(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流回路と、チョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路とを備え、チョッパ回路は、平滑用の第１のコンデンサと、整流回路の直流出力端間に接続されたチョッパ用インダクタ及び上記スイッチング素子の直列回路とを有し、スイッチング素子のオン時にチョッパ用インダクタに蓄積された電磁エネルギをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに放出する電源装置において、２個の整流素子からなる直列回路をスイッチング素子と逆並列に接続し、２個の整流素子の接続点と整流回路及びチョッパ用インダクタの接続点との間に第２のコンデンサを接続して成ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
インバータ回路は、電圧共振形の一石式インバータ回路から構成されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
スイッチング素子の両端電圧を検出する検出手段と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御手段とを設け、スイッチング素子の両端電圧が略０Ｖになるのを検出手段が検出すると、制御手段がスイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
負荷回路は、少なくとも放電灯を含むことを特徴とする請求項１乃至３記載の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
【請求項５】
電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざかるにつれて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の低い回路部品を順番に実装したことを特徴とする請求項４記載の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
【請求項６】
電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを設け、ケースの側方に放熱用の孔を形成したことを特徴とする請求項４記載の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
【請求項７】
電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを設け、上記ケースが取り付けられる取付面と対向するケースの部位に凹所を設けたことを特徴とする請求項４記載の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換する電源装置及びそれを用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換する電源装置が提供されている。この種の電源装置には、入力電流歪の増加を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課題がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形のチョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源を直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回路で高周波電力に変換する電源装置が提案されている。すなわち、電源装置として、ＡＣ／ＤＣ変換を行なうチョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバータ回路との２段階の電力変換手段を用いたものが各種提案されている。しかしながら、チョッパ回路は部品点数が比較的多いので、電源装置が大型化し、また部品コストが増加するという欠点があった。
【０００３】
構成の簡単なインバータ回路としては図１８に示すような電圧共振型の一石式インバータ回路がある。この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続された平滑用コンデンサＣ１  と、平滑用コンデンサＣ１  と並列に接続された共振用インダクタＬ２  及びコンデンサＣ２  と、インダクタＬ２  と並列に接続された限流用インダクタＬ３  及び負荷回路３と、コンデンサＣ２  と並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１  と、スイッチング素子Ｑ１  を高周波でオン・オフする制御部４とから構成されている。
【０００４】
すなわち、スイッチング素子Ｑ１  がオンすると、インダクタＬ２  と、負荷回路３及びインダクタＬ３  の直列回路とを介して、スイッチング素子Ｑ１  に電流が流れて、インダクタＬ２  ，Ｌ３  に夫々磁気エネルギが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ１  がオフすると、スイッチング素子Ｑ１  のオン時にインダクタＬ２  ，Ｌ３  に蓄積された磁気エネルギにより、スイッチング素子Ｑ１  のオン時と同じ向きの電流がインダクタＬ２  ，Ｌ３  に流れ、コンデンサＣ２  が充電される。その後、インダクタＬ２  ，Ｌ３  に蓄積された磁気エネルギがなくなると、コンデンサＣ２  に充電された電荷が、インダクタＬ３  及び負荷回路３よりなる直列回路を介して放電され、負荷回路３に高周波電流が供給される。
【０００５】
本回路では、制御部４がスイッチング素子Ｑ１  の両端電圧を監視しており、スイッチング素子Ｑ１  の両端電圧が略０Ｖとなった時に、制御部４がスイッチング素子Ｑ１  をオンするように制御（所謂ゼロボルトスイッチング）しており、スイッチングノイズの発生を容易に低減することができるという長所があるが、このインバータ回路を昇圧型のチョッパ回路と組み合わせると、チョッパ回路に用いるスイッチング素子に耐圧の高いものが必要になり、コスト高になるという欠点があった。
【０００６】
そこで、電源装置の小型化や低コスト化を図るために、チョッパ回路とインバータ回路とでスイッチング素子を共用し、１つのスイッチング素子でチョッパ回路とインバータ回路の動作を可能にした電源装置も提案されている（特開平４−２７１号公報参照）。この電源装置は、入力電源にチョッパ用インダクタを介して負荷回路と平滑用コンデンサとの直列回路を接続するとともに、負荷回路と平滑用コンデンサとの直列回路と並列にスイッチング素子を接続して構成される。
【０００７】
この電源装置では、スイッチング素子がオンすると、入力電源→チョッパ用インダクタ→スイッチング素子→入力電源の閉回路で電流が流れ、同時に平滑用コンデンサの充電電荷が、平滑用コンデンサ→負荷回路→スイッチング素子→平滑用コンデンサの閉回路で放電する。一方、スイッチング素子がオフすると、入力電源→チョッパ用インダクタ→負荷回路→平滑用コンデンサ→入力電源の閉回路で電流が流れ、負荷回路を通して平滑用コンデンサが充電される。以上の動作を繰り返すことによって、平滑用コンデンサには負荷回路を通じて充電電流、放電電流が流れ、平滑用コンデンサの両端電圧は入力電源の電源電圧と略等しくなる。すなわちチョッパ回路として機能し、平滑用コンデンサを充電する。また、平滑コンデンサの充電時と放電時とで、負荷回路には互いに逆向きの電流が流れるので、負荷回路に交番電流が流れ、インバータ回路としても機能することになる。さらに、この電源装置を改良して、負荷変動に対する制御性を良好にした電源装置も提案されている（特開平９−２３６６３号公報参照）。
【０００８】
またインバータ回路としては、上述した電圧共振型の一石式インバータ回路とともによく用いられるものとして、ハーフブリッジ式のインバータ回路があり、チョッパ回路とハーフブリッジ式のインバータ回路で電源装置を構成し、チョッパ回路とハーフブリッジ式のインバータ回路とで部品を兼用したものがあった（例えば、米国特許第４．５６４．８９７号参照）。
【０００９】
しかしながら、特開平４−２７１号や特開平９−２３６６３号や米国特許第４．５６４．８９７号に開示されている電源装置では、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる急峻な跳ね返り電圧が発生し、この跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とが整流回路の直流出力端に印加され、整流回路を構成するダイオードに大きなストレスが加わるという問題があり、整流回路を構成するダイオードに高耐圧の素子が必要になりコスト高を招くという問題があった。
【００１０】
そこで、チョッパ用インダクタの残留エネルギによって、整流回路を構成するダイオードに加わるストレスを低減した電源装置が提案されており（特開平３−１９８６７０号公報参照）、この考え方を取り入れたものに図１９に示す電源装置がある。この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサＣ１１と、整流回路ＤＢの直流出力端間にチョッパ用インダクタＬ１  及びダイオードＤ１０を介して接続されたスイッチング素子Ｑ１  と、スイッチング素子Ｑ１  と並列に接続された共振用インダクタＬ２  と平滑用コンデンサＣ１  との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１  と並列接続された共振用コンデンサＣ２  と、スイッチング素子Ｑ１  と並列接続された限流用インダクタＬ３  と負荷回路３と直流カット用コンデンサＣ４  との直列回路と、インダクタＬ１  及びダイオードＤ１０の接続点と整流回路ＤＢの低電位側の直流出力端との間に接続されたダイオードＤ１１と、スイッチング素子Ｑ１  のオン・オフを制御する制御部４とから構成される。
【００１１】
この電源装置では、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによって発生した逆向きの電流を、チョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ１１→チョッパ用インダクタＬ１  の閉回路に流すことによって、インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧を吸収して、整流回路ＤＢを構成するダイオードに加わるストレスを低減している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の電源装置では、ダイオードＤ１０，Ｄ１１に逆回復時間ｔｒｒの短い高速のダイオードを用いる必要があるが、この電源装置では電圧共振型の一石式インバータ回路を用いているので、スイッチング素子Ｑ１  の両端間に印加される電圧が電流共振型のハーフブリッジインバータ回路に比べて高くなり、スイッチング素子Ｑ１  の両端間に発生する電圧値と略等しい電圧がダイオードＤ１０，Ｄ１１に印加される。ところで、定格電圧（逆方向の電圧Ｖｒ）の高いダイオードは一般に逆回復時間ｔｒｒが短く、順方向電圧Ｖｆ  も高くなっているが、図１９に示す回路では、インバータ回路の電流がダイオードＤ１０に集中的に流れるので、ダイオードＤ１０の発熱量が大きくなる。一般にダイオードは、高温時に逆回復時間ｔｒｒが長くなる傾向があるので、ダイオードＤ１０の発熱が大きくなると、逆回復時間ｔｒｒが長くなり、ダイオードＤ１０の発熱が更に大きくなるという悪循環が発生する。その結果、ダイオードＤ１０の破損や、ダイオードＤ７  の周囲の部品の温度が上昇して、電源装置全体の信頼性が悪化するという問題があった。
【００１３】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、信頼性の高い電源装置及びそれを用いた放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源を整流する整流回路と、チョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路とを備え、チョッパ回路は、平滑用の第１のコンデンサと、整流回路の直流出力端間に接続されたチョッパ用インダクタ及び上記スイッチング素子の直列回路とを有し、スイッチング素子のオン時にチョッパ用インダクタに蓄積された電磁エネルギをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに放出する電源装置において、２個の整流素子からなる直列回路をスイッチング素子と逆並列に接続し、２個の整流素子の接続点と整流回路及びチョッパ用インダクタの接続点との間に第２のコンデンサを接続しているので、チョッパ用インダクタの残留エネルギをチョッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョッパ用インダクタの経路で放出することができ、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより整流回路の直流出力端間に印加される電圧を低減して、整流回路かかるストレスを低減でき、しかも２個の整流素子にはインバータ回路の負荷電流が集中的に流れることがなく、整流素子に流れる電流が低減して整流素子の発熱が抑制されるので、整流素子の発熱による周辺部品の温度上昇も抑制することができ、電源装置の信頼性を向上させることができる。
【００１５】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、インバータ回路は、電圧共振形の一石式インバータ回路から構成されており、スイッチング素子に印加される電圧は電流共振型のハーフブリッジインバータ回路に比べて一般的に高くなっているが、請求項１の発明と同様に、チョッパ用インダクタの残留エネルギを、チョッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョッパ用インダクタの閉回路で放出することができるので、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより、整流回路の直流出力端に印加される電圧を低減することができる。
【００１６】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、スイッチング素子の両端電圧を検出する検出手段と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御手段とを設け、スイッチング素子の両端電圧が略０Ｖになるのを検出手段が検出すると、制御手段がスイッチング素子をオンしているので、スイッチングノイズの発生を容易に低減することができる。
【００１７】
請求項４の発明では、請求項１乃至３の発明において、負荷回路は、少なくとも放電灯を含んでいるので、この電源装置を放電灯点灯装置に適用することができる。
請求項５の発明では、請求項４の発明において、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざかるにつれて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の低い回路部品を順番に実装しているので、耐熱温度の低い回路部品を高温を発生する回路部品と離して実装することができ、回路部品の発熱による耐熱温度の低い回路部品の温度上昇を低減することができる。
【００１８】
請求項６の発明では、請求項４の発明において、電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを設け、ケースの側方に放熱用の孔を形成しているので、半田寿命末期などにより回路部品がプリント基板から脱落したとしても、脱落した回路部品がケースの外に落下することはなく、落下した回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを防止できる。
【００１９】
請求項７の発明では、請求項４の発明において、電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを設け、上記ケースが取り付けられる取付面と対向するケースの部位に凹所を設けているので、回路部品の発熱をケースと取付面との間の凹所から放熱させることができ、ケースの放熱効果を高めることができる。しかも、ケースには放熱用の孔が形成されていないので、半田寿命末期などにより回路部品がプリント基板から脱落したとしても、脱落した回路部品がケースの外に落下することはなく、落下した回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを防止できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施形態１）
本発明の電源装置の基本構成を図１に示す。この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＤＢと、昇圧型のチョッパ回路１と、チョッパ回路１の直流電圧を後述するスイッチング素子Ｑ１  のオン・オフにより高周波電圧に変換して負荷回路３に供給するインバータ回路２と、スイッチング素子Ｑ１  のオン・オフを制御する制御手段たる制御部４とから構成される。
【００２１】
チョッパ回路１は、第１のコンデンサたる平滑用コンデンサＣ１  と、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されたチョッパ用インダクタＬ１  及びインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１  からなる直列回路とを備え、スイッチング素子Ｑ１  と逆並列に２個の整流素子たるダイオードＤ７  ，Ｄ８  の直列回路が接続され、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  の接続点と整流回路ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ１  の接続点との間に第２のコンデンサたるコンデンサＣ１０が接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ１  はチョッパ回路１とインバータ回路２とで共用されている。
【００２２】
ここで、スイッチング素子Ｑ１  がオンすると、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ１  →スイッチング素子Ｑ１  →整流回路ＤＢの閉回路で、交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例した電流が流れ、チョッパ用インダクタＬ１  に電磁エネルギが蓄積される。ここで、スイッチング素子Ｑ１  はインバータ回路２のスイッチング素子を兼用しているので、スイッチング素子Ｑ１  がオンすると、インバータ回路２にも電流が流れる。
【００２３】
ところで、本回路ではチョッパ回路１とインバータ回路２とで一部の部品（スイッチング素子Ｑ１  ）を共用しており、一般的なチョッパ回路で行われているゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ１  をオン・オフすると、インバータ回路２の負荷電流が交流電源ＡＣに比例した波形になるので、ゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ１  をオン・オフすることはできない。ここに、ゼロ電流制御方式とは、チョッパ用インダクタＬ１  に流れる電流を監視し、チョッパ用インダクタＬ１  に流れる電流が略０になると、スイッチング素子Ｑ１  をオンするような制御方式のことをいう。したがって、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧が発生し、このチョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧と、スイッチング素子Ｑ１  の両端電圧とが整流回路ＤＢの直流出力端に印加されることになる。
【００２４】
そこで、本実施形態の電源装置では、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによって発生する跳ね返り電圧を、インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →インダクタＬ１  からなる閉回路に流すことにより、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによって、整流回路ＤＢの直流出力端間に印加される跳ね返り電圧を低減して、整流回路ＤＢを構成するダイオードにかかるストレスを低減することができる。また、ダイオードＤ８  は、ダイオードＤ８  →コンデンサＣ１０→チョッパ用インダクタＬ１  →インバータ回路２（例えば、スイッチング素子Ｑ１  ）→ダイオードＤ８  の閉回路を構成して、コンデンサＣ１０に充電された電荷を放電するために設けられている。尚、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  には逆回復時間ｔｒｒの短い高速のダイオードを用いるのが望ましく、コンデンサＣ１０には周波数特性の良いセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを用いるのが望ましい。ここで、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  にはインバータ回路２の負荷電流が集中的に流れることはなく、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  に流れる電流が低減されるので、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  の発熱を低減することができ、さらにダイオードＤ７  ，Ｄ８  の発熱による周辺部品の温度上昇も低減できるので、電源装置の信頼性が向上する。
【００２５】
図２は、本発明の電源装置を用いる放電灯点灯装置の具体回路図である。
この放電灯点灯装置は、コンデンサＣ０  及びインダクタＬ０  からなり、入力電流に含まれる高調波成分を低減するローパスフィルタＬＦと、４個のダイオードＤ１  〜Ｄ４  のブリッジ回路からなり、ローパスフィルタＬＦを介して入力された交流電源ＡＣを全波整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの脈流電圧を平滑するチョッパ回路１と、チョッパ回路１の直流電圧を高周波交流に変換して負荷回路３に供給するインバータ回路２と、チョッパ回路１とインバータ回路２とに共用されるスイッチング素子Ｑ１  をオン・オフする制御部４とから構成され、負荷回路３は例えば蛍光灯のような放電灯Ｌａと予熱用のコンデンサＣ３  とから構成される。
【００２６】
チョッパ回路１は、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されたチョッパ用インダクタＬ１  と共振用インダクタＬ２  と平滑用コンデンサＣ１  との直列回路と、共振用インダクタＬ２  及び平滑用コンデンサＣ１  の直列回路と並列に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１  とから構成され、スイッチング素子Ｑ１  と逆並列に２個のダイオードＤ７  ，Ｄ８  の直列回路が接続され、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  の接続点と整流回路ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ１  の接続点との間にはコンデンサＣ１０が接続されている。
【００２７】
インバータ回路２は、共振用インダクタＬ２  と、スイッチング素子Ｑ１  の両端間に接続された共振用コンデンサＣ２  と、スイッチング素子Ｑ１  の両端間に接続された限流用インダクタＬ３  と放電灯Ｌａと直流カット用コンデンサＣ４  よりなる直列回路と、放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側端子間に接続された予熱用コンデンサＣ３  とから構成される。
【００２８】
ところで、制御部４は、検出手段たる抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  の直列回路をスイッチング素子Ｑ１  に並列接続することにより、スイッチング素子Ｑ１  の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）に比例する電圧を検出しており、抵抗Ｒ２  に並列接続したコンデンサＣ５  を用いてスイッチング素子Ｑ１  の両端電圧に比例する電圧を積分している。コンデンサＣ５  の両端電圧は、反転回路ＩＣ１  により波形成形された後に、コンデンサＣ６  及び抵抗Ｒ７  よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ２  で波形成形される。この反転回路ＩＣ２  の出力信号は、汎用のタイマ用集積回路〔例えば、日本電気（株）製のμＰＣ１５５５〕ＩＣ４  を主構成要素とする単安定マルチバイブレータにトリガ信号として入力される。この単安定マルチバイブレータは、抵抗Ｒ４  とコンデンサＣ８  とにより時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防止用にコンデンサＣ７  を備えている。一方、電源投入直後にスイッチング素子Ｑ１  を起動するために、交流電源ＡＣから得た別途の制御電源ＶＤＤ（図示せず）の両端間に接続された抵抗Ｒ６  とコンデンサＣ９  との直列回路と、抵抗Ｒ６  とコンデンサＣ９  との接続点に接続された反転回路ＩＣ３  とを備えている。上述した単安定マルチバイブレータと反転回路ＩＣ３  との出力は、それぞれワイヤードオアを構成するダイオードＤ５  ，Ｄ６  及び抵抗Ｒ３  を介してスイッチング素子Ｑ１  のゲートに接続されている。また、ダイオードＤ５  ，Ｄ６  のカソードにはプルダウン抵抗Ｒ５  も接続されている。
【００２９】
次に、制御部４の動作について図３を参照して説明する。図３の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図２のａ〜ｌで示す各部の信号である。制御部４は、抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  により分圧されたスイッチング素子Ｑ１  の両端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイッチング素子Ｑ１  を一定期間オンにするように、スイッチング素子Ｑ１  のゲートに駆動信号ｊを出力して、所謂ゼロボルトスイッチングを行っている。
【００３０】
まず、電源を投入した時刻ｔ１  では反転回路ＩＣ３  の入力ｋはＬレベルであり〔図３（ｋ）〕、反転回路ＩＣ３  の出力ｌはＨレベルであるから〔図３（ｌ）〕、ダイオードＤ６  と抵抗Ｒ３  とを介してスイッチング素子Ｑ１  のゲートにＨレベルの駆動信号ｊが入力され、スイッチング素子Ｑ１  がオンになる〔図３（ｉ）（ｊ）〕。その後、制御電源ＶＤＤから抵抗Ｒ６  を介してコンデンサＣ９  に充電電流が流れ、抵抗Ｒ６  とコンデンサＣ９  との接続点の電位が除々に上昇して、一定時間後の時刻ｔ２  において反転回路ＩＣ３  の入力ｋが閾値に達すると、反転回路ＩＣ３  の出力ｌがＨレベルからＬレベルに反転し、スイッチング素子Ｑ１  がオフになる。
【００３１】
上述のような起動時の制御により、チョッパ回路１及びインバータ回路２からなる主回路が動作を開始する。すなわち、共振用インダクタＬ２  と共振用コンデンサＣ２  とスイッチング素子Ｑ１  とで構成される電圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電圧ａが上昇する〔図３（ａ）〕。その後、共振用インダクタＬ２  と共振用コンデンサＣ２  とによる直列共振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ１  のドレイン電圧ａが略０Ｖになると〔図３（ａ）〕、抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  によって分圧された電圧ｂも略０Ｖになる〔図３（ｂ）〕。ここで反転回路ＩＣ１  の入力端にはコンデンサＣ５  を接続しているので、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電圧ａは遅延されて反転回路ＩＣ１  に入力され、ノイズやチャタリングによる誤動作が防止される。時刻ｔ３  において反転回路ＩＣ１  の入力ｂがＬレベルになると、反転回路ＩＣ１  の出力ｃはＨレベルになる〔図３（ｃ）〕。反転回路ＩＣ１  の出力ｃがＨレベルになると、反転回路ＩＣ１  の出力ｃはコンデンサＣ６  及び抵抗Ｒ７  からなる微分回路を通して反転回路ＩＣ２  の入力端に入力され、反転回路ＩＣ２  の入力ｄが短時間だけＨレベルになり〔図３（ｄ）〕、反転回路ＩＣ２  の出力ｅが短時間だけＬレベルになる〔図３（ｅ）〕。
【００３２】
このようにして得られた反転回路ＩＣ２  の出力ｅはタイマ用集積回路ＩＣ４  のトリガ端子に入力されており、反転回路ＩＣ２  の出力ｅにより単安定マルチバイブレータがトリガされ、時定数を決める抵抗Ｒ４  とコンデンサＣ８  との接続点の電位ｇが上昇する〔図３（ｇ）〕。タイマ用集積回路ＩＣ４  では、抵抗Ｒ４  とコンデンサＣ８  との接続点の電位ｇが、制御電圧ＶＤＤの約３分の２の電圧に達すると（時刻ｔ４  ）、コンデンサＣ８  を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ８  の充電中は、タイマ用集積回路ＩＣ４  の出力ｈがＨレベルになり〔図３（ｈ）〕、ダイオードＤ５  及び抵抗Ｒ３  を介してスイッチング素子Ｑ１  のゲートにＨレベルの信号ｊが入力され〔図３（ｉ）（ｊ）〕、スイッチング素子Ｑ１  がオンする。つまり、スイッチング素子Ｑ１  の両端電圧が略０Ｖになると、制御部４がスイッチング素子Ｑ１  を一定時間だけオンする。
【００３３】
尚、反転回路ＩＣ３  及びタイマ用集積回路ＩＣ４  がスイッチング素子Ｑ１  をオンするのに必要な電流を供給できない場合、反転回路ＩＣ３  及びタイマ用集積回路ＩＣ４  の出力に応じてスイッチング素子Ｑ１  をオンするための駆動回路を設ける必要がある。また、タイマ用集積回路ＩＣ４  のコントロール端子に接続されたコンデンサＣ７  は、タイマ用集積回路ＩＣ４  の内部の抵抗（図示せず）と共に積分回路を構成しており、コントロール端子の電位ｆは、この積分回路の時定数によって電源投入時から除々に増加する〔図３（ｆ）〕。そして、コントロール端子の電位ｆがＬレベルの期間はタイマ用集積回路ＩＣ４  の出力ｈがＬレベルに保たれる。したがって、スイッチング素子Ｑ１  のオン時間は抵抗Ｒ４  とコンデンサＣ８  とによって設定され、スイッチング素子Ｑ１  のオフ時間は、スイッチング素子Ｑ１  の両端電圧が略０Ｖに戻るまでの時間、すなわち、スイッチング素子Ｑ１  を含む主回路の状態によって調節されることになる。
【００３４】
次に、主回路の動作について図４乃至図７を参照して説明する。尚、図４及び図５ではローパスフィルタＬＦ及び制御部４を省略して図示しており、図中の矢印は電流の流れを示している。ここで、主回路の動作は、スイッチング素子Ｑ１  と共振用コンデンサＣ２  の動作により基本的には４つの動作モードに分けられる。さらに整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢ（すなわち、交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値）に応じて電流の方向が異なっており、出力電圧ＶＤＢの最大値付近（以下、山部という）の動作を図４（ａ）〜（ｄ）に示し、出力電圧ＶＤＢの０Ｖ付近（以下、谷部という）の動作を図５（ａ）〜（ｄ）に示している。また、図６は整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢの山部における各部の波形図を示し、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電流Ｉｄ  、放電灯Ｌａに流れるランプ電流ＩＬａ、インダクタＬ１  に流れる電流ＩＬ１を示している。また、図７は整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢの谷部における各部の波形図を示し、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電流Ｉｄ  、インダクタＬ１  に流れる電流ＩＬ１、整流回路ＤＢから流れ込む入力電流ＩＤＢを示している。
【００３５】
図４（ａ）は、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢの山部において、スイッチング素子Ｑ１  がオンした時の状態を示している。スイッチング素子Ｑ１  がオンすると、共振用コンデンサＣ２  の両端間は短絡されて機能せず、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳは略０Ｖとなる。この時、コンデンサＣ４  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →限流用インダクタＬ３  →スイッチング素子Ｑ１  →コンデンサＣ４  の経路で電流が流れ、限流用インダクタＬ３  に磁気エネルギが蓄積される。また、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ１  →スイッチング素子Ｑ１  →整流回路ＤＢの経路にも電流が流れ、チョッパ用インダクタＬ１  に磁気エネルギが蓄積される。この時、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢは交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に略等しいので、チョッパ用インダクタＬ１  に流れる電流も交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例した電流になる。尚、共振用インダクタＬ２  に流れる電流は、共振用インダクタＬ２  のインダクタタンスによって変化する（図６の期間Ｔａ  ）。
【００３６】
次に、図４（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１  がオフした直後では、スイッチング素子Ｑ１  のオン時に限流用インダクタＬ３  に蓄積された磁気エネルギにより、限流用インダクタＬ３  →コンデンサＣ２  →コンデンサＣ４  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →限流用インダクタＬ３  の閉回路に図４（ａ）と同じ向きに電流が流れ続け、コンデンサＣ２  が充電される。この結果、コンデンサＣ２  の両端電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン・ソース間電圧）が上昇する。また、スイッチング素子Ｑ１  のオン時にチョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギにより、チョッパ用インダクタＬ１  →共振用インダクタＬ２  →平滑用コンデンサＣ１  の経路で電流が流れて、平滑用コンデンサＣ１  が充電される。ここに、平滑用コンデンサＣ１  に流れる電流の大きさは、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例する（図６の期間Ｔｂ  ）。
【００３７】
その後、限流用インダクタＬ３  の磁気エネルギがなくなると、図４（ｃ）に示すように、共振用コンデンサＣ２  が放電を開始し、共振用コンデンサＣ２  →限流用インダクタＬ３  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →コンデンサＣ４  →共振用コンデンサＣ２  の経路で電流が流れ、放電灯Ｌａに流れる電流が反転し、コンデンサＣ４  を充電する。また、図４（ｂ）と同様に、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギによって、チョッパ用インダクタＬ１  →共振用インダクタＬ２  →平滑用コンデンサＣ１  の経路で電流が流れ、平滑用コンデンサＣ１  が充電される（図６の期間Ｔｃ  ）。
【００３８】
共振用コンデンサＣ２  の放電が終了すると、図４（ｄ）に示すように、インダクタＬ１  ，Ｌ３  に蓄積された磁気エネルギによって、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電位がソース電位を下回り、スイッチング素子Ｑ１  の寄生ダイオード（図示せず）が導通する。その結果、図４（ｃ）と同じ方向に電流が流れ、限流用インダクタＬ３  はコンデンサＣ４  への充電電流を流し続ける（図６の期間Ｔｄ  ）。
【００３９】
一方、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢの谷部における動作を以下に説明する。図５（ａ）は、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢの谷部において、スイッチング素子Ｑ１  がオンした時の状態を示している。スイッチング素子Ｑ１  がオンすると、平滑用コンデンサＣ１  →共振用インダクタＬ２  →スイッチング素子Ｑ１  →平滑用コンデンサＣ１  の経路で、共振用インダクタＬ２  に平滑用コンデンサＣ１  の放電電流が流れ、共振用インダクタＬ２  に磁気エネルギが蓄積される。また、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ１  →スイッチング素子Ｑ１  →整流回路ＤＢの経路で、整流回路ＤＢの出力電流（すなわち、電源装置の入力電流）がチョッパ用インダクタＬ１  に流れ、チョッパ用インダクタＬ１  に磁気エネルギが蓄積される。この時、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢは交流電源ＡＣの出力電圧の絶対値に略等しいので、整流回路ＤＢからチョッパ用インダクタＬ１  に流れる電流の大きさは、交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例する。さらに、コンデンサＣ４  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →限流用インダクタＬ３  →スイッチング素子Ｑ１  →コンデンサＣ４  の経路で、コンデンサＣ４  の放電電流が流れ、限流用インダクタＬ３  に磁気エネルギが蓄積される。また、コンデンサＣ１０の充電電荷が、コンデンサＣ１０→チョッパ用インダクタＬ１  →スイッチング素子Ｑ１  →ダイオードＤ８  →コンデンサＣ１０の経路で放出される（図７の期間Ｔｅ  ）。
【００４０】
次に、図５（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１  がオフした直後では、スイッチング素子Ｑ１  のオン時に各インダクタＬ１  〜Ｌ３  に夫々蓄積された磁気エネルギにより図５（ａ）と同じ方向に電流が流れ続け、共振用コンデンサＣ２  が充電される。その結果、共振用コンデンサＣ２  の両端電圧、すなわちスイッチング素子Ｑ１  のドレイン・ソース間電圧が上昇する。また、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギにより、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ１  →共振用コンデンサＣ２  →整流回路ＤＢの経路で、図５（ａ）と同じ方向に電流が流れ続ける。この時、整流回路ＤＢから引き込まれる入力電流の大きさは、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例する（図７の期間Ｔｆ  ）。
その後、限流用インダクタＬ３  に蓄積された磁気エネルギがなくなると、図５（ｃ）に示すように、共振用コンデンサＣ２  が放電を開始し、共振用コンデンサＣ２  →限流用インダクタＬ３  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →コンデンサＣ４  →共振用コンデンサＣ２  の経路で放電電流が流れ、放電灯Ｌａに流れる電流が反転し、コンデンサＣ４  が充電される。また、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された残留エネルギにより、チョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →チョッパ用インダクタＬ１  の閉回路で電流が流れ、コンデンサＣ１０が充電される（図７の期間Ｔｇ  ）。このように、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギはチョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →チョッパ用インダクタＬ１  の経路で放出されるので、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧が整流回路ＤＢの直流出力端に印加されることはなく、整流回路ＤＢを構成するダイオードＤ１  〜Ｄ４  に印加されるストレスが低減される。
【００４１】
共振用コンデンサＣ２  の放電が終了すると、限流用インダクタＬ３  に蓄積された磁気エネルギにより、スイッチング素子Ｑ１  のドレイン電位がソース電位を下回り、スイッチング素子Ｑ１  の寄生ダイオード（図示せず）が導通して、図５（ｃ）と同じ方向に電流が流れ、限流用インダクタＬ３  →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ３  →コンデンサＣ４  →スイッチング素子Ｑ１  の寄生ダイオード→限流用インダクタＬ３  の経路で電流が流れ続ける。また、図５（ｃ）と同様に、チョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →チョッパ用インダクタＬ１  の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１０が充電される。但し、チョッパ用インダクタＬ１  や共振用インダクタＬ２  のインダクタンスによって、入力電流の電流波形に休止期間が発生する場合もある（図８の期間Ｔｈ  ）。
【００４２】
また図８（ａ）（ｂ）に、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢと整流回路ＤＢから流れ込む入力電流ＩＤＢとを示す。尚、図６及び図７は、図８に対して時間軸を拡大して表示したものである。ここで、整流回路ＤＢは交流電源ＡＣを全波整流し、整流回路ＤＢから流れ込む入力電流ＩＤＢのピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＢに比例しているので、ローパスフィルタＬＦを構成するインダクタＬ０  のインダクタンス及びコンデンサＣ０  の静電容量を適当な値に設定すれば、入力電流ＩＤＢの高調波成分がカットすることができ、整流回路ＤＢから流れ込む入力電流ＩＤＢは、全期間で入力電圧波形に相似した波形になる。したがって、この電源装置の入力の力率が向上し、入力電流ＩＤＢの高調波成分を低減できる。
【００４３】
ところで、この電源装置ではチョッパ回路１とインバータ回路２とでスイッチング素子Ｑ１  を共用する構成となっているので、一般的なチョッパ回路で行われるゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ１  をオン・オフすると、インバータ回路２の負荷電流が商用電源たる交流電源ＡＣの絶対値に比例した電流波形になるので、ゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ１  をオン・オフすることはできない。したがって、従来の電源装置のようにチョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧と、インバータ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１  のスイッチング電圧とが整流回路ＤＢに印加されることになる（図９参照）。
【００４４】
そこで、本発明ではチョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された残留エネルギを、チョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →チョッパ用インダクタＬ１  の経路で放出させることにより、チョッパ用インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧が整流回路ＤＢの直流出力端に印加されるのを低減している。ここで、ダイオードＤ８  は、ダイオードＤ８  →コンデンサＣ１０→チョッパ用インダクタＬ１  →インバータ回路２（例えば、スイッチング素子Ｑ１  ）→ダイオードＤ８  の閉回路を形成することにより、コンデンサＣ１０に充電された電荷を放電するために接続されている。尚、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  としては、高速の（逆回復時間ｔｒｒの短い）ダイオードを用いるのが望ましく、コンデンサＣ１０としては周波数特性の良好なセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを用いるのが望ましい。また、整流回路ＤＢを構成する４個のダイオードＤ１  〜Ｄ４  の内の少なくとも２個、すなわち交流電源ＡＣの正の半周期において電流が流れるダイオードＤ１  ，Ｄ４  の内の少なくとも１個と、交流電源ＡＣの負の半周期において電流が流れるダイオードＤ２  ，Ｄ３  の内の少なくとも１個との組み合わせには、高速のダイオードを用いるのが望ましい。尚、交流電源ＡＣは図２中の矢印Ａの向きを正とする。
【００４５】
ところで、整流回路ＤＢを構成する４個のダイオードＤ１  〜Ｄ４  の内、高速のダイオードを用いた２個のダイオードは、上述した図１９の回路ではダイオードＤ１０に相当している。図１９の回路ではダイオードＤ１０に入力電流の大半が流れるのに対して、本回路では、高速のダイオードを用いた２個のダイオードに、それぞれ、交流電源ＡＣの正負の半周期毎に電流が流れるので、高速のダイオードに流れる電流を分散させて、高速のダイオードの発熱を抑制することができる。また、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  にはインバータ回路２の負荷電流が集中的に流れることはなく、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  に流れる電流が低減されるので、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  の発熱を低減することができ、さらにダイオードＤ７  ，Ｄ８  の発熱による周辺部品の温度上昇も低減できるので、電源装置の信頼性が向上する。
【００４６】
（実施形態２）
図１０に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態１の電源装置において、共振用コンデンサＣ２  を共振用インダクタＬ２  と並列に接続した点のみが相違する。この構成でも、共振用インダクタＬ２  と共振用コンデンサＣ２  とスイッチング素子Ｑ１  とにより電圧共振スイッチが構成されているから、実施形態１と同様に動作する。尚、共振用コンデンサＣ２  以外の基本的な構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４７】
（実施形態３）
図１１に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態１の電源装置において、チョッパ用インダクタＬ１  を整流回路ＤＢの低電位側の直流出力端とスイッチング素子Ｑ１  との間に接続し、整流回路ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ１  の接続点とダイオードＤ７  ，Ｄ８  の接続点との間にコンデンサＣ１０を接続した点のみが相違する。この構成でも、チョッパ用インダクタＬ１  とスイッチング素子Ｑ１  とが直列的に接続されており、電圧共振スイッチを構成しているので、実施形態１と同様に動作する。尚、チョッパ用インダクタＬ１  、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ７  ，Ｄ８  以外の基本的な構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４８】
（実施形態４）
図１２に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態１の電源装置において、負荷回路３及び限流用インダクタＬ３  からなる直列回路を共振用インダクタＬ２  と並列に接続した点のみが相違する。本回路では、負荷回路３を介して平滑用コンデンサＣ１  に電流が流れるため、図２の回路に比べて平滑用コンデンサＣ１  に流れる電流のリップル成分が増加するものの、直流カット用のコンデンサＣ４  を省くことができる。尚、負荷回路３、限流用インダクタＬ３  以外の基本的な構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００４９】
（実施形態５）
図１３に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本回路では、図２に示した実施形態１の電源装置において、ハーフブリッジ式のインバータ回路２を用いている。
この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの脈流電圧を平滑するチョッパ回路１と、チョッパ回路１の直流電圧を高周波交流に変換して負荷回路３に供給するインバータ回路２と、後述するスイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  のオン・オフを制御する制御部４とから構成される。
【００５０】
チョッパ回路１は、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されたインダクタＬ１  及びスイッチング素子Ｑ１  の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１  の両端間にダイオードＤ９  を介して接続された平滑用コンデンサＣ１  とから構成され、スイッチング素子Ｑ１  と並列に２個のダイオードＤ７  ，Ｄ８  の直列回路が接続され、整流回路ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ１  の接続点とダイオードＤ７  ，Ｄ８  の接続点との間にはコンデンサＣ１０が接続されている。
【００５１】
インバータ回路２は、平滑用コンデンサＣ１  の両端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  と、スイッチング素子Ｑ１  の両端間に接続された限流用のインダクタＬ３  と負荷回路３と直流カット用のコンデンサＣ４  との直列回路とから構成され、スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  は制御部４により高周波でオン・オフされる。
【００５２】
ここで、スイッチング素子Ｑ１  ，Ｑ２  にはバイポーラ・トランジスタが用いられており、スイッチング素子Ｑ１  と逆並列に２個のダイオードＤ７  ，Ｄ８  の直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ２  と逆並列にダイオードＤ９  が接続されている。
本実施形態においても、実施形態１と同様に、チョッパ回路１とインバータ回路２とでスイッチング素子Ｑ１  を共用しており、実施形態１と同様の動作を行う。すなわち、チョッパ用インダクタＬ１  に蓄積された磁気エネルギを、チョッパ用インダクタＬ１  →コンデンサＣ１０→ダイオードＤ７  →チョッパ用インダクタＬ１  の経路で放出させることにより、インダクタＬ１  の残留エネルギによる跳ね返り電圧が整流回路ＤＢの直流出力端に印加されるのを低減することができる。
【００５３】
（実施形態６）
ところで、上述した電源装置を用いた放電灯点灯装置としては、図２０に示すように、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板１０と、プリント基板１０を納装する不燃性材料から形成されたケース１１と、電源装置によって点灯される放電灯たる蛍光ランプ１２と、ケース１１及び蛍光ランプ１２を覆う例えば透光製樹脂から形成されたセード１３とで構成され、天井面２０に配設されるものがあった。
【００５４】
ここで、図２１（ａ）（ｂ）に示すように、この放電灯点灯装置を天井面２０に取り付けた際に下面側となるケース１１の部位には、ケース１１内のプリント基板１０に実装された回路部品の温度を低減するために、放熱用のスリット孔１１ａが複数個穿設されている。そのため、回路部品をプリント基板１０に固定するための半田が寿命末期になると、回路部品がプリント基板１０から脱落し、脱落した回路部品がスリット孔１１ａを通ってセード１３に落下するため、セード１３が焼損する虞があった。また、この放電灯点灯装置ではケース１１が反射板を兼ねているが、ケース１１の下面にスリット孔１１ａを複数個穿設すると、ケース１１の反射率が低下し、反射板としての機能が損なわれるという欠点があった。
【００５５】
そこで、本実施形態の放電灯点灯装置では、図１４（ａ）（ｂ）に示すように、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板１０を内部に納装する不燃性樹脂から形成されたケース１１を備え、ケース１１は図１４（ａ）中の下方に突出する略半球状の底面１１ｃを有しており、ケース１１の側面１１ｂには放熱用のスリット孔１１ａが複数穿設されている。尚、電源装置の構成は上述した実施形態１乃至５の電源装置と同様であるので、その説明は省略する。
【００５６】
ここで、スリット孔１１ａは、この放電灯点灯装置を天井面２０などの設置面に取り付けた際にケース１１の上側となる部位に設けられており、ケース１１の下面には設けられていないので、半田寿命末期などにより回路部品がプリント基板１０から脱落したとしても、脱落した回路部品がスリット孔１１ａからセード１３に落下することはなく、脱落した回路部品によるセード１３の焼損を防止すことができる。
【００５７】
ところで、プリント基板１０に実装された回路部品で発生した熱は上方へ逃げるが、この放電灯点灯装置を天井面２０などの設置面に取り付けた際にケース１１の上側となる部位にスリット孔１１ａが設けられているので、プリント基板１０の回路部品で発生した熱がスリット孔１１ａからケース１１の外部へ逃げやすくなり、従来のケース１１に比べてプリント基板１０の温度低減効果を高めることができる。また、ケース１１は反射板としての機能も備えているが、ケース１１の底面１１ｃにはスリット孔１１ａが形成されていないので、ケース１１の反射効率が低下することはなく、反射板としての機能が損なわれることはない。
【００５８】
（実施形態７）
実施形態６の放電灯点灯装置ではケース１１の側面に放熱用のスリット孔１１ａを設けているが、ケース１１の側面にスリット孔１１ａを設けるかわりに、図１５（ａ）（ｂ）に示すように、ケース１１が取り付けられる取付面と対向するケース１１の部位に凹所１４を設け、ケース１１内のプリント基板に実装された回路部品が発生する熱をこの凹所１４から放出させるようにしても良い。尚、ケース１１以外の放電灯点灯装置の構成は実施形態６と同様であるので、共通する部分の図示及び説明は省略する。
【００５９】
而して、ケース１１の表面にはスリット孔１１ａが設けられていないので、半田寿命末期などによりプリント基板から回路部品が脱落したとしても、脱落した回路部品がスリット孔１１ａを通ってケース１１の外側に脱落することはなく、プリント基板から脱落した回路部品によってセード１３が焼損することはない。また、ケース１１は反射板としての機能も有しているが、ケース１１の表面にはスリット孔１１ａが形成されていないので、ケース１１の反射効率が低下することはなく、反射板としての機能が損なわれることはない。
【００６０】
（実施形態８）
図１６は、上述した各電源装置を構成する回路部品１６ａ〜１６ｃが実装されたプリント基板１０を示している。回路部品１６ａ〜１６ｃの内、回路部品１６ａは高温を発生する回路部品であり、回路部品１６ｂは耐熱温度の高い回路部品であり、回路部品１６ｃは耐熱温度の低い回路部品である。
【００６１】
ここで、プリント基板１０には高温を発生する回路部品１６ａの近傍に耐熱温度の高い回路部品１６ｂが実装され、高温を発生する回路部品１６ａに対して耐熱温度の高い回路部品１６ｂよりも遠い位置に耐熱温度の低い回路部品１６ｃが実装されている。而して、高温を発生する回路部品１６ａから遠ざかるにつれて、耐熱温度の高い回路部品１６ｂから耐熱温度の低い回路部品１６ｃの順番で回路部品１６ａ〜１６ｃをプリント基板１０に実装しているので、回路部品１６ａの発生する熱が耐熱温度の低い回路部品１６ｃに与える影響を低減することができ、電源装置の信頼性が向上する。
【００６２】
図１７は、本実施形態の電源装置に用いるプリント基板１０の具体例であり、プリント基板１０には、ダイオードやトランスやチョークなどからなる高温を発生する回路部品１６ａと、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサなどからなる耐熱温度の高い回路部品１６ｂと、有限寿命の電界コンデンサなどからなる耐熱温度の低い回路部品１６ｃとが実装されている。ここで、高温を発生する回路部品１６ａの近傍には耐熱温度の高い回路部品１６ａが実装され、高温の回路部品１６ａに対して耐熱温度の高い回路部品１６ｂよりも外側に、耐熱温度の低い回路部品１６ｃが実装されているので、回路部品１６ａの発熱は耐熱温度の高い回路部品１６ｂによって遮られ、耐熱温度の低い回路部品１６ｃに直接伝わることがないので、回路部品１６ａの発熱による耐熱温度の低い回路部品１６ｃへの影響を低減するとともに、耐熱温度の低い回路部品１６ｃの寿命を伸ばすことができ、電源装置の信頼性を向上させることができる。
【００６３】
また、本実施形態のプリント基板１０を、実施形態６又は７で説明したケース１１に収納すれば、プリント基板１０に実装された回路部品の放熱効果をさらに高めることができ、電源装置の信頼性を一層向上させることができる。ここで、図１４に示すような放熱用のスリット孔１１ａが側面１１ｂに設けられたケース１１にプリント基板１０を納装する場合、耐熱温度の低い回路部品１６ｃが集中するプリント基板１０の部位（図１７のイ）に対応するケース１１の側面よりも、高温を発生する回路部品１６ａが集中するプリント基板１０の部位（図１７のロ）に対応するケース１１の側面に、より多くのスリット孔１１ａを設けることにより、少ないスリット孔１１ａで、プリント基板１０の発熱をさらに低減することができる。
【００６４】
尚、上述の各実施例では電源装置の負荷を放電灯としているが、電源装置の負荷を放電灯に限定する趣旨のものではなく、高周波電圧を供給する負荷であれば放電灯以外の負荷を用いても良い。また、電源装置の負荷は複数設けても良く、複数の負荷を並列或いは直列に接続しても良い。
【００６５】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、チョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路とを備え、チョッパ回路は、平滑用の第１のコンデンサと、整流回路の直流出力端間に接続されたチョッパ用インダクタ及び上記スイッチング素子の直列回路とを有し、スイッチング素子のオン時にチョッパ用インダクタに蓄積された電磁エネルギをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに放出する電源装置において、２個の整流素子からなる直列回路をスイッチング素子と逆並列に接続し、２個の整流素子の接続点と整流回路及びチョッパ用インダクタの接続点との間に第２のコンデンサを接続しているので、チョッパ用インダクタの残留エネルギをチョッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョッパ用インダクタの経路で放出することができ、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより整流回路の直流出力端間に印加される電圧を低減して、整流回路かかるストレスを低減できるという効果があり、しかも２個の整流素子にはインバータ回路の負荷電流が集中的に流れることがなく、整流素子に流れる電流が低減して整流素子の発熱が抑制されるので、整流素子の発熱による周辺部品の温度上昇も抑制することができ、電源装置の信頼性が向上するという効果がある。
【００６６】
請求項２の発明は、インバータ回路は、電圧共振形の一石式インバータ回路から構成されており、スイッチング素子に印加される電圧は電流共振型のハーフブリッジインバータ回路に比べて一般的に高くなっているが、請求項１の発明と同様に、チョッパ用インダクタの残留エネルギをチョッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョッパ用インダクタの経路で放出することができ、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより整流回路の直流出力端間に印加される電圧を低減して、整流回路かかるストレスを低減できるという効果がある。
【００６７】
請求項３の発明は、スイッチング素子の両端電圧を検出する検出手段と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御手段とを設け、スイッチング素子の両端電圧が略０Ｖになるのを検出手段が検出すると、制御手段がスイッチング素子をオンしているので、スイッチングノイズの発生を容易に低減できるという効果がある。
【００６８】
請求項４の発明は、負荷回路は、少なくとも放電灯を含んでいるので、この電源装置を放電灯点灯装置に適用できるという効果がある。
請求項５の発明は、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざかるにつれて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の低い回路部品を順番に配置しているので、耐熱温度の低い回路部品を高温を発生する回路部品と離して配置することができ、耐熱温度の低い回路部品に与える熱の影響を低減できるという効果がある。
【００６９】
請求項６の発明は、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント基板を納装する不燃性材料から形成されたケースを設け、ケースの側方に放熱用の孔を形成しているので、半田寿命末期などにより回路部品がプリント基板から脱落したとしても、脱落した回路部品がケースの外に落下することはなく、落下した回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを防止できるという効果がある。
【００７０】
請求項７の発明は、電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを設け、上記ケースが取り付けられる取付面と対向するケースの部位に凹所を設けているので、回路部品の発生した熱をケースと取付面との間の凹所から放熱させることができ、プリント基板の放熱効果を高めることができる。しかも、ケースには放熱用の孔が形成されていないので、半田寿命末期などによりプリント基板から落下した回路部品がケースの外に落下することはなく、落下した回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを防止できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の電源装置を示す基本回路図である。
【図２】同上の具体回路図である。
【図３】（ａ）〜（ｌ）は同上の制御部の各部の波形を示す波形図である。
【図４】（ａ）〜（ｄ）は同上の整流回路の出力電圧の山部における動作を説明する回路図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は同上の整流回路の出力電圧の谷部における動作を説明する回路図である。
【図６】同上の整流回路の出力電圧の山部における各部の波形図である。
【図７】同上の整流回路の出力電圧の谷部における各部の波形図である。
【図８】（ａ）（ｂ）は同上の整流回路の出力電圧と入力電流との関係を示す波形図である。
【図９】従来の電源装置の入力電圧を示す図である。
【図１０】実施形態２の電源装置の回路図である。
【図１１】実施形態３の電源装置の回路図である。
【図１２】実施形態４の電源装置の回路図である。
【図１３】実施形態５の電源装置の回路図である。
【図１４】実施形態６の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。
【図１５】実施形態７の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。
【図１６】実施形態８の電源装置のプリント基板を示す平面図である。
【図１７】同上の電源装置のプリント基板を示す具体的な平面図である。
【図１８】従来の電源装置を示す回路図である。
【図１９】同上の別の電源装置を示す回路図である。
【図２０】同上の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示す断面図である。
【図２１】同上の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。
【符号の説明】
１  チョッパ回路
２  インバータ回路
３  負荷回路
Ｃ１  ，Ｃ１０  コンデンサ
Ｄ７  ，Ｄ８    ダイオード
ＤＢ  整流回路
Ｌ１    インダクタ
Ｑ１    スイッチング素子
【図１】
0003567709.tif 000002
【図２】
0003567709.tif 000003
【図３】
0003567709.tif 000004
【図４】
0003567709.tif 000005
【図５】
0003567709.tif 000006
【図６】
0003567709.tif 000007
【図７】
0003567709.tif 000008
【図８】
0003567709.tif 000009
【図９】
0003567709.tif 000010
【図１０】
0003567709.tif 000011
【図１１】
0003567709.tif 000012
【図１２】
0003567709.tif 000013
【図１３】
0003567709.tif 000014
【図１４】
0003567709.tif 000015
【図１５】
0003567709.tif 000016
【図１６】
0003567709.tif 000017
【図１７】
0003567709.tif 000018
【図１８】
0003567709.tif 000019
【図１９】
0003567709.tif 000020
【図２０】
0003567709.tif 000021
【図２１】
0003567709.tif 000022