(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力用キャパシタ・バンクに充放電状態に応じて段数を切り換えて複数段の調整用キャパシタ・バンクを直列接続する直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置において、
直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと、
充電方向の整流手段に前記充電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第１のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと前記出力用キャパシタ・バンクに直列接続し、放電方向の整流手段に前記放電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第２のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと並列接続し、２つの単方向制御整流手段を逆方向に直列接続すると共に前記２つの単方向制御整流手段のそれぞれに逆方向の整流手段を並列接続した第３のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクの中段のそれぞれの接続点に並列接続して前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換える切り換え回路と、
前記出力用キャパシタ・バンクの充放電状態を検出して該充放電状態に応じて前記切り換え回路の複数の単方向制御整流手段の導通を制御する制御手段と
を備え、前記制御手段により前記充放電状態に応じて前記複数の単方向制御整流手段を選択的に導通させることにより前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換えるように構成したことを特徴とする直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置。
【請求項２】
出力用キャパシタ・バンクに充放電状態に応じて段数を切り換えて複数段の調整用キャパシタ・バンクを直列接続する直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置において、
直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと、
充電方向の整流手段に前記充電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第１のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと前記出力用キャパシタ・バンクに直列接続し、放電方向の整流手段に前記放電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第２のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと並列接続し、双方向制御整流手段を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクの中段のそれぞれの接続点に並列接続して前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換える切り換え回路と、
前記出力用キャパシタ・バンクの充放電状態を検出して該充放電状態に応じて前記切り換え回路の複数の単方向制御整流手段又は双方向制御整流手段の導通を制御する制御手段とを備え、前記制御手段により前記充放電状態に応じて前記複数の単方向制御整流手段又は双方向制御整流手段を選択的に導通させることにより前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換えるように構成したことを特徴とする直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力用キャパシタ・バンクに充放電状態に応じて段数を切り換えて複数段の調整用キャパシタ・バンクを直列接続する直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気二重層コンデンサは、鉛電池やニッケル・カドミウム電池のような充電に時間がかかる化学電池と比較して、他のコンデンサと同様に物理的な充電により急速充電が可能になる。しかも、電気二重層コンデンサによる蓄電装置は、大量にエネルギーを貯蔵できるという化学電池にない大きなメリットを有しているが、電気エネルギーの貯蔵量を多くしてそれを有効に利用しようとすると、Ｑ＝ＣＶ２  ／２の関係に基づいて端子電圧が大きく変動する特性を持っている。電気二重層コンデンサを使用したＥＣＳ（Ｅｎｅｒｇｙ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）  による電気エネルギー貯蔵装置は、電気二重層コンデンサにおける電気エネルギーの貯蔵量を多くしてそれを有効に利用できるものとして、電気自動車の電源装置や大規模な電気エネルギー貯蔵装置として注目されている。
【０００３】
ＥＣＳは、コンデンサと並列モニタと電流ポンプからなる電気エネルギー貯蔵システムとして既に各種文献（例えば電子技術、１９９４−１２、ｐ１〜３、電学論Ｂ、１１５巻５号、平成７年  ｐ５０４〜６１０など）で紹介されている。ここで、並列モニタは、複数のコンデンサを構成因子とするコンデンサバンクの各コンデンサの端子間に接続され、コンデンサの充電電圧が並列モニタの設定値を越えると充電電流をバイパスする装置であり、また、コンデンサバンクの端子間に接続されるようにしてもよい。そのため、コンデンサバンクを耐電圧いっぱいまで使えるようにするものとして、並列モニタは、きわめて大きな役割を持ち、エネルギー密度の有効利用の手段として不可欠な装置である。並列モニタの接続により、コンデンサの特性のバラツキや残留電荷の大小がある場合にも、最大電圧の均等化、逆流防止、充電終止電圧の検出と制御などを行うことができる。したがって、コンデンサバンク内のすべてのコンデンサは、設定された電圧まで均等に充電され、コンデンサの蓄積能力をほぼ１００パーセント発揮させることができる。
【０００４】
しかし、電気二重層コンデンサのように満充電状態からエネルギーを取り出すに従って電圧が大きく低下する特性を有する電源装置では、蓄電能力を有効に活用するため、電源側電圧の定電圧化を図ることが必須である。そのために、電池の直並列切り換えを行い、電圧の変動幅を小さくするようにした電源装置が既に提案（特開平８−１６８１８２号公報参照）されている。図１０はコンデンサ電池の直並列切り換えを行う電源装置の構成例を示す図であり、コンデンサ電池を電圧の低下にしたがって並列接続から直列接続に切り換えるものである。このような電源装置では、例えば図１０（Ａ）に示すコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の直並列切り換え回路を、図１０（Ｂ）に示すようにさらに多段に縦続接続し充放電状態に応じ段階的に切り換え制御すると、段数に見合って電圧の変動幅を小さくすることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のように電圧の変動幅を小さくしようとすると、並列接続から直列接続に切り換える段数が多くなり、段数が多くなるに伴ってそれだけ多数の切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ２、Ｓｓ１〜Ｓｐ３１、Ｓｐ３２、Ｓｓ３１が必要になる。つまり、図１０（Ａ）から明らかなように、１段に３つの切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ２、Ｓｓ１が用いられるので、段数の３倍の切り換えスイッチが必要になる。
【０００６】
しかも、これらの切り換えスイッチは、電源用であることから、大型の電磁接触器やジャイアントトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、サイリスタなどのパワー半導体を用いることになる。そのため、切り換えスイッチの駆動回路や放熱板などを含め、部品点数が多くなり、取り付けのために大きなスペースの確保が必要になる。その結果、装置のコストが高くなり、信頼性にも問題が生じる。
【０００７】
さらに、並列接続から直列接続に切り換える際、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の電圧が不均一になっていると、コンデンサ電池Ｃ１とＣ２との間で大きなクロスカーレントが流れるので、図１０（Ｃ）に示すようにこのようなクロスカーレントを防ぐための保護回路Ａ１、Ａ２、それに対応できるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が必要になる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するものであって、少ない数のスイッチでキャパシタの接続を切り換え制御して出力電圧の安定化を可能にし、簡便な切り換えスイッチの制御でスイッチング損失を低減するものである。
【０００９】
そのために本発明は、出力用キャパシタ・バンクに充放電状態に応じて段数を切り換えて複数段の調整用キャパシタ・バンクを直列接続する直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置において、直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと、充電方向の整流手段に前記充電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第１のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと前記出力用キャパシタ・バンクに直列接続し、放電方向の整流手段に前記放電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第２のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと並列接続し、２つの単方向制御整流手段を逆方向に直列接続すると共に前記２つの単方向制御整流手段のそれぞれに逆方向の整流手段を並列接続した第３のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクの中段のそれぞれの接続点に並列接続して前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換える切り換え回路と、前記出力用キャパシタ・バンクの充放電状態を検出して該充放電状態に応じて前記切り換え回路の複数の単方向制御整流手段の導通を制御する制御手段とを備え、前記制御手段により前記充放電状態に応じて前記複数の単方向制御整流手段を選択的に導通させることにより前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換えるように構成したことを特徴とするものである。
【００１０】
また、充電方向の整流手段に前記充電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第１のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと前記出力用キャパシタ・バンクに直列接続し、放電方向の整流手段に前記放電方向と逆方向の単方向制御整流手段を並列接続した第２のスイッチ回路を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクと並列接続し、双方向制御整流手段を前記直列接続した複数段の調整用キャパシタ・バンクの中段のそれぞれの接続点に並列接続して前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換える切り換え回路と、前記出力用キャパシタ・バンクの充放電状態を検出して該充放電状態に応じて前記切り換え回路の複数の単方向制御整流手段又は双方向制御整流手段の導通を制御する制御手段とを備え、前記制御手段により前記充放電状態に応じて前記複数の単方向制御整流手段又は双方向制御整流手段を選択的に導通させることにより前記調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換えるように構成したことを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。
図１は本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の実施の形態を示す図であり、Ｃ１〜Ｃ５はキャパシタ・バンク、Ｓ１〜Ｓ３はスイッチ、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ２３は制御整流素子、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２２、Ｄ２３は整流素子、Ａ１は制御回路、１は充電回路、２は出力制御回路、３は負荷を示す。
【００１２】
図１において、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５は、電気エネルギー貯蔵用として、例えば電気二重層コンデンサのようなキャパシタ（単セル）を複数個用いることにより、それらを直列あるいはそれをさらに並列に接続したものであり、各キャパシタ、あるいはバンクには並列モニタが接続される。これらのうち、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３は、負荷の定格電圧の範囲で常に充放電される出力用キャパシタ・バンクであり、キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５は、負荷電圧の許容変動幅の範囲で電圧調整要に充放電される調整用キャパシタ・バンクである。スイッチＳ１〜Ｓ３は、直列接続した出力用キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３にさらに追加して調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５を段階的に直列接続したり、あるいは接続の切り離しをしたりして、調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の直列接続段数を切り換える回路を構成している。
【００１３】
制御回路Ａ１は、直列接続した出力用キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３における充放電状態（端子電圧）を検出し、その充放電状態に応じてスイッチＳ１〜Ｓ３を制御して調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５について接続又は接続の切り離しを行い直列接続段数の切り換え制御を行うものである。したがって、制御回路Ａ１によりスイッチＳ１〜Ｓ３のうち常にいずれか１つのみを選択的にオンにすることにより、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３だけの直列接続からキャパシタ・バンクＣ４（１段）、さらにはＣ５（２段）を加えた直列接続の状態まで、直列接続段数（バンク数）を段階的に切り換える。したがって、制御回路Ａ１では、３つの接続状態の切り換えを行うので、そのために２つの検出レベルＥ１  、Ｅ２  （例えばＥ１  ＜Ｅ２  ）を有する。
【００１４】
充電回路１は、電源より直列接続されたキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５に定電流充電するものであり、段階的にキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の接続が切り離され、最終的にキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の直列回路が定格電圧まで充電されて充電を終了する。出力制御回路２は、例えば既に知られた電流ホンプのようにキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５から負荷３に供給する電流を制御、調節したり、負荷３から逆に電流源（充電回路）としてキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５を充電する、つまり負荷３が発電機となる回生制動の場合の切り換えを行ったりするものである。したがって、出力制御回路２としては、電子スイッチや、降圧チョッパ、昇圧チョッパ、その他のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられるが、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５の接続切り換えの制御により、負荷３から見て調整の必要のない範囲に電圧が安定化される場合には省くこともでき、本発明にとっては特に必要不可欠な構成要素というものではない。勿論、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５の接続切り換えの制御により、電圧変動範囲が小さくなれば、これとコンバータを組み合わせることにより、コンバータを高効率に設計でき、電圧安定性の高い電源を実現することもできる。
【００１５】
本発明では、切り換え回路を構成するスイッチＳ１〜Ｓ３に図１（Ｂ）に示すようにサイリスタなどの半導体からなる単方向の制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ２３とダイオードからなる整流素子Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２２、Ｄ２３との並列回路を用いたものである。このうち、少なくとも調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の全てを直列接続するスイッチＳ３の回路には、充電方向の整流素子Ｄ２３に逆方向の制御整流素子Ｓ２３を並列接続する。また、調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の全てをバイパスして接続を切り離すスイッチＳ１の回路には放電方向の整流素子Ｄ１１に逆方向の制御整流素子Ｓ１１を並列する。これに対し、複数段の調整用キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５を中段で接続又は該接続の切り離しを行うスイッチＳ２の回路には、充電方向の制御整流素子Ｓ１２と逆方向の制御整流素子Ｓ２２とを直列接続し、それぞれに逆方向の整流素子Ｄ１２、整流素子Ｄ２２を並列接続する。勿論、スイッチＳ２の回路としては、サイリスタ（制御整流素子）を逆並列接続した回路やトライアック（双方向制御整流素子）を接続した回路でもよい。
【００１６】
上記のようにサイリスタやトライアック、ダイオードを組み合わせて切り換え回路を構成することにより、突入電流に強く、長時間でのオンロス、ゲートロスが少なくすることができる。しかも、接続の切り換え時に主極にキャパシタ・バンクの電圧が逆バイアスとして加わるので、ターンオフの制御が特別に必要でなくなり、ゲート制御回路を簡素化することができる。例えば図１（Ｂ）の回路において、充電時には、制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ２３を全てオフにした状態から整流素子Ｄ２３が導通して充電をスタートする。そして、充電が進むに従ってまず制御整流素子Ｓ１２をオンにすることにより、整流素子Ｄ２３が逆バイアスになって調整用キャパシタ・バンクＣ４の接続が切り離され、次に制御整流素子Ｓ１１をオンにすることにより、整流素子Ｄ２２も逆バイアスになって調整用キャパシタ・バンクＣ５の接続も切り離される。放電時にも、制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ２３を全てオフにした状態から整流素子Ｄ１１が導通して充電をスタートし、Ｓ２２、Ｓ２３を順次オンにすることにより、同様に調整用キャパシタ・バンクＣ５、Ｃ４を直列に加えることができる。
【００１７】
次に、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の電圧に応じてスイッチＳ１〜Ｓ３を制御し、直列接続するキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５の数を切り換える充放電動作を説明する。図２は接続制御の処理ルーチンの例を説明するための図、図３は制御回路の構成例を示す図である。
【００１８】
制御回路Ａ１では、例えば図２に示すようにキャパシタ・バンクＣ３の上端の電圧Ｖを読み込み（ステップＳ１１）、この電圧Ｖを制御の判定基準として予め設定された設定レベルＥ１  、Ｅ２  と比較する（ステップＳ１２、１４）。そして、電圧Ｖが第１の設定レベルＥ１  より低い場合には、スイッチＳ３のみをオンにして全キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５の直列接続とする（ステップＳ１６）。また、電圧Ｖが第２の設定レベルＥ２  より低く第１の設定レベルＥ１  以上であれば、スイッチＳ２のみをオンにしてキャパシタ・バンクＣ５を除きキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ４の直列接続とする（ステップＳ１５）。そして、電圧Ｖが第２の設定レベルＥ２  以上であれば、スイッチＳ１のみをオンにしてキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５を除きキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の直列接続とする（ステップＳ１３）。これを充放電動作で説明すると、次のようになる。
【００１９】
充電動作について説明する。制御対象は制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２となり、制御整流素子Ｓ２２、Ｓ２３は制御対象外（オフ状態のまま）である。全放電状態から、制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２をオフにすることにより整流素子Ｄ２３のみがオンとなり、全キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５を直列に接続した状態から充電を開始する。つまり、制御回路Ａ１は、キャパシタ・バンクＣ３の上端の電圧Ｖが第１の設定レベルＥ１  に達しないと制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２をオフの状態に維持する。充電を開始し、充電電圧Ｖが第１の設定レベルＥ１  まで上昇したことを制御回路Ａ１が検出すると、制御整流素子Ｓ１２をオンにすることにより、キャパシタ・バンクＣ４を切り離してキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３、Ｃ５の直列接続とする。さらに充電電圧Ｖが上昇し、第２の設定レベルＥ２  に達した（越えた）ことを制御回路Ａ１が検出すると、制御整流素子Ｓ１２をオフにして制御整流素子Ｓ１１をオンにすることにより、キャパシタ・バンクＣ５を切り離してキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の直列接続とする。そして、定格電圧まで充電すると、この状態が系としての満充電になる。
【００２０】
放電動作について説明する。制御対象は制御整流素子Ｓ２２、Ｓ２３となり、制御整流素子Ｓ１１、Ｓ１２は制御対象外（オフ状態のまま）である。満充電から、充電動作のときと逆に、制御整流素子Ｓ２２、Ｓ２３をオフにすることにより整流素子Ｄ１１のみがオンとなり、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の３つを直列に接続した状態から放電を開始する。放電により電圧Ｖが低下し、第２の設定レベルＥ２  より低下したことを制御回路Ａ１が検出すると、制御整流素子Ｓ２２をオンにすることにより、キャパシタ・バンクＣ５を直列に加える。さらに放電が進み、電圧Ｖが第１の設定レベルＥ１  より低下したことを制御回路Ａ１が検出すると、制御整流素子Ｓ２２をオフにして制御整流素子Ｓ２３をオンにすることにより、キャパシタ・バンクＣ４も直列に加える。このようにキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５を順次直列に加えていくことにより、出力電圧の低下を補うことができる。
【００２１】
系としての満充電の状態において、図１（Ａ）に示すようにスイッチＳ１のみをオンにしキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の直列接続により定格電圧を取り出している場合には、その上にキャパシタ・バンクＣ４＋Ｃ５の電圧が積み重なり、回路の内部で発生する最大電圧はその分大きくなる。このような回路構成に対し、図１（Ｂ）に示す回路構成は、キャパシタ・バンクＣ４＋Ｃ５の電圧がキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の直列回路の電圧から差し引く極性で接続されるので、回路の内部で発生する最大電圧を低く抑えることができる。
【００２２】
上記のように制御回路Ａ１では、負荷の定格電圧の範囲で充放電される出力用キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の端子間電圧Ｖを測定し、その電圧Ｖの判定に基づき充放電状態を検出することができるが、電圧Ｖからエネルギー残量を求めることもできる。図３はこの残量表示を行う回路を有する制御回路の構成例を示したものである。図３において、電圧検出回路１１は、出力用キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の端子間電圧Ｖを測定するものである。電圧判定回路１２は、その電圧Ｖに基づき電圧を判定（充放電状態を判定）するものであり、スイッチ制御回路１２は、電圧判定回路１２の判定に基づき上記のようなスイッチＳ１〜Ｓ３のオンオフ制御を行うものである。また、残量演算回路１４は、電圧Ｖに基づきエネルギー残量を演算するものであり、表示回路１５は、残量演算回路１４により演算されたエネルギー残量を表示するものである。
【００２３】
充電から放電までの動作例をさらに説明する。図４は全放電状態から定電流充電し定電力放電完了までの各部の電圧推移の例を示す図、図５は緩和充電時間と自己放電特性の関係を説明するための図、図６は自己放電による利用率の低下を説明するための図、図７は緩和充電回路を備えた本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の実施の形態を示す図である。
それぞれ同一の１０００Ｆ、１０Ｖ定格のキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５を用いて充放電試験を行った例を示したのが図４である。ここで、制御回路Ａ１の設定レベルは、Ｅ１  ＝１８Ｖ、およびＥ２  ＝２２．５Ｖとし、充電回路は３０Ａの定電流型を用い、電圧制限値を３０．５Ｖに定め、放電は５００Ｗの定電力負荷とした。
【００２４】
まず、基本的な全放電状態、つまり各キャパシタ・バンクの初期電圧がゼロの状態から満充電までと、満充電から全放電までの間の出力電圧および各キャパシタ・バンクの電圧の推移は、図４に示すように出力電圧が１（◇）、キャパシタ・バンクＣ３の上端の電圧が２（□）、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の平均電圧が３（▽）、キャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の電圧が４（△）、５（○）となる。このように出力電圧１は、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５の直列状態への充電電圧が定格に達したところから、直列接続しても定格電圧を割るまでの全期間中の最低電圧は２２．５Ｖ、変動の幅を７．５／３０＝２５％以内に留めることができた。
【００２５】
また、キャパシタ・バンクＣ３の上端の電圧のトレース２から明らかなように、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の端子電圧は、系の貯蔵エネルギーの残量と一定の関係を持つ。したがって、静電容量Ｃのキャパシタに蓄えたエネルギーＵがその端子電圧Ｖから、
Ｕ＝ＣＶ２  ／２
で表せる原理を利用し、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の端子電圧を測定することにより、上記の計算、あるいは２乗、平方根の折れ線近似回路を使って端子電圧Ｖを貯蔵エネルギーの残量、すなわち蓄電量に換算することができ、残量計に簡単で正確な表示を行うことができる。
【００２６】
電気二重層キャパシタでは、充電時間が短いと、特有の自己充電すなわち自己のキャパシタ配列の後段に向かって充電する現象が顕著に起こり、図５に示すように端子電圧が時間とともに低下する。この低下の割合は、長時間緩和充電をするほど小さくすることができる。したがって、上記電源装置において、充電時に順次直列回路から切り離されるキャパシタ・バンクＣ５、Ｃ４で端子電圧の低下が大きいと、図６に示すようにキャパシタ・バンクＣ５、Ｃ４の蓄電能力が有効に利用されないことになる。図１において、いま、満充電状態からスイッチＳ１がオンの状態でキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の放電を開始し、電圧が低下してくると、スイッチＳ１がオフになってスイッチＳ２がオンに切り換わり、キャパシタ・バンクＣ５又はＣ４が直列に加えられる。しかし、そのとき、キャパシタ・バンクＣ５又はＣ４が自己放電して電圧が下がっていると、図４に対応して図６▲１▼、▲２▼に示したように切り換え直後から時間の経過に応じて電圧から低くなってしまう。
【００２７】
図７において、緩和充電回路２２は、充電時にキャパシタ・バンクＣ５又はＣ４に対してキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３から切り離されると、その後の端子電圧の低下を防ぐこめに緩和充電を行う回路であり、例えば小型、小容量のスイッチング定電流回路を用いることができる。すなわち、この緩和充電回路２２は、キャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ５に対する通常の充電電流に比べて１／１０〜１〜１００程度の充電電流を供給する小容量の回路で済み、制御は、充電されるキャパシタ・バンクＣ５、Ｃ４の満充電状態をかろうじて維持する程度に充電を続けるものであればよい。
【００２８】
図８および図９は本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の他の実施の形態を説明するための図である。
上記実施の形態では、説明を簡単にするため全てのキャパシタ・バンクに静電容量や耐電圧が等しいものを使って説明したが、図４に示すトレース３、４、５から明らかなように、固定のキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３に対して、スイッチされるキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５は、それぞれ７５％、６０％の電圧までしか充電されない、したがって、ここには耐電圧の低いキャパシタ・バンクあるいは直列接続個数の少ないキャパシタ・バンクを使用することができる。直列接続個数の少ないバンクを同じ静電容量の単セルで製造すると、必然的にその静電容量は直列接続個数の少なさに比例して大きくなる。
【００２９】
スイッチされるキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５に固定のキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３より大きい静電容量（Ｃ４＝１ｋＦ／０．６、Ｃ５＝１ｋＦ／０．７５）を用いた場合の各部の電圧推移の例を示したのが図８であり、逆にスイッチされるキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５に固定のキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３より小さい静電容量（Ｃ４、Ｃ５＝１ｋＦ×０．８）を用いた場合の各部の電圧推移の例を示したのが図９である。これらは、□がキャパシタ・バンクＣ３の上端の電圧、◇が出力電圧、○がキャパシタ・バンクＣ１〜Ｃ３の平均電圧、△がキャパシタ・バンクＣ４の電圧、▽がキャパシタ・バンクＣ５の電圧のトレースをそれぞれ示している。
【００３０】
このようにスイッチされるキャパシタ・バンクＣ４、Ｃ５の静電容量の増減によって、一定電圧以上で利用できる電力量、つまり利用率が増減し、電圧の変動幅が変化する。したがって、本発明は、全部同一のキャパシタを用いて製造を容易にするか、静電容量を使用する部位によって調節して蓄電量の有効利用を図るかなど、目的に応じた設計を選択することが可能である。
【００３１】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施の形態では、３個のキャパシタ・バンクを直列にした上に充放電状態（端子電圧）に応じて２個のキャパシタ・バンクを出力電圧の許容変動幅で調整用として段階的に直列に加えたり、切り離したりしたが、これらの個数は任意の組み合わせで選択することができる。調整用キャパシタ・バンクが３個以上になった場合、中段で接続又は該接続の切り離しを行う回路の構成はスイッチＳ２と全く同じでよい。さらに、切り換え回路を構成する制御整流手段は、サイリスタ（単方向制御整流素子）やトライアック（双方向制御整流素子）を用いて説明したが、ジャイアントトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴその他の半導体制御素子、半導体以外の制御素子を含み、これらを組み合わせて用いてもよいことはいうまでもない。さらに、切り換え回路の制御のための充放電状態の検出レベルとして、出力用キャパシタ・バンクの端子電圧を検出する場合には、調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数に対応した数が必要になるが、調整用キャパシタ・バンクを含めた端子電圧（出力電圧）を検出し１つの検出レベルで切り換え制御を行うようにしてもよい。すなわち、充電モードの場合、放電モードの場合のそれぞれにおいて、調整用キャパシタ・バンクの接続される順序が決まるので、検出レベルに達する毎にシーケンシャルに導通する制御整流素子を選択的に制御し、あるいは制御整流素子の導通状態に基づき次の導通する制御整流素子を決定することができる。
【００３２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、出力用キャパシタ・バンクに充放電状態に応じて段数を切り換えて複数段の調整用キャパシタ・バンクを直列接続するので、少ない数のスイッチにより出力電圧を所定の範囲で安定化することができ、スイッチの損失の低減、スイッチの駆動回路の簡素化、取り付けスペースの削減、コストの削減を図ることができる。しかも、切り換え回路は、少なくとも調整用キャパシタ・バンクの全てを出力用キャパシタ・バンクに直列接続する充電方向の整流素子に並列接続される逆方向の単方向制御整流素子と調整用キャパシタ・バンクの全てをバイパスして出力用キャパシタ・バンクから切り離す放電方向の整流素子に並列接続される逆方向の単方向制御整流素子とを含む複数の制御整流素子を用いて調整用キャパシタ・バンクの直列接続段数を切り換えるので、切り換え制御を行う素子が少なくなり制御回路の構成を簡単にすることができる。また、従来の並列接続と直列接続との切り換えを行う場合には、並列接続への切り換え時に電圧のアンバランスによりクロスカーレントが流れるため、これを阻止する手段が必要であったが、本発明によれば直列接続するキャパシタ・バンクの数を増減させるものであるため、クロスカーレントが流れるのを阻止する手段が不要となる。したがって、装置全体としても信頼性を大幅に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の実施の形態を示す図である。
【図２】接続制御の処理ルーチンの例を説明するための図である。
【図３】制御回路の構成例を示す図である。
【図４】全放電状態から定電流充電し定電力放電完了までの各部の電圧推移の例を示す図である。
【図５】緩和充電時間と自己放電特性の関係を説明するための図である。
【図６】自己放電による利用率の低下を説明するための図である。
【図７】緩和充電回路を備えた本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の実施の形態を示す図である。
【図８】本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の他の実施の形態を説明するための図である。
【図９】本発明に係る直列接続段数切り換え式キャパシタ電源装置の他の実施の形態を説明するための図である。
【図１０】コンデンサ電池の直並列切り換えを行う電源装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
Ｃ１〜Ｃ５…キャパシタ・バンク、Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ、Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ２３…制御整流素子、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２２、Ｄ２３…整流素子、Ａ１…制御回路、１…充電回路、２…出力制御回路、３…負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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