(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の半導体素子を駆動するゲートに与える信号について、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅＵ  ，ｅＶ  ，ｅＷ  と三角波キャリア信号ｅＣ  とをそれぞれの各比較器に与え、パルス幅変調の演算をして各相ゲート信号を作成する方法において、
加速時及び定常運転時には、同一位相のキャリア信号あるいはそれに相当する信号でパルス幅変調し、
減速時には前記キャリア信号あるいはそれに相当する信号を、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相毎に位相差のある３相に切り替えた位相０°，位相１２０°，位相２４０°の三角波キャリア信号ｅＣ  と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅＵ  ，ｅＶ  ，ｅＷ  とを前記各比較器に与え、パルス幅変調の演算をした各相ゲート信号を前記駆動信号としてインバータ駆動交流電動機の制動を行うことを特徴とするインバータ駆動交流電動機の制動方法。
【請求項２】
３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相を基準となる位相０°のキャリア信号あるいはそれに相当する信号で電圧指令信号ｅＵ  を変調し、
他の２相のＶ相とＷ相の前記キャリア信号には任意の同一電気角の遅れ−φ及び進み＋φの位相をそれぞれ与えるようにし、
定常運転から制動へ移行する際、その位相を０°から−φまたは０°から＋φまで連続的に変化させることを特徴とする請求項１記載のインバータ駆動交流電動機の制動方法。
【請求項３】
制動時にキャリア周波数あるいはそれに相当する信号の周波数を下げ、前記キャリア周波数あるいはそれに相当する信号の位相差・供与時間を制御することを特徴とする請求項１あるいは請求項２記載のインバータ駆動交流電動機の制動方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、３相交流電動機の周波数制御をＰＷＭ方式で行うインバータドライブ（サーボドライブを含む）の制動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術としてのこの種の制動方法は、制動時に電動機及び負荷機の慣性モーメントに蓄えられた機械エネルギが電気エネルギに変換され、インバータ回路の直流母線に変換される。この電気エネルギによって直流母線電圧が上昇し過ぎるのを防ぐため、直流母線に抵抗器を設置し、その電流を半導体素子等で制御している［以下、これを『従来例１』という］。
すなわち、可変周波数で制御される誘導電動機は、通常すべり周波数が極く小さい範囲で運転されるため、効率が良好である。また、同期電動機の場合は、常にすべり周波数ゼロであるので、さらに高効率である。そのため、減速時は回転子および負荷機に蓄えられた機械エネルギの大部分が直流母線に返され、電圧を上昇させる。この電圧を防止するため、図３のように、直流回路に抵抗器と半導体との直列回路を挿入して、電圧がある値以上にならないように制御している。すなわち、図３において３相交流（電源）からの交流電圧をダイオード構成のコンバータ３１にて直流電圧に変換し、コンデンサ３２の平滑回路を経て直流母線電圧Ｅｄ  を作り、フライホィールダイオードを具えるトランジスタの正負３相アーム構成のインバータ３４にて負荷を駆動する制御された可変周波数の交流電圧を出力するが、制動時はインバータ３４から受け入れた直流電力を制御回路３３に設けたトランジスタＴＲ  をオンして抵抗Ｒに電流ＩＲ  を流し、ここで電力をジュール熱に変換消費させ、直流母線電圧Ｅｄ  の上昇を防止している。
一方、誘導電動機に直流電流を流して制動するダイナミックブレーキや、印加電圧の相回転方向を逆にする逆相制動が古くから用いらている［以下、これら両者を合わせて『従来例２』という］。これらの従来例１，２の方法では、機械エネルギは全て電動機の中で消費される。このことは、負荷の慣性モーメントが非常に大きい用途や加速減速の頻度が高い用途を除いて、極く一般的に減速時の機械エネルギを電動機内で熱損失として処理しても、電動機の寿命に問題を与えないことを示している。
他方、特開平６−１６５５８２号のインバータ装置［以下、これを『従来例３』という］は急速停止制御に係る手段であり、それは誘導電動機を電圧形インバータで駆動するインバータ装置において、誘導電動機の減速開始後、インバータ出力電流の検出値が所定の電流制限値を越えていないことを判定する電流値判定手段と、前記検出値が所定の電流制限値を越えていないと電流値判定手段が判定すると、インバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を停止する位相判定手段と、前記検出値が所定の電流制限値を越えていないと電流値判定手段が判定すると、インバータ出力アームを還流状態へ切換えるアーム切換手段と、を有することを特徴とするインバータ装置である。さらには、誘導電動機の減速開始後、誘導電動機の回転速度が所定の回転速度以下になったことを判定する速度判定手段と、誘導電動機の回転速度が所定の回転速度以下になったと速度判定手段が判定すると、誘導電動機に直流を印加する直流制動手段を有する前項記載のインバータ装置である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例１においては、エネルギを処理するための抵抗器とその制御回路が、低コスト化、小形化の障害になっている。
また、従来例２のダイナミックブレーキでは、停止寸前の制動トルクは大きいものの、平均制動トルクが極めて小さいという欠点がある。また、逆相制動では、速度がゼロになった時点を何らかの方法で検出する必要がある。
従来例３は所定の電流制限値を越えていないときにインバータ出力ＰＷＭ電圧の位相の進行を停止し、インバータ出力アームを還流状態へ切換えるインバータ装置であり、さらには、誘導電動機の回転速度が所定の回転速度以下になったとき直流制動手段を有する装置であるから、直流電圧と負荷電流のそれぞれの所定値を越えない制限値の論理積をとるという条件での急速停止手段であって、装置の小形化の目的には適切ではない。
そこで本発明は、これら各従来例の障害を全て払拭したインバータ駆動交流電動機の制動方法を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、本発明では、通常は３相分のキャリアを同相にしておき、制動時に３相に切り替えることにより、キャリア周波数成分の電流リップルを増加させる。その結果、電動機内に発生すキャリア周波数成分の電気エネルギ損失が増加し、直流母線に返される電気エネルギを低減して、電圧の上昇を防止する。すなわち、
３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の半導体素子を駆動するゲートに与える信号について、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅＵ  ，ｅＶ  ，ｅＷ  と三角波キャリア信号ｅＣ  とをそれぞれの各比較器に与え、パルス幅変調の演算をして各相ゲート信号を作成する方法において、加速時及び定常運転時には、同一位相のキャリア信号あるいはそれに相当する信号でパルス幅変調し、減速時にはキャリア信号あるいはそれに相当する信号を、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相毎に位相差のある３相に切り替えた位相０°，位相１２０°，位相２４０°の三角波キャリア信号ｅＣ  と、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令信号ｅＵ  ，ｅＶ  ，ｅＷ  とを各比較器に与え、パルス幅変調の演算をした各相ゲート信号を駆動信号としてインバータ駆動交流電動機の制動を行うインバータ駆動交流電動機の制動方法であり、また
３相電圧形ＰＷＭインバータのＵ相を基準となる位相０°のキャリア信号あるいはそれに相当する信号で電圧指令信号ｅＵ  を変調し、他の２相のＶ相とＷ相のキャリア信号には任意の同一電気角の遅れ−φ及び進み＋φの位相をそれぞれ与えるようにし、定常運転から制動へ移行する際、その位相を０°から−φまたは０°から＋φまで連続的に変化させる前項に記載のインバータ駆動交流電動機の制動方法であり、さらに
制動時にキャリア周波数あるいはそれに相当する信号の周波数を下げ、キャリア周波数あるいはそれに相当する信号の位相差・供与時間を制御する前々項あるいは前項に記載のインバータ駆動交流電動機の制動方法である。
【０００５】
【作用】
本発明はこのようなインバータ駆動交流電動機の制動方法であるから、電動機内で発生する損失を増加させて、慣性モーメントに蓄えらえられたエネルギによるインバータ直流母線電圧上昇を防止すると共に、定常運転から制動への移行を円滑に行え、さらに制動時にキャリア周波数を下げるのでキャリア周波数成分の電流を十分に流すようにしてキャリア周波数の持つ電気エネルギの損失を増大させ直流母線の電圧上昇を防止する。すなわち、キャリア周波数は、回転速度を決める基本波周波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜１０ＫＨｚ  なので、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態にあると見做すことができ、回転子に大きな電流が流れ、損失が増加し、その結果、制動に伴って発生するエネルギが電動機内で吸収される。
【０００６】
【実施例】
以下に、本発明の具体的な各実施例について図面を参照しながら説明する。
図１に、本発明によるＰＷＭインバータ（サーボドライブも含む）の回路構成を表す制御ブロック図を示す。
ＰＷＭインバータの３組の相Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれの電圧指令信号ｅＵ，ｅＶ，ｅＷ  と三角波のキャリア信号ｅＣ  とを比較して得られるパルス信号で駆動される。
従来方式では、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相とも同一のキャリア信号を用いている。このようにすることにより、出力の線間電圧に現れるキャリア周波数成分が相殺され、リップル電流を低減できるからである。
【０００７】本実施例では図１に示すように、基準となるキャリア信号を発生するキャリア発振器１の０°の発振位相に対し、１２０°，２４０°遅れた位相の信号を発振するキャリア発振器２及び３を準備しておき、加速時、定常運転時には、切リ替えスイッチ７及び８をＡ側に投入して、３相とも基準キャリアで変調し、減速時には、切り替えスイッチ７及び８をＢ側に投入し、Ｖ，Ｗ相をＵ相に対して、それぞれ１２０°，２４０°遅れたキャリア信号で変調するものである。その結果、キャリア周波数成分の３相電圧が比較器４，５及び６に与えられ、それらにおける電圧指令信号ｅＵ，ｅＶ，ｅＷ  と３つの違った位相の三角波のキャリア信号ｅＣ  とを比較して、演算された結果の出力信号が電動機に印加される。
【０００８】キャリア周波数は、回転速度を決める基本波周波数に比べて非常に大きい、例えば約１〜１０ＫＨｚ  なので、キャリア周波数から見ると電動機はロック状態にあると見做すことができる。
従って、回転子に大きな電流が流れ、損失が増加する。
その結果、制動に伴って発生するエネルギが電動機内で吸収され、直流母線での電圧上昇を防止する。
【０００９】図２（ａ）  に、本発明の他の実施例の回路構成を示すブロック図を表す。全ての図面において、同一符号は同一若しくは相当部材を示す。
キャリア信号をスイッチで切り替える代わりに、Ｕ相のキャリア信号に対し、Ｖ相をφの遅れ位相、Ｗ相をφの進み位相に制御できるようにしている。
通常は、φ＝０で運転し、制動に入る際にφを０→１２０°と連続的に変化させ、切り替えによるショックを緩和する。
【００１０】最近は、電力半導体の特性が改善され、キャリア周波数を高くすることが可能になった。このような条件下では、電動機巻線のインダクタンスによって、十分なキャリア周波数成分の電流が流せないことがある。このような場合には、減速時のみキャリア周波数を下げて、十分な電流を流すことができる。この制御パターンを図２（ｂ），（ｃ）  に併記する。図２（ｂ），（ｃ）  においてφはキャリア信号の位相，ｆｃ  はキャリア信号の周波数を示し、定常運転が時刻ｔ１  から時刻ｔ２  まで行われ、時刻ｔ２  で制動開始となり、キャリア信号の位相を順次０→１２０°と連続的に変化させると、それに連れてキャリア信号の周波数ｆｃ  も漸次減少し、直流母線電圧が最適になるように、キャリア周波数を制御することができる。
【００１１】なお、以上では電圧指令信号と三角波のキャリア信号とを比較する方法について述べたが、本発明の別の実施例として、デジタルカウンタやタイマを用いて同一の効果を得る方法についても、同様である。
【００１２】ところで、本発明のこれまでの説明は全てキャリア周波数という既存の発振器を適用することで成されているが、発明の本質から窺えるとおり、従来のインバータに採用されているバイポーラ・トランジスタでは約１〜３ＫＨｚ  、さらに最近はＩＧＢＴ［Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ  ］では約１〜１０ＫＨｚ  のキャリア周波数ということになるが、敢えてキャリア周波数を使用せず、別設の発振器においてキャリア周波数に相当する高周波を発振させて、これを使うことも可能なことは論を待たない。
【００１３】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、回転中の電動機の制動エネルギの処理のために、直流母線に挿入する抵抗器及びその制御回路を除去できる。既存のキャリア周波数の位相を各相毎に移行させて各電動機駆動ゲート信号とするだけで、小形化することができばかりでなく、回転子に大きな電流が流れ、損失が増加する。その結果、制動に伴って発生するエネルギが電動機内で吸収され、理想的な制動形態を現出可能という特段の効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図
【図２】本発明の他の実施例における説明図
（ａ）  回路構成を示すブロック図
（ｂ）  定常運転から制動時に移行する際のキャリア周波数の位相φの連続的移行
による切り替えを示す図
（ｃ）  定常運転から制動時に移行する際のキャリア周波数の変化を表す図
【図３】従来例１の回路構成を示すブロック図
【符号の説明】
１，２，２ａ  ，３，３ａ    キャリア発振器
４，５，６  比較器
７，８  切り替えスイッチ
３１    コンバータ
３２    コンデンサ
３３    制御回路
３４    インバータ
ｅＣ    三角波のキャリア信号
ｅＵ，ｅＶ，ｅＷ    電圧指令信号
ｆｃ    三角波のキャリア信号の周波数
【図１】
0003567440.tif 000002
【図２】
0003567440.tif 000003
【図３】
0003567440.tif 000004