(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁エネルギを電流として取り出す第１の巻線と前記第１の巻線に直列に接続された整流ダイオードを備えたスイッチング電源装置において、可飽和コアに巻かれた第２の巻線と第１のスイッチ素子からなる直列回路を前記整流ダイオードに並列に接続し、前記第１の巻線に電磁的に結合した第３の巻線を巻いてその一方の端子を前記第２の巻線の前記整流ダイオード側の端子に、また、他方の端子を前記第１のスイッチ素子の制御電極にそれぞれ接続したことを特徴とする同期整流回路。
【請求項２】
抵抗を前記第３の巻線と前記第１のスイッチ素子の制御電極の間に直列に挿入し、第２のスイッチ素子を前記第１のスイッチ素子の制御電極と前記第２の巻線の前記整流ダイオード側の端子の間に接続し、かつ前記第２のスイッチ素子の制御電極を前記第２の巻線の前記第１のスイッチ素子側の端子に接続したことを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項３】
前記第２の巻線に電磁的に結合した第４の巻線を巻いてその両端を前記第３の巻線と前記第１のスイッチ素子の制御電極の間に直列に挿入したことを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、より具体的には、同期整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来方式の１例として図５に示したカレントトランスを用いた同期整流回路がある。（特開平９−１８２４１６）
【０００３】
図５において、カレントトランス１７の１次巻線１７ａに電流が流れるとカレントトランス１７の２次巻線１７ｂ両端に接続されている抵抗１８に電圧が生じ、これをバッファアンプ１９を通してＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに供給してＭＯＳＦＥＴ２０をオン状態にして電流をＭＯＳＦＥＴ２０に流す。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗と電流の積がダイオード８の順方向電圧により小さくなるようにＭＯＳＦＥＴ２０を選ぶことによって整流による電力損失を小さくすることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図５に示した従来方式の場合、励磁エネルギの放出による電流の波形が右肩下がりであるため、波形の始めの部分において、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに対して、ゲートしきい値を十分越える電圧を供給できるが、波形の終わりの部分では電圧が下がるためにＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗が大きくなり、同期整流の効果が薄れる。
【０００５】
そこで、本発明は励磁エネルギの放出による電流が流れる期間を通じてＭＯＳＦＥＴに十分なゲート電圧を供給し、同期整流の効果をより高めることができる回路を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明において、可飽和コアに巻かれた第２の巻線と同期整流に用いる第１のスイッチ素子からなる直列回路を整流ダイオードに並列に接続し、第１の巻線に電磁的に結合している第３の巻線を巻いてその一方の端子を第２の巻線の整流ダイオードに接続されている側の端子に、また、他方を第１のスイッチ素子の制御電極にそれぞれ接続する。
請求項２記載の発明において、第２の巻線両端の電圧によって駆動される第２のスイッチ素子を第１のスイッチ素子の制御電極に接続する。
請求項３記載の発明において、第２の巻線に電磁的に結合している第４の巻線を巻いて第３の巻線と第１のスイッチ素子の制御電極の間に直列に挿入する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
第１の巻線を流れる電流は励磁エネルギの放出による電流であり、右肩下がりで小さくなりゼロになる。ゼロになった後、第１のスイッチ素子を強制的にオフ状態にしないと、励磁エネルギの放出による電流を電気エネルギとして蓄積するコンデンサの電荷がオン状態の第１のスイッチ素子を逆流して第１の巻線に流れ続ける。この現象が起きる理由は、第１のスイッチ素子の制御電極に電圧を供給する第３の巻線の電圧が第１の巻線に流れる電流の変化率に比例するために、第１の巻線を流れる電流がゼロになってもその傾きが同じであれば同じ電圧を発生し、第１のスイッチ素子をオン状態に保つからである。すなわち電流の傾きに比例した電圧が第３の巻線に生じたままであるため第１のスイッチ素子はターン・オフしないのである。
【０００８】
そこで、第１のスイッチ素子の電流が反転しようとした時に可飽和コアの巻線に生じる電圧を利用して第１のスイッチ素子を強制的にターン・オフさせる。
【０００９】
可飽和コアに巻かれた巻線は、加えられるパルスに対して飽和するまでの間はインダクタとして交流に対して高いインピーダンスを持ち、飽和後はショート状態になる性質をもっている。この性質はパルスの正負両方向に対して対称的な特性を示し、ある方向で飽和した後で逆向きの電圧が加わると、逆向きに飽和するまでは高いインピーダンスを持つ。従って可飽和コアの巻線に交流パルスが加わると極性が反転するたびに瞬間的に高いインピーダンスを示す。このような性質の可飽和コアの巻線を第１のスイッチ素子に直列に接続しておけば電流が逆向きになった瞬間だけ大きなインピーダンスを持つ。
【００１０】
請求項１記載の発明において、第１のスイッチ素子を流れる電流が反転しようとしたとき可飽和コアに巻かれた第２の巻線は高いインピーダンスに変わり、第３の巻線の電圧がこのインピーダンスによってはばまれて第１のスイッチ素子の制御電極に十分な電圧を供給できず第１のスイッチ素子はターン・オフする。
【００１１】
請求項２記載の発明において、可飽和コアに巻かれた第２の巻線の電圧を利用して第２のスイッチ素子をターン・オンさせて、第１のスイッチ素子をターン・オフさせる。
【００１２】
請求項３記載の発明において、第１のスイッチ素子を流れる電流が反転しようとしたとき、第２の巻線と第４の巻線によって直列合成されたインピーダンスが第３の巻線の電圧をはばみ第１のスイッチ素子はターン・オフする。第２の巻線には出力電流が流れるので線径を太くしなければならないが、第４の巻線は制御電極を駆動するだけのわずかな電流を流すだけで細くて構わない。そこで第２の巻線の巻数を減らしてその分線径を太くし、第４の巻線で補うようにすることで第２の巻線に出力電流が流れるときに生じる電力損失を小さくすることができる。
【００１３】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。
図１において、フライバックコンバータの１次側の主スイッチ素子７のオン・オフによってトランス６の１次巻線６ａには断続した電流が流れる。オン期間にトランス６に蓄積された励磁エネルギは、オフ期間に第１の巻線６ｂによって負荷側に供給される。第３の巻線６ｃはオフ期間に第１のスイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴ２をオン状態にする巻線である。ＭＯＳＦＥＴ２は出力電流が流れたときにそのドロップ電圧がダイオード８の順方向電圧より小さくなるようにオン抵抗が選ばれている。
【００１４】
主スイッチ素子７がターン・オフすると、励磁エネルギによって第１の巻線６ｂに生じる電流はダイオード８を通り負荷側に流れるが、第２の巻線の生じる電圧でＭＯＳＦＥＴ２がターン・オンすると、電流は電圧ドロップのより小さいＭＯＳＦＥＴ２を流れるようになる。このときの電流によって可飽和コア１は飽和し第２の巻線１ａはショート状態になっている。
【００１５】
励磁エネルギの放出が終わってもＭＯＳＦＥＴ２がオン状態であるため、コンデンサ１１の電荷がオン状態のＭＯＳＦＥＴ２をドレインからソースに向かって流れようとするが、このとき、可飽和コア１は逆向きに対しては飽和していないため、第２の巻線１ａは逆方向に加わる電圧に対し高いインピーダンスを示し、その結果、第３の巻線６ｃの電圧はＭＯＳＦＥＴ２のゲートに十分な電圧を供給できなくなりＭＯＳＦＥＴ２がターン・オフする。
【００１６】
図２は請求項２記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。図において、ＭＯＳＦＥＴ２を逆流しようとする電流は第２の巻線１ａのインピーダンスが高いために抵抗５と第２のスイッチ素子であるトランジスタ３のベース・エミッタを抜けて流れトランジスタ３をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電荷を引き抜くのでＭＯＳＦＥＴ２はターン・オフし、結果的に逆流電流はほとんど流れない。
【００１７】
図３は請求項３記載の発明をフライバックコンバータに実施した例を示す回路図である。図において、ＭＯＳＦＥＴ２を逆流しようとする電流に対して、可飽和コア１は飽和していないため第２の巻線１ａと第４の巻線１ｂはともに逆方向に加わる電圧に対して高いインピーダンスを示し、１つの巻線のときより高いインピーダンスを示す。すなわち、図１に示した実施例の第２の巻線１ａと同じインピーダンスを２つの巻線で得るようにすれば良いことになるので第２の巻線１ａの巻数をより少なくすることが可能になり、これによって、順方向電流がＭＯＳＦＥＴ２と第２の巻線１ａを流れるときに第２の巻線１ａによって生じる電力損失を小さくすることができる。
【００１８】
図４は図１の各部の波形を示している。図の上段に示したように、第１の巻線６ｂの電圧が正になると第３の巻線６ｃの電圧も正になり、ＭＯＳＦＥＴ２がターン・オンするので、ＭＯＳＦＥＴ２には図の中段のような波形の電流が流れる。電流が流れ始める時刻は図の下段に示した第２の巻線１ａの両端電圧がゼロになったときに一致している。すなわち、可飽和コア１が順方向で飽和するとＭＯＳＦＥＴ２に電流が流れる。また、順方向の電流がゼロに達した瞬間において、第１の巻線６ｂの電圧もまた第３の巻線６ｃの電圧もゼロにはなっていないので、電流はそのままの傾きを保って流れ続けようとするが、第２の巻線１ａには逆向きの電圧が生じるので、これが第３の巻線６ｃによってＭＯＳＦＥＴ２のゲートに供給されている電圧をはばみ、ＭＯＳＦＥＴ２がターン・オフする。
【００１９】
図１と図２と図３は本発明をフライバックコンバータに応用した例であるが、フォワードコンバータや降圧チョッパを初めとする励磁エネルギの蓄積と放出をともなう全てのスイッチング電源装置に応用することができる。
【００２０】
図１と図３において、第３の巻線６ｃとＭＯＳＦＥＴ２のゲートの間に抵抗４が挿入されているが、これがなくても動作する。また、コンデンサと抵抗の組み合わせを用いることもできる。また、図２において可飽和コア１と第２のスイッチ素子であるトランジスタ３のベースの間に抵抗５が挿入されているが、これがなくても動作する。また、コンデンサと抵抗の組み合わせを用いることができる。
図１と図２と図３のダイオード８は第１のスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを応用したときは省略することができる。
【００２１】
【発明の効果】
簡単な回路で同期整流ができるので経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図３】請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図４】図１の回路の波形図である。
【図５】従来の方式の１例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  可飽和コア
１ａ  第２の巻線
１ｂ  第４の巻線
２  第１のスイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴ
３  第２のスイッチ素子であるトランジスタ
４、５  抵抗
６  トランス
６ａ  １次巻線
６ｂ  第１の巻線
６ｃ  第３の巻線
７  主スイッチ素子
８  ダイオード
９  直流電源
１０  発振制御回路
１１  コンデンサ
１２  負荷
１７  カレントトランス
１７ａ  １次巻線
１７ｂ  ２次巻線
１８  抵抗
１９  バッファアンプ
２０  ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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