(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチサブキャリア直交変調信号のシンボルタイミング再生回路であって、
直交変換された受信信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（３０６）と、
Ａ／Ｄ変換器（３０６）でサンプリングされた信号（３０７）にサブキャリア分離用ローカルを乗じてベースバンドフィルタを通して各サブキャリアに分離したサブキャリア分離信号に、サブキャリア分離用ローカルの複数共役ベクトルと既知信号の逆数とを乗じて乗算結果を求める分離・逆変調部（３０１）と、
前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果から既知信号のシンボルタイミング付近のサンプルを検出しこれを基準サンプルとする既知信号検出部（３０２）と、
２波以上のサブキャリアにおいて、前記基準サンプルの前方のサンプルと前記基準サンプルの後方のサンプルとに対応する前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果を選択するサンプル選択部（３１１）と、
前記サンプル選択部（３１１）により選択された各サンプルにおいて、２波以上のサブキャリア間の前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果のベクトル値の相対距離を評価する相対距離評価部（３１２）と、
前記相対距離評価部（３１２）で評価された前方サンプルと後方サンプルとの評価値の大小関係を使って基準サンプルのシンボルタイミング真値に対する位相の極性を検出する位相検出部（３０５）と、
前記位相検出部（３０５）の位相検出信号によって位相が制御され、その出力で前記Ａ／Ｄ変換器（３０６）がサンプリング動作するタイミングを規定するタイミングクロック（４１１）を発生させる位相制御型クロック発生部（３１０）とを備えることを特徴とするシンボルタイミング再生回路。
【請求項２】
マルチサブキャリア直交変調信号のシンボルタイミング再生回路であって、
直交変換された受信信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（３０６）と、
Ａ／Ｄ変換器（３０６）でサンプリングされた信号（３０７）にサブキャリア分離用ローカルを乗じてベースバンドフィルタを通して各サブキャリアに分離したサブキャリア分離信号に、サブキャリア分離用ローカルの複数共役ベクトルと既知信号の逆数とを乗じて乗算結果を求める分離・逆変調部（３０１）と、
前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果から既知信号のシンボルタイミング付近のサンプルを検出しこれを基準サンプルとする既知信号検出部（３０２）と、
２波以上のサブキャリアにおいて、前記基準サンプルの前方のサンプルと前記基準サンプルの後方のサンプルとに対応する前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果を選択するサンプル選択部（３１１）と、
前記サンプル選択部（３１１）により選択された各サンプルにおいて、２波以上のサブキャリア間の前記分離・逆変調部（３０１）の乗算結果のベクトル値の相対距離を評価する相対距離評価部（３１２）と、
前記相対距離評価部（３１２）で評価された前方サンプルと後方サンプルとの評価値の大小関係を使って基準サンプルのシンボルタイミング真値に対する位相の極性を検出する位相検出部（３０５）と、
前記位相検出部（３０５）の位相検出信号を平滑化するフィルタ部（３０９）と、
前記フィルタ部（３０９）から出力される位相信号によって位相が制御され、その出力で前記Ａ／Ｄ変換器（３０６）がサンプリング動作するタイミングを規定するタイミングクロック（４１１）を発生させる位相制御型クロック発生部（３１０）とを備えることを特徴とするシンボルタイミング再生回路。
【請求項３】
前記位相検出部（３０５）は、前記相対距離評価部（３０４）で評価された前方サンプルと後方サンプルの評価値がほぼ等しい場合には、位相極性検出信号を出力しないことを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のシンボルタイミング再生回路。
【請求項４】
前記位相検出部（３０５）は、前記相対距離評価部（３０４）で評価された前方サンプルと後方サンプルの評価値の差または比の大きさによって制御する位相量を変化させることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のシンボルタイミング再生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、受信同期を取得するためにマルチサブキャリア直交変調信号の既知信号を検出した後シンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生回路に関し、特にディジタルＭＣＡシステムのようなＭ１６ＱＡＭ（直交振幅変調）が使用される移動体通信での復調に用いる受信同期取得に好適であるが、それのみに限定されない。
【０００２】
【従来の技術】
従来において、マルチサブキャリア直交変調信号のシンボルタイミングの再生に既知信号を検出した後、その前後のサンプルを含めて評価値を評価することが提案されている。例として１６ＱＡＭを４つのサブキャリアに変調するＭ１６ＱＡＭをとりあげて、まず既知信号検出方法を説明する。
【０００３】
図６はＭ１６ＱＡＭ通信規約の一例である。図６（ａ）はスロット構成を示している。各スロットの先頭には、既知信号である３つの同期シンボルＦ１、Ｆ２、Ｆ３が付加される。それら同期シンボル後には、データＧが伝送される。
先頭の同期シンボルＦ１のシンボル時刻においては、サブキャリア位相は０度、つまり、（１＋ｊ０）である。また、前記同期シンボルＦ１、Ｆ２、Ｆ３、データＧの伝送間隔はＴｓである。図６（ｂ）は同期シンボルの一例を示している。ベクトルの先端に付されている括弧内（）の数字はサブキャリア番号である。
【０００４】
本例においては、前記同期シンボルＦ１のサブキャリア順のベクトルをＳ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４とする。同様に、前記同期シンボルＦ２、Ｆ３のサブキャリア順のベクトルをＳ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ２４、Ｓ３１、Ｓ３２、Ｓ３３、Ｓ３４とし、まとめＳｉｋと記す。
図７は従来のシンボルタイミング再生回路のマルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法を説明する図である。
【０００５】
マルチサブキャリア直交変調信号である送信信号１は、以下のように与えられる。
Σｉｍｉ（ｔ）・ＥＸＰ（ｊωｃ・ｔ）・ＥＸＰ（ｊωｓｉ・ｔ）
ここで、
ｍｉ（ｔ）：ベースバンド信号（ｉ番目）
ωｃ      ：搬送波角周波数
ωｓｉ      ：サブキャリア角周波数（ｉ番目）
ｔ        ：時間
である。なお、Σｉはｉについての総和、ＥＸＰ（ｘ）は自然対数の低ｅのｘ乗、ｊは虚数単位を意味する。
【０００６】
送信信号１は伝送路２を伝搬する途中でフェージングの影響を受けるため、受信信号３は、
Σｉｆｉ（ｔ）・ｍｉ（ｔ）・ＥＸＰ（ｊωｃ・ｔ）・ＥＸＰ（ｊωｓｉ・ｔ）
で示される。ここで、
ｆｉ（ｔ）：フェージング成分（ｉ番目のサブキャリアに対する）
である。
【０００７】
このような受信信号３に、
ＥＸＰ（ｊωｃ・ｔ’）
で示される回転複素ベクトル４を乗じると、その乗算結果６は、
Σｉｆｉ（ｔ）・ｍｉ（ｔ）・ＥＸＰ（ｊωｓｉ・ｔ）・ＥＸＰ（ｊφｃ）
となる。ここで、前記回転複素ベクトル４は、前記送信信号１に同期していないので、
ΔＴｃ＝ｔ−ｔ’
として、
ＥＸＰ（ｊφｃ）＝ＥＸＰ（ｊωｃ・ΔＴｃ）
とした。この乗算結果６に、
ＥＸＰ（−ｊωｃ・ｔ”）
で示される回転複素ベクトル７を各サブキャリア毎に乗じ、それぞれベースバンドフィルタ９を通過させて所定帯域を濾過すると、その結果得られる分離信号１０は、
ｆｉ（ｔ）・ｍｉ（ｔ）・ＥＸＰ（ｊφｃ）・ＥＸＰ（ｊωｓｉ・ΔＴ）
となる。ここで、前記回転複素ベクトル７は、前記送信信号１には同期していないので、
ΔＴ＝ｔ−ｔ”
とした。なお、本明細書においては、前記回転複素ベクトル７をサブキャリア分離ローカルと記す。また、このようにして得られる分離信号１０を、サブキャリア分離信号と記す。
【０００８】
複素共役１１においては、前記サブキャリア分離用ローカル７の複素共役を発生することが行われる。この複素共役１１を前記サブキャリア分離信号１０に乗じると、この乗算手段１２の乗算結果１３は、
ｆｉ（ｔ）・ｍｉ（ｔ）・ＥＸＰ（ｊφｃ）・ＥＸＰ（ｊωｓｉ・ｔ）
で示される。この信号はサブキャリアに関する位相偏差を含まない。
【０００９】
一方、シンボル間隔時間Ｔｓの間をＭ倍にオーバーサンプリングするとして、受信したサンプルの番号がＮであって、番号Ｎのサンプルが同期シンボル１の時刻であると仮定すれば番号Ｎ＋Ｍのサンプルは同期シンボル２、番号Ｎ＋２×Ｍのサンプルは同期シンボル３の時刻である。
次に、乗算結果１３を除算手段１５において既知信号である同期シンボルベクトル１４の値Ｓｉｋで割るが、番号Ｎのサンプルに関する除算には同期シンボルベクトルＳｉ１、番号Ｎ＋Ｍのサンプルに関する除算には同期シンボルベクトルＳｉ２、番号Ｎ＋２×Ｍのサンプルに関する除算には同期シンボルベクトル値Ｓｉ３を使うと、Ｓｉｋはｍｉ（ｔ）であるから、除算結果１６は、
ｆｉ・ＥＸＰ（ｊφｃ）・ＥＸＰ（ｊΨｉｋ）
が得られる。
【００１０】
ここで、ｆｉｋは、ｆｉ１（ｔ）がｆｉ（ｔ）であれば、ｆ１２＝ｆｉ（ｔ＋Ｔｓ）、ｆｉ３＝ｆｉ（ｔ＋２×Ｔｓ）で与えられるフェージング成分、ΨｉｋはΨｉ１がωｓｉ・ｔであれば、Ψｉ２＝ωｓｉ・（ｔ＋Ｔｓ）、Ψｉ３＝ωｓｉ・（ｔ＋２×Ｔｓ）で与えられるサブキャリア位相である。
ここで、同期シンボルＦ１のシンボル時刻のサブキャリア位相は通信規約で０に規定されているので、同期シンボルＦ２のシンボル時刻ではサブキャリア位相Ψｉ２＝ωｓｉ・Ｔｓ、同期シンボルＦ３のシンボル時刻ではサブキャリア位相Ψｉ３＝ωｓｉ・２×Ｔと既知である。したがって、サブキャリア位相生成部１７でサブキャリア位相ベクトルＥＸＰ（ｊΨｉｋ）を生成し、除算結果１６をサブキャリア位相生成部１７の出力で除算手段１８で割ると、
ｆｉ・ＥＸＰ（ｊφｃ）
が得られる。このように得られた判定信号２０はフェージング成分ｆｉｋと位相回転成分ＥＸＰ（ｊφｃ）のみからなる。
【００１１】
図８は複素平面上における直線等間隔を説明する図である。ところで、遅延分散によって各サブキャリア毎に異なった影響を与えるフェージング成分ｆｉｋはキャリアの周波数に対してサブキャリアの周波数間隔が十分小さい場合に、図８に示すように、複素平面上でおおよそ直線間隔になることがわかっている。
また、位相回転成分ＥＸＰ（ｊφｃ）は各サブキャリアに等しくかかるので、ｆｉｋの各サブキャリア間の相対位置関係を乱すものではないから、判定信号２０が前記仮定のように同期シンボル時刻のサンプルから演算された結果であれば、判定信号２０の各サブキャリアのベクトル値は直線等間隔関係になる。
【００１２】
ここで、直線等間隔関係は各サブキャリアのベクトル値の２次差分を評価値として評価することができる。より詳しく言えば、判定信号２０をηｉｋとすると、１次差分は、
Δ１１＝η２１−η１１、Δ２１＝η３１−η２１、Δ３１＝η４１−η２１、
Δ１２＝η２２−η１２、Δ２２＝η３２−η２２、Δ３２＝η４２−η３１、
Δ１３＝η２３−η１３、Δ２３＝η３３−η２３、Δ３３＝η４３−η３３
となり、２次差分は、
Δ２１１＝Δ２１−Δ１１、Δ２２１＝Δ３１−Δ２１、
Δ２１２＝Δ２２−Δ１２、Δ２２２＝Δ３２−Δ２２、
Δ２１３＝Δ２３−Δ１３、Δ２２３＝Δ３３−Δ２３
であって、ベクトルの絶対値に対する相対値評価とするために、
ｅＡＶ２＝ｅ１２＋ｅ２２＋ｅ３２
ここで、
ｅ１２＝（｜Δ２１１｜２＋｜Δ２２１｜２）／Ｄ１
ｅ２２＝（｜Δ２１２｜２＋｜Δ２２２｜２）／Ｄ２
ｅ３２＝（｜Δ２１３｜２＋｜Δ２２３｜２）／Ｄ３
さらに、
Ｄ１＝｜η１１｜２＋｜η２１｜２＋｜η３１｜２＋｜η４１｜２
Ｄ２＝｜η１２｜２＋｜η２２｜２＋｜η３２｜２＋｜η４２｜２
Ｄ３＝｜η１３｜２＋｜η２３｜２＋｜η３３｜２＋｜η４３｜２
とした値ｅＡＶ２で直線等間隔性を評価する。
【００１３】
いま、各サブキャリア毎のフェージング成分が複素平面上で正確に直線等間隔関係にあるとすると、前記ηｉｋの２次差分が０になることから、前記評価値ｅＡＶ２も０になる。それらが直線等間隔関係からずれると、前記評価値ｅＡＶ２は正値をとるようになる。
図９は直線等間隔評価値ｅＡＶ２の変化を説明する図である。ここで、前記サンプルＮの近傍のサンプルにおいてＮから離れる方向に前記評価値ｅＡＶ２を各サンプルで求めると、受信した同期シンボルベクトル値とサブキャリア位相ベクトル値は所定値からはずれていくので、結果として図９に示すように、前記評価値ｅＡＶ２はＮを極少値とする谷を描いて変動する。
【００１４】
したがって、前記評価値ｅＡＶ２が予め設定するしきい値α２以下になった場合に同期シンボルであると判定することができる。
以上が既知信号検出方法の説明であるが、前記評価値ｅＡＶ２の極少を与えるサンプルを以て同期シンボルタイミングであると判定できる。
図１０は従来のシンボルタイミング再生回路の構成を示す図である。ところで、雑音の影響によりシンボルタイミングに最も使いサンプル以外に前記直線等間隔評価値ｅＡＶ２が小さくなる場合があるので、図１０のようなシンボルタイミング再生回路のようにタイミング検出精度の劣化を防ぐことが提案されている。
【００１５】
図１０の例では、図７における回転複素ベクトル４を乗じた乗算結果６をアナログ的な時間連続ベクトル信号とし、Ａ／Ｄ変換器３０６（Ａｎａｌｏｇ  Ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）  でクロック発生器３０８で発生するクロックのタイミングにしたがって前記乗算結果６をサンプリングする。分離・逆変調部３０１は図７における分離用ローカル７、乗算手段８、ベースバンドフィルタ９、複素共役手段１１、乗算手段１２、同期シンボルベクトル生成手段１４、除算手段１５、サブキャリア位相生成部１７、除算手段１８をまとめたものであり、サンプリングされたベクトル信号３０７から判定信号２０を得る。既知信号検出部３０２は図７における直線等間隔条件検出手段と同一であり、判定信号２０から直線等間隔条件を用いて既知シンボル付近のサンプル番号２２を検出する。
【００１６】
判定信号２０をη（Ｐ、ｉ）、Ｐはサンプル番号、ｉはサブキャリア番号とし、既知信号検出部３０２で検出された既知シンボル付近のサンプルの番号をｐとする。サンプル選択部３０３では判定信号η（Ｐ、ｉ）の中から、η（ｐ−１、１）、η（ｐ−１、１）、η（ｐ、１）、η（ｐ、４）、η（ｐ＋１、１）、η（ｐ＋１、４）が選択される。相対距離評価部３０４ではサンプル選択部３０３で選択された信号から同一サンプル番号毎にサブキャリア間のベクトル差が、
ｄ（ｐ−１）＝｜η（ｐ−１、４）−η（ｐ−１、１）｜、
ｄ（ｐ）    ＝｜η（ｐ、４）−η（ｐ、１）｜、
ｄ（ｐ＋１）＝｜η（ｐ＋１、４）−η（ｐ＋１、１）｜
で求められる。判定部３０５では相対距離評価部３０４で求めた距離ｄ（ｐ−１）、ｄ（ｐ）、ｄ（ｐ＋１）のうち最小値を示すサンプル番号をｐ−１、ｐ、ｐ＋１から選択し、シンボルタイミングとする。
【００１７】
このように、判定信号２０のサブキャリア間の２次差分で得られる直線等間隔条件で既知シンボル付近のサンプルを検出し、そのまわりのサンプルの中からサブキャリア間の１次差分条件を用いて最も判定信号２０のサブキャリア間の収束度合いの高いサンプルをシンボルタイミングとすることで、タイミング検出精度を上げることができる。
【００１８】
ところで、以上説明したようなシンボルタイミング再生回路において、シンボルタイミングが真値も最も使いサンプルが選択誤差なしに選択されると仮定しても、クロック発生部３０８で発生するクロックは正確に変調信号の伝送タイミングに同期している訳ではないので、例えばシンボルレートの１６倍のオーバーサンプリングをするとすれば、
最大３６０°／１６／２＝１１．２５°
の位相誤差が発生することは免れない。
【００１９】
図１１は従来技術であるシンボルタイミング再生回路を用いてＭ１６ＱＡＭ変調波をフェージングのない定常状態で受信した場合のビットエラー率（以下ＢＥＲと記す。）の変動を実測した結果を示す図である。図１１に示されるＢＥＲの変動は、前記位相誤差によって生じることが実験により確認されている。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
前記位相誤差によるＢＥＲの変動を従来技術を用いて少なくするには、オーバーサンプリング数を増加させる必要がある。しかし、このようなオーバーサンプリング数の増加は、回路の規模増加を招き、著しい大型化、高価格化を招くという問題点があった。
【００２１】
したがって、本発明は前記位相誤差から生じるＢＥＲの変動を防ぎ、低ＢＥＲ状態に安定させることができ、かつ、回路規模の大幅な増大を招来しないシンボルタイミング再生回路を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記問題点を解決するために、次の構成を有するシンボルタイミング再生回路を提供する。
図１は本発明の基本構成を有するシンボルタイミング再生回路を示す図である。従来技術のおいてはＡ／Ｄ変換器３０６のサンプリングクロックはクロック発生部３０８により固定的に発生させていたが、図１に示すように本発明においては外部から位相を制御できる位相制御型クロック発生部３１０を用いる。一方、従来技術と同様に構成されるＡ／Ｄ変換器３０６、分離・逆変調部３０１、既知信号検出部３０２の後に、検出されたサンプル番号２２の前方および後方のサンプルが選択されるサンプル選択部３１１が設けられる。サンプル選択部３１１の出力を受けて、サンプル番号２２の前方および後方のさんぷるについてサブキャリア間の相対距離を評価する相対距離評価部３１２が設けられる。相対距離評価部３１２の出力を受けてサンプル番号２２の前方および後方のサンプルの相対距離の大小関係からサンプル番号２２がシンボルタイミングの真値に対して偏っている位相を検出する位相検出部３０５が設けられる。位相検出部３０５の位相検出出力を平滑する平滑フィルタ３０９が設けられ、前記位相制御型クロック発生部３１０の位相は、平滑フィルタ３０９で平滑した位相制御信号４０８で制御される構成とする。
【００２３】
なお、図１においては一例としてサンプル選択部において選択するサブキャリア番号を１と４とにしているが、これによって本発明におけるサブキャリア選択の範囲を限定するものではない。
【００２４】
【作用】
図２は位相検出部３０５によるサンプルタイミングの位相検出の作用を説明する図である。図では横軸に時間をとり、縦軸にとった判定信号２０のサブキャリア間のベクトル距離の変化を模式的に示したものである。各サブキャリアにおける判定信号２０のベクトル値はシンボルタイミングの真値ｔ０において最も収束するので、判定信号２０のサブキャリア間のベクトル距離は前記真値ｔ０において極少値を持つ曲線で与えられる。その前後においては前記真値ｔ０に対して線対称の変化が保証される訳ではないが、前記真値ｔ０の近傍のみに限れば対称に近い変化をすることが計算機シミュレーションにより確認された。
【００２５】
既知信号検出部３０２で検出されたさんぷる番号２２をｐとし、判定信号２０のサブキャリア間のベクトル距離をｄ（ｐ）とする。前記検出サンプル番号ｐが前記真値ｔ０よりも時間が遅れている場合は図２（ａ）に示すように、
ｄ（ｐ＋１）＞ｄ（ｐ−１）、
前記検出サンプル番号ｐが前記真値ｔ０よりも時間が進んでいる場合は図２（ｂ）に示すように、
ｄ（ｐ＋１）＜ｄ（ｐ−１）、
となる。
【００２６】
以上のように、サンプル番号ｐ−１、ｐ＋１の２つのサンプルのサブキャリア間のベクトル距離の大小関係から前記検出サンプル番号ｐが前記真値ｔ０に対して進んでいるか遅れているかを判別することができる。この位相検出値が進んでいる場合には位相制御クロック発生部３１０で発生するクロック４１１の位相を遅らせ、逆に位相検出値が遅れている場合には位相制御型クロック発生部３１０で発生するクロック４１１の位相を進ませるように制御することで、前記検出サンプル番号ｐを前記真値ｔ０と等しくなるようにすることができる。
【００２７】
【実施例】
以下本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図３は請求項２に対応する本発明の実施例を示す図である。本図に示すように、規定帯域に直交変換された受信信号６はＡ／Ｄ変換器３０６でクロック発生器３０８で発生するクロック４１１のタイミングにしたがって前記受信直交信号６をサンプルし、サンプリング信号３０７とする。分離・逆変調部３０１でサンプリングされたベクトル信号３０７から判定信号２０を得る。分離・逆変調部３０１で得られたサブキャリア分離・逆変調後の判定信号２０のベクトルをη（Ｐ、ｉ）とする。Ｐはサンプル番号、ｉｈａサブキャリア番号である。ここで、既知信号検出部３０２でサブキャリア間の２次差分による直線等間隔条件の最小値で検出された既知信号のシンボルタイミング付近のサンプル番号をｐとする。サンプル選択部３１１ではここでは一例としてサブキャリア番号ｉ＝１、４を用いる。サンプル選択部３１１では既知信号検出部３０２で検出されたサンプル番号ｐにしたがって、分離・逆変調部３０１の出力ベクトルηの中から、η（ｐ−１、１）、η（ｐ−１、４）、η（ｐ＋１、１）、η（ｐ＋１、４）が選択される。相対距離評価部３１２では同一サンプル番号のサブキャリア間のベクトル距離が、
ｄ（ｐ−１）＝｜η（ｐ−１、４）−η（ｐ−１、１）｜、
ｄ（ｐ＋１）＝｜η（ｐ＋１、４）−η（ｐ＋１、１）｜、
で求められる。位相検出部３０５は差算出手段４０１と極性検出手段４０２とかなり、
ｄ（ｐ＋１）−ｄ（ｐ−１）、
の極性だけが求められる。
【００２８】
図３の実施例では平滑フィルタ３０９（図１参照）としてランダムウォークフィルタ４０３を用いている。ランダムウォークフィルタ４０３は内部レジスタを有しこの内部レジスタのカウント値Ｃは初期状態では０であり、＋信号が入力されれば前記内部レジスタのカウント値Ｃを＋１し、−信号が入力されれば前記内部レジスタのカウント値Ｃを−１とする。そして、ランダムウォークフィルタはさらにしきい値±ＴＨを有し、前記内部レジスタのカウント値Ｃが＋ＴＨを上回る場合は本例では進み指示信号を出力し、前記内部レジスタのカウント値Ｃは初期状態である０に戻され、前記内部レジスタのカウント値Ｃが−ＴＨを下回る場合は遅れ指示信号を出力し、前記内部レジスタのカウント値Ｃは初期状態である０に戻される。このように位相極性信号は平滑化され、制御信号４０８として出力される。
【００２９】
図３の実施例では、位相制御型クロック発生部３１０はクロック発生器４０４、分周器４０５、クロック挿入削除回路４０６、分周器４０７で構成される。ここでは分周器４０５、分周器４０７共１／１６分周すると仮定すれば、クロック発生器４０４ではＡ／Ｄ変換器３０６に供給されるクロック４１１の、
１６×１６＝４０９６
倍の周波数のクロックを発生させる。分周器４０４でＡ／Ｄ変換器３０６に供給されるクロックの１６倍まで分周されたクロック信号４０９はクロック挿入削除回路４０６に入力される。
【００３０】
図４は図３のクロック挿入削除回路４０６の動作を説明する図である。クロック挿入削除回路４０６は制御信号４０８を受けていない状態では入力クロック４０９をそのまま出力クロック４１０として出力する。制御信号４０８から進み指示を受けた場合には入力クロック４０９のパルスを１個挿入して出力クロック４１０として出力する。制御信号４０８から遅れ指示を受けた場合には入力クロック４０９からパルスを１個削除して出力クロック４１０として出力する。
【００３１】
分周器４０７はクロック挿入削除回路４０６の出力クロック４１０を１６分周しＡ／Ｄ変換器３０６にサンプリングクロック４１１を供給する。この結果、制御信号４０８が進み指示をした場合にはサンプリングクロック４１１は１／十六周期だけ進み、制御信号４０８が遅れ指示をした場合にはサンプリングクロック４１１は１／１６周期だけ遅れる動作をする。したがって、誤制御を考えなければ最大位相偏差は、
３６０°／１６／１６／２＝約０．７°になり精密なタイミング調整が可能になる。
【００３２】
以上の動作を再度整理すると、
ｄ（ｐ＋１）−ｄ（ｐ−１）
の極性が正である場合は図２（ａ）の場合に当たりサンプルクロック４１１の位相が遅れているので制御信号が進み指示となり、１／１６クロック分進められる。
【００３３】
ｄ（ｐ＋１）−ｄ（ｐ−１）
の極性が負である場合は、図２（ｂ）の場合に当たりサンプルクロック４１１の位相が進んでいるので制御信号が遅れ指示となり、１／１６クロック分遅らせられる。したがって、サンプルクロック４１１は負帰還制御されるので、既知信号シンボル検出タイミング出力ｐは前記シンボルタイミングの真値ｔ０に合うように制御される。
【００３４】
位相制御型クロック発生部３１０の別の変形例としてクロック挿入削除回路４０６を用いず、クロック発生器４０４の発振周波数を制御することも考えられる。
以上が請求項２に対応する発明の実施例についての説明であり、大きな遅延分散の影響を受けた受信信号に対しても安定なシンボルタイミング再生出力が供給できる。しかし、通信路での遅延分散の影響が小さい場合には平滑フィルタ３０９を省略し回路規模を小さくすることも可能であり、これは請求項１に対応する発明である。
【００３５】
一方、上記のように位相の極性のみを用いた制御では僅かな位相差を検出してサンプリングクロック４１１を制御してしまう過制御の状態に陥ることが懸念される。このような場合には、請求項３に記載のように差算出手段４０１の出力が０に近い場合には極性検出手段４０２の出力を禁止することで安定化を図ることができる。
【００３６】
一方、逆に制御量が不足する場合には極性検出手段４０２に代えて量子化手段により平滑フィルタに与える情報量を増加させて制御感度を高めることが有効であり、本件が請求項４に記載の発明である。
なお、差算出手段４０１はこれに代えて比を算出する等に変化してもよい。
【００３７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、サンプリング数の増加という装置の大幅な複雑化、高価格化を招くことなく、サンプリング数は変化させずにわずかな回路の追加でシンボルタイミングを正確に制御することが可能になった。その結果、本発明はＢＥＲを従来技術における変動の低い側に相当する部分に安定して保てるという優れた効果を奏する。
【００３８】
図５は本発明によるシンボルタイミング再生回路を用いてＭ１６ＱＡＭ変調波受信時のＢＥＲの変動実測例を示す図である。その条件は従来技術を用いたＢＥＲ変動を示す図１１と同一である。このように、ＢＥＲは図１１におけるＢＥＲの低い側に安定して分布しており、安定化と長時間平均におけるＢＥＲの低減が図れる。
【００３９】
特に第２の発明においては平滑フィルタでの安定化により大きな遅延分散を含む受信信号に対しても安定したタイミング再生が実現できる。
第２、第３の発明においては、過制御や不足制御の問題を容易に解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を有するシンボルタイミング再生回路を示す図である。
【図２】位相検出部３０５によるサンプルタイミングの位相検出の作用を説明する図である。
【図３】請求項２に対応する本発明の実施例を示す図である。
【図４】図３のクロック挿入削除回路４０６の動作を説明する図である。
【図５】本発明によるシンボルタイミング再生回路を用いてＭ１６ＱＡＭ変調波受信時のＢＥＲの変動実測例を示す図である。
【図６】Ｍ１６ＱＡＭ通信規約の一例である。
【図７】従来のシンボルタイミング再生回路のマルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法を説明する図である。
【図８】複素平面上における直線等間隔を説明する図である。
【図９】直線等間隔評価値ｅＡＶ２の変化を説明する図である。
【図１０】従来のシンボルタイミング再生回路の構成を示す図である。
【図１１】従来技術であるシンボルタイミング再生回路を用いてＭ１６ＱＡＭ変調波をフェージングのない定常状態で受信した場合のビットエラー率（以下ＢＥＲと記す。）の変動を実測した結果を示す図である。
【符号の説明】
３０１…分離・逆変調部
３０２…既知信号検出部
３０４…相対距離評価部
３０５…位相検出部
３０６…Ａ／Ｄ変換器
３０９…フィルタ部
３１０…位相制御型クロック発生部
３１１…サンプル選択部
３１２…相対距離評価部
４１１…タイミングクロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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