(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信する段階と、
同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタルテレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、
７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記直角位相復調結果を９０゜位相シフトさせる段階と、
前記所定の周波数範囲内の周波数で前記同位相復調結果と９０゜位相シフトされる直角位相復調結果とを線形的に組み合わせて前記所定の周波数範囲内のディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が押さえられた線形組合せ結果を生成する段階と、
前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時期を表示する信号を生成するために、前記所定の周波数範囲内の前記線形組合せ結果の振幅が所定値を超過するかを検出する段階とを含む方法。
【請求項２】
前記７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記直角位相復調結果を９０゜位相シフトさせる段階が前記直角位相復調結果を逆ヒルバート変換させる段階を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記線形組合せ結果の振幅が前記所定値を超過するかを検出する段階は、前記線形組合せの結果を二乗する段階と、前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値を超過するかを検出する段階を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
ビデオ信号部分をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信する段階と、
同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインして前記ディジタルテレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑音を含む直角位相復調結果を生成する段階と、
前記直角位相復調結果を７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で９０°位相シフトさせる段階と、
前記位相シフトされた直角移相復調結果を前記同位相及び直角位相復調結果と線形的に組み合わせて、前記所定の周波数範囲内の前記ディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が抑えられた線形組合せの結果を生成する段階と、
前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うことを示す信号を生成するために、所定値を超過する前記所定の周波数範囲内の前記線形組合せ結果の振幅を検出する段階とを含むことを特徴とする方法。
【請求項５】
前記所定値を超過する前記所定の周波数範囲内の前記線形組合せ結果の振幅を検出して、前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うことを示す信号を生成する段階が、
前記線形組合せの結果を二乗する段階と、
前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値の二乗を超過する時期を検出して、前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴うことを示す信号を生成する段階を含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
十分な振幅をもつアナログテレビジョン信号がテレビジョン放送チャネルを占有する時間を検出する回路を備えたディジタルテレビジョン受信機において、
前記回路が、
前記テレビジョン放送チャネルを占有するアナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を示し、残留側波帯と共にビデオ搬送波と全側波帯を含む残留側波帯の振幅変調信号をテレビジョン放送チャネルから選択し、この選択された残留側波帯の振幅変調信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数信号を増幅して、増幅された中間周波数信号を提供する入力回路と、
前記ビデオ搬送波信号とこのビデオ搬送波信号の直角位相の搬送波に対して前記増幅された中間周波数信号を同期的に検出して、同位相同期検出応答と直角位相同期検出応答を生成するビデオシンクロダイン回路と、
所定周波数以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周波数成分を９０°位相シフトさせる第１移相回路と、
前記全側波帯と残留側波帯で現れる前記ビデオ信号の一部に対する応答であって、前記テレビジョン放送チャネルを占有するデジタルテレビジョン信号に対する応答と関係のない応答を生成するために、前記同位相同期検出応答と前記第１移相回路の応答を線形的に組み合わせる第１線形組合せ回路と、
前記第１線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超過するかを決定して、同一チャネルアナログテレビジョン信号が十分な振幅をもつことを示す信号を生成するしきい検出器を含むことを特徴とするディジタルテレビジョン受信機。
【請求項７】
前記ビデオ信号に対する応答を生成するために、前記同位相同期検出の応答と前記第１移相回路の応答を線形的に組み合わせる第２線形組合せ回路をさらに含むことを特徴とする請求項６記載のディジタルテレビジョン受信機。
【請求項８】
５００ｋＨｚ以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周波数成分を９０°位相シフトさせて第２移相回路の応答を生成する第２移相回路と、
前記ビデオ信号に対する応答を生成するために、前記同位相同期検出の応答と前記第２移相回路の応答を線形的に組み合わせる第２線形組合せ回路をさらに含むことを特徴とする請求項６記載のディジタルテレビジョン受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はテレビジョン放送信号帯域内の高周波によってディジタルテレビジョン信号を伝送するディジタルテレビジョンに係り、特にディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネルを干渉する（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｒｉｎｇ）  ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｕｂｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）によって１９９５年９月１６日に発表されたディジタルテレビジョン標準は、米国内のＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｕｂｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）アナログテレビジョン信号の無線放送に現在用いられているもののような６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャネルのディジタルテレビジョン信号を伝送するための残留側波帯（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ  ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＶＳＢ）信号の名前を規定している。ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号が放送される限り、あるＮＴＳＣアナログテレビジョン信号が受信中のディジタルテレビジョン信号に同一チャネル干渉を誘発する時期を受信機内でディジタルテレビジョン信号が検出し得るようにすることが有利である。前記ディジタルテレビジョン受信機は同一チャネル干渉が生じていると決定されると、この決定に応じてその動作モードを変更するように設計することにより、前記同一チャネル干渉の所望しない効果を減少させることができるが、これは通常コームフィルタによって行われていたものである。
【０００３】
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑えるためにディジタルテレビジョン受信機で用いられるコームフィルタは、前記同一チャネル干渉が生じない場合には使用しない方がよいが、その理由はコームフィルタを使用しなければ、このコームフィルタを通過する多数の経路からジョンソン雑音（Ｊｏｈｎｓｏｎ  ｎｏｉｓｅ）が付加的に発生することを防止し得るためである。一般に、ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉がディジタルテレビジョン信号を基底帯域にシンクロダイン（ｓｙｎｃｈｒｏｄｙｎｉｎｇ）させるためのシンボルデコーディング（ｓｙｍｂｏｌ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）時に行われるデータスライシング（ｄａｔａ  ｓｌｉｃｉｎｇ）動作に誤りを生じさせるほどの充分なエネルギーをもつ場合、同一チャネル干渉が実在すると見なす。１９９７年３月２１日付けで出願された米国特許出願第０８／８２１，９４４号の「Ｕｓｉｎｇ  ｖｉｄｅｏ  ｓｉｇｎａｌｓ  ｆｒｏｍ  ａｕｘｉｌｉａｒｙ  ａｎａｌｏｇ  ＴＶ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ  ｆｏｒ  ｄｅｔｅｃｔｉｎｇ  ＮＴＳＣ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｉｎ  ｄｉｇｉｔａｌ  ＴＶ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」には、実質的な同一チャネル干渉が生じているか否かを決定し、これに応じてその動作モードを変更するように設計されることにより、同一チャネル干渉のような所望しない効果を減少させるディジタルテレビジョン受信機について記述されている。前記特許から基底帯域にディジタルテレビジョン信号をシンクロダインさせた後よりは、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を基底帯域にシンクロダインさせた後に、ディジタルテレビジョン受信機によるＮＴＳＣ同一チャネル干渉を検出することがより容易であるのが分かる。
【０００４】
１９９２年６月１６日付で公布された米国特許第５，１２２，８７９号明細書の「Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  ｓｙｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒ  ｆｏｒ  ｒｅｄｕｃｉｎｇ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｆｒｏｍ  ａ  ｌｏｗｅｒ  ａｄｊａｃｅｎｔ  ｃｈａｎｎｅｌ」には受信されたＮＴＳＣ信号を同位相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）と直角位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）で同期的に検出するアナログテレビジョン受信機について記載されている。この受信機は高周波振幅器の応答を直接的に基底帯域にシンクロダインして、隣接した低いチャネルが像（Ｉｍａｇｅ）で現れるようにする。前記直角位相同期検出応答は５００〜７５０ｋＨｚ以上の全てのビデオ周波数で９０°位相ずれが生じ、前記同位相同期検出応答と線形的に組み合わせられて前記受信されたＮＴＳＣ信号の同期検出がなされる間に基底帯域に変換されたイメージ周波数成分を押さえる。前記米国特許５，１２２，８７９号には前記過程が７５０ｋＨｚ以上のビデオ周波数成分までも無くしてしまうという事実については記述されていない。しかし、高周波信号の輝度の損失は腕時計に用いられるもののような小さいスクリーンテレビジョン受信機で許されることができる。
【０００５】
現在のディジタルテレビジョン受信機は、多数の周波数変換を用いるように設計されるが、チャネル帯域以上の超高周波（Ｕｌｔｒａｈｉｇｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＵＨＦ）帯域における中間周波数への第１変換はテレビジョン放送で指定され、チャネル帯域以下の高周波（ｖｅｒｙ  ｈｉｇｈ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＶＨＦ）帯域における中間周波数への第２変換はテレビジョン放送で指定される。従って、像の抑制はこれ以上問題とならない。しかも、ＶＳＢディジタルテレビジョン信号の搬送波はチャネルエッジから僅か３１０ｋＨｚに位置するので、ＮＴＳＣ信号に比べて両側波帯（ｄｏｕｂｌｅ  ｓｉｄｅｂａｎｄ）成分が殆ど存在しない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明者は、同位相同期ビデオ検出応答と逆ヒルバート変換された（ｉｎｖｅｒｓｅ−Ｈｉｌｖｅｒｔ−ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄ）直角位相同期ビデオ検出応答を線形的に組み合わせる形の  ＮＴＳＣ受信機はディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う場合に、これを検出するための補助受信機として用いられるので、ディジタルテレビジョン信号の受信において重要であることを指摘している。前記直角位相同期ビデオ検出応答の逆ヒルバート変換を７５０ｋＨｚ以下の周波数に調整すると、前記のような補助受信機は同一チャネルディジタルテレビジョン信号の人造雑像（ａｒｔｉｆａｃｔｓ）に反応しない。ディジタルテレビジョ  ン信号の人造雑像を押さえれば、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号のサイズが容易に測定される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の一実施形態は、ディジタルテレビジョン信号が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法を具現する。前記方法は次のような過程でなされる。まず、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号のビデオ成分が基底帯域にシンクロダインされて前記ディジタルテレビジョン信号の第１人造雑像（アーチファクト）を含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑像を含む直角位相復調結果を生成する。次に、前記同位相及び直角位相復調結果をそれぞれ数ｋＨｚ以上の周波数で９０゜の差をつけて位相シフトさせた後、線形的に組み合わせて前記ディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑像が取り除かれた線形組合せ結果を生成する。その後、前記線形組合せ結果の振幅が所定の値を超過しないか否かを検出して、前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期を表示する。
【０００８】
本発明の他の実施形態は、十分な振幅をもつアナログテレビジョン信号がテレビジョン放送チャネルを占有する時間を検出するための回路を含むディジタルテレビジョン受信機を実現する。前記受信機は入力回路を備えるが、この入力回路はテレビジョン放送チャネルからこのテレビジョン放送チャネルを占有するアナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を示す残留側波帯振幅変調信号を選択し、この選択された残留側波帯振幅変調信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数信号を増幅して、増幅された中間周波数信号を提供する。前記入力回路によって受信された前記残留側波帯振幅変調信号は残留側波帯とビデオ搬送波及び全側波帯（ｆｕｌｌ  ｓｉｄｅｂａｎｄ）を含む。
【０００９】
ビデオシンクロダイン回路は前記ビデオ搬送波信号と関連し、このビデオ搬送波信号の直角位相の搬送波と関連した前記増幅された中間周波数を同期的に検出して同位相同期検出応答及び直角位相同期検出応答を生成する。本明細書で逆ヒルバート変換回路と命名される移相回路は、所定周波数以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周波数成分を９０°シフトさせて移相回路の応答を生成する。線形組合せ回路は前記同位相同期検出の応答と移相回路の応答を線形的に組み合わせて、前記受信された残留側波帯振幅変調信号の全側波帯と残留側波帯によって現れる前記ビデオ信号部分に応じて線形組合せ回路応答を再生する。前記線形組合せ回路の応答は現在受信中のテレビジョン放送チャネルを占有するディジタルテレビジョン信号の応答に反応しない。しきい検出器が前記受信機に含まれるが、このしきい検出器は第１線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超える時期を検出して、前記同一チャネルアナログテレビジョン信号が十分な振幅をもつ信号であることを示す。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。
図１はディジタルテレビジョン信号のみならずＮＴＳＣアナログテレビジョン信号を受信し得るテレビジョン受信機を示す。アンテナ１によって受信された無線テレビジョン放送信号は、適切に同調された無線周波数増幅器２によって増幅されて第１検出器３に送られる。前記無線周波数増幅器２と第１検出器３は、適切に同調されて周波数帯域内の互いに異なる位置に存在するチャネルのいずれか一つからディジタルテレビジョン信号を選択するためのチューナとしての機能を果たす。第１検出器３は超高周波（ＵＨＦ０テレビジョン放送信号以上の周波数範囲にわたって同調可能な第１局部発振を提供する第１局部発振器と、第１局部発振を前記適切に同調された無線周波数増幅器２によって選択されたテレビジョン信号と混合して、前記選択されたテレビジョン信号を上向変換することによりＵＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以上の周波数に位置する６ＭＨｚ幅のＵＨＦ中間周波数帯域内のＵＨＦ中間周波数信号を生成する第１混合器とを含む。
【００１１】
前記第１検出器３はＮＴＳＣオーディオ受信に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅器６へ前記ＵＨＦ中間周波数信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数増幅器６の出力はＮＴＳＣオーディオ受信に用いられる第２検出器９に印加される。第２検出器９は、ＵＨＦテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第２局部発振を提供する第２局部発振器と、第２局部発振と前記ＵＨＦ中間周波数増幅器６の出力を混合してＶＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以下の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成する第２混合器とを含む。このＶＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ中間周波数増幅器１２に印加される。
【００１２】
ＶＨＦ中間周波数増幅器１２の出力はインタキャリアサウンド検出器３４に印加されるが、このインタキャリアサウンド検出器３４は４．５ＭＨｚのインタキャリアサウンド中間周波数信号をインタキャリアサウンド中間周波数増幅器３５へ供給する。インタキャリアサウンド中間周波数増幅器３５はインタキャリアサウンド中間周波数信号を増幅し、前記増幅された信号を対称的に制限してＦＭ検出器３６へ印加する。ＦＭ検出器３６は前記ディジタルテレビジョン受信機のアナログテレビジョン受信機部分の残りの構成部分へ供給される基底帯域複合信号（ｂａｓｅｂａｎｄ  ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ  ｓｉｇｎａｌ）を再生する。前記残りの構成部分には一般に立体音響（ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ）デコーダ回路が含まれる。ＮＴＳＣオーディオ信号がＦＭオーディオキャリアのみを通過させて中間周波数に変換する中間周波数増幅器６，１２で狭帯域フィルタリングされて選択される場合には、前記インタキャリアサウンド検出器３４は逓倍器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）にしてもよいが、この逓倍器は中間周波数増幅器（１０または１１）の出力に応答する狭帯域フィルタによって前記逓倍器で選択されるビデオ搬送波として前記中間周波数増幅器１２の出力を逓倍する。ＮＴＳＣオーディオ信号が「準並列（ｑｕａｓｉ−ｐａｒａｌｌｅｌ）」サウンドを行うためにＮＴＳオーディオ及びビデオ搬送波を共に通過させて中間周波数に変換させる前記中間周波数増幅器６，１２でフィルタリングされて選択される場合には、前記インタキャリアサウンド検出器３４は単純な整流器、或いは二乗器である。
【００１３】
第１検出器３はＮＴＳＣビデオ受信及びＡＴＳＣ受信に共に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅器３７へ高周波帯域信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数増幅器３７内のＳＡＷ（ｓｕｒｆａｃｅ−ａｃｏｕｓｔｉｃ−ｗａｖｅ）フィルタはＡＴＳＣディジタルテレビジョン信号とＮＴＳＣビデオ信号に対する全ての中間周波数出力を決定し、ＮＴＳＣオーディオ信号は拒否する。ＳＡＷフィルタはＵＨＦ中間周波数帯域に変換される６ＭＨｚ幅のテレビジョン放送チャネルの残りのチャネルにわたって平坦な振幅出力を有し、自分の通過帯域にわたって線形の位相出力を有する。前記ＵＨＦ中間周波数増幅器３７内のＳＡＷフィルタの前段には多重反射を最小化させる所定のソースインピダンスからＳＡＷフィルタを駆動させるように設計されたトランジスタ増幅器が設けられる。前記所定のソースインピダンスを保持するためには前記トランジスタ増幅器の利得が固定の値を有しながら、前記ＳＡＷフィルタ内の挿入損失を克服するに充分なものが好ましい。ＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力はＡＴＳＣディジタルテレビジョン受信及びＮＴＳＣビデオ受信に用いられる第２検出器３８へ印加される。第２検出器３８はＵＨＦテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第２局部発振を提供する第２局部発振器と、第２局部発振とＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力を混合してＶＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル以下の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成する第２混合器とを含む。
【００１４】
前記第２検出器３８から出力される前記ＶＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ中間周波数増幅器４１に印加されるが、このＶＨＦ中間周波数増幅器４１は６０ｄＢまたはそれ以上の増幅を提供する調整利得（ｃｏｔｒｏｌｌｅｄ−ｇａｉｎ）トランジスタ増幅器段を含む。ＶＨＦ中間周波数増幅器４１はその出力信号レベルに応答する逆自動利得調整段（ｒｅｖｅｒｓｅ  ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｇａｉｎ  ｃｏｎｔｒｏｌ（ＡＧＣ））を備える。この逆ＡＧＣは自分の提供する利得の線形性のためのものである。前記ＲＦ増幅器２は中間周波数増幅器４７の出力信号レベルに応じる遅延した逆自動利得調整段を備える。
【００１５】
前記ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信号は基底帯域シンボルコードを検出するＡＴＳＣシンボルコード検出器１３に印加される。ＡＴＳＣシンボルコード検出器１３はデータ搬送波の残留側波帯振幅変調を検出するための同位相同期検出器を使用し、前記同期検出器にシンクロダイン信号を供給する制御発振器に対する自動周波数／位相制御（ａｕｔｏｍａｉｔｃ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ａｎｄ  ｐｈａｓｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＰＣ）を行うために直角位相同期検出器を使用する。前記同位相同期検出器はアナログ領域で動作し、アナログディジタル変換器１４によってその出力が１０ビットにディジタル化される。また、シンボルコード検出器１３とその後続段のアナログ−ディジタル変換器１４は、中間周波数増幅器４７のＶＨＦ帯域出力を基底帯域以上の最終中間周波数帯域に変換させる第２検出器と、前記ディジタル化された第２検出器の出力を基底帯域にシンクダインするディジタルシンクロダイン回路で代替することができる。
【００１６】
このような代替回路は１９９５年１２月２５日付で公布された米国特許のＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌの「Ｄｉｇｉｔａｌ  ＶＳＢ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ  ｗｉｔｈ  ｂａｎｄｐａｓｓ  ｐｈａｓｅ  ｔｒａｃｋｅｒ，ａｓ  ｆｏｒ  ｉｎｃｌｕｓｉｏｎ  ｉｎ  ａｎ  ＨＤＴＶ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ」と、１９９５年８月２０日付けで公布された米国特許第５，５４８，６１８号明細書の「Ｄｉｇｉｔａｌ  ＶＳＢ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ  ｗｉｔｈ  ｂａｎｄｐａｓｓ  ｐｈａｓｅ  ｔｒａｃｋｅｒ  ｕｓｉｎｇ  ｒａｄｅｒ  ｆｉｌｔｅｒｓ，ａｓ  ｆｏｒ  ｕｓｅ  ｉｎ  ａｎ  ＨＤＴＶ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ」に記述されている。ディジタルテレビジョン信号が受信されると、パイロット信号の受信から由来したダイレクト信号が基底帯域で再生されるシンボルコードを伴ってパイロット搬送波検出器１５によって検出され、ディジタルテレビジョンイネーブル信号を生成する。このディジタルテレビジョンイネーブル信号はディジタルテレビジョン受信機のディスプレイ部分を調節してＮＴＳＣテレビジョン像よりはディジタルテレビジョン像をディスプレイするようにする。前記パイロット搬送波検出器１５は図１に示すようにディジタル入力信号に応じる形か、或いはシンボルコード検出器１３から直接的に提供されるアナログ入力信号に応じる形のものである。
【００１７】
図１はアナログ−ディジタル変換器１４からシンボルデコーダ２０に供給されるディジタル化された基底帯域シンボルコードを示している。前記シンボルデコーダ２０は本発明者が１９９６年１月１２日付けで米国特許出願第０８／７４６，５２０号の「Ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒ  ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ  ｆｏｒ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇ  ＮＴＳＣ  ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」に詳細に記述されている。シンボルデコーダ２０はシンボルデコーダ２０の入力信号をデータスライシングして第１シンボルデコーダの出力を生成するデータスライサ２１と、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号を抑える応答信号をシンボルデコーダ２０に提供するＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２と、コームフィルタ２２の出力をデータスライシングして、間違ったシンボルデコーダの出力を補正するデータスライサ２４と、間違ったシンボルデコーダの出力を補正して第２シンボルデコーダの出力を生成する整合コームフィルタ２４と、前記第１及び第２シンボルデコーダの出力のいずれか一つを信号デコーダ２０によってディジタルテレビジョン受信機のトレリスデコーダ（ｔｒｅｌｌｉｓ  ｄｅｃｏｄｅｒ）１６に提供される最終的なシンボルデコーダ出力として選択するマルチプレクサ２５とを含む。シンボルデコーダ初期化期間を除いた時間にＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号の受信される表示がない場合には、マルチプレクサ２５が整合コームフィルタ２４から第２シンボルデコーダの出力を選択してトレリスデコーダ１６にシンボルデコーダ２０の出力信号を提供する。
【００１８】
前記マルチプレクサ２５を、受信されたディジタルテレビジョンの信号にデータセグメント同期化及びフィールド同期化コードグループが現れる期間にテレビジョン受信機内のメモリから出力される理想的なシンボルデコーディング結果を提供するように変更することにより、前記シンボルデコーダ２０の機能を向上させることができる。このように向上したシンボルデコーダは、本発明者が１９９７年４月１５日付けで米国特許出願第０８／８３９，６９１号「Ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒ  ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ  ｆｏｒ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇ  ＮＴＳＣ  ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」に詳細に記述されている。
【００１９】
ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信号は、ＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロダインする回路４６へ印加される。同位相同期検出器と直角位相同期検出器がＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロダインするための前記回路４６に用いられる。シンクロダインは基底帯域以上の最終の中間周波数帯域に変換された後、ディジタル領域内で行われて最終の中間周波数がディジタル化されうるようにする。また、基底帯域へのＮＴＳＣビデオ搬送波変調のシンクロダインはアナログ領域内で行われることができ、このような目的のために用いられる同位相同期検出器と直角位相同期検出器の出力はアナログ−ディジタル変換器を用いてそれぞれディジタル化されることができる。直角位相同期検出器の応答（Ｑ）はＮＴＳＣ信号の単一側波帯の成分（即ち、７５０ｋＨｚ以上の成分）と同位相同期検出器の応答（Ｉ）に現れるディジタルテレビジョン信号の人造雑音のヒルバート変換である。前記直角位相同期検出器の応答（Ｑ）によって提供されるヒルバート変換は位相シフトされ、逆ヒルバート変換回路４７によって全ての周波数（応答のない一番低い周波数を除いた）で９０°遅れを提供する。
【００２０】
加算と減算は線形的に組み合わせられる選択的な形でなされる。線形組合せ器４７，４８のいずれか一方は加算器となり、他方は減算器となる。回路４７の逆ヒルバート変換出力は線形組合せ器４８内の同位相同期検出器の出力と線形的に組み合わせられてアナログテレビジョン受信機回路の残りの部分に提供されるためのレベルに補正されるようにブーストされた高周波数をもつ複合ビデオ信号を生成する。基底帯域複合ビデオ信号と関連して、前記残りの部分には同期分離回路、カラー信号再生回路及び４：３画面比のＮＴＳＣ画像をディジタルテレビジョン像をディスプレイする１６：９画面に表示し得るように変換させる回路が含まれる。
【００２１】
回路４７の逆ヒルバート変換出力は、線形組合せ器４９でシンクロダイン回路４６の同位相基底帯域出力（Ｉ）と線形的に組み合わせられて７５０ｋＨｚ以上をカットオフする輝度信号を生成するが、この輝度信号にはディジタルテレビジョン人造雑音がない。線形組合せ器４８、４９がそれぞれ加算器と減算器であるか、それとも線形組合せ器４８、４９がそれぞれ減算器と加算器であるかは、前記直角位相同期検出器の動作を同位相同期検出の動作を進ませるか遅らせるかによって決定される。
【００２２】
図１は１ＭＨｚのカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタ５０によってフィルタリングされた後、ディジタルテレビジョン信号の受信動作がなされる間のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示するために、二乗器（ｓｑｕａｒｅｒ）３１によって二乗される前記線形組合せ器４９から出力される帯域制限された輝度信号を示している。前記二乗器３１は乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）と被乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｎｄ）で信号を受信するディジタル逓倍器から構成されることができるが、ＲＯＭ（ｒｅａｄ  ｏｎｌｙ  ｍｅｍｏｒｙ）で具現することがさらに実用的である。二乗器３１の出力信号はディジタルテレビジョン信号受信時のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示する。
【００２３】
ディジタルしきい検出器３２は補正されていない誤りをデータスライサ２１に流入させるのに不充分なＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号より低いしきい値を前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーが超過するほど充分大きい時期を決定する。しきい検出器３１の出力はマルチプレクサ制御回路３３に印加される。マルチプレクサ制御回路３３はシンボルデコーダ２０の出力信号として提供される最終シンボルデコーダの出力を決定する第１及び第２シンボルデコーダの出力をマルチプレクサ２５が選択する動作を制御する。マルチプレクサ制御回路３３はマルチプレクサ２５がシンボルデコーダ初期化期間に第１シンボルデコーダの出力をシンボルデコーダ２０の出力回路として選択するように制御する。他の期間には前記マルチプレクサ制御回路３３は前記しきい検出器３２の出力がＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号が補正されていない誤りをデータスライサ２１の動作に流入するようにするに不充分であることを現す間、前記マルチプレクサ２５がシンボルデコーダ２０の出力信号として第１シンボルデコーダの出力を選択するように制御し、そうでない場合にはマルチプレクサ２５をしてシンボルデコーダ２０の出力信号として第２シンボルデコーダの出力を選択させるように制御する。
【００２４】
図２は線形組合せ器４９の出力を二乗器３１によって二乗せず、ディジタルしきい検出器３２に提供するために図１の装置を変形した形を示す。線形組合せ器４９の出力は本質的に最大７５０ｋＨｚの基底帯域輝度信号なので、いつも同じ極性を有する。従って、二乗器３１を省略することができ、ディジタルしきい検出器３２はディジタルしきい検出器０３２の所定のしきい値の二乗根に相当する所定のしきい値をもつディジタルしきい検出器３２で代替することができる。即ち、ディジタルしきい検出器３２の所定のしきい値はディジタルしきい検出器０３２の所定のしきい値の二乗になる。
【００２５】
図１及び図２のテレビジョン受信機において、低域通過フィルタ５０が含まれることにより、逆ヒルバート変換回路４７に対する要求事項を緩和させるが、これは低域通過フィルタ５０のカットオフ周波数以上の周波数部分のディジタルテレビジョン人造雑像を抑えるために、前記周波数部分には正確に９０°の遅れが提供される必要がないからである。逆ヒルバート変換回路４７が４．２ＭＨｚの周波数に正確に９０°の遅れを提供する場合、前記低域通過フィルタ５０をストレート挿入連結（ｓｔｒａｉｇｈｔ−ｔｈｒｏｕｇｈ  ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）で代替することができる。逆ヒルバート変換フィルタ４７の出力を線形組合せ器４８でシンクロダイン回路４６の同位相基底低域出力（Ｉ）と組み合わせて複合ビデオ信号を高周波数にブーストするにおいて、前記逆ヒルバート変換回路４７が４．２ＭＨｚまでの周波数に対して正確に９０°の遅れを提供する必要はないが、これは遅れの誤りが酷くない場合に正確でない遅れを伴う複合ビデオ信号の高周波数のロールオフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）を補償するためにビデオピーキング回路（ｖｉｄｅｏ  ｐｅａｋｉｎｇ  ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）が用いられることができるからである。
【００２６】
図３は図１及び図２のテレビジョン受信機の変形例を示す。図３において、逆ヒルバート変換回路４７がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４８，４９に印加する代わりに、逆ヒルバート変換回路５１がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４８に印加し、他の逆ヒルバート変換回路４９がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４９に印加する。逆ヒルバート変換回路５１は０．５ＭＨｚ〜４．２ＭＨｚの周波数に正確に９０°の遅れを提供して前記複合ビデオ信号のスペクトル応答を最適化させるが、０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供する必要はない。これにより、最高４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供するに必要な高いディジタルサンプリング比で０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供するに必要な多くのタップＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ−ｉｍｐｕｌｓｅ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが不要となる。前記高いディジタルサンプリング比は最高４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供するのにも必要である。低域通過フィルタ５０を使用するので、逆ヒルバート変換回路５２は最高１．０ＭＨｚまでの周波数にのみ正確に９０°の遅れを提供すべきである。
【００２７】
逆ヒルバート変換回路５２はＮＴＳＣ走査線比（ｓｃａｎ  ｌｉｎｅ  ｒａｔｅ）以下で０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供する。このような要求条件は逆ヒルバート変換回路５１に用いられるディジタルサンプリング比より４倍低い１／１０のディジタルサンプリング比で充足されることができ、逆ヒルバート変換回路５２内におけるＦＩＲフィルタリングのために差別的に遅れたサンプリングを提供するための一時的な貯蔵に対する必要性を減らす。低域通過フィルタ５０は０．５ＭＨｚ以下の低いカットオフ周波数を持たせて、逆ヒルバート変換回路５２で用いられる前記１／１０ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路５１で用いられるディジタルサンプリング比より８倍低くなるように設計することができる。また、低域通過フィルタ５０のカットオフ周波数をもう１回二等分するか或いは数回二等分して前記逆ヒルバート変換回路５２で用いられる１／１０ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路５１で用いられるディジタルサンプリング比の１／１０となるようにすることができる。
【００２８】
図４は図１のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図である。初期段階Ｓ０ではビデオ信号部分をもった同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信し、このようなディジタルテレビジョン信号受信動作は図１のテレビジョン受信機の構成要素１，２，３，３７，３８，４１によって行われる。シンクロダイン回路４６はＳ１段階を行うが、この段階Ｓ１では同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインしてディジタルテレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果を生成し、ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑音を含む直角位相復調結果を生成する。逆ヒルバート変換回路４７はＳ２段階を行うが、この段階Ｓ２では７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記同位相及び直角位相復調結果を９０゜の差をつけて位相シフトさせる。
【００２９】
線形組合せ器４９はＳ３段階を行うが、この段階Ｓ３では前記所定の周波数範囲内の周波数で９０゜の差をつけて位相シフトされた同位相及び直角位相復調結果を線形的に組み合わせて、前記所定の周波数範囲内のディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が取り除かれた組合せ結果を生成する。（低域通過フィルタ５０は前記所定の周波数範囲の上限を決定する）二乗器３１はＳ４段階を行うが、この段階Ｓ４では前記線形組合せ結果を二乗する。ディジタルしきい検出器３２は最終段階Ｓ５を行うが、この段階Ｓ５では前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値の二乗を超過するか否かを検出して、ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うかを決定する。
【００３０】
図５は図４のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示した流れ図で、逆ヒルバート変換回路４７によって行われる段階Ｓ２が図４と異なるが、図５の段階Ｓ２’で７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を９０°位相シフトさせる。
図６は図２のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図である。図６に示した方法も図４のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３段階と同一の段階を利用する。図１のテレビジョン受信機の二乗器３１によって行われる二乗遂行段階Ｓ４は、図２のテレビジョン受信機の動作では省略される。図１のテレビジョン受信機のディジタルしきい検出器３２によって行われるＳ５段階は、図２のテレビジョン受信機の動作ではＳ５’段階で代替されるが、この段階（Ｓ５’）で所定の周波数範囲内の線形組合せ結果の振幅が所定値を超過するかを検出して、ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時期を表す信号を生成する。この段階（Ｓ５’）は図２のテレビジョン受信機のディジタルしきい検出器３２によって行われる。
【００３１】
図７は図３のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図で、逆ヒルバート変換回路４７によって行われる図４のＳ２段階が図７のＳ２’段階と異なる。この段階（Ｓ２’）では７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を９０°位相シフトさせる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジタルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用いるテレビジョン受信機の構成図である。
【図２】ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジタルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用いるテレビジョン受信機の構成図である。
【図３】図１及び図２のテレビジョン受信機の変形例を示す構成図である。
【図４】本発明の一の実施形態によってディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法を示す流れ図である。
【図５】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。
【図６】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。
【図７】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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