(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波数成分に変換された受信信号が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段と、上記受信信号のＦＭ復調信号に応じたトラッキング信号及び通過帯域幅制御信号を上記帯域通過フィルタ手段に帰還する第１及び第２のループと、を備え、上記第１の帰還ループ中に、ＦＭ復調信号中の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段と、該手段の出力から上記トラッキング信号を出力し、該トラッキング信号により上記帯域通過フィルタ手段の信号通過帯域における中心周波数を制御する第１の制御手段とを設け、第２の帰還ループ中にＦＭ復調信号から水平エッジを検出するエッジ検出手段と、該手段からの水平エッジ検出信号に基づいて上記通過帯域制御信号を出力して前記帯域通過フィルタ手段の通過帯域幅を広げるように制御する第２の制御手段と、を有することを特徴とする映像信号受信装置。
【請求項２】
前記帯域通過フィルタはトラッキングローパスフィルタ及びトラッキングハイパスフィルタから成り、前記通過帯域幅制御信号及び位相調整手段からのトラッキング信号に基づいて上記夫々のフィルタの通過帯域を制御するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の映像信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は衛星放送チューナ等の映像信号受信装置に係り、特にトラッキングフィルタ方式をとる映像信号受信装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、一般的な衛星放送チューナの回路構成例を示したものである。
同図において、１は中間周波数信号、２は前置増幅器、３は第１バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、４は周波数変換回路、５は第２中間周波数信号、６は第２中間周波増幅回路、７は第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８は振幅制限回路、９はＦＭ復調回路、１０はＦＭ復調信号、１１は選局電圧、１２は可変局部発振回路、１３は局部発振信号である。
【０００３】
衛星放送アンテナで受信した１２ＧＨｚ帯の衛星放送信号は、図示していないＢＳコンバータにより第１中間周波数信号１に周波数変換され、図３の衛星放送チューナに入力される。第１中間周波数信号１は、前置増幅器２においてその信号レベルが一定になるように利得制御され、第１ＢＰＦ３によりイメージ周波数の妨害信号成分を除去したのち、次段の周波数変換回路４へ出力される。周波数変換回路４では、希望のチャンネルを選択するために可変局部発振回路１２において選局電圧１１により発振周波数が制御された局部発振信号１３と第１ＢＰＦ３の出力信号とを混合し、ヘテロダイン検波することで、第２中間周波数信号５に周波数変換を行なう。第２中間周波増幅回路６では、第２中間周波数信号５を一定の信号レベルになるように利得制御を行ない、次段の第２ＢＰＦ７へ出力する。第２ＢＰＦ７は、第２中間周波数信号５の中心周波数（約４０３ＭＨｚ）を中心とし、衛星放送のチャンネル帯域幅（≒カーソン則帯域幅）である２７ＭＨｚの帯域幅を持ったＢＰＦ（バンドパスフィルタ）である。この第２ＢＰＦ７で帯域外の信号を除去したのち、振幅制限回路８によりＦＭ信号内の不要なＡＭ成分を抑圧し、ＦＭ復調回路９に出力される。ＦＭ復調回路９では、ＦＭ復調信号１０を得るためにＦＭ検波を行なうのであるが、そのＦＭ検波方式が複同調形検波方式である場合には前段の振幅制限回路８が必要となり、またＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）形検波方式を用いる場合には不要となる。
【０００４】
ＦＭ検波方式では、受信信号のＣＮ比がある一定の値を割るとＦＭ復調後の信号のＳＮ比が急激に悪化するスレッショルド現象と呼ばれる現象がある。このスレッショルド現象を改善する方式の１つにトラッキングフィルタ方式（追跡フィルタ方式）がある。
【０００５】
ＦＭ波をＢＰＦに対しひずみなく通すには、カーソン則帯域幅が必要である。しかし、ＦＭ波をごく短時間でみてみると、ＦＭ波のエネルギーの大部分は瞬時周波数の廻りの狭い帯域に集中していることがわかる。そこで、通過域の中心周波数が可変の狭帯域ＢＰＦを用い、その中心周波数がＦＭ波の瞬時周波数に一致するように制御すれば、この狭帯域ＢＰＦを通ってくる雑音の電力は帯域を狭めた分だけ減少し、そのためにＦＭ波のＣＮ比が向上することでＦＭ復調のスレッショルドレベルを伸長することになる。このようなスレッショルド伸長手法をトラッキングフィルタ方式と呼ぶ。図４は、図３のチューナにおいて普通のカーソン則帯域幅のＢＰＦを用いた場合と狭帯域のトラッキングフィルタを用いた場合のＦＭ波の瞬時周波数とフィルタの通過帯域を示したものである。
【０００６】
図４は、衛星放送チューナにトラッキングフィルタ方式を適用する場合の回路構成の一例を示したものである。同図で第２中間周波数信号５に周波数変換されるまでの回路構成は、図３に示した一般的な衛星放送チューナの回路構成と同様なので、ここでは第２中間周波数信号５が入力される以降の説明を行なう。図５において、２１はトラッキングフィルタ、２２は増幅回路、２３はトラッキング信号、２４は帰還ループである。トラッキングフィルタ２１は、図３の第２ＢＰＦ７に比べて信号の通過帯域幅が狭く、かつトラッキング信号２３により信号通過域の中心周波数が制御されるものである。トラッキング信号２３にはＦＭ復調信号１０を増幅回路２２により利得制御した信号を用いることで、トラッキングフィルタ２１に対しその中心周波数がＦＭ波の瞬時周波数を追い掛けるように帰還をかける。増幅回路２２は、帰還に適切な利得を与えることと帰還ループ２４内の不必要な高周波ノイズの除去を行なう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示すような回路構成のトラッキングフィルタ方式において問題となるのは、帰還ループ２４で遅延を生じることである。変調信号の周波数の９０°に相当する時間に対して帰還ループの遅延量が充分小さい時には、トラッキングフィルタ２１の中心周波数はＦＭ波の瞬時周波数を追跡していると考えられるが、ループ遅延量が９０°に相当する時間より大きくなると、トラッキングフィルタ２１の中心周波数はＦＭ波の瞬時周波数とはむしろ離れる方向に制御されてしまい、ＦＭ信号のＣＮ比は逆に悪化してしまうことになる。
【０００８】
衛星放送における変調信号は映像信号であり、映像信号の最高周波数である４．５ＭＨｚの９０°に相当する時間は約５５．６ｎｓｅｃである。また、ＮＴＳＣ方式では、映像信号に約３．５８ＭＨｚの周波数を有した色副搬送波信号を重畳しており、この色副搬送波信号の９０°に相当する時間は約６９．８ｎｓｅｃになる。更に、衛星放送ではＦＭ検波方式に特有の三角ノイズに起因する復調信号の高周波成分におけるＳＮ比の悪化を改善するために、複合映像信号に対して図６に示す特性を持った回路によりエンファシスをかけた信号を変調信号としているために、この変調信号においては図７に示すように複合映像信号の高周波成分が強調されていることになる。図７において上から順に、ａはカラーバー信号、ｂはカラーバー信号にエンファシスをかけた信号、ｃはカラーバー信号にエンファシスをかけた信号の輝度信号成分を夫々示したものである。複合映像信号における輝度信号成分は統計的に低い周波数にエネルギーが集中しているといわれているが、衛星放送ではＮＴＳＣ方式の複合映像信号にエンファシスをかけていることから、図７（ｂ）からもわかるように、変調信号においては色副搬送波信号成分が非常に大きなエネルギーを持っていることになる。このことから、トラッキングフィルタ方式によりスレッショルド伸長をはかる場合には帰還ループ２４の遅延量を色副搬送波の９０°に相当する時間６９．８ｎｓｅｃに比べて充分小さな値に設定する必要があることになる。しかし、実際の回路において帰還ループ遅延量を実用的な時間にまで小さくすることは非常に難しく、彩度が比較的に高い画像では、トラッキングフィルタ方式にすることによりむしろＣＮ比を悪化させてしまう問題が生じる。
【０００９】
また輝度信号の高周波領域でのＣＮ比の低下については、映像信号が統計的に低周波にエネルギーが集中している性質を有することから解決の対象となってはいなかった。しかし総合的な画質の改善を図るためにはこの点も解決すべきである。
高周波の輝度信号を有する映像の端的な例としては水平エッジがある。図１２（ａ）は水平エッジを有する映像の表示例であるが、このような水平エッジは文字テロップなどに多く見られる。衛星放送のように、ＦＭで映像信号を伝送するシステムにおいて、水平エッジ部の信号にＣＮ比の低下があると、一般にトランケーションノイズと呼ばれるノイズが復調信号に発生し、表示画像の質を損なうことになる。
【００１０】
本発明の目的は、トラッキングフィルタ方式をとる映像信号受信装置において、帰還ループ遅延のためにスレッショルド伸長効果が望めなかった高彩度信号においてもスレッショルドを伸長させると共に、該帰還ループ遅延に起因して発生する高周波輝度信号成分のＦＭ信号におけるＣＮ比の低下を防止することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１の発明は、中間周波数成分に変換された受信信号が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段と、上記受信信号のＦＭ復調信号に応じたトラッキング信号及び通過帯域幅制御信号を上記帯域通過フィルタ手段に帰還する第１及び第２のループと、を備え、上記第１の帰還ループ中に、ＦＭ復調信号中の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段と、該手段の出力から上記トラッキング信号を出力し、該トラッキング信号により上記帯域通過フィルタ手段の信号通過帯域における中心周波数を制御する第１の制御手段とを設け、第２の帰還ループ中にＦＭ復調信号から水平エッジを検出するエッジ検出手段と、該手段からの水平エッジ検出信号に基づいて上記通過帯域制御信号を出力して前記帯域通過フィルタ手段の通過帯域幅を広げるように制御する第２の制御手段と、を有することを要旨とする。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１の装置において、前記帯域通過フィルタはトラッキングローパスフィルタ及びトラッキングハイパスフィルタから成り、前記通過帯域幅制御信号及び位相調整手段からのトラッキング信号に基づいて上記夫々のフィルタの通過帯域を制御するように構成してある。
【００１７】
本発明の装置において、ＦＭ復調信号の色副搬送波成分の位相が調整されるので、位相調整されたトラッキング信号によりトラッキングフィルタの中心周波数が制御される。従ってＦＭ復調信号、特に比較的彩度の高い画像信号のＦＭ信号においてもＣＮ比が向上し、スレッショルド伸長効果を得ることができる。
またＦＭ復調信号から水平エッジを検出し、その水平エッジ検出信号に基づいて帯域通過フィルタ手段の通過帯域幅を制御する。これによれば、映像の垂直相関性を利用して水平エッジ位置を予測し、その予測位置では上記フィルタ手段の帯域幅を通常のカーソン則帯域幅に戻すことにより、高周波輝度信号でのＣＮ比の低下を防止できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明に係る参考例は、図１に示すように、第２中間周波増幅回路６を介して第２中間周波数信号５が入力されるトラッキングフィルタ２１と、ＦＭ復調回路９による該信号５のＦＭ復調信号１０に応じたトラッキング信号４１をトラッキングフィルタ２１に帰還するループ２４と、を備えた映像信号受信装置において、帰還ループ２４中に、ＦＭ復調信号１０の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段２８を設けて成る。これによりトラッキング信号４１の位相調整がなされ、この信号４１で、トラッキングフィルタ２１の信号通過帯域における中心周波数が制御され、帰還ループ２４の遅延のためにスレッショルド伸長効果の望めなかった高彩度信号のＦＭ信号でもＣＮ比が向上し、スレッショルド伸長効果を高めることができる。
【００１９】
また本発明の参考例としては、上記位相調整手段２８が、図１に示すように、色信号トラップフィルタ３１、色信号バンドパスフィルタ３５、移相回路３７及び加算回路４０から成る。
【００２０】
また本発明の参考例は、図８に示すように、第２中間周波増幅回路６を介して第２中間周波数信号５が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段５０と、ＦＭ復調回路１０による上記信号５のＦＭ復調信号１０に応じた通過帯域制御信号を上記手段５０に帰還するループ２４'と、を備えていて、該帰還ループ中にＦＭ復調信号１０から水平エッジを検出するエッジ検出手段と、該エッジ検出手段からの水平エッジ検出信号に基づいて前記通過帯域制御信号を上記フィルタ手段５０に出力して制御手段２７とを有する映像信号受信装置である
【００２１】
また本発明の参考例としては、前記エッジ検出手段２６は、図８に示すように、輝度信号通過フィルタ５３、正エッジ検出回路５５及び負エッジ検出回路５６から成り、また前記制御手段２７はＯＲ回路６６、１Ｈ遅延回路６０から成る。このような構成とすることにより帰還ループ遅延に起因する高周波輝度信号のＦＭ信号におけるＣＮ比の低下を防止できる。
【００２２】
本発明の実施の形態は、図８に示すように、第２中間周波増幅回路６を介して第２中間周波数信号５が入力される中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段５０と、上記信号５のＦＭ復調信号１０に応じたトラッキング信号４１及び通過帯域制御信号６１を上記フィルタ手段５０に帰還するループ２４，２４'を備えた映像信号受信装置である。そして帰還ループ２４中には、ＦＭ復調信号中の色副搬送波成分の位相を調整する位相調整手段２８及び該手段２８の出力から前記トラッキング信号を出力し、該トラッキング信号によりフィルタ手段５０の信号通過帯域における中心周波数を制御する第１の制御手段２５を設ける。また帰還ループ２４'中には、ＦＭ復調信号１０から水平エッジを検出するエッジ検出手段２６及び該手段２６からの水平エッジ検出信号に基づいて上記通過帯域制御信号を出力して前記フィルタ手段５０の通過帯域幅を広げるように制御する第２の制御手段２７と、を設ける。このような構成とすることにより帰還ループ遅延のためにスレッショルド伸長効果の望めなかった高彩度信号のＦＭ信号でもＣＮ比が向上し、スレッショルド伸長効果を高めると共に、該帰還ループ遅延に起因する高周波輝度信号成分のＦＭ信号におけるＣＮ比の低下をも防止できる。に起因するＦＭ復調信号及び高周波輝度信号のＣＮ比低下を防止できる。
【００２３】
また本発明の実施の形態としては、前記フィルタ手段５０がトラッキングローパスフィルタ５１及びトラッキングハイパスフィルタ５２から成っており、前記通過帯域幅制御信号６１（１Ｈ遅延エッジパルス信号）及びトラッキング信号４１を正及び負パルス加算回路６２，６３に与え、正及び負パルスが付加されたトラッキング信号６４，６５を得て、これにより夫々のフィルタ５１，５２の通過帯域を制御している。
【００２４】
【実施例】
以下本発明の理解を助けるための参考例の構成を説明する。図１は本参考例による映像信号受信装置、例えば、衛星放送チューナの一実施例で、図３，図４と同一符号は同一又は類似の回路をあらわし、特に本参考例では帰還ループ２４中に、色信号トラップフィルタ３１、色信号バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３５、移相回路３７及び加算回路４０から成る位相調整手段が設けられ、該手段によりＦＭ復調信号１０の色副搬送波成分の位相を調整するようにしている。なお、３２は輝度信号、３６は色副搬送波信号、３８は位相調整された色副搬送波信号、４１は位相調整されたトラッキング信号である。
【００２５】
図２は、上記構成の動作を説明するために、信号の波形例を示したものである。ここでは説明を簡単にするため、増幅回路２２での必要利得が０ｄＢであると仮定する。図２（ａ）は、ある時間におけるトラッキング信号の理想的な波形を仮定したものである。別の表現を用いれば、図２（ａ）は帰還ループ２４内に遅延が全くないと仮定した場合のＦＭ復調信号１０の波形例ということもできる。しかし、実際のＦＭ復調信号１０は図２（ｂ）に示すように、理想的なトラッキング信号に対して一定の遅延量Ｔを持って出力される。この遅延量Ｔが変調信号の周波数の９０°に相当する時間に比べて充分小さくできない場合に、これをトラッキング信号として用いると、むしろＣＮ比を低下させてしまうことは既に述べた。また、衛星放送の変調信号では色副搬送波成分が大きなエネルギーを持っており、この色副搬送波の９０°に相当する時間（６９．８nsec）に比べて帰還ループ遅延量を充分小さくすることが非常に難しいことも前述した通りである。そこで本構成では、前記位相調整手段を、帰還ループ２４中に設けている。ＦＭ復調信号１０は、色信号トラップフィルタ３１および色信号ＢＰＦ３５の夫々に入力される。色信号トラップフィルタ３１により色副搬送波信号成分が除去された輝度信号３２の波形例を図２（ｃ）に示す。
【００２６】
一方、色信号ＢＰＦ３５により色副搬送波信号成分のみが抽出された色副搬送波信号３６は次段の移相回路３７へ出力される。移相回路３７では、後述の位相調整されたトラッキング信号４１の色副搬送波信号成分と理想的なトラッキング信号の色副搬送波信号成分の位相が一致するように色副搬送波信号３６の位相を調整し、位相調整された色副搬送波信号３８として出力する。
【００２７】
位相調整された色副搬送波信号３８の波形例を図２（ｄ）に示す。ここで、帰還ループ２４で生じる遅延量は一定の値であることから、移相回路３７に要求される移相量は固定であり、従って移相回路３７は固定遅延線もしくは位相反転回路＋固定遅延線で実現できる。輝度信号３２と位相調整された色副搬送波信号３８を加算回路４０で信号加算し、増幅回路２２を介して位相調整されたトラッキング信号４１をトラッキングフィルタ２１に与えてその中心周波数を制御する。図２（ｅ）は位相調整されたトラッキング信号４１の波形例を示したものであるが、該信号４１は図２（ａ）の理想的なトラッキング信号の波形と非常に相関が高いことがわかる。
【００２８】
このように、本構成における位相調整されたトラッキング信号４１は、色副搬送波信号の成分に関して理想に近い位相の信号となっているため、ＦＭ復調信号として、例えば、比較的に彩度の高い画像信号においてもトラッキングフィルタ方式によるスレッショルド伸長効果が得られる。この場合、輝度信号成分に関しては、高周波領域において帰還ループ遅延によるトラッキング信号の位相ずれの影響がそのまま残ることになるが、既に説明したように、輝度信号成分は統計的に低周波にエネルギーが集中していることから前述の影響は比較的少なく、総合的にはトラッキングフィルタ方式によるスレッショルド伸長効果の方が大きく望めることになる。
【００２９】
次に図８は本発明の実施例として、上述した高彩度信号におけるスレッショルド伸長効果の向上ばかりでなく、高周波輝度信号成分のＦＭ信号におけるＣＮ比の低下をも防止できる映像信号受信装置の構成例を示す。同図において、図１と同一符号は同一又は類似の回路を表わし、５０は前記トラッキングフィルタ２１に代えて用いられる中心周波数及び通過帯域幅が可変の帯域通過フィルタ手段で、例えば、トラッキングローパスフィルタ（ＬＰＦ）及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５２から成り、夫々のフィルタは制御電圧によってそのカットオフ周波数を変化させることができる。
【００３０】
両フィルタの制御電圧が等しい時、両フィルタを合わせた周波数特性は前記トラッキングフィルタ２１の特性と等しくなるように設計してある。つまり、図８において、トラッキングＬＰＦ５１、トラッキングＨＰＦ５２を制御する信号は後述するように正パルスが加算されたトラッキング信号６４と負パルスが加算されたトラッキング信号６５に相当するが、これらの制御信号が両方共に前記位相調整されたトラッキング信号４１と等しい時、図８の実施例は図１の構成と全く等しい動作をすることになる。
【００３１】
これに対しトラッキングＬＰＦ５１とトラッキングＨＰＦ５２は前述した如く図１０に示すような周波数特性を有しており、トラッキングフィルタ２１は図９に示すように中心周波数がｆ１→ｆ２→ｆ３と変化する中心周波数可変の動作特性を備え、また図１１に示すように通常の帯域幅は同図（ａ）のようであるが、後述する水平エッジ検出時の帯域幅は同図（ｂ）のようになって、結局ＬＰＦ５１，ＨＰＦ５２から成るフィルタ手段５０は中心周波数及び帯域幅が可変の特性を有する。
また帰還ループ２４中には前述のように位相調整手段２８及び第１の制御手段２５が設けられると共に帰還ループ２４’にはエッジ検出手段２６及び第２の制御手段２７が設けられる。
エッジ検出手段２６は、輝度信号通過フィルタ５３、正エッジ検出回路５５、負エッジ検出回路５６から成り、第２の制御手段２７はＯＲ回路６６、１Ｈ遅延回路６０から成る。
【００３２】
図８の実施例の動作を図１２を用いて説明する。図１２（ａ）は水平方向に“黒→白→黒”と輝度が急峻に変化する画像の表示例である。この輝度が急峻に変化する部分を水平エッジ部と呼ぶ。図１２（ｂ）は図１２（ａ）のＮ本目のラインとその前後のライン（Ｎ−１ライン、Ｎ＋１ライン）の映像信号を示したものである。水平エッジ部は図中でｔ０とｔ１で発生している。衛星放送では、映像信号をエンファシスしたものを変調信号として伝送するため、図１２（ｂ）の水平エッジ部の変調信号（復調信号も同）は、図１２（ｃ）のように高周波域が強調された波形となる。図１２（ｃ）の信号をトラッキングフィルタの制御に用いると理想的に動作するとした時、ＦＭ復調信号１０を帰還してトラッキングフィルタの制御を行う場合に、帰還ループ遅延に伴い図１２（ｄ）のように図１２（ｃ）に対してＴの遅延を生じることになり、水平エッジ部のように高周波のエネルギーが高い部分ではＣＮ比の低下が発生してしまう。そこで、図８の実施例では、水平エッジが存在すると予測される位置では、トラッキングＬＰＦ５１のカットオフ周波数を上げ、且つトラッキングＨＰＦ５２のカットオフ周波数を下げることにより、総合的にはカーソン則帯域幅になるように前記通過帯域制御信号としての正パルスが付加されたトラッキング信号６４と負パルスが付加されたトラッキング信号６５には夫々図１２（ｉ）、図１２（ｊ）に示すようにパルスが付加されている。つまり、正パルスが付加されたトラッキング信号６４の電圧がパルスによりＶ１になり、負パルスが付加されたトラッキング信号６５がパルスによりＶ０になった時、トラッキングＬＰＦ５１とトラッキングＨＰＦ５２の総合の周波数特性は、第２中間周波数を中心周波数としたカーソン則帯域幅を持つ特性となり、ＣＮ比の低下はなくなる。
【００３３】
水平エッジの予測信号である１Ｈ遅延エッジパルス信号６１は、映像信号の垂直相関性を利用して得られる。即ち、輝度信号の通過フィルタ５３によりＦＭ復調信号１０中の輝度信号５４のみを抽出し、その輝度信号５４から正エッジ検出回路５５と負エッジ検出回路５６により検出し、適切なパルス幅に整形された正エッジパルス信号５７と負エッジパルス信号５８をＯＲ回路６６に与えて夫々の加算信号であるエッジパルス信号５９を得て、これを遅延回路６０により１Ｈ（Ｈ：水平期間≒６３．５μｓｅｃ）遅延して１Ｈ遅延エッジパルス信号が得られる。この様子を図１２（ｃ）〜（ｈ）に示す。ここで輝度信号３２と輝度信号５４を同じ信号で取り扱っていないのは、輝度信号３２はトラッキング信号として使用するために、回路により遅延する量を極力小さくする必要から色信号トラップフィルタ３１を使用しているのに対し、輝度信号５４は遅延時間よりも精度を要求されることからあえて分けて記載している。そのため、輝度信号通過フィルタ５３はラインくし形フィルタ等が望ましい。正パルス加算回路６２と負パルス加算回路６３では、位相調整されたトラッキング信号４１に対し、１Ｈ遅延エッジパルス６１に従って、夫々正パルスと負パルスを付加するものである。
【００３４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、映像信号受信装置に狭帯域のトラッキングフィルタまたは中心周波数と共に帯域幅可変のフィルタ手段を用いてスレッショルドを伸長するシステムにおいて、帰還ループ遅延のためにスレッショルド伸長効果の望めなかった高彩度信号においてもスレッショルドを伸長し、全体的なスレッショルド伸長効果を高めることができる。また高周波輝度信号成分のＦＭ信号におけるＣ／Ｎの低下をも防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の実施例の動作説明用信号波形図である。
【図３】従来の衛星放送チューナの構成例を示すブロック図である。
【図４】トラッキングフィルタ方式をとる従来の衛星放送チューナの構成例を示すブロック図である。
【図５】普通のフィルタとトラッキングフィルタの通過帯域の説明図である。
【図６】映像信号のエンファシス特性図である。
【図７】映像信号にエンファシスをかけた波形例を示す図である。
【図８】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図９】トラッキングフィルタの動作特性図である。
【図１０】トラッキングＬＰＦとトラッキングＨＰＦの周波数特性図である。
【図１１】フィルタ手段５０の動作特性図である。
【図１２】図８の実施例の動作説明図である。
【符号の説明】
５  第２中間周波数信号
９  ＦＭ復調回路
１０  ＦＭ復調信号
２１  トラッキングフィルタ
２２  増幅回路
２４  帰還ループ
２４’  帰還ループ
３１  色信号トラップフィルタ
３２  輝度信号
３５  色信号ＢＰＦ
３６  色副搬送波信号
３７  移相回路
３８  位相調整された色副搬送波信号
４０  加算回路
４１  位相調整されたトラッキング信号
５０  帯域通過フィルタ手段
５３  輝度信号通過フィルタ
５４  輝度信号
５５  正エッジ検出回路
５６  負エッジ検出回路
６０  遅延回路
６１  １Ｈ遅延エッジパルス信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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