(57)【要約】【課題】制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に振動が生じずかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束する電力変換回路の制御装置を提供する。【解決手段】制御装置１は、出力電流ｉｏが制限値を超えたことを検出する過電流検出部１１、通常モードでの制御信号を生成する第１制御部１２、電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部１３、第１制御部１２が生成する制御信号と第２制御部１３が生成する制御信号を選択する制御信号選択部を備えている。第１制御部は、電力変換回路４の出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき通常モードでの制御信号を生成し、第２制御部は、負荷抵抗を検出し、抵抗の値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき電流制限モードでの制御信号を生成する。【選択図】図３
2017033908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の制御装置であって、
前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを検出する過電流検出部と、
前記通常モードでの制御信号を生成する第１制御部と、
前記電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部と、
前記所定部位を流れる電流が前記制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出していないときは、前記第１制御部が生成する制御信号を選択し、前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出したときは、前記第２制御部が生成する制御信号を選択する制御信号選択部と、
を備え、
前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき前記通常モードでの制御信号を生成し、
前記第２制御部は、前記電力変換回路に接続された負荷のインピーダンスを検出または推定し、前記インピーダンスの値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき前記電流制限モードでの制御信号を生成する、
電力変換回路の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記所定部位が、前記電力変換回路の出力端子、前記電力変換回路を構成するスイッチ、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランスまたはダイオードである、
電力変換回路の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、
前記電力変換回路の出力電圧と出力電流とに基づき前記負荷のインピーダンスを検出し、または、
前記電力変換回路の出力電圧と、前記出力電流と同一とみなせる電流に基づき前記負荷のインピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。
【請求項４】
前記所定部位が電力変換用スイッチである請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
さらに、前記電力変換回路の出力電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記電力変換回路の電力変換用スイッチの電流値を検出するスイッチ電流検出部を備え、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、前記電力変換回路の出力電圧値と前記電力変換用スイッチの電流値に基づき前記負荷インピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記負荷のインピーダンスの値が当該インピーダンスの絶対値である、
電力変換回路の制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記時間に依存しない静特性演算式が、前記インピーダンスの値と前記出力電流プリセット値の他、さらに前記電力変換回路の入力電圧を含む、
電力変換回路の制御装置。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記制御信号が、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量である、
電力変換回路の制御装置。
【請求項８】
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数１】
2017033908.tif 000011
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【請求項９】
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数２】
2017033908.tif 000012
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【請求項１０】
前記所定部位が電力変換用スイッチである請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換用スイッチを流れる電流を積分する積分回路を備え、
前記第１制御部はＰＩＤ制御、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づく第１時間量Ｔ１に、前記積分回路による前記電流の積分が開始してから積分値が所定値に達するまでの第２時間量を付加することで電力変換用スイッチのオンタイムを算出し、
過電流検出部は、前記第２時間量が所定値を下回ったときに、前記電力変換用スイッチを流れる電流が制限値を超えたと判断する、
電力変換回路の制御装置。
【請求項１１】
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項１０に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数３】
2017033908.tif 000013
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【請求項１２】
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項１０に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数４】
2017033908.tif 000014
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の電力変換回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換回路の構成部材を保護するために、スイッチ電流を積分器により監視する制御技術が知られている。
特許文献１に記載の制御技術では、通常は定電圧モードで電力変換回路を制御するが、スイッチ電流の積分値が所定時間内に所定の値に達したときに保護回路を動作させる。
特許文献２に記載の制御技術では、電力変換回路の構成部材を保護するために、定電流制御を行うことで、当該構成部材の保護を行う技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特願平４−２７９００６号公報
【特許文献２】特願平７−７２２９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の従来技術は、何れもアナログ制御装置に適用されるものであるが、デジタル制御装置においても、構成部材を保護するために、スイッチ電流を監視し、過電流を検出したときに制限制御を行うことが想起される。
図１は電力変換回路の従来の制御装置を示す図である。
図１において、電力変換回路９は、電源９１側のスイッチ（図１では、トランジスタ）９２と、スイッチ９２に直列接続されたリアクトル９３と、スイッチ９２とリアクトル９３との接続点とグランドＧとの聞に接続されたフライホイールダイオード９４と、リアクトル９３に直列に接続された電流検出用抵抗９５と、リアクトル９４の出力端子とグランドＧとの聞に接続されたキャパシタ９６とからなる。電力変換回路９の出力端子には負荷ＲＯが接続されている。【０００５】
制御装置８は、比較回路８１と、制御モード決定部８２と、制御信号生成部８３とを備えており、比較回路８１は電流検出用抵抗９５により生成された電圧ｅｓを取得し、これをプリセット電圧Ｖｓｅｔと比較する。
制御モード決定部８２は、ｅｓ＜Ｖｓｅｔのときは定電圧モードを選択し、ｅｓ≧Ｖｓｅｔのときは、電流制限モードを選択する。制御信号生成部８３は、ドライブ回路ＤＲＶに駆動信号ＮＤＲＶを送出し、ドライブ回路ＤＲＶはスイッチ９２にオン・オフ信号ＳＴｏｎを出力する。【０００６】
図２に示すように、制御モードが定電圧モードから電流制限モードに移行した場合にフィードバックゲインが大きいとｅｏやｉＬに振動が生じ、フィードパックゲインが小さいとｅｏやｉＬが収束するまでの時聞が長くなる。
したがって、図１に示した制御装置では、安定性が高い設計を行うことが困難となる。【０００７】
本発明の目的は、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束する電力変換回路の制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る電力変換回路の制御装置は以下のような特徴を有する。
（１）
通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の制御装置であって、
前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを検出する過電流検出部と、
前記通常モードでの制御信号を生成する第１制御部と、
前記電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部と、
前記所定部位を流れる電流が前記制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出していないときは、前記第１制御部が生成する制御信号を選択し、前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出したときは、前記第２制御部が生成する制御信号を選択する制御信号選択部と、
を備え、
前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき前記通常モードでの制御信号を生成し、
前記第２制御部は、前記電力変換回路に接続された負荷のインピーダンスを検出または推定し、前記インピーダンスの値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき前記電流制限モードでの制御信号を生成する、
電力変換回路の制御装置。
ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。
また、「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。
制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。
「時間に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。【０００９】
（２）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記所定部位が、前記電力変換回路の出力端子、前記電力変換回路を構成する素子である、
電力変換回路の制御装置。
電力変換回路を構成する素子は、具体的には、電力変換用スイッチ（トランジスタ・サイリスタ等）またはリアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードである。【００１０】
（３）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、
前記電力変換回路の出力電圧と出力電流とに基づき前記負荷のインピーダンスを検出し、または、
前記電力変換回路の出力電圧と、前記出力電流と同一とみなせる電流に基づき前記負荷のインピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。【００１１】
（４）
前記所定部位が電力変換用スイッチである（２）に記載の電力変換回路の制御装置において、
さらに、前記電力変換回路の出力電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記電力変換回路の電力変換用スイッチの電流値を検出するスイッチ電流検出部を備え、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、前記電力変換回路の出力電圧値とスイッチ電流値に基づき前記負荷インピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。【００１２】
（５）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記負荷のインピーダンスの値が当該インピーダンスの絶対値である、
電力変換回路の制御装置。
負荷インピーダンスが抵抗である場合には負荷インピーダンスの値は抵抗値であるが、負荷インピーダンスが容量性または誘導性である場合には、負荷インピーダンスの値はインピーダンスの絶対値とすることができる。【００１３】
（６）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧に基づき、
前記第２制御部は、さらに前記電力変換回路の入力電圧をパラメータとする、
電力変換回路の制御装置。【００１４】
（７）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記制御信号が、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量である、
電力変換回路の制御装置。【００１５】
（８）
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数１】
2017033908.tif 000003
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス【００１６】
（９）
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数２】
2017033908.tif 000004
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス【００１７】
（１０）
前記所定部位が電力変換用スイッチである（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換用スイッチを流れる電流を積分する積分回路を備え、
前記第１制御部はＰＩＤ制御、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づく第１時間量Ｔ１に、前記積分回路による前記電流の積分が開始してから積分値が所定値（しきし値）に達するまでの第２時間量を付加することで電力変換用スイッチのオンタイムを算出し、
過電流検出部は、前記第２時間量が所定値を下回ったときに、前記電力変換用スイッチを流れる電流が制限値を超えたと判断する、
電力変換回路の制御装置。【００１８】
（１１）
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数３】
2017033908.tif 000005
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス【００１９】
（１２）
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
【数４】
2017033908.tif 000006
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】電力変換回路の従来の制御装置の説明図である。
【図２】図２は、図１の制御装置により電流制限を行う場合の出力電圧と出力電流を示す波形図である。
【図３】図３は、本発明の第１実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。
【図４】図４は、図３の制御装置の処理を示すフローチャートである。
【図５】図５は、図３に示した制御装置において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。  図５（Ａ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔが定電流特性を示す場合を示している。  図５（Ｂ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがドルーピング特性を示す場合を示している。  図５（Ｃ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがフォールバック特性を示す場合を示している。
【図６】図６は、図３に示した制御装置により電流制限を行う場合の、電力変換回路の出力電圧および出力電流、ならびに制御回路が生成するドライブ信号および制御量を示す図である。
【図７】図７は、本発明の第２実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。
【図８】図８は本発明の第３実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。
【図９】図９は、図８に示した制御装置の処理を示すフローチャートである。
【図１０】図１０は、図８に示した制御装置において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図である。  図１０（Ａ）は定電圧モード（本発明における通常モード）における波形図である。  図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。
【図１１】図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
《第１実施形態》
図３は本発明の制御装置の第１実施形態を示す説明図である。
図３において、電力変換回路４は、電源４１（電圧Ｅｉ）と、電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）と、リアクトル（「Ｌ」）４３と、フライホイールダイオード（「ＤＦ」）４４と、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５と、キャパシタ４６とからなる。この電力変換回路４は、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
電源４１（電圧Ｅｉ）は直流電源であり、電源４１には電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）が直列接続されている。電力変換用スイッチ４２にはリアクトル（「Ｌ」）４３が直列接続され、電力変換用スイッチ４２とリアクトル４３との接続点とグランドＧとの聞にフライホイールダイオード（「ＤＦ」）４４が接続されている。電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５は、リアクトル４３に直列に接続されている。たキャパシタ４６は、リアクトル４３の出力側の端子とグランドＧとの聞に接続されている。電力変換回路４の出力端子には負荷抵抗（本発明における負荷インピーダンスに相当する）Ｒｏが接続されている。
【００２３】
図３において、制御装置１は、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２のスイッチング制御（オンタイム制御、オフタイム制御またはオンタイム・オフタイム制御）を行う。
制御装置１は、過電流検出部１１と、第１制御部１２と、第２制御部１３と、制御モード選択部１４とを備えている。
制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、出力電流検出部２２と、入力電圧検出
部２３とが備えられている。
【００２４】
出力電圧検出部２１は、前置増幅器２１１とＡ−Ｄ変換器２１２とからなり、電力変換回路４の出力電圧ｅｏを検出する。
出力電流検出部２２は、前置増幅器２２１とＡ−Ｄ変換器２２２とからなり、電力変換回路４の出力電流ｉｏを相当電圧ｅｓとして検出する。
入力電圧検出部２３は、前置増幅器２３１とＡ−Ｄ変換器２３２とからなり電力変換回路４の入力電圧Ｅｉを検出する。
【００２５】
過電流検出部１１は、電力変換回路４の出力端子を流れる電流（すなわち出力電流ｉｏ）が制限値を超えたか否かを検出する。
第１制御部１２は、時間経過に依存する関数に基づく通常モード（本実施形態では定電圧モード）での制御を行う。つまり、第１制御部１２は、通常モードでの制御信号を生成する。
第２制御部１３は、負荷インピーダンス検出部１３１と、制御量計算部１３２とからなり、電流制限モードでの制御を行う。つまり、第２制御部１３は、電流制限モードでの制御信号を生成する。
ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。第１制御部１２および第２制御部１３が生成する制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。制御信号は、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量であってもよい。
また、「時間（経過）に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。
【００２６】
負荷インピーダンス検出部１３１は、出力電圧検出部２１の検出結果（電力変換回路４の出力電圧ｅｏ）と、出力電流検出部２２の検出結果（電力変換回路４の出力電流ｉｏ）とに基づき、電力変換回路４の負荷インピーダンスＲｏを検出する。なお、負荷インピーダンス検出部１３１が検出する負荷インピーダンスＲｏは、複素インピーダンスの絶対値である。なお、本実施例では、負荷が抵抗性であるので、負荷インピーダンスはＲｏで表されている。
【００２７】
制御量計算部１３２は、負荷インピーダンスＲｏの値と、電力変換回路４の出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔとをパラメータとし、時間経過に依存しない関数に基づく定電流制御を行う。
制御モード選択部１４は、過電流検出部１１が電力変換回路４の所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉｏｃを超えたか否かにより、第１制御部１２または第２制御部１３からの信号を選択する。つまり、制御モード選択部１４は、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出していないときは、第１制御部１２が生成する制御信号を選択し、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出したときは、第２制御部１３が生成する制御信号を選択する制御信号選択部として機能している。
【００２８】
すなわち、第２制御部１３は、過電流検出部１１が所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉｏｃを超えたことを検出したときに動作する。
ドライブ回路３は制御モード選択部１４からのドライブ信号（ＮＤｒｉｖｅ）を受け取り、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２に信号を送出する。
【００２９】
図４は、図３の制御装置１の処理を示すフローチャートである。
図４の処理は、たとえばｉｏのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図３の制御装置１において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。
図４および図５により、図３の制御装置１の動作を説明する。
制御装置１が、出力電圧設定値をｅｏ＿１として定電圧モードで動作しているものとする。
図５に示されるように、定電圧モードＩにおいては、負荷抵抗がＲｏであり、出力電圧ｅｏと第１出力電圧設定値ｅｏ＿１との偏差がゼロとなる動特性演算式に基づいて制御される。
この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電圧ｅｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅｏ＿１に対応する制御量Ｔｏｎ＿ＰＩＤを求め、ドライブ回路が処理可能な制御量ＮＰＩＤとしてドライブ回路に送出する（Ｓ１１０）。このように、第１制御部１２は、電力変換回路４の少なくとも出力電圧ｅｏを含む、時間に依存する動特性演算式に基づき通常モードでの制御信号ＮＰＩＤを生成する。
【００３０】
出力電流検出部２２は、電力変換回路４の出力電流ｉｏを検出している（Ｓ１２０）。過電流検出部１１は、出力電流検出部２２から、出力電流ｉｏの検出値を受け取り、出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えたか否か（ｉｏ≧ｉｏ＿ｏｃ＿Ａかｉｏ＜ｉｏ＿ｏｃ＿Ａ）を判定する（Ｓ１３０）。
【００３１】
出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えないときは（Ｓ１３０の「ＮＯ」）処理はＳ１２０に戻され、出力電流ｉｏの検出が行われる。
制御装置１は、過電流検出部１１が、出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えたときは（Ｓ１３０の「ＹＥＳ」）、制御モード選択部１４は、第２制御部１３からの信号を選択し、制御は定電圧モードから電流制限モードに移行する。
電流制限モードにおいては、出力電圧検出部２１が出力電圧ｅｏを検出し（Ｓ１４０）、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒｏ（図５のＲｏ＿ｏｃ）を計算する（Ｓ１５０）。
なお、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃは、
Ｒｏ＿ｏｃ＝ｅｏ／ｉｏ
により求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅｏと出力電流ｉｏとに基づき負荷のインピーダンスを検出している。
【００３２】
制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔを設定する（Ｓ１６０）。
出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔは、図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すような特性を示すことができる。
図５（Ａ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔが定電流特性を示す場合を示し、図５（Ｂ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがドルーピング特性を示す場合を示し、図５（Ｃ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがフォールドバック特性（「フ」の字特性」）を示す場合を示している。
【００３３】
そして、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔと、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔｏｎ＿ｏｃ（オン・オフ信号ＳＴｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔｏｎ＿ｏｃは、負荷抵抗がＲｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに対応する電圧ｅｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路が処理可能な制御量Ｎｏｃとして、ドライブ回路３に送られる（Ｓｌ７０）。
ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ１８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ１８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ１１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ１８０の「ＮＯ」）、処理をＳ１４０に戻す。
【００３４】
図５（Ａ）に示されるように、出力電流がｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えると、制御が電流制限モードＩＩに移行する。
電流制限モードＩＩでは、出力電流ｉｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔとなる静特性演算式に基づいて制御される。
【００３５】
図５（Ａ）において、出力電流プリセット値はｉｏ＿ｓｅｔであり、ｉｏ＿ｓｅｔでに対応する出力電電圧はｅｏ＿２である。なお、図５（Ａ）では、出力電流プリセット値は、制限値ｉｏ＿ｏｃよりも大きく設定してあるが、制限値ｉｏ＿ｏｃと同じ値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａに設定することもできる。
また、図５（Ｃ）に示すように出力電流プリセット値を制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａよりも小さい値ｉｏ＿ｓｅｔ＿ｄに設定することもできる（このときの出力電電圧をｅｏ＿２＿ｄで示す）。
【００３６】
電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
たとえば、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃより大きいとき（ＮＰＩＤ＞Ｎｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃ以下になったとき（ＮＰＩＤ＜＝Ｎｏｃ）に、制御モード選択部１４において、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。
【００３７】
第１実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
【数５】
2017033908.tif 000007
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ：出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
このように、第２制御部１３は、電力変換回路４に接続された負荷Ｒｏのインピーダンス（負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃ）を計算により推定し、インピーダンスの値と出力電流プリセット値（ｉｏ＿ｓｅｔ）を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき電流制限モードでの制御信号を生成する。
【００３８】
図６に電力変換回路４の出力電圧ｅｏ、出力電流ｉｏ、ドライブ信号ＮＤｒｉｖｅ、制御量Ｔｏｎを示す。
図６からわかるように、本発明では、通常モードでの稼動中に（数値制御量：ＮＰＩＤ、時間制御量：Ｔｏｎ＿ＰＩＤ）、電力変換回路４の出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃを超えたとする。
この場合、制御が電流制限モードに移行したときに、出力電流ｉｏや出力電圧ｅｏに振動が生じず、かつ速やかに出力電流ｉｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに、出力電圧ｅｏが所定電圧ｅｏ＿２に収束する。
このように、本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
【００３９】
《第２実施形態》
図７は、本発明の制御装置の第２実施形態を示す説明図である。
図７において、電力変換回路５は、電源５１（電圧Ｅｉ）と、電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）と、トランス５３、第１のダイオード５４と、第２および第３のダイオード５５１，５５２と、リアクトル５６と、キャパシタ５７と、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）５８とからなる。この電力変換回路４は、絶縁型のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００４０】
電源５１（電圧Ｅｉ）のマイナス端子には、電力変換用スイッチ５２の一端と第１のダイオード５４のアノード端子が接続されている。
電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）の他端は、トランス５３の一次巻線の一端に接続され、第１のダイオード５４のアノード端子は、トランス５３の一次巻線の他端に接続されている。トランス５３には中間タップが設けられており、この中間タップには電源５１のプラス端子が接続されている。
【００４１】
トランス５３の二次巻線の一端には第２のダイオード５５１が接続されている。第２のダイオード５５１は、アノードがトランス５３の一端を向くように配置されている。
トランス５３の二次巻線の他端（グランド）と、第２のダイオード５５１のカソードとの聞には第３のダイオード５５２が接続されている。第３のダイオード５５２のカソードは、第２のダイオード５５１のカソードを向くように配置されている。
【００４２】
第２のダイオード５５１と第３のダイオード５５２との接続点は、リアクトル（Ｌ）５６に接続され、リアクトル５６の出力側端子とグランドどの聞にはキャパシタ（Ｃ）５７が接続されている。
また、リアクトル５６とキャパシタ５７の接続点と電力変換回路の出力端子との間には電流検出用抵抗（Ｒｓ）５８が接続されている。
第２実施形態の制御装置１の動作は、第１実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
第２実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
【００４３】
【数６】
2017033908.tif 000008
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
【００４４】
《第３実施形態》
図８は、本発明の制御装置の第３実施形態を示す説明図である。
図８において、電力変換回路４は、図３に示した電力変換回路４と概ね同じである。
ただし、図３に示した電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５により出力電流を検出しているが、図８の電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「ＲＴｒ」）４７によりスイッチ電流ｉＴｒを検出している。
これに対応して、図８の電力変換回路４では、制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、スイッチ電流検出部２４と、入力電圧検出部２３とが備えられている。
【００４５】
スイッチ電流検出部２４は、前置増幅器２４１とＡ−Ｄ変換器２４２と積分回路２４３とからなる。
スイッチ電流検出部２４は、スイッチ４７を流れる電流（スイッチ電流ｉＴｒ）を相当電圧ｅＴｒとして前置増幅器２４１とＡ−Ｄ変換器２４２により検出する。
積分回路２４３は、第１制御部１２からの積分開始タイミング信号ＩＳＴにより積分を開始し、積分値Ｖｒｃがしきい値Ｖｔｈに達したときに積分終了信号を出力する。過電流検出部１１は、スイッチ電流ｉＴｒの積分値を入力し、過電流を検出している。
【００４６】
図９は、図８に示した制御装置１の処理を示すフローチャートである。
図９の処理は、たとえばｉＴｒのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
図１０は、図８に示した制御装置１において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図であり、図１０（Ａ）は定電圧モード（通常モード）における波形図であり、図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。
図９および図１０により、図８の制御装置１の動作を説明する。
制御装置１が、定電圧モードで動作しているものとする。
この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電庄ｅｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅｏ＿１に対応する制御量Ｔｏｎ＿ＰＩＤを求め、ドライブ回路に送出する（Ｓ２１０）。
図１０（Ａ）に示すように、第１制御部１２はＰＩＤ制御に基づく第１時間量Ｔ１を計算し、所定タイミングで積分回路２４３による積分を開始し、積分値（電圧）Ｖｒｃを測定する。本実施形態では第１時間量Ｔ１は第１制御部１２が生成したＰＩＤ制御量に適宜のディレイ時間を加算した値である。第１制御部１２は、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づいて第１時間量Ｔ１を求めてもよい。
積分回路２４３による前記電流の積分が開始してから積分値Ｖｒｃがしきい値Ｖｔｈに達するまでの時間を第２時間量Ｔｃｓとして第１時間量Ｔ１に付加することで、第１制御部１２は電力変換用スイッチのオンタイム（図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）では「ｓｗ」で示す）を算出している。
過電流検出部１１は、第２時間量Ｔｃｓを監視している（Ｓ２２０）。
第２時間量Ｔｃｓが設定時間Ｔｃｓｒより長いとき（Ｔｃｓ＞Ｔｃｓｒ）は処理をＳ２２０に戻す（Ｓ２３０の「ＮＯ」）。
図１０（Ｂ）に示すように、第２時間量Ｔｃｓが設定時間Ｔｃｓｒより短いときは、電力変換用スイッチ４２を流れる電流ｉＴｒが制限値ｉＴｒ＿ｏｃを超えたと判断し、処理を電流制限モードに移行する（Ｓ２３０の「ＹＥＳ」）。
【００４７】
出力電圧検出部２１は出力電圧ｅｏを検出し、スイッチ電流検出部２４はスイッチ電流ｉＴｒを検出する（Ｓ２４０）。
そして、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃを計算する（Ｓ２５０）。
なお、負荷抵抗は、
Ｒｏ＿ｏｃ≒ｅｏ／ｉＴｒ
として求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅｏと、出力電流と同一とみなせる電流ｉＴｒに基づき負荷のインピーダンスを検出する。
制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔを設定する（Ｓ２６０）。
第２制御部２３は、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔと、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔｏｎ＿ｏｃ（オン・オフ信号ＳＴｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔｏｎ＿ｏｃは、負荷抵抗がＲｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに対応する電圧ｅｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路３に送られる（Ｓ２７０）。
ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ２８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ２８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ２１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ２８０の「ＮＯ」）、処理をＳ２４０に戻す。
第３実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
【数７】
2017033908.tif 000009
ｅｏ：出力電圧のデジタル値
ｉｏ：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
【００４８】
本実施形態でも、電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
たとえば、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量ＮＯＣより大きいとき（ＮＰＩＤ＞Ｎｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃ以下になったとき（ＮＰＩＤ＜＝Ｎｏｃ）に、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
【００４９】
《第４実施形態》
図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。
図１１の電力変換回路５は、図７に示した電力変換回路５と同じである。
第４実施形態の制御装置１の動作は、第３実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
第４実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
【数８】
2017033908.tif 000010
ｅｏ：出力電圧のデジタル値
ｉｏ：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
上述の各実施形態は、単なる例示であり、本発明はこれらに限定されない。たとえば、過電流検出部が制限値を超えるか否かを検出する電流が流れる所定位置としては、電力変換回路４の出力端子、あるいは、電力変換回路４を構成するスイッチ４２としているが、電力変換回路を構成するリアクトル、キャパシタ、抵抗、トランス、または、ダイオードなどの他の位置であってもよい。
【符号の説明】
【００５０】
１  制御装置
３  ドライブ回路
４，５  電力変換回路
１１  過電流検出部
１２  第１制御部
１３  第２制御部
１４  制御モード選択部
２１  出力電圧検出部
２２  出力電流検出部
２３  入力電圧検出部
２４  スイッチ電流検出部
４１，５１  電源
４２，５２  電力変換用スイッチ
４３  リアクトル
４４  フライホイールダイオード
４５  電流検出用抵抗
４６  キャパシタ
５３  トランス
５４  第１のダイオード
５５１  第２のダイオード
５５２  第３のダイオード
５６  リアクトル
５７  キャパシタ
５８  スイッチ電流検出用抵抗
１３１  負荷インピーダンス検出部
１３２  制御量計算部
２１１，２２１，２３１，２４１  前置増幅器
２１２，２２２，２３２，２４２  Ａ−Ｄ変換器
２４３  積分回路
【図１】
2017033908.tif 000015
【図２】
2017033908.tif 000016
【図３】
2017033908.tif 000017
【図４】
2017033908.tif 000018
【図５】
2017033908.tif 000019
【図６】
2017033908.tif 000020
【図７】
2017033908.tif 000021
【図８】
2017033908.tif 000022
【図９】
2017033908.tif 000023
【図１０】
2017033908.tif 000024
【図１１】
2017033908.tif 000025
【国際調査報告】
2017033908.tif 000026
2017033908.tif 000027