(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信前に誤り訂正符号化（ＦＥＣ）技術を用いて符号化される同一または一部同一の変調シンボルからなるデータパケットを自動再送要求に基づいて再送した後、ＦＥＣ復号器に入力されるソフト情報値に基づいてビットレベル合成する、通信システムにおけるハイブリッドＡＲＱ再送方法であって、
各（再）送信データパケットの最上位ビット（ＭＳＢ）のソフト情報値を計算しバッファに記憶するステップと、
一致する変調シンボルに対して、ＭＳＢの現在のソフト情報値と、以前受信した送信パケットの少なくとも１つのバッファ記憶ソフト情報値とを合成するステップと、
ＭＳＢの合成ソフト情報値から、残りのビット（ＸＳＢ）のうち少なくともいくつかのビットに対するソフト情報値を計算するステップと、
を有するハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項２】
前記ソフト情報値は、対応ビットが１または０である確率の対数的測定値である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項３】
前記ソフト情報値は、対数尤度比（ＬＬＲ）である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項４】
前記ソフト情報値は、受信変調シンボルのＩ成分およびＱ成分の少なくとも１つから一次式として計算される対応ビットのソフト計量である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項５】
前記合成ステップは、ソフト情報値の加算である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項６】
残りのビット（ＸＳＢ）を計算する前記ステップは、次の一次関数、
ＬＬＲＸＳＢ＝ａ・ＬＬＲＭＳＢ＋ｂまたはＬＬＲＸＳＢ＝ａ・｜ＬＬＲＭＳＢ｜＋ｂ
（ここで、前記関数はセクションごとに定義してもよい）
を用いる、請求項３記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項７】
前記変調の方式は、グレイマッピングを用いたＭ−ＱＡＭ（ｌｏｇ２（Ｍ）＞２）である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項８】
前記変調の方式は、グレイマッピングを用いたＭ−ＰＡＭ（ｌｏｇ２（Ｍ）＞１）である、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項９】
回線品質の測定値、好ましくは、すべての送信における信号対雑音比ＥＳ／Ｎ０の推定値および／または信号送信値の合計をバッファに記憶するステップをさらに有する、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項１０】
最下位ビット（ＬＳＢ）までの古い残りのビットは、合成ソフト情報値から計算する、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法。
【請求項１１】
同一または一部同一の変調シンボルからなるデータパケットを受信する復調器と、
各（再）送信データパケットの最上位ビット（ＭＳＢ）のソフト情報値を計算する演算器と、
計算されたソフト情報値を記憶するバッファと、
ＭＳＢの現在のソフト情報値と、以前受信されたデータパケットの少なくとも１つのバッファ記憶ソフト情報値とを合成する合成器と、
ＭＳＢの合成ソフト情報値から、残りのビット（ＸＳＢ）のうち少なくともいくつかのビットに対するソフト情報値を計算する演算器と、
を有する、通信システムにおけるハイブリッドＡＲＱ再送方法のための受信機。
【請求項１２】
前記ソフト情報値演算器は、対数尤度比（ＬＬＲ）演算器である、請求項１１記載の受信機。
【請求項１３】
前記合成器および残りのビット（ＸＳＢ）用の前記演算器からソフト情報値を受信する復号器をさらに有する、請求項１１記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムにおけるハイブリッドＡＲＱ再送方法に関する。さらに、本発明は、本発明の方法を実行するための受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
信頼性の低い時間的に変化する回線状態を有する通信システムにおいてよく用いられる技術は、自動再送要求（ＡＲＱ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｒｅｐｅａｔ  Ｒｅｑｕｅｓｔ）方式および誤り訂正復号（ＦＥＣ：Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）技術に基づいて誤りを検出し訂正するもので、ハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）と呼ばれる。よく使用される巡回冗長検査（ＣＲＣ：Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）でパケット内に誤りが検出されると、通信システムの受信機は、誤りを含むパケットを正しく復号する確率を向上させるために、送信機に追加情報の送信（データパケットの再送）を要求する。
【０００３】
パケットは送信前にＦＥＣで符号化される。再送内容や、ビットを以前送信した情報と合成する仕方によって、非特許文献１および非特許文献２は、３つの異なるタイプのＡＲＱ方式を定義している。
【０００４】
・タイプＩ：誤りを含む受信パケットは破棄せず、同じパケットの新しいコピーを別途再送し復号する。受信した新旧両パケットは合成しない。
【０００５】
・タイプＩＩ：誤りを含む受信パケットは破棄せず、追加の再送パケットと合成して引き続き復号を行う。再送パケットは、符号化率（符号化利得）が比較的高く、受信機で、記憶されている以前の送信から得られたソフト情報（ｓｏｆｔ−ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と合成される場合がある。
【０００６】
・タイプＩＩＩ：タイプＩＩと同じであるが各再送パケットが自動復号可能であるという制約を伴う。これは送信パケットが前のパケットと合成しなくても復号可能であることを意味している。これは一部のパケットが損傷し情報がほとんど再使用できない場合に有用である。
【０００７】
本発明は、受信した（再）送信パケットを合成するタイプＩＩおよびタイプＩＩＩの方式に関するものである。ＨＡＲＱタイプＩＩとＩＩＩの方式は、以前受信した誤りを含むパケットからの情報を再利用できるため、タイプＩに対して明らかに処理能力が高く（ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ）、性能面で優れている。以前送信したパケットの情報を再利用する方式として基本的に次の３つの方式、
・ソフト合成（Ｓｏｆｔ−Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）
・符号合成（Ｃｏｄｅ−Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）
・ソフト合成と符号合成の組み合わせ
がある。
【０００８】
ソフト合成
ソフト合成を使用する場合、再送パケットは、以前受信した情報と同一または一部同一の情報を運ぶ。この場合、例えば、非特許文献３または非特許文献４に開示されているように、複数の受信パケットをシンボル単位（ｓｙｍｂｏｌ−ｂｙ−ｓｙｍｂｏｌｂａｓｉｓ）またはビット単位（ｂｉｔ−ｂｙ−ｂｉｔ  ｂａｓｉｓ）のどちらかで合成する。
【０００９】
シンボルレベルの合成を使用する場合、再送されたパケットには以前送信した誤りを含むパケットと同一の変調シンボルが含まれていなければならない。この場合、多数の受信パケットは変調シンボルレベルで合成される。一般的技術として平均ダイバーシティ合成（ＡＤＣ：Ａｖｅｒａｇｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）とも呼ばれる、多数の受信シンボルの最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｒａｔｉｏ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）があり、ここでは、Ｎ回の送信後、一致する（ｍａｔｃｈｉｎｇ）シンボルの合計／平均をバッファに記憶する。
【００１０】
ビットレベルの合成を使用する場合、再送パケットには以前送信した誤りを含むパケットと同一のビットが含まれていなければならない。ここで、多数の受信パケットは、復調後、ビットレベルで合成される。ビットは、同じパケットの以前の送信と同じ方法で変調シンボルにマッピングするかまたは別の方法でマッピングすることができる。マッピングが以前の送信と同じ場合、シンボルレベルの合成も適用できる。一般の合成技術は、例えば、非特許文献５、非特許文献６、および非特許文献７によって知られているようにＦＥＣ用のいわゆるターボ符号を用いる場合は特に、計算した対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｒａｔｉｏ）の加算である。ここでは、Ｎ回目の送信後、一致する（ｍａｔｃｈｉｎｇ）ビットのＬＬＲの合計をバッファに記憶する。
【００１１】
これらいずれのソフト合成技術においても、復号器の観点からは、すべての送信を通じて同じ（好ましくは一定の符号化率での）ＦＥＣ方式が使用される。したがって、復号器は送信が何回実行されたかについて知る必要がない。復号器は合成されたソフト情報のみを認識する。この方式では、すべての送信パケットが同じ数のシンボルまたはビットを搬送する必要がある。
【００１２】
符号合成
符号合成は、受信パケットを連結して新しい符号語（送信回数が増加するほど符号化率が減少する）を生成する。したがって、復号器は、各再送時に適用されるＦＥＣ方式について認識している必要がある。再送パケットの長さは回線状態に応じて変更可能であるため、符号合成はソフト合成に比べて柔軟性が高い。しかし、符号合成はソフト合成と比較してより多くの信号データを送信する必要がある。
【００１３】
ソフト合成と符号合成の組み合わせ
再送パケットに以前送信したシンボル／ビットと同一のシンボル／ビットおよび以前送信したシンボル／ビットと異なる符号シンボル／ビットが含まれている場合、同一の符号シンボル／ビットはソフト合成を用いて合成され、残りの符号シンボル／ビットは符号合成を用いて合成される。ここでの信号送信要件は符号合成の信号送信要件と類似している。
【００１４】
【非特許文献１】
Ｓ．  Ｋａｌｌｅｌ，  ”Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ａ  ｔｙｐｅ  ＩＩ  ｈｙｂｒｉｄ  ＡＲＱ  ｓｃｈｅｍｅ  ｗｉｔｈ  ｃｏｄｅ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ（符号合成によるタイプＩＩハイブリッドＡＲＱ方式の分析）”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｖｏｌ．３８，  Ｎｏ．８，  Ａｕｇｕｓｔ  １９９０
【非特許文献２】
Ｓ．  Ｋａｌｌｅｌ，  Ｒ．  Ｌｉｎｋ，  Ｓ．  Ｂａｋｈｔｉｙａｒｉ，  ”Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  Ｍｅｍｏｒｙ  ＡＲＱ  ｓｃｈｅｍｅｓ（メモリＡＲＱ方式の処理能力性能）”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，  Ｖｏｌ．４８，  Ｎｏ．３，  Ｍａｙ  １９９９
【非特許文献３】
Ｄ．  Ｃｈａｓｅ，  ”Ｃｏｄｅ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：  Ａ  ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｆｏｒ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ａｎ  ａｒｂｉｔｒａｒｙ  ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ｎｏｉｓｙ  ｐａｃｋｅｔｓ（符号合成：任意の数のノイズを含むパケットを合成するための最尤復号方法）”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｏｍｍｕｎ．，  Ｖｏｌ．  ＣＯＭ−３３，  ｐｐ．  ３８５−３９３，  Ｍａｙ  １９８５
【非特許文献４】
Ｂ．  Ａ．  Ｈａｒｖｅｙ，  Ｓ．  Ｗｉｃｋｅｒ，  ”Ｐａｃｋｅｔ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｖｉｔｅｒｂｉ  Ｄｅｃｏｄｅｒ（ビタビ復号器に基づくパケット合成システム）”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｖｏｌ．４２，  Ｎｏ．  ２／３／４，  Ａｐｒｉｌ  １９９４
【非特許文献５】
Ｃ．  Ｂｅｒｒｏｕ，  Ａ．  Ｇｌａｖｉｅｕｘ，  Ｐ．  Ｔｈｉｔｉｍａｊｓｈｉｍａ，  ”Ｎｅａｒ  Ｓｈａｎｎｏｎ  Ｌｉｍｉｔ  Ｅｒｒｏｒ−Ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ  Ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ：  Ｔｕｒｂｏ−ｃｏｄｅｓ（近シャノン限界誤り訂正符号化および復号化：ターボ符号）”，  Ｐｒｏｃ．  ＩＣＣ’９３，  Ｇｅｎｅｖａ，  Ｓｗｉｔｚｅｒｌａｎｄ，  ｐｐ．  １０６４−１０７０，  Ｍａｙ  １９９３
【非特許文献６】
Ｓ．  Ｌｅ  Ｇｏｆｆ，  Ａ．  Ｇｌａｖｉｅｕｘ，  Ｃ．  Ｂｅｒｒｏｕ，  ”Ｔｕｒｂｏ−Ｃｏｄｅｓ  ａｎｄ  Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ターボ符号および高性能スペクトル変調）”，  ＩＥＥＥ  ＳＵＰＥＲＣＯＭＭ／ＩＣＣ  ’９４，  Ｖｏｌ．  ２，  ｐｐ．  ６４５−６４９，  １９９４
【非特許文献７】
Ａ．  Ｂｕｒｒ，  ”Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（無線通信のための変調および符号化）”，  Ｐｅｒｓｏｎ  Ｅｄｕｃａｔｉｏｎ，  Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ，  ＩＳＢＮ  ０−２０１−３９８５７−５，  ２００１
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
あるビットマッピング順序ｉ１ｑ１ｉ２ｑ２のグレイ符号化信号コンスタレーションを示す図１に従って１６ＱＡＭ変調方式に対する信号コンスタレーションを用いると、シンボルにマッピングしたビットは、パケットの１回目の送信での平均信頼性において互いに大きく異なる。具体的に言うと、ビットｉ１およびｑ１は、信号コンスタレーション図の半分の空間にマッピングされるため、高い平均信頼性を有している。したがって、それらの信頼性はビットが「１」を送信するか「０」を送信するかという事実とは無関係である。
【００１６】
これに対し、ビットｉ２およびｑ２は、ビットが「１」を送信するか「０」を送信するかという事実によってその信頼性が左右されるため、低い平均信頼性を有している。例えば、ビットｉ２の場合、「１」は外側の列にマッピングされ、「０」は内側の列にマッピングされている。同様に、ビットｑ２の場合、「１」は外側の行にマッピングされ、「０」は内側の行にマッピングされている。
【００１７】
多数の受信パケットを合成するためには、以前受信したパケットからの情報をバッファに記憶する必要がある。各パケットのバッファ要件は、可能な合成方法、変調方式、パケットサイズによってかなり異なる。全体の必要バッファサイズも、上位レイヤのＡＲＱプロトコルに依存しており、通常、各パケットの必要バッファサイズの倍数である。説明を簡単にするため、ここでは純粋なソフト合成について説明する。同じことは、ソフト合成と符号合成の組み合わせにおいてソフト合成のバッファリングの部分に適用される。
【００１８】
シンボルレベルでの合成の場合、受信した変調シンボル別にソフト情報を記憶する必要がある（複素値）。これにより各パケットの必要バッファサイズＢＳＣが導かれ、これは、近似的に、次の（式１）、
【数１】
0003549520.tif 000002
に従って計算することができる。ここで、Ｋは回線品質を測定するための任意に記憶された基準である。記憶されていない場合は、ｂＫ＝０である。
【００１９】
ビットレベルでの合成の場合、ビットのソフト情報を記憶する必要がある。これによって各パケットの必要バッファサイズＢＢＣが導かれるが、これは、次の（式２）、
【数２】
0003549520.tif 000003
に示すように、変調シンボルにマッピングした符号化ビット数に依存しない。
【００２０】
ビット合成に対するシンボル合成の必要バッファサイズ比は、次の（式３）、
【数３】
0003549520.tif 000004
を用いて計算することができる。
【００２１】
通常、ビット深さの比ｂＢ／ｂＳは、２／３と１の間の値であり、このため、ｌｏｇ２（Ｍ）＞２から、シンボルレベル合成はビットレベル合成よりも必要バッファサイズが小さくなる。２つの合成方法の性能が等しいかまたはほぼ等しい場合、煩雑さの理由から、通常、高次の変調方式（ｌｏｇ２（Ｍ）＞２）の受信機ではシンボルレベル合成のほうが好ましい。
【００２２】
上記のように、高次の変調の場合、受信機においてシンボルレベルのソフト合成はビットレベル合成よりも各パケットの必要バッファサイズが小さい。このため、ほとんどの場合、ビットレベル合成よりもシンボルレベル合成のほうが好ましい。ただし、受信機の設計や実施効率、バッファ管理の観点から、特にＦＥＣ復号器がビットレベル（例えば、ターボ復号器）で動作する場合は、ビットレベル合成（バッファリング）を行うほうが有益な場合がある。
【００２３】
本発明の目的は、ＨＡＲＱビットレベル合成について必要バッファサイズを縮小することができるハイブリッドＡＲＱ再送方法および対応する受信機を提供することである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１記載のハイブリッドＡＲＱ再送方法によって達成される。再送方法の好適な実施の形態は、いろいろな従属項に従う。また、この目的は、請求項１１記載の、対応する受信機によって達成される。
【００２５】
全ビットのソフト情報をバッファリングする必要がある従来のビットレベル合成方法に対して、本発明の再送方法は、最上位ビットＭＳＢのソフト情報のバッファリングのみを必要とするものであり、これによって必要バッファサイズが大幅に縮小される。シンボルレベル合成については、受信機の設計や実施効率、バッファ管理の観点からのビットレベル合成の利点が、同じかまたはさらに縮小された必要バッファサイズで、そのまま残る。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の理解をさらに深めるために、以下、好適な実施の形態について添付図面を参照して説明する。
【００２７】
図３には、本発明の主題に関係する、通信受信機の構成部分が示されている。
【００２８】
復調器１００は、通信システムの送信機から送信された複素変調シンボルＳを受信する。１回目の送信において、すべての変調シンボルについてＬＬＲ（ＭＳＢとＬＳＢ）を計算する。
【００２９】
自動再送要求方式に従い、受信機は、送信機に対して誤りを含む受信データパケットの再送を要求する。各受信変調シンボルＳに対して、対応する演算器１５０で実数部（Ｉ部）や虚数部（Ｑ部）のみならず高い信頼性の最上位ビット（ＭＳＢ）についてソフト情報（本実施の形態では対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ−Ｒａｔｉｏ））を計算した後、バッファ１６０に記憶する。
【００３０】
続く合成器１７０では、実際に受信したデータパケットのＬＬＲおよびバッファ１６０に記憶されている以前受信したデータパケットからのＬＬＲを一致する変調シンボルごとに合成する。この合成ソフト情報（受信したすべての送信情報からなる）からＬＬＲ演算器１８０で残りのビットに対して最下位ビット（ＬＳＢ）までのＬＬＲを計算しＬＬＲ演算器１５０のＬＬＲと共に復号器２００に入力する。復号器２００はその情報ビットをエラーチェッカ３００に出力して誤り検出を行い、誤りがあれば訂正する。復号器２００は受信したソフト情報を用いて誤り訂正復号方式を適用することが望ましい。このような復号器は、例えば、Ｃ．  Ｈｅｅｒｇａｒｄ，  Ｓ．Ｂ．  Ｗｉｃｋｅｒ，  ”Ｔｕｒｂｏ  Ｃｏｄｉｎｇ（ターボ符号）”，  Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，  ＩＳＢＮ  ０−７９２３−８３７８−８，  １９９９、または、Ｆ．  Ｘｉｏｎｇ，  ”Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ（デジタル変調技術）”，  Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，  ＩＳＢＮ  ０−８９００６−９７０−８，  ２０００に記載されているように実装することができる。
【００３１】
上記構成要素すべての詳細な実装については、当業者には周知の事実である。したがって、説明を簡単にするため、その詳細な説明は省略する。
【００３２】
上記提案の受信機設計の利点は、ＭＳＢのみを記憶するため、必要なバッファサイズが大幅に縮小されることである。これにより、ＨＡＲＱ情報はビットレベルでバッファに記憶されＦＥＣ復号器も好ましくはビットレベルで動作するため、受信機の煩雑さが低減され、計算およびバッファ管理が容易になる。
【００３３】
次いで、線形近似したＬＬＲを受信機でソフト情報として用いる本発明の方法について詳細に説明する。
【００３４】
ＬＬＲ計算のための線形近似（１回の送信）
多数回にわたる送信後のＬＬＲの計算方法の規則について説明する前に、まず１回の送信（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）の場合のＬＬＲの近似について説明する。計算は１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭに対して行うが、より高次のＭ−ＱＡＭ方式にも容易に拡張できる。信号コンスタレーション点（ｘｉ，ｙｉ）の座標の指標およびＬＬＲ計算のため考慮するグレイマッピングは、図１および図２に示すとおりである。説明を簡単にするため、以下ではｉビットについてのみ説明を行う。ｑビットに対する手順も同様であり、その場合、Ｒｅ［ｒ］をＩｍ［ｒ］で、ｘｉをｙｉでそれぞれ置き換える必要がある。
【００３５】
ＭＳＢ近似−ｉ１（ｑ１）
ＭＳＢに対するＬＬＲは、次の（式４）、
【数４】
0003549520.tif 000005
のように近似される。ただし、Ｋは上記のように計算することが望ましい。ここで、ＥＳ／Ｎ０はチャネルの信号対雑音比を示す。
【００３６】
近似−ｉ２（ｑ２）
ｉ２（ｑ２）に対するＬＬＲは、次の（式５）のように近似され（１６ＱＡＭの場合、ｉ２およびｑ２はＬＳＢ）、また、次の（式６）のＬＬＲ（ｉ２）を用いてＬＬＲ（ｉ１）の関数として表すことができる。
【数５】
0003549520.tif 000006
【００３７】
等間隔のコンスタレーション点（ｘ１＝３ｘ０）の場合、（式６）は、一般に、次の（式７）、
【数６】
0003549520.tif 000007
のように簡略化される。
【００３８】
近似−ｉ３（ｑ３）
６４ＱＡＭの場合、ｉ３（ｑ３）に対するＬＬＲは、次の（式８）のように近似され（この場合、ｉ３およびｑ３がＬＳＢ）、また、次の（式９）のＬＬＲ（ｉ３）を用いてＬＬＲ（ｉ１）の関数として表すことができる。
【数７】
0003549520.tif 000008
【００３９】
等間隔のコンスタレーション点の場合、（式９）は、６４ＱＡＭに対して、次の（式１０）、
【数８】
0003549520.tif 000009
のように簡略化される。
【００４０】
Ｎ回送信後のＬＬＲの計算
Ｎ回送信後のＬＬＲの計算を、ｉビットに対してのみ示す。ｑビットに対する手順も同様であり、その場合、Ｒｅ［ｒ（ｎ）］をｌｍ［ｒ（ｎ）］で、ｘｉをｙｉでそれぞれ置き換える必要がある。ここで、ｎはｎ番目の送信を示す。
【００４１】
ＭＳＢ計算−ｉ１（ｑ１）
（式４）を用いてｎ番目の送信後のｉ１（ｑ１）に対する合計ＬＬＲは、ｎ回の送信から計算されたすべてのＬＬＲの合計として計算できる。受信機において、これは、次の（式１１）に示すように、
【数９】
0003549520.tif 000010
現在受信したｎ番目の送信のＬＬＲの計算値と、以前受信した送信の、バッファに記憶したＬＬＲ合計値との合計である。
【００４２】
計算−ｉ２（ｑ２）
ｎ番目の送信後のｉ２（ｑ２）に対する合計ＬＬＲは、次の（式１２）に示すように、
【数１０】
0003549520.tif 000011
合計ＬＬＲｉ１（ｑ１）の関数として計算できる。
【００４３】
等間隔のコンスタレーション点の場合、（式１２）は、一般に、次の（式１３）、
【数１１】
0003549520.tif 000012
のように簡略化される。
【００４４】
計算−ｉ３（ｑ３）
ｉ２（ｑ２）に対する合計ＬＬＲと同様に、ｎ番目の送信後のｉ３（ｑ３）に対する合計ＬＬＲは、（式４）、（式８）、および（式９）を用いて次の（式１４）のように計算できる。
【数１２】
0003549520.tif 000013
【００４５】
等間隔のコンスタレーション点の場合、（式１４）は、６４ＱＡＭに対して、次の（式１５）、
【数１３】
0003549520.tif 000014
のように簡略化される。
【００４６】
前述のように、各変調シンボルのＭＳＢ（Ｉ部とＱ部）のＬＬＲおよび全パケットの合計受信パワーの合計のみを記憶する必要がある。これにより、上記提案方法の場合、バッファサイズＢＰＭに対して、次の（式１６）、
【数１４】
0003549520.tif 000015
が適用されることになる。
【００４７】
上記したシンボルレベル合成のバッファサイズに対する必要バッファサイズの比は、任意のＭ−ＱＡＭ方式について、次の（式１７）、
【数１５】
0003549520.tif 000016
のようになる。
【００４８】
Ｎ（１パケット当たりのビット数）が十分大きい場合、（式１７）は、近似的に、次の（式１８）、
【数１６】
0003549520.tif 000017
のようになる。
【００４９】
ＬＬＲをバッファに記憶するための必要なビット深さｂＢが複素変調シンボルの１つの部分をバッファに記憶するためのビット深さｂＳよりも小さい場合、シンボルレベルのバッファリングと比較してバッファサイズを縮小することができる（例えば、ｂＢ＝６、ｂＳ＝８の場合は２５％の縮小）。
【００５０】
従来のビットレベル合成のバッファサイズに対する本発明の方法による必要バッファサイズの比は、次の（式１９）、
【数１７】
0003549520.tif 000018
のようになる。
【００５１】
Ｎ（１パケット当たりのビット数）が十分大きい場合、（式１９）は、近似的に、次の（式２０）、
【数１８】
0003549520.tif 000019
のようになる。
【００５２】
これは、表１に示すように、従来のビットレベル合成と比較してバッファサイズの縮小を示すものである。
【表１】
0003549520.tif 000020
【００５３】
上記のように、本発明の方法は計算の煩雑さおよびバッファ管理の面でいくつかの利点をもたらす。シンボル合成方法と比較して提案のビットレベル合成方法を用いた場合の性能は似ている。提案のビット合成に対して上記線形近似ＬＬＲを用いた場合とシンボル合成後に同じく線形近似ＬＬＲを用いた場合とで、性能は全く同じである。
【００５４】
上記１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ以外の、ｌｏｇ２（Ｍ）＞１を満たす他のＭ−ＱＡＭまたはＭ−ＰＡＭ（パルス振幅変調）グレイマッピングも本発明の方法に適用可能でありそれぞれの式を適宜導き得ることは、当業者にとってすぐに理解できるところである。前述したように、本発明の方法は、以前送信したシンボルのサブセットを再送するＨＡＲＱ方式にも適用可能である。ＬＬＲおよびバッファサイズの上記計算は、再送され合成されるシンボルに対して有効である。
【００５５】
本発明に関して使用可能なソフト情報（ｓｏｆｔ−ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）は、対応するビットが１または０である確率の（好ましくは対数的）測定値（ｍｅａｓｕｒｅ）を表すソフト計量（ｓｏｆｔ−ｍｅｔｒｉｃ）であればどのようなものでもよい。上記のソフト情報は対数尤度比である。ただし、ソフト情報は、受信変調シンボルのＩ成分およびＱ成分から一次式として計算される各ビットのソフト計量であってもよい。
【００５６】
上記の合成手順はＬＬＲまたはソフト情報の単純な加算であってもよく、残りのビットに対するその各計算は単純に次の形式、
ＬＬＲＸＳＢ＝ａ・ＬＬＲＭＳＢ＋ｂまたはＬＬＲＸＳＢ＝ａ・｜ＬＬＲＭＳＢ｜＋ｂ
の一次関数であってもよい。ここで、関数はセクションごとに定義してもよい。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＨＡＲＱビットレベル合成について必要バッファサイズを縮小することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１６ＱＡＭのグレイ符号化信号コンスタレーションの一例を示す図
【図２】６４ＱＡＭのグレイ符号化信号コンスタレーションの一例を示す図
【図３】本発明を適用した通信システムの受信機の関連部分を示す図
【符号の説明】
１００  復調器
１５０、１８０  ＬＬＲ演算器
１６０  バッファ
１７０  合成器
２００  復号器
３００  エラーチェッカ
【図１】
0003549520.tif 000021
【図２】
0003549520.tif 000022
【図３】
0003549520.tif 000023