(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源電圧と直流電圧とを相互に変換するコンバータ部と、交流電源電流を指令する電流指令信号と、該電流指令信号と交流電源電流との誤差を演算増幅する電流制御部、及び該電制御部の出力が加えられ該出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を有し、該ＰＷＭ発生部の出力信号をコンバータ部に与えることにより交流電源電流を前記電流指令信号に一致させる制御を行うコンバータの制御方法において、三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得られるバイアス波形を有し、該バイアス波形と前記電流制御部の出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のＰＷＭコンバータ制御方法において、請求項１におけるバイアス波形の代わりに、三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得た波形に対して、交流電源電圧と直流電圧との双方またはいずれか一方に応じた計数を掛けた波形をバイアス波形とするＰＷＭコンバータ制御方法。
【請求項３】
請求項１又は２記載のＰＷＭコンバータ制御方法において、三相正弦波の頭部のリミット値を１未満であって且つ正弦波の電気角６０度の値である０．８６６以上に設定したＰＷＭコンバータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は三相交流と直流との間の電力変換を行う、ＰＷＭコンバータの制御方法、特に変調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動機駆動装置、あるいは、無停電電源装置等の電力変換装置の順変換部としてコンバータが用いられている。特に、効率，力率，雑音発生防止の点から、正弦波コンバータが用いられており、図３に従来の正弦波コンバータを示す。
【０００３】
図３中、１は交流電源、２はコンバータ主回路を示し、コンバータ主回路２は電力用半導体素子から成るコンバータ回路２１と、直流平滑コンデンサ２２、交流リアクトル２３、及び電流検出器２４から成っている。３はコンバータ装置の負荷であり、例えば、電動機駆動用のインバータ装置や無停電電源装置のインバータ回路である。４は制御部を示す。
【０００４】
制御部４は、直流電圧制御部５と、基準波形発生部６と、電流制御部７と、ＰＷＭ発生部８と、搬送波発生部９、及びゲート増幅部１０から構成される。３相コンバータ装置では、基準波形発生部６は各相用の３つの信号を発生するとともに、電流制御部７とＰＷＭ発生部８とは３相各相毎に設けられる。
【０００５】
各部の動作を説明する。直流電圧制御部５は、加算器５２と演算増幅器５３とにより、直流電圧設定器５１の出力である直流電圧指令Ｖｄｃ＊とコンバータの出力である直流電圧Ｖｄｃとの誤差を演算増幅し、コンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊を出力する。
【０００６】
基準波形発生部６は、基準正弦波発生器６１から成る。基準正弦波発生器６１は、交流電源１の３つの各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと位相が一致し、波高値が１の基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを出力し、該信号は各相の電流制御部７に与えられる。
【０００７】
電流制御部７は、掛け算器７１と、加算器７２、及び演算増幅器７３から成っている。掛け算器７１は、直流電圧制御部５の出力であるコンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊と、基準正弦波発生器６１の出力である基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔとを乗算し、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊を出力する。該コンバータ交流電流指令は、位相が交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと一致し、振幅がコンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊に比例した波形となる。
【０００８】
加算器７２と演算増幅器７３とは、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊と、電流検出器２４で検出されたコンバータの交流電源電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔとの誤差を演算増幅し、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊を出力する。
【０００９】
ＰＷＭ発生部８は、比較器８１から成る。比較器８１は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊と、搬送波発生部９からの三角波ＴＷとを比較し、各相毎のＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔを出力する。該ＰＷＭ波形は、ゲート増幅部１０を介して各半導体素子に送られる。この時、ゲート増幅部１０では、一つの相のＰ側の素子とＮ側の素子との切り替わり時に、両方の素子がともに消弧している期間、いわゆるデッドタイムが設けられる。
【００１０】
図４はゲート増幅部１０の例を一相分について示す。図４中、１０１は反転器であり、１０２，１０３はＣＫ端子に入力されるクロック信号の立ち上がり時点から一定期間Ｑ端子にワンショットパルス“Ｈ”信号を出力するモノマルチバイブレータである。１０４はＮＯＲゲート、１０５，１０６はＡＮＤゲートであって、１０７，１０８はゲート増幅器を示している。
【００１１】
ＰＷＭ発生部８からのＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔはモノマルチバイブレータ１０２のＣＫ端子に与えられ、モノマルチバイブレータ１０２はＰＷＭ波形の立ち上がりエッジでワンショットパルスを発生する。同様に、ＰＷＭ波形は反転器１０１を介してモノマルチバイブレータ１０３に与えられ、モノマルチバイブレータ１０３はＰＷＭ波形の立ち下がりエッジでワンショットパルスを発生する。
【００１２】
ＮＯＲゲート１０４は前記の２個のワンショットパルスのＮＯＲ論理を採る。従って、ＮＯＲゲート１０４の出力は、ＰＷＭ波形の立ち上がりと立ち下がりとの両エッジで“Ｌ”のワンショットパルスを発生する。該ワンショットパルスとＰＷＭ波形とのＡＮＤ論理をとることによって、Ｐ側素子のゲート波形が得られる。同様に、該ワンショットパルスとＰＷＭ波形の反転波形とのＡＮＤ論理をとることにより、Ｎ側素子のゲート波形が得られる。
【００１３】
これら２つのゲート波形の変化時には、ＮＯＲゲート１０４の出力により、必ず両方が“Ｌ”の期間、すなわちデッドタイムが確保される。これら２つのゲート波形は、ゲート増幅器１０７，１０８を介してＰ側，Ｎ側の各素子をドライブする。以上の構成により、交流電源１の電圧位相と一致させるようにコンバータ回路２１の交流電流を制御しながら、直流電圧を一定に制御することができる。
【００１４】
図５は図３の回路の動作波形を示している。図５中、ａ）の実線は搬送波発生部９の出力ＴＷを示すもので、破線はＰＷＭ発生部に与えられるコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊を示しており、ｂ），ｃ），ｄ）及びｅ）は、Ｒ相の各部の波形を示している。すなわちｂ）はＰＷＭ発生部の出力ＰＷｒを示し、ｃ）はゲート増幅部１０内のＮＯＲゲート１０４の出力を示す。ｄ）及びｅ）はゲート増幅部のＲ相の出力を示し、ｄ）はＰ側の素子、ｅ）はＮ側の素子に与えられるゲート信号を示している。図中のＴｄはゲート増幅部１０において作られるデッドタイムを示す。
【００１５】
図６は図５の拡大図であって、コンバータ電圧指令の１相分のみについて、各種の変調度の代表的な時点を表したものであり、ａ），ｂ），ｃ），ｄ），ｅ）ともに図５と同じものを示している。図６のＴａの期間は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピークよりも小さい、すなわち変調度が１以下の場合を示している。ａ）において実線で示された三角波ＴＷとコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊とを比較した結果、ｂ）に示したようにＰＷＭ波形ＰＷｒのパルス幅Ｔ１がデッドタイムＴｄよりも充分長い場合には、Ｐ側素子，Ｎ側素子とも、充分な導通期間、あるいは消弧期間を有し、確実な導通、あるいは消弧ができる。
【００１６】
しかし、パルス幅Ｔ１が短くなりデッドタイムＴｄに近づいた場合には、Ｎ側の素子の導通期間Ｔ１１が短くなり、ゲート増幅部の遅れや、素子のターンオン時間、負荷状態の違いにより、素子が導通したり導通できなかったりする。すなわち、Ｎ側の素子の導通期間Ｔ１１にパルスが出たり出なかったりする。このような動作の不確定な要素が安定な制御を阻害する。
【００１７】
図６に示したＴｃの期間は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピークよりも大きい、すなわち変調度が１を超えている場合を示している。この場合には、比較器の出力は変化せず、ＰＷＭ波形も変化せず、素子の導通，消弧の変化は起こらない。
【００１８】
図６に示したＴｂの期間のように、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピーク値に近い時点では、ＰＷＭ波形ＰＷｒのパルス幅Ｔ２はＴａの期間におけるパルス幅Ｔ１より更に短くなる。パルス幅Ｔ２がデッドタイムＴｄよりも短くなると、図４中の２つのモノマルチバイブレータ１０２と１０３との出力がラップし、Ｎ側の素子は消弧し続け、Ｐ側の素子はＴ２＋Ｔｄの期間消弧する。
【００１９】
更にパルス幅Ｔ１が短くなり、ＰＷＭ波形にＴ２のパルスが無くなると、図４中の２つのモノマルチバイブレータ１０２と１０３とへのトリガが無くなって、ＮＯＲゲート１０４の出力は“Ｈ”のままになり、Ｐ側の素子も導通し続ける。すなわち、ＰＷＭ波形のパルスが消滅する直前と消滅後とで、Ｐ側の素子の消弧期間がＴｄから零に急変する。このようにゲート信号が不連続に変わることは、電流，電圧の制御が不連続になり、安定した制御を阻害する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、変調率が１を超えるような、あるいは、１付近のＰＷＭ変調では、変調度が１付近でゲートのパルス幅が不連続に変化したり、発生が不規則になり、電流，電圧制御が不連続になり、安定した制御を阻害したり、リップルを発生する。また、変調度が１を超えることにより、制御利得が変化し、電源電流に波形歪を発生させる。
【００２１】
本発明においては、制御の不安定や、波形歪，リップルの発生を防ぐことを目的とし、より低い変調度にて所望の制御特性を得ることができ、変調度が１あるいは過変調になりにくい方法を提供する。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法は、三相交流電源電圧と直流電圧とを相互に変換するコンバータ部と、交流電源電流を指令する電流指令信号と、該電流指令信号と交流電源電流との誤差を演算増幅する電流制御部、及び該電流制御部の出力が加えられ該出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を有し、該ＰＷＭ発生部の出力信号をコンバータ部に与えることにより交流電源電流を前記電流指令信号に一致させる制御を行うコンバータの制御方法において、バイアス波形を有し、該バイアス波形は三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得た波形とし、該波形と前記電流制御部の出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたことを特徴とする。
【００２３】
すなわち、本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法においては、基準波形発生部に基準バイアス発生器を設けて、基準正弦波発生器と同様に位相が電源電圧と一致した基準バイアス波形を出力する。またその波形は、基準正弦波発生器の出力である基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔのうちの最大である相の波形をピーク値の０．８６６倍（＝ＳＩＮ６０°）に制限するとともに、最大である相の波形が０．８６６を超えた分を他の２相の正弦波形から加減した波形とする。
【００２４】
更に、基準波形発生部に、バイアス変調率算出器と掛け算器とを追加する。ここで、バイアス変調率算出器は、電源電圧と目標とする直流電圧との比に比例したバイアス変調率を出力する。前記基準バイアス波形発生器の出力にバイアス変調率を掛けたものをバイアス電圧指令とし、該バイアス電圧指令と電流制御部の出力との和に応じたＰＷＭ波形をＰＷＭ発生部にて出力する。
【００２５】
【作用】
前記の手段により、３相各相の基準バイアス波形の振幅を正弦波の０．８６６倍（＝ＳＩＮ６０°）に制限することにより、従来の電流制御部の出力に現れていたコンバータ電圧指令に比べて、バイアス電圧指令の最大値は約１３％小さく抑えられ、広い範囲の直流電圧，電源電圧に対して過変調にならないで制御ができる。従って、ＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔには必ずパルスが現れ、ゲート増幅部１０内のモノマルチバイブレータの動作に基づくゲートパルスの不連続な動作は生じない。
【００２６】
また、３相のバイアス電圧指令の波形は頭部が平らな波形であるため、電源電圧の中性点からみた各相の電圧は頂部が平らな波形となり、正弦波とはならないが、３相のバイアス電圧指令の相互の差の波形は従来の電流制御部の出力と同等の正弦波となっているため、線間電圧としては正弦波となっており、波形の歪率を損なうこともない。
【００２７】
なお、前記の制限値は必ずしも０．８６６倍である必要はなく、１未満であって０．８６６以上であればそれなりの効果はある。何となれば、この制限値を小さくするほど変調率の最大値が小さくなるため、より広い範囲の直流電圧や電源電圧に対して過変調とならずに制御できる。
【００２８】
その制限値を０．８６６（＝ＳＩＮ６０°）以下にすると、三つの基準バイアス波形のうちの二つの基準バイアス波形が同時に制限される帰還が生じる。二つの基準バイアス波形が制限されて一定値になってしまうと、その期間中は当該線間電圧は一定になってしまう。すなわち歪を発生する。他の一相基準バイアス波形を修正するだけでは三相の電流を制御できない。かようにして、最も効果の大きい制限値は０．８６６となる。
【００２９】
さらには、電源電圧と位相の一致したバイアス電圧指令により、ＰＷＭ波形を発生しコンバータを運転すれば、電流制御部の出力が零であっても直流電圧は電源電圧に比例した電圧値に安定する。したがって、バイアス電圧指令を電源電圧と目標とする直流電圧との比に応じて変化させれば、電流制御部の出力が零であってもほぼ直流電圧を一定値に保つことができる。このことは、バイアス電圧指令があれば、さらにはバイアス電圧指令を電源電圧と目標とする直流電圧との比に応じて変化させれば、電流制御部のゲインは小さくてもよいことを意味する。
【００３０】
【発明の実施の態様】
図１に本発明の一実施例による正弦波コンバータ装置の構造を示しており、従来例を示す図３と同一の符号は同一の部分を示している。本発明では、基準波形発生部６に基準バイアス波形発生器６４と、バイアス変調率算出器６２、および掛け算器６３が追加されており、また、加算器１１が追加されている。掛け算器６３は、基準バイアス波形発生器６４の出力とバイアス変調率算出器６２の出力との積をとり、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊を出力する。ＰＷＭ発生部８には、加算器１１によって、掛け算器６３の出力である各相のバイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊と、電流制御部７の出力である各相のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊とのそれぞれの和信号Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊が与えられて、該信号に応じてＰＷＭ波形を出力する。
【００３１】
図２は基準正弦波Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔと、基準バイアス発生器６４の出力Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔの波形を示す。
【００３２】
まず、期間Ｔｅについて説明する。Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔは波高値１の正弦波である。期間ＴｅではＲ相の波形Ｓｒの瞬時値はＳ相およびＴ相の波形Ｓｓ，Ｓｔの瞬時値と比べて最も大きい値となっている。Ｒ相の波形Ｓｒが最も大きい絶対値を有する６０度の期間Ｔｅは、Ｒ相の基準バイアス波形Ｓｂｒは０．８６６一定とする。これはＳＩＮ６０°の値である。また、この期間中は、基準バイアス波形Ｓｂｒが基準正弦波Ｓｒより低下した分だけ、Ｓ相およびＴ相の基準バイアス波形Ｓｂｓ，Ｓｂｔも減少（絶対値としては増加）させる。
【００３３】
他の６０度の期間においても、その期間中に絶対値が最大の基準正弦波の相の基準バイアス波形を０．８６６に固定するとともに、該相の基準バイアス波形と基準正弦波との差を他の２相の基準正弦波から加減算したものを基準バイアス波形とする。以上のような基準バイアス波形は、電子回路によるリミッタ回路や加減算回路によっても実現できるが、マイクロコンピュータを使用した制御回路では、メモリテーブルを設けることにより簡単に実現できる。
【００３４】
バイアス変調率算出器６２は、交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの大きさ、例えば実効値Ｖｒｍｓ  と直流電圧設定器５１の出力である直流電圧指令Ｖｄｃ＊とから、直流電圧が直流電圧指令とほぼ同じ値で交流電源電圧と直流電圧が平衡するようなバイアス変調率Ｋｂを算出する。具体的には、ＫｂはＶｒｍｓ  ／Ｖｄｃ＊に比例した値となる。
【００３５】
掛け算器６３は、基準バイアス波形発生器６４の出力Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔとバイアス変調率Ｋｂとを乗算し、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊を出力する。該バイアス電圧指令は基準バイアス波形Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔと同じ形状をし、基準正弦波発生器６１の出力Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔと同じ位相で、且つ波高値がバイアス変調率Ｋｂの０．８６６倍の波形である。
【００３６】
ＰＷＭ発生部８は、加算器１１により演算される、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊と、電流制御部７の出力のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊との和に応じたＰＷＭ波形を出力する。
【００３７】
以上の構成では、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊が、直流電圧から電源電圧に応じた交流電圧を出力する変調率を持つため、電流制御部７の出力のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊は、制御すべき電源電流の交流リアクトル，電源インピーダンスによる電圧降下分のみを制御すればよく、電流制御部の出力の振幅はバイアス電圧指令に対してはごく小さくなり、変調度はほぼバイアス電圧指令で決まる。
【００３８】
また、基準バイアス波形及びバイアス電圧指令は、波高値が従来の電流制御部の出力よりも１３％低い状態でも、３相の基準バイアス波形及びバイアス電圧指令の相互の差は１００％の波高値の正弦波となっているため、線間電圧には従来通りの電圧が出力される。すなわち、従来よりも１３％低い変調度にて従来通りの線間電圧を出力することができ、しかも、線間電圧波形は正弦波に保たれる。
【００３９】
以上の説明では、制御部４は、直流電圧制御部５と、電流制御部７と、電流検出器２４とによりコンバータ交流電流を制御するループを構成している場合で、しかも、交流電源電流を正弦波とする正弦波コンバータの場合を示したが、本発明は電流制御ループを内部に持ち、交流電源電流を電流指令に一致させるように制御するように構成した制御回路に対して適用でき、電流指令の形状や発生手段にかかわらず適用できる。
【００４０】
アクティブフィルタの制御回路に適用した例を図７に示す。図７中の図１と同一の符号は同一の部分を示している。図７では、電源１には歪電流を発生する負荷３ａがつながれている。アクティブフィルタ２ａは負荷３ａが発生する歪電流波形から歪電流成分を検出し、該歪電流成分を発生して負荷に供給することにより、電源には歪の無い正弦波電流のみが流れるようにするものである。
【００４１】
図７では、負荷３ａの電流を検出する電流検出器３１が設けられ、制御部４には、高調波検出器６５と加算器７４とが設けられている。高調波検出器６５は、電流検出器３１で検出された負荷３ａへの負荷電流Ｉｌｒ，Ｉｌｓ，Ｉｌｔから高調波電流のみを検出して、高調波補正指令Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊を発生する。該高調波補正指令は、掛け算器７１の出力と加減算されて、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊となる。従って、コンバータの電源電流はアクティブフィルタ内のコンデンサ２２の電圧を一定にするための電流に加えて、負荷３ａに流れる高調波電流を重畳させた電流に制御される。
【００４２】
前記の高調波電流が負荷３ａへの高調波電流を供給するために、電源１には高調波が流れない。以上のように、図７の回路においても、基準バイアス波形発生器６４と、バイアス変調率算出器６２と、掛け算器６３とによって得られるバイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊の機能は有効に動作し、前記図１のコンバータの例と同様な効果を発揮する。
【００４３】
【発明の効果】
以上に詳細に説明したように、本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法によれば、従来よりも低い変調率にて所望の制御をすることができるので、変調率が１から離れて、変調率１付近で発生するゲート信号や素子の不連続な動作や、不安定な動作に基づく制御の不安定や波形歪を無くし、所望の制御を実現することができる。
【００４４】
以上の説明では、制御部は、直流電圧制御部５と、電流制御部７と、電流検出部２４とによりコンバータ交流電流を制御するループを構成している場合で、しかも、交流電源電流を正弦波とする正弦波コンバータの場合を示したが、本発明は電流制御ループを内部に持ち、交流電源電流を正弦波とする場合に限らず、任意の形状の電流に制御する場合にも適用できる。
【００４５】
また、基準バイアス波形の波高値を０．８６６（＝ＳＩＮ６０°）に制限する場合について説明したが、該波高値は適用に応じて、１未満で０．８６６以上の任意の値に設定しても効果が得られる。また、バイアス変調率算出器によるバイアス変調率の算出の仕方も、適用によっては直流電圧や直流電圧指令のみや交流電源電圧のみから求めることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の一実施例における、正弦波コンバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の一実施例における、基準バイアス波形を示すグラフである。
【図３】従来の正弦波コンバータ装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】正弦波コンバータ装置に使用されるゲート増幅部の構成例を示すブロック図である。
【図５】従来の正弦波コンバータ装置の動作波形を示すグラフである。
【図６】動作波形を詳細に説明するために図５を拡大して示した動作波形を示すグラフである。
【図７】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の他の実施例によるアクティブフィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  交流電源
２  コンバータ主回路
２ａ  アクティブフィルタ
３  コンバータ装置の負荷
３ａ  負荷
４  制御部
５  直流電圧制御部
６  基準波形発生部
７  電流制御部
８  ＰＷＭ発生部
９  搬送波発生部
１０  ゲート増幅部
１１  加算器
２１  コンバータ回路
２２  直流平滑コンデンサ
２３  交流リアクトル
２４  電流検出器
３１  電流検出器
５１  直流電圧設定器
５２  加算器
５３  演算増幅器
６１  基準正弦波発生器
６２  バイアス変調率算出器
６３  掛け算器
６４  基準バイアス波形発生器
６５  高調波検出器
７１  掛け算器
７２  加算器
７３  演算増幅器
７４  加算器
８１  比較器
１０１  反転器
１０２，１０３  モノマルチバイブレータ
１０４  ＮＯＲゲート
１０５，１０６  ＡＮＤゲート
１０７，１０８  ゲート増幅器
Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ  コンバータの交流電源電流
Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊  コンバータ交流電流指令
Ｉｄ＊  コンバータ直流電流指令値
Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊  高調波補正指令
Ｉｌｒ，Ｉｌｓ，Ｉｌｔ  負荷電流
Ｋｂ  バイアス変調率
ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔ  各相毎のＰＷＭ波形
Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔ  基準バイアス発生器の出力
Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ  基準正弦波信号
Ｔ１，Ｔ２  パルス幅
Ｔ１１  Ｎ側の素子の導通期間
Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ  期間
Ｔｄ  デッドタイム
Ｔｅ  期間
ＴＷ  三角波
Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊  バイアス電圧指令
Ｖｄｃ  直流電圧
Ｖｄｃ＊  直流電圧指令
Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊  コンバータ電圧指令
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ  各相の交流電源電圧
Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊  バイアス電圧指令と電流制御部の出力との和信号
【図１】
0003602229.tif 000002
【図２】
0003602229.tif 000003
【図３】
0003602229.tif 000004
【図４】
0003602229.tif 000005
【図５】
0003602229.tif 000006
【図６】
0003602229.tif 000007
【図７】
0003602229.tif 000008