(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
陰極線管と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号源と、
垂直同期信号源と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化するランプ波を発生する偏向ランプ波発生器と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間だけ垂直期間よりも短いトレース期間の間、第１の端と第２の端の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間の間に偏向電流を前記第２の端から前記第１の端へ戻す働きをするリトレース信号発生器とを含み、
前記リトレース信号発生器のタイミング手段が、前記トレース期間が前記垂直期間より短い前記時間のほぼ中間に前記リトレース期間を生成する、ビデオ表示装置。
【請求項２】
陰極線管と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号源と、
垂直同期信号源と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化する勾配を有するランプ波を発生する偏向ランプ波発生器と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間だけ垂直期間よりも短いトレース期間の間、第１の端と第２の端の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間の間に偏向電流を前記第２の端から前記第１の端へ戻す働きをするリトレース信号発生器とを含み、
前記ランプ波発生器、前記偏向増幅器、および前記偏向巻線が、ＤＣ結合された垂直偏向回路を形成し、
前記リトレース信号発生器が、前記偏向巻線におけるＤＣ平均電流を低減させ、
前記リトレース信号発生器が、基準電流レベルと平均垂直偏向電流との差を表す電流を発生する誤差増幅器を介して垂直偏向回路に結合され、前記リトレース期間を進めたり遅らせたりして前記ＤＣ平均電流を最小化する、ビデオ表示装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ビデオ表示偏向装置に関する。
【０００２】
【発明の背景】
ビデオ制作に４×３以外のアスペクト比が使用されると、アスペクト比４×３の消費者用テレビジョン受像機で番組を表示できるようにするために、アスペクト比の変換が行われる。例えば、アスペクト比の広い番組をアスペクト比４×３のテレビジョン受像機で表示するために、画面の上部と下部を空白にして、いわゆるレターボックス（ｌｅｔｔｅｒ  ｂｏｘ）画面を形成し、４×３の表示画面の中に１６×９の有効画面を得る。
【０００３】
ワイドスクリーンのテレビジョン受像機は、例えば、ロドリゲス／カバソス氏外の“ワイドスクリーンテレビジョン”という名称の、公表された国際特許出願ＰＣＴ／ＵＳ９１／０３８２２号（特願平３−５１１７３９に対応）に述べられている。スクリーンは、例えば１６×９の表示比を有し、これに代わる種々の画像表示、例えば、ズーム比または画像拡大縮小比の調整、多画面表示などが可能となる。
【０００４】
１６×９のワイドスクリーンテレビジョン受像機のような画面に、４×３のアスペクト比を使用する、例えばＮＴＳＣ標準に従うベースバンドビデオ信号の画像内容を表示することが望ましい場合がある。画像がレターボックス形式で表示される場合、画像が広いスクリーンを満たすようにラスターが拡張される。水平方向の移動はスクリーンの幅全体に及ぶ。垂直方向の移動は４／３の割合で拡張またはズームされ、画像は、上部および下部に空白部分がなく、ワイドスクリーンを垂直方向に満たす。
【０００５】
ワイドスクリーン番組の画像をワイドスクリーンに最もよく適合させるために偏向を制御すること以外に、他の理由により、ビデオ番組をズームすることが望ましいことがある。例えば、従来の４×３画像を表示するとき、視聴者は、画像を拡張し、或る部分を拡大し、興味の少ない周辺部分を切り捨てたいと思うかも知れない。このような特徴は、画面と相対的に画像を垂直方向にパン（ｐａｎ）する機能と関連して、特に有利である。
【０００６】
垂直偏向回路は、典型的には、ランプ状の垂直偏向電圧信号を差動増幅器の１つの入力に供給する。垂直偏向コイルと直列の電流感知抵抗は、差動増幅器の他方の入力に結合され、偏向電流を感知する。差動増幅器は、閉ループ負帰還状態で偏向コイルを駆動する。偏向電流は、ランプ状垂直トレース部分およびビデオ信号から得られる垂直同期パルスに同期するリトレース部分を形成する。
【０００７】
垂直ズームを行うには、垂直偏向電流の傾斜状垂直トレース部分の勾配すなわち変化率を増加する。そのため、電子ビームは、ズームに要求される、より短い時間でスクリーンを走査するが、ビームが偏向の両端にある時間が増加し、偏向電流はかなりのレベルにある。例えば、もし偏向電流の傾斜を垂直フィールドの初めからもっと急にすると、電子ビームはラスターの底部にもっと早く達する。もし偏向電流が、例えば、わずかな過走査位置で、ラスターの底部にビームを保持するように留まれば、ビームをリトレースまでラスターの底部に保持することが必要であるために、電源負荷の直流（ＤＣ）成分はズームと共に増加する。
【０００８】
電子ビームは、画面を有効に走査していないとき、消去される。電流負荷を減少させる１つの可能性は、ズーム走査の終りに偏向電流をゼロ近くに減少させ、従って、次のリトレースを待つ間に、ビームを画面の中央に戻すことである。もし陰極線管がかなりのスプリアス（ｓｐｕｒｉｏｕｓ）放射を有し、またリトレースが通常の時間である約６００〜１，１００ミリセカンドよりも遅ければ、ビームの位置はリトレースの間画面に見られるであろう。従って、ビームを中央付近に戻すことは、偏向回路により直流負荷を減少させるが、帰線消去回路および帰線消去期間中の電子放射を最少限度にする手段に依存する。何故ならば、スプリアスビーム電流はビームの位置を、画面中央を横切る水平ラインとして目に見えるようにするからである。陰極線管の電子銃はカソードが加熱されるので、電子のスプリアス放射をすべて阻止することは困難である。
【０００９】
例えば、垂直帰線消去期間の一部の間ビームを偏向の一方の端に位置決めし、垂直帰線消去期間の一部の間ビームを偏向の他方の端に位置決めさせることにより、低い平均偏向電流を維持することが望ましい。従って、リトレースが起こるのは帰線消去期間の間であり、帰線消去期間の初めや終りではない。ある一定の画像比（例えば、４／３ズーム）に対し、リトレースは帰線消去期間内の中央の時点で都合よく起こるようにタイミングを調節できる。有利なことに、リトレースは帰線消去期間の中央に位置されるが、それには帰還制御回路を適応的に使用して、ズームモードの間にリトレースを開始する適当な時間を決定し、垂直ヨーク電流の直流成分が適当に小さくなり、いかなる程度のズームにも応じられるようにする。従って、ビームは偏向の両端に置かれて、ビームが２つの端の各々に配置される時間が正確に調整されるようにする。
【００１０】
【発明の概要】
発明的構成に従って、ビデオ表示装置は、陰極線管上に配置される垂直偏向巻線を含んでいる。一連の値から選択された画像比（画像倍率）を表す、画像制御信号源が設けられている。偏向ランプ波発生器は、同期信号と画像制御信号に応答して、選択された画像比（画像倍率）に従って変化する勾配を持つランプ波を発生する。偏向増幅器はランプ波に応答して、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流を偏向巻線中に発生する。偏向電流はトレース期間の間に第１の端から第２の端におよぶ。このトレース期間は、選択された画像比（画像倍率）に応じて異なる時間だけ垂直期間よりも短い。リトレース信号発生器が動作して、リトレース期間の間に偏向電流を第２の端から第１の端に戻す。リトレース期間は非トレース期間内に位置しているが、通常、いずれの端点の近くにも位置していない。
発明の効果
本願発明によると、スクリーン上で画像のパンニングを調整することができ、且つリトレースを帰線消去期間のほぼ中央に位置づけることが可能なビデオ表示装置を提供することができる。
発明の構成
陰極線管（２２）と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線（Ｌｙ）と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号（ＺＯＯＭ）源（１０ａｌ）と、
垂直同期信号（ＳＹＮＣ）源（９）と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化するランプ波（ＶＳＡＷ）を発生する偏向ランプ波発生器（１００）と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流（ｉｙ）を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器（１１ａ）であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間（ｔ１−ｔ２）だけ垂直期間（ｔ０−ｔ２）よりも短いトレース期間（ｔ０−ｔ１）の間、第１の端（＋ＩＰ）と第２の端（−ＩＰ）の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間（ｔ１−ｔ２）内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間（ｔａ−ｔｂ）の間に偏向電流を前記第２の端から前記第１の端へ戻す働きをするリトレース信号（ＶＲＥＳＥＴ）発生器（１０ａ，Ｑ７３，Ｃ１７，Ｕ０７）とを含み、
前記リトレース信号発生器のタイミング手段が、前記トレース期間（ｔ０−ｔ１）が前記垂直期間（ｔ０−ｔ２）より短い前記時間（ｔ１−ｔ２）のほぼ中間に前記リトレース期間（ｔａ−ｔｂ）を生成する、ビデオ表示装置。
【００１１】
別の発明的構成に従って、サーボ回路がリトレース信号発生器の帰還路内に結合され、サーボ帰還制御により、リトレース期間を非トレース期間内に位置決めする。
発明の構成
陰極線管（２２）と、
前記陰極線管上の垂直偏向巻線（Ｌｙ）と、
一連の値から選択された画像倍率を表す画像制御信号（ＺＯＯＭ）源（１０ａｌ）と、
垂直同期信号（ＳＹＮＣ）源（９）と、
前記垂直同期信号と画像制御信号に応答し、選択された画像倍率に応じて変化する勾配を有するランプ波（ＶＳＡＷ）を発生する偏向ランプ波発生器（１００）と、
前記ランプ波に応答し、垂直期間の周期を有する周期的偏向電流（ｉｙ）を前記垂直偏向巻線に発生する偏向増幅器（１１ａ）であって、前記偏向電流は、前記選択された画像倍率に応じて変化する時間（ｔ１−ｔ２）だけ垂直期間（ｔ０−ｔ２）よりも短いトレース期間（ｔ０−ｔ１）の間、第１の端（＋ＩＰ）と第２の端（−ＩＰ）の間を変動する、前記偏向増幅器と、
非トレース期間（ｔ１−ｔ２）内に位置し、トレース期間のいずれの端点にも近接していないリトレース期間（ｔａ−ｔｂ）の間に偏向電流を前記第２の端から前記第１の端へ戻す働きをするリトレース信号（ＶＲＥＳＥＴ）発生器（１０ａ，Ｑ７３，Ｃ１７，Ｕ０７）とを含み、
前記ランプ波発生器（１００）、前記偏向増幅器（１１ａ）、および前記偏向巻線（Ｌｙ）が、ＤＣ結合された垂直偏向回路を形成し、
前記リトレース信号発生器が、前記偏向巻線におけるＤＣ平均電流を低減させ、
前記リトレース信号発生器が、基準電流レベルと平均垂直偏向電流との差を表す電流（ＩＥＲＲＯＲ）を発生する誤差増幅器（Ｑ７３）を介して垂直偏向回路に結合され、前記リトレース期間を進めたり遅らせたりして前記ＤＣ平均電流を最小化する、ビデオ表示装置。
【００１２】
【実施例】
鋸波発生器１００（図２に詳しく示す）は、図１に示すように、マイクロプロセッサから成る制御装置およびリトレーストリガ回路を介して、画像比およびセンタリングに関して制御され、垂直偏向信号を発生し、垂直偏向信号は、図３に示すように、出力段を介して垂直偏向コイルに結合される。すべての図面において使用されている同じ記号および番号は同じ信号、要素または機能を表す。
【００１３】
図１の垂直同期信号ＳＹＮＣは、垂直タイミング発生器１０に結合される。ＳＹＮＣ信号は、例えば、ＮＴＳＣ標準に従うベースバンド信号ＳＮＴＳＣを処理するテレビジョン受像機のビデオ検波器９から発生される。ＳＮＴＳＣ信号中に連続的に発生するＳＹＮＣ信号間の経過時間は、２６２．５水平ビデオライン期間に等しい垂直期間を表し、一定の画像またはフィールドを形成する。
【００１４】
垂直タイミング発生器１０は、マイクロプロセッサ１０ａ（図１に示す）を含んでおり、マイクロプロセッサ１０ａは、垂直リセットをトリガするために垂直同期パルス信号を発生する。利用者が制御して、例えばリモートコントロールにより、マイクロプロセッサ１０ａは、図４のａに示すように、パルス信号Ａを発生する。パルス信号Ａは、図４のｅに見られるように、垂直同期パルス信号ＳＹＮＣに対して制御可能な量ＴＤだけ遅延されている。パルス信号ＳＹＮＣに対して垂直リセットの発生を遅らせることにより、マイクロプロセッサ１０ａはスクリーン上で画像のパンニング（ｐａｎｎｉｎｇ）を調節する。この遅延は、上部パンニングの場合、垂直同期信号ＳＹＮＣの起こる垂直期間のうちの小部分であり、下部パンニングの場合、あるいはその中間位置のパンニングでは、全垂直期間のうちのより大きな部分である。図４のａのパルス信号Ａが遅延される量は、利用者が必要とするパンニングの程度に応じて異なる。
【００１５】
図１の信号Ａは、抵抗Ｒ７３により、パルスストレッチャー（ｐｕｌｓｅ  ｓｔｒｅｔｃｈｅｒ）フリップフロップＵ０７のトリガ入力に結合され、通常の非ズーム動作モードにおいて垂直リセット信号ＶＲＥＳＥＴの前縁を発生する。入力信号Ｄを有する論理的オア機能はトランジスタＱ０４により与えられ、ズームモードにおいて垂直リセット信号ＶＲＥＳＥＴの前縁のタイミングを制御する。トランジスタＱ０４のベースは、電流ＩＥＲＲＯＲから図３に従って発生される入力信号Ｄに結合される。電流ＩＥＲＲＯＲは、基準電流レベルと、垂直出力段を起動する電源から発生される平均垂直偏向電流との差を表す。以下に更に詳しく説明するが、誤差電流ＩＥＲＲＯＲは、信号Ｄで表されるランプ状入力電圧を垂直帰線消去パルスＢの前縁に供給する（図４のｂ、ｄ、図５のｅを参照）。
【００１６】
ランプ状入力電圧がフリップフロップＵ０７のトリガ入力の閾値に達すると、信号ＶＲＥＳＥＴの前縁が信号ラインＣに発生する。ＶＲＥＳＥＴパルスの前縁ＬＥＶＲＥＳＥＴ（図４のＣに示す）は垂直リトレースを開始させる。従って、垂直リトレースは、電源により発生される偏向電流と基準レベルとの差に応じてより早くまたはより遅く起こるように制御される。この回路は、垂直トレースに続いて垂直偏向電流がその端にある時間を等しくすることにより、１／２電源装置の直流電流負荷を最少限度にし、ズーム量の変動とそれに対応する垂直トレースランプの勾配の変動により生じる、現在の垂直トレースランプの終りと次のトレースランプの始まりとの間の時間量の変動に適応して反応する。
【００１７】
信号ＶＲＥＳＥＴの後縁ＴＥＶＲＥＳＥＴの直後に、図２のトランジスタＵ０１Ａは非導通になる。次に電圧／電流（Ｖ／Ｉ）変換器２１のトランジスタＵ０６Ａのコレクタを流れる直流電流ＩＵＲＡＭＰはコンデンサＣ０３を充電し、垂直偏向信号ＶＳＡＷのトレース部分ＴＲＡＣＥ（図２に示す）を形成するランプ波電圧を形成する。偏向信号ＶＳＡＷのランプＴＲＡＣＥの勾配は、トランジスタＵ０６Ａの制御可能コレクタ電流ＩＵＲＡＭＰの大きさにより決まる。
【００１８】
Ｖ／Ｉ変換器２１はアナログ電圧ＺＯＯＭで制御される。ＺＯＯＭ電圧は画像比制御信号となる。ＺＯＯＭ電圧は、図１に示すように、マイクロプロセッサ１０ａに結合されたディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０ａ１により発生される。ＺＯＯＭ電圧は、利用者が必要とするズームの程度を表し、図３に示すように、垂直偏向コイルＬｙに供給される垂直偏向電流ｉｙの変化率を変えるために回路内で調整される。
【００１９】
図２のＺＯＯＭ電圧は、図２の抵抗Ｒ４９を介して、電流制御トランジスタＱ０７のエミッタに結合される。ポテンシオメータ（図示せず）を使用して手動で調節される、調節可能な電圧Ｖ−ＳＩＺＥは、画像の高さを調節する目的で、抵抗Ｒ２２を介してトランジスタＱ０７のエミッタに結合される。更に、抵抗Ｒ２１を介して、直流電源電圧＋１２ＶがトランジスタＱ０７のエミッタに結合される。トランジスタＱ０７のベースはダイオードＣＲ０２に結合される。ダイオードＣＲ０２は、ＣＲ０２の順方向バイアス電圧に等しい温度補償ベース電圧を発生する。抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ４９を介して結合される電圧はトランジスタＱ０７にコレクタ電流を発生し、トランジスタＱ０７は、電流源トランジスタＵ０６Ａのベースにおける電圧を制御する。トランジスタＵ０６Ａのベース電圧は、トランジスタＱ０７のコレクタ電流により決定され、温度補償トランジスタＵ０６Ｃと抵抗Ｒ１４の直列回路で発生される。トランジスタＵ０６Ｃのベースとコレクタはダイオードとして働くように結合され、抵抗Ｒ１４は−９Ｖの電源に結合される。
【００２０】
抵抗Ｒ１６は、トランジスタＵ０６Ａのエミッタと−９Ｖの電源電圧との間に結合されている。トランジスタＵ０６Ｂのベース電圧はトランジスタＵ０６Ａのベース電圧に等しい。ポテンシオメータ抵抗Ｒ４３はトランジスタＵ０６Ｂのエミッタと−９Ｖの電源との間に結合されている。抵抗Ｒ１８はトランジスタＵ０６Ａのエミッタと抵抗Ｒ４３の調節可能な可動接点ＴＡＰとの間に結合される。
【００２１】
接点ＴＡＰがトランジスタＵ０６Ｂのエミッタと抵抗Ｒ４３の接合点の近くに移動すると、抵抗Ｒ１８はトランジスタＵ０６Ａのエミッタ電流に少しも影響を及ぼさない。何故ならば、トランジスタＵ０６Ｂのエミッタ電圧はトランジスタＵ０６Ａのエミッタ電圧に等しいからである。接点ＴＡＰを調節して、−９Ｖの電源に近づけると、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ１６と更に並列に結合される。それにより、ポテンシオメータ抵抗Ｒ４３はＶ／Ｉ変換器２１の電流利得を調節し、コンデンサＣ０３の許容誤差の補償を可能にし、電流がトランジスタＵ０６Ａにより引き寄せられるにつれて、鋸波電圧を発生する。
【００２２】
コンデンサＣ０３からの電圧ＶＳＡＷはトランジスタＵ０１Ｂのベースに結合される。トランジスタＵ０１ＢはトランジスタＵ０１Ｃと結合されて、差動対を形成する。トランジスタＵ０１Ｃのベースは抵抗Ｒ０９の一方の端子に結合される。抵抗Ｒ０９の他方の端子は大地電位にある。トランジスタＵ０２Ａは電流ＩＯを引き寄せ、抵抗Ｒ０９を介してトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧を設定する。トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は、高さ調節電圧Ｖ−ＳＩＺＥの変動に追従して、垂直センタリングを維持する。電流ＩＯは基準ゼロ電流を供給し、正しく時間調節されたゼロ点を垂直偏向電流に生じるレベルにＶＳＡＷ電圧を設定する。これについては後で説明する。
【００２３】
図２で、トランジスタＵ０２Ａを流れる電流ＩＯを発生するために、Ｖ／Ｉ変換器２１と同様な第２のＶ／Ｉ変換器２１Ａが利用される。高さ調節電圧Ｖ−ＳＩＺＥの調節が行われるとき、トランジスタＱ０９は、トランジスタＱ０７のコレクタ電流に追従するコレクタ電流を発生する。Ｖ−ＳＩＺＥ電圧は、抵抗Ｒ２２とＲ５６を介して、それぞれトランジスタＱ０７とＱ０９のエミッタに結合される。トランジスタＱ０９とＱ０７のベースは、ダイオードＣＲ０２のカソードに結合され、等しい電圧である。トランジスタＵ０２Ｂと抵抗Ｒ０６は、トランジスタＱ０９のコレクタ電流に関して、温度補償された主負荷を形成する。トランジスタＱ０７のコレクタ電流に関する同様な負荷は、トランジスタＵ０６Ｃと抵抗Ｒ１４の回路網により形成される。Ｖ／Ｉ変換器２１ＡのトランジスタＵ０２Ａは電流ＩＯを発生する。
【００２４】
有利なことに、電流ＩＯはトランジスタＵ０６Ａの電流ＩＵＲＡＭＰの変化に追従し、高さ調節電圧Ｖ−ＳＩＺＥの変化が生じたとき垂直センタリングが影響を受けないようにする。追従が起こるのは回路の対称性、例えば、トランジスタＵ０６ＡとＵ０２Ａに関する対称性のためである。トランジスタＵ０２Ｃは、トランジスタＵ０１ＣとＵ０１Ｂのエミッタ電流を発生する。エミッタ抵抗Ｒ１７はトランジスタＵ０２Ａにおけるベース電圧対コレクタ電流比の値を設定する。抵抗Ｒ４９Ａは、図１のＤ／Ａ変換器１０ａ２で発生されるＣＥＮＴＥＲ電圧をトランジスタＱ０９のエミッタに結合させる。ＣＥＮＴＥＲ電圧は、ズームモードが選択されていないとき、ほぼ等しいコレクタ電流をトランジスタＱ０９とＱ０７に生じるように制御される。ＣＥＮＴＥＲ電圧は、ズームモードが選択されていないとき、ＺＯＯＭ電圧の非ゼロのオフセット値を補償する。
【００２５】
図２のトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は電流ＩＯにより制御される。通常の（非ズーム）モードが選択されているときに、画像期間の中間点でトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧がトランジスタＵ０１ＢのベースにおけるＶＳＡＷ電圧のレベルに等しくなるように、抵抗Ｒ０９と電流ＩＯの値は選定される。有利なことに、Ｖ／Ｉ変換器２１と２１Ａ間の追従の結果として、サイズ調節電圧Ｖ−ＳＩＺＥおよび１２Ｖの電源電圧の変化は電流ＩＯとＩＵＲＡＭＰとの比率に影響を及ぼさない。その結果生じる電流ＩＯとＩＵＲＡＭＰの変化により、トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は、飽和が起こるまで、Ｖ−ＳＩＺＥ電圧および１２Ｖの電源電圧の各レベルについて垂直の中央に対応する鋸波電圧ＶＳＡＷのレベルに維持される。従って、有利なことに、画像の高さを調節するのに使用されるＶ−ＳＩＺＥ電圧の調節によって垂直センタリングは影響を受けない。トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃのエミッタは、それぞれエミッタ抵抗Ｒ０７とＲ０８を介して、エミッタ電流の和を制御するトランジスタＵ０２Ｃのコレクタに結合される。トランジスタＵ０２Ｃのベース電圧はトランジスタＵ０２Ａのベース電圧と同じである。トランジスタＵ０２Ｃのエミッタ電圧は、トランジスタＵ０２Ｂのエミッタ電圧とほぼ等しく、抵抗Ｒ０５により定められるエミッタ電流をトランジスタＵ０２Ｃに発生する。
【００２６】
例えば、図５のｂにおける期間ｔ０〜ｔ１のような、ズームモードの垂直トレース期間の間、トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃは差動増幅器を形成する。トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃのコレクタ電流は、対応するコレクタ抵抗に電圧を発生し、これらの電圧はエミッタホロワトランジスタ７１と７０を介して結合され、鋸波信号ＶＲＡＭＰ２とＶＲＡＭＰ１をそれぞれ発生する。
【００２７】
図５のａ〜ｆは、図１〜図３の構成の動作を説明するのに役立つ波形を示す。図４のａ〜ｄの電流／電圧波形および図５のｆの機能的タイミング図と比較する為、また図５のａ〜ｄに示すズーム量に関連して、帰線消去信号Ｂ、垂直リセット信号ＶＲＥＳＥＴおよびリトレースタイミング信号Ｄを図５のｅに再び示す。
【００２８】
図５のｂとｃの信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２は、それぞれ相補信号であって、垂直トレース期間ｔ０〜ｔ１の間、反対方向に変化する。図５のｂ〜ｃの実線で示す波形はズーム動作モードで起こり、破線で示す波形は通常のすなわち非ズーム動作モードで起こる。程度のより大きなズームは一点鎖線で示す。図５のａ〜ｄの波形に示すように、垂直トレースは、ズームモードが選択されると、例えば、時刻ｔ０とｔ１の間で起こり、ズームモードが選択されないときは時刻ｔ０とｔ２の間で起こる。
【００２９】
図３の直流結合偏向回路１１は、信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２により制御される。回路１１で、偏向巻線Ｌｙは、１６×９のアスペクト比を有する、例えばＷ８６ＥＤＶ０９３×７１０型の陰極線管ＣＲＴ２２内で垂直偏向を行う。
【００３０】
巻線Ｌｙは、偏向電流サンプリング抵抗Ｒ８０と直列に結合されている。図３の巻線Ｌｙと抵抗Ｒ８０は直列回路を形成し、増幅器１１ａの出力端子１１ｂと電源減結合コンデンサＣｂの接続端子１１ｃとの間に結合されている。抵抗Ｒ７０は、エミッタホロワトランジスタＱ４６を介して、電源電圧Ｖ＋（例えば、＋２６Ｖ）を端子１１ｃに結合させる。トランジスタＱ４６は端子１１ｃに直流電圧＋Ｖ／２を発生する。これは電圧Ｖ＋の約２分の１（約＋１２．４Ｖ）に等しい。１／２電源電圧は、トランジスタＱ４６のベースを分圧抵抗Ｒ９１とＲ９２の接続点に結合させることにより定められる。巻線Ｌｙと抵抗Ｒ８０の間の接続端子１１ｄは、帰還抵抗Ｒ６０を介して、増幅器１１ａの反転入力端子に結合される。抵抗Ｒ８０の端子１１ｃは抵抗Ｒ３０を介して増幅器１１ａの非反転入力端子に結合される。偏向コイルＬｙ中の電流を表す負帰還電圧が抵抗Ｒ８０に発生され、増幅器１１ａの入力端子に供給される。増幅器１１ａは、必要に応じて出力電圧を発生し、その結果、偏向コイル電流は増幅器に供給される電圧駆動信号に追従する。電圧駆動信号は相補電圧ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２として鋸波電圧信号ＶＳＡＷから得られる。
【００３１】
相補鋸波信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２は、抵抗Ｒ４０とＲ５０を介して増幅器１１ａの非反転入力端子と反転入力端子にそれぞれ結合され、偏向電流ｉｙを制御する。例えば、構成要素の不整合またはオフセット電圧の許容誤差による信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２の差は、トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃのコレクタ間に結合されるポテンシオメータ８８により補償される。偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は時刻ｔ０（図５のｅとｆに示す）で始まる。この時、信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２は一方の端から他方の端に向かって傾斜し始める。
【００３２】
上部パンニングを行うとき、図４のｃの信号ＶＲＥＳＥＴは、垂直同期パルス信号ＳＹＮＣ（図４のｅに示す）から発生され、またはＳＹＮＣに同期する。信号ＳＹＮＣは、信号ＳＮＴＳＣ中の信号ＳＹＮＣに続く画像情報に関連し、信号ＳＮＴＳＣの画像期間ＩＭＡＧＥの直前に起こる。図４のｅの画像期間ＩＭＡＧＥは、図３のＣＲＴ２２に表示しようとする画像情報を含んでいる。偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は、連続する各フィールドまたは画像期間において、垂直同期パルス（これは垂直パンニングの程度を変えるときに変えることができる）に対する同じ遅延時間の後に始まる。その結果、図３の偏向電流ｉｙは各期間において正しく同期する。従って、有利なことに、同期信号ＳＹＮＣのフィールド間の変化は、表示画像の垂直位置のジッタを起こさない。
【００３３】
図５のａは、第１の例示的ズーム量が選択されたときの偏向電流ｉｙの波形を実線で示し、より程度の高いズームに対する偏向電流を一点鎖線で示す。通常の非ズームモードは破線で示され、偏向電流のトレース部分は、連続的に起こるＳＹＮＣ間の間隔１６．７ｍＳの大部分（１５．７ｍＳ）を占めている。図５のｂ〜ｄはそれぞれの電圧を示し、線は同じ種類のものを使用している。図５のｅは図５のａ〜ｄに実線で示すズーム量に関する。図５のｆは、第１の例示的ズーム量について、図１の信号ＳＮＴＳＣのタイミング図の一例を示す。図５のｆにおけるＩＭＡＧＥ期間の期間３０１は、非ズーム動作モードで表示される画像の上半分に関する画像情報を含んでいる。期間３００はこのような画像の下部の画像情報を含んでいる。しかしながら、期間３００は使用されない。何故ならば、画像はズームされて、垂直表示領域全体に対して期間３０１が使用されるからである。期間３００の間、映像は消去される。
【００３４】
ＳＹＮＣ信号は、図５のｆに示す時刻に起こり、この上部パンニングモードにおいて垂直トレースの開始時刻を制御する。従って、垂直トレースは、各垂直フィールドにおいて、時刻ｔ０で始まる。表示画像の下部が上部よりも多く切り取られると、上部パンニングモードの動作が得られる。従って、図５のａ〜ｆの例は、最大の上部パンニングを示している。何故ならば、映像のラインＴＯＰは、非ズーム動作モードで図５のｆの期間３０１の画像情報を供給できる最初の映像ラインであると共に、最大上部パンニングモードで映像情報を供給する最初の映像ラインであるからである。以下に述べるように、下部パンニングまたは中央位置決めされた構成を使用することもできる。しかしながら、分りやすくするために、上部パンニングを最初に述べる。
【００３５】
通常の非ズーム動作では、図５のａの電流ｉｙのトレース部分（破線で示す）の開始時刻ｔ０は、スクリーンの上部に同じ映像画素を保つ目的で、遅延をわずかに少なくする。この遅延差により、図５のａのズームモードの動作と通常の非ズームモードの動作において垂直トレースの初めに起こる、電流ｉｙの変化率の差が補償される。
【００３６】
図６のａとｂの例は比較し得る場合を示す。ここで、画像期間ＩＭＡＧＥの期間３００の最後の映像ラインＢＯＴＴＯＭは、最大下部パンニングにおいて、スクリーンの下部を占有する。図６のａとｂ、図５のａ〜ｆ、そして図１〜図３において、同様な記号および番号は同様な要素または機能を表すのに使用されている。
【００３７】
図６のｂの信号ＳＮＴＳＣに関して、ＳＹＮＣと図６のａの電流ｉｙのトレース傾斜の開始との間の遅延は、画像の上部よりもむしろ下部を拡大またはズームするのに必要とされる、図５のａに従う遅延よりもかなり長い。適当な遅延（水平ラインの計数などにより得られる）を選択することにより、上部パンまたは下部パン、またはこの中間の任意の位置を選択できることが理解できるであろう。
【００３８】
図３のような偏向回路１１を利用し、正の電源電圧Ｖ＋に依存し、負の電源電圧を必要とせずに、交流偏向電流ｉｙを発生することが、回路を簡単化するために有利である。１／２電源電圧なる＋Ｖ／２は全電源電圧Ｖ＋（例えば２６ボルト）から得られ、偏向回路を駆動する。電流制限抵抗Ｒ７０は電圧Ｖ＋に結合され、トランジスタＱ４６を介して、端子１１ｃに１／２電源電圧を発生する。
【００３９】
電流制限抵抗Ｒ７０を介して平均電流すなわち直流電流を減少させ、大きい抵抗を使用できるようにすることが望ましい。抵抗Ｒ７０の大きな値は電流制限のために望ましく、故障状態が起きた場合に、過大な偏向電流ｉｙを防止する。このような故障状態は、例えば、増幅器１１ａの出力端子１１ｂが大地に短絡されると起こることがある。ビーム電流の衝撃によるＣＲＴ２２のネックの損傷を避けるために、過大な偏向電流ｉｙを防止することが望ましい。
【００４０】
発明的特徴に従って、偏向電流ｉｙの平均値は、ズームモードの動作において減少または制限される。図５のａに関して、これを達成するには、ＶＲＥＳＥＴの前縁のタイミングを調節して、トレースが完了する時刻ｔ１と、次の垂直トレースの始まる直前の時刻ｔ２との中間点またはその付近でリトレースが始まるようにする。従って、垂直リトレース期間ｔａ〜ｔｂは、非トレース期間ｔ１〜ｔ２内に位置づけされるが、通常、終点ｔ１またはｔ２のいずれにも近接しない。偏向電流がその両端にくる時刻を調整することにより、偏向電流の平均値は最少限度にされる。
【００４１】
図３に示すように、１／２電源トランジスタＱ４６のコレクタは抵抗Ｒ７０を介して正の電源Ｖ＋に結合される。トランジスタＱ４６のベースは、値の等しい抵抗Ｒ９１とＲ９２を有する分圧器に結合されるので、トランジスタＱ４６のベース電圧はＶ＋の１／２のレベルに設定される。従って、トランジスタＱ４６のエミッタは、トランジスタＱ４６の順方向にバイアスされたベース／エミッタ電圧を引いて、Ｖ＋における電圧の１／２に調整される。１／２電源から供給される電流Ｉｓは、抵抗Ｒ７０を介して流れ、電流Ｉｓのレベルを表す電圧信号をトランジスタＱ４６のコレクタに発生する。この電圧信号は、コンデンサＣ７１および抵抗Ｒ７１とＲ７３を含んでいる回路網により濾波され、誤差増幅トランジスタＱ７３のベースに供給される。コンデンサＣ７１および抵抗Ｒ７１とＲ７３の回路網は積分回路を形成し、１／２電源トランジスタＱ４６を介して供給される平均電流に応じて変化する電圧を誤差増幅トランジスタＱ７３に供給する。誤差増幅トランジスタＱ７３の出力は、図３に示す実施例の回路の値に従って１／２電源電流が約１３ｍＡの基準レベルを超える量に比例する電流である。１／２電源エミッタ抵抗Ｒ７９には約２１ｍＡの電流が流れる。ダイオードＣＲ７１を通る帰還により、回路は約２１ｍＡに調節され、垂直期間の少なくとも一部の間電源トランジスタＱ４６を導通状態に保つ。
【００４２】
図１に関して述べると、誤差増幅トランジスタＱ７３の電流出力ＩＥＲＲＯＲはタイミングコンデンサＣ１７に結合される。タイミングコンデンサ１７は、信号Ｂが高いときを除いて、タイマースイッチＱ０２と反転回路Ｑ０１によって動作不能にされる。信号Ｂは、マイクロプロセッサ１０ａから発生される垂直帰線消去信号であり、垂直トレース期間を除いて、高い帰線消去レベルにある。これは、ＣＲＴ２２の画面を消すために、帰線消去回路（図示せず）により使用される。ズームモードでは、帰線消去の前縁は、垂直タイミング信号Ａ（非ズームモードで新しい垂直トレースを開始するためにマイクロプロセッサにより発生される）よりも早く起こる。
【００４３】
図３の誤差増幅トランジスタＱ７３からの電流信号ＩＥＲＲＯＲはコンデンサＣ１７に結合され、コンデンサを充電し、ＩＥＲＲＯＲ信号に比例する速度で上方に傾斜する電圧信号Ｄ（図４のｄおよび図５のｅを参照）を発生する。このタイミング信号ＤはトランジスタＱ０４のベースに結合される。トランジスタＱ０４はコンデンサＣ１７とフリップフロップＩＣＵ０７の閾値入力との間にバッファを形成する。ＩＣＵ０７の閾値入力は比較器Ｕ７ａへの一方の入力であり、もう一方の入力は、分圧器に内部で結合され、約３．４ボルトの閾値を設定する。バッファされたランプが閾値レベルを超えると、ＩＣＵ０７におけるフリップフロップＦＦの設定された入力がトリガするので、フリップフロップＦＦのＱ出力は高くなり、ピン３における低が真である出力は低くなる。この低が真である出力はトランジスタＱ１０のベースに結合され、トランジスタＱ１０はＶＲＥＳＥＴ信号Ｃを高くクランプし、す速い垂直リトレースを開始する。そのために、トランジスタＵ０１ＡとＵ０１Ｂ（図２）を介して電圧信号ＶＳＡＷをクランプする。これと同時に、ＩＣＵ０７におけるフリップフロップＦＦの出力はトランジスタＱ１１をオンにし、タイミングコンデンサＣ１７を放電させる。
【００４４】
図３の誤差増幅トランジスタＱ７３から発生される電流ＩＥＲＲＯＲの量は、抵抗Ｒ７５とＲ７７の分圧器で設定されるエミッタ電圧により決定され、また、抵抗Ｒ７１により１／２電源調整トランジスタＱ４６のコレクタに結合されるトランジスタＱ７３のベースにおける電圧信号により決定される。電流増幅器の利得は、タイミングコンデンサＣ１７（図１）の値に関連して設定され、閾値はＩＣＵ０７の内部の分圧器により定められ、一度に、閾値が達せられ且つリトレースが開始され、リトレースの間の偏向電流は、図５のａに示すように、帰線消去期間の中間点付近でゼロ電流を横切る。その結果、偏向電流の直流成分は適当に小さく、ゼロにあるかまたは小さい絶対値にすることができる。
【００４５】
マイクロプロセッサ１０ａからの垂直帰線消去信号ＢがＩＣＵ０７のトリガ入力電圧以下に下がるまで、タイマーＩＣＵ０７はＶＲＥＳＥＴを高くクランプする状態に留まる。またＩＣＵ０７のトリガ入力は比較器Ｕ７ｂに結合され、比較器Ｕ７ｂは約１．７ボルトでトリガする。これが起こり、新しい垂直トレースの開始を伝えると、ＩＣＵ０７の出力ピン３は再び高くなり、ＶＲＥＳＥＴのクランプをはずし、ＶＳＡＷは新しいトレースランプを開始する。それと同時に、ＩＣＵ０７は放電ピン７を解放し、タイミングコンデンサＣ１７を動作可能とし、次の垂直帰線消去パルスＢの間、タイミングをとる。
【００４６】
マイクロプロセッサ１０ａからの垂直タイミング信号Ａは、抵抗Ｒ７３（ＩＣＵ０７の閾値入力およびバッファトランジスタＱ０４に結合される）を介して、タイミングランプ信号Ｄとオア結合される。通常の（非ズーム）モードの動作では、垂直タイミング信号Ａの前縁より先にはタイミングランプ信号ＤはＩＣＵ０７の入力において閾値レベルに達しない。通常モードでは、タイミング信号Ａの前縁は、ＩＣＵ０７におけるフリップフロップＦＦを設定し、タイミング信号Ａの前縁と同期して、ＶＲＥＳＥＴのクランプとＶＳＡＷのリトレースを開始させる。
【００４７】
上述した回路では、ズームモードにおけるＶＲＥＳＥＴ信号の前縁の発生、および信号ＶＳＡＷをクランプすることによる垂直リトレースの開始は、帰線消去の開始後に（すなわち、信号Ｂの状態の変化後に）、信号Ｄのランプ状電圧により定められる量だけ、生じる。この回路は、ズーム量の変化に適応的に応答し、１／２電源の直流電流負荷を最少限度にする。上述したように、トランジスタＱ７３から成る誤差増幅器は、１／２電源電流が基準レベルから変動する量を表す電流を発生する。
【００４８】
ズーム量およびトレースランプの勾配が、例えば、図５のａの実線で示す量から一点鎖線で示す量へ突然増加して、傾向電流がその負の最大値により早く達すると仮定する。さらに、サーボ調節が開始される前に、垂直期間のより大きな部分について、例えば負の最大値における休止時間が長くなれば、直流偏向電流のオフセットおよび１／２電源の直流電流負荷の変化を生じる。この結果、誤差増幅トランジスタＱ７３の電流出力は、供給された電流と基準レベルとの差に応じて、同様に変化する。電流ＩＥＲＲＯＲが増大すれば、信号Ｄの傾斜はより早く上昇し、ＶＲＥＳＥＴは、信号Ｂにより形成される垂直帰線消去期間のより早い時期に起こる。
【００４９】
このようにして、もしズーム量が増加して、偏向電流がより早く負の最大値に達するならば、帰線消去信号と垂直リセット信号との間の遅延は増加し、リトレースは帰還サーボ形式で進められる。同様にして、ズーム量が減少し、負の最大値が遅れて起これば、リトレースは垂直帰線消去期間のもっと後の箇所に遅延される。図５のａの破線の波形で示すように、遅くとも、リトレースは、垂直同期信号Ａと共に、時刻ｔ２′〜ｔ２の間に起こり、通常の非ズームモードを形成する。任意のズーム量について、リトレースのタイミングは、リトレースの中間点またはその付近で起こるよう自動的に調節される。これは有利な帰還制御回路によって行われ、１／２電源の直流電流負荷を感知して制御するために、ＶＲＥＳＥＴ信号の前縁のタイミングを調節する。
【００５０】
図５のｄに示す信号ＶＳＡＷは、帰線消去期間の初めの間、下方に傾斜し続ける。しかしながら、ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２は、図２の差動増幅回路の飽和電圧で、例えば、それぞれ約２．３ボルトと４．３ボルトで完全に水平になる。信号ＶＲＥＳＥＴの前縁で、信号ＶＳＡＷはトランジスタＵ０１Ａにより高くクランプされるので、ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２は反対の状態に切り換わる。次に、図３の偏向増幅器１１ａは線形帰還モードで動作しなくなり、増幅器１１ａの電源端子６の電圧ＶＢは出力端子１１ｂを介して偏向巻線Ｌｙに供給される。リトレース電圧Ｖ１１ｂは図５のａの時刻ｔａの直後に発生され、偏向電流ｉｙが時刻ｔｂまでにリトレースを完了できるようにする。図３のブースト段１１ｆのスイッチ１１ｆ１は、コンデンサ１１ｇをブーストコンデンサ１１ｅと直列に結合させる。コンデンサ１１ｅは、垂直トレースの間、＋２６Ｖ電源電圧Ｖ＋よりダイオードＤＲおよびスイッチ１１ｆ２を介して充電される。フィルタコンデンサ１１ｇに発生する電源電圧はブーストコンデンサ１１ｅに発生する電圧と合計され、ブースト電圧ＶＢを形成する。ブースト電圧ＶＢが形成されると、電圧ＶＢは、ダイオードＤＲを介して、＋２６Ｖ電源電圧Ｖ＋から減結合される。図５のａとｅにおける短い期間ｔａ〜ｔｂの間に、電流ｉｙのリトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥが発生する。電流ｉｙにより図３の偏向巻線Ｌｙに貯えられる電磁エネルギーは、ブースト回路（スイッチ１１ｆ１として略図で示す）で使用され、図３の端子１１ｂに垂直リトレース電圧Ｖ１１ｂを発生する。これは、電圧Ｖ＋よりも大きく、高速のリトレースを生じる。
【００５１】
時刻ｔｂの付近で、偏向電流ｉｙの値が増加し、増幅器１１ａの線形動作が得られるようになる。抵抗Ｒ８０からの帰還により、偏向電流は、時刻ｔｂ〜ｔ２間で、ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２の上部の平坦部分に追従することができる。垂直リトレースの終りに、時刻ｔ２で、線形帰還モードで動作している図３の偏向増幅器１１ａは、偏向電流ｉｙの鋸波トレース部分を再び発生する。
【図面の簡単な説明】
【図１】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図２】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図３】垂直偏向回路の発明を成す実施例を示す。
【図４】図１〜図３の構成のタイミング機能を説明するのに役立つ、理想化された波形を示す。
【図５】上部パンニングが行われるとき、図１〜図３の構成の動作を説明するのに役立つ、電流、電圧およびタイミングの波形を示す。
【図６】下部パンニングが行われるとき、図１〜図３の構成の動作を説明するのに役立つ、比較できる選択された波形を示す。
【符号の説明】
９    ビデオ検波器
１０    垂直タイミング発生器
１０ａ    マイクロプロセッサ
１０ａ１，１０ａ２    Ｄ／Ａ変換器
１１    偏向回路
１１ａ    偏向増幅器
１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ    端子
１１ｅ    コンデンサ
１１ｆ    ブースト段
１１ｇ    フィルタコンデンサ
２１    電圧／電流（Ｖ／Ｉ）変換器
２２    ＣＲＴ（陰極線管）
７０，７１    エミッタホロワトランジスタ
８８    ポテンシオメータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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