(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときはそのスイッチングモードへの切り換えにより上記電流偏差ベクトルが上記境界内の方向へ向くよう上記有電圧スイッチングモードのいずれか１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
境界外の部分を、予め各有電圧スイッチングモードの電圧ベクトルに応じてその周方向に６つの領域に区分しておき、電流偏差ベクトルが上記境界外にあるとき、上記電流偏差ベクトルが位置する領域を判定し当該領域に対応するスイッチングモードを選択するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
電流偏差ベクトルが境界内にあって無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
電流偏差ベクトルが境界外にあって有電圧スイッチングモードを選択した場合、当該選択したスイッチングモードによる電圧ベクトルと同方向で所定の大きさのヒステリシスベクトルを作成し、次ステップにおけるスイッチングモード選択時の対象電流偏差ベクトルに上記ヒステリシスベクトルを加算するヒステリシス生成手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
ヒステリシスベクトルの大きさを、境界と原点との距離に相当する大きさの１／２に設定したことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差の各相成分が、上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内のときは０を、正側で境界範囲外のときは１を、負側で境界範囲外のときは−１をそれぞれ出力する比較手段、上記電流偏差の各相成分の内その振幅の絶対値が最大の相を判定する最大振幅判定手段、上記比較手段からの各相信号の内、上記最大振幅判定手段で最大と判定された相の信号はそのまま、他の２相の信号は０にしたセレクト信号を作成するセレクト信号作成手段、および上記各相セレクト信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力されたセレクト信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差の各相成分の極性を判別する極性判別手段、上記極性判別結果から極性が他の２相の極性と異なる相を選択し当該相の電流偏差を出力する相選択手段、この相選択手段からの電流偏差が上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内か範囲外かを判別する境界判別手段、および上記極性判別手段からの各相判別信号および上記境界判別手段からの判別信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力された判別信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
極性判別手段からの各相判別信号が３相共同一極性のとき出力する異常判定手段を備えたことを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
スイッチングモード選択手段から出力されるスイッチングモードを当該スイッチングモード選択手段に入力し、そのテーブルを、前回のステップにおけるスイッチングモードを含めたものとすることにより、上記スイッチングモード選択手段が無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたことを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、１サイクルの内に複数回、所定の時間毎のステップで順次スイッチングを行うスイッチング素子から構成され、出力電流の瞬時値を制御する瞬時波形制御形の電力変換装置に係り、特に、例えばモータ駆動用インバータ、高力率コンバータ、アクティブフィルタ、ＬＣフィルタを持つ正弦波電圧出力型インバータ等の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１９は例えば電気学会論文誌  Ｖｏｌ．１２Ｂ、Ｎｏ．２（昭６１）、Ｐ．９〜１６、「高調波抑制と高速電流応答を可能にした電流制御形ＰＷＭインバータ」に示された従来のインバータの制御回路を、本発明と同様の形式に書き改めたブロック接続図であり、１は三相インバータ主回路であり、図２０に示すようなスイッチング素子Ｓ１−Ｓ６のフルブリッジ構成されたものなどがその例である。２はモータ等の負荷で、２１Ｕ、Ｖ、Ｗは負荷の内部インダクタンス、２２Ｕ、Ｖ、Ｗは負荷の内部誘起起電圧、４は直流電源、１０Ｕ、Ｖ、Ｗは、インバータ電流を検出する電流センサ、８０１は三相正弦波電流指令発生回路、８０２は電流偏差ベクトル検出回路、８０３は負荷端に発生する逆起電力の電圧ベクトルを検出する逆起電力ベクトル検出回路、８０４はＰＷＭパターンテーブル回路、８５１Ｕ、Ｖ、Ｗは加減算器である。
【０００３】
次に動作について説明する。図１９において、制御回路は瞬時電流制御を行う電流制御ループとして構成されており、三相正弦波電流指令発生回路８０１の出力であるインバータ１が流すべき電流指令値ＩＡＵ＊、Ｖ＊、Ｗ＊と電流センサ１０Ｕ、Ｖ、Ｗで検出されたインバータ電流ＩＡＵ、Ｖ、Ｗとの電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗを加減算器８５１Ｕ、Ｖ、Ｗで求める。逆起電力ベクトル検出回路８０３は、前記電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗから負荷端の逆起電力ＶＢＵ、Ｖ、Ｗを推定し、逆起電力ベクトルＶＢを求め、前記逆起電力ベクトルＶＢが図２１に示す領域［Ｉ］−［ＶＩ］のどの領域にいるかを検出する。図２１は、インバータ１のスイッチング素子の状態に応じて出力される８種類の電圧ベクトルＶ０−Ｖ７（図２３）と、電圧ベクトルＶ０−Ｖ７によって区切られた６つの領域［Ｉ］−［ＶＩ］を示した図である。電流偏差ベクトル検出回路８０２は、前記電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗから電流偏差ベクトルΔＩを求め、前記電流偏差ベクトルΔＩが図２２に示す領域▲１▼−▲７▼のどの領域にいるかを検出する。電流偏差ベクトルΔＩには、電流制御の精度に応じて定まる所定の許容範囲を設定し、電流偏差ベクトルΔＩが許容範囲内がであることを示したのが領域▲７▼であり、電流偏差ベクトルΔＩが許容範囲外であることを示したものがその外周の領域▲１▼から▲６▼である。ＰＷＭパターンテーブル回路８０４は、前記逆起電力ベクトルＶＢの領域と電流偏差ベクトルΔＩの領域から、スイッチングモードｋ０−ｋ７を図２４にしたがって選択し、そのスイッチングモードｋ０−ｋ７から図２３に示される三相インバータ１の６つのスイッチング素子のスイッチング状態を決定する。例えば、もし逆起電力ベクトルＶＢが［Ｉ］の領域にあり、電流偏差ベクトルΔＩが、▲１▼または▲５▼の領域にあるときはｋ１が、▲２▼または▲３▼の領域にあるときはｋ３が、▲４▼または▲６▼の領域にあるときはｋ０またはｋ７が選択され、電流偏差ベクトルΔＩが▲７▼の領域にあるときは、そのスイッチングモードをそのまま保持するようにスイッチングモードを選択する。三相インバータ１は、前記ＰＷＭパターンテーブル回路８０４のスイッチング指令にもとづきスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦし、インバータ電流ＩＡＵ、Ｖ、Ｗを制御する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は以上のように構成されているので、逆起電力ベクトルＶＢを電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗより推定する逆起電力ベクトル検出回路８０３が必要であり、またＰＷＭパターンテーブル回路８０４も電流偏差ベクトルΔＩの領域と逆起電力ベクトルＶＢの領域の両者によりスイッチングモードを選択するため選択肢が多く、制御回路が複雑になるという問題点があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、逆起電力ベクトルを検出する必要がなく、スイッチングモードの選択方法がシンプルとなる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときはそのスイッチングモードへの切り換えにより上記電流偏差ベクトルが上記境界内の方向へ向くよう上記有電圧スイッチングモードのいずれか１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたものである。
【０００７】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その境界外の部分を、予め各有電圧スイッチングモードの電圧ベクトルに応じてその周方向に６つの領域に区分しておき、電流偏差ベクトルが上記境界外にあるとき、上記電流偏差ベクトルが位置する領域を判定し当該領域に対応するスイッチングモードを選択するようにしたものである。
【０００９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その電流偏差ベクトルが境界内にあって無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたものである。
【００１０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その電流偏差ベクトルが境界外にあって有電圧スイッチングモードを選択した場合、当該選択したスイッチングモードによる電圧ベクトルと同方向で所定の大きさのヒステリシスベクトルを作成し、次ステップにおけるスイッチングモード選択時の対象電流偏差ベクトルに上記ヒステリシスベクトルを加算するヒステリシス生成手段を備えたものである。
【００１１】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのヒステリシスベクトルの大きさを、境界と原点との距離に相当する大きさの１／２に設定したものである。
【００１２】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差の各相成分が、上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内のときは０を、正側で境界範囲外のときは１を、負側で境界範囲外のときは−１をそれぞれ出力する比較手段、上記電流偏差の各相成分の内その振幅の絶対値が最大の相を判定する最大振幅判定手段、上記比較手段からの各相信号の内、上記最大振幅判定手段で最大と判定された相の信号はそのまま、他の２相の信号は０にしたセレクト信号を作成するセレクト信号作成手段、および上記各相セレクト信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力されたセレクト信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたものである。
【００１３】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差の各相成分の極性を判別する極性判別手段、上記極性判別結果から極性が他の２相の極性と異なる相を選択し当該相の電流偏差を出力する相選択手段、この相選択手段からの電流偏差が上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内か範囲外かを判別する境界判別手段、および上記極性判別手段からの各相判別信号および上記境界判別手段からの判別信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力された判別信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたものである。
【００１４】
また、この発明に係る電力変換装置は、その極性判別手段からの各相判別信号が３相共同一極性のとき出力する異常判定手段を備えたものである。
【００１５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのスイッチングモード選択手段から出力されるスイッチングモードを当該スイッチングモード選択手段に入力し、そのテーブルを、前回のステップにおけるスイッチングモードを含めたものとすることにより、上記スイッチングモード選択手段が無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路図である。図において、１は電力変換器としての三相インバータ主回路で、例えば、図２０で説明したように、上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を備えている。３Ｕ、Ｖ、Ｗはリアクトル、４は直流電源、５Ｕ、Ｖ、Ｗは商用電源である。
１０Ｕ、Ｖ、Ｗは三相インバータ主回路１の３相出力電流を検出する電流センサ、８０１は３相電流指令値ＩＡＵ＊、Ｖ＊、Ｗ＊を作成する三相正弦波電流指令発生回路、８５１は３相出力電流ＩＡＵ、Ｖ、Ｗと３相電流指令値ＩＡＵ＊、Ｖ＊、Ｗ＊との偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗを演算する加減算器、８０２は３相電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗから電流偏差ベクトルΔＩを演算する電流偏差ベクトル検出回路、８１１は電流偏差ベクトルΔＩからスイッチングモードを選択して当該スイッチングモードに相当するオンオフ信号を三相インバータ主回路１の各スイッチング素子に選出するスイッチングモード選択手段としてのＰＷＭパターンセレクタ回路である。
【００１７】
先ず、スイッチングモードと各スイッチングモードに対応して三相インバータ主回路１から出力される電圧のベクトルについて説明する。三相インバータ主回路１の上下アーム（図２０参照）のスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る合計２３＝８通りのスイッチングモードｋ０〜ｋ７における出力電圧Ｖ０〜Ｖ７を電圧ベクトル座標に示すと図２の通りとなる。なお、各スイッチングモードｋ０〜ｋ７で定義するスイッチング状態は図３に示す通りである。但し、スイッチングモードｋ７は、上アームの３相分Ｕ、Ｖ、ＷがすべてＯＮ、下アームの３相分Ｘ、Ｙ、ＺがすべてＯＦＦのスイッチング状態をいう。
そして、図２に示すように、スイッチングモードｋ１〜ｋ６時は、一定の大きさを有する有電圧ベクトルを出力し、スイッチングモードｋ０、ｋ７時は、大きさが零の零電圧ベクトルを出力する。
【００１８】
次に、図１のＰＷＭパターンセレクタ回路８１１において、電流偏差ベクトルΔＩからスイッチングモードを選択する動作について説明する。
三相インバータ主回路１の出力電圧であるインバータ電圧ベクトルＶＡと商用電源５の電圧である商用電源電圧ベクトルＶＲとリアクトル３にかかる電圧であるリアクトル電圧ベクトルＶＬとの関係は（１）式の通りとなる。
ＶＬ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ＝ＶＡ−ＶＲ            （１）
【００１９】
今、時刻Ｔ１における電流をＩＡ（Ｔ１）、時刻Ｔ１からスイッチング動作ステップの所定の微小時間ΔＴ（ΔＴとしては、１〜１００μｓ程度で設定するが、必ずしも、一定値でなくてもよい）後の時刻（Ｔ１＋ΔＴ）における電流をＩＡ（Ｔ１＋ΔＴ）とすると、（２）式が成立する。
0003590739.tif 000002
また、この時の電流偏差ベクトルΔＩ（Ｔ１＋ΔＴ）は、（３）式で示される。
ΔＩ（Ｔ１＋ΔＴ）＝ＩＡ＊（Ｔ１＋ΔＴ）−ＩＡ（Ｔ１＋ΔＴ）    （３）
【００２０】
時刻Ｔ１からＴ１＋ΔＴの間、インバータ電流指令値ＩＡ＊が一定であると考えると、（２）、（３）式から（４）式が成り立つ。
ΔＩ（Ｔ１＋ΔＴ）−ΔＩ（Ｔ１）＝−（ΔＴ／Ｌ）×ＶＬ  （４）
この（４）式を変形すると（５）式が得られる。
0003590739.tif 000003
【００２１】
ところで、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１に期待される機能は、電流偏差ベクトルΔＩが一定の範囲内に収まるよう適正なスイッチングモードを順次選択することにある。そこで、この発明は、（５）式において、電流偏差ベクトルΔＩが上記一定の範囲を越えた場合、ΔＴ時間内では商用電源電圧ＶＲは一定であるので、（５）式右辺第３項は考慮外におき、もっぱら、右辺第２項に着目し、有電圧ベクトルの中からその電圧ベクトルの方向が電流偏差ベクトルΔＩの方向に最も近いものを選択することで右辺第１項を右辺第２項で低減せしめるようにしたものである。
また、電流偏差ベクトルΔＩが一定の範囲外にある場合は、有電圧ベクトルを出力するので、電流偏差ベクトルΔＩが一定の範囲内に収まったときは零電圧ベクトルを選択することで、スイッチングモードの時系列変化を円滑化させるようにしている。
【００２２】
以上の動作原理に基づくＰＷＭパターンセレクタ回路８１１の具体的な動作を図２、図３を参照して説明する。図２において、ＶＲは商用電源電圧ベクトルで単に一例を示すものである。図２の例では、便宜上、この電圧ベクトルＶＲの先端から上方に伸びその先端がｔ０に位置するように描いているベクトルが、現ステップ（ｔ０）におけるＰＷＭパターンセレクタ回路８１１に入力された電流偏差ベクトルΔＩである。
【００２３】
図２に示すように、この電流偏差ベクトルΔＩの基点を中心として、正六角形で示された境界が設定され、その境界外の部分は、図に示すように、各有電圧スイッチングモードｋ１〜ｋ６を選択する６つの領域▲１▼〜▲６▼に分けられている。この境界は、電流偏差ベクトルΔＩをほぼこの境界近傍に保つようフィードバック制御を実行するということで、電流制御の精度に対応するものとなる。即ち、この境界を小さくすると、電流制御の精度が上がる。この境界の内部は、無電圧スイッチングモードであるｋ０のモードを選択する領域▲７▼となっている。
この７つの領域▲１▼〜▲７▼とスイッチングモードｋ０〜ｋ６および各モードにおけるスイッチング状態は、表の形で図３に示されている。
【００２４】
今、演算ステップ（ｔ０）で、電流偏差ベクトルΔＩが、図２に示すように、領域▲１▼のｔ０に位置すると、スイッチングモードｋ１が選択され、従って、インバータ１は電圧ベクトルＶ１、即ち、そのステップでの電流偏差ベクトルΔＩの方向に最も近い方向の電圧ベクトルを出力する。
この電圧ベクトルＶ１の選択により、電流偏差ベクトルΔＩはその時点のリアクトル電圧ベクトル（−ＶＬ）の方向（式（１）、（４）参照、図２では、ＶＬ＠ｋ＝１と表示）に変化していく。即ち、電流偏差ベクトルΔＩは境界内領域▲７▼に向かい、単位時間後のステップ（ｔ１）には、図２の領域▲７▼のｔ１の位置に到達する。従って、図３により、ステップ（ｔ１）では、スイッチングモードｋ０が選択され、インバータ１は零電圧ベクトルＶ０を出力する。
【００２５】
同様にして、この電圧ベクトルＶ０の選択により、電流偏差ベクトルΔＩは、その時点のリアクトル電圧ベクトル（−ＶＬ）の方向（図２では、ＶＬ＠ｋ＝０，７と表示）に変化していき、単位時間後のステップ（ｔ２）には、図に示すように、再び境界外の領域▲１▼のｔ２の位置に到達する。
以上の動作を繰り返すことにより、電流偏差ベクトルΔＩは境界の線上近傍を移動していき、当該境界の大きさに相当する電流制御精度が得られる訳である。図２では、商用電源電圧ＶＲが図示の位置にある場合を例示したが、どの位置にあっても、スイッチングモード選択の動作は以上で説明したと同様の内容であることは言うまでもない。
【００２６】
この実施の形態１の方式をもとにシミュレーションを実施した結果を図４に示す。このシミュレーションは、商用電源５とインバータ１とをリアクトル３を介して接続し、高力率コンバータとして動作させたもので、下記の条件で実施したものである。
電圧は、商用電源電圧のピーク値を１ｐｕに、電流は、定格電流のピーク値を１ｐｕにそれぞれ規格化している。
各部の定格値は以下の通りである。
・相数                    ：  三相
・商用電源電圧            ：  １ｐｕ
・商用電源周波数          ：  ５０Ｈｚ
・直流電圧                ：  ３ｐｕ
・リアクトル              ：  ０．１５ｐｕ
・電流指令                ：  １ｐｕ
・電流偏差許容値（精度）  ：  ０．０８ｐｕ
【００２７】
図４において、（ａ）は電流指令値、（ｂ）はインバータ電流、（ｃ）は電流偏差、（ｄ）はインバータ出力電圧、（ｅ）は商用電源電圧、（ｆ）はスイッチング回数の積算値を示しており、これより、
スイッチング周波数≒（６４０−３２０）／（０．０８−０．０４）≒８ＫＨｚとなる。
【００２８】
図４（ａ）〜（ｆ）から判るように、インバータ電流は、商用電源と同相に与えられた正弦波状の指令値に正確に追従しており、上述したスイッチングモード選択方式による電流制御動作が有効であることが実証された。
【００２９】
以上のように、この実施の形態１では、逆起電力ベクトル検出回路が不要で、その分構成が簡便になるとともに、スイッチングモードの選択論理も簡便となり、装置として簡単、安価となる。
なお、上記では、電流偏差ベクトルΔＩが領域▲７▼にあるときに選択する零電圧ベクトルのスイッチングモードとしてｋ０を設定したが、上アームのスイッチング素子がすべてＯＮ、下アームのスイッチング素子がすべてＯＦＦとなるスイッチングモードｋ７を設定するようにしてもよい。
【００３０】
更に、各モード選択動作ステップにおける商用電源電圧ＶＲ等の情報をも含めてモード選択を行うようにしてもよい。その分、モード選択に係る構成は複雑化するが、電流偏差ベクトルΔＩの軌跡がより確実に境界線に近い範囲で移動していくことになり、電流制御の精度が向上する。勿論、この場合も、電流偏差ベクトルΔＩの軌跡が境界線を挟んでジグザグに進行し、境界内領域▲７▼では零電ベクトルを出力するので、スイッチングモードの時系列変化が円滑になるという効果を奏する。
【００３１】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図である。以下、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。即ち、図５のＰＷＭパターンセレクタ回路８１２は、前回のステップで選択したスイッチングモードの情報を入力し、電流偏差ベクトルΔＩが境界内の領域▲７▼に位置する場合、前回ステップにおける有電圧スイッチングモードの種別に応じて今回ステップで選択する無電圧スイッチングモードｋ０、ｋ７のいずれかを決定するようにしたものである。
【００３２】
具体的には、図６に示すように、電流偏差ベクトルΔＩが領域▲７▼にある場合、前回のスイッチングモードがｋ１、ｋ２またはｋ４のとき、即ち、下アームが２相分ＯＮとなるモードのときは、スイッチングモードｋ０、即ち、下アームをすべてＯＮにする無電圧スイッチングモードを選択する。また、前回のスイッチングモードがｋ３、ｋ５またはｋ６のとき、即ち、上アームが２相分ＯＮとなるモードのときは、スイッチングモードｋ７、即ち、上アームをすべてＯＮにする無電圧スイッチングモードを選択する。
【００３３】
以上の構成とすることにより、有電圧スイッチングモードから無電圧スイッチングモードへ移行する場合、実質的に、１つのスイッチング素子のスイッチング状態を変更するのみで済むので、スイッチング回数を低減することが可能となり、損失の低減等の新たな効果が得られる。
【００３４】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示す回路図である。以下、先の形態例と異なる部分を中心に説明する。ここでは、ヒステリシス生成回路８１３を設け、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１２から出されたスイッチングモードの電圧ベクトルと同方向で所定の大きさのヒステリシスベクトルを作成し、新たに設けた加減算器８５２Ｕ、Ｖ、Ｗにより次ステップにおける電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗに加算する。
【００３５】
即ち、図７のヒステリシス生成回路８１３は、前ステップでのスイッチングモードに基づき、図８に示す表により、ヒステリシスベクトルを構成する各相のヒステリシス値ＨｉｓＵ、Ｖ、Ｗを選択し、加減算器８５２により電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗに加算する。これは、電流制御の精度に相当する、電流偏差の許容範囲にヒステリシスを持ったことと等価であり、電流偏差の許容範囲を決める境界線がスイッチングモードにより電圧ベクトル座標上を移動し、結果として、スイッチングモードの変化頻度が減少してスイッチング素子のスイッチング回数が減少するとともに、電流偏差もより小さくなる。
【００３６】
以下、このヒステリシスベクトルを付加した場合の動作を具体的に説明する。例えば、図９に示すように、電流偏差ベクトルΔＩが領域▲１▼のｔ０にあり、スイッチングモードｋ１が選択された場合、電流偏差の許容範囲値をＥＲＲとすると、ヒステリシス生成回路８１３は図８の表に従い、ヒステリシス値
ＨｉｓＵ＝ＥＲＲ                  （６）
ＨｉｓＶ＝−ＥＲＲ／２            （７）
ＨｉｓＷ＝−ＥＲＲ／２            （８）
を選択して電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗに加算される。この加算により、電流偏差ベクトルΔＩとの相対関係としては、電流偏差の許容範囲が、図１０の矢印に示すように、電圧ベクトルＶ６の方向にＥＲＲ／２だけ移動することと等価となる。
【００３７】
そのため、スイッチングモードｋ１を継続しながら、電流偏差ベクトルΔＩは境界内の領域▲７▼の方向へ向かうが、図１０に示すように、商用電源電圧ベクトルＶＲとの関連で、次ステップのタイミングでは、電流偏差ベクトルΔＩは領域▲３▼のｔ１に到達したとすると、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１２はスイッチングモードｋ３を選択する。これにより、ヒステリシス生成回路８１３もその出力すべきヒステリシス値を、
ＨｉｓＵ＝ＥＲＲ／２              （９）
ＨｉｓＶ＝ＥＲＲ／２              （１０）
ＨｉｓＷ＝−ＥＲＲ                （１１）
に切り替える。
【００３８】
これらのヒステリシス値ＨｉｓＵ、Ｖ、Ｗが電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗに加算されると、電流偏差の許容範囲が、図１１の矢印に示すように、電圧ベクトルＶ４の方向にＥＲＲ／２だけ移動することと等価となる。そのため、スイッチングモードｋ３を継続しながら、電流偏差ベクトルΔＩは境界内の領域▲７▼の方向へ向かい、図１１に示すように、次ステップのタイミングでは、電流偏差ベクトルΔＩは領域▲７▼のｔ２に到達する。
このヒステリシスベクトルの加算による電流偏差の許容範囲の移動は、この加算を行わない場合と比較して、平均的には、スイッチングモードの変化を抑制し、前回のスイッチングモードを継続する方向に機能する。
【００３９】
以下、このヒステリシスベクトルの加算による効果を観察するため、先の形態例で示したと同種の条件でシミュレーションを実施した結果を図１２に示す。
即ち、ここでは、各電圧電流等の設定は既述したシミュレーションと同一で、ヒステリシス値（ＥＲＲ）は電流偏差許容値と同一の０．０８ｐｕに設定している。
図１２において、（ａ）は電流指令値、（ｂ）はインバータ電流、（ｃ）は電流偏差、（ｄ）はインバータ出力電圧、（ｅ）は商用電源電圧、（ｆ）はスイッチング回数の積算値を示しており、これより、
スイッチング周波数≒（３３０−１７０）／（０．０８−０．０４）≒４ＫＨｚとなる。
【００４０】
図４と図１２との比較から明らかなように、スイッチングモードに基づくヒステリシス生成回路８１３で選定したヒステリシスベクトルを電流偏差ベクトルΔＩに加算する構成とすることにより、電流偏差の基本波成分が大幅に低減するとともに、スイッチング周波数も１／２に低減するという効果が得られる。
【００４１】
実施の形態４．
図１３はこの発明の実施の形態４における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。これ以下の形態例では、電流偏差ベクトルΔＩ自体を検出する手段（図１等の電流偏差ベクトル検出回路８０２）を設けることなく、各相の電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗを基にスイッチングモードの選択を行うが、実質的には電流偏差ベクトルΔＩに基づき判定する場合と同等の性能の選択動作を実現するスイッチングモード選択手段について説明する。
【００４２】
電流偏差ベクトルΔｉが許容範囲内または範囲外かを検出するには、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗが許容範囲内かまたは範囲外かを検出するればよい。また電流偏差ベクトルがどの領域方向を向いているかを検出するには、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの振幅の絶対値が一番大きい相に着目すればよい。すなわち振幅の絶対値が一番大きい相と電流偏差ベクトルΔｉの向きは次のような関係にある。
｜ΔｉＵ｜≧｜ΔｉＶ｜、｜ΔｉＷ｜の場合
ΔｉＵ＞０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲１▼方向
ΔｉＵ＜０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲６▼方向
｜ΔｉＶ｜≧｜ΔｉＵ｜、｜ΔｉＷ｜の場合
ΔｉＶ＞０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲２▼方向
ΔｉＶ＜０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲５▼方向
｜ΔｉＷ｜≧｜ΔｉＵ｜、｜ΔｉＶ｜の場合
ΔｉＷ＞０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲４▼方向
ΔｉＷ＜０なら  電流偏差ベクトルΔｉの向きは領域▲３▼方向
【００４３】
次に、電流偏差ベクトルΔｉが許容範囲内または範囲外かを検出するには、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗが許容範囲内かまたは範囲外かを検出すればよい。
そこで、図１３において、３レベルコンパレータ９０１Ｕ、Ｖ、Ｗで設定された正負の許容範囲に対し、正側で範囲外なら’１’を、負側で範囲外なら’−１’を、許容範囲内なら’０’を出力することにより、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗが許容範囲内かまたは正側で範囲外か負側で範囲外かを検出する。また、最大振幅判定回路９０４で、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗのうち一番振幅が大きい相を下記の関係となるよう検出し出力する。
｜ΔｉＵ｜≧｜ΔｉＶ｜、｜ΔｉＷ｜  なら  ＭＷ＝０、ＭＶ＝０、ＭＵ＝１
｜ΔｉＶ｜≧｜ΔｉＵ｜、｜ΔｉＷ｜  なら  ＭＷ＝０、ＭＶ＝１、ＭＵ＝０
｜ΔｉＷ｜≧｜ΔｉＵ｜、｜ΔｉＶ｜  なら  ＭＷ＝１、ＭＶ＝０、ＭＵ＝０
【００４４】
そして、上記最大振幅判定回路９０４の出力であるＭＵ、Ｖ、Ｗにより、どの相の電流偏差比較結果を使用するかを、セレクト信号作成手段であるスイッチ９０３Ｕ、Ｖ、Ｗで決める。もし、ＭＷ＝０、ＭＶ＝０、ＭＵ＝１なら、スイッチ９０３Ｕは、３レベルコンパレータ９０１Ｕの出力側を選択し、スイッチ９０３Ｖ、Ｗは、零値を出力する９０２Ｖ、Ｗを選択する。同様に、ＭＷ＝０、ＭＶ＝１、ＭＵ＝０なら、スイッチ９０３Ｖは、３レベルコンパレータ９０１Ｖの出力側を選択し、スイッチ９０３Ｕ、Ｗは、零値を出力する９０２Ｕ、Ｗを選択する。また、ＭＷ＝１、ＭＶ＝０、ＭＵ＝０なら、スイッチ９０３Ｗは、３レベルコンパレータ９０１Ｗの出力側を選択し、スイッチ９０３Ｕ、Ｖは零値を出力する９０２Ｕ、Ｖを選択する。
【００４５】
このようにして、スイッチ９０３Ｕ、Ｖ、Ｗから出力されたセレクト信号ＣＵ、Ｖ、ＷはＰＷＭパターンセレクタ回路９０５に入力され、このＰＷＭパターンセレクタ回路９０５は、図１４に示す表に基づき各スイッチングモードに対応するスイッチング信号ＳＵ、Ｖ、Ｗを出力する。但し、例えば、スイッチング信号ＳＵにおける’１’は、Ｕ相の上アームがＯＮ、下アームがＯＦＦの状態を、また’０’は、上アームがＯＦＦ、下アームがＯＮの状態を示し、他の信号ＳＶ、ＳＷも同様である。
なお、図１４において、ＳＵ−１、ＳＶ−１、ＳＷ−１は、前回ステップにおけるスイッチング信号で、この信号ＳＵ−１、Ｖ−１、Ｗ−１に基づき、零電圧ベクトル出力時、直前の有電圧スイッチングモードからのスイッチング状態の変化が少なくなる無電圧スイッチングモードｋ０またはｋ７を確実に選択することが可能となり、スイッチング回数の低減、従って、スイッチング損失の低減を実現することができる。
【００４６】
以上のように、コンパレータ９０１等のＨ／Ｗ回路構成により、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの数値判定から適正なスイッチングモードを選択することが可能となる。
【００４７】
実施の形態５．
図１５はこの発明の実施の形態５における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。この形態例は、スイッチングモード選択手段の更なる簡便化を図ったものである。
【００４８】
電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの関係は、
ΔｉＵ＋ΔｉＶ＋ΔｉＷ＝０                      （１２）
となる。符号で考えると、どれか２つの相が同極性なら残りの相はそれら２つの相とは逆極性で、その絶対値は他の２相より大きくなる。例えば
ΔｉＵ＋ΔｉＶ＋ΔｉＷ＝１０＋（−３）＋（−７）＝０    （１３）
の場合を考えてみると、ΔｉＵの極性は正、ΔｉＶの極性は負、ΔｉＷの極性は負であり、他の相の極性と不一致であるΔｉＵ相の振幅の絶対値が一番大きいことがわかる。これより、ある相の電流偏差の極性が他の相の極性と不一致なら、その電流偏差の振幅の絶対値が一番大きく、電流偏差ベクトルΔｉの方向もその極性によることがわかる。すなわち上式の場合、電流偏差ベクトルΔｉの方向は、▲１▼の領域方向に向いていることがわかる。また電流偏差が許容範囲内かまたは範囲外かの判定も電流偏差の振幅の絶対値が一番大きい相、すなわち他の相の極性と不一致である相だけで行えばよい。
【００４９】
そこで、図１５において、入力信号が正なら１を負なら０を出力する極性判別手段としてのゼロクロスコンパレータ９１１Ｕ、Ｖ、Ｗにより各相の電流偏差の極性ＣＵ、Ｖ、Ｗを検出し、前記電流偏差の極性ＣＵ、Ｖ、Ｗを基に、相選択手段としてのΔｉセレクタ９１２は図１６の表にしたがって電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの振幅の絶対値が一番大きいものを選択し、その選択された電流偏差Δｉが許容範囲内か範囲外かを境界判別手段としてのウィンドウコンパレータ９１３により検出し、範囲内なら０を範囲外なら１を出力する。ＰＷＭパターンセレクタ回路９１４は、許容範囲内外を示すＣＭＰ信号と各相の極性を示す信号ＣＵ、Ｖ、Ｗとの入力より図１７の表にしたがってスイッチング信号ＳＵ、Ｖ、Ｗを出力する。すなわちＣＭＰ入力が１なら許容範囲外であるので、スイッチング信号は、電流偏差の極性信号ＣＵ、Ｖ、Ｗがそのまま選択され、ＣＭＰ入力が０なら領域▲７▼にあることが判断できるので、前のスイッチング信号により、今回のスイッチング信号ＳＵ、Ｖ、Ｗが決定される。
【００５０】
このような構成にすることにより、電流偏差ベクトルの領域判定をさらに簡単に検出することができる。
【００５１】
実施の形態６．
図１８はこの発明の実施の形態６における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。この形態例は、制御系に異常が発生した場合、これを確実に検出せんとするものである。図１８に示すように、先の図１５の回路に、異常判定手段としての論理積回路９２１、９２２、論理和回路９２３、および故障処理回路９２４を追加している。
【００５２】
図１８において、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの極性が三相とも同極性というのは論理的に考えられず、電流偏差ΔｉＵ、Ｖ、Ｗの極性が三相とも同極性ということは制御回路のどこかに異常が発生していると考えられる。そこで、論理積回路９２１、９２２、および論理和回路９２３で、電流偏差の極性信号ＣＵ、Ｖ、Ｗが三相とも正極性あるいは負極性であることを検出し、故障処理回路９２４に信号を送ることにより、制御回路の異常を簡便、確実に検出することができる。
【００５３】
なお、実施の形態５、６において、ＰＷＭパターンセレクタ回路９１４は、前回ステップのスイッチング信号ＳＵ−１、Ｖ−１、Ｗ−１を入力して無電圧スイッチングモードのｋ０またはｋ７の選択を行っているが、実施の形態１で説明したように、無電圧スイッチングモードとして、ｋ０またはｋ７のいずれか一方を固定的に設定しておき、前回ステップのスイッチング信号をモード選択の判別情報から除くことで、この選択論理の簡便化を図るようにしてもよい。
【００５４】
また、電流制御の精度に相当する電流偏差の許容範囲、即ち、電圧ベクトル座標上の境界で示した範囲は、先の形態例では、正六角の形状で設定したが、例えば、座標原点からの距離が常に等しい円や四角形の形状で設定してもよい。
【００５５】
更に、主回路が３相３線式で、常に、ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０が成立する場合は、電流検出は、必ずしも３相分は必要なく、任意の２相分のみを検出し、上式から他の１相分の電流を演算により算出してもよく、本願各発明は、このような場合も全く同様に適用できることは言うまでもない。
【００５６】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る電力変換装置は、上下一対３相分合計６アーム構成のスイッチング素子を備え上記上下アームのスイッチング素子の一方をオン他方をオフとする条件で取り得る６種類の有電圧ベクトルを出力する有電圧スイッチングモードおよび零電圧ベクトルを出力する無電圧スイッチングモードのいずれかを所定の時間毎のステップで順次選択して上記スイッチング素子をオンオフ駆動することにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換器、およびこの電力変換器の３相出力電流と３相電流指令値との電流偏差に基づき上記３相出力電流の瞬時値を制御する電流制御手段を備えた電力変換装置において、
上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときはそのスイッチングモードへの切り換えにより上記電流偏差ベクトルが上記境界内の方向へ向くよう上記有電圧スイッチングモードのいずれか１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたので、簡便な構成でスイッチングモードの選択が可能となる。
【００５７】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差から電流偏差ベクトルを検出する電流偏差ベクトル検出手段、および電圧ベクトル座標上に、その原点からの距離が上記電流制御の精度に対応して定まる環状の境界を設定し、上記原点を基点とする上記電流偏差ベクトルが、上記境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するスイッチングモード選択手段を備えたので、電流偏差ベクトルの情報のみから簡便にスイッチングモードの選択が可能となる。
【００５８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その境界外の部分を、予め各有電圧スイッチングモードの電圧ベクトルに応じてその周方向に６つの領域に区分しておき、電流偏差ベクトルが上記境界外にあるとき、上記電流偏差ベクトルが位置する領域を判定し当該領域に対応するスイッチングモードを選択するようにしたので、電流偏差ベクトルによるスイッチングモードの選択がより簡便確実になされる。
【００５９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その電流偏差ベクトルが境界内にあって無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたので、有電圧スイッチングモードから無電圧スイッチングモードへの移行時におけるスイッチング素子の動作回数が低減する。
【００６０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その電流偏差ベクトルが境界外にあって有電圧スイッチングモードを選択した場合、当該選択したスイッチングモードによる電圧ベクトルと同方向で所定の大きさのヒステリシスベクトルを作成し、次ステップにおけるスイッチングモード選択時の対象電流偏差ベクトルに上記ヒステリシスベクトルを加算するヒステリシス生成手段を備えたので、スイッチング周波数が低減するとともに、電流制御の精度も向上する。
【００６１】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのヒステリシスベクトルの大きさを、境界と原点との距離に相当する大きさの１／２に設定したので、具体的に、スイッチング周波数低減と電流制御精度向上の効果が得られる。
【００６２】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差の各相成分が、上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内のときは０を、正側で境界範囲外のときは１を、負側で境界範囲外のときは−１をそれぞれ出力する比較手段、上記電流偏差の各相成分の内その振幅の絶対値が最大の相を判定する最大振幅判定手段、上記比較手段からの各相信号の内、上記最大振幅判定手段で最大と判定された相の信号はそのまま、他の２相の信号は０にしたセレクト信号を作成するセレクト信号作成手段、および上記各相セレクト信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力されたセレクト信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたので、簡便な数値論理手段で、実質的に電流偏差ベクトルで判別するスイッチングモードの選択動作が可能になる。
【００６３】
また、この発明に係る電力変換装置は、上記電流偏差の各相成分の極性を判別する極性判別手段、上記極性判別結果から極性が他の２相の極性と異なる相を選択し当該相の電流偏差を出力する相選択手段、この相選択手段からの電流偏差が上記電流制御の精度に対応して定まる境界の範囲内か範囲外かを判別する境界判別手段、および上記極性判別手段からの各相判別信号および上記境界判別手段からの判別信号の組み合わせとスイッチングモードの種別との関係を規定するテーブルを設け、入力された判別信号から上記テーブルによりスイッチングモードを選択し上記電力変換器へ送出するスイッチングモード選択手段を備えることにより、電流偏差ベクトルが境界内にあるときは上記無電圧スイッチングモードを、上記境界外にあるときは上記有電圧スイッチングモードの内その電圧ベクトルの方向が上記電流偏差ベクトルの方向に最も近い１つのスイッチングモードをそれぞれ選択し上記電力変換器に送出するようにしたので、簡便な数値論理手段で、実質的に電流偏差ベクトルで判別するスイッチングモードの選択動作が可能になる。
【００６４】
また、この発明に係る電力変換装置は、その極性判別手段からの各相判別信号が３相共同一極性のとき出力する異常判定手段を備えたので、制御系の異常発生を確実に検出することができる。
【００６５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのスイッチングモード選択手段から出力されるスイッチングモードを当該スイッチングモード選択手段に入力し、そのテーブルを、前回のステップにおけるスイッチングモードを含めたものとすることにより、上記スイッチングモード選択手段が無電圧スイッチングモードを選択する場合、前回のステップでのスイッチングモードにおいて、上アームが２以上オンのときは上アームを全てオンにするスイッチングモードを、下アームが２以上オンのときは下アームを全てオンにするスイッチングモードをそれぞれ選択するようにしたので、有電圧スイッチングモードから無電圧スイッチングモードへの移行時におけるスイッチング素子の動作回数が低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のＰＷＭパターンセレクタ回路８１１の動作を電圧ベクトル座標上で説明するための図である。
【図３】図１のＰＷＭパターンセレクタ回路８１１のモード選択の判定要領を表の形で示す図である。
【図４】図１の制御特性を示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図６】図５のＰＷＭパターンセレクタ回路８１２のモード選択の判定要領を表の形で示す図である。
【図７】この発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図８】図７のヒステリシス生成回路８１３の動作を説明するための図である。
【図９】図７のモード選択動作を説明するための図である。
【図１０】図７のモード選択動作を説明するための図である。
【図１１】図７のモード選択動作を説明するための図である。
【図１２】図７の制御特性を示す波形図である。
【図１３】この発明の実施の形態４における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３のＰＷＭパターンセレクタ回路９０５のモード選択の判定要領を表の形で示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態５における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。
【図１６】図１５のΔｉセレクタ９１２の動作を説明するための図である。
【図１７】図１５のＰＷＭパターンセレクタ回路９１４のモード選択の判定要領を表の形で示す図である。
【図１８】この発明の実施の形態６における電力変換装置の要部の構成を示す回路図である。
【図１９】従来の電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２０】図１９の三相インバータ主回路１の内部構成を示す図である。
【図２１】電圧ベクトルを説明するための図である。
【図２２】図１９における電流偏差ベクトルの判定領域を示す図である。
【図２３】図２０のモードとスイッチング状態との関係を表の形で示す図である。
【図２４】図１９のＰＷＭパターンテーブル回路８０４のモード選択の判定要領を表の形で示す図である。
【符号の説明】
１  三相インバータ主回路、４  直流電源、
８０１  三相正弦波電流指令発生回路、８０２  電流偏差ベクトル検出回路、
８１１，８１２，９０５，９１４  ＰＷＭパターンセレクタ回路、
８１３  ヒステリシス生成回路、８５１，８５２  加減算器、
９０１  ３レベルコンパレータ、９０３  スイッチ、
９０４  最大振幅判定回路、９１１  ゼロクロスコンパレータ、
９１２  Δｉセレクタ、９１３  ウィンドウコンパレータ、
９２１，９２２  論理積回路、９２３  論理和回路、９２４  故障処理回路、
ＶＡＵ、Ｖ、Ｗ  インバータ出力電圧、ＩＡＵ、Ｖ、Ｗ  インバータ出力電流、
ＶＲＵ、Ｖ、Ｗ  商用電源電圧、ＩＡＵ＊、Ｖ＊、Ｗ＊  電流指令値、
ΔｉＵ、Ｖ、Ｗ  電流偏差、ΔＩ  電流偏差ベクトル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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