(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変電圧、可変周波数の交流を出力し、この出力を電気車を駆動する誘導電動機に供給する電力変換器と、前記電気車のマスコンからの複数のノッチ指令により速度に対する各々の励磁電流指令とトルク電流指令を演算する手段と、前記電力変換器の出力電圧のパルスモードが１パルスとなるモードを有し、前記演算結果に基づいて前記電力変換器を制御するＰＷＭ信号を発する手段を備え、前記電力変換器の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するまで、前記励磁電流成分を前記ノッチ指令にかかわらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力するときの前記トルク電流成分を前記励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、前記誘導電動機の速度に応じて前記電力変換器の出力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧のパルスモードを１パルスとする電気車の制御装置において、
前記電力変換器を起動あるいは停止させるときは、前記励磁電流成分が一定に保持されるまで該励磁電流成分を徐々に増加あるいは減少することを特徴とする電気車の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、可変電圧可変周波数の交流を出力する電力変換器によって誘導電動機を駆動する電気車の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、鉄道車両用電気車の運転に際し、運転台のマスコンからのノッチ指令により速度に応じた所要トルク特性が与えられる。ノッチ指令がフルノッチではインバータ及び電動機が出しうる最大のトルク特性が与えられ、一方、低速で走行したい場合に選択され、フルパワーを必要としない低ノッチでは所定の速度以上になると、トルクが絞られる特性が与えられる。また、電気車では電車線電圧を最大限利用するため、高速域ではインバータのＰＷＭパルスモードが１パルスとなり、電車線電圧で決まる最大電圧を電動機に与える運転モードがある。
ところで、通常、電気車では低ノッチが選択され、トルクが絞られる点以上の速度になると、インバータの出力電圧を一定に保つ電圧止めを行う。この場合、電圧は最大電圧にはならず、ＰＷＭパルスモードは１パルスとならないので、インバータのスイッチング損失が大きく、熱的な問題が発生し、インバータの連続運転ができない。
そこで、この問題を解決するため、特開平４−３３４９０４号公報には、トルクが絞られる点以上の速度になると、低ノッチでも強制的に１パルスモードに移行させる制御を行うことが記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報に記載のような制御方法では、１パルスモードへの移行時に大きな電圧不連続が発生し、電動機にショックを与えることになる。
本発明の課題は、上述したような電圧不連続が発生することなく、１パルスモードへ移行させ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現すると共に、インバータと電動機を合わせた電気車駆動システムの全体の効率を高める電気車の制御装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、可変電圧、可変周波数の交流を出力し、この出力を電気車を駆動する誘導電動機に供給する電力変換器と、電気車のマスコンからの複数のノッチ指令により速度に対する各々の励磁電流指令とトルク電流指令を演算する手段と、電力変換器の出力電圧のパルスモードが１パルスとなるモードを有し、演算結果に基づいて電力変換器を制御するＰＷＭ信号を発する手段を備え、電力変換器の出力電圧が該変換器の出力し得る最大電圧に達するまで、励磁電流成分をノッチ指令にかかわらず常に一定に保持し、かつ、最大トルクを出力するときのトルク電流成分を励磁電流成分より所定値以上大きくすると共に、誘導電動機の速度に応じて電力変換器の出力電圧を連続して上昇し、前記最大電圧に達したとき、前記出力電圧のパルスモードを１パルスとする電気車の制御装置において、電力変換器を起動あるいは停止させるときは、励磁電流成分が一定に保持されるまで該励磁電流成分を徐々に増加あるいは減少することによって、解決される。
【０００５】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態を説明する前に、本発明の原理を説明する。
まず、比較のため、図２を用いて、従来の特性、すなわち、低ノッチが選択され、電圧止めを行った場合の速度に対する励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ（いずれもノッチ指令により決まる。）、線間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特性を示す。図２において、電動機の線間電圧Ｖｍは、６００Ｖに達するまでは上昇し、６００Ｖになった点以上の速度で一定となる。励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑは、線間電圧が６００Ｖ以下のときには一定、６００Ｖになると、両方ともほぼ速度に反比例して減少する形となる。すべり周波数ｆｓは全域にわたって一定である。図３は、低ノッチが選択され、図２の特性のときの速度に対するトルクＴ（実線）を示す。なお、図３の点線はフルノッチが選択されたときのトルクを表す。ここで、ベクトル制御ではトルクＴはＩｄ×Ｉｑに比例し、すべり周波数ｆｓはＩｑ／Ｉｄに比例する。
【０００６】
次に、図１は、本発明の特性、すなわち、図３に示した線間電圧６００Ｖで電圧止めを行った場合と同じトルクＴ（実線）を本発明により出した場合の速度に対する励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、線間電圧Ｖｍ、すべり周波数指令ｆｓの特性を示す。
図１において、線間電圧Ｖｍが６００Ｖとなる点（領域Ａ）までは図２と同じであるが、その点以上の速度となり、電圧が最大電圧１１３０Ｖ（ＰＷＭパルスモードが１パルスとなる最大電圧）になるまでは線間電圧Ｖｍが上昇し、最大電圧に達すると、一定となり、このときのＰＷＭパルスモードは１パルスとなる。線間電圧Ｖｍが６００Ｖ以上１１３０Ｖ以下の領域（領域Ｂ）では、励磁電流指令値Ｉｄは一定値Ｉｄ０を保ち、トルク電流指令値ＩｑはトルクＴに比例して一定値Ｉｑ０から減少させる。その結果すべり周波数ｆｓもトルクＴに比例して減少する。線間電圧Ｖｍが最大電圧となる領域（領域Ｃ）では、図２の線間電圧一定領域と同様に、すべり周波数ｆｓほぼ一定、励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑはほぼ速度に反比例する形で減少させる。
図１の本発明の特性は、図２の従来の特性に比し、線間電圧Ｖｍが６００Ｖから１１３０Ｖに達するまでの領域Ｂにおいて励磁電流指令値Ｉｄを一定値Ｉｄ０に保つことに特徴がある。
【０００７】
図４に、図１と図２に示した電圧止めを行った場合について、誘導電動機の損失を計算し、効率を比較した結果を示す。曲線１は、本発明の制御による誘導電動機の効率、曲線２は従来例による誘導電動機の効率を示す。ここで、誘導電動機の効率は、損失（銅損＋鉄損）が小さいほど高くなる。図４から領域Ｂ及び領域Ｃの前半で本発明の制御の方が効率が高くなることがわかる。
なお、図８は、誘導電動機の等価回路であり、誘導電動機に電圧Ｖ１を与えると、図８の回路に電流ｉ１が流れ、１次抵抗ｒ１により１次抵抗損失、２次抵抗ｒ２により２次抵抗損失（この２つの損失を銅損と呼ぶ。）が発生し、抵抗ｒｍにより鉄損が発生する。ここで、２次抵抗ｒ２（１−ｓ）／ｓで消費されるエネルギーが電気車を駆動する機械的エネルギーとなる。また、２次抵抗ｒ２を流れる電流がトルク電流Ｉｑとなり、励磁インダクタンスｌｍを流れる電流が励磁電流Ｉｄとなる。ｌ１は漏れインダクタンス、ｌｍは励磁インダクタンスを表す。
【０００８】
次に、本発明による誘導電動機の効率が、従来例に比し、高くなる理由を説明する。図５は、横軸に励磁電流Ｉｄ、縦軸にトルク電流Ｉｑをとって電流ベクトルを示した図である。ベクトル３は図１の領域Ａにおける電流ベクトル、ベクトル４は図１の領域Ｂにおける電流ベクトルを示す。ここで、ベクトル４の励磁電流Ｉｄの値Ｉｄ０はベクトル３と同じ（つまり、領域Ａと領域Ｂにおいて励磁電流Ｉｄが一定値Ｉｄ０に保持されている。）となっている。ベクトル５は図１の領域Ｂ相当における図２の電流ベクトル。曲線６はＩｄ×Ｉｑ（つまり、トルクＴ）が一定となる線を示す。
図２に示すように、電圧止めを行ったときには、励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑは同じ比率で減少するので、ベクトル５はベクトル４と同じトルクを出す電流ベクトルを示す。最大トルクを出しているベクトル３の最大トルク電流Ｉｑ０が励磁電流Ｉｄ０より所定以上（例えば、３倍以上）大きい場合には、ベクトル４と５を比較すると、励磁電流Ｉｄを一定に保持した場合のベクトル４の方が小さくなる。誘導電動機の損失の内１次抵抗による損失は１次電流つまり図５の電流ベクトルの大きさの２乗に比例するので、電流ベクトルが小さくなれば、その分損失が減少する。また、２次抵抗による損失は２次電流つまり図５のトルク電流の２乗に比例する。この場合、本発明によるトルク電流Ｉｑは、電流ベクトル３と４の大きさの比以上に減っており、その分損失が減少する。以上、誘導電動機の銅損については、１次、２次とも本発明の方が少なくなることがわかる。
一方、鉄損については、ほぼ電圧の２乗に比例するため、電圧が大きくなる本発明の方が増えることになる。しかしながら、一般的に鉄損の大きさは銅損の大きさに比べて小さいため、全損失でみると、銅損の減少分の方が大きく、本発明による方が図４に示したように誘導電動機の効率は高くなる。また、図４では高速域で本発明の方が効率が低くなっているが、これは電流の大きさが小さくなって銅損が減ってきているのに対し、電圧一定で鉄損は変化しないので、相対的に鉄損の比率が高くなっているためである。しかし、全損失でみると、減っており、鉄損による損失増の影響は少ない。
また、本発明では、ＰＷＭパルスは１パルス（図１の線間電圧Ｖｍを１１３０Ｖに高めることから、１パルスモードになる。）となっており、インバータのスイッチング損失が図２の電圧止めの場合と比べて小さくなり、インバータと誘導電動機を合わせた効率でみると、良くなる。さらに、図１からわかるように、線間電圧Ｖｍが６００Ｖから１１３０Ｖまで連続して変化するため、電圧の値に不連続が発生することもない。
以上の効果は、次の２つの場合を除いて、ノッチ指令に関わりなく、励磁電流を一定に保つことで得られる。１つは、電圧が最大電圧に達した場合でこのときには電圧を制御することができないので、励磁電流を下げて弱め界磁制御を行う。もう１つは、インバータを起動あるいは停止させるときで、この場合には電流の過渡振動を防止するために、励磁電流指令を過渡的に変化させることがある。
【０００９】
図６は、本発明の一実施形態を示す。図６において、１１は直流電源、１２は直流電源を平滑するためのフィルタコンデンサ、１３は誘導電動機１４を駆動するための３相電圧を与えるＰＷＭインバータ、１５は誘導電動機の速度ｆｒを検出する速度検出器、１６はマスコン、１７は電流指令演算器、１８はベクトル制御演算器、１９はＰＷＭ信号演算器である。
マスコン１６からのインバータ動作指令ＧＳＴ、ノッチ信号Ｎ及び速度検出器１５からの速度信号ｆｒが電流指令演算器１７に入力されると、電流指令演算器１７は必要なトルクＴを出すための励磁電流指令Ｉｄ及びトルク電流指令Ｉｑを演算して出力する。ベクトル制御演算器１８では励磁電流指令Ｉｄ、トルク電流指令Ｉｑ、速度ｆｒに基いてベクトル制御演算（例えば、特開平５−８３９７６号公報参照）を行い、電圧指令の大きさＶｃ（Ｖｃは線間電圧Ｖｍに比例する。）、位相θを出力する。ＰＷＭ信号演算器１９では電圧指令よりＰＷＭインバータ１３に与えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算して出力する。
【００１０】
図７は、電流指令演算器１７の詳細ブロック図である。図７において、ノッチ信号Ｎは運転台のマスコン１６より与えられ、ｌノッチ〜ｍノッチの値をとる。２１ｄｌ〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍは、図１に示す励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの特性を得るテーブルであり、ノッチ毎に速度ｆｒに応じて予め演算してある必要な励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑを与える。２２ｄ、２２ｑは切替スイッチであり、ノッチ信号Ｎによってテーブルの値を切り替える。２３ｄ、２３ｑはＰＷＭインバータ１３の起動時あるいは停止時に電流の過渡振動や急激なトルクの変化が生じないようにするために、励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑの値を制限する電流指令制限器であり、例えば、インバータ動作指令ＧＳＴがインバータ動作時には１、停止時には０となるとすると、ＧＳＴが０から１に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑを例えば１秒かけてＩｄ０、Ｉｑ０まで徐々に立ち上げ、ＧＳＴが１から０に変わったときには、Ｉｄ、Ｉｑを徐々に立ち下げて、その後インバータを停止させる。２３ｄ、２３ｑの出力が励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑとしてベクトル制御演算器１８に与えられる。
【００１１】
いま、例えばノッチ信号Ｎとして運転台のマスコン１６よりｌノッチを与えると、切替スイッチ２２ｄ、２２ｑによりテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌが選択され、速度ｆｒが図１の領域Ａの範囲では、それぞれトルク電流Ｉｑ一定の値Ｉｑ０、励磁電流Ｉｄ一定の値Ｉｄ０を出力する。ここで、ＰＷＭインバータ１３の起動時（または、停止時）に電流の過渡振動や急激なトルクの変化を避けるため、電流指令制限器２３ｄ、２３ｑにより励磁電流Ｉｄ０、トルク電流Ｉｑ０の値を制限して徐々に立ち上げる（または、立ち下げる。）。速度ｆｒが図１の領域Ｂの範囲になると、トルク電流Ｉｑは一定値Ｉｑ０から急激に減少し、一方、励磁電流Ｉｄは一定値Ｉｄ０を保持する。さらに、速度ｆｒが図１の領域Ｃの範囲になると、トルク電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄはともに漸減する。このように電流指令演算器１７は、ｌノッチ指令によって選択されたテーブル２１ｄｌ、２１ｑｌに基づいて速度ｆｒに応じたトルク電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄをベクトル制御演算器１８に出力する。ベクトル制御演算器１８では速度ｆｒが領域Ａ、Ｂの範囲でトルク電流Ｉｑ、励磁電流Ｉｄに応じて電圧指令の大きさＶｃを線間電圧Ｖｍの最大電圧１１３０Ｖまで連続的に上昇させ、領域Ｃで電圧指令の大きさＶｃを最大電圧１１３０Ｖとする。ＰＷＭ信号演算器１９は電圧指令に基づいて、すなわち、領域Ａ、Ｂの範囲ではＰＷＭモードを多パルスモードとして、領域ＣでＰＷＭパルスモードを１パルス（最大電圧１１３０Ｖ）としてＰＷＭインバータ１３に与えるスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを演算して出力する。
なお、本実施形態では、ノッチ信号Ｎとして２ノッチ〜ｍノッチの値が与えられても同様に動作する。
【００１２】
このように、本実施形態では、特に低ノッチが選択されてトルクが絞られる速度（Ｂ領域）に達したときでも、励磁電流指令Ｉｄを一定に保ち、トルク電流指令Ｉｑだけをトルク特性に比例させて漸減するように制御するので、所要特性のトルクを得ることができ、また、インバータの出力電圧を速度に応じて大きくすることができる。そして、この制御を出力電圧が最大電圧になるまで続けることにより、電圧を不連続に変化させることなく、１パルスモードに移行させることができ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転を実現することができると共に、インバータのスイッチング損失を減らすことができる。
また、１パルスモードに移行する前の段階でも最大トルクを出力するときのトルク電流成分が励磁電流成分より例えば３倍以上大きいと、従来の電圧止めを行う場合に比べて、電圧が高くなる分同じトルクを出すのに必要な電流の大きさは小さくて済むため、誘導電動機に発生する銅損を小さくすることができ、電圧が高くなった分増える鉄損を差し引いてトータルとしてみると、誘導電動機に発生する損失を電圧止めを行った場合よりも小さくすることができる。
また、１パルスモードとなり、電流の値が小さくなった場合には、誘導電動機の損失は鉄損が支配的となり、電圧止めを行った場合の方が小さくなることがあるが、この場合には１パルスモードとなったことによるインバータのスイッチング損失が大きく減るため、電気車駆動システムのトータルでみると、損失が小さくなる。
【００１３】
以上、本発明の実施形態として、電気車が力行（加速）状態にあるときについて説明したが、回生（減速）状態にあるときも、同様の効果が得られる。
【００１４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、低ノッチが選択されたときでも、不連続な電圧を発生させることなく、１パルスモードに移行させることができ、スムーズなトルク制御及びインバータの連続運転が可能になる。
また、低ノッチ選択時に、インバータと誘導電動機を合わせた電気車駆動システムの損失を銅損、鉄損、インバータのスイッチング損失からみると、従来の電圧止めを行う場合に比べて、トータル的には小さくすることができ、このため、電気車駆動システムの全体の効率をより高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する速度に対する各種特性を示す図
【図２】従来の電圧止めを行った場合の速度に対する各種特性を示す図
【図３】低ノッチ及びフルノッチにおける速度に対するトルクの特性を示す図
【図４】本発明と従来の電圧止めを行った場合について誘導電動機の効率を比較した図
【図５】本発明と従来の電圧止めを行った場合について電流ベクトルを比較した図
【図６】本発明の一実施形態
【図７】本発明の電流指令演算器の詳細ブロック図
【図８】誘導電動機の等価回路
【符号の説明】
１１…直流電源、１２…フィルタコンデンサ、１３…ＰＷＭインバータ、１４…誘導電動機、１５…速度検出器、１６…マスコン、１７…電流指令演算器、１８…ベクトル制御演算器、１９…ＰＷＭ信号演算器、２１ｄｌ〜２１ｄｍ、２１ｑｌ〜２１ｑｍ…励磁電流Ｉｄ、トルク電流Ｉｑのテーブル、２２ｄ、２２ｑ…切替スイッチ、２３ｄ、２３ｑ…電流指令制限器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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