(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号が入力される受信機の周波数偏差検出器であって、異なる時刻に受信された複数の受信信号を入力し、異なる複数の時間間隔の位相差信号をそれぞれ求める複数の位相差算出手段と、該位相差算出手段が算出した位相差信号の中で、最も長い時間間隔の位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンをそれぞれ加算して得た周波数偏差候補列を求める周波数偏差候補算出手段と、前記位相差算出手段が算出した位相差信号の中で、最も短い時間間隔の位相差信号から周波数偏差情報を求める周波数偏差情報算出手段とを備え、前記周波数偏差候補列の中から、前記周波数偏差情報に最も近い値の周波数偏差候補の周波数偏差値を、周波数偏差信号として出力することを特徴とする周波数偏差検出器。
【請求項２】
異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の所定のシンボル信号間の位相差信号を求める第１の手段と、前記異なる時刻より時間間隔が長い異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の所定のシンボル信号間の位相差信号を求める第２の手段と、該第２の手段から入力された位相差信号に、所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号の候補を求める第３の手段と、前記第２の手段から入力された位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンの位相信号を加算し、さらに、所定の係数を乗算して複数の周波数偏差信号の候補を求める第４の手段と、前記第１の手段から入力された位相差信号に、所定の係数を乗算して周波数偏差信号を求める第５の手段と、前記第３および第４の手段から入力される複数の周波数偏差信号の候補の中から、前記第５の手段から入力される周波数偏差信号に最も周波数偏差が近い周波数偏差信号を選択し出力する比較選択手段とを有し、複数の周波数偏差信号の候補の中から最も周波数偏差が近い周波数偏差信号をより正確な周波数偏差信号として出力することを特徴とする周波数偏差検出器。
【請求項３】
請求項２記載の周波数偏差検出器において、前記第１の手段と、前記第２の手段とは、時間間隔が異なる時刻に受信された二組のディジタル受信信号の所定のシンボル信号を同一の所定のシンボル信号に設定し、３つの所定のシンボル信号を使用して位相差信号を求めること特徴とする周波数偏差検出器。
【請求項４】
請求項２記載の周波数偏差検出器において、前記第１の手段と前記第２の手段とは、時間間隔が異なる時刻に受信された二組のディジタル受信信号の一つの組のフレーム内に挿入された２つの所定のシンボル信号と、つぎの組のフレーム内に挿入された１つの所定のシンボル信号とを使用して位相差信号を求めることを特徴とする周波数偏差検出器。
【請求項５】
異なる時刻に受信された複数の受信信号を入力し、異なる複数の時間間隔の位相差信号をそれぞれ求め、最も長い時間間隔で求めた位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンを加算した周波数偏差候補列を求め、最も短い時間間隔の位相差信号から周波数偏差情報を求め、前記周波数偏差候補列の中から、前記周波数偏差情報に最も近い値の周波数偏差候補の周波数偏差値を、周波数偏信号として出力することを特徴とする周波数偏差検出方法。
【請求項６】
異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の時間間隔が異なる二組の所定のシンボル信号間の位相差信号を求め、時間間隔が長い一組から求めた位相差信号にｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンの位相信号を加算し、さらに、所定の係数を乗算して複数の周波数偏差信号の候補を求め、前記時間間隔が長い一組から求めた位相差信号に所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号の候補を求め、時間間隔が短い一組から求めた位相差信号に所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号を求め、前記時間間隔が長い一組から求めた１つのおよび複数の周波数偏差信号の候補の中から、前記時間間隔が短い一組から求めた周波数偏差信号に最も周波数偏差が近い周波数偏差信号を選択し、より正確な周波数偏差信号として出力することを特徴とする周波数偏差検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線機などにおいて、受信したディジタル変調信号を復調するときに使用する再生搬送波信号の周波数を、送信側の搬送波周波数と一致させるために使用する搬送波周波数の偏差を検出する周波数偏差検出器および周波数偏差検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
情報の通信において、例えば、音声、映像、データなどの情報信号を伝送する場合、伝送したい情報信号で所要周波数の搬送波信号を変調し、変調された搬送波を送信し、送信されてきた変調搬送波を受信し、受信した変調搬送波信号の周波数と同一周波数の搬送波信号で変調搬送波信号を復調し、伝送されてきた情報信号を取り出していることは周知のことであり、アナログ通信、ディジタル通信いずれにおいても同様に行なわれている。
このような受信した変調搬送波信号の復調において、特に、ディジタル通信の場合は、受信した変調搬送波信号の搬送波周波数を忠実に再生して復調に使用する必要があるため、自動周波数制御（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）の技術が重要なものとなる。
この変調搬送波信号の復調において重要な自動周波数制御について、図３および図４を使用して従来技術を説明する。
図３は、送信信号として送信されてきた所要周波数の変調搬送波を受信した受信信号から、ベースバンド信号（等価低域信号）の成分を抽出する復調部の構成の一般的な例を示したブロック図である。
【０００３】
図３において、３１は、受信した所要周波数の変調搬送波信号の信号入力端子、４７は、周波数偏差電圧で発振周波数を制御された再生搬送波信号を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３２は、所要周波数の変調搬送波信号を再生搬送波信号により同期検波しベースバンド信号のＩ成分（同相成分）信号とＱ成分（直交成分）信号とを出力する同期検波器、３３および３４は、同期検波器３２で同期検波されたベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号それぞれの雑音などを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、３５および３６は、雑音などを除去したベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号それぞれをディジタル信号化するＡ／Ｄ変換器、３７および３８はディジタル信号化されたベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号それぞれの不要成分除去と波形整形を行なう受信フィルタ、３９および４０は、不要成分除去と波形整形を行なったベースバンド信号のＩ成分信号とＱ成分信号それぞれのシンボル識別点を抽出するサンプラ、４１は、ベースバンド信号のＩ成分信号から抽出したシンボル識別点の出力端子、４２は、ベースバンド信号のＱ成分信号から抽出したシンボル識別点の出力端子、４３は、抽出したＩ成分信号とＱ成分信号の抽出したシンボル識別点から搬送波の周波数と電圧制御発振器４７で再生する発振周波数との周波数偏差信号を検出する周波数偏差検出器、４４は、周波数偏差検出器４３で検出した周波数偏差信号に所要の係数を乗算する乗算器、４５は、所要の係数を乗算した周波数偏差信号が持つ不要変動成分を除去するループフィルタ、４６は、不要変動成分を除去した周波数偏差信号を積分し周波数偏差電圧とする積分器を示す。
【０００４】
つぎに、図３に示す従来技術の復調部の動作を説明する。
受信した搬送波周波数ｆｃの受信信号は、受信信号入力端子３１を介して同期検波器３２に入力される。
同期検波器３２は、受信信号入力端子３１を介して入力された搬送波周波数ｆｃの受信信号を、別途、電圧制御発振器４７から入力される再生搬送波周波数ｆｃ’の再生搬送波信号５４を基準として、ベースバンドの複素信号のＩ成分（同相成分）信号とＱ成分（直交成分）信号とを同期検波し、同期検波したＩ成分信号４８ａとＱ成分信号４９ａとを、それぞれ低域通過フィルタ３３と低域通過フィルタ３４とへ出力する。
低域通過フィルタ３３と低域通過フィルタ３４とは、同期検波器３２からそれぞれに入力されるベースバンドの複素信号のＩ成分信号４８ａとＱ成分信号４９ａとから高調波成分、雑音等の不要成分を除去し、不要成分を除去したＩ成分信号４８ｂとＱ成分信号４９ｂとを、それぞれＡ／Ｄ変換器３５とＡ／Ｄ変換器３６とへ出力する。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換器３５とＡ／Ｄ変換器３６とは、低域通過フィルタ３３と低域通過フィルタ３４とからそれぞれに入力される不要成分を除去したベースバンドの複素信号のＩ成分信号４８ｂとＱ成分信号４９ｂとを、ディジタル信号に変換し、ディジタル信号化されたＩ成分信号４８ｃとＱ成分信号４９ｃとをそれぞれ受信フィルタ３７と受信フィルタ３８とへ出力する。
受信フィルタ３７と受信フィルタ３８とは、Ａ／Ｄ変換器３５とＡ／Ｄ変換器３６とからそれぞれに入力されるディジタル信号化されたベースバンドの複素信号のＩ成分信号４８ｃとＱ成分信号４９ｃとから不要成分を除去するとともに波形整形を行ない、不要成分除去と波形整形をされたディジタル信号のＩ成分信号４８ｄとＱ成分信号４９ｄとを、それぞれサンプラ３９とサンプラ４０とへ出力する。
サンプラ３９とサンプラ４０とは、受信フィルタ３７と受信フィルタ３８とからそれぞれに入力される不要成分除去と波形整形をされたディジタル信号のベースバンドの複素信号のＩ成分信号４８ｄとＱ成分信号４９ｄとからシンボル識別点を抽出し、抽出したＩ成分信号４８ｅとＱ成分信号４９ｅとのシンボル識別点を、それぞれ周波数偏差検出器４３へ出力するとともに、Ｉ成分信号出力端子４１とＱ成分信号出力端子４２とを介して他の回路へ出力する。
【０００６】
周波数偏差検出器４３は、サンプラ３９とサンプラ４０とから入力されたベースバンドの複素信号のＩ成分信号４８ｄとＱ成分信号４９ｄとのシンボル識別点から、受信信号の搬送波周波数ｆｃと電圧制御発振器４７で再生する搬送波信号の周波数ｆｃ’との周波数偏差Δｆの信号を検出し、検出した周波数偏差Δｆの信号５０を乗算器４４へ出力する。
乗算器４４は、周波数偏差検出器４３から入力された周波数偏差信号５０に、別途、入力された係数ｂ（負の定数）を乗算し、係数ｂを乗算した周波数偏差信号５１をループフィルタ４５へ出力する。
ループフィルタ４５は、乗算器４４から入力された係数ｂを乗算した周波数偏差信号５１の受信信号となった段階で混入している雑音に起因する変動成分などを除去し、変動成分などを除去した係数ｂを乗算した周波数偏差信号５２を積分器４６へ出力する。
積分器４６は、ループフィルタ４５から入力された不要な変動成分などを除去し係数ｂを乗算した周波数偏差信号５２を積分して周波数偏差電圧５３とし、積分して得た周波数偏差電圧５３を電圧制御発振器４７へ出力する。
電圧制御発振器４７は、積分器４６から入力された周波数偏差電圧５３により発振周波数をを制御され、周波数偏差電圧５３により制御された再生搬送波周波数ｆｃ’の再生搬送波信号５４を同期検波器３２へ出力する。
【０００７】
さらに、受信信号入力端子３１に入力された搬送波周波数ｆｃの受信信号が、ＱＰＳＫ変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  ：直交位相変調）されている場合を例に、図４を使用して、受信した変調搬送波信号の周波数と電圧制御発振器で発振した再生搬送波信号との間に周波数偏差Δｆが発生したときの影響について説明をする。
図４は、送信、あるいは、受信された信号の配置を示した図であり、５５はＩ成分（同相成分）軸、５６はＱ成分（直交成分）軸を示している。
ＱＰＳＫ変調の場合、伝送される情報に対応して、符号５７ａ〜５７ｄで示す信号のいずれかが、シンボル送信周期Ｔｓの間隔で送信される。
このようなＱＰＳＫ変調信号の送信側の配置に対して、図３に示す変調部のＩ成分出力端子４１およびＱ成分出力端子４２でＩ成分信号およびＱ成分信号を観測したとき、理想的な伝送や復調が行なわれたとすると、周波数偏差Δｆが０であれば、送信シンボルと同様の受信シンボルが現れ、正しい復号を行なうことが可能となる。
ところが、周波数偏差Δｆが発生して、周波数偏差Δｆがある程度の値を持つと、×印で示されるように周波数偏差Δｆの値に応じて位相の回転が発生し、図４における判定境界であるＩ成分軸５５、あるいは、Ｑ成分軸５６を越えてしまい復号誤りの原因となる。
【０００８】
このような周波数偏差Δｆの発生による復号誤りを防止するため、周波数偏差Δｆを検出し、電圧制御発振器４７の発振周波数ｆｃ’を制御する自動周波数制御回路が十分に機能する必要がある。
この自動周波数制御回路を構成する重要な要素の一つが周波数偏差検出器であり、様々な手段が提案されているが、その中で時刻の異なる複数の信号の位相差を求めて周波数偏差を得る手段は、比較的簡便で基本的な手段である。
以下に、その原理を説明する。
図５（ａ）は、シンボル間隔Ｔｓ（単位：秒）の伝送されてきた受信信号系列を示す。
この受信信号系列の中で、ｎ番目のシンボルＰｎ  およびｎ＋ｋ番目のシンボルＰｎ＋ｋ  は既知の同一符号の信号が送信されているものと仮定する。
なお、この仮定は、二つの符号が異なる符号の場合でも、簡単な演算によって位相を回転することにより、一般性を失うことなく成立する。
このとき、受信信号に含まれる雑音成分が十分に小さく、伝搬路特性の時間変動が十分に緩やかであれば、図５（ｂ）に示す２つの信号点Ｐｎ  およびＰｎ＋ｋ  の位相差Δθ（ラジアン）は周波数偏差Δｆ（ヘルツ）に起因し、下記（１）式で表わすことができる関係にある。
Δθ＝２π・Δｆ・ｋＴｓ  ・・・・・（１）
したがって、Δθを求めることによって、下記（２）式から周波数偏差Δｆを求めることができる。
【数１】
0003595478.tif 000002
【０００９】
以上述べた原理にもとづく、従来技術による周波数偏差検出器のブロック図を図６に示す。
図６において、６１は受信信号Ｐｎ＋ｋ  の入力端子、６２は受信信号Ｐｎ  の入力端子、６３は、受信信号Ｐｎ  の共役演算を行なう共役演算器、６４は、受信信号Ｐｎ  の共役演算信号と受信信号Ｐｎ＋ｋ  との複素積を演算する複素乗算器、６５は、複素積信号について位相信号を演算する位相演算器、６６は、位相信号と係数との乗算をする乗算器、６７は周波数偏差信号の出力端子を示す。
【００１０】
図６に示す従来技術による周波数偏差検出器の動作を説明する。
時刻ｎにおいて、受信信号Ｐｎ  は受信信号入力端子６２を介して共役演算器６３に入力され、時刻ｎ＋ｋにおいて、受信信号Ｐｎ＋ｋ  は受信信号入力端子６１を介して複素乗算器６４に入力される。
共役演算器６３は、受信信号入力端子６２を介して入力された受信信号Ｐｎ  の共役演算を行ない、算出した共役演算信号を複素乗算器６４へ出力する。
複素乗算器６４は、共役演算器６３から入力された共役演算信号と、受信信号入力端子６１から入力された受信信号Ｐｎ＋ｋ  とで複素積を演算し、算出した複素積信号を位相演算器６５へ出力する。
位相演算器６５は、複素乗算器６４から入力された複素積信号について位相を演算し、算出した位相信号を乗算器６６へ出力する。
この位相演算器６５で算出した位相は、受信信号Ｐｎ＋ｋ  と受信信号Ｐｎ  との位相差Δθとなる位相差信号である。
乗算器６６は、位相演算器６５から入力された位相差Δθ（ラジアン）の位相差信号に、別途、入力された係数（２πｋＴｓ）￣１を乗算して周波数偏差Δｆ（ヘルツ）の周波数偏差信号を算出し、算出した周波数偏差信号を周波数偏差信号出力端子６７から他の回路へ出力する。
【００１１】
ところで、図６に示す周波数偏差検出器では、二つの受信信号の間隔であるｋは、検出可能な最大周波数偏差を制限するパラメータとなると同時に、雑音などによる位相差Δθへの誤差の影響を左右する。
この点について、以下に説明する。
周波数偏差検出器で演算される位相差Δθは、通常、−π≦Δθ＜π（ラジアン）の範囲にあることから、図５（ｂ）の符号７１で示した軌跡の他にも、例えば符号７２で示した軌跡のように一周以上回転した位相や、符号７３で示した軌跡のように逆回転した位相も同様に演算され、これらを個別に識別することはできない。
これらの場合の正しい位相は、下記（３）式、（４）式で表すことができ、
ΔΘ＝Δθ＋２π  ・・・・・（３）
ΔΘ＝Δθ−２π  ・・・・・（４）
一般的には、下記（５）式となる。
ΔΘ＝Δθ＋２ｑπ  ・・・・・（５）
但し、ｑは任意の整数
【００１２】
このような不確定要素を排除するためには、真の位相回転量が−π≦ΔΘ＜π（ラジアン）を超えないことが条件となる。
このためには、周波数偏差Δｆが、下記（６）式に示す範囲内にあることが必要であり、下記（６）式に示す値が検出可能な周波数偏差の最大値となる。
【数２】
0003595478.tif 000003
換言すると、より大きな周波数偏差Δｆを検出しようとする場合、２つのシンボルの間隔ｋを小さくする必要があるということになる。
一方、演算された位相差信号Δθには誤差が含まれており、２つのシンボルの間隔ｋを小さくすると誤差の影響を受け易くなる。
すなわち、位相差信号Δθは、位相差Δθの真の値を位相差Δθ’、誤差をεとすると、下記（７）式となる。
Δθ＝Δθ’＋ε  ・・・・・（７）
したがって周波数偏差Δｆの値は、周波数偏差Δｆの真の値を周波数偏差Δｆ’とすると、下記（８）式となる。
【数３】
0003595478.tif 000004
つまり、２シンボルの間隔ｋを大きくとれば、雑音などによる演算誤差を小さくすることができる。
上述したように、従来技術による周波数偏差検出器は、検出対象とする周波数偏差の最大値と、要求される測定精度とは二律背反の関係にあり、どちらを重視するかによって適切にｋを設定する必要がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ディジタル通信機の復調部に使用する周波数偏差検出器であって、異なる時刻に入力された複数の受信信号の位相差から周波数偏差を検出する従来技術の周波数偏差検出器は、２ｑπラジアン（ｑ＝−ｚ〜＋ｚ、ただしｚは自然数）回転した位相を持つ受信信号の位相差から周波数偏差を検出したことを識別することはできないため、周波数偏差を検出する受信信号の位相差の範囲が制限される。
周波数偏差の検出範囲を拡大するためには、位相差を求める複数の受信信号の時間間隔を小さくすれば良いが、位相差を求めるときに雑音等による誤差の影響を受けてしまうことになる。
より大きな周波数偏差を検出するための条件と、雑音等の影響を小さくするための条件とが原理的に相反するという関係にあり、広い周波数範囲で高い精度の周波数偏差の検出を実現することが困難であった。
本発明は、前記問題を解決し、広い周波数範囲で高い精度の周波数偏差の検出を実現した周波数偏差検出器および周波数偏差検出方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明の周波数偏差検出器は、受信信号が入力される受信機の周波数偏差検出器であって、異なる時刻に受信された複数の受信信号を入力し、異なる複数の時間間隔の位相差信号をそれぞれ求める複数の位相差算出手段と、該位相差算出手段が算出した位相差信号の中で、最も長い時間間隔の位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンをそれぞれ加算して得た周波数偏差候補を求める周波数偏差候補算出手段と、前記位相差算出手段が算出した位相差信号の中で、最も短い時間間隔の位相差信号から周波数偏差情報を求める周波数偏差情報算出手段とを備え、前記周波数偏差候補列の中から、前記周波数偏差情報に最も近い値の周波数偏差候補の周波数偏差値を、周波数偏差信号として出力するものである。
【００１５】
また、本発明の周波数偏差検出器は、異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の所定のシンボル信号間の位相差信号を求める第１の手段と、前記異なる時刻より時間間隔が長い異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の所定のシンボル信号間の位相差信号を求める第２の手段と、該第２の手段から入力された位相差信号に、所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号の候補を求める第３の手段と、前記第２の手段から入力された位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンの位相信号を加算し、さらに、所定の係数を乗算して複数の周波数偏差信号の候補を求める第４の手段と、前記第１の手段から入力された位相差信号に、所定の係数を乗算して周波数偏差信号を求める第５の手段と、前記第３および第４の手段から入力される複数の周波数偏差信号の候補の中から、前記第５の手段から入力される周波数偏差信号に最も周波数偏差が近い周波数偏差信号を選択し出力する比較選択手段とを有し、複数の周波数偏差信号の候補の中から最も周波数偏差が近い周波数偏差信号をより正確な周波数偏差信号として出力するものである。
さらに詳しくは、本発明の周波数偏差検出器は、第１の手段と第２の手段とが、時間間隔が異なる時刻に受信された二組のディジタル受信信号の所定のシンボル信号を同一の所定のシンボル信号に設定し、３つの所定のシンボル信号を使用して位相差信号を求めるものである。
また、本発明の周波数偏差検出器は、第１の手段と第２の手段とが、時間間隔が異なる時刻に受信された二組のディジタル受信信号の一つの組のフレーム内に挿入された２つの所定のシンボル信号と、つぎの組のフレーム内に挿入された１つの所定のシンボル信号とを使用して位相差信号を求めるものである。
【００１６】
また、本発明の周波数偏差検出方法は、異なる時刻に受信された複数の受信信号を入力し、異なる複数の時間間隔の位相差信号をそれぞれ求め、最も長い時間間隔で求めた位相差信号に、ｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンを加算した周波数偏差候補列を求め、最も短い時間間隔の位相差信号から周波数偏差情報を求め、前記周波数偏差候補列の中から、前記周波数偏差情報に最も近い値の周波数偏差候補の周波数偏差値を、周波数偏信号として出力する方法である。
また、本発明の周波数偏差検出方法は、異なる時刻に受信された複数のディジタル受信信号の時間間隔が異なる二組の所定のシンボル信号間の位相差信号を求め、時間間隔が長い一組から求めた位相差信号にｑ＝−ｚ〜＋ｚであってｚが自然数からなる２ｑπラジアンの位相信号を加算し、さらに、所定の係数を乗算して複数の周波数偏差信号の候補を求め、前記時間間隔が長い一組から求めた位相差信号に所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号の候補を求め、時間間隔が短い一組から求めた位相差信号に所定の係数を乗算して１つの周波数偏差信号を求め、前記時間間隔が長い一組から求めた１つのおよび複数の周波数偏差信号の候補の中から、前記時間間隔が短い一組から求めた周波数偏差信号に最も周波数偏差が近い周波数偏差信号を選択し、より正確な周波数偏差信号として出力する方法である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明による周波数偏差検出器および周波数偏差検出方法の実施形態の一例を説明する。
図１は、本発明による周波数偏差検出器の一実施例を示すブロック図である。図１において、１は受信信号Ｐｎ  の入力端子、２は受信信号Ｐｎ＋ｍ  の入力端子、３は受信信号Ｐｎ＋ｋ  の入力端子、７は、受信信号Ｐｎ  の共役演算を行なう共役演算器、５は、受信信号Ｐｎ  の共役演算信号と受信信号Ｐｎ＋ｍ  との複素積を演算する複素乗算器、６は、受信信号Ｐｎ  の共役演算を行なう共役演算器、４は、受信信号Ｐｎ  の共役演算信号と受信信号Ｐｎ＋ｋ  との複素積を演算する複素乗算器、９は、複素乗算器５から入力される複素積信号について位相信号を演算する位相演算器、１２は、位相演算器９から入力される位相信号と、別途、入力される係数との乗算を行なう乗算器、８は、複素乗算器４から入力される複素積信号について位相信号を演算する位相演算器、１０−ｈ（ｈ＝１、２、・・・２ｓ）は、位相演算器８から入力される位相信号に、別途、入力される位相信号の加算を行なう加算器、１１−０は、位相演算器８から入力される位相信号と、別途、入力される係数との乗算を行なう乗算器、１１−ｈ（ｈ＝１、２、・・・２ｓ）は、複数の加算器１０−ｈから入力される位相信号に、別途、入力される係数との乗算を行なう複数の乗算器、１３は、複数の入力端子に入力される位相差信号を比較選択し周波数偏差信号を出力する比較選択器、１４は周波数偏差信号出力端子を示す。
【００１８】
つぎに、本発明による周波数偏差検出器の動作を説明する。
受信信号入力端子１には時刻ｎの受信信号Ｐｎ  が、受信信号入力端子２には時刻ｎ＋ｍの受信信号Ｐｎ＋ｍ  が、受信信号入力端子３には時刻ｎ＋ｋの受信信号Ｐｎ＋ｋ  が入力される。なお、ｍ＜ｋであり、さらに、いずれも同一のシンボルの信号が伝送されてくるものとする。
時刻ｎにおいて、受信信号Ｐｎ  は、受信信号入力端子１を介して共役演算器７と共役演算器６とに入力される。
時刻ｎ＋ｍにおいて、受信信号Ｐｎ＋ｍ  は、受信信号入力端子２を介して複素乗算器５に入力され、時刻ｎ＋ｋにおいて、受信信号Ｐｎ＋ｋ  は、受信信号入力端子３を介して複素乗算器４に入力される。
【００１９】
共役演算器７は、受信信号入力端子１を介して入力された受信信号Ｐｎ  の共役演算を行ない、算出された共役演算信号７ａを複素乗算器５へ出力する。
複素乗算器５は、共役演算器７から入力された共役演算信号７ａと、受信信号入力端子２から入力された受信信号Ｐｎ＋ｍ  とで複素積を演算し、算出した複素積信号５ａを位相演算器９へ出力する。
位相演算器９は、複素乗算器５から入力された複素積信号５ａについて位相を演算し、算出した位相信号９ａを乗算器１２へ出力する。
すなわち、位相演算器９から出力された位相信号９ａは、受信信号Ｐｎ  と受信信号Ｐｎ＋ｍ  との位相差信号である。
【００２０】
同様に、共役演算器６は、受信信号入力端子１を介して入力された受信信号Ｐｎ  の共役演算を行ない、算出された共役演算信号６ａを複素乗算器４へ出力する。
複素乗算器４は、共役演算器６から入力された共役演算信号６ａと、受信信号入力端子３から入力された受信信号Ｐｎ＋ｋ  とで複素積を演算し、算出した複素積信号４ａを位相演算器８へ出力する。
位相演算器８は、複素乗算器４から入力された複素積信号４ａについて位相を演算し、算出した位相信号８ａを複数の乗算器１１−ｈの中の一つの乗算器１１−０と複数の加算器１０−ｈの各加算器とへ出力する。
すなわち、位相演算器８から出力された位相信号８ａは、受信信号Ｐｎ  と受信信号Ｐｎ＋ｋ  との位相差信号である。
【００２１】
乗算器１１−０は、位相演算器８から入力された位相信号８ａ（ラジアン）に、別途、入力される値（２πｋＴｓ）￣１の係数信号を乗算し、値（２πｋＴｓ）￣１の係数信号を乗算した位相信号１１−０ａ（ラジアン）を、複数の入力端子を備えた比較選択器１３のＡ（０）端子へ出力する。
この比較選択器１３のＡ（０）端子に入力された位相信号１１−０ａは、位相演算器８から出力される位相信号が、受信信号Ｐｎ＋ｋ  と受信信号Ｐｎ  との真の位相差に等しい場合の周波数偏差の候補値である。
また、複数の加算器１０−ｈの中の一つの加算器１０−１は、位相演算器８から入力された位相信号８ａに、別途、入力された値＋２πの位相信号を加算し、値＋２πを加算した位相信号１０−１ａを複数の乗算器１１−ｈの中の一つの乗算器１１−１へ出力する。
乗算器１１−１は、加算器１０−１から入力された値＋２πを加算した位相信号１０−１ａ（ラジアン）に、別途、入力された値（２πｋＴｓ）￣１の係数信号を乗算し、値（２πｋＴｓ）￣１の係数信号を乗算した位相信号１１−１ａ（ラジアン）を比較選択器１３のＡ（１）端子へ出力する。
この比較選択器１３のＡ（１）端子に入力された位相信号１１−１ａは、位相演算器８から出力される位相信号に値＋２πの位相信号を加えた位相信号が、受信信号Ｐｎ＋ｋ  と受信信号Ｐｎ  との真の位相差に等しい場合の周波数偏差の候補値である。
【００２２】
以下、同様の演算を他の加算器１０と他の乗算器１１とで行なって比較選択器１３の各端子に位相信号を入力していき、最後に、位相演算器８から出力された位相信号に加算器１０−２ｓ  において値−２ｓπの位相信号を加算した後、乗算器１１−２ｓ  において、値（２πｋＴｓ）￣１の係数信号を乗算し、比較選択器１３のＡ（２ｓ）端子に入力される。
この比較選択器１３のＡ（２ｓ）端子に入力された位相信号１１−２ｓａ  は、位相演算器８から出力された位相信号に値−２ｓπの位相信号を加えた位相信号が、受信信号Ｐｎ＋ｋ  と受信信号Ｐｎ  との真の位相差に等しい場合の周波数偏差の候補値である。
一方、乗算器１２は、位相演算器９から入力された位相信号９ａ（ラジアン）に、別途、入力された値（２πｍＴｓ）￣１の係数信号を乗算し、値（２πｍＴｓ）￣１の係数信号を乗算した位相信号１２ａ（ラジアン）を比較選択器１３のＢ端子へ出力する。
比較選択器１３は、（２ｓ＋１）個のＡ端子入力値の中から、最もＢ端子入力値に近い値の信号を選択し、選択した信号をＣ端子から出力する。
比較選択器１３のＣ端子から出力された信号は、選択された周波数偏差信号として周波数偏差信号出力端子１４から他の回路へ出力される。
なお、図１に示した実施例では、２ｑπラジアン（ｑ＝−ｚ〜＋ｚ、ただしｚは自然数）の位相信号を加算する時間間隔は１組で説明したが、複数でも良い。
【００２３】
つぎに、図２を使用して、図１に示した周波数偏差検出器の実施例における具体的な動作を説明する。
図２（ａ）は、周波数偏差検出器に使用される信号のフレーム構成の一例で、シンボル速度は１６ｋシンボル／ｓｅｃ、すなわち、Ｔｓ＝６２．５μｓｅｃとし、１フレームの長さを１２８シンボルとしている。
このようなフレーム構成の伝送フレーム内には、通常、同期確立を目的とした固定シンボル系列が挿入されており、この固定シンボル系列を既知シンボルとして使用する。
フレーム構成の最初の１フレームに示すＰｎ  、Ｐｎ＋８  、および、つぎの１フレーム内のＰｎ＋１２８  （最初の１フレームに示すＰｎ  から、１フレームの長さである１２８シンボルの位置にある）が、固定シンボル系列に相当する。
図２（ｂ）は、Ｐｎ  およびＰｎ＋１２８  から演算により得られる周波数偏差列を示しており、符号１００は周波数偏差軸を表し、符号１０１−０はＰｎ  およびＰｎ＋１２８  ２つの信号の位相差から直接算出される周波数偏差を表している（周波数偏差が０であれば周波数偏差軸１００上の０Ｈｚの位置となる）。
また、周波数偏差１０１−０の他にも、周波数偏差１０１−０の左右に、１２５Ｈｚ間隔で周波数偏差の候補値１０１−ｈ（ｈ＝１、２、・・・１６）が存在しており、これらの周波数偏差の候補値１０１−０、１０１−ｈが比較選択器１３の各端子Ａの入力信号となる。
【００２４】
図２（ｃ）は、１フレームの中の固定シンボル系列Ｐｎ  およびＰｎ＋８  から演算により得られる周波数偏差を示しており、符号１０２は周波数偏差軸を表し、符号１０３はＰｎ  およびＰｎ＋８  の２つの信号の位相差から算出される周波数偏差を表している（周波数偏差が０であれば周波数偏差軸１０２上の０Ｈｚの位置となる）。
この周波数偏差の値は、±１０００Ｈｚの中でただ一つ確定されるが、雑音等の影響による誤差を含んでいる。
この周波数偏差の値１２ａが比較選択器１３の端子Ｂの入力信号となる。
比較選択器１３は、各端子Ａに入力された周波数偏差の値１１ａの中から端子Ｂに入力された周波数偏差１０３に最も近い周波数偏差１０１−８を選択し、端子ｃから出力し、周波数偏差信号出力端子１４から他の回路へ出力される。
上述した例においては、精度を損なうことなく、最大周波数偏差の制限値が±６２．５Ｈｚから±１０００Ｈｚに緩和されたことになる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明によれば、広い周波数範囲で高い精度の周波数偏差の検出を実現した周波数偏差検出器および周波数偏差検出方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による周波数偏差検出器の一実施例を示すブロック図。
【図２】図１記載の実施例の具体的な動作の説明図。
【図３】ディジタル無線機の復調部の構成を示すブロック図。
【図４】周波数偏差の影響の説明図。
【図５】従来技術による周波数偏差検出の原理の説明図。
【図６】従来技術による周波数偏差検出器の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１、２、３、３１、６１、６２  受信信号入力端子、
４、５、６４  複素乗算器、
６、７、６３  共役演算器、
８、９、６５  位相演算器、
１０  加算器、
１１、１２、６６、４４  乗算器、
１３  比較選択器、
１４、６７  周波数偏差信号出力端子、
３２  同期検波器、
３３、３４  低域通過フィルタ、
３５、３６  Ａ／Ｄ変換器、
３７、３８  受信フィルタ、
３９、４０  サンプラ、
４１  同相成分出力端子、
４２  直交成分出力端子、
４３  周波数偏差検出器、
４５  ループフィルタ、
４６  積分器、
４７  電圧制御発振器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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