(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一の入力端と、第二の入力端と、前記二つの入力端間に接続された第一の抵抗と、反転入力端と非反転入力端とをそれぞれ有する第一及び第二のコンパレータとを備え、前記第一の抵抗の中点を前記第一及び第二のコンパレータの非反転入力端に接続すると共に、前記第一の入力端を前記第一のコンパレータの反転入力端、前記第二の入力端を前記第二のコンパレータの反転入力端にそれぞれ接続し、前記第一の抵抗の中点とグランドとの間に第二の抵抗を接続したことを特徴とする波形整形回路。
【請求項２】
前記第一の抵抗の中点とグランドとの間にノイズ吸収用のコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１記載の波形整形回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンパレータを用いて構成した波形整形回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の波形整形回路を図５及び図６によって説明すると、二つの入力端３１、３２間には四つの抵抗３３、３４、３５、３６が図示の通りに直列に接続され、第二の抵抗３４と第三の抵抗３５との接続点が接地されると共に、第二の抵抗３４にはバイパスコンデンサ３７、第三の抵抗３５にはバイパスコンデンサ３８がそれぞれ並列に接続される。
【０００３】
第一のコンパレータ３９は第一の抵抗３３の両端に現れる電圧を比較増幅するためのものであり、第一の入力端３１は第一のコンパレータ３９の反転入力端（−）に接続され、第一の抵抗３３と第二の抵抗３４との接続点が非反転入力端（＋）に接続される。
同様に、第二のコンパレータ４０は第四の抵抗３６の両端に現れる電圧を比較増幅するためのものであり、第二の入力端３２は第二のコンパレータ４０の反転入力端（−）に接続され、第三の抵抗３５と第四の抵抗３６との接続点が非反転入力端（＋）に接続される。
また、第一のコンパレータ３９の出力端３９ａと第二のコンパレータ４０の出力端４０ａとにはそれぞれ時定数回路４１、４２が接続されている。
これら二つのコンパレータ３９、４０は反転入力端（−）の電圧が非反転入力端（＋）の電圧よりも低い場合に出力電圧がハイレベルとなり、それ以外の場合にはローレベルとなる。
【０００４】
第一の入力端３１と第二の入力端３２とには、例えば、スペクトラム拡散信号を検波して所定の処理を施した信号が入力される。この信号は、時間軸における所定の期間毎にデータ“１”または“０”を含み、例えば、所定の直流レベルＥに重畳された所定数の連続する三角波パルスの振幅方向の違いによってデータ“１”または“０”が決められている。
【０００５】
図６Ａは第一の入力端３１に入力される第一の信号の一例を示し、第一期間Ｔ１における四個の連続する三角波パルスＰ１（Ｐ１１〜Ｐ１４）は直流レベルＥよりも高い方に振幅を有してデータ“１”を表し、第二期間Ｔ２における四個の連続する三角波パルスＰ２（Ｐ２１〜Ｐ２４）が直流レベルＥよりも低い方に振幅を有してデータ“０”を表している。
また、第二の入力端３２に入力される第二の信号は、図６Ｂに示すように、第一の入力端３１に入力される信号（図６Ａ参照）と比較すると各期間における三角波パルスの振幅方向が逆となっており、この場合は、第一期間Ｔ１における四個の連続する三角波パルスＰ３（Ｐ３１〜Ｐ３４）が直流レベルＥよりも低い方に振幅を有してデータ“１”を表し、第二期間Ｔ２における四個の連続する三角波パルスＰ４（Ｐ４１〜Ｐ４４）が直流レベルＥよりも高い方に振幅を有してデータ“０”を表している。
【０００６】
このような二つの信号が第一の入力端３１、第二の入力端３２にそれぞれ入力されると、先ず、第一の信号は第一のコンパレータ３９の反転入力端（−）に入力され、第一の抵抗３３と第二の抵抗３４との接続点には、第一の信号が分圧されると共にバイパスコンデンサ３７によって平滑された電圧（平滑電圧）が現れる。この平滑電圧は図６Ａの一点鎖線Ｘで示すように直流レベルＥよりも低くなる。同時に、第一の期間Ｔ１における平滑電圧Ｅｒ１よりも第二の期間Ｔ２における平滑電圧Ｅｒ２が低くなっている。これは三角波パルスの振幅方向の違いによる。そして、この平滑電圧Ｅｒ（Ｅｒ１とＥｒ２とを総称してＥｒとする）が基準電圧となって第一のコンパレータ３９の非反転入力端（＋）に入力される。
【０００７】
すると、第一のコンパレータ３９は、第二の期間Ｔ２における三角波パルスＰ２が平滑電圧Ｅｒよりも低くなるときに、図６Ｃに示されるような四個の連続パルスＰ０からなるデータ“０”を出力する。なお、第一の期間Ｔ１においては、第一の信号は平滑電圧Ｅｒよりもレベルが大きいので、第一のコンパレータ３９はパルスを出力しない。
【０００８】
一方、第二の信号は第二のコンパレータ４０の反転入力端（−）に入力され、第三の抵抗３５と第第四の抵抗３６との接続点には、第二の信号が分圧されると共にバイパスコンデンサ３８によって平滑された電圧（平滑電圧）が現れる。この平滑電圧（図６Ｂの一点鎖線Ｙで示す）は、第一の期間Ｔ１では図６ＡのＥｒ２と等しくなり、第二の期間Ｔ２では図６ＡのＥｒ１と等しくなる。この違いも三角波パルスの振幅方向の違いによるものでる。そして、この平滑電圧Ｅｒが基準電圧となって第二のコンパレータ４０の非反転入力端（＋）に入力される。
【０００９】
すると、第二のコンパレータ４０は、第一の期間Ｔ１における三角波パルスＰ３が平滑電圧Ｅｒ２よりも低くなるときに、図６Ｄに示されるような四個の連続パルスＰ１からなるデータ“１”を出力する。なお、第二の期間Ｔ２においては、第二の信号は平滑電圧Ｅｒ１よりもレベルが大きいので、第二のコンパレータ４０はパルスを出力しない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、入力された信号と平滑電圧Ｅｒ（基準電圧）とを比較するには、平滑電圧Ｅｒと直流レベルＥとのレベル差が三角波パルスの波高値よりも小さく、且つ、平滑電圧Ｅｒが直流レベルＥよりも低くなければならない。さらに、平滑電圧Ｅｒは、三角波パルスの振幅方向の違いによってそのレベルが変化するが、三角波パルスの振幅方向が逆に変わる切替時点の近傍では、バイパスコンデンサ３４、３５による時定数のために急激に変化しない。
一方、上記の第一の信号及び第二の信号には、データの切替時（“１”→“０”又は“０”→“１”）に直流レベルＥにノイズが重畳される場合がある。
【００１１】
そこで、例えば、期間Ｔ１から期間Ｔ２に切り替えられる時点で、第一の信号にノイズ（図６ＡのＮで示す）が重畳された場合、その時点での平滑電圧はほぼＥｒ１に保持されている。そして、ノイズの振幅が直流レベルＥと平滑電圧Ｅｒ１との差を越えると（平滑電圧Ｅｒ１よりも低くなると）、第一のコンパレータ３９からはノイズＮに対応してハイレベルのパルスＰｎが出力される。この結果、第一のコンパレータ３９は合計五個のパルス（四個のパルスＰ０とＰｎ）が出力される。正確なデータであるか否かの判定はパルスの数によって行われるので、パルスの数が異なるとエラーと判定されるので、従来の波形整形回路においてはノイズによる誤動作を避けられなかった。
【００１２】
上記の誤動作を避けるためには、第一の抵抗３３と第二の抵抗３４とによる分圧比を大きくすればよいと考えられるが（第三の抵抗３５と第四の抵抗３６とによる分圧比についても同様）、そのようにすると、期間Ｔ２においては、第一の信号の三角波パルスのピーク値よりも平滑電圧Ｅｒ２が低くなって第一のコンパレータ３９での比較動作が不能となるので、分圧比による解決は困難である。
【００１３】
そこで、本発明の波形整形回路は、入力される信号にノイズが重畳されても、ノイズの影響を受けずに正確にハイレベル又はローレベルの出力が得られるようにすることである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明の波形整形回路は、第一の入力端と、第二の入力端と、前記二つの入力端間に接続された第一の抵抗と、反転入力端と非反転入力端とをそれぞれ有する第一及び第二のコンパレータとを備え、前記第一の抵抗の中点を前記第一及び第二のコンパレータの非反転入力端に接続すると共に、前記第一の入力端を前記第一のコンパレータの反転入力端、前記第二の入力端を前記第二のコンパレータの反転入力端にそれぞれ接続し、前記第一の抵抗の中点とグランドとの間に第二の抵抗を接続した。
【００１６】
また、本発明の波形整形回路は、前記第一の抵抗の中点とグランドとの間にノイズ吸収用のコンデンサを接続した。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の波形整形回路を図１乃至図４に従って説明する。先ず図１において、二つの入力端１、２間には第一の抵抗３が接続される。第一の抵抗３は同じ抵抗値の抵抗３ａと３ｂとが直列に接続されたものであり、その中点Ａ（抵抗３ａと抵抗３ｂとの接続点）が第二の抵抗４を介して接地されると共に、第二の抵抗４にはバイパスコンデンサ５が並列に接続される。
【００１８】
第一のコンパレータ６は第一の抵抗３の中点Ａと第一の入力端１との間に現れる電圧を比較増幅するためものであり、反転入力端（−）と非反転入力端（＋）とを有している。そして、第一の入力端１が第一のコンパレータ６の反転入力端（−）に接続され、第一の抵抗３の中点Ａが非反転入力端（＋）に接続される。同様に、第二のコンパレータ７は第一の抵抗３の中点Ａと第二の入力端子２との間に現れる電圧を比較増幅するためのものであり、反転入力端（−）と非反転入力端（＋）とを有している。そして、第二の入力端２は第二のコンパレータ７の反転入力端（−）に接続され、第一の抵抗３の中点Ａが非反転入力端（＋）に接続される。
また、第一のコンパレータ６の出力端６ａと第二のコンパレータ７の出力端７ａとにはそれぞれ時定数回路８、９が接続されている。
第一のコンパレータ６及び第二のコンパレータ７は、反転入力端（−）の電圧が非反転入力端（＋）の電圧よりも低い場合に出力電圧がハイレベルとなり、それ以外の場合にはローレベルとなるように動作する。
【００１９】
第一の入力端１と第二の入力端２とには、例えば、スペクトラム拡散信号を検波した信号を遅延検波用のバランスミキサ（平衡型混合器、図示せず）を通すことによって得た互いに逆極性の二つの信号（第一の信号、第二の信号）がそれぞれ入力される。
この信号は、時間軸における所定の期間毎にデータ“１”または“０”を含み、例えば、所定の直流レベルＥに重畳された所定数の連続する三角波パルスの振幅方向の違いによってデータ“１”または“０”が決められている。
【００２０】
図２Ａは第一の入力端１に入力される第一の信号の一例を示し、第一期間Ｔ１における四個の連続する三角波パルスＰ１（Ｐ１１〜Ｐ１４）は直流レベルＥよりも高い方に振幅を有してデータ“１”を表し、第二期間Ｔ２における四個の連続する三角波パルスＰ２（Ｐ２１〜Ｐ２４）は直流レベルＥよりも低い方に振幅を有してデータ“０”を表している。
また、第二の入力端２に入力される第二の信号は、図２Ｂに示すように、第一の入力端１に入力される信号（図２Ａ参照）と比較すると各期間における三角波パルスの振幅方向が逆となっており、この場合は、第一期間Ｔ１における四個の連続する三角波パルスＰ３（Ｐ３１〜Ｐ３４）が直流レベルＥよりも低い方に振幅を有してデータ“１”を表し、第二期間Ｔ２における四個の連続する三角波パルスＰ４（Ｐ４１〜Ｐ４４）が直流レベルＥよりも高い方に振幅を有してデータ“０”を表している。そして第一の信号の三角波パルスと第二の信号の三角波パルスとは同じ波形をなし、その波高値も同じである。
【００２１】
このような二つの信号が第一の入力端１、第二の入力端２にそれぞれ入力されると、第一の信号は第一のコンパレータ６の反転入力端（−）に入力され、第二の信号は第二のコンパレータ７の反転入力端（−）に入力される。このとき、第一の抵抗３の中点Ａには、第一の信号と第二の信号とが共に第一の抵抗３と第二の抵抗４によって分圧され、且つバイパスコンデンサ５によって平滑された電圧（平滑電圧）が現れる。
【００２２】
この平滑電圧は図２Ａ及びＢの一点鎖線Ｚで示すように直流レベルＥよりも低く、さらに、三角波パルスの振幅方向の違いに関わらず第一の期間Ｔ１と第二の期間とでほぼ同じ値となる。その理由は、第一の入力端１に入力される第一の信号と第二の入力端２に入力される第二の信号とが三角波パルスの振幅方向が互いに逆となっているために、第一の信号の三角波パルスと第二の信号の三角波パルスとの影響を受けず、常に直流レベルＥを第一の抵抗３の抵抗値の１／２と第二の抵抗４の抵抗値によって分圧した電圧が第一の抵抗３の中点に現れるためである。
【００２３】
そのため、第一の抵抗及の抵抗値と第二の抵抗の抵抗値によって、平滑電圧Ｅｒの値を図６Ａ、Ｂに示した従来の平滑電圧Ｅｒ１よりも低くして、且つ直流レベルＥと平滑電圧Ｅｒとの差を三角波パルスの波高値の１／２に簡単に設定出来る。その結果、いわゆるノイズマージンが大きくなる。そしてこれが基準電圧として第一のコンパレータ６の非反転入力端（＋）及び第二のコンパレータ７の非反転入力端（＋）に入力される。
【００２４】
すると、第一のコンパレータ６では、第二の期間Ｔ２における三角波パルスＰ２が平滑電圧Ｅｒよりも低くなるときに、図２Ｃに示されるような四個の連続パルスＰ０からなるデータ“０”が出力される。また、第二のコンパレータ７では、第一の期間Ｔ１における三角波パルスＰ１が平滑電圧Ｅｒよりも低くなるときに、図２Ｄに示されるような四個の連続パルスＰ１からなるデータ“１”が出力される。なお、第一の期間Ｔ１においては、第一の信号は平滑電圧Ｅｒよりもレベルが大きいので、第一のコンパレータ６の出力はローレベルの状態となってパルスを出力しない。また、第二の期間Ｔ２においては、第二の信号は平滑電圧Ｅｒよりもレベルが大きいので、第二のコンパレータ７の出力はローレベルの状態となってパルスを出力しない。
従って、第一のコンパレータ６はデータ“０”のみを出力し、第二のコンパレータ７はデータ“１”のみを出力することになる。データ“１”、“０”のパルス幅は時定数回路８、９によって調整される。
【００２５】
ここで、例えば、期間Ｔ１において互いに同期した、しかも振幅方向が互いに逆の関係にある対称的なノイズが第一の信号と第二の信号とに重畳されても、中点Ａの電圧はノイズによって変化しないので誤動作は起きない。
また、一方の信号のみにノイズが重畳しても直流レベルＥと平滑電圧Ｅｒとの差が従来よりも大きくなっているので誤動作は起きにくい。この場合、バイパスコンデンサ５によってノイズ成分が減衰するので一層誤動作しにくい。
【００２６】
なお、図３は図１に示した波形整形回路から第二のコンパレータ７を削除し、第一のコンパレータ６からデータ“１“又は“０”を出力できるようにした構成である。この場合、図４Ａに示すような、直流レベルＥにハイレベルのデータ“１”及びローレベルのデータ“０”が重畳された第一の信号が第一の入力端１に入力され、第二の入力端２には図４Ｂに示すような、反転したデータが重畳された第二の信号が入力されると、中点Ａには平滑電圧Ｅｒ（図４Ａ参照）が現れ、これが基準電圧となって第一のコンパレータ６の非反転入力端（＋）に入力される。
【００２７】
この平滑電圧Ｅｒはデータの如何に関わらず常に変化しないので、図４Ｃに示すように、第一のコンパレータ６の出力端６ａには直流レベルＥを除去したデータ“１”及び“０”が得られる。
また、電源電圧の変動などによって、直流レベルＥが変化して第一の信号が図４Ｄに示すように変化しても（この場合、図示はしないが第二の信号の直流レベルも同様に変化する）、その変化に対応して平滑電圧Ｅｒも図Ｄのように変化するので、第一のコンパレータ６の出力端６ａには図４Ｃに示したのと同様なデータが得られる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の波形整形回路は、第一の入力端と第二の入力端との間に接続された第一の抵抗と、反転入力端と非反転入力端とをそれぞれ有する第一及び第二のコンパレータとを備え、第一の抵抗の中点を第一及び第二のコンパレータの非反転入力端に接続すると共に、第一の入力端を第一のコンパレータの反転入力端、第二の入力端を第二のコンパレータの反転入力端にそれぞれ接続し、第一の抵抗の中点とグランドとの間に第二の抵抗を接続したので、直流レベルに重畳されたデータの振幅方向が互いに逆の関係に或る対称的な二つの入力信号がそれぞれ二つの入力端に入力された場合、第一及び第二のコンパレータの非反転入力端には同期したノイズに影響されない常に一定の電圧が基準電圧として入力される。従って、２つのコンパレータからは反転入力端に入力された入力信号を基準電圧によって直流レベルを除去したデータ“１”、“０”を別個に出力することができる。
【００３０】
また、本発明の波形整形回路は、第一の抵抗の中点とグランドとの間にノイズ吸収用のバイパスコンデンサを接続したので、第一の信号又は第二の信号にノイズが重畳されてもそれをバイパスコンデンサによって吸収できるのでデータを正確に出力することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の波形整形回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の波形整形回路における各部の動作波形である。
【図３】本発明の波形整形回路の他の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の波形整形回路の他の構成における各部の動作波形である。
【図５】従来の波形整形回路の構成を示す回路図である。
【図６】従来の波形整形回路における各部の動作波形である。
【符号の説明】
１  第一の入力端
２  第二の入力端
３  第一の抵抗
４  第二の抵抗
５  バイパスコンデンサ
６  第一のコンパレータ
６ａ  出力端
７  第二のコンパレータ
７ａ  出力端
８，９  時定数回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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