(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
ダイオードＤ3が逆極性方向で並列接続され、磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とコンデンサＣ0とが直列接続され、オン制御によって充電器の出力から該コンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ1が逆極性方向で並列接続され、前記第１の半導体スイッチＳＷ0に直列接続されて該第１の半導体スイッチＳＷ0とはコンプリメンタリーにオン・オフ制御され、オン制御によって前記コンデンサＣ0に初期充電された電荷で前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷとを備え、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサＣ0が逆極性に充電された後のオン制御によって該コンデンサの電圧反転の電流路を形成することを特徴とするパルス電源。
【請求項２】
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
逆流防止用ダイオードＤ4が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって前記コンデンサから前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記コンデンサが逆極性に充電された後に前記第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させるリアクトルＬ0と逆流防止用ダイオードＤ0の直列接続回路と、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ2の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧の放電電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とするパルス電源。
【請求項３】
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ0が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサＣ0と磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスＰＴの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサＣ0から該入力段トランスＰＴの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサが逆極性に充電された後のオン制御によって、該第１の半導体スイッチとダイオードＤ0とリアクトルＬ0とコンデンサＣ0とからなるコンデンサ電圧の反転電流路を備えたことを特徴とするパルス電源。
【請求項４】
前記リアクトルは、前記磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ2と共用にしたことを特徴とする請求項３に記載のパルス電源。
【請求項５】
前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗Ｒ1を設けたことを特徴とする請求項３に記載のパルス電源。
【請求項６】
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ0および逆流防止用ダイオードＤ4が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサから該入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流により、コンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ2の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧を放電させる電流路を形成し、かつ前記コンデンサが逆極性に充電された後に、第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させる電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とするパルス電源。
【請求項７】
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ1が逆極性方向で並列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって、初期充電された前記コンデンサと可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次側巻線からなる電流路を形成し、該コンデンサの電圧を反転させる第２の半導体スイッチＳＷと、該コンデンサから前記ダイオードＤ1を通して前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させ、オフ制御によって前記トランス側からのキックバック電流で該コンデンサを初期充電時の極性に充電させる電流路を形成することを特徴とするパルス電源。
【請求項８】
前記第２の半導体スイッチは、リアクトルＬ3と逆流防止用ダイオードＤ5との直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ6を備えたことを特徴とする請求項７に記載のパルス電源。
【請求項９】
前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させるダイオードＤ7と抵抗Ｒ1の直列回路を備えたことを特徴とする請求項７に記載のパルス電源。
【請求項１０】
前記第２の半導体スイッチは、振動電流による電圧反転用リアクトルＬ3と前記第１の半導体スイッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ6を備えたことを特徴とする請求項７に記載のパルス電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気圧縮回路を組み合わせて数１０ｎｓ〜数μｓ幅の大電流パルスを発生するパルス電源に係り、特にエキシマレーザ装置やグロー放電を利用した薄膜形成装置等の放電負荷に対して１秒当たり数１０〜数千ショットのパルス電流を供給する際のキックバックエネルギーの回生に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１にパルス電源の構成例を示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ０を設け、このコンデンサＣ０を充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ０から昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３の入力段パルストランスＰＴにパルス電流を供給する。
【０００３】
昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルストランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ０でコンデンサＣ１を高圧充電し、このコンデンサＣ１の充電電圧で可飽和リアクトルＴ２が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ１からコンデンサＣ２への狭幅のパルス電流Ｉ１を発生させてコンデンサＣ２を高圧充電し、さらにコンデンサＣ２の充電電圧で可飽和リアクトルＴ３が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ２からエキシマレーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。
【０００４】
このような構成のパルス電源において、負荷装置４になる放電負荷は、与えられたパルス電力を全て消費することなく、一部のエネルギーがパルス電源に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称しているが、これを抵抗で消費させると、高出力（単位時問当たりのショット数が高い）装置では抵抗の損失が無視できないレベルになるほか、抵抗の冷却系も含めて電源装置が大型化する。
【０００５】
このため，キックバックエネルギーを初段のコンデンサＣ０に回生しておき，次の充電サイクルに充電エネルギーの一部として利用する回生形が実用化されている。
【０００６】
しかし，キックバック電流の方向は、初段コンデンサから最初のパルスを発生するに必要な充電方向とは逆向きになる。したがって、回生するためにはキックバック電圧を反転させる必要がある。
【０００７】
また、パルス発生回路１に使用する半導体スイッチＳＷは、大きなスナバコンデンサを不要にするゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタなどを用い、キックバック電圧で強制的にターンオフしないように動作させている。
【０００８】
これら事情を考慮し、従来のパルス発生回路は、図１２の（ａ）〜（ｃ）に示すような構成にされる。同図の（ａ）〜（ｃ）における半導体スイッチＳＷにはＩＧＢＴを用い、可飽和リアクトルＬ１はコンデンサＣ０の放電に際してのスイッチのターンオン損失を低減するための磁気アシスト用に設けられる。また、ダイオードＤ１は、半導体スイッチＳＷの逆電圧保護用である。
【０００９】
同図の（ａ）では、半導体スイッチＳＷのオンによりコンデンサＣ０の放電をした後、パルストランスＰＴからのキックバック電流で半導体スイッチＳＷを経てコンデンサＣ０を逆極性に充電する。この充電により、コンデンサＣ０からダイオードＤ０を通してリアクトルＬ０に流す振動電流を発生させ、コンデンサＣ０を初期充電時の極性に反転充電することでキックバックエネルギーの回生を得る。
【００１０】
同図の（ｂ）では、（ａ）の回路にダイオードＤ２を追加し、コンデンサＣ０が逆極性に充電された電荷がパルストランスＰＴ側に漏れるのを防止する。
【００１１】
同図の（ｃ）では、キックバック電流で逆極性に充電されたコンデンサＣ０からダイオードＤ１と可飽和リアクトルＬ１を経て振動電流を発生させる。
【００１２】
なお、磁気圧縮回路３は、入力段パルストランスに代えて可飽和トランスとするなど、磁気圧縮のための種々の回路が提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のパルス電源において、昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３からのキックバック電圧は、負荷の状態により大きさが変化する。パルス幅を圧縮する磁気回路は、角形比が良くヒステリシスループの小さい磁性体の非飽和−飽和特性の変化を利用している。
【００１４】
したがって、電圧の大きさが変化することでキックバック電圧が初段のコンデンサＣ０に戻ってくる時間が変化する。また，負荷に供給するエネルギー量も負荷の出力に応じて変化するため、これによる時間ずれも起きる。
【００１５】
これらコンデンサＣ０の電圧と半導体スイッチＳＷを流れる電流の関係を図１３に示す。同図において、半導体スイッチＳＷを時刻ｔ１でオン制御したとき、コンデンサＣ０の放電は可飽和リアクトルＬ１の磁性体の電圧時間積とコンデンサＣ０の電圧の大きさで決まるＴ１の時間遅れで開始される。このコンデンサＣ０の放電からキックバック電流によるコンデンサＣ０の逆極性への充電までの時間Ｔ２及びコンデンサＣ０の正極性への反転充電までの時間Ｔ３は、キックバック量の大きさによって変化する。
【００１６】
このような時間Ｔ１〜Ｔ３の変化に対して、半導体スイッチＳＷは、キックバックエネルギーの確実な回生には、キックバック電圧が反転している期間Ｔ４にタイミングを見計らってターンオフ制御することが必要となる。
【００１７】
このターンオン制御方式として、図１２の（ａ）の回路では、コンデンサＣ０の電流極性や電流方向を検出するフィードバック制御方式があるが、余分な電圧・電流センサが必要となるし、誤動作により半導体スイッチを破損させる恐れがある。
【００１８】
この点、同図の（ｂ）の回路では、ダイオードＤ２の介在により半導体スイッチの保護ができるが、依然としてセンサが必要となる。
【００１９】
また、同図の（ｃ）の回路では、センサを必要とすることに加えて、キックバック電流に引き続いてキックバック反転電流がパルストランスＰＴを流れるため、パルストランスＰＴが飽和する間がなく、ＰＴの二次側にエネルギーの流出が発生し、エネルギー回生効率を悪くする。
【００２０】
本発明の目的は、電圧・電流センサを設けることなくキックバックエネルギーの確実な回生ができるパルス電源を提供することにある。
【００２１】
本発明の他の目的は、キックバックエネルギーの回生効率を高めたパルス電源を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、磁気圧縮回路からのキックバック電流による初段コンデンサの充電とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御で行うことで、従来の電圧・電流センサによるフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキックバックエネルギーの回生ができ、さらにキックバックエネルギーの回生効率も高めるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２３】
（第１の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
ダイオードＤ3が逆極性方向で並列接続され、磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とコンデンサＣ0とが直列接続され、オン制御によって充電器の出力から該コンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ1が逆極性方向で並列接続され、前記第１の半導体スイッチＳＷ0に直列接続されて該第１の半導体スイッチＳＷ0とはコンプリメンタリーにオン・オフ制御され、オン制御によって前記コンデンサＣ0に初期充電された電荷で前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷとを備え、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサＣ0が逆極性に充電された後のオン制御によって該コンデンサの電圧反転の電流路を形成することを特徴とする。
【００２４】
（第２の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
逆流防止用ダイオードＤ4が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって前記コンデンサから前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記コンデンサが逆極性に充電された後に前記第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させるリアクトルＬ0と逆流防止用ダイオードＤ0の直列接続回路と、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ2の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧の放電電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とする。
【００２５】
（第３の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ0が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサＣ0と磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスＰＴの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサＣ0から該入力段トランスＰＴの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサが逆極性に充電された後のオン制御によって、該第１の半導体スイッチとダイオードＤ0とリアクトルＬ0とコンデンサＣ0とからなるコンデンサ電圧の反転電流路を備えたことを特徴とする。
【００２６】
また、前記リアクトルは、前記磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ2と共用にしたことを特徴とする。
【００２７】
また、前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗Ｒ1を設けたことを特徴とする。
【００２８】
（第４の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ0および逆流防止用ダイオードＤ4が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ2が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサから該入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流により、コンデンサＣ0を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ2の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧を放電させる電流路を形成し、かつ前記コンデンサが逆極性に充電された後に、第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させる電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とする。
【００２９】
（第５の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
オン制御によって充電器からコンデンサＣ0への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ0と、
ダイオードＤ1が逆極性方向で並列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって、初期充電された前記コンデンサと可飽和リアクトルＬ1と前記入力段トランスの一次側巻線からなる電流路を形成し、該コンデンサの電圧を反転させる第２の半導体スイッチＳＷと、該コンデンサから前記ダイオードＤ1を通して前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させ、オフ制御によって前記トランス側からのキックバック電流で該コンデンサを初期充電時の極性に充電させる電流路を形成することを特徴とする。
【００３０】
また、前記第２の半導体スイッチは、リアクトルＬ3と逆流防止用ダイオードＤ5との直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ6を備えたことを特徴とする。
【００３１】
また、前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させるダイオードＤ7と抵抗Ｒ1の直列回路を備えたことを特徴とする。
【００３２】
また、前記第２の半導体スイッチは、振動電流による電圧反転用リアクトルＬ3と前記第１の半導体スイッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ6を備えたことを特徴とする。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態を示すパルス発生回路図であり、以下に説明する他の実施形態も含めて図１２の各回路要素と同等のものは同一符号を付して示す。また、可飽和リアクトルＬ1のコアは、リセット巻線による直流バイアスで一方向に磁化されており、そのリセット方向を矢印で示す。さらに、パルストランスＰＴの一次と二次の巻線極性を黒丸で示す。
【００３４】
図１の構成が図１２の（ｃ）と異なる部分は、充電器２からコンデンサＣ０への初期充電電流路に設けた半導体スイッチＳＷ０と、これに逆極性方向で並列接続したダイオードＤ３を設けた点にある。
【００３５】
本実施形態において、半導体スイッチＳＷ０は、半導体スイッチＳＷと共にキックバック電流回生のためのタイミング制御用として設けられ、半導体スイッチＳＷとコンプリメンタリーにオン・オフ制御する。コンデンサＣ０は、スイッチＳＷ０をオン制御して可飽和リアクトルＬ１を通した充電電流路で初期充電する。コンデンサＣ０の放電（パルストランスＰＴへのパルス発生）には、スイッチＳＷのオン制御でリアクトルＬ１とダイオードＤ３を通した電流路で行う。
【００３６】
パルストランスＰＴからのキックバック電流は、両スイッチＳＷ０とＳＷをパルス発生時と同じ制御状態にし、リアクトルＬ１とダイオードＤ３とスイッチＳＷを通した電流路で行い、コンデンサＣ０を逆極性に充電する。このキックバックエネルギーによるコンデンサＣ０の電圧反転には、スイッチＳＷ０をオンし、ダイオードＤ１とスイッチＳＷ０とリアクトルＬ１を通して電流路で行う。
【００３７】
したがって、本実施形態によれば、スイッチＳＷとＳＷ０とをコンプリメンタリーにオン・オフ制御し、キックバック電圧の反転にはスイッチＳＷ０のオン制御で済む。このことから、キックバック電流の発生をセンサで検出することなく、適当に設定するスイッチＳＷ０のオン制御タイミングでキックバック電圧の反転ができ、従来の電流・電圧センサを不要にする。
【００３８】
また、キックバック電流が流れ終わってある時間後にスイッチＳＷ０をオンさせることができるため、パルストランスＰＴが反転電流の方向に飽和する時間を十分に取ることができ、パルストランスＰＴの二次側へのエネルギーの漏れを抑えることができ、エネルギーの回生効率を高めることができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図１２の（ｂ）と異なる部分は、充電器２からコンデンサＣ０への充電にはリアクトルＬ０を介することなく半導体スイッチＳＷ０とこれに逆極性で並列接続したダイオードＤ３を設け、リアクトルＬ０の値を大きくした点にある。さらに、充電器２とスイッチＳＷ０との間に逆流防止用ダイオードＤ４を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ２の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００４０】
本実施形態において、コンデンサＣ０の初期充電はスイッチＳＷ０のオン制御でなされ、コンデンサＣ０からの放電及びキックバック電流はスイッチＳＷのオン制御でなされ、コンデンサＣ０の電圧反転はスイッチＳＷのオフ制御でなされる。
【００４１】
ここで、リアクトルＬ０の値を大きくすることにより、キックバック電圧の反転電流の周期が長くなる。これにより、スイッチＳＷ０のオンからオフへの制御に十分な時間的余裕が得られ、従来の電圧・電流センサを不要にしてたキックバックエネルギーの回生ができる。
【００４２】
これに加えて、コンデンサＣ０の初期充電には、リアクトルＬ０を介することなくスイッチＳＷ０を通して直接に行うことができ、リアクトルＬ０が介在する場合に比べて初期充電電圧の精度を高めることができる。
【００４３】
特に、スイッチＳＷ０によるコンデンサＣ０の初期充電時に、充電器２の出力端の残留電圧が発生するのを、スイッチＳＷがオン制御されたときに短絡線ＳＬを通して放電させることができる。ダイオードＤ４は、短絡線ＳＬの介在によるスイッチＳＷ０側からの迂回電流発生を防止すると共に、スイッチＳＷ０に必要な耐圧を下げることができる。
【００４４】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図２と異なる部分は、充電器２からスイッチＳＷ０とダイオードＤ３の並列回路及びリアクトルＬ０を介してコンデンサＣ０の充電路を形成し、ダイオードＤ０は充電器２とスイッチＳＷ０の接続点に設けてスイッチＳＷ０を通したキックバック電圧反転電流を流す点にある。
【００４５】
本実施形態では、スイッチＳＷ０とＳＷのコンプリメンタリー制御を行い、スイッチＳＷ０のオンでコンデンサＣ０を初期充電し、スイッチＳＷのオンでパルス発生とキックバック電流路を形成し、スイッチＳＷ０のオンでキックバック電圧反転を得る。
【００４６】
本実施形態によれば、前記までの実施形態に比べて、キックバック反転電流がスイッチＳＷ０がオンしないと流れないため、キックバック電流期間が終わってから反転電流を流すまでの時間に余裕があり、スイッチＳＷ０をオンからオフ制御するタイミングの設定は固定にするも、キックバック電流発生のタイミングのずれに対応できる。
【００４７】
なお、リアクトルＬ０は、図２の場合に比べてその値を小さくし、充電精度を維持する。また、スイッチＳＷ０の耐圧は、図２の場合と同様にする。
【００４８】
図４及び図５は、本実施形態の変形例を示す。これら図の構成は、図３におけるリアクトルＬ０と可飽和リアクトルＬ１を共用化して１つにまとめた可飽和リアクトルＬ２とする。リアクトルＬ２の磁化方向は、充電電流及びキックバック電流が流れる方向に対しては低インピーダンスになるよう磁化される。
【００４９】
図４又は図５において、コンデンサＣ０の初期充電はスイッチＳＷ０のオン制御でリアクトルＬ２を経てなされ、パルス発生とキックバック電流による充電はスイッチＳＷのオン制御でなされ、キックバック電圧の反転はダイオードＤ０とリアクトルＬ２を介してスイッチＳＷ０のオン制御でなされる。
【００５０】
図４の抵抗Ｒ１は、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサＣＣの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させる。この抵抗Ｒ１は、コンデンサＣＣに残留電圧がコンデンサＣ０の反転電圧に加算されてスイッチＳＷ０に印加され、スイッチＳＷ０の耐圧を高くしなければならないのを防止する。
【００５１】
図４及び図５の回路では、図３の場合に比べて、リアクトルＬ０によるキックバック電圧反転に代えて、可飽和リアクトルＬ２が可飽和特性を示すため、磁気スナバ効果を持たせることができ、ダイオードＤ０の逆回復損失を１／２〜１／３に減少させることができる。
【００５２】
すなわち、図３の回路では、ダイオードＤ０とリアクトルＬ０を通したコンデンサＣ０のキックバック電圧反転がなされたとき、コンデンサＣ０とリアクトルＬ０の振動で逆方向の電流が流れようとし、これをダイオードＤ０で阻止する。このとき、実際にはダイオードＤ０の蓄積電荷が消えるまでの時間だけ逆方向の電流が流れ、ダイオードＤ０が逆電圧回復するまでは逆回復損失が発生する。
【００５３】
この逆方向の電流が０になるときの傾きが大きいと、リアクトルＬ０と配線の浮遊インダクタンスでＬ・ｄｉ／ｄｔの電圧がサージとしてダイオードＤ０に印加され、その耐圧に高いものが要求される。
【００５４】
以上のことから、図４又は図５の構成では、コンデンサＣ０の電圧反転時に可飽和リアクトルＬ２が飽和するまでの時間だけ逆方向の電流を阻止し、この間にダイオードＤ０の逆回復を得ることができ、逆回復損失及びサージ耐圧の低減を図ることができる。
【００５５】
（第４の実施形態）
図６は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、充電器２とスイッチＳＷ０との間に耐圧と電圧反転用のダイオードＤ４を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ２の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００５６】
ダイオードＤ４は、スイッチＳＷ０の逆耐圧を高めると共に、コンデンサＣ０からダイオードＤ１→ダイオードＤ４→スイッチＳＷ０→リアクトルＬ０の経路でコンデンサＣ０の電圧反転電流路を形成する。また、短絡線ＳＬは、スイッチＳＷのオン時に充電器２の残留電圧を放電させる。
【００５７】
本実施形態では、図３ではスイッチＳＷ０に耐圧が高いものを必要とするのに対して、これをダイオードＤ４により電圧負担し、スイッチＳＷ０に必要とする耐圧を下げることができる。また、図３のダイオードＤ０を不要にする。
【００５８】
（第５の実施形態）
図７は、本発明の他の実施形態を示す。同図は、充電器２からスイッチＳＷ０とダイオードＤ３の並列回路を介してコンデンサＣ０の初期充電回路を構成し、可飽和リアクトルＬ１及びスイッチＳＷとダイオードＤ１との並列回路を介してコンデンサＣ０からパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
【００５９】
本実施形態において、コンデンサＣ０の初期充電はスイッチＳＷ０のオン制御で行うが、パルス発生前にコンデンサＣ０の初期充電電圧を反転させる。この電圧反転は、スイッチＳＷのオン制御でなされる。
【００６０】
コンデンサＣ０は、電圧反転後にダイオードＤ１と可飽和リアクトルＬ１を通してパルストランスＰＴにパルス発生し、その後のキックバック電流も同じ極性で発生する。このため、コンデンサＣ０は、キックバック電流で初期充電と同じ極性に充電され、キックバック電流に対する充電電圧反転は行わない。
【００６１】
本実施形態によれば、パルス発生前にコンデンサＣ０を予め電圧反転を行っているため、キックバック電流に対する充電電圧反転を不要にする。このことは、スイッチＳＷは、コンデンサＣ０を反転充電させるためにオン制御後、キックバック電流発生前にオンからオフにすることで済み、キックバック量に依存するタイミングのずれに影響されなくなり、電流・電圧センサを設けることなく固定設定による制御ができる。
【００６２】
図８及び図９は、図７の変形例である。図８が図７と異なる部分は、コンデンサＣ０を放電させる前に電圧反転を行う専用回路として、スイッチＳＷとダイオードＤ１の並列回路と、リアクトルＬ３とダイオードＤ５をコンデンサＣ０の両端に設けた点にある。
【００６３】
図８の構成において、コンデンサＣ０が初期充電された後、スイッチＳＷをオン制御することにより、コンデンサＣ０からリアクトルＬ３とスイッチＳＷとダイオードＤ５を通した振動電流発生でコンデンサＣ０を反転充電する。この充電状態は、ダイオードＤ５による逆流防止で維持する。
【００６４】
パルス発生とキックバック電流の回生は、図７の場合と同様に、ダイオードＤ６と可飽和リアクトルＬ１を通して行う。
【００６５】
図７の場合、コンデンサＣ０の電圧反転には、可飽和リアクトルＬ１を通した反転になり、コンデンサ−コンデンサ転送電流でないため、その電流ピーク値が約１．４１倍大きく、幅も１／１．４１倍小さくなる。このため、スイッチＳＷに大きな瞬時電流が流れ、スイッチング損失が大きくなる。この点について、図８の場合にはリアクトルＬ３により電流ピーク値及び狭幅化を抑え、スイッチング損失を抑えることができる。
【００６６】
なお、図８に示すように、充電器２から抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０に接続し、図４の場合と同様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させることもできる。
【００６７】
図９は、図７の構成にダイオードＤ７と抵抗Ｒ１の直列回路を追加している。この回路構成は、図９の抵抗Ｒ１の追加と同様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させるものである。
【００６８】
図１０は、図７の変形例を示す。同図が図８と異なる部分は、リアクトルＬ３とスイッチＳＷによる反転充電回路を充電器２側に設けた点にある。
【００６９】
スイッチＳＷとＳＷ０は、コンプリメンタリ制御される。コンデンサＣ０の放電には、ダイオードＤ１と並列回路のスイッチＳＷをオンすることでコンデンサＣ０からダイオードＤ３とリアクトルＬ３とスイッチＳＷを通してコンデンサＣ０に振動電流を発生させ、コンデンサＣ０を反転充電させて、この反転充電状態はスイッチＳＷ０で逆流防止を得る。
【００７０】
コンデンサＣ０は、その反転充電によりダイオードＤ６と可飽和リアクトルＬ１を通してパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
【００７１】
本実施形態においては、図８の場合と同様に、コンデンサＣ０からの放電はダイオードＤ６→パルストランスＰＴ→可飽和リアクトルＬ１の磁気圧縮回路になるため、コンデンサＣ０が初期充電と磁気圧縮回路の兼用になっており、パルストランスＰＴ以降の磁気圧縮段の負担を軽減できる。
【００７２】
これに加えて、本実施形態では、図１０のダイオードＤ３がコンデンサＣ０の反転状態からの逆流を阻止するのに利用でき、図８のダイオードＤ５を省略できる。
【００７３】
以上までの各実施形態において、スイッチＳＷ及びＳＷ０としてＩＧＢＴの場合を示すが、これは電力用ＦＥＴやＧＴＯ、さらには自己消弧能力を持たないサイリスタとして同等の作用効果を奏する。
【００７４】
また、逆方向の導通阻止能力を持つスイッチとする場合、図２及び図３におけるダイオードＤ２を省略できるし、図２及び図６におけるダイオードＤ４を省略できる。
【００７５】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、磁気圧縮回路からのキックバック電流によるコンデンサの充電とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御で行うようにしたため、従来の電圧・電流センサによるフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキックバックエネルギーの回生ができる。さらに、パルストランス側への漏れが少なくなり、キックバックエネルギーの回生効率を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すパルス発生回路図（その１）。
【図２】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その２）。
【図３】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その３）。
【図４】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その４）。
【図５】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その５）。
【図６】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その６）。
【図７】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その７）。
【図８】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その８）。
【図９】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その９）。
【図１０】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その１０）。
【図１１】パルス電源の回路例。
【図１２】従来のパルス発生回路図。
【図１３】パルス発生回路のパルス発生・回生動作波形図。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…充電器
３…昇圧・パルス幅磁気圧縮回路
４…負荷装置
ＳＷ、ＳＷ０…半導体スイッチ
Ｌ１、Ｌ２…可飽和リアクトル
Ｌ０、Ｌ３…リアクトル
Ｃ０…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
ＰＴ…パルストランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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