(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を全波整流する全波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子とを備え、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイッチング素子の接続点との間に共振回路を接続し、前記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したインバータ装置において、インバータ装置に接続される負荷は調光可能なランプ負荷であって、前記ランプ負荷を調光する制御回路を有し、全点灯時には入力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ波形を発生し、調光点灯時には入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
インバータ装置に接続された負荷を重負荷から軽負荷の範囲で変化させる場合において、入力電流波形のジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を上記変化範囲内に１つ設けることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
入力電流波形のジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を、全点灯時の±１０％と最深時の調光点灯時の±１０％の中間とすることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
調光点灯時のランプ消費電力は、全点灯時のランプ消費電力の５０％以上であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】
交流電源を全波整流する全波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子とを備え、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイッチング素子の接続点との間に共振回路を接続し、前記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したインバータ装置において、インバータ装置に接続される負荷はランプ負荷であって、消費電力の異なる複数種のランプ負荷をインバータ装置に接続される対象とし、重負荷時には入力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ波形を発生し、軽負荷時には入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
インバータ装置に接続された負荷の最重負荷から最軽負荷の範囲内において、入力電流波形のジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を１つ設けることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】
最重負荷としてランプ消費電力が４０ＷのＦＬＲ４０Ｓ、中間的な負荷としてランプ消費電力が３６ＷのＦＬＲ４０Ｓ／３６、最軽負荷としてランプ消費電力が３２ＷのＦＬＲ３２Ｓのランプを共用できるインバータ装置であって、ＦＬＲ４０Ｓの点灯時には入力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ波形を発生し、ＦＬＲ３２Ｓの点灯時には入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生することを特徴とする請求項５または６に記載の電源装置。
【請求項８】
交流電源を全波整流する全波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子とを備え、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイッチング素子の接続点との間に共振回路を接続し、前記ダイオードの両端にインピーダンス要素を接続したインバータ装置において、インバータ装置に接続された負荷が最重負荷時には入力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ波形を発生し、且つ、インバータ装置に接続された負荷が最軽負荷時においても、入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生しないことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は商用交流電源を入力として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に適する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源を供給して高周波の出力を負荷に供給するインバータ装置において、その入力電流高調波歪みを改善し、力率を向上する方式として、インバータ装置の電源部にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた方式は良く知られている。この方式では、インバータ装置のスイッチング素子とは別にＤＣ−ＤＣコンバータ回路にもスイッチング素子を設けている。また、特開平１−１２０７９７号に開示されているように、インバータ回路の共振回路動作による電流の一部をインバータ回路部のスイッチング素子とは別の第３のスイッチング素子を用いて強制的に交流電源部に流すようにした方式が提案されている。しかし、これら２つの回路方式においては、いずれもインバータ回路部のスイッチング素子とは別に第３のスイッチング素子を用いて入力電流波形歪みを改善させるもので、回路的に複雑な構成となっていた。
【０００３】
そこで、インバータ回路部のスイッチング素子とは別の第３のスイッチング素子を用いずに、インバータ回路の共振動作のみで、入力電流高調波歪みを改善した回路方式についても既に提案されている。特開平５−３８１６１号に開示された技術もその１つの方式であり、その回路構成を図９に示す。
この方式は、交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０  の間にダイオードＤ１  とコンデンサＣ５  の並列回路が接続され、コンデンサＣ５  の充電電圧と、平滑コンデンサＣ０  の電圧と、整流器ＤＢの脈流全波出力電圧の関係で、インバータ回路の高周波動作により、整流器ＤＢから高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。この回路では、コンデンサＣ５  の充放電がインバータ装置の入力電流を改善するのに大きく関与する。ここで、その回路動作について簡単に説明すると、スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  のオン・オフの１周期の間に、以下の（ａ）〜（ｆ）で示すような６つの回路動作がある。この動作を交流脈流電圧を整流した脈流直流電圧の山部、谷部にてその動作比率を変えながら、ある動作モードにおいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を行うものである。
（ａ）まず、スイッチング素子Ｑ１  がオン、スイッチング素子Ｑ２  がオフのとき、電解コンデンサＣ０  を電源として、コンデンサＣ０  、スイッチング素子Ｑ１  、インダクタＬ２  、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  、コンデンサＣ３  、コンデンサＣ５  を通ってコンデンサＣ０  に戻る経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ５  を充電する。
（ｂ）スイッチング素子Ｑ１  がオン、スイッチング素子Ｑ２  がオフであり、コンデンサＣ５  の充電電圧と整流器ＤＢの出力電圧の和が、コンデンサＣ０  の充電電圧より高くなると、整流器ＤＢからスイッチング素子Ｑ１  、インダクタＬ２  、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  、コンデンサＣ３  、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ、共振動作を継続する。
（ｃ）次に、スイッチング素子Ｑ１  がオフ、スイッチング素子Ｑ２  がオンになると、共振電流が流れ続けようとするために、スイッチング素子Ｑ２  の逆方向ダイオードを介して回生電流が流れる。すなわち、整流器ＤＢ、コンデンサＣ０  、スイッチング素子Ｑ２  の逆方向ダイオード、インダクタＬ２  、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  、コンデンサＣ３  、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ続け、共振動作を継続する。
（ｄ）スイッチング素子Ｑ１  がオフ、スイッチング素子Ｑ２  がオンで、やがて回生電流が無くなると、コンデンサＣ３  を電源とする共振動作にて、コンデンサＣ３  から、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  、インダクタＬ２  、スイッチング素子Ｑ２  、コンデンサＣ５  を通る経路でコンデンサＣ５  の充電電荷を放電する。
（ｅ）スイッチング素子Ｑ１  がオフ、スイッチング素子Ｑ２  がオンで、コンデンサＣ５  の電荷が無くなると、共振電流はダイオードＤ１  を介して流れる。すなわち、コンデンサＣ３  から、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  、インダクタＬ２  、スイッチング素子Ｑ２  、ダイオードＤ１  を通る経路で共振電流が流れる。
（ｆ）次に、スイッチング素子Ｑ１  がオン、スイッチング素子Ｑ２  がオフになると、共振電流が流れ続けようとするために、スイッチング素子Ｑ１  の逆方向ダイオードを介して回生電流が流れる。すなわち、インダクタＬ２  、スイッチング素子Ｑ１  の逆方向ダイオード、コンデンサＣ０  、ダイオードＤ１  、コンデンサＣ３  、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ４  を通る経路で共振電流が流れ続ける。その後、再び上記（ａ）の動作モードとなり、以上の動作を繰り返して行くものである。
【０００４】
上述の動作説明から、コンデンサＣ５  の充放電動作が入力電流波形に大きく関与することが分かる。つまり、コンデンサＣ５  がすぐに充電されると、整流器ＤＢから入力される高周波電流が増加し、入力電流が台形波状の電流波形となり、逆にコンデンサＣ５  の充電が遅ければ、整流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期間が短くなり、入力電流波形に休止のある電流波形となる。したがって、入力電流波形として休止区間の無い正弦波状の波形を得るためには、コンデンサＣ５  の容量と、動作周波数の関係を適正に設定する必要がある。
【０００５】
ところが、上記のような回路方式において、発振周波数を高めて調光点灯制御を行おうとすると、コンデンサＣ５  の充電が十分に行われない状態で、前記（ａ）〜（ｆ）の動作を行うために、入力電流波形に休止区間が発生してしまうという欠点を有していた。
【０００６】
その対策として、図１０に示すように、コンデンサＣ５  にスイッチＱ５  を介してコンデンサＣ７  を並列に接続し、調光点灯時に発振周波数を高くしたときには、スイッチＱ５  を切り替えてコンデンサＣ５  の容量値を切り替えるような手段も既に提案されている。この方式では、正常点灯時はスイッチＱ５  を常にオンモードにしておき、調光点灯時にスイッチＱ５  をオフさせて、調光点灯時に入力電流波形に休止区間が出ないように設定するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような回路においては、正常点灯時と、調光点灯時にコンデンサＣ５  を切り替えるためのスイッチ及びその制御回路、さらにはコンデンサＣ５  の容量を切り替えるための並列コンデンサＣ７  等が必要となり、高価なものとなる。
【０００８】
本発明は、上述のインバータ回路の共振動作のみで入力電流高調波歪みを改善した回路方式において、高価な回路手段を用いずに、全点灯から調光点灯の範囲にわたって、入力電流高調波歪みを改善することを目的とする。特に蛍光灯を調光点灯する際、全灯時から最深時の調光時にわたって入力電流高調波歪みを改善する、または、複数種のランプ負荷を同一のインバータ装置にて使用可能とした場合にいずれのランプ負荷についても入力電流高調波歪みを改善することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、上述のインバータ回路の負荷が重負荷時（例えば、全点灯時）には、インバータ装置の交流電源からの入力電流波形を高調波入力歪みを許容し得るジャンプ波形に設定し、最軽負荷時（例えば、調光の深い状態）には、インバータ装置の交流電源からの入力電流波形を高調波入力歪みを許容し得る休止区間に設定する。上記の入力電流波形の変曲点を、調光範囲内で設けることにより、調光可能なインバータ回路において、複雑な制御及び追加回路無しで上記の問題点を解決できる。ここで、高調波入力歪みを許容し得る範囲とは、例えば、社団法人日本電気協会電気用品調査委員会より提出された家電・汎用品高調波抑制対策ガイドラインのクラスＣ等を満足する範囲を指している。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１実施例の回路図である。本回路は、図９に示した従来例回路において、スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  のスイッチング周波数を変更し、調光制御を行う制御回路１を付加したものである。本回路は遅相モードで点灯するものであり、全点灯時には発振周波数を低周波側へ、調光時には高周波側へ制御することにより、出力されるランプ電流を自由に設定できる。本実施例における共振特性と、発振周波数の関係を図２に示す。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸はランプ電流であり、共振カーブＡは電源山部におけるコンデンサＣ４  とインダクタＬ２  の共振特性、共振カーブＢは電源谷部におけるコンデンサＣ４  とＣ５  及びインダクタＬ２  の共振特性を示している。また、ｆ１００  は全点灯時の発振周波数、ｆ７５は７５％調光時の発振周波数、ｆ５０は５０％調光時の発振周波数である。本実施例では、５０％まで調光可能なインバータ回路に対して、７５％調光時に入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない最良の点で設定し、全点灯時から７５％調光を越えた調光時にはジャンプ波形、７５％調光から最深調光時の５０％調光までは休止区間が発生する入力電流波形となるように設定するものである。
【００１１】
図３は本発明を達成するための制御回路１の具体的な構成を示している。この回路では、制御回路１として、汎用の高耐圧ドライバＩＣ（ＩＲ２１５５）を用いている。このＩＣは外付けの時定数設定用の抵抗Ｒｔ及びコンデンサＣｔにて発振周波数ｆ（スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  の駆動周波数）を以下のように自由に設定できる。
【００１２】
ｆ＝１／（１．４Ｒｔ×Ｃｔ）
この点を利用し、図３における時定数設定用の抵抗Ｒｔとなる抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  ，Ｒ３  を、調光信号発生装置２の出力に応じてスイッチＱ３  及びＱ４  にて選択的に接続することで、全点灯〜７５％調光〜５０％調光へと段調光を行うものである。図４はそれぞれに対応した入力電流波形であり、図４（ａ）は７５％調光から最深調光時の５０％調光までの休止区間が発生する入力電流波形、図４（ｂ）は入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない７５％調光時に、図４（ｃ）は全点灯時から７５％調光を越えた調光時のジャンプ波形である。
【００１３】
従来例でも述べたように、７５％調光時から全点灯時まで、又は７５％調光よりも深い調光時には、インバータ側と負荷とのバランスが崩れ、コンデンサＣ５  の充放電に変化が起こり、入力電流波形歪みが悪い方向に移行するが、調光範囲全体において、全点灯時に休止及びジャンプの無い最良の入力電流波形となるように設定するよりも良い結果が得られる。
【００１４】
この第１実施例では、調光方式としてインバータ回路の発振周波数を変化させる方式を用いたが、スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  のデューティを連続的に変化させる方式や、その組み合わせを用いることができることは言うまでも無い。また、本実施例は、７５％調光時に入力電流のジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を設定したが、全点灯時から最深時の調光時の範囲中の何処で設定しても、全点灯時に休止及びジャンプの無い最良の入力電流波形となるように設定するよりも良好な結果が得られることは言うまでも無い。
【００１５】
図５は本発明の第２実施例の回路図である。本回路図は、図９に示した従来例回路において、複数の種類のランプ負荷と組み合わせを行う際のものである。本発明では、重負荷時に入力電流がジャンプ波形となるように設定し、軽負荷時には入力電流が休止区間の発生する波形となるよう設定し、最重負荷時と最軽負荷時の範囲内にジャンプから休止への変曲点を設けることを特徴とする。具体的な負荷の例を挙げて説明すると、例えば、最重負荷としてＦＬＲ４０Ｓ、中間的な負荷としてＦＬＲ４０Ｓ／３６、最軽負荷としてＦＬＲ３２Ｓのランプを共用できるインバータ回路方式において、ＦＬＲ４０Ｓの点灯時にはジャンプ波形、ＦＬＲ４０Ｓ／３６の点灯時には休止もジャンプも無い最良の入力電流波形、ＦＬＲ３２Ｓの点灯時には休止区間の発生する入力電流波形となるように設定する。図６は、それぞれの入力電流波形を示したものである。図６（ａ）はランプ消費電力が４０Ｗの負荷ＦＬＲ４０Ｓを用いた場合の入力電流波形、図６（ｂ）はランプ消費電力が３６Ｗの負荷ＦＬＲ４０Ｓ／３６を用いた場合の入力電流波形、図６（ｃ）はランプ消費電力が３２Ｗの負荷ＦＬＲ３２Ｓを用いた場合の入力電流波形であり、すべての負荷に対して入力電流歪率は、１０％以下となっている。これに対し、最重負荷時において入力電流波形に休止もジャンプも発生しないよう設定すると、軽負荷時にはインバータの負荷への電力供給能力が過剰となり、図５におけるコンデンサＣ５  の充放電時間が短くなるため、休止区間の幅が広がり、入力電流歪率を非常に悪くすることは言うまでも無い。
【００１６】
本実施例では、特定の３種類のランプについてのみ説明したが、複数種のランプを点灯する際に、最重負荷時と最軽負荷時の間の範囲内で入力電流のジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を設定すれば、最重負荷時に休止及びジャンプの無い最良の入力電流波形となるように設定するよりも良好な結果が得られるものである。
【００１７】
図７は本発明の第３の実施例である。図９に示した従来例のインバータ回路は、コンデンサＣ５  の役割により高周波電流を充電し、電解コンデンサＣ０  の電圧Ｖｄｃ及び入力電圧Ｖｉｎと比較する場合、軽負荷時には休止区間が発生しやすい。休止区間が発生しているときは、交流電源ＡＣの谷部において、コンデンサＣ４  の充電電圧が下がり、コンデンサＣ５  の電圧Ｖｃ５  は電解コンデンサＣ０  の電圧Ｖｄｃよりも小さくなり、整流器ＤＢから入力電流が流れ込む時間が短くなり、ダイオードＤ１  のカソードとコンデンサＣ５  及びＣ３  とが接続された点で電位が不安定となる。その結果、交流電源側から見た端子雑音が悪くなるという問題がある。
【００１８】
そこで、本実施例では、最軽負荷時に入力電流波形にジャンプ及び休止区間が発生しないよう設定することを特徴とするものである。すなわち、調光点灯における最深調光時、あるいは、複数の種類のランプを対象とする場合の最軽負荷時に、入力電流波形にジャンプ及び休止区間が無いように設定し、それ以外のすべての範囲において入力電流波形がジャンプとなるようにすることで交流電源側から見た端子雑音を改善できる。
【００１９】
図５における回路について、休止区間発生時における端子雑音、ジャンプも休止区間も無い場合における端子雑音、ジャンプ発生時における端子雑音をスペクトラムアナライザにて分析した結果を図８（ａ）〜（ｃ）に示す。図８からも明らかなように、休止区間が発生する際が最も端子雑音に悪影響を及ぼすため、第１、第２の実施例の効果とは相反するが、入力電流歪みを多少犠牲にできる場合には、本実施例は有効である。
【００２０】
【発明の効果】
本発明によれば、全点灯時から調光点灯時まで負荷の状態が変わる調光点灯装置や、複数種のランプ負荷を１つのインバータ装置にて使用可能とする場合に、複雑な制御や部品の追加無しで広い負荷範囲にわたり、入力電流高調波歪みを改善することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の電源装置の共振特性を示す周波数特性図である。
【図３】本発明の第１実施例の回路図である。
【図４】本発明の第１実施例の入力電流波形を示す波形図である。
【図５】本発明の第２実施例の回路図である。
【図６】本発明の第２実施例の入力電流波形を示す波形図である。
【図７】本発明の第３実施例の入力電流波形を示す波形図である。
【図８】本発明の第３実施例の雑音特性を示す周波数特性図である。
【図９】第１の従来例の回路図である。
【図１０】第２の従来例の回路図である。
【符号の説明】
ＡＣ    交流電源
ＤＢ    全波整流器
Ｄ１      ダイオード
Ｃ０      平滑コンデンサ
Ｑ１      第１のスイッチング素子
Ｑ２      第２のスイッチング素子
Ｃ５      コンデンサ
Ｌａ    ランプ負荷
Ｌ２      インダクタ
Ｃ４      コンデンサ
【図１】
0003562191.tif 000002
【図２】
0003562191.tif 000003
【図３】
0003562191.tif 000004
【図４】
0003562191.tif 000005
【図５】
0003562191.tif 000006
【図６】
0003562191.tif 000007
【図７】
0003562191.tif 000008
【図８】
0003562191.tif 000009
【図９】
0003562191.tif 000010
【図１０】
0003562191.tif 000011