(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に前記コンデンサに充電されている電荷を前記ゲート静電容量Cgに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオンさせる駆動方法において、
前記電界制御型半導体素子は、内部のインダクタンスと寄生抵抗を含む内部の抵抗とを有し、
前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Caを有し、
前記コンデンサは、ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧V1まで充電され、
前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に、前記コンデンサの静電容量Caの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加し、
前記ゲート静電容量Cgをゲート動作電圧V2まで非振動的に高速で充電することによって、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオンさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記静電容量Caが、Ca×V1≒Cg×V2の式を満足する値に選択されることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法。
【請求項３】
ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に前記ゲート静電容量Cgに充電されている電荷を前記コンデンサに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオフさせる駆動方法において、
前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、
前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Ca'を有し、
前記コンデンサは、ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電され、
前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い負の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加し、
前記ゲート静電容量Cgを高速で放電させることによって、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオフさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法。
【請求項４】
ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に前記コンデンサに充電されている電荷を前記ゲート静電容量Cgに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオンさせる駆動回路において、
前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、
前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Caを有し、
前記コンデンサを前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電し得る充電源を備え、
前記コンデンサの充電電荷を放電するために閉じるスイッチを、前記コンデンサと前記電界制御型半導体素子のゲート端子との間に備え、
該スイッチを駆動する信号を発生する駆動回路を備え、
前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させる振動抑制用抵抗を、前記コンデンサの正極と前記スイッチとに直列になるように接続し、
前記スイッチが閉じるときに、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い正の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加することによって、前記ゲート静電容量Cgを高速で充電し、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオンさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動回路。
【請求項５】
ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に前記ゲート静電容量Cgに充電されている電荷を前記コンデンサに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオフさせる駆動回路において、
前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、
前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Ca'を有し、
前記コンデンサを前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電し得る充電源を備え、
前記コンデンサの充電電荷を放電するために閉じるスイッチを、前記コンデンサの負極と前記電界制御型半導体素子のゲート端子との間に備え、
該スイッチを駆動する信号を発生する駆動回路を備え、
前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させる振動抑制用抵抗を、前記コンデンサと前記スイッチとに直列になるように接続し、
前記スイッチが閉じるときに、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い負の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加することによって、前記ゲート静電容量Cgを高速で放電させ、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオフさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ＩＧＢＴ，ＦＥＴ  などのゲート静電容量を高速で正または負に充電することによって電界制御半導体スイッチ素子を高速で駆動する回路に関する。
【０００２】
【従来技術】
一般にエキシマレーザ、銅蒸気レーザなどのパルスレーザでは、高電圧で充電されたコンデンサの電荷を高電圧スイッチ素子でレーザ管などの負荷回路に短時間で一気に放電し、数１００ｎｓ  のパルス幅で、数ｋＡという大きな値のパルス電流として、瞬間的な大電力をレーザ管に注入することにより、レーザ発振を起こしている。このようなスイッチとしては、ターンオフ性能は重視せず、特にターンオン性能を重視したクロージングスイッチが使用される。
【０００３】
このクロージングスイッチとして、従来はサイラトロンなどが使用されてきたが、信頼性、寿命の点から最近は磁気圧縮回路が使用されている。磁気圧縮回路は鉄心の急速な磁気飽和現象を利用して、入力パルス電流のピーク値を増倍し、かつその幅を数分の１に圧縮するものであるが、この磁気圧縮回路に数μｓ  の幅の数１００Ａの入力パルス電流を供給するのに高速高電圧半導体スイッチが使用される。さらには、磁気圧縮回路を省略して全半導体化する回路も試みられている。
【０００４】
高速高電圧半導体スイッチとしてはＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ  などのような電圧駆動型の電界制御型半導体素子がスピードの点で有利であるが、高速ターンオンさせるには、ゲート静電容量を高速充電することが必要である。この高速ゲート駆動の方法としては電圧源駆動が一般的である。
【０００５】
その電圧源駆動は、電荷制御型半導体素子のゲート最大定格電圧、例えば２０Ｖ  より低い１８Ｖ  のゲート動作電圧を電界制御型半導体素子のゲート端子に印加する駆動電源と電界制御型半導体素子のゲートとをスイッチで出来る限り低いインピーダンス路で選択的に接続し、スイッチをオンさせることによりゲート静電容量を１８Ｖ  のゲート動作電圧に向かって充電する。
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、その充電には電源電圧を電界制御型半導体素子のゲートに印加するゲート最大定格電圧よりも高くすることができないので、回路インピーダンスを下げるしかないが、これも限度があり、ある程度以上の高速ターンオン駆動はできない。
【０００７】
また、電流源駆動も可能であるが、電界制御型半導体素子のゲートに印加する電圧がゲート最大定格電圧よりも低くなければならないために、ゲート端子にゼナ―ダイオードなどの過電圧保護素子を接続しなければならないというのが、一般的な考えであり、ゲート端子電圧を制限するために、大型のＩＧＢＴなどのケース内部のゲート配線のインダクタンスによる遅れを保障できず、この駆動方法も十分に高速で駆動することはできない。
【０００８】
さらにまた、他の用途ではＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴを高速でターンオフさせるために、ゲート電圧を正バイアス電圧から負バイアス電圧に高速で反転充電する駆動方法もあるが、この場合にも大型のＩＧＢＴなどのケース内部のゲート配線のインダクタンスによる遅れで、ある程度以上には高速化ができない。
【０００９】
本発明は、このような問題点を解決してＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴのような電界制御田半導体素子を従来よりも高速でターンオン、あるいはターンオフさせることのできる駆動方法及び駆動回路を提供することを課題とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に前記コンデンサに充電されている電荷を前記ゲート静電容量Cgに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオンさせる駆動方法において、前記電界制御型半導体素子は、内部のインダクタンスと寄生抵抗を含む内部の抵抗とを有し、前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Caを有し、前記コンデンサは、ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧V1まで充電され、前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に、前記コンデンサの静電容量Caの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加し、前記ゲート静電容量Cgをゲート動作電圧V2まで非振動的に高速で充電することによって、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオンさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法を提供するものである。
【００１１】
この課題を解決するため、請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記静電容量Ｃａの充電電荷を実質的に振動しないように放電させることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法を提供するものである。
【００１２】
この課題を解決するため、請求項３に記載の発明は、ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に前記ゲート静電容量Cgに充電されている電荷を前記コンデンサに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオフさせる駆動方法において、前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Ca'を有し、前記コンデンサは、ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電され、前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い負の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加し、前記ゲート静電容量Cgを高速で放電させることによって、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオフさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動方法を提供するものである。
【００１３】
この課題を解決するため、請求項４に記載の発明は、ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオン駆動時に前記コンデンサに充電されている電荷を前記ゲート静電容量Cgに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオンさせる駆動回路において、前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Caを有し、前記コンデンサを前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電し得る充電源を備え、前記コンデンサの充電電荷を放電するために閉じるスイッチを、前記コンデンサと前記電界制御型半導体素子のゲート端子との間に備え、該スイッチを駆動する信号を発生する駆動回路を備え、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させる振動抑制用抵抗を、前記コンデンサの正極と前記スイッチとに直列になるように接続し、前記スイッチが閉じるときに、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い正の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加することによって、前記ゲート静電容量Cgを高速で充電し、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオンさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動回路を提供するものである。
【００１４】
この課題を解決するため、請求項５に記載の発明は、ゲート静電容量Cg、ゲート最大定格電圧Vm、及びその電圧よりも低いゲート動作電圧V2を有する電界制御型半導体素子と、コンデンサとを備え、前記電界制御型半導体素子のターンオフ駆動時に前記ゲート静電容量Cgに充電されている電荷を前記コンデンサに放電することによって、前記電界制御型半導体素子をターンオフさせる駆動回路において、前記電界制御型半導体素子は、内部のゲートインダクタンスと内部のゲート抵抗とを有し、前記コンデンサは、前記ゲート静電容量Cgよりも小さな静電容量Ca'を有し、前記コンデンサを前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い電圧まで充電し得る充電源を備え、前記コンデンサの充電電荷を放電するために閉じるスイッチを、前記コンデンサの負極と前記電界制御型半導体素子のゲート端子との間に備え、該スイッチを駆動する信号を発生する駆動回路を備え、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させる振動抑制用抵抗を、前記コンデンサと前記スイッチとに直列になるように接続し、前記スイッチが閉じるときに、前記コンデンサの充電電荷を実質的に振動しないように放電させて、前記ゲート最大定格電圧Vmよりも高い負の電圧を前記電界制御型半導体素子のゲート端子に印加することによって、前記ゲート静電容量Cgを高速で放電させ、前記電界制御型半導体素子を高速でターンオフさせることを特徴とする電界制御型半導体素子の駆動回路を提供するものである。
【００１９】
【実施例】
以下、図面により本発明にかかる実施例を説明する。この発明は、特に大容量で大型のＩＧＢＴ，ＦＥＴなどの電力用電界制御型半導体素子のゲート静電容量を、その素子ケース内部のゲートインダクタンスをも保障して高速充電又は高速放電することのできる電界制御素子の高速駆動回路である。
【００２０】
本発明は、ＩＧＢＴなどの半導体チップのゲート電極の直流的最大定格であるゲート最大定格電圧を超えなければ、ＩＧＢＴなどの外部ゲート端子に印加される駆動電圧がゲート電圧最大定格を超えても問題が生じないという新しい知見に基づく。
【００２１】
図１は本発明の一実施例を示す。１はＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴのような駆動される高速高電圧の電界制御型半導体素子であり、以下の説明ではモジュール型ＩＧＢＴの例とする。その一例として、耐圧１２００Ｖ  、スイッチング電流７００Ａ、パルス幅７００  ｎｓで動作することを目標とする。ＩＧＢＴ１  はコレクタ端子Ｋ１、エミッタ端子Ｅ１、ゲート端子Ｇ１、ゲート信号のリターン路としての信号用エミッタ端子Ｅ２を有する。ゲート端子Ｇ１と信号用エミッタ端子Ｅ２間には、モジュール内部配線としての寄生インダクタンス分Ｌ１と、寄生抵抗もしくは別途接続された発振防止用の抵抗Ｒ１が存在する。
【００２２】
Ｃｇは、ＩＧＢＴ１  のゲート静電容量を示す。Ｃ１はゲート電荷供給用コンデンサであり、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧側より抵抗Ｒ２を通して充電される。コンデンサＣ１はゲート静電容量Ｃｇよりも小さな容量Ｃａ（Ｃｇ  ＞Ｃａ）  を有し、その充電電圧はゼナーダイオードＺＤ１  により制限される。例えば，ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧を１０００Ｖ  とした場合、コンデンサＣ１の充電電圧は２００Ｖに制限されるものとする。
【００２３】
２  はコンデンサＣ１とＩＧＢＴ１  のゲート端子Ｇ１との間を駆動信号Ｓ１で選択的に開閉するスイッチであり、ＦＥＴ  などが適当である。以下、ＦＥＴ  として説明する。ＦＥＴ２のオンにより、コンデンサＣ１の電荷がＩＧＢＴ１のゲートに供給される。Ｌ２はＦＥＴ２、ＩＧＢＴ１  、コンデンサＣ１を含ゲート電流回路の配線インダクタンスである。
【００２４】
ＦＥＴ２のドレインに直列接続された抵抗Ｒ３は、ゲート回路の配線インダクタンスＬ２とゲート内部インダクタンスＬ１とゲート静電容量Ｃｇの直列共振回路の振動を防ぐための振動抑制用抵抗である。Ｒ４はＩＧＢＴ１  のゲートとエミッタＥ２を接続する抵抗であり、信号入力前にオフバイアスしておき、ＩＧＢＴ１  が一旦オンした後は、ゲート静電容量Ｃｇの電荷を放電させ、ＩＧＢＴ１  を最終的にオフさせるための抵抗である。クロージングスイッチとして用いる場合には次のサイクルの充電前、通常数十μｓ  ないし数ｍｓの期間にオフすればいいので、この実施例ではターンオフ性能は重視していない。
【００２５】
Ｔ１は、駆動回路が発生する駆動信号Ｓ１を絶縁伝達するパルストランスである。駆動信号Ｓ１のパルス幅は、ＩＧＢＴ１  に流れる共振電流の幅より十分に長く、共振電流をオフしないような時間幅が望ましいが、短かい時間幅でもＩＧＢＴ１  に共振電流が流れている期間中ゲート静電容量Ｃｇに電荷が残留していれば問題ない。
【００２６】
図２は図１の動作を説明するために、ゲート電流Ｉｇとゲート端子Ｇ１−Ｅ２  間の電圧Ｖｇ１  、内部ゲート電圧Ｖｇ２  の関係をを示す。駆動信号Ｓ１によりＦＥＴ２がターンオンすると、コンデンサＣ１に充電された電荷は抵抗Ｒ３，ＦＥＴ２、配線インダクタンスＬ２、ゲート端子Ｇ１、ゲート内部インダクタンスＬ１、内部抵抗Ｒ１を通してゲート静電容量Ｃｇを充電する。コンデンサＣ１、抵抗Ｒ３の値をＩＧＢＴのゲート静電容量Ｃｇに対して後述するように選定すると、ゲート端子電圧Ｖｇ１  は図２（Ａ）  のようにＩＧＢＴのゲート最大定格２０Ｖ  を超えるスパイク電圧、例えばその急峻な電圧のピーク電圧値が３６Ｖ  となった後、最終目標ゲート電圧であるゲート動作電圧１８Ｖ  に向かって、非振動的に減衰する。なお一般に、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴのゲート最大定格電圧は正、負とも普通２０Ｖ  程度である。ここでゲート動作電圧とは、電界制御型半導体素子をターンオンさせることのできるゲート電圧をいう。
【００２７】
一方、内部ゲート電圧Ｖｇ２  は、０ＶからＩＧＢＴ１  がオンするのに必要なゲート動作電圧１８Ｖ  に向かって、非振動的に増加する。すなわち、ゲート端子電圧Ｖｇ１  はゲート最大定格電圧Ｖｍを超えるが、コンデンサＣ１の容量はゲート静電容量Ｃｇよりも設定容量だけ小さく、その充電電荷も設定電荷量だけ少ないから、内部ゲート電圧Ｖｇ２  はゲート最大定格電圧Ｖｍを越えることはなく、したがってＩＧＢＴ１  のゲートは破壊されない。
【００２８】
すなわち本発明では、ＩＧＢＴの内部配線インダクタンスＬ１、又は内部直列抵抗Ｒ１に打ち勝つ大きさの急峻な電圧でゲート端子Ｇ１を駆動することにより、ゲート静電容量Ｃｇを高速充電し、かつ抵抗Ｒ３とＲ１によって非振動的とするために、ＩＧＢＴ１  の内部ゲート電圧をゲート最大定格電圧Ｖｍよりも低い電圧値に抑制することができる。
【００２９】
ここでコンデンサＣ１の容量Ｃａとその充電電圧Ｖ１は次のように選定する。先ず、コンデンサＣ１に充電される電荷量Ｑ１はＣａ×Ｖ１で表されるが、その電荷Ｑ１がＩＧＢＴ１  のゲート静電容量Ｃｇをゲート動作電圧Ｖ２まで充電するに必要な電荷量Ｑ２＝Ｃｇ×Ｖ２とほぼ等しくなるように設定する。この式からＣ１の容量Ｃａは、Ｃａ＝Ｃｇ×Ｖ１／Ｖ２  で表されるが、実際には、ＩＧＢＴ１  のターンオン時には、ミラー効果により見かけ上のゲート静電容量Ｃｇが増加するので、それを見込んだ電荷量をコンデンサＣ１に充電する必要がある。しかしながら、最終的にはコンデンサＣ１と充電電圧Ｖ１を実験的に選定する方が容易である。
【００３０】
また抵抗Ｒ３の値は、内部抵抗Ｒ１と合わせて、ゲート電流Ｉｇが非振動的、すなわち負電流部分が発生しないように選定する。非振動的であることにより、内部ゲート電圧はオーバーシュートせず、最終値に向かって増加する。すなわち、Ｒ１とＲ３は振動抑制用抵抗として作用する。これらの抵抗Ｒ１，Ｒ３が小さ過ぎると、回路が振動的となり、内部ゲート電圧Ｖｇ２  の波形はゲート最大定格電圧Ｖｍを超えた後に最終値に向かうので、この際にＩＧＢＴ１  が破壊される可能性がある。
【００３１】
コンデンサC1の容量Caを2nF、IGBT１のゲート静電容量Cgを28nF、インダクタンス（L1＋L2）を105nFとした場合、抵抗R＝（R1＋R3）の臨界値は、下式から１５オームとなる。図２（A）では、抵抗（R1＋R3）を１９．５オームにした例であり、非振動的な場合を示す。
Ｒ＝√（L1＋L2）×（Cg＋Ca）／（Cg＋Ca）
【００３２】
図２（Ｂ）  は抵抗（Ｒ１  ＋Ｒ３）  を約１５オームにして振動的になる直前の臨界的な場合、図２（Ｃ）  は抵抗（Ｒ１  ＋Ｒ３）  を４  オームに下げた場合の波形を示し、図２（Ｃ）  では内部ゲート電圧は振動的に増加し、ゲート最大定格を越える２３Ｖ  に達した後、ゲート動作値１８Ｖ  に収束する。この結果、このような設定ではゲートが破壊する危険がある。。
【００３３】
図１の実施例では、コンデンサＣ１の充電電流をＩＧＢＴ１  のコレクタ電圧側より得ていたため、パルス繰り返し頻度が高くなると、充電抵抗が小さくなり、コンデンサＣ１の充電回路が大容量化する問題がある。図３は、これを解決する本発明の他の実施例であり、コンデンサＣ１の充電回路をパルストランス３１で充電するものである。コンデンサＣ１はパルストランスの２  次巻き線３２、ダイオード３３を通して、ＦＥＴ２がオンする前に、所定値に充電され、ＩＧＢＴ１  のターンオンに備える。
【００３４】
次に電界制御型半導体素子１  を電力用ＦＥＴ  とし、そのＦＥＴ１を高速でターンオン、高速でターンオフさせる双方の回路を備えた実施例を図４に示す。高速ターンオン回路については図３と同様なので同一符号で示し、説明を省略する。高速ターンオフ回路について説明すると、Ｃ１’  、Ｒ３’  、Ｌ２’  、２’、３１’  、Ｔ１’  など符号に「‘」のついたものはターンオン回路の回路部品と同じ働きを行う。
【００３５】
ゲートエミッタ抵抗（Ｒ４）については、ターンオフ回路の付加によりあえて必要としない。パルストランス３１は二つの巻き線を持ち、一方の巻線３２はダイオード３３を通してターンオン用コンデンサＣ１を１００  〜２００Ｖの電圧Ｖ１に充電し、他方の巻き線３２’  はダイオード３３’  を通してターンオフ用コンデンサＣ１’  を−１００  〜−２００Ｖに充電する。
【００３６】
ＦＥＴ２’  は、ＦＥＴ２によるＦＥＴ１のターンオンの後にターンオンしてコンデンサＣ２’  からＦＥＴ１のゲートを逆方向に高速充電して、ＦＥＴ１を高速でターンオフさせる。このターンオフ回路の付加により、ゲート最大定格電圧Ｖｍ、例えば−２０Ｖを超える急峻な６０Ｖ  程度の電圧でオーバードライブした後、ゲート最大定格電圧Ｖｍ以下の−１５Ｖ  程度の負バイアス電圧に減衰させ、ＦＥＴ１を高速ターンオフさせる。この実施例の電界制御型半導体素子及び駆動回路は各種の高周波電源のスイッチング回路に用いるのに適する。
【００３７】
次に図５は図１に示した本発明のＩＧＢＴ回路をレーザ発振装置の高電圧スイッチに適用した実施例を示す。このようなレーザ発振装置の高電圧スイッチでは、例えば２５ｋＶの電圧が印加された状態で数十ｎｓでターンオンし、ピーク値が７００Ａの共振電流を流すことを要求される。
【００３８】
図５において、２１は負荷であるレーザ放電管、２２はレーザ管放電電流を供給するピーキングコンデンサ、２３は磁気圧縮スイッチ、２４は２  次共振コンデンサ、２５は１  次共振コンデンサ、２６は１  次共振インダクタンス、２７は充電器である。
【００３９】
クロージングスイッチとして用いられる高電圧スイッチ２８には、ＩＧＢＴと図１で示した高速ターンオン回路２９をそれぞれ複数個直列接続する。直列数は、ＩＧＢＴの耐圧とコンデンサの充電電圧で決定され、ＩＧＢＴの耐圧を１２００Ｖ  とし、２５ｋＶの充電電圧の場合、２５直列が適当である。ＩＧＢＴスイッチ２８は、充電器で充電された１  次共振コンデンサ２５を１  次共振インダクタンス２６を通して共振で放電し、比較的に長い周期Ｔ１のパルス電流ｉ１を流し、２  次共振コンデンサ２４に電荷を移す。この２  次共振コンデンサの電圧が磁気スイッチ２３に加わり、磁気スイッチ２３が磁気飽和すると、オンして微少な残留インダクタンスとの共振により、さらに短いＴ２の共振電流ｉ２を負荷レーザ管２１に放電させる。なお、このＴ１／Ｔ２  又はｉ２／ｉ１  を圧縮比と呼ぶ。
【００４０】
【発明の効果】
以上説明したように、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ  のような電界制御型半導体素子のゲート最大定格電圧は半導体チップのゲート電極の直流的最大定格であり、本発明は、このゲート最大定格を超えなければ、電界制御型半導体素子の外部ゲート端子の電圧がゲート最大定格を越えても問題ないという新しい考え方にもとづき、ゲート内部電圧をゲート最大定格以下に維持しながら、高速充放電し、高速駆動させるもので、従来のようにゲート端子電圧を電界制御型半導体素子のゲート最大定格以下に維持して駆動する方法よりもターンオン、ターンオフ速度を向上させることができる。
【００４１】
特に大容量で大型のＩＧＢＴ，ＦＥＴなどの電界制御型半導体素子を、素子ケース内部のゲートインダクタンスをも保障して高速充電して、高速駆動することのできる高速駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる高速駆動回路の一実施例を示す図である。
【図２】図１に示した実施例の動作を説明するための波形図を示す。
【図３】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図５】図１に示した実施例を適用したレーザ点灯回路例を示す図である。
【符号の説明】
１  ──  電界制御型半導体素子
２  ──  スイッチ
Ｃｇ  ──  電界制御型半導体素子の静電容量
Ｃ１  ──  コンデンサ
Ｔ１  ──  パルストランス
Ｒ３  ──  振動抑制用抵抗
【図１】
0003560274.tif 000002
【図３】
0003560274.tif 000003
【図２】
0003560274.tif 000004
【図４】
0003560274.tif 000005
【図５】
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