(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電圧を受ける第１乃至第３のフィルタと、前記第１のフィルタの出力を一方の入力端に受け前記第２のフィルタの出力を他方の入力端に受け、これらに基づいて第１の負荷急変検出信号を生成する第１のコンパレータと、前記第１のフィルタの出力を一方の入力端に受け前記第３のフィルタの出力を他方の入力端に受け、これらに基づいて第２の負荷急変検出信号を生成する第２のコンパレータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
通常状態における前記第１及び第２のフィルタの出力レベルが互いに異なり、通常状態における前記第１及び第３のフィルタの出力レベルが互いに異なることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段を含んでいることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電圧を受ける第１及び第２のフィルタと、前記第１及び第２のフィルタの出力レベル差を増幅する演算増幅器と、前記演算増幅器の出力が第１のしきい値電圧を超えたことに応答して第１の負荷急変検出信号を活性化する第１のコンパレータと、前記演算増幅器の出力が第２のしきい値電圧を超えたことに応答して第２の負荷急変検出信号を活性化する第２のコンパレータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１及び第２のしきい値電圧がいずれも前記出力電圧に連動することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１のしきい値電圧は通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも低く、且つ、前記第２のしきい値電圧は通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも高いことを特徴とする請求項４または５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段を含んでいることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第１及び第２のしきい値電圧はいずれも、通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも低い或いは高いことを特徴とする請求項６または７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に第１の速度で変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向に第２の速度で変動させる手段を含んでいることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、負荷電流が急激に変動しうる負荷を駆動するのに適したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スイッチング電源装置として、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。代表的なＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧（昇圧または降圧）し、さらに、出力回路を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによって入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。
【０００３】
このようなスイッチング電源装置においては、制御回路によって出力電圧が検出され、これに基づいてスイッチング回路によるスイッチング動作が制御される。これにより、スイッチング電源装置が駆動すべき負荷には安定した動作電圧が供給される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、負荷電流（スイッチング電源装置から見れば出力電流）が急激に変動する負荷を駆動する場合、従来のスイッチング電源装置においては、出力電圧を安定的に保持することは困難であった。
【０００５】
特に、ＣＰＵ（セントラル・プロセッシング・ユニット）やＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）は、動作電圧が低く、且つ、活性状態においては大電流を必要とし、非活性状態においては僅かな電流しか必要としないことから、従来のスイッチング電源装置においては、出力電流の急激な変動によって出力電圧が大きく変動してしまうおそれがあった。しかも、ＣＰＵやＤＳＰは非常に高速な動作を行うデバイスであることから、出力電圧が変動した場合に、速やかにこれを安定させなければ、ＣＰＵやＤＳＰの誤動作を招くおそれがある。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、負荷電流が急激に変動しうる負荷を駆動するのに適したスイッチング電源装置を提供することである。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、出力電流の急激な変動に起因する出力電圧の変動が低減されたスイッチング電源装置を提供することである。
【０００８】
また、本発明のさらに他の目的は、出力電流の急激な変動を効率的に検出することができる手段を備えたスイッチング電源装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電圧を受ける第１乃至第３のフィルタと、前記第１のフィルタの出力を一方の入力端に受け前記第２のフィルタの出力を他方の入力端に受け、これらに基づいて第１の負荷急変検出信号を生成する第１のコンパレータと、前記第１のフィルタの出力を一方の入力端に受け前記第３のフィルタの出力を他方の入力端に受け、これらに基づいて第２の負荷急変検出信号を生成する第２のコンパレータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００１０】
本発明によれば、第１の負荷急変検出信号を生成する第１のコンパレータ及び第２の負荷急変検出信号を生成する第２のコンパレータを用いていることから、第１乃至第３のフィルタの特性を適切に設定すれば、一方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急増）のみならず、逆方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急減）を検出することが可能となる。また、第１乃至第３のフィルタの特性を適切に設定すれば、負荷急変の程度に応じた検出を行うことも可能となる。これにより、これら第１及び第２の負荷急変検出信号を適切に用いることにより、過渡応答性の大幅な改善が可能となる。
【００１１】
本発明の好ましい実施態様においては、通常状態における前記第１及び第２のフィルタの出力レベルが互いに異なり、通常状態における前記第１及び第３のフィルタの出力レベルが互いに異なる。
【００１２】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段を含んでいる。
【００１３】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速やかに回復させることができることから、過渡応答性が大幅に改善される。
【００１４】
本発明の前記目的はまた、直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電圧を受ける第１及び第２のフィルタと、前記第１及び第２のフィルタの出力レベル差を増幅する演算増幅器と、前記演算増幅器の出力が第１のしきい値電圧を超えたことに応答して第１の負荷急変検出信号を活性化する第１のコンパレータと、前記演算増幅器の出力が第２のしきい値電圧を超えたことに応答して第２の負荷急変検出信号を活性化する第２のコンパレータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００１５】
本発明によれば、第１の負荷急変検出信号を生成する第１のコンパレータ及び第２の負荷急変検出信号を生成する第２のコンパレータを用いていることから、第１及び第２のしきい値電圧を適切に設定すれば、一方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急増）のみならず、逆方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急減）を検出することが可能となる。また、第１及び第２のしきい値電圧を適切に設定すれば、負荷急変の程度に応じた検出を行うことも可能となる。これにより、これら第１及び第２の負荷急変検出信号を適切に用いることにより、過渡応答性の大幅な改善が可能となる。
【００１６】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１及び第２のしきい値電圧がいずれも前記出力電圧に連動する。
【００１７】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、出力電圧の目標電圧が変更された場合であっても、負荷急変検出回路内の制御を変更する必要がない。
【００１８】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記第１のしきい値電圧は通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも低く、且つ、前記第２のしきい値電圧は通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも高い。
【００１９】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、一方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急増）のみならず、逆方向の負荷急変状態（例えば、負荷状態の急減）を検出することができる。
【００２０】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段を含んでいる。
【００２１】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速やかに回復させることができることから、過渡応答性が大幅に改善される。
【００２２】
本発明の別の好ましい実施態様においては、前記第１及び第２のしきい値電圧はいずれも、通常状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも低い或いは高い。
【００２３】
本発明の別の好ましい実施態様によれば、負荷急変の程度に応じた検出を行うことができる。
【００２４】
本発明の別の好ましい実施態様においては、前記制御回路が、さらに、前記出力電圧若しくはこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第１の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一方向に第１の速度で変動させ、前記第２の負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方向に第２の速度で変動させる手段を含んでいる。
【００２５】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速やかに回復させることができることから、過渡応答性が大幅に改善される。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００４８】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００４９】
図１に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、一対の入力端子１及び２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを変圧し、所定の電圧を有する出力電圧Ｖｏを一対の出力端子３及び４に供給する装置であり、主回路部５と、制御回路６と、負荷急変検出回路７とを備えている。特に限定されるものではないが、一対の出力端子３及び４には、ＣＰＵやＤＳＰのように低電圧（例えば１Ｖ）で動作する一方、大電流（例えば、１００Ａ）を必要とする機器の電源端子が接続される。ＣＰＵやＤＳＰは、活性状態においては大電流を必要とするものの、非活性状態においては僅かな電流しか必要とせず、しかも、活性状態と非活性状態の切り替わりが極めて高速であるという特質を有しており、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、このような特質を有する機器（負荷）を駆動するための電源として好適に用いることができる。
【００５０】
主回路部５は、トランス１０と、トランス１０の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランス１０の２次側に設けられたカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路とを備える。
【００５１】
主回路部５に含まれるスイッチング回路は、一対の入力端子１及び２間に直列に接続された第１の入力コンデンサ１１及び第２の入力コンデンサ１２と、一対の入力端子１及び２間に直列に接続された第１のメインスイッチ１３及び第２のメインスイッチ１４と、第１のメインスイッチ１３を駆動するドライバ１５と、第２のメインスイッチ１４を駆動するドライバ１６とを備えている。図１に示されるように、第１及び第２の入力コンデンサ１１、１２の接続点と、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４の接続点との間には、トランス１０の１次巻線が接続されている。また、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４としては、公知である各種の素子若しくは回路を用いることができる。
【００５２】
主回路部５に含まれる出力回路は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された第１のリアクトル１７及び第１の整流スイッチ１９と、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された第２のリアクトル１８及び第２の整流スイッチ２０と、一対の出力端子３及び４間に接続された出力コンデンサ２１と、第１の整流スイッチ１９を駆動するドライバ２２と、第２の整流スイッチ２０を駆動するドライバ２３とを備えている。図１に示されるように、第１のリアクトル１７及び第１の整流スイッチ１９の接続点と、第２のリアクトル１８及び第２の整流スイッチ２０の接続点との間には、トランス１０の２次巻線が接続されている。また、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０としては、公知である各種の素子若しくは回路を用いることができる。
【００５３】
制御回路６は、増幅器３０と、ＰＷＭ制御回路３１と、絶縁回路３２と、抵抗３３及び３４とを備えている。
【００５４】
増幅器３０は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、反転入力端（−）とスイッチング電源装置の一方の出力端子３との間には抵抗３３が挿入されており、反転入力端（−）と出力端との間には抵抗３４が挿入されている。また、非反転入力端（＋）には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。これにより、増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１は、一方の出力端子３に現れる出力電圧Ｖｏに応じて変化する。より具体的には、出力電圧Ｖｏが高ければ高いほど増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１のレベルは低下し、逆に、出力電圧Ｖｏが低ければ低いほど増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１のレベルは上昇する。
【００５５】
ＰＷＭ制御回路３１は、増幅器３０より供給される制御信号Ｓ１を受け、これに基づいて制御信号ａ，ｂのパルス幅を制御する。より具体的には、ＰＷＭ制御回路３１は、制御信号Ｓ１のレベルが高ければ高いほどこれら制御信号ａ，ｂのパルス幅を広げ（デューティを高くし）、逆に、制御信号Ｓ１のレベルが低ければ低いほどこれら制御信号ａ，ｂのパルス幅を狭くする（デューティを低くする）。ここで、制御信号ａ，ｂは、それぞれ、第１のメインスイッチ１３及び第２のメインスイッチ１４のオン／オフを制御するために用いられる信号である。また、ＰＷＭ制御回路３１は、制御信号ａ，ｂのパルス幅に応じて制御信号ｃ，ｄを適切なパルス幅に制御する。ここで、制御信号ｃ，ｄは、それぞれ、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のオン／オフを制御するために用いられる信号である。
【００５６】
絶縁回路３２は、トランス１０の２次側に属する制御信号ａ，ｂを受け、これらをトランス１０の１次側に属する制御信号Ａ，Ｂにそれぞれ変換する回路である。特に限定されるものではないが、絶縁回路３２としては、トランスやフォトカプラ等を用いることができる。
【００５７】
図１に示されるように、制御信号Ａはドライバ１５に供給され、制御信号Ｂはドライバ１６に供給され、制御信号ｃはドライバ２２に供給され、制御信号ｄはドライバ２３に供給される。これらドライバは、対応する制御信号が活性状態（例えばハイレベル）になると対応するスイッチを導通状態とし、逆に、対応する制御信号が非活性状態（例えばローレベル）になると対応するスイッチを非導通状態とする。
【００５８】
負荷急変検出回路７は、フィルタ４０と、フィルタ４１と、コンパレータ４２と、トランジスタ４３と、抵抗３５とを備えている。
【００５９】
フィルタ４０は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された抵抗４４及び４５と、抵抗４５に対して並列に接続されたコンデンサ４６とを備えており、抵抗４４と抵抗４５の接続点の電位は制御信号Ｓ２として用いられる。同様に、フィルタ４１は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された抵抗４７及び４８と、抵抗４８に対して並列に接続されたコンデンサ４９とを備えており、抵抗４７と抵抗４８の接続点の電位は制御信号Ｓ３として用いられる。かかる構成により、フィルタ４０は、出力電圧Ｖｏを入力とし制御信号Ｓ２を出力とするローパスフィルタ回路として機能し、フィルタ４１は、出力電圧Ｖｏを入力とし制御信号Ｓ３を出力とするローパスフィルタ回路として機能する。
【００６０】
ここで、フィルタ４０の特性とフィルタ４１のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的には、フィルタ４０の方がフィルタ４１よりも時定数が大きくなるように設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏが変動した場合、フィルタ４１の方がフィルタ４０よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Ｖｏが安定している場合、並びに、出力電圧Ｖｏが変動しているもののその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ４０の出力である制御信号Ｓ２の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるように設定されている。このような特性の設定は、フィルタ４０及び４１を構成する抵抗４４、４５、４７及び４８、並びに、コンデンサ４６及び４９の定数を適切に選択することによって行うことができる。
【００６１】
コンパレータ４２は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ２が供給され、反転入力端（−）には制御信号Ｓ３が供給されている。これにより、制御信号Ｓ２のレベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも低い場合には、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はローレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ２のレベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも高い場合には、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はハイレベルとなる。ここで、制御信号Ｓ４は、負荷急変検出信号として用いられる。
【００６２】
トランジスタ４３は、特に限定されるものではないが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ４が供給される。また、トランジスタ４３のエミッタは出力端子４（ＧＮＤ）に接続されており、トランジスタ４３のコレクタは抵抗３５を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【００６３】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作について説明する。尚、本明細書において「負荷急変状態」とは、出力電流Ｉｏが急激に変動している状態をいう。
【００６４】
図２は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【００６５】
図２には、時刻ｔ０から時刻ｔ２の間に出力電流Ｉｏの量が急激に増大した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されており、これは、例えば一対の出力端子３及び４に接続されている負荷がＣＰＵやＤＳＰである場合に、かかるＣＰＵやＤＳＰが非活性状態から活性状態に切り替わった場合にこのような現象が発生する。
【００６６】
まず、時刻ｔ０以前においては、出力電流Ｉｏの量は小さく、且つ、その変動がほとんどないことから、出力電圧Ｖｏは目標電圧を維持している。この場合、フィルタ４０の出力である制御信号Ｓ２の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなることから、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はローレベルを維持する。これにより、トランジスタ４３はオフ状態となるので、増幅器３０の反転入力端（−）から見て、制御信号Ｓ５はハイインピーダンス状態となる。したがって、時刻ｔ０以前においては、負荷急変検出回路７は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【００６７】
次に、時刻ｔ０において出力電流Ｉｏの急激な増加が始まると、これに伴って、出力電圧Ｖｏが急激に低下し始める。出力電圧Ｖｏが急激に低下すると、これを受けるフィルタ４０は、その出力である制御信号Ｓ２のレベルを低下させ、フィルタ４１は、その出力である制御信号Ｓ３のレベルを低下させる。この場合、出力電圧Ｖｏの変動に対しては、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３の方が、フィルタ４０の出力である制御信号Ｓ２よりも大きく変動するように設定されていることから、時刻ｔ１において、制御信号Ｓ２及び制御信号Ｓ３のレベルの大小関係が逆転する。すなわち、制御信号Ｓ２の方が制御信号Ｓ３よりも高レベルとなる。
【００６８】
これにより、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はハイレベルとなり、トランジスタ４３がオン状態となる。トランジスタ４３がオン状態となると、制御信号Ｓ５のレベルは出力端子４（ＧＮＤ）の電位（接地電位）となることから、増幅器３０の反転入力端（−）には、抵抗３５を介して接地電位が供給される。
【００６９】
これにより、増幅器３０の出力である制御信号Ｓ１のレベルは急速に上昇し、典型的には、飽和レベルまで上昇する。このため、制御信号Ｓ１を受けるＰＷＭ制御回路３１は、その出力である制御信号ａ，ｂのパルス幅を実質的に最大値まで広げ、これにより、低下していた出力電圧Ｖｏのレベルは、目標電圧に向かって急速に上昇を始める。このような状態は、制御信号Ｓ２及び制御信号Ｓ３のレベルの大小関係が再び逆転するまで、すなわち、制御信号Ｓ２の方が制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるまで維持される。
【００７０】
そして、時刻ｔ３において制御信号Ｓ２の方が制御信号Ｓ３よりも再び低レベルとなると、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はローレベルに戻り、トランジスタ４３は再びオフ状態となる。これにより、負荷急変検出回路７は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、時刻ｔ４において出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号Ｓ１のレベルも安定状態となる。
【００７１】
以上の動作により、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができるので、過渡応答性が大幅に向上する。
【００７２】
尚、図２には、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路７を削除した場合の出力電圧Ｖｏの波形及び制御信号Ｓ１の波形が、それぞれＶｏ’及びＳ１’として示されている。図２から明らかなように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路７を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下しても、制御信号Ｓ１の上昇が緩やかであるため、出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰するまでに長い時間を必要としている。本例においては、時刻ｔ５において出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号Ｓ１のレベルも安定状態となっている。
【００７３】
したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合、負荷急変検出回路７がない場合に比べて、時刻ｔ５−時刻ｔ４にて与えられる時間だけ早く出力電圧Ｖｏのレベルを目標電圧に復帰させることが可能となる。
【００７４】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の通常状態における動作について説明する。尚、本明細書において「通常状態」とは、出力電流Ｉｏが安定しているか、変動している場合であってもその変動の度合いが小さい状態、すなわち、負荷急変状態以外の状態をいう。
【００７５】
図３は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図である。図３には、時刻ｔ６から時刻ｔ７（時刻ｔ７−時刻ｔ６＞時刻ｔ２−時刻ｔ０）の間に出力電流Ｉｏの量が比較的緩やかに増加した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されている。
【００７６】
このように出力電流Ｉｏの量が比較的緩やかに増加する場合においては、これに伴なう出力電圧Ｖｏの低下も緩やかであり、制御信号Ｓ２及び制御信号Ｓ３のレベルの大小関係が逆転することはない。このため、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４はローレベルを維持し、トランジスタ４３はオフ状態を維持する。上述の通り、トランジスタ４３がオフ状態である場合には、負荷急変検出回路７は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行うことができる。
【００７７】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができることから、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【００７８】
また、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷急変状態を検出するためにローパスフィルタとしての機能を有するフィルタ４０及び４１を用いていることから、主回路部５のスイッチング動作に伴って発生するリップル電圧変動を誤って負荷急変状態と認識することによる誤動作を防止することができる。
【００７９】
尚、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させる方法としては、出力コンデンサ２１としてより大容量のコンデンサを用いる方法も考えられるが、この場合、スイッチング電源装置全体の大型化を招くとともに、コストを増大させてしまう。これに対し、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、このような装置全体の大型化や、コストの増大を効果的に抑制しつつ、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができる。
【００８０】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【００８１】
図４は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００８２】
図４に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路５０に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【００８３】
負荷急変検出回路５０は、フィルタ４１と、フィルタ５１と、コンパレータ５２と、トランジスタ５３と、抵抗５４とを備えている。
【００８４】
フィルタ５１は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された抵抗５５及び５６と、抵抗５６に対して並列に接続されたコンデンサ５７とを備えており、抵抗５５と抵抗５６の接続点の電位は制御信号Ｓ６として用いられる。かかる構成により、フィルタ５１は、出力電圧Ｖｏを入力とし制御信号Ｓ６を出力とするローパスフィルタ回路として機能する。フィルタ４１の回路構成及びその機能は上述の通りである。
【００８５】
ここで、フィルタ４１の特性とフィルタ５１のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的には、より具体的には、フィルタ４１の方がフィルタ５１よりも時定数が大きくなるように設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏが変動した場合、フィルタ５１の方がフィルタ４１よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Ｖｏが安定している場合、並びに、出力電圧Ｖｏが変動しているもののその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ５１の出力である制御信号Ｓ６の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるように設定されている。このような特性の設定は、フィルタ４１及び５１を構成する抵抗４７、４８、５５及び５６並びに、コンデンサ４９及び５７の定数を適切に選択することによって行うことができる。
【００８６】
コンパレータ５２は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ３が供給され、反転入力端（−）には制御信号Ｓ６が供給されている。これにより、制御信号Ｓ６のレベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも低い場合には、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はハイレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ６のレベルが制御信号Ｓ３のレベルよりも高い場合には、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はローレベルとなる。ここで、制御信号Ｓ７は、負荷急変検出信号として用いられる。
【００８７】
トランジスタ５３は、特に限定されるものではないが、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ７が供給される。また、トランジスタ５３のエミッタは出力端子３（Ｖｏ）に接続されており、トランジスタ５３のコレクタは抵抗５４を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【００８８】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
【００８９】
図５は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【００９０】
図５には、時刻ｔ１０から時刻ｔ１２の間に出力電流Ｉｏの量が急激に減少した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されており、これは、例えば一対の出力端子３及び４に接続されている負荷がＣＰＵやＤＳＰである場合に、かかるＣＰＵやＤＳＰが活性状態から非活性状態に切り替わった場合にこのような現象が発生する。
【００９１】
まず、時刻ｔ１０以前においては、出力電流Ｉｏの量は大きく、且つ、その変動がほとんどないことから、出力電圧Ｖｏは目標電圧を維持している。この場合、フィルタ５１の出力である制御信号Ｓ６の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなることから、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はハイレベルを維持する。これにより、トランジスタ５３はオフ状態となるので、増幅器３０の反転入力端（−）から見て、制御信号Ｓ８はハイインピーダンス状態となる。したがって、時刻ｔ１０以前においては、負荷急変検出回路５０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【００９２】
次に、時刻ｔ１０において出力電流Ｉｏの急激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Ｖｏが急激に上昇し始める。出力電圧Ｖｏが急激に上昇すると、これを受けるフィルタ４１は、その出力である制御信号Ｓ３のレベルを上昇させ、フィルタ５１は、その出力である制御信号Ｓ６のレベルを上昇させる。この場合、出力電圧Ｖｏの変動に対しては、フィルタ５１の出力である制御信号Ｓ６の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも大きく変動するように設定されていることから、時刻ｔ１１において、制御信号Ｓ３及び制御信号Ｓ６のレベルの大小関係が逆転する。すなわち、制御信号Ｓ６の方が制御信号Ｓ３よりも高レベルとなる。
【００９３】
これにより、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はローレベルとなり、トランジスタ５３がオン状態となる。トランジスタ５３がオン状態となると、制御信号Ｓ８のレベルは出力端子３（Ｖｏ）の電位（電源電位）となることから、増幅器３０の反転入力端（−）には、抵抗５４を介して電源電位が供給される。
【００９４】
これにより、増幅器３０の出力である制御信号Ｓ１のレベルは急速に低下し、典型的には、最低レベルまで低下する。このため、制御信号Ｓ１を受けるＰＷＭ制御回路３１は、その出力である制御信号ａ，ｂのパルス幅を実質的に最小値まで狭め、これにより、上昇していた出力電圧Ｖｏのレベルは、目標電圧に向かって急速に低下を始める。このような状態は、制御信号Ｓ３及び制御信号Ｓ６のレベルの大小関係が再び逆転するまで、すなわち、制御信号Ｓ６の方が制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるまで維持される。
【００９５】
そして、時刻ｔ１３において制御信号Ｓ６の方が制御信号Ｓ３よりも再び低レベルとなると、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はハイレベルに戻り、トランジスタ５３は再びオフ状態となる。これにより、負荷急変検出回路５０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、時刻ｔ１４において出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号Ｓ１のレベルも安定状態となる。
【００９６】
以上の動作により、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な上昇を速やかに回復させることができるので、過渡応答性が大幅に向上する。
【００９７】
尚、図５には、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路５０を削除した場合の出力電圧Ｖｏの波形及び制御信号Ｓ１の波形が、それぞれＶｏ’及びＳ１’として示されている。図５から明らかなように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路５０を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に上昇しても、制御信号Ｓ１の低下が緩やかであるため、出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰するまでに長い時間を必要としている。本例においては、時刻ｔ１５において出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号Ｓ１のレベルも安定状態となっている。
【００９８】
したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に上昇した場合、負荷急変検出回路５０がない場合に比べて、時刻ｔ１５−時刻ｔ１４にて与えられる時間だけ早く出力電圧Ｖｏのレベルを目標電圧に復帰させることが可能となる。
【００９９】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の通常状態における動作について説明する。
【０１００】
図６は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図である。図６には、時刻ｔ１６から時刻ｔ１７（時刻ｔ１７−時刻ｔ１６＞時刻ｔ１２−時刻ｔ１０）の間に出力電流Ｉｏの量が比較的緩やかに減少した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されている。
【０１０１】
このように出力電流Ｉｏの量が比較的緩やかに減少する場合においては、これに伴なう出力電圧Ｖｏの上昇も緩やかであり、制御信号Ｓ３及び制御信号Ｓ６のレベルの大小関係が逆転することはない。このため、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７はハイレベルを維持し、トランジスタ５３はオフ状態を維持する。上述の通り、トランジスタ５３がオフ状態である場合には、負荷急変検出回路５０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行うことができる。
【０１０２】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な上昇を速やかに回復させることができることから、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０１０３】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【０１０４】
図７は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１０５】
図７に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路６０に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１０６】
負荷急変検出回路６０は、フィルタ４０と、フィルタ４１と、フィルタ５１と、コンパレータ４２と、コンパレータ５２と、トランジスタ４３と、トランジスタ５３と、抵抗３５及び５４とを備えている。
【０１０７】
フィルタ４０、４１及び５１の回路構成は上述の通りであり、それぞれ制御信号Ｓ３、Ｓ２及びＳ６を生成する。また、コンパレータ４２及び５１も、上述の通り、対応する制御信号をそれぞれ受け、これに基づいて制御信号Ｓ４及びＳ７をそれぞれ生成する。さらに、トランジスタ４３も、上述の通り、制御信号Ｓ４がベースに供給されており、そのコレクタは抵抗３５を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。同様に、トランジスタ５３は、制御信号Ｓ７がベースに供給されており、そのコレクタは抵抗５４を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１０８】
さらに、上述の通り、フィルタ４０の方がフィルタ４１よりも時定数が大きくなるように設定されており、且つ、フィルタ４１の方がフィルタ５１よりも時定数が大きくなるように設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏが変動した場合、フィルタ４１の方がフィルタ４０よりも大きく変動し、且つ、フィルタ５１の方がフィルタ４１よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Ｖｏが安定している場合、並びに、出力電圧Ｖｏが変動しているもののその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ４０の出力である制御信号Ｓ２の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるように設定されており、且つ、フィルタ５１の出力である制御信号Ｓ６の方が、フィルタ４１の出力である制御信号Ｓ３よりも低レベルとなるように設定されている。
【０１０９】
このような負荷急変検出回路６０を備えるスイッチング電源装置においては、図１に示したスイッチング電源装置の作用と、図４に示したスイッチング電源装置の作用の両方を得ることができる。つまり、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急激に低下した場合にあっては、コンパレータ４２の出力である制御信号Ｓ４が活性化する（ハイレベルとなる）ため、制御信号Ｓ１のレベルを急速に上昇させることができ、一方、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急激に上昇した場合にあっては、コンパレータ５２の出力である制御信号Ｓ７が活性化する（ローレベルとなる）ため、制御信号Ｓ１のレベルを急速に低下させることができる。さらに、通常状態においては、負荷急変検出回路６０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【０１１０】
このため、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下及び上昇を速やかに回復させることができる。したがって、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合に、かかるＣＰＵやＤＳＰが活性状態から非活性状態に切り替わった場合や、非活性状態から活性状態に切り替わった際に生じる電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０１１１】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【０１１２】
図８は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１１３】
図８に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路７０に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１１４】
負荷急変検出回路７０は、フィルタ７１と、フィルタ７２と、演算増幅器７３と、コンパレータ７４と、トランジスタ７５と、抵抗７６〜８０とを備えている。
【０１１５】
フィルタ７１は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された抵抗８１及び８２と、抵抗８２に対して並列に接続されたコンデンサ８３とを備えており、抵抗８１と抵抗８２の接続点の電位は制御信号Ｓ９として用いられる。フィルタ７２は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された抵抗８４及び８５と、抵抗８５に対して並列に接続されたコンデンサ８６とを備えており、抵抗８４と抵抗８５の接続点の電位は制御信号Ｓ１０として用いられる。かかる構成により、フィルタ７１は、出力電圧Ｖｏを入力とし制御信号Ｓ９を出力とするローパスフィルタ回路として機能し、フィルタ７２は、出力電圧Ｖｏを入力とし制御信号Ｓ１０を出力とするローパスフィルタ回路として機能する。
【０１１６】
ここで、フィルタ７１の特性とフィルタ７２のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的には、より具体的には、フィルタ７１の方がフィルタ７２よりも時定数が大きくなるように設定されている。したがって、出力電圧Ｖｏが変動した場合、フィルタ７２の方がフィルタ７１よりも大きく変動する。また、出力電圧Ｖｏが安定している場合には、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９とフィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０とは、実質的に同じレベルとなるように設定されている。このような特性の設定は、フィルタ７１及び７２を構成する抵抗８１、８２、８４及び８５、並びに、コンデンサ８３及び８６の定数を適切に選択することによって行うことができる。
【０１１７】
演算増幅器７３は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、反転入力端（−）とフィルタ７２との間には抵抗７６が接続され、反転入力端（−）と出力端との間には抵抗７７が接続されている。これにより、演算増幅器７３は、抵抗７６の抵抗値と抵抗７７の抵抗値との比によって増幅率が定められる反転増幅器として機能する。ここで、演算増幅器７３の非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ９が供給され、反転入力端（−）には制御信号Ｓ１０が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１０のレベルが、制御信号Ｓ９のレベルに比べて低くなれば低くなるほど、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルは高くなる。
【０１１８】
コンパレータ７４は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ１１が供給され、反転入力端（−）には抵抗７８及び７９によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ１が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ１のレベルよりも低い場合には、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はローレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ１のレベルよりも高い場合には、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はハイレベルとなる。尚、図８には示されていないが、電圧Ｖｏ１をより安定させるためには、抵抗７９に対して並列なコンデンサを付加することが好ましい。ここで、制御信号Ｓ１２は、負荷急変検出信号として用いられる。
【０１１９】
トランジスタ７５は、特に限定されるものではないが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ１２が供給される。また、トランジスタ７５のエミッタは出力端子４（ＧＮＤ）に接続されており、トランジスタ７５のコレクタは抵抗８０を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１２０】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
【０１２１】
図９は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。図９には、時刻ｔ２０から時刻ｔ２２の間に出力電流Ｉｏの量が急激に増大した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されている。
【０１２２】
まず、時刻ｔ２０以前においては、出力電流Ｉｏの量は小さく、且つ、その変動がほとんどないことから、出力電圧Ｖｏは目標電圧を維持している。この場合、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９と、フィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０のレベルは実質的に等しく、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレベルとは、図９に示されるように、抵抗７８及び７９によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ１よりも低く、このため、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はローレベルを維持する。これにより、トランジスタ７５はオフ状態となるので、増幅器３０の反転入力端（−）から見て、制御信号Ｓ１３はハイインピーダンス状態となる。したがって、時刻ｔ２０以前においては、負荷急変検出回路７０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【０１２３】
次に、時刻ｔ２０において出力電流Ｉｏの急激な増大が始まると、これに伴って、出力電圧Ｖｏが急激に低下し始める。出力電圧Ｖｏが急激に低下すると、これを受けるフィルタ７１は、その出力である制御信号Ｓ９のレベルを低下させ、フィルタ７２は、その出力である制御信号Ｓ１０のレベルを低下させる。この場合、出力電圧Ｖｏの変動に対しては、フィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０の方が、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９よりも大きく変動するように設定されているため、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルはこれらの差に応じて上昇し、時刻ｔ２１において電圧Ｖｏ１を超えて上回る。
【０１２４】
これにより、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はハイレベルとなり、トランジスタ７５がオン状態となる。トランジスタ７５がオン状態となると、制御信号Ｓ１３のレベルは出力端子４（ＧＮＤ）の電位（接地電位）となることから、増幅器３０の反転入力端（−）には、抵抗８０を介して接地電位が供給される。
【０１２５】
これにより、増幅器３０の出力である制御信号Ｓ１のレベルは急速に上昇し、典型的には、飽和レベルまで上昇する。このため、制御信号Ｓ１を受けるＰＷＭ制御回路３１は、その出力である制御信号ａ，ｂのパルス幅を実質的に最大値まで広げ、これにより、低下していた出力電圧Ｖｏのレベルは、目標電圧に向かって急速に上昇を始める。このような状態は、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、電圧Ｖｏ１を再び下回るまで維持される。
【０１２６】
尚、電圧Ｖｏ１は、当然ながら出力電圧Ｖｏに連動して変化するが、図９において出力電圧Ｖｏの変動の様子は拡大して示されており、このため、図９においては、出力電圧Ｖｏの変動に伴う電圧Ｖｏ１の変動の様子は省略されている。
【０１２７】
そして、時刻ｔ２３において制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ１を再び下回ると、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はローレベルに戻り、トランジスタ７５は再びオフ状態となる。これにより、負荷急変検出回路７０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。
【０１２８】
以上の動作により、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができるので、過渡応答性が大幅に向上する。
【０１２９】
尚、図９には、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路７０を削除した場合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態様にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出回路７０を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下しても、制御信号Ｓ１の上昇が緩やかであるため、出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰するまでに長い時間が必要となる。
【０１３０】
また、通常状態においては、出力電圧Ｖｏの変化が僅かであるため、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ１を超えて上回ることはない。このため、通常状態においては、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２はローレベルを維持し、トランジスタ７５はオフ状態を維持する。上述の通り、トランジスタ７５がオフ状態である場合には、負荷急変検出回路７０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行うことができる。
【０１３１】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができることから、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０１３２】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９のレベルとフィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０のレベルとの差を、演算増幅器７３によって増幅して制御信号Ｓ１１を生成し、これをしきい値となる電圧Ｖｏ１と比較していることから、図１に示したスイッチング電源装置よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状態を検出することができる。
【０１３３】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、しきい値となる電圧Ｖｏ１を、出力電圧Ｖｏに基づいて生成していることから、出力電圧設定用ＶＩＤ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）コードやドループ制御によって出力電圧Ｖｏの目標電圧が変更された場合であっても、これに伴う制御信号Ｓ１１のレベルの変化に電圧Ｖｏ１を自動追従させることができる。このため、出力電圧Ｖｏの目標電圧が変更された場合であっても、負荷急変検出回路７０内の制御を変更する必要がない。
【０１３４】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【０１３５】
図１０は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１３６】
図１０に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路９０に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１３７】
負荷急変検出回路９０は、図８に示した負荷急変検出回路７０と類似の構成を有しており、負荷急変検出回路７０と比べて、コンパレータ７４がコンパレータ９１に置き換えられ、トランジスタ７５がトランジスタ９２に置き換えられ、抵抗７８〜８０が抵抗９３〜９５に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図８に示し負荷急変検出回路７０と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１３８】
コンパレータ９１は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ１１が供給され、反転入力端（−）には抵抗９３及び９４によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ２が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ２のレベルよりも高い場合には、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はハイレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ２のレベルよりも低い場合には、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はローレベルとなる。尚、図１０には示されていないが、電圧Ｖｏ２をより安定させるためには、抵抗９４に対して並列なコンデンサを付加することが好ましい。ここで、制御信号Ｓ１４は、負荷急変検出信号として用いられる。
【０１３９】
トランジスタ９２は、特に限定されるものではないが、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ１４が供給される。また、トランジスタ９２のエミッタは出力端子３（Ｖｏ）に接続されており、トランジスタ９２のコレクタは抵抗９５を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１４０】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
【０１４１】
図１１は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。図１１には、時刻ｔ３０から時刻ｔ３２の間に出力電流Ｉｏの量が急激に増大した場合におけるスイッチング電源装置の動作が示されている。
【０１４２】
まず、時刻ｔ３０以前においては、出力電流Ｉｏの量は大きく、且つ、その変動がほとんどないことから、出力電圧Ｖｏは目標電圧を維持している。この場合、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９と、フィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０のレベルは実質的に等しく、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレベルとは、図１１に示されるように、抵抗９３及び９４によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ２よりも高く、このため、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はハイレベルを維持する。これにより、トランジスタ９２はオフ状態となるので、増幅器３０の反転入力端（−）から見て、制御信号Ｓ１５はハイインピーダンス状態となる。したがって、時刻ｔ３０以前においては、負荷急変検出回路９０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【０１４３】
次に、時刻ｔ３０において出力電流Ｉｏの急激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Ｖｏが急激に上昇し始める。出力電圧Ｖｏが急激に上昇すると、これを受けるフィルタ７１は、その出力である制御信号Ｓ９のレベルを上昇させ、フィルタ７２は、その出力である制御信号Ｓ１０のレベルを上昇させる。この場合、出力電圧Ｖｏの変動に対しては、フィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０の方が、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９よりも大きく変動するように設定されているため、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルはこれらの差に応じて低下し、時刻ｔ３１において電圧Ｖｏ２を超えて下回る。
【０１４４】
これにより、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はローレベルとなり、トランジスタ９２がオン状態となる。トランジスタ９２がオン状態となると、制御信号Ｓ１５のレベルは出力端子３（Ｖｏ）の電位（電源電位）となることから、増幅器３０の反転入力端（−）には、抵抗８０を介して電源電位が供給される。
【０１４５】
これにより、増幅器３０の出力である制御信号Ｓ１のレベルは急速に低下し、典型的には、最低レベルまで低下する。このため、制御信号Ｓ１を受けるＰＷＭ制御回路３１は、その出力である制御信号ａ，ｂのパルス幅を実質的に最小値まで狭め、これにより、上昇していた出力電圧Ｖｏのレベルは、目標電圧に向かって急速に低下を始める。このような状態は、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、電圧Ｖｏ２を再び超えて上回るまで維持される。
【０１４６】
そして、時刻ｔ３３において制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ２を再び超えて上回ると、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はハイレベルに戻り、トランジスタ９２は再びオフ状態となる。これにより、負荷急変検出回路９０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。
【０１４７】
以上の動作により、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な上昇を速やかに回復させることができるので、過渡応答性が大幅に向上する。
【０１４８】
尚、図１１には、本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路９０を削除した場合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態様にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出回路９０を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に上昇しても、制御信号Ｓ１の低下が緩やかであるため、出力電圧Ｖｏのレベルが目標電圧に復帰するまでに長い時間が必要となる。
【０１４９】
また、通常状態においては、出力電圧Ｖｏの変化が僅かであるため、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ２を超えて下回ることはない。このため、通常状態においては、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４はハイレベルを維持し、トランジスタ９２はオフ状態を維持する。上述の通り、トランジスタ９２がオフ状態である場合には、負荷急変検出回路９０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行うことができる。
【０１５０】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な上昇を速やかに回復させることができることから、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０１５１】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、図８に示したスイッチング電源装置と同様、フィルタ７１の出力である制御信号Ｓ９のレベルとフィルタ７２の出力である制御信号Ｓ１０のレベルとの差を、演算増幅器７３によって増幅して制御信号Ｓ１１を生成し、これをしきい値となる電圧Ｖｏ２と比較していることから、図１に示したスイッチング電源装置よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状態を検出することができる。
【０１５２】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、図８に示したスイッチング電源装置と同様、しきい値となる電圧Ｖｏ２を、出力電圧Ｖｏに基づいて生成していることから、出力電圧設定用ＶＩＤコードやドループ制御によって出力電圧Ｖｏの目標電圧が変更された場合であっても、これに伴う制御信号Ｓ１１のレベルの変化に電圧Ｖｏ２を自動追従させることができる。このため、出力電圧Ｖｏの目標電圧が変更された場合であっても、負荷急変検出回路９０内の制御を変更する必要がない。
【０１５３】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【０１５４】
図１２は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１５５】
図１２に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路１００に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１５６】
負荷急変検出回路１００は、フィルタ７１と、フィルタ７２と、演算増幅器７３と、コンパレータ７４と、コンパレータ９１と、トランジスタ７５と、トランジスタ９２と、抵抗７６〜８０、９３〜９５とを備えている。
【０１５７】
フィルタ７１及び７２の回路構成は上述の通りであり、それぞれ制御信号Ｓ９及びＳ１０を生成する。また、演算増幅器７３も、上述の通り、制御信号Ｓ９及びＳ１０を受け、これらのレベルの差を増幅した信号である制御信号Ｓ１１を生成する。さらに、コンパレータ７４及び９１も、上述の通り、制御信号Ｓ１１及び対応する電圧Ｖｏ１またはＶｏ２に基づいて制御信号Ｓ１２及びＳ１４をそれぞれ生成する。さらに、トランジスタ７５も、上述の通り、制御信号Ｓ１２がベースに供給されており、そのコレクタは抵抗８０を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。同様に、トランジスタ９２は、制御信号Ｓ１４がベースに供給されており、そのコレクタは抵抗９５を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１５８】
さらに、上述の通り、電圧Ｖｏ１は定常状態における制御信号Ｓ１１のレベルよりも高く、且つ、電圧Ｖｏ２は定常状態における制御信号Ｓ１１のレベルよりも低くなるように設定されている。
【０１５９】
このような負荷急変検出回路１００を備えるスイッチング電源装置においては、図８に示したスイッチング電源装置の作用と、図１０に示したスイッチング電源装置の作用の両方を得ることができる。つまり、つまり、負荷状態の急変によって出力電圧Ｖｏが急激に低下した場合にあっては、コンパレータ７４の出力である制御信号Ｓ１２が活性化する（ハイレベルとなる）ため、制御信号Ｓ１のレベルを急速に上昇させることができ、一方、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急激に上昇した場合にあっては、コンパレータ９１の出力である制御信号Ｓ１４が活性化する（ローレベルとなる）ため、制御信号Ｓ１のレベルを急速に低下させることができる。さらに、通常状態においては、負荷急変検出回路１００は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【０１６０】
このため、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下及び上昇を速やかに回復させることができる。したがって、例えば、負荷としてＣＰＵやＤＳＰを駆動する場合に、かかるＣＰＵやＤＳＰが活性状態から非活性状態に切り替わった場合や、非活性状態から活性状態に切り替わった際に生じる電源電圧の変動に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０１６１】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【０１６２】
図１３は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１６３】
図１３に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置と比べ、負荷急変検出回路７が負荷急変検出回路１１０に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図１に示したスイッチング電源装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１６４】
負荷急変検出回路１１０は、図８に示した負荷急変検出回路７０と類似の構成を有しており、負荷急変検出回路７０と比べて、コンパレータ７４が３つのコンパレータ１１１〜１１３に置き換えられ、トランジスタ７５が３つのトランジスタ１１４〜１１６に置き換えられ、抵抗７８及び７９からなる直列体が抵抗１１７〜１２０からなる直列体に置き換えられ、抵抗８０が３つの抵抗１２１〜１２３に置き換えられている点において異なる。その他の構成については、図８に示し負荷急変検出回路７０と同様であるので、重複する説明は省略する。
【０１６５】
コンパレータ１１１は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ１１が供給され、反転入力端（−）には抵抗１１７〜１１９と抵抗１２０によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ３が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ３のレベルよりも高い場合には、コンパレータ１１１の出力である制御信号Ｓ１６はハイレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ３のレベルよりも低い場合には、コンパレータ１１１の出力である制御信号Ｓ１６はローレベルとなる。
【０１６６】
また、コンパレータ１１２は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ１１が供給され、反転入力端（−）には抵抗１１７及び１１８と抵抗１１９及び１２０によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ４が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ４のレベルよりも高い場合には、コンパレータ１１２の出力である制御信号Ｓ１７はハイレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ４のレベルよりも低い場合には、コンパレータ１１２の出力である制御信号Ｓ１７はローレベルとなる。
【０１６７】
さらに、コンパレータ１１３は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、非反転入力端（＋）には制御信号Ｓ１１が供給され、反転入力端（−）には抵抗１１７と抵抗１１８〜１２０によって出力電圧Ｖｏが分圧された電圧Ｖｏ５が供給されている。これにより、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ５のレベルよりも高い場合には、コンパレータ１１３の出力である制御信号Ｓ１８はハイレベルとなり、逆に、制御信号Ｓ１１のレベルが電圧Ｖｏ５のレベルよりも低い場合には、コンパレータ１１３の出力である制御信号Ｓ１８はローレベルとなる。
【０１６８】
トランジスタ１１４は、特に限定されるものではないが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ１６が供給される。また、トランジスタ１１４のエミッタは出力端子４（ＧＮＤ）に接続されており、トランジスタ１１４のコレクタは抵抗１２１を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１６９】
また、トランジスタ１１５は、特に限定されるものではないが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ１７が供給される。また、トランジスタ１１５のエミッタは出力端子４（ＧＮＤ）に接続されており、トランジスタ１１５のコレクタは抵抗１２２を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１７０】
さらに、トランジスタ１１６は、特に限定されるものではないが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなり、そのベースには制御信号Ｓ１８が供給される。また、トランジスタ１１６のエミッタは出力端子４（ＧＮＤ）に接続されており、トランジスタ１１６のコレクタは抵抗１２３を介して増幅器３０の反転入力端（−）に接続されている。
【０１７１】
抵抗１２１〜１２３の抵抗値としては、これらが並列に接続された場合の合成抵抗値が上記各実施態様において用いた抵抗３５、５４、８０、９５と同程度となるように設定することが望ましい。
【０１７２】
また、図１３には示されていないが、電圧Ｖｏ３〜Ｖｏ５をより安定させるためには、抵抗１２０に対して並列なコンデンサを付加することが好ましい。
【０１７３】
このような構成からなる負荷急変検出回路１１０においては、電圧Ｖｏ３、Ｖｏ４及びＶｏ５の関係が、Ｖｏ３＜Ｖｏ４＜Ｖｏ５となっていることから、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが低下した場合、その低下の度合いに応じて、増幅器３０の反転入力端（−）と出力端子４（ＧＮＤ）との間の抵抗値を段階的に変化させることができる。
【０１７４】
より具体的には、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、Ｓ１１＜Ｖｏ３である場合（定常状態）には、トランジスタ１１４〜１１６が全てオフ状態となることから、増幅器３０の反転入力端（−）から見て、制御信号Ｓ１９〜Ｓ２１はハイインピーダンス状態となる。したがって、この場合、負荷急変検出回路１１０は、制御回路６の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
【０１７５】
また、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、Ｖｏ３＜Ｓ１１＜Ｖｏ４である場合には、トランジスタ１１４がオン状態となり、トランジスタ１１５及び１１６がオフ状態となることから、増幅器３０の反転入力端（−）は、抵抗１２１を介して接地電位が供給される。したがって、制御信号Ｓ１は抵抗１２１の抵抗値で決まる電圧レベル（Ｖ１）まで上昇する。
【０１７６】
さらに、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、Ｖｏ４＜Ｓ１１＜Ｖｏ５である場合には、トランジスタ１１４及び１１５がオン状態となり、トランジスタ１１６がオフ状態となることから、増幅器３０の反転入力端（−）は、並列な抵抗１２１及び１２２を介して接地電位が供給される。したがって、制御信号Ｓ１は並列な抵抗１２１及び１２２の合成抵抗値（第１の合成抵抗値）で決まる電圧レベル（Ｖ２（＞Ｖ１））まで上昇する。この場合、かかる第１の合成抵抗値は、抵抗１２１の抵抗値よりも低くなることから、制御信号Ｓ１の上昇は、制御信号Ｓ１１のレベルがＶｏ３＜Ｓ１１＜Ｖｏ４である場合よりも速やかとなる。
【０１７７】
さらに、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルが、Ｓ１１＞Ｖｏ５である場合には、トランジスタ１１４〜１１６が全てオン状態となることから、増幅器３０の反転入力端（−）は、並列な抵抗１２１〜１２３を介して接地電位が供給される。したがって、制御信号Ｓ１は並列な抵抗１２１〜１２３の合成抵抗値（第２の合成抵抗値）で決まる電圧レベル（Ｖ３（＞Ｖ２））まで上昇する。この場合、かかる第２の合成抵抗値は、上記第１の合成抵抗値よりも低くなることから、制御信号Ｓ１の上昇は、制御信号Ｓ１１のレベルがＶｏ４＜Ｓ１１＜Ｖｏ５である場合よりもさらに速やかとなる。
【０１７８】
以上より、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが低下した場合、制御信号Ｓ１のレベルを出力電圧Ｖｏの低下の度合いに応じた電圧レベルまで上昇させることができる。これにより、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、図８に示したスイッチング電源装置よりも、負荷状態の急変によって急速に低下した出力電圧Ｖｏの回復をより高精度に行うことができる。
【０１７９】
尚、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、３個のコンパレータ１１１〜１１３を用いることによって、負荷状態の急変によって急速に低下した出力電圧Ｖｏの回復速度を３段階に制御しているが、コンパレータの数はあくまで一例であり、２個あるいは４個以上のコンパレータを用いても構わない。
【０１８０】
また、図示はしないが、図８に示した負荷急変検出回路７０に含まれるコンパレータ７４を、図１３に示した負荷急変検出回路１１０においては互いにしきい値の異なる複数のコンパレータ１１１〜１１３に置き換えているのと同様に、図１０に示した負荷急変検出回路９０に含まれるコンパレータ９１を互いにしきい値の異なる複数のコンパレータに置き換えても構わない。このような負荷急変検出回路を用いれば、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが上昇した場合、制御信号Ｓ１のレベルを出力電圧Ｖｏの上昇の度合いに応じた電圧レベルまで低下させることができる。すなわち、図１０に示したスイッチング電源装置よりも、負荷状態の急変によって急速に上昇した出力電圧Ｖｏの回復をより高精度に行うことができる。
【０１８１】
さらに、図示はしないが、図１２に示した負荷急変検出回路１００に含まれるコンパレータ７４を互いにしきい値の異なる複数のコンパレータに置き換えるとともに、コンパレータ９１を互いにしきい値の異なる複数のコンパレータに置き換えても構わない。このような負荷急変検出回路を用いれば、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが低下した場合に、制御信号Ｓ１のレベルを出力電圧Ｖｏの低下の度合いに応じた電圧レベルまで上昇させることができるとともに、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが上昇した場合に、制御信号Ｓ１のレベルを出力電圧Ｖｏの上昇の度合いに応じた電圧レベルまで低下させることができる。すなわち、図１２に示したスイッチング電源装置よりも、負荷状態の急変によって急速に低下または上昇した出力電圧Ｖｏの回復をより高精度に行うことができる。尚、この場合、コンパレータ７４を置き換えるコンパレータの数と、コンパレータ９１を置き換えるコンパレータの数とが一致している必要はなく、これらの数が互いに異なっていても構わない。
【０１８２】
さて、以上説明した各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷急変検出回路によって負荷急変状態が検出された場合、制御回路６に含まれる増幅器３０の反転入力端（−）のレベルを制御することによって出力電圧Ｖｏの速やかな回復を実現しているが、本発明において、負荷急変検出回路が負荷急変状態を検出した場合に、出力電圧Ｖｏを速やかに回復させる方法としてはこれに限定されず、他の方法を用いて出力電圧Ｖｏの速やかな回復を実現しても構わない。
【０１８３】
図１４は、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の制御回路１３０の回路図である。
【０１８４】
図１４に示されるように、制御回路１３０は、可変増幅器１３１と、ＰＷＭ制御回路３１と、絶縁回路３２とを備えている。
【０１８５】
可変増幅器１３１は、入力端、出力端及び制御端（ＣＯＮＴ）を備えており、入力端には出力電圧Ｖｏが与えられ、制御端（ＣＯＮＴ）には図１に示した負荷急変検出回路７からの制御信号Ｓ４が与えられる。また、可変増幅器１３１の出力端からの出力は制御信号Ｓ１として用いられる。可変増幅器１３１は、制御端（ＣＯＮＴ）に与えられる制御信号Ｓ４のレベルによってそのゲインが変化する。具体的には、制御端（ＣＯＮＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がローレベルである場合には、可変増幅器１３１のゲインは第１のゲイン（通常ゲイン）となり、制御端（ＣＯＮＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がハイレベルである場合には、可変増幅器１３１のゲインは第１のゲインよりも高い第２のゲインとなる。
【０１８６】
上述の通り、制御信号Ｓ４は負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合に活性化（ハイレベル）されることから、通常状態においては可変増幅器１３１のゲインは第１のゲインとなり、負荷急変状態においては可変増幅器１３１のゲインは第２のゲインとなる。これにより、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合には、可変増幅器１３１の出力である制御信号Ｓ１は速やかに上昇し、図１に示したスイッチング電源装置と同様、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができる。
【０１８７】
また、可変増幅器１３１の第２のゲインとしては、主回路部５と制御回路１３０からなる閉ループの伝達関数が出力電圧Ｖｏが発振する限界値を超えるような高いゲインに設定しても構わない。可変増幅器１３１がこのような高いゲインで動作すると、いずれは出力電圧Ｖｏが発振してしまうが、制御信号Ｓ４が活性化するのは、負荷急変状態における僅かな期間のみであることから、実質的に出力電圧Ｖｏが発振することはない。
【０１８８】
尚、可変増幅器１３１の制御端（ＣＯＮＴ）に供給すべき信号は制御信号Ｓ４のみならず、制御信号Ｓ７、Ｓ１２またはＳ１４であっても構わない。
【０１８９】
さらに、図１３に示した負荷急変検出回路１１０のように、出力電圧Ｖｏの変化の度合いに応じて段階的に発生する制御信号Ｓ１６〜Ｓ１８を利用する場合、可変増幅器１３１としては、これら段階的に発生する制御信号に応じて、ゲインを段階的（制御信号Ｓ１６〜Ｓ１８を利用する場合には４段階）に変化させることのできる可変増幅器を用いることが好ましい。
【０１９０】
次に、出力電圧Ｖｏを速やかに回復させる他の方法について説明する。
【０１９１】
図１５は、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の制御回路１４０の回路図である。
【０１９２】
図１５に示されるように、制御回路１４０は、第１の増幅器１４１と、第２の増幅器１４２と、第１のＰＷＭ制御回路１４３と、第２のＰＷＭ制御回路１４４と、セレクタ１４５と、絶縁回路３２とを備えている。
【０１９３】
制御回路１４０においては、第１の増幅器１４１と第２の増幅器１４２のゲインは互いに異なる。具体的には、第２の増幅器１４２のゲインは、第１の増幅器１４１のゲインよりも高く設定されている。また、第１のＰＷＭ制御回路１４３は、第１の増幅器１４１からの出力である制御信号Ｓ１−１を受け、これに基づいて制御信号ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１のパルス幅を制御し、第２のＰＷＭ制御回路１４４は、第２の増幅器１４２からの出力である制御信号Ｓ１−２を受け、これに基づいて制御信号ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２のパルス幅を制御する。これら制御信号ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１，ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２は全てセレクタ１４５に供給される。セレクタ１４５は、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）を備え、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がローレベルである場合には、制御信号ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１を選択してこれらを出力し、逆に、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がハイレベルである場合には、制御信号ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２を選択してこれらを出力する。
【０１９４】
上述の通り、制御信号Ｓ４は負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合に活性化（ハイレベル）されることから、通常状態においてはセレクタ１４５によって制御信号ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１が選択され、負荷急変状態においてはセレクタ１４５によって制御信号ａ２，ｂ２，ｃ２，ｄ２が選択される。これにより、負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合には、図１に示したスイッチング電源装置と同様、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができる。
【０１９５】
また、第２の増幅器１４２のゲインとしては、主回路部５と制御回路１４０からなる閉ループの伝達関数が出力電圧Ｖｏが発振する限界値を超えるような高いゲインに設定しても構わない。さらに、セレクタ１４５の選択端（ＳＥＬＥＣＴ）に供給すべき信号は制御信号Ｓ４のみならず、制御信号Ｓ７、Ｓ１２またはＳ１４であっても構わない。
【０１９６】
さらに、図１３に示した負荷急変検出回路１１０のように、出力電圧Ｖｏの変化の度合いに応じて段階的に発生する制御信号Ｓ１６〜Ｓ１８を利用する場合、増幅器とＰＷＭ制御回路からなる組を、これら段階的に発生する制御信号に応じて３組以上（制御信号Ｓ１６〜Ｓ１８を利用する場合には４組）設けることが好ましい。
【０１９７】
次に、出力電圧Ｖｏを速やかに回復させるさらに他の方法について説明する。
【０１９８】
図１６は、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能なさらに他の制御回路１５０の回路図である。
【０１９９】
図１６に示されるように、制御回路１５０は、第１の増幅器１４１と、第２の増幅器１４２と、セレクタ１５１と、ＰＷＭ制御回路３１と、絶縁回路３２とを備えている。
【０２００】
セレクタ１５１は、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）を備え、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がローレベルである場合には、第１の増幅器１４１の出力である制御信号Ｓ１−１を選択してこれらをＰＷＭ制御回路３１に供給し、逆に、選択端（ＳＥＬＥＣＴ）に与えられる制御信号Ｓ４がハイレベルである場合には、第２の増幅器１４２の出力である制御信号Ｓ１−１を選択してこれらをＰＷＭ制御回路３１に供給する。
【０２０１】
これにより、制御回路１５０は、上述した制御回路１４０とほぼ同様の動作を行うことができる。
【０２０２】
次に、出力電圧Ｖｏを速やかに回復させるさらに他の方法について説明する。
【０２０３】
図１７は、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能なさらに他の制御回路１６０の回路図である。
【０２０４】
図１７に示されるように、制御回路１６０は、増幅器１６１と、ＰＷＭ制御回路１６２と、絶縁回路３２とを備えている。
【０２０５】
ＰＷＭ制御回路１６２は、増幅器１６１より供給される制御信号Ｓ１を受け、これに基づいて制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄのパルス幅を制御する回路であるが、すでに説明したＰＷＭ制御回路３１とは異なり、第１の制御端（ＭＯＤＥ１）及び第２の制御端（ＭＯＤＥ２）を備えている。第１の制御端（ＭＯＤＥ１）には制御信号Ｓ４が与えられ、第２の制御端（ＭＯＤＥ２）には制御信号Ｓ７が与えられる。ＰＷＭ制御回路１６２は、第１の制御端（ＭＯＤＥ１）が活性化すると、増幅器１６１より供給される制御信号Ｓ１のレベルに関わらず、制御信号ｃ，ｄを制御信号ａ，ｂに同期して活性化し、これにより、主回路部５に含まれる整流回路を同期整流状態とする。一方、ＰＷＭ制御回路１６２は、第２の制御端（ＭＯＤＥ２）が活性化すると、増幅器１６１より供給される制御信号Ｓ１のレベルに関わらず、制御信号ｃ，ｄを非活性状態とし、これにより、主回路部５に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させる。
【０２０６】
基本的にＰＷＭ制御回路１６２は、第１の制御端（ＭＯＤＥ１）及び第２の制御端（ＭＯＤＥ２）がいずれも活性化していない状態（通常状態）においては、増幅器１６１より供給される制御信号Ｓ１のレベルに基づいて、主回路部５に含まれる整流回路を同期整流状態とし、或いは、同期整流動作を停止させる。主回路部５に含まれる整流回路を同期整流状態とした場合、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０が備えるボディーダイオード（図示せず）の電圧降下に基づく損失をなくすことができる一方、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のゲート容量に対する充放電に基づく損失が発生し、同期整流動作を停止させた場合、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のゲート容量に対する充放電に基づく損失をなくすことができる一方、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０が備えるボディーダイオード（図示せず）の電圧降下に基づく損失が発生する。かかる観点より、主回路部５に含まれる整流回路を同期整流状態とするか動作停止状態とするかは、出力電流Ｉｏの量によって定められ、出力電流Ｉｏが所定値を超えている場合には、主回路部５に含まれる整流回路は同期整流状態とされ、出力電流Ｉｏが所定値未満である場合には、同期整流動作は停止される。
【０２０７】
しかしながら、ＰＷＭ制御回路１６２は、上述の通り、第１の制御端（ＭＯＤＥ１）が活性化すると、主回路部５に含まれる整流回路を強制的に同期整流状態とし、第２の制御端（ＭＯＤＥ２）が活性化すると、主回路部５に含まれる整流回路の同期整流動作を強制的に停止させる。これは、整流回路を同期整流状態とした方が、出力電圧Ｖｏをより速やかに上昇させることができ、整流回路の同期整流動作を停止させた方が、出力電圧Ｖｏをより速やかに低下させることができるという技術的知見に基づく。
【０２０８】
上述の通り、制御信号Ｓ４は負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合に活性化（ハイレベル）されることから、制御回路１６０を用いれば、出力電圧Ｖｏが急速に低下した場合に、主回路部５に含まれる整流回路を強制的に同期整流状態とすることによって、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下を速やかに回復させることができる。また、上述の通り、制御信号Ｓ７は負荷状態の急変により出力電圧Ｖｏが急速に上昇した場合に活性化（ハイレベル）されることから、制御回路１６０を用いれば、出力電圧Ｖｏが急速に上昇した場合に、主回路部５に含まれる整流回路の同期整流動作を強制的に停止させることによって、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な上昇を速やかに回復させることができる。
【０２０９】
尚、ＰＷＭ制御回路１６２の第１の制御端（ＭＯＤＥ１）に供給すべき信号は制御信号Ｓ４のみならず、制御信号Ｓ１２であっても構わない。同様に、ＰＷＭ制御回路１６２の第２の制御端（ＭＯＤＥ２）に供給すべき信号は制御信号Ｓ４のみならず、制御信号Ｓ１４であっても構わない。
【０２１０】
また、以上説明した各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、負荷急変検出回路に含まれるフィルタとして、ローパスフィルタ回路を用いているが、本発明において、負荷急変検出回路に含まれるフィルタがローパスフィルタであることは必須でなく、時定数が適切に設定されている限り、これらが図１８に示されるようなハイパスフィルタであっても構わない。
【０２１１】
さらに、以上説明した各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、主回路部５の１次側回路としてハーフブリッジ型のスイッチング回路を用い、主回路部５の２次側回路としてカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路を用いているが、本発明において、主回路部５の１次側回路及び２次側回路はこれらに限定されず、他の回路を用いても構わない。
【０２１２】
例えば、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の１次側回路としては、フルブリッジ型回路やプッシュプル型回路を用いることができる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の２次側回路としては、フォワード型回路やセンタータップ型回路、ブリッジ型回路を用いることができる。
【０２１３】
さらに、以上説明した各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、主回路部５として、１つのトランス１０と、１つの１次側回路と、１つの２次側回路とを備える回路を用いているが、本発明においては、トランス、１次側回路及び２次側回路からなる組を複数組を用い、これらの位相を互いにずらして駆動しても構わない。
【０２１４】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【０２１５】
例えば、図８、図１０、図１２及び図１３に示したスイッチング電源装置においては、演算増幅器７３の出力である制御信号Ｓ１１のレベルとの比較に、出力電圧Ｖｏを分圧して生成した電圧Ｖｏ１乃至電圧Ｖｏ５を用いているが、これら電圧Ｖｏ１乃至電圧Ｖｏ５の代わりに、所定の基準電圧を用いても構わない。但し、電圧Ｖｏ１乃至電圧Ｖｏ５の代わりに所定の基準電圧を用いた場合、制御回路６によって出力電圧Ｖｏの目標電圧が変更された場合には、これに応じて基準電圧のレベルを変更する必要がある。
【０２１６】
また、各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、制御回路６、１３０、１４０、１５０及び１６０に含まれる増幅器３０、１４１、１４２、１６１及び可変増幅器１３１の入力端に出力電圧Ｖｏが直接供給されているが、これら入力端には、出力電圧Ｖｏに連動する電圧、例えば、複数の抵抗の直列体を用いて出力電圧Ｖｏを分圧した電圧を供給しても構わない。
【０２１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、負荷状態の急変による出力電圧Ｖｏの急速な低下及び／または上昇を速やかに回復させることができることから、過渡応答性が大幅に改善されたスイッチング電源装置を提供することができる。これにより、本発明によるスイッチング電源装置によれば、ＣＰＵやＤＳＰのように負荷電流の変化が急激である負荷を駆動する場合であっても、これらの誤動作を効果的に防止することができる。
【０２１８】
さらに、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、出力電圧Ｖｏを監視することによって負荷急変状態を間接的に検出していることから、抵抗やカレントトランス等を用いて出力電流Ｉｏを直接検出する場合に生じる電力損失や動作遅延が発生することがない。このため、スイッチング電源装置の出力コンデンサ２１をスイッチング電源装置の本体から比較的離れて配置された負荷の近傍に配置し、出力電圧Ｖｏの検出点を負荷の近傍とするいわゆるリモートセンシング方式による電圧検出を行う場合に適したスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【図３】図１に示すスイッチング電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図である。
【図４】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】図４に示すスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【図６】図４に示すスイッチング電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図である。
【図７】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図８】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図９】図８に示すスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【図１０】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】図１０に示すスイッチング電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング図である。
【図１２】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１３】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１４】本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の制御回路１３０の回路図である。
【図１５】本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能なさらに他の制御回路１４０の回路図である。
【図１６】本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能なさらに他の制御回路１５０の回路図である。
【図１７】本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能なさらに他の制御回路１６０の回路図である。
【図１８】ハイパスフィルタの回路図である。
【符号の説明】
１，２  入力端子
３，４  出力端子
５  主回路部
６  制御回路
７  負荷急変検出回路
１０  トランス
１１  第１の入力コンデンサ
１２  第２の入力コンデンサ
１３  第１のメインスイッチ
１４  第２のメインスイッチ
１５，１６，２２，２３  ドライバ
１７  第１のリアクトル
１８  第２のリアクトル
１９  第１の整流スイッチ
２０  第２の整流スイッチ
２１  出力コンデンサ
３０  増幅器
３１  ＰＷＭ制御回路
３２  絶縁回路
３３〜３５  抵抗
４０，４１  フィルタ
４２  コンパレータ
４３  トランジスタ
４４，４５，４７，４８  抵抗
４６，４９  コンデンサ
５０  負荷急変検出回路
５１  フィルタ
５２  コンパレータ
５３  トランジスタ
５４〜５６  抵抗
５７  コンデンサ
６０，７０  負荷急変検出回路
７１，７２  フィルタ
７３  演算増幅器
７４  コンパレータ
７５  トランジスタ
７６〜８２，８４，８５  抵抗
８３，８６  コンデンサ
９０  負荷急変検出回路
９１  コンパレータ
９２  トランジスタ
９３〜９５  抵抗
１００，１１０  負荷急変検出回路
１１１〜１１３  コンパレータ
１１４〜１１６  トランジスタ
１１７〜１２３  抵抗
１３０  制御回路
１３１  可変増幅器
１４０  制御回路
１４１  第１の増幅器
１４２  第２の増幅器
１４３  第１のＰＷＭ制御回路
１４４  第２のＰＷＭ制御回路
１４５  セレクタ
１５０  制御回路
１５１  セレクタ
１６０  制御回路
１６１  増幅器
１６２  ＰＷＭ制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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