(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号のパワースペクトラムのベクトル信号を生成するステップと、
該ベクトル信号に別のベクトル信号を乗算して回転させるステップと、
該回転させたベクトル信号の符号判定を行うステップと、
該符号判定の結果を積分して該タイミング位相情報として出力するステップと、
該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号としてフィードバックするステップと、
を備えたことを特徴とする位相引込方法。
【請求項２】
受信信号のパワースペクトラムのベクトル信号を生成する手段と、
該ベクトル信号に別のベクトル信号を乗算して回転させる手段と、
該回転させたベクトル信号の符号判定を行う手段と、
該符号判定の結果を積分して該タイミング位相情報として出力する手段と、
該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号としてフィードバックする手段と、
を備えたことを特徴とする位相引込装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は位相引込方法及び装置に関し、特にメタリック回線を使用して超高速データ伝送を行う際に用いられるモデムなどに用いられる時間等化に際しての位相引込方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電話回線、専用回線、及び構内メタリック回線等を使用しデータを伝送するためにモデムが使用されるようになっているが、近年、モデムの処理は高速化が強く求められている。
【０００３】
このようなモデムが使用される分野として、例えば、電力線搬送通信がある。この電力線搬送通信においては、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによるランダムな雑音（白色雑音）が極めて多く含まれており、高速のデータ通信の実用化を阻んでいる。
【０００４】
このような雑音への対策として、最近では、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ＭｕｔｉＴｏｎｅ）方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が提案されている。このＤＭＴ方式やＯＦＤＭ方式はマルチキャリア（多チャネル）変調方式を採用しており、雑音が多いキャリア帯域は使わず避けて通るという技術であるが、マルチキャリアを用いているため、図１２（１）に示すように送信側において各チャネルの信号が同時に送信されたとしても、途中の伝送回線において、同図（２）に示すように群遅延が生ずる結果、受信側では同図（３）に示すように、時間軸で各チャネルの到達時間が異なったものとなっている。このため、受信側では、時間軸上でチャネル間の干渉が発生してしまう。
【０００５】
すなわち、図１３に示すように、ＤＭＴ方式やＯＦＤＭ方式では、低速の矩形波を送信しているため、矩形波の安定した部分では同図（２）に示すように正常な送信信号（トーン）が得られるが、矩形波が変化する部分においては、同図（１）及び（３）に示すように、個々のチャネルの不要帯域が関数ｓｉｎｘ／ｘで減衰する波形となる。
【０００６】
このように、群遅延が発生した回線特性下では個々のチャネルの信号が相互に時間軸で干渉する形となり、回線特性が平坦な部分のみチャネル間干渉が免れることとなる。
一方、送信側で、干渉部分に相当する時間（すなわち矩形波の変化する部分に相当する時間）を、図１３に示すようにガードタイムＧＴとしてマスクすればチャネル間干渉から回避可能となるが、このガードタイムＧＴ分だけデータ伝送が出来ないこととなり、高速伝送を困難にしてしまう。
【０００７】
従って、このような回線群遅延の問題を解決するための時間軸上での各チャネル間の等化が必要である。
一方、同じ機器でも電源のＯＮ／ＯＦＦ状態により、静的特性は大きく異なる。例えば、テレビなどのスイッチング電源を用いた家電機器では、図１４（１）に示すように電圧が一定値以下であるか以上であるかにより２つの伝達関数Ａ（又はＣ）とＢ（又はＤ）が１２０Ｈｚ（使用周波数が６０Ｈｚの場合）毎に交互にスイッチングされることになる。すなわち、１秒間に２４０回伝達関数が切り替わることになる。
【０００８】
このように、伝達関数が変化すると、同図（２）に示すように周波数特性（振幅／位相）が伝達関数Ａ，Ｃを示す実線と伝達関数Ｂ，Ｄを示す点線とに分かれてしまい、互いに大きく異なってしまう。このような位相特性の変動は時間軸上での変動をも含むものである。
【０００９】
従って、電力線搬送通信に用いられるモデムなどにおいては、伝送回線に対する高速の追従性能が要求されることから、上記のように時間軸上の高速等化だけでなく、周波数軸上の等化も必要であるが、時間軸上の等化を行えば周波数軸上の等化にも寄与することになる。
【００１０】
図１５は、上記のような時間軸上の等化と周波数軸上の等化を実現する従来技術を示したものであり、時間等化部１とガードタイム除去部２とＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算によるＤＭＴ分配部３と周波数等化部（ＦＥＱ）４と判定部（ＤＥＣ）５と符号変換部６とを直列接続した構成となっている。
【００１１】
この構成において、時間等化部１は、受信信号に対して時間軸上の等化を行い、この後、送信側で付加したガードタイムをガードタイム除去部２で除去し、さらにＤＭＴ分配部３においてＦＦＴ変換する。この後、周波数等化部４でキャリアの振幅及び位相の等化を行い、判定部５で符号の判定を行った後、符号変換部６でナチュラル（Ｎ）／グレイコード（Ｇ）変換、パラレル（Ｐ）／シリアル（Ｓ）変換、及びデスクランブル（ＤＳＣＲ）などの符号変換を行って受信データＲＤを得るようにしている。
【００１２】
本出願発明に関連する先行技術文献情報としては次のものがある。
【００１３】
【特許文献１】
特開２０００−６８９７３号公報
【００１４】
【特許文献２】
特開２０００−２６１４０６号公報
【００１５】
【特許文献３】
特開２０００−２８６８１７号公報
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来技術においては、時間等化部１において時間軸上の位相引込を実施するためには、特別なトレーニング信号が必要であり、このトレーニング信号は長い時間が必要であると共に、このトレーニングに伴う複雑な処理を必要としていた。
【００１７】
すなわち、１：ｎのマルチポイントでは、上記のように１２０Ｈｚ単位で変動する回線特性に関しては高速の追従能力が要求されるため、各々のポイントに長いトレーニング時間を与えることはできず、処理も簡単であることが必要となる。
【００１８】
従って、本発明は、短いトレーニング時間で受信信号の回線群遅延を時間等化する際の位相引込方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
まず、本発明に係る位相引込方法を用いた時間等化方法について以下に説明する。
それぞれ異なったチャネルで同時送信された周波数信号は、回線の群遅延特性により、図１（１）に示すようにそれぞれ異なった時間に受信する。
【００２０】
そして、同図（２）に示すタイミング位相制御を行うことにより、同図（１）に示すそれぞれ異なった時間に到達した信号波形を回線の群遅延特性に合わせて時間等化を行うと、同図（３）に示すように信号到達時間が揃う。
これを１つのチャネルにおける波形に着目して見ると、図２（１）に示すように、タイミング位相の等化を行う前には、サンプル点に対して本来の受信点がずれていることがわかる。この状態ではチャネル間において相互に干渉を起こすことになる。
【００２１】
従って、すべてのチャネルにおいて、同図（２）に示すようにタイミング位相の等化を行った後は、受信点とサンプル点とが一致し、チャネル間干渉が無くなり、図１２及び図１３に示した問題点が解消されるので、高速伝送が可能となる。
【００２２】
ここで、フレーム単位で振幅変調する場合には、図３（１）に示すマスタフレームであるフレーム毎に同図（２）に示すように送信キャリアにゼロ点を含む２つの基準点Ｒ１，Ｒ２を挿入し、この２つの基準点信号Ｒ１，Ｒ２のみでタイミング位相同期を行うことができる。
【００２３】
また、サブフレーム単位で振幅変調する場合には、図４（１）に示すマスタフレームであるフレーム間において変調単位であるサブフレームについて振幅変調を行うことができる。
従って、フレーム単位の場合もサブフレーム単位の場合も、振幅変調された受信信号のパワースペクトラムからタイミング位相情報を抽出し、これに基づいて受信信号のタイミング位相同期を行うので、このタイミング位相情報を抽出するまでの時間は短くて済み、長いトレーニング信号を必要としない。
【００２４】
なお、上記の第２ステップの後にＦＦＴ変換を行うか、又はその前後でＦＦＴ変換を分割して行うことができる。後者の場合には、演算量が半減した状態で時間等化が行えるメリットがある。
さらに、該第２ステップの後段で、該受信信号からキャリアの振幅情報及び位相情報を抽出してタイミング位相並びにキャリアの振幅及び位相の引込を行うことにより周波数等化を実行することができ、図１４の問題点が解消される。
【００２５】
ここで、上記の第１ステップは、本発明に係る位相引込ステップであり、該パワースペクトラムのベクトル信号を生成するステップと、該ベクトル信号に別のベクトル信号を乗算して回転させるステップと、該回転させたベクトル信号の符号判定を行うステップと、該符号判定の結果を積分して該タイミング位相情報として出力するステップと、該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号としてフィードバックするステップと、で構成することができる。
【００２６】
すなわち、タイミング位相情報のみを取り出す演算を行っており、他のパラメータを必要としていないので、演算量が少なく、以って高速でタイミング位相の引込を行うことができる。
さらに、上記の符号判定を行うステップが、該符号判定の結果を、演算処理毎に半減させれば、より一層高速のタイミング位相引込が可能となる。
【００２７】
上記の本発明に係る位相引込方法を実現する装置は、受信信号のパワースペクトラムのベクトル信号を生成する手段と、該ベクトル信号に別のベクトル信号を乗算して回転させる手段と、該回転させたベクトル信号の符号判定を行う手段と、該符号判定の結果を積分して該タイミング位相情報として出力する手段と、該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号としてフィードバックする手段と、を備えたことを特徴としている。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図５は、本発明に係る位相引込方法及び装置を用いる時間等化方法及び装置におけるモデムの実施例を示したものである。
このモデム１０において、送信系統は、符号変換部１１と信号点発生部１２とＤＭＴ多重部（ＩＦＦＴ）１３と振幅変調部１４とＤ／Ａ変換部１５とローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６とがこの順に直列接続された構成となっている。
【００２９】
また、受信系統においては、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７とＡ／Ｄ変換部１８と時間等化部１とガードタイム除去部２とＤＭＴ分配部（ＦＦＴ）３と周波数等化部（ＦＥＱ）４と判定部（ＤＥＣ）５と符号変換部６とがこの順に直列接続された構成となっており、この受信系統の各部には、ＤＭＴマスタフレーム同期部１９からマスタフレーム信号が与えられるようになっている。
【００３０】
まず、送信系統における動作に関しては、送信信号ＳＤを、符号変換部１１においてスクランブル処理（ＳＣＲ）とシリアル（Ｓ）／パラレル（Ｐ）変換とグレイ（Ｇ）／ナチュラル（Ｎ）コード変換と和文演算とを行う。そして信号点発生部１２において図２に示したようなナイキスト間隔（１２ｋＢ）のサンプル点を有する送信信号として出力される。
【００３１】
信号点発生部１２からの出力信号はＤＭＴ多重部１３において、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）演算により、図３（１）に示すマスタフレーム間で同図（２）に示すような送信信号に多重される。
この多重信号は振幅変調部１４において、同図（３）（及び後述する図８（１）及び（２））に示すように各サブフレーム内にガードタイムが付加されると共に、図３（４）に示すように振幅変調を行うためのゼロ点を含む２つの基準点Ｒ１，Ｒ２がＤＭＴ多重信号（各ＤＭＴ信号は１６シンボル＝チャネルのＤＭＴ信号から成る。）に付加される。
【００３２】
一方の基準点Ｒ１は（１＋ｊ０）、他方の基準点Ｒ２は（０＋ｊ０）であり、両者を用いて振幅変調していることを意味し、これからタイミング位相情報を抽出すると共に、前者の基準点Ｒ１（１サブフレーム分）を用いてキャリアの振幅及び位相を抽出する。従って、２つのサブフレームで時間等化と周波数等化が実現できるので、長いトレーニング信号は不要となる。
【００３３】
そして、この振幅変調部１４の出力信号は、Ｄ／Ａ変換部１５でアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ１６において例えば電力搬送波の周波数帯域（１０〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
【００３４】
次に受信系統の動作に関しては、受信線路から受信した受信信号はバンドパスフィルタ１７によって所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換部１８においてデジタル信号に変換する。
【００３５】
この後、受信信号は時間等化部１に送られる。この時間等化部１の実施例が図６に示されており、この実施例では、Ａ／Ｄ変換部１８からの受信信号を入力するタイミング位相制御部７と、該受信信号からタイミング位相情報θを抽出してタイミング位相制御部７に与えるサブフレーム抽出部８とで構成されている。
【００３６】
サブフレーム抽出部８は、さらに、９０°区間抽出部８１とパワー演算部（ＰＷＲ）８２とθ抽出部８３とで構成されている。なお、マスタフレーム抽出部９は受信信号からマスタフレームを抽出して図５に示したＤＭＴマスタフレーム同期部１９へ与え、各種の同期信号として用いるようにしている。
【００３７】
また、図６に示したタイミング位相制御部７は、図７に示す如く、受信信号をサンプル点間隔毎に遅延させる遅延回路７１と、この遅延回路７１からの出力信号に対して係数Ｃ１〜Ｃｎを掛ける乗算回路７２と、この乗算回路７２の出力信号を加算する加算回路７３と、サブフレーム抽出部８からのタイミング位相情報θを上記の係数Ｃ１〜Ｃｎに変換するための例えばテーブルで構成された変換部７４とで構成された公知（例えば特開平１０−２２４２７１号）のトランスバーサルフィルタを用いることができる。
【００３８】
このような時間等化部１の動作を、図８〜図１０を参照して以下に説明する。まず、サブフレーム抽出部８における９０°区間抽出部８１では、図８（１）及び（２）に示すように２つのサブフレームにおいて挿入された基準点Ｒ１及びＲ２を同図（３）に示すように変調率１００％の振幅変調を受けた状態で受信したとき、２つのサブフレームで３６０°とすると、この中で同図（４）〜（７）に示すように９０°間隔で９０°区間を切り出してパワー演算部８２に与える。
【００３９】
パワー演算部８２では、同図（４）の場合は、基準点Ｒ１のみにおける９０°の区間でパワー演算を行うのでその積算平均値は”１”であり、同図（５）に示すように９０°シフトさせた場合も同様である。さらに９０°シフトさせた同図（６）の場合には、基準点Ｒ１と基準点Ｒ２とが半分ずつになるので、その積算平均値は”０．５”となり、これをさらに９０°シフトすると、同図（７）に示すように全て基準点Ｒ２の中でのパワー演算した積算平均値であるので”０”となる。
【００４０】
そして、このパワー演算部８２の演算結果はスカラーであるので、ベクトル化するため、隣接した積算平均値同士を加算する。この結果、同図（４）及び（５）のパワー積算平均値をベクトル化すると同図右側に示す如く（１＋ｊ１）となる。同様にして、同図（５）及び（６）の場合には（１＋ｊ０．５）であり、同図（６）および（７）の場合には（０．５＋ｊ０）として出力されることになる。
【００４１】
このようにパワー演算を続けると、図示の如く、原点Ｏに対してベクトル信号として回転（時計回り）することになり、この時の中心点Ｏと点（０＋ｊ０）とを結ぶ線Ｌが基準線であり、これに対する角度θ’が、図９に示す、位相引込装置としてのθ抽出部８３にベクトル信号として送られる。受信信号は基準線Ｌに合うようにタイミング位相制御を受ける。
【００４２】
このように、時間軸の異なる受信信号のパワーを計算し、積分することにより、受信信号の時間位相（基準点位相）が求まり、これに基づいて時間等化を行えば、ＤＭＴ多重信号には１６チャネル分のＤＭＴ信号が各サブフレームに多重されているので、各チャネルの到達時間は図１（３）に示すように一致することになる。
【００４３】
θ抽出部８３は、乗算回路８３ａと符号判定部８３ｂと加算回路８３ｃと遅延回路８３ｄとベクトル信号生成部８３ｅとで構成され、まず、乗算部８３ａにおいてこのベクトル信号θ’と、ベクトル信号生成部８３ｅで生成された半径＝１．０の位相情報を有する別のベクトル信号と乗算する。
【００４４】
すると、ベクトル信号θ’はΔθだけ位相回転を受け、乗算回路８３ａは、この信号から虚数成分のみを抽出して符号判定部８３ｂに送る。
符号判定部８３ｂでは、この虚数信号の符号が＋であれば［ＦＦＦＦ］を出力し、符号が−であれば［０００１］を判定結果として出力して加算部８３ｂに与える。加算回路８３ｃにおいては、遅延回路８３ｄを介して前回サンプリングした位相情報と加算され、新しい位相情報を与える。
【００４５】
加算回路８３ｃと遅延回路８３ｄとで積分回路を構成しているので、この積分値θがベクトル信号生成部８３ｅに送られると、このベクトル信号生成部８３ｅでは、ｃｏｓ／ｓｉｎ変換を行ってスカラー入力θをベクトルに出力θに変換し、半径＝１．０のθ情報を乗算回路８３ａに与える。
【００４６】
このような動作を次のベクトル信号θ’が入力されるまでに、複数回繰り返すことにより、ベクトル信号θ’の複素共役値θ（θ’の修正量に相当）をタイミング位相情報として遅延回路８３ｄから出力することができる。
なお、この動作は、図８に示す基準点Ｒ１とＲ２の２つのサブフレーム区間で行われ、ベクトル信号θ’が抽出部８３に与えられる度にタイミング位相情報θが出されることになり、充分このタイミング位相情報を引込むことができる。従って、長いトレーニング信号を必要とすることはない。
【００４７】
また、図９に示した符号判定部８３ｂの実施例では、常に＋か−かによって一定の判定結果を出力しているが、この判定結果を変化させることにより、より高速に引込を行うことができる。
すなわち、ベクトル信号生成部８３ｅへのベクトル信号θが最初、図８に示した基準線Ｌの点（０＋ｊ０）を点（−０．５＋ｊ０．５）に移して１３５°回転させることによって対応させた基準ベクトルＲ（１＋ｊ０）であるので、図１０（１）に示すように基準ベクトルＲ（１＋ｊ０）に対してθが一致した状態であり、このとき、乗算回路８３ａに入って来るベクトル信号θ’に対しては乗算回路８３ａで回転されないので、符号判定部８３ｂの入力信号はθ’のままであり、同図（２）に示すように、このθ’は＋である。
【００４８】
そこで、符号判定部８３ｂでは、同図（３）に示すように、θを９０°だけ−方向（時計方向）に回転させる判定結果を出力するので、同図（４）に示すようにベクトル信号θ’を９０°−方向に回転させ、基準点Ｒに近づける。
この状態ではまだ、ベクトル信号θ’は＋状態であるので、同図（５）に示すように、さらに４５°だけ−方向にθ’を回転させることにより、同図（６）に示すように、ベクトルθ’は今度は−になる。
【００４９】
そこで、今度は同図（７）に示すように、＋方向に２２．５°回転させれば、同図（８）に示すように、ベクトル信号θ’はより基準点Ｒに近づくことになる。
このように、±９０°→±４５°→±２２．５°→±１１．２５°→…というように判定角度を半減させて行ければ、より高速のタイミング位相引込を実現することができる。
【００５０】
図１０の例ではタイミング位相情報θ＝−９０°−４５°＋２２．５°＋１１．２５°＋…という積算値が得られることになる。
この場合、θ抽出部８３をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成したとすると、±１８０°の角度に対してＤＳＰの取り得る値は通常±２．０であるので、符号判定部８３ｂで出力される値は、「２」の補数表示で以下に示す通りとなる。
【００５１】
0003576542.tif 000002
このようにして求められたタイミング位相情報θは、図６に示すタイミング位相制御部７に与えられる。このタイミング位相制御部７では、図７に示す如く、タイミング位相情報θを変換部７４において係数Ｃ１〜Ｃｎに変換して乗算回路７２に与える。この乗算回路７２は遅延回路７１からの各サンプリング出力に対して係数Ｃ１〜Ｃｎを乗算する。
【００５２】
そして、この乗算部７２の乗算結果を加算部７３で加算することにより時間等化信号が得られる。なお、このタイミング位相制御部７は上述の如く公知の構成により、タイミング位相情報θに基づいて時間等化信号を出力することが可能である。
【００５３】
この後、図６に示すように、タイミング位相制御部７からの時間等化信号はガードタイム除去部２とＤＭＴ分配部３と周波数等化部４と判定部５と符号変換部６に送られるが、これらの動作は図１５に示したものと同様である。また、周波数等化部４では、図３（２）に示した基準点Ｒ１のみを用いて周波数等化を実行する。
【００５４】
図１１は、図６に示した実施例の変形例を示している。図６の実施例では、タイミング位相制御部７からの時間等化信号をガードタイム除去部２を介してＤＭＴ分配部３でＦＦＴ演算を行っているが、図１１の変形例では、このＦＦＴ演算を２つに分割し、タイミング位相制御部７の前段にＤＭＴ分配部３ａを設けて第１のＦＦＴ演算を行い、後段にＤＭＴ分配部３ｂを設けて第２のＦＦＴ演算を行う。
【００５５】
これにより、ＤＭＴ分配部３ａで一旦ＦＦＴ処理をしているためサンプリング周波数が低くなり、タイミング位相制御部７での演算処理が高速化できるという効果がある。なお、この場合にはガードタイム除去部２をＤＭＴ分配部３ａの前段に設けることが好ましい。
【００５６】
なお、上記の説明において、ガードタイムが付加されているが、時間等化により、このガードタイム期間は図１３のような例に比べて大幅に短縮でき、高速化の妨げにはならない。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る位相引込方法及び装置によれば、パワースペクトラムのベクトル信号を生成し、このベクトル信号に別のベクトル信号を乗算して回転させ、この回転させたベクトル信号の符号判定を行ってその結果を積分し、タイミング位相信号として出力すると共に、積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号とフィードバックすることにより、より高速に位相引込を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る位相引込方法及び装置を用いた時間等化方法及び装置の原理を説明するための図である。
【図２】本発明に係る位相引込方法及び装置を用いた時間等化方法及び装置位のタイミング位相等化を１つのチャネルに着目して示した波形図である。
【図３】本発明に係る位相引込方法及び装置を用いた時間等化方法及び装置における振幅変調のための基準点伝送を示したタイムチャート図である。
【図４】本発明に係る位相引込方法及び装置に用いた時間等化方法及び装置におけるサブフレーム単位の振幅変調を説明するための波形図である。
【図５】本発明に係る位相引込方法及び装置に用いた時間等化方法及び装置におけるモデムの実施例を示すブロック図である。
【図６】本発明に係る位相引込方法及び装置に用いた時間等化方法及び装置の受信系統における特に位相引込部の具体例を示したブロック図である。
【図７】図６に示したタイミング位相制御部の実施例を示した回路図である。
【図８】図６に示したサブフレーム抽出部におけるパワースペクトラムのベクトル信号を求める過程を示した説明図である。
【図９】図６に示したタイミング位相情報（θ）抽出部の実施例を示した回路図である。
【図１０】図９に示した符号判定部の変形動作例を示したグラフ図である。
【図１１】本発明に係る位相引込方法及び装置を用いた時間等化方法及び装置の変形例を示したブロック図である。
【図１２】従来からの回線群遅延の問題点を説明するための波形図である。
【図１３】信号点変化時のチャネル間干渉を説明するための波形図である。
【図１４】電源のＯＮ／ＯＦＦ状態などにより伝達関数が変化した場合の周波数特性の変化を示す波形図である。
【図１５】従来の時間等化系統を示したブロック図である。
【符号の説明】
１時間等化部                    ２  ガードタイム除去部
３，３ａ，３ｂ  ＤＭＴ分配部（ＦＦＴ）  ４  周波数等化部（ＦＥＱ）
５  判定部（ＤＥＣ）              ６，１１  符号変換部
７  タイミング位相制御部          ８  サブフレーム抽出部
９  マスタフレーム抽出部          １０  モデム
１２  信号点発生部  １３  ＤＭＴ多重部（ＩＦＦＴ）
１４  振幅変調部  １５  Ｄ／Ａ変換部
１６  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１７  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）  １８  Ａ／Ｄ変換部
１９  ＤＭＴマスタフレーム同期部
７１  遅延回路                      ７２  乗算回路
７３  加算回路                      ７４  係数変換回路
８１  ９０°区間抽出部              ８２  パワー計算部（ＰＷＲ）
８３  タイミング位相情報（θ）抽出部
８３ａ  乗算回路                    ８３ｂ  符号判定部
８３ｃ  加算回路                    ８３ｄ  遅延回路
８３ｅ  ベクトル信号生成部
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【図１】
0003576542.tif 000003
【図２】
0003576542.tif 000004
【図３】
0003576542.tif 000005
【図４】
0003576542.tif 000006
【図５】
0003576542.tif 000007
【図６】
0003576542.tif 000008
【図７】
0003576542.tif 000009
【図８】
0003576542.tif 000010
【図９】
0003576542.tif 000011
【図１０】
0003576542.tif 000012
【図１１】
0003576542.tif 000013
【図１２】
0003576542.tif 000014
【図１３】
0003576542.tif 000015
【図１４】
0003576542.tif 000016
【図１５】
0003576542.tif 000017