(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネルの出力信号を組合せる組合せ手段を含む受信器に、種々のチャネルを介して結合される送信器を有するダイバーシチ伝送システムであって、
前記出力信号は、複数の直交したサブバンド信号を有する直交周波数分割多重信号を含み、
該組合せ手段は、
前記直交周波数分割多重信号を第１の所定数の直交したサブバンド信号に分離する複数の高速フーリエ変換ユニットと、
別々のチャネルからの対応するサブバンド信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段と、
を含み、
該受信器は、前記組み合されたサブバンド信号を第２の所定数のサブバンド信号に分離するサブバンド分離手段を含む、
ことを特徴とするダイバーシチ伝送システム。
【請求項２】
前記受信器は対応するチャネルの前記出力信号を得るために、様々な場所に多数のアンテナを備えることを特徴とする請求項１記載のダイバーシチ伝送システム。
【請求項３】
前記受信器は対応するチャネルの前記出力信号を得る様々な偏波状態を有する多数のアンテナを備えていることを特徴とする請求項１又は２記載のダイバーシチ伝送システム。
【請求項４】
前記サブバンド組合せ手段は、各サブバンド信号から重み付けされたサブバンド信号を決め、該重み付けされたサブバンド信号を組合せることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項記載のダイバーシチ伝送システム。
【請求項５】
前記サブバンド組合せ手段はサブバンド信号のうちの一つを選択する選択手段を含むことを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項記載のダイバーシチ伝送システム。
【請求項６】
多数のチャネルからの多数の出力信号を受信する受信器であって、
前記チャネルの前記出力信号を得るための多数のアンテナと、前記チャネルの前記出力信号を組合せる組合せ手段とを有し、
前記出力信号は、複数の直交したサブバンド信号を有する直交周波数分割多重信号を含み、
該組合せ手段は、
前記直交周波数分割多重信号を第１の所定数の直交したサブバンド信号に分離する複数の高速フーリエ変換ユニットと、
別々のチャネルからの対応するサブバンド信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段と、
を含み、
当該受信器は、前記組み合されたサブバンド信号を第２の所定数のサブバンド信号に分離するサブバンド分離手段を含む、
ことを特徴とする受信器。
【請求項７】
様々なチャネルからの多数の出力信号を組合せるダイバーシチ組合せ装置であって、
前記出力信号は、複数の直交したサブバンド信号を有する直交周波数分割多重信号を含み、
前記直交周波数分割多重信号を第１の所定数の直交したサブバンド信号に分離する複数の高速フーリエ変換ユニットと、
別々のチャネルからの対応するサブバンド信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段と、
前記組み合されたサブバンド信号を第２の所定数のサブバンド信号に分離するサブバンド分離手段とを含む、
ことを特徴とするダイバーシチ組合せ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、種々のチャネルを介して受信器に結合される送信器より成り、受信器はチャネルの出力信号を組合せる組合せ手段から成るダイバーシチ伝送システムに関する。
本発明は、かかるシステムに利用される受信器にも関する。
【０００２】
【従来の技術】
上述のシステムは、Ｄ．Ｇ．Ｂｒｅｎｎａｎ  の論文“線形ダイバーシチ組合せ技術（Ｌｉｎｅａｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）  ”、ＩＲＥ  論文集、１９５９年６  月発行により周知である。
ダイバーシチ伝送システムは、様々な程度の伝送品質を有し、時間にも依存し得るチャネルを介した情報の伝送に利用される。伝送品質の低下を回避するために、多数のかかるチャネルが並列に利用され、かかるチャネルの出力信号は組合される。この組合せは、例えば、チャネルの出力信号を単純に加算し、最良のチャネルを選択し、又は、チャネルの出力信号の重み付けされた和を決定するような多種の方法で行われ得る。更に、重み係数も様々な方法により決定され得る。
【０００３】
含まれる全てのチャネルの伝送品質が十分ではない環境では、ダイバーシチ受信を利用して得られる改善は極めて適切であり得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、伝送チャネルの品質が十分ではない場合、改善された性能を有する上述によるダイバーシチ伝送システムの提供を目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によるダイバーシチ伝送システムは、組合せ手段は各チャネルの出力信号を多数のサブバンド信号に分離する分離手段から成り、組合せ手段は様々なチャネルからの対応するサブバンド信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段から成ることを特徴とする。
【０００６】
本発明は、全ての伝送周波数バンドの一部分だけの伝送品質が十分ではない環境の場合、この部分は様々なチャネルに対して異なるという考えに基づく。各チャネルの出力信号を多数のサブバンドチャネルに分離することにより、全体にわたる伝送品質が十分な最終的な組合された信号を得るよう様々なチャネルから伝送されたサブバンド信号を十分に組合せることが可能になる。
【０００７】
本発明の一実施例は、受信器は対応するチャネルの出力信号を得る様々な場所の多数のアンテナから成ることを特徴とする。この実施例において、各チャネルは送信器と対応するアンテナとの間の無線回線から成る。測定により、室内受信に関して、受信された信号はアンテナの配置の場所に極めて依存する深いスペクトルノッチを示し、その結果、伝送されたすべての信号を組合せるのに対照してサブバンド信号を組合せることにより重大な改善が得られることが明らかにされる。
【０００８】
本発明の更なる実施例は、受信器は対応するチャネルの出力信号を得る様々な偏波状態を有する多数のアンテナから成ることを特徴とする。本発明に利用され得る信号を得る他の可能性は、様々な偏波状態を有するアンテナの利用である。偏波状態は様々な線形偏波方向から成るが、右側又は左側の回転する円形又は楕円形の偏波からも成る。線形及び円形／楕円形偏波の組合せも考え得る。更なる可能性は、様々な方向から信号を受信するアンテナを利用することにある。
【０００９】
本発明の更なる実施例は、チャネルの出力信号は周波数分割多重信号から成り、サブバンドは周波数分割多重信号の少なくとも一の成分から成ることを特徴とする。受信された信号の周波数分割多重部分に対応するサブバンドを選ぶことにより、分離手段は、ダイバーシチ受信のサブバンドに受信された信号を分離し、受信された（周波数分割多重）信号をデマルチプレクス化することに同時に利用される。
【００１０】
本発明の更なる実施例は、チャネルの出力信号は直交周波数分割多重信号から成ることを特徴とする。直交周波数分割多重信号に対し本発明を利用することにより、受信された信号の多数のサブバンドへの分割は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の様々なサブチャネルを得るためのデマルチプレクス化手段の複雑さを低減し、或いは、全体として使用しなくても構わない場合さえ生じるので、かなり余分の実装コストをかけずに重大な改善が得られる。
【００１１】
【実施例】
以下、図面を参照してより本発明を詳細に説明する。
図１による伝送システムにおいて、信号源２の出力は送信器４、６、８の入力に接続される。送信器４の出力はチャネル１０を介して受信器１６の第１の入力に結合される。送信器６の出力はチャネル１２を介して受信器１６の第２の入力に結合され、送信器８の出力はチャネル１４を介して受信器１６の第３の入力に結合される。受信器１６の出力に目的信号が得られる。
【００１２】
図１による伝送システムにおいて、原信号は送信器４、６及び８を利用して分離した３つのチャネル１０、１２及び１４を介して伝送される。受信器１６は、入力信号を適切な方法で組合せて、３つの入力信号から更なる処理のための目的信号を得る。
図２による伝送システムにおいて、信号源２は、送信用アンテナ５に結合された単一の送信器４に結合される。受信器１６の３つの入力は、対応する受信用アンテナ９、１１又は１３に接続される。チャネルは、共通送信用アンテナ５と様々な受信用アンテナ９、１１及び１３との間にある３つの無線回線１０と１２と１４とから成る。図１及び図２による伝送システムにおけるチャネルの数は、１より大きい任意の値Ｎをとり得ることが明らかである。アンテナ２０、２２・・・２４は、様々な位置又は様々な偏波状態、若しくはそれらの組合せを持ち得る。
【００１３】
図３による受信器１６において、多数のＮ台の受信用アンテナ２０、２２・・・２４は受信器１６のＮ個の入力に結合される。受信器において、これらの入力は対応するＮ台のフロントエンド２６、２８・・・３０に接続される。フロントエンド２６、２８・・・３０の出力は組合せ手段３２のＮ個の入力に接続される。本発明の独創的な考えにより、組合せ手段の各入力は、広帯域信号を多数のサブバンド信号に分離するための分離手段３４、３６・・・３８に接続される。
【００１４】
同一サブバンドにサブバンド信号を搬送する分離手段３４、３６・・・３８の出力は、サブバンド組合せ手段４０、４２・・・４４の入力に接続される。サブバンドの数は、値Ｌを有すると想定される。サブバンド組合せ手段４０、４２・・・４４の出力は、例えば、単に加算によって組合せされた広帯域信号を得るための最終的な組合せ手段に接続される。組合せの前に、サブバンド組合せ手段の出力信号のパワーを等化することも可能である。これにより、広帯域信号用のチャネルの組合せのフラットな周波数応答が得られる。分離手段３４、３６・・・３８は、Ｌ個のサブバンド信号を得るよう隣接した通過域を有するＬ個のバンドパスフィルタよりなるフィルタバンクから成る。
【００１５】
図４によるＰＡＬ方式テレビ信号受信用のダイバーシチ受信器は、図３による受信器からフィルタバンク３４、３６・・・３８をＰＡＬ方式デマルチプレクサ５０、５２・・・５４に置き換え、最後の組合せ手段４６を割愛することにより得られる。ＰＡＬ方式デマルチプレクサ５０、５２・・・５４は、対応するフロントエンドにより入力に供給されたＩＦ（中間周波）信号から輝度信号と、色信号と、音響信号とを分離するための３つのフィルタから成る。フロントエンドからのＩＦ信号から輝度信号を分離するために、約５ＭＨｚの帯域幅を有する通過域が利用され得る。色信号を分離するために、約２ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタが利用されるべきであり、音響信号を分離するために、バンドパスフィルタと２００から３００ｋＨｚの帯域幅が必要になる。これらのフィルタの中央周波数は、フロントエンド２６、２８・・・３０より供給されるＩＦ信号の周波数により決められる。様々なフロントエンド２６、２８・・・３０より供給されるビデオ信号の３つの成分（サブバンド）は、サブバンド組合せ手段５６、５８・・・６０により、組合された輝度信号と、組合された色信号と、組合された音響信号よりなる組合されたサブバンド信号に成分に関して組合される。これらの信号はビデオ表示装置により直接に処理され得るので、更なる組合せの必要がない。
【００１６】
図５によるディジタル的に変調されたＯＦＤＭ信号受信用の受信器は、図３による受信器からフィルタバンク３４、３６・・・３８（分離手段）をＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット６２、６４・・・６６に置き換え、フロントエンド２６、２８・・・３０にアナログ・ディジタル変換手段を導入することにより得られる。最後の組合せ手段４６（図３）は省略され得る。
【００１７】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用して多数の狭い帯域信号を１つの広帯域信号に組合せる方法である。ＯＦＤＭは、Ｌ．Ｊ．Ｃｉｍｉｎｉによる“直交周波数分割多重を利用するディジタル移動チャネルの解析とシミュレーション（Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｍｏｂｉｌｅ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｕｓｉｎｇ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）”、ＩＥＥＥ通信学会誌ＣＯＭ−３３、１９８５年６  月、ｐｐ．６６５−６７５に記載されている。テレビ伝送に適当なＯＦＤＭ信号は、各々が８ｋＨｚの帯域幅を有する１０２４のサブチャネルを含む８．１９２ＭＨｚの帯域幅を有する。ＯＦＤＭは、地上のＶＨＦ／ＵＨＦチャネルのように多重路フェージングチャネルによる伝送に極めて良く適合する。多重路受信により、多重路フェージングチャネルは、周波数選択の特性を有する。ＯＦＤＭによる組合せにおいて、このことは各サブチャネルの情報が異なる実効ＳＮ比を示すことを意味する。相互に独立したＳＮ比を有する狭い帯域幅信号の間の最小周波数は、コヒーレンス帯域幅Ｂｃ  と呼ばれる。室内受信における計測から、周波数領域におけるフェージング特性は、受信用アンテナの位置に強く依存することが明らかになる（空間的フェージング）。この依存性により、本発明は、ＯＦＤＭと空間的なアンテナダイバーシチの組合せに有利に利用され得る。
【００１８】
各フロントエンド２６、２８・・・３０は、対応するＦＦＴユニット６２、６４・・・６６にディジタル信号を供給する。
この一実施例では、ＦＦＴユニット６２、６４・・・６６は、フロントエンドの出力信号の順次の１０２４個のサンプルから１０２４点のＦＦＴを計算する。ＦＦＴの計算は、１０２４のサブバンドへの入力信号の分割と機能的に等しい。様々なＦＦＴユニットからの対応するサブバンドは、サブバンド組合せ手段６８、７０・・・７２により組合されたサブバンド信号に組合される。サブバンド組合せ手段６８、７０・・・７２の１０２４個の出力において、組合されたサブバンド信号（サブチャネル）を更なる処理に利用できる。
【００１９】
装置の複雑さを軽減するために、フロントエンド２６、２８・・・３０の出力信号は１０２４個より少ないサブバンド、例えば６４個のサブバンドに分割されると想定する。サブバンド組合せ手段により組合されたサブバンド信号に組合された後、これらのサブバンド信号は、１０２４個のサブチャネルを得るためにサブバンド分離手段７４、７６・・・７８により１６個の分離信号に分離されなければならない。
【００２０】
サブバンドチャネルを組合せる適切な方法は、選択スイッチを用いてこれらのチャネルの一つを選択することである。このスイッチは、最大パワーを有するサブバンドを選択するよう制御され得る。測定された符号化誤り率にしたがってこの選択スイッチを制御し、最小の符号化誤り率を得られるサブバンドを選ぶことも可能である。周期的にサブバンドを走査する第１の選択スイッチに加え、第２の選択スイッチを利用することも可能である。ここで、第１の選択スイッチは、最良の受信品質を与える第２の選択スイッチの位置に設定される。
【００２１】
図６によるサブバンド組合せ手段において、組合されるＮ個のサブバンド信号は、対応する乗算器８４、９０・・・９６の第１の入力と、サブバンド信号の絶対値を決めるための手段８０、８６・・・９２の入力に供給される。手段８０（８６）〔９２〕の出力は、ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の入力に接続される。ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の出力は、乗算器８４（９０）〔９６〕の第２の入力に接続される。乗算器８４、９０・・・９６の出力は、加算器９８の入力に接続される。加算器の出力において、組合されたサブバンド信号を得ることができる。
【００２２】
チャネルｉから受信された信号から得られるサブバンド信号に関して、次式を表わし得る：
【００２３】
【数１】
0003582845.tif 000002
【００２４】
（１）式において、ｒｉ  は組合されるＮ個のサブバンド信号の中の第ｉ番目のサブバンド信号であり、αｉ  は伝送システムの第ｉ番目のチャネルの複素減衰率であり、ｎｉ  は第ｉ番目のサブバンドチャネルの雑音であり、Ｓはサブバンドにより伝送される信号である。図６による組合せ器は、次に値：
【００２５】
【数２】
0003582845.tif 000003
【００２６】
を決める。最も好ましい状況は、全ての値αｉ  の独立変数が一致する場合に生じ、（２）式は次のように書ける：
【００２７】
【数３】
0003582845.tif 000004
【００２８】
ここで、θはαｉ  の独立変数である。信号パワーに関して、（３）式より：
【００２９】
【数４】
0003582845.tif 000005
【００３０】
を導き得る。全チャネルの雑音信号は相関されず、均等なパワーｎ２  を有することを仮定している。雑音パワーに関して：
【００３１】
【数５】
0003582845.tif 000006
【００３２】
と書ける。組合された信号のＳＮ比に関して：
【００３３】
【数６】
0003582845.tif 000007
【００３４】
を見い出し得る。（６）式により、全チャネルの信号パワーは加算されることが分かる。しかし、これはすべての複素減衰率αｉ  が一致する場合に限られる。一般的に、全ＳＮ比は（６）式による値より小さくなろう。
図７によるサブバンド組合せ手段は、図６によりサブバンド信号の絶対値を決めるための手段とローパスフィルタの組合せを特定チャネルのサブバンドの複素減衰率を評価するチャネル状態評価器に置き換えて得られる。乗算器８４、９０・・・９６は、サブバンド信号とサブバンドの複素減衰率の評価の複素共役を乗算するために利用される。図７によるサブバンド組合せ器の出力信号に関して：
【００３５】
【数７】
0003582845.tif 000008
【００３６】
と表わし得る。αｉ  とαｉ  ＊  の積を｜αｉ  ｜２  に置き換えることにより、（７）式は：
【００３７】
【数８】
0003582845.tif 000009
【００３８】
に変形される。（８）式により、信号パワーと雑音パワーは、（４）式と（５）式夫々にしたがう信号パワーと雑音パワーに等しいことが容易に得られる。しかし、（８）式は、各αｉ  の独立変数が同一の値を有する場合に限られる（３）式と対照して、あらゆる環境において有効である。したがって、図７によるサブバンド組合せ器のＳＮ比は、（６）式により与えられる。
【００３９】
αの評価は、従来技術において周知な種々の方法により行われ得る。ディジタル信号に対して、アダプティブパスバンド等化に利用されるチャネルの伝達関数を決めるための非常に多くの方法が利用され得る。これらの方法の多くは、例えば、リー（Ｌｅｅ  ）とメッサーシュミット（Ｍｅｓｓｅｒｃｈｍｉｔｔ）による文献“ディジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ）”、１９９０年発行、ＩＳＢＮ  ０−８９８３８−２７４−２の第９．５  章、ページ３０９−４０２  に記載されている。アナログ信号にも利用できる方法は、ジェイクス（Ｊａｋｅｓ  ）による文献“マイクロ波移動通信（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ）”、１９７４年、Ｗｉｌｅｙ  出版の第６．３  章の図６．３−３  に説明されている。なされるべき唯一の変更は、４２６ページに記載された制限演算の省略であるが、制限演算が利用される場合、有効な組合せ演算を得ることも可能である。
【００４０】
図８によるサブバンド組合せ手段４０において、チャネル状態評価器は、遅延時間Ｔを有する遅延素子に置き換えられる。この形のサブバンド組合せ手段は、差動符号化ディジタル伝送に利用され得る。組合せ器４０の第ｉ番目の入力の入力信号に関して：
【００４１】
【数９】
0003582845.tif 000010
【００４２】
と書ける。（９）式において、ｒｉ，ｊ  は時点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ番目の入力における入力信号であり、Ｓｊ  は時点ｊＴに伝送された信号であり、ｎｉ，ｊ  は時点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ番目の入力における雑音信号である。第ｉ番目の乗算器の出力に関して：
【００４３】
【数１０】
0003582845.tif 000011
【００４４】
が得られる。ＳＮ比の大きい場合、雑音項のクロス積は無視され得る。サブバンド組合せ手段４０の出力に関して：
【００４５】
【数１１】
0003582845.tif 000012
【００４６】
と書ける。例えば差動位相シフトキーイングのように、送信器において差動符号化を仮定し、雑音信号の統計的独立性を仮定すると、ＳＮ比に関して次の式が導かれる：
【００４７】
【数１２】
0003582845.tif 000013
【００４８】
（１２）により、図７によるサブバンド組合せ手段４０に対して必要とされる搬送波再生装置の必要はなく、サブバンド信号の準最適（３ｄＢの損失）な組合せが得られることが分かる。
図９の（ａ）及び（ｂ）は、建物の外にある送信器から建物の中に受信され、７６２ＭＨｚの搬送波周波数と３．５ＭＨｚの帯域幅を有する（本来、白色の）ＯＦＤＭ信号のパワースペクトルのグラフを示す。これらの２つのパワースペクトルは、１メートル離れた２つの受信用アンテナ位置において計測されている。フェードの位置は、アンテナ位置に強く依存することが分かる。これらの図から、本発明による組合せ方法を利用してフェードのない信号が得られることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を利用可能な第１のダイバーシチ伝送システムのブロック図である。
【図２】本発明を利用可能な第１のダイバーシチ伝送システムのブロック図である。
【図３】本発明による広帯域信号の伝送用ダイバーシチ伝送システムのブロック図である。
【図４】本発明によるテレビ信号の伝送用ダイバーシチ伝送システムのブロック図である。
【図５】本発明による、例えば、ディジタル音響又はディジタル映像伝送に適したＯＦＤＭ信号の伝送用ダイバーシチ伝送システムのブロック図である。
【図６】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手段の第１の実施例のブロック図である。
【図７】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手段の第２の実施例のブロック図である。
【図８】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手段の第３の実施例のブロック図である。
【図９】受信アンテナの２つの異なる場所におけるＯＦＤＭ信号の（室内）受信スペクトルのグラフである。
【符号の説明】
２    信号源
４，６，８    送信器
５    送信用アンテナ
９，１１，１３，２０，２２，２４    受信用アンテナ
１０，１２，１４    チャネル
１６    受信器
２６，２８，３０    フロントエンド
３２    組合せ手段
３４，３６，３８    分離手段
４０，４２，４４，５６，５８，６０    サブバンド組合せ手段
５０，５２，５４    ＰＡＬ方式デマルチプレクサ
６２，６４，６６    高速フーリエ変換ユニット
６８，７０，７２，７４，７６，７８    サブバンド分離手段
８０，８６，９２    絶対値決定手段
８２，８８，９４    ローパスフィルタ
８４，９０，９６    乗算器
９８    加算器
１００，１０２，１０４    遅延素子
【図１】
0003582845.tif 000014
【図２】
0003582845.tif 000015
【図３】
0003582845.tif 000016
【図４】
0003582845.tif 000017
【図５】
0003582845.tif 000018
【図６】
0003582845.tif 000019
【図７】
0003582845.tif 000020
【図８】
0003582845.tif 000021
【図９】
0003582845.tif 000022