(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力側の整流器に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアクトルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続されたときに同一の向きとなる第２の整流器からなる磁気スナバ回路を接続してなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
可飽和リアクトルは結晶粒５０ｎｍ以下の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも体積全体の５０％を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯を用いた磁心で構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
可飽和リアクトルはコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯を用いた磁心で構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧を抑制するために用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは小型化が重要な課題であり、小型化を図る一手法としてスイッチング周波数を高めることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて大きなスペースを占めるパワートランスや出力平滑チョークコイルなどの磁性部品、および出力平滑コンデンサを小型化する手法が広く採用されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータを高周波化するためには、スイッチング速度が速くスイッチング損失の小さな半導体スイッチング素子を採用する必要がある。しかし、スイッチング速度が速い半導体スイッチング素子を使用することは、一方で、伝導ノイズや輻射ノイズを増加させることにつながる。
【０００３】
最も代表的なＤＣ−ＤＣコンバータの１つとして、図６に示す２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータがある。図６において、１は入力直流電源、２−１、２−２、２−３、２−４は半導体スイッチング素子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次巻線、５と６はパワートランス３の２次巻線、７および８はダイオード、９は出力平滑チョークコイル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、１３は負荷である。
【０００４】
図６のＤＣ−ＤＣコンバータでは、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組、およびスイッチング素子２−２と２−４の組が交互に開閉動作をすることにより、パワートランス３の２次側に電力を送り出す構成となっている。本コンバータにおいて、出力平滑チョークコイル９を流れる電流が常に零以上である所謂電流連続の条件を満足していれば、入力直流電源１の電圧Ｅと出力電圧Ｖｏの間には、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組のオン期間Ｔｏｎ１、および半導体スイッチング素子２−２と２−４の組のオン期間Ｔｏｎ２が等しくＴｏｎ１＝Ｔｏｎ２＝Ｔｏｎの関係にあり、スイッチング周波数ｆの逆数をＴｐとして（２・Ｔｏｎ）／Ｔｐで定義されるオンデューティー比をＤｏｎとすると以下のような関係にある。
Ｖｏ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｅ・Ｄｏｎ−Ｖｆ−Ｒ・Ｉｏ    （Ｖ）          （１）
Ｖｆ：ダイオードの順方向電圧降下（Ｖ）
Ｎｐ：パワートランス３の１次巻線４の巻数
Ｎｓ：パワートランス３の２次巻線５および６の巻数
Ｒ：各部の抵抗の和（Ω）
Ｉｏ：負荷電流（Ａ）
したがって、通常の２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータでは、Ｖｏを一定に保つため、Ｅの変動や負荷電流Ｉｏの変化に伴うＤＣ−ＤＣコンバータ内部の電圧降下の変動を、Ｄｏｎを変化させることによって制御するＰＷＭ制御が行われている。
【０００５】
ところで、図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組がターンオン直後の短時間にダイオード８に逆方向スパイク電流が流れ、半導体スイッチング素子２−２と２−４の組がターンオン直後の短時間にダイオード７に逆方向スパイク電流が流れる。これらのスパイク電流は、ダイオード７および８の整流特性が理想とは異なるために生じるものである。
【０００６】
理想的ダイオードでは、アノードとカソード間が順バイアスされ順方向電流が流れている状態から逆バイアスされた場合、順方向電流は瞬時に零となり、逆バイアスされている期間に逆方向スパイク電流が流れることはない。
しかし、実際のダイオードでは、アノードとカソード間が順バイアスされ順方向電流が流れている状態から逆バイアスされた場合、ｐｎ接合間に蓄積された少数キャリアが消滅するまでにある程度の時間がかかることから、この間に逆方向のスパイク電流が流れてしまう。この現象はリバースリカバリと呼ばれており、この間に流れる逆方向スパイク電流はリバースリカバリ電流とも呼ばれている。
【０００７】
この逆方向スパイク電流によりダイオードのアノードとカソード間には逆方向スパイク電圧が生じ、このスパイク電圧と前記逆方向スパイク電流の積が逆方向スイッチング損失となるほか、この逆方向スパイク電圧が同ダイオードの逆方向耐電圧を超え同ダイオードが破壊に至ることもある。また、このダイオードの逆方向スパイク電流と逆方向スパイク電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータの雑音端子電圧と輻射雑音の主要因の１つである。
【０００８】
上記ダイオードのリバースリカバリに起因するＤＣ−ＤＣコンバータの問題点を対策するため、特公平６−１７３３号、特公平７−７７１６７号、あるいは堀内他、「スパイク低減用アモルファス磁心の動特性とその応用について」電気学会マグネティクス研究会資料ＭＡＧ−８６−４７（１９８６年）に開示されるようにコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心やナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を、図７に示すように、各々、ダイオード７および８と直列接続して、逆方向スパイク電流の波高値を制限することにより、ダイオード７および８の逆方向スパイク電圧を逆方向耐電圧以下に抑制して、ダイオード７および８の逆方向スイッチング損失を抑制してその安全動作を図るとともに、同ＤＣ−ＤＣコンバータの雑音端子電圧と輻射雑音を低減する手法が広く用いられている。
【０００９】
図７のＤＣ−ＤＣコンバータにおける可飽和リアクトル２１と２２の動作を図４の可飽和リアクトル２１のＢ−Ｈループ概念図、および図５の可飽和リアクトル２２のＢ−Ｈループ概念図を用いて説明する。図４、および図５において破線で示すのは直流Ｂ−Ｈループの概念図、実線で示すのは図７のＤＣ−ＤＣコンバータに実装したときの動作Ｂ−Ｈループ概念図である。
なお、以下の説明では、出力平滑チョークコイル９を流れる電流が常に零以上である所謂電流連続の条件を満足し、出力電圧をＶｏとするためのＰＷＭ制御が行われているとする。
【００１０】
図７のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、半導体スイッチング素子２−２と２−４の組がターンオフ後、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組、および半導体スイッチング素子２−２と２−４の組が何れもオフの状態のとき、半導体スイッチング素子２−２と２−４の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル９に蓄積されたエネルギーが出力平滑コンデンサ１０と負荷１３の並列回路を介し、パワートランス３の２次巻線５、可飽和リアクトル２１およびダイオード７の直列回路、ならびにパワートランス３の２次巻線６、可飽和リアクトル２２およびダイオード８の直列回路を経由して電流が流れることにより出力平滑コンデンサ１０と負荷１３の並列回路に供給される。このときパワートランス３の２次巻線５、可飽和リアクトル２１およびダイオード７の直列回路、およびパワートランス３の２次巻線６、可飽和リアクトル２２およびダイオード８の直列回路には、各々、平滑チョークコイル９に流れる電流の１／２ずつの電流が流れている。このとき、可飽和リアクトル２１の動作点は図４のａ点、可飽和リアクトル２２の動作点は図５のα点にある。
【００１１】
上記の状態から前記半導体スイッチング素子２−１と２−３の組がターンオンすると、パワートランス３の２次巻線５には図示黒丸を正極とする電圧が誘起し、可飽和リアクトル２１、ダイオード７、出力平滑チョークコイル９を介して出力平滑コンデンサ１０と負荷１３の並列回路に印加さる。この結果、可飽和リアクトル２１には負荷１３に応じた電流が流れ、その動作点は図４のａ点からｂ点に向かって変化する。
【００１２】
また、上記とは別に、前記半導体スイッチング素子２−１と２−３の組がターンオンした瞬間に、パワートランス３の２次巻線５および６の図示黒丸を正極として誘起した電圧は、可飽和リアクトル２１、ダイオード７を介して、ダイオード８と可飽和リアクトル２２の直列回路にも印加される。このとき、前記ダイオード８はリバースリカバリによりオン状態にあり、いわゆる逆方向スパイク電流が流れる。
【００１３】
このため、可飽和リアクトル２２の磁束密度は、図５のα点からβ点を経由してγ点まで変化するが、β点からγ点まで変化する期間の可飽和リアクトル２２のインダクタンスは極めて高いため、前記２次巻線５と６に誘起した電圧のほとんどは可飽和リアクトル２２に印加されることになる。
【００１４】
ここで、前記ダイオード８の逆方向スパイク電流の波高値Ｉｒｒは、可飽和リアクトル２２の磁束密度が図５の第３象限側で飽和することがない限り、図５の磁化力Ｈｒｒで近似的に求められる下記の値に抑制することができる。
Ｉｒｒ≒（Ｈｒｒ・ｌｅ）／Ｎ    （Ａ）          （２）
ｌｅ：可飽和リアクトル２２の平均磁路長（ｍ）
Ｎ  ：可飽和リアクトル２２の巻数
ところで、ダイオードがリカバリ期間に逆方向に放出する電荷量はそのダイオードの特性により定まることが知られている。そこで、前記ダイオード８がリバースリカバリ期間に放出する電荷量をＱとすると、リバースリカバリ時間Ｔｒｒは前記（２）式で定まるＩｒｒにより次式を用いて近似的に求められる。
Ｔｒｒ≒Ｑ／Ｉｒｒ    （ｓ）          （３）
したがって、可飽和リアクトル２２の動作磁束密度が図３のα点からβ点を経由してγ点まで変化するときの変化量ΔＢは次式を用いて近似的に求めることができる。
ΔＢ≒（２・（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｅ・Ｔｒｒ）／（Ｎ・Ａｅ）    （Ｔ）          （４）
Ａｅ：可飽和リアクトル２２の有効断面積（ｍ３）
ダイオード８のリバースリカバリが終了するとダイオード８はオフ状態となり、可飽和リアクトル２２の動作点は図５のδ点にある。
【００１５】
半導体スイッチング素子２−１と２−３の組がターンオフすると、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組がオンの期間に出力平滑チョークコイル９に蓄積されたエネルギが放出されることにより同出力平滑チョークコイル９には図示黒丸と反対側を正極とする電圧が誘起し、出力平滑コンデンサ１０と負荷１３の並列回路を介し、パワートランス３の２次巻線５、可飽和リアクトル２１およびダイオード７の直列回路、ならびにパワートランス３の２次巻線６、可飽和リアクトル２２およびダイオード８の直列回路に印加される。このため、ダイオード７とダイオード８は順バイアスされてオン状態になるため、可飽和リアクトル２１および２２には図７の図示黒丸を正極とする電圧が印加される。この結果、可飽和リアクトル２１の磁束密度は図４の飽和領域であるｂ点からａ点に向かって移動する。一方、可飽和リアクトル２２の動作点は図５のδ点からε点に移動し飽和した後、同可飽和リアクトル２２を流れる電流の波高値に対応したα点までその磁束密度はΔＢだけ変化する。
【００１６】
可飽和リアクトル２２の磁束密度が図３のδ点からε点まで動作する期間の可飽和リアクトル２２のインダクタンスは極めて高く、この期間に出力平滑チョークコイル９が誘起する電圧のほとんどは同可飽和リアクトル２２に印加されることになる。従って、可飽和リアクトル２２が図５のδ点からε点まで動作するときに阻止する時間Ｔｂは、近似的に以下の式によって求めることができる。
Ｔｂ≒（Ｎ・Ａｅ・ΔＢ）／Ｖｏ    （ｓ）          （５）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
図７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ピーク繰り返し逆電圧の最大定格が高いダイオードを使用しなくてはならない出力電圧の高い場合に、同ダイオードのリバースリカバリ特性が良くないため、同ダイオードの逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電流を実用上問題ないレベルまで抑制しようとすると、可飽和リアクトル２１および２２の温度上昇が大きくて実用にできない問題があった。
【００１８】
金属磁性材料を用いた磁心の高周波駆動時の磁心損失は、その大半が渦電流損失によって占められており、この渦電流損失はその材質により、磁心の動作磁束密度ΔＢの１乗から２乗の範囲、および磁化速度ｄＢ／ｄｔの１乗から２乗の範囲に比例することが知られている。
図７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば、駆動周波数２０ｋＨｚ、出力電力数十ｋＷ程度の場合を例に取ると、可飽和リアクトル２１および２２の動作磁束密度ΔＢは１Ｔ程度、磁化速度ｄＢ／ｄｔは十Ｔ／μｓ程度に達する。これらの値を、図７のＤＣ−ＤＣコンバータのパワートランス３と比較すると、前者はほぼ同程度だが後者は２ケタ程度以上大きい。このため、可飽和リアクトル２１および２２の単位体積あたりの磁心損失はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波パワートランスに比べて２ケタから４ケタ程度大きいことになり、過大な温度上昇を引き起こす原因となっている。
【００１９】
この可飽和リアクトル２１および２２の磁心には、前記のようにコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心やナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心が用いられており、これら巻磁心に外部から直接応力が加わらないようにするためと、これに設ける巻線間との絶縁を図るため、これら巻磁心は、一般にプラスチックケースに収納されたり表面に樹脂コーティングが施されるなどの形態となっている。
【００２０】
このため、磁心損失による温度上昇が高すぎる場合には、前記プラスチックケースあるいは表面の樹脂コーティングが焼損することになる。また、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を可飽和リアクトル２１および２２に使用した場合には、同巻磁心のキュリー温度が高々二百数十℃程度にすぎないため、同巻磁心の温度が百数十℃程度以上に達するとその飽和磁束密度が著しく低下し、ダイオード７および８のリバースリカバリで可飽和リアクトル２１および２２が図４および図５のＢ−Ｈループにおける第３象限側で飽和してしまい本来の機能を発揮できない問題もある他、非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心の場合には過大な温度上昇によりその磁気特性が経時変化する問題もある。さらに可飽和リアクトル２１および２２の過大な温度上昇は、これに設ける巻線や近接して配置される他の部品、あるいはプリント基板などに熱的なストレスを加える結果にもなり好ましくない。
【００２１】
また、図７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、半導体スイッチング素子２−１と２−３の組、および半導体スイッチング素子２−２と２−４の組がターンオフしたときに、半導体スイッチング素子２−１、２−２、２−３および２−４で大きなスイッチング損失が生じると共に、これらのターンオフ時にダイオード７とダイオード８に生じる大きなリンギング電流が発生し、これによって同ダイオード７と８の損失が生じるとともに、これによる伝導ノイズや輻射ノイズが発生するという問題もあった。
【００２２】
なお、以上の説明ではその構成の一例を図７に示す２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータを例に同コンバータのダイオード７と８のリバースリカバリ対策に可飽和リアクトル２１および２２を用いた場合の問題点について説明したが、同整流方式を用いたハーフ・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータやプッシュプルコンバータ、単相半波整流方式のフォワードＤＣ−ＤＣコンバータなどの各種ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいはカレント・ダブラー整流方式の各種ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても全く同様の問題があった。
【００２３】
本発明の目的は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧の抑制に用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣコンバータで問題になっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇と、前記磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制した磁気スナバを用いたＤＣ−ＤＣコンバータを提供するものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力側の整流器に、この出力側の整流器に直列接続された可飽和リアクトルと、この可飽和リアクトルの両端に並列接続され前記出力側の整流器と可飽和リアクトルが直列接続されたときに同一の向きとなる第２の整流器からなる磁気スナバ回路を接続してなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００２５】
このような構成とすることによって、磁気スナバ回路による整流器のリバースリカバリ電流と逆方向スパイク電圧抑制効果を持たせるのに必要な可飽和リアクトルのΔＢとすることができるため従来方式で問題となっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇を抑制できる。また、従来方式で問題であった可飽和リアクトルによる磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制することもできる。
【００２６】
本発明において、可飽和リアクトルが結晶粒５０ｎｍ以下の微細なナノ結晶粒が組織の少なくとも体積全体の５０％を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯で構成されている場合、可飽和リアクトルのΔＢを１Ｔ以上に設定できるとともに、その温度上昇低減効果も大きいため可飽和リアクトルの小型化が図れ好ましい。
【００２７】
本発明において、可飽和リアクトルがコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯で構成されている場合、特に、可飽和リアクトルの温度上昇を低くすることが可能なため、動作時の使用上限温度が高く、可飽和リアクトルの許容温度上昇が小さく設定されている場合にも実用に供することができ好ましい。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
（実施例１）
図１は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例回路構成ブロック図であり、２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様を表１のように定めて、図７にその回路構成を示す従来例と比較検討した。
【００２９】
【表１】
0003582721.tif 000002
【００３０】
図１において、１は入力直流電源、２−１、２−２、２−３、２−４は半導体スイッチング素子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次巻線、５と６はパワートランス３の２次巻線、２１および２２は可飽和リアクトル、７，８、２３および２４はダイオード、９は出力平滑チョークコイル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、１３は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子２−１、２−２、２−３および２−４としてＩＧＢＴ、ダイオード７、８、２３および２４としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格２００Ｖの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス３の１次巻線４は３２ターン、２次巻線５および６はいずれも９ターンとした。
【００３１】
可飽和リアクトル２１および２２には表２に示す磁心を用いた。
表２において、磁心イおよびロは片ロール法で製造された鉄を主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金薄帯を用いて外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロイダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温度で熱処理することにより製作した結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【００３２】
磁心ハ、ニ、ホおよびヘは片ロール法で製造されたコバルトを主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金薄帯を用いて外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロイダル形状の巻磁心を構成した後、磁路方向に磁界を加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度未満の温度で熱処理することにより製作したコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【００３３】
磁心トおよびチは前記磁心イおよびロと同一組成で同一の製法により作成された鉄を主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金薄帯の表面にシリカの絶縁膜を設けた後、外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロイダル形状の巻磁心を構成し、これに磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度以上の温度で熱処理することにより製作した結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【００３４】
【表２】
0003582721.tif 000003
【００３５】
磁心リ、ヌ、ルおよびヲは前記磁心ハ、ニ、ホおよびヘと同一組成で同一の製法により作成されたコバルトを主成分とする幅５ｍｍの非晶質軟磁性合金薄帯の表面にシリカの絶縁膜を設けた後、外径１５ｍｍ、内径１０ｍｍのトロイダル形状の巻磁心を構成し、これに磁路方向に磁界をを加えながら窒素雰囲気中で結晶化温度未満の温度で熱処理することにより製作したコバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心である。
【００３６】
表２の磁心イから磁心ヲは、いずれも有効断面積は１０ｍｍ２、平均磁路長は３９．３ｍｍであり、磁心に外部から応力が加わっても変形あるいは破損しないように十分な強度を持ったプラスチックケース内に収納されている。
【００３７】
表３に、本発明の図１の回路および従来例である図７の回路において、可飽和リアクトル２１および２２として、表２の各磁心を用い、入力電圧を３２０Ｖ、負荷電流を２５Ａとしたときにダイオード７および８の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格２００Ｖの８０％である１６０Ｖ以下になるように可飽和リアクトル２１および２２の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔＴの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径０．２３ｍｍの１種ＵＥＷマグネットワイヤーを１４７本使用したリッツ線を用いた。
また、表３において、例えば、本発明Ｂのように、磁心ハ＋ニ、巻数３と記載されているものは、表２の磁心ハとニを２ヶスタックして、これに３ターンの巻線を施したことを意味する。
【００３８】
【表３】
0003582721.tif 000004
【００３９】
可飽和リアクトル２１および２２の動作時の最大温度は、プラスチックケースおよび１ＵＥＷマグネットワイヤーの耐熱温度上限の１３０℃に対し少なくとも１０℃のマージンを持った１２０℃以下にする必要がある。本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、動作時の周囲温度の上限は表１から４０℃であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータケース内部雰囲気の最大温度上昇を３０℃として、可飽和リアクトル２１および２２の最大温度上昇ΔＴｍａｘは５０℃以下にする必要がある。
【００４０】
表３からわかるように、本発明Ａから本発明Ｄによれば、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴはいずれも５０℃よりも低いから、何れの場合も実用上問題ないことがわかる。一方、従来例１から４では、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴはいずれも５０℃を超えており実用にならないことがわかる。
【００４１】
また、表３からわかるように結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ａと本発明Ｃでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｂと本発明Ｄに比べて可飽和リアクトル２１および２２を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【００４２】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｂと本発明ＤはそのΔＴが何れも４０℃より低く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ａと本発明Ｃに比べて、そのΔＴをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合にも適用できるという点において優れていることがわかる。
【００４３】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｃと本発明Ｄは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ａおよび本発明ＢよりもそのΔＴを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｃと本発明Ｄでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【００４４】
また、本発明Ａから本発明Ｄでは、従来例１から従来例４との比較で、半導体スイッチング素子２−１、２−２、２−３および２−４のスイッチング損失をトータルで６Ｗ以上低減することができた。また、ダイオード７と８のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も２００ｍＶｐ−ｐ以上改善することができた。
【００４５】
（実施例２）
図２は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例回路構成ブロック図であり、カレント・ダブラー整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様を前記表１のように定め、図２においてダイオード２３および２４が用いられていない従来例と比較検討した。
【００４６】
図２において、１は入力直流電源、２−１、２−２、２−３、２−４は半導体スイッチング素子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次巻線、５はパワートランス３の２次巻線、２１および２２は可飽和リアクトル、７，８、２３および２４はダイオード、１４および１５は出力平滑チョークコイル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、１３は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子２−１、２−２、２−３および２−４としてＩＧＢＴ、ダイオード７、８、２３および２４としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス３の１次巻線４は３２ターン、２次巻線５は１８ターンとした。
【００４７】
可飽和リアクトル２１および２２には前記実施例１の表２に示す磁心を用いた。
表４に、本発明の図２の回路、および図２においてダイオード２３および２４が用いられていない回路構成の従来例において、可飽和リアクトル２１および２２として表２の各磁心を用い、入力電圧を３２０Ｖ、負荷電流を２５Ａとしたときにダイオード７および８の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの８０％である３２０Ｖ以下になるように可飽和リアクトル２１および２２の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔＴの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径０．２３ｍｍの１種ＵＥＷマグネットワイヤーを１４７本使用したリッツ線を用いた。
【００４８】
【表４】
0003582721.tif 000005
【００４９】
表４からわかるように、本発明Ｅから本発明Ｈによれば、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴはいずれも５０℃よりも低いから実用上問題ないことがわかる。一方、従来例５から８では、可飽和リアクトル２１および２２のΔＴはいずれも５０℃を超えており実用にならないことがわかる。
【００５０】
また、表４からわかるように結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｅと本発明Ｇでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｆと本発明Ｈに比べて可飽和リアクトル２１および２２を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【００５１】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｆと本発明ＨはそのΔＴが何れも４０℃より低く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｅと本発明Ｇに比べて、そのΔＴをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合ににも適用できるという点において優れていることがわかる。
【００５２】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｇと本発明Ｈは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２２を使用した本発明Ｅおよび本発明ＦよりもそのΔＴを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｇと本発明Ｈでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【００５３】
また、本発明Ｅから本発明Ｈでは、従来例５から従来例８との比較で、半導体スイッチング素子２−１、２−２、２−３および２−４のスイッチング損失をトータルで５Ｗ以上低減することができた。また、ダイオード７と８のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も３００ｍＶｐ−ｐ以上改善することができた。
【００５４】
（実施例３）
図３は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例回路構成ブロック図であり、単相半波整流方式フォワードＤＣ−ＤＣコンバータでの適用例を示したものである。本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様を表５のように定め、図３においてダイオード２３および３５が用いられていない従来例と比較検討した。
【００５５】
【表５】
0003582721.tif 000006
【００５６】
図３において、１は入力直流電源、２は半導体スイッチング素子、３はパワートランス、４はパワートランス３の１次巻線、５はパワートランス３の２次巻線、３１はパワートランス３のリセット巻線、３２はダイオード、２１および３４は可飽和リアクトル、７，２３、３３および３５はダイオード、９は出力平滑チョークコイル、１０は出力平滑コンデンサ、１１および１２は出力端子、１３は負荷である。
なお、本実施例では、半導体スイッチング素子２としてパワーＭＯＳ−ＦＥＴ、ダイオード７、２３、３３および３５としてピーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの低損失ファーストリカバリダイオードを使用し、パワートランス３の１次巻線４とリセット巻線３１の巻数は何れも３２ターン、２次巻線５は３６ターンとした。
【００５７】
可飽和リアクトル２１および３４には前記実施例１の表２に示す磁心を用いた。
表６に、本発明の図３の回路および図３においてダイオード２３および３５が用いられていない回路構成の従来例において、可飽和リアクトル２１および３４として表２の各磁心を用い、入力電圧を１８０Ｖ、負荷電流を２０Ａとしたときにダイオード７および３３の逆方向スパイク電圧をそのピーク繰り返し逆電圧の最大定格４００Ｖの８０％である３２０Ｖ以下になるように可飽和リアクトル２１および３４の巻数を定めたときのその巻数と温度上昇ΔＴの比較を示す。
なお、巻線には、表皮効果の影響で巻線の高周波抵抗が増加するのを避けるため直径０．２３ｍｍの１種ＵＥＷマグネットワイヤーを１４７本使用したリッツ線を用いた。
【００５８】
【表６】
0003582721.tif 000007
【００５９】
表６からわかるように、本発明Ｉから本発明Ｌによれば、可飽和リアクトル２１および３４のΔＴはいずれも５０℃よりも低いから実用上問題ないことがわかる。一方、従来例９から１２では、可飽和リアクトル２１および３４のΔＴはいずれも５０℃を超えており実用にならないことがわかる。
【００６０】
また、表６からわかるように結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｉと本発明Ｋでは、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｊと本発明Ｌに比べて可飽和リアクトル２１および３４を構成する磁心の数が半分ですみ、小型化の観点から優れていることがわかる。
【００６１】
一方、コバルト基非晶質軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｊと本発明ＬはそのΔＴが何れも４０℃より低く、結晶粒径５０ｎｍ以下の微細な結晶粒がその組織の体積全体の５０％以上を占めるナノ結晶軟磁性合金薄帯巻磁心を用いた可飽和リアクトル２１および２４を使用した本発明Ｉと本発明Ｋに比べて、そのΔＴをより低減できており、動作時の使用上限温度がより厳しい場合ににも適用できるという点において優れていることがわかる。
【００６２】
また、軟磁性合金薄帯の表面ににシリカの絶縁膜を設けた磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｋと本発明Ｌは、何れも絶縁膜を設けない磁心を用いた可飽和リアクトル２１および３４を使用した本発明Ｉおよび本発明ＪよりもそのΔＴを低減できており優れることがわかる。なお、本発明Ｋと本発明Ｌでは絶縁膜としてシリカを用いたが、絶縁膜の機能としては巻磁心を構成したときに重なり合う軟磁性合金薄膜間の絶縁を有すればよいのであって、他の材質の絶縁膜を設けても良いし、巻磁心を構成後に、巻磁心を構成する軟磁性合金薄帯間に絶縁物を拡散あるいは浸透させるなどの手法を用いても同様の効果が得られる。
【００６３】
また、本発明Ｉから本発明Ｌでは、従来例９から従来例１２との比較で、半導体スイッチング素子２のスイッチング損失を７Ｗ以上低減することができた。また、ダイオード７と３３のリンギング電流も抑制することができたため出力電圧におけるスパイク電圧も３００ｍＶｐ−ｐ以上改善することができた。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、半導体スイッチング素子の開閉動作に同期して動作する出力側の整流器による整流回路を具備するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、同出力側の整流器の逆方向スパイク電流および逆方向スパイク電圧の抑制に用いられる可飽和リアクトルを使用した磁気スナバを有するＤＣ−ＤＣコンバータで問題になっていた可飽和リアクトルの過大な温度上昇と、前記磁気スナバを用いたことに伴い発生する半導体スイッチング素子の損失、および出力側整流器のリンギング電流の発生と、これに伴う損失、伝導ノイズおよび輻射ノイズの発生を抑制することができる高効率、低ノイズかつ信頼性の高いＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
【００６５】
なお、前記実施例では、本発明の代表例として２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ、カレント・ダブラー方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ、および単相半波整流方式フォワードＤＣ−ＤＣコンバータでの応用例について詳細に説明したが、本発明はハーフ・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ、プッシュ・プルＤＣ−ＤＣコンバータなどの各種ＤＣ−ＤＣコンバータに適用され、同様に有効な効果を発揮し、その効果は極めて大きい。
【００６６】
また、本実施例では可飽和リアクトルを使用した磁気スナバ単体で整流器の逆方向スパイク電流と逆方向スパイク電圧を抑制する場合について説明したが、この磁気スナバ回路に、抵抗とコンデンサの直列回路で構成されるＣＲスナバ回路などの他のスナバ回路を併用しても良く、その場合にも同様に有効な効果を発揮し、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例である２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例であるカレント・ダブラー整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。
【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例である単相半波整流方式フォワードＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。
【図４】可飽和リアクトル２１のＢ−Ｈループ概念図。
【図５】可飽和リアクトル２２のＢ−Ｈループ概念図。
【図６】可飽和リアクトル２１と２２を用いない従来の２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成ブロック図。
【図７】可飽和リアクトル２１と２２を用いた従来の２相半波整流方式フル・ブリッジＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成ブロック図。
【符号の説明】
１：入力直流電源
２、２−１、２−２、２−３、２−４：半導体スイッチング素子
３：パワートランス
４：パワートランス３の１次巻線
５、６：パワートランス３の２次巻線
７、８、２３、２４、３３、３５：ダイオード
９：出力平滑チョークコイル
１０：出力平滑コンデンサ
１１、１２：出力端子
１３：負荷
３４：可飽和リアクトル
【図１】
0003582721.tif 000008
【図２】
0003582721.tif 000009
【図３】
0003582721.tif 000010
【図４】
0003582721.tif 000011
【図５】
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【図６】
0003582721.tif 000013
【図７】
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