(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅がローレベルとハイレベルとの間で交番することにより（ＡＳＫ）変調された電圧の復調方法であって、カード書き込み／読み出し装置からチップカードへの無接触データ伝送に使用される復調方法において、
初期化フェーズにおいて第１の平均値を、ハイ電圧レベルとそこから導出され、記憶された部分電圧とから形成し、
引き続き、前記変調された電圧を該第１の平均値と比較することにより、スタート値を表すロー電圧レベルへの変化を検出し、
引き続く復調フェーズにおいて第２の平均値を、検出されたロー電圧レベルおよびハイ電圧レベルから形成し、前記変調された電圧を第２の平均値と比較することにより復調する、
ことを特徴とする復調方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法を実施するための復調器において、
第１の平均値を形成するために、第１と第２のコンデンサ（ＣＨｉｇｈ１，ＣＨｉｇｈ２）の直列回路から形成される容量性分圧器が設けられており、
該分圧器には変調された電圧（ＵＤＥＭ）が印加され、
比較器（Ｋ２）が設けられており、
該比較器の第１入力端には分圧器のタップを介して第１の平均値が供給され、第２の入力端には変調された電圧が印加され、
第３のコンデンサ（ＣＬｏｗ）が、検出されたロー電圧レベルを記憶するために設けられており、
該第３のコンデンサは、第２の平均値を形成するため、第１および第２のコンデンサ（ＣＨｉｇｈ１，ＣＨｉｇｈ２）からなる直列回路に並列に接続可能である、
ことを特徴とする復調器。
【請求項３】
比較器（Ｋ２）に後置接続されたデジタル回路（７）が設けられており、
該デジタル回路により初期化フェーズにおいて、変調された電圧が第１のコンデンサ（ＣＨｉｇｈ１）と第２のコンデンサ（ＣＨｉｇｈ２）から形成される容量性分圧器に第１のスイッチ（Ｓ７）を介して供給され、
該分圧器のタップは第２のスイッチ（Ｓ１３）を介して比較器（Ｋ２）の第１の入力端と接続され、
検出されたロー電圧レベルを第３のコンデンサ（ＣＬｏｗ）に記憶した後、該第３のコンデンサが第３のスイッチ（Ｓ１４）を介して前記容量性分圧器に並列に接続され、かつ比較器（Ｋ２）の第１の入力端と接続され、
一方、変調された電圧は比較器（Ｋ２）の第２の入力端に印加される、請求項２記載の復調器。
【請求項４】
復調された電圧はダイオード（Ｄ１）を介して容量性分圧器に印加可能である、請求項２または３記載の復調器。
【請求項５】
ダイオード（Ｄ１）は、比較器により制御されるスイッチによって実現される、請求項４記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、振幅をローレベルとハイレベルとの間で交番することにより（ＡＳＫ）変調された電圧を復調する方法に関する。この方法はとりわけ、チップカードへのカード書き込み／読み出し装置の無接触データ伝送の際の適用に適する。さらに本発明は、この方法を実行するための復調器、並びにこのような復調器を有するチップカードに対する回路装置に関する。
磁気テープの代わりに電子チップを有するチップカードは、その能力が格段に高く、ひいては多種多様の使用可能性と結び付いているのでますます重要になっている。チップカードはカードリーダに挿入した後、無接触で動作すべきであるから、チップカード上で受信された電圧を変調するだけでなく、そこからチップカードに対して必要な供給電圧も形成することが必要である。
カードリーダからチップカードへのデータ伝送のために種々の変調方式が公知である。ＯＯＫ方式（Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ）の他に、とりわけ頻繁に変調が２つのベル間の振幅変化によって行われる（ＡＳＫ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）。すなわち一般的に全体振幅の８から１２％の領域でＮＲＺコーディング（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）が行われる。
チップカード上に存在する復調器にはここで特別の要求が課せられる。なぜなら、カードの運動がカードリーダの送信フィールドで変調と同じように作用するからである。しかしこれらは区別しなければならない。そのため、復調回路は異なる持続期間（ＮＲＺコーディング）を有する例えば１０％のレベル変動を、持続期間の異なる動作電圧変動の際に復調できなければならない。この動作電圧変動は本来の振幅変調よりも何倍も大きい。その結果、復調すべき信号のダイナミックレンジも比較的大きい。さらにこの信号には搬送波の２倍の周波数が重畳されている。なぜなら受信された信号はまず２ウェイ整流器を介して供給されるからである。
【０００２】
ＤＥ１９７０３９６７Ａ１から、振幅を再サンプリングする受信器が公知である。次のようなＡＳＫ受信器が開示されている。
このＡＳＫ受信器は、ＡＳＫ信号を受信、増幅、量子化するための信号受信部、クロック信号を所定の値で分周するための周波数分周器、ＡＳＫ信号を所定のインターバルで周波数分周器により制御されて計数するための計数部、計数部の計数値を基準値と比較し、計数値が所定の領域内にあるか否かを検出し、かつ信号が通常であるか否かを検出する比較部を有する。さらにパルス検出部がエラーを補償するために設けられている。このエラーは比較部で障害信号によって形成され、一部は信号受信部からの信号に含まれている。さらにランダム部を有するカウンタが設けられており、このカウンタは比較部およびパルス検出部からの出力信号に同時に十分である信号を形成する。この形成は、その速度が伝送速度のｎバイであるクロック信号を使用して行われる。最後に信号再生部がオリジナル信号を、ランダム部を有するカウンタからの信号から再生するために設けられている。
ＩＳＳＣＣ９７，１７．６章から、供給電圧に含まれるＡＳＫ変調信号がコンパレータを使用してその遅延信号と比較され、そこからデジタル信号が形成される回路が公知である。しかしそこでの欠点は、コンパレータが動作するレベル領域が小さいことである。供給電圧の制御はここでは不可能である。なぜなら、そのために復調すべき信号が失われてしまうこととなるからである。さらにレベル差測定は障害に対して非常に脆弱である。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の方法を改善すること、並びにこの方法を実施するための復調器を提供することであり、この方法により伝送されるデータ信号を格段に確実に再生できるようにする。
この課題は請求項１記載の構成によって解決される。この方法によれば、初期化フェーズにおいて第１の平均値を、ハイ電圧レベルとそこから導出され、記憶された部分電圧とから形成し、
引き続き、前記変調された電圧を該第１の平均値と比較することにより、スタート値を表すロー電圧レベルへの変化を検出し、
引き続く復調フェーズにおいて第２の平均値を、検出されたロー電圧レベルおよびハイ電圧レベルから形成し、前記変調された電圧を第２の平均値と比較することにより復調する。
さらに上記課題は請求項２記載の復調器によって解決される。この復調器は、第１の平均値を形成するために、第１と第２のコンデンサの直列回路から形成される容量性分圧器が設けられており、
該分圧器には変調された電圧が印加され、
比較器が設けられており、
該比較器の第１入力端には分圧器のタップを介して第１の平均値が供給され、第２の入力端には変調された電圧が印加され、
第３のコンデンサが、検出されたロー電圧レベルを記憶するために設けられており、
該第３のコンデンサは、第２の平均値を形成するため、第１および第２のコンデンサからなる直列回路に並列に接続可能であるように構成される。
この解決手段の利点は、スパイクに対する高い障害確実性が得られることである。このことはまず第１に、スタートレベルがエッジ識別によってではなく、レベル測定と、３つのレベル評価のうちの２つの評価から得られることによって達成される。
従属請求項には本発明の有利な改善形態が示されている。
【０００３】
さらなる詳細および利点は、図面に基づく以下の有利な実施例の説明から明らかとなる。
図１は、チップカード用の回路装置のブロック回路図である。
図２は、本発明の復調器の基本回路図である。
図１の回路装置はインダクタンス１を有し、このインダクタンスには、カードがカード書き込み／読み出し装置に挿入されているときカード書き込み／読み出し装置から送信された電磁フィールドによってＨＦ受信電圧が誘導される。インダクタンスは２ウェイ整流器２（ブリッジ整流器）に接続されている。整流器の出力側には、２つのトランジスタＴ１，Ｔ２から形成されたカレントミラー回路３が接続されており、このカレントミラー回路により全体電流の僅かな部分が出力結合され、復調器４に供給される。整流器２の出力側にはさらに並列電圧制御器５並びにデジタル回路７が接続されている。デジタル回路はチップカードを駆動するための本来の回路を含んでいる。同じようにこれに並列に接続されたコンデンサ６により最終的に比較的大きなオンチップキャパシタが意味されている。  全ての電圧は図１に示された全ての回路で、直流電圧側の負の供給部を基準にしている。インダクタンス１に誘導されるＨＦ入力電圧は２ウェイ整流器２によって整流される。従って整流器の出力側には、送信されたＨＦ電圧に対して基本周波数が２倍の半波電圧が発生する。この電圧の高い周波数成分はオンチップキャパシタ６によって平滑化ないし除去される。ここで並列電圧制御器５は一定の供給電圧を形成し、デジタル回路７に供給する。カードとカード書き込み／読み出し装置との間隔に応じて、電流はこれがデジタル回路７に給電するのに必要な値の倍数である高い値を取ることがある。従って復調すべき信号は高いダイナミックレンジを有する。
図２は、本発明の復調器の実施例を示す。この回路は入力端４０を有し、この入力端４０には、カレントミラー回路３から出力結合され、変調された受信信号ＵＤＥＭが供給される。この入力端は第１のスイッチＳ６とダイオードＤ１を介して第１のコンデンサＣＨｉｇｈ１の第１の端子に接続されており、その第２の端子は第２のコンデンサＣＨｉｇｈ２の第１の端子と接続されている。第２のコンデンサＣＨｉｇｈ２の第２の端子はアースに接続されている。
第１のコンデンサＣＨｉｇｈ１の第１の端子は第２のスイッチＳ１２を介して比較器Ｋ２の反転第１入力端と、また第３のスイッチＳ７を介してアースと接続されている。２つのコンデンサＣＨｉｇｈ１、ＣＨｉｇｈ２の共通の接続点は第４のスイッチＳ１３を介して比較器Ｋ２の反転第１入力端と接続されており、第５のスイッチＳ９を介してアースと接続されている。
入力端４０はさらに第６のスイッチＳ１０を介して第３のコンデンサＣＬｏｗの第１端子と接続されており、その第２端子はアースに接続されている。第３のコンデンサの第１端子はさらに第７のスイッチＳ１４を介して比較器Ｋ２の反転入力端と、また第８のスイッチＳ１１を介してアースと接続されている。
入力端４０はさらに比較器Ｋ２の非反転第２入力端と接続されている。比較器Ｋ２の出力端には復調された電圧が印加される。
カレントミラー回路により出力結合され、入力端４０に供給されたＡＳＫ変調受信電圧は一定の平均値と、重畳された振幅変調データ信号とを含む。第１の初期化フェーズではまず、３つのコンデンサが第３，第５ないし第８のスイッチＳ７，Ｓ９，Ｓ１１の閉成によって放電される。スイッチは制御信号ＤＣによって制御される。この制御信号も同様に他のスイッチ制御信号ＳＨ，ＳＬ，ＶＭ，ＲＭと同じようにデジタル回路７により形成される。
ＡＳＫ変調電圧がハイレベルである間（Ｓｔｏｐｂｉｔ＝１）はサンプリングフェーズが実行され、その後第３，第５および第８のスイッチＳ７，Ｓ９，Ｓ１１が制御信号ＤＣにより開放され、第１のスイッチＳ６が制御信号ＳＨにより閉成される。第１および第２のコンデンサＣＨｉｇｈ１，ＣＨｉｇｈ２により形成された容量性の分圧器によって、第１の（バーチャル）平均値が形成され、この平均値はＡＳＫ変調電圧のローレベルを識別するのに使用される（Ｓｔａｒｔｂｉｔ＝０）。この目的のために第４のスイッチＳ１３が制御信号ＶＭによって閉成される。これにより、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの間の共通の接続点は比較器Ｋ２の反転第１入力端と接続される。第２と第７のスイッチＳ１２，Ｓ１４はここでは開放されている。
変調された電圧ＵＤＥＭがハイレベルを取る限り、コンパレータＫ２の出力端には論理値１の電圧が印加される。電圧がＡＳＫ変調に相応して減少すると、コンパレータＫ２の出力端には論理値９の電圧が形成される。後置接続されたデジタル回路７によって、ローレベル（Ｓｔａｒｔｂｉｔ）が識別され、このレベルが制御信号ＳＬによる第６のスイッチＳ１０の閉成によって第３のコンデンサＣＬｏｗに記憶される。このコンデンサのキャパシタンスは、第１のコンデンサと第２のコンデンサの直列回路のキャパシタンスより格段に大きい。
ここでダイオードＤ１はこのようなローレベルにおいて、第２と第２のコンデンサＣＨｉｇｈ１，ＣＨｉｇｈ２が放電するのを阻止する。しかし約０．７Ｖの電圧降下は充電時には許容できないから、ダイオードは一般的に別のコンパレータ（図示せず）により制御されるスイッチにより実現される。
さらに第１，第４，第６のスイッチＳ６，Ｓ１３，Ｓ１０が制御信号ＳＨ、ＶＭ、ＳＬによって開放され、一方、第２および第７のスイッチＳ１２，Ｓ１３は制御信号ＲＭによって閉成される。第１と第２のコンデンサＣＨｉｇｈ１，ＣＨｉｇｈ２からなる直列回路に記憶されたハイレベルと、第３のコンデンサＣＬｏｗに記憶されたローレベルとから、これにより第２の平均値が形成され、比較器Ｋ２の反転入力端に印加される。
ＡＳＫ変調電圧の別のレベルは比較器Ｋ２の非反転第２入力端に印加される。この別のレベルは次に第２の平均値と比較され、その全電圧偏移と共に比較器Ｋ２の出力端に導かれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、チップカード用の回路装置のブロック回路図である。
【図２】図２は、本発明の復調器の基本回路図である。
【図１】
0003553502.tif 000002
【図２】
0003553502.tif 000003