(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁電流の方向をｄ軸方向に、このｄ軸と直交する方向をｑ軸方向にもつ二相回転磁束座標系で記述され得るベクトル制御により、モータを制御するモータ制御装置において、
前記モータの温度を測定又は予測演算する温度検出手段と、
前記温度検出手段により検出された前記温度が一定値を上回った際には、電機子電流のｄ軸成分であるｄ軸電流を前記ｄ軸方向の正の向きに補正するｄ軸電流補正手段と
を有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記温度が一定値を下回った際には、前記ｄ軸電流を前記ｄ軸方向の負の向きに補正することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記温度が一定値を下回った際には、ｑ軸電流を前記ｑ軸方向の負の向きに補正することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二相回転磁束座標系（ｄｑ座標系）で記述され得るベクトル制御により、モータを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータの温度が常温よりも高くなると、永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）が弱まるため、所望のトルクを得られなくなる場合がある。このような問題に対して対策を講じたモータ制御装置には、例えば、公開特許公報「特開平１０−６７３３５号：電動パワーステアリング装置」に記載されたものなどがある。
【０００３】
一般に知られている類似の従来技術によるモータ制御装置の制御ブロック・ダイアグラムを図１１に示す。本従来技術の最も大きな特徴は、制御ブロック１２１と制御１２２の作用により、ｑ軸電流の指令値ｉｑ＊  （ｑ軸の指令電流）をモータの温度に応じて補正する点にある。以下、この補正処理をｑ軸電流補正処理という。
【０００４】
従来のモータ制御装置（図１１）におけるｑ軸電流補正処理のフローチャートを図１２に示す。本フローチャートは、図１１の所定のトルク電流変換（制御ブロック２０７）の処理を実行した後に、サブルーチンとして呼び出され、実行されるものである。
【０００５】
本ｑ軸電流補正処理では、まず最初に、図１１の制御ブロック１２１に相当するステップ１３４により、次式（１）を用いて、ｑ軸補正電流（ｑ軸の補正値）Δｉｑを算出する。
【数１】
Δｉｑ＝Ｆ（Ｔ）                                            …（１）
ただし、ここで、ＴはモータＭの温度、Ｆは温度Ｔよりｑ軸補正電流Δｉｑを求める関数である。
ステップ１３６では、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊  をΔｉｑだけ増加することにより、ｑ軸の指令電流ｉｑ＊  に対してモータＭの温度Ｔに応じた補正を行う。本ステップ１３６は、図１１の制御１２２に相当するものである。
【０００６】
図１３に、モータ温度Ｔに対するｑ軸補正電流Δｉｑのグラフを示す。このように上記の関数Ｆを適当に定めれば、モータＭの温度上昇により弱まった永久磁石や鉄芯の磁力を補うことができるので、モータ温度Ｔが上昇した場合にも、モータＭより所望のトルクを得ることができる。
【０００７】
図１４に、このモータ制御装置の指令電流のベクトル図（モータ高温時）を示す。本ベクトル図から判るように、上記の補正が行われた際の、モータ駆動電流の振幅Ｉｍ  は、次式（２）によって与えられる。
【数２】
Ｉｍ  ＝（２／３）１／２  （ｉｑ＊  ＋Δｉｑ）                      …（２）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
モータの駆動回路などのモータ制御装置の部品の規格は、モータの消費電力や駆動電流の振幅の最大値に大きく依存するため、モータ制御装置を小型化し、モータ制御装置の生産コストを低減する上では、モータ駆動電流の振幅Ｉｍ  は、より小さい方が望ましい。しかしながら、所望のトルクを得るためには、式（１）、（２）及び図１３、図１４から判るように、モータ駆動電流の振幅Ｉｍ  は、モータ温度Ｔに応じて大きくしなければならず、生産コストの面で問題となっている。
【０００９】
また、モータ駆動電流の振幅Ｉｍ  を上記のように（１）、（２）に従って大きくした場合、電機子の抵抗損が増大し、エネルギー効率の上でも問題となる。
また、電機子の抵抗損が上記のように（１）、（２）に従って大きくなった場合には、モータ温度Ｔが、抵抗損の増加に伴って更に高く成り易くなるため、更にモータ駆動電流を増大させるという悪循環に陥り易いという問題が有った。
【００１０】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力できる、小型で低価格、低消費電力のモータ制御装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、第１の手段は、界磁電流の方向をｄ軸方向に、ｑ軸電流の方向をｑ軸方向にもつ二相回転磁束座標系で記述され得るベクトル制御により、モータを制御するモータ制御装置において、モータの温度を測定又は予測演算する温度検出手段と、この温度検出手段により検出された温度が一定値を上回った際には、電機子電流のｄ軸成分であるｄ軸電流をｄ軸方向の正の向きに補正するｄ軸電流補正手段とを備えることである。
【００１２】
また、第２の手段は、上記の第１の手段において、上記の温度が一定値を下回った際にはｄ軸電流をｄ軸方向の負の向きに補正することである。
【００１３】
更に、第３の手段は、上記の第１の手段において、上記の温度が一定値を下回った際にはｑ軸電流をｑ軸方向の負の向きに補正することである。
以上の手段により、前記の課題を解決することができる。
【００１４】
【作用及び発明の効果】
本発明の手段によれば、検出されたモータ又はその永久磁石の温度に応じて、ｄ軸電流を補正するため、式（２）に示すΔｉｑのように、ｑ軸補正電流が、直接そのままの形でモータ駆動電流の振幅Ｉｍ  を増加させることがない。
従って、本発明の手段を用いれば、この作用によりモータ駆動電流の振幅Ｉｍ  の増加を後述の式（１０）に示す様に比較的小さく抑制することができるので、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力するモータ制御装置の小型化、低価格化、低消費電力化が実現できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
（第１実施例）
図１に、本発明の第１及び第２実施例におけるパワー・ステアリング・システム８０のハードウェア構成図を示す。
ステアリングシャフト１０の一端には、ステアリングホイール１１が取り付けられ、他端にはギヤボックス１２に軸承されたピニオン軸１３が結合されている。ピニオン軸１３は、ギヤボックス１２に嵌装されたラック軸１４に噛合され、このラック軸１４の両端は図示していないが、ボールジョイント等を介して操向車輪に連結されている。また、ステアリングシャフト１０には、アシストトルクを発生するブラシレス直流モータＭが、歯車１７を介して連結されている。この直流モータＭには、駆動回路１１３より電流検出器１１５を介して３相より成るモータ駆動電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが供給されている。
【００１６】
更に、ステアリングシャフト１０には、運転者からステアリングホイール１１に加えられたマニュアル操舵力の大きさ及びその方向（操舵トルクτ）を検出するためのトルク検出器１５及び、ステアリングシャフト１０の操舵角φを検出するフォトインタラプタ３０が設けられている。フォトインタラプタ３０の出力はカウンタ３２に入力され、操舵角φに変換されて出力される。この操舵角φは、入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介してＣＰＵ１１０に入力され、ＣＰＵ１１０の演算により操舵角速度（ｄφ／ｄｔ）が検出される。
【００１７】
モータＭには、モータＭの回転角を検出する回転角センサ（エンコーダ）Ｅが設けられており、ＣＰＵ１１０は、回転角センサＥが出力するモータＭの所定微小回転角の回転回数ｎを入力することにより、モータＭの回転角θを検出する。即ち、この回転回数ｎは、モータＭが所定方向に回転した際には増加し、その逆方向に回転した際には減少する。
温度センサ１６は、モータＭの温度Ｔを検出し、ＣＰＵ１１０に入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介して出力する。
【００１８】
モータ制御装置１００は、前記のＣＰＵ１１０、ＲＯＭ１１１、ＲＡＭ１１２、駆動回路１１３、入力インターフェイス（ＩＦ）１１４、電流検出器１１５等から構成されている。駆動回路１１３は、図略のバッテリー、ＰＷＭ変換器、ＰＭＯＳ駆動回路等から構成され、チョッパ制御により駆動電流を正弦波にしてモータＭに電力を供給する。
モータ制御装置１００は、上記の操舵トルクτ、操舵角φ及び、車速計５０により検出される車両速度ｕを入力インターフェイス（ＩＦ）１１４を介してＣＰＵ１１０に入力し、これらの入力値から所定のトルク計算により、モータ温度Ｔに応じた補正を行う前のｄ軸とｑ軸の各電流指令値（ｉｄ＊  ，ｉｑ＊  ）を決定する。
【００１９】
本第１実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラムを図２に、本第１実施例及び第２実施例におけるベクトル制御処理のゼネラル・フローチャートを図３にそれぞれ示す。図３は、図２及び後述の図９の制御ブロック・ダイアグラムの内のソフトウェアによって構成されている範囲の各制御ブロックの動作等をその制御処理の実行順序に従って記載したものである。
【００２０】
このベクトル制御処理（図３）では、まず最初に、ステップ４０５により初期設定及び初期診断等の初期処理を実行する。次にステップ４１０では、モータＭの駆動制御に必要な物理量の入力を行う。この物理量とは、操舵トルクτ、操舵角φ、車両速度ｕ、モータ駆動電流ｉｕ，ｉｖ、モータＭの温度Ｔ、モータＭの所定微小回転角の回転回数ｎ等である。
ステップ４１５では、次式（３）に従って、アシスト・トルクの指令値τ＊  を算出する。
【数３】
τ＊  ＝Ｇ（τ，ｕ，φ，ｄφ／ｄｔ）                          …（３）
ただし、ここでＧは、所定のトルク計算を実行する関数である。
【００２１】
ステップ４２０では、図２の制御ブロック２０７に相当するトルク電流変換を次式（４）に従って実行する。
【数４】
ｉｑ＊  ＝ｈ（τ＊  ）                                          …（４）
ただし、ここでｈは、所定のトルク電流変換を実行する関数である。
【００２２】
ステップ４２５、ステップ４３０では、図２の制御ブロック２０５に相当する２相変換及びｄｑ変換を実行する。これにより、ｄ軸及びｑ軸の測定電流（フィード・バック電流）ｉｄｆ，ｉｑｆが得られる。ステップ４３５では、図２の制御ブロック２０１、２０２、即ち、後述のｄ軸電流補正処理（図４）に相当する指令電流補正を実行する。
本発明の最も大きな特徴は、後述する様に、このステップ４３５のより具体的な実現方式にある。
【００２３】
ステップ４４０では、図２の制御ブロック２０３、２０４に相当する電流偏差演算を次式（５）に従って実行する。
【数５】
ΔＩｄ＝Ｉｄ−ｉｄｆ，
ΔＩｑ＝Ｉｑ−ｉｑｆ                                        …（５）
ただし、ここで、ΔＩｄ，Ｉｄはそれぞれｄ軸の、電流偏差、及び、ステップ４３５による温度補正後の指令電流である。これらは、ｑ軸に関しても同様である。
【００２４】
ステップ４４５では、図２のＰＩ制御ブロックに相当する所定のＰＩ制御を実行する。ステップ４５０、ステップ４５５では、図２の制御ブロック２０６に相当する３相変換及びｄｑ逆変換を実行する。これにより、ｄ軸及びｑ軸の各指令電圧Ｖｄ＊  ，Ｖｑ＊  が、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対する指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにそれぞれ変換される。ステップ４６０では、チョッパ制御を実行するためのＰＷＭ信号を駆動回路１１３に対して出力する。
【００２５】
ステップ４６５では、モータＭの駆動（ベクトル制御処理）を終了する条件が成立するか否かの判定を行う。モータ制御装置１００の故障等が検知された場合、車両のイグニッションキーがＯＦＦ状態になった場合等にこの終了条件が成立する。本終了条件が成り立たない場合には、ステップ４１０に処理を戻し、ステップ４１０以下の処理を繰り返し実行する。
【００２６】
図４に、本第１実施例におけるｄ軸電流補正処理のフローチャートを示す。本ｄ軸電流補正処理は、図３のステップ４３５に示されるサブルーチンとして呼び出されるものである。
本ｄ軸電流補正処理では、まず最初に、図２の制御ブロック２０１に相当するステップ５１０により、ｄ軸の補正電流ｉｄの値を次式（６）に従って決定する。
【数６】
ｉｄ＝ｆ（Ｔ）                                              …（６）
ただし、ここで、ｆは図５に示す温度Ｔよりｄ軸補正電流ｉｄを求める関数である。
【００２７】
図２の制御ブロック２０２に相当するステップ５２０では、次式（７）に従ってｄ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｄを決定する。
【数７】
Ｉｄ＝ｉｄ＊  ＋ｉｄ                                          …（７）
これにより、モータＭを駆動するための指令電流は、０でないｄ軸電流（界磁電流成分）を持ち得るため、高温時には温度の上昇に伴って弱まる永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）を補うことが可能となる。
【００２８】
図６、図７、図８に、上記の処理により補正された指令電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のベクトル図を示す。
図６は、モータ常温時（Ｔ＝Ｔ０  ）の指令電流（Ｉｄ，Ｉｑ）のベクトル図である。モータ常温時には、（６），（７）及び図５より、次式（８）が成り立つため、電流振幅Ｉｍ  は、次式（９）により与えられる。
【数８】
Ｉｄ＝ｆ（Ｔ０  ）＝０                                        …（８）
【数９】
Ｉｍ  ＝（２／３）１／２  ｉｑ＊                                    …（９）
【００２９】
また、（６），（７）及び図５より判る様に、Ｔ≧Ｔ０  、或いは、Ｔ＜Ｔ０  なる一般の場合には、図７、図８に示す様に、電流振幅Ｉｍ  は次式（１０）により与えられる。
【数１０】
Ｉｍ  ＝（２／３）１／２  （ｉｑ＊２＋ｉｄ２  ）１／２                  …（１０）
従って、次式（１１）の条件が成り立つ場合には、（１０）により与えられる電流振幅Ｉｍ  は、従来技術の（２）により与えられる電流振幅Ｉｍ  よりも小さくなる。
【数１１】
０＜ｉｄ≦Δｉｑ                                          …（１１）
【００３０】
従って、本第１実施例によれば、（１１）が成立する範囲において、従来よりもモータ駆動電流の振幅Ｉｍ  のモータ温度上昇による増加を小さく抑制することができる。即ち、本第１実施例によれば、モータ温度の上昇に追随しながら所望のトルクを出力するモータ制御装置の小型化、低価格化、低消費電力化が実現できる。
また、本第１実施例によれば、（６）により、補正電流を１つの関数ｆで統一的に決定することができるという効果も得られる。
【００３１】
（第２実施例）
上記の第１実施例の図３の説明でも述べたように、図３のベクトル制御処理のゼネラル・フローチャートは、図９の制御ブロック・ダイアグラムの内のソフトウェアによって構成されている範囲の各制御ブロックの動作等をも同時に示しており、本発明の最も大きな特徴は、この図３のステップ４３５の具体的な実現方式にある。
本第２実施例では、このステップ４３５において、図９の制御ブロック９０１、及び、制御ブロック９０２、９０３に相当する指令電流補正処理（図１０）を実行する。
【００３２】
図１０に、本第２実施例における指令電流補正処理のフローチャートを示す。本指令電流補正処理は、図３のステップ４３５に示されるサブルーチンとして呼び出されるものである。
【００３３】
本指令電流補正処理では、まず最初に、図９の制御ブロック９０１に相当する処理を実行する。即ち、まず最初にステップ１０１により、モータ温度Ｔを判定し、Ｔ≧Ｔ０  の場合にはステップ１０３へ、そうでない場合にはステップ１０７へ処理を移す。次にステップ１０３では、第１実施例と同様に、ｄ軸の補正電流ｉｄの値を（６）に従って決定する。
また、ステップ１０７では、ｑ軸の補正電流ｉｑの値を次式（１２）に従って決定する。
【数１２】
ｉｑ＝ｇ（Ｔ）＞０                                        …（１２）
ただし、ここで、ｇは温度Ｔよりｑ軸補正電流ｉｑを求める所定の関数である。
【００３４】
以上の制御ブロック９０１に相当する処理の実行後には、図９の制御ブロック９０２に相当するステップ１０５では、（７）に従ってｄ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｄを決定する。
これにより、高温時には第１実施例と同様に、温度の上昇に伴って弱まる永久磁石や鉄芯の磁力（磁束）を補うことが可能となる。
【００３５】
また、図９の制御ブロック９０３に相当するステップ１０９では、次式（１３）に従ってｑ軸の温度Ｔに応じた補正後の指令電流Ｉｑを決定する。
【数１３】
Ｉｑ＝ｉｑ＊  −ｉｑ                                      …（１３）
この（１２），（１３）より、Ｔ＜Ｔ０  なる低温時には、補正のために更に電力を消費する必要が無くなり、第１実施例の図８の方法よりも電流振幅Ｉｍ  を小さく抑えることができることが判る。即ち、本第２実施例によれば低温時には、消費電力を軽減できるという効果が得られる。
【００３６】
尚、上記の実施例においては、モータＭにはブラシレス直流モータを用いているが、本発明は、交流同期モータのモータ制御装置に適用することも可能である。
【００３７】
また、上記の実施例においては、モータＭは３相の電流により駆動されているが、本発明は、Ｎ相モータ（Ｎ≧２）のモータ制御装置にも適用することができる。
【００３８】
また、本発明は、パワー・ステアリング・システムに限らず、切削機、研削盤、ＥＨＰＳ、マニュピュレータなどに用いられるモータ制御装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１及び第２実施例におけるパワー・ステアリング・システム８０のハードウェア構成図。
【図２】本発明の第１実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラム。
【図３】本発明の第１及び第２実施例におけるベクトル制御処理のゼネラル・フローチャート。
【図４】本発明の第１実施例におけるｄ軸電流補正処理のフローチャート。
【図５】本発明の第１実施例におけるモータ温度に対するｄ軸補正電流のグラフ。
【図６】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ常温時）。
【図７】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ高温時）。
【図８】本発明の第１実施例における指令電流のベクトル図（モータ低温時）。
【図９】本発明の第２実施例におけるモータ制御装置１００の制御ブロック・ダイアグラム。
【図１０】本発明の第２実施例における指令電流補正処理のフローチャート。
【図１１】従来のモータ制御装置の制御ブロック・ダイアグラム。
【図１２】従来のモータ制御装置のｑ軸電流補正処理のフローチャート。
【図１３】従来のモータ制御装置のモータ温度に対するｑ軸補正電流のグラフ。
【図１４】従来のモータ制御装置の指令電流のベクトル図（モータ高温時）。
【符号の説明】
Ｍ      …  ブラシレス直流モータ
Ｅ      …  回転センサ（エンコーダ）
１５    …  トルク検出器
１６    …  温度センサ
１００  …  モータ制御装置
１１３  …  駆動回路
Ｔ      …  モータＭの温度
ｎ      …  モータＭのロータの微小回転回数
θ      …  モータＭのロータの回転角
τ      …  操舵トルク
φ      …  操舵角
ｕ      …  車両速度
ｉｄ＊    …  補正前のｄ軸の指令電流
ｉｑ＊    …  補正前のｑ軸の指令電流
ｉｄ    …  ｄ軸の補正電流
ｉｑ    …  ｑ軸の補正電流
Ｉｄ    …  補正後のｄ軸の指令電流
Ｉｑ    …  補正後のｑ軸の指令電流
ｉｄｆ  …  ｄ軸の測定電流（フィード・バック電流）
ｉｑｆ  …  ｑ軸の測定電流（フィード・バック電流）
ΔＩｄ  …  ｄ軸の電流偏差
ΔＩｑ  …  ｑ軸の電流偏差
Δｉｑ  …  従来技術におけるｑ軸の補正電流
ｆ      …  温度Ｔよりｄ軸補正電流ｉｄを求める関数
ｇ      …  温度Ｔよりｑ軸補正電流ｉｑを求める関数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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