(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリングされた信号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を推定することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項２】
請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似した関数の極値点において、その曲率の正負を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項３】
請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶対値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項４】
請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似する関数に２次多項式を使用したことを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項５】
請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数をａとし、１次の項の係数をｂとした場合に、（ａ−ｂ）の計算結果の符号と（ａ＋ｂ）の計算結果の符号との積または排他的論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項６】
請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数ａの符号により、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項７】
請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数ａの絶対値がある一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置を検出することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項８】
サンプリングされた信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を推定することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信を含む通信や測距に使用され、その他にポジショニングシステム等に応用可能なスペクトル拡散技術に関するもので、より詳細には、スペクトル拡散信号の相関ピーク検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１７は、従来から使用されているデジタル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図で、図１７において、２０１はシフトレジスタ、２０２はタップ係数の乗算器、２０３は全てのタップ係数をかけられた信号の総和を取る回路で、ＰＮ（擬似雑音信号）信号の相関を取る場合には、通常±１のタップ係数が使用される。
図１７からわかるように、デジタル・マッチト・フィルタは、シフトレジスタ等からなる順序回路によって構成されるため、入力信号は、Ａ／Ｄコンバータなどによってサンプリングされた離散時間的な信号である必要がある。
【０００３】
このように、サンプリングによって離散的にＰＮ信号を扱った場合、その自己相関特性は本来の特性と異なる値を持つ。図１９は、動作状態を異にした場合の相関出力を基準位相からの位相ずれΔτに対して示した線図である。図１９（Ａ）は本来の相関特性であり、図１９（Ｂ）は離散的に受信信号を入力した場合の相関特性である。図１９（Ｂ）は１チップあたり２サンプリングした場合の例である。以下、説明を簡便にするため、全て１チップあたり２サンプリングの場合を例示する。
【０００４】
さらに、図２０は、このように離散化された受信信号をマッチト・フィルタに入力したときの出力例を示す。
図２０（Ａ）はアナログ回路によるマッチト・フィルタの出力例である。マッチト・フィルタはＰＮ信号が１周期入力される毎に相関出力特性と同じ波形の信号パルスを出力する。
図２０（Ｂ）はデジタル・マッチト・フィルタによる出力例である。この場合、その包絡線はアナログのマッチト・フィルタの出力と同じであるが、その出力値自体も離散的になる。これはデジタル・マッチト・フィルタのシフトレジスタもＡ／Ｄコンバータのサンプリングクロックと同期して離散的にシフト処理が行われるためである。
よって、本来ならデジタル・マッチト・フィルタを使用した相関出力からは、サンプリングタイミングに関わらず、常に、図２０（Ｂ）のように１周期毎に１つのピークと２つのピークの半値を持つ信号が得られるはずである。しかし、実際にはデジタル・マッチト・フィルタには伝送路における帯域制限の影響を受けた受信信号が入力される。
【０００５】
図１８は、帯域制限の影響を受けた受信信号が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子を示す図で、図１８（Ａ）が送信側から送られるＰＮ信号であり、図１９（Ｂ）の特性はこの信号が入力された場合の相関特性である。
しかし、実際には、法的な規制またはシステム性能による帯域幅の制限がある。このため、受信信号は図１８（Ｂ）のようになまった波形となる。これの信号がサンプリングされ、図１８（Ｃ）や図１８（Ｄ）のような波形となり、これがデジタル・マッチト・フィルタに入力される。
この帯域制限を受け、かつサンプリングされたＰＮ信号の相関特性を図１９（Ｃ）に示す。このように、相関特性は図１９（Ｂ）に示されるＰＮ信号による理論上の特性と異なる特性を持つことになる。
【０００６】
よって、かかる帯域幅の制限を受けた受信ＰＮ信号に対するマッチト・フィルタの出力特性もこれと同じになり、アナログのマッチト・フィルタの場合は図２０（Ｃ）のようになる。当然、デジタル・マッチト・フィルタの出力特性は、図２０（Ｃ）の特性を包絡線に持つ図２０（Ｅ）や図２０（Ｄ）の特性となる。
この例からわかるように、帯域制限を受けたＰＮ信号をサンプリングし、デジタル・マッチト・フィルタに入力した場合、サンプリングタイミングによって相関出力が変動し、なおかつ、常に相関ピークの値を出力するとは限らないパルスを出力する。さらに、相関出力のパルス列の中でも、最大のピークを持つパルスが現れる時間も異なるなどの問題が生じていた。
このため、単にデジタル・マッチト・フィルタを使用した通信システムでは、相関出力の最悪値に合わせて、相関ピークを検出する際のしきい値を設定する必要があったり、また、相関ピークが現れる時間の推定もできないなどの不都合が生じ、伝送特性の劣化の要因となっていた。
【０００７】
スペクトル拡散通信は情報信号に十分速度の速いＰＮ信号を掛け合わせて伝送する方式である。受信側では、このＰＮ信号で拡散された信号をマッチトフィルタやスライディング相関器等を使用して復調処理を可能とする。
特にマッチトフィルタを使用する場合、マッチトフィルタには送信側で情報信号を拡散するのに使用されたＰＮ信号と同じ符号系列をマッチトフィルタ内の係数群に設定する。
これにより、受信信号をマッチトフィルタに入力した場合、マッチトフィルタからの出力は図２１（Ａ）に示すように鋭いピーク信号を出力する。受信側では主にこのピーク信号の出現時間を検出して受信信号の位相を検出する。
【０００８】
しかし、図２１（Ａ）は理想的な場合であり、実際には受信信号は伝送路における帯域制限の影響を受け波形に鈍りが生じる。このため、相関特性は図２１（Ｂ）のような波形となる。
マッチトフィルタを構成する場合、ＳＡＷ素子等を使用した、アナログ方式と、デジタル回路による方式とがある。デジタル式の場合、ＩＣ化が可能であるため、コスト、大きさの点でアナログ方式よりも有利な点がある。
【０００９】
図２２にデジタルマッチトフィルタの構造を示す。図２２において、２１１は、１タイミング分の遅延素子群であり、デジタル回路では多ビットのシフトレジスタが使用されることが多い。２１２は入力信号に掛け合わせるべき係数群であり、その係数ｈ１〜ｈｍには１または−１の値をもつ。また、２１３は加算器であり、入力信号の全ての総和を取る回路である。
ＤＭＦはデジタル回路によって構成されるため、入力される信号は時間毎に受信信号をサンプリングした離散信号である。また、サンプリングの際には入力信号のダイナミックレンジに応じた量子化がなされている。ここでは、ある時間を基準としてｉ番目にサンプリングされた信号をｘｉと表す。
【００１０】
ＤＭＦに入力された信号は多ビットシフトレジスタによって遅延信号が作られる。各シフトレジスタによって遅延された信号は、
｛ｘｉ−１，ｘｉ−２，ｘｉ−３，…，ｘｉ−ｍ｝        （２１）
のそれぞれを出力することになる。ただし、ここでｍはシフトレジスタの数である。
各多ビットシフトレジスタの値は、それぞれ、係数群と掛け合わされ、加算器でその総和が取られる。よって、出力信号ｙｉは
【００１１】
【数１】
0003600037.tif 000002
【００１２】
となり、離散信号における相関値を計算することになる。
よってＤＭＦは出力も離散信号ｙｉであり、その出力特性は図２１（Ｃ）または図２１（Ｄ）のようにサンプリングタイミングに応じて図２１（Ｂ）の相関特性を離散化した信号列となる。従来技術では、相関ピーク時間を検出する場合、図２１（Ｂ）または図２１（Ｃ）の最大値が現れたタイミングを相関ピークとして検出していた。
【００１３】
このような従来のＤＭＦを使用する場合、主に以下のような問題点がある。
１．入力信号のダイナミックレンジが大きい場合に、それを表現するため各シフトレジスタの量子化ビット数を多く必要である。また、ＤＭＦはパルス状の信号を扱うため内部における演算回路もビット数の大きいものが必要となる。このため、回路が大きく、複雑になり、さらに演算速度の低下を招く等の問題がある。
２．温度変化、経時変化によって入力信号のオフセット分が変動する可能性がある。
３．図２１（Ｂ）の相関特性を表す場合でも、サンプリングタイミングによって図２１（Ｃ）や図２１（Ｄ）のように異なる出力値となり、ピーク検出時間の精度を高くすることができない。
【００１４】
特開平９−５０１０３２号公報により開示された「ＣＤＭＡ受信機において通信信号を受信しかつデコードするための方法および装置」では、ＣＤＭＡのマルチアクセスによる他チャンネルからの干渉を少なくするために、デジタル・マッチト・フィルタ等化器の機能を持たせ、相関出力への他チャンネルの影響を抑えている。しかしながら、この方法ではデジタル・マッチト・フィルタの各タップ係数を±１の２値から、複数ビット数で表される多値で表さなくてはならない。このため、デジタル・マッチト・フィルタ内の全ての乗算器を、（多値で表された入力信号）×（多値で表されたタップ係数）の機能を持つ乗算器にしなくてはならず、回路規模が大きくなる欠点がある。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述の従来技術における問題点に鑑みてなされたもので、デジタル・マッチト・フィルタを用いて相関出力を得る場合に、回路規模を大きくせず、より精度良く相関ピークを検出することを可能とする相関ピーク検出回路を提供することをその解決課題とする。
【００２３】
請求項１の発明は、デジタルマッチトフィルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号ｘｉのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、ＤＭＦの出力信号にパルス状の信号が現れないため、ＤＭＦ内部の演算においても表現ビット数が小さくなる。これらの利点により、ＤＭＦ内部のシフトレジスタのビット数及び、演算ビット幅を少なくし、これによって、回路の小型化、低消費電力化を図り、さらに、演算ロジックを簡単にすることによって演算速度を向上させることを目的とする。
また、入力信号を差分化することによって、ＤＭＦへの入力のオフセット分が打ち消される。これによって、オフセットの変動によるＤＭＦの特性劣化を抑え、受信特性を向上させることを目的とする。
さらに、本発明は、近似関数を使用して相関特性のピーク位置を検出するようにするため、従来のように、相関出力の最大値で相関ピーク位置を検出する方法よりも、より正確にピーク時間を推定することができる。これによって、受信特性を向上させることを目的とする。
【００２４】
ＤＭＦを用いる場合、拡散符号がデータ変調されている場合など、相関ピークの出力タイミングだけでなく、相関ピークが正の方向に出るか負の方向に出るかの情報が必要な場合がある。よって、請求項２の発明は、近似関数の曲率によって、相関ピークの正負を判定することにより、ＤＭＦ出力をデータ復調等に使用できるようにすることを目的とするものである。
【００２５】
携帯電話等に使用されるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式にＤＭＦが使用される場合、各通信チャネル間の相互相関の影響がＤＭＦ出力に現れる。このため、他通信チャネルとの相互相関の影響を相関ピークとして誤認識する場合がありえる。よって、請求項３の発明は、相関ピーク検出にさらに近似関数の曲率を判定条件として導入することによって、相関ピークの検出精度を高めることを目的とする。
【００２６】
特に、相関特性を近似する関数に２次多項式を使用することによって近似関数の極値を検出する回路自体の構成を簡易なものとすることができる。請求項４の発明は、これによって、回路を小型化し、また、低消費電力化することを目的とする。
【００２７】
実際にＤＭＦを使用する際には、１タイミング毎の精度で相関ピークを検出すれば回路動作上十分であることが多い。この場合、請求項４での回路をさらに簡略化することができる。よって、請求項５の発明は、相関ピーク検出により簡易な方法を用いることで、回路を簡略化し、もって回路の小型化、低消費電力化を図ることを目的とする。
【００２８】
特に、近似関数に２次式を使用することによって、請求項４での近似関数の曲率を求めることを簡単にすることができる。よって、請求項６の発明は、簡易な構成によって、相関ピークの正負を求めることができるようにし、もって、データ復調の回路の簡略化、低消費電力化等を行うことを目的とする。
【００２９】
請求項７の発明は、近似関数に２次式を使用することによって、簡易に得ることができる曲率を相関ピーク検出に判定条件として導入することによって、相関ピークの検出精度を高めることを目的とする。
【００３０】
請求項８の発明は、従来のように相関ピークの大きさ自体を必要とする場合にでも使用することができ、従来のＤＭＦ出力に対して、近似関数の推定方法を適用することにより、回路を簡易化することを目的とする。
【００３７】
【発明が解決しようとする手段】
請求項１の発明は、サンプリングされた信号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を推定することを特徴としたものである。
【００３８】
請求項２の発明は、請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似した関数の極値点において、その曲率の正負を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴としたものである。
【００３９】
請求項３の発明は、請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶対値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴としたものである。
【００４０】
請求項４の発明は、請求項１記載の相関ピーク検出回路において、該近似する関数に２次多項式を使用したことを特徴としたものである。
【００４１】
請求項５の発明は、請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数をａとし、１次の項の係数をｂとした場合に、（ａ−ｂ）の計算結果の符号と（ａ＋ｂ）の計算結果の符号との積または排他的論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出することを特徴としたものである。
【００４２】
請求項６の発明は、請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数ａの符号により、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴としたものである。
【００４３】
請求項７の発明は、請求項４記載の相関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の係数ａの絶対値がある一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置を検出することを特徴としたものである。
【００４４】
請求項８の発明は、サンプリングされた信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を推定することを特徴としたものである。
【００４５】
【発明の実施の形態】
最初に、図１を用いて相関ピーク検出回路をＣＤＭＡ通信に使用した場合の実施例について説明する。
図１において、１はアンテナ、２はミキサ、３はローパスフィルタ、４は局部発振器、５はデジタル・マッチト・フィルタ、６は本発明による相関ピーク検出回路、７はパス推定回路、８は逆拡散回路、９は復調回路で、アンテナ１で受信した受信信号は、局部発振回路４で発生する発振信号とミキサ２で掛け合わされ、ローパスフィルタ３を通されることによって、ベースバンド信号となる。ベースバンドに落された受信信号は、デジタルマッチトフィルタ５と逆拡散回路８に入力される。デジタルマッチトフィルタ５では、この受信信号と拡散信号との相関値を計算する。そして、この相関値のピーク点を本発明による相関ピーク検出回路６によって検出することにより拡散信号の受信タイミングを得ることができる。相関ピーク検出回路６からの出力されるいくつかの相関ピーク点の候補のうちから、パス推定回路によって確からしい相関ピークを選び出し受信タイミングとする。逆拡散回路８では、この受信タイミングにあわせて逆拡散信号（レプリカ信号）を発生させ、これを受信信号に掛け合わせることによって逆拡散を行うことができる。また、拡散信号の周期とデータ信号のタイミングが一致している場合には、復調回路９に受信タイミングを入力し、受信タイミングに合わせて復調することができる。このように、相関ピークを検出することはＣＤＭＡ通信においては重要なことであり、以下に説明する本発明による相関ピーク検出回路を使用することによって簡易にこれを実現することができる。
（実施形態１）
図２は、相関ピーク検出回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
図２中、１０はある伝達特性を持つ機能ブロックであり、送信系の帯域制限のためのバンドパスフィルタや、受信系の伝送路特性等を表したものである。１１はＡ／Ｄコンバータ、１２はデジタル・マッチト・フィルタ、１３は相関ピーク検出回路で、デジタル・マッチト・フィルタ出力から近似する関数のパラメータを算出する機能をその一部とする回路である。
【００４６】
次に動作を説明する。送信機で生成されたＰＮ信号（図１８（Ａ））は、前述したように、送信側の帯域制限や、受信側の復調特性によって、その高周波成分が削られる（図１８（Ｂ））。
さらにこの信号は、受信機内のＡ／Ｄコンバータ１１に入力され、離散時間的な信号に変換され（図１８（Ｃ），図１８（Ｄ））、この離散化された信号がデジタル・マッチト・フィルタ１２に入力される。帯域制限を受け、かつ、離散化されたＰＮ信号の自己相関特性は図１９の（Ｃ）に示す特性を持つ。
一方、デジタル・マッチト・フィルタは通常、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングクロックに同期して動作するため、その出力もサンプリングクロック毎の出力となる。このため、上記のＰＮ信号がデジタル・マッチト・フィルタに入力された場合、図２０（Ｅ），図２０（Ｄ）のように、上記自己相関特性を包絡線に持つ離散信号となる。この信号が図２の相関ピーク検出回路１３に入力される。
【００４７】
この相関ピーク検出回路１３では、図１９の（Ｃ）の相関特性を近似するある関数を想定している。ここで使用する関数は図２３に示すように、局所的に連続で上または下に凸である関数（単調減少でなく、かつ単調増加でない関数）であれば良い。このような近似関数によって、相関出力のピーク値近傍を近似する。このような関数として、例えば、ｎ次多項式、ガウス関数、コサイン（ｃｏｓ）関数等があり、それぞれ以下のような数式で表される。
【００４８】
【数２】
0003600037.tif 000003
【００４９】
相関ピーク検出回路１３では、これらの関数のパラメータ、例えば、上記した式の場合、ｎ次多項式ならば、ａｎ，ａｎ−１，…，ａ０、ガウス関数ならば、Ａ，ｋ，ｃ、コサイン関数ならば、Ａ，ｂを入力信号から推定する。
これらのパラメータは、ある時間ｔｋに入力されたデジタル・マッチト・フィルタからの入力信号ｙｋによって、連立方程式を立てることができる。例えば、図２３の場合、以下のような連立方程式となる。
【００５０】
【数３】
0003600037.tif 000004
【００５１】
よって、この連立方程式をパラメータに関して解けば良い。
以上により、入力信号によって近似曲線が一意に定まる。相関ピークはこの近似曲線における極値を求めることによって検出することができる。例えば、近似曲線を微分式を０とおいた式を解くことによって極値を取る時間ｔｍａｘがわかり、さらにこの時間ｔｍａｘを近似式に入力することにより極値ｙｍａｘを得ることができる。相関ピーク検出回路１３は以上の原理による各パラメータを計算する機能と、その値より極値ｙｍａｘを求める機能を有する回路である。
【００５２】
（実施形態２）
また、近似式より極値を取る時間ｔｍａｘは、ＰＮ信号とサンプリングクロックとの位相差を表すものである。このため、時間ｔｍａｘを使用することで、サンプリングクロックの位相補正や、次の相関パルスの出現時間を推定することができる。
【００５３】
図３に、相関ピーク検出回路において、極値を取る時間ｔｍａｘによりサンプリングクロックの位相補正を行う場合の実施形態を示す。図３において、図２と同じ役割を果たす機能ブロックには同じ番号が振り当ててある。図３において２０は、電圧制御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）であり、Ａ／Ｄコンバータやデジタル・マッチト・フィルタのサンプリングクロックを発生する。
近似曲線ｆｔの微分式を０と置くことによって、極値を取る時間ｔｍａｘが得られることは前述の通りである。
すなわち、
【００５４】
【数４】
0003600037.tif 000005
【００５５】
となる時間ｔｍａｘを求めれば良い。求められた時間ｔｍａｘによって、入力信号がサンプリングクロック毎であるにかかわらず、サンプリングクロックの時間幅以下の位相差を検出することができる。このため、ここで得られる時間ｔｍａｘによって、電圧制御クロック２０の発振周波数を制御することにより、サンプリングクロックと相関ピークとを一致させることができる。
【００５６】
ここで仮定されている近似関数は、相関ピーク近傍を近似しているので、相関ピークからあまりに離れた時間ｔｎによってパラメータを推定した場合、誤差を生じることになる。このため、サンプリング信号の位相補正を行うことにより、相関ピーク付近の値が得られるため、近似曲線の精度が向上し、伝送特性を向上させることができる。
【００５７】
デジタル・マッチト・フィルタから得られた相関パルス出力から次の相関パルスが現れる時間をあらかじめ推定し、伝送特性を向上させる方法として有名なものにタイムウィンドウ検波方式がある。この方式はデジタル・マッチト・フィルタからの相関ピークが入力されたＰＮ信号の１周期毎に現れることを利用したもので、（相関ピークが現れた時間）＋（１周期分の時間）によって、次の相関ピークの時間を予測し、この時間の前後の僅かな時間枠の間だけ相関ピークを検出するようにするものである。このとき、上記の（相関ピークが現れた時間）をより精度良く検出することができれば、タイムウィンドウ方式における時間枠を狭くすることができ、結局、伝送特性を向上させることができるようになる。
【００５８】
（実施形態３）
近似関数に特に２つの多項式を使用することにより、より簡単に構成することができる。図４において、図２と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。図４で点線で囲まれた部分が図２における相関ピーク検出回路１３であり、この実施例では、遅延回路３１，３２、線形変換回路３３、ピーク算出回路３４からなる。
次に、図４に示される回路の動作を説明する。２次多項式で近似する場合、その関数ｆ(t)は次式で与えられる。
ｆ(t)＝ａｔ2＋ｂｔ＋ｃ                    （８）
デジタル・マッチト・フィルタからの３つの入力信号を（ｔｎ,ｙ1）,（ｔｎ−1,ｙ2）,（ｔｎ＋1,ｙ3）とすれば、（８）式より２次式のパラメータａ，ｂ，ｃは次の３つの式を満足しなければならない。
【００５９】
【数５】
0003600037.tif 000006
【００６０】
時間軸は任意に定めても良いのでｔｎ＝０とする。さらに、ｔｎ−１をｔｎよりも１クロック前の入力信号、ｔｎ＋１をｔｎよりも１クロック後の入力信号とし、１クロック分の時間を１とすれば（９）ないし（１１）式は、
【００６１】
【数６】
0003600037.tif 000007
【００６２】
となり、結局、３元連立方程式となる。これより、
【００６３】
【数７】
0003600037.tif 000008
【００６４】
となり、ａ，ｂ，ｃを求めることができる。このとき、１／２は定数なので、これを無視することができる。これにより、パラメータａ，ｂ，ｃは、ｙ１，ｙ２，ｙ３に２倍する掛け算と加減算によって得ることが出来る。
さらにデジタル回路では２倍の掛け算は１ビットのシフトによって実現することができるため、結局、パラメータａ，ｂ，ｃはシフト処理と加減算の回路によって簡単に実現することができるものである。
【００６５】
図４では、１クロック分の遅延回路３１と３２により、ｙ１，ｙ２，ｙ３を作り出し、これを線形変換回路３３によって上記演算を行うことによって２次式のパラメータａ，ｂ，ｃを得ている。
さらに極値を求めるには次のようにすれば良い。（８）式を変形すると、
【００６６】
【数８】
0003600037.tif 000009
【００６７】
この式より、極値を取る時間−ｂ／２ａにパラメータａ，ｂを代入することによって、相関ピークを取る時間がわかり、また、極値ｃ−ｂ２／４ａにパラメータａ，ｂ，ｃを代入することによって相関ピーク値がわかる。
具体的には、図４に示すようにピーク算出回路３４によって極値ｃ−ｂ２／４ａを計算し、その結果を出力させている。
【００６８】
（実施形態４）
また、極値を取る時間−ｂ／２ａによって、受信信号とサンプリングクロックの位相差を知ることができる。ｔｎを０としているので、−ｂ／２ａはこのｔｎからの時間を表す。
図５に、相関ピーク検出回路において、サンプリングクロックの位相制御に極値を取る時間を使用した例を示す。
図５において図４と同じ役割を果たす構成要素に関しては、同じ番号が振り当ててある。図５で４０は相関ピーク時間の計算回路であり、上記で計算過程を示した−ｂ／２ａを計算する回路である。
ｔｎ＝０とした時の相関ピーク時間は前述のように、パラメータａ，ｂから−ｂ／２ａとして得られるため、これをＡ／Ｄコンバータやデジタル・マッチト・フィルタを駆動する電圧制御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）の制御信号として帰還することによって、位相補正を行うことができる。
【００６９】
（実施形態５）
また、ＰＮ信号とサンプリングクロックとの位相差は、１クロック単位で十分である場合が多い。この場合は、回路をさらに簡単化できる。
図６は、相関ピーク検出回路に本発明による位相補正を適用した場合の実施形態を示す。図６において、図５と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。
図６で、５０は数値制御クロック（ＮＣＯ：数値制御発振器）であり、制御信号としてデジタル値の信号を入力する発振クロックである。５１はしきい値回路であり、検出された位相差の整数部分を出力する。
【００７０】
次に動作を説明する。
相関ピーク時間の計算回路４０は、パラメータｂを２ａで割る操作が行われる。このため、その値は、少数部分を含む。よって、この信号の整数部分をしきい値回路５１で取り出し、数値制御クロックに帰還することによって位相補正を行うことができる。
また、ここでは、相関ピーク時間の計算回路４０と、しきい値回路５１に分けて位相差を検出する例を示したが、これを１つにまとめ、さらに簡単にした回路も考えられる。今、１クロック以上の位相差が得られた場合に出力されるので、
｜−ｂ／２ａ｜＞１                  （１７）
の条件が成り立つときに出力する。この式を変形して、
｜ｂ｜＞｜２ａ｜                    （１８）
となり、この式を満たす場合に１クロック以上の位相差が有るとすれば良い。その正負はａ，ｂの符号を調べることにより得られ、両方が同符号ならマイナス、異符号ならプラスとすれば良い。
【００７１】
（実施形態６）
また、実際の通信系では、相関ピーク値自体を必要とすることは少なく、相関ピークの有無、または相関ピークの正負が分かれば十分であることが多い。このような場合に、本発明はさらに回路が簡単になり、また、各種の変動に対して強いシステムとすることができる。
図７おいて図４と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当てて有る。図７で６０はパラメータａとａに対する基準値ａ0との距離を計算する回路である。
相関ピークの有無、または正負を知るためには、相関ピークそのものを計算しなくても、パラメータ値からそれを判断することができる。相関ピークの有無を調べる場合、相関ピークが有る場合のパラメータの推定値と、実際に計算によって得られたパラメータとの距離を測り、その距離がある一定内であればピーク有りと判定すれば良い。相関ピークの正負を調べる場合も同様である。
２次式で近似する場合も、ａ，ｂ，ｃからなる３次元のパラメータ空間の中で、基準となるａ0，ｂ0，ｃ0との比較によって相関ピークの有無を判断しても良い。例えば、評価関数をｇ（ａ，ｂ，ｃ）として、
ｇ（ａ，ｂ，ｃ）＝（ａ−ａ0）2＋（ｂ−ｂ0）2＋（ｃ−ｃ0）2            （１９）
【００７２】
を計算すれば良い。しかし、この場合、単に回路が複雑になるという問題点の他に、信号の変動に対して弱くなるという問題点を持つ。例えば、入力信号のオフセット分の変動、サンプリング時間の変動等がパラメータ値に影響する。よって、信号の変動に対して、変動の小さいパラメータを選ぶ、ないしは変動が小さくなるような評価関数にする必要がある。図７は変動の小さいパラメータを選んだ場合の例である。
上記（８）式において、ｃは、オフセット変動分がそのまま現れる項であり、また、ｂは（１６）式から明らかなように、サンプリング時間の変動が現れる項である。よって、パラメータとしてはａが最適ということによる。ａは２次式の曲率を定めるものであり、相関ピークが無い場合にはほとんど０の値を取り、正のピークのある場合には、負の値を取り、負のピークのある場合には正の値を取る。
【００７３】
よって、基準となるａ０と計算されたａの距離を測ることにより、相関ピークを検出することにより、相関ピークを検出することができる。この場合、評価関数ｇ（ａ）は
ｇ（ａ）＝｜ａ−ａ０｜              （２０）
となり、基準となるａ０と計算されたａの差を取り、さらに絶対値を取るだけの処理となるので、これを回路で実現することも容易になる。
【００７４】
（実施形態７）
また、相関ピークにおけるパラメータａは、伝送路における伝送特性が変動した場合にも変化する。これに対応するために、パラメータの推定値（実施形態６では固定していた）を適応的に変化させることによって、伝送特性を向上させることができる。
図８において、図７と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当てて有る。図８において、７０はパラメータの推定値を計算するための回路である。
次に動作を説明する。２次式のパラメータａは、相関ピークの曲率を定めるものであるので、伝送路の変動によっても、急激な変化をすることはなく、ある程度ゆるやかな変動となる。このため、現在得られている相関ピークにおけるａと、過去に得られた相関ピークａｎとはきわめて近い値になると予測される。よってこの２つを比較することによって、相関ピークの有無を正しく判定し、その結果により推定したパラメータ値を出力することができ伝送特性の向上につながる。パラメータを推定するための回路７０は、単純には、前回に得られた相関ピークでのパラメータａを出力する回路でよいし、また、過去数回における平均値や中間値を出力する回路でも良い。
【００７５】
（実施形態８）
図９において１００は入力信号を差分化する回路、１１０はＤＭＦ（デジタル・マッチト・フィルタ）、１２０は近似関数を推定し、その極値を求める回路である。
次に動作を説明する。Ａ／Ｄコンバータ等からの離散化した受信信号ｘｉは、差分回路１００によって、その１タイミング前の受信信号ｘｉ−１との差が計算され出力される。この差分信号ｚｉはｚｉ＝ｘｉ−ｘｉ−１で表すことができる。この信号がＤＭＦに入力された場合、その出力信号ｗｉは、
【００７６】
【数９】
0003600037.tif 000010
【００７７】
となる。すなわち、ＤＭＦは線形演算素子のみによって成り立っているため、入出力関係に線形性が保たれる。よって、入力信号を差分信号ｗｉとした場合、ＤＭＦの出力は本来の相関出力信号の差ｙｉ−ｙｉ−１として得ることができる。
【００７８】
次に近似曲線を推定し極値を求める回路１２０に差分信号ｗiが入力される。ここでは、簡単のため、近似関数のパラメータを推定するのに３点の座標を必要とする場合について説明する。
実施形態１〜７では相関ピーク部分を近似する際は、相関値ｙiを出力するタイミングｔiとその１タイミング前ｔi-1における相関値ｙi-1と、１タイミング後ｔi+1における相関値を使用し、（ｔi-1，ｙi-1），（ｔi，ｙi），（ｔi+1，ｙi+1）の３点を通る近似関数を求めることになる。近似関数としては、例えば、ｎ次多項式、ガウス関数、コサイン（ｃｏｓ）関数等があり、それぞれ以下のような数式で表される。
【００７９】
【数１０】
0003600037.tif 000011
【００８０】
これらの近似関数において、それぞれ（ｔｉ−１，ｙｉ−１），（ｔｉ，ｙｉ），（ｔｉ＋１，ｙｉ＋１）の３点を代入し、３元の連立方程式を立てることで、各パラメータを推定することができる。
【００８１】
以下の実施形態では、上記の近似関数ｙｉに対して、新たな近似関数ｙ′（ｔ）を
ｙ′（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｙｉ              （２７）
を使用する。これは単にｙ（ｔ）の関数を下にシフトするだけであるので、近似関数が表すピーク時間は変化しない。また、時間の原点はどこにおいても良いのでこれをｔｉとし、さらに時間の単位をサンプリング間隔とすることによって、ｔｉ−１≡−１，ｔｉ＋１≡１とすることができる。これにより、上記３点の座標は
【００８２】
【数１１】
0003600037.tif 000012
【００８３】
の３点に移動することになる。この関係を図２４に示す。すなわち、これらの変換によって、相関特性を（ｔｉ，ｙｉ）を原点とする近似関数で近似することになる。これによって、近似関数ｙ′（ｔ）のパラメータを求めるのに必要な値はｗｉとｗｉ＋１となって、結局、入力信号の差分信号のみによって、近似関数ｙ′（ｔ）を決定することができることになる。求めるべき相関ピーク時間はｙ′（ｔ）の極値を求めることによって得ることができる。極値を求める場合は、近似関数を微分し、
【００８４】
【数１２】
0003600037.tif 000013
【００８５】
なる式を解き、これに求めたパラメータを代入することによって得ることができる。近似曲線を推定し極値を求める回路１２０では、以上の原理に従い、
１．入力信号ｗｉから近似関数のパラメータを推定し、
２．求められたパラメータを（２９）式から導かれる相関ピークを検出する式に代入する、
という２つの動作を行うことによって、相関ピークを検出するものである。
【００８６】
なお、ここでは、近似関数のパラメータを求めるのに３点の座標が必要な場合について説明したが、４点以上必要な場合でも、差分信号から作り出すことができ、例えば、ｙｉ＋２−ｙｉの値を使用するのであればｗｉ＋２−ｗｉ＋１から得れば良い。このように、座標点が３点以上必要な場合にも対応することができる。
【００８７】
（実施形態９）
図１０において、１３０は相関ピークの曲率を判定する回路で、その他、図９と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。
次に動作を説明する。相関ピークの正負を検出するには、近似関数の２次導関数を用意しておき、これに実施形態８で求めた相関ピーク時間とパラメータを代入することによって、相関ピークの曲率が分かる。求められた曲率が正であるならば、近似関数は相関ピーク付近において下に凸であるので、相関ピークは負に出ていることが分かり、逆に曲率が負ならば、近似関数の相関ピーク付近において上に凸であり、相関ピークは正に出ていることが分かる。
【００８８】
（実施形態１０）
図１１において、１４０は相関ピークの曲率の大きさを出力する回路で、その他、図９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。相関ピーク出力自体は鋭いパルス状の特性を持つ。このため、ＤＭＦが相関ピーク信号を出力する際には、他の相関信号出力時に比較して大きな変化をすることになる。このため、近似関数自体も相関ピーク付近でその曲率に大きな変化が現れることになる。よって、近似関数の２次導関数の相関ピーク点における値を求めることによって相関ピークの出力判定を行うことができる。
【００８９】
（実施形態１１）
本発明をハードウェアで実現する場合、特に２次多項式を近似関数に使用することで、回路を大幅に簡略化することができる。近似関数に使用する２次式を
【００９０】
【数１３】
0003600037.tif 000014
【００９１】
と表す。この２次多項式が（２８）式の３つの座標を通るので、
【００９２】
【数１４】
0003600037.tif 000015
【００９３】
となり、いずれのパラメータも加算と減算によって求めることができる。
【００９４】
図１２は、上記実施形態１１の構成例を示す図で、図１２において、点線１２０で囲まれている部分が図９における近似関数を推定し、その極値を求める回路１２０である。１２１は１タイミング分の遅延素子であり、１２２は減算回路、１２３は加算回路である。１２４は多ビット表記されている信号を１ビットＭＳＢ側にシフトする回路、１２５は割り算回路である。
次に動作を説明する。遅延素子１２１において、ｗｉは１タイミング後まで保持され、ＤＭＦからの次の信号ｗｉ＋１とのタイミングをそろえられる。この２つの信号ｗｉ＋１とｗｉは減算器１２２によってｗｉ＋１−ｗｉが計算され、ａの値が求められ、また加算器１２３によってｗｉ＋１＋ｗｉが計算され、ｂの値が求められる。２次多項式の極値は−ｂ／２ａで求めることができる。よって、シフト回路１２４によってａの値を１ビットシフトすることにより、２ａの値を作り出し、この値によって割り算回路１２５でｂの値を割ることにより、極値の時間を得ることができる。
【００９５】
（実施形態１２）
実際に相関ピーク位置を判定する場合、そのタイミングｔｉがピークに対して最も近いかどうかを判定すれば十分であることが多い。この場合、実施形態１１で必要とした割り算回路が必要でなくなり、回路がさらに簡単になる。
図１３に実施形態１２の構成例を示す。図１３において、１２２′は減算回路、１２３′は加算回路、１２７と１２８は信号の正負を判定する回路、１２９は排他的論理和を取る回路で、その他、図１２と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。
【００９６】
次に動作を説明する。タイミングｔｉが相関ピーク点に最も近いかどうかを判定するためには、ピーク点の±１／２タイミング以内にタイミングｔｉが入っているかどうかを調べれば良い。今、タイミングｔｉを近似関数の原点においているので、±１／２タイミング以内に相関ピークがあるかどうかは、
【００９７】
【数１５】
0003600037.tif 000016
【００９８】
を満たせばよい。この不等式を解くことにより、
（ｂ−ａ）（ａ＋ｂ）＜０                （３４）
を得る。
よって、減算器１２２′によって（ｂ−ａ）を計算し、加算器１２３′で（ｂ＋ａ）を計算する。今、必要であるのは、これらの計算結果の符号のみであるので、正負を判定する回路１２７と１２８でそれぞれの符号を検出し、排他的論理和１２９で１ビットの乗算を行うことで（３４）式を評価することができる。これによって、相関ピークを検出することができる。
ここでは、±１／２タイミングにピーク点がある場合について説明したが、さらに±１／４以内にある場合等、時間幅を変えて判定することが必要な場合には、ａまたはｂの値に定数をかける等してから減算器１２２′、加算器１２３′に入力することによって判定することができる。
【００９９】
（実施形態１３）
図１４に実施形態１３の構成例を示す図で、１３０は図１０における相関ピークの曲率を判定する回路であり、ここでは、特に２次関数の２次の項の係数ａの符号を判定する回路で、その他、図１２と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。近似関数に２次多項式を使用する場合、２次多項式の２回微分値は２ａとなる。よって、相関ピーク時間を必要とせず、単にａの値の正負を調べるだけで相関ピークの正負を検出することができる。
【０１００】
（実施形態１４）
２次関数のａの大きさによって、相関ピークの判定を行う場合の実施例を図１５に示す。図１５において、１４０は図１１における相関ピークの曲率の大きさを出力する回路であり、この実施例では、絶対値回路１４１としきい値判定回路１４２から成り立っている。その他、図１２と同じ構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。
次に動作を説明する。絶対値回路１４１によって、曲率を表わす２次関数のａの値の大きさを取り出す。そしてしきい値判定回路１４２によって、しきい値ａｔｈを越えた場合のみ、相関ピークがそのタイミングの近傍にあることを識別する。この時、曲率の判定と相関ピーク位置の判定を同時に行う必要はなく、例えば、常時、ａの大きさを判定しておいて、これが相関ピークを検出した場合にのみ相関ピーク位置の検出を行う回路を起動することで、回路の消費電力の節約となる。
【０１０１】
（実施形態１５）
また、従来のように、キャリアの位相をＤＭＦの出力から得る場合等、ＤＭＦからの相関ピーク自体を必要とする場合がある。この場合にも、本発明の相関ピーク検出方法自体を適用することができる。
図１６にその構成例を示す。図１６において図９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。この場合、ＤＭＦ１１０からの出力信号を差分を取る回路１００でｙｉ−ｙｉ−１の差分信号を作り出し、これを近似関数を求める回路１２０に入力することによって同様の効果を得ることができる。
【０１０８】
【発明の効果】
請求項１の効果：デジタルマッチトフィルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号ｘiのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、ＤＭＦの出力信号にピークが現れないため、ＤＭＦ内部の演算においてもダイナミックレンジが小さくなる。これらのことから、ＤＭＦ内部のシフトレジスタの量子化ビット数及び、演算ビット幅を少なくすることができ、これによって、回路の小型化、低消費電力化を図ることができ、さらに演算回路が簡単になるため、演算速度を向上させることができる。
また、入力信号を差分化することによって、ＤＭＦへの入力のオフセット分が打ち消される。これによって、オフセットの変動によるＤＭＦの特性劣化を抑え、受信特性を向上させることができる。
さらに、本発明は近似関数を使用して相関特性のピーク位置を検出するようにするため、従来のように相関出力の最大値で相関ピーク位置を検出する方法よりも、より正確にピーク時間を推定することができる。これによって、受信特性を向上させることができる。
【０１０９】
請求項２の効果：拡散符号がデータ変調されている場合など、相関ピークの出力タイミングだけでなく、相関ピークが正の方向に出るか負の方向に出るかの情報が必要な場合にも、近似関数の曲率によって相関ピークの正負を判定することにより、ＤＭＦ出力をデータ復調等に使用できる。
【０１１０】
請求項３の効果：さらに、相関ピーク検出にさらに近似関数の曲率を判定条件として導入することによって、相関ピークの検出精度を高めることができる。
【０１１１】
請求項４の効果：相関特性を近似する関数に２次多項式を使用することによって、近似関数の極値を検出する回路自体の構成を簡易なものとすることができ、これによって、回路を小型化し、また、低消費電力化することができる。
【０１１２】
請求項５の効果：１タイミング毎の精度で相関ピークを検出する回路を使用することにより、回路を簡単にすることができ、もって回路の小型化、低消費電力化を行うことができる。
【０１１３】
請求項６の効果：近似関数に２次式を使用し、近似関数の曲率を求めることによって、簡易な構成によって、相関ピークの正負を求めることができるようになり、もって、データ復調の回路の簡略化、低消費電力化等を行うことができる。
【０１１４】
請求項７の効果：近似関数に２次式を使用することよって、簡易に近似関数の曲率の大きさによる相関ピークができるようになり、これによって、相関ピークの検出精度を高めることができる。
【０１１５】
請求項８の効果：従来のＤＭＦ出力に対して、本発明における近似関数の推定方法を適用することにより、相関ピーク検出回路が簡単になる。
図２を用いて本発明による相関ピーク回路をＣＤＭＡ通信に使用した場合の実施例について説明する。
【図面の簡単な説明】
【図１】相関ピーク回路をＣＤＭＡ通信に使用した場合の実施例を示す図である。
【図２】相関ピーク検出回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図３】相関ピーク検出回路の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図４】相関ピーク検出回路の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図５】相関ピーク検出回路において、サンプリングクロックの位相制御に極値を取る時間を使用した例を示す図である。
【図６】相関ピーク検出回路に本発明による位相補正を適用した場合の実施形態を示す図である。
【図７】相関ピーク検出回路の第６の実施形態を示すブロック図である。
【図８】相関ピーク検出回路の第７の実施形態を示すブロック図である。
【図９】本発明による相関ピーク検出回路の第８の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】本発明による相関ピーク検出回路の第９の実施形態を示すブロック図である。
【図１１】本発明による相関ピーク検出回路の第１０の実施形態を示すブロック図である。
【図１２】本発明による相関ピーク検出回路の第１１の実施形態を示すブロック図である。
【図１３】本発明による相関ピーク検出回路の第１２の実施形態を示すブロック図である。
【図１４】本発明による相関ピーク検出回路の第１３の実施形態を示すブロック図である。
【図１５】本発明による相関ピーク検出回路の第１４の実施形態を示すブロック図である。
【図１６】本発明による相関ピーク検出回路の第１５の実施形態を示すブロック図である。
【図１７】従来から使用されているデジタル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図である。
【図１８】帯域制限の影響を受けた受信信号が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子を示す図である。
【図１９】動作状態を異にした場合の相関出力を基準位相からの相関ずれΔτに対して示した線図である。
【図２０】離散化された受信信号をデジタル・マッチト・フィルタに入力したときの出力例を示す図である。
【図２１】デジタル・マッチト・フィルタの他の構成例を示す図である。
【図２２】拡散信号の相関特性を示す図である。
【図２３】相関ピーク検出回路に用いる相関特性の近似関数の一例を示す図である。
【図２４】相関特性の近似を示す図である。
【符号の説明】
１…アンテナ、２…ミキサ、３…ローパスフィルタ、４…局部発振器、５…デジタル・マッチト・フィルタ、６…相関ピーク検出回路、７…パス推定回路、８…逆拡散回路、９…復調回路、１０…ある伝達特性をもつ機能ブロック、１１…Ａ／Ｄコンバータ、１２…デジタル・マッチト・フィルタ、１３…相関ピーク検出回路、２０…電圧制御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）、３１，３２…遅延回路、３３…線形変換回路、３４…ピーク算出回路、４０…相関ピーク時間の計算回路、５０…数値制御クロック（ＮＣＯ：数値制御発振器）、５１…しきい値回路、６０…距離計算回路、７０…推定値計算回路、１００…差分化回路、１１０…ＤＭＦ、１２０…近似曲線を推定し、その極値を求める回路、１３０…相関ピークの曲率を判定する回路、１４０…相関ピークの曲率の大きさを出力する回路。
【図１】
0003600037.tif 000017
【図２】
0003600037.tif 000018
【図３】
0003600037.tif 000019
【図４】
0003600037.tif 000020
【図５】
0003600037.tif 000021
【図６】
0003600037.tif 000022
【図７】
0003600037.tif 000023
【図８】
0003600037.tif 000024
【図９】
0003600037.tif 000025
【図１０】
0003600037.tif 000026
【図１１】
0003600037.tif 000027
【図１２】
0003600037.tif 000028
【図１３】
0003600037.tif 000029
【図１４】
0003600037.tif 000030
【図１５】
0003600037.tif 000031
【図１６】
0003600037.tif 000032
【図１７】
0003600037.tif 000033
【図１８】
0003600037.tif 000034
【図１９】
0003600037.tif 000035
【図２０】
0003600037.tif 000036
【図２１】
0003600037.tif 000037
【図２２】
0003600037.tif 000038
【図２３】
0003600037.tif 000039
【図２４】
0003600037.tif 000040