(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号化されたビットストリームを分解するフレーム分解手段と、ビット割当てに基づいて復号、逆量子化を行いｎ個のサブバンド値を復元する復号・逆量子化手段と、得られたサブバンド値を合成しオーディオ信号を再現するサブバンド合成フィルタバンクとからなり、前記サブバンド合成フィルタバンクは、ｎ／４個のサブバンド入力を離散コサイン変換（ＤＣＴ）し出力する第１及び第２のフィルタバンクと、ｎ／４個のサブバンド入力を離散サイン変換（ＤＳＴ）し出力する第３及び第４のフィルタバンクを備え、ｎ個のサブバンド値を４分割して前記第１のフィルタバンク、第２のフィルタバンク、第３のフィルタバンクおよび第４のフィルタバンクへそれぞれ入力し、前記第１のフィルタバンクの出力Ｑ１（ｎ／４，ｋ）（ｋ＝０，１，２，...，ｎ／２−１。以下同じ）と前記第２のフィルタバンクの出力Ｑ２（ｎ／４，ｋ）との差Ｐ１（ｋ）を求める第１の処理と、前記第３のフィルタバンクの出力Ｑ３（ｎ／４，ｋ）と前記第４のフィルタバンクの出力Ｑ４（ｎ／４，ｋ）との和をとり所定の係数を乗じＰ２（ｋ）を求める第２の処理と、前記Ｐ１（ｋ）及び前記Ｐ２（ｋ）に基づきｎ×２個の合成フィルタ出力Ｘ（ｎ，ｐ）（ｐ＝０，１，...，６３）を求める第３の処理とを行うことを特徴とするオーディオ信号復号化装置。
【請求項２】
前記復号・逆量子化手段がｎ＝３２個のサブバンド値を復元するものであり、前記第１の処理が、
【数１】
0003597077.tif 000044
であり、前記第２の処理が、
【数２】
0003597077.tif 000045
であり、前記第３の処理が、次のフィルタ出力Ｘ（３２，ｐ）（ｐ＝０，１，...，６３）
【数３】
0003597077.tif 000046
を求めるものであることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号復号化装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ信号の復号化装置、特にサブバンド合成フィルタバンクにおける演算処理を高能率化したオーディオ信号復号化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
オーディオ信号の符号化は、近年のＩＳＤＮおよびＶＬＳＩ技術の発展によって急速に注目を集めている。特に、ディジタルオーデイオ、ディジタル衛星放送（ＤＳＢ）、オーディオ信号の蓄積、遠隔会議、マルチメディア応用等でその重要性が増加している。
【０００３】
ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ  Ｐｉｃｔｕｒｅ  Ｅｘｐｅｒｔ  Ｇｒｏｕｐ）において、ビデオ信号とともにオーディオ信号を圧縮する世界標準符号化方式が検討され、オーディオ信号の符号化技術については、ＭＰＥＧ／オーディオ（国際規格ＩＳＯ／ＩＥＣ  １１１７２−３）に代表される符号化アルゴリズムが決定され、公開されている。ＭＰＥＧオーディオ符号化技術については、社団法人  テレビジョン学会編、オーム社発行の「ＭＰＥＧ」に詳しく説明されている。また、ＩＥＥＥ  マルチメディアジャーナル１９９５年夏号には、デイビス・パン著「ＭＰＥＧ／オーディオデータ圧縮チュートリアル」にＭＰＥＧオーディオ圧縮理論が解説されている。
【０００４】
ＭＰＥＧ／オーディオのアルゴリズムはレイヤ１，レイヤ２，レイヤ３の３種類のアルゴリズムから構成され、レイヤ１からレイヤ３の順で複雑になるが、アルゴリズムが３２帯域のサブバンド符号化に基づいており、チャンネル数が２、サンプリング周波数が３２，４４．１，４８ｋＨｚのいずれかである点で共通している（以下、ＭＰＥＧ／オーディオ・レイヤ３のアルゴリズムを特にＭＰ３と呼ぶ）。ここで、サブバンド符号化とは、聴覚特性を利用して信号を複数のサブバンドに分割して、それぞれのバンドを異なる量子化特性で量子化する符号化方式である。
【０００５】図１０に、サブバンド符号化方式に基づいたＭＰＥＧ／オーディオアルゴリズムの基本ブロック図を示す。入力されたオーディオ信号は、入力を複数のサブバンドに分けるフィルタバンク１１を通る。同時に、入力されたオーディオ信号は、各サブバンドのマスキング閾値に対する信号エネルギーの比率を決定する心理聴覚モデル１２を通る。心理聴覚モデル１２に基づいたビット割当てに従って量子化・符号化手段１３により量子化および符号化した後、必要に応じ図示しないアンシラリデータ（利用者が任意に定義できるデータ）を合わせて、フォーマット手段１４によりビットストリーム中にフォーマットする。このように符号化されたビットストリームは、ＣＤ−ＲＯＭ等の蓄積媒体に格納されたり、通信回線等の伝送路で伝送される。復号は、フレーム分解手段２１においてまず付加されたアンシラリデータを分離してビットストリームを分解する。次いで、サイド情報として送られたビット割当てに基づいて復号・逆量子化手段２２により復号、逆量子化を行いサブバンド値を復元する。最後に、サブバンド合成フィルタバンク２３によりサブバンド値を合成しオーディオ信号を再現する。
【０００６】
ところで、復号化におけるサブバンド合成フィルタバンクは、周波数成分に分割された信号をもとの時系列オーディオ信号にもどす機能を有しており、この機能を実現するために、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、変形離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）といった三角関数で記述される変換処理を行っている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＭＰ３の規格書に規定された変換処理をそのまま実行すると、角度の計算に要する加算・乗算も考慮に入れた場合の演算処理量は、６４個の出力を得るために６１４４回の乗算と６０８０回の加算が必要であり、計算負荷が大きかった。このため、従来のＭＰ３復号化による機器、例えばＭＰ３プレーヤでは、低価格で実用的な性能を得ることが困難であった。
【０００８】
そこで本発明の目的は、こうした従来技術の欠点を解決し、サブバンド合成フィルタバンクにおける演算量を大幅に削減でき、もって復号化処理をより高速化できるオーディオ信号の復号化装置を提供すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、符号化されたビットストリームを分解するフレーム分解手段と、ビット割当てに基づいて復号、逆量子化を行いｎ個のサブバンド値を復元する復号・逆量子化手段と、得られたサブバンド値を合成しオーディオ信号を再現するサブバンド合成フィルタバンクとからなり、サブバンド合成フィルタバンクは、ｎ／４個のサブバンド入力を離散コサイン変換（ＤＣＴ）し出力する第１及び第２のフィルタバンクと、ｎ／４個のサブバンド入力を離散サイン変換（ＤＳＴ）し出力する第３及び第４のフィルタバンクを備え、ｎ個のサブバンド値を４分割して第１のフィルタバンク、第２のフィルタバンク、第３のフィルタバンクおよび第４のフィルタバンクへそれぞれ入力し、第１のフィルタバンクの出力Ｑ１（ｎ／４，ｋ）（ｋ＝０，１，２，...，ｎ／２−１。以下同じ）と第２のフィルタバンクの出力Ｑ２（ｎ／４，ｋ）との差Ｐ１（ｋ）を求める第１の処理と、第３のフィルタバンクの出力Ｑ３（ｎ／４，ｋ）と第４のフィルタバンクの出力Ｑ４（ｎ／４，ｋ）との和をとり所定の係数を乗じＰ２（ｋ）を求める第２の処理と、Ｐ１（ｋ）及びＰ２（ｋ）に基づきｎ×２個の合成フィルタ出力Ｘ（ｎ，ｐ）（ｐ＝０，１，...，６３）を求める第３の処理とを行うことを特徴とするオーディオ信号復号化装置を提供する。
【００１０】
この場合において、前記復号・逆量子化手段がｎ＝３２個のサブバンド値を復元するものであり、第１の処理が、
【００１１】
【数４】
0003597077.tif 000002
【００１２】
であり、第２の処理が、
【００１３】
【数５】
0003597077.tif 000003
【００１４】
であり、第３の処理が、次のフィルタ出力Ｘ（３２，ｐ）（ｐ＝０，１，...，６３）
【００１５】
【数６】
0003597077.tif 000004
【００１６】
を求めるものであることが好ましい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明に係るオーディオ信号復号化装置について実施の形態の全体構成を説明する前に、まずその主要部をなすサブバンド合成フィルタバンクにおけるアルゴリズムを詳細に説明する。
【００１８】
今、ＭＰＥＧ／オーディオのレイヤ３（ＭＰ３）におけるサブバンド合成フィルタバンクを高速化することを例にとり、そのための高速ＤＣＴアルゴリズムの適用を検討する。
【００１９】
［サブバンド合成フィルタバンクを４つの項で記述する］
ＭＰ３のサブバンド合成フィルタバンクでは入力の個数が３２で出力の個数が６４である。入力の個数をｎ（＝３２）と表記したときの変換式は次式で表される。
【００２０】
【数７】
0003597077.tif 000005
【００２１】
ここで、次の記号を定義する。
【００２２】
【数８】
0003597077.tif 000006
【００２３】
式（２）を式（１）に適用すると、次式の様に表すことができる。
【００２４】
【数９】
0003597077.tif 000007
【００２５】
式（３）はサイズ３２のいわゆるタイプＩＩのＤＣＴに類似しているので、高速ＤＣＴのアルゴリズムを用いることで、サイズ２まで縮小して演算を高速化することが可能と推定される。
【００２６】
そこで、式（１）を偶数項と奇数項に分割する。
【００２７】
【数１０】
0003597077.tif 000008
【００２８】
式（４）は、式（２）の定義及び三角関数の公式に従い、かつ、ｘｎ＝０およびｘ−１＝０の関係より、次式のように変形できる。
【００２９】
【数１１】
0003597077.tif 000009
【００３０】
式（５）に着目し、（−１）ｍを削除するために、ｍが偶数の項と奇数の項に分割して表すと次の通りである。
【００３１】
【数１２】
0003597077.tif 000010
【００３２】
次に、式（６）における最後の２項に着目すると、三角関数の公式に従い、かつ、ｘ−２＝０およびｘ−１＝０より、次式の様に変形できる。
【００３３】
【数１３】
0003597077.tif 000011
【００３４】
ここで、次のように定義を行う。
【００３５】
【数１４】
0003597077.tif 000012
【００３６】
【数１５】
0003597077.tif 000013
【００３７】
【数１６】
0003597077.tif 000014
【００３８】
【数１７】
0003597077.tif 000015
【００３９】
式（８）から式（１１）を用いると、式（６）のＭＰ３の合成フィルタバンクは次のように表せる。
【００４０】
【数１８】
0003597077.tif 000016
【００４１】
式（１２）の４つの項は、それぞれ、サイズ８のＤＣＴまたはＤＳＴである。以下、４項それぞれについて、本発明に従い計算負荷がどのように削減されるかを説明する。
【００４２】
［タイプＩのＤＣＴ］
タイプＩのＤＣＴは次の通り定義される。
【００４３】
【数１９】
0003597077.tif 000017
【００４４】
ここで、式（１３）の２つの項を次のように定義する。
【００４５】
【数２０】
0003597077.tif 000018
【００４６】
【数２１】
0003597077.tif 000019
【００４７】
そうすると、式（１３）は次のように表すことができる。
【００４８】
【数２２】
0003597077.tif 000020
【００４９】
式（１６）をｋ＝０，１，．．．，２ｎ−１に対して計算するときには、三角関数の周期性を利用して式（１５），（１６）をｋ＝０，１，．．．，ｎ／２について計算した結果を用いることで計算負荷を削減することができる。
【００５０】
すなわち、（１６）は、次のように表すことができる。
【００５１】
【数２３】
0003597077.tif 000021
【００５２】
式（１４），（１５）はサイズｎ／２のタイプＩのＤＣＴであるので、再帰的に繰り返してサイズ２のＤＣＴまで縮約することができる。また、式（１７）を用いて、サイズ８のＤＣＴをｋ＝０，１，．．．，１６まで計算することができる。
【００５３】
式（８）にもどって、式（８）のＱ１（ｎ／４，ｋ）は、サイズ８のＤＣＴである。ｋ＝０，１，．．．１６に対するＱ１（ｎ／４，ｋ）を用いてＱ１（ｎ／４，０）からＱ１（ｎ／４，６３）までを計算する方法を以下説明する。
【００５４】
ここでは、ｎ＝３２となるが、式（１７）によってｋ＝０，１，．．．，１６までが計算済みである。式（１２）の４つの項すべてに掛けられる係数とＱ１（ｎ／４，ｋ）について、三角関数の周期性を利用すると、次のように表すことができる。
【００５５】
【数２４】
0003597077.tif 000022
【００５６】
すなわち、Ｑ１（ｎ／４，ｋ）に関しては、ｋ＝０，１，．．．，１６に対する値を計算すればｋ＝０，１，．．．，６３に対応する値が得られるので計算負荷が４分の１で済むことを示している。しかも、これらの値はｋ＝０，１，．．．，８に対するＧ１（８、ｋ）とＨ１（８、ｋ）によって求めることができ、最終的にはこれらはｋ＝０，１に対するＧ１（２、ｋ）とＨ１（２、ｋ）によって求めることができるので、相当量の計算負荷を削減できることを示している。
【００５７】
［タイプＩＩのＤＣＴ］
タイプＩＩのＤＣＴは次の通り定義される。
【００５８】
【数２５】
0003597077.tif 000023
【００５９】
ここで、式（１９）の２つの項を次のように定義する。
【００６０】
【数２６】
0003597077.tif 000024
【００６１】
【数２７】
0003597077.tif 000025
【００６２】
そうすると、式（１９）は次のように表すことができる。
【００６３】
【数２８】
0003597077.tif 000026
【００６４】
式（２２）をｋ＝０，１，．．．，２ｎ−１に対して計算するときには、三角関数の周期性を利用して式（２０），（２１）をｋ＝０，１，．．．，ｎ／２について計算した結果を用いることで計算負荷を削減することができる。すなわち、式（２２）は、次のように表すことができる。
【００６５】
【数２９】
0003597077.tif 000027
【００６６】
式（２０），（２１）はそれぞれサイズｎ／２のタイプＩとタイプＩＩのＤＣＴであるので、再帰的に繰り返してサイズ２のＤＣＴまで縮約することができる。また、式（２３）を用いて、サイズ８のＤＣＴをｋ＝０，１，．．．，１６まで計算することができる。
【００６７】
式（９）にもどって、式（９）のＱ２（ｎ／４，ｋ）は、サイズ８のタイプＩＩのＤＣＴである。ｋ＝０，１，．．．１６に対するＱ２（ｎ／４，ｋ）を用いてＱ２（ｎ／４，０）からＱ２（ｎ／４，６３）までを計算する方法を以下説明する。
【００６８】
ここでは、ｎ＝３２となるが、式（１７）によってｋ＝０，１，．．．，１６までが計算済みであり、式（１２）の４つの項すべてに掛けられる係数についても計算済みである。Ｑ２（ｎ／４，ｋ）について、三角関数の周期性を利用すると、次のように表すことができる。
【００６９】
【数３０】
0003597077.tif 000028
【００７０】
すなわち、Ｑ２（ｎ／４，ｋ）に関しても、最終的にはこれらはｋ＝０，１に対するＧ２（２、ｋ）とＨ２（２、ｋ）によって求めることができるので、相当量の計算負荷を削減できることを示している。
【００７１】
［タイプＩのＤＳＴ］
タイプＩのＤＳＴは次の通り定義される。
【００７２】
【数３１】
0003597077.tif 000029
【００７３】
ここで、式（２５）の２つの項を次のように定義する。
【００７４】
【数３２】
0003597077.tif 000030
【００７５】
【数３３】
0003597077.tif 000031
【００７６】
そうすると、式（２５）は次のように表すことができる。
【００７７】
【数３４】
0003597077.tif 000032
【００７８】
式（２８）をｋ＝０，１，．．．，２ｎ−１に対して計算するときには、三角関数の周期性を利用して式（２６），（２７）をｋ＝０，１，．．．，ｎ／２について計算した結果を用いることで計算負荷を削減することができる。すなわち、式（２８）は、次のように表すことができる。
【００７９】
【数３５】
0003597077.tif 000033
【００８０】
式（２６），（２７）はサイズｎ／２のタイプＩのＤＳＴであるので、再帰的に繰り返してサイズ２のＤＳＴまで縮約することができる。また、式（２９）を用いて、サイズ８のＤＳＴをｋ＝０，１，．．．，１６まで計算することができる。
【００８１】
式（１０）にもどって、式（１０）のＱ３（ｎ／４，ｋ）は、サイズ８のＤＳＴである。ｋ＝０，１，．．．１６に対するＱ３（ｎ／４，ｋ）を用いてＱ３（ｎ／４，０）からＱ３（ｎ／４，６３）までを計算する方法を以下説明する。
【００８２】
ここでは、ｎ＝３２となるが、式（２９）によってｋ＝０，１，．．．，１６までが計算済みであり、式（１２）の４つの項すべてに掛けられる係数についても計算済みである。Ｑ３（ｎ／４，ｋ）について、三角関数の周期性を利用すると、次のように表すことができる。
【００８３】
【数３６】
0003597077.tif 000034
【００８４】
すなわち、Ｑ３（ｎ／４，ｋ）に関しても、最終的にはこれらはｋ＝０，１，２に対するＧ３（２、ｋ）とＨ３（２、ｋ）によって求めることができるので、相当量の計算負荷を削減できることを示している。
【００８５】
［タイプＩＩのＤＳＴ］
タイプＩＩのＤＳＴは次の通り定義される。
【００８６】
【数３７】
0003597077.tif 000035
【００８７】
ここで、式（３１）の２つの項を次のように定義する。
【００８８】
【数３８】
0003597077.tif 000036
【００８９】
【数３９】
0003597077.tif 000037
【００９０】
そうすると、式（３１）は次のように表すことができる。
【００９１】
【数４０】
0003597077.tif 000038
【００９２】
式（３４）をｋ＝０，１，．．．，２ｎ−１に対して計算するときには、三角関数の周期性を利用して式（３２），（３３）をｋ＝０，１，．．．，ｎ／２について計算した結果を用いることで計算負荷を削減することができる。すなわち、式（３４）は、次のように表すことができる。
【００９３】
【数４１】
0003597077.tif 000039
【００９４】
式（３２），（３３）はそれぞれサイズｎ／２のタイプＩＩとタイプＩのＤＳＴであるので、再帰的に繰り返してサイズ２のＤＳＴまで縮約することができる。また、式（３５）を用いて、サイズ８のＤＳＴをｋ＝０，１，．．．，１６まで計算することができる。
【００９５】
式（１１）にもどって、式（１１）のＱ４（ｎ／４，ｋ）は、サイズ８のタイプＩＩのＤＳＴである。ｋ＝０，１，．．．１６に対するＱ４（ｎ／４，ｋ）を用いてＱ４（ｎ／４，０）からＱ４（ｎ／４，６３）までを計算する方法を以下説明する。
【００９６】
ここでは、ｎ＝３２となるが、式（３５）によってｋ＝０，１，．．．，１６までが計算済みであり、式（１２）の４つの項すべてに掛けられる係数についても計算済みである。Ｑ４（ｎ／４，ｋ）について、三角関数の周期性を利用すると、次のように表すことができる。
【００９７】
【数４２】
0003597077.tif 000040
【００９８】
すなわち、Ｑ４（ｎ／４，ｋ）に関しても、最終的にはこれらはｋ＝０，１に対するＧ４（２、ｋ）とＨ４（２、ｋ）によって求めることができるので、相当量の計算負荷を削減できることを示している。
【００９９】
以上の演算処理をまとめると、ＭＰ３のサブバンド合成フィルタバンクの各出力を計算する方法は次のように簡略表記ができる。
【０１００】
１．２つの式を定義する。
【０１０１】
【数４３】
0003597077.tif 000041
【０１０２】
２．サブバンド合成フィルタバンクの出力Ｘ（３２，ｋ）は、次の通りである。
【０１０３】
【数４４】
0003597077.tif 000042
【０１０４】
次に、本発明に係るオーディオ信号復号化装置について好ましい実施の形態を図面を参照しつつ説明する。
【０１０５】
本実施の形態の全体構成は、図１０に示す従来の装置と同様であり、符号化されたビットストリームを分解するフレーム分解手段２１と、ビット割当てに基づいて復号、逆量子化を行いｎ個のサブバンド値を復元する復号・逆量子化手段２２と、得られたサブバンド値を合成しオーディオ信号を再現するサブバンド合成フィルタバンク２３を有している。
【０１０６】
図１に本実施の形態における主要部であるサブバンド合成フィルタバンクのシグナルフロー図を示す。図１に示すようにサブバンド合成フィルタバンクは第１のフィルタバンクＱ１、第２のフィルタバンクＱ２、第３のフィルタバンクＱ３及び第４のフィルタバンクＱ４を備えている。第１のフィルタバンクＱ１及び第２のフィルタバンクＱ２は、ｎ／４＝８個（ｎ＝３２）のサブバンド入力を離散コサイン変換（ＤＣＴ）し１６個の出力をする。また、第３のフィルタバンクＱ３及び第４のフイルタバンクＱ４は、ｎ／４＝８個のサブバンド入力を離散サイン変換（ＤＳＴ）し１６個の出力をする。
【０１０７】
ここで、ｎ＝３２個のサブバンド値を４分割して第１のフィルタバンクＱ１、第２のフィルタバンクＱ２、第３のフィルタバンクＱ３および第４のフィルタバンクＱ４へそれぞれ入力するデータは、次式に従い前処理を行ったものである。
【０１０８】
0003597077.tif 000043
【０１０９】
図２から図５は、フィルタバンクＱ１からＱ４までのシグナルフロー図である。
【０１１０】
ここで、図１から図５のシグナルフロー図の表記方法を補足する。
【０１１１】
まずデータの表示は、図６に示すように、数字と丸印と直線で表しており、数字はデータの番号を表し、処理の流れは左から右に進む。
【０１１２】
データの処理として、加算は図７のように示される。図７例では、データｋはデータｉとデータｊを加算することを意味する。
【０１１３】
符号の付加は、図８に示すように２つのデータの丸印を接続する直線の下もしくは横に付された符号で表しており、図８の例ではｊ＝−ｉとなる。
【０１１４】
乗算は、図９に示すように、２つのデータの丸印を接続する直線の下または上に付された数式（１／２，Ｃ６４−２等）で表しており、左側の丸印のデータにその数式の値を掛ける。図９の例ではｊ＝ａ＊ｉとなる。
【０１１５】
最後に、Ｃ６４−２，Ｃ４−１等で表した数式を一般的にＣａ−ｂと表記すると、
Ｃａ−ｂ＝１／［２ｃｏｓ〔（ｂ／ａ）＊π）〕］
を意味している。
【０１１６】
図１から図５に示す本実施の形態のシグナルフローから明らかな通り、本実施の形態の処理によれば、７９回の乗算と２２３回の加算により６４個のＭＰ３サブバンド合成フィルタバンクの出力を得ることができる。
【０１１７】
従来のサブバンド合成フィルタバンクの処理は、図１１に示すように６４個の処理Ｒ（ｋ）（ｋ＝０，１，．．．６３）により構成されており、６４個の処理Ｒ（ｋ）の入力データは共通であった。このときの処理Ｒ（ｋ）のシグナルフローは、図１２に示した通りであり、６４個の出力を得るためには、６１４４回の乗算と６０８０回の加算が必要であった。
【０１１８】
これに対し、本実施の形態によれば、従来のＲ（ｋ）に相当する処理を４個しか使用せず、必要とされる計算量も少ない。したがって、サブバンド合成フィルタバンクにおける計算負荷を大幅に軽減することができる。
【０１１９】
本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した技術的思想の範囲内において、種々の変更が可能なのはいうまでもない。
【０１２０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるオーディオ信号の復号化装置によれば、サブバンド合成フィルタバンクにおける演算量を大幅に削減でき、もって復号化処理をより高速化できるので、低価格で実用的な性能を有するＭＰ３プレーヤ等の機器に利用できる工業的意義は極めて大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の主要部であるサブバンド合成フィルタバンクのシグナルフロー図。
【図２】フィルタバンクＱ１のシグナルフロー図。
【図３】フィルタバンクＱ２のシグナルフロー図。
【図４】フィルタバンクＱ３のシグナルフロー図。
【図５】フィルタバンクＱ４のシグナルフロー図。
【図６】データの表示を表記するシグナルフローの説明図。
【図７】加算のデータの処理を表記するシグナルフローの説明図。
【図８】符号の付加の処理を表記するシグナルフローの説明図。
【図９】乗算の処理を表記するシグナルフローの説明図。
【図１０】サブバンド符号化方式に基づいたＭＰＥＧ／オーディオアルゴリズムの基本ブロック図。
【図１１】従来のサブバンド合成フィルタバンクの処理を示す説明図。
【図１２】従来のフィルタバンク処理Ｒ（ｋ）のシグナルフロー図。
【符号の説明】
２１    フレーム分解手段
２２    復号・逆量子化手段
２３    サブバンド合成フィルタバンク
【図１】
0003597077.tif 000047
【図２】
0003597077.tif 000048
【図３】
0003597077.tif 000049
【図４】
0003597077.tif 000050
【図５】
0003597077.tif 000051
【図６】
0003597077.tif 000052
【図７】
0003597077.tif 000053
【図８】
0003597077.tif 000054
【図９】
0003597077.tif 000055
【図１０】
0003597077.tif 000056
【図１１】
0003597077.tif 000057
【図１２】
0003597077.tif 000058