(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報を互いに直交する複数のサブキャリアに乗せた直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
基準信号を発生する発振周波数可変の発振手段と、
受信した直交周波数分割多重信号を前記発振手段の出力する基準信号とミキシングしてベースバンド信号を得る混合器と、
前記混合器の出力を入力とする複数のフィルタと、
前記フィルタを選択する選択手段と、
抽出したい所望サブキャリア成分に対応して前記発振手段の発振周波数を逐次可変制御すると共に、前記混合器の出力するベースバンド信号に対応して前記フィルタを選択すべく前記選択手段を制御する手段と、
選択されたフィルタにより抽出された信号成分を復調する復調手段とを具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
情報を互いに直交する複数のサブキャリアに乗せた直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
受信した直交周波数分割多重信号中の単一もしくは複数の所望サブキャリア成分を隣接するサブキャリア間隔で決まる有効シンボル時間を複数に時分割した時間内で抽出するフィルタと、
前記フィルタにより抽出された所望サブキャリア成分を復調する復調手段とを具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項３】
請求項２記載の無線通信装置において、前記フィルタは時分割された複数の時間枠内ではそれぞれ異なる単一サブキャリアもしくは複数のサブキャリアを取り出すことを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の応用分野】
この発明は、直交周波数分割多重信号の特定サブキャリアを簡易に選択受信することができるようにした無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、マルチメディアが注目され、種々の方面でその活用が研究されている。
【０００３】
マルチメディアは、画像情報、音声情報、文字や個人情報等のデータなどを扱うことができる。これら情報は種別により情報量が大きく異なり、また、即時性の要否といった面でも条件が異なる。すなわち、これら情報の伝送を考えた場合、画像情報が動画像であれば円滑な画像の動きを確保するためにはリアルタイムで情報を送る必要があり、音声情報であれば画像情報より容量が少ないものの、これも即時性を要求される。しかし、文字データ等の場合は送られれば用は済むので、即時性の要求度は低い。また、画像情報は雑音の影響を受けて像が劣化すると、鑑賞に耐えないものとなり、また、文字データなどの場合は雑音の影響を受けると文字化けが起きて問題になるが、音声情報は聞き苦しくはなるものの内容の伝達はできるといった具合に耐雑音の面でも要求される条件は違ったものとなる。
【０００４】
このように、画像や音声などの情報や、あるいは個人情報データなどの情報はそれぞれ即時性や耐雑音特性等の要求が異なるが、このような要求の異なる情報信号を混在して伝送するマルチメディア通信では、前述の異なる情報信号を同様に階層化し、どのようにして無線信号を生成するか、さらにどのようにして無線信号を復調するか、という階層化変復調の技術が重要である。
【０００５】
また、受信する情報量の差によって階層を区分した階層化変調方式では、少ない情報量を受信する受信機の構成は簡易でなければならない。つまり、マルチメディア通信では、同じ画像を高精細で送るチャネルとそれよりずっと粗い画像を送るチャネルがある場合などでは、ユーザは目的に応じて画質を選んで受信できることになり、いずれの画質の像をも受信することができるように受信機を構成したり、目的や用途によっては粗い画像のみを受信する受信機とする等、受信機に持たせる性能や構成もユーザのニーズに応じた種々のバリエーションが考えられる。
【０００６】
すなわち、受信可能な画像の質が高いものは高級品であり、受信可能な画像の質が低いものは普及品、あるいは簡易型であるといった考え方を採れば、高画質すなわち、高精細な画像（情報量が多い）を受信するための受信機の構成は、低画質すなわち、粗い画像（情報量が少ない）を受信するための受信機の構成よりも簡易である必要がある。
【０００７】
ところで、マルチメディア通信においては、異なる情報信号を複数種、同時に伝送できることが重要であるが、これに適合する伝送方式に直交周波数分割多重信号によるものがある。そして、直交周波数分割多重信号の階層化は、直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの変調方式や電力を変えることにより達成できる。
【０００８】
階層化直交周波数分割多重信号の一例として１９９５年電子情報通信学会総合大会Ｂ−９１８の“ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−移動受信を考慮した階層化方式の検討−”が挙げられる。
【０００９】
このような従来方式の階層化直交周波数分割多重信号の周波数割当を図１５に示す。直交周波数分割多重信号は、多数のサブキャリアを直交配置し、各キャリアに対して独立の変調方式，多値数，キャリア電力が設定可能である。
【００１０】
さて、このような直交周波数分割多重信号の送受信方式の一例として、“日経エレクトロニクス１９９４．６．２０（ｐｐ．８１）”に開示された如き技術が挙げられる。この開示技術における送受信回路ブロックを図１６に示す。
【００１１】
この図１６に示す構成において、伝送する信号（入力シンボル列）は、直並列変換部分において直並列変換されて各搬送波に割り当てられ、周波数領域でマッピングされる。マッピングデータは逆ＦＦＴ（逆フーリエ変換）部分において逆ＦＦＴされて、周波数領域から時間領域に変換される。逆ＦＦＴを実行するために時間領域でのサンプル数は最低でも直交周波数分割多重信号を構成するキャリアの数（ヌルキャリアも含む）と等しくなる。
【００１２】
逆ＦＦＴされて得られた時間領域のデータは並直列変換とＤ‐Ａ変換部分を通すことにより直列データに変換されると共に、マルチパス対策用にここでガードインターバルが付加されてからＤ／Ａ変換されてアナログ信号化される。
【００１３】
このアナログ信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）により不要成分を除去され、搬送波に重畳されてから帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）を通し、伝送路へと出力される。すなわち、直交周波数分割多重信号はベースバンド帯での信号処理で生成されるため、所望の伝送周波数帯域に周波数変換された後に伝送路に出力される。なお、伝送路前段の帯域通過フィルタは周波数変換によって生じるイメージを遮断するものである。以上が送信側の処理である。
【００１４】
一方、受信側では、伝送路より受信した直交周波数分割多重信号を、帯域通過フィルタを通して不要成分を除去した後、発振器の出力とミキシングすることによって、ベースバンド帯で信号処理をするために周波数変換する。さらにＦＦＴ（もしくはＤＦＴ）を施すためにＡ／Ｄ変換器によりサンプリングされる。すなわち、発振器の出力とミキシングされることにより周波数変換された受信信号はＡ‐Ｄ変換と直並列変換部分でまずＡ／Ｄ変換され（サンプリングと量子化）、さらに直並列変換されて元の各搬送波対応に分けられ、それぞれはＦＦＴを施された後に並直列変換部分で直列データに変換され、受信シンボル列として出力される。
【００１５】
なお、周波数変換後の信号には、高調波が含まれる。サンプリング定理を満足させるためには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートの１／２以上の周波数成分は、除去しなければならない。
【００１６】
そのため、一般的には受信系においてＡ／Ｄ変換器の前段にＬＰＦ（低域通過フィルタ）を挿入する。時間領域でサンプリングされたデータは、送信側においてガードインターバルが付加されて送信されている場合には、ガードインターバルが除去される。時間領域でのサンプル数はＦＦＴにより時間領域から周波数領域に変換するため、最低でも（直交周波数分割多重信号を構成する）キャリアの数と等しくする必要がある。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、直交周波数分割多重信号を使用した従来の無線通信方式では、直交周波数分割多重信号を受信する際に、直交周波数分割多重信号をＡ／Ｄ変換器にてサンプリングし、サンプリングした直交周波数分割多重信号に対するＦＦＴ処理を施すことにより、復調を行なっている。
【００１８】
従って、直交周波数分割多重信号を構成するキャリアの総数（情報が存在しないヌルキャリアも含む）以上のオーバーサンプリングが必要となる。例えば、１６キャリアで構成される直交周波数分割多重信号の場合には１６倍以上のサンプリングデータが、また、２５６キャリアの場合には２５６倍以上のサンプリングデータが１有効シンボルシンボル期間に必要となる。
【００１９】
このため、直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの一部だけを受信したい場合でも送信側が送出した全信号（全サブキャリア）を受信しなければならなかった。
【００２０】
しかしながら、受信する情報量の差によって階層を区分した階層化変調方式では、少ない情報量の情報についてのみを受信対象とするようにした受信機の場合、その構成は簡易であった方が良い。
【００２１】
つまり、高精細の画像情報、低精細の画像情報というように同じ画像であっても用途や目的別に異なる情報量で情報を送るようにする場合、それぞれは別のチャネルとしてそれぞれのチャネルを別のサブキャリアで送ることになる。そして、低精細の画像情報のみ受信すれば足りる用途の受信機であれば、その受信機は当然低精細の画像情報を伝送するサブキャリアを受信する構成であれば良く、それ以外の各サブキャリアを全てを受信する構成とすると、不要なサブキャリアを含めて受信処理する構成となるので無駄が多く、甚だ不経済である。同様に、データ送信用のチャネルのサブキャリアのみを受信したいといった用途や、音声送信用のチャネルのサブキャリアのみを受信したいといった用途も当然あるから、このような特定の用途向けの受信機を考えると、目的外の各サブキャリアを全てを受信する構成を採用するには、甚だ不経済である。
【００２２】
しかし、従来の直交周波数分割多重信号の受信機では、前述のように送信側が送出した全送信信号（全サブキャリア）を受信して処理しなければならないので、回路構成の簡素化を阻害し、受信機の小型化・低消費電力化を妨げていた。特に直交周波数分割多重信号の受信処理には１６キャリア、２５６キャリアといった多数のサブキャリアを分離するために、その受信信号のサンプリングを高速で行わねばならず、Ａ／Ｄ変換器としてコストの高いものになる他、サンプリングされたデータについてＦＦＴ処理を施すことになり、このＦＦＴ処理のための回路は高度なフーリエ変換演算処理を行うものであって構成も複雑であり、回路の占有容積も大きくなる。そして、このようなＡ／Ｄ変換器やＦＦＴ処理回路は高速処理が要求される分、消費電力も大きく、回路構成の簡素化や、受信機の小型化・低消費電力化を妨げることになる。
【００２３】
マルチメディア通信では、全てのサブキャリアを必要とするケースも多いが、低精細の画像のみを受信してモニタしたいといった用途や、データ送信用のチャネルのサブキャリアのみを受信したいといった用途、音声送信用のチャネルのサブキャリアのみを受信したいといった用途も当然あるから、このような特定の用途向けの受信機を考えると、このような受信機では目的外の各サブキャリアを全てを受信する構成を採用するには、あまりに不経済である。
【００２４】
そこでこの発明の目的とするところは、このような問題点を解決し、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数のサブキャリアの一部だけを選択受信する簡易な構成の受信系を実現できると共に、特に受信系に必要なＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を低く抑えることによって受信機としての小型化・低消費電力化・低コスト化の実現を図ることができる無線通信装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明はつぎのように構成する。すなわち、第１には、情報をそれぞれ複数のサブキャリアにより伝送するようにした直交周波数分割多重信号による通信装置において、受信系を直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望のサブキャリアの信号成分についてのみを抽出するフィルタ手段と、この抽出された信号成分から情報を復調する復調手段とより構成する。
【００２６】
また、第２には、直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望の複数種のサブキャリアについて復調する場合には、受信信号とミキシングしてベースバンド信号を得る混合器に、ミキシング用の信号として与える信号を発生する局部発振器を周波数可変形のものとし、また、フィルタを複数種設けて、局部発振器の発振周波数を所定の周波数に順次変えながら受信信号をミキシングすると共に、フィルタを切り替えるようにし、これによって受信信号のうちの所望の複数のサブキャリアの周波数領域の信号成分を、順次抽出するようにした。
【００２７】
また、第３には、特定の複数のサブキャリアについて抽出する場合に、帯域制限フィルタを用い、この帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうことにした。
【００２８】
【作用】
第１の構成の場合、受信信号を上記所望のサブキャリアの周波数領域の信号成分を抽出するフィルタ手段を設けて、このフィルタ手段を通すことにより、上記所望のサブキャリアの信号成分を得、この信号成分を復調部で復調して受信データを得るようにしたことで、従来のように全てのサブキャリアを抽出するためのＦＦＴ処理を不要とし、フィルタとシングルキャリアを対象とする復調部で受信系を構成することができるから、構成が簡易となり、また、ＦＦＴ処理を不要とする分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【００２９】
具体的には、送信側（変調系）で生成される複数のサブキャリアで構成された直交周波数分割多重信号からサブキャリアの一部だけを受信するためには、受信側（復調系）では、局部発振器の周波数を変化させて、受信したいサブキャリアの中心周波数が０Ｈｚ（直流）となるように周波数変換する。周波数変換は受信信号を基準発振器から発生させた基準周波数信号とミキシングすることで行える。周波数変換された直交周波数分割多重信号に対してフィルタ手段、具体的には低域通過ろ波器（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ  ）によって帯域制限を行ない不要なサブキャリアを除去し、抽出したいサブキャリアの成分のみにする。ＬＰＦ通過後の直交周波数分割多重信号は隣接するサブキャリアが干渉となって重畳したＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）信号となるため、シングルキャリアに適用する復調方式によって復調すれば伝送情報系列が復調される。
そのために、
（１）伝送情報系列によって変調された複数のサブキャリアを周波数領域で互いに直交配置して直交周波数分割多重信号を生成する直交周波数分割多重信号変調手段と、前記直交周波数分割多重信号から伝送情報系列を復調する直交周波数分割多重信号復調系とによって実現される無線通信装置において、前記復調手段は、前記直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの１つもしくは複数を取り出す手段を具備し、前記取り出したサブキャリア信号に対して復調を行なう。
【００３０】
（２）また、本発明の無線通信装置では、受信側を良好に動作させるためにも前記直交周波数分割多重信号を生成する変調手段がガードインターバルを付加する手段を具備している。
【００３１】
（３）また、本発明においては復調手段では前記直交周波数分割多重信号を構成する複数のサブキャリアから任意のサブキャリアを復調するために、そのサブキャリアの中心周波数を直流（  ＤＣ，ゼロ周波数）  に変換する手段を具備している。
【００３２】
（４）また、本発明の無線通信装置に適用される復調手段は、取り出した任意のサブキャリアに相当する時間波形信号をサンプリングする手段と、前記サンプリングした時間波形信号に対してフーリェ変換を行なう手段を具備している。
【００３３】
（５）さらに、本発明の無線通信装置において、前記直交周波数分割多重信号から伝送情報系列を復調する復調手段は、隣接するサブキャリア間隔で決まる有効シンボル時間を複数に時分割した時間内で、前記直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの１つもしくは複数を取り出す手段と、この取り出したサブキャリア信号から伝送情報系列を復調する手段とを具備している。
【００３４】
（６）さらに、本発明の無線通信装置においては、時分割された複数の時間枠内ではそれぞれ異なる単一サブキャリアもしくは複数のサブキャリアを取り出し、それぞれ取り出したサブキャリアから伝送情報系列を復調する。
【００３５】
また、第２の構成の場合、直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望の複数種のサブキャリアについて復調する場合には、受信信号とミキシングしてベースバンド信号を得る混合器に、ミキシング用の信号として与える信号を発生する局部発振器を周波数可変形のものとし、また、フィルタを複数種設けて、局部発振器の発振周波数を所定の周波数に順次変えながら受信信号をミキシングすると共に、フィルタを切り替えるようにし、これによって受信信号のうちの所望の複数のサブキャリアの周波数領域の信号成分を、順次抽出するようにしたことにより、従来のように全てのサブキャリアを抽出するためのＦＦＴ処理を不要とし、フィルタとシングルキャリアを対象とする復調部で受信系を構成することができるから、構成が簡易となり、また、ＦＦＴ処理を不要とする分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【００３６】
また、第３の構成の場合、特定の複数のサブキャリアについて抽出する場合に、帯域制限フィルタを用い、この帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうことにしている。
【００３７】
この帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうようにしたことににより、ＦＦＴの総サンプル数を減少させることができるようになるため、ＦＦＴに要する計算時間、もしくはＦＦＴの回路規模を短縮もしくは縮小することが可能となり、その分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【００３８】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながらを説明する。
【００３９】
（第１実施例）
図１は、本発明の第１実施例に係る無線通信方式の直交周波数分割多重信号の周波数スペクトラムを示している。図１おいて、10は周波数領域、11-1〜11-nはサブキャリア、12はキャリア間隔Δｆ、11-mは複数のサブキャリア11-1〜11-n中の所望の抽出対象のサブキャリア、14は低域通過フィルタの特性である。
【００４０】
図１に示すように、直交周波数分割多重信号は周波数領域１０において複数のサブキャリア１１−１〜１１−ｎ間の直交性を維持しながら配置し、符号１２を付して示すキャリア間隔Δｆを狭めている。つまり、直交周波数分割多重信号の各サブキャリア１１−１〜１１−ｎはそれぞれ互いに独立に変調されて伝送帯域内に直交配置される。
【００４１】
多数あるサブキャリア１１−１〜１１−ｎのうち、抽出したい所望のサブキャリアを１１−ｍとし、この所望の抽出対象サブキャリア１１−ｍのみに着目すると、シングルキャリア変調波と看做すことができる。従って、本発明では、所望の抽出対象サブキャリア１１−ｍをこのサブキャリア１１−ｍの周波数帯域に合わせた特性の低域通過フィルタ１４で抽出することで、以後の処理を単純化するようにするという点が、基本的な考え方となっている。
【００４２】
具体的構成例を図２に示す。
【００４３】
図２は、直交周波数分割多重信号を用いた無線通信方式における本発明に係る選択受信方式の通信装置のシステム構成を示したブロック図である。図２において、20は直交周波数分割多重信号送信機本体（以下、送信機本体と呼ぶ）であり、21は送信情報系列、22は周波数軸信号点配置処理部、23は変調サブキャリア、24は逆フーリェ変換部、25は直交周波数分割多重信号時間サンプル、26はガードインターバル付加部、27はガードインターバル付加後時間波形信号サンプル、28はＤ／Ａ変換器、29は直交周波数分割多重信号アナログ波、 210は送信ＲＦ部、 211は送信信号、 212は送信アンテナである。
【００４４】
上記周波数軸信号点配置処理部２２は、入力される送信情報系列２１を周波数領域でマッピング（ｆ軸マッピング）して出力する装置であり、逆フーリェ変換部２４は、この周波数軸信号点配置処理部２２からの出力を逆フーリェ変換（逆ＦＦＴ）処理して出力するものであり、ガードインターバル付加部２６は、逆フーリェ変換部２４の出力に対して信号間の干渉を防ぐための時間的ギャップであるガードインターバルを付加して出力するものである。
【００４５】
また、Ｄ／Ａ変換器２８は、ガードインターバル付加部２６の出力をアナログ信号化する装置であり、送信ＲＦ部  ２１０は、このアナログ信号を所望の周波数帯域の信号に変換し、所望の送信電力まで増幅して無線送信可能な状態の信号にする装置であり、アンテナ  ２１２はこの送信ＲＦ部  ２１０からの信号を無線信号として送信するものである。
【００４６】
また、周波数軸信号点配置処理部２２の出力信号が２３の変調サブキャリアであり、逆フーリエ変換部２４の出力が直交周波数分割多重信号時間サンプル２５であり、ガードインターバル付加部２６の出力が、２７のガードインターバル付加後時間波形信号サンプルである。また、Ｄ／Ａ変換器２８の出力が２９の直交周波数分割多重信号アナログ波であり、送信ＲＦ部  ２１０の出力が  ２１１の送信信号である。
【００４７】
図２において、 213は受信機本体であり、 214はアンテナ、215は受信信号、 216はＲＦ部、 217は出力信号、 218は局部発振器、 219は基準信号、 220は混合器（ミキサー）、 221は所望周波数の低域信号、 222はＬＰＦ（低域通過フィルタ）、 223は時間波形信号、 224はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 225はデジタル信号、 226はシングルキャリア復調回路である。
【００４８】
ＲＦ部  ２１６はアンテナ  ２１４で受信した受信信号２１５  を増幅して中間周波数（ＩＦ）に周波数変換して出力するものであり、局部発振器２１８  は所要の周波数の基準信号  ２１９を発振する装置であり、また、混合器  ２２０はＲＦ部  ２１６の出力と局部発振器２１８  の出力する基準信号  ２１９とを混合して所望周波数の低域信号  ２２１に周波数変換して出力するものである。
【００４９】
局部発振器  ２１８が発振出力する基準信号  ２１９の周波数は、所望サブキャリアや所望サブキャリア群の中心周波数が０（ＤＣ（直流分））に変換される周波数もしくは、所望サブキャリア群の最上位または最下位のサブキャリアの中心周波数に相当する周波数である。
【００５０】
ＬＰＦ  ２２２は、混合器  ２２０からの低域信号  ２２１を所定の低域通過特性のフィルタにより濾波して、複数サブキャリアの成分うちの不要サブキャリアを除去するものであり、これによって抽出したい所望のサブキャリア成分を得るものである。また、シングルキャリア復調回路  ２２６はこの抽出したサブキャリアの信号を復調して受信データとして出力する装置である。
【００５１】
周波数変換された低域信号  ２２１はＬＰＦ  ２２２により隣接する不要サブキャリアを除去することで、得られた所望サブキャリアに相当する時間波形信号２２３  は、最終的にはシングルキャリア復調回路２２６  により所望チャネルの受信データに復調されるが、シングルキャリア復調回路２２６  がデジタル回路で構成されている場合には，ＬＰＦ出力信号  ２２３をＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）  ２２４によりサンプリングされ、デジタル信号  ２２５に変換され後にシングルキャリア復調回路  ２２６により復調処理されて所望の伝送情報系列  ２２７に復調される構成となる。
【００５２】
また、シングルキャリア復調回路  ２２６がサンプルホールド回路やＬＰＦ、積分回路のようなアナログ回路で実現される場合、図中のＡ／Ｄ変換器  ２２４は不要となり、ＬＰＦ  ２２２の出力信号  ２２３が直接シングルキャリア復調回路  ２２６に入力され，所望の伝送情報系列  ２２７に復調される構成とする。
【００５３】
なお、特に本発明では、不要サブキャリアを除去する回路としてＬＰＦ  ２２２を用いて実現し、しかも、このＬＰＦ  ２２２を、構成容易なアナログフィルタを適用して構成することでコストダウンを図ると共に、フィルタを通すことでシングルキャリア化することで、後段のＡ／Ｄ変換器  ２２４のサンプリング周波数を低く設定できるようにしている。
【００５４】
つぎに上記構成の本装置の作用を説明する。
【００５５】
送信機本体２０側では、入力された送信データ２１を周波数軸信号点配置処理部２２が周波数領域でマッピング（ｆ軸マッピング）する。周波数軸信号点配置処理部２２でｆ軸マッピングされたデータ（マッピングデータ２３）は逆ＦＦＴ部２４で逆ＦＦＴ処理されて出力された、時間領域波形２５に変換される。この逆ＦＦＴ部２４からの逆ＦＦＴ処理されデータはガードインターバル付加処理部２６に入力され、ここでガードインターバルを付加される。この結果、逆ＦＦＴされた時間波形信号２５に対してガードインターバルが付加された信号形態の時間波形信号２７になる。
【００５６】
ガードインターバルが付加された時間波形信号２７はＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２８に入力され、ここでアナログ時間波形の信号２９に変換される。そして、このアナログ信号２９はＲＦ部  ２１０において所望の周波数帯域の信号に変換され、かつ所望の送信電力まで増幅された無線信号  ２１１としてアンテナ  ２１２から出力される。
【００５７】
以上は送信系の動作であり、つぎに受信系の動作について説明する。
【００５８】
受信機本体  ２１３では、アンテナ  ２１４で受信した受信信号  ２１５は、ＲＦ部  ２１６において増幅されて中間周波数（ＩＦ）に周波数変換され、出力信号  ２１７となる。ＲＦ部  ２１６で中間周波数まで周波数変換されて出力された出力信号  ２１７は、局部発振器  ２１８からの基準信号  ２１９と混合器  ２２０で混合（ミキシング）されて所望周波数信号  ２２１に周波数変換される。
【００５９】
局部発振器  ２１８から出力される基準信号  ２１９の周波数は、所望サブキャリアや所望サブキャリア群の中心周波数が０（ＤＣ）に変換される周波数もしくは、所望サブキャリア群の最上位または最下位のサブキャリアの中心周波数である。
【００６０】
周波数変換されて出力された低域信号  ２２１は、ＬＰＦ  ２２２を通すことにより、隣接する不要サブキャリアが除去される。不要サブキャリアが除去された後の所望サブキャリアに相当する時間波形信号  ２２３は、シングルキャリア復調回路  ２２６がデジタル回路で構成されている場合には，ＬＰＦ出力信号  ２２３をＡ／Ｄ変換器  ２２４によりサンプリングされ、デジタル信号  ２２５に変換された後に復調処理されて所望の伝送情報系列  ２２７に復調される。また、シングルキャリア復調回路  ２２６がアナログ回路で実現される場合には、図中のＡ／Ｄ変換器  ２２４は不要となり、ＬＰＦ  ２２２の出力信号２２３  が直接、シングルキャリア復調回路  ２２６に入力され、所望の伝送情報系列  ２２７に復調される。
【００６１】
このように、本発明では、複数あるサブキャリアのうち、特定のサブキャリアを得るため、混合器  ２２０を通して低域信号化した受信信号  ２２１をＬＰＦを通すようにした。これにより、後段の処理はシングルキャリアの信号を扱うのと同じであり、回路構成がシンプルになる。
【００６２】
また、不要サブキャリアを除去するフィルタ（ＬＰＦ  ２２２）として、実現が容易なアナログフィルタを適用し、コストダウンを図ると共に、フィルタを通すことでシングルキャリア化することで、Ａ／Ｄ変換器  ２２４のサンプリング周波数を低く設定できるようになり、これによってＡ／Ｄ変換器のコストダウンと低消費電力化を可能にし、また、ＦＦＴを不要にしたことで、これによる大幅なコストダウンと低消費電力化および回路占有容積の縮小を可能にし、小形化、構成の簡易化をも実現できることになる。
【００６３】
なお、一般的にはＡ／Ｄ変換器によりデータをサンプリングするためには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートの１／２以上の周波数成分を除去しなければならない（サンプリング定理）。
【００６４】
そのため、周波数変換された低域信号  ２２１をサンプリングする際には、Ａ／Ｄ変換器  ２２４の前段にサンプリング定理を満足させるためのＬＰＦが挿入されることになるが、図２に示した受信機本体の構成におけるＬＰＦ  ２２２はこのような目的で挿入されるＬＰＦを指しているのではなく、所望サブキャリアのみを取り出し、不要サブキャリアを除去するために設けられるものである。
【００６５】
従って、本実施例のＬＰＦ  ２２２はサンプリング定理を満たすためのＬＰＦと比べて、急峻な特性が必要となる。本実施例のＬＰＦ  ２２２は特性は、直交周波数分割多重信号の特定サブキャリアを選択復調する受信機の受信特性に影響を与える。これはＬＰＦの特性が選択受信器の受信特性を劣化させる符号間干渉の発生に関与するためである。以下に、この符号間干渉の発生原因について説明する。
【００６６】
ＬＰＦの出力信号の周波数特性は、ＬＰＦの周波数特性と被帯域制限信号の周波数特性の積で表わされる。周波数領域での積は、時間領域における畳み込み和で表現できるため、ＬＰＦの出力信号の時間応答は、ＬＰＦのインパルス応答と被帯域制限の時間応答との畳み込み和で表現できる。つまり、低域信号  ２２１（前述の被帯域制限信号に相当）をＬＰＦ  ２２２により帯域制限することにより得られる時間波形信号  ２２３は、ＬＰＦ  ２２２のインパルス応答と低域信号  ２２１の畳み込みの和で表わすことができる。
【００６７】
符号間干渉は、隣接するシンボルからの不要振幅が所望波に混入するために発生する。従って、ＬＰＦ  ２２２のインパルス応答によって符号間干渉電力が左右される。
【００６８】
つまり、フィルタのインパルス応答が直交周波数分割多重信号の１シンボル時間内で零になっていれば、隣接するシンボルからの影響が起こらないため、符号間干渉は発生しない。このようなフィルタの例を図３および図４に示す。
【００６９】
図３は本発明の無線通信方式における選択受信方式による受信機に適用するＬＰＦの周波数特性を示す図であり、図４は本発明の無線通信方式における選択受信方式による受信機に適用するＬＰＦの時間特性を示す図である。
【００７０】
図３および図４において、  ５０１は周波数領域であり、  ５０２はＴなる時間幅の時間領域、ｆは周波数、ｔは時間である。周波数領域  ５０１ではサブキャリア間隔（Δｆ）毎にヌルが存在し、時間領域  ５０２では、インパルス応答が１シンボル時間内で零になっている。しかしながら、このようなフィルタを実現することは容易でない。そのため、影響の少ないＬＰＦの選定が重要となる。
【００７１】
図５はフィルタの次数と符号間干渉電力の関係を示したものである。フィルタはアナログ回路による簡易実現を考慮してベッセル型とし、ガードインターバル長は有効シンボルの１／４としている。フィルタの次数の決定には、隣接するサブキャリアからの干渉電力とインパルス応答長による符号間干渉というトレードオフがある。
【００７２】
つまり、フィルタを高次にすることによって、遮断特性は急峻になり、隣接するサブキャリアからの干渉は抑圧されるが、ＬＰＦのインパルス応答長が長くなるので、符号間干渉電力の改善効果が薄れてしまう。フィルタをベッセル型とした図５の例では、５次を採用することで、干渉抑圧効果と低次数化によるコストの削減が可能となり、受信特性の改善が図れる。
【００７３】
以上は、直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望のサブキャリアについてのみ、選択的に受信する用途に適用する構成として、受信信号を上記所望のサブキャリアの周波数領域の信号成分を抽出するフィルタを設けて、このフィルタを通すことにより、上記所望のサブキャリアの信号成分を得、この信号成分を復調部で復調して受信データを得るようにしたので、従来のように全てのサブキャリアを抽出するためのＦＦＴ処理を不要とし、フィルタとシングルキャリアを対象とする復調部で受信系を構成することができるから、構成が簡易となり、また、ＦＦＴ処理を不要とする分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになる。
【００７４】
以上の第１実施例は、特定のサブキャリアのみをフィルタで抽出してそのサブキャリアによる伝送データの受信を行う構成であるが、復調する対象を全サブキャリアによる伝送データとしたり、全サブキャリアによる伝送データとまではゆかなくても、複数のサブキャリアによる伝送データを復調の対象とするような受信装置においては当然ＦＦＴによる変換処理を伴う構成とする必要があり、ＦＦＴ処理回路等が必要で、消費電力の問題が残る。そこで、第１実施例をこのような装置に適用して、この第１実施例の構成により、受信側の電源のオンの制御を行う構成とすれば、受信待機時に消費電力の大幅な節減が可能になる。
【００７５】
このような実施例を第２実施例としてつぎに説明する。
【００７６】
（第２実施例）
図６は、本発明における第２実施例を説明するブロック図である。本発明による通信方式を用いることにより、受信機の低消費電力化の実現を以下に説明する。
【００７７】
図において、  ７０１はアンテナ、  ７０２はセレクタ、  ７０３は特定サブキャリア選択受信機、  ７０４は直交周波数分割多重信号受信機、  ７０５は制御回路、  ７０６はアサイン信号、  ７０７はＯＮ（オン）信号である。
【００７８】
これらのうち、アンテナ  ７０１は直交周波数分割多重信号を受信するためのものであり、セレクタ  ７０２は、アンテナ  ７０１にて受信した信号を特定サブキャリア選択受信機  ７０３と直交周波数分割多重信号受信機  ７０４のうちのいずれか一方に与える回路切り替えのためのスイッチである。制御回路  ７０５は、特定サブキャリア選択受信機  ７０３からの信号（アサイン信号  ７０６）を受けてセレクタ  ７０２を切り替え制御するものである。
【００７９】
特定サブキャリア選択受信機  ７０３は、受信したサブキャリアのうち特定のサブキャリアを抽出するための受信機であり、この特定サブキャリア選択受信機  ７０３としては、例えば、図２（本願発明の構成）の構成が適用できる。また、直交周波数分割多重信号受信機  ７０４は、全サブキャリアを対象に受信して、それぞれのサブキャリアを抽出し、それぞれのサブキャリアで伝送されてきた情報を復調する受信機であり、例えば、図１６（従来方式による復調方式）に示すような構成が適用できる。
【００８０】
本システムにおいては、送信側において、アサイン情報を特定のサブキャリアを使用して伝送するようにし、受信機側では、この特定サブキャリアを監視して直交周波数分割多重信号受信機  ７０４を電源オンオフ制御することにより、消費電力の軽減を図るようにしている。
【００８１】
そのため、特定サブキャリア選択受信機  ７０３は、特定サブキャリアとして制御チャネル信号のサブキャリアを抽出対象とし、これを監視して、アサイン情報を制御チャネル信号により受け取ると、受信機がアサインされた旨を制御回路  ７０５にアサイン信号  ７０６により通知することができるように構成してあり、制御回路  ７０５では、このアサイン信号  ７０６によって直交周波数分割多重信号受信機  ７０４にＯＮ（オン）信号  ７０７を送り、動作させる構成である。特定サブキャリア選択受信機  ７０３の消費電力は、直交周波数分割多重信号受信機  ７０４のそれに比べて大幅に少ないため、低消費電力化を実現できる構成となる。
【００８２】
このような構成の本装置の作用を説明する。この実施例では、送信機より送出する直交周波数分割多重信号の複数あるサブキャリアのうち、特定キャリア（１つもしくは複数）を、図７に示すよう制御チャネル  ６０１として割り当てる。他のキャリアは、データチャネル  ６９２とする。そして、受信機をアサインさせる場合に、この制御チャネル  ６０１を使用してアサイン情報を送信するようにする。
【００８３】
受信機側では、アンテナ  ７０１により受信した直交周波数分割多重信号は、セレクタ  ７０２に入力され、セレクタ  ７０２出力は特定サブキャリア選択受信機  ７０３もしくは直交周波数分割多重信号受信機  ７０４に入力される。待機状態の場合、制御回路  ７０５はセレクタ  ７０２を特定サブキャリア選択受信機  ７０３の側に切り替えるように構成してあり、かつ、直交周波数分割多重信号受信機  ７０４は電源オフの状態に制御する構成である。しかも、特定サブキャリア選択受信機  ７０３は、制御チャネル信号を伝送するサブキャリアのみを抽出してアサイン情報を得る装置であるために、特定サブキャリア選択受信機  ７０３では、制御チャネル信号を監視することになる。
【００８４】
このようにして待機状態においては、特定サブキャリア選択受信機  ７０３では、制御チャネル信号を監視する。そして、制御チャネル信号によりアサイン情報を受けると、受信機がアサインされた旨を制御回路  ７０５にアサイン信号  ７０６により通知する。
【００８５】
制御回路  ７０５では、特定サブキャリア選択受信機  ７０３からのこのアサイン信号  ７０６によってセレクタ  ７０２を直交周波数分割多重信号受信機  ７０４の側に切り替えると共に、電源オン操作の指令信号であるＯＮ（オン）信号  ７０７を出力し、直交周波数分割多重信号受信機  ７０４に与える。
【００８６】
直交周波数分割多重信号受信機  ７０４ではこのＯＮ信号  ７０７を受けて電源がオンになり、受信処理が可能な状態になる。図２の構成を採用した特定サブキャリア選択受信機  ７０３の消費電力は、全サブキャリアを復調する直交周波数分割多重信号受信機  ７０４のそれに比べて大幅に少ないため、全サブキャリアを復調する直交周波数分割多重信号受信機を構成するにあたっても、本実施例の構成を採用すると受信機の大幅な低消費電力化を実現できることになる。
【００８７】
ここで図８に示すように、制御チャネルを１波のみに割り当てた場合、マルチパス  ８０１の影響を受け、消失してしまうことがある（制御チャネル（１）  ８０２参照）。
【００８８】
その場合には、例えば、制御チャネル（１）と制御チャネル（２）といった具合に制御チャネルを複数キャリアに割り当て、受信機における受信電界強度測定によって最適な制御チャネルを選択するようにすると、支障がなくなる。
【００８９】
つぎに第３実施例を説明する。
【００９０】
（第３実施例）
以上の実施例は、いずれも複数あるサブキャリアのうち、所望の一つを抽出して復調する構成である。この考え方を一歩前進させ、複数あるサブキャリアのうち、所望のいくつかを抽出して復調する構成に適用すると、ＦＦＴを必要とするものの、全サブキャリアを処理の対象にする場合に比べ、ＦＦＴを簡易化でき、また、Ａ／Ｄ変換器もサンプリングレートの低いもので済ますことができて、小電力化、簡素化が可能になる。このような用途は、全サブキャリアの全データを必要とせず、特定のいくつかのサブキャリアのデータを利用できれば良い受信装置に最適である。
【００９１】
図９は、このような用途のための本発明の第３実施例に係る無線通信方式の選択受信方式の受信機の構成を説明するブロック図である。直交周波数分割多重信号を生成する送信機の構成は、図２の例と同じである。
【００９２】
図９において、３０は受信機本体、３１は受信アンテナ、３２は受信信号、３３はＲＦ部、３４はＲＦ部３３の出力信号で低域信号である。３５は混合器（ミキサー）、３６は局部発振器、３７は、３８は、３９は帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）、  ３１０は複数のサブキャリア、  ３１１はＡ／Ｄ変換器、  ３１２は離散信号、  ３１３はガードインターバル除去処理部、  ３１４はガードインターバルが除去された信号、  ３１５はフーリェ変換（ＦＦＴ）部、  ３１６はフーリェ変換（ＦＦＴ）出力、  ３１７はデマッピング処理部、
３１８は所望受信データである。
【００９３】
この実施例では、受信アンテナ３１で受信した受信信号３２をＲＦ部３３で増幅し、混合器３５で局部発振器３６の出力する基準信号３７とミキシングして周波数変換し、これを帯域制限フィルタ３９を通すことによって所望の連続する複数のサブキャリア  ３１０を取り出す構成としてある。また、Ａ／Ｄ変換器  ３１１はこの取り出した所望の連続する複数のサブキャリア  ３１０をサンプリングしてデジタルデータ化するものであり、ガードインターバル除去処理部  ３１３はこのＡ／Ｄ変換器  ３１１の出力する信号（離散信号）  ３１２中からガードインターバルの成分を除去する処理を行うものである。
【００９４】
フーリェ変換（ＦＦＴ）部  ３１５はガードインターバル除去処理部  ３１３の出力信号  ３１４をフーリェ変換（ＦＦＴ）処理をするものであり、デマッピング処理部  ３１７はこのＦＦＴ処理後のデータをデマッピング処理（送信側でｆ軸マッピングされたデータを元に戻すための処理）して所望受信データ  ３１８を得るものである。
【００９５】
このような構成において、受信機本体３０では、受信アンテナ３１で受信した受信信号３２をＲＦ部３３に与え、ＲＦ部３３ではこの受信信号３２を増幅してその増幅した信号３４を混合器３５に与える。この混合器３５ではこの増幅した信号３４のほかに、局部発振器３６の出力する基準信号３７が入力され、これらを混合（ミキシング）することにより、周波数変換する。この周波数変換された信号が３８の信号である。
【００９６】
ここでは周波数変換の操作を１段分しか示していないが、一般的な複数段のヘテロダイン方式（スーパーヘテロダインやダブルスーパーヘテロダインなど）を含んでいる。
【００９７】
混合器３５において周波数変換された信号３８は、帯域制限フィルタ３９に通されることによって、所望の連続する複数のサブキャリア  ３１０が取り出される。図１０は上記帯域制限フィルタ３９によって取り出した信号  ３１０の周波数スペクトルの様子を示している。図中、４１はそれぞれサブキャリア、４２はサブキャリア間隔Δｆ４３は抽出したい所望のサブキャリア群（複数のサブキャリア）、４４は帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）３９の持つ帯域通過フィルタ特性である。直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアは図１０中に４１で示す如く複数ある。これらのうち、符号４３を付して示すサブキャリアが抽出したい対象のサブキャリアであるとすると、図１０のような受信直交周波数分割多重信号を４４で示す如き帯域通過フィルタ特性を持つ帯域制限フィルタ３９を通すことによって取り出された帯域制限フィルタ出力  ３１０は符号４３を付して示すサブキャリアのみとなる。
【００９８】
この帯域制限フィルタ出力  ３１０は直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの一部であり、Ａ／Ｄ変換器  ３１１によってサンプリングされて離散信号  ３１２となり、ガードインターバル除去処理部  ３１３でガードインターバルの除去を行った後の信号  ３１４をフーリェ変換部  ３１５でＦＦＴ処理することで、所望のサブキャリアのフーリェ変換（ＦＦＴ）出力  ３１６だけが抽出される。
【００９９】
そして、この所望のサブキャリア成分についてのＦＦＴ出力  ３１６をデマッピング処理部  ３１７によりデマッピング処理することにより、所望受信データ  ３１８を得る。
【０１００】
本発明では、帯域制限フィルタ３９により一部のサブキャリアのみを抽出して当該一部のサブキャリアにより伝送されるデータを復調する構成であるため、全てのサブキャリアを処理する構成に比べて、復調系のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を低くすることができる。すなわち、第２実施例と同様に不要キャリアは帯域制限フィルタ３９により除去するため、サンプリング対象は抽出されたサブキャリアに対してのみで良く、従って、Ａ／Ｄ変換器  ３１１のサンプリング周波数を低く設定することが可能である。
【０１０１】
ただし、本実施例ではフーリェ変換（ＦＦＴ）部  ３１５でＦＦＴ処理を実行するため、単位シンボル時間内におけるサンプリング数（標本数）は、帯域制限フィルタ３９で取り出した複数のサブキャリア  ３１０の本数以上を必要とする。
【０１０２】
また、帯域制限フィルタ３９により所望のキャリアを取り出すと、帯域制限の影響によりサブキャリア間の直交性が崩れる。これは、帯域制限フィルタの時間応答の影響であり、結果的に符号間干渉が発生する。この符号間干渉の影響を受けると、不要な妨害成分が等価的に雑音となって受信信号に混入されることとなり、耐雑音特性が劣化する。
【０１０３】
そこで、耐雑音特性の向上を図る必要が生じるが、そのためには、帯域制限フィルタ３９の帯域を抽出対象である所望のサブキャリアの帯域幅よりも広く取り、Ａ／Ｄ変換器  ３１１のサンプリング周波数を高く設定するようにすればよい。
【０１０４】
図１１は、帯域制限フィルタ３９の帯域を所望のサブキャリアの帯域幅よりも広く取り、Ａ／Ｄ変換器  ３１１のサンプリング周波数を高く設定した際の周波数スペクトルを示したものである。
【０１０５】
帯域制限フィルタ３９の帯域を広げたために隣接シンボルからの符号間干渉が低減できる上に、サンプリング周波数を高く設定するので、隣接サブキャリアからの干渉を抑圧することも可能となり、耐雑音特性がより改善される。
【０１０６】
以上の第３実施例は、複数あるサブキャリアのうち、所望のいくつかを抽出して復調する場合に、ＦＦＴを必要とするものの、全サブキャリアを処理の対象にする場合に比べ、ＦＦＴを簡易化でき、また、Ａ／Ｄ変換器もサンプリングレートの低いもので済ますことができて、小電力化、簡素化が可能になる。
【０１０７】
ここで、本発明のシステムにおいて、送信系ではガードインターバルを付加する構成としているが、このガードインターバル付加の有効性について少し触れておく。
【０１０８】
図１２は、ガードインターバル付加の有効性を説明する図である。一般に直交周波数分割多重信号波の生成では、無線電波のマルチパス伝搬歪み対策用にガードインターバルが付加される。しかし、本発明のように、任意のサブキャリアだけを選択的に受信するようにした無線通信用受信機では、隣接シンボルからの符号間干渉の除去にも、ガードインターバルを付加することは非常に有効である。
【０１０９】
これを説明したものが図１２である。同図は、第１実施例に示したＬＰＦ（低域通過フィルタ）  ２２２をアナログのベッセル型と仮定した場合のＬＰＦ  ２２２の遮断特性を決定するガードインターバル長６０に対する符号間干渉電力６１を示したものである。
【０１１０】
これによれば、ＬＰＦ  ２２２の次数を固定してガードインターバル長６０で評価すると、次第に符号間干渉電力６２が減少することが分かる。その結果、等価的に発生する雑音電力が低減され、伝送情報系列の品質（符号誤り率特性）が大きく改善される。
【０１１１】
（第４実施例）
つぎに、複数のサブキャリアをＦＦＴを行わずに復調する例を第４実施例として説明する。これは受信側において、直交周波数分割多重信号から伝送情報系列を復調する復調系として、隣接するサブキャリア間隔で決まる有効シンボル時間を複数に時分割した時間内で、前記直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの１つもしくは複数を取り出し、この取り出したサブキャリア信号から伝送情報系列を復調する構成である。
【０１１２】
詳細を説明する。本システムではそれぞれ異なる情報を伝送するために、伝送する情報別にそれぞれ異なるサブキャリアを使用して複数のサブキャリアによる情報伝送をする。送信系では、図１３に示すように、周波数軸７０上に配置した複数のサブキャリア７１は、符号７２を付して示すサブキャリア間隔Δｆを、直交条件を満たすように設定し、それらサブキャリア群を逆フーリェ変換することにより、時間軸７３上での直交周波数分割多重信号時間波形７４を得るようにし、これを変調してアンテナより送信する。
【０１１３】
ここで、送信する情報の有効シンボル長は、符号７２を付して示すサブキャリア間隔Δｆの逆数で求まる時間Ｔ（符号７５を付して示すＴ）とガードインターバル時間ΔＴ（符号７６を付して示すΔＴ）から、Ｔ＋ΔＴなる関係式で与えられる。
【０１１４】
図１３では符号７５を付して示すものが時間Ｔであり、この時間Ｔを４つに時分割したスロット構成（符号７７を付して示す時間スロット参照）とした例を示している。ここで、Ｔを４つに時分割したそれぞれを仮にＴ１  ，Ｔ２  ，Ｔ３  ，Ｔ４  とする。
【０１１５】
Ｔ１  は時間スロット７７における符号７８を付した部分であり、Ｔ２  は時間スロット７７における符号７９を付した部分であり、Ｔ３  は時間スロット７７における符号  ７１０を付した部分であり、Ｔ４  は時間スロット７７における符号  ７１１を付した部分であるとする。
【０１１６】
ここで、例えば図２の局部発振器  ２１８がその発振基準信号  ２１９の周波数を任意に切り替えることができる構成であるものを使用しているとすると、それぞれのスロット７８〜  ７１１では、それぞれのタイミング期間に、例えば図２の局部発振器  ２１８の発振基準信号  ２１９の周波数をそれぞれ所要の一つに切り替えるようにする。図１３の例では、それぞれ符号  ７１２〜  ７１５を付して示すｆ１〜ｆ４に切り替えており、符号７８で示すスロットＴ１  の期間では発振基準信号  ２１９の周波数はｆ１、符号７９で示すスロットＴ２  の期間では発振基準信号  ２１９の周波数はｆ２、符号  ７１０で示すスロットＴ３  の期間では発振基準信号  ２１９の周波数はｆ３、符号  ７１１で示すスロットＴ４  の期間では発振基準信号  ２１９の周波数はｆ４となる。
【０１１７】
このように各スロットのタイミング期間に合わせて局部発振器  ２１８の発振基準信号  ２１９の周波数を変えるようにした結果、各スロットでそれぞれ異なる周波数の発振基準信号  ２１９を発生させて混合器  ２２０で受信信号とミキシングすることができるようになり、これによって発振基準信号  ２１９の周波数別に異なる中間周波数の受信信号を得ることができ、これらをそれぞれの中間周波数対応のＬＰＦで濾波して抽出することで、１シンボル時間内に複数の独立なサブキャリアを対象に復調することが可能となり、図１６に示すような従来の複数のサブキャリア復調に必要なフーリェ変換器等が不要になる。
【０１１８】
第４実施例を具体化する受信側構成例を図１４に示す。図において、８０は受信信号ｒ（ｎ）  、８１は混合器、８２は局部発振器、８３は基準信号、８４はタイミング発生器、８５はサブキャリア間隔の逆数で決まる周期Ｔ、８６は制御信号、８７はベースバンド信号、８８はＬＰＦ、８９は遅延素子、  ８１０はサンプルホールド回路、  ８１１は制御信号、  ８１２はサンプルホールド回路、  ８１７は切り替え回路である。
【０１１９】
これらのうち、局部発振器８２は基準信号８３を発生するものであり、この基準信号８３の周波数を変えることができるようにしてある。周波数を変えることができるようにするためは、局部発振器８２は例えば、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）により構成すれば良い。
【０１２０】
混合器８１は、符号８０で示す受信信号ｒ（ｎ）  と、局部発振器８２の基準信号８３とをミキシングして中間周波数のベースバンド信号８７化して出力する回路である。タイミング発生器８４は、サブキャリア間隔の逆数で決まる周期Ｔの情報８５を時分割制御するための回路であり、周期Ｔの情報８５よりも短い時間（図中ではＴ／４の時間）毎にｆ１〜ｆ４の周波数を発生させるような制御信号８６を局部発振器８２へ与えると共に、符号８５で示す周期Ｔの各タイムスロットＴ１  〜Ｔ４  に従って切り替え回路  ８１７を順次切り替え制御するような制御信号８６を出力するものである。
【０１２１】
また、タイミング発生器８４は、符号８５で示す周期Ｔの各タイムスロットＴ１  〜Ｔ４  に従って所定時間の遅延を与えるべく、遅延素子８９を制御するような制御信号８６を出力するものである。
【０１２２】
ＬＰＦ８８はそれぞれ異なる周波数特性を持つ低域通過フィルタであり、局部発振器８２の発振周波数変化により、混合器８１から得られる出力の周波数特性に合わせたフィルタ特性の４種のフィルタから構成されている。切り替え回路  ８１７はこの４種のフィルタを切り替える回路であり、混合器８１からの出力を制御信号８６により順次切り替え制御して選択したフィルタに入力させるためのものである。
【０１２３】
サンプルホールド回路  ８１２はこのＬＰＦ８８の出力をサンプリングし、ホールドする回路であり、遅延素子８９はこのサンプリング・ホールドの制御信号を遅延させるためのものである。
【０１２４】
このような構成の受信機において、受信アンテナで受信し、ＲＦ部にて所定の信号処理が行われ、中間周波数に周波数変換された符号８０を付して示す受信信号ｒ（ｎ）  は、ベースバンド帯域へ周波数変換するための混合器８１に入力される。
【０１２５】
混合器８１には、局部発振器８２から所定の周波数ｆｉの基準信号８３も入力され、直交周波数分割多重信号を構成する複数のサブキャリアの中から任意のサブキャリアがベースバンド帯域に周波数変換される。タイミング発生器８４は、サブキャリア間隔の逆数で決まる周期Ｔ（図中符号８５を付して示す周期）を時分割制御するための制御回路であり、その働きとして、周期Ｔの情報８５よりも短い時間（図中ではＴ／４の時間）毎にｆ１〜ｆ４の周波数を発生させるような制御信号８６を局部発振器８２へ送る。また、混合器８１で周波数変換されたベースバンド信号８７を複数存在する所定のＬＰＦ８８へ入力させるためのスイッチング信号の役目もある。
【０１２６】
さらに、制御信号８６は遅延素子８９に入力され、所定時間の遅延の後に符号８８を付して示す複数のＬＰＦの出力信号  ８１０をサンプリングすると共に保持するための制御信号  ８１１となってサンプルホールド回路  ８１２に入力される。
【０１２７】
図中の  ８１３〜  ８１６は、複数のＬＰＦ８８の各出力時間波形信号  ８１０を示した概念図であり、スロットＴ１〜Ｔ４  の各タイミングで局部発振器８２の発振周波数を変え、これに合わせてＬＰＦ８８のフィルタ特性を変えるようにしたことで、スロットＴ１のタイミングではｆ１の情報が、スロットＴ２のタイミングではｆ２の情報が、スロットＴ３のタイミングではｆ３の情報が、スロットＴ４のタイミングではｆ４の情報が、それぞれ出力され、それぞれのスロット内では独立なサブキャリアに載せた伝送情報が復調できるようになるのである。
【０１２８】
この一実施例では，サブキャリア間隔で一意に決定される時間Ｔ（符号８５を付して示したＴ）を４分割して説明しているが、この分割数はもちろん４に限るものではない。また、各スロットＴ１〜Ｔ４の分割は均等分割でなくても良い。そして、ＬＰＦに関してもフィルタ特性曲線の傾向は全て同じ方が望ましいが、その限りではない。
【０１２９】
以上、種々の実施例について説明したが、要するに本発明は、直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望のサブキャリアについてのみをフィルタで抽出して復調し、そのサブキャリアによる伝送データの受信を行う構成としたものである。
【０１３０】
そして、受信信号を上記所望のサブキャリアの周波数領域の信号成分を抽出するフィルタを設けて、このフィルタを通すことにより、上記所望のサブキャリアの信号成分を得、この信号成分を復調部で復調して受信データを得るようにしたことで、従来のように全てのサブキャリアを抽出するためのＦＦＴ処理を不要とし、フィルタとシングルキャリアを対象とする復調部で受信系を構成することができるから、構成が簡易となり、また、ＦＦＴ処理を不要とする分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【０１３１】
また、直交周波数分割多重信号中の複数あるサブキャリアのうち、所望の複数種のサブキャリアについて復調する場合には、受信信号とミキシングしてベースバンド信号を得る混合器にミキシング用の信号として与える信号を発生する局部発振器を周波数可変形のものとし、また、フィルタを複数種設けて、局部発振器の発振周波数を所定の周波数に順次変えながら受信信号をミキシングすると共に、フィルタを切り替えるようにし、これによって受信信号のうちの所望の複数のサブキャリアの周波数領域の信号成分を、順次抽出するようにしたことにより、従来のように全てのサブキャリアを抽出するためのＦＦＴ処理を不要とし、フィルタとシングルキャリアを対象とする復調部で受信系を構成することができるから、構成が簡易となり、また、ＦＦＴ処理を不要とする分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【０１３２】
また、特定の複数のサブキャリアについて抽出する場合に、帯域制限フィルタを用い、この帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうことにした。この帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうようにしたことににより、ＦＦＴの総サンプル数を減少させることができるようになるため、ＦＦＴに要する計算時間、もしくはＦＦＴの回路規模を短縮もしくは縮小することが可能となり、その分、装置が小型で低消費電力化できる等の効果が得られるようになるものである。
【０１３３】
【発明の効果】
以上、詳述したように本発明は、受信側においては、直交周波数分割多重信号を構成するキャリアの一部もしくは複数を帯域制限フィルタにより取り出し、シングルキャリアによる復調方式と同等の復調を行なう構成としたことにより、送信側から送出される全信号を受信しなくとも、任意のサブキャリアの選択受信を可能としたものであり、従って、構成簡易にして省スペース、省電力化を図った無線通信装置を提供できる。また、前記帯域制限フィルタにより取り出した直交周波数分割多重信号に対してＦＦＴを行なうことにより、ＦＦＴの総サンプル数を減少させることができるため、ＦＦＴに要する計算時間もしくはＦＦＴの回路規模を短縮もしくは縮小することが可能となる。
【０１３４】
さらに本発明では不要キャリアをＬＰＦにより抑圧する構成としたため、受信系のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートを低く設定することが可能となり、受信系の回路構成を簡素化することができる。
【０１３５】
また、送信系においてガードインターバルを付加することにより、前記ＬＰＦでの帯域制限により発生する直交周波数分割多重信号の隣接するシンボルからの干渉の影響が低減されるようになるため、復調信号の識別余裕が大きくなり、符号誤り率特性を改善することが可能となる。
【０１３６】
また、受信系では、直交周波数分割多重信号を構成するサブキャリアの中心周波数をゼロに周波数変換し、隣接キャリアをＬＰＦにより抑圧することにより、ガードインターバルを除去する回路が不要となるために、受信系の回路構成を簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を説明するための図であって、直交条件を満たした直交周波数分割多重信号の周波数スペクトルを説明する一例としての図。
【図２】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の第１の実施例に係る選択受信方式の無線通信装置の構成を説明する送受信系のブロック図。
【図３】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の選択受信方式による無線通信装置における受信機に適用するＬＰＦの周波数特性を示した図。
【図４】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の選択受信方式による無線通信装置における受信機に適用するＬＰＦの時間特性を示した図。
【図５】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の選択受信方式による無線通信装置における受信機に適用するＬＰＦの次数と干渉電力の関係を示した図。
【図６】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の第２実施例としての選択受信方式による無線通信装置における受信機の構成を示したブロック図。
【図７】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の第２実施例における制御チャネルの配置例を示す図。
【図８】本発明の実施例を説明するための図であって、マルチパスにより制御チャネルが消失する例を示した図。
【図９】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の第３実施例に係る選択受信方式の無線通信装置に適用される受信機の一例を説明するブロック図。
【図１０】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の無線通信方式において複数のサブキャリアを同時に選択受信する際の概念を説明する周波数スペクトラムの一例を示す図。
【図１１】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の無線通信方式において複数のサブキャリアを同時に選択受信する際の概念を説明する周波数スペクトラムの一例を示す図。
【図１２】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の無線通信方式における受信機を構成するガードインターバルと復調信号に含まれる等価雑音電力との関係を示す図。
【図１３】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の無線通信方式の受信機における複数のサブキャリアを時分割に復調する概念を説明する図。
【図１４】本発明の実施例を説明するための図であって、本発明の無線通信装置の受信機における複数のサブキャリアを時分割に復調する方式の構成例を示すブロック図。
【図１５】階層化直交周波数分割多重信号における周波数割当例を示す図。
【図１６】従来例を説明するための図であって、直交周波数分割多重信号を利用した従来の送受信系の回路ブロック図。
【符号の説明】
１０…周波数軸（周波数領域）
１１−１〜１１−ｎ…サブキャリア
１１−ｍ…所望の抽出対象サブキャリア
１２…サブキャリア間隔
１４，４４，５４，  ２２２…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
２０…直交周波数分割多重信号送信機本体
２１…送信情報系列
２２…周波数軸信号点配置処理部
２３…変調サブキャリア
２４…逆フーリェ変換（逆ＦＦＴ）部
２５…直交周波数分割多重信号時間サンプル
２６…ガードインターバル付加部
２７…ガードインターバル付加後時間波形信号サンプル
２８…Ｄ／Ａ変換器
２９…直交周波数分割多重信号アナログ波
３０…受信機本体
３１…受信アンテナ
３２…受信信号
３３…ＲＦ部
３４…中間周波数
３５，８１，  ２２０…混合器（ミキサー）
３６…局部発振器
３７…基準信号
３８…低域信号
３９…帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）
４０…周波数軸（周波数領域）
４１…サブキャリア
４２…サブキャリア間隔
４３…所望サブキャリア群（複数のサブキャリア）
５０…周波数軸（周波数領域）
５１，７１…サブキャリア
５２，７２…サブキャリア間隔
５３…所望サブキャリア群（複数のサブキャリア）
６０…ガードインターバル長
６１…符号間干渉電力
６２…特性カーブ
７０…周波数軸
７３…時間軸
７４…直交周波数分割多重信号時間波形
７５…シンボル時間Ｔ
７６…ガードインターバル時間
７７…スロット構成
７８〜７１１  …スロット
８０…中間周波受信信号
８２…局部発振器
８３…基準信号
８４…タイミング発生器
８５…シンボル時間Ｔ
８６…制御信号
８７…ベースバンド信号
８８…ＬＰＦ群
８９…遅延素子
２１０…送信ＲＦ部
２１１…送信信号
２１２…送信アンテナ
２１３…直交周波数分割多重信号受信機本体
２１４…受信アンテナ
２１５…受信信号
２１６…受信ＲＦ部
２１７…中間周波数信号
２１８…局部発振器
２１９…基準信号
２２１…低域信号
２２３…所望サブキャリア信号（帯域制限信号）
２２４，３１１  …Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）
２２５…所望サブキャリア信号
２２６…シングルキャリア復調器
２２７…復調伝送情報系列
３１０  …複数サブキャリア
３１２  …離散信号
３１３  …ガードインターバル除去部
３１４  …ガードインターバル無し時間波形
３１５  …フーリェ変換（ＦＦＴ）部
３１６  …フーリェ変換部出力
３１７  …デマッピング処理部
３１８  …所望伝送情報系列
７１２  〜７１５  …選択切替周波数
８１０…ＬＰＦ出力信号
８１１…制御信号
８１２…サンプルホールド回路
８１３〜  ８１６…ＬＰＦ出力信号時間波形例
８１７…回路切り替えのためのスイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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