(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための装置であって、
波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の変化と受信側での伝送誤り率の変化との関係を算出する関係算出手段と、
該関係に基づいて、前記受信側での各信号光間の伝送誤り率が均一になるように前記各信号光の信号対雑音比を変化させる信号対雑音比変化手段と、
を含むことを特徴とする伝送特性均一化装置。
【請求項２】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための方法であって、
波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の変化と受信側での伝送誤り率の変化との関係を算出し、
該関係に基づいて、前記受信側での各信号光間の伝送誤り率が均一になるように前記各信号光の信号対雑音比を変化させる、
過程を含むことを特徴とする伝送特性均一化方法。
【請求項３】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための装置であって、
波長分割多重される各信号光毎に、受信側での伝送誤り率の目標下限値に対応する信号対雑音比の値を基準値として、それと現在の信号対雑音比の値との差分値を余裕度として算出する余裕度算出手段と、
前記各信号光毎に、その信号対雑音比の余裕度が前記余裕度算出手段により算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値になるようにその信号対雑音比を制御する信号対雑音比制御手段と、
を含むことを特徴とする伝送特性均一化装置。
【請求項４】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための方法であって、
波長分割多重される各信号光毎に、受信側での伝送誤り率の目標下限値に対応する信号対雑音比の値を基準値として、それと現在の信号対雑音比の値との差分値を余裕度として算出し、
前記各信号光毎に、その信号対雑音比の余裕度が前記算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値になるようにその信号対雑音比を制御する、
過程を含むことを特徴とする伝送特性均一化方法。
【請求項５】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための装置であって、
波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の初期値を記憶する第１の記憶手段と、
前記各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が目標下限値に下がるまで、該信号光に自然光雑音を重畳させて信号対雑音比を順次減少させる信号対雑音比減少手段と、
前記各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が前記目標下限値になったときの信号対雑音比の値を目標下限値として記憶する第２の記憶手段と、
前記各信号光毎に、前記第１の記憶手段に記憶されている初期値から前記第２の記憶手段に記憶されている目標下限値までの変化幅を余裕度として算出する余裕度算出手段と、
前記各信号光毎に、前記余裕度算出手段により算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値と前記第１の記憶手段に記憶されている初期値との差分を算出し、それを該信号光に対応する信号対雑音比のプリエンファシス量として算出するプリエンファシス量算出手段と、
前記各信号光毎に、前記プリエンファシス量に対応する自然光雑音を該信号光に重畳させてその信号対雑音比を制御する信号対雑音比制御手段と、
を含むことを特徴とする伝送特性均一化装置。
【請求項６】
波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための方法であって、
波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の初期値を記憶し、
前記各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が目標下限値に下がるまで、該信号光に自然光雑音を重畳させて信号対雑音比を順次減少させ、
前記各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が前記目標下限値になったときの信号対雑音比の値を目標下限値として記憶し、
前記各信号光毎に、前記記憶されている初期値から前記記憶されている目標下限値までの変化幅を余裕度として算出し、
前記各信号光毎に、前記算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値と前記記憶されている初期値との差分を算出し、それを該信号光に対応する信号対雑音比のプリエンファシス量として算出し、
前記各信号光毎に、前記プリエンファシス量に対応する自然光雑音を該信号光に重畳させてその信号対雑音比を制御する、
過程を含むことを特徴とする伝送特性均一化装置。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の装置又は方法であって、
前記信号光への前記自然光雑音の重畳は、送信側で行われる、
ことを特徴とする伝送特性均一化装置又は方法。
【請求項８】
請求項５又は６に記載の装置又は方法であって、
前記信号光への前記自然光雑音の重畳は、受信側で行われる、
ことを特徴とする伝送特性均一化装置又は方法。
【請求項９】
請求項３乃至８の何れか１項に記載の装置又は方法であって、
前記各信号光毎の余裕度から求まる所定値は、前記各信号光毎の余裕度の平均値である、
ことを特徴とする伝送特性均一化装置又は方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか１項に記載の装置又は方法であって、
前記伝送誤り率はＱ値又はビットエラーレートの何れかである、
ことを特徴とする伝送特性均一化装置又は方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、波長分割多重光通信技術に係り、更に詳しくは、すべての信号光を同じ伝送特性で伝送するための伝送特性の均一化技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
波長分割多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ  ）光通信システムでは、すべての信号光を同じ伝送特性で伝送することを、伝送特性の最適化と呼んでいる。ここで、当該システムには、図１０に示されるように、送信部、伝送路、受信部に、図中に示したような伝送特性の劣化が存在し、しかも、各信号光間で伝送特性の劣化状態が異なっている。
【０００３】
また、システムの運用時に、伝送区間の修理による増幅器やケーブルの割入れ、又はファイバの経年劣化等によって、上記各信号光における伝送特性の劣化状態が異なってくる。
【０００４】
このため、絶えず送信側の各信号光のプリエンファシスを設定し、受信側における伝送特性を最適化することが必須である。なお、プリエンファシスとは、各信号光のパワーの強弱を制御することをいう。
【０００５】
上記各信号光間の伝送特性の差は、受信側で、ＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：信号対雑音比）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ：  ビット誤り率）、又はＱ値のばらつきとして観測することができる。
【０００６】
図１１は、従来技術におけるプリエンファシスと伝送後のＯＳＮＲの関係を示す図である。
【０００７】
従来は、伝送特性を最適化するために、受信側のＯＳＮＲを均一化する技術が知られている。この技術では、受信側の各信号光のＯＳＮＲをモニタして算出される各信号光間のＯＳＮＲのばらつきが、プリエンファシス量として送信側にフィードバックされることにより、送信側のプリエンファシスが設定される。プリエンファシスの設定方法としては、各信号光の出力パワーが直接変化させることによりＯＳＮＲを調整する方法が採られている。
【０００８】
この結果、プリエンファシスが設定されていない送信光スペクトル１が伝送路上を伝送された場合、それに対応する受信光スペクトル１はＯＳＮＲのばらつきが大きいが、プリエンファシスが設定された送信光スペクトル２が伝送路上を伝送された場合には、それに対応する受信光スペクトル２はＯＳＮＲのばらつきが圧縮される。
【０００９】
図１２は上記従来技術の送信部の構成図、図１３は同じく受信部の構成図である。
【００１０】
まず、図１２に示される構成を有する送信部の動作について説明する。
【００１１】
送信部は、各波長毎に、レーザダイオードドライバ（ＬＤ  ＤＲＩＶＥＲ  ）１２０１、レーザダイオード（ＬＤ）１２０２，アッテネータ（ＡＴＴ  ）１２０３、カプラ（ＣＰＬ  ）１２０４、ポストアンプ（ＰＯＳＴ  ＡＭＰ）１２０５、フォトダイオード（ＰＤ）１２０８を有する。レーザダイオードドライバ１２０１は、出力パワーと各信号光に対応する波長を調整しながら、レーザダイオード１２０２を駆動する。レーザダイオード１２０２から出力された信号光は、アッテネータ１２０３及びカプラ１２０４を介してポストアンプ１２０５に入力し、そこで増幅される。各ポストアンプ１２０５から出力された信号光は、アレイドウエーブガイドグレーティング（ＡＷＧ  ）１２０６によって合波され、カプラ１２０７を介して伝送路へ出力される。
【００１２】
図１２に示される構成において、各信号光毎に、カプラ１２０４で各信号光の一部が分岐させられてフォトダイオード１２０８により検出され、その検出結果がＣＰＵ１２１０に入力させられる。一方、ＡＷＧ１２０６から伝送路に出力される送信信号光の一部がカプラ１２０７で分岐させられて光スペクトラムアナライザ１２０９に入力させられる。光スペクトラムアナライザ１２０９は、送信信号光のピークパワーと波長をモニタし、その結果をＣＰＵ１２１０に通知する。ＣＰＵ１２１０は、各信号光毎のフォトダイオード１２０７の出力と、光スペクトラムアナライザ１２０９の出力とに基づいて、各信号光毎のレーザダイオードドライバ１２０１及びアッテネータ１２０３を制御する。
【００１３】
次に、図１３に示される構成を有する受信部の動作について説明する。
【００１４】
受信部では、まず、伝送路から受信される受信信号光は、カプラ１３０１を介してＡＷＧ１３０２に入力され、そこで各波長の信号光が分離される。
【００１５】
受信部は、各波長毎に、各波長の信号光を取り出すためのフィルタ（ＦＩＬＴＥＲ）１３０３、インラインアンプ（ＩＮＬＩＮＥ  ＡＭＰ）１３０４、分散補償ファイバ（ＤＣＦ）１３０５、光／電気変換器（Ｏ／Ｅ  ）１３０６、符号誤り検出訂正回路（ＦＥＣ  ）１３０７、及び電気信号分離回路（ＤＥＭＵＸ  ）１３０８を有する。
【００１６】
図１３に示される構成では、従来技術として、受信信号光の一部がカプラ１３０１で分岐させられて光スペクトラムアナライザ１３０９に入力させられる。光スペクトラムアナライザ１３０９は、各受信信号光のＯＳＮＲを計測し、その結果をＣＰＵ１３１０に通知する。ＣＰＵ１３１０は、各受信信号光間のＯＳＮＲのばらつきを、プリエンファシス量として所定の通信回線を使って送信側にフィードバックする。
【００１７】
これに対して、図１２に示される構成を有する送信部では、ＣＰＵ１２１０が上記プリエンファシス量を受信し、それに基づいて各信号光毎のレーザダイオードドライバ１２０１を制御する。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来技術では、伝送特性を最適化するために、ＯＳＮＲに着目し、各信号光間でＯＳＮＲのみに対して均一化を行っていた。ここで、一般にディジタル伝送においては、伝送特性として最も重要なファクタは伝送誤り率である。従って、伝送特性の最適化において重要なことは、各信号光間の伝送誤り率を均一化することである。しかし、従来技術では、各信号光間のＯＳＮＲが均一化されたとしても、そのことが必ずしも各信号光間の伝送誤り率が均一化されることにはならなかった。
【００１９】
即ち、伝送誤り率としては具体的には、ＢＥＲやＱ値を挙げることができるが、従来技術では、図１４（ａ）  に示されるように、信号光１，２，及び３間でＯＳＮＲが均一化されたとしても、各信号光のＱ値がずれてしまい、伝送誤り率が均一にならないという問題点を有していた。
【００２０】
また、従来技術では、送信側のプリエンファシスの設定方法として、ＣＰＵ１２１０が、各信号光毎に、レーザダイオードドライバ１２０１を制御することによりレーザダイオード１２０２の出力パワーを直接変化させていた。しかし、この方法では、他の信号光のピークパワーも同時に変化し、各信号光のプリエンファシス設定がずれてくるため、各信号光のパワーバランスを見ながら各信号光のプリエンファシス設定を繰り返す必要があるという問題点を有していた。
【００２１】
本発明の課題は、図１４（ｂ）  に示されるように、送信側でＯＳＮＲを調整することにより、受信側で各信号光間の伝送誤り率を均一化して伝送特性の真の最適化を図ることにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、波長分割多重光通信システムにおいて伝送特性を均一化させるための装置又は方法を前提とする。
【００２３】
本発明の第１の形態は、以下の構成を有する。
【００２４】
まず、波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の変化と受信側での伝送誤り率の変化との関係が算出される。
【００２５】
次に、その関係に基づいて、受信側での各信号光間の伝送誤り率が均一になるように各信号光の信号対雑音比が変化させられる。
【００２６】
本発明の第２の形態は、以下の構成を有する。
【００２７】
まず、波長分割多重される各信号光毎に、受信側での伝送誤り率の目標下限値に対応する信号対雑音比の値を基準値として、それと現在の信号対雑音比の値との差分値が余裕度として算出される。
【００２８】
次に、各信号光毎に、その信号対雑音比の余裕度が算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値になるようにその信号対雑音比が制御される。
【００２９】
本発明の第３の形態は、以下の構成を有する。
【００３０】
まず、波長分割多重される各信号光毎に、信号対雑音比の初期値が記憶される。
【００３１】
次に、各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が目標下限値に下がるまで、その信号光に自然光雑音が重畳されて信号対雑音比が順次減少させられる。
【００３２】
次に、各信号光毎に、受信側での伝送誤り率が目標下限値になったときの信号対雑音比の値が目標下限値として記憶される。
【００３３】
次に、各信号光毎に、記憶されている初期値から記憶されている目標下限値までの変化幅が余裕度として算出される。
【００３４】
次に、各信号光毎に、算出された各信号光毎の余裕度から求まる所定値と記憶されている初期値との差分が算出され、それがその信号光に対応する信号対雑音比のプリエンファシス量として算出される。
【００３５】
そして、各信号光毎に、プリエンファシス量に対応する自然光雑音がその信号光に重畳されてその信号対雑音比が制御される。
【００３６】
ここで、上述の信号光への自然光雑音の重畳は、送信側で行われる、又は受信側で行われるように構成することができる。
【００３７】
上述の発明の構成において、各信号光毎の余裕度から求まる所定値は、各信号光毎の余裕度の平均値であるように構成することができる。
【００３８】
上述の発明の構成において、伝送誤り率はＱ値又はビットエラーレートの何れかであるように構成することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００４０】
図１は本発明の実施の形態における送信部の構成図、図２は同じく受信部の構成図である。
【００４１】
図１において、レーザダイオードドライバ１０１、レーザダイオード１０２、カプラ１０３、ポストアンプ１０７、ＡＷＧ１０９、フォトダイオード１１０、カプラ１１１、及び光スペクトラムアナライザ１１２は、それぞれ、図１２に示される従来技術における１２０１、１２０２、１２０４、１２０５、１２０６、１２０８、１２０７、及び１２０９の各部分と同じ機能を有する。
【００４２】
また図２において、カプラ２０１、ＡＷＧ２０２、フィルタ２０３、インラインアンプ２０４、分散補償ファイバ２０５、光／電気変換器２０７、符号誤り検出訂正回路２０８、電気信号分離回路２０９、及び光スペクトラムアナライザ２１３は、それぞれ図１３に示される従来技術における１３０１〜１３０９の各部分と同じ機能を有する。
【００４３】
図１４（ｂ）  に示したように、各信号光について、ＯＳＮＲを変化させると、伝送特性の理想ファクタであるＱ値やＢＥＲが変化することがわかる。この関係から、本実施の形態では、伝送特性の最適化のために、各信号光毎に、ＯＳＮＲの変化と受信側でのＱ値又はＢＥＲの変化との関係が算出され、その算出結果に基づいて、受信側での各信号光間のＱ値又はＢＥＲが均一になるように各信号光のＯＳＮＲが変化させられることが、本発明に関連する特徴である。
【００４４】
より具体的には、図１及び図２に示される構成を有する本実施の形態では、各信号光毎に、受信側でのＱ値又はＢＥＲの目標下限値に対応する送信側のＯＳＮＲの値を基準値としてそれと現在の送信側のＯＳＮＲの値との差分値が余裕度として算出され、各信号光間で上記余裕度の平均値が算出され、各信号光毎にそのＯＳＮＲの余裕度が上記平均値になるように、各信号光の送信側のＯＳＮＲに対するプリエンファシス設定が行われる。なお、この制御では、送信側のＯＳＮＲの単位変化量に対する受信側のＱ値又はＢＥＲの変化量は、各信号光間でほぼ均一であると仮定されている。
【００４５】
受信側でＱ値が測定される場合には、図２のカプラ２０６で取り出された各受信信号光の一部がＱモニタ（Ｑ  ＭＯＮ  ）２１０に入力することによりそこで測定される。
【００４６】
受信側でＢＥＲが測定される場合には、図２の符号誤り検出訂正回路２０８の出力がＢＥＲ測定器２１１に入力することによりそこで測定される。
【００４７】
送信側のプリエンファシス設定では、図１において、各信号光のレーザダイオード１０２の出力と、ＡＳＥ出力部１０４から出力される自然光雑音（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ  Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）とがカプラ１０６で合波され、そのときの自然光雑音の出力パワーがアッテネータ１０５によって変化させられる。この場合に、合波後の信号光は、ポストアンプ１０７で増幅させられた後に、狭帯域フィルタ１０８を介してＡＷＧ１０９に入力する。このため、各信号光のプリエンファシス設定は、各信号光間のパワーバランスを崩すことなく、同時に行うことができる。
【００４８】
以下に、上記動作を実現するための具体的動作について説明する。
【００４９】
まず、上記動作の前提について説明する。
【００５０】
ＯＳＮＲは、狭帯域フィルタ１０８の後段で測定される場合には、自然光雑音の測定ポイントが設定しづらく測定が困難であることから、各信号光毎に狭帯域フィルタ１０８の前段で測定される。
【００５１】
レーザダイオード１０２の出力パワー及び波長は、フォトダイオード１１０によってモニタされる。そして、そのモニタ結果に基づいてＣＰＵ１１３が、レーザダイオードドライバ１０１にフィードバックをかけることにより、上記出力パワー及び波長の設定値の補正を行う。ＡＳＥ出力部１０４から出力される自然光雑音の出力パワーは、ＡＰＣ（自動パワー制御）によって常に一定に維持され、また波長特性はフラットである。そこで、ＣＰＵ１１３は、フォトダイオード１１０が検出するレーザダイオード１０２の出力パワーと、ＡＳＥ出力部１０４においてＡＰＣが決定する自然光雑音の出力パワーとの比として、ＯＳＮＲの初期値Ｅａ１を算出し、記憶しておく。また、ＣＰＵ１１３は、ＯＳＮＲの変化幅を、アッテネータ１０５の調整量として算出する。
【００５２】
図３は、上記動作を実現するための本発明の実施の形態の動作フローチャートであり、図４〜図６はその説明図である。なお、以下の説明では、受信側でＱ値がモニタされる場合を例として説明を行う。
【００５３】
まず、受信部のＣＰＵ２１２（図２）は、各信号光毎に、Ｑモニタ２１０（図２）を介して常時Ｑ値をモニタしながら、送信部に対して、所定の通信チャネルを使って、ＯＳＮＲの減少を命令する（ステップ３０１）。
【００５４】
送信部のＣＰＵ１１３（図１）は、各信号光毎に、上記命令を受信すると、アッテネータ１０５に対して指定する減衰量を増加させてＯＳＮＲを減少させる（ステップ３０２）。
【００５５】
受信部のＣＰＵ２１２は、各信号光毎に、Ｑモニタ２１０を介して測定されるＱ値が目標下限値（図４（ｂ）  参照）まで下がったか否かを判定する（ステップ３０３）。
【００５６】
各信号光毎に、ステップ３０３の判定がＮＯなら、受信部のＣＰＵ２１２は、上記ステップ３０１と３０２の動作を繰り返し実行する。
【００５７】
以上のようにして、各信号光毎に、図４（ｂ）  に示されるように、受信側のＢＥＲ又はＱ値が目標下限値に達するまで、図４（ａ）  に示されるように、送信側で信号光に重畳される自然光雑音（ＡＳＥ）が順次増加させられ、ＯＳＮＲが減少させられてゆく。
【００５８】
各信号光について、ステップ３０３の判定がＹＥＳとなると、受信部のＣＰＵ２１２は、送信部に対して、所定の通信チャネルを使って、ＯＳＮＲの変化をやめてその値を初期値に戻すことを命令する（ステップ３０４）。
【００５９】
これに対して、送信部のＣＰＵ１１３は、下記の一連の処理を実行する（ステップ３０５）。
【００６０】
まず、ＣＰＵ１１３は、各信号光毎に、上記命令を受信すると、ＯＳＮＲの変化を現在の値Ｅｂ１で停止させ、次式によりＯＳＮＲの変化幅Ｅ１  を、余裕度として算出する。
【００６１】
【数１】
Ｅ１  ＝｜Ｅａ１−Ｅｂ１｜
次に、ＣＰＵ１１３は、全信号光について、上記数１式によるＯＳＮＲの余裕度の算出が終了した後に、次式により各信号光間で上記余裕度の平均値ＥＡＶＧ  を算出する。
【００６２】
【数２】
ＥＡＶＧ  ＝（Ｅ１  ＋Ｅ２  ＋・・・＋Ｅｎ  ）／ｎ    （ｎ：信号光数）
続いて、ＣＰＵ１１３は、各信号光毎に、次式に示されるように、数２式により算出した平均値ＥＡＶＧ  と数１式により算出した各信号光のＯＳＮＲの余裕度との差として、プリエンファシス量ΔＥ１  〜ΔＥｎ  を算出する（図５参照）。
【００６３】
【数３】
ΔＥ１  ＝ＥＡＶＧ  −Ｅａ１
ΔＥ２  ＝ＥＡＶＧ  −Ｅａ２
・・・
ΔＥｎ  ＝ＥＡＶＧ  −Ｅａｎ
ＣＰＵ１１３は、各信号光毎に、アッテネータ１０５に対して、数３式により算出されたプリエンファシス量ΔＥ１  〜ΔＥｎ  に対応する減衰量を設定することにより、各信号光のＯＳＮＲが上記平均値ＥＡＶＧ  になるように制御する（図６参照）。
【００６４】
これ以後、ＣＰＵ１１３は、光スペクトラムアナライザ１１２（図１）の出力をモニタし、各信号毎のＯＳＮＲの値が正確にＥＡＶＧ  になるように、フィードバック制御を実行する（ステップ３０６）。
【００６５】
以上の制御動作は、システム運用中いつでも実行することができる。各信号光におけるＱ値の目標下限値は、各信号光が問題なく伝送できるレベルに設定されているため、システム運用中に上記動作が実行されたとしても、各信号が不通になることはない。よって、顧客の要求に合わせて、プリエンファシス設定を実行することができる。例えば、１年間に１回、定期的に行ったり、故障個所を修理した後に行うなど、様々な運用形態を採用することができる。
【００６６】
図７は、本発明の他の実施の形態における受信部の構成図である。
【００６７】
この構成では、上記実施の形態における図１の送信部内の１０４〜１０６、及び１０８の各機能が図７に示されるように受信部内に配置されることにより、ＯＳＮＲの制御が、送信部内ではなく受信部内で実行される。
【００６８】
この場合に、各信号光のＯＳＮＲが、カプラ２０１の出力を入力とする光スペクトラムアナライザ２１３によって測定され、各信号光のピークパワーが、カプラ７０１の出力を入力とするフォトダイオード７０２によって測定される。ＣＰＵ２１２は、各信号光毎に、上記ＯＳＮＲとピークパワーとに基づいて、アッテネータ１０５の減衰量（プリエンファシス量）を決定し、各信号光毎のＯＳＮＲを調整する。
【００６９】
図２又は図７のＱモニタ２１０の動作原理について、以下に説明する。
【００７０】
Ｑモニタ２１０は、信号光を電気信号に変換した後、信号の識別値をアイパターン上のマーク側とスペース側のそれぞれで変化させることにより、雑音の分布を測定し、マーク側とスペース側のそれぞれのエラーレートを測定する。そしてＱモニタ２１０は、この結果得られる２本のエラーレート曲線を直線近似することによって、その２つの特性が交差する点として、Ｑ値を算出する。
【００７１】
今、信号のアイパターンと雑音分布との関係は、図８のようにモデル化することができる。ここで、Ｐ１  （Ｘ）  、Ｐ０  （Ｘ）  はそれぞれマーク側、スペース側の雑音確率分布関数である。μ１  、μ０  はそれぞれの分布の平均値で、信号レベルを表わす。σ１  、σ０  はそれぞれの分布の分散で、雑音のＲＭＳ値を表わす。
【００７２】
ここで、Ｑ値を次式で定義する。
【００７３】
【数４】
Ｑ＝｜μ１  −μ０  ｜／（σ０  ＋σ１  ）
ＱｄＢ＝  ２０ＬＯＧ１０｛｜μ１  −μ０  ｜／（σ０  ＋σ１  ）｝
次に、μ１  、μ０  、σ０  、σ１  の測定法を説明する。
【００７４】
マーク側のＢＥＲと、μ１  、σ１  、及びＤ１  （識別レベル）は、以下の近似式で関係付けられる。
【００７５】
【数５】
（μ１  −Ｄ１  ）／σ１  ＝φ−１（Ｘ）≒  １．１９２−０．６６８１Ｘ−０．０１６２Ｘ２  
Ｘ＝  ＬＯＧ１０（ＢＥＲ）
スペース側についても同様に、次式が成立する。
【００７６】
【数６】
（Ｄ１  −μ０  ）／σ０  ＝φ−１（Ｘ）≒  １．１９２−０．６６８１Ｘ−０．０１６２Ｘ２  
Ｘ＝  ＬＯＧ１０（ＢＥＲ）
図９に示されるように、識別レベルを変化させてマーク側、スペース側各２点ずつＢＥＲを取得すると、ＢＥＲ０  ’  、ＢＥＲ０  ’’、ＢＥＲ１  ’  、ＢＥＲ１  ’’、Ｄ０  ’  、Ｄ０  ’’、Ｄ１  ’  、Ｄ１  ’’が算出される。ここで得られた値を次式で換算することにより、μ０  、μ１  、σ０  、σ１  を算出できる。
【００７７】
【数７】
0003574578.tif 000002
これらの結果と数４式により、Ｑ値を算出できる。
【００７８】
【発明の効果】
本発明によれば、伝送特性の最適化のために、各信号光毎に、信号対雑音比の変化と受信側での伝送誤り率の変化との関係が算出され、その算出結果に基づいて、受信側での各信号光間の伝送誤り率が均一になるように各信号光の信号対雑音比が変化させられるため、伝送特性の真の最適化を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における送信部の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における受信部の構成図である。
【図３】本発明の実施の形態の動作フローチャートである。
【図４】送信側ＯＳＮＲの可変幅を示す図である。
【図５】送信側信号光のプリエンファシス量を示す図である。
【図６】送信側信号光のプリエンファシス設定を示す図である。
【図７】本発明の他の実施の形態における受信部（受信部でのプリエンファシス設定）の構成図である。
【図８】アイパターンと雑音分布の関係図である。
【図９】識別レベルを可変した場合のエラーレートを示す図である。
【図１０】伝送特性の劣化原因の説明図である。
【図１１】従来技術におけるプリエンファシスと伝送後のＳＮＲの関係を示す図である。
【図１２】従来技術の送信部の構成図である。
【図１３】従来技術の受信部の構成図である。
【図１４】Ｑ値（伝送特性）とＯＳＮＲの関連図である。
【符号の説明】
１０１      レーザダイオードドライバ
１０２      レーザダイオード
１０３、１０６、１１１、２０１、２０６、７０１      カプラ
１０４      ＡＳＥ出力部
１０５      アッテネータ
１０７      ポストアンプ
１０８      狭帯域フィルタ
１０９、２０２      アレイドウエーブガイドグレーティング
１１０、７０２      フォトダイオード
１１２、２１３      光スペクトラムアナライザ
１１３、２１２      ＣＰＵ
２０３      フィルタ
２０４      インラインアンプ
２０５      分散補償ファイバ
２０７      光／電気変換器
２０８      符号誤り検出訂正回路
２０９      電気信号分離回路
２１０      Ｑモニタ
２１１      ＢＥＲ測定器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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