(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に主信号となるベースバンド信号が入力され、第１の出力端子が第１の電源に接続された第１の導電性の第１のトランジスタと、
第１の出力端子が第１の電源に接続され、第２の出力端子が信号出力端子となる第１の導電性の第２のトランジスタと、
入力端子に前記ベースバンド信号を高周波信号に変換するためのローカル信号が入力され、第１の出力端子が前記第１のトランジスタの第２の出力端子に接続され、第２の出力端子が前記第２のトランジスタの入力端子に接続された第２の導電性の第３のトランジスタと、
一端が第２の電源に接続され、他端が前記第１のトランジスタの第２の出力端子と前記第３のトランジスタの第１の出力端子との接続点に接続された抵抗素子とを有し、
前記第１、第２、第３のトランジスタをＭＯＳ電界効果トランジスタとし、前記第１、第２、第３のトランジスタの入力端子をゲート端子とし、第１の出力端子をソース端子とし、第２の出力端子をドレイン端子とすることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
入力端子に主信号となるベースバンド信号が入力され、第１の出力端子が第１の電源に接続された第１の導電性の第１のトランジスタと、
第１の出力端子が第１の電源に接続され、第２の出力端子が信号出力端子となる第１の導電性の第２のトランジスタと、
入力端子に前記ベースバンド信号を高周波信号に変換するためのローカル信号が入力され、第１の出力端子が前記第１のトランジスタの第２の出力端子に接続され、第２の出力端子が前記第２のトランジスタの入力端子に接続された第２の導電性の第３のトランジスタと、
入力端子に前記ベースバンド信号が入力され、第１の出力端子が第２の電源に接続され、第２の出力端子が前記第１のトランジスタの第２の出力端子と前記第３のトランジスタの第１の出力端子との接続点に接続された第２の導電性の第４のトランジスタとを有し、
前記第１、第２、第３、第４のトランジスタをＭＯＳ電界効果トランジスタとし、前記第１、第２、第３、第４のトランジスタの入力端子をゲート端子とし、第１の出力端子をソース端子とし、第２の出力端子をドレイン端子とすることを特徴とするミキサ回路。
【請求項３】
請求項１または２記載のミキサ回路を２つ用い、２つの前記第２のトランジスタの第２の出力端子同士を接続し、前記ベースバンド信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの前記第１のトランジスタの入力端子に入力し、前記ローカル信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの前記第３のトランジスタの入力端子に入力することを特徴とするミキサ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの高周波信号を入力とし、これらを多重した周波数信号を出力するミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のミキサ回路を用いた送信器のブロック図を図５に示す。図５において、１１はミキサ回路、２０は所望の周波数成分の信号だけを通すバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと表記）、３０はパワーアンプ、４０はアンテナである。ＢＢはベースバンド信号であり、その周波数はωＢである。説明を簡単にするため、ベースバンド信号ＢＢをＢＢ＝ｃｏｓωＢｔで表すことにする。ＬＯはローカル信号であり、その周波数はω０である。説明を簡単にするため、ローカル信号ＬＯをＬＯ＝ｃｏｓω０ｔで表すことにする。
【０００３】
以下、図５の送信器の動作を簡単に説明する。ベースバンド信号ＢＢとローカル信号ＬＯはミキサ回路１１によって掛け合わされ、周波数成分ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（ω０−ωＢ）ｔの信号がミキサ回路１１から出力される。ミキサ回路１１の出力をＢＰＦ２０に入力すると、ＢＰＦ２０により周波数成分ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔの信号だけが抽出される。これで、ベースバンド信号ＢＢとローカル信号ＬＯのそれぞれの周波数を足した周波数の信号が得られる。そして、ＢＰＦ２０の出力信号をパワーアンプ３０によって増幅し、無線電波としてアンテナ４０から送出する。このようにミキサ回路１１は、２つの高周波信号を入力とし、これらの高周波信号を掛け合わせた周波数の信号を出力することができる。
【０００４】
図６にミキサ回路１１の回路図を示す。図６において、Ｑ５〜Ｑ１０はＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｒは抵抗素子、Ｉは定電流源、ＢＢＮ，ＢＢＰはベースバンド信号、ＬＯＮ，ＬＯＰはローカル信号、ＲＦＮ，ＲＦＰはミキサ回路１１の出力無線信号である。図６の回路は、位相が互いに１８０度ずれた信号（以下、差動信号と表記）を用いる、差動型のギルバートセルと呼ばれるものである。すなわち、ベースバンド信号ＢＢＮ，ＢＢＰは位相が互いに１８０度ずれた差動信号であり、同様にローカル信号ＬＯＮ，ＬＯＰも差動信号である。
【０００５】
実際のミキサ回路では、入力されたベースバンド信号ＢＢやローカル信号ＬＯが出力無線信号に漏れ出す。これらの信号は、出力無線信号としては不要な信号であるが、必要な信号（例えば、ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔ）に近い周波数を有するため、ＢＰＦ２０で取り除くことが現実には難しい。そこで、図６の回路のように差動信号を用いることで、この不要信号を相殺でき、理想的なミキサ回路に近い特性を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のミキサ回路では、高い無線周波数の信号を出力しようとすると、その特性から高い周波数のローカル信号ＬＯが必要になる。高周波のローカル信号ＬＯを生成するには、高い発振周波数をもった水晶発振子が必要になったり、水晶発振子の限界を超える高い周波数ではＰＬＬ（位相同期ループ）回路が必要になったりする。水晶発振子やＰＬＬ回路は、高価な部品であり、また品薄な部品となることもある。その結果、従来のミキサ回路を無線機器に使用すると、大量生産ができない場合があり、またコストが高くなってしまうという問題点があった。
本発明の目的は、上述の問題を解決するべく、低い周波数の入力信号で高い周波数の信号を生成することができるミキサ回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のミキサ回路は、入力端子に主信号となるベースバンド信号（ＢＢ）が入力され、第１の出力端子が第１の電源に接続された第１の導電性の第１のトランジスタ（Ｑ１）と、第１の出力端子が第１の電源に接続され、第２の出力端子が信号出力端子となる第１の導電性の第２のトランジスタ（Ｑ２）と、入力端子に前記ベースバンド信号を高周波信号に変換するためのローカル信号（ＬＯ）が入力され、第１の出力端子が第１のトランジスタの第２の出力端子に接続され、第２の出力端子が第２のトランジスタの入力端子に接続された第２の導電性の第３のトランジスタ（Ｑ３）と、一端が第２の電源に接続され、他端が第１のトランジスタの第２の出力端子と第３のトランジスタの第１の出力端子との接続点に接続された抵抗素子（Ｒ）とを有し、前記第１、第２、第３のトランジスタをＭＯＳ電界効果トランジスタとし、前記第１、第２、第３のトランジスタの入力端子をゲート端子とし、第１の出力端子をソース端子とし、第２の出力端子をドレイン端子とするものである。
【０００８】
また、本発明のミキサ回路は、入力端子に主信号となるベースバンド信号（ＢＢ）が入力され、第１の出力端子が第１の電源に接続された第１の導電性の第１のトランジスタ（Ｑ１）と、第１の出力端子が第１の電源に接続され、第２の出力端子が信号出力端子となる第１の導電性の第２のトランジスタ（Ｑ２）と、入力端子にベースバンド信号を高周波信号に変換するためのローカル信号（ＬＯ）が入力され、第１の出力端子が第１のトランジスタの第２の出力端子に接続され、第２の出力端子が第２のトランジスタの入力端子に接続された第２の導電性の第３のトランジスタ（Ｑ３）と、入力端子にベースバンド信号が入力され、第１の出力端子が第２の電源に接続され、第２の出力端子が第１のトランジスタの第２の出力端子と第３のトランジスタの第１の出力端子との接続点に接続された第２の導電性の第４のトランジスタ（Ｑ４）とを有し、前記第１、第２、第３、第４のトランジスタをＭＯＳ電界効果トランジスタとし、前記第１、第２、第３、第４のトランジスタの入力端子をゲート端子とし、第１の出力端子をソース端子とし、第２の出力端子をドレイン端子とするものである。
【０００９】
また、本発明のミキサ回路の１構成例は、請求項１または２記載のミキサ回路を２つ用い、２つの第２のトランジスタの第２の出力端子同士を接続し、ベースバンド信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの第１のトランジスタの入力端子に入力し、ローカル信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの第３のトランジスタの入力端子に入力するものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
［実施の形態の１］
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態となるミキサ回路を用いた送信器のブロック図である。図１において、１０はミキサ回路、２０は所望の周波数成分の信号だけを通すバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと表記）、３０はパワーアンプ、４０はアンテナである。ＢＢは主信号となるベースバンド信号であり、その周波数はωＢである。説明を簡単にするため、ベースバンド信号ＢＢをＢＢ＝ｃｏｓωＢｔで表すことにする。ＬＯはベースバンド信号ＢＢを高周波信号に変換するためのローカル信号であり、その周波数はω０／ｎである（ｎは２以上の正の整数）。説明を簡単にするため、ローカル信号ＬＯをＬＯ＝ｃｏｓ（ω０／ｎ）ｔで表すことにする。
【００１１】
以下、図１の送信器の動作を簡単に説明する。ミキサ回路１０は、従来のミキサ回路１１と異なり、入力されたローカル信号ＬＯの高調波成分を発生させるようにしている。ベースバンド信号ＢＢとローカル信号ＬＯはミキサ回路１０によって掛け合わされ、ベースバンド信号ＢＢの基本波成分あるいは高調波成分とローカル信号ＬＯとが掛け合わされた、ｃｏｓ（ω０／ｎ＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（ω０／ｎ−ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（２ω０／ｎ＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（２ω０／ｎ−ωＢ）ｔ・・・・＋ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（ω０−ωＢ）ｔの信号がミキサ回路１０から出力される。
【００１２】
ＢＰＦ２０の通過帯域は、周波数ωＢとω０とを足した周波数の信号が通過するように設定される。これにより、ミキサ回路１０の出力をＢＰＦ２０に入力すると、ＢＰＦ２０により周波数成分ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔの信号だけが抽出され、ベースバンド信号ＢＢの周波数ωＢとローカル信号ＬＯのｎ倍の周波数ω０とを足した周波数の信号が得られる。そして、ＢＰＦ２０の出力信号をパワーアンプ３０によって増幅し、無線電波としてアンテナ４０から送出する。このように、入力されたローカル信号ＬＯの高調波成分をミキサ回路１０によって発生させるようにしているため、結果としてローカル信号ＬＯの周波数を従来の１／ｎにすることができる。
【００１３】
図２に本実施の形態のミキサ回路１０の回路図を示す。図２において、Ｑ１，Ｑ２はＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３はＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｒは抵抗素子、ＲＦは出力無線信号、ＶＤＤは電源電圧である。また、Ｇはゲート端子、Ｓはソース端子、Ｄはドレイン端子である。
以下、図２のミキサ回路１０の動作を簡単に説明する。まず、ベースバンド信号ＢＢによって制御されるトランジスタＱ１と抵抗素子Ｒとで決まる電圧信号を、トランジスタＱ３を介してトランジスタＱ２のゲート端子Ｇに入力する。
【００１４】
このとき、トランジスタＱ３のゲート端子Ｇにローカル信号ＬＯを入力してトランジスタＱ３を制御することにより、トランジスタＱ３がローカル信号ＬＯに応じて導通状態または非導通状態に変化する。したがって、トランジスタＱ３が導通状態のとき、トランジスタＱ２のゲート端子Ｇには、トランジスタＱ１と抵抗素子Ｒとで決まる電圧が印加される。また、トランジスタＱ３が非導通状態のとき、トランジスタＱ２のゲート端子Ｇの電圧は、トランジスタＱ２のゲート端子Ｇの寄生容量によって保持される。このような動作をサンプル−ホールドと呼び、本発明のミキサ回路はサンプル−ホールド型のミキサ回路である。
【００１５】
このように、ベースバンド信号ＢＢで制御された信号をローカル信号ＬＯでサンプリングすると、ローカル信号ＬＯの高調波成分が多数発生する。この高調波成分の信号とベースバンド信号ＢＢが多重されるため、前述のようにｃｏｓ（ω０／ｎ＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（ω０／ｎ−ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（２ω０／ｎ＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（２ω０／ｎ−ωＢ）ｔ・・・・＋ｃｏｓ（ω０＋ωＢ）ｔ＋ｃｏｓ（ω０−ωＢ）ｔの出力無線信号ＲＦが得られる。
本回路を用いた場合、ローカル信号ＬＯの例えば３次高調波を効率良くつくりだすことができる。その結果、ローカル信号ＬＯとしては、従来に比べて１／３の周波数でよいことになる。
【００１６】
［実施の形態の２］
図３は本発明の第２の実施の形態となるミキサ回路の回路図である。図３において、Ｑ１，Ｑ２はＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３，Ｑ４はＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタである。本実施の形態では、抵抗素子Ｒの代わりにトランジスタＱ４を用いることが実施の形態の１と異なる。本ミキサ回路の動作は実施の形態の１とほぼ同じである。
【００１７】
ただし、本実施の形態では、ベースバンド信号ＢＢによって制御されるトランジスタＱ１，Ｑ４に導電性の異なるものを用いている。したがって、トランジスタＱ１，Ｑ４はベースバンド信号ＢＢに応じて交互にオン／オフするので、電源からの直流電流がトランジスタＱ１，Ｑ４を介してＧＮＤ（接地）に流れることがなくなる。その結果、実施の形態の１に比べて低電力化することができる。
【００１８】
［実施の形態の３］
図４は本発明の第３の実施の形態となるミキサ回路の回路図である。図４において、Ｑ１Ｎ，Ｑ１Ｐ，Ｑ２Ｎ，Ｑ２ＰはＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３Ｎ，Ｑ３ＰはＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、ＲＮ，ＲＰは抵抗素子、Ｃはコンデンサ、Ｌはインダクタである。また、ベースバンド信号ＢＢＮ，ＢＢＰは位相が互いに１８０度ずれた差動信号であり、同様にローカル信号ＬＯＮ，ＬＯＰも差動信号である。
【００１９】
本実施の形態のミキサ回路は、実施の形態の１のミキサ回路を２つ用い、２つのトランジスタＱ２Ｎ，Ｑ２Ｐのドレイン端子Ｄ同士を接続して、差動化したものである。このように接続することで、差動信号出力を電流加算することができ、図６で示したミキサ回路と同様にベースバンド信号ＢＢやローカル信号ＬＯの漏れを相殺することができる。なお、コンデンサＣとインダクタＬによる回路は負荷回路の１例であり、これに限るものではない。また、実施の形態の１のミキサ回路の代わりに実施の形態の２のミキサ回路を２つ用いてもよい。
【００２０】
なお、以上の実施の形態では、Ｑ１（Ｑ１Ｎ，Ｑ１Ｐ），Ｑ２（Ｑ２Ｎ，Ｑ２Ｐ）にＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３（Ｑ３Ｎ，Ｑ３Ｐ），Ｑ４にＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタを用い、第１の電源をＧＮＤ（接地）、第２の電源をＶＤＤとしているが、トランジスタの導電性を入れ替えて、Ｑ１（Ｑ１Ｎ，Ｑ１Ｐ），Ｑ２（Ｑ２Ｎ，Ｑ２Ｐ）にＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３（Ｑ３Ｎ，Ｑ３Ｐ），Ｑ４にＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタを用いてもよい。この場合には、第１の電源をＶＤＤ、第２の電源をＧＮＤとすればよい。
【００２１】
また、以上の実施の形態では、ミキサ回路の使用例として送信器を用いて説明しているが、本発明のミキサ回路を受信器に用いても同様にローカル信号ＬＯの周波数を１／ｎにできる効果がある。以上のように、本発明のミキサ回路を用いれば、入力されたローカル信号ＬＯの高調波成分を効率よく発生させ、それを用いて周波数多重を行うことができるため、入力信号の周波数を低減できる効果がある。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の導電性の第１のトランジスタ、第１の導電性の第２のトランジスタ、第２の導電性の第３のトランジスタ及び抵抗素子を設けることにより、入力されたローカル信号の高調波成分を効率よく発生させ、それを用いて周波数多重を行うことができるため、ローカル信号の周波数を低減できる効果がある。そのため、本発明のミキサ回路を無線機器に用いれば、ＰＬＬ回路を用いる必要がなく、安価で安定的に供給される周波数の低い水晶発振子を用いることができ、大量生産や低コスト化を図ることができ、効果大である。
【００２３】
また、抵抗素子の代わりに第２の導電性の第４のトランジスタを用いることにより、低電力化することができる。
【００２４】
また、ミキサ回路を２つ用い、２つの第２のトランジスタの第２の出力端子同士を接続し、ベースバンド信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの第１のトランジスタの入力端子に入力し、ローカル信号として位相が互いに１８０度ずれた差動信号を２つの第３のトランジスタの入力端子に入力することにより、ベースバンド信号やローカル信号の信号出力端子への漏れを相殺することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態となるミキサ回路を用いた送信器のブロック図である。
【図２】図１のミキサ回路の回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態となるミキサ回路の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態となるミキサ回路の回路図である。
【図５】従来のミキサ回路を用いた送信器のブロック図である。
【図６】従来のミキサ回路の回路図である。
【符号の説明】
１０…ミキサ回路、２０…バンドパスフィルタ、３０…パワーアンプ、４０…アンテナ、ＢＢ、ＢＢＮ、ＢＢＰ…ベースバンド信号、ＬＯ、ＬＯＮ、ＬＯＰ…ローカル信号、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１Ｎ、Ｑ１Ｐ、Ｑ２Ｎ、Ｑ２Ｐ…ＮｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ３Ｎ、Ｑ３Ｐ…ＰｃｈＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｒ、ＲＮ、ＲＰ…抵抗素子。
【図１】
0003545291.tif 000002
【図２】
0003545291.tif 000003
【図３】
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【図４】
0003545291.tif 000005
【図５】
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【図６】
0003545291.tif 000007