(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を電圧増幅するための電圧増幅手段と、
前記電圧増幅手段の出力を入力して電力増幅する電力増幅手段と、
前記電力増幅手段へ直流電源電圧を供給する電源手段と、
前記電源手段の直流電源電圧を定電圧化して前記電圧増幅手段へ定電圧直流電源電圧として供給する定電圧回路手段とを備え、
前記定電圧回路手段は、前記電源手段の直流電源電圧を検出して、それが高いときには直流出力電圧を高くすることを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
定電圧回路手段の出力変化は電力増幅手段の出力変化または電源手段の直流電源電圧の変化に対してヒステリシス特性を持つことを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は入力信号を電圧増幅したのち電力増幅する増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、音響用増幅回路において要求される出力が増大してきている。しかしながら価格は年々下降してきており、増幅回路の出力増大とコストダウンとを両立させなければならなくなっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
基本回路構成を変えずに増幅回路の出力を上げるには、電源の電圧を高くする必要がある。そのためには、定電圧回路に使用するトランジスタは高コレクタ損失（Ｐｃ）の部品を使わなければならず、コストアップの要因となっていた。
【０００４】
本発明は、増幅回路の出力増大のため電源電圧を上げても、定電圧回路に使用するトランジスタに従来のように高コレクタ損失のものを必要としないようにする手段を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の増幅回路は、入力信号を電圧増幅するための電圧増幅手段と、前記電圧増幅手段の出力を入力して電力増幅する電力増幅手段と、前記電力増幅手段へ直流電源電圧を供給する電源手段と、前記電源手段の直流電源電圧を定電圧化して前記電圧増幅手段へ定電圧直流電源電圧として供給する定電圧回路手段とを備え、前記定電圧回路手段は、前記電源手段の直流電源電圧を検出して、それが高いときには直流出力電圧を高くするように作用する。
【０００６】
これにより小出力時の定電圧回路手段内部の電圧低下すなわち損失を少なくでき、コレクタ損失の小さいトランジスタを用いることができてコストを安くすることができる。
【０００９】
そして請求項２の増幅回路は、請求項１または２の構成において、定電圧回路手段の出力変化は電力増幅手段の出力変化または電源手段の直流電源電圧の変化に対してヒステリシス特性を持つように作用するものであり、微細な電源電圧変動の影響を受けにくくするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１の増幅回路について、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施の形態１の増幅回路のブロック図である。増幅回路１は簡単のために４チャンネルの増幅回路のうち１チャンネル分だけを示す。増幅回路１は電圧増幅手段である電圧増幅段２と電力増幅手段である電力増幅段３とよりなり、この増幅回路１を動作させるための電源電圧をトランス４で変圧したＡＣ電圧を整流回路７で整流する電源手段で直流電源電圧として電力増幅段３に供給するとともに、さらに定電圧回路手段である正電圧側の定電圧回路５と負電圧側の定電圧回路６とで定電圧化して定電圧直流電源電圧として電圧増幅段２に供給する。制御切り替え回路８は２チャンネル時と４チャンネル時とで定電圧回路５，６の出力電圧を切り換えることによって４チャンネル時に増幅回路１の最大出力を低下させるためのものである。
【００１１】
入力信号は増幅回路１で増幅された後出力されるが、増幅回路１は一般的に入力信号は電圧増幅段２でその振幅を増幅され、その後電力増幅段３で電流を増幅して出力される構成となっている。ここで増幅回路１の出力しうる最大出力電圧は電圧増幅段２で決まり、電圧増幅段２が出力しうる最大電圧は、電圧増幅段２に供給される電圧すなわち定電圧回路５の直流出力電圧である。言い替えればこの電圧によって増幅回路１の最大出力を制限している。
【００１２】
定電圧回路５の入力側の電圧をＶｃ、出力側の電圧をＶｅとし、流れる電流をＩｃｅとすると、定電圧回路５中のトランジスタに必要なコレクタ損失Ｐｃは、
Ｐｃ＝（Ｖｃ−Ｖｅ）＊Ｉｃｅ
となる。しかしながら実際に使用するトランス４は、その内部抵抗のために高負荷時すなわち電力増幅段３の大出力時に、無負荷時（小出力時）より出力される電圧が低くなるのが一般的である。ここで高負荷時の電圧をＶｌｏａｄ、無負荷時の電圧をＶｌｏａｄ＋Ｖαとすれば、高負荷時にトランジスタに必要なコレクタ損失Ｐｃは、
Ｐｃ＝（Ｖｌｏａｄ−Ｖｅ）＊Ｉｃｅ
であり、無負荷時では、
Ｐｃ＝（Ｖｌｏａｄ＋Ｖα−Ｖｅ）＊Ｉｃｅ
となる。故に無負荷時には高負荷時より、トランジスタに必要なコレクタ損失ＰｃはＶα＊Ｉｃｅだけ大きくなり、その分だけ高価なコレクタ損失Ｐｃの大きなトランジスタを使用しなくてはならなくなる。
【００１３】
ここでＶｅを高く設定できれば、前述の式、
Ｐｃ＝（Ｖｌｏａｄ＋Ｖα−Ｖｅ）＊Ｉｃｅ
より、トランジスタのコレクタ損失Ｐｃを低く設定できるころがわかるが、Ｖｅは電圧増幅段２の最大出力を制限している電圧であるので、無条件に高く設定できない。
【００１４】
ここで、本発明では、無負荷時に限りこの定電圧回路より出力される電圧を高く設定することにした。すなわち無負荷時には入力信号が無いので、出力を制限する必要はない。ゆえに上記の定電圧回路の出力電圧Ｖｅを高く設定してもよい訳で、これにより、従来よりコレクタ損失Ｐｃの小さいトランジスタを使用できることとなり、コストダウンできる。
【００１５】
図２は図１の中の定電圧回路５の実際の回路図である。トランジスタ５１は電圧増幅段２に供給する電圧Ｖｅを制御する。定電圧ダイオード５２，５３は抵抗器Ｒ１とともに定電圧回路５の入力側の電圧Ｖｃを分圧してトランジスタ５１のベース電位を規定し出力側の電圧Ｖｅを決定する。トランジスタ５４は定電圧ダイオード５３を短絡することによってトランジスタ５１のベース電位を変化させる。トランジスタ５４のベース−エミッタ間に接続されたトランジスタ５５のベースと電圧比較器５７の中点との間には図の極性の定電圧ダイオード５６が接続され、電圧比較器５７は定電圧回路５の入力側の電圧Ｖｃとグランドの間に接続されている。さらにトランジスタ５４のコレクタと電圧比較器５７の中点の間には抵抗器Ｒ２が接続され、この接続点とグランドの間にはコンデンサＣ１が接続されている。トランジスタ５４のベースには制御切り替え回路８からのｏｎ／ｏｆｆ制御端子が接続されている。
【００１６】
このように構成され、つぎにその動作を説明する。２チャンネル使用時には増幅回路１の出力電力を低下させる必要がないので、制御切り替え回路８はｏｎ／ｏｆｆ制御端子をローにして、トランジスタ５４をトランジスタ５５の入力の状態に無関係にオフにし、トランジスタ５１のベースは定電圧ダイオード５２，５３が直列になった電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅは高く制御される。
【００１７】
４チャンネル使用時には、４つの増幅回路が使用されるので、総合の消費電力が増え、個々の増幅回路の出力を低下させる必要があり、制御切り替え回路８はｏｎ／ｏｆｆ制御端子に制御電圧ハイを加えてトランジスタ５４をオンにし、定電圧ダイオード５３を短絡してトランジスタ５１のベースは定電圧ダイオード５２の電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅは低く制御される。
【００１８】
この状態で増幅回路１の入力がないとき、すなわち無負荷時には、定電圧回路５の入力側の電圧Ｖｃが高く、電圧比較器５７の中点電圧も高くなり定電圧ダイオード５６の電圧を超えるとトランジスタ５５をオンにし、トランジスタ５４をオフにさせるので、トランジスタ５１のベースは定電圧ダイオード５２と５３が直列になった高い電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅが高くなる。
【００１９】
増幅回路１の入力が大きく電力増幅段３の出力が大きいときには、トランス４から出力される電圧すなわち定電圧回路５の入力側の電圧Ｖｃが小出力時に比べて低くなり、電圧比較器５７の中点電圧も低くなり定電圧ダイオード５６の電圧を超えられずトランジスタ５５はオフとなり、トランジスタ５４をオンにさせるので、定電圧ダイオード５３はトランジスタ５４で短絡され、トランジスタ５１のベースは定電圧ダイオード５２のみの低い電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅが低くなり、電圧増幅段２の出力電圧を制限する。
【００２０】
ここで抵抗器Ｒ２の動作を説明すると、定電圧回路５の入力側の電圧Ｖｃの細かい変化で出力側の電圧Ｖｅが細かく変化するのを防ぐためのもので、電圧Ｖｃが低くなろうとするとき、電圧比較器５７の中点は、抵抗器Ｒ２によってトランジスタ５４のコレクタ電圧を印加され、電圧比較器５７で規定された電圧より高い電圧に維持され、中点電圧がより低い電圧にならないとトランジスタ５５はオフにならない。またそうしてトランジスタ５４がいったんオフになるとトランジスタ５４がオンとなり、抵抗器Ｒ２によって電圧比較器５７の中点に低い電圧が印加されるので、Ｖｃがより高くなって電圧比較器５７の中点がより高くならないとトランジスタ５５がオンにならないという正帰還によるヒステリシス現象を用いて電圧切り替えを安定に行うものである。コンデンサＣ１は電圧比較器５７の中点に加わる電源のリップルの影響を除くためのものである。
【００２１】
以上のようにトランジスタ５１は、Ｖｃの高い時にはＶｅも高く、Ｖｃの低いときにはＶｅも低く出力すればよいので、Ｖｅの電圧が一定の回路よりもコレクタ損失Ｐｃの低いトランジスタを使用することができ、コストダウンできることになる。
【００２２】
ここでは定電圧回路５のみについて説明したが、定電圧回路６についても相補的に同様の回路で同様の動作を行い、無負荷時には−Ｖｃの絶対値が高くなれば−Ｖｅの絶対値も高くなるように動作する。
【００２３】
またこの実施形態では定電圧回路５は２段階に直流出力電圧を変化し得るように説明したが、３段階以上に変化するようにしても、また図２の定電圧回路のトランジスタ５４，５５で構成する部分を入力電圧をアナログ的に増幅するようにして、定電圧ダイオード５２，５３に代えてトランジスタの内部抵抗の変化でトランジスタ５１の出力電圧Ｖｅを連続的に変化させても同様の効果を得ることができる。
【００２４】
このように本実施の形態では、定電圧回路手段は電源手段の直流電源電圧を検出してそれが高いときには直流出力電圧を高くするように作用することにより、定電圧回路手段の直流出力電圧が一定のときよりも定電圧制御用のトランジスタ５１内部の損失を少なくでき、コレクタ損失Ｐｃの小さいトランジスタでよく、コストを低減することができる。
【００２５】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２の増幅回路のブロック図である。実施の形態１では、電力増幅段の小出力時に定電圧回路の出力電圧を高めるために電源電圧の低下を検出することにより電力増幅段の出力を検出したが、本実施形態では電力増幅段の出力そのものを検出しようとするものである。増幅回路全体の構成は図１とほぼ同一であり、出力信号を分岐して定電圧回路５ａ，６ａに加えて電力増幅段３の出力を検出する点が異なる。図３の中の定電圧回路５ａの実際の回路図を図４に示す。図４において、トランジスタ５１ａは電圧増幅段２に供給する電圧Ｖｅを制御する。定電圧ダイオード５２ａ，５３ａは抵抗器Ｒ１とともに定電圧回路５ａの入力側の電圧Ｖｃを分圧してトランジスタ５１ａのベース電位を規定し出力側の電圧Ｖｅを決定する。トランジスタ５４ａは定電圧ダイオード５３ａを短絡することによってトランジスタ５１ａのベース電位を変化させる。トランジスタ５４ａのエミッタとグランド間に接続されたトランジスタ５５ａのベースと電圧比較器５７ａの中点との間には図の極性の定電圧ダイオード５６ａが接続され、電圧比較器５７ａは、電力増幅段３の出力を抵抗器Ｒ３を介して整流するダイオード５８によって充電されるコンデンサＣ２と並列に接続されている。トランジスタ５４ａのベースには制御切り替え回路８からのｏｎ／ｏｆｆ制御端子が接続されている。
【００２６】
このように構成され、つぎにその動作を説明する。２チャンネル使用時には増幅回路１の出力電力を低下させる必要がないので、制御切り替え回路８はｏｎ／ｏｆｆ制御端子をローにして、トランジスタ５４ａをオフにし、トランジスタ５５ａの状態に関わりなくトランジスタ５１ａのベースは定電圧ダイオード５２ａ，５３ａが直列になった電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅは高く制御される。
【００２７】
４チャンネル使用時には、４つの増幅回路が使用されるので、総合の消費電力が増え、個々の増幅回路の出力を低下させる必要があり、制御切り替え回路８はｏｎ／ｏｆｆ制御端子に制御電圧ハイを加えてトランジスタ５４をオン可能な状態にする。
【００２８】
この状態で増幅回路１の入力（したがって出力）がないとき、すなわち無負荷時には、電圧比較器５７ａの中点電圧が定電圧ダイオード５６ａのツェナー電圧を超えないため、トランジスタ５５ａはオフとなり、トランジスタ５４ａはオン可能であってもトランジスタ５４ａのコレクタはオープンとなり、トランジスタ５１のベースは定電圧ダイオード５２と５３が直列になった高い電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅが高くなる。
【００２９】
ｏｎ／ｏｆｆ制御端子の制御電圧がハイで、トランジスタ５４がオン可能な状態において、電力増幅段３の出力が大きくなると、抵抗器Ｒ３を介してコンデンサＣ２が充電され、電圧比較器５７ａに印加され、その中点の電圧が定電圧ダイオード５６ａのツェナー電圧を超えたとき、トランジスタ５５ａはオンとなり、したがってトランジスタ５４ａのコレクタはグランド電位となり、定電圧ダイオード５３ａを短絡してトランジスタ５１ａのベースは定電圧ダイオード５２ａの電圧で制御され、定電圧回路５の出力側の電圧Ｖｅは低く制御される。
【００３０】
このように本実施の形態では、定電圧回路手段は電力増幅段の出力を検出してそれが小さいときには直流出力電圧を高くするように作用することにより、定電圧回路手段の直流出力電圧が一定のときよりも定電圧制御用のトランジスタ５１ａ内部の損失を少なくでき、コレクタ損失Ｐｃの小さいトランジスタでよく、コストを低減することができる。本実施の形態においても実施の形態１における変形は同様に可能である。たとえば出力の微少な変化に対して定電圧回路手段の出力電圧がヒステリシス特性を持つようにすることもできる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の増幅回路は、定電圧回路手段は電源手段の直流電源電圧を検出してそれが高いときには直流出力電圧を高くするように作用するものであり、電源電圧の変動を検出して出力を知ることができ、小出力時の定電圧回路手段内部の電圧低下すなわち損失を少なくでき、コレクタ損失の小さいトランジスタを用いることができてコストを安くすることができる。
【００３３】
さらに、定電圧回路手段の出力変化は電力増幅手段の出力変化または電源手段の直流電源電圧の変化に対してヒステリシス特性を持つので、微細な電源電圧変動の影響を受けないという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の増幅回路のブロック図
【図２】同じく図１中の定電圧回路５の回路図
【図３】同じく実施の形態２の増幅回路のブロック図
【図４】同じく図３中の定電圧回路５ａの回路図
【符号の説明】
１  増幅回路
２  電圧増幅段
３  電力増幅段
４  トランス
５  定電圧回路（正電圧側）
６  定電圧回路（負電圧側）
７  整流回路
８  制御切り替え回路
５１，５１ａ  定電圧回路の出力トランジスタ
５２，５２ａ  ツェナーダイオード
５３，５３ａ  ツェナーダイオード
５４，５４ａ  トランジスタ
５５，５５ａ  トランジスタ
５６，５６ａ  ツェナーダイオード
５７，５７ａ  電圧比較器
５８  ダイオード
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗器
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
【図１】
0003552509.tif 000002
【図２】
0003552509.tif 000003
【図３】
0003552509.tif 000004
【図４】
0003552509.tif 000005