(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
４個の端子を備え、第１端子と第２端子は第１分布定数線路で結合され、第３端子と第４端子は第２分布定数線路で結合され、第１端子と第３端子は第１キャパシタで結合され、第２と第４端子は第２キャパシタで結合され、
信号源および負荷インピーダンスを各々Ｚｏ、前記第１および第２分布定数線路の線路長を各々θ、前記第１および第２分布定数線路の特性インピーダンスを各々Ｚ、前記第１および第２キャパシタのキャパシタンスを各々Ｃとしたとき、該θ、Ｚ、Ｃの値を、
Ｚ＝Ｚｏ、θ＝４５度、Ｃ＝１／ωＺｏ
（但し、ω＝２πｆ、ｆ：周波数）
の関係式で得られる値の±５％誤差以内に設定したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、マイクロ波フェーズドアレイアンテナに用いるビーム形成回路などのように、大規模の分配・移相・減衰機能をコンパクトに実現することが要求されるマイクロ波回路に用いられる９０度ハイブリッド回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
９０度ハイブリッド回路は、マイクロ波信号の処理すなわち合成・分配・移相・減衰などの用途に広く用いられている。９０度ハイブリッド回路の回路構成としては、図６（ａ）に示すように４本の伝送線路（分布定数線路、以下同じ）２１〜２４を組み合わせたものが一般的でもっとも広く用いられている。１〜４は端子である。また、回路を小型にするため、高インピーダンス線路と集中定数キャパシタで置き換えて構成している回路例も発表されている（例えば文献  ；Ｔ．Ｈｉｒｏｔａ，  Ａ．Ｍｉｎａｋａｗａ  ａｎｄ  Ｍ．Ｍｕｒａｇｕｃｈｉ，  ”Ｒｅｄｕｃｅｄ−ｓｉｚｅ  ｂｒａｎｃｈ−１ｉｎｅ  ａｎｄ  ｒａｔ−ｒａｃｅ  ｈｙｂｒｉｄｓ  ｆｏｒ  ｕｎｉｐｌａｎａｒ  ＭＭＩＣ’ｓ，  ”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ．ＭＴＴ−３８，ｐｐ．２７０−２７５，１９９０）。図６（ｂ）は上記文献に掲載されている例である。図６（ｂ）において、３１〜３４は伝送線路、３５〜３８は集中定数キャパシタである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
分布定数を組み合わせた構成で９０度ハイブリッド回路を構成する場合、回路面積は分布定数線路の本数と線路長によってほぼ決定される。特に移相回路などを多数用いる大規模フェーズドアレイなどにおいて、移相器をＭＭＩＣ化して装置を実現する場合など、回路面積の削減が直接コスト削減につながるため、回路面積が大きいこと自体が欠点となる。
【０００４】
本発明の目的は、分布定数線路の本数と線路長を低減させて、より小型な９０度ハイブリッド回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための第１の本発明の９０度ハイブリッド回路は、４個の端子を備え、第１端子と第２端子は第１分布定数線路で結合され、第３端子と第４端子は第２分布定数線路で結合され、第１端子と第３端子は第１キャパシタで結合され、第２と第４端子は第２キャパシタで結合され、信号源および負荷インピーダンスを各々Ｚｏ、前記第１および第２分布定数線路の線路長を各々θ、前記第１および第２分布定数線路の特性インピーダンスを各々Ｚ、前記第１および第２キャパシタのキャパシタンスを各々Ｃとしたとき、該θ、Ｚ、Ｃの値を、
Ｚ＝Ｚｏ、θ＝４５度、Ｃ＝１／ωＺｏ
（但し、ω＝２πｆ、ｆ：周波数）
の関係式で得られる値の±５％誤差以内に設定した。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１に請求項１記載の９０度ハイブリッド回路の実施形態を示す。端子１と端子２の間が伝送線路５で、端子３と端子４の間が伝送線路６で、端子１と端子３の間が集中定数キャパシタ７で、端子２と端子４の間が集中定数キャパシタ８で、各々結合されている。信号源および負荷のインピーダンスをＺｏとすると、伝送線路５，６の特性インピーダンスＺおよび線路長θ、キャパシタ７，８のキャパシタンス値Ｃは  Ｚ＝Ｚｏ
θ＝４５度（１／８波長）
Ｃ＝１／ωＺｏ                                                  （１）
という関係式（１）を満たすように定める。なお、特性インピーダンスＺはインピーダンスＺｏの値の±５％の誤差以内が望ましく、線路長θは４５度の±５％の誤差以内が望ましく、キャパシタンス値Ｃは「１／ωＺｏ」で得られる値の±５％の誤差以内が望ましい。
【０００８】
図２に参考例の９０度ハイブリッド回路を示す。ここでは、端子１と端子２の間が伝送線路９で、端子３と端子４の間が伝送線路１０で、端子１と端子３の間が集中定数キャパシタ１１で、端子２と端子４の間が集中定数キャパシタ１２で、各々結合されている。さらに、各端子１、２，３，４が値の等しい４個のサセプタンス回路１３，１４，１５，１６で接地されている。伝送線路９，１０の特性インピーダンスＺおよび線路長θ、キャパシタ１１，１２のキャパシタンス値Ｃ、並びにサセプタンス回路１３，１４，１５，１６のサセプタンス値Ｂは、
Ｚ＝Ｚｏ／（√２sinθ）
Ｂ＝（√２cosθ−１）／Ｚｏ
Ｃ＝１／ωＺｏ                                                  (2)
但し、０度＜θ≦９０度
という関係式(2)を満たすように定める。なお、この特性インピーダンスＺは「Ｚｏ／（√２sinθ）」で得られる値の±５％の誤差以内が望ましく、サセプタンス値Ｂは「（√２cosθ−１）／Ｚｏ」で得られる値の±５％の誤差以内が望ましく、キャパシタンス値Ｃは「１／ωＺｏ」で得られる値の±５％の誤差以内が望ましい。
【０００９】
本回路は、左右対称かつ上下対称の回路構成となっている。２重対称構造なので、４個の端子１、２，３，４のうちどれを入力端子としてもよい。入力端子１と伝送線路５（又は９）で結合されている端子２がアイソレーション端子、入力端子１とキャパシタ７（又は１１）で容量結合されている端子３が直交位相出力端子、入力端子１の対角端子４が同相出力端子となる。
【００１０】
以下に図２の回路の動作原理を説明する。符号の定義は、
ｆ＝マイクロ波信号の周波数
ω＝２πｆ
Ｚｏ＝信号源および負荷のインピーダンス
Ｙｏ＝１／Ｚｏ
Ｃ＝キャパシタンス（２個のキャパシタ１１，１２とも等しい値）
Ｂ＝接地サセプタンス（４個のサセプタンス回路１３，１４，１５，１６とも等しい値）
θ＝伝送線路９，１０の位相角
Ｙ＝伝送線路９，１０の特性アドミタンス  ａ１＝端子１の入力信号，ｂ１＝端子１の出力信号
ａ２＝端子２の入力信号，ｂ２＝端子２の出力信号
ａ３＝端子３の入力信号，ｂ３＝端子３の出力信号
ａ４＝端子４の入力信号，ｂ４＝端子４の出力信号
Ｓｉｊ＝端子ｊから端子ｉへの散乱パラメータ（ｉ，ｊ＝１，２，３，４）
の通りである。
【００１１】
散乱パラメータの定義から
ｂ１＝Ｓ１１×ａ１＋Ｓ２１×ａ２＋Ｓ３１×ａ３＋Ｓ４１×ａ４      （３）
ここで、以下の計算を簡略化するため回路の対称性を利用する。
【００１２】
まず、端子１，２，３，４の全てを振幅１の同相信号で励振したとして、
ａ１＝ａ２＝ａ３＝ａ４＝１
とおけば、式（３）より、
ｂ１＝Ｓ１１＋Ｓ２１＋Ｓ３１＋Ｓ４１
である。このとき、図３に示すように縦横両対称面には磁気壁が形成されるため、ｂ１は図４（ａ）に示す等価回路の反射係数Γａに等しい。すなわち
ｂ１＝Ｓ１１＋Ｓ２１＋Ｓ３１＋Ｓ４１＝Γａ                        （４）
である。
【００１３】
つぎに、端子１，２，３，４を左右反対称の入力で励振したとして
ａ１＝−ａ２＝ａ３＝−ａ４＝１
とおけば、式（３）より、
ｂ１＝Ｓ１１−Ｓ２１＋Ｓ３１−Ｓ４１
である。このとき縦対称面には電気壁が、横対称面には磁気壁が形成されるため、ｂ１は図４（ｂ）に示す等価回路の反射係数Γｂに等しい。すなわち
ｂ１＝Ｓ１１−Ｓ２１＋Ｓ３１−Ｓ４１＝Γｂ                        （５）
である。
【００１４】
同様に、端子１，２，３，４を上下反対称の入力で励振したとして
ａ１＝ａ２＝−ａ３＝−ａ４＝１
とおけば、式（３）より、
ｂ１＝Ｓ１１＋Ｓ２１−Ｓ３１−Ｓ４１
である。このとき縦対称面には磁気壁が、横対称面には電気壁が形成されるため、ｂ１は図４（ｃ）に示す等価回路の反射係数Γｃに等しい。すなわち
ｂ１＝Ｓ１１＋Ｓ２−Ｓ３１−Ｓ４１＝Γｃ                          （６）
である。
【００１５】
最後に、端子１，２，３，４を上下左右反対称の入力で励振したとして
ａ１＝−ａ２＝−ａ３＝ａ４＝１
とおけば、式（３）より、
ｂ１＝Ｓ１１−Ｓ２１−Ｓ３１＋Ｓ４１
である。このとき縦横対称面には電気壁が形成されるため、ｂ１は図４（ｄ）に示す等価回路の反射係数Γｄに等しい。すなわち
ｂ１＝Ｓ１１−Ｓ２１−Ｓ３１＋Ｓ４１＝Γｄ                        （７）
である。
【００１６】
以上の図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示した等価回路は簡単な回路であるので、これらの反射係数Γａ，Γｂ，Γｃ，Γｄは容易に求めることができる。関係式（２）を用いると、
0003595982.tif 000002
（８）となる。
【００１７】
これらを式（４）、（５）、（６）、（７）に代入して、Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ４１を求めると
0003595982.tif 000003
（９）が得られる。
【００１８】
以上、図２の回路で動作原理を説明したが、伝送線路長θが４５度のときには図１に示す回路となる。すなわち、端子１からの入力信号は、
１）端子１へ反射しない（インピーダンス整合している）
２）端子２へ出力しない（アイソレーションが得られている）
３）端子３へは９０度位相差で３ｄＢ結合する
４）端子４へは同位相で３ｄＢ結合する
ということが示された。
【００１９】
図５は周波数４．０ＧＨｚで設計したときの本発明の９０度ハイブリッド回路のシミュレーション結果を示す図である。（ａ）は図１の回路での周波数特性、（ｂ）は図２の回路でθ＝３０度のときの周波数特性である。このように本回路は、関係式（２）を満たすマイクロ波信号の周波数および信号源・負荷インピーダンスに対して９０度ハイブリッド回路として機能する。
【００２０】
【発明の効果】
本発明によれば、４本の1/4波長線路が必要であった９０度ハイブリッド回路において、伝送線路本数を２本に減ずることができ、さらにその線路長を半分以下に減ずることができる。９０度ハイブリッド回路の回路面積に支配的なパラメータは伝送線路の本数と線路長であるため、大幅に回路面積を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項１記載の９０度ハイブリッド回路の回路図である。
【図２】参考例の９０度ハイブリッド回路の回路図である。
【図３】動作原理の説明図（端子番号と対称面）である。
【図４】動作原理の説明図（対称励振した場合の等価回路）である。
【図５】(a)は図１の回路の周波数特性図、(b)は図２の回路（θ＝３０度）の周波数特性図である。
【図６】(a)は従来の９０度ハイブリッド回路、(b)は従来の小型９０度ハイブリッド回路の回路図である。
【符号の説明】
１〜４：端子
５，６、９，１０，２１〜２４，３１〜３４：伝送線路
７，８，１１，１２，３５〜３８：キャパシタ
１３〜１６：サセプタンス回路
【図１】
0003595982.tif 000004
【図２】
0003595982.tif 000005
【図３】
0003595982.tif 000006
【図４】
0003595982.tif 000007
【図５】
0003595982.tif 000008
【図６】
0003595982.tif 000009