(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のピッチ（Ｐ）を有する偏位量測定用の刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を変調して第１の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を出力する第１の変調回路と、
第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）（Ｎは整数）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第２の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）を出力する第２の変調回路と、
前記第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第３の変調信号ｃｏｓ（ωｔ＋α）を出力する第３の変調回路と、
前記第２の変調回路から出力される第２の変調信号を前記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用いて復調して第１の復調信号ｃｏｓ（θ−α）を出力する第１の復調回路と、
前記第３の変調回路から出力される第３の変調信号を前記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用いて復調して第２の復調信号ｓｉｎ（θ−α）を出力する第２の復調回路と
を有することを特徴とする測定装置における信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二物体間の相対移動量あるいは回転角度などの偏位量を測定する測定装置に用いられる信号処理回路に関し、特にリニアモータ用スケールに適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械などにおいて、被加工物に対する工具の移動量を正確に測定することは、精密加工を行う上できわめて重要であり、このための測定装置が種々製品化されている。
そのひとつとして、光学格子を２枚重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用したスケールが従来から知られている。この光学式スケール１００は、図５および図６に示すように、ガラスの一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設けられたメインスケール１０１と、ガラスの一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設けられたインデックススケール１０３を微小間隔をもって対向させるとともに、メインスケール１０１の格子に対し微小角度傾けてインデックススケール１０３の格子を配置している。
【０００３】
なお、メインスケール１０１およびインデックススケール１０３に設けられた格子は、ガラスの一面にクロム（Ｃｒ）を真空蒸着し、エッチングすることにより形成された同一ピッチＰの刻線により形成されている。なお、この刻線のピッチＰは通常数１０μｍ、例えば４０μｍピッチとされている。
このようにメインスケール１０１およびインデックススケール１０３を微小間隔をもって対向配置するとともに、相対的に移動可能な構成とすると、移動に伴い図７に示すようなモアレ縞１０４が発生する。このモアレ縞１０４の周期はＷとなり、周期Ｗ毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケール１０１に対しインデックススケール１０３が相対的に左右に移動する方向に応じて、上から下、あるいは下から上に移動していく。
【０００４】
この場合、メインスケール１０１およびインデックススケール１０３の格子のピッチをＰ、相互の傾斜角をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞１０４の周期Ｗは、
Ｗ＝Ｐ・ｃｏｓ（θ／２）／ｓｉｎθ  となり、
θが十分に小さいときは、近似的に
Ｗ＝Ｐ／θ
と表わすことができる。すなわち、モアレ縞１０４の周期Ｗは、光学的に格子ピッチＰを１／θ倍に拡大した周期となる。このため、格子がＰだけ移動するとモアレ縞１０４はＷだけ移動することとなり、このように拡大されたＷの変化を読み取ることにより格子の移動量を精密に測定することが可能となる。
【０００５】
そこで、図６に示すように、モアレ縞１０４の変化を検出するために、光源１０５と光電変換素子（受光素子）１１３をインデックススケール１０３が設けられたコの字型ホルダー１０６に備えるようにする。
すなわち、メインスケール１０１の反対側に光源１０５を設け、モアレ縞１０４を透過した光源１０５からの光を光電変換素子１１３で受光するようにして、モアレ縞１０４の変化を検出するようにしている。
【０００６】
この場合、メインスケール１０１に対しインデックススケール１０３を相対的に移動させながら、光電変換素子１１３に流れる電流の変化を読み取ると該電流は正弦波状に変化する。
そこで、図７に示すように、９０゜（あるいは１周期Ｗと９０゜）ずらせて２つの光電変換素子１０７および１０８を設けると、該光電変換素子１０７と１０８には９０゜位相の異なる電流が流れ、図８に示すように、例えば光電変換素子１０７からはｓｉｎ波、光電変換素子１０８からはｃｏｓ波の信号が出力される。このように９０゜位相の異なる２つの信号をＡ相信号およびＢ相信号と呼ぶ。このＡ相信号およびＢ相信号は、メインスケールとインデックススケールの相対移動量（偏位量）をｘ、振幅をｅとして、それぞれ、次のようになる。
Ａ＝ｅ・ｓｉｎ（２π・ｘ／Ｐ）
Ｂ＝ｅ・ｃｏｓ（２π・ｘ／Ｐ）
【０００７】
この場合、メインスケール１０１とインデックススケール１０３との相対的な移動の方向に応じて、Ａ相の光電変換素子１０７に流れる電流に対するＢ相の光電変換素子１０８に流れる電流の位相は、９０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２つの光電変換素子１０７および１０８の出力間の位相差を検出することにより前記相対的な移動の方向を検出することができる。
【０００８】
また、この２つのＡ相信号およびＢ相信号の一周期Ｐは、格子のピッチＰだけインデックススケール１０２が移動したことに相当しており、Ａ相信号およびＢ相信号を波形整形してカウンタで計数することにより、インデックススケール１０２の移動距離を測定することができる。また、内挿回路を用いることによりさらに分解能の高い測定値を得ることができる（特開昭６２−１３２１０４号公報参照）。
【０００９】
ところで、工作機械などにおいて、被加工物に対する工具の移動をリニアモータで行うものがあるが、この場合には、リニアモータの位置を示す信号として３相のモータ磁極センサ信号が必要とされる。なお、このように１２０゜位相の異なる３つの信号をＵ相信号、Ｖ相信号およびＷ相信号と呼ぶ。通常、この３相のＵＶＷ信号は、９０゜位相の異なる２相の信号（Ａ相、Ｂ相信号）から演算により生成されている。
この場合における従来の測長装置の構成の一例を図９に示す。
この図に示すスケール２００において、原点刻線２０１は、前述したモアレ縞の検出は基本的にインクレメンタルとされており、測定を継続的に行わない場合には座標が変化するようになるため、原点を検出して元の座標系を再現するために設けられている刻線である。
【００１０】
また、２０２はインクレメンタルに偏位量を測定するための偏位量測定用刻線（ＩＮＣ用刻線）であり、前述したメインスケール１０１に相当する。２０３および２０４はモータ磁極センサ信号である３相のＵＶＷ信号を生成するためのＵＶＷ用刻線である。一般に、ＵＶＷ信号のピッチは数１０ｍｍ程度（例えば、４０ｍｍ）であるため、ＩＮＣ刻線の場合のようにインデックススケールを用いてＡ相、Ｂ相信号を生成しようとする場合にはインデックススケールの大きさが非常に大きなものとなってしまう。したがって、ＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号それぞれに直接対応する刻線が設けられた２つのトラック２０３および２０４が設けられている。また、２０５はセンサであり、前記ＩＮＣ用刻線２０２から前述したようにインクレメンタルのＡ相、Ｂ相信号を出力し、また、前記ＵＶＷ用刻線２０３および２０４からＵＶＷ信号生成用のＡ相およびＢ相信号を出力するものである。
このような構成において、センサ２０５からＵＶＷ用刻線２０３および２０４に対応して出力されるＵＶＷ生成用のＡ相およびＢ相信号に対して所定の処理を施すことにより、３相のＵＶＷ信号が生成されるものである。
【００１１】
また、ＵＶＷ信号用の刻線を設けることなく、スケール回路から出力されるインクレメンタルなＡ相、Ｂ相信号の計数出力をバッテリバックアップすることによりアブソリュートな位置信号とし、該計数出力をデコードすることによりＵＶＷ信号を生成することも提案されている（特願平７−４９２８０号）。すなわち、図１０に示すように、波形整形したインクレメンタルなＡ相、Ｂ相信号をバッテリバックアップされたカウンタで計数し、該計数値（ａ，ｂ，ｃ・・・）をデコードしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各信号を、それぞれ、立ち上げあるいは立ち下げることにより、ＵＶＷ信号を生成するものである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図９の構成によればモータ磁極センサ信号である３相のＵＶＷ信号を得ることができるが、この方法は、ＵＶＷ信号生成用の刻線２０２および２０３を必要とし、スケール２００およびセンサの外形が大きくなるという欠点を有している。
また、前述した図１０の方法は、ＵＶＷ信号生成用の刻線を設けることなく、３相のＵＶＷ信号を得ることができるものであるが、電子回路が複雑となり、製造コストが上昇するという問題点を有している。
【００１３】
そこで、本発明は、取付スペースが大きくならず、かつ、安価に、ＵＶＷ信号を生成することができる測定装置における信号処理回路を提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の測定装置における信号処理回路は、第１のピッチ（Ｐ）を有する偏位量測定用の刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を変調して第１の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を出力する第１の変調回路と、第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）（Ｎは整数）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第２の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）を出力する第２の変調回路と、前記第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第３の変調信号ｃｏｓ（ωｔ＋α）を出力する第３の変調回路と、前記第２の変調回路から出力される第２の変調信号を前記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用いて復調して第１の復調信号ｃｏｓ（θ−α）を出力する第１の復調回路と、前記第３の変調回路から出力される第３の変調信号を前記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用いて復調して第２の復調信号ｓｉｎ（θ−α）を出力する第２の復調回路とを有する信号処理回路である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の信号処理回路が適用されるスケール１０の一構成例を示す。この図において、スケール１０には、原点刻線１１、インクレメンタルな偏位量測定用の刻線（ＩＮＣ用刻線）１２、ＵＶＷ信号生成用の副刻線１３が形成されている。この原点刻線１１は、前述した図９における原点刻線２０１と同様に原点を検出して元の座標系を再現するために設けられているものである。また、ＩＮＣ用刻線１２は、前述した図９におけるＩＮＣ用刻線２０２と同様の偏位量測定用の刻線であり、そのピッチＰは例えば４０μｍとされている。そして、副刻線１３は、ＵＶＷ信号を生成するために設けられた刻線であり、そのピッチはＰ±Ｐ／Ｎ（Ｎは整数）とされており、例えば、Ｎ＝１０００として、（４０＋４０／１０００）［μｍ］＝４０．０４［μｍ］とされている。
【００１６】
１４は、インデックススケールに設けられた、モアレ縞を検出する受光素子からなるセンサであり、前記ＩＮＣ用刻線１２からＩＮＣ用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）を出力するとともに前記ＵＶＷ生成用副刻線１３からＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）を出力するものである。
このように構成されたスケールから出力されるＩＮＣ用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）およびＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）は、信号処理回路に入力される。
【００１７】
図２に、本発明の一実施形態である信号処理回路のブロック図を示す。
この図において、２１は平衡変調加算回路であり、図示しない搬送波発生部から供給される高い周波数（例えば、１００〜数１００Ｋｈｚ）の搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を前述したスケール１０から入力されるＩＮＣ用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により平衡変調して、得られた２つの変調信号を加算する回路である。２２は前記平衡変調加算回路２１の出力信号から基本波成分のｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分（Ａ）を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。２３はＬＰＦ２２から出力されるｓｉｎ（ωｔ＋θ）信号（Ａ）を後の処理のためにパルス信号に波形整形する波形整形回路である。
【００１８】
また、２４は前記搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を前述したスケール１０から入力されるＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により平衡変調して、得られた２つの変調信号を加算する平衡変調加算回路、２５は前記平衡変調加算回路２４の出力信号Ｂを前記波形整形回路２３の出力を用いて復調する復調回路、２６は前記復調回路２５からの出力信号からｃｏｓ（θ−α）成分を抽出するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
さらに、２７は、前記平衡変調加算回路２４と同様に、前記搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を前述したスケール１０から入力されるＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により平衡変調して、得られた２つの変調信号を加算する平衡変調加算回路、２８は前記平衡変調加算回路２７の出力信号を前記波形整形回路２３の出力を用いて復調する復調回路、２９は前記復調回路２８からの出力信号からｓｉｎ（θ−α）成分を抽出するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１９】
このように構成された信号処理回路の動作について説明する。平衡変調加算回路２１において、前記センサ１４から入力されたＩＮＣ用Ａ相信号ｓｉｎθは図示しない搬送波発生部から供給される搬送波ｃｏｓωｔと乗算され、同様に、ＩＮＣ用Ｂ相信号ｃｏｓθは搬送波ｓｉｎωｔと乗算される。そして、それぞれの乗算結果の２つの信号が加算されて出力される。
すなわち、平衡変調加算回路２１において、次式の演算が行われる。
ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
ただし、この平衡変調加算回路２１においては後述するようにデジタル的に演算が行われているため、上式におけるｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分のほかに高調波成分もその出力に含まれている。
【００２０】
そこで、この高調波成分を除去するためにＬＰＦ２２が設けられており、このＬＰＦ２２からの出力信号Ａは、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となる。
この信号は波形整形回路２３に入力され、該波形整形回路２３においてパルス波形に整形される。この整形後の信号は、基本波であるｓｉｎ（ωｔ＋θ）とその奇数次高調波成分とからなる信号である。
なお、この出力信号は後述する復調回路２５および２８に供給されるとともに、図示しない内挿回路に供給される。
【００２１】
平衡変調加算回路２４においては、前記センサ１４から入力されたＵＶＷ生成用のＡ相信号ｓｉｎαが前記搬送波ｃｏｓωｔと、また、ＵＶＷ生成用Ｂ相信号ｃｏｓαが前記搬送波ｓｉｎωｔと、それぞれ、乗算され、それらの結果が加算されて出力される。
すなわち、この平衡変調加算回路２４においては、
ｓｉｎα・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋α）
という演算が行われ、出力信号Ｂはｓｉｎ（ωｔ＋α）となる。
【００２２】
この出力信号Ｂは、復調回路２５において前記波形整形回路２３の出力を用いて復調され、該復調回路２５から出力信号Ｄが出力される。
すなわち、この復調回路２５において、
ｓｉｎ（ωｔ＋α）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＝（１／２）・｛ｃｏｓ（θ−α）−ｃｏｓ（２ωｔ＋α＋θ）｝
の演算が行われる。実際には、波形整形回路２３の出力は前述したように多くの高調波を含むパルス波形であり、また、前記平衡変調加算回路２４はデジタル的に演算を行うものであるので、この出力信号Ｄには多くの高調波が含まれている。この出力信号ＤはＬＰＦ２６において前記高調波成分が除去され、該ＬＰＦ２６からはｃｏｓ（θ−α）成分Ｆが出力される。
【００２３】
また、平衡変調加算回路２７においては、前記センサ１４から入力されたＵＶＷ生成用のＡ相信号ｓｉｎαが前記搬送波ｓｉｎωｔの逆相の信号である−ｓｉｎωｔと、また、ＵＶＷ用のＢ相信号ｃｏｓαが前記搬送波ｃｏｓωｔと、それぞれ、乗算され、それらの結果が加算されて出力される。
すなわち、この平衡変調加算回路２７においては、
−ｓｉｎα・ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓα・ｃｏｓωｔ＝ｃｏｓ（ωｔ＋α）
という演算が行われ、出力信号Ｃはｃｏｓ（ωｔ＋α）となる。
【００２４】
この出力信号Ｃは、復調回路２８において前記波形整形回路２３の出力を用いて復調され、該復調回路２８から出力信号Ｅが出力される。
すなわち、この復調回路２８において、
ｃｏｓ（ωｔ＋α）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＝（１／２）・｛ｓｉｎ（θ−α）＋ｓｉｎ（２ωｔ＋α＋θ）｝
の演算が行われる。前述したように、この出力信号Ｅにも多くの高調波が含まれており、ＬＰＦ２９においてこの高調波成分が除去され、該ＬＰＦ２９からはｓｉｎ（θ−α）成分Ｇが出力される。
このようにして、ＬＰＦ２６および２９から、それぞれ、ｃｏｓ（θ−α）およびｓｉｎ（θ−α）を得ることができる。
【００２５】
さて、前述したように、各Ａ相、Ｂ相信号は、次のように表される。
ＩＮＣ用のＡ相信号：ｓｉｎθ＝ｓｉｎ（２π・ｘ／Ｐ）
ＩＮＣ用のＢ相信号：ｃｏｓθ＝ｃｏｓ（２π・ｘ／Ｐ）
ＵＶＷ用のＡ相信号：ｓｉｎα＝ｓｉｎ｛２π・ｘ／（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）｝
ＵＶＷ用のＢ相信号：ｃｏｓα＝ｃｏｓ｛２π・ｘ／（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）｝
したがって、
θ＝２π・ｘ／Ｐ
α＝２π・ｘ／（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）
であるから、
0003564831.tif 000002
となる。
【００２６】
すなわち、ＬＰＦ２６の出力信号ｃｏｓ（θ−α）およびＬＰＦ２９の出力信号ｓｉｎ（θ−α）Ｇは、ピッチがＰ（Ｎ＋１）≒ＰＮ（Ｎ＞＞１）の刻線から得られるＡ相信号およびＢ相信号と等しい信号となる。
したがって、ピッチの大きな刻線を直接設けることなく、それと等価のＡ相、Ｂ相信号を得ることができ、例えば、Ｐ＝４０μｍである場合に、Ｎ＝１０００としてピッチ＝４０＋（４０／１０００）μｍのＵＶＷ生成用刻線を設けることにより、Ｐ×Ｎ＝４０×１０００［μｍ］＝４０［ｍｍ］ピッチのＵＶＷ信号生成用の出力を得ることが可能となる。
【００２７】
なお、上記の説明においては、ＵＶＷ用刻線のピッチがＰ＋Ｐ／Ｎの場合について説明したが、ＵＶＷ用刻線のピッチをＰ−Ｐ／Ｎとしても、全く同様に構成することができる。
【００２８】
図３に、前記平衡変調加算回路２１の構成例を示す。なお、この回路は前記特開昭６２−１３２１０４号公報に記載されているものと同様のものである。
この図に示した平衡変調加算回路において、ｓｉｎθはオペアンプＯＰ１を介して正相のまま抵抗回路網ＲＴに供給されるとともに、オペアンプＯＰ２により反転されて抵抗回路網ＲＴに供給される。また、ｃｏｓθはオペアンプＯＰ３を介して正相のまま抵抗回路網ＲＴに供給されるとともに、オペアンプＯＰ４により反転されて抵抗回路網ＲＴに供給される。
抵抗回路網ＲＴにおいて、前記オペアンプＯＰ１〜ＯＰ４から供給される±ｓｉｎθ、±ｃｏｓθの各信号が混合され、８種類の信号が生成される。この生成された８種類の信号は変調回路ＡＭの入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給されている。
【００２９】
変調回路ＡＭは、入力端子（０）〜（７）に供給される各信号を選択入力端子Ｃ１〜Ｃ３に印加される選択信号により選択して出力端子ｔｏに出力するものであり、例えばアナログマルチプレクサにより構成されている。
図３の（ａ）は搬送波信号ｓｉｎωｔを示しており、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、それぞれ、周期４ωｔ、２ωｔおよびωｔのパルスを示している。この図３の（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す２進の重み付けがされた信号を、前記変調回路ＡＭの入力端子Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３にそれぞれ供給することにより、搬送波ｓｉｎωｔの１周期を８等分した時間間隔で、前記変調回路ＡＭの出力を切り替えることができる。
【００３０】
そこで、前記抵抗回路網ＲＴの各出力を、搬送波信号の１周期内における各時点のｓｉｎωｔおよびｃｏｓωｔの値を係数としてｓｉｎθおよびｃｏｓθを結合した値とすることにより、前記変調回路ＡＭから所望の出力を得ることができる。具体的には、抵抗回路網ＲＴの各出力を、ｓｉｎθ、（１／√２）ｓｉｎθ＋（１／√２）ｃｏｓθ、ｃｏｓθ、（−１／√２）ｓｉｎθ＋（１／√２）ｃｏｓθ、−ｓｉｎθ、（−１／√２）ｓｉｎθ＋（−１／√２）ｃｏｓθ、−ｃｏｓθおよび（１／√２）ｓｉｎθ＋（−１／√２）ｃｏｓθとすることにより、前記変調回路ＡＭからｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）が出力される。
【００３１】
次に、前記平衡変調加算回路２４、２７および復調回路２５、２８の構成例を図４に示す。なお、平衡変調回路２４および復調回路２５と、平衡変調回路２７および復調回路２８は、同様に構成することができる。
図４において、３１および３２は前述したものと同様のアナログマルチプレクサなどからなる変調回路であり、この例においては、４つの入力端子（０）〜（３）を有し、選択信号入力端子Ｃ１およびＣ２に供給される２ビットの信号により、そのいずれかを選択して出力端子ｔｏに出力するものである。３３および３４は印加される制御信号により導通、非導通が制御されるアナログトランスミッションゲートなどのスイッチ回路、３５は反転回路、３６は前記ＬＰＦ２６と同一のローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００３２】
このように構成された回路において、変調回路３１の４つの入力端子（０）〜（３）には図示するように、ｓｉｎα、ｃｏｓα、−ｓｉｎα、−ｃｏｓαが入力されている。これらの信号は、前述した図３の場合のように、オペアンプを用いて生成することができる。この変調回路３１の選択入力端子Ｃ１およびＣ２には、図示するように周期ωｔのパルスと周期２ωｔのパルスとが入力されている。これにより、搬送波ｓｉｎωｔの１周期の４倍の周期の入力選択信号が順次変調回路３１に供給され、入力端子（０）〜（３）に印加されているｓｉｎα、ｃｏｓα、−ｓｉｎα、−ｃｏｓαが順次出力端子ｔｏから出力される。これにより、変調回路３１からｓｉｎα・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋α）の信号が出力されることとなる。
【００３３】
すなわち、搬送波ｃｏｓωｔを１周期内で１、０、−１、０と変化するパルス信号で近似し、搬送波ｓｉｎωｔ信号を１周期内で０、１、０、−１と変化するパルス信号で近似して、この近似した搬送波信号を入力されるｓｉｎα信号およびｃｏｓα信号に乗算した信号を変調回路３１に入力信号として供給しておき、これらを順次出力することにより、近似的にｓｉｎα・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋α）の演算を行っているのである。
【００３４】
また、変調回路３２の４つの入力端子（０）〜（３）には、前記変調回路３１の入力信号の逆相の入力信号、−ｓｉｎα、−ｃｏｓα、ｓｉｎαおよびｃｏｓαがそれぞれ入力されており、その選択入力端子Ｃ１およびＣ２には前記変調回路３１と同様の選択信号が入力されている。したがって、この変調回路３２からは、前記変調回路３１の場合と同様に、−ｓｉｎα・ｃｏｓωｔ−ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝−ｓｉｎ（ωｔ＋α）が出力されることとなる。
【００３５】
これら変調回路３１および３２からそれぞれ出力されるｓｉｎ（ωｔ＋α）および−ｓｉｎ（ωｔ＋α）は、それぞれ、スイッチ回路３３および３４に印加される。スイッチ回路３３には、前記波形整形回路２３（図２）からのｓｉｎ（ωｔ＋θ）をパルス信号に整形した信号が制御信号として印加されており、一方、スイッチ回路３４には前記波形整形回路２３からの出力信号を反転回路３５において反転した信号が制御信号として印加されている。したがって、該制御信号が正のときにはスイッチ回路３３が導通して、変調回路３１からの出力ｓｉｎ（ωｔ＋α）がＬＰＦ３６に入力され、該制御信号が負のときはスイッチ回路３４が導通されて変調回路３２の出力−ｓｉｎ（ωｔ＋α）がＬＰＦ３６に入力される。
【００３６】
すなわち、ＬＰＦ３６の入力には、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）をその１周期内で１、−１に変化する信号として近似した信号とｓｉｎ（ωｔ＋α）との積、すなわち、その基本波成分だけに注目すれば、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）×ｓｉｎ（ωｔ＋α）＝（１／２）・｛ｃｏｓ（θ−α）−ｃｏｓ（２ωｔ＋α＋θ）｝が印加されることとなる。なお、実際には前述したように多数の高調波成分も含まれている。
そこで、この高調波成分をＬＰＦ３６により除去して、該ＬＰＦ３６からｃｏｓ（θ−α）成分が出力される。
【００３７】
前記変調回路２７および復調回路２８も、図４に示した回路構成により実現することができる。この場合には、変調回路３１および３２に図４中のカッコ内に示した入力信号を印加すればよい。このような信号を変調回路３１および３２に入力することにより、変調回路３１からはｃｏｓα・ｃｏｓωｔ−ｓｉｎα・ｓｉｎωｔ＝ｃｏｓ（ωｔ＋α）が出力され、変調回路３２からは−ｃｏｓ（ωｔ＋α）が出力されることとなる。そして、ＬＰＦ３６からは前述した場合と同様にしてｓｉｎ（θ−α）が出力される。
【００３８】
このような構成とすることにより、デジタルな信号処理により変調、復調処理を行うことができ、アナログ処理の場合と比較して、微妙な調整が不要であり、かつ正確な処理を行わせることができる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ピッチＰを有する偏位量測定用の刻線のほかにピッチＰ±Ｐ／Ｎを有する刻線を設けるのみで、ピッチがＰ×（Ｎ＋１）の刻線から得られるものと同一のＡ相、Ｂ相信号を得ることができる。したがって、大きな取り付けスペースを必要とせず、安価にＵＶＷ信号を生成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号処理回路が適用される測長装置の構成を説明するための図である。
【図２】本発明の信号処理回路の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の信号処理回路における変調加算回路の一構成例を示す図である。
【図４】本発明の信号処理回路における変調加算回路および復調回路の一構成例を示す図である。
【図５】従来の測長装置の構成を示す斜視図である。
【図６】従来の測長装置の構成を示す側面図である。
【図７】光学的測長装置で生じるモアレ縞を説明するための図である。
【図８】メインスケールとインデックススケールの相対位置と出力電流の変化の関係を示す図である。
【図９】従来のＵＶＷ用刻線を有するスケールの構成を示す図である。
【図１０】提案されているＵＶＷ信号を生成する方法を説明するための図である。
【符号の説明】
１０、１００、２００  スケール
１１、２０１  原点刻線
１２、２０２  ＩＮＣ用刻線
１３、２０３、２０４  ＵＶＷ生成用刻線
１４、２０５  センサ
２１、２４、２７、３１、３２  変調加算回路
２２、２６、２７、３６  ローパスフィルタ
２３  波形整形回路
２５、２８  復調回路
３３、３４  スイッチ回路
３５  反転回路
１０１  メインスケール
１０３  インデックススケール
１０４  モアレ縞
１０５  光源
１０６  コの字形ホルダー
１０７、１０８、１１３  光電変換素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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