(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
二進符号を有する電気信号の変調によってうることができるスペクトル拡散信号の受信機であって、
前記受信機が、スペクトル拡散信号である入力信号の符号捕捉および信号検出を行なうための符号捕捉と信号検出の回路、および信号復調器を含んでおり、
前記符号捕捉と信号検出の回路（３）が、入力信号と拡散符号との相関すなわち逆拡散を行なう符号に適応した複数のフィルタ（１１）を備え、スライド等化ウインドウ手段（１５）の出力である有効サンプル（Ｚ1（ｈ）、・・・、ＺL（ｈ））の代表値である最大値（ｍａｘ）と、有効サンプルの平均値（ａｖｅｒ）に固定乗数ファクター（Ｌａｍｂｄａ）を掛けあわせることによって前記平均値から発生される自動適応性の閾値（ＳＡＴＨ）とを比較し、前記最大値が前記自動適応性の閾値を超えるばあいに信号の存在を示す第１状態と、前記最大値が前記自動適応性の閾値よりも小さいばあいに信号の不在を示す第２状態とを有する信号（ＳＰ）を発生することによって、前記入力信号を認識するために前記自動適応性の閾値によって適応される手段を備えていることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記受信機が入力信号（ｒp（ｋ），ｒq（ｋ））の相関されたサンプル（Ｓp,p、・・・、Ｓq,q）を供給するための、符号に適応したフィルタ（１１）、
前記サンプルを処理し、かつ、連続したサンプル（ｅ（ｋ））を供給する二乗手段（１２）および加算手段（１３）、
サンプル（ｅ（ｋ））のｐi（ｈ）成分の平均値を既定サイズ（Ｗ）のスライド等化ウインドウ内で評価し、有効サンプルを出力するスライド等化ウインドウ手段（１５）、および
選択された有効サンプル（Ｚ1（ｈ）、・・・、ＺL（ｈ））のグループの最大値（ｍａｘ）を評価する手段（１６）をさらに備えてなる請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記連続したサンプル（ｅ（ｋ））の供給手段（１２、１３）から供給された連続したサンプル（ｅ（ｋ））のＰｉ（ｈ）成分を直列出力形式から並列出力形式に変換して、前記スライド等化ウインドウ手段（１５）に前記ｐi（ｈ）成分を並列に供給する直列／並列コンバータ（１４）を備えてなる請求項２記載の受信機。
【請求項４】
前記受けとったデータ信号を、符号のレプリカを用いて逆拡散する手段をさらに備えてなる請求項２または３記載の受信機。
【請求項５】
前記受信機が符号のレプリカの発生器をさらに備えてなる請求項４記載の受信機。
【請求項６】
請求項１、２、３、４および５のいずれかによって定義された符号捕捉と信号検出の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散符号を直接拡散（ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ、以下、ＤＳともいう）に分割することによるマルチアクセスの通信システムに関し、とくに前記通信システムに用いられるスペクトル拡散信号の受信機に関する。本発明は、さらに具体的には、前記信号の認識、および伝送された信号の変調で用いられる符号の捕捉に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
信号の認識、および伝送信号の変調で用いられる符号の捕捉のための迅速でかつ信頼性のある技術は、たとえば、地上や衛星の無線通信システムなどのような通信システムの基本特性に対応するために、本質的で、かつ重要な要素といえる。
【０００３】
直接拡散方式における符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）に基づく移動通信システムにおいて最も効果的な受信機は、多数の伝播路を通ってアンテナに到達する互いに異なるエコーを追跡する複数の受信機を用いることにより、複数路のチャンネルに固有の時間の多様性を利用している。このためには、迅速でかつ信頼性の高い、信号の検出およびシグナチャー符号の同期化が必要となる。さらに、送信源の動的配置と結合して構成された、符号分割多元接続のネットワークでは、基地局は分散したユーザーによる、不確定な方法を介して伝達された信号パケットを、迅速にかつ高い信頼性でもって捕捉することに備えなければならない。同様の要求は、結合によって構成されていないネット、すなわち復調器による信号パケットの捕捉時間が全体のデータの伝送に直接影響するようなネットワークにも適用される。
【０００４】
これらすべての状況において、古典的な直列探索のプロセスは、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が低いばあいの捕捉時間に関しては低い評価しかうることができなかった。それどころか、これらの公知のプロセスは、現在までのところ、直接拡散信号の迅速な捕捉における費用／複雑性比が、並列探索のプロセスに比べて非常に低いことで特徴づけられている。ただし、現時点では、信号の数値処理技術の分野、および超大型集積回路（ＶＬＳＩ）の技術分野において遂げられた進歩によって、前述の考察は部分的に否定されることになる。
【０００５】
本発明の目的は、符号の捕捉と信号の認識を行う装置であって、Ｓ／Ｎ比が低いばあいに迅速に、かつ高い信頼性で機能することが可能で、特殊用途集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｓｐｅｃｉｆｉｃ  ＩＣ、ＡＳＩＣ）中に搭載可能なものを実現することにある。
【０００６】
数値符号の迅速な捕捉プロセスはＦＲ−Ａ−８９１３３６０によって既知である。前記プロセスは、信号の迅速な並列処理を可能にするが、以下の考慮を必要とする。すなわち、前記プロセスは相関器から出た信号の振幅を固定された閾値と比較することを基礎としており、５つのパラメータを考慮に入れることが要求される。結果として、性能を容易には予測できないために、比較的複雑で嵩高い装置となる。
【０００７】
さらに、前記既知のプロセスは、スペクトル拡散を有するシステムのために考案されたものであるが、実際の商用システム（ＴＤＲＳＳ／ＤＲＳ）で用いられているビットによって同期された拡散用として最適化されてはいない。結局、相関の過程が引き起こすロスは、衛星による通信システムでは許されないのである。
【０００８】
前記目的を達成するために、本発明は、符号に適応したフィルタを用いることにより、不干渉性の並列捕捉過程に基づいて信号認識と符号捕捉を行う装置を提唱する。
【０００９】
符号に適応したフィルタを古典的な相関器の代わりに用いることは、エー  ポリドロス（Ａ．  Ｐｏｌｙｄｏｒｏｓ）、およびシー  エル  ウェーバ（Ｃ．  Ｌ．  Ｗｅｂｅｒ）の「スペクトル拡散符号捕捉の直列探索に対する統一アプローチ」、パート２：適応フィルタ受信機、ＩＥＥＥ通信会報、ＣＯＭ−３２巻、第５号、１９８４年５月、５５０〜５６０頁）、およびエル  ビー  ミルスタイン（Ｌ．  Ｂ．  Ｍｉｌｓｔｅｉｎ）、ジェー  ジェバルジズ（Ｊ．  Ｇｅｖａｒｇｉｚ）、およびピー  ケー  ダス（Ｐ．  Ｋ．  Ｄａｓ）の「並列の弾性表面波（ＳＡＷ）コンボルバを用いた直接拡散スペクトル拡散通信の迅速な捕捉」、ＩＥＥＥ通信会報、ＣＯＭ−３３巻、第７号、１９８５年７月、５９３〜６００頁）によって、確かにすでに提唱されている。しかし、これらの装置は、Ｓ／Ｎ比が低いばあいには適さない。
【００１０】
もっと最近の例で、やはり符号に適応したフィルタを用いた提案が幾つかあるが、いずれのばあいにも、信号の検出が常にフィルタの出力レベルと固定閾レベルとの比較に基づいているため、Ｓ／Ｎ比が低いばあいの動作には適さない。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前述とは異なったアプローチを用いており、二進符号を有する電気信号の変調によってうることができるスペクトル拡散信号の受信機であって、前記受信機が、スペクトル拡散信号である入力信号の符号捕捉および信号検出を行なうための符号捕捉と信号検出の回路、および信号復調器を含んでおり、前記符号捕捉と信号検出の回路（３）が、入力信号と拡散符号との相関すなわち逆拡散を行なう符号に適応した複数のフィルタ（１１）を備え、スライド等化ウインドウ手段（１５）の出力である有効サンプル（Ｚ1（ｈ）、・・・、ＺL（ｈ））の代表値である最大値（ｍａｘ）と、有効サンプルの平均値（ａｖｅｒ）に固定乗数ファクター（Ｌａｍｂｄａ）を掛けあわせることによって前記平均値から発生される自動適応性の閾値（ＳＡＴＨ）とを比較し、前記最大値が前記自動適応性の閾値を超えるばあいに信号の存在を示す第１状態と、前記最大値が前記自動適応性の閾値よりも小さいばあいに信号の不在を示す第２状態とを有する信号（ＳＰ）を発生することによって、前記入力信号を認識するために前記自動適応性の閾値によって適応される手段を備えている。
【００１２】
実施の形態では、符号の捕捉と信号の検出の回路は、入力信号の相関されたサンプルを供給するために、符号に適応したフィルタを備えている。ある複数の手段が、サンプルを非干渉的に処理し、連続したサンプルを供給し、つぎに複数の手段が、サンプルの成分の平均値を所定の大きさのスライド等化ウインドウ内で評価し、最後に、複数の手段が、選択された有効サンプルのグループの最大値を評価する。符号のレプリカの発生器は予測される符号の位相差の初期値と同期させて、符号のレプリカを発生させる。
【００１３】
本発明にかかわる符号の捕捉と信号の検出の回路は、パケットごとの複数の復調器とつながっているので、データの処理速度が改善される。このばあい、前記回路は、データをパケットごとの復調器に送る前に逆拡散する手段を備えている。
【００１４】
自動適応性の検出閾値は、検出回路の出力信号に基づいて、信号振幅の偶発的な変動を直接的に考慮に入れる自動適応性の信号の認識過程を確保する。前記自動適応性の閾値のために、検出欠損の確率が最小限に抑えられ、誤り検出の確率をＳ／Ｎ比の関数において一定に維持する。さらに、本発明にかかわる符号の捕捉と信号の検出の装置は、信号の存在フラッグの発生に関しては、著しく高い精度と信頼性を示す。さらに、前記装置は小さなロスしか生み出さず、偶発的なアクセスによる伝送形態と、パケットによる伝送形態の双方において大きなデータの伝送を可能にする。そして、これを特殊用途集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｓｐｅｃｉｆｉｃ  ＩＣ、ＡＳＩＣ）技術において実施することが可能であれば、材料的に複雑になることを有利に低減することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
添付図面を参照しながら、本発明をさらに詳細に解説する。
【００１６】
図１には、本発明に適応した信号受信機が概念的に示されている。バンドフィルタ（以下、単にフィルタという）１は、ベースバンド入力信号ｒ（ｔ）を受けとり、前記フィルタからの出力は、予め決められたリズムを備えたサンプラー２でリズムと同期的にサンプリングされる。サンプラー２は２個またはそれ以上のサンプルｒｋをチップに供給する。フィルタ１は、当業者の通常の技術知識に基づいて、アナログの形態、またはデジタルの形態で実施可能である。局所的なシグナチャー符号を用いて信号を検出し、固定されている所定の時間インターバル内での信号の存在（第１状態）を示す信号フラッグである信号ＳＰを発生する役割をもつ、本発明に基づく符号の捕捉と信号検出の回路（以下、単に捕捉検出回路という）（ＳＲ／ＣＡ）３に、サンプルｒｋが受けとられる。信号（存在信号）ＳＰが検出されたばあいは、捕捉検出回路３は、サンプルの流れＳＳと同調した、符号のレプリカＲＰを発生する。
【００１７】
捕捉検出回路３によって発生された信号はすべて、既知の復調器４に伝送される。復調器４は、既知の方法において信号のサンプルと符号のレプリカを用いながら、信号の逆拡散を開始する。
【００１８】
信号認識の確認には、通常、捕捉検出回路３の応答時間よりも長い時間を要するので、信号フラッグである信号ＳＰがメッセージの終了を示す（第２状態）と、接続は直ちに捕捉検出回路３の解放を許す。かくして、捕捉検出回路３は新たなメッセージを処理する準備を整える。
【００１９】
図２は、本発明にかかわる信号受信機の変形例であり、これはパケットごとに所定の変調を行う。捕捉検出回路３は、ある信号の存在を検出すると、信号の存在を示す信号ＳＰと、符号のレプリカの助けで事前に逆拡散された入力信号ＤＳとを、パケットごとの複数の復調器６と接続されているサービスユニット５に供給する（第１状態）。サービスユニット５は、記号のリズムを備え逆拡散された信号を、パケットごとの復調器のうち準備の整ったものに供給する。記号のリズムで駆動する各々の復調器は、周波数、位相、およびフレーミングの同調を確保し、パケットの情報ビットを抽出する。パケットの前置きの所要時間を短縮するために、パケットごとの復調器はデータのサンプルをのちに処理しても良く、このばあい、１つのパケットのばあいの所要時間よりも長い処理時間が必要となる。このばあいでも、信号の存在についての情報を示すフラッグ信号である信号ＳＰが、メッセージの終了したことを示し次第（第２状態）、捕捉検出回路３は解放され、これによって前記捕捉検出回路は新たなメッセージを処理する準備が完全に整えられる。
【００２０】
ここで、本発明の機能に関する概念図である図３を用いて捕捉検出回路のさらに詳細な説明を行う。サンプルｒ（ｋ）の同位相成分ｒｐ（ｋ）と直角位相成分ｒｑ（ｋ）が、符号に適応した複数のフィルタ１１に配分される。前記フィルタ１１は、入力された信号を、同位相の拡散符号および直角位相の拡散符号と相関する役割をもっている。２つのフィルタが、信号の各成分の例として示されている。フィルタ１１から出力されたサンプルＳｐ，ｐ、Ｓｐ，ｑ、Ｓｑ，ｐ、およびＳｑ，ｑは、二乗器１２で二乗され、加算器１３で合計されて増大する。加算器１３からうることができた信号ｅ（ｋ）は、データの変調や搬送波の位相差とは独立している（非干渉的処理）。二乗器１２および加算器１３は、サンプルを非干渉的に処理し、かつ連続したサンプル（ｅ（ｋ））を供給する手段である。
【００２１】
信号ｅ（ｋ）の連続したサンプルは、受けとった信号と、拡散符号ＣＰおよびＣＱの除々に変位されたバージョンとの相関（コリレーション）である。評価の問題の解決は、信号ｅ（ｋ）を並列に処理することで確保されうる。確率関数の最大値は、符号の一定期間（Ｌ）中に起こす可能性がある符号の全ての位相差について算出された種々のｅ（ｋ）値を単純に比較することでうることができる。直列／並列コンバータ１４が、成分ｐ１（ｈ）、・・・、ｐＬ（ｈ）を並列で供給する。出力は、符号の長さにより規定される１つのリズムに更新されるので、前記直列／並列コンバータ１４は同じくデシメーターの役目も果たす。前記成分の表示に用いられている記号（ｈ）は、進行中の符号の期間の長さを示す記号である。サンプルの有効平均をうるために、各成分ｐ（ｈ）はＷの大きさをもったスライド等化ウインドウ１５を通過する。こうして、有効サンプルＺ（ｈ）のＬグループを代表する、Ｌ信号の全体を入手できる。
【００２２】
つぎに、有効サンプルＺ（ｈ）は、つぎに起こる変調のために符号の位相差の一時的な値の記号
【００２３】
【外１】
0003590473.tif 000002
【００２４】
を供給する機能と、有効サンプルのＬグループの最大値を供給する機能を備えた評価回路１６にて評価される。検出回路１７は、つぎに前記最大値を、乗算器１８でサンプルの平均値ａｖｅｒを乗数ファクターＬａｍｂｄａと乗ずることによって局所的に発生した自動適応性の閾値ＳＡＴＨと比較し、前記最大値が閾値ＳＡＴＨを超えるばあいは信号の存在のフラッグである信号ＳＰを発生する。符号の位相差の一時的な値δ（ｈ）は、符号のレプリカ
【００２５】
【外２】
0003590473.tif 000003
【００２６】
を同調させるために、符号発生器１９において使用される。ばあいによっては、図３に示されるように、捕捉検出回路には、入力データをうることができた符号のレプリカ
【００２７】
【外３】
0003590473.tif 000004
【００２８】
と共に逆拡散するデータの逆拡散回路２０を設けてもよい。
【００２９】
以下に示す機能的な概念図は、１チップに１サンプルを基本とした処理形態を前提としている。しかし、当業者が本発明の実施の形態を、１チップに複数のサンプル、たとえば１チップに２個または、３個のサンプルを基本とした処理に適応することは可能であり、これによって、パケット処理によるデータの逆拡散のロスを最低限に抑えることが可能となる。
【００３０】
捕捉検出回路ＳＲ／ＣＡの目的は、ある特定のユーザーから送られてくる信号を、複数のユーザーから送られてくる信号の中から認識することである。そのために、捕捉検出回路はサンプルに対して、信号不在と信号存在という二つの異なった仮定の確率比を基本とした非干渉テストを実行しなければならない。基本的には、前記テストは信号の推定レベルと固定された閾値とを比較することからなる。信号を認識するための計算負荷を可能な限り低減し、信号振幅の不意の急激な変化の結果として歩留まりが落ち込む危険性を排除するため、本発明では、通常行われるように、受けとられた信号ｒｋに対してテストを実行する代わりに、当該テストを捕捉検出回路の出力値Ｚ（ｈ）に対して実行することが考慮されている。そのため本発明に準じたこの処理手続きによって、捕捉検出回路自体を再利用することや、信号振幅の偶発的な変動を直接考慮に入れるシンプルな自動適応性の過程を実現することが可能になった。
【００３１】
前記テストを行うために、サンプルＺ（ｈ）内で選択された最大値は、平均値ａｖｅｒを予め決められた乗数ファクターＬａｍｂｄａと乗ずることによって局所的に発生した自動適応性の閾値ＳＡＴＨと比較される。
【００３２】
本発明に基づく認識過程においては、回路の全体的な性能に顕著な影響を与える二つのキーパラメーターは、スライド等化ウインドウのサイズＷと、自動適応性の検出閾値を固定する乗数ファクターである。
【００３３】
自動適応性の検出閾値のために、誤り検出の確率が、実際のＳ／Ｎ比から独立したものになる。検出欠損の確率は、Ｓ／Ｎ比の単調な減少関数であり、その値はネイマン−ペアルソン（Ｎｅｙｍａｎ−Ｐｅａｒｓｏｎ）基準からうることができる最良値よりも低い。この特異性は、誤り検出、および検出欠損の確率が特定の値よりも低くなければならないパケットによる処理形態において非常に有利である。検出欠損は、事実上、データの１パケットをロスすることを意味するからである。回路のパラメーター、Ｌａｍｂｄａ、およびＷは、Ｓ／Ｎ比が最悪で（低く）、信号検出の待ち時間が最悪である（長い）ばあいの、検出欠損（ＰＭＤ）、誤り検出（ＰＦＡ）、および誤り位相捕捉（ＰＷＡ）の確率に関する要求を満たすように選択される。Ｓ／Ｎ比がもっと良いばあいには、ＰＭＤとＰＷＡの確率は特定の最大値より大きいことが予測されるが、ＰＷＡの確率と待ち時間は変化しないであろう。
【００３４】
信号の捕捉と認識の高速性において評価される性能の高さ以外に、本発明にかかわる回路は特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）技術において実施されうる利点を有する。
【００３５】
図４は特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）技術における実施の形態の構造をブロックで示した概念図である。入力信号は、入力フィルタからの出力信号と同位相である成分の最上位ビットＰ ｉｎと、前記入力フィルタからの出力信号と直角位相である成分の最上位ビットＱ ｉｎである。どのような疑似ノイズ符号（ＰＮ）にも適用可能な前記実施の形態は、ＱＰＳＫ（四相位相変調）ＤＳ／ＳＳ  ＣＤＭＡタイプの信号を、０．４の判別力ファクターを備えた、ナイキストの余弦平方根フィルタによって形成されたシーケンスと復調するためと考えられてきた。
【００３６】
開示内容をより明白にするために、つぎの記載は１チップ当たり１サンプルの処理を考慮してなされているが、回路の実施の例は、マイナーな修正を施すことによって、１チップ当たりでもっと大きな数のサンプル（たとえば、１チップ当たり２個か３個のサンプル）を処理するために用いることを予測して作られている。図４は、図４中の各機能ブロックが構成している部分集合を表す図５〜図１１によって完全なものとなる。前述の補足図面である図５〜１１には、内部二進語のために選択された長さ（図４〜１１において、図中矢印の横に示された数字で、ビット数を示す）が示されている。これらの長さは、回路の複雑さの度合いと受信機としての性能の双方において受け入れられる妥協点を確保することをねらった解析にしたがって選択されている。図４において、Ｗ ｓｅｌｅｃｔはスライド等化ウインドウの長さＷ（Ｗ＝１６，３２，６４，１２８，２５６，５１２）の選択信号であり、Ｎｂ ｓａｍｐｌｅは１チップあたりのサンプルの数（０のときは１チップあたり２つのサンプルを示し、１のときは１チップあたり４つのサンプルを示す）であり、ＳｙｓＣｌｋは入力データ率の４倍に等しいシステムクロックの信号であり、Ｒｅｓｅｔ Ｎは一般的なリセット信号であり、Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｅｓｅｎｃｅは信号の存在検出フラッグ信号であり、ＳａｍｐＣｌｋは入力システムクロックからＦＳａｍｐＣｌｋ＝ＦＳｙｓＣｌｋ／４で供給されるサンプリングクロックの信号であり、ＳｙｍｂＣｌｋは入力システムクロックからＦＳｙｍｂＣｌｋ＝ＦＳｙｓＣｌｋ／（４×Ｌ×Ｎｂ ｓａｍｐｌｅ）で供給される記号クロックであり、Ｐ ｏｕｔは入力信号Ｐ ｉｎの遅延されたレプリカであり、Ｑ ｏｕｔは入力信号Ｑ ｉｎの遅延されたレプリカである。またＣｔｒｌ ｃｏｅｆｆは乗法定数の制御信号であり、Ｃｔｒｌ ｄａｔａはデータの制御信号であり、Ｃｔｒｌ ｓｕｍ Ｎは和の全体的な制御信号であり、Ｃｔｒｌ ｍａｘ Ｎは最大値の全体的な制御信号であり、ＤｅｃＣｌｋはデータシフトクロックの信号であり、ＤｅｔＣｌｋは検出クロックの信号であり、ｓｗ ｉｎはスライド（等化）ウインドウへの入力信号であり、ｓｗ ｏｕｔはスライド（等化）ウインドウからの出力である。図５〜図１１において、図４中に示される記号と同一の信号には同一の記号を付している。
【００３７】
ブロック２１は、シグナチャーのシーケンスとして使える特別の位相を備えた２つのゴールド符号（ｇｏｌｄ  ｃｏｄｅ）の助けで、入力信号の成分Ｐ、およびＱの拡散されたフィルタを実現する。フィルタのブロックの単純化された概念図を示す図５では、これらの符号シグナチャーは
【００３８】
【外４】
0003590473.tif 000005
【００３９】
で表されている。図５において、ＴＳａｍｐＣｌｋは、サンプリングクロックの間隔（ｉｎｔｅｒｖａｌ）である。外部信号Ｎｂ ｓａｍｐによって、１チップ当たり多数のサンプルが固定される。入力データの流れ、およびシグナチャーのシーケンスに対する妥当な制御によって、４個ではなくただ１個のデータ相関器によって濾過が実現され、１個の複雑な相関器を作るためのゲート数は１０，０００のオーダー（これは、特殊集積回路の全ゲート数の約四分の一に当たる）であることから、材料の複雑性が顕著に減少される。この回路は相補ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）技術によって容易に実現可能である。相関されたサンプルは、加算器３１の出口において、クロックシステムのリズムＦｓｙｓＣｌｋに直列化され、８ビットで表される（ｓｓｍｆ信号）。
【００４０】
相関されたサンプルＳＳＭＦは、二乗化と加算のブロック２２（実施の概念図が図６に示されている）に導かれる。前記二乗化と加算化をしてデータを重ねあわせた構成の結果、これらのデータは、二乗器３２、および適切に指示された累算器３３の助けで、機能の実行可能な時間内に直列になる。図６において、    ＴＳｙｓＣｌｋはシステムクロックの間隔である。１５ビットで表わされたブロック２２の出力は、ＦＳａｍｐＣｌｋ＝１／４ＦＳｙｓＣｌｋのサンプルリズムを備えたスライド等化ウインドウ（ブロック２３）に向けてｓｗ ｉｎ信号として供給される。
【００４１】
ブロック２３の役割は、前述した処理済みサンプルの等化を実行することである。図３に図式化されたような等化機能に続いて直列／並列変換を実行する代わりに、図７に示された実施の形態は、累算器３４と記憶素子ＲＡＭ３５の助けで等化を実行し、これによって直列／並列変換は不必要となる。ＲＡＭメモリーへのアクセスは、サンプルのインターバルＴＳａｍｐ＝１／ＦＳａｍｐＣｌｋのあいだに読みとり操作と書き込み操作の実行が許されるように、データのリズムの２倍のリズムでなされる。図７において、Ｒ／Ｗは書きこみ／読みとり操作の制御信号であり、ＡＤＤＷは書きこみ操作のための蓄積されたサンプルの信号であり、ＡＤＤＲは読みとり操作のための蓄積されたサンプルの信号である。累算器の初期化と読みとり／書きこみ操作の命令は、適合した命令信号によって制御される。Ｌサンプルのグループｓｗ ｏｕｔは、ＦＳａｍｐＣｌｋ／（Ｌ×Ｗ）のリズムで供給されるが、一方、各グループにおいてデータのリズムはＦＳａｍｐＣｌｋである。
【００４２】
Ｌサンプルのグループｓｗ ｏｕｔは、図８にアーキテクチャーの概念図が示された評価ブロック２４に受け入れられる。入力されたデータは、先ず、符号の既知の位相の情報（この情報は、適当な方法で初期化されたプログラム可能なコンピューター３６によって供給される）によってマークされる。つぎに、単一のコンパレータ１７と回帰形態の記憶素子３８の補助により、最大値の評価が実行される。平均値ａｖｅｒの評価は、残されたＬ−１サンプルを単純に累積することによってなされる。回路の複雑性を減らすために、平均値の評価は、等化ブロック２３の１５ビットで切られた出力値に対して行われる。この切断は、積分周期Ｗによって決まるスライドウインドウの動的開口度を考慮して、３９で実行される。基本的に、平均値のレベルをうるためには、累算器（図３）の出力値に１／（Ｌ−１）を乗じなければならない。しかし、回路の複雑性を減らすために、乗法定数である乗数ファクターＬａｍｂｄａによる調整と共に、検出ブロック内で標準化ファクターが考慮される。ブロック２４の出力値は、符号の推定位相ｅｐｏｃｈ、選択されたサンプルのＬグループの最大値ｍａｘ、および選択されたサンプルのＬグループの平均値ａｖｅｒである。これらの出力値はＦＳａｍｐＣｌｋ／（Ｌ×Ｗ）のリズムで解放される。
【００４３】
信号の最終検出は、図９に実施の形態を示したブロック２５で実行される。最大値ｍａｘは４０で、平均値ａｖｅｒの信号と乗法定数である乗数ファクターＬａｍｂｄａを掛け合わせることによって４１で発生した自動適応性の閾値ＳＡＴＨと比較される。ｍａｘ値が自動適応性の閾値ＳＡＴＨを超えるときは、信号の存在を示すフラッグＳＰがコンパレータ４０によって生み出される。８ビットで表された追加出力値（Ｓｏｆｔ  Ｒｅｌｉａ）が、実行された検出の信頼性について指示を与える。
【００４４】
ブロック２６は、シグナチャーのシーケンスとして用いられるゴールド符号Ｐ（Ｐ ｃｏｄｅ）とＱ（Ｑ ｃｏｄｅ）を発生し、入力信号の逆拡散された成分を発生する。図１０は符号の発生回路を示す。この回路は基本的に位相推移レジスタ４１と４２からなり、符号（信号ｅｐｏｃｈ）と同位相の推定初期値と同期した符号Ｐ（Ｐ ｃｏｄｅ）とＱ（Ｑ ｃｏｄｅ）を発生する。図１１はデータの逆拡散回路のブロック図であり、４３はコンパレータを示し、４４はプログラム可能なコンピュータを示す。この回路は、フィルタ２１の出力側にあらわれるサンプルで信号ｅｐｏｃｈと同調しているもの、言い換えればシグナチャーの符号と同調しているものを選択し、逆拡散されたデータの直列／並列変換を確実にするために設けられている。逆拡散されたデータである成分ＰＰ，ＰＱ，ＱＰ，およびＱＱはコンピュータ４４の制御下で、記号のリズムで解放される。
【００４５】
ブロック２７は、回路全体の作用をリズムづけする全ての命令信号を発生する。このブロックは基本的に、様々な１チップ当たりサンプル数に対して、また等化ウインドウの様々なサイズ（長さ）Ｗに対してプログラム可能なコンピュータからなる。したがって、この回路は、捕捉検出回路の様々な形に適応可能である。
【００４６】
前述の実施の形態は、本発明が許す有利な可能性を説明するために役立つ例であるが、発明が前述した特定の実施の形態に限定されないことはいうまでもない。他の実施の形態も当業者の通常の能力範囲内で可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかわる受信機をブロックで示した概念図である。
【図２】パケットによる復調器のために作成されている本発明にかかわる受信機をブロックで示した概念図である。
【図３】本発明にかかわる捕捉検出回路の機能を示す概念図である。
【図４】本発明にかかわる捕捉検出回路のために集積された実施の形態の構造を示す図である。
【図５】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図６】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図７】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図８】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図９】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図１０】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【図１１】図４に示された実施の形態を構成する部分集合をブロックで示した概念図である。
【符号の説明】
１２  二乗器
１３  加算器
１４  直列／並列コンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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