(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける拡声器と送話器の間の音響帰還の影響を縮小するエコー消去装置において、
拡声器信号を受信しかつそれに応じてエコー推定信号を発生する調整可能フィルタと、
エコー修正された送話器信号を生成すべく送話器信号から前記エコー推定信号を減ずる手段と、及び
前記エコー修正された送話器信号を縮小すべく、送話器信号が拡声器と送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される期間中に、前記フィルタの伝達特性を調整する手段とを備え、
全体として前記拡声器信号のエネルギーに対する音響帰還による前記送話器信号の前記拡声器成分のエネルギーの比率を表すエネルギー伝達率を推定する手段と、及び
前記送話器しんごうが前記拡声器と前記送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される前記帰還を識別すべく前記拡声器信号によって乗ぜられた前記エネルギー伝達率と前記送話器信号を比較する手段とをさらに備えていることを特徴とするエコー消去装置。
【請求項２】
前記エネルギー伝達率を推定する手段は、
前記エコー推定信号の平均エネルギーを計算する手段、
前記核祭器信号の平均エネルギーを計算する手段、及び
前記平均エネルギーの比率を計算する手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載のエコー消去装置。
【請求項３】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、
前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する手段は、
複数の前記タップのそれぞれのタップ値の二乗を計算する手段と、
前記二乗されたタップ値を合計する手段と
を備えていることを特徴とする請求項１に記載のエコー消去装置。
【請求項４】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、
前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する手段は、
複数のフィルタされたタップ値を生成すべく複数の前記タップを帯域フィルタでフィルタする手段手段と、
前記フィルタされたタップ値の二乗を計算する手段と、
前記二乗されたタップ値を合計する手段と
を備えていることを特徴とする請求項１に記載のエコー消去装置。
【請求項５】
前記調整可能フィルタは、少なくともＬ個のタップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値、ｈ（ｌ）、が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する手段は、次式により
0003567242.tif 000012
複数の前記タップから、エネルギー伝達率、Gn、を計算する手段を提供する備えることを特徴とする請求項１に記載のエコー消去装置。
【請求項６】
通信システムにおける拡声器と送話器の間の音響帰還の影響を縮小するエコー消去装置において、
拡声器信号を受信しかつそれに応じてエコー推定信号を発生する調整可能フィルタと、
エコー修正された送話器信号を生成すべく送話器信号から前記エコー推定信号を減ずる手段と、
前記エコー修正された送話器信号を縮小すべく、送話器信号が拡声器と送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される期間中に、前記フィルタの伝達特性を調整する手段と、及び
選択された期間中に前記エコー修正された送話器信号を減衰するクリッパとを備え、
前記拡声器によって供給された仮想インパルスにより誘発されたエネルギー残響に従って前記拡声器信号の残響を表す残響推定値を計算する手段と、
前記エコー修正された送話器信号を前記残響推定値と比較する手段と、
前記エコー修正された送話器信号が前記残響推定値よりも小さい期間中に前記信号クリッパを減衰可能な手段とを更に備えていることを特徴とするエコー消去装置。
【請求項７】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、
前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記残響推定値を計算する手段は、
少なくとも最初の前記タップを除いて、複数の前記タップ値のそれぞれのタップ値の二乗を計算する手段と、
前記二乗されフィルタされたタップ値を合計する手段と
を備えることを特徴とする請求項６に記載のエコー消去装置。
【請求項８】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、
前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記残響推定値を計算する手段は、
複数のフィルタされたタップ値を生成すべく複数の前記タップを帯域フィルタでフィルタする手段と、
少なくとも最初の前記タップを除いて、複数の前記タップ値のそれぞれのタップ値の二乗を計算する手段と、
前記二乗されフィルタされたタップ値を合計する手段と
を備えることを特徴とする請求項６に記載のエコー消去装置。
【請求項９】
前記調整可能フィルタは、少なくともＬ個のタップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値、ｈ（ｌ）、が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記残響推定値を計算する手段は、
前記送話器へ伝播するための前記拡声器信号に対する伝播時間Tpを推定する手段と、
Ｐがおおよそ伝播時間Tp以上の数である次式により
0003567242.tif 000013
複数の前記タップから、残響推定値、REn（ｌ）、を計算する手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載のエコー消去装置。
【請求項１０】
通信システムにおける拡声器と送話器の間の音響帰還の影響を縮小する方法において、
エコー推定信号を発生すべく調整可能フィルタに拡声器信号を適用する段階、
エコー修正された送話器信号を生成すべく送話器信号から前記エコー推定信号を減ずる段階、
前記エコー修正された送話器信号を縮小すべく、送話器信号が拡声器と送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される期間中に、前記フィルタの伝達特性を調整する段階を具備し、
全体として前記拡声器信号のエネルギーに対する音響帰還による前記送話器信号の前記拡声器成分のエネルギーの比率を表すエネルギー伝達率を推定する段階と、
前記送話器信号が前記拡声器と前記送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される前記期間を識別すべく前記拡声器信号によって乗ぜられた前記エネルギー伝達率と前記送話器信号を比較する段階を具備することを特徴とする方法。
【請求項１１】
前記エネルギー伝達率を推定する段階は、
前記エコー推定信号の平均エネルギーを計算する段階と、
前記拡声器信号の平均エネルギーを計算する段階と、及び
前記平均エネルギーの比率を計算する段階とを具備することを特徴とする請求項10に記載の方法。
【請求項１２】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する段階は、
複数の前記タップのそれぞれのタップ値の二乗を計算し、
前記二乗されたタップ値を合計する
段階を具備することを特徴とする請求項10に記載の方法。
【請求項１３】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する段階は、
複数のフィルタされたタップ値を生成すべく複数の前記タップを帯域フィルタでフィルタし、
各前記フィルタされたタップ値の二乗を計算し、
前記二乗されフィルタされたタップ値を合計する
段階を具備することを特徴とする請求項10に記載の方法。
【請求項１４】
前記調整可能フィルタは、少なくともＬ個のタップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値、hj（ｌ）、が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記エネルギー伝達率を推定する段階は、次式により
0003567242.tif 000014
複数の前記タップから、エネルギー伝達率、Gn、を計算する段階を具備することを特徴とする請求項10に記載の方法。
【請求項１５】
通信システムにおける拡声器と送話器の間の音響帰還の影響を縮小する方法において、
エコー推定信号を発生すべく調整可能フィルタの入力に拡声器信号を適用する段階と、
エコー修正された送話器信号を生成すべく前記送話器信号から前記エコー推定信号を減じる段階と、
前記エコー修正された送話器信号を縮小すべく、前記送話器信号が前記拡声器と前記送話器の間の音響帰還から実質的に導き出される期間中に、前記フィルタの伝達特性を調整する段階と、
選択された期間中に前記エコー修正された送話器信号を減衰する段階とを具備し、
前記拡声器によって供給された仮想インパルスにより誘発されたエネルギー残響に従って前記拡声器信号の残響を表す残響推定値を計算する段階と、
前記エコー修正された送話器信号を前記残響推定値と比較する段階と、及び
前記エコー修正された送話器信号が前記残響推定値よりも小さい期間を前記比較に基づいて識別する段階
を具備することを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記残響推定値を計算する段階は、
少なくとも最初の前記タップを除いて、複数の前記タップ値のそれぞれのタップ値の二乗を計算し、
前記二乗されフィルタされたタップ値を合計する
段階を具備することを特徴とする請求項15に記載の方法。
【請求項１７】
前記調整可能フィルタは、複数の調整可能タップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記残響推定値を計算する段階は、
複数のフィルタされたタップ値を生成すべく複数の前記タップを帯域フィルタでフィルタし、
少なくとも最初の前記タップを除いて、複数の前記タップ値のそれぞれのタップ値の二乗を計算し、
前記二乗されフィルタされたタップ値を合計する
段階を具備することを特徴とする請求項15に記載の方法。
【請求項１８】
前記調整可能フィルタは、少なくともＬ個のタップを有するデジタルフィルタを備え、前記タップの値、ｈ（ｌ）、が前記調整可能フィルタの前記伝達特性を規定し、かつ
前記部屋の残響推定値を計算する段階は、
前記送話器へ伝播するための前記拡声器信号に対する伝播時間Tpを推定し、
Ｐがおおよそ伝播時間Tp以上の数である次式により
0003567242.tif 000015
複数の前記タップから、部屋の残響推定値、REn（ｌ）、を計算する
段階を具備することを特徴とする請求項17に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
これは、1991年２月21日に出願された同時継続の米国出願第07/659,579号の一部継続出願であり、後者は、1991年１月11日に出願された米国出願第640,477号（現に放棄されている）の一部継続出願であり、更にこの後者は、1991年１月４日に出願された米国出願第637,016号（現に放棄されている）の継続出願である。
発明の背景
本発明は、通信システムにおける不要な音声または音響帰還を縮小することに関し、特に、電子会議システムにおける電話ユニットの拡声器と送話器の間の音響帰還を抑制する適応音響エコイー消去装置に関する。一般的な音声会議システムの電話ユニットは、入力する電話信号を部屋のいたるところへ放送する拡声器を含む。同様に、電話の送話器は、室内のあらゆる人の音声をピックアップしかつその音声を通信システムの遠端の遠隔電話機へ伝送すべく一般に設計される。
従来の携帯電話セットとは異なり、会議電話ユニットは、拡声器ユニットと送話器の間で音声器官の影響を受ける傾向にある。例えば、拡声器ユニットによって部屋の中に放送される音声信号は、送話器によってピックアップされかつ電話回線により送り返される。その結果、通信システムの遠端の人は、その人の音声のエコー（反響）が聞こえる。エコーは、音声信号の往復遅延時間だけ人の音声に遅れる。一般的に、エコーは、人の音声とエコー間の遅れが増大する程さらに顕著である。従って、それは、同一の電話回線により映像と音声の情報を伝送する映像（ビデオ）会議システムにおいて特に迷惑である。映像データを伝送するために要求される追加の時間は、音声信号の往復遅延を増大して、人の音声とエコー間の遅れを延長する。
多くの会議電話機は、半二重通信だけを許容することによって（即ち、電話回線による通信を一時に一方向のみで発生させることによって）エコーを回避して、帰還を防ぐ。例えば、拡声器ユニットが音声を放送しているときに、電話ユニットは、拡声器信号が送話器により帰還されることを防ぐべく送話器を使用不能にする。
半二重システムは、エコーを回避すると同時に、それは文章の途中で人の音声をしばしば遮断する。例えば、両方のパーティー（仲間）が同時に話すとき、電話ユニットは、一方向のみで通信をさせて、一つのパーティーの音声を落す（クリッピングする）。
ある拡声器電話ユニットは、エコーなしで完全二重通信をもたらす試みでエコー消去を採り入れている。従来のエコー消去装置は、音響帰還を表すと考えられる構成部分を送話器信号から取り除くことを試みる。より特定的には、これらの裝置は、拡声器と送話器の間の音響帰還をシミュレートする電気信号を用意する。この電気信号は、エコーを取り除く試みで送話器信号から減ぜられる。
音響帰還は、送話器とスピーカー（拡声器）を包含している部屋の音響特性によって決定されるので、音響帰還を電気的にシミュレートすることは難しい。これは、異なる部屋の音響特性の変形により、かつ送話器または拡声器が移動され或いはオブジェクトが部屋に移動されたならば発生する所与の部屋の特性における非常に大きな変化により複雑にされる。
部屋の変化する特性を補償するために、多くのエコー消去装置は、部屋の変化により調整される適応フィルタで部屋の特性をモデル（模擬実験）する。より特定的には、電話の拡声器を駆動するのに用いられた電気信号は、部屋の音響応答（acoustic response）を推定すべくそのタップ重み（tap weights）が設定された確立傾斜平均二乗適応フィルタ（stochastic gradient least−means−square adaptive filter）に印加される。音響エコーを推定すると考えられた、フィルタの出力は、次に、音響帰還から誘導された送話器信号の構成部分を除去すべく送話器信号から減ぜられる。結果として得られた「エコー修正された」信号は、次に、通信システムの遠端の聴衆に送られる。
適応フィルタが部屋の応答を正確に推定することを確実にするために、装置は、エコー修正された信号を監視する。だれも送話器に話していない瞬間には、適応フィルタは、エコー修正された信号のエネルギーが最小であるようにそのタップ重みを調整する。理論において、適応フィルタが音響帰還の正確なレプリ（模写）を送話器信号から取り除くときに、エコー修正された信号のエネルギーは、最小にされる。しかしながら、人が送話器に話しかけるときにはいつでも、適応処理は、使用不能にされなければならない。さもなくば、ユニットは、音声を除去する作用（effort）でタップ重みを調整することを試みる。
従って、部屋の応答を推定するために適応フィルタを採り入れるエコー消去装置は、人が送話器に話しているときを決定すべく送話器信号を監視する「ダブルトーク」検出装置ｋを一般的に含む。D.L.Duttweiler,"A Twelve Channel Digital Echo Canceller",IEEE Trans.Cn Comm.,Vol−com−26,No.5,May 1978に記載された、一つそのような検出装置は、、送話器信号のサンプルが、最後のＮ個のサンプル内の拡声器信号の最も大きいサンプルの半分以上であるときに、ダブルトークを言明（declares）する。ここで、Ｎは拡声器と送話器の間の最大遅延に等しい定数を表すものとする。もしだれかが送話器に話しているならば、送話器信号のエネルギーは、一般的に少なくとも拡声器信号のそれの半分である。従って、上述したダブルトーク検出装置は、だれかが送話器に話しているということを適宜に結論し、かつ適応フィルタをそのタップを調整できなくする。
もし拡声器及び送話器が互いにある程度の距離を隔てて離れているならば、送話器は、拡声器からの音響帰還をほんの僅か或いは全く含まない。更に、ある人が送話器にやわらかく話す（speaking softly）ときに、送話器信号のやわらかい音声（soft voice）の構成部分のエネルギーは、それだけでは拡声器信号のエネルギーの半分よりも大きくない。従って、上述したダブルトーク検出装置は、だれも送話器に話していないということを誤って結論付けて、従って適応フィルタをそのタップが調節できるようにする。フィルタは、それにより、エコー修正された送話器信号をゼロに縮小するようにタップを調整し始める。それゆえに、だれも送話器に話していないということを誤って結論付けることにより、装置は、送話器に話している人の音声を遮断し始める。
もし拡声器が送話器の近くに配置されたならば、だれかが送話器に話しているか否かに関係なく、送話器信号のエネルギーは、拡声器信号のエネルギーの半分を越えうる。例えば、もし部屋が送風機（fan）で発生されるような周囲背景雑音（アンビエントバックグラウンドノイズ）を含むならば、送話器は、この音をピックアップし、かつ送話器と拡声器の接近によって生じた実質的音響帰還にそれを付加する。
従って、拡声器が部屋における音声の唯一の発生源であるときでさえも、送話器信号のエネルギーは、拡声器信号のエネルギーの半分を越えうる。この場合、上述したダブルトーク検出装置は、だれかが常に送話器に話しているということを誤って結論付け、従って適応フィルタをそのタップが永久に調整できないうようにする。
従って、本発明の一つの目的は、ある人が送話器にいつ話しているのかを決定する改善されたダブルトーク検出装置を含む音響エコー消去装置を提供することである。
発明の概要
本発明は、通信システムにおける拡声器と送話器の間の音響帰還の影響を縮小する改善されたエコー消去装置に関する。本装置は、拡声器信号を受信しかつそれに応じてエコー推定信号を生成する調整可能フィルタを含む。本装置は、エコー修正された送話信号を生成すべく送話器信号からエコー推定信号を減ずる。送話器信号が拡声器と送話器の間の音響帰還から実質的に誘導される時限中、本装置は、エコー修正された送話器信号におけるエコーを縮小すべくフィルタの伝達特性を調整する。本改善は、拡声器信号のエネルギーに対する送話器信号のエネルギーの比率を表すエネルギー伝達率を、調整された伝達特性から推定することを含む。本装置は、送話器信号が拡声器と送話器の間の音響帰還から実質的に誘導された時限を識別すべく送話器信号を拡声器信号によって乗算されたエネルギー伝達率と比較する。
一実施例において、調整可能フィルタは、複数のタップを有しているデータ浄化器テルフィルタである。タップの値は、調整可能フィルタの伝達特性を規定する。本装置は、複数のフィルタされたタップ値を生成すべく、はじめに帯域フィルタで複数のタップ値をフィルタすることによってエネルギー伝達率を計算する。次に、それは、各フィルタされたタップ値の二乗を計算しかつ二乗されフィルタされたタップ値を合計する。より特定的に、本装置は、次式により複数のタップからエネルギー伝達率を計算する：
0003567242.tif 000002
ここで、Gnは、バンド（帯域）ｎにおけるエネルギー伝達率、Ｌは、フィルタに対するタップの総数、hn（ｌ）は、バンドｎにおけるタップｌに対するタップ値である。（式（６）の上方（supra.）も参照のこと）。
別の実施例において、本装置は、選択された時限中にエコー修正された送話器信号を減衰するクリップ回路（clipper:クリッパ）を含む。本装置は、部屋の残響を表す室内残響推定値（room reverberation estimate）を調整された伝達特性から計算する。次に、それは、エコー修正された送話器信号を室内残響推定値と比較する。エコー修正された送話器信号が室内残響推定値よりも小さいときの時限中、本装置は、信号クリッパにエコー修正された送話信号を減衰できるようにする。より特定的に、調整可能フィルタがデジタルフィルタである実施例に対して、本装置は、次式によ室内残響推定値を計算する：
0003567242.tif 000003
ここで、REn（ｉ）は、タップｉでのバンドｎにおける室内残響推定値、Elは、拡声器エネルギー値、Ｌは、フィルタに対するタップの数、Ｐは、拡声器から送話器へ伝播するための音響信号に対する（サンプル中の）伝播時間よりも多少大きい定数、そしてhn（ｊ）は、バンドｎにおけるフィルタタップｊのタップ値である（式（10）の上方（supra.）も参照のこと）。
本発明のほかの目的、特徴及び利点は、図面を参照して記述された特定の好ましい実施例の以下の記載から明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、エコー消去装置のブロック図である。
図２は、より詳細に信号スプリッタ（signal splitters）を示している、エコー消去装置のブロック図である。
図３は、帯域限定信号の組合せ上でエコー消去を実行する適応フィルタのバンクのブロック図である。
図４（ａ）及び図４（ｂ）は、適応フィルタのタップ重みを更新するのに用いられる手順を示すフローチャートである。
図５は、送話器信号が近端音声を含むかどうかを決定する手順を示すフローチャートである。
図６は、可変利得信号クリッパを実現する手順を示すフローチャートである。
図７は、エコー修正された帯域限定送話器信号における背景雑音のエネルギーを推定する手順を示すフローチャートである。
好ましい実施例の説明
図１を参照すると、送話器（microphone）10は、部屋における音声及び他の音響信号をアナログ電子送話器信号に変換する。電子信号は、7kHzの低域フィルタで信号をろ波し、かつ16kHzのサンプリング速度でろ波された信号をデジタル化（digitizes）する入力信号調節装置（input signal conditioner）12に印加される。結果として得られたデジタル化された送話器信号ｍ（ｚ）（ここでｚは、サンプルｍ（ｚ）が取られ、16kHzのサンプリング速度で多数のサンプルについて測定された時間を表す整数）は、あらゆるエコー構成部分を取り除くべく送話器信号を処理し、かつ通信システムの遠潭へエコー修正された信号を伝送するエコー消去システム15へ印加される。エコー消去システム15は、60MHzのDSP16Aプロセッサによって好ましくは実現される。
通信システムの遠端での人の音声を表している、デジタル化された電子スピーカー（拡声器）信号ｓ（ｚ）は、システムの近端で受信される。スピーカー信号ｓ（ｚ）は、信号を処理して、それをアナログ電子信号へ変換する出力信号調節装置（output signal conditioner）33に印加される。アナログ信号は、音声信号を再生して、再生された音声を部屋の中に放送する拡声器32に印加される。デジタル化されたスピーカー信号ｓ（ｚ）は、送話器信号に包含されたエコーを推定することに使用されるエコー消去システム15にも印加される。
エコー消去システム15内で、ｍ（ｚ）は、ｍ（ｚ）の帯域幅をわたってより均一的にｍ（ｚ）のスペクトルを（横に）広げるホワイトニングフィルタ（whitening filter）14を最初に通されると同時に、ｍ（ｚ）に包含される音声情報を保存する。フィルタ14によって生成された結果として得られた白くされた（whitened）信号mw（ｚ）は、次に、29個の別個の周波数帯域にmw（ｚ）を分離し、かつ各帯域限定信号をベースバンド形成ベースバンド信号mn（ｉ）にシフトするスプリッタ16に印加される。帯域限定ベースバンド信号mn（ｉ）（ここで、ｉは、サンプルmn（ｉ）が取られ、以下に説明するより低サンプル速度で多数のサンプルについて測定された時間を表す）は、次に、バンドｎにおけるエコーの推定量を各信号mn（ｉ）から減ずるエコー消去装置のバンク18に印加される。各バンドでエコーを推定するために、拡声器信号ｓ（ｚ）は、送話器信号ｍ（ｚ）と同じ方法で白くされかつ帯域フィルタされる。より特定的には、ｓ（ｚ）は、ホワイトニングフィルタ14に類似または同一のホワイトニングフィルタ（whitening filter）28を通される。白くされた拡声器信号sw（ｚ）は、次に、信号スプリッタ30によってそのスペクトル構成部分に分離され、29個の帯域拡声器信号sb（ｉ）の組合せによって表され、そして各構成部分は、ベースバンドへシフトされる。以下でより完全に説明されるように、各ベースバンド拡声器信号sn（ｉ）は、次に、周波数バンドｎにおける拡声器32と送話器10の間のチャネルの応答（the response of the channel）をモデルする（エコー消去装置18のバンクの中の）対応する平均最小二乗フィルタを通される。各フィルタの出力は、mn（ｉ）から減ぜられるべく推定されたエコー信号として用いられる。
対応する帯域限定送話器信号mn（ｉ）から推定されたエコー信号を減ずることは、バンドｎにおける拡声器32と送話器10の間の音響帰還の大部分を削除する。送話器10に話している人の音声が残留エコーの存在を隠す（マスクする）傾向が有るので、残っている残留エコー（residual echo）は、一般に目立たない。しかしながら、そのような近端音声信号が存在しない瞬間中、残留エコーは、より明らかである。
あらゆる目立たない残留エコーを除去するために、エコー修正された信号m'（ｉ）は、29個の中央クリッパのバンク20に印加される。バンク20は、各帯域限定送話器信号m'n（ｉ）に対する中央クリッパを含む。各中央クリッパは、それがある一定のしきい値以下に落ちるときを決定すべく、修正された信号m'n（ｉ）を監視するm'n（ｉ）がしきい値以下に降下するときに、中央クリッパは、m'n（ｉ）が近端の音声を包含しないことを仮定する。従って、クリッパは、バンドｎにおいて残留エコーを除去すべく、修正された信号m'n（ｉ）を序々にゼロに減衰することを開始する。
それゆえに、中央クリッピングは、各バンドにおいて独立に動作する。もし狭帯域音声信号（例えば、高いピッチの音声または口笛）が送話器に入力されたならば、中央クリッピングは、全ての無音バンドにおいて送話器信号をより多く減衰して、狭帯域音声信号を包含しているバンドをクリッピングなしで通させる。それゆえに、エコーは、近端音声を包含していない全ての減衰されたバンドにおいて完全に除去される。他のバンドにおいて、エコー消去装置18は、エコーの大部分、狭帯域音声信号によってマスクされたあらゆる残留エコーを取り除く。
クリッピングが目立つ残留エコーを除去すると同時に、それは、それが活性化及び不活性化されるように、背景雑音において顕著な（目立つ）変化を導く。例えば、送話器が、通信システムの近端で部屋における送風機の動作音をピックアップすると仮定する。この音は、エコーではないので、それは、エコー消去装置18を通過する傾向に有る。しかしながら、中央クリッピングが完全にエコーを除去すべくエンゲージ（従事）するときに、それは送風機の音をも抑制する。それゆえに、遠端の聴衆は、クリッピングがエンゲージ及びディスエンゲージされると、送風機のドリフトイン及びドリフトアウトを聞く。中央クリッピングのこの不快な（迷惑な）副作用を除去するために、クリップされた信号は、クリップされた背景雑音にそっくりなノイズ信号をクリップされた信号に付加するノイズ充填装置（noise fillers）のバンクに印加される。
帯域限定信号がノイズ充填装置のバンク22によって処理された後、それらは、それらを組合せて複合信号cw（ｚ）を作るコンポーザー24に印加される。最後に、複合信号cw（ｚ）は、ホワイトにングフィルタ14の逆動作を実行する逆ホワイトにングフィルタ26に入力され、遠端の聴衆への伝送のための準備ができた形式に信号を戻す。
図２を参照すると、帯域限定信号の組合せへの送話器信号と音声信号の分離がここで詳細に記載されている。スプリッタ16内で、白くされた送話器信号mw（ｚ）は、そのスペクトル構成部分にmw（ｚ）を分離するデジタル帯域フィルタ34のバンクにまず印加される。フィルタの帯域幅は、空隙（gaps）なしでmw（ｚ）の全7kHz周波数スペクトルを網羅する。この終結に向けて、好ましくは、フィルタ帯域幅は、重なり合う。
複雑性の低い方法（low complexity methods）は、各フィルタが同じ帯域幅を有する帯域フィルタのバンクを実現するためにその分野において知られている。例えば、R.F.Crochiere et al.,"Multirate Digital Signal Processing",Prentice Hall,Englewood Cliffs,New Jersey,1983、P.L.Chu,"Quadrature Mirror Filter Design for an Arbitrary Number of Equal Bandwidth Channels",IEEE Trans on ASSP,ASSP−33,No.1,Feb 1985 p.203−218を参照のこと。これらの技法により作られたフィルタのバンクは、ゼロからフィルタのバンクに入力された信号のサンプリング速度の半分までの周波数に及ぶ。帯域フィルタ32のバンクに入力された送話器信号ｍ（ｚ）は、16kHzでサンプルされる。従って、サンプルされた技法により実現されたフィルタのバンクは、8kHz、即ちサンプリング速度の半分の周波数まで網羅する。しかしながら、ｍ（ｚ）は、7kHz以上の周波数を除去すべく信号調整装置12によって予め低帯域フィルタされるので、低帯域フィルタの遷移バンドに見出されるバンクにおける最も高い周波数フィルタは、無視されうる。
バンクにおけるフィルタの数を選ぶことにおいて多数の要因が比較考慮されなければならない。例えば、多くの数のフィルタを用いることは、各フィルタの帯域幅を縮小し、以下に詳述するように、所与の帯域限定信号を処理するために必要な計算の回数を縮小する。しかしながら、帯域幅におけるそのような縮小は、各フィルタによって導かれた遅延を増大する。更に、多くの数のフィルタは、多くの帯域限定信号mn（ｉ）を生じて、帯域フィルタ、エコー消去装置、中央クリッパ及びノイズ充填装置を実現する計算コストを増大する。従って、好ましい実施例において、帯域フィルタのバンク34は、8kHzまでの周波数を網羅する32個のフィルタを包含する。しかしながら、入力送話器信号ｍ（ｚ）が7kHzの帯域幅のみ有するので、低い方の29個のフィルタだけが用いられる。
各フィルタ34は、二乗余弦の平方根に等しいマグニチュード応答を有している、192タップの対称的FIR（有限インパルス応答）フィルタである。それは、通過帯域から停止帯域まで滑らかな遷移を与えるので、この応答は、好ましい。各フィルタは、それゆえに、250Hz、3dB帯域幅及び500Hz、40dB帯域幅を有する。500Hz帯域幅での減衰は、エイリアシング（折り返し）を防ぐべく高くなければならない。
次に、各帯域限定信号（ベースバンドである低域フィルタ34（ａ）の出力を除いて）は、その周波数スペクトルをバンドベースに向かって下方に偏移すべく帯域限定信号を変更する周波数偏移装置（frequency shifter）36に印加される。
全帯域送話器信号ｍ（ｚ）は、16kHzでサンプルされるので、各帯域限定信号も同じ16kHz速度でサンプルされる。しかしながら、各帯域限定信号は、送話器信号よりも狭い帯域幅を有するので、これらサンプルの多くは、冗長である。従って、各帯域限定信号は、サンプリング速度をおおよそナイキスト速度、即ちフィルタ34の帯域幅の２倍まで縮小すべくデシメーションユニット（decimation unit）38によってデシメート（decimate）される。好ましい実施例では、デシメーションユニット38は、1kHz或いは最初のサンプリング速度の1/16で副サンプルを取る。これは、サンプルの数を非常に縮小して、次のエコー消去、中央クリッピング、及びノイズ充填を実現することに必要な計算の回数を縮小する。帯域フィルタ34、周波数偏移装置36及びデシメーションユニット38は、参考文献としてここに組み込まれたR.E.Crochiere et al,"Multirate Digital Signal Processing",Prentice Hall,Englewood Cliffs,New Jersey（1983）で提案されたようなウィーバー単側波帯変調器構造で実現される。白くされた拡声器信号sw（ｚ）は、各バンドにおけるエコーを推定する目的のためにその周波数構成部分にもスプリットされなければならない。従って、sw（ｚ）は、sw（ｚ）を別個の周波数バンド（送話器パスに用いたのと同じもの）に分離する帯域フィルタ40のバンクを通される。結果として得られた帯域限定信号は、次に、周波数偏移装置42により周波数においてベースバンドまで下方向へ偏移され、冗長サンプルを除去すべくデシメーションユニット44によってアンダーサンプル（undersample）される。
帯域限定送話器信号mn（ｉ）は、各バンドにおいて個々にエコー消去装置18、中央クリッパ20、及びノイズ充填装置22によって処理される。この処理の終了で、帯域限定信号は、複合信号cw（ｚ）に再構築される。従って、ノイズ充填装置22によって供給される各帯域限定信号は、16kHzに戻して各信号のサンプリング速度を増大するサンプル速度変換装置46の組合せにまず印加される。より特定的に、各サンプル速度変換装置は、既存のサンプル各ペアの間に、それぞれがゼロの値を有する15個の新たなサンプルを加える。次に、周波数偏移装置48は、それが最初に存在していたバンドへ周波数において上方向に各帯域限定信号を偏移する。帯域限定信号の結果として得られた組合せは、実質的に、値ゼロの新たなサンプルのそれぞれを近傍のサンプル間に挿入されているものから誘導された値で置換える帯域フィルタ49の組合せに印加される。信号は、次に、複合信号cw（ｚ）をもたらずべく帯域限定信号を結合する加算器53に印加される。サンプル速度変換装置46、周波数偏移装置48、及び帯域フィルタ49を実現することにおいてウィーバー単側波帯変調器構造が採用される。
図３を参照して、以下に、帯域限定送話器信号mn（ｉ）上のエコー消去の実現を詳細に説明する。バンク18は、各バンドに対する適応フィルタを含む。各適応フィルタは、対応するバンドにおけるエコーを推定し、対応する帯域限定送話器信号から推定されたエコーを取り除く。適応フィルタ50は、例えば、帯域限定送話器信号mn（ｉ）からバンドｎにおける音響エコーを取り除く。この終端に向けて、適応フィルタ50は、周波数バンドｎにおける拡声器32と送話器10の間のチャネルの応答をモデルにすべくそのタップ重みが選ばれた平均最小二乗（"LMS"）フィルタ52を含む。
同じバンド、ｎにおける帯域限定拡声器信号sn（ｉ）は、LMSフィルタ52の入力に印加される。応答において、フィルタ52は、sn（ｉ）の音響帰還の推定量en（ｉ）を発生する。推定されたエコーen（ｉ）は、次に、エコー修正された信号m'n（ｉ）を生成すべくmn（ｉ）から推定されたエコー信号を取り除く減算器54に印加される。
適応フィルタ50は、LMSフィルタ52が拡声器と送話器の間のチャネルの応答を正確にモデルするか否かを決定すべく修正された信号m'n（ｉ）を連続的に監視する。より特定的に、エコー消去装置18は、各バンドｎについて、帯域限定送話器信号mn（ｉ）があらゆる近端音声を含むか否かを決定する局所音声検出装置56を含む。だれも送話器に話していないときには、送話器信号mn（ｉ）は、拡声器からの音響帰還と、部屋からのあらゆる背景雑音だけを包含する。それゆえに、もしLMSフィルタ52が部屋の応答を適宜にモデルするならば、修正された信号m'n（ｉ）は、（背景雑音が相対的に小さいと仮定して）この時間中におおよそゼロである。従って、もしm'n（ｉ）が局所音声検出装置56がだれも近端で話していないことを示す瞬間中にあまりにも大きいならば、適応フィルタ50内のタップ重み調整モジュール58は、m'n（ｉ）を縮小すべくLMSフィルタのタップ重みを調整して、部屋の応答をより近似にモデリングする。
バンドｎについてのLMSフィルタ52は、Ｌ個のタップを有している従来の平均最小二乗適応フィルタである。フィルタ52は、次式により入力sn（ｉ）に応じてその出力en（ｉ）を導く。
0003567242.tif 000004
ここで、hn（ｊ）は、フィルタのｊ番目のタップ重みである。
部屋の応答をモデルするために必要なタップの数Ｌは、バンドｎにおける部屋の残響に依存する。残響は、部屋の大きさ及び吸収による損失により変化する。おおよそ1500Hz以下の周波数及び20×30×10フィートの部屋の大きさに対して、エコーは、おおよそ0.1秒でエネルギーにおいて20dBだけ降下する。より高い周波数で、拡声器信号が部屋の壁から反射されるとより多くのエネルギーが失われるので、安定させるためのエコー残響に対する時間は、より短い。従って、好ましい実施例において、1500Hz以下の７個のバンドにおける各LMSフィルタは、128個のタップを有する。残りの22個の高いバンドにおける各フィルタは、それぞれ48個のタップだけを含む。
以下に、拡声器32と送話器10の間のチャネルの応答を適応的にモデルすべくタップ重みを調整する好ましい方法を記載する。時間ｉ＋Ｋにおける瞬間に対して、モジュール58は、次式により、フィルタのｊ番目のタップ重みhn（j,i＋Ｋ）の値を計算する：
0003567242.tif 000005
ここで、以下により完全に記載するように、Ｋは、希薄化比率（thinning ratio）、Bnは、基準化因子（mormalization factor）、そしてCnは、中央クリッパ20の出力である。
バンドｎに対する基準化因子Bnは、最後のＬ個のサンプル内の帯域限定拡声器信号sn（ｉ）の最大瞬間エネルギーEn（ｉ）の逆数に比例する、即ち、Bn＝B/2En（ｉ）であり、ここでＢは定数である。一般に、Ｂの大きな値は、一度適応フィルタが安定したならば、エコーのより少ない正確な推定を犠牲にしてより速い順応速さを生ずる。好ましい実施例は、Ｂ＝2-8に設定する。
図４（ａ）及び図４（ｂ）を参照すると、モジュール58（図３参照）は、基準化因子Bnを計算する目的のために帯域限定拡声器信号sn（ｉ）の走行最大値Mnを維持する。Mnは、最初にゼロに等しく設定される。（段階310）。sn（ｉ）の各サンプルの到着により、モジュール58は、サンプルsn（ｉ）の絶対値をMnと比較する。（段階312）。もし最近のサンプルがMnよりも大きいならば、Mnは、サンプルsn（ｉ）の絶対値に等しく設定され、En（ｉ）が対応的に更新される（即ち、En（ｉ）＝Mn・Mn）。（段階314）。sn（ｉ）の次のサンプルは、次にフェッチされ（fetched）かつ新たなMnに対抗して比較される。（段階316、312）
もし最新のサンプルsn（ｉ）の大きさが現行のMnよりも小さいならば、Mnは変化せずに維持する。しかしながら、Mnが最後に更新されて以来新たなサンプルが到着したことを示すべくパラメータ”エージ（age）”（段階310で最初にゼロに設定される）が増加される。（段階318）。各新たなサンプルがフェッチされかつMnに比較されると、パラメータ「エージ」は、次のサンプルが到着するまで増加され、（この増加されたエージは）Mnを越える。もしエージパラメータがしきい値L1を越えるならば（好ましくは、L/2に等しい）、モジュール58は、一時的最大値”テンプ（Temp）”を維持することを開始する。（段階320、322）。より特定的に、各新たなサンプルsn（ｉ）が到着すると、それもまた”テンプ”（段階310で最初にゼロに設定される）と比較される。（段階322）。もし新たなサンプルの大きさがテンプよりも大きいならば、テンプは、新たなサンプルの大きさで置き換えられる。（段階324）。もしエージ因子が第２のしきい値L2（好ましくは1.5Lに等しい）を越えるならば、Mnは、捨てられてテンプで置換される。（段階326、328）。最大エネルギーEn（ｉ）は、従って再計算され、エージは、値テンプのおおよそのエージ、即ちL1を示すべく更新される。（段階330、322）。テンプは、従ってゼロにリセットされる。この方法で、各バンドｎに対する基準化因子Bnは、最後のＬ個のサンプルにわたってバンドｎにおける拡声器信号の最大瞬間エネルギーに比例して連続的に維持される。
式（２）における希薄化比率Ｋは、どのくらいの頻度で各タップ重みが更新されるかを決定する。M.J.Gingell,"A Block Mode Update Echo Canceller Using Custom LSI",Globecom Conference Record,vol.3,Nov.1983,p.1394−97を参照。例えば、もしＫ＝１ならば、各タップ重みは、sn（ｉ）とm'（ｉ）の各新たなサンプルで更新される。好ましい実施例において、各タップ重みは、sn（ｉ）とm'（ｉ）の８つのサンプル毎に更新される。（即ち、Ｋ＝８）。更に、タップ重みは、同時に全てが更新されない。新たなサンプルの受領により、全ての八つ目のタップ重みで構成されている、タップ重みの第１セットが調整される。次のサンプルの到着により、モジュール58は、第１セットにおけるタップに隣接する全てのタップの重みを調整する。モジュール58は、この手順を繰り返して各新たなサンプルの到着で隣接するタップ重みの次のセットを更新する。９つ目のサンプルの到着により、モジュール58は、新たなサイクルを開始すべくタップの第１セットに戻る。
それゆえに、部屋の音響応答が変化するときに、例えば送話器が移動されたときに、タップ重みは、自動的に式（２）により調整される。しかしながら、上記のアルゴリズムは、もし信号sn（ｉ）とmn（ｉ）が大いに相関された、狭いバンド信号であるならば、タップ重みを調整することが非常にゆっくりである。音声は、大いに相関された、狭いバンド信号である傾向にあるので、タップ重みは、ゆっくり調整すべきである。しかしながら、収束を早めるために、システムは、信号相関を取り除きかつ信号のスペクトルを広げるべくホワイトニングフィルタ14、28を採用する。ホワイトニングフィルタ14、28は、単に固定された、伝達機能を有している単一ゼロフィルタである：
（３）  ｈ（ｚ）＝１−0.95/z
白くされた信号上でエコー消去及び他の信号処理が実行された後、反転ホワイトニングフィルタ26は、ホワイトニングフィルタ14、28の効果を取り消す。従って、反転フィルタの伝達機能は、関数ｈ（ｚ）の逆数である：
（４）  ｇ（ｚ）＝1/h（ｚ）＝1/（１−0.95/z）
帯域アーキテクチャは、各バンドで、スペクトルにおいて信号がよりランダムかつフラッター（平坦）に現れるので、収束を早めることも援助する。
理想的に、モジュール58は、送話器信号が主に拡声器からの音響帰還によるときにのみタップ重みを更新すべきである。もし送話器信号の重要な構成部分が近端音声から生じて送話器に帰着するならば、重みを再計算するための上述した技法の連続した応用（適用）は、タップ重みを発散させる。
図５を参照すると、帯域限定送話器信号mn（ｉ）が近端音声を含むか否かを決定するために、局所音声検出装置56は、送話器信号が近端音声を含むことを示唆するために送話器信号が拡声器信号よりも十分に大きいか否かを決定すべく送話器信号mn（ｉ）をスピーカー信号の減衰したサンプルs'n（ｉ）と比較する。この終端に向けて、局所音声信号検出装置は、帯域限定拡声器sn（ｉ）の各サンプルに対して、次式により減衰されヴァージョンをはじめに計算する：
（５）  s'n（ｉ）＝Gn・Ｄ・sn（ｉ）
ここで、Gnは、バンドｎにおける送話器に対する拡声器の利得、（下記に記載）及びＤは、拡声器信号の過去のサンプルの大きさにより変化する遅延因子である（段階110）。もし減衰した拡声器信号s'n（ｉ）が、送話器信号mn（ｉ）以上であるならば、検出装置56は、音響帰還が優勢であり、従ってタップ重みの調整に対するイネーブル信号呼出しを表明することを仮定する。（段階112、114）。もしs'n（ｉ）がmn（ｉ）よりも小さければ、検出装置は、送話器信号が近端音声を含むことを仮定する。従って、イネーブル信号を無効にして、モジュール58にそれらの現在の値で全ての適応フィルタのタップ重みを凍結させる。（段階112、116）。それゆえに、もし局所音声検出装置があらゆるバンドで音声を認識したならば、全てのバンドの適応フィルタは、凍結する。
利得Gnは、全体としての拡声器信号sn（ｉ）のエネルギーに対する送話器信号の拡声器構成部分MLn（ｉ）のエネルギー（音響帰還による）の比の推定値、即ちMLn2（ｉ）/sn2（ｉ）を表す。局所音声検出装置は、送話器または拡声器が互いに関して位置を帰られるときのような利得における変化を受け入れるべく利得Gnの推定値（量）を規則正しく更新する。それゆえに、送話器信号が局所音声を含むか否かを決定するための上述した基準もそのような変化で変わる。
適応フィルタは、送話器信号への音響帰還の推定値en（ｉ）を計算するので、利得Gnは、全体としての拡声器信号の平均エネルギーsn2（ｉ）に対する推定された帰還の平均エネルギーen2（ｉ）の比のを計算することによって簡単に推定されうる。しかしながら、局所音声検出装置56は、その代わりに適応フィルタのタップ重みhn（ｌ）を用いて利得Gnを推定する：
0003567242.tif 000006
適応フィルタのタップ重みは、すでに計算されているので、式（６）による送話器利得に対する拡声器の推定値を計算することは、ほとんど追加の処理を必要としない。
次に、式（６）がなぜ利得の正確な推定値を提供するのかを説明する。初めに、適応フィルタは、拡声器信号の各サンプルについて、送話器信号en（ｉ）への合成音響帰還の推定値を次のように計算する：
0003567242.tif 000007
ここで、Ｌは、適応フィルタにおけるタップの数である。この推定された信号のエネルギーen2（ｉ）の計算は、もし帯域限定拡声器信号sn（ｉ）が定常白信号（stationary white signal）であると仮定されたならば簡略化される。この仮定は、ホワイトニングフィルタ28（図１参照）が拡声器信号ｓ（ｚ）を白くしかつ帯域限定信号sn（ｉ）が狭いバンドｎで白く見えるので妥当である。この仮定に基づいて、en（ｉ）のエネルギーは、次式で与えられる：
0003567242.tif 000008
拡声器と遅延したそれ自体のヴァージョンの間の相互相関がゼロでありかつ各サンプルのエネルギーが全てのサンプルについて同じだからである。従って、拡声器と送話器の間のエネルギー伝達率（即ち、拡声器対送話器利得）は、適応フィルタの全てのタップの二乗の合計によって簡単に表される：
0003567242.tif 000009
しかしながら、式（９）により導かれたスピーカー対送話器利得Gnは、もし適応フィルタの（タップ重みによって決定される）伝達関数が正確に部屋の特性をモデルするときにのみ正確である。これに関して、適応フィルタの伝達関数は、DCに近い低周波数及びバンドｎの頂部（上部）に近い高周波数に対して部屋の特性を不正確に伝える可能性が高い。より特定的に、適応フィルタのタップ重みの適当な値は、音響帰還がゼロに縮小されるまでタップ重みを調整することによって決定されることを思い起こす。まだ、帯域フィルタ34と40（図２参照）のそれぞれは、バンドの低端に近い低周波数とバンドの頂部（上部）に近い高周波数をブロック（邪魔を）するので、バンドの両端で音響帰還がほとんど或いはまったく存在しない。従って、タップ重みは、バンドの上部及び下部周波数に対する任意の利得を有する適応フィルタを供給しうる。タップ重みが上部及び下部周波数における部屋の応答を正確にモデルしない程度まで、タップ重みは、式（９）により計算された拡声器対送話器利得Gnの推定値を崩壊しうる。計算効率的方法におけるこの問題を解決するために、局所音声検出装置は、ｚ変換、１−z2を有している帯域フィルタで適応フィルタのタップ重みを計算する。これは、適応フィルタの伝達関数のDC及び高周波数構成部分（構成要素）をゼロに減衰する。利得Gnに対する合成表示は、上記式（６）によって表される。
エコー消去装置が最初にオンにされたときに、タップ重みは、部屋の音響特性をまだ正確にはモデルしない。従って、音声が遠端から到着しはじめた後の最初の10秒に対して、局所音声検出装置は、スタートアップ値（start up value）にGnを設定する。スタートアップ値は、最も可能性が大きい拡声器対送話器利得におおよそ設定される。それゆえに、装置は、このスタートアップフェーズの間、拡声器帰還が送話器信号の卓越した構成要素であるということを結論付ける可能性が高い。この計略は、適応フィルタが部屋の音響特性を少なくとも部分的に学んだ後にシステムがはじめにオンされかつ許可タップ重み調整（enabling tap weight adjustment）においてより選択的になるときに、タップ重みを自由に調整させるべく局所音声検出装置をうながす。
送話器信号が近端音声を包含しているか否かを決定することは、部屋の残響によって複雑にされる。より特定的には、拡声器からの音は、拡声器が静かになった後しばらくの間部屋において残響する。予備措置が取られない限り、局所音声検出装置は、残響中、拡声器が静かでありうるので、音声に対する送話器信号におけるこれら残響の存在を間違えうる。下記に説明するように、局所音声検出装置56は、拡声器信号の最近の履歴（recent history）に従って遅延因子Ｄを調整することによってこの問題を回避する。もし拡声器信号が近来強い（よって残響を誘発する）ならば、遅延因子Ｄは、局所音声が発生していることを結論付けるべく検出装置56に対して要求される送話器信号の大きさを増大すべく相対的に高く設定される。
検出装置56は、遅延因子Ｄをゼロに初期化する。図５を参照して、帯域限定音声信号sn（ｉ）の各新たなサンプルが到着すると、検出装置は、サンプルの大きさをＤの値と比較する。（段階122）。もし新たなサンプルの大きさが現行の遅延因子Ｄよりも大きいならば、検出装置56は、新たなサンプルの大きさまでＤを増大する。（段階124）。もしも新たなサンプルがＤ以下ならば、検出装置56は、その現行の値の.5％だけＤの大きさを縮小する。（段階126）。それゆえに、利得は、拡声器信号の新たなサンプルが到着するまで、利得より上である拡声器信号における最近のピーク（recent peak）から序々に減少する。減衰の速度は、好ましくは、残響が低下する速度に近づくべく設定される。所望の速度は、従って、部屋の特性で変化しうる。更に、残響は、低周波数バンドよりも高周波数バンドにおいてより早く減衰しうるので、異なる減衰率が各バンドに対して用いられうる。局所音声の間タップ重み調整が使用不能であっても、拡声器が正弦的または他の周期的信号を放射する（例えば、もし遠端でだれかが口笛を吹いた）ならば、タップ重みは、まだ発散しうる。。ホワイトニングフィルタ14及び28は、そのような発散を防止するが、そのような極端に狭い帯域幅信号に対してそれを除去できない。従って、各タップ重み調整モジュール58（図３参照）は、エコー修正された送話器信号m'n（ｉ）のエネルギーを未修正の送話器信号mn（ｉ）のエネルギーと連続的に比較する。もし修正された信号が未修正の信号の少なくとも二倍のエネルギーを有するならば、そのバンドに対して発散が宣言されて全てのタップ重みがそのバンドに対してゼロに設定される。全ての他のバンドは、変わらないままである。
図６を参照して、次に中央クリッパ20の動作を詳細に記載する。上述したように、中央クリッピングは、だれも近端で話していない（即ち、「局所音声」のない）期間に送話器信号をゼロに縮小することによって残留エコーを除去すべく設計される。これの技法は、だれかが近端で話している期間に残留エコーを取り除くことを明らかに行わない。しかしながら、残留エコーは、それが局所音声によって覆われるので、これらの期間中目立たない。
上述したように、例えばだれかが送話器に口笛を吹くときのように、ある特定のバンドにおいて局所音声が存在しえ、かつ他には存在しえない。従って、中央クリッピングは、各バンドで独立に動作し、局所音声を有していないバンドにおいて送話器信号をクリッピングし、そして局所音声を有しているバンドにおいてそれを通す。
バンドｎにおいて局所音声が存在するか否かを決定するために、クリッパ20は、バンドにおける残留エコーの残響推定値REn（ｉ）レベルをはじめに計算する。（段階128）。クリッパは、次式により残響推定値を計算する：
0003567242.tif 000010
ここで、E1は、拡声器エネルギー、Ｐは、拡声器から送話器に伝播するための音響信号に対する（サンプル中の）伝播時間よりも多少大きい定数である。当業者は、式（10）における平方根因子が、拡声器によって供給された仮想インパルス信号により部屋に誘発された残響のエネルギーを表すことを認識するであろう。そのような残響は、エコー消去によって取り除かれる傾向にないので、そのような残響の推定値は、この残留エコーの妥当な推定値を提供する。クリッパは、エコー修正された送話器信号m'n（ｉ）を残響推定値REn（ｉ）と比較する。（段階130）。
もしm'n（ｉ）が残響推定値REn（ｉ）以下ならば、クリッパ20は、局所音声が存在しないと仮定し、そして送話器信号m'n（ｉ）をクリッピングすることを開始する。しかしながら、信号をすぐにクリッピングするよりも、クリッパ20は、バンドのクリッパ回路の利得Gnをゼロまで序々に縮小する。より特定的に、バンドｎにおけるクリッパの出力cn（ｉ）は、次式のように入力m'n（ｉ）に関係する：
（11）  cn（ｉ）＝Gn・m'n（ｉ）
sn（ｉ）以下であるm'n（ｉ）の各サンプルの到着により、利得Gnは、ゼロの最小値に到着するまで、値In、本実施例では0.05だけ減少する。（段階132、136、140、142）。これは、もしクリッピングがより突発的に導入されたならば発生しうる「かちり」という音（clicking sound）を除去する。
もし送話器信号が残響推定値REn（ｉ）よりも大きいならば、クリッパ20は、近端音声が存在すると仮定してクリッピングを取り除かせて、送話器信号m'n（ｉ）を通らせる。しかしながら、突発的にクリッピングを取り除くよりも、クリッパ20は、それが単一体（unity）に到達するまで（上記に用いたのと同じステップサイズ、即ちIn＝0.05を用いて）クリッパ回路の利得を序々に増大して、クリッピングの突発的除去によって導かれうる「かちり」という音（clicking sound）を防ぐ。（段階134、136、138、144を参照）。
上述したように、中央クリッピングは、クリッピングが活性化及び不活性化されるように部屋における背景雑音をフェードイン及びアウト（fade in and out）させる。より特定的には、近端で人が送話器に話すと同時に通信システムの遠端で聴衆が静かにしているときに、遠隔の聴衆は、人の声における各休止で消えてしまう局所部屋における背景雑音を聞くであろう。この効果を除去するために、ノイズ充填装置22は、クリッパ信号を、クリップされる背景雑音とほぼ同じ量のエネルギーを有している人工的ノイズ信号で置き換える。それゆえに、エコーは、クリップされたまま維持され、同時に背景雑音が置換される。
クリップされた信号のどれくらいが背景雑音によるかそしてどれくらいが残留エコーによるかを決定することは、困難である。背景雑音を測定するために、ノイズ充填装置22は、エコー修正された送話器信号の履歴を試験する。おそらく、通信システムのいずれの端でだれも話していない瞬間が存在するであろう。これらの瞬間中、送話器信号は、部屋における背景雑音だけを包含する。図７を参照すると、充填装置22は、これらの期間を見つけてかつ送話器信号のエネルギーを測定することを試みる。この終結に向けて、それは、エコー修正された送話器信号m'n（ｉ）の先行のサンプルを、各ブロックが20ミリ秒の時限を網羅している連続サンプルを包含している、100個のブロックのサンプルに破壊する。（段階410、412）。それは、次に、各ブロックにわたりm'n（ｉ）の平均エネルギーを計算する。（段階414）。最小平均エネルギーを有しているブロックは、バンドｎにおける送話器信号が背景雑音だけを含むときの時限を網羅すると仮定される。従って、このブロックの平均エネルギーは、バンドｎにおける背景雑音Enのエネルギーの推定量として用いられる。（段階416）。
各バンドｎに対して、そのエネルギーが推定された背景雑音のそれに等しい均一に分配された擬似ランダムノイズ信号nn（ｉ）は、次に、乱数発生装置を用いて発生される。より特定的には、充填装置22は、P.L.Cuh,"Fast Gaussian Random Noise Generator",IEEE Trans.ASSP,ASSP−37,No.10,Oct.1989,p.1593−1597に記載されたような計算的に効率のよい乱数発生装置を用いて−１から１の値までの範囲で均一に分配されたランダム信号un（ｉ）をはじめに発生する。ランダム信号は、次に、そのエネルギーが背景雑音のそれに一致するようにスケールされる。より特定的に、ノイズ信号nn（ｉ）は、次式によりランダム信号から誘導される：
0003567242.tif 000011
背景雑音に等価なエネルギーを有する人工的ノイズ信号nn（ｉ）を準備した後で、充填装置22は、クリッピングの量に相補的な量で人工的ノイズをクリップされた送話器信号に付加する。より特定的に、充填装置出力dn（ｉ）は、次のように計算される：
（13）  dn（ｉ）＝Gn・m'n＋（１−Gn）・nn（ｉ）
ここで、Gnは、バンドｎに対するクリッパ20の利得である。
本発明の好ましい特定な実施例の追加、控除、削除及び他の変更は、当業者にとっては自明であろうし、添付した請求の範囲内である。
【図１】
0003567242.tif 000016
【図２】
0003567242.tif 000017
【図４Ｂ】
0003567242.tif 000018
【図３】
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【図４Ａ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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