(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号が重畳された直流電圧を、該交流信号が重畳された他の直流電圧にシフトする直流電圧レベルシフト回路において、
前記直流電圧及び他の直流電圧との差電圧に比例する差電流を生成する電流生成手段と、
前記交流信号が重畳された直流電圧が印加され低インピーダンスで出力するインピーダンス変換手段と、
該インピーダンス変換手段の出力電圧が一端に印加され前記電流生成手段からの電流が他端に印加される抵抗とを備え、
該抵抗の他端から直流電圧が他の直流電圧にシフトされた交流信号を得ることを特徴とする直流電圧レベルシフト回路。
【請求項２】
交流信号が重畳された直流電圧を、該交流信号が重畳された他の直流電圧にシフトする直流電圧レベルシフト回路において、
直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第１のインピーダンス変換手段と、
他の直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第２のインピーダンス変換手段と、
一端に前記第１のインピーダンス変換手段の出力が印加され、他端に前記第２のインピーダンス変換手段の出力が印加され、それらの出力の差電圧に比例した差電流を流す第１の抵抗と、
前記交流信号が重畳された直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第３のインピーダンス変換手段と、
一端に前記第１の抵抗からの電流が印加され、他端に前記第３のインピーダンス変換手段の出力が印加される第２の抵抗と、
を備え、前記第２の抵抗の一端から直流電圧がシフトされた交流信号を出力することを特徴とする直流電圧レベルシフト回路。
【請求項３】
前記第１，第２，第３のインピーダンス変換手段は、負帰還型の差動増幅器であることを特徴とする請求項２に記載の直流電圧レベルシフト回路。
【発明の詳細な説明】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧レベルシフト回路に関し、さらに詳しく言えば、モノリシック集積回路において、交流信号が重畳された直流電圧レベルをコンデンサーを用いずにレベルシフトする回路に関する。
【従来の技術】
従来、モノリシック集積回路において、交流信号ＡＣが重畳された直流電圧レベルをシフトするには、コンデンサーを用いて直流成分をカットして、他の直流電圧にレベルシフトしていた。この従来例に係る直流電圧レベルシフト回路を図２に示す。
図２において、Ｃ２１は直流カット用コンデサー、Ｒ２１、Ｒ２２，Ｒ２３は抵抗、Ｑ２１は低インピーダンス出力回路を構成するエミッタフォロワーのトランジスタである。直流カット用コンデンサーＣ２１の入力端子に、交流信号が重畳された直流電圧（ＡＣ＋ＤＣ）が印加されると、コンデンサーＣ２１によって直流成分ＤＣがカットされ、Ｒ２１とＲ２２の抵抗値によって定まる新たな直流電圧にシフトされる。そして、Ｑ２１のエミッタから直流電圧がレベルシフトされた出力信号（ＡＣ＋Ｖ）を得ていた。
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、簡単な回路で直流電圧ＤＣレベルシフトが可能である。しかし、この回路方式では、直流レベルシフト回路の周波数伝達特性がコンデンサーの値に大きく依存する。この問題を解決するには一般に可聴周波数ではＣ１の値を数十μＦにするのが通例である。
この回路方式をモノリシック集積回路で実現する場合、コンデンサーの実現に要する面積が非常に大きく、場合によってはコンデンサーの所要面積がトランジスタ１個の面積の数万倍を要し、モノリシック集積回路の原価が非常に高くなってしまうという欠点がある。
この原価問題を解決する１例としてモノリシック集積回路に端子を２個追加して、Ｃ１を外付にする方法も採用された。しかしこの方法では、モノリシック集積回路のパッケージサイズの増大や使用対象機器のプリント基盤面積の増大につながり、結果として両者の原価増大になっていた。
本発明は、上述の外付けコンデンサーが必要なくまたコンデンサー内蔵の必要のない、直流電圧ＤＣレベルシフトを実現するモノリシック集積回路の回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
本発明の直流電圧レベルシフト回路は、交流信号が重畳された直流電圧を、該交流信号が重畳された他の直流電圧にシフトする直流電圧レベルシフト回路において、前記直流電圧及び他の直流電圧との差電圧に比例する差電流を生成する電流生成手段と、前記電流生成手段によって生成された差電流と等しい電流を出力するカレントミラー手段と、前記カレントミラー手段の出力が供給され、前記差電流に応じて前記差電圧を生成する電圧生成手段と、前記交流信号が重畳された直流電圧に、前記差電圧を印加して直流電圧レベルを他の直流電圧にシフトすることを特徴としている。
上記の構成によれば、コンデンサーを用いることなく、交流信号が重畳された直流電圧を、該交流信号が重畳された他の直流電圧にシフトすることができる。
また、本発明の直流電圧レベルシフト回路は、一方に交流信号が重畳され、直流電圧が等しい互いに等しい２つの信号を、共に他の直流電圧にシフトする回路において、直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第１のインピーダンス変換手段と、他の直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第２のインピーダンス変換手段と、一端に前記第１のインピーダンス変換手段の出力が印加され、他端に前記第２のインピーダンス変換手段の出力が印加され、それらの出力の差電圧に比例した差電流を流す第１の抵抗と、前記第１の抵抗の両端にそれぞれ接続され互いに等しい定電流を供給する定電流源と、前記第１の抵抗に流れる差電流と前記定電流との和電流と等しい電流を供給するカレントミラー手段と、前記交流信号が重畳された直流電圧の信号源を低出力インピーダンス出力に変換する第３のインピーダンス変換手段と、一端に前記カレントミラー手段の出力が印加され、他端に前記第３のインピーダンス変換手段の出力が印加された第２の抵抗と、前記第２の抵抗の両端にそれぞれ接続され互いに等しい定電流を供給する定電流源と、を備え、前記第２の抵抗の一端から直流電圧がシフトされた交流信号を出力することを特徴としている。
上記の構成によれば、コンデンサーを用いることなく、交流信号が重畳された直流電圧を、該交流信号が重畳された他の直流電圧にシフトすることができると共に第１乃至第３のインピーダンス変換手段により、交流信号成分を減衰させることなく正確なレベルシフトが可能になる。
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直流電圧レベルシフト回路に係る一実施形態について図１に従い説明する。図１において、定電流源Ｉ１＝Ｉ４＝Ｉ７、Ｉ２＝Ｉ３＝Ｉ５＝Ｉ６、抵抗Ｒ１＝Ｒ２とする。ＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２で差動増幅器の差動対を形成する。それらのコレクタと電源ＶＣＣとの間に接続されたＰＮＰトランジスタＱ３とＱ４は、カレントミラー回路を形成する。トランジスタＱ１とＱ２とアースＧＮＤ間には定電流源Ｉ１が接続される。
さらに、トランジスタＱ２のコレクタとベースと電源ＶＣＣとの間にＮＰＮトランジスタＱ５を接続する。トランジスタＱ５によって、上述の差動増幅器の負帰還回路が形成される。この負帰還回路とトランジスタＱ３とＱ４のカレントミラー作用によって、Ｑ１とＱ２は同じ動作点で動作する。従って、トランジスタＱ１、Ｑ２のベースは同電位になり、且つトランジスタＱ５の負帰還作用によりＱ５エミッタ出力は低インピーダンス駆動能力をもつ。即ち、上記のように接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５によって、入力がトランジスタＱ１のベースで、出力がトランジスタＱ５のエミッタであるボルテージフォロワー動作をする。
また、同様に接続されたトランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、電流源Ｉ４から成る差動増幅器は、入力がトランジスタＱ７のベースで、出力がトランジスタＱ１１のエミッタであるボルテージフォロワー動作をする。すなわち、低インピーダンス変換手段として機能している。
さらに、同様に接続されたトランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１６、Ｑ１７、Ｑ１３、電流源Ｉ７から成る差動増幅器は、入力がトランジスタＱ１５ベースで、出力がトランジスタＱ１３のエミッタであるボルテージフォロワー動作をする。すなわち、低インピーダンス変換手段として機能している。
そして、トランジスタＱ１３のエミッタは第１の抵抗Ｒ１の一端に接続され、トランジスタＱ１１のエミッタは第１の抵抗Ｒ１の他端に接続される。それらの接続点とアースＧＮＤとの間には、電流源Ｉ５、Ｉ６が接続される。トランジスタＱ１３のコレクタと電源ＶＣＣの間には、ベースとコレクタが短絡されたトランジスタＱ１２が接続される。さらに、トランジスタＱ１２のベースと共通接続されたベースを有するトランジスタＱ６が設けられる。すなわち、トランジスタＱ６とＱ１２は、カレントミラー回路を形成する。
一方、トランジスタＱ５のエミッタは第２の抵抗Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ６のコレクタは第２の抵抗Ｒ２の他端に接続される。それらの接続点とアースＧＮＤとの間には、電流源Ｉ２、Ｉ３が接続される。
次に、上記の直流電圧レベルシフト回路の動作を詳細に説明する。
直流電圧ＤＣをトランジスタＱ７のベースに印加すると、上述のボルテージフォロワー動作によって、トランジスタＱ１１エミッタに同一の直流電圧ＤＣが現れる。
同様に、トランシスタのＱ  １５ベースに印加された直流電圧Ｖは、上述のボルテージフォロワー動作によって、トランジスタのＱ１３エミッタに同一の直流電圧Ｖが現れる。ここで、直流電圧Ｖは、レベルシフトされる他の電圧であり、例えば、ＶＣＣ／２である。
そうすると、トランジスタＱ１１、Ｑ１３のエミッタの間に接続された第１の抵抗Ｒ１の両端には差電圧（Ｖ−ＤＣ）が現れ、第１の抵抗Ｒ１には（Ｖ−ＤＣ）／Ｒ１（＝Δｉ）の差電流が流れる。
すなわち、第１の抵抗Ｒ１によって、差電圧（Ｖ−ＤＣ）に比例した差電流Δｉを生成している。そのためトランジスタＱ１３のエミッタ電流は、オフセット電流であるＩ６と、Δｉの和の電流Ｉ８（＝Ｉ６＋Δｉ）となる。トランジスタＱ１２のコレクタ電流値はＩ８となる。トランジスタＱ１２とＱ６とはカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ６のコレクタには、トランジスタＱ１３のコレクタ電流値Ｉ８と同一電流値の電流が流れる。
いま、直流電圧レベルシフトすべき、交流信号ＡＣが重畳された直流電圧ＤＣがトランジスタＱ１のベースに印加されると前述のボルテージフォロワー動作により、トランジスタＱ５のエミッタに交流信号ＡＣが重畳された直流電圧ＤＣが現れる。
一方、トランジスタＱ６のコレクタ電流はＩ３と第２の抵抗Ｒ２に分流する。電流源の電流Ｉ３＝Ｉ６、抵抗Ｒ１＝Ｒ２のため、第２の抵抗Ｒ２には前述のΔｉの電流値の電流が流れる。第２の抵抗のＲ２の両端の電圧は、
Δｉ×Ｒ２＝Ｒ２（Ｖ−ＤＣ）／Ｒ２＝（Ｖ−ＤＣ）となり、トランジスタＱ６のコレクタの直流レベルは、ＤＣ＋（Ｖ−ＤＣ）  ＝  Ｖとなる。また前述の如く、ボルテージフォロワー出力であるトランジスタＱ５のエミッタ点は低駆動インピーダンスのため交流信号ＡＣがトランジスタＱ６のコレクタに現れる。すなわち、トランジスタＱ６のコレクタには、直流電圧レベルがシフトされた信号（Ｖ＋ＡＣ）が出力され、トランジスタＱ１１のエミッタには、直流電圧レベルＶが出力される。以上の動作によりＤＣ＋ＡＣの信号は、（Ｖ＋ＡＣ）に変換され、従って、直流成分がＤＣからＶにレベルシフトできる。
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、モノリシック集積回路において、モノリシック集積回路の端子数を増やすことなくまたコンデンサーを使用せず、若干の面積の増加だけで交流信号が重畳された直流電圧を所望の他の直流電圧にレベルシフトすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る直流レベルシフト回路を示す回路図である。
【図２】従来例に係る直流レベルシフト回路を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｒ１              第１の抵抗
Ｒ２              第２の抵抗
Ｑ１〜Ｑ１７      トランジスタ
Ｉ１〜Ｉ７        定電流源
ＤＣ＋ＡＣ        交流信号が重畳された直流電圧
Ｖ                他の直流電圧
【図１】
0003553825.tif 000002
【図２】
0003553825.tif 000003