(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極と負極間に相補的に直列接続された第一，第二の半導体スイッチング素子のスイッチングに応じて、共振手段に接続された放電管に交流電流を供給する点灯装置であって、
第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子と基準端子はそれぞれ互いに共通点で接続され、
第一，第二の半導体スイッチング素子の基準端子が共通に接続された接続点と前記直流電源の少なくとも一方の極間に、前記放電管を接続した共振手段と、前記共振手段に流れる電流に同期した電圧を発生する第一のキャパシタと、を直列に接続し、
前記第一のキャパシタの電圧を、前記共振手段の周波数変化に応じて位相をシフトする位相シフト手段を介して、前記第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子に印加することを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
請求項１において、前記位相シフト手段は、第一のインダクタであり、前記第一のインダクタと前記第一のキャパシタから構成されるゲート駆動回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項３】
請求項２において、前記第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子と基準端子間に、制御端子の電圧変化を制限する第二のキャパシタを備え、前記第一，第二のキャパシタと前記第一のインダクタから構成されるゲート駆動回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項４】
請求項３において、前記第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子と基準端子間に、制御端子の電圧を許容値以下に制限するクランプ手段を備え、前記クランプ手段と第一，第二のキャパシタ及び前記第一のインダクタから構成されるゲート駆動回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項５】
請求項４において、前記第一，第二の半導体スイッチング素子の基準端子共通接続点と前記直流電源の少なくとも一方の極間に、第三のキャパシタを備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項６】
請求項５において、前記第一のキャパシタに始動電圧を印加するための始動手段を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項７】
請求項２において、前記第一のインダクタに並列に第四のキャパシタを備え、前記第一，第四のキャパシタと前記第一のインダクタから構成されるゲート駆動回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項８】
請求項２において、前記直流電源の正極と負極間に抵抗を介して接続された始動用キャパシタを備え、前記始動用キャパシタの電圧を前記第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子と基準端子間に印加することを特徴とする点灯装置。
【請求項９】
請求項２において、前記第一のキャパシタと直列に第二の始動用インダクタを備え、前記第一，第二のインダクタと前記第一のキャパシタから構成されるゲート駆動回路を備えることを特徴とする点灯装置。
【請求項１０】
請求項１記載の点灯装置と、前記放電管として無電極蛍光ランプと、を備える照明器具。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電管の点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、放電管（例えば、蛍光灯）では、インバータを用いた点灯回路により直流電圧を高周波交流電圧に変換して放電管を含む共振負荷回路に印加する方式が増えている。共振負荷回路には共振周波数を設定する共振用インダクタ及び共振用キャパシタが含まれている。こうした点灯回路は、直流電源の正負極間にハーフブリッジ構造に接続された２つのパワー半導体スイッチング素子からなる点灯回路で、上記の高周波交流電圧を共振負荷回路の両端に印加する。共振負荷回路に流れる電流（以後、共振電流と呼ぶ）の波形は、インダクタとキャパシタによって共振し、正弦波状となる。この共振電流は点灯回路の動作周波数を変えることによって制御する。近年、照明器具には任意に明るさを調整できる調光機能を搭載した点灯装置がある。放電管の明るさを調整するには、放電管に流れる電流の大きさを変えることで達成できる。ここで、２つのパワー半導体素子を交互にオン，オフさせる動作周波数をｆｓ、共振インダクタとキャパシタで決まる共振周波数をｆｏとすれば、ｆｏに対してｆｓを変化させるとランプ電流も変化し、調光が可能になる。この原理に基づき、点灯回路では動作周波数ｆｓを制御して調光を行っている。
【０００３】
スイッチング素子の動作周波数を安定化させる従来例として、特開平８−４５６８５号に開示される点灯回路がある。この回路は、放電ランプを含む共振負荷回路に交流電圧を供給するハーフブリッジ回路を備え、共振電流の一部をキャパシタンスと帰還トランスに分流し、この帰還トランスの二次側電圧に応じてハーフブリッジ回路のハイサイドとローサイドのスイッチング素子に制御信号を与えて自励動作を行う。
【０００４】
又、調光を実現する点灯回路の従来例として、特開平８−３７０９２号に開示されるような駆動装置がある。この駆動装置は、１）所望する周波数の方形波を発生するタイマ回路、２）インバータの２つのパワー半導体スイッチング素子をタイマ回路からの駆動信号に応じて各々駆動するハイサイド，ローサイドの駆動回路、３）２つのパワー半導体スイッチング素子が同時導通を防止するハイサイドのデッドタイムディレイ回路，ローサイドのデッドタイムディレイ回路、及び４）ローサイドのコモン電位を基準とする信号をハイサイドのコモン電位を基準とする信号に変換しタイマ回路からの駆動信号をハイサイド側に伝達するためのレベルシフト回路を備えることが特徴であり、これらの回路を１つの集積回路に内蔵する。上記従来例では、タイマ回路の周波数を制御することにより動作周波数ｆｓを変化させて調光を行うことが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記特開平８−４５６８５号の従来例は、共振電流と同じ周波数の制御信号が帰還トランスによってハーフブリッジ回路に供給される。すなわち、外部から信号を与えなくてもハーフブリッジ回路の動作が持続する自励型の回路であり、特に高周波の動作に適している。しかしながら、帰還トランスには自己インダクタンスが存在するため、制御信号と共振電流の間に位相差が生じる他、制御信号の周波数が適正値からずれることも有りうる。電球の口金に内蔵した点灯回路の動作環境は放電管からの発熱によって高温となる。帰還トランスに用いられる磁性体のコアは、高温になると特性が変化しインダクタンスの変動を招く。これらの変動によって位相差や周波数は適正値からずれ、ハーフブリッジ回路に貫通電流が流れて損失の増加を招く恐れがある。口金に点灯回路を内蔵した電球形の蛍光ランプは、点灯回路を小型化することが望まれており、交流を直流に変換するコンバータに使用される平滑コンデンサは容量を小さくすることによって小型化を図っている。平滑コンデンサの容量低下は、直流電圧変動の増大を招き、点灯回路の動作は不安定となる。
【０００６】
そこで、本発明が解決する第一の課題は、直流電圧が変動した場合においても、高周波動作を安定に行う点灯回路を提供することである。
【０００７】
調光を実現する上記特開平８−３７０９２号の従来例は、高周波動作の点灯装置に適用すると、タイマ回路からの駆動信号をハイサイド側に伝達するためのレベルシフト回路の漏れ電流が問題になる。レベルシフト回路には様々な方式があるが、いずれもローサイドとハイサイドの間に少なくとも１つの半導体スイッチング素子を備える。半導体スイッチング素子はその入出力端子間に寄生容量があり、点灯回路の出力電圧が変化する度に、寄生容量が充電或いは放電される。高周波の点灯回路を従来の方法で制御すると、漏れ電流が大きくなり、損失の増加或いはノイズ誤動作等の問題を生じる。
【０００８】
本発明が解決する第二の課題は、高周波動作も考慮した放電管の点灯装置において、点灯回路の動作周波数を変化させて放電管の調光を可能にする点灯装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の課題を考慮してなされたものであり、本発明による点灯装置は次のような構成を有する。すなわち、本発明による点灯装置においては、直流電源の正極と負極間に相補的に直列接続された第一，第二の半導体スイッチング素子のスイッチングに応じて、共振手段に接続された放電管に交流電流を供給し、第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子と基準端子はそれぞれ互いに共通点で接続され、第一，第二の半導体スイッチング素子の基準端子が共通に接続された接続点と直流電源の少なくとも一方の極間に、放電管を接続した共振手段と、共振手段に流れる電流に同期した電圧を発生する第一のキャパシタと、を直列に接続し、第一のキャパシタの電圧を、共振手段の周波数変化に応じて位相をシフトする位相シフト手段を介して、第一，第二の半導体スイッチング素子の制御端子に印加する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、放電管１に交流電流を供給するための点灯回路である。放電管１は、フィラメントを備えた通常の蛍光ランプ、又はフィラメントを備えず、励起コイルから放出する磁力線でプラズマを発生させる無電極蛍光ランプを対象としている。交流電源ＡＣをダイオードブリッジで構成された整流回路ＤＢで整流して得た電源を、キャパシタＣ１で平滑した後に放電管１の点灯回路に直流電圧を供給する。直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、相補形であり、例えば、スイッチＱ１はｎチャネルのＭＯＳＦＥＴであり、図示しないがソース端子とドレイン端子間には還流ダイオード（以後、ＱＤ１と呼ぶ）を内蔵している。スイッチＱ２はｐチャネルのＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子とソース端子間には還流ダイオード（以後、ＱＤ２と呼ぶ）を内蔵している。スイッチＱ１のドレイン端子はキャパシタＣ１の正電極側に接続され、スイッチＱ２のドレイン端子はキャパシタＣ１の負電極に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２の各ソース端子は共通の接続点Ｓで接続され、各ゲート端子は接続点Ｇで接続されている。Ｑ１，Ｑ２のドレイン，ソース間に流れる電流は、接続点Ｇと接続点Ｓ間の同一電圧によって制御される。接続点ＳとキャパシタＣ１の負電極間にはキャパシタＣｆ及び共振用インダクタＬｒ，共振用キャパシタＣｄ，Ｃｒを含む共振負荷回路が接続されており、Ｃｒには並列に放電管（或いは蛍光ランプ）１を備える。共振負荷回路のキャパシタＣｄは無くても構わない。又、共振負荷回路は、接続点ＳとキャパシタＣ１の正電極間に接続された構成でも構わない。これらの共振負荷回路に流れる電流の周波数は各々の値によって決まる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の交互スイッチング動作によって共振負荷回路に双方向の電流を流し、放電管を点灯させる。スイッチＱ１のドレインとソース間に接続されたキャパシタＣ２は、両スイッチのドレインとソース間の電圧変化時間を調整する。キャパシタＣ２はＱ２のドレインとソース間に接続しても同様の役割を果たす。
【００１１】
スイッチＱ１及びＱ２の導通状態を制御するゲート駆動回路には、共振負荷回路上に接続されたキャパシタＣｆが含まれている。キャパシタＣｆは、ゲート駆動回路を動作させるために、共振負荷回路に流れる電流から駆動電圧を得る。キャパシタＣｆの一端をＦ点とし、接続点ＧとＦ点間には、インダクタＬｇが接続されている。インダクタＬｇは共振負荷回路に流れる電流とゲートとソース間の電圧に位相差を与える。ゲートとソース間には、直列に反対方向で結合されたツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を並列に設けている。これらはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート，ソース間に過電圧が印加された場合、素子の破壊を防ぐ働きをする。ＭＯＳＦＥＴには既にゲート過電圧保護用のツェナーダイオードが内蔵されているものもあり、このようなスイッチング素子を選んだ場合は、前述のツェナーダイオードを外した構成でもよい。更に、ゲートとソース間には、キャパシタＣｇｓを備えて、ゲートとソース間の電圧変化時間を調整する。即ち、スイッチＱ１，Ｑ２の交互スイッチング動作の中で、一方のスイッチがオフし、もう一方のスイッチがオンするまでのデッドタイムを補償する役割を果たす。
【００１２】
図１において、始動時は交流電源ＡＣの電圧上昇によってキャパシタＣ１の直流電圧が増加すると、接続点Ｆの電圧即ちキャパシタＣｆの電圧は接続点Ｓを基準にすると次第に減少する。この時、ゲートとソース間には、キャパシタＣｆの電圧と同等の電圧が印加される。ゲートとソース間の電圧が、スイッチング素子Ｑ２の閾値電圧を下回るとＱ２はオンし、接続点Ｆから接続点Ｓに向かって電流が流れるため、接続点Ｆの電圧は増加する。これによってゲートとソース間の電圧は、Ｑ２の閾値電圧を直ぐに上回るためＱ２はオフする。ここで、接続点Ｆと接続点Ｓ間に接続されているキャパシタＣｆ及びキャパシタＣｇｓ，インダクタＬｇはＬＣ共振回路を構成している為、キャパシタＣｆの僅かな電圧変化によって、ＬＣ共振回路に流れる電流は増加し、ゲートとソース間の電圧振幅は増加する。このような発振現象によって、スイッチＱ１及びＱ２が交互にスイッチング動作を開始する。
【００１３】
次に、図１の回路の動作を説明する。放電管１は、Ｑ１，Ｑ２とＬｒ，Ｃｒ，Ｃｄを用いた共振負荷回路によって高周波の電流が供給される。負荷共振回路の電流をｉＬとし、図１で接続点ＳからＦに流れ出る方向を正として定義すると、電流ｉＬの１周期の間には動作モードが４つある。以後、各動作モードを説明する。
【００１４】
モード１：Ｑ１がオンするとキャパシタ１からＱ１，Ｃｆ，Ｌｒ，Ｃｄ，Ｃｒの経路で電流ｉＬが流れる。電流ｉＬはＣｒを充電すると共に、一部が放電管１に分流して流れる。また、ｉＬによってキャパシタＣｆは充電されるが、接続点Ｓを基準にした接続点Ｆの電圧は減少する。接続点Ｆの電圧減少は、ゲート電圧を減少させるため、Ｑ１のゲート電圧が閾値を下回るとＱ１はオフする。一方、Ｑ２はゲート電圧がＱ２の閾値以上でありオフの状態にある。
【００１５】
モード２：Ｑ１がオフした時点では電流ｉＬは正の極性で値を有しており、この電流はＬｒ，Ｃｄ，Ｃｒ，ＱＤ２，Ｃｆの経路で流れ続ける。尚、電流ｉＬの一部は放電管１６に分流して流れる。電流ｉＬはＣｆを充電し、接続点Ｆの電圧は更に減少する為、ゲート電圧も減少する。ゲート電圧がＱ２の閾値を下回るとＱ２はオンする。また、モード２期間中の電流極性はＱ２にとって逆方向であり、Ｑ２がオンしても電流の極性が変わらない限り、電流はＱＤ２を流れ続ける。電流ｉＬの極性が負に変化するまでの期間がモード２である。
【００１６】
モード３：電流ｉＬの極性が正から負に変わると、モード２でＱ２はオンしている為、ｉＬはＱ２を流れる。即ち、ｉＬはＱ２，Ｃｒ，Ｃｄ，Ｌｒ，Ｃｆの経路で流れ、ＣｆはｉＬによって充電される。ｉＬによって接続点Ｆの電圧は増加し、ゲート電圧がＱ２の閾値を上回ると、Ｑ２はオフする。一方、Ｑ１はゲート電圧がＱ１の閾値以下でありオフの状態にある。
【００１７】
モード４：Ｑ２がオフした時点では電流ｉＬは負の極性で値を有しており、  Ｌｒに蓄積された電磁エネルギーによって、電流ｉＬはＬｒ，Ｃｆ，ＱＤ１，キャパシタＣ１，Ｃｒ，Ｃｄの経路で流れ続ける。尚、電流ｉＬの一部は放電管  １６に分流して流れる。電流ｉＬはＣｆを充電し、接続点Ｆの電圧は更に増加する為、ゲート電圧も増加する。ゲート電圧がＱ１の閾値を上回るとＱ１はオンする。また、モード４期間中の電流極性はＱ１にとって逆方向であり、Ｑ１がオンしても電流の極性が変わらない限り、電流はＱＤ１を流れ続ける。電流ｉＬの極性が正に変化するまでの期間がモード２である。
【００１８】
以上のように、電流ｉＬの１周期の間にモード１からモード４の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。
【００１９】
次にゲート回路について詳細に説明する。ゲート回路は、それぞれスイッチング素子に接続されているツェナーダイオードの導通状態によって区別される。図２は、ツェナーダイオードがオンしている場合の回路であり、ツェナーダイオードとインダクタＬｇが直列に接続された構成になる。図２において、ツェナーダイオードとインダクタＬｇの合成インピーダンスＺｇはインダクタＬｇのリアクタスが大きいため誘導性なる。ここで、接続点Ｓを基準にしたキャパシタＣｆの電圧をＶｃｆとし、Ｌｇ，ＺＤ２，ＺＤ１の経路で流れるゲート電流をｉｇ，ゲートとソース間の電圧をＶｇｓとすると、ｉｇはＶｃｆに対し遅れ位相となり、Ｖｇｓも遅れる。
【００２０】
これに対し、ツェナーダイオードがオフしている場合、ゲート回路は図３のような回路となり、キャパシタＣｇｓはインダクタＬｇと直列接続された構成になる。図３で、Ｃｇｓ，Ｌｇの合成インピーダンスは、ＣｇｓとＬｇの大きさ及び周波数の関係から容量性又は誘導性、もしくはＣｇｓとＬｇのリアクタンスが同じ値になった場合は、抵抗分だけになる。したがって、Ｃｇｓ，ＬｇからなるインピーダンスＺｇに流れるゲート電流ｉｇは、接続点Ｓを基準にしたＣｆの電圧Ｖｃｆに対し、進み又は遅れ、もしくは同相の位相になる。ここで、キャパシタＣｇｓのリアクタンスがＬｇのリアクタンスより大きい場合、即ち容量性の場合、接続点Ｓを基準にしたＣｆの電圧Ｖｃｆに対し、ゲート電流ｉｇは進みとなり、Ｃｇｓの両端電圧であるゲートとソース間の電圧Ｖｇｓも進む。
【００２１】
ここで、図４のように点灯回路に印加する直流電圧が変動した場合におけるゲート回路の動作を説明する。例えば、図１の放電管１がフィラメントを備えた通常の蛍光ランプでは、直流電圧が増加すると、蛍光ランプの等価抵抗ＲＬが減少し、図１の共振負荷回路上の合成容量が大きくなり、合成容量と共振用インダクタＬｒから決まる共振周波数ｆｏは図４のように減少する。図３のゲート回路の周波数特性を図５に示す。図５は共振周波数ｆｏが変化した場合の共振電流ｉＬに対するゲート電圧Ｖｇｓの位相差φｇ，接続点Ｓの電圧Ｖｓ、即ちインバータの出力電圧に対する共振電流ｉＬの位相差φ及び動作周波数ｆｓを示す。図６はゲート電圧Ｖｇｓ及び共振電流ｉＬ，接続点Ｓの電圧Ｖｓの波形を示している。図５より、共振周波数ｆｏが高くなると位相差φｇはφｇ１からφｇ２に小さくなっている。これは、図３のＣｇｓ，Ｌｇから構成される直列回路のインピーダンスＺｇが容量性の場合、共振周波数ｆｏの増加によってゲートのインピーダンスが誘導性に近づくからである。これにより、直列回路に流れるゲート電流ｉｇは遅れ、Ｃｇｓの両端電圧であるゲートとソース間の電圧Ｖｇｓも図６の破線で示す波形から実線の波形のように遅れ、位相差φｇは小さくなる。又、図６のように接続点Ｓの電圧Ｖｓも破線の波形から実線の波形のように遅れ、位相差φは図５のφ１からφ２のように小さくなる。
【００２２】
一方、動作周波数ｆｓは、図１のような自励式の点灯回路の場合、図５のように負荷の共振周波数が高くなると共に高くなる。しかし、前述のように位相差φはφ１からφ２に小さくなる為、図７に示す位相差φと動作周波数ｆｓの関係より、ｆｓはｆｓ１からｆｓ２へ僅かに高くなる程度で、動作周波数ｆｓの増加は抑制される。即ち共振周波数の変化Δｆｏに対する動作周波数の変化Δｆｓを小さくするように、位相差φｇは自動調整される。直流電圧の変化は出来るだけ小さくなるようにキャパシタＣ１の容量を設定するが、キャパシタＣ１は点灯回路に使用される部品の中で比較的形状が大きい為、容量を小さくし小型化することが望まれる。このようにキャパシタＣ１の容量を小さくした場合、直流電圧の変化は大きくなるが、上述の動作によって直流電圧及び負荷変動に対応して、自励動作を安定に持続することができる。
【００２３】
次に、放電管の明るさを調整する方法について説明する。近年、照明器具には任意に明るさを調整できる調光機能を搭載した点灯装置がある。放電管の明るさを調整するには、放電管に流れる電流の大きさを変えることで達成できる。共振負荷回路では、点灯回路の動作周波数ｆｓと共振電流ｉＬの関係は図８のようになり、動作周波数ｆｓを共振インダクタ及びキャパシタで決まる共振周波数ｆｏに対して高くするほど、放電管の電流は減少する。この原理に基づき、点灯回路では動作周波数ｆｓを制御して調光を行っている。白熱電球の調光に関しては、トライアックを用いた調光器で交流電源ＡＣの流通角を制御し電球へ供給する電力を調整して行う。本発明によれば、インバータを用いた点灯回路において、例えば調光器で流通角を制御したＡＣに応じて直流電圧を出力するコンバータを用いると、この直流電圧の変化に対応して放電管の明るさを調整することができる。直流電圧が変化すると図４に示したように、負荷の共振周波数も変化する。前述では、この共振周波数の変化に対する動作周波数の変化を小さくするようにゲート電圧の位相差φｇを調整し、自励動作を持続させた。ここで説明する調光を目的とした点灯回路では、共振周波数ｆｏの変化に対し動作周波数ｆｓの変化を大きくすることによって放電管の調光を行う。
【００２４】
図９に調光を実現するゲート回路の構成を示す。図９は図３のインダクタＬｇに並列にキャパシタＣｇを設けたゲート回路の構成であり、ツェナーダイオードがオフしている場合を示している。図３と図９で、同様の部品については、図３で前述しており、ここでの説明は省略する。図９において、キャパシタＣｇｓ，Ｃｇ及びインダクタＬｇの合成リアクタンスは、Ｃｇｓ，ＣｇとＬｇの大きさ及び周波数の関係から容量性又は誘導性、又は抵抗分だけになる。したがって、ゲート回路に流れる電流ｉｇは、接続点Ｓを基準にしたＣｆの電圧Ｖｃｆに対し、進み又は遅れ、もしくは同相の位相になる。ここで、共振周波数が増加するに従いキャパシタＣｇのリアクタンスＸｃは減少し、インダクタＬｇのリアクタンスＸＬは増加する。リアクタンスＸｃがＸＬよりも小さくなった場合、ゲート回路の合成インピーダンスは容量性となり、接続点Ｓを基準にしたＣｆの電圧Ｖｃｆに対し、ゲート回路に流れる電流ｉＬは進む。これによってＣｇｓの両端電圧であるゲートとソース間の電圧Ｖｇｓも進み位相となり、共振電流ｉＬに対する位相差φｇは大きくなる。このように、インダクタＬｇに並列にキャパシタＣｇを接続することにより、共振周波数が増加した場合、図１０のようにゲート電圧の位相差φｇを増加させて、位相差φを大きくすることができる。即ち、この位相差φの増加は、動作周波数ｆｓを高くするため、共振周波数の変化Δｆｏに対する動作周波数の変化Δｆｓを大きくすることができる。又、本発明の図９のようなゲート駆動回路は共振負荷回路上に接続したキャパシタＣｆの電圧を用いたことにより、共振周波数が増加した場合、キャパシタＣｆのリアクタンスは減少しＣｆの電圧Ｖｃｆも減少する。Ｖｃｆとゲート電圧Ｖｇｓは比例関係にあり、  Ｖｃｆの減少によってＶｇｓも減少する。図１１に共振周波数ｆｏの変化によってゲート電圧の振幅が大きくなった場合と小さくなった場合の動作波形を示す。図１１において、共振周波数ｆｏが低い場合の動作波形は破線で示しており、ゲート電圧Ｖｇｓの振幅は大きくなる。Ｖｇｓが大きいと接続点Ｓの電圧Ｖｓと共振電流ｉＬの位相差φは小さくなる。一方、共振周波数ｆｏが高くなると、実線のような動作波形となり、ゲート電圧Ｖｇｓの振幅は小さくなる。Ｖｇｓが小さくなると位相差φは大きくなる。共振負荷回路上のキャパシタＣｆの電圧を帰還してゲート駆動を行う本発明は、従来の帰還トランスを用いたゲート駆動と異なり、共振周波数ｆｏの増加時にゲート電圧を減少させて位相差φを大きくし、動作周波数ｆｓを高くするに働く。以上を整理すると、図９のようなゲート回路にすることによって、ゲート電圧の位相差φｇを調整し、更にキャパシタＣｆを用いてゲート電圧Ｖｇｓの振幅を調整することによって、共振周波数の変化Δｆｏに対し、動作周波数の変化Δｆｓを大きくして調光を行う。
【００２５】
前述の実施例における始動は、共振負荷回路上に接続したキャパシタＣｆを直流電圧に応じて充電し動作を開始させる回路構成であった。これに対し、キャパシタＣｆ以外に始動用キャパシタを用いた点灯回路を図１２に示す。図１２は図１に始動用キャパシタＣｓを接続した構成であり、図１と図１２で、同様の部品については、図１で前述しており、ここでの説明は省略する。始動用キャパシタＣｓは接続点Ｇと接続点Ｆ間にインダクタＬｇと直列に接続される。キャパシタＣ１の正電極と接続点Ｇ間には抵抗Ｒ１を接続し、接続点ＳとキャパシタＣ１の負電極間には抵抗Ｒ２を接続する。又、キャパシタＣｆには、並列に抵抗Ｒｄが接続される。始動時、直流電圧の増加と共に抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒｄを介して始動用キャパシタＣｓを充電し、ゲートとソース間には、始動キャパシタＣｓの電圧とほぼ同等の電圧が印加される。ゲートとソース間の電圧が、スイッチング素子Ｑ１の閾値電圧を上回るとＱ１はオンし、接続点Ｓから接続点Ｆに向かって電流が流れ、接続点Ｆの電圧即ちキャパシタＣｆの電圧は減少する。ここで、接続点Ｆと接続点Ｓ間に接続されているキャパシタＣｆ及び始動用キャパシタＣｓ，キャパシタＣｇｓ，インダクタＬｇはＬＣ共振回路を構成している為、キャパシタＣｓとＣｆの僅かな電圧変化によって、ＬＣ共振回路に流れる電流は増加し、ゲートとソース間の電圧振幅は増加する。このような発振現象によって、スイッチＱ１及びＱ２が交互にスイッチング動作を開始する。動作開始後、キャパシタ  Ｃｆに並列接続した抵抗Ｒｄは、Ｃｆに発生する電圧の直流成分を小さくする効果があり、動作に悪影響を与えることはない。即ち、ＲｄはＣｆに発生する正負の電圧振幅を揃え、上下スイッチング素子の導通期間を同等にして点灯回路の動作を安定に持続させる。始動用キャパシタを用いた実施例は前述の構成以外にも変形が可能であり、図１２の接続点Ｇと接続点Ｓ間に抵抗と直列にＣｓを接続した構成でも構わない。
【００２６】
図１３は接続点Ｓと接続点Ｆ間にキャパシタＣｆと直列に始動用インダクタ  Ｌｓを接続した点灯回路である。前述ではキャパシタＣｆ又は始動用キャパシタＣｓの僅かな電圧変化を始動パルスとし、ゲートとソース間の電圧振幅を増加させたが、図１３のように始動用インダクタＬｓを用いることによって、Ｌｓに流れる微少な電流で大きな誘起電圧を得ることができ、確実な始動が可能である。動作開始後はキャパシタＣｆのリアクタンスを始動用インダクタＬｓのリアクタンスより遥かに大きい値に選択することによって、自励動作に悪影響を与えることはない。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、点灯装置の高周波動作が安定になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による点灯回路の第１の実施例。
【図２】図１のツェナーダイオードが導通状態にある場合のゲート回路。
【図３】図１のツェナーダイオードが導通状態にない場合のゲート回路。
【図４】図１の直流電圧変化に対する放電管の等価抵抗及び共振周波数の関係を示すグラフ。
【図５】図１のゲート回路の共振周波数に対する共振電流対ゲート電圧の位相差とインバータ出力電圧対共振電流の位相差及び動作周波数の関係を示すグラフ。
【図６】図１の実施例の動作説明図。
【図７】図１の実施例の動作周波数に対するインバータ出力電圧対共振電流の位相差の関係を示すグラフ。
【図８】共振負荷回路における点灯回路の動作周波数と共振電流の関係を示すグラフ。
【図９】本発明による調光用のゲート回路。
【図１０】図９のゲート回路の共振周波数に対する共振電流対ゲート電圧の位相差とインバータ出力電圧対共振電流の位相差及び動作周波数の関係を示すグラフ。
【図１１】図９のゲート回路の動作説明図。
【図１２】本発明による点灯回路の第２の実施例。
【図１３】本発明による点灯回路の第３の実施例。
【符号の説明】
１…放電管、ＡＣ…交流電源、ＤＢ…整流回路、Ｑ１，Ｑ２…パワーＭＯＳＦＥＴ、ＺＤ１，ＺＤ２…ツェナーダイオード、Ｚｇ…インピーダンス、Ｃ１，Ｃ２，  Ｃｄ，Ｃｒ，Ｃｆ，Ｃｇｓ，Ｃｇ，Ｃｓ…キャパシタ、Ｌｇ，Ｌｒ，Ｌｓ…インダクタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒｄ…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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