(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスと、を備えた電圧形電力変換回路において、
直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップまたは中性点に接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、
インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御することを特徴とする電圧形電力変換回路。
【請求項２】
直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を単相交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスと、を備えた電圧形電力変換回路において、
直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップに接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、
インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御することを特徴とする電圧形電力変換回路。
【請求項３】
直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を単相交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスと、を備えた電圧形電力変換回路において、
２個の半導体スイッチング素子を直列接続してなる上下アームを平滑コンデンサに対し並列に接続し、この上下アームの中点を直流電源を介して絶縁トランスの一次側の中間タップに接続したことを特徴とする電圧形電力変換回路。
【請求項４】
請求項２または３記載の電圧形電力変換回路において、
前記直流電源として、交流電源及びこの交流電源に接続された整流回路を備え、インバータにより零電圧ベクトルを出力させるための零相電圧指令値を、正弦波状の零相電流指令値と零相電流検出値との偏差に基づき生成し、
インバータによる零電圧ベクトルの出力時に前記整流回路の入力電流を正弦波状に制御することを特徴とする電圧形電力変換回路。
【請求項５】
請求項２，３または４記載の電圧形電力変換回路において、
前記絶縁トランスの中間タップと電源側との間にリアクトルを挿入し、このリアクトルの鉄心として前記絶縁トランスの鉄心を用いることを特徴とする電圧形電力変換回路。
【請求項６】
請求項２，３，４または５記載の電圧形電力変換回路において、
前記絶縁トランスの二次側に整流回路を接続し、この整流回路に接続された負荷に直流電力を供給することを特徴とする電圧形電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータの直流電圧を制御すると共に、回路の入力側及び出力側を電気的に絶縁し、出力として所望の大きさの交流電圧または直流電圧を得ることができる電圧形電力変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１１は従来技術としての直流−直流変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を示したものであり、１０１は直流電源、２０１はリアクトル、３０１は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ５とダイオードＤ１とからなる昇圧チョッパ、４０１は平滑コンデンサ、５０１は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４からなる単相電圧形インバータ、６０１は絶縁トランス、７０１はダイオードブリッジからなる単相全波整流回路、８０１はトランス６０１の二次側の平滑コンデンサ、９０１は直流電動機等の負荷である。
【０００３】
この従来技術では、インバータ５０１に供給する直流電圧を得る目的で、昇圧チョッパ３０１を用いている。
すなわち、スイッチング素子Ｔｒ５をオンしてリアクトル２０１に直流電源１０１のエネルギーを蓄え、スイッチング素子Ｔｒ５をオフすることにより、リアクトル２０１に蓄積されたエネルギーを直流電源１０１から供給されるエネルギーと共にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサ４０１に供給する。この結果、平滑コンデンサ４０１の電圧は電源電圧よりも高い直流電圧となる。
【０００４】
一方、インバータ５０１は、平滑コンデンサ４０１の直流電圧を入力電圧とし、ＩＧＢＴ等の自己消弧形の半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４を２組の上下アームに備えた単相電圧形ＰＷＭインバータである。
単相電圧形ＰＷＭインバータの動作は公知であるため説明を省略するが、４個のアームの導通状態を制御することにより出力電圧の極性を決める２通りのスイッチングパターンと、上アームまたは下アームをすべて導通させて出力電圧が何れも零になるいわゆる零電圧ベクトルと呼ばれる２通りのスイッチングパターンとを選択できるようになっている。
なお、平滑コンデンサ４０１の容量を十分に大きくとることにより、昇圧チョッパ３０１及びインバータ５０１のスイッチングをそれぞれ独立して自由に行うことが可能である。
【０００５】
図１２は、他の従来技術を示しており、１０２は単相交流電源、１０３は単相全波整流回路、３０２は正弦波コンバータである。この従来技術は、入力電流波形を高力率の正弦波にするための正弦波コンバータ３０２と前記単相電圧形インバータ５０１とを備えている。なお、正弦波コンバータ３０２は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ６と、ダイオードＤ２とからなっており、前記昇圧チョッパ３０１と実質的に同一の構成である。
正弦波コンバータ３０２の動作は公知であるため詳述を省略するが、交流電源電圧を整流回路１０３により全波整流した後、リアクトル３０１を通して半導体スイッチング素子Ｔｒ６で短絡することにより、入力電流の波形を形成する。この結果、交流から直流を得ると同時に入力電流を正弦波状に制御することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１１や図１２の構成では、電力変換回路全体として自己消弧形の半導体スイッチング素子が５個必要であり、これらの駆動回路や駆動電源、制御回路等を含めると回路構成が複雑かつ高価なものとなる。
また、昇圧チョッパ３０１や正弦波コンバータ３０２の入力側にリアクトル２０１が挿入されており、これが小型化の妨げとなっていた。
【０００７】
そこで、本発明は、使用する半導体スイッチング素子を少なくし、回路構成の簡略化、装置の小型化、低コスト化を図ると共に、直流電源として交流電源及び整流回路を組み合わせて用いる場合に整流回路の入力電流を正弦波状に制御可能とした電圧形電力変換回路を提供しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスと、を備えた電圧形電力変換回路において、直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップまたは中性点に接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御するものである。
【０００９】
図１は請求項１記載の発明の概念図である。図において、４００は平滑コンデンサであり、単相または三相等の電圧形インバータ５００の直流入力側に接続されている。また、６００は一次側が電圧形インバータ５００の交流出力端子に接続された単相または三相等の絶縁トランスであり、その一次側の中間タップまたは中性点と前記平滑コンデンサ４００の一端との間に直流電源１００が接続される。この直流電源１００は、交流電源と整流回路とを組み合わせて構成しても良い。
絶縁トランス６００の二次側には全波整流または半波整流等の整流回路７００が接続され、その出力側には負荷９００が接続される。なお、整流回路７００を省略して絶縁トランス６００から負荷９００に直接、交流電力を供給しても良い。
【００１０】
上記構成において、インバータ５００に零電圧ベクトルを出力させることにより、インバータ５００の交流出力端子から見ると直流電源電圧は零相電圧となり、この零相電圧は絶縁トランス６００の出力電圧には現れず、整流回路７００及び負荷９００側へは影響を与えない。すなわち、正相分について考えると、絶縁トランス６００に印加する電圧に関して従来と同様の電圧形インバータとして動作する。
一方、零相分について考えると、零電圧ベクトルの出力時には、電圧形インバータ５００の複数の上下アームがあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチングする１つの上下アームのように見なすことができ、従来の昇圧チョッパや正弦波コンバータと同じ動作を行わせることができる。また、絶縁トランス６００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトルと見なすことができる。
これにより、直流電源（交流電源と整流回路との組合せを含む）１００と平滑コンデンサ４００との間では、絶縁トランス６００の一次側から電圧形インバータ５００を介して電力の授受が行われ、電圧形インバータ５００の直流電圧が所定の値に制御される。また、電源として交流電源を用いる場合には、その電流波形を正弦波状に制御することが可能になる。
【００１１】
上記請求項１の発明は、以下の各発明によって具体化される。
まず、請求項２記載の発明は、直流電源と、半導体スイッチング素子の動作により直流電源の電力を単相交流電力に変換する電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された平滑コンデンサと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続された絶縁トランスとを備えた電圧形電力変換回路に関するものである。
そしてその特徴は、直流電源の一端を絶縁トランスの一次側の中間タップに接続すると共に、直流電源の他端を平滑コンデンサの一端に接続し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に、このインバータ及び絶縁トランスの漏れインダクタンスを介して直流電源と平滑コンデンサとの間で零相電力を授受することにより、インバータの直流電圧を制御するものである。
これにより、インバータの零電圧ベクトルを利用して従来の昇圧チョッパを代用させることができる。
【００１２】
また、請求項３記載の発明は、２個の半導体スイッチング素子を直列接続してなる上下アームを前記平滑コンデンサに対し並列に接続し、この上下アームの中点を直流電源を介して絶縁トランスの一次側の中間タップに接続したものである。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項２または３の発明における直流電源として、交流電源及びこの交流電源に接続された整流回路を備えたものである。そして、その制御回路において、インバータにより零電圧ベクトルを出力させるための零相電圧指令値を、正弦波状の零相電流指令値と零相電流検出値との偏差に基づき生成し、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に前記整流回路の入力電流を正弦波状に制御するものである。
これにより、インバータの零電圧ベクトルを利用して従来の正弦波コンバータを代用させることができる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、請求項２〜４の発明において、前記絶縁トランスの中間タップと電源側との間にリアクトルを挿入し、このリアクトルの鉄心として前記絶縁トランスの鉄心を用いるものである。
すなわち、絶縁トランスの鉄心をリアクトルと共用することで、回路全体の大型化を極力防ぐことができ、絶縁トランスの漏れインダクタンスだけではスイッチングによるリプルを十分に抑制できず別個にリアクトルが必要な場合でも、回路の小型化を損なうことなく電流リプルの抑制が可能になる。
【００１５】
請求項６記載の発明は、請求項２〜５の発明において、前記絶縁トランスの二次側に全波整流回路や半波整流回路等の整流回路を接続し、この整流回路に接続された負荷に直流電力を供給するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に１０１は直流電源であり、その正極は絶縁トランス６０１の中間タップ６０１ａに接続されている。すなわちこの構成は、図１１における昇圧チョッパ３０１及びリアクトル２０１を除去し、直流電源１０１の正極を絶縁トランス６０１の一次巻線の中間タップ６０１ａに接続したものに相当する。なお、その他の回路構成は図１１と同一である。
【００１７】
本実施形態は、単相電圧形インバータ５０１の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、単相電圧形インバータ５０１において零電圧ベクトルを出力するには２組の上アームをすべて導通させる場合と２組の下アームをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ５０１から出力される零相電圧は出力電圧には現れないので、絶縁トランス６０１の二次側の出力電圧には影響せず、負荷９０１への電力供給には問題がない。従って、正相分の等価回路は図３のようになり、インバータ５０１は従来と同様に動作して絶縁トランス６０１の一次側に交流電圧を印加する。
なお、電圧形インバータとして三相電圧形インバータを用いる場合には、周知のように３組の上アームをすべて導通させるか、３組の下アームをすべて導通させることにより、零電圧ベクトルが出力される。
【００１８】
一方、零相分について考えると図４のようになり、図２におけるインバータ５０１の２組の上下アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアーム５０１’とみなすことができる。つまり、インバータ５０１の上アームのスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ３、あるいは下アームのスイッチング素子Ｔｒ２及びＴｒ４をオンさせて零電圧ベクトルを出力させることにより、直流電源１０１と平滑コンデンサ４０１との間で後述のリアクトル６０１’を介してエネルギーを授受し、図１１に示した昇圧チョッパ３０１を代用させてインバータ５０１の直流電圧を制御することができる。
なお、図４におけるリアクトル６０１’は、絶縁トランス６０１の漏れインダクタンスの値を持ち、図１１や図１２におけるリアクトル２０１を代用するものである。
【００１９】
すなわち、インバータ５０１による零電圧ベクトル出力時に、直流電源１０１と平滑コンデンサ４０１との間でインバータ５０１を介して零相電力を授受することにより、従来の昇圧チョッパ３０１と同様の動作を行わせることができるから、電力変換回路全体から見て半導体スイッチング素子及びその駆動回路等を削減することができる。従って、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化が可能になる。
ここで、図２の実施形態では直流電源１０１の正極を中間タップ６０１ａに接続し、負極を平滑コンデンサ４０１とスイッチング素子Ｔｒ２との接続点に接続しているが、直流電源１０１の負極を中間タップ６０１ａに接続し、正極を平滑コンデンサ４０１とスイッチング素子Ｔｒ１との接続点に接続しても良い。
【００２０】
図２におけるインバータ５０１はＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図５に示す制御回路によって作成される。
すなわち図５において、直流電圧指令値ｖｄｃ＊と直流電圧検出値ｖｄｃ（図２における平滑コンデンサ４０１の電圧）との偏差を電圧制御器５５１に入力し、その出力から零相（入力）電流指令値ｉ０＊を得る。
そして、零相電流指令値ｉ０＊と零相電流検出値ｉ０との偏差を電流制御器５５２に入力し、零相電圧指令値ｖ０＊を得る。この零相電圧指令値ｖ０＊を、インバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ＊と符号反転器５５３を介した−ｖｉｎｖ＊とに加算し、その加算結果をコンパレータ５５４，５５５にそれぞれ入力する。これらのコンパレータ５５４，５５５では各入力を三角波と比較し、その出力を上下アームで反転させることにより、インバータ５０１のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ４に対するＰＷＭパターンを得る。
【００２１】
つまり、インバータ５０１はスイッチングパターンの変化により単相電圧形インバータと昇圧チョッパとを重ね合わせた動作を行い、前者は正相分電流による制御、後者は零相分電流による制御となる。
【００２２】
次に、図６は請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。この実施形態では、平滑コンデンサ４０１の両端に、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチング素子Ｔｒ７，Ｔｒ８の直列回路からなるコンバータ上下アーム５０２を接続し、上下アーム５０２の中点を直流電源１０１の負極に接続すると共にその正極を絶縁トランス６０１の一次巻線の中間タップ６０１ａに接続してある。
【００２３】
上下アーム５０２は、その中点の電位が平均的にインバータ５０１の直流電圧の１／２になるように制御する。この場合、インバータ５０１の制御回路は図５に示した制御回路でよい。また、コンバータ上下アーム５０２により昇圧作用または入力電流の整流作用を行い、インバータ５０１に零相電圧を重畳しない方式もある。
【００２４】
図７は、請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路図である。この実施形態では、図２の直流電源１０１に代えて、単相交流電源１０２及び単相全波整流回路１０３を組み合わせたものを用いる。
この場合、整流回路１０３の入力電流波形を正弦波にするために、図８に示すような制御回路を用いる。
【００２５】
図８において、図５と異なるのは、電圧制御器５５１の出力を掛算器５５６に入力し、電源電圧と同相で大きさが１の正弦波の絶対値｜ｓｉｎωｓｔ｜を乗じて零相（入力）電流指令値ｉ０＊を得る点である。
この結果、入力電流波形を正弦波に保ちつつインバータ５０１の直流電圧を制御することができる。この場合の動作は、単相電圧形インバータと単相入力の一石正弦波コンバータとを重ね合わせたものとなる。
なお、図７の実施形態は単相交流電源１０２及び単相全波整流回路１０３を用いているが、三相交流電源を三相全波整流回路と組み合わせて使用することも可能である。
また、直流電源に代えて交流電源及び整流回路の組合せを用いる着想は、図６の実施形態にも適用可能である。
【００２６】
図９は請求項５に記載した発明の実施形態を示している。この実施形態は、図２の実施形態における絶縁トランス６０１の中間タップにリアクトル６０２を接続したものである。また、このリアクトル６０２はその鉄心に絶縁トランス６０１の鉄心を用いることにより、絶縁トランス６０１の内部に実装可能である。
これにより、絶縁トランス６０１の漏れインダクタンスだけではスイッチングによる電流リプルを十分に抑制できない場合にも、小型化を損なうことなく電流リプルを抑制することができる。
この実施形態のように絶縁トランス６０１の内部に鉄心を共用したリアクトル６０２を実装する着想は、図６、図７の実施形態にも適用可能である。
また、インバータ５０１の制御回路には、図５または図８の制御回路を適用すれば良い。
【００２７】
次いで、図１０は請求項６に記載した発明の実施形態を示しており、図２の実施形態における絶縁トランス６０１の二次側の単相全波整流回路７０１の代わりに単相半波整流回路７０２を接続し、絶縁トランス６０１の二次側の中間タップ６０１ｂを負荷９０１及び平滑コンデンサ８０１の一端に接続したものである。本実施形態のように絶縁トランス６０１の二次側に半波整流回路を接続する着想は、図６、図７、図９の実施形態にも適用可能である。
なお、インバータ５０１の制御回路としては、図５または図８の制御回路を適用すれば良い。
【００２８】
本発明において、電圧形インバータとして例えば三相電圧形インバータを使用し、その交流出力側に三相の絶縁トランスを接続する場合には、絶縁トランスの一次側の中性点にタップを設けて直流電源の正極または整流回路の正側出力端子を接続すればよい。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように請求項１〜６記載の発明によれば、絶縁トランスの漏れインダクタンスを利用して従来の入力側のリアクトルに代えることができるので、回路の小型化、低価格化が可能になる。
特に、請求項１，２，４〜６記載の発明では、インバータによる零電圧ベクトルを利用することで従来の昇圧チョッパや正弦波コンバータと等価な動作を行わせることができるから、回路全体の半導体スイッチング素子の減少、及びそれに伴う駆動回路や制御電源等の節減を図ることができる。
更に、請求項４記載の発明によれば、整流回路の入力電流波形を高力率の正弦波状に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の概念図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】図２の実施形態の正相分等価回路である。
【図４】図２の実施形態の零相分等価回路である。
【図５】図２の実施形態の制御回路図である。
【図６】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図７】請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の実施形態の制御回路図である。
【図９】請求項５に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す回路図である。
【図１１】従来の直流−直流変換回路を示す回路図である。
【図１２】従来の直流−直流変換回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１００  直流電源
４００  平滑コンデンサ
５００  電圧形インバータ
６００  絶縁トランス
７００  整流回路
９００  負荷
１０１  直流電源
４０１，８０１  平滑コンデンサ
５０１  単相電圧形インバータ
５０１’  アーム
５０２  コンバータ上下アーム
５５１  電圧制御器
５５２  電流制御器
５５３  符号反転器
５５４，５５５  コンパレータ
５５６  掛算器
６０１  絶縁トランス
６０１’  リアクトル
６０１ａ，６０１ｂ  中間タップ
７０１  単相全波整流回路
７０２  単相半波整流回路
９０１  負荷
Ｔｒ１〜Ｔｒ４，Ｔｒ７，Ｔｒ８  自己消弧形半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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