(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線データ信号の伝送が、多重信号内の抑圧された補助信号のＰＳＫにより行われる形式の、放送受信機における無線データ信号の復調器のための回路装置において、
ミキサ（２）が設けられており、該ミキサ（２）により、ディジタル形式の多重信号（ＭＰＸ）は帯域通過濾波の後に、放送受信機中で生成されるサンプリングクロックパルスから得られる基準搬送波と、ベースバンド内の互いに９０°異なる２つの位相において混合されて、第１および第２の混合信号（ＷＣ，ＷＳ）が形成され、
発生器手段（３７）が設けられており、該発生器手段（３７）により、正弦波状および余弦波状の波形を有する第１および第２の補助信号（ＰＣ１，ＰＳ１）が発生され、
乗算手段（３３，３４）が設けられており、該乗算手段（３３，３４）により、第１の混合信号（ＷＣ）は第１の補助信号（ＰＣ１）と乗算され、第２の混合信号（ＷＳ）は第２の補助信号（ＰＳ１）と乗算され、さらに、加算手段（３８）が設けられており、該加算手段（３８）により、これらの乗算の結果は第１の出力信号（Ａ１）の形成のために加算され、
前記とは別の乗算手段（３５，３６）が設けられており、該乗算手段（３５，３６）により、第１の混合信号（ＷＣ）は第２の補助信号（ＰＳ１）と乗算され、第２の混合信号（ＷＳ）は第１の補助信号（ＰＣ１）と乗算され、さらに、減算手段（３９）が設けられており、該減算手段（３９）により、前記乗算の結果は第２の出力信号（Ａ２）の形成のために減算され、
位相制御手段（４９，５０，…，５９，３７）が設けられており、該位相制御手段（４９，５０，…，５９，３７）により、補助信号（ＰＣ１，ＰＳ１）の位相は、第１の出力信号（Ａ１）がベースバンドへ低域変換された無線データ信号（ＲＤＳ）に一致する様に、制御されることを特徴とする、放送受信機における無線データ信号の復調器のための回路装置。
【請求項２】
基準搬送波は、正弦波の位相の場合は数値列０，１，０，−１…として生起し、余弦波の位相の場合は１，０，−１，０…として生起する、請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
第２の出力信号（Ａ２）はベースバンドにおける交通放送信号である、請求項１又は２記載の回路装置。
【請求項４】
補助信号（ＰＣ１，ＰＳ１）の位相を制御するために、第１，第２出力信号（Ａ１，Ａ２）および、該第１出力信号と第２出力信号との乗算により生ずる第３の出力信号（Ａ３）は、それぞれ低域通過フィルタ（５３，５４，５５）を介して導かれ、
低域通過濾波された第１および第２の出力信号（Ｈ１，Ｈ２）を互いに乗算する乗算手段（４８）が設けられており、さらに前記乗算の結果を低域通過濾波された第３の出力信号（Ｈ３）から減算する減算手段（５８）が設けられており、
閾値回路（５９）が設けられており、該閾値回路（５９）は、前記減算の結果から、補助信号（ＰＣ１，ＰＳ１）を発生させる発生器（３７）のための制御電圧を形成する、請求項１又は２記載の回路装置。
【請求項５】
第１および第２の、それぞれ低域通過フィルタ（５３，５５）を介して案内された出力信号（Ｈ１，Ｈ２）の乗算の結果を、差形成の前に、定数（ｎ）と乗算する乗算手段（５７）が設けられている、請求項３記載の回路装置。
【請求項６】
所定の曲線形状を有する少なくとも１つの周期的な信号を、２つのレベルを取ることのできる供給される制御信号に依存して形成するための発生器手段（３７）を有しており、
レジスタ（６２）の内容を、発生される信号の周波数よりも著しく高い周波数を有するクロックパルスにより、制御信号のレベルに依存して増分または減分するように構成されたレジスタが設けられており、
レジスタ（６２）のその都度の内容から関数値を算出するための回路（６５）が設けられており、ただし、レジスタの内容が取り得る値の領域は、生成されるべき信号の半周期に相応し、
レジスタ（６２）のオーバーフローの際およびアンダーフローの際に、算出された関数値の符号を変えるための手段（６４，６６，６７）が設けられている、請求項１から５のいずれか１項記載の回路装置。
【請求項７】
所定の曲線形状が正弦波であり、余弦波状のもう１つの信号を発生させるための手段（６５）が設けられており、ただし、関数値は多項式により算出される、請求項６記載の回路装置。
【請求項８】
ベースバンドへ低減された無線データ信号のサンプリング値と、混合信号のうちの１つを、それぞれＲＤＳ信号の１周期の持続時間にわたり加算するための手段（１１３，１１２０）が設けられており、
加算されたサンプリング値から絶対値を形成する絶対値形成手段（１１４，１１５）が設けられており、
１８０°位相補正の制御に使用される信号を形成するために、所定の時点に絶対値の差を形成する減算手段（１１７）が設けられている、請求項１から７記載の回路装置。
【請求項９】
復調される無線データ信号を得るために、混合信号の加算されたサンプリング値を用いることができる、請求項１から８のいずれか１項記載の回路装置。
【請求項１０】
１８０°エラーの検出が積分器を用いて行われ、該積分器の計数方向は絶対値の差により定められ、該積分器はオーバーフローの際に１８０°位相補正を行う、請求項８記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、無線データ信号の伝送が、多重信号内の抑圧された補助信号のＰＳＫにより行なわれる形式の、放送受信機における無線データ信号の復調器のための回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線データ信号を復調する目的で既に、アナログ信号を処理する種々の回路が知られている。
【０００３】
【発明の解決すべき問題点】
本発明の課題は、例えばディジタル形式で設けられている無線データ信号の復調を、ディジタル回路技術を用いて有利に実施可能にすることである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
この課題は、本発明に従って、ミキサが設けられており、該ミキサにより、ディジタル形式の多重信号は帯域通過濾波の後に、放送受信機中で生成されるサンプリングクロックパルスから得られる基準搬送波と、ベースバンド内の互いに９０°異なる２つの位相において混合されて、第１および第２の混合信号が形成され、発生器手段が設けられており、該発生器手段により、正弦波状および余弦波状の波形を有する第１および第２の補助信号が発生され、乗算手段第が設けられており、該乗算手段により、第１の混合信号は第１の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第２の補助信号と乗算され、さらに、加算手段が設けられており、該加算手段により、これらの乗算の結果は第１の出力信号の形成のために加算され、前記とは別の乗算手段が設けられており、該乗算手段により、第１の混合信号は第２の補助信号と乗算され、第２の混合信号は第１の補助信号と乗算され、さらに、減算手段が設けられており、該減算手段により、その結果は第２の出力信号の形成のために減算され、位相制御手段が設けられており、該位相制御手段により、補助信号の位相は、第１の出力信号がベースバンドへ低域変換された無線データ信号に一致する様に制御されることを特徴とする、放送受信機における無線データ信号の復調器のための回路装置により解決される。
【０００５】
【発明の効果】
本発明による回路装置の利点は、基準搬送波が、ディジタル処理のために形成されるサンプリングクロックと結合されていることにある。その結果、ディジタル回路の設計が著しく簡単化される、例えば記憶されているテーブルから基準搬送波のサンプリング値を読み出すことができる。
【０００６】
本発明による回路装置はさらに、振幅変調された抑圧されない搬送波を有する交通放送信号の復調に適する。この搬送波は、無線データ信号の同時の発生の際に、無線データ信号の副搬送波に対して９０°の位相位置を有する。
【０００７】
計算の手間の回避は本発明による回路装置において次のようにして達成される、即ち基準搬送波は、正弦波の位相の場合は数字列０，１，０，−１…として設けられ、余弦波の位相の場合は１，０，−１，０…とそて設けられる。
【０００８】
本発明による回路装置の発展形態によれば、第２の出力信号はベースバンドにおける交通放送信号を形成する。これにより簡単に無線データ信号に加えて、交通放送信号が存在する場合にはこれがベースバンドへ変換される。
【０００９】
本発明による回路装置の別の発展形態によれば、補助信号の位相を制御するために、第１，第２出力信号および、該第１出力信号と第２出力信号との乗算により生ずる第３の出力信号（Ａ３）は、それぞれ低域通過フィルタを介して案内され、低域通過濾波された第１および第２の出力信号が互いに乗算され、さらに低域通過濾波された第３の出力信号から減算され、該減算の結果は閾値回路を介して導かれて、補助信号を発生する発生器のための制御電圧を形成する。これにより著しく有利に、補助信号の位相の制御が達せられる。この場合の構成として、第１および第２のそれぞれ低域通過フィルタを介して案内された出力信号の乗算の結果が、差形成の前に、定数と乗算される。
【００１０】
本発明において補助信号を形成する目的で、ほんはつめいの範囲外でも有利に使用できる回路装置が用いられる。この回路装置は、所定の曲線形状の少なくとも１つの周期的な信号を、２つのレベルを取ることのできる供給された制御信号に依存して形成する回路装置において、レジスタの内容を、発生される信号の周波数よりも著しく高い周波数を有するクロックパルスにより、制御信号のレベルに依存してインクリメントまたはディクリメントし、レジスタのその都度の内容から関数値を算出し、レジスタの内容が取り得る値の領域は、形成されるべき信号の半周期に相応し、レジスタのオーバーフローの際およびアンダーフローの際に、算出された関数値の符号が変えられる。
【００１１】
さらに本発明によれば、所定の曲線形状が正弦波であり、余弦波状のもう１つの信号が発生され、関数値が多項式により算出される。
【００１２】
本発明による回路装置の発展形態によれば、ベースバンドへ低減された無線データ信号のサンプリング値と、混合信号のうちの１つが、それぞれＲＤＳ信号の１周期の持続時間にわたり加算され、加算されたサンプリング値から絶対値が形成され、絶対値の差が所定の時点において１８０°位相エラーを制御するために用いられる。この構成は、既にベースバンドへ低減された無線データ信号の復調のための有利な手段を形成する。
【００１３】
本発明による回路装置の別の有利な発展形態によれば、復調された無線データ信号を得るために、混合信号の加算されたサンプリング値が用いられる。
【００１４】
この発展形態の別の有利な実施形態によれば、１８０°位相エラーの検出が積分器を用いて行われ、該積分器の計数方向は絶対値の差により定められ、該積分器はオーバーフローの際に１８０°位相補正を行う。
【００１５】
本発明の実施例が複数個の図面に示されており、以下の記載で説明される。
【００１６】
図において同じ部品には同じ参照記号が付されている。実施例ならびにその部品はブロック図として示されている。しかしこのことは、本発明による回路装置が、これらのブロックに相応する個々の回路に制限されることを意味するのではない。そうではなくして本発明による回路装置は高度に集積化された回路を用いて実現できる。この場合はディジタルプロセッサを使用できる。これは適切なプログラミングの下で、ブロック図に示されている処理ステップを実施する。本発明による回路装置は集積回路中の別の回路装置と共働して放送受信機の重要な部分を構成する。
【００１７】
【実施例】
図１に示された復調器回路の入力側に多重信号が導びかれる。この信号はオーディオ情報に付加的に、それぞれ受信される放送局に応じて、交通放送信号、無線データ信号または両方の信号を含む。交通放送信号は公知のように、振幅変調される副搬送波−その周波数は５７ＫＨｚの値を有する−から成る。無線データ信号を伝送する目的で、通常のように送信される周波数１１８７，５Ｈｚを有する抑圧された副搬送波の位相切り換えサンプリングが行なわれる。
【００１８】
導びかれた多重信号ＭＰＸはまず最初に混合器２へ達する。混合器においてこの信号は、放送受信機中で生成されたサンプリングクロックから得られた基準搬送波と、２つの互いに９０°異なる位相位置において、乗算される。この場合、混合信号ＷＳとＷＣが生ずる。基準搬送波は副搬送波とは結合されないため、混合信号ＷＳ，ＷＣは、基準搬送波と副搬送波との間の変化する位相位置により生ずるエラーを有する。このエラーを補正する目的で、位相制御ループが設けられている。
【００１９】
混合器２と位相制御ループ３を用いて、搬送周波数を有する無線データ信号と交通放送信号がベースバンドへ低域変換される。この場合、位相制御ループ３の特別の構成により同時に、無線データ信号ＲＤＳからの交通放送信号ＡＲＩの分離が行なわれる。
【００２０】
信号ＲＤＳはＲＤＳ復調器４において復調される。この信号の出力信号Ｄ１〜Ｄ４は、ブロック同期化およびエラー補正用の回路５へ導びかれる。この回路の出力側６はＲＤＳデータを導びく。
【００２１】
信号ＡＲＩは交通放送復調器７において復調される。この場合、領域構識ＢＫと情報識別ＤＫのために、この種の識別の存在を表わす信号（ＢＫ＿ＯＮ，ＢＫＯ，ＤＫ＿ＯＮ，ＤＫＯ）が発生される。これらの信号は出力側８，９，１０，１１から取り出される。副搬送波の存在する場合はさらに、位相制御ループ３において、交通情報を送信する放送局を表わす信号ＳＫが形成される。この信号は出力側１２から取り出される。
【００２２】
図２は混合器２（図１）の詳細を示す。入力側１へまず最初に帯域通過フィルタ１５が接続されている。このフィルタは、変調された副搬送波の領域に含まれる多重信号ＭＰＸのスペクトル成分を転送する。この場合、帯域幅は、多重信号と他の障害信号成分の十分な抑圧が達せられるように、選定される。帯域通過フィルタ１５に２つの乗算器１６，１７が接続されている。乗算器には帯域通過フィルタ１５の出力信号のほかに、入力側を介してそれぞれ１つの基準搬送波が導びかれる。この基準搬送波は放送受信機において発生されたクロック信号から導出される。これらの搬送波は５７ＫＨｚの周波数を有するが、副搬送波とは結合されていない。計算操作を簡単化するために、有利にサンプリング周波数２２８ＫＨｚを有する多重信号が設けられる。１８，１９に導びかれる基準搬送波のサンプリング値は、基準搬送波のそれぞれ１周期にわたる１，０，−１，０または０，１，０，−１の列から成る。
【００２３】
ＦＩＲフィルタとして構成されている後続のフィルタ２０，２１において、より高い周波数を有する混合積（生成波）が抑圧される。その結果、ベースバンドだけが残る。さらにフィルタ２０，２１を通ってからは以後のサンプリングレートが、２２，２３において２４分の１に低減可能となる。これにより後続の信号処理ステップがより低い速度で実施できる。混合信号ＷＣとＷＳは２４，２５から取り出されて位相調整ループ３（図１，図３）へ導びかれる。
【００２４】
図３に示されている位相制御ループの入力側３１，３２へ導びかれる混合信号ＷＳとＷＣは、各１つの乗算器３３，３４，３５，３６を用いて、それぞれ正弦波状の補助信号ＰＳ１およびこれと９０°位相の異なる補助信号ＰＣ１と乗算される。補助信号は正弦波／余弦波発生器３７において発生される。乗算器３３，３４の出力信号は３８において加算される。乗算器３５，３６の出力信号の減算は３９において行なわれる。後述の位相制御により、加算器３８の出力側４０に、ベースバンドへ低減された無線データ信号ＲＤＳが生ずる。他方、減算器３９の出力側からは低域通過フィルタ４１を介して、ベースバンドへ低減された交通放送信号ＡＲＩが取り出せる。
【００２５】
別の低域通過フィルタ４３、絶対値形成器４４、減算器４５および閾値回路４６を用いて、加算器３９の出力信号の振幅から信号ＳＫが導出される。この信号は出力側４７から取り出され、交通放送を有する放送局を示す。
【００２６】
次に加算器３８，３９の出力信号Ａ１とＡ２を用いての正弦波／余弦波発生器３７の制御を説明する。乗算器４８を用いてまず最初に別の信号Ａ３が形成される。信号Ａ１とＡ２のための別の乗算器４９，５０と加算器５１，５２は、ループ増幅度の制御のために用いられる、したがって過渡振動特性の制御のために用いられる。信号Ａ１，Ａ２，Ａ３は低域通過フィルタ５３，５４，５５を用いて、より高い周波数成分が除去される。低域通過フィルタ５３，５５の出力信号Ｈ１，Ｈ２は５６において互いに乗算され、結果は５７において定数ｎと乗算される。この乗算結果は、５８において低域通過フィルタ５４の出力信号Ｈ３から減算される。次に閾値回路５９を介して信号ＵＳが発生される。この信号が正弦波／余弦波発生器３７を制御する。
【００２７】
信号Ａ１とＡ２は次の形式を有する：
Ａ１＝ｒ・ｃｏｓ（φ）−ａ・ｓｉｎ（φ）
Ａ２＝ｒ・ｓｉｎ（φ）＋ａ・ｃｏｓ（φ）
ただしφは入力信号ｒ・ｃｏｓ（２π・５７ＫＨｚ＋φ）＋ａ・ｓｉｎ（２π・５７ＫＨｚ＋φ）の間の位置エラーであり、ｒはＲＤＳ変調度であり、ａは交通放送変調度である。
【００２８】
位相検出器の役割は、信号Ａ１とＡ２から、位相エラーに比例する、正弦波／余弦波発生器３７を制御する信号を形成することである。この目的でさらに信号Ａ３が用いられる。Ａ３は信号Ａ１とＡ２の乗算により次のようにして得られる：
Ａ３＝Ａ１・Ａ２＝０．５［ｒ２−ａ２］・ｓｉｎ（２φ）＋［ｒ・ａ・ｃｏｓ（２φ）］／２。
【００２９】
低域通過フィルタ５３，５５の出力信号は、以下ではＨ１，Ｈ２で示す。低域通過フィルタ５３，５５の遮断周波数は、ＲＤＳスペクトル成分が抑圧されるように選定されている、即ち：
Ｈ１＝−ａ・ｓｉｎ（φ）；Ｈ２＝ａ・ｃｏｓ（φ）。低域通過フィルタ５４の遮断周波数は、信号Ｈ３が次の形式を得るように選定される：
Ｈ３＝０．５・［ｒ２−ａ２］・ｓｉｎ（２φ）。信号Ｈ４はＨ４＝−ａ２・ｓｉｎ（２φ）で示される。そのため正弦波／余弦波発生器３７のための制御信号Ｈ５は、Ｈ５＝０．５・［ｒ２−ａ２］・ｓｉｎ（２φ）となるように算出される。この制御信号Ｈ５は、変調の極性に依存せずに正弦波／余弦波発生器３７を制御する。３つの場合が生ずる。即ち交通放送信号も無線データ信号も受信されない場合と、両方のうちの一方が受信される場合である。次の式は、正弦波／余弦波発生器３７が全部の場合において位相エラーφだけによりすなわちｓｉｎ（２φ）だけにより制御されることを示す。
【００３０】
ＲＤＳ＋交通放送：Ｈ５＝０．５・［ｒ２−ａ２］・ｓｉｎ（２φ）、
ＲＤＳだけ：Ｈ５＝０．５・ｒ２・ｓｉｎ（２φ）、
交通放送だけ：Ｈ５＝０．５・ａ２・ｓｉｎ（２φ）。
【００３１】
図４は正弦波／余弦波発生器３７（図３）の有利な実施例を示す。積分器６２は、６３に導びかれる制御信号ＵＳを積分する。この信号は極性だけを表わし、例えば値−１と＋１を取ることができる。６１において係数Ｋと乗算されることにより、ＵＳ′が、積分器６２の積分領域すなわち計数領域よりも著しく小さくなるように、値が選定される。積分器６２はレジスタである。このレジスタは信号ＵＳに依存してクロックパルスによりインクリメントまたはディクリメントされ、計数領域を上回わるか、または下回わると、計数領域のそれぞれ別の端部において作動される。この場合、オーバーフロー信号が発生され、これは６４で極性ＶＺの変化を生ぜさせる。
【００３２】
積分器６２のその都度の内容Ｘは、多項式を算出するための回路６５へ導びかれる。この回路は、所望の正弦関数または余弦関数への良好な近似化を形成する。回路６５の出力側には、極性ＶＺを有する、その都度に算出される値ＰＳＯ，ＰＣＯを乗算するための乗算器６６，６７が設けられている。出力側６８，６９から、正弦波状の信号ＰＳ１と余弦波状の信号ＰＣ１が取り出される。積分器のオーバーフローたびに、算出された値の極性が変化されることにより、積分値領域が、多項式のための定義区間［−π／２，π／２］を有する多項式係数のシュミレーションとスケーリングを用いて識別できる。
【００３３】
多項式の算出のために実施例が図５に示されている。積分内容Ｘは７１に導びかれ、７２で第１係数が乗算され、７３でそれ自身と乗算され、７４で７３における乗算結果と乗算される。７４における乗算の結果Ｘ３は７５で第２の係数と乗算され、７６でＸ２と乗算される。その結果、乗算器７６の出力側にＸ５が生ずる。これは７７で第３の係数と乗算される。２つの加算器７８，７９を用いて、次に出力側８０から取り出される多項式ＰＳＯが形成される。
【００３４】
別の出力側８１から取り出される多項式ＰＣＯを形成する目的で、８２において、Ｘ２をそれ自身と乗算することによりＸ４が形成される。Ｘ２は８４で別の係数と乗算される。このように形成された多項式の項と係数の和は加算器８５と８６を用いて形成される。
【００３５】
図６のＲＤＳ復調器に入力側９１を介して、位相制御ループ３（図１）からの信号ＲＤＳが導びかれる。コスタス（Ｃｏｓｔａｓ）ループとして知られている回路を用いて周波数１，１８７５Ｈｚの搬送波ＲＳＩＮが発生される。この搬送波はＲＤＳ変調の搬送波とは次の位相関係にある：即ち同位相かまたは位相差＋１８０°または−１８０°を有する。このループは次のように構成されている：即ちまず最初に信号ＲＤＳを９２，９３において、発生された搬送波ＲＳＬＮおよびこれに９０°だけ位相のずらされた搬送波ＲＤＳが乗算される。これらの乗算の結果は９４，９５で低域通過濾波され、さらに閾値回路９６，９７を介して、別の乗算器９８へ導びかれる。この乗算器の出力信号は正弦波／余弦波発生器を制御する。この発生器は図４の余弦波発生器と同様に、積分器９９、多項式算出回路１００、極性切り換え回路１００′および２つの乗算器１０１，１０２から構成される。
【００３６】
乗算器９８の出力信号は、積分器９９へ導びかれる前に、ループ増幅度に影響を与える係数ＣＲ２で乗算される。投入接続の際のループ増幅度を高める目的で、さらに乗算器１０４と加算器１０５が設けられている。この場合、乗算器１０４には回路１０６から、同期化の開始時には大きくてその後は減少してゆく信号が導びかれる。そのため位相制御ループのより迅速な過渡振動が生ぜさせられる。
【００３７】
正弦波／余弦波発生器９９〜１０２を用いて形成される信号ＲＳ２とＲＣ２は、直交変換回路１０７へ導びかれる。この回路は両方の搬送波ＲＳＩＮとＲＣＯＳを発生する。
【００３８】
搬送波ＲＳＩＮは閾値回路１０８を介して２進信号Ｄ３へ変換されて回路５（図１）へ導びかれる。データを含む信号Ｄ２を得る目的で、９３での乗算の結果はＦＩＲフィルタ１１０を介して、さらに閾値回路１１１を介して導びかれる。この信号は次に出力側１１２において回路５（図１）へ供給される。ＦＩＲフィルタ１１０は、その都度の８つの最後のサンプリング値（これは１／１，８７５ＫＨｚの無線データ信号の１ビット周期に相応する）を伝送する。
【００３９】
無線データ信号の伝送の際の副搬送波の抑圧により、復調された信号の１８０°位相位置が明確には形成されない。生じ得る１８０°エラーを補正する目的で、信号ＲＤＳはもう１つのＦＩＲフィルタ１１３を介して同じく８つのサンプリング値により案内される。次に加算されたサンプリング値から１１４で絶対値が形成される。ＦＩＲフィルタ１１０の出力信号からも１１５で絶対値が形成される。この絶対値は１１６で定数ＣＲ１と乗算されて、１１７でＦＩＲフィルタ１１３の出力信号の絶対値から減算される。その結果は閾値回路１１８を介して案内されて信号Ｈ１を形成する。この信号は１８０°位相位置の補正のために用いられ、出力側１１９から回路５（図１）へ導びかれる。ＦＩＲフィルタ１１０の出力信号の絶対値から、さらに減算回路１２０−これへ定数ＱＲＴが導びかれる−を用いてさらに閾値回路１２１を用いて、信号Ｈ４が形成できる。この信号はその都度に受信されたビットの品質を特徴づけており出力側１２２から取り出される。
【００４０】
図７は直角変換用の回路１０７の実施例を示す。正弦波／余弦波発生器９８〜１０２（図６）からの両方の補助信号は入力信号１２５，１２６へ導びかれ、ここからそれぞれ２つの乗算器１２７，１２８と１２９，１３０へ達する。乗算器へはさらにテーブル１３１から正弦波−および余弦波搬送波の関数値が導びかれる。この場合、１周期あたり数個のサンプリング値−この実施例の場合は８つのサンプリング値−で十分である。乗算器１２７，１２８の出力信号１３２で減算させて出力側１３３で搬送波ＲＣＯＳを形成する。乗算器１２９，１３０出力信号は１３４で加算されて出力側１３５で搬送波ＲＳＩＮを形成する。
【００４１】
図８に示した交通放送復調器へ１４１から交通信号ＡＲＩが導びかれる。１４２で８分の１にサンプリングレートが低減された後に、信号ＡＲＩは２つの帯域通過フィルタ１４３，１４４へ達する。フィルタ１４３は１２５Ｈｚへ狭帯域に設計されているため、放送信号だけがこの帯域通過フィルタを通過する。次にこの信号の振幅復調が絶対値形成回路１４５と後続の低域通過フィルタ１４６により行なわれる。
【００４２】
帯域通過フィルタ１４４は約２０Ｈｚ〜６０Ｈｚの帯域幅を有するため、全部の帯域識別信号を通過させる。即ち前述の回路により個々の領域の選択は行なわれず、領域識別が送信されるか否かだけが検出される。帯域通過フィルタ１４４の出力信号も絶対値形成回路１４７と低域通過フィルタ１４８を用いて振幅復調される。復調された識別信号からその都度に２つの２進信号が導出される。２進信号のレベルは、復調された識別信号のレベルが異なると、０から１へ跳躍的に変化する。このレベル−例えば最大値の５０％と８０％−は定数ＢＫＴ０及びＢＫＴ１として減算器１４９，１５０へ導びかれる。減算器にはそれぞれ閾値回路１５１，１５２が後置接続されている。出力側１５３，１５４から信号ＢＫＯとＢＫ＿ＯＮが取り出される。これらの信号は、領域識別が受信されることを示す。
【００４３】
放送識別の導出を、受信電界強度にできるだけ依存させずに実施可能にするために、放送識別用の減算器１５５，１５６へ復調された領域識別信号の振幅に依存する比較値が導びかれる。この目的で復調された領域識別信号はまず最初に１５７で定数ＣＡ１と乗算され、次に１５８で別の定数ＤＫＴが加算される。
【００４４】
ＤＫ＿ＯＮ識別のための閾値はＢＫ識別のレベルに（したがって交通放送信号３のもののレベルに）依存する。ＤＫ＿ＯＮ識別のための閾値は次の式により算出される：
閾値＝ＣＡ１・Ｐ＋ＤＫＴ。
【００４５】
減算器１５６の入力側で、加算器１５８の出力信号が１５９で定数Ｋと乗算される。これにより閾値回路１６１の出力側１０６の信号ＤＫＯが既に、閾値回路１６３の出力側１６２における信号ＤＫ＿ＯＮのように、レベルの成分において値１をとる。
【図面の簡単な説明】
【図１】無線データ用信号と交通放送信号のための復調器のブロック図である。
【図２】図１に示された復調器の中に含まれている混合器のブロック図である。
【図３】図１に示された復調器の中に含まれている位相制御ループのブロック図である。
【図４】図３に示された位相制御ループのための正弦波／余弦波発生器のブロック図である。
【図５】図４に示された発生器のための多項式算出用の回路装置のブロック図である。
【図６】図１に示された復調回路の中に含まれている、無線データ信号のための復調器のブロック図である。
【図７】直角変換回路のブロック図である。
【図８】図１に示される復調回路の中に含まれている、交通放送信号用の復調器のブロック図である。
【符号の説明】
２    混合器
３    位相制御ループ
４    ＲＤＳ復調器
５    ブロック同期化回路
７    交通放送復調器
１５    帯域通過フィルタ
１６，１７，３３，３４，３５，３６    乗算器
２０，２１    フィルタ
３７，９９〜１０２    正弦波／余弦波発生器
３９，４５    減算器
４１，４３    低域通過濾波器
４４    絶対値形成回路
４９，５０，６６，６７    乗算器
５１，５２，７８，７９，８５，８６    加算器
５３，５４，５５    低域通過フィルタ
６２    積分器
９６，９７，１０８，１１１，１２１    閾値回路
９８，１０４    乗算器
９９    積分器
１０５    加算器
１１０，１１３    フィルタ
１２０    減算回路
１２７，１２８，１２９，１３０    乗算器
１３１    テーブル
１４３，１４４    帯域通過フィルタ
１４５    絶対値形成回路
１４９，１５０，１５５，１５６    減算器
１５１，１５２，１６１，１６３    閾値回路
【図１】
0003574679.tif 000002
【図２】
0003574679.tif 000003
【図３】
0003574679.tif 000004
【図４】
0003574679.tif 000005
【図５】
0003574679.tif 000006
【図６】
0003574679.tif 000007
【図７】
0003574679.tif 000008
【図８】
0003574679.tif 000009