(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動磁極を備えるとともに回転自在に保持されるロータと、
前記駆動磁極と対向する３相のステータコイルと、
前記ロータの回転角度に応じた磁束を供給され、電気角で１２０度の位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力する２個のホール素子と、
前記ホール信号Ｕ及びＶを合成して前記ホール信号Ｕ及びＶに対して電気角で１２０度の位相差の合成信号Ｗを出力する信号合成手段と、
前記ホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗに応じて前記ステータコイルに駆動電流を流すための非線形回路とリミッタとから構成される駆動回路と、
前記ホール信号Ｕ及びＶの振幅差に応じた振幅差信号を出力する振幅制御手段と、
前記振幅差信号に応じて前記ホール信号Ｕ，Ｖ又は双方の振幅を調整する振幅調整手段とを備え、
前記ホール信号Ｕ及びＶの振幅差を軽減するようにしたことを特徴とするブラシレスモータ駆動制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＶＴＲやポリゴンミラーのスピンドルモータやディスク型記憶装置等のスピンドルモータに好適なブラシレスモータ駆動制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１はＶＴＲのキャプスタン軸を直接回転駆動するブラシレスモータの断面図であり、図２は図１に示したブラシレスモータのステータ部の平面図である。ロータ１０は中心にキャプスタン軸であるシャフト４０が固着され軸受け手段９０、１００によって回転自在に支持されており、ステータ２０と対向する表面に８極の正弦波状の駆動磁極を有する駆動マグネット５０が備えられている。
【０００３】
ステータ２０は軟磁性鋼板に絶縁層を介して銅箔を積層し、エッチング等の方法により回路パターンを形成したステータ基板７０（配線基板を兼ねている）をベースに、６個の空心のステータコイル８０を６０度間隔に回転中心と同軸に配し固着している。これらのステータコイル８０は前述した駆動磁極と平面で対向しており、回転中心を挟んで対向する１組の２個が直列に接続され、３組でスター結線の３相ステータコイルを構成している。
【０００４】
これらのコイルの中心には２個のホール素子１３０が、前述した駆動磁極のホール素子に磁束を供給する部分の磁束密度に応じ１２０度位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力するように配設されている。
【０００５】
また、図示しないＭＲ型感磁素子はステータ２０上に配設され、ロータ１０のＦＧマグネット６０の外周のＦＧ磁極に０．１ｍｍ程度の隙間を空けて対向し、ＦＧ磁極に応じて１回転当たり３６０サイクルのＦＧ信号を出力する。ＦＧ信号はモータを目的の回転速度に制御する速度制御信号に変換され、駆動電流を制御するようにＩＣ１４０に内蔵された駆動回路に供給される。
【０００６】
前述したホール信号Ｕ及びＶは和演算及び反転回路をなし合成信号Ｗを出力する。これらの信号は各々１２０度位相差の３相位置信号を構成し駆動回路に供給され、駆動回路は３相のステータコイル８０に、前述した速度制御信号に応じた大きさの駆動電流を、この位置信号に応じた比率に制御して流すように作用する。この駆動電流により、ステータコイル８０は、ロータ１０の回転に応じた回転磁界を生じさせ、駆動磁極の磁界との相互作用により回転駆動力を発生する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このようなブラシレスモータにおいて回転ムラを抑える事は必要不可欠あり、そのためにはホール信号Ｕ及びＶを和演算し反転回路をなして得られた合成信号Ｗは出来るだけホール信号Ｕ，Ｖ信号と同等の波形が要求され、位相差のずれも少なくする必要が有る。
【０００８】
前述した反転回路においてホール信号Ｕ，Ｖが１２０度位相差で同振幅の正弦波としたとき、合成信号Ｗも１２０度位相差の正弦波にすることが出来る。このときのホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗの波形は図２０に示すような波形となる。しかしながらホール素子には必ず感度のばらつきがあるのでホール信号Ｕ，Ｖ間に振幅ずれが当然生じる。このとき図２１に示すように、ホール信号Ｕ，Ｖが振幅ずれを起こすことにより、合成信号Ｗは位相がずれてしまう。この位相ずれは、ステータコイル８０に流す電流のタイミングをずらし、回転ムラを悪化させる原因となってしまう。また、トルク増大等のため、ホール信号Ｕ及びＶを正弦波ではなく台形波状の信号としたときも同様に合成信号Ｗに影響を及ぼし、合成信号Ｗは歪んだ三角波状の信号になる。このときの各信号の波形は第８図に示すような波形となる。前述した歪んだ三角波状の合成信号Ｗは非線形変換回路等により、図９に示すようなホール信号Ｕ，Ｖと同等の台形波状の変換信号Ｗ’にすることが出来る。しかしながら、ホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅にずれが生じていると、図２２に示すように歪みが生じ、且つ、位相もずれてしまう。このため図２３に示すようにホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅差が大きくなればなるほど回転ムラが悪化してしまうという問題があった。本発明はこのような問題点に鑑みなされたもので、回転ムラが良好で且つ、安価なブラシレスモータを提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明によるブラシレスモータ駆動制御回路は、駆動磁極を備えるとともに回転自在に保持されるロータと、前記駆動磁極と対向する３相のステータコイルと、前記ロータの回転角度に応じた磁束を供給され、電気角で１２０度の位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力する２個のホール素子と、前記ホール信号Ｕ及びＶを合成して前記ホール信号Ｕ及びＶに対して電気角で１２０度の位相差の合成信号Ｗを出力する信号合成手段と、前記ホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗに応じて前記ステータコイルに駆動電流を流すための非線形回路とリミッタとから構成される駆動回路と、前記ホール信号Ｕ及びＶの振幅差に応じた振幅差信号を出力する振幅制御手段と、前記振幅差信号に応じて前記ホール信号Ｕ，Ｖ又は双方の振幅を調整する振幅調整手段とを備え、前記ホール信号Ｕ及びＶの振幅差を軽減するようにしたことを特徴とするものであり、更に、前記振幅調整手段は２つの差動増幅器を含んで構成され、前記差動増幅器のどちらか一方の電流源であるコモン電流を調整することにより前記２つの差動増幅器の出力であるホール信号ＶｕとＶｖの振幅差を軽減するものであり、前記２つの差動増幅器のコモン電流の値が等しいとき、コモン電流を調整する側の差動増幅器の増幅率が他方の差動増幅器の増幅率に対して５％以上低いことを特徴とするものである。本発明は、上記課題を解決するために、
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例に係るブラシレスモータの外観構成は先に図１及び図２を用いて説明した従来例と略同様な構成であるので図１及び図２を再び用いて説明する。
【００１１】
本発明に係るブラシレスモータでは、ロータ１０の表面に８極の所定の第３次高調波成分と第５次高調波成分を含ませた台形波状の駆動磁極を有する駆動マグネット５０が備えられており、ステータ２０は従来例と同様に回路パターンを形成した基板をベースに、６個の空心コイルを６０度間隔に回転中心と同軸に配し固着されてる。
【００１２】
これらのコイルは前述した駆動磁極と平面で対向しており、回転中心を挟んで対向する１組の２個が直列に接続され、３組でスター結線の３相ステータコイル８０を構成している。また、これらのコイルの中心には２個のホール素子１３０が、前述した駆動磁極のホール素子に磁束を供給する部分の磁束密度に応じ１２０度位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力するように配設されている。
【００１３】
更に、従来例同様にＭＲ型感磁素子が配設されＦＧ信号を出力し、このＦＧ信号は速度制御手段によりモータを目的の回転速度に制御する速度制御信号に変換され、駆動電流を制御するように駆動回路に供給される。
【００１４】
（第１実施例）
図３は本発明のブラシレスモータ駆動制御回路の第１実施例を示すブロック図であり、この図に沿って具体的に説明する。まず、ホール信号Ｕ，Ｖをそれぞれ増幅器１，２で増幅し、その出力を絶対値回路３に入力する。それぞれの出力波形は図４（ａ），（ｂ）のＵａｂｓ、Ｖａｂｓのようになり、それらをコンパレータ４にかけ、図５（ａ），（ｂ）のような矩形波Ｖｃｍｐに変換する。即ち、コンパレータ４では、絶対値回路３から出力され絶対値Ｕａｂｓ，Ｖａｂｓの大小を電気角ごとに比較して、この比較結果を“０”と“１”の２値に変換することにより図５（ａ），（ｂ）に示したような矩形波Ｖｃｍｐが得られる。このときホール信号Ｕ，Ｖの振幅が図４（ａ）に示したように同じであれば矩形波のデューティは１：１（θ１＝θ２）となり（図５図（ａ））、一方図４（ｂ）に示したようにホール信号Ｕの振幅＜ホール信号Ｖの振幅となればＶｃｍｐのデューティはずれる（図５図（ｂ））。
【００１５】
次に前記コンパレータ４の出力Ｖｃｍｐを電流に変換し、コンデンサＣによって図６に示すような三角波状に平滑する。ここで前記矩形波Ｖｃｍｐのデューティは三角波のＤＣ成分に変換されたことになり、次段の帰還アンプ５に入力され、基準電圧６と比較増幅し、振幅差を軽減するように前記増幅器１の増幅率を例えばコモン電流を変えるようにして調整する。言い換えると、図５（ａ），（ｂ）に示した矩形波のデューティーが等しく（θ１＝θ２）なるように調整する。この結果、図９に示した如く、これらの作用により増幅器１の出力Ｖｕは、常時増幅器２の出力Ｖｖと同じ振幅の信号が出力される。この振幅調整後の信号Ｖｕ及びＶｖを和演算し、反転手段（加算回路７，非線形回路８，リミッタ９）により反転することにより、波形歪みや位相ずれの少ない常時安定した変換信号Ｗ’を出力することが出来る。そして、増幅器１，２からの信号Ｖｕ，Ｖｖと変換信号Ｗ’をスタータコイル駆動回路１１に供給して、３相でブラシレスモータを駆動する。
【００１６】
図７は本発明の一実施例に係るブラシレスモータを適用した駆動制御回路の具体的な構成を示した回路図である。ＨＧＵ，ＨＧＶはそれぞれホール素子であり、入力端子は並列に接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２でバイアス電流が供給されている。各ホール素子ＨＧＵ，ＨＧＶの出力端子はトランジスタＱ１〜Ｑ４で構成されている差動増幅器のベース端子に接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ７８、抵抗Ｒ３〜Ｒ１１、電流源Ｉ１は増幅器１，２を構成しており、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各々のコレクタには増幅されたホール信号Ｖｕ、Ｖｖが出力される。
【００１７】
増幅されたホール信号Ｖｕ、ＶｖはＱ５〜Ｑ８で構成されている差動増幅器のベース端子に接続されている。トランジスタＱ５〜Ｑ１２、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１７、電流源Ｉ２〜Ｉ３、ダイオードＤ１は加算回路７を構成しており、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタに電流として出力される。出力された電流はバイアス電流Ｉ４、Ｉ５とともにダイオードＤ２、Ｄ３に供給され、電圧に変換される。そして、それぞれのアノードからトランジスタＱ１５，Ｑ１８のベースに接続される。
【００１８】
トランジスタＱ１５〜Ｑ１８、抵抗Ｒ１８〜Ｒ１９、電流源Ｉ６は非線形回路８を構成しており、トランジスタＱ１６，Ｑ１７のコレクタに電圧として出力され、トランジスタＱ１９，Ｑ２０のベースに接続される。これらのトランジスタＱ１９，Ｑ２０、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１、電流源Ｉ７はリミッタ９を構成しており、トランジスタＱ１９，Ｑ２０のコレクタに変換信号Ｗ’として出力される。出力された変換信号Ｗ’は増幅したホール信号Ｖｕ、Ｖｖともに３相の位置信号としてトランジスタＱ２１〜Ｑ２６のベースに接続される。
【００１９】
トランジスタＱ２１〜Ｑ４６、抵抗Ｒ２３〜Ｒ２９、抵抗Ｒ４３、電流源Ｉ８〜Ｉ１０はステータコイル駆動回路１１を構成しており、トランジスタＱ４２のベースに入力された速度制御信号に応じた大きさの電流を位置信号に応じた比率に制御して、トランジスタＱ４４〜Ｑ４６のコレクタに接続されたインダクタンスＬ１〜Ｌ３で示されるステータコイル８０に流すように作用する。
【００２０】
また、前述したホール信号Ｖｕ，Ｖｖはそれぞれの振幅差を検出すべく絶対値回路の入力であるトランジスタＱ４７，Ｑ４８，Ｑ５７，Ｑ５８のベース端子にも接続されている。トランジスタＱ４７〜Ｑ６０、抵抗Ｒ３２〜Ｒ３９、電流源Ｉ１１〜Ｉ１２、ダイオードＤ６〜Ｄ７、電圧源Ｅ１，Ｅ２は絶対値回路３を構成し、トランジスタＱ５４，Ｑ６０のコレクタに矩形波Ｕａｂｓ，Ｖａｂｓが出力される。
【００２１】
矩形波Ｕａｂｓ，Ｖａｂｓはコンパレータ４の入力であるトランジスタＱ６５，Ｑ６６のベースに接続される。トランジスタＱ６３〜Ｑ６６、電流源Ｉ１３はコンパレータ４を構成しトランジスタＱ６４のコレクタに出力され、トランジスタＱ６７，Ｑ６８、電流源Ｉ１４，Ｉ１５、抵抗Ｒ４０、コンデンサＣから構成される電圧電流変換回路を介してダイオードＤ８のアノードに振幅制御信号が出力される。この信号はトランジスタＱ６９のベースに接続され、トランジスタＱ６９〜Ｑ７８、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２、電圧源Ｅ３、電流源Ｉ１６，Ｉ１７で構成される帰還アンプ５における基準電圧６と比較し、増幅してトランジスタＱ７８のコレクタに電流として出力される。
【００２２】
この電流は前述した増幅器１のコモン電流となり、増幅したホール信号Ｖｕ，Ｖｖの振幅差に応じてコモン電流を変化させ、最終的にホール信号Ｖｕを、ホール信号Ｖｖと同じ振幅に制御する。
【００２３】
前述したホール信号Ｕ及びＶは信号合成手段７で、和演算及び反転をなし合成信号Ｗを出力する。ホール信号Ｕ及びＶは図８に示すように台形波状の信号となり、合成信号Ｗは歪んだ三角波状の信号になる。このとき合成信号Ｗは非線形変換回路８により、図９に示すようにホール信号Ｕ，Ｖと同等の台形波状の変換信号Ｗ’にすることが出来る。
【００２４】
次にロータの駆動磁極について説明する。前記ロータの回転角度に応じて前記ホール素子に磁束を供給する部分の磁極波形は基本波に同相の第３次高調波成分及び第５次高調波成分を含み、前記第３次高調波成分の含有率と前記第５次高調波成分の含有率との差を１６％以下にしている。近年、機器の小型化及び効率向上が求められ、このようなブラシレスモータにおいても、駆動電流を低減しトルクを増大する事が求められており、このためには、総磁束量を増すことが有効と考え、駆動磁極を正弦波から台形波状する事を試みた。
【００２５】
駆動磁極を正弦波から台形波状にしていくと、マグネットの特性で定まる最大磁束密度は一定であるから、図１０に示すように第３次高調波の含有率が増大することに伴って基本波も増大しトルク増大に寄与することが判明した。即ち、図１１に示すように例えば駆動磁極に１０％の第３次高調波を含有するようにすると、基本波も１０％程度増大し、この結果トルクも１０％増大する事がわかる。しかし、ホール素子に磁束を供給する部分も同様で、ホール信号もこの第３次高調波成分が含まれ、これらを和演算及び反転をなし合成信号Ｗを生成すると、ホール信号の波形と異なった歪みを多く含む波形を生じ、第３次高調波成分のみを増していくと、図１２（ｅ）に示すように三角波状の合成信号Ｗのゼロクロス付近の傾斜が小さくなり、非線形変換手段を通じても図１２（ｆ）に示すような歪んだ台形波出力となる。これが各相のステータコイル相互の駆動電流の相違となり、トルクのムラとなってモータの回転ムラを悪化させる原因となった。特に第３次高調波の含有率が１６％を超えると図１２（ｇ）に示すように合成信号Ｗのゼロクロス付近の傾斜が逆になり、図１２（ｈ）に示すように極端に歪んだ変換出力となり、逆方向の駆動トルクが発生するなど使用に耐えなくなる。
【００２６】
これらは図１３に示すように、駆動磁極の第３次高調波の含有率の増大にともなって回転ムラが増大し、特に含有率が８％以上になると回転ムラは０．３％を超え使用に耐えなくなるという問題を生じた。この問題の解決のため駆動磁極に第５次高調波を含有させると上述の合成信号Ｗは図１２（ｉ）に示すようにゼロクロス付近の傾斜が良好となり変換波形Ｗ’の歪みも図１２（ｊ）に示すように低下し、良好な回転ムラ特性を呈する。
【００２７】
このため、第３次高調波の含有率が１６％を超えても、第３次高調波の含有率から第５次高調波の含有率を差し引いた差が１６％以下であれば合成信号Ｗのゼロクロス付近の傾斜が逆にならず、逆方向の駆動トルクも発生することはないし、含有率の差が１２％以下であれば良好な回転ムラ特性をも示す。
【００２８】
尚、駆動磁極のホール素子に磁束を供給する部分の磁極波形が上述したように第３次高調波成分及び第５次高調波成分を含んでいれば、上述の課題は解決されるので、駆動磁極の他の部分の含有率が異なっても同様の効果を得る。
【００２９】
次に非線形変換回路について説明する。前述したように、ホール信号Ｕ及びＶは信号合成手段で和演算及び反転をなし合成信号Ｗを出力する。駆動磁極のホール素子に磁束を供給する部分の磁極波形も第３次高調波成分と第５次高調波成分を含ませた台形波状であるから、ホール信号Ｕ及びＶも図１２（ａ），（ｂ）に示すように台形波状の信号となり、合成信号Ｗは図１２（ｃ）に示すように歪んだ三角波状の信号として得られる。
【００３０】
非線形変換手段は入力された三角波状の合成信号Ｗを図１２（ｄ）に示すような台形波状の変換信号Ｗ’に変換するよう、入力信号のゼロクロス付近ではゲインが高く、入力信号の振幅が大きくなるにつれてゲインを低下させ最終的には入力振幅が上昇しても出力振幅は殆ど上昇しないような特性の、入力振幅と出力振幅との関係が三角波−台形波変換特性を有する回路手段である。
【００３１】
具体的には本実施例の場合、入力振幅を３／４乗した後、更に差動増幅器の対数変換特性を用いて三角波状の信号を台形波状の信号に変換するように構成しており、実験では１／２乗〜１／１乗の間で必要な変換特性が得られ、特に１／２乗〜５／６乗で好ましい三角波−台形波変換特性を得た。
【００３２】
次にホール素子の配置について説明する。ロータの駆動マグネットは厳重に注意して製作してもホール素子と対向する面に面振れが残り、ホール素子に供給される磁束の磁束密度がロータの回転により変化する。この影響は、ホール素子出力の振幅が回転内で大きくなる部分と小さくなる部分とが交互に繰り返されるいわゆる１回転１サイクルのＡＭ変調となる。
【００３３】
信号合成手段を備えた場合の固有の問題として、２個のホール素子の配置が離れていると、一方のホール素子出力の振幅が大であるときに、他方のホール素子の出力の振幅が小となり、合成信号Ｗ及び変換信号Ｗ’の波形が変化し、回転ムラ増大の原因となる。
【００３４】
図１４は駆動マグネットのホール素子と対向する面の面振れが大きい場合に、機械角で表したホール素子の間隔と回転ムラの関係を実験で求めたもので、６０度以下で回転ムラ増大の影響が使用可能な０．２５％程度に低減され、４５度以下では回転ムラ増大の影響は無視し得る０．１５％程度に小さくなる。また、図１５はステータ基板上に２個のホール素子が機械角で３０度の間隔で、前述した駆動磁極に応じ１２０度位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力するように配設している例を示している。
【００３５】
次にホール素子について説明する。前述した非線形変換回路を備えた場合の固有の問題として、ホール素子の感度が温度によって変化し、ホール素子出力の振幅が変化すると、非線形変換手段の出力波形が変化する特性があり、回転ムラの増大につながる場合があり、使用できる温度範囲が限定される。
【００３６】
この問題を解決するため、非線形変換手段の変換特性を温度に応じて変化させて出力波形を補償する方法があるが、その回路構成が複雑となる別の問題を生じる。このため、ホール素子に温度特性の良好なＧａＡｓ型ホール素子を用いることにより、温度変化によりホール素子出力の振幅が変化することが少なくなり、回路構成を複雑にすることなく、非線形変換手段の出力波形が変化することがなく、温度に対して安定した回転ムラが得られ、使用できる温度範囲が拡大される。
【００３７】
本実施例ではホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅差を検知し、この振幅差に応じてホール信号Ｕ，Ｖの振幅を調整し、振幅差が軽減された後の信号を和演算及び反転をなすことにより安定した変換信号Ｗ’を出力することが出来るので回転ムラを大きく改善できる。
【００３８】
また、図１６の回路図で示される駆動回路ではホール信号Ｕに応じた信号とホール信号Ｖに応じた信号との差分Ｘを生成し、ホール信号Ｖに応じた信号と変換信号Ｗ’に応じた信号との差分Ｙを生成し、変換信号Ｗ’に応じた信号とホール信号Ｕに応じた信号との差分Ｚを生成し、ステータコイルに駆動電流を制御して流すように駆動回路を構成している。
【００３９】
駆動回路手段は３相のステータコイルに、前述した速度制御信号に応じた大きさの電流を、これらの信号の大きさに応じた比率に制御して流すように作用するから、上述したようにホール信号Ｕ，Ｖ及び変換信号Ｗ’が台形波である場合３相のステータコイルの電流の比率の変化が急峻となり、振動や騒音、電磁ノイズの発生量が増大する問題がある。
【００４０】
ホール信号Ｕに応じた信号とホール信号Ｖに応じた信号との差分Ｘを生成し、ホール信号Ｖに応じた信号と変換信号Ｗ’に応じた信号との差分Ｙを生成し、変換信号Ｗ’に応じた信号とホール信号Ｕに応じた信号との差分Ｚを生成すると、差分信号は第３次高調波信号が打ち消し合い図１２（ｋ），（ｌ），（ｍ）に示すように略正弦波状となる。
【００４１】
この略正弦波状の信号Ｘ、Ｙ及びＺに応じて前記ステータコイルに駆動電流を制御して流すように駆動回路を構成することにより、駆動磁極は台形波でトルク増大の効果を得ながら且つ、この３相のステータコイルの電流の比率の変化が緩慢となり、振動や騒音、電磁ノイズの発生量が減少し、上述した問題も解決される。
【００４２】
（第２実施例）
次に第２実施例について説明する。前記帰還アンプ５による制御電流波形は図６に示すように多少のリップルを持っている。この電流のリップル分が増幅器１のコモン電流のＤＣ成分に対して比率が大きくなると増幅後の波形に歪みが発生し、変換信号Ｗ’にも歪みが発生することとなり結果として回転ムラが悪化してしまう。例えばホール信号Ｖを増幅する増幅器のコモン電流を固定してホール信号Ｕを増幅する増幅器のコモン電流を制御した場合を考える。図６のようにホール信号Ｕの振幅＞ホール信号Ｖの振幅のときはコモン電流のＤＣ成分を下げ、ホール信号Ｕの振幅＜ホール信号Ｖの振幅のときはＤＣ成分を上げる。ただしリップルの大きさは変化しない。よって図１７に示すようにＤＣ成分に対するリップル分の比率は（以下リップル電流比と呼ぶ）、ホール信号Ｕの振幅＞ホール信号Ｖの振幅になるほど大きくなり、ホール信号Ｕの振幅＜ホール信号Ｖの振幅になるほど小さくなる。
【００４３】
したがって図１８に示すようにホール信号Ｕ，Ｖの振幅差が帰還アンプのダイナミックレンジ゛内であれば、ホール信号Ｕを増幅する増幅器のコモン電流を増やせば増やすほど（すなわちホール信号Ｕの振幅＜ホール信号Ｖの振幅となればなるほど）回転ムラは減少する。
【００４４】
本実施例ではこの点に着目し、図１９に示すように、ホール信号Ｕ，Ｖの振幅差が０のときでも、制御する側の増幅器のコモン電流値を他方の増幅器のコモン電流値より５％以上増やし（換言すればそれぞれのコモン電流値が同じとき、制御する側の増幅器の増幅率を他方の増幅器の増幅率より５％以上低くし）、帰還アンプのダイナミックレンジもシフトすることにより一定の振幅ばらつき範囲内の平均のリップル電流比を小さくすることができ、同様に平均の回転ムラも減少することが出来る。ここで増幅器のコモン電流値の差（増幅器の増幅率の差）を５％以上としたのは、５％未満であると効果が小さいためである。尚、この比が２０％を越えると帰還アンプのダイナミックレンジが狭くなってしまい、振幅ばらつきを制御できる範囲が狭くなってしまう事があり、この比は２０％以下にすることが好ましい。
【００４５】
これまで述べてきた実施例ではいわゆるフィードバック型の構成としたが、いわゆるフィードフォワード型の構成にしても良くまた、実施例においてはいわゆるアキシャルギャップ型のブラシレスモータで説明したが、ラジアルギャップ型のモータであっても本発明は実施可能で同様な効果を得ることが出来る。更に、駆動磁極が同一面に一体的に存在するモータについて説明したが、ステータコイルに磁束を供給する面と、ホール素子に磁束を供給する面とに区分されて存在するようなブラシレスモータも本発明を逸脱するものではないなど、ここで説明した実施例に限らず種々の変形が可能である。
【００４６】
【発明の効果】
本発明によればホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅差を検知し、この振幅差に応じてホール信号Ｕ，Ｖの振幅を調整し、振幅差が軽減された後の信号を和演算し合成信号Ｗとし、非線形回路とリミッタとにより安定した変換信号Ｗ’を出力することが出来るので回転ムラを大きく改善できるとともに、３相モータにおいて、ホール素子の使用を２個に抑えることができるので安価で性能の良好なブラシレスモーターを提供することができる。また、増幅器のコモン電流の値が同じとき、調整される側の増幅器の増幅率を他方の増幅器の増幅率より５％以上低くすることにより、リップル電流比を小さくでき、回転ムラを軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＶＴＲのキャプスタン軸を直接駆動するブラシレスモータの断面図である。
【図２】図１に示したブラシレスモータのステータの平面図である。
【図３】本発明の一実施例に係るブラシレスモータ駆動回路を示すブロック図である。
【図４】絶対値回路の出力波形を示す図である。
【図５】コンパレータの出力波形を示す図である。
【図６】コンデンサにより平滑された波形を示す図である。
【図７】本発明の一実施例に係るブラシレスモータ駆動回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図８】ホール信号が台形波状のときのホール信号と合成信号の波形を示す図である。
【図９】ホール信号が台形波状で合成信号を非線形変換回路により変換したときのホール信号と変換信号の波形を示す図である。
【図１０】正弦波のみの駆動磁極波形と第３次高調波を１５％含んだ台形波状の駆動磁極波形とを比較した図である。
【図１１】第３次高調波の含有率によるトルク増大率を示す図である。
【図１２】ホール信号，合成信号及び変換信号の波形を示す図である。
【図１３】第３次高調波の含有率による回転ムラの比率を示す図である。
【図１４】ホール素子の間隔による回転ムラの比率を示す図である。
【図１５】本発明の一実施例に係るブラシレスモータ駆動制御回路に使用するブラシレスモータの他のステータの平面図である。
【図１６】本発明の一実施例を示す他の回路図である。
【図１７】ＤＣ電流値に対するリップル電流比を示す図である。
【図１８】本発明の第１実施例におけるＶに対するＵの振幅比による回転ムラの比率を示す図である。
【図１９】本発明の第２実施例におけるＶに対するＵの振幅比による回転ムラの比率を示す図である。
【図２０】理想的なホール信号と合成信号の波形を示す図である。
【図２１】実際のホール信号と合成信号の波形を示す図である。
【図２２】ホール信号に振幅のずれが生じているときのホール信号と変換信号の波形を示す図である。
【図２３】従来のブラシレスモータ駆動制御回路を使用したときのＶに対するＵの振幅比による回転ムラの比率を示す図である。
【符号の説明】
１，２    増幅器
３    絶対値回路
４    コンパレータ
５    帰還アンプ
６    基準電圧
７    加算回路
８    非線形回路
９    リミッタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１３】
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【図１２】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１７】
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【図１６】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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