(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
サーキュレータの入力ポートと出力ポートとの間に変調ポートを設け、該変調ポートに、バイアス電圧と中間周波数信号とが印加される超高周波帯変調器を接続してなり、
前記入力ポートに超高周波を印加し、前記バイアス電圧としてデジタル信号を印加し、前記中間周波数信号として無変調連続波を印加することを特徴とする、超高周波帯変調装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記超高周波の周波数と前記中間周波数信号の周波数との和および差の周波数からなるＡＳＫ信号を生成し、アップコンバートされたＡＳＫ変調することを特徴とする、ＡＳＫ変調装置。
【請求項３】
請求項１に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記超高周波の周波数と、前記超高周波の前記周波数と前記中間周波数信号の周波数との和および差の周波数とからなるＦＳＫ信号を生成し、アップコンバートされたＦＳＫ変調することを特徴とする、ＦＳＫ変調装置。
【請求項４】
請求項１に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記デジタル信号として擬似ランダム雑音（ＰＮ）符号を印加し、前記中間周波数信号を超高周波帯に拡散してスペクトラム拡散変調することを特徴とする、スペクトラム拡散器。
【請求項５】
前記デジタル信号として高速トリガパルスを印加することを特徴とする、請求項１に記載の超高周波帯変調装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記入力ポートに印加された前記超高周波を前記高速トリガパルス信号で直接ＡＳＫ変調することを特徴とする、ＡＳＫ変調装置。
【請求項７】
請求項６に記載のＡＳＫ変調装置を用いて、検知物体からの反射波を検知することを特徴とする、レーダー。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超高周波（マイクロ波、ミリ波）帯変調装置、ＡＳＫ・ＦＳＫ変調装置及びそれを用いたトランシーバ、レーダやスペクトラム拡散器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
超高周波（マイクロ波、ミリ波）帯電子機器として、例えばアップ／ダウンコンバータを用いたトランシーバやレーダが知られている。このミリ波トランシーバは送信部で中間周波（ＩＦ）を情報信号で変調して、この変調されたＩＦ信号をアップコンバータにより超高周波に乗せ、送信するものである。受信機ではダウンコンバータ（ミクサ）により超高周波帯信号をＩＦ信号に周波数変換し、かつ復調して情報信号を取り出している。ここで情報信号としてはアナログ信号でもデジタル信号でも、また混合していてもよい。またこの通信方式は周波数多重通信にも適しており通信分野にも利用される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
情報のマルチメディア化が進展するに従い、情報信号の周波数が広帯域、高周波化し、またデータのビットレートは増大する趨勢にあるが、このような広帯域、高周波、または超高速データ信号、情報信号をアップ／ダウンコンバータを用いたトランシーバで変調する場合、ＩＦ波の周波数と、情報信号の周波数又はデータのビットレートを決めるクロック周波数が同程度に近づき、ＩＦ帯の変調性能上、変調が困難になる。
【０００４】
またアップ／ダウンコンバージョンを時間的に高速制御する場合や、超高周波帯信号をデジタル信号処理する場合には、例えば図１６に示すように、ダイバシティー受信する場合に、アンテナＡと受信器Ｂの間に外部スイッチＣを設け、あるいは図１７に示すようにラジオメータの場合にアンテナＤと受信回路Ｅとの間に外部スイッチＦを設けている。しかし外部スイッチを設けるために部品点数が増加し、コストアップになる。また外部スイッチをＰＩＮダイオードで構成するときは、数百ＭＨｚを越える高速スイッチング制御・処理は困難である。
【０００５】
本発明は以上の点に鑑み、新規構造の超高周波帯変調装置及びＡＳＫ・ＦＳＫ変調装置を提供するものである。そしてこれを例えばトランシーバに適用することよって、超高周波フロントエンド部は従来のアップ／ダウンコンバータを用いたトランシーバの構成を保持しつつ、しかも部品点数を増やすことなく、ＩＦの周波数と同程度の情報信号周波数、又は同程度のビットレートを有する超高速データ信号を超高周波にアップコンバートすることにある。また超高周波のアップ／ダウンコンバージョンを高速に制御し、かつ超高周波帯信号を高速デジタル処理することにある。また本発明はこの技術をレーダ、スペクトラム拡散器に応用するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の超高周波帯変調装置は、サーキュレータの入力ポートと出力ポートの間に変調ポートを設け、該変調ポートにバイアス電圧と中間周波数信号が印加される超高周波帯変調器を接続してなることを特徴とする。
【０００７】
本発明はこの特徴により、超高周波帯変調器の構成を簡単にして、ＩＦ波に近い周波数の情報信号でも高性能に変調することができる。
【０００８】
本発明の超高周波帯変調装置は、前記入力ポートに超高周波を印加し、バイアス電圧としてデジタル信号を印加し、中間周波数信号として無変調連続波を印加することを特徴とする。
【０００９】
本発明はこの特徴により、超高周波を、中間周波数信号として印加した無変調連続波で変調することができ、ＩＦ波を直接ＡＳＫ変調する必要がないので、ＩＦ波の周波数によって変調信号の周波数が制限されることなく、変調することができる。
【００１０】
本発明のＡＳＫ変調装置は、前記請求項２に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記超高周波と中間周波の和及び差の周波数のＡＳＫ信号を得、アップコンバータされたＡＳＫ変調することを特徴とする。
【００１１】
この特徴により、アップコンバートされたＡＳＫ変調を行うことができる。
【００１２】
本発明のＦＳＫ変調装置は、前記請求項２に記載の超高周波帯変調装置を用いて、前記超高周波の周波数と、超高周波と中間周波の和及び差の周波数のＦＳＫ信号を得、アップコンバータされたＦＳＫ変調することを特徴とする。
【００１３】
この特徴により、アップコンバートされたＦＳＫ変調を行うことができる。
【００１４】
本発明のトランシーバは、前記請求項３に記載のＡＳＫ変調装置または請求項４に記載のＦＳＫ変調装置を用いて、アップコンバータを構成することを特徴とする。
【００１５】
この特徴により、アップコンバータを用いたトランシーバを構成することができる。
【００１６】
本発明の超高周波帯変調装置は、前記バイアス電圧として疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号を印加することを特徴とする。
【００１７】
この特徴により、スペクトラム拡散変調を行うことができる。
【００１８】
本発明のスペクトラム拡散装置は、前記請求項６に記載の超高周波帯変調装置を用いて、中間周波を超高周波帯に拡散してスペクトラム拡散変調することを特徴とする。
【００１９】
この特徴によりスペクトラム拡散することができる。
【００２０】
本発明の超高周波帯変調装置は、前記入力ポートに超高周波を印加し、前記バイアス電圧として高速トリガパルス信号を印加し、中間周波数信号として無変調連続波を印加することを特徴とする。
【００２１】
この特徴により、アップコンバータジョンされたＡＳＫパルス変調を行うことができる。
【００２２】
本発明のＡＳＫ変調装置は、前記請求項８に記載の超高周波帯変調装置を用いて、入力ポートに印加された超高周波を高速トリガパルス信号で直接ＡＳＫ変調することを特徴とする。
【００２３】
この特徴により、アップコンバータされたＡＳＫパルス変調することができる。  本発明のレーダは、前記請求項９に記載のＡＳＫ変調装置を用いて、検知物体からの反射波を検知することを特徴とする。
【００２４】
この特徴により、数１０ｃｍの近距離から数１００ｍの遠距離までを検知する広範囲のレーダを構成することができる。
【００２５】
本発明の超高周波帯変調装置は、前記入力ポートに超高周波を印加し、前記バイアス電圧としてパルス信号を印加し、中間周波数信号を無入力とすることを特徴とする。
【００２６】
この特徴により、超高周波のＡＳＫ変調を行うことができる。
【００２７】
本発明のＡＳＫ変調装置は、前記請求項１０に記載の超高周波帯変調装置を用いて、超高周波をＡＳＫ変調することを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の超高周波帯変調装置の回路図を示し、破線内が超高周波帯回路部である。図１の超高周波帯変調装置は、ミリ波帯発振器１、第１のサーキュレータ２、第２のサーキュレータ３、超高周波帯変調器４、帯域フィルタ５、送信アンテナ６よりなる。ミリ波帯発振器１はガンダイオードによって構成され、３５ＧＨｚ、６０ＧＨｚあるいは７０ＧＨｚ等の超高周波を発振する。また超高周波帯変調器４はショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）のような２端子半導体素子あるいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子を用いて構成され、超高周波帯変調器４はアップコンバータあるいはパルス変調器として動作する。第１のサーキュレータ２の一端には無反射終端７が接続され、不要反射波吸収用サーキュレータとして動作する。
【００２９】
上記第２のサーキュレータ３の入力ポート１２は第１のサーキュレータ２に接続され、ミリ波帯発振器１からの超高周波が印加される。出力ポート１３は帯域フィルタ５に接続され、被変調出力を得る。変調ポート１４に超高周波帯変調器４が接続され、超高周波帯変調器４には中間周波（ＩＦ）入力端子２１と、バイアス電圧印加端子２２が設けられる。ＩＦ入力端子２１はコンデンサ２３を介して超高周波帯変調器４に接続される。バイアス電圧印加端子２２は抵抗２４、２５よりなるマッチング回路１５と、チョークコイル２６、２７とコンデンサ２８よりなる低域通過フィルタ１６を介して超高周波帯変調器４に接続される。抵抗２４は５０Ω、抵抗２５は１０Ωが使用された。
【００３０】
上記超高周波帯回路部はＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）を使用して接続され、図２に示すように、ＮＲＤガイドは上導体板１０１と下導体板１０２の間に誘電体ストリップを配置して構成され、超高周波帯で広範囲に単一モード動作帯域が得られる。ミリ波帯発振器１の発振出力はＮＲＤガイド１０３に加えられ、発振出力はサーキュレータ１０４の方向に向かう。サーキュレータ１０４には超高周波帯変調器４に向かうＮＲＤガイド１０５と被変調出力信号を出力するＮＲＤガイド１０６が接続される。ＮＲＤガイド１０５はエアギャップ１０７を介して超高周波帯変調器４に接続される。
【００３１】
ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を使用した超高周波帯変調器４は図３に示すように、テフロン基板１０８に銅箔をエッチングして低域フィルタとして動作するバイアスチョーク１０９と１１０を形成し、このバイアスチョーク１０９と１１０の間にＳＢＤ１１１のような高速動作素子を接続して構成される。ここで一例として、テフロン基板１０８は幅が２．２５ｍｍであり、バイアスチョークは幅が２．０ｍｍで長さが１．０ｍｍの太いパターン部分と、幅が０．２ｍｍで長さが１．１ｍｍの細いパターン部分を３段繰り返して形成される。そしてバイアスチョーク１０９、１１０の間には０．４ｍｍの隙間を開けて、幅が１．４ｍｍで長さが１．０ｍｍの２つの電極１１２と１１３が形成され、この２つの電極１１２と１１３の間にＳＢＤ１１１が接続される。この超高周波帯変調器４はＳＢＤ１１１のマウント裏面にテフロン片１１４を取り付け、ＳＢＤ１１１が壊れないように保護している。またＳＢＤ１１１のマウントの表面側（超高周波の入射側）には比誘電率１０程度の高誘電率薄膜１１５を取り付け、内部インピーダンスが小さいＳＢＤと特性インピーダンスの高いＮＲＤガイド１０５との整合を取っている。高誘電率薄膜１１５の厚さは約０．２ｍｍである。さらに高誘電率薄膜の前後にテフロン片１１６を取り付けＮＲＤガイドとの整合をより高めている。
【００３２】
超高周波帯変調器４のバイアスチョーク１０９は配線１１７により下導体板１０２の穴１１８を経て、ＩＦ入力端子２１とバイアス電圧印加端子２２に接続される。またバイアスチョーク１１０は配線１２２により下導体板１０２の穴１２３を経てアースに接続される。
【００３３】
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）など３端子半導体素子等の高速動作素子を用いた超高周波帯変調器４は図４のように構成される。超高周波帯変調器４の回路図を図４に示すように、第２のサーキュレータ３の入力ポート１２と出力ポート１３の間に変調ポート１４を配置し、変調ポート１４に３端子半導体素子５４のソース・ドレイン端子を接続する。ソースとアース間には整合負荷抵抗５６を接続し、ゲートにＲＦチョーク５７を介してバイアス電圧印加端子５８よりバイアス電圧としてパルス信号を印加し、ドレインにＩＦ信号入力端子６０よりノイズ除去チョーク５９を介してＩＦ波を印加して動作させる。
【００３４】
図５は図４に示した回路をマイクロストリップに応用した例を示し、図４と同等部分には添え字ａを付して示す。なお６１は直流阻止用コンデンサ、６２は整合回路を示す。
【００３５】
また図６はＮＲＤガイドに応用した例を示し、図４と同等部分には添え字ｂを付して示す。
【００３６】
図７も別の超高周波帯変調器の回路図を示し、ＦＥＴやＨＥＭＴのような３端子半導体素子７７を用いて構成され、第２のサーキュレータ３の入力ポート１２と出力ポート１３の間に変調ポート１４が配置され、変調ポート１４に超高周波帯変調器４が接続される。超高周波帯変調器は３端子半導体素子よりなり、図７に示されるように、変調ポート１４に３端子半導体素子７７のゲート・ソース端子を接続する。ドレインには端子６０よりＩＦ波を印加し、端子５８よりバイアス電圧を印加する。
（実施例１）
以上の回路において、バイアス電圧印加端子２２（又は５８）よりバイアス電圧ＶＢとして図８（ａ）に示すデジタル信号を印加し、ＩＦ入力端子２１（又は６０）よりＩＦ波として電力ＰＩＦの無変調連続波を印加すると、デジタル信号の電圧が高速動作素子に対して順方向電圧のとき、ＳＢＤ、ＦＥＴ、ＨＥＭＴ等の高速動作素子はアップコンバータとして動作するようにミリ波整合回路が設定されているので、周波数変換器としての動作を行い、超高周波帯変調器４は順方向電圧が印加されている時間だけミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）とＩＦ波の周波数（ｆＩＦ）の和及び差の周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）の信号を出力する。デジタル信号の電圧が高速動作素子に対して逆方向のときは高速動作素子は周波数変換器としての動作を行わないので、周波数変換が行われない。この結果、出力ポート１３にデジタル信号が超高周波帯にアップコンバートされたＡＳＫ被変調信号が得られる。
【００３７】
上記の方式は、ＩＦ波を直接ＡＳＫ変調していないので、ＩＦ波の周波数とデジタル信号のクロック周波数が同程度であっても変調を行うことができる。例えば１ＧＨｚのＩＦ波を数百ＭＨｚのクロック周波数のデジタル信号で直接変調することはかなり困難であるが、上記方式ではＩＦ波とデジタル信号の周波数が上述のような設定であっても、結果として超高周波にＡＳＫ変調をかけることになるので、良好に変調出力を得ることができる。またＳＢＤあるいはＦＥＴやＨＥＭＴのような高速動作素子で変調を行っているので、その少数キヤリア寿命時間はＰＩＮダイオードより短く、逆方向回復時間が早く、超高速の変調動作が期待できる。
【００３８】
そして、帯域フィルタ５の中心周波数がミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）とＩＦ波の周波数（ｆＩＦ）の和の周波数（ｆＬＯ＋ｆＩＦ）に設定されている場合、バイアス電圧が順方向期間は和の周波数（ｆＬＯ＋ｆＩＦ）信号が帯域フィルタ５を通過し、送信アンテナ６より送信される。一方、逆方向期間は変調されないので、帯域フィルタ５を通過することができない。
【００３９】
この実施例の別の実施例では、デジタル信号の電圧が高速動作素子に対して逆方向のとき、高速動作素子が周波数変換器として動作しないでミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）を出力するように構成すると、出力ポート１３にはデジタル信号が超高周波帯にアップコンバートされた被変調信号とミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）が得られ、ＦＳＫ被変調信号を得ることができる。
（実施例２）
図１の回路において、バイアス電圧印加端子２２（又は５８）よりバイアス電圧ＶＢとして図８（ｂ）に示す高速パルス信号を印加し、ＩＦ入力端子２１（又は６０）よりＩＦ波として電力ＰＩＦの無変調連続波を印加すると、超高周波帯変調器４は高速パルス信号が高速動作素子の順方向電圧の短期間だけミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）とＩＦ波の周波数（ｆＩＦ）の和及び差の周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）の信号を出力する。高速パルス信号が逆方向電圧のときは高速動作素子は周波数変換器としての動作を行わないので、周波数変換が行われない。この結果、出力ポート１３に高速パルス信号の期間だけ高速パルス信号を超高周波帯にアップコンバートされたパルス被変調信号が得られる。このアップコンバートされたパルス被変調信号が送信アンテナ６より送信される。
（実施例３）
図１の回路において、帯域フィルタ５をなくし、図８（ｃ）のようにＩＦ入力端子２１（又は６０）に印加するＩＦ波を無入力とし、バイアス電圧印加端子２２（又は５８）よりバイアス電圧ＶＢとしてデジタル信号を印加すると、デジタル信号が高速動作素子の順方向電圧の期間はミリ波帯発振信号が高速動作素子で吸収され、出力が得られない。しかしデジタル信号が逆方向の期間はミリ波帯発振信号が高速動作素子で反射され、出力ポート１３にミリ波帯発振器の信号周波数（ｆＬＯ）そのものの出力がパルス変調されたＡＳＫ被変調波が得られる。このＡＳＫ被変調波は送信アンテナ６から送信される。
【００４０】
この変調装置はアップコンバータに関わる変換損失がないので、送信電力が高く取れる。この変調装置は超高速無線ＬＡＮに応用できる。
（実施例４）
図１の回路において、バイアス電圧印加端子２２（又は５８）よりバイアス電圧ＶＢとして疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号を印加し、ＩＦ入力端子２１（又は６０）より位相変調されたＩＦ波として電力ＰＩＦを印加すると、出力ポートに疑似ランダム雑音（ＰＮ）符号によりＩＦ波をミリ波帯に拡散した信号を得ることができる。
【００４１】
この実施例の超高周波帯変調器はＳＳ方式ミリ波トランシーバに応用可能である。
（実施例５）
図９は上記実施例１の超高周波帯変調装置をミリ波トランシーバに適用した回路図を示し、実施例１と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
【００４２】
図９において、破線内が超高周波帯回路部を示し、ミリ波トランシーバは、ミリ波帯発振器１、第１のサーキュレータ２、第２のサーキュレータ３、超高周波帯変調器４、帯域フィルタ５、送信アンテナ６よりなる送信機と、受信アンテナ８、ミクサ９、方向性結合器１０よりなる受信機とで構成される。
【００４３】
受信機を構成するミクサ９もショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いて構成され、ミクサ９はダウンコンバータとして動作する。方向性結合器１０は一端が無反射終端１１に接続され、一方が第１のサーキュレータ２と第２のサーキュレータ３の間で結合し、他方がミクサ９に結合してミリ波帯発振器１の出力信号の一部を局部発振信号として加える。
【００４４】
ミクサ９にはＩＦ信号出力端子３１と、バイアス電圧印加端子３２が設けられ、ＩＦ信号出力端子３１はコンデンサ３３を介し、バイアス電圧印加端子３２は抵抗３４、３５よりなるマッチング回路１７と、チョークコイル３６、３７とコンデンサ３８よりなる低域通過フィルタ１８を介して接続される。抵抗３４は５０Ω、抵抗３５は１０Ωが使用された。
【００４５】
以上の回路において、超高周波帯変調器４に実施例１で説明したように、端子２２よりバイアス電圧ＶＢとして図８（ａ）に示すデジタル信号を印加し、ＩＦ入力端子２１よりＩＦ波として電力ＰＩＦの無変調連続波を印加すると、出力ポート１３にデジタル信号を超高周波帯にアップコンバートされたＡＳＫ被変調信号が得られる。そして、帯域フィルタ５の中心周波数がミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）とＩＦ波の周波数（ｆＩＦ）の和の周波数（ｆＬＯ＋ｆＩＦ）に設定されている場合、バイアス電圧が順方向期間のとき和の周波数（ｆＬＯ＋ｆＩＦ）信号が帯域フィルタ５を通過し、ＡＳＫ被変調信号が送信アンテナ６より送信される。一方、逆方向期間は変調されないので、帯域フィルタ５を通過することができない。
【００４６】
受信アンテナで受信されたＡＳＫ被変調信号は、ミクサ９に導かれ、方向性結合器１０を介して局部発振信号として印加されたミリ波帯発振器１の出力信号の一部とミクサされる。ミクサ９のバイアス電圧印加端子３２には図８（ａ）のデジタル信号がバイアス電圧ＶＢとして印加されているので、ミクサ９はデジタル信号が順方向電圧が印加されている時間だけミクサとしてダウンコンバータの動作を行い、ＩＦ信号を出力する。バイアス電圧が逆方向のときはミクサはダウンコンバータとしての動作を行わないので、周波数変換が行われない。この結果、ＩＦ信号出力端子３１にＩＦ信号が得られる。このＩＦ信号を後段の復調器（図示しない）で復調して元の信号を得る。
【００４７】
以上のようにしてアップコンバートされたＡＳＫ被変調信号を送信し、またＡＳＫ被変調信号を受信して、ダウンコンバートすることができるので、ミリ波ＡＳＫトランシーバとして使用することができる。
【００４８】
この実施例の別の実施例では、デジタル信号の電圧が逆方向のとき、周波数変換器が動作しないようにしてミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）を出力するように構成すると、出力ポート１３にはデジタル信号が超高周波帯にアップコンバートされた被変調信号とミリ波帯発振器１の発振周波数（ｆＬＯ）が得られ、ＦＳＫ被変調信号を得ることができる。このＦＳＫ被変調信号を使用してＦＳＫトランシーバを構成することができる。
【００４９】
図９は超高周波帯変調器４、ミクサ９をＳＢＤを用いた回路で説明したが、図４から図７に示すＦＥＴやＨＥＭＴを用いて構成することも可能である。
（実施例６）
図９の回路において、帯域フィルタ５をなくし、バイアス電圧印加端子２２よりバイアス電圧ＶＢとして図８（ｂ）に示す高速パルス信号を印加し、ＩＦ波として電力ＰＩＦの無変調連続波を印加すると、超高周波帯変調器４は高速パルス信号がＳＢＤの順方向電圧の短期間だけミリ波帯発振器１の信号周波数（ｆＬＯ）とＩＦ信号の周波数（ｆＩＦ）の和及び差の周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）の信号を出力する。高速パルス信号がＳＢＤの逆方向電圧のときはＳＢＤは周波数変換器としての動作を行わないので、周波数変換が行われない。この結果、出力ポート１３に高速パルス信号の期間だけ高速パルス信号を超高周波帯にアップコンバートされたパルス波が得られる。このアップコンバートされたパルス信号は送信アンテナ６より送信される。
【００５０】
検知物体で反射した電波は、受信アンテナ８により受信され、ミクサ９に加えられる。ミクサ９は方向性結合器１０によりミリ波帯発振器１の出力の一部が局部発振波として加えられるとともに、図８（ｂ）に示すゲートパルス信号がバイアス電圧印加端子３２より印加されているので、受信信号の高速スイッチングが行われ、ミリ波帯発振器１の発振波とミクサされダウンコンバートされ、ＩＦ信号を得る。
【００５１】
ＩＦ信号は、図示しないが後続のＩＦ増幅器、ＡＧＣ、検波器、ベースバンド（ＢＢ）増幅器を経て、出力端子に送信波パルスＰ１と反射波パルスＰ２を得る。
【００５２】
図１０に示すように、送信波パルスＰ１と受信波パルスＰ２の時間差Δｔ（ｓ）を計測することで、検知物体までの距離Ｒ（ｍ）は（１）式より算出できる。
【００５３】
Ｒ＝Δｔ・ｃ／２                    （１）
ここで、ｃは光速（ｍ／ｓ）
このミリ波レーダの最大検知距離（Ｒｍａｘ）は、超高周波帯変調器４に印加されるパルス繰り返し周期（ｔｐ）から（２）式で求められる。
【００５４】
Ｒｍａｘ＝ｔｐ・ｃ／２              （２）
また、最小検知距離（Ｒｍｉｎ）は、超高周波帯変調器４に印加されるパルス幅（ｔｗ）から（３）式で求められる。
【００５５】
Ｒｍｉｎ＝ｔｗ・ｃ／２              （３）
本発明の超高周波帯変調器４はショットキバリアダイオードを用いてＮＲＤガイドＡＳＫ変調器により構成されるから、少数キャリア寿命時間が数ｐｓと非常に短いことから高速のスイッチング動作が行われ、伝送速度４００Ｍｂｐｓに対してまだ十分余裕のある高速性能を有し、数ｃｍの最小検知距離を得ることができる。
【００５６】
また、本発明のミリ波帯発振器１は周波数安定化ガン発振器により構成され、超高周波帯変調器４はＡＳＫ変調器によって構成されるので、周波数変動が少なく、計測誤差は図１１に示すように、検知距離が数ｃｍから数１０ｍにわたり±２ｃｍ以下であり、高精度に検知物体までの距離を検知できる。
【００５７】
この実施例は超高周波帯変調器４、ミクサ９をＳＢＤを用いた回路で説明したが、図４から図７に示すＦＥＴやＨＥＭＴを用いて構成することも可能である。
（実施例７）
本発明の実施例７のミリ波レーダは、ＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）を使用して図１２の平面図、図１３の立体図に示すように構成される。ＮＲＤガイドは、３５ＧＨｚ帯、６０ＧＨｚ帯のような超高周波帯の伝送線路として使用され、遮断平行平板導波管内に方形誘電体ストリップを挿入して構成される。
【００５８】
ＮＲＤガイドは、図１４に示すように上下に所定間隔をおいて平行配置されたアルミニウム、銅、真鍮などの良導電体・非磁性体材料よりなる厚さ４．０ｍｍ程度の上導体板２０と下導体板３０との間に高さａ、幅ｂの角棒状の誘電体ストリップ４０を配置して構成される。誘電体ストリップ４０として、ミリ波帯のような高周波で低損失な比誘電率が３．０以下、例えば２．０４のテフロン、２．１のポリエチレン、２．５６のポリスチレン等の誘電体が使用され、信号周波数の自由空間波長をλ０とすると、誘電体ストリップ４０の高さａは、ａ＝０．４５λ０の近傍、幅ｂは、比誘電率をεｒとすると、
【００５９】
【数１】
0003553421.tif 000002
に設定される。６０ＧＨｚ帯では、誘電体ストリップとしてテフロンを使用した場合、高さａ＝２．２５ｍｍ、幅ｂ＝２．５ｍｍに設定され、５５ＧＨｚから６５．５ＧＨｚで単一モード動作帯域を得ている。
【００６０】
本発明のミリ波レーダは上記ＮＲＤガイドを伝送線路として使用して構成され、ガンダイオード発振器５０は図１５（ａ）に図１２及び図１３のガンダイオード発振器５０の部分の別方向からの立体図を、また図１５（ｂ）にガンダイオード発振器の部分断面図を示すように、ガンダイオード４１は円筒状磁器パッケージの中に封入されて、Ｈ形断面形状を有し、λ／４ステップ低域フィルタを施した真鍮製の金属片４２の側面にマウントされ、上導体板２０と下導体板３０の間に横向きに装荷される。上記金属片４２の一表面上に、図１５（ｃ）に示すようにエッチングによりλ／４チョークパターンからなるマイクロストリップ低域フィルタ線路４４が形成された厚み０．１３ｍｍのテフロン基板４３を貼り付け、マイクロストリップ低域フィルタ線路４４を介してガンダイオード４１にバイアス電圧を印加して、ガンダイオード発振器５０から６０ＧＨｚ帯発振信号を得る。この発振信号は図１５（ｄ）に示すテフロン基板４５に金属ストリップ４６を形成した金属ストリップ共振器４７を経てＮＲＤガイド５１に導かれる。金属ストリップ共振器４７は金属ストリップ４６の幅ｃ、長さｄ、テフロン基板の厚みｅによって発振周波数を決定することができ、テフロン基板の厚みｅを０．２６５ｍｍ、金属ストリップの幅ｃを１．４ｍｍとし、長さｄを１．５ｍｍから２．５ｍｍに変化したとき、５５ＧＨｚから６３ＧＨｚに可変することができ、６０ＧＨｚ帯ＮＲＤガイドの帯域をほぼカバーし、発振出力１３０ｍＷ以上が得られる。ここで、ＮＲＤガイド５１が金属ストリップ共振器４７に接する先端部に結合部分で生じる不要モードを抑えるためモードサプレッサ４９を挿入するのが望ましい。金属ストリップ共振器４７は金属ストリップ４６の長さを変えて目的の周波数５９ＧＨｚ帯や６０ＧＨｚ帯に調整される。この実施例では５８．３６ＧＨｚ又は５９．１５ＧＨｚに調整された。
【００６１】
前記ＮＲＤガイド５１の近くに周波数安定化のための高Ｑを有するセラミック共振器４８が側結合するように配置され、セラミック共振器４８は上下導体板間隔の方向を共振器長として動作することにより周波数安定化を図る。セラミック共振器４８は高Ｑのセラミックディスク４８ａを真中にして上下をテフロンディスク４８ｂ、４８ｃで挟んで構成され、セラミックディスク４８ａが上下導体板の中心にくるようにして放射がなくなるようにしてある。セラミックディスク４８ａは厚さｔを薄くすることで共振器長を短くして共振周波数を高くでき、厚さを０．４７ｍｍにすると、共振周波数が６０ＧＨｚになった。
【００６２】
このセラミック共振器４８はＮＲＤガイド５１からの距離ｇを１．３５ｍｍに設定し、定在波比を２とした。また、ＮＲＤガイド５１のモードサプレサ端面からセラミック共振器４８の中心までの距離ｚをセラミック共振器４８がロッキングする位置に設定した。ロッキング位置は、６．０ｍｍと６．５ｍｍであった。ロッキング時、スペクトラムアナライザの周波数軸（ＳＰＡＮ）を５０ｋＨｚにしても発振周波数の変動は観測されず、波形もきれいであった。
【００６３】
セラミック共振器４８は、セラミックディスクの代替としてアルミナ等を使用することができ、またテフロンディスクの代替としてポリエチレン、ポリスチレン、ボロンナイトライド等を使用することができる。形状は円形以外に楕円形、三角形、方形にすることが可能であるが、円形が最も製作しやすい。更に、セラミック共振器はセラミックディスクが上下導体板の真中になるように上側又は下側の一方をテフロンディスクで支持する構造とし、他方を空間とする構成でもよい。この場合、セラミックディスクは誘電率が無限大に近いほうがよい。
【００６４】
以上のように、セラミック共振器４８は、前記説明の通り高Ｑを有する比較的硬い誘電体であるセラミックディスク４８ａを真中にして上下をセラミックよりは誘電率が低く柔らかい誘電体であるテフロンディスク４８ｂ、４８ｃで挟むようにして、セラミックディスク４８ａが上下導体板の中心に位置するよう構成される。セラミック共振器４８は円形に形成され、その周囲をリング状の誘電率が低い誘電体よりなるテフロンチューブ（図示しない）で被覆するのが好ましい。テフロンチューブはセラミック共振器４８の形くずれを防止すると同時に、ＮＲＤガイド送信機、ＮＲＤガイド受信機内部に結露等による湿度の影響を防止する。セラミック共振器４８の共振周波数は、その厚さｔを含め上下導体板間隔の方向を共振器長とする上下導体板の間隔で決定され、この間隔が電気的に半波長の整数倍になる周波数で共振する。このセラミック共振器４８はＴＥ２０δで共振するので、セラミックディスク４８ａを薄くして共振周波数を高くすることができる。セラミック共振器４８の全体の高さを上下導体板の間隔２．２５ｍｍに調整しながら、セラミックディスク４８ａを薄く、テフロンディスク４８ｂ、４８ｃを厚くして共振周波数を調整する。
【００６５】
ＮＲＤガイド５１に入力された発振信号は、第１のサーキュレータ５２によりアップコンバータ５３の方向に導かれＮＲＤガイド６４を通して入力する。
【００６６】
アップコンバータ５３は、図４に示す回路を用いて構成され、サーキュレータ３の入力ポート１２と出力ポート１３の間の変調ポート１４にＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）５４ａのドレイン・ソース端子を接続する。ソースとアース５５間に線路の特性インピーダンスに等しい抵抗５６を接続し、ゲートにはＲＦチョーク５７を介して端子５８に接続し、端子５８よりパルスをバイアス電圧として印加する。ドレインと電源端子間にはノイズ除去用のチョーク５９を挿入し、端子６０より無変調連続波を中間周波数信号として印加する。
【００６７】
この構成のアップコンバータ５３の入力ポート１２に超高周波を、端子５８にパルス信号を印加すると、ＦＥＴ５４ａとしてＧａＡｓＦＥＴを用いた場合、パルス信号が”Ｈｉｇｈ”レベル（０Ｖ）ではＦＥＴ５４ａのドレイン・ソース間が高抵抗となり、ＦＥＴ５４ａに入力した伝送波は反射を受けて出力ポート１３に出力される。一方、パルス信号が”Ｌｏｗ”レベル（−数Ｖ）ではドレイン・ソース間は低抵抗となり、ソース・アース間に接続した抵抗５６に整合がとれて、出力ポート１３に超高周波帯発振波と中間周波の和と差の周波数信号が得られる。以上のような動作に基づいてアップコンバータが構成される。
【００６８】
上記したように、アップコンバータ５３で周波数変換された和信号と差信号は、第２のサーキュレータ６５及びＮＲＤガイド６６、６７を通して帯域通過フィルタ６８に向かう。帯域通過フィルタ６８は、中心周波数６０．６２５ＧＨｚ、帯域幅２ＧＨｚ、０．５ｄＢリップルの３段チェビシェフフィルタで構成され、超高周波帯発振波のみを通過させ、送信アンテナ６９に伝送され、送信アンテナ６９より超高周波帯電波が送信される。アップコンバータ５３の和信号及び差信号は帯域通過フィルタ６８で反射されて第２のサーキュレータ６５を介してミクサ７０に入力する。
【００６９】
検知物体で反射した電波はアンテナ６９で受信され、第２のサーキュレータ６５、ＮＲＤガイド７３を介してミクサ７０に入力する。ミクサ７０は図１３に示すように、ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）７４でダウンコンバートする構造であり、ＳＢＤ７４のマウントの裏面にテフロンチップ７２を取り付け、ＳＢＤ７４が壊れないよう保護している。またＳＢＤ７４のマウントの表面には高誘電率薄膜を取り付け、内部インピーダンスが小さいＳＢＤと特性インピーダンスの高いＮＲＤガイド７３との整合を取っている。高誘電率薄膜の厚さはλ／４である。さらに高誘電率薄膜の後にテフロンチップ７５を取り付けＮＲＤガイドとの整合をより高めている。
【００７０】
ミクサ７０は前記和信号と反射波をミクサすることによりダウンコンバートされて、元のＩＦ信号を端子７６に得る。この後は図示しないが、送信波パルスＰ１と受信パルスＰ２を得て、検知物体までの距離を知ることができる。
【００７１】
本発明はミリ波帯発振器の発振出力を送信波に用いているので、アップコンバートした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しかし、本発明はアップコンバータのショットキーダイオードの不整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能化、低コストを実現している。
【００７２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、超高周波帯変調装置の構成を簡単にして、ＩＦ波に近い周波数の情報信号でも高性能に変調することができ、超高周波を、中間周波数信号として印加した無変調連続波で変調することができ、ＩＦ波を直接ＡＳＫ変調する必要がないので、中間周波の周波数によって情報信号の周波数が制限されることない。また、アップコンバートされたＡＳＫ変調を行うことができる。
【００７３】
本発明は上記超高周波帯変調装置を使用して、アップコンバータを用いたトランシーバを構成することができる。またスペクトラム拡散変調を行うことができる。さらに、アップコンバータジョンされたＡＳＫパルス変調を行うことができる。また、数１０ｃｍの近距離から数１００ｍの遠距離までを検知する広範囲のレーダを構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の超高周波帯変調装置のブロックダイヤグラムを示す。
【図２】本発明の超高周波帯変調装置をＮＲＤガイドに応用した斜視図を示す。
【図３】超高周波帯変調器の平面図を示す。
【図４】超高周波帯変調器の回路図を示す。
【図５】超高周波帯変調器をマイクロストリップで構成した図を示す。
【図６】超高周波帯変調器をＮＲＤガイドで構成した図を示す。
【図７】超高周波帯変調器の回路図を示す。
【図８】超高周波帯変調装置の動作説明図である。
【図９】ミリ波トランシーバに適用した回路図を示す。
【図１０】ミリ波レーダの動作説明図を示す。
【図１１】ミリ波レーダの計測誤差を説明する図を示す。
【図１２】ＮＲＤガイドを使用したミリ波レーダの平面図を示す。
【図１３】ＮＲＤガイドを使用したミリ波レーダの立体図を示す。
【図１４】ＮＲＤガイドを説明する図である。
【図１５】ガンダイオード付近のＮＲＤガイド立体図を示す。
【図１６】ダイバシティー受信器を説明する図を示す。
【図１７】ラジオメータを説明する図を示す。
【符号の説明】
１    ミリ波帯発振器
２    第１のサーキュレータ
３    第２のサーキュレータ
４    超高周波帯変調器
５    帯域フィルタ
６    送信アンテナ
８    受信アンテナ
９    ミクサ
１２  入力ポート
１３  出力ポート
１４  変調ポート
２０  上導体板
２１  ＩＦ入力端子
２２  バイアス電圧印加端子
３０  下導体板
３１  ＩＦ信号出力端子
３２  バイアス電圧印加端子
４０  誘電体ストリップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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