(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、
前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、
前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、
前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備し、
前記パイロットシンボルは、パイロットサブキャリア以外のサブキャリアを含むことを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項２】
所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、
前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、
前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、
前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備し、
前記パイロット信号は、前記復号手段からの出力の大きさがサブキャリアに対して周期性を有するような既知系列に設定することを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項３】
所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、
前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、
前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、
前記復号手段の出力を周期性を有する系列毎に平均化し、この平均化された系列と前記既知系列生成手段により生成された系列との比較に基づいて再生キャリアの周波数誤差を推定し、前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備したことを特徴とするディジタル通信装置。
【請求項４】
前記パイロットシンボルは、少なくとも１つのパイロット信号とのサブキャリア間隔が３以内にあるサブキャリアの少なくとも１つがヌルではないことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載のディジタル通信装置。
【請求項５】
前記パイロットシンボルは、少なくとも１つのパイロット信号に隣接した２つのサブキャリアのうち、少なくとも１つがヌルではないことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載のディジタル通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信システムや無線ＬＡＮシステム等に適用されるディジタル通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、音声及び映像又はデータ等のディジタル情報を伝送するディジタル通信システムの開発が進められており、移動体通信の分野でも利用されるようになってきている。移動体通信では、ビル等の建築物やその他の反射物によるマルチパスの影響を十分に考慮する必要がある。受信点において複数の送信局からの電波が到達する移動体通信においては、マルチパスの現象は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を劣化させる大きな原因となる。
【０００３】
また、マルチメディア情報等を扱うディジタル通信システムでは、多様な要求に対する対応が求められる。例えば、小型な携帯情報端末を用いたマルチメディアディジタル通信では、任意の地点から網等に接続する移動通信の利便性を有しつつ、高信頼な信号伝送が必要となる。
【０００４】
移動体通信に限らず、ディジタル通信では、送信機から伝送される情報を復元するために、周波数同期やタイミング同期を達成する必要がある。特に、移動体通信においては、受信状態の変化に応答した同期の達成が必要となる。同期がはずれた状態では、情報の復元は不可能であるので、同期がはずれた場合の回復のためにも、高速な周波数同期及びタイミング同期が必要となる。
【０００５】
マルチメディア情報等の伝送にはパケット通信が適している。パケット通信では、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のように一定の周期ではなくランダムにパケットが送信される。このように、マルチメディア情報等を扱うディジタル通信システムでは、伝送される信号はバースト的に発生する。このため、同期の確立はパケット毎に行う必要があり、短時間で同期を確立する必要がある。
【０００６】
ところで、マルチパス伝搬路における遅延波の影響の低減に有効な方法として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）がある。ＯＦＤＭは、伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信号を生成し、これらの複数信号で直交関係にあるサブキャリアを独立に変調する方式である。マルチキャリアを用いた並列伝送によって、信号伝送速度を低減することができ、更に、ＯＦＤＭ特有のガード区間を設けることによって、単一キャリア変調方式と比べて遅延波の影響を低減することができる。
【０００７】
以下にＯＦＤＭ方式の概要について説明する。
【０００８】
図１２は送信側に用いられるＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置には、送信データが入力される。この送信データは、シリアル／パラレル変換部３１に供給されて、低速な複数の伝送シンボルからなるデータに変換される。つまり、伝送情報を分割して、複数の低速なディジタル信号を生成する。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部３２に供給される。
【０００９】
パラレルデータは、ＯＦＤＭを構成する各サブキャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッピングされる。ここで、各サブキャリアに対してＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の変調が施される。マッピングデータは、ＩＦＦＴ演算を施すことによって、周波数領域の送信データから時間領域の送信データに変換される。これにより、互いに直交する関係にある複数のサブキャリアが夫々独立に変調されたマルチキャリア変調信号が生成される。ＩＦＦＴ部３２の出力は、ガードインターバル付加部３３に供給される。
【００１０】
ガードインターバル付加部３３では、図１３に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボル期間の前部にコピー付加する。ガードインターバル付加部３３からのベースバンド信号は直交変調部３４に供給される。
【００１１】
直交変調部３４は、ガードインターバル付加部３３から供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対して、ＯＦＤＭ変調装置の局部発振器３５から供給されるキャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数（ＩＦ）又は無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、所望の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に出力する。
【００１２】
図１４は、受信側に用いられるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置には、図１２のＯＦＤＭ変調装置によって生成されたＯＦＤＭ信号が所定の伝送路を介して入力される。
【００１３】
このＯＦＤＭ復調装置に入力されたＯＦＤＭ受信信号は直交復調部４１に供給される。直交復調部４１は、ＯＦＤＭ受信信号に対して、ＯＦＤＭ復調装置の局部発振器４２から供給されるキャリア信号を用いて直交復調を施し、ＲＦ又はＩＦからベースバンドに周波数変換し、ベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。このＯＦＤＭ信号は、ガードインターバル除去部４３に供給される。
【００１４】
ガードインターバル除去部４３は、ＯＦＤＭ変調装置のガードインターバル付加部３３で付加された信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供給されるタイミング信号に従って除去する。ガードインターバル除去部４３で得られた信号は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部４４に供給される。
【００１５】
ＦＦＴ部４４は、入力される時間領域の受信データにＦＦＴ演算を施すことによって周波数領域の受信データ（サブキャリア信号）に変換する。更に、サブキャリア信号は周波数領域においてデマッピングされ、各サブキャリア毎にパラレルデータが生成される。これにより、各サブキャリアに施されたＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の変調に対する復調がなされたことになる。ＦＦＴ部４４で得られたパラレルデータは、パラレル／シリアル変換部４５に供給されて、受信データとして出力される。
【００１６】
以上説明したように、ＯＦＤＭ復調装置では、変調装置から伝送される情報を復元するために、キャリア周波数同期やタイミング周波数同期を達成する必要がある。
【００１７】
ＯＦＤＭにおいては、サブキャリア間隔は狭く、各サブキャリアは直交配置されている。このため、ＯＦＤＭ復調装置の局部発振器から供給されるキャリア周波数とＯＦＤＭ変調装置のキャリア周波数とがずれて周波数オフセットが存在すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく劣化する。従って、ＯＦＤＭではキャリア周波数同期の達成が極めて重要である。
【００１８】
ＯＦＤＭの周波数同期法に関しては、電子情報通信学会技術研究報告書ＲＣＳ９７−２１０（１９９８−０１）の「高速無線ＬＡＮ用ＯＦＤＭ変調方式の同期系に関する検討」や同ＲＣＳ９４−１５２（１９９５−０２）の「ＯＦＤＭにおける周波数及びタイミングオフセットの高速同期捕捉の検討」等に示されている。
【００１９】
以下、上記報告書に記載されている従来のＯＦＤＭの周波数同期法に関して説明する。
【００２０】
ＯＦＤＭの周波数同期法は、大まかに、周波数領域での処理によるものと、時間領域での処理によるものとに分類される。時間領域での処理としては、ガードインターバルが有効シンボル期間の後部のコピーであることを利用し、このガードインターバルと有効シンボル期間の後部との相関演算から、キャリア周波数誤差を推定する方式、ＯＦＤＭ有効シンボル内を２分割し、２分割したうちの前部と後部に同一の信号を配置し、両者の相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式、同一シンボルを２回以上繰り返し送信し、両者の相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式等が挙げられる。前述したＲＣＳ９７−２１０は、時間領域での処理を採用している。
【００２１】
周波数領域における処理としては、パイロットシンボルを送信する方式が挙げられる。適当なパイロット信号を送信し、パイロット信号に対するフーリエ変換の出力結果を基に、送信されたパイロット信号の周波数を推定するのである。パイロット信号の周波数等が既知であれば、キャリア周波数誤差を推定することができる。前述したＲＣＳ９４−１５２は、このような周波数領域における処理を行なっている。
【００２２】
ところで、上述したように、パイロット信号を用いた方式では、フーリエ変換結果からパイロット信号の周波数を算出する必要がある。この算出に有効な提案として、電子情報通信学会論文誌Ａ，Ｖｏｌ．Ｊ７０−Ａ，Ｎｏ．５，１９９７の「ＦＦＴを用いた高精度周波数決定法」がある。この提案は上述したＲＳＣ９４−１５２においても、パイロットシンボルの周波数を高精度で計算する方法として利用されている。
【００２３】
Ｊ７０−Ａに示されている計算式は、周波数を推定する信号列、つまりＦＦＴ演算を施す系列に複数の周波数成分が含まれていても、夫々が十分離れていればお互いに影響を与えないことを利用している。これにより、個別に周波数を推定することができるようになっている。
【００２４】
Ｊ７０−Ａによれば、雑音の無い条件下では、図１５に示すように、ＦＦＴ演算を施す系列に含まれる複数の周波数、つまり離散スペクトルの間隔が４以上離れていれば（離散スペクトルの間は、ヌル）、２つの周波数の干渉はほとんど起こらないことを開示している。
【００２５】
ＲＣＳ９４−１５２のＯＦＤＭの周波数同期法は、パイロットシンボルに対しＪ７０−Ａの周波数推定法を適用し、キャリア周波数誤差を推定する。従って、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロットキャリアの間隔は、４以上離す必要がある。
【００２６】
ところが、このような周波数誤差推定方法では、パイロットシンボルを頻繁に伝送することによって伝送効率が低下する。一方、伝送効率を低下させないためにパイロットシンボルを送信する頻度を抑えてしまうと、周波数誤差推定精度が劣化してしまうという問題がある。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
このように、マルチメディア情報を取り扱ったディジタル通信システムにおいては、高信頼な信号伝送が必要であり、このため、短い時間で同期を確立する必要がある。更に、ＯＦＤＭでは、サブキャリア間隔が狭く、各サブキャリアが直交配置されていることから、周波数オフセットが存在すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく劣化するので、キャリア周波数同期は極めて重要である。
【００２８】
しかしながら、従来、パイロットシンボルを用いたキャリア周波数誤差推定法では、パイロットキャリア同士がお互いに影響を与えないようにするために、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロットキャリアの間隔は、４以上離す必要がある。即ち、パイロットキャリア相互間に情報の伝送に直接寄与しない多くのヌルサブキャリアを設ける必要がある。このため、伝送効率が低下してしまうという問題点があった。
【００２９】
また、差動符号化を採用した場合には、データシンボル前に初期位相を決定するスタートシンボルを別途送信する必要がある。伝送効率を向上させるために、このスタートシンボルをパイロットシンボル中に含ませて伝送することが考えられるが、パイロットキャリア間に多くのヌルサブキャリアを設ける必要があることから、パイロットシンボルを自由に用いることができず、スタートシンボルの割り当てが困難であるという問題点もあった。
【００３０】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立することを可能にすることにより、パイロットシンボルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上させることができるディジタル通信装置を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係るディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備し、前記パイロットシンボルは、パイロットサブキャリア以外のサブキャリアを含むことを特徴とするものであり、
本発明の請求項２に係るディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備し、前記パイロット信号は、前記復号手段からの出力の大きさがサブキャリアに対して周期性を有するような既知系列に設定することを特徴とするものであり、
本発明の請求項３に係るディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段の出力を周期性を有する系列毎に平均化し、この平均化された系列と前記既知系列生成手段により生成された系列との比較に基づいて再生キャリアの周波数誤差を推定し、前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備したことを特徴とするものである。
【００３３】
本発明の請求項１において、ＯＦＤＭ信号は周波数変換手段によってベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、窓関数演算手段によって矩形窓以外の窓関数が乗じられた後、復号手段によって周波数領域の出力に変換される。復号手段の出力は、サブキャリア毎に既知系列及び窓関数に基づく大きさを有する。この大きさは既知系列及び窓関数に応じてキャリア周波数毎に既知であり、既知系列生成手段は、キャリア周波数毎にこの既知の系列を生成する。周波数誤差推定手段は、既知系列生成手段からの既知系列と復号手段の出力との相関によって、キャリア周波数誤差を推定し、これにより、再生キャリアの周波数を制御する。
【００３４】
本発明の請求項３において、ＯＦＤＭベースバンド信号は、窓関数演算手段によって矩形窓以外の窓関数が乗じられた後、復号手段によって周波数領域の出力に変換される。復号手段の出力の大きさは既知系列及び窓関数に応じてキャリア周波数毎に既知であり、既知系列生成手段は、キャリア周波数毎にこの既知の系列を生成する。周波数誤差推定手段は、復号手段の出力を周期性を有する系列毎に平均化し、この平均化された系列と前記既知系列生成手段により生成された系列との比較に基づいて再生キャリアの周波数誤差を推定する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図である。図１は、受信機の構成例を示している。本実施の形態は周波数領域における処理によって、キャリア同期を達成するものである。
【００３６】
図１において、受信機は、アンテナ１０、図示しない高周波低雑音増幅器を有するＲＦ部１１、局部発振器１２、ＲＦ部１１の出力に対して局部発振器１２の出力を用いて周波数変換を行なう周波数変換部１３、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４、サンプリングタイミングクロック生成部１５、ＬＰＦ１４の出力に対してサンプリングタイミングクロック生成部１５から出力される信号で標本化及び量子化を行なうアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄという）１６、ガードインターバル除去部１７、シリアル／パラレル変換部１８、ＦＦＴ部１９、パラレル／シリアル変換部２０、周波数誤差推定部２１、既知系列生成器２２、窓関数演算部３０、窓関数生成部３１及び切換器３２によって構成されている。
【００３７】
アンテナ１０にはＯＦＤＭ信号が誘起する。このＯＦＤＭ信号は例えば図１２のＯＦＤＭ送信装置によって生成されて伝送されたものである。ＯＦＤＭ信号はパイロットシンボルを含んでいる。本実施の形態においては、パイロットシンボルは、パイロットサブキャリア系列が既知であればよく、自由に設定可能である。例えば、パイロットサブキャリア相互間にヌルサブキャリアを設ける必要はなく、また、パイロットサブキャリア相互間にデータサブキャリアを設けてもよい。
【００３８】
図２はこのようなＯＦＤＭ送信信号のフレーム構成を示す説明図である。
【００３９】
送信信号は、フレーム単位で伝送される。フレームは、例えば図２に示す構成を有する。図２において、フレームの第１シンボルは、無変調のヌルシンボルである。ヌルシンボルは、ガードフレームの一部を兼ねる。受信機は、ヌルシンボルを用いることによって、受信信号振幅をモニタし、フレームの開始タイミングを把握し、更に、パイロットシンボルが伝送されるタイミングを検出する。図２では、ヌルシンボルは、１シンボル長であるが、複数シンボルであっても１シンボル長以下であっても構わない。なお、このヌルシンボルは本実施の形態に特有のシンボルではなく、従来から用いられているものである。
【００４０】
ヌルシンボルに続けてパイロットシンボルが配列される。図３はパイロットシンボルにおけるパイロットサブキャリアの配置を示す説明図である。
【００４１】
パイロットシンボルは、各サブキャリア対して既知系列が割り当てられている。また、パイロットシンボルは、パイロットサブキャリアのみで構成することが可能であるし、パイロットサブキャリアとデータサブキャリアとで構成することも可能である。図４はデータサブキャリアを設ける場合のパイロットサブキャリアの配置を示す説明図である。
【００４２】
直交変調信号に対して同期検波を行なう場合には、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信号が送信されなければならない。また、差動符号化を行なう場合には、スタートシンボルが送信されなければならない。本実施の形態においては、後述するように、パイロットシンボルを用いた周波数誤差の推定の際に、パイロットサブキャリアの間隔を離す必要がないことから、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必要がなく、従って、全てのサブキャリアを用いて情報を送信することができる。
【００４３】
このため、周波数同期用のパイロットシンボルをパイロット信号の伝送用だけでなく、通常のデータの伝送用又はスタートシンボルの伝送用として兼用することができ、伝送効率の劣化を防ぐことができる。
【００４４】
本実施の形態は、受信したＯＦＤＭ信号系列に所定の窓関数を乗ずることによって、複数のキャリア相互間で干渉を生じさせ、パイロット既知系列とキャリア周波数ずれとに基づく受信系列の電力変化をパターン化し、パターン比較によってキャリア周波数ずれを推定するものである。
【００４５】
図１において、アンテナ１０からのＯＦＤＭ信号はＲＦ部１１に供給される。ＲＦ部１１は、入力された信号を高周波低雑音増幅器によって増幅した後に周波数変換部１３に供給する。周波数変換部１３は、ＲＦ部１１からのＯＦＤＭ信号をＩＦ帯の信号に変換する。更に、周波数変換部１３は、局部発振器１２から同相軸キャリア及び直交軸キャリアが与えられており、これらの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＩＦ帯のＯＦＤＭ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成するようになっている。局部発振器１２は後述する周波数誤差推定部２１から制御信号が与えられて、発振周波数が制御されるようになっている。
【００４６】
周波数変換部１３からのベースバンドＯＦＤＭ信号は、同相軸検波（Ｉ軸）信号と直交軸検波（Ｑ軸）信号とから構成される複素信号である。ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＩＦ帯を経ることなく直接ＲＦ帯の信号から生成することも可能である。
【００４７】
ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４に供給される。ＬＰＦ１４はベースバンドＯＦＤＭ信号を帯域制限してＡ／Ｄ１６に出力する。Ａ／Ｄ１６は、サンプリングタイミングクロック生成部１５からタイミングクロックが与えられ、このタイミングクロックを用いてＬＰＦ１４の出力を標本化すると共に量子化する。
【００４８】
サンプリングタイミングクロック生成部１５は、周波数誤差推定部２１から出力されるタイミングクロック制御信号によって制御されて、サンプリングタイミングクロックを生成するようになっている。
【００４９】
Ａ／Ｄ１６からのＯＦＤＭ信号はガードインターバル除去部１７に供給される。ガードインターバル除去部１７は、ＯＦＤＭシンボルに付加されているガードインターバルを除去して切換器３２に出力するようになっている。切換器３２は、入力されたＯＦＤＭシンボルのうちパイロットシンボルについては後述する窓関数演算部３０を介してシリアル／パラレル変換部１８に与え、その他のシンボルについては直接シリアル／パラレル変換部１８に供給するにようなっている。
【００５０】
シリアル／パラレル変換部１８は、入力されたＯＦＤＭシンボルをパラレルデータに変換してＦＦＴ部１９に出力する。ＦＦＴ部１９は、入力系列に対してＦＦＴ演算を行ない、周波数領域の複素データ系列（サブキャリア信号）を得る。更に、ＦＦＴ部１９は、サブキャリア信号を周波数領域においてデマッピングして、各サブキャリア毎にパラレルデータを生成する。
【００５１】
このパラレルデータはパラレル／シリアル変換部２０に供給されると共に、周波数誤差推定部２１にも供給される。パラレル／シリアル変換部２０は、入力されたパラレルデータをシリアルデータに変換して受信データとして出力するようになっている。
【００５２】
本実施の形態においては、窓関数演算部３０、窓関数生成部３１、周波数誤差推定部２１及び既知系列生成部２２によって、周波数ずれを推定するようになっている。
【００５３】
次に、これらの回路部によるキャリア周波数ずれの推定方法について説明する。先ず、受信信号の周波数領域系列について説明する。説明を簡単にするため、等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号を取り扱う。また、時間領域から周波数領域への変換に、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｍ）を用いるものとして説明する。等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号ｒ（ｔ）は、下記（１）式によって表すことができる。
【００５４】
0003558879.tif 000002
但し、Ｎｓ  はＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの数を示し、ＮはＦＦＴのポイント数を示し、Δω０  はキャリア角周波数オフセットを示し、Δθ０  は位相オフセットを示し、ｎ（ｔ）は白色ガウス雑音を示し、Ａは振幅を示し、Ｔｓ  は有効シンボル長を示している。また、ｕはＯＦＤＭシンボル番号であり、ｖはサブキャリア番号である。そして、ｄｕｖは送信する符号を示し、ＱＰＳＫの場合には、ｄｕｖ∈｛ｅｘｐ（ｊ２πｋ／４），（ｋ＝０，１，２，３）｝である。また、ヌルサブキャリアの場合にはＡ＝０である。
【００５５】
ｘｕｖ（ｔ）は第ｕＯＦＤＭシンボル、第ｖサブキャリアにおけるＯＦＤＭの孤立パルス応答であり、下記（２），（３）式で与えられる。
【００５６】
0003558879.tif 000003
0003558879.tif 000004
但し、ｈ（ｔ）はチャネルのインパルス応答であり、ｆｖ  は第ｖサブキャリア周波数（ｆｖ  ＝ｆ０  ＋ｖ／Ｔｓ  ）である。
【００５７】
ここで、図Ａに示すタイミングにおいて、有効シンボル当たりＮサンプルで標本化した場合の第ｎ番目のサンプリングタイミングをｔｎ  とする。上述したように、パイロットシンボル以外のシンボルは、ディジタル信号に変換された後、ガードインターバル除去部１７から切換器３２及びシリアル／パラレル変換部１８を介してＦＦＴ部１９に供給されてＦＦＴ処理される。パイロットシンボル以外のシンボルについては、ＤＦＴの入力系列は、ｒ（ｔｎ  ）となる。但し、ｎ＝０，１，…，（Ｎ−１）である。
【００５８】
図６は受信機の局部発振器１２に周波数ずれがある場合、つまりサブキャリア周波数とＤＦＴ系列が表現可能な離散周波数とが合致しない場合のサブキャリアのスペクトルの広がりを示したものである。図６は、サブキャリア番号ｋのみに信号が存在し、その他のサブキャリアは、ヌルである場合を示している。また、ＤＦＴ演算を行なう前に、窓関数演算は行なっていない。
【００５９】
なお、上記（２），（３）式に示すように、ＤＦＴは、それ自体、矩形窓の窓関数演算を行なっているのと等価である。つまり、受信信号をそのままＤＦＴの入力系列とすることは、受信信号に対して矩形窓の窓関数演算を行なっているのと等価である。以下、説明を簡略化するために、窓関数演算とは矩形窓以外の窓関数を時間領域信号に対して乗ずることを示すものとする。なお、矩形窓による窓関数演算を指す場合には、その旨を明記する。
【００６０】
図６は、ＤＦＴの入力系列に対して、矩形窓の窓関数Ｈ（ｋ）により窓関数演算行なった場合のＤＦＴの出力系列を示している。図６において、周波数ずれがない場合、つまりサブキャリア周波数とＤＦＴ系列が表現できる離散周波数とが合致する場合においては、図６の破線に示すように、所定のサブキャリア周波数のみにスペクトルが存在し、隣接するサブキャリア周波数の電力は０である。つまり、サブキャリア周波数Ｄｋのみ電力値を有し、…Ｄｋ−２、Ｄｋ−１、Ｄｋ＋１、Ｄｋ＋２、…、は０である。即ち、この場合にはサブキャリア干渉は発生しない。これは、ＯＦＤＭでは、サブキャリアは、直交配置されているためである。
【００６１】
逆に、周波数ずれがある場合、つまりサブキャリア周波数とＤＦＴ系列が表現できる離散周波数とが合致しない場合には、スペクトル広がりによって、サブキャリア間干渉が発生する。図６において、サブキャリア周波数がＤＦＴ系列が表現できる離散周波数とｘだけずれた場合、サブキャリア番号ｋの電力値は、Ｆｋとなる。周波数ずれが無い場合には、サブキャリア番号ｋの周波数においてのみスペクトルが存在したが、周波数ずれがある場合には、隣接するサブキャリア周波数においても電力値が観測される。つまり、、…Ｆｋ−２、Ｆｋ−１、Ｆｋ＋１、Ｆｋ＋２、…、がサブキャリア間干渉電力となる。このスペクトルの広がりの現象は、窓関数に依存する。
【００６２】
図６では、離散スペクトルが１つの場合について示した。各サブキャリアに対して信号が割り当てられる場合、つまり、離散スペクトルが複数の場合には、サブキャリア間干渉電力は夫々の線形和で表される。
【００６３】
ここで、すべてのサブキャリアにパイロット信号が等電力で配置された場合について考える。仮に、このパイロット信号に対して、窓関数を乗ずることなくＤＦＴ演算のみを施すものとする。また伝搬路は、無歪みであり理想的であるとする。パイロットシンボルにはヌルキャリアを設けていないことから、従来技術で述べた周波数推定法は、適用できない。いま、周波数ずれが無いものとすると、送信系列がそのままＤＦＴの出力系列として再生される。つまり、送信系列は、送信時と同一の周波数位置で観測される。更に、ＤＦＴの出力系列は、等電力である。逆に、周波数ずれがあるとすると、前述した理由により、サブキャリア間干渉が発生する。そして、窓関数を乗ずることなくＤＦＴ演算のみを施す場合には、ＤＦＴの出力系列は、サブキャリア間干渉の大きさによらず等電力となってしまう。
【００６４】
この理由から、本実施の形態においては、周波数間隔をあけずに配置されたパイロットキャリアに対して窓関数演算を行なうことにより周波数ずれを検出可能にしている。即ち、Ａ／Ｄ１６の出力のうちパイロットシンボルについては、切換器３２によって窓関数演算部３０に供給するようになっている。
【００６５】
窓関数生成部３１は、例えばハニング窓の窓関数を生成して窓関数演算部３０に供給するようになっている。例えば、長さがＮのハニング窓ｗＨ  （ｎ）は下記（４）式によって示される。
【００６６】
0003558879.tif 000005
そして、本実施の形態においては、ＦＦＴ部１９において、窓関数演算の出力系列に対してＤＦＴ処理を施すようになっている。ＦＦＴ部１９からの周波数領域系列Ｒ（ｋ）は下記（５）式によって与えられる。
【００６７】
0003558879.tif 000006
周波数ずれがある場合、サブキャリア間干渉の原因となるスペクトルの広がりは、窓関数に依存する。図７は横軸に周波数差をとり縦軸に振幅をとって、矩形窓の周波数応答を示すグラフである。矩形窓では、振幅値は、サブキャリア間隔毎にヌルをとる。このため各サブキャリアは、直交している。
【００６８】
図８は図７に対応してハニング窓の周波数応答を示すグラフである。ハニング窓においては、サイドローブの極大値は急激に減少するが、メインローブが広がることから、サブキャリア間の直交性は失われる。
【００６９】
つまり、メインローブに広がりが生じる窓関数を用いれば、すべてのサブキャリアにパイロット信号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおいても、窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系列Ｒ（ｋ）の大きさ｛｜Ｒ（ｋ）｜＝Ｒ（ｋ）Ｒ＊（ｋ）｝は、サブキャリア間干渉の影響を受けてサブキャリア毎に変化する。
【００７０】
ここで、Ｒ＊（ｋ）はＲ（ｋ）の複素共役である。
【００７１】
従って、各サブキャリアの電力は、周波数ずれの量ｘによって変化する。本実施の形態においては、この各サブキャリアの電力の差によって、周波数ずれの量ｘを推定する。ずれ量ｘの推定は、受信信号から算出したＤＦＴの出力系列と、周波数のずれｘがある場合の各サブキャリアの電力値との相関を求め、相関がもっとも高くなるｘを検出することによって行われる。
【００７２】
図９はすべてのサブキャリアにパイロット信号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおいて、窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系列Ｒ（ｋ）の大きさを示したものである。図９はパイロットシンボルとして、サブキャリア番号に対して周期的な位相変化を有する系列を用いている。周波数ずれがあると、図９に示すように、各サブキャリアの電力値が実線から破線に変化する。この変化量の検出を行なえば周波数ずれの量が推定できる。
【００７３】
この周波数ずれ量の推定は、周波数誤差推定部２１によって行う。周波数誤差推定部２１には既知系列生成器２２から既知系列の情報も与えられている。周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部１９の出力と既知系列の情報とに基づいてずれ量を求める。
【００７４】
なお、上述したように、パイロット信号は既知の系列であればどのようなものでもよいが、図９においては、｜Ｒ（ｋ）｜が周期的に変化するパイロット信号を用いている。これにより、一周期分に縮退して平均化した後相関を計算することができ、計算量を著しく削減することができる。
【００７５】
Ｒ（ｋ）の大きさが周期的に変化する系列として、例えば有効サブキャリア数６４（ｋ＝０，１，…，６３）で、各サブキャリアの変調方式がＱＰＳＫの場合には、下記（６）式に示す符号系列ξ（ｋ）が挙げられる。
【００７６】
0003558879.tif 000007
図１０は窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系列を一周期分に縮退して平均化した場合の、各サブキャリアの電力を示したものである。パイロットシンボルにおける既知符号系列を（６）式に示すξ（ｋ）とした時、ＯＦＤＭ変調信号に対して窓関数演算を行ない、周期Ｉｋ毎に平均化を行なった信号の周波数領域における大きさ｜Ｆ（ｋ）｜は、周波数オフセットｘによって、図１０のように変化する。
【００７７】
ＯＦＤＭ信号にサブキャリア周波数間隔を超える周波数オフセットがある場合には、ＤＦＴの出力系列のサブキャリア位置は、シフトして観測される。つまり、ｘ＝−１、０、１では、｜Ｆ（ｋ）｜がサブキャリア位置に対してシフトした関係にある。また、周波数オフセットｘがサブキャリア間隔以内の場合、｜Ｆ（ｋ）｜は、｜Ｆ（ｋ）｜の形自体が変化する。
【００７８】
本実施の形態においては、既知系列生成器２２において、このような周波数領域における大きさ既知の系列｜Ｆ（ｋ）｜を生成するようになっている。
【００７９】
周波数誤差推定部２１は、窓関数演算されＦＦＴ復調されて得られた周波数領域の受信信号系列を、周期Ｉｋ毎に平均化し、周波数誤差推定のための信号系列｜Ｌ（ｋ）｜を算出する。この｜Ｌ（ｋ）｜と既知系列生成器２２からの｜Ｆ（ｋ）｜との相関から、周波数オフセットｘを推定する。周波数オフセットｘは、例えば、両者の２乗誤差（｜Ｌ（ｋ）｜−｜Ｆ（ｋ）｜）の２乗が最少となるようなｘを検索することによっても得られる。また、｜Ｌ（ｋ）｜を算出する際、受信信号系列に対して、Ｉｋ毎にベクトル平均演算を行なえば、雑音の影響の低減が可能となる。周波数誤差推定部２１は、推定した周波数オフセットｘを０にするように、局部発振周波数を制御すると共に、サンプリングタイミングクロックを制御するようになっている。
【００８０】
なお、本実施の形態における周波数同期は、周波数の捕捉動作だけではなく、位相の捕捉動作を含んでいるものとする。キャリアであれば、キャリア周波数の捕捉及びキャリア位相の捕捉であり、タイミングクロック周波数であれば、タイミングクロック周波数及びタイミングクロック位相の捕捉を含んでいる。ＰＳＫ等の直交変調方式では、位相に情報を持つ。つまり、受信データを復調するためには、周波数の捕捉だけでなく位相の捕捉が必要となる。
【００８１】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００８２】
送信側においては、例えば図２に示すフレームのＯＦＤＭ信号を伝送するものとし、図２中のパイロットシンボルは、（６）式に示す系列ξ（ｋ）をパイロットサブキャリア系列とする信号であるものとする。なお、パイロットシンボルとしてヌルサブキャリアを含まないこのような特殊な系列を用いることができ、このパイロットシンボルをスタートシンボルとしても兼用することができる。
【００８３】
アンテナ１０は受信したＯＦＤＭ信号をＲＦ部１１に供給する。ＲＦ部１１によって、ＯＦＤＭ信号は周波数変換される。更に、ＲＦ部１１は、局部発振器１２からの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＯＦＤＭ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号をＬＰＦ１４に供給する。
【００８４】
ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４によって帯域制限され、Ａ／Ｄ１６によってディジタル信号に変換されてガードインターバル除去部１７に供給される。Ａ／Ｄ１６の出力は上記（２），（３）式によって示される。ガードインターバル除去部１７は、ＯＦＤＭシンボルに付加されているガードインターバルを除去して切換器３２に出力する。
【００８５】
切換器３２は、図示しない制御部によって制御されて、パイロットシンボル以外のシンボルについては、直接シリアル／パラレル変換部１８に与え、パイロットシンボルについては窓関数演算部３０を介してシリアル／パラレル変換部１８に与える。
【００８６】
いま、パイロットシンボルが切換器３２に入力されるものとする。切換器３２によって窓関数演算部３０に供給されたパイロットシンボルは、窓関数生成部３１からの窓関数と乗算される。窓関数演算部３０の出力はシリアル／パラレル変換部１８において、ＦＦＴ部１９のポイント数にパラレル変換されてＦＦＴ部１９に供給される。ＦＦＴ部１９は入力されたパラレルデータをＦＦＴ処理する。
【００８７】
窓関数生成部３１が（４）式に示すハニング窓ｗＨ（ｎ）  を出力するものとすると、ＦＦＴ部１９からの周波数領域系列Ｒ（ｋ）は、上記（５）式によって与えられる。
【００８８】
周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部１９の出力が与えられており、系列Ｒ（ｋ）の大きさ｛｜Ｒ（ｋ）｜＝Ｒ（ｋ）Ｒ＊（ｋ）｝を算出する。上述したように、図９はこの場合の系列Ｒ（ｋ）の大きさ（電力値）を示している。図９の実線はキャリア周波数ずれが発生していないものである。上述したように、（６）式では、Ｒ（ｋ）の大きさが４サブキャリア周期で周期的に変化するパイロットサブキャリア系列を用いているので、図９に示すように、サブキャリア番号ｋの０乃至３，４乃至７，８乃至１１，…の変化の状態は略々同様である。周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部２１の出力を縮退して平均化する。
【００８９】
図１０のｘ＝０のグラフは、図９の実線の状態を示している。一方、既知系列生成器２２は、ｘ＝０だけでなく、ｘを適宜変化させた状態における電力変化のパターンを生成することができるようになっている。
【００９０】
いま、キャリア周波数ずれによって、系列Ｒ（ｋ）の大きさが図９の破線に示すものに変化するものとする。サブキャリア番号１６乃至１９（０乃至３）について電力変化を見ると、略々０，０，所定値，所定値と変化している。即ち、このパターンは、図１０のｘ＝１のパターンと同様である。従って、この場合には、周波数誤差推定部２１は、キャリア周波数ずれが１サブキャリア間隔であるものと推定する。
【００９１】
周波数誤差推定部２１は、このような電力値の変化のパターンと既知系列生成器２２で発生したパターンとの相関によって、周波数ずれｘを推定する。そして、周波数誤差推定部２１は、周波数ずれｘを０にするように局部発振器１２及びサンプリングタイミングクロック生成部１５を制御する。こうして、キャリア同期が達成される。
【００９２】
このように本実施の形態においては、ＦＦＴ処理後の周波数領域系列Ｒ（ｋ）の大きさが変化するように、ＯＦＤＭシンボルに窓関数を乗じ、窓関数及びキャリア周波数ずれに応じた系列Ｒ（ｋ）の大きさの変化をパターン化し、既知系列のパターンとの相関によって周波数ずれを推定するようになっている。このため、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必要はなく、パイロットシンボルを自由に設定可能であり、伝送効率を向上させることができる。
【００９３】
図１１は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図１１において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００９４】
本実施の形態は周波数補正部４２及びディジタル局部発振器４１を付加した点が図１の実施の形態と異なる。ディジタル局部発振器４１は、周波数誤差推定部２１に制御されて、Ｉ，Ｑ軸の局部発振信号を周波数補正部４２に供給するようになっている。周波数補正部４２はＡ／Ｄ１６からのディジタルのＯＦＤＭ信号が与えられ、ディジタル処理によってベースバンドＯＦＤＭ信号の周波数及び位相を補正してガードインターバル除去部１７に出力するようになっている。
【００９５】
このように構成された実施の形態においては、Ａ／Ｄ１６から出力される信号は、Ｉ軸及びＱ軸の信号とから構成される複素信号である。また、ディジタル局部発振器４１から出力される信号も複素信号である。周波数補正部４２では、複素演算のディジタル信号処理によって、ベースバンドＯＦＤＭ信号の周波数及び位相を補正する。ディジタル局部発振器の発振周波数は、周波数誤差推定部２１から制御信号が与えられて、発振周波数が制御されるようになっている。
【００９６】
他の作用は図１の実施の形態と同様である。
【００９７】
このように、本実施の形態においては、ディジタル処理によってキャリア周波数同期を確立することが可能である。
【００９８】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、例えば、パイロットシンボルとしては図３に示すパイロットキャリアの配置以外の配置を採用してもよいことは明らかである。即ち、既知系列生成器２２から出力される信号系列をパイロットキャリアの配置方法に応じて変化させることによって、どのようなパイロットキャリアの配置方法にも対応可能である。例えば、図１５に示すように、パイロットキャリア相互間にヌルキャリアを設けたパイロットキャリア配置であっても、周波数オフセットｘの推定が可能である。
【００９９】
更に、この推定したｘを用いて、受信信号系列Ｒ（ｋ）に対して周波数オフセットを補正し、窓関数演算によるスペクトルの広がりを補正する信号処理を施すことによって、既知系列の振幅と位相を把握することができる。つまり、同期検波時に必要となる既知シンボルの振幅及び位相の情報、若しくは遅延検波時に必要となるスタートシンボルの振幅及び位相の情報を、ＯＦＤＭを構成するサブキャリア毎に把握することができる。
【０１００】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立することを可能にすることにより、パイロットシンボルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図。
【図２】図１の実施の形態におけるフレーム構成を示す説明図。
【図３】図１の実施の形態のパイロットシンボルにおけるパイロット信号の配置を示す説明図。
【図４】パイロットシンボルの他のパイロット信号の配置を示す説明図。
【図５】サンプリングタイミングを説明するための説明図。
【図６】キャリア周波数ずれによって生じるサブキャリア間干渉を示すグラフ。
【図７】矩形窓におけるサブキャリアスペクトルの広がりを示すグラフ。
【図８】ハニング窓におけるサブキャリアスペクトルの広がりを示すグラフ。
【図９】窓関数演算後にＤＦＴ処理した出力系列の大きさを示すグラフ。
【図１０】窓関数演算後にＤＦＴ処理した出力系列の大きさを基にして、キャリア周波数ずれに対する変化を示すグラフ。
【図１１】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図１２】ＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図。
【図１３】ＯＦＤＭのシンボルの構成を示す説明図。
【図１４】ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。
【図１５】従来例に採用されるパイロットシンボルの配置を示す説明図。
【符号の説明】
１２…局部発振器、１３…周波数変換部、１９…ＦＦＴ部、２１…周波数誤差推定部、２２…既知系列生成部、３０…窓関数演算部、３１…窓関数生成部
【図１】
0003558879.tif 000008
【図２】
0003558879.tif 000009
【図３】
0003558879.tif 000010
【図４】
0003558879.tif 000011
【図５】
0003558879.tif 000012
【図６】
0003558879.tif 000013
【図７】
0003558879.tif 000014
【図８】
0003558879.tif 000015
【図９】
0003558879.tif 000016
【図１０】
0003558879.tif 000017
【図１１】
0003558879.tif 000018
【図１２】
0003558879.tif 000019
【図１３】
0003558879.tif 000020
【図１４】
0003558879.tif 000021
【図１５】
0003558879.tif 000022