(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁結合方式データキャリアと、該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデータキャリアシステムであって、前記固定施設が複数個隣接して配置されているデータキャリアシステムにおいて、
前記固定施設は前記データキャリアが発生する交流磁界によって誘導されるデータ信号と、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号とを弁別してデータキャリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有すると共に、該固定施設から前記データキャリアに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数を、複数の前記固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられていることを特徴とするデータキャリアシステム。
【請求項２】
前記制御手段は、該固定施設からデータキャリアに対してデータを転送するために発生される交流磁界の位相を、複数の該固定施設間で同じにすることを特徴とする請求項１に記載のデータキャリアシステム。
【請求項３】
前記制御手段は、各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段で有ることを特徴とする請求項１又は２に記載のデータキャリアシステム。
【請求項４】
前記信号共通化手段は、
少なくとも１つの交流信号発生手段と、
該交流信号発生手段からの交流信号を入力するために各固定施設に設けられた信号入力手段とで構成されたものであることを特徴とする請求項３に記載のデータキャリアシステム。
【請求項５】
前記交流信号発生手段が前記複数の固定施設の内の１つに設けられており、前記交流信号発生手段を有する該固定施設から他の固定施設の信号入力手段に同一の交流信号が供給されるものであることを特徴とする請求項４に記載のデータキャリアシステム。
【請求項６】
前記各固定施設に設けられた制御手段は、前記固定施設内に内蔵された交流信号発生手段と信号入力手段の両者を有することを特徴とする請求項４に記載のデータキャリアシステム。
【請求項７】
前記固定施設は前記交流信号発生手段と前記信号入力手段からの信号を切り換えるための切り換え手段を有することを特徴とする請求項４から６の何れか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項８】
前記各固定施設に設けられた信号入力手段は、該固定施設の外部に設けられた交流信号発生手段と該固定施設との間を直流的に絶縁する手段を有していることを特徴とする請求項４から７の何れか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項９】
前記選択検出手段は前記信号共通化手段によって同一化された交流信号にて形成される同期クロックを用いた同期検波回路であることを特徴とする請求項３から８の何れか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１０】
前記データキャリアは電源を内部に持たない無電源データキャリアであり、前記固定施設は交流磁界によって電力とデータとを前記データキャリアに伝送することを特徴とする請求項１から９の何れか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１１】
前記固定施設は、少なくとも、前記交流信号発生手段と、該交流信号発生手段で形成された交流信号を交流磁界として送出するアンテナと、該アンテナを流れる電流の大きさを検出してアンテナ電流信号を発生するアンテナ電流検出手段と、前記交流信号を同期クロックとして前記アンテナ電流信号を同期検波する同期検波回路とからなる選択検出手段を有し、前記アンテナに流れる電流値の変化からデータキャリアの送信信号を選択検出することを特徴とする、請求項４から10の何れか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１２】
前記アンテナ電流検出手段は、前記アンテナを流れる電流値に比例した電圧信号を発生する電流電圧変換回路と、前記交流信号発生手段で形成された交流信号の位相と振幅を調整して参照信号を発生する電圧調整回路と、前記電圧信号と前記参照信号との差分信号を取り出す引き算回路とを有し、該差分信号を前記アンテナ電流信号としていることを特徴とする請求項11に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１３】
電磁結合方式データキャリアと、該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行う固定施設とからなるデータキャリアシステムにおいて、
前記固定施設が、少なくとも、交流信号発生手段と、信号変調回路と、アンテナ駆動回路と、アンテナコイルと、アンテナ電流検出手段と、同期検波回路とを有し、前記交流信号発生手段の出力である交流信号を前記変調回路で変調して前記固定施設からデータキャリアに送るべきデータを重畳し、変調された交流信号を前記アンテナ駆動回路により電力増幅し、増幅された電力を前記アンテナコイルに供給することによって交流磁界を発生し、該交流磁界によって電力とデータを受け取ったデータキャリアが該交流磁界を変調することによって生ずる電流変化を含む前記アンテナコイルの電流から、前記アンテナ電流検出手段によって前記アンテナコイルの電流の大きさを検出したアンテナ電流信号を発生し、前記交流信号発生手段の出力である交流信号を同期信号とする前記同期検波回路によって前記アンテナ電流信号を同期検波して、前記データキャリアから送信されるデータを復調することを特徴とする、データキャリアシステム。
【請求項１４】
前記アンテナ電流検出手段は、前記アンテナを流れる電流値に比例した電圧信号を発生する電流電圧変換回路と、前記交流信号発生手段で形成された交流信号の位相と振幅を調整して参照信号を発生する電圧調整回路と、前記電圧信号と前記参照信号との差分信号を取り出す引き算回路とを有し、該差分信号を前記アンテナ電流信号とすることを特徴とする、請求項13に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１５】
前記固定施設にアンテナが設けられ、該アンテナから放射される交流磁界は、該固定施設に対して相対的に移動するデータキャリアが、該データキャリアと該固定施設間において必要な情報を伝達するのに十分な時間を確保しえる交流磁界領域を形成するものであることを特徴とする請求項１に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１６】
該交流磁界領域は該固定施設内部における該データキャリアの移動方向に対して長軸を有しかつ所定の幅を有する如き矩形もしくは矩形に近似した形状を有するものであることを特徴とする請求項15に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１７】
前記アンテナは、平坦状で矩形の枠体に、巻線がうず巻状に巻き付けられている構造を有するものであることを特徴とする請求項15又は16に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１８】
前記アンテナは、該巻線の巻線密度が該枠体の中心部から外側部に至る間で不均一に設定されていることを特徴とする請求項15から17のいずれか１項に記載のデータキャリアシステム。
【請求項１９】
無電源の電磁結合方式データキャリアシステムに使用される固定施設において、データキャリアに電力を供給するための交流電磁界を発生するアンテナであって、概略一つの平面上で渦巻状に構成された巻き線を有し、且つ、該巻き線の密度が渦巻の中心付近で疎であり渦巻の外周部において密であるようなコイルからなることを特徴とするデータキャリア用アンテナ。
【請求項２０】
無電源の電磁結合方式データキャリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなり、固定施設からデータキャリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数を複数の固定施設の間で同一にするため、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から他の複数の固定施設に同期信号を伝達供給し、前記特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段を介して他の固定施設に同期信号を伝達供給することを特徴とするデータキャリアシステム。
【請求項２１】
前記固定施設から発せられる交流磁界の位相は前記複数の固定施設の間で同一であることを特徴とする請求項20に記載のデータキャリアシステム。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は数センチ以上離れ且つその距離が常に変動しうる、主として無電源のデータキャリとの間で、非接触にデータの双方向通信を行なう固定施設に関するものであり、特に近距離内に複数の固定施設を並設し、各固定施設が各々データキャリとの通信を行なう場合に発生する固定施設間の混信防止対策に関するものである。
背景技術
従来、電磁結合方式のデータキャリを使用したシステムとしては、通信方式や、電源方式等の違いにより各種の方式が提案されている。まず電源方式としては、データキャリ自体が電池を内蔵している電池内蔵方式と、電池を内蔵せずに固定施設から送信される電磁信号を受信して整流した電圧を電源とする無電源方式とがある。又、通信方式としてはデータキャリに記憶されたデータを固定施設に向けて送信するだけの一方向通信方式と、固定施設から送信されたデータによってデータキャリの記憶データを書き換えると共に、データキャリからのデータを固定施設に送信する双方向通信方式とがあり、さらに双方向通信方式においては、固定施設が発生する交流磁界の周波数とデータキャリが発生する交流磁界の周波数とが異なる二周波数方式と、同一の周波数を用いる一周波数方式とがある。そして本願は主として無電源方式の双方向通信方式で、且つ一周波数方式を対象としている。
次に上記各方式についての従来例を述べる。まず本願発明の対象となる双方向通信方式としては、特開平２−291091号公報、特開平３−273465号公報、特開平４−692号公報等が有る。又、本願発明に類似した無電源の双方向通信方式ではあるが、二周波数方式を採用している例として特公平３−12353号公報が有る。更に無電源の一方向通信方式に関連するものとしては特公平３−19591号公報、特公平３−12352号公報、USP3964024号公報、USP4129855号公報等があり、特に本願発明と関連する無電源の一周波数方式ではあるが、一方向通信方式のみの例として特公平３−25832号公報が有る。しかし、上記各従来例は何れも１個の固定施設と１個のデータキャリを用いるシステムについての技術で有り、近距離内に複数の固定施設を並設し、各固定施設が各々個別のデータキャリとの通信を同時平行的に行なう場合に発生する固定施設間の混信問題については何等考慮されていない。
そこで上記各従来例に対し本願の主たる目的である固定施設間の混信問題について吟味してみる。まず双方向通信方式の特開平２−291091号公報、特開平３−273465号公報、特開平４−692号公報には、単に双方向通信システムの考え方が開示されているのみであり、通信方式に関する具体的な開示が一切存在しないが、強いて吟味すれば何れも電池内蔵方式で有ることから見て二周波数方式を採用していると考えられる。又、特公平３−12353号公報は前述の如く二周波数方式を採用しているものであり、このような二周波数方式の場合は２種類の周波数を各々異なるフィルターによって分離することで、固定施設間の混信問題を避けることが出来る事は周知の通りで有る。
次に一方向通信方式の場合には本願発明に類似した無電源の一周波数方式（特公平３−25832号公報）であっても固定施設間の混信問題が発生しない事を図28にもとずいて説明する。
図28（Ｂ）は特公平３−25832号公報に開示された無電源の一方向通信方式で、且つ一周波数方式のデータキャリアシステムにおける図28（Ａ）に示すような一組の固定施設G1とデータキャリアC1に対し、近接した他の固定施設G2が近距離内に配設された場合の各送受信波形を示すものである。
図28（Ｂ）においてGTS1は固定施設G1からデータキャリアC1に対して送信される交流磁界であり、データの送信を伴なわない電力供給用の信号であるため無変調の交流信号で有る。CDS1はデータキャリアC1のデータ信号、CTS1はデータキャリアC1から固定施設G1に対して送信される交流磁界であり、前記GTS1と同じ周波数の交流信号をデータ信号CDS1にて変調したものである。GKS1−１は固定施設G1のデータ信号であり、前記交流磁界CTS1を受信して検波したものである。GTS2は固定施設G2から送信される交流磁界であり、前記GTS1と同様データの送信を伴なわない電力供給用の信号であるため無変調の交流信号で有る。GKS1−２は固定施設G1の混信信号であり、固定施設G2から送信される交流磁界GTS2を受信して固定施設G1で検波したもので有る。そして前記GTS2が無変調の交流信号で有る為、それを受信して検波した混信信号GKS1−２は無信号状態となっている。GKS1は固定施設G1の総合データ信号であり、データキャリアC1から送信された交流磁界CTS1の検波信号GKS1−１と固定施設G2からの混信信号GKS1−２を加えたものである。そしてこの一方向通信方式の場合には固定施設G2の交流磁界GTS2が無変調の交流信号である為に固定施設G1における混信信号GKS1−２は存在せず、したがって総合データ信号GKS1はデータ信号GKS1−１と同じ波形となり、他の固定施設G2からの混信問題は発生しない。
複数の固定施設G1,G2…Gvが近接して配置されている場合における一周波数方式の双方向通信方式の場合には図28（Ｂ）における固定施設からの交流磁界GTS1,GTS2がデータ信号によって変調されてしまうため、この変調された固定施設からの交流磁界が同じ周波数に共振特性を有する他の固定施設のアンテナに混信信号として受信される。その結果、前記混信信号を受信した固定施設の総合データ信号がデータキャリアからの送信信号を検波したデータ信号と異なる結果となり、正しいデータを読み出すことが困難になるという問題がある。
即ち具体的には、従来、無電源の電磁結合方式データキャリアを使用したシステムでは、データキャリアから固定施設に向かっての一方向の通信をするものだけが実用化されていた。これらのシステムの多くは固定施設が発生する交流磁界が変調されていない状態にあり、複数の固定施設が作る交流磁界の合成場も変調されていない状態にあるので、固定施設が互いに干渉しあってデータ通信がうまくいかなくなることはない。また、固定施設が発生する交流磁界とデータキャリアから発信される交流磁界とのそれぞれの周波数が異なっているような方式のシステムでは、データキャリアが発生する交流磁界の周波数が、固定施設が発生する交流磁界の周波数と異なっているので、フィルター技術を使うことによってデータ信号を分離している。従って近接している固定施設が発生する交流磁界の影響を排除できているのである。
然るに、固定施設から発せられる交流磁界を変調することによってデータキャリアに向けてデータを送出する場合は、極めて大きな交流磁界の変動が起きるので、かなり遠方にある隣接固定施設のアンテナコイルにも誘導起電力の変化を生じてしまう。データキャリアが発生する交流磁界の周波数が固定施設から発せられる交流磁界の周波数と同じであるから、前記誘導起電力の変化とデータキャリアから発せられた交流磁界による誘導起電力の変化との区別は大変困難であり、データキャリアから正しいデータを読み出すことは不可能であると考えられていた。一方、データキャリアと固定施設とがそれぞれ発生する交流磁界の周波数が異なっている場合、二つの交流磁界による誘電起電力はフィルター技術によって分離できる。しかしこの方式のデータキャリアでは出力できる交流磁界の強さが弱いので、外来ノイズに弱く、通信可能距離が小さくなる欠点を回避できなかった。
無電源の電磁結合方式データキャリアを使用したデータキャリアシステムではデータキャリアと固定施設の間で双方向のデータ通信が出来るものは実現されていなかった。本発明者等は極めて低消費電力でかつ高性能なＣ−MOS−ICにMONOSと呼ばれる不揮発性メモリを搭載し、様々な工夫をしてメモリ書き換え可能な電磁結合方式データキャリアを開発すると共に、本発明を含むいくつかの工夫をして前記電磁結合方式データキャリア用固定施設を開発した。そこで、本発明の目的は上記問題を解決し、主として無電源で双方向通信方式の電磁結合型データキャリアを使用したデータキャリアシステムで、固定施設とデータキャリア間の通信に用いる交流磁界の周波数を一周波数方式とすることによって通信可能距離を大きくすると共に、近傍にある他の固定施設からの変調された交流磁界が混信した場合でも、データキャリアからのデータを正しく読み出すことが出来るデータキャリアシステムを提供することにある。
発明の開示
従って本発明の目的は上記した従来技術の欠点を改良し、無電源の電磁結合方式データキャリアを使用したデータキャリアシステムで、固定施設とデータキャリアの間で双方向のデータ通信をしようとする場合、固定施設が発する交流磁界の周波数とデータキャリアが発する交流磁界の周波数を等しくすることで通信可能距離を大きくすると同時に、第一の固定施設によって発せられるデータが重畳した交流磁界が隣接する第二の固定施設に影響を与えても、該第二の固定施設がデータキャリアからのデータを正しく受信できるようにするものである。
即ち、本発明は、上記目的を達成するために、基本的には、次の様な技術構成を採用するものである。即ち電磁結合方式データキャリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデータキャリアシステムにおいて、前記固定施設は前記データキャリアが発生する交流磁界によって誘導されるデータ信号を、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号と弁別してデータキャリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有するデータキャリアシステムである。
更に本発明においては特に上記した固定施設が複数個隣接して配置される場合に生ずる上記従来技術の問題を解決するため前記固定施設が複数個隣接して配置されており、かつ該固定施設からデータキャリアに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数を、該複数の固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられているデータキャリアシステムとするものであり更に具体的には前記制御手段は、固定施設からデータキャリアに対してデータを転送するために発生される交流磁界の位相を、該複数の固定施設間で同じにしたり、各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段とするデータキャリアである。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例を示すブロック線図である。
第２図はデータキャリアシステムにおける動作原理を説明するための電圧電流分布図である。
第３図は本発明のデータキャリアシステムに使用される電磁結合方式データキャリアの実施例を示す回路ブロック線図である。
第４図は図１に示した実施例を説明するための波形図である。
第５図は本発明の第一のより具体的な実施例を示す回路図である。
第６図は本発明の第二のより具体的な実施例を示す回路図である。
第７図は本発明のデータキャリアシステムにおける複数の固定施設の接続方法の１例を示すブロック図である。
第８図は本発明のデータキャリアシステムにおける複数の固定施設の接続方法の他の例を示すブロック図である。
第９図は引き算回路の動作を表す波形図である。
第10図は電圧調整回路が最良の状態に調整された場合の増幅回路の動作を表す波形図である。
第11図は電圧調整回路の調整が崩れた場合の増幅回路の動作を表す波形図である。
第12図は本発明の他の態様におけるデータキャリアシステムの回路構成を示すブロック図である。
第13図は図12に示すデータキャリアシステムの回路構成のより詳細な具体例を示すブロック図である。
第14図は本発明に係る図12、図13に示すデータキャリアシステムの位相差検出回路と交流信号調整回路の回路構成を示す回路図である。
第15図は受信信号Voの波形の位相が参照信号Vsに対して進んでいる場合の位相検出回路の動作を示すタイムチャートである。
第16図は受信信号Voの波形の位相が参照信号Vsに対して遅れている場合の位相検出回路の動作を示すタイムチャートである。
第17図は参照信号Vsの波形の振幅が受信信号Voより大きい場合の同期信号検出回路の動作を示す波形図である。
第18図は参照信号Vsの波形の振幅が受信信号Voより小さい場合の同期振動検出回路の動作を示す波形図である。
第19図は参照信号Vsの波形の振幅が受信信号Voより大きい場合のDC変換回路の動作を示す波形図である。
第20図は参照信号Vsの波形の振幅が受信信号Voより小さい場合のDC変換回路の動作を示す波形図である。
第21図は従来例のアンテナの平面図とその電磁界の強さを示すグラフである。
第22図は従来例のアンテナの平面図とその電磁界の強さを示すグラフである。
第23図は本発明により改善されたアンテナによる電磁界の強さを示すグラフである。
第24図は本発明によるアンテナコイルの第一の実施例を示す平面図と側面図である。
第25図は本発明によるアンテナコイルの第二の実施例を示す平面図と側面図である。
第26図は本発明によるアンテナコイルの第三の実施例を示す平面図である。
第27図は本発明によるアンテナコイルの第四の実施例を示す平面図と側面図である。
第28図は、本発明におけるデータキャリアシステムの信号伝送方法の原理を説明する図である。
第29図は本発明における固定施設から発信される質問波とデータキャリアから返送された情報とを含む固定施設内を流れる交流信号波の例を示す図である。
第30図はデータキャリアシステムにおいて隣接する他の固定施設からの干渉信号波により、その固定施設内の交流信号波が変調される状態を示す図である。
第31図は、本発明において交流信号発生回路部の信号の入出力端に接続して設けられる絶縁手段を示す図である。
第32図は第31図における絶縁手段の具体例を示す図である。
第33図は上記絶縁手段として使用される光カップラーの例を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
以下に本発明に係る各種の具体例を図面を参照しながら詳細に説明する。
尚本発明において使用されるデータキャリアシステムとは、ICカード、ICチケットを始め、工業用データタッグ、ID機能付きネームプレート、各種プリペードカード等所定の情報を記録しかつその情報を出力しえる移動、携帯可能なデータキャリアと固定施設と呼ばれる通信端末との間に数センチ以上の距離をおいて非接触でデータ通信を行なうものを指すものである。
例えば、全ゆる交通機関における回数券、乗車券、定期券、スキー場のリフトの回数券、遊園地、博覧会等の入場券、施設利用券、等、不特定多数の人間を対象にした自動管理システム或は不特定多数の動物の飼育自動管理、等に利用しえるものである。
処で、本発明に係るデータキャリアシステムは上記した様に基本的には電磁結合方式データキャリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなるデータキャリアシステムにおいて、前記固定施設は前記データキャリアが発生する交流磁界によって誘導されるデータ信号を、他の固定施設からの交流磁界によって誘導される誘導信号とを弁別してデータキャリアからのデータ信号のみを検出する選択検出手段を有するデータキャリアシステム、という技術構成を有するものであり、更には、上記固定施設を複数個隣接して配列する場合の問題を解決するため、前記固定施設が複数個隣接して配置されており、かつ該固定施設からデータキャリアに対してデータを伝送するために発生される交流磁界の周波数と位相とを、該複数の固定施設間で同じにする為の制御手段が設けられているデータキャリアシステムである。
処で、本発明が関連するデータキャリアシステムにおける問題点をより詳細に説明すると、先ず、図３は、本発明が関連するデータキャリアシステムにおいて使用される電磁結合方式データキャリアの一具体例を示す回路ブロック線図である。本具体例のデータキャリアは共振条件制御型と呼ばれ、固定施設との間で磁気結合をしているコイル18とコンデンサ19とからなるLC共振回路を有している。固定施設から発せられる交流磁界により、共振回路に誘導される電力を整流回路22で整流してデータキャリア主回路23の電源電圧Vddとしている。本データキャリアの近傍にある固定施設から、交流磁界に重畳して送出されたデータ信号は、前記共振回路の端子電圧を検波回路21で検波することにより復調され、入力信号Dinとしてデータキャリア主回路へ伝送される。一方、データキャリア主回路は出力データDoutを変調回路20に伝送し、該変調回路20のインピーダンスを変化させ、前記共振回路の共振条件を変えてコイル18を流れる電流を増減させる。この電流の変化によりデータキャリア周辺の交流磁界を変化させ、該交流磁界の変化が前記固定施設のアンテナコイルに誘導される電力に変化を与えるのである。
上記したようなデータキャリアを用いて前記した固定施設との間で、情報のやりとりを電磁結合方式により実用する場合のモデルを図２に示す。
即ち、図２は、データキャリアシステムにおける固定施設のアンテナコイルに流れる交流電流の位相関係を、データキャリアの特性との関係の中で説明するための回路図である。図面上、左側の回路は固定施設のアンテナコイルとその駆動回路を表しており、右側の回路はデータキャリアの共振回路を表している。固定施設において、アンテナ駆動回路の出力電圧（以下、駆動電圧と称す）v1を次式（１）で定義する。ここに、V1は電圧振幅、ω０は角周波数、ｔは時間を表している。
v1＝V1sin（ω0t）                       …（１）
アンテナコイルのインダクタンスをL1、アンテナコイルに直列接続された共振コンデンサのキャパシタンスをC1、アンテナコイルの抵抗をR1とし、データキャリアが発生する交流磁界によってこのアンテナコイルに誘導される起電力Δv1を一旦無視すれば、アンテナコイルを流れる電流i1は次式（２）の様になる。
0003599336.tif 000002
ここでZ1はアンテナ駆動回路の負荷インピーダンスである。今アンテナコイルと共振コンデンサの直列回路が駆動電圧v1の周波数に共振するようにL1とC1を選択すると、Z1＝R1となるので式（２）は次式（３）の様になり、アンテナコイルの電流i1の位相は駆動電圧v1の位相に等しくなることがわかる。
0003599336.tif 000003
アンテナコイルによって発せられる交流磁界の強さφ１はアンテナコイルの電流i1に比例するから次式（４）のようになり、その位相は駆動電圧v1の位相と等しい。ここにαはアンテナコイルの形状やアンテナコイルからの距離などによって決まる定数であり、Φ１はアンテナコイルの交流磁界の振幅である。
0003599336.tif 000004
上記の交流磁界によりデータキャリアの共振回路に誘導される起電力v2は、交流磁界の強さφ１の微分値に比例するから式（４）より次式（５）が導かれる。但し、βはデータキャリアのコイルの形状等から決められる定数であり、V2は起電力v2の振幅である。
0003599336.tif 000005
上式（５）から明らかなようにデータキャリアの共振回路に誘導される起電力v2の位相は固定施設の駆動電圧v1の位相より90゜進んでいる。今データキャリアにおいて、コイルのインダクタンスをL2、共振コンデンサのキャパシタをC2、コイルの抵抗をR2とし、更にL2とC2を共振条件を満足するように選べば、コイルを流れる電流i2は次式（６）の様になる。
0003599336.tif 000006
データキャリアのコイルを流れる電流が発生する交流磁界の強さφ２は次式（７）のようになる。但しΦ２はデータキャリアが発生する交流磁界の振幅である。
φ２＝Φ2sin（ωot＋π/2）              …（７）
この交流磁界によって固定施設のアンテナコイルに誘導される起電力Δv1はその振幅をΔV1として次式（８）の様になる。ここにγは比例定数である。
0003599336.tif 000007
式（８）は、データキャリアによって固定施設のアンテナコイルに誘導される起電力の位相がアンテナコイル自身の駆動電圧の位相に対し180゜進んでいることを示している。固定施設のアンテナコイルを駆動する電圧は上記の駆動電圧v1と式（８）で表される起電力の合算値である。従って、正しくは式（２）及び式（３）ではΔv1を考慮しなければならいのであるが、駆動電圧v1は起電力Δv1に比較して非常に大きいので実際上無視できる。
次に、上述した第一の固定施設とこれに隣接する第二の固定施設との関係について考える。上記のデータキャリアシステムにおいては、近接する固定施設の間では基準となる交流電圧の周波数と位相が一致しているので、第二の固定施設が第一の固定施設に及ぼす雑音交流磁界φｎは式（４）と同様に次式（９）のように表される。ここに、Φｎは雑音交流磁界の振幅である。
φｎ＝Φnsin（ω0t）                    …（９）
第一の固定施設のアンテナコイルに誘導される雑音の起電力vnは式（９）を微分して得られ、次式（10）のようになる。ここにVnは雑音の起電力の振幅であり、δは比例定数である。
0003599336.tif 000008
式（10）より明らかなように近接する固定施設によって誘導される雑音の起電力の位相は駆動電圧v1の位相より90゜進んでいる。以上に説明したように、固定施設のアンテナコイルには、駆動電圧v1と、データキャリアによって誘導される起電力Δv1と、近傍の固定施設による雑音の起電力vnとが直列に印加されている。従ってアンテナコイルの総合的な駆動電圧ｖは式（１）、式（８）、及び式（10）より、次式（11）のように表される。
ｖ＝V1sin（ω0t）
−ΔV1sin（ω0t）
＋Vnsin（ω0t＋π/2）                   …（11）
又、アンテナコイルを流れる電流ｉは次式（12）のように表される。
0003599336.tif 000009
式（11）及び式（12）より明らかなように、電流ｉでも電圧ｖでも第一項及び第二項の位相は駆動電圧v1の位相と同じであるので、駆動電圧と同位相の信号を同期信号として同期整流をすることにより整流収率を100％にすることが出来る。一方、第三項の収率は０％になり、雑音の影響を全く消去できる。
本発明者等は上記した事実に注目し、これを実現するための手段を検討した結果本発明に到達したものであり、その基本的技術構成は前記した通りである。つまり、本発明においては、固定施設の受信アンテナに流れる電流の中から隣接する固定施設からの交流磁界により誘導される誘導信号を弁別してデータキャリアから送り返されて来た信号成分のみを検波抽出する様にしたものでそのための１手段として、複数個互に隣接して配置されている固定施設から発振される交流磁界の周波数を一致させる様にするものであり更にそれ等の位相を互に一致させる様にしたものである。
換言すれば、上記のシステム構成において、データキャリアから発せられる交流磁界が固定施設のアンテナコイルに誘導する起電力は、交流信号発生回路の出力である交流電圧に対して一定角度θの位相進みを持っている。一方、隣接する固定施設が発する交流磁界によってアンテナコイルに誘導される起電力には、後述するように、90゜の位相進みがある。この位相関係は、各固定施設の交流信号発生回路が同期手段により制御されているので、常に成り立っている。前記二つの起電力によりアンテナコイルを流れる電流にも発生源の異なる二つの交流磁界に各々対応した成分が存在し、それらの位相も前記交流電圧に対しそれぞれθと90゜の位相進みを持っている。従って、交流信号発生回路の出力電圧を同期信号とし、アンテナコイルに流れる電流を同期検波すれば、θの位相進み電圧であるデータキャリアからの信号の整流収率はcosθとなり、90゜の位相進み電圧である隣接固定施設からの誘導雑音の整流収率は０になる。この結果雑音成分は消去され、隣接固定施設との干渉は起きなくなり、データキャリアからの信号が正確に検波されるのである。
より具体的には、本発明に係るデータキャリアシステムの１態様としては、アンテナコイルによって交流磁界を発生し、該交流磁界によって電力とデータとをデータキャリアに供給すると共に、前記アンテナコイルによってデータキャリアが発生する交流磁界の変化を検出し、該データキャリアから発信されるデータを受信するデータキャリアの固定施設において、少なくとも、交流信号発生回路と、信号変調回路と、アンテナ駆動回路と、アンテナコイルと、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧に同期する同期検波手段とを有し、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧を前記変調回路で変調してデータを重畳し、変調された交流電圧を前記アンテナ駆動回路により電力増幅し、増幅された電力を前記アンテナコイルに供給することによって交流磁界を発生する一方、前記アンテナコイルに流れる電流を前記同期検波手段で整流検波することによって、前記アンテナコイルで受信されたデータキャリアからのデータを復調するように構成すると共に、前記交流信号発生回路の出力である交流電圧の周波数と位相とを適宜の制御手段によって制御できるようにしたものである。本発明における上記構成において、複数個の互に隣接して配置される固定施設の各々から発生される交流信号の周波数もしくは周波数と位相とを一致させることが必要でありそのための制御手段が設けられるものである。
前記制御手段は各固定施設から発生する交流磁界の発生源となる交流信号を同一にするための信号共通化手段で有ることが好ましく例えば前記信号共通化手段は少なくとも１つの交流信号発生手段と、該交流信号発生手段からの交流信号を入力するために各固定施設に設けられた信号入力手段とで構成されたものであっても良く、又前記交流信号発生手段が固定施設の１つに設けられており、該交流信号発生手段を有する該固定施設から他の固定施設の信号入力手段に同一の交流信号が供給されるものであっても良い。つまり本発明においては、互に隣接して配列される複数個の固定施設のそれぞれが有する交流信号発生手段から発振される交流信号の周波数と位相を一致させるため、各固定施設はいづれも入力手段のみを有し、該各固定施設外に設けた交流信号発生手段から直列もしくは並列に各固定施設へ該交流信号を供給する様にしたものであってもよく、又該交流信号発生手段が、上記複数個の固定施設のうちの１つに設けられ、該固定施設の交流信号発生手段から、他の固定施設の入力手段に、該交流信号が伝達供給される様にしたものであっても良い。
又、他の具体例としては、複数個の固定施設のそれぞれに該交流信号発生手段と信号入力手段とが設けられており、各固定施設の交流信号発生手段は、適宜の同期手段により、制御されるものであっても良い。
又本発明においては、前記固定施設は内部回路のクロックとして前記交流信号発生手段と前記信号入力手段からの信号を切り換えるための切り換え手段を有していてもよく更には前記各固定施設に設けられた信号入力手段は、前記交流信号発生手段との間で直流的に絶縁されていることも好ましい。本発明の前記選択検出手段は前記信号共通化手段によって同一化された交流信号にて形成される同期クロックを用いた同期検波回路であることが好ましい。以下に本発明に係るデータキャリアの具体例を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明のデータキャリアシステムの固定施設の実施例を示すブロック線図である。本実施例において、交流信号発生回路は発振器１とスイッチ２によって構成され、スイッチ２の接続によって発振器１の出力信号かACin端子に外部から供給される信号かを選択し、本固定施設の交流信号ACとする。該交流信号ACは信号出力端子ACoutから近接する他の固定施設のACin端子に供給される。これによって当該の二つの固定施設は全く同一の交流信号ACを使用することが出来るのである。勿論、二つの固定施設の距離が遠いなどの理由で互いに干渉しあう恐れがないときには、それぞれの固定施設が内蔵する発振器１の出力信号を使用することが出来る。本実施例において、交流信号ACは変調回路３と、電圧調整回路７と、位相調整回路11に分配されている。
変調回路３は情報処理回路17から与えられる出力データDATAout、即ちデータキャリアに送るデータに従って前記交流信号ACに変調をくわえる。該変調方式には、周波数変調、位相変調、振幅変調等があり、そのどれを使っても良いが本発明の効果を最も有効に生かせるのは２値の振幅変調方式であり、以下の説明はその方式によるものとした。
アンテナ駆動回路４は前記変調回路３の出力信号を電力増幅し、電流電圧変換器５を介してアンテナ６を駆動する。該アンテナ６はアンテナコイルとコンデンサの直列共振回路で構成され、その共振周波数は前記交流信号ACの周波数に一致している。上述の説明のようにアンテナ６からは交流磁界φ１が出力され、そのエネルギーを受け取ったデータキャリア16からは交流磁界φ２が返される。アンテナ６の電流は、電流電圧変換器５によって電圧に変換され、引き算回路８の第一の入力電圧Voになる。該第一の入力電圧Voは前記式（11）又は、式（12）に係数を乗じて得られ次式（13）のように表される。
Vo＝kV1sin（ω0T）
−ｋΔV1sin（ω0t）
＋kVnsin（ω0t−π/2）                  …（13）
引き算回路８の第二の入力電圧は前記交流信号ACを電圧調整回路７で電圧調整して得られた交流電圧Vsである。該交流電圧Vsが式（13）の第一項に等しくなるよう電圧調整回路７を合わせ込めば、固定施設からデータ送出をしていない時の引き算回路８の出力電圧は、式（13）の第二項と第三項だけで表される。即ち、アンテナ駆動回路４によって直接駆動される電流に相当する電圧を含まない。従ってその電圧振幅は小さくなり、増幅回路９によって増幅することが出来る。該増幅回路９の出力電圧は、前記位相調整回路11の出力電圧Vrを同期信号とする同期検波回路10に導かれ、整流検波される。この時、式（13）の第三項の収率は原理的には０％であるが、増幅器９等の回路の誤差要因のため位相ズレが生じていることがある。この位相ズレを補償して雑音項の収率を０％にするため、位相調整回路11を調整して同期信号の位相を変化させる。これにより同期検波回路10の出力信号はデータキャリアによって誘導された成分だけを含むように出来るのである。
仮に、引き算回路８がなく、電流電圧変換器５の出力電圧をそのまま増幅回路９の入力にするとすれば、増幅回路の出力がたちまち飽和してしまうから増幅度を大きく出来ない。そればかりでなく、同期検波における同期信号の位相精度のわずかなズレにより、式（13）の第一項に対する収率が大きく変化し、これにより発生する誤差が相対的に大きくなってしまう。従って、上記の電圧調整回路７と引き算回路８の役割りは、データキャリアから送信されて来るデータの復調における信頼性を上げるうえで、極めて重要になっている。
同期検波回路10の検波出力は、図４の波形（Ａ）に示されるような波形を有するが、ローパスフィルター12によって搬送波成分を除去され、図４の波形（Ｂ）に示されるような低周波成分と矩形波の合成波形になる。まだこの段階では信号にデータキャリアと固定施設の間の距離の情報が重畳している。この距離の情報は、具体的には起電力Δv1の大きさであり、それに比例した大きさの直流電圧が重畳しているのである。この重畳直流電圧はデータキャリアと固定施設の間の距離の変化につれて変わるので、波形整形用コンパレータ回路の入力動作点が定まらない原因になる。
本実施例では上記の重畳直流電圧を取り除くためにローパスフィルター12の出力信号を微分回路13によって微分するように構成されている。これにより、データキャリアが固定施設に近づいたり離れたりするような比較的ゆっくりした変化による低周波の信号は取り除くことが出来るが、データキャリアが送出するデジタルデータのビット変化のような急峻な変化は劣化することなく伝達され、図４の波形（Ｃ）のような微分波形になるのである。
上記微分波形はゲート回路14を介して波形整形回路15に伝えられる。この時ゲート回路14は情報処理回路17から出力されるゲート制御手段MASKによって制御され、固定施設がデータを送信している時、即ち、情報処理回路17が出力データDATAoutを送出している時は信号を通過させない。これにより波形整形回路15に入力する信号はデータキャリアから送られて来たものだけになる。波形整形回路15では微分波形のプラスパルスで信号の立ち上げをし、マイナスパルスで立ち下げをすることにより図４の波形（Ｄ）に示されるような矩形波のデータ信号を発生する。該データ信号は入力データDATAinとして情報処理回路17に送られる。
図５は図１の実施例をより具体的な回路図で示したものである。発信回路１はＣ−MOSインバータをアンプとする水晶発振器とバンドパスフィルターとから構成され、水晶発振器の発信出力に含まれる波形の歪みをバンドパスフィルターで除去することによって極めてコヒーレントな交流信号を発生することが出来る。
変調回路３は演算増幅器を用いた反転増幅器で実現されており、帰還抵抗の一部をトランスミッションゲートでオンオフし、増幅度を変化させることによって交流信号の振幅を２段階に変調する。この時、トランスミッションゲートの制御信号は出力データDATAoutである。
アンテナ駆動回路４は電力用演算増幅器の電圧フォロアー回路で構成されている。
電流電圧変換回路５はトランスで実現されている。このトランスの一次巻き線数はあまり多くなく、アンテナ６への電力供給の妨げにならないよう配慮されなければならない。
アンテナ６は同軸ケーブルを使って固定施設の本体から離れた場所に設置されており、アンテナコイルとコンデンサの直列共振回路で構成されている。該コンデンサは固定コンデンサと可変コンデンサの並列接続からなり、可変コンデンサによって共振条件を調整できるようになっている。
電圧調整回路７は演算増幅器の反転増幅回路で構成されているがその帰還抵抗が可変抵抗になっておりこれを調節することで出力電圧の振幅を変化させることが出来る。
引き算回路８は２個の演算増幅器を使って構成された高入力インピーダンス差動増幅器である。該差動増幅器は引き算機能と共に増幅回路９の働きも兼ね備えている。
同期検波形回路10は、同期信号Vrを飽和増幅して矩形波の同期信号を発生する演算増幅器回路と、該同期信号を、立ち上がり特性の良い互いに相補関係にある二つのゲート制御信号に変換する２個のＣ−MOSインバータと、該ゲート制御信号によりオンオフする２個のトランスミッションゲートと、演算増幅器で構成された差動増幅器とから成り立っている。この同期検波回路の出力信号の波形が、前述した図４の（波形（Ａ））のように全波整流波形になるためには、二つのゲート制御信号の位相が同期検波回路10の入力信号の位相と一致していなければならない。そのため同期信号Vrの位相を調整する手段が必要になるのである。
位相調整回路11は演算増幅器で構成された二つの位相送り回路から成り立っている。最初の位相送り回路は交流信号ACの位相をθ（θ＜90゜）遅らせ、後段の位相送り回路では一旦遅らせた信号をθ進め、トータルでは位相のシフトがないようになっている。しかし後段の位相送り回路の定数を可変にすることによって、シフト量が０゜の付近でプラス方向へもマイナス方向へも調整できるように構成されているのである。
ローパスフィルター12は演算増幅器を使用した二重帰還型のアクティブローパスフィルターを２段直結して構成され、微分回路13はコンデンサ入力型の微分回路と演算増幅器の電圧フォロアー回路とから成り立っている。
ゲート回路14は情報処理回路17から出力されるゲート制御信号MASKによってオンオフするトランスミッションゲートで構成され、微分回路13の出力をマイナスの電源Ｖ−に直結することによって微分波形を遮断することが出来るようになっている。
波形整形回路15は演算増幅器を使用したコンパレーターである。該コンパレーターにはヒステリシス特性が付与されているので、微分回路13から交互に出力されるプラスパルスとマイナスパルスによって、出力を立ち上げたり下げたりする。又、固定施設からデータを送出しているときには、ゲート回路14によってコンパレーターにはマイナスの電源電圧が入力するので、その出力電圧はローレベルに保たれる。従って、データキャリアからのデータの受信は常にローレベルから始まるようになっている。
以上に図５にしたがって本発明の実施例を詳細に説明したが、本発明の実現回路は他にも様々なものが考えられる。図６に示した回路図も本発明の実施例の１つであり、アンテナ駆動回路４と電流電圧変換器５とアンテナ６と電圧調整回路７と引き算回路８と増幅器９との同期検波回路10の部分だけを抜き書きしたものである。
本実施例では電流電圧変換器５が抵抗で構成され、該抵抗の端子間電圧を演算増幅器の電圧フォロアー回路でインピーダンス変換するようになっている。このような目的で使われる抵抗はアンテナコイルを流れる電流を制限しないために小さな値を選ぶ必要がある。この結果、出力電圧Voが小さくなってしまうので電圧フォロアー回路を高入力インピーダンスの増幅器に置き換えることによって感度を高くする等の工夫が必要である。
電圧調整回路７の入力電圧はアンテナ駆動回路４の入力電圧と同じであり、送信データが重畳しているが、電圧調整回路の出力電圧を使うのはデータキャリアからのデータを受信するときだけであるのでなんら問題はない。
引き算回路は直列接続された２個の抵抗で構成された極めて簡単なものであるが二つの入力電圧VoとVsの極性が反転している（位相が180゜ズレている）ので二つの抵抗の接続点に引き算結果が現われる。
引き算回路の出力は高入力インピーダンスの増幅器９で増幅され、同期検波回路10に供給される。本実施例の同期検波回路はトランスと２個の整流ダイオードと２個の濾波コンデンサと演算増幅器による差動増幅器とから構成されている。同期信号Vrはサイン波のままであり飽和増幅する回路は必要でない。この形の同期検波回路は図５の中に示したものよりも一般的であり、良く使われるが演算増幅器の同相入力電圧範囲の制約を受けやすい欠点がある。
以上に固定施設の実施例について説明したが、本発明のデータキャリアシステムでは複数の固定施設が接近して設置される場合においてその特徴を発揮する。図７及び図８はともに複数の固定施設を設置する場合の設置方法を説明するための図面であり、それぞれの固定施設は図１に示した実施例のような構成の交流信号発生回路を有するものとする。
図７は固定施設Ａに内蔵した発信器の出力信号をACout端子から取りだし、その他の固定施設Ｂ、Ｃ、及びＤのACin端子に分配する手法である。この形の接続方法は固定施設Ａの内蔵発振器の出力余力を大きくしておく必要があるが各固定施設の同期精度を高くすることが出来る。一方、図８は固定施設Ａに内蔵した発振器の出力信号をACout端子から取りだして固定施設ＢのACin端子に分配し、該固定施設ＢのACout端子を固定施設ＣのACin端子に接続するようにして芋づる式の接続をする手法である。この方法では各固定施設に中継増幅器を装備することによって非常に多くの固定施設を一連のものとして使用できるが、中継増幅器による位相のズレが累積する欠点がある。
以上に述べた実施例において、使用されるデータキャリアの形式を共振条件制御型の電磁結合方式データキャリアとしたが、本発明は必ずしもこの条件に制約されるものではない。
上記実施例において、固定施設のアンテナの構成を１個のアンテナコイルと共振コンデンサからなるものとしたが、アンテナを送信用の受信用の２個のアンテナコイルと共振コンデンサで構成することが可能である。この場合、２個のアンテナコイルは磁気的に結合状態から逃れることは出来ず、等価的に１個のコイルとみなしたり、電流電圧変換器と見なすことが出来るので、本発明の範中に属するものと考えられる。
次に本発明において使用される引き算回路の機能及び、信号共通化手段を含む制御手段の具体例について説明する。
図９は前記引き算回路８の動作を示した波形図であり、（Ａ）は前記電流電圧変換回路５から出力される受信信号Vo、（Ｂ）は前記電圧調整回路７からの出力である参照信号Vs、（Ｃ）は前記引き算回路８からの出力である差分信号Vcである。（Ａ）の波形には、前記データキャリア16からのデータ送信によって生じる交流磁界φ２の変化に起因する電圧振幅の変動が発生する。前記引き算回路８によって（Ｂ）の波形から（Ａ）の波形を引き算することで前記データキャリア16からの送信データの信号成分である（Ｃ）の差分信号Vcを得ることが出来る。
処で前記した例においては前記データキャリア16からの送信データを検出する手段として前記引き算回路８を用い、データ送信時の交流磁界の変化分のみを検出する方式を用いている。前記引き算回路８の出力の変化分は非常に微小な信号であるため、受信データとして認識するためには前記増幅回路９によって前記差分信号Vcを十分に増幅する必要がある。
前記データキャリア16からの送信が行われていない状態において、前記電圧調整回路７によって、前記交流信号ACの電圧振幅を調整し、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅が一致するように調整することで、前記データキャリア16からのデータ送信が行なわれていない状態では前記差分信号Vcは非常に微小な振幅の信号となる。したがって増幅率の設定は、前記データキャリア16からのデータ送信が行われている場合に発生する前記差分信号Vcの信号振幅の変化が検出出来るかということを考慮して決定される。
図10の（Ａ）は前記電圧調整回路７が最良の状態に調整されている際の、前記引き算回路８の出力である差分信号Vcであり、（Ｂ）は前記差分信号Vcを増幅した前記増幅信号Vaを示している。この場合では、前記データキャリア16からの変調がない場合には前記増幅信号Vaは０となり、前記データキャリア16からの変調が生じた場合にはデータ信号の成分のみが増幅された信号として出力されている。
しかしながらデータキャリアシステムを長期にわたって運用する場合、時間の経過や周囲環境の変化により回路やアンテナの特性が変化し、初期状態において調整され、一致していた前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅にずれが生じることが十分考えられる。また位相に関しても、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相差は共通の信号である交流信号ACを用いているが、回路上で生じてしまう遅延のために必ずしも位相が一致するとは限らない。さらに時間の経過や周囲環境の変化による回路やアンテナの特性の変化と言った要因で振幅の場合と同様に、位相の場合においてもずれが生じてしまうことが考えられる。
前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅、または位相に不一致が生じると、前記引き算回路８の出力である前記差分信号Vcの振幅が、前記データキャリア16からの送信がない状態であっても大きくなってしまう。前記データキャリア16からの微小信号に対応した十分大きな増幅率に設定された前記増幅回路９で、このような状態の前記差分信号Vcの増幅を行った場合、信号が飽和してしまい、前記データキャリア16からのデータ送信が正しく検出できなくなってしまう。このことは、受信回路としてのS/N比の劣化を意味する。したがってこの手法においては、定常状態の前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅、および位相が一致していることが必要な条件となる。
図11の（Ａ）は前記電圧調整回路７の調整が崩れたり、回路、アンテナ等の特性が変化が生じた場合に、前記データキャリア16からデータ送信が行われていない状態において、前記引き算回路８の出力が大きくなってしまった場合の前記差分信号Vcの波形を表している。この場合、図10の（Ａ）から図10の（Ｂ）の波形に増幅した場合と同じ増幅率で前記差分信号Vcを前記増幅回路９で増幅した場合、該増幅回路９からの増幅信号Vaが図11の（Ｂ）に示すように飽和してしまい、前記データキャリア16からのデータ送信が認識できなくなってしまう。この増幅信号Vaは、アンテナを流れる電流の大きさを検出するアンテナ電流信号である。
時間の経過や周囲環境の変化により回路やアンテナの特性が変化し、初期状態において調整され一致していた前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅、または位相にある程度のずれが生じることを前提とした場合に、前記増幅回路９の出力が飽和してしまうことを防ぐためには該増幅回路９の増幅率を抑えなければならない。前記増幅信号Vaが飽和しない程度に増幅率を抑えた場合、前記データキャリア16からのデータ信号が微小である場合、検出が困難となってしまう。このことは前記データキャリア16と固定施設との受信可能距離が短くなってしまうことを意味している。
上記問題を解決するため、一つの方法は前記電圧調整回路７の代りに前記交流信号ACより参照信号Vsを作成する交流信号調整回路と、前記受信信号Voと参照信号Vsとの振幅差を検出して振幅差データを出力する振幅差検出回路を設け、前記交流信号調整回路は前記振幅差データにより制御されて受信信号Voと参照信号Vsとの振幅を一致させるように構成するものである。
より好ましい具体例としては前記受信信号Voと参照信号Vsとの位相差を検出して位相差データを出力する位相差検出回路を設けると共に、前記交流信号調整回路には位相調整機能を設け、前記位相差データによって受信信号と参照信号との位相を一致させるように構成するものである。
上記構成をより詳細に説明するならば、本構成のデータキャリアシステムは、電磁結合方式の双方向通信を行うデータキャリアと固定施設とからなるデータキャリアシステムであって、前記固定施設は少くとも交流信号を発生する交流信号発生手段と前記交流信号を交流磁界として送信するアンテナと、該アンテナより送信された交流磁界を前記データキャリアが変化させることによって生じるアンテナ電流の変化を受信信号として検出する受信信号検出手段と、前記交流信号の振幅を調整して参照信号を出力する交流信号調整回路と、前記受信信号と参照信号との振幅差を検出して振幅差データを出力する振幅差検出回路とを設け、前記交流信号調整回路は前記振幅差データにより受信信号と参照信号との振幅を一致させるよう動作することを特徴とする。
さらに前記受信信号と参照信号との位相差を検出して位相調整データを出力する位相差検出回路を設けると共に、前記交流信号調整回路には位相調整機能を設け、該位相調整回路は前記位相調整データによって受信信号と参照信号との位相を一致させることを特徴とする。
上記構成を図面により以下に説明する。図12は上記構成を説明するために、固定施設の回路構成を示したブロック図であり、本発明の具体例の一つである。本具体例は図１に示す本発明の基本的具体例における回路構成の一部を改良したものであり、図１と同一要素には同一番号を付し重複する説明については省略する。図12において71は交流信号調整回路であり図１の電圧調整回路７に対応するものである。76は信号差検出回路であり、前記受信信号Voと前記参照信号Vsを２つの入力を比較し、位相差データPcと振幅差データScを出力する。前記交流信号調整回路71は前記位相差データPcと前記振幅差データScによって前記交流信号ACを調整し、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相、振幅を一致させる。
図13は本具体例における固定施設を示すより詳細な要部ブロック図であり、72は位相差検出回路、73は振幅差検出回路であり前記信号差検出回路76を構成している。74は位相調整回路、75は振幅調整回路であり前記交流信号調整回路71を構成している。前記位相差検出回路72は前記引き算回路８の入力である受信信号Voと参照信号Vsの２つの信号の位相差を検出し、位相差の検出量に応じて位相差データPcを出力する。前記位相調整回路74は前記位相差データPcによって前記交流信号ACの位相を調整し、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相を一致させるような同相化信号Ssを出力する。
前記振幅差検出回路73では前記引き算回路８の入力である前記受信信号Voと前記参照信号Vsの２つの信号の振幅差を検出し、振幅差の検出量に応じて振幅差データScを出力する。前記振幅調整回路75は前記振幅差データScによって同相化信号Ssの振幅を調整し、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅を一致させることにより受信信号Voと位相および振幅が一致した参照信号Vsを出力する。
上記のシステムにおいては、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの信号の位相の差、および振幅の差を検出し補正するためのフィードバックループが構成されている。このフィードバックループの反応時間、すなわち前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相のずれを前記位相差検出回路72が検出してから前記位相調整回路74に前記位相調整データPcが送出され、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相補正がなされるまでの時間と、前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅のずれを前記振幅差検出回路73が検出してから前記振幅調整回路75に振幅差データScが送出され、受信信号Voと参照信号Vsの振幅補正がなされるまでの時間は、前記データキャリア16からのデータ送信速度にくらべ十分に長いことが必要になる。これはこれらのフィードバックループの反応時間があまりにも早かった場合、前記データキャリア16からのデータ送信による前記受信信号Voの変化によって生ずる前記引き算回路８の差分出力Vcの変化に対して位相および振幅の補正が追従してしまい、前記引き算回路８からの差分出力Vcが０になってしまうことから、前記データキャリア16からの送信データの検出が行えなくなってしまうためである。
また固定施設の回路やアンテナに影響を与える周囲の温度変化等や時間経過に伴なう回路特性の変化は、一般的には急激に変化することはないためフィードバックループの反応時間を長くした場合でも補償回路としての役割りを十分に行うことが出来る。
上記のようなシステムにより前記受信信号Voと前記参照信号Vsの位相、および振幅は必ず一致する。したがって前記増幅回路９の増幅率を大きくすることが可能となり前記データキャリア16からの微小なデータ信号に対しても十分に検出が行え、前記データキャリア16と固定施設の通信可能距離を遠くすることが出来る。また、上記システムは図１の具体例で必要であった前記受信信号Voと前記参照信号Vsの振幅の差を０にする機能も兼備しているため、初期調整を行う必要もなくなる。
図14は、図13に示す本具体例の信号差検出回路76および交流信号調整回路71の詳細な回路構成を示した回路図である。図14において74は前記位相調整回路、111は可変抵抗、75は前記振幅調整回路、121は可変抵抗、130は波形整形回路、131はコンパレータ、132はコンパレータ、72は前記位相差検出回路、140は位相ずれ検出回路、141はRSフリップフロップ、142,143はNORゲート、150は位相差−電圧変換回路、151,152はアナログスイッチ、153はコンデンサ、73は前記振幅差検出回路、160は差分検出回路、170は同期信号検出回路、180はローパスフィルタ、190はDC変換回路、191はコンパレータ、192はNORゲート、193はANDゲート、194はアナログスイッチ、195はアナログスイッチ、196はコンデンサである。
前記波形整形回路130では前記参照信号Vsと前記受信信号Voがそれぞれコンパレータ131,132によってそれぞれDs,Doの矩形信号に変換される。位相ずれ検出140では矩形化された前記参照信号Vsと前記受信信号Voの位相差が比較され位相ずれに応じた検出信号を出力する。図15及び図16は前記位相ずれ検出回路140の動作を示すタイムチャートである。図15のように（Ｂ）のDoの波形の位相が（Ａ）のDsの波形に対して進んでいる場合、前記RSフリップフロップ141から出力されるQ,QBの信号は図15の（Ｃ），（Ｄ）の如くなる。この結果、前記NORゲート142からは信号は出力されず、前記NORゲート143からは充電信号Cs1が出力される。また図16のように（Ｂ）のDoの波形が（Ａ）のDsの波形に対して遅れている場合、前記RSフリップフロップ141から出力されるQ,QBの信号は図16の（Ｃ），（Ｄ）の如くなる。この結果、前記NORゲート143からは信号は出力されず、前記NORゲート142からは放電信号Ds1が出力される。
前記位相差−電圧変換回路150では前記位相ずれ検出回路140からの出力である前記充電信号Cs1と前記放電信号Ds1によって前記コンデンサ153の充電または放電を行ない、位相のずれ情報を電圧情報に変換する。すなわち前記受信信号Voの位相が前記参照信号Vsの位相に対して進んでいる場合、前記充電信号Cs1の"H"のタイミングによって前記アナログスイッチ151がONし、前記コンデンサ153を充電する。この結果、前記位相差−電圧変換回路150からの出力である前記位相調整データPcの電圧値が高くなる。また前記受信信号Voの位相が前記参照信号Vsの位相に対して遅れている場合、前記放電信号Ds1の"H"のタイミングで前記アナログスイッチ152がONし、前記コンデンサ153を放電する。この結果、前記位相調整データPcの電圧値は低くなる。
前記位相調整回路110は演算増幅器で構成された二つの位相回路からなり、それぞれθの位相遅れ回路とθの位相進み回路から構成されており、全体として位相のシフト量が０゜となっている。ここで前段の位相遅れ回路の回路定数に電圧制御型の抵抗である前記可変抵抗111を負荷することで前記位相調整回路に印加する前記位相調整データPcの電圧値によって前記位相調整回路110から出力される信号の位相を０゜を中心に正負両方向に可変することが可能となっている。
前記可変抵抗111の抵抗値が外部から加える電圧の値によって変化し、その変化が負の勾配、すなわち電圧値が高くなると抵抗値が減少し、電圧値が低くなると抵抗値が増加する特性のものを用いた場合、前記位相調整データPcの電圧が高くなると前記位相調整回路110の出力の位相は進み、逆に電圧が低くなると遅れとなる。したがって前記参照信号Vsの位相が前記受信信号Voにくらべ進んでいる場合、前記位相調整データPcの電位が高くなり、この結果前記位相調整回路110は前記交流信号ACの位相を遅らせるため、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの位相差は一致する。また前記参照信号Vsの位相が前記受信信号Voにくらべ遅れている場合、前記位相調整データPcの電位が低くなり、この結果前記位相調整回路110は前記交流信号ACの位相を進めるため、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの位相差は一致する。
前記参照信号Vsと前記受信信号Voの位相のを一致させるための制御系においてはそれぞれの信号の振幅の差は関与しない。すなわち前記波形整形回路130において前記参照信号Vsと前記受信信号Voを矩形波に整形する場合、ゼロクロスのコンパレータ回路を用いることにより、信号の振幅によらない位相差の検出が可能となる。
前記差分検出回路160は２つの入力信号のうち一方から他方を減算する回路となっている。ここでは被減算信号として前記参照信号Vs、減算信号として前記受信信号Voを用いている。ここで前記参照信号Vsと前記受信信号Voが位相の一致した正弦波であることから、前記差分検出回路160からは振幅の差分と比例した正弦波が出力される。
同期信号検出回路170は演算増幅器を用いて同期型の整流器を構成している。前記差分検出回路160から出力される差分信号は、振幅値だけでは前記参照信号Vsと前記受信信号Voの差の絶対値は検出できるが正負は判断することが出来ない。しかし差分信号の振幅を検出する位相を固定とすれば、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの大小関係を判断することが出来る。
図17,18は前記差分検出回路160、および前記同期信号検出回路170の動作を示す波形図である。図17はVs＞Vo、図18はVs＜Voの場合を示している。図17の場合は、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの大小関係がVs＞Voであるので前記差分検出回路160の出力である差分信号は図17の（Ｃ）の波形となる。前記同期信号検出回路170は図17の（Ｄ）の制御信号"H"のタイミングのみ信号を反転して通過させるので出力としては図17の（Ｅ）の波形となる。図18の場合は、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの大小関係がVs＜Voであるので前記差分検出回路160の出力である差分信号は図18の（Ｃ）の波形であり、前記同期信号検出回路170の出力は図18の（Ｅ）の波形となる。
前記同期信号検出回路170からの出力はローパスフィルタ180によって正負の符号を持つ直流電圧Dcに変換され、さらにDC変換回路190によって正符号のみの直流信号である振幅差データScに変換される。DC変換回路190の入力は、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの振幅の大小関係によって正負の電位に変化する直流信号である。この信号を基準電位とするコンパレータ191によって正弦波を波形整形した場合、図19の（Ａ）に示す如く、直流電圧Dcが正の場合には、コンパレータ191の出力は図19の（Ｂ）になる。この図19の（Ｂ）の信号と図19の（Ｃ）の
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の信号を入力とするNORゲート192の出力は図19の（Ｄ）の充電信号Ds2となる。また図20の（Ａ）に示す如く、直流電圧Dcが負の場合には、コンパレータ191の出力は図20の（Ｂ）になる。この図20の（Ｂ）の信号と図20の（ｃ）のDsの信号を入力とするANDゲート193の出力は図20の（Ｅ）の充電信号Cs2となる。
参照信号Vsの振幅が受信信号Voの振幅に対して大きい場合、放電信号Ds2によってアナログスイッチ195がONし、コンデンサ196を放電する。この結果、前記DC変換回路190の出力である振幅差データScの電圧値が低くなる。逆に参照信号Vsの振幅が受信信号Voの振幅に対して小さい場合、充電信号Cs2によってアナログスイッチ194がONし、コンデンサ196を充電する。この結果、前記DC変換回路190の出力である振幅差データScの電圧値が高くなる。
前記振幅調整回路120は入力抵抗に前記位相調整回路110で用いたものと同じ電圧制御型の可変抵抗121を用いた反転増幅器である。従って増幅差データScの電位は高くなると振幅調整回路120の増幅率は増大し、逆に低くなると減少する。従って前記参照信号Vsの振幅が前記受信信号Voより大きい場合は前記振幅調整回路120の増幅率が減少し、結果として前記参照信号Vsの振幅が減少する。逆に前記参照信号Vsの振幅が前記受信信号Voより小さい場合は前記振幅調整回路120の増幅率が増大し、結果として前記参照信号Vsの振幅が増加する。この結果、前記参照信号Vsと前記受信信号Voの振幅は一致する。
ここで、本発明にかかるデータキャリアシステムにおけるデータの通信方法の１具体例と、近接して配列されている固定施設間の混信問題とその解決手段とを以下に説明する。
即ち、本発明に係るデータキャリアシステムに於いて第28図（Ａ）に示す様に、複数個の固定施設が並列的に配置され、それぞれの固定施設G1,G2…Gnが、それぞれ個別のデータキャリアC1,C2…Cnと任意の時間に通信する場合を想定する。
先ず、本発明のデータキャリアシステムに於いては、いずれかの固定施設Gnが、通信しようとする特定のデータキャリアCnに対して、該データキャリアCnが電源を有していない為、当該データキャリアCnに電力を供給する為の電磁波を供給する為、所定の周波数を有する搬送波を送信する期間T0と該固定施設Gnから該データキャリアCnに対して必要な情報で該搬送波を変調した変調波として伝送する為の期間T1とが、第29図のGDS1に示す様に、所定の間隔で時分割されて設定されており、一方該データキャリアCn側では、当該第29図GDS1に示す様な電波を受信した場合には、該電波信号に於ける期間T0では、当該電磁波に基づいて該データキャリアCn内部に所定の電圧を発生させ、次いで期間T1に於いては、該固定施設Gnから受信した情報に基づいて、該データキャリアCn内部で演算処理が実行され、該固定施設Gnからの質問に対する回答に相当する信号で、該データキャリアCnが該固定施設Gnから受信した搬送波に重畳して変調した変調波を該固定施設Gnに返送する。
該データキャリアCnから該固定施設Gnに対して回答情報を返送するタイミング期間T2は、該固定施設Gnが、該所定の周波数を有する搬送波を送信する期間T0に同期する様に設定されている事が好ましい。
従って、該固定施設Gnに於いては、該データキャリアCnから所定の情報が送信されてくるタイミング期間T2に同期させて、所定の検波回路を作動させて、該データキャリアCnから返信されてきた所定の信号情報のみを検波抽出する様に構成されているものである。
係るシステム構成を更に詳細に第29図を参照して説明する。
次に本願発明の共振条件制御型データキャリアの送受信方式と、固定施設間の混信動作につき、図29、図30を用いて説明する。図29と図30は前記図28に対応したデータキャリアと固定施設との各送受信波形を示すものであり、図29は近傍に他の固定施設が存在しない場合であり、図30は他の固定施設が存在する場合を示す。図29においてGDS1は固定施設G1のデータ信号、CDS1はデータキャリアC1のデータ信号、GTS1は固定施設G1からデータキャリアC1へ送信される交流磁界であり、本実施例の如く共振条件制御型の場合にはデータキャリアC1から固定施設G1へ送信される交流磁界にも兼用されている。又、GKS1は固定施設G1における検出信号である。
即ち本実施例においては、一つの交流磁界GTS1を時分割して送受信を行なっているもので、例えばT1,T3の如く奇数の区間を交流磁界G1のデータ信号GDS1によって交流磁界GDS1を変調し、又T2,T4の如く偶数の区間つまり変調されていない搬送波をデータキャリアC1のデータ信号CDS1によって交流磁界GTS1を変調することにより、固定施設G1より発生する交流磁界GTS1を交互に送信と受信とに利用しているものである。
そしてこの交流磁界GTS1の変調成分は固定施設G1の検波回路によって検出信号GKS1として取り出され、更に時分割信号T2による選択を行なうことによりT2区間に対応したデータキャリアC1のデータ信号CDS1を正しく取り出すことが出来る。
次に、図30により他の固定施設G2が存在する場合について説明する。図30は図29に示す各信号に加えて他の固定施設G2のデータ信号GDS2が存在する場合を示すものであり、固定施設G1の交流磁界GTS1には図29に示すGDS1とCDS1の変調に加えて、時分割的に同期が取れていない固定施設G2のデータ信号GDS2による変調成分が混信して来る。即ちGDS2による強い変調成分を有する固定施設G2の交流磁界が固定施設G1のアンテナに飛び込むことにより実質的に交流磁界GTS1の振幅が変化するものである。
この結果、固定施設G1のT2区間における検出信号GKS1としてデータキャリアC1のデータ信号CDS1と固定施設G2のデータ信号GDS2との変調成分が検出されることになり、図29における検出信号GKS1と同一の波形が得られず、正しいデータの読み取りが行なわれないことになる。
又、交流磁界GTS1および検出信号GKS1の信号レベルとしては固定施設のデータ信号GDS1による強い変調に対し、データキャリアC1のデータ信号CDS1にもとずいて前記変調回路20が行なう共振条件制御方式の変調は著しく弱い変調であり、図29および図30に示す交流磁界GTS1における各データ信号GDS1,CDS1による変調量の大小関係は、実際にはもっと大きな差で有り、データ信号CDS1による変調はほとんど目視が出来ないレベルである。従って他の固定施設G2より発振される交流磁界にも各データ信号GDS2,CDS2による変調が行なわれているが、前述の如くCDS2による変調は無視できるほど微小で有る為、固定施設G1に対する混信信号の成分としては無視することが出来る。
次に本発明における固定施設で使用されるアンテナの構造について説明する。
従来の電磁結合方式データキャリアシステムにおいては、固定施設から電力供給用交流電磁界を発生するアンテナとして、図21（Ａ）に示されたような単純な枠型コイルが使用されていた。このような形のコイルでは巻き線がひとかたまりになっているため、巻き線の近くにおいて電磁界が大変強くなる一方でコイルの中心付近での電磁界があまり強くできないと言う欠点があった。
図21（Ｂ）は枠型コイルによって作られる電磁界の強さの分布を示しているグラフである。該グラフの縦軸は枠型コイルの中心軸Ｘを通って該コイル面に垂直な平面上の電磁界の強さＦを表し、横軸は中心軸Ｘ上の座標を表している。グラフ上の３個の曲線はコイル面からの距離z0,z1,z2における電磁界の強さＦを示している。ここに、z0は距離０であり、z0＜z1＜z2の関係であるとする。一般にデータキャリアの性能はアンテナの正面における通信可能な距離で評価される場合が多いので、中心付近での電磁界が強くできない単純な枠型コイルは不利になる。
このような欠点を改善するため、図22（Ａ）に示されるような渦巻型の巻き線構造を持つ分散巻きのコイルをアンテナとして使用することが試みられている。図22（Ｂ）は渦巻型の分散巻きコイルによって作られる電磁界の強さの分布を示しているグラフであり、表記方法は図21の場合と同じである。グラフより明らかなように、この形のグラフではコイルの電流が作る電磁束はコイル面中央の鉛直軸上に収束する。したがってデータキャリアの通信可能な距離はコイル中央の鉛直軸上で最大になり、単に通信可能な距離を伸ばす目的では大変良い性能を発揮する。しかし電磁束の集中傾向が強すぎるため、コイル中央の鉛直軸から少し外れると急に電磁界が弱くなり通信可能な距離が小さくなってしまう。したがってコイル面と平行な方向に対する通信可能領域が大変狭くなってしまう欠点があった。
そこで本発明においては上記の従来技術の欠点を取り除き、データキャリアの通信可能な距離をアンテナの正面で最大になるようにしながらアンテナの正面から左右上下にずれた領域においても一定の通信可能な範囲を設定することが可能となるような固定施設用アンテナのコイル構造を実現するため概略一つの平面上で渦巻状に構成された巻き線を有し、且つ、該巻き線の密度が渦巻の中心付近で疎であり渦巻の外周部において密であるようなコイルをデータキャリアシステムの固定施設のアンテナとして使用するものである。
上述したように、従来の枠型のコイルではコイルの中心部の電磁界が弱く巻き線に近い外周部では電磁界が強くなる。一方、従来の渦巻型のコイルではコイルの中心部の電磁界が最大となり外周部で弱くなる。本具体例においては従来の二つの形式のコイルの特性に注目し、コイルの巻き線の形式を両者の中間的な構造にすることにより各々の特性をあわせ持ったアンテナ用コイルを実現した。即ち、従来の二つの形式のコイルにおいてそれぞれの電磁界の弱い部分を補完するようにしたのである。
図23のグラフはこのような方法で改善されたアンテナによって発生される電磁界の強さの分布を示しており、その表記方法は図21（Ｂ）の場合と同じである。
図24は本具体例よりなるアンテナコイルの第一の実施例を示している。図面において（Ａ）はコイルの巻き線の平面構造を表しており、（Ｂ）は同じく断面構造を表している。本実施例においてアンテナコイルの巻き線100は概略正方形の平面構造をなし、コイルの巻始め端子200と巻終り端子300を有する単層の渦巻構造になっている。該巻き線100は中心部より反時計廻りに巻かれ、一周回する毎に徐々に一辺の長さを増して外周部に達するのであるが、その一辺の長さの増加量が中心部に近いところで大きく外周部に向かってしだいに小さくなるようにしてある。その結果、渦巻の中心部で巻き線密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。
図25は本具体例よりなるアンテナコイルの第二の実施例を示している。図面において（Ａ）はコイルの巻き線の平面構造を表しており、（Ｂ）は同じく断面構造を表している。本実施例においてもアンテナコイルの巻き線１は概略正方形の平面構造をなしているが、断面構造を積層化することによって重ね巻をし、渦巻の中心部で重ね巻数を少なくし外周部に近づくにしたがって重ね巻数を多くするように構成してある。その結果、渦巻の中心部で巻き線密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。
図26は本具体例よりなるアンテナコイルの第三の実施例を示している。本実施例ではコイルの巻き線が２重渦巻構造をなしている。即ち、コイルの巻き線100はアンテナの外周部から反時計廻りに回転しながら渦巻状に中心部に向かって巻き込まれた後、中心部から反時計廻りに回転しながら外周部に引き出されて来るようになっている。本実施例はコイルの巻き線構造が少々複雑になっている点で異なっているものの基本的には図24の実施例と同じ構成であり、中心部で巻き線の密度が小さく、外周部に近づくにしたがって巻き線密度が大きくなるように構成されている。
図27もまた本具体例の実施例の範躊に含まれるものある。本実施例は単純な平面渦巻型コイルの最外周を多重に重ね巻きしたものであり、本発明の原理を最も素朴に実現したものにほかならない。
以上に本発明の詳細を実施例を挙げて説明したが、上記の実施例は全てコイルの平面形状が正方形であるものとした。しかし本発明によりなるアンテナコイル若しくはコイルの平面形状は必ずしも正方形である必要はなく、長方形であっても円形でも楕円形でもその他の形状であっても良い。
本発明により、電磁結合方式データキャリアシステムの固定施設において、データを送出する方法と、データキャリアから送出される信号を検出し復調する方法とを実現できた。又、前記固定施設において、隣接する他の固定施設が発生する交流磁界により誘導される雑音を、圧縮し、排除することが可能になった。その結果、電磁結合方式データキャリアを使用して、双方向のデータ通信をするデータキャリアシステムを実現することが出来た。このことはデータキャリアに対しデータだけでなく制御コマンドをも送信できることを意味しており、その保有機能を飛躍的に増大させた。しかも、同一種類の固定装置を比較的近接した場所に設置し、同時に運転することが可能になったので応用の範囲が極めて広くなった。例えば、工場や事業所の入退場門のような、一時に大勢の人のID照合を要求される使用目的には装置の並列設置が必要であるが、固定施設間の相互干渉がないため設置条件が自由であり場所をとらない。又、オートメーション工場において、製品の識別や履歴の記録に使われる工業用タッグシステムとして使用する場合、工場のラインレイアウト設計における障害要因にならない。
又本発明の他の態様によれば、周囲環境の変化や時間の経過にともなう固定施設の回路特性の変動によって引き起こされる信号の変化を補正回路によって補正し、引き算回路の出力に正規の信号が常に出力される。したがって後段の増幅器の増幅率を高く設定することが可能となり、データキャリアからの微小な信号についても十分なデータの認識が行えることになる。このことは言い換えると、データキャリアと固定施設の間の通信距離の増大を意味し、本発明のデータキャリアシステムを用いれば、従来の通信性能では使用できなかった分野にまで応用範囲を拡大することが出来る。また前記電圧調整回路の調整が不要となることから、実際にデータキャリアシステムを稼働する場合に運用にかかる調整、メンテナンスの負荷を軽減することが出来る。
更に本発明で開示されたアンテナをデータキャリアシステムの固定施設に使用すると、該固定施設から発せられる交流電磁束をアンテナの中央の鉛直軸上に収束させることができると同時に、コイル面と平行な方向にも一定の広がりを持たせることが可能になる。この結果データキャリアの通信可能な距離をアンテナ中央部の正面で大幅に延長することができたばかりでなく、アンテナの中央からアンテナ面に並行に上下左右に一定の範囲でずれた領域でも通信可能な距離を延長することができた。
このように電磁界の分布を実用上最適な状態に設定することができると、固定施設のアンテナにむやみに大きい電力供給をする必要がなくなる。この結果、固定施設のアンテナ駆動回路の構造を簡略化することが可能となり経済的な効果を生むことができるばかりでなく、放射する電磁波の強さを減らすことができるので施設周辺の電波環境を汚染する危険が大幅に減った。
本発明に基づくデータキャリアシステム用アンテナを設計するうえで、コイルの巻き線密度の配置条件をコンピューターシュミレーションによって考察することにより、アンテナの周辺の電磁界の強さの分布状態を最適な形に設計することが可能である。勿論、コンピューターシュミレーションによらず試行錯誤法によっても実用上充分な性能を得ることは可能である。
次に本発明に係るデータキャリアシステムにおける別の態様について説明する。
即ち、上述した本発明に係るデータキャリアシステムにおいては、複数の固定施設が近接して並列的に配置されているとともに、複数の固定施設が同期信号を伝達供給する為のケーブルによって接続されているため、全部の固定施設が直流的に結合されてしまう結果となり、一つの固定施設に落雷すると電撃が他の固定施設にも伝導され全部の固定施設が破壊されてしまうという問題がある。更に特定の固定施設の電源が故障して電源供給がたたれると、前記同期信号発生手段が機能停止を起こして複数の固定施設全てが動作不能になるという問題もある。
かかる問題を解決する一具体例として、本発明においては、例えば次の様な構成を採用したものである。即ち、無電源の電磁結合方式データキャリアと該データキャリアとの間で双方向のデータ通信を行なう固定施設とからなり、固定施設からデータキャリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数と位相を複数の固定施設の間で同一にするため、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から他の複数の固定施設に同期信号を伝達供給するデータキャリアシステムにおいて、前記特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにし、同時に個々の固定施設に内蔵した電源を他の固定施設から直流的に分離する様に構成するものである。
上記のように構成すれば、固定施設からデータキャリアに対して電力とデータを伝送するために発せられる交流磁界の周波数と位相を、複数の固定施設の間で同一にするため特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにしたので一つの固定施設に落雷しても電源の故障はその固定施設のみに生じ、他の固定施設に及ぶことはない。又一部の固定施設が停止しても他の固定施設は独立した電源で動作が確保されるため複数の固定施設全部が機能停止することもない。
上記本発明における他の態様についての具体例回路構成は第31図に示されており、基本的回路構成は第１図と同一であるが異る部分として、絶縁手段218が入出力手段（ACin,ACout）に設けられているものである。
即ち絶縁手段218は外部から供給された信号と本固定施設を直流的に絶縁する。該交流信号ACは信号出力端子ACoutから近接する他の固定施設のACin端子に供給される。他の固定施設のACin端子も同様に絶縁手段が設けられており交流信号は直流的に絶縁されて供給される。これによって当該の二つの固定施設は全く同一の交流信号ACを使用することが出来、且つ二つの固定施設は直流的に絶縁されるので、一方の固定施設に生じた、例えば落雷などによる異常電撃はもう一方に伝導されることはない。本実施例において、交流信号ACは変調回路３と、電圧調整回路７と、位相調整回路11に分配されている。
図32は図31の実施例をより具体的な回路図で示したものであり、第５図の実施例においてACin端子に直流絶縁用のトランス18を付加したものである。
以上に図32にしたがって本発明の絶縁手段218の１実施例を説明したが、本発明の実現回路は他にも様々なものが考えられる。即ち、絶縁手段218は他に、例えば第33図に示される発光素子と受光素子による光結合方式、超音波などを用いた音結合方式、電波を用いた無線方式など、要は非接触状態で同期信号を伝達供給すれば良いわけで方法はトランスに限らないことはいうまでもない。
以上説明したように本発明においては、特定の固定施設に内蔵した同期信号発生手段から直流的に絶縁された絶縁手段によって他の固定施設に同期信号を伝達供給するようにしたので一つの固定施設に落雷しても電撃はその固定施設のみに生じ、他の固定施設に及ぶことはない。このことは例えば屋外に設置された場合に極めて有用である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図２１（Ｂ）】
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【図２２（Ｂ）】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図２５（Ｂ）】
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【図２７（Ｂ）】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１（Ａ）】
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【図２２（Ａ）】
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【図２３】
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【図２４（Ｂ）】
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【図２４（Ａ）】
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【図２５（Ａ）】
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【図２６】
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【図２７（Ａ）】
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【図２８（Ａ）】
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【図２８（Ｂ）】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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