(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つのインダクタと、
入力電圧を出力する入力直流電源と、
２つの主スイッチからなり、前記両主スイッチがオンとなるオン状態と、いずれか一方の主スイッチがオフとなる第１のオフ状態と、他方の主スイッチがオフとなる第２のオフ状態とを有し、前記オン状態の時に前記インダクタに前記入力電圧を印加する主スイッチ回路と、
前記インダクタの一端に接続されて、前記第１のオフ状態の時に前記インダクタに発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を昇圧した昇圧出力電圧を出力する昇圧用整流平滑回路と、
前記インダクタの他端に接続されて、前記第２のオフ状態の時に前記インダクタに発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を反転昇降圧した反転出力電圧を出力する反転用整流平滑回路と、
を具備する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記主スイッチ回路は、
前記インダクタの一端と前記入力直流電源の負極との間に接続される第１の主スイッチと、前記インダクタの他端と前記入力直流電源の正極との間に接続される第２の主スイッチとから構成され、
前記主スイッチ回路のオン状態は、前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチがともにオン状態であり、前記第１のオフ状態は、前記第１の主スイッチがオフ状態で前記第２の主スイッチがオン状態であり、前記第２のオフ状態は、前記第１の主スイッチがオン状態で前記第２の主スイッチがオフ状態である請求項１記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動するとともに、前記第１の主スイッチのオンオフ期間比を前記昇圧出力電圧が所望値となるよう制御し、前記第２の主スイッチのオンオフ期間比を前記反転出力電圧が所望値となるよう制御する制御回路を有する請求項２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記昇圧出力電圧を検出して前記昇圧出力電圧に応じた昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧を検出して前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周し、第１の状態と第２の状態とを示す信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と昇圧出力用誤差信号と反転出力用誤差信号とが入力され、前記昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する昇圧出力用パルス信号と、前記反転出力電圧に応じたパルス幅を有する反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記昇圧出力用パルス信号と前記反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の状態の場合は、前記昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後、前記第１のオフ状態とし、前記分周回路の出力が第２の状態の場合は、前記反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後、前記第２のオフ状態とする主スイッチ駆動信号を出力する論理回路と、
を有する請求項３記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記昇圧用整流平滑回路が複数具備されており、前記第１のオフ状態の時に前記複数の昇圧用整流平滑回路のいずれか１つを選択する昇圧出力用補助スイッチ回路を有する請求項２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記昇圧出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｎ（ｎは自然数）の昇圧出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の昇圧用整流平滑回路は、第１の昇圧出力用整流手段と第１の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第１の昇圧出力電圧を出力する第１の昇圧用整流平滑回路と、前記第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の昇圧出力用補助スイッチと第（ｋ＋１）の昇圧出力用整流手段と第（ｋ＋１）の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧を出力する第（ｋ＋１）の昇圧用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｎの全ての昇圧出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第ｋの昇圧出力用補助スイッチのオン期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項５記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御回路は、
前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧を検出して前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じた（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧を検出し、前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周して、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧と前記反転出力電圧の内いずれか一つを選択する信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と反転出力用誤差信号とが入力され、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と、前記反転出力電圧に応じたパルス幅を有する反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と前記反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記昇圧出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第１のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動し、前記分周回路の出力が第（ｋ＋１）（ｋはｎ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用補助スイッチ回路のみをオン状態にするとともに、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第１のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動し、前記分周回路の出力が前記反転出力電圧を選択している場合は、前記反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第２のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動する主スイッチ駆動信号と昇圧出力用補助スイッチ駆動信号とを出力する論理回路と、
を有する請求項６記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記反転用整流平滑回路が複数具備されており、前記第２のオフ状態の時に前記複数の反転用整流平滑回路のいずれか１つを選択している反転出力用補助スイッチ回路を有する請求項２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記反転出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｍ（ｍは自然数）の反転出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の反転用整流平滑回路は、第１の反転出力用整流手段と第１の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第１の反転出力電圧を出力する第１の反転用整流平滑回路と、前記第ｊ（ｊ＝１〜ｍ）の反転出力用補助スイッチと第（ｊ＋１）の反転出力用整流手段と第（ｊ＋１）の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｊ＋１）の反転出力電圧を出力する第（ｊ＋１）の反転用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｍの全ての反転出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の反転出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第ｊの反転出力用補助スイッチのオン期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｊ＋１）の反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項８記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記昇圧用整流平滑回路が複数具備されており、前記第１のオフ状態の時に前記複数の昇圧用整流平滑回路のいずれか１つを選択している昇圧出力用補助スイッチ回路と、
前記反転用整流平滑回路が複数具備されており、前記第２のオフ状態の時に前記複数の反転用整流平滑回路のいずれか１つを選択している反転出力用補助スイッチ回路を有する請求項２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記昇圧出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｎ（ｎは自然数）の昇圧出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の昇圧用整流平滑回路は、第１の昇圧出力用整流手段と第１の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第１の昇圧出力電圧を出力する第１の昇圧用整流平滑回路と、前記第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の昇圧出力用補助スイッチと第（ｋ＋１）の昇圧出力用整流手段と第（ｋ＋１）の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧を出力する第（ｋ＋１）の昇圧用整流平滑回路とにより構成され、
前記反転出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｍ（ｍは自然数）の反転出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の反転用整流平滑回路は、第１の反転出力用整流手段と第１の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第１の反転出力電圧を出力する第１の反転用整流平滑回路と、前記第ｊ（ｊ＝１〜ｍ）の反転出力用補助スイッチと第（ｊ＋１）の反転出力用整流手段と第（ｊ＋１）の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｊ＋１）の反転出力電圧を出力する第（ｊ＋１）の反転用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｎの全ての昇圧出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第ｋの昇圧出力用補助スイッチのオン期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｍの全ての反転出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の反転出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第ｊの補助スイッチのオン期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｊ＋１）の反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項１０記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記制御回路は、
前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧を検出して前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じた（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧を検出し、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧に応じた（ｍ＋１）個の反転出力用誤差信号とを出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周して、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧と前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧の内いずれか一つを選択する信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と前記（ｍ＋１）個の反転出力用誤差信号とが入力され、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｍ＋１）個の反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と前記（ｍ＋１）個の反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記昇圧出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第１のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動し、前記分周回路の出力が第（ｋ＋１）（ｋはｎ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用補助スイッチ回路のみをオン状態にするとともに、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第１のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動し、前記分周回路の出力が前記第１の反転出力電圧を選択している場合は、前記反転出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第２のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動し、前記分周回路の出力が第（ｊ＋１）（ｊはｍ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｊ＋１）の昇圧出力用補助スイッチ回路のみをオン状態にするとともに、前記第（ｊ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記主スイッチ回路のオン状態とした後に、前記第１のオフ状態とするよう主スイッチ回路を駆動するよう主スイッチ駆動信号と昇圧出力用補助スイッチ駆動信号と反転出力用補助スイッチ駆動信号とを出力する論理回路と、
を有する請求項１１記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
所定のスイッチング周期で動作する第１の主スイッチと第２の主スイッチを有し、前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチがオンとなる前記スイッチング周期内の所定のオン期間だけ、入力直流電源からの入力電圧を少なくとも一つのインダクタへ印加する主スイッチ回路と、
前記スイッチング周期内の前記所定のオン期間後に前記第１の主スイッチがオフ状態となると、前記インダクタに発生するフライバック電圧を、前記入力直流電源に加えるよう整流平滑した昇圧出力電圧を得る単一もしくは複数の昇圧出力電圧形成手段と、
前記スイッチング周期内の前記所定のオン期間後に前記第２の主スイッチがオフ状態となると、前記入力直流電源に対して負電位となるよう整流平滑した反転出力電圧を得る単一もしくは複数の反転出力電圧形成手段とを有し、
前記スイッチング周期が前記各出力電圧のいずれか一つを制御する期間に割り当てられ、該出力電圧を得る手段を選択するとともに、選択された該出力電圧を制御するよう前記所定のオン期間を調整するよう構成されたことを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
入力直流電源と、
前記入力直流電源の負極に一端が接続された第１の主スイッチと整流手段と平滑手段との直列回路を有する昇圧用整流平滑回路と、
前記入力直流電源の正極に一端が接続された第２の主スイッチと整流手段と平滑手段との直列回路を有する反転用整流平滑回路と、
前記第１の主スイッチの他端と前記第２の主スイッチの他端との間に接続された少なくとも一つのインダクタと、
を具備することを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動するとともに、前記第１の主スイッチのオンオフ期間比を前記昇圧用整流平滑回路から出力される昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第２の主スイッチのオンオフ期間比を前記反転用整流平滑回路から出力される反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する請求項１４記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１６】
前記制御回路は、
前記昇圧出力電圧を検出して前記昇圧出力電圧に応じた昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧を検出して前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号を出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周し、第１の状態と第２の状態とを示す信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と昇圧出力用誤差信号と反転出力用誤差信号を入力とが入力され、前記昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する昇圧出力用パルス信号と、前記反転出力電圧に応じたパルス幅を有する反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記昇圧出力用パルス信号と前記反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の状態の場合は、前記昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後、前記第２の主スイッチのみをオフ状態とし、前記分周回路の出力が第２の状態の場合は、前記反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後、前記第１の主スイッチのみをオフ状態とするよう主スイッチ駆動信号を出力する論理回路と、
を有する請求項１５記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１７】
前記昇圧用整流平滑回路が複数具備されており、前記第１の主スイッチのオフ状態の時に、前記複数の昇圧用整流平滑回路のいずれか１つを選択する昇圧出力用補助スイッチ回路を有する請求項１４記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１８】
前記昇圧出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｎ（ｎは自然数）の昇圧出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の昇圧用整流平滑回路は、第１の昇圧出力用整流手段と第１の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第１の昇圧出力電圧を出力する第１の昇圧用整流平滑回路と、前記第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の昇圧出力用補助スイッチと第（ｋ＋１）の昇圧出力用整流手段と第（ｋ＋１）の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧を出力する第（ｋ＋１）の昇圧用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｎの全ての昇圧出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第ｋの昇圧出力用補助スイッチのオン期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項１７記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１９】
前記制御回路は、
前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧を検出して前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じた（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧を検出し、前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周して、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧と前記反転出力電圧の内いずれか一つを選択する信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と反転出力用誤差信号とが入力され、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と、前記反転出力電圧に応じたパルス幅を有する反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と前記反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記昇圧出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第１の主スイッチをオフ状態とし、前記分周回路の出力が第（ｋ＋１）（ｋはｎ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用補助スイッチのみをオン状態にするとともに、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第１の主スイッチをオフ状態とし、前記分周回路の出力が前記反転出力電圧を選択している場合は、前記反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第２の主スイッチをオフ状態とするよう駆動する主スイッチ駆動信号と昇圧出力用補助スイッチ駆動信号とを出力する論理回路と、
を有する請求項１８記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２０】
前記反転用整流平滑回路が複数具備されており、前記第２の主スイッチのオフ状態の時に、前記複数の反転用整流平滑回路のいずれか１つを選択している反転出力用補助スイッチ回路を有する請求項１４記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２１】
前記反転出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｍ（ｍは自然数）の反転出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の反転用整流平滑回路は、第１の反転出力用整流手段と第１の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第１の反転出力電圧を出力する第１の反転用整流平滑回路と、前記第ｊ（ｊ＝１〜ｍ）の反転出力用補助スイッチと第（ｊ＋１）の反転出力用整流手段と第（ｊ＋１）の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｊ＋１）の反転出力電圧を出力する第（ｊ＋１）の反転用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｍの全ての反転出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の反転出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第ｊの反転出力用補助スイッチのオン期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｊ＋１）の反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項２０記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２２】
前記昇圧用整流平滑回路が複数具備されており、前記第１の主スイッチのオフ状態の時に前記複数の昇圧用整流平滑回路のいずれか１つを選択している昇圧出力用補助スイッチ回路と、
前記反転用整流平滑回路が複数具備されており、前記第２主スイッチのオフ状態の時に前記複数の反転用整流平滑回路のいずれか１つを選択している反転出力用補助スイッチ回路を有する請求項１４記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２３】
前記昇圧出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｎ（ｎは自然数）の昇圧出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の昇圧用整流平滑回路は、第１の昇圧出力用整流手段と第１の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第１の昇圧出力電圧を出力する第１の昇圧用整流平滑回路と、前記第ｋ（ｋ＝１〜ｎ）の昇圧出力用補助スイッチと第（ｋ＋１）の昇圧出力用整流手段と第（ｋ＋１）の昇圧出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧を出力する第（ｋ＋１）の昇圧用整流平滑回路とにより構成され、
前記反転出力用補助スイッチ回路は、第１から第ｍ（ｍは自然数）の反転出力用補助スイッチにより構成され、
前記複数の反転用整流平滑回路は、第１の反転出力用整流手段と第１の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第１の反転出力電圧を出力する第１の反転用整流平滑回路と、前記第ｊ（ｊ＝１〜ｍ）の反転出力用補助スイッチと第（ｊ＋１）の反転出力用整流手段と第（ｊ＋１）の反転出力用平滑手段との直列回路からなって第（ｊ＋１）の反転出力電圧を出力する第（ｊ＋１）の反転用整流平滑回路とにより構成されており、
前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｎの全ての昇圧出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第２の主スイッチがオン状態且つ前記第ｋの昇圧出力用補助スイッチのオン期間内に前記第１の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｋ＋１）の昇圧出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第１から第ｍの全ての反転出力用補助スイッチがオフ状態となるよう設けられた期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第１の反転出力電圧が所望の値となるよう制御し、前記第１の主スイッチがオン状態且つ前記第ｊの補助スイッチのオン期間内に前記第２の主スイッチが少なくとも１回はオンオフ動作し、そのオンオフ期間比を前記第（ｊ＋１）の反転出力電圧が所望の値となるよう制御する制御回路を有する、
請求項２２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２４】
前記制御回路は、
前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧を検出して前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じた（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧を検出し、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧に応じた（ｍ＋１）個の反転出力用誤差信号とを出力する検出回路と、
所定のスイッチング周波数を有する三角波電圧を出力する発振回路と、
前記スイッチング周波数を分周して、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧と前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧の内いずれか一つを選択する信号を出力する分周回路と、
前記三角波電圧と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用誤差信号と前記（ｍ＋１）個の反転出力用誤差信号とが入力され、前記（ｎ＋１）個の昇圧出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と、前記（ｍ＋１）個の反転出力電圧に応じたパルス幅を有する（ｍ＋１）個の反転出力用パルス信号とを出力するＰＷＭ回路と、
前記分周回路の出力と前記（ｎ＋１）個の昇圧出力用パルス信号と前記（ｍ＋１）個の反転出力用パルス信号とが入力され、前記分周回路の出力が第１の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記昇圧出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第１の主スイッチをオフ状態とし、前記分周回路の出力が第（ｋ＋１）（ｋはｎ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用補助スイッチ回路のみをオン状態にするとともに、前記第（ｋ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第１の主スイッチをオフ状態とし、前記分周回路の出力が前記第１の反転出力電圧を選択している場合は、前記反転出力用補助スイッチ回路をすべてオフ状態にするとともに、前記第１の反転出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第２の主スイッチをオフ状態とし、前記分周回路の出力が第（ｊ＋１）（ｊはｍ以下の自然数）の昇圧出力電圧を選択している場合は、前記第（ｊ＋１）の昇圧出力用補助スイッチ回路のみをオン状態にするとともに、前記第（ｊ＋１）の昇圧出力用パルス信号で設定された期間だけ前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチをともにオン状態とした後に、前記第１の主スイッチをオフ状態とするよう主スイッチ駆動信号と昇圧出力用補助スイッチ駆動信号と反転出力用補助スイッチ駆動信号とを出力する論理回路と、
を有する請求項２３記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器、例えば携帯機器に搭載される液晶パネル等の駆動用電源に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて複数の負荷に負電圧を含む制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧が入力されて複数の負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する従来の技術としては、図１３に示すような構成のものがある。図１３に示す従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯機器に搭載される液晶パネルの駆動用電源である。この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、バッテリーを入力電源１として入力直流電圧Ｅｉ＝２．５〜３．３Ｖが供給され、ソースドライブ用電圧として第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１＝３．５Ｖが出力され、正負のゲートドライブ用電圧として第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２＝１３．５Ｖ及び第３の出力電圧Ｖｏｕｔ３＝−１３．５Ｖが出力される。第１のコンバータ１００もは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１の主スイッチ１０２、第１のインダクタ１０３、第１の出力ダイオード１０５及び第１の出力コンデンサ１０６が設けられている。第１のコンバータ１００により、第１の出力コンデンサ１０６から第１の負荷１０７へ第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１を出力する昇圧コンバータが構成されている。第１の制御回路１０８は第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御するために、第１の主スイッチ１０２のオンオフ比を調整する。第２のコンバータ２００には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２の主スイッチ２０２、第２のインダクタ２０３、第２の出力ダイオード２０５及び第２の出力コンデンサ２０６が設けられている。この第２のコンバータ２００により、第２の出力コンデンサ２０６から第２の負荷２０７へ第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を出力する昇圧コンバータが構成されている。第２の制御回路２０８は第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を制御するように、第２の主スイッチ２０２のオンオフ比を調整する。第３のコンバータ３００には、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２が入力され、第１のスイッチ３０１、第２のスイッチ３０２、コンデンサ３０３、第１のダイオード３０４、第２のダイオード３０５及び第３の出力コンデンサ３０６が設けられている。この第３のコンバータ３００により、第３の出力コンデンサ３０６から第３の負荷３０７へ第３の出力電圧Ｖｏｕｔ３を出力する反転型スイッチトキャパシタが構成されている。第３の制御回路３０８は第１のスイッチ３０１と第２のスイッチ３０２を交互にオンオフ制御する。
【０００３】
以下に図１３に示す従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を簡単に説明する。まず第１のコンバータ１００は、第１の主スイッチ１０２がオン状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第１のインダクタ１０３に印加される。この時、第１のインダクタ１０３に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。次に第１の主スイッチ１０２がオフ状態になると、第１のインダクタ１０３に蓄えられた磁気エネルギーは、第１の出力ダイオード１０５を介して第１の出力コンデンサ１０６を充電する電流として放出される。第１の主スイッチ１０２が一定の周期でオンオフ動作しているものとすると、１周期ごとに第１のインダクタ１０３を介して出力されるエネルギーは、第１の主スイッチ１０２のオン期間が長いほど大きくなる。従って、第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は第１の主スイッチ１０２のオン期間が長いほど高くなる。即ち、第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第１の制御回路１０８が第１の主スイッチ１０２のオンオフ期間比を調整することにより制御される。同様に、第２のコンバータ２００は、制御回路２０８が第２の主スイッチ２０２のオンオフ期間比を調整することにより、第２のインダクタ２０３に蓄積された磁気エネルギーが第２の出力ダイオード２０５を介して第２の出力コンデンサ２０６を充電する電流として放出される。この磁気エネルギーの放出量が調整されることにより、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２は制御される。
第３のコンバータ３００において、第１のスイッチ３０１がオン状態の時に、第２の出力電圧Ｖｏｕｔが第２のダイオード３０５を介してコンデンサ３０３を充電する。そして、第２のスイッチ３０２がオン状態の時に、コンデンサ３０３のエネルギーが第１のダイオード３０４を介して第３の出力コンデンサ３０６を充電することにより、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を負側に反転した第３の出力電圧Ｖｏｕｔ３が出力される。
【０００４】
上記のような構成においては、３種類の異なる電圧を出力するために、３つのコンバータが必要である。しかし、携帯機器においては、小型・軽量化のために、たとえ１点でも部品点数を少なくすることが要求されている。複数の出力を少ない部品点数で制御する手段として、例えば特公平７−４０７８５号公報に記載された技術がある。図１４は特公平７−４０７８５号公報の第１図に開示された３つの出力を有する昇圧コンバータの回路図である。図１４において、インダクタＬはスイッチＳ１が接点１に接する期間に入力直流電源Ｖ１１からの磁気エネルギーが蓄積される。スイッチＳ１が接点２に接する期間に磁気エネルギーが出力側へ放出される。その時、スイッチＳ２によって磁気エネルギーが各出力に分配される。特公平７−４０７８５号公報に開示された発明には、スイッチＳ２が各接点に接するオン期間を制御して各出力の電圧を安定化させるとともに、スイッチＳ１を全負荷に過不足なく給電するよう制御する方法が示されている。
【０００５】
特公平７−４０７８５号公報では、スイッチＳ１が接点２に接する期間（主スイッチのオフ期間）を時分割してスイッチＳ２の接点が切換わる方式であった。この従来技術と回路構成は異なるが同様の技術思想に基づく構成により、異なる制御方法の発明が知られている。例えば、米国特許第５，４００，２３９号明細書には出力数Ｎの絶縁型フライバックコンバータが開示されている。この絶縁型フライバックコンバータは、トランスの１つの出力巻線にスイッチＳ２に相当するスイッチを介してＮ個の整流平滑回路が接続されている。そして、主スイッチのスイッチング周波数をＮ分割して、各出力の制御に割当てるものである。即ち、この絶縁型フライバックコンバータは、図１４に示した構成に置きかえると、スイッチＳ２がＮ分の１のスイッチング周波数で切換わり、各スイッチング周期ごとにスイッチＳ１のオン期間が調整されて各出力電圧が制御されている。
また、米国特許第５，７５１，１３９号明細書には、１つのインダクタで多出力の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。この非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、安定させたい出力に優先度を持たせている。この非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を、図１４に示した構成に置きかえると、スイッチＳ２が優先順にしたがって出力を選択して給電し、選択された出力電圧は上限閾値に達すると次の順位の出力を選択して切換わるよう構成されている。
【０００６】
以上のように、従来の装置においては、単一のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を時分割して複数の出力に給電し、各出力を安定化するよう主スイッチ及び出力を選択するスイッチを制御している。このような技術を図１３に示した従来の多出力コンバータに適用すれば、出力を選択するためのスイッチＳ２（図１４）に相当するスイッチが必要となる。しかし、第１のコンバータ１００と第２のコンバータ２００においては、第１の主スイッチ１０２と第２の主スイッチ２０２が共用でき、第１のインダクタ１０３と第２のインダクタ２０３が共用できるので、構成部品の中で体積の大きなインダクタ１個の削減が可能となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１から第３の出力電圧という３つの出力を制御するために、２つの昇圧コンバータと１つの反転型スイッチトキャパシタで構成されていた。しかし、特に小型・軽量化の望まれる携帯機器においては、部品点数を少なくすることが要求される。複数の出力を少ない部品点数により制御するために従来の技術においては、２つの昇圧コンバータを１つにまとめて、インダクタ１個の削減が可能である。しかし、負電位の出力電圧を発生させるには、図１３で示した反転型スイッチトキャパシタが必要となる。この反転型スイッチトキャパシタでは出力電圧の微調整が困難である。また、コンデンサの充放電電流がサージ電流であるため、スイッチングノイズやスイッチング損失の発生が問題となっていた。任意の負電位の出力電圧を得る方法として、反転コンバータを設けることが考えられるが、反転型スイッチトキャパシタで使用されたコンデンサの代わりに、インダクタが必要となる。このようなインダクタはコンバータの構成要素の中で体積の大きな部品であり、装置の小型・軽量化にとって障害となっていた。
本発明は、入力電圧と同極性で昇圧された電圧または極性の異なる電圧を複数出力することができる単一のＤＣ−ＤＣコンバータ、即ち１個のインダクタで複数の出力を制御することができる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。本発明は、部品点数の削減と回路全体の小型化を達成することができる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、
１つのインダクタと、
入力電圧を出力する入力直流電源と、
２つの主スイッチからなり、前記両主スイッチがオンとなるオン状態と、いずれか一方の主スイッチがオフとなる第１のオフ状態と、他方の主スイッチがオフとなる第２のオフ状態とを有し、前記オン状態の時に前記インダクタに前記入力電圧を印加する主スイッチ回路と、
前記インダクタの一端に接続されて、前記第１のオフ状態の時に前記インダクタに発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を昇圧した昇圧出力電圧を出力する昇圧用整流平滑回路と、
前記インダクタの他端に接続されて、前記第２のオフ状態の時に前記インダクタに発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を反転昇降圧した反転出力電圧を出力する反転用整流平滑回路と、を具備する。このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧と同極性で昇圧された電圧または極性の異なる電圧を複数出力することができる単一のＤＣ−ＤＣコンバータ、即ち１個のインダクタで複数の出力を制御することができ、部品点数の削減と回路全体の小型化を達成することができる。
【０００９】
また、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主スイッチ回路は、
前記インダクタの一端と前記入力直流電源の負極との間に接続される第１の主スイッチと、前記インダクタの他端と前記入力直流電源の正極との間に接続される第２の主スイッチとから構成され、
前記主スイッチ回路のオン状態は、前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチがともにオン状態であり、前記第１のオフ状態は、前記第１の主スイッチがオフ状態で前記第２の主スイッチがオン状態であり、前記第２のオフ状態は、前記第１の主スイッチがオン状態で前記第２の主スイッチがオフ状態であるよう制御される。
【００１０】
他の観点による本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、
所定のスイッチング周期で動作する第１の主スイッチと第２の主スイッチを有し、前記スイッチング周期内の所定のオン期間だけ、入力直流電源からの入力電圧を少なくとも一つのインダクタへ印加する主スイッチ回路と、
前記スイッチング周期内の前記所定のオン期間後に前記第１の主スイッチがオフ状態となると、前記インダクタに発生するフライバック電圧を、前記入力直流電源に加えるよう整流平滑した昇圧出力電圧を得る単一もしくは複数の昇圧出力電圧形成手段と、
前記スイッチング周期内の前記所定のオン期間後に前記第２の主スイッチがオフ状態となると、前記入力直流電源に対して負電位となるよう整流平滑した反転出力電圧を得る単一もしくは複数の反転出力電圧形成手段とを有し、
前記スイッチング周期が前記各出力電圧のいずれか一つを制御する期間に割り当てられ、該出力電圧を得る手段を選択するとともに、選択された該出力電圧を制御するよう前記所定のオン期間を調整するよう構成されている。このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧と同極性で昇圧された電圧と極性の異なる電圧を複数出力することができ、部品点数の削減と回路全体の小型化を達成することができる。
【００１１】
さらに他の観点による本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、
入力直流電源と、
前記入力直流電源の負極に一端が接続された第１の主スイッチと整流手段と平滑手段との直列回路を有する昇圧用整流平滑回路と、
前記入力直流電源の正極に一端が接続された第２の主スイッチと整流手段と平滑手段との直列回路を有する反転用整流平滑回路と、
前記第１の主スイッチの他端と前記第２の主スイッチの他端との間に接続された少なくとも一つのインダクタと、を具備する。このように構成された本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧と同極性で昇圧された電圧と極性の異なる電圧を複数出力することができ、部品点数の削減と回路全体の小型化を達成することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１３】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは入力直流電源１に接続され入力直流電圧Ｅｉが入力されている。実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータには、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの第１の主スイッチ２１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの第２の主スイッチ２２、インダクタ３１、ダイオードの第１の整流手段５１、コンデンサの第１の平滑手段６１、ダイオードの第２の整流手段５２、コンデンサの第２の平滑手段６２、及び第１の主スイッチ２１と第２の主スイッチ２２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する制御回路８１が設けられている。第１の平滑手段６１の両端には第１の負荷７１が接続され、昇圧出力電圧Ｖｏ１が第１の負荷７１へ出力される。第２の平滑手段６２の両端には第２の負荷７２が接続され、反転出力電圧Ｖｏ２が第２の負荷７２へ出力される。実施の形態１における入出力条件は、Ｖｏ１＞Ｅｉ＞０＞Ｖｏ２  である。第２の主スイッチ２２がオン状態の時、第１の主スイッチ２１とインダクタ３１と第１の整流手段５１と第１の平滑手段６１が、昇圧コンバータとして動作する。一方、第１の主スイッチ２１がオン状態の時は、第２の主スイッチ２２とインダクタ３１と第２の整流手段５２と第２の平滑手段６２が反転コンバータとして動作する。
【００１４】
図２は制御回路８１の構成をより詳細に示した回路図である。図２において、抵抗８０１と抵抗８０２は昇圧出力電圧Ｖｏ１を検出し、抵抗８０３と抵抗８０４は反転出力電圧Ｖｏ２を検出する。各検出電圧は、誤差増幅器８０５及び誤差増幅器８０６によって基準電圧源８０７の基準電圧とそれぞれ比較され、昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１と反転出力用誤差信号Ｖｅ２がそれぞれ出力される。抵抗８０１〜８０４、誤差増幅器８０５、誤差増幅器８０６及び基準電圧源８０７により、検出回路９０が構成されている。発振回路８０８は、所定の周期で電位が増減する三角波電圧Ｖｔと、三角波電圧Ｖｔが増加している時に“Ｈ”となり、減少している時に“Ｌ”となる信号Ｖｔ１を出力する。比較器８０９は昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔとを比較する。比較器８１０は反転出力用誤差信号Ｖｅ２と三角波電圧Ｖｔとを比較する。各比較器８０９，８１０の出力信号は、それぞれＡＮＤ回路８１１及び８１２によって信号Ｖｔ１との論理積を示す信号Ｖ１及び信号Ｖ２として出力される。ここで、信号Ｖ１は昇圧出力用パルス信号であり、信号Ｖ２は反転出力用パルス信号である。比較器８０９，８１０とＡＮＤ回路８１１，８１２とによりＰＷＭ回路９１が構成されている。分周回路であるＴフリップフロップ８１３には信号Ｖｔ１が入力され、信号Ｖｔ２を出力する。ＯＲ回路８１４には信号Ｖ１と信号Ｖｔ２が入力され、駆動信号Ｖｇ２１を出力する。駆動信号Ｖｇ２１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第１の主スイッチ２１を駆動し、“Ｈ”で第１の主スイッチ２１をオン状態にする。ＮＯＲ回路８１５は信号Ｖ２と信号Ｖｔ２の反転信号が入力され、駆動信号Ｖｇ２２を出力する。駆動信号Ｖｇ２２はＰチャネルＭＯＳＦＥＴである第２の主スイッチ２２を駆動し、“Ｌ”で第２の主スイッチ２２をオン状態にする。実施の形態１において、駆動信号Ｖｇ２１と駆動信号Ｖｇ２２が主スイッチ駆動信号である。ＯＲ回路８１４及びＮＯＲ回路８１５により論理回路９２が構成されている。
【００１５】
図３は前述の各信号及びインダクタ３１を流れる電流Ｉ３１を示す波形図である。以下に、図１から図３を用いて、本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
【００１６】
まず、図３の時刻ｔ０において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が“Ｈ”になり、信号Ｖｔ１が入力されたＴフリップフロップ８１３の出力である信号Ｖｔ２は“Ｌ”となる。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ１との比較結果と信号Ｖｔとの論理積を示す信号Ｖ１は“Ｈ”となる。そして、信号Ｖ１と信号Ｖｔ２との論理和である駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。他方、信号Ｖｔ２の反転信号は“Ｈ”であり、この反転信号が入力されたＮＯＲ回路８１５の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”となる。即ち、第２の主スイッチ２２はオン状態となる。この時、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００１７】
時刻ｔ１において、比較器８０９が反転し、信号Ｖ１が“Ｌ”となると、信号Ｖｔ２は“Ｌ”であるので、駆動信号Ｖｇ２１は“Ｌ”となる。この結果、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”のままなので、第２の主スイッチ２２はオン状態である。この時、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、入力直流電源１から第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、この電流はゼロとなる。一方、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００１８】
次に、時刻ｔ３において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、Ｔフリップフロップ８１３の出力信号Ｖｔ２は“Ｈ”となる。このため、信号Ｖｔ２が入力されたＯＲ回路８１４の出力である駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。また、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ２との比較結果と信号Ｖｔとの論理積Ｖ２は“Ｈ”となり、信号Ｖ２を入力されたＮＯＲ回路８１５の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”となる。即ち、第２の主スイッチ２２はオン状態となる。この時、インダクタ３１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００１９】
時刻ｔ４において、比較器８１０が反転し、信号Ｖ２が“Ｌ”となると、信号Ｖｔ２の反転信号が“Ｌ”であるので、信号Ｖ２と信号Ｖｔ２が入力されたＮＯＲ回路８１５の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｈ”となる。即ち、第２の主スイッチ２２はオフ状態となる。また、ＯＲ回路８１４の出力である駆動信号Ｖｇ２１は、“Ｈ”レベルの信号Ｖｔ２が入力されているので、“Ｈ”である。この時、第１の主スイッチ２１はオン状態を維持する。この時、インダクタ３１に蓄えられた磁気エネルギーは、第２の整流手段５２を介して第２の平滑手段６２であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、この電流はゼロとなる。一方、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００２０】
時刻ｔ６において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｌ”となり、時刻ｔ０以降の動作を繰返す。
インダクタ３１のインダクタンスをＬ、発振器８０８の発振周期をＴ、第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２がともにオン状態である時刻ｔ０〜ｔ１をＴｏｎ１、同じく時刻ｔ３〜ｔ４をＴｏｎ２、第１の負荷７１への出力電流をＩｏ１、第２の負荷７２への出力電流をＩｏ２とすると、次の式（１）及び（２）の関係が成り立つ。
【００２１】
Ｖｏ１＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ１）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ１）  −−−（１）
【００２２】
Ｖｏ２＝−（Ｅｉ・Ｔｏｎ２）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ２）      −−−（２）
【００２３】
誤差信号Ｖｅ１及びＶｅ２は、それぞれ昇圧出力電圧Ｖｏ１及び反転出力電圧Ｖｏ２を所望の電圧に安定化するように増減し、第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２がともにオン状態である期間を調整する。即ち、インダクタ３１を共有する昇圧コンバータと反転コンバータが、発振器８０８の発振周波数の１／２で時分割制御されることによって、昇圧出力電圧Ｖｏ１及び反転出力電圧Ｖｏ２を所望の電圧に安定化する
以上のように、実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、一つのインダクタ３１を共有することによる少ない部品点数で、昇圧出力と反転出力を同時に安定化することができるという効果が得られる。
【００２４】
《実施の形態２》
図４は本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。実施の形態２において、図１に示した実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、第１の平滑手段から出力される昇圧出力電圧Ｖｏ１を第１の昇圧出力電圧とし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの補助スイッチ４１とダイオードの第３の整流手段５３の直列回路、及びコンデンサの第３の平滑手段６３を設けている点である。また、第２の昇圧出力電圧Ｖｏ３が追加され、第３の負荷７３へ出力されるよう構成されている点が異なっている。
【００２５】
実施の形態２において、第２の昇圧出力電圧Ｖｏ３を制御するために、制御回路８２にはその機能が追加されて、図５に示すような回路構成となっている。実施の形態２における入出力条件は、Ｖｏ１＞Ｖｏ３＞Ｅｉ＞０＞Ｖｏ２  である。
図５は実施の形態２における制御回路８２の構成をより詳細に示した回路図である。図５において、図２に示した実施の形態１の構成と異なる点を以下に説明する。
図５に示すように実施の形態２の検出回路９３には、図２の検出回路９０の構成の他に、第２の昇圧出力電圧Ｖｏ３を検出する抵抗８２１と抵抗８２２、及びその検出電圧を基準電圧源８０７の基準電圧と比較する誤差増幅器８２３が追加されている。実施の形態２のＰＷＭ回路９４には、図２のＰＷＭ回路９１の構成の他に、誤差増幅器８２３の出力である昇圧出力用誤差信号Ｖｅ３を三角波電圧Ｖｔと比較する比較器８２４、及び比較器８２４の出力信号と信号Ｖｔ１との論理積を示す信号Ｖ３を出力するＡＮＤ回路８２５が追加されている。実施の形態２の分周回路９５には、信号Ｖｔ１が入力され信号Ｖｔ２を出力するＴフリップフロップ８１３の他に、信号Ｖｔ２が入力される第２のＴフリップフロップ８２６が追加されている。実施の形態２の論理回路９６には、図２の論理回路９２の構成の他に、信号Ｖ１と信号Ｖｔ２が入力されるＮＯＲ回路８２７と、信号Ｖ３と信号Ｖｔ２の反転信号と第２のＴフリップフロップ８２６の出力Ｖｔ３の反転信号とが入力されるＮＯＲ回路８２８が追加されている。
【００２６】
また、実施の形態２においては、図２におけるＯＲ回路８１４の代わりに、駆動信号Ｖｇ２１を出力するＮＯＲ回路８２９が設けられており、このＮＯＲ回路８２９には、ＮＯＲ回路８２７の出力とＮＯＲ回路８２８の出力が入力される構成である。また、実施の形態２においては、図２のＮＯＲ回路８１５の代わりに、駆動信号Ｖｇ２２を出力するＮＯＲ回路８３０が設けられており、このＮＯＲ回路８３０には信号Ｖ２と信号Ｖｔ２の反転信号と信号Ｖｔ３が入力される構成である。さらに、実施の形態２においては、信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３との論理積である昇圧出力用補助スイッチ駆動信号Ｖｇ４１を出力するＡＮＤ回路８３１が追加されている。昇圧出力用補助スイッチ駆動信号Ｖｇ４１は補助スイッチ４１をオンオフ駆動する。実施の形態２における論理回路９６は、ＮＯＲ回路８２７〜８３０とＡＮＤ回路８３１とにより構成されている。
【００２７】
図６は前述の各信号及びインダクタ３２を流れる電流Ｉ３２を示す波形図である。以下に、図４から図６を用いて、本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
図６の時刻ｔ０において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が“Ｈ”になり、信号Ｖｔ１が入力されたＴフリップフロップ８１３の出力Ｖｔ２は“Ｌ”となる。また、信号Ｖｔ２が入力されたＴフリップフロップ８２６の出力Ｖｔ３は“Ｈ”のままである。従って、信号Ｖｔ２とＶｔ３の論理積である駆動信号Ｖｇ４１は“Ｌ”となり、補助スイッチ４１はオフ状態である。また、入力に信号Ｖｔ３を含むＮＯＲ回路８３０の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”となり、第２の主スイッチ２２はオン状態である。一方、信号Ｖ１は“Ｈ”となり、信号Ｖ１が入力されたＮＯＲ回路８２７の出力は“Ｌ”となる。他方、信号Ｖｔ２の反転信号が入力されたＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。この結果、ＮＯＲ回路８２９の出力である駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。この時、インダクタ３２には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００２８】
時刻ｔ１において、信号Ｖ１が“Ｌ”となると、信号Ｖｔ２は“Ｌ”であるため、ＮＯＲ回路８２７の出力は“Ｈ”となる。このため、ＮＯＲ回路８２７の出力が入力され
ＮＯＲ回路８２９の出力、即ち駆動信号Ｖｇ２１は“Ｌ”となる。この結果、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｌ”と、信号Ｖｔ３の“Ｈ”は変わらないので、駆動信号Ｖｇ２２の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”も変わらない。第２の主スイッチ２２はオン状態であり、補助スイッチ４１はオフ状態である。この時、インダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４１がオフ状態であるので、第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、このインダクタ３２に流れる電流Ｉ３２はゼロとなる。図６に示すように、時刻ｔ３までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００２９】
時刻ｔ３において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｈ”となり、信号Ｖｔ３は“Ｌ”となる。このため、信号Ｖｔ２が入力されたＮＯＲ回路８２７の出力は“Ｌ”となり、信号Ｖｔ３の反転信号が入力されたＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。従って駆動信号Ｖｇ２１であるＮＯＲ回路８２９の出力は“Ｈ”となり、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。この時、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ３との比較結果と信号Ｖｔとの論理積を示す信号Ｖ２は“Ｈ”となり、信号Ｖ２が入力されたＮＯＲ回路８３０の出力も“Ｈ”となるので、駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”である。即ち、第２の主スイッチ２２はオン状態である。また、信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３の論理積である駆動信号Ｖｇ４１は“Ｌ”であるので、補助スイッチ４１はオフ状態のままである。この時、インダクタ３２には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００３０】
時刻ｔ４において、比較器８１０が反転し、信号Ｖ２が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８３０の入力は全て“Ｌ”となる。このため、ＮＯＲ回路８３０の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｈ”となる。従って、第２の主スイッチ２２はオフ状態となる。信号Ｖｔ２の“Ｈ”と信号Ｖｔ３の“Ｌ”は変わらないので、駆動信号Ｖｇ２１の“Ｈ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”も変わらない。第１の主スイッチ２１はオン状態であり、補助スイッチ４１はオフ状態である。この時、インダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、第２の整流手段５２を介して第２の平滑手段６２であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、このインダクタ３２に流れる電流Ｉ３２はゼロとなる。図６に示すように、時刻ｔ６までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００３１】
時刻ｔ６において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｌ”となり、信号Ｖｔ３は“Ｌ”のままである。この時、駆動信号Ｖｇ４１は“Ｌ”であり、補助スイッチ４１はオフ状態を維持する。一方、信号Ｖ１は“Ｈ”となり、ＮＯＲ回路８２７とＮＯＲ回路８２８の出力がともに“Ｌ”となるので、駆動信号Ｖｇ２１は  “Ｈ”となり、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。信号Ｖｔ２の反転信号が“Ｈ”となるので、この反転信号が入力されたＮＯＲ回路８３０の出力は“Ｌ”となる。即ち、駆動信号Ｖｇ２２が“Ｌ”となるので、第２の主スイッチ２２はオン状態となる。この時、インダクタ３２には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００３２】
時刻ｔ７において、信号Ｖ１が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８２７の出力は“Ｈ”となる。このためＮＯＲ回路８２７からの信号が入力されるＮＯＲ回路８２９の出力、即ち駆動信号Ｖｇ２１は“Ｌ”となる。この結果、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｌ”と、信号Ｖｔ３の“Ｌ”は変わらないので、駆動信号Ｖｇ２２の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”も変わらない。第２の主スイッチ２２はオン状態であり、補助スイッチ４１はオフ状態である。この時、インダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４１がオフ状態であるので、第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ８において、インダクタ３２に流れる電流Ｉ３２はゼロとなる。図６に示すように、時刻ｔ９までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００３３】
時刻ｔ９において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｈ”となり、信号Ｖｔ３も“Ｈ”となる。このため、信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３の論理積である駆動信号Ｖｇ４１は“Ｈ”となり、補助スイッチ４１はオン状態となる。また、信号Ｖｔ３が入力されたＮＯＲ回路８３０の出力は“Ｌ”であるので、駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”であり、第２の主スイッチ２２もオン状態のままである。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ３との比較結果と信号Ｖｔとの論理積を示す信号Ｖ３は“Ｈ”となり、信号Ｖ３が入力されたＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。この結果、駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。この時、インダクタ３２には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００３４】
時刻ｔ１０において、比較器８２５が反転し、信号Ｖ３が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８２８の入力は全て“Ｌ”となり、出力が“Ｈ”となる。このため駆動信号Ｖｇ２１であるＮＯＲ回路８２９の出力が“Ｌ”となり、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｈ”と、信号Ｖｔ３の“Ｈ”は変わらないため、駆動信号Ｖｇ２２の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｈ”も変わらない。この結果、第２の主スイッチ２２はオン状態であり、補助スイッチ４１もオン状態のままで維持される。この時、インダクタ３２に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４１がオン状態であるので、第３の整流手段５３を介して第３の平滑手段６３であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ１１において、この電流はゼロとなる。
【００３５】
他方、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。時刻ｔ１２において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｌ”、信号Ｖｔ３は“Ｈ”となり、時刻ｔ０以降の動作を繰返す。
インダクタ３２のインダクタンスをＬ、発振器８０８の発振周期をＴとし、図６の期間ｔ０〜ｔ１及び期間ｔ６〜ｔ７のように、信号Ｖ１が“Ｈ”である期間に相当する第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ１とし、期間ｔ３〜ｔ４のように信号Ｖ２が“Ｈ”である期間に相当する第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ２とし、期間ｔ９〜ｔ１０のように補助スイッチ４１がオン状態における第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ３とし、第１の負荷７１への出力電流をＩｏ１とし、第２の負荷７２への出力電流をＩｏ２とし、第３の負荷７３への出力電流をＩｏ３とすると、次の式（３）、（４）及び（５）の関係が成り立つ。
【００３６】
Ｖｏ１＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ１）２／（４Ｌ・Ｔ・Ｉｏ１）  −−−（３）
【００３７】
Ｖｏ２＝−（Ｅｉ・Ｔｏｎ２）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ２）      −−−（４）
【００３８】
Ｖｏ３＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ３）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ３）  −−−（５）
【００３９】
誤差信号Ｖｅ１，Ｖｅ２及びＶｅ３は、それぞれ第１の昇圧出力電圧Ｖｏ１、反転出力電圧Ｖｏ２及び第２の昇圧出力電圧Ｖｏ３を所望の電圧に安定化するように増減して、第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間が調整される。実施の形態２においては、インダクタ３２を共有する２つの昇圧コンバータと１つの反転コンバータのうち、第１の昇圧出力電圧を供給する昇圧コンバータが発振器８０８の発振周波数の２／４で時分割制御され、他の昇圧コンバータと反転コンバータは１／４で時分割制御されている。これによって、実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の昇圧出力電圧、第２の昇圧出力電圧及び反転出力電圧をそれぞれ所望の電圧に安定化させることができる。
【００４０】
以上のように、実施の形態２によれば、一つのインダクタ３２を共有するよう構成することにより、少ない部品点数で、２つの昇圧出力と１つの反転出力を同時に安定化させることができるという優れた効果が得られる。
尚、実施の形態２において、第１の昇圧出力電圧を供給する昇圧コンバータは発振器８０８の発振周波数の２／４で時分割制御したが、第２の昇圧出力電圧を供給する昇圧コンバータに発振周波数の２／４を割り当て、他のコンバータは１／４で時分割制御されるよう構成してもよい。いずれのコンバータに発振周波数の２／４を割り当てるかは、出力電力の大きいものにすればよく、制御回路を構成する論理回路によってその選択は任意に可能である。
【００４１】
《実施の形態３》
図７は本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態３において、図４に示した前述の実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同様のものについては同じ符号を付与した。実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図４に示した実施の形態２の構成と異なるところは、負荷７２に供給される反転出力電圧を第１の反転出力電圧Ｖｏ２とすると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの第２の補助スイッチ４２とダイオードの第４の整流手段５４の直列回路、及びコンデンサの第４の平滑手段６４が設けられており、第２の反転出力電圧Ｖｏ４を第４の負荷７４へ出力する構成が追加されている点である。また、この第２の反転出力電圧Ｖｏ４を制御するために、制御回路８３にはその機能が追加されており、図８に示すような構成となっている。実施の形態３における入出力条件は、Ｖｏ１＞Ｖｏ３＞Ｅｉ＞０＞Ｖｏ４＞Ｖｏ２  である。
【００４２】
図８は制御回路８３の構成をより詳細に示した回路図である。図８において、図５に示した実施の形態２の構成と異なる点を以下に説明する。実施の形態３の検出回路９７は、図５に示した検出回路９３の構成の他に、第２の反転出力電圧Ｖｏ４を検出する抵抗８４１と抵抗８４２、及びその検出電圧を基準電圧源８０７の基準電圧と比較する誤差増幅器８４３が追加されている。実施の形態３のＰＷＭ回路９８は、図５に示したＰＷＭ回路９４の構成の他に、誤差増幅器８４３の出力である誤差信号Ｖｅ４を三角波電圧Ｖｔと比較する比較器８４４、この比較器８４４の出力信号と信号Ｖｔ１との論理積を示す信号Ｖ４を出力するＡＮＤ回路８４５、信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３が入力されるＯＲ回路８４６、及び信号Ｖ４と信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３が入力されるＮＯＲ回路８４８とが追加されている。また、実施の形態３の論理回路９９は、図５に示した論理回路９６におけるＮＯＲ回路８２７の代わりに、信号Ｖ１と信号Ｖｔ２と信号Ｖｔ３の反転信号が入力され、駆動信号Ｖｇ２１をＮＯＲ回路８２９へ出力するＮＯＲ回路８４７が設けられている。駆動信号Ｖｇ２１を出力するＮＯＲ回路８２９は、ＮＯＲ回路８４７の出力とＮＯＲ回路８２８の出力とが入力される構成となっている。また、論理回路９９において、ＮＯＲ回路８３０の出力がＮＯＲ回路８４８の出力とともにＯＲ回路８４９に入力され、ＯＲ回路８４９は駆動信号Ｖｇ２２を出力するよう構成されている。実施の形態３においては、ＯＲ回路８４６が設けられており、このＯＲ回路８４６は駆動信号Ｖｇ４２を出力して、第２の補助スイッチ４２をオンオフ駆動する。実施の形態３においては、論理回路９９がＮＯＲ回路８２８〜８３０，８４７，８４８、ＡＮＤ回路８３１、及びＯＲ回路８４６，８４９とにより構成されている。
【００４３】
図９は前述の各信号及びインダクタ３３を流れる電流Ｉ３３を示す波形図である。以下に、図７から図９を用いて、本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
図９の時刻ｔ０において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が“Ｈ”になり、信号Ｖｔ１が入力されたＴフリップフロップ８１３の出力Ｖｔ２は“Ｌ”となる。また、信号Ｖｔ２が入力されたＴフリップフロップ８２６の出力Ｖｔ３は“Ｈ”のままである。従って、駆動信号Ｖｇ４１は“Ｌ”となり、補助スイッチ４１はオフ状態である。第２の駆動信号Ｖｇ４２は“Ｈ”となり、第２の補助スイッチ４２はオフ状態である。時刻ｔ０において、ＯＲ回路８４９の出力である駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”であり、第２の主スイッチ２２はオン状態を維持する。
“Ｈ”である信号Ｖ１が入力されたＮＯＲ回路８４７の出力は“Ｌ”となる。一方、信号Ｖｔ２の反転信号が入力されたＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。この結果、ＮＯＲ回路８２９の出力である駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。この時、インダクタ３３には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００４４】
時刻ｔ１において、信号Ｖ１が“Ｌ”となると、駆動信号Ｖｇ２１は“Ｌ”となり、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｌ”と、信号Ｖｔ３の“Ｈ”は維持されているので、駆動信号Ｖｇ２２の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”と駆動信号Ｖｇ４２の“Ｈ”も維持される。この時、インダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４１がオフ状態であるので、第１の整流手段５１を介して第１の平滑手段６１であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、インダクタ３３に流れる電流Ｉ３３はゼロとなる。図９に示すように、時刻ｔ３までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００４５】
時刻ｔ３において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｈ”となり、信号Ｖｔ３は“Ｌ”となる。このため、ＮＯＲ回路８４７の出力は“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。従って、駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となり、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ２との比較結果と信号Ｖｔ１との論理積を示す信号Ｖ２は“Ｈ”となり、ＮＯＲ回路８３０の出力も“Ｈ”となる。この結果、ＯＲ回路８４９から出力される駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”となる。即ち、この時、第２の主スイッチ２２はオン状態である。また、この時の駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”と駆動信号Ｖｇ４２の“Ｈ”は変わらず、補助スイッチ４１と第２の補助スイッチ４２はオフ状態のままである。この時、インダクタ３３には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００４６】
時刻ｔ４において、比較器８１０が反転し、信号Ｖ２が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８３０の入力は全て“Ｌ”となり、その出力である“Ｈ”が入力されたＯＲ回路８４９の出力は“Ｈ”となる。この結果、駆動信号Ｖｇ２２は“Ｈ”となり、第２の主スイッチ２２はオフ状態となる。信号Ｖｔ２の“Ｈ”と信号Ｖｔ３の“Ｌ”は維持されるので、駆動信号Ｖｇ２１の“Ｈ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”と駆動信号Ｖｇ４２の“Ｈ”も維持される。この時、第１の主スイッチ２１はオン状態であり、補助スイッチ４１及び第２の補助スイッチ４２はオフ状態である。この時、インダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、第２の整流手段５２を介して第２の平滑手段６２であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、インダクタ３３に流れる電流Ｉ３３はゼロとなる。図９に示すように、時刻ｔ６までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００４７】
時刻ｔ６において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｌ”となり、信号Ｖｔ３は“Ｌ”のままである。駆動信号Ｖｇ４１は“Ｌ”で、補助スイッチ４１はオフ状態のままである。駆動信号Ｖｇ４２は“Ｌ”となり、第２の補助スイッチ４２はオン状態となる。
また、時刻ｔ６において、ＮＯＲ回路８４７とＮＯＲ回路８２８の出力がともに“Ｌ”となるので、駆動信号Ｖｇ２１は  “Ｈ”であり、第１の主スイッチ２１はオン状態である。ＮＯＲ回路８３０からＯＲ回路８４９への出力は“Ｌ”であり、信号Ｖ４が“Ｈ”であるのでＮＯＲ回路８４８からＯＲ回路８４９への出力も“Ｌ”となる。従って、ＯＲ回路８４９の出力信号は”Ｌ”となる。即ち、駆動信号Ｖｇ２２が“Ｌ”となるので、第２の主スイッチ２２はオン状態となる。この時、インダクタ３３には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００４８】
時刻ｔ７において、比較器８４４が反転し、信号Ｖ４が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８４８の出力は“Ｈ”となる。このため、ＯＲ回路８４９の出力である駆動回路Ｖｇ２２は“Ｈ”となり、第２の主スイッチ２２はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｌ”と、信号Ｖｔ３の“Ｌ”は維持されるので、駆動信号Ｖｇ２１の“Ｈ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４２の“Ｌ”も維持される。この時、第１の主スイッチ２１はオン状態、補助スイッチ４１はオフ状態、第２の補助スイッチ４２はオン状態である。この時、インダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、第２の補助スイッチ４２がオン状態であるので、第４の整流手段５４を介して第４の平滑手段６４であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ８において、インダクタ３３に流れる電流Ｉ３３はゼロとなる。図９に示すように、時刻ｔ９までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００４９】
時刻ｔ９において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｈ”となり、信号Ｖｔ３も“Ｈ”となる。このため、駆動信号Ｖｇ４１と駆動信号Ｖｇ４２はともに“Ｈ”となり、補助スイッチ４１はオン状態、第２の補助スイッチ４２はオフ状態となる。また、ＮＯＲ回路８３０とＮＯＲ回路８４８の出力はともに“Ｌ”となるので、駆動信号Ｖｇ２２は“Ｌ”となり、第２の主スイッチ２２はオン状態となる。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ３との比較結果と信号Ｖｔとの論理積を示す信号Ｖ３は“Ｈ”となり、信号Ｖ３が入力されたＮＯＲ回路８２８の出力も“Ｌ”となる。この結果、駆動信号Ｖｇ２１は“Ｈ”となる。即ち、第１の主スイッチ２１はオン状態となる。この時、インダクタ３３には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。
【００５０】
時刻ｔ１０において、比較器８２５が反転し、信号Ｖ３が“Ｌ”となると、ＮＯＲ回路８２８の入力は全て“Ｌ”となる。その結果、ＮＯＲ回路８２８の出力は“Ｈ”となる。このため、駆動信号Ｖｇ２１であるＮＯＲ回路８２９の出力が“Ｌ”となり、第１の主スイッチ２１はオフ状態となる。一方、信号Ｖｔ２の“Ｈ”と、信号Ｖｔ３の“Ｈ”は維持されているので、駆動信号Ｖｇ２２の“Ｌ”及び駆動信号Ｖｇ４１の“Ｈ”と駆動信号Ｖｇ４２の“Ｈ”も維持される。このとき、第２の主スイッチ２２と補助スイッチ４１がオン状態、第２の補助スイッチ４２はオフ状態のままである。この時、インダクタ３３に蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４１がオン状態であるので、第３の整流手段５３を介して第３の平滑手段６３であるコンデンサを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ１１において、インダクタ３３に流れる電流Ｉ３３はゼロとなる。図９に示すように、時刻ｔ１２までの間に、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、その時同時に信号Ｖｔ１は“Ｌ”となる。
【００５１】
時刻ｔ１２において、三角波信号Ｖｔが上昇に転じるとともに信号Ｖｔ１が再び“Ｈ”になり、信号Ｖｔ２は“Ｌ”、信号Ｖｔ３は“Ｈ”となり、前述の時刻ｔ０以降の動作を繰返す。
インダクタ３３のインダクタンスをＬ、発振器８０８の発振周期をＴとし、図９の期間ｔ０〜ｔ１のように信号Ｖ１が“Ｈ”である期間に相当する第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ１とし、期間ｔ３〜ｔ４のように信号Ｖ２が“Ｈ”である期間に相当する第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ２とし、期間ｔ６〜ｔ７のように第２の補助スイッチ４２がオン状態における第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ４とし、期間ｔ９〜ｔ１０のように補助スイッチ４１がオン状態における第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間をＴｏｎ３とし、第１の負荷７１への出力電流をＩｏ１とし、第２の負荷７２への出力電流をＩｏ２とし、第３の負荷７３への出力電流をＩｏ３とし、及び第４の負荷７４への出力電流をＩｏ４とすると、次の式（６），（７），（８）及び（９）の関係が成り立つ。
【００５２】
Ｖｏ１＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ１）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ１）  −−−（６）
【００５３】
Ｖｏ２＝−（Ｅｉ・Ｔｏｎ２）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ２）      −−−（７）
【００５４】
Ｖｏ３＝Ｅｉ＋（Ｅｉ・Ｔｏｎ３）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ３）  −−−（８）
【００５５】
Ｖｏ４＝−（Ｅｉ・Ｔｏｎ４）２／（８Ｌ・Ｔ・Ｉｏ４）      −−−（９）
【００５６】
誤差信号Ｖｅ１，Ｖｅ２，Ｖｅ３及びＶｅ４は、第１の昇圧出力電圧Ｖｏ１、第１の反転出力電圧Ｖｏ２、第２の昇圧出力電圧Ｖｏ３及び第２の反転出電圧Ｖｏ４のそれぞれを所望の電圧に安定化するように増減して、第１の主スイッチ２１及び第２の主スイッチ２２のオン期間が調整される。即ち、インダクタ３３を共有する２つの昇圧コンバータと２つの反転コンバータは発振器８０８の発振周波数の１／４で時分割制御されることによって、各出力電圧がそれぞれ所望の電圧に安定化される。
【００５７】
以上のように、実施の形態３によれば、一つのインダクタ３３を共有することによる少ない部品点数で、２つの昇圧出力と２つの反転出力を安定化することができるという優れた効果が得られる。
尚、実施の形態３においては、発振回路８０８の発振周波数の１／４の時分割制御を２つの昇圧コンバータと２つの反転コンバータの制御に割り当てたが、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、この構成に限られるものではない。説明は省略するが、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、図１０の回路図に示すように、１つの昇圧コンバータと２つの反転コンバータの構成が可能である。また、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１１の別の回路図に示すように、３つの昇圧コンバータと１つの反転コンバータの構成が可能である。さらに、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１２のさらに別の回路図に示すように、１つの昇圧コンバータと３つの反転コンバータの構成が可能である。
前述の実施の形態３において説明した制御方法を応用すれば、分周回路であるＴフリップフロップをＮ段用いることにより、発振器８０８の発振周波数の２の（−Ｎ）乗で時分割制御することができる。このように構成することにより、合わせて２のＮ乗個以下の複数の昇圧コンバータと複数の反転コンバータを制御できることが可能な多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上、実施の形態において詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の負荷に制御された昇圧または反転出力を供給するために、１つのインダクタしか必要としないので少ない部品点数で構成することが出来る。例えば、従来の携帯機器の液晶パネル用電源回路は２つの昇圧コンバータと１つの反転型スイッチトキャパシタで構成され、ダイオードを含む半導体スイッチ８個とインダクタ２個とコンデンサ４個を必要としていた。そして反転型スイッチトキャパシタからの出力電圧は制御ができなかった。前述の実施の形態２で示したように、この電源回路に本発明を適用することにより、半導体スイッチ６個とインダクタ１個とコンデンサ３個で構成することができる。また、各出力はそれぞれに対応する主スイッチ回路のオンオフ期間比を調整することによって制御することができる。
さらに本発明によれば、シリーズレギュレータやスイッチトキャパシタを必要としないので、スイッチングコンバータ本来の高効率な特長が得られるという優れた効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の詳細を示す回路図である。
【図３】本発明に係る実施の形態１の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の動作を示す波形図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図５】本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の詳細を示す回路図である。
【図６】本発明に係る実施の形態２の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の動作を示す波形図である。
【図７】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図８】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の詳細を示す回路図である。
【図９】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御回路の動作を示す波形図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータのさらに他の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明に係る実施の形態３の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータのさらに他の構成を示す回路図である。
【図１３】従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４】従来の別の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１  入力直流電源
２１  第１の主スイッチ
２２  第２の主スイッチ
３１  インダクタ
５１  第１の整流手段
５２  第２の整流手段
６１  第１の平滑手段
６２  第２の平滑手段
７１  第１の負荷
７２  第２の負荷
８１  制御回路
９０  検出回路
９１  ＰＷＭ回路
９２  論理回路
【図１】
0003560597.tif 000002
【図２】
0003560597.tif 000003
【図３】
0003560597.tif 000004
【図４】
0003560597.tif 000005
【図５】
0003560597.tif 000006
【図６】
0003560597.tif 000007
【図７】
0003560597.tif 000008
【図８】
0003560597.tif 000009
【図９】
0003560597.tif 000010
【図１０】
0003560597.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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