(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１１００）電圧が正極性のときに前記交流電源（１１００）電圧を印加して正極性側コンデンサ（１２１２）を充電する正極性側充電回路を備え、前記交流電源（１１００）電圧が負極性のときに前記交流電源（１１００）電圧を印加して負極性側コンデンサ（１２２１）を充電する負極性側充電回路を備え、前記交流電源（１１００）電圧が正極性のときに前記交流電源（１１００）電圧を前記負極性側コンデンサ（１２２１）電圧に足し加えて共通直流出力端子（１８００・１９００）に出力する正極性側放電回路を備え、前記交流電源（１１００）電圧が負極性のときに前記交流電源（１１００）電圧を前記正極性側コンデンサ（１２１２）電圧に足し加えて前記共通直流出力端子（１８００・１９００）に出力する負極性側放電回路を備え、前記交流電源（１１００）と直列に挿置されチョッパインダクタとして機能する電源側インダクタ（１６００）を備え、前記共通直流出力端子（１８００・１９００）に接続され入力電流が断続する特性の直流負荷（２０００）を備えたことを特徴とする整流平滑形直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源電圧を整流し平滑する方式の整流平滑形直流電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源電圧を整流し平滑する方式の整流平滑形直流電源装置は周知である。整流後の平滑は平滑コンデンサを用いてなされる。平滑コンデンサ容量を大きくすると、直流出力端子電圧の平滑度は高まる。平滑コンデンサ容量を小さくすると、交流電源の力率は高まる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前記直流出力端子電圧の平滑度と交流電源の力率は二律背反の関係にある。これは、交流電源電圧瞬時値が平滑コンデンサ電圧を下回る低電圧期間に交流電源給電が停止することによる。本発明の目的は低電圧期間にも交流電源給電がなお確保されるように工夫することであり、それにより高力率化を図ることである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、交流電源電圧が正極性のときに前記交流電源電圧を印加して正極性側コンデンサを充電する正極性側充電回路を備える。前記交流電源電圧が負極性のときに前記交流電源電圧を印加して負極性側コンデンサを充電する負極性側充電回路を備える。前記交流電源電圧が正極性のときに前記交流電源電圧を前記負極性側コンデンサ電圧に足し加えて共通直流出力端子に出力する正極性側放電回路を備える。前記交流電源電圧が負極性のときに前記交流電源電圧を前記正極性側コンデンサ電圧に足し加えて前記共通直流出力端子に出力する負極性側放電回路を備える。前記交流電源からの給電は、該交流電源電圧が正極性のときは前記正極性側放電回路を介してなされ、該交流電源電圧が負極性のときは負極性側放電回路を介してなされる。これによる交流電源給電は交流電源電圧についての低電圧期間であっても継続する。
また本発明においては、前記交流電源（１１００）と直列に挿置されチョッパインダクタとして機能する電源側インダクタ（１６００）を備え、前記共通直流出力端子（１８００・１９００）に接続され入力電流が断続する特性の直流負荷（２０００）を備える。これにより、前記直流負荷（２０００）の入力電流断続にともうチョッパ動作が形成され、前記正極性側コンデンサ・負極性側コンデンサを充電する。このため、力率がさらに向上する。これは前記直流負荷（２０００）に必要な入力電流を利用したチョッパ動作であり、効率向上に寄与する。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１に示す整流平滑形直流電源装置について説明する。これは本発明装置の実施形態ではなく、その前提となるものである。図１の１０００番台の部品は整流平滑形直流電源装置としてのいわば本体１０００を構成する。１０００番台の部品符号における１０の桁の数字は充電回路の属性を示し、１の桁の数字は放電回路の属性を示す。２０００番台の部品は共通直流出力端子１８００・１９００に接続される直流負荷２０００を構成する。
図１の整流平滑形直流電源装置は、交流電源１１００電圧が図示の正極性のときに交流電源１１００電圧を印加して正極性側コンデンサ１２１２を充電する正極性側充電回路（１１００−１３１０−１２１２−１１００）を備える。１３１０は正極性側充電回路に属するダイオードである。交流電源１１００電圧が図示とは逆の負極性のときに交流電源１１００電圧を印加して負極性側コンデンサ１２２１を充電する負極性側充電回路（１１００−１３２０−１２２１−１１００）を備える。１３２０は負極性側充電回路に属するダイオードである。交流電源１１００電圧が正極性のときに交流電源１１００電圧を負極性側コンデンサ１２２１電圧に足し加えて共通直流出力端子１８００・１９００に出力する正極性側放電回路（１８００−１４０１−１１００−１２２１−１５０１−１９００）を備える。１４０１・１５０１は正極性側放電回路に属するダイオードである。
交流電源１１００電圧が負極性のときに交流電源１１００電圧を正極性側コンデンサ１２１２電圧に足し加えて共通直流出力端子１８００・１９００に出力する負極性側放電回路（１８００−１４０２−１１００−１２１２−１５０２−１９００）を備える。１４０２・１５０２は負極性側放電回路に属するダイオードである。
正極性側コンデンサ１２１２は正極性側充電回路（１１００−１３１０−１２１２−１１００）に属し、負極性側放電回路（１８００−１４０２−１１００−１２１２−１５０２−１９００）に属し、交流電源１１００電圧が正極性のときに充電され，負極性のときに放電する。負極性側コンデンサ１２２１は負極性側充電回路（１１００−１３２０−１２２１−１１００）に属し、正極性側放電回路（１８００−１４０１−１１００−１２２１−１５０１−１９００）に属し、交流電源１１００電圧が負極性のときに充電され、正極性のときに放電する。正極性側コンデンサ１２１２・負極性側コンデンサ１２２１は平滑コンデンサとして機能する。正極性側コンデンサ１２１２・負極性側コンデンサ１２２１の容量は十分に大きく、定常状況下での電圧変動は軽微である。ダイオード１４０１・１４０２・１５０１・１５０２は正極性側放電回路・負極性側放電回路の相互干渉を防止する。
直流負荷２０００について説明する。本実施形態における直流負荷２０００は高周波点灯回路である。高周波点灯回路２０００はスイッチング用トランジスタ２１０１と、スイッチング用トランジスタ２１０１を介して共通直流出力端子１８００・１９００間電圧を断続的に印加される振動用インダクタ２１０２と、振動用インダクタ２１０２に並列の振動用コンデンサ２１０３を含む。以上の３者は単スイッチ形のインバータ回路を形成する。高周波点灯回路２０００はさらに蛍光ランプ２９０１と、蛍光ランプ２９０１に並列の予熱コンデンサ２９０２と、蛍光ランプ２９０１に直列のバラストインダクタ２９０３を含む。以上の３者は主点灯回路を形成し、前記インバータ回路の高周波出力を受ける交流負荷となる。これらの範囲は周知であるため、動作説明等を割愛する。
直流負荷２０００が軽すぎない場合の共通直流出力端子１８００・１９００電圧は正極性側コンデンサ１２１２もしくは負極性側コンデンサ１２２１の電圧に交流電源１１００電圧の全波整流出力を足し加えた変動波形となる。交流電源１１００電圧についての低電圧期間には、共通直流出力端子１８００・１９００電圧も低くなるが、正極性側コンデンサ１２１２もしくは負極性側コンデンサ１２２１電圧を下回ることはない。低電圧期間における交流電源１１００給電は軽微となるが、十分な容量の正極性側コンデンサ１２１２もしくは負極性側コンデンサ１２２１からの給電で回路動作はなお保持される。
交流電源１１００電圧が例えば図示の正極性であるものとする。この場合は正極性側放電回路（１８００−１４０１−１１００−１２２１−１５０１−１９００）が機能する。この正極性側放電回路を介して直流負荷２０００電流が形成される。直流負荷２０００電流は負極性側コンデンサ１２２１の放電電流であり、交流電源１１００からの給電電流である。正極性の交流電源１１００電圧が高い高電圧期間であっても低電圧期間であっても交流電源１１００給電は継続する。負極性の場合も同様である。本発明が高力率であるのはこの理由による。正極性の交流電源１１００電圧がほぼ最大値となる時期に正極性充電回路（１１００−１３１０−１２１２−１１００）を介して正極性側コンデンサ１２１２が充電される。負極性の交流電源１１００電圧がほぼ最大となる最大値期間に負極性側充電回路（１１００−１２２１−１３２０−１１００）を介して負極性側コンデンサ１２２１が充電される。これらの折にピーク性の交流電源１１００電流を形成し、力率を低める。しかし、交流電源１１００電流はそれだけではなく、最大値期間以外の期間にも交流電源１１００電流を確保できるので、その分だけ力率が高まる。
図２を用いて本発明の実施形態について説明する。図２装置は前記図１装置を改良したものである。図２装置は前記図１装置に類似するので、その部品符号を全面的に転用して重複する説明を割愛する。図１と異なる点は交流電源１１００と直列に電源側インダクタ１６００を挿置したことである。交流電源１１００電圧が図示の正極性であるものとする。この場合は正極性側放電回路（１８００−１４０１−１１００−１６００−１２２１−１５０１−１９００）に直流負荷２０００電流が形成される。これにより電源側インダクタ１６００に電磁エネルギがされる。直流負荷２０００電流は直流負荷２０００中のスイッチングトランジスタ２１０１がターンオフするとゼロになる。これにともない、電源側インダクタ１６００の電磁エネルギは正極性側充電回路（１６００−１３１０−１２１２−１１００−１６００）を介して放出され、正極性側コンデンサ１２１２を充電する。かくして、スイッチング用トランジスタ２１０１をチョッパスイッチ、電源側インダクタ１６００をチョッパインダクタとするチョッパ動作が形成され、それによって正極性側コンデンサ１２１２が充電される。交流電源１１００電圧が図示とは逆の負極性である場合は同様の動作で負極性側コンデンサ１２２１が充電される。正極性側コンデンサ１２１２・負極性側コンデンサ１２２１のための充電期間は前記最大値期間に制限されず、ほぼ全期間に分散し波及するので、力率はさらによくなる。上記動作は直流負荷２０００電流を利用して電源側インダクタ（チョッパインダクタ）１６００に電磁エネルギを蓄積する、いわば負荷チョッパである。このため電源側インダクタ（チョッパインダクタ）１６００にチョッパ専用電流を形成する場合よりも高効率動作となる。電源側インダクタ（チョッパインダクタ）１６００は交流電源１１００電圧が図示の正極性のときにも、図示とは逆の負極性のときにも、チョッパインダクタとして機能する単一のインダクタである。
図３の実施形態について説明する。前記図１および図２の部品符号をそのまま転用し、重複する説明を割愛する。前記図１および図２装置では単スイッチ形のインバータ回路を使用する。図３装置はこれを改め、複スイッチ形のハーフブリッジインバータ回路としたものである。順直列の一対のスイッチング用トランジスタ２２０１・２２０２、各スイッチング用トランジスタ２２０１・２２０２と逆並列のフライホイールダイオード２３０１・２３０２、直列一対のコンデンサ２４０１・２４０２はハーフブリッジインバータ回路を構成する。
図４の実施形態について説明する。前記図１〜図３の部品符号をそのまま転用し、重複する説明を割愛する。図３と異なる点は一方のフライホイールダイオード２３０２を順直列一対のダイオード２３０２１・１３０２２に置換し、その間の接続点にコンデンサ２４０２の一端を接続したことである。ダイオード２３０２１はスイッチング用トランジスタ２２０１のターンオフ時のバラストインダクタ２９０３の電磁エネルギをコンデンサ２４０２で吸収する経路を提供する。ダイオード２３０２２はコンデンサ２４０２電荷がスイッチング用トランジスタ２２０２を介して放電する経路を提供する。このため、図４回路は図３回路にほぼ等価である。図４回路の特徴はダイオード２３０２２の逆阻止特性により、共通直流出力端子１８００・１９００からコンデンサ２４０１・１４０２へ流れ込む電流を阻止することである。このため、スイッチング用トランジスタ２２０１がターンオフすると、直流負荷２０００の入力電流は完璧に遮断される。よって、直流負荷２０００の高周波動作に伴う断続特性がより顕著となり、電源側インダクタ１６００の電流変化率が大きくなり、前記チョッパ動作が強められる。
図５の実施形態について説明する。前記図１〜図４の部品符号をそのまま転用し、重複する説明を割愛する。前記各実施形態と異なる点は末尾に添え字ａを加えた新たな正極性側コンデンサ１２１２ａと新たな負極性側コンデンサ１２２１ａを加え、新たな正極性側充電回路（１１００−１６００−１２１２ａ−１３０１ａ−１１００）用のダイオード１３１０ａと新たな負極性側充電回路（１１００−１２２１ａ−１３２０ａ−１６００−１１００）用のダイオード１３２０ａを加えたことである。図５の場合の正極性側放電回路は１８００−１４０１−１２２２ａ−１１００−１６００−１２２１−１５０１−１９００となる。負極性側放電回路は１８００−１４０２−１２１２ａ−１６００−１１００−１２１２−１５０２−１９００となる。図５における添え字ａの伴う部品は添え字ａのない対応部品と同等に機能する。この場合の共通直流出力端子１８００・１９００電圧は新たな正極性側コンデンサ１２１２ａないしは負極性側コンデンサ１２２１ａの電圧が新たに足し加わる分だけ高くなる。したがって、高い電圧を要する直流負荷負２０００に対して好適である。
【０００９】
【発明の効果】
本発明は正極性側充電回路・負極性側充電回路・正極性側放電回路・負極性側放電回路を備えたものである。これによれば交流電源電圧についての低電圧期間にも交流電源給電がなお確保されるので、高力率化が図れる。
また前記交流電源（１１００）と直列に挿置されチョッパインダクタとして機能する電源側インダクタ（１６００）を利用し、かつ直流負荷（２０００）の入力電流断続を利用したチョッパ動作で前記正極性側コンデンサ・負極性側コンデンサを充電するので、力率がさらに向上し、効率も向上する。
さらに単一の電源側インダクタ（１６００）を前記正極性側コンデンサ・負極性側コンデンサを充電するための各チョッパインダクタとして兼用するので、構造が簡単である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の前提となる整流平滑形直流電源装置の回路図である。
【図２】本発明に係る第１の実施形態を示す整流平滑形直流電源装置の回路図である。
【図３】本発明に係る第２の実施形態を示す整流平滑形直流電源装置の回路図である。
【図４】本発明に係る第３の実施形態を示す整流平滑形直流電源装置の回路図である。
【図５】本発明に係る第４の実施形態を示す整流平滑形直流電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１１００：交流電源、１２１２：正極性側コンデンサ、１２２１：負極性側コンデンサ、１６００：電源側インダクタ、１８００・１９００：共通直流出力端子、２０００：直流負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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