(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、前記ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間に接続され、前記コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流を前記ゲートに供給するコンデンサと、前記コンデンサにバッファダイオードを通して並列接続された補助直流電源とを有し、前記コンデンサの前記コレクタ側電圧に前記バッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧が前記補助直流電源の出力電圧を超えたとき、前記コンデンサを通して前記ゲートに電流を供給することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項２】
前記コンデンサに直列に抵抗を接続し、前記抵抗によって前記ゲートに供給される電流が制限されることを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。
【請求項３】
直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、前記コレクタ・エミッタ間に接続された分圧器と、前記分圧器の分圧点と前記ＩＧＢＴのゲート間に接続され、前記コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流を前記ゲートに供給するコンデンサと、前記コンデンサにバッファダイオードを通して並列接続された補助直流電源とを有し、前記コンデンサの前記分圧点側電圧に前記バッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧が前記補助直流電源の出力電圧を超えたとき、前記コンデンサを通して前記ゲートに電流を供給することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項４】
直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、前記コレクタ・エミッタ間に接続された分圧器と、一端が前記分圧器の分圧点に接続されるとともに他端が前記ＩＧＢＴのゲートに接続された前記コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流を前記ゲートに供給するコンデンサと、正極側端子がバッファダイオードを通して前記コンデンサの一端に、負極側端子が前記エミッタに接続された駆動信号源用正極電源とを有し、前記コンデンサの前記分圧点側電圧に前記バッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧が前記駆動信号源用正極電源の出力電圧を超えたとき、前記コンデンサを通して前記ゲート電流を供給することを特徴とする半導体電力変換装置。
【請求項５】
前記分圧器は、直列接続された２つの分圧抵抗からなることを特徴とする請求項３または４に記載の半導体電力変換装置。
【請求項６】
前記２つの分圧抵抗は、前記コレクタ側にある分圧抵抗にコンデンサが並列接続されていることを特徴とする請求項５に記載の半導体電力変換装置。
【請求項７】
前記分圧器は、直列接続された分圧抵抗と分圧コンデンサとからなり、前記コレクタ側に前記分圧コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項３または４に記載の半導体電力変換装置。
【請求項８】
前記バッファダイオードは、アノードが前記補助直流電源または駆動信号源用正極電源に接続され、カソードが前記コンデンサに接続されていることを特徴とする請求項１、３、４のいずれかに記載の半導体電力変換装置。
【請求項９】
前記ＩＧＢＴは、２個が１つのアームに直列接続されていることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の半導体電力変換装置。
【請求項１０】
前記電力変換素子は、前記ＩＧＢＴに替わって電力用ＭＯＳＦＥＴが用いられることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の半導体電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体電力変換装置に係わり、特に、直流−交流電力変換を行う電力変換装置の各アームに半導体電力変換素子を配置し、この半導体電力変換素子をターンオフしたときに発生する高電圧を有効的に抑制する手段を備えた半導体電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、直流−交流電力変換を行う半導体電力変換装置は、直流電源と交流負荷との間に接続され、直流電源から出力された直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するもので、交流負荷が３相交流負荷を構成している場合、それぞれのアームに半導体電力変換素子を配置した６つのアームによって構成される。このとき、６つのアームに配置される半導体電力変換素子には、慣用的にＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が利用されることが多い。
【０００３】
ここで、図１１は、既知の半導体電力変換装置の要部構成の一例を示す回路図であって、直流電源から出力された直流電力を３相交流電力に変換して交流負荷に供給する例を示すものである。
【０００４】
図１１において、５０は半導体電力変換装置、５１は直流電源、５２は３相交流モータ（３相交流負荷）、５３はインダクタである。この場合、半導体電力変換装置５０は、６つのアーム５４１  、５４２  、５４３  、５４４  、５４５  、５４６  を有し、６つのアーム５４１  乃至５４６  にそれぞれ半導体電力変換素子５５１  、５５２  、５５３  、５５４  、５５５  、５５６  が配置されている。
【０００５】
半導体電力変換装置５０は、第１入力端と第２入力端との間に、アーム５４１  とアーム５４２  を直列接続した第１回路と、アーム５４３  とアーム５４４  を直列接続した第２回路と、アーム５４５  とアーム５４６  を直列接続した第３回路とが並列接続される。半導体電力変換装置５０の第１入力端は、インダクタ５３を通して直流電源５１の正極端子に接続され、半導体電力変換装置５０の第２入力端は、直接、直流電源５１の負極端子に接続される。３相交流モータ５２は、中性点Ｏにおいて一端が共通接続された３つの巻線５６１  、５６２  、５６３  からなり、巻線５６１  の他端は第１回路のアーム５４１  とアーム５４２  との接続点である第１出力端に接続され、巻線５６２  の他端は第２回路のアーム５４３  とアーム５４４  との接続点である第２出力端に接続され、巻線５６３  の他端は第３回路のアーム５４５  とアーム５４６  との接続点である第３出力端に接続される。
【０００６】
前記構成による半導体電力変換装置５０は次のように動作する。
図１１に図示されていない駆動源から出力される駆動信号によって駆動信号を６つの半導体電力変換素子５５１  乃至５５６  に供給し、６つの半導体電力変換素子５５１  乃至５５６  を所定の周期で交互にオンオフすると、直流電源５１から出力された直流がオンした半導体電力変換素子を通して流れ、それにより第１出力端乃至第３出力端に３相交流が発生し、この３相交流が３相交流モータ５２に供給される。このとき、６つの半導体電力変換素子５５１  乃至５５６  を駆動する駆動信号は、ＰＷＭ（パルス幅変調）またはＰＡＭ（パルス振幅変調）形式の信号で、第１回路の半導体電力変換素子５５１  、５５２  は同時にオンされることがなく、同じように、第２回路の半導体電力変換素子５５３  、５５４  及び第３回路の電力変換素子５５５  、５５６  もそれぞれ同時にオンされることがない。
【０００７】
次に、図１２は、既知の半導体電力変換装置５０の６つのアーム５４１  乃至５４６  にそれぞれ配置された半導体電力変換素子５５１  乃至５５６  にＩＧＢＴを用いたときの１つのアームの電力変換回路部の構成を示す回路図であって、ＩＧＢＴのターンオフ時に印加される過電圧を抑止するアクティブスナバを接続しているものである。そして、このような半導体電力変換装置５０は、例えば、ＩＥＥＥ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｓｐｅｃ  Ｃｏｎｆ  Ｖｏｌ．１９９５、Ｎｏ１１、「Ｔｈｅ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ＩＧＢＴｓｗｉｔｈ  Ｏｐｔｉｍｉｓｅｄ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｈｅｒｉｎｇ  ｉｎ  ｔｈｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ」に開示されている。
【０００８】
図１２において、６１はゲートＧとコレクタＣとエミッタＥを備えたＩＧＢＴ、６２は還流ダイオード、６３はクランプ用コンデンサ、６４はゲート抵抗、６５はパルス駆動信号源、６６１  は駆動信号源用正極電源、６６２  は駆動信号源用負極電源である。
【０００９】
そして、ＩＧＢＴ６１は、コレクタＣが直流電源（図１２に図示なし）の正極側に接続され、エミッタＥが前記直流電源の負極側に接続され、ゲートＧがゲート抵抗６４の一端に接続される。還流ダイオード６２は、アノードがエミッタＥに接続され、カソードがコレクタＣに接続される。クランプ用コンデンサ６３は、コレクタＣとゲートＧとの間に接続される。パルス駆動信号源６５は、出力端がゲート抵抗６４の他端に接続される。駆動信号源用正極電源６６１  は、正極端子がパルス駆動信号源６５の正極側電源端子に接続され、負極端子がエミッタＥに接続される。駆動信号源用負極電源６６２  は、正極端子がエミッタＥに接続され、負極端子がパルス駆動信号源６５の負極側電源端子に接続される。
【００１０】
前記構成による電力変換回路部は次のように動作する。
パルス駆動信号源６５から正極性パルスの駆動信号が出力されると、その駆動信号がゲート抵抗６４を通してＩＧＢＴ６１のゲートＧに供給され、ＩＧＢＴ６１がターンオンする。
【００１１】
次に、パルス駆動信号源６５の出力が正極性パルスから負極性パルスに変化し、その負極性パルスがゲート抵抗６４を通してＩＧＢＴ６１のゲートＧに供給されると、ＩＧＢＴ６１のゲートＧに蓄積されていた正電荷がゲート抵抗６４を通して引き抜かれ、ＩＧＢＴ６１がターンオフする。このターンオフ時には、前記直流電源の正極側端子からＩＧＢＴ６１を含むアームと他のＩＧＢＴを含むアームとを経て前記直流電源の負極側端子に至る接続配線のインダクタンス分によって過渡電圧が発生し、この過渡電圧が前記直流電源の出力直流電圧に重畳され、高電圧となってＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間に印加される。
【００１２】
ここで、ＩＧＢＴ６１のコレクタ・ゲート間にクランプ用コンデンサ６３が接続されていない場合、すなわちアクティブスナバが接続されていない場合は、前記高電圧がＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間に直接加わり、前記高電圧がＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間耐圧を大きく超えるような値になると、ＩＧＢＴ６１が破壊されるようになる。
【００１３】
これに対し、前記構成の電力変換回路部のように、ＩＧＢＴ６１のコレクタ・ゲート間にクランプ用コンデンサ６３が接続されている場合、すなわちアクティブスナバが接続されている場合は、前記高電圧が印加されてコレクタ電圧が上昇すると、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に対応した電流がクランプ用コンデンサ６３を通してゲートＧに流れ込み、ゲート電圧がアクティブナバが接続されていないときのゲート電圧よりも高くなるので、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が緩やかになる。そして、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が緩やかになると、コレクタ電圧のピーク値が低減され、ＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間耐圧を大きく超える高電圧がコレクタ・エミッタ間に印加するのを未然に防止することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
前記既知の電力変換回路部は、アクティブスナバを接続したことにより、ＩＧＢＴ６１がターンオフしたときのＩＧＢＴ６１のコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が緩やかなり、その結果、ＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間耐圧を大きく超える高電圧がコレクタ・エミッタ間に印加するのを未然に防止できるものであるが、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が緩やかになったため、ＩＧＢＴ６１のコレクタ電流が減少し始めるまでの時間が長くなってしまい、ターンオフ時のコレクタ損失が大幅に増加することになる。
【００１５】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、半導体電力変換素子がターンオフしたとき、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を緩やかにしてコレクタ・エミッタ間に印加される高電圧のピーク値を抑制するとともに、コレクタ損失の増大を最小限に抑えるようにした半導体電力変換装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の半導体電力変換装置は、直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間に接続され、コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流をゲートに供給するコンデンサと、コンデンサにバッファダイオードを通して並列接続された補助直流電源とを有し、コンデンサのコレクタ側電圧にバッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧が補助直流電源の出力電圧を超えたとき、コンデンサを通してゲートに電流を供給する第１の構成を具備する。
【００１７】
また、前記目的を達成するために、本発明の半導体電力変換装置は、直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、コレクタ・エミッタ間に接続された分圧器と、分圧器の分圧点とＩＧＢＴのゲート間に接続され、コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流をゲートに供給するコンデンサと、コンデンサにバッファダイオードを通して並列接続された補助直流電源とを有し、コンデンサの分圧点側電圧にバッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧が補助直流電源の出力電圧を超えたとき、コンデンサを通してゲートに電流を供給する第２の構成を具備する。
【００１８】
さらに、前記目的を達成するために、本発明の半導体電力変換装置は、直流電源と負荷間を接続する各アームに配置される電力変換素子であって、コレクタ・エミッタ間がアームに直列接続されたＩＧＢＴと、コレクタ・エミッタ間に接続された分圧器と、分圧器の分圧点とＩＧＢＴのゲート間に接続され、コレクタ・エミッタ間電圧変化率に対応した電流をゲートに供給するコンデンサと、コンデンサにバッファダイオードを通して並列接続されたゲート駆動回路用直流電源とを有し、コンデンサの分圧点側電圧にバッファダイオードの順方向電圧降下を加えた電圧がゲート駆動回路用直流電源の出力電圧を超えたとき、コンデンサを通してゲートに電流を供給する第３の構成を具備する。
【００１９】
前記第１の構成によれば、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサを接続し、このコンデンサに並列に補助直流電源とバッファダイオードの直列回路を接続しているので、コンデンサの両端電圧が一定電圧以下に低下することがなく、しかも、コンデンサのコレクタ側電圧が直流電源の高圧側電圧を超えた電圧になることが防げられないので、ＩＧＢＴのターンオフが始まってからコレクタ電流が減少するまでの時間を短くすることができ、それによりＩＧＢＴのコレクタ損失を低減させることができる。
【００２０】
また、前記第２の構成によれば、前記第１の構成により達成される機能に加えて、コンデンサの一端をコレクタ・エミッタ間に接続された分圧器の分圧点に接続しているので、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が小さなときに、クランプ動作の開始させるコレクタ電圧を高くすることができ、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が小さなときのクランプ動作によるコレクタ損失の発生を抑制することができる。
【００２１】
さらに、前記第３の構成によれば、前記第１の構成により達成される機能に加えて、補助直流電源としてゲート駆動回路用直流電源を利用しているので、新たに補助直流電源を準備する必要がなく、半導体電力変換装置の回路を簡素化することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本発明による半導体電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００２４】
図１において、１はゲートＧとコレクタＣとエミッタＥを備えたＩＧＢＴ、２は還流ダイオード、３はゲート抵抗、４はパルス駆動信号源、５はクランプ用コンデンサ、６はバッファダイオード、７は補助直流電源、８は逆流防止用ダイオード、９１  は駆動信号源用正極電源、９２  は駆動信号源用負極電源であり、クランプ用コンデンサ５、バッファダイオード６、補助直流電源７、逆流防止用ダイオード８からなる回路部分がアクティブスナバを構成している。
【００２５】
そして、ＩＧＢＴ１は、コレクタＣが直流電源（図１に図示なし）の正極側に接続され、エミッタＥが前記直流電源の負極側に接続され、ゲートＧがゲート抵抗３の一端に接続される。還流ダイオード２は、アノードがエミッタＥに接続され、カソードがコレクタＣに接続される。パルス駆動信号源４は、出力端がゲート抵抗３の他端に接続される。クランプ用コンデンサ５は、一端が逆流防止用ダイオード８のカソードに接続され、他端がゲートＧに接続される。補助直流電源７は、正極端子がバッファダイオード６のアノードに接続され、負極端子がゲートＧに接続される。バッファダイオード６は、カソードがクランプ用コンデンサ５の一端に接続される。逆流防止用ダイオード８は、アノードがコレクタＣに接続される。駆動信号源用正極電源９１  は、正極端子がパルス駆動信号源４の正極側電源端子に接続され、負極端子がエミッタＥに接続される。駆動信号源用負極電源９２  は、正極端子がエミッタＥに接続され、負極端子がパルス駆動信号源４の負極側電源端子に接続される。
【００２６】
また、図２（ａ）乃至（ｄ）は、図１に図示のＩＧＢＴ１の各部の電圧及び電流またはコレクタ損失の時間的変動を示す特性図であって、（ａ）はゲート電圧Ｖｇ、（ｂ）はコレクタ電流Ｉｃ、（ｃ）はコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ、（ｄ）はコレクタ損失である。
【００２７】
図２（ａ）乃至（ｄ）において、３１はゲート電圧Ｖｇの特性曲線、３２はコレクタ電流Ｉｃの特性曲線、３３はコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの特性曲線、３４はコレクタ損失の特性曲線である。また、３５、３６、３７、３８は、それぞれ比較のために挙げた既知のＩＧＢＴ６１のゲート電圧Ｖｇの特性曲線、コレクタ電流Ｉｃの特性曲線、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの特性曲線、コレクタ損失の特性曲線である。なお、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅは、通常、エミッタ電圧が基準電圧に保持されるので、以下の説明においては、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅをコレクタ電圧Ｖｃｅという。
【００２８】
前記構成による第１の実施の形態の電力変換回路部の動作を、図１及び図２を用いて説明する。
パルス駆動信号源４から正極性パルスの駆動信号が出力されると、その駆動信号がゲート抵抗３を通してＩＧＢＴ１のゲートＧに供給され、ＩＧＢＴ１がターンオンする。
【００２９】
このとき、パルス駆動信号源４の出力が正極性パルスから負極性パルスに変化し、その負極性パルスがゲート抵抗３を通してＩＧＢＴ１のゲートＧに供給されると、ＩＧＢＴ１のゲートＧに蓄積されていた正電荷がゲート抵抗３を通して引き抜かれ、ＩＧＢＴ１がターンオフするようになる。ＩＧＢＴ１のターンオフ動作の初期、すなわちコレクタ電圧Ｖｃｅが補助直流電源７の正極側電圧からバッファダイオード６の順方向電圧降下分を差し引いた電圧（クランプ動作開始電圧）に達するまでの期間は、クランプ用コンデンサ５の端子間電圧がクランプ動作開始電圧に保持されているので、クランプ用コンデンサ５からＩＧＢＴ１のゲートＧに電流が流れ込まない。その後、コレクタ電圧Ｖｃｅがクランプ動作開始電圧を超えると、クランプ動作開始電圧を超えた電圧に対応する電流がクランプ用コンデンサ５からゲートＧに流れ込み、ゲートＧに正電荷が補充される。このときのゲート電圧Ｖｇは、図２（ａ）の下段の特性曲線３１に示されるように、若干上昇するような変化になり、その変化は図２（ａ）の上段の特性曲線３５に示されるような、既知の電力変換回路部におけるＩＧＢＴのゲート電圧Ｖｇの変化とほぼ同じである。そして、ゲート電圧Ｖｇが若干上昇したことにより、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が抑制され、コレクタ電圧Ｖｃｅのピーク値が低減される。この場合、第１の実施の形態の電力変換回路部においては、図２（ｃ）の特性曲線３３に示されるように、コレクタ電圧Ｖｃｅがクランプ動作開始電圧を超えるまでの期間、既知の電力変換回路部における同特性曲線３７に比べ、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいので、図２（ｂ）の特性曲線３２に示されるように、既知の電力変換回路部における同特性曲線３６に比べ、コレクタ電流Ｉｃが遮断されるまでの時間が短くなり、その分、図２（ｄ）の特性曲線３４に示されるように、既知の電力変換回路部における同特性曲線３８に比べ、コレクタ損失を大幅に少なくすることができる。
【００３０】
次に、図３は、本発明による半導体電力変換装置の第２の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００３１】
図３において、１０は減流抵抗であり、その他、図１に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００３２】
この第２の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、クランプ用コンデンサ５に直列に減流抵抗１０を接続し、ＩＧＢＴ１のゲートＧに流れ込む電流の大きさを制限するようにしたものであり、減流抵抗１０を設けた以外の構成は、第１の実施の形態の構成と同じである。
【００３３】
第２の実施の形態の電力変換回路部によれば、減流抵抗１０によってゲートＧに流れ込む電流を制限しているので、ゲートＧへの正電荷の充電速度が速すぎることにより、ゲートＧに多くの正電荷が蓄積されてゲート電圧が過大になり、それによりＩＧＢＴ１のゲートＧが破壊されるのを有効に防ぐことができる。
【００３４】
次いで、図４は、本発明による半導体電力変換装置の第３の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００３５】
図４において、１１１  、１１２  は分圧抵抗であり、その他、図１に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００３６】
この第３の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、ＩＢＧＴ１のコレクタ・エミッタ間に分圧抵抗１１１  、１１２  を接続し、分圧抵抗１１１  、１１２  の分圧点１１Ｄに逆流防止用ダイオード８のアノードを接続したものであり、分圧抵抗１１１  、１１２  を設け、逆流防止用ダイオード８のアノードを分圧点１１Ｄに接続した以外の構成は、第１の実施の形態と同じである。これらの構成その他の構成は第１の実施の形態の構成と同じである。
【００３７】
第３の実施の形態の電力変換回路部によれば、分圧点１１Ｄに得られる電圧がコレクタ電圧Ｖｃｅに比例するので、基本的な動作は第１の実施の形態の動作と同じである。すなわち分圧点１１Ｄの電圧がクランプ動作開始電圧を超えると、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に対応した電流がゲートＧに流れ込み、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が抑制され、コレクタ電圧Ｖｃｅのピーク値が低減される。なお、ゲートＧに流れ込む電流は一方の分圧抵抗１１１  によって制限される。
【００３８】
この第３の実施の形態は、コレクタ電圧を分圧抵抗１１１  、１１２  で分圧したことにより、補助直流電源７の出力電圧を低くすることが可能になる。
【００３９】
続く、図５は、本発明による半導体電力変換装置の第４の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００４０】
図５において、１１１  、１１２  は分圧抵抗であり、その他、図４に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００４１】
この第４の実施の形態は、第３の実施の形態に対し、一方の分圧抵抗１１１  に並列にゲート電流供給用コンデンサ１２を接続したものであり、ゲート電流供給用コンデンサ１２を接続した以外の構成は、第３の実施の形態の構成と同じである。
【００４２】
この第４の実施の形態は、第３の実施の形態が一方の分圧抵抗１１１  によってゲートＧに流れ込む電流が制限されていたのに対し、ゲート電流供給用コンデンサ１２を設けることにより、一方の分圧抵抗１１１  による制限を撤廃して、ゲート電流の供給が可能になり、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）の制御を効果的に行うことができる。
【００４３】
第４の実施の形態においては、コレクタ電圧が一方の分圧抵抗１１１  とゲート電流供給用コンデンサ１２との合成インピーダンス、及び、他方の分圧抵抗１１２  によって分圧されるもので、分圧点１１Ｄの電圧がクランプ動作開始電圧を超えると、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に対応した電流がゲートＧに流れ込み、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が抑制され、コレクタ電圧Ｖｃｅのピーク値が低減される。この場合、一方の分圧抵抗１１１  とゲート電流供給用コンデンサ１２との合成インピーダンスは、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいほど小さい値になるので、クランプ動作が開始されるコレクタ電圧が低下するようになる。そして、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいときには、コレクタ電圧がＩＧＢＴ１のコレクタ・エミッタ間耐圧限界を超えるまでの時間が短くなるので、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を緩やかにし、高電圧のピーク値を低く抑えるには、ゲートＧに電流を流し込むタイミングを若干早めた方がよい。すなわちコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいときは、クランプ動作開始電圧を低くすることが好ましい。一方、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が小さいときには、反対に、コレクタ電圧がＩＧＢＴ１のコレクタ・エミッタ間耐圧限界を超えるまでの時間に比較的余裕があるので、クランプ動作開始電圧を高めにすることによって、コレクタ損失を小さくすることができる。このように、この第４の実施の形態は、種々の優れた機能を発揮する。
【００４４】
続いて、図６は、本発明による半導体電力変換装置の第５の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００４５】
図６において、図５に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００４６】
この第５の実施の形態は、第４の実施の形態に対し、一方の分圧抵抗１１１  を省いたものであり、一方の分圧抵抗１１１  を省いた以外の構成は、第４の実施の形態の構成と同じである。
【００４７】
第５の実施の形態は、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が小さいとき、分圧点１１Ｄの電圧が極端に低くなるので、コレクタ電圧が過電圧状態になっても、補助直流電源７の正極側電圧を超えることがなく、コレクタ電圧の過電圧状態に対するコレクタ電圧のクランプ効果を期待することができないものの、コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいとき、ゲート電流供給用コンデンサ１２のインピーダンス値が小さくなるので、分圧点１１Ｄの電圧が高くなり、コレクタ電圧の過電圧状態に対するクランプ効果を期待することができるようになる。
【００４８】
第５の実施の形態は、第４の実施の形態で用いられる一方の分圧抵抗１１１  が不要になるので、第４の実施の形態に比べて構成部品点数を少なくすることができる。また、第５の実施の形態は、クランプ動作開始電圧に対するコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）の依存性が大きいもので、ターンオフ時のコレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいときだけ、過電圧状態にあるコレクタ電圧のクランプを行う必要がある半導体電力変換装置に用いて好適なものである。
【００４９】
次に、図７は、本発明による半導体電力変換装置の第６の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００５０】
図７において、図４に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００５１】
この第６の実施の形態は、第３の実施の形態に対し、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続したもの、すなわち補助直流電源７の代わりに駆動信号源用正極電源９１  を利用しているものであり、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続した以外の構成は、第３の実施の形態の構成と同じである。また、第６の実施の形態の動作は、本質的に第３の実施の形態の動作と同じである。
【００５２】
第６の実施の形態は、既存の駆動信号源用正極電源９１  を利用しているので、新たに補助直流電源７を設ける必要がなく、部品点数を少なくし、半導体電力変換装置の全体構造をコンパクトにすることができる。
【００５３】
次いで、図８は、本発明による半導体電力変換装置の第７の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００５４】
図８において、図５に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００５５】
この第７の実施の形態は、第４の実施の形態に対し、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続したもの、すなわち補助直流電源７の代わりに駆動信号源用正極電源９１  を利用しているものであり、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続した以外の構成は、第４の実施の形態の構成と同じである。また、第７の実施の形態の動作は、本質的に第４の実施の形態の動作と同じである。
【００５６】
第７の実施の形態は、既存の駆動信号源用正極電源９１  を利用しているので、新たに補助直流電源７を設ける必要がなく、部品点数を少なくし、半導体電力変換装置の全体構造をコンパクトにすることができる。
【００５７】
続く、図９は、本発明による半導体電力変換装置の第８の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すものである。
【００５８】
図９において、図６に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００５９】
この第８の実施の形態は、第５の実施の形態に対し、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続したもの、この場合も、補助直流電源７の代わりに駆動信号源用正極電源９１  を利用しているものであり、補助直流電源７を省き、バッファダイオード６のアノードを駆動信号源用正極電源９１  の正極側端子に接続した以外の構成は、第５の実施の形態の構成と同じである。また、第８の実施の形態の動作も、本質的に第５の実施の形態の動作と同じである。
【００６０】
第８の実施の形態は、既存の駆動信号源用正極電源９１  を利用しているので、新たに補助直流電源７を設ける必要がなく、部品点数を少なくし、半導体電力変換装置の全体構造をコンパクトにすることができる。
【００６１】
続いて、図１０は、本発明による半導体電力変換装置の第９の実施の形態を示す回路図であって、１つのアームに配置の半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いた電力変換回路部の例を示すもので、２つの電力変換回路部が直列接続されているものである。
【００６２】
図１０において、１’はゲートＧとコレクタＣとエミッタＥを備えたＩＧＢＴ、２’は還流ダイオード、３’はゲート抵抗、４’はパルス駆動信号源、５’はクランプ用コンデンサ、６’はバッファダイオード、８’は逆流防止用ダイオード、９１  ’は駆動信号源用正極電源、９２  ’は駆動信号源用負極電源、１１２  ’は他方の分圧抵抗、１２’はゲート電流供給用コンデンサであり、その他、図９に図示された構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００６３】
そして、ゲートＧとコレクタＣとエミッタＥを備えたＩＧＢＴ１’、還流ダイオード２’、ゲート抵抗３’、パルス駆動信号源４’、クランプ用コンデンサ５’、バッファダイオード６’、逆流防止用ダイオード８’、９１  ’は駆動信号源用正極電源９１  ’、駆動信号源用負極電源９２  ’、他方の分圧抵抗１１２  ’、ゲート電流供給用コンデンサ１２’からなる電力変換回路部の接続構成は、図９に図示された電力変換回路部の対向する構成要素における接続構成と同じである。
【００６４】
この第９の実施の形態は、第８の実施の形態が１つの電力変換回路部によって構成されているのに対し、直列接続された同一構成の２つの電力変換回路部によって構成されているものである。
【００６５】
一般に、ゲート容量等の素子特性に違いがある２つまたはそれ以上のＩＧＢＴを直列接続して使用する場合は、小さいゲート容量を持つＩＧＢＴのターンオフのタイミングが早いのに対して、大きいゲート容量を持つＩＧＢＴ１のターンオフのタイミングが遅くなり、その結果、小さいゲート容量を持つＩＧＢＴが大きいゲート容量を持つＩＧＢＴの直流電圧を背負うことになり、１つのＩＧＢＴだけを用いたときのターンオフ時に比べ、コレクタ電圧が急激に上昇することがあり、高いコレクタ電圧の印加によって小さいゲート容量を持つＩＧＢＴが破壊されることがある。
【００６６】
ところで、この第９の実施の形態は、ＩＧＢＴ１、１’の各コレクタ電圧が駆動信号源用正極電源９１  、９１  ’の出力電圧を超えると、クランプ用コンデンサ５、５’を介してそれぞれゲートＧに電流が供給されるので、ＩＧＢＴ１、１’の各コレクタ電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が緩やかになり、コレクタ電圧が高電圧になるのを抑制することができる。そして、直列接続された各ＩＧＢＴ１、１’の各コレクタＣに印加される高いコレクタ電圧が個別に抑制されるので、各ＩＧＢＴ１、１’のコレクタ電圧の負担を均等化することができる。
【００６７】
この場合、直列接続される電力変換回路部の構成は、第８の実施の形態に係わるものに限られることはなく、第１乃至第７の実施の形態に係わるものであっても、直列接続された各ＩＧＢＴ１、１’のコレクタＣに印加される高いコレクタ電圧が個別に抑制され、各ＩＧＢＴ１、１’のコレクタ電圧の負担が均等化される。
【００６８】
これまでの実施の形態においては、半導体電力変換素子がＩＧＢＴである例を挙げて説明したが、本発明に使用される半導体電力変換素子はＩＧＢＴである場合に限られず、ＩＧＢＴに類似の他の半導体電力変換素子、例えばＭＯＳゲートを有する電力用ＭＯＳＦＥＴであっても、同様の機能を達成することができる。
【００６９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間またはコレクタ電圧分圧点とゲート間にコンデンサを接続し、このコンデンサに並列に補助直流電源または駆動信号源用電源とバッファダイオードの直列回路を接続しているので、コンデンサの両端電圧が一定電圧以下に低下することがなく、しかも、コンデンサのコレクタ側電圧が直流電源の高圧側電圧を超えた電圧になることが防げられないので、ＩＧＢＴのターンオフが始まってからコレクタ電流が減少するまでの時間を短くすることができ、それによりＩＧＢＴのコレクタ損失を低減させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による半導体電力変換装置の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１に図示のＩＧＢＴの各部の電圧及び電流またはコレクタ損失の時間的変動を示す特性図である。
【図３】本発明による半導体電力変換装置の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明による半導体電力変換装置の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図５】本発明による半導体電力変換装置の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図６】本発明による半導体電力変換装置の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図７】本発明による半導体電力変換装置の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図８】本発明による半導体電力変換装置の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図９】本発明による半導体電力変換装置の第８の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】本発明による半導体電力変換装置の第９の実施の形態を示す回路図である。
【図１１】既知の半導体電力変換装置の要部構成の一例を示す回路図であっ
【図１２】既知の半導体電力変換装置の各アームにそれぞれ配置された半導体電力変換素子にＩＧＢＴを用いたときの１つのアームの電力変換回路部の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１、１’  ＩＧＢＴ
２、２’  還流ダイオード
３、３’  ゲート抵抗
４、４’  パルス駆動信号源
５、５’  クランプ用ダイオード
６、６’  バッファダイオード
７  補助直流電源
８、８’  逆流防止用ダイオード
９１  、９１  ’  駆動信号源用正極電源
９２  、９２  ’  駆動信号源用負極電源
１０  減流抵抗
１１１  、１１２  、１１２  ’  分圧抵抗
１２、１２’  ゲート電流供給用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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