(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子とアース間に接続された第１のインダクタと、出力端子とアース間に接続された第２のインダクタと、前記入力端子と前記出力端子間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路とから構成される位相回路からなり、
該位相回路が規定されるインピーダンスおよび所定の位相量となるように、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記分布定数線路のインピーダンスおよび位相量が算出されることにより、前記所定の位相量を与えると共に高域通過特性を示す位相回路として用いられるようにしたことを特徴とする高域通過特性を有する受動回路。
【請求項２】
入力端子とアース間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第１の分布定数線路と、出力端子とアース間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第２の分布定数線路と、前記入力端子と前記出力端子間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第３の分布定数線路とから構成される位相回路からなり、
該位相回路が規定されるインピーダンスおよび所定の位相量となるように、前記第１の分布定数線路、前記第２の分布定数線路および前記第３の分布定数線路のインピーダンスおよび位相量が算出されることにより、前記所定の位相量を与えると共に高域通過特性を示す位相回路として用いられるようにしたことを特徴とする高域通過特性を有する受動回路。
【請求項３】
前記位相回路が複数段縦続接続されていることを特徴とする請求項１あるいは２記載の高域通過特性を有する受動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相回路やハイパスフィルタ回路に好適な高域通過特性を有する受動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
位相回路やハイパスフィルタ回路等の高域通過特性を有する受動回路には、一般に入力端子と出力端子間に直列に少なくとも一つのコンデンサが接続されている。このような高域通過特性を有する受動回路の例としてハイパスフィルタ回路を図２７（ａ）（ｂ）に示す。図２７（ａ）はπ型のハイパスフィルタ回路であり、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にコンデンサＣ２０１が接続されており、入力端子ＴｉｎとコンデンサＣ２０１の一端との接続点とアース間に第１コイルＬ２０１が接続され、出力端子ＴｏｕｔとコンデンサＣ２０１の他端との接続点とアース間に第２コイルＬ２０２が接続されている。また、図２７（ｂ）はＴ型のハイパスフィルタ回路であり、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間に第１コンデンサＣ２１０と第２コンデンサＣ２１１が縦続接続されており、第１コンデンサＣ２１０と第２コンデンサＣ２１１との接続点とアース間にコイルＬ２１０が接続されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来から知られているハイパスフィルタ等の高域通過特性を有する受動回路においては、入力端子と出力端子間に直列に少なくとも一つのコンデンサが接続されている。このように入力端子と出力端子間に直列に少なくとも一つのコンデンサが接続されている高域通過特性を有する受動回路の問題点を、図２７に示すハイパスフィルタ回路を例にあげて以下に説明する。図２７（ａ）に示すπ型ハイパスフィルタ回路において、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間に接続されているコンデンサＣ２０１の一般的な構成としては、接続のための２本のリード線が引き出された構成や、両端に端子が設けられているチップ型の構成とされている。コンデンサＣ２０１がいずれの構成であっても、リード線間あるいは端子間に浮遊容量が発生すると共に、リード線とアース間あるいは端子とアース間にも浮遊容量が発生するようになる。さらに、リード線あるいは端子によりインダクタンス成分が発生する。
【０００４】
そして、コンデンサＣ２０１はアースに対してフローティング状態とされているため、上記した浮遊容量やインダクタンス成分によりハイパスフィルタの周波数特性が乱されるようになる。すなわち、設計した通りの周波数特性のハイパスフィルタを得ることができないという問題点が生じる。
また、図２７（ｂ）に示すＴ型ハイパスフィルタ回路においては、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にコンデンサＣ２１０とコンデンサＣ２１１とが縦続接続されている。これらのコンデンサも、接続のための２本のリード線が引き出された構成や、両端に端子が設けられているチップ型の構成とされている。従って、アースに対してフローティング状態とされているコンデンサＣ２１０，Ｃ２１１における浮遊容量やインダクタンス成分によりハイパスフィルタの周波数特性が乱されるようになる。すなわち、設計した通りの周波数特性のハイパスフィルタを得ることが困難になるという問題点が生じる。
【０００５】
そこで、本発明は周波数特性を乱す原因となるフローティング状態とされるコンデンサを不要としたハイパスフィルタ等の高域通過特性を有する受動回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の高域通過特性を有する受動回路は、入力端子とアース間に接続された第１のインダクタと、出力端子とアース間に接続された第２のインダクタと、前記入力端子と前記出力端子間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路とから構成される位相回路からなり、該位相回路が規定されるインピーダンスおよび所定の位相量となるように、前記第１のインダクタ、前記第２のインダクタおよび前記分布定数線路のインピーダンスおよび位相量が算出されることにより、前記所定の位相量を与えると共に高域通過特性を示す位相回路として用いられるようにしている。
【０００７】
また、本発明の第２の高域通過特性を有する受動回路は、入力端子とアース間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第１の分布定数線路と、出力端子とアース間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第２の分布定数線路と、前記入力端子と前記出力端子間に接続された所定のインピーダンスおよび位相量の第３の分布定数線路とから構成される位相回路からなり、該位相回路が規定されるインピーダンスおよび所定の位相量となるように、前記第１の分布定数線路、前記第２の分布定数線路および前記第３の分布定数線路のインピーダンスおよび位相量が算出されることにより、前記所定の位相量を与えると共に高域通過特性を示す位相回路として用いられるようにしている。
【０００８】
さらに、上記本発明の高域通過特性を有する受動回路において、前記位相回路が複数段縦続接続されていてもよい。
【００１０】
このような本発明によれば、フローティング状態とされるコンデンサに替えて、所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路を用いるようにしたので、リード線間あるいは端子間の浮遊容量や、リード線とアース間あるいは端子とアース間に浮遊容量が発生することがなく、これらによる周波数特性の乱れを防止することができる。
また、リード線あるいは端子によりインダクタンス成分が発生することがなく、これによる周波数特性の乱れを防止することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態にかかる第１の受動回路の構成を図１に示す。この受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされている。
図１に示す本発明の第１の受動回路は、入出力インピーダンスがＺｏ、周波数ｆｏにおける位相量がθｏの位相回路である。この本発明の第１の受動回路は、入力端子Ｔｉｎとアース間に第１のインダクタＬ１１が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間に第２のインダクタＬ１２が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ１、周波数ｆｏにおける位相量がθ１とされた分布定数線路１１が接続されている。なお、第１のインダクタＬ１１と第２のインダクタＬ１２とのインダクタンスは等しいインダクタンス値Ｌ１とされている。分布定数線路１１の周波数ｆｏにおける位相量θ１は位相量θｏより大きく、インピーダンスＺ１がインピーダンスＺｏより大きくされている。
【００１２】
具体的には、分布定数線路１１のインピーダンスＺ１は次に示す（１）式により求めることができる。
Ｚ１＝Ｚｏ・ｓｉｎθｏ／ｓｉｎθ１                  （１）
ただし、（１）式においてθｏは、周波数ｆｏにおける入力端子Ｔｉｎから出力端子Ｔｏｕｔまでの位相量である。
また、第１のインダクタＬ１１と第２のインダクタＬ１２とのインダクタンス値Ｌ１は次に示す（２）式で求められる。
Ｌ１＝Ｚｏ・ｓｉｎθｏ／｛２πｆｏ（ｃｏｓθｏ−ｃｏｓθ１）｝  （２）
ただし、上記（２）において周波数ｆｏの単位をＨｚとした際に、Ｌ１の単位はＨ（ヘンリー）となる。
【００１３】
上記した（１）式および（２）式の誘導について説明すると、インピーダンスＺｏ、位相量θｏの分布定数線路の四端子定数をＦ１とすると、四端子定数Ｆ１は次に示す（３）式で表される。
【数１】
0003569476.tif 000002
また、図１に示す受動回路の四端子定数をＦ２とすると、四端子定数Ｆ２は次に示す（４）式で示される。
【数２】
0003569476.tif 000003
【００１４】
ここで、四端子定数Ｆ１の各パラメータと四端子定数Ｆ２の各パラメータとが周波数ｆｏにおいて等価であるとすると、パラメータＢ１はパラメータＢ２に等しくなり、
ｊＺｏ・ｓｉｎθｏ＝ｊＺ１・ｓｉｎθ１
が成立する。従って、インピーダンスＺ１は、
Ｚ１＝Ｚｏ・ｓｉｎθｏ／ｓｉｎθ１
となり、上記（１）式が得られる。
また、パラメータＤ１はパラメータＤ２に等しくなり、
ｃｏｓθｏ＝ｃｏｓθ１＋Ｚ１・ｓｉｎθ１／ωＬ１
が成立する。したがって、インダクタンス値Ｌ１は、
Ｌ１＝Ｚ１・ｓｉｎθ１／ω（ｃｏｓθｏ−ｃｏｓθ１）      （５）
となる。ここで、上記（５）式にω＝２πｆｏの関係、および、上記（１）式を代入すると、
Ｌ１＝Ｚｏ・ｓｉｎθｏ／｛２πｆｏ（ｃｏｓθｏ−ｃｏｓθ１）｝
となり、上記（２）式が得られる。なお、Ｌ１は正であるから（ｃｏｓθｏ−ｃｏｓθ１）＞０が条件となる。
【００１５】
ここで、下記の条件により上記（１）式および（２）を用いて分布定数線路１１のインピーダンスＺ１、および、第１のインダクタＬ１１と第２のインダクタＬ１２のインダクタンス値Ｌ１を演算により求めてみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０ｄｅｇ
ｄ．分布定数線路１１の位相量θ１＝１５０ｄｅｇ
演算結果は、次のようになる。
ｅ．分布定数線路１１のインピーダンスＺ１＝１００Ω
ｆ．インダクタンス値Ｌ１≒６．１２６ｎＨ
【００１６】
上記ａ．〜ｆ．の定数とされた際の図１に示す位相回路とされた受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図２に示す。
図２を参照すると、第１の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量９０°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第１の受動回路を用いることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約２００ＭＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタとなる。
【００１７】
上記した演算により求められた定数の分布定数線路１１と、第１のインダクタＬ１１および第２のインダクタＬ１２とを用いることにより、図２に示すように設計とおりの仕様の受動回路を得ることができる。すなわち、このような本発明の第１の受動回路は、フローティング状態とされるコンデンサに替えて、所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路１１を用いるようにしたので、リード線間あるいは端子間の浮遊容量や、リード線とアース間あるいは端子とアース間に浮遊容量が発生することがなく、これらによる周波数特性の乱れを防止することができる。また、リード線あるいは端子によりインダクタンス成分が発生することがなく、これによる周波数特性の乱れを防止することができる。
【００１８】
次に、図３に本発明の実施の形態にかかる第２の受動回路の構成を示す。この受動回路は、図１に示す第１の受動回路と同様に、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、中心周波数ｆｏにおける位相量がθｏの位相回路である。
図３に示す本発明の第２の受動回路は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ２、周波数ｆｏにおける位相量がθ２とされた第１の分布定数線路２１が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎとアース間にインピーダンスがＺ３、周波数ｆｏにおける位相量がθ３とされた第２の分布定数線路２２が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間にインピーダンスがＺ４、周波数ｆｏにおける位相量がθ４とされた第３の分布定数線路２３が接続されている。すなわち、第２の受動回路は図１に示す第１の受動回路における第１のインダクタＬ１１と第２のインダクタＬ１２とを第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３に置き換えたものに相当する。
【００１９】
なお、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３とのインピーダンスおよび位相量は互いに等しい値とすることができる。また、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３とは誘導性として動作させる必要があることから、ショートスタブ用の線路を用いるようにする。従って、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３の周波数ｆｏにおける位相量θ３，位相量θ４は９０°より小さくなる。また、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３のインピーダンスＺ３，インピーダンスＺ４は任意の値とすることができる。ただし、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３はインダクタを置き換えるものであるので、できるだけハイインピーダンスとするのが好適である。
【００２０】
ここで、ショートスタブのリアクタンスＸは、
ｊＸ＝ｊＺ・ｔａｎθ                                      （６）
ただし、（６）式においてＺはショートスタブを形成する分布定数線路の特性インピーダンスであり、θはショートスタブを形成する分布定数線路の位相量である。
ここで、ｊＸ＝ｊωＬであるので、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３の位相量θ３，位相量θ４は、
θ３＝ｔａｎ−１（ωＬ１／Ｚ３）                            （７）
θ４＝ｔａｎ−１（ωＬ１／Ｚ４）                            （８）
となる。これにより、第２の分布定数線路２２と第３の分布定数線路２３の長さを決定することができる。なお、Ｚ３＝Ｚ４の場合は、θ３＝θ４となる。
【００２１】
ここで、下記の条件により上記（１）式、（２）式、（７）式、（８）式を用いて第１の分布定数線路２１のインピーダンスＺ２、第２の分布定数線路２２および第３の分布定数線路２３の位相量θ３，θ４を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路２１の位相量θ２＝１５０ｄｅｇ
ｅ．第２の分布定数線路２２のインピーダンスＺ３＝第３の分布定数線路２３のインピーダンスＺ４＝１００Ω
演算結果は、次のようになる。
ｆ．第１の分布定数線路２１のインピーダンスＺ２＝１００Ω
ｇ．第２の分布定数線路２２の位相量θ３＝第３の分布定数線路２３の位相量θ４≒３１ｄｅｇ
【００２２】
上記ａ．〜ｇ．の定数とされた際の図３に示す位相回路とされた第２の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図４に示す。
図４を参照すると、第２の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量９０°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第２の受動回路を用いることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約２２０ＭＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタとなる。
【００２３】
次に、第１の受動回路において、異なる下記の条件とされた図５に示す本発明の第３の受動回路において上記（１）式および（２）を用いて分布定数線路３１のインピーダンスＺ５、および、第１のインダクタＬ３１と第２のインダクタＬ３２のインダクタンスＬ３を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝７５ｄｅｇ
ｄ．分布定数線路１１の位相量θ１＝１３５ｄｅｇ
演算結果は、次のようになる。
ｅ．分布定数線路１１のインピーダンスＺ１≒６８．３０１Ω
ｆ．インダクタンス値Ｌ３≒５．３０５ｎＨ
【００２４】
上記ａ．〜ｆ．の定数とされた際の図５に示す位相回路とされた第３の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図６に示す。
図６を参照すると、第３の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量７５°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第３の受動回路を用いることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約２８０ＭＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタとなる。
【００２５】
次に、図７に本発明の実施の形態にかかる第４の受動回路の構成を示す。この受動回路は、図５に示す第３の受動回路と同様に、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、中心周波数ｆｏにおける位相量がθｏの位相回路である。
図７に示す本発明の第４の受動回路は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ６、周波数ｆｏにおける位相量がθ６とされた第１の分布定数線路４１が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎとアース間にインピーダンスがＺ７、周波数ｆｏにおける位相量がθ７とされた第２の分布定数線路４２が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間にインピーダンスがＺ８、周波数ｆｏにおける位相量がθ８とされた第３の分布定数線路４３が接続されている。すなわち、第４の受動回路は図３に示す第３の受動回路における第１のインダクタＬ３１と第２のインダクタＬ３２とを第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３に置き換えたものに相当する。
【００２６】
なお、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３とのインピーダンスＺ７，Ｚ８および位相量θ７，θ８は互いに等しい値とすることができる。また、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３とは誘導性として動作させる必要があることから、ショートスタブ用の線路を用いるようにする。従って、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３の周波数ｆｏにおける位相量θ７，位相量θ８は９０°より小さくなる。また、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３のインピーダンスＺ７，インピーダンスＺ８は任意の値とすることができる。ただし、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３はインダクタを置き換えるものであるので、できるだけハイインピーダンスとするのが好適である。
【００２７】
ここで、上記と同様にして第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３の位相量θ７，位相量θ８は、
θ７＝ｔａｎ−１（ωＬ３／Ｚ７）                            （９）
θ８＝ｔａｎ−１（ωＬ３／Ｚ８）                            （１０）
となる。これにより、第２の分布定数線路４２と第３の分布定数線路４３の長さを決定することができる。なお、Ｚ７＝Ｚ８の場合は、θ７＝θ８となる。
【００２８】
ここで、下記の条件により上記（１）式、（２）式、（９）式、（１０）式を用いて第１の分布定数線路４１のインピーダンスＺ６、第２の分布定数線路４２および第３の分布定数線路４３の位相量θ７，θ８を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝７５ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路４１の位相量θ１＝１３５ｄｅｇ
ｅ．第２の分布定数線路４２のインピーダンスＺ７＝第３の分布定数線路４３のインピーダンスＺ８＝１００Ω
演算結果は、次のようになる。
ｆ．第１の分布定数線路４１のインピーダンスＺ２≒６８．３０１Ω
ｇ．第２の分布定数線路４２の位相量θ７＝第３の分布定数線路４３の位相量θ８≒２９．５ｄｅｇ
【００２９】
上記ａ．〜ｇ．の定数とされた際の図７に示す位相回路とされた第４の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図８に示す。
図８を参照すると、第４の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量７５°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第４の受動回路を用いることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約３２０ＭＨｚの通過帯域を有するバンドパスフィルタとなる。
【００３０】
次に、図１に示す第１の受動回路を単位回路として、単位回路を２段縦続した本発明の第５の受動回路の構成を図９に示す。この第５の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第５の受動回路は、入力端子Ｔｉｎとアース間に第１のインダクタＬ５１が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間に第３のインダクタＬ５３が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ９、周波数ｆｏにおける位相量がθ９とされた第１の分布定数線路５１と、インピーダンスがＺ１０、周波数ｆｏにおける位相量がθ１０とされた第２の分布定数線路５２が縦続接続されている。さらにまた、第１の分布定数線路５１と第２の分布定数線路５２との接続点とアース間に第２のインダクタＬ５２が接続されている。
なお、第１のインダクタＬ５１と第３のインダクタＬ５３とのインダクタンスは等しいインダクタンス値Ｌ５とされ、第２のインダクタＬ５２はその半分のインダクタンス値Ｌ５／２とされている。また、第１の分布定数線路５１と第２の分布定数線路５２とのインピーダンスＺ９，Ｚ１０および位相量θ９，θ１０も互いに等しくすることができる。
【００３１】
ここで、下記の条件により上記（１）式および（２）を用いて第１の分布定数線路５１および第２の分布定数線路５２のインピーダンスＺ９，Ｚ１０、および、第１のインダクタＬ５１ないし第３のインダクタＬ５３のインダクタンス値Ｌ５，Ｌ５／２を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×２ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路５１の位相量θ９＝第２の分布定数線路５２の位相量θ１０＝１５０ｄｅｇ
演算結果は、次のようになる。
ｅ．第１の分布定数線路５１のインピーダンスＺ９＝第２の分布定数線路５２のインピーダンスＺ１０＝１００Ω
ｆ．インダクタンス値Ｌ５≒６．１２６ｎＨ，インダクタンス値Ｌ５／２≒３．０６３ｎＨ
【００３２】
上記ａ．〜ｆ．の定数とされた際の図９に示す位相回路とされた第５の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図１０に示す。
図１０を参照すると、第５の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量１８０°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第５の受動回路を用いることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約２２０ＭＨｚの通過帯域を有し、単位回路を２段縦続したことから低域の通過特性の切れがシャープなバンドパスフィルタとなる。
【００３３】
次に、図９に示す第５の受動回路において、リターンロスの周波数特性を補正した本発明の第６の受動回路の構成を図１１に示す。第６の受動回路の構成は、第５の受動回路の構成とほぼ同様であるが、第２のインダクタＬ５４のインダクタンス値が補正されている。具体的には、第５の受動回路における条件と同じ条件下において、第２のインダクタＬ５４のインダクタンス値Ｌ５’を略３．３μＨと補正して、その他の定数は同様としている。
このような定数とされた際の図１１に示す位相回路とされた第６の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図１２に示す。図１２を参照すると、第６の受動回路はリターンロスの周波数特性が２つに割れてより広帯域化されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。また、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。
【００３４】
次に、図１１に示す第６の受動回路における各インダクタを分布定数線路に置き換えた本発明の第７の受動回路の構成を図１３に示す。なお、第７の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第７の受動回路は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ１１、周波数ｆｏにおける位相量がθ１１とされた第１の分布定数線路６１と、インピーダンスがＺ１２、周波数ｆｏにおける位相量がθ１２とされた第２の分布定数線路６２とが縦続接続されている。また、入力端子Ｔｉｎとアース間にインピーダンスがＺ１３、周波数ｆｏにおける位相量がθ１３とされた第３の分布定数線路６３が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間にインピーダンスがＺ１５、周波数ｆｏにおける位相量がθ１５とされた第５の分布定数線路６５が接続されている。さらに、第１の分布定数線路６１と第２の分布定数線路６２との接続点とアース間にインピーダンスがＺ１４、周波数ｆｏにおける位相量がθ１４とされた第４の分布定数線路６４が接続されている。
【００３５】
なお、第３の分布定数線路６３と第５の分布定数線路６５とのインピーダンスＺ１３，Ｚ１５および位相量θ１３，θ１５は互いに等しくすることができる。また、第１の分布定数線路６１と第２の分布定数線路６２とのインピーダンスＺ１１，Ｚ１２および位相量θ１１，θ１２も互いに等しくすることができる。また、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５は誘導性として動作させる必要があることから、ショートスタブ用の線路を用いるようにする。従って、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５の周波数ｆｏにおける位相量θ１３〜θ１５は９０°より小さくなる。また、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５のインピーダンスＺ１３〜Ｚ１５は任意の値とすることができる。ただし、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５はインダクタを置き換えるものであるので、できるだけハイインピーダンスとするのが好適である。
【００３６】
ここで、上記と同様にして第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５の位相量θ１３〜θ１５は、
θ１３＝ｔａｎ−１（ωＬ５／Ｚ１３）                        （１１）
θ１４＝ｔａｎ−１（ωＬ５’／Ｚ１４）                      （１２）
θ１５＝ｔａｎ−１（ωＬ５／Ｚ１５）                        （１３）
となる。これにより、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５の長さを決定することができる。なお、Ｚ１３＝Ｚ１５の場合は、θ１３＝θ１５となる。
【００３７】
ここで、下記の条件により上記（１）式、（２）式、（１１）式、（１２）式、（１３）式を用いて第１の分布定数線路６１および第２の分布定数線路６２のインピーダンスＺ１１，Ｚ１２と、第３の分布定数線路６３ないし第５の分布定数線路６５の位相量θ１３〜θ１５を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×２ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路６１の位相量θ１１＝第２の分布定数線路６２の位相量θ１２＝１５０ｄｅｇ
ｅ．第３の分布定数線路６３のインピーダンスＺ１３＝第４の分布定数線路６４のインピーダンスＺ１４＝第５の分布定数線路６５のインピーダンスＺ１５＝１００Ω
演算結果は、次のようになる。
ｆ．第１の分布定数線路６１のインピーダンスＺ１１＝第２の分布定数線路６２のインピーダンスＺ１２＝１００Ω
ｇ．第３の分布定数線路６３の位相量θ１３＝第５の分布定数線路６５の位相量θ１５≒３０ｄｅｇ
ｈ．第４の分布定数線路６４の位相量θ１４≒１７．３ｄｅｇ
【００３８】
上記ａ．〜ｈ．の定数とされた際の図１３に示す位相回路とされた第７の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図１４に示す。図１４を参照すると、第７の受動回路は第６の受動回路の周波数特性と同様にリターンロスの周波数特性が２つに割れてより広帯域化されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。また、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。
【００３９】
次に、図１に示す第１の受動回路を単位回路として、単位回路を３段縦続した本発明の第８の受動回路の構成を図１５に示す。この第８の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第８の受動回路は、入力端子Ｔｉｎとアース間に第１のインダクタＬ７１が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間に第４のインダクタＬ７４が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ１６、周波数ｆｏにおける位相量がθ１６とされた第１の分布定数線路７１と、インピーダンスがＺ１７、周波数ｆｏにおける位相量がθ１７とされた第２の分布定数線路７２と、インピーダンスがＺ１８、周波数ｆｏにおける位相量がθ１８とされた第３の分布定数線路７３とが縦続接続されている。さらにまた、第１の分布定数線路７１と第２の分布定数線路７２との接続点とアース間に第２のインダクタＬ７２が接続され、第２の分布定数線路７２と第３の分布定数線路７３との接続点とアース間に第３のインダクタＬ７３が接続されている。
【００４０】
なお、第１のインダクタＬ７１と第４のインダクタＬ７４とのインダクタンスは等しいインダクタンス値Ｌ７とされ、第２のインダクタＬ７２と第３のインダクタＬ７３とはその半分のインダクタンス値Ｌ７／２とされている。また、第１の分布定数線路７１ないし第３の分布定数線路７３のインピーダンスＺ１６〜Ｚ１８および位相量θ１６〜θ１８も互いに等しくすることができる。
【００４１】
ここで、下記の条件により上記（１）式および（２）を用いて第１の分布定数線路７１ないし第３の分布定数線路７３のインピーダンスＺ１６〜Ｚ１８、および、第１のインダクタＬ７１ないし第４のインダクタＬ７４のインダクタンスＬ７，Ｌ７／２を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×３ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路７１の位相量θ１６＝第２の分布定数線路７２の位相量θ１７＝第３の分布定数線路７３の位相量θ１８＝１５０ｄｅｇ
演算結果は、次のようになる。
ｅ．第１の分布定数線路７１のインピーダンスＺ１６＝第２の分布定数線路７２のインピーダンスＺ１７＝第３の分布定数線路７３のインピーダンスＺ１８＝１００Ω
ｆ．インダクタンス値Ｌ７≒６．１２６ｎＨ，インダクタンス値Ｌ７／２≒３．０６３ｎＨ
【００４２】
上記ａ．〜ｆ．の定数とされた際の図１５に示す位相回路とされた第８の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図１６に示す。
図１６を参照すると、第８の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量２７０°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第８の受動回路を用いることができる。この場合、リターンロスの周波数特性がチェビシェフ特性となってより広帯域化されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約３２０ＭＨｚの通過帯域を有し、単位回路を３段縦続したことから低域の通過特性の切れがシャープなバンドパスフィルタとなる。
【００４３】
次に、図１５に示す第８の受動回路において、リターンロスの周波数特性を補正した本発明の第９の受動回路の構成を図１７に示す。第９の受動回路の構成は、第８の受動回路の構成とほぼ同様であるが、第１のインダクタＬ７５のインダクタンス値と第４のインダクタＬ７６のインダクタンス値が補正されている。具体的には、第８の受動回路における条件と同じ条件下において、第１のインダクタＬ７５と第４のインダクタＬ７６のインダクタンス値Ｌ７’を略７μＨと補正して、その他の定数は同様としている。
このような定数とされた際の図１７に示す位相回路とされた受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図１８に示す。図１８を参照すると、第９の受動回路のリターンロスがより小さくなり、リターンロスの周波数特性がより改善されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。
【００４４】
次に、図１７に示す第９の受動回路における各インダクタを分布定数線路に置き換えた本発明の第１０の受動回路の構成を図１９に示す。なお、第１０の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第１０の受動回路は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ１９、周波数ｆｏにおける位相量がθ１９とされた第１の分布定数線路８１と、インピーダンスがＺ２０、周波数ｆｏにおける位相量がθ２０とされた第２の分布定数線路８２と、インピーダンスがＺ２１、周波数ｆｏにおける位相量がθ２１とされた第３の分布定数線路８３が縦続接続されている。また、入力端子Ｔｉｎとアース間にインピーダンスがＺ２２、周波数ｆｏにおける位相量がθ２２とされた第４の分布定数線路８４が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間にインピーダンスがＺ２５、周波数ｆｏにおける位相量がθ２５とされた第７分布定数線路８７が接続されている。さらに、第１の分布定数線路８１と第２の分布定数線路８２との接続点とアース間にインピーダンスがＺ２３、周波数ｆｏにおける位相量がθ２３とされた第５の分布定数線路８５が接続され、第２の分布定数線路８２と第３の分布定数線路８３との接続点とアース間にインピーダンスがＺ２４、周波数ｆｏにおける位相量がθ２４とされた第６の分布定数線路８６が接続されている。
【００４５】
なお、第４の分布定数線路８４と第７の分布定数線路８７とのインピーダンスＺ２２，Ｚ２５および位相量θ２２，θ２５は互いに等しくすることができ、第５の分布定数線路８５と第６の分布定数線路８６とのインピーダンスＺ２３，Ｚ２４および位相量θ２３，θ２４は互いに等しくすることができる。また、第１の分布定数線路８１ないし第３の分布定数線路８３のインピーダンスＺ１９〜Ｚ２１および位相量θ１９〜θ２１も互いに等しくすることができる。また、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７は誘導性として動作させる必要があることから、ショートスタブ用の線路を用いるようにする。従って、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７の周波数ｆｏにおける位相量θ２２〜θ２５は９０°より小さくなる。また、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７のインピーダンスＺ２２〜Ｚ２５は任意の値とすることができる。ただし、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７はインダクタを置き換えるものであるので、できるだけハイインピーダンスとするのが好適である。
【００４６】
ここで、上記と同様にして第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７の位相量θ２２〜θ２５は、
θ２２＝ｔａｎ−１（ωＬ７’／Ｚ２２）                    （１４）
θ２３＝ｔａｎ−１（ωＬ７／２・Ｚ２３）                  （１５）
θ２４＝ｔａｎ−１（ωＬ７／２・Ｚ２４）                  （１６）
θ２５＝ｔａｎ−１（ωＬ７’／Ｚ２５）                    （１７）
となる。これにより、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７の長さを決定することができる。なお、Ｚ２２＝Ｚ２５の場合は、θ２２＝θ２５となり、Ｚ２３＝Ｚ２４の場合は、θ２３＝θ２４となる。
【００４７】
ここで、下記の条件により上記（１）式、（２）式、（１４）式ないし（１７）式を用いて第１の分布定数線路８１ないし第３の分布定数線路８３のインピーダンスＺ１９〜Ｚ２１と、第４の分布定数線路８４ないし第７の分布定数線路８７の位相量θ２２〜θ２５を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×３ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路８１の位相量θ１９＝第２の分布定数線路８２の位相量θ２０＝第３の分布定数線路８３の位相量θ２１＝１５０ｄｅｇ
ｅ．第４の分布定数線路８４のインピーダンスＺ２２＝第５の分布定数線路８５のインピーダンスＺ２３＝第６の分布定数線路８６のインピーダンスＺ２４＝第７の分布定数線路８７のインピーダンスＺ２５＝１００Ω
演算結果は、次のようになる。
ｆ．第１の分布定数線路８１のインピーダンスＺ１９＝第２の分布定数線路８２のインピーダンスＺ２０＝第３の分布定数線路８３のインピーダンスＺ２１＝１００Ω
ｇ．第４の分布定数線路８４の位相量θ２２＝第７の分布定数線路８７の位相量θ２５≒３３ｄｅｇ
ｈ．第５の分布定数線路８５の位相量θ２３＝第６の分布定数線路８６の位相量θ２４≒１６ｄｅｇ
【００４８】
上記ａ．〜ｈ．の定数とされた際の図１９に示す位相回路とされた第１０の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図２０に示す。図２０を参照すると、第１０の受動回路は第９の受動回路の周波数特性と同様にリターンロスの周波数特性がより改善されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。また、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。
【００４９】
次に、図１に示す第１の受動回路を単位回路として、単位回路を４段縦続した本発明の第１１の受動回路の構成を図２１に示す。この第１１の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第１１の受動回路は、入力端子Ｔｉｎとアース間に第１のインダクタＬ９１が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間に第５のインダクタＬ９５が接続されている。さらに、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ２６、周波数ｆｏにおける位相量がθ２６とされた第１の分布定数線路９１と、インピーダンスがＺ２７、周波数ｆｏにおける位相量がθ２７とされた第２の分布定数線路９２と、インピーダンスがＺ２８、周波数ｆｏにおける位相量がθ２８とされた第３の分布定数線路９３と、インピーダンスがＺ２９、周波数ｆｏにおける位相量がθ２９とされた第４の分布定数線路９４とが縦続接続されている。さらにまた、第１の分布定数線路９１と第２の分布定数線路９２との接続点とアース間に第２のインダクタＬ９２が接続され、第２の分布定数線路９２と第３の分布定数線路９３との接続点とアース間に第３のインダクタＬ９３が接続され、第３の分布定数線路９３と第４の分布定数線路９４との接続点とアース間に第４のインダクタＬ９４が接続されている。
【００５０】
なお、第１のインダクタＬ９１と第５のインダクタＬ９５とのインダクタンスは等しいインダクタンス値Ｌ９とされ、第２のインダクタＬ９２ないし第４のインダクタＬ９４はその半分のインダクタンス値Ｌ９／２とされている。また、第１の分布定数線路９１ないし第４の分布定数線路９４のインピーダンスＺ２６〜Ｚ２９および位相量θ２６〜θ２９も互いに等しくすることができる。
【００５１】
ここで、下記の条件により上記（１）式および（２）を用いて第１の分布定数線路９１ないし第４の分布定数線路９４のインピーダンスＺ２６〜Ｚ２９、および、第１のインダクタＬ９１ないし第５のインダクタＬ９５のインダクタンスＬ９，Ｌ９／２を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×４ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路９１の位相量θ２６＝第２の分布定数線路９２の位相量θ２７＝第３の分布定数線路９３の位相量θ２８＝第４の分布定数線路９４の位相量θ２９＝１５０ｄｅｇ
演算結果は、次のようになる。
ｅ．第１の分布定数線路９１のインピーダンスＺ２６＝第２の分布定数線路９２のインピーダンスＺ２７＝第３の分布定数線路９３のインピーダンスＺ２８＝第４の分布定数線路９４のインピーダンスＺ２９＝１００Ω
ｆ．インダクタンスＬ９≒６．１２６ｎＨ，インダクタンスＬ９／２≒３．０６３ｎＨ
【００５２】
上記ａ．〜ｆ．の定数とされた際の図２１に示す位相回路とされた第１１の受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図２２に示す。
図２２を参照すると、第１１の受動回路は周波数ｆｏにおける位相量３６０°の位相回路として用いられるだけでなく、通過損失特性から高域通過特性の受動回路となる。さらに、中心周波数をｆｏとするバンドパスフィルタとして第１１の受動回路を用いることができる。この場合、リターンロスの周波数特性がより広帯域化されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。例えば、リターンロスが−１０ｄＢ以下の周波数帯域が通過帯域であるとすると、中心周波数を１５００ＭＨｚとする約４００ＭＨｚの通過帯域を有し、単位回路を４段縦続したことから低域の通過特性の切れがシャープなバンドパスフィルタとなる。
【００５３】
次に、図２１に示す第１１の受動回路において、リターンロスの周波数特性を補正した本発明の第１２の受動回路の構成を図２３に示す。第１２の受動回路の構成は、第１１の受動回路の構成とほぼ同様であるが、第１のインダクタＬ９６のインダクタンス値、第２のインダクタＬ９７のインダクタンス値、第４のインダクタＬ９８のインダクタンス値および第５のインダクタＬ９９のインダクタンス値とが補正されている。さらに、第２の分布定数線路９５の位相量θ３０と、第３の分布定数線路９６の位相量θ３１とが補正されている。ただし、第２の分布定数線路９５と第３の分布定数線路９６のインピーダンスＺ３０，Ｚ３１は補正されていない。具体的には、第１２の受動回路における条件と同じ条件下において、第１のインダクタＬ９６と第５のインダクタＬ９９のインダクタンス値Ｌ９’を略９μＨと補正し、第２のインダクタＬ９７と第４のインダクタＬ９８のインダクタンス値Ｌ９”／２を略３．８μＨと補正されている。さらに、第２の分布定数線路９５の位相量θ３０と、第３の分布定数線路９６の位相量θ３１とが位相量１４９．５°に補正されて、その他の定数は同様とされている。
【００５４】
このような定数とされた際の図２３に示す位相回路とされた受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図２４に示す。図２４を参照すると、第１２の受動回路のリターンロスは第１１の受動回路より−１０ｄＢ以上小さくなり、リターンロスの周波数特性が改善されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。
【００５５】
次に、図２３に示す第１２の受動回路における各インダクタを分布定数線路に置き換えた本発明の第１３の受動回路の構成を図２５に示す。なお、第１３の受動回路は、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子ＴｏｕｔのインピーダンスがＺｏとされると共に、動作中心周波数がｆｏとされ、周波数ｆｏにおける入出力端子間の位相量がθｏとされている。
この本発明の第１３の受動回路は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔ間にインピーダンスがＺ３２、周波数ｆｏにおける位相量がθ３２とされた第１の分布定数線路１０１と、インピーダンスがＺ３３、周波数ｆｏにおける位相量がθ３３とされた第２の分布定数線路１０２と、インピーダンスがＺ３４、周波数ｆｏにおける位相量がθ３４とされた第３の分布定数線路１０３と、インピーダンスがＺ３５、周波数ｆｏにおける位相量がθ３５とされた第４の分布定数線路１０４とが縦続接続されている。また、入力端子Ｔｉｎとアース間にインピーダンスがＺ３６、周波数ｆｏにおける位相量がθ３６とされた第５の分布定数線路１０５が接続され、出力端子Ｔｏｕｔとアース間にインピーダンスがＺ４０、周波数ｆｏにおける位相量がθ４０とされた第９分布定数線路１０９が接続されている。さらに、第１の分布定数線路１０１と第２の分布定数線路１０２との接続点とアース間にインピーダンスがＺ３７、周波数ｆｏにおける位相量がθ３７とされた第６の分布定数線路１０６が接続され、第２の分布定数線路１０２と第３の分布定数線路１０３との接続点とアース間にインピーダンスがＺ３８、周波数ｆｏにおける位相量がθ３８とされた第７の分布定数線路１０７が接続され、第３の分布定数線路１０３と第４の分布定数線路１０４との接続点とアース間にインピーダンスがＺ３９、周波数ｆｏにおける位相量がθ３９とされた第８の分布定数線路１０８が接続されている。
【００５６】
なお、第５の分布定数線路１０５と第９の分布定数線路１０９とのインピーダンスＺ３６，Ｚ４０および位相量θ３６，θ４０は互いに等しくすることができ、第６の分布定数線路１０６と第８の分布定数線路１０８とのインピーダンスＺ３７，Ｚ３９および位相量θ３７，θ３９は互いに等しくすることができる。また、第１の分布定数線路１０１と第４の分布定数線路１０４のインピーダンスＺ３２，Ｚ３５および位相量θ３２，θ３５も互いに等しくすることができ、第２の分布定数線路１０２と第３の分布定数線路１０３のインピーダンスＺ３３，Ｚ３４および位相量θ３３，θ３４も互いに等しくすることができる。また、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９は誘導性として動作させる必要があることから、ショートスタブ用の線路を用いるようにする。従って、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９の周波数ｆｏにおける位相量θ３６〜θ４０は９０°より小さくなる。また、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９のインピーダンスＺ３６〜Ｚ４０は任意の値とすることができる。ただし、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９はインダクタを置き換えるものであるので、できるだけハイインピーダンスとするのが好適である。
【００５７】
ここで、上記と同様にして第５の分布定数線路１０５ないし第９分布定数線路１０９の位相量θ３６〜θ４０は、
θ３６＝ｔａｎ−１（ωＬ９’／Ｚ３６）                    （１８）
θ３７＝ｔａｎ−１（ωＬ９”／２・Ｚ３７）                （１９）
θ３８＝ｔａｎ−１（ωＬ９／２・Ｚ３８）                  （２０）
θ３９＝ｔａｎ−１（ωＬ９”／２・Ｚ３９）                （２１）
θ４０＝ｔａｎ−１（ωＬ９’／Ｚ４０）                    （２２）
となる。これにより、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９の長さを決定することができる。なお、Ｚ３６＝Ｚ４０の場合は、θ３６＝θ４０となり、Ｚ３７＝Ｚ３９の場合は、θ３７＝θ３９となる。
【００５８】
ここで、下記の条件により上記（１）式、（２）式、（１８）式ないし（２２）式を用いて第１の分布定数線路１０１ないし第４の分布定数線路１０４のインピーダンスＺ３２〜Ｚ３５と、第５の分布定数線路１０５ないし第９の分布定数線路１０９の位相量θ３６〜θ４０を演算してみる。
ａ．ｆｏ＝１５００ＭＨｚ
ｂ．入出力インピーダンスＺｏ＝５０Ω
ｃ．位相量θｏ＝９０×４ｄｅｇ
ｄ．第１の分布定数線路１０１の位相量θ３２＝第４の分布定数線路１０４の位相量θ３５＝１５０ｄｅｇ
ｅ．第２の分布定数線路１０２の位相量θ３３＝第３の分布定数線路１０３の位相量θ３４＝１４９．５ｄｅｇ
ｆ．第５の分布定数線路１０５のインピーダンスＺ３６＝第６の分布定数線路１０６のインピーダンスＺ３７＝第７の分布定数線路１０７のインピーダンスＺ３８＝第８の分布定数線路１０８のインピーダンスＺ３９＝第９の分布定数線路１０９のインピーダンスＺ４０＝１００Ω
演算結果は、次のようになる。
ｇ．第１の分布定数線路１０１のインピーダンスＺ３２＝第２の分布定数線路１０２のインピーダンスＺ３３＝第３の分布定数線路１０３のインピーダンスＺ３４＝第４の分布定数線路１０４のインピーダンスＺ３５＝１００Ω
ｈ．第５の分布定数線路１０５の位相量θ３６＝第９の分布定数線路１０９の位相量θ４０≒４０．５ｄｅｇ
ｉ．第６の分布定数線路１０６の位相量θ３７＝第８の分布定数線路１０８の位相量θ３９≒１９．６ｄｅｇ
ｊ．第７の分布定数線路１０７の位相量θ３８≒１６．０ｄｅｇ
【００５９】
上記ａ．〜ｊ．の定数とされた際の図２５に示す位相回路とされた受動回路の通過損失とリターンロス（反射損失）の周波数特性を図２６に示す。図２６を参照すると、第１３の受動回路は第１２の受動回路の周波数特性と同様にリターンロスは第１１の受動回路より−１０ｄＢ以上小さくなり、リターンロスの周波数特性が改善されるようになる。すなわち、バンドパスフィルタとした際に好適な周波数特性とすることができる。
【００６０】
上記した本発明にかかる第２の受動回路ないし第１３の受動回路においては、演算により求められた定数の分布定数線路と、演算により求められた定数のインダクタあるいはインダクタに替わる分布定数線路とを用いることにより、設計とおりの仕様の受動回路を得ることができる。すなわち、上記した本発明にかかる第２の受動回路ないし第１３の受動回路は、フローティング状態とされるコンデンサに替えて、所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路を用いるようにしたので、リード線間あるいは端子間の浮遊容量や、リード線とアース間あるいは端子とアース間に浮遊容量が発生することがなく、これらによる周波数特性の乱れを防止することができる。また、リード線あるいは端子によりインダクタンス成分が発生することがなく、これによる周波数特性の乱れを防止することができる。
なお、上記の説明においては、単位回路を４段縦続した受動回路までを説明したが、これに限らず本発明の受動回路は単位回路を５段以上縦続接続して構成するようにしてもよい。
【００６１】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように、フローティング状態とされるコンデンサに替えて、所定のインピーダンスおよび位相量の分布定数線路を用いるようにしたので、リード線間あるいは端子間の浮遊容量や、リード線とアース間あるいは端子とアース間に浮遊容量が発生することがなく、これらによる周波数特性の乱れを防止することができる。
また、リード線あるいは端子によりインダクタンス成分が発生することがなく、これによる周波数特性の乱れを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる第１の受動回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる第１の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる第２の受動回路の構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態にかかる第２の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態にかかる第３の受動回路の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる第３の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態にかかる第４の受動回路の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態にかかる第４の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態にかかる第５の受動回路の構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態にかかる第５の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態にかかる第６の受動回路の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態にかかる第６の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態にかかる第７の受動回路の構成を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態にかかる第７の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態にかかる第８の受動回路の構成を示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態にかかる第８の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態にかかる第９の受動回路の構成を示す図である。
【図１８】本発明の実施の形態にかかる第９の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態にかかる第１０の受動回路の構成を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態にかかる第１０の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図２１】本発明の実施の形態にかかる第１１の受動回路の構成を示す図である。
【図２２】本発明の実施の形態にかかる第１１の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図２３】本発明の実施の形態にかかる第１２の受動回路の構成を示す図である。
【図２４】本発明の実施の形態にかかる第１２の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図２５】本発明の実施の形態にかかる第１３の受動回路の構成を示す図である。
【図２６】本発明の実施の形態にかかる第１３の受動回路における通過損失とリターンロスの周波数特性の例を示す図である。
【図２７】
従来の受動回路であるハイパスフィルタの構成を示す図である。
【符号の説明】
１１，２１，２２，２３，３１，４１，４２，４３，５１，５２，６１，６２，６３，６４，７１，７２，７３，８１，８２，８３，８４，８５，８６，８７，９１，９２，９３，９４，９５，９６，１０１，１０２，１０３，１０４，１０５，１０６，１０７，１０８，１０９，  分布定数線路
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ３１，Ｌ３２，Ｌ５１，Ｌ５２，Ｌ５３，Ｌ５４，Ｌ７１，Ｌ７２，Ｌ７３，Ｌ７４，Ｌ７５，Ｌ７６，Ｌ９１，Ｌ９２，Ｌ９３，Ｌ９４，Ｌ９５，Ｌ９６，Ｌ９７，Ｌ９８，Ｌ９９  インダクタ
Ｃ２０１，Ｃ２１０，Ｃ２１１  コンデンサ
Ｌ２０１，Ｌ２０２，Ｌ２１０  コイル
Ｔｉｎ  入力端子
Ｔｏｕｔ  出力端子
【図１】
0003569476.tif 000004
【図２】
0003569476.tif 000005
【図３】
0003569476.tif 000006
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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