(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給される負荷電流を外部の負荷に流すための主電流路をなし、前記負荷電流の供給が遮断されたときに第１の起電力を誘起する第１の巻線と、該第１の巻線が巻装される第１の磁性体と、を具備する第１のインダクタと、
前記第１のインダクタに誘導結合され、前記第１の起電力により前記第１のインダクタが磁束を発生したときに第２の起電力を誘起する第２の巻線を具備する第２のインダクタと、
前記第１の起電力により発生する電流を前記負荷電流と同一の向きで前記負荷に流すための副電流路と、
前記第２のインダクタが前記第２の起電力を発生したか否かを判別し、発生したと判別したときに前記副電流路を導通させ、発生していないと判別したときに前記副電流路を遮断する判別手段と、
を備え、
前記第２の巻線は、自身が巻装される構造体の外縁を結ぶ閉曲線の内部に前記第１の磁性体が含まれないように巻装されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１の磁性体は、
相対峙する一対のヨークと、
前記一対のヨークの両端間を連結して結合する脚部片からなる一対の外周脚部と、
前記一対のヨークの略中間部間に突設された中間脚部と、
を具備し、
前記第１の巻線は、前記第１の磁性体の中間脚部に巻装されてなり、
前記第２の巻線は、前記第１の磁性体の中央脚部の一方面側では該中央脚部を横切り、該中央脚部の他方面側では該中央脚部の略中心部で折り返すように二重に巻装されてなることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第２の巻線が巻装される構造体は、ギャップ部を有し、前記第１の磁性体の中間脚部に接することなくこの中間脚部を取り囲む筒型形状に形成されてなる第２の磁性体で構成され、
前記第２の巻線は、前記第２の磁性体の表面に沿って該第２の磁性体のギャップ部で折り返すように巻装されてなることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記判別手段は、
制御端及び前記副電流路を備え、前記副電流路の一端と前記制御端との間の電圧が所定の条件に合致したとき前記副電流路を飽和領域でオンし、合致しないときにオフするスイッチング素子と、
前記副電流路に並列に接続されており、前記第１のインダクタが前記第１の起電力を発生したとき前記第１のインダクタに電流を流す初期電流供給手段と、
前記第２の起電力を前記副電流路の前記一端と前記制御端との間に印加する手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子は、前記制御端として機能するゲートと、前記副電流路の両端として機能するドレイン及びソースを備えるエンハンスメント型電界効果トランジスタより構成される、
ことを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷電流を、前記第１のインダクタに周期的に断続して供給する手段を備える、
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源装置に関し、特に、損失の少ない整流器及びスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力の整流を行うときに生じる電力損失や電圧降下を軽減するため、整流素子としてショットキーダイオードを用いる手法や、同期整流を行う手法がある。
ショットキーダイオードは、順方向電圧が０．４ボルト程度であるため、順方向電圧が０．６ボルト程度である通常のシリコンダイオードを用いる場合よりも、整流により得られる直流電圧の低下量が軽減される。
【０００３】
また、同期整流は、印加された交流電圧の極性の反転に同期して、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等のトランジスタをオン及びオフすることにより、トランジスタに整流作用を行わせる手法である。トランジスタがオンしているときのトランジスタの電流路の両端間（例えば、バイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間や、電界効果トランジスタのソース−ドレイン間）の電圧はほぼ０ボルト（一般的には、数十ミリボルト程度）となる。
従って、同期整流の手法によれば、整流素子としてシリコンダイオードを用いる場合よりも、整流により得られる直流電圧の低下量が軽減される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来は、同期整流を行う場合、トランジスタのオン及びオフのタイミングの決定が困難であり、タイミングを決定する装置の構成は複雑で、消費電力も大きかった。
【０００５】
また、整流する対象の交流電圧の極性が、出力すべき直流電圧の極性と一致しているにもかかわらずトランジスタがオンせずに整流の効率が悪化したり、整流する対象の交流電圧の極性が出力すべき直流電圧の極性と一致していないにもかかわらずトランジスタがオンしてしまう危険が大きかった。
【０００６】
また、複数のトランジスタを用いて同期整流の手法により全波整流を行う場合、複数のトランジスタが同時にオフすることにより整流の効率が悪化する危険があった。また、複数のトランジスタが同時にオンすることにより、負荷に流れることなく同時にオンした各トランジスタの電流路に貫通電流が流れ、極めて大きな電力損失を発生する危険もあった。
更に、複数のトランジスタが同時にオンする場合は、負荷が容量性負荷であるなどのため負荷からトランジスタの電流路へと電流が逆流する危険もあった。
【０００７】
この発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、簡単で消費電力の少ない構成で、貫通電流の発生や負荷からの電流の逆流が防止される電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明にかかる電源装置は、
外部から供給される負荷電流を外部の負荷に流すための主電流路をなし、前記負荷電流の供給が遮断されたときに第１の起電力を誘起する第１の巻線と、該第１の巻線が巻装される第１の磁性体と、を具備する第１のインダクタと、
前記第１のインダクタに誘導結合され、前記第１の起電力により前記第１のインダクタが磁束を発生したときに第２の起電力を誘起する第２の巻線を具備する第２のインダクタと、
前記第１の起電力により発生する電流を前記負荷電流と同一の向きで前記負荷に流すための副電流路と、
前記第２のインダクタが前記第２の起電力を発生したか否かを判別し、発生したと判別したときに前記副電流路を導通させ、発生していないと判別したときに前記副電流路を遮断する判別手段と、
を備え、
前記第２の巻線は、自身が巻装される構造体の外縁を結ぶ閉曲線の内部に前記第１の磁性体が含まれないように巻装されることを特徴とする。
【０００９】
このような電源装置の構成は簡単であり、また、このような電源装置では、負荷電流が第１のインダクタに供給されていないときも、第１のインダクタが発生した起電力による電流が負荷に流れる。そして、第１のインダクタが第１の起電力を生じていないときは副電流路が遮断されるので、副電流路に貫通電流が流れることによる電力消費の発生も少なく、また、負荷からの電流が副電流路へと逆流する事態も防止される。
【００１０】
前記判別手段は、例えば、
制御端及び前記副電流路を備え、前記副電流路の一端と前記制御端との間の電圧が所定の条件に合致したとき前記副電流路を飽和領域でオンし、合致しないとき実質的にオフするスイッチング素子と、
前記副電流路に並列に接続されており、前記第１のインダクタが前記第１の起電力を発生したとき前記第１のインダクタに電流を流す初期電流供給手段と、
前記第２の起電力を前記副電流路の前記一端と前記制御端との間に印加する手段と、を備えることにより、副電流路の導通及び遮断を行う。
スイッチング素子は飽和領域でオンするので、スイッチング素子がオンしているときの副電流路内での電圧降下は実質的に発生せず、従って電力消費が実質的に発生しない。
【００１１】
前記スイッチング素子は、例えば、前記制御端として機能するゲートと、前記副電流路の両端として機能するドレイン及びソースを備えるエンハンスメント型電界効果トランジスタより構成されていればよい。
【００１２】
前記負荷電流を、前記第１のインダクタに周期的に断続して供給する手段を備えるものとすれば、この電源装置は、直流−直流変換装置として機能する。
【００１３】
前記第１及び第２のインダクタはそれぞれソレノイドを形成していてもよい。
この場合、前記第２のインダクタが、前記第２のインダクタが形成するソレノイドが前記第１のインダクタが形成するソレノイドの外部に位置するように配置されており、前記第１のインダクタが、前記第２のインダクタが形成するソレノイドの内部を通過しないようにして前記第１のインダクタが形成するソレノイドの内部を通過する環をなす第１の磁性体を備えていれば、第１のインダクタに流れる電流により誘起される磁束のうち、第２のインダクタへの起電力の誘起に寄与する分の割合が、第１の磁性体の形状や透磁率により決定される。このため、第１の磁性体の内部を通過する磁束によって第２のインダクタに誘起される起電力が、容易に軽減される。
【００１４】
前記第２のインダクタは、前記第１のインダクタが形成するソレノイドの内部に位置しないようにして前記第２のインダクタが形成するソレノイドの内部に配置された第２の磁性体を備えるものとすれば、第２のインダクタが形成するソレノイドの内部を通過する磁束が、第２のインダクタに効率的に起電力を誘起する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施の形態を、降圧型の直流−直流変換器を例として説明する。
図１は、この発明の実施の形態にかかる直流−直流変換器の構成を模式的に示す図である。図示するように、この直流−直流変換器は、変成器Ｔと、トランジスタＱ１及びＱ２と、ダイオードＤと、コンデンサＣと、トリガ発振器ＴＲＧとより構成されている。そして、この直流−直流変換器は、正極及び負極からなる入力端と、正極及び負極からなる出力端とを有する。
【００１６】
変成器Ｔは、図１及び図２に示すように、一次巻線ｗ１と、検出用巻線ｗ２とを備え、また、図２及び図３に示すように、主鉄心Ｆ１と、副鉄心Ｆ２とを備える。
なお、図２は、図１の変成器Ｔを、主鉄心Ｆ１の後述するヨーク部５及び６の長手方向に平行で、且つ、後述する外周脚部７及び８と中央脚部９との長手方向にも平行な平面で切った断面を示している。また、図３は、図１の変成器Ｔの主鉄心Ｆ１及び副鉄心Ｆ２の位置関係を模式的に示す斜視図である。
【００１７】
主鉄心Ｆ１は、例えば、図２及び図３に示すようなＥＩコアから構成されている。ＥＩコアは、図示するように、「Ｅ」字状のコアと「Ｉ」字状のコアとが、「日」字状をなすように組み合わされて構成されている。
【００１８】
「Ｅ」字状のコアは、直線状のヨーク部５と、ヨーク部５の両端に、ヨーク部５の長手方向に直角に立設され、互いに平行に且つ上下に対峙して配置されている上下一対の外周脚部７及び８と、ヨーク部５の中央に外周脚部７及び８と平行に突設されている中央脚部９と、から構成されている。
「Ｉ」字状のコアは、直線状のヨーク部６から構成されている。
【００１９】
副鉄心Ｆ２は、図２及び図３に示すように、ヨーク部６との間に間隙が形成されるようにして、中央脚部９、外周脚部７及び８と平行になるよう、ヨーク部５に突設されている。
【００２０】
変成器Ｔの一次巻線ｗ１は、図２に断面図を示すように、主鉄心Ｆ１の「Ｅ」字状のコアの中央脚部９に巻装されている。また、変成器Ｔの検出用巻線ｗ２は、図３に断面図を示すように、副鉄心Ｆ２に巻装されている。
【００２１】
変成器Ｔ１の一次巻線ｗ１の一端は、トランジスタＱ１の後述するエミッタに接続されており、一次巻線ｗ１の他端は、この直流−直流変換器の出力端の正極に接続されている。
変成器Ｔ１の検出用巻線ｗ２の一端は、トランジスタＱ２の後述するゲートに接続されており、検出用巻線Ｗ２の他端は、トランジスタＱ２の後述するソースに接続されている。
【００２２】
ただし、検出用巻線ｗ２の両端のうちトランジスタＱ２のゲートに接続される方の端は、一次巻線ｗ１に交流電流が流れたとき、一次巻線ｗ１の両端のうちトランジスタＱ１のエミッタに接続されている方の端の電圧と逆相で電圧が変化するように選ばれている。
【００２３】
また、一次巻線ｗ１と検出用巻線ｗ２との巻数比は、後述する動作において一次巻線ｗ１の両端間に後述する逆起電力が発生したとき、検出用巻線ｗ２の両端間に、トランジスタＱ２を飽和領域でオフさせるに足る電圧が発生するよう選ばれている。
【００２４】
トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタより構成され、ベース、エミッタ及びコレクタを備える。
トランジスタＱ１のベースは、トリガ発振器ＴＲＧの後述する出力端に接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の一端（ただし、一次巻線ｗ１に交流電流が流れたときに、検出用巻線ｗ２の両端のうちトランジスタＱ２のゲートに接続されている方の端の電圧と逆相で電圧が変化する方の端）に接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、この直流−直流変換器の入力端の正極に接続されている。
【００２５】
トランジスタＱ２は、ｎチャネルエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）より構成され、ゲート、ソース及びドレインを備える。
トランジスタＱ２のゲートは、上述のように、検出用巻線ｗ２の一端（ただし、一次巻線ｗ１に交流電流が流れたときに一次巻線ｗ１の両端のうちトランジスタＱ１のエミッタに接続されている方の端の電圧と逆相で電圧が変化する方の端）に接続されている。トランジスタＱ２のソースは、この直流−直流変換器の入力端の負極と、この直流−直流変換器の出力端の負極とに接続されている。トランジスタＱ２のドレインは、トランジスタＱ１のエミッタに接続されている。
【００２６】
ダイオードＤは、トランジスタＱ２のソースからドレインへと向かう向きが順方向となるようにして、トランジスタＱ２のドレインとソースとの間に接続されている。
【００２７】
コンデンサＣは、この直流−直流変換器の出力端の正極及び負極の間に接続されている。
【００２８】
トリガ発振器ＴＲＧは、無安定マルチバイブレータ等より構成されており、出力端を備え、矩形波を自己の出力端より発生する。トリガ発振器ＴＲＧが発生する矩形波がハイレベルにあるとき、トランジスタＱ１のエミッタの電位を基準とした場合のこの矩形波の電圧は、トランジスタＱ１がオンするような値である。一方、この矩形波がローレベルにあるとき、トランジスタＱ１のエミッタの電位を基準とした場合のこの矩形波の電圧は、トランジスタＱ１がオフするような値である。
トリガ発振器ＴＲＧの出力端は、上述の通り、トランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００２９】
図１に示すように、この直流−直流変換器の出力端の両極間に外部の負荷Ｚを接続し、この直流−直流変換器の入力端の正極に、電圧を変換する対象の直流電圧を発生する外部の直流電源ＤＣＶの正極を接続し、この直流−直流変換器の入力端の負極に、直流電源ＤＣＶの負極を接続したとする。
この状態で、トリガ発振器ＴＲＧが自己の出力端より矩形波を出力すると、トランジスタＱ１は、この矩形波の周期でオン及びオフを繰り返す。
【００３０】
そして、トランジスタＱ１がオンしているときは、直流電源ＤＣＶの正極から、変成器Ｔの一次巻線ｗ１、この直流−直流変換器の出力端の正極、負荷Ｚ、この直流−直流変換器の出力端の負極を順に経て直流電源ＤＣＶの負極へと至る電流が流れる。負荷Ｚに印加される電圧は、直流電源ＤＣＶの両極間の電圧から、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端間の電圧を差し引いた値に実質的に等しくなる。
【００３１】
このとき、変成器Ｔの一次巻線ｗ１に電流が流れることによって磁束が発生する。この磁束は、一次巻線ｗ１が形成するソレノイドの一方の開口部から、このソレノイドの外部を経てこのソレノイドの他方の開口部に至り、更にこのソレノイドの内部を通過して、このソレノイドの一方の開口部に戻る。
【００３２】
ただし、直流電源ＤＣＶから一次巻線ｗ１へと電流が流れることにより発生する磁束のうち副鉄心Ｆ２の内部を通過するものの量は、主鉄心Ｆ１の外周脚部７及び８を通過するものの量に比べ十分少なく、直流電源ＤＣＶから一次巻線ｗ１へと供給される電流により検出用巻線ｗ２の両端間に誘起される起電力がほぼ０ボルトとみなし得る値になる程度であるものとする。
なお、一次巻線ｗ１に電流が流れることにより発生する磁束のうち副鉄心Ｆ２の内部を通過するものの割合は、主鉄心Ｆ１の形状や透磁率により決まる値となる。
【００３３】
この結果、変成器Ｔの検出用巻線ｗ２の両端に１対１に接続されているトランジスタＱ２のゲート及びソースは実質的に同電位となり、従って、トランジスタＱ２はオフする。従って、トランジスタＱ２のドレイン−ソース間には実質的に電流が流れない。
【００３４】
次に、トランジスタＱ１がオフすると、直流電源ＤＣＶから変成器Ｔの一次巻線ｗ１へと電流が供給される経路が実質的に断たれる。すると、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端間には逆起電力が発生し、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端のうち、この直流−直流変換器の出力端の正極に接続されている方の端が、他方の端に比べて高電位となる。
そして、この逆起電力により、変成器Ｔの一次巻線ｗ１から、この直流−直流変換器の出力端の正極、負荷Ｚ、この直流−直流変換器の負極、ダイオードＤのアノード及びカソードを経て変成器Ｔの一次巻線ｗ１に戻る電流が流れる。
【００３５】
しかし、トランジスタＱ１がオンしていたときに変成器Ｔの一次巻線ｗ１に電流が流れた結果発生していた上述の磁束の数は次第に減少し、この結果、変成器Ｔの副鉄心Ｆ２の内部を通過する磁束の数も減少する。
すると、変成器Ｔの検出用巻線ｗ２には、副鉄心Ｆ２の内部を通過する磁束の減少方向の変化により起電力が誘起され、検出用巻線ｗ２の両端のうち、トランジスタＱ２のゲートに接続されている方の端が、検出用巻線ｗ２の他方の端に比べて高電位となる。この結果、トランジスタＱ２のゲート−ソース間は順バイアスされ、トランジスタＱ２は飽和領域でオンし、トランジスタＱ２のソース−ドレイン間の電圧はほぼ０ボルトとなる。
【００３６】
このため、変成器Ｔの一次巻線ｗ１から、この直流−直流変換器の出力端の正極、負荷Ｚ、この直流−直流変換器の負極、トランジスタＱ２のソース及びドレインを順に経て変成器Ｔの一次巻線ｗ１に戻る電流が流れるようになる。
【００３７】
以下、トランジスタＱ１がオン及びオフする度に、この直流−直流変換器は以上説明した動作を繰り返し、自己の出力端の正極から負荷を経て自己の出力端の負極へと電流が流れるように、負荷に電流を供給する。
この直流−直流変換器の出力端の両極間に発生する電圧は、直流電源ＤＣＶが発生する電圧や、トランジスタＱ１がオン及びオフする周期や、１周期当たりでオンする期間とオフする期間の長さの比や、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の自己インダクタンス等により決まる。
【００３８】
なお、この発明の実施の形態にかかる直流−直流変換器の構成は上述のものに限られない。
例えば、トランジスタＱ１はＮＰＮ型バイポーラトランジスタに限られず任意のスイッチング素子より構成されていてもよい。従って、トランジスタＱ１は、例えば、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタより構成されていてもよく、電界効果トランジスタより構成されていてもよい。
また、ダイオードＤは、トランジスタＱ２が有する寄生ダイオードであってもよい。
【００３９】
また、トランジスタＱ２はｐチャネルエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴより構成されていてもよい。
ただしこの場合、図４に示すように、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端のうちトランジスタＱ１のエミッタに接続されていない方の端は、この直流−直流変換器の出力端の負極に接続されるものとする。また、ダイオードＤは、トランジスタＱ２のドレインからソースへと向かう向きが順方向となるようにして、トランジスタＱ２のドレインとソースとの間に接続されるものとする。また、トランジスタＱ１のコレクタは、この直流−直流変換器の入力端の負極に接続されるものとする。また、トランジスタＱ２のソースは、この直流−直流変換器の入力端の正極と、この直流−直流変換器の出力端の正極とに接続されるものとする。
【００４０】
図４の直流−直流変換器の出力端の両極間に負荷Ｚを接続し、入力端の正極及び負極に、直流電源ＤＣＶの正極及び負極を接続して、トリガ発振器ＴＲＧが矩形波を出力し、トランジスタＱ１がオン及びオフを繰り返したとする。
この場合、トランジスタＱ１がオンしているときは、直流電源ＤＣＶの正極から、負荷Ｚ、変成器Ｔの一次巻線ｗ１、トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間を順に経て直流電源ＤＣＶの負極へと至る電流が流れる。しかし、検出用巻線ｗ２には実質的に起電力が誘起されず、トランジスタＱ２のゲート及びソースは実質的に同電位となり、従ってオフする。
【００４１】
一方、トランジスタＱ１がオフすると、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端間に逆起電力が発生し、変成器Ｔの一次巻線ｗ１の両端のうち、この直流−直流変換器の出力端の正極に接続されている方の端が、他方の端に比べて低電位となる。
そして、この逆起電力により、変成器Ｔの一次巻線ｗ１から、ダイオードＤのアノード及びカソード、この直流−直流変換器の出力端の正極、負荷Ｚ、この直流−直流変換器の負極を経て変成器Ｔの一次巻線ｗ１に戻る電流が流れる。
【００４２】
しかし、トランジスタＱ１がオンしていたときに変成器Ｔの一次巻線ｗ１に電流が流れた結果発生していた上述の磁束の数は次第に減少し、この結果、変成器Ｔの副鉄心Ｆ２の内部を通過する磁束の数も減少する。
この結果、変成器Ｔの検出用巻線ｗ２に起電力が誘起され、検出用巻線ｗ２の両端のうち、トランジスタＱ２のゲートに接続されている方の端が、検出用巻線ｗ２の他方の端に比べて低電位となる。この結果、トランジスタＱ２は飽和領域でオンし、トランジスタＱ２のソース−ドレイン間の電圧はほぼ０ボルトとなる。
従って、変成器Ｔの一次巻線ｗ１から、トランジスタのドレイン−ソース間、この直流−直流変換器の出力端の正極、負荷Ｚ、この直流−直流変換器の負極を順に経て変成器Ｔの一次巻線ｗ１に戻る電流が流れる。
【００４３】
以下、トランジスタＱ１がオン及びオフする度に、図４の直流−直流変換器は以上説明した動作を繰り返し、自己の出力端の正極から負荷を経て自己の出力端の負極へと電流が流れるように、負荷に電流を供給する。
【００４４】
また、変成器Ｔは、図５〜図６に示す構成を有していてもよい。
図５は、変成器Ｔの変形例の構成を模式的に示す斜視図である。なお、同図には、変成器Ｔの主鉄心Ｆ１及び副鉄心Ｆ２の位置関係も模式的に示している。
図６は、図５に示す変成器Ｔの検出用巻線ｗ２が巻装されている態様を、副鉄心Ｆ２が形成する後述の筒の一端の側からみた様子を模式的に示す図である。
【００４５】
なお、図２〜図５において、主鉄心Ｆ１を構成する要素のうち互いに実質的に同一のもの同士には、同一の参照記号が付されている。
【００４６】
図示するように、図５の変成器Ｔの主鉄心Ｆ１の形状は、図２の構成における主鉄心Ｆ１と実質的に同一である。なお、変成器Ｔの一次巻線ｗ１は、図２の構成における一次巻線ｗ１と同様に、主鉄心Ｆ１の「Ｅ」字状のコアの中央脚部９に巻装される（図示せず）。
【００４７】
図５の変成器Ｔの副鉄心Ｆ２は、同図に示すように、筒型となるように湾曲した矩形の板状をなすコアから構成されている。矩形の板状をなすこのコアの両辺は対向して、ギャップを形成している。すなわち、このコアは、ギャップにあたる部分がかけた筒を形成している。そして、このコアは、図示するように、主鉄心Ｆ１に接することなく、主鉄心Ｆ１の「Ｅ」字状のコアの中央脚部９を囲み、且つ、外周脚部７及び８がいずれも囲まないように配置されている。
【００４８】
検出用巻線ｗ２はソレノイドを形成するように副鉄心Ｆ２に巻装される（図示せず）。ただし、検出用巻線ｗ２が形成するソレノイドは、当該ソレノイドの軸が中央脚部９の長手方向にほぼ沿い、当該ソレノイドの内部に主鉄心Ｆ１の中央脚部を含まず、且つ、当該ソレノイドの内部に副鉄心Ｆ２を含むよう形成される。
【００４９】
すなわち、図６に示すように、検出用巻線ｗ２の各ターンは、（ａ）副鉄心Ｆ２が形成する筒の外壁をなす面に沿って、中央脚部９の長手方向にほぼ垂直に伸びるように巻かれ、（ｂ）次いで、副鉄心Ｆ２のギャップから、副鉄心Ｆ２が形成する筒の内側に入って折り返し、（ｃ）次いで、副鉄心Ｆ２が形成する筒の内壁に沿って、中央脚部９の長手方向にほぼ垂直に伸び、且つ、巻かれ、（ｄ）次いで、副鉄心Ｆ２のギャップから、副鉄心Ｆ２が形成する筒の外側に出て折り返す、ように巻かれる。従って、検出用巻線ｗ２に電流が流れた場合、検出用巻線ｗ２のうち副鉄心Ｆ２が形成する筒の外側にある部分が発生する磁束と、検出用巻線ｗ２のうちこの筒の内側にある部分が発生する磁束とは、副鉄心Ｆ２の内部で実質的に同一方向に通過する。
【００５０】
変成器Ｔが図５、６に示す構成を有している場合も、直流電源ＤＣＶから一次巻線ｗ１へと電流が供給されることにより発生する磁束のうち副鉄心Ｆ２の内部を通過するものの量は、主鉄心Ｆ１の外周脚部７及び８を通過するものの量に比べて十分少なく、直流電源ＤＣＶから一次巻線ｗ１へと供給される電流により検出用巻線ｗ２の両端間に誘起される起電力がほぼ０ボルトとみなし得る値になる程度であるものとする。
なお、変成器Ｔが図５、６に示す構成を有している場合も、一次巻線ｗ１に電流が流れることにより発生する磁束のうち副鉄心Ｆ２の内部を通過するものの割合は、主鉄心Ｆ１の形状や透磁率により決まる値となる。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、簡単で消費電力の少ない構成で、貫通電流の発生や負荷からの電流の逆流が防止される電源装置が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態にかかる直流−直流変換器の構成を示す回路図である。
【図２】図１の直流−直流変換器の変成器の構成を模式的に示す断面図である。
【図３】図１の直流−直流変換器の変成器の主鉄心及び副鉄心の位置関係を模式的に示す斜視図である。
【図４】図１の直流−直流変換器の変形例の構成を示す回路図である。
【図５】図１の直流−直流変換器の変成器の変形例の主鉄心及び副鉄心の位置関係を模式的に示す斜視図である。
【図６】図１の直流−直流変換器の変成器の変形例の検出用巻線が巻装されている態様を模式的に示す図である。
【符号の説明】
Ｃ              コンデンサ
Ｄ              ダイオード
ＤＣＶ          直流電源
Ｆ１            主鉄心
Ｆ２            副鉄心
Ｔ              変成器
Ｑ１、Ｑ２      トランジスタ
ＴＲＧ          トリガ発振器
ｗ１            一次巻線
ｗ２            検出用巻線
Ｚ              負荷
【図１】
0003558943.tif 000002
【図２】
0003558943.tif 000003
【図３】
0003558943.tif 000004
【図４】
0003558943.tif 000005
【図５】
0003558943.tif 000006
【図６】
0003558943.tif 000007