(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの駆動コイルに駆動電流を供給して前記モータを駆動させるモータ駆動回路であって、
ソース側バイポーラトランジスタとシンク側バイポーラトランジスタとを有して前記駆動電流を供給する駆動電流供給手段と、
前記駆動電流供給手段を少なくとも飽和領域で動作させるよう制御する制御手段と、
前記駆動電流供給手段に印加する第１の印加電流と前記制御手段に印加する第２の印加電流との合計の電流値を制限する制限手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載のモータ駆動回路を備えた駆動回路付きモータであって、
前記駆動電流供給手段からの前記駆動電流を前記駆動コイルへ印加させるための入力端子を有することを特徴とする駆動回路付きモータ。
【請求項３】
多相モータを構成する複数の駆動コイルのそれぞれに駆動電流を供給して前記多相モータを駆動させるモータ駆動回路であって、
ソース側バイポーラトランジスタとシンク側バイポーラトランジスタとを有して前記駆動電流を前記複数の駆動コイルに対して選択的に供給する駆動電流供給手段と、
前記駆動電流供給手段を少なくとも飽和領域で動作させるよう制御する制御手段と、
前記駆動電流供給手段に印加する第１の印加電流と前記制御手段に印加する第２の印加電流との合計の電流値を制限する制限手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータ駆動回路および駆動回路が付属したモータに関し、特に高精度の電流制限回路によりトルクに対する効率を向上させたモータ駆動回路および駆動回路付きモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
情報機器の外部記憶装置として用いられるフロッピーディスクドライブやＣＤ−ＲＯＭドライブなどに組みこまれている、駆動回路が付属するスピンドルモータのユニットには、回路を流れる電流の最大電流規格値すなわちオーバーしてはならない電流値が定められている。
【０００３】
これは、電源電圧変動時やコイルの短絡などの異常時に流れる電流から、内部のモータや駆動回路を保護する目的で、駆動回路付モータは電流制限回路を含めて構成することが一般に行われている。
【０００４】
以下、図６に従って従来技術について説明する。
図６は、従来技術に係る駆動回路付き直流モータの回路図である。
【０００５】
図６において、モータ（６ａ）は駆動回路中に設けられたバイポーラトランジスタＱ１０のエミッタ端子（Ｑ１０ｅ）とＧＮＤラインとの間に接続されている。
【０００６】
駆動回路は２つのバイポーラトランジスタＱ１０とＱ１０１とを有し、Ｑ１０のコレクタ端子（Ｑ１０ｃ）側には電源Ｖｃｃとの間に、後で説明する電流値制限用の検出抵抗Ｒｎｆを入れ、ベース端子（Ｑ１０ｂ）側には制御トランジスタＱ１０１が接続されている。
上記のバイポーラトランジスタＱ１０は、モータ（６ａ）のコイルに流す駆動電流を制御する機能を有し、さらにもうひとつのバイポーラトランジスタＱ１０１は、比較器（６ｂ）の発する制御信号に応じてＱ１０のベース電流を制御する機能を有する。
【０００７】
モータ（６ａ）の定常回転時にはＱ１０は活性領域で動作しており、その時のベース電流はコレクタ電流に対し、１／ｈｆｅ  の大きさ、すなわち、１／１００〜１／４００の大きさであり、コレクタ電流に対するベース電流の影響はほぼ無視できる状態にある。
ここでｈｆｅは、バイポーラトランジスタＱ１０における電流増幅率である。
【０００８】
しかし、モータ（６ａ）の起動時にはＱ１０は飽和領域で動作をし、この時のベース電流はコレクタ電流に対して１／１０〜１／５０の大きさと大幅に増加する。
よって、モータにはＱ１０のコレクタ電流Ｉ１０（以下で説明するように、Ｉ１０の電流値には制限が加されている）に加え、上記の増加したベース電流が加味されて流されるため、Ｉ１０に対しさらにＩ１０／１０〜Ｉ１０／５０の大きさの電流が加算されて流れることになる。
また上記の、飽和領域におけるベース電流は、バイポーラトランジスタ自体のばらつきや温度特性の影響を受けて変動が大きい、という特性がある。
【０００９】
図６の従来技術の回路において、回路を流れる電流が先に説明した決められた最大電流規格値をオーバーしないように、電源ラインＶｃｃとＱ１０のコレクタ端子（Ｑ１０ｃ）との間に直列に接続する、コレクタ電流の検出抵抗Ｒｎｆが設けられ、このＲｎｆの両端の電圧を検出し、検出した電圧に応じて帰還をかけて、Ｑ１０のコレクタ電流を制限する方法が用いられている。
【００１０】
なお、検出抵抗ＲｎｆをＱ１０のエミッタ端子（Ｑ１０ｅ）側ではなくコレクタ端子（Ｑ１０ｃ）側に設けたのは、モータの効率が向上するからである。
【００１１】
上記の帰還をかける方法をより具体的に説明すると、回路には比較器（６ｂ）が設けられ、比較器（６ｂ）は検出抵抗Ｒｎｆの両端の電圧と、電流値を制限するためのあらかじめ設定した値である電流リミッタ電圧ＶＬＩＭとを比較する。
比較の結果、Ｉ１０が所定量より大きい値が流れる状態でＲｎｆの両端の電圧が電流リミッタ電圧ＶＬＩＭより大きくなると、Ｑ１０１のベース電流を制御することによってＱ１０のベース電流であるＩ１０１を減少させ、その結果Ｑ１０のコレクタ電流Ｉ１０を減少させる動作を行う。
【００１２】
すなわち電流リミッタ電圧をＶＬＩＭとすると、全体電流（電源Ｖｃｃから流出する電流）Ｉ０は、
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ１０ＭＡＸ＋Ｉ１０１＝（ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ）＋Ｉ１０１  （式１）
を上限値として制限されることとなり、Ｑ１０のベース電流Ｉ１０１を除くコレクタ電流を帰還制御の対象として制限がかけられた構成となっている。
式１において、Ｉ１０ＭＡＸは上記のＶＬＩＭおよびＲｎｆの値で決まるコレクタ電流Ｉ１０の上限値である。
【００１３】
なお、ＲｎｆのＧＮＤ側端子から比較器（６ｂ）へ至るラインに流れる電流はＩ１０に対し無視できるほど小さくすることが出来る。
【００１４】
ここでＱ１０のベース電流Ｉ１０１は、先に説明した通り、飽和領域における動作を含めると、コレクタ電流Ｉ１０に対して１０％〜２％と大きく変動するが、上記の構成では常にコレクタ電流のみを電流値制御の検出対象としていた。
【００１５】
従って上記の構成では、大きく変動するベース電流Ｉ１０１を考慮し、十分な余裕を持ってＩ１０ＭＡＸを小さく設定しないと、ベース電流Ｉ１０１の変動により全体電流Ｉ０が最大電流規格値を超えてしまう可能性があった。
そして上記のように余裕を持ってＩ１０ＭＡＸを小さく設定することにより、コイルを流れる電流値が平均的に小さくなるという課題があった。
【００１６】
また上記はコレクタ電流のみを検出して電流制限を行い、全体電流Ｉ０を最大電流規格値以内に収める構成であり、またモータ（６ａ）のコイルを実際に流れるコイル電流はＱ１０のコレクタ電流（Ｉ１０）とベース電流（Ｉ１０１）とが合わさったものであるので、Ｑ１０が飽和時、ｈｆｅが想定した最小値より大きかった場合、Ｑ１０のベース電流Ｉ１０１は減少してコイル電流も減少してしまう。この結果、モータのトルクが減少してしまう問題が有った。
上記２つの解決すべき課題によって効率が悪化することとなり、モータに要求されるトルク性能を満足させるためには、モータをより大型化、高コスト化せざるをえず、駆動回路付モータの小型化、低コスト化を阻害するという課題が有った。
【００１７】
次に、他の従来技術として、従来の駆動回路付きブラシレスモータの構成を図４を用いて説明する。
図４は従来技術の駆動回路付きブラシレスモータの回路図である。
【００１８】
図４の構成におけるブラシレスモータ（駆動コイル（２）を除き不図示）は、周方向に多極着磁を施し界磁磁界を生じるマグネット（図示せず）を有するロータと、このマグネットに対向し、この界磁磁界に鎖交する多相の駆動コイル（２）を有するステータと、ロータの回転位置を検出する例えばホール素子（図示せず）などを有するロータ位置検出手段から得られたロータ位置信号に応じてこの駆動コイル（２）に駆動電流を切換えて流し、回転磁界を発生させる駆動回路とを備えており、マグネットの界磁磁界と該回転磁界との相互作用により回転力を発生するようにしている。
【００１９】
図４の従来の駆動回路は、３相全波駆動回路にバイポーラトランジスタを用いた構成としている。Ｑ１〜Ｑ３はソース側、Ｑ４〜Ｑ６はシンク側バイポーラトランジスタである。
【００２０】
先に説明した、モータに具備されたロータ位置検出手段の信号に基づいて、ソース側電流分配回路（３）、シンク側電流分配回路（４）によって、それぞれ駆動電流を流すべき特定の１相が選択される。
この場合、同一相のソース側、シンク側バイポーラトランジスタが同時に選択されることはない。
【００２１】
以下、ソース側がＱ１、シンク側がＱ５が選択された場合を例に説明する。
モータ回転時、Ｑ１またはＱ５のバイポーラトランジスタの少なくとも一方が活性領域で動作している場合、すなわち例えばＱ１が活性領域、Ｑ５が飽和領域となっている時を例に取ると、Ｑ１のベース電流はコレクタ電流の１／ｈｆｅ  となり、一般的には１／１００〜１／４００である。
【００２２】
また、Ｑ１、Ｑ５が両方とも活性領域で動作させることが可能な場合には、Ｑ１、Ｑ５の各ベース電流は、それぞれのコレクタ電流の１／ｈｆｅすなわち、それぞれ１／１００〜１／４００となる。
ここでｈｆｅはそれぞれのバイポーラトランジスタの、電流増幅率である。
【００２３】
しかし、モータの起動時には、Ｑ１、Ｑ５は共に飽和領域で動作する。
この場合、Ｑ１およびＱ５のベース電流はコレクタ電流の１／１０〜１／５０と大幅に増加する。
【００２４】
よって、駆動回路全体では、図４に示すソース側コレクタ電流Ｉ３に加えて、シンク、ソース側のベース電流が加味されるため、（Ｉ３）／５〜（Ｉ３）／２５の大きさの電流がＩ３に加わって流れる状態となる。
また、この飽和領域でのベース電流は、バイポーラトランジスタ自体のばらつきや温度特性の影響を受けて変動が大きいことは先に説明した通りである。
【００２５】
また図４の回路図の構成において、検出抵抗Ｒｎｆの両端の電圧を比較器（１）がモニターし、あらかじめ定めた、ソース側コレクタ電流Ｉ３の制限すべき上限値（Ｉ３ＭＡＸとする）を設定するための値である電流リミッタ電圧ＶＬＩＭと比較し、比較結果によってソース側コレクタ電流Ｉ３をＩ３ＭＡＸに制限し、それにより全体電流Ｉ０の制限を行う構成となっている。
【００２６】
すなわち、電流リミッタ電圧ＶＬＩＭにより、全体電流Ｉ０は
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３ＭＡＸ＝Ｉ１＋Ｉ２＋ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ  （式２）
を上限値として制限される。
モータの起動時においては飽和領域で動作するので、ソース側およびシンク側バイポーラトランジスタのベース電流であるＩ１＋Ｉ２は、ソース側コレクタ電流Ｉ３の約２０％〜４％の範囲でばらつく。
【００２７】
モータに供給される電流、すなわちコイル電流は、ソース側バイポーラトランジスタのコレクタ電流（図４に示したＩ３はその一例）と、前記ソース側バイポーラトランジスタにおけるばらつきの大きなベース電流との和となる。
【００２８】
従って上記のようにコレクタ電流のみを制限の対象として、電流値を所定の範囲内に制限する構成では、全体電流Ｉ０が最大電流規格値を超えないようにするためには、検出抵抗Ｒｎｆによる検出が不可能でかつ、ばらつきが大きいベース電流を考慮して、コレクタ電流の制限値を余裕を持って小さく設定しなければならなかった。
【００２９】
上記の課題により、モータの効率が悪化し出力が小さくなってしまい、フロッピーディスク装置など装置が必要とする出力を達成するためにモータをより大型、大重量とせざるを得ず、モータ自体および装置の小型、軽量化、高効率化を妨げ、さらにはコストアップにもつながることとなった。
【００３０】
この課題を具体的な計算例により説明する。
【００３１】
図４の従来技術の回路において、全体電流Ｉ０が与えられた定格値であるＩ０ＭＡＸ以内に収まるようにするために、検出抵抗Ｒｎｆによりソース側トランジスタのコレクタ電流Ｉ３は、上限値Ｉ３ＭＡＸに制限されているとする。
【００３２】
ここでＱ１のｈｆｅが「１０」の状態（想定される下限付近で、流れるベース電流は最大となる）を想定し、そのような大きなベース電流の状態でも全体電流Ｉ０がＩ０ＭＡＸを超えることが無いようＲｎｆが設定されているとする。
【００３３】
その状態において、ソース側ベース電流Ｉ２は、
Ｉ３ＭＡＸ＝ｈｆｅ・Ｉ２＝１０・Ｉ２  （式３）
を満たす。
【００３４】
また飽和領域において、ソース側ベース電流Ｉ２と、シンク側ベース電流Ｉ１とはほぼ等しいとしてよく、この時回路を実際に流れる全体電流Ｉ０は、
Ｉ０＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３≒Ｉ３ＭＡＸ／１０＋Ｉ３ＭＡＸ／１０＋Ｉ３ＭＡＸ    （式４）
なので、このＩ０が最大電流規格値であるＩ０ＭＡＸに等しく設定されているとすると、
Ｉ３ＭＡＸ≒（５／６）・Ｉ０ＭＡＸ    （式５）
が成り立つ。
【００３５】
この時コイル（２）を流れる電流ＩＬは、
ＩＬ＝Ｉ２＋Ｉ３＝（１／１０＋１）・Ｉ３ＭＡＸ＝（１１／１０）・（５／６）・Ｉ０ＭＡＸ＝（１１／１２）・Ｉ０ＭＡＸ    （式６）
となり、最大で全体電流の約９２％がコイルを流れることとなる。
【００３６】
一方、Ｑ１、Ｑ５のｈｆｅのばらつきにより、Ｑ１のｈｆｅの値が「５０」になったとすると、同様の計算により、
Ｉ３ＭＡＸ＝５０・Ｉ２  （式７）
となる。これと式５とを用いて、コイル（２）を流れる電流ＩＬは、
ＩＬ＝Ｉ２＋Ｉ３＝（１／５０＋１）・Ｉ３ＭＡＸ＝（５１／５０）・（５／６）・Ｉ０ＭＡＸ＝（５１／６０）・Ｉ０ＭＡＸ    （式８）
となり、最大電流規格値Ｉ０ＭＡＸに対し、約８５％の電流しかコイルを流れないことが分かる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、バイポーラトランジスタを用いてモータのコイル電流の制御を行なうモータ駆動回路および駆動回路付モータにおいて、回路の電流制限をする際に、大きくばらつく可能性のあるバイポーラトランジスタの飽和時のｈｆｅのばらつきを考慮して大きな余裕分を見る必要が無く常に最大電流規格値まで全体電流Ｉ０を流すことができる構成とすることにより、モータ自体およびモータを組み込む装置の小型、軽量化を促進し、さらにはコストダウンを実現するために、
「モータ（５ａ）の駆動コイルに供給する駆動電流（Ｉ１０）を出力する出力手段（Ｑ１０）と、
前記モータ（５ａ）の停止状態から所望の回転状態に至るまでの各状態における前記出力手段（Ｑ１０）の入力側に印加される電流値を検知して、前記各状態における最適な電流値の前記駆動電流（Ｉ１０）が出力されるように前記駆動電流（Ｉ１０）の電流値を制御する制御信号（Ｉ１０１）を前記出力手段（Ｑ１０）に入力し、かつ前記制御信号（Ｉ１０１）と前記駆動電流（Ｉ１０）との合計の電流値を所定の値以下に制限するよう前記制御信号（Ｉ１０１）の電流値を制限する制限手段（検出抵抗  Ｒｎｆ，比較器  ５ｂ）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。」と、
「請求項１記載のモータ駆動回路を備えた駆動回路付きモータであって、
前記出力手段（Ｑ１０）が出力する前記駆動電流（Ｉ１０）を前記駆動コイルへ供給する入力端子を有することを特徴とする駆動回路付きモータ。」と、
「多相モータを構成する複数相の駆動コイル（２）に駆動電流（Ｉ３）をそれぞれ供給するモータ駆動回路であって、
前記複数相の駆動コイル（２）に対し、選択的に前記駆動電流（Ｉ３）をそれぞれ供給する出力手段（ソース側バイポーラトランジスタ  Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，シンク側バイポーラトランジスタ  Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）と、
前記多相モータの停止状態から所望の回転状態に至るまでの各状態における前記出力手段の入力側に印加される電流値を検知して、前記各状態における最適な電流値の前記駆動電流（Ｉ３）が出力されるように前記駆動電流（Ｉ３）の電流値を制御する制御信号（ソース側バイポーラトランジスタ・ベース電流  Ｉ２，シンク側バイポーラトランジスタ・ベース電流  Ｉ１）を前記出力手段（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）に入力し、かつ前記制御信号（Ｉ２，Ｉ１）と前記駆動電流（Ｉ３）との合計の電流値を所定の値以下に制限するよう前記制御信号（Ｉ２，Ｉ１）の電流値を制限する制限手段（検出抵抗  Ｒｎｆ，比較器  １）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。」とを提供することを発明の目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述した従来の技術の課題を解決するために、次の手段を有する。
即ち、請求項１は、モータ（５ａ）の駆動コイル（２）に駆動電流を供給して前記モータを駆動させるモータ駆動回路であって、
ソース側バイポーラトランジスタ（Ｑ１）とシンク側バイポーラトランジスタ（Ｑ４）とを有して前記駆動電流を供給する駆動電流供給手段と、前記駆動電流供給手段を少なくとも飽和領域で動作させるよう制御する制御手段と、前記駆動電流供給手段に印加する第１の印加電流（Ｉ３）と前記制御手段に印加する第２の印加電流（Ｉ１），（Ｉ２）との合計の電流値を制限する制限手段（Ｒｎｆ，５ｂ）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路である。
【００３９】
また、請求項２に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動回路を備えた駆動回路付きモータであって、
前記駆動電流供給手段からの前記駆動電流を前記駆動コイルへ印加させるための入力端子を有することを特徴とする駆動回路付きモータである。
【００４０】
また、請求項３に係る発明は、
多相モータ（５ａ）を構成する複数の駆動コイル（２）のそれぞれに駆動電流を供給して前記多相モータを駆動させるモータ駆動回路であって、
ソース側バイポーラトランジスタ（Ｑ１〜Ｑ３）とシンク側バイポーラトランジスタ（Ｑ４〜Ｑ６）とを有して前記駆動電流を前記複数相の駆動コイル（２）に対して選択的に供給する駆動電流供給手段と、前記駆動電流供給手段を少なくとも飽和領域で動作させるよう制御する制御手段と、前記駆動電流供給手段に印加する第１の印加電流（Ｉ３）と前記制御手段に印加する第２の印加電流（Ｉ１），（Ｉ２）との合計の電流値を制限する制限手段（Ｒｎｆ，５ｂ）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路である。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下に本発明に係わる実施の形態である、モータ駆動回路および駆動回路付モータの構成について、図１乃至３および図５を参照して順に説明する。
以下の本発明に係わる実施の形態では、
「モータ（５ａ）の駆動コイルに供給する駆動電流（Ｉ１０）を出力する出力手段（Ｑ１０）と、
前記モータ（５ａ）の停止状態から所望の回転状態に至るまでの各状態における前記出力手段（Ｑ１０）の入力側に印加される電流値を検知して、前記各状態における最適な電流値の前記駆動電流（Ｉ１０）が出力されるように前記駆動電流（Ｉ１０）の電流値を制御する制御信号（Ｉ１０１）を前記出力手段（Ｑ１０）に入力し、かつ前記制御信号（Ｉ１０１）と前記駆動電流（Ｉ１０）との合計の電流値を所定の値以下に制限するよう前記制御信号（Ｉ１０１）の電流値を制限する制限手段（検出抵抗  Ｒｎｆ，比較器  ５ｂ）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。」あるいは、
「請求項１記載のモータ駆動回路を備えた駆動回路付きモータであって、
前記出力手段（Ｑ１０）が出力する前記駆動電流（Ｉ１０）を前記駆動コイルへ供給する入力端子を有することを特徴とする駆動回路付きモータ。」あるいは、「多相モータを構成する複数相の駆動コイル（２）に駆動電流（Ｉ３）をそれぞれ供給するモータ駆動回路であって、
前記複数相の駆動コイル（２）に対し、選択的に前記駆動電流（Ｉ３）をそれぞれ供給する出力手段（ソース側バイポーラトランジスタ  Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，シンク側バイポーラトランジスタ  Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）と、
前記多相モータの停止状態から所望の回転状態に至るまでの各状態における前記出力手段の入力側に印加される電流値を検知して、前記各状態における最適な電流値の前記駆動電流（Ｉ３）が出力されるように前記駆動電流（Ｉ３）の電流値を制御する制御信号（ソース側バイポーラトランジスタ・ベース電流  Ｉ２，シンク側バイポーラトランジスタ・ベース電流  Ｉ１）を前記出力手段（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）に入力し、かつ前記制御信号（Ｉ２，Ｉ１）と前記駆動電流（Ｉ３）との合計の電流値を所定の値以下に制限するよう前記制御信号（Ｉ２，Ｉ１）の電流値を制限する制限手段（検出抵抗  Ｒｎｆ，比較器  １）とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。」としたことに特徴がある。
【００４２】
尚、説明の便宜上、先に示した構成と同一構成に対しては同一の符号を付して説明する。
また先に示した従来技術に係る構成と同一の構成については、説明の重複を避けるため、説明を省略する。
【００４３】
図５は、本発明の第１の実施の形態である、駆動回路付き直流モータの回路図である。
【００４４】
図５に示す構成で、直流モータ（５ａ）に、エミッタ端子において直列に接続されたバイポーラトランジスタＱ１０のベース電流Ｉ１０１とコレクタ電流Ｉ１０とが共通に流れる電流路を設け、その電流路中に電流検出抵抗Ｒｎｆを配置し、比較器（５ｂ）がＲｎｆの両端電圧と、電流値の制限値を設定するためのリミッタ電圧ＶＬＩＭとを比較することにより、回路に流れる電流値の制限をかける構成としている。
【００４５】
この場合、リミッタ電圧をＶＬＩＭとすると、上限の電流値において、
ＶＬＩＭ＝Ｒｎｆ（Ｉ１０＋Ｉ１０１）  （式９）
となる。
従って、電源Ｖｃｃから流出する全体電流をＩ０とすると、
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ１０＋Ｉ１０１＝ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ  （式１０）
で表される上限値でＩ１０は制限を受け、全体電流が制限できる。
【００４６】
本実施の形態では、Ｑ１０のベース電流であるＩ１０１を含めて、全体電流Ｉ０の制限が行なわれるので、Ｉ０をあらかじめベース電流の飽和領域における大きなばらつきを想定して余裕のある低い電流制限値に設定する必要が無く、Ｉ０の最大電流規格値を満足できる限界までコイル電流を流すことができるので、モータ（５ｂ）の効率が向上し、モータの小型化、低コスト化が促進される。
【００４７】
さらにＱ１０のｈｆｅが想定範囲内で高めにばらつき、ベース電流Ｉ１０１が減少しても、ベース電流Ｉ１０１とコレクタ電流Ｉ１０との合成電流に対して制限をかける構成としたので、ベース電流Ｉ１０１の減少分をコレクタ電流Ｉ１０が増加して補い、コイルを流れる電流は増加し、従来よりモータの効率が向上する効果を発揮する。
【００４８】
上記の効果の詳細は、同様の効果を有する第２の実施の形態において、より詳細に説明する。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施の形態である駆動回路付ブラシレスモータを図１を用いて説明する。
【００５０】
図１は、本実施の形態における駆動回路付きブラシレスモータ回路図である。すなわち図１において、エミッタ端子においてコイル（２）と直列に接続するソース側バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ３のベース電流をＩ２、コレクタ端子においてコイル（２）と直列に接続するシンク側バイポーラトランジスタＱ４〜Ｑ６のベース電流をＩ１、ソース側バイポーラトランジスタのコレクタ電流をＩ３とすると、Ｉ１，Ｉ２およびＩ３が共通に流れる電流路を設けて、さらにその電流路中に電流検出抵抗Ｒｎｆを設けて、比較器（１）が検出した電圧に応じて電流制限をかける構成としている。
【００５１】
この場合、リミッタ電圧をＶＬＩＭとすると、上限の電流値において、
ＶＬＩＭ＝Ｒｎｆ・（Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）  （式１１）
となる。
【００５２】
従って、全体電流をＩ０とすると、
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ  （式１２）
で表される上限値で全体電流Ｉ０が制限される。
【００５３】
本実施の形態では、シンク側バイポーラトランジスタのベース電流Ｉ１と、ソース側バイポーラトランジスタのベース電流Ｉ２とを含めて電流制限が行なわれるので、先に図４を用いて説明した従来の構成のようにソース側バイポーラトランジスタのコレクタ電流のみを検出対象として電流制限を行なう従来の構成と比較して、あらかじめばらつきの大きなベース電流のための余裕を見る必要が無くなり、常に最大電流規格値まで全体電流Ｉ０を流すことができ、モータ（５ｂ）の出力が向上し、モータの効率向上と小型化、低コスト化が促進される効果を発揮する。
【００５４】
さらに図１の構成においては、ベース電流Ｉ１、Ｉ２とコレクタ電流Ｉ３との合成電流に対して制限をかける構成としたので、ソース側バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のベース電流Ｉ２が減少しても、ベース電流Ｉ２の減少分をコレクタ電流Ｉ３が増加して補うのでコイルを流れる電流は増加して、従来よりモータの効率が向上する効果を発揮する。
上記の効果を具体的な計算例により、以下に説明する。
【００５５】
図１本実施の形態の回路において、検出抵抗Ｒｎｆにより、全体電流Ｉ０は最大電流規格値と同じ上限値Ｉ０ＭＡＸに制限されており、かつその上限値が流れているとする。
ここで導通状態にあるソース側バイポーラトランジスタ、例えばＱ１のｈｆｅが「１０」の状態（想定される下限付近、ベース電流は最大）を想定すると、ソース側ベース電流Ｉ２は、
Ｉ３＝ｈｆｅ・Ｉ２＝１０・Ｉ２  （式１３）
を満たす。
【００５６】
また飽和領域において、ソース側ベース電流Ｉ２と、シンク側ベース電流Ｉ１とはほぼ等しいとしてよく、また全体電流Ｉ０はＩ０ＭＡＸなので、
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３≒Ｉ３／１０＋Ｉ３／１０＋Ｉ３  （式１４）
これより、
Ｉ３≒（５／６）・Ｉ０ＭＡＸ    （式１５）
が成り立つ。
【００５７】
この時コイル（２）を流れる電流ＩＬは、
ＩＬ＝Ｉ２＋Ｉ３＝（１／１２＋５／６）・Ｉ０ＭＡＸ＝（１１／１２）・Ｉ０ＭＡＸ  （式１６）
となり、最大で全体電流の約９２％がコイルを流れることとなり、これは図４の従来技術で同一条件で計算した結果と同じである。
【００５８】
一方、Ｑ１のｈｆｅが上記と異なり「５０」なる値であるとすると、同様の計算により、
Ｉ３＝５０・Ｉ２  （式１７）
を用いて、全体電流Ｉ０ＭＡＸは、
Ｉ０ＭＡＸ＝Ｉ３＋（１／５０）・Ｉ３＋（１／５０）・Ｉ３  （式１８）
これから、
Ｉ３＝（５０／５２）・Ｉ０ＭＡＸ    （式１９）
が得られる。
【００５９】
コイル（２）を流れる電流ＩＬは、
ＩＬ＝Ｉ２＋Ｉ３＝（１／５２＋５０／５２）・Ｉ０ＭＡＸ＝（５１／５２）・Ｉ０ＭＡＸ    （式２０）
となり、最大電流規格値の約９８％の電流がコイルを流れることとなり、先に同一条件の計算例を式８として示した従来の構成（最大電流規格値の約８５％がコイルを流れる）よりも効率が大きく向上する。
【００６０】
これは、本実施の形態においては、ｈｆｅのばらつきに起因してベース電流が異なる電流値をとる場合でも、コレクタ電流Ｉ３とベース電流Ｉ１およびＩ２との比率を自動的に調整し、ベース電流が小さい分をコレクタ電流を増加させて補うよう構成されているからである。
上記の効果は、図５に示した第１の実施の形態を含め、本発明の他の実施の形態にも共通のものである。
【００６１】
次に、本発明に係る第３の実施の形態の説明を行なう。
【００６２】
図２は、本発明に係る第３の実施の形態である駆動回路付きブラシレスモータの回路図である。
【００６３】
図２の構成では、シンク側バイポーラトランジスタＱ４〜Ｑ６のベース電流Ｉ１と、ソース側バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ３のコレクタ電流Ｉ３とが共通に流れる電流路を設け、その電流路中に電流検出抵抗Ｒｎｆを設けて、上記と同様の方法で比較器（１）を用いて電流制限をかけている。
【００６４】
この場合、リミッタ電圧をＶＬＩＭとすると、上限の電流値において、
ＶＬＩＭ＝Ｒｎｆ（Ｉ１＋Ｉ３）  （式２１）
となる。
【００６５】
従って、全体電流をＩ０とすると、
Ｉ０＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝Ｉ２＋ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ  （式２２）
となる。従って、ソース側ベース電流Ｉ２を除く全体電流が一定となり制限できる。
【００６６】
図２に示した構成では、先に図１に示した構成と比較して、ソース側バイポーラトランジスタのベース電流Ｉ２を電流制限のための検出対象にしていない、というデメリットを有するものの、以下に説明するように、図１の構成よりも効率が高い、という特徴を有する。
【００６７】
以下の説明では、起動時にコイル（２）にかかる電圧をＶとし、電源電圧Ｖｃｃが一定であり、具体的に４．４ｖであるとする。
【００６８】
起動時にソース側バイポーラトランジスタ、例えばＱ３のエミッタの電圧は、図２の構成の場合、Ｑ３ベース側に接続するバイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間サチュレーション電圧（０．２ｖとする）と、Ｑ３のベース・エミッタ間電圧（０．７ｖとする）から、
Ｖ＝３．５Ｖ（＝４．４−０．２−０．７）  （式２３）
となるためである。
この結果、コイル（２）にかかる最大印加電圧は、０．２Ｖ増加し、モータの効率を改善することが出来る。
【００６９】
図３は、本発明の第４の実施の形態である駆動回路付きブラシレスモータのその他の実施例を示す回路図である。
【００７０】
図３においては、特開平６−２５２６６６号公報に開示された昇圧回路に関する技術を用いて応用した構成としている。
【００７１】
図３における第１の点線内（５）が昇圧回路であり、昇圧回路部ソース側バイポーラトランジスタＱ７およびＱ９、昇圧回路部シンク側バイポーラトランジスタＱ８およびＱ１０の２チャンネルで構成されている。
昇圧回路部ソース側バイポーラトランジスタＱ７および昇圧回路部シンク側バイポーラトランジスタＱ１０がＯＮの時、昇圧回路部ソース側バイポーラトランジスタＱ９および昇圧回路部シンク側バイポーラトランジスタＱ８はＯＦＦとなるように、また、昇圧回路部ソース側バイポーラトランジスタＱ７および昇圧回路部シンク側バイポーラトランジスタＱ１０がＯＦＦの時、昇圧回路部ソース側バイポーラトランジスタＱ９および昇圧回路部シンク側バイポーラトランジスタＱ８はＯＮとなるように動作する。
【００７２】
すなわち、２チャンネルの昇圧回路部ソース側、シンク側バイポーラトランジスタは交互に同時間で切り替わり、同一チャンネルのシンク、ソース両バイポーラトランジスタが同時にＯＮすることはない。
【００７３】
図３における第２の点線内（６）はレギュレータ回路で、昇圧回路出力Ｖｐは電源電圧をＶｃｃとした時に、略Ｖｐ＝Ｖｃｃ＋１．２［Ｖ］になるように安定化される。
ここで昇圧回路出力Ｖｐを電源電圧Ｖｃｃ＋１．２［Ｖ］に設定するのは、ソース側バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ３の飽和電圧を低下させるためである。
【００７４】
もし図３に示す昇圧回路を使用せず、Ｑ３のベースにつながるトランジスタＱ３１のエミッタを直接電源電圧に接続したとすると、Ｑ３のエミッタから見た場合、Ｑ３のベースーエミッタ間電圧ＶＢＥは０．７［Ｖ］、Ｑ３１のコレクターエミッタ間飽和電圧０．２［Ｖ］となり、Ｑ３のコレクターエミッタ間電圧は０．９［Ｖ］となってしまう。
【００７５】
一般的にトランジスタのコレクターエミッタ間飽和電圧は０．２［Ｖ］程度であるので、ここでは、０．７［Ｖ］の電圧損失が発生してしまう。従って、昇圧回路を用い、Ｑ３１のエミッタ供給電圧を電源電圧Ｖｃｃより高めておけば、Ｑ３本来の飽和電圧まで、引き下げることが可能となる。すなわち、飽和領域でソース側バイポーラトランジスタＱ３がＯＮしている場合を考えると、Ｑ３のコレクターエミッタ間飽和電圧をＶＣＥｓａｔ１を０．２［Ｖ］、ベースーエミッタ間電圧をＶＢＥを０．７［Ｖ］、Ｑ３のベースに接続されたＱ３１のコレクターエミッタ間飽和電圧ＶＣｅｓａｔ２を０．２［Ｖ］、リミッタ電圧ＶＬＩＭを０．２［Ｖ］とすれば、昇圧回路出力Ｖｐを少なくとも
Ｖｐ＞Ｖｃｃ―ＶＬＩＭ―ＶＣＥｓａｔ１＋ＶＢＥ＋ＶＣＥｓａｔ２
＝Ｖｃｃ―０．２―０．２＋０．７＋０．２＝Ｖｃｃ＋０．５［Ｖ］    （式２４）
すなわち、電源電圧Ｖｃｃに対して０．５［Ｖ］以上高く設定することにより、ソース側バイポーラトランジスタの飽和電圧を昇圧回路を用いない場合の０．９［Ｖ］から０．２［Ｖ］まで低下させることができる。
【００７６】
本回路を応用した場合、ソース側バイポーラトランジスタベース電流Ｉ２は昇圧回路でＱ８、Ｑ９がＯＮしている場合、図示のように、Ｑ９のコレクタ側からエミッタ側につながる抵抗、コンデンサ、ブリッジダイオードの１つを通じて、レギュレータ回路の安定化トランジスタのコレクタからエミッタに流れる。
従って、Ｑ７、Ｑ９のコレクタ電流、すなわち、ソース側バイポーラトランジスタベース電流Ｉ２とシンク側バイポーラトランジスタベース電流Ｉ１を電流検出抵抗Ｒｎｆに接続することで全体電流Ｉ０が制限できる。
【００７７】
この場合、リミッタ電圧をＶＬＩＭとすると、
ＶＬＩＭ＝Ｒｎｆ（Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）  （式２５）
となる。従って、全体電流をＩ０とすると、
Ｉ０＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝ＶＬＩＭ／Ｒｎｆ  （式２６）
で表され、全体電流が制限できる。
【００７８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、バイポーラトランジスタを用いてモータのコイル電流の制御を行なうモータ駆動回路、駆動回路付モータにおいて、回路の電流制限をする際に大きなばらつきが発生する可能性のあるバイポーラトランジスタのベース電流を考慮して大きな余裕分を見る必要が無く常に最大電流規格値まで全体電流Ｉ０を流すことができ、モータの効率を向上させて、モータ自体およびモータを組み込む装置の小型、軽量化を促進し、さらにはコストダウンを実現する効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第２の実施例に係る駆動回路付ブラシレスモータの回路図である。
【図２】本発明の第３の実施例に係る駆動回路付ブラシレスモータの回路図である。
【図３】本発明の第４の実施例に係る駆動回路付ブラシレスモータの回路図である。
【図４】従来の技術に基づく駆動回路付ブラシレスモータの回路図である。
【図５】本発明の第１の実施例に係る駆動回路付モータの回路図である。
【図６】従来の技術に基づく駆動回路付直流モータの回路図である。
【符号の説明】
１、５ｂ      比較器（制限手段）
２            駆動コイル
５ａ          モータ
Ｑ１〜Ｑ３    ソース側バイポーラトランジスタ（出力手段）
Ｑ４〜Ｑ６    シンク側バイポーラトランジスタ（出力手段）
Ｉ１          シンク側バイポーラトランジスタベース電流（制御信号）
Ｉ２          ソース側バイポーラトランジスタベース電流（制御信号）
Ｉ３          ソース側バイポーラトランジスタコレクタ電流（駆動電流）
Ｉ１０        バイポーラトランジスタコレクタ電流（駆動電流）
Ｉ１０１      バイポーラトランジスタベース電流（制御信号）
Ｒｎｆ                電流検出抵抗（制限手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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