(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、互いに逆方向に磁化する向きにそれぞれ電流を流す第１及び第２の１次巻線を有する高周波用のトランスと、その各１次巻線にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素子を直列に接続してなる第１及び第２の１次巻線回路と、その各スイッチング素子をそれぞれ交互にスイッチングさせる駆動パルスを出力するスイッチング制御回路と、その駆動パルスに応じて前記第１及び第２の１次巻線回路が、前記１次直流電力を交互にスイッチングすることにより、前記トランスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換して出力する２次整流平滑回路とを備えたプッシュプル型スイッチング電源装置において、
大容量のコンデンサと該コンデンサの放電用ダイオードとの直列回路を、前記全波整流回路の出力端子間に前記各１次巻線回路と並列に接続し、
前記トランスに３次巻線を設けると共に、その３次巻線に誘起される３次交流電力を整流して前記コンデンサを充電する３次整流回路を設け、
前記放電用ダイオードと前記全波整流回路の出力端子との間に、前記コンデンサの放電電流の逆流を阻止する逆流阻止用ダイオードを接続し、
前記３次整流回路の一端を前記逆流阻止用ダイオードが接続された全波整流回路の出力端子に、他端を前記コンデンサとその放電用ダイオードとの接続点に、それぞれ接続したことを特徴とするプッシュプル型スイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１記載のプッシュプル型スイッチング電源装置において、
前記２次整流平滑回路及び前記３次整流回路が、それぞれ全波整流型の整流平滑回路及び整流回路であることを特徴とするプッシュプル型スイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１記載のプッシュプル型スイッチング電源装置において、
前記２次整流平滑回路及び前記３次整流回路が、それぞれ半波整流型の整流平滑回路及び整流回路であって、
前記第１及び第２のスイッチング素子のうちのいずれか一方がスイッチングした時に、前記２次整流平滑回路が前記２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換し、他方がスイッチングした時に、前記３次整流回路が前記３次巻線に誘起される３次交流電力を整流して前記コンデンサを充電するようにしたことを特徴とするプッシュプル型スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はスイッチング電源装置に関し、特に入力する交流電流の導通角を広くして力率を改善したプッシュプル型スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置はコストが安く小型軽量で、しかも変換効率が優れているため、各種の電子機器の電源装置として広く用いられている。特にプッシュプル型スイッチング電源装置は、トランスの使用磁束密度を通常のＯＮ−ＯＮ方式のものに比べて実効的に２倍に使用しているので、大電力の目的に適している。図６は、最も一般的で広く知られている従来のプッシュプル型スイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【０００３】
図６に示したプッシュプル型スイッチング電源装置は、交流電源１から入力する１次交流電力をダイオードブリッジ２によって全波整流し、大容量のコンデンサＣ４で平滑した後、トランス４ｃの１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２とそれぞれ直列に接続されたトランジスタＱ１，Ｑ２により交互にスイッチングし、該スイッチングによってトランス４ｃの３個の２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃに誘起される２次交流電力をそれぞれ２次整流平滑回路５Ａ〜５Ｃが整流平滑し、２次直流電力として３組の正負の出力端子８Ａ〜８Ｃからそれぞれ図示しない負荷に出力する。
【０００４】
スイッチング制御回路（ＳＷＣ）３は、或る一組の出力端子例えば出力端子８Ａで検出した出力電圧に応じたパルス幅の駆動パルスを、トランジスタＱ１，Ｑ２に交互に出力してオン・オフさせることにより、このプッシュプル型スイッチング電源装置の各出力電圧が予め設定した電圧になるように制御する。
【０００５】
しかしながら、１次直流電力を平滑する１次平滑回路は、図６に示したようにコンデンサＣ４のみからなるコンデンサ入力型の平滑回路であるため、入力する交流電流の導通角が狭く、電流のピーク値が大きくなって、交流電源１及び該電源１に接続された他の機器に悪影響を及ぼすと共に、入力電流に商用周波数の高調波成分が多く含まれるから、リップル成分も増大し、発熱などによってコンデンサＣ４の寿命も短かくなる。
【０００６】
このようなコンデンサ入力型の平滑回路の問題点を解決するために、図６の仮想線ＸＹで示した位置に、図７に示す低周波用のチョークコイルＣＨ４を備えたチョークユニット４１を介挿したチョーク入力型の平滑回路が知られている。
チョーク入力型の平滑回路は、コンデンサ入力型に比べて交流電流の導通角が広くなって、電流のピーク値が抑えられるから、交流電源１及び該電源１に接続された他の機器及びコンデンサＣ４の寿命に対する悪影響が遙かに減少する。
【０００７】
しかしながら、交流電源１の周波数のような低周波用のチョークコイルが有効に作用するためには、数ｍＨ乃至数十ｍＨもの大きなインダクタンスが必要であるから、チョークコイルが大型で重くなり、コストが大幅にアップするのみならず、コイルの抵抗分も増大する。さらにインダクタンスによる位相遅れも大きくなり、かえって力率が低下するという問題があった。
【０００８】
そのため、図６の仮想線ＸＹで示した位置に、図８に示す高周波用のチョークコイルＬ４，ダイオードＤ１４，トランジスタＱ４，駆動パルス発生回路（ＤＰＧ）４３及び電流検出手段例えばカレントトランス（ＣＴ）４４からなるアクティブフィルタ４２を介挿し、入力電流の波形整形を行なって力率を向上させると共に、高調波成分を低減したプッシュプル型スイッチング電源装置があった。
【０００９】
すなわち、図８に示したアクティブフィルタ４２は、トランジスタＱ４がオンの時に、ダイオードブリッジ２（図６）から出力される直流電流がチョークコイルＬ４，カレントトランス４４，トランジスタＱ４からなる直列回路に流れて、チョークコイルＬ４を励起する。トランジスタＱ４がオフになると、蓄積された励起エネルギが電流に再変換され、チョークコイルＬ４に発生した逆起電力とダイオードブリッジ２の出力電圧とが加算されて、ダイオードＤ１４を介してコンデンサＣ４を充電する。
【００１０】
駆動パルス発生回路４３は、コンデンサＣ４の端子間電圧を検出して該電圧を安定化するために、ダイオードブリッジ２の出力電圧を検出してその全波整流電圧波形に比例した基準波形を形成すると共に、トランジスタＱ４がオンの時にチョークコイルＬ４に流れる励起電流をカレントトランス４４により検出し、励起電流のピーク値が基準波形に追従するようにデューティ比を制御した駆動パルスを出力して、トランジスタＱ４をオン・オフさせる。
【００１１】
したがって、それぞれ図示しない交流電源１からダイオードブリッジ２に入力する交流電流は、その交流電圧に（正負とも）比例した正弦波形になるから、力率は殆んど１００％、入力電流の半波毎の導通角は略１８０°になり、入力電流の過大なピーク値と共に高調波成分もなくなって、交流電源１側への悪影響は皆無に近くなる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８に示したアクティブフィルタ４２を介挿したスイッチング電源装置は、スイッチングコンバータが２段構成になり、特に駆動パルス発生回路４３はその構成及び作用がスイッチング制御回路３よりも複雑であるため、構成部品点数が増大してコストが上昇し、大型化することが避けられない。
【００１３】
さらに、スイッチング制御回路３と駆動パルス発生回路４３がそれぞれ出力する駆動パルスは、互いに周波数が独立であるだけでなくパルス幅もそれぞれ変化するから、その高調波成分も複雑に変化し、それらが互いに干渉し合って低周波域から遙かに高周波域まで及ぶ広帯域のノイズが発生する。そのため、電波障害などＥＭＩノイズに関係するトラブルが発生し易いという問題があった。
【００１４】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、プッシュプル型スイッチング電源装置の回路の構成が簡単でコスト上昇と大型化を防ぐと共に、入力交流電流の導通角を広くしてＥＭＩノイズの発生と入力電流のピーク値を抑え、力率を向上させることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流電源から入力する交流電力を１次直流電力に変換する全波整流回路と、互いに逆方向に磁化する向きにそれぞれ電流を流す第１及び第２の１次巻線を有する高周波用のトランスと、その各１次巻線にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素子を直列に接続してなる第１及び第２の１次巻線回路と、その各スイッチング素子をそれぞれ交互にスイッチングさせる駆動パルスを出力するスイッチング制御回路と、その駆動パルスに応じて第１及び第２の１次巻線回路が１次直流電力を交互にスイッチングすることにより、トランスの２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換して出力する２次整流平滑回路とを備えたプッシュプル型スイッチング電源装置において、次のようにしたものである。
【００１６】
すなわち、大容量のコンデンサと該コンデンサの放電用ダイオードとの直列回路を全波整流回路の出力端子間に各１次巻線回路と並列に接続し、トランスに３次巻線を設けると共に、その３次巻線に誘起される３次交流電力を整流してコンデンサを充電する３次整流回路を設け、放電用ダイオードと全波整流回路の出力端子との間にコンデンサの放電電流の逆流を阻止する逆流阻止用ダイオードを接続し、上記３次整流回路の一端を逆流阻止用ダイオードが接続された全波整流回路の出力端子に、他端をコンデンサとその放電用ダイオードとの接続点にそれぞれ接続したものである。
【００１７】
上記のプッシュプル型スイッチング電源装置において、
上記２次整流平滑回路及び３次整流回路を、それぞれ全波整流型の整流平滑回路及び整流回路とするとよい。
【００１８】
あるいは、上記２次整流平滑回路及び３次整流回路をそれぞれ半波整流型の整流平滑回路及び整流回路とし、第１及び第２のスイッチング素子のうちのいずれか一方がスイッチングした時に整流平滑回路が２次巻線に誘起される２次交流電力を２次直流電力に変換し、他方がスイッチングした時に整流回路が３次巻線に誘起される３次交流電力を整流してコンデンサを充電するようにしてもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
図１は、この発明の一実施形態であるプッシュプル型スイッチング電源装置（以下単に「スイッチング電源装置」ともいう）の基本的な構成の一例を示す回路図である。
【００２０】
図１に示したスイッチング電源装置が、全波整流回路であるダイオードブリッジ２と、第１及び第２の１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２と３個の２次巻線Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂ，Ｎ２Ｃとを有する高周波用のトランス４と、１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２とそれにそれぞれ直列に接続されて第１及び第２の１次巻線回路１１，１２を構成する第１及び第２のスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑ１，Ｑ２と、そのトランジスタＱ１，Ｑ２に交互に駆動パルスを出力するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）３と、３個の２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃにそれぞれ接続された整流平滑回路である３個の２次整流平滑回路５Ａ〜５Ｃ及びその各出力端子８Ａ〜８Ｃとからなっていることまでは、図６に示した従来例と同様である。
【００２１】
さらに、図１に示したスイッチング電源装置は、トランス４が３次巻線Ｎ３を有し、その３次巻線Ｎ３に接続された整流回路である３次整流回路６と、３次整流回路６により充電される大容量のコンデンサＣ１とその放電用ダイオードＤ１（以下「ダイオードＤ１」ともいう）との直列回路と、ダイオードＤ１とダイオードブリッジ２の正の出力端子との間に介挿された逆流阻止用ダイオードＤ２（以下「ダイオードＤ２」ともいう）とにより構成されている。
【００２２】
以下、ダイオードブリッジ２の正の出力端子に接続されダイオードＤ２が介挿された＋のラインをホットライン７ｐ、負の出力端子に接続された−のラインをコモンライン７ｎとし、コモンライン７ｎの電圧を基準の０Ｖとして、ダイオードブリッジ２の正の出力端子の電圧すなわち出力電圧の瞬時値をＶｉ、コンデンサＣ１の正の端子の電圧すなわち端子間電圧をＶｃとする。
【００２３】
ダイオードブリッジ２は、交流電源１から入力する１次交流電力を全波整流して１次直流電力に変換し、ダイオードＤ２が介挿されたホットライン７ｐ及びコモンライン４ｎを介して、１次巻線Ｎ１１とトランジスタＱ１とからなる第１の１次巻線回路１１及び１次巻線Ｎ１２とトランジスタＱ２とからなる第２の１次巻線回路１２に、それぞれ並列に供給する。
また、コンデンサＣ１の−端子はコモンライン７ｎに接続され、その＋端子に接続されたダイオードＤ１のカソードは、ダイオードＤ２より下流側のホットライン７ｐに接続されている。
【００２４】
したがって、第１及び第２の１次巻線回路１１，１２からなる並列回路には、ダイオードブリッジ２の出力電圧の瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い時はダイオードブリッジ２から、瞬時値Ｖｉが端子間電圧Ｖｃより低い時はコンデンサＣ１から、それぞれ１次直流電力が供給される。
その場合でも、Ｖｉ＞Ｖｃの時にはダイオードＤ１が作用して、ダイオードブリッジ２から直接にコンデンサＣ１を充電することがなく、Ｖｉ＜Ｖｃの時にはダイオードＤ２が作用して、コンデンサＣ１の放電電流がダイオードブリッジ２側に逆流することもない。
【００２５】
スイッチング制御回路３は、それぞれ第１及び第２の１次巻線回路１１，１２のトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに、交互に同じ幅（デューティ比）の高周波の駆動パルスを出力してオン・オフさせるから、第１及び第２の１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２には交互に逆向きの電流が流れる。しかしながら、１次巻線Ｎ１１，Ｎ１２は黒点で示したように同じ向きに巻かれているから、トランス４のコアは交互に逆向きに磁化される。すなわち、プッシュプル型になっている。
【００２６】
３組のそれぞれ独立した電圧と電流容量を有する出力回路（Ａ，Ｂ，Ｃ）は、トランス４がプッシュプルで励磁されると、それぞれ２次巻線Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃに誘起される２次交流電力を、２次整流平滑回路５Ａ〜５Ｃによって整流平滑して２次直流電力に変換し、それぞれ出力端子８Ａ〜８Ｃに接続された図示しない負荷に、所定の電圧と電流の直流電力を出力する。
【００２７】
スイッチング制御回路３は、３組の出力回路のうちのいずれか一組の出力電圧、例えば出力端子８Ａの出力電圧を検出し、検出された電圧を予め設定した電圧と比較して、検出電圧が高ければトランジスタＱ１，Ｑ２に出力する駆動パルスのデューティ比を下げ、低ければデューティ比を上げてトランジスタＱ１，Ｑ２のオン・オフを制御することにより、出力電圧を設定電圧に保持する。
【００２８】
したがって、出力端子８Ａ〜８Ｃにそれぞれ接続された負荷のうちのいずれが変動しても、フィードバック系である出力端子８Ａの出力電圧は定電圧を維持し、非フィードバック系の出力端子８Ｂ，８Ｃの出力電圧も電圧変動が少ない準定電圧に維持される。
【００２９】
３次巻線に接続された３次整流回路６は、同様に３次巻線Ｎ３に誘起される３次交流電力を整流して３次直流電力に変換する。３次整流回路６の負の出力端子はダイオードＤ２より上流側のホットライン７ｐに、正の出力端子はコンデンサＣ１の＋端子とダイオードＤ１のアノードとの間に、それぞれ接続され、３次直流電力によってコンデンサＣ１を充電するように作用する。
【００３０】
すなわち、コンデンサＣ１には、ダイオードブリッジ２の出力電圧の瞬時値Ｖｉと３次整流回路６の出力電圧との和の電圧が印加されるから、瞬時値ＶｉがコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃより高い間はいうまでもなく、瞬時値Ｖｉが端子間電圧Ｖｃより低い時でも、３次整流回路６の出力電圧との和の電圧がＶｃより高ければ、コンデンサＣ１に充電電流が流れる。
【００３１】
この充電電流は３次整流回路６の出力電流であるが、同時にそれと絶対値が等しい交流電流が、ダイオードブリッジ２を介して交流電源１から入力する。したがって、交流電源１から入力する交流電流の導通角が広くなると共に、そのピーク電流値が抑制されるから、交流電流波形がなだらかになってＥＭＩノイズが減少する。
【００３２】
導通角の広がり方は、一般に巻数が等しい１次巻線Ｎ１１又はＮ１２の巻数に対する３次巻線Ｎ３の巻数の比によって異なるが、その巻数比が小さければ導通角の広がりも少ない。しかしながら、巻数比が大きすぎれば逆に充電電流が減少してしまうから、スイッチング電源装置の目的に応じて巻数比を設定するとよい。適当な巻数比が得られれば、導通角を１８０°近くまで広げることも可能である。
【００３３】
図２は、この発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置のそれぞれ全波整流型である２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路図であり、２次整流平滑回路及び３次整流回路以外の１次巻線など図１と共通な部分の図示を省略すると共に、出力回路も１組のみ図示して他の２組を省略している。また、図示した範囲で図１と同一部分には同一符号を付している。
【００３４】
図２に示した２次整流平滑回路５及び３次整流回路６は、１次巻線回路１１，１２が交互にスイッチングしてトランス４のコアを互いに逆方向に磁化することにより、２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ３にそれぞれ誘起される極性が正負に反転する２次及び３次交流電力を全波整流するためのダイオードブリッジ１４又は１５からなり、さらに２次整流平滑回路５は平滑用のコンデンサＣ２を備えている。
【００３５】
したがって、２次整流平滑回路５は２次巻線に誘起される２次交流電力を全波整流・平滑して２次直流電力に変換し、出力端子８を介して負荷に出力する。
３次整流回路６は３次巻線に誘起される３次交流電力を全波整流し、図１に示したように接続された正負の端子を介してコンデンサＣ１を充電する。
【００３６】
２次整流平滑回路５の出力電流の増減に応じて駆動パルスのデューティ比が増減し、１次巻線回路１１，１２に供給されるコンデンサＣ１の放電電流も増減するが、同時に３次整流回路６の出力電流も駆動パルスのデューティ比に応じて増減し、コンデンサＣ１を充電するから、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃは負荷の変動によって大きく変化することがない。
【００３７】
図３は、この発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置のそれぞれ全波整流型である２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の他の例を示す回路図であり、図２と同様に図示の省略を行うと共に、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３８】
図３に示したトランス４ａは、その２次巻線Ｎ２ａ，３次巻線Ｎ３ａがそれぞれ中間タップ付きのプッシュプル型である点が、図１及び図２に示したトランス４と異なり、それに伴って２次整流平滑回路５ａ及び３次整流回路６ａの整流方式がそれぞれ２次整流平滑回路５及び３次整流回路６と異なっている。
【００３９】
すなわち、２次巻線Ｎ２ａの中間タップは２次整流平滑回路５ａの平滑用のコンデンサＣ２の−端子と出力端子８の負の端子に、２次巻線Ｎ２ａの両端子はそれぞれ半波整流用のダイオードＤ３，Ｄ４のアノードに、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードは互いに結ばれてコンデンサＣ２の＋端子と出力端子８の正の端子に、それぞれ接続されている。
【００４０】
一方、３次巻線Ｎ３ａの中間タップは３次整流回路６ａの負の端子に、３次巻線Ｎ３ａの両端子はそれぞれ半波整流用のダイオードＤ５，Ｄ６のアノードに、ダイオードＤ５，Ｄ６のカソードは互いに結ばれて３次整流回路６ａの正の端子に、それぞれ接続されている。
２次整流平滑回路５ａ及び３次整流回路６ａの整流作用についてはよく知られているので、説明を省略する。また、２次整流平滑回路５ａ及び３次整流回路６ａの効果は、図２に示した２次整流平滑回路５及び３次整流回路６と同様である。
【００４１】
図４は、図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧，電流，磁化の変化の一例を示す波形図であり、図４の（Ａ）はスイッチング制御回路３が出力する駆動パルスとトランス４のコアの磁化方向を、同図の（Ｂ）は図２及び図３に示した２次巻線Ｎ２，Ｎ２ａに誘起される２次交流電力の整流後の電圧を、それぞれ示している。
なお、図４の（Ｃ）については後述する。
【００４２】
図４の（Ａ）は、スイッチング制御回路３が第１及び第２の１次巻線回路１１，１２の各トランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ交互に出力する第１及び第２の駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２の電圧波形と、トランジスタＱ１がオンになって１次巻線Ｎ１１に電流が流れた時にトランス４のコアの上方がＮ極になるように磁化されるとした場合の、コアの磁化波形とを示したものである。
【００４３】
スイッチングの周期は、駆動パルスＤＰ１又はＤＰ２の立上りから次の立上りまでが１周期であり、２個の駆動パルスＤＰ１とＤＰ２とは互いに１／２周期ずれている。また、駆動パルスＤＰ１及びＤＰ２の電圧は常に一定であり、そのパルス幅はそれぞれ１／２周期がデューティ比１００％に相当する。負荷がいかに大きくなってもデューティ比が１００％になることはないから、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２が互いに重複することはない。
【００４４】
トランス４のコアの磁化波形は、そのＮ又はＳの高さが、ダイオードブリッジ２又はコンデンサＣ１から供給される電流に略比例するから、供給される電圧のいずれか高い方の電圧に応じて変化し、その幅は駆動パルスＤＰ１及びＤＰ２のパルス幅と同じであって、供給電圧及び負荷の変動に応じてスイッチング制御回路３により制御されている。
【００４５】
図４の（Ｂ）に示した２次交流電力の整流後の電圧波形は、２次整流平滑回路５又は５ａにおいて出力端子８の負の端子すなわち２次回路のコモンラインに対するダイオードブリッジ１４の＋端子又はダイオードＤ３，Ｄ４のカソードの接続点の電圧波形であるが、コンデンサＣ２が接続されているとその端子間電圧になって殆んど変化しないから、コンデンサＣ２を接続しない状態におけるものである。
いずれも２次巻線Ｎ２又はＮ２ａに誘起される２次交流電力を全波整流したものであるから、スイッチング周波数の２倍の周波数のパルスからなっている。
【００４６】
３次回路におけるコンデンサＣ１に接続する前の３次整流回路６又は６ａの正負の端子間電圧の波形も、その電圧は異なるが、図４の（Ｂ）に示した波形と同じである。
また、それぞれコンデンサを接続した時の、２次整流平滑回路５又は５ａのコンデンサＣ２の充電電流、及び３次整流回路６又は６ａのコンデンサＣ１の充電電流の各波形も、図４の（Ｂ）に示した波形と同じである。
【００４７】
図５は、この発明の第２の実施形態であるスイッチング電源装置のそれぞれ半波整流型である２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路図であり、図２及び図３と同様に図示の省略を行うと共に、図１乃至図３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００４８】
図５に示したトランス４ｂは、その２次巻線Ｎ２ｂと３次巻線Ｎ３ｂとが互いに逆方向に巻かれており、図示した例では、トランジスタＱ１がオンになって１次巻線Ｎ１１に下から上に電流が流れた時に、それぞれ２次巻線Ｎ２ｂの上端が正に、３次巻線Ｎ３ｂの上端が負になり、トランジスタＱ２がオンになって１次巻線Ｎ１２に上から下に電流が流れた時に、それぞれ２次巻線Ｎ２ｂと３次巻線Ｎ３ｂの極性が反転する。
【００４９】
２次整流平滑回路５ｂ及び３次整流回路６ｂは、２次巻線Ｎ２ｂ，３次巻線Ｎ３ｂの下端にそれぞれ接続されたコモンラインが出力端子８又は３次整流回路６ｂの各負の端子に接続され、各巻線の上端にそれぞれ接続されたホットラインは、順に整流用のダイオードＤ７又はＤ９と高周波用のチョークコイルＬ１又はＬ２とが直列に介挿されて出力端子８又は３次整流回路６ｂの各正の端子に接続されている。
【００５０】
また、コモンラインと、ダイオードＤ７又はＤ９とチョークコイルＬ１又はＬ２とに挾まれたホットラインとの間に、電流がコモンラインからホットラインに流れる向きにそれぞれ転流ダイオードＤ８又はＤ１０が接続されている。
さらに、２次整流平滑回路５ｂは、そのチョークコイルＬ１以降のホットラインとコモンラインとの間に、平滑用のコンデンサＣ２が設けられている。
【００５１】
図４の（Ａ）に示したように、スイッチング制御回路３から駆動パルスＤＰ１が出力されてトランジスタＱ１がオンになると、２次巻線Ｎ２ｂに誘起される２次交流電力の電流が２次整流平滑回路５ｂのダイオードＤ７，チョークコイルＬ１を通ってコンデンサＣ２を充電すると共に、その電力の一部がチョークコイルＬ１を励起する（磁気エネルギとなって蓄積される）が、３次巻線Ｎ３ｂに誘起される３次交流電力は、ダイオードＤ９に阻止されて電流が流れない。
【００５２】
トランジスタＱ１がオフになると、チョークコイルＬ１に逆起電力が発生して蓄積された磁気エネルギが電流に再変換され、コンデンサＣ２，転流ダイオードＤ８を流れてコンデンサＣ２をさらに充電する。
【００５３】
次に、スイッチング制御回路３から駆動パルスＤＰ２が出力されてトランジスタＱ２がオンになると、３次巻線Ｎ３ｂに誘起される３次交流電力の電流が３次整流回路６ｂのダイオードＤ９，チョークコイルＬ２を通ってコンデンサＣ１を充電すると共に、チョークコイルＬ２を励起するが、２次巻線Ｎ２ｂに誘起される２次交流電力は、ダイオードＤ７に阻止されて電流が流れない。
トランジスタＱ２がオフになると、チョークコイルＬ２に蓄積された磁気エネルギが電流に再変換されてコンデンサＣ１をさらに充電する。
【００５４】
図４の（Ｃ）は、同図の（Ａ）に示した駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２に応じたトランス４ｂのコアの磁化によって、２次巻線Ｎ２ｂと２次整流平滑回路５ｂとからなる２次回路及び３次巻線Ｎ３ｂと３次整流回路６ｂとからなる３次回路の、それぞれコンデンサＣ２，Ｃ１を接続しない時の整流後の各電圧、及びコンデンサＣ２，Ｃ１を接続した時の各充電電流の一例を示す波形図であり、さらに詳しい説明は省略する。
【００５５】
図５に示したトランス４ｂ，２次整流平滑回路５ｂ，３次整流回路６ｂを備えた第２の実施形態のスイッチング電源装置（全体の回路は図１と同じ）は、プッシュプル型のスイッチングのうち、第１の１次巻線回路１１のスイッチングによって２次整流平滑回路５Ａ〜５Ｃの各コンデンサＣ２を充電し、第２の１次巻線回路１２のスイッチングによってコンデンサＣ１を充電する。
【００５６】
この場合にも、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２のパルス幅が負荷に変動しても、互いに同じ幅であるから、負荷に供給する電流の増減に応じてコンデンサＣ１の充電電流も増減し、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが大きく変動することはない。また、交流電源１から入力する交流電流の導通角が広くなることは、図１に示したスイッチング電源装置で説明した通りである。
【００５７】
この第２の実施形態のプッシュプル型スイッチング電源装置を、図８に示したアクティブフィルタ４２を備えた従来のプッシュプル型スイッチング電源装置（図６）と比較すると、第１の１次巻線回路１１のスイッチングが、従来の並列に接続された１次巻線とスイッチング素子の直列回路のスイッチングに対応し、第２の１次巻線回路１２のスイッチングが、従来のアクティブフィルタ４２のスイッチングに対応すると考えることも出来る。
【００５８】
いずれも、図７に示した低周波用のチョークコイルＣＨ４からなるチョークユニット４１を備えた従来のプッシュプル型スイッチング電源装置に比べて、低周波用のチョークコイルＣＨ４に代えて高周波用のチョークコイルＬ２又はＬ４を用いているから、小型軽量でコストが安い点では共通している。
【００５９】
しかしながら、アクティブフィルタ４２を備えた従来のスイッチング電源装置が、スイッチング制御回路３と駆動パルス発生回路４３の２個のパルス制御回路を必要とし、それぞれが独立に出力する駆動パルスの周波数及びその高調波成分が互いに複雑に干渉し合って広帯域のＥＭＩノイズを発生するのに対して、市販されているプッシュプル用のＩＣを使用出来る１個のスイッチング制御回路３で済むからコストが安く、駆動パルスＤＰ１，ＤＰ２の周波数が同じでその位相も揃っているから、干渉による広帯域のＥＭＩノイズを発生しないという優れた長所がある。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明によるプッシュプル型スイッチング電源装置は、回路の構成が簡単でコスト上昇と大型化を防ぐと共に、入力交流電流の導通角を広くしてＥＭＩ（電磁妨害）ノイズの発生と入力交流電流のピーク値を抑え、力率を向上させることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態であるプッシュプル型スイッチング電源装置の基本的な構成の一例を示す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の第１の実施形態である全波整流型の２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示した第１の実施形態である全波整流型の２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の他の例を示す回路図である。
【図４】図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧，電流等の変化の一例を示す波形図である。
【図５】図１に示したスイッチング電源装置の第２の実施形態である半波整流型の２次整流平滑回路及び３次整流回路の構成の一例を示す回路図である。
【図６】従来のプッシュプル型スイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図７】図６に示したスイッチング電源装置の一部に介挿されるチョークユニットの構成の一例を示す回路図である。
【図８】図６に示したスイッチング電源装置の一部に介挿されるアクティブフィルタの構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源
２：ダイオードブリッジ（全波整流回路）
３：スイッチング制御回路
４，４ａ，４ｂ：トランス
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５ａ，５ｂ：２次整流平滑回路
６，６ａ，６ｂ：３次整流回路
７ｐ：ホットライン        ７ｎ：コモンライン
８，８Ａ，８Ｂ，８Ｃ：出力端子
１１，１２：１次巻線回路
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ    Ｄ１：放電用ダイオード
Ｄ２：逆流阻止用ダイオード
Ｎ１１，Ｎ１２：１次巻線
Ｎ２，Ｎ２Ａ〜Ｎ２Ｃ，Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ：２次巻線
Ｎ３，Ｎ３ａ，Ｎ３ｂ：３次巻線
Ｑ１，Ｑ２：トランジスタ（スイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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