(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に接続され、前記一次巻線に供給する直流をスイッチングするスイッチング素子を有する入力回路と、
前記トランスの二次巻線に接続され、前記二次巻線に出力されたパルス状信号を整流、平滑して第１の直流電圧を出力する第１の出力回路と、
前記第１の出力回路と共通の前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に出力されたパルス状信号を整流、平滑して、前記第１の直流電圧の５０％から９５％の範囲にあり前記第１の直流電圧との差が３Ｖ以内の第２の直流電圧を出力する第２の出力回路と、
前記第２の出力回路の出力電圧と基準電圧との誤差を検出し、該誤差に応じたリセット信号を出力する制御手段と、
前記制御手段より出力されたリセット信号に基づき前記第２の出力回路の出力電圧を一定化するように、前記トランスの前記二次巻線から前記第２の出力回路への電力の入力を制御する磁気増幅器とを具備し、
前記磁気増幅器は半波励磁（６００Ａ／ｍ、周波数１００ｋＨｚ）による飽和特性での磁束変化分が１００ｍＴ以下の可飽和リアクトルを有することを特徴とする多出力直流安定化電源装置。
【請求項２】
前記可飽和リアクトルは交流磁気特性（印加磁界８０Ａ／ｍ、周波数１００ｋＨｚ）における保磁力が２７Ａ／ｍ以下であることを特徴とする請求項１記載の多出力直流安定化電源装置。
【請求項３】
前記ダイオードには直列にノイズ低減用の可飽和リアクトルが接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の多出力直流安定化電源装置。
【請求項４】
少なくとも前記ダイオードと並列にスナバ回路が接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の多出力直流安定化電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源又は直流電源から、定格の異なる複数の安定化直流電圧を得る多出力直流安定化電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、多出力直流安定化電源装置（以下、単に安定化電源装置と呼ぶ。）としては、二次側の主出力回路の出力側にＤＣ／ＤＣコンバータを接続してなるものが挙げられる。
【０００３】
図５はこのＤＣ／ＤＣコンバータを用いた安定化電源装置の構成を示す図である。同図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、主出力回路２の出力をスイッチングし、内部のトランスの二次側に得たパルス状信号を整流、平滑することによって主出力回路２の出力電圧（例えば４８Ｖ）をそれ以下（例えば５Ｖ）の直流電圧に変換し出力する。一方、主出力回路２の出力電圧はコンパレータ３にて基準電圧と比較され、その誤差に応じた信号がフォトカプラ４を通じて一次側のＰＷＭ制御回路５に帰還される。ＰＷＭ制御回路５は誤差信号に基づき、一次側のスイッチング素子Ｑに供給する駆動パルス信号のパルスＯＮ幅（デューティ比）を制御することによって主出力回路２の出力電圧を一定化する。
【０００４】
ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータのデュ一ティ比（パルスＯＮ幅／スイッチング周期）は効率面から通常０．５以下に設定される。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、主出力回路の出力電圧の５０％以下であることが普通である。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ内部におけるスイッチング素子や整流素子等の電圧降下分を見込むと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧はさらに低いレベルに制約される。
【０００５】
例えば、主出力回路の出力電圧を５Ｖ、デューティ比を０．５、スイッチングトランジスタの飽和電圧を１Ｖ、整流ダイオードの順方向電圧降下を０．５５Ｖ、平滑チョークや配線による総電圧降下を０．２Ｖとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＜（５−１−０．５５−０．２）×０．５
つまり１．６２５Ｖ以下となる。
【０００６】
また、仮にＤＣ／ＤＣコンバータのデュ一ティ比を０．５以上に設定して３．３Ｖの直流電圧を得ようとすると、上記の電圧降下分（１＋０．５５＋０．２＝１．７５Ｖ）は、許容される電圧降下分（５−３．３＝１．７Ｖ）を越えてしまうことになる。
【０００７】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた方式では、主出力電圧に対してかなり低い出力電圧、具体的には主出力電圧の５０％以下で、しかもＤＣ／ＤＣコンバータ内部での電圧降下分を見込んで主出力電圧よりも３Ｖ以上低い電圧しか得られないと言う制約があり、５Ｖと３．３Ｖといった電圧差の小さい各出力を得ることは困難とされていた。
【０００８】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、その負荷電流を多くとる場合、スイッチング素子にヒートシンクを付加しなければならず、配置の制約や電源サイズ増を招くという問題もあった。
【０００９】
このような出力電圧間の制約を軽減できる方式として、図６に示すように、メイントランスＴに従出力回路専用の二次巻線Ｌｓ′を設け、この二次巻線Ｌｓ′から従出力回路７への入力を一次側のスイッチングと同期させてスイッチングする方式が挙げられる。
【００１０】
しかしながら、従出力回路７のスイッチング素子Ｑ２を一次側のスイッチング素子Ｑ１と同期してスイッチングするための制御回路９は、構成が大規模且つ複雑であり、装置の大形化、コスト増を招くことは必至である。さらに、発振器を備えた制御回路が複数になることで、ビートやノイズの対策を講じる必要が生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた多出力直流安定化電源装置においては、出力回路間で電圧差の小さい出力電圧を得ることが到底困難であるという問題がある。また出力回路間で電圧差の小さい出力電圧が得られるように、メイントランスに従出力回路専用の二次巻線を設けた装置においては、二次巻線から従出力回路への入力を一次側のスイッチングと同期をとってスイッチングするための複雑な制御回路が必要となり、装置の大形化、コスト増を招くという問題があった。
【００１２】
本発明はこのような課題を解決するためのもので、簡単な回路構成で、各出力回路より電圧差が小さい出力電圧が高精度に得られる多出力直流安定化電源装置の提供を目的としている。
【００１３】
本発明の多出力直流安定化電源装置は上記目的を達成するために、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、前記トランスの一次巻線に接続され、前記一次巻線に供給する直流をスイッチングするスイッチング素子を有する入力回路と、前記トランスの二次巻線に接続され、前記二次巻線に出力されたパルス状信号を整流、平滑して第１の直流電圧を出力する第１の出力回路と、前記第１の出力回路と共通の前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に出力されたパルス状信号を整流、平滑して、前記第１の直流電圧の５０％から９５％の範囲にあり前記第１の直流電圧との差が３Ｖ以内の第２の直流電圧を出力する第２の出力回路と、前記第２の出力回路の出力電圧と基準電圧との誤差を検出し、該誤差に応じたリセット信号を出力する制御手段と、前記制御手段より出力されたリセット信号に基づき前記第２の出力回路の出力電圧を一定化するように、前記トランスの前記二次巻線から前記第２の出力回路への電力の入力を制御する磁気増幅器とを具備し、前記磁気増幅器は半波励磁（６００Ａ／ｍ、周波数１００ｋＨｚ）による飽和特性での磁束変化分が１００ｍＴ以下の可飽和リアクトルを有することを特徴とする。
【００１６】
本発明の多出力直流安定化電源装置は、さらにダイオードには直列にノイズ低減用の可飽和リアクトルが接続されていることを特徴とする。
【００１７】
本発明の多出力直流安定化電源装置は、さらに少なくともダイオードと並列にスナバ回路が接続されていることを特徴とする。
【００１８】
このように本発明は、低電圧側の第２の出力回路の出力電圧が高電圧側の第１の出力回路の出力電圧の５０％から９５％の範囲にあり、電圧差が３Ｖ以内の条件を満足するものにおいて、トランスから低電圧側の第２の出力回路に入力される電力を磁気増幅器より制御するように構成したことで、低電圧側の第２の出力回路の制御幅が広くなる。したがって、簡単な回路構成で、各出力回路より電圧差が小さい出力電圧が高精度に得られ、装置の小形化、コストダウンを図れる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。
【００２０】
図１は本発明の実施形態である多出力直流安定化電源装置（以下、単に安定化電源装置と呼ぶ。）の構成を示す回路図である。同図に示すように、この安定化電源装置は、メイントランスＴと、メイントランスＴの一次巻線Ｌｐに接続された入力回路１１と、メイントランスＴの共通の二次巻線Ｌｓの両端に各々接続された第１の出力回路１２及び第２の出力回路１３とを有する。以下、第１の出力回路１２を主出力回路、第２の出力回路１３を従出力回路１３と呼ぶ。
【００２１】
入力回路１１は、入力した交流を全波整流して直流に変換する４つのダイオードから構成されるブリッジ回路１３と、全波整流後の直流を平滑化するコンデンサＣ１と、メイントランスＴの一次巻線Ｌｐに供給する直流電力を高周波でスイッチングするトランジスタ等のスイッチング素子Ｑとから構成され、スイッチング素子Ｑの一定周期におけるパルスＯＮ幅（デューティ比）を制御するＰＷＭ制御回路１４と接続されている。
【００２２】
主出力回路１２は、メイントランスＴの二次巻線Ｌｓに出力されたパルス状信号を整流、平滑して５Ｖの直流電圧を得る整流ダイオードＤ１、Ｄ２、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ２とから構成されている。そして、この主出力回路１２には、その主出力電圧と内部の基準電圧とを比較して誤差信号を出力するコンパレータ１５と、コンパレータ１５の誤差信号をＰＷＭ制御回路１４に帰還するフォトカプラ１６等が接続されている。
【００２３】
従出力回路１３は、メイントランスＴの二次巻線Ｌｓに出力されたパルス状信号に対してリアクタンスとして働いてパルス状信号の入力制御を行う磁気増幅器としての可飽和リアクトルＳＲと、可飽和リアクトルＳＲによって入力制御されたパルス状信号を整流、平滑して３．３Ｖの直流電圧を得るダイオードＤ３、Ｄ４、チョークコイルＬ２及びコンデンサＣ３とから構成されている。そして、この従出力回路１３には、その従出力電圧と内部の基準電圧との誤差を検出してこの誤差に応じたリセット電流を抵抗Ｒ１及び逆流防止用のダイオードＤ５を通じて可飽和リアクトルＳＲに供給する制御回路１７が接続されている。
【００２４】
次に、この安定化電源装置の動作を説明する。
【００２５】
入力回路１１に入力された交流は、ブリッジ回路１３にて全波整流されて直流に変換された後、コンデンサＣ１にて平滑化される。この直流はスイッチング素子Ｑの高周波によるスイッチングによってパルス状信号となってメイントランスＴの一次巻線Ｌｐに供給され、二次巻線Ｌｓに変圧されたパルス状信号となって出力される。
【００２６】
主出力回路１２は、メイントランスＴより出力されたパルス状信号をダイオードＤ１、Ｄ２にて全波整流後、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ２にて整流、平滑化して、５Ｖの直流電圧を負荷に供給する。ここで、主出力回路１２の出力電圧は抵抗Ｒ２、Ｒ３に分圧されてコンパレータ１５に入力される。コンパレータ１５は検出された出力電圧と内部の基準電圧とを比較し、その誤差信号をフォトカプラ１６を通じてＰＷＭ制御回路１４に帰還する。ＰＷＭ制御回路１４は誤差信号に基づいてスイッチング素子Ｑに供給する駆動パルス信号のパルスＯＮ幅（デューティ比）を制御する。これによって、主出力電圧の安定化制御が実行される。
【００２７】
一方、従出力回路１３において、メイントランスＴより出力されたパルス状信号のうち、一方のダイオードＤ３を導通するパルス状信号は可飽和リアクトルＳＲによりパルス幅が制御された後、他方のダイオードＤ４を導通するパルス状信号と共にチョークコイルＬ２及びコンデンサＣ３にて平滑され、３．３Ｖの直流電圧となって負荷に与えられる。ここで、従出力回路１３の出力電圧は制御回路１７にて内部の基準電圧と比較され、その誤差信号は抵抗Ｒ１及び逆流防止用のダイオードＤ５を通じてリセット電流として可飽和リアクトルＳＲに送られる。可飽和リアクトルＳＲは、リセット電流によってスイッチング素子ＱがＯＦＦの期間に飽和前の状態まで磁化され、スイッチング素子ＱがＯＮしたあとのメイントランスＴの二次巻線Ｌｓからのパルス状信号の流れ込みを磁化の度合いに応じた時間だけ阻止する。上記時間が経過すると、メイントランスＴの二次巻線Ｌｓからのパルス状信号によって可飽和リアクトルＳＲは飽和し、インダクタンスが減少してパルス状信号をダイオードＤ３に通過させる。このように可飽和リアクトルＳＲに流すリセット電流を制御してダイオードＤ３を導通するパルス状信号の阻止時間を制御することにより、従出力電圧の制御が行われる。
【００２８】
この安定化電源装置において、高電圧（５Ｖ）側の主出力回路１２と低電圧
（３．３Ｖ）側の従出力回路１３は、各々メイントランスＴの共通の二次巻線Ｌｓの両端に接続され、メイントランスＴの出力は主出力回路１２の主出力電圧を定電圧化するように制御されている。そして、この安定化電源装置は、メイントランスＴの二次巻線Ｌｓから低電圧側の従出力回路１３に入力するパルス状信号を可飽和リアクトルＳＲにより制御することで従出力回路１３の出力電圧を制御するように構成されている。
【００２９】
図２は可飽和リアクトルＳＲによる低電圧側の制御幅を従来のＤＣ／ＤＣコンバータによる制御幅と比較して示している。同図から明らかなように、可飽和リアクトルＳＲによる低電圧側の制御幅は高電圧側の制御域まで踏み込むことになり、従来のＤＣ／ＤＣコンバータによる制御幅に比べ大幅に広がる。
【００３０】
このように構成することで、主従各出力回路１２、１３の定格出力電圧の差が小さい場合においても、低電圧側の従出力回路１３の定電圧制御を電力的に十分な余裕をもって行うことが可能になる。すなわち、この構成によれば、主出力電圧に対する従出力電圧の割合が５０％以上で、主従各出力電圧の差が３Ｖ以内の条件を満足する多出力型の安定化電源装置が達成される。
【００３１】
また、可飽和リアクトルＳＲに角形比が高く飽和特性の良好な材料を使用すれば、可飽和リアクトルＳＲの電圧降下値は小さくて済み、これにより主出力電圧の９５％程度の従出力電圧を得ることも可能である。
【００３２】
さらに、可飽和リアタトルＳＲに鉄損の低い材料を使用することによって、発熱を低く抑えることができ、ヒートシンクが不要となる。
【００３３】
以上の実施の形態においては、主出力電圧を一次側スイッチング素子のＰＷＭ制御によって定電圧制御しているが、本発明は、主出力側の電圧制御方式に限定されるものではなく、他のどんな方式であっても構わない。
【００３５】
また、本発明は、フォワード方式に限定されずフライバック方式の電源装置にも適応可能であり、さらに一次側のスイッチング駆動方式に関しても自励・他励を問わない。
【００３６】
【実施例】
次に、本発明の実施例を説明する。
【００３７】
図３は本発明の実施例である多出力直流安定化電源装置を示す回路図である。この安定化電源装置における主出力回路の定格出力電圧は５Ｖ、従出力回路の定格出力電圧は３．３Ｖである。そして、従出力回路の電圧制御用として可飽和リアクトルＳＲが接続されている。さらに、ノイズ低減のため各出力回路ともダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２に直列に可飽和リアクトルＳＲ１１、ＳＲ１２、ＳＲ２１、ＳＲ２２を接続している。
【００３８】
可飽和リアクトルとしては、ダイオードの漏れ電流等によって可飽和リアクトルが不要にリセットされることを防止するために、高角形比で飽和特性が良好な例えばＣｏ系アモルファスコアを使用した。さらに具体的には、Ｃｏ系アモルファス合金をトロイダル形状にした外径１２ｍｍ、内径８ｍｍ、高さ４．５ｍｍのコアをケースに入れ、１．０ｍｍ径のワイヤーを３本パラにして５ターン施したものを使用した。
【００３９】
また、半波励磁（印加磁界６００Ａ／ｍ、周波数１００ｋＨｚ）による飽和特性（ＣＭＣ特性による右半面）での磁束変化分が１００ｍＴ以下の可飽和リアクトルを使用することで、メイントランスの出力パルス幅の制御範囲を広げて、従出力回路の電圧制御の精度向上を図った。さらに、交流磁気特性（印加磁界８０Ａ／ｍ、周波数１００ｋＨｚ）において、保磁力が２７Ａ／ｍ以下のものを選択することで、可飽和リアクトルを制御するリセット電流が小さくて済むようになり、さらに鉄損を減少できたことで効率、発熱面が改善でき、ヒートシンクが不要となった。
【００４０】
従出力回路の制御回路において、その出力電圧と比較される基準電圧の生成には温度補償が良好なシャントレギュレータＩＣ２１を用い、基準電圧は１．２６Ｖになるよう設定した。出力電圧に対する基準電圧の比は０．３〜０．７６が適当である。
【００４１】
以上の安定化電源装置において、負荷のレギュレーション特性を確認したところ、主従各出力電圧ともその目標に対する誤差は±０．８％以内に抑えることができた。
【００４２】
また、可飽和リアクトルの不要リセットやノイズ低減の対策として、図４のように、整流ダイオードの漏れ電流を吸収するための、メイントランスＴの二次巻線Ｌｓから従出力回路へのパルス状信号の入力ラインに対して並列に、即ち、少なくともダイオードと並列に、例えばコンデンサＣ３１、Ｃ３２と抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の直列回路からなるスナバ回路を接続することが好ましい。なお、スナバ回路としては、上記のコンデンサと抵抗の直列回路に限らず、コンデンサのみからなるものや、その他のインピーダンス回路でもよい。なお、フライバック方式で構成する場合は、メイントランスと並列にインピーダンス回路を接続すると良好である。
【００４３】
また、リセット電流は小さい程少ない電力で制御できるので、可飽和リアクトルのコア形状としては平均磁路長の短い方が好ましい。また、ダイオードの漏れ電流によるリセット降下を少なくするために、コア平均磁路長ｌと高さｈの比ｌ／ｈは４から１４が望ましい。
【００４４】
さらに、図３では、従出力回路の制御回路中のリセット電流制御用のトランジスタＱ２１の正側及び出力電圧検出用の抵抗Ｒ２２の正側を従出力回路の正出力側に接続しているが、これを主出力回路の正側に接続することにより、主出力回路の出力が異常によりダウンした時、従出力回路の動作を停止させることが可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の多出力直流安定化電源装置によれば、低電圧側の第２の出力回路の出力電圧が高電圧側の第１の出力回路の出力電圧の５０％から９５％の範囲にあり、電圧差が３Ｖ以内の条件を満足するものにおいて、低電圧側の第２の出力回路の制御幅が広がり、以て、簡単な回路構成で、各出力回路より電圧差が小さい出力電圧が高精度に得られ、装置の小形化、コストダウンを図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態である多出力直流安定化電源装置の構成を示す回路図
【図２】図１の可飽和リアクトルによる制御幅を従来のＤＣ／ＤＣコンバータによる制御幅と比較して示す図
【図３】本発明の実施例である多出力直流安定化電源装置の構成を示す回路図
【図４】可飽和リアクトルの不要リセットおよびノイズ対策について説明するための図
【図５】従来のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた多出力直流安定化電源装置の構成を示す回路図
【図６】他の従来の多出力直流安定化電源装置の構成を示す回路図
【符号の説明】
Ｔ………メイントランス
Ｑ………スイッチング素子
ＳＲ………可飽和リアクトル
１２………第１の出力回路
１３………第２の出力回路
１４………ＰＷＭ制御回路Ｑ
１７………制御回路
【図１】
0003582928.tif 000002
【図２】
0003582928.tif 000003
【図３】
0003582928.tif 000004
【図４】
0003582928.tif 000005
【図５】
0003582928.tif 000006
【図６】
0003582928.tif 000007