(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電荷結合デバイス(CCD) が検出した信号電荷を入力されて、該信号電荷に応じた信号を出力する CCD電荷検出回路であって、該回路は、
前記 CCDが検出した信号電荷を注入されて、該信号電荷に応じた信号電圧を出力するフローティングディフュージョンと、
該フローティングディフュージョンの電位を周期的に所定の電位にするリセットトランジスタと、
前記フローティングディフュージョンが出力する信号電圧を受けて増幅する出力回路と、
該出力回路の出力する信号電圧を、サンプルホールド回路を介さずに受けて、前記リセットトランジスタがオンとなるリセット期間において、該受けた信号電圧を前記リセットトランジスタに負帰還する負帰還回路とを有することを特徴とする CCD電荷検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の CCD電荷検出回路において、前記負帰還回路は、前記入力された信号電圧を反転増幅する反転アンプであることを特徴とする CCD電荷検出回路。
【請求項３】
請求項２に記載の CCD電荷検出回路において、前記反転アンプは、差動アンプであることを特徴とする CCD電荷検出回路。
【請求項４】
請求項２に記載の CCD電荷検出回路において、前記反転アンプは、バイポーラトランジスタによるエミッタ接地型増幅回路であることを特徴とする CCD電荷検出回路。
【請求項５】
請求項２に記載の CCD電荷検出回路において、前記反転アンプは、ユニポーラトランジスタによるソース接地型増幅回路であることを特徴とする CCD電荷検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電荷結合デバイス(CCD) の検出した信号電荷を低ノイズで検出する回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
CCDを用いて撮像を行なう固体撮像装置には、光ダイオードや MOSキャパシタを含む感光部（光電変換部）を１次元に配列した CCDラインセンサや、この感光部をマトリックス状に配置した２次元 CCDセンサがある。感光部により１ラインまたは１フィールド分の画素の信号電荷が蓄積される。蓄積された信号電荷は転送部に移される。転送部に移された信号電荷は、転送パルスにより転送部を順次転送されて、１画素分の信号電荷ごとに、転送部に接続している出力部のフローティングディフュージョン（拡散層、またはフローティング・キャパシタとも呼ばれる）に最終的に転送される。このフローティングディフュージョンには、増幅回路（ソースホロアなどのバッファアンプで構成される) が接続しており、フローティングディフュージョンに蓄積された信号電荷に応じた電圧を増幅回路は画像信号(CCD信号）として出力する。
【０００３】
フローティングディフュージョンには、リセットトランジスタも接続されている。１画素分の信号電荷に応じた信号電圧が上記増幅回路により出力された後に、リセットトランジスタにリセットパルスが加えられる（オンになる）。オンになったリセットトランジスタを介して、リセット電圧が拡散層に印加され、拡散層が所定の電圧に設定される。すなわち、拡散層にある信号電荷がクリアされる。その後、転送部から、次の画素に関する信号電荷が拡散層に注入される。
【０００４】
このように、フローティングディフュージョンと、それに接続されたリセットトランジスタおよび増幅回路から構成されている CCD電荷検出回路は、フローティングディフュージョンアンプ(FDA) と呼ばれている。
【０００５】
ところで、フローティング・ディフュージョン・アンプが出力する画像信号には、リセットトランジスタに起因するリセットノイズ（kTC ノイズ）、ならびにフローティング・ディフュージョン・アンプを構成する半導体デバイスが発生するゆらぎノイズ(1/fノイズ) が含まれている。
【０００６】
リセットノイズは、リセットトランジスタのチャネル抵抗の持つ熱雑音である。熱雑音は、リセットトランジスタがリセットパルスによりオンになったときに、拡散層に加わる。このノイズは、拡散層が容量を有するために、次に拡散層がリセットされるまでの間、拡散層に保持される。
【０００７】
フローティング・ディフュージョン・アンプ FDAが出力する画像信号の１画素期間TPは、リセット期間TRと、０レベル期間T0（フィードスルー期間）と、信号期間TSとに分けられるが、リセットノイズは、０レベル期間T0に出力される CCD信号と、信号期間TSに出力される CCD信号とに、ほぼ同程度に含まれている。
【０００８】
リセットノイズは従来、相関二重サンプリング回路（CDS 回路）により除去されていた。従来技術に係る相関二重サンプリング回路としては、たとえば特公昭62-55349号公報に記載された電荷検出回路がある。
【０００９】
この相関二重サンプリング回路は、１画素期間のうち、フィードスルー期間の信号レベルは、（基準電圧）＋（リセットノイズ）であり、この期間に続く画素期間の信号レベルは、（信号電圧）＋（リセットノイズ）であり、リセットノイズが両期間において同程度に含まれていることを利用している。
【００１０】
すなわち、サンプルホールド回路と差動増幅器により、両者の期間における CCD信号を、それぞれサンプルホールドして、２つの CCD信号の差を取る。こうしてリセットノイズを相殺してノイズを低減する。サンプルホールドのタイミングは、サンプリングホールド回路に入力されるサンプリングパルスにより決まる。
【００１１】
CDS回路を用いないで、リセットノイズおよび揺らぎノイズを低減しようとする回路も提案されている。この例として「 CCD用高感度電荷検出器」（大沢  慎治他、1988年テレビジョン学会全国大会、2-12 ）に記載されたものがある。これは、既述のフローティングディフュージョンアンプに相当する半導体回路のデバイス構造を工夫することにより、フローティングディフュージョンアンプ自体の高感度化を図るとともに、リセットノイズの低減を図ったものである。
【００１２】
この回路では、フローティングディフュージョンアンプの感度を上げるために、フローティングディフュージョンアンプのゲート部分の容量を小さくしている。すなわち、従来は100nm であったフローティングディフュージョンアンプのゲート酸化膜を1000nmとすることにより、容量は絶縁膜の厚さに反比例するという性質を利用して容量を下げて、フローティングディフュージョンアンプの高感度化を図っている。
【００１３】
また、リセットノイズの低減に関しては以下の方法を採用している。信号電荷をリセットするために、従来の CCDの出力部においては既述のようにリセットトランジスタを用いているが、この電荷検出器においては、リセットトランジスタを用いずに、完全転送モードによって信号電荷を排出することとしている。こうして、リセットノイズをなくして、低ノイズ化を図っている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
特公昭62-55349号公報に記載された電荷検出回路等の相関二重サンプリング回路は、この回路を動作させるために複雑なサンプリングパルスを必要とし、また回路規模および消費電力が大きいという問題がある。また、上記「 CCD用高感度電荷検出器」は、従来のフローティングディフュージョンアンプとは異なる構造をしており、特別な半導体デバイス用製造プロセスを必要とするという問題がある。また「 CCD用高感度電荷検出器」は、特別な高電圧を必要とするという問題もある。
【００１５】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、回路規模が小さく、消費電力が少なく、複雑なサンプリングパルスを必要としない、ノイズの少ない CCD電荷検出回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、電荷結合デバイスが検出した信号電荷を入力されて、該信号電荷に応じた信号を出力する CCD電荷検出回路において、CCDが検出した信号電荷を注入されて、この信号電荷に応じた信号電圧を出力するフローティングディフュージョンと、このフローティングディフュージョンの電位を周期的に所定の電位にするリセットトランジスタと、フローティングディフュージョンが出力する信号電圧を受けて増幅する出力回路と、この出力回路の出力する信号電圧を受けて、リセットトランジスタがオンとなるリセット期間において、この受けた信号電圧をリセットトランジスタに負帰還する負帰還回路とを有することとしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による CCD電荷検出回路の実施例を詳細に説明する。本実施例は、 CCDが出力する画像信号に含まれるリセットノイズおよびゆらぎノイズを低減するために、 CCDが出力する画像信号を、負帰還回路を介してリセットトランジスタのドレインに負帰還することを特徴とする。
【００１８】
最初に、第１の実施例の概要を説明する。図１は、 CCDラインセンサや２次元CCDセンサに用いられている CCDの転送部10と、本発明の第１の実施例に係る CCD電荷検出回路とを示すブロック図である。図２は、図１の回路の動作を示すタイミングチャートである。
【００１９】
図１においては、 CCDの全体は図示されていない。 CCDのうち一部、特に、 CCDラインセンサの転送部または２次元 CCDセンサの水平転送部の終端部分のみ、すなわち、 CCDの感光部（図示せず）により蓄積された１ラインまたは１フィールド分の画素の信号電荷を１画素ずつ転送する転送部10が CCD電荷検出回路と接続される部分を示す。
【００２０】
転送部10において信号電荷は、１画素分の信号電荷ごとに転送パルスH1、H2 に同期して順次転送される。そして、転送部10に接続している、 CCD電荷検出回路のフローティングディフュージョン(FD)（以下では「拡散層FD」と呼ぶ）に信号電荷は最終的に転送される。この拡散層FDには、増幅回路（ソース・ホロア・アンプ(SFA) 。以下では「アンプSFA 」と呼ぶ) が接続している。アンプSFA は、拡散層FDに蓄積された信号電荷に応じた画像信号14を受けて、画像信号(CCD信号)16 として出力する。以下の説明において信号は、それが現れる信号線の参照符号で指定する。
【００２１】
CCD電荷検出回路は、上記拡散層FDおよびアンプSFA に加えて、拡散層FDの電位を周期的に所定の電位にするリセットトランジスタ18と、画像信号16をリセットトランジスタ18に帰還する負帰還回路20とを有する。リセットトランジスタ18は、負帰還回路20（差動アンプ）の出力からリセット電圧VRSTが印加されるドレイン22と、リセットパルスRSが印加されるリセットゲート24と、ソースFD（拡散層FDが兼ねている）とからなる。
【００２２】
差動アンプ20は、−（マイナス）端子26に、アンプSFA の出力する画像信号16を入力され、＋（プラス）端子28に基準電圧VRを入力されている。差動アンプ20の出力はリセットトランジスタ18のドレインに接続されている。この接続関係より明らかなように、差動アンプ20の−端子26と、リセットトランジスタ18と、アンプSFA とにより負帰還ループが形成されている。この負帰還ループは、リセットパルスRSによってリセットトランジスタ18がオンになる図２に示すリセット期間TRにおいてのみ形成される。
【００２３】
そのときに差動アンプ20の出力は、リセットトランジスタ、アンプSFA を介して反転端子26に帰還されており、差動アンプ20はボルテージホロワとして機能するため、非反転端子28に入力されている基準電圧VRがそのままアンプSFA の出力16となる。このとき画像信号16に含まれているノイズ（交流分）は、リセット期間TRにおいてのみ形成される負帰還ループにより低減される。
【００２４】
同期回路30は、 CCDを動作させるための様々なタイミングパルスを発生するタイミングパルス発生回路であり、例えば、２相転送パルスH1、H2 とリセットパルスRSとを生成し、転送部10に出力する。同期回路30は、図示しない垂直転送パルス等も生成し、 CCDに出力する。なお、 CCDおよび CCDの制御回路の構成部分のうち、本発明に直接関係しない部分については図示およびその説明を省略する。
【００２５】
次に、第１の実施例の詳細を説明する。転送部10の半導体基板上に、信号電荷を転送するための電極32と出力ゲート34が形成されている。さらに転送部10には、 CCD電荷検出回路の一部である拡散層FDとリセットトランジスタ18も一体に形成されている。電極32には２相転送パルスH1、H2 が印加されて順次、信号電荷が半導体基板内を図１の左方から右方に転送される。信号電荷は、転送パルスH2が低レベルにある時に出力ゲートの下を通って拡散層FDに蓄積される。転送ゲート34には、 CCD電荷検出回路への読出しを制御する所定のバイアス電圧OGが印加されている。
【００２６】
拡散層FDの電位である画像信号14の１画素期間TPは、図２に示すように、リセット期間TR、それに続くフィードスルー期間T0（０レベル期間）、これに続く信号期間TSからなる。
【００２７】
画像信号14の生成方法について述べる。リセット期間TR中のみハイレベルとなるリセットパルスRSをリセットゲート24は同期回路30から入力される。そしてリセットトランジスタ18はオンになる。その結果、拡散層FDにリセット電圧VRSTが印加され、拡散層FDは一定のリセット電位にリセット期間中、保持される。リセット期間TR経過後、リセットパルスRSが低レベルになると、リセットトランジスタ18はオフになり、拡散層FDの電位はフィードスルーレベルになる。
【００２８】
次に、信号期間TSが開始して、転送パルスH2が低レベルになると、信号電荷が拡散層FDに流れ込む。これによる拡散層FDの電位変化DAは、流れ込んだ信号電荷の積分量に対応している。拡散層FDはアンプSFA に接続しており、画像信号14はアンプSFA に出力される。
【００２９】
アンプSFA は、 MOSトランジスタ60、62、64、66 と、 MOSトランジスタ64、66 をバイアスするためのゲート電圧VGとからなり、ソースホロア回路が２段に接続された構成である。ソースホロワ回路は、入力インピーダンスが大きく、出力インピーダンスが低く、インピーダンス変換回路としての機能を有する。アンプSFA にはドレイン電圧VDD が印加されている。
【００３０】
なお、アンプSFA の出力16は、この後、例えばカラーカメラの場合、プロセス処理（γ補正やホワイトクリップ等）およびマトリックス処理が行なわれる。出力16は、また差動アンプ20にも送られる。
【００３１】
トランジスタ64、66 は、トランジスタ60、62 のバイアス電流を供給するための電流源として機能する。
【００３２】
差動アンプ20は、画像信号16に含まれるノイズ、すなわちリセットトランジスタ18で発生するリセットノイズ、およびアンプSFA で発生するゆらぎノイズを負帰還ループにより低減するためのものである。差動アンプ20の出力はリセットトランジスタ18のドレイン22に入力される。この回路構成により、画像信号16に含まれるノイズが低減されることを図３により説明する。
【００３３】
図３は、リセットトランジスタ18がオンの時（リセット期間中）における、画像信号16中のノイズ成分のみに関する CCD電荷検出回路の等価回路を示す。本図においてリセットトランジスタ18は、雑音電圧NR（リセットトランジスタのオン抵抗による熱雑音）と、リセットトランジスタ18のオン抵抗と同じ値で雑音がないと仮定した抵抗36とにより表される。熱雑音は、平均値（直流分）は零であるが、自乗平均値は零ではないという性質を有する。すなわち、＜NR＞により雑音電圧NRの平均を表し、<NR2> により雑音電圧NRの自乗平均を表すこととすると、＜NR＞＝０、<NR2> ≠０である。
【００３４】
図３においてアンプSFA は、雑音電圧Nf（ゆらぎノイズ電圧）と、アンプSFA の増幅率と同じ増幅率を有し、かつ雑音がないとしたソースホロワ回路38とにより表される。ゆらぎノイズも熱雑音と同様に、平均値（直流分）は零であるが、自乗平均値は零ではないという性質を有する。すなわち、＜Nf＞＝０、<Nf2> ≠０である。
【００３５】
アンプ38の増幅率は、アンプSFA がソースホロワであることから「１」とする。また、アンプ20の増幅率を「-AV」(AV＞０）とする。拡散層FDと半導体基板の等価回路については、拡散層FDと、拡散層FDが形成されている半導体基板との間にPN接合が存在するため、ダイオード40で表している。このとき、画像信号16に含まれるノイズ成分VN（アンプ20の反転端子26に入力する電圧のうちのノイズ成分）の瞬時値については以下の式が成り立つ。
【００３６】
【数１】
-AV×VN＋NR＋Nf＝VN
この式は、アンプ20の入力電圧VNが、アンプ20とリセットトランジスタ18とアンプSFA とを通過した後に、再びアンプ20の入力電圧VNに等しくなるということを用いている。数１より、電圧VNは以下のようになる。
【００３７】
【数２】
VN＝（NR＋Nf)/( AV＋1)
また、ノイズの大きさを評価するために、電圧VNの自乗平均値を求めると以下のようになる。
【００３８】
【数３】
0003540514.tif 000002
この式の計算において、リセットノイズNRと、ゆらぎノイズNfとは無相関である、すなわち、<2NR×Nf> ＝０であるという性質を用いている。
【００３９】
フィードスルー期間T0および信号期間TSにおける画像信号16には、リセットパルスRSがオフになった時点（リセット期間TRが終了した時点）のノイズVNが画像信号16に含まれていると考えられるが、この値は、数２、数３より、本実施例によれば、1/(AV+1)に低減されることがわかる。
【００４０】
アンプ20の増幅率AVをある程度大きくすることにより、リセットノイズおよびゆらぎノイズを大幅に低減することができる。例えば、増幅率AVが20であれば、ノイズは、1/(20+1)＝1/21に低減される。
【００４１】
本実施例によれば、相関二重サンプリング回路を用いていないため回路規模が小さく、従って消費電力が少なく、さらに複雑なサンプリングパルスを必要としない。
【００４２】
なお、図１の回路において、アンプ20の非反転端子28に基準電圧VRを入力するときに、図４に示すようにアンプSFA と同一構成のアンプ42を介することとし、これらのアンプSFA、42は同一の半導体基板内に接近して形成することとしてもよい。これによりアンプSFA のデバイス製造工程に起因するアンプSFA の特性のバラツキ、および温度変化に起因するアンプSFA の特性の変化が生じても、安定してリセット電圧VRSTをリセットトランジスタ18に供給することができる。
【００４３】
また、アンプSFA とアンプ42とは、その内部の回路構成が同一であるバッファアンプであればよく、図１に示すソースホロワを２段に接続した回路構成のアンプに限られるものではない。フローティングディフュージョンアンプとして通常用いられている回路であれば、どのような回路構成のものでもよい。
【００４４】
なお、図４においてコンデンサ44をアンプ42の後段に設けている理由は、アンプ42の出力46に含まれているアンプ42のゆらぎノイズ(1/fノイズ）を低減するためである。アンプ42は、負帰還回路20による負帰還ループに含まれていないため、アンプSFA のゆらぎノイズのように負帰還ループにより低減されるということはない。そこで、バイパスコンデンサとしてのコンデンサ44により、ゆらぎノイズを低減することとしたものである。こうして、安定化された基準電圧VRを供給することができる。なお、コンデンサ44は雑音抑圧用バイパスコンデンサとしての機能を有するため、その容量は比較的大きいことが必要である。
【００４５】
次に、第２の実施例について図５により説明する。本実施例は、負帰還回路をエミッタ接地形トランジスタ回路48を用いて構成したものである。本図において第１の実施例と同一の構成要素については同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４６】
負帰還回路48は画像信号16を受けて、該信号16をエミッタ接地トランジスタ回路を用いて反転増幅した後、信号線52にリセット電圧VRSTを出力する。負帰還回路48は、バイポーラトランジスタ50と、抵抗REと、コンデンサCEとから構成されている。
【００４７】
本回路においては、トランジスタ50のベースに印加される画像信号16が増加すると、出力信号52は減少し、画像信号16が減少すると出力信号が増加する関係にあるため、ノイズが反転増幅される。そしてリセットトランジスタ18がオンになる時に、トランジスタ50のコレクタとベース間に負帰還ループが形成され、図１と同様にしてノイズが低減される。
【００４８】
この負帰還回路48は、負帰還回路48のバイアス電圧（ベース−エミッタ間電圧VBE)が自動的に最適値に維持されるという性質を有する。このため、アンプSFA の製造工程のバラツキ等に起因するアンプSFA の特性のバラツキによりアンプSFA の出力16に含まれる直流分が変動する場合にも、安定したリセット電圧VRSTをリセットトランジスタ18に供給することができる。
【００４９】
なお、リセット電圧VRSTは、コレクタ電流をICとすると、以下のようになる。
【００５０】
【数４】
VRST＝VCC-RC×IC
この帰還回路48のノイズに対する電圧増幅率AVは、次のように求められる。バイパスコンデンサCEの値を十分大きく設定すれば、ノイズの周波数に対してトランジスタ50のエミッタは接地状態と見ることができるから、このときのノイズに対する電圧利得AVは、以下のようになる。
【００５１】
【数５】
AV＝RC／rE
ここで、rEはエミッタ抵抗であり、トランジスタのバイアス状態、温度で決まることが知られており、以下のようになる。
【００５２】
【数６】
rE＝VT／IC，VT＝kT/q
ここで、 kは、ボルツマン定数、 Tは、絶対温度で表示したトランジスタの温度、 qは、電子１個分の電荷であり、VTの値は、例えば、常温(300K)においては約0.026ボルトである。従って、増幅率AVは、以下のようになる。
【００５３】
【数７】
AV＝RC×IC／0.026
さらに、RC＝ 100Ω、IC＝5mA とすると、増幅率AVは約19となる。従って、ノイズは、1/(AV+1)＝1/20にまで大幅に低減する。本実施例は、第１の実施例と同様に相関二重サンプリング回路を用いないで、ノイズを低減するため、第１の実施例と同様に、回路規模が少なく、従って消費電力が少なく、さらに複雑なサンプリングパルスを必要としない。
【００５４】
なお、本実施例のようなエミッタ接地回路の増幅率AVの周波数特性は、図６に示すようなものであることが知られている。本図においてカットオフ周波数f1、f2 は以下のような量である。
【００５５】
【数８】
f1＝1/(2π×RE×CE)
f2＝1/(2π×rE×CE)
従って、増幅率AVを大きくするために、 CCDの駆動周波数に対してカットオフ周波数f2が十分低いカットオフ周波数になるようにコンデンサの容量CEを十分大きく設定することが必要である。
【００５６】
なお、図５においてコンデンサCCを設けている理由は、リセットトランジスタ18がオンになって、帰還ループが形成された時に位相補償を行なって帰還ループを安定化するためである。
【００５７】
次に、第３の実施例について図７により説明する。本実施例は、図７に示すように負帰還回路72をソース接地形アンプにより構成したものである。本実施例の構成要素のうち、第１、第２の実施例と同一の構成要素については同一の符号を付し、その説明は省略する。負帰還回路72は、 MOSトランジスタ68、70 と、コンデンサCEと、抵抗RCと、バイアス電流源であるトランジスタ70をバイアスするためのゲート電圧VGとから構成されている。この回路72は、第２の実施例におけるエミッタ接地形トランジスタを用いた負帰還回路48と同一の動作をする。負帰還回路72は画像信号16を受けて、該信号16をソース接地アンプを用いて反転増幅した後、信号線52に出力する。
【００５８】
本回路72においては、トランジスタ68のゲートに印加される画像信号16が増加すると、出力信号52は減少し、画像信号16が減少すると出力信号52が増加する関係にあるため、ノイズが反転増幅される。そしてリセットトランジスタ18がオンである時に、トランジスタ68のドレインとゲート間に負帰還ループが形成され、図１と同様にしてノイズが低減される。
【００５９】
本実施例においては、ソースホロアアンプSFA1は、３段のソースホロアとした。３段目のソースホロアはユニポーラトランジスタ63、67 からなる。２段目のトランジスタ62のソース出力16が、負帰還回路72のトランジスタ68のゲートおよびアンプSFA1の３段目のトランジスタ63のゲートに入力される。３段目のトランジスタ63のソース出力がプロセス処理に送られる。
【００６０】
なお、以上の実施例においては、アンプSFA の出力をリセットトランジスタのドレインに負帰還することにより、リセットノイズとゆらぎノイズの両方を低減することとしたが、拡散層FDの出力（リセットトランジスタのソース出力）をリセットトランジスタのドレインに負帰還することにより、リセットノイズのみを低減することもできる。
【００６１】
本発明では、相関二重サンプリング回路を用いなくてもノイズを低減できることを示したが、本発明の電荷検出回路の出力に相関二重サンプリング回路を設けることにより、さらにノイズを低減することもできる。
【００６２】
【発明の効果】
このように本発明によれば、回路規模の小さい負帰還回路を付加することにより、ノイズを大幅に低減することができる。相関二重サンプリング回路を用いている従来のノイズ低減回路に比べて大幅に回路規模および消費電力を減らすことができる。
【００６３】
また、相関二重サンプリング回路用の複雑なパルスを必要とせず、 CCDを駆動するためのパルスのみでよいため、従来必要とされていた相関二重サンプリング回路用パルスのタイミング調整等が不要となり、高速で CCDを読み出す場合の設計および製造が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る CCD電荷検出回路の第１の実施例のブロック図である。
【図２】第１の実施例の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【図３】第１の実施例の負帰還ループの等価回路図である。
【図４】第１の実施例の変形例のブロック図である。
【図５】本発明に係る CCD電荷検出回路の第２の実施例のブロック図である。
【図６】第２の実施例の負帰還回路の増幅率の周波数依存性を示す図である。
【図７】本発明に係る CCD電荷検出回路の第３の実施例のブロック図である。
【符号の説明】
10  転送部
18  リセットトランジスタ
20  差動アンプ
30  同期回路
48、72 負帰還回路
FD  拡散層
FDA フローティングディフュージョンアンプ
Nf  ゆらぎノイズ
NR  リセットノイズ
【図１】
0003540514.tif 000003
【図２】
0003540514.tif 000004
【図３】
0003540514.tif 000005
【図４】
0003540514.tif 000006
【図５】
0003540514.tif 000007
【図６】
0003540514.tif 000008
【図７】
0003540514.tif 000009