(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの同一チャネル干渉信号の存在下で所望の信号を受信するセルラ通信信号受信器において、
複数のトレーニング信号を受信して、前記所望の信号のチャネル長および前記同一チャネル干渉信号のチャネル長を規定する所定数のチャネルタップのチャネルタップ推定値を、前記所望の信号および前記同一チャネル干渉信号に対する有限インパルス応答として推定するチャネル推定器と、
前記チャネル推定器に接続され、前記所望の信号および前記同一チャネル干渉信号ならびに前記チャネル推定器によって生成されたチャネルタップ推定値を受信するビタビ復号器と、
前記チャネル推定器に接続され、前記チャネルタップ推定値のパワーを推定するパワー計算器と、
前記パワー計算器に接続され、前記所望の信号のチャネル長と前記同一チャネル干渉信号のチャネル長の和が、前記所望の信号および前記同一チャネル干渉信号に前記ビタビ復号器が割り当てる状態数を規定する固定サイズになるように結合チャネル長を維持する結合チャネルトリマとからなることを特徴とするセルラ通信信号受信器。
【請求項２】
前記受信器によって受信される信号は信号バーストとしてフォーマットされ、前記チャネル推定器はバーストごとにチャネルを推定することを特徴とする請求項１に記載のセルラ通信信号受信器。
【請求項３】
前記結合チャネルトリマは前記ビタビ復号器に接続されていることを特徴とする請求項２に記載のセルラ通信信号受信器。
【請求項４】
前記パワー計算器に接続され、同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップ推定値に重み係数を乗じるパワー重みづけユニットをさらに有することを特徴とする請求項３に記載のセルラ通信信号受信器。
【請求項５】
前記重み係数は１より小さく、前記パワー重みづけユニットは前記結合チャネルトリマに接続されていることを特徴とする請求項４に記載のセルラ通信信号受信器。
【請求項６】
前記結合チャネルトリマは、前記所望の信号のチャネルタップと前記同一チャネル干渉信号のチャネルタップの間の固定チャネル長を動的に割り当てることを特徴とする請求項５に記載のセルラ通信信号受信器。
【請求項７】
少なくとも１つの同一チャネル干渉信号の存在下で所望の信号を受信する方法において、
ａ．複数のトレーニング信号サンプルを受信するステップと、
ｂ．前記トレーニング信号サンプルに応答して、前記所望の信号のチャネル長および前記同一チャネル干渉信号のチャネル長を規定する所定数のチャネルタップのチャネルタップ推定値を、前記所望の信号および前記同一チャネル干渉信号に対する有限インパルス応答として推定するステップと、
ｃ．各チャネルタップ推定値に対応するパワーを計算するステップと、
ｄ．前記所望の信号のチャネル長と前記同一チャネル干渉信号のチャネル長の和が固定サイズになるように、結合チャネル長を維持するように前記チャネルタップを切り落とすステップと、
ｅ．ステップｄで切り落とされたチャネルタップを用いて、ステップａで受信した受信信号を復号するステップとからなることを特徴とする、少なくとも１つの同一チャネル干渉信号の存在下で所望の信号を受信する方法。
【請求項８】
バーストごとに前記ステップａ〜ｅを繰り返すステップをさらに有することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ステップｅは、前記受信信号をビタビ復号するステップからなることを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップ推定値に重み係数を乗じるステップをさらに有することを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記重み係数を１より小さい値に設定するステップをさらに有することを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ステップｄは、バーストごとに、前記所望の信号のチャネルタップと前記同一チャネル干渉信号のチャネルタップの間の固定結合チャネル長を動的に割り当てるステップを含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラ通信システムに関し、特に、別の変調された同一チャネル干渉（ＣＣＩ（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｉｎｇ））信号の存在下でディジタル変調信号を受信するために用いられる受信器システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動無線通信では、無線スペクトルは貴重な資源である。その結果、ほとんどの移動無線通信システムはセルラ原理に基づいている。基本的には、ワイヤレスサービスが利用可能な地域がいくつかのセルに分割される。図式的には、各セルは六角形で表されるが、実際には、各セルは、とりわけ、システムによってサービスされる地形に依存する形状を有する。各セルは、ほぼその中心に配置された基地局を有する。各基地局は、ほぼ各セルによって規定されるエリア内の信号を送受信する。しかし、各基地局の実際の無線レンジは、各セルエリアを超えて広がることがあり得る。従って、干渉を避けるために、隣接するセルには異なる周波数セットを割り当てるのが好ましい。各セルエリア内に位置する加入者は、ワイヤレス端末（セルラ電話機、ワイヤレスローカルループ端末、一部のコードレス電話機、一方向および双方向のページャ、ＰＣＳ端末およびパーソナルディジタルアシスタント（ＰＤＡ（ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｄｉｇｉｔａｌ  ａｓｓｉｓｔａｎｔ）））を用いることによって他の加入者と通信する。セル内に位置する各ワイヤレス端末は、そのセルに位置する対応する基地局との間で、所定の周波数レンジ内の通信チャネルを通じて信号を送受信する。
【０００３】
隣接するセルは異なる周波数セットを使用するため、同じ周波数セットを使用する２つのセル間の距離は設計上の重要な考慮事項である。この距離を、平均再使用距離Ｄという。単位面積あたりに利用可能なチャネルの総数を多くするために、セルのサイズを小さくすることが好ましい。セルのサイズを縮小することにより、同じ周波数セットを再使用する可能性が多くなる。従って、所定のエリア内で利用可能な周波数セットの増大のため、より多くの加入者がシステムを使用することが可能となる。しかし、各セルのサイズと、基地局および移動機の送信パワーに依存して、同じ周波数レンジを使用するセル間の同一チャネル干渉が重大になることがある。
【０００４】
最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ（ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ））等化器が、受信器においてチャネルを等化して、最適性能を達成することができる。ＭＬＳＥ等化器は、特に、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）として知られる標準仕様を用いるような長距離の無線チャネルで有用である。同一チャネル干渉を低減するもう１つのアプローチは、アンテナアレイを使用するものである。所望の信号と同一チャネル干渉信号は空間的に離れていることが多いため、アンテナアレイは、ビーム形成により同一チャネル干渉信号を抑圧することができる。しかし、これらのアプローチは、最適な結果を得るために非常に複雑な信号処理を必要とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従って、このようなシステムの複雑さを低減し、商業的に実現可能にし、同一チャネル干渉信号の効果を大幅に低減することが必要とされている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の一実施例によれば、通信信号受信器は、複数のトレーニング信号サンプルを受信して、所望の信号と同一チャネル干渉信号の両方に対する有限インパルス応答を推定するチャネル推定器を有する。これらの有限インパルス応答推定値は、所望のチャネルの長さおよび同一チャネル干渉チャネルの長さをそれぞれ規定する所定数のチャネルタップを有する。チャネルタップ推定値は、ビタビ復号器に入力される。また、チャネルタップ推定値は、推定された各チャネルタップのパワーを推定するパワー計算器にも入力される。個々のタップパワー推定値は、結合（ｊｏｉｎｔ）チャネルトリマに入力される。結合チャネルトリマは、所望の信号のチャネル長と同一チャネル干渉チャネル長の和が固定サイズを有するように、最も弱いタップをチャネルタップの両端から切り落とすことによって、結合チャネル長を維持する。結合チャネル長は、所望のチャネルタップと同一チャネル干渉チャネルタップの間に動的に割り当てられる。トリムされたチャネルサイズはビタビ復号器に入力される。ビタビ復号器は、チャネル推定値と計算されたチャネルサイズに従って、受信信号を復号する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例による通信受信器のブロック図であるが、本発明はこれに限定されるものではない。受信器１０は、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２６から信号サンプルＸを受信する結合チャネル推定器１２を有する。この信号サンプルは、アンテナアレイ２２によって受信されダウンコンバータ２４によってベースバンドへダウンコンバートされた信号をディジタル化したものである。
【０００８】
アンテナアレイ２２は、セル内の所望の信号と、セル外の地点からの同一チャネル干渉信号の両方を受信する。結合チャネル推定器１２は、所望の信号と同一チャネル干渉信号の両方に対して、チャネルの有限インパルス応答を同じ推定する。
【０００９】
ディジタルセルラ電話のシグナリング標準に関して、世界ではいくつかのアプローチが使用されている。そのような標準の１つはヨーロッパのＧＳＭであり、ＥＴＳＩ／ＧＳＭ  Ｓｅｒｉｅｓ  ０３  Ａｉｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，  ＧＳＭ  ＰＮ  Ｐａｒｉｓ、に記載されている。この標準の一部は、信号バーストの形での信号の伝送に関係する。
【００１０】
図２に、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）で用いられるような信号バースト（伝送バーストあるいは信号フレームともいう。）を示すが、本発明の技術的範囲はこの特定の形式あるいはフォーマットを有する信号バーストに限定されるものではない。今の場合、信号バースト、伝送バーストあるいは信号フレームという用語は互いに入れ替えて使用可能である。図２の信号（伝送）バーストは、所定数のディジタルシンボル（ビット）を有する。この特定実施例では、各バーストは、順に、一連の連続する所定の開始ビット２７、所定数の情報ビット２９、一連の所定のトレーニングビット３１、第２の所定数の情報ビット３３、および、一連の連続する所定の終了ビット３５を有する。例えば、ＧＳＭ方式では、３ビットの開始ビットおよび３ビットの終了ビットと、送信される２値ディジタル信号からなる信号バーストの両方の部分に５７ビットと、「ミッドアンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ）」という２６ビットのトレーニングビットとがあり、合計で信号バーストあたり１４８ビットである。トレーニングビットは、通信システムの受信端および送信端の両方で既知である。開始ビットおよび終了ビットも既知であり、一般に０の並びである。認識されるように、仕様に依存して、他の個数および分布のビットが可能である。
【００１１】
ＧＳＭ通信標準は、ガウシアン最小位相シフトキーイング（ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ））というベースバンドでの信号変調の形式を要求する。なお、ＧＭＳＫは線形変調方式ではないが、線形で近似可能である。ＧＭＳＫについてさらに詳細には、Ｊ．  Ｂ．  Ａｎｄｅｒｓｏｎ，  Ｔ．  Ａｕｌｉｎ  ａｎｄ  Ｃ．  Ｅ．  Ｓｕｎｄｂｕｒｇ，  ”Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”，  Ｐｌｅｎｕｍ，  １９８６、に記載されている。もちろん、本発明の技術的範囲は、ＧＭＳＫ変調方式に限定されるものではない。
【００１２】
チャネル推定器１２は、図２のような入力バーストのトレーニングビットを用いて、伝送が行われたチャネルの推定値を計算する。このチャネル推定値は、バーストがセル内およびセル外の送信局から受信器１０のような受信局へ伝送されてきたワイヤレスチャネルの有限インパルス応答である。受信信号は、ワイヤレスチャネルを通じての伝送に伴うノイズおよびシンボル間干渉（ＩＳＩ（ｉｎｔｅｒ  ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ））により歪みを受ける。エラー信号のノルムを最小にすることによって、所望のチャネルと同一チャネル干渉チャネルの推定値が得られる。インパルス応答の各項は複素数であり、この文脈ではタップ重みあるいはチャネルタップという。各タップ重みは、以下でさらに詳細に説明するように、送信信号に対するチャネル歪みの効果を表す。
【００１３】
所望の信号および同一チャネル干渉信号の両方に対応するチャネル推定値を得るために、以下で詳細に説明するようなチャネルモデルを使用する。
【００１４】
線形変調方式を仮定すると、所望の信号および同一チャネル干渉信号はそれぞれ次のように表される。
【数１】
0003563293.tif 000002
ただし、ｇｓおよびｇｉはそれぞれ、所望の信号および同一チャネル干渉信号のパルス形成信号である。｛ｓｋ｝、｛ｓｉ，ｋ｝はそれぞれ、所望の信号および同一チャネル干渉信号のデータシーケンスであり、Ｔは各シンボル（信号サンプル）の期間である。従って、アンテナアレイ２２のｊ番目のアンテナで受信される信号は次のように書くことができる。
【数２】
0003563293.tif 000003
ただし、ｃｓ，ｊ（ｔ）およびｃｉ，ｊ（ｔ）はそれぞれ、所望の信号および同一チャネル干渉信号のｊ番目のアンテナの物理チャネルインパルス応答であり、ｎ（ｔ）は加法性ノイズである。式（１）および式（２）のバーｓ（ｔ）およびバーｓｉ（ｔ）を代入すると、式（３）は次のように書くことができる。
【数３】
0003563293.tif 000004
ｘｊ（ｔ）をサンプリングした後、式（４）は次のような行列形式で書くことができる。
Ｘｍｘｎ＝（Ｈｓ）ｍｘｌＳｌｘｎ＋（Ｈｉ）ｍｘｌ（Ｓｉ）ｌｘｎ＋Ｎｍｘｎ    （５）
ただし、ｍ×ｎなどの添字は行列のサイズを表す。ｍはアンテナアレイ２２におけるアンテナの数である。ｌは、ｈｓ，ｊおよびｈｉ，ｊのすべての非ゼロ項をカバーするように十分長くとる。ｎは、式（５）で考慮している時間サンプルの数である。Ｈの第ｉ行は、［ｈｓ，ｊ（ｔ０），ｈｓ，ｊ（ｔ０−Ｔ），．．．，ｈｓ，ｊ（ｔ０−（ｌ−１）Ｔ）］である。Ｓは、［ｓｋ，ｓｋ−１，．．．，ｓｋ−ｌ＋１］Ｔを第１列とし、［ｓｋ，ｓｋ＋１，．．．，ｓｋ＋ｎ−１］を第１行とするテプリッツ行列である。同様に、Ｓｉは、［ｓｉ，ｋ，ｓｉ，ｋ−１，．．．，ｓｉ，ｋ−ｌ＋１］Ｔを第１列とし、［ｓｉ，ｋ，ｓｉ，ｋ＋１，．．．，ｓｉ，ｋ＋ｎ−１］を第１行とするテプリッツ行列である。
【００１５】
式（５）は次のように書くことができる。
【数４】
0003563293.tif 000005
ただし、Ｘは、受信器によって受信された信号サンプルを表し、Ｎは、受信器によって受信された加法性ノイズである。ノイズＮはガウシアン白色ノイズであると仮定すると、最小二乗解は次のように書くことができる。
【数５】
0003563293.tif 000006
ただし、（・）＋は、Ａ＋＝（Ａ＊Ａ）−１Ａ＊で定義される一般逆行列を表す。
【００１６】
注意すべき点であるが、式（７）は、所望の信号チャネルＨｓと、１つの同一チャネル干渉チャネルＨｉの有限インパルス応答を与える。しかし、付近の複数のセルが同一チャネル干渉信号を生じる場合もある。認識されるように、上記の式（１）〜（７）は追加の同一チャネル干渉信号を含むように拡張可能である。その場合、式（７）は次のように拡張される。
【数６】
0003563293.tif 000007
ただし、Ｈｉ，ｎは、ｎ番目の（所望の信号が送信されているセルの付近のセルｎからの）チャネルを通じて与えられる同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答に対応し、Ｓｉ，ｎは、セルｎの基地局によって提供されるトレーニングシーケンスである。
【００１７】
このように、結合チャネル推定器１２は、式（７）あるいは（７ａ）に示されるように、トレーニングビットおよび実際の受信信号に基づいてチャネル推定値を導出する。
【００１８】
次に、チャネルタップ推定値はビタビ復号器２０に入力され、所望の信号および同一チャネル干渉信号の両方が復調される。タップパワー計算器１４の出力ポートは、タップパワー重みづけユニット１６の入力ポートに接続される。タップパワー重みづけユニット１６は、同一チャネル干渉タップに対応するチャネルタップに、ある重み係数を乗じる。その後、タップパワー重みづけユニット１６の出力ポートは、結合チャネルトリマ１８に接続される。結合チャネルトリマ１８は、所望の信号および同一チャネル干渉信号の両方のチャネル推定値を表すタップの総数を一定に維持する（詳細は後述）ように、両方の信号に対応する複数のチャネルタップを切り落とす。
【００１９】
結合チャネルトリマ１８の出力ポートは、結合ビタビ復号器２０の入力ポートに接続される。結合ビタビ復号器２０は、チャネルトリマ１８によって指定されるタップ数に対応する一定数の状態を有する。
【００２０】
タップパワー計算器１４は、所望の信号および同一チャネル干渉信号の両方に対する各有限インパルス応答タップの強度を計算する。所望の信号チャネルに対する有限インパルス応答タップの強度をＰｓで表し、同一チャネル干渉信号チャネルに対する有限インパルス応答タップの強度をＰｉで表す。すると、パワー信号Ｐｓおよびパワー信号Ｐｉは次のように書くことができる。
【数７】
0003563293.tif 000008
ただし、１１ｘｍは各成分が１の列ベクトルであり、ｃｏｎｊ（・）は複素共役演算を表し、○の中に・の記号はアダマール積を表す。
【００２１】
図３は、本発明の一実施例による受信器１０の動作を説明する流れ図であるが、本発明の技術的範囲はこれに限定されるものではない。動作中、ステップ１１０で、結合チャネル推定器１２は、各受信バーストに対して、受信器１０によって受信された所望の信号および同一チャネル干渉信号の両方に対する結合チャネル推定値を得る。結合チャネル推定器１２は、各バースト中のトレーニングビットを用いて、上記のように、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対する結合チャネル推定値を得る。このために、結合チャネル推定器１２は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応する複数のチャネルタップを備える。
【００２２】
ステップ１１２で、タップパワー計算器１４は、ステップ１１０で得られたチャネルタップのパワーＰｓおよびＰｉを、上記の式（８）に従って計算する。その後、ステップ１１４で、タップパワー重みづけユニット１６は、同一チャネル干渉信号の効果を低減するように同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップパワー値に重み係数ｗを乗じる。これは、同一チャネル干渉信号に埋め込まれているデータビットは受信器１０にとって重要ではないためである。好ましくは、重み係数ｗは１に近く１より小さい値に選ぶ。
【００２３】
ステップ１１６で、結合チャネルトリマ１８は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップの合計数を、指定可能な一定数ｌｃに切り落とす。注意すべき点であるが、ｌｃの値が大きいことは、ビタビ復号器におけるチャネル推定エラーが比較的少なく、計算量（複雑さ）が比較的多いことを意味する。例えば、ｌｃが１増大するごとに、受信器１０で用いられるビタビ復号器の計算量は倍になる。
【００２４】
結合チャネルトリマ１８は、
ｍｉｎ｛Ｐｓ（ｌｓ，ｆｉｒｓｔ），Ｐｓ（ｌｓ，ｌａｓｔ），ｗＰｉ（ｌｉ，ｆｉｒｓｔ），ｗＰｉ（ｌｉ，ｌａｓｔ）｝    （９）
に基づいて最も弱いタップパワーを求めることにより、所望のチャネルおよび同一チャネル干渉チャネルの両方に対応するチャネルタップの終端部分を切り落とす。ただし、ｌｓ，ｆｉｒｓｔおよびｌｓ，ｌａｓｔはそれぞれ、所望の信号の有限インパルス応答チャネルタップの最初および最後のタップであり、ｌｉ，ｆｉｒｓｔおよびｌｉ，ｌａｓｔはそれぞれ、同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答チャネルタップの最初および最後のタップであり、ｌｓ，ｆｉｒｓｔ≧ｌｓ，ｌａｓｔ、ｌｉ，ｆｉｒｓｔ≧ｌｉ，ｌａｓｔである。チャネルトリマ１８は、最初および最後のチャネルタップに対応するパワーを比較し、最も弱いパワーのタップを除去する。例えば、最初のチャネルタップのパワーＰｓ（ｌｓ，ｆｉｒｓｔ）が最も弱い場合、これはチャネルトリマによって切り落とされる。同様に、最後のチャネルタップのパワーＰｉ（ｌｉ，ｆｉｒｓｔ）が最も弱い場合、これがチャネルトリマによって切り落とされる。チャネルトリマ１８がステップ１１８で残りのチャネルタップの合計数すなわち（ｌｓ，ｆｉｒｓｔ−ｌｓ，ｌａｓｔ）＋（ｌｉ，ｆｉｒｓｔ−ｌｉ，ｌａｓｔ）がｌｃ（ただしｌｃは固定数）に等しいと判定するまで、ステップ１１６は繰り返される。なお、（ｌｓ，ｆｉｒｓｔ−ｌｓ，ｌａｓｔ）の項は、所望の信号に対応するチャネルタップｌｓの残りの数に対応し、（ｌｉ，ｆｉｒｓｔ−ｌｉ，ｌａｓｔ）の項は、同一チャネル干渉チャネルに対応するチャネルタップｌｉの残りの数に対応する。
【００２５】
注意すべき点であるが、キャリア対干渉比（ＣＩＲ（ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｒａｔｉｏ））が高いバーストの場合、システムは、すべてのタップを用いて所望の信号チャネルを記述し、ビット誤り率の下限に到達する。逆に、キャリア対干渉比が低いバーストの場合、システムは、同一チャネル干渉の影響を軽減するために、より多くのタップを同一チャネル干渉チャネルに対して使用する。
【００２６】
所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップが選択された後、ビタビ復号器２０は、ｌｓ，ｆｉｒｓｔ、ｌｓ，ｌａｓｔ、ｌｉ，ｆｉｒｓｔおよびｌｉ，ｌａｓｔによって示される残りのチャネルタップｌｓおよびｌｉを用いて、アンテナアレイ２２から入力された信号Ｘを復号する。
【００２７】
こうして、ステップ１２０で、ビタビ復号器２０は、所望のデータシーケンスおよび同一チャネル干渉データシーケンスの両方を復調する。ビタビ復号器２０は、前方誤り訂正を備えた最尤復号器である。ビタビ復号器は、各シンボル時点での可能なビットシーケンスのうちの１つのシーケンスを逆に進み、いずれのビットシーケンスが送信された可能性が最も高いかを判定する。あるシンボル時点（状態）における信号ステータスから次のシンボル時点（状態）における信号ステータスへの可能な遷移は限られている。ある状態から次の状態への可能な各遷移は図示することが可能であり、この文脈では枝（ブランチ）という。互いに結合したブランチの系列をこの文脈ではパスという。各状態は、ビットストリーム中の次のビット（またはビットの集合）を受信すると、限られた数の次の状態のみに遷移することが可能である。復号プロセス中に、可能なパスは残り、他の可能なパスは除去される。こうして、許されないパスを除去することによって、送信された可能性が最も高いパスを判定する際の計算効率が改善される。
【００２８】
本発明の一実施例によれば、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップはバーストごとに切り落とされるため、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応するビタビ復号器内の状態の数はバーストごとに異なる可能性がある。例えば、本発明の一実施例によれば、チャネルタップの総数ｌｃは、図４に示すように、５である。
【００２９】
例示したデータバーストに対して、チャネル切り落としの後、チャネルトリマ１８は、３個のチャネルタップを所望のチャネルに割り当て、２個のチャネルタップを同一チャネル干渉チャネルに割り当てる。図４に示すように、ビタビ復号器２０は、所望の信号に対応する３タップチャネルメモリに対応する８状態トレリス２１０と、同一チャネル干渉チャネルに対応する２タップチャネルメモリに対応する４状態トレリス２１２で動作する。すなわち、図４に示すように、８状態トレリス２１０内の各ブランチは、４状態トレリス２１２に展開される。状態の総数は、所望の信号の状態の数と、同一チャネル干渉状態の数との積である。例えば図４の例では、状態の総数は３２である。各状態は、４個の入力ブランチおよび４個の出力ブランチを有する。
【００３０】
ステップ１２２で、ビタビ復号器は受信信号を復号する。各ブランチに対して、ビタビ復号器２０は受信信号バーＸを復元する。その後、ビタビ復号器２０は、復元した受信信号と実際の受信信号の差のフロベニウスノルムの２乗‖バーＸ−Ｘ‖Ｆ２を、各ブランチに対する増分メトリックとして使用する。ただし、演算子‖・‖Ｆはフロベニウスノルムを表す。ビタビアルゴリズムでノードメトリックを最小にすることによって、ビタビ復号器２０は、トレリスにおいてもっとも可能性の高いデータシーケンスを探索する。
【００３１】
１つのバースト分のデータが推定された後、次のバーストに対してステップ１１０が繰り返される。
【００３２】
【発明の効果】
こうして、本発明によれば、ワイヤレス受信器は、非常に低いビット誤り率で信号を受信することができる。さらに、同一チャネル干渉信号に対応するチャネルパワータップの重みづけや、チャネルタップの総数の切り落としのような特徴により、構成は比較的簡単で安価になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による受信器のブロック図である。
【図２】本発明の一実施例による受信器によって受信されるバースト信号の図である。
【図３】本発明の一実施例によるシステムの動作プロセスを説明する流れ図である。
【図４】本発明の一実施例によるビタビ復号器によって用いられるトレリス図である。
【符号の説明】
１０  受信器
１２  結合チャネル推定器
１４  タップパワー計算器
１６  タップパワー重みづけユニット
１８  結合チャネルトリマ
２０  結合ビタビ復号器
２２  アンテナアレイ
２４  ダウンコンバータ
２６  アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
２７  開始ビット
２９  情報ビット
３１  トレーニングビット
３３  情報ビット
３５  終了ビット
２１０  ８状態トレリス
２１２  ４状態トレリス
【図１】
0003563293.tif 000009
【図２】
0003563293.tif 000010
【図３】
0003563293.tif 000011
【図４】
0003563293.tif 000012