(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マッハ・ツェンダー型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖｂ１を、
Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力される前記アナログ信号のパワー、ｆｂを前記アナログ信号の帯域幅、Δｆを前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス制御ループのループ帯域、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖπを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧とし、
【数１】
0003557153.tif 000013
上記（１）式で定まる下限と、
ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、Ｌ＝０．０１（２０ｄＢ）の場合に
【数２】
0003557153.tif 000014
上記（２）式で定まる上限との間のいずれかの値を目標値として制御することを特徴とする光送信器。
【請求項２】
前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖｂ１を、
Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力する前記アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖπを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧、ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、
【数３】
0003557153.tif 000015
上記（３）式で定まる値を目標値として制御することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
【請求項３】
前記光送信器の送信光を受信する光受信器が複数存在し、各々の光受信器に対するリンク損失のうち最大のリンク損失（最小のＬ）で与えられる（３）式に対応するバイアス点を目標値として制御することを特徴とする請求項２に記載の光送信器。
【請求項４】
請求項２または請求項３において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス電圧制御ループの制御目標値Ｖｂ１に対して、制御ループのループ帯域Δｆｌが、
ｆｂを前記アナログ信号の帯域幅、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様として、
【数４】
0003557153.tif 000016
上式（６）を満たすように設定されていることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の光送信器。
【請求項５】
前記光送信器後に出力パワー安定化機能を有する光増幅器が挿入され、Ｐａｏを光増幅器出力パワー、Ｆｅｄｆａを光増幅器の雑音係数として、前記（３）式のＦおよびＩを、
【数５】
0003557153.tif 000017
上式（４）および（５）のＦおよびＩで置き換えた場合に（３）式から得られるバイアス電圧を目標として制御することを特徴とする請求項２乃至請求項４の何れかに記載の光送信器。
【請求項６】
前記光増幅器の出力パワー安定化機能がフィードバックループで構成させており、そのループ帯域Δｆａが、前記マッハツェンダー型光変調器のバイアス制御ループ帯域Δｆｌ以下に設定されていることを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はアナログ信号を外部光変調器を用いて光信号に変換する光送信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ信号を光信号に変換して光ファイバ伝送する場合、アナログ信号の中心周波数が高い場合など様々なケースで光源のレーザと外部光変調器を組み合わせて光送信器として用いる場合がある。
【０００３】
外部光変調器としてマッハ・ツェンダー型光変調器（ＭＺ変調器）を用いる場合、その入力電圧対光透過率の関係は図１３のように正弦波状となっている。このように非線形な入出力特性を有する光変調器にアナログ信号で変調をかける場合は、通常、出力信号の歪が極力小さくなるよう、入出力特性のうち線形性が最も良いところを使用する。
【０００４】
なお、光通信の分野でアナログ信号とはベースバンドデジタル信号以外の信号であり、例えば、デジタル信号で特定の周波数に変調をかけた無線信号のような帯域信号もアナログ信号に分類される。
【０００５】
光通信で発生する雑音には、（ａ）光受信器の熱雑音、（ｂ）光信号がフォトダイオードで受信されるときに発生するショット雑音、（ｃ）光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）、（ｄ）光増幅器の自然放出光雑音（ＡＳＥ）、の４種類がある。（ｄ）に関しては光増幅器を使用しない場合には発生しない。（ａ）の大きさは光受信器の性能によって決まり、通常、入力される光信号には依存しない。しかし、（ｂ），（ｃ）は受信器に入力する光信号の平均パワーが大きいほど、受信端で大きい量が検出される。したがって、受信端での雑音量のみを考慮する場合、光受信器へ入力する平均光パワーが小さいほど雑音は少なくなるが、通常、平均光入力パワーを小さくすると情報の乗った信号の大きさも比例して小さくなるため、大抵の場合、信号対雑音比（ＳＮＲ）は改善しない。一般的な光通信であるベースバンドデジタル信号による光通信の場合は、図１４（ａ）のように信号”０”に対しては、光がほとんど無い状態となる。受信器入力光平均パワーが減少すると、光電変換後の信号パワーは光平均パワーの２乗に比例して減少する。一方光電変換後の雑音パワーは上記（ａ）は入力光パワーに依存せず、（ｂ）は入力光平均パワーに比例、（ｃ）は入力光平均パワーの２乗に比例する。（（ｄ）に関しては光増幅器への入力パワーや、光増幅器後の損失等に複雑に関連し、光増幅器が挿入されているシステムでは同様の扱いでの議論が不可能であるため、（課題を解決するための手段）以降で、異なるシステムとして新たに検討した結果を示す。）  したがって、ベースバンドデジタル信号では、受信器入力平均光パワーが下がるとＳＮＲは劣化する。
【０００６】
しかし、アナログ信号を光伝送する場合は図１４（ｂ）のように、信号の最も低いレベルでもある程度光がある状態で使用することが多い。光パワー平均レベルＰａに対して信号の振幅Ａの比であるＡ／Ｐａを光変調度（ＯＭＩ）と言う。ＯＭＩが１（１００％）であるならば、ベースバンドデジタルと同様に光平均パワーを減らすとＳＮＲは劣化する。
【０００７】
ＯＭＩが１００％より小さい状態では、単純には、ＯＭＩを上げることによって信号強度を増やすことができる。しかしながら、ＯＭＩが１００％未満に制限されているのは、ＯＭＩ、すなわち、外部光変調器に印加する信号レベルを上げると歪が増加するためである。したがって、受信器入力光パワーを下げて（ｂ），（ｃ）の雑音を減らし、ＯＭＩを上げて光パワー低下にともなう信号強度の減少を補うといったことはできなかった。
【０００８】
これに対し、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，  Ｖｏｌ．５，  Ｎｏ．７，  ｐ７７９−７８２  （１９９３），  Ｍ．Ｌ．Ｆａｒｗｅｌｌ他  “Ｉｎｃｒｅａｓｅｄ  Ｌｉｎｅａｒ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  ｂｙ  Ｌｏｗ  Ｂｉａｓｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ”  には、ＭＺ変調器のバイアス点を図１３のａ点（変曲点、５０％）ではなく、５％にバイアスした方が、ＯＭＩに対する３次歪量が少ないことが記述されている。しかしこの文献では雑音としてＲＩＮしか考慮していない。さらに実システムでは、（ａ）熱雑音はバイアスを下げても減少せず、（ｂ）ショット雑音はバイアスを下げてもＲＩＮほど減少しないため、５％より高い点にＳＮＲが最適となる点がある。
【０００９】
また、バイアスを下げることによって発生する２次歪が、伝送品質に影響を与える。２次歪はバイアスを下げるほど大きくなるため、２次歪によって決定されるバイアス電圧の下限が存在する。
【００１０】
さらに、上述のように光増幅器がリンク中に挿入されている場合は、雑音の扱い方が全く異なるため、別システムとして新たに検討する必要がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
外部光変調器を使用したアナログ光伝送では、光受信器への入力光平均パワーを下げて受信端での雑音を減少させ、同時にＯＭＩを上昇させることによって信号の減少を補える可能性がある。この時の問題点はＯＭＩを上昇させることで歪が増加することであるが、ＭＺ変調器ではバイアス点を下げることによってＯＭＩに対する歪量が減少するため、バイアス点を下げればこの問題は解決できる可能性がある。これまでに検討されたことはあったが、雑音としてＲＩＮのみを考慮していたためバイアス５％の点が望ましいとの結果が出ており、実システムと異なる（実システムでは５％より高い点がより望ましい）可能性があった。また、バイアスを下げることによる２次歪の影響の検討はなされていなかった。
【００１２】
そこで、本発明では、実システムにおいて有効なＳＮＲ改善効果が得られるバイアス点の範囲を決定し、そのようなバイアス点で駆動される光送信器を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような問題を解決するために、本願第１の発明では、マッハ・ツェンダー型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖｂ１を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力される前記アナログ信号のパワー、ｆｂを前記アナログ信号の帯域幅、Δｆを前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス制御ループのループ帯域、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖπを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧とし、
【数６】
0003557153.tif 000002
上記（１）式で定まる下限と、
ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、Ｌ＝０．０１（２０ｄＢ）の場合に
【数７】
0003557153.tif 000003
上記（２）式で定まる上限との間のいずれかの値を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００１４】
本願第１の発明によれば、ＭＺ変調器のバイアス点を変曲点より下げるときのＳＮＲの有効な改善範囲を規定する。
【００１５】
アナログ信号のうち、その帯域が１オクターブよりも小さいものに関しては、基本的には奇数次の歪、特に次数の最も小さい３次歪のみ考慮すればよい。ＭＺ変調器は入力アナログ信号のパワーが不変であれば、３次歪に関してはバイアス点に全く依存しない。また、バイアス電圧を下げていくとある程度の点までは光変調度が大きくなるという特性を持っている。したがって、バイアス電圧を下げても３次歪を気にせず伝送特性を改善できる可能性がある。本願第１の発明は、雑音等の特性まで考慮して、伝送特性改善効果のあるバイアス点の有効な範囲を規定するものである。
【００１６】
バイアス点の下限は下記のような理由で決定される。ＭＺ変調器で現在実用性が最も高いものはニオブ酸リチウム（ＬＮ）基板上に製作されたものである。ＬＮ−ＭＺ変調器は、制御を加えないと図１４で示した入出力特性が横軸方向に時々刻々とドリフトする特徴がある。特定の透過率を与える点にバイアスを固定したい場合には、その透過率を保つようにバイアス電圧をフィードバック制御する。アナログ信号伝送の場合では、ＬＮ−ＭＺ変調器の平均出力光パワーを検出し、それが一定となるように制御する方法が一般的である。
【００１７】
ＭＺ変調器はバイアスが変曲点にあれば２次歪は全く生じないが、バイアス点が変曲点よりも下がると、下がった量に対応して２次歪が大きくなる。２次歪の中には直流近辺に発生する成分があり、平均出力パワーを検出し、それを一定にするタイプのフィードバック制御法をとると、直流近辺の２次歪成分が制御ループに検出され、制御ループがこれをバイアス点が揺らいだものと誤認する。その結果、目標値を中心に２次歪による揺らぎを補正するようにバイアス点を変動させる。このように変動しているバイアス電圧とアナログ信号が同時にＭＺ変調器に入力されると、（バイアス点の中心が変曲点以外であるため）２次歪によってバイアス電圧の変動分とアナログ信号の混変調が発生する。その結果、アナログ信号に雑音が重畳されたと同等の状態となる。
【００１８】
ただし、ＬＮ−ＭＺ変調器のバイアス点のドリフト（ＤＣドリフト）は秒〜分、遅いものでは時間単位で生じるものであり、フィードバックループの時定数は十分遅くてよい。アナログ信号が、移動無線の信号やテレビ信号である場合、フィードバックループのループ帯域はアナログ信号の帯域より十分小さくできる。２次歪が発生しても、フィードバックループはループ帯域内に発生した成分しか検出しない。
【００１９】
２次歪によってアナログ信号に雑音が重畳されるという状態は、アナログ信号を生成する際に特定周波数のキャリアにデータ変調をかけるが、そのキャリアに雑音が乗っていることと同等である。したがって、キャリア用の発振器に要求される仕様が満足される程度であればアナログ信号に雑音が重畳しても問題ない。
【００２０】
２次歪はバイアス点を変曲点より下げるほど大きくなる。システムのパラメータを決定すれば、キャリアの雑音要求を満足できる最小のバイアス点を決定することができる。それより大きいバイアス点であれば、２次歪によって信号に重畳される雑音量はキャリアの雑音要求をほぼ満たしており、使用可能である。
【００２１】
そのような下限のバイアス点を、具体的には以下のように求めた。
【００２２】
Ｐはアナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様、ＲはＭＺ変調器の入力インピーダンス、ＶπはＭＺ変調器の半波長電圧、ｆｂはアナログ信号の帯域幅、ΔｆはＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域、Ｖ０はＭＺ変調器のの極小透過率を与える電圧とする。
【００２３】
ＭＺ変調器の入出力特性は正弦波状である。この大きさを正規化してその出力特性をｃｏｓ（ｃ＋ｘ）とする。ｃはバイアスによって与えられる固定分であり、ｘはアナログ信号によって与えられる成分である。等振幅
【外１】
0003557153.tif 000004
ｓｉｎ（ｃ）をバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器の正弦波状の入出力特性の極小値の電圧によって生じるオフセット分（Ｖ０）を加えると、請求項１の（１）式が得られる。
【００２４】
次に、バイアス点の上限に関して説明する。従来が変曲点をバイアスとして使用していたため、変曲点を上限としても従来より悪くなることはないが、より有効な範囲を定めることは可能である。
【００２５】
ＭＺ変調器へのアナログ信号の入力パワーを不変とし、バイアス電圧を変化させると光受信後のＳＮＲは一例として図１のように変化する。ピークが変曲点より低いバイアス側に存在する。これは、変曲点からバイアスを下げていくと、ある点までは、バイアス点を下げることによる雑音の減少分の方が、信号の減少分より大きいためである。
【００２６】
この時、ピークの位置やピークの値は、雑音、リンク損失等種々のパラメータによって変化するが、リンク損失のみを劣化させ、他のパラメータは変化させない場合、（光増幅器を用いない時には）ピークの位置は大きい電圧側に移動する。
【００２７】
ピークの位置は下記の様に求めた。ＳＮＲの式を導出し、これをバイアス電圧で微分して、微分値が０になる点より求めた。
【００２８】
ｅは電気素量、ηは光受信器フォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮは光送信器光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０は光源の光出力パワー、ＬＬＮはＭＺ変調器の過剰光損失、Ｌは光送信器と光受信器間のリンク損失、ｉｔｈは光受信器の入力換算雑音電流とする。光受信後の雑音は、主に受信器の熱雑音、ショット雑音、光源のＲＩＮの３つからなり、そのパワーは
【外２】
0003557153.tif 000005
ｃをバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器の正弦波状の入出力特性の極小値によって与えられるオフセット電圧（Ｖ０）を加えると、請求項１の（２）式の右辺が得られる。
【００２９】
ＳＮＲがピークとなるバイアス電圧は、前述のように、リンク損失の劣化によって大きくなっていく。アナログ光伝送システムでは光分配することが多いため、リンク損失の最大値（Ｌの最小値）は比較的大きい。一般的な例で、１６分岐のスターカップラを使用し、伝送距離が最大１０ｋｍ程度の系で約２０ｄＢである。
【００３０】
そこで、本発明では、一般的なリンク損失最大値２０ｄＢ（Ｌ＝０．０１）の場合に請求項１の（２）式右辺から得られる値を、バイアス電圧の最大値とする。リンク損失が劣化していくと、ＳＮＲのピークが大きい側に移動していくのみでなく、ＳＮＲのピークの値が小さくなっていく。したがってリンク損失の大きい（ＳＮＲの悪い）状態でのピークを与えるバイアス電圧が設定値の範囲に入っていることよって、最も状態が悪い場合でもよりよい条件で使用することが可能となる。
【００３１】
このように決定されたバイアス範囲は、詳しくは（発明の実施の形態）で述べるが５％よりは大きいバイアスとなっている。
【００３２】
次に本願第２の発明では、マッハ・ツェンダー型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖｂ１を、  Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力する前記アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖπを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧、ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、
【数８】
0003557153.tif 000006
上記（３）式で定まる値を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００３３】
本願第１の発明の説明の中で、ＳＮＲがあるバイアス電圧でピークを持つことを述べた。本願第２の発明では、ピークを与える点をバイアス電圧の制御目標値とすることを特徴とする。請求項２の（３）式の導出は請求項１の（２）式の導出と同じであるため省略する。目標値をピークに設定することによって、最もＳＮＲが良いバイアス条件で使用することが可能となる。このようにして決定されたバイアス点も本願第１の発明と同様に５％より大きい点となっている。
【００３４】
次に本願第３の発明では、本願第２の発明において、前記光送信器の送信光を受信する光受信器が複数存在し、各々の光受信器に対するリンク損失のうち最大のリンク損失（最小のＬ）で与えられる（３）式に対応するバイアス点を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００３５】
本願第１の発明の説明で述べたように、アナログ光伝送システムでは光リンクの途中で光分配が入ることが多い。このような場合、１つの光送信器に対して複数の光受信器が存在し、各々の光受信器に対応するリンク損失が等しいとは限らない。前述のように、リンク損失の値によってＳＮＲのピークを与える点が変化する。また、リンク損失が大きい方がピークのＳＮＲが小さく伝送性能が悪い。
【００３６】
そこで、本願第３の発明では、リンク損失が異なる複数の光受信器を有するシステムにおいて、最も大きいリンク損失でＳＮＲのピークを与えるバイアス電圧を目標値として制御する。このようにすると、リンク損失の異なる光受信器ではそれぞれのリンク損失で決定されるピークにバイアスした場合よりＳＮＲは悪くなる。しかし、リンク損失が小さい程ＳＮＲの絶対値が大きく、また、リンク損失が劣化するとそのリンク損失によるＳＮＲのピークと最大リンク損失時のＳＮＲのピークの点のずれは小さくなる。結果として複数の光受信器のＳＮＲ差が小さくなり、リンク損失の大小による伝送品質のばらつきを小さくすることが可能となる。
【００３７】
次に本願第４の発明では、本願第３または第３の発明において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス電圧制御ループの制御目標値Ｖｂ１に対して、制御ループのループ帯域Δｆｌが、
ｆｂを前記アナログ信号の帯域幅、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様として、
【数９】
0003557153.tif 000007
上式（６）を満たすように設定されていることを特徴とする光送信器を提供する。
【００３８】
本願第１の発明では２次歪によってアナログ信号に重畳される雑音に基づいてバイアス電圧の下限を決定した。本願第１と第２の発明では、ＳＮＲのピークにバイアス点の目標値を設定したため、ピークのバイアス点では２次歪の要求を満たせない可能性がある。そこで、本願第４の発明では、バイアス電圧フィードバック制御ループのループ帯域を絞ることによって、２次歪によって発生する雑音の雑音帯域を減らし、トータルの雑音を減少させる。具体的に、どの程度ループを絞れば有効であるかは以下のように決定した。
【００３９】
【外３】
0003557153.tif 000008
る位相雑音仕様（Δｆ帯域）Ｍｒを満足できる下限のバイアス値を求める式であった。このとき、ＳＮＲのピークを与えるバイアス値に固定すると、この不等式を満たさないことがある。ｎを増加させて不等式を満足させることは可能であるが、式の上で単にｎを増加させることは、Ｍｒを規定する帯域と、歪による雑音量を決定する帯域が異なることとなり、意味をなさない。しかしながら、フィードバックループのループ帯域を小さくすることによって、アナログ信号に重畳される雑音のトータルの帯域を減らし、トータルの雑音量を減少させることは可能である。
【００４０】
キャリアの位相雑音仕様は通常、特定の離調周波数における特定の帯域幅内の雑音パワーのキャリアパワーに対する比で規定される。しかしシステム設計上重要なパラメータは特定帯域内の位相雑雑音パワーではなく、位相雑音をデータ変調帯域に渡って積分したトータルの雑音パワーである。したがって、フィードバックループのループ帯域を絞ることにより、２次歪で重畳されるトータルの雑音量を十分減少させれば、特定帯域内の雑音量が大きくても問題ない。すなわち、ループ帯域によって決定する雑音帯域内の雑音パワーが、Ｍｒで決定される雑音パワーより小さければ良い。
【００４１】
【外４】
0003557153.tif 000009
Δｆｌ／Δｆ（雑音帯域を小さくしたことによる雑音の減少分を示す量）を乗じたものが不等式を満たせば良い。新たに導出された不等式をΔｆｌについて解くと、請求項４の（６）式が得られる。
【００４２】
このようにすることによって、バイアス点をＳＮＲのピークに設定しても、２次歪による信号への雑音の重畳を抑圧することができ、より高品質な伝送が可能となる。
【００４３】
次に、本願第５の発明では、本願第３乃至第４の発明において、前記光送信器後に出力パワー安定化機能を有する光増幅器が挿入され、Ｐａｏを光増幅器出力パワー、Ｆｅｄｆａを光増幅器の雑音係数として、前記（３）式のＦおよびＩを、
【数１０】
0003557153.tif 000010
上式（４）および（５）のＦおよびＩで置き換えた場合に（３）式から得られるバイアス電圧を目標として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００４４】
リンク損失が大きい場合、リンク中に光増幅器を挿入する場合がある。（従来の技術）でも述べたように、このような場合雑音の扱いが全く異なるため請求項１で規定された点はＳＮＲのピークとはならない。バイアス点を下げたことによって増加する光変調器の損失やリンク損失が光増幅器によって補償される点と、光増幅器の雑音を考慮してピークを求める必要がある。
【００４５】
光増幅器に出力パワー安定化機能（ＡＰＣ）がついている場合のＳＮＲのピークを与えるバイアス電圧は以下のように決定できる。
【００４６】
光受信器で受信される光パワーは、光増幅器にＡＰＣが付いているためバイアス点によらず一定である。バイアス点を下げるとある点まではＯＭＩが増加するため、受信アナログ信号パワーは増加する。具体的には次のようである。Ｐａｏを光増幅器出力パワーとすると、光増幅器の利得は
【外５】
0003557153.tif 000011
光増幅器の雑音は受信時のショット雑音を含めて与えられるため、考慮すべき雑音は、光源のＲＩＮ、光受信器の熱雑音、光増幅器雑音の３つの合計となる。光増幅器にＡＰＣが付いているため、受信端でのＲＩＮは（バイアス点が透過率０の点に極端に近づかない限り）バイアス点に依存しない。熱雑音はもともとバイアス点には依存しない。光増幅器の雑音は、光増幅器への入力信号が減少するとその量が増加する。光増幅器の雑音は、信号−自然放出光ビート雑音と、自然放出光間のビート雑音に大別されるが、光増幅器への入力がある程度大きければ、自然放出光間のビート雑音は無視できる。ここでは、そのような仮定が可能な範囲で使用するものとする。
【００４７】
Ｆｅｄｆａを光増幅器の雑音係数とすると、光受信後のトータルの雑音は、
【外６】
0003557153.tif 000012
あるＣ／Ｎを求めて、そのピークを与えるバイアスを導出するため微分式を求めると、請求項２の（３）式を求める式と同じ形になる。ただし、若干係数が異なり、ＦとＩが請求項５の（４）及び（５）式で示したＦとＩとなる。
【００４８】
請求項５で規定したバイアス電圧は、リンク中に光増幅器を挿入したシステムにおいてバイアス電圧を変化させた場合のＳＮＲのピーク点を与えるものであり、このようなバイアス電圧を目標に制御を行うことによって、より品質の良い伝送が可能となる。
【００４９】
さらに、本願第６の発明では、本願第５の発明において、前記光増幅器の出力パワー安定化機能がフィードバックループで構成させており、そのループ帯域Δｆａが、前記マッハツェンダー型光変調器のバイアス制御ループ帯域Δｆｌ以下に設定されていることを特徴とする光送信器を提供する。
【００５０】
光増幅器の出力パワー安定化機能が出力光パワーを検出してフィードバックをかけるタイプの場合、ＭＺ変調器のバイアス制御フィードバックループの場合と同様の問題が起こる可能性がある。すなわち、バイアスを変曲点より下げることによって発生する直流近辺の２次歪を出力パワー安定化ループが検出して、ループ帯域内の２次歪成分も含めて一定の値になるようフィードバックをかける可能性がある。光増幅器の場合利得を制御するため、ループに検出された直流近辺の２次歪成分が信号に乗算される。結果として、信号に２次歪による雑音が重畳され、伝送品質が劣化する。
【００５１】
そこで本発明では、光増幅器の出力パワー安定化機能のループ帯域ΔｆａをＭＺ変調器バイアス制御ループのループ帯域Δｆｌ以下にする。光増幅器に入力される光は、すでにバイアス制御ループによって、Δｆｌ以下の帯域に発生した２次歪は除去されて（一定の直流値に均されて）いる。したがって光増幅器のループ帯域をΔｆｌ以下にすれば、光増幅器出力安定化ループのループ帯域内には２次歪による光パワー変動が無いため、２次歪成分を検出してフィードバックする問題が発生しない。
【００５２】
このようにすることによって、光増幅器の出力パワー制御による伝送品質の劣化を防止することが可能となる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図を用いて説明する。
【００５４】
図１５は本願第１の発明の実施の形態を示す図である。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、アナログ信号の生成に用いる発振器の位相雑音の仕様（Ｍｒ）は、６０ｋＨｚ離調、帯域幅３０ｋＨｚで−７２ｄＢｃ（Ｍｒはバイアス制御ループの帯域幅に対応する値に換算したものを使用する）、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）は５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、アナログ信号の帯域幅（ｆｂ）が１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域（Δｆ）は３０ｋＨｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）は２Ｖとした場合、請求項１記載の（１）式で定まる下限は、およそ３．３５Ｖである。アナログ信号のスペクトルは矩形を仮定しているが、ガウス型やルートロールオフ型でもほぼ同様の結果が得られる。信号の帯域幅は３ｄＢ帯域で決定する。周波数多重信号の場合は、パワーは全ての信号のトータルパワー、信号帯域はそれぞれの信号の３ｄＢ帯域の合計を用いて、やはりほぼ同様の結果となる。
【００５５】
一方、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７  Ａ／Ｗ、光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚであるとき、光送信器と光受信器間の最大リンク損失（Ｌ）２０ｄＢで決定される上限のバイアス電圧はおよそ３．８８Ｖである。すなわち、このような系ではバイアス電圧を３．３５Ｖから３．８８Ｖの間に設定することが望ましい。例えば、リンク損失が仮に７ｄＢのシステムでバイアス電圧を３．５Ｖに設定した場合（他の条件は上記の条件と同様とする）、バイアス電圧を変曲点に設定した場合より１．１ｄＢのＳＮＲ改善がある。また、２次歪によって信号に重畳される雑音をキャリアの位相雑音に換算すると−７９ｄＢｃとなり、仕様の−７２ｄＢｃを満足している。
【００５６】
なお、実際には、Ｖ０が時間と共にドリフトするため、Ｖ０が２Ｖの時に決定したバイアス点に対応する透過率に常に等しくなるように、バイアス電圧にフィードバック制御をかける。また、バイアス電圧を変曲点より下げると、アナログ信号の２次歪によって光変調器出力パワーがアナログ信号を入力しない場合より増加する。したがって、バイアス電圧を制御するための目標透過率は、アナログ信号を入力した状態で測定することが望ましい。
【００５７】
このように、バイアス電圧を制御するためのバイアス制御ループは、ごく一般的なフィードバックループで良く、例えば図２のようである。図２では光源２から出力された光がマッハ・ツェンダー型光変調器（ＭＺ変調器）１に入力される。ＭＺ変調器１から出力した光は光分岐器４で分岐され、一方は出力光ファイバ３へ、他方はフィードバック制御回路を形成するフォトダイオード５へ入力される。フォトダイオード５の出力は比較器６に入力され、目標値と比較される。光源１の出力パワーに関する情報は目標値設定回路７に入力され、比較器６の入力に対応したレベルに変換され、さらに、目標透過率に対応したレベルに設定される。目標値設定回路の出力は光源出力の変化に対応して変化し、ＭＺ変調器の出力パワーではなく、透過率を制御できる回路となっている。比較器出力はループフィルタ８に入力され、ループフィルタ出力はオフセット回路１２で適宜オフセットされた後、ＭＺ変調器の電気入力に接続されたバイアスＴ９のバイアス端子に入力される。バイアスＴの信号端子にはアナログ信号が入力される。このような形態で特定の目標透過率を保持するようにバイアス電圧を制御することが可能である。
【００５８】
次に、本願第２の発明の実施の形態を説明する。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）は２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚ、光送信器と光受信器間のリンク損失（Ｌ）が７ｄＢであるとする。図３（ａ）はバイアス電圧の変化に対する光受信後ＳＮＲのグラフである。図から判るように、ＳＮＲのピークは変曲点（Ｖπ／２＝３．９Ｖ）よりも低いバイアス電圧にある。このピークは、請求項２記載の（３）式で求められ、上記の条件では約３．４７Ｖである。このバイアス点を用いると、変曲点にバイアスした場合よりＳＮＲは約１．２ｄＢ改善する。
【００５９】
図３（ｂ）に、ＭＺ変調器の透過率特性での対応する点を示す。このようなバイアス点に制御するループは本願第１の発明で示した図２と構成・動作ともに同様であり、２次歪による直流の増分も考慮して透過率を設定する必要があることも同様である。
【００６０】
このようなバイアス点となるように制御することによって、より良い品質で伝送することが可能となる。
【００６１】
次に本願第３の発明の実施の形態を示す。図４は一つの光送信器に対して複数の光受信器が存在するシステムの構成例を示している。図４（ａ）はスター型ネットワークの例である。光送信器１１から出力された光はスターカップラ１３で分岐され光受信器１４−１〜１４−４に分配される。図４（ｂ）はバス型ネットワークの例である。光送信器１１から出力された光はカップラ１５−１で少量分岐され光受信器１４−１に入力される。残りはカップラ１５−２に向けて伝送され、カップラ１５−２で同様に少量分岐され、光受信器１４−２に入力される。カップラ１５−２の残りの出力はカップラ１５−３に伝送され２分配されて、光受信器１４−３、１４−４に入力される。
【００６２】
このように複数の光受信器がある場合、それぞれの光受信器に対するリンク損失は等しくない。リンク損失の値をパラメータとしたときの、バイアス電圧に対するＳＮＲの曲線を図５に示す。計算に用いたパラメータは、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７Ａ／Ｗ、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚであった。図５（ａ）はリンク損失５ｄＢ、図５（ｂ）は７ｄＢ、図５（ｃ）は９ｄＢ、図５（ｃ）は１１ｄＢの場合である。リンク損失に伴ってＳＮＲのピークの位置が変化していることが判る。また、リンク損失が劣化すると、ＳＮＲの値全体が小さくなっている。本発明では複数の光受信器中でリンク損失が最も大きい光受信器のＳＮＲのピークを与える点にバイアスを設定する。例えば、図５の４つのグラフに対応する光受信器が混在する場合、（ｄ）１１ｄＢのＳＮＲのピークを与えるバイアス点にバイアスする。図５（ｄ）ではＳＮＲのピークは３．７１Ｖにある。このバイアスで光送信器を駆動した場合、他のリンク損失の光受信器に対しては、それぞれのピークにバイアスした場合より若干ＳＮＲが悪くなっている。（ａ）５ｄＢでは１．３ｄＢ、（ｂ）７ｄＢでは０．４ｄＢ、（ｃ）９ｄＢでは０．０７ｄＢ劣化している。しかしながら、３．７１Ｖにバイアスした場合のＳＮＲの絶対値（雑音帯域１Ｈｚあたり）は（ａ）１．４２×１０１３、（ｂ）０．８２×１０１３、（ｃ）０．４２×１０１３、（ｄ）０．２０×１０１３であり、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に関してはピークからずれていても（ｄ）より大きい。
【００６３】
このようにすることによって、最もＳＮＲの悪い（リンク損失の大きい）光受信器で可能な限り良い条件で動作させることが可能となり、系全体のパフォーマンスを上げることが可能となる。
【００６４】
次に本願第４の発明の実施の形態について説明する。
【００６５】
第４の発明ではＳＮＲのピークにバイアスした場合でも、２次歪によってアナログ信号に重畳される雑音が十分小さくなるよう、バイアス制御ループのループ帯域を絞る。
【００６６】
例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、アナログ信号の帯域幅（ｆｂ）が１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域（Δｆ）が３０ｋＨｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖとした場合、アナログ信号の生成に用いる発振器の位相雑音仕様（Ｍｒ）が、６０ｋＨｚ離調、帯域幅３０ｋＨｚで−８２ｄＢｃであれば、これを満たすことのできるバイアス電圧の下限は３．５６Ｖである。このようなシステムでバイアス電圧を例えば３．５Ｖまで下げたい場合、請求項４記載の（６）式により、ループ帯域を１３．９ｋＨｚ以下にすればよい。フィードバックループのループ帯域はループの動作帯域の３ｄＢ幅によって定義される。
【００６７】
このようにすることによって、２次歪によるアナログ信号への雑音の重畳を制限することができ、伝送品質の劣化を抑圧することが可能となる。
【００６８】
なお、２次歪によるアナログ信号への雑音の重畳を全く許容することができない場合には、上述のように透過率制御系を使用してループ帯域を絞るのではなく、別のフィードバック方法を取っても良い。例えば、透過率制御とパイロットキャリアの２次歪量（差周波、和周波）を検出する方法を併用するなどである。図を用いて簡単に説明する。バイアス電圧は２次歪の量を元に制御し、透過率制御はバイアス電圧が変曲点より下に設定されていることを確認するためだけに用いる。図１０がそのような制御をするためのフィードバックループの構成例である。光源２から出た光はＭＺ変調器１に入力され変調を受ける、ＭＺ変調器の出力は分岐器４で分岐され、フォトダイオード５に入力する。残りは出力光ファイバ３に出力される。フォトダイオード５の出力は割り算器３２に入力される。割り算器３２には、光源２から光源が出力する光の光パワーを示す信号が入力され、フォトダイオード５の出力が透過率になるように正規化する。割り算器の出力は２分岐され、一方は比較器３３に入力される。比較器３３では、割り算器の出力と変曲点にバイアスされているときの透過率を比較し、割り算器出力、すなわち透過率が変曲点より大きいか小さいかをバイアス制御装置３５に出力する。分岐された割り算器出力の他方は、２次歪検出回路に入力される。
【００６９】
一方、ＭＺ変調器へのアナログ信号はアナログ信号入力１０から入力されるが、同時に発振器３７−１および発振器３７−２からの出力が加算器３６によってアナログ信号に加算され、バイアスＴ９を介してＭＺ変調器の電気信号入力に印加される。２つの発振器はパイロットキャリアを出力し、その周波数は図１１のように、一方は伝送するアナログ信号より低い周波数（ｆ１）、他方は高い周波数（ｆ２）となっている。このようにするとＭＺ変調器のバイアス点が変曲点でない場合、２次歪によって差周波（ｆ２−ｆ１）が発生する。２次歪検出器３４では、この差周波（ｆ２−ｆ１）の大きさを検出する。２次歪の大きさはバイアス点の変曲点からのずれ量で変化し、ずれる程大きくなるため、変曲点から透過率が極小になるバイアス点（Ｖ０）の間であれば、特定の透過率に対応して差周波（ｆ２−ｆ１）の大きさが一意に決定できる。そこで、差周波の大きさを検出してバイアス点を割り出しフィードバックをかけることが可能となる。２つのパイロットキャリアの周波数を図１１のようにするのは、アナログ信号から発生する２次歪と、パイロットキャリアから発生する２次歪を明確に区別したいためである。図１１のような周波数配置にすれば、パイロットキャリアの差周波（ｆ２−ｆ１）はアナログ信号の２次歪より必ず大きい周波数に発生する。
【００７０】
２次歪検出器３４の出力はバイアス制御装置３５に入力される。バイアス制御装置３５では、比較器３３の出力から判断してバイアス点が変曲点より上にある場合には、変曲点より下に来るようにバイアス電圧を変化させる。次に、２次歪検出回路の出力が目標の２次歪量となるように、変曲点の下の範囲でバイアス点を制御する。一旦、所望のバイアス点に到達したら、それを保持するよう制御を続ける。
【００７１】
このような方法は、装置構成がやや複雑ではあるが、単純に透過率のみでバイアスを制御する方法と比較して、２次歪によるアナログ信号への雑音重畳が発生しないという利点がある。
【００７２】
次に本願第５の発明の実施の形態を説明する。
【００７３】
図６は損失の大きいリンクに光増幅器を挿入したシステムの例である。光送信器１１から出力された光は光増幅器１６で増幅されて伝送される。リンク中には例えばスターカップラ１３が挿入されるなど損失が大きくなっている。損失を受けた光は光受信器１４−ｉ（ｉ＝１，．．，ｎ）で受信される。図６の例では複数の光受信器があるが、単に光ファイバが非常に長いため、損失が大きくなっている場合もある。
【００７４】
光増幅器１６は自動パワー安定化機能が付いている。（ただし、光増幅器が光ファイバ増幅器である場合、これを利得飽和領域で用いると、特別にパワー安定化用の回路を用意しなくともほぼパワー安定化機能が付いていると同様の動作が得られる。この場合、ループ帯域に等価な動作帯域は例えばエルビウムドープ光ファイバー増幅器で５ｋＨｚ程度である。）
このようなシステムで、例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚ、リンク損失が１５ｄＢ、光増幅器の雑音係数が４、光増幅器出力パワーが２０ｍＷである場合、バイアス電圧に対するＳＮＲの変化は図７のようになる。光増幅器のパワー安定化機能によって低バイアスでの受信信号パワーが増加したため、図５と比較してＳＮＲのピークが低バイアスに寄っており、曲線の形が明らかに異なることが判る。ピークの電圧は請求項５記載の係数を用いて、上記のパラメータでは、２．４９Ｖとなっている。
【００７５】
このようなバイアス点に制御するための制御ループは図２と同様である。また、２次歪による直流の増分を考慮して透過率を設定する必要があることも同様である。
【００７６】
このようにすることによって光増幅器を用いたシステムにおいても、より良いＳＮＲでアナログ信号を伝送することが可能となる。
【００７７】
なお、図６の例では、光増幅器１６は光送信器１１の直後に挿入されている。光増幅器がリンクの途中や光受信器の直前に挿入される場合であっても、ＳＮＲのピークは、請求項４記載の式から求めることが可能である。このような場合、リンク損失Ｌには光増幅器から光受信器間の損失を代入し、光送信器から光増幅器の間の損失は、ＭＺ変調器の損失とともにＬＬＮにまとめて代入すればよい。
【００７８】
次に本願第６の発明の実施の形態について説明する。
【００７９】
図１２は光ファイバ増幅器の出力パワー安定化フィードバックループの構成例である。入力ファイバ２２から光信号が入力され、合波器１７を介してポンプ光源２５から出力されたポンプ光と合波され、エルビウム添加ファイバ２４に入力される。エルビウム添加ファイバ内で信号光は増幅される。エルビウム添加ファイバから出力された信号光は分岐器１８で一部分岐される。分岐された光はフィードバックループを構成するフォトダイオード１９に入力され、残りは出力ファイバ２３に出力される。フォトダイオードの出力は比較器２０に入力されて、目標値と比較され、その出力はループフィルタ２１で帯域制限された後、ポンプ光源の出力パワー調整端子に入力される。この時、ループ全体のループ帯域が光送信器のバイアス安定化ループのループ帯域より小さくなるように設定する。バイアス安定化回路のループ帯域が例えば１０ｋＨｚであれば、光増幅器のループ帯域は１０ｋＨｚ以下とする。
【００８０】
このようにすることによって、光増幅器の出力パワー安定化ループによって２次歪で発生した雑音がアナログ信号に重畳されることを防止することが可能となる。
【００８１】
光増幅器として光ファイバ増幅器を利得飽和領域で用いると、バイアス制御ループのループ帯域が光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能の帯域よりも小さいことがある。このような場合、光ファイバ増幅器に外付けした出力パワー安定化ループの帯域を絞っても、本来持つ安定化機能の帯域までループの帯域があることと大差がない結果となる。このような場合は、図８のような構成を用いると良い。
【００８２】
図８の系は図１２のフィードバックループを基本として、光ファイバ増幅器が本来もつ安定化機能で平均化される２次歪をフィードフォワードで補償するシステムである。構成は以下のようである。
【００８３】
入力ファイバ２２から入力された信号光は分岐器２９で少量分岐され、分岐された方はフォトダイオード２６に入力される。残りの大部分は遅延調整部３０に入力され、適宜遅延を受けた後、合波器１７でポンプ光と合波される。ポンプ光はポンプ光源２５から出力されている。合波器の出力はエルビウム添加ファイバ２４に入力され、信号光が増幅される。増幅された信号光は分岐器１８で一部分岐され、フォトダイオード１４で受信される。残りは出力ファイバ２３へ出力される。フォトダイオード１４で光電変換された信号は比較器２０に入力され、目標値と比較される。比較器出力はループフィルタ２１で帯域制限され、増幅器３１で適切なループ利得を与えられた後、掛け算器２８に入力する。一方フォトダイオード２６の出力はフィルタ２７を介して掛け算器２８に入力され、ループ内の制御信号に掛け合わされる。掛け算器の出力はポンプ光源２５の出力パワー調整端子に入力される。
【００８４】
このような構成では、フォトダイオード１４、比較器２０等からなるフィードバックループのループ帯域は、ＭＺ変調器バイアス安定化ループのループ帯域以下となっている。したがって、ループフィルタ２１の帯域は非常に小さい。一方、フィルタ２７は低域通過フィルタであるが、その帯域は光ファイバ増幅器が元来もつ出力安定化機能の帯域より十分大きい。フィルタ２７の出力信号が十分処理可能なように、掛け算器２８の帯域は十分広いものとなっている。入力ファイバ２２から入力された信号は、ＭＺ変調器のバイアス安定化ループの作用によって、直流近辺に発生した２次歪のうちバイアス安定化ループ帯域内の成分は抑圧されている（図９）。光増幅器の出力安定化ループの帯域はバイアス安定化ループの帯域以下である。したがって、出力安定化ループは、フィルタ２７から出力された信号をフィードバックして抑圧することはない。また、フィルタ２７から出力された信号から影響を受けることもない。その結果、掛け算器２８で制御信号に重畳されたフィルタ２７の出力はそのままポンプ光源に印加される。ポンプ光源の出力光パワーはループの制御信号と入力光ファイバ２２から入力された光の直流近辺の２次歪成分（フィルタ２７の出力）で変調される。
【００８５】
光ファイバ増幅器が本来もつ出力安定化機能で、入力光ファイバから入力された直流近辺の２次歪成分は抑圧され、それにともなって信号光のレベルが変動するが、抑圧される２次歪の成分でポンプ光源を改めて変調することによって、抑圧された２次歪成分をもとに戻し、変動していた信号レベルを元に戻すことが可能となる。光ファイバ増幅器が元来持つ出力安定化機能の周波数特性と、ポンプ光の変動に対する周波数特性はほぼ等しい。そのため、ポンプ光と信号光を合波する合波器１７に等しい位相で入力されれば、ほぼ完全に光ファイバ増幅器本来の出力安定化機能により抑圧された２次歪成分をもとに戻すことが可能となる。遅延調整部３０は合波器に等しい位相で入力されるように調整するための部分である。遅延量は可変である必要はなく、フィードフォワードの経路で被る遅延量と同等の遅延量を与える遅延線で良い。
【００８６】
さらに、フォトダイオード２６からフィルタ２７を介して光源２５に至るフィードフォワードの経路は途中で直流を切ることなく構成されている。その結果、全体の光パワーに対する２次歪成分の振幅の比を保持したままフィードフォワードすることが可能となり、光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能によってうち消された２次歪成分をほぼ完全に元に戻すことが可能となる。
【００８７】
このようにすることによって、バイアスを下げることによって直流近辺に発生した２次歪がフィードバックループ等でアナログ信号に雑音として重畳することを防止することが可能となる。
【００８８】
【発明の効果】
伝送品質を向上するために、ＭＺ変調器のバイアス点を変曲点より低く設定する。本発明では、雑音等実システムに必要なパラメータを検討して有効なバイアス点の範囲を規定した。このようになバイアス点でＭＺ変調器を使用することによって、より良い伝送品質で伝送することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】バイアス電圧に対するＳＮＲの変化の様子を示す図である。
【図２】バイアス安定化フィードバックループの構成例である。
【図３】ＳＮＲのピーク点にバイアスした場合のバイアス点を示す図である。
【図４】１つの光送信器に対して複数の光受信器があるシステムの構成例である。
【図５】リンク損失によってＳＮＲのピーク点および大きさが変化する様子を示した図である。
【図６】光増幅器が挿入されたシステムの例である。
【図７】光増幅器が挿入されている場合のバイアス電圧に対するＳＮＲの変化を示した図である。
【図８】光増幅器によって２次歪による信号への雑音重畳を抑圧するための光増幅器の構成例である。
【図９】図８の構成を説明するための図である。
【図１０】本発明を適用した場合の、バイアス安定化フィードバックループの構成例である。
【図１１】図１０の構成を説明するための図である。
【図１２】光増幅器の出力安定化フィードバックループの構成例である。
【図１３】ＭＺ変調器の入出力特性を示す図である。
【図１４】デジタル信号とアナログ信号の差を説明するための図である。
【図１５】本発明により規定されるバイアス範囲の例を示す図である。
【符号の説明】
１  マッハ・ツェンダー型光変調器
２  光源
３  出力光ファイバ
４  光分岐器
５  フォトダイオード
６  比較器
７  目標値設定回路
８  ループフィルタ
９  バイアスＴ
１０  アナログ信号入力
１１  光送信器
１２  オフセット回路
１３  スターカップラ
１４  光受信器
１５  カップラ
１６  光増幅器
１７  合波器
１８  分岐器
１９  フォトダイオード
２０  比較器
２１  ループフィルタ
２２  入力ファイバ
２３  出力ファイバ
２４  エルビウム添加ファイバ
２５  ポンプ光源
２６  フォトダイオード
２７  フィルタ
２８  掛け算器
２９  分岐器
３０  遅延調整部
３１  増幅器
３２  割り算器
３３  比較器
３４  ２次歪検出器
３５  バイアス制御装置
３６  加算器
３７  発振器
３８  偏波スクランブラ
３９  バイアス制御回路
４０  偏波保持しない光ファイバ
【図１】
0003557153.tif 000018
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003557153.tif 000025
【図９】
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【図１０】
0003557153.tif 000027
【図１１】
0003557153.tif 000028
【図１２】
0003557153.tif 000029
【図１３】
0003557153.tif 000030
【図１４】
0003557153.tif 000031
【図１５】
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