(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を電流で検出する光−電気変換手段と、この光−電気変換手段が検出したセンサ電流を弱反転状態で対数特性を有する検出電圧に変換するｎチャネルＭＯＳトランジスタとを備え、光信号を検出する光センサ回路において、
光信号を検出した後、前記ｎチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を第１の所定時間だけ第１の電圧値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、その後、前記第１の所定時間よりも長い第２の所定時間、前記第１の電圧値よりも低い第２の電圧値を設定し、さらに、前記第１の電圧値を前記第１の所定時間と前記第２の電圧値を前記第２の所定時間とを繰り返し出力する初期設定手段を備えたことを特徴とする光センサ回路。
【請求項２】
前記第２の電圧値は、前記ｎチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電圧であることを特徴とする請求項１記載の光センサ回路。
【請求項３】
光信号を電流で検出する光−電気変換手段と、この光−電気変換手段が検出したセンサ電流を弱反転状態で対数特性を有する検出電圧に変換するｐチャネルＭＯＳトランジスタと、このｐチャネルＭＯＳトランジスタに並列に接続されたスイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタとを備え、光信号を検出する光センサ回路において、
光信号を検出した後、前記スイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を第１の所定時間だけ第１の電圧値に設定して該ｐチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、その後、前記第１の所定時間よりも長い第２の所定時間、前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値を設定し、さらに、第１の電圧値を前記第１の所定時間と第２の電圧値を前記第２の所定時間とを繰り返し出力する初期設定手段を備えたことを特徴とする光センサ回路。
【請求項４】
前記第２の電圧値は、前記ｐチャネルＭＯＳトランジスタのソース電圧であることを特徴とする請求項３記載の光センサ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、照度に応じたセンサ出力を検出する光センサ回路に係り、特にダイナミックレンジが広く、感度が高い光センサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光センサ回路において、照度（光信号）に対応したセンサ電流を検出するフォトダイオード（ＰＤ）と、フォトダイオードが検出したセンサ電流に応じて線形特性の検出電圧に変換する抵抗負荷Ｒとを備え、照度（光信号）をセンサ出力として電圧で検出するものは知られている。
【０００３】
図８に従来の一般的な光センサ回路構成図を示す。
図８において、一般的な光センサ回路は、フォトダイオードＰＤ、演算増幅器ＯＰ、抵抗器Ｒを基本構成とし、フォトダイオードＰＤは光信号ＬＳの照度に比例したセンサ電流ＩＤに変換し、演算増幅器ＯＰでセンサ電流ＩＤを抵抗器Ｒを負荷として所定ゲイン増幅し、センサ電流ＩＤに比例したセンサ出力（検出電圧ＶＤ）を出力することにより、フォトダイオードＰＤで検出した光信号ＬＳに対応した検出電圧ＶＤを線形（リニア）特性で検出する。
【０００４】
また、従来の光センサ回路において、照度（光信号）に対応したセンサ電流を検出するフォトダイオード（ＰＤ）と、フォトダイオードが検出したセンサ電流に応じて対数特性の検出電圧に変換するＭＯＳトランジスタとを備え、照度（光信号）をセンサ出力として電圧で検出するものは知られている。
【０００５】
図９に従来の光センサ回路構成図を示す。
図９において、従来の光センサ回路１０は、フォトダイオードＰＤ、このフォトダイオードＰＤに直列に接続されたｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、フォトダイオードＰＤとｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の接続点Ｐ（センサ検出端子）にゲートが接続されたｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２と直列に接続されたｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ３から構成される。
【０００６】
また、接続点Ｐには、フォトダイオードＰＤ、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２およびこれらの部品を相互に接続する配線等によって生じる浮遊容量の合成された等価コンデンサＣ、または半導体製造プロセスで形成されたコンデンサ等が接続される。
【０００７】
フォトダイオードＰＤは、光信号ＬＳを検出し、光信号ＬＳの照度に比例したセンサ電流ＩＤに変換する。
【０００８】
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１は、フォトダイオードＰＤの負荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電流ＩＤを電圧に変換してセンサ検出端子Ｐに検出電圧ＶＤを発生する。
【０００９】
また、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１は、センサ電流ＩＤが小さな範囲の弱反転状態で対数特性を有するＭＯＳトランジスタ負荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電流ＩＤを対数特性を有する検出電圧ＶＤに変換し、センサ電流ＩＤが数桁変化しても対数処理を行い、入力に対する出力のダイナミックレンジを広くすることができる。
【００１０】
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２は、出力トランジスタを形成し、検出電圧ＶＤをセンサ電流信号として光センサ回路１０の外部に取り出すために電圧−電流変換を行う。
【００１１】
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ３は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２で変換されたセンサ電流信号を外部回路に接続または切断するためのスイッチを形成する。
【００１２】
次に、従来の光センサ回路１０の動作について説明する。
ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤおよびゲートＧは共通の電源ＶＤ（例えば、５Ｖ）に接続されており、光信号ＬＳが検出されない状態（フォトダイオードＰＤが不動作状態）では、電源ＶＤからｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１を介して充電電流ＩＪがコンデンサＣに流れ、コンデンサＣが充電されてセンサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤは電源ＶＤに近い所定値までしか上昇せず、この所定値はフォトダイオードＰＤが光信号ＬＳを検出していない初期状態となる。
【００１３】
なお、初期状態における検出電圧ＶＤの所定値は、コンデンサＣが充電されてセンサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤが上昇して電源ＶＤに近付くにつれて、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧ−ソースＳ間の電圧ＶＧＳ（ドレインＤ−ソースＳ間の電圧ＶＤＳと同じ値）が低下し、ドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に増加するために充電電流ＩＪが減少してしまい、電源ＶＤより小さな値に設定される。
【００１４】
光センサ１０の初期状態から、フォトダイオードＰＤが光信号ＬＳを検出すると、フォトダイオードＰＤにセンサ電流ＩＤが流れ、センサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤは光信号ＬＳの増加に対応してｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソース間のインピーダンスに対応した対数特性で減少し、所定値よりも低下していく。
【００１５】
フォトダイオードＰＤのセンサ電流ＩＤは光信号ＬＳに比例し、一方、センサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤはセンサ電流ＩＤに対数特性を有するドレインＤ−ソース間のインピーダンスを乗算した値なので、検出電圧ＶＤの絶対値を検出することにより、光信号ＬＳを検出することができる。
【００１６】
図１０に従来の光センサ回路のセンサ電流ＩＤ−検出電圧ＶＤ特性図を示す。
図１０において、光センサ回路１０の初期状態に近い（センサ電流ＩＤ＝１０−１２Ａ）の検出電圧ＶＤの所定値は、例えば４.５Ｖであり、センサ電流ＩＤが５桁増加した１０−７Ａ（センサ電流ＩＤ＝１０−７Ａ）では、検出電圧ＶＤは４.２Ｖとなる。
【００１７】
このように、従来の光センサ回路１０は、光信号ＬＳの５桁（１０万倍）の変化を検出電圧ＶＤの０.３Ｖの範囲で検出することができるため、光信号ＬＳ入力に対してダイナミックレンジの広い光センサ回路を構成することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示す従来の一般的な光センサ回路は、光信号ＬＳに対応した検出電圧ＶＤを線形（リニア）特性で検出するため、検出対象とする光信号ＬＳのレンジが広範囲（例えば、５桁）に亘る場合には、検出電圧ＶＤが電源電圧で制限されて飽和し、光センサのダイナミックレンジが広くできない課題がある。
【００１９】
また、図９に示す従来の光センサ回路１０は、フォトダイオードＰＤが光信号ＬＳを検出しなくなった場合、フォトダイオードＰＤが遮断され、コンデンサＣには充電電流ＩＪが流れてセンサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤは上昇していくが、既に説明したｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に増加して所定値（図１０参照）以上は増加しなくなる。
【００２０】
図１１に従来の光センサ回路の時間ｔ−検出電圧ＶＤ特性図を示す。
図１１において、検出電圧ＶＤはフォトダイオードＰＤが遮断されてから時間経過ｔに対して所定値近傍までは急速に増加（検出電圧ＶＤ＝４.５Ｖ近傍）するが、それ以後は時間ｔが長く経過しても検出電圧ＶＤは、所定値４.５Ｖ以上に増加しなくなる。
【００２１】
光センサ回路を複数マトリクス状に配置した光センサ・アレーとして表示器に適用する場合、検出電圧ＶＤが所定値（４.５Ｖ）に到達する応答時間が遅いため、表示器には長時間の残像として表示される課題がある。
【００２２】
また、従来の光センサ回路１０は、図１０に示すように、光信号ＬＳが微小（センサ電流ＩＳ＝１０−１２〜１０−１１Ａ）な範囲でも、検出電圧ＶＤは対数特性を示すため、微小光信号ＬＳの最小検出レベル値が大きな値となってセンサ感度が低下する課題がある。
【００２３】
さらに、従来の光センサ回路１０は、ノイズに対してｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１およびコンデンサＣがピークホールド回路を形成し、振幅の大きなノイズレベルを光信号ＬＳとして誤検出し、信号／雑音比（Ｓ／Ｎ比）が低下することによって検知できる照度の下限を上昇させて感度低下を招く課題がある。
【００２４】
この発明はこのような課題を解決するためなされたもので、その第１の目的は、Ｓ／Ｎ比が大きく、微小光信号を検出することができる高感度でダイナミックレンジの広い光センサ回路を提供することにある。
【００２５】
また、第２の目的は、残像現象を発生しない光センサ回路を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するためこの発明に係る光センサ回路は、光信号を電流で検出する光−電気変換手段と、この光−電気変換手段が検出したセンサ電流を弱反転状態で対数特性を有する検出電圧に変換するｎチャネルＭＯＳトランジスタとを備え、光信号を検出する光センサ回路において、光信号を検出した後、ｎチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を第１の所定時間だけ第１の電圧値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、その後、第１の所定時間よりも長い第２の所定時間、第１の電圧値よりも低い第２の電圧値を設定し、さらに、第１の電圧値を第１の所定時間と第２の電圧値を第２の所定時間とを繰り返し出力する初期設定手段を備えたことを特徴とする。また、第２の電圧値は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電圧であることを特徴とする。
【００２７】
この発明に係る光センサ回路は、光信号を検出した後、ｎチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を所定時間だけ高い値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、検出端子に接続されたコンデンサの充電または放電を制御する初期設定手段を備えたので、待機時の検出電圧の設定値を検出可能な最低光信号レベルに対応する値よりも高い値に設定することができ、残像現象の発生を防止することができる。
【００２８】
また、この発明に係る光センサ回路は、光信号を電流で検出する光−電気変換手段と、この光−電気変換手段が検出したセンサ電流を弱反転状態で対数特性を有する検出電圧に変換するｐチャネルＭＯＳトランジスタと、このｐチャネルＭＯＳトランジスタに並列に接続されたスイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタとを備え、光信号を検出する光センサ回路において、光信号を検出した後、スイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を第１の所定時間だけ第１の電圧値に設定して該ｐチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、その後、第１の所定時間よりも長い第２の所定時間、第１の電圧値よりも高い第２の電圧値を設定し、さらに、第１の電圧値を第１の所定時間と第２の電圧値を第２の所定時間とを繰り返し出力する初期設定手段を備えたことを特徴とする。また、第２の電圧値は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタのソース電圧であることを特徴とする。
【００２９】
この発明に係る光センサ回路は、スイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を所定時間だけ低い値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、検出端子に接続されたコンデンサの充電または放電を制御する初期設定手段を備えたので、ｐチャネルＭＯＳトランジスタで構成しても、ｎチャネルＭＯＳトランジスタで構成した場合と同様に、待機時の検出電圧の設定値を検出可能な最低光信号レベルに対応する値よりも高い値に設定することができ、残像現象の発生を防止することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を添付図面に基づいて説明する。
図１はこの発明に係る光センサ回路構成図である。
なお、図１の光検出回路は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタを採用し、浮遊容量、または半導体製造プロセスで形成されたコンデンサ等はセンサ検出端子Ｐと接地（ＧＮＤ）間に配置された場合の構成例を示す。
図１において、光センサ回路１は、初期設定手段２と、光センサ３とから構成する。
【００３１】
初期設定手段２は、タイマ手段、切替手段で構成し、光センサ３の動作期間と待機期間とで、それぞれ異なる値のゲート電圧ＶＧを光センサ３のｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧに供給するよう構成する。
【００３２】
図２はこの発明に係る初期設定手段の要部ブロック構成図である。
図２において、初期設定手段２は、タイマ手段４、切替手段５を備える。
タイマ手段４はタイマ等の計時手段で構成し、光センサ３が光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１と待機時間Ｔ２とを周期Ｔ（＝Ｔ１＋Ｔ２）としたタイマ信号ＴＳを切替手段５に提供する。
【００３３】
切替手段５は、例えば電子スイッチで構成し、タイマ手段４から供給されるタイマ信号ＴＳに基づいてｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧ＶＤ、またはドレイン電圧ＶＤよりも充分高い値の電圧ＶＨを選択し、ドレイン電圧ＶＤまたは電圧ＶＨのいずれかをゲート電圧ＶＧとしてｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧに供給する。
【００３４】
なお、ゲート電圧ＶＧは、タイマ信号ＴＳが光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１にはドレイン電圧ＶＤに設定し、タイマ信号ＴＳが待機時間Ｔ２には電圧ＶＨに設定する。
【００３５】
図３はこの発明に係る初期設定手段のタイマ信号ＴＳおよびゲート電圧ＶＧタイムチャートである。
図３において、タイマ手段４は、光信号ＬＳを検出可能な比較的長い時間Ｔ１の期間には、例えばＨレベルのタイマ信号ＴＳを出力し、短い待機時間Ｔ２の期間にはＬレベルのタイマ信号ＴＳを切替手段５に供給する。
【００３６】
切替手段５は、Ｈレベルのタイマ信号ＴＳが出力される期間（時間Ｔ１）には、ドレイン電圧ＶＤを選択してドレイン電圧ＶＤに等しいゲート電圧ＶＧを出力する。
【００３７】
一方、切替手段５は、Ｌレベルのタイマ信号ＴＳが出力される期間（時間Ｔ２）には、ドレイン電圧ＶＤよりも充分高い値の電圧ＶＨを選択してゲート電圧ＶＧとして出力する。
【００３８】
時間Ｔ１のドレイン電圧ＶＤおよび時間Ｔ２の電圧ＶＨで形成されるゲート電圧ＶＧは周期Ｔ（＝Ｔ１＋Ｔ２）で繰返して出力し、光センサ３の動作を制御する。
【００３９】
光センサ３は、光−電気変換手段は、例えばフォトダイオードＰＤで構成した例をであり、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧを初期設定手段２に接続する以外は、図９に示す光センサ回路１０と全く同じ構成を有する。
【００４０】
なお、光−電気変換手段は、フォトダイオードの他に、例えばフォトトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ等で構成してもよい。
また、光センサ３の出力およびスイッチにｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ３を用いたが、ｎチャネルＭＯＳトランジスタに限定することなく出力およびスイッチを形成する素子であればよい。
【００４１】
次に、光センサ回路１の動作について説明する。
図３に示す光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１から待機時間Ｔ２に切り替ると、初期設定手段２からｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧにドレイン電圧ＶＤよりも充分高い電圧ＶＨがゲート電圧ＶＧとして供給されるため、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスは低抵抗となって、コンデンサＣは急速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤＯは、Ｔ２期間内に電源ＶＤ（例えば、ドレイン電圧ＶＤ＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、４.９５Ｖ）まで上昇する。
【００４２】
図４はこの発明に係る光センサ回路の時間ｔ−検出電圧ＶＤＯ特性図である。
図４において、検出電圧ＶＤＯ（実線表示）は、短時間（１ｍｓ以内）の内に電源ＶＤ（５Ｖ）に限りなく近い値まで上昇する。
【００４３】
待機期間Ｔ２の検出電圧ＶＤＯ（実線表示）は、従来の光センサ回路１０の検出電圧ＶＤ（破線表示）よりも高い値（偏差ΔＶＤ＝ＶＤＯ−ＶＤ）に初期設定される。
【００４４】
したがって、光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１から待機時間Ｔ２に切り替ると、検出電圧ＶＤＯは直ちに電源ＶＤ（５Ｖ）に限りなく近い値まで上昇し、検出電圧ＶＤＯを光信号ＬＳの最小検出レベルに対応した値よりも大きな値に設定することができるので、従来の光検出回路のように、検出電圧ＶＤの初期設定電圧が低くて光信号ＬＳの最小検出レベル範囲内にあることに起因する残像を発生しない。
【００４５】
また、光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１において、コンデンサＣの積分作用によってノイズが平均化されるため、ノイズレベルに急俊な変化があっても、光センサ回路１は、ノイズを光信号ＬＳとして検出しないため、信号／雑音（Ｓ／Ｎ）比の高いセンサを構成することができる。
【００４６】
この状態から、図３に示す光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１に移行すると、初期設定手段２からｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートＧにドレイン電圧ＶＤが供給されてドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンズが高いため、光信号ＬＳが微小でセンサ電流ＩＤも小さい範囲では、センサ電流ＩＤはｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１から供給される電流よりもコンデンサＣから放電される放電電流ＩＬが支配的となる。
【００４７】
したがって、センサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤＯは、放電電流ＩＬに比例して減少し、線形領域を形成する。
【００４８】
光信号ＬＳが増加してフォトダイオードＰＤのセンサ電流ＩＤが増加すると、センサ電流ＩＤはＭＯＳトランジスタＱ１から供給される電流が支配的となり、センサ検出端子Ｐの検出電圧ＶＤＯは、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の負荷特性に対応した対数特性の値を示す対数領域を形成しながら減少する。
【００４９】
図５はこの発明に係る光センサ回路のセンサ電流ＩＤ−検出電圧ＶＤＯ特性図である。
図５において、検出電圧ＶＤＯは、センサ電流ＩＤが微小範囲ではコンデンサＣの放電電流ＩＬに比例した線形領域を形成し、センサ電流ＩＤが大きくなる範囲ではＭＯＳトランジスタＱ１の負荷特性に対応した対数領域を形成する。
【００５０】
なお、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧを常時ドレイン電圧ＶＤに設定した従来の光センサ回路は、センサ電流ＩＤが微小範囲でも線形領域を形成せず、検出電圧ＶＤ（破線）で表わされる対数領域を形成する。
【００５１】
図５において、検出電圧ＶＤＯの非線形領域から線形領域への切り替わりは、フォトダイオードＰＤに流れるセンサ電流ＩＤとｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１に流れる電流が等しくなった点（図５ではセンサ電流ＩＤ＝１０−１１Ａに相当）であり、この電圧を負荷を形成するｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１の負荷ＭＯＳ制限電圧と呼ぶ。
【００５２】
なお、図１に示す光センサ回路１は、通常マトリクス状に複数配置した表示アレーとして表示器に適用するものである。
【００５３】
したがって、本発明の光センサ回路は、従来の光センサ回路と比較して微小センサ電流ＩＤ領域で検出電圧ＶＤＯの変化が大きいため、微小光信号ＬＳに対する検出分解性能が高く、センサの感度を高くすることができる。
【００５４】
また、微小センサ電流ＩＤの検出電圧ＶＤＯの範囲を広くすることができるので、ダイナミックレンジを広くすることができる。
【００５５】
さらに、ノイズを平均化することができるので、Ｓ／Ｎ比を高くすることができる。
【００５６】
図６はこの発明に係るｎチャネルＭＯＳトランジシタを用いた光センサ回路の別要部構成図である。
なお、図６の光検出回路は、浮遊容量、または半導体製造プロセスで形成されたコンデンサ等はセンサ検出端子Ｐと電源（ＶＤ）間に配置された場合の構成例を示す。
【００５７】
図３に示す光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１から待機時間Ｔ２に切り替ると、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１はオン状態となってドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスは低抵抗値となるため、コンデンサＣ１からｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソースＳを介して放電電流ＩＨＯが流れ、検出電圧ＶＤＯは図４に示す特性と同様に、電源ＶＤ（例えば、ドレイン電圧ＶＤ＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、４.９５Ｖ）まで上昇する。
【００５８】
この状態から検出可能な時間Ｔ１（図３参照）に切り替ると、センサ電流ＩＤが微小な線形領域では、コンデンサＣ１を介してフォトダイオードＰＤに流れる充電電流ＩＬが支配的となり、センサ電流ＩＤが大きな非線形領域では、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流が支配的となって図５の特性となる。
【００５９】
このように、コンデンサＣ１をセンサ検出端子Ｐと電源（ＶＤ）間に配置しても、図１のコンデンサＣをセンサ検出端子Ｐと接地（ＧＮＤ）間に配置した光センサ回路１と同様な特性が得られる。
【００６０】
図７はこの発明に係るｐチャネルＭＯＳトランジシタを用いた光センサ回路の要部構成図である。
なお、図７の光センサ回路は、図１に示す光センサ回路１のｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１に代えて２個のｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６で構成した点、および図１に示す初期設定手段２のゲート電圧ＶＧを電圧ＶＨに代えて低い値の電圧ＶＬに変更した点が異なる。
【００６１】
図７において、フォトダイオードＰＤの負荷を形成するｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ５と、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ５に並列に接続されたスイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ６で、図１に示すｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１に相当する負荷を形成し、スイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ６のゲートＧには、初期設定手段２からソース電圧に相当する電圧ＶＤ、または充分低い電圧ＶＬをゲート電圧ＶＧとして選択的に供給する。
【００６２】
例えば、図３に示す光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１には、ソース電圧に相当する電圧ＶＤを供給してｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ６をオフ状態に保ち、待機時間Ｔ２には、ドレイン電圧よりも充分低い電圧ＶＬを供給してｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ６をオン状態に保つ。
【００６３】
したがって、光信号ＬＳを検出可能な時間Ｔ１間には、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ５は図１のｎチャネルＭＯＳトランジスタＱ１と同様に対数特性を有する負荷を形成し、待機時間Ｔ２には、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ６がオンとなりソースＳ−ドレインＤ間のインピーダンスは低抵抗となるので、図１の光センサ回路１と同じ特性を実現することができる。
【００６４】
このように、ｐチャネルＭＯＳトランジスタで構成しても、ｎチャネルＭＯＳトランジスタで構成した場合と同様に、待機時の検出電圧の設定値を検出可能な最低光信号レベルに対応する値よりも高い値に設定することができ、残像現象の発生を防止することができる。
【００６５】
また、図７において、コンデンサＣの配置を図６に示すように、コンデンサＣ１をセンサ検出端子Ｐと電源（ＶＤ）間に配置しても、同様な特性を実現することができる。
【００６６】
【発明の効果】
このように、この発明に係る光センサ回路は、光信号を検出した後、ｎチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を所定時間だけ高い値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、検出端子に接続されたコンデンサの充電または放電を制御する初期設定手段を備えたので、待機時の検出電圧の設定値を検出可能な最低光信号レベルに対応する値よりも高い値に設定することができ、残像現象の発生を防止することができる。
【００６７】
また、この発明に係る光センサ回路は、スイッチング用のｐチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧を所定時間だけ低い値に設定してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下させ、検出端子に接続されたコンデンサの充電または放電を制御する初期設定手段を備えたので、ｐチャネルＭＯＳトランジスタで構成しても、ｎチャネルＭＯＳトランジスタで構成した場合と同様に、待機時の検出電圧の設定値を検出可能な最低光信号レベルに対応する値よりも高い値に設定することができ、残像現象の発生を防止することができる。
【００６８】
また、この発明に係る光センサ回路は、光−電気変換手段のセンサ電流が微小電流の場合には、コンデンサの放電電流に比例した検出電圧を検出する線形応答領域を備えるとともに、光−電気変換手段のセンサ電流が大電流の場合には、ＭＯＳトランジスタの負荷特性に対応した対数特性を有する検出電圧を検出する対数応答領域を備えたので、微小光信号を線形応答領域で検出することができ、微小光信号を精度よく検出してダイナミックレンジを広くすることができる。
【００６９】
さらに、この発明に係る光センサ回路は、コンデンサの積分作用によってノイズを平均化できるので、信号／雑音（Ｓ／Ｎ）比を向上することができ、検知できる照度の下限をより低下させて高感度化を実現することができる。
【００７０】
よって、Ｓ／Ｎ比が高く、残像現象の発生を防止し、高感度でダイナミックレンジが広い光センサ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るｎチャネルＭＯＳトランジシタを用いた光センサ回路構成図
【図２】この発明に係る初期設定手段の要部ブロック構成図
【図３】この発明に係る初期設定手段のタイマ信号ＴＳおよびゲート電圧ＶＧタイムチャート
【図４】この発明に係る光センサ回路の時間ｔ−検出電圧ＶＤＯ特性図
【図５】この発明に係る光センサ回路のセンサ電流ＩＤ−検出電圧ＶＤＯ特性図
【図６】この発明に係るｎチャネルＭＯＳトランジシタを用いた光センサ回路の別要部構成図
【図７】この発明に係るｐチャネルＭＯＳトランジシタを用いた光センサ回路の要部構成図
【図８】従来の一般的な光センサ回路構成図
【図９】従来の光センサ回路構成図
【図１０】従来の光センサ回路のセンサ電流ＩＤ−検出電圧ＶＤ特性図
【図１１】従来の光センサ回路の時間ｔ−検出電圧ＶＤ特性図
【符号の説明】
１…光センサ回路、２…初期設定手段、３…光センサ、４…タイマ手段、４…切替手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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