(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ検波回路から出力されたコンポジット信号を、周波数が等しく位相が相反する第１および第２のスイッチング信号により交互にスイッチングしてＬ信号とＲ信号とを出力するメイン復調部と、
前記コンポジット信号を、前記第１および第２のスイッチング信号の整数倍の周波数で位相が相反する第３および第４のスイッチング信号により交互にスイッチングしてＬ信号とＲ信号とを出力するサブ復調部と、を備え、
前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号出力を互いに接続し、かつ、各Ｒ信号出力を互いに接続して前記第１および第２のスイッチング信号の高調波成分により復調される雑音成分を除去するステレオ復調装置であって、
一方の出力端子が前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号出力に接続され、他方の出力端子が前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｒ信号出力に接続され、前記コンポジット信号の電圧に応じた電流が流れる誤差補正部と、
前記メイン復調部、前記サブ復調部、および前記誤差補正部にそれぞれある一定の比率で電流が流れるように電流設定を行う電流分配部と、を備えることを特徴とするステレオ復調装置。
【請求項２】
前記メイン復調部および前記サブ復調部はそれぞれ、２組の差動トランジスタ対とを有し、
前記メイン復調部内の前記差動トランジスタ対はそれぞれ、前記第１および第２のスイッチング信号に応じてスイッチングし、
前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対はそれぞれ、前記第３および第４のスイッチング信号に応じてスイッチングし、
前記電流分配部は、前記差動トランジスタ対および前記誤差補正部にそれぞれある一定の比率で電流が流れるように電流設定を行うことを特徴とする請求項１に記載のステレオ復調装置。
【請求項３】
前記電流分配部は、前記メイン復調部内の一方の差動トランジスタ対を流れる交流電流と、他方の差動トランジスタ対を流れる交流電流と、前記誤差補正部内を流れる交流電流との比を、略１：（−１）：（２／π）にすることを特徴とする請求項２に記載のステレオ復調装置。
【請求項４】
前記電流分配部は、前記メイン復調部および前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対のそれぞれに接続された電流源を有し、前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対を流れる電流が前記メイン復調部内の前記差動トランジスタ対を流れる電流の略１／３になるように前記電流源の電流容量をそれぞれ設定することを特徴とする請求項２または３に記載のステレオ復調装置。
【請求項５】
前記メイン復調部および前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対はそれぞれ、エミッタ端子に第１の抵抗が接続された第１のトランジスタと、エミッタ端子に第２の抵抗が接続された第２のトランジスタとを有し、これら第１および第２の抵抗の他端を互いに接続して、この接続点に、対応する前記電流源を接続したことを特徴とする請求項４に記載のステレオ復調装置。
【請求項６】
前記第１〜第４のスイッチング信号を出力するブレンドコントロール部を備え、
このブレンドコントロール部は、前記第１〜第４のスイッチング信号の電圧振幅を可変制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のステレオ復調装置。
【請求項７】
前記ブレンドコントロール部は、モノラル受信時には、前記スイッチング信号を所定の直流電圧レベルに設定し、ステレオ受信時には、受信電波の電界強度が弱いほど前記第１〜第４のスイッチング信号の電圧振幅を小さくすることを特徴とする請求項６に記載のステレオ復調装置。
【請求項８】
前記第３および第４のスイッチング信号は、前記第１および第２のスイッチング信号の基本波の周波数の３倍の周波数であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のステレオ復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ検波回路から出力されたコンポジット信号をスイッチングして復調するスイッチング方式のステレオ復調装置に関し、特に、３８ｋＨｚでスイッチングする回路と、１１４ｋＨｚでスイッチングする回路との出力端子を互いに接続して、スイッチング信号である３８ｋＨｚの高調波成分により復調される不要な雑音成分を除去するアンチバーディ型スイッチング方式のステレオ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭステレオ放送を受信する受信方式の一つに、アンチバーディ型スイッチング方式と呼ばれるものがある。図６は従来のアンチバーディ型スイッチング方式のステレオ復調装置のブロック図である。
【０００３】
図６のステレオ復調装置は、メインデコーダ１０１と、サブデコーダ１０２と、スイッチング信号発生回路１０３とを備える。メインデコーダ１０１は、ＦＭステレオ放送の１９ｋＨｚのパイロット信号により再生される副搬送波と同じ３８ｋＨｚのスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）に同期させて、後述する図２のＦＭ検波回路１４から出力されたコンポジット信号（複合信号）をスイッチングしてステレオ信号Ｌｏｕｔ，Ｒｏｕｔを再生する。一方、サブデコーダ１０２は、スイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の３倍の高調波である、１１４ｋＨｚのスイッチング信号ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）に同期させて、コンポジット信号をスイッチングする。メインデコーダ１０１とサブデコーダ１０２は、出力端子が互いに接続されており、各デコーダ１０１，１０２の出力が合成されてスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）に含まれる１１４ｋＨｚの高調波成分により復調される不要な雑音成分が除去される。
【０００４】
スイッチング信号発生回路１０３は、ステレオ受信時には、３８ｋＨｚのスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）をメインデコーダ１０１に、１１４ｋＨｚのスイッチング信号ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）をサブデコーダ１０２にそれぞれ供給し、モノラル受信時には、所定レベルの直流電圧信号ｆ１（ｔ）〜ｆ４（ｔ）をメインデコーダ１とサブデコーダ２のそれぞれに供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示すアンチバーディ型スイッチング方式のステレオ復調回路は、雑音成分の少ないＳ／Ｎ比に優れたステレオ信号Ｌｏｕｔ，Ｒｏｕｔを出力できるという特徴を有するが、モノラル／ステレオ切り換え時に、耳障りなボツ音が発生するという問題を有する。
【０００６】
ここでボツ音の発生する原理について述べておく。ボツ音は、モノラル／ステレオ切り換え時に出力ＤＣ電圧に差があった場合、つまり、Ｌｏｕｔ  、Ｒｏｕｔ  に流れる出力ＤＣ電流がモノラル時とステレオ時で変化した場合に発生する。
【０００７】
今、ステレオ時とモノラル時それぞれのＤＣ電流について考えてみる。図６のメインデコーダ１０１とサブデコーダ１０２の内部には差動トランジスタ対が設けられている。これら差動トランジスタにペアバラツキがあった場合の出力ＤＣ電流について図７を用いて説明する。
【０００８】
上述した各デコーダ内の差動トランジスタ対は図７（ａ）に示すように接続されている。ステレオ受信時にはこれら差動トランジスタ対の各ベース端子Ａ，Ｂに、図７（ｂ）のステレオ時に示すように、位相が相反する矩形波のスイッチング信号がそれぞれ印加される。この図７（ｂ）▲１▼の領域ではトランジスタＱ１０１とＱ１０４がオンしており、この時の出力電流ＬＩ、ＲＩは、差動トランジスタ対のＤＣ電流Ｉがそれぞれ流れる。また図７（ｂ）▲２▼の領域ではトランジスタＱ１０２とＱ１０３がオンしており、この時の出力電流ＬＩ、ＲＩもそれぞれＩとなる。
【０００９】
つまり、ステレオ時は差動トランジスタ対を構成するいずれか一方のトランジスタが交互にオンするため、出力ＤＣ電流は常に等しい電流Ｉとなり、Ｌｏｕｔ  、Ｒｏｕｔ  にそれぞれ出力される。
【００１０】
一方、モノラル受信時には、これら差動トランジスタ対のベース端子Ａ，Ｂに、所定レベルのＤＣ電圧が図７（ｂ）モノラル時に示すように印加されるため、前記差動トランジスタ対の全てのトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０４に常に電流が流れることになる。出力ＤＣ電流は各々のトランジスタのペアバラツキによる誤差電流ΔＩが、ＬＩ、ＲＩにそのまま反映され、図７（ｂ）示すように、ＬＩ＝ｌ＋ΔＩ、ＲＩ＝ｌ−ΔＩがＬｏｕｔ  、Ｒｏｕｔ  にそれぞれ出力される。
【００１１】
ここで、Ｑ１０１、Ｑ１０２で構成される差動トランジスタ対のペアバラツキによる誤差電流をΔＩ１、Ｑ１０３、Ｑ１０４で構成される各差動トランジスタ対のペアバラツキによる誤差電流をΔＩ２とすると、誤差電流ΔＩとして、ΔＩ＝ΔＩ１＋ΔＩ２
ΔＩ＝ΔＩ１−ΔＩ２
ΔＩ＝−ΔＩ１＋ΔＩ２
ΔＩ＝−ΔＩ１−ΔＩ２
の４種類が考えられる。
【００１２】
以上より、差動トランジスタにペアバラツキがあった場合、その影響でモノラル時とステレオ時の出力ＤＣ電流にΔＩの誤差電流が生じ、ボツ音が発生する。特に、これら差動トランジスタ対に流す電流が大きいほど、出力されるＤＣの誤差電流の絶対値も大きくなるため、ボツ音も大きくなる。
【００１３】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、モノラル／ステレオ切り換え時のボツ音の発生を抑制することができるアンチバーディ型スイッチング方式のステレオ復調装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、ＦＭ検波回路から出力されたコンポジット信号を、周波数が等しく位相が相反する第１および第２のスイッチング信号により交互にスイッチングしてＬ信号とＲ信号とを出力するメイン復調部と、前記コンポジット信号を、前記第１および第２のスイッチング信号の整数倍の周波数で位相が相反する第３および第４のスイッチング信号により交互にスイッチングしてＬ信号とＲ信号とを出力するサブ復調部と、を備え、前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号出力を互いに接続し、かつ、各Ｒ信号出力を互いに接続してスイッチング信号の高周波成分により生ずる雑音成分を除去するステレオ復調装置であって、一方の出力端子が前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号出力に接続され、他方の出力端子が前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｒ信号出力に接続され、前記コンポジット信号の電圧を電流に変換する誤差補正部と、前記メイン復調部、前記サブ復調部、および前記誤差補正部を流れる電流がそれぞれ所定の比率になるように電流設定を行う電流分配部と、を備える。
【００１５】
請求項１の発明を、例えば図１に対応づけて説明すると、「メイン復調部」はメインデコーダ１に、「サブ復調部」はサブデコーダ２に、「誤差補正部」は誤差補正回路４に、「電流分配部」は電流分配回路５に、それぞれ対応する。
【００１６】
請求項２の発明を、例えば図４に対応づけて説明すると、「メイン復調部内の２組の差動トランジスタ対」の一方はトランジスタＱ１，Ｑ２に、もう一方はトランジスタＱ３，Ｑ４に対応する。「サブ復調部内の２組の差動トランジスタ対」の一方はトランジスタＱ５，Ｑ６に、もう一方はトランジスタＱ７，Ｑ８に対応する。
【００１７】
請求項４の発明を、例えば図４に対応づけて説明すると、「メイン復調部内の差動トランジスタ対に接続された電流源」の一つは、トランジスタＱ１８と抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２に、もう一つはトランジスタＱ２０と抵抗Ｒ２４〜Ｒ２６に対応する。また、「サブ復調部内の差動トランジスタ対に接続された電流源」の一つは、トランジスタＱ１７と抵抗Ｒ１９に、もう一つはトランジスタＱ１９と抵抗Ｒ２３に対応する。
【００１８】
請求項５の発明を、例えば図４に対応づけて説明すると、「メイン復調部内の第１のトランジスタ」はトランジスタＱ１，Ｑ４に、「メイン復調部内の第１の抵抗」は抵抗Ｒ１，Ｒ４に、「メイン復調部内の第２のトランジスタ」はトランジスタＱ２，Ｑ３に、「メイン復調部内の第２の抵抗」は抵抗Ｒ２，Ｒ３に、「サブ復調部内の第１のトランジスタ」はトランジスタＱ５，Ｑ８に、「サブ復調部内の第２のトランジスタ」はトランジスタＱ６，Ｑ７に、「サブ復調部内の第１の抵抗」は抵抗Ｒ５，Ｒ８に、「サブ復調部内の第２の抵抗」は抵抗Ｒ６，Ｒ７に、それぞれ対応する。
【００１９】
請求項６の発明を、例えば図１に対応づけて説明すると、「ブレンドコントロール部」はブレンドコントローラ３に対応する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用したステレオ復調装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００２１】
図１は本発明に係るステレオ復調装置の一実施形態のブロック図である。図１のステレオ復調装置は、メインデコーダ１と、サブデコーダ２と、ブレンドコントローラ３と、誤差補正回路４と、電流分配回路５とを備え、各デコーダ１，２の構成は図６の各デコーダ１０１，１０２とほぼ同じである。
【００２２】
メインデコーダ１は、ＦＭステレオ放送の１９ｋＨｚのパイロット信号により再生される副搬送波と同じ周波数（３８ｋＨｚ）のスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）により、コンポジット信号をスイッチングする。また、サブデコーダ２は、スイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の３倍の高調波と同じ周波数（１１４ｋＨｚ）のスイッチング信号ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）により、コンポジット信号をスイッチングする。メインデコーダ１の出力端子Ｌ，Ｒは、対応するサブデコーダ２の出力端子Ｌ，Ｒとそれぞれ接続されている。このような接続により、メインデコーダ１の出力に含まれる３８ｋＨｚスイッチング信号の高調波成分（１１４ｋＨｚの周波数成分）により復調された雑音成分が除去されて、ステレオ信号Ｌｏｕｔ，Ｒｏｕｔが再生される。
【００２３】
図１の誤差補正回路４は、メインデコーダ１とサブデコーダ２の内部を流れる直流バイアス電流を少なくする目的で設けられ、メインデコーダ１およびサブデコーダ２の出力端子Ｌ，Ｒとそれぞれ接続される出力端子Ｌ，Ｒを有する。
【００２４】
メインデコーダ１、サブデコーダ２および誤差補正回路４の各入力端子には、電流分配回路５が接続されている。この電流分配回路５は、後述するように、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に所定の比率の交流電流が供給されるように設定するものである。
【００２５】
電流分配回路５に入力されるコンポジット信号は、ＦＭ検波回路１４内で復調された信号である。図２は図１のステレオ復調装置を含めたＦＭ受信機全体のブロック図である。図２のＦＭ受信機は、ＦＭ電波を受信するアンテナ１１と、アンテナ１１で受信した電波に同調したのち中間周波数に変換して増幅するフロントエンド部（Ｆ／Ｅ）１２と、中間周波数成分を増幅する中間周波増幅器（ＩＦ−ＡＭＰ）１３と、検波を行ってコンポジット信号を出力するＦＭ検波回路（ＦＭ−ＤＥＴ）１４と、図１に示したステレオ復調装置（ＭＰＸ）１５と、パワーアンプ１６と、スピーカ１７とを備える。
【００２６】
ＦＭ検波回路１４から出力されるコンポジット信号には、１９ｋＨｚのパイロット信号が含まれており、図１のステレオ復調装置１５内のブレンドコントローラ３は、このパイロット信号から作られる３８ｋＨｚのスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）をメインデコーダ１に、１１４ｋＨｚのスイッチング信号ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）をサブデコーダ２に供給する。また、ブレンドコントローラ３は、受信電波の電界強度に応じて、このスイッチング信号の振幅を可変制御することでＬ信号出力とＲ信号出力の分離度を調整する。
【００２７】
図１の各デコーダ１，２と誤差補正回路４には、図１の矢印の向きに電流が流れる。誤差補正回路４の内部を流れる電流が多いほど、各デコーダ１，２に流れる電流を少なく設定することができる。誤差補正回路４を流れる電流と、各デコーダ１，２を流れる交流電流の比は、電流分配回路５により設定される。以下、電流分配回路５による交流電流設定の手法について、数式を使って説明する。
【００２８】
ＦＭ検波回路１４から出力されるコンポジット信号Ｃ（ｔ）は、（１）式で表される（但し、簡単化のため、パイロット信号は除いている）
Ｃ（ｔ）＝（Ｌｉｎ＋Ｒｉｎ）＋（Ｌｉｎ−Ｒｉｎ）・ｓｉｎωｔ    …（１）
ブレンドコントローラ３から出力されるスイッチング信号ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ），ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）は、理想的な矩形波と仮定した場合には、フーリエ級数展開することにより、それぞれ（２）〜（５）式で表される。
【００２９】
【数１】
0003593446.tif 000002
ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）は、ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の３倍の周波数である。３倍としている理由を以下に述べる。（２）、（３）に示すように、ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）には奇数倍の高調波が含まれているためにスイッチングした際に雑音が復調されてしまい、耳障りである。そこで、ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の３倍の周波数でスイッチングを行って、その出力をｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の出力から減じることで３倍の高調波成分により復調される雑音成分を除去できる。そこで、ｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）は、ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の３倍の周波数に設定される。
【００３０】
ここで、コンポジット信号Ｃ（ｔ）にＬ信号だけが含まれていると仮定すると、（１）式は（６）式のように変形される。
【００３１】
Ｃ（ｔ）＝Ｌｉｎ＋Ｌｉｎ・ｓｉｎωｔ            …（６）
後述するように、図１に示した各デコーダ１、２内にはそれぞれ、入力コンポジット信号と同相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対と、入力コンポジット信号と逆相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対とが設けられ、誤差補正回路４内にはＬ信号に対応するトランジスタとＲ信号に対応するトランジスタとが設けられ、入力コンポジット信号と同相の信号をＬ信号出力、Ｒ信号出力にそれぞれ出力し、矩形波スイッチングにおける漏話成分を相殺している。
【００３２】
メインデコーダ１内の入力コンポジット信号と同相の信号から、Ｌ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流電流をａ、入力コンポジット信号と逆相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流電流をｃとし、サブデコーダ内の入力コンポジット信号と同相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流電流をａ／３、入力コンポジット信号と逆相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流電流をｃ／３とし、誤差補正回路４内の各トランジスタに流れる交流電流をｂとすると、ステレオ復調装置１５の出力Ｌｏｕｔ，Ｒｏｕｔは（７），（８）式で表される。
【００３３】
0003593446.tif 000003
なお、サブデコーダ２内を流れる電流を、メインデコーダ１内を流れる電流の１／３にしたのは、（２）、（３）式に示すようにメインデコーダ１のスイッチング信号（３８ｋＨｚ）であるｆ１（ｔ）、ｆ２（ｔ）の３次の高調波（１１４ｋＨｚ）は基本波の振幅の１／３になっているためで、この高調波により復調される雑音成分を効率よく除去するためにはサブデコーダ２のスイッチング信号であるｆ３（ｔ），ｆ４（ｔ）による出力をｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）による出力の１／３にする必要がある。そこで、サブデコーダ２内を流れる電流を、メインデコーダ１内を流れる電流の１／３に設定した。
【００３４】
【数２】
0003593446.tif 000004
（９）式において、簡略化のために、５次以降の項を無視すると、（１０）式が得られる。
【００３５】
【数３】
0003593446.tif 000005
なお、実際には、ステレオ復調装置１５の出力に付加されるディエンファシス用のＬ．Ｐ．Ｆ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）により、高次の項は除かれるため、（９）式で５次以降の項を無視しても特に問題はない。
【００３６】
ここで、（１１）式の関係が成り立つことから、（１０）式は（１２）式のように変形される。
【００３７】
【数４】
0003593446.tif 000006
【００３８】
【数５】
0003593446.tif 000007
また、スイッチング信号の角周波数ωは、ω＝２πｆ＝２π×３８ｋＨｚの関係が成り立つため、ωｔを含む項は、出力段に設けられる先のディエンファシス用ローパスフィルタにより除去される。
【００３９】
したがって、（１２）式は（１３）式のようになり、同様に、Ｌ信号Ｌｏｕｔは、（１４）式のようになる。
【００４０】
Ｒｏｕｔ＝Ｌｉｎ｛（ａ＋ｃ）×２／３＋ｂ＋（ｃ−ａ）／π｝    …（１３）
Ｌｏｕｔ＝Ｌｉｎ｛（ａ＋ｃ）×２／３＋ｂ＋（ａ−ｃ）／π｝    …（１４）
ここで、（１３）式による入力にＲ信号がないにもかかわらずＲ出力にＬ信号の漏話成分が生じているので、ＬｏｕｔとＲｏｕｔが完全に分離するためには、（１５）式の関係を満たす必要がある。
【００４１】
Ｒｏｕｔ＝Ｌｉｎ｛（ａ＋ｃ）×２／３＋ｂ＋（ｃ−ａ）／π｝＝０    …（１５）
（１５）式を変形すると、（１６）式が得られる。
【００４２】
（ａ＋ｃ）×２／３＋ｂ＋（ｃ−ａ）／π＝０        …（１６）
（１６）式において、▲１▼ｃ＝−ａの場合、▲２▼ｃ＝０の場合、▲３▼ｃ＝ａの場合、▲４▼ｂ＝０の場合のそれぞれについて、ａ，ｂ，ｃと、ステレオ／モノラル時の出力ゲインＧｖとの関係を求めると、図３のようになる。
【００４３】
図３に示すように、▲１▼のときに、トータルのゲインは最大となる。同一出力を得たい場合に、トータルゲインが高いほど各デコーダ１、２に流す信号電流を小さくできるため、各デコーダ１、２に流しておくアイドル電流（直流バイアス電流）も少なくすることができる。その結果、たとえ各デコーダ１、２の差動トランジスタ対のペアバラツキがあったとしても、それらのトランジスタに流れる誤差電流の絶対値を小さくすることができ、誤差電流によって発生するボツ音を低減することができる。
【００４４】
したがって、電流分配回路５は、ａ：ｂ：ｃ＝１：（２／π）：（−１）の関係を満たすように、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に流れる電流を調整する。▲１▼の場合のゲインを図３に示す▲２▼、▲４▼の場合のゲインと比較してみると、それぞれ２．０倍、１．４７倍となる。つまり、▲１▼の場合は、▲２▼、▲４▼の場合と比べて各デコーダ１、２を流れる交流電流はそれぞれ、０．５倍、０．６７７倍となり、それに伴ってアイドル電流（直流バイアス電流）も０．５倍、０．６７７倍とすることができ、出力に出てくる各デコーダ１、２の差動トランジスタ対のペアバラツキによる誤差電流も絶対値もそれぞれ０．５倍、０．６７７倍に低減することができる。
【００４５】
図４は図１に示したステレオ復調装置の一実施形態の回路図であり、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に流れる交流電流が、ａ：ｂ：ｃ＝１：（２／π）：（−１）の比になるように、回路を構成したものである。以下、図４の回路の構成を用いて、ａ：ｂ：ｃ＝１：（２／π）：（−１）となるように定数設定をした一例を示す。
【００４６】
メインデコーダ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２からなる差動トランジスタ対と、トランジスタＱ３，Ｑ４からなる差動トランジスタ対とを有する。トランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ端子にはそれぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ４が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端側は互いに接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４の他端側も互いに接続されている。また、トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタ端子はＬ信号出力端子Ｌｏｕｔに接続され、トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタ端子はＲ信号出力端子Ｒｏｕｔに接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ４のベース端子には図１のブレンドコントローラ３から出力されたスイッチング信号ｆ１（ｔ）が、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子にはスイッチング信号ｆ２（ｔ）が印加される。
【００４７】
サブデコーダ２は、トランジスタＱ５，Ｑ６からなる差動トランジスタ対と、トランジスタＱ７，Ｑ８からなる差動トランジスタ対とを有する。トランジスタＱ５〜Ｑ８のエミッタ端子にはそれぞれ抵抗Ｒ５〜Ｒ８が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の他端側は互いに接続され、抵抗Ｒ７，Ｒ８の他端側も互いに接続されている。また、トランジスタＱ５，Ｑ７のコレクタ端子はＬ信号出力端子Ｌｏｕｔに接続され、トランジスタＱ６，Ｑ８のコレクタ端子はＲ信号出力端子Ｒｏｕｔに接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ８のベース端子にはスイッチング信号ｆ４（ｔ）が、トランジスタＱ６，Ｑ７のベース端子にはスイッチング信号ｆ３（ｔ）が印加される。
【００４８】
誤差補正回路４は、エミッタ端子に抵抗Ｒ９が接続されたトランジスタＱ９と、エミッタ端子に抵抗Ｒ１０が接続されたトランジスタＱ１０とを有する。トランジスタＱ９，Ｑ１０のベース端子は互いに接続され、トランジスタＱ９のコレクタ端子はＬ信号出力端子Ｌｏｕｔに、トランジスタＱ１０のコレクタ端子はＲ信号出力端子Ｒｏｕｔにそれぞれ接続されている。
【００４９】
電流分配回路５は、トランジスタＱ１１〜Ｑ２３と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ２８，ＲＶ１と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、電流源Ｉ１〜Ｉ５とを有する。トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ端子はともに電流源Ｉ１に接続され、トランジスタＱ１１のベース端子にはコンポジット信号ｖｉｎが印加される。トランジスタＱ１２のベース端子には、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２と電流源Ｉ２が接続されている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の他端側には、それぞれトランジスタＱ１３，Ｑ１４のベース端子が接続されている。
【００５０】
トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ端子は抵抗Ｒ１３を介して互いに接続され、トランジスタＱ１３のコレクタ端子とトランジスタＱ１５のベース端子間には抵抗Ｒ１４が、トランジスタＱ１４のコレクタ端子とトランジスタＱ１６のベース端子との間には抵抗Ｒ１５が接続されている。トランジスタＱ１５，Ｑ１６のエミッタ端子は、それぞれ抵抗Ｒ１６，Ｒ１７を介して接地されている。トランジスタＱ１３，Ｑ１４のベース端子間には、抵抗Ｒ１８と、可変抵抗ＲＶ１とが接続され、可変抵抗ＲＶ１の他端はコンデンサＣ１を介して接地されている。
【００５１】
トランジスタＱ１４のコレクタ端子にはトランジスタＱ１７，Ｑ１８のベース端子が接続され、トランジスタＱ１３のコレクタ端子にはトランジスタＱ１９，Ｑ２０のベース端子が接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタ端子はメインデコーダ１内の抵抗Ｒ１，Ｒ２に、トランジスタＱ２０のコレクタ端子はメインデコーダ１内の抵抗Ｒ３，Ｒ４に、トランジスタＱ１７のコレクタ端子はサブデコーダ２内の抵抗Ｒ５，Ｒ６に、トランジスタＱ１９のコレクタ端子はサブデコーダ２内の抵抗Ｒ７，Ｒ８に、それぞれ接続されている。トランジスタＱ１７のエミッタ端子は抵抗Ｒ１９を介して、トランジスタＱ１８のエミッタ端子は抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２を介して、トランジスタＱ１９のエミッタ端子は抵抗Ｒ２３を介して、トランジスタＱ２０のエミッタ端子は抵抗Ｒ２４〜Ｒ２６を介して、それぞれ接地されている。
【００５２】
次に、図４の回路動作について説明する。トランジスタＱ１１，Ｑ１２は差動トランジスタ対を構成しており、この差動トランジスタ対の入力の一端であるトランジスタＱ１２のベースは、この差動トランジスタ対の出力と各トランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタからそれぞれ抵抗Ｒ９、Ｒ１０を介して接続されており、これにより、出力から入力に帰還がかかる。このため、トランジスタＱ１２のベース端子の電圧は、差動トランジスタ対の入力の他端であるトランジスタＱ１１のベース端子に印加されるコンポジット信号ｖｉｎの電圧と略等しくなる。以上より、誤差補正回路４の入力端子であるＡ点には入力コンポジット信号ｖｉｎと略等しい電圧が生じる。また、図４のＡ点から左側は、交流的には図５のような等価回路で表され、Ａ点から左側のインピーダンスＲｐａｒａは、（１７）式で表される。
【００５３】
【数６】
0003593446.tif 000008
誤差補正回路４内の各トランジスタＱ９，Ｑ１０に流れる電流をｂとすると、Ｒ９＝Ｒ１０ならば（１８）式の関係が成り立つ。
【００５４】
２ｂ＝ｖｉｎ／Ｒｐａｒａ        …（１８）
したがって、（１７），（１８）式より、誤差補正回路４内の各トランジスタＱ９，Ｑ１０に流れる電流ｂは（１９）式で表される。
【００５５】
【数７】
0003593446.tif 000009
図３に示したように、メインデコーダ１内の差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２を流れる交流電流ａと、誤差補正回路４内のトランジスタを流れる交流電流ｂと、メインデコーダ１内の差動トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４を流れる交流電流ｃとが、ａ：ｂ：ｃ＝１：（２／π）：（−１）の比関係を満たすように設定するとき、図３の▲１▼に示すようにトータルゲインを最大とすることができるので、各デコーダ１，２に流れる直流バイアス電流を最小とすることができる。この場合の交流電流ａは、（１９）式を用いると、（２０）式のようになる。
【００５６】
【数８】
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抵抗Ｒ１１を３３ｋΩ、抵抗Ｒ１２を３３ｋΩ、抵抗Ｒ１８を１０ｋΩとし、Ｌ信号およびＲ信号分離用の外付けの可変抵抗ＲＶ１を２５ｋΩとした場合の抵抗Ｒ１３の抵抗値の設定方法を説明する。
【００５７】
ここで可変抵抗ＲＶ１について述べておく。ＲＶ１の可変範囲は０〜５０ｋΩである。このＲＶ１を可変抵抗としているのは、すべての抵抗をＩＣ内部で作ってしまった場合、トランジスタや抵抗のバラツキや、位相誤差などが生じた時にＬ，Ｒの分離度が低下してしまうため、ＩＣが完成した後でも、分離度を調整可能なようにしたためである。そして、ここで可変抵抗の値を２５ｋΩとしているのは、位相誤差やバラツキがあった時に抵抗の可変範囲が大小どちらにも最大となるように配慮したものである。
【００５８】
（１９）式中の各抵抗に上述した抵抗値を代入すると、（２１）式のようになる。
【００５９】
【数９】
0003593446.tif 000011
同様に、（２０）式中の各抵抗に、上述した抵抗値を代入すると、（２２）式のようになる。
【００６０】
ａ＝３５．３５×１０−６×ｖｉｎ        …（２２）
一方、図４のＢ点における交流電圧をｖｉｎ′とすると、（２３）式の関係が成り立つ。
【００６１】
【数１０】
0003593446.tif 000012
また、トランジスタＱ１４のベース端子は交流的には接地されており、抵抗Ｒ１３を流れる交流電流をｉとすると、
ｉ＝ｖｉｎ′／Ｒ１３                …（２４）
の関係が成り立つ。
【００６２】
また、トランジスタＱ１５，Ｑ１６は、トランジスタＱ１７等の４倍のエミッタ面積とし、更に、トランジスタＱ１７等の４倍のエミッタ電流が流れるように、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７の抵抗値を設定している。同様に、トランジスタＱ１８，Ｑ２０は、トランジスタＱ１７等の３倍のエミッタ面積とし、更にトランジスタＱ１７等の３倍のエミッタ電流が流れるように、抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２，Ｒ２４〜Ｒ２６の抵抗値を設定している。
【００６３】
以上より、メインデコーダ１内の差動トランジスタ対を流れる交流電流ａは、（２５）式で表される。
【００６４】
ａ＝３ｉ／４            …（２５）
（２５）式に（２４）式を代入すると、（２６）式が得られる。
【００６５】
【数１１】
0003593446.tif 000013
（２６）式より、抵抗Ｒ１３は、１０．９２６ｋΩ（約１１ｋΩ）となる。
【００６６】
ここでａとｃとの関係についてみてみると、交流電流ａとｃはそれぞれＱ１６とＱ１５のコレクタに流れる交流電流とに比例する。いま、Ｑ１６とＱ１５のコレクタはＲ１３を介して接続されており、信号電流はＲ１３の両端にかかる交流電圧差により発生するため、Ｑ１６とＱ１５のコレクタに流れる交流電流は絶対値が等しく逆相であることが分かる。つまり、交流電流ａとｃも絶対値が等しく逆相であり、ａ：ｃ＝１：（−１）となっていることがわかる。
【００６７】
以上のような定数設定をした場合、電流比をａ：ｂ：ｃ＝１：２／π：（−１）とすることが可能である。
【００６８】
このように、本実施形態のステレオ復調装置は、メインデコーダ１とサブデコーダ２以外に誤差補正回路４を設け、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に流れる交流電流を所定の比率に設定する電流分配回路５により構成され、従来に比べて各デコーダ１，２に流れる直流バイアス電流を低減できる。各デコーダ１，２に流れる電流が少なくなると、各デコーダ１，２内のペアバラツキがある場合の差動トランジスタ対を流れる誤差電流の絶対値も少なくなり、その結果、モノラル／ステレオ切り換え時のボツ音が小さくなる。
【００６９】
また、図４の回路では、各デコーダ１，２内の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ８のエミッタ端子にそれぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ８を接続しており、これら抵抗Ｒ１〜Ｒ８を接続することにより、さらなる誤差電流の低減をはかることができ、ボツ音もより小さくなる。なお、回路を簡略化するためには、抵抗Ｒ１〜Ｒ８を省略して、各トランジスタのエミッタ端子を直結してもよい。
【００７０】
図１では、ブレンドコントローラ３を設けて、スイッチング信号ｆ１（ｔ）等の振幅制御を行っているが、振幅を固定にしてもよく、その場合には、ブレンドコントローラ３の構成を簡略化できる。
【００７１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、メイン復調部とサブ復調部の他に誤差補正部を設け、電流分配回路によりメイン復調部とサブ復調部に流れる電流の一部を誤差補正部に流すようにしたため、従来のステレオ復調装置に比べて、メイン復調部とサブ復調部に流れる電流を少なくでき、モノラル／ステレオ切り換え時ののボツ音を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るステレオ復調装置の一実施形態のブロック図。
【図２】図１のステレオ復調装置を含めたＦＭ受信機全体のブロック図。
【図３】電流ａ，ｂ，ｃと出力ゲインＧｖとの関係を示す図。
【図４】図１に示したステレオ復調装置の一実施形態の回路図。
【図５】図４のＡ点から左側の等価回路図。
【図６】従来のアンチバーディ型スイッチング方式のステレオ復調装置のブロック図。
【図７】ボツ音の発生原理を説明する図。
【符号の説明】
１    メインデコーダ
２    サブデコーダ
３    ブレンドコントローラ
４    誤差補正回路
５    電流分配回路
１１    アンテナ
１２    フロントエンド部
１３    中間周波増幅器
１４    ＦＭ検波回路
１５    ステレオ復調装置
１６    パワーアンプ
１７    スピーカ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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