(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスDCモータ（３）（１３）の回転子の磁極位置を検出し、インバータ（２）（１２）で電圧振幅を変化させることによってブラシレスDCモータ（３）（１３）の速度を制御するブラシレスDCモータ駆動方法であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳することを特徴とするブラシレスDCモータ駆動方法。
【請求項２】
ブラシレスDCモータ（３）（１３）の回転子の磁極位置を検出し、インバータ（２）（１２）で電圧位相を変化させることによってブラシレスDCモータ（３）（１３）の速度を制御するブラシレスDCモータ駆動方法であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳することを特徴とするブラシレスDCモータ駆動方法。
【請求項３】
インバータ（２）（１２）の各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗（１４ｕ）（１４ｖ）（１４ｗ）の他方の端部を互いに接続して第１中性点電圧を得るとともに、ブラシレスＤＣモータ（３）（１３）の各相の固定子巻線（１３ｕ）（１３ｖ）（１３ｗ）の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスＤＣモータ（３）（１３）の回転子（１３ｅ）の磁極位置を検出する請求項１または請求項２に記載のブラシレスＤＣモータ駆動方法。
【請求項４】
請求項１から請求項３の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動方法により駆動されるブラシレスＤＣモータによって１シリンダ圧縮機を駆動することを特徴とする圧縮機駆動方法。
【請求項５】
ブラシレスDCモータ（３）（１３）の回転子の磁極位置を検出し、インバータ（２）（１２）で電圧振幅を変化させることによってブラシレスDCモータ（３）（１３）の速度を制御するブラシレスDCモータ駆動装置であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳する変動電圧重畳手段（１９ｇ）（１９ｈ）を含むことを特徴とするブラシレスDCモータ駆動装置。
【請求項６】
ブラシレスDCモータ（３）（１３）の回転子の磁極位置を検出し、インバータ（２）（１２）で電圧位相を変化させることによってブラシレスDCモータ（３）（１３）の速度を制御するブラシレスDCモータ駆動装置であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳する変動電圧重畳手段（１９ｇ‘）（１９ｈ’）を含むことを特徴とするブラシレスDCモータ駆動装置。
【請求項７】
インバータ（２）（１２）の各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗（１４ｕ）（１４ｖ）（１４ｗ）の他方の端部を互いに接続して第1中性点電圧を得るとともに、ブラシレスDCモータ（３）（１３）の各相の固定子巻線（１３ｕ）（１３ｖ）（１３ｗ）の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第1中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスDCモータ（３）（１３）の回転子（１３ｅ）の磁極位置を検出し、インバータ（２）（１２）で電圧振幅を変化させることによってブラシレスDCモータ（３）（１３）の速度を制御する請求項５または請求項６に記載のブラシレスDCモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項５から請求項７の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータによって１シリンダ圧縮機を駆動するものであることを特徴とする圧縮機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はブラシレスＤＣモータ駆動方法、圧縮機駆動方法およびこれらの装置に関し、さらに詳細にいえば、インバータを用いてブラシレスＤＣモータを駆動するブラシレスＤＣモータ駆動方法およびその装置、およびこのように駆動されるブラシレスＤＣモータによって圧縮機を駆動する方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣモータに比べて高効率なモータとして、回転子巻線に代えて回転子に永久磁石を装着することにより、回転子巻線に電流が流れることに起因する二次銅損を皆無にしたブラシレスＤＣモータが知られている。
また、空気調和機の省電力化のニーズが高まり、圧縮機の駆動を従来のＡＣモータ・インバータに代えて、主に、電圧形インバータを用いてブラシレスＤＣモータを駆動制御するブラシレスＤＣモータ駆動制御装置が用いられるようになってきている。
【０００３】
このブラシレスＤＣモータ駆動制御装置には、大別して、位置検出を速度起電圧に基づいて行い、モータ電気角１回転中に６０°毎のパルス信号を得て、（１）それ（正確には、速度指令と位置検出パルス間隔から得られるモータ速度）に応答してインバータの電圧を制御するもの（以下、電圧制御方式と称する）、（２）モータに流れる電流を検出し、これと前記位置検出パルス信号とに応答して電流を制御するもの（以下、電流制御方式と称する）とがある。
【０００４】
前者は、電圧が制御量であるためにモータトルクを正確に制御することは困難であるが、構成が簡単であるという利点を有している。一方、後者は、電流（電磁トルク）検出器を追加することが必要になるので構成は複雑化するが、トルク制御精度が高いという利点を有している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
空気調和機のように大量生産され、かつ低コストが強く要望される用途では、構成が簡単な電圧制御方式を採用することが好ましく、また空気調和機に組み込まれる圧縮機としては１シリンダロータリー方式の圧縮機を採用することが好ましい。
【０００６】
この電圧制御方式を採用した場合には、インバータから出力すべき電圧を、速度指令値と速度検出値との比較により１回転程度もしくはそれ以上の比較的長い期間の平均値として算出し、電圧を制御する。
このため、１回転中の負荷トルクの増減によって回転速度の増減が生じ、これに応答してモータ速度起電圧も増減する。しかし、印加電圧はほぼ一定に保たれているので、モータ電流は前記速度起電圧の増減に合せて逆の変動を示す。即ち、速度起電圧の減少に伴なって電流が増加する。
【０００７】
このとき、モータトルク変動に対して、回転子の慣性モーメントに起因して速度変動は約９０°遅れ、速度変動と速度起電圧とは同相だが、巻線インダクタンスの効果で電流はこれに対しさらに遅れる。この遅れの大きさは、モータの内部インピーダンス、すなわち速度とインダクタンスとで決まり、最大約９０°に達する。また、モータトルクは電流で決まるので、負荷トルクの最も必要な所でモータトルクが減ってしまうという不都合がある。図２４中（Ａ）は印加電圧とモータ速度起電圧との関係を示す、図２４中（Ｂ）は負荷トルクの変動とモータトルクの変動との関係を示す図であり、負荷トルクの最も必要な所でモータトルクが減ってしまっていることが分かる。
【０００８】
２シリンダロータリー方式の圧縮機やスクロール方式の圧縮機では、１回転中の負荷トルクの変動が圧縮機の構造上小さいので、上記の問題は殆どないが、図２４に示すように負荷トルクの変動が著しく大きい１シリンダロータリー方式の圧縮機を用いる場合には、トルク不足によるモータ停止が発生してしまう。このような不都合を防止するためには、モータのインダクタンスを小さくし、電流／トルク比を大きくするなどの方策が考えられるが、一般にモータ体格が大きくなり、コストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
なお、２シリンダロータリー方式の圧縮機やスクロール方式の圧縮機においても低速運転で吸入と吐出の圧力差の極めて大きな、すなわち、圧縮負荷の非常に重い場合には負荷トルクの変動が大きくなり同様の問題が起こる。
【００１０】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、負荷トルクのピーク点近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができるブラシレスＤＣモータ駆動方法、圧縮機駆動方法およびこれらの装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１のブラシレスＤＣモータ駆動方法は、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧振幅を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御するブラシレスＤＣモータ駆動方法であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳する方法である。
【００１２】
請求項２のブラシレスＤＣモータ駆動方法は、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧位相を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御するブラシレスＤＣモータ駆動方法であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳する方法である。
【００１３】
請求項３のブラシレスＤＣモータ駆動方法は、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互いに接続して第１中性点電圧を得るとともに、ブラシレスＤＣモータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧位相を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御する方法である。
【００１４】
請求項４の圧縮機駆動方法は、請求項１から請求項３の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動方法により駆動されるブラシレスＤＣモータによって１シリンダ圧縮機を駆動する方法である。
請求項５のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧振幅を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御するブラシレスＤＣモータ駆動装置であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳する変動電圧重畳手段を含んでいる。
【００１５】
請求項６のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧位相を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御するブラシレスＤＣモータ駆動装置であって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳する変動位相重畳手段を含んでいる。
【００１６】
請求項７のブラシレスＤＣモータ駆動装置は、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互いに接続して第１中性点電圧を得るとともに、ブラシレスＤＣモータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、インバータで電圧振幅を変化させることによってブラシレスＤＣモータの速度を制御するものである。
【００１７】
請求項８の圧縮機駆動装置は、請求項５から請求項７の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータによって１シリンダ圧縮機を駆動するものである。
【００１８】
【作用】
請求項１のブラシレスＤＣモータ駆動方法であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するに当って、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳するのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができる。
【００１９】
請求項２のブラシレスＤＣモータ駆動方法であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するに当って、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳するのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができる。
【００２０】
請求項３のブラシレスＤＣモータ駆動方法であれば、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互いに接続して第１中性点電圧を得るとともに、ブラシレスＤＣモータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するのであるから、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができる。
【００２１】
請求項４の圧縮機駆動方法であれば、請求項１から請求項３の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動方法により駆動されるブラシレスＤＣモータによって１シリンダ圧縮機を駆動することを特徴とするのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができる。
請求項５のブラシレスＤＣモータ駆動装置であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するに当って、変動電圧重畳手段によって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動電圧を平均値電圧指令に重畳するのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができる。
【００２２】
請求項６のブラシレスＤＣモータ駆動装置であれば、ブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するに当って、変動位相重畳手段によって、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳するのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができる。
【００２３】
請求項７のブラシレスＤＣモータ駆動装置であれば、インバータの各相の出力端子に一方の端部が接続された抵抗の他方の端部を互いに接続して第１中性点電圧を得るとともに、ブラシレスＤＣモータの各相の固定子巻線の一方の端部を互いに接続して第２中性点電圧を得、第１中性点電圧と第２中性点電圧との差に基づいてブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置を検出し、ブラシレスＤＣモータをインバータで駆動するのであるから、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができる。
【００２４】
請求項８の圧縮機駆動装置であれば、請求項５から請求項７の何れかのブラシレスＤＣモータ駆動装置により駆動されるのであるから、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面によってこの発明の実施の態様を詳細に説明する。
図１はこの発明のブラシレスＤＣモータ駆動装置の一実施例を示す概略図であり、インバータ２の出力電圧をブラシレスＤＣモータ３に印加している。そして、ブラシレスＤＣモータ３の各相の固定子巻線をＹ結線することにより得られる第２中性点電圧とインバータ２の各相の出力端子間に抵抗をＹ結線することにより得られる第１中性点電圧との差電圧を入力とするモータ位置検出回路４からの出力信号を制御回路５に供給し、制御回路５により、電気的な通電幅を、例えば、１２０°を越え、１８０°以下の所定幅とすべく制御指令を生成してインバータ２に供給している。
【００２６】
したがって、中性点電圧同士の差電圧に基づいてモータ位置検出回路４によりモータ回転子の磁極位置検出信号を得、磁極位置検出信号に基づいて制御回路５において制御指令を生成し、インバータ２のスイッチ（図示せず）を、例えば、１２０°を越え、１８０°以下の所定の通電幅となるように制御する。
図２は表面磁石構造のブラシレスＤＣモータの構成を概略的に示す図であり、回転子３ａの表面所定位置に永久磁石３ｂが装着されてある。また、固定子３ｃは、図示しない固定子巻線が巻回された多数のスロット３ｄを有している。また、図中矢印で示されたｄ軸は、永久磁石３ｂが発生する磁束の方向を示す軸であり、ｑ軸はｄ軸と電気的に９０°ずれた軸である。
【００２７】
図３は埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータの構成を概略的に示す図であり、回転子３ｅの表面に露呈しない状態で永久磁石３ｆが装着されてある。但し、隣合う永久磁石３ｆ同士の間には非磁性体３ｇが装着されてあり、隣合う永久磁石３ｆ同士の間で磁束短絡が生じることを防止している。尚、固定子３ｃの構成は図２のブラシレスＤＣモータと同様であるから、説明を省略する。
【００２８】
図４はブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を概略的に示す図、図５は図４のマイクロプロセッサ１８の内部構成を示す図であり、直流電源１１の端子間に３対のスイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２をそれぞれ直列接続してインバータ１２を構成し、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をブラシレスＤＣモータ１３の、Ｙ接続された各相の固定子巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗにそれぞれ印加している。そして、各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点電圧をＹ接続された抵抗１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにもそれぞれ印加している。尚、スイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のコレクタ−エミッタ端子間にそれぞれ保護用のダイオード１２ｕ１ｄ，１２ｕ２ｄ，１２ｖ１ｄ，１２ｖ２ｄ，１２ｗ１ｄ，１２ｗ２ｄが接続されている。尚、１３ｅがブラシレスＤＣモータ１３の回転子を示している。また、添え字ｕ，ｖ，ｗは、それぞれブラシレスＤＣモータ１３のｕ相、ｖ相、ｗ相に対応させている。
【００２９】
上記Ｙ接続された固定子巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの中性点１３ｄの電圧が抵抗１５ａを介して増幅器１５の反転入力端子に供給され、Ｙ接続された抵抗１４ｕ，１４ｖ，１４ｗの中性点１４ｄの電圧がそのまま増幅器１５の非反転入力端子に供給されている。そして、増幅器１５の出力端子と反転入力端子との間に抵抗１５ｂを接続することにより、差動増幅器として動作させるようにしている。
【００３０】
増幅器１５の出力端子から出力される出力信号は、抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとを直列接続してなる積分器１６に供給されている。
積分器１６からの出力信号（抵抗１６ａとコンデンサ１６ｂとの接続点電圧）は、反転入力端子に中性点１３ｄの電圧が供給されたゼロクロスコンパレータ１７の非反転入力端子に供給されている。
【００３１】
したがって、ゼロクロスコンパレータ１７の出力端子から磁極位置検出信号が出力される。換言すれば、上記差動増幅器、積分器１６およびゼロクロスコンパレータ１７で、ブラシレスＤＣモータ１３の回転子１３ｅの磁極位置を検出する位置検出器が構成される。
位置検出器から出力される磁極位置検出信号はマイクロプロセッサ１８の外部割込端子に供給される。マイクロプロセッサ１８においては、外部割込端子に供給された磁極位置検出信号により位相補正タイマ１８ａ、周期測定タイマ１８ｂ、補償電圧振幅モード選択部１９ｇに対する割込処理（図５中、割込処理１を参照）を行なう。ここで、位相補正タイマ１８ａは、後述するタイマ値演算部１９ａによりタイマ値が設定される。周期測定タイマ１８ｂは、磁極位置検出信号の周期を測定してタイマ値を得、このタイマ値をＣＰＵ１９に含まれる位置信号周期演算部１９ｂに供給する。この位置信号周期演算部１９ｂは、周期測定タイマ１８ｂからのタイマ値を受けて、固定子巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの電圧パターンの周期を演算して、周期を表す位置信号周期信号を出力する。位相補正タイマ１８ａは、カウントオーバー信号をＣＰＵ１９に含まれるインバータモード選択部１９ｃに供給し、割込処理（図５中、割込処理２を参照）を行なう。また、位相補正タイマ１８ａは、カウントオーバー信号を通電幅制御タイマ１８ｆに供給して通電幅制御タイマ１８ｆのタイマ動作をスタートさせる。この通電幅制御タイマ１８ｆは、後述するタイマ値演算部１９ａによりタイマ値が設定される。また、通電幅制御タイマ１８ｆは、カウントオーバー信号をＣＰＵ１９に含まれるインバータモード選択部１９ｃに供給し、割込処理（図５中、割込処理３を参照）を行なう。インバータモード選択部１９ｃは、メモリ１８ｃから該当する電流パターンを読み出して出力する。補償電圧振幅モード選択部１９ｇは、メモリ１８ｃから該当するパターンを読み出して出力する。ＣＰＵ１９においては、位置信号周期演算部１９ｂによりタイマ値に基づく演算を行なって位置信号周期信号を出力して、タイマ値演算部１９ａおよび速度演算部１９ｅに供給する。タイマ値演算部１９ａには位相量指令も供給されており、位相量指令および位置信号周期演算部１９ｂからの位置信号周期信号に基づいて、位相補正タイマ１８ａに設定すべきタイマ値を算出する。速度演算部１９ｅは位置信号周期演算部１９ｂからの位置信号周期信号に基づいて現在の速度を算出し、速度制御部１９ｆおよび係数発生部１９ｉに供給する。係数発生部１９ｉは、速度演算部１９ｅからの現在速度に基づいて予め定められている係数（０〜１の値）を出力する。速度制御部１９ｆには、速度指令も供給されており、速度指令および速度演算部１９ｅからの現在速度に基づいて平均電圧振幅を出力する。この平均電圧振幅と、係数発生部１９ｉから出力される係数と、補償電圧振幅モード選択部１９ｇから出力されるパターンとが乗算器１９ｊに供給され、補償電圧振幅パターンを出力する。そして、速度制御部１９ｆから出力される平均電圧振幅と乗算器１９ｊから出力される補償電圧振幅パターンとが加算器１９ｈに供給され、両者の和を電圧指令として出力する。そして、上記インバータモード選択部１９ｃから出力される電圧パターンと加算器１９ｈから出力される電圧指令がＰＷＭ（パルス幅変調）部１８ｄに供給され、３相分の電圧指令を出力する。この電圧指令はベース駆動回路２０に供給され、ベース駆動回路２０が、上記スイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のそれぞれのベース端子に供給すべき制御信号を出力する。尚、以上の説明において、ＣＰＵ１９に含まれる各構成部は、該当する機能を達成するための機能部分を構成部として示しているだけであり、ＣＰＵ１９の内部にこれらの構成部が明確に認識できる状態で存在しているわけではない。
【００３２】
次いで、図９に示す波形図を参照して図４のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の動作を説明する。
ブラシレスＤＣモータのｕ相、ｖ相、ｗ相誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの波形が台形波状であり、その位相が順次１２０°ずつずれた状態で変化するので、増幅器１５から出力される信号ＶＮＭが図９中（Ａ）に示すように変化する。この信号ＶＮＭを積分器１６に供給することにより、積分波形＝ＶＮＯｄｔ｛図９中（Ｂ）参照｝が得られる。
【００３３】
そして、この積分波形＝ＶＮＯｄｔがゼロクロスコンパレータ１７に供給されることにより、積分波形＝ＶＮＯｄｔのゼロクロス点において立上り、または立下る位置信号が、図９中（Ｃ）に示すように出力される。この位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行なわれ、位相補正タイマ１８ａがスタートする｛図９中（Ｄ）の矢印の起点を参照｝。この位相補正タイマ１８ａはタイマ値演算部１９ｂによりタイマ値が設定されているのであるから、設定されたタイマ値だけ計時動作を行なった時点でカウントオーバーする｛図９中（Ｄ）の矢印の終点を参照｝。そして、位相補正タイマ１８ａのカウントオーバーが発生する毎に割込処理２が行なわれ、インバータモード選択部１９ｃがインバータモードを１ステップ進める。即ち、インバータモードが“４”“６”“８”・・・“０”“２”“４”・・・の順に選択される。また、位相補正タイマ１８ａのカウントオーバーが発生する毎に割込処理２が行なわれ、通電幅制御タイマ１８ｆがスタートする｛図９中（Ｅ）の矢印の起点を参照｝。そして、通電幅制御タイマ１８ｆのカウントオーバー｛図９中（Ｅ）の矢印の終点を参照｝が発生する毎に割込処理３が行われ、インバータモード選択部１９ｃがインバータモードを１ステップ進める。即ち、インバータモードが“３”“５”“７”・・・“１１”“１”“３”・・・の順に選択される。なお、割込処理２および割込処理３は交互に発生するので、図９中（Ｍ）に示すように、インバータモードが“３”“４”“５”・・・“１１”“０”“１”“２”“３”・・・の順に選択される。
【００３４】
また、前記位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行われ、補償電圧振幅モード選択部１９ｇが補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進める。即ち、補償電圧振幅パターンモードが、図９中（Ｎ）に示すように、“０”“１”“２”・・・“１１”“０”・・・の順に選択される。
そして、割込処理２、割込処理３によってインバータモードを１ステップ進めることにより、各インバータモードに対応してスイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のＯＮ−ＯＦＦ状態が、図９中、（Ｆ）〜（Ｋ）に示すように制御される。また、割込処理１によって補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進めるとともに、補償電圧振幅モード選択部１９ｇにより選択されたパターンと、速度制御部１９ｆから出力される平均電圧振幅と、係数発生部１９ｉから出力される係数とを乗算器１９ｊによって乗算することにより、各補償電圧振幅パターンモードに対応して、図９中（Ｌ）に示すように補償電圧振幅パターンが出力される。この結果、通電期間を１５０°に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ１３の駆動を達成することができるとともに、各相の平均値電圧指令をほぼ正弦波状にすることができる。すなわち、負荷トルクの最も必要な所でモータトルクを大きくすることができ、図１０に示すように、トルク不足を解消して１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができる。なお、図１０中、四角印が従来のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置による運転範囲を示し、丸印がこの実施態様のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置による運転範囲を示している。
【００３５】
図６は上記割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、位置検出器の磁極位置検出信号（上記励磁切換信号に相当する）の立上りエッジ、立下りエッジのそれぞれで外部割込要求が受け付けられる。そして、ステップＳＰ１において外部からの位相量（位相補正角）指令および位置信号周期演算部１９ｂにより得られた位置信号周期信号に基づいて位相補正タイマの値を演算し、ステップＳＰ２において位相補正タイマ１８ａに補正タイマ値をセットし、ステップＳＰ３において位相補正タイマ１８ａをスタートさせる。そして、ステップＳＰ４において前回の割込処理１でスタートした周期測定タイマ１８ｂをストップさせ、ステップＳＰ５において周期測定タイマ値を読み込む（記憶する）。但し、このステップＳＰ４、ＳＰ５の処理は、位置信号のエッジの周期を検出するための処理であるから、周期測定タイマ値の読み込み後、ステップＳＰ６において、次回の周期測定のために、周期測定タイマ１８ｂは直ちにリセットされ、スタートされる。そして、ステップＳＰ７において記憶した位置信号周期の演算（例えば、電気角１°当りのカウント数の算出）を行ない、ステップＳＰ８において位置信号周期演算結果に基づいてブラシレスＤＣモータ１３の現在の回転速度を演算し、ステップＳＰ９において補償電圧振幅モードに基づいてパターンを読み込み、ステップＳＰ１０において補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ１１において速度指令に基づいて速度制御を行って平均電圧振幅指令を演算し、ステップＳＰ１２において現在速度に基づいて係数を読み込み、ステップＳＰ１３において平均電圧振幅の係数倍をパターンに乗算して補償電圧を得、ステップＳＰ１４において平均電圧振幅に補償電圧を加算して出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００３６】
具体的には、例えば、周期測定タイマ１８ｂによる実測の結果、磁極位置検出信号の間隔に対応するカウント値が３６０であれば、インバータ出力電圧１周期のカウント値は、位置検出信号の立上り、立下りの数が６であるから、３６０×６＝２１６０になる。そして、この値２１６０が３６０°に相当するのであるから、１°分のカウント値が２１６０／３６０＝６になる。ここで、位相量指令が３０°であれば、位相量指令に対応するカウント値（タイマ値）は６×（６０−３０）＝１８０になる。したがって、この値１８０を補正タイマ値として位相補正タイマ１８ａにセットし、位相補正タイマ１８ａをスタートさせる。
【００３７】
図７は上記割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、割込処理１でスタートした位相補正タイマ１８ａがカウントオーバーすることにより割込処理２が受け付けられる。ステップＳＰ１において予めメモリ１８ｃに設定されているインバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、ステップＳＰ３において位置信号周期（通電幅指令）から通電幅制御タイマ１８ｆのタイマ値を演算し、ステップＳＰ４において通電幅制御タイマ１８ｆに演算により得られたタイマ値をセットし、ステップＳＰ５において通電幅制御タイマ１８ｆをスタートさせ、そのまま元の処理に戻る。
【００３８】
図８は上記割込処理３の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、割込処理２でスタートした通電幅制御タイマ１８ｆがカウントオーバーすることにより割込処理３が受け付けられる。ステップＳＰ１において予めメモリ１８ｃに設定されているインバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００３９】
したがって、割込処理２によってインバータモードが“４”“６”“８”・・・“１０”“０”“２”“４”・・・の順に選択され、割込処理３によってインバータモードが“３”“５”“７”・・・“１１”“１”“３”・・・の順に選択される。そして、割込処理２および割込処理３は交互に発生するので、インバータモードが“３”“４”“５”・・・“１１”“０”“１”“２”“３”・・・の順に選択される。また、割込処理１によって補償電圧振幅パターンモードが“０”“１”“２”・・・“１１”“０”・・・の順に選択される。なお、前記インバータモードに対応する電圧パターンは図１１中（Ａ）に示すとおりであり、前記補償電圧振幅パターンに対応する補償パターンは図１２中（Ａ）に示すとおりである。そして、図１２中のＫは係数であり、例えば、図１３に示すように、低速域で比較的大きい一定値に設定され、この領域に続く領域において回転速度の増加に伴なって単調に減少する値に設定され、中高速域で０に設定される。その根拠は、（１）低速以外の部分は慣性モーメントによる「はずみ車効果」で速度変動が抑えられ、遅れを伴った電流脈動もなくなり、トルク不足によるモータ停止が起きないこと、（２）低速域では適当な係数値にすることで速度変動に伴う電流脈動を抑える効果が得られ、モータ停止の不具合を解消できるとともに、効率面でのメリットが出ること、および（３）中高速域では補償電圧によりインバータ電圧を変動させると不要な電流脈動を発生させ、効率面でデメリットが出ることである。
【００４０】
係数を図１３に示すように設定し、回転速度を２０ｒｐｓに設定し、トルク制御を行わない場合とトルク制御を行う場合との電流波形はそれぞれ図１４中（Ａ）（Ｂ）に示すとおりであった。これらの電流波形を比較すれば、図１３に示す係数を設定してトルク制御を行うことによって電流脈動を大幅に低減できていることが分かる。
【００４１】
図１５はこの発明のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の他の実施態様の要部を概略的に示す図であり、図５に示すブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の構成と同じ箇所は同じ符号を付して説明を省略する。
この実施態様においては、通電幅制御タイマ１８ｆに代えて補助タイマ１８ｆ´´を採用した点、補助タイマ１８ｆ´´がカウントオーバー信号を補償電圧振幅モード選択部１９ｇに供給し、割込処理（図１５中、割込処理３を参照）を行う点、外部割込端子に供給された磁極位置検出信号により補助タイマ１８ｆ´´に対する割込処理（図１５中、割込処理１参照）をも行う点が図５の実施態様と異なるだけであり、他の部分の構成は同様である。
【００４２】
次いで、図１９に示す波形図を参照して図１５のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の動作を説明する。
ブラシレスＤＣモータのｕ相、ｖ相、ｗ相誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの波形が台形波状であり、その位相が順次１２０°ずつずれた状態で変化するので、増幅器１５から出力される信号ＶＮＭが図１９中（Ａ）に示すように変化する。この信号ＶＮＭを積分器１６に供給することにより、積分波形＝ＶＮＯｄｔ｛図１９中（Ｂ）参照｝が得られる。
【００４３】
そして、この積分波形＝ＶＮＯｄｔがゼロクロスコンパレータ１７に供給されることにより、積分波形＝ＶＮＯｄｔのゼロクロス点において立上り、または立下る位置信号が、図１９中（Ｃ）に示すように出力される。この位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行なわれ、位相補正タイマ１８ａがスタートするとともに、補助タイマ１８ｆ´´がスタートする｛図１９中（Ｄ）（Ｅ）の矢印の起点を参照｝。これらの位相補正タイマ１８ａおよび補助タイマ１８ｆ´´はタイマ値演算部１９ｂによりタイマ値が設定されているのであるから、設定されたタイマ値だけ計時動作を行なった時点でカウントオーバーする｛図１９中（Ｄ）（Ｅ）の矢印の終点を参照｝。そして、位相補正タイマ１８ａのカウントオーバーが発生する毎に割込処理２が行なわれ、インバータモード選択部１９ｃがインバータモードを１ステップ進める。即ち、インバータモードが“１”“２”“３”・・・“５”“０”“１”・・・の順に選択される。また、前記位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行われ、補償電圧振幅モード選択部１９ｇが補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進める。即ち、補償電圧振幅パターンモードが、“２３”“１”“３”・・・“２１”“２３”・・・の順に選択される。さらに、補助タイマ１８ｆ´´のカウントオーバーが発生する毎に割込処理３が行われ、補償電圧振幅モード選択部１９ｇが補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進める。即ち、補償電圧振幅パターンモードが、“０”“２”“４”・・・“２２”“０”・・・の順に選択される。なお、割込処理１および割込処理３は交互に発生するので、図１９中（Ｎ）に示すように、補償電圧振幅パターンモードが“２３”“０”“１”・・・“２２”“２３”“０”・・・の順に選択される。
【００４４】
そして、割込処理２によってインバータモードを１ステップ進めることにより、各インバータモードに対応してスイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のＯＮ−ＯＦＦ状態が、図１９中、（Ｆ）〜（Ｋ）に示すように制御される。また、割込処理１または割込処理３によって補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進めるとともに、補償電圧振幅モード選択部１９ｇにより選択されたパターンと、速度制御部１９ｆから出力される平均電圧振幅と、係数発生部１９ｉから出力される係数とを乗算器１９ｊによって乗算することにより、各補償電圧振幅パターンモードに対応して、図９中（Ｌ）に示すように補償電圧振幅パターンが出力される。この結果、通電期間を１８０°に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ１３の駆動を達成することができるとともに、各相の平均値電圧指令をほぼ正弦波状にすることができる。
【００４５】
図１６は上記割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、位置検出器の磁極位置検出信号の立上りエッジ、立下りエッジのそれぞれで外部割込要求が受け付けられる。そして、ステップＳＰ１において外部からの位相量（位相補正角）指令および位置信号周期演算部１９ｂにより得られた位置信号周期信号に基づいて位相補正タイマの値を演算し、ステップＳＰ２において位相補正タイマ１８ａに補正タイマ値をセットし、ステップＳＰ３において位相補正タイマ１８ａをスタートさせる。そして、ステップＳＰ４において前回の割込処理１でスタートした周期測定タイマ１８ｂをストップさせ、ステップＳＰ５において周期測定タイマ値を読み込む（記憶する）。但し、このステップＳＰ４、ＳＰ５の処理は、位置信号のエッジの周期を検出するための処理であるから、周期測定タイマ値の読み込み後、ステップＳＰ６において、次回の周期測定のために、周期測定タイマ１８ｂは直ちにリセットされ、スタートされる。そして、ステップＳＰ７において記憶した位置信号周期の演算（例えば、電気角１°当りのカウント数の算出）を行ない、ステップＳＰ８において位置信号１周期を１／４倍して補助タイマ値を得、ステップＳＰ９において、得られた補助タイマ値を補助タイマ１８ｆ´´にセットし、ステップＳＰ１０において補助タイマ１８ｆ´´をスタートさせ、ステップＳＰ１１において位置信号周期演算結果に基づいてブラシレスＤＣモータ１３の現在の回転速度を演算し、ステップＳＰ１２において補償電圧振幅モードに基づいてパターンを読み込み、ステップＳＰ１３において補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ１４において速度指令に基づいて速度制御を行って平均電圧振幅指令を演算し、ステップＳＰ１５において現在速度に基づいて係数を読み込み、ステップＳＰ１６において平均電圧振幅の係数倍をパターンに乗算して補償電圧を得、ステップＳＰ１７において平均電圧振幅に補償電圧を加算して出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００４６】
図１７は上記割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、割込処理１でスタートした位相補正タイマ１８ａがカウントオーバーすることにより割込処理２が受け付けられる。ステップＳＰ１において予めメモリ１８ｃに設定されているインバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００４７】
図１８は上記割込処理３の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、割込処理１でスタートした補助タイマ１８ｆ´´がカウントオーバーすることにより割込処理３が受け付けられる。ステップＳＰ１において補償電圧振幅モードに基づいてパターンを読み込み、ステップＳＰ２において補償電圧振幅パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ３において速度指令に基づいて速度制御を行って平均電圧振幅指令を演算し、ステップＳＰ４において現在速度に基づいて係数を読み込み、ステップＳＰ５において平均電圧振幅の係数倍をパターンに乗算して補償電圧を得、ステップＳＰ６において平均電圧振幅に補償電圧を加算して出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００４８】
したがって、割込処理１によって補償電圧振幅パターンモードが“２３”“１”“３”・・・“２１”“２３”・・・の順に選択され、割込処理３によって補償電圧振幅パターンモードが“０”“２”“４”・・・“２２”“０”・・・の順に選択される。そして、割込処理２および割込処理３は交互に発生するので、補償電圧振幅パターンモードが“２３”“０”“１”・・・“２２”“２３”“０”・・・の順に選択される。また、割込処理１によってインバータモードが“１”“２”・・・“５”“０”“１”・・・の順に選択される。なお、前記インバータモードに対応する電圧パターンは図１１中（Ｂ）に示すとおりであり、前記補償電圧振幅パターンに対応する補償パターンは図１２中（Ｂ）に示すとおりである。
【００４９】
図２０はこの発明のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の他の実施態様の要部を概略的に示す図である。
この実施態様においては、位置検出器から出力される磁極位置検出信号はマイクロプロセッサ１８の外部割込端子に供給される。マイクロプロセッサ１８においては、外部割込端子に供給された磁極位置検出信号により位相補正タイマ１８ａ、周期測定タイマ１８ｂ、補償電圧位相モード選択部１９ｇ´に対する割込処理（図２０中、割込処理１を参照）を行なう。ここで、位相補正タイマ１８ａは、後述するタイマ値演算部１９ａによりタイマ値が設定される。周期測定タイマ１８ｂは、磁極位置検出信号の周期を測定してタイマ値を得、このタイマ値をＣＰＵ１９に含まれる位置信号周期演算部１９ｂに供給する。この位置信号周期演算部１９ｂは、周期測定タイマ１８ｂからのタイマ値を受けて、固定子巻線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの電圧パターンの周期を演算して、周期を表す位置信号周期信号を出力する。位相補正タイマ１８ａは、カウントオーバー信号をＣＰＵ１９に含まれるインバータモード選択部１９ｃ´に供給し、割込処理（図２０中、割込処理２を参照）を行なう。インバータモード選択部１９ｃ´は、メモリ１８ｃから該当する電圧パターンを読み出して出力する。補償電圧位相モード選択部１９ｇ´は、メモリ１８ｃから該当するパターンを読み出して出力する。ＣＰＵ１９においては、位置信号周期演算部１９ｂによりタイマ値に基づく演算を行なって位置信号周期信号を出力して、タイマ値演算部１９ａおよび速度演算部１９ｅに供給する。タイマ値演算部１９ａには後述する位相指令も供給されており、位相指令および位置信号周期演算部１９ｂからの位置信号周期信号に基づいて、位相補正タイマ１８ａに設定すべきタイマ値を算出する。速度演算部１９ｅは位置信号周期演算部１９ｂからの位置信号周期信号に基づいて現在の速度を算出し、速度制御部１９ｆ、係数発生部１９ｉおよび振幅パターン発生部１９ｋに供給する。係数発生部１９ｉは、速度演算部１９ｅからの現在速度に基づいて予め定められている係数（０〜１の値）を出力する。速度制御部１９ｆには、速度指令も供給されており、速度指令および速度演算部１９ｅからの現在速度に基づいて平均電圧位相指令を出力する。この平均電圧位相指令と、係数発生部１９ｉから出力される係数と、補償電圧振幅モード選択部１９ｇ´から出力されるパターンとが乗算器１９ｊ´に供給され、補償位相を出力する。そして、速度制御部１９ｆから出力される平均電圧位相指令と乗算器１９ｊ´から出力される補償位相とが加算器１９ｈに供給され、両者の和を位相指令として出力し、タイマ値演算部１９ａに供給する。前記振幅パターン発生部１９ｋは、現在速度に基づいて電圧振幅パターンを発生し、電圧指令として出力する。そして、上記インバータモード選択部１９ｃ´から出力される電圧パターンと振幅パターン発生部１９ｋから出力される電圧指令とがＰＷＭ（パルス幅変調）部１８ｄに供給され、３相分の電圧指令を出力する。この電圧指令はベース駆動回路２０に供給され、ベース駆動回路２０が、上記スイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のそれぞれのベース端子に供給すべき制御信号を出力する。尚、以上の説明において、ＣＰＵ１９に含まれる各構成部は、該当する��能を達成するための機能部分を構成部として示しているだけであり、ＣＰＵ１９の内部にこれらの構成部が明確に認識できる状態で存在しているわけではない。
【００５０】
図２３はこの実施態様の動作を示す構成各部の波形図である。
ブラシレスＤＣモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの波形が台形波状であり、その位相が１２０°ずつずれた状態で変化するので、増幅器１５から出力される信号ＶＮＭが図２３中（Ａ）に示すように変化する。この信号ＶＮＭは積分器１６に供給され、積分波形＝ＶＮＯｄｔ｛図２３中（Ｂ）参照｝が得られる。
【００５１】
この積分波形＝ＶＮＯｄｔがゼロクロスコンパレータ１７に供給されることにより、積分波形＝ＶＮＯｄｔのゼロクロス点において立上がり、または立下る位置信号が図２３中（Ｃ）に示すように出力される。この位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行なわれ、位相補正タイマ１８ａがスタートする｛図２３中（Ｄ）の矢印の起点を参照｝。この位相補正タイマ１８ａはタイマ値演算部１９ｂによりタイマ値が設定されているのであるから、設定されたタイマ値だけ計時動作を行なった時点でカウントオーバーする｛図２３中（Ｄ）の矢印の終点を参照｝。そして、位相補正タイマ１８ａのカウントオーバーが発生する毎に割込処理２が行なわれ、インバータモード選択部１９ｃ´が、図２３中（Ｍ）に示すように、インバータモードを１ステップ進める。即ち、インバータモードが“１”“２”・・・“０”“１”・・・の順に選択される。また、前記位置信号の立上りおよび立下りにより割込処理１が行なわれ、補償電圧位相モード選択部１９ｇ´が、図２３中（Ｎ）に示すように、補償電圧位相パターンモードを１ステップ進める。即ち、補償電圧位相パターンモードが“０”“１”“２”・・・“１１”“０”・・・の順に選択される。
【００５２】
そして、割込処理２によってインバータモードを１ステップ進めることにより、各インバータモードに対応してスイッチングトランジスタ１２ｕ１，１２ｕ２，１２ｖ１，１２ｖ２，１２ｗ１，１２ｗ２のＯＮ−ＯＦＦ状態が、図２３中、（Ｆ）〜（Ｋ）に示すように制御される。この結果、通電期間を１８０°に設定した状態でのブラシレスＤＣモータ１３の駆動を達成することができる。
【００５３】
なお、前記インバータモードに対応する電圧パターンは図１１（Ｂ）に示すとおりである。また、補償電圧位相パターンモードに対応する補償位相は図１２（Ａ）に示すとおりである。
図２１は図２０の割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、位置検出器の磁極位置検出信号の立上りエッジ、立下りエッジのそれぞれで外部割込要求が受け付けられる。そして、ステップＳＰ１において位相補正タイマ１８ａに補正タイマ値をセットし、ステップＳＰ２において位相補正タイマ１８ａをスタートさせる。そして、ステップＳＰ３において前回の割込処理１でスタートした周期測定タイマ１８ｂをストップさせ、ステップＳＰ４において周期測定タイマ値を読み込む（記憶する）。但し、このステップＳＰ３、ＳＰ４の処理は、位置信号のエッジの周期を検出するための処理であるから、周期測定タイマ値の読み込み後、ステップＳＰ５において、次回の周期測定のために、周期測定タイマ１８ｂは直ちにリセットされ、スタートされる。そして、ステップＳＰ６において記憶した位置信号周期の演算（例えば、電気角１°当りのカウント数の算出）を行ない、ステップＳＰ７において位置信号周期演算結果に基づいてブラシレスＤＣモータ１３の現在の回転速度を演算し、ステップＳＰ８において速度指令および現在速度に基づいて速度制御を行い平均電圧位相指令を演算し、ステップＳＰ９において補償電圧位相モードに基づいてパターンを読み込み、ステップＳＰ１０において補償電圧位相パターンモードを１ステップ進め、ステップＳＰ１１において現在速度に基づいて係数を読み込み、ステップＳＰ１２において平均電圧位相の係数倍をパターンに乗算して補償位相を得、ステップＳＰ１３において平均電圧位相に補償位相を加算して位相補正タイマ値を得て記憶し、ステップＳＰ１４において現在速度に基づく電圧振幅パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００５４】
図２２は図１８の割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートであり、割込処理１でスタートした位相補正タイマ１８ａがカウントオーバーすることにより割込処理２が受け付けられる。ステップＳＰ１において、予めメモリ１８ｃ´に設定されているインバータモードを１ステップ進め、ステップＳＰ２において、進められたインバータモードに対応する電圧パターンを出力し、そのまま元の処理に戻る。
【００５５】
したがって、割込処理２によってインバータモードが“１”“２”“３”・・・“０”“１”・・・の順に選択され、割込処理１によって補償電圧位相パターンモードが“０”“１”“２”・・・“１１”“０”・・・の順に選択される。
【００５６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００５７】
請求項２の発明は、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００５８】
請求項３の発明は、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができるという特有の効果を奏する。
請求項４の発明は、圧縮機を駆動するに当って、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００５９】
請求項５の発明は、圧縮機を駆動するに当って、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００６０】
請求項６の発明は、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができるという特有の効果を奏する。
請求項７の発明は、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００６１】
請求項８の発明は、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機など負荷トルク変動が著しい負荷の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００６２】
請求項９の発明は、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができるという特有の効果を奏する。
請求項１０の発明は、圧縮機を駆動するに当って、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００６３】
請求項１１の発明は、圧縮機を駆動するに当って、負荷トルクのピーク点近傍におけるモータトルクを増大させることができる。この結果、負荷トルクのピーク点の近傍でのトルク不足を解消し、モータコストを上げることなく、１シリンダロータリー方式の圧縮機の運転範囲を拡大することができるという特有の効果を奏する。
【００６４】
請求項１２の発明は、ロータリーエンコーダなどの磁極位置検出装置を設ける必要がなく、全体として構成を簡単化することができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の一実施態様を示す概略図である。
【図２】表面磁石構造のブラシレスＤＣモータの構成を概略的に示す図である。
【図３】埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータの構成を概略的に示す図である。
【図４】ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図５】図４のマイクロプロセッサの内部構成を示す図である。
【図６】図５の割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図７】図５の割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図８】図５の割込処理３の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図９】図４のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の各部の信号波形、処理内容を示す図である。
【図１０】運転範囲拡大効果を示す図である。
【図１１】インバータモードと対応する電圧パターンとを示す図である。
【図１２】補償モードと対応する補償パターンとを示す図である。
【図１３】係数と回転速度との関係を示す図である。
【図１４】トルク制御を行わない場合とトルク制御を行う場合における電流波形を示す図である。
【図１５】ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の構成の他の実施態様の要部を概略的に示す図である。
【図１６】図１５の割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図１７】図１５の割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図１８】図１５の割込処理３の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図１９】図１５のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の各部の信号波形、処理内容を示す図である。
【図２０】ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の構成のさらに他の実施態様の要部を概略的に示す図である。
【図２１】図２０の割込処理１の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図２２】図２０の割込処理２の処理内容を詳細に説明するフローチャートである。
【図２３】図２０のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の各部の信号波形、処理内容を示す図である。
【図２４】従来のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置で１シリンダ圧縮機を駆動制御した場合における速度起電圧、印加電圧、負荷トルク、モータトルクを示す図である。
【符号の説明】
２，１２    インバータ        ３，１３    ブラシレスＤＣモータ
５    制御回路        １３ｕ，１３ｖ，１３ｗ    固定子巻線
１３ｅ    回転子        １４ｕ，１４ｖ，１４ｗ    抵抗
１９ｇ    補償電圧振幅モード選択部
１９ｇ´    補償電圧位相モード選択部        １９ｈ    加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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