(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波信号を発生する発振手段と、
外部から供給される第１のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第１の変調手段と、
前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、
外部から供給される第２のディジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調手段と、
前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対して９０゜移相させる位相制御手段と、
基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、
前記第１の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第１の変調手段の出力をレベル制御する第１のフィードバックループと、
前記第２の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第２の変調手段の出力をレベル制御する第２のフィードバックループと
を具備することを特徴とする４相位相変調回路。
【請求項２】
前記位相制御手段は、
前記搬送波信号と前記移相手段の出力とを乗算する乗算器と、
この乗算器の出力を平滑化するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づいて前記移相手段を電圧制御する第１の制御器と
を具備することを特徴とする請求項１記載の４相位相変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、直交位相誤差と振幅誤差とを自動的に除去し得る４相位相変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、従来の４相位相変調回路の構成を示すブロック図である。この図において、１，２はそれぞれディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈのレベルを調整して後段へ出力するレベル調整器である。３は搬送波信号を発生する発振器、４はこの搬送波信号の位相を９０゜移相して出力する移相回路である。５は第１の変調器であり、発振器３から出力される搬送波信号（第１搬送波とする）とレベル調整器１の出力とを乗算し、この第１搬送波と位相が１８０゜異なる第１の変調信号を発生する。
【０００３】
６は第２の変調器であり、９０゜移相された搬送波信号（第２搬送波とする）とレベル調整器２の出力とを乗算し、この第２搬送波と位相が１８０゜異なる第２の変調信号を発生する。７は合成器であり、第１の変調器５および第２の変調器６から出力され、互いに位相が直交する第１の変調信号と第２の変調信号とを合成し、４相位相変調信号を発生する。上記構成によれば、ディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈは、互いに位相が直交する４相位相変調信号に合成される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の４相位相変調回路にあっては、２系統の変調器５，６に各々入力するディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈの振幅レベルと移相器４の位相差とを手動で交互に調整して直交位相を保つようにしている。このため、調整作業に多大な工数を必要とする問題がある。また、こうした作業では調整部品が必要になることから、回路の小型化を図ることが困難であるという欠点もある。加えて、上述した移相回路４は、使用する搬送波の周波数に合わせて設計する必要があり、このため使用できる周波数範囲が限定されてしまい、汎用性に乏しいという弊害もある。
そこで本発明は、調整作業を必要とせず、しかも小型化を達成できる上、汎用性に富む４相位相変調回路を提供することを目的としている。
【０００５】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明によれば、搬送波信号を発生する発振手段と、外部から供給される第１のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第１の変調手段と、前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、外部から供給される第２のディジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調手段と、前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対して９０゜移相させる位相制御手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記第１の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第１の変調手段の出力をレベル制御する第１のフィードバックループと、前記第２の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第２の変調手段の出力をレベル制御する第２のフィードバックループとを具備することを特徴としている。
【０００６】
また、請求項２に記載の発明によれば、前記位相制御手段は、前記搬送波信号と前記移相手段の出力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を平滑化するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づいて前記移相手段を電圧制御する第１の制御器とを具備することを特徴としている。
【０００９】
【作用】
本発明では、位相制御手段が第１および第２の変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよう移相手段をフィードバック制御する一方、第１および第２のフィードバックループが基準電圧発生手段からの基準電圧レベルを基準に第１および第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を０とするようフィードバック制御する。
この結果、従来の手動調整が省略でき、したがって、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能となり、汎用性に富む４相位相変調回路が実現される。
【００１０】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
Ａ．第１実施例
図１は、本発明の第１実施例による４相位相変調回路の構成を示すブロック図である。この図において、図３に示す各部と共通する構成要素には同一の番号を付し、その説明を省略する。この図に示す４相位相変調回路が図３に示した従来例と異なる点は、構成要素１０〜１３から構成される移相誤差調整回路１４と、構成要素２０〜２７から構成される振幅誤差調整回路２８とを備えたことにある。ここで、移相誤差調整回路１４は、後述するように、移相誤差を０にする回路であり、また、振幅誤差調整回路２８は、互い直交する第１および第２の変調信号の振幅誤差を０にする回路である。以下、これら回路１４，２８に構成について説明する。
【００１１】
図１において、１０は発振器３から出力される搬送波信号と、後述する電圧制御移相回路１３の出力とを乗算して誤差信号を発生する乗算器である。１１は誤差信号に重畳される不要高周波成分を除去するローパスフィルタである。１２はこのローパスフィルタ１１の出力に応じた制御電圧信号を発生する制御器である。なお、制御電圧信号は、誤差信号に対応して変化するものである。電圧制御移相回路１３は、制御電圧信号に応じて搬送波信号の位相を制御するものであり、例えば、移相誤差「０」を表す制御電圧信号が供給された場合、すなわち、移相誤差が存在しない時には搬送波信号を９０゜移相して出力する。
【００１２】
上記構成によれば、乗算器１０は位相差９０゜からのズレを表す誤差信号を発生する一方、制御器１２が誤差信号に応じた制御電圧信号を生成し、この制御電圧信号に基づいて電圧制御移相回路１３が移相誤差分を相殺する搬送波信号を発生する。つまり、移相誤差調整回路１４は、移相誤差を０とするように動作するフィードバックループを構成しており、その動作を以下に詳述する。
【００１３】
いま、発振器３の発振周波数をωとし、この周波数ωの搬送波信号を電圧制御移相回路１３に供給した時に、電圧制御移相回路１３の出力が（Δθ＋π／２）だけ位相遅延したとする。なお、ここで、Δθは移相誤差を表す。乗算器１０には、発振器３から出力される搬送波信号ｓｉｎ（ωｔ）と、電圧制御移相回路１３の出力ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ＋π／２）とが入力される。したがって、乗算器１０は次式（１）で表される２入力信号の積を発生する。すなわち、
0003552254.tif 000002
【００１４】
上記（１）式で表現される誤差信号を、カットオフ周波数２ω以下のローパスフィルタ１１に入力することにより、当該ローパスフィルタ１１は、−ｓｉｎ（Δθ）／２で表される出力を発生する。ここで、位相差が（π／２＋Δθ）の場合には、ローパスフィルタ１１の出力は−ｓｉｎ（Δθ）／２であり、一方、位相差が（π／２−Δθ）の時にはｓｉｎ（Δθ）／２となる。また、移相誤差Δθが存在しない直交状態においては、ローパスフィルタ１１から０が出力される。したがって、移相誤差Δθを直流成分に対応させることが可能になるから、この直流成分、すなわち、ローパスフィルタ１１の出力に対応して制御器１２が制御電圧信号を発生することによって、移相誤差Δθを０とするフィードバック制御が達成される。
【００１５】
次に、振幅誤差調整回路２８の構成について説明する。図１において、２０は入力信号（第１の変調信号）を一定利得で増幅して出力する定利得増幅器、２１は定利得増幅器２０の出力を自乗検波して出力する自乗検波器である。２２は第１の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタである。２３は可変利得増幅器２７（後述する）の出力を自乗検波して出力する自乗検波器、２４は第２の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタである。２５はこれらローパスフィルタ２２，２４の出力を差動増幅し、振幅誤差を発生する差動増幅器である。２６は差動増幅器２５の出力に応じた制御信号を発生する制御器である。２６はこの制御信号に応じた利得で第２変調信号を増幅して出力する可変利得増幅器である。
【００１６】
上記構成による振幅誤差調整回路２８は、第１の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を検出し、検出した振幅誤差に応じて第２の変調信号の振幅レベルを制御するフィードバックループを形成しており、以下、このループの動作について説明する。第１の変調器５から出力される第１の変調信号は、定利得増幅器２０を介して一定ゲインで増幅され自乗検波器２１に供給される。自乗検波器２１は、増幅器２０の出力を自乗検波し、第１の変調信号の出力レベルを表す検出信号を発生する。この検出信号は、第１の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタ２２によって平滑化されて差動増幅器２５の非反転入力端に入力される。
【００１７】
一方、第２の変調器６から出力される第２変調信号は、可変利得増幅器２７を介して振幅レベルが調整されて自乗検波器２３に供給され、上述と同様にローパスフィルタ２４を経て差動増幅器２５の反転入力端に入力される。そして、差動増幅器２５では、ローパスフィルタ２２，２４の各出力のレベル差、つまり、第１の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を発生する。制御器２６は、この振幅誤差に応じた制御信号を発生して可変利得増幅器のゲインを制御する。この結果、第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合わせて第２の変調信号の振幅レベルが制御され、振幅誤差を除去するようにしている。
【００１８】
このように、上述した第１実施例によれば、移相誤差調整回路１４が移相誤差を０とするようフィードバック制御すると共に、振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするようフィードバック制御するから、第１および第２の変調信号間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを無くすことが可能になる。したがって、従来のように手動でこれら誤差を除去する調整を省くことが可能となる。しかして、無調整化を図ったことから、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能になる上、汎用性に富む４相位相変調回路が実現される訳である。
【００１９】
Ｂ．第２実施例
次に、図２を参照して本発明の第２実施例による４相位相変調回路の構成について説明する。なお、この図において、図１の各部と共通する構成要素には、同一の番号を付し、その説明を省略する。この図に示す第２実施例が前述した第１実施例と異なる点は、直交振幅誤差の制御態様が相違することにある。すなわち、前述した第１実施例では、第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合わせて第２の変調信号の振幅レベルを制御して直交振幅誤差を除去するが、この第２実施例では、構成要素３０〜３３を追加して基準電圧レベルを基準に第１および第２の変調信号間の直交振幅誤差を制御する。以下、こうした構成について説明する。
【００２０】
図２において、３０は基準電圧を発生する基準電圧発生器である。この発生器３０から出力される基準電圧は、第１の差動増幅器２５および第２の差動増幅器３１の各非反転入力端に供給される。これら第１および第２の差動増幅器２５，３１の各反転入力端には、自乗検波器２１，２３とローパスフィルタ２２，２４を介して得られる第１および第２の変調信号の各振幅レベルが供給される。すなわち、構成要素２１，２２，３１〜２３から形成されるフィードバックループでは、第１の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御され、一方、構成要素２３〜２７から形成されるフィードバックループでは、第２の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御される。
【００２１】
しかして、このような構成によれば、前述した第１実施例と同様に、移相誤差調整回路１４が移相誤差を０とするフィードバック制御がなされると共に、振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするフィードバック制御がなされるので、第１および第２の変調信号間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、この結果、従来の手動調整を省略することが可能となる。これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む４相位相変調回路が実現される。
また、回路要素である増幅器や移相回路の温度特性による位相誤差、振幅誤差も自動的に補正できるという点で高性能化を図ることができる。さらに、直交成分の位相誤差、振幅誤差の無い４相位相変調信号を発生することが可能になるから、高品質の伝送信号を得られる上、同一の回路で幅広い搬送波周波数にも対応できる。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、位相制御手段が第１および第２の変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよう移相手段をフィードバック制御する一方、第１および第２のフィードバックループが基準電圧発生手段からの基準電圧レベルを基準に第１および第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を０とするようフィードバック制御するので、従来の手動調整が省略され、したがって、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む４相位相変調回路が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例による４相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施例による４相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の４相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３  発振器（発振手段）
５  第１の変調器（第１の変調手段）
６  第２の変調器（第２の変調手段）
１０  乗算器（位相制御手段）
１１  ローパスフィルタ（位相制御手段）
１２  制御器（位相制御手段）
１３  電圧制御移相回路（移相手段）
１４  移相誤差調整回路（位相制御手段）
２０  定利得増幅器（利得制御手段）
２１  自乗検波器（利得制御手段）
２２  ローパスフィルタ（利得制御手段）
２３  自乗検波器（利得制御手段）
２４  ローパスフィルタ（利得制御手段）
２５  差動増幅器（利得制御手段）
２６  制御器（利得制御手段）
２７  可変利得増幅器（可変利得増幅手段）
【図１】
0003552254.tif 000003
【図２】
0003552254.tif 000004
【図３】
0003552254.tif 000005