(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、
一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段のスイッチング出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記スイッチング素子に対して並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記絶縁コンバータトランスの一次巻線とにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して直列に接続される検出巻線、駆動巻線、及び制御巻線とが巻装され、上記検出巻線に得られるスイッチング出力により上記駆動巻線及び制御巻線に交番電圧を誘起するようにされたドライブトランスと、
上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列共振回路を有して、上記駆動巻線に誘起される交番電圧の供給により上記直列共振回路が発振して得られる共振出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側共振コンデンサを並列又は直列に接続することで形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
上記駆動巻線に対して上記制御巻線、及び導通制御素子としてのトランジスタ素子を直列に接続して形成される導通制御回路を有し、上記直流出力電圧のレベルに応じて上記導通制御素子における電流導通量を可変制御することにより、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御し、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記ドライブトランスは、
上記検出巻線、上記駆動巻線、及び上記制御巻線が巻装されるＨ字型又はＥＩ型フェライトコアを有する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記定電圧制御手段は、
フォトダイオード及びフォトトランジスタとから成るフォトカプラ、及びシャントレギュレータとを有し、
上記シャントレギュレータから上記フォトダイオードには、上記直流出力電圧のレベルの変動に応じて可変された電流量により電流が流れるようにされ、
上記フォトトランジスタは、上記フォトダイオードに流れる電流量に応じて上記導通制御素子における電流導通量を可変するようにされる、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１３の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路では、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）から交流入力電圧ＶＡＣの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ１には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤＤ−抵抗ＲＤの直列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に得られるリーケージインダクタンスＬ１と共に、一次側並列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コンバータとしての動作が得られるようになっている。
そして、スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、駆動巻線ＮＢ−共振コンデンサＣＢ−ベース電流制限抵抗ＲＢから成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１には、この自励発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッチング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れる起動電流によって起動される。
【０００６】
直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻線ＮＢと電流検出巻線ＮＤの巻装方向に対してその巻装方向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数を制御するために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述する。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を分割して巻装し、中央磁脚に対してはギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにくいようにしている。
【０００８】
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、その一端が電流検出巻線ＮＤを介して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され、多端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、直流入力電圧についてスイッチングを行うのであるが、上記した接続形態によって、一次巻線Ｎ１及び電流検出巻線ＮＤには、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ２が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１０】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１１】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部に対して整流ダイオードＤＯ１のアノードを接続し、カソードを平滑コンデンサＣＯ１の正極端子と接続することで、半波整流回路を形成している。この半波整流回路によっては、平滑コンデンサＣＯ１の両端には、二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られることになる。
また、この場合には、二次巻線Ｎ２に対してタップを設け、このタップ出力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤＯ２及び平滑コンデンサＣＯ２から成る半波整流回路を形成している。そして、この半波整流回路によっては、上記二次側直流出力電圧ＥＯ１よりも低圧な二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。
なお、具体的には、二次側直流出力電圧ＥＯ１＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥＯ２＝１５Ｖとなる。
【００１２】
これら二次側直流出力電圧ＥＯ１，ＥＯ２は、それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることになる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ１は制御回路１の検出用電圧として分岐出力される。
【００１３】
制御回路１は、直流出力電圧ＥＯ１と二次側アース間に抵抗Ｒ３−Ｒ４が直列に接続され、この接続点（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ３のコントロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ３のアノードはアースに接地され、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣを介して、二次側直流出力電圧ＥＯ２のラインに対して接続される。また、ここではシャントレギュレータＱ３のカソードは、コンデンサＣ１１を介して抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点と接続されている。また、抵抗Ｒ４に対しては、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の直列接続回路が並列に接続される。
【００１４】
上記のような接続形態により形成される制御回路１は、直流出力電圧ＥＯ１を検出入力とする誤差増幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥＯ１を抵抗Ｒ３、Ｒ４により分圧した電圧がコントロール電圧としてシャントレギュレータＱ３のコントロール端子に対して入力される。従ってシャントレギュレータＱ３では、直流出力電圧ＥＯ１に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃとして制御巻線ＮＣに対して流すようにされる。つまり、制御巻線ＮＣに流れる制御電流レベルが可変制御されるものである。
制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢを可変するように制御することになる。これによって、自励発振駆動回路における駆動巻線ＮＢ−共振コンデンサＣＢから成る共振回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることになる。このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるように制御される。つまり、電源の安定化が図られる。
ここで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメインスイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間は一定とされたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作している。つまり、オン期間についての導通角制御を行うと共にスイッチング周波数制御を実行している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ということとしている。
【００１５】
図１４は、上記図１３に示す構成の電源回路の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波形を示している。ここでは主として一次側の動作が示されている。
自励発振駆動回路内の直列共振回路（ＮＢ，ＣＢ）では、駆動巻線ＮＢに得られた交番電圧により共振動作を行うことで、図１４（ｅ）に示すように、正弦波状の直列共振電流Ｉ２が得られる。そして、この直列共振電流Ｉ２がベース電流制限抵抗ＲＢを介することで、スイッチング素子Ｑ１のベースには図１４（ｄ）に示すように、ベース電流（駆動電流）ＩＢが流れる。この駆動電流ＩＢによって、スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング動作を行う。
【００１６】
この際、スイッチング素子Ｑ１のコレクタに流れるコレクタ電流ＩＱ１は、図１４（ｂ）に示す波形が得られる。また、スイッチング素子Ｑ１／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図１４（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によって並列共振電圧Ｖ１が発生する。この並列共振電圧Ｖ１は、図のように、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮは０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。
【００１７】
また、上記したタイミングによってスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うことで、一次巻線Ｎ１に流れる巻線電流Ｉ１は、図１４（ｃ）に示すようにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。
【００１８】
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて、図１４（ｅ）の直列共振電流Ｉ２が正極性の領域は、図１４（ｄ）の駆動電流ＩＢの順方向バイアス電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴＯＮにおいて、直列共振電流Ｉ２が負極性の領域は、駆動電流ＩＢの逆方向バイアス電流となる。そして、この期間ＴＯＮにおける駆動電流ＩＢの逆方向バイアス電流の領域がスイッチング素子Ｑ１の蓄積時間（ｔｓｔｇ）となる。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤＤと抵抗ＲＤの直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦでは、負となる直列共振電流Ｉ２が、抵抗ＲＤ→クランプダイオードＤＤ→ベース電流制限抵抗ＲＢ→共振コンデンサＣＢ→駆動巻線ＮＢを介して流れるが、これが図１４（ｇ）のダンパー電流ＩＤ１として期間ＴＯＦＦに得られる波形となる。
そして次に、期間ＴＯＮが開始されると、並列共振コンデンサＣｒの充放電エネルギーが、クランプダイオードＤＤ→スイッチング素子Ｑ１のベース→コレクタを介して流れ、これが、期間ＴＯＮ開始時（ターンオン時）における負極性のダンパー電流（ＩＤ）となる。そして、この期間が終了すると、ダンパーダイオードＤＤは逆回復時間の領域となって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図示するようにして、期間ＴＯＮ終了時にかけて徐々に０レベルとなっていく波形が得られる。
【００２０】
上記のようにして駆動電流ＩＢ及びダンパー電流ＩＤ１が流れることに対応して、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥは、図１４（ｆ）に示すように、期間ＴＯＦＦにおいては負極性による正弦波状で、期間ＴＯＮにおいては、その開始時のダンパー期間では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与えられる波形となるものである。このオフセットレベルは、例えば抵抗ＲＤの抵抗値により決定される。
【００２１】
また、上記のようにして動作する図１３の電源回路の定電圧制御特性を図１５に示す。
二次側直流出力電圧ＥＯ１の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変化するのに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変化する。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件となり、二次側直流出力電圧ＥＯ１が低下していくのに従って制御電流レベルを減少させるようにして制御が行われる。この結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負荷の条件となるのに従って低下していくようにして制御が行われる。
また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対応するものとして、交流入力電圧ＶＡＣ＝１２０ＶとＶＡＣ＝９０Ｖの場合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ時の条件よりも高くなっている。これは、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなって二次側直流出力電圧ＥＯ１が上昇したとされる場合には制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御され、これに応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇されるようにして制御されることを示している。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで上記構成において直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮＤ、駆動巻線ＮＢ、及び制御巻線ＮＣが巻装された可飽和リアクトルである。
図１７に直交形制御トランスＰＲＴの構造を示す。図１７（ａ）はその全体構造を説明するための外観斜視図、図１７（ｂ）は巻装される巻線の巻線方向を説明するための断面斜視図である。
図１７（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１７（ａ）（ｂ）に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコの字形コア２２も、例えば図１７（ａ）（ｂ）に示されているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコの字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が形成されている。
【００２３】
磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２組或いは下段の２組において１０μｍのマイラーフィルムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして図１６に示すように、駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢの直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡに対して、インダクタンスＬＢ＝８μＨ〜２．５μＨに変化する。
【００２４】
そして、図１７（ｂ）にも示されているように、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２ｃ，２２ｄには制御巻線ＮＣが巻回され、ダブルコの字形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮＤ及び駆動巻線ＮＢが巻回されている。
つまり、この直交形制御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮＤ及び駆動巻線ＮＢに対して制御巻線ＮＣ  が直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとして構成される。
この直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣとしては、例えば６０μｍφのポリウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回され、検出巻線ＮＤは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅線により１Ｔ、駆動巻線ＮＢは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅線により３Ｔ巻回される。
【００２５】
このような直交形制御トランスＰＲＴでは、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なものとしている。ところがこのため製造時においてはそのギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これは、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線ＮＢのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等のばらつきも、駆動巻線ＮＢのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
これらのことからインダクタンスＬＢの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動するものとしなければならない。
このためスイッチング素子Ｑ１の増幅率ｈＦＥや蓄積時間ｔｓｔｇのばらつきが生ずるが、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定電圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系である場合に交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ±１０％とするためには、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可変範囲は十分なマージンをもって設計しなければならない。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものとなる。
【００２６】
また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮＣと、検出巻線ＮＤ及び駆動巻線ＮＢとを互いに直交する方向に巻回することは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さらにダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立工程を難しくしている。即ち直交形制御トランスＰＲＴは製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。
【００２７】
また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ０２ライン（１５Ｖライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力であり、軽負荷時の電力損失が増加する。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、一次巻線に得られる上記スイッチング手段のスイッチング出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、スイッチング手段を形成するスイッチング素子に対して並列に接続される一次側並列共振コンデンサと絶縁コンバータトランスの一次巻線とにより形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路とを備える。
また、絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して直列に接続される検出巻線、駆動巻線、及び制御巻線とが巻装され、検出巻線に得られるスイッチング出力により駆動巻線及び制御巻線に交番電圧を誘起するようにされたドライブトランスを備える。
また、駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列共振回路を有して、駆動巻線に誘起される交番電圧の供給により上記直列共振回路が発振して得られる共振出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側共振コンデンサを並列又は直列に接続することで形成される二次側共振回路を備える。
また、二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、駆動巻線に対して制御巻線、及び導通制御素子としてのトランジスタ素子を直列に接続して形成される導通制御回路を有し、直流出力電圧のレベルに応じて導通制御素子における電流導通量を可変制御することによりスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御し、直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えることとする。
【００２９】
上記構成による電源回路は、ドライブトランスを備えることでスイッチング素子を自励式によって駆動する複合共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、定電圧制御のために、導通制御素子を備えた導通制御回路を設けるようにしている。この導通制御回路においては、自励式によりスイッチング駆動を行うスイッチング駆動手段に流れる電流が分岐され、ドライブトランスの制御巻線を介して導通制御素子に流れるようにされる。そして、この導通制御素子における電流導通量を可変することで、スイッチング駆動手段に流れる電流量を可変し、これによって、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御するようにされる。
そしてこのような定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の場合にスイッチング周波数可変制御のために用いられていた直交型制御トランスを省略することが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００３１】
上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。
ここでの電圧共振形コンバータは自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ１としては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が使用される。
スイッチング素子Ｑ１のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、エミッタは一次側アースに接続される。
【００３２】
また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作としては電圧共振形となる。
【００３３】
また、スイッチング素子Ｑ１  のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤＤが図示する方向によって接続される。ここでは、クランプダイオードＤＤのアノードがエミッタ（一次側アース）と接続され、カソードがベースに対して接続される。なお、この場合のクランプダイオードＤＤには低速リカバリ型のダイオード素子が選定される。
【００３４】
ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング素子Ｑ１を自励式により駆動するために設けられる。
この場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線ＮＡとされ、この検出巻線ＮＡは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に直列に接続されていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出するようになっている。そして、この検出巻線ＮＡに得られる交番電圧が誘起される二次側に対して、駆動巻線ＮＢが巻装される。この駆動巻線ＮＢは、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング駆動する自励発振駆動回路を形成する。
さらに、本実施の形態の場合には、ドライブトランスＣＤＴの一次側に対して制御巻線Ｎｃが巻装される。
ここで、上記各巻線の巻き方向は、図示するようにして、駆動巻線ＮＢと制御巻線Ｎｃが同相で、これらの巻線ＮＢ，Ｎｃに対して検出巻線ＮＡが逆相となるようにして巻装されている。
【００３５】
上記各巻線（ＮＡ，ＮＢ，Ｎｃ）が巻装されるドライブトランスＣＤＴとしては、例えば図５に示すようなＨ字型フェライトコアによるものか、或いは図６のＥＩ型フェライトコアによるものを採用できる。図５の場合は、Ｈ字型のフェライトコア１００に対して、検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢ、及び制御巻線Ｎｃを巻装することで形成される。
【００３６】
図６の場合は、Ｉ型コア１０２とＥ型コア１０３を図のように組み合わせてＥＩ型コアを形成する。そしてＥ型コア１０３の中央磁脚に分割ボビン１０３を配し、この分割ボビン１０３に例えば図示するようにして、検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢ、及び制御巻線Ｎｃをそれぞれ巻装することで形成される。
この図５又は図６に示される構造のドライブトランスＣＤＴは、例えば図１７で説明した直交形制御トランスＰＲＴに比較した場合には、相当に小型軽量なものとなっている。
【００３７】
スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、図示するように、［ベース電流制限抵抗ＲＢ−駆動巻線ＮＢ−時定数（共振用）コンデンサＣＢ］の直列接続回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ１を自励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動回路となる。
【００３８】
この場合、ドライブトランスＣＤＴの検出巻線ＮＡは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と直列接続されている。このため、自励発振駆動回路におけるドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮＢは、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力電圧により交番電圧が励起される。
そして、上記した自励発振駆動回路としては、コンデンサＣＢと駆動巻線ＮＢのインダクタンスとによって、直列共振回路を形成する。
【００３９】
上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮＢには、上記もしたように、検出巻線ＮＡにより励起されることで、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧によって直列共振回路（ＮＢ−ＣＢ）が自励的に発振動作を行うことで共振出力が得られることになる。そして、この共振出力がベース電流制限抵抗ＲＢを介することで、スイッチング素子Ｑ１のベースには、スイッチング駆動信号としてのベース電流が流れるようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に伝達する。
【００４０】
また、この場合の起動抵抗Ｒｓは、整流平滑電圧Ｅｉのラインと駆動巻線ＮＢ−時定数コンデンサＣＢの接続点との間に対して挿入されている。例えば電源起動時においては、整流平滑電圧Ｅｉから起動抵抗Ｒｓを介し、さらに駆動巻線ＮＢ−ベース電流制限抵抗ＲＢを介したベース電流が、スイッチング素子Ｑ１のベースに流れることで、スイッチング動作を開始させるようになっている。
【００４１】
また、本実施の形態のドライブトランスＣＤＴに巻装される制御巻線Ｎｃは、その巻始め端部側が駆動巻線ＮＢの巻終わり端部と接続される。また、制御巻線Ｎｃの巻終わり端部は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタによる導通制御素子Ｑ２のコレクタと接続される。また、導通制御素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに接地されている。
このような接続形態によっては、駆動巻線ＮＢと導通制御素子Ｑ２とが、制御巻線Ｎｃを介するようにして直列に接続されているものと見ることができる。
【００４２】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には三次巻線Ｎ３が巻装されており、この三次巻線Ｎ３に対して、図示するようにして、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１から成る半波整流回路を接続することで、低圧の直流電圧を得るようにしている。そして、この低圧直流電圧は、抵抗Ｒ１からフォトカプラＰＣのフォトトランジスタを介して、導通制御素子Ｑ２のベースに接続されるようになっている。また、導通制御素子Ｑ２のベース−エミッタ間には抵抗Ｒ２が挿入される。この抵抗Ｒ２の両端には、ベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２が得られる。
導通制御素子Ｑ２のベース側の回路が上記のようにして形成されていることで、この導通制御素子Ｑ２は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタにおいて変化する電流導通量に応じて、コレクタ電流ＩＱ２としての導通量を可変するようにして制御することとなる。
なお、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタの電流導通量を制御するのは、二次側に設けられる制御回路１の動作となるのであるがこれについては後述する。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにしている。
ギャップは、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００４４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
そして、この図１に示す回路においては、二次巻線Ｎ２に対して二次側並列共振コンデンサＣ２が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧、及び検出巻線ＮＡに得られる交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００４５】
つまり、この電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とされるものである。
【００４６】
上記のようにして形成される電源回路の二次側に対しては、二次巻線Ｎ２に接続される二次側整流ダイオードＤＯ１と平滑コンデンサＣＯ１とからなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥＯ１を得るようにしている。
また、ここでは、二次巻線Ｎ２に対してタップ出力を設けて、このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するように、二次側整流ダイオードＤ０２と平滑コンデンサＣＯ２から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側直流出力電圧ＥＯ２を得るようにしている。
この場合、二次側直流出力電圧ＥＯ１は、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧として入力される。また、二次側直流電圧ＥＯ２は、制御回路１の動作電源として利用される。
【００４７】
制御回路１は、直流出力電圧ＥＯ１と二次側アース間に抵抗Ｒ３−Ｒ４が直列に接続され、この接続点（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ３のコントロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ３のアノードは二次側アースに接地され、カソードはフォトカプラＰＣのフォトダイオード（カソード→アノード）、及び抵抗Ｒ６の直列接続を介して、二次側直流出力電圧ＥＯ２のラインに対して接続される。また、抵抗Ｒ４に対しては、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の直列接続回路が並列に接続される。
【００４８】
上記のような接続形態により形成される制御回路１は、直流出力電圧ＥＯ１を検出入力とする誤差増幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥＯ１を抵抗Ｒ３、Ｒ４により分圧した電圧がコントロール電圧としてシャントレギュレータＱ３のコントロール端子に対して入力される。従ってシャントレギュレータＱ３では、直流出力電圧ＥＯ１に応じたレベルの電流を、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタに流すようにされる。
フォトトランジスタにおける電流導通量が可変されれば、一次側において導通制御素子Ｑ２のベースに接続されるフォトカプラＰＣのフォトトランジスタにおける電流導通量が可変されることになるので、前述したように、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２のレベルを可変制御することになるが、これにより、導通制御素子Ｑ２のコレクタと接続される制御巻線Ｎｃに流れる電流量が可変されることになる。この動作によっては、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を可変し、これによって二次側直流出力電圧が一定となるように安定化を図るようにされるのであるが、これについては後述する。
【００４９】
図２及び図３は、図１に示した構成による電源回路における要部の動作を示す波形図である。図２においては、負荷電力Ｐｏ＝１６２Ｗの重負荷時における条件の場合の動作を示し、図３においては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗとなる無負荷時における条件の場合の動作を示している。
また、これらの図に示す動作を得るのにあたっては、各部品を次のようにして選定している。
駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢ＝１０μＨ、
制御巻線Ｎｃ＝２０Ｔ（ターン）
検出巻線ＮＡ＝４Ｔ
コンデンサＣＢ＝０．５６μＦ
ベース電流制限抵抗ＲＢ＝０．４７Ω
なお、上記各巻線（ＮＢ，Ｎｃ，ＮＡ）についての上記各選定値は、ドライブトランスＣＤＴについて図５に示したＨ字型のフェライトコア１００を採用した場合であり、図６に示したＥＩ型コアを用いる場合には、各巻線の巻き数はより少ないものとすることができる。具体的には、ＥＩ型コアとしてＥＩ−１２型を用いた場合、検出巻線ＮＡ＝１Ｔ、駆動巻線ＮＢ＝５Ｔ、制御巻線Ｎｃ＝１０Ｔとすることができる。
【００５０】
ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動巻線ＮＢには、前述したようにして励起作用による交番電圧が発生する。そして、自励発振駆動回路（ＣＢ−ＮＢ−ＲＢ）は、この駆動巻線ＮＢに発生した交番電圧を基として自励発振動作を行う。つまり、時定数コンデンサＣＢと駆動巻線ＮＢとにより形成される直列共振回路が共振動作を行って、この共振出力を、ベース電流制限抵抗ＲＢを介してベース電流としてスイッチング素子Ｑ１のベースに流すようにされる。
【００５１】
ここで、上記直列共振回路（ＣＢ−ＮＢ）の共振動作によって、時定数コンデンサＣＢには、図２（ｉ）、図３（ｉ）に示すように、スイッチング周期に対応する正弦波状の共振電圧Ｖ３が発生し、これに伴って、時定数コンデンサＣＢには、図２（ｊ）、図３（ｊ）に示す波形によって共振電流ＩＯ１が流れる。
【００５２】
本実施の形態の場合、上記のようにして時定数コンデンサＣＢに流れる共振電流ＩＯ１は、ベース電流制限抵抗ＲＢを介して駆動用電流ＩＯ２としてスイッチング素子Ｑ１のベース側に流れていく経路と、制御巻線Ｎｃを介するようにして導通制御素子Ｑ２にコレクタ電流ＩＱ２として流れる経路とに分流されることになる。
【００５３】
駆動用電流ＩＯ２は、図２（ｋ）、図３（ｋ）に示すようにして、上記共振電流ＩＯ１（図２（ｊ）、図３（ｊ））と略同様の波形によって流れているが、さらに、この駆動用電流ＩＯ２は、スイッチング素子Ｑ１のベースに流れるベース電流ＩＢと、クランプダイオードＤＤに流れるダンパー電流ＩＤとして分岐することになる。
【００５４】
スイッチング素子がオンとなる期間ＴＯＮにおいては、クランプダイオードＤＤの逆回復時間ｔｒｒの効果によって、先ず、期間ｔ３〜ｔ１において、低速リカバリ型のクランプダイオードＤＤが導通して、図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すようにしてダンパー電流ＩＤが流れる。この期間ｔ３〜ｔ１のダンパー電流ＩＤは、スイッチング素子Ｑ１のベース→コレクタのＰＮ接合を介して流れていく。
これに応じて、期間ｔ３〜ｔ１におけるスイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩＱ１としては、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すように、負極性の方向に流れる波形が得られる。また、ベース電流ＩＢは、図２（ｃ）、図３（ｃ）に示すようにして、時点ｔ３で正極性に立ち上がり、時点ｔ１に至るまでに０レベルに下降していく。
【００５５】
そして、この後の期間ｔ１〜ｔ２においては、クランプダイオードＤＤはオフとなる。このとき、ベース電流ＩＢ（図２（ｃ）、図３（ｃ））は、先ず正極性による順方向電流ＩＢ１が流れ、この後においてベース蓄積キャリア消滅時間ｔｓｔｇにより負極性に反転し、逆方向電流ＩＢ２が流れる。このベース電流ＩＢに応じて、スイッチング素子Ｑ１は導通することになり、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタには、正極性のコレクタ電流ＩＱ１が流れる。
【００５６】
そして、ベース電流ＩＢ（図２（ｃ）、図３（ｃ））は、逆方向電流ＩＢ２が流れるベース蓄積キャリア消滅時間ｔｓｔｇが完了するとゼロレベルになり、これによって、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる期間ＴＯＦＦに移行する。
【００５７】
また、スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１は、図２（ｄ）、図３（ｄ）に示すように、期間ＴＯＦＦ（期間ｔ２〜ｔ３）及び期間ＴＯＮ内の期間ｔ３〜ｔ１においては、負極性が得られることで、スイッチング素子Ｑ１は逆バイアスとなる。そして、期間ＴＯＮにおける期間ｔ１〜ｔ２においては、０レベルに対して或る決まったオフセットが与えられたレベルを維持するようにされる。
【００５８】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ１は、図２（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮでは０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦでは正弦波状のパルスとなる波形が得られる。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振形の動作であることを示している。
【００５９】
また、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである導通制御素子Ｑ２の動作は、次のようになっている。
導通制御素子Ｑ２のコレクタは、制御巻線Ｎｃを介して駆動巻線ＮＢと直列接続されていることで、前述もしたように、自励発振駆動回路（ＣＢ−ＮＢ−ＲＢ）内の共振電流ＩＯ１は、ベース電流制限抵抗ＲＢを介して流れようとする駆動用電流ＩＯ２と、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２として分流して流れるようにされる。つまり、ＩＯ１＝ＩＯ２＋ＩＱ２として表すことができる。
【００６０】
ここで、導通制御素子Ｑ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２は、図２（ｈ）、図３（ｈ）に示すようにして、期間ＴＯＦＦ（期間ｔ２〜ｔ３）と、これに続く期間ＴＯＮ内の期間ｔ３〜ｔ１にかけては、負極性となっていることで、導通制御素子Ｑ２に対しては逆バイアスがかかっている状態となる。これに応じて、自励発振駆動回路（ＣＢ−ＮＢ−ＲＢ）内の共振電流ＩＯ２についても、期間ｔ２〜ｔ３〜ｔ１においては、負極性に反転した波形となっている。
このため、導通制御素子Ｑ２は、いわゆる逆トランジスタとして動作し、期間ｔ２〜ｔ３〜ｔ１においては、導通制御素子Ｑ２においては、エミッタからコレクタに対して電流が流れることになる。これにより、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２は、図２（ｇ）、図３（ｇ）に示すようにして、期間ｔ２〜ｔ３〜ｔ１においては、負極性となる波形が得られる。
【００６１】
そして、導通制御素子Ｑ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２は、残る期間ＴＯＮ内の期間ｔ１〜ｔ２において、正極性の一定レベルを維持し、正極性のバイアスとなる。これに応じて、期間ｔ１〜ｔ２における導通制御素子Ｑ２においても、コレクタからエミッタの方向に電流が反転して流れることになり、コレクタ電流ＩＱ２としては、図２（ｇ）、図３（ｇ）に示すように、正極性に反転した波形となる。
なお、導通制御素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ２は、上記のようにしてコレクタ電流ＩＱ２が流れることで、図２（ｆ）、図３（ｆ）に示すように、期間ｔ２〜ｔ３〜ｔ１においては負極性で、期間ｔ１〜ｔ２においては正極性となる波形が得られる。
【００６２】
ここで、例えば交流入力電圧ＶＡＣが上昇する、或いは、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルが上昇したとする。制御回路１では、フォトカプラＰＣのフォトダイオードにおける電流導通量を増加させるようにして制御することになる。これによっては、一次側におけるフォトカプラＰＣのフォトトランジスタの導通量も増加するように制御されることになり、従って、導通制御素子Ｑ２のベース電流が増加し、ベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２の振幅も拡大されることになる。
【００６３】
上記のようにして、導通制御素子Ｑ２が制御されることで、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２の振幅も大きくなるように制御されることになる。
ここで、先にも述べたようにして、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２は、共振電流ＩＯ１から分岐して流れるものであって、ＩＯ１＝ＩＯ２＋ＩＱ２として表すことができる。このため、導通制御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩＱ２の振幅が大きくなって、期間ｔ１〜ｔ２におけるコレクタ電流ＩＱ２の電流量が増加した場合には、それだけ、駆動用電流ＩＯ２の電流量が少なくなるように変化することになる。この駆動用電流ＩＯ２を基として得られるベース電流ＩＢの波形は、例えば図２（ｃ）から図３（ｃ）への遷移として示すようにして変化することになるが、これによっては、スイッチング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔｓｔｇ）は短くなる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮ内の期間ｔ１〜ｔ２の長さが短くなっていくようにして可変されることになる。
【００６４】
期間ＴＯＮ内の期間ｔ１〜ｔ２が短くなれば、その前の期間ｔ３〜ｔ１が不変であるとしても、期間ＴＯＮ全体の長さは短くなるのであるから、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は高くなるようにして制御されることになる。これは、図２と図３の比較として、期間ＴＯＮ＋ＴＯＦＦから成る１スイッチング周期の時間長は、軽負荷の条件となるのに従って短くなっていることによって示されている。
そして、スイッチング周波数が可変制御されることによっては、例えば一次側並列共振回路の共振インピーダンスが可変されることとなって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に対して伝送される電力も可変されることになるわけである。これにより、最終的には二次側直流出力電圧のレベルも可変制御されることとなり、電源の安定化が図られることとなる。
具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１６２Ｗ〜０Ｗの変動範囲に対して、スイッチング周波数ｆｓ＝８０ＫＨｚ〜１３５ＫＨｚの範囲で可変制御して定電圧化を図ることができる。
【００６５】
なお、本実施の形態においてスイッチング周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦは一定で、オンとなる期間ＴＯＮについて可変するようにされている。つまり、この場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得られているものである。
【００６６】
そして、上記した本実施の形態による定電圧制御回路系の構成とすれば、図１３に示されていた直交型制御トランスＰＲＴは省略されることとなる。これにより、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴ製造時におけるギャップのばらつき等に起因する駆動巻線ＮＢについてのインダクタンス値のばらつきの問題は解消されることになる。
従って、交流入力電圧ＶＡＣの範囲に対するマージンを少なく設定することが可能となるので、回路設計も容易なものとすることが可能になる。また、直交形制御トランスＰＲＴの製造工程の困難性にかかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。
【００６７】
また、図１３の例のように直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに制御電力を供給してスイッチング周波数を制御する構成ではないので、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を低減できる。
また、ドライブトランスＣＤＴは、図５又は図６によりで説明したように、Ｈ字形フェライトコア或いは超小型のＥＩ−１２型フェライトコアによって構成が可能であり、図１３の先行技術に示したように直交形制御トランスＰＲＴを設ける場合に比べて大幅に小型軽量化を図ることができる。
【００６８】
さらに、本実施の形態の構成であれば、導通制御素子Ｑ２に流れる電流は非常に少なく、また、導通制御素子Ｑ２にかかる電圧も低いものとなっている。このため、導通制御素子Ｑ２としてのバイポーラトランジスタについては、耐圧３０Ｖ、定格電流０．１５Ａ以下の、低耐圧小容量品を選定すればよいことになる。例えば、先に本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータに対して、一次側並列共振電圧又は二次側共振電圧をクランプするアクティブクランプ回路を設け、このアクティブクランプ回路の導通角制御によって電源の安定化を図る構成を各種提案しているのであるが、この場合には、アクティブクランプ回路を形成するスイッチング素子（トランジスタ）については、一次側並列共振電圧レベル又は二次側共振電圧レベルに応じた高耐圧品を選定する必要があり、それだけコスト及びサイズの点などで不利であった。これに対して本実施の形態では、導通制御素子Ｑ２としてのバイポーラトランジスタについて低耐圧小容量品が選定されるのであるから、それだけ低コスト化及び小型軽量化を実現することが可能となるものである。
【００６９】
ここで図４に、図１に示した本実施の形態としての電源回路における特性として、電力変換効率特性、及びスイッチング周波数制御に要する制御電力を、先行技術として示した図１３の電源回路との比較により示しておく。
この図から分かるように、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１６２Ｗの負荷変動範囲に対応する制御電力Ｐｃは、図１３に示した電源回路が、０．６０Ｗ〜０．１５Ｗ程度であるのに対して、図１に示す電源回路は、０．０７Ｗ〜０．０５Ｗであり、図１３に示した電源回路よりも著しく低下していることが示されている。
これは、図１に示す回路において導通制御素子Ｑ２に流れる電流量が、図１３に示す回路において制御巻線Ｎｃに流す制御電流量よりも著しく少なくなっていることに依るものとされる。
また、電力変換効率ηＡＣ−ＤＣについては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１６２Ｗの負荷変動範囲にわたって、図１３に示した電源回路よりも、図１に示した電源回路のほうが高くなっていることが示されている。つまり、図１に示した電源回路では、図１３に示した電源回路と比較して、総合的に電力変換効率の向上が図られているものである。
【００７０】
図７は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図７に示す電源回路としても、図５又は図６に示した構造のドライブトランスＣＤＴを備えた構成とされるものである。
【００７１】
この図に示す電源回路においては、一次側スイッチングコンバータへの入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉを生成するのにあたって倍電圧整流回路を設けるようにされる。この倍電圧整流回路は、商用交流電源ＡＣに対して、整流ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２、及び平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を、図示するようにして接続することで形成される。そして、交流入力電圧ＶＡＣを入力して、この交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルに対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
このようにして倍電圧整流回路を設ける構成は、例えば商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系において比較的重負荷の条件に対応する場合に好適とされる。
【００７２】
また、この図に示す電源回路の二次側においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして２本の整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２と平滑コンデンサＣＯ１を接続することで全波整流回路を形成している。そして、この全波整流回路によって、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧としての二次側直流出力電圧ＥＯ１を得るようにしている。
なお、この図においては、制御回路１を１つの機能ブロックとして示しているが、例えば実際には、図１に示した制御回路１と同様の内部構成が採られていればよい。
【００７３】
このような第２の実施の形態としての構成においても、例えば図５及び図６により説明した構造を有するドライブトランスＣＤＴを備え、また、図１の電源回路と同様の定電圧制御回路系の構成を採っていることで、直交型制御トランスＰＲＴの省略をはじめとして、先の第１の実施の形態の電源回路と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
ところで、上記した各実施の形態の電源回路につき、二次側に備えられる整流回路系としては各図に示した構成に限定されることなく、例えば図８〜図１２に示す構成を採るようにすることも考えられる。
図８においては、二次側並列共振回路（Ｎ２／／Ｃ２）に対してブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１から成る全波整流回路を図示する接続形態によって接続することで二次側直流出力電圧ＥＯ１を得るようにした構成が示されている。
【００７５】
また、図９においては、二次側並列共振回路（Ｎ２／／Ｃ２）に対して、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１、整流ダイオードＤＯ２、平滑コンデンサＣＯＡ，ＣＯＢを接続することで、全波整流方式による倍電圧整流回路を形成している。この場合には、平滑コンデンサＣＯＡ−ＣＯＢの直列接続回路の両端電圧として、二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧レベルの２倍に対応する二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られることになる。
【００７６】
また、図１０に示す二次側の構成としては、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部に対して二次側直列共振コンデンサＣｓが直列に接続される。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスと二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成することになる。従って、この場合には、一次側に設けられる一次側並列共振回路（Ｎ１，Ｃｒ）と、二次側に設けられる二次側直列共振回路（Ｎ２，Ｃｓ）とにより複合共振形コンバータを構成することになる。
そして、この二次側直列共振回路に対して、図に示すようにしてブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１を接続することで、二次側直列共振回路（Ｎ２，Ｃｓ）の共振作用により発生する二次側直列共振電圧を全波整流する全波整流回路が形成される。そして、平滑コンデンサＣＯ１の両端に対しては、二次巻線Ｎ２に発生する交番電圧レベルの等倍に対応する二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られることになる。
【００７７】
また、図１１においては、二次側直列共振回路（Ｎ２，Ｃｓ）に対して、整流ダイオードＤＯ１、整流ダイオードＤＯ２、平滑コンデンサＣＯＡ，ＣＯＢを、図示するようにして接続することで倍電圧整流回路を形成している。
【００７８】
また、図１２においては、二次巻線Ｎ２に対して図示するようにして２組の二次側直列共振コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続し、さらに４本の整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，Ｄ０３，ＤＯ４を図示する接続形態によって接続して、二次側整流回路を形成する。このようにして構成される二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路が形成される。
この４倍電圧整流回路の動作説明にあたり、［直列共振コンデンサＣｓ１，整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、平滑コンデンサＣＯＡ］から成る回路の動作について述べる。
先ず、整流ダイオードＤＯ１がオフとなり、整流ダイオードＤＯ２がオンとなる期間においては、二次巻線Ｎ２の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ１による直列共振作用によって、整流ダイオードＤＯ２により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ１に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤＯ２がオフとなり、整流ダイオードＤＯ１がオンとなって整流動作を行う期間においては、二次巻線Ｎ２に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ１の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣＯＡに対して充電が行われる動作となる。
上記のようにして整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣＯＡの両端には、二次巻線Ｎ２の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振コンデンサＣｓ２，整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、平滑コンデンサＣＯＢ］の組とから成る整流回路によっても同様の動作によって、平滑コンデンサＣＯＢの両端には、二次巻線Ｎ２の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得られることになる。
【００７９】
そして、上記のようにして各段の整流回路によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続された平滑コンデンサＣＯＡ−平滑コンデンサＣＯＢの両端には、二次巻線Ｎ２の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られることになる。
【００８０】
なお、上記各実施の形態においてはスイッチング素子を１組備えるシングルエンド方式の場合が示されているが、スイッチング素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式による、自励式の電圧共振形コンバータとされても構わないものである。
また、二次側についても、各図に示した以外の回路構成による整流回路が備えられて構わないものである。
【００８１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、複合共振形コンバータとして、ドライブトランスを備えた自励式の構成を採る。これと共に、定電圧化のためのスイッチング周波数制御は、スイッチング素子を駆動する自励発振駆動回路（スイッチング駆動手段）の駆動巻線に対して、ドライブトランスに巻装した制御巻線と導通制御素子の直列接続回路（導通制御回路）を接続し、この直列接続回路の導通を制御することによって行うようにしている。そして、このような構成であれば、これまでスイッチング周波数制御に必要とされていた直交型制御トランスを省略することが可能になる。
これにより、直交型制御トランスのギャップのばらつき等に起因するインダクタンス値のばらつきの問題は解消されることになる。特に本発明におけるドライブトランスのインダクタンスのばらつきは±５％程度となる。このため、交流入力電圧の範囲に対するマージンを少なく設定することが可能となるので、回路設計も容易なものとすることが可能になる。また、直交形制御トランスの製造工程の困難性にかかる問題も解消されることになる。直交形制御トランスの制御巻線に制御電力を供給してスイッチング周波数を制御する構成ではないとされることで、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を低減できることになる。つまり、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られることになる。
また、本発明によるドライブトランスは、直交型制御トランスよりもはるかに小型であるために、それだけ電源回路の小型軽量化を促進することも可能となる。
【００８２】
また、本発明としての導通制御回路に備えられる導通制御素子（バイポーラトランジスタ）には、低電圧及び小レベルの電流が印加されるので、定電圧制御に要する電力も低減されることになる。つまり、電源回路における無効電力が低減され、これによっても電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の低減を促進させることができる。また、導通制御素子としては、低耐圧、小容量品が選定されることにもなるので、この点でも、小型軽量化、及び低コスト化が促進される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路における要部の動作（重負荷時）を示す波形図である。
【図３】本実施の形態の電源回路における要部の動作（無負荷時）を示す波形図である。
【図４】図１に示す電源回路について、負荷変動に対するＡＣ−ＤＣ電力変換効率、及び定電圧化のための制御電力の各特性を、先行技術と比較して示す特性図である。
【図５】Ｈ字型コアによるドライブトランスの構造例を示す斜視図である。
【図６】ＥＩ型コアによるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図である。
【図９】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図である。
【図１０】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図である。
【図１１】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図である。
【図１２】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図である。
【図１３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１３に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１５】図１３に示す電源回路の定電圧制御特性を示す説明図である。
【図１６】図１３に示す回路における、駆動巻線ＮＢのインダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図である。
【図１７】直交形制御トランスの構造例を示す斜視図及び断面図である。
【符号の説明】
１  制御回路、Ｑ１  スイッチング素子、Ｑ２  導通制御素子（バイポーラトランジスタ）、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、ＣＤＴ  ドライブトランス、ＤＤ  クランプダイオード、Ｎ１  一次巻線、Ｎ２  二次巻線、Ｃｒ  一次側並列共振コンデンサ、ＮＡ  検出巻線、ＮＢ  駆動巻線、Ｎｃ  制御巻線、Ｃ２  二次側並列共振コンデンサ、ＰＣ  フォトカプラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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