(57)【要約】      （修正有）【課題】中間電力獲得前後の位相同期調整回路を提供する。【解決手段】パワーサプライユニット１と前後位相の調整ユニット２とを有し、パワーサプライユニット１は、前後位相の調整ユニット２に正常の工作電圧を供給するために、一般のＡＣ電源の波形中間から電流を獲得し、前後位相の調整ユニット２は、光結合スイッチ２４を介して駆動回路２２の導電を隔離して制御するためのＭＣＵマイクロコンピュータ２１を有し、少なくとも二つの双方向電力の電子ディバイス２３であるＭＯＳＦＥＴ電界効果トランジスタを同期に制御することにより、前位相と後位相で導電の調整信号を発生する。【選択図】図２
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【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
パワーサプライユニットと前後位相の調整ユニットとを有し、前記パワーサプライユニットは、前記前後位相の調整ユニットに正常の工作電圧を供給するために、一般のＡＣ電源の波形中間から電流を獲得し、前記前後位相の調整ユニットは、光結合スイッチを介して駆動回路の導電を隔離して制御するためのＭＣＵマイクロコンピュータを有し、少なくとも二つの双方向電力の電子ディバイスであるＭＯＳＦＥＴ電界効果トランジスタを同期に制御することにより、前位相と後位相で導電の調整信号を発生することを特徴とする中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項２】
前記前後位相の調整ユニットは、集積回路モジュールに実装されることを特徴とする請求項１に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項３】
前記パワーサプライユニットは、定電流源回路を介して前記駆動回路に電流を供給することを特徴とする請求項１に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項４】
前記パワーサプライユニットには、ＡＣ零起動サンプリング回路が設けられ、前記双方向電力の電子ディバイスは、零電位で起動されることを特徴とする請求項３に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項５】
前記パワーサプライユニットには、温度感知の保護回路が更に設けられることを特徴とする請求項４に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項６】
前後位相の導電調整率の最適な有効出力は、１７％〜８８％であることを特徴とする請求項５に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項７】
前記パワーサプライユニットと前記前後位相の調整ユニットとを合わせて集積回路モジュールに実装することを特徴とする請求項５に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項８】
二線式又は三線式であり、照明輝度を調整するためにその後端にランプが設けられることを特徴とする請求項５に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【請求項９】
二線式又は三線式であり、回転速度を調整するためにその後端にモータが設けられることを特徴とする請求項５に記載の中間電力獲得前後の位相同期調整回路。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本考案は、中間電力獲得前後の位相同期調整回路に関し、特にその出力に対して中間で同期調整を行うことにより、前後の位相を同時に内縮合又は外展開させ、前後の位相をバランスさせて平均値を出力すると共に、安定的な優れた電力供給効果を達成できる位相同期調整回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般の位相調整回路は、後位相調整と前位相調整に分けている。位相調整回路は、日常生活によく使用され、特に照明ランプの輝度調整とファンのモーターに対する回転速度の調整によく使用されている。
【０００３】
従来の後位相調整がＴＲＩＡＣトランジスタスイッチによって達成されるのは一般であり、その通電して起動されると、必ず周期の終了からクローズことができ、また、起動の瞬間電流がかなり大きく、巨大な電流ピークと大きいＥＭＩが発生してしまうため、磁性又はフィラメント振動の騒音及びランプの煌き問題を発生してしまう。従来の前位相調整がＭＯＳＦＥＴ電界効果トランジスタスイッチによって達成されるのは一般であり、その制御には、まず通電してからクローズさせ、零位相の起動を正確にオープンさせ、応用上には巨大な電流ピークを有しなく、起動時に大きいＥＭＩ状況を発生せず、フィラメントの騒音に対して明らかに抑えることができるため、調整効果が従来のＴＲＩＡＣ後位相調整より優れている。
【０００４】
従来の位相調整回路は、後位相調整のみ又は前位相調整のみを使用するものであり、換言すれば、同一の半周期内に後段階又は前段階導電の単一位相調整しか有しなく、電源の位相が不安定であることに対して、プラスすると明らかにし、マイナスすると暗くなることにより、煌き及び騒音の問題を容易に発生してしまう。前記の問題を改善するために、アメリカ特許ＵＳ７０９９１３２  Ｂ２は、前後の位相を整合して共に導電する回路により、前記二つの制御方式の問題を有効に克服することができる。
【考案の概要】
【考案が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記アメリカ特許ＵＳ７０９９１３２  Ｂ２の応用時にまた様々な欠点を有しており、図９と図１０に示すように、交流電流の正半周期Ｑ０１  ＭｏｓＦＥＴに導電し、正電流がダイオードＦＷ１を通過して負荷ＬＯＡＤに到着し、そしてＱ０１  ＭｏｓＦＥＴに戻り、正半周期の電圧がＰＮＣ１点でＱ０２にｏｎとすると、Ｑ０１に直接にｏｆｆとし、そして、正半周期の電圧がＰＣ１点でＱ０２にｏｆｆとすると、Ｑ０１に直接にｏｎとすることにより、この正半周期が終了する。また、交流電流の負半周期Ｑ１１  ＭｏｓＦＥＴに導電し、負電流がダイオードＦＷ２を通過して負荷ＬＯＡＤに到着し、そしてＱ１１  ＭｏｓＦＥＴに戻る。負半周期の電圧がＰＮＣ２点でＱ１２にｏｎとすると、Ｑ１１に直接にｏｆｆとし、そして、負半周期の電圧がＰＣ２点でＱ１２にｏｆｆとすると、Ｑ１１に直接にｏｎとすることにより、この負半周期が終了する。
【０００６】
正負半周期の両端におけるＭｏｓＦＥＴ  Ｑ０１とＱ１１を導電する時、ダイオードＦＷ１又はＦＷ２を通過して０.７Ｖの電圧降下が発生しながら温度上昇の問題が発生してしまう。基本的には、１Ａの電流を通過すると、１．４Ｗのパワーロスが発生してしまう。また、２Ａの電流を通過すると、二つのＭｏｓＦＥＴの発熱温度が８０℃〜９０℃に至り、これはその最大の欠点である。更に、回路における二つのトランジスタＱ０２とＱ１２は、ＡＣ電源の分圧方式でｏｎ/ｏｆｆを起動させ、Ｑ０１とＱ１２の工作点でＰ０１とＤ１１によって個別に調整しなければならないため、完全に同期の要求に達成できなく、そのため、正負半周期の工作不均一でランプが煌きとなり、特に電圧の不安定と同期できないため、ランプの煌きが明らかとなり、これは、他の欠点である。また、前記アメリカ特許の発明は、交流波形の中間から電力を直接に獲得するものではないため、他に電源回路を設計しなければならなく、更に、その発明自体は、温度オーバーや負荷オーバーの回路設計を有しないので、異常に過熱すると、一時中断することができず、そのまま過熱して損壊しなければならなく、これはまた一つの欠点である。
【０００７】
前記の課題に鑑み、本考案の目的は、中間電力獲得前後の位相同期調整回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係わる中間電力獲得前後の位相同期調整回路は、パワーサプライユニットと前後位相の調整ユニットとを有し、前記パワーサプライユニットは、前記前後位相の調整ユニットに正常の工作電圧を供給するために、一般のＡＣ電源の波形中間から電流を獲得し、前記前後位相の調整ユニットは、駆動回路の導電を制御するためのＭＣＵマイクロコンピュータを有し、少なくとも二つの双方向電力の電子ディバイスを同期に制御することにより、前位相と後位相で導電の調整信号を発生し、中間で同期調整を行うことにより、前後の位相を同時に内縮合又は外展開させ、前後の位相をバランスさせて平均値を出力すると共に、安定的な優れた電力供給効果を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本考案の第１実施例の回路ブロック図である。
【図２】本考案の第２実施例の回路ブロック図である。
【図３】本考案を二線式電源に応用するブロック図である。
【図４】本考案を三線式電源に応用するブロック図である。
【図５】本考案による前後位相の導電調整率６６％である調整信号の波形図である。
【図６】本考案による前後位相の導電調整率２０％である調整信号の波形図である。
【図７】本考案の最適な導電調整率１７％〜８８％である調整信号の波形図である。
【図８】本考案による前後位相の導電が互いに補足になる使用例の参考図である。
【図９】従来のアメリカ特許ＵＳ７０９９１３２  Ｂ２の回路図である。
【図１０】従来のアメリカ特許ＵＳ７０９９１３２  Ｂ２における前後位相の調整に係わる波形図である。
【考案を実施するための形態】
【００１０】
審査官に本考案の内容と本考案の目的、回路構成、応用の特徴及びその効果をよく理解させるために、図面と合わせて具体の実施例について、以下のように詳細に説明する。
【００１１】
図１ないし図４に示すように、本考案に係わる「中間電力獲得前後の位相同期調整回路」は、主にパワーサプライユニット（１）と前後位相の調整ユニット（２）とを有している。
【００１２】
前記パワーサプライユニット（１）は、前記前後位相の調整ユニット（２）に正常の工作電圧を供給するために、一般のＡＣ電源の波形中間から電流を獲得する。
【００１３】
前記前後位相の調整ユニット（２）は、駆動回路（２２）の導電を制御するためのＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）を有し、少なくとも二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）（例えば、ＰＯＷＥＲ  ＭＯＳＦＥＴ電界効果トランジスタＱ１とＱ２であり、図３と図４に参照する）を同期に制御することにより、前位相と後位相で導電の調整信号を発生する。
【００１４】
中間で同期調整を行うことにより、前後の位相を同時に内縮合又は外展開させ、前後の位相をバランスさせて平均値を出力すると共に、安定的な優れた電力供給効果を達成できる。
【００１５】
図２に示すように、本考案を使用する場合、前記パワーサプライユニット（１）は、一般のＡＣ電源の中間位相から電流を獲得し、且つ前記パワーサプライユニット（１）は、定電流源回路（１１）を介して前記駆動回路（２２）に電流を供給することができる。また、前記前後位相の調整ユニット（２）のＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）は、光結合スイッチ（２４）によって前記駆動回路を隔離して制御できる。また、図３と図４に示すように、前記パワーサプライユニット（１）には、温度感知の保護回路（１２）とヒューズ（１３）が更に設けられることにより、調整回路の応用安全性をより一層に向上する。更に、前記パワーサプライユニット（１）には、ＡＣ零起動サンプリング回路（１４）が設けられることにより、前記二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）であるＰＯＷＥＲ  ＭＯＳＦＥＴ電界効果トランジスタＱ１とＱ２を零電位で同期起動させることができ、こうすると、ＭｏｓＦＥＴＱ１とＱ２は、零位相で正確に起動して、騒音とＥＭＩを明らかに降下させることができる。
【００１６】
図３と図４に示すように、これは本考案の具体的な回路構成であり、図３に示すのは、二線式電源のブロック図であり、図４に示すのは、三線式電源のブロック図であり、前記両者の後端出力は、照明輝度調整のために共にランプ（図面なし）が接続されることができ、又は回転速度調整のためにモータ（図面なし）が接続されることができる。また、本考案を製作する時、前記前後位相の調整ユニット（２）を独立に集積回路モジュールに実装することができる。又は、前記パワーサプライユニット（１）と前記前後位相の調整ユニット（２）とを合わせて集積回路モジュールに実装することができる。これにより、将来の各種の位相調整にはより簡単に使用されることができる。
【００１７】
本考案の回路の工作原理を詳細に説明する。本考案は、前後位相の導電中間で調整する方式であり、主には、パワーサプライユニット（１）を使用して一般のＡＣ電源波形の中間位相から電力を獲得しながら、整合することにより、前後位相の調整ユニット（２）に正常の工作電圧を提供する。この中間から取られた電流が二線式のＤ３（又は三線式のＤ３、Ｄ４）によって整流して、ＲＦ１からＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）のＵ１に電流を供給し、このこの中間から取られた電流の残り電流がＤ１、Ｄ２によって整流して、定電流源回路（１１）から駆動回路（２２）のＩＣ  Ｕ２と、二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）であるＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２の工作電圧に電流を供給することができる。本考案が工作する時、ＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）のＵ１が隔離式の光結合スイッチ（２４）のＰＣＩを介して駆動回路（２２）を制御するためのＩＣ  Ｕ２に接続されることにより、ＶＧＳの同期駆動信号の波形（図５、図６の下方図面を参照する）を発生し、これにより、前記二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）であるＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２を同時に起動又は停止させることができる。前記ＭｏｓＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２のＳ端子は、共用され、Ｇ端子も共用され、そしてＲ１、Ｒ２抵抗を介して駆動回路（２２）のＩＣ  Ｕ２に直列に接続することにより、同時に起動又は停止の目的を達成できる。正半周期を起動すると、ＡＣ  ＩＮ回路の電流がＭｏｓＦＥＴＱ１、Ｑ２を介してフィラメントに到着し、負半周期の電流がＭｏｓＦＥＴＱ２、Ｑ１を介して逆方向に流れ行く、このように、本考案の前後位相の導電同期制御信号の波形を整合することができる（図５、図６の上方図面を参照する）。ＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）によって時間を計算して同期に起動や停止を制御することにより、光輝度の安定性を大幅に向上することができる。
【００１８】
図５に示すように、本考案は、ＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）によって駆動回路（２１）にＶＧＳ波形を発生させることにより、二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）であるＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２の同期導電を制御し、正弦波のカーブで調整を行い、こうすると、前後位相の導電調整率が６６％である調整信号の波形が発生される。また、図６に示すように、これは、同じの調整方式において中間の電流を停止するのはより多くて、起動されたのはより少ないため、前後位相の導電調整率が２０％である調整信号の波形が発生される。本考案の前後位相整合調整方式によると、中間調整を同時に展開又は閉合する時、互いにバランスのように補足してその平均値が相当に安定している。また、より低いＥＭＩと電圧平均値の安定作用を有するため、ＬＥＤに対する光輝度調整の駆動と省エネルギーランプに対する光輝度調整の駆動について、輝度の煌き問題を有効に改善できる。また、モータに対する回転速度の制御についても、磁性の騒音問題も有効に改善できる。
【００１９】
図７に示すように、更に詳細に説明すると、実験により、本考案の最適な前後位相の導電調整率の有効出力は、１７％〜８８％であり、その波形の中間調整変化は、導電％の大きさを左右し、前後導電の起動部分に対して相対的大きさが変化している。特に、導電％を小さくて制御すると、その前後導電の同期起動部分にも相対的に少なくなる。しかし、要注意のは、正半周期の同一波形において前後共に２回起動し、同じの負半周期も同一の波形において２回起動するため、本考案は、周波数２倍で煌きと騒音を降下する効果が有している。
【００２０】
図８に示すように、本考案は、ＶＧＳ制御波形の幅とその相対位置によってその調整電力供給のエネルギーを決定し、交流電源が一旦不安定して位相偏移を発生すると、本考案による前後位相が互いに補足でき、例えば、一側で前に又は後に５％偏移すると、他側でも互いの前後に５％偏移するので、全体出力の総平均値を一定に維持することができる。これも本考案で安定に調整を行いながら、煌きと騒音を有効に降下できるもう一つの要素である。
【００２１】
また、本考案の回路は、ＭＣＵマイクロコンピュータ（２１）によって二つの双方向電力の電子ディバイス（２３）であるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１、Ｑ２を同期に起動することが採用されるので、導電時にダイオードを通過せずに従来の回路温度の上昇問題を改善でき、さらに、本考案には温度オーバーと負荷オーバーの保護回路設計が設けられるので、その使用上の信頼性も従来の回路より明らかに優れている。
【００２２】
上述のように、本考案より開示される構成によれば、効果の向上を確かに達成できるとともに、産業上の利用性もあるので、特許性を有している。
【００２３】
また、前記明細書に記載される内容は、僅かに本考案の好適な実施例であり、本考案の実施範囲を限定するものではなく、本考案の請求の範囲に記載される形状、構成、特徴と要旨に基づきあらゆる変形や補正などが本考案の請求の範囲に含まれるべきである。
【符号の説明】
【００２４】
１  パワーサプライユニット
１１  定電流源回路
１２  温度感知の保護回路
１３  ヒューズ
１４  ＡＣ零起動サンプリング回路
２  前後位相の調整回路
２１  ＭＣＵマイクロコンピュータ
２２  駆動回路
２３  双方向電力の電子ディバイス
２４  光結合スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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