(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号周期（２ｎ  −１）の擬似ランダム符号を拡散符号とするスペクトラム拡散通信の受信機における拡散符号の初期捕捉方法において、
受信信号から（ｎ＋１）チップ以上の符号を取り出し、
符号周期（２ｎ  −１）で繰り返す擬似ランダム符号の中で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さの符号よりなる（２ｎ  −１）の受信信号の期待値と、該受信信号から取り出した符号とを比較し、
該受信信号から取り出した符号と最も一致する受信信号の期待値を選択し、
該選択された受信信号の期待値を初期値として擬似ランダム符号を生成する
ことを特徴とする拡散符号の初期捕捉方法。
【請求項２】
受信信号から（ｎ＋１）チップ以上の符号を取り出して書き込むシフトレジスタと、
符号周期（２ｎ  −１）で繰り返す擬似ランダム符号の中で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さの符号よりなる（２ｎ  −１）の受信信号の期待値を格納し、該（２ｎ  −１）の受信信号の期待値と該シフトレジスタに書き込まれた符号との一致度を比較し、該シフトレジスタに書き込まれた符号と最も一致する受信信号の期待値を選択して推定符号として出力する符号推定デコーダと、
該符号推定デコーダが出力する推定符号を初期値として擬似ランダム符号を生成して逆拡散部に供給する擬似ランダム符号発生部と
を備えることを特徴とする拡散符号の初期捕捉回路。
【請求項３】
請求項２記載の拡散符号の初期捕捉回路であって、
前記符号推定デコーダは、
直接比較される２の受信信号の期待値について、直接比較される２の受信信号の期待値の一方をランダムに選択する符号推定デコーダである
ことを特徴とする拡散符号の初期捕捉回路。
【請求項４】
請求項２又は請求項３のいずれかに記載の拡散符号の初期捕捉回路を適用することを特徴とするスペクトラム拡散通信の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散通信における拡散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期捕捉回路及びスペクトラム拡散通信の受信機に係り、特に、拡散符号の初期捕捉時間を短縮することが可能な拡散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期捕捉回路及び該拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機に関する。
【０００２】
スペクトラム拡散通信は、情報を伝送するのに最低限度必要な周波数帯域より遙かに広い帯域に信号のスペクトラムを拡散して伝送する通信方式で、スペクトラムの拡散は拡散符号と呼ぶ広帯域符号によって搬送波を変調することによって行なう。そして、受信側で送信の際に使用したのと同じ拡散符号を使って受信信号との相関をとる（これを逆拡散するという。）ことによって復調する。
【０００３】
従って、受信信号における（送信側の）拡散符号の位相と逆拡散のための（受信側の）拡散符号の位相を一致させることが必要である。両者の位相を一致させることを同期という。この同期のステップには▲１▼拡散符号を生成して受信信号との相関をとり、相関値が期待値を超える拡散符号の位相を探索する拡散符号の初期捕捉と、▲２▼捕捉された拡散符号の位相と受信信号の位相との位相関係のロックの２ステップがあるが、本発明は前者に関するものである。
【０００４】
通常、直接拡散方式のスペクトラム拡散通信においては、拡散符号として擬似ランダム符号が適用される。擬似ランダム符号は各瞬間における値がランダム分布に準ずる分布をする周期的な符号であるので、拡散符号の位相を初期捕捉するということは受信信号における擬似ランダム符号の位相に一致した擬似ランダム符号を受信側で生成することに他ならない。
【０００５】
さて、直接拡散方式のスペクトラム拡散通信における拡散符号の初期捕捉方式には、▲１▼マッチドフィルタを使用した方式と、▲２▼スライディング相関器を使用した方式とがあるが、宇宙通信や地上の移動通信等において、特に拡散符号が長い場合にはスライディング相関方式が適用されることが多い。その中でも、単純サーチ方式と符号系列推定方式が最もよく知られた初期捕捉方式である。
【０００６】
この両者を比較すると、単純サーチ方式は、搬送波対雑音比（所謂Ｃ／Ｎ）にかかわらず確実に拡散符号の初期捕捉を行なうことができるという利点を有する反面、初期捕捉時間が比較的長いという欠点を持つ。一方、符号系列推定方式は、搬送波対雑音比が比較的良好な場合には初期捕捉時間が単純サーチ方式に比較して遙かに短時間であるが、搬送波対雑音比が悪くなるに従って、よくても単純サーチ方式程度、悪くすると単純サーチ方式より長時間を要することになる。
【０００７】
ところで、スペクトラム拡散通信においては信号のスペクトラムを非常に広帯域に拡散するので、単位帯域当たりの信号電力が非常に小さくなっており、搬送波対雑音比（所謂Ｃ／Ｎ）はマイナス（搬送波レベルの方が雑音レベルより小さい。）であることが通常である。従って、低搬送波対雑音比において短時間に拡散符号を初期捕捉することができる符号系列推定方式の開発が待たれている。
【０００８】
【従来の技術】
図１７は従来の符号系列推定方式による拡散符号の初期捕捉回路で、一般にＲＡＳＥ（Ｒｅｃｕｒｔｉｏｎ  Ａｉｄｅｄ  Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  の略）方式と呼ばれる方式による拡散符号の初期捕捉回路である。
【０００９】
図１７において、５は乗算器５−１及び積分器５−２よりなる逆拡散部、６は二乗部、７は捕捉判定部、８ｂはサーチ制御部、１９は切替スイッチ、２０は半加算回路、２１はシフトレジスタ、２２はＲＡＳＥ判定部である。ここで、シフトレジスタのビット数が４で、シフトレジスタの４チップ目（ＬＳＢ）と１チップ目（ＭＳＢ）の排他的論理和をとるようになっているので、図１７は生成多項式（Ｘ４  ＋１）の、符号周期が１５の擬似ランダム符号に対する初期捕捉回路を示している。
【００１０】
図１７の構成においては、まず切替スイッチを下側の端子に接続して受信信号（正確には受信信号をアナログ・デジタル変換した信号の符号）をシフトレジスタに書き込んでゆく。そして、シフトレジスタに受信信号が４チップ書き込まれると、その半加算回路及びＲＡＳＥ判定部において４チップ目と１チップ目の半加算が行なわれ、擬似ランダム符号が生成される。この内、ＲＡＳＥ判定部においては該４チップ目と１チップ目の半加算結果と次に受信されたチップ信号との一致が検定され、両者の一致がとれるとサーチ制御部にその旨の信号が供給される。両者の一致がとれると、サーチ制御部は切替スイッチを上側の端子に接続し、シフトレジスタと半加算回路とによって周期的な擬似ランダム符号を生成するようにし、該周期的な擬似ランダム符号を逆拡散部を構成する乗算器に供給する。
【００１１】
逆拡散部においては、擬似ランダム符号と受信信号との乗算を行ない、その積を所定の期間積分する。
二乗部では該積分値を二乗して捕捉判定部に供給する。
【００１２】
捕捉判定部では、該二乗値と予め定められているしきい値とを比較し、該二乗値が該しきい値以上の場合に初期捕捉が完了したものと判定し、切替スイッチの接続を固定し、上記の動作を継続する。以降は、捕捉された拡散符号である擬似ランダム符号と受信信号との位相関係をロックするための遅延ロック動作に移行するが、遅延ロック動作にかかわる回路素子は図１７には図示していない。
【００１３】
逆に、もし該二乗値が該しきい値より小さい場合には、捕捉判定部からの信号によってサーチ制御部は再び切替スイッチを下側の端子に接続し、拡散符号の初期捕捉を再度試みる。
【００１４】
図１８は、図１７の構成における拡散符号の初期捕捉の様子（その１）で、回線状態がよくて受信信号に誤りがない場合の初期捕捉の様子を示す。
初期捕捉をする時には、送信側から送られるデータは特定のデータに決められている。今は（１１１１）からスタートして生成多項式（Ｘ４  ＋１）で生成される擬似ランダム符号が送られてくるものとすると、受信信号は図１８の最も上の段に示されているようになる。ここで、受信信号において１５チップ毎に太線で区切っているのは、生成多項式（Ｘ４  ＋１）による擬似ランダム符号の符号長（擬似ランダム符号の周期）を示すためである。
【００１５】
今、特定のタイミングで図１７のシフトレジスタに書き込まれた符号（これをサーチ符号と呼ぶことにする。）が（１１１０）であるとすると、図１７の半加算回路において最上位のチップの“１”と最下位のチップ“０”の半加算が演算されて、“１”が生成される。これは、受信信号の次のチップの“１”に一致し、ＲＡＳＥ判定部がその旨の信号をサーチ制御部に供給するので、サーチ制御部は切替スイッチを上側の端子に接続する。即ち、シフトレジスタと半加算回路とによって生成多項式（Ｘ４  ＋１）による擬似ランダム符号が継続的に生成されるようになる。
【００１６】
即ち、次のタイミングには、今生成された“１”とサーチ符号の２チップ目の“１”の半加算が演算されて“０”が生成され、その次には、今生成された“０”とサーチ符号の３チップ目の“１”とで“１”が生成され・・・というように擬似ランダム符号が生成される。
【００１７】
今は、受信信号に誤りがない場合を考えているので、生成される擬似ランダム符号は全てのチップにおいて受信信号と一致し、切替スイッチは上側の端子に接続され続け、擬似ランダム符号の生成が継続される。この擬似ランダム符号が逆拡散部を構成する乗算器に供給されて受信信号との積の積分が演算される。それを二乗した値は予め設定されたしきい値を超えるので、初期捕捉動作を終了する。
【００１８】
ところで、受信信号に誤りがない場合には図１７のシフトレジスタに如何なる位相でサーチ符号が書き込まれても生成される擬似ランダム符号と以降の受信信号とが全てのチップで一致することは、擬似ランダム符号の生成多項式が送信側と受信側とで同じであることに着目すれば容易に理解できる。即ち、ＲＡＳＥ方式による拡散符号の初期捕捉においては、受信信号に誤りがなければ図１７のシフトレジスタにサーチ符号として如何なる位相で受信信号が書き込まれても、以降生成される擬似ランダム符号と受信信号とが必ず一致するので直ちに拡散符号の初期捕捉は成功する。従って、サーチ符号を仮定して擬似ランダム符号を生成して逆拡散を試み、相関値が所定のしきい値に満たない時には該サーチ符号の位相をシフトして逆拡散を再度試みる単純サーチ方式に比較して初期捕捉時間は短くなる。ＲＡＳＥ方式におけるこの利点は、擬似ランダム符号の周期（拡散符号の符号長）が長くなればなるほど顕著になる。
【００１９】
上においては、理解しやすいように受信信号に誤りがない場合として説明したが、受信信号に誤りがないことはＲＡＳＥ方式が有利であるための必要条件ではなく、サーチ符号として図１７のシフトレジスタに書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号全体の誤り率が所定の値以下であればよい。
【００２０】
さて、図２０は、従来の拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部である。
図２０において、４ａ及び４ｂは拡散符号を生成するための遅延を補償する遅延部、５ａ及び５ｂは拡散符号の初期捕捉のための逆拡散部、５ｃ乃至５ｆは遅延ロックのための逆拡散部、６ａ及び６ｂは拡散符号の初期捕捉のための二乗部、６ｃ乃至６ｆは遅延ロックのための二乗部、９ａは拡散符号の初期捕捉のための全加算回路、９ｂ及び９ｃは遅延ロックのための全加算回路、１０は該全加算回路の出力の差を求める減算回路、１１は該減算回路の出力をアナログ変換するデジタル・アナログ変換器、１２は該デジタル・アナログ変換器の出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出す低域ろ波器、１３は該低域ろ波器が出力する直流によって周波数を制御されるクロック信号を後述するシフトレジスタに供給するクロック発生部、１４は中間周波信号を２分岐するハイブリッド、１５は２分岐された中間周波信号を直交する中間周波搬送波で検波する直交検波部、１６ａ及び１６ｂは該直交検波部の二の出力をデジタル変換するアナログ・デジタル変換器、１７はバイナリＰＳＫ復調部、１８は中間周波発振器、１９は後述するシフトレジスタへの入力信号を切り替えるスイッチ、２０は半加算回路、２１は半加算回路２０と共に擬似ランダム符号を生成して各々の逆拡散部に供給するシフトレジスタ、２２はシフトレジスタ２１と共に擬似ランダム符号を生成し、該擬似ランダム符号が受信信号と一致するか否かを判定するＲＡＳＥ判定部、２３は遅延ロック・ループを開閉する第二のスイッチである。ここで、シフトレジスタ２１、半加算回路２０及びＲＡＳＥ判定部２２、スイッチ１９、逆拡散部５ａ及び５ｂ、二乗部６ａ及び６ｂ、全加算回路９ａ、捕捉判定部７及びサーチ制御部８ｂによって拡散符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散部５ｃ乃至５ｆ、二乗部６ｃ乃至６ｆ、全加算回路９ｂ及び９ｂ、減算回路１０、デジタル・アナログ変換器１１、スイッチ２３、低域ろ波器１２及びクロック発生部１３によって遅延ロック回路が構成されている。
【００２１】
図２０の構成の動作の概要は次の通りである。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタル変換した二の出力の一方の符号ビットを取り出し、スイッチ１９を下側の端子に接続して該符号ビットをシフトレジスタに書き込んでゆき、サーチ符号とする。該サーチ符号の４チップ目と１チップ目との半加算を半加算回路及び１ＡＳＥ判定部で行ない、該ＲＡＳＥ判定部が該半加算の結果が次の受信信号との一致を検定する。一致と判定されると該ＲＡＳＥ判定部の出力によってサーチ制御部がスイッチ１９を上側の端子に接続する。これによって、半加算回路とシフトレジスタとによって擬似ランダム符号の生成が継続され、該擬似ランダム符号（これをオン・タイムの拡散符号と呼ぶ。）は逆拡散部５ａ及び５ｂの乗算器に供給される。そして、逆拡散部で演算された積分値を二乗部６ａ及び６ｂによって二乗し、該二乗部の出力を全加算回路９ａによって加算して受信信号とオン・タイムの拡散符号との相関値とする。該相関値が所定のしきい値より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成功した旨の信号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御部はスイッチ１９の接続を固定する。もし捕捉判定部が初期捕捉に失敗した旨の信号をサーチ制御部に供給すれば、該サーチ制御部はスイッチ１９を上側の端子に接続しなおして初期捕捉を再度試みる。
【００２２】
上記の動作と併行して、該オン・タイムの拡散符号より１チップ位相が進んだ拡散符号（これをアーリーの拡散符号と呼ぶ。）がシフトレジスタの３チップ目から取り出され、該オン・タイムの拡散符号より１チップ位相が遅れた拡散符号（これをレイトの拡散符号と呼ぶ。）がシフトレジスタの１チップ目から取り出されて、逆拡散部５ｃと５ｄ及び逆拡散部５ｅと５ｆに供給される。そして、逆拡散部５ｃ及び５ｄ、二乗部６ｃ及び６ｄ、全加算回路９ｂによってアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部５ｅ及び５ｆ、二乗部６ｅ及び６ｆ、全加算回路９ｃによってレイトの拡散符号と受信信号との相関値が求められる。オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれた時には、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号との相関値が最大になっている。この時、アーリーの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値より１チップ進んだ位相で最大になり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値より１チップ遅れた位相で最大となる。この両者の差を減算回路で求めるので、減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的に零となり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で最小になる。この意味で両者の差である減算回路の出力をＳ曲線と呼ぶ。
【００２３】
オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッチ２３が閉じられる。これによってＳ曲線のデジタル値がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該低域ろ波器でＳ曲線の直流分が抽出される。今、オン・タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致していれば、Ｓ曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対称になり、低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・タイムの拡散符号と受信信号との位相がずれている時には低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直流によってクロック発生部が発生するクロック信号の周波数が制御される。この遅延ロック動作によってオン・タイムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させられ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン・タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナリＰＳＫ復調部で復調される。又、該バイナリＰＳＫ復調部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発振器に自動周波数制御がかけられる。
【００２４】
従って、スペクトラム拡散通信の受信機における同期の良否は、拡散符号の初期捕捉時間の長短と遅延ロックによる正確な位相制御の両者によっており、特に、スペクトラム拡散通信の効率を高めるには拡散符号の初期捕捉が速い初期捕捉回路を使用することが必要である。
【００２５】
ＲＡＳＥ方式の初期捕捉時間は、サーチ符号として書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号全体の誤り率が所定の値以下であれば単純サーチ方式に比較して短時間であるので、図１の如くＲＡＳＥ方式を適用したスペクトラム拡散通信は単純サーチ方式を適用したスペクトラム拡散通信に比較して通信効率を高くすることができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、受信信号の誤り率が高くなって、サーチ符号として図１７のシフトレジスタに書き込まれた受信信号に誤りが含まれると様相は一変する。
【００２７】
図１９は、図１７の構成における拡散符号の初期捕捉の様子（その２）で、受信信号の誤り率が高く、サーチ符号として書き込まれた受信信号に誤りが含まれる場合には初期捕捉に成功しにくいことを示す図である。
【００２８】
図１９における受信信号は、本来は図１８における受信信号と同じ筈であるが、回線状態が悪いために・を付したチップにおいて誤りが生じている。今、サーチ符号として最初に書き込まれた受信信号が図１９の▲１▼であるとする。本来（１１１０）であるべきサーチ符号が▲１▼のサーチ符号では（１０１０）になっている。この▲１▼のサーチ符号から図１７の構成によって擬似ランダム符号を生成すると、それは図１９の「受信側で生成する擬似ランダム符号」に示すようになり、受信信号と一致するチップは少なく、逆拡散の結果の相関値が所定の値に達しない可能性が高い。逆拡散の結果の相関値が所定の値に達しない場合には、図１７の切替スイッチを再び下側の端子に接続して新たな受信信号をサーチ符号としてシフトレジスタに書き込み直して再び逆拡散を試みる。
【００２９】
２回目に書き込まれた受信信号が▲２▼のサーチ符号（０１１０）であるが、▲２▼においても先頭の“０”が誤りである。従って、以降に生成される擬似ランダム符号と以降の受信信号とのチップ毎の一致はとれにくく、逆拡散の結果の相関値が所定の値に達しない可能性が高い。もし、▲２▼のサーチ符号によっても相関値が所定の値に達しなければ更に初期捕捉をやり直さなければならない。
【００３０】
受信信号全体の誤り率が高ければサーチ符号の中に誤りが含まれる確率が高いので、こうしたサーチ符号から生成される擬似ランダム符号は受信信号と一致する確率が低い。従って、受信信号全体の誤り率が高い場合には、ＲＡＳＥ方式による拡散符号の初期捕捉には長時間を要するようになることが容易に理解できる。そして、よくても単純サーチ方式程度、悪ければ単純サーチ方式より長時間を要するようになる。
【００３１】
従って、ＲＡＳＥ方式の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の通信効率も誤り率の劣化と共に低下する。この誤り率の劣化は搬送波対雑音比の低下、即ち回線状態の悪化との関係が深い。
【００３２】
本発明は、かかる問題を解決すべく、回線状態が悪い場合にも初期捕捉時間が短い符号系列推定方式による拡散符号の初期捕捉方法と拡散符号の初期捕捉回路を提供し、以て通信効率が高いスペクトラム拡散通信の受信機を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の手段は、擬似ランダム符号の生成多項式の次数より多いチップ数を有するシフトレジスタに受信信号を書き込み、格納されている複数の受信信号の期待値と該書き込まれた受信信号との一致度を確かめ、最も確からしいと判断される受信信号の期待値を選択してサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の生成に使用する。
【００３４】
本発明の第一の手段によれば、書き込まれた受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサーチ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。
【００３５】
本発明の第二の手段は、擬似ランダム符号の生成多項式の次数より多いチップ数を有するシフトレジスタに受信信号を書き込み、格納されている複数の受信信号の期待値と該書き込まれた受信信号との一致度を確かめ、最も確からしいと判断される受信信号の期待値を選択してサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の生成に使用し、該書き込まれた受信信号との一致度が同じになる受信信号の期待値が複数ある場合には一致度が等しい該複数の期待値からランダムに選択された期待値をサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の生成に使用するものである。
【００３６】
本発明の第二の手段によれば、書き込まれた受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサーチ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。又、書き込まれた受信信号との一致度が同じになる受信信号の期待値が複数ある場合には、一致度が等しい該複数の期待値からランダムに選択された期待値をサーチ符号と仮定して擬似ランダム符号の生成を行なうことよる初期捕捉の成功率はサーチ符号の選択を再度試みる場合と同程度であるので、本発明の第一の手段と同程度の性能を有する拡散符号の初期捕捉回路を実現することが可能である。
【００３７】
本発明の第三の手段は、上記第一の手段又は第二の手段を拡散符号の初期捕捉回路として適用したスペクトラム拡散通信の受信機である。
本発明の第三の手段によれば、回線状態が悪くても短時間で初期捕捉をすることができる拡散符号の初期捕捉回路の適用により、通信効率が高いスペクトラム拡散通信の受信機を実現することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第一の原理である。
図１において、１は拡散符号として使用する擬似ランダム符号の生成多項式の次数ｎより大きい整数ｍを段数として持つｍ段のシフトレジスタ、２は格納している複数の受信信号の期待値と該ｍ段のシフトレジスタに書き込まれた受信信号との一致度が最も高い系列符号を選択して擬似ランダム符号の初期系列を決定してその旨の信号を後述するサーチ制御部に供給する符号推定デコーダ、３は該符号推定デコーダが選択した擬似ランダム符号の初期系列を初期値（従来の技術におけるサーチ符号に対応する。）として拡散符号である擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号発生器（図ではＰＮ符号発生器と標記している。）、４は該ｍ段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似ランダム符号発生器によって系列符号を選択して擬似ランダム符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、５は拡散符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗算する乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積分器により構成される逆拡散部、６は該逆拡散部の出力を二乗する二乗部、７は該二乗部の出力と予め定められているしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否かを判定する捕捉判定部、８は該捕捉判定部の判定結果及び該符号推定デコーダが出力する推定見送りフラグを参照して選択された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ランダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。尚、サーチ制御部からｍ段のシフトレジスタに供給される信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該ｍ段のシフトレジスタの内容が書き変わらないようにするための信号で、例えば、該ｍ段のシフトレジスタの中にはこの信号によってロードされてカウントを開始するカウンタと該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする論理積回路を設けておけばよい。
【００３９】
ここで、符号推定デコーダが行なう、格納している複数の受信信号の期待値と該ｍ段シフトレジスタに書き込まれた受信信号との一致度の検定は、格納している複数の受信信号の期待値の中で受信信号とのハミング距離が最小の受信信号の期待値を選択することによって行なうことができる。ところで、ハミング距離を求めてそれが最小になる受信信号の期待値を選択することは、以下にのべる如く、受信信号の期待値と実際の受信信号との相関値を求めて該相関値が最大になる受信信号の期待値を選択することと等価である。
【００４０】
まず、受信信号の期待値と実際の受信信号とのハミング距離は、チップ毎に両者の半加算演算を行なってその結果を整数として加算することで求められるので、全てのチップで両者が一致している場合にはハミング距離は０、全てのチップで両者が一致していない場合にはハミング距離はｍ（上記の如く、ｍチップの受信信号とその期待値とを比較しているからである。）となる。一方、受信信号の期待値と実際の受信信号との相関値は、チップ毎に両者の半加算演算結果の否定をとってその結果を整数として加算することによって求めることができるので、全てのチップで両者が一致している時には相関値はｍ、全てのチップで両者が一致していない時には相関値は０となる。即ち、ハミング距離の演算と相関値の演算とでは、回路的には両者の半加算演算をするか、両者の半加算演算結果を否定するか違いでしかなく、演算結果の大小がハミング距離と相関値とで逆になるだけである。
【００４１】
従って、一致度の検定は、ハミング距離によっても相関値によっても行なうことができるので、検定の方法をいずれかに限定する必要はない。ただ、以下においては、一致度の検定はハミング距離の演算によって行なうものとして説明を行なう。
【００４２】
又、受信信号の期待値としては、拡散符号として採用されている系列符号と同じ系列符号を適用する必要がある。通常はＭ系列の擬似ランダム符号が拡散符号として使用されるので、以下においては、受信信号の期待値はＭ系列の擬似ランダム符号であるとする。
【００４３】
さて、まずハミング距離による受信信号の推定の可能性について説明する。簡単のために、符号周期が１５のＭ系列擬似ランダム符号を例に説明する。符号周期が１５のＭ系列擬似ランダム符号の生成多項式は（Ｘ４  ＋１）であるので、該擬似ランダム符号は、図２の（イ）に示すように、４段のシフトレジスタの４段目と１段目の内容の半加算を演算し、該半加算結果を該シフトレジスタの１段目に供給すると同時に符号出力として取り出すことによって得ることができる。
【００４４】
今、図２（イ）のシフトレジスタの各段に全て“１”が書き込まれた状態を初期状態とする擬似ランダム符号の生成について考える。図２（イ）においては、シフトレジスタの４段目と１段目の内容の半加算結果が該シフトレジスタの１段目に供給される、該シフトレジスタの内容はクロックによって１段ずつ右にシフトされる。
【００４５】
まず、全て“１”が書き込まれた初期状態（これが、図２（ロ）の符号番号１に示されている。）では、４チップ目の“１”と１チップ目の“１”との半加算結果は“０”であるので、次のタイミングには該シフトレジスタの内容は１段右にシフトされると共に該“０”が１チップ目に書き込まれる。この状態の符号が図２（ロ）の符号番号２の符号である。この時の４チップ目の“１”と１チップ目の“０”との半加算結果は“１”であるので、次のタイミングには該シフトレジスタの内容は１段右にシフトされると共に該“１”が１チップ目に書き込まれる。この状態の符号が図２（ロ）の符号番号３の符号である。この演算の繰り返しで、符号番号１５の状態になる。この時の４チップ目の“０”と１チップ目の“１”の半加算結果は“１”であるので、次のタイミングには該シフトレジスタの内容は１段右にシフトされると共に該“１”が１チップ目に書き込まれて、該シフトレジスタの内容は全て“１”になる。この状態の符号は符号１にほかならず、（Ｘ４  ＋１）を生成多項式とする擬似ランダム符号は符号周期が１５であることがこの説明からも理解できる。そして、この場合に拡散符号として出力されるのは、符号番号２の１チップ目の“０”を先頭にし、符号番号１の１チップ目の“１”を最後尾とする“０１０１１００１０００１１１１”の繰り返しである。
【００４６】
従って、受信信号の期待値は符号系列“０１０１１００１０００１１１１”に準拠して決められる。
さて、上で受信信号のｍ〔ｍ＞（ｎ＋１）〕チップをシフトレジスタに書き込み、同じチップ数の期待値と比較すると述べたが、この場合にはｎは４であるので、５チップ以上の受信信号と期待値を比較することになる。何故４チップではいけないかというと、４チップの中に１チップの誤りがあり得ると考えれば拡散符号の位相を特定することができないからである。即ち、例えば“０１００”が受信された時、上の符号系列の中で７チップ目乃至９チップ目の“０１００”が誤りなく受信されたのか、上の符号系列の中で１チップ目乃至４チップ目の“０１０１”の最後尾が１チップ誤って受信されたのか、上の符号系列の中で３チップ目乃至６チップ目の“０１１０”の３番目が１チップ誤って受信されたのか、上の符号系列の中で４チップ目乃至７チップ目の“１１００”の先頭が１チップ誤って受信されたのかを特定できない。即ち、４チップの受信信号と同数の受信符号の期待値を比較して、ハミング距離が最小の符号が正しい符号だとして推定する方法で符号を選択すると、初期捕捉に成功する可能性が低いことが理解できる。
【００４７】
次に５チップにしてみる。例えば“０１０００”が受信された時、上の符号系列の中には“０１００１”、“０１０１０”、“０００００”、“１１０００”は存在しえないので、これらが１チップ誤って受信されたものではないことが判り、唯一“０１１００”の３番目が１チップ誤って受信されたのと判別できないだけである。従って、５チップで受信信号とその期待値とを比較すれば、正しいと思われる受信信号を推定できる確率が格段に上がるが、この例でも正しい推定を行なうことができない。従って、実用的には更に長い系列符号で推定することが望ましい。
【００４８】
そこで、８チップの受信信号とその期待値とを比較して正しいと思われる符号を推定する場合について検討してみる。
図３は、図１の構成における受信信号の期待値と符号推定デコーダの推定結果の関係を説明する図で、８チップの受信信号と同じチップ数の受信信号の期待値を比較した結果、正しいと思われる８チップの受信信号が符号番号１乃至１５の受信信号の期待値のいずれかであると判定された時には、それに対応して示されている４チップの系列符号を推定結果とすることを示している。例えば、符号番号１の期待値“０１０１１００１”が選択された時には“１００１”が推定結果である。図３の場合、選択された期待値の下位４チップを推定結果として図示しているが、これに限定される訳ではなく、８チップの期待値の中の連続する任意の４チップを推定結果であるとすることができる。
【００４９】
図４乃至図６は、８チップの系列符号間のハミング距離（その１）、８チップの系列符号間のハミング距離（その２）、８チップの系列符号間のハミング距離（その３）である。
【００５０】
図４乃至図６の見方は次の通りである。即ち、１５通りの８チップの系列符号の全ての組合せについてハミング距離を求めるので、符号番号１の系列符号に対しては符号番号１乃至符号番号１５の系列符号との組合せを考える必要がある。次に符号番号２の系列符号についても符号番号１乃至１５の系列符号との組合せを考える必要があるが、符号番号１と符号番号２との組合せは既に検討されているので除外されている。符号番号３の系列符号以下についても同様である。そして、例えば符号番号１の系列符号と符号番号１０の系列符号とのハミング距離は３であると読み取ればよい。
【００５１】
そして、図４乃至図６の全ての組合せについてハミング距離を見ると、符号周期１５の擬似ランダム符号の８チップで形成される系列符号間のハミング距離は、自分と同一の符号とのハミング距離を除いて、３が最小であることが判る。即ち、符号理論の定理によって、３チップの誤りは検出することができるが誤りを訂正することはできない。これを判り易く図示したのが図７に示したハミング距離が３になる系列符号の組合せである。これは、図４乃至図６の結果を異なる表現方法で示したものである。例えば、３チップの誤りがある場合に符号番号１の系列符号が受信されたとしたら、符号番号４、５、１０、１１の系列符号のいずれが誤って符号番号１の系列符号として受信されたかを判別することはできない。そして、全ての系列符号について複数の系列符号が３チップ誤って受信される可能性があるので、３チップの誤りがあればどの系列符号から誤ったかの推定は不確定になる。
【００５２】
又、２チップの誤りがありうる場合には、詳細は図示しないが、その誤った系列符号とハミング距離が２である系列符号と、その誤った系列符号とハミング距離が１である系列符号が存在しうるので、やはり、どの符号から誤ったかの推定が不確定になる。図８に、ハミング距離２の系列符号から正しい推定ができない例として、２チップ誤った系列符号とハミング距離１になる元の系列符号以外の系列符号の例を示している。
【００５３】
最後に、或る系列符号が１チップ誤って受信された場合について検証してみると、元の系列符号以外の系列符号とその誤った系列符号とのハミング距離は２以上になり、元の系列符号とその誤った系列符号とのハミング距離が最小になるので、完全に元の系列符号を推定することができる。
【００５４】
８チップの受信信号の中に必ず１チップの誤りがあるということは、誤り率にすれば１０％超という極めて悪い状態である。これを完全に推定できるということは、大幅な改善である。
【００５５】
本発明の第一の原理は、受信信号と受信信号の期待値のハミング距離が最小になる受信信号の期待値を正しい受信信号として選択することを特徴とする。
図９は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原理である。
【００５６】
図９において、１は拡散符号として使用する擬似ランダム符号の生成多項式の次数ｎより大きい整数ｍを段数として持つｍ段のシフトレジスタ、２ａは格納している複数の受信信号の期待値と該ｍ段のシフトレジスタに書き込まれた受信信号との一致度を検定することによって正しいと思われる系列符号を推定して擬似ランダム符号の初期系列とし、両者の一致度が等しい受信信号の期待値が複数ある場合には一致度が等しい複数の期待値の中からランダムに一の期待値を選択して擬似ランダム符号の初期系列としてサーチ制御部に供給する符号推定デコーダ、３は該符号推定デコーダが推定する擬似ランダム符号の初期系列を初期値として拡散符号である擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号発生器（図ではＰＮ符号発生器と標記している。）、４は該ｍ段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似ランダム符号発生器によって系列符号を推定して擬似ランダム符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、５は拡散符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗算する乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積分器によって構成される逆拡散部、６は該逆拡散部の出力を二乗する二乗部、７は該二乗部の出力と予め定められているしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否かを判定する捕捉判定部、８は該捕捉判定部の判定結果を参照して、推定された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ランダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。尚、サーチ制御部からｍ段のシフトレジスタに供給される信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該ｍ段のシフトレジスタの内容が書き変わらないようにするための信号で、例えば、該ｍ段のシフトレジスタの中にはこの信号によってロードされてカウントを開始するカウンタと該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする論理積回路を設けておけばよい。
【００５７】
図９の構成は、基本的には図１の構成と同じものである。唯一異なるのは、図１における符号推定デコーダは、直接比較する期待値のハミング距離が同じになる時には固定的に一方を選択するのに対して、図９の符号推定デコーダは、受信信号と同じハミング距離になる系列符号が複数存在する時にはハミング距離が同一である複数の系列符号の中からランダムに系列符号を選択して推定結果とする点である。
【００５８】
受信信号中の誤りの数が多い場合には、ハミング距離が同一である２の期待値の中からランダムに系列符号を選択して推定結果としても、固定的に一方を選択する場合と平均的には初期捕捉の効率は同程度であると期待できる。
【００５９】
図１０は、図１の構成における符号推定デコーダで、周期が１５である擬似ランダム符号において８チップの受信信号と受信信号の期待値とのハミング距離によって期待値を推定する場合を例に示したものである。
【００６０】
図１０において、１−１乃至１−３は受信信号を書き込むシフトレジスタ、２−１乃至２−３は受信信号の期待値を格納しているレジスタ、２−４乃至２−６は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフトレジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組として、１５のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演算部の組が設けられている。２−７は１５のハミング距離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小値を出力するハミング距離演算部と組になっているレジスタに格納されている４チップの系列符号を選択し、１５のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出力する複数のハミング距離演算部がある時には推定見送りフラグを出力する符号選択制御部である。該符号選択制御部は、トーナメント型セレクタによって構成される。
【００６１】
図１１は、トーナメント型セレクタの基本形（その１）である。
図１１において、２−７−１１は二のハミング距離演算部より供給される符号間のハミング距離を比較して二の符号間距離が等しくない旨の出力を供給する比較部、２−７−１２は該比較部の二の出力のうち二のハミング距離が等しくない旨の出力によって該二のハミング距離の一方を選択する第一のセレクタ、２−７−１３は該比較部の二の出力のうち二のハミング距離が等しくない旨の出力によって該二の期待値の一方を選択する第二のセレクタ、２−７−１４及び２−７−１５は該第一、第二のセレクタの出力をラッチするフリップ・フロップである。
【００６２】
ここで比較部は、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより大きい場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“１”を、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより小さい場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“０”を、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂと等しい場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“０”を出力するように構成する。これは、Ａ＝Ｂの時に“１”を出力し、Ａ≠Ｂの時に“０”を出力する第一のコンパレータと、Ａ＞Ｂの時に“１”を出力し、Ａ＜Ｂの時に“０”を出力する第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力の否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する論理積回路とを備え、該論理積回路の出力をＡ＞Ｂの出力端子とすればよい。
【００６３】
そして、セレクタは、選択端子に供給される信号が“０”の時にａを選択し、選択端子に供給される信号が“１”の時にｂを選択するものとすれば、Ａ＜ＢとＡ＝Ｂの時にはａ側を選択し、Ａ＞Ｂの時にはｂ側を選択するので、第一のセレクタ２−７−１２は二のハミング距離のうち大きくない方（正確には「大きくない方」であるが、表現が紛らわしいので、以降は「大きくない方」の意味で「最小」と表現する。）を選択して出力し（この出力を▲１▼と標記する。）、第二のセレクタ２−７−１３は該選択されたハミング距離に対応する受信信号の期待値を選択して出力する（この出力を▲２▼と標記する。）。
【００６４】
図１２は、トーナメント型セレクタの第一の実施の形態で、１５の系列符号がある場合の符号選択制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に示している。
【００６５】
図１２において、２−７−１は図１１に示したトーナメント型セレクタの基本形（その１）で、同一形状の物は全て図１１に示したトーナメント型セレクタの基本形（その１）である。
【００６６】
図１２の構成において、最低位（最も左の列）の基本形（その１）の各々には１５の受信信号の期待値の内の２の期待値と、実際の受信信号と該２の期待値との間のハミング距離が与えられ、該最低位の基本形（その１）の各々から最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値▲２▼とが出力される。こうして、最低位の隣合う２の基本形から出力される２の最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する２の受信信号の期待値▲２▼は最低位の次（左から２番目の列）の基本形（その１）に入力されて、同様に、最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値▲２▼とが出力される。
【００６７】
このように、トーナメント形式で受信信号と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の基本形（その１）に伝えられ、最終的に受信信号と１５の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択される。
【００６８】
もし、受信信号と１５の受信信号の期待値との間のハミング距離に等しいものがなければ、最上位の基本形（その１）が出力する最小のハミング距離は真に最小のハミング距離であり、最上位の基本形（その１）が出力する該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値は推定符号として選択された符号である。
【００６９】
該推定符号を図１０における擬似ランダム符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ランダム符号を生成する。
もし、受信信号と１５の受信信号の期待値との間のハミング距離に等しいものがあっても、最上位の基本形（その１）が出力するハミング距離は最小であることには変わりがないので、最上位の基本形（その１）が出力する該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値は推定符号として選択された符号となる。
【００７０】
該推定符号を図１０における擬似ランダム符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ランダム符号を生成する。
図１３は、図９の構成における符号推定デコーダで、周期が１５である擬似ランダム符号において８チップの受信信号と受信信号の期待値とのハミング距離によって期待値を推定する場合を例に示したものである。構成的には図１０と同一であるが、符号選択制御部の詳細は図１０とは異なっている。
【００７１】
図１３において、１−１乃至１−３は受信信号を書き込むシフトレジスタ、２−１乃至２−３は受信信号の期待値を格納しているレジスタ、２−４乃至２−６は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフトレジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組として、１５のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演算部の組が設けられている。２−７ａは１５のハミング距離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小値を出力するハミング距離演算部と組になっているレジスタに格納されている４チップの系列符号を選択し、１５のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出力する複数のハミング距離演算部がある時には該等しいハミング距離になる複数の受信信号の期待値からランダムに選択した系列符号を推定符号として出力する符号選択制御部である。該符号選択制御部は、トーナメント型セレクタによって構成される。
【００７２】
図１４は、トーナメント型セレクタの基本形（その２）である。
図１４において、２−７ａ−１１は２のハミング距離演算部より供給される符号間のハミング距離を比較して２の符号間距離が等しくない旨の出力と２のハミング距離が等しい旨の出力を供給する比較部、２−７ａ−１２は２のハミング距離の内の一方を選択する第一のセレクタ、２−７ａ−１３は２の期待値の内の一方を選択する第二のセレクタ、２−７ａ−１４は２のハミング距離が等しくない時には該比較部のＡ＞Ｂ端子の出力を選択し、２のハミング距離が等しい時には後述するカウンタのＬＳＢを選択して該第一のセレクタに選択信号を供給する第三のセレクタ、２：７ａ−１５は２のハミング距離が等しくない時には該比較部のＡ＞Ｂ端子の出力を選択し、２のハミング距離が等しい時には後述するカウンタのＬＳＢを選択して該第一のセレクタに選択信号を供給する第四のセレクタ、２−７ａ−１６はチップ・クロックとは非同期で周波数がチップ・クロックの２倍のクロックをカウントしてＬＳＢを出力するカウンタ、２−７ａ−１７は該カウンタの出力をラッチするフリップ・フロップ、２−７ａ−１８及び２−７ａ−１９は該第一、第二のセレクタの出力をラッチするフリップ・フロップである。
【００７３】
ここで比較部はハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより大きい場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“１”を、Ａ＝Ｂの出力端子には“０”を出力し、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより小さい場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“０”を、Ａ＝Ｂの出力端子には“０”を出力し、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂと等しい場合にはＡ＞Ｂの出力端子には“０”を、Ａ＝Ｂの出力端子には“１”を出力するように構成する。これは、Ａ＝Ｂの時に“１”を出力し、Ａ≠Ｂの時に“０”を出力する第一のコンパレータと、Ａ＞Ｂの時に“１”を出力し、Ａ＜Ｂの時に“０”を出力する第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力の否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する論理積回路とを備え、該第一のコンパレータの出力をＡ＝Ｂの出力端子とし、該論理積回路の出力をＡ＞Ｂの出力端子とすればよい。
【００７４】
そして、セレクタは、選択端子に供給される信号が“０”の時にａ端子を選択し、選択端子に供給される信号が“１”の時にｂ端子を選択するものとすれば、Ａ＝Ｂでない時には第三のセレクタ及び第四のセレクタの選択端子には“０”が供給されるので、該第三及び第四のセレクタは比較部のＡ＞Ｂ端子の出力を選択して、それぞれ、第一及び第二のセレクタの選択端子に供給する。一方、Ａ＝Ｂの時には第三のセレクタ及び第四のセレクタの選択端子には“１”が供給されるので、該第三及び第四のセレクタはカウンタが出力するカウント値のＬＳＢを選択して、それぞれ、第一及び第二のセレクタの選択端子に供給する。
【００７５】
従って、Ａ＞Ｂの時には第一のセレクタによってハミング距離Ｂが選択され、第二のセレクタによって該ハミング距離Ｂに対応する受信信号の期待値２が選択されて出力される。又、Ａ＜Ｂの時には第一のセレクタによってハミング距離Ａが選択され、第二のセレクタによって該ハミング距離Ａに対応する受信信号の期待値１が選択されて出力される。
【００７６】
一方、Ａ＝Ｂの時には次のように動作する。即ち、カウンタのＬＳＢには“０”と“１”とが現れ、しかも該カウンタのクロックはチップ・クロックとは非同期でチップ・クロックの周波数の２倍のクロックであるので、第一のセレクタにおいて２のハミング距離Ａ及びＢはランダムに選択される。この時、ハミング距離Ａが選択された時には第二のセレクタにおいて該Ａに対応する受信信号の期待値１が選択され、ハミング距離Ｂが選択された時には第二のセレクタにおいて該Ｂに対応する受信信号の期待値２が選択されて出力される。
【００７７】
上記のようにして、図１４の構成は大きくない方（表現が紛らわしいので「大きくない」の意味で「最小」と表現する。）のハミング距離（これを▲１▼とする。）と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値（これを▲２▼とする。）とを選択して出力する。
【００７８】
図１５は、トーナメント型セレクタの第二の実施の形態で、１５の系列符号がある場合の符号選択制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に図示している。構成的には図１２と同じであるが、トーナメント型セレクタを構成するトーナメント型セレクタの基本形が図１２の場合とは異なる。
【００７９】
図１５において、２−７ａ−１は図１４に示したトーナメント型セレクタの基本形（その２）で、同一形状の物は全て２−７−１と同じである。
図１５の構成において、最低位（最も左の列）の基本形（その２）の各々には１５の受信信号の期待値の内の２の期待値と、実際の受信信号と該２の期待値との間のハミング距離が与えられ、該最低位の基本形（その２）の各々から最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値▲２▼とが出力される。こうして、最低位の隣合う２の基本形から出力される２の最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する２の受信信号の期待値▲２▼は最低位の次（左から２番目の列）の基本形（その２）に入力されて、同様に、最小のハミング距離▲１▼と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値▲２▼とが出力される。
【００８０】
このように、トーナメント形式で受信信号と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の基本形（その２）に伝えられ、最終的に受信信号と１５の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択される。
【００８１】
これで本発明の拡散符号の初期捕捉回路について説明を終了し、該拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機についての説明に移る。図１６は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部である。
【００８２】
図１６において、１はｍ段のシフトレジスタ（ｍは拡散符号である擬似ランダム符号の生成多項式の次数ｎより大きい整数）、２は最小のハミング距離と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値を選択して出力し、受信信号と受信信号の期待値とのハミング距離が等しい期待値が複数ある場合には推定見送りフラグを出力する符号推定デコーダ、３は該符号推定デコーダが出力する推定符号を初期値として擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号発生部、４ａ及び４ｂは拡散符号を生成するための遅延を補償する遅延部、５ａ及び５ｂは拡散符号の初期捕捉のための逆拡散部、５ｃ乃至５ｆは遅延ロックのための逆拡散部、６ａ及び６ｂは拡散符号の初期捕捉のための二乗部、６ｃ乃至６ｆは遅延ロックのための二乗部、９ａは拡散符号の初期捕捉のための全加算回路、９ｂ及び９ｃは遅延ロックのための全加算回路、１０は該全加算回路の出力の差を求める減算回路、１１は該減算回路の出力をアナログ変換するデジタル・アナログ変換器、１２は該デジタル・アナログ変換器の出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出す低域ろ波器、１３は該低域ろ波器が出力する直流によって周波数を制御されるクロック信号を後述する擬似ランダム符号発生部に供給するクロック発生部、１４は中間周波信号を２分岐するハイブリッド、１５は２分岐された中間周波信号を直交する中間周波搬送波で検波する直交検波部、１６ａ及び１６ｂは該直交検波部の二の出力をデジタル変換するアナログ・デジタル変換器、１７はバイナリＰＳＫ復調部、１８は中間周波発振器、２３は遅延ロック・ループを開閉するスイッチである。ここで、ｍ段のシフトレジスタ１、符号推定デコーダ２、逆拡散部５ａ及び５ｂ、二乗部６ａ及び６ｂ、全加算回路９ａ、捕捉判定部７及びサーチ制御部８ａによって拡散符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散部５ｃ乃至５ｆ、二乗部６ｃ乃至６ｆ、全加算回路９ｂ及び９ｂ、減算回路１０、デジタル・アナログ変換器１１、スイッチ２３、低域ろ波器１２及びクロック発生部１３によって遅延ロック回路が構成されている。
【００８３】
図１６の構成の動作の概要は、図２０の構成の動作の説明と、図１及び図１０乃至図１２の構成の動作の説明とを併せ考えれば理解できるものであるが、記述が分散されていることを考慮して以下において再度の説明をする。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタル変換した２の出力の一方の符号ビットを取り出し、ｍ段のシフトレジスタに書込み、符号推定デコーダの中に格納されている受信信号の期待値とを比較する。比較の結果、受信信号とのハミング距離が最小になる受信信号の期待値を選択して擬似ランダム符号生成の初期値として擬似ランダム符号発生部にロードする。これによって生成される擬似ランダム符号（これをオン・タイムの拡散符号と呼ぶ。）は逆拡散部５ａ及び５ｂの乗算器に供給される。そして、逆拡散部で演算された積分値を二乗部６ａ及び６ｂによって二乗し、該二乗部の出力を全加算回路９ａによって加算して受信信号とオン・タイムの拡散符号との相関値とする。該相関値が所定のしきい値より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成功した旨の信号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御部は擬似ランダム符号発生部への以降の初期値のロードを禁止し、以降は先にロードされた初期値による擬似ランダム符号の生成を継続させる。もし捕捉判定部が初期捕捉に失敗した旨の信号をサーチ制御部に供給すれば、該サーチ制御部は新たな初期値を擬似ランダム符号発生部にロードしなおして再度初期捕捉を試みる。
【００８４】
又、受信信号とのハミング距離が等しくなる受信信号の期待値が複数存在する時には、符号推定デコーダが出力する推定見送りフラグによってサーチ制御部は擬似ランダム符号発生部に擬似ランダム符号の初期値のロードを禁止する。
【００８５】
上記の動作と併行して、該オン・タイムの拡散符号より１チップ位相が進んだ拡散符号（これをアーリーの拡散符号と呼ぶ。）と、該オン・タイムの拡散符号より１チップ位相が遅れた拡散符号（これをレイトの拡散符号と呼ぶ。）が擬似ランダム符号発生部から取り出されて、逆拡散部５ｃと５ｄ及び逆拡散部５ｅと５ｆに供給される。そして、逆拡散部５ｃ及び５ｄ、二乗部６ｃ及び６ｄ、全加算回路９ｂによってアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部５ｅ及び５ｆ、二乗部６ｅ及び６ｆ、全加算回路９ｃによってレイトの拡散符号と受信信号との相関値が求められる。オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれた時には、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号との相関値が最大になっている。この時、アーリーの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値より１チップ進んだ位相で最大になり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値より１チップ遅れた位相で最大となる。この両者の差を減算回路で求めるので、減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的に零となり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で最小になるＳ曲線となる。
【００８６】
オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッチ２３が閉じられる。これによってＳ曲線のデジタル値がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該低域ろ波器でＳ曲線の直流分が抽出される。今、オン・タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致していれば、Ｓ曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対称になって低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・タイムの拡散符号と受信信号との位相が若干ずれている時には低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直流によってクロック発生部が発生するクロック信号の周波数が制御される。この遅延ロック動作によってオン・タイムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させられ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン・タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナリＰＳＫ復調部で復調される。又、該バイナリＰＳＫ復調部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発振器に自動周波数制御がかけられる。
【００８７】
ここで、本発明の拡散符号の初期捕捉回路による初期捕捉の成功率と従来のＲＡＳＥ方式による初期捕捉の成功率を比較した結果は次のようになる。
例えば周期１，０２３の擬似ランダム符号を拡散符号とする場合に初期捕捉の成功率８０％程度を確保するためには、従来のＲＡＳＥ方式の場合には＋３ｄＢ程度の搬送波対雑音比が必要なのに対して、本発明の拡散符号の初期捕捉回路で２０チップの系列符号によって符号を推定する場合には−１ｄＢ、３０チップの系列符号によって符号を推定する場合には−７ｄＢ程度の搬送波対雑音比でよい。
【００８８】
又、搬送波対雑音比を−７ｄＢとすると、従来のＲＡＳＥ方式による初期捕捉においては初期捕捉の成功率は１％のオーダーになり、殆ど実用にはなりえない。
【００８９】
尚、上記の改善効果は本発明の第一の原理を適用したスペクトラム拡散通信の受信機においても、本発明の第二の原理を適用したスペクトラム拡散通信の受信機においても同程度である。
【００９０】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明により、拡散符号の初期捕捉の成功率が高い拡散符号の初期捕捉方法が得られ、これにより拡散符号の初期捕捉時間を短縮することが可能な拡散符号の初期捕捉回路及び該拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第一の原理。
【図２】拡散符号の例。
【図３】図１の構成における受信信号の期待値と符号推定デコーダの推定結果との関係。
【図４】８チップの系列符号間のハミング距離（その１）。
【図５】８チップの系列符号間のハミング距離（その２）。
【図６】８チップの系列符号間のハミング距離（その３）。
【図７】ハミング距離が３になる受信系列符号の組合せ。
【図８】ハミング距離２の受信系列符号から正しく推定できない例。
【図９】本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原理。
【図１０】図１の構成における符号推定デコーダ。
【図１１】トーナメント型セレクタの基本形（その１）。
【図１２】トーナメント型セレクタの第一の実施の形態。
【図１３】図９の構成における符号推定デコーダ。
【図１４】トーナメント型セレクタの基本形（その２）。
【図１５】トーナメント型セレクタの第二の実施の形態。
【図１６】本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部。
【図１７】従来の符号系列推定方式による拡散符号の初期捕捉回路。
【図１８】図１７の構成における拡散符号の初期捕捉の様子（その１）。
【図１９】図１７の構成における拡散符号の初期捕捉の様子（その２）。
【図２０】従来の拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部。
【符号の説明】
１  ｍ段のシフトレジスタ
２  符号推定デコーダ
３  擬似ランダム符号発生部（ＰＮ発生部）
４  遅延部
５  逆拡散部
６  二乗部
７  捕捉判定部
８  サーチ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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