(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通常は交流電源からの電圧で動作し、交流電源の電圧値が低下すると動作して照明負荷を点灯させる共に充電可能な補助電源と、前記補助電源を充放電する充電制御手段と、交流電源の電圧値を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置に於いて、前記充電制御手段は、交流電源からの電圧が発生する個所に直列に接続された第１及び第２のツェナーダイオードからなり、交流電源の電圧変動がないときには、第１及び第２のツェナーダイオードがオンすることによって、前記補助電源の充電電流を一定にし、交流電源の電圧変動が発生し交流電圧が低下したときには、第１のツェナーダイオードがオンするとともに第２のツェナーダイオードがオフすることによって、前記充電電流の値を一定以下に制御することを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、照明負荷を点灯させる照明装置に関するものであり、更に詳しくは照明装置の非常用電源の充電回路、及び停電の検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、照明装置に於いて、交流電源の電圧変動に対して、停電時の非常用電源となる充電可能な補助電源を定電流で充電する為の手段として、補助電源への充電電流の位相を制御する方法があり、その回路例を図８に示す。（第１従来例）
交流電源ＶａｃをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢで全波整流した脈流電圧Ｖ１により、直列接続されたスイッチング素子Ｑ２，ダイオードＤ２を介して充電可能な補助電源ＢＡＴＴに充電する経路を設け、補助電源ＢＡＴＴに充電される。
【０００３】
補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１を充電する充電電流Ｉの位相制御はスイッチング素子Ｑ２により行い、スイッチング素子Ｑ２の制御は抵抗Ｒ８を介してスイッチング素子Ｑ２のベースとグランドとの間に接続されたスイッチング素子Ｑ１により行う。抵抗Ｒ１，Ｒ２により外部電源Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ３Ｈと、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２とを、抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ２の両端に接続されたスイッチング素子Ｑ３がオフしている時は、比較器ＣＯ１により比較出力してＮＯＴゲート（Ｎ１）を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに入力することによりスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【０００４】
また、スイッチング素子Ｑ３  がオンしている時は、抵抗Ｒ１  ，Ｒ３  により外部電源Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ３Ｌと、コンデンサＣ１  の両端電圧Ｖ２  とを、比較器ＣＯ１  により比較出力してスイッチング素子Ｑ１  のベ−スに入力することによりスイッチング素子Ｑ１  を制御する。ここで、
Ｒ２  ＞Ｒ３    ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
とすると、
Ｖ３Ｈ＞Ｖ３Ｌ  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
となる。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ３  のベ−ス端子には比較器ＣＯ１  の出力端が接続され、比較器ＣＯ１  の出力によりスイッチング素子Ｑ３  の制御を行い、スイッチング素子Ｑ２  のベ−ス・エミッタ間には抵抗Ｒ７  が、コンデンサＣ１  の両端には抵抗Ｒ６  が、抵抗Ｒ５  と抵抗Ｒ６  との直列回路の両端には抵抗Ｒ４  が接続されている。
【０００６】
次に、図９を用いて動作を簡単に説明する。先ずスイッチング素子Ｑ３がオンした状態でコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ３Ｌより低くなると、比較器ＣＯ１はロ−（Ｌ）レベルの信号を出力し、スイッチング素子Ｑ３はオフされる。スイッチング素子Ｑ３がオフすると、基準電圧Ｖ３はＶ３ＬからＶ３Ｈに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ１）を介してＨレベルの信号が入力されるスイッチング素子Ｑ１はオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンするとスイッチング素子Ｑ２のベ−ス電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ２はオンされる。この場合、脈流電圧Ｖ１が補助電源ＢＡＴＴよりも低ければ充電電流Ｉは流れないので補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１は充電されない。脈流電圧Ｖ１が補助電源ＢＡＴＴよりも高くなると、充電電流Ｉがスイッチング素子Ｑ２，ダイオ−ドＤ２を介して補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ５とで決まる時定数によってコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２は上昇していく。
【０００７】
コンデンサＣ１  の両端電圧Ｖ２  が基準電圧Ｖ３Ｈを越えると、比較器ＣＯ１  はＨレベルの信号を出力し、スイッチング素子Ｑ３  はオンされ、基準電圧Ｖ３  はＶ３ＨからＶ３Ｌに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ１  ）を介してＬレベルの信号が入力されるスイッチング素子Ｑ１  はオフするので、スイッチング素子Ｑ２  もオフされ、充電電流Ｉは流れない。この場合、コンデンサＣ１  は抵抗Ｒ４  ，Ｒ５  ，Ｒ６  を介して放電され、コンデンサＣ１  と抵抗Ｒ４  ，Ｒ５  ，Ｒ６  とで決まる時定数によってコンデンサＣ１  の両端電圧Ｖ２  は低下していく。以上の様な動作を繰り返してコンデンサＣ１  は充放電し、充電電流Ｉは制御される。図９の斜線部Ａに示す部分が充電電流Ｉが流れている部分を示す。ここで基準電圧Ｖ３Ｈを変化させることにより、斜線部Ａの面積が変化するので充電電流Ｉを変化させることができる。
【０００８】
しかし、基準電圧Ｖ３Ｈが一定でも図１０に示す様に交流電源Ｖａｃが変化すると、斜線部Ａの面積が変化するので充電電流Ｉが変化してしまう。つまり交流電源Ｖａｃが低下すると、充電電流Ｉは上昇してしまうという、第１の問題点が生じる。
【０００９】
上記第１の問題点に対して、交流電源Ｖａｃが変動しても斜線部Ａの面積を略一定に保つ為に、図１２の回路図に示す様に抵抗Ｒ１  ，Ｒ２  との接点Ｂとダイオ−ドＤ１  のカソ−ド端子とを抵抗Ｒ９  で接続して基準電圧Ｖ３Ｈが交流電源Ｖａｃの変動に併せて図１３に示す様に変化させることにより、図１１に示す様に交流電源Ｖａｃが変動しても斜線部Ａを略一定にできる。（第２従来例）
しかし、交流電源Ｖａｃが低下しすぎると、図１４に示す様に充電電流Ｉは常に流れてしまうことになる。つまり、交流電源Ｖａｃの大きな変動に対しては充電電流Ｉを制御しきれないという第２の問題点も生じる。
【００１０】
上記第２の問題点に対して、交流電源Ｖａｃが略一定値以下になった場合は、基準電圧Ｖ３  を零ＶとしてコンデンサＣ１  への充電を停止する方法があり、その回路例を図１５に示す。（第３従来例）
図１２に示した第２従来例の回路と異なる点は、抵抗Ｒ２  の両端にスイッチング素子Ｑ４  を並列接続し、交流電源Ｖａｃが略一定値以下になった場合は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨを抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で分圧した電圧Ｖ４  と、外部電源ＶＴ  とを比較器ＣＯ２  で比較出力したハイ（Ｈ）レベルの信号によりスイッチング素子Ｑ４  をオンしてスイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  をオフすることにより、充電電流Ｉを停止する様にしたものであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ１１と並列接続されたコンデンサＣ２  はノイズ除去用のコンデンサであり、基準電圧Ｖ３Ｈと脈流電圧Ｖ１  との関係は、図１６に示す様になる。
【００１１】
従来、照明装置の電源回路に於いて、停電の検出を行う方法としては平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨを検出するものがあり、その回路例を図１７に示す。（第４従来例）
交流電源ＶａｃをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢで全波整流した脈流電圧Ｖ１  を平滑コンデンサＣＨで平滑した電圧ＶＣＨを、ダイオ−ドＤ１  を介して抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で分圧した抵抗Ｒ１１の両端電圧Ｖ４  と、基準電圧ＶＳ  とを比較器ＣＯ３  で比較出力して、抵抗Ｒ１１の両端電圧Ｖ４  が基準電圧ＶＳ  を下回ることにより停電を検知して、Ｈレベルの停電検出信号Ｓ２  を得る。Ｈレベルの停電検出信号Ｓ２  が制御回路１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換える。なお、抵抗Ｒ１１と並列接続されたコンデンサＣ２  はノイズ除去用のコンデンサである。
【００１２】
しかし、上記第４従来例に於いて、平滑コンデンサＣＨ，コンデンサＣ２  ，抵抗Ｒ１０，Ｒ１１とで決まる時定数により、図１８に示す様に抵抗Ｒ１１の両端電圧Ｖ４  が基準電圧ＶＳ  を下回るまでに時間を要する（例えば無負荷時は時間ｔ０  を要する。）ので、停電が瞬時に検知できない。交流電源Ｖａｃのピ−ク値の低下の検知に要する時間が長くなると、周囲温度が異常上昇した際などは、非常点灯状態への切り換えが行えず不点灯になってしまい、また、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きいと停電の検出レベルにばらつきが生じてしまう、という第３の問題点が生じる。
【００１３】
上記第３の問題点を解決する方法として、脈流電圧Ｖ１  のピ−ク電圧を検出するものがあり、その回路例を図１９に示す。（第５従来例）
脈流電圧Ｖ１  を抵抗Ｒ１５，Ｒ１６で分圧した電圧Ｖ５  と、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１７，Ｒ１８で分圧した電圧Ｖ６  とを比較器ＣＯ４  で比較して、電圧Ｖ５  が電圧Ｖ６  を下回ることにより停電を検知する。停電を検知すると、比較器ＣＯ４  はＬレベルの信号Ｓ３  をスイッチング素子Ｑ７  のベ−スに入力して、スイッチング素子Ｑ７  をオフする。スイッチング素子Ｑ７  がオフすると、外部電源Ｖｒｅｆより定電流源充電電流ＩＤＣを介してコンデンサＣ３  は充電され、コンデンサＣ３  の両端電圧ＶＣ３が時間ｔ１  を要して徐々に上昇して、基準電圧Ｖ７  を上回ると、比較器ＣＯ５  よりＨレベルの停電検出信号Ｓ２  が制御回路１に入力される。Ｈレベル停電検出信号Ｓ２  が制御回路１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換える。
【００１４】
この様に構成することで、時間ｔ１  以内に停電を検出できるので、停電検出に要する時間が短くすることが可能である。（図２０）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、第３従来例に於いて、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きい場合は以下の様な第４の問題点が生じる。
【００１６】
先ず、交流電源Ｖａｃの低下によりスイッチング素子Ｑ４  がオンして充電電流Ｉが停止すると、負荷側のインピ−ダンスが上昇するので、ダウントランスＴの２次電圧が上昇、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが上昇する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが上昇して外部電源ＶＴ  を上回ると、再びスイッチング素子Ｑ４  がオンして充電電流Ｉが流れる。充電電流Ｉが流れると負荷側のインピ−ダンスが低下して、ダウントランスＴの２次電圧が低下、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが低下する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが低下して外部電源ＶＴ  を下回ると、再びスイッチング素子Ｑ４  がオフして充電電流Ｉが停止する。この様に、ダウントランスＴの２次電圧変動によって充電電流Ｉの停止と流れることとが繰り返されてしまうという第４の問題点が生じる。
【００１７】
また、上記第３従来例に於いて、負荷側のインピ−ダンスが変化するなどにより脈流電圧Ｖ１のピ−ク電圧値が変動すると、正確な停電検出が不可能になる、という第５の問題点が生じる。
【００１８】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、交流電源の電圧変動によらずに補助電源への充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出可能な照明装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決する為に、請求項１記載の発明によれば、通常は交流電源からの電圧で動作し、交流電源の電圧値が低下すると動作して照明負荷を点灯させる共に充電可能な補助電源と、前記補助電源を充放電する充電制御手段と、交流電源の電圧値を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置に於いて、前記充電制御手段は、交流電源からの電圧が発生する個所に直列に接続された第１及び第２のツェナーダイオードからなり、交流電源の電圧変動がないときには、第１及び第２のツェナーダイオードがオンすることによって、前記補助電源の充電電流を一定にし、交流電源の電圧変動が発生し交流電圧が低下したときには、第１のツェナーダイオードがオンするとともに第２のツェナーダイオードがオフすることによって、前記充電電流の値を一定以下に制御することを特徴とする
【００２３】
請求項１記載の発明によれば、交流電源が定格値付近では、電源電圧変動に対して補助電源の定電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場合は、補助電源への充電電流値を絞る。
【００２７】
【実施例】
（実施例１）
図１は、本発明に係る第１実施例の回路図、図２は脈流電圧Ｖ１  と基準電圧Ｖ３  との関係を示す特性図であり、図１５に示した第３従来例と異なる点は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨをツェナ−ダイオ−ドＺＤ１  を介して抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３で分圧して、抵抗Ｒ２３の両端電圧を基準電圧Ｖ３  として比較器ＣＯ１  に入力すると共に、比較器ＣＯ１  の出力をＲＳフリップフロップ２のセット（Ｓ）端子に入力し、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨを抵抗Ｒ２０，スイッチング素子Ｑ６  を介してＲＳフリップフロップ２のリセット（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリップフロップ２の”−Ｑ”端子からの出力によりスイッチング素子Ｑ１  を制御する様にし、また、整流器ＤＢの出力端に抵抗Ｒ２５，Ｒ２６の直列回路を並列接続して、抵抗Ｒ２６の両端電圧Ｖ１０をスイッチング素子Ｑ６  のベ−ス・エミッタ間に印加してスイッチング素子Ｑ６  を制御する様にしたことであり、その他の第３従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の直列回路の両端にはツェナ−ダイオ−ドＺＤ２  が並列接続されている。
【００２８】
次に、図２を用いて動作を簡単に説明する。
平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨがツェナ−ダイオ−ドＺＤ１  とツェナ−ダイオ−ドＺＤ２  とをオンさせるのに必要な最小値を最小電圧ＶＸ  、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１  ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ２  のツェナ−電圧をＶＺＤ１  ，ＶＺＤ２  とすると、
ＶＸ  ＝｛（Ｒ２１＋Ｒ２２＋Ｒ２３）／（Ｒ２２＋Ｒ２３）｝×ＶＺＤ２    ・・・（３）
となり、
ＶＣＨ≧ＶＸ    ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
の場合、
Ｖ３  ≧｛Ｒ２３／（Ｒ２２＋Ｒ２３）｝×ＶＺＤ２    ・・・・・・・・・・・（５）
となる。
【００２９】
先ず平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが最小電圧ＶＸ以上の場合、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１とツェナ−ダイオ−ドＺＤ２とはオンしているので、ツェナ−ダイオ−ドの電圧電流（ＶＦ−充電電流ＩＦ特性）を利用すると、図２（１）に示す様に平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨの上昇に対して基準電圧Ｖ３は上昇すると共に、傾きは図１３に示した傾きと略同一にすることにより、コンデンサＣ１の定電流充電を行うことが可能である。なお、抵抗Ｒ２１を変化させることによりツェナ−ダイオ−ドＺＤ１，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ２に流れる電流ＩＦ１，ＩＦ２の値を変化させることができる。
【００３０】
次に平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨがツェナー電圧ＶＺＤ１以上で最小電圧ＶＸ以下の場合、ツェナーダイオードＺＤ１はオン、ツェナーダイオードＺＤ２はオフするので、図２に示す様に平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨの上昇に対して基準電圧Ｖ３は上昇すると共に、傾きは抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を変化することにより容易に設定できるが、この場合にダウントランスＴの２次電圧変動によるコンデンサＣ１への充電電流Ｉの停止と再開との繰り返し現象を解消するので、あまり傾きを大きくすることができないと共に、傾きが小さいと交流電源Ｖａｃの低下時にコンデンサＣ１への充電電流の位相幅が大きくなり停電検出が正確にできないので、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により適切な傾きを設定する必要がある。
【００３１】
この場合、基準電圧Ｖ３  がＣ１  の両端電圧Ｖ２  を下回ると、コンデンサＣ１  は充電から抵抗Ｒ６  を介しての放電を行う。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨがツェナ−電圧ＶＺＤ１  以下になると、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１  ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ２  共にオフするので、図２▲３▼に示す様に基準電圧Ｖ３  は零になり、コンデンサＣ１  への充電が停止してコンデンサＣ１  は抵抗Ｒ６  を介して放電する。なお、コンデンサＣ１  への充放電の制御は、スイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  を制御することにより容易に行うことができるが、スイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  の制御は、セット（Ｓ）信号をリセット（Ｒ）信号よりも優先する様なＲＳフリップフロップ２を用いて行う。
【００３２】
以下にその動作を簡単に説明する。
コンデンサＣ１  の両端電圧Ｖ２  が基準電圧Ｖ３  よりも低い場合は、比較器ＣＯ１  はＬレベルの信号をＲＳフリップフロップ２のＳ端子に入力するのでＲ端子に入力される信号に係わらず”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  をオンするので、コンデンサＣ１  は充電される。
【００３３】
コンデンサＣ１  の両端電圧Ｖ２  が基準電圧Ｖ３  よりも高い場合は、比較器ＣＯ１  はＨレベルの信号をＲＳフリップフロップ２のＳ端子にセット信号として入力するので”−Ｑ”端子はＬレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  をオフし、コンデンサＣ１  への充電が停止する。
【００３４】
抵抗Ｒ２５，Ｒ２６で脈流電圧Ｖ１  のゼロクロス検出を行ってスイッチング素子Ｑ６  をオフすると、平滑コンデンサＣＨの正側の端子より抵抗Ｒ２０を介してＲ端子にＨレベルのリセット信号を入力してＲＳフリップフロップ２の”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ１  ，スイッチング素子Ｑ２  を再びオンして、コンデンサＣ１  は充電を再開する。
【００３５】
この様に構成したことにより、交流電源Ｖａｃの変動に対して定格値付近では定電流で補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１の充電を行い、定格値以下では補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流を絞ることにより、補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流の位相幅を一定値以下にすることが可能となる。
【００３６】
（実施例２）
図３は、本発明に係る第２実施例の回路図であり、図１に示した第１実施例と異なる点は、抵抗Ｒ２３の両端に抵抗Ｒ２６とコンデンサＣ５との直列回路を並列接続し、コンデンサＣ５の両端にスイッチング素子Ｑ９  を並列接続し、停電検出回路３を介して整流器ＤＢの正側の出力端とスイッチング素子Ｑ９のベ−スとを接続し、スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子を比較器ＣＯ１の負端子に接続して、通常時と交流電源Ｖａｃのピ−ク値の低下との（通常点灯と非常点灯との）切り換え時に於ける補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流を制御するものであり、その他の第１実施例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００３７】
次に、図４，図５を用いて動作を簡単に説明する。
図４に示す様に、交流電源Ｖａｃのピ−ク値が低下する、つまり脈流電圧Ｖ１  が低下して停電検出回路３が停電と判断すると、停電検出回路３よりＨレベルの停電検出信号Ｓ２  がスイッチング素子Ｑ９  のベ−スに入力されてスイッチング素子Ｑ９  はオンする。そして、コンデンサＣ５  の両端電圧Ｖ３  を零にしてコンデンサＣ１  への充電を停止する。
【００３８】
図５に示す様に、停電検出回路３が交流電源Ｖａｃの通電を判断すると、停電検出回路３よりＬレベルの停電検出信号Ｓ２がスイッチング素子Ｑ９のベ−スに入力されてスイッチング素子Ｑ９はオフし、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１，抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２６を介してコンデンサＣ５が徐々に充電され、補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２はコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ３の上昇に併せて徐々に上昇していく。この様に補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１の充電が定電流充電になるまでに時間を要するので、充電電流Ｉの流れる時間が徐々に大きくなっていく様に設定すれば良い。
【００３９】
（実施例３）
図６は本発明に係る第３実施例の回路図、図７はその動作波形図であり、図１９に示した第５従来例と異なる点は、抵抗Ｒ１６とグランドとの間に抵抗Ｒ３１を直列接続し、抵抗Ｒ３１の両端にスイッチング素子Ｑ１０を並列接続し、比較器ＣＯ５  の出力停電検出信号Ｓ２  をスイッチング素子Ｑ１０のベ−スにも入力し、抵抗Ｒ１８の両端に抵抗Ｒ３２とスイッチング素子Ｑ１１との直列回路を並列接続し、比較器ＣＯ４  の出力Ｓ３  をスイッチング素子Ｑ１１のベ−スにも入力すると共に、充電制御回路４ａの代わりに図３で示した充電制御回路４ｂを設けたものであり、その他の第５従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００４０】
本回路は、スイッチング素子Ｑ１０がオンすると、脈流電圧Ｖ１  を抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６とで分圧した低い基準電圧Ｖ５Ｌが得られ、スイッチング素子Ｑ１０がオフすると、脈流電圧Ｖ１  を抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ３１とで分圧した高い基準電圧Ｖ５Ｈ（＞Ｖ５Ｌ）が得られる。また、スイッチング素子Ｑ１１がオフすると、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１８とで分圧した高い基準電圧Ｖ６Ｈが得られ、スイッチング素子Ｑ１１がオンすると、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ３２とで分圧した低い基準電圧Ｖ６Ｌ（＜Ｖ６Ｈ）が得られる。この様に、基準電圧Ｖ６Ｈと基準電圧Ｖ６Ｌとを切り換えてコンデンサＣ１  への充電にヒステリシスを設けることにより、ノイズによる誤動作を防ぐことが容易になる。
【００４１】
ここで、ダウントランスＴの電圧変動率が大きい場合は負荷インピ−ダンスの変化によってダウントランスＴの２次電圧が変化する為に、停電状態でないにも関わらず脈流電圧Ｖ１  が零近傍まで低下して、停電と判断する場合があるので、それを防ぐ為に充電制御回路４ｂを設けて充電電流Ｉの位相幅を一定値以下に保つ様にする。
【００４２】
次に、動作を簡単に説明する。
先ず、スイッチング素子Ｑ１０がオフ、スイッチング素子Ｑ１１がオンで基準電圧Ｖ５Ｈ＜Ｖ６Ｌの場合、基準電圧Ｖ５Ｈと基準電圧Ｖ６Ｌとを比較器ＣＯ４  で比較出力すると、ＬレベルのＳ３  を得てスイッチング素子Ｑ１１，スイッチング素子Ｑ７  をオフする。スイッチング素子Ｑ１１をオフすると、基準電圧Ｖ６  がＶ６ＬからＶ６Ｈに基準電位が上昇する。また、スイッチング素子Ｑ７  がオフしてコンデンサＣ３  の両端電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ７  を越えると、比較器ＣＯ５  はＨレベルの停電検出信号Ｓ２  を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にスイッチング素子Ｑ１０をオンする。スイッチング素子Ｑ１０がオンすると、基準電圧Ｖ５  はＶ５ＨからＶ５Ｌへと低下してヒステリシスをかける。
【００４３】
脈流電圧Ｖ１  が上昇、つまり基準電圧Ｖ５Ｌが上昇してＶ５Ｌ＞Ｖ６Ｈになると、ＨレベルのＳ３  を得てスイッチング素子Ｑ１１，スイッチング素子Ｑ７  をオンする。スイッチング素子Ｑ１１をオンすると、基準電圧Ｖ６  がＶ６ＨからＶ６Ｌに低下する。また、スイッチング素子Ｑ７  がオンしてコンデンサＣ３  の両端電圧ＶＣ３が基準電圧Ｖ７  を下回ると、比較器ＣＯ５  はＬレベルの停電検出信号Ｓ２  を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にスイッチング素子Ｑ１０をオフする。
【００４４】
図７に示す基準電圧Ｖ５とＶＣ１と停電検出信号Ｓ２との動作波形図に於ける斜線部分が補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１へ充電される部分に相当する。つまり時間Ｔ１ではスイッチング素子Ｑ７がオフされてコンデンサＣ１は充電され、時間Ｔ２ではスイッチング素子Ｑ７がオンされてコンデンサＣ１が放電する。充電電流Ｉの位相を制御して交流電源Ｖａｃが変動しても位相が一定値を越えない様にすれば、時間Ｔ２での基準電圧Ｖ５の波形は充電電流Ｉの影響を受けにくくなる。その為に時間Ｔ２で停電検出を行う様に設定すれば、高精度の停電検出を行うことが可能となる。
【００４５】
請求項１記載の発明によれば、交流電源の電圧変動に対して補助電源への充電電流を略一定に保つことが可能である照明装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例に係る電圧特性を示す図である。
【図３】本発明に係る第２実施例を示す回路図である。
【図４】上記実施例に係る、通常状態から非常状態へ変化する場合の電圧特性を示す図である。
【図５】上記実施例に係る、非常状態から通常状態へ変化する場合の電圧特性を示す図である。
【図６】本発明に係る第３実施例を示す回路図である。
【図７】上記実施例に係る動作波形を示す図である。
【図８】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。
【図９】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１０】上記従来例に係るコンデンサの別の電圧波形を示す図である。
【図１１】上記従来例に係るコンデンサの更に別の電圧波形を示す図である。
【図１２】本発明に係る第２従来例を示す回路図である。
【図１３】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１４】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１５】本発明に係る第３従来例を示す回路図である。
【図１６】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１７】本発明に係る第４従来例を示す回路図である。
【図１８】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１９】本発明に係る第５従来例を示す回路図である。
【図２０】上記従来例に係る動作波形を示す図である。
【符号の説明】
Ｃ    コンデンサ
４    充電制御手段
【図１】
0003557665.tif 000002
【図２】
0003557665.tif 000003
【図３】
0003557665.tif 000004
【図４】
0003557665.tif 000005
【図５】
0003557665.tif 000006
【図６】
0003557665.tif 000007
【図７】
0003557665.tif 000008
【図８】
0003557665.tif 000009
【図９】
0003557665.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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