(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力電圧がベースに入力される差動対を構成するＮＰＮトランジスタを備えた差動回路と、
前記差動回路の出力信号に基づいて前記入力電圧の電位差を増幅して出力する出力回路と
を備えた差動増幅器であって、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのコレクタを高電位側電源に接続し、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのエミッタと低電位側電源との間に同一電流を流す第一の電流源回路をそれぞれ接続し、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースには、前記入力電圧が所定電圧より低い場合に前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタを動作させ得る電位を供給するクランプ回路を接続し、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタの一方のベースと低電位側電源との間には前記第一の電流源回路に対応する電流を流す第二の電流源回路を接続し、
前記第二の電流源回路から前記入力電圧の電位差に基づく信号を前記出力回路に出力することを特徴とする差動増幅器。
【請求項２】
一対の入力電圧を電流変換用抵抗を介して電流に変換して差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースに供給し、前記電流を増幅し電圧変換して出力回路から出力する差動増幅器であって、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのコレクタを高電位側電源に接続し、
前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースには、前記入力電圧が所定電圧より低い場合に前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタを動作させ得る電位を供給するクランプ回路を接続し、
前記高電位側電源における電圧と低電位側電源における電圧との間の電圧範囲である前記入力電圧に対応する増幅電圧を前記出力回路から出力することを特徴とする差動増幅器。
【請求項３】
前記クランプ回路は、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースに対し、共通の基準電圧をダイオードを介してそれぞれ供給することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の差動増幅器。
【請求項４】
前記所定電圧は、前記基準電圧から前記ダイオードの順方向電圧降下分に相当する電圧を引いた電圧であることを特徴とする請求項３に記載の差動増幅器。
【請求項５】
前記入力電圧は、前記高電位側電源における電圧と前記低電位側電源における電圧との間の範囲内の電圧であることを特徴とする請求項１に記載の差動増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、バッテリーの充電装置に使用される電流検出用増幅器に関するものである。
【０００２】
バッテリーの充電装置は、バッテリーを安全に充電するために、充電電圧を定電圧とし、かつ充電電流を一定値以内に制限する必要がある。このような動作を行うために、前記充電装置では出力電流値を電流検出用増幅器で検出して、異常電流の出力を防止している。従って、前記充電装置を安定して、かつ安全に動作させるためには、電流検出用増幅器を安定して動作させることが必要となっている。
【０００３】
【従来の技術】
充電装置の一例を図４に示す。充電装置１は、ＡＣアダプタ２で商用電源から直流電源Ｖｃｃが生成され、その電源Ｖｃｃは制御回路３内の各回路及びＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成される出力トランジスタ４に供給される。
【０００４】
前記出力トランジスタ４は、そのゲートに前記制御回路３から制御信号が入力されてスイッチング動作する。前記出力トランジスタ４のドレインは、出力コイル５及び電流検出用抵抗６を介して出力端子Ｔｏ  に接続される。
【０００５】
前記出力トランジスタ４のドレインは、ダイオード７のカソードに接続され、同ダイオード７のアノードはグランドＧＮＤに接続される。前記出力コイル５と出力抵抗６の接続点は、容量８を介してグランドＧＮＤに接続される。そして、前記出力端子Ｔｏ  にバッテリー９が接続される。
【０００６】
このような構成により、出力トランジスタ４が制御回路３によりスイッチング制御されると、出力トランジスタ４から出力される脈流がコイル５、抵抗６、容量８及びダイオード７により平滑されて、直流出力電圧Ｖｏ  及び直流出力電流Ｉｏ  がバッテリー９に供給される。
【０００７】
前記制御回路３を構成する各回路を説明すると、前記電流検出用抵抗Ｒ６の両端子電圧は入力電圧Ｖｉｎ１  ，  Ｖｉｎ２  として電流検出用増幅器１０に入力される。前記電流検出用増幅器１０は、入力電圧Ｖｉｎ１  ，  Ｖｉｎ２  の電位差、すなわち出力電流Ｉｏ  の電流値に基づく出力電圧Ｖｏｕｔ  を、電流値設定アンプ１１に出力する。
【０００８】
前記電流値設定アンプ１１は、前記電流検出用増幅器１０の出力電圧Ｖｏｕｔ  と基準電圧ＶＲ１との比較に基づいて、出力信号をＰＷＭ制御回路１２に出力する。前記入力電圧Ｖｉｎ２  はエラーアンプ１３に入力され、同エラーアンプ１３は基準電圧ＶＲ２と入力電圧Ｖｉｎ２  とを比較して、出力信号を前記ＰＷＭ制御回路１２に出力する。従って、エラーアンプ１３は入力電圧Ｖｉｎ２  すなわち出力電圧Ｖｏ  と基準電圧ＶＲ２との電位差に基づく出力信号を前記ＰＷＭ制御回路１２に出力する。
【０００９】
前記ＰＷＭ制御回路１２には発振器１４から一定の周波数が入力される。そして、ＰＷＭ制御回路１２は発振器１４から出力される信号と、前記電流値設定アンプ１１及びエラーアンプ１３の出力信号に基づいて、出力部回路１５を駆動し、出力トランジスタ４のゲートに出力信号を出力する。
【００１０】
そして、このように構成された制御回路３により、出力トランジスタ４は図５に示す出力電圧−出力電流特性Ｓ１が得られるようにそのスイッチング動作が制御される。すなわち、例えばバッテリー９の異常により、出力端子Ｔｏ  がグランドＧＮＤに短絡されるような場合にも、安全性を確保するために、出力電流Ｉｏ  が一定値を越えない範囲で、定電圧の出力電圧Ｖｏ  が出力される。
【００１１】
前記電流検出用増幅器１０の具体的構成を図６に示す。カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタは、電源Ｖｃｃに接続され、同トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベースは互いに接続されるとともに、同トランジスタＴｒ１のコレクタに接続される。
【００１２】
前記トランジスタＴｒ１のコレクタは、電流源１５ａを介してグランドＧＮＤに接続される。
前記トランジスタＴｒ２のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ３のベースと、ＮＰＮトランジスタＴｒ４のコレクタに接続される。前記トランジスタＴｒ３のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してグランドＧＮＤに接続される。また、前記トランジスタＴｒ４のベースは前記抵抗Ｒ４，Ｒ５間に接続される。
【００１３】
このような構成により、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ電流は同一値の定電流となり、トランジスタＴｒ２のコレクタ電流に基づいて、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４の動作により、抵抗Ｒ４，Ｒ５間の電圧は定電圧となる。
【００１４】
抵抗Ｒ４，Ｒ５間には、ＮＰＮトランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８のベースが接続され、各トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。従って、前記トランジスタＴｒ５〜Ｔｒ８は定電流源として動作する。
【００１５】
前記トランジスタＴｒ１，  Ｔｒ２のベースは、ＰＮＰトランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０  のベースに接続され、同トランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０  のエミッタは電源Ｖｃｃに接続される。従って、前記トランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０  は定電流源として動作する。
【００１６】
前記入力電圧Ｖｉｎ２  は、抵抗Ｒ１を介してＮＰＮトランジスタＴｒ１１  のベースに入力され、同トランジスタＴｒ１１  のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続される。
前記入力電圧Ｖｉｎ１  は、抵抗Ｒ２を介してＮＰＮトランジスタＴｒ１２  のベースに入力され、同トランジスタＴｒ１２  のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続される。
【００１７】
前記トランジスタＴｒ１１  のエミッタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ１３  のベースに接続され、前記トランジスタＴｒ１２  のエミッタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ１４  のベースに接続される。
【００１８】
前記トランジスタＴｒ１３  ，Ｔｒ１４  のエミッタは、前記トランジスタＴｒ９のコレクタに接続され、同トランジスタＴｒ１３  ，Ｔｒ１４  のベースは、それぞれ前記トランジスタＴｒ５，Ｔｒ８のコレクタに接続され、同トランジスタＴｒ１３  ，Ｔｒ１４  のコレクタは、それぞれ前記トランジスタＴｒ６，Ｔｒ７のコレクタに接続される。
【００１９】
カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＴｒ１５  ，Ｔｒ１６  のエミッタは、電源Ｖｃｃに接続され、ベースは互いに接続されるとともに、同トランジスタＴｒ１５  のコレクタに接続される。
【００２０】
前記トランジスタＴｒ１５  のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ１７  のコレクタに接続され、同トランジスタＴｒ１７  のエミッタは、前記トランジスタＴｒ１４  のコレクタに接続される。
【００２１】
前記トランジスタＴｒ１６  のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ１８  のコレクタに接続され、同トランジスタＴｒ１８  のエミッタは、前記トランジスタＴｒ１３  のコレクタに接続される。
【００２２】
前記トランジスタＴｒ１７  ，Ｔｒ１８  のベースは、前記トランジスタＴｒ１３  のエミッタに接続される。従って、トランジスタＴｒ１７  ，Ｔｒ１８  のベースには定電圧が供給されるため、同トランジスタＴｒ１７  ，Ｔｒ１８  は定電流源として動作する。
【００２３】
前記トランジスタＴｒ１６  のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ１９  のベースに接続される。前記トランジスタＴｒ１９  とＮＰＮトランジスタＴｒ２０  は、ダーリントン接続され、両トランジスタＴｒ１９  ，  Ｔｒ２０  のコレクタは、前記トランジスタＴｒ１０  のコレクタに接続されるとともに、容量Ｃ１を介して前記トランジスタＴｒ１６  のコレクタに接続される。また、前記トランジスタＴｒ２０  のエミッタは、グランドＧＮＤに接続される。
【００２４】
前記トランジスタＴｒ１９  ，  Ｔｒ２０  のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ２１  のベースに接続され、同トランジスタＴｒ２１  のエミッタは、前記抵抗Ｒ２に接続される。前記トランジスタＴｒ２１  のコレクタは、出力端子Ｔｏ  に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介してグランドＧＮＤに接続される。
【００２５】
前記抵抗Ｒ１，Ｒ２は同一抵抗値であり、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、抵抗Ｒ３とは、例えば１：２５の比で抵抗値が設定される。
このように構成された電流検出用増幅器１０の動作を説明する。入力電圧Ｖｉｎ１  ，  Ｖｉｎ２  は、出力電流Ｉｏ  が流れると、Ｖｉｎ１  ＞Ｖｉｎ２  となり、出力電流Ｉｏ  の電流値が大きくなるほど、その電位差が大きくなる。
【００２６】
入力電圧Ｖｉｎ１  ，  Ｖｉｎ２  の電位差に基づいて、トランジスタＴｒ１３  ，Ｔｒ１４  のベース電位に電位差が生じる。すると、トランジスタＴｒ１７  ，  Ｔｒ１８  のエミッタ電位に電位差が生じ、トランジスタＴｒ１８  のコレクタ電位は、トランジスタＴｒ１７  のコレクタ電位より高くなる。
【００２７】
トランジスタＴｒ１８  のコレクタ電位が上昇すると、トランジスタＴｒ１９  のベース電流が増大して、トランジスタＴｒ１９  ，  Ｔｒ２０  のコレクタ電流が増大する。すると、トランジスタＴｒ２１  のベース電流が増大して、同トランジスタＴｒ２１  のコレクタ電流が増大する。
【００２８】
この結果、出力端子Ｔｏ  から出力される出力電圧Ｖｏｕｔ  が上昇し、その出力電圧Ｖｏｕｔ  は抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値の比に基づいて、入力電圧Ｖｉｎ１  ，  Ｖｉｎ２  の電位差の２５倍の電圧が出力される。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成された電流検出用増幅器１０では、各トランジスタのベース・エミッタ間の電圧降下をＶＢＥとし、各トランジスタの飽和時のコレクタ・エミッタ間の電圧降下をＶｓａｔ  とすると、入力電圧Ｖｉｎ１  が「Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ  」以上となると、トランジスタＴｒ１４  のベース電位が「Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ  −ＶＢＥ」以上となって、トランジスタＴｒ９，Ｔｒ１４  が動作しなくなる。
【００３０】
また、入力電圧Ｖｉｎ１  が「Ｖｓａｔ  ＋ＶＢＥ」以下となると、トランジスタＴｒ１２  及びトランジスタＴｒ１８  が動作しなくなる。
従って、入力電圧Ｖｉｎ１  が電源Ｖｃｃレベル近傍あるいはグランドＧＮＤレベル近傍となると、この電流検出用増幅器１０が正常に動作しなくなり、この充電装置１から異常電流が出力されることがあり、図５に示す出力電圧−出力電流特性が得られなくなる。
【００３１】
また、入力電圧Ｖｉｎ１  が電源Ｖｃｃレベル近傍あるいはグランドＧＮＤレベル近傍となったときの異常動作を防止するために、入力電圧Ｖｉｎ１  が電源Ｖｃｃレベル近傍、あるいはグランドＧＮＤレベル近傍となったとき、制御回路３の動作を停止させるように動作する電圧検出回路を、この充電装置１に設ける必要があった。
【００３２】
この発明の目的は、高電位側電源と低電位側電源との電圧範囲の入力電圧で、安定して動作し得る電流検出用増幅器を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
図１は請求項１の原理説明図である。すなわち、差動増幅器は、一対の入力電圧Ｖin1，Ｖin2がベースに入力される差動対を構成するＮＰＮトランジスタＴrを備えた差動回路１６と、前記差動回路１６の出力信号に基づいて前記入力電圧Ｖin1，Ｖin2の電位差を増幅した出力信号Ｖoutを出力する出力回路１９とから構成される。前記差動回路１６は、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタＴrのコレクタが高電位側電源Ｖccに接続され、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタＴrのエミッタと低電位側電源ＧＮＤとの間に同一電流を流す第一の電流源回路１７ａがそれぞれ接続され、前記ＮＰＮトランジスタＴrのベースには、前記入力電圧Ｖin1，Ｖin2が所定電圧より低い場合に前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタＴrを動作させ得る電位を供給するクランプ回路１８が接続され、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタＴrの一方のベースと低電位側電源ＧＮＤとの間には前記第一の電流源回路１７ａに対応する電流を流す第二の電流源回路１７ｂを接続し、前記第二の電流源回路１７ｂから前記入力電圧Ｖin1，Ｖin2の電位差に基づく信号が前記出力回路１９に出力される。
【００３４】
請求項２では、一対の入力電圧を電流変換用抵抗を介して電流に変換して差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースに供給し、前記電流を増幅し電圧変換して出力回路から出力する差動増幅器であって、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのコレクタを高電位側電源に接続し、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースには、前記入力電圧が所定電圧より低い場合に前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタを動作させ得る電位を供給するクランプ回路を接続し、前記高電位側電源における電圧と低電位側電源における電圧との間の電圧範囲である前記入力電圧に対応する増幅電圧が前記出力回路から出力される。
【００３５】
請求項３では、前記クランプ回路は、前記差動対を構成するＮＰＮトランジスタのベースに対し、共通の基準電圧をダイオードを介してそれぞれ供給する。
請求項４では、前記所定電圧は、前記基準電圧から前記ダイオードの順方向電圧降下分に相当する電圧を引いた電圧である。
請求項５では、前記入力電圧は、前記高電位側電源における電圧と前記低電位側電源における電圧との間の範囲内の電圧である。
【００３６】
【作用】
請求項１，２では、差動回路１６を構成するトランジスタの電圧降下に関わらず、高電位側電源Ｖccから低電位側電源ＧＮＤまでの電圧範囲の入力電圧Ｖin1，Ｖin2で差動回路１６が動作する。
【００３７】
請求項３では、差動対がＮＰＮトランジスタで構成されるので、入力電圧が高電位側電源に等しいレベルとなっても差動回路が動作し、クランプ回路で基準電圧が供給されるので、入力電圧が低電位側電源に等しいレベルとなっても、差動回路が動作する。
【００３９】
【実施例】
図２は、本発明を具体化した電流検出用アンプの第一の実施例を示す。カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタＴｒ３１  ，Ｔｒ３２  のソースは、電源Ｖｃｃに接続され、同トランジスタＴｒ３１  ，Ｔｒ３２  のベースは互いに接続されるとともに、同トランジスタＴｒ３１  のコレクタに接続される。
【００４０】
前記トランジスタＴｒ３１  のコレクタは、電流源１５ｂを介してグランドＧＮＤに接続される。
前記トランジスタＴｒ３２  のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ３３  のコレクタ及びベースに接続される。前記トランジスタＴｒ３３  は、ＮＰＮトランジスタＴｒ３４  とともにカレントミラー回路を構成し、同トランジスタＴｒ３３  ，  Ｔｒ３４  のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。
【００４１】
差動回路を構成するＮＰＮトランジスタＴｒ３５  ，Ｔｒ３６  のコレクタは電源Ｖｃｃに接続される。前記トランジスタＴｒ３５  のベースには入力電圧Ｖｉｎ２  が抵抗Ｒ１１を介して入力され、前記トランジスタＴｒ３６  のベースには入力電圧Ｖｉｎ１  が抵抗Ｒ１２を介して入力される。
【００４２】
前記トランジスタＴｒ３５  のベースには、基準電圧ＶＲ  が抵抗Ｒ１３及びダイオードＤ１を介して入力される。前記トランジスタＴｒ３６  のベースには、基準電圧ＶＲ  が抵抗Ｒ１４及びダイオードＤ２を介して入力される。
【００４３】
前記トランジスタＴｒ３５  のエミッタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ３７  のエミッタに接続され、同トランジスタＴｒ３７  のベースは前記トランジスタＴｒ３４  のコレクタに接続される。
【００４４】
前記トランジスタＴｒ３６  のエミッタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ３８  のエミッタに接続され、同トランジスタＴｒ３８  のベースは前記トランジスタＴｒ３４  のコレクタに接続される。
【００４５】
前記トランジスタＴｒ３７  の第一のコレクタはそのベースに接続され、第二のコレクタはＮＰＮトランジスタＴｒ３９  のコレクタに接続される。前記トランジスタＴｒ３８  の第一のコレクタはそのベースに接続され、第二のコレクタはＮＰＮトランジスタＴｒ４０  のコレクタに接続される。
【００４６】
前記トランジスタＴｒ３９  ，Ｔｒ４０  はカレントミラー回路を構成し、両トランジスタＴｒ３９  ，Ｔｒ４０  のベースは互いに接続されるとともに、同トランジスタＴｒ３９  のコレクタに接続される。また、前記トランジスタＴｒ３９  ，Ｔｒ４０  のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。
【００４７】
前記トランジスタＴｒ４０  のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＴｒ４１  ，Ｔｒ４２  のベースに接続され、同トランジスタＴｒ４１  ，Ｔｒ４２  のエミッタはグランドＧＮＤに接続される。
【００４８】
前記トランジスタＴｒ４１  のコレクタは、前記トランジスタＴｒ３６  のベースに接続されるとともに、容量Ｃ２を介して同トランジスタＴｒ４１  のベースに接続される。
【００４９】
前記トランジスタＴｒ４２  のコレクタは、ＰＮＰトランジスタＴｒ４３  のコレクタに接続される。前記トランジスタＴｒ４３  は、ＰＮＰトランジスタＴｒ４４  とともにカレントミラー回路を構成し、両トランジスタＴｒ４３  ，Ｔｒ４４  のベースは互いに接続されるとともに、同トランジスタＴｒ４３  のコレクタに接続され、エミッタは電源Ｖｃｃに接続される。
【００５０】
前記トランジスタＴｒ４４  のコレクタは、出力端子Ｔｏ  に接続されるとともに、抵抗Ｒ１５を介してグランドＧＮＤに接続される。
前記抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４は例えば２ＫΩで同一抵抗値に設定され、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４との抵抗値は、前記従来例と同様に１：２５に設定される。また、前記基準電圧ＶＲ  は、トランジスタＴｒ４１  のベース・エミッタ間の電圧降下ＶＢＥと、トランジスタＴｒ３８  の飽和状態におけるコレクタ・エミッタ間の電圧降下Ｖｓａｔ  と、トランジスタＴｒ３６  のベース・エミッタ間の電圧降下ＶＢＥと、ダイオードＤ２の順方向電圧降下ＶＤ  の和より大きな値に設定され、例えば５Ｖが供給される。
【００５１】
次に、上記のように構成された電流検出用増幅器の動作を説明する。
電源Ｖｃｃが供給されると、カレントミラー回路を構成するトランジスタＴｒ３１  ，Ｔｒ３２  には同一値のコレクタ電流が流れる。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＴｒ３３  ，Ｔｒ３４  にも同一値のコレクタ電流が流れる。すると、トランジスタＴｒ３７  ，Ｔｒ３８  のベース電位が同一レベルとなる。
【００５２】
この状態で、ＶＲ  −ＶＤ  より高い入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  が入力されると、ダイオードＤ１，Ｄ２はオフされ、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差に基づいてトランジスタＴｒ３５  ，Ｔｒ３６  は差動対となっているため、抵抗Ｒ１２の両端に入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差による電流が、トランジスタＴｒ４１  にコレクタ電流として流れる。
【００５３】
トランジスタＴｒ４２  には、トランジスタＴｒ４１  と同一値のコレクタ電流が流れ、そのコレクタ電流とほぼ同一のコレクタ電流がトランジスタＴｒ４４  に流れる。すると、抵抗Ｒ１２の抵抗Ｒ１５との抵抗比により、出力端子Ｔｏ  に入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差の２５倍の電圧が、出力電圧Ｖｏ  として出力される。
【００５４】
このとき、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  が入力される差動回路は、ＮＰＮトランジスタＴｒ３５  ，Ｔｒ３６  で構成されるので、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  が電源Ｖｃｃレベルとなっても、確実に動作する。
【００５５】
一方、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  がＶＲ  −ＶＤ  より低くなると、ダイオードＤ１，Ｄ２がオンされ、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差に基づいてトランジスタＴｒ３５  ，Ｔｒ３６  は差動対となっているため、抵抗Ｒ１４の両端に入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差による電流が、トランジスタＴｒ４１  にコレクタ電流として流れる。
【００５６】
トランジスタＴｒ４２  には、トランジスタＴｒ４１  と同一値のコレクタ電流が流れ、そのコレクタ電流とほぼ同一のコレクタ電流がトランジスタＴｒ４４  に流れる。すると、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との抵抗比により、出力端子Ｔｏ  に入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差の２５倍の電圧が、出力電圧Ｖｏ  として出力される。
【００５７】
このとき、入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  が０Ｖとなっても、トランジスタＴｒ３６  のベース電位はトランジスタＴｒ４１  のベース・エミッタ間の電圧降下ＶＢＥと、トランジスタＴｒ３８  の飽和状態におけるコレクタ・エミッタ間の電圧降下Ｖｓａｔ  と、トランジスタＴｒ３６  のベース・エミッタ間の電圧降下ＶＢＥの和より高いレベルに維持されるので、同トランジスタＴｒ３５  ，Ｔｒ３６  は確実に動作する。
【００５８】
以上のように、この電流検出用増幅器では電源ＶｃｃレベルからグランドＧＮＤレベルの範囲の入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  に基づいて、同入力電圧Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２  の電位差に基づく出力電圧Ｖｏｕｔ  を出力することができる。
【００５９】
従って、図４に示す充電装置１にこの電流検出用増幅器を使用すれば、図５に示す出力電流−出力電圧特性Ｓ１を得ることができる。
（第二の実施例）
図３は、電流検出用増幅器の第二の実施例を示す。この実施例は、前記第一の実施例の構成に、ＰＮＰトランジスタＴｒ４５  〜Ｔｒ４７  及びＮＰＮトランジスタＴｒ４８  ，Ｔｒ４９  と、抵抗Ｒ１６〜Ｒ１９を付加したものである。
【００６０】
トランジスタＴｒ４５  〜Ｔｒ４９  は、トランジスタＴｒ３５  〜Ｔｒ４０  で構成される差動回路で生ずるオフセット電圧のばらつきを抑制するように動作する。
すなわち、トランジスタＴｒ４６  ，Ｔｒ４７  はトランジスタＴｒ３９  ，Ｔｒ４０  のコレクタに流れ込むベース電流を揃えるために設けられ、定電流駆動されるトランジスタＴｒ４９  と、トランジスタＴｒ４５  ，Ｔｒ４７  により駆動されるトランジスタＴｒ４８  によりレベルシフト回路が構成され、そのレベルシフト回路を介して、トランジスタＴｒ４１  ，Ｔｒ４２  が駆動される。
【００６１】
従って、トランジスタの電流増幅率のばらつきによる前記差動回路のオフセット電圧のばらつきが防止される。
また、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７はトランジスタＴｒ３９  ，Ｔｒ４０  のコレクタ電流のばらつきを抑制して、カレントミラー動作の精度を向上させる。抵抗Ｒ１８，Ｒ１９は、トランジスタＴｒ４１  ，Ｔｒ４２  のカレントミラー動作の精度を向上させ、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１は、トランジスタＴｒ４３  ，Ｔｒ４４  のカレントミラー動作の精度を向上させる。
【００６２】
上記実施例から把握できる請求項以外の技術思想について、以下にその効果とともに記載する。
（１）請求項１において、前記差動回路を構成する差動対には、レベルシフト回路が対称状に接続され、該レベルシフト回路を介して前記出力回路が接続される。差動回路のオフセット電圧のばらつきが防止される。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳述したように、請求項１〜５の発明では、高電位側電源と低電位側電源との電圧範囲の入力電圧で、安定して動作し得る差動増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】第一の実施例を示す回路図である。
【図３】第二の実施例を示す回路図である。
【図４】充電装置を示すブロック図である。
【図５】充電装置の出力電流−出力電圧特性図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１６      差動回路
１７      電流源回路
１８      クランプ回路
１９      出力回路
Ｖｉｎ１  ，Ｖｉｎ２      入力電圧
Ｖｏｕｔ      出力信号
Ｔｒ        ＮＰＮトランジスタ
Ｖｃｃ      高電位側電源
ＧＮＤ    低電位側電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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