(57)【要約】      （修正有）【課題】昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流を効率よく発生させることができる交流電位治療器を提供する。【解決手段】位相が互いに１８０°異なる正弦半波信号でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、正負の各直流電圧を交互にスイッチング制御して正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をそれぞれ２個のチョークコイルＬ１、Ｌ２と２個のダイオードＤ１、Ｄ２とコンデンサＣとを有する２系統の復調回路４で、逆向きパルスを除去しつつ各別交互に復調し、位相が互いに１８０°異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルｔ１に交互に供給し、２次コイルｔ２に発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路５により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流とする。【選択図】図１
0003196924.tif 000002
【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜
２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号
を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パル
スにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれぞれ各別に
接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチング制御する
ことで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パル
ス出力を得る一方、これら各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に
第１チョークコイルと第２チョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部は
コンデンサを経て接地すると共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にアノ
ードを接続した第１ダイオードのカソードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、
前記正電源にカソードを接続した第２ダイオードのアノードを接続して２系統の復調回路
を構成し、これら各復調回路で前記正負２系統のパルス出力を各別交互に復調することで
、前記各チョークコイルの相互接続部と接地間に接続した昇圧トランスの１次コイルに電
流方向が半波毎に反転する正負２系統の復調済正弦半波出力を交互に供給し、トランス２
次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波
高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【請求項２】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜
２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号
を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パル
スにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれぞれ各別に
接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチング制御する
ことで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パル
ス出力を得る一方、これら各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に
第１チョークコイルと第２チョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部は
コンデンサを経て接地すると共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にアノ
ードを接続した第１ダイオードのカソードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、
前記正電源にカソードを接続した第２ダイオードのアノードを接続して２系統の復調回路
を構成し、これら各復調回路で前記正負２系統の増幅パルス出力を各別に復調するに当た
り、第１チョークコイルの入力側に加えた正パルス出力の消滅時に生じる逆向き負パルス
のピーク部のうち、前記負電源電圧よりも低電圧のピーク部は、第１ダイオードを経た負
電源電流で除去すると共に、第２チョークコイルの入力側に加えた負パルス出力の消滅時
に生じる逆向き正パルスのピーク部のうち、前記正電源電圧よりも高電圧のピーク部は、
前記第２ダイオードを経て正電源に流出させて除去した状態で、前記正負２系統のパルス
出力を各チョークコイルと前記コンデンサとで各別交互に復調することで、前記各チョー
クコイルの相互接続部と接地間に接続した昇圧トランスの１次コイルに電流方向が半波毎
に反転する正負２系統の復調済正弦半波出力を交互に供給し、トランス２次コイルに発生
した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対
３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本考案は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段
の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に
記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生
体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知で
あるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２
号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイル
に供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を
得る電位治療器が周知である。
【０００３】
前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療
を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器
であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位
を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のよう
に、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、
我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。
【０００４】
近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している
多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、
「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れ
ているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかに
は、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。
【０００５】
一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報
（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電
源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩
形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力
し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形
波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。
【０００６】
したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅
回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が
有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と
捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易
いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。
【０００７】
さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用な
リンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正
弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治
療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、
生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。
【０００８】
各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献
４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この
交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治
療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パ
ルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルに
それぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。
【０００９】
前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特
許公報であり、周知事項や願望事項を手書きマンガ図面と共に断片的に羅列しているだけ
で、この文献４の意図する処は、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１
次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオア
ンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無い
から、これでは当業者がこの特開公報を見ても、上記電位治療器を作れず、実施できない
という本質的な大きい問題点が有る。
【００１０】
周知の通り、Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポー
ラトランジスタ等のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のＤ級アンプと
、直列２個のスイッチング素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のＤ級アンプが
存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用
できるが、スイッチング素子から復調用チョークコイルの入力側に幅変調済増幅パルス出
力を加えると、コイルの自己誘導作用で上記パルス出力の消滅毎に、コイル入力側に電源
電圧よりも高電圧のピーク値を有する多数の逆向きパルス（バックパルスや微分パルス等
）が発生することは、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。
【００１１】
具体的には、周波数が例えば６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度・振幅が５Ｖ程度の正弦半波信
号で、幅変調した繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の高周波パルスにより、１３０Ｖ程
度の直流電源に接続したスイッチング素子をスイッチング制御し、上記直流電源電圧程度
の幅変調済増幅パルス出力を得た後、このパルス出力を復調して負荷（スピーカや昇圧ト
ランス）をドライブする際には、上記パルス出力消滅部分毎にコイルの自己誘導作用で、
チョークコイルの入力側にピーク値が上記出力レベルの数倍、例えば尖頭値が６００〜７
００Ｖ程度で、上記パルス出力幅よりも狭い幅の多数の逆向きパルスが生じるので、各ス
イッチング素子の両端には、上記１３０Ｖ＋６００〜７００Ｖ＝７３０〜８３０Ｖ程度の
高電圧が加わる結果となる。
【００１２】
したがって、上記各スイッチング素子には、最大許容電圧が７３０〜８３０Ｖ以上の高
圧用で高価な素子が必要となり、コスト高になると共に、上記高電圧の逆向きパルス等の
コイル自己誘導作用による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）現象に基
づく電源電圧変動が大きくなり、負荷ドライブが著しく不安定になるという根源的な問題
点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。
【００１３】
現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（スピーカや昇圧ト
ランス）を２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時
には、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、
上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・直流電源の出力電圧変動防止コン
デンサや負荷に接続した復調コンデンサの値がそれぞれ小さい程・デューティ比が２５％
の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧
の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になる。
【００１４】
現用一般的なハーフブリッジＤ級オーディオアンプで、上記「バス・ポンピング」現象
を軽減させるには、直流電源電圧の変動防止用コンデンサの静電容量を大容量にしたり、
復調ローパスフィルタ用チョークコイルのインダクタンスを大きくしたり、コンデンサの
静電容量を大容量にすること等の姑息的な手段で電源電圧の変動を小さくしていた。
【００１５】
ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等を用いた一般的なフルブリッ
ジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記逆向きパルスやコイル自己誘導作用を休止
中のスイッチング素子の上記寄生ダイオードにより、ある程度吸収して抑制できるが、こ
の寄生ダイオードは、一般的に高周波特性が悪く、逆回復時間が長いので、復調用チョー
クコイルの入力側に生じた前記逆向きパルスを確実には除去できず、特に負荷を６０〜２
００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時は、前記段落００１３で述べたように、
「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動を完全には払拭できないという根源的で
切実な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無い。
【００１６】
一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２
２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パ
ルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオー
ドおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方の
パルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの
並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞ
れ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。
【００１７】
したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないと
いう根源的で切実な問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流によ
る電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易
いという本質的な大きい問題点が有る。
【００１８】
また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初
めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用
ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、
特許文献５は、加工性悪く高価になるという根源的な大きい問題点が有る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特許第２６０９５７４号公報
【特許文献２】実開昭６１−１１８３４６号公報
【特許文献３】特開２００６−２３９０３２号公報
【特許文献４】特開２００９−２７９０２４号公報
【特許文献５】特開２０１１−２４８５９号公報
【考案の概要】
【考案が解決しようとする課題】
【００２０】
本考案の目的は、交流電位治療器の昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度
の正弦波交流を効率よく発生させることに有る。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、周波数が
６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から位相が互いに１８０°異なる２系統の正
弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済
高周波パルスにより、前記半波信号電圧よりも充分大きい電圧の正電源と負電源とにそれ
ぞれ各別に接続した第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にスイッチン
グ制御することで、各素子の出力側から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調
済増幅パルス出力を取り出せる。
【００２２】
上記各パルス出力の復調回路として、前記各スイッチング素子間に第１および第２のチ
ョークコイルを直列接続し、これら各コイルの相互接続部はコンデンサを経て接地すると
共に、第１チョークコイルの入力側には、前記負電源にアノードを接続した第１ダイオー
ドのカソードを接続し、第２チョークコイルの入力側には、前記正電源にカソードを接続
した第２ダイオードのアノードを接続して構成した２系統の復調回路で前記正負２系統の
増幅パルス出力を各別に復調することで、前記各チョークコイルの相互接続部と接地間に
接続した昇圧トランスの１次コイルに電流方向が半波毎に反転する正負２系統の復調済正
弦半波出力を交互に供給し、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリ
ーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで
達成できた。
【考案の効果】
【００２３】
前記正負２系統の各直流電源として、電源出力インピーダンスが前記各スイッチング素
子の出力側インピーダンスよりも充分小さい現用一般の直流電源を用い、前記各幅変調済
増幅パルス出力を各別に復調する際、本考案によれば、前記第１スイッチング素子から第
１チョークコイルの入力側に加えた＋１３０Ｖ程度の正パルス出力の消滅毎に生じる逆向
き負パルスのピーク部のうち、前記負電源電圧（−１３０Ｖ）よりも低電圧のピーク部は
、第１ダイオードを経た負電源電流で除去できると共に、第２チョークコイルの入力側に
加えた−１３０Ｖ程度の負パルス出力の消滅毎に生じる逆向き正パルスのピーク部のうち
、前記正電源電圧（＋１３０Ｖ）よりも高電圧のピーク部は、前記第２ダイオードを経て
正電源に流出させて除去できる。
【００２４】
したがって、正負２系統の電源に対する前記各逆向きパルスのピーク部電流は、各電源
電圧の変動をキャンセルする向きに流れるから、前記「バス・ポンピング」現象による電
源電圧変動を小さくできると共に、前記正負２系統の各逆向きパルスのピーク値は、プラ
ス・マイナス１３０Ｖ程度であり、前記段落（００１１）における７３０〜８３０Ｖに対
し、ピーク値が著減したので、各スイッチング素子には、最大耐電圧が正負各１４０Ｖず
つ、計２８０Ｖ程度の安価な素子を使用できるという実効が有る。
【００２５】
また、本考案によれば、正負２系統の電源に対する上記各逆向きパルスのピーク部電流
は、負荷電流による正負各電源の減電圧分をそれぞれ補う向きに流れるから、前記「バス
・ポンピング」現象も著減し、電源電圧の変動が小さくなるし、本考案によれば、商用電
源周波数に関係なく、何処でも常に、各スイッチング素子の出力側から波高値が正負各１
３０Ｖ程度の幅変調済増幅パルス出力を９５％以上の高効率で取り出せると共に、これら
各パルス出力の復調出力、つまり実効値が９５〜１００Ｖ程度で、周波数が６０Ｈｚ〜２
００Ｈｚ程度の正弦波交流により、昇圧トランスＴをドライブできるから、交流電位治療
器としてのランニングコストを大幅に削減できる等、省エネ効果も大きい。
【００２６】
さらに、本考案では、昇圧トランスを上記周波数範囲と電圧で使用する場合には、商用
電源周波数（５０または６０Ｈｚの正弦波）と電圧（実効値が１００Ｖ）に対応した現用
一般の珪素鋼板コア材と巻き線とを用いた安価な既存の昇圧トランスを改変せずにそのま
ま採用でき、オーディオ周波数用の高価な珪素鋼板コア材が不要だから、本考案による交
流電位治療器は、その製造コストの削減効果が著しく大きい。
【００２７】
また本考案では、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の周波数、例えば７０〜１２０Ｈｚ程度の
周波数で滑らかに変化する正弦波高電圧から、健康な人体内における正負イオンの理想的
な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て
、この交流電圧を生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、治
療効果の有効性と速効性に優れた交流電位治療が実行できると共に、生体拒否反応も著減
できたという優れた効果も有る。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本考案による交流電位治療器の一例を示す系統回路図
【図２】図１の回路動作説明に供する波形図
【図３】図１の回路動作説明に供する波形図
【図４】図１の回路動作説明に供する波形図
【考案を実施するための形態】
【００２９】
次に、本考案を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本考案の交流電位治療
器は、先ず、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などを用
いた現用一般の直流電源ＤＣで動作する正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０Ｈｚ
〜２００Ｈｚ程度で実効値が５Ｖ程度の正弦低周波信号を低周波トランスＴ１の１次コイ
ルに入力する。
【００３０】
そして、上記トランスＴ１における中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２の
Ａ・Ｂのような実効値が５Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそ
れぞれ同方向に接続したダイオードｄで半波整流することで、図２のＣ・Ｄのような振幅
が５Ｖ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得た後、これら各信号
をそれぞれ図１のように前記直流電源ＤＣで動作する現用一般のパルス幅変調回路２の各
入力端Ｃ・Ｄに各別入力する。
【００３１】
一方、繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等による前記直流電源ＤＣで
動作する現用一般的な高周波パルス発生回路３から振幅が５Ｖ程度で、繰り返し周波数が
、上記１００ＫＨｚ程度の高周波パルスを得ると共に、この高周波パルスを図１に示す前
記パルス幅変調回路２に入力し、この入力高周波パルスを前記２系統の正弦半波信号によ
り各別にパルス幅変調することで、図２のＥ・Ｆのように振幅が５Ｖ程度で位相が互いに
１８０°異なる２系統の幅変調済高周波パルスを得る。
【００３２】
その後、上記各パルスを図１のようにパルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートド
ライブＩＣを経て、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の二つのスイッチ
ング素子Ｑ１・Ｑ２の各ゲートやベース等の制御電極Ｅ・Ｆとソース（エミッタ）との間
にそれぞれ各別に供給する。なお、上記ゲートドライブＩＣとしては、米国フェアーチャ
イルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有り、これらのゲートドライブＩＣをその接続
仕様に基づき、前記パルストランスＰＴの代わりに使用してもよい。
【００３３】
次いで、図１のように前記直流電源ＤＣから得た正負２系統の直流電圧のうち、プラス
１３０Ｖ程度の直流電圧＋Ｖは、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン（コレクタ）に印
加し、マイナス１３０Ｖ程度の直流電圧−Ｖは、第２スイッチング素子Ｑ２のソース（エ
ミッタ）にそれぞれ図１のように各別印加する。
【００３４】
また、前記パルストランスＰＴを経て図１のように各素子Ｑ１・Ｑ２の制御電極Ｅ・Ｆ
とソース（エミッタ）との間に各別に加えた図２のＥ・Ｆのような２系統の幅変調済高周
波パルスにより、正負２系統の各直流電圧を上記二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２で各
別交互にスイッチング制御することで、各素子Ｑ１・Ｑ２の各出力側Ｇ・Ｈにそれぞれ繰
り返し周波数が１００ＫＨｚ程度・波高値がプラス・マイナス各１３０Ｖ程度で位相が互
いに１８０°異なる図３のＧ・Ｈのような正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を発生さ
せ得る。
【００３５】
上記各幅変調済増幅パルス出力の復調回路としては、図１における前記各スイッチング
素子Ｑ１・Ｑ２間に第１および第２のチョークコイルＬ１・Ｌ２を直列接続し、これら各
コイルの相互接続部ＩはコンデンサＣを経て接地すると共に、第１チョークコイルＬ１の
入力側には、前記負電源−Ｖにアノードを接続した第１ダイオードＤ１のカソードを接続
し、第２チョークコイルＬ２の入力側には、前記正電源＋Ｖにカソードを接続した第２ダ
イオードＤ２のアノードを接続して２系統の復調回路４を構成し、これら各復調回路にお
ける各チョークコイルＬ１・Ｌ２とコンデンサＣとのローパス・フィルタで、前記正負２
系統の幅変調済増幅パルス出力を復調できる。
【００３６】
その結果、各コイルＬ１・Ｌ２の上記相互接続部Ｉに図４のＩに示すような波高値が正
負各１３０Ｖ程度の正弦波による交流が発生し、これを昇圧トランスＴにおける１端接地
の１次コイルｔ1 の他端に、実効値が１００Ｖ程度の正弦波交流として供給できるから、
トランス２次コイルｔ2 のホット側Ｊに図４のＪのような１０〜１５キロＶ程度の高圧正
弦波交流が発生する。
【００３７】
具体的には、前記直列２個のチョークコイルＬ１・Ｌ２には、それぞれ１８０μＨ程度
の高周波コイルを用い、これら各コイルは互いに電磁結合させずに配置すると共に、前記
コンデンサＣには０．１μＦ程度のセラミックコンデンサを用い、また前記正負２系統の
各直流電源としては、前記各スイッチング素子の出力側インピーダンスよりも充分小さい
電源出力インピーダンスの現用一般的な直流電源を用い、電源出力インピーダンスが前記
各スイッチング素子の出力側インピーダンスよりも充分小さい現用一般の直流電源を用い
、前記繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度の前記幅変調済増幅パルス出力を復調する。
【００３８】
上記復調に当っては、前記第１チョークコイルＬ１の入力側に加えた図３のＧのような
プラス１３０Ｖ程度の正パルス出力の消滅時に生じる逆向き負パルスのピーク部のうち、
前記負電源電圧（−１３０Ｖ）よりも低電圧のピーク部は、第１ダイオードＤ１を経た負
電源電流で同図Ｇのように除去できると共に、第２チョークコイルＬ２の入力側に加えた
図３のＨのようなマイナス１３０Ｖ程度の負パルス出力の消滅時に生じる逆向き正パルス
のピーク部のうち、前記正電源電圧（＋１３０Ｖ）よりも高電圧のピーク部は、前記第２
ダイオードＤ２を経て正電源に流出させて同図Ｈのように除去できる。
【００３９】
すなわち、正負２系統の電源に対する上記各逆向きパルスのピーク部電流は、負荷電流
による正負各電源の減電圧分をそれぞれ補う向きに流れるから、前記「バス・ポンピング
」現象も著減し、電源電圧の変動が小さくなるし、各逆向きパルスのピーク値は、それぞ
れ本考案ではプラス・マイナス１３０Ｖ程度に納まるから、各スイッチング素子Ｑ１・Ｑ
２には、最大耐電圧が正負各１３０Ｖずつ、計２６０Ｖ程度の素子を使用できる。
【００４０】
また、本考案では、スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のオン期間にチョークコイルＬ１・Ｌ
２に交互に加えた幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各コイルに交互に蓄積しつつコイル
出力側への供給を抑え、各素子Ｑ１・Ｑ２のオフ期間に上記蓄積電力をダイオードＤ１・
Ｄ２および電源−Ｖ・＋Ｖと接地ラインをそれぞれ順次に経て昇圧トランスの１次コイル
に滑らかな復調済正弦波出力として供給できるし、上記各素子Ｑ１・Ｑ２のスイッチング
オフ毎に生じる正負２系統の高圧逆向きパルスのピーク値は、前記のように各ダイオード
Ｄ１・Ｄ２で前記各直流電源電圧程度のレベルに納まる。
【００４１】
さらに、上記各チョークコイルＬ１・Ｌ２とコンデンサＣは、幅変調済増幅パルス出力
の方形波の変化分、つまり高域の交流成分を小さくするローパスフィルターとして動作す
るから、繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度・波高値がプラス・マイナス各１３０Ｖ程度
で位相が互いに１８０°異なる図３のＧ・Ｈのような正負２系統の幅変調済増幅パルス出
力をそれぞれ各別交互に復調することで、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で滑らかに
変化する正負２系統の復調済正弦半波出力を約９０％以上の高い効率で昇圧トランスの１
次コイルに交互に供給できる。
【００４２】
前記昇圧トランスＴにおける２次コイルｔ2 の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０・
（５ＭΩ程度）を経て直流電源ＤＣの商用電源入力側に接続すると共に、上記２次コイル
ｔ2 の両端には、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗によるブリーダ抵抗Ｒ１
と高圧用ダイオードｄ1 との並列回路と、この並列回路に対して直列の大型ハイメグ抵抗
によるブリーダ抵抗Ｒ２と高圧用ダイオードｄ2 用いた正電圧ブリーダ回路５を接続する
と共に、その相互接続部Ｋに図４のＫのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１
対３の生体印加交流を大地と生体に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限ハイメグ
抵抗Ｒ３を経て供給する。
【００４３】
本考案による上記生体印加交流は、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化
する高電圧の正弦波交流を前記各ブリーダ抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値比率を２対１に設定
することで、波高値比率が１対３の生体印加交流となしたので、健康な人体内における正
負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生
体印加交流を生体に対して前記導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給印加
でき、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、上記周波数で滑らかに変化する生体印
加交流で、常時治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発
生を確実に防止できた。
【００４４】
また、本考案によれば、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、各スイッチング素
子の出力側から波高値が正負各１３０Ｖ程度の幅変調済増幅パルス出力を９５％以上の高
効率で取り出せると共に、これら各パルス出力の復調出力、つまり実効値が９５〜１００
Ｖ程度で、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流により、既存の商用電源用昇
圧トランスをドライブできる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本考案による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対し
て通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。
【符号の説明】
【００４６】
１…正弦低周波発生回路          Ｃ…コンデンサ
２…パルス幅変調回路            Ｑ１・Ｑ２…スイッチング素子
３…高周波パルス発生回路        Ｄ１・Ｄ２・ｄ・ｄ1 ・ｄ2 …ダイオード
４…復調回路                    Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
５…正電圧ブリーダ回路          Ｔ…昇圧トランス
Ｔ１…低周波トランス            ｔ1 …昇圧トランスの１次コイル
ＰＴ…パルストランス            ｔ2 …昇圧トランスの２次コイル
Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗    ｍ…導電マット
Ｌ１・Ｌ２…チョークコイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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