(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器に備えられる自動振幅制御回路であって、
直交検波器から出力された二つの直交信号の相互に異なる時間におけるそれぞれの振幅を比較し、比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作り、その制御信号により、比較前の二つの直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、二つの直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する自動振幅制御回路。
【請求項２】
乗算器と、
ローパスフィルターと、
比較器と、
第一及び第二の絶対値回路と、
遅延回路と、
からなり、
前記乗算器は、前記ローパスフィルターから出力された信号と第一の直交信号とを乗算するものであり、
前記第一の絶対値回路は、前記乗算器から出力された第一の直交信号の振幅を求め、前記第二の絶対値回路は第二の直交信号の振幅を求めるものであり、
前記遅延回路は、前記第一の絶対値回路からの出力信号または前記第二の絶対値回路からの出力信号を少なくとも１シンボル分送らせるものであり、
前記比較器は、前記遅延回路により前記出力信号が遅延された後において、前記第一の直交信号の振幅と前記第二の直交信号の振幅とを比較するものであり、
前記ローパスフィルターは、前記比較器からの出力信号から高周波成分を取り除くものである自動振幅制御回路。
【請求項３】
前記遅延回路はフリップ・フロップ回路からなるものであることを特徴とする請求項２に記載の自動振幅制御回路。
【請求項４】
前記ローパスフィルターはアップダウンカウンタを備えており、前記アップダウンカウンタは前記比較器からの出力に応じてカウントをアップまたはダウンさせるものであることを特徴とする請求項２に記載の自動振幅制御回路。
【請求項５】
直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器であって、
入力された変調波の中間周波数信号を第一及び第二の直交信号に変換する直交検波器と、
前記第一及び第二の直交信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、
前記アナログ−デジタル変換器から出力された第一及び第二の直交信号の相互に異なる時間におけるそれぞれの振幅を比較し、比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作り、その制御信号により、比較前の第一及び第二の直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、第一及び第二の直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する自動振幅制御回路と、
前記自動振幅制御回路から出力された第一及び第二の直交信号の位相に対して回転操作を加える位相回転器と、
を備える復調器。
【請求項６】
入力された変調波の中間周波数信号を第一及び第二の直交信号に変換する直交検波器と、
前記第一及び第二の直交信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、
請求項２乃至４のいずれか一項に記載された自動振幅制御回路と、
前記自動振幅制御回路から出力された第一及び第二の直交信号の位相に対して回転操作を加える位相回転器と、
を備え、
前記自動振幅制御回路の前記乗算器は、前記ローパスフィルターから出力された信号と前記アナログ−デジタル変換器から出力された第一の直交信号とを乗算するものであり、
前記自動振幅制御回路の前記第二の絶対値回路は、前記アナログ−デジタル変換器から出力された第二の直交信号の振幅を求めるものであり、
前記自動振幅制御回路は、前記乗算器による乗算後の第一の直交信号と、前記アナログ−デジタル変換器から出力された第二の直交信号と、を前記位相回転器に出力するものである復調器。
【請求項７】
直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器における信号の自動振幅制御方法において、
直交検波器から出力された二つの直交信号の何れか一方を遅延させる過程と、
前記遅延の後における二つの直交信号の振幅を比較する過程と、
比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作る過程と、
前記制御信号により、比較前の二つの直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、二つの直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する過程と、
を備える自動振幅制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、準同期検波方式の信号復調器及び信号復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式の復調器５０の一構成例を図７に示す。
【０００３】
復調器５０は、入力された変調波の中間周波数（ＩＦ）信号を二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに変換する直交検波器１と、直交検波器１に一定周期の信号を送信する発振器２と、直交検波器１の出力から高周波成分を除去し、必要な直交成分信号のみを取り出すローパスフィルター３、４と、ローパスフィルター３、４から出力された直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈをアナログ−デジタル変換器が受信可能な振幅まで増幅する増幅器５、６と、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈをアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器７、８と、アナログ−デジタル変換器７、８から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの何れか一方の振幅を調節する自動利得制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路９と、自動利得制御回路９から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの位相に対して回転操作を加える位相回転器１０と、位相回転器１０から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅を所定の振幅に調整する振幅調整器１１、１２と、からなっている。
【０００４】
仮に、アナログ部（直交検波器１、ローパスフィルタ３、４、増幅器５、６及びＡ／Ｄコンバータ７、８）において生じる二つ直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの利得の差の補正を行わないと、図８に示すように、復調出力に影響が現れ、周辺の信号点が広がることにより、誤り率特性が劣化する原因になる。
【０００５】
これを防止するため、図７に示した復調器５０は自動利得制御回路９を設けている。この自動利得制御回路９は、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのどちらの振幅が大きいかを検出し、その検出結果に応じて、直交信号Ｉｃｈの振幅を調節することにより、アナログ部において発生する利得差を相殺している。
【０００６】
自動利得制御回路９の第一の構成例９Ａを図９に示す。
【０００７】
図９に示す自動利得制御回路９Ａは、乗算器２７と、ローパスフィルター２８と、比較器２９と、第一及び第二の絶対値回路３０、３１と、からなっている。
【０００８】
第一の絶対値回路３０は直交信号Ｉｃｈの絶対値すなわち振幅を求め、第二の絶対値回路３１は直交信号Ｑｃｈの絶対値すなわち振幅を求める。第一及び第二の絶対値回路３０、３１により求められた二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅は比較器２９に送られ、比較器２９はこれら二つの振幅を比較する。ローパスフィルター２８は、比較器２９から出力される比較結果を示す信号を積分して制御信号とし、この制御信号を乗算器２７に送信する。乗算器２７はこの制御信号と直交信号Ｉｃｈとを乗算することにより、直交信号Ｉｃｈに対する補正を行う。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
この自動利得制御回路９Ａの問題点は、受信信号が特殊な条件になった場合に、正しく制御がかけられないことである。
【００１０】
その原因は、自動利得制御回路９Ａは、比較器２９において、同じ時刻におけるＩｃｈ、Ｑｃｈを比較しているためである。ＰＳＫ方式またはＱＡＭ方式の場合、ＩｃｈとＱｃｈの二つの直交信号はそれぞれ独立な値をとることができるわけではなく、一方の直交信号Ｉｃｈの値が決まれば、他方の直交信号Ｑｃｈの取りうる値は所定の範囲に限定される。
【００１１】
ＱＰＳＫ方式を想定して考えると、位相回転器１０よりも前において、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがとりうる値は、図１０に示したように、円の上の値のみである。すなわち、直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがとりうる値は、直交信号Ｉｃｈの利得と直交信号Ｑｃｈの利得とが等しい場合には、円６０上の値であり、直交信号Ｉｃｈの利得が直交信号Ｑｃｈの利得よりも大きい場合には、楕円６１上の値である。
【００１２】
このような状況において、同時刻における二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅を比較するということは、入力信号が｜Ｉｃｈ−Ｑｃｈ｜＝０を境界に持つ領域Ａ、Ｂのどちらに入るかを求めることと等価になる。領域Ａにおいては、すべてＩｃｈの振幅がＱｃｈの振幅よりも大きく、領域Ｂにおいては、すべてＱｃｈの振幅がＩｃｈの振幅よりも大きい。
【００１３】
ここで、受信点が図１１に示すような位置にあった場合を想定する。
【００１４】
仮に、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの間でアナログ回路における利得差がない場合には、領域Ａと領域Ｂに入る信号点の数が同じになり、制御は行われない。
【００１５】
Ｉｃｈの利得がＱｃｈの利得よりも大きい場合には、領域Ａに信号点が入り、Ｉｃｈの利得を下げる方向に制御が行われる。
【００１６】
逆に、Ｑｃｈの利得がＩｃｈの利得よりも大きい場合には、領域Ｂに信号点が入り、Ｉｃｈの利得を上げる方向に制御が行われる。
【００１７】
すなわち、図１１に示すように、受信点がＩ＝±Ｑの直線近辺にあるときには、正常に制御が行われる。
【００１８】
しかしながら、受信信号が図１２に示すような位置になったとき、データがＩ＝±Ｑの二つの直線により分割される４つの領域に均等に割り振られているとすれば、Ａ及びＢそれぞれの領域に入る信号点は同じ数になる。従って、たとえ、ＩｃｈとＱｃｈとの間に振幅差があったとしても、制御がかからないことになる。
【００１９】
以上のように、図９に示した自動利得制御回路９Ａの問題点は、同時刻におけるＩｃｈ、Ｑｃｈ信号が互いに独立ではないために、制御がかからない場合があることである。
【００２０】
そこで、このような問題点を解決するための自動利得制御回路も提案されている。図１３に示した自動利得制御回路９Ｂはその一つである。
【００２１】
この自動利得制御回路９Ｂは、乗算器３２と、ローパスフィルター３３と、比較器３４と、第一及び第二の平均値算出回路３５、３６と、第一及び第二の絶対値回路３７、３８と、からなっている。
【００２２】
この自動利得制御回路９Ｂは、以下に述べるように、１シンボルだけで判定することをせず、ある程度の数の信号点の平均を求め、その平均値に基づいて、制御を行うように構成されている。
【００２３】
第一及び第二の絶対値回路３７、３８は二つの直交信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈのそれぞれの振幅を求めた後、求めた振幅の値をそれぞれ第一及び第二の平均値算出回路３５、３６に送信する。
【００２４】
第一及び第二の平均値算出回路３５、３６は、予め決められた数の振幅を受信すると、それらの振幅の平均値を求め、それぞれの平均値を比較器３４に送信する。
【００２５】
比較器３４はこれら二つの平均値を比較する。ローパスフィルター３３は、比較器３４から出力される比較結果を示す信号を積分して制御信号とし、この制御信号を乗算器３２に送信する。乗算器３２はこの制御信号と直交信号Ｉｃｈとを乗算することにより、直交信号Ｉｃｈに対する補正を行う。
【００２６】
自動利得制御回路９Ｂによれば、純粋に二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅情報を求めることができるため、いかなる場合でも正しく制御を行うことが可能である。
【００２７】
しかしながら、制御のスピードを上げるために、１シンボルごとにＮ個の平均値を出力する回路を構成しようとすると、過去の入力Ｎ個の値をすべて記憶しておかなければならない。精度を上げるためＮの値を大きくとると、それに応じてと、記憶装置が大きくなり、回路が膨大になってしまうという欠点がある。
【００２８】
図１４は他の従来の復調器５１を示すブロック図である。
【００２９】
図１４に示した復調器５１は、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈが入力される第一の自動利得制御回路３９と、変換器４０と、位相回転器４１と、ＮＣＯ４２と、第二の自動利得制御回路４３と、第三の自動利得制御回路４４と、検出回路４５と、からなっている。
【００３０】
第一の自動利得制御回路３９は、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの何れか一方の振幅を調節し、位相回転器４１は、第一の自動利得制御回路３９から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの位相に対して回転操作を加える。第二の自動利得制御回路４３及び第三の自動利得制御回路４４は、位相回転器４１から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅を所定の振幅に調整する。
【００３１】
検出回路４５は、第二の自動利得制御回路４３及び第三の自動利得制御回路４４が出力する信号信号点について、受信信号点が本来くるべき格子点からのずれを検出し、そのずれのうち、二つの直交信号ＩｃｈとＱｃｈとの間の利得差による成分を取り出し、その成文を変換器４０に送る。変換器４０は、二つの直交信号を位相回転前の状態にするため、位相回転器４１で回転させた角度と逆の回転操作を加え、この後の直交信号を制御信号として第一の自動利得制御回路３９に出力する。
【００３２】
この場合、第一の自動利得制御回路３９、位相回転器４１、第二の自動利得制御回路４３、第三の自動利得制御回路４４、検出回路４５及び変換器４０により構成される帰還回路中に他の制御回路が追加的に挿入される場合もあるが、そのような場合には、新たに追加される制御回路と帰還回路との干渉に起因して、制御が正しくかからないことがある。
【００３３】
本発明は、以上のような従来の復調器における問題点を解決するためになされたものであり、平均値による制御や、位相回転器後の信号を用いた制御を行うことなく、さらに、同じ時刻における二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの比較を行うことなく、いかなる場合にも、制御を正確に実行することができる自動振幅制御回路及び自動振幅制御方法を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明は、直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器に備えられる自動振幅制御回路であって、直交検波器から出力された二つの直交信号の相互に異なる時間におけるそれぞれの振幅を比較し、比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作り、その制御信号により、比較前の二つの直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、二つの直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する自動振幅制御回路を提供する。
【００３５】
さらに、本発明は、乗算器と、ローパスフィルターと、比較器と、第一及び第二の絶対値回路と、遅延回路と、からなり、前記乗算器は、前記ローパスフィルターから出力された信号と第一の直交信号とを乗算するものであり、前記第一の絶対値回路は、前記乗算器から出力された第一の直交信号の振幅を求め、前記第二の絶対値回路は第二の直交信号の振幅を求めるものであり、前記遅延回路は、前記第一の絶対値回路からの出力信号または前記第二の絶対値回路からの出力信号を少なくとも１シンボル分送らせるものであり、前記比較器は、前記遅延回路により前記出力信号が遅延された後において、前記第一の直交信号の振幅と前記第二の直交信号の振幅とを比較するものであり、前記ローパスフィルターは、前記比較器からの出力信号から高周波成分を取り除くものである自動振幅制御回路を提供する。
【００３６】
前記遅延回路は、例えば、フリップ・フロップ回路から構成することができる。
【００３７】
前記ローパスフィルターはアップダウンカウンタを備えており、前記アップダウンカウンタは前記比較器からの出力に応じてカウントをアップまたはダウンさせるものであることが好ましい。
【００３８】
また、本発明は、直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器であって、入力された変調波の中間周波数信号を第一及び第二の直交信号に変換する直交検波器と、前記第一及び第二の直交信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記アナログ−デジタル変換器から出力された第一及び第二の直交信号の相互に異なる時間におけるそれぞれの振幅を比較し、比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作り、その制御信号により、比較前の第一及び第二の直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、第一及び第二の直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する自動振幅制御回路と、前記自動振幅制御回路から出力された第一及び第二の直交信号の位相に対して回転操作を加える位相回転器と、を備える復調器を提供する。
【００３９】
また、本発明は、入力された変調波の中間周波数信号を第一及び第二の直交信号に変換する直交検波器と、前記第一及び第二の直交信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、請求項２乃至４のいずれか一項に記載された自動振幅制御回路と、前記自動振幅制御回路から出力された第一及び第二の直交信号の位相に対して回転操作を加える位相回転器と、を備え、前記自動振幅制御回路の前記乗算器は、前記ローパスフィルターから出力された信号と前記アナログ−デジタル変換器から出力された第一の直交信号とを乗算するものであり、前記自動振幅制御回路の前記第二の絶対値回路は、前記アナログ−デジタル変換器から出力された第二の直交信号の振幅を求めるものであり、前記自動振幅制御回路は、前記乗算器による乗算後の第一の直交信号と、前記アナログ−デジタル変換器から出力された第二の直交信号と、を前記位相回転器に出力するものである復調器を提供する。
【００４０】
また、本発明は、直交変調方式を用いるデジタル無線通信システムの復調器における信号の自動振幅制御方法において、直交検波器から出力された二つの直交信号の何れか一方を遅延させる過程と、前記遅延の後における二つの直交信号の振幅を比較する過程と、比較結果をローパスフィルタに入力して制御信号を作る過程と、前記制御信号により、比較前の二つの直交信号のうちのいずれか一つの振幅を制御することによって、二つの直交信号の振幅に誤差がある場合にはその誤差を補正する過程と、を備える自動振幅制御方法を提供する。
【００４１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施形態に係る自動振幅制御回路６０の構造を示すブロック図である。図２は、本実施形態に係る自動振幅制御回路６０を組み込んだ復調器７０の構造を示すブロック図である。この復調器７０はＱＡＭ方式の復調器である。
【００４２】
復調器７０は、入力された変調波の中間周波数（ＩＦ）信号を二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに変換する直交検波器７１と、直交検波器７１に一定周期の信号を送信する発振器７２と、直交検波器７１の出力から高周波成分を除去し、必要な直交成分信号のみを取り出すローパスフィルター７３、７４と、ローパスフィルター７３、７４から出力された直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈをアナログ−デジタル変換器が受信可能な振幅まで増幅する増幅器７５、７６と、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈをアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器７７、７８と、アナログ−デジタル変換器７７、７８から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの何れか一方の振幅を調節する自動利得制御器からなる自動振幅制御回路６０と、自動振幅制御回路６０から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの位相に対して回転操作を加える位相回転器８０と、位相回転器８０から出力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅を所定の振幅に調整する自動利得制御器からなる振幅調整器８１、８２と、からなっている。
【００４３】
直交検波器７１は入力されたＱＡＭ変調波の中間周波数信号ＩＦを、発振器７２からの入力信号に基づいて、２つの直交成分（ベースバンド）信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに変換する機能を有している。
【００４４】
なお、本実施形態においては、準同期検波方式を想定しているため、同期検波方式とは異なり、発振器７２は他からの制御を受けることなく、中間周波数信号ＩＦの搬送波周波数に近い周波数で発振しているだけであり、中間周波数信号ＩＦの搬送波に同期しているわけではない。
【００４５】
ローパスフィルタ７３、７４は、求める直交成分信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの他にさまざまな高調波成分その他のノイズを含む直交検波器７１の出力の中から、必要な直交成分信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのみを取り出す機能を有している。
【００４６】
増幅器７５、７６は、ローパスフィルタ７３、７４から出力された直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈをアナログ−デジタル変換器７７、７８が受信可能な振幅まで増幅する機能を有している。二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される増幅器７５、７６は同一の利得を有しているが、アナログ方式で信号を処理するため、素子のばらつきにより、実際の利得は２つの増幅器７５、７６の間で若干異なるのが普通である。
【００４７】
アナログ−デジタル変換器７７、７８は、以降の処理をデジタルで行うために、入力アナログ信号をデジタル信号に変換する機能を有している。
【００４８】
位相回転器８０は、Ｉ−Ｑ平面上において、二つの直交信号Ｉｃｈ及びＱｃｈによって示される点に対して、原点を中心として回転操作を加えるものである。回転操作は次の式で表される。
【００４９】
Ｉｏｕｔ  ＝  Ｉｉｎ  ×  ｃｏｓθ  −  Ｑｉｎ  ×  ｓｉｎθ  （１）
Ｑｏｕｔ  ＝  Ｉｉｎ  ×  ｓｉｎθ  ＋  Ｑｉｎ  ×  ｃｏｓθ  （２）
ここでＩｉｎ、Ｑｉｎは位相回転器８０のＩｃｈ、Ｑｃｈ入力を表しており、Ｉｏｕｔ，Ｑｏｕｔは位相回転器８０からのＩｃｈ、Ｑｃｈ出力を表している。
【００５０】
θとしては、直交検波器７１における発振器７２と中間周波数信号ＩＦの搬送波周波数との周波数ずれ及び位相ずれを相殺する値が選択されている。このため、位相回転器８０の出力としては、搬送波が同期した復調データが出力される。
【００５１】
振幅調整期８１、８２は、入力信号の振幅を出力信号に求められる振幅に自動的に調節して出力する。
【００５２】
自動振幅制御器６０は、入力される直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅を比較し、２つの振幅に誤差がある場合には、それを補正するようにＩｃｈの入力信号と制御値を乗算し、補正する機能を有している。
【００５３】
具体的には、自動振幅制御回路６０は、図１に示すように、乗算器１３と、ローパスフィルター１４と、比較器１５と、第一及び第二の絶対値回路１６、１８と、遅延回路１７と、からなっている。
【００５４】
乗算器１３はローパスフィルター１４から出力された補正信号とＩｃｈ入力信号とを乗算することにより、直交信号Ｉｃｈの振幅を補正する。
【００５５】
第一の絶対値回路１６は、乗算器１３から出力された直交信号Ｉｃｈの絶対値すなわち振幅を求め、第二の絶対値回路１８は直交信号Ｑｃｈの絶対値すなわち振幅を求める。
【００５６】
遅延回路１７は、第二の絶対値回路１８で求められた直交信号Ｑｃｈの振幅を表す信号を１シンボル分だけ遅らせる回路である。遅延回路１７は、例えば、フリップ・フロップで構成することができる。
【００５７】
比較器１５は第一の絶対値回路１６から出力される直交信号Ｉｃｈの振幅と、遅延回路１７から出力される直交信号Ｑｃｈの振幅とを比較し、その大小を示す比較結果を出力する。本実施形態においては、比較器１５は、直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも大きい場合には「０」を、直交信号Ｑｃｈの振幅が直交信号Ｉｃｈの振幅よりも大きい場合には「１」をそれぞれ出力するものとする。
【００５８】
ローパスフィルター１４は、比較器１５から出力された信号から高周波成分を取り除き、直交信号Ｉｃｈの振幅を補正するための補正信号を乗算器１３に対して出力する。
【００５９】
本実施形態においては、ローパスフィルター１４はアップダウンカウンタから構成されており、比較器１５の出力が「１」である場合には、カウンタをアップさせ、比較器１５の出力が「０」である場合には、カウンタをダウンさせる。
【００６０】
次いで、図２に示した復調器７０の動作を以下に説明する。
【００６１】
直交検波器７１は入力された中間周波数信号ＩＦから２つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈを抽出し、それぞれローパスフィルタ７３、７４に送信する。
【００６２】
ローパスフィルタ７３、７４が２つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈから高周波成分その他のノイズを除去した後、増幅器７５、７６が２つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈを増幅する。増幅された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈはアナログ−デジタル変換器７７、７８においてデジタル信号に変換される。
【００６３】
２つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがアナログ−デジタル変換器７７、７８においてデジタル信号に変換されるまでの間、まったく同じ特性の回路を通過することが理想的である。しかしながら、直交検波器７１、ローパスフィルタ７３、７４、増幅器７５、７６、アナログ−デジタル変換器７７、７８の入力部はアナログ回路で構成されており、現実には素子のばらつきや温度差によって生じる利得のばらつきが避けられず、二つの直交信号Ｉｃｈ及びＱｃｈのアナログ回路における利得が同じことはあり得ない。
【００６４】
従って、アナログ−デジタル変換器７７、７８によりデジタル信号に変換される時点において、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅は同じではなくなっており、アナログ回路の利得の差に起因する振幅の差が生じている。
【００６５】
自動振幅制御回路６０に入力された二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのうち、一方の直交信号Ｉｃｈのみが、補正信号であるローパスフィルター１４の出力信号と乗算され、他方の直交信号Ｑｃｈとの振幅誤差を解消する補正を行っている。
【００６６】
以下、補正動作の具体例を説明する。
【００６７】
ここでは、ローパスフィルター１４の出力が初期値１．０であると想定する。ローパスフィルター１４の出力が１．０であるため、自動振幅制御回路６０に入力された直交信号Ｉｃｈは、直交信号Ｑｃｈと同様に、そのまま第一の絶対値回路１６に入力される。
【００６８】
第一及び第二の絶対値回路１６、１８においては、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈそれぞれの絶対値、すなわち、振幅が求められる。
【００６９】
直交信号Ｑｃｈが入力される第二の絶対値回路１８の出力側には遅延回路１７が接続されており、直交信号Ｑｃｈの振幅を表す信号は遅延回路１７により１シンボル分遅延される。
【００７０】
直交信号Ｉｃｈが入力された第一の絶対値回路１６の出力信号と遅延回路１７の出力信号はともに比較器１５に入力され、比較器１５において、二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅の比較が行われる。その比較結果はローパスフィルター１４に出力される。
【００７１】
比較器１５は、直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも大きいと判断した場合には、直交信号Ｉｃｈの信号の振幅を抑えるために、判定信号として、ローパスフィルター１４の出力を減少させる方向にローパスフィルター１４を動作させる信号「０」を出力する。
【００７２】
逆に、比較器１５は、直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも小さいと判定した場合には、直交信号Ｉｃｈの振幅を増加させるために、判定信号として、ローパスフィルター１４の出力を増加させる方向にローパスフィルター１４を動作させる信号「１」を出力する。
【００７３】
比較器１５から出力された信号「０」または「１」は、以上のようにして、ローパスフィルター１４に入力される。
【００７４】
直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも小さいと判定された場合には、比較器１５から判定信号「１」が出力されているため、ローパスフィルター１４を構成するアップダウンカウンタは１つカウントアップする。
【００７５】
直交信号Ｉｃｈのアナログ部の利得が直交信号Ｑｃｈの利得よりも低く、直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも小さい場合には、ローパスフィルター１４への入力としては、直交信号Ｉｃｈの振幅が直交信号Ｑｃｈの振幅よりも小さいとことを示す判定信号「１」の割合が多くなり、カウンタは徐々にカウントアップする。この結果、ローパスフィルター１４の出力は大きくなる。ローパスフィルター１４の出力が制御信号を構成しており、この制御信号と、入力された直交信号Ｉｃｈとを掛け合わせることにより、直交信号Ｉｃｈの振幅が補正される。
【００７６】
この動作は、補正された直交信号Ｉｃｈの振幅と直交信号Ｑｃｈの振幅とが相互に等しくなるまで続けられ、最終的には、振幅制御回路６０から出力される二つの直交信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈの振幅が同じになるように制御される。
【００７７】
次いで、本実施形態に係る自動振幅制御回路６０によって、正しく制御がかかることを示すために、ＱＰＳＫ方式について図３のような場面を考える。
【００７８】
一方の直交信号Ｉｃｈの利得をＡ、他方の直交信号Ｑｃｈの利得をＢとし、点１の座標を（Ｉ，Ｑ）＝（Ａｃｏｓθ，Ｂｓｉｎθ）とすると、その他の点の座標は次のように表される。
【００７９】
点１：（Ｉ，Ｑ）＝（Ａｃｏｓθ，Ｂｓｉｎθ）                        （３）点２：（Ｉ，Ｑ）＝（Ａｃｏｓ（θ＋π／２），Ｂｓｉｎ（θ＋π／２））  （４）
点３：（Ｉ，Ｑ）＝（Ａｃｏｓ（θ＋π），Ｂｓｉｎ（θ＋π））          （５）
点４：（Ｉ，Ｑ）＝（Ａｃｏｓ（θ＋３π／２），Ｂｓｉｎ（θ＋３π／２））  （６）
式（３）は図３の点１、式（４）は点２、式（５）は点３、式（６）は点４の座標をそれぞれ表す。
【００８０】
現在の点を点１とすると、第一の絶対値回路１６で求められる直交信号Ｉｃｈの絶対値Ｉａｂｓは、
Ｉａｂｓ＝Ａ｜ｃｏｓθ｜      （７）
と表される。
【００８１】
また、一つ前の信号点は式（３）から（６）によって示される全ての信号点をとる可能性があるため、遅延回路１７を出た直交信号Ｑｃｈの絶対値Ｑａｂｓは次の４種類がありうる。
0003594019.tif 000002
図４に示すように、式（８）と式（１０）、式（９）と式（１１）はそれぞれ同じ点に投影されることになる。従って、現在の信号点のＩｃｈと一つ前の信号点のＱｃｈの絶対値の差は次の２種類に分けられる。
【００８２】
Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ＝Ａ｜ｃｏｓθ｜−Ｂ｜ｃｏｓθ｜      （１２）
または
Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ＝Ａ｜ｃｏｓθ｜−Ｂ｜ｓｉｎθ｜      （１３）
ここで、式（１２）は２点が異なる点に投影される場合の式であり、式（１３）は２点が同じ点に投影される場合の式である。
【００８３】
信号点はランダムに送信されるため、上記の２式（１２）、（１３）の場合が起こる確率は均等になる。
【００８４】
式（１２）は、図５に示すように、２点が異なる点１、点２に投影されたときの点２のＩｃｈと点１のＱｃｈの振幅を比較している。この式（１２）は
Ａ｜ｃｏｓθ｜−Ｂ｜ｃｏｓθ｜＝（Ａ−Ｂ）｜ｃｏｓθ｜
と書き換えることができるので、０≦θ＜π／２の範囲においては常にＩｃｈとＱｃｈの振幅の差を求めることができる。
【００８５】
また、θ＝π／２の場合には、θ＝０と等価になる。
【００８６】
一方、式（１３）については、現在の点と一つ前の点のそれぞれの絶対値が同じ点に投影されたときの式である。この場合は次のように考える。
【００８７】
ここで、直交信号Ｉｃｈの利得が直交信号Ｑｃｈの利得よりも大きく、Ａ＞Ｂであると仮定すると、図６に示したように、θ＝π／４で表される点から少しずれたところにＩｃｈとＱｃｈの振幅が同じになる点Ｍが存在する。この点Ｍにおいては、Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ＝０となる。
【００８８】
この点Ｍを境として、反時計回りの領域では常に（Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ）は負になり、時計回りの領域では常に（Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ）は正になる。仮に、点Ｍに受信信号点が入力された場合、Ｉ−Ｑ平面上においては、点Ｍに投影される点とはθがπ／２ずれたところにある点Ｎが存在する。
【００８９】
点Ｍと点Ｎはθ＝π／４で表される点Ｌを挟んで存在し、Ａ＝Ｂのときに点Ｍと点Ｎとは点Ｌで重なる。
【００９０】
ここで、ある時点の受信点の絶対値を取った点が、点Ｍと点Ｎの間に位置する場合、もう１つの信号点も必ず点Ｍと点Ｎの間に入る。
【００９１】
従って、この場合、常にＩｃｈがＱｃｈより大きいという判断がなされる。ＡとＢの差が少なくなると、点Ｍと点Ｎで挟まれる領域は小さくなり、Ａ＝Ｂとなった時点で点Ｍと点Ｎで挟まれる領域は消滅するため、この部分が制御に悪影響を与えることはない。
【００９２】
また、仮に、ある時点の受信信号の絶対値が点Ｍより反時計回りの方向にあった場合、もう１つの点は必ず点Ｎより時計回りの方向にあるため、受信信号がランダムであるならば、それぞれの領域に入る点は均等になり、Ｉｃｈの方がＱｃｈより大きいという情報とＩｃｈの方がＱｃｈより小さいという情報が半々で出力され、最終的には、下流側のローパスフィルター１４において相殺され、制御には影響を与えないことになる。
【００９３】
よって、時間の異なる２点が同じ点に投影されるときには、θがπ／２近辺にあるとき以外は制御に対して影響を与えず、また、θがπ／２に近いときには、制御に有効な比較結果を出力することができる。
【００９４】
Ａ＜Ｂのときも同様に説明でき、θがπ／２近辺にあるとき以外は制御に対して影響を与えず、また、θがπ／２に近い時には、制御に有効な比較結果を出力することができる。
【００９５】
以上より、式（１２）は常に有効な制御情報を出し、また、式（１３）は所定の条件のとき有効な情報を出力するが、その他の条件下においては、制御に対して影響を与えないため、総合的には、（Ｉａｂｓ−Ｑａｂｓ）はθがどのような位置に存在する場合であっても、本実施形態に係る自動振幅制御回路６０によって、正しく振幅誤差を制御することができる。
【００９６】
以上のように、本実施形態に係る自動振幅制御回路６０によれば、次の効果を得ることができる。
【００９７】
第一の効果は、入力ＩＦ信号の搬送波周波数と発振器７２の周波数が同じときにも正しく制御されることである。
【００９８】
その理由は、異なる時刻における二つの直交信号ＩｃｈとＱｃｈのデータを制御に使用するようにしたからである。
【００９９】
第二の効果は、集積化及び小型化が可能なことである。
【０１００】
その理由は、回路構成が比較的簡単で、すべてデジタル処理で行っているからである。
【０１０１】
なお、図２に示した復調器７０においては、遅延回路１７によって直交信号Ｑｃｈのデータを１シンボル分遅延させたが、同じ時刻におけるＩｃｈ及びＱｃｈのデータを使わないことに意味があるため、Ｑｃｈの信号をＮシンボル分遅延させることも可能である（Ｎは２以上の正の整数）。
【０１０２】
あるいは、直交信号Ｑｃｈに代えて、直交信号Ｉｃｈのデータを１シンボル分あるいはＮシンボル分遅延させることも可能である。
【０１０３】
【発明の効果】
以上のように、本発明に係る自動振幅制御回路及び自動振幅制御方法によれば、自動利得制御ブロック内で制御が完結するものでありながら、いかなる位相条件の下で信号が入力されても、正しく振幅ずれを補正することが可能である。
【０１０４】
その理由は次のとおりである。一般的に、ＱＡＭ変調方式などの直交変調方式においては、前後の信号の相関がないように送信される。このため、この性質を利用して、２つの直交信号について、互いに異なる時間における振幅を比較することにより、正しく振幅を比較することが可能になる。
【０１０５】
このため、入力ＩＦ信号の搬送波周波数と発振器の周波数との関係がいかなる状態であっても、アナログ回路部分で生じる２つの直交信号間の振幅誤差を自動的に検出し、補正することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る自動振幅制御回路のブロック図である。
【図２】図１に示した自動振幅制御回路を応用した復調器のブロック図である。
【図３】図１に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図４】図１に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図５】図１に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図６】図１に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図７】従来の復調器の構成を示すブロック図である。
【図８】アナログ回路に利得差がある場合の復調結果を示すＩ−Ｑ平面図である。
【図９】従来の自動振幅制御回路の構造を示すブロック図である。
【図１０】図９に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図１１】図９に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図１２】図９に示した自動振幅制御回路による制御を説明するためのＩ−Ｑ平面図である。
【図１３】従来の他の自動振幅制御回路の構造を示すブロック図である。
【図１４】従来の復調器の構造を示すブロック図である。
【符号の説明】
６０  本発明の一実施形態に係る自動振幅制御回路
１３  乗算器
１４  ローパスフィルター
１５  比較器
１６  第一の絶対値回路
１７  遅延回路
１８  第二の絶対値回路
７０  復調器
７１  直交検波器
７２  発振器
７３、７４  ローパスフィルター
７５、７６  増幅器
７７、７８  アナログ−デジタル変換器
８０  位相回転器
８１、８２  振幅制御器
【図１】
0003594019.tif 000003
【図２】
0003594019.tif 000004
【図３】
0003594019.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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