(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信波の基準データとなるベースバンド信号を生成し、出力する送受信制御部と、
前記ベースバンド信号を所定の周波数へ変換処理し、該変換処理された前記ベースバンド信号を前記送信波として出力するＲＦ部と、
前記ＲＦ部から出力された前記送信波を分岐するカプラ部と、
前記分岐された一方の送信波の包絡線検波を行い、検波された包絡線データと、時定数によって生じる劣化分を補償するための検波能力情報とを供給する検波回路部と、
前記送受信制御部から供給される前記ベースバンド信号と、前記検波回路部から供給される前記包絡線データ及び前記検波能力情報とに基づいて生成されるデータであり、前記ＲＦ部の利得変動を補正するための利得制御信号を前記ＲＦ部に対して出力する利得変動計算回路部と、を有し、
前記送信波の基準データとなる前記ベースバンド信号に対して、前記検波能力情報に対応した時定数データを乗算することにより、前記検波時における時定数によって生じる前記送信波の劣化分を補償することを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項２】
送信波の基準データとなるベースバンド信号を生成する送受信制御部と、
前記ベースバンド信号を利得変動制御信号に基づいて周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換された前記ベースバンド信号を分岐するカプラ部と、
前記分岐された一方のベースバンド信号を検波する検波回路部と、
前記検波回路部による検波結果と前記送受信制御部から出力される前記ベースバンド信号の離散データとに基づいて生成される前記利得変動制御信号を前記周波数変換部に対して出力する利得変動計算回路部とを有し、
前記検波回路部は、
前記検波結果として、前記一方のベースバンド信号の包絡線データと該検波回路部の時定数からなる検波能力情報とを前記利得変動計算回路部に出力し、
前記利得変動計算回路部は、
前記包絡線データを離散データに変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記送受信制御部からの前記ベースバンド信号の離散データに前記検波能力情報である時定数を乗算した値と前記Ａ／Ｄ変換回路により変換された前記包絡線データの離散データとの比較結果に基づいて前記利得変動制御信号を生成する比較計算回路と、
を有して構成されることを特徴とする自動利得制御装置。
【請求項３】
前記送受信制御部は、
入力信号を直列並列変換する直列並列変換器と、
前記直列並列変換器により直列並列変換された信号をＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とに符号化するＩ／Ｑ符号器と、
前記Ｉ／Ｑ符号器により符号化された前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号とをコード化する際のコード情報を指定するコードと、
前記Ｉ／Ｑ符号器により符号化された前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号とを前記コードにより指定されたコード情報に基づいてコード化する変調器と、
前記変調器により変調された前記Ｉｃｈ送信信号と前記Ｑｃｈ送信信号との送信電力制御を行うパワーコントロールと、
前記パワーコントロールからの送信電力制御に基づいて前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号との振幅値を制御する乗算器と、
を少なくとも２以上有し、
前記乗算器からの前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号のそれぞれを多重化する多重器と、
前記多重器からの前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号の帯域をそれぞれ制限するフィルタと、
前記フィルタにより帯域を制限された前記Ｉｃｈ信号と前記Ｑｃｈ信号とを合成して直交変調する直交変調器と、
前記直交変調器により直交変調された信号を所望の周波数に変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器により所望の周波数に変換された信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器とを有し、
前記直交変調器により直交変調された信号を前記ベースバンド信号の離散データとして前記比較計算回路に出力し、
前記Ｄ／Ａ変換器により変換された前記アナログ信号を前記ベースバンド信号として前記周波数変換部に出力することを特徴とする請求項２記載の自動利得制御装置。
【請求項４】
前記無線周波数変換部は、
前記送受信制御部からの前記ベースバンド信号をアップコンバートする第１のミキサと、
前記第１のミキサからの出力から必要な周波数帯域以外の不要波を除去するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタからの出力を必要な電力に増幅する第１のアンプと、
前記第１のアンプにより増幅された出力をアップコンバートする第２のミキサと、
前記第２のミキサからの出力に対して前記利得制御信号に基づく利得を可変する可変アッテネータと、
前記可変アッテネータからの出力を所望の大きさに増幅する第２のアンプと、
を有することを特徴とする請求項２または３記載の自動利得制御装置。
【請求項５】
前記カプラ部は、
前記無線周波数変換部により前記利得制御信号に基づいて利得を制御された前記ベースバンド信号をそのまま送信波として出力すると共に、該ベースバンド信号を１／Ｎ（Ｎは、１以上の整数値）分周した信号を前記検波回路部に供給することを特徴とする請求項２から４のいずれか１項に記載の自動利得制御装置。
【請求項６】
前記比較計算回路は、
前記検波回路部からの前記検波能力情報としての前記時定数を記憶する時定数テーブルと、
前記送受信制御部からの前記ベースバンド信号の離散データに前記時定数テーブルに記憶されている前記時定数を乗算して離散データを出力する乗算回路と、
前記乗算回路からの離散データと前記Ａ／Ｄ変換器からの離散データとを比較する比較器と、
前記比較器による比較結果に基づいて前記可変アッテネータにおける変換を制御する前記利得制御信号を生成する可変アッテネータ制御部と、
を有することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の自動利得制御装置。
【請求項７】
前記比較器は、
前記乗算回路からの離散データを任意の時間遅延させる第１の遅延回路と、
前記Ａ／Ｄ変換器からの離散データを任意の時間遅延させる第２の遅延回路と、
前記第１の遅延回路からの出力を所定の時間で平均化する第１の平均化回路と、
前記第２の遅延回路からの出力を前記所定の時間で平均化する第２の平均化回路と、
前記第１の平均化回路からの出力と前記第２の平均化回路からの出力とを加算して平均電圧値を出力する加算器と、
前記加算器から出力される前記平均電圧値に対しての比較値を格納する比較値変換テーブルと、
前記平均電圧値に対して前記比較値変換テーブルに格納されている前記比較値を乗算する乗算器と、
を有することを特徴とする請求項６記載の自動利得制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動利得制御装置に関し、特にスペクトル拡散を用いてマルチアクセスを行うＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）方式を採用した移動通信体にて用いられる自動利得制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信装置、特にデジタル移動通信端末装置においては、安定した送信電力を得るため、送受信制御部にて生成される基準データとしてのベースバンド信号と送信出力の検波データとを比較することにより、送信電力の利得を制御する自動利得制御方式が用いられている。
【０００３】
通常、送信電力の検波データ作成時にて用いられる検波回路部は、ダイオード、コンデンサＣ、抵抗Ｒ等により構成され、入力された信号に対しての包絡線検波を行う。
【０００４】
しかし、電力一定の無変調波に対し、振幅変動を有する変調波の包絡線を検波する際、時定数ＣＲによって決まる充放電変化の勾配が適切に与えられていないと、入力信号の電力を効率的に電圧成分に変換できない可能性がある。このため、正しく検波する際には、コンデンサＣ及び抵抗Ｒによって決まる時定数を適切に設定する必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば、移動通信用のＣＤＭＡ等に代表されるように、同一周波数を複数のユーザが利用するようなシステムにおいては、利用するユーザの場所（位置）に基づいて、使用する信号に対してのパワーコントロールを行うことで電力を増幅し、さらに周波数の利用効率を上げるために複数の信号を多重化することで電力レベルの大きさ及び変動が激しい波形となるため、全ての変調波の出力パターンに対応した適切な時定数ＣＲを求めることは困難であり、安定した検波を行えないという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記問題点に鑑みて成されたものであり、検波時における時定数によって生じる差分を吸収し、扱う信号の包絡線変動の急峻さによることなく、安定した利得制御を行う自動利得制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、送信波の基準データとなるベースバンド信号を生成し、出力する送受信制御部と、ベースバンド信号を所定の周波数へ変換処理し、変換処理されたベースバンド信号を送信波として出力するＲＦ部と、ＲＦ部から出力された送信波を分岐するカプラ部と、分岐された一方の送信波の包絡線検波を行い、検波された包絡線データと、時定数によって生じる劣化分を補償するための検波能力情報とを供給する検波回路部と、送受信制御部から供給されるベースバンド信号と、検波回路部から供給される包絡線データ及び検波能力情報とに基づいて生成されるデータであり、ＲＦ部の利得変動を補正するための利得制御信号をＲＦ部に対して出力する利得変動計算回路部と、を有し、送信波の基準データとなるベースバンド信号に対して、検波能力情報に対応した時定数データを乗算することにより、検波時における時定数によって生じる送信波の劣化分を補償することを特徴とする。
【０００８】
請求項２記載の発明は、送信波の基準データとなるベースバンド信号を生成する送受信制御部と、ベースバンド信号を利得変動制御信号に基づいて周波数変換する周波数変換部と、周波数変換されたベースバンド信号を分岐するカプラ部と、分岐された一方のベースバンド信号を検波する検波回路部と、検波回路部による検波結果と送受信制御部から出力されるベースバンド信号の離散データとに基づいて生成される利得変動制御信号を周波数変換部に対して出力する利得変動計算回路部とを有し、検波回路部は、検波結果として、一方のベースバンド信号の包絡線データと該検波回路部の時定数からなる検波能力情報とを利得変動計算回路部に出力し、利得変動計算回路部は、包絡線データを離散データに変換するＡ／Ｄ変換回路と、送受信制御部からのベースバンド信号の離散データに検波能力情報である時定数を乗算した値とＡ／Ｄ変換回路により変換された包絡線データの離散データとの比較結果に基づいて利得変動制御信号を生成する比較計算回路と、を有して構成さることを特徴とする。
【０００９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、送受信制御部は、入力信号を直列並列変換する直列並列変換器と、直列並列変換器により直列並列変換された信号をＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とに符号化するＩ／Ｑ符号器と、Ｉ／Ｑ符号器により符号化されたＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とをコード化する際のコード情報を指定するコードと、Ｉ／Ｑ符号器により符号化されたＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とをコードにより指定されたコード情報に基づいてコード化する変調器と、変調器により変調されたＩｃｈ送信信号とＱｃｈ送信信号との送信電力制御を行うパワーコントロールと、パワーコントロールからの送信電力制御に基づいてＩｃｈ信号とＱｃｈ信号との振幅値を制御する乗算器と、を少なくとも２以上有し、乗算器からのＩｃｈ信号とＱｃｈ信号のそれぞれを多重化する多重器と、多重器からのＩｃｈ信号とＱｃｈ信号の帯域をそれぞれ制限するフィルタと、フィルタにより帯域を制限されたＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とを合成して直交変調する直交変調器と、直交変調器により直交変調された信号を所望の周波数に変換する周波数変換器と、周波数変換器により所望の周波数に変換された信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器とを有し、直交変調器により直交変調された信号をベースバンド信号の離散データとして比較計算回路に出力し、Ｄ／Ａ変換器により変換されたアナログ信号をベースバンド信号として周波数変換部に出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項４記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、無線周波数変換部は、送受信制御部からのベースバンド信号をアップコンバートする第１のミキサと、第１のミキサからの出力から必要な周波数帯域以外の不要波を除去するバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタからの出力を必要な電力に増幅する第１のアンプと、第１のアンプにより増幅された出力をアップコンバートする第２のミキサと、第２のミキサからの出力に対して利得制御信号に基づく利得を可変する可変アッテネータと、可変アッテネータからの出力を所望の大きさに増幅する第２のアンプと、を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項５記載の発明は、請求項２から４のいずれか１項に記載の発明において、カプラ部は、無線周波数変換部により利得制御信号に基づいて利得を制御されたベースバンド信号をそのまま送信波として出力すると共に、該ベースバンド信号を１／Ｎ（Ｎは、１以上の整数値）分周した信号を検波回路部に供給することを特徴とする。
【００１２】
請求項６記載の発明は、請求項２から５のいずれか１項に記載の発明において、比較計算回路は、検波回路部からの検波能力情報としての時定数を記憶する時定数テーブルと、送受信制御部からのベースバンド信号の離散データに時定数テーブルに記憶されている時定数を乗算して離散データを出力する乗算回路と、乗算回路からの離散データとＡ／Ｄ変換器からの離散データとを比較する比較器と、比較器による比較結果に基づいて可変アッテネータにおける変換を制御する利得制御信号を生成する可変アッテネータ制御部と、を有することを特徴とする。
【００１３】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、比較器は、乗算回路からの離散データを任意の時間遅延させる第１の遅延回路と、Ａ／Ｄ変換器からの離散データを任意の時間遅延させる第２の遅延回路と、第１の遅延回路からの出力を所定の時間で平均化する第１の平均化回路と、第２の遅延回路からの出力を所定の時間で平均化する第２の平均化回路と、第１の平均化回路からの出力と第２の平均化回路からの出力とを加算して平均電圧値を出力する加算器と、加算器から出力される平均電圧値に対しての比較値を格納する比較値変換テーブルと、平均電圧値に対して比較値変換テーブルに格納されている比較値を乗算する乗算器と、を有することを特徴とする。
【００１４】
〈作用〉
本発明は、送受信制御部（ＣＯＮＴ部）より得られるベースバンド信号に対して、検波回路部での時定数と同等のデータを乗算することにより、ＣＤＭＡのような振幅変動の激しい変調波を検波する際に生じる検波電圧の劣化分を吸収することで、検波回路部に入力される信号の種類による検波電圧のバラツキを考慮するものである。
つまり、図１中に示される検波回路部４は入力される信号の構成によって特性が変わるため、出力が一定に保たれない。よって、この特性の変化の原因である検波回路部の時定数を検波能力情報（入出力特性）として予め得ることによって、劣化が予想されるレベル分の時定数と同等のデータをベースバンド信号の離散データに対して一定の時間ずつ乗算し、利得変動計算回路部５にて、検波回路部で劣化した場合と同じ環境を作り比較することにより差分を吸収することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に、添付図面を参照しながら本発明の実施形態である自動利得制御装置及びその制御方法を詳細に説明する。図１から図１１を参照すると、本発明に係る自動利得制御装置及びその制御方法の実施の形態が示されている。
【００１６】
本発明では、同一周波数を複数のユーザが利用するようなシステムを考えるものであり、例えば、ＣＤＭＡでは、利用するユーザの位置により基地局からの電力が一定になるように、使用する信号に対してパワーコントロールすることで電力の調整を行うと共に、周波数の利用効率を上げるために複数の信号を多重するといった制御が行われている。
【００１７】
図１は、本発明の実施形態である自動利得制御装置の概略構成を示すブロック図である。図１において、本発明の実施形態である自動利得制御装置は、ＣＯＮＴ部（送受信制御部）１と、ＲＦ部（無線周波数変換部）２と、カプラ３と、検波回路部４と、利得変動計算回路部５と、を有して構成され、この利得変動計算回路部５は、比較計算回路６と、Ａ／Ｄ変換回路７と、を有して構成される。
【００１８】
ＣＯＮＴ部１は、送信されるデジタル信号に対して変調を施すことにより、送信波の基準データとなるベースバンド信号１ａを生成して、ＲＦ部２に出力すると共に、当該ベースバンド信号１ａの合成振幅が生成され、離散データ１ｂが利得変動計算回路部５に出力される。
【００１９】
ＲＦ部２は、ＣＯＮＴ部１によって生成された送信波の基準信号となるベースバンド信号１ａに対して、送信するために必要な周波数へアップコンバートした送信波２ａをカプラ３に出力する。
【００２０】
カプラ３は、ＲＦ部２から出力された送信波２ａをそのまま送信波３ａとして出力すると共に、当該送信波２ａを１／Ｎ分周したカップリングデータ３ｂを検波回路部４に出力する。
【００２１】
検波回路部４は、カプラ３から供給されるカップリングデータ３ｂの包絡線検波を行った後、包絡線データ４ａと検波能力情報４ｂとを利得変動計算回路部５に供給する。
【００２２】
利得変動計算回路部５は、ＣＯＮＴ部１から供給される離散データ１ｂに対して、検波回路部４から供給される包絡線データ４ａ及び検波能力情報４ｂに基づいて、ＲＦ部２の周波数変換処理（変調処理）を補正するためのオフセット信号（利得制御信号）６ａを生成し、ＲＦ部２に対して出力する。
【００２３】
図２は、本発明の実施形態である自動利得制御装置におけるＣＯＮＴ部の概略構成を示すブロック図である。図２において、本発明の実施形態におけるＣＯＮＴ部１は、送信デジタル信号列１０１，１１１と、直列並列変換器１０２，１１２と、Ｉ／Ｑ符号器１０３，１１３と、変調器１０４，１１４と、乗算器１０５，１１５と、多重器１０６と、フィルタ（ルートナイキストフィルタ）１０７と、コード１０８，１１８と、パワーコントロール１０９，１１９と、直交変調器１２０と、周波数変換器１２１と、Ｄ／Ａ変換器１２２と、を有して構成される。
【００２４】
例えば、図２に示されるＣＯＮＴ部１のベースバンド信号生成処理を２多重のＣＤＭＡベースバンド信号を生成する場合について以下に説明する。
【００２５】
まず、入力される送信デジタル信号列１０１，１１１が直列並列変換器１０２，１１２に入力されると、ＱＰＳＫ（四分割相シフトキーイング）変調方式により変調される場合、１信号点あたり２ビットの伝送が可能となるため、２ビット毎に後段のＩ／Ｑ符号器１０３，１１３に入力される。
【００２６】
Ｉ／Ｑ符号器１０３，１１３は、ＱＰＳＫ変調方式に基づいて、Ｉ／Ｑ平面上で２ビットを１符号点とする送信信号点が生成される。
【００２７】
ＣＤＭＡ信号の場合、Ｉ／Ｑ符号器１０３，１１３により生成された送信信号点は、変調器１０４，１１４によってコード化され、送信条件に応じて乗算器１０５，１１５において、パワーコントロール１０９，１１９によるパワーコントロール、すなわち、振幅値の制御が行われた後、多重器１０６で多重化される。
【００２８】
この変調器１０４，１１４においては、入力される信号に対して様々な変調処理を施すことが可能である。例えば、多重器１０６により多重化された送信信号は、ルートナイキストフィルタ１０７により周波数帯域が制限され、直交変調器１２０によりＩチャネル，Ｑチャネルの合成処理及び周波数変換等の処理が行われる。
【００２９】
このルートナイキストフィルタ１０７は、送受信におけるフィルタ伝達関数の積をナイキストフィルタ特性にするため、一般に総合伝達関数の２重根を送信側と受信側とに配分するものである。
【００３０】
直交変調器１２０によりＩ／Ｑチャネル合成及び周波数変換処理が行われた送信信号は、周波数変換器１２１によって周波数変換された後、Ｄ／Ａ変換器１２２によりデジタル信号からアナログ信号に変換され、送信信号の基準信号となるベースバンド信号（１ａ）として後段のＲＦ部２に供給される。
【００３１】
また、直交変調器１２０によりＩ／Ｑチャネル合成及び周波数変換処理が行われた送信信号は、離散データ１ｂとして、利得変動計算回路部５の比較計算回路６に供給される。
【００３２】
なお、変調器１０４，１１４においては、コード１０８，１１８に基づいて変調処理を行うものであるが、ＱＰＳＫ変調方式に限定されることなく、様々な変調方式に基づく処理を施すことが可能である。
【００３３】
以上のようにしてＣＯＮＴ部１で形成されたベースバンド信号１ａは、ＲＦ部２に供給される。
【００３４】
図３は、本発明の実施形態におけるＲＦ部の概略構成を示すブロック図である。図３において、本発明の実施形態であるＲＦ部２は、送信するために必要な周波数帯域や利得を得るために、ＭＩＸ（ミキサ）２１と、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２２と、ＡＭＰ（増幅器）２３と、ＭＩＸ（ミキサ）２４と、可変ＡＴＴ（可変アッテネータ）２５と、ＡＮＰ（増幅器）２６と、を有して構成される。
【００３５】
ＣＯＮＴ部１から供給されたベースバンド信号１ａは、ＭＩＸ２１でアップコンバートされ、ＢＰＦ２２により必要な周波数帯域以外の不要波を除去され、ＡＭＰ２３により送信に必要な電力に増幅される。
【００３６】
ＡＭＰ２３にて増幅された信号は、再度、ＭＩＸ２４にてアップコンバートされた後、可変ＡＴＴ２５で後述される利得変動計算回路部５から供給されるオフセット信号６ｂにより、ＲＦ部２としてのトータル利得を変動される。可変ＡＴＴ２５からの出力信号は、ＡＭＰ２６により所望の大きさに増幅された送信波２ａを後段のカプラ３に供給する。
【００３７】
このようにして得られた送信波２ａは、実際のところ、デバイスの特性や温度変動により、電力を一定に保つことは極めて困難とされている。そこで、出力される電力を一定に保つために、温度補償回路や自動利得制御回路が用いられている。この自動利得制御回路は、ＲＦ部２から供給される送信波２ａの送信電力値の情報としての包絡線データ４ａをフィードバック（負帰還）し、ＲＦ部２内の可変ＡＴＴ２５を制御することで、送信出力利得のコントロールを行う。
【００３８】
図４は、本発明の実施形態における検波回路部の概略構成を示す回路図及び出力電圧波形を示すグラフである。図４において、本発明の実施形態における検波回路部４は、ダイオード４１と、コンデンサＣ４２と、抵抗Ｒ４３と、検波能力データ生成部４４と、を有して構成される。この検波回路４は、包絡線データ４ａを利得変動計算回路部５のＡ／Ｄ変換器７に出力し、検波能力情報４ｂを利得変動計算回路部５の比較計算回路６に出力する。
【００３９】
以上の構成からなる検波回路部４は、カプラ３から供給されるカップリング信号３ｂが入力されると、このカップリング信号３ｂに対して、ダイオード４１により半波整流し）、コンデンサＣ４２と抵抗Ｒ４３とによる充放電を行い、包絡線データ４ａを後段の利得変動計算回路部５のＡ／Ｄ変換器７に供給すると共に、検波能力データ生成部４４に供給される。
【００４０】
検波能力データ生成部４４には、上述される包絡線データ４ａとカプラ３から供給されるカップリングデータ３ａとに基づいて、検波回路部４の検波能力情報４ｂを出力する。
【００４１】
しかし、この場合、適切なコンデンサＣ４２と抵抗Ｒ４３との組み合わせを選択しないと、変換電圧に過不足が生じることにより、効率的な検波を行うことができず、正確な情報を検波することが困難になるという問題がある。特にＣＤＭＡのように同一周波数を複数のユーザが利用するようなシステムにおいては、上述されるようにパワーコントロールを行うことで電力を増加すると共に、周波数の利用効率を向上させるために複数の信号を多重化することになり、振幅変動が激しい変調波を扱うことになる。
【００４２】
このような時、各々の信号に対して適切な時定数を求めることは困難であり、検出される電圧値にバラツキが生じてしまう。このことは、短時間かつ波形変動が大きい変調波の場合、検波回路部４の平滑化機能によって検波電圧がグリップされた状態になることにより、電力が欠落し、検出電圧が小さく出力されてしまうために起こるものである。
【００４３】
図５は、本発明の実施形態における検波回路部の時定数による平均電圧の劣化原理を示す図である。図５（ａ）に示されるように、過不足なく検出された正確な検波電圧をＶ１とし、これと同じ平均電力の変調波の検波電圧をＶ２として表す。
【００４４】
これに対し、図５（ｂ）に示されるように、適切な時定数が求められていなかった場合に十分な検波が行われないと、図７（ｃ）に示されるように、検波電圧Ｖ２は、Ｖ１よりも低い値をとってしまうことになる。このように、検出される電圧にバラツキが生じるとフィードバックされる情報に誤差が生じ、安定した自動利得制御を行えなくなってしまう。
【００４５】
しかし、ＣＤＭＡ方式においては、全ての変調波の出力パターンに対応した適切な時定数を求めることは困難であることから、本発明では、図１に示される利得変動計算回路部５内で検波回路部４における劣化を想定し、ＣＯＮＴ部１により生成されるベースバンド信号１ａを情報とする基準データに対して、検波回路部４においてＣＤＭＡ信号のような数ＧＨｚ帯域の多重信号を扱う際に生じる多重数や電力による検波精度のばらつき劣化を想定し、利得変動制御回路５内で処理されたデータを乗算することにより、包絡線データ４ａを作成し、比較器８による比較処理を行うことで検波によって生じるバラツキを吸収する。
【００４６】
図６は、本発明の実施形態における比較計算回路の概略構成を示すブロック図である。図６において、本発明の実施形態における利得変動計算回路部５は、上述されるように、比較計算回路６と、Ａ／Ｄ変換器７と、を備え、当該比較計算回路６は、比較器８と、時定数テーブル６１と、乗算器６２と、可変ＡＴＴ制御部６３と、を有して構成される。
【００４７】
時定数テーブル６１は、検波回路部４の検波能力データ生成部４４により生成された検波能力情報４ｂ（検波回路部４における時定数ＣＲ）  を記憶するテーブルである。
【００４８】
比較器８には、ＣＯＮＴ部１から入力される離散データ１ｂに対して、上述の時定数テーブル６１にて記憶されている検波能力データ生成部４４により生成された検波能力情報４ｂとしての時定数ＣＲを乗算器６２にて乗算した包絡線データ６ｂが入力されると共に、検波回路部４から出力された包絡線データ４ａをＡ／Ｄ変換器７により変換された離散データ７ａが入力される。ここで比較された結果は、後段の可変ＡＴＴ制御部６３で処理可能なデータ８ｆとして出力される。
【００４９】
ここで、乗算器６２にて乗算する時定数ＣＲは、予め検波回路部４の特性を把握し、検波能力情報（４ｂ）（例えば、関数式の形）として、時定数テーブル６１に記憶させておく必要がある。検波能力情報（４ｂ）の作成方法としては下記の二種類の方法が例として挙げられる。
【００５０】
第１の作成方法として、予め検波回路部４の入出力特性を測定することにより、当該検波回路部４としての検波能力を数式化し、検波能力データ生成部４４にメモリしておく方法がある。
【００５１】
第２の作成方法として、検波回路部４の検波能力が明らかな場合は、直接、時定数テーブル６１に数式をメモリしておく方法がある。
【００５２】
図７は、本発明の実施形態における比較器の概略構成を示すブロック図である。図７において、本発明の実施形態における比較器８は、第１の遅延回路８１と、第２の遅延回路８２と、第１の平均化回路８３と、第２の平均化回路８４と、加算器８５と、乗算器８６と、比較値変換テーブル８７と、を有して構成される。
【００５３】
第１の遅延回路８１には、乗算器６２にて離散データ１ｂに時定数を乗算して得られた包絡線データ６ｂが入力され、第２の遅延回路８２には、検波回路部４から出力される包絡線データ４ａをＡ／Ｄ変換器７により変換した離散データ７ａが入力され、それぞれ伝搬および計算等の遅延差を考慮し、双方の比較タイミングを合わせたデータ８ａ，８ｂが作成される。
【００５４】
第１の平均化回路８３及び第２の平均化回路８４は、入力されたそれぞれのデータ８ａ，８ｂに対して任意の区間Ｔで平均化処理を行なうことで平均電圧値８ｃ，８ｄを得る。
【００５５】
加算器８５は、第１の平均化回路８３及び第２の平均化回路８４から得られた各平均電圧値データ８ｃ，８ｄを差動処理することで電圧差データ８ｅを求める。
【００５６】
乗算器８６は、加算器８５から出力された電圧差データ８ｅと比較値変換テーブル８７に記憶されている比較値との乗算処理を行うことで、後段の可変ＡＴＴ制御部６３にて処理可能なデータ８ｆへと変換する。
【００５７】
図８は、本発明の実施形態における平均化回路の具体的な処理例を示す図である。図８において、本発明の実施形態における平均化回路８３，８４には、ＣＯＮＴ部１からの離散データ１ｂ及び検波回路部４からの包絡線データ４ａの離散データ７ａがそれぞれ入力される。
【００５８】
図８に示されるように、各々に入力される任意の時間ｔの離散データに対して任意の区間Ｔで平均電圧値Ｖを算出し、求められたＶ１，Ｖ２に対する差動処理により電圧差データ８ｅを得る。また、平均電圧値データ８ｃ，８ｄの比較条件として、データの形式が対数換算であれば双方とも対数形式で比較し、直線換算であれば双方とも直線形式で比較する必要がある。
【００５９】
図６に示されるように、比較器８は比較値変換テーブル８５を有しており、図８に示すように、得られる電圧差データ８ｅをオフセット値に変換し、ＲＦ部２内の可変ＡＴＴ２５の減衰量を制御する可変ＡＴＴ制御部６２にオフセットデータ５ｃとして与えられる。可変ＡＴＴ制御部６２では、得られたオフセットデータを電圧値変換し、可変ＡＴＴ２５に制御電圧として供給することで減衰量を変動させる。
【００６０】
例えば、図９に示されるように、得られる電圧差データ８ｅが＋２Ｖ（送信出力レベルとして２ｄＢ低い）の時、オフセットデータ８ｆとして０１４０に変換される。これを可変ＡＴＴ制御部６２に与えることにより、ＲＦ部２内にある可変ＡＴＴ２５への制御電圧が＋２．５Ｖに設定される。これにより、可変ＡＴＴ２５の減衰量は２ｄＢ抜かれ、ＲＦ部２のトータル利得が＋２ｄＢ補正される。
【００６１】
ここで、図１０より、ＣＯＮＴ部１で生成されるベースバンド信号１ｂのある時間Ｔ１での平均電圧はＶ’１で与えられる。また、同レベルの信号がカプラ３から取り出されたとすると、これを検波回路部４により検波してＡ／Ｄ変換器により離散データに変換後、上記と同時間Ｔ２で平均化した電圧Ｖ’２は、Ｖ’１と等価になるべきである。
【００６２】
しかし、実際は、ＣＤＭＡのように振幅変動の大きな信号を扱う場合、検波回路部４内の抵抗Ｒ，コンデンサＣの定数によって決まる時定数の値によって、図１０（ｂ）のように振幅の大きい部分の情報が十分に取り込めず、時間Ｔ２での平均電圧はＶ２となりＶ’２に比べ低くなってしまう可能性がある。
【００６３】
このような場合、希望の出力レベルが得られているにもかかわらず、レベルが低いと認識してしまい、レベルを下げるように制御が行われてしまうという問題が生じてしまう。そこで、上述のように検波能力によって生じる平均電圧の劣化分を考慮し、ベースバンド信号１ｂに対して検波回路部４で想定される時定数と同等のデータを時定数テーブルとして与え、乗算することにより、検波回路部４の検波能力に応じた基準データＶ１を作成する。
【００６４】
図１１は、本発明の実施形態である自動利得制御装置の動作モデルを示すブロック図である。図１１に示される各パラメータを以下のように定義する。
【００６５】
ＣＯＮＴ部１で生成されるベースバンド信号波形ｆ（ｘ）
Ｄ／Ａ変換器１２２によるレベル変動値△Ａ
ＲＦ部２の利得Ａ
カプラ３のカップリング量１／Ｎ
検波回路部４での検波応答ｃ（ｘ）
遅延回路８１，８２の遅延特性τ１，τ２
平均化回路８３，８４の振幅の補正係数ｍ１，ｍ２
差動処理による電圧差データ△Ｐ
とする。
【００６６】
図１１より、振幅領域と時間領域の２点から検証すると各々に対して下記の式▲１▼，▲２▼が与えられる。
【００６７】
〈振幅領域の関係〉
0003544506.tif 000002
ただし、振幅の補正係数ｍ１，ｍ２は振幅変動に応じて一方を１にしても良い。
【００６８】
〈時間領域の関係〉
0003544506.tif 000003
ただし、τ１およびτ２は処理時間に応じて一方を省略しても良い。
【００６９】
式▲２▼に対して遅延補正が行われたとすると、上記の式▲１▼より、差動処理による出力の論理式△Ｐは式▲３▼として与えられる。
0003544506.tif 000004
【００７０】
これにより、図５中の可変ＡＴＴ制御部５２は、以下に示すような動作を行う。
△Ｐ＞０の時、ＲＦ部２の可変ＡＴＴ２５を制御して利得を上げる。
△Ｐ＜０の時、ＲＦ部２の可変ＡＴＴ２５を制御して利得を下げる。
【００７１】
従来は、基準値にｃ（ｘ）が含まれないため、△Ｐ＝０の時、基準値（＝真値）、検波値（≠送信電力値）となり、安定した出力電力を得ることが出来なかったが、本発明では、検波値に付随したｃ（ｘ）の項を基準値であるｆ（ｘ）に乗ずることにより、基準値と検波値にｃ（ｘ）が共通して存在することになり、同じテーブル上で比較することが可能となる。つまり、△Ｐ＝０の時、基準値（＝真値）と検波値（＝送信電力値）を完全に一致させることができ、安定した送信電力を得ることができる。
【００７２】
このように、検波回路部４の検波能力（時定数）による電力欠損分を補正するような処理を施したデータを基準データとすることにより、ＣＤＭＡ等のように振幅変動の激しい変調波を扱う際にも安定した自動利得制御を行うことを可能とする。
【００７３】
なお、上述される実施形態は、本発明の好適な実施形態であり、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形して実施することが可能である。
【００７４】
【発明の効果】
以上の説明より明らかなように、本発明の自動利得制御装置によれば、ＣＯＮＴ部から得られるベースバンド信号に対し、検波回路部での時定数によって生じる劣化分や数ＧＨｚの多重信号を扱うことによって生じる差分を補償する包絡線データ及び検波能力情報を考慮して生成されたデータである利得制御信号を乗算して当該検波回路部における劣化分を補うことで検波時の時定数によって生じる差分を吸収することができる。よって、ＣＤＭＡのような振幅変動の激しい変調波を検波する際に生じる検波電圧の劣化分を吸収し、ＲＦ出力での電力を安定させることができる。
【００７５】
従って、検波回路部から出力される検波電圧に対して、ＣＯＮＴ部より得られるベースバンド信号に対し、検波回路部での時定数によって生じる劣化分や数ＧＨｚの多重信号を扱うことによって生じる多重数を考慮して生成されたデータである利得制御信号を乗算することにより、ＣＤＭＡのように振幅変動の激しい変調波を検波する際に生じる検波電圧の劣化による誤差を吸収することが可能となる。その結果、検波回路部に入力される信号の出力での検波電圧のバラツキを考慮に入れ、入力される信号の種類によらない安定した自動利得制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態である自動利得制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態におけるＣＯＮＴ部の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態におけるＲＦ部の概略構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態における検波回路部の概略構成及び検出される電圧値を示す図である。
【図５】本発明の実施形態における検波回路部における時定数による平均電圧の劣化原理を示す図である。
【図６】本発明の実施形態における利得変動計算回路部の概略構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施形態における比較器の概略構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態における比較器の比較方法を示す図である。
【図９】本発明の実施形態における比較値変換テーブルの比較方法を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態における時定数テーブルの比較原理を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態である自動利得制御装置の動作モデルを示すブロック図である。
【符号の説明】
１    ＣＯＮＴ部
２    ＲＦ部
３  カプラ
４  検波回路部
５    利得変動計算回路部
６  比較計算回路
７    Ａ／Ｄ変換器
【図１】
0003544506.tif 000005
【図２】
0003544506.tif 000006
【図３】
0003544506.tif 000007
【図４】
0003544506.tif 000008
【図５】
0003544506.tif 000009
【図６】
0003544506.tif 000010
【図７】
0003544506.tif 000011
【図８】
0003544506.tif 000012
【図９】
0003544506.tif 000013
【図１０】
0003544506.tif 000014
【図１１】
0003544506.tif 000015