(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信機の送信増幅器において、
送信されるべき信号を増幅する飽和形増幅器と、
上記送信されるべき信号の振幅の瞬時値に対応する振幅と上記送信されるべき信号の位相を持つバイアス制御信号を生成し、そのバイアス制御信号により上記飽和形増幅器のバイアスを制御するバイアス生成回路を含むことを特徴とする送信増幅器。
【請求項２】
上記送信されるべき信号のレベルが、上記飽和形増幅器の出力−入力特性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判定する判定手段と、
上記飽和形増幅器の入出力特性曲線の非直線部分における非直線特性を補償する特性を有し、上記送信されるべき信号が入力される逆歪特性増幅器と、
上記判定手段がしきい値未満と判定すると、上記送信されるべき信号を上記逆歪特性増幅器を通すことなく上記飽和形増幅器へ供給し、上記判定手段がしきい値以上と判定すると、上記逆歪特性増幅器の出力を上記飽和形増幅器へ供給する切替え手段と
を具備することを特徴とする請求項１記載の送信増幅器。
【請求項３】
上記送信されるべき信号と上記バイアス制御信号を振幅及び位相同期させる手段を備えることを特徴とする請求項２記載の送信増幅器。
【請求項４】
上記飽和形増幅器に含まれる増幅素子はＦＥＴであり、上記バイアス生成回路のバイアス制御信号は上記ＦＥＴのゲートをバイアス制御することを特徴とする請求項２記載の送信増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えば移動通信機に適用され、線形動作をする送信増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３に従来の送信増幅器を示す。入力端子１１からのデータ信号は波形生成回路１２において、例えばＱＰＳＫ信号の同相成分信号と直交成分信号との波形信号とされ、これら波形信号にて直交変調器１３で搬送波が直交変調され、その直交変調出力信号は振幅変調回路１４で必要に応じて利得（レベル）調整され、飽和形増幅器、つまり送信増幅器１５で出力増幅され、出力端子１６へ出力される。
【０００３】
出力増幅器１５は例えば図４Ａに示すように、入力端子１７よりの信号はマッチング回路１８を通じてＦＥＴ１９のゲートへ供給され、ＦＥＴ１９のソースは接地され、ドレインは負荷２１を通じて電源端子２２に接続され、またマッチング回路２０を通じて出力端子１６に接続される。ＦＥＴ１９のゲートはインピーダンス素子２３を通じて端子２４に接続される。
【０００４】
この飽和形増幅器１５で効率的な線形動作をさせるため、従来においては図３に示すように、波形生成回路１２の出力を包絡線生成回路２７へ供給して、飽和形増幅器１５の入力信号の包絡線と対応した信号を生成し、この包絡線信号で直流増幅器２８を制御し、端子２９の直流入力が直流増幅器２８で制御され、飽和形増幅器１５の電源端子、例えば図４Ａ中のドレイン電源端子２２へ供給される。このようにして飽和形増幅器１５のドレイン電圧が直流増幅器２８により制御されて、飽和形増幅器１５の飽和レベルを入力信号包絡線にダイナミックに追従させて、効率のよい線形動作を実現していた。
【０００５】
直流増幅器２８の代りにＤＣ−ＤＣコンバータを用いることもある。このように従来においてはドレイン電圧を制御しているため、つまり増幅器１５の出力側の電圧を直接制御しているため、大きな電流が直流増幅器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）２８に流れ、しかも入力信号（データ）が高速であるため、高速で大きな電流を制御する必要があった。このため、直流増幅器を用いた場合、直流増幅器の効率が劣化するため、送信増幅器全体としてみた場合の効率が劣化する。またＤＣ−ＤＣコンバータを使用した場合は、効率は良好であるが、直流増幅器に比べ回路規模が大きくなる欠点の他に、変調帯域がメガヘルツを超える高速広帯域の無線変調方式で使用された場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの追従速度が間に合わず使用することが困難であった。
【０００６】
このような点から図５Ａに図３、図４Ａと対応する部分に同一符号を付けて示すように、包絡線生成回路２７の出力をバイアス生成回路３１へ供給し、バイアス生成回路３１の出力を端子２４へ印加して、ＦＥＴ１９のゲートバイアスを制御する。つまり振幅変調回路１４の出力信号が例えば図５Ｂに示すような場合、包絡線生成回路２７から図５Ｂの信号の包絡線信号が得られ、バイアス生成回路３１の出力バイアス制御信号は図５Ｃに示すように、振幅変調回路１４の出力の包絡の上側と対応したものとなり、振幅変調回路１４の出力、つまり飽和増幅器１５の入力信号の振幅が大きければ、ゲートバイアスが大きくなり、振幅が小さければゲートバイアスが小さくなる。
【０００７】
つまり、図４Ｂに示す飽和形増幅器１５（図４Ａ）のドレイン電流−ドレイン・ソース内電圧特性において、増幅器１５の入力信号振幅が大きい時の入力３３に対してはゲートバイアスはａ点と大きくなり、入力信号振幅が小さい時の入力３４に対してはゲートバイアスがｂ点と小さくなる。つまり従来では、大振幅で飽和しないように、ゲートバイアス点ａと対応したドレイン電流Ｉａが流れるが、図５Ａに示した制御により、小振幅入力時には、ドレイン電流はバイアス点ｂと対応したＩｂと小さくなり、それだけ、消費電力が小さくなる。つまり図５Ａに示した構成によれば、入力信号の振幅に追従してゲートバイアスが制御され、つまり変調信号の振幅値に合わせて一定のバックオフ値となり、高効率が実現される。しかもバイアスの制御をドレイン側ではなく、ゲート側で行うため、直流増幅器、又はＤＣ−ＤＣコンバータを必要とせず、これらにもとづく効率の劣化、追従速度の問題もなくなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図５Ａに示した構成は図３に示したものよりも効率がよいが、例えば図５Ｂに示す信号中の大振幅状態３６ではゲートバイアスは図５Ｃに示すようにＶｇａに保持されている。この大振幅状態３６は瞬時的にみれば、そのピーク値Ｐｐより大部分は低い値であり、ゲートバイアス値Ｖｇａはこのピーク値Ｐｐと対応している。この点で無駄にドレイン電流を流している部分があると言え、つまり、効率改善の余地があると言える。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によれば送信増幅器の入力信号への瞬時振幅に追従したバイアス制御信号がバイアス生成回路で生成され、そのバイアス制御信号により、送信増幅器のバイアスが、送信信号と瞬時振幅と同期して制御される。
請求項２の発明によれば、入力信号が逆歪特性増幅器へ供給されて逆歪特性が与えられ、入力信号レベルが送信増幅器の出力−入力特性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判定され、しきい値以下と判定されると入力信号がそのまま送信増幅器へ供給し、しきい値以上と判定される逆歪特性増幅器を送信増幅器へ供給するように切替え手段により切替えられる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１Ａに請求項１の発明の実施例を示し、図３、図４Ａと対応する部分に同一符号を付けてある。この実施例においては振幅変調回路１４の出力信号が分岐されてバイアス生成回路４１へ供給される。バイアス生成回路４１はその入力信号の振幅の瞬時値と対応したバイアス制御信号を生成する。つまり振幅変調回路１４の出力信号が例えば図１Ｂに示すような場合は、その周波数と、バイアス制御信号は図１Ｃに示すように同一であり、位相も同一であり、振幅も対応している。ただバイアス制御信号の瞬時値の最低値はその振幅が小さい時の値Ｑｂも、振幅が大きい時の値Ｑａもほぼ同一値とされている。振幅値は、出力信号の振幅が小さいＰｓｂでは小さく、大きなＰｓａではこれに応じて大きな振幅とされている。しかも、出力信号（図１Ｂ）とバイアス制御信号（図１Ｃ）は同位相とされる。つまりバイアス生成回路４１でバイアス制御信号の生成に遅れを伴う場合は、その遅れ分の遅延が遅延回路４２で振幅変調回路１４の出力信号に対して与えられて飽和増幅器１５、図１ＡではＦＥＴ１９のゲートへ供給される。バイアス制御信号はこの例ではＦＥＴ１９のゲートバイアス端子２４へ印加される。
【００１１】
この構成によれば、飽和増幅器１５に入力信号の瞬時レベルと、対応したゲートバイアスが飽和増幅器１５に印加され、瞬時的に見ても、常に適切なゲートバイアスが与えられ、図５Ａに示したものよりも、更に効率がよくなる。
図２Ａに請求項３の発明の実施例を示し、図３、図４Ａ、図５Ａと対応する部分に同一符号を付けてある。この実施例では振幅変調回路１４の出力は逆歪特性増幅器５１へ供給される。逆歪特性増幅器の出力−入力特性は図２Ｂに示すようなものである。つまり飽和増幅器１５は曲線５２で示すように入力レベルが大きくなると直線性から外れ徐々に飽和する。従って、この徐々に飽和に近づき始める入力レベルＶｉ１以上ではその非直線性を補償して直線性特性曲線５３に近づくような補正特性曲線５４を入力信号に与えるように、逆歪増幅器５１の特性が選定される。つまり、増幅器１５の特性曲線５２が非直線部分に入り、歪が生じるようになるのを補償し、歪が生じないようにする逆歪特性曲線５４とされる。
【００１２】
振幅変調回路１４の出力は分岐されて、判定手段５６に供給される。判定手段５６では、飽和増幅器１５が飽和になり始める入力レベル、図２Ｂ中のＶｉ１をしきい値とし、これと振幅変調回路１４の出力信号とを比較し、この出力信号がしきい値Ｖｉ１より大であれば逆歪特性増幅器５１の出力を選択し、Ｖｉ１より小であれば、振幅変調回路１４の出力信号を選択するように、判定手段５６の判定結果により切替え手段５７が制御される。
【００１３】
切替え手段５７で選択された信号は飽和増幅器１５のＦＥＴ１９のゲートに供給されると共に分岐されて包絡線検波器５８で包絡線検波され、その検波出力はバイアス生成回路３１へ供給され、バイアス制御信号が生成され、そのバイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲートバイアスが制御される。バイアス生成回路３１からは図５Ｃに示したようなバイアス制御信号が得られる。
【００１４】
この構成によれば、振幅変調回路１４の出力信号がしきい値Ｖｉ１以下であれば、そのまま飽和増幅器１５へ供給され、図２Ｂに示すように線形増幅される。振幅変調回路１４の出力信号がしきい値Ｖｉ１以上になると、この出力信号は逆歪特性増幅器５１で図２Ｂの曲線５４で示す補償が与えられ、入力が大きくなるに従って、直線性以上に大きくなり、この逆歪特性増幅器５１の出力信号が増幅器１５へ供給されるため、増幅器１５の出力は図２Ｂ中の破線５３で示すようにほぼ線形特性になる。
【００１５】
またこの実施例では、包絡線検波器５８とバイアス生成回路３１とにより図５で説明したと同様なゲートバイアス制御が、増幅信号の振幅に応じて行われ、効率がよいものとなる。
更に図２Ａ中に破線で示すように、切替え手段５７の出力を分岐して直線バイアス生成回路４１（図１Ａ中のものと同一）へ入力し、そのバイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲートバイアスを制御する。この場合、増幅信号と、バイアス制御信号とが位相同期するために、破線で示す遅延回路５９で、その切替え手段５７で何れの信号を選択しても位相が一致するようになし、またバイアス生成回路４１への分岐点と、ＦＥＴ１９のゲートとの間に遅延回路４２を挿入する。このようにすれば、図１について説明したように、効率を一層高めることができる。
【００１６】
なお、図２Ａ中のバイアス生成回路３１又は４１を省略しても、逆歪特性増幅器５１、判定手段５６、切替え手段５７の使用により、歪の発生を抑圧することができ、効率の低下を避けることができる。
【００１７】
【発明の効果】
以上述べたように、請求項１の発明によれば、飽和増幅器のバイアスをその増幅信号の瞬時レベルでこれと同位相で制御しているため、従来よりも効率が高いものが得られる。
請求項２の発明によれば、増幅器の飽和に近い入力信号に対しては逆歪増幅により、非直線性を補償するようにしているため、大きなレベルまで直線的特性が得られ、それだけ歪の発生が少なく、効率が高いものとなる。
【００１８】
請求項１および２の何れの発明においても、大電流を使う直流増幅器やＤＣ−ＤＣコンバータを用いないため小形に構成することができる。
請求項３、４の発明によれば、請求項２の発明よりも効率を一層高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは請求項１の発明の実施例を示す図、Ｂ、Ｃはその動作説明に用いる波形図である。
【図２】Ａは請求項３の発明の実施例を示す図、Ｂは飽和増幅器１５、逆歪増幅器５１の入出力特性を示す図である。
【図３】従来の送信増幅器を示すブロック図である。
【図４】Ａは飽和増幅器１５の具体例を示す図、Ｂはその動作特性を示す図である。
【図５】Ａは提案されている送信増幅器を示す図、Ｂ、Ｃはその動作の説明に供する波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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