(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の回路入力端子に各制御電極が接続された第１,第２のトランジスタと、
前記第１，第２のトランジスタの少なくとも一方の第１電極と第１の電源との間に接続された第１の抵抗器と、
前記第１，第２のトランジスタの各第２電極と第２電極がそれぞれ共通に接続され、かつそれぞれの第１電極と制御電極とが相互に共通に接続された第３，第４のトランジスタと、
前記第１，第３のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、外部からのコントロール信号に応じて電流値が可変な第１の可変電流源と、
前記第２，第４のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第２の可変電流源と、
前記第３，第４のトランジスタの各第１電極および制御電極と第１の電源との間に接続された第１の電流源と、
前記第１の回路入力端子に与えられる入力信号と逆極性の入力信号が与えられる第２の回路入力端子と、
前記第２の回路入力端子に各制御電極が接続された第５、第６のトランジスタと、
前記第５，第６のトランジスタの少なくとも一方の第１電極と第１電源との間に接続された第２の抵抗器と、
前記第５，第６のトランジスタの各第２電極と第２電極がそれぞれ共通に接続され、かつそれぞれの第１電極と制御電極とが相互に共通に接続された第７，第８のトランジスタと、
前記第５，第７のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第３の可変電流源と、
前記第６，第８のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第４の可変電流源と、
前記第７，第８のトランジスタの各第１電極および制御電極と第１の電源との間に接続された第２の電流源と、
前記第３，第４のトランジスタの各第１電極および制御電極に一端が接続されると共に他端が前記第７，第８のトランジスタの各第１電極および制御電極に接続されたインピーダンス素子と
を備えたことを特徴とする利得可変回路。
【請求項２】
前記インピーダンス素子は、抵抗素子、容量素子またはコイル素子である
ことを特徴とする請求項１記載の利得可変回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得を外部からコントロール可能な利得可変回路に関し、特に低電源電圧にて動作可能な利得可変回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
利得可変回路としては、ギルバートマルチプライヤを使用する構成が一般的である。その従来回路の一例を図３に示す。図３において、従来例に係る利得可変回路は、差動増幅回路１０１、２つの電流分割回路１０２，１０３、コントロール電圧（Ｖｃ）発生源１０４およびバイアス電圧（Ｖｂ）発生源１０５を有する構成となっている。
【０００３】
ここで、差動増幅回路１０１は、ＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と、これら差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各エミッタ電極間に接続されたエミッタ抵抗Ｒ１０１と、差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各エミッタ電極とグランドとの間に接続された定電流源Ｉ１０１，Ｉ１０２とによって構成されている。そして、差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各ベース電極が回路入力端子１０６，１０７に接続されている。
【０００４】
一方の電流分割回路１０２は、各エミッタ電極がトランジスタＱ１０１のコレクタ電極に共通に接続されたＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４と、一方のトランジスタＱ１０３のコレクタ電極と電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗Ｒ１０２とからなる差動回路構成となっている。他方のトランジスタＱ１０４のコレクタ電極は、電源Ｖｃｃに直接に接続されている。
【０００５】
他方の電流分割回路１０３は、各エミッタ電極がトランジスタＱ１０２のコレクタ電極に共通に接続されたＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０５，Ｑ１０６と、一方のトランジスタＱ１０３のコレクタ電極と電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗Ｒ１０３とからなる差動回路構成となっている。他方のトランジスタＱ１０６のコレクタ電極は、電源Ｖｃｃに直接に接続されている。
【０００６】
これら電流分割回路１０２，１０３において、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各コレクタ電極が回路出力端子１０８，１０９に接続されている。また、トランジスタＱ１０４，Ｑ１０６の各ベース電極がコントロール電圧発生源１０４の正極側に共通に接続され、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各ベース電極がコントロール電圧発生源１０４の負極側に共通に接続されている。バイアス電圧発生源１０５は、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各ベース電極に正極側が、グランドに負極側がそれぞれ接続されている。
【０００７】
上記構成の利得可変回路において、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各コレクタ電流をＩｃ１，Ｉｃ２、コントロール電圧発生源１０４のコントロール電圧をＶｃとすると、
Ｉｃ２／Ｉｃ１＝ｅｘｐ（Ｖｃ／Ｖｔ）                    ……（１）
となる。ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。
【０００８】
また、定電流源Ｉ１０１の電流値をＩＡとすると、Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝ＩＡであるから、
0003598973.tif 000002
となる。よって、（２）式に（１）式を代入すると、
Ｉｃ１／ＩＡ＝１／｛１＋（ｅｘｐ（Ｖｃ／Ｖｔ））｝      ……（３）
となる。
【０００９】
ここで、入力電圧をｖｉ  、出力電圧をｖｏ  、抵抗Ｒ１０１の抵抗値をＲＡ、抵抗１０２，Ｒ１０３の各抵抗値をＲＢとすると、従来例に係る利得可変回路の利得Ａｖは、
【数１】
0003598973.tif 000003
で与えられる。この（４）式から明らかなように、コントロール電圧発生源１０４のコントロール電圧Ｖｃによって利得Ａｖが可変となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成の従来例に係る利得可変回路では、電源電圧方向において差動回路を２段積みした回路構成となっていることから、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧が最大で０．９Ｖ程度であり、定電流源Ｉ１０１をバイポーラトランジスタで構成した場合には当該トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が０．４Ｖ程度であるとすると、２段積みの差動回路（差動増幅回路１０１と電流分割回路１０２）および定電流源Ｉ１０１の動作に必要な電圧は２．２Ｖ程度となる。
【００１１】
そして、これら差動回路および定電流源Ｉ１０１が飽和しないためには、素子バラツキなどを考慮に入れると、最低でも２．５程度の電源電圧が必要となる。一般的には、ダイナミックレンジや過渡特性を考えると、上記構成の従来例に係る利得可変回路は、３．３Ｖ程度の電源電圧のもとで動作させるための回路形式である。すなわち、近年、携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）などの携帯端末では、より低電源電圧化の傾向にあるが、上記構成の従来例に係る利得可変回路は、これら低電源電圧化に対応できないことになる。
【００１２】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、より低い電源電圧でも動作可能な利得可変回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明による利得可変回路は、回路入力端子に各制御電極が接続された第１,第２のトランジスタと、これら第１，第２のトランジスタの少なくとも一方の第１電極と第１の電源との間に接続された負荷と、第１，第２のトランジスタの各第２電極と第２電極がそれぞれ共通に接続され、かつそれぞれの第１電極と制御電極とが相互に共通に接続された第３，第４のトランジスタと、第１，第３のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、外部からのコントロール信号に応じて電流値が可変な第１の可変電流源と、第２，第４のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第２の可変電流源と、第３，第４のトランジスタの各第１電極および制御電極と第１の電源との間に接続された第１の電流源と、第１の回路入力端子に与えられる入力信号と逆極性の入力信号が与えられる第２の回路入力端子と、第２の回路入力端子に各制御電極が接続された第５，第６のトランジスタと、これら第５，第６のトランジスタの少なくとも一方の第１電極と第１電源との間に接続された第２の抵抗器と、第５，第６のトランジスタの各第２電極と第２電極がそれぞれ共通に接続され、かつそれぞれの第１電極と制御電極とが相互に共通に接続された第７，第８のトランジスタと、第５，第７のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第３の可変電流源と、前記第６，第８のトランジスタの各第２電極と第２の電源との間に接続され、前記コントロール信号に応じて電流値が可変な第４の可変電流源と、第７，第８のトランジスタの各第１電極および制御電極と第１の電源との間に接続された第２の電流源と、第３，第４のトランジスタの各第１電極および制御電極に一端が接続されると共に他端が第７，第８のトランジスタの各第１電極および制御電極に接続されたインピーダンス素子とを備えた構成となっている。
【００１４】
ここで、第１〜第８のトランジスタとしては、バイポーラトランジスタおよび電界効果トランジスタのいずれを用いることも可能である。バイポーラトランジスタを用いる場合において、第１電極とはキャリア（電子または正孔）が到達するコレクタ電極を言い、第２電極とはキャリアを注入するエミッタ電極を言い、制御電極とはエミッタ電極から注入されたキャリアの移動を制御するための電流を供給するベース電極を言うものとする。一方、電界効果トランジスタを用いる場合において、第１電極とはキャリアが到達するドレイン電極を言い、第２電極とはキャリアを供給するソース電極を言い、制御電極とは主電流を制御するための信号が印加されるゲート電極を言うものとする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る利得可変回路の回路構成例を示す回路図である。ここでは、回路を構成するトランジスタとして、バイポーラトランジスタを用いる場合を例に採って説明するものとする。
【００１６】
図１において、正極性の入力信号ｖｉ（＋）が与えられる回路入力端子１１には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１１，Ｑ１２の各ベース電極が接続されている。これらトランジスタＱ１１，Ｑ１２の各コレクタ電極と第１の電源、例えば正電源Ｖｃｃとの間には抵抗Ｒ１１，Ｒ１２がそれぞれ接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタ電極にはＮＰＮ型のトランジスタＱ１３のエミッタ電極が共通に接続され、同様にトランジスタＱ１２のエミッタ電極にはＮＰＮ型のトランジスタＱ１４のエミッタ電極が共通に接続されている。以上により、第１の電流分割回路１３が構成されている。
【００１７】
この第１の電流分割回路１３において、トランジスタＱ１１，Ｑ１３のエミッタ共通接続点と第２の電源、例えばグランドとの間には電流値が可変な可変電流源Ｉ１１が接続されている。同様に、トランジスタＱ１２，Ｑ１４のエミッタ共通接続点とグランドとの間には可変電流源Ｉ１２が接続されている。トランジスタＱ１３，Ｑ１４はそれぞれ、コレクタ電極とベース電極とが接続されたダイオード接続構成となっている。
【００１８】
これらトランジスタＱ１３，Ｑ１４はさらに、コレクタ電極およびベース電極が相互に接続されている。そして、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタ・ベース共通接続点と電源Ｖｃｃとの間には電流源Ｉ１３が接続されている。また、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタ・ベース共通接続点には、インピーダンス素子、例えば抵抗Ｒ１３の一端が接続されている。
【００１９】
一方、入力信号ｖｉ（＋）と逆極性の入力信号ｖｉ（−）が与えられる回路入力端子１２には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１５，Ｑ１６の各ベース電極が接続されている。これらトランジスタＱ１５，Ｑ１６の各コレクタ電極と電源Ｖｃｃとの間には抵抗Ｒ１４，Ｒ１５がそれぞれ接続されている。トランジスタＱ１５のエミッタ電極にはＮＰＮ型のトランジスタＱ１７のエミッタ電極が共通に接続され、同様にトランジスタＱ１６のエミッタ電極にはＮＰＮ型のトランジスタＱ１８のエミッタ電極が共通に接続されている。以上により、第２の電流分割回路１４が構成されている。
【００２０】
この第２の電流分割回路１４において、トランジスタＱ１５，Ｑ１７のエミッタ共通接続点とグランドとの間には可変電流源Ｉ１４が接続されている。同様にして、トランジスタＱ１６，Ｑ１８のエミッタ共通接続点とグランドとの間には可変電流源Ｉ１５が接続されている。トランジスタＱ１７，Ｑ１８はそれぞれ、コレクタ電極とベース電極とが接続されたダイオード接続構成となっている。
【００２１】
これらトランジスタＱ１７，Ｑ１８はさらに、コレクタ電極およびベース電極が相互に接続されている。そして、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のコレクタ・ベース共通接続点と電源Ｖｃｃとの間には電流源Ｉ１６が接続されている。また、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のコレクタ・ベース共通接続点には、抵抗Ｒ１３の他端が接続されている。
【００２２】
上記構成の本実施形態に係る利得可変回路において、トランジスタＱ１２のコレクタ電極が回路出力端子１５に接続され、この回路出力端子１５から正極性の出力信号ｖｏ（＋）が導出されることになる。また、トランジスタＱ１６のコレクタ電極が回路出力端子１６に接続され、この回路出力端子１６から逆極性の出力信号ｖｏ（−）が導出されることになる。この構成例の場合には、出力信号を導出しない側の抵抗Ｒ１１，Ｒ１４については省略することが可能である。また、可変電流源Ｉ１１，Ｉ１２，Ｉ１４，Ｉ１５の各電流値は、制御端子１７を通して外部から与えられるコントロール電圧Ｖｃに応じて可変となっている。
【００２３】
次に、上記構成の本実施形態に係る利得可変回路における動作原理について説明する。
【００２４】
先ず、トランジスタＱ１１〜Ｑ１８に流れる各コレクタ電流をＩｃ１〜Ｉｃ８とする。また、可変電流源Ｉ１１，Ｉ１４の各電流値が等しいものとし、その電流値をＩＡとし、可変電流源Ｉ１２，Ｉ１５の各電流値が等しいものとし、その電流値をＩＢとし、電流源Ｉ１３，Ｉ１６の各電流値が等しいものとし、その電流値をＩＣとする。さらに、抵抗Ｒ１１，Ｒ１４の各抵抗値が等しく、その抵抗値をＲＡとし、抵抗Ｒ１２，Ｒ１５の各抵抗値が等しいものとし、その抵抗値をＲＢとする。
【００２５】
先ず、抵抗Ｒ１３の一端、即ちノード▲１▼の電圧をＶ１とすると、
ｖｉ（＋）−Ｖｔｌｎ（Ｉｃ１／Ｉｓ）＋Ｖｔｌｎ（Ｉｃ３／Ｉｓ）＝Ｖ１
ｖｉ（＋）−Ｖｔｌｎ（Ｉｃ２／Ｉｓ）＋Ｖｔｌｎ（Ｉｃ４／Ｉｓ）＝Ｖ１
となる。ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。また、電流Ｉｓはトランジスタの製造プロセスによって決まる定数である。これら各式から、
ｖｉ（＋）−Ｖ１＝Ｖｔｌｎ（Ｉｃ１／Ｉｃ３）＝Ｖｔｌｎ（Ｉｃ２／Ｉｃ４）
なる式が得られ、よって
Ｉｃ１／Ｉｃ３＝Ｉｃ２／Ｉｃ４                          ……（５）
なる関係が成立する。
【００２６】
また、
Ｉｃ１＋Ｉｃ３＝ＩＡ                                    ……（６）
Ｉｃ２＋Ｉｃ４＝ＩＢ                                    ……（７）
より、ＩＣ＝（ＩＡ＋ＩＢ）／２とすると、
Ｉｃ１＝Ｉｃ３＝ＩＡ／２，Ｉｃ２＝Ｉｃ４＝ＩＢ／２
となる。
【００２７】
トランジスタＱ１１〜Ｑ１４の各エミッタ抵抗をｒｅ１〜ｒｅ４とすると、ノード▲１▼から回路入力端子１１側を見たときのインピーダンスＺは、
Ｚ＝（ｒｅ１＋ｒｅ３）／／（ｒｅ２＋ｒｅ４）
となる。ここで、ｒｅ１＝Ｖｔ／Ｉｃ１，……，ｒｅ４＝Ｖｔ／Ｉｃ４であるので、上記インピーダンスＺは、
Ｚ＝４Ｖｔ／（ＩＡ＋ＩＢ）
で表される。したがって、本実施形態に係る利得可変回路の利得Ａｖは、抵抗Ｒ１３の抵抗値をＲＯとすると、
【数２】
0003598973.tif 000004
となる。
【００２８】
すなわち、この（８）式から明らかなように、可変電流源Ｉ１１，Ｉ１４の各電流値ＩＡおよび可変電流源Ｉ１２，Ｉ１５の各電流値ＩＢを、制御端子１５を通して外部から与えるコントロール電圧Ｖｃによってコントロールすることにより、本実施形態に係る利得可変回路の利得Ａｖが変化することになる。
【００２９】
なお、以上では、第１の電流分割回路１３側の回路動作について説明したが、第２の電流分割回路１４側でも全く同様の動作が行われることになる。
【００３０】
上述したように、本実施形態に係る利得可変回路では、電流分割回路（トランジスタＱ１１〜Ｑ１４）１３と電流分割回路（トランジスタＱ１５〜Ｑ１８）１４をそれぞれ電源電圧方向において１段だけ配置した回路構成であるため、バイポーラトランジスタの駆動には最大でも０．９Ｖ程度の電圧が必要であり、電流源Ｉ１１〜Ｉ１６をバイポーラトランジスタで構成した場合には当該トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が０．４Ｖ程度とすると、本利得可変回路の駆動には１．７Ｖ（＝０．９＋０．４×２）程度の電圧が必要となる。
【００３１】
ここで、図３に示した従来例に係る利得可変回路と比較すると、この従来例に係る利得可変回路の場合は、先述したように、電源電圧方向において差動回路を２段積みした構成であるため、回路動作に２．２Ｖ（＝０．９×２＋０．４）程度の電圧が必要であった。これに対して、本実施形態に係る利得可変回路の場合には、上記の回路構成を採ることによって１．７Ｖ程度の電圧で良いため、回路動作に必要な電源電圧を従来例に比較して０．５Ｖ程度低電圧化できることになる。
【００３２】
このように、電源電圧の低電圧化が可能となったことで、携帯電話やＰＤＡなどの携帯端末において、より低電源電圧化が進められても、それに十分に対応可能となり、したがって本実施形態に係る利得可変回路は携帯端末などの回路部のゲインコントロールアンプとして用いて好適である。しかも、電流分割回路（トランジスタＱ１１〜Ｑ１４、トランジスタＱ１５〜Ｑ１８）１３，１４を、バイポーラトランジスタを用いて構成しているため、回路の高速動作が可能となる。
【００３３】
なお、本実施形態では、回路を構成するトランジスタとして、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いる場合を例に採って説明したが、電源の極性を変えることでＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いることも可能であり、また電界効果トランジスタ、例えばＭＯＳトランジスタを用いて構成することも可能である。ＭＯＳトランジスタを用いる場合は、電流源Ｉ１１〜Ｉ１６についてもＭＯＳトランジスタを用いて構成することで、一般的に、バイポーラトランジスタよりもＭＯＳトランジスタの方が動作させる電圧が低くて済むことから、電源電圧をさらに低電圧化できる。
【００３４】
また、従来例に係る利得可変回路の場合には、（４）式から明らかなように、利得Ａｖを０にすることができなかったが、本実施形態に係る利得可変回路の場合には、（８）式から明らかなように、利得Ａｖを０にすることが可能となる。利得可変回路の利得Ａｖを０にして使用する場合として、次のような使用例がその一例として考えられる。
【００３５】
すなわち、図２に示すように、ある入力信号をＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１を通して加算器２２にその一方の入力として与えるとともに、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２３およびＧＣＡ（ゲインコントロールアンプ）２４を通して加算器２２にその他方の入力として与え、加算器２２の加算出力を出力信号として導出する構成の回路において、ＧＣＡ２４として上記実施形態に係る利得可変回路を用いるようにする。
【００３６】
この回路例の場合には、ＧＣＡ２４の利得をコントロール電圧Ｖｃによってコントロールすることで、ＬＰＦ２１を経た信号に対してＨＰＦ２３を経た信号の加算レベルの調整が可能であることに加えて、ＧＣＡ２４の利得を０にすることで、ＬＰＦ２１を経た信号に加える信号成分が０になるため、加算器２２の出力信号に基づく回路テスト、即ちＬＰＦ２１の特性検査が可能となる。
【００３７】
なお、上記実施形態では、互いに逆極性の入力信号ｖｉ（＋），ｖｉ（−）を用いて利得可変回路を差動動作させる場合を例に採って説明したが、本発明は差動動作の回路構成に限られるものではなく、シングル動作の回路構成にも同様に適用可能である。
【００３８】
また、上記実施形態では、インピーダンス素子として抵抗素子（抵抗Ｒ１３）を用いた場合を例に採った説明したが、抵抗素子に限られるものではなく、容量素子やコイル素子を用いることも可能である。インピーダンス素子として抵抗素子を用いた場合は、先述したように、ゲインコントロールアンプとして機能するのに対して、容量素子を用いた場合には微分器として、コイル素子を用いた場合には積分器としてそれぞれ機能することになる。ただし、いずれの場合も利得が可変であることに変わりはない。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による利得可変回路においては、電源電圧方向において電流分割回路を１段だけ配置した回路構成であるため、回路動作に最低限必要な電圧を従来回路に比べて０．５Ｖ程度低減でき、電源電圧の低電圧化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る利得可変回路の回路構成例を示す回路図である。
【図２】本実施形態に係る利得可変回路の使用例を示すブロック図である。
【図３】従来例に係る利得可変回路の回路構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１１，１２…回路入力端子、１３，１４…電流分割回路、１５，１６…回路出力端子、１７…制御端子、２１…ローパスフィルタ、２２…加算器、２３…ハイパスフィルタ、２４…ゲインコントロールアンプ
【図１】
0003598973.tif 000005
【図２】
0003598973.tif 000006
【図３】
0003598973.tif 000007