  ａｌｇｏｒｉｚｕｍ）法などが用いられる。
【００６１】
ところで、受信信号のレベルが小さいなどの理由により、あるキャリア周波数ｆｃｋにおいて雑音ｒｋ（ｔ）  の推定が不能だった場合に、別のキャリア周波数でｒｋ（ｔ）  と何らかの関係のあるｒｉ（ｔ）  をとり出し、このｒｉ（ｔ）  を参照してキャリア周波数ｆｃｋでの雑音ｒｋ（ｔ）  を除去することが、本発明の要旨の一つである。
【００６２】
以下、そのための具体的なアルゴリズムを説明する。
キャリア周波数ｆｃｋにおける受信信号ｘｋ（ｔ）  は、
【数１】
0003563421.tif 000002
となる。
【００６３】
ここで、先に述べたキャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段は、キャリア周波数ｆｃｉよりｒｉ（ｔ）  を参照して例えばキャリア周波数ｆｃｋの雑音成分を打ち消すための疑似雑音信号ｙｋ（ｔ）  を作り出すように、キャリア周波数ｆｃｋに対応する第１の干渉波成分推定回路１００ｋに、ｒｉ（ｔ）  のパラメータ情報ｃを通知する。そうすると第１の干渉波成分推定回路１００ｋでは、このパラメータ情報に基づいて疑似雑音信号ｙｋ（ｔ）  が作成され、このｙｋ（ｔ）  が加算器１２０ｋにおいてｘｋ（ｔ）  から差し引かれる。この場合、第２の干渉波成分生成手段は、Ｅ［（ｒｋ（ｔ）  −ｙｋ（ｔ）  ）２  ］が最小となるように第１の干渉波推定回路１００ｋにパラメータ情報ｃを通知し、疑似雑音信号ｙｋ（ｔ）  を調節する。
【００６４】
この疑似雑音信号ｙｋ（ｔ）  の調節方法のアルゴリズムは次のように行なってもよい。すなわち、キャリアｋにて受信信号ｘｋ（ｔ）  からｙｋ（ｔ）  を除去した後の出力信号ｚｋ（ｔ）  は、
【数２】
0003563421.tif 000003
となり、ｋ（ｔ）  とｙ（ｔ）  が無相関であれば以下の式が成り立つ。
【００６５】
【数３】
0003563421.tif 000004
この時、Ｅ［（Ｈｋ（ｚ）  ｕｋ（ｔ））２  ］は第２の干渉波成分推定手段にあるパラメータ情報ｃを変えても変化しないため、以下の関係が導くことができる。
【００６６】
【数４】
0003563421.tif 000005
したがって、Ｅ［ｚｋ（ｔ）２  ］が最小となるようにフィルタを調整すれば、  Ｅ［（ｒｋ（ｔ）  −ｙｋ（ｔ））２  ］も自動的に最小となる。かくして、キャリア周波数ｆｃｋの第１の干渉波推定回路１００ｋにて雑音ｒｋ（ｔ）  を推定できなかった場合でも、他のキャリア周波数ｆｃｉで推定した雑音ｒｉ（ｔ）  を参照することによって、雑音ｒｋ（ｔ）  の影響を受信信号から除去することができる。
【００６７】
（２）  伝達関数の推定
次に、伝送路特性Ｈ１（ｚ）  〜Ｈｎ（ｚ）  を推定して、所望信号を取り出す方法について説明する。図３のように直接波と反射波との２波からなる状況を考える。このとき、キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの送信信号をｕ１（ｔ）  〜ｕｎ（ｔ）  とし、キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの反射物の反射係数をａ１〜ａｎとし、さらに反射波の遅延時間をτ１〜τｎとすると、受信信号ｘ１（ｔ）  〜ｘｎ（ｔ）  は、以下の式で表わされる。
ｘ１（ｔ）  ＝ｕ１（ｔ）  ＋ａ１ｕ１（ｔ−τ１）              …（２−１）
ｘ２（ｔ）  ＝ｕ２（ｔ）  ＋ａ２ｕ２（ｔ−τ２）              …（２−２）
：
ｘｎ（ｔ）  ＝ｕｎ（ｔ）  ＋ａｎｕｎ（ｔ−τｎ）              …（２−ｎ）
このとき、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの伝達関数Ｈ１（ｚ）  〜Ｈｎ（ｚ）  は以下の式で示される。
Ｈ１（ｚ）  ＝１＋ａ１・ｚ  −τ１                            …（３−１）
Ｈ２（ｚ）  ＝１＋ａ２・ｚ  −τ２                            …（３−２）
：
Ｈｎ（ｚ）  ＝１＋ａｎ・ｚ  −τｎ                            …（３−ｎ）
したがって、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎに対応する第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎにおいては、受信信号ｘ１（ｔ）  〜ｘｎ（ｔ）  を基に、伝達関数が
Ｃ１（ｚ）  ＝１／（１＋ａ１・ｚ  −τ１  ）                  …（４−１）
Ｃ２（ｚ）  ＝１／（１＋ａ２・ｚ  −τ２  ）                  …（４−２）
：
Ｃｎ（ｚ）  ＝１／（１＋ａｎ・ｚ  −τｎ  ）                  …（４−ｎ）
で与えられるフィルタを作成すれば、望ましい信号を求めることができる。
【００６８】
上記伝達関数Ｃ１（ｚ）  〜Ｃｎ（ｚ）  は、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎに対応する第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにおいて、各々自キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの受信信号から推定される。その推定方法には、例えばＬＭＳアルゴリズムなどの従来の適応制御で使われている方式を使うことができる。また、任意のキャリア周波数ｆｃｋに対応する第１の干渉波成分推定回路１００ｋにおいて、例えば雑音が大きいなどの理由で適切なＣｋ（ｚ）  を求めることができなかった場合には、キャリア判定回路１１００の第２の干渉波推定手段において、他のキャリア周波数ｆｃｉの伝達関数Ｃｉ（ｚ）  を参照することにより、上記伝達関数Ｃｋ（ｚ）  を決定することができる。
【００６９】
例えば、反射物の反射係数ａ１〜ａｎと、反射波の遅延時間τ１〜τｎとが以下の関係があるとする。
ａ１＝ａ２＝  …  ＝ａｎ＝ａ                          …（５−１）
τ１＝τ２＝  …  ＝τｎ＝τ                          …（５−２）
この場合、上記（４−１）〜（４−３）式より、伝達関数Ｃ１（ｚ）  〜Ｃｎ（ｚ）  は
Ｃ１（ｚ）  ＝Ｃ２（ｚ）  ＝  …  ＝Ｃｎ（ｚ）                                  …（６−１）
となる。
したがって、伝達関数Ｃｋ（ｚ）  が推定できなかった場合であっても、他の伝達関数Ｃｉ（ｚ）  ｛ｋ≠ｉ｝が推定できれば、上記Ｃｋ（ｚ）  を推定できることがわかる。
【００７０】
なお、屋内の遅延分散（反射波の遅延時間の標準偏差）は、周波数によらず主として屋内の面積と壁などの反射係数によって決まるとの報告があることから、同時に複数のキャリア周波数で電波を送信した場合、各キャリア周波数で発生する反射波の遅延時間は、反射物の位置と送信機の位置および受信機の位置が同じであれば等しいと考えられる。また、図４に非磁性材料の反射係数の特性例を示すが、このように反射物の反射係数は一般に周波数および入射角度によって異なってくる。例えば１．２ＧＨｚのキャリア周波数をｆｃ０とし、このキャリア周波数ｆｃ０とキャリア周波数ｆｃｉとの間を１．２１２ＧＨｚとした場合、ｆ／ｆ０  は１．０１（即ち１％の差）となり、入射角が同じであれば反射係数はほとんど同じと見做せることがわかる。
【００７１】
また、上記説明では、コンクリートやスチール製の壁などのように反射係数がキャリア周波数間でほとんど変わらない場合には、上記（６−１）式を使って近似できる。一方、反射物の反射係数の周波数特性がキャリア周波数間で大きく異なるような場合は、伝達関数Ｃｉ（ｚ）  を推定できた複数のキャリア周波数について求めた伝達関数Ｃｉ（ｚ）  から反射係数ａｉ（ｉ≠ｋ）を逆算し、これらのａｉからａｋを推定することもできる。
【００７２】
例えば、図５に示すように反射係数ａの周波数特性をｇ（ｆ）  とし、キャリア周波数ｆｃｋにて伝達関数を求められず、つまりａｋが求められなかったとする。この時、伝達関数を求めることができたキャリア周波数ｆｃｋを除くキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの反射係数の値を使用して回帰計算を行なうことにより回帰関数ｇ′（ｆ）  を求めればよい。また、そのための具体的なアルゴリズムには、従来の推定処理に使用されている確率近似法や学習同定法などを用いても可能である。
【００７３】
かくして、任意のキャリア周波数ｆｃｋで伝達関数Ｃｋ（ｚ）  が推定できない場合であっても、この伝達関数Ｃｋ（ｚ）  と関連性のある他の伝達関数Ｃｉ（ｚ）  を参照することにより、上記推定不可能だった伝達関数Ｃｋ（ｚ）  を推定することができる。
【００７４】
また、上記した例では直接波と反射波の２波からなる場合を取り上げて説明したが、さらに多くのｍ波に拡張した場合でも同様に適用できる。
この場合、上記（４−１）〜（４−３）式は以下のようになる。
【数５】
0003563421.tif 000006
となり、ｊ＝１〜ｍに対し、
ａ１ｊ＝ａ２ｊ＝  …  ＝ａｎｊ＝ａｊ                  …（８−１）
τ１ｊ＝τ２ｊ＝  …  ＝τ２ｊ＝τｊ                  …（８−２）
の関係が成り立てば、上記（６−１）式が成り立つ。
【００７５】
また、上述の（４−１）〜（４−ｎ）式は、受信信号を高周波帯で見たときの伝達関数であるが、等化器に信号を入力する前にベースバンド帯域に落とした場合には伝達関数の周波数特性は以下のようになる。
Ｃ１（ω）＝１／（１＋ａ１・ｅ−ｊ（ω−ωｃ１）τ１）  …（９−１）
Ｃ２（ω）＝１／（１＋ａ２・ｅ−ｊ（ω−ωｃ２）τ２）  …（９−２）
：
Ｃｎ（ω）＝１／（１＋ａｎ・ｅ−ｊ（ω−ωｃｎ）τｎ）  …（９−ｎ）
但し、ωｃ１〜ωｃｎは各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの角速度を示す。
【００７６】
したがって、上記（５−１）〜（５−２）式が成り立つ場合には、
0003563421.tif 000007
となり、
0003563421.tif 000008
となる。
【００７７】
したがって、任意のキャリア周波数ｆｃｋの伝達関数Ｃｋ（ω）が推定できない場合でも、他のキャリア周波数において伝達関数Ｃｉ（ω）が推定できた場合には、この伝達関数Ｃｉ（ω）を参照することにより、上記推定できなかった伝達関数Ｃｋ（ω）が推定できる。
【００７８】
以下、本発明の実施例を実現するための具体的な構成について説明する。
（１）  トランスバーサル型フィルタを用いた例
図６は、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎとしてトランスバーサル型フィルタを用いた例を示す回路ブロック図である。この回路は、遅延回路４００と、複数の可変重み付け回路４１１〜４１ｎと、重み付け制御回路４２０と、識別器４３０と、合成器４４０と、減算器４５０とから構成される。
【００７９】
遅延回路４００は、入力された受信信号をシフトすることにより、主信号に対して進んだ信号と遅れた信号とを作成して各タップから出力するもので、各タップから出力され信号は各々重み付け回路４１１〜４１ｎに入力される。
【００８０】
重み付け制御回路４２０は、次のように重み付け制御を行なう。すなわち、送信側の装置は図７に示すように、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、周期的なパルス系列などからなるトレーニング信号をパケットの送信に先立って送出する。これに対し受信側の装置の重み付け制御回路４２０は、受信した上記トレーニング信号と、このトレーニング信号から生成した推定信号との誤差が最小になるような重み付け係数を各タップごとに作成し、これらの係数を各々上記重み付け回路４１１〜４１ｎに与える。
【００８１】
また、上記重み付け制御の初期トレーニングは、復調器のアイパターンを観測し、このアイパターンが開いたら等化器のタップ係数すなわち前述した重み付け係数を巡回移動させて適当な位置に移し、さらに長いトレーニング系列を使用して行なってもよい。
【００８２】
また、具体的なアルゴリズムとしては、例えば誤差信号と推定信号との平均２乗誤差が最小になるように勾配法などを利用してもよい。このとき、重み付け制御回路４２０は誤差信号と推定信号との平均２乗誤差値、あるいはこの平均２乗誤差を任意のしきい値で判定した誤差情報を前述したキャリア判定回路１１００のキャリア判定手段に通知するとともに、推定した伝達関数Ｃｋ（ｚ）  および雑音成分ｒｉ（ｔ）  に関するパラメータ情報をキャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段に通知する。
【００８３】
キャリア判定回路１１００のキャリア判定手段は、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、それに対応する重み付け制御回路４２０から受け取った誤差情報をもとに、干渉波成分を除去できたキャリア周波数およびできなかったキャリア周波数の判定を行なう。第２の干渉波成分推定手段は、前述したように干渉波成分が除去できたキャリア周波数のパラメータ情報を参照して、他のキャリア周波数の伝達関数および雑音成分を基に反射波の遅延時間と反射係数を求め、これを分析して計算したのち干渉波成分を除去できなかったキャリアの伝達関数Ｃｋ′（ｚ）  およびｒｋ′（ｔ）  を推定する。この第２の干渉波成分推定手段により推定された伝達関数Ｃｋ′（ｚ）  および雑音成分ｒｋ′（ｔ）  は、重み付け制御回路４２０にパラメータ情報として返送される。重み付け制御回路４２０は、返送されたパラメータ情報を参照して、各重み付け係数（タップ係数）を再設定し、受信信号から疑似干渉波成分を除去する。
【００８４】
このような構成であれば、複数のキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎを用いてデータを伝送する無線通信システムにおいて、任意のキャリア周波数に対応する第１の干渉波推定回路で干渉波成分を推定できなかった場合、あるいは推定誤差が大きい場合であっても、他のキャリア周波数に対応する第１の干渉波推定回路を参照することにより、上記キャリア周波数の干渉波成分が推定されて各タップの重み付けが調整されるため、推定誤差を小さくできる。
【００８５】
また、このようにすれば、任意のキャリア周波数において干渉波成分を除去できなかった場合に、再度トレーニング信号を送出する、あるいは全キャリア周波数において干渉波成分を推定可能になるようにトレーニング時間を長くするといった対策を行なう必要がなくなり、これにより初期のトレーニング時間を短縮することが可能になる。
【００８６】
すなわち、以上の構成により、無線特有の問題であるマルチパスによる符号干渉の影響を低減し、さらに等化器の初期トレーニング時間の短縮が期待できる。なお、本発明はマルチキャリア伝送の特徴であるキャリア間に生じる干渉波成分の類似性を利用したものであり、マルチキャリア伝送の単に伝送速度を低減して符号間干渉の影響を低減するという効果以上に、また単にキャリアごとに等化器を配置したものより、伝送品質の向上が期待できる。
【００８７】
以上がトランスバーサル型フィルタを用いた例である。なお、上述の例では非再帰型のフィルタを使った例を示したが、当然のことながら伝達関数が高次になる場合には再帰型のフィルタを用いて構成してもよい。また、初期トレーニング終了後でも、伝送路の特性の変動が緩慢な場合には、上述の処理にて干渉波成分を取り除いた出力信号を利用して、その後の推定を継続する方式を用いてもよい。
【００８８】
（２）  共振回路を用いた例
図８は、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎを、共振回路を用いて構成した場合の回路ブロック図である。
【００８９】
この回路は、フェージング検出部６１０と、共振回路６２０と、振幅偏差検出器６３０と、制御回路６４０とから構成される。この回路では、図９に示すように周波数選択性フェージングなどによって帯域内に振幅偏差が生じると、この振幅偏差がフェージング検出器６１０で検出される。そうすると、制御回路６２０において尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒが推定され、これにより上記共振回路６２０に上記周波数選択性フェージングにより生じた周波数特性と逆の周波数特性（図１０）が設定される。すなわち、スペクトラムの偏差が直接等化される。また、この場合制御回路６４０は、振幅偏差検出器６３０から出力された振幅偏差量あるいはこの振幅偏差量をしきい値で判定した振幅偏差情報をキャリア判定回路１１００のキャリア判定手段に通知するとともに、推定した尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒを含むパラメータ情報をキャリア判定回路１１００の第２の干渉波推定手段１１０に通知する。
【００９０】
キャリア判定回路１１００のキャリア判定手段では、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、対応する第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎ内の制御回路６４０から通知された振幅偏差情報６５０をもとに、干渉波成分が除去できたキャリア周波数と出来なかったキャリア周波数を判定する。キャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段では、干渉波成分が除去できたキャリア周波数のパラメータ情報を参照して、干渉波成分を除去できなかったキャリア周波数の尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒを推定する。
【００９１】
その推定方法としては、前述した２波モデルを例にした場合、例えば次のようなものが使用される。すなわち、直接波と反射波との振幅比をρｒ、直接波と反射波との遅延時間差をτとすれば、振幅の周波数特性Ａ（ω）は以下の式で示され、
Ａ（ω）＝Ｄ（１＋ρｒ２  ＋２ρｒｃｏｓ  ωτ）          …（１１−１）
図１１のように遅延時間差の逆数ごとに落ち込み点が発生する。
【００９２】
したがって、この落ち込み点の間隔を知ることができれば、遅延時間を求めることができ、さらにこの落ち込みの傾き量を調べれば、反射波と直接波の振幅比を求めることができる。このような処理は、複数のキャリア周波数から通報されたパラメータ情報を基に逆算することにより、干渉波成分を推定できなかったキャリア周波数のＱとｆｒを推定し、この値を含んだパラメータ情報として再び制御回路６４０にフィードバックすることによりなされる。
【００９３】
なお、上述したフェージング検出部６１０は、例えば図１２に示すようにアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）６１１と、ＦＦＴ処理回路６１２と、フェージング判定器６１３とから構成し、デジタル信号処理によってフェージングを検出する構成にしてもよい。
【００９４】
また、上記図２に示した構成では、キャリア判定回路１１００が第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎにより推定された推定信号と所望信号との誤差情報を基にキャリア判定を行なう例を示したが、その他に次のような各種変形が可能である。
【００９５】
すなわち、図１３に示すように各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに受信レベル判定器８０１を設けて、その判定結果に基づいて判定するように構成してもよい。また、図１４に示すように復調器１２１〜１２ｎの復調出力を基にキャリア判定を行なうようにしてもよい。さらに、図１５に示すように復調器１２１〜１２ｎの後段にデータの誤りを検出するための誤り検出器９０１〜９０ｎを配置し、送信データ中にＣＲＣ符号などの誤り検出符号を含ませて送信することにより上記誤り検出器９０１〜９０ｎで誤り判定を行ない、その判定結果をキャリア判定回路１１００に与えることによりキャリア判定を行なうように構成してもよい。
【００９６】
また、前述した第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎおよびキャリア判定回路１１００内の第２の干渉波推定手段は、図１３に示すように各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとにレベル判定回路８０１〜８０ｎにより受信レベルを判定し、その結果に基づいて疑似干渉波成分を更新するように構成してもよい。また、図１４に示すように復調器１２１〜１２ｎの復調出力を基に疑似干渉波成分を更新するようにしてもよい。さらに、図１５に示すように復調後にデータの誤りを検出できるように、その結果に基づいて疑似干渉波成分を更新するようにしてもよい。
【００９７】
また、上述した第２の干渉波推定手段は、受信レベルや復調器の出力情報、または誤り検出後の結果をもとに各キャリアの相互相関関係を調べ、最も相関の高いキャリアから優先的に参照するようにしてもよい。
【００９８】
各キャリアの受信レベルの相関関係の一例を以下に示す。すなわち、周波数の異なる２つの受信信号の振幅および角周波数をそれぞれｅ１，ω１、ｅ２，ω２  とし、ｅ１，ｅ２を構成する電力遅延プロファイルｆ（ｔ）  が以下の式が成り立つものとする。
ｆ（ｔ）  ＝１／σ０・ｅｘｐ  （−ｔ／σ０）
但し、（σ０）２  はｆ（ｔ）  の分散でありσ０＝Ｔｄ（平均遅延時間Ｔｄ）である。
【００９９】
このとき、ｅ１，ｅ２の結合確率密度関数は以下のようになる。
【数６】
0003563421.tif 000009
この式より、周波数相関係数ρ（Δω）は以下の式で求められる。
【数７】
0003563421.tif 000010
となる。具体的な計算結果を図１６に示す。同図から明らかなように、周波数間隔Δωおよび遅延分散σ０がわかれば、周波数間の相関係数を求めることができる。この関係を利用して相関の高いキャリア周波数から優先的に参照すれば、効率的に処理が可能になる。また、直接波と反射波と回析波との３波干渉の場合には以下の計算式を用いてもよい。
【数８】
0003563421.tif 000011
但し、ρ１，ρ２はダクトにより発生した２波の振幅の平均値
σ１，σ２はダクトにより発生した２波の振幅の標準偏差
ρ３，σ３は反射波の振幅の平均値と標準偏差
Ｌ１２，Ｓ１２は第１波と第２波の通路差の平均値と標準偏差
Ｌ１３，Ｓ１３は第１波と第３波の通路差の平均値と標準偏差
Δｆは周波数間隔
である。
【０１００】
（３）  アンテナダイバーシチを使った例
従来のアンテナダイバーシチは、２つのアンテナにより受信された信号をその合成電力が最大となるように合成するものである。すなわち、２つの信号を同相で合成していた。しかし、この方式では帯域内の振幅偏差を十分に抑圧することはできない。これは、合成信号の中に直接波以外に、直接波に対してある遅延時間差を有する反射波（干渉波）が含まれているためである。この問題に対処する手段として最小振幅型スペースダイバーシチがある。
【０１０１】
図２２は、最小振幅型スペースダイバーシチ受信回路の構成例を示すものである。同図に示す最小振幅型のスペースダイバーシチは、２本のアンテナ２００１，２００２と、２個の分波器２０１０，２０１１と、局部発振器２０３０と、２個のミクサ２０２１，２０２２と、加算器２０２３と、無限移相器２０４０と、合成器２０５０と、振幅偏差検出器２０６０と、これらを制御する制御器２０７０とから構成される。
【０１０２】
この最小振幅偏差型スペースダイバーシチ受信回路は、帯域内の振幅偏差を最小にすることに主眼をおき、干渉波を逆相で合成する方式である。したがって、この方式の使用に当たっては、干渉波の位相を確実に判定して無限移相器２０４０の移相量を調整することが重要となる。
【０１０３】
そこで本発明の第１の実施例では、無限移相器２０４０の移相量の調整を次のように行なっている。図１７は、最小振幅偏差型スペースダイバーシチを採用した干渉波除去手段の構成を示す回路ブロック図である。
【０１０４】
同図において、アンテナ１６０１，１６０２によりそれぞれ受信された無線信号は、各々分波器１６１０，１６１１においてキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの数に相当する数に分岐されたのち、それぞれミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎに入力される。これらのミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎでは、それぞれ上記無線信号が局部発振器１６２１〜１６２ｎにより発生された局部発振信号とミキシングされ、これにより中間周波信号またはベースバンド信号に周波数変換される。そして、これらのミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎから出力された信号のうち、ミクサ１６４１〜１６４ｎから出力された信号は無限移相器１６５１〜１６５ｎにより移相されたのち加算器１６６１〜１６６ｎに入力される。加算器１６６１〜１６６ｎでは、上記ミクサ１６３１〜１６３ｎから出力された信号と、上記無限移相器１６５１〜１６５ｎにより移相制御された信号とが相互に加算され、その加算された信号は合成器１６７１〜１６７ｎ介して出力される。
【０１０５】
振幅偏差検出器１６８１〜１６８ｎでは、上記合成器１６７１〜１６７ｎから出力された合成信号の振幅偏差が検出され、その検出値は制御回路１６９１〜１６９ｎに入力される。制御回路１６９１〜１６９ｎは、上記振幅偏差検出器１６７１〜１６７ｎにより検出された振幅偏差値に基づいて、この振幅偏差値が最小になるように上記無限移相器１６５１〜１６５ｎの移相量を可変制御する。また、制御回路１６９１〜１６９ｎは上記振幅偏差の検出値を表わす情報をキャリア判定回路１１００に供給する。
【０１０６】
キャリア判定回路１１００は、上記制御回路１６９１〜１６９ｎから出力された振幅偏差検出値を表わす情報を収集する。そして、上記各制御回路１６９１〜１６９ｎの中に、例えば受信信号レベルが小さすぎて適切な移相制御を行なえない回路があると、正常に移相制御を行なえる他の制御回路の検出情報を基に制御情報を作成して該当する制御回路に与える。
【０１０７】
このような構成であれば、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに最小振幅偏差ダイバーシチのための制御が行なわれ、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎのうちの任意のキャリア周波数において振幅偏差ダイバーシチのための制御が行なえない場合には、他のキャリア周波数における振幅偏差ダイバーシチの制御情報を参照して、干渉波の位相を調整することができる。なお、その際に上述したようにキャリア間の相関関係を予め調べ、最も相関の高いキャリアから上記干渉波の情報を調べてもよい。
【０１０８】
（４）  誤り訂正との組み合わせの例
次に、誤り訂正方式と組み合わせた例について説明する。
送信データに誤り検出符号を含めて送信側の装置から送信し、受信側の装置で誤り検出を行なう例を先に説明したが、今度の例は誤り訂正符号を送信データに含めて送信することにより誤り訂正の相乗効果を狙ったものである。
【０１０９】
図１８に、積符号誤り訂正を施したマルチキャリア伝送の概要を示す。同図において送信側の装置は、先ずユーザ情報を３つのビット列に分け、これらのビット列からパリティ検査ビットを生成してこのパリティ検査ビットを４つ目のビット列とする。そして、これら４つのビット列ごとに誤り訂正用のハミング符号を付加したのち、これら４つのビット列の各々を４つのキャリア周波数を用いて並列に送信する。
【０１１０】
この送信方式は、送信データを４つのキャリア周波数にて並列伝送することによってビットレートを低くすることができ、これによって遅延分散の影響を低減することができる。また、積符号を適用したことによって、１つのキャリア信号が周波数選択性フェージングの影響により受信側で受信不能になっても、残りの３つのキャリア信号のビット誤り率が１Ｅ−５程度以下であれば、全体のビット誤り率を設計目標の１Ｅ−８以下にできるという利点を有している。
【０１１１】
しかしながらこの方式は、４つのキャリア信号のうちの２つ以上のキャリア信号において、同時にビット誤り率１Ｅ−５を越えるビット誤りが発生すると、誤りを訂正を行なうことができないという欠点を有している。
【０１１２】
そこで、上記誤り訂正を使用した伝送方式に本発明の干渉波推定除去方式を適用する。すなわち、上述したトランスバーサル型フィルタや共振回路あるいはアンテナダイバーシチ受信回路を使った等化器を、復調器の前段に配置する。このようにすると、４つのキャリア周波数のうち少なくとも１つのキャリア周波数の受信信号から干渉波成分を除去できれば、残りのキャリア周波数により関連するキャリア周波数についても同様に干渉波成分を除去でき、この結果４つのキャリア信号のうち２つ以上のキャリア信号において同時にビット誤り率が１Ｅ−５を越える確率を小さくすることができる。
【０１１３】
（５）  トレーニング信号の連続送信
なお、以上説明してきた例では、等化器の初期トレーニングのための信号をパケットの送信に先立ち送出する例を示したが、周波数の割当てに余裕があれば、図１９に示すように、複数のキャリア周波数のうち任意のキャリア周波数でパケット送信中にもトレーニング信号を送出してもよい。この場合、パケット送信中にもそのトレーニング信号によって等化器のパラメータ調整を簡単に行なうことができるため、伝送路の特性が変動としても上述してきた等化器で追従が容易になる。
【０１１４】
以上述べたように本発明の第１の実施例では、受信側の無線通信装置内の等化器１１０において、複数のキャリア周波数の各々に対応して、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎと、干渉波を除去するための加算器１２０１〜１２０ｎおよび適応フィルタ１３０１〜１３０ｎとを設け、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにより各キャリアの受信信号から干渉波成分を推定して、この推定結果を基に上記加算器１２０１〜１２０ｎで雑音成分を除去するとともに、上記適応フィルタ１３０１〜１３０ｎにて伝達関数を補正している。また、それとともにキャリア判定回路１１００を設け、この回路１１００において上記第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎで干渉波成分を推定可能であるか否かを判定し、干渉波成分の推定ができないキャリア周波数があると判定された場合には、干渉波成分の推定可能な他のキャリア周波数に対応する第１の干渉波成分推定回路の推定結果を参照して干渉波成分を推定し、この推定結果を基に該当するキャリア周波数の受信信号に含まれる干渉波成分を除去するようにしている。
【０１１５】
したがって本実施例によれば、例えば周波数選択性フェージングの影響により一部のキャリアで受信信号が十分なレベルで受信できなくなり、これにより干渉波成分の推定が不可能になったとしても、干渉波成分の推定が可能な他のキャリアの受信信号を基に、上記干渉波成分の推定が不可能なキャリアの受信信号に含まれる干渉波成分を除去することができる。このため、マルチパスの影響を廃して常に高品質の無線データ伝送が可能となる。
【０１１６】
また、上記干渉波成分の除去手段を、アンテナダイバーシティ受信方式や誤り訂正伝送方式等の他のフェージング対策と適宜組み合わせることにより、その相乗効果により高品質の無線データ伝送を行なうことが可能となる。
【０１１７】
なお、上記第１の実施例は次のような変形が可能である。例えば、上述の例（図１）では等化器１１０が高周波帯にて受信信号を処理する場合について説明したが、図２０に示すように局部発振器１４１〜１４ｎとミクサ１５１〜１５ｎとバンドパスフィルタ１６１〜１６ｎとを各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに等化器１１０の前段に配置し、受信信号をベースバンド帯に変換して処理を行ってもよい。
【０１１８】
また、図２１に示すように、受信信号をアナログ／デジタル変換器１７１〜１７ｎによりアナログ信号からデジタル信号に変換したのち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）などのデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理プロセッサ１８１〜１８ｎを使用して、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの受信信号を取り出すように構成してもよい。
【０１１９】
その他、第１および第２の干渉波成分推定手段の構成や推定のためのアルゴリズム、干渉波除去手段の構成、無線通信装置のその他の部分の構成などについても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施可能である。
【０１２０】
（第２の実施例）
先ず、本実施例の特徴を説明する前に、無線ＬＡＮシステムで使用される基本的な技術を説明する。
【０１２１】
無線通信端末ＤＴＥには、ＣＳＭＡ／ＣＤのプロトコルを持つ通信プロセッサが搭載されており、ＤＴＥでは送信に先立ち無線モジュールを介して伝送媒体上に信号がないかどうか確認する。伝送媒体上に信号が無いことが確認できたらパケットを送出する。もし複数のＤＴＥがほぼ同時に送出した場合には衝突が生じるが、衝突の発生は無線モジュールからＤＴＥに通知される。衝突を通知されたＤＴＥはパケットの送出を中断し再送出を行なう。なお、再送出での再衝突の確率を下げるべく、各ＤＴＥはランダム時間だけ待って再送出を行なう。衝突の検出方式には、ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式が提案されている。この方式は、“無線ＬＡＮ−システム化技術”，１９９２年電子情報通信学会春季大会併設セミナー「次世代ＬＡＮ技術」予稿に明らかである。
【０１２２】
また、フェージング等による伝送品質の劣化が著しい無線伝送路を用いて高速ディジタル情報を高い信頼性の下で伝送するため、同文献ではマルチキャリア伝送方式が提案されている。
【０１２３】
上記ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式ならびにマルチキャリア伝送方式の骨子は以下の通りである。
（１）  ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式
送信要求のある端末ＤＴＥは、以下の手順によりパケット送出のためのアクセス制御を行なう。すなわち、送信を要求する端末は、先ずキャリアセンスを行ない、伝送路が使用中かどうか判定する。この判定の結果伝送路が空いていた場合には、図２８に示すごとくパケット送出に先立ち衝突検出ウィンドウと呼ぶ所定の期間内に、所定数のパルスをランダムな間隔で送信する。そして、このパルスの非送出中に、図２８（ａ）のように他端末が送出したパルスが検出されなかったならば、衝突無しと判定して引き続きパケットを送信する。一方、パルスの非送出中に、図２８（ｂ）に示すように他端末が送出したパルスが検出されたならば、衝突有りと判定して所定のバックオフ処理後上記手順を繰り返す。
【０１２４】
以上のようにＣＳＭＡ／ＣＡ方式は、パケット送信前にランダムパルスを送受信することによってパケットの衝突を回避する点、並びにパケット送出端末では衝突検出ウィンドウ内でパルス送出のつど送受信を切り替える点が特徴である。
【０１２５】
（２）  積符号誤り訂正付きマルチキャリア伝送方式
図２９は、４つのキャリアを使用したマルチキャリア伝送方式において、パリティ検査符号とハミング符号からなる積符号（符号化率０．５６）を適用した例を示すものである。
【０１２６】
送信側の端末において、入力された情報ビットは、第１、第２および第３の３つのキャリアによりハミング符号の誤り訂正付きで伝送される。また、この３つのキャリアで伝送される各ビットのパリティ情報を作成し、このパリティ情報を第４のキャリアで伝送する。これに対し受信側の端末では、キャリア毎の受信レベルあるいはＣＲＣによる誤りのチェック等により通信の可否が判定され、例えば第２のキャリアが通信不能と判定された場合には、第１，３，４のキャリアの復調データから第２のキャリアで伝送されたデータが復元される。
【０１２７】
この方式によれば、キャリアあたりの伝送速度を迎えることにより、周波数選択性フェージングによる伝送路歪の影響を抑えるとともに、任意の３キャリアの誤り率が各々１０−５程度以下であれば、残りのキャリアが通信不能に陥っても、全体の誤り率を１０−８以下に抑えることができる。
【０１２８】
次に、本実施例の特徴について説明する。
図３０は、本実施例に係わる端末装置ＤＴＥの無線モジュールの構成を示す回路ブロック図である。
【０１２９】
同図において、図示しないＤＴＥ本体から出力されたデータは、ＤＴＥインタフェース２００を介してシリアル／パラレル変換回路２１０に入力され、ここでキャリア数に対応する数のビット列に分割されたのち、各々変調器（ＭＯＤ）２２１〜２２ｍに入力される。これらの変調器２２１〜２２ｍでは、それぞれ上記ビット列に応じて変調された高周波信号が生成される。これらの被変調波信号は、合成器２３０で一つの信号に合成されたのち送信アンプ２４０で所定の送信電力レベルに増幅され、しかるのち送受分離器２５０を介してアンテナ２６０から送信される。
【０１３０】
これに対し、アンテナ２６０で受信された被変調波信号は、送受分離器２５０を介して受信アンプ２７０に入力され、ここで低雑音増幅されたのち分配器２８０によりキャリア数に対応する数の信号に分岐されて復調器（ＤＥＭ）２９１〜２９ｍに入力される。復調器２９１〜２９ｍでは、それぞれ上記被変調波信号がベースバンド信号に復調される。そしてこれらの復調された受信ベースバンド信号は、パラレル／シリアル変換回路３００により１本のシリアル信号に変換されたのち、ＤＴＥインタフェース２００を介して図示しないＤＴＥ本体へ出力される。
【０１３１】
ところで、無線モジュールは制御回路３１０を備えている。この制御回路３１０は例えばマイクロコンピュータを主制御部として有したもので、その機能として無線チャネルの設定制御や無線通信制御等の通常の制御手段に加えて、第１の無線チャネル監視手段と、第２の無線チャネル監視手段と、その監視結果に応じた無線チャネルの管理を行なう制御手段とを有している。
【０１３２】
第１の無線チャネル監視手段は、自己が属する無線ゾーンでパケット伝送が行なわれていない期間に、マルチキャリア伝送に使用するために設けられたｍ個の復調器２９１〜２９ｍのうち、一部の復調器２９ｍを除いた複数の復調器２９１〜２９ｍ−１  において、自己が属する無線ゾーンに割り当てられている無線周波数の無線信号を受信させ、その受信レベルから無線ゾーン内におけるパケット伝送の開始を判定するものである。
【０１３３】
第２の無線チャネル監視手段は、自己が属する無線ゾーンでパケット伝送が行なわれていない期間に、復調器２９１〜２９ｍのうちの一部の復調器２９ｍにおいて、自己が存在しない他の無線ゾーンに割り当てられているキャリア周波数の無線信号を受信させ、その受信レベルを検出するものである。
【０１３４】
無線チャネル管理制御手段は、上記第１の無線チャネル監視手段によりパケット伝送の開始が検出されるか、またはＤＴＥ本体からパケットの送信要求が到来した場合に、上記第２の無線チャネル監視手段による他の無線ゾーンのキャリアの受信監視を中止させ、この受信監視に使用していた復調器２９ｍの受信キャリア周波数を自己が属する無線ゾーンのキャリア周波数の一つに切り替える。
【０１３５】
また無線チャネル管理制御手段は、上記第１および第２の無線チャネル監視手段による監視結果から、自己が属する無線ゾーンのキャリア受信レベルよりも、他の無線ゾーンから到来するキャリア信号の受信レベルの方が大きくなったことを検出した場合に、自己のＤＴＥの所属ゾーンの変更制御を実行する。
【０１３６】
さらに無線チャネル管理制御手段は、電源投入時にシステムに割り当てられているすべてのキャリア周波数について、レーダシステムなどの他の無線通信システムでこれらのキャリア周波数を使用中であるか否かを判定する、いわゆる共用条件の確認制御を実行する。そして、他の無線通信システムで上記各キャリア周波数が使用されている期間には、共用条件を満足しないと判定してＤＴＥの稼働を停止する。
【０１３７】
次に、以上のように構成された無線端末装置の動作を説明する。
なお、ここでは無線ＬＡＮシステム全体にレーダシステムと共用される１２個のキャリア周波数が与えられ、これらのキャリア周波数が３つの無線ゾーンに対し４個ずつ割り当てられている場合を例にとって説明する。すなわち、無線通信端末には、上記４つのキャリア周波数に対応して４個の変調器２２１〜２２４および復調器２９１〜２９４がそれぞれ設けられている。
【０１３８】
電源が投入されると、無線モジュールの制御回路３１０は、例えば図３４に示すように先ずステップ３４ａで共用条件を確認するための制御を実行する。図３５はその制御手順を示すフローチャートである。
【０１３９】
すなわち、制御回路３１０は先ずステップ３５ａで４個の復調器２９１〜２９４のうちの一つ、例えば復調器２９４に対し、システム全体に割り当てられた各キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２を一定時間ずつ順次セットし、これらのキャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２の受信状態をそれぞれ検出する。そして、この検出結果を基に、ステップ３５ｂにおいて全キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２にわたりレーダからの電波の受信レベルが第１の所定レベルＰｒｓ以下であるか否かを判定する。すなわち、上記キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２において混変調が起きているか否かを判定する。この判定により混変調が生じていると判定された場合には、レーダシステムにおいて上記各キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２が使用中であると判断し、装置の動作を停止させる。
【０１４０】
これに対し、混変調の発生が確認されなかった場合には、制御回路３１０はステップ３５ｃに移行して、ここで再度復調器２９４に対し上記各キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２を一定時間ずつ順次セットし、これらのキャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２の受信状態をそれぞれ検出する。そして、この検出結果に基づいて、ステップ３５ｄで上記キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２でのレーダからの電波の受信レベルが第２の所定レベルＰｒｍ以下であるか否かを判定する。つまり、同一チャネル干渉が生じているか否かを判定する。この判定により、すべてのキャリア周波数において同一チャネル干渉の発生が確認された場合には、レーダシステムにおいて上記各キャリア周波数Ｆ１  ，Ｆ２  ，…Ｆ１２が使用中であると判断し、装置の動作を停止させる。一方、同一チャネル干渉の発生が確認されないキャリア周波数があった場合には、システムは稼働可能であると判断する。
【０１４１】
なお、上記稼働可能化否かを判断するための具体的な数値例としては、
レーダ系最低受信感度：−１２２ｄＢｍ
レーダ系最小送信電力：８７ｄＢｍ
レーダ系最小飽和レベル：−４２ｄＢｍ
無線ＬＡＮ送信電力／キャリア：４ｄＢｍ
無線ＬＡＮ総送信電力：１０ｄＢｍ
集積効果係数：３５ｄＢ
マージン：６ｄＢ
の場合には、
Ｐｒｍ＝−８０ｄＢｍ
Ｐｒｓ＝−６ｄＢｍ
となる。
【０１４２】
以上の共用条件の確認制御において、混変調や同一チャネル干渉の可能性がないと判定されると、制御回路３１０は次にステップ３４ｂに移行して、ここで各ブリッジ／リピータＲＰからの受信信号をそれぞれ受信し、自己にとって最適にブリッジ／リピータＲＰの探索を行なう。  最適なブリッジ／リピータＲＰが探索されると、制御回路３１０は続いてステップ３４ｃに移行し、ここで上記最適なブリッジ／リピータＲＰに割り当てられたキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４のうちのキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ３をそれぞれ変調器２２１〜２２３および復調器２９１〜２９３に設定する。なお、残りの復調器２９４は、自ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４における同一チャネル干渉の発生監視と、他の無線ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数における混変調の発生監視とをそれぞれ行なうために使用される。
【０１４３】
さて、以上のように変復調器に対するキャリア周波数の設定が終了すると、制御回路３１０はステップ３４ｄにおける自ゾーンの各キャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ３のキャリアセンスと、ステップ３４ｅにおけるＤＴＥ本体からのパケット送信要求の発生監視とを繰り返し行なう。そして、この状態で上記ステップ３４ｄにおいて自ゾーン内の他の端末からの信号の受信が検出されるか、またはステップ３４ｅにおいてＤＴＥ本体からのパケット送信要求が検出されると、制御回路３１０はステップ３４ｆまたはステップ３４ｉにおいて無線モジュールをビジー状態としたのち、上記４番目の復調器２９４による干渉の監視を中断し、しかるのちステップ３４ｇまたはステップ３４ｊにおいてこの復調器２９４に自ゾーンのキャリア周波数Ｆｉ４を設定する。かくして、以後無線モジュールはパケットの受信または送信が可能な状態となる。
【０１４４】
上記パケットの受信または送信動作が終了すると、無線モジュールは待受状態となり、この状態で制御回路３１０はステップ３４ｈまたは３４ｋにおいて、上記４番目の復調器２９４を用いた各キャリア周波数の受信チェックおよび無線ゾーンの変更制御を実行する。
【０１４５】
図３６は、その制御手順および制御内容を示すフローチャートである。すなわち、制御回路３１０は、先ずステップ３６ａにおいて、４番目の復調器２９４により自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰからの信号を受信し、その受信レベルＬＶＬ０を測定して制御回路３１０内の記憶部に記憶する。続いて制御回路３１０は、ステップ３６ｂにおいて上記復調器２９４により他の無線ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数Ｆｉｋ（ｋ＝５，６，…，１２）を順に受信し、これらのキャリア周波数Ｆｉｋの受信レベルの中から最大の受信レベルＬＶＬ１ｋ  を求めて記憶する。
【０１４６】
次に制御回路３１０は、ステップ３６ｃにおいて上記自ゾーンのキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４による信号受信レベルＬＶＬ０、および他の無線ゾーンのキャリア周波数Ｆｉｋによるキャリア受信レベルＬＶＬ１ｋ  を、予め設定したしきい値レベルＬ０，Ｌ１と比較する。ここで、Ｌ０は一定の伝送品質が保てなくなる受信レベル、Ｌ１は良好な伝送品質が期待し得る受信レベルであり、Ｌ１≧Ｌ０に設定される。なお、一般的には制御の安定化のためＬ１＞Ｌ０に設定される。
【０１４７】
さて、上記比較の結果、ＬＶＬ０≧Ｌ０であるかまたはＬＶＬ１≦Ｌ１だったとする。この場合には、自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから送信された信号の受信レベルが十分に高いので、制御回路３１０は無線ゾーンの変更を行なわない。これに対し、ＬＶＬ０＜Ｌ０でかつＬＶＬ１＞Ｌ１だったとする。この場合には、自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから受信した信号レベルが伝送品質を保てないほど低く、一方他の無線ゾーンからの信号の受信レベルが良好な伝送品質を期待できる十分に高いレベルであるため、制御回路３１０はステップ３６ｄおよびステップ３６ｅにおいて無線ゾーンの変更を行なう。
【０１４８】
なお、所属ゾーンの変更の具体的実現法は種々考え得るが、例えばゾーン１のブリッジに対して変調器２２４および復調器２９４を用いて所定の制御信号をやりとりすることで可能となる。ゾーンの識別は、伝送中のパケットに付されているゾーン識別番号か、または各ブリッジ／リピータＲＰが所定の間隔で送出しているゾーン表示信号を受信し識別することにより行なわれる。なお、伝送パケットの構成を図３２に、またブリッジ／リピータＲＰが送信するゾーン表示信号の構成を図３３にそれぞれ示す。
【０１４９】
このとき、上記ゾーン表示信号のプリアンブルＰＡあるいはスタートフレームデリミタＳＦＤを、通常のパケットと異ならせれば、ゾーン表示信号の識別を容易に行なえるようになる。また、情報送出に先立つ衝突検出ウィンドウにて送出する信号を、一般のパケットでは所定の数、例えば１８パルススロット中、９パルスとし、ゾーン表示信号はそれよりも多く、例えばブリッジ／リピータＲＰが送出する制御情報は１８パルススロット中、１８パルス、または後述するごとく端末が送出する制御信号は、１８パルススロット中１６パルスに設定することにより、通常のパケットに対してゾーン表示信号に高い優先順位を与えることもできる。なお、図３２および図３３には示していないが、パケットのみならず、ゾーン表示等の制御信号にも、必要に応じて誤り訂正符号を適用する。
【０１５０】
ゾーン表示信号を用いる場合の制御の具体例を以下に示す。
すなわち、同ゾーン表示信号は４つのキャリア周波数のすべてにより同じ情報を伝送する。したがって、任意の１波を受信することによりどのブリッジ／リピータＲＰからの信号であるか判別できる。また、ゾーン表示信号は、同じブリッジ／リピータＲＰで使用しているキャリア周波数の情報も担っている。これにより、他の無線ゾーンのキャリア周波数を監視している端末は、他の無線ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから送出されたゾーン表示信号のうちの１波を受信することにより、同ブリッジ／リピータＲＰのすべてのキャリア周波数を知ることができ、同ブリッジ／リピータＲＰの残りの３波の受信レベルを順次調べることにより、他の無線ゾーンのブリッジ／リピータＲＰの平均受信レベルを測定することができる。
また、信頼性向上のため、ＬＶＬ０やＬＶＬ１の測定は複数回行い、各ゾーンでの受信レベルを決定するとよい。
【０１５１】
上記レベル比較により、端末がゾーンを変更すべきと判断した場合は、先ずその端末は現在所属するゾーンにて当該ゾーンからの脱却通知のパケットを送出し、次に新たな最適ゾーンにおいて加入通知のパケットを送出する。現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰは、上記脱却通知を受信するとそれ以後上記端末宛のパケットを保持しておく。また、最適ゾーンのブリッジ／リピータＲＰは、上記加入通知を受信したら、自己のブリッジ／リピータＲＰでの登録を行なうとともに、現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰに対してゾーン登録完了を通知する。同通知に対する現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰ０からの了解通知を、最適ゾーンのブリッジ／リピータＲＰが受信することによってゾーン変更が完了する。その後現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰ０は、保持していた上記端末宛のパケットを送出する。
【０１５２】
以上のように本実施例では、待受状態において、マルチキャリア伝送に使用するために設けられた４個の復調器２９１〜２９４のうち、復調器２９１〜２９３を用いて自ゾーンにおけるパケットの受信を検出し、かつ残りの復調器２９４を用いて他の無線ゾーンのキャリア信号の受信レベルを監視するようにしている。また、自ゾーン内でパケットの受信が検出されるか、またはＤＴＥ本体からパケットの送信要求が到来した場合に、上記復調器２９４による他の無線ゾーンのキャリアの受信監視を中止させ、復調器２９４の受信キャリア周波数を自己が属する無線ゾーンのキャリア周波数の一つに切り替えるようにしている。
【０１５３】
したがって本実施例によれば、他の無線ゾーンのキャリア信号の受信レベルを監視するために新たな復調器を設ける必要がなくなり、これにより無線端末装置の構成の複雑大形化を防止することができ、しかも４つのキャリア周波数を同時に使用して確実なマルチキャリア伝送を行なうことができる。
【０１５４】
また、上記復調器２９４により検出した他ゾーンのキャリア周波数の受信レベルを基に、無線ゾーンの変更制御だけでなく、他のレーダシステムなどの他の無線通信システムとのキャリア周波数の共用条件の確認も行なうようにしたので、キャリア周波数を共用する他の無線システムに対し干渉妨害を与えることなく、信頼性の高いデータ伝送を行なうことができる。
【０１５５】
なお、上記実施例は次のような変形が可能である。例えば、他の無線ゾーンのキャリア監視に使用する受信系の数は１系統だけでなく複数の系統を使用してもよい。また、他の無線ゾーンのキャリア監視の制御手順および制御内容や、無線ゾーンの変更制御手順および制御内容等についても、種々の変形実施が可能である。
【０１５６】
（第３の実施例）
図３７は、本発明の第３の実施例に係わる無線ＬＡＮシステムの構成を示す図である。
【０１５７】
各無線端末は、パーソナルコンピュータ、ワークステーション等のデータ端末と、それと接続された無線モジュールとから構成される。本実施例では、この間のインタフェースとしてＩＥＥＥ８０２．３標準のＡＵＩインタフェースを想定している。
【０１５８】
各無線端末は、例えば直径２０ｍ程度のゾーンのいずれかに属す。図３７の例では、無線端末Ｍａ，Ｍｂ，Ｍｃが無線ゾーンＡに、無線端末Ｍｄ，Ｍｅ，Ｍｆが無線ゾーンＢに属する。無線ゾーン毎に、ゾーン番号およびその無線ゾーンで使用するキャリア周波数が決められ、同じ無線ゾーンに属する無線端末どうしは、無線により直接通信を行なう。異なる無線ゾーンに属する無線端末間での通信を可能とするため、各無線ゾーンにはゲートウェイに接続された無線モジュールがあり、異なる無線ゾーンのゲートウェイどうしは分配システム（ＤＳＭ）により接続される。例えば無線端末Ｍａが無線端末Ｍｆ宛のパケットを送出すると、そのパケットは無線端末Ｍｃが受信してゲートウェイ、ＤＳＭ、ゲートウェイを介して無線端末Ｍｄへ送られ、またそこから無線により無線端末Ｍｆに送られる。
【０１５９】
隣り合う２つの無線ゾーンで使用するキャリア周波数帯域は、重なり合わないのが最も良い。しかし、使用可能なキャリア周波数のチャネル数に制約があるなどの理由により、隣り合う２つの無線ゾーンで同じキャリア周波数帯域を使う場合でも、パケットにゾーン識別子を書き込むことにより、隣の無線ゾーンのパケットを自分の無線ゾーンのパケットと間違って処理するなどの不具合をなくすことができる。なお、例えば直径２０ｍ程度の範囲にすべての無線端末がある場合には、ゲートウェイやＤＳＭを設ける必要はない。
【０１６０】
図３８は、本実施例の無線ＬＡＮシステムで使用される無線端末の無線モジュールの構成を示すブロック図である。
同図に示すように、この無線モジュールは、送信インタフェース部（送信ＩＦ部）３２１と、送信タイミング制御部３２０と、フレーム構成部３２２と、符号化部３２３と、フレーム同期信号（ＦＳ）挿入部３２４と、ランダムパルス送出部（ＲＰ送出部）３２５と、変調器（ＭＯＤ０，ＭＯＤ１，ＭＯＤ２，ＭＯＤ３）３３１〜３３４と、高周波回路（Ｒ／Ｆ）部３４０と、アンテナ３５１，３５２とを備え、さらに復調器（ＤＥＭ０，ＤＥＭ１，ＤＥＭ２，ＤＥＭ３）３６１〜３６４と、衝突検出部３７１と、フレーム同期信号（ＦＳ）検出部３７２と、受信タイミング制御部３８０と、復号化部３７３と、フレーム分解部３７４と、受信インタフェース部（受信ＩＦ部）３７５と、制御部３９０とを備えている。
【０１６１】
送信インタフェース部３２１は、パーソナルコンピュータやワークステーション等のデータ端末とのインタフェースをとるためのもので、例えばレベル変換、タイミング調整、クロック再生、クロック同期およびパケット同期などの機能を持つ。データ端末から送られたパケットに対する同期がとれた場合には、そのタイミングを送信タイミング制御部３２０に通知する。そして、送信タイミング制御部３２０から指示されたタイミングで、そのパケットのデータフィールドをフレーム構成部３２２へ送る。また、パケットが正しく相手の無線端末に届かなかった場合などにパケットを再送する方式を採用する場合には、この送信インタフェース部３２１においてユーザパケットの情報を保持する。
【０１６２】
データ端末と無線モジュールとの間のインタフェースとして、前述したようにＩＥＥＥ８０２．３標準（１０Ｍｂｐｓ  ＣＳＭＡ／ＣＤ）方式のＡＵＩ−Ｉ／Ｆを採用した場合には、同インタフェースにおけるパケット構成は図３９の通りである。
【０１６３】
送信タイミング制御部３２０は、送信インタフェース部３２１から転送されるパケットの同期信号、もしくは制御部３９０がフレーム構成部３２２への制御データ書き込みが終了したことを示す書き込み終了信号のいずれかを基に、これから説明するフレーム構成部３２２、符号化部３２３およびＦＳ挿入部３２４の動作タイミングを制御する。
【０１６４】
フレーム構成部３２２は、送信インタフェース部３２１から送られたデータフィールドの内容もしくは制御部３９０から書き込まれる制御データと、制御部３９０から指示されるゾーン識別子を基に、図４０に示す無線パケットのデータフィールドを構成する。図４０に示すパケット識別子が、パケットがデータ端末から送られたユーザデータを含んだユーザーパケットか、もしくは制御部３９０から書き込まれた制御データを含んだ制御パケットか、もしくはユーザデータと制御データの両方を含んだパケットであるかを区分するために、フレーム構成部３２２は識別情報を書き込む。ゾーン識別子は、前述したようにそのパケットを送出した無線端末が属するゾーンを識別するための情報である。
【０１６５】
なお、後述するように符号化部３２３においてブロック毎に符号化するため、データフィールド長がブロック長の正数倍になるように、必要があればデータのＦＣＳの間にダミーデータを挿入する。
【０１６６】
符号化部３２３は、フレーム構成部３２２から入力されるデータの符号化を行い、例えば図４１に示されるようなブロックを構成して、ＦＳ挿入部３２４へ転送するものである。図４３はその構成を示すもので、スクランブル部３２３０と、ＣＲＣ付加部３２４０と、シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）３２５０と、パリティ符号器３２６０と、ハミング符号器３２７０〜３２７３とから構成される。ここで、シリアル・パラレル変換を行なう前に、複数のキャリアにまたがったブロックに対してＣＲＣを付加しているのは、ＣＲＣ付加による符号化率の劣化を少しでも減らすためである。
【０１６７】
スクランブル部３２３０は、データフィールドのビット列をランダム化するために、例えばフィードバックシフトレジスタを用いた自己同期型のスクランブルを行なう。
【０１６８】
ＣＲＣ付加部３２４０は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、スクランブルされたデータフィールドのビット列を例えば３２０ビット毎のブロックに区切り、受信側で誤り訂正後に誤りが残留していないかどうかを確認するための誤り検出ビット、例えば１６ビットのＣＲＣを付加する。
【０１６９】
シリアル・パラレル変換部３２５０は、ＣＲＣ付加部３２４０から出力された１つのビット列を、３つのビット列にシリアル・パラレル変換して、パリティ符号器３２６０に出力する。
【０１７０】
パリティ符号器３２６０は、図４５（ａ）に示すように２つの２入力排他的論理和（ＥＸＯＲ）により構成される回路により、パラレルに入力される３ビットに対してそのパリティ検査ビットを計算して、４つ目のビット列として出力する。
【０１７１】
ハミング符号器３２７０〜３２７３は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、パリティ符号器３２６０から出力された４つのビット列のそれぞれに対するハミング符号ビットを計算し、図４１に示す構成としてＦＳ挿入部３２４に対して出力する。図４１で各キャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３ごとに信号をさらにＡ列／Ｂ列の２つの系列に分けているのは、変調方式として４相ＰＳＫを用いかつ差動符号化を用いた場合に、各キャリアの各ブロック毎に９０°の位相誤り１つまでを訂正可能とするためである。このため、各キャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に対応する信号の１ブロック分の１１２ビットのビット列は、先ずＡ列／Ｂ列の２つのビット列に分けてそれぞれ符号化され、Ａ列とＢ列を１シンボル（２ビット）づつ交互にＦＳ挿入部３２４に出力される。
【０１７２】
符号化部３２３は、以上説明したように、３２０ビットのブロック毎に１６ビットにＣＲＣを付加した後に、（４，３）パリティ検査符号と（６２，５６）ハミング符号の積符号を用いて符号化を行なう。このため、符号化率は
３２０［ビット］÷４９６［ビット］＝約０．６０４
となる。データ端末からは１０Ｍｂｐｓの速度でデータが送られてくるため、これを４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３を用いて遅れることなく伝送するためには、キャリア毎の伝送速度は、
１０［Ｍｂｐｓ］／４／０．６０４＝約４．１４［Ｍｂｐｓ／キャリア］
となる。
【０１７３】
なお、図４２に示すような無線パケット構成をとる場合には、データ端末から受信するパケットには含まれていなかったランダムパルスも後述するように付加する必要があるため、パケット全体の長さをデータ端末から受信したパケットと同じにするためには４．１４Ｍｂｐｓより早くする必要がある。
【０１７４】
ＦＳ挿入部３２４は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、符号化部３２３が出力するブロック０〜ブロックｎのデータの前に、受信側の無線モジュールがビット同期確立に用いるプリアンブルと、無線区間のパケットのフレーム同期をとるために用いるフレーム同期信号（ＦＳ）を挿入し、変調器（ＭＯＤ）３３１〜３３４に転送する。
【０１７５】
ランダムパルス（ＲＰ）送出部３２５は、対等分散型の無線ＬＡＮシステムにおいてＣＳＭＡ／ＣＤを実現するために、特願平３−１５１８７６号にて開示されている“ランダムパルス衝突検出方式”のランダムパルスを、送信タイミング制御部から指示されたタイミングで生成し、図４２に示すようにプリアンブルの前の部分で変調器３３１〜３３４に出力する。
【０１７６】
ランダムパルスは、具体的には例えば図４６に示すように１８個のスロットから構成される。各無線端末は、この１８個のスロットのうちから、第１番目のスロットと、第２番目から第１８番目までの１７個のスロットのうちからランダムに選んだ８個のスロットの合計９個のスロットにおいて、キャリアをオンする。そして他の９個のスロットの期間中は後述する衝突検出部３７１において、復調器３６１〜３６４のキャリア検出信号を用いて他の無線端末が信号を送出していないかどうかを監視する。そして他の無線端末が信号を送出していた場合には、ランダムパルスより後のプリアンブル等の送出を中止する。
【０１７７】
例えば図４６に示すように、無線端末ＭａとＭｂが同時にランダムパルスの送出を開始したと仮定すると、パターンが同じスロット０〜２の間は互いに相手の信号を受信できないため、自分以外にランダムパルスを送出している無線端末が存在することに気がつかない。ところが、スロット３では無線端末Ｍｂのみが信号を送出し無線端末Ｍａがそれを受信することができるため、無線端末Ｍａは衝突を検出することができる。またスロット８では逆に無線端末Ｍａのみが信号を送出するため、無線端末Ｍｂも衝突を検出することができ、両者ともプリアンブル以降の送出を中止することができる。
【０１７８】
このように、ランダムパルスを同時に送出し始めた場合には、パターンがまったく同一でない限りは、衝突を互いに検出することができる。すなわち、２つの無線端末が同時にランダムパルスを送出した場合に、それを検出できない確率は、
１÷１７Ｃ８  ＝約４．１×１０−５
となる。
【０１７９】
変調器（ＭＯＤ）３３１〜３３４は、ＦＳ挿入部３２４から入力されるビット列を基に、キャリア周波数に対応する局部発振信号を例えば４相ＰＳＫにより変調してＲ／Ｆ部３４０に送る。このとき、前述したようにキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎の伝送速度を４．１４Ｍｂｐｓとすると、ボーレートは２．０７Ｍボーとなる。
【０１８０】
Ｒ／Ｆ部３４０は、変調器３３１〜３３４から送られた４つの変調信号を、制御部３９０より指示される４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に変換して、必要なレベルまで増幅してアンテナを介して出力する。
【０１８１】
またＲ／Ｆ部３４０は、アンテナ３５１，３５２から受信された信号から、制御部３９０より指示される４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３帯域の信号を切り出して必要なレベルまで増幅し、４つの復調器（ＤＥＭ）３６１〜３６４に対して出力する。
【０１８２】
ここで、Ｒ／Ｆ部３４０にアンテナが２つ接続されているのは、受信の際にアンテナダイバーシチを行なうためで、２つのアンテナ３５１，３５２のうち１つは送信受信兼用、もう１つは受信専用として使われる。
【０１８３】
このアンテナダイバーシチを実現する方法としては、様々な方法が考えられる。例えば、各無線モジュールの制御部３９０が、それまでの一定期間内にキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎に２つのアンテナ３５１，３５２のうちどちらの方を多く使用したかを記憶しておいて、多い方のアンテナをキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎に選択してランダムパルスの受信を行い、そのレベルが規定値以下であった場合にもう１つのアンテナに切替える。
【０１８４】
復調部（ＤＥＭ）３６１〜３６４は、Ｒ／Ｆ部３４０から受信した信号を４相ＰＳＫ遅延検波により復調すると同時に、受信データに同期した２．０７ＭＨｚのクロックを再生する。また、ランダムパルスおよびデータの到着を判断するために、受信レベルが一定レベル以上になった場合にキャリア検出信号をＯＮとする。
【０１８５】
衝突検出部３７１は、ランダムパルスを用いて衝突検出を行なう部分である。図４６のように前述したランダムパルス（ＲＰ）送出部３２５がパケットのプリアンブルに先立ってランダムパルスを送出する際に、ＲＰ送出部３２５の指示に従って、ランダムパルスを送出していないタイミングで他の無線端末が送出するランダムパルスなどの信号の有無を監視する。そして、例えば４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３のうち１つでも、ＲＰ送出部３２５がランダムパルスを送出していないスロットにおいてキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３を検出したら、送信タイミング制御部３２０に対してパケットの送出を中止するように指示する。また、このパケット中止の情報は、制御部３９０および送信インタフェース部３２１を介してデータ端末に転送される。
【０１８６】
フレーム同期信号（ＦＳ）検出部３７２は、復調器３６１〜３６４から受信したデータからキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎にパケット同期をとり、その同期信号を受信タイミング制御部３８０に送信し、パケットのデータの内容を復号化部３７３へ送る。
【０１８７】
復号化部３７３は、ＦＳ検出部３７２から受信したキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎のビット列を一旦ＦＩＦＯ等のバッファに保持し、受信タイミング制御部３８０に指示されるタイミングにしたがって復号するものである。
【０１８８】
復号化部３７３の構成を図４４に示す。ここでパリティ復号器３７４１〜３７４３が３つ、パラレル・シリアル（ＰＳ）変換部３７５０〜３７５３およびＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３がそれぞれ４つあって並列に処理を行なう理由は、ＣＲＣ付加による符号化率の劣化を少しでも減らすために、複数のキャリア信号（ビット列）にまたがるブロックに対してＣＲＣを計算して付加しているからである。復号部ではパリティ復号を行わないとＣＲＣが計算できないため、ハミング復号が終わった４つのキャリアのビット列のうち１つに誤りが残っているという４つの仮定をして、４通りを同時に並列に計算している。
【０１８９】
ハミング復号器３７３０〜３７３３は、受信タイミング制御部３８０から送られる受信タイミング制御信号によって指示されるタイミングで、キャリア毎のビット列のハミング復号を行なうものである。図４１に示す構成の場合には、キャリア毎の１２４ビットのブロック毎に位相の９０°誤りが１シンボルまで訂正できる。
【０１９０】
パリティ復号器３７４１〜３７４３はそれぞれ、４つのハミング復号器３７３０〜３７３３の出力のうちハミング復号器３７３０〜３７３３の出力に誤りが残っていると仮定してハミング復号化を行ない、出力をパラレル・シリアル変換部３７５０〜３７５３に送る。図４５（ｂ）〜（ｄ）はパリティ復号器２７４１〜３７４３の構成を示すものである。
【０１９１】
パラレル・シリアル変換部３７５０〜３７５３は、３つの入力をパラレル・シリアル変換して１つのビット列とし、これらのビット列をそれぞれＣＲＣ検査部３７４０〜３７４３に送る。
【０１９２】
ＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３は、それぞれ受信タイミング制御部３８０から送られる受信タイミング制御信号によって指示されるタイミングで、ハミング復号器３７３０〜３７３３によってキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎の誤り訂正を行なった後にキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に誤りが残留していると仮定してパリティ復号部３７４１〜３７４３にてパリティ復号を行なったそれぞれのビット列に誤りがあるか否かを判定し、データおよび誤り判定結果を出力選択部３７７０に出力する。
【０１９３】
出力選択部３７７０は、ＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３により検査された４つのデータのうち、ＣＲＣにより誤りが検出されなかったデータを１つ選んで、デスクランブル部３７８０へ送る。デスクランブル部３７８０は、送信側の装置のスクランブル部３２３０にてランダム化されたデータを元に戻す回路である。
【０１９４】
フレーム分解部３７４は、先ず復号化部３７３から送られたデータのゾーン識別子を確認して、制御部３９０から指示されているゾーン識別子と同じでない場合には、そのパケットを廃棄する。次に、パケット識別子の情報から受信したパケットがユーザパケットか、制御パケットか、それとも両方を含んだパケットかを判断し、ユーザパケットの情報は受信インタフェース（ＩＦ）部３７５に送り、制御パケットの情報は制御部３９０へ送る。
【０１９５】
受信インタフェース（ＩＦ）部３７５は、フレーム分解部３７４から受信したデータから図３９に示すフレームを構成し、レベル変換、タイミング調整などを行なった後、データ端末に対してそのフレームを送出するものである。
【０１９６】
次に、以上のように構成された無線モジュールの動作、つまり復調器でユーザパケットの受信が終了してから誤り訂正の復号化処理が終了するまでの間に制御パケットを送出する動作を説明する。図４７はその動作を説明に使用するタイミング図である。
【０１９７】
すなわち、復調器３６１〜３６４が情報パケット１（ユーザーパケット）の出力を終了すると、制御部３９０は衝突検出部３７１を介して復調器３６１〜３６４のキャリア検出信号がオフとなることを検出したのち、同情報パケット１に挿入された情報より、制御パケットを送出するのが自端末か否かを判定する。そして、自端末であると判定すると制御部３９０は、フレーム構成部３２２に制御データを書き込み、この制御データの書き込み終了信号を送信タイミング制御部３２０に送って制御データを送出する。
【０１９８】
制御パケットを送出するのが自端末ではないと判断した場合には、復号化部３７３が情報パケット１の復号化処理を続けている間でも、復調器３６１〜３６４がパケットを受信した場合には、制御パケットであると判断される。このため、ＦＳ検出部３７２からフレーム分解部３７４までの回路では、情報パケットと同様の受信処理が行なわれる。フレーム分解部３７４は、この制御パケットを受信すると制御部３９０にそのことを知らせ、制御部３９０がその内容をフレーム分解部から読出して必要な処理を行う。
【０１９９】
情報パケットに挿入された情報より、制御パケットを送出する無線モジュールを判断する方法としては、様々な方法が考えられる。例えば、情報パケットの目的局アドレスが自分のＭＡＣアドレスであった場合とすると、既に復号化処理が終了している最終ブロック以外のブロック、すなわち図４７ではブロック０〜（ｎ−１）までの誤り検出の有無によってパケットが正しく受信できたか否かが判断され、そのパケットの送出局アドレスの無線端末にあてて応答パケット１が返送される。同情報パケット１を送出した無線端末は、情報パケット１の送出後、一定時間応答時間を待ち、正常に受信されたことを通知する応答パケットが受信できない場合には、規定回数までパケットの再送を行なう。
【０２００】
このように情報パケット１の目的局アドレスの無線端末のみが応答パケットを帰す場合には、応答パケットどうしもしくは応答パケットと他の情報パケットが衝突することはないため、応答パケットにはランダムパルスを付加する必要がない。
【０２０１】
また、各情報パケットの直後に、必ずゲートウェイに接続された無線モジュールが制御パケットを送出するものとしてもよい。この場合には、制御パケットに直前の情報パケットの目的局アドレス、送出局アドレス等をいれておけば、ゾーンの周辺部にいて同じゾーン内の一部の無線端末との間で直接通信ができなくなっている無線端末や、障害物の陰等で隠れ端末になってしまっている無線端末などは、情報パケットを受信できなくてもその後にゲートウェイに接続された無線モジュールが送出する制御パケットを見て、自分が誰と直接通信できないかを把握することができる。
【０２０２】
また、上記２つの方法を組み合わせることもできる。例えば、情報パケットの目的局アドレスが自分自身である無線モジュールは、必ず制御パケットを送出するものとして、それが一定時間内に送出されない場合には、ゲートウェイに接続された無線モジュールが制御パケットを送出する方法である。目的局アドレスの無線モジュールだけが制御情報を送出する場合には、それを送った側は応答が返ってこなかったことから相手が直接通信できないと判断できるが、送られた側では何も判断できない。
【０２０３】
ところが、組み合わせた方法では、応答がない場合にゲートウェイに接続された無線モジュールがその前の情報パケットの目的局アドレス、送信局アドレスを知らせてくれるため、受信側でも送信側と直接通信ができないと判断することができる。
【０２０４】
これ以外にも、例えば同じゾーン内の無線モジュール同士で何らかの方法で順序づけを行い、情報パケットを送出する無線モジュールは、その前の情報パケットの直後の制御パケットを送出した無線モジュールを記憶しておいて、その次の順序の無線モジュールのアドレスを情報パケットに書き込んで制御パケットを送出することを指示することにより、制御パケットを次々に異なる無線モジュールに送出させることもできる。このようにすると、送出する情報パケットがない無線モジュールにも制御パケットを送出するチャンスがあるため、無線モジュールのゾーン変更や隠れ端末検出などに役立てることができる。
【０２０５】
以上のように本実施例であれば、従来の有線系のＬＡＮとして広く使われているＩＥＥＥ８０２．３標準の１０Ｍｂｐｓ  ＣＳＭＡ／ＣＤ方式とのＡＵＩ−Ｉ／Ｆ互換を前提とした無線ＬＡＮシステムであるにも拘らず、媒体上の信号伝送が終了したのち、誤り訂正符号の復号化処理が終了するまでの期間に、制御パケットを送出することができ、これによりパケット伝送に使われない無駄な時間をなくして、媒体を最大限に有効利用することが可能となる。
【０２０６】
また、制御信号として情報パケットの応答パケットを送出することにすれば、パケットに誤りが生じた場合にも直ちに再送することができるため、確実なパケット伝送を実現することができる。
【０２０７】
さらに、前に伝送される情報パケットに含まれる情報から制御パケットを送出する無線端末が一意に決定するため、制御パケットにはランダムパルス等の衝突検出手段が不要となり、より確実で効率的な伝送ができるようになる。
【０２０８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明では、周波数が異なる複数のキャリア信号間の伝送路特性および雑音の混入特性には互いに類似性があることに着目し、受信された複数のキャリア信号の各々について干渉波成分をそれぞれ推定する第１の干渉波成分推定手段と、この第１の干渉波成分推定手段による干渉波成分の推定が可能であるか否かを複数のキャリア信号の各々について判定するキャリア判定手段と、このキャリア判定手段により干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号がある場合に、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号について上記第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、上記干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号の干渉波成分を推定する第２の干渉波成分推定手段とを備え、これら第１および第２の各干渉波成分推定手段による推定結果を選択的に使用して疑似干渉波成分を生成し、この擬似干渉波成分を用いて上記受信された複数のキャリア信号から干渉波成分を除去するようにしている。
【０２０９】
したがって本発明によれば、マルチパスの影響を比較的簡単に抑圧することができ、これにより安価な装置にて高品質のデータ伝送を可能にする無線通信装置を提供することができる。
【０２１３】
したがって第３の本発明によれば、無駄な期間を有効に活用してスループットの劣化を防止することができる無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係わる複数のキャリア周波数を用いてデータを伝送する無線通信システムの構成を示すブロック図。
【図２】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の原理構成を説明するためのブロック図。
【図３】本発明の原理を説明するための直接波と反射波とからなる２波干渉の例を示す図。
【図４】非磁性材料の反射係数の特性の一例を示す図。
【図５】反射係数ａの周波数特性を示す図。
【図６】第１の干渉波成分推定回路をトランスバーサル型フィルタを用いて構成した例を示す回路ブロック図。
【図７】送信側装置によるトレーニング信号の送信例を示す図。
【図８】第１の干渉波成分推定回路を共振回路を用いて構成した例を示す回路ブロック図。
【図９】周波数選択性フェージングにより生じる振幅低下特性の一例を示す図。
【図１０】周波数選択性フェージングにより生じる振幅低下特性を補償するための周波数特性を示す図。
【図１１】直接波と反射波との干渉により生じる受信電力の変化特性の一例を記す図。
【図１２】フェージング検出部の構成の一例を示す回路ブロック図。
【図１３】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の他の構成例を説明するためのブロック図。
【図１４】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器のその他の構成例を説明するためのブロック図。
【図１５】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の別の構成例を説明するためのブロック図。
【図１６】周波数に対する相関係数の変化の一例を示す図。
【図１７】最小振幅偏差型スペースダイバーシチを採用した干渉波除去手段の構成を示す回路ブロック図。
【図１８】積符号誤り訂正を施したマルチキャリア伝送方式の概要を示す図。
【図１９】マルチキャリアによるトレーニング信号の送出例を示す図。
【図２０】本発明の第１の実施例に係わる無線通信システムの他の構成例を示すブロック図。
【図２１】本発明の第１の実施例に係わる無線通信システムのその他の構成例を示すブロック図。
【図２２】従来の最小振幅型スペースダイバーシチ受信回路の構成例を示すブロック図。
【図２３】マルチキャリア伝送方式の説明に使用するための図。
【図２４】スペクトラム拡散変調方式の説明に使用するための図。
【図２５】ＱＰＳＫ変調方式およびＱＰＳＫ−ＶＰ変調方式による位相変化特性を示す図。
【図２６】適応等化器の基本構成を示した図。
【図２７】無線ＬＡＮシステムの基本構成を示す概略構成図。
【図２８】ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式の説明に使用するための信号構成図。
【図２９】積符号誤り訂正付きマルチキャリア伝送方式の説明に使用するための信号の構成図。
【図３０】本発明の第２の実施例に係わる端末装置ＤＴＥの無線モジュールの構成を示す回路ブロック図。
【図３１】無線ゾーンの変更制御を説明するための図。
【図３２】パケットの構成例を示す図。
【図３３】ゾーン表示信号の構成を示す図。
【図３４】無線モジュールの制御回路における制御手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３５】キャリア周波数の共用条件を確認するための制御の手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３６】無線ゾーンの変更制御の制御手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３７】本発明の第３の実施例に係わる無線ＬＡＮシステムの構成を示す図。
【図３８】図３７に示したシステムで使用される無線端末の無線モジュールの構成を示す回路ブロック図。
【図３９】データ端末と無線モジュール間のインタフェースにおけるパケットの構成の一例を示す図。
【図４０】無線区間を伝送するパケットのデータフィールドの構成の一例を示す図。
【図４１】無線区間を伝送するパケットのデータフィールドをブロック毎に符号化した後の構成の一例を示す図。
【図４２】無線区間を伝送するパケットの構成の一例を示す図。
【図４３】図３８に示した無線モジュールの符号化部の構成を示す回路ブロック図。
【図４４】図３８に示した無線モジュールの復号化部の構成を示す回路ブロック図。
【図４５】図４３に示した符号化部のパリティ符号器および図４４に示した復号化部のパリティ復号器の構成を示す回路ブロック図。
【図４６】ランダムパルスの構成の一例を示す図。
【図４７】図３７に示した無線モジュールにおけるパケットの送受信動作を説明するためのタイミング図。
【図４８】無線ＬＡＮシステムの構成の一例を示す図。
【図４９】従来の無線通信装置のパケット送受信動作を説明するためのタイミング図。
【符号の説明】
１０…直並列変換器
２１〜２ｎ…変調器
３１〜３ｎ…ミクサ
４１〜４ｎ…局部発振器
５１〜５ｎ…送信バンドパスフィルタ
６０…結合器
７０…送信アンテナ
８０…受信アンテナ
９０…分波器
１０１〜１０ｎ…受信バンドパスフィルタ
１１０…等化器
１２１〜１２ｎ…復調器
１３０…並列直列変換器
１４１〜１４ｎ…局部発振器
１５１〜１５ｎ…ミクサ
１６１〜１６ｎ…バンドパスフィルタ
１７１〜１７ｎ…アナログ／デジタル変換器
１８１〜１８ｎ…デジタル信号処理プロセッサ
２００…ＤＴＥインタフェース
２１０…シリアル／パラレル変換回路
２２１〜２２ｍ…変調器
２３０…合成器
２４０…送信アンプ
２５０…送受分離器
２６０…アンテナ
２７０…受信アンプ
２８０…分配器
２９１〜２９ｍ…復調器
３００…パラレル／シリアル変換回路
３１０…制御回路
３２０…送信タイミング制御部
３２１…送信インタフェース部（送信ＩＦ部）
３２２…フレーム構成部
３２３…符号化部
３２４…フレーム同期信号（ＦＳ）挿入部
３２５…ランダムパルス送出部（ＲＰ送出部）
３３１〜３３４…変調器（ＭＯＤ０，ＭＯＤ１，ＭＯＤ２，ＭＯＤ３）
３４０…高周波回路（Ｒ／Ｆ）部
３５１，３５２…アンテナ
３６１〜３６４…復調器（ＤＥＭ０，ＤＥＭ１，ＤＥＭ２，ＤＥＭ３）
３７１…衝突検出部
３７２…フレーム同期信号（ＦＳ）検出部
３７３…復号化部
３７４…フレーム分解部
３７５…受信インタフェース部（受信ＩＦ部）
３８０…受信タイミング制御部
３９０…制御部
４００…遅延回路
４１１〜４１ｎ…可変重み付け回路
４２０…重み付け制御回路
４３０…識別器
４４０…合成器
４５０…減算器
６１０…フェージング検出部
６２０…共振回路
６３０…振幅偏差検出器
６４０…制御回路
８０１〜８０ｎ…レベル判定回路
９０１〜９０ｎ…誤り検出回路
１００１〜１００ｎ…第１の干渉波推定回路
１１００…キャリア判定回路
１２０１〜１２０ｎ…加算器
１３０１〜１３０ｎ…適応フィルタ
１６０１…アンテナ
１６１０，１６１１…分波器
１６２１〜１６２ｎ…局部発振器
１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎ…ミクサ
１６５１〜１６５無限移相器
１６６１〜１６６ｎ…加算器
１６７１〜１６７ｎ…合成器
１６８１〜１６８ｎ…振幅偏差検出器
１６９１〜１６９ｎ…制御回路
３２３０…スクランブル部
３２４０…ＣＲＣ付加部
３２５０…シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
３２６０…パリティ符号器
３２７０〜３２７３…ハミング符号器
３７３０〜３７３３…ハミング復号器
３７４１〜３７４３…パリティ復号器
３７５０〜３７５３…パラレル・シリアル（ＰＳ）変換部
３７６０〜３７６３…ＣＲＣ検査部
３７７０…出力選択部
３７８０…デスクランブル部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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