(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
二つの電極（２ａ）（２ｂ）とアース電極（２ｃ）との間にオフ・オンする短絡スイッチ（Ｓ１）を設け、この短絡スイッチ（Ｓ１）をオフにしてプリアンプ（Ａ１）を高入力インピーダンス状態で作動させたときの出力を流量信号とすると共に、前記短絡スイッチ（Ｓ１）をオンにしてプリアンプ（Ａ１）を低入力インピーダンス状態で作動させた出力と前記高入力インピーダンス状態での出力の比率に基づいて流体の導電率を演算して求める電磁流量計において、
励磁状態で短絡スイッチ（Ｓ１）がオフの時とオンの時の出力を求めた後、
無励磁状態で前記励磁状態と同様に短絡スイッチ（Ｓ１）がオフの時とオンの時の出力を求め、
前記励磁状態での出力から無励磁状態での出力を引き算して、
短絡スイッチ（Ｓ１）がオフ・オンすることに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去することを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
短絡スイッチＳ１をオン・オフした後の１周期を捨て、２周期目を信号としてサンプリングすることを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
出願人は国際公開番号ＷＯ９３−０５３６７で提案した電磁流量計を改良し、特開平５−３１２６１０号公報で、流量信号を誘起する電極を短絡抵抗を介して間欠的に接地する導電率測定用の短絡スイッチと、流量信号中に含まれる直流分を除去するためのオフセット補償回路とを有する電磁流量計において、導電率測定用の短絡スイッチをオン・オフした直後のオフセット補償回路の出力を流量信号としてサンプリングしないようにした電磁流量計を開示した。
【０００３】
この電磁流量計は、導電率測定用短絡スイッチをオン・オフに切り換えたときの直流オフセット電圧分の変化による流量測定への誤差が入り込まないようにして、流量計測の精度を良くすることを狙いとしていた。
【０００４】
図８はこの従来技術の回路図で、１は流体を流す円筒形の流管、２ａ，２ｂは流管１の内周壁に対向配置されて流量信号を誘起する電極、２ｃはアース電極で、流管１〜アース電極２ｃと図示されてない励磁コイルとで周知の電磁流量計検出器を構成している。
【０００５】
電極２ａとアース電極２ｃとの間に接続した短絡抵抗Ｒｓ１  と導電率測定用の短絡スイッチＳ１の直列回路と、電極２ｂとアース電極２ｃとの間に接続した短絡抵抗Ｒｓ２  と導電率測定用の短絡スイッチＳ１の直列回路とで導電率測定用の短絡回路を構成している。
【０００６】
Ａ１は電極２ａ，２ｂ間に誘起した電圧を増幅するプリアンプである。
５はオフセット補償回路で、抵抗Ｒａ，Ｒｂ及びオペアンプＯＰ１を図示のように接続して構成した利得が−Ｇの反転増幅器５１と、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１及びオペアンプＯＰ２を図示のように接続した積分器５２と、スイッチＳ２とからなる。
【０００７】
なお、このスイッチＳ２と前記短絡スイッチＳ１は、図示されてない励磁コイルの励磁電流の方形波と同期してオン・オフされる。
電極２ａ，２ｂに誘起した信号はプリアンプＡ１で増幅されたあと、オフセット補償回路５で「直流的な電圧の変動」を除去している。この直流的な電圧が大きい場合は、電子回路が飽和する可能性があるため、オフセット補償回路５は不可欠なものである。
【０００８】
図８の短絡スイッチＳ１を図９−Ｂのタイミングでオフ・オンする場合、電極２ａ，２ｂ間には図９−Ａのような波形のオフセット電圧の変化が発生する。
この図９−Ａで符号δ２及びδ１で示す段差の影響はオフセット補償回路５では除去できない。
【０００９】
そのため、短絡スイッチＳ１をオフした直後とオンした直後のオフセット補償回路の出力を流量信号としてサンプリングしない（つまり用いない）で、その悪影響を受けないようにしたのが特開平５−３１２６１０号公報で開示した従来技術である。
【００１０】
この従来技術では、図９−Ａのような段差δ２及びδ１の影響は除去できる。
また、「直流オフセット電圧の変動」が図９−Ａのように直線的と見なせる場合には、その影響を除去することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の技術では、短絡スイッチＳ１をオフした後の「直流オフセット電圧の変動」は、図１０のように段差δ２が生じ、その後は直線的ではなく、指数関数的な傾きをもって増加し続け、実用上直線と見なせるのは短絡スイッチＳ１オフ後３０秒以上経過した後である。
【００１２】
また、「直流オフセット電圧の変動」の大きさが経時的に変化する。短絡スイッチＳ１がオフした直後の段差δ２が大きくなる他、短絡スイッチＳ１のオフ期間の指数関数的な変動も大きくなる。つまり、短絡スイッチＳ１をオフした直後の段差δ２も大きくなり、指数関数的な傾きも、日時の経過や電極２ａ，２ｂ等への付着物が付着する影響で図１１に示すように増大する傾向にある。
【００１３】
なお、短絡スイッチＳ１がオンした後は、図１０のように段差δ１が生じ、短期間の傾きの後はほぼ一定の値となる傾向にある。
このように、上記従来技術では直線的な変動の直流オフセット電圧の悪影響はオフセット補償回路５により除去できるが、指数関数的に変化し続ける場合は、その悪影響を除去できない。
【００１４】
この点に関し、図８と図１２に基づいてより詳しく説明する。
図１２−Ａはオフセット補償回路５への理想的な方形波の入力信号で、図１２−ＢはスイッチＳ２のオン・オフするタイミングを示す。図１２−Ｃが図１２−Ａの入力信号を入れたときのオフセット回路５の出力信号である。
【００１５】
図１２−Ａはノイズや直流のオフセット電圧を含まない場合で、期間Ｔ１ではスイッチＳ２がオフであるため、方形波入力のピーク値Ｅ１が反転増幅器５１で所定の倍率で増幅されて図１２−Ｃに示すように−Ｖ１となる。
【００１６】
スイッチＳ２が期間Ｔ２でオンすると、反転増幅器５１の出力が積分器５２で積分され、積分器５２の出力は反転増幅器５１を構成するオペアンプＯＰ１の非反転入力に接続されているため、反転増幅器５１の出力が零になる方向でフィードバック動作が行われる。
【００１７】
このフィードバック動作がオフセット補償回路５の基本的な補償動作である。この補償動作により、時刻ｔ２におけるオフセット補償回路５の出力の値はＶ２となり、このＶ２と前記Ｖ１の比Ｖ２／Ｖ１は、
Ｖ２／Ｖ１＝ε−（１＋Ｇ）・  Ｔ２／Ｃ１・Ｒ１
となる。
【００１８】
なお、Ｇ＝Ｒｂ／Ｒａ  である。
時刻ｔ２でスイッチＳ２がオフすると同時にオフセット補償回路５への入力信号の極性が反転し、期間Ｔ１の場合と同様に入力信号が増幅されて出力の値がＶ３となり、期間Ｔ３の間に亘りこの値Ｖ３を保持する。
【００１９】
期間Ｔ３ではスイッチＳ２はオフであり、積分器５２の出力値は一定値を保持するため、時刻ｔ２におけるオフセット補償回路５の入力の変化分だけが、反転増幅器５１で−Ｇ倍されるからである。
【００２０】
時刻ｔ３でスイッチＳ２がオンすると、反転増幅器５１の出力Ｖ３が零となるように補償動作が働き、期間Ｔ４の最終時刻ｔ４ではＶ４となる。
この場合も、
Ｖ４／Ｖ３＝ε−（１＋Ｇ）・  Ｔ４／Ｃ１・Ｒ１
である。
【００２１】
以上がオフセット補償回路５の一周期間の動作である。
次に直流オフセット電圧が直線的に変化する場合におけるオフセット補償回路５の動作を説明する。
【００２２】
図１２−Ｄが直流オフセット電圧が直線的に減少変化する場合を示し、図１２−Ｅがそのときのオフセット補償回路５の出力である。期間Ｔ１ではスイッチＳ２がオフであり、入力である図１２−Ｄの波形の変化分が−Ｇ倍されて、Ｖａ１となり、時刻ｔ１でスイッチＳ２がオンすると出力が零になる方向で補償動作が働き、期間Ｔ２の最終の時刻ｔ２では出力がＶｂ１となる。
【００２３】
次の期間Ｔ３における入力の増加分は期間Ｔ１におけるマイナス方向に増加する変化分と同一であり、この変化分が期間Ｔ１の場合と同じだけ反転増幅器５１で増幅されてＶａ２となり、
Ｖａ２＝Ｖａ１
が成り立つ。
【００２４】
期間Ｔ４ではスイッチＳ２がオンするため期間Ｔ２と同じように零方向に補償動作が働き、出力がＶｂ２となる。ここでも、
Ｖｂ２＝Ｖｂ１
である。
【００２５】
後段のサンプリング回路６１で期間Ｔ２部分の面積ｍ１と期間Ｔ４部分の面積ｍ２がサンプリングされて、ｍ１  −ｍ２  が出力信号となる。
この場合、Ｖａ１＝Ｖａ２、Ｖｂ１＝Ｖｂ２であり、期間Ｔ２とＴ４の間のオフセット補償回路５の出力波形の傾斜も図１２−Ｅに示すように等しいため、ｍ１  ＝ｍ２  であり、出力Ｖｏは、
Ｖｏ＝ｍ１  −ｍ２  ＝０
となる。
【００２６】
こうして、直流オフセット電圧が図１２−Ｄのように直線的に変化する場合には、その影響が除去される。
次に直流オフセット電圧が図１２−Ｆのように指数関数的に変化減少する場合のオフセット補償回路５の出力波形を図１２−Ｇに示す。
【００２７】
期間Ｔ１では図１２−Ｆに示す入力波形の期間Ｔ１における変化分が反転増幅器５１で−Ｇ倍されて、時刻ｔ１ではＶｃ１となる。次の期間Ｔ２でスイッチＳ２がオンすると出力が零になるように補償動作が働き出力はＶｄ１となる。次の期間Ｔ３ではスイッチＳ２がオフであるため、期間Ｔ３における入力の変化分が−Ｇ倍されてＶｃ２となる。
【００２８】
入力の変化は図１２−Ｆのように指数関数的であるので、期間Ｔ３における入力の変化量は期間Ｔ１における変化量より小さいためＶｃ２はＶｃ１より小さな値となる。
【００２９】
また期間Ｔ４における補償動作によって零近くに補償されたＶｄ２も当然Ｖｄ１より小さくなる。
図１２−Ｇの期間Ｔ２とＴ４に相当する傾斜部分の面積がサンプリング回路６１によってサンプリングされる。
【００３０】
それぞれをＭｇ１  ，Ｍｇ２  とすると、Ｍｇ１  はＭｇ２  より小さいことは明らかである。出力をＶｏとすると、
Ｖｏ＝Ｍｇ１  −Ｍｇ２  
は零にならない。
【００３１】
つまり入力の変動が図１２−Ｆのように指数関数的な場合は、その影響を除去できない。
このように、特開平５−３１２６１０号公報に開示されている従来技術では「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去できないことを示している。
【００３２】
そこで、本発明は直流オフセット電圧が指数関数的に変化する場合でもその影響を除去して正確な流量計測や流体の導電率の計測ができる電磁流量計を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、第１の発明の電磁流量計は、
二つの電極（２ａ）（２ｂ）とアース電極（２ｃ）との間にオフ・オンする短絡スイッチ（Ｓ１）を設け、この短絡スイッチ（Ｓ１）をオフにしてプリアンプ（Ａ１）を高入力インピーダンス状態で作動させたときの出力を流量信号とすると共に、前記短絡スイッチ（Ｓ１）をオンにしてプリアンプ（Ａ１）を低入力インピーダンス状態で作動させた出力と前記高入力インピーダンス状態での出力の比率に基づいて流体の導電率を演算して求める電磁流量計において、
励磁状態で短絡スイッチ（Ｓ１）がオフの時とオンの時の出力を求めた後、
無励磁状態で前記励磁状態と同様に短絡スイッチ（Ｓ１）がオフの時とオンの時の出力を求め、
前記励磁状態での出力から無励磁状態での出力を引き算して、
短絡スイッチ（Ｓ１）がオフ・オンすることに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去することを特徴とするものである。
第２の発明は、上記短絡スイッチＳ１をオン・オフした後の１周期を捨て、２周期目を信号としてサンプリングすることを特徴とするものである。
【００３４】
【作用】
励磁期間の電極信号には、流量信号と「直流オフセット電圧の変動」による影響の両方が含まれている。これに対し、無励磁期間の出力は流量信号が含まれず「直流オフセット電圧の変動」の影響だけである。
【００３５】
励磁期間の出力から無励磁期間の出力を引き算することにより、「直流オフセット電圧の変動」の影響は相殺されて除去される。そして流量に比例した有効な信号だけが取り出される。
【００３６】
また「直流オフセット電圧の変動」が経時的に増大しても、引き算を隣り合った短い経過時間で行うため、ほぼ一定と見なせる値を引き算するため、その影響を除去できる。
【００３７】
この引き算によって得られた有効信号には、短絡スイッチ（Ｓ１）がオフの時の高入力インピーダンス状態における通常の電磁流量計としての流量信号と、短絡スイッチ（Ｓ１）がオンの時の低入力インピーダンス状態における流体の導電率を演算するための情報の二つがあり、短絡スイッチ（Ｓ１）のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」の大きさが電極への付着物などの影響により増大しても、通常の流量計測が正しくできるだけでなく、流体の導電率も正しく計測できる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の電磁流量計の好ましい実施形態で、１は流体を流す円筒形の流管、２ａ，２ｂは流管１の内周壁に対向配置されて誘起した流量信号を取り出す一対の電極、２ｃは測定流体を接地するためのアース電極で電磁流量計変換器の共通電位に接続されている。
【００３９】
３は励磁コイル、４は励磁コイル３に励磁電流を供給する励磁回路である。
電極２ａ，２ｂは高入力インピーダンスのプリアンプＡ１の差動入力に接続されると共に、それぞれ短絡抵抗Ｒｓ１  と短絡スイッチＳ１の直列接続と、短絡抵抗Ｒｓ２  と短絡スイッチＳ１の直列接続を介して前記共通電位に接続されたり開放されたりする。
【００４０】
プリアンプＡ１の出力Ｅ１はオフセット補償回路５で直流のオフセット電圧を除去した後、所定の期間だけ信号を積分するサンプリング回路６でサンプリングし、サンプリング期間毎にホールドする四つのホールド回路１１，１２，１３及び１４に接続される。
【００４１】
オフセット補償回路５は、抵抗Ｒａ，ＲｂとオペアンプＯＰ１を図示のように接続した反転増幅器５１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とオペアンプＯＰ２を図示のように接続した積分器５２と、前記短絡スイッチＳ１と同期して作動するスイッチＳ２が図示のように接続して構成されている。
【００４２】
サンプリング回路６は、利得が−１の反転増幅器Ａ２、スイッチＳ３、Ｓ４、Ｓ５、コンデンサＣ２、オペアンプＯＰ３及び符号を付けてない二つの抵抗が図示のように接続して構成されている。
【００４３】
ホールド回路１１はスイッチＰ１とコンデンサＣ３と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
ホールド回路１２はスイッチＰ１とコンデンサＣ４と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
【００４４】
ホールド回路１３はスイッチＰ３とコンデンサＣ５と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
そして、ホールド回路１４はスイッチＰ４とコンデンサＣ６と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
【００４５】
Ａ３は差動増幅器でホールド回路１１とホールド回路１２の出力を入力し、流量信号Ｖｏ１を出力する。
Ａ４は差動増幅器で、ホールド回路１３とホールド回路１４の出力を入力し、短絡スイッチＳ１がオンした場合の出力Ｖｏ２を出力する。
【００４６】
８は演算回路で、差動増幅器Ａ３の出力である流量信号Ｖｏ１と差動増幅器Ａ４の出力Ｖｏ２の比率関係から流体の導電率を演算して出力する。
７はタイミング回路で、励磁回路４にタイミング信号を送ると共に所定のタイミングでそれぞれ、短絡スイッチＳ１，Ｓ１、スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５をオン・オフさせ、更に、四つのホールド回路１１〜１４の各スイッチＰ１〜Ｐ４をそれぞれ所定のタイミングでオンしてサンプリング回路６の出力をコンデンサＣ３〜Ｃ６にホールドさせる。
【００４７】
なお、各ホールド回路１１〜１４を構成するホールド用のコンデンサＣ３〜Ｃ６に接続された符号を付けてない前記各増幅器は高入力インピーダンスのバッファアンプである。
【００４８】
図２〜４は図１の回路の動作を示す波形とタイミングチャートである。
図２−Ａは励磁の磁界を示す波形で、期間Ｔａで２周期の方形波励磁を加えた後、期間Ｔａと同じ長さ（時間）の無励磁期間Ｔｂを設けている。
【００４９】
期間Ｔａは短絡スイッチＳ１がオフ状態の１周期Ｔａ１と、短絡スイッチＳ１がオン状態の１周期Ｔａ２の合計２周期の励磁期間からなる（図４）。
期間Ｔｂは無励磁である点だけが期間Ｔａと異なり、他の条件は期間Ｔａと同一で、短絡スイッチＳ１は励磁の１周期Ｔｂ１の間オフで、Ｔｂ１に続く励磁の１周期Ｔｂ２の間オンとなる。
【００５０】
なお、この場合、各周期Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１及びＴｂ２は何れも等しい長さの期間に定めてある。
図２−Ａの励磁磁界によって図１の電極２ａ，２ｂ間には流体の流速に比例した信号が発生し、プリアンプＡ１で増幅され、図２−Ｂに示す出力Ｅ１となる。
【００５１】
期間Ｔａ１では短絡スイッチＳ１がオフで、プリアンプＡ１の入力インピーダンスは高インピーダンスである。この間に発生する出力Ｅ１の値Ｅ１ＯＦＦ  は流量に比例した信号である。
【００５２】
期間Ｔａ２では短絡スイッチＳ１がオンで、プリアンプＡ１の入力は短絡抵抗Ｒｓ１  ，Ｒｓ２  を介して接地されていて低入力インピーダンスであるため、プリアンプＡ１の出力Ｅ１の値Ｅ１ＯＮは前記Ｅ１ＯＦＦ  より小さくなる。
【００５３】
この出力Ｅ１ＯＦＦ  とＥ１ＯＮの比率から流体の正確な導電率を求めるのが本発明の目的の一つである。
以上が前半の期間Ｔａの動作であり、後半の期間Ｔｂでは無励磁状態であるため流量比例信号は発生しない。
【００５４】
これらの期間ＴａとＴｂの間に電極２ａ，２ｂに発生する流量比例信号、つまりプリアンプＡ１の出力信号が図２−Ｂに示すものである。
図２−Ｃの実線は短絡スイッチＳ１がオフ・オンすることにより発生する「直流オフセット電圧の変動」ＶＤｃを示す。
【００５５】
励磁期間のＴａと無励磁期間のＴｂでは「直流オフセット電圧の変動」ＶＤｃは全く同様な波形となる。
これは、「直流オフセット電圧の変動」ＶＤｃが短絡スイッチＳ１のオフ・オンによる電極２ａ，２ｂ及びアース電極２ｃと流体との電気化学的平衡によってのみ生じるもので、励磁磁界の有無に関係しないためである。
【００５６】
また図２−Ｃの期間Ｔａにおける破線は図２−Ｂの流量信号が重畳した様子を示すもので、実際に電極２ａ，２ｂに発生する信号、つまりプリアンプＡ１の出力は、図２−Ｃの期間Ｔａの破線と期間Ｔｂの実線で示す波形となる。
【００５７】
図２−Ｄは図２−Ｂの流量比例信号に対する図１のオフセット補償回路５の出力波形を示す。
図１のオフセット補償回路５は前記図５で説明した従来技術のオフセット補償回路５と同じ構成であり、〔発明が解決しようとする課題〕の欄で説明したと同様に、期間Ｔ１では図４に示すようにスイッチＳ２がオフであるため、入力が−Ｇ倍に増幅された後、期間Ｔ２でスイッチＳ２がオンすると出力が零になるように補償動作が働き、以後期間Ｔ３〜Ｔ８でも〔発明が解決しようとする課題〕での説明と同様に増幅される。
【００５８】
図２−Ｃの実線で示す「直流オフセット電圧の変動」に対する図１のオフセット補償回路５の出力を図３−Ｅの実線で示す。
期間Ｔ１ではスイッチＳ２がオフで、図２−Ｃの実線で示すプラス方向の入力変動が−Ｇ倍される。
【００５９】
次の期間Ｔ２ではスイッチＳ２がオンするため、出力が零となるように補償動作が働くが、図２−Ｃの実線で示す入力も期間Ｔ２を通して指数関数的に増加し続けるため、出力の減少スピードは少し穏やかになる。
【００６０】
次の期間Ｔ３では、再びスイッチＳ２がオフであるため、入力のプラス方向への増加分だけが−Ｇ倍されて、マイナス方向に増加した後、期間Ｔ４でスイッチＳ２が再びオンすると出力が零に向かう方向で補償動作が働く。
【００６１】
期間Ｔ５の最初の時刻ｔ４で、図２−Ｃの実線で示す入力はマイナス方向の瞬間的な段差を持って変化した後、時間の経過と共に指数関数的にマイナス方向に増加する波形であるため、期間Ｔ５では、出力は−Ｇ倍されてプラス方向の値となり、以後期間Ｔ６〜Ｔ８では期間Ｔ２〜Ｔ４の場合と同様に動作する。
【００６２】
無励磁期間Ｔｂでも、「直流オフセット電圧の変動」は前記期間Ｔａと同じ波形であるため、オフセット補償回路５の出力波形は期間Ｔａにおける出力波形と同一となる。
【００６３】
期間Ｔａの間のみに示す図３−Ｅの破線は、上記出力波形に流量比例信号に応じた図２−Ｄの出力波形を重畳させたものである。
従って、図３−Ｅの期間Ｔａの間の破線と期間Ｔｂの間の実線がオフセット補償回路５の実際の出力波形を示すものとなる。
【００６４】
図３−Ｆは図２−Ｄの流量信号に対する図１のサンプリング回路６の出力波形を示す。サンプリング期間はスイッチＳ２のオン期間と同一にした場合の例で、図２−Ｄの流量比例信号を利得が−１倍の反転増幅器Ａ２を通して図４のタイミングでスイッチＳ４がオンして図２−Ｄの波形を積分した後、図４のタイミングでスイッチＳ３がオンして直接積分したのが期間Ｔａ１おけるサンプリング回路６の出力Ｅｓ１  である（図３−Ｆ）。
【００６５】
同様に反転増幅器Ａ２を通じて図４に示すスイッチＳ４のタイミングで積分し、続いて図４に示すスイッチＳ３のタイミングで積分したものが期間Ｔａ２における出力Ｅｓ２  である（図３−Ｆ）。
【００６６】
この出力Ｅｓ１  とＥｓ２  が流量信号に比例した出力である。
一方、期間Ｔｂ１とＴｂ２における流量信号は零である。
図３−Ｇは図３−Ｅの実線「直流オフセット電圧の変動」ＶＤｃに対応したサンプリング回路６の出力で、流量信号のサンプリングと同様にサンプリングされ、期間Ｔａ１，Ｔａ２に対応する出力はそれぞれＥＤｃ１，ＥＤｃ２であり、無励磁期間Ｔｂでも期間Ｔｂ１，Ｔｂ２に期間Ｔａ１，Ｔａ２と同じ値の出力ＥＤｃ１，ＥＤｃ２が出力となる。
【００６７】
なお、各出力Ｅｓ１  ，Ｅｓ２  ，ＥＤｃ１，ＥＤｃ２はスイッチＳ５のタイミングでスイッチＳ５がオンしてリセットされる。
期間Ｔａ１に対応した実際の出力はＥｓ１  ＋ＥＤｃ１を合計したものであり、図４のスイッチＰ１のタイミングで図１のホールド回路１１にホールドされる。
【００６８】
期間Ｔｂ１に対応した出力は前記ＥＤｃ１だけで、図４のスイッチＰ２のタイミングでホールド回路１２にホールドされた後、差動増幅器Ａ３で次の引き算が実施される。
【００６９】
Ｖｏ１  ＝（Ｅｓ１  ＋ＥＤｃ１）−ＥＤｃ１＝Ｅｓ１  
上式において、Ｅｓ１  ＋ＥＤｃ１は期間Ｔａ１における出力で、ＥＤｃ１は期間Ｔｂ１における出力である。
【００７０】
この引き算によって「直流オフセット電圧の変動」の影響が除去されて流量比例信号Ｅｓ１  だけとなる。
この流量比例信号Ｅｓ１  つまりＶｏ１  は短絡スイッチＳ１がオフの状態のときの電磁流量計の出力信号で、短絡スイッチＳ１や短絡抵抗Ｒｓ１  ，Ｒｓ２  を備えていない普通一般の電磁流量計の出力信号と同じである。
【００７１】
期間Ｔａ２に対応したサンプリング回路６の出力信号は、Ｅｓ２  ＋ＥＤｃ２で、図４に示すスイッチＰ３のタイミングでホールド回路１３にホールドされる。
期間Ｔｂ２に対応した出力はＥＤｃ２だけであり、図４に示すスイッチＰ４のタイミングでホールド回路１４にホールドされ、前述と同様に差動増幅器Ａ４で引き算される。
【００７２】
Ｖｏ２  ＝（Ｅｓ２  ＋ＥＤｃ２）−ＥＤｃ２＝Ｅｓ２  
上式において、Ｅｓ２  ＋ＥＤｃ２は期間Ｔａ２における出力で、ＥＤｃ２は期間Ｔｂ２における出力である。
【００７３】
こうして「直流オフセット電圧の変動」の影響が除去され流量比例信号Ｅｓ２  だけとなる。
この流量比例信号Ｅｓ２  つまりＶｏ２  は短絡スイッチＳ１がオンの時、即ちプリアンプＡ１の入力インピーダンスが低インピーダンス状態のときの出力信号であり、流体の導電率を求めるための情報（以後導電率情報と言う）となる。
【００７４】
差動増幅器Ａ３の出力Ｖｏ１  ＝Ｅｓ１  は図示されてない電圧／電流変換器で４〜２０ｍＡの電流出力としたり、積算表示器により流量の積算値として表示される。
【００７５】
出力Ｖｏ２  は出力Ｖｏ１  と共に演算回路８で流体の導電率を求めるために利用される。こうして求めた流体の導電率は、導電率信号として外部へ出力したり、導電率の変化による流量信号に発生する誤差の補正に利用して流量計測をより正確にすることもできる。
【００７６】
なお、図１〜４で説明した実施態様は本発明の基本原理を説明するためのもので、実用上は多少の問題点を残している。
第１の問題点は、オフセット補償回路の動作原理によるもので、その点を図１３に基づいて説明する。
【００７７】
オフセット補償回路は方形波信号が連続的に入力されることが前程で、図１３−Ａのように期間Ｔｃ１  〜Ｔｃ４  の２周期だけの入力の場合、出力図１３−Ｂのように期間Ｔｃ１  では１／２となり、入力が無い期間Ｔｃ′１  でも１／２の出力が生じる。
【００７８】
この点について期間Ｔｃ２  を中心としたオフセット補償の基本的な動作は、期間Ｔｃ２  の入力と一つ前の期間Ｔｃ１  の入力を積分回路５２のフィードバック動作により逆極性で加えて、直流オフセット電圧を除去することである。
【００７９】
このため、期間Ｔｃ１  では一つ前の期間Ｔｃ″４  に信号がないため、出力は期間Ｔｃ２  ，Ｔｃ３  における出力の１／２となり、入力が無くなった期間Ｔｃ′１  でも期間Ｔｃ４  の入力が逆極性で加えられるため１／２の出力が発生する。
【００８０】
第２の問題点は、短絡スイッチＳ１のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」についても図１０−Ｂのように短絡スイッチＳ１がオフした時の段差δ２と次のオフ時の段差δ２′は完全に一定ではなく、１回ごとに極微小な差異がある。
【００８１】
このため図１の実施態様における引き算による補正では完全に除去しきれない。
【００８２】
【実施例】
図５〜７の実施例は、図１〜４の実施態様におけるオフセット補償の問題と「直流オフセット電圧の変動」の１回毎のばらつきの二つの問題にも対処できる実用的な実施例で、図５は電気回路図、図６〜７はその動作を示す各部波形を示す。
【００８３】
この実施例の基本的な構成と動作は図１〜４で説明した実施態様と同じであるので、異なる部分を中心に述べる。
図６−Ａが方形波励磁の磁界を示し、励磁期間Ｔａは図７に示すように短絡スイッチＳ１がオフの励磁周期Ｔａ１，Ｔａ２と短絡スイッチＳ１がオンの励磁周期Ｔａ３，Ｔａ４の合計４周期からなり、後半の無励磁期間Ｔｂは、前記励磁期間Ｔａと同一の長さで、励磁期間Ｔａと同様に短絡スイッチＳ１がオフの周期Ｔｂ１とＴｂ２及び短絡スイッチＳ１がオンの周期Ｔｂ３とＴｂ４の合計４周期からなる。
【００８４】
そして、全体としては、励磁期間Ｔａと無励磁期間Ｔｂで計測動作の１周期を構成している。
図６−Ｂが磁界に対する流量信号で、図６−Ｃの実線が短絡スイッチＳ１のオフ・オンに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」を示す波形で、期間Ｔａの間の破線が流量信号が重畳した様子を示す波形であり、図６−Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ図２−Ａ，Ｂ，Ｃと対応し、同一波形である。
【００８５】
図６−Ｄは図６−Ｂに示す入力に対する図５のオフセット回路５の出力波形を示し、図２−Ｄに対応するが、図６−Ｄでは入力信号が零からスタートした場合のオフセット補償回路の特性のため、期間Ｔａ１の前半周期では出力の値が期間Ｔａ２の１／２になっている。
【００８６】
また、期間Ｔａ３の前半周期でも、出力の値が期間Ｔａ４の出力値より大きく、期間Ｔｂ１の前半周期では入力が零であるにもかかわらず期間Ｔａ４の１／２の値の出力が生じている。
【００８７】
この理由は先に図１３に基づいて説明した通りである。
短絡スイッチＳ１のオフとオンの期間には各々励磁期間のＴａ１とＴａ２及びＴａ３とＴａ４が存在し、無励磁期間のＴｂでも、Ｔｂ１とＴｂ２及びＴｂ３とＴｂ４の各２周期ずつが存在するため、期間Ｔａ１，Ｔａ３，Ｔｂ１，Ｔｂ３の前半周期では理想的な出力波形と異なっても、各々の２周期目のＴａ２，Ｔａ４，Ｔｂ２，Ｔｂ４では理想どおりの出力となる。
【００８８】
図７−Ｅは図６−Ｃを入力とした場合のオフセット補償回路５の出力波形を示すもので、実線は「直流オフセット電圧の変動」だけの場合、破線は流量信号電圧が重畳した場合で、この点も図２，図３の場合と同様である。
【００８９】
図７−Ｆが、図５のサンプリング回路６で図６−Ｄの流量出力を図７に示すスイッチＳ４とＳ３のタイミングでサンプリングした波形を表す。
この場合も図２〜４の場合と同様であるが、短絡スイッチＳ１がオフ・オンした直後の１周期目を避けて２周期目のＴａ２とＴａ４をサンプリングしていて、期間Ｔａ２におけるサンプリング値がＥｓ１  、期間Ｔａ４におけるサンプリング値がＥｓ２  である。
【００９０】
図７−Ｇも同様にスイッチＳ３とＳ４のタイミングで図７−Ｅの実線の「直流オフセット電圧の変動」に対する出力だけをサンプリングした波形で、期間Ｔａ２ではＥＤｃ１が、期間Ｔａ４ではＥＤｃ２がサンプリング値である。
【００９１】
無励磁期間Ｔｂでも、短絡スイッチＳ１がオフ・オンした直後の１周期目を避けていて、期間Ｔｂ２とＴｂ４におけるサンプリング値は期間Ｔａ２とＴａ４におけるサンプリング値と同じ値のＥＤｃ１とＥＤｃ２になる。
【００９２】
図５の実施例では、図７−Ｆ及び図７−Ｇの斜線部で示すホールド値Ｅｓ１  ，Ｅｓ２  及びＥＤｃ１とＥＤｃ２をＡ／Ｄ変換コントロール信号Ｐ１０のタイミングでＡ／Ｄ変換回路１０を動作させて、Ａ／Ｄ変換された値をＭＰＵ９に取り入れている。
【００９３】
ＭＰＵ９の内部では次の演算が行われる。
Ｖｏ１  ＝（Ｅｓ１  ＋ＥＤｃ１）−ＥＤｃ１＝Ｅｓ１  
Ｖｏ２  ＝（Ｅｓ２  ＋ＥＤｃ２）−ＥＤｃ２＝Ｅｓ２  
上式で、Ｅｓ１  ＋ＥＤｃ１は期間Ｔａ２における出力、ＥＤｃ１は期間Ｔｂ２における出力である。また、Ｅｓ２  ＋ＥＤｃ２は期間Ｔａ４における出力、ＥＤｃ２は期間Ｔｂ４における出力である。
【００９４】
上式のＶｏ１  が流量に比例した出力信号であり、Ｖｏ２  は短絡スイッチＳ１がオンの状態でプリアンプＡ１が低入力インピーダンス時に測定した値であり、流体の導電率を演算するための情報となり、ＭＰＵ９でＶｏ１  との比率関係から流体の導電率を計算する。
図５〜７の実施例では、Ｓ１をオン・オフした後の１周期を捨て、２周期目を信号としてサンプリングしているため、図１０−Ｂで示したように段差δ２と次のδ２′が完全に一致しなくとも計測に影響しない。
【００９５】
【発明の効果】
本発明の電磁流量計は上述のように構成されているので、短絡スイッチ（Ｓ１）のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」の大きさが電極付着物などの影響で変化しても、正しく流体の導電率を計測できる。
【００９６】
また、流体の導電率の変化が流量計測に及ぼす影響を補正する精度を向上できる。
また短絡スイッチＳ１をオン・オフした後の１周期を捨て、２周期目を信号としてサンプリングすることにより、図１０−Ｂで示したように段差δ２と次のδ２′が完全に一致しなくても計測に影響しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施形態の電気回路図である。
【図２】図１の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図３】図１の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図４】図１の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図５】本発明の他の実施例である。
【図６】図５の実施例の電気信号の波形とタイミング図である
【図７】図５の実施例の電気信号の波形とタイミング図である。
【図８】従来技術の電気回路図である。
【図９】図８の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図１０】図８の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図１１】図８の従来技術の電気信号の波形の経時変化を説明する図である。
【図１２】図８の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図１３】図１の電気回路の電気信号の波形とタイミング図である。
【符号の説明】
１              流管
２ａ，２ｂ      電極
２ｃ            アース電極
５              オフセット補償回路
Ａ１            プリアンプ
δ１            短絡スイッチ
Ｒｓ１  ，Ｒｓ２    短絡抵抗
【図１】
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【図２】
0003602636.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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