(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のディジタル信号を時分割多重し、この時分割多重された信号を符号器によって３値の電気信号に変換し、光変調器がこの３値の電気信号によって光源からの入力光を変調し、所定値の伝送速度をもつ光信号として生成出力する多重化装置において、
前記複数のディジタル信号を、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号に時分割多重する多重回路を備え、
前記符号器は、
前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出力する第１および第２のフリップフロップ回路と、
前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力された各出力信号を加算して出力する加算手段と、
前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させる遅延手段と、
を備えたことを特徴とする多重装置。
【請求項２】
前記第１および第２のフリップフロップ回路からの出力信号をそれぞれ増幅する第１および第２の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の多重装置。
【請求項３】
前記加算手段からの出力信号を増幅する第３の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の多重装置。
【請求項４】
前記第１および第２の増幅手段あるいは前記第３の増幅手段は、出力信号の振幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有することを特徴とする請求項２または３に記載の多重装置。
【請求項５】
前記遅延手段は、前記第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項６】
前記遅延手段は、
前記第２のフリップフロップ回路の前段に配置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させる時間遅延手段と、
前記第２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８０度シフトさせる移相手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項７】
前記光変調器は、
入力光を２分岐する光分岐手段と、
前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流手段と、
前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する光位相変調手段と、
を備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項８】
前記光変調器は、
入力光を２分岐する光分岐手段と、
前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流手段と、
前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する第１の位相変調手段と、
前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方の光信号の位相を変化する第２の位相変調手段と、
を備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項９】
前記符号器は、
前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、
前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段と、
を有したプリコーダを備え、
前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１０】
前記符号器は、
前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力し、それぞれ正相および逆相の２つの出力信号を出力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、
前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された正相の出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段と、
を有したプリコーダを備え、
前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に前記正相の出力信号を出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に前記逆相の出力信号を出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された前記逆相の出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に前記逆相の出力信号を出力するとともに、前記信号遅延手段に前記正相の出力信号を出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１１】
前記符号器は、
前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路を有したプリコーダを備え、
前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１２】
前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、
前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段と、
前記第１および第２の排他的論理和ゲート回路の後段にそれぞれ設けられた第３および第４のフリップフロップ回路と、
を有したプリコーダを備え、
前記プリコーダは、前記符号器と物理的に分離され、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第３のフリップフロップ回路を介して前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第４のフリップフロップ回路を介して前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１３】
Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコードを行うプリコーダと、
前記プリコーダから出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に多重化して前記符号器に出力する第１および第２の多重回路と、
をさらに備え、
前記プリコーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力するとともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の１のＮ倍時間分遅延した排他的論理和出力を前記第１番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１４】
前記光変調器からの出力光を入力として所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィルタをさらに備え、
前記光源は、光強度が時間的に変化しない直流光源であり、
前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が、前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６×所定値以内であることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１５】
前記光源は、前記所定値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光源であることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一つに記載の多重装置。
【請求項１６】
前記パルス光源が出力する光パルスの光位相は、各パルス毎に１８０度変化することを特徴とする請求項１５に記載の多重装置。
【請求項１７】
前記光変調器からの出力光を入力として所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィルタをさらに備え、
前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が、前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±１．１×所定値以内であることを特徴とする請求項１５または１６に記載の多重装置。
【請求項１８】
前記光バンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１４または１７に記載の多重装置。
【請求項１９】
前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段と、
前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交させる偏波面調整手段と、
をさらに備え、
隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以内とすることを特徴とする請求項１７に記載の多重装置。
【請求項２０】
前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段と、
前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交させる偏波面調整手段と、
をさらに備え、
隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以内とすることを特徴とする請求項１５〜１７のいずれか一つに記載の多重装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数の高速なディジタル電気信号を時分割多重して光信号を変調するデュオバイナリー変調方式を用いた多重装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、デュオバイナリー方式を用いた光伝送装置がある。この光伝送装置としては、例えば文献”Ｔｈｅ  ｄｕｏｂｉｎｅｒｙ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ  ｄａｔａ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ”（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ＆  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．８２，１９６３）、および文献”Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ  ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｄｕｏｂｉｎａｒｙ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ｉｎ  Ｔｅｒａｂｉｔ／ｓ  Ｃａｐａｃｉｔｙ，  Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ＷＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ”（ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ５，１９９８）に示されている。
【０００３】
上述した文献に示されたデュオバイナリ方式は、従来、無線のベースバンド変調方式のパーシャルレスポンス方式として１９６０年代に検討され、１９９０年代に入ってから光変調スペクトルの狭窄化の目的で利用されている方式である。この符号方式は、［０／１］の２値信号を、［０／１／２］の３値信号に変換することで周波数帯域を圧縮し、受信端の復号部では、［０，２］の信号を、［０］の信号に変換し、［１］の信号を［１］に変換することによって、送信元の［０／１］の２値信号を再生する方式である。
【０００４】
図１８は、上述した従来のデュオバイナリー方式を用いた光伝送装置の構成を示すブロックである。図１８において、Ｂ／Ｎ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］のＮ並列の低速信号Ｓ２０１は、多重回路２０１によって多重化され、Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２値信号Ｓ２０２に変換される。この２値信号Ｓ２０２は、プリコーダ２０２に入力され、ビット間の符号間干渉を低減するための処理が施された２値信号Ｓ２０３を符号器２０３に出力する。符号器２０３は、２値信号Ｓ２０３を３値信号Ｓ２０４に変換して出力する。
【０００５】
符号器２０３から出力された電気信号である３値信号Ｓ２０４は、光変調器２０４に入力され、光電界強度（位相）が［１（０）、１（π）、０（位相無）］の３値をもった光３値信号にＥ／Ｏ変換されて出力される。この光３値信号を受信する受信側の復号器２０６内のＯ／Ｅ変換部２０６ａは、光ディテクタによって光３値信号の光強度に応じた電流信号に変換されるため、位相情報は失われ、光３値信号は、電気信号である２値信号Ｓ２０６に変換され、送信側の２値信号Ｓ２０２に復される。
【０００６】
ここで、符号器２０３は、前段のプリコーダ２０２の存在によって、２値信号Ｓ２０２の［０］値を、［０］値または［２］値に変換し、［１］値を、［１］値に変換することができる。プリコーダ２０２は、ＥＸＯＲゲート２０２ａと、ＥＸＯＲゲート２０２ａの反転出力信号を、Ｔ（＝１／Ｂ）［ｓｅｃ］だけ遅延させ、再びＥＸＯＲゲート２０２ａに入力する遅延器２０２ｂとを有する。
【０００７】
符号器２０３は、入力された２値信号Ｓ２０３を２分岐し、一方の２値信号に対して遅延器２０３ａが、分岐された２値信号Ｓ２０３間に遅延時間差Ｔ［ｓｅｃ］を付与し、その後、遅延器２０３ａから出力された２値信号と他方の２値信号とを、加算器２０３ｂによってアナログ的に加算し、３値信号Ｓ２０４として出力する。
【０００８】
ここで、符号器２０３は、具体的に図１９に示す構成によって実現することができる。図１９（ａ）に示した符号器２１３は、１つのフリップフロップ回路２１３ａとフリップフロップ回路２１３ａの後段に接続され、カットオフ周波数がＢ／４［Ｈｚ］のローパスフィルタ２１３ｂとによって実現される。また、図１９（ｂ）に示した符号器２２３は、２つのフリップフロップ回路２２３ａ，２２３ｂによって構成されたシフトレジスタと、このシフトレジスタから出力される信号を加算する加算器２２３ｃとによって実現される。
【０００９】
図１９（ａ）および図１９（ｂ）に示した符号器２１３，２２３は、機能的には同じであり、あるタイミングの入力信号「１」に対して出力信号が２クロック間において、１クロック分間引きされ、１クロック分伸ばされた「１，１」の信号を生成し、入力信号「０」に対して同様に、出力信号が２クロック間において、１クロック分間引きされ、１クロック分伸ばされた「０，０」の信号を生成し、符号器２２３では、図２０に示すように、これらの信号Ｓ２０１，Ｓ２０２を加算器２２３ｃによって加算した３値信号Ｓ２０４として出力する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の光伝送装置では、プリコーダ２０２の出力信号および符号器２２３内のシフトレジスタの出力信号は、いずれも２値信号Ｓ２０２の送信ビットレートＢと同じＢ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］で変化し、この速度で処理しなければならない。
【００１１】
したがって、多重化された２値信号Ｓ２０２と同じデータ速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］で動作可能な電子デバイス、たとえば高速フリップフロップ回路が必須であるという問題点があった。
【００１２】
特に、ネットワークの基幹回線を構成する光伝送路では、光伝送速度をできる限り高速化することがコスト上、有利になるが、上述したフリップフロップ回路などの電子デバイスの動作速度が制約となっている。したがって、できる限り低速な電子デバイスを用いて、高速の光伝送速度が得られることが望ましい。
【００１３】
この発明は上記に鑑みてなされたもので、高速動作するフリップフロップ回路などの電子デバイスを用いなくても、高速光伝送が可能となり、通常のフリップフロップ回路の動作速度限界をも超えた光伝送速度を可能とし、低コストかつ小型化にも寄与することができる多重装置を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明にかかる多重装置は、複数のディジタル信号を時分割多重し、この時分割多重された信号を符号器によって３値の電気信号に変換し、光変調器がこの３値の電気信号によって光源からの入力光を変調し、所定値の伝送速度をもつ光信号として生成出力する多重化装置において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出力する第１および第２のフリップフロップ回路と、前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力された各出力信号を加算して出力する加算手段と、前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させる遅延手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、第１および第２のフリップフロップ回路が、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出力し、遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させ、加算手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力された各出力信号を加算して出力するようにしている。
【００１６】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記第１および第２のフリップフロップ回路からの出力信号をそれぞれ増幅する第１および第２の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、第１および第２の増幅手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路からの出力信号をそれぞれ増幅するようにしている。
【００１８】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記加算手段からの出力信号を増幅する第３の増幅手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、第３の増幅手段が、前記加算手段からの出力信号を増幅するようにしている。
【００２０】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記第１および第２の増幅手段あるいは前記第３の増幅手段は、出力信号の振幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有することを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、前記第１および第２の増幅手段あるいは前記第３の増幅手段が、出力信号の振幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有するようにしている。
【００２２】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記遅延手段は、前記第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路であることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、前記遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路としている。
【００２４】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記遅延手段は、前記第２のフリップフロップ回路の前段に配置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させる時間遅延手段と、前記第２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８０度シフトさせる移相手段とを備えたことを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、前記遅延手段の時間遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の前段に配置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させ、移相手段が、前記第２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８０度シフトさせるようにしている。
【００２６】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光変調器は、入力光を２分岐する光分岐手段と、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流手段と、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する光位相変調手段とを備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、光分岐手段が、入力光を２分岐し、光位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器によって、前記光変調器を構成している。
【００２８】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光変調器は、入力光を２分岐する光分岐手段と、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させる光合流手段と、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化する第１の位相変調手段と、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方の光信号の位相を変化する第２の位相変調手段とを備えたマッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、光分岐手段が、入力光を２分岐し、第１の位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化させ、第２の位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方の光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器によって前記光変調器を構成するようにしている。
【００３０】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段とを有したプリコーダを備え、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力することを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力して、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしている。
【００３２】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力し、それぞれ正相および逆相の２つの出力信号を出力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された正相の出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段と、を有したプリコーダを備え、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に前記正相の出力信号を出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に前記逆相の出力信号を出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された前記逆相の出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に前記逆相の出力信号を出力するとともに、前記信号遅延手段に前記正相の出力信号を出力することを特徴とする。
【００３３】
この発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に前記正相の出力信号を出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に前記逆相の出力信号を出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された前記逆相の出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に前記逆相の出力信号を出力するとともに、前記信号遅延手段に前記正相の出力信号を出力して、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしている。
【００３４】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記符号器は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路を有したプリコーダを備え、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力することを特徴とする。
【００３５】
この発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力し、前記第２のフリップフロップ回路が前記信号遅延手段を兼ねる動作を行うようにして、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしている。
【００３６】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号をそれぞれ入力する第１および第２の排他的論理和ゲート回路と、前記第２の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号を、前記所定値分の１の２倍の時間分遅延させる信号遅延手段と、前記第１および第２の排他的論理和ゲート回路の後段にそれぞれ設けられた第３および第４のフリップフロップ回路と、を有したプリコーダを備え、前記プリコーダは、前記符号器と物理的に分離され、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第３のフリップフロップ回路を介して前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第４のフリップフロップ回路を介して前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力することを特徴とする。
【００３７】
この発明によれば、前記プリコーダは、前記符号器と物理的に分離され、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第３のフリップフロップ回路を介して前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第４のフリップフロップ回路を介して前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力するようにしている。
【００３８】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコードを行うプリコーダと、前記プリコーダから出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に多重化して前記符号器に出力する第１および第２の多重回路とをさらに備え、前記プリコーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力するとともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の１のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前記第１番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力することを特徴とする。
【００３９】
この発明によれば、プリコーダが、Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコードを行い、第１および第２の多重回路が、前記プリコーダから出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に多重化して前記符号器に出力するようにし、前記プリコーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力するとともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の１のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前記第１番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力するようにしている。
【００４０】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光変調器からの出力光を入力として所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィルタをさらに備え、前記光源は、光強度が時間的に変化しない直流光源であり、
前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が、前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６×所定値以内であることを特徴とする。
【００４１】
この発明によれば、光強度が時間的に変化しない直流光源を変調した光デュオバイナリー変調信号を、光バンドパスフィルタが、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域を、前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６×所定値以内としている。
【００４２】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光源は、前記所定値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光源であることを特徴とする。
【００４３】
この発明によれば、前記光源を、前記所定値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光源としている。
【００４４】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記パルス光源が出力する光パルスの光位相は、各パルス毎に１８０度変化することを特徴とする。
【００４５】
この発明によれば、前記パルス光源が出力する光パルスの光位相を、各パルス毎に１８０度変化するようにしている。
【００４６】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光変調器からの出力光を入力として所定帯域の光スペクトルを選択出力する光バンドパスフィルタをさらに備え、前記光バンドパスフィルタは、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±１．１×所定値以内であることを特徴とする。
【００４７】
この発明によれば、光バンドパスフィルタを、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±１．１×所定値以内とし、狭帯域化を図っている。
【００４８】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記光バンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００４９】
この発明によれば、合波手段が、前記光バンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力するようにしている。
【００５０】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段と、前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交させる偏波面調整手段とをさらに備え、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以内とすることを特徴とする。
【００５１】
この発明によれば、偏波面調整手段が、前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以内としている。
【００５２】
つぎの発明にかかる多重装置は、上記の発明において、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力する合波手段と、前記合波手段の前段に、隣接する各変調光の偏波を直交させる偏波面調整手段とをさらに備え、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以内とすることを特徴とする。
【００５３】
この発明によれば、偏波面調整手段が、前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以内としている。
【００５４】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる多重装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００５５】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１である多重装置の構成を示すブロック図である。また、図２は、図１に示した各部の信号波形を示す図である。図１において、多重回路１，２に入力されたＮ並列の低速信号Ｓ１は、多重回路１，２によって、（Ｎ／２）：１にそれぞれ多重され、信号速度をそれぞれＢ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２系統の２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂに多重化される。
【００５６】
この２系統の２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂは、それぞれプリコーダ３のＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂに入力され、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２系統の２値信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂに変換される。ＥＸＯＲゲート３ａから出力された２値信号Ｓ３ａは、他方のＥＸＯＲゲート３ｂに入力されるとともに、符号器４のフリップフロップ回路４ａに入力される。また、ＥＸＯＲゲート３ｂから出力された２値信号Ｓ３ｂは、遅延器３ｃによってＢ（＝２Ｔ）時間遅延され、他方のＥＸＯＲゲート３ａに入力されるとともに、符号器４のフリップフロップ回路４ｂに入力される。
【００５７】
プリコーダ３から出力された２系統の２値信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂは、それぞれフリップフロップ回路４ａ，４ｂによって波形整形され、さらに後段の増幅器に４ｃ，４ｄによってそれぞれ必要な振幅に増幅される。ここで、増幅器４ｃ，４ｄが、ある一定の振幅以上には増幅させない飽和特性を持たせると、信号波形の擾乱を吸収し、最終的な出力波形に整形することができる。この波形整形は、増幅器４ｃ，４ｄを、フリップフロップ回路４ａ，４ｂとともに、単一のデバイスとして、たとえば同一半導体チップ上に集積化すると一層効果的に波形整形することができる。
【００５８】
増幅器４ｃから出力された信号Ｓ４ｃは、そのまま加算器４ｆに出力され、増幅器４ｄから出力された信号Ｓ４ｄは、遅延器４ｅによって、信号Ｓ４ｃに比してＴ［ｓｅｃ］（＝１／Ｂ）分、遅延された後、信号Ｓ４ｅとして加算器４ｆに出力される。この加算器４ｆによって、２値の信号Ｓ４ｃ，Ｓ４ｅが加算され、３値信号Ｓ４ｆに変換され、光変調器５の変調信号として出力される。この３値信号Ｓ４ｆは、光源６からの出力光を変調する変調信号として用いられる。
【００５９】
光変調器５は、光源からの入力光を光分岐部によって２分岐し、位相変調部５ａによって、分岐された光の位相を変調信号によって移相させた後に、合流部によって光の電界加算を行うものである。合流部に入射する２つの光の位相が一致している場合、出力光強度が増大し、位相がπ［ｒａｄ］ずれている場合、出力光強度が無くなる。位相変調部５ａでの移相量が０［ｒａｄ］であれば出力光強度が強く、移相量がπになると弱まり、移相量が２π［ｒａｄ］になると再び出力光強度が強まる特性が得られる。この特性を適用することよって、３値の変調信号を用いて、光強度を２値に変調することができる。
【００６０】
ここで、図２に示すタイミングチャートを参照して、フリップフロップ回路４ａ，４ｂの動作速度がＢ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］で十分であることについて説明する。図２（ａ）に示す信号波形は、送信信号であり、この多重装置が送信すべきＢ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の多重信号を「１，０」の２値で示したものである。従来では、この送信信号をプリコーダ１０１によって処理し、Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２値信号に変換した後、２ビットのシフトレジスタに入力していた。プリコーダ２０２および符号器２０３内のシフトレジスタは、Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］での動作が必要となる。
【００６１】
図２（ｂ）に示す矢印を参照すると、従来の符号器２０３では、プリコーダ２０２から入力された１クロック幅の信号を、符号器２０３内の２つのフリップフロップ回路によって２クロックに相当する時間引き伸ばし、その後、これらを加算するようにしている。
【００６２】
一方、この実施の形態１に示したプリコーダ３の出力は、図２（ｄ）に示すように、最初から２クロック長の時間間隔でトグルされる２系統の２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂであり、これらの２値信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを保持するフリップフロップ回路４ａ，４ｂも、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］で動作するため、従来と同様に、各２値信号を２クロック幅に引き伸ばすことができる。同様にして、加算器４ｆから出力される信号波形は、図２（ｆ）に示すように従来と同じ３値信号となる。
【００６３】
この実施の形態１では、プリコーダ３および符号器４で使用するクロックを、従来の２分の１のクロックを用いて、同じ送信側の２値信号を３値信号に変換することができるので、高速動作電子デバイスを用いなくても、最終的にＢ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の信号処理を、高速動作電子デバイスを使用したときと同様に処理することができる。逆に、フリップフロップ回路などの処理速度の限界を超えた変換処理を実行でき、一層高速の処理が可能になる。
【００６４】
実施の形態２．
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。図３は、この発明の実施の形態２である多重装置の符号器の構成を示す図である。図３において、この符号器１４では、符号器４の増幅器４ｃ，４ｄの代わりに、１つの増幅器１４ａを加算器４ｆの後段に設けている。その他の構成は、実施の形態１と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００６５】
ここで、増幅器４ｃ，４ｄと異なり、増幅器１４ａに入力される信号は、３値信号であるため、増幅器４ｃ，４ｄのように、飽和特性を持たせることには適さないが、増幅器の個数を少なくすることができ、符号器１４、ひいては多重装置全体の小型化を促進することができる。
【００６６】
実施の形態３．
つぎに、この発明の実施の形態３について説明する。図４は、この発明の実施の形態３である多重装置の符号器の構成を示す図である。図４において、この符号器２４は、実施の形態２に示した遅延器４ｅの代わりに、遅延器２４ａをフリップフロップ回路４ｂの前段に設け、さらに、フリップフロップ回路４ｂのクロックの位相をπ［ｒａｄ］だけ移相する移相器２４ｂを設けている。これによって、加算器４ｆに入力される各系統の２値信号間にＴ［ｓｅｃ］（＝１／Ｂ）の遅延差をもたせることができる。移相器２４ｂを設けるのは、遅延してきた信号をたたくクロックも遅延に対応させる必要があるからである。その他の構成は、実施の形態２と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００６７】
この実施の形態３では、フリップフロップ回路４ａ，４ｂと加算器４ｆとを同一のＩＣとして集積化する場合、遅延器２４ａをＩＣ外部に設けることができる。一般にフリップフロップ回路４ａ，４ｂと加算器４ｆとの間の伝搬遅延は、信号の反射などによる影響を低減するためにも、可能な限り短い伝送路とすることが好ましいが、この実施の形態３では、ＩＣ内部で遅延させる構成をもつ必要がなくなり、この結果、精度の高い符号器を実現することができる。
【００６８】
実施の形態４．
つぎに、この発明の実施の形態４について説明する。上述した実施の形態１〜３では、いずれも１つの制御信号入力端子をもつマッハツェンダ型の光変調器であったが、この実施の形態４では、２つの制御信号入力端子をもつマッハツェンダ型の光変調器に対しても、上述した実施の形態１〜３の処理と同様な処理を可能としている。
【００６９】
図５は、この発明の実施の形態４である多重装置の符号器の構成を示す図である。図５において、この符号器３４は、実施の形態１に示した符号器４に対応した符号器であり、増幅器４ｃ，４ｄに対応した増幅器３４ｃ，３４ｄと、遅延器４ｅに対応した２つの遅延器３１ａ，３１ｂと、加算器４ｆに対応した２つの加算器３２ａ，３２ｂとを有し、増幅器３４ｃ，３４ｄから出力される正相と逆相との２系統の信号は、最終的に、２つの制御信号入力端子をもつマッハツェンダ型の光変調器３５の各制御信号入力端子に出力される。その他の構成は、実施の形態１と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００７０】
ここで、２つの制御信号入力端子をもつ光変調器３５の場合、光変調器３５内において合流する２つの光の位相差をπ［ｒａｄ］にする際に、光位相変調器３５ａで＋π／２［ｒａｄ］変化させ、光位相変調器３５ｂで−π／２［ｒａｄ］変化させればよく、１つの制御信号入力端子をもつ光変調器に比して、光位相変調器毎の移相変化量が少なくて済み、光変調スペクトルを狭窄化できる特徴を持っている。
【００７１】
この場合、２つの光位相変調器３５ａ，３５ｂを駆動する２系統の３値の変調信号は、増幅器３４ｃ，３４ｄから出力される正相および逆相のそれぞれの出力信号を加算することで生成することができる。この生成された２系統の３値信号は、レベルを［１，０、−１］と捕らえると正と負とが反転した対象波形となるため、差動信号として並送させると外部からのノイズに強い特徴を発揮する。
【００７２】
また、図６は、この発明の実施の形態４である多重装置の他の符号器の構成を示す図である。図６に示した符号器４４は、実施の形態３に示した符号器２４に対応し、図５に示した符号器３４の遅延器３１ａ，３１ｂに代えて、遅延器４４ａをフリップフロップ回路４ｂの前段に設け、さらに、フリップフロップ回路４ｂのクロックの位相をπ［ｒａｄ］だけ移相する移相器４４ｂを設けている。これによって、加算器３２ａ，３２ｂに入力される各系統の２値信号間にＴ［ｓｅｃ］（＝１／Ｂ）の遅延差をもたせることができる。移相器４４ｂを設けるのは、実施の形態３と同様に、遅延してきた信号をたたくクロックも遅延に対応させる必要があるからである。その他の構成は、図５に示した符号器と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００７３】
この実施の形態４では、１つの制御信号入力端子をもつ光変調器に対する実施の形態１〜３の機能と同様にして、２つの制御信号入力端子をもつ光変調器に対しても同様に、高速電子デバイスを用いなくても、２値信号を３値信号に高速変換出力することができる。
【００７４】
実施の形態５．
つぎに、この発明の実施の形態５について説明する。上述した実施の形態１に示したプリコーダ３では、たとえばＥＸＯＲゲート３ａの正相出力は、他方のＥＸＯＲゲート３ｂの入力端子と、次段のフリップフロップ回路４ａとに入力されていた。この場合、各ＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂのファンアウト数が２つとなる。
【００７５】
これに対し、図７に示したこの発明の実施の形態５のプリコーダ５３では、各ＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂに対応する各ＥＸＯＲゲート５３ａ，５３ｂに正相出力と逆相出力とをもたせ、ＥＸＯＲゲート５３ａの逆相出力を他方のＥＸＯＲゲート５３ｂの入力端子に接続し、ＥＸＯＲゲートの正相出力を遅延器３ｃを介してＥＸＯＲゲート５３ａの入力端子に接続するようにしている。なお、その他の構成は、実施の形態１と同じであり、同一構成部分には、同一符号を付している。
【００７６】
この実施の形態５では、ＥＸＯＲゲート５３ａ，５３ｂのファンアウト数がそれぞれ１つとなるため、実施の形態１に示したＥＸＯＲゲート３ａ，３ｂのファンアウト数が２つの場合に比して、動作速度を高速にすることができる。
【００７７】
実施の形態６．
つぎに、この発明の実施の形態６について説明する。図８は、この発明の実施の形態６である多重装置のプリコーダおよび符号器に関連する構成を示す図である。上述した実施の形態５では、ＥＸＯＲゲート５３ｂの出力を２Ｔ［ｓｅｃ］だけ遅延させた信号を、ＥＸＯＲゲート５３ａに入力するようにしているが、この実施の形態６では、ＥＸＯＲゲート５３ｂの後段に配置されたフリップフロップ回路４ｂの出力信号を、２Ｔ［ｓｅｃ］だけ遅延させた信号として、ＥＸＯＲゲート５３ａに入力するようにしている。
【００７８】
すなわち、この実施の形態６では、実施の形態５に示した遅延器３ｃの構成を削除し、ＥＸＯＲゲート５３ｂの後段に配置されるフリップフロップ回路４ｂの出力信号を、遅延信号として有効利用している。この結果、この実施の形態６では、構成要素を少なくすることができ、これによって多重装置の小型軽量化を一層促進することができる。
【００７９】
実施の形態７．
つぎに、この発明の実施の形態７について説明する。図９は、この発明の実施の形態７である多重装置のプリコーダおよび符号器に関連する構成を示す図である。図９において、プリコーダ７３と符号器７４とは、それぞれ実施の形態５に示したプリコーダ５３および符号器４に対応するが、この実施の形態７は、プリコーダ７３と符号器７４とを物理的に異なる部品として構成するようにしている。すなわち、異なるＩＣとして構成している。
【００８０】
この結果、プリコーダ７３を実現するＩＣと、符号器７４を実現するＩＣとの間は、信号線によって接続されるため、信号線の伝搬遅延などによって、２系統の２値信号のタイミングが狂ってしまう場合が発生する。このため、この実施の形態７では、信号線の接続箇所において、それぞれクロック発生器７に同期するフリップフロップ回路７３ａ，７３ｂおよびフリップフロップ回路７４ａ，７４ｂを設けている。この場合、２つのフリップフロップ回路７３ａ，７４ａは、フリップフロップ回路４ａに対応し、２つのフリップフロップ回路７３ｂ，７４ｂは、フリップフロップ回路４ｂに対応している。ただし、各２系統の信号は、それぞれ１つのクロック分、同期して遅延することになる。
【００８１】
この実施の形態７では、プリコーダ７３の出力側および符号器７４の入力側に、それぞれフリップフロップ回路７３ａ，７３ｂおよびフリップフロップ回路７４ａ，７４ｂを設けているので、プリコーダ７３と符号器７４とが異なるＩＣとして実装される場合であっても、これらを接続する信号線の遅延差による信号波形崩れなどの影響を最小限に抑えることができる。
【００８２】
実施の形態８．
つぎに、この発明の実施の形態８について説明する。図１０は、この発明の実施の形態８である多重装置のプリコーダの構成を示す図である。上述した実施の形態１〜７では、すべて多重回路１，２の後段にプリコーダを配置し、プリコーダ出力を符号器に入力するようにしていたが、プリコーダが処理する信号速度は、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］であるため、依然として高速処理が要求される。
【００８３】
これに対し、この実施の形態８では、プリコーダを、多重回路１，２の前段部分に配置し、Ｎ並列の低速信号Ｓ１に対して並列的にプリコードしようとするものである。
【００８４】
図１０において、このプリコーダ８１は、Ｂ／Ｎ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］のＮ並列の低速信号Ｓ１に対して、Ｎ個のＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎを適用するものである。各ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎは、それぞれ後段に配置されたＮ個のフリップフロップ回路４−１〜４−Ｎに接続される。各フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎを設けたのは、後段の各多重回路１，２に対するタイミング調整のためである。なお、フリップフロップ回路４−Ｎは、そのほか、実施の形態７で示したように、遅延器としての機能を有する。
【００８５】
各ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎには、Ｎ並列の低速信号が１つずつ入力される。ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎの各出力は、後段のフリップフロップ回路４−１〜４−Ｎに出力されるとともに、ＥＸＯＲゲート３−１〜３−（Ｎ−１）の各出力は、隣接する並列の並び番号が１つ多いＥＸＯＲゲート３−２〜３−Ｎにそれぞれ入力される。
【００８６】
フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎのうちの奇数番目のフリップフロップ回路４−１，４−３，４−５，…の出力は、多重回路１に出力され、フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎのうちの偶数番目のフリップフロップ回路４−２，４−４，４−６，…の出力は、多重回路２に出力される。また、フリップフロップ回路４−Ｎの出力は、このフリップフロップ回路４−Ｎの保持期間を遅延として利用し、この遅延した出力をＥＸＯＲゲート３−１に入力する。
【００８７】
多重回路１，２は、それぞれプリコーダ８１から入力されたＮ／２個の出力信号を多重化して、図示しない符号器に出力する。ここで、多重回路１，２は、クロック発生器７が出力するＢ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］のクロックをもとに変換処理を行うが、フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎの処理はＮ並列の低速信号であるため、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］のクロックをＮ／２倍分周する分周器８２によって発生した低速のクロックによって、各フリップフロップ回路４−１〜４−Ｎは同期して動作する。
【００８８】
この実施の形態８では、Ｎ並列の低速信号Ｓ１入力が低速であるため、ＥＸＯＲゲート３−１〜３−Ｎの動作速度に余裕ができ、確実なプリコード処理が実現される。特に、光通信では、１０Ｇ〜４０Ｇ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］といった高速信号をプリコーダで処理すると、各ＥＸＯＲゲート自体の遅延時間が無視できなくなり、遅延時間２Ｔ以内に出力信号を、対応するＥＸＯＲゲートの入力に戻すことが難しくなるが、多重回路１，２の前段に配置すると、信号接続遅延時間が２Ｔ・Ｎ  ［ｓｅｃ］に増大するため、高速通信の実現性が高くなる。なお、プリコーダ８１の配置は、Ｎ並列部分であっても、Ｎ／２並列部分であっても、Ｎ／４並列部分であっても同様に動作させることが可能であり、プリコーダ８１の配置は、ＩＣの集積化単位や、消費電力などを勘案して最適な構成を選択すれば良い。
【００８９】
実施の形態９．
つぎに、この発明の実施の形態９について説明する。上述した実施の形態１〜８では、光源６については特に言及していなかったが、この実施の形態９では、光源６として、一定の出力強度を連続出力するＤＣ光源を用いている。
【００９０】
図１１は、光源としてＤＣ光源を用いた場合における符号器出力と光デュオバイナリー信号と復号後出力との電気スペクトルおよび波長多重後の光スペクトルを示す図である。たとえば、図１に光源６としてＤＣ光源を用いた場合、符号器４から出力される電気３値をもつデュオバイナリー変調信号のスペクトルは、図１１（ａ）に示すスペクトルとなる。このデュオバイナリー変調信号は、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２系統の信号を加算した信号であるため、この信号スペクトルは、図１１（ａ）の実線で示すように、Ｂ／２［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２値信号と同等の形状を示すスペクトルとなる。なお、図１１（ａ）に示した破線は、Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２値信号のスペクトルを示している。
【００９１】
図１１（ａ）に示した実線のスペクトルをもって変調された光スペクトルは、図１１（ｂ）の実線で示すように、光キャリア周波数ｆｃ［Ｈｚ］を中心に広がる。この光スペクトルのうち、伝送信号成分は、ｆｃ±（Ｂ／２）［Ｈｚ］のメインローブに含まれているので、この帯域外のスペクトルは、光フィルタによってカットしても信号波形は、保存されることになる。この光フィルタは、光変調器の後段に設ける。
【００９２】
なお、信号波形のフィルタリングは、電気領域でも行うことができるが、光フィルタを用いると、高次のフィルタ特性が得やすいため、フィルタのサイドロープの急峻な抑圧が可能な理想的なフィルタを実現できる。
【００９３】
この光フィルタの帯域幅は、ｆｃ±０．５×Ｂ［Ｈｚ］でも良いが、現実的には、光位相特性が平坦であると期待される２ｄＢ帯域幅ｄ１０が、ｆｃ±０．６×Ｂ［Ｈｚ］よりも狭くするぐらいが適当である。なお、位相特性が理想的なフィルタを用いるのであれば、帯域幅を、ｆｃ±０．７×０．５×Ｂ［Ｈｚ］程度に狭窄化しても、「０，１」を識別することが可能である。
【００９４】
図１１（ｃ）は、複数の光デュオバイナリー信号を波長多重化した場合の光スペクトルを示す図である。図１１（ｃ）では、波長間隔ｄ１１を、Ｂ［Ｈｚ］±αとしているが、多少のペナルティを覚悟すれば、波長間隔ｄ１１を、Ｂ［Ｈｚ］以下に狭めることも可能である。
【００９５】
この場合、後述するように、隣接波長の偏波を直交するように偏波調整を行うことによって、スペクトルが重なる領域でのビート雑音が低減され、ペナルティを大幅に低減することができる。
【００９６】
図１１（ｄ）は、受信側において１つの波長を抽出し、フォトディテクタなどの受信器によって２乗検波した後の電気波形スペクトルを示している。光スペクトル領域では、光位相を用いた３値伝送を行っているが、フォトディテクタでは、位相情報が縮退し、パワーを示す２値信号に変換され、これによってスペクトルが図１１（ｄ）に示すように、Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］の２値信号スペクトルに変換されることになる。
【００９７】
ここで、図１２は、波長多重を実現する多重装置の構成を示す図である。図１２において、実施の形態１〜８の多重装置に対応する多重部９１−１〜９１−ｎは、それぞれ光キャリア周波数に対応した光信号を出力するＤＣ光源としての光源９０を有する。各多重部９１−１〜９１−ｎの後段には、各光キャリア周波数に対応する上述した光フィルタ９２−１〜９２−ｎがそれぞれ設けられる。さらに、光フィルタ９２−１〜９２−ｎから出力されたｎ個の光信号は、合波器９３に入力され、波長多重され、この波長多重光は、１本の光ファイバ上に出力されて伝送される。
【００９８】
なお、上述したように隣接波長の偏波を互いに直交させる場合には、各光フィルタ９２−１〜９２−ｎと合波器９３との間に、隣接波長の偏波が直交するように調整する偏波調整部を設ければよい。
【００９９】
この実施の形態９では、符号器出力あるいは光デュオバイナリー信号の信号成分をもつスペクトル幅が半減するので、このスペクトル幅に対応したフィルタリングを行うことによって、波長多重数を倍増することができ、高速大容量光通信を容易に実現することができる。
【０１００】
実施の形態１０．
つぎに、この発明の実施の形態１０について説明する。上述した実施の形態９では、光源６としてＤＣ光源を用いていたが、この実施の形態１０では、光源６として、信号速度Ｂ［ｂｉｔ／ｓｅｃ］と同じＢ［Ｈｚ］の周期で強度が変化するパルス光源を用いている。
【０１０１】
このパルス光源を用いる光強度変調方式をＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）変調という。図１３は、パルスの光位相とこのパルスの伝搬波形とを説明する図である。図１３（ａ）は、送信端における光パルス波形を示しており、２つの光パルスは重なっていない。しかし、光パルスが長距離伝搬されると、波長分散などの影響を受けて、パルス幅が広がり、隣接パルス同士に重なり部分Ｅ１が生じる。
【０１０２】
この場合、隣接するパルスの光位相が同相であるとき、パルス幅が重なった重なり部分Ｅ１において光位相が強め合い、パルスとパルスとの間に光り強度が強まる部分が発生する。ここで、光伝送路の非線形性が問題となる長距離光伝送システムでは、パルス間の山形状が徐々に増大し、もとの光パルス波形を大幅に乱すことがある。
【０１０３】
一方、隣接するパルスの光位相を毎パルス１８０度反転させると、パルスの重なり部分Ｅ２で位相が反転するため、互いに弱め合い、パルス間に、山形状が発生しない。このようなＲＺ変調方式は、時間平均すると、光キャリア成分が抑圧されているため、ＣＳ（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ）−ＲＺ変調方式と呼ばれる。このＣＳ−ＲＺ変調方式は、光信号の非線形性が問題となる長距離光伝送システムにおける波形伝搬に有利な方式である。
【０１０４】
図１４は、上述したＣＳ−ＲＺ変調方式におけるスペクトル形状の一例を示した図である。図１４（ａ）は、符号器出力の電気スペクトルを示している。図１４（ｂ）は、光変調器によって変調された光スペクトルを示している。ここで、パルス光源が、Ｂ［Ｈｚ］でその強度が変化し、パルス毎に位相が１８０度反転する場合、光スペクトルは、図１４（ｂ）に示すように、図１１（ｂ）の光スペクトルをＢ［Ｈｚ］だけずらし、それぞれを加算したような形状となる。
【０１０５】
ここで、ＲＺ変調波形の主成分は、２つの山からなるメインローブに含まれているため、信号帯域は、ｆｃ±Ｂ［Ｈｚ］に含まれる。サイドローブは、実施の形態９と同様に、光フィルタを用いて抑圧することができる。光フィルタの２ｄＢ帯域ｄ２１は、実施の形態９と同様に、２Ｂ［Ｈｚ］もしくは、０．７×２×Ｂ［Ｈｚ］程度であっても、波形が保存されるが、実用上は、光フィルタの２ｄＢ帯域が２．３［Ｈｚ］以下程度にするとよい。帯域幅が２．３×Ｂ［Ｈｚ］となるのは、実施の形態９と同様の帯域幅１．３×Ｂ［Ｈｚ］と、２つのメインローブ間の間隔Ｂ［Ｈｚ］との和が、２．３［Ｈｚ］となるからである。
【０１０６】
図１４（ｃ）は、ＣＳ−ＲＺ変調方式による光デュオバイナリー信号を波長多重したときの光スペクトルである。図１４（ｃ）に示すように、ＣＳ−ＲＺ変調方式を採用して、波長多重化する場合であっても、少ない波長間隔で多くの波長を多重化でき、しかも波形伝搬を良好に行うことができる。
【０１０７】
図１５は、ＣＳ−ＲＺ変調方式を用いて波長多重を行う多重装置の構成を示す図である。図１５において、実施の形態１〜８の多重装置に対応する多重部１０１−１〜１０１−ｎは、それぞれ光キャリア周波数に対応した光信号を出力するパルス光源としての光源１００を有する。各多重部１０１−１〜１０１−ｎの後段には、各光キャリア周波数に対応する上述した光フィルタ１０２−１〜１０２−ｎがそれぞれ設けられる。さらに、光フィルタ１０２−１〜１０２−ｎから出力されたｎ個の光信号は、合波器１０３に入力され、波長多重され、この波長多重光は、１本の光ファイバ上に出力されて伝送される。
【０１０８】
図１６は、ＣＳ−ＲＺ変調方式によるデュオバイナリー信号を波長多重する場合における波長の偏波を互いに直交させた場合のスペクトルを示した説明図である。図１６において、隣接する波長は、互いに直交するようにしている。隣接する波長が互いに直交すると、電界が直接加算されることがないため、波長間クロストークによる伝送ペナルティが大幅に軽減される。この場合、波長間隔は２．３×Ｂ［Ｈｚ］以下でも問題が発生せず、多少のペナルティを覚悟すれば、たとえば、波長間隔ｄ２２を、１．６×Ｂ程度に近接しても、信号伝送を行うことができる。
【０１０９】
図１７は、隣接する波長を互いに直交させて波長多重を行う多重装置の構成を示す図である。図１７において、この多重装置は、図１５に示した多重装置の光フィルタ１０２−１〜１０２−ｎと合波器１０３との間に、隣接する波長を互いに直交させる偏波調整を行う偏波調整部１０４が設けられている。その他の構成は、図１５に示した構成と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。このような構成によって、隣接する波長が互いに直交する波長多重が実現される。なお、偏波調整部１０４は、基準の偏波面とこの基準の偏波面に直交する直交偏波面とに調整すべき各波長毎にまとめ、このまとめた波長毎に偏波調整を行い、その後、合波するようにしてもよいし、各波長毎に偏波調整を行うようにしてもよい。
【０１１０】
この実施の形態１０では、符号器出力あるいは光デュオバイナリー信号の信号成分を従来と同じスペクトル幅で、ＣＳ−ＲＺ変調方式を実現することができ、ＣＳ−ＲＺ変調方式による波長多重数を倍増することができ、高速大容量光通信を容易に実現することができる。
【０１１１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、第１および第２のフリップフロップ回路が、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を、該所定値の１／２の周波数で各系統の信号を保持して出力し、遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させ、加算手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路から出力された各出力信号を加算して出力するようにしているので、前記符号器を構成する第１および第２のフリップフロップ回路などの電子デバイスに要求される処理速度が半減し、低コストかつ小型化した多重装置を実現することができるという効果を奏する。
【０１１２】
つぎの発明によれば、第１および第２の増幅手段が、前記第１および第２のフリップフロップ回路からの出力信号をそれぞれ増幅するようにしているので、前記変調器に入力される変調信号である３値の電気信号の信号レベルを適切に保つことができるという効果を奏する。
【０１１３】
つぎの発明によれば、第３の増幅手段が、前記加算手段からの出力信号を増幅するようにしているので、少ない個数の増幅手段で済み、小型軽量化を一層促進することができるという効果を奏する。
【０１１４】
つぎの発明によれば、前記第１および第２の増幅手段あるいは前記第３の増幅手段が、出力信号の振幅を一定レベル以上に増幅させない飽和特性を有するようにしているので、適切な信号レベルをもつ信号として出力することができるという効果を奏する。
【０１１５】
つぎの発明によれば、前記遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の後段に配置され、伝播遅延を有した伝送線路としているので、確実な伝送遅延を得ることができるという効果を奏する。
【０１１６】
つぎの発明によれば、前記遅延手段の時間遅延手段が、前記第２のフリップフロップ回路の前段に配置され、前記第２のフリップフロップからの出力信号を、前記加算手段の入力タイミング時に、前記第１のフリップフロップ回路から出力された出力信号に比して前記所定値分の１の時間分遅延させ、移相手段が、前記第２のフリップフロップ回路のクロックタイミングを１８０度シフトさせるようにしているので、時間遅延手段を外部に設けることができ、確実な遅延を設定することができるとともに、他の構成の集積化を促進できるという効果を奏する。
【０１１７】
つぎの発明によれば、光分岐手段が、入力光を２分岐し、光位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器によって、前記光変調器を構成しているので、一つの光位相変調手段をもつマッハツェンダ型光変調器であっても、低速の電子デバイスを用いて光デュオバイナリー変調信号を生成することができるという効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、光分岐手段が、入力光を２分岐し、第１の位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した一方の光信号の位相を変化させ、第２の位相変調手段が、前記３値の電気信号によって、前記光分岐手段が２分岐した他方の光信号の位相を変化させ、光合流手段が、前記光分岐手段が２分岐した光信号を合流させるマッハツェンダ型光変調器によって前記光変調器を構成するようにしているので、二つの光位相変調手段をもつマッハツェンダ型光変調器であっても、低速の電子デバイスを用いて光デュオバイナリー変調信号を生成することができるという効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力して、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしているので、低速の電子デバイスによって、３値の電気信号を生成するためのプリコード処理を行うことができるという効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に前記正相の出力信号を出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に前記逆相の出力信号を出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された前記逆相の出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に前記逆相の出力信号を出力するとともに、前記信号遅延手段に前記正相の出力信号を出力して、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしているので、第１および第２の排他的論理和ゲート回路のそれぞれのファンアウト数が減少し、動作速度を高速にすることができるという効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記第２のフリップフロップ回路からの出力信号との排他的論理和演算を行って前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行って前記第２のフリップフロップ回路に出力し、前記第２のフリップフロップ回路が前記信号遅延手段を兼ねる動作を行うようにして、３値信号を生成するためのプリコードを行うようにしているので、構成が簡易となり、多重装置の小型軽量化を一層促進することができるという効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、前記プリコーダは、前記符号器と物理的に分離され、前記第１の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの１つの系統の信号と前記信号遅延手段からの出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第３のフリップフロップ回路を介して前記第１のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記第２の排他的論理和ゲート回路に出力し、前記第２の排他的論理和ゲート回路は、前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号のうちの他の系統の信号と前記第１の排他的論理和ゲート回路から出力された出力信号との排他的論理和演算を行い、前記第４のフリップフロップ回路を介して前記第２のフリップフロップ回路に出力するとともに、前記信号遅延手段に出力するようにしているので、信号線の伝送遅延に伴う信号波形崩れなどによる通信品質の劣化を防止することができるという効果を奏する。
【０１２３】
つぎの発明によれば、プリコーダが、Ｎ並列（Ｎは２の倍数）の低速信号が入力されるＮ並列の排他的論理和ゲート回路を有し、前記３値の電気信号を生成する前記符号器に出力される前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号を生成するためのプリコードを行い、第１および第２の多重回路が、前記プリコーダから出力されたＮ並列の信号を前記所定値の１／２の伝送速度をもつ２系統の信号としてそれぞれＮ／２対１に多重化して前記符号器に出力するようにし、前記プリコーダにおいて、Ｎ並列の低速信号に対応したＮ並列の各排他的論理和ゲート回路は、当該排他的論理和ゲート回路の出力を当該排他的論理和ゲート回路の偶奇順序に応じて前記第１あるいは前記第２の多重回路に出力するとともに、次番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力し、最終番の排他的論理和ゲート回路は、所定値分の１のＮ倍時間分遅延した排他的論和出力を前記第１番の排他的論理和ゲート回路の入力として出力するようにしているので、一層、低速にプリコード処理を行うことができるので、さらに高速処理が可能になるとともに、確実なプリコード処理を行うことができるという効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、光強度が時間的に変化しない直流光源を変調した光デュオバイナリー変調信号を、光バンドパスフィルタが、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域を、前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±０．６×所定値以内としているので、波長多重を行う場合に、多重数を多くすることができるという効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、前記光源を、前記所定値の周期で該光源の光強度の強弱を繰り返すパルス光源としているので、安定した光伝送を行うことができるという効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、前記パルス光源が出力する光パルスの光位相を、各パルス毎に１８０度変化するようにしているので、ＣＳ−ＲＺ変調方式を実現することができ、この場合であっても狭帯域化が可能であり、波長多重数を増大させることができるという効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、光バンドパスフィルタを、当該光バンドパスフィルタの２ｄＢ透過帯域が前記光変調器から出力された前記所定値の伝送速度をもつ変調光の中心周波数±１．１×所定値以内とし、狭帯域化を図っているので、波長多重数を増大することができるという効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、合波手段が、前記光バンドパスフィルタの機能を有し、複数の変調光を波長多重した波長多重光として出力するようにしているので、波長多重化を行う際、多重数を増大することができるという効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、偏波面調整手段が、前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の１．２倍以内としているので、波長多重数を増大することができるという効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、偏波面調整手段が、前記合波手段の前段に配置され、隣接する各変調光の偏波を直交させ、合波手段が、前記所定値の伝送速度を有した複数の前記変調光を波長多重した波長多重光として出力し、この際、隣接する各変調光の波長間隔を前記所定値の２．３倍以内としているので、パルス光源である場合でも、波長帯域を狭めることができ、波長多重数を増大することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１である多重装置の全体構成を示す図である。
【図２】図１に示した多重装置の各部から出力される信号波形を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２である多重装置の符号器の構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態３である多重装置の符号器の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態４である多重装置の符号器の構成を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４である多重装置の他の符号器の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態５である多重装置のプリコーダの構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態６である多重装置のプリコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態７である多重装置のプリコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態８である多重装置のプリコーダおよび符号器の構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態９である多重装置による各部のスペクトルとフィルタ特性とを示す図である。
【図１２】図１１に示した多重部によって波長多重を実現する多重装置の構成を示す図である。
【図１３】パルス波形と光位相との関係を示す図である。
【図１４】ＣＳ−ＲＺ変調方式による各部のスペクトルとフィルタ特性との関係を示す図である。
【図１５】図１４に示したスペクトルをもつ信号の波長多重を実現する多重装置の構成を示す図である。
【図１６】ＣＳ−ＲＺ変調方式において隣接する波長を互いに直交させた多重化を説明する図である。
【図１７】図１６で示した直交関係を持たせることができる多重装置の構成を示す図である。
【図１８】従来の多重装置の全体構成を示す図である。
【図１９】図１８に示した符号器の具体的な実現回路を示す回路図である。
【図２０】図１８に示した多重装置における各部の信号波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１，２  多重回路、３，４−１〜４−Ｎ，５３，７３，８１，１０１  プリコーダ、３ａ，３ｂ，３−１〜３−Ｎ，５３ａ，５３ｂ  ＥＸＯＲゲート、３ｃ，４ｅ  遅延器、４，１４，２４，３４，４４，１００  符号器、４ａ，４ｂ  フリップフロップ回路、４ｃ，４ｄ，１４ａ，３４ｃ，３４ｄ  増幅器、４ｆ，３２ａ，３２ｂ  加算器、５  光変調器、５ａ  位相変調部、６，９０，１００  光源、７  クロック発生器、２４ａ，３１ａ，３１ｂ，４４ａ  遅延器、２４ｂ，４４ｂ  移相器、３５  光変調器、３５ａ，３５ｂ  光位相変調器、７３ａ，７３ｂ，７４ａ，７４ｂ  フリップフロップ回路、８２  分周器、９１，１０１多重部、９２，１０２  光フィルタ、９３  合波器、１０３  合波器、１０４
偏波調整部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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