(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターンの判別方法において、
前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と、周期的に発生する他の所定の信号とが混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して前記関数パターンを所定の長さに分割し、分割された区間毎に、前記信号と前記ｎ種類の関数パターンとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて前記関数パターンを判別するようにしたことを特徴とするパターンの判別方法。
【請求項２】
ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターン判別装置において、
前記ｎ種類の関数パターンを生成する関数パターン生成器と、
入力された信号と前記関数パターン生成器で生成された関数パターンが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、
前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号を所定の長さ毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記関数パターン生成器で生成されるｎ種類の関数パターンを、前記信号の所定長さ毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とするパターン判別装置。
【請求項３】
初期同期確立時に、基地局と同期をとると共に、検出されたｎ種類の拡散コードのいずれかを含むコードグループから、前記拡散コードを識別するサーチャー装置であって、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む受信信号と前記ｎ種類の拡散コードとの相関値を演算し、その相関結果に基づいて前記信号が含む拡散コードを識別するようにしたサーチャー装置において、
前記ｎ種類の拡散コードを生成する拡散コード生成器と、
入力された受信信号と前記拡散コード生成器で生成された拡散コードが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、
前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号を所定のシンボル数毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記拡散コード生成器で生成されるｎ種類の拡散コードを、前記受信信号の所定シンボル数毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とするサーチャー装置。
【請求項４】
請求項３に記載のサーチャー装置において、
前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、
前記制御器は、前記フィードバックシフトレジスタの初期値を再設定することで、前記拡散コードを所定のシンボル数毎に切替え、且つ位相を調整することを特徴とするサーチャー装置。
【請求項５】
請求項３または請求項４に記載のサーチャー装置において、
前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、
前記制御器は、所定のビット数に渡り、前記フィードバックシフトレジスタの初期設定拡散コード番号をずらすことで、拡散コードの切替え、及び位相調整を行うことを特徴とするサーチャー装置。
【請求項６】
ベースバンド部と、ＲＦ部と、アンテナを備えた通信端末であって、
前記ベースバンド部は送信部と受信部を備え、
前記受信部に基地局に対して初期同期確立を行い、スクランブルコードを識別するサーチャー部であって、請求項３乃至請求項５のいずれかに記載のサーチャー装置を備えてなることを特徴とする通信端末。
【請求項７】
請求項６に記載の通信端末において、
前記通信端末は携帯端末であることを特徴とする通信端末。
【請求項８】
請求項６または請求項７に記載の通信端末において、
前記周期的に発生する他の所定の信号は、送信ダイバーシティ時における同期チャネル信号であることを特徴とする通信端末。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターンの判別方法、パターン判別装置、並びに、これを用いたサーチャー装置、及び通信端末に関するものであり、特に、例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）セルラー通信システムに用いることができるパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置、及び通信端末に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
初期同期確立時に、基地局と同期をとると共に、検出された複数の拡散コードを含むコードグループから、拡散コードを識別（コード番号を検出）するサーチャー装置が知られている。このサーチャー装置は複数種類（例えば８種類）の拡散コードのいずれかを含む受信信号と、生成した複数種類（８種類）の拡散コードとの相関値を演算し、得られた相関値に基づいて受信信号が含む拡散コードを識別するようにしている。
【０００３】
図１０は従来のサーチャー装置に用いられている拡散コード（パターン）の判別部の一例を示すブロック図である。この判別部は、相関器ブロック１０１と、この相関器ブロック１０１の相関結果からコード番号を判定するコード番号判定部１０２とを備え、相関器ブロック１０１には、拡散コードを生成する拡散コード生成器１０３と、この拡散コード生成器１０３で生成された拡散コードと受信信号との相関をとる相関器１０４と、相関器１０４の出力を平均化する平均化処理部１０５とを備えて構成される。
【０００４】
図１１は、上述したコード番号判定部１０２の動作を示す図である。拡散コード生成器１０３は、図示しない基地局から送られてくるＣＰＩＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｐｉｌｏｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）に対し、例えば１フレーム毎に１種類の拡散コードを生成し、相関演算を行って平均化する。この動作を順次８種類の拡散コードについて繰り返した後、コード番号判定部１０２がその中で最も大きい相関値を得た拡散コードが受信信号に含まれる拡散コードとしてコード番号を判定する。
【０００５】
図１２は、他の従来技術を示すブロック図であり、図１０に示した相関器ブロック１０１を並列に、例えば８個設け、それぞれの相関器ブロックで同時に生成される異なる８種類の拡散コードと一つの受信信号の例えば１フレームと相関演算を行い、コード番号判定部１０２Ａが、その中で最も大きな値を出力した相関器ブロックで生成された拡散コードが受信信号に含まれる拡散コードとしてコード番号を判定する。
【０００６】
ここで、物理チャネルの構成について説明する。図１４は、３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ）仕様における物理チャネルの構成を示す図である。（１ａ）はＣＰＩＣＨにおけるスクランブルコード（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  Ｃｏｄｅ）の信号を示し、（１ｂ）はＣＰＩＣＨにおけるチャネル化コード（Ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｏｄｅ）の信号を示す。（１ｃ）はＰＣＣＰＣＨ（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｃｏｍｍｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）におけるスクランブルコードの信号を示し、（１ｄ）はＰＣＣＰＣＨにおけるチャネル化コードの信号を示す。（１ｅ）はＳＣＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ）におけるチャネル化コードの信号を示す。通常のチャネルは、スクランブルコードとチャネル化コードが乗算されているが、ＳＣＨはスクランブルコードがないため、チャネル化コードだけで相関値が得られる。
【０００７】
次に、３ＧＰＰ仕様の送信ダイバーシティにおける物理チャネルを説明する。送信ダイバーシティは、同一基地局（セル）の異なるアンテナから別々の信号を送信する方法である。図１５は送信ダイバーシティの動作を示す図である。携帯端末側では、ＡＮＴ１，ＡＮＴ２からの信号が多重された形で受信されるため、受信信号から各アンテナ毎の信号を分離し、必要な信号のみを抽出する処理を行う。送信ダイバーシティを用いると、携帯端末のアンテナが１本でも、アンテナ・ダイバーシティ効果が得られる。すなわち、携帯端末側の構成が簡単で済むというメリットがある。
【０００８】
図１６は、送信ダイバーシティ時における受信信号（３ＧＰＰ仕様）を示す説明図である。（２ａ）はＡＮＴ１のＣＰＩＣＨを示し、（２ｂ）はＡＮＴ２のＣＰＩＣＨを示し、（２ｃ）はＡＮＴ１のＰＣＣＰＣＨを示し、（２ｄ）はＡＮＴ２のＰＣＣＰＣＨを示し、（２ｅ）はＡＮＴ１のＳＣＨを示し、（２ｆ）はＡＮＴ２のＳＣＨを示す。通常のＰＣＣＰＣＨは、アンテナ毎に異なる符号化を施したパターンを送信する。ＳＣＨは、各スロット毎に送信するアンテナを切替える。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図１０、図１１に示した相関演算処理では、受信信号に対し、拡散コードを一つ一つ順番に生成して相関演算処理を拡散コード毎に終了していくようにしているため、例えば、図１３に示すように、ある拡散コード（例えばＣ３，Ｃ７）についての相関演算処理中にフェージング等の影響で受信信号レベルが小さくなったような場合は、その拡散コードについての相関値が小さくなって、相関値が真に最大となる拡散コードが判定できないこととなり、信頼性の高い拡散コードの判定ができなくなる。
【００１０】
一方、図１２に示した相関演算処理では、生成された全ての拡散コードが一度に相関演算処理に用いられるため、上述したようなフェージングの影響を受けにくく、また、コード番号の判別処理も迅速に行えることとなるが、相関器ブロックを拡散コードの種類に応じた数だけ設ける必要があり、構成が複雑となって、簡易、小型化が妨げられる。従ってまた、判別しなければならない拡散コードやパターンが増大した場合は対応できなくなる。
【００１１】
このため、受信信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して拡散コードを所定の長さに分割し、分割された区間毎に、受信信号と複数種類の拡散コードとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて拡散コードを判別するようにすることが考えられるが、図１６に示した送信ダイバーシティでは、送信側で２シンボル単位で特別な符号化（ビットの入れ替え等）が行われ、受信側で、２シンボル単位での復号化処理が必要となり、またアンテナ毎に送信された信号を合成するが、スロット毎に異なるアンテナから送信されるＳＣＨが含まれている第１シンボルは、ＣＰＩＣＨの復調時にはノイズとなる。このとき、各アンテナからの受信状態が異なるような場合、第１シンボルを使ったスクランブルコード検出と、使わないスクランブルコード検出の受信条件が異なることになり、正しいスクランブルコードを検出することが難しくなる。図１７は、送信ダイバーシティ時における受信信号の他の一例を示す説明図である。図１７のようにＡＮＴ２から信号が到来しない場合においては、スロットの第１シンボルだけが他シンボルと比べて受信されるチャネルが異なり、同じ第１シンボルでもスロット毎に異なる。スロットの第１シンボルはＣＰＩＣＨから見るとノイズとなる。
【００１２】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、本発明は、簡易小型で、しかもフェージング等の影響を受けにくく、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合でも、高い信頼性で拡散コードを判別することができ、特に基地局が送信ダイバーシティを行う場合に改善効果が高いパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置及び通信端末を提供することができる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るパターン判別方法は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターンの判別方法において、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と、周期的に発生する他の所定の信号とが混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して前記関数パターンを所定の長さに分割し、分割された区間毎に、前記信号と前記ｎ種類の関数パターンとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて前記関数パターンを判別するようにしたことを特徴とする。
【００１４】
このような構成によれば、複数の関数パターンについて相関値を演算する場合に、それぞれの演算を時間的に分散して行うことができ、一時的に生じる雑音及び周期的に生じる雑音等の影響を緩和でき、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、時間的に生じる雑音等の影響に対するパターン判別の信頼性を高めることができる。
【００１５】
また、本発明に係るパターン判別装置は、ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号と前記関数パターンとの相関値を演算し、前記信号が含む関数パターンを識別するようにしたパターン判別装置において、前記ｎ種類の関数パターンを生成する関数パターン生成器と、入力された信号と前記関数パターン生成器で生成された関数パターンが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の関数パターンのいずれかを含む信号を所定の長さ毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記関数パターン生成器で生成されるｎ種類の関数パターンを、前記信号の所定長さ毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
このような構成によれば、複数の関数パターンについて相関値を演算する場合に、それぞれの演算を時間的に分散して行うことができ、一時的に生じる雑音及び周期的に生じる雑音等の影響を緩和でき、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、時間的に生じる雑音等の影響に対するパターン判別の信頼性を高めることができるパターン判別装置を得ることができる。
【００１７】
また、本発明に係るサーチャー装置は、初期同期確立時に、基地局と同期をとると共に、検出されたｎ種類の拡散コードのいずれかを含むコードグループから、前記拡散コードを識別するサーチャー装置であって、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む受信信号と前記ｎ種類の拡散コードとの相関値を演算し、その相関結果に基づいて前記信号が含む拡散コードを識別するようにしたサーチャー装置において、前記ｎ種類の拡散コードを生成する拡散コード生成器と、入力された受信信号と前記拡散コード生成器で生成された拡散コードが入力され、これらの相関値を算出する相関器と、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号に対し、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合に、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号から前記他の所定の信号が混在する期間を周期的に削除しつつ、前記ｎ種類の拡散コードのいずれかを含む信号を所定のシンボル数毎に切替えて前記相関器に入力させると共に、前記拡散コード生成器で生成されるｎ種類の拡散コードを、前記受信信号の所定シンボル数毎に切替え、且つ位相を調整して前記相関器に入力させる制御器とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
このような構成によれば、初期同期確立時にフェージングや周期的に送信される他のチャネル信号による雑音等の影響を受けてもコード番号の同定を誤ることが少なく、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、フェージングに対する信頼性を高めることができるサーチャー装置を得ることができる。
【００１９】
また、本発明に係るサーチャー装置において、前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、前記制御器は、前記フィードバックシフトレジスタの初期値を再設定することで、前記拡散コードを所定のシンボル数毎に切替え、且つ位相を調整することを特徴とするものであり、このような構成によれば、受信信号の区間長毎における拡散コードの切替えを極めて容易に行うことができる。
【００２０】
さらに、本発明に係るサーチャー装置において、前記拡散コード生成器は、フィードバックシフトレジスタにより構成され、前記制御器は、所定のビット数に渡り、前記フィードバックシフトレジスタの初期設定拡散コード番号をずらすことで、拡散コードの切替え、及び位相調整を行うことを特徴とするものであり、このような構成によっても、拡散コードの切替えを極めて容易に行うことができる。
【００２１】
また、本発明に係る通信端末は、ベースバンド部と、ＲＦ部と、アンテナを備えた通信端末であって、前記ベースバンド部は送信部と受信部を備え、
前記受信部に基地局に対して初期同期確立を行い、スクランブルコードを識別するサーチャー部であって、請求項３乃至請求項５のいずれかに記載のサーチャー装置を備えてなることを特徴とする。
【００２２】
このような構成によれば、初期同期確立時にフェージングや周期的に送信される他のチャネル信号等の影響を受けてもコード番号の同定を誤ることが少なく、従って、並列処理等行うことなく簡易な構成において、フェージングに対する信頼性を高めた初期同期確立を行うことができる通信端末を得ることができる。
【００２３】
また、本発明に係る通信端末において、前記通信端末は携帯端末であることを特徴とするものであり、初期同期確立の信頼性に優れ、また、携帯に不可欠な小型簡易性を図ることができる携帯端末を得ることができる。
【００２４】
なお、本発明に係る通信端末において、前記周期的に発生する他の所定の信号は、送信ダイバーシティ時における同期チャネル信号であることを特徴としており、同期チャネル信号による影響を受けることなく、優れた信頼性において初期同期確立を行うことができる、例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）セルラー通信システムに用いられる携帯端末を得ることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、ＤＳ−ＣＤＭＡセルラシステムに用いられる携帯端末を例にとって説明する。図１は携帯端末の全体構成を示すブロック図である。この携帯端末は、送受信アンテナ１と、送受信アンテナ１に接続され、送信ベースバンド信号を搬送波とミキシングして直交変調してアンテナ１より送信し、または受信信号を直交復調して受信ベースバンド信号を得るＲＦ部２と、ＲＦ部２に接続され、ベースバンド信号を拡散変調して送信ベースバンド信号としてＲＦ部２に引き渡し、またはＲＦ部２より引き渡された受信ベースバンド信号を逆拡散復調し、誤り訂正処理等を行って音声符号語を得るベースバンド部３と、ベースバンド部３に接続され各種制御を行う制御部（ＣＰＵ）４と、ベースバンド部３に接続されマイクから入力された音声信号を符号化してベースバンド部３に引き渡し、またはベースバンド部３から引き渡された音声符号語をアナログ音声信号に変換してスピーカに出力する音声コーデック５とから構成されている。
【００２６】
図２は図１に示されたベースバンド部を詳細に示したブロック図である。このベースバンド部３は、変復調（拡散／逆拡散）を行うＣＤＭＡモデム３０と、誤り訂正等を行うチャネルコーデック３１と、これらの間に設けられたＤＰ−ＲＡＭ（Ｄｕａｌ  Ｐｏｒｔ  ＲＡＭ）３２，３３と、ＣＤＭＡモデム３０からのデジタル信号をアナログ信号に変換してＲＦ部２に出力するＤ／Ａ変換器３４と、ＲＦ部２からのアナログ信号をデジタル信号に変換してＣＤＭＡモデム３０に入力するＡ／Ｄ変換器３５とを備えている。
【００２７】
ＣＤＭＡモデム３０は、チャネルコーデック３１の出力側からＤＰ−ＲＡＭ３２を介してフレーム化された音符号化データが入力され、それを送信ベースバンド信号としてＤ／Ａ変換器３４を介して送信信号として出力する送信部３０１と、受信ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器３５を介して入力され、それを逆拡散してベースバンド信号に復調してＤＰ−ＲＡＭ３３を介してチャネルコーデック３１に出力する受信部３０２と、送信部３０１及び受信部３０２に接続されシーケンス制御を行うシーケンスコントローラ（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３０３及びタイミングパルスを形成するタイミング発生器３０４とを備えて構成されている。
【００２８】
更に、図３は図２に示された受信部３０２を詳細に示したブロック図であり、受信部３０２には、一定の利得を得られるよう自動利得制御を行うＡＧＣ３０２１と、基地局からの搬送周波数に基づいて自動周波数制御を行うＡＦＣ３０２２と、各種の受信信号をそれぞれ復調して合成して受信信号を得るためのＲＡＫＥ部３０２３と、初期同期確立のため、セルサーチ処理を行い、スロット同期、フレーム同期を行うと共に、拡散コード（スクランブルコード）のコードグループを検出し、更にコードグループからコード番号を検出（拡散コードを同定）するサーチャー（本発明のサーチャー装置）３０２４と、上述したシーケンスコントローラ３０３及びタイミング発生器３０４とを備えている。
【００２９】
なお、ＲＡＫＥ部３０２３は、各パスに応じて逆拡散を行う複数のフィンガ部３０２３１と、各フィンガ部それぞれにおいて得られたベースバンド信号を合成するＲＡＫＥ合成器３０２３２と、これらＲＡＫＥ合成器出力に基づいてフレーム処理を行う無線フレーム処理回路３０２３３とを備えている。
【００３０】
図４はサーチャーについて詳細に示すブロック図であり、図５はサーチャーにより検出されるチャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ，Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨ）を示すタイムチャート、図６は拡散コードを検出するために用いられるＣＰＩＣＨを示すフレームフォーマットを示す図である。図５において（ａ）はＰＣＣＰＣＨを示し、（ｂ）はＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨを示し、（ｃ）はＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨを示している。（ａ）に示すＰＣＣＰＣＨ（ＢＣＨ）は、１５ｋｓｐｓ（＝３０ｋｂｐｓ）固定レートでＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を伝送している。各スロットの先頭１シンボル（２５６ｃｈｉｐｓ）は送信オフであり、その期間だけ、サーチャーで取り扱われる、（ｂ）（ｃ）に示すＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨ，Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨが送信される。
【００３１】
（ｂ）に示すＰｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨは、初期同期（スロット同期）用のチャネルであり、２５６ｃｈｉｐ／スロットであり、コードはすべてのセルで共通である。（ｃ）に示すＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨは、拡散コード（スクランブルコード）であるスクランブルコード（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  Ｃｏｄｅ）グループ同定用のチャネルであり、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨと同様２５６ｃｈｉｐ／スロットであるが、コードは１６種類あり、これをスロット毎に適宜変化させ、その組み合わせとスクランブルコードグループとが対応している。
【００３２】
図６に示すフレームは、１０ｍｓｅｃ固定長であり、１５スロットに分割されている。Ｗ−ＣＤＭＡ方式においては、３．８４Ｍｃｈｉｐ／ｓｅｃの速度で拡散されるため、１フレーム当たり３８４００ｃｈｉｐ（１スロット当たり２５６０ｃｈｉｐ）となる。また、ＣＰＩＣＨは便宜上２５６ｃｈｉｐで１シンボルという単位で表されるため、１スロット当たり１０シンボルが格納されている。
【００３３】
図４に示されるサーチャーは、受信信号が入力されるマッチドフィルタ３０２４１と、このマッチドフィルタに接続されたパスサーチ部３０２４２と、受信信号が入力されるコードグループ検出部３０２４３と、このコードグループ検出部に接続されたコード番号検出部３０２４４とを備えて構成される。パスサーチ部で検出されたパス情報とコード番号検出部で検出されたコード番号は共にシーケンスコントローラ３０３に入力され、初期同期確立後の通信制御に用いられる。
【００３４】
以上の構成において、サーチャーは、初期同期を確立するために、先ず、Ｐｒｉｍａｒｙ−ＳＣＨに示されるスロットタイミングを検出する。このスロットタイミングは、マッチドフィルタにより得られるパルス位置をパスサーチで平均化して検出される。スロットタイミングが検出されると、次にコードグループ検出部がＳｅｃｏｎｄａｒｙ−ＳＣＨにおける各スロット（Ｓ１〜Ｓ１５）の各パターン（１６種類）を同定し、これらのパターンの配列に基づいて、フレーム同期をとる（フレームの先頭を検出する）と共に、コード（スクランブルコード）グループを検出する。一つのコードグループの中には８種類の拡散コードが含まれており、コードグループが検出されると、コード番号検出部がその８種類の拡散コードの中からＣＰＩＣＨに含まれる拡散コードを同定し、コード番号を検出する。
【００３５】
本発明において、コード番号（拡散コード）の同定（判別）は、所定の信号（ＳＣＨ）が混在する期間を周期的に削除しつつ、拡散コードを含む信号を所定の長さに分割すると共に、それに対応して前記拡散コード（関数パターン）を所定の長さに分割し、分割された区間毎に、前記信号と前記８種類の拡散コードとの相関値を順次算出して、該算出結果に基づいて前記拡散コードを判別するようにしている。図７は本実施の形態におけるコード番号検出部の構成を示すブロック図である。本実施の形態において、コード番号は、ＣＰＩＣＨを構成するスロットにおいて２シンボル周期で順次コード番号（拡散コード）を切替えながら、２フレームの期間にわたって平均化処理を行って、その最大値から検出される。ここで、各スロットの第１シンボルを除外して相関演算を行う。また、送信ダイバーシティ時においては、２シンボル単位での復号化処理をするため、第２シンボルも除外する。
【００３６】
図７に示すスクランブルコード番号検出部は、２シンボル毎に異なる拡散コードを生成する拡散コード生成部７１と、受信信号と拡散コードとの相関値を算出する相関器７２と、相関器７２の出力を平均化処理する平均化処理部７４と、２シンボル毎に平均化処理部７４を切替えて相関器７２の出力に接続するスイッチ部７３と、平均化処理部７４の出力から相関レベルを比較し、最も大きな値を出力した平均化処理部７４の出力に基づいてコード番号を特定するコード番号特定部７５と、拡散コード生成部７１のコード切替制御、スイッチ部７３のスイッチ切替制御等を行う制御部７６とを備えて構成されている。
【００３７】
図８は、拡散コード生成部７１に用いられるフィードバックシフトレジスタを示し、図９は、実施の形態におけるコード番号検出部の動作を示す説明図である。シフトレジスタは上下２段構成とされ、上下それぞれのシフトレジスタの所定の段数素子からの値が排他的論理和をとられてフィードバックされ、また所定の段数素子からの値が適宜排他的論理和をとられて、それぞれＩ，Ｑ成分の拡散コード出力とされる。
【００３８】
以下、図９を用いてコード番号検出動作について説明する。先ず、フレーム先頭に合わせてコード番号検出スタート信号が制御部７６に入力されることで処理が開始される。ここで、各スロットの第１シンボルと第２シンボルにおいて相関演算処理は行われない。次に、第３シンボルに合わせて拡散コードＣ１に対応する初期値が拡散コード生成部７１にロードされ、拡散コード生成が開始される。２シンボルの期間、コード番号Ｃ１に対応する拡散コードＳ（１）生成を継続し、生成されたコードと受信信号との相関演算結果が平均化処理部７４の１段目に入力されて加算／蓄積される。２シンボルの期間が経過すると、第５シンボルの先頭で次のコード番号Ｃ２に対応する初期値を拡散コード生成部７１にロードすると共に、スイッチ部７３により平均化処理部７４を２段目に切替えて、相関演算結果を加算／蓄積する。ここで、第５シンボルの先頭でロードする初期値は、コード番号Ｃ２に対応する拡散コードシーケンスがフレーム先頭から４シンボル分（１０２４ｃｈｉｐ）経過した時点のシフトレジスタの状態である。
【００３９】
以下、同様な手順で順次コード番号を切替えながら平均化処理を繰り返す。なお、コード番号の切替周期を２シンボル、トータルの平均化時間を２フレームとしているが、あくまでも一例であることは言うまでもない。このように、短い周期でコード番号を切替えながら処理を行うことにより、検出処理全体として見た場合、図１２に示した並列処理に近い状態で処理を行えてコード番号検出を行うことができる。
【００４０】
ここで、コード番号を切替えるときに、拡散コード生成部７１にロードする初期値は、各コード及び切替えタイミング毎の値を予め計算して記憶しておいても良いが、全ての切替えタイミングでの初期値を計算／記憶するようにすると、計算の手間と記憶回路の規模が無視できなくなる。
【００４１】
このため、本発明の実施の形態では、次のような方法を採用している。Ｗ−ＣＤＭＡ方式で定められている拡散コードの体系では、コード番号ｉ＝０の拡散コード（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  Ｃｏｄｅ）生成時には、フレーム先頭（初期値）において拡散コード生成器のシフトレジスタパターンが次のように設定される。
【００４２】
上段：０００００００００００００００００１
下段：１１１１１１１１１１１１１１１１１１
【００４３】
そして、ｉ＝１の場合は、上記の状態から、上段シフトレジスタのみ１６回（１６ｃｈｉｐ分）のシフト動作を行った状態を初期値としている。すなわち、ｉ＝０〜５１１のコード番号に対応する拡散コードはそれぞれ上段シフトレジスタの位相が１６ｃｈｉｐ分づつずれたものと考えることができる。また、あるコードグループに含まれるコード番号は、０〜７，８〜１５，…のように連続した番号になっている。
【００４４】
従って、図９に示したコード切替タイミングでは、上段シフトレジスタについて、１６ｃｈｉｐ分のシフト動作を一度に進める処理を行えば、次のコード番号に対する初期値が自動的に算出できることとなる。また、図９の場合は、第１、第２シンボルの期間、検出処理を停止するため、コード番号Ｃ８からＣ１に戻る時には、第３スロットの第２シンボルの期間の適当なタイミングで、１６×８＝１２８ｃｈｉｐ分だけシフト動作を停止（上段のみ）することのみにより、自動的にＣ１のパターンが生成されることとなる。ここで、上段のシフトレジスタについて、１６ｃｈｉｐシフト後の状態は一意に算出できる。算出方法は以下の通りである。ここで、上段シフトレジスタの各段の値（０または１）を、ａ１７，ａ１６，ａ１５，…ａ０とすると、１６ｃｈｉｐシフト後の値（ｂ１７，ｂ１６，ｂ１５，…ｂ０）は次のような式で表すことができる（＋はｍｏｄｕｌｏ２の加算）。
【００４５】
ｂ１７＝ａ１５＋ａ１１＋ａ４    ｂ１６＝ａ１４＋ａ１０＋ａ３
ｂ１５＝ａ１３＋ａ９＋ａ３      ｂ１４＝ａ１２＋ａ８＋ａ１
ｂ１３＝ａ１１＋ａ７＋ａ０      ｂ１２＝ａ１７＋ａ１０
ｂ１１＝ａ１６＋ａ９            ｂ１０＝ａ１５＋ａ８
ｂ９＝ａ１４＋ａ７              ｂ８＝ａ１３＋ａ６
ｂ７＝ａ１２＋ａ５              ｂ６＝ａ１１＋ａ４
ｂ５＝ａ１０＋ａ３              ｂ４＝ａ９＋ａ２
ｂ３＝ａ８＋ａ１                ｂ２＝ａ７＋ａ０
ｂ１＝ａ１７                    ｂ０＝ａ１６
【００４６】
従って、コード番号を切替えた瞬間に上段シフトレジスタの各段の入力を上記の式に従って強制的に変更設定するようにすればよい。ただし、実際に回路を構成する場合は、コード番号切替えタイミング（図９では偶数シンボルの最終チップタイミング）の状態から１回シフト（次のシンボルの先頭チップタイミングへの移行）＋１６回シフトの合計１７回シフト後の状態を算出する方が妥当である。１７回シフト後の状態も同様に以下のように算出できる。
【００４７】
ｂ１７＝ａ１６＋ａ１２＋ａ５    ｂ１６＝ａ１５＋ａ１１＋ａ４
ｂ１５＝ａ１４＋ａ１０＋ａ４    ｂ１４＝ａ１３＋ａ９＋ａ２
ｂ１３＝ａ１２＋ａ８＋ａ１      ｂ１２＝ａ１１＋ａ７＋ａ０
ｂ１１＝ａ１７＋ａ１０          ｂ１０＝ａ１６＋ａ９
ｂ９＝ａ１５＋ａ８              ｂ８＝ａ１４＋ａ７
ｂ７＝ａ１３＋ａ６              ｂ６＝ａ１２＋ａ５
ｂ５＝ａ１１＋ａ４              ｂ４＝ａ１０＋ａ３
ｂ３＝ａ９＋ａ２                ｂ２＝ａ８＋ａ１
ｂ１＝ａ７＋ａ０                ｂ０＝ａ１７
【００４８】
従って、例えば偶数シンボルの最終チップの状態から次のシンボルの先頭タイミングへ移行する瞬間に上段シフトレジスタの各段の入力値を上式に従って切替えるようにすれば良い（各段の入力にセレクタを設ければ良い）。
【００４９】
以上、本発明の実施の形態について、ＣＤＭＡ通信方式の携帯端末を例にとって説明したが、本発明は、他の方式を用いる携帯端末や通信システム等に採用できることは勿論、雑音が時間的に偏って発生するような状態下における一般的なパターン判別においても適用できることは言うまでもない。また、本実施の形態では、第３シンボルに合わせて拡散コードＣ１に対する初期値をロードする場合を説明したが、他の方法でもよい。例えば、フレーム先頭に合わせて拡散コードＣ１の１つ前に対応する（例えば、Ｃ０とする）コードを初期値としてロードし、第１〜第３シンボル期間中は相関演算は行わないが拡散コード生成部のシフト動作は通常と同様に継続することで、第３シンボルの開始時点では本実施の形態に説明したと同様の拡散コードシーケンスが実現できる。
【００５０】
【発明の効果】
以上に詳述したように、本発明は、簡易小型で、しかもフェージング等の影響を受けにくく、周期的に発生する他の所定の信号が混在する場合でも、高い信頼性で拡散コードを判別することができ、特に基地局が送信ダイバーシティを行う場合に改善効果が高いパターンの判別方法、パターンの判別装置、サーチャー装置及び通信端末を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における携帯端末を示すブロック図である。
【図２】携帯端末のベースバンド部を示すブロック図である。
【図３】受信部の構成を示すブロック図である。
【図４】サーチャーを示すブロック図である。
【図５】チャネルを示すタイムチャートである。
【図６】ＣＰＩＣＨのフレームフォーマットを示す図である。
【図７】コード番号検出部の構成を示すブロック図である。
【図８】拡散コード生成部のシフトレジスタを示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態におけるコード番号検出部の動作を示す説明図である。
【図１０】従来の技術におけるコード番号検出部を示すブロック図である。
【図１１】従来の技術におけるコード番号判定部の動作を示す図である。
【図１２】他の従来の技術の例を示すブロック図である。
【図１３】従来の技術におけるフェージングの影響を示す図である。
【図１４】３ＧＰＰ仕様における物理チャネルの構成を示す図である。
【図１５】送信ダイバーシティの動作を示す図である。
【図１６】送信ダイバーシティ時における受信信号（３ＧＰＰ仕様）の一例を示す説明図である。
【図１７】送信ダイバーシティ時における受信信号の他の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
１  送受信アンテナ、２  ＲＦ部、３  ベースバンド部、４  制御部（ＣＰＵ）、５  音声コーデック、３０  ＣＤＭＡモデム、７１  拡散コード生成部、７２  相関器、７３  スイッチ部、７４  平均化処理部、７５  コード番号特定部、３０２  受信部、３０２４  サーチャー。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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