(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御手段とを備え、
上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記ベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルに基づいて上記ベースバンド信号の電力を最大にするように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して上記各移相手段に出力することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段とを備え、
上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御装置において、
上記復調手段と上記制御手段との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記制御手段に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項４】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
縦続接続された複数の遅延回路を備え、上記復調手段から出力されるベースバンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅延信号を出力する遅延線回路と、
上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを所定の利得で利得制御して出力する複数の利得制御手段と、
上記複数の利得制御手段から出力される複数の信号を加算して、加算結果の出力信号を出力する加算手段と、
上記加算手段から出力される出力信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力する制御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項５】
請求項４記載のアレーアンテナの制御装置において、
上記復調手段と上記遅延線回路との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記遅延線回路に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項６】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御ステップとを含み、
上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記復調されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルに基づいて上記復調されたベースバンド信号の電力を最大にするように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して上記各移相手段に出力することを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項７】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御ステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生するステップとを含み、
上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記発生された誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力することを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項８】
請求項６又は７記載のアレーアンテナの制御方法において、
上記復調するステップの後であって上記制御ステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項９】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、所定の移相量だけ移相させて出力するステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調して出力するステップと、
縦続接続された複数の遅延回路を備えた遅延線回路を用いて、上記復調されたベースバンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅延信号を出力するステップと、
上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを、複数の利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御して出力するステップと、
上記利得制御された複数の信号を加算して、加算結果の出力信号を出力するステップと、
上記加算された出力信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力するステップと、
上記各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項１０】
請求項９記載のアレーアンテナの制御方法において、
上記復調するステップの後であって上記遅延するステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアレーアンテナを制御するための制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図５において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎ、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、中間周波信号をベースバンド信号に復調する復調器７−１乃至７−Ｎ及びアナログ／ディジタル変換を行うＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを介してビーム制御回路３３及び可変移相器３１−１乃至３１−Ｎに出力される。可変移相器３１−１乃至３１−Ｎはそれぞれ、入力されるベースバンド信号を、ビーム制御回路３３から指示される移相量だけ移相した後、合成器３２に出力する。合成器３２は入力される複数Ｎ個のベースバンド信号を電力合成して、合成後のベースバンド信号をビーム制御回路３３に出力するとともに、外部装置に出力する。
【０００３】
ここで、ビーム制御回路３３は、Ａ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎから入力される各ベースバンド信号と、合成後のベースバンド信号とに基づいて、例えば公知のＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）法などの適応ビーム制御アルゴリズムを用いて、合成後のベースバンド信号が最大となりかつアレーアンテナ１００が所定の方向に主ビームを向けるような可変移相器３１−１乃至３１−Ｎの各移相量を計算して各可変移相器３１−１乃至３１−Ｎを制御するために出力する。
【０００４】
以上のように構成された、いわゆる適応型アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎ及び無線受信機回路に、デジタル信号処理回路である可変移相器３１−１乃至３１−Ｎ、合成器３２及びビーム制御回路３３を組み合わせることにより、受信電波環境に適応した指向性パターンを得ることができる高機能なアンテナ制御装置である。図５の従来例では、ディジタルビーム形成回路（ＤＢＦ）を用いた構成であり、アレーアンテナの主ビームを所望到来波の方向に形成したり、干渉波の方向にヌル点を形成してこれを除去するという機能を有する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎ毎に受信回路（低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ、ダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、及び復調器７−１乃至７−Ｎ）並びにＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを用いる必要があるので、ハードウエア規模や消費電力が大きくなるという問題点があった。特に、アンテナ素子の素子数が多い高利得アンテナの場合に特にこの問題は深刻なものとなる。さらに、アンテナ素子毎に受信するので信号レベルが低下した環境下では動作が困難となるという欠点もある。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御手段とを備え、
上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記ベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルに基づいて上記ベースバンド信号の電力を最大にするように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して上記各移相手段に出力することを特徴とする。
【０００９】
第２の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御手段と、
上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、
上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段とを備え、
上記制御手段は、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力することを特徴とする。
【００１０】
上記第１と第２の発明に係るアレーアンテナの制御装置において、上記復調手段と上記制御手段との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記制御手段に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１１】
第３の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、
上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、
上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、
縦続接続された複数の遅延回路を備え、上記復調手段から出力されるベースバンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅延信号を出力する遅延線回路と、
上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを所定の利得で利得制御して出力する複数の利得制御手段と、
上記複数の利得制御手段から出力される複数の信号を加算して、加算結果の出力信号を出力する加算手段と、
上記加算手段から出力される出力信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記減算手段から出力される誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得制御手段の利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
第３の発明に係るアレーアンテナの制御装置において、上記復調手段と上記遅延線回路との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記遅延線回路に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１４】
第４の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御ステップとを含み、
上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記復調されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルに基づいて上記復調されたベースバンド信号の電力を最大にするように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して上記各移相手段に出力することを含むことを特徴とする。
【００１５】
第５の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させるステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する制御ステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御するステップと、
上記利得制御されたベースバンド信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生するステップとを含み、
上記制御ステップは、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記発生された誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと上記誤差信号に基づいて当該誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力することを含むことを特徴とする。
【００１６】
上記第４と第５の発明に係るアレーアンテナの制御方法において、上記復調するステップの後であって上記制御ステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１７】
第６の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、
上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、所定の移相量だけ移相させて出力するステップと、
上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、
上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調して出力するステップと、
縦続接続された複数の遅延回路を備えた遅延線回路を用いて、上記復調されたベースバンド信号を順次所定の遅延時間だけ遅延させて上記ベースバンド信号の複数の遅延信号を出力するステップと、
上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号とを、複数の利得制御手段を用いて、所定の利得で利得制御して出力するステップと、
上記利得制御された複数の信号を加算して、加算結果の出力信号を出力するステップと、
上記加算された出力信号と所定値の基準信号との間の誤差信号を発生して出力するステップと、
上記各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド信号と、上記複数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記各利得制御手段に出力するステップとを含むことを特徴とする。
【００１８】
上記第６の発明に係るアレーアンテナの制御方法において、上記復調するステップの後であって上記遅延するステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００２０】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図であり、図５と同様のものについては同一の符号を付している。
【００２１】
本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００（リニアアレー）のビームを制御するための適応制御型制御装置であって、ビーム制御回路１０を備えたことを特徴としている。ここで、ビーム制御回路１０は、復調器７を介してＡ／Ｄ変換器９からの出力信号であるベースバンド信号ｙｋのみに基づいて、詳細後述する最大電力化法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量を所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号ｙｋの傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力を最大にするように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量を計算して各可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力する。
【００２２】
以下、図１に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図１において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎを介して可変移相器３−１乃至３−Ｎに入力される。各可変移相器３−１乃至３−Ｎはそれぞれ、入力される無線信号を、ビーム制御回路１０から出力される各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器４に出力する。合成器４は入力されるＮ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６を介して復調器７に出力する。復調器７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号ｙｋを外部装置及びビーム制御回路１０に出力する。
【００２３】
なお、可変移相器３−１乃至３−Ｎと合成器４とは、例えば公知の大規模ＧａＡｓＭＭＩＣにてなるマイクロ波シグナルプロセッサによって構成することができる。
【００２４】
ビーム制御回路１０は、Ａ／Ｄ変換後のベースバンド信号ｙｋのみに基づいて、最大電力化法を用いて、例えば、データ伝送を行う前の所定のトレーニング期間において、各可変移相器３−１乃至３−Ｎに対する各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）を所定のシフト量だけ摂動させることにより、各移相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算されたベースバンド信号ｙｋの傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力を最大にするように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）を計算して各可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力する。ここで、ベースバンド信号ｙｋの電力の傾斜ベクトルとは、各移相量に対して摂動したときに、各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）に対する当該ベースバンド信号ｙｋの電力の変化量のベクトルをいう（後述の数４参照。）。
【００２５】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路１０は、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力を最大にするように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるように適応的にビームを制御する。構成されたアレーアンテナの制御装置では、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図５に示す従来例に比較して、ハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【００２６】
＜第２の実施形態＞
図２は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ａの構成を示すブロック図であり、図１及び図５と同様のものについては同一の符号を付している。
【００２７】
第２の実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１のビーム制御回路１０に代えて、変形されたＣＭＡ法（以下、Ｍ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ）−ＣＭＡ法という。これについては、詳細後述する。）を用いて適応型のビーム制御を行うビーム制御回路１０ａを備えたことを特徴としている。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、ここで詳細説明を省略する。
【００２８】
図２において、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋは、ビーム制御部２０から増幅度（又は利得）ｇｋが制御される可変増幅器（又は乗算器、利得制御器）２１を介して、ベースバンド信号ｚｋとして減算器２２に出力される。ここで、増幅度又は利得は正又は負の値をとりうる。一方、基準信号発生器２３は所定の一定値を有する基準信号σを発生して減算器２２に出力する。減算器２２は基準信号σから増幅後のベースバンド信号ｚｋを減算して、その誤差（又は偏差）信号ｅｋをビーム制御部２０に出力する。ビーム制御部２０は、入力される誤差信号ｅｋのみに基づいて、Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を所定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２２から出力される誤差信号ｅｋの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅｋの電力の傾斜ベクトルに基づいてＡ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋの電力を最大にしかつ、減算器２２から出力される誤差信号ｅｋに基づいて当該誤差信号ｅｋが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）及び可変増幅器２１の増幅度ｇｋを計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び可変増幅器２１に出力する。
【００２９】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路１０ａは、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号の電力を最大にしかつ誤差信号ｅｋが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるように適応的にビームを制御する。構成されたアレーアンテナの制御装置では、第１の実施形態と同様に、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図５に示す従来例に比較して、従来例に比較してハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【００３０】
＜適応ビーム制御処理＞
まず、第１の実施形態で用いる電力最大化法（Ｍ−Ｐｏｗｅｒ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）について説明する。図１のアレーアンテナの制御装置において、ｉ番目のアンテナ素子１−ｉからの受信信号をｕｋ（ｉ）とすると、合成及び復調後のベースバンド信号ｙｋは公知の等価低域モデルによって次式のように表される。
【００３１】
【数１】
0003568839.tif 000002
【００３２】
マイクロ波帯の信号処理は、等価低域モデルにおいては、数１に示すような複素数によって表現できる。また、数１におけるθ（ｖｋ（ｉ））はｉ番目の素子の出力段に備えられた可変移相器３−ｉによる位相変化量（移相変化量）を示しており、ｖｋ（ｉ）は可変移相器３−ｉを駆動する制御電圧を示している。また、ｋは時刻を示している。可変移相器３−ｉには基本的に利得が無いため、合成及び復調後のベースバンド信号ｙｋの電力は純粋にビームファクタにのみ依存している。従って、所望方向にビームを向ける条件は数１の振幅が最大になることである。すなわち、
【００３３】
【数２】
0003568839.tif 000003
【００３４】
ここで、Ｅ［・］は集合平均を取ることを意味する。数２の解は公知のＳＧＤ法（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ｇｒａｄｉｅｎｔ  Ｄｅｓｃｅｎｔ；確率的な勾配降下法）の原理に基づけば、次式に示すアルゴリズムで漸近的に求めることができる。すなわち、時間とともに数３を繰り返して計算して収束させることにより、移相制御電圧ｖｋ（ｉ）を計算する。
【００３５】
【数３】
0003568839.tif 000004
【００３６】
上記数３において、μはステップサイズパラメータを示している。上記数３の偏微分は数１より、受信信号はｕｋ（ｉ）となるため、ＤＢＦの構成であるならば、これを用いることができる。しかしながら、本実施形態のアダプティブアレーの構成では受信信号が観測できないため、ＤＢＦのアルゴリズムが利用できない。そこで、可変移相器３−ｉの制御電圧ｖｉ（ｋ）を摂動させて求める。すなわち、数３の偏微分項を次式のように近似する。
【００３７】
【数４】
0003568839.tif 000005
【００３８】
ここで、右辺の第１項における（  ）内の「…，ｖｋ（ｉ）＋Δｖ，…」は「ｖｋ（１）＋Δｖ，ｖｋ（２）＋Δｖ，…，ｖｋ（Ｎ）＋Δｖ」を意味する。また、右辺の第２項における（  ）内の「…，ｖｋ（ｉ），…」は「ｖｋ（１），ｖｋ（２），…，ｖｋ（Ｎ）」を意味する。
すなわち、上記数４では、各可変移相器３−ｉの制御電圧をΔｖｉだけ変動させ、その時の振幅変動量をもって偏微分項とする。すなわち、上記数４において、ｐ＝２としたとき、ベースバンド信号の電力の傾斜ベクトルとなる。
【００３９】
次いで、第２の実施形態で用いるＭ−ＣＭＡ法について説明する。上記で導出した振幅最大化を評価基準とするアルゴリズムは、比較簡易な構成で実現できるという利点がある。ただし、干渉波と希望波を同一視するため干渉波抑圧が困難である。一般に、公知のＭＭＳＥ法（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ；最小平均二乗誤差法）のように、合成復調後の信号と、所望値との誤差を最小化するタイプのアルゴリズムであれば干渉波抑圧できる可能性がある。例えば、ゴダード−１（Ｇｏｄａｒｄ−１）のアルゴリズムの場合（数５の誤差を最小になるアルゴリズムはゴダード（Ｇｏｄａｒｄ）のアルゴリズムと呼ばれる。その中で、電力誤差の自乗平均を最小にするものが一般にＣＭＡ法と呼ばれる。）、ｚｋを出力信号とすれば誤差は次式のように定義される。
【００４０】
【数５】
ｅｋ＋１
＝σｐ−｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜ｐ
＝σｐ−ｇｋｐ｜ｙｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜ｐ
【００４１】
ただし、本実施形態では、通常のゴダード−１のアルゴリズムとは異なりアンテナ素子からの受信信号には位相回転しか与えない。そこで、振幅重みは、図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器９からの出力ベースバンド信号ｙｋに可変増幅器２１により利得ｇｋを与えることで実現する。そこで、この誤差信号ｅｋの自乗平均を最小化を図る。その解は公知のＳＧＤ法の原理に基づき、以下のアルゴリズムにより漸近的に求めることができる。すなわち、時間とともに数７を繰り返して計算して収束させることにより、移相制御電圧ｖｋ（ｉ）を計算する。
【００４２】
【数６】
ｇｋ＋１
＝ｇｋ−１＋μｅｋ｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜ｐ−１×｜ｙｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜
【数７】
ｖｋ＋１（ｉ）＝ｖｋ（ｉ）＋μｅΔｉ｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜ｐ
【００４３】
ただし、この振幅制御は、Ａ／Ｄ変換器９からの出力ベースバンド信号ｙｋに対してディジタル信号処理により行う。マイクロ波帯（ＲＦ帯）の可変移相器制御では、移相器入力信号を観測できないため、摂動により係数の更新量を求める。また、振幅制御では、出力ベースバンド信号ｙｋがディジタル信号として得られるため、数６の形式で、振幅推定アルゴリズムが得られる。また、発明したアルゴリズムは振幅偏差の最小化という公知のＣＭＡ法と同様の規範を用いているため、発明したアルゴリズムを「Ｍ−ＣＭＡ法」と呼んでいる。言い換えれば、当該Ｍ−ＣＭＡ法では、第１の実施形態の電力最大化法の手法に加えて、数５乃至数７を用いてベースバンド信号の振幅制御を行う。
【００４４】
次いで、２つの適応ビーム制御法についての特性解析について説明する。まず、最も簡単な１波干渉条件を取り上げ、電力最大化法の特性を検証する。そこで、１番目のユーザからの送信信号をα（１）（ｋ）、２番目のユーザからの送信信号をα（２）（ｋ）とすると、アレーアンテナ１００における受信信号ｕｋ（ｉ）は次式のように表される。
【００４５】
【数８】
ｕｋ（ｉ）
＝ｅｘｐ（ｊ（ｉφ（１）））α（１）（ｋ）＋ｅｘｐ（ｊ（ｉφ（２）））α（２）（ｋ）＋ｎｋ（ｉ）    （ｉ＝１，２，…，Ｎ）
【００４６】
ただし、ｎｋ（ｉ）はｉ番目のアンテナ素子１−ｉの出力段に設けられた低雑音増幅器２−ｉで発生するガウス雑音であり、φ（１）とφ（２）は１番目と２番目のユーザからの無線信号のアレーアンテナ１００への入射角を示している。また、一般に１番目と２番目のユーザからの無線信号は互いに無相関であるため、
【数９】
Ｅ［α（１）（ｋ）α（２）（ｋ）］＝０
である。このときのビームの特性は、数２より次式の解によって決定される。ただし、数２においてｐ＝２とする。
【００４７】
【数１０】
0003568839.tif 000006
【００４８】
ここで、＊は複素共役を表し、以下同様である。上記数１０において制御電圧に対する移相量の関数が現れる。一般に、この関数は可変移相器３−ｉの種類に依存し、簡単には決定できない。ただし、ここで発明したアルゴリズムのように公知のＳＧＤの原理に基づくものでは、あまり本質的な問題ではないので、簡単に、
【数１１】
∂θ（ｖｋ（ｉ））／∂ｖｋ（ｉ）＝１
とおく。そこで、上記数１０に数１及び数８を代入し、集合平均をとると次式のようになる。ただし、
【数１２】
θｋ（ｉ）＝θ（ｖｋ（ｉ））
【数１３】
ｙｋ＝ｙｋ（ｖ１（ｋ），…，ｖＮ（ｋ））
である。
【００４９】
【数１４】
0003568839.tif 000007
【００５０】
ここで、Ｉｍ［・］は虚数項を抽出する関数である。また、上記数１４の導出過程においてガウス雑音の特性である
【数１５】
Ｅ［ｎｉ＊（ｋ）ｎｊ（ｋ）］＝０  （ｉ≠ｊ）
と、ガウス雑音と信号の相関に関する関係
【数１６】
Ｅ［α（ｉ）（ｋ）ｎｊ（ｋ）］＝０
及び２つのユーザ間の無線信号の無相関性を利用した。上記数１４の解の一例として、２素子のアレーアンテナ（Ｎ＝２）を用いた場合には以下のようになる。ただし、雑音の影響は無視する。
【００５１】
【数１７】
0003568839.tif 000008
【数１８】
0003568839.tif 000009
【００５２】
上記数１７及び数１８から希望波のみであれば、
【数１９】
θ２−θ１＝φ１
で希望波にビームを向ける。逆に干渉波のみであれば干渉波方向にビームを向けることがわかる。また、等しいレベル、すなわち
【数２０】
｜α（１）（ｋ）｜＝｜α（２）（ｋ）｜＝Ｍ
の場合には、次式のようになる。
【００５３】
【数２１】
0003568839.tif 000010
【数２２】
0003568839.tif 000011
【００５４】
これより、
【数２３】
θ２−θ１＝（φ１＋φ２）／２
がその解となる。従って、丁度、干渉波と希望波の中間にビームを形成することがわかる。
【００５５】
次いで、第２の実施形態で用いるＭ−ＣＭＡの特性解析について説明する。Ｍ−ＣＭＡ法の場合のビーム形成の特性は次式によって与えられる。
【００５６】
【数２４】
0003568839.tif 000012
【００５７】
このとき、入力信号として上記数８のモデルを用いれば、上記数２４は次式のように表せる。
【００５８】
【数２５】
0003568839.tif 000013
【００５９】
ここで、
【数２６】
0003568839.tif 000014
【数２７】
Ψｌ（ｉ）＝ｅｘｐ（ｊ（ｉφｌ−θｉ））
【数２８】
Ｍｉ＝｜α（ｉ）（ｋ）｜２
【００６０】
ここで、
【数２９】
Ｇ＝Ｅ［ｇｋ２］
【数３０】
η２＝Ｅ［ｎｉ２（ｋ）］  （ｉ＝１，２，…，Ｎ）
であり、上述と同様に、
【数３１】
∂θ（ｖｋ（ｉ））／∂ｖｋ（ｉ）＝１
とした。上記数２５を満足する解は、以下のように幾つか存在する。ただし、振幅利得ｇｋは正確に推定できているとする。
【００６１】
【数３２】
｜Σ１｜２＝（１／Ｍ１）（σ２／Ｇ−Ｎη２），｜Σ２｜＝０
【数３３】
｜Σ２｜２＝（１／Ｍ２）（σ２／Ｇ−Ｎη２），｜Σ１｜＝０
【数３４】
｜Σ１｜２＝｛１／（３Ｍ１）｝（σ２／Ｇ−Ｎη２），
｜Σ２｜２＝｛１／（３Ｍ２）｝（σ２／Ｇ−Ｎη２）
【数３５】
Ｉｍ［Σ１＊Ψ１（ｉ）］
＝Ｉｍ［Σ２＊Ψ２（ｉ）］
＝０  （ｉ＝１，２，…，Ｎ）
【００６２】
上記数３２のみが所望の解であり、それ以外は全て誤った収束（ｉｌｌ  ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）を意味している。上記数３３はブラインド型の潜在的問題である、干渉波にビームを向け、希望波にヌルを向けている状態である。上記数３４は数１４の解であり、希望波と干渉波の中間にビームを形成する場合である。また、数３４は数３５のケースとよく似た場合を意味している。
【００６３】
このように、ＣＭＡ法でも知られる誤った収束がＭ−ＣＭＡ法でも発生する。ただし、上述での２素子の解析でもわかるように、上記数３４や上記数３５の解は干渉波と希望波出力が、等レベルで釣り合った状況であり、可変移相器の初期値等によって回避できる可能性がある。
【００６４】
【実施例】
本発明者は、上述の第１と第２の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置についてシミュレーション実験を行った。ここでは、発明した２つのアルゴリズムを適用したアダプティブアレーの干渉抑圧特性を計算機シミュレーションにより評価する。変調方式はＱＰＳＫを用い、復調器７内の検波器には遅延検波を用いた。また、伝送路は公知のＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｎｏｉｓｅ；付加的な白色ガウス雑音）チャネルを適用した。アレーアンテナ１００は半波長間隔のリニアアレーで、その素子数は４又は１２８とした。また、リニアアレーの正面方向を０度とすると、希望波は１０度方向から、干渉波は−５０度方向から等レベルで入射する環境を想定した。
【００６５】
図６に４素子のアレーアンテナを用いた場合の、アダプティブアレーの指向性パターン示す。電力最大化法とＭ−ＣＭＡ法の両方とも希望波方向に理論限界の１２ｄＢ程度のアレーファクタを持つビームを形成している。干渉波方向には電力最大化法は上記で解析したようにヌルを形成していないが、Ｍ−ＣＭＡ法は５０ｄＢ程度の深いヌルを形成できていることがわかる。ただし、可変移相器３−ｉの初期値は０度であり、アレーアンテナ１００は正面方向にビームを形成させている。従って、初期値に近い希望波方向にビームを向けていると考えられる。
【００６６】
図７に１２８素子のリニアアレーにＭ−ＣＭＡ法のアルゴリズムを適用した場合の指向性パターンを示す。この場合のみ、干渉波の入射方向は−６０度である。希望波方向に理論値どおりの４０ｄＢ強のアレーファクタをもつビームが形成できていることが分かる。干渉波方向にはやはり鋭いヌルが形成されているばかりか、主ビームに対するサイドローブレベルも−２０ｄＢ以下に抑圧されていることがわかる。
【００６７】
図８にＭ−ＣＭＡ法の初期収束特性を示す。図８は、４素子リニアアレーにおいて搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ）が２０ｄＢで、前述の干渉条件における特性である。図８からも分かるようにＭ−ＣＭＡ法はＳＧＤ法の原理に基づいているため、指数関数的な収束特性を示す。約１５００シンボル程度で収束が完了しているが、図６に示す特性を得るにはさらに５０００シンボル程度データが必要である。
【００６８】
図９にＭ−ＣＭＡ法と電力最大化法を用いた場合の４素子リニアアレーのビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を示す。伝送路は上記ＡＷＧＮで、前述の１波干渉波が存在する条件である。理論値は干渉がない条件における、４素子最大比合成ダイバーシチ受信時の遅延検波の特性を示している。電力最大化法では、図６に示すようにビームを希望波方向に向けるものの、干渉波方向に有為なヌルを形成できないため、ＢＥＲ＝１０−４点で５ｄＢ程度の理論値からの劣化が見られる。これに対して、Ｍ−ＣＭＡ法は希望波にビームを向けるだけでなく干渉波方向に鋭いヌルを形成できるため、全てのＣＮＲ条件においてほぼ理論値通りの特性が得られることが分かる。
【００６９】
以上説明したように、低価格化・小型化が期待できるマイクロ波・ディジタル信号処理融合型のアダプティブアレーアンテナ装置に適した適応ビーム制御アルゴリズムとして、「電力最大化法」と「Ｍ−ＣＭＡ」の２つのアルゴリズムを発明した。このアルゴリズムはアレーアンテナ１００の各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎからの受信信号を観測することなく、Ａ／Ｄ変換器９からの出力ベースバンド信号ｙｋだけを観測して適応ビーム形成できる点に大きな特長がある。その原理は、電力最大化法では、マイクロ波帯の可変移相器３−ｉの各移相量を摂動させ、移相制御電圧ｖｋ（ｉ）に対するベースバンド信号ｙｋの電力の傾斜ベクトルを計算し、この情報を基に当該電力を最大にすることでビーム形成を行う点にある。一方、Ｍ−ＣＭＡ法では、ベースバンド信号ｙｋの振幅偏差の最小化を規範とし、ベースバンド信号ｙｋの電力の傾斜ベクトルと、ベースバンド信号ｙｋの振幅推定を組み合わせてビーム形成を行う。加えて、Ｍ−ＣＭＡ法では振幅偏差の最小化を規範とするため、電力最大化法になかったヌル制御ができる点に大きな特長がある。
【００７０】
発明した２つのアルゴリズムの特性を理論的に検証し、これにより、電力最大化法は希望波だけの場合にはその方向にビームを向け、希望波に加えて干渉波がある場合にはその中間にビームを向けることを明らかにした。Ｍ−ＣＭＡは希望波だけの場合にはその方向にビームを向け、希望波に加えて干渉波がある場合には幾つかの誤収束を起こす可能性があることを明らかにした。すなわち、希望波にビームを向け干渉波にヌルを向ける以外に、干渉波にビームを向け希望波にヌルを向ける、その中間にビームを向ける等の収束点があることを示した。また、計算機シミュレーションによって発明したアルゴリズムの特性を検証した結果、Ｍ−ＣＭＡ法では希望波にビームが向ければ良好な特性を示すことを明らかにした。
【００７１】
以上説明したように、第１と第２の実施形態によれば、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置を提供することができる。ここで、第１の実施形態では、特にアレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に適確に向けるように適応ビーム制御することができる一方、第２の実施形態では、特にアレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制御することができる。
【００７２】
＜第３の実施形態＞
図３は、本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ｂの構成を示すブロック図であり、図１、図２及び図５と同様のものについては同一の符号を付している。
【００７３】
第３の実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１のビーム制御回路１０に代えて、ＴＤＬ（Ｔａｐｐｅｄ  Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ；タップ付き遅延線）回路７０を有するトランスバーサルフィルタ６１を備えて、詳細後述する時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて適応型のビーム制御を行うビーム制御回路１０ｂを備えたことを特徴としている。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、ここで詳細説明を省略する。
【００７４】
図３において、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋは、ビーム制御部６０及び可変増幅器７２−０に入力されるとともに、複数（Ｌ−１）個の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）が縦続接続されてなるＴＤＬ回路７０の第１段の遅延回路７１−１に入力される。上記ベースバンド信号ｙｋは可変増幅器７２−０を介して加算器７３に出力されるとともに、複数（Ｌ−１）段の遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）及び可変増幅器７２−（Ｌ−１）を介してビーム制御部６０及び加算器７３に出力される。ＴＤＬ回路７０において、各遅延回路７１−１乃至７１−（Ｌ−１）はそれぞれ入力される信号を所定の遅延時間τだけ遅延して出力する。ここで、遅延時間τは、好ましくは１シンボル時間の１／２に設定されるが、例えば１シンボル時間、もしくはそれ以下に設定されてもよい。
【００７５】
遅延回路７１−１から出力されるベースバンド信号ｙｋの遅延信号ｙｋ−１はビーム制御部６０に出力されるとともに、可変増幅器７２−１を介して加算器７３に出力される。また、遅延回路７１−２から出力されるベースバンド信号ｙｋの遅延信号ｙｋ−２はビーム制御部６０に出力されるとともに、可変増幅器７２−２を介して加算器７３に出力される。さらに、遅延回路７１−３から出力されるベースバンド信号ｙｋの遅延信号ｙｋ−３はビーム制御部６０に出力されるとともに、可変増幅器７２−３を介して加算器７３に出力される。さらに同様にして、遅延回路７１−（Ｌ−２）から出力されるベースバンド信号ｙｋの遅延信号ｙｋ−Ｌはビーム制御部６０に出力されるとともに、可変増幅器７２−（Ｌ−２）を介して加算器７３に出力される。ここで、可変増幅器（又は利得制御器）７２−０乃至７２−（Ｌ−１）はそれぞれ、ビーム制御部６０により設定される増幅度ｗ０乃至ｗＬ−１で入力される信号を増幅（又は利得制御）して出力し、ここで、増幅度（又は利得）は正又負の値をとる。そして、加算器７３は入力されるベースバンド信号ｙｋ及びその複数（Ｌ−１）個の遅延信号ｙｋ−１乃至ｙｋ−Ｌ＋１を加算して加算結果の信号を出力信号ｚｋとして減算器２２に出力する。このように構成することにより、ＴＤＬ回路７０と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）と、加算器７３とを備えたトランスバーサルフィルタ６１を構成する。
【００７６】
一方、基準信号発生器２３は所定の一定値を有する基準信号σを発生して減算器２２に出力する。減算器２２は基準信号σから出力信号ｚｋを減算して、その誤差（又は偏差）信号ｅｋをビーム制御部２０に出力する。ビーム制御部２０は、入力される誤差信号ｅｋと、ベースバンド信号ｙｋと、その遅延信号ｙｋ−１乃至ｙｋ−Ｌ＋１とに基づいて、時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法を用いて、各可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を所定のシフト量だけ摂動させ、これにより対応する各移相量を所定の対応シフト量だけ摂動させ、各移相量に対する減算器２２から出力される誤差信号ｅｋの電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号ｅｋの電力の傾斜ベクトルに基づいて、減算器２２から出力される誤差信号ｅｋに基づいて当該誤差信号ｅｋが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを所定の方向に向けるための各移相量に対応する各移相制御電圧ｖｋ（ｉ）及び各可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度ｗ０乃至ｗＬ−１を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び各可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）に出力して設定する。
【００７７】
以上のように構成された第３の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路１０ｂは、誤差信号ｅｋが最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制御することができる。また、マルチパス伝送路において生じる希望波の遅延波をトランスバーサルフィルタ６１を用いて取り込んで同相合成することができ、希望波における信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。また、第３の実施形態では、第１の実施形態と同様に、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図５に示す従来例に比較して、従来例に比較してハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【００７８】
＜適応ビーム制御処理＞
次いで、第３の実施形態で用いる適応ビーム処理について以下に説明する。第３の実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成において、ベースバンド信号ｙｋ＝ｙｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））は公知の等価低域モデルを用いて上記の数１のように表わすことができる。このベースバンド信号ｙｋは、ＴＤＬ回路７０を有するトランスバーサルフィルタ６１に入力される。トランスバーサルフィルタ６１では、ＴＤＬ回路７０の各タップから出力される信号はそれぞれ、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）によりタップ係数である増幅度ｗｋ（ｉ）で重み付けされた後、加算器７３で加算されて、以下に示す出力信号ｚｋを出力する。
【００７９】
【数３６】
0003568839.tif 000015
【００８０】
ここで、ビームとヌルのブラインド制御を行うため、公知のＣＭＡ法と同様に、トランスバーサルフィルタ６１の出力信号ｚｋの振幅偏差の最小化を図る。すなわち、出力信号ｚｋと基準信号σとの誤差を次式のように定義すると、
【数３７】
ｅｋ＝σｐ−｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））｜ｐ
以下の式を満足することが必要条件となる。ただし、σは基準信号のレベルであり、所望の振幅レベルを示している。
【００８１】
【数３８】
0003568839.tif 000016
【数３９】
0003568839.tif 000017
【００８２】
ここで、ｐとｑはＣＭＡ法の推定の次元を示すもので、実際は、ｐ＝ｑ＝２のときがＣＭＡ法と呼ばれ、それ以外はゴダードのアルゴリズムと呼ばれる。数３８の偏微分は、上記数１と数３６によりＣＭＡ法では求めることができない。そこで、本実施形態においては、第２の実施形態に係るＭ−ＣＭＡと同様に、可変移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ）を摂動させて、これにより各移相量を摂動させて求める。また、上記数３９は通常のＣＭＡ法と同様に求めることができる。ここで、出力信号ｚｋをｚｋ＝ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（Ｎ））として、係数更新処理を以下のように行う。
【００８３】
上記数３７を誤差関数とし、上記数３８及び数３９を満足する解を探すアルゴリズムは、公知の最急降下法の原理を適用すれば、次式のように表わすことができる。
【００８４】
【数４０】
0003568839.tif 000018
【数４１】
0003568839.tif 000019
【００８５】
上記数４０と数４１はそれぞれ、上記数３８及び数３９を満足するさせるためのアルゴリズムの式である。上記数４０における偏微分項は、上記数４を用いて得ることができる。一方、上記数３９における偏微分項は、上記数３６の両辺を偏微分することによって直接的に求めることができる。従って、上記数４０及び数４１は次式となり、次式の係数更新式を用いて収束処理を実行する。
【００８６】
【数４２】
ｖｋ（ｉ）＝ｖｋ−１（ｉ）＋μｖｅｋｑ−１｜ｚｋ｜ｐ−２Δｉ｜ｚｋ｜，
（ｉ＝１，…Ｎ）
【数４３】
ｗｋ（ｉ）＝ｗｋ−１（ｉ）＋μｗｅｋｑ−１｜ｚｋ｜ｐ−２ｚｋ＊ｙｋ，
（ｉ＝０，…Ｌ−１）
【００８７】
ただし、
【数４４】
Δｉ｜ｚｋ｜
＝Δｉ｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（ｉ），…，ｖｋ（Ｎ））｜
＝｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（ｉ）＋Δｖ，…，ｖｋ（Ｎ））｜
−｜ｚｋ（ｖｋ（１），…，ｖｋ（ｉ），…，ｖｋ（Ｎ））｜
である。
【００８８】
上記数４４において、Δｖは摂動のための微少項であり、上記数４２及び数４３におけるμｖとμｗはそれぞれ、移相器３−１乃至３−Ｎの制御電圧と、可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の増幅度であるタップ係数のステップサイズである。本実施形態に係る時空間信号処理Ｍ−ＣＭＡ法のアルゴリズムを正しい収束させるには、この２種類のステップサイズは以下の条件を満足する必要がある。
【００８９】
【数４５】
μｗ＝μｖΔｖ
ここで、Δｖの単位はラジアンである。
【００９０】
次いで、本実施形態における収束特性について説明する。時刻ｋにおける送信信号をｄｋとすると、マルチパスフェージング伝送路を経た受信信号ベクトルｓｋは以下のように表すことができる。ただし、アレーアンテナにはリニアアレイの構造を用いる。
【００９１】
【数４６】
0003568839.tif 000020
【００９２】
上記数４６において、ｃｉはチャネルインパルス応答におけるｉ番目の遅延波に対応する要素であり、Ｎτは遅延スプレッドの長さ、ｎｋ（ｉ）はｉ番目のアンテナ素子１−ｉの後段に設けられたＬＮＡ２−ｉから出力されるガウス雑音を示している。また、λ，ｄ，θｉはそれぞれ無線搬送波の波長、アンテナ素子２の間隔、ｉ番目の遅延波の入射角を示している。また、添え字Ｔはベクトルの転置を示している。このとき、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号ｙｋは次式のように表される。
【００９３】
【数４７】
0003568839.tif 000021
【００９４】
ただし、
【数４８】
0003568839.tif 000022
【数４９】
0003568839.tif 000023
である。
【００９５】
すなわち、ａｌは時刻ｋのベースバンド信号における時刻ｋ−ｌの送信シンボルｄｋ−ｌの振幅成分を示している。上記数４７で表された信号を入力されたときのトランスバーサルフィルタ６１の出力信号ｚｋは次式で表される。
【００９６】
【数５０】
0003568839.tif 000024
【００９７】
ただし、
【数５１】
0003568839.tif 000025
【数５２】
ａｋ＝０，ｋ＜０，ｋ＞Ｌのとき
である。
【００９８】
すなわち、ｂｉはトランスバーサルフィルタ６１によって合成された時刻ｋ−ｉの送信シンボルｄｋ−ｉの振幅を表している。第１の実施形態に係るＭ−ＣＭＡ法によって可変移相器３−１乃至３−Ｎのビーム形成処理及びトランスバーサルフィルタ６１の可変増幅器７２−０乃至７２−（Ｌ−１）の各増幅度が制御されたときの、収束点の必要条件は、上記数３８及び数３９で与えられる。これを上記数４７乃至数５２を用いて書き直すと次式のようになる。ただし、数式を簡易にするために、ｐ＝ｑ＝２とする。
【００９９】
【数５３】
0003568839.tif 000026
【数５４】
0003568839.tif 000027
【０１００】
ここで、ｂｌ（ｉ）は次式で与えられる。
【数５５】
ｂｌ（ｉ）＝ｃｌｅｘｐ（ｊ２π（ｄ／λ）ｉ・ｓｉｎ（θｌ）−ｊθ（ｖｉ））
【０１０１】
上記数５３と数５４は非常に似通った式であることがわかる。ただし、ビーム形成では位相しか制御しないため。雑音の項が消滅していることからも、雑音の影響を受けにくいことがわかる。また、雑音の影響を無視すれば、上記数５４及び数５５ともに以下のような平凡な解が存在することがわかる。
【０１０２】
【数５６】
｜ｂｉ｜２＝σ２／σｄ２，｜ｂｊ｜２＝０，（ｉ≠ｊ）
【０１０３】
基本的にマルチパスフェージングでは、同一チャンネル干渉のチャネルであるＣＣＩチャネルで起きたような誤引き込みの問題は発生しない。すなわち、ｉの値が幾らであっても上記数５６の関係さえ満足されれば等化は実現する。この時、タップ係数である各増幅度と可変移相器３−１乃至３−Ｎの各制御電圧は次式に示す関係を満足する。
【０１０４】
【数５７】
0003568839.tif 000028
【０１０５】
上記数５７は、本実施形態で提案したアダプティブアレーが、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎにおいてトランスバーサルフィルタ６１により等化した信号に対して、ビーム形成を行っていると解釈できることを示している。すなわち、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された信号が上手く等化できれば、その遅延波と先行波を受信するようビーム形成を行う。すなわち、先行波と遅延波の両方を取り込むようにビームを形成すると解釈できる。これにより、トランスバーサルフィルタ６１の出力信号ｚｋにおける希望波のＳ／Ｎを大幅に改善することができる。
【０１０６】
【実施例】
本発明者は、上述の第３の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置についてシミュレーション実験を行った。ここで、変調方式として差動符号化ＱＰＳＫを用い、送受信側にコールオフ率α＝０．５のルートロールオフフィルタを配置した。アレーアンテナの素子数Ｎは４で、ＴＤＬ回路７０として、遅延量τ＝１／２シンボル間隔でＬ＝１１タップのものを用いた。また、検波方式としては遅延検波を用いた。ただし、基本的にＭ−ＣＭＡ法はブラインドアルゴリズムであるため検波方式には依存しないので同期検波も適用可能である。伝送路は静的な２波モデルを適用した。そのとき、直接波と遅延波は等レベルとし、その到来方向はそれぞれ１０度（直接波）、−３０度（遅延波）とした、また、ブロードサイド方向にビームを向けた状態をアダプティブアレーアンテナの初期条件とする。また、ＴＤＬ回路７０は６タップ目をセンタタップとして動作させる。２度の位相回転処理による不安定性を回避するため、センタタップは振幅制御のみを行う構成とした。また、本実施形態に係るアダプティブアレーアンテナは遅延波を取り込む能力を有するため、搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ）を次式で定義した。
【０１０７】
【数５８】
0003568839.tif 000029
【０１０８】
まず、ＣＮＲ＝６ｄＢの条件で、直接波に対する遅延波の遅延量Δτｄを０．１Ｔ〜０．９Ｔ（ここで、Ｔはシンボル間隔である。）まで変化させたときの、アンテナの指向性パターンを図１０に示す。遅延量Δτｄが０．５Ｔ以下では，直接波である先行波と同様に遅延波方向にもビームを向け遅延波を取り込もうとしていることが分かる。これに対して、遅延量Δτｄが０．７Ｔ以上になると、遅延波方向にはビームを向けず、先行波方向にアレーファクタ（利得）１２ｄＢのビームを向けていることがわかる。これは、上述したように１１タップのＴＤＬ回路７０を有するトランスバーサルフィルタ６１では、遅延量Δτｄが０．５Ｔ以下の遅延波は等化できるために、ビームを遅延波方向にも形成するものと考えられる。一方、遅延量Δτｄが０．７Ｔを越えると当該トランスバーサルフィルタ６１の等化能力を超えるため、遅延波方向にヌルを形成していると思われる。
【０１０９】
次いで、直接波に対する遅延波の遅延量Δτｄを０．１Ｔ〜０．９Ｔまで変化させた場合の、本実施形態に係るアダプティブアレーアンテナのＢＥＲ特性を図１１に示す。比較のために、空間信号処理のＭ−ＣＭＡ法を用いた第１の実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの特性と、遅延波がない場合の最大比合成ダイバーシチの理論値を付記する。図１１から明らかなように、遅延量Δτｄが小さいほど、高いＢＥＲ特性を示すことが分かる。例えば、遅延量Δτｄ＝０．１Ｔでは遅延波を上手く取り込むため、第１の実施形態よりも２ｄＢ程度特性を改善できることがわかる。また、第３の実施形態では、理論値に約１ｄＢまで漸近する優れた特性を発揮することがわかる。これに対して、遅延量Δτｄ＞０．７Ｔでは、図１０からわかるように遅延波にヌルを向けるため、遅延波の取り込みによる利得がなくなり、第１の実施形態の特性と一致する。
【０１１０】
以上説明したように、第３の実施形態によれば、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置を提供することができる。ここで、特に特にアレーアンテナ１００の主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制御することができる。また、マルチパス伝送路において生じる希望波の遅延波をトランスバーサルフィルタ６１を用いて取り込んで同相合成することができ、希望波における信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。
【０１１１】
＜第４の実施形態＞
図４は、本発明に係る第４の実施形態である衛星通信システムの構成を示すブロック図であり、本実施形態は、第１乃至第３の実施形態の応用例である。
【０１１２】
図４において、可変ビーム衛星局５０は、図１の複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎからなるアレーアンテナ１００と大型展開反射鏡とを組み合わせて構成されたアンテナ群１００ａと、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎと可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び合成器４に加えて、合成器４から出力される無線信号を所定の別の衛星無線周波数に変換する周波数変換部、その出力を電力増幅する電力増幅部、地球制御局４０と無線通信を行うためのアンテナ５０ａと、を備えて構成される。一方、地球制御局４０では、可変ビーム衛星局５０と通信を行うアンテナ４０ａと図１のダウンコンバータ５からＡ／Ｄ変換器９までの回路及びビーム制御回路１０とを備えるとともに、ビーム制御回路１０で計算された可変移相器の各移相量を含む移相量制御コマンドを可変ビーム衛星局５０に対して送信する送信機を備える。
【０１１３】
地球局５１はデータ信号Ｓ１を含む無線信号を可変ビーム衛星局５０に送信し、地球局５２はデータ信号Ｓ２を含む無線信号を可変ビーム衛星局５０に送信し、地球局５３はデータ信号Ｓ３を含む無線信号を可変ビーム衛星局５０に送信する。このとき、可変ビーム衛星局５０はこれらの無線信号を中継して地球制御局４０に送信する。地球制御局４０では、可変ビーム衛星局５０のアレーアンテナ１００ａに接続される可変移相器の各移相量を計算してその各移相量データを含む移相量制御コマンドを可変ビーム衛星局５０に送信することにより、可変ビーム衛星局５０から各地球局５１，５２，５３に対する適応ビーム制御を行う。
【０１１４】
すなわち、この応用例では、アクティブフェーズドアレーに大型展開反射鏡を組み合わせて可変ビーム衛星局５０に搭載し、地上の地球局４０へ向けて複数の可変ビームを形成する。異なるビームで同一周波数チャネルを再利用するには、一般に、ビーム間アイソレーションを２０ｄＢ以上確保することが望まれる。しかしながら、軌道上では、衛星の姿勢変動や大型反射鏡の熱変型などによりビーム形状が劣化することが懸念される。そこで、これらの「宇宙環境変化」に対して自律的に適応するアダプティブアンテナシステムを構成する。宇宙部分は質量や消費電力に対する要求が非常に厳しいので必要最小限の機能だけを搭載し、それ以外の機能は地上に設置する。すなわち、ビーム制御回路１０は地球制御局４０に設けられるので、最適化アルゴリズムのバージョンアップ、それを実行するコンピュータのハード更改、ユーザの要望による評価関数の変更などの場合に衛星打ち上げ後も地上で対応できる。各ビーム照射エリア内の地球局５１，５２，５３からのアップリンク信号を可変ビーム衛星局５０を介してフィーダ局である地球制御局４０で受信判定し、衛星搭載の重み付け機能へフィードバックする。すなわち、「重み付け機能」＋「合成機能」は宇宙で、「判定」＋「重み演算」アルゴリズムは地上で行う宇宙規模の適応ループとなる。
【０１１５】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、リニアアレーアンテナについて説明しているが、本発明はこれに限らず、２次元又は３次元の所定の配置形状で並置された複数個のアンテナ素子からなるアレーアンテナにも適用することができる。すなわち、上記２つの実施形態における適応アルゴリズムにおいては、各可変移相器の移相量の変数の次元を変更するのみで対応することができる。
【０１１６】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置又は制御方法において、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移相手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させ、上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力し、上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調し、上記復調されたベースバンド信号に基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるような所定の適応ビーム制御法を用いて、上記複数の移相手段の各移相量を計算してそれぞれ上記複数の移相手段に出力する。従って、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置又は制御方法を提供することができる。
【０１１７】
また、別の本発明によれば、上記の構成に加えて、遅延線回路を備えたトランスバーサルフィルタを備え、当該トランスバーサルフィルタからの出力信号と基準信号との誤差信号を発生し、上記各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記誤差信号の電力の傾斜ベクトルを計算し、計算された誤差信号の電力の傾斜ベクトルと、上記ベースバンド信号と、上記遅延線回路の各遅延回路から出力される複数の遅延信号と、上記誤差信号とに基づいて、上記誤差信号が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための各移相量及び上記各利得を計算してそれぞれ出力する。従って、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置を提供することができる。ここで、特にアレーアンテナの主ビームを希望波方向に向けかつ、干渉は方向にヌルを向けるように、適確に適応ビーム制御することができる。また、マルチパス伝送路において生じる希望波の遅延波をトランスバーサルフィルタを用いて取り込んで同相合成することができ、希望波における信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ａの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る第３の実施形態であるアレーアンテナの制御装置におけるビーム制御回路１０ｂの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明に係る第４の実施形態である衛星通信システムの構成を示すブロック図である。
【図５】従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】第１と第２の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パターンを示すグラフである。
【図７】第１の実施形態のシミュレーション結果であって１２８素子リニアアレーアンテナの場合の指向性パターンを示すグラフである。
【図８】第１の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の二乗平均誤差の収束特性を示すグラフである。
【図９】第１と第２の実施形態のシミュレーション結果であって４素子リニアアレーアンテナの場合の搬送波／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。
【図１０】第３の実施形態のシミュレーション結果であって１１タップのＴＤＬ回路７０を有する４素子アダプティブリニアアレーアンテナの場合のアジマス角に対する利得の特性を示すグラフである。
【図１１】第１と第３の実施形態のシミュレーション結果であって１１タップのＴＤＬ回路７０を有する４素子アダプティブリニアアレーアンテナの場合の搬送波／雑音電力比（ＣＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）の特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、
２−１乃至２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
３−１乃至３−Ｎ…可変移相器、
４…合成器、
５…ダウンコンバータ、
６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
７…復調器、
８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
９…Ａ／Ｄ変換器、
１０，１０ａ，１０ｂ…ビーム制御回路、
２０…ビーム制御部、
２１…可変増幅器、
２２…減算器、
２３…基準信号発生器、
６０…ビーム制御部、
６１…トランスバーサルフィルタ、
７０…ＴＤＬ回路、
７１−１乃至７１−（Ｌ−１）…遅延回路、
７２−０乃至７２−（Ｌ−１）…可変増幅器、
７３…加算器、
１００…アレーアンテナ。
【図１】
0003568839.tif 000030
【図２】
0003568839.tif 000031
【図３】
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【図４】
0003568839.tif 000033
【図５】
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【図６】
0003568839.tif 000035
【図７】
0003568839.tif 000036
【図８】
0003568839.tif 000037
【図９】
0003568839.tif 000038
【図１０】
0003568839.tif 000039
【図１１】
0003568839.tif 000040