(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側に１次巻線と帰還巻線を備えるとともに２次側に２次巻線を備えたトランスと、該トランスの帰還巻線に現れた電圧が制御電極に与えられてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うことで１次巻線を流れる電流をスイッチングするスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、該整流平滑回路で整流平滑されて出力される出力電圧を検出して出力電圧に応じた電流をコンデンサに流して前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間を制御する期間制御回路と、前記スイッチング素子に接続されて前記スイッチング素子を流れる電流値を測定するとともに前記スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路に対して設けられる抵抗回路と、を有するスイッチング電源装置において、
前記抵抗回路を流れる電流値に基づいて前記期間制御回路内のコンデンサの容量値を切り換える周波数制限回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記周波数制限回路において、前記抵抗回路を流れる電流値が大きくなるとき、前記期間制御回路内のコンデンサの容量値を小さくすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記周波数制限回路が、前記期間制御回路内のコンデンサである第１コンデンサと並列に接続される第２コンデンサと、該第２コンデンサの接続を制御するスイッチとを有し、
前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記スイッチをＯＮとすることによって前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとを並列に接続することによって、容量値を大きくすることを特徴する請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記抵抗回路において、前記抵抗回路を流れる電流値が電圧に変換され、
前記周波数制限回路が、
前記抵抗回路で変換された電圧に応じた信号が制御電極に与えられて、前記抵抗回路で変換された電圧に応じてＯＮ／ＯＦＦが制御される第１トランジスタと、
該第１トランジスタの第２電極に接続された時定数回路と、を有するとともに、
前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記第１トランジスタがＯＮとなり、前記時定数回路に含まれる第２コンデンサが前記期間制御回路内のコンデンサとなる第１コンデンサと並列に接続されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記周波数制限回路が、更に、前記抵抗回路で変換された電圧が制御電極に与えられるとともに、第１電極が前記第１トランジスタの制御電極に接続された第２トランジスタを有し、
前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記第２トランジスタがＯＦＦとなるとともに、前記第１トランジスタがＯＮとなることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子が、前記１次巻線と第１電極が接続されたトランジスタであり、
前記期間制御回路が、
前記帰還巻線の両端に直列に接続された第１〜第３抵抗と、
該第１及び第２抵抗の接続点に一端が接続されるとともに他端に直流電圧が印加された前記第１コンデンサと、
前記第１及び第２抵抗と前記第１コンデンサとの接続点に制御電極が接続されるとともに前記スイッチング素子の制御電極に第１電極が接続され、前記第１及び第２抵抗と前記第１コンデンサとの接続点に現れる電圧に応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える制御用トランジスタと、
を備えるとともに、
前記抵抗回路が、
前記スイッチング素子の第２電極に一端が接続されるとともに前記直流電圧が他端に印加された第４抵抗と、
前記第４抵抗の両端に直列に接続された第５及び第６抵抗と、
を備え、
前記周波数制限回路において、前記第１トランジスタの制御電極に前記第２及び第３抵抗の接続点が接続されるとともに、前記第２トランジスタの制御電極に前記第５及び第６抵抗の接続点が接続されることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関するもので、特に、リンギング・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より使用されているＲＣＣ方式を用いたスイッチング電源装置の基本的な構成を、図３に示す。図３において、ＡＣ電源１が、ヒューズＦ及びラインフィルタ２ａを介して、ダイオードブリッジＤ１に接続される。又、ダイオードブリッジＤ１の後段に突入電流を防止するためのサーミスタＴＨが設けられる。このヒューズＦ、ラインフィルタ２ａ、ダイオードブリッジＤ１、及びサーミスタＴＨによるＡＣ／ＤＣ変換回路２の後段に、平滑用のコンデンサＣ１を介して、インバータ回路３ａが接続される。
【０００３】
このインバータ回路３ａは、まず、１次側が、コンデンサＣ２，Ｃ３、抵抗Ｒ１〜Ｒ８、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、ｎｐｎ接合トランジスタ（バイポーラトランジスタ）Ｑ２、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴ、及び、トランスＴの１次巻線Ｎ１及び帰還巻線Ｎｂによって、又、２次側が、ダイオードＤ３、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ９〜Ｒ１１、シャントレギュレータＱ３、フォトカプラＰＣの発光ダイオードＰＤ、及びトランスＴの２次巻線Ｎ２によって、それぞれ構成される。
【０００４】
このようなスイッチング電源装置において、ＡＣ電源１よりラインフィルタ２ａを介してダイオードブリッジＤ１に交流電源が与えられると、ダイオードブリッジＤ１で整流された後、コンデンサＣ１によって平滑化されることで、直流電源に変換される。このようにして、ＡＣ電源１からの交流電源が変換された直流電源がインバータ３ａに与えられる。
【０００５】
又、ＡＣ電源１が電源投入されたとき、抵抗Ｒ１，Ｒ３及びトランジスタＱ１のゲート・ソース間の入力容量に決まる時定数によってトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇し、閾値電圧に達したとき、トランジスタＱ１がＯＮとなる。よって、１次巻線Ｎ１に電流が流れるため、この１次巻線Ｎ１に発生する電圧に電磁誘導されて、帰還巻線Ｎｂにも同方向の電圧が発生する。この発生した電圧によって、抵抗Ｒ８を通じてコンデンサＣ３に電流が流れ込む。そして、このコンデンサＣ３によって与えられる電圧がトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える値となると、トランジスタＱ２がＯＮする。
【０００６】
そして、トランジスタＱ２がＯＮすると、トランジスタＱ１のゲート電圧がローとなるため、トランジスタＱ１がＯＦＦする。トランジスタＱ１がＯＦＦすると、トランスＴに蓄積されていたエネルギーが２次巻線Ｎ２を介して２次側の回路に放出される。そして、２次側の回路では、ダイオードＤ３で整流された後、コンデンサＣ４で平滑化される。この平滑化された電圧が出力電圧として現れる。
【０００７】
このようにトランジスタＱ２がＯＮとなるとき、コンデンサＣ３は、抵抗Ｒ５，Ｒ８を介して放電される。よって、コンデンサＣ３の電圧が低くなり、トランジスタＱ２のベースに与える電圧がローとなると、トランジスタＱ２がＯＦＦする。よって、再び、トランジスタＱ１のゲートに抵抗Ｒ１を通じて電圧が与えられるため、トランジスタＱ１がＯＮとなる。このようにして、トランジスタＱ１がＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで、インバータ回路３ａが起動して定常状態に移行する。
【０００８】
このようにスイッチング電源装置が動作を行っているとき、インバータ回路３ａの２次側では、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続ノードに現れる出力電圧を分圧して得た検出電圧をシャントレギュレータＱ３での基準電圧と比較している。そして、シャントレギュレータＱ３で増幅動作を行うことで、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で出力電圧が分圧された検出電圧の変動量に応じた電流を流して、発光ダイオードＰＤを流れる電流量を変化させ、出力電圧に応じた光量の光を発光させる。
【０００９】
よって、この発光ダイオードＰＤで発光される光に応じて動作するフォトトランジスタＰＴが出力電圧に応じた電流を流すため、コンデンサＣ３へ流れる電流量が出力電圧の値によって制御される。即ち、出力電圧が高くなると、発光ダイオードＰＤに流れる電流量が多くなるため、フォトトランジスタＰＴを通じてコンデンサＣ３に流れ込む電流量も多くなる。よって、コンデンサＣ３が充電される時間が早くなるため、トランジスタＱ２が早くＯＮとなり、トランジスタＱ１のＯＮ期間が短くなる。よって、出力電圧が低くなるように制御される。又、出力電圧が低くなると、上述の動作と逆の動作を行うことで、出力電圧が高くなるように制御される。
【００１０】
このスイッチング電源装置のインバータ回路３ａにおいて、抵抗Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５がトランジスタＱ１のソース電流に対する過電流保護回路として働く。又、コンデンサＣ２は、スピードアップコンデンサであり、このコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６によってトランジスタＱ１のゲートへの電流制御が成される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のスイッチング電源装置では、出力電圧を検出し、スイッチング素子となるトランジスタＱ１のＯＮ期間の長さを制御することによって、出力電圧が一定となるように制御していた。そのため、スイッチング電源装置に接続される負荷が軽いとき出力電圧が高くなるため、出力電圧を低下させるためにトランジスタＱ１のＯＮ期間が短くなるため、トランジスタＱ１をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング周波数が高くなってしまう。よって、トランジスタＱ１によるスイッチング損失の発生回数が増加し、負荷が軽いほど、その電力変換効率が低下する。
【００１２】
このようなスイッチング損失による効率低下を防ぐために、特開平７−７９４２号公報のようなスイッチング装置が提供される。この特開平７−７９４２号公報では、２次側に新たにスイッチング素子となるトランジスタＱ１を所定時間ＯＦＦとするための制御回路を設けたスイッチング電源装置が提供される。しかしながら、このようなスイッチング電源装置を構成したとき、その部品点数が多くなるとともに、回路構成も複雑なものとなる。
【００１３】
このような問題を鑑みて、本発明は、簡単な回路構成且つ少ない部品点数で軽負荷時のスイッチング周波数を低くし、その電力変換効率を向上することのできるスイッチング電源装置を提供することを特徴とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載のスイッチング電源装置は、１次側に１次巻線と帰還巻線を備えるとともに２次側に２次巻線を備えたトランスと、該トランスの帰還巻線に現れた電圧が制御電極に与えられてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うことで１次巻線を流れる電流をスイッチングするスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、該整流平滑回路で整流平滑されて出力される出力電圧を検出して出力電圧に応じた電流をコンデンサに流して前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間を制御する期間制御回路と、前記スイッチング素子に接続されて前記スイッチング素子を流れる電流値を測定するとともに前記スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路に対して設けられる抵抗回路と、を有するスイッチング電源装置において、前記抵抗回路を流れる電流値に基づいて前記期間制御回路内のコンデンサの容量値を切り換える周波数制限回路を有することを特徴とする。
【００１５】
このようなスイッチング電源装置において、請求項２に記載するように、前記周波数制限回路において、前記抵抗回路を流れる電流値が大きくなるとき、前記期間制御回路内のコンデンサの容量値を小さくするようにしても構わない。
【００１６】
又、請求項３に記載するように、前記周波数制限回路が、前記周波数制限回路が、前記期間制御回路内のコンデンサである第１コンデンサと並列に接続される第２コンデンサと、該第２コンデンサの接続を制御するスイッチとを有し、前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記スイッチをＯＮとすることによって前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとを並列に接続することによって、容量値を大きくするようにして、周波数の上昇を抑える。
【００１７】
更に、請求項４に記載するように、前記抵抗回路において、前記抵抗回路を流れる電流値が電圧に変換され、前記周波数制限回路が、前記抵抗回路で変換された電圧に応じた信号が制御電極に与えられて、前記抵抗回路で変換された電圧に応じてＯＮ／ＯＦＦが制御される第１トランジスタと、該第１トランジスタの第２電極に接続された時定数回路と、を有するとともに、前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記第１トランジスタがＯＮとなり、前記時定数回路に含まれる第２コンデンサが前記期間制御回路内のコンデンサとなる第１コンデンサと並列に接続されるようにしても構わない。
【００１８】
このとき、請求項５に記載するように、前記周波数制限回路が、更に、前記抵抗回路で変換された電圧が制御電極に与えられるとともに、第１電極が前記第１トランジスタの制御電極に接続された第２トランジスタを有し、前記抵抗回路を流れる電流値が小さくなるとき、前記第２トランジスタがＯＦＦとなるとともに、前記第１トランジスタがＯＮとなるようにして、負荷が軽いとき、第２トランジスタをＯＦＦとすることで、第１トランジスタをＯＮとし、前記期間制御回路内のコンデンサと前記時定数回路に含まれるコンデンサとを並列に接続して、コンデンサの容量値を大きくすることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態におけるスイッチング電源装置の内部構成を示す回路図である。尚、図１のスイッチング電源装置において、図３のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する部品及び素子については、同一の符号を付すものとする。
【００２０】
図１のスイッチング電源装置は、ＡＣ電源１に対して、ＡＣ／ＤＣ変換回路２及び平滑用コンデンサＣ１を介してインバータ回路３が接続される。そして、インバータ回路３の１次側の回路は、図３と同様、サーミスタＴＨと一端が接続された抵抗Ｒ１及び１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１の他端にドレインが接続されたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のソースに一端が接続された抵抗Ｒ２，Ｒ４と、抵抗Ｒ１の他端とトランジスタＱ１のゲートとの接続ノードに一端が接続された抵抗Ｒ３，Ｒ６と、トランジスタＱ１のゲートにコレクタが接続されたトランジスタＱ２と、抵抗Ｒ６の他端に一端が接続されたコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の他端にアノードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソードに一端が接続された抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ７の他端にコレクタが接続されたフォトトランジスタＰＴと、フォトトランジスタＰＴのエミッタとトランジスタＱ２のベースとの接続ノードに一端が接続された抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ３と、抵抗Ｒ８とダイオードＤ２のアノードのとの接続ノードに一端が接続された帰還巻線Ｎｂとを有する。
【００２１】
更に、１次側の回路は、抵抗Ｒ８とフォトトランジスタＰＴのエミッタとの接続ノードにコレクタが接続されたｎｐｎ接合型トランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のエミッタに一端が接続されたコンデンサＣａ１及び抵抗Ｒａ１と、トランジスタＱ４のベースに一端が接続された抵抗Ｒａ２，Ｒａ３と、抵抗Ｒａ２，Ｒａ３の接続ノードにコレクタが接続されたｎｐｎ接合型トランジスタＱ５と、トランジスタＱ５のベースと抵抗Ｒ４の他端との接続ノードに一端が接続されたＣａ２及び抵抗Ｒａ４とを有する。
【００２２】
又、インバータ回路３の２次側の回路は、２次巻線Ｎ２と、２次巻線Ｎ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、ダイオードＤ３のカソードに一端が接続された抵抗Ｒ９，Ｒ１０及び平滑用コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ９の他端にアノードが接続された発光ダイオードＰＤと、発光ダイオードＰＤのカソードにカソードが接続されたシャントレギュレータＱ３と、抵抗Ｒ１０の他端に接続された抵抗Ｒ１１とを有する。
【００２３】
そして、１次側の回路において、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒａ１，Ｒａ３，Ｒａ４及びコンデンサＣ３，Ｃａ１，Ｃａ２及び帰還巻線Ｎｂの他端がトランジスタＱ２のエミッタに接続されるとともに、抵抗Ｒａ２の他端がトランジスタＱ２のベースに接続される。又、２次側の回路において、２次巻線Ｎ２及びコンデンサＣ４及び抵抗Ｒ１１の他端がシャントレギュレータＱ３のアノードに接続されるとともに、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続ノードがシャントレギュレータＱ３の制御端子に接続される。
【００２４】
このように構成されるスイッチング電源装置の基本的な動作は、図３に示す従来のスイッチング電源装置と同様の動作を行う。即ち、ＡＣ電源１より電源投入されると、トランジスタＱ１のゲートがハイとなり、トランジスタＱ１がＯＮする。よって、１次巻線Ｎ１に電流が流れることで、帰還巻線Ｎｂに同方向の電圧が発生し、コンデンサＣ３が蓄電される。そして、コンデンサＣ３とトランジスタＱ２のベースとの接続ノードの電圧が上昇し、ベース・エミッタ間の順方向電圧を超えると、トランジスタＱ２がＯＮする。
【００２５】
トランジスタＱ２がＯＮすると、トランジスタＱ１がＯＦＦし、トランスＴに蓄積されていたエネルギーが放出され、出力電圧が２次側の回路に現れる。このとき、コンデンサＣ３が放電されるため、トランジスタＱ２のベース電圧が下がり、トランジスタＱ２がＯＦＦするとともにトランジスタＱ１が再びＯＮする。このようにして、トランジスタＱ１がＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことによって、トランスＴを介して１次側に入力された電圧が２次側より出力される。
【００２６】
このようにスイッチング電源装置が動作を行っているとき、インバータ回路３の２次側では、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で分圧されて得た検出電圧をシャントレギュレータＱ３での基準電圧と比較し、シャントレギュレータＱ３によって、出力電圧の変動に応じた電流が発光ダイオードＰＤに流れるように制御される。よって、発光ダイオードＰＤの発光量が出力電圧に応じたものとなる。
【００２７】
そして、発光ダイオードＰＤとともにフォトカプラＰＣを形成するフォトトランジスタＰＴが受光することで、出力電圧に応じたコレクタ電流が流れ、コンデンサＣ３に流れ込む電流量を制御する。このように動作することによって、図３のスイッチング電源装置と同様、インバータ回路３の出力電圧が一定となるように、トランジスタＱ１のＯＮ期間の制御が行われる。
【００２８】
更に、このように動作するとき、２次側に接続された負荷が小さいときは、トランジスタＱ１のソース電流が小さくなるため、抵抗Ｒ２に発生する電圧が低くなる。よって、抵抗Ｒ４，Ｒａ４によって分圧されて、トランジスタＱ５のベースに与えられる電圧が低くなり、トランジスタＱ５がＯＦＦとなるため、トランジスタＱ４のベースに与える電圧が抵抗Ｒａ２，Ｒａ３の接続ノードに現れる電圧となる。
【００２９】
よって、トランジスタＱ１がＯＮであるとき、帰還巻線Ｎｂによって発生する電圧が、抵抗Ｒ８，Ｒａ２，Ｒａ３によって分圧され、抵抗Ｒａ２，Ｒａ３の接続ノードに現れる電圧がトランジスタＱ４のベースに与えられるため、トランジスタＱ４がＯＮとなる。そのため、抵抗Ｒ８を通じて流れる電流及びフォトトランジスタＰＴより流れる電流がコンデンサＣ３，Ｃａ１に流れ込む。即ち、トランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ期間を制御するためのコンデンサの容量が大きくなる。
【００３０】
又、このように並列に接続されたコンデンサＣ３，Ｃａ１が充電されて、トランジスタＱ２のベース電圧が上昇し、トランジスタＱ２がＯＮすると、トランジスタＱ１がＯＦＦする。このとき、コンデンサＣ３，Ｃａ１が、抵抗Ｒａ１〜Ｒａ３，Ｒ８を介して放電される。
【００３１】
逆に、２次側に接続された負荷が大きいときは、トランジスタＱ１のソース電流が大きくなるため、抵抗Ｒ２に発生する電圧が高くなる。よって、トランジスタＱ５のベースに与えられる電圧が高くなり、トランジスタＱ５がＯＮとなるため、トランジスタＱ４のベースに与える電圧がローとなり、トランジスタＱ４がＯＦＦとなる。よって、負荷が大きくなるときは、従来と同様の動作を行うことによって出力電圧を一定とする。
【００３２】
以上のように、各素子が動作を行うため、負荷が軽いときは、トランジスタＱ４がＯＮとなって、コンデンサＣ３，Ｃａ１の合成容量によって、スイッチング素子となるトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ期間が制御され、図３の構成のスイッチング装置と比べて、そのＯＮ／ＯＦＦ期間が長くなる。よって、軽負荷時のスイッチング周波数が高くならないように、抑えることができるため、このスイッチング周波数に依存するスイッチング損失を軽減することができ、電力変換効率を向上させることができる。
【００３３】
このようなスイッチング電源装置を実現するための詳細な回路図を、図２に示す。まず、ラインフィルタ２ａは、ＡＣ電源１と並列に接続されたコンデンサＣａと、コンデンサＣａの一端に一端が接続されたコイルＬ１と、コンデンサＣａの他端に接続されたコイルＬ２と、コイルＬ１，Ｌ２の他端の間に接続されたコンデンサＣｂとで構成される。
【００３４】
そして、コンデンサＣｂと並列に、直列に接続されたコンデンサＣｃ，Ｃｄそれぞれの一端がダイオードブリッジＤ１の接続ノードａ，ｃに接続されるとともに、直列に接続されたコンデンサＣｅ，Ｃｆそれぞれの一端がダイオードブリッジＤ１の接続ノードｂ，ｄに接続される。そして、コンデンサＣｃ〜Ｃｆの接続ノードが接地される。このとき、コンデンサＣｃ〜Ｃｆが入力側への帰還ノイズを吸収するためのコンデンサとして働く。
【００３５】
又、平滑コンデンサＣ１は、コンデンサＣｅ，Ｃｆによる直列回路と並列となるように接続され、コンデンサＣｆ，Ｃ１の一端の間にサーミスタＴＨが接続される。このように接続される平滑コンデンサＣ１の後段に接続されるインバータ回路３は、次のようになる。尚、図１と同一の目的で使用する部品及び素子については、同一の符号を付すとともにその詳細な説明は省略する。
【００３６】
インバータ回路３の１次側には、上述した図１の素子以外に、トランジスタＱ１のドレインと１次巻線Ｎ１との接続ノードにアノードが接続されたダイオードＤａと、ダイオードＤａのカソードに一端が接続されるとともに抵抗Ｒ１と１次巻線Ｎ１との接続ノードに他端が接続されたコンデンサＣ２１及び抵抗Ｒ２１とが設けられる。このダイオードＤａ及び抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２１は、１次巻線に対するノイズ除去を行うために設けられる。
【００３７】
又、インバータ回路３の２次側には、上述した図１の素子以外に、ダイオードＤ３と並列に接続されたコンデンサＣ２２と抵抗Ｒ２２の直列回路と、発光ダイオードＰＤと並列に接続された抵抗Ｒ２３と、シャントレギュレータＱ３のカソードと抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続ノードとの間に接続された抵抗Ｒ２４とコンデンサＣ２３の直列回路と、抵抗Ｒ１０と並列に接続されたコンデンサＣ２４とが設けられる。このとき、コンデンサＣ２２と抵抗Ｒ２２の直列回路がノイズ除去のために、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２４の直列回路及びコンデンサＣ２４が位相補償のために、抵抗Ｒ２３が発光ダイオードＰＤを安定して動作させるために備えられる。
【００３８】
尚、本実施形態において、図１又は図２に示すような構成のスイッチング電源装置としたが、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であるとともに、１次巻線を流れる電流を検出し、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うコンデンサの容量値を制御するような制御回路を含むものであれば、図１又は図２の構成に限定されるものでなく、他の構成としても構わない。又、トランジスタＱ１は、ＭＯＳトランジスタに限らず、接合トランジスタでも構わない。
【００３９】
【発明の効果】
本発明によると、軽負荷時において、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間を制御するための期間制御回路内のコンデンサの容量を大きくして、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間を長くすることができる。よって、軽負荷時におけるスイッチング周波数を低く制限することができるため、スイッチング損失を低減することができる。このようにスイッチング損失を低減することができるため、電力変換効率を向上し、消費電力を低くすることができる。又、少ない部品点数で軽負荷時におけるスイッチング周波数を低く制限することができるため、装置の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング装置の基本的な構成を示すブロック回路図。
【図２】本発明のスイッチング装置の構成の具体的な一例を示す回路図。
【図３】従来のスイッチング装置の構成を示すブロック回路図。
【符号の説明】
１    ＡＣ電源
２    ＡＣ／ＤＣ変換回路
３    インバータ回路
【図１】
0003544370.tif 000002
【図２】
0003544370.tif 000003
【図３】
0003544370.tif 000004