(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子機器の電源が投入された状態で該電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに動作状態と停止状態を繰り返す間欠動作モードを取り得る電子機器用電源装置であって、
出力電圧を制御する出力電圧制御回路と、
前記出力電圧に応じて生成される切替信号を入力するための入力手段と、
前記出力電圧制御回路の動作と停止を前記切替信号に合わせて切替える切替手段と、を備え、
前記出力電圧制御回路は、前記切替え手段により動作状態にされるときに前記出力電圧を制御することを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電子機器用電源装置において、前記出力電圧制御回路は、前記切替え手段により動作状態にされるときに最大動作を行うことを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項３】
リンギングチョークコンバータ回路方式を採用した請求項１又は２記載の電子機器用電源装置において、前記動作状態は、リンギングチョークコンバータ回路の効率が良い最適動作状態であり、前記間欠動作モードは、前記最適動作状態と損失が極めて小さい停止状態とをパルス状の前記切替信号により繰り返し切り替えて動作させるものであることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項４】
請求項３記載の電子機器用電源装置において、前記最適動作状態は、最大出力動作状態であることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４記載の電子機器用電源装置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した後、所定の時間間隔をおいて切り替わることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項６】
請求項１乃至４記載の電子機器用電源装置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した時点で切り替わることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項７】
請求項１乃至４記載の電子機器用電源装置において、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達するより前に切り替わることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項８】
請求項１乃至７記載の電子機器用電源装置において、定電圧検出信号の被検出電圧を第１の電圧と該第１の電圧よりも低い第２の電圧の間で任意に上下させることで、前記動作状態と停止状態を繰り返す間欠動作モードを取ることを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項９】
請求項８記載の電子機器用電源装置において、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間より長く、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間より長いことを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項１０】
請求項８記載の電子機器用電源装置において、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間と等しく、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間と等しいことを特徴とする電子機器用電源装置。
【請求項１１】
請求項８記載の電子機器用電源装置において、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間より短く、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間より短いことを特徴とする電子機器用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器用の電源装置、特に、電子機器が無負荷あるいは軽負荷時において動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返すことを可能とした電源装置に関する。尚、本明細書において、無負荷とは、電源装置はＯＮされているが、その先は電力を必要としていない状態をいうものとする。また、軽負荷とは、出力側の機器が一定の電圧を必要としない場合であり、例えば、プリンタでは、印字ヘッドが停止している状態などをいうものとする。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電子機器用の電源装置には、商用電源を１次側とし電子機器の駆動部等を２次側とする変圧器と、その変圧器の１次側に配置される交流生成用スイッチングトランジスタとを有する、スイッチング電源が一般的に用いられている（特開平５−１３７３３１号公報、特開平６−１６５４８９号公報、特開平８−３００７７５号公報参照）。
【０００３】
例えば、かかる電源装置をプリンタの電源部に安定化電源として用いる場合には、上記交流生成用スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制御することにより、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への供給電力を調節する。この形式の電源装置を用いたプリンタでは、プリンタ制御部及びプリンタ機構部への電力供給を停止する場合、例えば、上記変圧器の２次側に配置した発光素子及び１次側に配置した受光素子を含むフォトカプラを用い、２次側の発光素子からの光制御信号を１次側の受光素子で受信し、この１次側の受光素子が出力する信号に基づいて、上記交流生成用スイッチングトランジスタを非スイッチング状態にセットする（上記特開平８−３００７７５号公報参照）。
【０００４】
最近では、かかるスイッチング電源の一つとして、リンギングチョークコンバータ（以下、ＲＣＣと呼ぶ）回路方式のものが、電源装置の構成部品が少ないという利点から、プリンタ等の電子機器用の電源装置に多く用いられている。
【０００５】
図９は、一般的なＲＣＣ方式の電源装置の定電圧制御検出回路部を抜粋した回路図である。図９の回路構成では、図中のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧を越えると、上述したフォトカプラの２次側の発光素子を構成するフォトダイオードＰＤ１から、スイッチング動作を抑制する信号である制御信号Ｓ１が、上述したフォトカプラの１次側の受光素子を構成するフォトトランジスタＰＴ１で受信され、１次側制御回路が上記交流生成用スイッチングトランジスタを制御することにより、出力電圧を安定的に維持している。
【０００６】
図１０は、図９の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図であり、図９に示した出力（端子）１の電圧は安定的にほぼ一定に保たれている。図１１は、電源装置の電力損失の内訳を一般的に説明する図である。電力損失には、出力電力の大小に関わらずほぼ一定量の損失［図１１（ｂ）参照］と、出力電力に比例する損失［図１１（ｃ）参照］とがあるため、図１１（ａ）から明らかなように、出力電力が小さい軽負荷時ほど一定量の損失の占める比率が高くなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
例えば、出力電力の変化が広範囲に及ぶスイッチング電源を、当該電子機器の状態（例えば動作状態と待機状態）により出力電力が異なるような電子機器に用いる場合、動作状態のように出力電力が大きい場合には電源変換効率が向上するが、待機状態のような軽負荷時には駆動能力余剰となり電源変換効率が低下してしまう。これは、電源装置の損失には、図１１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示したように、出力電力の大小に関わらずほぼ一定量を示す損失と、出力電力に比例する損失とがあるため、出力電力が小さい軽負荷時ほど一定量の損失の占める比率が高くなるためである。特に、上述したＲＣＣ方式の電源装置では、図１２（ｂ）に示すように、無負荷あるいは軽負荷時には一次側スイッチングトランジスタのＶｃｅがオン期間においても十分下がりきらなくなるため、同トランジスタの電力損失が増大するという問題があった。
【０００８】
本発明の目的は、無負荷あるいは軽負荷状態において、従来と同様の出力電力を得ることができ、且つその損失は従来よりも著しく低減させることができる電子機器用電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、無負荷あるいは軽負荷時においては、電源装置が動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返すようにしている。これにより、無負荷あるいは軽負荷時における電力損失を大幅に低減させることができる。また、特にＲＣＣ方式を採用した電源装置において、例えば、回路の効率が良い最大出力動作と、同じく損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて動作させる間欠動作モードを取り入れるようにしている。これにより、ＲＣＣ方式の電源装置において、平均的な出力電力は軽負荷相当であるが、その損失を著しく低減させることが可能となる。ただし、出力電圧は、動作状態では電圧上昇傾向を、停止状態では電圧下降傾向を示すので、実質的には出力電圧の許容範囲内にて制御することになる。
【００１０】
即ち、本発明は、電子機器の電源が投入された状態で該電子機器が無負荷あるいは軽負荷時であるときに動作状態と停止状態を繰り返す間欠動作モードを取り得る電子機器用電源装置であって、出力電圧を制御する出力電圧制御回路と、前記出力電圧に応じて生成される切替信号を入力するための入力手段と、前記出力電圧制御回路の動作と停止を前記切替信号に合わせて切替える切替手段と、を備え、前記出力電圧制御回路は、前記切替え手段により動作状態にされるときに前記出力電圧を制御することを特徴とする。
【００１１】
また、前記出力電圧制御回路は、前記切替え手段により動作状態にされるときに最大動作を行うことを特徴とする。
【００１２】
また、リンギングチョークコンバータ回路方式を採用した前記電子機器用電源装置において、前記動作状態は、リンギングチョークコンバータ回路の効率が良い最適動作状態であり、前記間欠動作モードは、前記最適動作状態と損失が極めて小さい停止状態とをパルス状の前記切替信号により繰り返し切り替えて動作させるものであることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明では、前記最適動作状態は、最大出力動作状態であることを特徴とする。ここで、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した後、所定の時間間隔をおいて切り替わるようにしてもよい。また、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達した時点で切り替わるようにしてもよい。また、前記切替信号は、出力電圧が最大出力に達するより前に切り替わるようにしてもよい。
【００１４】
また、本発明は、定電圧検出信号の被検出電圧を第１の電圧と該第１の電圧よりも低い第２の電圧の間で任意に上下させることで、前記動作状態と停止状態を繰り返す間欠動作モードを取ることを特徴とする。
【００１５】
尚、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間より長く、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間より長いようにしてもよい。また、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間と等しく、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間と等しいようにしてもよい。更に、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が前記第２の電圧から第１の電圧まで上昇するのに第１の所定時間を要し、前記切替え手段により前記出力電圧制御回路の出力電圧が第１の電圧から第２の電圧まで下降するのに第２の所定時間を要する場合に、前記切替信号がローレベルである時間が第１の所定時間より短く、前記切替信号がハイレベルである時間が第２の所定時間より短いようにしてもよい。
【００１６】
【発明の実施形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、図１〜図３を参照して、本発明の第１の実施形態について述べる。本実施形態では、本発明の電子機器用電源装置をインクジェットプリンタの電源部に安定化電源として用いる例に適用した。図１には、本実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部が抜粋して示されている。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ方式のものであり、その基本的構成は公知のものと同様であり、従来例で述べたところと異なるものでもない。
【００１７】
即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置は、図１に示すように、商用電源［ＡＣ］（図示せず）を１次側としプリンタの駆動部等（図示せず）を２次側とする変圧器４３と、変圧器４３の１次側に配置される交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４とを有する。この電源装置は、制御信号用フォトカプラＰｃを備え、この制御信号用フォトカプラＰｃは、変圧器４３の２次側に配置された発光素子としてのフォトダイオードＰＤ１及び１次側に配置した受光素子としてのフォトトランジスタＰＴ１を含んでいる。そして、２次側のフォトダイオードＰＤ１からの制御信号Ｓ１を１次側のフォトトランジスタＰＴ１で受光し、このフォトトランジスタＰＴ１が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４を非スイッチング状態にセットする。また、図中のツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧（４２Ｖ）を越えると、上述した制御信号用フォトカプラＰｃの２次側のフォトダイオードＰＤ１からスイッチング動作を抑制する信号である制御信号Ｓ１が発せられ、１次側のフォトトランジスタＰＴ１で受光され、１次側制御回路ＣＣが上記交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４を制御することにより、出力電圧を安定的に維持している。
【００１８】
本実施形態の定電圧制御検出回路部が図９に示した従来例と相違するのは、図９の回路構成に停止信号用フォトカプラＰｓと切替えトランジスタＱ１を追加した点である。本実施形態の特徴は、電源装置に上述した動作状態と停止状態の２つのモードを繰り返させるため、或いは間欠動作モードを取らせるために、上述した制御信号Ｓ１とは別に、停止信号Ｓ２によりスイッチング動作を任意に停止させる点にある。
【００１９】
即ち、この定電圧制御検出回路部は、上述した構成に加え、停止信号用フォトカプラＰｓと切替えトランジスタＱ１を有している。停止信号用フォトカプラＰｓは、変圧器４３の２次側に配置された発光素子としてのフォトダイオードＰＤ２及び１次側に配置した受光素子としてのフォトトランジスタＰＴ２を含んでいる。そして、２次側のフォトダイオードＰＤ２からの停止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で受光し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。また、切替えトランジスタＱ１は、エミッタ接地のバイポーラトランジスタから成り、そのコレクタは抵抗を介してフォトダイオードＰＤ２の陰極に接続され、そのベースは切替え信号の入力端子Ｔｍｉに接続されている。この入力端子Ｔｍｉには、切替え信号のパルスが入力される。
【００２０】
さて、上記定電圧制御検出回路部の動作を説明すれば、図１の回路構成において、入力端子Ｔｍｉに入力される切替信号Ｓｃが“Ｌ”のときは切替トランジスタＱ１は遮断状態なので、停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２は停止信号Ｓ２を発せず、出力（端子）１に現われる本電源装置の出力電圧はツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧で定まる。本実施形態では、インクジェットプリンタの印字ヘッドに加える電圧を考慮して、ＺＤ１としてツェナー電圧４２Ｖのものを選択している。従って、切替信号Ｓｃが“Ｌ”のときは出力設定電圧は４２Ｖに設定され、安定的に出力（端子）１へ電圧供給されるので、プリンタの動作状態において、印字ヘッド等のプリンタ機構部に４２Ｖの定電圧が供給される。一方、切替信号Ｓｃが“Ｈ”のときは切替トランジスタＱ１は導通状態となり停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、この停止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で受光し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。
【００２１】
図２は、図１の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化を示す。図２では、切り替え方法として以下の３つの例を示している。図２に示すように、切替方法１は、出力電圧が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法２は、出力電圧が４２Ｖに達した時点で切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。切替方法３は、出力電圧が４２Ｖに達する以前に切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例である。
【００２２】
上述したように、切替方法１は、出力電圧が４２Ｖに達した後しばらくして切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例を表している。即ち、図２に示すように、期間１になり切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、この停止信号Ｓ２を１次側のフォトトランジスタＰＴ２で受光し、このフォトトランジスタＰＴ２が導通することにより、１次側制御回路ＣＣが交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止させる。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時間とともに下降していく。
【００２３】
ある時間が経過し、期間２になり切替信号がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４に最大限のスイッチング動作をさせる。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４２Ｖに達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッチング動作へと移行する。これが期間３である。
【００２４】
図３は図１１（ａ）と同様の図で、切替方法１，２，３の場合の電源装置電力損失と出力電力との関係を説明する図である。図１１（ａ）で説明したように、電源装置電力損失と出力電力との関係は図３のＯ点からＣ点、Ａ点、を通りＢ点に達する特性線を示す。ここで、Ｏ点は停止時の動作点、Ａ点は軽負荷時の動作点、Ｂ点は最大動作時の動作点、Ｐａは軽負荷時の出力電力、Ｐｂは最大動作時の出力電力、である。
【００２５】
本実施形態のように、電源装置が停止状態と最大動作状態の２つの状態のみを繰り返すときの平均電力損失は、図３中のＯ点とＢ点を結ぶ直線上にあり、出力電力が軽負荷時Ｐａの場合の平均電力損失は図中のＬ点となる。Ｌ点は線分ＯＢを停止状態と最大動作状態の時間比の逆数比で内分した点となる。さらに、停止状態と最大動作状態に軽負荷状態を加えた３つの状態を繰り返す場合の平均電力損失は、Ｌ点とＡ点を結ぶ線分ＬＡを、停止状態と最大動作状態の時間和と軽負荷状態の時間との比の逆数比で内分したＭ点となる。ここで、仮に、図２の期間１〜３の時間比率を４：１：１として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点であり、Ｍ点は線分ＬＡを１：（４＋１）に内分する点となり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。
【００２６】
切替方法２は、出力電圧が４２Ｖに達した時点で切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例を表している。これは切替方法１において、期間３＝０とおくことと等価である。ここで、仮に、図２の期間１〜３の時間比率を４：１：０として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。
【００２７】
切替方法３は、出力電圧が４２Ｖに達する以前に切替信号が“Ｌ”から“Ｈ”へ切り替わる制御例を表している。期間４になり切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、１次側制御回路ＣＣは交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチング動作を停止する。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時間とともに下降していく。
【００２８】
ある時間が経過し、期間５になり切替信号がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わると停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２からの停止信号Ｓ２は発せられなくなる。この時点で出力電圧は出力電圧設定値である４２Ｖを下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路は最大限のスイッチング動作をする。このときの出力電圧の時間変化は、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上昇していく。
【００２９】
出力電圧が出力電圧設定値である４２Ｖに達する前に切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、停止信号用フォトカプラＰｓのフォトダイオードＰＤ２から停止信号Ｓ２が発せられ、先の動作を繰り返し行う。ここで、仮に、図２の期間４、５の時間比率を４：１として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。なお、切り替え信号は時間をパラメータとして生成してもよいし、出力電圧を検出しその電圧に応じて適切に生成してもよい。出力電圧を検出しその電圧に応じて適切に生成する方が制御しやすい。また、切替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継続時間は一定である必要もない。
【００３０】
次に、図４〜図５を参照して、本発明の第２の実施形態について述べる。本実施形態においても、本発明の電子機器用電源装置をインクジェットプリンタの電源部に安定化電源として用いる例に適用した。
【００３１】
図４には、本発明の第２の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部が抜粋して示されている。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ方式のものであり、その基本的構成は公知のものと同様であり、従来例や第１の実施形態で述べたところと異なるものでもない。第１の実施形態と同様の部分は、同様の参照符号にて示してある。
【００３２】
即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置は、図４に示すように、第１の実施形態のような停止信号用フォトカプラは有しておらず、従来例では単一のツェナーダイオードＺＤ１を用いていたのを、ツェナーダイオードＺＤ１に直列にツェナーダイオードＺＤ２を接続し、２段構成としたものである。そして、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の陽極に切替トランジスタＱ１´のコレクタ、エミッタをそれぞれ接続している。本実施形態の特徴は、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を故意に上下させることで電源停止状態を作り出すものである。
【００３３】
図４の回路構成における電源装置の出力設定電圧は、切替信号が“Ｌ”のときは切替トランジスタＱ１´は遮断状態なので２段のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツェナー電圧和で、切替信号が“Ｈ”のときは切替トランジスタＱ１´が導通状態なのでＺＤ２はバイパスされＺＤ１のみのツェナー電圧で定まる。本実施形態では、ＺＤ１としてツェナー電圧４０Ｖのものを、ＺＤ２としてツェナー電圧４Ｖのものを選択した。従って、切替信号が“Ｌ”のときは出力設定電圧は４４Ｖに、切替信号が“Ｈ”のときはＺＤ２はバイパスされＺＤ１のみの４０Ｖにそれぞれ設定され、しかも各々は安定的に電圧供給される。  図５は、図４の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化を示す。ここで、電源装置がスイッチング動作を行い出力電圧が４０Ｖから４４Ｖまで上昇するのに要する時間をＴｕｐ、電源装置がスイッチング動作を停止し出力電圧が４４Ｖから４０Ｖまで下降するのに要する時間をＴｄｏｗｎと表すと、Ｔｕｐは負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値によって定まり、Ｔｄｏｗｎは負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる。
【００３４】
図５では、上述した第１の実施形態における切替方法１〜３に対し、本実施形態における切り替え方法として、以下の切替方法４〜６から成る３つの例を示している。
【００３５】
切替方法４は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐより長く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより長い制御例である。切替方法５は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐと等しく、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎと等しい制御例である。切替方法６は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより短い制御例である。切替方法４は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐより長く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより長い制御例を表している。
【００３６】
期間１になり切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれまでの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それまでの出力電圧４４Ｖは出力電圧設定値を越えた過大電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１が１次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣはスイッチング動作を停止する。このときの出力電圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時間とともに下降していく。出力電圧が出力電圧設定値である４０Ｖに達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッチング動作を再開する。これが期間２である。
【００３７】
ある時間が経過し、期間３になり切替信号がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれまでの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げられるので、それまでの出力電圧４０Ｖは出力電圧設定値を下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路ＣＣは最大限のスイッチング動作をする。このときの出力電圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに達すると、１次側制御回路ＣＣは軽負荷状態でのスイッチング動作へと移行する。これが期間４である。
【００３８】
ここで、図３を用いて、上述した第１の実施形態と同様に、切替方法４，５，６の場合の電源装置電力損失と出力電力との関係を説明する。まず、切替方法４の場合を説明する。ここで、仮に、図５の期間１〜４の時間比率を４：１：１：２として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点であり、Ｍ点は線分ＬＡを（１＋２）：（４＋１）に内分する点となり、電力損失Ｍ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。
【００３９】
切替方法５は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐと等しく、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎと等しい制御例を表している。これは切替方法４において、期間２＝０、期間４＝０とおくことと等価である。ここで、仮に、図５の期間１〜４の時間比率を４：０：１：０として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。切替方法４の場合に比べ、軽負荷時の期間２，４が無いので平均電力損失は一層低減されている。
【００４０】
切替方法６は、切替信号が“Ｌ”である時間がＴｕｐより短く、また切替信号が“Ｈ”である時間がＴｄｏｗｎより短い制御例を表している。
【００４１】
期間５になり切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれまでの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられるので、それまでの出力電圧Ｖｈｉｇｈは出力電圧設定値を越えた過大電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する信号が１次側制御回路ＣＣに発せられ、１次側制御回路ＣＣはスイッチング動作を停止する。このときの出力電圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量によって定まる特性で時間とともに下降していく。
【００４２】
出力電圧が出力電圧設定値である４０Ｖに達する前に期間６となり、切替信号がそれまでの“Ｈ”から“Ｌ”に変わるとそれに応じて出力設定電圧がそれまでの４０Ｖから４４Ｖへ引き上げられるので、それまでの出力電圧Ｖｌｏｗは出力電圧設定値を下回る過小電圧状態となり、スイッチング動作を抑制する制御信号Ｓ１は発せられず、１次側制御回路ＣＣは最大限のスイッチング動作をする。このときの出力電圧の時間変化は先に記したように、負荷に接続されたインピーダンスと出力側のコンデンサ容量とスイッチング素子の電流制限値によって定まる特性で時間とともに上昇していく。出力電圧が出力電圧設定値である４４Ｖに達する前に切替信号がそれまでの“Ｌ”から“Ｈ”に変わると、それに応じて出力設定電圧がそれまでの４４Ｖから４０Ｖへ引き下げられ、先の動作を繰り返し行う。
【００４３】
さて、切替方法６の場合の電源装置電力損失と出力電力との関係を説明する。ここで、仮に、図５の期間５、６の時間比率を４：１として図３に当てはめてみると、Ｌ点は線分ＯＢを１：４に内分する点となり、電力損失Ｌ点を軽負荷時の電力損失Ａ点よりも小さくすることができることは明らかである。切替方法５の場合と同様に、切替方法４の場合に比べ、軽負荷時の期間２，４が無いので平均電力損失は一層低減されている。  なお、切替方法５、６においては、切替信号は時間をパラメータとして生成してもよいし、出力電圧を検出しその電圧に応じて適切に生成してもよい。出力電圧を検出しその電圧に応じて適切に生成する方が制御しやすい。また、切替信号が“Ｌ”の継続時間、“Ｈ”の継続時間は一定である必要もない。
【００４４】
次に、図６を参照して、本発明の第３の実施形態について述べる。図６に、本発明の第３の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す。本実施形態の電源装置も、一般的なＲＣＣ方式のものであり、その基本的構成は従来例や第１及び第２の実施形態で述べたところと異なるものでもない。第１及び第２の実施形態と同様の部分は、同様の参照符号にて示してある。
【００４５】
即ち、本実施形態のプリンタ用電源装置は、上述した第２の実施形態の変形例とも言うことができるものであり、図６に示すように、第１の実施形態のような停止信号用フォトカプラは有しておらず、制御信号用フォトカプラを切替信号により点滅することで、交流生成用スイッチングトランジスタＱ４４のスイッチング動作を制御する。
【００４６】
即ち、本実施形態では、図６に示すように、制御信号用フォトカプラＰｃの発光素子としてのフォトダイオードＰＤ１の陰極側を接地し、その陽極側に抵抗を介してツェナーダイオードＺＤ１の陽極を接続し、このツェナーダイオードＺＤ１の陰極を出力（端子）１側に接続している。そして、フォトダイオードＰＤ１の陰極と上記抵抗との間に切替トランジスタＱ１´´のエミッタを接続している。切替トランジスタＱ１´´のコレクタは抵抗を介してＶｃｃに接続され、そのベースは切替信号Ｓｃの入力端子Ｔｍｉに接続されている。
【００４７】
さて、本実施形態の定電圧制御検出回路部は、入力端子Ｔｍｉからパルス状の切替信号Ｓｃを入力することにより、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を任意に点滅させることで電源停止状態を作り出すものである。その切替え方法は、上述した第２の実施形態における切替方法４〜６等と同様である。
【００４８】
上述した第２の実施形態では、２段のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２を用い、定電圧検出信号（制御信号Ｓ１）を故意に上下させることで電源停止状態を作り出すようにしたが、本実施形態では、ツェナーダイオードＺＤ２を追加することなく、切替信号Ｓｃにより直接２次側のフォトダイオードＰＤ１からの光制御信号Ｓ１を点滅させることで、電源停止状態を制御する。
【００４９】
以上、本発明を特定の実施形態について述べたが、本発明はこれらに限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で他の実施形態についても適用される。例えば、以上の実施形態では、ＲＣＣ方式を採用した電源装置の定電圧制御検出回路部に、切替トランジスタを設け、この切替トランジスタをパルス状の切替信号によりＯＮ／ＯＦＦさせて電源停止状態を制御したが、他の回路構成乃至は手段により、電源停止状態を作り出してもよい。要は、図９（従来例）と図２（第１の実施形態）及び図５（第２の実施形態）を比較すれば明らかなように、例えば、ＲＣＣ方式を採用した電源装置において、回路の効率が良い最大出力動作と、同じく損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて動作させる間欠動作モードを取れるようにすれば良い。
【００５０】
更に、以上の実施形態では、主として、切替信号により最大出力動作状態と停止状態とを繰り返し切り替える例について説明したが、必ずしも最大出力動作状態と停止状態とを切り替える必要はなく、最大出力動作状態よりは出力の小さい、所定の動作状態を最適動作状態とし、この最適動作状態と停止状態とを切り替えるようにしても良い。
【００５１】
以下、この最適動作状態の考え方につき、図７（ａ）〜（ｃ）を用いて説明しておく。図７（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、電源装置電力損失と出力電力との関係を示す図である。図７（ａ）は、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する例を説明する図である。図７（ｂ）は、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する例を説明する図である。図７（ｃ）は図３（ａ）と同様の図で、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直線的に（一次関数的に）増大する例を説明する図である。
【００５２】
ここで、停止状態と動作状態の２つの状態のみを繰り返すときの平均電力損失を最小にするための動作状態を最適動作状態と呼ぶものとする。この最適動作状態を求めるには、前出の図３で示したように、図中の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やかに）なるような動作状態を最適動作状態として選べばよい。
【００５３】
具体的には、図７（ａ）で示したような該電源装置の電力損失特性図ＯＣＡＢＤ（図３ではＯＣＡＢとなる）をあらかじめ調べ、該特性図上で、停止時動作点Ｏを通り該特性線に接する接線との交点Ｂに対応した動作状態を最適動作状態として選べばよい。従って、図７（ｂ）、図７（ｃ）では最適動作状態は最大動作状態となるのに対し、図７（ａ）では動作状態を最大動作状態Ｄ点にとるよりも出力電力Ｐｂｅｓｔに対応する図中のＢ点にとるほうが平均電力損失も最小になるので、Ｂ点が最適動作状態となる。
【００５４】
従って、図７（ａ）のように、出力電力増大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する電源装置に本発明を適用する場合には、図３で示したように、図中の線分ＯＢの傾斜角が小さく（傾きが緩やかに）なるような動作状態を最適動作状態として求め、この最適動作状態と停止状態とを切り替えるようにすれば良い。
【００５５】
そして、上述した実施形態のようなＲＣＣ方式を採用した電源装置において、動作時の最大出力電力を最適動作状態に切り替えるためには、例えば、図８に示すような回路構成を採用すれば良い。即ち、本発明の第４の実施形態の電源装置の定電圧制御検出回路部は、図１に示した回路構成に加え、更に、最大出力電力切替信号用フォトカプラＰｍｃと、切替トランジスタＱ２を追加した構成を備えている。最大出力電力切替信号用フォトカプラＰｍｃは、フォトトランジスタＰＴ３と、フォトダイオードＰＤ３から成り、図８に示すように、最大出力電力切替信号用フォトカプラＰｍｃの発光素子としてのフォトダイオードＰＤ３の陽極側はＶｃｃに接続され、その陰極側には抵抗を介して切替トランジスタＱ２のコレクタを接続している。また、切替トランジスタＱ２のエミッタ側は接地され、ベースは入力端子Ｔｍｉ´に接続されている。この入力端子Ｔｍｉ´には、最大出力電力切替信号Ｓｐが入力される。尚、入力端子Ｔｍｉには、間欠動作の切替信号Ｓｃが入力されるのは、図１に示した第１の実施形態と同様である。
【００５６】
（間欠動作の）切替信号Ｓｃと最大出力電力切替信号Ｓｐ、最大出力電力制御信号Ｓ３との時間関係は、例えば、最大出力電力切替信号Ｓｐの制御論理が“Ｈ”のとき最適動作状態となるよう抑制し、“Ｌ”のときに電源装置本来の最大出力電力になっているものとすると、（間欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｌ”のとき、即ち、スイッチング回路が動作状態にある時に、最大出力電力切替信号Ｓｐが“Ｈ”となっていれば良い。（間欠動作の）切替信号Ｓｃが“Ｈ”のときは、そもそも電源装置がスイッチング動作を停止しているので、最大出力電力切替信号Ｓｐは“Ｌ”又は“Ｈ”のいずれでも良い。
【００５７】
尚、以上の実施形態では、インクジェットプリンタを例に本発明を説明したが、レーザプリンタなど他のプリンタはもとより、広く他の電子機器にも適用し得るのは勿論である。
【００５８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明の電子機器用電源装置によって、無負荷あるいは軽負荷状態で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下する電源装置において、動作状態と停止状態の２つのモードを取ることで、その損失を従来の連続動作よりも低減させることができる。
【００５９】
また、例えば、無負荷あるいは軽負荷状態で連続動作させると損失が大きくなり効率が低下するＲＣＣ回路において、同回路の効率が良い最大出力動作と、同じく損失が極めて小さい停止状態とを繰り返し切り替えて動作させる間欠動作モードを取り入れることで、平均的な出力電力は軽負荷相当であるが、その損失は従来の連続動作よりも著しく低減させることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図２】図１の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化を示す。
【図３】切替方法１〜３（４〜６）の場合の電源装置電力損失と出力電力との関係を説明する図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図５】図４の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図であり、出力（端子）１の電圧は切替信号の“Ｌ”、“Ｈ”に応じて上昇、下降を繰り返す時間変化を示す。
【図６】本発明の第３の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図７】電源装置電力損失と出力電力との関係を示す図であり、（ａ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損失が二次関数的に増大する例、（ｂ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損失が飽和傾向を示しながら増加する例、（ｃ）は出力電力増大に伴う電源装置電力損失が直線的に（一次関数的に）増大する例を説明する図である。
【図８】本発明の第４の実施形態の電源装置の主要部である定電圧制御検出回路部を抜粋して示す図である。
【図９】一般的なＲＣＣ方式の電源装置の定電圧制御検出回路部を抜粋した回路図である。
【図１０】図９の回路の出力電圧の時間変化を示した模式図である。
【図１１】電源装置の電力損失の内訳を一般的に説明する図である。
【図１２】スイッチング素子のスイッチング損失電力の発生要因を示す図であり、（ａ）は大負荷時におけるスイッチング素子のスイッチング損失電力の発生要因、（ｂ）は軽負荷時におけるスイッチング素子のスイッチング損失電力の発生要因を示す。
【符号の説明】
ＺＤ１      ツェナーダイオード
ＰＤ１      フォトダイオード
Ｓ１        制御信号
Ｓ２        停止信号
ＰＴ１      フォトトランジスタ
４３        変圧器
Ｑ４４      交流生成用スイッチングトランジスタ
Ｐｃ        制御信号用フォトカプラ
ＣＣ        １次側制御回路
Ｐｓ        停止信号用フォトカプラ
Ｑ１        切替トランジスタ
ＰＤ２      フォトダイオード
ＰＴ２      フォトトランジスタ
Ｔｍｉ      入力端子
Ｓｃ        切替信号
ＺＤ２      ツェナーダイオード
Ｑ１´      切替トランジスタ
Ｑ１´´    切替トランジスタ
Ｐｍｃ      最大出力電力切替信号用フォトカプラ
Ｑ２        切替トランジスタ
ＰＴ３      フォトトランジスタ
ＰＤ３      フォトダイオード
Ｔｍｉ´    入力端子
Ｓｐ        最大出力電力切替信号
Ｓ３        最大出力電力制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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