(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光学ピックアップの第１、第２の出力それぞれから得られる第１、第２の出力信号の差を抽出することでエラー信号を生成し、バランス調整を行なう光ディスク用ヘッドアンプのフォーカス系及びトラッキング系のバランス調整回路において、
オペアンプと第１、第２、第３、第４の抵抗と第１、第２の可変抵抗とを具備し、
前記第１の可変抵抗は、第１の単位抵抗を互いに２Ｎ個直列接続させて構成されており、前記第１、第２の抵抗と前記第１の単位抵抗との接続点及び前記第１の単位抵抗同士の接続点を２Ｎ+１個のアナログスイッチを介して前記オペアンプの反転入力端子に共通に接続することにより当該第１の可変抵抗の前記可変接点が構成され、
また、前記第２の可変抵抗は、第２の単位抵抗を互いに２Ｎ個直列接続させて構成されており、前記第３、第４の抵抗と前記第２の単位抵抗との接続点および前記第２の単位抵抗同士の接続点を２Ｎ+１個のアナログスイッチを介して前記オペアンプの非反転入力端子に共通に接続することにより当該第２の可変抵抗の前記可変接点が構成され、
前記第１の可変抵抗側の２Ｎ+１個のアナログスイッチの番号ｎを、前記第１の抵抗との接続点から前記第２の抵抗との接続点に向けて、ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、…、０、…、Ｎ−1，Ｎと付し、
前記第２の可変抵抗側の２Ｎ＋１個のアナログスイッチの番号ｎを、前記第４の抵抗との接続点から前記第３の抵抗との接続点に向けて、ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、…、０、…、Ｎ−1，Ｎと付したとき、
前記第１の可変抵抗側と前記第２の可変抵抗側とでそれぞれ同じ番号ｎのアナログスイッチをＯＮするセレクタ回路を含むことを特徴とするバランス調整回路。
【請求項２】
請求項１記載のバランス調整回路において、
前記セレクタ回路で制御されるアナログスイッチを構成するＭＯＳトランジスタのチャネル幅を１０(μｍ)以下としたことを特徴とするバランス調整回路。
【請求項３】
請求項１記載のバランス調整回路において、
前記第１、第２の可変抵抗の可変接点が中点（ｎ＝０）のときの前記オペアンプの反転入力端子に対するゲイン及び非反転入力端子に対するゲインをＧとすると、前記第１、第２、第３、第４の抵抗及び前記第１、第２の可変抵抗を構成する２Ｎ個の前記第１、第２の単位抵抗が、
前記第１、第２、第３、第４の抵抗の抵抗値をＲ１０、Ｒ２０、Ｒ３０、Ｒ４０とおき、前記第１、第２の単位抵抗の抵抗値をｒ１、ｒ２とおいたとき、
Ｒ２０＝Ｇ・Ｒ１０＋（Ｇ−１）・Ｎ・ｒ１
Ｒ３０＝(Ｒ１０−２・Ｇ・Ｎ・ｒ１)／（２・Ｇ＋１）／ｒ１・ｒ２
Ｒ４０＝Ｇ・Ｒ３０＋（Ｇ−１）・Ｎ・ｒ２
の関係式を満たすことにより、前記第１、第２の可変抵抗を変化させても前記オペアンプの反転入力端子に対するゲインと非反転入力端子に対するゲインの合計が一定値２・Ｇであることを特徴とするバランス調整回路。
【請求項４】
請求項３記載のバランス調整回路において、
前記バランス調整回路の出力エラー信号のＤＣ成分の前記基準電源ＶＲＥＦからのずれ量ＯＵＴｄｃ［Ｖ］を前記出力エラー信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅ＯＵＴａｃ［Ｖｐ−ｐ］で割った値を、バランス調整回路のバランス調整範囲ＢＡＬと定義し（ＢＡＬ＝ＯＵＴｄｃ／ＯＵＴａｃ）、前記光学ピックアップの出力信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅とＤＣ成分をそれぞれＩＮａｃ［Ｖｐ−ｐ］、ＩＮｄｃ［Ｖ］とすると、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１０とおくと、
Ｒ１０＝［（Ｇ＋１）・ＩＮｄｃ／（ＢＡＬ・Ｇ・ＩＮａｃ）−２］・Ｎ・ｒ１の関係式を満たし、指定されたバランス調整範囲ＢＡＬを実現するために、前記光学ピックアップの出力信号のＡＣ成分ＩＮａｃ［Ｖｐ−ｐ］，ＤＣ成分ＩＮｄｃ［Ｖ］を用いて、前記オペアンプの反転入力端子に対するゲイン及び非反転入力端子に対するゲインＧの設定値を、
Ｇ＜ＩＮｄｃ／（２・ＢＡＬ・ＩＮａｃ）
で示される範囲に限定し、
前記オペアンプのゲインをＧとした場合に、前記第１の抵抗と前記第１の可変抵抗との接続点、および前記第３の抵抗と前記第２の可変抵抗との接続点に適当な定電流源を接続してＤＣオフセットを発生させ、前記光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮｄｃ［Ｖ］を見かけ上増加させることにより、前記バランス調整回路ＢＡＬを拡大したことを特徴とするバランス調整回路。
【請求項５】
請求項４記載のバランス調整回路において、
前記光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮｄｃ［Ｖ］が正の場合は注入型(電源ラインＶＤＤから定電流源の接続点に向けて電流が注入される)の定電流源を、負の場合は吸収型(定電流源の接続点からグランドラインＶＳＳに向けて電流が吸収される)の定電流源を接続したことを特徴とするバランス調整回路。
【請求項６】
請求項５記載のバランス調整回路において、
前記定電流源による追加ＤＣオフセットをＡＤＤｄｃ［Ｖ］とした場合、前記第１の抵抗と前記第１の可変抵抗の接続点に接続する定電流源の電流値Ｉ１、および前記第３の抵抗と前期第２の可変抵抗の接続点に接続する定電流源の電流値Ｉ２が、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１０、前記第３の抵抗の抵抗値をＲ３０とおくと、
Ｉ１・Ｒ１０＝Ｉ２・Ｒ３０＝ＡＤＤｄｃ
の関係式を満足するように、前記オペアンプの反転入力側と非反転入力側に同量のＤＣオフセットを追加したことを特徴とするバランス調整回路。
【請求項７】
請求項１記載のバランス調整回路において、
前記第１、第２、第３、第４の抵抗の抵抗値をＲ１０、Ｒ２０、Ｒ３０、Ｒ４０とおき、前記第１、第２の単位抵抗の抵抗値をｒ１、ｒ２とおいたとき、
Ｒ２０＝Ｇ・Ｒ１０＋（Ｇ−１）・Ｎ・ｒ１
Ｒ３０＝（Ｒ１０−２・Ｇ・Ｎ・ｒ１）／（２・Ｇ＋１）／ｒ１・ｒ２
Ｒ４０＝Ｇ・Ｒ３０＋（Ｇ−１）・Ｎ・ｒ２
の関係式を満たすことにより前記第１、第２の可変抵抗の可変接点が中点（ｎ＝０）のときの前記オペアンプの反転入力端子に対するゲイン及び非反転入力端子に対するゲインが共にＧとなることを特徴とするバランス調整回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光学ピックアップの２つの出力信号１，２の差をオペアンプにより抽出することによりエラー信号を生成し、バランス調整を行なう光ディスク用ヘッドアンプのフォーカス系並びにトラッキング系のバランス調整回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、光ディスクのフォーカスサーボ並びにトラッキングサーボのエラー信号は、ヘッドアンプにて光学ピックアップの２つの出力信号Ｖ１，Ｖ２をオペアンプで適当な値に増幅した後、両者の信号強度の差を差動オペアンプにより抽出することにより生成される。
【０００３】
フォーカスサーボの代表的な方法の一つとして非点収差法がある。この方法は、シリンドリカルレンズ(かまぼこ型レンズ)と田の字型４分割フォトディテクタ(ＰＤ)を用いたもので、ジャストフォーカス時には、図１５(a)のようにＰＤ上に円形の像を結び、対角線上のＰＤの出力信号強度の和Ｖa+cとＶb+dは等しくなる。
【０００４】
ところが、レンズが近すぎて入力光が拡散光になると、図１５(b)のようにＰＤ上の像は横方向の楕円となり、ＰＤの出力信号強度の和Ｖa+cがＶb+dより大きくなる。反対にレンズが遠すぎて入力光が収束光になると、図１５(c)のようにＰＤ上の像は縦方向の楕円となり、ＰＤの出力信号強度の和Ｖa+cがＶb+dより小さくなる。
【０００５】
したがって、両者の信号強度の差(Ｖa+c−Ｖb+d)をとればフォーカスエラー信号ＦＥが得られる。
【０００６】
オペアンプの基準電源がＶＲＥＦであるので、レンズがジャストフォーカスの場合にはＦＥ＝ＶＲＥＦ、レンズが近すぎる場合にはＦＥ＜ＶＲＥＦ，レンズが遠すぎる場合にはＦＥ＞ＶＲＥＦとなる。
【０００７】
ただし、実際には光学ピックアップの出力信号１、２には、光検出素子の感度バラツキ等による相違なるＤＣ成分が乗っているので、単純に光学ピックアップの出力信号の差をとってもジャストフォーカス時にフォーカスエラー信号ＦＥがＶＲＥＦになるとは限らない。
【０００８】
そこで、ジャストフォーカス時にフォーカスエラー信号ＦＥがＶＲＥＦになるように、図１６に示すように光学ピックアップの２つの出力信号(Ｖa+c，Ｖb+d)をそれぞれオペアンプ１、２により異なる倍率で増幅した後、オペアンプ３により両者の信号強度の差をとって光検出素子の感度バラツキ等によるＤＣオフセットをキャンセルし、フォーカスエラー信号ＦＥを生成してバランス調整を実施している。
【０００９】
その他、フォーカスサーボの方法としては、フーコー法やナイフエッジ法等があるが、これらの方法でも２つの入力信号を適当に増幅した後、差動オペアンプにより信号強度の差をとってフォーカスエラー信号ＦＥを生成するという点に関しては、非点収差法と相違はない。
【００１０】
次に、トラッキングサーボの代表的な方法としては、３ビーム法がある。この方法は、図１７に示すように、中央の信号を読みとるメインのレーザビームの前後で図のような位置に配置された２つのサブビームＥ，Ｆを用いてトラッキングエラーを検出する方法である。
【００１１】
レーザビームが(a)のジャストオントラックの場合はＥ，Ｆ信号は同じ値になるので、両者の差を差動オペアンプで抽出すると出力のＴＥ信号はＴＥ＝ＶＲＥＦとなるが、(b)のように、ビームが上方向へずれるとＥ＞ＦであるのでＴＥ＜ＶＲＥＦとなり、逆に(c)のように、ビームが下方向にずれるとＥ＜ＦであるのでＴＥ＞ＶＲＥＦとなる。
【００１２】
このようにＥ，Ｆ信号の差を差動オペアンプで抽出すると、ずれ量の情報がトラッキングエラー信号ＴＥとして得られる。実際にはフォーカスサーボと同様に、光検出素子の感度バラツキ等によるＤＣオフセットをキャンセルしてジャストオントラックでＴＥ＝ＶＲＥＦとなるように、Ｅ，Ｆ信号をそれぞれ適当に増幅して差動オペアンプにより両者の差をとってトラッキングエラー信号ＴＥを生成している。その他、トラッキングサーボの方法としては、１ビームプッシュプル法があるが、２つの入力信号を適当に増幅した後、差動オペアンプにより信号強度の差をとってトラッキングエラー信号ＴＥを生成するという点に関しては、３ビーム法と相違はない。
【００１３】
以上述べたように、フォーカスサーボもトラッキングサーボもエラー信号は、光学ピックアップの２つの出力信号を、光検出素子の感度バラツキ等によるＤＣオフセットがキャンセルされるように、それぞれオペアンプで適当に増幅して差動オペアンプにより差をとることにより生成される。
【００１４】
従来から用いられているバランス調整回路の一例を図１８，図１９に示す。
【００１５】
図１８は、光学ピックアップの２つの出力信号のゲイン調整を入力側抵抗で行なうものであり、図１９は負帰還側抵抗で行なうものである。サーボが働いてレンズが移動したとき、光学ピックアップの出力信号Ｖ１，Ｖ２は、ＤＣオフセットをＩＮdc１，ＩＮdc２、ＡＣ振幅のピーク−ピーク値をＩＮacとし、高周波成分(ＲＦ信号)を無視すると、フォーカス系でもトラッキング系でも逆相で出力されるので、
0003547615.tif 000002
と表される。ただしωはレンズの移動サイクル角周波数、tは時間を表す。
【００１６】
光学ピックアップの２つの出力信号を増幅するオペアンプ１、２のゲインをそれぞれＧ１，Ｇ２とすると、差動オペアンプの出力信号Ｖｏは、次式のように計算される。
【００１７】
0003547615.tif 000003
(２)式より、差動オペアンプの出力のエラー信号のＤＣオフセットは、−Ｇ１・ＩＮdc１＋Ｇ２・ＩＮdc２で、ＡＣ振幅のピーク−ピーク値は(Ｇ１＋Ｇ２)・ＩＮacとなる。
【００１８】
出力信号のＤＣオフセット−Ｇ１・ＩＮdc１＋Ｇ２・ＩＮdc２がゼロになるようにオペアンプ１、２のゲインＧ１，Ｇ２を調整すると、光学ピックアップの２つの出力信号の値が一致した(バランスが合った)とき、Ｖo＝ＶＲＥＦとなる。その際、Ｇ１＋Ｇ２の値が変化してしまうと出力信号のＡＣ振幅のピーク−ピーク値(Ｇ１＋Ｇ２)・ＩＮacの値が変わるため、エラー信号の大きさがゲインによって変化してしまい、サーボ系全体のループゲインが変化してしまう。
【００１９】
そこで、オペアンプ１、２のゲインＧ１，Ｇ２は、Ｇ１＋Ｇ２の値が一定になるように変化させる必要がある。
【００２０】
入力側抵抗でゲイン調整する場合は、図１８に示すように、入力側にＮ個の抵抗値Ｒ，Ｒ／２，Ｒ／４，…，Ｒ／２N-1を並列接続し、帰還側に抵抗値Ｒ／Ｍの抵抗を接続する。この際アナログスイッチＡ1〜ＡN，Ｂ1〜ＢNを表１に示すようにＯＮ，ＯＦＦさせると、オペアンプ１、２のゲインをゲインステップ１／Ｍ刻みで２N通りに変化させてもトータルゲインは一定値２N／Ｍになるように工夫されている。
【００２１】
また、負帰還側抵抗でゲイン調整する場合は、図１９に示すように、入力側に抵抗値Ｒの抵抗を接続し、帰還側にＮ個の抵抗rを直列接続する。この際、アナログスイッチＡ1〜ＡN+1，Ｂ1〜ＢN+1を表２に示すようにＯＮ，ＯＦＦさせると、オペアンプ１、２のゲインをゲインステップr／Ｒ刻みでＮ＋１通りに変化させてもトータルゲインは一定値Ｎ・r／Ｒになるように工夫されている。
【００２２】
【表１】
0003547615.tif 000004
【００２３】
【表２】
0003547615.tif 000005
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、フォーカスサーボ系においてもトラッキングサーボ系においても、そのエラー信号は、光学ピックアップの２つの出力信号を光検出素子の感度バラツキ等によるＤＣオフセットがキャンセルされるようにオペアンプによりそれぞれ異なる倍率で増幅して、差動オペアンプで差をとることにより生成される。
【００２５】
しかしながら、この方法ではオペアンプが増幅部に２個、差動部に１個の計３個必要となり、チップ面積的に効率ではない。
【００２６】
更に、従来の方法では、図１８，図１９に示すように、アナログスイッチのＯＮ抵抗が入力側抵抗もしくは負帰還側抵抗に直列接続され、オペアンプ１、２のゲインに影響を及ぼしてしまう回路構成であることがわかる。
【００２７】
アナログスイッチのＯＮ抵抗は、温度やプロセスや電源電圧あるいは入力信号の大きさにかなり左右されるので、オペアンプ１、２のゲインがアナログスイッチのＯＮ抵抗に影響されないようするためには、アナログスイッチを構成するトランジスタのサイズ(チャンネル幅Ｗ)をかなり大きくして、ＯＮ抵抗を極めて小さくする必要がある。
【００２８】
シミュレーションにより、アナログスイッチのＯＮ抵抗のトランジスタサイズ依存性を調べた結果例を図２１に示す。
【００２９】
図２０に示すシミュレーション回路において、アナログスイッチに１０μＡの電流が流れる場合、ＯＮ抵抗は、図２１に示すようにトランジスタサイズにほぼ反比例する。一般にオペアンプの外づけ抵抗は数Ｋ〜数１０Ｋ［Ω］であるので、アナログスイッチのＯＮ抵抗の影響を無くすためには、ＯＮ抵抗は少なくとも１００［Ω］以下にしなければならない。
【００３０】
そのためには、図２１よりアナログスイッチのトランジスタサイズは、この例では少なくとも１５００［μｍ］以上必要であることがわかる。このような大きなアナログスイッチは、数個でオペアンプ１個分の面積となり、問題となっている。
【００３１】
例えば、ゲインの切替え数を３２段階とすると、図１８のように入力側抵抗でゲイン調整する場合は、オペアンプ１、２それぞれ５個ずつ(２5 ＝３２)の計１０個のアナログスイッチが必要となり、また、図１９のように負帰還側抵抗でゲイン調整する場合は、オペアンプ１、２それぞれ３２個ずつの計６４個のアナログスイッチが必要となり、アナログスイッチだけで、かなり大きな面積がとられてしまうことになる。
【００３２】
本発明は、上記の問題点に鑑み、光学ピックアップの２つの出力信号１，２の差をオペアンプにより抽出することによりエラー信号を生成し、バランス調整を行なう光ディスク用ヘッドアンプのフォーカスサーボ系並びにトラッキングサーボ系のバランス調整を、従来より小さいチップ面積で実現するためのバランス調整回路を提供することを課題とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するために、光学ピックアップの第１、第２の出力それぞれから得られる第１、第２の出力信号の差を抽出することでエラー信号を生成し、バランス調整を行なう光ディスク用ヘッドアンプのフォーカス系及びトラッキング系のバランス調整回路において、オペアンプと第１、第２、第３、第４の抵抗と第１、第２の可変抵抗とを具備し、前記第１の可変抵抗は、第１の単位抵抗を互いに２Ｎ個直列接続させて構成されており、前記第１、第２の抵抗と前記第１の単位抵抗との接続点及び前記第１の単位抵抗同士の接続点を２Ｎ+１個のアナログスイッチを介して前記オペアンプの反転入力端子に共通に接続することにより当該第１の可変抵抗の前記可変接点が構成され、また、前記第２の可変抵抗は、第２の単位抵抗を互いに２Ｎ個直列接続させて構成されており、前記第３、第４の抵抗と前記第２の単位抵抗との接続点および前記第２の単位抵抗同士の接続点を２Ｎ+１個のアナログスイッチを介して前記オペアンプの非反転入力端子に共通に接続することにより当該第２の可変抵抗の前記可変接点が構成され、前記第１の可変抵抗側の２Ｎ+１個のアナログスイッチの番号ｎを、前記第１の抵抗との接続点から前記第２の抵抗との接続点に向けて、ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、…、０、…、Ｎ−1，Ｎと付し、前記第２の可変抵抗側の２Ｎ＋１個のアナログスイッチの番号ｎを、前記第４の抵抗との接続点から前記第３の抵抗との接続点に向けて、ｎ＝−Ｎ、−Ｎ＋１、…、０、…、Ｎ−1，Ｎと付したとき、前記第１の可変抵抗側と前記第２の可変抵抗側とでそれぞれ同じ番号ｎのアナログスイッチをＯＮするセレクタ回路を含むことを特徴としている。
【００３７】
【発明の実施の形態】
実施形態１
図１は、請求項１記載の発明に対応するこの実施形態１の光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路を示す構成図である。
【００３８】
この実施形態のバランス調整回路は、光学ピックアップ１の出力２とオペアンプ４の反転入力端子９間、オペアンプ４の反転入力端子９とオペアンプ４の出力端子７間、光学ピックアップ１の出力３とオペアンプ４の非反転入力端子１０間、オペアンプ４の非反転入力端子１０と基準電源８(ＶＲＥＦ＝ＶＤＤ／２)間にそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を接続して差動オペアンプを構成し、４つの抵抗値を変化させることにより、オペアンプ１個のみでフォーカス系並びにトラッキング系のバランス調整を実現させている。
【００３９】
この構成によれば、従来３個のオペアンプで構成されていたバランス調整回路が、１個のオペアンプで構成できるので小面積化を実現することができる。
【００４０】
実施形態２
図２は、請求項２記載の発明に対応するこの実施形態２の光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路を示す構成図である。
【００４１】
この実施形態２のバランス調整回路は、図１に示した可変抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４をさらに具体的に構成したものである。
【００４２】
図２に示すように、固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１と固定抵抗Ｒ２０を直列接続し、固定抵抗Ｒ１０を光学ピックアップ１の出力２に接続し、可変抵抗ＶＲ１の可変接点をオペアンプの反転入力端子９に接続し、固定抵抗Ｒ２０をオペアンプ４の出力端子７に接続する。同様に、固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２と固定抵抗Ｒ４０を直列接続し、固定抵抗Ｒ３０を光学ピックアップ１の出力３に接続し、可変抵抗ＶＲ２の可変接点をオペアンプ４の非反転入力端子１０に接続し、固定抵抗Ｒ４０を基準電源８に接続している。
【００４３】
可変抵抗ＶＲ１は、可変接点により固定抵抗Ｒ１０側の抵抗ＶＲ１Ａと固定抵抗Ｒ２０側の抵抗ＶＲ１Ｂに分けられ、可変抵抗ＶＲ２は、可変接点により固定抵抗Ｒ３０側の抵抗ＶＲ２Ａと固定抵抗Ｒ４０側の抵抗ＶＲ２Ｂに分けられる。
【００４４】
したがって、光学ピックアップ１の出力２とオペアンプ４の反転入力端子９間の抵抗Ｒ１は、固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１の一部ＶＲ１Ａで形成され、オペアンプ４の反転入力端子９とオペアンプ４の出力端子７間の抵抗Ｒ２は、可変抵抗ＶＲ１の一部ＶＲ１Ｂと固定抵抗Ｒ２０で形成される。
【００４５】
また、光学ピックアップ１の出力３とオペアンプ４の非反転入力端子１０間の抵抗Ｒ３は、固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２の一部ＶＲ２Ａで形成され、オペアンプ４の非反転入力端子１０と基準電源８間の抵抗Ｒ４は、可変抵抗ＶＲ２の一部ＶＲ２Ｂと固定抵抗Ｒ４０で形成される。
【００４６】
この実施形態２の構成において、可変抵抗ＶＲ１とＶＲ２の可変接点を動かすことにより、差動オペアンプを構成する４個の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を変化させることができ、オペアンプ１個のみでバランス調整を実現することができる。
【００４７】
実施形態３
図３は、請求項３記載の発明に対応するこの実施形態３の光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路を示す構成図である。
【００４８】
この実施形態３のバランス調整回路は、図２に示した可変抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４をさらに具体的に構成したものである。
【００４９】
この実施形態３では、図３に示すように、それぞれ単位抵抗r１，r２を２Ｎ個直列に接続し、可変接点としてＶＲ１の場合は、単位抵抗r１間とオペアンプ４の反転入力端子９を２Ｎ＋１個のアナログスイッチで接続し、ＶＲ２の場合は単位抵抗r２間とオペアンプ４の非反転入力端子１０を２Ｎ＋１個のアナログスイッチで接続することにより、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を構成する。アナログスイッチの番号nとして、ＶＲ１の場合は固定抵抗Ｒ１０からＲ２０に向けて、ＶＲ２の場合は固定抵抗Ｒ４０からＲ３０に向けて順に、n＝−Ｎ，−Ｎ＋１，…，０，…，Ｎ−１，Ｎと付ける。
【００５０】
このように構成されたバランス調整回路において、抵抗の可変化としては、差動オペアンプの反転入力端子側と非反転入力端子側でそれぞれ２Ｎ＋１個のアナログスイッチのうち、スイッチ番号nの１個のみがＯＮするようなセレクタ回路１１を構成すると、差動オペアンプを構成する４個の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値が、nを変化させたとき、次の(３)式の関係式を満たすように対称的に変化させる(Ｒ１が増加しＲ２が減少すれば、Ｒ３が減少しＲ４が増加する)ことができ、オペアンプ１個のみでバランス調整を実現できる。
【００５１】
0003547615.tif 000006
この実施形態３におけるアナログスイッチは、図４に示すように、p−チャンネルトランジスタ１２とn−チャンネルトランジスタ１３を抱き合わせた構成になっている。この回路において、n−チャンネルトランジスタのゲート入力端子Ｅに電源電圧ＶＤＤを印加し、p−チャンネルトランジスタのゲート入力端子ＮＥにグランド電圧ＶＳＳを印加すると、アナログスイッチの入力端子ＩＮにいかなる信号が入力されても、必ずどちらかのトランジスタがＯＮ状態になり、信号がアナログスイッチの出力端子ＯＵＴに出力される。
【００５２】
すなわち、入力信号電圧Ｖinが０〜約ＶＲＥＦ間は、n−チャンネルトランジスタがＯＮ，p−チャンネルトランジスタがＯＦＦとなり、また、Ｖinが約ＶＲＥＦ〜ＶＤＤ間は、p−チャンネルトランジスタがＯＮ，n−チャンネルトランジスタがＯＦＦとなり、信号がアナログスイッチの出力端子ＯＵＴに出力される。
【００５３】
いま、n−チャンネルトランジスタについて考えると、しきい値電圧Ｖtは、ソース(s)−バルク(b)間の電圧Ｖsbによるバックゲートバイアス効果を考慮して
Ｖt＝Ｖt０＋γ・［(２・Φf＋Ｖsb)0.5−(２・Φf)0.5］        (４)
ここに、Ｖt０：バックゲートバイアス効果なし(Ｖsb＝０)でのしきい値電圧、γ：バルクしきい値パラメータ、Φf：強反転表面ポテンシャルである。
【００５４】
入力信号Ｖinがn−チャンネルトランジスタのソースに加えられると、ソース(s)−基板(b)間に電位差Ｖsbが生じ、しきい値電圧Ｖtが上昇する。逆にゲート電圧Ｖgは一定(ＶＤＤ)であるので、ゲート(g)−ソース(s)間電圧Ｖgsは小さくなる。
【００５５】
その結果、入力信号Ｖinの値が小さい場合は、Ｖgs＞Ｖtであるのでn−チャンネルトランジスタはＯＮするが、Ｖinの値が大きくなると、およそＶＲＥＦより少し大きい値でＶgs＝Ｖtとなり、n−チャンネルトランジスタはＯＦＦする。
【００５６】
したがって、入力信号Ｖinが０〜約ＶＲＥＦ間では、n−チャンネルトランジスタはＯＮ状態であり、ＶinとＶoutはほぼ等しく、ドレイン(d)−ソース(s)間電圧はＶds＝｜Ｖin−Ｖout｜〜０となり、トランジスタは非飽和領域にあるので、ドレイン電流Ｉdsは、
0003547615.tif 000007
ここに、Ｋ’：ＭＯＳトランジスタの利得因子(ゲイン・ファクタ)、λ：チャンネル長変調パラメータである。
【００５７】
Ｖdsは十分小さいので、ショートチャネル効果λの項を無視する。
【００５８】
Ｉds＝Ｋ’・Ｗ／Ｌ・(Ｖgs−Ｖt−Ｖds／２)・Ｖds             (６)
∴dＩds／dＶds＝Ｋ’・Ｗ／Ｌ・(Ｖgs−Ｖt−Ｖds)             (７)
Ｖdsは十分小さいので無視すると、n−チャンネルトランジスタのＯＮ抵抗は、次式で与えられる。
【００５９】
0003547615.tif 000008
したがって、図５に示すように、Ｎチャンネルトランジスタについては、入力信号Ｖinが大きくなると、Ｖgsが減少するのに対してＶtは増加するので、Ｖgs−Ｖtは小さくなりＯＮ抵抗は増加する。
【００６０】
そして、入力信号ＶinがおよそＶＲＥＦより少し大きくなった時にＶgs＝ＶtとなるのでＯＮ抵抗は無限大になり、ＮチャンネルトランジスタはＯＦＦする。しかし、入力信号ＶinがＶＲＥＦに近づくと、ＯＦＦ状態であったＰチャンネルトランジスタがＯＮ状態となり、ＶinがＶＲＥＦからＶＤＤへと大きくなるにつれて、Ｎチャンネルトランジスタの場合と反対に、p−チャンネルトランジスタのＯＮ抵抗が下がる。
【００６１】
その結果、アナログスイッチ全体のＯＮ抵抗は、図５に示すように、入力信号ＶinがＶＲＥＦのときにピーク値を持つ山型となる。そしてゲート長Ｌを固定してトランジスタサイズ(チャネル幅Ｗ)を大きくしてＷ／Ｌの比を大きくすると、アナログスイッチのＯＮ抵抗は全体的に低下する。
【００６２】
図１８で説明したように、従来のバランス調整方法では、アナログスイッチのＯＮ抵抗がバランス部のゲインに影響を及ぼすため、温度やプロセスあるいは入力信号の大きさによりＯＮ抵抗が変化し、バランス調整部のゲインが変わってしまい問題となっていた。
【００６３】
それを防ぐためには、アナログスイッチのトランジスタサイズ(チャネル幅Ｗ)を極端に大きくして(Ｗ＞１５００［μm］程度)、ＯＮ抵抗を無視できるようにする必要があり、面積的に効率が悪い構成であった。
【００６４】
それに対して、図３に示す本発明のバランス調整回路の構成では、アナログスイッチのＯＮ抵抗は、信号ラインに乗らず、ハイインピーダンスである差動オペアンプの反転入力端子と非反転入力端子に直接接続されているので、高抵抗でも全く問題ではない。したがって、アナログスイッチを構成するトランジスタサイズには特に制約はなく、チャネル幅Ｗは１０［μm］以下で十分であり、図３に示すバランス調整回路のゲインの切替え数が多くアナログスイッチが多数必要な場合でも、面積的に大きな問題とはならない。
【００６５】
ここで、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を変化させても差動オペアンプのトータルゲインが一定値であるための条件に関して次に説明する。
【００６６】
前述したように、バランス調整時にオペアンプのトータルゲイン(反転ゲイン＋非反転ゲイン)が変化してしまうと、出力エラー信号のＡＣ成分の大きさがバランス調整により変化してしまい、サーボ系全体のループゲインが変化して問題となってしまうので、オペアンプのトータルゲインが変化しないようにバランス調整をする必要がある。
【００６７】
図３に示す本発明のバランス調整回路では、光学ピックアップの出力信号１とオペアンプの反転入力端子間の抵抗Ｒ１、オペアンプの反転入力端子とオペアンプの出力端子間の抵抗Ｒ２、光学ピックアップの出力信号２とオペアンプの非反転入力端子間の抵抗Ｒ３、オペアンプの非反転入力端子と基準電源ＶＲＥＦ間の抵抗Ｒ４は、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の切替えスイッチをnとすると、次式の関係式で与えられる。
【００６８】
0003547615.tif 000009
したがって、差動オペアンプの反転入力側のゲインＧ- と非反転入力側のゲインＧ+ は、次式のようになる。
【００６９】
0003547615.tif 000010
n＝０のとき、差動オペアンプのセンターゲインがＧであるので、
0003547615.tif 000011
(１２)，(１４)の関係式を(１０)式に代入すると、Ｇ-，Ｇ+は、
0003547615.tif 000012
と表される。
【００７０】
可変抵抗の切替えスイッチnを変えてバランス調整しても、差動オペアンプのトータルゲイン(Ｇ-とＧ+の和)が一定となるためには、任意のnに対して、
0003547615.tif 000013
となるような共通ゲインステップαnが存在すればよい。
【００７１】
すなわち、(１５)式より、
0003547615.tif 000014
以上の結果をまとめると、固定抵抗Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０が、固定抵抗Ｒ１０，単位抵抗r１，r２，差動オペアンプのセンターゲインＧを用いて、
0003547615.tif 000015
という関係式を満足するとき、差動オペアンプのトータルゲイン(反転ゲインＧ-＋非反転ゲインＧ+)は一定値２・Ｇとなり、バランス調整を行なっても一定のＡＣ振幅のＦＥ信号を生成できる。なお、この場合、ゲインステップαnは、
αn＝(Ｇ＋１)・n・r１／［Ｒ１０＋(Ｎ＋n)・r１］             (２０)
で与えられる。
【００７２】
次に、指定されたバランス調整回路のバランス調整範囲ＢＡＬを実現するための条件に関して説明する。
【００７３】
一般に、バランス調整範囲ＢＡＬは図６に示すように、バランス調整用差動オペアンプの出力エラー信号のＤＣ成分の基準電源ＶＲＥＦからのずれ量ＯＵＴdc［Ｖ］を出力エラー信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅ＯＵＴac［Ｖp−p］で割ったものと定義される。レンズが移動したときの光学ピックアップの出力信号Ｖ１，Ｖ２は、フォーカス系でもトラッキング系でも逆相で出力されるので、高周波成分(ＲＦ信号)を無視し、ＤＣオフセットが同じであるとすると、ＤＣオフセットＩＮdc、ＡＣ振幅のピーク−ピーク値ＩＮacを用いて、
0003547615.tif 000016
で表される。ただし、ωはレンズの移動サイクルの角周波数、tは時間である。
【００７４】
また、光学ピックアップの２つの出力信号を増幅する差動オペアンプの反転ゲインＧ-，非反転ゲインＧ+は、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の切替えスイッチがnの場合、前述したようにセンターゲインをＧ，ゲインステップをαnとすると、
0003547615.tif 000017
であるので、差動オペアンプでバランス調整された出力エラー信号Ｖoは、
0003547615.tif 000018
となる。
【００７５】
したがって、出力エラー信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅ＯＵＴac、並びにＤＣ成分の基準電源ＶＲＥＦからのずれ量ＯＵＴdcは、
0003547615.tif 000019
となるので、可変抵抗の切替えスイッチがnであるときのバランス調整範囲ＢＡＬnは、
0003547615.tif 000020
(２０)式より、αN ＜｜α-N｜であるので、ＢＡＬN＜｜ＢＡＬ-N｜。従って、指定されたバランス調整範囲ＢＡＬまでバランス調整が実現されるためには、n＝Ｎのとき、ＢＡＬN＝ＢＡＬとなればよい。すなわち、(２５)式より、
αN＝ＢＡＬ・Ｇ・ＩＮac／ＩＮdc                            (２６)
一方、前述したようにαnとＲ１０の関係は(２０)式で与えられるので、n＝Ｎの場合、(２６)式と(２０)式の関係より、
0003547615.tif 000021
したがって、Ｒ１０としては、
0003547615.tif 000022
を満足するように設定すると、指定されたバランス調整範囲ＢＡＬを実現できる。
【００７６】
次に、指定されたバランス調整範囲ＢＡＬを実現するために、バランス調整用差動オペアンプのセンターゲインＧとして設定できる範囲について説明する。
【００７７】
(１９)式のＲ３０の式に、(２８)式のＲ１０を代入すると、
0003547615.tif 000023
すなわち、光学ピックアップの出力信号１，２のＡＣ振幅のピーク−ピーク値がＩＮac［Ｖp−p］，ＤＣオフセットがＩＮdc［Ｖ］の場合、バランス調整範囲ＢＡＬを実現するための差動オペアンプのセンターゲインＧは、(３０)式で制限された値に設定する必要がある。
【００７８】
ところが、一般に差動オペアンプのセンターゲインを１以下に設定してしまうと、バランス調整回路の後段のフィルタ回路のゲインをかなり大きく設定しなければならず、ノイズ等の影響が懸念されるので好ましくない。したがって、差動オペアンプのセンターゲインＧは１以上にする必要があるので、(３０)式より、
ＩＮdc／(２・ＢＡＬ・ＩＮac)＞１                          (３１)
∴ＢＡＬ＜ＩＮdc／(２・ＩＮac)                            (３２)
すなわち、図３に示す本発明のバランス調整回路では、バランス調整範囲ＢＡＬは、(３２)式で示す範囲まで実現可能ということになる。
【００７９】
続いて、定電流源によりＤＣオフセットを発生させて、光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］を見かけ上増加させることにより、(３２)式で制限された本発明のバランス調整回路のバランス調整範囲を拡大する方法について説明する。
【００８０】
図７に示すように、本発明のバランス調整用差動オペアンプにおいて、固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１(２Ｎ個の単位抵抗r１と２Ｎ＋１個のアナログスイッチで構成される)の接続点、並びに固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２(２Ｎ個の単位抵抗r２と２Ｎ＋１個のアナログスイッチで構成される)の接続点に電流値Ｉ１，Ｉ２の定電流源１４，１５を接続する。定電流源を構成するp−チャンネルトランジスタ１４，１５のゲート電圧は、ダイオード接続されたp−チャンネルトランジスタ１６と抵抗１７により供給される。可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２は、図８に示すようにそれぞれ可変接点によりＶＲ１Ａ(Ｒ１０側)，ＶＲ１Ｂ(Ｒ２０側)並びにＶＲ２Ａ(Ｒ３０側)，ＶＲ２Ｂ(Ｒ４０側)に分けられているとすると、入力端子５とオペアンプ４の反転入力端子９間の抵抗Ｒ１、オペアンプ４の反転入力端子９とオペアンプ４の出力端子間７の抵抗Ｒ２、入力端子６とオペアンプ４の非反転入力端子１０間の抵抗Ｒ３、オペアンプ４の非反転入力端子１０と基準電源８間の抵抗Ｒ４は、それぞれ次式で表される。
【００８１】
0003547615.tif 000024
入力端子５，６に電圧Ｖ１，Ｖ２を印加したときの反転側と非反転側の電流源の接続点の電圧をそれぞれＶ１’，Ｖ２’とすると、非反転端子側に関して、
0003547615.tif 000025
従って、オペアンプの非反転端子と反転端子の電圧Ｖ+ ，Ｖ- は、(３５)式の関係から、
0003547615.tif 000026
反転端子側に関して、
0003547615.tif 000027
ここで、
0003547615.tif 000028
(４０)式は、入力電圧Ｖ１，Ｖ２が印加された差動オペアンプに定電流源を接続すると、図９に示すように定電流源のない差動オペアンプに、入力電圧Ｖ１＋Ｒ１０・Ｉ１，Ｖ２＋Ｒ３０・Ｉ２が印加されたのと等価であることを示している。すなわち、定電流源により、入力端子５，６に見かけ上それぞれＲ１０・Ｉ１，Ｒ３０・Ｉ２のＤＣオフセットが追加されたのと等しいことを表している。
【００８２】
図１〜３に示す本発明の差動オペアンプによるバランス調整回路では、バランス調整範囲が(３２)式に示すように制限されている。
【００８３】
バランス調整範囲を広げるためには、(３２)式から明らかなように、光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］を増加させる必要がある。
【００８４】
そこで、上記した原理を用いて、固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１の接続点、並びに固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２の接続点に定電流源を接続することにより、見かけ上の光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］を増加させて、バランス調整範囲を拡大することができる。
【００８５】
また、上記の説明で明らかなように、定電流源を固定抵抗と可変抵抗の接続点に接続すると、追加されるＤＣオフセットは電流値×固定抵抗であるので、バランス調整により可変抵抗値が変化しても常に一定のＤＣオフセットが追加され、バランス調整に影響はない。
【００８６】
次に、光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］の正負により、接続する定電流源の電流値の正負を規定する必要性について説明する。
【００８７】
(４０)式で明らかなように、定電流源を接続することにより見かけ上追加されるＤＣ成分ＡＤＤdcは、図１０(a)に示すようにp−チャンネルトランジスタ１４，１５，１６を用いて定電流源の電流値が正(電源ラインＶＤＤから定電流源の接続点に向けて電流が注入される)の場合は正となり、逆に、図１０(b)に示すように、n−チャンネルトランジスタ１８，１９，２０を用いて定電流源の電流値が負(定電流源の接続点からグランドラインＶＳＳに向けて電流が吸収される)の場合は負となる。
【００８８】
従って、光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］が正の場合は、p−チャンネルトランジスタを用いた注入型の定電流源を接続するとＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］が大きくなり、(３２)式で制限されるバランス調整範囲を拡大することができる。反対に、光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］が負の場合は、n−チャンネルトランジスタを用いた吸収型の定電流源を接続するとＤＣ成分ＩＮdc［Ｖ］の絶対値が大きくなり、バランス調整範囲を拡大することができる。
【００８９】
さらに、オペアンプの反転入力側と非反転入力側に追加するＤＣオフセット量を同等に規定する必要性について説明する。
【００９０】
オペアンプの反転入力側に追加されるＤＣオフセット量をＩＮdc１、非反転入力側に追加されるＤＣオフセット量をＩＮdc２とし、ＤＣオフセット量が異なる場合を考えると、(２１)式〜(２３)式は以下のようになる。
【００９１】
0003547615.tif 000029
(４３)式に示すように、ＤＣオフセット量ＩＮdc１，ＩＮdc２が異なると、αn＝０(可変抵抗の接続点が中点)であっても出力ＶoにはＤＣオフセットＧ・(ＩＮdc２−ＩＮdc１)が発生してしまい、バランス調整が上下にアンバランスになってしまう。
【００９２】
従って、オペアンプの反転入力側と非反転入力側に追加するＤＣオフセット量は、同等にするのが好ましい。
【００９３】
前述したように、本発明のバランス調整用差動オペアンプにおいて、固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１の接続点、並びに固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２の接続点に電流値Ｉ１，Ｉ２の定電流源を接続した場合、反転入力側と非反転入力側に見かけ上追加されるＤＣオフセットはそれぞれ、Ｉ１・Ｒ１０，Ｉ２・Ｒ３０であるので、同等のＤＣオフセットＡＤＤdcを追加するためには、次の関係式を満足する電流値Ｉ１，Ｉ２の定電流源を接続すればよい。
【００９４】
Ｉ１・Ｒ１０＝Ｉ２・Ｒ３０＝ＡＤＤdc                        (４４)
【００９５】
【実施例】
以下、図３に示した実施形態３に係る本発明の光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路の具体的な実施例について説明する。
【００９６】
今、サーボが働いてレンズが移動することにより、光学ピックアップの出力信号としてＡＣ振幅ＩＮacが０.２［Ｖp−p］、ＤＣ成分ＩＮdcが０.１［Ｖ］とし、バランス調整範囲ＢＡＬが２０［％］必要であるとする。(３０)式より差動オペアンプのセンターゲインＧは、
0003547615.tif 000030
であるので、今回はＧ＝１と設定する。
【００９７】
単位抵抗r１，r２は任意に選べるので、r１＝０.１Ｋ［Ω］，r２＝０.３Ｋ［Ω］とし、バランス調整切換ステップ数２Ｎ＋１としてＮ＝３１(６３段階切換)とすると、(２８)式より、固定抵抗Ｒ１０は、
0003547615.tif 000031
固定抵抗Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０は、(１９)式より
0003547615.tif 000032
すなわち、図１１に示すようなバランス調整回路が構成される。
【００９８】
ただし、セレクタ回路としては、６ビットのデコーダを使用した。これにより、n＝−３１〜n＝＋３１まで６３段階でバランス調整できる。
【００９９】
サーボ動作中のレンズの移動サイクル周波数をｆ＝１Ｋ［Ｈｚ］と仮定し、図１１のバランス調整回路の入力端子５，６に、光学ピックアップの出力信号としてそれぞれ逆相で(ここに、ＶＤＤ＝５Ｖ，ＶＲＥＦ＝２.５Ｖとする)、
0003547615.tif 000033
を入力した場合の結果を図１２(a)〜(c)に示す。
【０１００】
図１２(a)，(b)，(c)はそれぞれスイッチ番号n＝−３１，n＝０，n＝＋３１のアナログスイッチをＯＮした場合のバランス調整回路の出力波形である。
【０１０１】
図１２(a)の場合、出力信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅はＯＵＴac＝０.４［Ｖp−p］、ＤＣ成分の基準電源ＶＲＥＦからのずれ量はＯＵＴdc＝−０.１３３［Ｖ］であるので、バランス調整範囲は、
ＢＡＬ＝ＯＵＴdc／ＯＵＴac＝−３３.３［％］
同様に、図１２(c)の場合は、ＯＵＴac＝０.４［Ｖp−p］，ＯＵＴdc＝＋０.０８［Ｖ］であるので、バランス調整範囲は、
ＢＡＬ＝ＯＵＴdc／ＯＵＴac＝＋２０.０［％］
となり、必要スペック±２０.０［％］を満足している。
【０１０２】
また、図１２(a)〜(c)で、出力波形のＡＣ振幅の大きさが同じ(０.４Ｖp−p)であるので、バランス調整により、サーボ系全体のループゲインが変化していないことがわかる。
【０１０３】
しかしながら、本発明のバランス調整回路で、バランス調整範囲ＢＡＬが５０［％］必要であるとすると、(３０)式より差動オペアンプのセンターゲインＧは、
0003547615.tif 000034
となり、減衰アンプとして構成しなければならない。
【０１０４】
そこで、本発明の第２の実施の形態では、定電流源を接続して、ＤＣ成分ＩＮdcを見かけ上増加させることにより、差動オペアンプのセンターゲインとしてＧ＝１と設定してもバランス調整範囲が５０［％］確保できることを図７を参照しながら説明する。
【０１０５】
(３０)式より、差動オペアンプのセンターゲインＧ＝１でバランス調整範囲ＢＡＬ＝０.５となるためには、
0003547615.tif 000035
すなわち、ＤＣ成分ＩＮdcとして、０.２［Ｖ］必要である。光学ピックアップの出力信号のＤＣ成分が０.１［Ｖ］であるので、追加ＤＣオフセットはＡＤＤdc＝０.１［Ｖ］とすればよい。
【０１０６】
従って、図７の固定抵抗Ｒ１０と可変抵抗ＶＲ１の接続点、並びに固定抵抗Ｒ３０と可変抵抗ＶＲ２の接続点に接続する定電流源の電流値Ｉ１，Ｉ２は、(４４)式より、
Ｉ１＝ＡＤＤdc／Ｒ１０＝０.１／９.３Ｋ＝１０.７５［μＡ］
Ｉ２＝ＡＤＤdc／Ｒ３０＝０.１／３.１Ｋ＝３２.２６［μＡ］
となる。
【０１０７】
今回の実施例では、光学ピックアップのＤＣ成分は正であるので、図７に示すようにp−チャンネルトランジスタを用いた注入型の定電流源を用いる。そのうえで、上記Ｉ１，Ｉ２に示す電流が流れるようトランジスタサイズを適当に設定して図１３に示すようなバランス調整用回路が構成される。
【０１０８】
(４５)式で与えられる光学ピックアップの出力信号を入力した場合の結果を図１４(a)〜(c)に示す。
【０１０９】
図１４(a)，(b)，(c)はそれぞれスイッチ番号n＝−３１，n＝０，n＝＋３１のアナログスイッチをＯＮした場合のバランス調整回路の出力波形である。
【０１１０】
図１４(a)の場合、出力信号のＡＣ成分のピーク−ピーク振幅はＯＵＴac＝０.４［Ｖp−p］、ＤＣ成分の基準電源ＶＲＥＦからのずれ量はＯＵＴdc＝−０.２２９［Ｖ］であるので、バランス調整範囲は、
ＢＡＬ＝ＯＵＴdc／ＯＵＴac＝−５７.１［％］
同様に、図１４(c)の場合は、ＯＵＴac＝０.４［Ｖp−p］，ＯＵＴdc＝＋０.２［Ｖ］であるので、バランス調整範囲は、
ＢＡＬ＝ＯＵＴdc／ＯＵＴac＝＋５０.０［％］
となり、差動オペアンプのセンターゲインＧ＝１の場合でも、定電流源を接続してＤＣオフセットを注入することにより、バランス調整範囲として必要スペック±５０.０［％］を実現できることが分かる。
【０１１１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路を用いると、従来３個必要であったオペアンプが１個のみで構成できるので、従来より小さい面積でバランス調整回路が可能となり、その実用的効果は大きい。
【０１１２】
また、本発明の請求項８〜１０に係わるバランス調整回路を用いると、ＤＣオフセットの少ない光学ピックアップでも定電流源を接続することによりバランス調整範囲を任意に拡張することが可能となり、その実用的効果は大きい。
【０１１３】
なお、本発明のバランス調整回路の入力インピーダンスはあまり大きくないが、低出力インピーダンスでない光学ピックアップでもバッファを通せば適用できる。
【０１１４】
また、本発明のバランス調整回路は、電圧出力型光学ピックアップに対応しているが、電流出力型光学ピックアップでも電流−電圧変換アンプを通せば適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１に係る光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路
【図２】本発明の実施形態２に係る光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路
【図３】本発明の実施形態３に係る光ディスク用ヘッドアンプのバランス調整回路
【図４】図３のバランス調整回路に使用されるアナログスイッチの構成図
【図５】図４のアナログスイッチのＯＮ抵抗の入力信号電圧依存性
【図６】バランス調整範囲の定義の説明図
【図７】定電流源Ｉ１，Ｉ２を接続した本発明の光ディスク用バランス調整回路
【図８】定電流源Ｉ１，Ｉ２を接続したバランス調整回路の模式図
【図９】定電流源Ｉ１，Ｉ２を接続したバランス調整回路の等価回路
【図１０】注入型と吸収型の定電流源を接続したバランス調整回路
【図１１】図３の具体的な実施例に係る光ディスク用バランス調整回路
【図１２】図１１の実施例によるバランス調整のＨＳＰＩＣＥシミュレーション結果
【図１３】本発明の実施例による光ディスク用バランス調整回路
【図１４】本発明の実施例によるバランス調整のＨＳＰＩＣＥシミュレーション結果
【図１５】フォーカスサーボの代表的な方法の１つである非点収差法の説明図
【図１６】一般的なエラー信号の生成回路
【図１７】トラッキングサーボの代表的な方法の１つである３ビーム法の説明図
【図１８】入力側抵抗でゲイン調整を行う従来のバランス調整回路
【図１９】負帰還側抵抗でゲイン調整を行う従来のバランス調整回路
【図２０】アナログスイッチのＯＮ抵抗のトランジスタサイズ依存性を調べるシミュレーション回路
【図２１】図２０の回路で得られたシミュレーション結果の図
【符号の説明】
１…光学ピックアップ、２…出力信号１、３…出力信号２、４…差動オペアンプ、５…入力端子１、６…入力端子２、７…出力端子、８…基準電源端子ＶＲＥＦ、９…反転入力端子、１０…非反転入力端子、１１…セレクタ回路、１２…アナログスイッチ用p−チャンネルトランジスタ、１３…アナログスイッチ用n−チャンネルトランジスタ、１４…定電流源用p−チャンネルトランジスタ(反転入力側)、１５…定電流源用p−チャンネルトランジスタ(非反転入力側)、１６…定電流源用p−チャンネル基準トランジスタ、１７…定電流源用抵抗、１８…定電流源用n−チャンネルトランジスタ(反転入力側)、１９…定電流源用n−チャンネルトランジスタ(非反転入力側)、２０…定電流源用n−チャンネル基準トランジスタ、２１…定電流源用抵抗。
【図１】
0003547615.tif 000036
【図２】
0003547615.tif 000037
【図３】
0003547615.tif 000038
【図４】
0003547615.tif 000039
【図５】
0003547615.tif 000040
【図６】
0003547615.tif 000041
【図７】
0003547615.tif 000042
【図８】
0003547615.tif 000043
【図９】
0003547615.tif 000044
【図１０】
0003547615.tif 000045
【図１１】
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【図１２】
0003547615.tif 000047
【図１３】
0003547615.tif 000048
【図１４】
0003547615.tif 000049
【図１５】
0003547615.tif 000050
【図１６】
0003547615.tif 000051
【図１７】
0003547615.tif 000052
【図１８】
0003547615.tif 000053
【図１９】
0003547615.tif 000054
【図２０】
0003547615.tif 000055
【図２１】
0003547615.tif 000056