(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号経路に直列に接続されたSAW共振子を有する直列腕と、
前記信号経路とグランドとの間に接続されたSAW共振子を有する並列腕とを有し、
前記直列腕と前記並列腕とを交互に複数接続して、
圧電基板上の入力側から出力側に向かって２列に交互にSAW共振子を配列した梯子型SAWフィルタであって、
前記直列腕と並列腕を交互に複数接続する配線パターンはジグザグ状の接続を形成し、
かつ並列腕の配線パターンを直線とし、
少なくとも直列腕の配線パターンを前記並列腕の配線パターンとの接続点において曲げて形成して、
並列腕の配線パターンの長さを直列腕の配線パターンの長さよりもそれぞれ短くしたSAWフィルタ。
【請求項２】
入力端子側が直列腕から始まる請求項１に記載のSAWフィルタ。
【請求項３】
入力側初段を直列腕のSAW共振子で構成し、かつ前記入力側初段を直列腕のSAW共振子の段数を複数段で構成した請求項１に記載のSAWフィルタ。
【請求項４】
入力側初段を直列腕のSAW共振子で構成し、かつ並列腕のSAW共振子のうち入力側に最も近い位置に配置されSAW共振子と接続された直列腕のSAW共振子の段数を複数段で構成した請求項１に記載のSAWフィルタ。
【請求項５】
入力側初段を直列腕のSAW共振子で構成し、かつ入力側に最も近い位置に配置され並列腕のSAW共振子と直列腕のSAW共振子をつなぐ信号経路をハイインピーダンスでグランド電位と接続した請求項１に記載のSAWフィルタ。
【請求項６】
配線パターンにベント処理を施した請求項１に記載のSAWフィルタ。
【請求項７】
請求項１に記載のSAWフィルタをアンテナ端子と受信端子との間に介在させたアンテナ共用器。
【請求項８】
アンテナ端子と受信側フィルタとの間の高域通過フィルタ型の移相回路を設けた請求項７に記載のアンテナ共用器。
【請求項９】
移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとのπ型回路により形成した請求項８に記載のアンテナ共用器。
【請求項１０】
移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとのＴ型回路により形成した請求項８に記載のアンテナ共用器。
【請求項１１】
請求項７に記載のアンテナ共用器を用いた移動体通信端末。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話などの移動体通信機器の周波数濾過器などに用いられる弾性表面波フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の梯子型SAWフィルタは、特開平９−102728号公報に示されるように、図17に示すような構成を有していた。
【０００３】
すなわち、圧電基板13上の図面左側に直列腕SAW共振子12−１から12−４を配列し、直列腕配線パターン16−１から16−３によりそれぞれを接続している。一方並列腕SAW共振子12−５から12−７は右側に配列し、並列腕配線パターン16−４から16−６によりそれぞれ直列腕配線パターン16−１から16−３と接続している。
【０００４】
この構成によって７素子の梯子型SAWフィルタ11が形成されている。このSAWフィルタ11は、入力電極16−８側が直列腕SAW共振子12−１で始まる回路構成である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のSAWフィルタ11を上記アンテナ共用器の受信フィルタとして用いた場合、阻止すべき送信周波数における反射係数が小さいために、アンテナ端子から移相回路を介して受信側フィルタを見たインピーダンスを充分に高インピーダンスとすることができず、送受信間のアイソレーションが確保できなくなるという問題があった。
【０００６】
本発明は上記課題を解決するもので、耐電力性の高い直列腕入力型とした場合でも阻止域において大きな反射係数が確保できるとともに、アンテナ共用器用受信フィルタとして用いた場合にも送信電力に対する耐電力性が高く、また送受信間のアイソレーションも充分に確保されるSAWフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末を実現することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、信号経路に直列に接続されたSAW共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続されたSAW共振子を有する並列腕とを有し、前記直列腕と前記並列腕とを交互に複数接続して、圧電基板上の入力側から出力側に向かって２列に交互にSAW共振子を配列した梯子型SAWフィルタであって、前記直列腕と並列腕を交互に複数接続する配線パターンはジグザグ状の接続を形成し、かつ並列腕の配線パターンを直線とし、少なくとも直列腕の配線パターンを前記並列腕の配線パターンとの接続点において曲げて形成して、並列腕の配線パターンの長さを直列腕の配線パターンの長さよりもそれぞれ短くした構成を有している。
【０００８】
この構成により、直列腕入力型とした場合でも並列腕配線パターンのインダクタンス成分を小さくすることができるため阻止域において大きな反射係数を得ることができ、耐電力性が高く、かつ送受信間のアイソレーションを充分に確保したSAWフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末を実現することができるものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を用いて説明する。図１は本実施の形態のSAWフィルタを示す構成図である。図１において、１は圧電基板、２は入力端子、３は出力端子、4a〜4cはそれぞれ第１〜第３の直列腕SAW共振子、5a〜5cはそれぞれ第１〜第３の並列腕SAW共振子、6a〜6cはそれぞれ第１〜第３の直列腕配線パターン、7a〜7cはそれぞれ第１〜第３の並列腕配線パターンである。
【００１０】
圧電基板１は36CYカットのリチウムタンタレート基板を用い、全てのSAW共振子および配線パターンはアルミニウムと１重量％の銅との合金電極で形成している。図１の構成により、図２に示す６素子の梯子型SAWフィルタ回路が形成される。
【００１１】
なお、本発明は本実施の形態の材料に限定されるものではなく、圧電基板21として39゜Ｙカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミニウムとを交互に積層した構成や、チタンとAl−Cu合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンとAl−Sc−Cu合金とを交互に積層した構成としても、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００１２】
図において、このSAWフィルタは、入力端子２側が第１の直列腕SAW共振子4aで始まる直列腕入力型の回路構成である。SAW共振子の配置は、圧電基板１の図面上方側に第１の直列腕SAW共振子4a、第２の並列腕SAW共振子5b、第３の直列腕SAW共振子4cを配列し、同じく下方側に第１の並列腕SAW共振子5a、第２の直列腕SAW共振子4b、第３の並列腕SAW共振子5cを配列している。第１〜第３の直列腕配線パターン6a〜6cは、それぞれ第１〜第３の直列腕SAW共振子4a〜4cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第１〜第３の並列腕配線パターン7a〜7cとの接続点において曲がった形状となっている。
【００１３】
以上の構成の結果として、第１〜第３の並列腕配線パターン7a〜7cは直線状となり、かつその長さは第１〜第３の直列腕配線パターン6a〜6cの長さに比べそれぞれ短いものとなっている。さらに、第１〜第３の直列腕SAW共振子4a〜4cおよび第１〜第３の並列腕SAW共振子5a〜5cが圧電基板１上に効率よく配置されているため、圧電基板１のサイズは従来例の構成の場合と同一の1.6×2.2mmとなった。
【００１４】
次に、上記構成のSAWフィルタの特性について説明する。図３はこのSAWフィルタの通過特性を表す特性図、図４は同じく入力端子２における反射係数を表す極座標チャートである。図３に示すように、このフィルタは869MHzから894MHz（マーカM1からM2）までを通過域とする帯域通過型フィルタであり、米国の携帯電話システムAMPSの受信フィルタに対応した設定となっている。阻止すべき送信帯域は受信帯域の低域側の824MHzから849MHz（マーカM3からM4）であり、この帯域における減衰量は40dB以上が確保されている。
【００１５】
図４に示す極座標チャートは、入力端子２における反射係数をプロットしたものであり、中心からの距離が反射の大きさを表し、角度が反射の位相を表している。図４に示すように、受信帯域であるマーカM1からM2の間は反射係数0.3以下で整合されて通過帯域を形成している。低域側の阻止域にあたる送信帯域（マーカM3からM4）は、反射係数0.9以上が得られている。これは従来例の構成のSAWフィルタの反射係数（図18）と比較すれば10％以上の向上である。
【００１６】
以下、この送信帯域の反射係数について考察する。回路を簡略化するために、図５に示す２素子のＬ型回路について考える。図２の６素子梯子型回路はこのＬ型回路の集まりと考えることができるため、反射係数の挙動は同じものと考えてよい。図５（ａ）に示すようにこのＬ型回路は、入力端子８側に直列腕SAW共振子９が接続され、その出力側に並列腕配線パターン10を介して並列腕SAW共振子11が片端を接地して接続された構成である。出力端子12には信号源と整合した負荷R1が接続されている。このＬ型回路の低域側阻止域849MHz（図４のマーカM4）における等価回路は図５（ｂ）のようになる。
【００１７】
すなわち、直列腕SAW共振子９は低域側で容量性のインピーダンス素子となるため等価的にコンデンサCsで表され、並列腕配線パターン10はインダクタンス性であるため等価的にインダクタLpで表される。さらに並列腕SAW共振子11は直列共振状態となるためにショートとなり、インダクタLpは直接接地されることになる。このＬ型回路の反射係数の挙動を示したのが図６である。
【００１８】
出力端子12において極座標チャートの中心点Ｏにある反射係数は、シャントインダクタLpにより等コンダクタンス円上を反時計周りに反射係数１、位相180゜（すなわちショート）に向かって回る。このとき、Lpが小さいほどショートに近くなるため、Lpが小さい場合にはＡ点に、Lpが大きい場合にはA'点に至る。次にシリーズコンデンサCsによって等抵抗円上を反時計周りに回って、Lpが小さい場合Ｂ点に、Lpが大きい場合B'点に至る。この点が入力端子８における反射係数となる。
【００１９】
図６より明らかなように、反射係数は並列腕配線パターン10によるインダクタンス成分Lpが小さいほど極座標チャートの外側となり、大きな反射係数が得られることになる。従って、並列腕配線パターン10の長さを短くしてシャントインダクタンスLpを小さくすることにより、帯域外での反射係数を大きくすることができる。図１に示す本実施の形態のSAWフィルタの構成は並列腕配線パターン7aから7cを極力短くしたものであるため、直列腕入力型であっても送信帯域において0.9以上の反射係数が得られているのである。
【００２０】
次に、本実施の形態のSAWフィルタを用いたアンテナ共用器について説明する。図７は、本実施の形態のSAWフィルタを用いたアンテナ共用器のブロック図である。図７において、13は送信端子、14はアンテナ端子、15は受信端子、16は送信フィルタ、17は受信フィルタ、18は移相回路である。
【００２１】
送信フィルタ16は送信端子13とアンテナ端子14との間に介在するフィルタで、送信周波数ftを通過させ受信周波数frを阻止する機能を有するものであるが、本実施の形態とは直接関係が無いため詳細な説明は省略する。受信フィルタ17はアンテナ端子14と受信端子15との間に介在するフィルタで、受信周波数frを通過させ送信周波数ftを阻止する機能を有するもので、この箇所に本実施の形態のSAWフィルタを用いている。
【００２２】
AMPSやGSMの場合、送信周波数ftは受信周波数frよりも低域側にあるため、受信フィルタ17の入力側には低域側の阻止域にAMPSで通常1W程度、瞬間2W近くの送信電力が、またGSMにおいては入力側には低域側の阻止域に1/8デューティのバースト波が4.64ms間、通常2W程度、瞬間4W近くの送信電力が加わることになる。
【００２３】
従って受信フィルタ17としては、低域側の阻止域に印加される送信電力に耐えうる耐電力性を有するとともに、その印加された送信電力をロスなく反射させる（即ち反射係数が大きい）ことが要求される。本実施の形態のSAWフィルタは、直列腕入力であるために耐電力性が高く、かつ前述のごとく低域側の阻止域における反射係数が0.9以上確保されたものであるため、この用途に最適なフィルタである。
【００２４】
ここで、直列腕入力型が低域側阻止域における耐電力性に優れていることを図５で示した基本的なＬ型回路を用いて説明する。図５に低域側阻止域における等価回路を示したように、この帯域では並列腕SAW共振子11は直列共振となるためにほぼショートの状態となる。従って並列腕入力型とした場合には、印加された電力が直接そこに加わるために過大な電流が流れ、共振子を構成する櫛形電極がマイグレーションを起こして特性を劣化させてしまう。
【００２５】
これに対し直列腕入力型とすれば、初段の直列腕SAW共振子９が容量性のインピーダンス素子として機能して入力電力の一部を反射し、並列腕SAW共振子11に過大な電流が流れることを阻止するため、櫛形電極のマイグレーションを起こさず安定した特性を維持することができるのである。
【００２６】
移相回路18はアンテナ端子14から受信側を見たインピーダンスZrを高インピーダンスとするためのものである。前述のように本実施の形態のSAWフィルタを用いた受信フィルタ17は、入力側から見た低域側阻止域における反射係数が図８の極座標チャートの点Ｂに存在する。これはこの帯域における入力インピーダンスZfが容量性であることを表している。
【００２７】
これを高インピーダンスとするためには移相回路により反射係数１、位相０゜（すなわちオープン）に近い点Ｃへ位相を回さなければならない。位相を回す方法としては、図８の点線で示すように時計回り（すなわち遅れ位相）に回す方法と、図８の実線で示す反時計回り（すなわち進み位相）に回す方法とがある。
【００２８】
遅れ位相に回す回路は低域通過フィルタ型、進み位相に回す回路は高域通過フィルタ型となり、その素子数は、回す位相が180゜以下ならば３素子、180゜以上ならば５素子が必要となる。従って、今回のように容量性の入力インピーダンスに対しては、高域通過フィルタ型の移相回路を用いて進み位相側に回せば３素子で済むことになる。
【００２９】
以上の理由により、本実施の形態では、直列腕入力型の受信フィルタ17に対し、シャントインダクタとシリーズキャパシタとの３素子高域通過フィルタ型移相回路18を用いている。移相回路18の素子数が少ないため、小型で低コストなアンテナ共用器が実現でき、さらに素子による信号の損失が少ないため挿入損失も小さいものとなった。
【００３０】
以上の構成とすることによって、アンテナ共用器の送受信間のアイソレーションは45dB以上が得られ、さらに１ワットの送信電力を１万時間印加しても特性劣化が起こらない耐電力性が得られた。
【００３１】
なお、本実施の形態において、梯子型SAWフィルタの素子数を６としたが、それ以外の素子数でもよい。減衰特性は素子数が多いほど急峻となるが、挿入損失は素子数が少ないほど小さくなるため、求められる特性に応じて決定すればよい。
【００３２】
本発明の効果である高い帯域外反射係数と耐電力性は素子数に関係なく発揮されるものである。
【００３３】
また、本実施の形態において、移相回路18をπ型高域通過フィルタの構成としたが、それ以外にＴ型の高域通過フィルタ構成としても同様の効果が得られる。
【００３４】
（実施の形態２）
以下本発明の第２の実施の形態について図面を用いて説明する。図９〜図11は本実施の形態のSAWフィルタを示す構造図であり、図12、図13は比較例を示した図である。それぞれの図において21は圧電基板、22は入力端子、23は出力端子、24a〜24cはそれぞれ第１〜第３の直列腕SAW共振子、25a〜25cはそれぞれ第１〜第３の並列腕SAW共振子、26a〜26cはそれぞれ第１〜第３の直列腕配線パターン、27a〜27cはそれぞれ第１〜第３の並列腕配線パターンである。
【００３５】
このうち図９〜図12における第１の直列腕SAW共振子24aは入力側初段に設けられるとともに、図９および図11における第１の直列腕SAW共振子24aは、２つのSAW共振子24a−1,24a−２が直列に接続されている。この２つのSAW共振子24a−1,24a−２は、図12および図13における第１の直列腕SAW共振子24aの特性を２つのSAW共振子24a−1,24a−２を直列に接続することで再現できるように分割したものであり、本実施の形態においてはSAW共振子24a−１と24a−２は同一のもので構成している。その際、直列に２段としたことで元の特性を維持するために１つの共振子の容量を２倍としなければならないが、これに対してはIDTの対数を２倍にふやすことで容量値を増加させている。
【００３６】
また図９における第２の直列腕SAW共振子24bは、２つのSAW共振子24b−1,24b−２が直列に接続されて構成され、図10〜図13における第２の直列腕共振子24bの特性を２つのSAW共振子24b−1,24b−２を直列に接続することで再現できるように分割したものであり、本実施の形態においてはSAW共振子24b−１と24b−２は同一のもので構成している。その際、直列に２段としたことで元の特性を維持するために１つの共振子の容量を２倍としなければならないが、これに対してはIDTの対数を２倍にふやすことで容量値を増加させている。
【００３７】
また図９〜図13におけるその他のSAW共振子については同一の番号のSAW共振子は同一のSAW共振子で構成している。また図10においては入力側に最も近い位置に配置された第１の並列腕SAW共振子25aと第１および第２の直列腕SAW共振子24a,24bをつなぐ信号経路としての第１の直列腕配線パターン26aの一部にジグザグのメアンダパターン28が設けられており、ハイインピーダンスでグランド電極と接続されている。
【００３８】
本実施の形態では圧電基板21として36゜Ｙカットのタンタル酸リチウム基板を、電極材料としてAl−1wt％Cu合金を用いた。なお、本発明は本実施の形態の材料に限定されるものではなく、圧電基板21として39゜Ｙカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミニウムとを交互に積層した構成や、チタンとAl−Cu合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンとAl−Sc−Cu合金とを交互に積層した構成としても、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００３９】
図９〜図12のSAWフィルタは、入力端子22側が第１の直列腕SAW共振子24aで始まる直列腕入力型の回路構成である。第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cはそれぞれ第１から第３の直列腕SAW共振子24a〜24cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第１〜第３の並列腕配線パターン27a〜27cとの接続点において曲がった形状となっている。
【００４０】
以上の構成の結果として、第１〜第３の並列腕配線パターン27a〜27cは直線状となり、かつその長さは第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cに比べてそれぞれ短いものとなっている。さらに、このようなレイアウトにすることで、図９〜図11においては第１〜第３の直列腕SAW共振子24a〜24cおよび第１〜第３の並列腕SAW共振子25a〜25cが圧電基板21上に効率良く配置され、チップサイズとしては従来例と同一にすることができた。
【００４１】
これら図９〜図13のSAWフィルタに対して849MHz（送信帯域の上端の周波数）の連続信号を31dBmの電力で100時間印加して耐電力性試験を行った。また、図９〜図12のSAWフィルタについては31dBmから0.5dBmステップで38dBmまで、各電力の信号に対し３分間の電力印加を２分間隔で計５回ずつ行い、瞬間入力電力試験を行った。
【００４２】
それらの試験結果と電極が劣化した場合、その劣化の発生した共振子およびその劣化の様子を（表１）に示す。
【００４３】
【表１】
0003563414.tif 000002
【００４４】
試験開始４時間後にフィルタの特性の劣化が観測された図13のフィルタについてその試験後の電極表面の様子を観察したところ、第１の並列腕SAW共振子25aの櫛形電極の表面および側面に突起状のいわゆるヒロックが観測され、通常電極の劣化の原因とされているAI原子のマイグレーションによるものとわかった。図９〜図12のフィルタについても同様の試験後にその電極表面を観察したがヒロックの発生は認められなかった。この（表１）の耐電力性試験の結果から直列腕入力型SAWフィルタが高い耐電力性を有していろことが分かる。
【００４５】
このことについては次のように説明される。梯子型SAWフィルタの場合、低域側阻止域では並列腕のSAW共振子は直列共振となり、ほぼショートの状態となる。従って図13のような並列腕入力型のSAWフィルタでは低域側の阻止域に印加された電力は初段の第１の並列腕SAW共振子25aに直接加わり、そのため共振子を構成する櫛形電極がマイグレーションを起こし特性が劣化してしまう。
【００４６】
しかし、図９〜図12のような直列腕入力型SAWフィルタの場合、低域側阻止域では初段の第１の直列腕SAW共振器24aが容量性のインピーダンス素子として機能し入力電力の一部を反射し、並列腕のSAW共振子のうち最も入力端子に近い位置に配置された第１の並列腕SAW共振子25aに過大な電流が流れるのを阻止する。そのため、同一電力の入力に対し直列腕入力型SAWフィルタのほうが並列腕入力型SAWフィルタに比べ耐電力性が高くなるのである。
【００４７】
また、（表１）から図９、図10のフィルタは高い電力の信号を瞬間的に印加しても特に変化しないのに対し、図11、図12のフィルタについてはそれぞれ38dBm,36dBmの電力でSAW共振子が放電により劣化してしまうことがわかる。これは直列腕入力型とした事で帯域の低域側の阻止域に印加された電力に対し容量性のインピーダンス素子として機能している初段の第１の直列腕SAW共振子24aの櫛形電極に高い高周波電圧が印加され、このためある電圧以上になるとこの直列腕のSAW共振子中のどこかの櫛形電極間で放電が発生し、しかもこの初段の第１の直列腕SAW共振子24a全体には高い高周波電圧がかかっているため、その放電がトリガーとなってこのSAW共振子全体が放電により劣化するといったことが起こるものと考えられる。
【００４８】
またSAW共振子全体の放電のトリガーとなる櫛形電極間の放電については通電した際の発熱によって発生した焦電荷による静電破壊も考えられる。特に低域側阻止域に電力が印加した場合、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第１の並列腕SAW共振子25aにおいて通電直後の発熱が大きく、焦電荷が発生することが考えられる。しかも梯子形SAWフィルタの場合、一般的に直列腕の共振子よりも並列腕の共振子のほうが共振周波数が低い周波数の共振子であるため、櫛形電極の電極間距離が広く、しかも１つの共振子の容量も大きい。
【００４９】
また、直列腕入力型の場合、DC的には第１の直列腕配線パターン26aとつながっている部分はどこにも接地されておらず浮いている状態である。そのためこの焦電荷による櫛形電極間での放電は並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第１の並列腕SAW共振子25aよりも、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第１の並列腕SAW共振子25aに接続されている第１の直列腕SAW共振子24aにおいて発生しやすい。
【００５０】
この放電によるSAW共振子の劣化は櫛形電極間にかかる高周波電圧の高さおよび、大きな印加電力の通電の際の発熱によって発生する焦電荷が大きく関わっており、そのため図12のフィルタは高い高周波電圧がかかる入力側初段の第１の直列腕SAW共振子24aにおいて、36dBmで放電による劣化が発生し、入力側初段の第１の直列腕SAW共振子24aを２段のSAW共振子24a−1,24a−２で構成した図９のフィルタでは、１つの共振子にかかる高周波電圧が分割前の1/2となったために36dBmによる印加電力では放電しなかったと考えられる。
【００５１】
しかし、図11のフィルタは38dBmの電力印加では、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第１の並列腕SAW共振子25aに接続されている直列腕の共振子のうちより出力側の第２の直列腕SAW共振子24bが放電により劣化している。これについては、図９のフィルタのようにこの第２の直列腕SAW共振子24bにも入力側初段の第１の直列腕SAW共振子24aと同様に２段のSAW共振子24b−1,24b−２で構成し、かかる高周波電圧を約1/2とすることで改善されたため、（表１）に示すように38dBmの印加電力においても放電しなかったと考えられる。
【００５２】
また図10のフィルタのように、入力側に最も近い位置に配置された第１の並列腕SAW共振子25aと第１および第２の直列腕SAW共振子24a,24bをつなぐ信号経路としての第１の直列腕配線パターン26aの一部にメアンダパターン28が設けられていると、ハイインピーダンスでグランド電極と接続することができ、高周波信号をもらすことなく発生した焦電荷のみをグランドに逃がすことができ、38dBmの大電力の印加においても放電の発生を抑制することができる。
【００５３】
なお本実施の形態においては、第１および第２の直列腕SAW共振子24a,24bをそれぞれ同一のSAW共振子24a−1,24a−２および同一のSAW共振子24b−1,24b−２で各２段構成に分割したが、この段数は２段に限られるものではなく、またそれぞれが同一の共振子である必要もなく、段数および各共振子の設定は入力される高周波電力の大きさによって放電が発生しないように構成すればよい。また図10のフィルタにおいては、メアンダパターン28でハイインピーダンスな線路を実現したがこれに限られるものではなく、第１の直列腕配線パターン26aがハイインピーダンスでグランド電極と接続されるように構成されてさえいればよい。さらに、本実施の形態のように直列腕SAW共振子を多段にすると、容量が増加してある電力以上になると入力側に最も近い並列腕SAW共振子の方で放電が発生してしまう可能性があるが、その際は直列腕SAW共振子と同様にその並列腕SAW共振子を多段にすることで、全体として放電の発生する印加電力値を高めることができ、結果として耐電力性を向上させることができる。
【００５４】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について図面を用いて説明する。図14は本実施の形態のSAWフィルタの構造図であり、比較例として図９、図15のようなSAWフィルタを用いる。いずれのフィルタも869MHz〜894MHz（マーカーM1からM2）までを通過域とする帯域通過型フィルタであり、米国の携帯電話システムAMPSの受信フィルタに対応した設定とした。
【００５５】
それぞれの図において21は圧電基板、22は入力端子、23は出力端子、24a〜24cはそれぞれ第１〜第３の直列腕SAW共振子、25a〜25cはそれぞれ第１〜第３の並列腕SAW共振子、26a〜26cはそれぞれ第１〜第３の直列腕配線パターン、27a〜27cはそれぞれ第１〜第３の並列腕配線パターンである。また図14、図15におけるSAW共振子については図９と同様に同一の番号のSAW共振子は同一のSAW共振子で構成するとともに、圧電基板１として36゜Ｙカットのタンタル酸リチウム基板を、電極材料としてはAl−1wt％Cu合金を用いた。
【００５６】
なお、本発明は本実施の形態の材料に限定されるものではなく、圧電基板21として39゜Ｙカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミニウムとを交互に積層した構成や、チタンとAl−Cu合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンとAl−Sc−Cu合金とを交互に積層した構成としても、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００５７】
図において、いずれのSAWフィルタも、入力端子22側が第１の直列腕SAW共振子24aで始まる直列腕入力型の回路構成である。但し図14および図９のSAWフィルタは第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cはそれぞれ第１から第３の直列腕SAW共振子24a〜24cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第１〜第３の並列腕配線パターン27a〜27cとの接続点において曲がった形状となっている。
【００５８】
本実施の形態においてはこの第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cおよび第１〜第３の並列腕配線パターン27a〜27cは常に配線の太さが一定であるように構成している。また、図14においては第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cにおける配線の曲がるコーナー29a〜29cについてベント処理を行った。なお、このベント処理としては図16に示すように配線の太さＷに対して1.6Wとなるように行っている。
【００５９】
図14、図９、図15それぞれのフィルタの挿入損失の最小値と最大値を（表２）に示す。
【００６０】
【表２】
0003563414.tif 000003
【００６１】
この（表２）から図14のフィルタは第１〜第３の直列腕配線パターン26a〜26cはそれぞれ第１から第３の直列腕SAW共振子24a〜24cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに並列腕配線パターン27a〜27cとの接続点において曲がった形状としたために、図15のSAWフィルタと比べ挿入損失が悪くなっているが、図14のフィルタに示されているようにベント処理をすることによって改善することができることがわかる。
【００６２】
なお、本実施の形態においては配線パターンの幅Ｗを一定としたが、必ずしも一定にする必要がなく、またベント部分を1.6Wとしたが、これに限定されるものではなく、配線パターンのコーナーにおいて挿入損失が小さくなるようにベント処理が施されてさえいればよい。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直列腕入力型とした場合でも阻止域において大きな反射係数を確保することができるため、耐電力性が高く、かつ送受信間のアイソレーションを充分に確保したSAWフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末を実現することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるSAWフィルタの構成を示す構成図
【図２】同SAWフィルタの構成を示す回路図
【図３】同SAWフィルタの通過特性を示す特性図
【図４】同SAWフィルタの入力端反射係数の挙動を示す極座標チャート
【図５】（ａ）２素子Ｌ型回路を示す回路図
（ｂ）低域側阻止域における等価回路を示す回路図
【図６】Ｌ型回路の入力端反射係数の挙動を示す極座標チャート
【図７】同SAWフィルタを用いたアンテナ共用器を示すブロック図
【図８】同SAWフィルタの受信側反射係数の挙動を示す極座標チャート
【図９】本発明の第２の実施の形態におけるSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１０】同実施の形態における他のSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１１】同実施の形態における他のSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１２】同実施の形態における比較例のSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１３】同実施の形態における他の比較例のSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１４】本発明の第３の実施の形態におけるSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１５】同実施の形態における比較例のSAWフィルタを示す構成図
【図１６】同実施の形態におけるベント処理部分の拡大図
【図１７】従来例のSAWフィルタの構成を示す構成図
【図１８】同SAWフィルタの入力端反射係数の挙動を示す極座標チャート
【符号の説明】
1,21  圧電基板
2,22  入力端子
3,23  出力端子
4a〜4c、24a〜24c  第１〜第３の直列腕SAW共振子
5a〜5c、25a〜25c  第１〜第３の並列腕SAW共振子
6a〜6c、26a〜26c  第１〜第３の直列腕配線パターン
7a〜7c、27a〜27c  第１〜第３の並列腕配線パターン
【図３】
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【図１】
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【図２】
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【図７】
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【図４】
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【図６】
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【図５】
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【図１６】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１７】
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【図１８】
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