(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流側が電圧源として働き、直流側が電流源として働くＰＷＭ電流型電力変換器において、
前記交流側の線間に少なくとも１つの直列ＬＣフィルタを挿入し、前記交流側から前記ＰＷＭ電流型電力変換器のＬＣフィルタを見たときのフィルタの直列共振周波数を２つ以上存在させ、
前記交流側の電圧歪みの大きい高調波の次数の周波数が前記２つの直列共振周波数の間に存在するようにしたことを特徴とする、ＰＷＭ電流型電力変換器の高調波流入抑制方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はＰＷＭ電流型電力変換器の高調波流入抑制方法に関し、特に、電力貯蔵所など電力系統に連系したときに、高調波対策に取付けられたＬＣフィルタのキャパシタンスの電源側のリアクタンスが系統に存在する高調波の流入を抑制するような高調波流入抑制方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３は従来のＰＷＭ電流型電力変換器の回路図である。このようなＰＷＭ電流型電力変換器は、たとえば電力貯蔵所などにおいて、レドックスフロー電池を直流電源として、正弦波の交流電力を得るために使用される。
【０００３】
図３において、ＰＷＭ電流型電力変換器は、ＰＷＭインバータであって、交流側が理想的には「電圧源」として電気回路が働き、直流側が「電流源」として電気回路が働くので、その名前が付けられている。
【０００４】
交流電源ＡＣはリアクトルＬｆ  を介してスイッチング回路ＳＷに与えられる。スイッチング回路ＳＷはＰＷＭパルスによってスイッチングする。スイッチング回路ＳＷの出力側には直流側を電流源ＩＧ  とするためにリアクトルＬｄ  が接続されている。また、交流側を電圧源とするために、コンデンサＣｆ  が交流側に接続されている。
【０００５】
図４および図５は図３に示したＰＷＭ電流型インバータの等価回路図である。図４（ａ）において、ＰＷＭ電流型インバータは交流側が電圧源として、直流側が電流源として表わされている。そして、図４（ｂ）に示すように、スイッチング回路ＳＷの上側の素子がオンすると交流への電流イコール直流電流源の電流値（方向は右から左）となる。また、スイッチング回路ＳＷの下側の素子がオンすると、交流への電流イコール直流電流源の電流値（方向は左から右）となる。
【０００６】
しかし、スイッチング回路ＳＷの上下素子がともにオフすると、電流源の電流の行き場所がなくなり、電圧が無限大となってスイッチング素子が破壊する。また、スイッチング回路ＳＷの上下素子がともにオンすると、交流側の電圧によって転流し、交流側が開放され、直流側が短絡状態となる。このため、スイッチング回路ＳＷの上下素子が同時にオフすることがないように制御される。
【０００７】
このように、ＰＷＭ電流型電力変換器では、ＰＷＭ制御によって回路の状態が平均としては交流への電流が正弦波になるように制御される。このことから、ＰＷＭ電流型インバータは交流側から電流源として見ることができる。つまり、基本波では、図５（ａ）に示すように正弦波の電流源，低次高調波に対しては図５（ｂ）に示すようにオープン（高インピーダンス），キャリア周波数のノイズに対しては図５（ｃ）に示すように電流源として振る舞う。
【０００８】
図６はＰＷＭ電圧型電力変換器の回路図である。図６において、ＰＷＭ電圧型電力変換器は、交流側が「電流源」として働き、直流側が「電圧源」として働く。実際には、交流側を電流源とするために、リアクトルＬｆ  が交流電源ＡＣに直列接続され、直流側を電圧源とするためにコンデンサＣｄ  が直流電源ＤＣに並列接続される。さらに、スイッチング回路ＳＷにはフリーホイールダイオードＦＷＤが並列接続される。
【０００９】
図７および図８は図６に示したＰＷＭ電圧型電力変換器の等価回路図である。図７（ａ）において、ＰＷＭ電圧型インバータは、交流側が電流源として、直流側が電圧源として表わされている。そして、図７（ａ）に示すように、スイッチング回路ＳＷの上下素子がともにオフであれば、交流への電圧＝０となる。図７（ｂ）に示すように、上側の素子がオンすると、交流への電圧イコールプラスの直流電圧源の電圧値となり、下側の素子がオンすると交流の電圧イコールマイナスの直流電圧源の電圧値となる。上下の素子がともにオンすると、電圧源が短絡状態となり電流が無限大となり、スイッチング回路ＳＷが焼損する。また、上下素子がともにオフになると、交流側の電流によりどちらかのフリーホイールダイオードに転流する。このため、ＰＷＭ制御によって回路の状態は平均としては交流への電圧が正弦波となるように制御される。
【００１０】
つまりこのことから、ＰＷＭ電圧型インバータは、交流側からは基本波では、図８（ａ）に示すように正弦波の電圧源として、低次高調波に対しては図８（ｂ）に示すように短絡（低インピーダンス），キャリア周波数のノイズに対しては図８（ｃ）に示すように電圧源として振る舞う。
【００１１】
以上の説明の回路動作により、図３に示したＰＷＭ電流型インバータでは、原理的には、交流側にコンデンサＣｆ  を並列接続し、直流側にリアクトルＬｄ  を直列接続するのみでよいが、ＰＷＭのキャリア周波数付近でのノイズの流出を抑制するために、リアクトルＬｆ  を交流電源ＡＣに対して直列接続し、リアクトルＬｄ  とコンデンサＣｆ  とで交流ＬＣフィルタを構成している。
【００１２】
また、図６に示した電圧型インバータも同様にして、原理的には交流電源ＡＣに対してリアクトルＬｆ  を直列接続し、直流電源ＤＣに対してコンデンサＣｄ  を並列接続するのみでよいが、ノイズの流出を抑制するために、交流電源ＡＣに対してコンデンサＣｆ  を並列接続し、リアクトルＬｆ  とコンデンサＣｆ  とによって交流ＬＣフィルタを構成している。
【００１３】
ところで、図３に示したＰＷＭ電流型電力変換器の交流側のＬＣフィルタの共振周波数をどのように選定すべきであるかが問題となる。ＰＷＭのキャリア周波数のノイズの流出を抑制するためには、共振周波数ｆ＝１／（２π√（ＬＣ））がＰＷＭのキャリア周波数ｆＰＷＭ  より小さく選定される。すなわち、
ｆＰＷＭ  ＞１／（２π√（Ｌｆ  Ｃｆ  ））          …（１）
また、交流電源ＡＣとの直列共振を回避するため、交流側周波数（たとえば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）ｆＡＣより大きく選定される。すなわち、
ｆＰＷＭ  ＞１／（２π√（Ｌｆ  Ｃｆ  ））＞ｆＡＣ    …（２）
ところで、ＰＷＭのキャリア周波数は、電力変換機能とパワーデバイスによって異なるが、たとえばＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）が使用されるならば、数１００Ｈｚに選ばれ、インシュレーテッドゲーテッドバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されるならば数ｋＨｚに選ばれ、ＭＯＳＦＥＴが使用されるならば数１００ｋＨｚに選ばれる。交流側周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるので、電流型ＰＷＭ電力変換器の交流ＬＣフィルタの共振周波数は図９に示すようにそれらの中間に選ばれる。図９は、交流側から見たＬＣフィルタの周波数特性であり、｜Ｚ｜はＬＣフィルタの合成インピーダンスである。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年のパワーエレクトロニクス機器の普及により、電力系統の電圧波形歪みが大きくなり、正弦波から離れてしまうことが多くなってきた。電力系統の電圧波形には、具体的に５次高調波，７次高調波，１１次高調波，１３次高調波…のように奇数倍であり、３の倍数でない次数の高調波が大きく、ひどいときには数パーセント以上含まれるようになっている現状である。これは、特に５次，７次高調波が著しい。
【００１５】
先のＰＷＭ電流型インバータの低次高調波の動作等価回路で示したように、ＰＷＭ電流型インバータは「高インピーダンス」として働くが、実際のインピーダンスではＰＷＭのキャリア周波数のノイズの流出を抑制するために、ＬＣフィルタが交流側に付加されており、その共振周波数はｆＡＣとｆＰＷＭ  の中間に選定されているため、結局ＬＣフィルタの電力系統の波形歪みの５次，７次…の高調波に対する合成インピーダンスが図１０に示すように比較的低くなり、電力系統からの高調波電流の流入を招くことが避けられない。
【００１６】
具体的には、コンデンサＣｆ  は電力変換器の定格出力を１パワーユニット（ＰＵ）とすると、ＰＷＭノイズを十分吸収する必要性から、（ｆＡＣ／ｆＰＷＭ  ×１）（ＰＵ）より十分大きい容量をもつコンデンサである必要がある。たとえばｆＡＣ＝６０Ｈｚ，ｆＰＷＭ  ＝３ｋＨｚとすると、１×６０／３０００＝０．０２ＰＵより十分に大きい容量が必要であり、たとえば０．１ＰＵくらいの容量が選ばれる。
【００１７】
また、リアクトルＬｆ  には、交流電源（＝電力系統）と電力変換器とを接続する連系トランスの漏れリアクタンス分がＡＣリアクトルを設置しなくとも必ず存在し、５％〜１５％ＰＵの値になるので、たとえば１０％ＰＵの値とする。
【００１８】
以上により、ＬＣフィルタの第ｎ次高調波に対する合成インピーダンスは、
Ｊ・（０．１ｎ−１０／ｎ）より、ｎに５，７，１１…の値を代入すればわかるが、ＬＣフィルタの直列共振周波数と、系統の電圧歪みの高調波の周波数とは比較的近くなってしまう。
【００１９】
以上のように、ＰＷＭ電流型インバータは、電力系統の高調波電流の流入を招きやすい。電力系統の電圧歪みによっては「高調波抑制対策技術指針」ＪＥＡＧ９７０２−１９９５に示された管理値よりも大きな高調波電流の流入を招いてしまう結果となっていた。
【００２０】
それゆえに、この発明の主たる目的は、交流側にＬＣフィルタを挿入し、共振周波数を適切に選ぶことによって、高調波の流入を抑制できるようなＰＷＭ電流型電力変換器の高調波流入抑制方法を提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、交流側が電圧源として働き、直流側が電流源として働くＰＷＭ電流型電力変換器において、交流側の線間に少なくとも１つの直列ＬＣフィルタを挿入し、交流側からＰＷＭ電流型電力変換器のＬＣフィルタを見たときのフィルタの直列共振周波数を２つ以上存在させ、交流側の電圧歪みの大きい高調波の次数の周波数が２つの直列共振周波数の間に存在するように選ばれる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態の回路図である。図１において、電流型ＰＷＭ電力変換器の交流電源ＡＣ側の線間にリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とからなる直列ＬＣフィルタが少なくとも１つ以上設けられる。それ以外の構成は図３と同じである。
【００２３】
図２はこの発明の一実施形態における合成インピーダンスに対する周波数特性を示す図である。図２において、図１に示したフィルタは図２に示すようにその合成インピーダンスが変化する。図２から明らかなように、１／（２π√（Ｌ１Ｃ１））＜ｆ＜１／（２π√（ＬｆＣｆ））の領域では、フィルタの合成インピーダンスを高く保つことができる。この状態は、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とからなる直列ＬＣフィルタと、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるＬＣフィルタが並列共振している（反共振している）状態であり、電力変換器が高調波電流を流出している場合には、高周波対策として絶対避けなければならないとされているが、ＰＷＭ電流型電力変換器では、低次の高調波電流は先の誘導で流入であることを示すことができたので、常識には反するが、反共振（＝並列共振）によって５次，７次といった低次の高調波電圧に対してのフィルタの合成インピーダンスを高くすることができ、流入の抑制を達成できる。
【００２４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、ＰＷＭ電流型電力変換器の交流側の線間に少なくとも１つの直列ＬＣフィルタを挿入し、交流側からＬＣフィルタを見たときのフィルタの直列共振周波数を２つ以上存在させ、交流側の電圧歪みの大きい高調波の次数の周波数を２つの直列共振周波数の間に存在させることによって、フィルタの合成インピーダンスを高くすることができ、高調波電圧の流入を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態を示す電気回路図である。
【図２】この発明の一実施形態における合成インピーダンスにおける周波数特性を示す図である。
【図３】従来のＰＷＭ電流型電力変換器の回路図である。
【図４】図３に示したＰＷＭ電流型インバータの等価回路図である。
【図５】図３に示したＰＷＭ電流型電力変換器の基本波と低次高調波とキャリア周波数に対する等価回路図である。
【図６】ＰＷＭ電圧型電力変換器の回路図である。
【図７】図６に示したＰＷＭ電圧型電力変換器の等価回路図である。
【図８】基本波と低次高調波とキャリア周波数におけるＰＷＭ電圧型インバータの等価回路図である。
【図９】交流側から見たＬＣフィルタのインピーダンス対周波数特性を示す図である。
【図１０】５次，７次…の高調波に対する合成インピーダンスと周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
ＡＣ  交流電源
ＳＷ  スイッチング回路
Ｌ１  ，Ｌｆ  ，Ｌｄ  リアクトル
Ｃ１  ，Ｃｆ      コンデンサ
ＩＧ      電流源
【図１】
0003602352.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003602352.tif 000009
【図９】
0003602352.tif 000010
【図１０】
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