(57)【要約】  インバータ（４０）は、直流電源（１２）からの直流電圧を、位置センサが非配置とされるモータ（１５）へ印加される交流電圧に変換する。電流検出部（５０）は、モータ（１５）を流れるモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出する。制御部（１００）は、インバータ（４０）に入力される直流電圧（Ｖｄｃ）およびモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の検出値に基づいて、インバータ（４０）を構成する複数の半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のオンオフを制御するための制御信号（Ｓ１〜Ｓ６）を生成する。制御部（１００）は、モータ電流のフィードバック制御時において、モータ（１５）の回転速度を上昇させる運転の途中でモータ電流が減少するタイミングを有するようにインバータ（４０）を制御する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
位置センサが非配置とされるモータの制御装置であって、
直流電源と、
前記直流電源からの直流電圧を前記モータへ印加される交流電圧に変換するインバータと、
前記モータを流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
前記インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するための制御信号を生成する制御部とを備え、
前記制御部は、前記電流検出部による検出値に基づく前記モータ電流のフィードバック制御時において、前記モータの回転速度を上昇させる運転の途中で前記モータ電流が減少するタイミングを有するように前記制御信号を生成する、モータの制御装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記回転速度が予め定められた閾値よりも低い領域から前記閾値よりも高い領域へ遷移する際に前記モータ電流が減少するように前記制御信号を生成する、請求項１記載のモータの制御装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記回転速度が前記閾値よりも高い領域では、前記モータでの磁束ベクトルが一定に制御されるように前記モータ電流をフィードバック制御する、請求項２記載のモータの制御装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記モータ電流のフィードバック制御中において、前記モータ電流の励磁成分およびトルク成分のそれぞれを励磁電流指令値およびトルク電流指令値に一致させるように前記制御信号を生成し、
前記制御部は、前記回転速度が前記閾値よりも低い領域では、前記励磁電流指令値を一定値に設定する、請求項３記載のモータの制御装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記モータ電流のフィードバック制御中において、前記モータ電流の励磁成分およびトルク成分のそれぞれを励磁電流指令値およびトルク電流指令値に一致させるように前記制御信号を生成し、
前記制御部は、前記モータ電流が減少するタイミングにおいて、前記励磁電流指令値を低下させる、請求項１記載のモータの制御装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記モータ電流のフィードバック制御中において、前記回転速度が予め定められた閾値よりも低い領域における前記励磁電流指令値を、前記回転速度が前記閾値であるときに前記モータでの磁束ベクトルを一定に制御するための前記モータ電流のフィードバック制御により設定される前記励磁電流指令値よりも高い値に設定する、請求項５記載のモータの制御装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記モータ電流のフィードバック制御中において、前記回転速度が予め定められた閾値よりも低い領域における前記励磁電流指令値を一定値に設定する、請求項６に記載のモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータの制御装置に関し、より特定的には、ロータの回転角を検出する位置センサを用いることなくモータを駆動するセンサレス制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ベクトル制御に代表されるロータ回転位置（回転角）を用いるモータ制御において、位置センサを配置せずに、推定演算によって求められた回転角を用いるセンサレス制御が知られている。センサレス制御では、モータ電流に基づく磁束演算によって回転角を推定するので、モータ電流が小さい低速領域では、推定精度の低下によって制御精度が低下する傾向になる。【０００３】
この点に対処するため、特許第４３７０７５４号公報（特許文献１）には、インバータ出力電圧に高周波信号を重畳させて推定を行うことによって、低速領域での推定精度を高めるように構成されたセンサレス制御装置が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４３７０７５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載された制御装置では、高調波信号を発生し、さらに、高調波信号と同一の周波数成分を抽出するための構成が必要となる。このため、制御構成の複雑化により、高処理速度のプロセッサが必要となることによるコスト上昇の虞がある。さらに、モータ電流に高調波成分が重畳することにより、トルク脈動による振動の発生や騒音の増加を招くことも懸念される。したがって、このような高調波信号を重畳させることなく、低速領域におけるセンサレス制御の精度を改善することが望まれる。【０００６】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、簡易な制御構成で、モータのセンサレス制御の低速領域における制御精度を高めることである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るモータの制御装置は、位置センサが非配置とされるモータの制御装置であって、直流電源と、インバータと、電流検出部と、制御部とを備える。インバータは、直流電源からの直流電圧をモータへ印加される交流電圧に変換するように構成される。電流検出部は、モータを流れるモータ電流を検出するように構成される。制御部は、インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するための制御信号を生成するように構成される。制御部は、電流検出部による検出値に基づくモータ電流のフィードバック制御時において、モータの回転速度を上昇させる運転の途中でモータ電流が減少するタイミングを有するように制御信号を生成する。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、簡易な制御構成で、モータのセンサレス制御の低速領域における制御精度を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本実施の形態に従うモータの制御装置が適用されたモータシステムの構成例を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態に従うモータ制御装置による制御構成を説明するための機能ブロック図である。
【図３】図２に示されたモータ制御演算部の構成を説明するための機能ブロック図である。
【図４】起動制御および定常制御の切替えの一例を説明するための概念的なグラフである。
【図５】図３に示された定常制御演算部による制御動作を詳細に説明するための機能ブロック図である。
【図６】図５に示された座標変換部における三相／二相変換を説明するための概念図である。
【図７】図５に示されたγ軸制御切替部によるγ軸の電流指令値の設定処理を説明するための概念的なグラフである。
【図８】比較例に従うモータ電流制御による低速領域でのモータ電流波形のシミュレーション結果を示す波形図である。
【図９】デッドタイムが設けられたインバータの制御信号の一例を示す波形図である。
【図１０】本実施の形態に従うモータ制御装置によるモータ電流波形のシミュレーション結果を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１１】
図１は、本実施の形態に従うモータの制御装置が適用されたシステムの概略構成を示すブロック図である。
【００１２】
図１を参照して、モータシステム１０は、交流電源１２からの電力によってモータ１５を駆動制御する。モータ１５は、各種機器の構成要素として設けられる。たとえば、モータ１５は、空調機器の室外ファンモータとして設けることができる。
【００１３】
交流電源１２は、代表的には商用系統電源によって構成することができる。モータ１５は、たとえば、モータの回転子（ロータ）に永久磁石を有する永久磁石同期モータによって構成される。図１の例では、モータ１５は、三相の永久磁石同期モータによって構成されている。
【００１４】
整流部２０は、交流電源１２からの交流電圧を整流して電力線ＰＬおよびＮＬ間に出力する。整流部２０は、代表的にはダイオードブリッジで構成することができる。さらに、電力線ＰＬおよびＮＬ間には、平滑コンデンサ３０が接続される。これにより、電力線ＰＬおよびＮＬ間には、直流電圧が発生される。
【００１５】
電圧検出部３５は、電力線ＰＬおよびＮＬ間の電圧を検出する。電圧検出部３５による検出信号は、制御部１００へ入力される。以下では、電圧検出部３５によって検出された直流電圧をＶｄｃと表記する。
【００１６】
このように、交流電源１２、整流部２０および平滑コンデンサ３０によって、直流電圧を出力する「直流電源」の一実施例が構成される。なお、本実施の形態において、直流電源の構成は特に限定されるものではなく、二次電池等の蓄電装置や発電機等を用いて、直流電源を構成することも可能である。
【００１７】
インバータ４０は、一般的な三相インバータの回路構成を有し、電力線ＰＬ，ＮＬ上の直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ１５の各相に印加する。インバータ４０は、一般的な三相インバータの回路構成を有し、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１〜Ｑ６を有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成している。
【００１８】
Ｕ相アームの中間ノードＮｕ、すなわち、電力線ＰＬおよびＮＬ間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードは、電力線４１Ｕによって、モータ１５のＵ相コイル巻線（図示せず）と接続される。同様に、Ｖ相アームの中間ノードＮｖ（スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続ノード）は、電力線４１Ｖによって、モータ１５のＶ相コイル巻線（図示せず）と接続される。また、Ｗ相アームの中間ノードＮｗ（スイッチング素子Ｑ５およびＱ６の接続ノード）は、電力線４１Ｗによって、モータ１５のＷ相コイル巻線（図示せず）と接続される。
【００１９】
なお、図１に示されたインバータ４０の構成は一例であり、直流電源からの直流電圧を、モータ１５へ印加される交流電圧に変換する機能を有するものであれば、インバータ４０には任意の回路構成を適用することができる。
【００２０】
電力線４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗには、モータ１５を流れるモータ電流（相電流）を検出するための電流検出部５０が配置される。電流検出部５０による検出信号は、制御部１００へ入力される。以下では、電流検出部５０によって検出された各相のモータ電流を、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ電流Ｉｗとも表記する。なお、三相分を包括する場合には、単にモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとも称する。
【００２１】
電流検出部５０は、電力線４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗのうちの少なくとも２相に設けられた電流検出器を有する。各電流検出器は、カレントトランスやシャント抵抗によって構成することができる。なお、図１の例のように、三相すべてに電流検出器を配置してもよいが、三相の瞬時電流の和が０（Ｉｕ＋Ｉｗ＋Ｉｖ＝０）であることを利用して、２相のみに電流検出器を設けて、残りの１相分については、制御部１００が演算で求めることも可能である。
【００２２】
制御部１００は、代表的にはマイクロコンピュータによって構成することができる。制御部１００は、制御信号Ｓ１〜Ｓ６によってインバータ４０での電力変換を制御することによって、モータ１５の出力を制御する。図１から理解されるように、モータ１５にはロータの回転角を検出する位置センサは配置されておらず、センサレス制御によってモータ１５の出力は制御される。制御部１００は、電圧検出部３５からの直流電圧Ｖｄｃおよび電流検出部５０からのモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて、インバータ４０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフを制御する制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。
【００２３】
図２は、本実施の形態に従うモータ制御装置による制御構成を説明するための機能ブロック図である。なお、図２および以降で説明する複数の機能ブロック図の各々において、各ブロックの機能は、制御部１００による所定プログラムの実行（ソフトウェア処理）および／または制御部１００に内蔵された電子回路（ハードウェア処理）によって実現することができる。
【００２４】
図２を参照して、モータ制御部１１０は、速度指令値生成部１２０と、モータ制御演算部１３０と、制御信号生成部１４０とを含む。
【００２５】
速度指令値生成部１２０は、モータ１５の速度指令値ω＊を生成する。たとえば、モータ１５が空調機器の室外ファンモータである場合には、当該空調機器の運転状態に基づいて速度指令値ω＊が生成される。
【００２６】
モータ制御演算部１３０は、電圧検出部３５によって検出された直流電圧Ｖｄｃと、電流検出部５０によって検出されたモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、インバータ４０のＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。たとえば、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、同一の振幅を有し、かつ、位相が互いに１２０°（電気角）ずつずれた正弦波状の交流電圧波形を有する。モータ制御演算部１３０は、モータ１５の回転速度が速度指令値ω＊と一致させるように、当該交流電圧の位相および位相を制御することができる。
【００２７】
制御信号生成部１４０は、インバータ４０の各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。たとえば、制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフを制御するためのパルス信号とされる。
【００２８】
代表的には、制御信号生成部１４０は、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と所定周波数のキャリア波（たとえば、三角波）との電圧比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって、制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成することができる。具体的には、Ｕ相においては、交流電圧波形を有する電圧指令値Ｖｕ＊が、キャリア波（三角波）の電圧より高い期間では、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンする一方で、Ｖｕ＊がキャリア波の電圧よりも低い期間では、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオンされるように制御信号Ｓ１，Ｓ２が生成される。
【００２９】
このように、各相において、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア波との交点で、上アーム素子（Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５）と下アーム素子（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６）とのオンオフが切替えられる。これにより、ＰＷＭによる三相の擬似正弦波電圧を、インバータ４０からモータ１５の三相のコイル巻線（図示せず）に印加することができる。
【００３０】
インバータ４０の各相アームでは、同一アームの上下アーム素子（たとえば、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）の両方がオンすると、電力線ＰＬおよびＮＬの間に短絡経路が形成されてしまう。したがって、上アーム素子（Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５）と下アーム素子（Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６）との間でオンオフを切替える際には、上下アーム素子の両方とするデッドタイムが設けられることが一般的である。
【００３１】
図３は、図２に示されたモータ制御演算部１３０の構成を説明するための機能ブロック図である。
【００３２】
図３を参照して、モータ制御演算部１３０は、起動制御演算部１５０と、定常制御演算部２００と、制御切替部１６０とを含む。
【００３３】
起動制御演算部１５０および定常制御演算部２００の各々は、直流電圧Ｖｄｃおよびモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、速度指令値ω＊に従ってモータ１５を作動させるための、インバータ４０の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する機能を有する。
【００３４】
制御切替部１６０は、起動制御演算部１５０および定常制御演算部２００のうちの一方からの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、制御信号生成部１４０（図２）に対して出力する。
【００３５】
図４には、本実施の形態に従うモータ制御装置による起動制御および定常制御の切替えの一例を説明するための概念的なグラフが示される。
【００３６】
図４を参照して、時刻ｔ０からモータ１５の駆動が開始されると、まず起動制御が適用される。縦軸に示された速度指令値ω＊は、０から所定の起動回転速度ω１まで徐々に上昇された後、ω＊＝ω１に一定期間維持される。
【００３７】
これにより、モータ１５は、起動制御によって、起動回転速度ω１まで回転速度が上昇した後一定速度で回転する状態に制御される。たとえば、起動制御では、モータ１５を安定的に起動するために、無効電流を多く流すように電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定することができる。ω＊＝ω１に維持された期間中の時刻ｔｘにおいて、起動制御から定常制御への切替えが実行される。これにより、モータ１５に対して、起動回転速度ω１での一定回転速度で安定した状態から、定常制御を開始することができる。
【００３８】
図４の例に従えば、図３の制御切替部１６０は、時刻ｔ０〜ｔｘの間には、起動制御演算部１５０（図３）が算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、制御信号生成部１４０（図２）に対して出力する。一方で、制御切替部１６０は、時刻ｔｘ以降では、定常制御演算部２００（図３）が算出した電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、制御信号生成部１４０（図２）に対して出力する。定常制御演算部２００は、電流指令値に従ったモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのフィードバック制御によって、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。
【００３９】
このように、制御切替部１６０が起動制御演算部１５０および定常制御演算部２００のいずれからの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力するかによって、起動制御および定常制御を切替えることができる。図４の例では、速度指令値ω＊に従って、ω＊＝ω１となってからの経過時間に基づいて、起動制御から定常制御への切替えが制御される。
【００４０】
なお、以下の説明で明らかになるように、本実施の形態では、定常制御における低速領域でのモータ制御精度を高めるものであるので、起動制御における制御内容、および、起動制御から定常制御への切替手法については、特に限定されることはなく、任意の手法を適用可能である点について確認的に記載する。
【００４１】
図５は、図３の定常制御演算部２００による制御動作を詳細に説明するための機能ブロック図である。
【００４２】
図５を参照して、定常制御演算部２００は、座標変換部２１０と、モータ１５の磁束、速度および位置を推定するための状態推定部２２０と、磁束指令値生成部２３０と、磁束制御部２４０と、電流指令値固定部２５０と、γ軸制御切替部２６０と、速度制御部２７０と、電流制御部２８０と、電圧指令演算部２９０とを有する。
【００４３】
座標変換部２１０は、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、図６に定義されるγ−δ軸上の二相の電流Ｉγ，Ｉδに座標変換する。
【００４４】
図６は、座標変換部２１０における三相／二相変換を説明するための概念図である。
図６を参照して、Ｕ軸、Ｖ軸およびＷ軸は、モータ１５のＵ相、Ｖ相およびＷ相にそれぞれ対応する、１２０°（電気角）ずつ位相が異なる三相静止座標系である。モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、Ｕ軸、Ｖ軸およびＷ軸上の電流値または電圧値である。
【００４５】
これに対して、点線で示される回転座標系のｄ軸およびｑ軸のうち、ｄ軸は、モータ１５の実磁極軸を示しており、静止座標系のＵ軸との間にモータ１５のロータ回転位置（回転角θ）に相当する位相差を有する。ｑ軸は、ｄ軸と直交する座標軸として定義される。
【００４６】
本実施の形態に従うモータ制御装置で用いられるセンサレス制御では、ロータの回転角推定値θ♯に基づくγ−δ軸がさらに定義される。すなわち、γ軸およびＵ軸の間の位相差は、ロータ回転角推定値θ♯に相当する。δ軸は、γ軸と直交する座標軸として定義される。
【００４７】
ｄ−ｑ軸およびγ−δ軸は、モータ１５の回転速度ωで原点の周りを回転する座標軸である。このように、ｄ軸は推定ｄ軸に相当し、δ軸は推定ｑ軸に相当するので、ロータの回転角推定値θ♯の誤差が０のとき（すなわちθ♯＝θ）、ｄ軸とγ軸が一致し、ｑ軸とδ軸が一致する。
【００４８】
センサレス制御では、ｄ軸およびｑ軸を直接推定することができないため、検出できない実際の回転角θに対して角度推定誤差Δθを有する回転角推定値θ♯を用いて、モータ１５が制御される。回転角推定値θ♯は、後述するように、状態推定部２２０によって求められる。
【００４９】
このように、本実施の形態では、回転座標系に変換されたモータ電流を用いる、いわゆるベクトル制御によってモータ１５をセンサレス制御するが、図６で説明した座標系の定義は一例に過ぎず、任意の座標変換を適用してモータ制御を行うことが可能である。
【００５０】
再び図５を参照して、状態推定部２２０は、座標変換部によって得られたγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδとγ軸およびδ軸の電圧指令値Ｖγ＊およびＶδ＊を用いて磁束推定値φγ♯、速度推定値ω♯および回転角推定値θ♯を出力する。
【００５１】
状態推定部２２０は、たとえば、下記の式（１）〜（３）に従って、磁束推定値φγ♯、速度推定値ω♯および回転角推定値θ♯を推定することができる。
【００５２】
【数１】
2018016070.tif 000003
【００５３】
式（１）において、γ軸の電圧指令値からコイル巻線の抵抗Ｒによる電圧降下分を差引いた電圧をローパスフィルタによって積分する演算によって、永久磁石による総磁束ベクトルを推定することができる。すなわち、式（１）中におけるωｃはローパスフィルタのカットオフ周波数に相当する固定値とすることができる。カットオフ周波数ωｃよりも低い周波数成分を遮断することにより、入力信号のノイズ誤差が増幅されて、磁束推定値φγ♯の誤差が大きくなることを防止できる。
【００５４】
式（２）では、δ軸に関するＶ＝ω・φの関係式から、（Ｖδ−Ｒ・Ｉδ）を式（１）によって求められた磁束推定値φγ♯で除算することによって、速度推定値ω♯を推定することができる。また、式（３）では、式（２）によって求められた速度推定値ω♯の積分によって、回転角推定値θ♯を推定することができる。
【００５５】
状態推定部２２０によって算出された速度推定値ω♯および磁束推定値φγ♯は、速度制御部２７０および磁束制御部２４０へそれぞれ入力される。
【００５６】
状態推定部２２０によって算出された回転角推定値θ♯は、座標変換部２１０に入力されて、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδの算出に用いられる。さらに、回転角推定値θ♯は、電圧指令演算部２９０に入力されて、二相座標（γ−δ軸）から三相座標（Ｕ軸，Ｖ軸，Ｗ軸）への逆変換にも用いられる。この結果、回転角推定値θ♯の誤差は、座標変換部２１０によるモータ電流の座標変換における誤差が循環することを通じて、モータ電流のフィードバック制御を行う定常制御演算部２００によるモータ制御の精度を低下させることが理解される。
【００５７】
速度制御部２７０は、速度指令値ω＊と、状態推定部２２０によって推定された速度推定値ω♯とに基づいて、δ軸の電流指令値Ｉδ＊を生成する。たとえば、速度制御部２７０は、速度偏差Δω（Δω＝ω＊−ω♯）のＰＩＤ制御等に従って、δ軸の電流指令値Ｉδ＊を生成する。電流指令値Ｉδ＊に従ってδ軸電流Ｉδをフィードバック制御することにより、Δωを０に収束させるためのトルクをモータ１５から出力するこができる。
【００５８】
γ軸の電流指令値Ｉγ＊は、γ軸制御切替部２６０によって、磁束制御部２４０および電流指令値固定部２５０の一方を選択して設定される。電流指令値固定部２５０は、一定値であるＩγ＊ｃｏｎｓｔを出力する。
【００５９】
一方で、磁束指令値生成部２３０は、速度指令値ω＊に従って磁束指令値φγ＊を生成する。代表的には、磁束指令値生成部２３０は、磁束ベクトルを一定に制御するように、速度指令値ω＊に応じて磁束指令値φγ＊を可変に設定する。
【００６０】
たとえば、磁束指令値生成部２３０は、速度指令値ω＊と磁束指令値φγ＊との対応関係を予め規定したルックアップテーブルを用いて構成することができる。あるいは、速度指令値ω＊を変数として磁束指令値φγ＊を算出するための演算式を予め作成することによって、磁束指令値生成部２３０を構成することも可能である。
【００６１】
磁束制御部２４０は、磁束指令値生成部２３０からの磁束指令値φγ＊と、状態推定部２２０によって算出された磁束推定値φγ♯とに基づいて、γ軸の電流指令値Ｉγ＊を生成する。
【００６２】
たとえば、磁束制御部２４０は、磁束偏差Δφγ（Δφγ＝φγ＊−φγ♯）のＰＩＤ制御等に従って、γ軸の電流指令値Ｉγ＊を生成する。電流指令値Ｉγ＊に従ってγ軸電流Ｉγをフィードバック制御することにより、磁束推定値φγ♯を磁束指令値φγ＊と一致させる（Δφγ＝０）、すなわち、磁束ベクトルを一定に制御することができる。
【００６３】
γ軸制御切替部２６０は、磁束制御部２４０からの電流指令値Ｉγ＊と、電流指令値固定部２５０からのＩγ＊ｃｏｎｓｔとの一方を選択して、γ軸の電流指令値Ｉγ＊として電流制御部２８０へ出力する。
【００６４】
図７は、図５に示されたγ軸制御切替部２６０によるγ軸の電流指令値Ｉγ＊の設定処理を説明するための概念的なグラフである。
【００６５】
図７を参照して、速度指令値ω＊は、図４と同様のパターンで設定されて、時刻ｔｘから図５に従う定常制御が実行される。さらに、時刻ｔｙにおいて、ω＊は予め定められた閾値ωｔに達し（ω＊＝ωｔ）、時刻ｔｙ以降では、ω＊は閾値ωｔを超える（ω＊＞ωｔ）。閾値ωｔは、起動回転速度ω１よりも高く設定される。
【００６６】
定常制御では、ω＊≦ωｔの領域（時刻ｔｘ〜ｔｙ）において、γ軸の電流指令値Ｉγ＊は、電流指令値固定部２５０からのＩγ＊ｃｏｎｓｔ（一定値）を用いて設定される（Ｉγ＊＝Ｉγ＊ｃｏｎｓｔ）。これに対して、ω＊＞ωｔの領域（時刻ｔｙ以降）では、磁束制御部２４０からの電流指令値Ｉγ＊を用いて、定常制御中におけるγ軸の電流指令値Ｉγ＊が設定される。すなわち、γ軸制御切替部２６０は、速度指令値ω＊と閾値ωｔとの比較に基づいて、磁束制御部２４０および電流指令値固定部２５０の一方を選択するように動作することができる。
【００６７】
再び図５を参照して、電流制御部２８０は、γ軸制御切替部２６０から出力された電流指令値Ｉγ＊と、速度制御部２７０から出力された電流指令値Ｉδ＊と、座標変換部２１０によって算出されたγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδに基づいて、電圧指令値Ｖγ＊およびＶδ＊を算出する。電流指令値Ｉγ＊は「励磁電流指令値」に対応し、電流指令値Ｉδ＊は「トルク電流指令値」に対応する。
【００６８】
電流制御部２８０は、γ軸の電流フィードバック制御によって、電圧指令値Ｖγ＊を算出する。たとえば、γ軸の電流偏差ΔＩγ（ΔＩγ＝Ｉγ＊−Ｉγ）のＰＩＤ制御等に従って、電流偏差ΔＩγを０に収束させるためのγ軸の電圧指令値Ｖγ＊を生成することができる。同様に、電流制御部２８０は、δ軸の電流フィードバック制御によって、電圧指令値Ｖδ＊を算出する。たとえば、δ軸の電流偏差ΔＩδ（ΔＩδ＝Ｉδ＊−Ｉδ）のＰＩＤ制御等に従って、電流偏差ΔＩδを０に収束させるための電圧指令値Ｖδ＊を生成することができる。
【００６９】
電圧指令演算部２９０は、電流制御部２８０によって算出された電圧指令値Ｖγ＊，Ｖδ＊を、二相座標（γ−δ軸）から三相座標（Ｕ軸，Ｖ軸，Ｗ軸）へ変換することによって、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。この二相／三相変換には、状態推定部２２０によって算出された回転角推定値θ♯が用いられる。
【００７０】
このとき、電流制御部２８０による電圧指令値Ｖγ＊およびＶδ＊を用いて、インバータ４０の出力電圧位相θｖは、下記の式（４）で示される。
【００７１】
【数２】
2018016070.tif 000004
【００７２】
電圧指令演算部２９０による二相／三相変換によって得られる三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊について、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊は、下記（５）式のように、振幅および位相が制御された正弦波電圧とされる。
【００７３】
【数３】
2018016070.tif 000005
【００７４】
また、電圧指令値Ｖｖ＊は、式（５）のＶｕ＊から位相が１２０°（電気角）遅れた正弦波電圧とされ、電圧指令値Ｖｖ＊は、Ｖｖ＊からさらに位相が１２０°（電気角）遅れた正弦波電圧とされる。
【００７５】
このように、定常制御演算部２００（図３，図５）は、モータ電流のフィードバック制御によりインバータ４０の制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成することによって、モータ１５の出力（回転速度）を制御することができる。
【００７６】
再び図７を参照して、回転速度指令値ω＊が閾値ωｔよりも低い低速領域では、Ｉγ＊＝Ｉγ＊ｃｏｎｓｔに設定することで、磁束ベクトル一定制御を当該速度領域で実施したときと比較して、γ軸電流Ｉγを大きくしている。すなわち、ω＊＝ωｔを挟む領域において、ω＊＝ωｔでの磁束ベクトル一定制御におけるＩγ＊（ωｔ）に対して、Ｉγ＊ｃｏｎｓｔ＞Ｉγ＊（ωｔ）となるように、電流指令値固定部２５０によるＩγ＊ｃｏｎｓｔ（一定値）は設定される。
【００７７】
この結果、図７に従ってγ軸電流指令値Ｉγ＊を設定すると、定常制御演算部２００によってモータ１５の回転速度を連続的に上昇させる運転を行ったときに、ω＊＝ωｔを通過するタイミングで、電流指令値Ｉγ＊が低下する。これにより、定常制御演算部２００は、上記の運転時には、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδの二乗和の平方（√（Ｉγ2＋Ｉδ2））に比例するモータ電流の振幅が減少するタイミングが生じるように、インバータ４０を制御することが理解される。
【００７８】
ここで、比較例として、ω＜ωｔの低速領域でも磁束制御部２４０による磁束ベクトルを一定とするようにモータ電流を制御したときの問題点について説明する。
【００７９】
図８は、比較例に従うモータ電流制御による低速領域でのモータ電流波形のシミュレーション結果を示す波形図である。
【００８０】
図８を参照して、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、理想的には１２０°（電気角）ずつ位相がずれた正弦波電流に制御されるべきであるが、比較例に従うモータ電流制御によれば、低速領域では、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに脈動および歪みが発生している。この現象に対しては、インバータ４０でのデッドタイムによって、ｍ−タ電流が歪むこと、および、インバータ４０の出力電圧誤差が発生することの影響が大きいことが、発明者らによって見出された。
【００８１】
図９は、デッドタイムが設けられたインバータ４０の制御信号の一例を示す波形図である。図９には、一例としてＵ相を構成する、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）の制御信号Ｓ１と、スイッチング素子Ｑ２（下アーム）の制御信号Ｓ２との波形が示される。
【００８２】
図９を参照して、ＰＷＭ制御によって、時刻ｔ１およびｔ２において、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリア波との電圧が等しくなるものとする。この結果、時刻ｔ１では、スイッチング素子Ｑ２をオンからオフへ切替えるとともに、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切替えるように、制御信号Ｓ１，Ｓ２を変化させる必要がある。反対に、時刻ｔ２では、スイッチング素子Ｑ１をオンからオフへ切替えるとともに、スイッチング素子Ｑ２をオフからオンに切替えるように、制御信号Ｓ１，Ｓ２を変化させる必要がある。
【００８３】
このような、同一相の上アーム素子および下アーム素子のオンオフを切替える際に、理想的なスイッチング素子では、時刻ｔ１およびｔ２の各々において、制御信号Ｓ１およびＳ２のレベルを同時に変化させることが可能である。
【００８４】
しかしながら、実際のスイッチング素子ではオンオフ動作に遅れ時間が生じるため、上アーム素子および下アーム素子の両方がオン状態となる期間が発生して、電力線ＰＬおよびＮＬ間に短絡経路が形成されることを回避するために、デッドタイム（Ｔｄ）を設ける必要がある。
【００８５】
これにより、時刻ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２をターンオフするために制御信号Ｓ２のレベルが変化してから、デッドタイムＴｄが経過した後に、スイッチング素子Ｑ１をターンオンするために制御信号Ｓ１のレベルが変化される。同様に、時刻ｔ２においても、制御信号Ｓ１のレベルが変化してから、制御信号Ｓ２のレベルが変化されるまでの間には、デッドタイムＴｄが確保される。
【００８６】
図９中に斜線で示されたデッドタイム期間では、上アーム素子および下アーム素子の両方がオフされる。当該期間におけるインバータ４０の当該相における出力電圧には、負荷であるモータ１５に流れる電流の通流方向に依存してオフセット状の誤差電圧が生じる。この誤差電圧ΔＶｏｆの絶対値は、下記の式（６）で与えられる。なお、式（６）中のｆｃは、インバータ４０のスイッチング周波数であり、ＰＷＭ制御では、キャリア波の周波数がｆｃに相当する。
【００８７】
｜ΔＶｏｆ｜＝Ｔｄ・ｆｃ・Ｖｄｃ        …（６）
上述のように、モータ電流は交流電流（理想的には正弦波電流）であるため、誤差電圧ΔＶｏｆの正負は、デッドタイム期間における当該相のモータ電流の方向（正／負）によって変化する。この結果、インバータ出力電圧は、ＰＷＭ制御によって生成された電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従う擬似正弦波電圧に対して、デッドタイム期間におけるパルス状の誤差電圧ΔＶｏｆが重畳された波形を有するようになる。
【００８８】
この結果、誤差電圧ΔＶｏｆの影響により、モータ電流には、デッドタイムの発生周波数に従った高調波歪みが発生する。さらに、インバータ出力電圧の大きさ（実効値）が、本来の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して誤差を有することになる。
【００８９】
モータ１５の低速領域では、インバータ４０のモータ電流および出力電圧が小さい。このため、デッドタイムによる誤差電圧ΔＶｏｆの影響が大きくなるので、インバータ出力電圧の大きさ（実効値）の誤差および、モータ電流の高調波歪みが大きくなる。この結果、図９の電流波形に示されるように、モータ電流の乱れが顕著となる虞がある。
【００９０】
再び図５を参照して、本実施の形態に従うモータ制御装置による定常制御（センサレス制御）に対するデッドタイムの影響について、さらに説明する。
【００９１】
第一に、デッドタイムによってモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに歪みが発生すると、この歪みは、座標変換部２１０によって算出されるγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδへ伝播される。状態推定部２２０では、磁束推定値φγ♯、速度推定値ω♯および回転角推定値θ♯が、電圧指令値Ｖγ＊，Ｖδ＊ならびに、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδを用いて推定される。したがって、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに生じた歪みは、磁束推定値φγ♯、速度推定値ω♯および回転角推定値θ♯にも伝播する。
【００９２】
さらに、回転角推定値θ♯は、座標変換部２１０におけるγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδの演算に用いられる。このため、モータ電流からγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδに伝播された歪みの影響が、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδに返ってくることとなり、誤差を増幅させるような内部循環が発生してしまう。この結果、図６で説明した実際の回転角θに対する角度推定誤差Δθ（Δθ＝θ−θ♯）が不安定となり、この結果、モータ電流に脈動を発生させて、モータ１５の制御精度低下および騒音増加等を引き起こすことが懸念される。
【００９３】
第二に、デッドタイムによってインバータ４０の実際の出力電圧の大きさ（絶対値）に、電圧指令値Ｖδ＊，Ｖγ＊に従うＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対する誤差が生じると、電圧指令値Ｖγ＊，Ｖδ＊を用いて推定される、磁束推定値φγ♯、速度推定値ω♯および回転角推定値θ♯にも、推定誤差が発生することになる。この結果、モータ電流の歪みと同様に、定常制御演算部２００によるモータ１５の制御性を悪化させることが懸念される。
【００９４】
このように、インバータ４０に設けられるデッドタイムＴｄは、定常制御演算部２００によるモータ電流のフィードバック制御によるモータ制御に大きな影響を及ぼし、図９に示したようなモータ電流波形の乱れの原因となることが懸念される。
【００９５】
これに対して、本実施の形態に従うモータ制御装置では、図７で説明したように、モータ電流およびインバータ４０の出力電圧が小さくなるためにデッドタイム誤差の影響が大きくなるモータ１５の低速領域（ω＊＜ωｔ）において、磁束制御部２４０を用いずにモータ電流を制御する。具体的には、電流指令値Ｉγ＊が磁束ベクトル一定制御の適用時よりも大きい値となるように、Ｉγ＊＝Ｉγ＊ｃｏｎｓｔに設定してモータ電流が制御される。
【００９６】
この結果、電流指令値Ｉγ＊に従ってモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗも大きくなるため、デッドタイムによるモータ電流の歪みを緩和することができる。また、インバータ４０の出力電圧誤差についても、電流指令値Ｉγ＊に従って電圧指令値Ｖγ＊も大きくなるため、デッドタイムによる誤差電圧ΔＶｏｆの影響を緩和することができる。
【００９７】
図１０には、本実施の形態に従うモータ制御装置によるモータ電流波形のシミュレーション結果を示す波形図が示される。図１０には、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのうちのＵ相電流Ｉｕのシミュレーション結果が示される。モータ電流Ｉｕの周期は、図１０での時間軸スケールに対して短いため、Ｉｕ波形の包絡線はＩｕの振幅の推移を示している。
【００９８】
図１０を参照して、速度指令値ω＊は、図４および図７と同様にパターンで設定される。このため、時刻ｔｘまでは起動制御が適用される。図１０の例では、起動制御において電流指令値は設定されておらず、たとえば、所定トルクを出力するようにインバータ４０の出力は、起動安定性を一定に維持される。また、起動時には、始動トルクの確保のために励磁電流（無効電流成分）を多めに流すために、モータ電流が比較的大きくなる。
【００９９】
時刻ｔｘから定常制御が開始されると、モータ電流のフィードバック制御が開始されることにより、モータ電流の振幅は減少する。これは、無効電流成分の減少によって、定常制御では、起動制御と比較して、モータ１５の効率が上昇することを示している。
【０１００】
定常制御において、ω＊≦ωｔである時刻ｔｘ〜ｔｙ（低速領域）では、磁束ベクトル一定制御の適用時よりも電流指令値Ｉγ＊が大きくなるように、Ｉγ＊＝Ｉγ＊ｃｏｎｓｔに設定される。この結果、モータ１５の回転速度を連続的に上昇させる運転を行ったときに、ω＊＝ωｔを通過するタイミングで電流指令値Ｉγ＊が低下する。そして、ω＊＞ωｔの領域（時刻ｔｙ以降）では、磁束制御部２４０によって電流指令値Ｉγ＊が設定される。
【０１０１】
このように電流指令値Ｉγ＊を設定することにより、モータ電流Ｉｕについても、モータ１５がω＊≦ωｔの領域からω＊＞ωｔの領域に遷移する際に、減少するタイミングが生じるように制御される。この結果、低速領域におけるモータ電流Ｉｕを確保することができるので、低速領域におけるデッドタイムの影響を緩和して、モータ電流のフィードバック制御を安定化することができる。この結果、定常制御を通じて磁束制御部２４０による磁束制御を行う場合と比較して、モータ１５の制御性を向上することができる。すなわち、特許文献１のように高調波信号を用いることによって制御構成を複雑化させることなく、簡易な構成で、モータ１５の低速領域におけるセンサレス制御の制御精度を高めることができる。
【０１０２】
さらに図５に示された定常制御演算部２００による電流フィードバック制御において、Ｉγ＊＝Ｉγ＊ｃｏｎｓｔに固定することにより、上述した、状態推定部２２０による磁束推定を通じた内部循環によって誤差が増幅される現象を抑制できる。この点からも、低速領域におけるデッドタイムの影響を抑制して、モータ１５の制御性を向上することができる。
【０１０３】
なお、本実施の形態では、低速領域でのデッドタイムの影響を抑制するために、γ軸電流Ｉγの増加によって低速領域のモータ電流を増加させる制御例を説明したが、δ軸電流Ｉδおよびγ軸電流Ｉγの両方を増加させて低速領域のモータ電流を増加させることも可能である。たとえば、モータ１５の出力トルクに悪影響が出ない範囲内に制限して、モータ１５の回転速度を連続的に上昇させる運転を行ったときに、ω＊＝ωｔを通過するタイミングで電流指令値Ｉδ＊が低下するように、電流指令値Ｉδ＊を調整することができる。
【０１０４】
また、本実施の形態で示した座標系（図６）とは異なる座標変換によってモータ電流をフィードバック制御する構成においても、低速電流でのモータ電流を相対的に増大するこことによって、モータ１５の回転速度を連続的に上昇させる運転を行ったときに、ω＊＝ωｔを通過するモータ電流が低下するような制御が実現できるのであれば、任意のモータ電流制御を用いるセンサレス制御に対して、本発明を適用することが可能である。
【０１０５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１０６】
１０  モータシステム、１２  交流電源、１５  モータ、２０  整流部、３０  平滑コンデンサ、３５  電圧検出部、４０  インバータ、４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗ，ＮＬ，ＰＬ  電力線、５０  電流検出部、１００  制御部、１１０  モータ制御部、１２０  速度指令値生成部、１３０  モータ制御演算部、１４０  制御信号生成部、１５０  起動制御演算部、１６０  制御切替部、２００  定常制御演算部、２１０  座標変換部、２２０  状態推定部、２３０  磁束指令値生成部、２４０  磁束制御部、２５０  電流指令値固定部、２６０  軸制御切替部、２７０  速度制御部、２８０  電流制御部、２９０  電圧指令演算部、Ｉγ＊，Ｉδ＊  電流指令値、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ  モータ電流、Ｉγ  γ軸電流、Ｉδ  δ軸電流、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ  中間ノード、Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ６  制御信号、Ｔｄ  デッドタイム、Ｖγ＊，Ｖδ＊  電圧指令値（γ−δ軸）、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊  電圧指令値（三相）、Ｖｄｃ  直流電圧。
【図１】
2018016070.tif 000006
【図２】
2018016070.tif 000007
【図３】
2018016070.tif 000008
【図４】
2018016070.tif 000009
【図５】
2018016070.tif 000010
【図６】
2018016070.tif 000011
【図７】
2018016070.tif 000012
【図８】
2018016070.tif 000013
【図９】
2018016070.tif 000014
【図１０】
2018016070.tif 000015
【国際調査報告】
2018016070.tif 000016
2018016070.tif 000017
2018016070.tif 000018
2018016070.tif 000019