(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＧＴＯサイリスタをオンさせるターンオン電流を第１スイッチ素子を介してＧＴＯサイリスタのゲートに供給するための第１直流電源と、ＧＴＯサイリスタをオフさせるターンオフ電流を第２スイッチ素子を介してＧＴＯサイリスタのゲートに供給するための第２直流電源と、第１直流電源のプラス電極とＧＴＯサイリスタのゲート間に第１スイッチ素子と共に直列に接続されたコンデンサと、このコンデンサに第１直列電源側がプラス極の順方向で並列接続されたダイオードと、第１スイッチ素子がオフしてＧＴＯサイリスタがターンオフしたときに第２直列電源でコンデンサを充電する充電回路を具備したことを特徴とするＧＴＯサイリスタゲート駆動回路。
【請求項２】
充電回路に、コンデンサの定格充電電圧を可変調節する可変抵抗を付設したことを特徴とする請求項１記載のＧＴＯサイリスタゲート駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ＰＷＭ方式（パルス幅変調方式）インバータ装置のスイッチング素子等に使用されるＧＴＯサイリスタ（ゲートターンオフサイリスタ）をオンオフ駆動させるＧＴＯサイリスタゲート駆動回路に関し、特にＧＴＯサイリスタをターンオンさせるときのゲート電流の立ち上がり勾配の改善策に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＧＴＯサイリスタがターンオンするときのアノード電流の立ち上がり勾配に急峻なものが必要であるため、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるゲート駆動回路によるゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］に高い値が要求される。即ち、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が小さいと、定格ゲート電流に立ち上がるまでの時間が長くなって、ＧＴＯサイリスタがターンオン時に電流集中化によって破壊することがあるので、この破壊が回避できる値以上に立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］に大きな値のものが要求される。
【０００３】
そこで、上記要求からＧＴＯサイリスタゲート駆動回路に、ＧＴＯサイリスタのゲート・カソード間に定常ゲート電流よりかなり大きなハイゲート電流を流してＧＴＯサイリスタをターンオンさせ、ターンオンして一定時間経過した後は小さい定格の定常ゲート電流だけを流すようにするハイゲート駆動方式のものが使用されている。この種のＧＴＯサイリスタゲート駆動回路は、直流電源の定格プラス電圧をスイッチ素子と限流用抵抗を介してＧＴＯサイリスタのゲートに印加し、ＧＴＯサイリスタのゲートからカソードにハイゲート電流を流して、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせている。また、ＧＴＯサイリスタがオン状態のときにゲート・カソード間にターンオン時と逆極性の直流電源電圧をスイッチ素子を介して印加して、ＧＴＯサイリスタをターンオフさせている。
【０００４】
上記のようにＧＴＯサイリスタをターンオンさせるＧＴＯサイリスタゲート駆動回路は、ターンオン時の限流用抵抗の分だけゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が小さくなる。そこで、直流電源電圧を抵抗を介すること無く直接にＧＴＯサイリスタのゲートに印加してターンオンさせることで、ゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］を大きくしたＧＴＯサイリスタゲート駆動回路が実願平４−６１３５号公報に開示されている。その基本回路例を図３に示し説明する。
【０００５】
同図のＧＴＯサイリスタゲート駆動回路は、直列接続されたターンオン用の第１直流電源１とターンオフ用の第２直流電源２を備える。第１直流電源１のプラス電極がＧＴＯサイリスタ３のゲートＧに第１スイッチ素子ＳＷ１  を介して接続され、第１直流電源１のマイナス電極がＧＴＯサイリスタ３のカソードＫに接続される。第２直流電源２のプラス電極がＧＴＯサイリスタ３のカソードＫに接続され、第２直流電源２のマイナス電極が第２スイッチ素子ＳＷ２  を介してＧＴＯサイリスタ３のゲートＧに接続される。また、第２直流電源２のマイナス電極とＧＴＯサイリスタ３のゲートＧ間に第３スイッチ素子ＳＷ３  と第１抵抗Ｒ１  の直列回路が接続され、ＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に第２抵抗Ｒ２  が接続される。
【０００６】
尚、各スイッチ素子ＳＷ１  〜ＳＷ２  は、図４（ａ）に示す外部からのＧＴＯサイリスタオンオフ指令信号でオンオフ制御される電界効果型トランジスタ等である。第１抵抗Ｒ１  と第２抵抗Ｒ２  は、ＧＴＯサイリスタ３の定格のマイナスバイアス値で決まる分圧用抵抗である。
【０００７】
第２スイッチ素子ＳＷ２  と第３スイッチ素子ＳＷ３  がオフのときに、第１スイッチ素子ＳＷ１  が図４（ｂ）に示すように一定時間オンすると、第１直流電源１の直流電圧ＶＯＮがＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に印加されて、ゲートＧからカソードＫに定格電流ＩＨ  の例えば約５０アンペアのハイゲート電流が流れ、ＧＴＯサイリスタ３がターンオンする。このターンオン後にゲート・カソード間に定格の例えば約５アンペアの定常ゲート電流が流れて、ＧＴＯサイリスタ３のオン状態が安定に継続するようにしてある。尚、ＧＴＯサイリスタ３に定常ゲート電流を流す定常電流回路は、スイッチ素子と抵抗を組み合わせた回路等で、本件発明と直接関係しないので図示を省略している。
【０００８】
第１スイッチ素子ＳＷ１  がオフでＧＴＯサイリスタ３が定常ゲート電流でオン状態を維持しているときに第２スイッチ素子ＳＷ２  を、図４（ｃ）に示すように一定時間オンすると、ＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に第２直流電源２の逆極性直流電圧ＶＯＦＦ  が印加されてゲートＧからの電流引抜きが行われ、ＧＴＯサイリスタ３の強制的なターンオフが行われる。このときに第３スイッチ素子ＳＷ３  が、図４（ｄ）に示すようにオンされて、第１抵抗Ｒ１  と第２抵抗Ｒ２  の分圧で決まるマイナスバイアス電圧がゲートＧに印加され、ゲート・カソード間にマイナスバイアス電流が流れて、ＧＴＯサイリスタ３のオフが安定に維持される。
【０００９】
以上のＧＴＯサイリスタ３のターンオンとターンオフが、図４（ａ）のオンオフ指令信号に基づいて交互に繰返される。このオンオフ時のＧＴＯサイリスタ３のゲート電流波形は、図４（ｆ）に示すような急峻な立ち上がりを示すターンオン波形と、急峻な立下りを示すターンオフ波形の繰り返し波形を含む。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＧＴＯサイリスタ３をターンオンさせるハイゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］は、第１直流電源１の直流電圧ＶＯＮに比例し、ハイゲート電流発生回路の配線やＧＴＯサイリスタ３のゲート電極のリード線等の駆動回路での浮遊インダクタンスＬＳ  に反比例して、次式で与えられる。
【００１１】
（ｄｉ／ｄｔ）＝（ＶＯＮ−Ｖｇｋ／ＬＳ  ）
【００１２】
但し、上式のゲート・カソード間電圧Ｖｇｋは電源電圧ＶＯＮよりも非常に小さいので無視することができ、概略、次式で与えられる。
【００１３】
（ｄｉ／ｄｔ）＝（ＶＯＮ／ＬＳ  ）
【００１４】
そこで、立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］を規格値以上にする手段として、浮遊インダクタンスＬＳ  を極力下げるようにしているが、回路配線の構造上に限界があって浮遊インダクタンスＬＳ  の低下改善策による立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］の増大化が難しい問題があった。また、直流電源電圧ＶＯＮを上げることでも、ハイゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］を大きくすることができるが、ハイゲート電流の定格値ＩＨ  との関係から電源電圧ＶＯＮを大きくするほど第１直流電源１の電源容量が大きくなり、コストアップする問題があって、電源電圧ＶＯＮによる立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］の増大化は既に限界に達しているのが現状である。
【００１５】
本発明の目的は、駆動回路の浮遊インダクタンスを特別に小さくすること無く、また、ハイゲート電流供給の直流電源電圧を大きくすること無く、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるハイゲート電流の立ち上がり勾配を増大させたＧＴＯサイリスタゲート駆動回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、ＧＴＯサイリスタをオンさせるターンオン電流を第１スイッチ素子を介してＧＴＯサイリスタのゲートに供給するための第１直流電源と、ＧＴＯサイリスタをオフさせるターンオフ電流を第２スイッチ素子を介してＧＴＯサイリスタのゲートに供給するための第２直流電源と、第１直流電源のプラス電極とＧＴＯサイリスタのゲート間に第１スイッチ素子と共に直列に接続されたコンデンサと、このコンデンサに第１直列電源側がプラス極の順方向で並列接続されたダイオードと、第１スイッチ素子がオフしてＧＴＯサイリスタがターンオフしたときに第２直列電源でコンデンサを充電する充電回路を備えた構成にする。
【００１７】
また、本発明においては、上記充電回路に、コンデンサの定格充電電圧を可変調節する可変抵抗を付設すれば、ＧＴＯサイリスタのターンオフ時のゲート電流立ち上がり勾配を調整可能となる。
【００１８】
【作用】
第１スイッチ素子がオフ、第２と第３スイッチ素子がオンでＧＴＯサイリスタがターンオフしたときに、第２直流電源電圧でコンデンサが充電され、この状態で第１スイッチ素子がオンし、第２と第３スイッチ素子がオフしてＧＴＯサイリスタが第１直流電源電圧でターンオンするときに、コンデンサの充電電荷がＧＴＯサイリスタのゲートに放電して流れ、第１直流電源だけによるハイゲート電流に放電電流が重畳する。この２つの電流の重畳によりハイゲート電流の立ち上がり勾配は、充電電荷放電の無い場合に比べて一段と大きくなる。また、ＧＴＯサイリスタをターンオフさせる第２直流電源でコンデンサの充電を行うようにすることで、ＧＴＯサイリスタをターンオフさせる第１直流電源の負担が少なくできる。
【００１９】
また、コンデンサを充電する充電回路に可変抵抗を設置して、この可変抵抗値でコンデンサの充電電圧を調整するようにすれば、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるハイゲート電流の立ち上がり勾配が調整できる。
【００２０】
【実施例】
図３のＧＴＯサイリスタゲート駆動回路に適用した本発明の一実施例を図１に、その動作波形図を図２に示し、これを説明する。尚、図１駆動回路の図３駆動回路と同一、又は、相当部分には同一符号を付して説明は省略する。
【００２１】
図１の実施例におけるＧＴＯサイリスタゲート駆動回路は、図３駆動回路にコンデンサＣ、ダイオードＤ、充電回路４を付設したことを特徴とする。また、図１駆動回路は、充電回路４に可変抵抗ＲＸ  を設置して、コンデンサＣの充電電圧値を調整可能としている。
【００２２】
コンデンサＣは、第１スイッチ素子ＳＷ１  とＧＴＯサイリスタ３のゲートＧの間に直列接続される。ダイオードＤは、第１直流電源１によるゲート電流をゲートＧに流す順方向でコンデンサＣに並列接続される。充電回路４は、ＧＴＯサイリスタ３がオフのときに第２直流電源２の直流電圧ＶＯＦＦ  でコンデンサＣを、その第１スイッチ素子ＳＷ１  側をマイナス極にして充電する回路で、コンデンサＣと第１スイッチ素子ＳＷ１  の中間点を可変抵抗ＲＸ  に接続して構成される。可変抵抗ＲＸ  は、図３の第１抵抗Ｒ１  を可変抵抗器に置き換えたものに相当し、可変抵抗ＲＸ  の図１のＨ側に充電回路４が接続されると充電回路４における抵抗値が０となり、Ｌ側に充電回路４が接続されると充電回路４における抵抗値が第１抵抗Ｒ１  の抵抗値となる。
【００２３】
図１駆動回路における各スイッチ素子ＳＷ１  〜ＳＷ２  のオンオフのタイミングは、図３駆動回路と同様でよく、その具体例を図２（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示して、図１駆動回路の動作を説明する。
【００２４】
従来同様に図２（ａ）のオンオフ指令信号に基づいて第１スイッチ素子ＳＷ１  がオンすると、第１直流電源１の直流電圧ＶＯＮがＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に印加され、定格電流ＩＨ  のハイゲート電流が第１スイッチ素子ＳＷ１  とダイオードＤを介してＧＴＯサイリスタ３のゲートＧからカソードＫに流れ、ＧＴＯサイリスタ３がターンオンする。その後、図示しない定常電流回路でもってＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に定格の定常ゲート電流が流れて、ＧＴＯサイリスタ３のオン状態が継続する。このターンオンの初期において、先のＧＴＯサイリスタ３のオフ時に充電されたコンデンサＣの充電電荷が放電されて、ハイゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が大きくなる。このことの詳細説明は、次のターンオフ動作説明の後で行う。
【００２５】
ＧＴＯサイリスタ３がオン状態を維持しているときに第２スイッチ素子ＳＷ２  がオンすると、ＧＴＯサイリスタ３が第２直流電源２の逆極性直流電圧ＶＯＦＦ  でもって強制的にターンオフされ、また、第３スイッチ素子ＳＷ３  のオンでもってＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間にマイナスバイアス電流が流れ、ＧＴＯサイリスタ３のオフが維持される。
【００２６】
図１駆動回路の場合、ＧＴＯサイリスタ３がターンオフしたときにコンデンサＣに第２直流電源２の直流電圧ＶＯＦＦ  が可変抵抗ＲＸ  を介して印加され、コンデンサＣが第２直流電源２で充電される。可変抵抗ＲＸ  が図１のＨ側に在るとき、図２（ｅ）に示すようにコンデンサＣは第２直流電源２の直流電圧ＶＯＦＦまで充  電される。また、可変抵抗ＲＸ  が図１のＬ側に在るとき、コンデンサＣは直流電圧ＶＯＦＦ  を可変抵抗ＲＸ  と第２抵抗Ｒ２  で分圧した電圧まで充電される。このようなコンデンサＣの定格の充電電圧ＶＣ  は、ダイオードＤのカソード側がプラスの極性となり、ＧＴＯサイリスタ３がターンオンするまで保持される。
【００２７】
コンデンサＣの充電は短時間で行われ、その後に第１スイッチ素子ＳＷ１  をオンさせてＧＴＯサイリスタ３をターンオンさせると、第１直流電源１の直流電圧ＶＯＮにコンデンサＣの充電電圧ＶＣ  を重畳させた直流電圧［ＶＯＮ＋ＶＣ  ］がＧＴＯサイリスタ３のゲート・カソード間に印加されて、定格電流ＩＨ  のハイゲート電流が第１スイッチ素子ＳＷ１  とコンデンサＣを介してＧＴＯサイリスタ３のゲートＧからカソードＫに流れ、ＧＴＯサイリスタ３がターンオンする。このターンオンの初期にコンデンサＣの充電電荷が放電してゲート電流となり、このときの放電でハイゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が放電の無い図３駆動回路よりも大きく改善される。即ち、図１駆動回路におけるハイゲート電流の立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］は、概略、次式で与えられる。
【００２８】
（ｄｉ／ｄｔ）＝（ＶＯＮ＋ＶＣ  ）／ＬＳ
【００２９】
従って、コンデンサＣの充電電圧ＶＣ  の分だけ立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が増大する。可変抵抗ＲＸ  が図１のＨ側に在るとき、ＶＣ  ＝ＶＯＦＦ  で立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が最も大きくなり、このときのターンオン波形が図２（ｆ）の実線に示される。尚、図２（ｆ）の波形の破線は、図４（ｆ）の従来波形に相当し、これら波形から立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］の増大化が明確に分かる。また、可変抵抗ＲＸ  が図１のＬ側に移動させると、ＶＣ  ＝ＶＯＦＦ  ×［Ｒ２  ／（Ｒ１  ＋Ｒ２  ）］となって、立ち上がり勾配［ｄｉ／ｄｔ］が任意に調整される。
【００３０】
ＧＴＯサイリスタ３がターンオンしてコンデンサＣの放電が完了すると、ダイオードＤが順バイアスされてダイオードＤにゲート電流が流れ、後は図３駆動回路と同様にオン動作をする。そして、ＧＴＯサイリスタ３がターンオフすると、コンデンサＣの充電が繰り返し行われる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、ＧＴＯサイリスタがターンオフしたときに、ターンオフ用の第２直流電源電圧でコンデンサが充電され、ＧＴＯサイリスタがターンオンしたときにコンデンサの充電電荷がＧＴＯサイリスタのゲートに放電して、第１直流電源電圧とコンデンサ充電電圧の重畳電圧でＧＴＯサイリスタがターンオンするので、このときのハイゲート電流の立ち上がり勾配が、コンデンサの無い場合に比べて一段と大きくできる。従って、駆動回路の浮遊インダクタンスを特別に小さくすること無く、また、ハイゲート電流供給の直流電源電圧を大きくすること無くして、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるハイゲート電流の立ち上がり勾配を増大させることが容易になり、設備投資的に有利で高性能なＧＴＯサイリスタゲート駆動回路が提供できる。また、ＧＴＯサイリスタをターンオフさせる第２直流電源でコンデンサの充電を行うようにしたので、ターンオン用第１直流電源の負担が少なくできる。
【００３２】
また、コンデンサを充電する充電回路に可変抵抗を設置して、この可変抵抗値でコンデンサの充電電圧を調整するようにしたので、ＧＴＯサイリスタをターンオンさせるハイゲート電流の立ち上がり勾配が任意に調整できて、汎用性に優れたＧＴＯサイリスタゲート駆動回路が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＧＴＯサイリスタゲート駆動回路の一実施例を示す回路図
【図２】図１に示す回路の各部のタイムチャート
【図３】従来のＧＴＯサイリスタゲート駆動回路の回路図
【図４】図３に示す回路の各部のタイムチャート
【符号の説明】
１    第１直流電源
２    第２直流電源
３    ＧＴＯサイリスタ
４    充電回路
ＳＷ１      第１スイッチ素子
ＳＷ２      第２スイッチ素子
Ｃ    コンデンサ
Ｄ    ダイオード
ＲＸ    可変抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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