(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の多重数に応じて復調単位長の受信信号列を分割する分割手段と、
前記分割手段によって得られた各受信信号列の振幅をそれぞれ平均化する平均化手段と、
前記平均化手段によって平均化された振幅を用いて直交振幅復調の基準信号点を設定する設定手段と、
を有することを特徴とする復調装置。
【請求項２】
請求項１記載の復調装置を有することを特徴とする通信端末装置。
【請求項３】
請求項１記載の復調装置を有することを特徴とする基地局装置。
【請求項４】
受信信号の多重数に応じて復調単位長の受信信号列を分割する分割ステップと、
前記分割ステップで得られた各受信信号列の振幅をそれぞれ平均化する平均化ステップと、
前記平均化ステップで平均化された振幅を用いて直交振幅復調の基準信号点を設定する設定ステップと、
を有することを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムにおける通信端末装置および基地局装置に適用される復調装置および復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、増大する通信ニーズに対応するディジタル無線通信の変調方式として、多値直交振幅変調（多値ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などの振幅に情報を持たせる振幅変調が実現されている。
【０００３】
この多値直交振幅変調、例えば１６ＱＡＭにおいては、変調信号を復調するために、受信信号点の振幅および復調の基準となる基準信号点の振幅のスケールを揃えることが必要となる。この処理は、一般的に振幅変動補償と呼ばれる。
【０００４】
具体的には、受信信号点の平均振幅および基準信号点の平均振幅が求められ、この比であるα＝（受信信号点の平均振幅）／（基準信号点の平均振幅）が計算され、αを各基準信号点に乗じることにより振幅変動補償が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、受信信号点の平均振幅を精度良く求めるには長期間のシンボルにわたって平均化をする必要がある。しかしながら、あまり長時間にわたって平均化すると、フェージング等による受信電力変動の影響で平均振幅と瞬時振幅の差が大きくなるため、受信信号点と復調に用いる基準信号点の間に大きな誤差が生じ、受信信号の復調特性が劣化するという問題がある。
【０００６】
また、平均されるシンボル数が少なければ、平均振幅の精度は悪くなり、やはり、復調特性が劣化するという問題がある。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、受信信号点の平均振幅の精度を向上させることができ、復調精度を向上させることができる復調装置および復調方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の復調装置は、受信信号の多重数に応じて復調単位長の受信信号列を分割する分割手段と、前記分割手段によって得られた各受信信号列の振幅をそれぞれ平均化する平均化手段と、前記平均化手段によって平均化された振幅を用いて直交振幅復調の基準信号点を設定する設定手段と、を有する構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、受信信号の振幅変動補償の平均区間を受信信号の多重数に応じて設定するため、平均するシンボル数が少なすぎて十分な平均化がされないことを防ぐことができ、復調精度を向上させることができる。
【００１８】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかに記載の復調装置を有する構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、上記と同様の作用効果を有する通信端末装置を提供することができる。
【００２０】
本発明の基地局装置は、上記いずれかに記載の復調装置を有する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、上記と同様の作用効果を有する基地局装置を提供することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、ここでは、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）ＴＲ２５.８４８ ｖ４．０．０ (２００１−０３)に規定されているＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）システムにおいてＩＭＴ２０００−ＴＤＤ（International Mobile Telecommunications 2000 Time Division Duplex）方式を採用し、１６ＱＡＭによって変調された信号を復調する場合を例にとって説明する。
【００２８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図である。
【００２９】
図１に示す復調装置は、アンテナ１０１、無線受信部１０２、相関処理部１０３、遅延プロファイル作成部１０４、レイク合成部１０５、ＪＤ演算部１０６、シンボル分割部１０７、シンボル平均化部１０８、基準信号点設定部１０９、および軟判定値算出部１１０を有する。
【００３０】
無線受信部１０２は、アンテナ１０１で受信された信号に対して、ダウンコンバート等の所定の無線処理を行う。
【００３１】
相関処理部１０３は、無線受信部１０２から出力された受信信号に含まれるミッドアンブルと呼ばれるパイロット信号部と既知のミッドアンブル系列との相関演算を行い、遅延プロファイル作成部１０４に出力する。
【００３２】
遅延プロファイル作成部１０４は、相関処理部１０３から出力された信号の遅延プロファイルを作成し、レイク合成部１０５に出力する。
【００３３】
レイク合成部１０５は、この遅延プロファイルを用いて、受信信号に対して逆拡散およびレイク合成し、ＪＤ演算部１０６に出力する。
【００３４】
ＪＤ演算部１０６は、レイク合成部１０５でレイク合成された受信信号、および遅延プロファイル作成部１０４で作成された遅延プロファイルに基づいて、１タイムスロットに渡って受信信号にＪＤ演算処理を行い、シンボル分割部１０７に出力する。ここで、ＪＤ演算とは、例えば特願２００１−１５６６２５号に記載されているような演算方法である。
【００３５】
シンボル分割部１０７は、ＪＤ演算部１０６から出力された受信信号を、予め設定されている区間ごとに分割し、軟判定値算出部１１０およびシンボル平均化部１０８へ出力する。
【００３６】
シンボル平均化部１０８は、シンボル分割部１０７から出力された分割後の受信信号を平均化し、受信信号の平均振幅を求め、基準信号点設定部１０９に出力する。
【００３７】
基準信号点設定部１０９は、復調に用いられる基準信号を、シンボル平均化部１０８から出力された受信信号の平均振幅に基づいて設定し、軟判定値算出部１１０へ出力する。
【００３８】
具体的には、まず、予め設定されている基準信号の平均振幅、および受信信号の平均振幅の比であるα＝（受信信号の平均振幅）／（基準信号の平均振幅）を算出し、αを各々の基準信号点に乗じることにより、最終的な基準信号点を設定する。
【００３９】
軟判定値算出部１１０は、シンボル分割部１０７から出力された受信信号を、基準信号点設定部１０９で設定された基準信号点を用いて軟判定を行う。算出された軟判定値は、復調信号として出力される。
【００４０】
次いで、上記復調方式の原理について説明する。
【００４１】
１６ＱＡＭのような多値変調された信号を復調する時には、受信信号点と基準信号点を比較することにより判定を行う。このとき、受信信号点と基準信号点のスケールを等しくする必要がある。すなわち、より正確な復調を行うには、伝搬路におけるフェージング等の影響により受信信号に生じる振幅変動を判定時に補償する必要がある。
【００４２】
ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）システムでは、共通パイロット信号が用いられ、この受信電力がこの用途に用いられている。しかし、ＴＤＤシステムにおいては、パイロット信号を含むミッドアンブル部は必ずしも受信シンボルと同じ大きさであるとは限らず、また、ＪＤ演算処理後の信号は、ミッドアンブル部から求められる受信電力の大きさと同じになるとは限らないため、パイロット信号により振幅変動補償をすることができない。
【００４３】
従って、ミッドアンブル部以外のものによって、復調時の基準となる基準信号の振幅のスケールを決定する必要がある。そこで、本発明では、データ部の受信シンボルの平均振幅を用いる。
【００４４】
図２に示すように、１スロット間の受信シンボルの平均振幅をｘ、予め設定されている基準信号点の１６点の平均振幅をｙとして、予め設定されている基準信号点にｘ／ｙ（＝α）を乗じることにより、受信信号点と基準信号点のスケールを等しくさせる。
【００４５】
そして、αを乗じた基準信号点とＪＤ演算処理がなされた後の受信シンボルを比較することによりＱＡＭシンボル点の判定を行う。
【００４６】
さらに、受信シンボルの平均振幅を求める際には、平均値の精度を良くするために十分なシンボル数を用いなければならないが、長時間に渡って平均すると、フェージングによる電力変動の影響で平均振幅と瞬時振幅の差が大きくなり、受信シンボルと復調に用いる基準信号点のスケールに大きな誤差が生じる。その結果、復調特性が劣化することになる。
【００４７】
例えば、図３に示すように受信信号の振幅が変動した場合、従来装置における１スロット間の復調精度は次のようになる。スロットの中央付近のシンボルでは、平均振幅から求められた基準信号点と受信シンボルの信号点のスケールがほぼ等しくなるため復調精度は高いが、スロットの両端では基準信号点と受信シンボルの信号点のスケールが異なるため、復調精度は低くなる。
【００４８】
そこで本発明では、上記の問題が生じないように、受信信号の伝搬路における振幅変動に応じて１スロットを適当な区間に分割する。図４に分割数Ｎ＝４のときの例を示す。データ１およびデータ２はそれぞれミッドアンブル前およびミッドアンブル後のデータ部を表す。
【００４９】
分割したそれぞれの区間の平均振幅ｘ１〜ｘ４を用いて、それぞれ独立に基準信号点を設定し、この各々の基準信号点を用いて受信信号を判定する。これにより、基準信号点と受信シンボルの振幅の誤差による復調精度の劣化を防ぐことができる。
【００５０】
図５は、１スロットをＮ個に分割したときの復調精度を実験的に求め、グラフにしたものである。プロットＰ１はＮ＝１、プロットＰ２はＮ＝２、プロットＰ３はＮ＝４、プロットＰ４はＮ＝８としたときの復調精度曲線である。
【００５１】
例えば、ノイズレベルあたりの受信信号エネルギー（Ｅｃ／Ｎ０）が大きいときには、分割数Ｎを大きくするほど顕著に復調精度を表すＢＬＥＲ（Ｂｌｏｃｋ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）が良くなることがわかる。
【００５２】
このように、本実施の形態によれば、伝搬路における受信信号の振幅変動に応じて、１スロットをＮ個に分割して、それぞれの区間において別個に振幅変動補償をするので、受信信号点の平均振幅の精度を向上させることができ、復調精度を向上させることができる。
【００５３】
また、１スロットをＮ個に分割するだけなので、既存の移動体通信システムに容易に適用することができる。
【００５４】
（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図である。なお、この復調装置は、図１に示す復調装置と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００５５】
本実施の形態の特徴は、フェージング速度算出部６０１および分割数算出部６０２をさらに有することである。
【００５６】
遅延プロファイル作成部１０４は、作成した遅延プロファイルをフェージング速度算出部６０１に出力する。
【００５７】
フェージング速度算出部６０１は、遅延プロファイル作成部１０４から出力される遅延プロファイルより、第ｉフレームの遅延プロファイルのパス電力の合計Ｐｉ、および第（ｉ＋１）フレームの遅延プロファイルのパス電力の合計Ｐｉ＋１を測定し、フレーム間の受信電力の差ΔＰ（＝Ｐｉ＋１−Ｐｉ）を求める。
【００５８】
そして、フェージング速度Ｖｆ（＝ΔＰ／ΔＴｆｒａｍｅ）を算出し、分割数算出部６０２に出力する。ここで、ΔＴｆｒａｍｅは１フレームの時間［秒］である。
【００５９】
分割数算出部６０２は、（Ｖｆ×ΔＴｓｌｏｔ／Ｎ）＜Ｐｔｈとなるような最小の自然数Ｎを算出する。ここで、ΔＴｓｌｏｔは１伝送単位（スロット）のデータ部（パイロット部すなわちミッドアンブル部は除く）の長さ［秒］、およびＰｔｈは予め設定された閾値である。
【００６０】
そして、算出されたＮは、シンボル分割部１０７で分割数として設定され、以下、受信信号は実施の形態１と同様の処理がされる。
【００６１】
上記の説明において、時間系列はフレームと呼ばれる時間単位に分けられ、さらに１フレームはタイムスロットと呼ばれる伝送単位に分けられ、１タイムスロット単位で伝送される。
【００６２】
このように、本実施の形態によれば、受信信号の伝搬路におけるフェージング速度に応じて振幅変動補償の平均区間が設定されるため、高速フェージング時にも適切な受信信号の平均振幅を得ることができ、復調精度を向上させることができる。
【００６３】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図である。なお、この復調装置は、図１に示す復調装置と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６４】
本実施の形態の特徴は、分割数算出部７０１をさらに有することである。
【００６５】
分割数算出部７０１は、上位レイヤから通知される多重コード数Ｎｃｏｄｅを用いて、Ｎｃｏｄｅ／Ｎｃｏｎｓｔ以下の最大の整数Ｎ、つまり、１分割区間あたりの多重コード数（Ｎｃｏｄｅ／Ｎ）が所定の値Ｎｃｏｎｓｔ以上となるようなＮを算出し、シンボル分割部１０７へ出力する。例えば、Ｎｃｏｄｅ／Ｎｃｏｎｓｔ＝２．２ならば、Ｎ＝２となる。
【００６６】
シンボル分割部１０７は、ＪＤ演算部１０６から出力された１スロットの信号を分割数算出部７０１で算出されたＮで分割する。
【００６７】
このように、本実施の形態によれば、受信信号の振幅変動補償の平均区間を受信信号の多重コード数に応じて設定するので、多重コード数が少ないために平均化するシンボル数が少なすぎる結果となり、十分な平均化がされなくなることを防ぐことができ、復調精度を向上させることができる。
【００６８】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図である。なお、この復調装置は、図１に示す復調装置と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００６９】
本実施の形態の特徴は、分割数算出部８０１を有することである。
【００７０】
ＪＤ演算部１０６は、ＪＤ演算後の受信信号をシンボル分割部１０７および分割数算出部８０１に出力する。
【００７１】
分割数算出部８０１は、ＪＤ演算部１０６により復調されたシンボル数Ｎｓｙｍｂｏｌより、Ｎ分割後のシンボル数（Ｎｓｙｍｂｏｌ／Ｎ）が所定のシンボル数Ｎｃｏｎｓｔを下回らないようにＮを算出する。
【００７２】
すなわち、Ｎｓｙｍｂｏｌ＞Ｎｃｏｎｓｔのときは、Ｎｓｙｍｂｏｌ／Ｎｃｏｎｓｔ以下の最大の整数とし、Ｎｓｙｍｂｏｌ≦Ｎｃｏｎｓｔのときは、Ｎ＝１とする。
【００７３】
求まったＮはシンボル分割部１０７へ出力され、ＪＤ演算部１０６から出力された１スロットの信号を分割する際に使用される。これにより、受信信号の振幅変動補償の平均区間内のシンボル数を所定値以上に確保することができる。
【００７４】
このように、本実施の形態によれば、受信信号の振幅変動補償の平均区間を当該区間のシンボル数に応じて設定するので、平均するシンボル数が少なすぎて十分な平均化がされないことを防ぐことができ、復調精度を向上させることができる。
【００７５】
（実施の形態５）
図９は、本発明の実施の形態５に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図である。なお、この復調装置は、図６に示す復調装置と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００７６】
本実施の形態の特徴は、シンボル平均化部９０１を有することである。
【００７７】
フェージング速度算出部６０１は、算出したフェージング速度をシンボル平均化部９０１に出力する。
【００７８】
シンボル平均化部９０１は、フェージング速度算出部６０１から出力されたフェージング速度Ｖｆが所定の値以下なら、ＪＤ演算部１０６から出力される受信信号のスロット中央のＮｃｅｎｔｅｒシンボルだけの平均値を求める。
【００７９】
そして、上記Ｎｃｅｎｔｅｒシンボル以外のシンボルに対しても、Ｎｃｅｎｔｅｒシンボルに対し求めた平均値を代わりに出力する。
【００８０】
よって、平均区間全体にわたり、Ｎｃｅｎｔｅｒシンボルに対し求めた平均値が基準信号点設定部１０９に出力されることになる。
【００８１】
このように、本実施の形態によれば、伝搬路におけるフェージング変動が小さいときには、振幅変動補償の平均区間の一部について平均値を算出し、上記平均区間の平均値とするので、平均化に用いるシンボル数を最小限にし、消費電流を抑えることができる。また、平均化処理にかかる時間を短縮することができる。
【００８２】
本発明に係る復調装置は、上記と同様の方式を用いた通信端末装置および基地局装置に搭載することも可能であり、これにより上記と同様の作用を有する通信端末装置および基地局装置を提供することができる。
【００８３】
なお、ここでは、３ＧＰＰ（３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＴＲ２５．８４８  ｖ４．０．０  （２００１−０３）の規定を基に、ＨＳＤＰＡシステムにおいてＩＭＴ２０００−ＴＤＤ方式を採用し、１６ＱＡＭによって変調された信号を復調する場合を例にとって説明したが、本発明はこれに限定されず、上記と同様の性質を有するシステムであれば適用可能である。
【００８４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、受信信号の伝搬路における振幅変動に応じて受信信号の振幅変動補償の平均区間を変化させることにより、受信信号点の平均振幅の精度を向上させることができ、復調精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図
【図２】振幅変動補償前後の基準信号点を示す図
【図３】従来装置における１スロット間の復調精度の推移
【図４】分割数Ｎ＝４のときの受信信号１スロットの構成を示す図
【図５】１スロットをＮ個に分割したときの復調精度のグラフ
【図６】本発明の実施の形態２に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態５に係る復調装置の構成の一例を示すブロック図
【符号の説明】
１０７  シンボル分割部
１０８、９０１  シンボル平均化部
１０９  基準信号点設定部
６０１  フェージング速度算出部
６０２、７０１、８０１  分割数算出部
【図１】
0003602509.tif 000002
【図２】
0003602509.tif 000003
【図３】
0003602509.tif 000004
【図４】
0003602509.tif 000005
【図５】
0003602509.tif 000006
【図６】
0003602509.tif 000007
【図７】
0003602509.tif 000008
【図８】
0003602509.tif 000009
【図９】
0003602509.tif 000010