(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流モーターの回転に同期して回転するｄ軸とｑ軸から成る直交座標系（以下、ｄｑ軸座標系と呼ぶ）において前記モーターの基本波電流を制御する基本波電流制御手段と、
前記モーターに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸とｑｈ軸から成る直交座標系（以下、ｄｈｑｈ軸座標系と呼ぶ）において前記モーターの高調波電流を制御する高調波電流制御手段とを備えたモーター制御装置であって、
ｄｈｑｈ軸座標系における前記モーターの高調波速度起電力を推定する推定手段と、
前記推定手段により推定された高調波速度起電力を補償する補償手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記高調波電流制御手段は、ｄｈｑｈ軸座標系における高調波電流を０にするための高調波電圧指令値を出力し、
前記補償手段は、前記高調波電圧指令値に前記高調波速度起電力推定値を加算して補償することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記推定手段は、前記モーターのインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記３相交流モーターは永久磁石式同期モーターであり、
前記推定手段は、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記３相交流モーターは永久磁石式同期モーターであり、
前記推定手段は、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分とインダクダンスの高調波成分とに起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項６】
請求項３または請求項５に記載のモーター制御装置において、
前記推定手段は、前記モーターのｄｑ軸座標系における基本波電流指令値、電気的回転速度およびインダクダンスの高調波成分に基づいて、前記モーターのインダクダンスに起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項７】
請求項３または請求項５に記載のモーター制御装置において、
前記推定手段は、前記モーターのｄｑ軸基本波電流、電気的回転速度およびインダクダンスの高調波成分に基づいて、前記モーターのインダクダンスに起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項８】
請求項４または請求項５に記載のモーター制御装置において、
前記推定手段は、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分と電気的回転速度とに基づいて、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項９】
請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記推定手段は、前記モーターの抵抗とインダクダンスの基本波成分をパラメーターとして構成される外乱オブザーバーであることを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーター制御装置に関し、特に、３相交流モーターに流れる高調波電流を低減するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本出願人は、３相交流モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸直交座標系において基本波電流を制御する基本波電流制御系と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈｑｈ軸直交座標系（高調波座標系）において高調波電流を制御する高調波電流制御系とを備え、３相交流モーターに流れる高調波電流を低減するモーター制御装置を提案している（特願２０００−３５６１１７号）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述したモーター制御装置では、ｄｑ軸座標系において、定常時には基本波電流が直流量になり、高調波電流が交流量になる。そこで、ｄｑ軸座標系の電流から交流量の高調波電流をハイパスフィルターを用いて抽出し、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波電流に変換することによって、高調波電流を直流量として扱うことができ、さらに高調波電流制御系にＰＩ制御回路を用いることによって、制御偏差の少ない高調波電流制御を実現している。
【０００４】
しかしながら、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波速度起電力が高調波電流制御系の外乱として存在するため、高調波電流制御系にＰＩ制御回路を設けただけでは高調波電流制御系の応答が遅く、高調波電流を充分に低減することができないという問題がある。
【０００５】
本発明の目的は、３相交流モーターに流れる高調波電流を低減することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）  請求項１の発明は、３相交流モーターの回転に同期して回転するｄ軸とｑ軸から成る直交座標系（ｄｑ軸座標系）において前記モーターの基本波電流を制御する基本波電流制御手段と、前記モーターに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸とｑｈ軸から成る直交座標系（ｄｈｑｈ軸座標系）において前記モーターの高調波電流を制御する高調波電流制御手段とを備えたモーター制御装置であって、ｄｈｑｈ軸座標系における前記モーターの高調波速度起電力を推定する推定手段と、前記推定手段により推定された高調波速度起電力を補償する補償手段とを備えることにより、上記目的を達成する。
（２）  請求項２のモーター制御装置は、前記高調波電流制御手段によって、ｄｈｑｈ軸座標系における高調波電流を０にするための高調波電圧指令値を出力し、前記補償手段によって、前記高調波電圧指令値に前記高調波速度起電力推定値を加算して補償するようにしたものである。
（３）  請求項３のモーター制御装置は、前記推定手段によって、前記モーターのインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（４）  請求項４のモーター制御装置は、前記３相交流モーターが永久磁石式同期モーターであり、前記推定手段によって、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（５）  請求項５のモーター制御装置は、前記３相交流モーターが永久磁石式同期モーターであり、前記推定手段によって、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分とインダクダンスの高調波成分とに起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（６）  請求項６のモーター制御装置は、前記推定手段によって、前記モーターのｄｑ軸座標系における基本波電流指令値、電気的回転速度およびインダクダンスの高調波成分に基づいて、前記モーターのインダクダンスに起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（７）  請求項７のモーター制御装置は、前記推定手段によって、前記モーターのｄｑ軸基本波電流、電気的回転速度およびインダクダンスの高調波成分に基づいて、前記モーターのインダクダンスに起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（８）  請求項８のモーター制御装置は、前記推定手段によって、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分と電気的回転速度とに基づいて、前記モーターの永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定するようにしたものである。
（９）  請求項９のモーター制御装置の前記推定手段は、前記モーターの抵抗とインダクダンスの基本波成分をパラメーターとして構成される外乱オブザーバーである。
【０００７】
【発明の効果】
（１）  請求項１の発明によれば、高調波電流制御における外乱である高調波速度起電力を補償して高調波電流制御系の応答性を向上させることができ、高調波電流を低減してより高効率で高性能なモーターの駆動制御を実現できる。
（２）  請求項２の発明によれば、従来の基本波電流制御系と高調波電流制御系とを備えたモーター制御装置に対し、高調波速度起電力の推定手段と補償手段とを付加するだけで、容易に高調波速度起電力を補償することができる。
（３）  請求項３の発明によれば、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力の影響が小さく、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力が大きい場合には、簡単な構成で大きな高調波速度起電力の補償効果を上げることができる。
（４）  請求項４の発明によれば、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力の影響が小さく、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力が大きい場合には、簡単な構成で大きな高調波速度起電力の補償効果を上げることができる。
（５）  請求項５の発明によれば、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力と、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力とがともに大きい場合には、両方の高調波速度起電力を補償することができる。
（６）  請求項６の発明によれば、少ない演算量で高調波速度起電力を推定することができる上に、電流センサーにより検出されたモーター電流に含まれるノイズなどの影響を受けることなく、インダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力を正確に推定することができる。また、基本波電流指令値の演算周期ごとに高調波速度起電力の推定演算を行うことになるため、高調波速度起電力の推定演算周期が電流制御周期よりも長くなり、これにより電流制御周期での演算量を増加させずに高調波速度起電力を推定することができる。
（７）  請求項７の発明によれば、高調波速度起電力を正確に補償することができる。
（８）  請求項８の発明によれば、簡単な構成で永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力を推定することができる。
（９）  請求項９の発明によれば、モーターインダクダンスの高調波成分が未知の場合や変化する場合、あるいは永久磁石磁束の高調波成分が未知の場合でも、高調波速度起電力を推定して補償することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
《発明の第１の実施の形態》
図１は第１の実施の形態の構成を示す。この一実施の形態のモーター制御装置は、３相交流モーターで直流モーター並のトルク制御を実現するベクトル制御を行う。なお、この一実施の形態ではモーターＭに永久磁石式３相同期モーターを用いた例を説明する。
【０００９】
トルク制御回路１は、トルク指令値Ｔｅ＿ｃｍｄおよび３相同期モーターＭの電気的な回転速度ω（詳細後述）に基づいて、電流指令値テーブル（不図示）からｄｑ軸座標系におけるｄ軸基本波電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄとｑ軸基本波電流指令値ｉｑ＿ｃｍｄを演算する。ここで、ｄｑ軸座標系は、３相同期モーターＭの機械的な回転速度の整数倍の電気的な回転速度で回転するｄ軸とｑ軸から成る直交座標系である。したがって、３相同期モーターの場合は、ｄｑ軸座標系はモーター回転に同期して回転する。
【００１０】
基本波電流制御回路２はｄｑ軸座標系において基本波電流を制御する。詳細を後述するが、三相同期モーターＭの実電流ｉｕ、ｉｖをｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑに変換し、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑをそれぞれ基本波電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄに一致させるための基本波電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ０、ｖｖ＿ｔｍｐ０、ｖｗ＿ｔｍｐ０を演算する。
【００１１】
高調波電流制御回路３は、ｄｈｑｈ軸高調波座標系において高調波電流を制御する。ここで、ｄｈｑｈ軸高調波座標系は、３相同期モーターＭに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸とｑｈ軸から成る直交座標系である。詳細を後述するが、ｄｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑからｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波成分ｉｄｈ、ｉｑｈを抽出し、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電流ｉｄｈ、ｉｑｈをそれぞれ高調波電流指令値ｉｄｈ＿ｃｍｄ、ｉｑｈ＿ｃｍｄに一致させるための高調波電圧指令値ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈを演算する。
【００１２】
加算器４は、基本波電流制御回路２により生成された基本波電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ０、ｖｖ＿ｔｍｐ０、ｖｗ＿ｔｍｐ０と、高調波電流制御回路３により生成された高調波電圧指令値ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈとを加算し、３相交流電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ、ｖｖ＿ｔｍｐ、ｖｗ＿ｔｍｐを算出する。電力変換回路５はＩＧＢＴなどの電力変換素子から構成されるインバーターであり、３相電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ、ｖｖ＿ｔｍｐ、ｖｗ＿ｔｍｐにしたがってバッテリーなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを生成して３相交流モーターＭに印加する。
【００１３】
エンコーダーＰＳは３相同期モーターＭに連結され、モーターＭの回転位置θｍを検出する。電流センサー６は、３相同期モーターＭのＵ相とＶ相の実電流ｉｕ、ｉｖを検出する。位相速度演算回路７は、エンコーダーＰＳからのモーター回転位置信号θｍに基づいて、３相同期モーターＭの機械的な回転速度（角速度）ωｍの整数倍の電気的な回転速度（角速度）ωと電気的な回転位相θを演算する。なお、電気的な回転速度（角速度）ωは３相同期モーターＭに流れる交流電流の周波数（角周波数）である。
【００１４】
図２は、第１の実施の形態の基本波電流制御回路２と高調波電流制御回路３の詳細な構成を示す。この第１の実施の形態では、３相同期モーターＭの基本波電流制御回路２と高調波電流制御回路３に対して、モーターＭで発生する高調波速度起電力を補償するための回路を付加する。まず、基本波電流制御回路２は、３相／ｄｑ変換回路２１、減算器２２、ＰＩ−ｄｑ電流制御回路２３、非干渉制御回路２４、加算器２５およびｄｑ／３相変換回路２６を備えている。
【００１５】
３相／ｄｑ変換回路２１は、電流センサー６により検出された３相同期モーターＭの実電流ｉｕ、ｉｖをｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑへ変換する。減算器２２は、ｄｑ軸における電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄと実電流ｉｄ、ｉｑとの偏差（ｉｄ＿ｃｍｄ−ｉｄ）、（ｉｑ＿ｃｍｄ−ｉｑ）を演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御回路２３は、基本波電流偏差（ｉｄ＿ｃｍｄ−ｉｄ）、（ｉｑ＿ｃｍｄ−ｉｑ）をＰＩ（比例・積分）演算増幅し、ｄｑ軸電圧指令値を演算する。
【００１６】
非干渉制御回路２４はｄｑ軸座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善する回路であり、ｄｑ軸座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧ｖｑ＿ｃｍｐを演算する。加算器２５は、ＰＩ−ｄｑ電流制御回路２３から出力されるｄ軸とｑ軸の電圧指令値にそれぞれｄ軸補償電圧ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧ｖｑ＿ｃｍｐを加算し、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄ、ｖｑ＿ｃｍｄを算出する。
【００１７】
ｄｑ／３相変換回路２６は、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄ、ｖｑ＿ｃｍｄを３相交流座標系におけるＵ相基本波電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ０、Ｖ相基本波電圧指令値ｖｖ＿ｔｍｐ０、Ｗ相基本波電圧指令値ｖｗ＿ｔｍｐ０に変換する。
【００１８】
一方、高調波電流制御回路３は、ハイパスフィルター３１、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路３２、減算器３３、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４、高調波速度起電力推定回路３５、加算器３６およびｄｈｑｈ／３相変換回路３７を備えている。
【００１９】
ハイパスフィルター３１は、基本波電流制御回路２の３相／ｄｑ変換回路２１で求めたｄｑ軸実電流ｉｄ、ｉｑにフィルター処理を施して高調波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路３２は、ｄｑ軸に存在する高調波電流をｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電流ｉｄｈ、ｉｑｈに変換する。減算器３３は、ｄｈｑｈ軸における電流指令値ｉｄｈ＿ｃｍｄ、ｉｑｈ＿ｃｍｄとｄｈｑｈ軸の高調波電流ｉｄｈ、ｉｑｈとの偏差（ｉｄｈ＿ｃｍｄ−ｉｄｈ）、（ｉｑｈ＿ｃｍｄ−ｉｑｈ）を演算する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４は、高調波電流偏差（ｉｄｈ＿ｃｍｄ−ｉｄｈ）、（ｉｑｈ＿ｃｍｄ−ｉｑｈ）をＰＩ（比例・積分）演算増幅し、ｄｈｑｈ軸電圧指令値を演算する。
【００２０】
高調波速度起電力推定回路３５は、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における速度起電力を補償してｄｈｑｈ軸電流の応答性を改善する回路であり、ｄｈ軸の高調波速度起電力Ｋｄｈｗとｑｈ軸の高調波速度起電力Ｋｑｈｗを演算する。このｄｈｑｈ軸の高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗの算出方法については後述する。加算器３６は、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４から出力されるｄｈ軸とｑｈ軸の電圧指令値にそれぞれｄｈ軸の高調波速度起電力Ｋｄｈｗとｑｈ軸の高調波速度起電力Ｋｑｈｗを加算し、ｄｈ軸とｑｈ軸の電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄを算出する。
【００２１】
ｄｈｑｈ／３相変換回路３７は、ｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄを３相交流座標系におけるＵ相高調波電圧指令値ｖｕｈ、Ｖ相高調波電圧指令値ｖｖｈ、Ｗ相高調波電圧指令値ｖｗｈに変換する。
【００２２】
上述したように、加算器４は、基本波電流制御回路２により生成された基本波電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ０、ｖｖ＿ｔｍｐ０、ｖｗ＿ｔｍｐ０と、高調波電流制御回路３により生成された高調波電圧指令値ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈとを各相ごとに加算し、３相交流電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ、ｖｖ＿ｔｍｐ、ｖｗ＿ｔｍｐを算出する。
【００２３】
なお、この第１の実施の形態ではｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄを３相交流座標系の電圧指令値ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈに変換した後に、基本波電流制御回路２から出力される電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ０、ｖｖ＿ｔｍｐ０、ｖｗ＿ｔｍｐ０と加算し、３相交流座標系における電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ、ｖｖ＿ｔｍｐ、ｖｗ＿ｔｍｐを算出する例を示したが、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄをｄｑ軸座標系における基本波電圧指令値ｖｄ＿ｃｍｄ、ｖｑ＿ｃｍｄと加算した後に、ｄｑ／３相変換を行って３相交流座標系における電圧指令値ｖｕ＿ｔｍｐ、ｖｖ＿ｔｍｐ、ｖｗ＿ｔｍｐを算出するようにしてもよい。あるいはまた、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における高調波電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄをαβ軸座標系の高調波電圧指令値へ変換し、αβ軸の基本波電圧指令値と加算した後、３相交流座標系に変換して３相交流電圧指令値を算出するようにしてもよい。
【００２４】
次に、高調波速度起電力推定回路３５によるｄｈｑｈ軸の高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗの算出方法について説明する。高調波速度起電力の発生要因であるインダクダンスの高調波成分は、３相交流の回路方程式で表されるＵＶＷ相の自己インダクダンスの空間高調波成分である。ＵＶＷ相の自己インダクダンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは次式で表される。
【数１】
0003582505.tif 000002
数式１において、Ｌｇｏは３相同期モーターＭのインダクダンスの直流分、Ｌｎ（ｎ＝１，２，・・）はモーターＭのインダクダンスの交流分、θは上述したモーターＭの電気的な回転位相である。また、数式１において、ｎ＝１の場合には右辺第２項は一般的な内部埋め込み磁石構造を有するＩＰＭモーターの突極性を表す項となり、ｎ≧２の場合の各相の自己インダクダンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの高調波成分が高調波速度起電力の発生要因となる。
【００２５】
また、永久磁石同期モーターでは、永久磁石磁束に高調波成分が含まれる場合に、その高調波成分が高調波速度起電力を発生させる。これらの高次のインダクダンスと永久磁石磁束の高調波成分を考慮して、ｄｑ軸座標系の回路方程式を導くと、ｎ＝２，５，８，・・・の場合には次式のようになる。
【数２】
0003582505.tif 000003
数式２はｎの内の１成分のみを示しているが、他次数が含まれる場合にはそれらの項も数式２に加わる。数式２において、ｖｄ、ｖｑはｄｑ軸の電圧、ＲはモーターＭの巻線抵抗、φは永久磁石の磁束である。また、ｅｄｋは永久磁石磁束による速度起電力のｄ軸高調波成分を表し、ｅｑｋはそのｑ軸高調波成分を表す。数式２の第３段目に現れるωの積の項がインダクダンスの高調波成分による高調波速度起電力である。
【００２６】
ｄｈｑｈ軸高調波座標への変換行列は次式で表される。
【数３】
0003582505.tif 000004
数式３において、θｈ＝−（２ｎ＋２）θである。
【００２７】
ここで、永久磁石磁束の高調波成分が数式４で表されるとすると、ｄｈｑｈ軸高調波座標系における回路方程式は数式５で表される
【数４】
0003582505.tif 000005
【数５】
0003582505.tif 000006
数式４において、φ５は永久磁石磁束の５次の高調波成分を表す。数式５において、ｖｄｈ、ｖｑｈはｄｈｑｈ軸の電圧である。また、ｅｄ０、ｅｑ０は、ｄｑ軸座標系の永久磁石磁束による速度起電力の基本波成分ωφをｄｈｑｈ軸座標系に変換した速度起電力を表す。さらに、ｅｄｈ、ｅｑｈは、ｄｑ軸座標系の永久磁石磁束の高調波速度起電力ｅｄｋ、ｅｑｋをｄｈｑｈ軸座標系に変換した高調波速度起電力を表し、永久磁石磁束の高調波成分が数式４で表される場合にはｅｄｈ、ｅｑｈは次式で表される。
【数６】
0003582505.tif 000007
ｄｈｑｈ軸高調波座標系へ変換する際には、モーター電流に含まれる高調波電流成分の内、任意の高調波電流成分の回転に合わせた座標系に変換できるが、モーター電流に含まれる最も大きな高調波電流を制御する場合には、その発生要因となる高調波速度起電力の項も直流量として表される。
【００２８】
上記数式５の第１段目と第２段目の速度ωの項、また、第１段目のｅｄ０、ｅｑ０については、ｄｑ軸座標系における一般的な非干渉制御によって補償される。高調波速度起電力を表す第１段目の磁石磁束高調波による項と第３段目のモーターインダクダンス高調波による項が残り、これらの高調波速度起電力によってｄｈｑｈ軸高調波座標系における電流応答が遅くなる。
【００２９】
そこで、高調波速度起電力推定回路３５では数式５に基づいて、まずモーターＭのインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力のｄｈ軸成分ｅＬｄｈとｑｈ軸成分ｅＬｑｈを求める。モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力ｅＬｄｈ、ｅＬｑｈは、モーターインダクダンスの次数ｎとその成分の値（モーターインダクダンスの高調波成分）、検出されたｄｑ軸基本波電流ｉｄ、ｉｑおよびモーターＭの電気的回転速度ωに基づいて次式により算出できる。
【数７】
0003582505.tif 000008
モーターインダクダンスはモーター電流値によっても変化するため、Ｌｎを定数とせずに、予め用意したテーブルの値を参照する方法や、電流の関数として表しておくなどの、変数として扱うことももちろん可能である。
【００３０】
また、上述したように、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力ｅｄｈ、ｅｑｈは数式６で表される。高調波速度起電力推定値Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗは、数式６の永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力ｅｄｈ、ｅｑｈと、数式７のモーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力ｅＬｄｈ、ｅＬｑｈとの和であり、次式により算出される。
【数８】
Ｋｄｈｗ＝ｅｄｈ＋ｅＬｄｈ，
Ｋｑｈｗ＝ｅｑｈ＋ｅＬｑｈ
算出した高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗを、図２に示す加算器３６を用いてｄｈｑｈ軸高調波電流のＰＩ制御出力、すなわちＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４の出力に加算し、次式によりｄｈｑｈ軸電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄを演算する。
【数９】
0003582505.tif 000009
数式９において、Ｋｐｄｈ、Ｋｐｑｈ、Ｋｉｄｈ、ＫｉｑｈはＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４のＰＩ（比例・積分）演算制御の定数であり、ＫｐｄｈとＫｐｑｈがｄｈ軸とｑｈ軸の比例定数、ＫｉｄｈとＫｉｑｈがｄｈ軸とｑｈ軸の積分定数である。なお、前もって演算可能であれば、（２ｎ＋１）Ｌｎ／２を定数として与えておくことにより、演算量を低減することができる。
【００３１】
数式９は、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力と、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力の両方を推定する場合を表すが、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力の影響が小さく、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力が大きい場合は、数式６に示す永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力のみを補償すればよい。逆に、永久磁石磁束の高調波成分に起因する高調波速度起電力の影響が小さく、モーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力が大きい場合は、数式７に示すモーターインダクダンスの高調波成分に起因する高調波速度起電力のみを補償すればよい。
【００３２】
この高調波電流制御のシミュレーション結果を図３に示す。図３は５次の高調波電流制御を行い、５次の高調波電流指令値を０としたシミュレーション結果を示す。高調波速度起電力補償を行わない従来の高調波電流制御と、高調波速度起電力補償を行う第１の実施の形態の高調波電流制御とを比較すると、従来のものより一実施の形態の方が制御開始から収束までの時間が大幅に短くなっていることがわかる。つまり、第１の実施の形態により、応答性のよい高調波電流制御を実現でき、高調波電流を自在に制御することによって高効率なモーター電流制御系を構成することができる。
【００３３】
以上説明したように第１の実施の形態によれば、３相同期モーターＭの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系においてモーターＭの基本波電流を制御する基本波電流制御回路２と、３相同期モーターＭに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈｑｈ軸高調波座標系においてモーターＭの高調波電流を制御する高調波電流制御回路３とを備え、ｄｈｑｈ軸高調波座標系におけるモーターＭの高調波速度起電力を推定し、推定した高調波速度起電力を補償する。すなわち、ｄｈｑｈ軸座標系における高調波電流を０にするための高調波電圧指令値に高調波速度起電力推定値を加算して補償するようにしたので、高調波電流制御における外乱である高調波速度起電力を補償して高調波電流制御系の応答性を向上させることができ、高調波電流を低減してより高効率で高性能な３相同期モーターＭの駆動制御を実現できる。
【００３４】
《発明の第２の実施の形態》
図４は、第２の実施の形態の基本波電流制御回路２と高調波電流制御回路３Ａの詳細な構成を示す。なお、この第２の実施の形態のモーター制御装置の全体構成は図１に示す構成と同様であり、図示と説明を省略する。また、図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。上述した第１の実施の形態の高調波速度起電力推定回路３５はｄｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑを入力としていたが、この第２の実施の形態の高調波速度起電力推定回路３５Ａはｄｑ軸電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄを入力とする。
【００３５】
ｄｑ軸の実電流ｉｄ、ｉｑの代わりに電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄを用いることよって、電流センサー６により検出された実電流ｉｄ、ｉｑに含まれるノイズなどの影響を受けることなく、インダクダンスによる高調波速度起電力ｅＬｄｈ、ｅＬｑｈを推定することができる。また、電流指令値ｉｄ＿ｃｍｄ、ｉｑ＿ｃｍｄの演算周期ごとに高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗの推定演算を行うことになるため、高調波速度起電力の推定演算周期が電流制御周期よりも長くなり、これにより電流制御周期での演算量を増加させずに高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗを推定することができる。
【００３６】
《発明の第３の実施の形態》
図５は、第３の実施の形態の基本波電流制御回路２と高調波電流制御回路３Ｂの詳細な構成を示す。なお、この第３の実施の形態のモーター制御装置の全体構成は図１に示す構成と同様であり、図示と説明を省略する。また、図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。上述した第１の実施の形態では高調波速度起電力推定回路３５により高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗを推定する例を示したが、この第３の実施の形態では高調波速度起電力推定回路３５の代わりに外乱オブザーバー３８により高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗを推定する。
【００３７】
図６は外乱オブザーバー３８の構成を示す。外乱オブザーバー３８にはｄｈｑｈ軸高調波電流ｉｄｈ、ｉｑｈと、ｄｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄと、ｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｑｈ＿ｃｍｄとが入力される。外乱オブザーバー３８に用いるプラント（制御対象の３相同期モーターＭ）の逆系３８ａ、３８ｂとしては、数式５の回路方程式の中で代表的な特性を表すモーターＭの抵抗ＲとインダクダンスＬｇｏで近似する。このプラントの逆系３８ａ、３８ｂにより得られた値から減算器３８ｃ、３８ｄによりｄｈｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ＿ｃｍｄ、ｖｑｈ＿ｃｍｄを減算した後、フィルター３８ｅ、３８ｆを通して雑音の影響を低減し、フィルター３８ｅ、３８ｆの遮断周波数より低い周波数で変化する高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、Ｋｑｈｗを演算することができる。
【００３８】
なお、上記第３の実施の形態ではフィルター３８ｅ、３８ｆに１次のローパスフィルターを用いた例を示すが、２次のローパスフィルターを用いてもよい。また、プラントの逆系としてモーターＭの抵抗ＲとインダクダンスＬｇｏで近似する以外にも、モーターＭの周波数特性からプラントの特性を求めることができる。
【００３９】
外乱オブザーバー３８により推定した高調波速度起電力Ｋｄｈｗ、ＫｑｈｗをＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路３４から出力されるｄｈｑｈ軸高調波電圧指令値に加算することによって、高調波速度起電力の影響を低減することができる。この第３の実施の形態では、インダクダンスの高調波成分や永久磁石磁束の高調波成分が未知の場合でも高調波速度起電力を推定し、補償することができる。
【００４０】
図７は、第３の実施の形態による高調波電流制御のシミュレーション結果を示す。図７は、モーター電流に含まれる５次高調波電流を制御した場合のシュミレーション結果を示し、５次高調波電流指令値を０としている。外乱オブザーバー３８の極ωｃに応じて収束時間が異なるが、高調波速度起電力補償を行わない従来の高調波電流制御と、高調波速度起電力補償を行うこの第３の実施の形態の高調波電流制御とを比較すると、従来のものより第３の実施の形態の方が速い応答性を有することがわかる。なお、上述した第３の実施の形態の外乱オブザーバーの構成以外に、状態方程式をもとにして構成した同一次元オブザーバーや有限整定オブザーバーなどを用いてもよい。
【００４１】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、基本波電流制御回路２が基本波電流制御手段を、高調波電流制御回路３、３Ａ、３Ｂが高調波電流制御手段を、高調波速度起電力推定回路３５、３５Ａおよび外乱オブザーバー３８が推定手段を、加算器３６が補償手段をそれぞれ構成する。
【００４２】
なお、上述した一実施の形態では永久磁石式３相同期モーターを用いた例を示したが、モーターの種類は上述した一実施の形態に限定されず、例えば３相誘導モーターを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の基本波電流制御回路と高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態による高調波電流制御のシミュレーション結果を示す図である。
【図４】第２の実施の形態の基本波電流制御回路と高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図５】第３の実施の形態の基本波電流制御回路と高調波電流制御回路の詳細な構成を示す図である。
【図６】第３の実施の形態の外乱オブザーバーの詳細な構成を示す図である。
【図７】第３の実施の形態による高調波電流制御のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
１  トルク制御回路
２  基本波電流制御回路
３、３Ａ、３Ｂ  高調波電流制御回路
４  加算器
５  電力変換回路
６  電流センサー
７  位相速度演算回路
Ｍ  ３相交流モーター
ＰＳ  エンコーダー
２１  ３相／ｄｑ変換回路
２２  減算器
２３  ＰＩ−ｄｑ電流制御回路
２４  非干渉制御回路
２５  加算器
２６  ｄｑ／３相変換回路
３１  ハイパスフィルター
３２  ｄｑ／ｄｈｑｈ変換回路
３３  減算器
３４  ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御回路
３５、３５Ａ  高調波速度起電力推定回路
３６  加算器
３７  ｄｈｑｈ／３相変換回路
３８  外乱オブザーバー
３８ａ、３８ｂ  プラントの逆系
３８ｃ、３８ｄ  減算器
３８ｅ、３８ｆ  １次ローパスフィルター
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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