(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ異なる前段側基準直流電圧Ｖ２及び後段側基準直流電圧Ｖ１を備える前段側回路ブロック部(11)及び後段側回路ブロック部(12)、
前記前段側回路ブロック部(11)の出力段(16)の出力側と前記後段側回路ブロック部(12)の入力段(28)の入力側との間に介在する結合コンデンサ(30)、
前記前段側回路ブロック部(11)から伝達された前段側基準直流電圧Ｖ２を使って、前記後段側回路ブロック部(12)の前記入力段(28)の入力側直流電圧を前記前段側回路ブロック部(11)の出力段(16)の出力側の直流電圧Ｖ２とほぼ同じにするバイアス手段、及び
レベルシフト手段、
を有し、
前記レベルシフト手段は第１の増幅段(40)及び第２の増幅段(28)を有し、前記第１の増幅段(40)及び前記第２の増幅段(28)は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力され、前記第１の増幅段(40)は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、前記第２の増幅段(28)は、他方の入力側に前記第１の増幅段(40)の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分Ｖ１を出力し、前記入力段(28)は前記第２の増幅段(28)から構成され、前記結合コンデンサ(30)を介する前記後段側回路ブロック部(12)からの交流信号は前記第２の増幅段(28)の前記一方の入力側に印加されることを特徴とする漏れ電流防止電子回路。
【請求項２】
それぞれ異なる前段側基準直流電圧Ｖ２及び後段側基準直流電圧Ｖ１を備える前段側回路ブロック部(11)及び後段側回路ブロック部(12)、
前記前段側回路ブロック部(11)の出力段(16)の出力側と前記後段側回路ブロック部(12)の入力段(28)の入力側との間に介在する結合コンデンサ(30)、及び
レベルシフト手段、
を有し、
前記レベルシフト手段は第１の増幅段(64)及び第２の増幅段(16)を有し、前記第１の増幅段(64)及び前記第２の増幅段(16)は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力され、前記第１の増幅段(64)は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、前記第２の増幅段(16)は、他方の入力側に前記第１の増幅段(64)の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分Ｖ１を出力し、前記出力段(16)は、前記第２の増幅段(16)から構成され、出力側に前記後段側回路ブロック部(12)の前記入力段(28)への交流信号を生成することを特徴とする漏れ電流防止電子回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、オーディオ機器等において例えば信号源及びオーディオパワーＩＣ間の漏れ電流を有効に防止する漏れ電流防止電子回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４及び図５はそれぞれ従来のオーディオ機器８０，８４における信号源１１とオーディオパワーＩＣ１２との接続部の回路図である。後述のこの発明の実施の形態としての図３の要素と同一要素は同符合で指示して説明は省略し、主要点についてのみ説明する。オーディオ機器８０，８４の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２は、それぞれ異なる基準直流電圧Ｖ２，Ｖ１で作動するようになっている。図４のオーディオ機器８０では、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は、抵抗５４を介して基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１にバイアスされ、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗５６により負帰還がかかるので、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ１となる。図５のオーディオ機器８４では、結合コンデンサ８７が信号源１１の端子８５及びオーディオパワーＩＣ１２の端子８６間に介在し、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は抵抗５５を介して端子８６へ接続されている。また、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は抵抗８８を介して基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１にバイアスされている。これにより、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ１となる。信号源１１はオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１とは異なる基準直流電圧Ｖ２として作動しており、結合コンデンサ３０は、直流分の通過を遮断し、交流電圧分のみの通過を許容し、すなわち、Ｖ１，Ｖ２の差分は結合コンデンサ３０により遮断され、信号源１１の出力の交流成分としての音声信号のみが結合コンデンサ３０を介して入力段オペアンプ２８へ伝達される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
オーディオ機器８０では、結合コンデンサ３０の絶縁抵抗が低いと、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧Ｖ１，Ｖ２の差によって、漏れ電流が結合コンデンサ３０を経て抵抗５４を流れ、抵抗５４の両端に直流電位差が生じる。この電位差が入力段オペアンプ２８により増幅され、その増幅分が、オーディオパワーＩＣ１２の出力にＤＣオフセットとして現れて、後段のスピーカの損傷等の支障原因になる。
【０００４】
オーディオ機器８４では、結合コンデンサ８７の絶縁抵抗が低下すると、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧Ｖ１，Ｖ２の差によって、漏れ電流が抵抗５５，５６を流れ、入力段オペアンプ２８の端子２９，８６間に直流電位差が生じ、この電位差が入力段オペアンプ２８により増幅される。したがって、オーディオ機器８４の場合も、オーディオ機器８０と同様に、オーディオパワーＩＣ１２の出力にＤＣオフセットが生じて、後段のスピーカの損傷等の支障原因になる。
【０００５】
さらに、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の電源投入時や、電源変動時に、信号源１１の基準直流電圧とオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧との過渡応答に差が発生し、ショック音等が出易くなる。そして、これを防止するため、結合コンデンサ３０，８７は時定数の合わせ込みを必要となる。
【０００６】
この発明の目的は、前段側回路ブロック部及び後段側回路ブロック部がそれぞれ別々の基準直流電圧で作動していて、前段側回路ブロック部の出力の交流電圧分のみが結合コンデンサを介して後段側回路ブロック部へ伝達されるようになっている電子回路において、結合コンデンサを介する漏れ電流を防止することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は次のものを有している。
それぞれ異なる前段側基準直流電圧及び後段側基準直流電圧を備える前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）
前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側と後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側との間に介在する結合コンデンサ（３０）
後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側を前段側回路ブロック部（１１）の前段側基準直流電圧によりバイアスするバイアス手段
【０００８】
前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）とは例えばオーディオ機器（１０）における信号源（１１）及びオーディオパワーＩＣ（１２）である。
【０００９】
後段側回路ブロック部（１２）において、入力段（２８）の入力側が、前段側回路ブロック部（１１）の前段側基準直流電圧によりバイアスされることにより、結合コンデンサ（３０）の両端の直流分の電位差がなくなり、結合コンデンサ（３０）の絶縁抵抗が低下しても、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧差に因る結合コンデンサ（３０）を介する漏れ電流はなくなる。したがって、後段側回路ブロック部（１２）のＤＣオフセットの問題は除去される。
【００１０】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は、さらに、入力段（２８）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧へレベルシフトさせるレベルシフト手段を有している。
【００１１】
レベルシフト手段により後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧に戻すことができ、後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）以降については、従来のものを変更無く使用可能となる。
【００１２】
さらに、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の電源投入時や、電源変動時に、前段側回路ブロック部（１１）の基準直流電圧と及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧との過渡応答に差が発生するが、この差は後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の出力側において吸収され、ショック音等が出難くなる。したがって、結合コンデンサ（３０）は、そのようなショック音防止のための時定数の合わせ込みが不要となり、単に低周波特性を決めるだけの観点から値を設定できる。
【００１３】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）によれば、レベルシフト手段は第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）を有している。後段側基準直流電圧及び前段側基準直流電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２と定義し、第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力される。第１の増幅段（４０）は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、第２の増幅段（２８）は、他方の入力側に第１の増幅段（４０）の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分を出力し、入力段（２８）は第２の増幅段（２８）から構成され、結合コンデンサ（３０）を介する後段側回路ブロック部（１２）からの交流信号は第２の増幅段（２８）の一方の入力側に印加される。
【００１４】
レベルシフト手段の第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）で使用されるＶ１，Ｖ２はそれぞれ前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧を利用することができるので、回路構成を変更することなく、種々のＶ１，Ｖ２に対処可能となる。
【００１５】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は次の要素を有している。
それぞれ異なる前段側基準直流電圧及び後段側基準直流電圧を備える前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）
前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側と後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側との間に介在する結合コンデンサ（３０）
出力段（１６）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧へレベルシフトさせるレベルシフト手段
【００１６】
前段側回路ブロック部（１１）において、出力段（１６）の出力側が、後段側回路ブロック部（１２）の後段側基準直流電圧へレベルシフトされることにより、結合コンデンサ（３０）の両端の直流分の電位差がなくなり、結合コンデンサ（３０）の絶縁抵抗が低下しても、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧差に因る結合コンデンサ（３０）を介する漏れ電流はなくなる。したがって、後段側回路ブロック部（１２）のＤＣオフセットの問題は除去される。
【００１７】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）によれば、レベルシフト手段は第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）を有している。後段側基準直流電圧及び前段側基準直流電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２と定義し、第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力される。第１の増幅段（６４）は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、第２の増幅段（１６）は、他方の入力側に第１の増幅段（６４）の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分を出力し、出力段（１６）は、第２の増幅段（１６）から構成され、出力側に後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）への交流信号を生成する。
【００１８】
レベルシフト手段の第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）で使用されるＶ１，Ｖ２はそれぞれ前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧を利用することができるので、回路構成を変更することなく、種々のＶ１，Ｖ２に対処可能となる。
【００１９】
さらに、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の電源投入時や、電源変動時に、前段側回路ブロック部（１１）の基準直流電圧と及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧との過渡応答に差が発生するが、この差は前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側において吸収され、ショック音等が出難くなる。したがって、結合コンデンサ（３０）は、そのようなショック音防止のための時定数の合わせ込みが不要となり、単に低周波特性を決めるだけの観点から値を設定できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１はオーディオ機器１０の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の主要部回路図である。オーディオ機器１０は信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２を含む。信号源１１は、それに含まれる各素子へ基準直流電圧Ｖ２を供給する基準直流電圧源１７を備えている。出力バッファ１６はオペアンプから成り、基準直流電圧用バッファ１８は、基準直流電圧源１７のＶ２を出力側に生成し、可変抵抗１９を介して出力バッファ１６の正相側入力端子をＶ２にバイアスする。出力バッファ１６の出力端の直流電圧分はＶ２となる。信号源１１で生成された交流信号は可変抵抗１９を介して出力バッファ１６の正相側入力端子に印加される。信号源１１は、端子２１，２２を備え、端子２１は抵抗２０を介して出力バッファ１６の出力端へ接続され、端子２２は基準直流電圧用バッファ１８の出力端へ接続される。
【００２１】
オーディオパワーＩＣ１２は端子２９，３１を有している。端子２９は結合コンデンサ３０を介して端子２１へ接続され、端子３１は端子２２へ直接、接続されている。端子２１の直流電圧分は、結合コンデンサ３０により遮断されて、端子２９へ伝達されず、交流電圧分（＝オーディオ信号）のみが端子２９へ伝達される。入力段オペアンプ２８は、その正相側入力端子において端子２９へ接続されるとともに、抵抗３３を介してバッファ３２の出力端へ接続される。バッファ３２の正相側入力端子は端子３１へ接続されている。基準直流電圧源３８は、オーディオパワーＩＣ１２の各素子へ基準直流電圧Ｖ１を供給する役目を果たし、＋側を端子３９へ接続されている。オペアンプ４０は、正相側入力端子においてバッファ３２の出力端へ接続され、逆相側入力端子においては、抵抗４１を介して基準直流電圧源３８の＋端へ、また、抵抗４２を介してオペアンプ４０の出力端へ接続されている。入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗４３を介してオペアンプ４０の出力端へ、また、抵抗４４を介して入力段オペアンプ２８の出力端へ接続されている。抵抗４１，４２，４３，４４の各抵抗値をそれぞれｒ１，Ｒ１，ｒ２，Ｒ２とすると、Ｒ１／ｒ１＝ｒ２／Ｒ２＝ａに設定されている。換言すると、Ｒ２／ｒ２＝１／ａである。
【００２２】
オーディオ機器１０において、信号源１１の基準直流電圧源１７のＶ２は、基準直流電圧用バッファ１８、端子２２，３１、バッファ３２、及び抵抗３３を介して入力段オペアンプ２８の正相側入力端子へ伝達され、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子はＶ２によりバイアスされる。これにより、結合コンデンサ３０の両端電圧差の直流分は０となるので、結合コンデンサ３０の絶縁性が低下しても、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧差に因る漏れ電流が結合コンデンサ３０及び端子３９を流れるのが防止される。一方、オペアンプ４０では、正相側入力端子側をＶ２によりバイアスされているので、オペアンプ４０の出力直流電圧分は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高くなる。さらに、入力段オペアンプ２８では、正相側入力端子側をＶ２にバイアスされ、オペアンプ４０の出力端にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流分電圧が生じているので、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）・（１／ａ）、すなわち、Ｖ１−Ｖ２だけ高い値としてのＶ１となる。こうして、オーディオパワーＩＣ１２において、入力段オペアンプ２８のＤＣオフセットは０となる。オーディオパワーＩＣ１２において、入力段オペアンプ２８より後段側の各素子は基準直流電圧Ｖ１で作動する。
【００２３】
図２は図１の変形例である。図１との相違点についてのみ説明する。バッファ３２の正相側入力端子は、抵抗５０を介して基準直流電圧源３８の＋側へ接続される。これにより、端子２２，３１間が断線したときは、バッファ３２の正相側入力端子はＶ１にバイアスされることになるので、少なくとも従来のオーディオ機器８０（図４）と同一の作用は確保される。抵抗５０の代わりに、オーディオパワーＩＣ１２の外部において端子３１，３９間を抵抗５１により接続してもよい。
【００２４】
図３は他のオーディオ機器５２の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の主要部回路図である。図１と重複する部分は同符号で指示して、説明は省略し、相違点ついてのみ説明する。抵抗７１，７２に括弧が付してあるが、これは、省略可能を意味し、抵抗７１，７２は、一緒にではなく、どちらかが選択されて設けられる。抵抗７１，７２を省略する場合について先に説明する。入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は抵抗５４を介して基準直流電圧源３８の＋端子へ接続され、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗５５を介して基準直流電圧源３８の＋端子へ接続されているとともに、抵抗５６を介して入力段オペアンプ２８の出力端へ接続されている。信号源１１の端子６１は、オーディオパワーＩＣ１２の端子５９へ接続され、端子５９は抵抗６０を介して基準直流電圧源３８のＶ１を印加される。バッファ６３は正相側入力端子を端子６１へ接続される。オペアンプ６４の正相側入力端子は基準直流電圧用バッファ１８の出力端へ接続され、オペアンプ６４の逆相側入力端子は、抵抗６７を介してバッファ６３の出力端へ接続されるとともに、抵抗６８を介して抵抗５４の出力端へ接続される。出力バッファ１６（厳密にはバッファではなくなっている。）の逆相側入力端子は、抵抗６９を介してオペアンプ６４の出力端へ接続されているとともに、抵抗７０を介して出力バッファ１６の出力端へ接続されている。抵抗６７，６８，６９，７０の抵抗値をそれぞれｒ１，Ｒ１，ｒ２，Ｒ２とすると、Ｒ１／ｒ１＝ｒ２／Ｒ２＝ａに設定されている。換言すると、Ｒ２／ｒ２＝１／ａである。
【００２５】
信号源１１において、バッファ６３の出力端はＶ１となる。オペアンプ６４では、正相側入力端子側をＶ２によりバイアスされているので、オペアンプ６４の出力電圧は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高くなる。さらに、出力バッファ１６では、正相側入力端子側をＶ２にバイアスされ、オペアンプ６４の出力端にはＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い電圧が生じているので、出力バッファ１６の出力側直流電圧分は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）・（１／ａ）、すなわち、Ｖ１−Ｖ２だけ高い電圧としてのＶ１となる。こうして、結合コンデンサ３０の両端電圧差の直流分は０となるので、結合コンデンサ３０の絶縁性が低下しても、漏れ電流が結合コンデンサ３０及び抵抗５４を流れ、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子側直流電圧分がＶ１に対してずれて、入力段オペアンプ２８の出力側にＤＣオフセットが生じるのが防止される。
【００２６】
抵抗７１は、信号源１１の外側に設けられ、両端において端子６１，６２に接続され、端子５９，６１間が断線した際も、端子６２の正相側入力端子へのＶ２のバイアスを保証し、そのような断線の場合にも、出力バッファ１６の出力端に交流信号が生成されるのを確保する。抵抗７１の代わりに、信号源１１内において基準直流電圧用バッファ１８の出力端とバッファ６３の正相側入力端子との間に抵抗７２を介在させても、同様な作用を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】オーディオ機器の信号源及びオーディオパワーＩＣの主要部回路図である。
【図２】図１の変形例を示す回路図である。
【図３】他のオーディオ機器の信号源及びオーディオパワーＩＣの主要部回路図である。
【図４】従来のオーディオ機器における信号源とオーディオパワーＩＣとの接続部の回路図である。
【図５】従来の別のオーディオ機器における信号源とオーディオパワーＩＣとの接続部の回路図である。
【符号の説明】
１０    オーディオ機器（漏れ電流防止電子回路）
１１    信号源（前段側回路ブロック部）
１２    オーディオパワーＩＣ（後段側回路ブロック部）
１６    出力バッファ（出力段第２の増幅段）
２８    入力段オペアンプ（入力段第２の増幅段）
３０    結合コンデンサ
４０    オペアンプ（第１の増幅段）
６４    オペアンプ（第１の増幅段）
【図１】
0003601021.tif 000002
【図２】
0003601021.tif 000003
【図３】
0003601021.tif 000004
【図４】
0003601021.tif 000005
【図５】
0003601021.tif 000006