(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の磁極を有する回転子と、
複数相の固定子巻線と、
前記回転子の回転位置を検出するための複数のホール素子と、
前記複数のホール素子の出力から複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、
直流電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、
前記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、
前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧を検出する第１の動作電圧検出手段と、
前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、
前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、
前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧を検出する第２の動作電圧検出手段と、
前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段と、
前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、を備え、
前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、かつ、その大きさが前記回転子の回転速度に応じて変化するように構成されたことを特徴とするブラシレス直流モータ。
【請求項２】
前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、その大きさは前記回転子の回転速度に略比例して連続的に大きくなるように構成されたことを特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モータ。
【請求項３】
前記第１及び第２の基準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化することを特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モータ。
【請求項４】
前記第１及び第２の基準電圧が、前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化することを特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モータ。
【請求項５】
前記位置信号合成手段は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成されることを特徴とする請求項１記載のブラシレス直流モータ。
【請求項６】
複数の磁極を有する回転子と、
複数相の固定子巻線と、
前記回転子の回転位置を検出するための複数のホール素子と、
前記複数のホール素子の出力から複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、
直流電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、
前記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、
前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧を検出する第１の動作電圧検出手段と、
前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、
前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、
前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧を検出する第２の動作電圧検出手段と、
前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段と、
前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、を備え、
前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、かつ、少なくとも前記回転子を高速で回転させるときには、前記電圧変換手段の出力電圧の波形が略平坦になるように前記第１の基準電圧と第２の基準電圧の大きさを変化させることを特徴とするブラシレス直流モータ。
【請求項７】
高速回転時における前記第１及び第２の基準電圧のレベルを低速回転時のレベルよりも高くすることを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モータ。
【請求項８】
前記第１及び第２の基準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化することを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モータ。
【請求項９】
前記第１及び第２の基準電圧が前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化することを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モータ。
【請求項１０】
前記位置信号合成手段は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成されることを特徴とする請求項６記載のブラシレス直流モータ。
【請求項１１】
複数のホール素子から出力される回転子の回転位置を示す信号に基づいて複数相の位置信号を生成し、その位置信号を用いて、固定子巻線の２相に同時に電流が流れる相切換状態のときにその他の状態に比べて電圧値が増大する第１及び第２の基準電圧を生成し、その第１及び第２の基準電圧をそれぞれ第１及び第２のオペアンプの非反転端子に入力し、第１及び第２の駆動トランジスタ群のそれぞれの最小動作電圧を検出し、その第１及び第２の最小動作電圧をそれぞれ第１及び第２のオペアンプの反転端子に入力し、その第１及び第２のオペアンプの負帰還ループに前記固定子巻線に給電するための給電端子を含めることにより前記給電端子の電圧を前記第１及び第２の基準電圧に基づいて制御し、これにより、前記給電端子を介して前記固定子巻線に電流を供給する第１及び第２の駆動トランジスタ群における所望の動作電圧を確保することを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御方法。
【請求項１２】
前記第１及び第２の基準電圧の生成に際し、モータの回転速度に応じて電圧値を変化させることを特徴とする請求項１１記載のブラシレス直流モータの駆動制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレス直流モータに関し、特に電源から供給される電力を効率よく利用するようにしたブラシレス直流モータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレス直流モータはブラシ付の直流モータに比べると、機械的接点を持たないため長寿命であると同時に電気的雑音も少ない。この利点のため、近年では高信頼性が要求される産業用機器や映像・音響機器に広くブラシレス直流モータが使用されている。
【０００３】
従来のブラシレス直流モータにおいては、出力電圧が一定の直流電源から供給される電圧を電圧制御トランジスタなどを用いて可変制御し、例えば回転速度に応じた電圧をモータに供給していた。したがって、モータ駆動に利用される有効電圧は常に直流電源の電圧よりも低く、直流電源電圧と実際にモータに供給される電圧との差はほとんど電圧制御トランジスタのコレクタ損失（熱損失）となり、その結果、電力効率を低下させていた。
【０００４】
ブラシレス直流モータの電力効率を向上するために、電圧制御トランジスタをスイッチング制御することにより電圧制御トランジスタのコレクタ損失を低減する方法がいくつか提案されている。
【０００５】
そのうちの一例では、直流電源の一端と固定子巻線の電流給電端子との間の電流路を形成する第１の駆動トランジスタ群を、電流指令と位置信号に応じて電流制御する。そして、直流電源の他端と電流給電端子との間の電流路を形成する第２の駆動トランジスタ群を、第１の駆動トランジスタ群の動作電圧の最小電圧が所定の基準電圧に等しくなるように制御する。さらに電圧制御用のスイッチングトランジスタを、第２の駆動トランジスタ群の動作電圧が所定の基準電圧に等しくなるようにオン・オフ制御する。このようにして、モータに供給される電圧が制御される。このような制御を行うことにより、モータの電力効率を大幅に改善している（例えば、特開昭５８−１９８１８９公報参照）。
【０００６】
上記のような構成は、エミッタを共通接続した差動トランジスタのベース入力に位置信号を与えて差動切換を行うので、固定子巻線の駆動電流は安定に切換えられる。しかし、固定子巻線に流れる駆動電流は通電幅が電気角でほぼ１２０度の矩形波状となり、急峻にオン・オフされる。このため、振動・騒音を発生しやすくなる。
【０００７】
固定子巻線の相切換を滑らかに行うために、ある相から次の相に電流切換を行う際、２相に同時に電流を通電させる期間が存在する、いわゆるオーバラップ駆動を行う方法がある（例えば、特開昭６２−２２１８９４号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来技術において、第１及び第２の駆動トランジスタ群をオーバラップ駆動し、電力効率を向上するため（電力損失を低減するため）に第１及び第２の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の残り電圧を低減してトランジスタの動作電圧を低減すると、今度は電流切換が滑らかに行われず、駆動電流波形に歪みが発生し、この状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生する（この問題の詳細については、後述する発明の実施の形態の中で図７を用いて説明を加える）。すなわち、滑らかな駆動電流の相切換と電力損失の低減とを両立させるのは困難である。
【０００９】
本発明は上述のような従来の問題点に鑑みてなされたものであり、振動・騒音が少なく、かつ電力効率に優れたブラシレス直流モータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載のブラシレス直流モータの発明は、複数の磁極を有する回転子と、複数相の固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段とを備え、前記第１及び第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、かつ、その大きさが前記回転子の回転速度に応じて変化するように構成されている。
【００１１】
このような構成により、第１の駆動トランジスタ群及び第２の駆動トランジスタ群を構成するそれぞれの複数の駆動トランジスタにおいて、駆動電流の相切換が行われている相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成手段の出力する複数相の位置信号と回転子の回転速度に応じて高めに切換えて駆動トランジスタの飽和を防止し、その一方、駆動電流の相切換の完了している１相通電期間では、駆動電流を流している駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低く設定することができる。
【００１２】
したがって、１相通電期間では駆動トランジスタでの電力損失を低く抑えることができ、一方、相切換期間では、駆動トランジスタに十分な動作電圧が与えられることから駆動電流の相切換が滑らかに行われ、モータの振動・騒音がきわめて低減される。このようにして、振動・騒音が少なく、かつ、電力効率に優れたブラシレス直流モータを実現することができる。
【００１３】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のブラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、その大きさは前記回転子の回転速度に略比例して連続的に大きくなるよう構成とした。
【００１４】
これにより、モータの高速回転にともなって生じるリップル分を小さくして、より滑らかな相切換を行うことができる。
【００１５】
請求項３記載の発明は、請求項１記載のブラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流を略等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化させる構成とした。
【００１６】
この構成では、相切換通電状態で高めに切換える第１及び第２の基準電圧を対称的な三角波状に変化させるので、固定子巻線に誘起される逆起電力の影響を低減して駆動電流の相切換動作をさらに滑らかに行うことができ、したがって、ブラシレス直流モータの駆動時の振動・騒音を一層低減することができる。
【００１７】
請求項４記載の発明は、請求項１記載のブラシレス直流モータにおいて、前記第１及び第２の基準電圧が前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化する構成とした。
【００１８】
固定子巻線への電流供給の大小変化に応じて第１及び第２の基準電圧を変えるため、駆動電流の変化にかかわらず、常に電流切換が滑らかに行われ、駆動電流の波形歪みを発生しない状態でモータを駆動することができる。その結果、電力効率に優れ、かつ振動・騒音が少ない効果が一層高まる。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項１記載のブラシレス直流モータにおいて、前記位置信号合成手段は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成されるようにした。
【００２０】
これにより、簡単な回路構成で第１及び第２の基準電圧を生成することができる。
【００２１】
請求項６記載のブラシレス直流モータの発明は、複数の磁極を有する回転子と、複数相の固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と、を備え、前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きく、かつ、少なくとも前記回転子を高速で回転させるときには、前記電圧変換手段の出力電圧の波形が略平坦になるように前記第１の基準電圧と第２の基準電圧の大きさを変化させるようにした。
【００２２】
これにより、高速回転時においても、駆動電流の相切換動作が波形歪みなしに滑らかに行われるので、振動，騒音が非常に少ないモータ駆動が実現される。
【００２３】
請求項７記載の発明では、請求項６記載のブラシレス直流モータの発明において、高速回転時における前記第１及び第２の基準電圧のレベルを低速回転時のレベルよりも高くするようにした。
【００２４】
この構成により、高速回転時においても、前記電圧変換手段の出力電圧（トランジスタ群の動作電圧）のリップル分がきわめて抑制され、平坦な波形が得られる。
【００２５】
請求項８記載の発明は、請求項６のブラシレス直流モータの発明において、前記第１及び第２の基準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化する構成とした。
【００２６】
この三角波状の基準電圧のレベルを最適化することによって、固定子巻線に生じる逆起電力の影響を低減して、なめらかな相切換を行うことができる。
【００２７】
請求項９記載の発明は、請求項６記載のブラシレス直流モータの発明において、前記第１及び第２の基準電圧が前記固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化する構成とした。
【００２８】
これにより、固定子巻線への電流供給の大小変化に応じて第１及び第２の基準電圧を変えるため、駆動電流の変化にかかわらず、常に電流切換が滑らかに行われ、駆動電流の波形歪みを発生しない状態でモータを駆動することができる。
【００２９】
請求項１０記載の発明は、請求項６記載のブラシレス直流モータの発明において、前記位置信号合成手段は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成される構成とした。
【００３０】
これにより、簡単な回路構成によって第１及び第２の基準電圧を発生することができる。
【００３１】
請求項１１記載のブラシレス直流モータの駆動制御方法の発明では、複数のホール素子から出力される回転子の回転位置を示す信号に基づいて複数相の位置信号を生成し、その位置信号を用いて、固定子巻線の２相に同時に電流が流れる相切換状態のときにその他の状態に比べて電圧値が増大する第１及び第２の基準電圧を生成し、その第１及び第２の基準電圧をそれぞれ第１及び第２のオペアンプの非反転端子に入力し、その第１及び第２のオペアンプの負帰還ループに前記固定子巻線に給電するための給電端子を含めることにより前記給電端子の電圧を前記第１及び第２の基準電圧に基づいて制御し、これにより、前記給電端子を介して前記固定子巻線に電流を供給する第１及び第２の駆動トランジスタ群における所望の動作電圧を確保するようにした。
【００３２】
これにより、固定子巻線の相切換タイミングにおいて駆動トランジスタ群の必要な（所望の）動作電圧が確保されて、滑らかな相切換が行え、また、電力損失の低減も実現される。
【００３３】
請求項１２記載の発明は、請求項１１のブラシレス直流モータの駆動制御方法の発明において、前記第１及び第２の基準電圧の生成に際し、モータの回転速度に応じて電圧値を変化させるようにした。
【００３４】
これにより、高速回転時でもトランジスタの電流増幅率の低下を防止することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるブラシレス直流モータの具体的な実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３６】
図１に本発明の実施形態によるブラシレス直流モータの回路構成を示す。
【００３７】
図１において、２７は複数の磁極を有する永久磁石回転子、１１，１２，１３は回転子２７との間に所定の空隙ができるように設けられた固定子巻線、５ａは第１の駆動トランジスタ群、５ｂは第２の駆動トランジスタ群、２０は直流電源、４は直流電源２０から可変出力の直流電圧を得るスイッチング制御方式の電圧変換回路である。
【００３８】
第１の駆動トランジスタ群５ａは３個のＮＰＮ型の駆動トランジスタ２１，２２，２３からなり、各駆動トランジスタ２１，２２，２３はそれぞれ固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃと電圧変換回路４の負極側端子（ＧＮＤ）との間の電流路に介装されている。また第２の駆動トランジスタ群５ｂは３個のＰＮＰ型の駆動トランジスタ２４，２５，２６からなり、各駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ電圧変換回路４の正極側端子と固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃとの間の電流路に介装されている。
【００３９】
図１左端に位置する１，２，３は、回転子２７との間に所定の空隙ができるように配置された３個のホール素子である。３０は、３個のホール素子１，２，３の直流電源、３１，３２，３３はバッファ増幅器であり、各ホール素子１，２，３の差動出力に比例した出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力する。４１，４２，４３は減算回路である。
【００４０】
減算回路４１は、バッファ増幅器３１の出力Ｈ１と、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とを入力し、これらの差（Ｈ１−Ｈ３）に比例する電流Ｉｐ１を出力する。減算回路４２は、バッファ増幅器３２の出力Ｈ２とバッファ増幅器３１の出力Ｈ１とを入力し、これらの差（Ｈ２−Ｈ１）に比例する電流Ｉｐ２を出力する。減算回路４３は、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とバッファ増幅器３２の出力Ｈ２とを入力し、これらの差（Ｈ３−Ｈ２）に比例する電流Ｉｐ３を出力する。各出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は３相の位置信号となる。バッファ増幅器３１，３２，３３と減算回路４１，４２，４３とで位置信号合成回路４０が構成されている。
【００４１】
減算回路４１，４２，４３は、それぞれ３つの出力電流が得られるように構成されている。つまり、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３、これらの電流信号と同極性の電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’、及び極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”の３種類の出力電流が得られる。
【００４２】
そのうち、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は３相の位置信号に相当し、ダイオード５４，５５，５６により負極性側のみが取り出されて電流ｇ，ｉ，ｅとなり、第１の分配回路６ａに入力される。また、分岐した出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は、ダイオード５１，５２，５３により正極性側のみが取り出されて電流ｄ，ｆ，ｈとなり、第２の分配回路６ｂに入力される。
【００４３】
駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベースには、第１の分配回路６ａによって生成された３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’がそれぞれ供給され、駆動トランジスタ２１，２２，２３の電流を制御する。同様に、駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベースには、第２の分配回路６ｂによって生成された３相の電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’がそれぞれ供給され、駆動トランジスタ２４，２５，２６の電流を制御する。ＮＰＮ型トランジスタ２１，２２，２３のベースには流し込む方向の電流が加えられ、ＰＮＰ型トランジスタ２４，２５，２６のベースには引き出す方向の電流が加えられる。
【００４４】
図１中、５７は電流検出抵抗であり、３相の固定子巻線１１，１２，１３に流れる電流を電圧に変換する。３６は第１の比較制御回路であり、指令端子５０に入力される指令信号と電流検出抵抗５７に得られた電圧とを比較する。その結果得られた制御信号ＣＬは第１の分配回路６ａに与えられ、入力された位置信号ｇ，ｉ，ｅの大きさを制御して電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を生成する。これらの電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’が駆動トランジスタ２１，２２，２３の電流を制御することにより、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電流の大きさが制御される。
【００４５】
図１において、７は第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３の最小動作電圧Ｌを検出する第１の動作電圧検出回路、９は第２の比較制御回路３４に基準電圧を供給する第１の基準電圧発生回路、３７はバッファ増幅器３１，３２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形し、整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する整形回路である。
【００４６】
第１の基準電圧発生回路９は、減算回路４１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれぞれ１つずつの出力電流Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”と整形回路３７の整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と指令端子６０に入力される切換信号とから基準電圧Ｅ１を形成する。
【００４７】
第２の比較制御回路３４は、第１の基準電圧発生回路９が発生する第１の基準電圧Ｅ１と第１の動作電圧検出回路７が出力する最小動作電圧Ｌとを比較する。その結果、得られた制御信号ＣＵは第２の分配回路６ｂに与えられ、入力された位置信号ｄ，ｆ，ｈの大きさを制御して電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を生成する。これらの電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が駆動トランジスタ２４，２５，２６の電流を制御することにより、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電流の大きさが制御される。
【００４８】
図１中、８は第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の最小動作電圧Ｕを検出する第２の動作電圧検出回路であり、１０は電圧変換回路４に対する電圧制御回路３５に第２の基準電圧Ｅ２を供給する第２の基準電圧発生回路である。第２の基準電圧発生回路１０は、減算回路４１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれぞれ１つずつの出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’と整形回路３７の整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と指令端子６０に入力される切換信号とから基準電圧Ｅ２を生成する。
【００４９】
電圧制御回路３５は第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２と第２の動作電圧検出回路８に得られた最小動作電圧Ｕとを比較し、制御信号ＣＳを電圧変換回路４に出力する。電圧変換回路４は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１１，１２，１３に至る給電路に直列に挿入され、電圧制御回路３５の制御信号ＣＳに応じて電圧変換回路４の出力電圧ＶＭを制御するように構成されている。
【００５０】
電圧変換回路４は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１１，１２，１３に至る給電路に直列に挿入された給電制御用スイッチングトランジスタ１０１と、電圧制御回路３５からの制御信号ＣＳに基づいてスイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御するスイッチング制御回路１００と、環流ダイオード１０５と、インダクタンスコイル１０６と、平滑コンデンサ１０７によって構成されている。
【００５１】
電圧制御回路３５には、第２の動作電圧検出回路８により得られた最小動作電圧Ｕに応じた制御信号ＣＳを生成する。スイッチング制御回路１００はこの制御信号ＣＳに対応したパルス信号によってスイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御する。これによって、電圧変換回路４は直流電源２０の電圧ＶＳを出力電圧ＶＭに変換して出力し、第２の駆動トランジスタ群５ｂに供給する。なお、スイッチング制御回路１００は、例えば２００ｋＨｚの三角波電圧信号を発生する三角波発生回路と、電圧制御回路３５の制御信号ＣＳを三角波電圧信号と比較するコンパレータなどの周知の回路を用いて構成することもできる。
【００５２】
このような構成によれば、位置信号合成回路４０の出力する位置信号により第１の駆動トランジスタ群５ａと第２の駆動トランジスタ群５ｂとがそれぞれ分配制御され、固定子巻線１１〜１３に流れる電流の相切換が順次に行われ、回転子２７が回転駆動される。
【００５３】
このとき、比較制御回路（オペアンプ）３４の非反転端子に第１の基準電圧発生回路９が発生する第１の基準電圧Ｅ１が入力され、比較制御回路３４の反転端子に第１の動作電圧検出回路７が出力する最小動作電圧Ｌが入力されることにより、比較制御回路３４の出力端，第２の分配回路６ｂ，第２の駆動トランジスタ群５ｂ，第１の動作電圧検出回路７を介する負帰還制御ループが形成され、比較制御回路３４の非反転端子と反転端子とは仮想接地されるため、第１の駆動トランジスタ群５ａのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（つまり、各トランジスタ２１〜２３のコレクタ電圧）が第１の基準電圧発生回路９の出力する基準電圧Ｅ１に等しくなるように第２の駆動トランジスタ群に流れる電流が制御されることになる。
【００５４】
同様に、電圧制御回路（オペアンプ）３５の非反転端子には第２の基準電圧Ｅ２が供給され、電圧制御回路３５の反転端子には第２の動作電圧検出回路８が出力する最小動作電圧Ｕが入力されることにより、電圧制御回路３５の出力端，電圧変換回路４，第２の駆動トランジスタ群５ｂ，第２の動作電圧検出回路８を介して負帰還制御ループが形成され、電圧制御回路３５の非反転端子と反転端子とは仮想接地されることから、第２の駆動トランジスタ群５ｂのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（つまり、各トランジスタ２４〜２６のコレクタ電圧）が第２の基準電圧発生回路１０の出力する基準電圧Ｅ２に等しくなるように電圧変換回路４の直流出力電圧が制御されることになる。
【００５５】
そして、第１の駆動トランジスタ群５ａと第２の駆動トランジスタ群５ｂのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路４０の出力する複数相の位置信号と回転子２７の回転速度に応じて変化させる。すなわち、第１の駆動トランジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成するそれぞれの複数の駆動トランジスタにおいて、駆動電流の相切換が行われている「相切換期間」では対応する駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路４０の出力する複数相の位置信号と回転子の回転速度に応じて高めに切り換え、逆起電力の影響による駆動トランジスタ群５ａ，５ｂの動作電圧不足を解消して、滑らかな駆動電流の相切換を実現する。
【００５６】
一方、駆動電流の相切換の完了している「１相通電期間」では、駆動電流を流している駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低く設定して、駆動トランジスタの電力損失を低く抑える。このようにして、図１の構成によって、オーバーラップ駆動における電力損失を抑制しつつ、滑らかな相切換を行って、電力効率に優れ、かつ振動，騒音が少ないブラシレス直流モータが実現される。
【００５７】
次に、図１における第１の動作電圧検出回路７の具体的な回路例を図３を用いて説明する。
【００５８】
図３において、８１，８２，８３，８４はダイオードであり、それぞれのアノード端子が共通接続され、ダイオード８１，８２，８３のカソード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている。８５は抵抗であり、その一端は接地され、他端にダイオード８４のカソード端子が接続されている。８６は定電流源であり、ダイオード８１，８２，８３，８４のアノード共通端子に一定電流を供給している。８７はこの第１の動作電圧検出回路７の出力端子である。電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている３個のダイオード８１，８２，８３のうちカソード電位の最も低いダイオードがオンになると、ダイオードのアノード共通端子の電位はオン状態のダイオードの順方向電圧分だけカソード電位より高くなる。定電流源８６の出力電流はダイオード８４を介して抵抗８５にも供給される。したがって、抵抗８５にはアノード共通端子の電位よりダイオードの順方向電圧分だけ下降した電圧が発生する。したがって、３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最小の電圧である最小動作電圧Ｌが第１の動作電圧検出回路７の出力端子８７から出力される。
【００５９】
つぎに、図１における第２の動作電圧検出回路８の具体的な回路例を図４に示す。図４において、９１，９２，９３はダイオードであり、それぞれのカソード端子が共通接続されている。ダイオード９１，９２，９３のアノード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている。９４はＰＮＰ型のトランジスタであり、エミッタは抵抗９６を介してスイッチング制御方式の電圧変換回路４の出力電圧ＶＭに接続され、コレクタは抵抗９５を介して接地されている。
【００６０】
トランジスタ９４のベースはダイオード９１，９２，９３の共通接続されたカソード端子に接続されている。９７は定電流源であり、ダイオード９１，９２，９３のカソード共通端子とトランジスタ９４のベースから一定電流を引き出している。９８はこの第２の動作電圧検出回路８の出力端子である。
【００６１】
電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている３個のダイオード９１，９２，９３のうち、アノード電位の最も高いダイオードだけがオンになると、ダイオード９１，９２，９３のカソード共通端子の電位はオン状態のダイオードの順方向電圧分だけアノード電位より低くなる。トランジスタ９４のベースはダイオード９１，９２，９３のカソード共通端子に接続され、トランジスタ９４のエミッタ・ベース間の電圧はオン状態のダイオード順方向電圧にほぼ等しいので、トランジスタ９４のエミッタ電位ＶＥは電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最も高い電位とほぼ等しくなる。
【００６２】
抵抗９６の一端は電圧変換回路４の出力電位ＶＭに接続されているので、抵抗９６には電位差（ＶＭ−ＶＥ）に応じた電流が流れ、この電流とほぼ等しい電流がトランジスタ９４のコレクタに流れる。したがって、抵抗９５と抵抗９６の抵抗値を等しく選べば抵抗９５の両端には、抵抗９６の両端と同じ（ＶＭ−ＶＥ）の電位差を発生する。したがって、電圧変換回路４の出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうちの最も高い電位ＶＥとの差（ＶＭ−ＶＥ）、すなわち電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち電圧変換回路４の出力電圧ＶＭとの差が最も小さい最小動作電圧Ｕが第２の動作電圧検出回路８の出力端子９８から出力される。
【００６３】
図１において、第１の分配回路６ａは１種の乗算器で構成されており、入力された位置信号ｇ，ｉ，ｅを第１の比較制御回路３６の制御信号ＣＬに応じて大きさを変化させた電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を出力する。これらの３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’は、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベースに与えられ、駆動トランジスタ２１，２２，２３の電流を制御する。第１の比較制御回路３６は指令端子５０に入力される指令信号と電流検出抵抗５７に得られた電圧とを比較し、得られた制御信号ＣＬを第１の分配回路６ａに与える。このようにして、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電流の大きさは、指令端子５０に入力される指令信号に応じて制御される。
【００６４】
図１において、第２の分配回路６ｂも１種の乗算器で構成されている。第２の分配回路６ｂに入力された位置信号ｄ，ｆ，ｈは、第２の比較制御回路３４の出力である制御信号ＣＵに応じて大きさが変えられ、電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が出力される。３相の電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’は、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベースに与えられ、駆動トランジスタ２４，２５，２６の電流を制御する。
【００６５】
第２の比較制御回路３４は第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第１の動作電圧検出回路７により得られた最小動作電圧Ｌとを比較し、その結果である制御信号ＣＵを第２の分配回路６ｂに出力する。第２の分配回路６ｂが出力する電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’は駆動トランジスタ２４，２５，２６のベースに入力され、第２の駆動トランジスタ群５ｂの出力電流を制御する。この結果、３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの最小電圧が基準電圧Ｅ１に等しくなるように制御される。
【００６６】
同様にして、電圧制御回路３５は、第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２と第２の動作電圧検出回路８で得られた最小動作電圧Ｕとを比較し、その結果である制御信号ＣＳを電圧変換回路４のスイッチング制御回路１００に出力する。スイッチング制御回路１００はスイッチングトランジスタ１０１を制御して直流電源２０の出力電圧ＶＳを調整し、出力電圧ＶＭとして第２の駆動トランジスタ群５ｂに出力する。したがって、出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧差が第２の基準電圧Ｅ２に等しくなるように制御される。すなわち、第２のトランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の最小動作電圧が基準電圧Ｅ２に等しくなるように制御される。
【００６７】
図２は、上述のようなブラシレス直流モータが定常回転状態にあるときの位置信号合成回路４０の動作に関する各部の信号波形を示している。図２（１）は、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力波形ａ，ｂ，ｃを示し、図２（２）はホール素子１，２，３の差動出力をバッファ増幅器３１，３２，３３で増幅した後の出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を示す。出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３はそれぞれ１２０度ずつ位相がずれている。また、出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、それぞれの逆起電力波形ａ，ｂ，ｃに対して位相が３０度ずつ進んでいる。
【００６８】
図２（３）は、減算回路４１，４２，４３の出力電流波形Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３であり、３相の位置信号となる。図２（４）は、減算回路４１，４２，４３の出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の負極性側をダイオード５１，５２，５３でカットした電流波形ｄ，ｆ，ｈを示し、図２（５）は、出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３の極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”の正極性側をダイオード５４，５５，５６でカットした電流波形ｇ，ｉ，ｅを示す。図２（６），（７），（８）は、バッファ増幅器３１，３２，３３の出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形した整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそれぞれ示す。整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち上がりエッジはバッファ増幅器３１，３２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち上がり側のゼロクロス点に対応し、整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち下がりエッジは各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち下がり側のゼロクロス点に対応している。
【００６９】
以上のような信号処理により得られた信号で本発明のブラシレス直流モータを駆動したときの各部の信号波形を図５に示す。また、比較のために、従来のブラシレス直流モータにおける同様の信号波形を図６及び図７に示す。
【００７０】
図６は、従来のブラシレス直流モータにおけるつぎの問題を説明するために用いられる。基準電圧Ｅ１及びＥ２を十分大きく設定したとき、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは相切換期間において滑らかに変化する歪みのない台形波状の電流となる。しかしその反面、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を大きく設定することになるので各駆動トランジスタでの電力損失が大きくなる。
【００７１】
一方、図７は、従来のブラシレス直流モータにおけるつぎの問題を説明するために用いられる。電力損失を抑えるために基準電圧Ｅ１及びＥ２を十分小さい値Ｅ１’，Ｅ２’に設定したときは、駆動トランジスタが飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレクタ間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間で歪みを生じるようになる。
【００７２】
図６は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２を十分大きな一定電圧に設定したときの各部の信号波形を示している。
【００７３】
図６において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形である。また、ｇ’，ｉ’，ｅ’は第１の分配回路６ａから第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３のベースに流し込まれる台形波状の３相の電流信号であり、ｄ’，ｆ’，ｈ’は第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のベースから第２の分配回路６ｂへ引き出される台形波状の３相の電流信号である。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは３相の固定子巻線１１，１２，１３に通電される台形波状の駆動電流である。
【００７４】
駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ電気特性が揃ったトランジスタを使用するので、基準電圧Ｅ１及びＥ２の大きさを十分大きく設定した場合は、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧も十分大きいので、それぞれのトランジスタの電流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きくばらつきも少ない。したがって、３相の固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、駆動トランジスタ２１，２２，２３のベースに入力される台形波状の３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のベースに入力される台形波状の３相の電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を等しく電流増幅することができる。その結果、歪みのない正確な台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給することができる。
【００７５】
図６に示す期間（１）においては、ベースから引き出される電流信号ｄ’が大きいので駆動トランジスタ２４はオンになる。これに対して、ベースから引き出される電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動トランジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに流し込まれる電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ２１はオフとなる。このように、縦続接続された駆動トランジスタ２４，２１の同時オンが防止される。
【００７６】
そして、ベースに流し込まれる電流信号ｉ’が次第に減少する駆動トランジスタ２２のオン状態は次第に減少し、ベースに流し込まれる電流信号ｅ’が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン状態は次第に増加する。そして一対の駆動トランジスタ２２，２３の総合導通量は一定に保たれる。したがって、駆動トランジスタ２４から固定子巻線１１に流し込まれた電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流され、固定子巻線１２には電流Ｉｂが流れ  、固定子巻線１３には電流Ｉｃが流れる。固定子巻線１２，１３に流れる駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して引き出される。
【００７７】
図６の期間（１）において、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉａを流す駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動トランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となっている。また、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、２つの駆動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，２３については、相切換期間Ｔ２となっている。
【００７８】
また、図６の期間（２）においては、ベースから引き出される電流信号ｄ’が次第に減少するので駆動トランジスタ２４のオン状態が次第に低下し、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に減少する。一方、ベースから引き出される電流信号ｆ’が次第に増加するので駆動トランジスタ２５のオン状態が次第に増大し、固定子巻線１２に流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加する。そして２つの駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２へ駆動トランジスタ２４，２５を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで合流し、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。この駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２３を介して引き出される。
【００７９】
期間（２）において、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トランジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。また、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、２つの駆動トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２となっている。
【００８０】
期間（１），（２）以外の期間においても同様の動作が行われる。
【００８１】
以上のように、第１の基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧Ｅ２を十分大きく設定した場合は、各駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧も十分大きくそれぞれの電流増幅率（ｈｆｅ）が十分に大きいので、３相の固定子巻線１１，１２，１３に対して相切換期間Ｔ２においても切り換えが滑らかな歪みのない台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給することができる。
【００８２】
しかしながら、基準電圧Ｅ１と基準電圧Ｅ２の大きさを十分大きく設定し、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を大きく設定した場合、駆動トランジスタでの電力損失が大きくなるという問題がある。
【００８３】
そこで、モータ駆動の電力効率を高めるためには、つぎに述べるように、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ小さく設定する必要がある。
【００８４】
図７は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを十分小さい電圧Ｅ１’，Ｅ２’に設定したときの各部の信号波形を示している。
【００８５】
図７において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、図６と同一の波形である。ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形を示し、それぞれの電圧の値は図６に比べて低くなっている。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２を小さい電圧に設定したときの３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給されるほぼ台形波状の駆動電流である。
【００８６】
図７に示す期間（１）において、固定子巻線１１に駆動トランジスタ２４から流し込まれる電流Ｉａは、図６と同様に一定の電流である。一方、固定子巻線１１に流し込まれた電流Ｉａが中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流し、固定子巻線１２（電流Ｉｂ）から固定子巻線１３（電流Ｉｃ）へ電流の相切換が行われるとき、固定子巻線１２，１３に流れる電流を制御する駆動トランジスタ２２，２３は、基準電圧Ｅ１’の大きさを十分小さく設定しているため、飽和領域で動作している。したがって、駆動トランジスタ２２，２３の電流増幅率（ｈｆｅ）は、トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＡ，ＶＢ，ＶＣにほぼ等しい）に依存する。その結果、固定子巻線１２，１３に流れる駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは、電流切換が滑らかに行われないことに起因する波形歪みを生ずる。すなわち、駆動トランジスタ２４についての１相通電期間Ｔ１では駆動電流Ｉａに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２２，２３についての相相切換期間Ｔ２においては駆動電流Ｉｂ，Ｉｃに歪みが発生する。
【００８７】
同様に、図７に示す期間（２）においては、固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２４，２５から流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂの合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定であり、これらの電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで合流し、固定子巻線１３に電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。この電流Ｉｃは固定子巻線１３から駆動トランジスタ２３を介して引き出される。
【００８８】
図７の期間（２）では、固定子巻線１３から駆動トランジスタ２３を介して引き出される電流Ｉｃは、図６と同様に一定の電流波形である。一方、固定子巻線１１（駆動電流Ｉａ）から固定子巻線１２（駆動電流Ｉｂ）へ電流の相切換が行われるときは、固定子巻線１１，１２に流れる電流を制御する駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、基準電圧Ｅ２’の大きさを十分小さく設定しているため、駆動トランジスタ２４，２５は、期間（２）においてはトランジスタの飽和領域で動作している。したがって、駆動トランジスタ２４，２５の電流増幅率（ｈｆｅ）は、トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等しい）に依存する。その結果、固定子巻線１１，１２に流れるそれぞれの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは、電流切換が滑らかに行われず、駆動電流Ｉａ，Ｉｂは波形歪みを発生する。すなわち、駆動トランジスタ２３についての１相通電期間Ｔ１では駆動電流Ｉｃに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２においては駆動電流Ｉａ，Ｉｂに歪みが発生する。
【００８９】
期間（１），（２）以外の期間においても同様の動作が行われる。すなわち、電力損失を抑えるために基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２を十分小さく設定したときは、駆動トランジスタが飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレクタ間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間Ｔ２において歪みを生じ、このような状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生する。
【００９０】
このような問題を解決するために、本発明のブラシレス直流モータでは、図５に示すような各部の信号波形が得られるように制御する。つまり、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃのタイミングに同期して連続的に変化させるように構成している。
【００９１】
図５に示すように、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１は、逆起電力ａ，ｂ，ｃの各信号が正から負へ変化するタイミングから徐々に増大し、逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂点としてそれ以後は徐々に減少するように変化する。一方、第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２の基準電圧Ｅ２は、逆に逆起電力ａ，ｂ，ｃの各信号が正から負へ変化すタイミングから徐々に増大し、逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂点としてそれ以後は徐々に減少するように変化する。
【００９２】
つぎに、本発明のブラシレス直流モータを低速及び高速で回転させたときの各部の信号波形を図８に示す。比較のために、本発明のブラシレス直流モータを低速で回転させたときの各部の信号波形図を図８（１）に示す。これは図５に示した波形図と同一で、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形を示し、ＶＭは電圧変換回路４の出力電圧波形を示す。図８（１）において電圧変換回路４の出力電圧ＶＭのリップル分は、極めて平坦な波形となっている。図８（２）は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを上記の低速回転時と同じ設定で、本発明のブラシレス直流モータを高速で回転させたときの各部の信号波形を示す。固定子巻線１１，１２，１３のそれぞれに誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃの大きさは、回転子２７の回転速度に比例して増大するので、電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣも増大する。
【００９３】
その結果、電圧変換回路４の出力電圧ＶＭの大きさも増大する。ところが、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを高速回転時にも低速回転時と同じ設定にしているため、図８（２）に示す電圧変換回路４の出力すべき出力電圧ＶＭのリップル分は、図８（１）に示す出力電圧ＶＭのリップル分に比べて増大している。なお、図８において、横軸は電気角ωｔで示しているため低速回転時と高速回転時とで波形の周期が同じように記されているが、実際は回転速度に反比例して波形の周期は短くなる。
【００９４】
電圧変換回路４は、出力電圧ＶＭをできるだけ平滑化するために、一般に、動作周波数に対してインダクタンスの大きいインダクタンスコイル１０６と、静電容量の大きな平滑コンデンサ１０７を含んで構成されるため、電圧変換回路４の出力電圧の制御帯域は低くなるため、図８（２）のＶＭに示すような出力電圧のリップルの発生には十分追従することができず、電圧変換回路４の出力電圧には位相遅れを生じ、最悪の場合、電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の山の部分（１周期に６回）と出力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重なるようになる。
【００９５】
電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の山の部分と出力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重なると、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の電圧が十分確保されないためトランジスタの電流増幅作用は行われず、駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，ＩＣに波形歪みを発生する。このような状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生するため、従来では電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形の山の部分と出力電圧ＶＭの波形の谷の部分とが重ならないように第１の駆動トランジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分な余裕を設けて高めに設定していた。その結果として、低速及び高速回転の前範囲において振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシレス直流モータを実現することができなかった。
【００９６】
このような問題を解決するために、本実施の形態のブラシレス直流モータは、高速回転時には、第１及び第２の駆動トランジスタ群５ａ，５ｂにおいて、それぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に流れる相切換通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より大きくし、その大きさは高速回転時には低速回転時よりも大きくなるように制御する。
【００９７】
つまり、モータの回転速度に応じて、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２の大きさを高速回転時には低速回転時よりも高く設定させるように構成している。
【００９８】
モータの高速回転時において、基準電圧Ｅ１と基準電圧Ｅ２を低速回転時の設定から変更したときの各部の信号波形を図８（３）に示す。図８（３）より、出力電圧ＶＭのリップル分は極めて平坦な波形となっていることが分かる。このように基準電圧Ｅ１と基準電圧Ｅ２を低速及び高速回転時に応じて変更することにより、一般に制御帯域の低い電圧変換回路４を用いても低速及び高速回転時においても振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシレス直流モータを実現することができる。
【００９９】
以下、このような基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２を発生させる具体回路とその動作について詳しく説明する。
【０１００】
図９は、本発明のブラシレス直流モータにおける第１の基準電圧発生回路９の一例を示し、図１０は定常回転状態における各部の信号波形を示す。図９において、１１１，１１２，１１３はダイオードであり、それぞれカソード端子が共通接続され、切換回路１２０の入力端に接続されている。切換回路１２０は２つの出力端を有し、片方の出力端Ｘには抵抗１１４ａが接続され、他方の出力端Ｙには抵抗１１４ｂが接続されている。抵抗１１４ａと抵抗１１４ｂの他端はそれぞれ共通接続され、基準電圧源１１５の低めに設定された基準電圧Ｅ１’を介して接地されている。切換回路１２０は指令端子６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｘに接続され、切換信号が”Ｈ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｙに接続される。ダイオード１１１，１１２，１１３の各アノード端子は、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の一端と接続され、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の他端は接地されている。
【０１０１】
図９において、１２１，１２２，１２３は、２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそれぞれのインバータ回路１２４，１２５，１２６で反転した反転信号が入力されている。２入力のアンド回路１２１，１２２，１２３の他方の入力端子には、それぞれ整形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２が入力されている。
【０１０２】
スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、アンド回路１２１，１２２，１２３の出力が”Ｈ”レベルのときに閉じ、”Ｌ”レベルのときに開くように構成されている。そして、ダイオード１１１，１１２，１１３の各アノード端子には、それぞれ減算回路３１，３２，３３が出力する電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３の極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”が入力される。また、符号１１９は第１の基準電圧発生回路９の出力端子であり、基準電圧Ｅ１が出力される。
【０１０３】
つぎに、図９に示す第１の基準電圧発生回路９の動作を、回転子２７が定常回転している場合について、図１０の波形図を参照しながら説明する。図１０（１）は、減算回路３１，３２，３３から第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号波形Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”を示し、図１０（２），（３），（４）は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を示している。図１０（５），（６），（７）は、図９のアンド回路１２１，１２２，１２３の出力波形（２入力の論理積）を示す。図１０（８）は、第１の基準電圧発生回路９の出力端子１１９より出力される基準電圧信号波形Ｅ１を示す。
【０１０４】
スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、図１０（５），（６），（７）に示す信号で開閉されるので、第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”は、それぞれスイッチ回路１１６，１１７，１１８が開いているときのみダイオード１１１，１１２，１１３を介して切換回路１２０に流れる。
【０１０５】
切換回路１２０の指令端子６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのときは、切換スイッチは出力端Ｘに接続されているので、切換回路１２０に入力された電流は抵抗１１４ａに流れる。その結果、第１の基準電圧発生回路９の出力端子１１９には、基準電圧源１１５の基準電圧Ｅ１’に、ダイオード１１１，１１２，１１３を介して通電される電流により抵抗１１４ａで発生する電圧降下分を加算した電圧が発生し、図１０（８）の実線で示すような山形の基準電圧信号波形Ｅ１が出力される。
【０１０６】
切換回路１２０の指令端子６０に入力される切換信号が”Ｈ”レベルのときは、切換スイッチは出力端Ｙに接続されるので、切換回路１２０に入力された電流は抵抗１１４ｂに流れる。今、抵抗１１４ｂの大きさを抵抗１１４ａよりも大きく選んでおくと、出力端子１１９には、基準電圧源１１５の基準電圧Ｅ１’に、ダイオード１１１，１１２，１１３を介して通電される電流により抵抗１１４ｂで発生する電圧降下分を加算した電圧が発生し、図１０（８）の点線で示すような山形の基準電圧信号波形Ｅ１が出力される。
【０１０７】
つぎに、本発明のブラシレス直流モータにおける第２の基準電圧発生回路１０の一例を図１１に示す。また、定常回転状態における各部の信号波形を図１２に示す。
【０１０８】
図１１において、１３１，１３２，１３３はダイオードであり、それぞれカソード端子が共通接続され、切換回路１４０の入力端に接続されている。切換回路１４０は２つの出力端を有し、片方の出力端Ｘには抵抗１３４ａが接続され、他方の出力端Ｙには抵抗１３４ｂが接続されている。抵抗１３４ａと抵抗１３４ｂの他端はそれぞれ共通接続され、基準電圧源１３５の低めに設定された基準電圧Ｅ２’を介して接地されている。切換回路１４０は指令端子６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｘに接続され、切換信号が”Ｈ”レベルのときは切換スイッチは出力端Ｙに接続される。ダイオード１３１，１３２，１３３の各アノード端子は、スイッチ回路１３６，１３７，１３８と接続され、スイッチ回路１３６，１３７，１３８を介して接地されている。１４１，１４２，１４３は２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が入力され、他方の入力端子には、整形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２をインバータ回路１４４，１４５，１４６で反転した反転信号が入力されている。
【０１０９】
スイッチ回路１３６，１３７，１３８は、アンド回路１４１，１４２，１４３の出力によって開閉され、出力が”Ｈ”レベルのときに閉じ、”Ｌ”レベルのときに開くように構成されている。そして、ダイオード１３６，１３７，１３８の各アノード端子には、それぞれ減算回路３１，３２，３３が出力する電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’が入力される。１３９は第２の基準電圧発生回路１０の出力端子で、基準電圧信号Ｅ２が出力される。
【０１１０】
つぎに、図１１に示す第２の基準電圧発生回路１０の動作を、回転子２７が定常回転している場合について、図１２の波形図を参照して説明する。図１２（１）は、減算回路３１，３２，３３から第２の基準電圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’を示し、図１２（２），（３），（４）は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を示す。図１２（５），（６），（７）は、図１１のアンド回路１４１，１４２，１４３の出力波形（２入力の論理積）を示す。図１２（８）は、第２の基準電圧発生回路１０の出力端子１３９より出力される基準電圧信号波形Ｅ２を示す。スイッチ回路１３６，１３７，１３８は、図１１（５），（６），（７）に示す信号で開閉されるので、第２の基準電圧発生回路１０に入力される電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’は、それぞれのスイッチ回路１３６，１３７，１３８が開いているときのみダイオード１３１，１３２，１３３を介して切換回路１４０に流れる。
切換回路１４０の指令端子６０に入力される切換信号が”Ｌ”レベルのときは、切換スイッチは出力端Ｘに接続されているので、切換回路１４０に入力された電流は抵抗１３４ａに流れる。その結果、第２の基準電圧発生回路１０の出力端子１３９には、基準電圧源１３５の基準電圧Ｅ２’に、ダイオード１３１，１３２，１３３を介して通電される電流により抵抗１３４ａで発生する電圧降下分を加算した電圧が発生し、図１２（８）の実線で示すような山形の基準電圧信号波形Ｅ２が出力される。
【０１１１】
切換回路１４０の指令端子６０に入力される切換信号が”Ｈ”レベルのときは、切換スイッチは出力端Ｙに接続されるので、切換回路１４０に入力された電流は抵抗１３４ｂに流れる。今、抵抗１３４ｂの大きさを抵抗１３４ａよりも大きく選んでおくと、出力端子１３９には、基準電圧源１３５の基準電圧Ｅ２’に、ダイオード１３１，１３２，１３３を介して通電される電流により抵抗１３４ｂで発生する電圧降下分を加算した電圧が発生し、図１２（８）の点線で示すような山形の基準電圧信号波形Ｅ２が出力される。
【０１１２】
図１０（８）及び図１２（８）より明らかなように、第１の基準電圧発生回路９から出力される第１の基準電圧Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０から出力される第２の基準電圧Ｅ２とは位相が１８０度ずれている。
【０１１３】
図５に示す期間（１）においては、図６で説明したのと同様に、ベースから引き出す電流信号ｄ’が大きいので駆動トランジスタ２４はオンとなるのに対して、引き出す電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動トランジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに流し込む電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ２１はオフとなり、縦続接続された２つの駆動トランジスタ２４，２１の同時オンを防止する。そして、ベースに流し込む電流信号ｉ’が次第に減少する駆動トランジスタ２２のオン状態は次第に低下し、流し込む電流信号ｅ’が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン状態は次第に増大し、２つの駆動トランジスタ２２，２３の総合導通量は一定に保たれる。したがって、固定子巻線１１には駆動トランジスタ２４より駆動電流Ｉａが流し込まれ、この駆動電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流される。そして、固定子巻線１２には駆動電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃが通電される。これらの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して引き出される。
【０１１４】
期間（１）において、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動トランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となっている。この駆動トランジスタ２４についての１相通電期間Ｔ１においては、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１においては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準電圧は、低めに設定された基準電圧Ｅ２’となり、駆動トランジスタ２４のエミッタ・コレクタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。
【０１１５】
また、期間（１）において、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、２つの駆動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，２３については相切換期間Ｔ２となっている。この相切換期間Ｔ２においては、第１の基準電圧発生回路９が出力する基準電圧は、低めに設定された基準電圧Ｅ１’に山形の電圧信号が加算された高めの基準電圧Ｅ１となり、駆動トランジスタ２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は十分に大きい。
【０１１６】
したがって、図７の場合のように駆動トランジスタ２２，２３の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＢ，ＶＣにほぼ等しい）に依存するといったことはない。また、電流給電端子Ｂ，Ｃの電圧ＶＢ，ＶＣの波形が滑らかになるため、固定子巻線１２，１３に流れるそれぞれの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは電流切換が滑らかに行われることになり、相切換期間Ｔ２であっても波形歪みが発生しない。
【０１１７】
また、図５に示す期間（２）において、図６で説明したのと同様に、ベースから引き出される電流信号ｄ’が次第に減少するので駆動トランジスタ２４のオン状態が次第に低下し、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に減少する。一方、ベースから引き出される電流信号ｆ’が次第に増加するので駆動トランジスタ２５のオン状態が次第に増大し、固定子巻線１２に流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加する。２つの駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２４，２５を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで合流され、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れ、この駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２３を介して引き出される。
【０１１８】
期間（２）において、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トランジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。この１相通電期間Ｔ１においては、固定子巻線１３に流れる駆動電流Ｉｃは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１においては、第１の基準電圧発生回路９が出力する基準電圧は、低めに設定された第１の基準電圧Ｅ１’となり、駆動トランジスタ２３でのエミッタ・コレクタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。
【０１１９】
また、期間（２）において、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、２つの駆動トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆動トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２においては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準電圧は、低めに設定された第２の基準電圧Ｅ２’に山形の電圧信号が加算された高めの第２の基準電圧Ｅ２となり、駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は十分に大きなものとなる。したがって、図７の場合のように駆動トランジスタ２４，２５の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等しい）に依存するといったことはなく、また、電流給電端子Ａ，Ｂの電圧ＶＡ，ＶＢの波形も滑らかになる。その結果、固定子巻線１１，１２に通電されるそれぞれの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは電流切換が滑らかに行われることになり、相切換期間Ｔ２であっても、駆動電流Ｉａ，Ｉｂには波形歪みが発生しない。
【０１２０】
期間（１），（２）以外の期間においても同様の動作が行われる。
【０１２１】
以上のように構成することにより、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３で、固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２においては、第１の基準電圧発生回路９から高めの第１の基準電圧Ｅ１を出力することによって駆動トランジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分高く設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、もともと低めに設定されていた第１の基準電圧Ｅ１’の出力に基づいて十分低く設定される。
【０１２２】
同様に、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２においては、第２の基準電圧発生回路１０から高めの第２の基準電圧Ｅ２を出力することによって駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十分高く設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、もともと低めに設定されていた第２の基準電圧Ｅ２’の出力に基づいて十分低く設定される。
【０１２３】
また、本発明のブラシレス直流モータを高速で回転させたときには、図１に示す指令端子６０には”Ｈ”レベル切換信号が入力され、切換回路１２０及び切換回路１４０の切換スイッチはそれぞれ出力端Ｙに接続されるので、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧Ｅ１及び第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧Ｅ２は、それぞれ図１０（８）及び図１２（８）に点線で示すように山形の電圧波形となり、この山形部分の大きさを、モータの高速回転時には低速回転時よりも高くするので、電圧変換回路４の出力すべき出力電圧ＶＭのリップル分は極めて平坦な波形となる。
【０１２４】
以上の説明から明らかなように、第１の基準電圧発生回路９と第２の基準電圧発生回路１０から基本的に低めに設定された基準電圧Ｅ１’と基準電圧Ｅ２’をそれぞれ出力することにより、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を小さく設定することができるので、駆動トランジスタでの電力損失を小さく抑えることができる。しかも、高めの基準電圧Ｅ１及び高めの基準電圧Ｅ２として、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃのタイミングに同期して山形に変化させた信号を出力することにより、固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切換動作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるので、振動・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの駆動が可能となる。
【０１２５】
また、本発明のブラシレス直流モータを高速で回転させたときには、指令端子６０には”Ｈ”レベルの切換信号が入力され、第１の基準電圧発生回路９と基準電圧発生回路１０から基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２それぞれの電圧波形の山形部分の大きさを、モータの高速回転時には低速回転時よりも高くして、電圧変換回路４の出力すべき出力電圧ＶＭのリップル分を極めて平坦な波形にすることができるので、低速及び高速回転時においても固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切換動作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるので、振動・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの駆動が可能となる。
【０１２６】
なお、図８（１）及び図８（３）に示したモータの低速及び高速回転における電圧変換回路４の出力すべき出力電圧ＶＭは、どちらの場合にもリップル分の極めて少ない平坦な波形となるように基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを決定したが、モータの高速回転時のみ出力電圧ＶＭがリップル分の極めて少ない平坦な波形となるようにしてもよい。
モータが低速で回転しているときは電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形のリップル周波数は低く、電圧変換回路４の出力電圧の制御帯域よりも十分に低いので、出力電圧ＶＭは電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形のリップルに十分追従することができる。したがって、電圧波形ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの包絡線波形のリップル周波数が電圧変換回路４の出力電圧の制御帯域よりも高くなる高速回転時のみ出力電圧ＶＭはリップル分の極めて少ない平坦な波形となるように基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを決定してもよい。この場合は、モータの低速回転時の基準電圧Ｅ１及び基準電圧Ｅ２の電圧波形の山形部分の大きさを図５に示したＥ１，Ｅ２の波形よりも小さく設定できるので、駆動トランジスタ２１，２２，２３及び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧をさらに小さく設定することができるので、駆動トランジスタでの電力損失をさらに小さく抑えることができる。
【０１２７】
なお、図９に示した第１の基準電圧発生回路９及び図１１に示した第２の基準電圧発生回路１０では、切換回路１２０及び切換回路１４０の切換スイッチはモータの低速及び高速回転に応じて２段階にだけ切換えるように構成したが、モータの回転速度に応じて何段階にも切換えてもよい。さらには切換回路１２０及び切換回路１４０を設けることなしに抵抗１１４及び抵抗１３４の抵抗値を回転速度に応じて連続的に増加するように構成してもよい。
【０１２８】
また抵抗１１４及び抵抗１３４の抵抗値を固定しておいて第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”及び第２の基準電圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の大きさを回転速度に応じて連続的に増加するように構成してもよい。
【０１２９】
なお、図９に示した第１の基準電圧発生回路９及び図１１に示した第２の基準電圧発生回路１０では、低めに設定された基準電圧Ｅ１’及び基準電圧Ｅ２’の大きさは一定としたが、第１の駆動トランジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３，２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化させるように構成し、供給電流が大きくなったときには基準電圧信号Ｅ１’及び基準電圧信号Ｅ２’の大きさを増加するように構成してもよい。
【０１３０】
また、上記実施の形態では、固定子巻線１１，１２，１３から流れ出す駆動電流の合計を電流検出抵抗５７で検出し、駆動電流の合計が一定となるように制御することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形が台形波状になるように構成したが、台形波状の駆動電流に限らず固定子巻線１１，１２，１３から流れ出す駆動電流の合計を変調（例えば、特開昭６１−１５０６９５公報参照）することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形を正弦波状となるように構成してもよい。
【０１３１】
また、本発明は、上記実施の形態のような３相のモータに限らず、４相以上のモータにも適用することができる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上のように、本発明のブラシレス直流モータによれば、第１の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第１の基準電圧発生回路の出力する基準電圧に等しくなるように第２の駆動トランジスタ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第２の基準電圧発生回路の出力する基準電圧に等しくなるように電圧変換回路の直流出力電圧を制御し、第１の駆動トランジスタ群と第２の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路の出力する複数相の位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号に応じて変化させ、１相通電期間では、駆動電流を通電している駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低く設定するように構成しているので、その駆動トランジスタでの電力損失を小さく抑えることができる。
【０１３３】
さらに、駆動電流の相切換の行われている相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をモータの回転速度に応じて変化させ、高めに切り換えているので、固定子巻線の駆動電流の相切換動作を滑らかに行い、ブラシレス直流モータを振動・騒音の非常に少ない状態で駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るブラシレス直流モータの回路図
【図２】図１のブラシレス直流モータを構成する位置信号合成回路及び整形回路の動作を説明するための各部の信号波形図
【図３】図１のブラシレス直流モータにおける第１の動作電圧検出回路の一例を示す回路図
【図４】図１のブラシレス直流モータにおける第２の動作電圧検出回路の一例を示す回路図
【図５】図１のブラシレス直流モータにおいて駆動トランジスタの動作電圧を位置信号に応じて変化させたときの動作を説明するための各部の信号波形図
【図６】従来のブラシレス直流モータにおいて電力損失が大きくなるという問題を説明するための各部の信号波形図
【図７】従来のブラシレス直流モータにおいて第１の基準電圧及び第２の基準電圧を低く設定したときに相切換期間において固定子巻線の駆動電流に波形歪みが発生する問題を説明するための各部の信号波形図
【図８】（１），（２），（３）はそれぞれ、図１のブラシレス直流モータにおいて駆動トランジスタの動作電圧を位置信号とモータの回転速度に応じて変化させたときの動作を説明するための各部の信号波形図
【図９】図１のブラシレス直流モータにおける第１の基準電圧発生回路の一例を示す回路図
【図１０】図８に示す第１の基準電圧発生回路の動作を説明するための各部の信号波形図
【図１１】図１のブラシレス直流モータにおける第２の基準電圧発生回路の一例を示す回路図
【図１２】図１０に示す第２の基準電圧発生回路の動作を説明するための各部の信号波形図
【符号の説明】
１，２，３……ホール素子
４……電圧変換回路
５ａ……第１の駆動トランジスタ群
５ｂ……第２の駆動トランジスタ群
６ａ……第１の分配制御回路
６ｂ……第２の分配制御回路
９……第１の基準電圧発生回路
１０……第２の基準電圧発生回路
１１，１２，１３……固定子巻線
２７……回転子
４０……位置信号合成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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