(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に一定電圧が与えられた演算増幅器と、この演算増幅器の出力電圧が与えられ、周期的に定常時の電流より尖頭値が大きい動作電流を消費する負荷にその出力電圧を供給する電圧出力端子と、この電圧出力端子の電圧を上記演算増幅器の反転入力端子に帰還する帰還回路によって構成した電圧供給回路と、この電圧供給回路を構成する演算増幅器の出力端子と電圧出力端子との間に接続した電流測定用抵抗器と、上記電圧出力端子と共通電位点との間に接続したバイパスコンデンサと、上記電流測定用抵抗器に並列接続した位相補償コンデンサと、上記電流測定用抵抗器に発生する電圧を測定し、上記演算増幅器から電圧出力端子に出力される電流値を測定する電流測定手段とを具備して構成される電圧印加電流測定回路において、
上記電圧出力端子にこの電圧出力端子の電圧が定常時の電圧よりも僅かに低下したことを検出して上記電位供給端子に電流を流し込む電流供給回路と、上記電圧供給端子の電圧が定常時の電圧よりも僅かに高くなったことを検出して上記電圧供給端子より電流を吸引する電流吸引回路とを付加したことを特徴とする電圧印加電流測定回路。
【請求項２】
請求項１記載の電圧印加電流測定回路において、上記周期的に流れる動作電流が断になった時点から所定時間経過後に上記電流供給回路及び電流吸引回路を上記電圧供給端子から切離す切替回路を付加したことを特徴とする電圧印加電流測定回路。
【請求項３】
請求項１記載の電圧印加電流測定回路において、上記電流供給回路は上記電圧供給端子に出力される定常時の電圧値よりわずかに低い電圧を出力する電圧源と、この電圧源の電圧がアノードに与えられ、カソードが上記電圧供給回路の電圧出力端子に接続されたダイオードと、このダイオードのアノードに電流出力端子を接続した電流源とによって構成したことを特徴とする電圧印加電流測定回路。
【請求項４】
請求項１記載の電圧印加電流測定回路において、上記電流吸引回路は上記電圧出力端子の定常時の電圧よりわずかに高い電圧を出力する電圧源と、この電圧源の電圧がカソードに与えられ、アノードが上記電圧出力端子に接続されたダイオードと、上記ダイオードのカソードと上記電圧源との接続点に接続され、上記電圧供給端子の電圧が上記電圧源の電圧より高くなった時点で上記ダイオードを通じて上記電圧出力端子から電流を吸引する電流源とによって構成したことを特徴とする電圧印加電流測定回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えばＣＭＯＳ型ＩＣのように能動素子が反転動作するときだけ大きな負荷電流を消費し、定常状態では微小電流しか消費しないＩＣの、特に電源電圧供給端子に定常時の電圧を与えた状態で流れる微小電流を測定する電圧印加電流測定回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５に従来から用いられている電圧印加電流測定回路の概略の構成を示す。この電圧印加電流測定回路は概略、電圧供給回路１０と電流測定手段２０とによって構成される。電圧供給回路１０は非反転入力端子に一定電圧Ｖｉｎが与えられた演算増幅器１１と、この演算増幅器１１から出力される電圧Ｖ０  を出力し、この出力電圧Ｖ０  を負荷２５に供給する電圧出力端子ＴＯと、電圧出力端子ＴＯに出力される電圧Ｖ０  を演算増幅器１１の反転入力端子に負帰還させる負帰還回路１２と、演算増幅器１１の出力端子と電圧出力端子ＴＯとの間に直列に接続された電流測定用抵抗器１３と、この電流測定用抵抗器１３と並列に接続されたダイオードの逆並列回路１４と、電流測定用抵抗器１３及び逆並列接続されたダイオードとの並列接続回路に更に並列接続した位相補償コンデンサ１５と、電圧出力端子ＴＯと共通電位点に接続されたバイパスコンデンサ１６とによって構成される。
【０００３】
電流測定手段２０は電流測定用抵抗器１３に発生する電圧を取出す差動増幅器２１と、この差動増幅器２１で検出した電圧値をＡＤ変換して取出すＡＤ変換器２２とによって構成することができる。尚、演算増幅器１１の非反転入力端子に一定電圧Ｖｉｎを供給する電圧源１８は一般にＤＡ変換器が用いられ、ＤＡ変換器に与えるディジタル値によって演算増幅器１１の非反転入力端子に与える電圧値Ｖｉｎを任意の電圧に設定できるように構成される。
【０００４】
電圧出力端子ＴＯと共通電位間に負荷２５が接続される。負荷２５はここではＣＭＯＳ型ＩＣであるものとし、そのＣＭＯＳ型ＩＣの定常状態における消費電流値を測定する。
つまり、負荷２５がＣＭＯＳ型ＩＣである場合、ＣＭＯＳ型ＩＣ内の能動素子（ＦＥＴ）が反転動作する毎に、図６Ａに示すような動作電流ＩＰが流れ、反転動作が終了すると、電流消費量は極端に少なくなり、定常電流ΔＩが流れる。動作電流ＩＰと定常電流ΔＩとの比は例えば１０００：１程度の大きな比率を持つ。よって定常電流ΔＩを正確に測定するには動作電流ＩＰが流れた後、定常電流ΔＩに切替わった時点から充分に時間が経過し、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖ０  が安定した時点（以下この電圧Ｖ０  が安定するまでの時間をセットリングタイムと称す）で電流測定手段２０でＡＤ変換動作を実行すればよい。
【０００５】
負荷２５となる被試験ＩＣの動作速度が遅く、動作電流ＩＰが流れる周期が充分長ければセットリングタイムが長くても定常電流ΔＩを正確に測定することはできる。然し乍ら、ＩＣには高速化が要求されており、動作電流ＩＰが流れる周期は年々短かくなる傾向にある。従って従来より、この種の電圧印加電流測定回路ではセットリングタイムを短かくする工夫を種々施している。
【０００６】
その１つとしては電圧出力端子ＴＯにバイパスコンデンサ１６を接続し、このバイパスコンデンサ１６に常時定常電圧Ｖ０  を充電しておき、動作電流ＩＰが負荷２５に流れるとき、負荷２５に流れる動作電流ＩＰの大部分をこのバイパスコンデンサ１６から放出させ、負荷２５で必要とする動作電流ＩＰを過不足なく供給できるようにしている。
【０００７】
更に、電流測定用抵抗器１３に対してダイオードの逆並列回路１４を接続し、動作電流ＩＰが流れている最中に、電流測定用抵抗器１３に大きな電圧降下を発生させない工夫をしている。
動作電流ＩＰが流れた際に、電圧出力端子ＴＯの電圧変動を小さくするためには、バイパスコンデンサ１６の容量値を大きく設定するとよい。バイパスコンデンサ１６の容量値を大きく設定すると、演算増幅器１１から成る負帰還回路の動作が不安定（発振現象が見られる）になる。この現象を除去するために位相補償コンデンサ１５の容量値を大きく設定し、不安定現象を除去している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、位相補償コンデンサ１５の容量値を大きく採ると、電流測定用抵抗器１３の抵抗値も大きいことから、電流測定用抵抗器１３と位相補償コンデンサ１５の時定数が大きくなり、この時定数に従って電圧出力端子ＴＯの電圧が元の定常電圧に復帰するから、時定数が大きい分だけセットリングタイムが長くなり高速動作型のＩＣの定常電流を測定できないことになる。
【０００９】
以下にセットリングタイムの一例を数値を掲げて説明する。高速の負荷変動特性を得るためには演算増幅器１１を含む回路全体の周波数特性を高くすることが要求される。また、微小の定常電流ΔＩを測定するためには電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒｍ  を大きなものが必要となる。
ＣＭＯＳ型ＩＣの動作時に流れる動作電流ＩＰはその流れている時間は通常数ｎｓ〜数１０ｎｓであり、演算増幅器１１を用いた負帰還型の電圧供給回路１０では動作電流ＩＰが流れている期間内は負荷変動を補償できない。従って従来よりバイパスコンデンサ１６を設け、動作電流ＩＰが流れている期間はこのバイパスコンデンサ１６から負荷２５に電流を供給し、動作電流ＩＰの終了後、演算増幅器１１側から消費した電荷をバイパスコンデンサ１６に供給している。
【００１０】
動作電流ＩＰが流れている時間ＴＰが短かく、動作電流ＩＰが定電流であるものとすると、バイパスコンデンサ１６に蓄えられる電荷Ｑは一般にＱ＝Ｃ※Ｖ＝Ｉ※Ｔであるから、電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶ０  はΔＶ０  ≒ＩＰ※ＴＰ／Ｃ１６となり、バイパスコンデンサ１６に必要な容量値Ｃ１６はＣ１６≒ＩＰ※ＴＰ／ΔＶ０  となる。
【００１１】
一般的な例としてＩＰ＝５００ｍＡ，ＴＰ＝１００ｎｓ，ΔＶ０  ＝２００ｍＶとすると、
Ｃ１６≒ＩＰ※ＴＰ／ΔＶ＝  ５００ｍＡ※  １００ｎｓ／  ２００ｍＶ＝０．２５μＦ
となる。
電圧出力端子ＴＯを流れる電流が定常状態になったときの電流測定分解能を１００ｎＡ、電流測定手段２０に設けた差動増幅器２１の利得を１０倍、Ａ／Ｄ変換器２２の測定分解能を１ｍＶとすると、電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒｍ  は、
Ｒｍ  ＝１ｍＶ／（１００ｎＡ※１０）＝１ＫΩ
となる。
【００１２】
演算増幅器１１の周波数応答特性を図７に示す。図中曲線Ａはオクターブ当り−６ｄＢの減衰特性、曲線Ｂはオクターブ当り−１２ｄＢの減衰特性を示す。図示する周波数ｆ１〜ｆ２の間はオクターブ当り−１２ｄＢの減衰特性を呈し、このオクターブ−１２ｄＢの減衰特性のまま０ｄＢに達すると周知のように系は不安定な動作となる。この周波数応答特性において、周波数ｆ１は、
ｆ１≒１／（２π※Ｒｍ  ※Ｃ１６）＝６３６Ｈｚ
ｆｎ  を１００ＭＨｚとして回路を安定に動作させるための周波数ｆ２を１００ＫＨｚに採ると、この周波数ｆ２を与える位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  は、
ｆ２＝１／（２π※Ｒｍ  ※Ｃｍ  ）
から、
Ｃｍ  ＝１／（２π※Ｒｍ  ※ｆ２）
＝１６００ＰＦ
となる。
【００１３】
電流測定時のセットリングタイムは電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒｍ  と位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  の時定数で決まる。
動作電流ＩＰが流れている期間に電流測定用抵抗器１３の両端に発生する電圧はダイオードの逆並列回路１４の順方向電圧にクランプされる。動作電流ＩＰが流れている期間の電流測定用抵抗器１３に発生する電圧を７００ｍＶとすると、時定数τ＝Ｒｍ  ※Ｃｍ  で決まる電流測定用抵抗器１３の両端電圧が１ｍＶに回復するまでの放電時間ＴＳ（セットリングタイム）は、
ｌｏｇｅ（１ｍＶ／７００ｍＶ）＝−６．５５
から、
0003599256.tif 000002
となる。
【００１４】
結局、図６Ｂに示した電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶｏ  が定常値Ｖ０  ＝Ｖｉｎに復帰するまでに約１０．４μｓのセットリングタイムＴＳを要し、このセットリングタイムＴＳを経過した時点でなければ電流測定手段２０は電流測定しても誤差値の大きい電流値を測定してしまう不都合が生じる。セットリングタイムＴＳが１０．４μｓであるとすると、１／１０．４μｓ≒０．１×１０６  ＝１００ＫＨｚとなり、動作電流ＩＰの繰返し周波数が１００ＫＨｚより低い周波数のＩＣしか定常電流ΔＩを測定することができないことになる。
【００１５】
この発明の目的は、セットリングタイムＴＳを短かくし、高速動作型のＩＣの定常電流ΔＩを正確に測定することができる電圧印加電流測定回路を提供しようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明では非反転入力端子に一定電圧が与えられた演算増幅器及びこの演算増幅器の出力電圧が与えられ、周期的に定常時の電流より尖頭値が大きい動作電流を消費する負荷にその出力電圧を供給する電圧出力端子、この電圧出力端子の電圧を上記演算増幅器の反転入力端子に帰還する帰還回路によって構成した電圧供給回路と、この電圧供給回路を構成する演算増幅器の出力端子と電圧出力端子との間に接続した電流測定用抵抗器と、上記電圧出力端子と上記演算増幅器の反転入力端子との間を接続した帰還回路と、上記電圧出力端子と共通電位点との間に接続したバイパスコンデンサと、上記電流測定用抵抗器に並列接続したダイオードの逆並列接続回路と、上記電流測定用抵抗器に並列接続した位相補償コンデンサと、上記電流測定用抵抗器に発生する電圧を測定し、上記演算増幅器から電圧出力端子に出力される電流値を測定する電流測定手段とを具備して構成される電圧印加電流測定回路において、
電圧出力端子にこの電圧出力端子の電圧が規定値より低下したことを検出して電圧出力端子に電流を流し込む電流供給回路と、電圧供給端子の電圧が定常値より高くなったことを検出して電圧供給端子より電流を吸引する電流吸引回路とを付加した電圧印加電流測定回路を提供する。
【００１７】
この出願の請求項２では請求項１で提案した電圧印加電流測定回路において、周期的に流れる動作電流が断になった時点から所定時間経過後に電流供給回路及び電流吸引回路を電圧供給端子から切離す切替回路を付加した電圧印加電流測定回路を提供する。
この出願の請求項３では請求項１で提案した電圧印加電流測定回路において、電流供給回路は電圧供給端子に出力される定常時の電圧値よりわずかに低い電圧を出力する電圧源と、この電圧源の電圧がアノードに与えられ、カソードが電圧供給端子に接続されたダイオードと、このダイオードのアノードに電流出力端子を接続した電流源とによって構成した電圧印加電流測定回路を提供する。
【００１８】
この出願の請求項４では、請求項１で提案した電圧印加電流測定回路において、電流吸引回路は電圧出力端子の定常時の電圧よりわずかに高い電圧を出力する電圧源と、この電圧源の電圧がカソードに与えられ、アノードが電圧出力端子に接続されたダイオードと、このダイオードのカソードと電圧源との接続点に接続され、電圧供給端子の電圧が電圧源の電圧より高くなった時点でダイオードを通じて電圧供給端子から電流を吸引する電流源とによって構成した電圧印加電流測定回路を提供する。
【００１９】
【作用】
この出願の請求項１で提案した電圧印加電流測定回路によれば、負荷となる被試験ＩＣに尖頭値が大きい動作電流ＩＰが流れたために、電圧出力端子の電圧が低下方向に変動すると、その電圧の低下を負帰還ループで構成される電圧供給回路とは別に設けた電流供給回路が検出し、電圧出力端子に電流を供給する。この電流の供給により、従来は電圧供給回路だけから供給されていた電流が、この発明では電流供給回路からも供給されて補足するから、電圧出力端子の電圧変動幅を小さく抑えることができる。
【００２０】
電圧出力回路の電圧変動幅を小さくできることから、バイパスコンデンサの容量値を小さい値に設定することが可能となり、これがために電圧供給回路の電圧が定常時の電圧に復帰するまでの時間（セットリングタイム）を短かくすることができる。
この発明では更に電圧供給回路の電圧出力端子に、この電圧出力端子の電圧が上昇した場合には、その電圧の上昇を検知して電流を吸引する電流吸引回路を設けた構成を提案する。この電流吸引回路を設けたことにより、負荷に動作電流が流れ、その動作電流が断になって定常電流に戻るとき、電圧出力端子の電圧にオーバーシュートが発生したとすると、そのオーバーシュートを検出して電流を吸引する。この電流の吸引によりオーバーシュートを制限する。この電圧制限動作により電圧出力端子の電圧は早期に定常電圧に復帰し、オーバーシュートが発生してもセットリングタイムを短かくすることができる。
【００２１】
請求項２で提案した電圧印加電流測定回路によれば動作電流が断になった時点から所定の時間が経過した時点で電流供給回路及び電流吸引回路を電圧出力端子から切離す切替回路を設けた構成を提案したから、電流供給回路及び電流吸引回路を流れる電流によって電流測定値に誤差が発生しない電圧印加電流測定回路を提供することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１にこの発明による電圧印加電流測定回路の一実施例を示す。
図１において、図５と対応する部分には同一符号を付けて示す。つまり、１０は電圧供給回路、ＴＯは電圧出力端子、２５は被試験ＩＣで構成される負荷、３０はこの発明で付加する電流供給回路、４０は電流吸引回路を示す。
【００２３】
電圧供給回路１０の構成及びその動作は図５で説明したと同じであるからここではその重複説明は省略する。この発明の特徴とする構成は、電圧出力端子ＴＯに電流供給回路３０と電流吸引回路４０も合わせて接続した点である。
電流供給回路３０は電圧出力端子ＴＯの定常状態における電圧Ｖ０  ＝Ｖｉｎに安定した状態の電圧によりわずかに低い電圧ＶＬを発生する電圧源３１と、この電圧源３１の電圧がアノードに印加され、カソードが電圧出力端子ＴＯに接続され、更にアノードに電流源３２の電流出力端子が接続されたダイオード３３と、このダイオード３３のアノードと電圧源３１との間に接続したダイオード３４とによって構成することができる。
【００２４】
電流吸引回路４０は定常時の電圧出力端子ＴＯの出力電圧Ｖ０  ＝Ｖｉｎよりわずかに高い電圧ＶＨを出力する電圧源４１と、この電圧源４１の電圧ＶＨがカソードに与えられアノードが電圧出力端子ＴＯに接続され、更にカソードに吸引電流源４２が接続されたダイオード４３と、このダイオード４３のカソードと電圧源４１との間に接続したダイオード４４とによって構成することができる。
【００２５】
電圧出力端子ＴＯの電圧がＶ０  ＝Ｖｉｎの状態にある定常状態では電流供給回路３０のダイオード３４と電流吸引回路４０のダイオード４４は図２ＣとＤに示すようにオンの状態に保持され、ダイオード３３と４３はオフの状態に維持される。従って電流源３２から供給される電流Ｉ１はダイオード３４と電圧源３１を通じて共通電位点ＣＯＭに流れる。また電流源４２で吸引する電流Ｉ２は共通電位点ＣＯＭから電圧源４１とダイオード４４を通じて電流源４２に吸引される。
【００２６】
この状態で負荷２５に動作電流ＩＰ（図２Ａ）が流れ、この動作電流ＩＰが流れたことにより、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖ０  が図２Ｂに示すように低下し、その電圧Ｖ０  が電圧源３１の電圧ＶＬより低くなるとダイオード３４はオフに制御され、代わってダイオード３３がオンになるため、電流源３２から供給される電流Ｉ１は電圧出力端子ＴＯに注入される。
【００２７】
電流供給回路３０から電圧出力端子ＴＯに電流が注入されることにより、バイパスコンデンサ１６はこの電流Ｉ１により充電され、電圧変動ΔＶ０  は電圧ＶＬ以下には低下しないようにクランプされる。この結果、電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶ０  の変動幅は電圧源３１の電圧ＶＬによって決まる小さい変動幅に抑制される。電圧変動幅が小さい値に抑制されるために、電圧出力端子ＴＯの電圧は動作電流ＩＰが断になった時点から極く短かい時間内に定常値Ｖ０  ＝Ｖｉｎに復帰することができる。
【００２８】
ここで電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶ０  の変動幅が小さくできることから、バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６を小さくできる利点が得られる。バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６は、
電流供給回路３０のスイッチング時間（動作電流ＩＰが流れる時間）を２ｎＳとすると、
0003599256.tif 000003
となる。
【００２９】
電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒｍ  は変化がなく１ＫΩである。
バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６が決まることにより図７に示した周波数特性の周波数ｆ１は、
ｆ１≒１／（２π※Ｒｍ  ※Ｃ１６）＝３１．８ｋＨｚ
ｆｎ  を１００ＭＨｚとして回路を安定に動作させるための周波数ｆ２を１ＭＨｚとすると、位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  は
Ｃｍ  ＝１／（２π※Ｒｍ  ※ｆ２）＝１６０ＰＦ
となる。
【００３０】
このように、位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  が従来の約１／１０になるため、電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒｍ  と位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  によって決まる放電時間ＴＳ（セットリングタイム）は
ＴＳ＝６．５５τ＝６．５５※１ＫΩ※１６０ＰＦ＝１．０４μｓ
となり、セットリングタイムＴＳを１／１０に短縮することができる。
【００３１】
一方、この発明では動作電流ＩＰが断になった時点で電流供給回路３０からの電流の注入量が大きいと、電圧出力端子ＴＯの電圧が図２Ｂに実線で示すように過渡的に上昇するいわゆるオーバーシュートが発生することが考えられる。このオーバーシュートが発生し、オーバーシュートの電圧が電圧源４１の電圧ＶＨを越えると電流吸引回路４０に設けたダイオード４３がオンとなり、電圧出力端子ＴＯから電流源４２が電流Ｉ２を吸引する。この電流の吸引によってオーバーシュートの電圧は電圧源４１の電圧ＶＨにクランプされ、電圧ＶＨ以上に上昇することを抑制する。この結果、オーバーシュートの量は制限されるため、オーバーシュートが発生してもセットリングタイムを短かくすることができる。
【００３２】
図３はこの出願の請求項２で提案する切替回路５０と６０を付加した実施例を示す。図３では電圧供給回路１０を省略して示している。この実施例では負荷２５に動作電流ＩＰが流れている時点では切替回路５０と６０のダイオード５２と６２は、電圧源５１と６１が出力する正電圧Ｖｓｗｐ  と負電圧Ｖｓｗｎ  によってオンの状態に制御され、電流源３２と４２を電流供給回路３０と電流吸引回路４０に接続した状態に保持される。従って電流供給回路３０と電流吸引回路４０は図１で説明したと同様に電流の供給と、吸引動作を実行する。動作電流ＩＰが断になった時点から所定の時間ＴＭ（図４Ｂ参照）経過した時点で電圧源５１と６１から発生している電圧Ｖｓｗｐ  とＶｓｗｎ  を０（ゼロ）に戻し、ダイオード５２と６２をオフに制御する。この結果電流源３２と４２は電流供給回路３０と電流吸引回路４０から切離され、電流源３２と４２の電流が電圧出力端子ＴＯに漏れることを阻止する。よって電流源３２と４２が回路から切離された後に電流測定手段２０で電流を測定することにより、電流源３２と４２の電流の影響を受けることなく、電流を測定することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば負帰還回路で構成される電圧供給回路１０の電流供給機能を電流供給回路３０で補足し、尖頭値の大きい動作電流ＩＰが流れても、電圧出力端子ＴＯの電圧変動量を低減させる構成としたから、電圧供給回路１０の電流供給容量を軽減させることができる。つまりバイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６を小さい値に設定することができる。バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６を小さい値に設定することができることから、位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃｍ  も小さい値に設定することができ、電流測定用抵抗器１３との時定数Ｒｍ  ※Ｃｍ  を小さくすることができる。これによって尖頭値の大きい動作電流ＩＰが流れて直後の電圧出力端子ＴＯの電圧が定常時の電圧に復帰するまでのセットリングタイムを短かくすることができ、この結果として動作電流ＩＰの繰返し周期が高速繰返し周期でも定常時の電流ΔＩを正確に測定することができることになる。
【００３４】
また、請求項２で提案した電圧印加電流測定回路によれば電流測定時点では電流補足用の電流供給回路３０及びオーバーシュート除去用の電流吸引回路４０を構成する各電流源３１と４１を回路から切離す構成としたから、スイッチ用のダイオード３３及び４３の漏れ電流による影響を受けることがない。従って、電流供給回路３０と電流吸引回路４０を設けたことにより電流測定値の信頼性が損なわれることはない。
【００３５】
更に、電流供給回路３０及び電流吸引回路４０は動作電流ＩＰが流れている期間が終了し、定常状態での微小電流測定時ではダイオード３３及び４３がオフの状態に制御され、電圧出力端子ＴＯ側に電流を出力することがない。この結果、電流源３２，４２及び電圧源３１，４１には高速応答性のみが要求され、低ノイズ特性、高精度の出力電圧安定度は要求されないため、装置を簡単に作成することができる。
【００３６】
また、バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ１６を小さい値に設定することができることから、ノイズによる不確定電流の影響を小さくすることができる。つまり、電圧供給回路１０の出力にノイズが存在すると、バイパスコンデンサ１６にノイズ電流が流れ、このノイズ電流が微小電流測定時の不確定電流となる。
因みに１００ＫＨｚで１０μＶのノイズが発生していると、ノイズ電流は、
従来、Ｃ１６＝０．２５０μＦ
ＺＣ  ＝１／（２π※ｆ※０．２５０μＦ）＝６．３Ω
ノイズ電流＝１０μＶ／６．３Ω＝１．５８μＡ
本発明、Ｃ１６＝０．００５μＦ
ＺＣ  ＝１／（２π※ｆ※０．００５μＦ）＝３１８Ω
ノイズ電流＝１０μＶ／３１８Ω＝０．０３μＡ
となり、電圧供給回路１０に要求されるノイズ特性も大幅に緩和させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例を説明するための接続図。
【図２】図１の動作を説明するための波形図。
【図３】この発明の請求項２で提案する要部の回路構成を説明するための接続図。
【図４】図３の動作を説明するための波形図。
【図５】従来の技術を説明するための接続図。
【図６】図５の動作を説明するための波形図。
【図７】図５の動作を説明するための周波数特性曲線図。
【符号の説明】
１０    電圧供給回路
１１    演算増幅器
１２    負帰還回路
１３    電流測定用抵抗器
１４    ダイオードの逆並列回路
１５    位相補償コンデンサ
１６    バイパスコンデンサ
ＴＯ    電圧出力端子
１８    電圧源
２０    電流測定手段
２５    負荷
３０    電流供給回路
４０    電流吸引回路
５０，６０    切替回路
【図１】
0003599256.tif 000004
【図２】
0003599256.tif 000005
【図３】
0003599256.tif 000006
【図４】
0003599256.tif 000007
【図５】
0003599256.tif 000008
【図６】
0003599256.tif 000009
【図７】
0003599256.tif 000010