(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２進数値ｄk∈｛−１、１｝からなる通信情報（ｄk）が角度変調信号（XRF(t)）の形態で転送器（２５）と受信機（２７）との間で転送され、
角度変調信号（XRF(t)）における各通信情報項（ｄk）に対する角度変調工程の間、通信情報（ｄk）の値に対応する搬送信号の位相変化が、上記転送器（２５）によって割り当てられ、
上記受信機（２７）が、角度変調信号（XRF(t)）を搬送信号の搬送周波数（ω0）を有する信号に混合し、さらに、上記搬送周波数（ω0）の取り除かれた、個々の位相変化に対応する位相プロフィールを有するベースバンド信号（ｙ(t)）を生成するための混合器（３）を有し、
上記受信機（２７）が、上記混合器（３）から上記ベースバンド信号（ｙ(t)）の位相プロフィールを判断するため、および、それをデジタルデータシーケンス（ｙk）に変換するためのアナログ／デジタル変換器（５）を有している通信システムにおいて、
上記転送器（２５）は、２進数値「１」である符号化情報を、連続する２つの通信情報（ｄk）間に挿入し、さらに、上記転送器（２５）は、通信情報（ｄk）と挿入された符号化情報とを共に角度変調して、上記受信機（２７）に角度変調信号（XRF(t)）の形態で転送するように設定されており、
上記受信機（２７）は、デジタル判定装置（６）を有しており、
このデジタル判定装置（６）は、上記アナログ／デジタル変換機（５）から上記デジタルデータシーケンス（ｙk）が連続的に供給される、直列に結合された３つの遅延素子（７〜９）からなるシフトレジスタ（７〜９）の配列を有しており、
上記デジタル判定装置（６）は、第１の乗算器（１０）、第２の乗算器（１１）、加算器（１２）および符号検出器（１３）をさらに有しており、
上記３つの遅延素子のうちの１番目の遅延素子（７）の出力端子は、第２の乗算器（１１）の一方の入力端子と接続されており、
上記３つの遅延素子のうちの３番目の遅延素子（９）の出力端子は、第２の乗算器（１１）の他方の入力端子と接続されており、
上記アナログ／デジタル変換機（５）の出力端子は、第１の乗算器（１０）の一方の入力端子と接続されており、
上記３つの遅延素子のうちの２番目の遅延素子（８）の出力端子は、第１の乗算器（１０）の他方の入力端子と接続されており、
第１の乗算器（１０）の出力端子は、加算器（１２）の一方の入力端子と接続されており、
第２の乗算器（１１）の出力端子は、加算器（１２）の他方の入力端子と接続されており、
加算器（１２）の出力端子は、符号検出器（１３）の入力端子と接続されており、
上記符号検出器（１３）は、加算器（１２）から供給されたデータの正負符号に基づいてデータｄk∈｛−１、１｝を復調して出力することを特徴とする通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載の通信システムにおいて角度変調信号を受信する受信機であって、
受信可能な角度変調信号（XRF(t)）により、２進数値ｄk∈｛−１、１｝からなる通信情報（ｄk）が、搬送信号における対応する位相変化の形態で転送され、
上記受信機（２７）は、角度変調信号（XRF(t)）を搬送信号の搬送周波数（ω0）を有する信号に混合し、さらに、上記搬送周波数（ω0）の取り除かれた、個々の位相変化に対応する位相プロフィールを有するベースバンド信号（ｙ(t)）を生成するための混合器（３）を有し、
上記受信機（２７）は、上記混合器（３）から上記ベースバンド信号（ｙ(t)）の位相プロフィールを判断するため、および、それをデジタルデータシーケンス（ｙk）に変換するためのアナログ／デジタル変換器（５）を有している受信機において、
上記転送器（２５）は、２進数値「１」である符号化情報を、連続する２つの通信情報（ｄk）間に挿入し、さらに、上記転送器（２５）は、通信情報（ｄk）と挿入された符号化情報とを共に角度変調して、上記受信機（２７）に角度変調信号（XRF(t)）の形態で転送するように設定されており、
上記受信機（２７）は、デジタル判定装置（６）を有しており、
このデジタル判定装置（６）は、上記アナログ／デジタル変換機（５）から上記デジタルデータシーケンス（ｙk）が連続的に供給される、直列に結合された３つの遅延素子（７〜９）からなるシフトレジスタ（７〜９）の配列を有しており、
上記デジタル判定装置（６）は、第１の乗算器（１０）、第２の乗算器（１１）、加算器（１２）および符号検出器（１３）をさらに有しており、
上記３つの遅延素子のうちの１番目の遅延素子（７）の出力端子は、第２の乗算器（１１）の一方の入力端子と接続されており、
上記３つの遅延素子のうちの３番目の遅延素子（９）の出力端子は、第２の乗算器（１１）の他方の入力端子と接続されており、
上記アナログ／デジタル変換機（５）の出力端子は、第１の乗算器（１０）の一方の入力端子と接続されており、
上記３つの遅延素子のうちの２番目の遅延素子（８）の出力端子は、第１の乗算器（１０）の他方の入力端子と接続されており、
第１の乗算器（１０）の出力端子は、加算器（１２）の一方の入力端子と接続されており、
第２の乗算器（１１）の出力端子は、加算器（１２）の他方の入力端子と接続されており、
加算器（１２）の出力端子は、符号検出器（１３）の入力端子と接続されており、
上記符号検出器（１３）は、加算器（１２）から供給されたデータの正負符号に基づいてデータｄk∈｛−１、１｝を復調して出力することを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、請求項１の前提構成に示した、角度変調信号，特にＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号が通信される通信システム、および、それに用いる受信機に関するものである。
【０００１】
スーパーヘテロダイン受信機は、いわゆる抑制のないＩＳＭ周波数帯（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｍｅｄｉｃａｌ）で作用する、ＤＥＣＴシステム（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｒｄｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ）やラジオシステムなどの無線通信システムにおける位相変調信号の受信および復調にしばしば用いられる。より広範囲のシステム統合を達成し、これによってシステムにかかるコストを削減するために、鏡面周波数を抑制する外部フィルターを全く必要としない、いわゆるｌｏｗ−ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）やｚｅｒｏ−ＩＦ（ホモダイン（ｈｏｍｏｄｙｎｅ））の受信機もまた、需要が増えている。ｌｏｗ−ＩＦ受信機は、比較的低い中間周波数を用いる。つまり、例えば、約２ＧＨｚの入力信号周波数に対して、ｌｏｗ−ＩＦ受信機の中間周波数は約１ＭＨｚであり、一方、ｚｅｒｏ−ＩＦ受信機における中間周波数は０ＭＨｚである。このタイプの受信機において、位相変調された受信信号は、適切な（時にはアナログの）信号処理（例えばＤＥＣＴ受信機における処理）により復調される。
【０００２】
図４は、ｌｏｗ−ＩＦあるいはｚｅｒｏ−ＩＦ（ホモダイン）受信機の簡単なブロック図である。
【０００３】
位相変調の場合、転送される通信情報は、転送される通信情報の値の関数として変化する搬送信号の位相と共に、搬送信号の位相を介して転送される。受信アンテナ１を介して受信されるラジオ周波数信号ＸＲＦ（ｔ）は、一般に、次式を満足する。
ＸＲＦ（ｔ）＝ｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ０）−ｖ（ｔ）ｓｉｎ（ω０ｔ＋ψ０）＝Ｒｅ［［ｕ（ｔ）＋ｊｖ（ｔ）］ｅｘｐ（ｊω０ｔ＋ψ０）］
ここで、ω０は、位相が０であるψ０の搬送周波数を示す。信号成分のｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）は、転送される通信あるいはメッセージビットに関する、時間依存性を有する位相情報を含む。この位相情報を復元することにより、個々の通信ビットの値を、受信機において減少し得る。
【０００４】
このため、ｌｏｗ−ＩＦやｚｅｒｏ−ＩＦ受信機においては、受信した信号ＸＲＦ（ｔ）は、最初に、帯域フィルター１４によりフィルターにかけられ、比例増幅器２３により増幅される。このように処理された受信信号は、２つの信号路、即ち、Ｉ信号路とＱ信号路とに分かれる。Ｉ信号路では、局部発振器１７からの信号ｃｏｓ（ω０ｔ）によって、受信信号を混合器１５において多重化する。一方、Ｑ信号路では、対応する位相偏移ユニット１８を用いて発振器の信号ｃｏｓ（ω０ｔ）から得られる、対応する直角位相信号（Ｑｕａｇｒａｔｕｒｓｉｇｎａｌ）−ｓｉｎ（ω０ｔ）によって、受信信号を混合器１６において多重化する。そして、各アンチエイリアスフィルター１９・２０および対応する各Ａ／Ｄ変換器２１・２２を用いたＡ／Ｄ変換により、ローパスフィルターを両信号路において実現できる。最後に、２つの信号路からの出力信号を、信号処理ユニット（ここではデジタル信号）により判定する。これは、上記のように復元された信号から、所望の位相情報を有する、一般的に複雑な有用信号［ｕ（ｔ）＋ｊｖ（ｔ）］−ｅｘｐ（ω０ｔ）を得るためである。なお、その後、この信号から、転送された情報あるいはメッセージビットｄｋの値を引き出せる。
【０００５】
図４に示すように、ホモダイン受信機には、一般に、それぞれ、混合器１５または１６、フィルター１９または２０、および、Ａ／Ｄ変換器２１または２２を有する、２つの実質的な信号路が必要となる。さらに、局部発振器１７から直角位相信号を生成するためには、要素１８が必要となる。上述した処理は、明らかに、原理的には全てのタイプの位相変調に適している。しかしながら、複雑さを軽減するために、適切に定められた変調方法の特性を活用していない。
【０００６】
位相固定および周波数固定（つまりコヒーレント）受信の場合、ゼロ位相ψ０がわからないため、受信機における搬送位相の制御が必要となり、通信方法における受信機の複雑な処理の実行が増えてしまう。
【０００７】
米国特許ＵＳ４，８８８，７９３には、転送器が、受信している間に位相訂正に用いられるビットを特定の周期的な期間をあけて転送された信号に加える、角度変調されたＤＰＳＫ／ＰＳＫ通信情報のための受信機が開示されている。そして、これによって決定された位相エラーは、通信ビットの位相角度に加えられる。
【０００８】
本発明はこうした角度変調信号、特に、デジタル位相変調信号または周波数変調信号を転送および受信するための通信システム、および、それに対応する、大幅に少ない複雑さで実行できる受信機を提供することを目的とする。
【０００９】
本発明によれば、上記目的は、請求項１に挙げた特徴を有する通信システム、および請求項９に挙げた特徴を有する受信機によって達成される。発明の好ましい有利な実施の形態は、従属する請求項からも明白になるであろう。
【００１０】
本発明は、符号化およびパルス波形整形のためのデジタル変調方法を適切に定義づけする。即ち、アナログの前段側に関しては、搬送位相制御なしの受信機を実現できる。また、図４に示す従来のホモダイン受信機に比して、受信機の複雑さを約半分にできる。
【００１１】
この目的のために、符号化情報および／または符号化ビットを、転送されるメッセージビットに挿入する。特に、例えば、固定された２進数値の「１」を有する符号化ビットを、それぞれ２つの連続するメッセージビットの間に挿入することができる。受信機は、たった１つの実際の信号路で、即ち、複雑なＩ／Ｑ信号路なしで、メッセージビットや符号化ビットに基づいた角度変調信号を適切に信号処理することにより、オリジナルのメッセージビットを復調できるように設定されている。図４に示す従来のホモダイン受信機と異なり、受信機の目的は、信号の再構成ではなく、デジタル転送データの確認である。
【００１２】
本発明の符号化およびパルス波形整形によれば、受信機のラジオ周波数受信信号と、ベースバンドでの受信信号にダウン−ミックスするために受信機で用いられる局部発振信号との間で可能などのような位相偏移があっても、角度変調された受信信号における非コヒーレント位相復調、および、デジタル転送データの検出を行える。これにより、図４に示すホモダイン受信機に必要な、搬送位相制御は必要ない。
【００１３】
さらに、図４と異なり、混合器、フィルター、およびＡ／Ｄ変換器を、１回だけ用いればよい。複雑なＩ／Ｑ信号路を必要としないため、直角位相信号の生成も、局部発振器からの信号も必要なく、Ｉ／Ｑ信号路間における調和要求に注意する必要がない。
【００１４】
上記の受信機は、シフトレジスタ配列、２つの乗算器、結合器、および検出装置を含むデジタル判定装置を有していることが有利である。シフトレジスタ配列は、アナログ／デジタル変換器からの出力である位相サンプル値のバッファ記憶のために用いられる。２つの乗算器のうちの一方は、連続するメッセージビットに対応する位相サンプル値を乗算する。また、他方の乗算器は、符号化ビットに対応する位相サンプル値を乗算する。結合器は、上記２つの乗算器からの乗算結果を結合し、検出装置は、上記結合器から得られた結合結果を判定する。転送されたメッセージビットは、この判定結果の関数として復元される。
【００１５】
本発明は、添付図面を参照した以下の好ましい実施例の詳細な記載によって示される。
【００１６】
以下に、本発明を、ノイズフリー状態でのＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調信号を用いる例を挙げて説明する。しかし、本発明は、このタイプの変調に限られるものではなく、一般に、全てのタイプの角度変調、特に、例えばＤＥＣＴまたはＧＳＭモバイルラジオスタンダードで用いられるような全てのＣＰＦＳＫ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｈａｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方法に用いることができる。
【００１７】
ＭＳＫ変調では、搬送信号の位相は、転送される２進数値ｄｋ∈｛−１、１｝に基づいて、−π／２または＋π／２だけ偏移される。
【００１８】
一般に、図１に示すように、転送器２５から、転送アンテナ２６を介して転送され、受信機２７により受信アンテナ１を介して受信されるラジオ周波数のＭＳＫ信号ＸＲＦ（ｔ）は、次式を満足する。
【００１９】
ＸＲＦ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ０＋Δψ＋θ（ｔ））
ここで、ω０は搬送周波数を示し、ψ０はゼロ位相であり、ΔψはＲＦ受信信号と受信機２７における局部発振器（図１には図示せず）からの信号との間の位相偏移であり、θ（ｔ）は、転送される２値情報から生成される搬送信号への位相偏移を示す。図１に示す転送器２５は、実際のメッセージビットｄｋだけでなく、符号化ビットも位相変調により転送するように設定されている。この符号化ビットは、位相変調が行われる前に、転送器２５によってメッセージビットシーケンスに一定間隔をもって挿入されるものである。特に、本発明では、固定された２進数値「１」である符号化ビットが各２つの連続するメッセージビット間に挿入されるように符号化が実行され、これにより、搬送位相がこの符号化ビットにより、位相変調の間、搬送位相がπ／２だけ変化する。
【００２０】
こうして転送器２５により生成され、受信機２７により受信されたＲＦ信号ＸＲＦ（ｔ）は、まず、比例増幅器２により増幅され、混合器３に供給され、そこで、受信機２７における上述した局部発振器からの信号２ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ０）によって多重化される。これにより、混合器３は、ベースバンド信号ｙ（ｔ）＝ｃｏｓ（Δψ＋θ（ｔ））を生成し、この信号は、アンチエイリアスフィルター４により、ローパスフィルターを通され、Ａ／Ｄ変換器５によりクロックレート１／Ｔでサンプリングされ、デジタルデータシーケンスｙｋ＝ｃｏｓ（Δψ＋θｋ）に変換される。
【００２１】
信号ＸＲＦ（ｔ）において転送される２進数情報により生成される搬送位相変化の時間プロフィールは、次式により示される。
【００２２】
θｋ＝π／２・（Ｉｋ＋Ｉｋ−１＋…＋Ｉ１＋Ｉ０）
上述した、転送の最後に実行される符号化に基づき、転送される１つおきのビットそれぞれが２進数値「１」となるように係数は、
ｋ＝２ｎのときＩｋ＝１、また、
ｋ＝２ｎ＋１のときＩｋ＝ｄｋ（ｎ＝０、１、２、…）である。
【００２３】
この符号化は、アダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）符号化の特別な場合であり、対応するパルス波形整形と同等である。その符号化は、ビットレート２／Ｔとなる。
【００２４】
図１に示すデジタル復調器６は、個々のサンプル値ｙｋの数値を求めることにより、転送されるメッセージビットｄｋを決定する目的を有している。図２は、デジタル復調器６の実施可能な形態を示す簡単なブロック図である。
【００２５】
図２を見てわかるように、本実施例によれば、デジタル復調器６は、加算器１２および符号検出器１３に加えて、３つの長さ（Laenger）でシフトレジスタを構成する３つの記憶あるいは遅延素子７〜９、２つの乗算器１０・１１を備えるだけである。シフトレジスタである個々の記憶ステージ７〜９への乗算器１０・１１への接続によって、これら２つの乗算器のうちの１つは、常に、ベースバンド信号シーケンスｙkにおける２つのサンプル値（２つの連続したメッセージビットから生じたもの）を互いに乗算し、一方、他方の乗算器は、ベースバンド信号シーケンスｙkにおける２つのサンプル値（２つの連続した符号化ビットから生じたもの）を乗算する。その乗算結果は、加算器１２によって加算されるため、符号検出器１３は、加算結果の正負符号を判定することによって、転送されるメッセージビットの値を容易に決定し、出力することができる。
【００２６】
上述した符号化によって、パルス波形整形だけでなく、特に、ラジオ周波数の受信信号ＸＲＦ（ｔ）と局部発振信号との間において可能な位相シフトΔψがどのような値であっても、非コヒーレント位相復調およびメッセージビットｄｋの検出が可能となる。これにより、搬送位相制御が不要となる。
【００２７】
図３に、ビット信号−ノイズの比であるＥｂ／Ｎ０の関数として、本発明において達成されるビットエラーレート（ＢＥＲ）を示す。他の知られた復調方法（コヒーレントおよび非コヒーレント）において対応するＢＥＲ特性を、比較例として示す。図３に示すように、例えば、１０−３のビットエラーレートを有するＤＥＣＴ受信機における複雑なＩ／Ｑ信号路により得られる非コヒーレントのＦＳＫ復調と比較すると、本発明によれば、電力効率を約２ｄＢのみ減らすだけで、実行の複雑さを軽減できる。
【００２８】
なお、上述したアダマール符号化ではなく、より高い値のアダマール符号化を用いることにより、電力効率の向上を図ることができる。この符号化では、転送されるメッセージビットシーケンスに、符号化ビットがより長い間隔をもって挿入される。この場合は、もちろん、図２に示すデジタル復調器６を、シフトレジスタの長さおよび２つの乗算器１０・１１の連結によって、適切な方法でシフトレジスタに合わせなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信機の簡単なブロック図である。
【図２】図１に示すデジタル復調の実行の一例を示す図である。
【図３】本発明に用いたときに達成できるビットエラーレートを示す図である。
【図４】従来のホモダイン受信機を示す簡単なブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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