(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力の切換わりに対し位相のずれた駆動信号を形成する３相ブラシレスモータの駆動回路において、各相のコイルに生じる出力電圧を３相の中点の電圧とそれぞれ比較して得た信号からリファレンスクロックを形成し、そのレファレンスクロックのエッジを検出し、前記出力電圧に含まれていたことによりリファレンスクロックのエッジ検出において生じるノイズ成分をノイズ除去回路で除去し、そのノイズ成分の除去されたエッジ検出出力をトリガーとしてパルス列信号を形成するとともに、そのパルス列信号で１つのコンデンサの充放電を制御し、前記コンデンサの出力の鋸歯状波電圧を電圧比較器で所定の基準電圧と比較し、その比較出力によって前記パルス列信号の位相ずれを規定し、このパルス列信号を３相の信号に分配することを特徴とする３相ブラシレスモータの駆動回路。
【請求項２】
前記鋸歯状波電圧から上記ノイズ成分除去用の信号を形成するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の３相ブラシレスモータの駆動回路。
【請求項３】
前記鋸歯状波電圧を第２の電圧比較器で所定の基準電圧と比較することによって得たパルスと前記エッジ検出出力とのＮＡＮＤをとることにより該パルスとは極性の逆のノイズ成分を除去するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の３相ブラシレスモータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はハードディスクドライバやフロッピーディスクドライバ、ＶＴＲ等に用いられる３相ブラシレスモータの駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
このような駆動回路では、３相出力の切換えに対し３０°位相のずれた駆動信号を生成することが必要である。このような位相のずれた信号を形成するために従来は各相の台形波発生回路に、それぞれコンデンサを用いていた。尚、駆動信号を形成する場合、各相のコイルに生じる出力電圧をフィードバックして処理するが、この出力電圧には電流の切換わりの際にコイルの逆起電力によって生じるパルス状のノイズが含まれている。このノイズはノイズ除去回路によって除去するようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の駆動回路では、コンデンサが３個必要となるので、駆動回路をＩＣで形成した場合に外付けのコンデンサの数が多くなり、ＩＣの端子ピンの増加や外付けのための作業性の低下などの問題があった。また、コンデンサ部品が多いと、それを装着する基板も小型化できなくなるといった欠点もある。
【０００４】
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、コンデンサの数を可及的に少なくした３相ブラシレスモータの駆動回路を提供することを目的とする。
【０００５】
また、本発明は駆動信号の位相ずれを行なうコンデンサをノイズ除去信号の形成にも用いるようにした３相ブラシレスモータの駆動回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明では、出力の切換わりに対し位相のずれた駆動信号を形成する３相ブラシレスモータの駆動回路において、各相のコイルに生じる出力電圧を３相の中点の電圧とそれぞれ比較して得た信号からリファレンスクロックを形成し、そのレファレンスクロックのエッジを検出し、前記出力電圧に含まれていたことによりリファレンスクロックのエッジ検出において生じるノイズ成分をノイズ除去回路で除去し、そのノイズ成分の除去されたエッジ検出出力をトリガーとしてパルス列信号を形成するとともに、そのパルス列信号で１つのコンデンサの充放電を制御し、前記コンデンサの出力の鋸歯状波電圧を電圧比較器で所定の基準電圧と比較し、その比較出力によって前記パルス列信号の位相ずれを規定し、このパルス列信号を３相の信号に分配するようにしている。
【０００７】
このような構成において、本来のエッジ検出出力に対しノイズ成分が擬似エッジ信号として現われるため本来の周波数に対しエッジ信号の周波数は２倍になっている。しかし、ノイズ除去回路で擬似エッジ信号は除去されるので、パルスの形成は本来のエッジ信号によってトリガーされる。
【０００８】
例えば、そのトリガーによってパルスがハイレベルになり、コンデンサを充電する。そして、電圧比較器の出力によって、そのパルスをローレベルに変遷する。次のトリガーによってパルスは再びハイレベルになり、比較出力によりローレベルになる。
【０００９】
このようにして形成されたパルス信号の例えば立ち下がりでフリップフロップを反転トリガーすると、上記比較出力によって作用を受けた部分によって位相ずれが規定されたパルス列信号が形成される。このパルス列信号は３相用に分配される。尚、その際、パルス列信号は１２０°間隔で分配される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１において、３相モータ８のコイル８Ａ、８Ｂ、８Ｃに電流ＩＡ、ＩＢ、ＩＣがそれぞれ流れることにより生じるコイル８Ａ、８Ｂ、８Ｃに誘起される電圧が入力端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３を通してコンパレータ１Ａ、１Ｂ、１Ｃに入力される。これらのコンパレータ１Ａ、１Ｂ、１Ｃには比較基準電圧としてモータ８の中点の電位が入力端子ＴＯを介して与えられる。
【００１１】
コンパレータ１Ａ、１Ｂ、１Ｃからは電圧ｕ、ｖ、ｗが出力され、リファレンスクロック発生回路２へ与えられる。リファレンスクロック発生回路２は６０°毎に反転するパルス（リファレンスクロックＲＣＫ）を出力する。このレファレンスクロックＲＣＫは次段のエッジ検出回路３でエッジ検出され、次のノイズリダクション回路４でノイズ成分が除去される。
【００１２】
モノマルチ回路５はノイズ除去用の負極性パルスを形成して前記ノイズリダクション回路４へ与えるとともに、３０°の位相遅れのクロックＣＫを出力する。ドライブ電圧生成回路６は前記クロックＣＫに基いて互いに１２０°位相のずれた３相のドライブ電圧を出力する。このドライブ電圧は電圧／電流変換（Ｖ／Ｉ変換）回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃで電流ＩＡ、ＩＢ、ＩＣに変換され、コイル８Ａ、８Ｂ、８Ｃに供給される。
【００１３】
以上において、図１に示す回路の動作の概略を説明したが、次にその動作をより詳しく説明する。まず、出力電流ＩＡ、ＩＢ、ＩＣは図３の（ル）（ヲ）（ワ）に示す如く、それぞれ３段階（Ｌ、Ｍ、Ｈ）となっている。ここで、Ｌでは電流がＶ／Ｉ変換回路へ流れ込み、Ｍでは電流零、ＨではＶ／Ｉ変換回路から電流が流れ出る。
【００１４】
従って、図３において、期間ｔ１では、Ｖ／Ｉ変換回路７Ｃから流れ出た電流ＩＣがコイル８Ｃに流れ、中点を通って更にコイル８Ａを流れ、Ｖ／Ｉ変換回路７Ａに電流ＩＡとして流れ込むことになる。この間、ＩＢは零であり、コイル８Ｂに電流は流れない。
【００１５】
同様に、ｔ２の期間では、Ｖ／Ｉ変換回路７Ｃから流れ出た電流がコイル８Ｃ及びコイル８Ｂを通ってＶ／Ｉ変換回路７Ｂに流れ込み、この間、コイル８Ａには電流は流れない。更に、ｔ３の期間では、Ｖ／Ｉ変換回路７Ａから電流が流れ出し、この電流がコイル８Ａとコイル８Ｂを通ってＶ／Ｉ変換回路７Ｂに流れ込み、この間、コイル８Ｃには電流が流れない。
【００１６】
次に、コイル８Ａ、８Ｂ、８Ｃに電流が流れることによって、そのコイルに生じる誘起電圧Ｕ、Ｖ、Ｗについて図４を参照して説明する。今、コイル８Ａに図４（ａ）に示す電流が流れた場合、図１のＹ点にはフルトルク時に図４（ｂ）に示す電圧が生じる。
【００１７】
このとき、コイル８Ａには電流が流れている状態から電流が零になった瞬間にパルス状のノイズＮ１、Ｎ２が発生する。Ｎ１、Ｎ２は電流が零になる直前におけるその電流の向きが逆であるので、互いに逆向きのパルスノイズとなっている。図４（ｂ）がフルトルク時の電圧波形であるが、通常動作時の電圧波形は図４（ｃ）のようになる。しかし、波形上簡単なため、本明細書ではフルトルク時で説明することにする。
【００１８】
さて、前述したようにコイル８Ａによって生じるＹ点の電圧は入力端子Ｔ１を通してコンパレータ１Ａに与えられ、ここで、中点の電圧ＣＴと比較される。その結果、コンパレータ１Ａからは図３（イ）に示すような電圧ｕが得られる。ここで、ｎ１、ｎ２、ｎ３は前述したノイズＮ１、Ｎ２、・・・に対応して生じるノイズである。同様にして、コンパレータ１Ｂ、１Ｃからも図３（ロ）（ハ）に示す如く、それぞれノイズｎ４、ｎ５、ｎ６、ｎ７を含んだ電圧ｖ、ｗが出力される。
【００１９】
これらのノイズｎ１〜ｎ７は図３（ニ）に示すようにリファレンスクロックＲＣＫ中にそのまま現われる。リファレンスクロックＲＣＫの１周期βは、ｕ、ｖ、ｗの１周期αに対し１／３となっている。換言すれば、ＲＣＫは６０°ごとに反転するパルスである。しかしながら、ノイズｎ１〜ｎ７が含まれているため後段の回路において誤動作が生じてしまう。そこで、ノイズ除去がノイズリダクション回路４で行なわれる。
【００２０】
このノイズリダクション回路４とモノマルチ回路５の詳細は図２を参照して説明する。尚、図２はコンパレータ１Ａ、１Ｂ、１Ｃ及びリファレンスクロック発生回路２の具体的な構成も示している。ここで、リファレンスクロック発生回路２は図示のように接続された２つの排他的論理和回路９、１０によって構成されている。
【００２１】
さて、ノイズリダクション回路４は１つのＮＡＮＤゲート１１で構成されており、それに入力されるエッジ検出出力〔図３（ヘ）参照〕と別途、モノマルチ回路５から与えられる負極性のノイズ除去用パルス〔図３（ト）参照〕との論理積をとることによってノイズｎ１〜ｎ７を除去する。
【００２２】
モノマルチ回路５はＲＳフリップフロップ１２と、トランジスタＱ１〜Ｑ７、電圧比較器１３、１６、コンデンサＣ、カレントミラー回路１４、１５、フリップフロップ１９等からなっており、前記ノイズ除去用パルスの形成と出力のクロックＣＫの３０°位相ずれ設定の２つの機能をもつ。
【００２３】
ＲＳフリップフロップ１２は２個のＮＡＮＤゲート１７、１８で構成されており、その一方１７にノイズリダクション回路４の出力がセット信号として与えられ、他方１８に電圧比較器１６の出力がリセット信号として与えられる。このＲＳフリップフロップ１２の出力〔図３（リ）参照〕はフリップフロップ１９によってクロックＣＫとなる。
【００２４】
また、ＲＳフリップフロップ１２の出力はトランジスタＱ１を通してノイズ除去用パルス発生部へ与えられる。即ち、まずノイズが除去されたエッジ検出出力（チ）によってリセットされることによりＲＳフリップフロップ１２の出力（リ）はハイレベルとなる。ハイレベルの期間はトランジスタＱ１がＯＮ、カレントミラー回路１４がＯＦＦとなり、コンデンサＣは定電流源２０からの電流によって充電される。この結果、コンデンサＣの両端には図３（ホ）の如く鋸歯状波電圧が発生する。
【００２５】
電圧比較器１６は、この鋸歯状波電圧が基準電圧Ｖ２に至ると、ローレベルを出力する。この電圧比較器１６のローレベル出力はＲＳフリップフロップ１２をリセットするためＲＳフリップフロップ１２の出力はローレベルへ変遷するので、コンデンサＣの充電電圧はトランジスタＱ３によって放電される。そして、ＲＳフリップフロップ１２は次のエッジ検出出力が来ると、再びハイレベルになる。
【００２６】
以下、この動作を繰り返すことによりＲＳフリップフロップ１２からは図３（リ）の如き繰り返しパルスが発生する。このパルスの周期は図３（ニ）のパルスの周期βの１／２であることから、３０°ごとに反転するパルスである。フリップフロップ１９は、このパルス（リ）の立ち下がりによってトリガーされ、その立ち下がりの度に反転するパルス〔図３（ヌ）参照〕を出力する。このパルスがクロックＣＫとなる。
【００２７】
このクロックＣＫは図３（ニ）に示すリファレンスクロックＲＣＫに対し３０°位相が遅れたものとなっているが、この３０°遅延は（リ）の立ち下がりを規定する電圧比較器１６によってなされる。
【００２８】
一方、電圧比較器１３は前記鋸歯状波電圧が基準電圧Ｖ２よりも電圧値の低い基準電圧Ｖ１を超えるとハイレベル出力を生じる。この出力はトランジスタＱ４からカレントミラー回路１５を経てトランジスタＱ７のコレクタに導出される。この出力はノイズ除去用の負極性パルスとして前記ノイズリダクション回路４へ供給される。
【００２９】
以上説明したように本実施形態ではコンデンサＣが１つでノイズ除去用のパルスを形成することができるとともに、出力電圧から所定位相差（３０°進み）のクロックを形成することができる。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、コンデンサの数を減らしながら逆起電力によるノイズを充分に低減することができ、特に駆動回路をＩＣで形成したとき、その外付けとなるコンデンサの取付け作業並びに外付け部品による特性の調整も容易にできるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の３相ブラシレスモータの駆動回路の一実施形態を示すブロック回路図。
【図２】その要部の具体的な構成を示す回路図。
【図３】その各部の信号波形図。
【図４】同じく信号波形図。
【符号の説明】
１Ａ〜１Ｃ  コンパレータ
２  リファレンスクロック発生回路
３  エッジ検出回路
４  ノイズ除去回路
５  モノマルチ回路
６  ドライブ電圧生成回路
７Ａ、７Ｂ、７Ｃ  電圧／電流変換回路
８  ３相ブラシレスモータ
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ  モータコイル
【図１】
0003576711.tif 000002
【図２】
0003576711.tif 000003
【図３】
0003576711.tif 000004
【図４】
0003576711.tif 000005