(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報信号により変調された高周波信号を受信する受信手段と、
基準信号を発生する基準信号源と、
前記受信手段により受信された高周波信号を前記基準信号により低い周波数に変換して出力すると共に、外部からの制御によって歪量が変化するように構成された周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力される出力信号を受けて前記情報信号を復調する復調手段と、
前記復調手段の出力から前記高周波信号の受信エラーを検出するエラー検出手段と、
前記受信手段により受信される高周波信号の受信電界強度を測定する受信電界強度測定手段と、
前記エラー検出手段により受信エラーが所定時間以内の時間間隔で所定回数検出され、かつ前記周波数変換器が発生する歪の最大値に所要の所望波対歪比を加えた値の前記受信手段の入力換算値に比較して前記受信電界強度測定手段で測定された受信電界強度が小さい場合に、前記周波数変換器を歪量が変化するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
情報信号により変調された高周波信号を受信する受信手段と、
直交する第１および第２の基準信号を発生する基準信号源と、
前記受信手段により受信された高周波信号を前記第１および第２の基準信号により低い周波数に変換して出力すると共に、外部からの制御によって歪量が変化するように構成された第１および第２の周波数変換器と、
前記第１および第２の周波数変換器から出力される出力信号を受けて前記情報信号を復調する復調手段と、
前記受信手段により受信される高周波信号の受信電界強度を測定する受信電界強度測定手段と、
前記復調手段の出力から前記高周波信号の受信エラーを検出するエラー検出手段と、
前記エラー検出手段により受信エラーが所定時間以内の時間間隔で所定回数検出され、かつ前記周波数変換器が発生する歪の最大値に所要の所望波対歪比を加えた値の前記受信手段の入力換算値に比較して前記受信電界強度測定手段で測定された受信電界強度が小さい場合に、前記第１および第２の周波数変換器を歪量が変化するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記制御のためにディジタル信号からなる制御信号を出力するように構成され、該制御信号をその初期値の両隣のポイントから順次離れたポイントに向けて変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の無線受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル移動通信システムにおける携帯端末で用いられるダイレクトコンバージョン受信方式に適した周波数変換器の歪補償方法を用いた無線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信の発展に伴い、携帯端末の小形化・低価格化に対する要求が強まっている。このような携帯端末では、特に無線受信部の小形化・低価格化が重要な課題である。受信無線部の小形化を実現するには、超小形の回路部品を高密度実装する方法と、大型部品を使用しないで済む受信方式を使用する方法の二通りが考えられる。前者は、超小形部品が一般に価格が通常の部品よりも高くなるため、受信機の低価格化にはつながらない。従って、価格面を考慮すると、後者の大型部品を使用せずに済む受信方式を使用することが望ましい。
【０００３】
このような受信無線部の小形化・低価格化を実現することができる受信方式の一つとして、ダイレクトコンバージョン受信方式が知られている。ダイレクトコンバージョン受信方式は、受信ＲＦ信号をこれと同じ周波数を持つローカル信号によってミキシングし、直接ベースバンドに周波数変換して復調を行う受信方式であり、その基本構成を図１３に示す。
【０００４】
アンテナ１３０１で受信されたＲＦ信号は、高周波増幅器１３０２で増幅された後、２チャネルに分けられて二つの周波数変換器（ミキサ）１３０３ａ，１３０３ｂに入力され、ローカル発振器１３０５とπ／２移相器１３０６とにより生成される、受信ＲＦ信号の搬送波周波数と同じ周波数で９０°の位相差を持つ二つのローカル信号（基準搬送波信号）とミキシングされることにより、９０°の位相差を有する二つのベースバンド信号に変換される。これらのベースバンド信号は、ローパスフィルタ１３０７ａ，１３０７ｂをそれぞれ通過した後、ベースバンド増幅器１３０８ａ，１３０８ｂによって増幅される。ベースバンド増幅器１３０８ａ，１３０８ｂの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１３０９ａ，１３０９ｂでディジタル信号に変換された後、ディジタル信号処理部１３１０に入力され、ディジタル信号処理によって復調が行われる。
【０００５】
このようにダイレクトコンバージョン受信方式は、ＲＦ信号を直接ベースバンドに周波数変換するため、中間周波数を持たず、原理的にイメージ応答が存在しないことにより、スーパーヘテロダイン受信方式のＲＦ段に通常使用されているイメージ除去用の急峻なフィルタが不要であり、またベースバンドのチャネル選択用のフィルタをＬＳＩ化可能なことなどの点から、低価格で実現できるという利点がある。
【０００６】
しかし、ダイレクトコンバージョン受信方式をＱＰＳＫ、π／４−ＱＰＳＫといった信号包絡線に振幅成分が存在する変調方式を用いた無線通信システムに適用する場合、以下のような問題点がある。
図１４は、この問題点を説明するための図であり、（ａ）は所望波と干渉波とのレベル関係、（ｂ）周波数変換後の所望波と２次歪の関係をそれぞれ示している。無線通信システムでは、図１４（ａ）に示すように受信する所望波１４０１の他に、システム周波数帯域内に干渉波１４０２が存在する。このとき、所望波１４０１と干渉波１４０２のレベル差、すなわち所望波対干渉波比（Ｄ／Ｉ）としては、図１４（ａ）に示すように５０〜６０ｄＢ以上の値を実現できる必要がある。
【０００７】
このように干渉波１４０２が所望波１４０１に対して非常に大きい場合には、干渉波１４０２によって非線形歪が発生する。通常、スーパーヘテロダイン受信方式では３次歪が問題となるが、ダイレクトコンバージョン受信方式では非線形歪として主に２次歪が発生する。
【０００８】
図１５に、２次歪を発生する周波数変換器（ミキサ）の概要を示す。周波数変換器１３０３ａ（１３０３ｂ）は、ＲＦ入力ポートに入力されるＲＦ信号をローカル入力ポートに供給されるローカル信号とミキシングする。ダイレクトコンバージョン受信機では、ＲＦ信号とローカル信号がほぼ同じ周波数であり、ミキシングされた出力はベースバンド（ＢＢ）帯域に周波数変換され、ＢＢ出力ポートから出力される。
【０００９】
ここで、ＲＦ入力ポートに図１４（ａ）に示したような所望波１４０１と干渉波１４０２が入力された場合のＢＢ出力ポートの出力は、図１４（ｂ）に示すようになる。すなわち、干渉波１４０２と周波数変換器１３０３ａ（１３０３ｂ）の非線形性によって発生した２次歪１４０４が周波数変換後の所望波１４０３に重畳する。所望波１４０３がＱＰＳＫ信号の場合、所定の受信性能を確保するためには、周波数変換後の所望波１４０３と２次歪１４０４との比、すなわち所望波対歪比Ｄ／Ｕを１５ｄＢ以上にとる必要がある。
【００１０】
このような２次歪は、一般に振幅変調信号を取り扱うシステムにおいて問題となり、周波数変調信号を使用する無線通信システムにおいては、特に問題とはならない（例えば、文献１：Ｒ．Ｇ  Ｍｅｙｅｒ，Ｍ．Ｊ．Ｓｈｅｎｓａ，Ｒ．Ｅｓｃｈｅｎｂａｃｈ：“Ｃｒｏｓｓ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ  ａｔ  Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ”ＩＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．ＳＣ−７，Ｎｏ．１，ｐｐ．１６，２３  Ｆｅｂｒｕａｒｙ  １９７２参照）。
【００１１】
近年、携帯電話システムやコードレス電話システム等の無線通信システムで採用されている、ＱＰＳＫ、π／４−ＱＰＳＫ等の帯域制限を受けた線形変調方式では、信号成分が振幅成分を持っているため、ＦＭ、ＦＳＫといった定包絡線変調方式と比べて、２次歪を生じやすいという問題がある。このような振幅成分を持つ変調方式が使用されている無線通信システムにおいては、ダイレクトコンバージョン受信機における周波数変換器は、２次歪によって特に隣接チャネル感度抑圧特性を満足することが非常に困難になる。
【００１２】
周波数変換器での２次歪は、所望波の周波数ｆＤと干渉波の周波数ｆＩの周波数関係に依存せずに発生するため、この周波数関係を調整するだけでは解決できず、周波数変換器自体の線形性を高めることが必須となり、その手法が種々考案されている。しかし、前述した５０〜６０ｄＢの所望波対干渉波比Ｄ／Ｉと１５ｄＢ以上の所望波対比Ｄ／Ｕを実現するには、２次歪に対する線形性（ＩＭ２）として６５〜７５ｄＢの値を実現する必要がある。この線形性は非常に大きい値であり、温度特性変化、その他の使用環境に変化を考慮すると、常に満足することは難しい。仮に、この値を実現できたとしても、回路の消費電流の増加を招いたり、調整部品の増加によるコスト高を招く結果となるため、ダイレクトコンバージョン受信方式の低コストという利点を損なうことになり、現実的でない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来のダイレクトコンバージョン受信機においては、受信機内の非線形回路、特に周波数変換器の２次の非線形成分によってシステム帯域内に存在する干渉波の２次歪出力が周波数変換後の所望周波数帯に出力されることにより、受信が困難になる。このため、ダイレクトコンバージョン受信機を干渉波が存在する実電波環境下で使用する場合には、従来のスーパーヘテロダイン受信機に比べて周波数変換器の非線形歪特性が問題となり、特に所望波に最も近接する周波数の干渉波、すなわち隣接チャネル干渉波入力時の歪特性を規定する隣接チャネル感度抑圧の仕様を満たすことが非常に難しくなる。
【００１４】
また、周波数変換器の線形性を高めようとすると、回路の消費電流の増加を招くと共に、調整部品の増加によるコスト高を招き、ダイレクトコンバージョン受信機の利点が損なわれるという問題点があった。
【００１５】
本発明は、このような従来の問題点を解決すべくなされたものであり、周波数変換器に対してコスト高の原因となる消費電流の増加や調整部品の増加を招くことなく、良好な線形性を確保することを可能とした歪補償方法を用いた無線受信装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は受信された高周波信号を低い周波数に変換する周波数変換器を含む無線受信装置において、高周波信号の受信エラーが連続して所定回数検出されたとき、周波数変換器を歪量が変化するように制御することによって周波数変換器の歪補償を行うことを特徴とする。
【００１７】
また、この歪補償方法を適用した本発明に係る無線受信装置は、情報信号により変調された高周波信号を受信する受信手段と、基準信号を発生する基準信号源と、受信手段により受信された高周波信号を基準信号により低い周波数に変換して出力すると共に、外部からの制御によって歪量が変化するように構成された周波数変換器と、この周波数変換器から出力される出力信号を受けて前記情報信号を復調する復調手段と、この復調手段の出力から高周波信号の受信エラーを検出するエラー検出手段と、このエラー検出手段により所定回数連続して受信エラーが検出されたとき、周波数変換器を歪量が変化するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
このように周波数変換器を外部からの制御によって歪量が変化し得るように構成し、受信エラーが所定回数連続して検出されたときに、その歪量を変化させるようにし、例えば歪量が許容値以下となった時点でその制御を停止すれば良好な線形性が確保され、正しい受信が可能となる。
【００１９】
また、このようにすると周波数変換器自体の線形性に対する要求が緩和され、コスト高の原因となる消費電流の増加や、調整部品の増加を招くことなく、良好な線形性を確保することができる。
【００２０】
本発明は、基準信号源で直交する第１および第２の基準信号を発生させ、周波数変換器として受信された高周波信号を第１および第２の基準信号により低い周波数に変換して出力すると共に、外部からの制御によって歪量が変化するように構成された第１および第２の周波数変換器を有し、これら第１および第２の周波数変換器から出力される出力信号を受けて情報信号を復調する構成の無線受信装置にも適用が可能であり、第１および第２の周波数変換器を歪量が変化するように制御する制御手段を備えればよい。
【００２１】
この場合、制御手段は第１および第２の周波数変換器に対して共通の制御信号を送出して共通に制御を行ってもよいし、それぞれ別の制御信号を送出して個別に制御を行うようにしてもよい。
【００２２】
また、周波数変換器を制御する制御手段は、その制御範囲内で周波数変換器が発生する歪の最大値に所定の所望波対歪比を加えた値の入力換算値に比較して測定された受信電界強度が小さい場合に、周波数変換器を歪量が変化するように制御するようにしてもよい。
【００２３】
さらに、周波数変換器を制御する制御手段は、ディジタル信号からなる制御信号を出力し、この制御信号をその初期値の両隣のポイントから順次離れたポイントに向けて変化させるように構成してもよい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明に基づく歪補償方法を用いた無線受信装置であるダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す。図１において、アンテナ１０１では情報信号（送信データ）により変調された高周波信号（ＲＦ信号）、例えばＱＰＳＫ信号やπ／４−ＱＰＳＫ信号が受信される。アンテナ１０１から出力される受信ＲＦ信号は、高周波増幅器１０２で増幅された後、ＩＱ周波数変換器１０３に入力される。
【００２５】
ＩＱ周波数変換器１０３は、二つの周波数変換器１０４ａ，１０４ｂにより構成され、受信ＲＦ信号の搬送波周波数とほぼ同一周波数で発振するローカル発振器１０５およびπ／２移相器１０６により生成される９０°の位相差を有する二つのローカル信号（基準搬送波信号）と受信ＲＦ信号をミキシングすることによって、９０°の位相差を有する二つのベースバンド信号（Ｉ，Ｑ信号）を出力する。なお、周波数変換器１０４ａ，１０４ｂを以後ミキサと称する。
【００２６】
ミキサ１０４ａ，１０４ｂから出力される二つのベースバンド信号は、ローパスフィルタ１０７ａ，１０７ｂをそれぞれ通過し、ベースバンド増幅器１０８ａ，１０８ｂにより増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０９ａ，１０９ｂによりそれぞれディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部１１０に入力される。ディジタル信号処理部１１０は、復調器１１１と受信電界強度（ＲＳＳＩ）測定回路１２２とエラー検出回路１１３および制御部１１４により構成されている。
【００２７】
復調器１１１は、Ａ／Ｄ変換器１０９ａ，１０９ｂからのディジタルベースバンド信号を復調し、元の送信データを再生する。例えば、受信ＲＦ信号がＱＰＳＫ信号の場合には、復調器１１１は遅延検波や同期検波等により復調を行う。エラー検出回路１１３は、復調器１１１の復調結果１２１から受信エラー、すなわち受信ＲＦ信号のエラーを検出する。具体的には、エラー検出回路１１３では受信ＲＦ信号に含まれている既知信号部分のビットエラー率（ＢＥＲ）もしくはフレームエラー率（ＦＥＲ）を測定し、ＢＥＲの値が所定値以上である場合には、その結果１２２を制御部１１４に送出する。
【００２８】
制御部１１４は、エラー検出回路１１３からのエラー検出結果１２２を受け、受信エラーが連続して所定回数検出された場合に、歪量制御信号１２３をＩＱ周波数変換器１０３に対して送出する。この歪量制御信号１２３を受けて、ＩＱ周波数変換器１０３は歪量、特に２次歪量が変化するように制御され、結果として２次歪量が許容値以下となるように合わせ込みが行われる。
【００２９】
受信電界強度測定回路１１２は、アンテナ１０１の入力端におけるＲＦ信号の受信電界強度の測定を行う。図２に、受信電界強度測定回路１１２の詳細な構成例を示す。この受信電界強度測定回路１１２では、図１のＡ／Ｄ変換器１０９ａ，１０９ｂの出力（Ｉ，Ｑ信号）を受け、乗算器２０１ａ，２０１ｂでＩ，Ｑ信号についてそれぞれ２乗を計算した後、これらを加算器２０２で加算し、さらに平方根回路２０３により（Ｉ２  ＋Ｑ２  ）の平方根を計算する。そして、平方根回路２０３で求められた値を比較器２０４でメモリ２０５に格納された規定値と比較して、その結果を制御部１１４に送る。
【００３０】
なお、アンテナ１０１の入力端での受信電界強度を算出するには、例えば受信電界強度測定回路１１２の出力電圧レベルからＡ／Ｄ変換器１０９ａ，１０９ｂまでの信号経路の総合利得を差し引く操作をすればよい。
【００３１】
次に、図３を用いてＩＱ周波数変換器１０３について説明する。
ＩＱ周波数変換器１０３は、図１の制御部１１４から送出されてくる歪量制御信号１２３に従って２次歪の歪量が変化し得るように構成されたものであり、図３にＩＱ周波数変換器１０３を構成するミキサ１０４ａ，１０４ｂの具体的な構成例を示す。
【００３２】
２次歪の歪量を制御するための具体的な回路構成の一例として、文献２：Ｔ．Ｙａｍａｊｉ，Ｈ．Ｔａｎｉｍｏｔｏ，ａｎｄ  Ｈ．Ｋｏｋａｔｓｕ：“Ａｎ  Ｉ／Ｑ  ａｃｔｉｖｅ  ｂａｌａｎｃｅｄ  ｈａｒｍｏｎｉｃ  ｍｉｘｅｒ  ｗｉｔｈ  ＩＭ２  ｃａｎｃｅｌｌｅｒｓ  ａｎｄ  ａ  ４５°ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒ  ”，ＩＥＥＥ  ＩＳＳＣＣ  ’９８  Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．Ｐａｐｅｒｓ，ＳＰ  ２３．３，１９９８．に開示された回路構成が考えられているが、これを示したのが図３である。
【００３３】
図３は、ミキサ１０４ａ，１０４ｂの一つを示したもので、二組の差動対トランジスタＱ１，Ｑ２およびＱ３，Ｑ４を主体として構成された平衡型ミキサである。図１の高周波増幅器１０２からの受信ＲＦ信号は、差動信号の形式でトランジスタＱ１，Ｑ３のベース間に入力され、ローカル（ＬＯ）信号はトランジスタＱ２，Ｑ４のベースに入力される。差動対トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタは、トランジスタＱ５と抵抗Ｒ１による電流源に接続され、同様に差動対トランジスタＱ３，Ｑ４の共通エミッタは、トランジスタＱ６と抵抗Ｒ２による電流源に接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６のベースには、一定のバイアス電圧Ｖｂが与えられている。トランジスタＱ１とＱ４の共通コレクタおよびトランジスタＱ２とＱ３の共通コレクタは、それぞれ負荷抵抗Ｒ３，Ｒ４に接続されると共に、増幅器Ａと抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる出力回路に接続され、この出力回路から出力端子ＯＵＴに周波数変換された信号が出力される。
【００３４】
そして、二つの電流源を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ間に、歪量調整用の可変電流源ＣＳが接続されている。この可変電流源ＣＳの電流値を調整することにより、二組の差動対トランジスタＱ１，Ｑ２とＱ３，Ｑ４へのバイアス電流のバランス調整がなされることによってミキサの歪量、特に２次歪量が変化する構成となっている。なお、可変電流源ＣＳの電流値をミキサバイアスという。このミキサバイアスは、図１の制御部１１４からの歪量制御信号１２３に従って制御されることになる。
【００３５】
なお、本発明による歪補償方法が適用可能なミキサの構成は、図３に示す例に限られるものではなく、外部からの制御信号によって２次歪量が調整可能なものであれば、どのような構成でも構わない。
【００３６】
次に、図４を用いてミキサ１０４ａ，１０４ｂで発生する２次歪とその歪量の制御法および歪量制御による出力の変化について説明する。図４は、図３に示した２次歪量調整機能を備えたミキサの所望波出力、干渉波出力および２次歪出力の測定結果を示し、縦軸は出力レベル（ｄＢμ）、横軸は歪量制御信号１２３のレベル（ＩＭ２制御信号コード）である。この例では、歪量制御信号１２３は３ビットのディジタル信号からなるコード（ＩＭ２制御信号コード）で与えられており、図４の横軸に「０」〜「７」で示される２３  ＝８個の値をとる。なお、以下の説明では簡単のため、図４の所望波出力、干渉波出力および２次歪出力は、ミキサの回路の飽和による利得抑圧（ｇａｉｎ  ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）を受けていないものとする。
【００３７】
図４において、４０１が干渉波出力、４０２が干渉波出力４０１によって発生する２次歪出力、４０３は所望波出力である。図４中の所望波出力４０３のレベルは、受信感度入力（最小信号入力）レベル時の値なので、所望波出力４０３のレベルがこれよりも小さい場合は考えなくてよい。また、Ｄ／Ｉは図４の場合はミキサの出力側で見た所望波対干渉波比である。このＤ／Ｉの値は、前述のように５０〜６０ｄＢの範囲にあることがシステム的に仕様として求められる。
【００３８】
このとき、２次歪出力４０２の許容値４０４は所望波出力４０３から前述のように１５ｄＢ程度の所要Ｄ／Ｕ４０５を差し引いた値となり、この許容値４０４以下に２次歪出力４０２を抑圧することがミキサの２次歪量に対する要求仕様となる。ここで、ミキサの歪み抑圧度を表現する２次歪抑圧値ＩＭ２は、干渉波出力４０１と２次歪出力許容値４０４の差分となる。
【００３９】
図４の例では、ＩＭ２制御コードを「６」に設定した場合に２次歪出力４０２は最小値４０９が得られている。また、ＩＭ２制御コードを「０」に設定した場合に、２次歪出力４０２は最大値４０６が得られている。図４の例によれば、全体の傾向としてＩＭ２制御コード「６」を中心として、２次歪出力４０２が劣化している様子が分かる。さらに詳しく述べると、ＩＭ２制御コード「４」「５」「６」「７」で、２次歪出力４０２は許容値４０４以下に抑えられており、ＩＭ２制御コード「０」「１」「２」「３」で、２次歪出力４０２は許容値４０４を越えていることが分かる。
【００４０】
２次歪出力４０２が最大値４０６のときでも所望波を正しく受信できるようにするためには、この許容値４０４に所要Ｄ／Ｕ４０８を加えたレベル４０７以上が所望波出力４０３として必要となる。逆に、所望波出力４０３がレベル４０７よりも下回っている場合には、ＩＭ２制御コードを２次歪出力４０２がその許容値４０４以下となる「４」「５」「６」「７」のいずれかに変化させる必要がある。すなわち、２次歪出力４０２が最大値４０６のとき、所望波出力４０３がレベル４０７よりも下回ってする場合には、ミキサに対して歪量制御信号１２３を送出して２次歪量を調整し低減させればよい。一方、２次歪出力４０２が許容値４０４以下でない場合には、ＩＭ２制御コードを「４」「５」「６」「７」のいずれかに移動させればよい。
【００４１】
次に、本発明に基づく歪補償方法の具体的な手順を説明するために、図５〜図９を用いて本発明による歪補償シーケンスを含む種々の通話シーケンスについて説明する。
（図５の通話シーケンスについて）
図５は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤシステムやＴＤＭＡ／ＦＤＤシステムにおいて、基地局が１周波数で複数のタイムスロットを持つコードレス電話等での使用が考えられる通話シーケンスに、本発明の歪補償方法に基づく歪補償シーケンスを付加した形になっている。以下、図５の歪補償シーケンスを含む通話シーケンスについて説明する。
【００４２】
まず、最初にステップ５０１で端末の電源をＯＮとし、ステップ５０２で基地局（ＢＳ）から送信されるコントロールチャネル（ＣＣＨ）を捕捉して、基地局とのリンク（リンクチャネル）を確立する。その後、ステップ５０３でトラフィックチャネル（ＴＣＨ）送受信となり、通話状態に入る。通話状態では、図１中のエラー検出回路１１３により受信エラー、つまり受信信号の既知信号部分を利用してビットエラー率（ＢＥＲ）もしくはフレームエラー率（ＦＥＲ）を測定する。ここでは、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｏｄｅ）によるエラー検出を想定している。
【００４３】
ステップ５０４でＣＲＣエラーが検出された場合には、次のステップ５０５でＣＲＣエラー累積回数ＭをＭ＝Ｍ＋１のようにインクリメントする。また、ステップ５０５ではＣＲＣエラー累積回数Ｍと同時に、歪補償シーケンス５１６で使用するＣＲＣエラー検出回数Ｌもインクリメントする。
【００４４】
ＣＲＣエラーの原因とその対策としては、以下の３つが考えられる。
（Ｅ１）干渉波が同時刻で所望波に重畳している場合：これに対しては、送受信スロット（時間）を変える必要がある。
（Ｅ２）信号レベルが小さく、熱雑音によってＣＲＣエラーが発生している場合：この場合は、基地局（周波数）を変更する。
（Ｅ３）２次歪が発生している場合：これは図４で２次歪出力４０２が許容値４０４を上回っている場合に発生する。これに対しては２次歪補償、すなわちミキサ１０４ａ，１０４ｂの２次歪量の制御を行う。
【００４５】
ここで、本実施形態は（Ｅ１）と（Ｅ２）に関しては従来方式と同様であり、（Ｅ３）のためのシーケンスとして、本発明に基づいて図５中に示す歪補償シーケンス５１６が追加されている。この歪補償シーケンス５１６については、後に詳しく説明する。
【００４６】
ステップ５０４でＣＲＣエラーを検出すると、ステップ５０６で受信電界強度（ＲＳＳＩ）を測定し、ステップ５０７で所定レベルＲ１との比較を行う。ＲＳＳＩが所定レベルＲ１よりも小さい場合には、ステップ５０８でＮの値をインクリメントする。なお、ＮはＲＳＳＩが所定レベルＲ１より小さくなった回数である。この操作は、後にＣＲＣエラーの原因が（Ｅ１），（Ｅ２）のいずれによるものかを判定するために必要である。
【００４７】
次に、ステップ５０５でＣＲＣエラー検出時にインクリメントされたＣＲＣエラー累積回数Ｍの値をステップ５０９で規定数Ｍ１と比較し、Ｍが規定数Ｍ１よりも大きい場合（ＹＥＳ）には、次のステップ５１０の判定結果に従ってステップ５１１の「スロット変更要求」か、ステップ５１３の「周波数変更要求」のいずれかに進む。
【００４８】
すなわち、ステップ５１０でＲＳＳＩが所定レベルＲ１より小さくなった回数Ｎが規定数Ｎ１よりも多い場合（ＹＥＳ）には、ＲＳＳＩが規定値よりも小さく、（Ｅ２）：信号レベルが小さく、熱雑音によってＣＲＣエラーが発生していると判定する。
【００４９】
逆に、ステップ５１０でＲＳＳＩが所定レベルＲ１より小さくなった回数Ｎが規定数Ｎ１よりも少ない場合（ＮＯ）には、（Ｅ１）：ＲＳＳＩが規定値よりも大きく、干渉波が同時刻で所望波に重畳していると判定する。
【００５０】
ステップ５１０の判定結果が（Ｅ２）の場合、つまり信号レベルが小さく、熱雑音によってＣＲＣエラーが発生している場合には、ステップ５１３に進んでＢＳに対して周波数変更要求を出し、ステップ５１４で周波数変更（ハンドオフ）を行い、さらにステップ５１５でＣＣＨを捕捉して通話リンクを確立した後、ステップ５０３の「ＴＣＨ送受信（通話）」に戻る。
【００５１】
一方、ステップ５１０の判定結果が（Ｅ１）の場合、つまりＲＳＳＩが規定値よりも大きく、干渉波が同時刻で所望波に重畳している場合には、ステップ５１１に進みＢＳに対してスロット変更要求を送信する。その後、ＢＳからの指示によりステップ５１２でスロット変更を行った後、ステップ５０３の「ＴＣＨ送受信（通話）」に戻る。
【００５２】
なお、ＣＲＣエラー累積回数Ｍと、ＲＳＳＩが所定レベルＲ１より小さくなった回数Ｎの値は、ステップ５０４でＣＲＣエラーが所定時間にわたり検出されなかった場合（図示せず）にクリアされ、またステップ５１２の「スロット変更」あるいはステップ５１５の「ＣＣＨ捕捉」の後にもクリアされる。
【００５３】
次に、図５中の歪補償シーケンス５１６について説明する。
従来の通話シーケンスでは、ステップ５０９でＣＲＣエラー累積回数Ｍが規定数Ｍ１に達しない場合はステップ５０３の「ＴＣＨ送受信（通話）」に戻り、ＣＲＣエラー累積回数ＭがＭ１に達するまでステップ５０３からステップ５０９までの処理を単純に繰り返していた。これに対し、本実施形態ではステップ５０９でＣＲＣエラー累積回数Ｍが規定数Ｍ１に達したと判断するまで、歪補償シーケンス５１６を通過してステップ５０３に戻る。
【００５４】
歪補償シーケンス５１６では、ステップ５１７でＣＲＣエラー回数Ｌを規定数Ｌ１と比較する。ＣＲＣエラー回数Ｌは、ＣＲＣエラー検出毎にステップ５１６でＣＲＣエラー累積回数Ｍと共にインクリメントされている。ここで、次の手順が実行される。
【００５５】
・ＣＲＣエラー回数Ｌが規定数Ｌ１を超えない場合→制御部１１４からＩＱ周波数変換器１０３へ送出する歪量制御信号１２３の値（ミキサバイアス）を現在の値のまま保持する。
【００５６】
・ＣＲＣエラー回数Ｌが規定数Ｌ１を超えた場合→制御部１１４からＩＱ周波数変換器１０３へ送出する歪量制御信号１２３の値（ミキサバイアス）を変化させ、ミキサ１０４ａ，１０４ｂで発生する２次歪の量を調整する（ステップ５１８）。このとき、同時にＬの値がクリアされる。
【００５７】
すなわち、ＣＲＣエラーが検出された場合、ＣＲＣエラー回数Ｌが規定数Ｌ１に達する毎に、歪量制御信号１２３の値を変化させてミキサバイアスを変更する（ステップ５１８）。そして、ステップ５０９でＣＲＣエラー累積回数Ｍが規定数Ｍ１に達したと判定されるまで、ミキサ１０４ａ，１０４ｂで発生する２次歪の量を変化させ、ＴＣＨ送受信（ステップ５０３）、ＣＲＣエラー検出（ステップ５０４）を続ける。ここで、ＣＲＣエラー検出（ステップ５０４）で所定時間にわたりＣＲＣエラーが検出されなければ、従来の通話シーケンスと同様に、ＣＲＣエラー累積回数Ｍ、ＲＳＳＩが所定レベルＲ１より小さくなった回数Ｎ、およびＣＲＣエラー回数Ｌの値をクリアし（図示せず）、ＴＣＨ送受信（ステップ５０３）を続行する。
【００５８】
次に、ＣＲＣエラー累積回数Ｍの規定数Ｍ１と、歪補償シーケンス５１６で用いるＣＲＣエラー回数Ｌの規定数Ｌ１との関係について説明する。
今、歪制御信号１２３として、図４の横軸に示すＩＭ２制御コードを考えた場合、ＩＭ２制御コード（＝ミキサ１０４ａ，１０４ｂのバイアス）をＣＲＣエラー累積回数Ｍの上限である規定数Ｍ１の間で均等に割り振り、各ミキサバイアスの下でＣＲＣエラー検出を行うのが好適である。すなわち、Ｌ１＝Ｍ１÷（設定可能なミキサバイアス値の数＝ＩＭ２制御コード数）とするのがよい。例えば、図４の例ではＩＭ２制御コード数が８値なので、Ｌ１＝Ｍ１÷８として、ＣＲＣエラー検出を行いながら、２次歪量の調整を行うのがよい。
【００５９】
なお、実際の通話中、２次歪出力４０２は許容値４０４を越えていても、極端に大きくなっていることはなく、ＩＭ２制御コードも２次歪出力４０２が比較的小さな値となるように設定されていると考えられる。このため、現在のＩＭ２制御コード（初期値）が例えば図４のコード「５」の状態にあるような場合、その両隣のコード「４」「６」で２次歪出力４０２がより小さくなる可能性が高い。従って、ＩＭ２制御コードを変更するときには、両隣のコード「４」「６」に時間を多く割り当てる、言い換えれば、ＣＲＣエラー検出回数Ｌの規定値Ｌ１をより多く割り振るようにすることが有効である。この時間配分、つまり規定値Ｌ１の割り当ての設定は、実際に使用するミキサ１０４ａ，１０４ｂからの２次歪出力４０２の状態によって決めればよい。
【００６０】
また、同様の理由から、ＩＭ２制御コードを変更するときには、制御コードの初期値の両隣のポイントから順次離れたポイントに向けて変化させるようにすることが有効である。例えば、ＩＭ２制御コードの初期値が「４」の場合、「４」→「３」→「５」→「２」→「６」→「１」→「７」→「０」のようにジグザクに制御コードを変化させるようにすればよい。
【００６１】
このように図５に示した通話シーケンスによると、図４に示すように制御信号（ＯＭ２制御コード）の制御範囲内で２次歪出力４０２が許容値４０４以下となる点が少なくとも１つ存在すれば、前述した（Ｅ３）：「２次歪が発生している場合」の誤り劣化要因は自動的に除去され、２次歪による受信特性の劣化を回避することができる。
【００６２】
（図６の通話シーケンスについて）
次に、図６の通話シーケンスについて、図５と同一の処理ステップに同一符号を付して説明する。図６の通話シーケンスでは、歪補償シーケンス６０１が図５中の歪補償シーケンス５１６と異なっており、ステップ５１８でミキサバイアス変更に進む前に、ステップ６０２でＲＳＳＩの積分値ΣＰを所定レベルＲ２と比較し、ΣＰがＲ２よりも小さい場合にのみステップ５１８に進み、ΣＰがＲ２以上の場合には、そのままステップ５０３の「ＴＣＨ送受信（通話）」に戻る。ここで、所定レベルＲ２はＲ２＝２次歪出力最大値４０６＋所要Ｄ／Ｕ４０８に設定される。
【００６３】
このように図６の通話シーケンスでは、ＣＲＣエラーが検出され、かつＲＳＳＩの積分値ΣＰが所定レベルＲ２に満たない場合にのみ、制御部１１４から歪量制御信号１２３を送出し、ミキサバイアスの２次歪量の調整を行う。ＲＳＳＩの積分値ΣＰが所定レベルＲ２以上であれば、所要Ｄ／Ｕ４０８が得られていると考えられるため、少なくとも２次歪によるＣＲＣエラーは発生していないと考えてよいからである。この操作により、少なくともレベルの高い干渉波によって発生する２次歪の誤調整を減らすことが可能となる。なお、このときΣＰはそれまでの間、ステップ５０６で検出されていた受信電界強度（ＲＳＳＩ）の平均値とすればよい。
【００６４】
（図７の通話シーケンスについて）
本発明の歪補償方法を図１に示したようなダイレクトコンバージョン受信機に適用する場合には、ＤＣオフセット補償の後に歪補償を行うようにするとより効果的である。
【００６５】
図７は、このような通話シーケンスの例であり、図５のシーケンスに加えて、ステップ５０１の電源ＯＮの後に、ダイレクトコンバージョン受信機のＤＣオフセット出力値を予め観測してメモリしておくステップ７０１と、こうして観測されたＤＣオフセットを除去しながらＣＣＨ捕捉を行うステップ７０２をステップ５０３のＴＣＨ送受信（通話）の前段階に追加している。
【００６６】
なお、ＤＣオフセット観測ステップ７０１とＤＣオフセット除去・ＣＣＨ捕捉ステップ７０２の具体的な方法については、特願平８−１６０３６８号「直流オフセット除去機能を備えた受信機およびこれを用いた通信システム」に記載された手法を利用することが可能である。
【００６７】
（図８の通信シーケンスについて）
図７の通話シーケンスにおいては、ＤＣオフセット除去・ＣＣＨ捕捉ステップ７０２の処理を行っている間に、レベルの高い干渉波が存在し、この干渉波によって発生する２次歪出力によりＣＣＨ捕捉ができなくなる可能性もある。このような場合には、ステップ７０２のＤＣオフセット除去・ＣＣＨ捕捉の手順に、新たな歪補償シーケンスを適用すればよい。
【００６８】
図８は、このような通話シーケンスの例であり、ステップ７０２でＣＣＨ捕捉がなされたかどうかをステップ８０１で判断し、ＣＣＨ捕捉がなされない場合には新たな歪補償シーケンス８０２に進む。この歪補償シーケンス８０２では、ｔをインクリメントし（ステップ８０３）、さらにステップ８０４でｔ＞Ｔの比較を行い、規定時間Ｔ毎にミキサバイアスを変更する（ステップ８０５）。
【００６９】
２次歪出力４０２が許容値４０４未満となるＩＭ２制御コードは必ず存在するので、このミキサバイアスの変更により、仕様以上の干渉波が存在しない場合には、必ずステップ８０１でＣＣＨ捕捉がなされたと判定され、ステップ５０３のＴＣＨ送受信に進むことが可能となる。
【００７０】
（図９の通話シーケンスについて）
上述した図５〜図８の通話シーケンスでは、１つのスロットで送受信を行っている間に歪補償シーケンスを実行したが、複数のスロットまたは全スロットについて送受信を行いながら歪補償シーケンスを実行するようにしてもよい。
【００７１】
図９は、このような通話シーケンスの例であり、ＤＣオフセット除去・ＣＣＨ捕捉ステップ７０２の後に、ステップ９０１でスロット番号Ｓを０に設定し、次のステップ９０２でスロット番号Ｓの値をインクリメントして、ステップ９０３の「ＴＣＨ送受信（通話）」に移り、この後、ステップ９０４でＣＲＣエラーの検出と受信電界強度（ＲＳＳＩ）の検出を行う。そして、ステップ９０５でスロット番号Ｓが所定値Ｓ１に達したと判断されるまで、歪補償シーケンス９０６を実行する。
【００７２】
歪補償シーケンス９０６では、ステップ９０７でＣＲＣエラーが検出され、かつステップ９０８でＲＳＳＩが所定レベルＲ１よりも小さいと判定された場合、ステップ９０９で先と同様にミキサバイアスの変更を行い、ステップ９０２に戻る。
【００７３】
次に、ステップ９０５でスロット番号Ｓが所定値Ｓ１に達すると、ステップ９１０でＣＲＣエラー累積回数Ｍが規定数Ｍ１に達したと判断されるまで、ステップ９１１でスロット番号Ｓを０にクリアし、ステップ９０２〜９０６の処理を繰り返す。
【００７４】
ステップ９０５でＣＲＣエラー累積回数Ｍが規定数Ｍ１に達するとステップ９１２に移り、ＲＳＳＩの平均値ｍｅａｎ（ＲＳＳＩ）と規定値Ｒｉを比較する。このステップ９１２は、図６のステップ６０２と同様であり、この判定結果に従ってステップ５１１の「スロット変更要求」か、ステップ５１３の「周波数変更要求」のいずれかに進む。
【００７５】
すなわち、ステップ９１２でｍｅａｎ（ＲＳＳＩ）がＲｉより大きい場合（ＮＯ）には、（Ｅ１）：ＲＳＳＩが規定値よりも大きく、干渉波が同時刻で所望波に重畳していると判定してステップ５１１に進み、ＢＳに対してスロット変更要求を送信する。その後、ＢＳからの指示によりステップ５１２でスロット変更を行った後、ステップ９０１に戻る。
【００７６】
逆に、ステップ９１２でｍｅａｎ（ＲＳＳＩ）がＲｉより小さい場合（ＹＥＳ）には、ＲＳＳＩが規定値よりも小さく、（Ｅ２）：信号レベルが小さく、熱雑音によってＣＲＣエラーが発生していると判定してステップ５１３に進み、ＢＳに対して周波数変更要求を出し、ステップ５１４で周波数変更（ハンドオフ）を行い、さらにステップ５１５でＣＣＨを捕捉して通話リンクを確立した後、ステップ５９０１に戻る。
【００７７】
なお、以上説明した図５〜図９の通話シーケンスを適宜組み合わせて実施することも可能である。
（第２の実施形態）
図１０に、本発明の第２の実施形態に係るダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す。先に説明した第１の実施形態では、ＩＱ周波数変換器１０３のミキサ１０４ａ，１０４ｂの２次歪特性（図４の２次歪出力４０２の特性）は同じと仮定して、制御部１１４から歪量制御信号１２３をミキサ１０４ａ，１０４ｂに共通に与えることで、同じ制御をかけるようにしている。同じロットのＩＣではミキサ１０４ａ，１０４ｂの２次歪特性は似通っているため、通常は、このように同じ歪量制御信号１２３をミキサ１０４ａ，１０４ｂに対して用いることができる。
【００７８】
これに対し、ＩＱ周波数変換器１０３の各ミキサ１０４ａ，１０４ｂで２次歪特性が異なる場合には、図１０に示すように制御部１１４からミキサ１０４ａ，１０４ｂに対して個々に歪量制御信号１２３ａ，１２３ｂを供給し、Ｉ，Ｑチャネル独立に２次歪量の制御を行うことが望ましい。
【００７９】
この場合、図４に示した８値のＩＭ２制御コードの例では、制御コードを最悪８×８＝６４回変化させる必要があり、制御に時間がかかる。しかし、前述したように実際の通話中、２次歪出力４０２は許容値４０４を越えていても、ＩＭ２制御コードは２次歪出力４０２が比較的小さな値となるように設定されていると考えられるので、実際には制御コードの現在の値（初期値）の両隣のポイントから始めて変化させることが制御コードの変化の回数を減らすために有効である。この手法によって、例えばＩ，Ｑ共３点ずつ、すなわち３×３−１（現在分）＝８回だけＩＭ２制御コードを変化させるのみで、２次歪出力４０２を許容値４０４未満に追い込むことが可能となる。
【００８０】
（第３の実施形態）
本発明による歪補償方法は、ダイレクトコンバージョン受信機以外の例えばスーパーヘテロダイン受信機で用いられる周波数変換器（ミキサ）で発生する任意の次数の歪補償についても、同様に有効である。図１１は、本発明の第３の実施形態として、本発明による歪補償方法を適用したスーパーヘテロダイン受信機の構成を示している。
【００８１】
図１１において、アンテナ３０１で情報信号（送信データ）により変調された高周波信号（ＲＦ信号）が受信され、このアンテナ３０１から出力される受信ＲＦ信号は高周波増幅器３０２で増幅され、さらに高周波フィルタ３０３でイメージ信号が取り除かれた後、第１周波数変換器（第１ミキサ）３０４でローカル発振器３０５から供給されるローカル信号（基準信号）とミキシングされて第１中間周波信号に周波数変換される。
【００８２】
第１ミキサ３０４からの第１中間周波数信号は、中間周波フィルタ３０６でイメージ信号が取り除かれ、さらに必要に応じて中間周波増幅器３０７で増幅された後、第２周波数変換器（第２ミキサ）３０８でローカル発振器３０９から供給されるローカル信号（基準信号）とミキシングされて第２中間周波信号に周波数変換される。
【００８３】
第２ミキサ３０８からの第２中間周波信号は、中間周波フィルタ３１０で所望のチャネルが選択され、さらに中間周波増幅器３１１で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３１２でディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部３１３に入力される。ディジタル信号処理部３１３では、図１に示したダイレクトコンバージョン受信機と同様に、少なくとも復調器１１１と受信電界強度（ＲＳＳＩ）測定回路１２２とエラー検出回路１１３および制御部１１４を備えている。
【００８４】
ここで、スーパーヘテロダイン受信機では通常、第１ミキサ３０４で発生する３次歪が問題となるため、歪量制御信号３２３によってミキサ３０４を３次歪出力が変化するように制御すればよい。この制御方法は、ダイレクトコンバージョン受信機の場合と同様である。
【００８５】
また、図１１では高周波段の第１ミキサ３０４に対してのみ歪量の制御を行っているが、中間周波段の第２ミキサ３０８に対して歪量の制御を行ってもよい。また、制御や判定は複雑になるが、第１ミキサ３０４および第２ミキサ３０８の両方に制御をかけることもできる。
【００８６】
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、個々の回路デバイスに対する最小限必要な特性は周波数変換器（ミキサ）の回路単体で保証し、高精度な合わせ込みはシステム的に補償することにより、周波数変換器単体、デバイスレベルでの必要以上の高精度化、調整は不要にも拘わらず、良好な線形性が得られるため、小形化、低価格化、さらに量産化に適した無線機用回路を実現することができる。また、温度変化、実使用環境の変化等によって、周波数変換器の歪特性が変化してしまう場合でも、本発明による歪補償方法に従って適宜、歪量の制御を行うことにより、常時良好な歪特性を実現することが可能となる。
【００８７】
【実施例】
上述した実施形態に基づき、実際のＰＨＳ向けのダイレクトコンバージョン受信機用周波数変換器（ミキサ）について、干渉波入力レベル、受信感度入力レベル、入力換算した２次歪許容値、入力換算した２次歪レベル、ＲＳＳＩ規定値について検討した。図１２は、図４に示した本発明による歪補償方法を適用した周波数変換器（ミキサ）の所望波出力、干渉波出力、２次歪出力の測定例をＲＦ入力換算した結果である。
【００８８】
ここで、
干渉波入力レベル１２０１            ：６９ｄＢμ
受信感度入力レベル１２０３          ：１９ｄＢμ
所望波対干渉波比Ｄ／Ｉ            ：５０ｄＢ
２次歪抑圧値ＩＭ２                ：６５ｄＢ
入力換算した２次歪許容値１２０４    ：４ｄＢμ
所要Ｄ／Ｕ１２０５                  ：１５ｄＢ
入力換算した２次歪最大値１２０６    ：１１ｄＢμ
入力換算した２次歪出力最小値１２０９：−１４ｄＢμ
入力換算した２次歪レベル１２０２    ：−１４〜１１ｄＢμ
所要入力信号レベルの最大値１２０７  ：２６ｄＢμ
となる（尚、上記数値には、熱雑音の劣化分は省略してある）。
【００８９】
図１２に示すように、入力換算した２次歪レベル１２０２は、ＩＭ２制御信号コードが「４」「５」「６」「７」の場合に、入力換算した許容値１２０４を満足しており、本発明の歪補償方法により、２次歪の影響を実際に除去できていることが分かる。
なお、本発明による歪補償方法は、周波数変換器（ミキサ）以外の回路で発生する歪に対しても有効に活用できることは以上の説明からも明らかである。
【００９０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では個々の周波数変換器の回路デバイスに対する最小限必要な歪特性の保証は周波数変換器の回路単体で行い、歪特性の高精度な合わせ込みはシステム的に補償する。従って、周波数変換器単体、デバイスレベルでの必要以上の高精度化、調整は不要にも拘わらず、良好に線形性が得られ、小形化、低価格化、さらに量産化に適した無線機を実現することができる。
【００９１】
また、温度変化、実使用環境の変化等によって、周波数変換器の歪特性が変化してしまう場合でも、本発明による歪補償方法によって適宜歪制御を行うことにより、常に良好な歪特性を実現できるという効果がある。
【００９２】
さらに、本発明の歪補償方法は汎用性があり、周波数変換器以外の回路で発生する歪の補償、さらにダイレクトコンバージョン方式、スーパーヘテロダイン方式等の種々の受信方式で問題となる歪の補償について適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による歪補償方法を用いたダイレクトコンバージョン受信機の一実施形態の構成を示すブロック図
【図２】図１における受信電界強度測定回路の構成を示すブロック図
【図３】２次歪量制御機能を有する周波数変換器の一例を示す回路図
【図４】本発明による歪補償方法を適用した周波数変換器の所望波出力、干渉波出力および２次歪出力の測定例を示す図
【図５】同実施形態に係る歪補償シーケンスを含むダイレクトコンバージョン受信機の通話シーケンスの第１の例を示すフローチャート
【図６】同実施形態に係る歪補償シーケンスを含むダイレクトコンバージョン受信機の通話シーケンスの第２の例を示すフローチャート
【図７】同実施形態に係る歪補償シーケンスを含むダイレクトコンバージョン受信機の通話シーケンスの第３の例を示すフローチャート
【図８】同実施形態に係る歪補償シーケンスを含むダイレクトコンバージョン受信機の通話シーケンスの第４の例を示すフローチャート
【図９】同実施形態に係る歪補償シーケンスを含むダイレクトコンバージョン受信機の通話シーケンスの第５の例を示すフローチャート
【図１０】本発明による歪補償方法を用いたダイレクトコンバージョン受信機の他の実施形態の構成を示すブロック図
【図１１】本発明による歪補償方法を用いたスーパーヘテロダイン受信機の一実施形態の構成を示すブロック図
【図１２】本発明による歪補償方法を用いた周波数変換器の所望波出力、干渉波出力および次歪出力の測定例をＲＦ入力換算して示す図
【図１３】従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図
【図１４】従来のダイレクトコンバージョン受信機の問題点を説明するための所望波と干渉波とのレベル関係および周波数変換後の所望波と２次歪の関係を示す図
【図１５】ミキサのＲＦ信号入出力、ローカル信号入力を示すブロック図
【符号の説明】
１０１…アンテナ
１０２…高周波増幅器
１０３…ＩＱ周波数変換器
１０４ａ，１０４ｂ…ミキサ
１０５…ローカル発振器
１０６…９０°移相器
１０７ａ，１０７ｂ…ローパスフィルタ
１０８ａ，１０８ｂ…ベースバンド増幅器
１０９ａ，１０９ｂ…Ａ／Ｄ変換器
１１０…ディジタル信号処理部
１１１…復調器
１１２…受信電界強度測定回路
１１３…エラー検出回路
１１４……制御部
１２３，１２３ａ，１２３ｂ…歪量制御信号
２０１ａ，２０１ｂ…乗算器
２０２…加算器
２０３…平方根回路
２０４…比較器
２０５…メモリ
３０１…アンテナ
３０２…高周波増幅器
３０３…高周波フィルタ
３０４，３０８…ミキサ
３０５，３０９…ローカル発振器
３０６，３１０…中間周波フィルタ
３０７，３１１…中間周波増幅器
３１２…Ａ／Ｄ変換器
３１３…ディジタル信号処理部
３２３…歪量制御信号
Ｄ／Ｉ…所望波対干渉波比
ｆＤ…所望波の周波数
ｆＩ…干渉波の周波数
４０１…干渉波出力
４０２…２次歪出力
４０３…所望波出力
４０４…２次歪出力の許容値
４０５…所要Ｄ／Ｕ
４０６…２次歪出力最大値
４０７…所望波出力
４０８…所要Ｄ／Ｕ
４０９…２次歪出力最小値
４１０…ＲＳＳＩ規定値
ＩＭ２…２次歪抑圧値
１２０１…干渉波入力レベル
１２０２…入力換算した２次歪レベル
１２０３…受信感度入力レベル
１２０４…入力換算した２次歪許容値
１２０５…所要Ｄ／Ｕ
１２０６…入力換算した２次歪最大値
１２０７…所要入力信号レベルの最大値
１２０８…所要Ｄ／Ｕ
１２１０…ＲＳＳＩ規定値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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