(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に応じてスイッチング素子の制御端子に制御電圧を供給する制御回路と、
前記スイッチング素子の高電位側主端子に一端が接続されたコンデンサとを備え、
前記制御回路は、前記入力信号がＯＮ信号になり前記コンデンサの他端の電圧が所定値よりも下がると前記制御回路の出力電流能力を向上させ、
前記制御回路は、
前記入力信号に応じて前記スイッチング素子のゲートに供給する電圧を生成するゲート電圧生成部と、
前記入力信号と前記コンデンサの前記他端の電圧を検出する検出回路と、
前記ゲート電圧生成部の出力端子と電源との間に接続され、前記検出回路の出力に応じて前記制御回路の出力電流能力を切り替えるトランジスタとを有することを特徴とする駆動回路。
【請求項２】
前記検出回路はフリップフロップ回路であることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記コンデンサの前記他端の電圧をクランプするクランプ回路を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の駆動回路。
【請求項４】
カスコード接続された高圧側のスイッチング素子及び低圧側のスイッチング素子と、
前記低圧側のスイッチング素子を制御する請求項１〜３の何れか１項に記載の駆動回路とを備えることを特徴とするパワーモジュール。
【請求項５】
前記高圧側のスイッチング素子及び前記低圧側のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項４に記載のパワーモジュール。
【請求項６】
商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
請求項４又は５に記載のパワーモジュールを有し、前記直流電力を任意の周波数の交流電力に逆変換するインバータとを備える電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動回路、パワーモジュール及び電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
パワーモジュールにおいて、制御回路が入力信号に応じてＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子のゲートをバイアスしスイッチング素子をＯＮ又はＯＦＦに制御する。カスコード接続された高圧側のスイッチング素子がＯＮの場合、低圧側のスイッチング素子は一般的にＯＦＦであり、低圧側のスイッチング素子のコレクタは高圧電源電圧とほぼ等しい高電位状態にある。この状態で制御回路からＯＮ信号を受けて低圧側のスイッチング素子のゲート電位が閾値に達すると、低圧側のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間は徐々に導通状態となり、コレクタ電圧が低下し始める。この際に高圧側のスイッチング素子は既にＯＦＦにある。ゲート−コレクタ間容量はミラー効果によって増大し、ゲート電圧はコレクタ電圧が一定値に下がるまで停滞する。この期間をミラー期間と呼ぶ。コレクタ電圧低下がほぼ落ち着くとゲート電圧は再び上昇する。ゲート電圧が低いとコレクタ−エミッタ間インピーダンスは高くなり、スイッチングロスが増大する。このスイッチングロスを低減するには、制御回路の出力電流能力を高めてミラー期間を短縮すればよい。しかし、スイッチング素子がＯＦＦからＯＮとなる際に急激にコレクタ電流が流れ、スイッチングノイズが増大するという問題がある。
【０００３】
そこで、スイッチングノイズ増大を抑えながらスイッチングロスを低減する手法が種々考案されている。例えばスイッチング素子がＯＮしてコレクタ電圧が所定の基準値以下に下がると、制御回路の出力電流能力を高める手法が開示されている（例えば、特許文献１（図１、図１２）参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１９３７１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の手法では、スイッチング素子のコレクタ電圧を抵抗で分圧して制御回路へ入力する。従って、コレクタ電圧がある程度まで下がらないと出力電流能力が切り替わらないため、スイッチングロスの低減は限定的なものにとどまっていた。また、スイッチング素子がＯＦＦでコレクタ電圧が高電位にある間は抵抗を介して電流が流れる。電源電圧が６００Ｖ又は１２００Ｖといった高電圧であると、抵抗で発生する電力消費が問題となる。電流値を抑えるには抵抗値を大きくする必要がある。しかし、ＣＲ時定数が増大して応答速度が下がり、かつ分圧電圧の変化幅が縮小され検知感度が下がる。よって、十分にスイッチングロスを低減できなかった。
【０００６】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は電力消費とスイッチングノイズ増大を抑えながらスイッチングロスを十分に低減することができる駆動回路、パワーモジュール及び電力変換システムを得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る駆動回路は、入力信号に応じてスイッチング素子の制御端子に制御電圧を供給する制御回路と、前記スイッチング素子の高電位側主端子に一端が接続されたコンデンサとを備え、前記制御回路は、前記入力信号がＯＮ信号になり前記コンデンサの他端の電圧が所定値よりも下がると前記制御回路の出力電流能力を向上させ、前記制御回路は、前記スイッチング素子のゲートに供給する電圧を生成するゲート電圧生成部と、前記入力信号と前記コンデンサの前記他端の電圧を検出する検出回路と、前記ゲート電圧生成部の出力端子と電源との間に接続され、前記検出回路の出力に応じて前記制御回路の出力電流能力を切り替えるトランジスタとを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明では、コンデンサの一端がスイッチング素子の高電位側主端子に接続され、制御回路は入力信号がＯＮ信号になりコンデンサの他端の電圧が下がると制御回路の出力電流能力を向上させる。これにより、電力消費とスイッチングノイズ増大を抑えながらスイッチングロスを十分に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１に係るパワーモジュールを示す回路図である。
【図２】実施の形態１に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。
【図３】実施の形態２に係るパワーモジュールを示す回路図である。
【図４】フリップフロップ回路を示す回路図である。
【図５】実施の形態２に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。
【図６】実施の形態２に係るパワーモジュールの変形例を示す回路図である。
【図７】実施の形態３に係るパワーモジュールを示す回路図である。
【図８】実施の形態３に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。
【図９】実施の形態４に係るパワーモジュールを示す回路図である。
【図１０】実施の形態５に係る電力変換装置を適用した電力変換システムの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態に係る駆動回路、パワーモジュール及び電力変換システムについて図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るパワーモジュールを示す回路図である。高圧側のスイッチング素子ＳＷ１及び低圧側のスイッチング素子ＳＷ２がカスコード接続されている。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２はＩＧＢＴである。制御回路１は、入力信号ＩＮに応じてスイッチング素子ＳＷ２のゲートにゲート電圧を供給する。コンデンサ２の一端がスイッチング素子ＳＷ２のコレクタに接続され、他端が制御回路１のＡ点に接続されている。なお、スイッチング素子ＳＷ２のゲートが制御端子、ゲート電圧が制御電圧、コレクタが高電位側主端子である。
【００１２】
制御回路１において、入力信号ＩＮに応じてインバータ３、ＰＭＯＳトランジスタ４及びＮＭＯＳトランジスタ５がスイッチング素子ＳＷ２のゲートに供給する電圧を生成する。プルアップ抵抗６がＡ点の電圧、即ちコンデンサ２の他端の電圧を電源電圧（ハイレベル）にプルアップする。インバータ７及びＮＡＮＤ回路８は、入力信号ＩＮとコンデンサ２の他端の電圧を検出する検出回路である。ＰＭＯＳトランジスタ９は、ＮＡＮＤ回路８の出力に応じて制御回路１の出力電流能力を切り替える切替部である。
【００１３】
図２は、実施の形態１に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。制御回路１は、入力信号としてＯＮ信号を入力すると、スイッチング素子ＳＷ２のゲート電圧を上昇させる。スイッチング素子ＳＷ２のゲート電圧が閾値に達してスイッチング素子ＳＷ２がＯＮし始めると、コレクタ電圧は主電源電位（６００〜１２００Ｖ）からＧＮＤ電位（０Ｖ）に降下し始める。コンデンサ２とプルアップ抵抗６により構成される微分回路がこの変動を感知し、Ａ点の電圧をコレクタ電圧とほぼ同じタイミングで降下させる。従って、Ａ点の電圧がハイレベルからローレベルに変化する。その後、コレクタ電圧が変動しなくなるとＡ点の電圧はハイレベルに戻る。
【００１４】
制御回路１は、入力信号がＯＮ信号になりコンデンサ２の他端の電圧が所定値よりも下がってローレベルになると、制御回路１の出力電流能力を向上させる。これにより、スイッチング素子ＳＷ２のミラー期間中に高い能力でスイッチング素子ＳＷ２のゲート電圧を上昇することができ、十分にスイッチングロスを低減できる。図中の黒塗りの部分が本実施の形態によるスイッチングロスの低減量となる。
【００１５】
また、入力信号がＯＮ信号になった後に制御回路１の出力電流能力を高めているため、スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦからＯＮとなる際に急激にコレクタ電流が流れてスイッチングノイズが問題となるほど増大することもない。また、コレクタ電圧を抵抗で分圧して制御回路１へ入力する場合に比べて電力消費を抑えることができる。よって、電力消費とスイッチングノイズ増大を抑えながらスイッチングロスを十分に低減することができる。
【００１６】
なお、コンデンサ２の代わりにダイオードの接合容量、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ゲート容量を用いてもよい。これらを制御回路１の中に内在させても同じ効果を得ることができる。
【００１７】
0006988670.tif 000002
【００１８】
図５は、実施の形態２に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。コンデンサ２を介して入力したコレクタ電圧は過渡信号となるが、この信号をフリップフロップ回路１０で直流信号化する。これにより、スイッチング過程においてコレクタ電圧変動が収束に向かってＡ点の電圧が元に戻って信号が消失しても、制御回路１の出力電流能力が高い状態を保持でき、出力電流能力の切替が安定化するため、より効果的にスイッチングロスを低減できる。
【００１９】
図６は、実施の形態２に係るパワーモジュールの変形例を示す回路図である。実施の形態１のプルアップ抵抗６の代わりに、インバータ１１、ＰＭＯＳトランジスタ１２及びＮＭＯＳトランジスタ１３が用いられている。ＰＭＯＳトランジスタ１２は電源端子とＡ点の間に接続され、ＮＭＯＳトランジスタ１３はＡ点と基準電圧の間に接続されている。インバータ１１がＮＡＮＤ回路８の出力を反転してこれらのトランジスタを制御する。この構成でも実施の形態２と同様にコンデンサ２を介して入力したコレクタ電圧を直流信号化して同様の効果を得ることができる。
【００２０】
実施の形態３．
図７は、実施の形態３に係るパワーモジュールを示す回路図である。実施の形態１の構成にクランプ回路としてダイオード１４が追加されている。ダイオード１４のカソードはＡ点に接続され、アノードは基準電圧に接続されている。ダイオード１４がコンデンサ２の他端の電圧をクランプする。なお、ダイオード１４の代わりにＭＯＳトランジスタ又は抵抗素子を用いてもよい。
【００２１】
図８は、実施の形態３に係るパワーモジュールの動作を示すタイムチャートである。高圧電位状態にあるコレクタ電圧がスイッチング開始とともに降下し始めると、コンデンサ２を介したＡ点の電位も下がる。実施の形態１では、コンデンサ２の容量値又はコレクタ電圧の降下速度によっては、Ａ点の電位が制御回路１の基準電圧より下がることもある。一般に制御回路１は何れの箇所の電圧も基準電圧以上であることを前提としており、基準電圧以下となる電圧箇所があると誤動作する恐れがある。そこで、本実施の形態では、クランプ回路としてダイオード１４を設けている。これにより、Ａ点の電位はクランプ回路の動作電圧に留まり、制御回路１の基準電圧より下がらないため、制御回路１の誤動作を防ぐことができる。また、クランプ回路によりスイッチング時に制御回路１に過大電圧が印加されるのを防ぐことができる。
【００２２】
実施の形態４．
図９は、実施の形態４に係るパワーモジュールを示す回路図である。本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されたＭＯＳＦＥＴである。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、珪素によって形成されたスイッチング素子に比べてスイッチング速度が早くスイッチングロスが大きくなりがちである。従って、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御に本発明を適用すると更に望ましい。なお、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、本実施の形態の効果を得ることができる。
【００２３】
実施の形態５．
本実施の形態は、実施の形態４に係るパワーモジュールを電力変換システムに適用したものである。本発明は特定の電力変換システムに限定されるものではないが、以下、三相のインバータに本発明を適用した場合について説明する。
【００２４】
図１０は、実施の形態５に係る電力変換装置を適用した電力変換システムの構成を示すブロック図である。この電力変換システムは、商用電源９０、コンバータ１００、電力変換装置２００、負荷３００を備える。コンバータ１００は商用電源９０から供給される交流電力を直流電力に変換するものであり、電力変換装置２００に直流電力を供給する。コンバータ１００は種々のもので構成することが可能であり、例えば、典型的にはダイオードブリッジで構成された整流回路又はＡＣ／ＤＣコンバータで構成してもよい。また、コンバータ１００は、直流電力を所定の電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備えてもよい。
【００２５】
電力変換装置２００は、コンバータ１００と負荷３００の間に接続された三相のインバータであり、コンバータ１００から供給された直流電力を交流電力に変換し、負荷３００に交流電力を供給する。電力変換装置２００は、直流電力を交流電力に変換して出力する主変換回路２０１と、主変換回路２０１を制御する制御信号を主変換回路２０１に出力する制御回路２０３とを備えている。
【００２６】
負荷３００は、電力変換装置２００から供給された交流電力によって駆動される三相の電動機である。なお、負荷３００は特定の用途に限られるものではなく、各種電気機器に搭載された電動機であり、例えば、産業用ロボット、エレベーター、又は、空調機器向けの電動機として用いられる。
【００２７】
以下、電力変換装置２００の詳細を説明する。主変換回路２０１は、スイッチング素子を備えており（図示せず）、スイッチング素子がスイッチングすることによって、電源１００から供給される直流電力を交流電力に変換し、負荷３００に供給する。主変換回路２０１の具体的な回路構成は種々のものがあるが、本実施の形態にかかる主変換回路２０１は２レベルの三相フルブリッジ回路であり、６つのスイッチング素子から構成することができる。主変換回路２０１の各スイッチング素子として、上述した実施の形態１〜４に係るパワーモジュール２０２を三相分用いる。６つのスイッチング素子は２つのスイッチング素子ごとに直列接続され上下アームを構成し、各上下アームはフルブリッジ回路の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を構成する。そして、各上下アームの出力端子、すなわち主変換回路２０１の３つの出力端子は、負荷３００に接続される。
【００２８】
また、主変換回路２０１は、各スイッチング素子を駆動する制御回路を備えているが、制御回路は実施の形態１〜４の通りパワーモジュール２０２に内蔵されている。駆動回路は、主変換回路２０１のスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、主変換回路２０１のスイッチング素子の制御電極に供給する。具体的には、後述する制御回路２０３からの入力信号に従い、スイッチング素子をＯＮにする駆動信号とスイッチング素子をＯＦＦにする駆動信号とを各スイッチング素子の制御電極に出力する。スイッチング素子をＯＮに維持する場合、駆動信号はスイッチング素子の閾値電圧以上の電圧信号（ＯＮ信号）であり、スイッチング素子をＯＦＦに維持する場合、駆動信号はスイッチング素子の閾値電圧以下の電圧信号（ＯＦＦ信号）となる。
【００２９】
制御回路２０３は、負荷３００に所望の電力が供給されるよう主変換回路２０１のスイッチング素子を制御する。具体的には、負荷３００に供給すべき電力に基づいて主変換回路２０１の各スイッチング素子がＯＮとなるべき時間（ＯＮ時間）を算出する。例えば、出力すべき電圧に応じてスイッチング素子のＯＮ時間を変調するＰＷＭ制御によって主変換回路２０１を制御することができる。そして、各時点においてＯＮとなるべきスイッチング素子にはＯＮ信号を、ＯＦＦとなるべきスイッチング素子にはＯＦＦ信号が出力されるよう、主変換回路２０１が備える駆動回路に入力信号を出力する。駆動回路は、この入力信号に従い、各スイッチング素子の制御電極にＯＮ信号又はＯＦＦ信号を駆動信号として出力する。
【００３０】
本実施の形態に係る電力変換装置では、６００〜１２００Ｖ、数Ａ〜数百Ａ程度の比較的大電力を扱う。このような電力変換装置ではスイッチングノイズも増大しがちであるので、本実施の形態の駆動回路を用いることがより望ましい。
【００３１】
また、本発明を適用した電力変換装置は、上述した負荷が電動機の場合に限定されるものではなく、例えば、放電加工機、レーザー加工機、又は誘導加熱調理器もしくは非接触器給電システムの電源装置として用いることもでき、さらには太陽光発電システム又は蓄電システム等のパワーコンディショナーとして用いることも可能である。
【符号の説明】
【００３２】
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチング素子、１  制御回路、２  コンデンサ、７  インバータ（検出回路）、８  ＮＡＮＤ回路（検出回路）、９  ＰＭＯＳトランジスタ（切替部）、１０  フリップフロップ回路（検出回路）、１４  ダイオード（クランプ回路）、１００  コンバータ、２０２  パワーモジュール、２００  電力変換装置（インバータ）
【図１】
0006988670.tif 000003
【図２】
0006988670.tif 000004
【図３】
0006988670.tif 000005
【図４】
0006988670.tif 000006
【図５】
0006988670.tif 000007
【図６】
0006988670.tif 000008
【図７】
0006988670.tif 000009
【図８】
0006988670.tif 000010
【図９】
0006988670.tif 000011
【図１０】
0006988670.tif 000012