(57)【要約】  インテリジェント電子デバイス（４０）において、第１の受信回路（４２）は、電力系統の電気量を表す第１のサンプルレートの第１の時系列データをマージングユニットから受信する。アップコンバージョン部（６４）は、第１の時系列データを補間することによって、第１の時系列データを第１のサンプルレートよりも高レートの第２のサンプルレートを有する第２の時系列データに変換する。ダウンコンバージョン部（６７）は、第２の時系列データから変更可能な任意のサンプル時刻のデータ点を周期的に取り出すことによって、第２の時系列データを第１のサンプルレートよりも低レートの第３のサンプルレートを有する第３の時系列データに変換する。リレー演算部（６９）は、第３の時系列データを用いて保護リレー演算を行う。
2018042587.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力系統の電気量を表す第１のサンプルレートの第１の時系列データをマージングユニットから受信する通信回路と、
前記第１の時系列データを補間することによって、前記第１の時系列データを前記第１のサンプルレートよりも高レートの第２のサンプルレートを有する第２の時系列データに変換するアップコンバージョン部と、
前記第２の時系列データから変更可能な任意のサンプル時刻のデータ点を周期的に取り出すことによって、前記第２の時系列データを前記第１のサンプルレートよりも低レートの第３のサンプルレートを有する第３の時系列データに変換するダウンコンバージョン部と、
前記第３の時系列データを用いて保護リレー演算を行うリレー演算部とを備える、インテリジェント電子デバイス。
【請求項２】
前記ダウンコンバージョン部は、前記第１の時系列データに基づいて定められたデータ点数ごとに前記第２の時系列データから一部のデータを取り出す、請求項１に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項３】
前記第１の時系列データに基づいて、前記電力系統の現時点の系統周波数を算出する周波数演算部をさらに備え、
前記定められたデータ点数は、前記系統周波数に応じて調節される、請求項２に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項４】
前記定められたデータ点数は、前記系統周波数が定格周波数よりも大きくなるにつれて小さくなり、前記系統周波数が前記定格周波数よりも小さくなるにつれて大きくなる、請求項３に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項５】
前記第１の時系列データに基づいてタイミング信号を生成する、タイミング信号生成部をさらに備え、
前記ダウンコンバージョン部は、前記タイミング信号に従ったタイミングで前記第２の時系列データから一部のデータを取り出す、請求項１に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項６】
前記第１の時系列データに基づいて、前記電力系統の現時点の系統周波数を算出する周波数演算部をさらに備え、
前記タイミング信号生成部は、前記系統周波数に応じて前記タイミング信号の周期を調整する、請求項５に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項７】
前記タイミング信号の周期は、前記系統周波数が定格周波数よりも大きくなるにつれて小さくなり、前記系統周波数が前記定格周波数よりも小さくなるにつれて大きくなる、請求項６に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項８】
前記インテリジェント電子デバイスは、
現時刻から予め定められた時間だけ前までの前記第２の時系列データを順次更新しながら蓄積する、第１のデータ蓄積部および第２のデータ蓄積部と、
カウンタとをさらに備え、
前記リレー演算部によって前記電力系統に事故が検出されたとき、前記第１のデータ蓄積部は更新を継続し、前記第２のデータ蓄積部は更新を停止し、前記カウンタはカウントを開始し、
前記ダウンコンバージョン部は、前記第１および第２のデータ蓄積部の各々に蓄積されたデータを前記第３のサンプルレートを有する前記第３の時系列データに変換し、
前記インテリジェント電子デバイスは、第３のデータ蓄積部をさらに備え、
前記第３のデータ蓄積部は、前記第３の時系列データを蓄積するとともに、前記カウンタの値を格納する、請求項１〜７のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項９】
前記インテリジェント電子デバイスは、送電線の第１端に設けられ、
前記インテリジェント電子デバイスは、
デジタル伝送路を介して前記送電線の第２端に設けられた他のインテリジェント電子デバイスに、第１の同期信号ならびに前記第３の時系列データを前記第１端の電流信号として送信するための送信回路と、
前記他のインテリジェント電子デバイスから前記デジタル伝送路を介して送信された前記第２端の電流信号および第２の同期信号を受信するための受信回路とをさらに備え、
前記受信回路は、さらに、前記他のインテリジェント電子デバイスが前記第２の同期信号を送信してから前記第１の同期信号を受信するまでの時間差である、第１の送受信時間差の情報を前記他のインテリジェント電子デバイスから受信し、
前記インテリジェント電子デバイスは、同期処理部をさらに備え、
前記同期処理部は、前記第１の同期信号を送信してから前記第２の同期信号を受信するまでの時間差である、第２の送受信時間差を算出し、
前記ダウンコンバージョン部は、前記第３の時系列データを生成する際に、前記第１および第２の送受信時間差の比較結果に応じて異なるサンプル時刻のデータ点を前記第２の時系列データから取り出す、請求項１〜８のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項１０】
前記第１の送受信時間差が前記第２の送受信時間差よりも大きいとき、前記ダウンコンバージョン部は、前記第３の時系列データを生成する際に、より早いサンプル時刻のデータ点を前記第２の時系列データから取り出し、
前記第１の送受信時間差が前記第２の送受信時間差よりも小さいとき、前記ダウンコンバージョン部は、前記第３の時系列データを生成する際に、より遅いサンプル時刻のデータ点を前記第２の時系列データから取り出す、請求項９に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項１１】
前記インテリジェント電子デバイスは、送電線の第１端に設けられ、
前記インテリジェント電子デバイスは、前記送電線の第２端に設けられた他のインテリジェント電子デバイスと通信するための送信回路および受信回路をさらに備え、
前記ダウンコンバージョン部は、前記第１の時系列データの情報ととともに、前記受信回路を介して前記他のインテリジェント電子デバイスから受信した情報に基づいて、前記第２の時系列データから取り出すデータ点を変更する、請求項２〜４のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項１２】
前記インテリジェント電子デバイスは、送電線の第１端に設けられ、
前記インテリジェント電子デバイスは、前記送電線の第２端に設けられた他のインテリジェント電子デバイスと通信するための送信回路および受信回路をさらに備え、
前記タイミング信号生成部は、前記第１の時系列データの情報ととともに、前記受信回路を介して前記他のインテリジェント電子デバイスから受信した情報に基づいて、前記タイミング信号を生成する、請求項５〜７のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項１３】
前記第２のサンプルレートは、前記第１のサンプルレートと前記第３のサンプルレートの最小公倍数の整数倍に等しい、請求項１〜１２のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【請求項１４】
前記インテリジェント電子デバイスは、前記電力系統の定格周波数として互いに異なる第１の定格周波数および第２の定格周波数の両方に適用可能であり、
前記第１のサンプルレートは、前記第１の定格周波数の第１の整数倍に等しく、前記第２の定格周波数の第２の整数倍に等しく、
前記第２のサンプルレートは、前記第１の整数と前記第２の整数と前記第３のサンプルレートとの最小公倍数の整数倍に等しい、請求項１〜１２のいずれか１項に記載のインテリジェント電子デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電力系統の電流および電圧の情報を収集するマージングユニットからの信号を受信し、受信した信号に基づいて保護リレー演算を行うインテリジェント電子デバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の保護リレーをマージングユニット（ＭＵ：Merging  Unit）とインテリジェント電子デバイス（ＩＥＤ：Intelligent  Electric  Device）とに分割し、両者をプロセスバスで接続したプロセスバス適用保護システムが一般的になりつつある（たとえば、特開２０１５−０８９１８２号公報（特許文献１）参照）。このような保護システムでは、変電所内などに設けられた電力機器の近傍にＭＵが設置され、ＭＵによって電力系統の電気量（電流および電圧）の信号（電流信号および電圧信号）が取り込まれる。ＭＵは、取り込んだ電気量信号をＡ／Ｄ（Analog  to  Digital）変換し、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号を、プロセスバスを介してＩＥＤにシリアルデータで送信する。【０００３】
ＭＵが電力系統の電気量を保護制御用として取り込むときのサンプルレート（サンプリング周波数とも称する）に関して、計器用変成器のデジタルインターフェイスの国際規格（IEC61869-9,  Edition  1.0,  2016-04（非特許文献１））では４８００Ｈｚが推奨値として規定されている。このサンプルレートは、系統周波数が５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも同一であり、系統周波数の変動にも依存しない。【０００４】
ＩＥＤは、上記の４８００Ｈｚでサンプリングされた電気量のデータを、プロセスバスを介してＭＵから受信し、受信したデータに基づいて保護リレー演算を行う。保護リレー演算に用いられるデータのサンプリング周期（この明細書では「リレー演算周期」または「演算周期」と称し、その逆数をリレー演算周波数と称する）として、通常、電力系統の電気量（系統周波数を有する）の電気角を単位として１５°、２２．５°、３０°などが用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１５−０８９１８２号公報
【特許文献２】特開２０１５−２３１２７０号公報
【特許文献３】特許４２７５６９６号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】International  Standard,  IEC61869-9,  Edition  1.0,  2016-04,  Instrument  transformers  -  Part9:  Digital  interface  for  instrument  transformers
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のようにＭＵでの信号取り込み時のサンプルレートがたとえば４８００Ｈｚに固定されたことに起因して以下の問題が生じる。以下では、系統周波数ｆは定格周波数Ｆｎに等しいとする。【０００８】
系統周波数ｆが５０Ｈｚの場合は、４８００Ｈｚのサンプルレートは９６ｆに相当する。例えば、保護リレー演算を電気角３０°（リレー演算周波数＝１２ｆ）ごとに行うには、ＭＵでのデータ取り込み時のサンプリング周期で８周期ごとに１回の割合で保護リレー演算を実行することによって、１２ｆのリレー演算周波数が実現できる。【０００９】
一方、系統周波数ｆが６０Ｈｚの場合は、４８００Ｈｚのサンプルレートは８０ｆに相当する。したがって、保護リレー演算を電気角３０°（リレー演算周波数＝１２ｆ）ごとに行おうとしても、ＭＵでのデータ取り込み時のサンプルレート（８０ｆ）はリレー演算周波数（１２ｆ）の整数倍にならないので、電気角３０°のリレー演算周期の実現は困難である。そこで、系統周波数が６０Ｈｚの場合、リレー演算周期を電気角２２．５°（リレー演算周波数＝１６ｆ）にすることによってサンプリング周期で５周期ごとに１回の割合で保護リレー演算を実行する方法が採られる。【００１０】
しかしながら、リレー演算周期を定格周波数に応じて変化させると、演算に使用するデータの電気角が異なるので、演算アルゴリズムも当然に変更する必要が生じる。そして、このように電力系統の定格周波数に応じて演算アルゴリズムを変更することにすれば、保護リレーの開発コストが余計にかかることになる。【００１１】
このような問題が生じる根本的な原因は、保護演算を行うＩＥＤではなくＭＵによってＡ／Ｄ変換が実行され、しかも、サンプリング周波数が規定されているため、サンプリングを保護演算に適したタイミングで制御することが困難な点にある。この対策としてまず考えられるのは、ＭＵから受信したデジタルデータをＩＥＤにおいて再度Ｄ／Ａ（Digital  to  Analog）変換してアナログ信号に戻すことである。そうすると、ＩＥＤにおいて、必要なタイミングでＡ／Ｄ変換が実施できる。しかし、この方法では、ＩＥＤにおいてＤ／Ａ変換回路、アナログ回路、およびＡ／Ｄ変換回路の追加が必要となるため、コスト的に不利である。【００１２】
この発明は上記の問題点を考慮してなされたものであり、その主な目的は、マージングユニットから受信する電流データおよび／または電圧データのサンプルタイミングがマージングユニットで決められていてもリレー演算周期のサンプルタイミングを任意に制御できるようにインテリジェント電子デバイスを構成することである。この発明のその他の課題および新規な構成は以下の詳細な説明および図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明は、インテリジェント電子デバイスであって、通信回路と、アップコンバージョン部と、ダウンコンバージョン部と、リレー演算部とを備える。通信回路は、電力系統の電気量を表す第１のサンプルレートの第１の時系列データをマージングユニットから受信する。アップコンバージョン部は、第１の時系列データを補間することによって、第１の時系列データを第１のサンプルレートよりも高レートの第２のサンプルレートを有する第２の時系列データに変換する。ダウンコンバージョン部は、第２の時系列データから変更可能な任意のサンプル時刻のデータ点を周期的に取り出すことによって、第２の時系列データを第１のサンプルレートよりも低レートの第３のサンプルレートを有する第３の時系列データに変換する。リレー演算部は、第３の時系列データを用いて保護リレー演算を行う。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、インテリジェント電子デバイスは、マージングユニットから受信したデジタルデータをアナログ変換するのではなく、高サンプルレートのデジタルデータに変換する。この高サンプルレートのデジタルデータを所望のサンプルレートのデジタルデータにダウンコンバートすることによって、マージングユニットから受信する電流データおよび／または電圧データのサンプルタイミングがマージングユニットで決められていてもリレー演算周期のサンプルタイミングを任意に制御することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】ＭＵとＩＥＤの電力系統における配置を示す図である。
【図２】ＭＵおよびＩＥＤのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。
【図３】実施の形態１のＩＥＤの機能ブロック図である。
【図４】図３のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。
【図５】移動平均を用いたアップコンバージョン処理を説明するためのタイミング図である。
【図６】図４のステップＳ１４０においてリレー演算周期に対応するデータ点数を決定するためのテーブルの一例を示す図である。
【図７】図６に示すテーブルを利用してダウンコンバージョン処理を行う例を説明するための図である。
【図８】図４のステップＳ１４０においてデータ点数を決定するためのテーブルの他の例を示す図である。
【図９】実施の形態１の変形例のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。
【図１０】実施の形態１の変形例におけるダウンコンバージョン処理を説明するための図である。
【図１１】実施の形態２のＩＥＤの機能ブロック図である。
【図１２】図１１のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。
【図１３】図１２のステップＳ１８０におけるダウンコンバージョン処理後に蓄積される時系列データについて説明するための図である。
【図１４】図１１の複数のデータ蓄積部に蓄積されるデータの説明図である。
【図１５】送電線保護用電流差動リレーの構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５の送電線保護用電流差動リレーにおいてサンプリング同期の方法について説明するためのタイミング図である。
【図１７】図１５のＱ端側のＩＥＤの機能ブロック図である。
【図１８】図１７のＱ端側のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。
【図１９】図１８のステップＳ３５０におけるダウンコンバージョン処理の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。
【００１７】
［用語の説明］
以下、本明細書中で使用する注意すべき用語の意味について説明する。
【００１８】
（１）系統周波数
電力系統の現在の周波数を系統周波数という。系統周波数は電力系統の定格周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）と異なる場合がある。この明細書では系統周波数をｆと記載し、定格周波数をＦｎと記載する。
【００１９】
（２）電気量
電力系統の電流または電圧の少なくとも一方を電気量という。
【００２０】
（３）サンプリング周期、サンプリング周波数（サンプルレート）
時系列データの時間的に隣接するデータ点の時間間隔をサンプリング周期［単位：秒］という。サンプリング周期の逆数をサンプリング周波数（またはサンプルレート）［単位：Ｈｚ］という。
【００２１】
（４）リレー演算周期、リレー演算周波数
リレー演算周期（単に演算周期とも称する）とは、保護リレー演算（保護演算とも称する）に用いられる電気量の時系列データのサンプリング周期をいう。通常、リレー演算周期は、電力系統の電気量の電気角を単位として１５°、２２．５°、３０°が用いられる。リレー演算周期［単位：秒］の逆数をリレー演算周波数という（単に演算周波数とも称する）。誤差のない保護リレー演算のためには、リレー演算周期は、電力系統の現在の周波数（系統周波数ｆ）に対応したものが望ましい。
【００２２】
実施の形態１．
［実施の形態１の課題］
実施の形態１の主な課題は、前述のように、マージングユニットから受信する電流データおよび電圧データのサンプルレートがリレー演算周波数の整数倍でなかったとしても、系統周波数の違いによらない同一の保護演算アルゴリズムを用いることが可能なインテリジェント電子デバイスを提供することである。
【００２３】
実施の形態１では、上記の課題に加えて、系統周波数が定格周波数から変動した場合に生じ得る保護リレー演算誤差の抑制方法についても説明する。
【００２４】
便宜上、リレー演算周期はＭＵでのサンプリング周期を基準に定められているので、系統周波数が定格周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に等しいことは、保護リレー演算を行う前提となっている。このため、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎからずれると演算結果に誤差が生じる要因となる。
【００２５】
この演算誤差を抑制するために、たとえば、アナログデジタル変換部を有する従来型の保護リレーの場合（すなわち、ＭＵとＩＥＤとに分離されていない場合）には、検出した電力系統の周波数に応じてＡ／Ｄ変換部のサンプルレートを調整することが可能である。しかしながら、ＭＵでのサンプルレートが規格によって固定されている場合には、この方法を用いることができない。
【００２６】
一方、特開２０１５−２３１２７０号公報（特許文献２）は、現在の周波数を検出することなく演算によって周波数変動による誤差を補正する方法を開示する。具体的にこの文献のＩＥＤは、定格周波数で１８０°に相当するサンプリング周期だけ前のデータを用いて補正演算を実行する。この方法は、保護リレーがＭＵとＩＥＤとに分離されたシステムにも適用可能である。しかしながら、このような演算による補正方法を採用すると、必要な演算処理が増加するためにＣＰＵの処理時間が増大し、結果的に保護リレーのコストアップの要因になる。したがって、より簡便な方法で系統周波数の変動に起因した保護演算誤差を補正する方法が求められている。
【００２７】
［電力系統でのＭＵおよびＩＥＤの配置］
図１は、ＭＵとＩＥＤの電力系統における配置を示す図である。図１を参照して、電力用送電線または母線を表す三相線路１上には、電流変成器２（ＣＴ：Current  Transformer）、電圧変成器３（ＶＴ：Voltage  Transformer）、および遮断器４が設けられている。電流変成器２は、三相線路１を流れる電流をＭＵ１０への入力に適した大きさの電流に変換する。電流変成器２による変換後の電流はＭＵ１０に入力される。同様に、電圧変成器３は、三相線路１の電圧をＭＵ１０への入力に適した大きさの電圧に変換する。電圧変成器３による変換後の電圧はＭＵ１０に入力される。
【００２８】
ＭＵ（マージングユニット：Merging  Unit）１０は、上記の電流変成器２および電圧変成器３からそれぞれ出力された電流信号および電圧信号など、電力系統の保護・制御に必要な情報を収集する。ＭＵ１０は、取得した電流信号および電圧信号を、プロセスバスの規格で規定された一定のサンプリング周期（たとえば、４８００Ｈｚ）でアナログデジタル（Ａ／Ｄ：Analog  to  Digital）変換する。ＭＵ１０は、Ａ／Ｄ変換よって得られたデジタルデータを所定のプロトコルに従ってプロセスバスと称される通信回線６を介してＩＥＤ４０に出力する。
【００２９】
ＩＥＤ（インテリジェント電子デバイス：Intelligent  Electric  Device）４０は、通信回線６を介してＭＵ１０から受信したデータに基づいて保護演算（リレー演算とも称する）を行う。保護演算に用いられるデータのサンプリング周期（前述のように、ＭＵでのデータ取得のサンプリング周期と区別するために「リレー演算周期」または「演算周期」と称する）は、たとえば、系統周波数の３０°である。ＩＥＤ４０は、保護演算の結果、電力系統に事故が生じていると判定した場合には、トリップ信号ＴＳを遮断器４に出力する。
【００３０】
上記において、トリップ信号ＴＳの出力回路はＭＵ１０に設けられていてもよい。この場合には、ＩＥＤ４０は、トリップ信号の出力回路を動作させるための指令信号をＭＵ１０に送信し、ＭＵ１０はこの指令信号に従って出力回路からトリップ信号を出力する。
【００３１】
［ＭＵおよびＩＥＤのハードウェア構成例］
図２は、ＭＵおよびＩＥＤのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２を参照して、ＭＵ１０は、入力変換部１１と、Ａ／Ｄ変換部１５と、演算処理部２０と、インターフェイス部３０とを備える。
【００３２】
入力変換部１１は、図１の電流変成器２から出力された各相の電流信号および図１の電圧変成器３から出力された各相の電圧信号が入力される入力部である。入力変換部１１には、入力変換器１２（１２＿１，１２＿２，…）（ＩＮＣＯＮＶ）としての変成器がチャンネルごとに設けられている。各チャンネルには、各相の電流信号および各相の電流信号がそれぞれ入力される（図２では、代表的に２チャンネルのみ示されている）。各入力変換器１２は、電流変成器２および電圧変成器３からの電流信号および電圧信号をＡ／Ｄ変換部１５および演算処理部２０での信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換部１５は、アナログフィルタ１６（ＡＦ：Analog  Filter）と、サンプルホールド回路１７（Ｓ／Ｈ：Sample  and  Hold  Circuit）と、マルチプレクサ１８（ＭＰＸ：Multiplexer）と、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１９とを含む。アナログフィルタ１６（１６＿１，１６＿２，…）およびサンプルホールド回路１７（１７＿１，１７＿２，…）の各々は、複数の入力変換器１２（１２＿１，１２＿２，…）にそれぞれ対応してチャンネルごとに設けられる。
【００３４】
各アナログフィルタ１６は、Ａ／Ｄ変換の際の折返し誤差を除去するために設けられたフィルタである。各サンプルホールド回路１７は、対応のアナログフィルタ１６を通過した信号を所定のサンプルレート（サンプリング周波数とも称する）（たとえば、４８００Ｈｚ）でサンプリングして保持する。マルチプレクサ１８は、各サンプルホールド回路１７に保持された電圧信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器１９は、マルチプレクサによって選択された信号をデジタル値に変換する。
【００３５】
演算処理部２０は、ＣＰＵ２１（Central  Processing  Unit）と、ＲＡＭ２２（Random  Access  Memory）と、ＲＯＭ２３（Read  Only  Memory）とを備える。これらの各要素はバス２４を介して相互に接続されている。演算処理部２０は、フラッシュメモリなど電気的に書換え可能な不揮発性メモリ（不図示）を備えていてもよい。ＲＡＭ２２およびＲＯＭ２３は、ＣＰＵ２１の主記憶として用いられる。ＣＰＵ２１は、ＲＯＭ２３および不揮発性メモリに可能されたプログラムに従って、ＭＵ１０全体の動作を制御する。
【００３６】
インターフェイス部３０は、通信回線６（プロセスバス）を介してＩＥＤ４０にデータ送信を行う通信回路３１（ＴＸ／ＲＸ）を備える。
【００３７】
ＩＥＤ４０は、インターフェイス部４１と演算処理部５０とを備える。インターフェイス部４１は、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）と、送受信回路４３（ＴＸ／ＲＸ２）と、デジタル出力回路４４（Ｄ／Ｏ：Digital  Output）とを備える。
【００３８】
通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）は、ＭＵ１０の通信回路３１（ＴＸ／ＲＸ）から出力され、通信回線６（プロセスバス）を介して送信されたデータを受信する。送受信回路４３（ＴＸ／ＲＸ２）は、ステーションバスと称する通信回線（不図示）を介して上位の計算機（不図示）との間で所定のプロトコルに従った通信を行う。デジタル出力回路４４（Ｄ／Ｏ）は、外部機器に信号を出力するためのインターフェイス回路である。たとえば、デジタル出力回路４４は、ＣＰＵ２１の指令に従って、図１の遮断器４にトリップ信号ＴＳを出力する。なお、トリップ信号ＴＳを通信回路４２から通信回線６に出力して、通信回路３１で受信し、ＭＵ１０経由で遮断器４に出力する場合もある。
【００３９】
演算処理部５０は、ＣＰＵ５１と、ＲＡＭ５２と、ＲＯＭ５３とを備える。これらの各要素はバス５４を介して相互に接続されている。演算処理部５０は、フラッシュメモリなど電気的に書換え可能な不揮発性メモリ（不図示）を備えていてもよい。ＲＡＭ５２およびＲＯＭ５３は、ＣＰＵ５１の主記憶として用いられる。ＣＰＵ５１は、ＲＯＭ５３および不揮発性メモリに可能されたプログラムに従って動作する。次に、ＩＥＤ４０における演算処理部５０の動作について詳細に説明する。
【００４０】
［ＩＥＤの構成および動作の概要］
図３は、実施の形態１のＩＥＤの機能ブロック図である。図３を参照して、ＩＥＤ４０の演算処理部５０は、デジタルフィルタ処理部６０（ＤＦ１）、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）、アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）、データ蓄積部６６（ＤＴ１）、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）、データ蓄積部６８（ＤＴ２）、およびリレー演算部６９（ＲＹ）として機能する。上記の各機能は、ＣＰＵ５１がプログラムに従って動作することによって実現される。以下、各機能部の動作の概要を説明する。
【００４１】
図１のＭＵ１０からプロセスバス６を介して伝送された電流信号Ｉｄおよび電圧信号Ｖｄのサンプリングデータは、ＩＥＤ４０の通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）で受信される。この受信データのサンプルレートは、たとえば、４８００Ｈｚである。
【００４２】
デジタルフィルタ処理部６０（ＤＦ１）は、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）で受信した時系列データ（電流信号Ｉｄおよび電圧信号Ｖｄ）に含まれる高調波歪を除去する。周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）は、高調波歪みの除去された時系列データの周波数を演算する。サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）の周波数演算結果に基づいて、リレー演算周期（たとえば、電気角で３０°）の整数倍に相当するサンプリングデータ点数（下記のアップコンバージョン後のデータ点数）を決定する。サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、決定したサンプリングデータ点数を表す制御信号７５をダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に出力する。これによって、後述するダウンコンバージョン処理において、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）がデータ蓄積部６６（ＤＴ１）からサンプル値を取り出すタイミングが制御される。すなわち、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、変更可能な任意のサンプル時刻のデータ点をデータ蓄積部６６（ＤＴ１）から周期的に取り出すことができるようになる。
【００４３】
上記の処理と並行して、アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）は、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）の受信データのサンプルレートを、より高いサンプルレートに変換（アップコンバート）する。デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、高サンプルレートに変換後の時系列データに含まれる高周波成分を除去する。この高周波除去フィルタは、リレー演算周波数の１／２の周波数を超える高調波領域に対して必要な減衰が得られるものである。データ蓄積部６６（ＤＴ１）は、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）によるフィルタ処理後の時系列データを現時点からリレー演算に必要な時間分だけ蓄積する。
【００４４】
ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）によって決定されたリレー演算周期に相当するデータ点数ごとに、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す。すなわち、受信データのサンプルレートは、より低いサンプルレート（リレー演算周波数）に周波数変換（ダウンコンバージョン）される。データ蓄積部６８（ＤＴ２）は、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）によって取り出されたリレー演算周期ごとのサンプリングデータを蓄積する。
【００４５】
リレー演算部６９（ＲＹ）は、データ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されたデータを使用してリレー演算を行う。リレー演算部６９（ＲＹ）は、リレー演算の結果、電力系統に事故が発生していると判定した場合には、デジタル出力回路４４（Ｄ／Ｏ）を経由してトリップ信号を出力する。
【００４６】
［ＩＥＤの詳細な動作］
図４は、図３のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。以下、図３および図４を主として参照して、ＩＥＤ４０の動作についてさらに詳しく説明する。
【００４７】
まず、図４のステップＳ１１０において、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）は、ＭＵによってサンプリングされた電流データおよび電圧データを受信する。受信したサンプリングデータは、演算処理部５０に取り込まれる。電流データおよび電圧データのサンプル周波数は、たとえば４８００Ｈｚである。定格周波数Ｆｎが５０Ｈｚの場合に４８００Ｈｚは９６Ｆｎに相当し、定格周波数Ｆｎが６０Ｈｚの場合に４８００Ｈｚは８０Ｆｎに相当する。
【００４８】
次のステップＳ１２０において、デジタルフィルタ処理部６０（ＤＦ１）は、高調波に起因した波形歪を除去するためにデジタルフィルタ処理を行う。デジタルフィルタ処理として、たとえば、移動平均処理（数個のサンプル値の平均化）などが行われる。次のステップＳ１３０で行う周波数演算は、一般的に入力信号が交流波形であることを前提としているので、入力信号に高調波成分が含まれていると周波数を正しく算出することができない。このため、デジタルフィルタ処理によって不要な高調波成分の除去を行う。波形歪があっても問題なく周波数を演算することができる周波数演算アルゴリズムの場合には、このステップＳ１２０の処理は不要である。
【００４９】
次のステップＳ１３０において、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）は、デジタルフィルタ処理後の入力電流信号または入力電圧信号の周波数を演算する。この周波数演算は、任意の公知の方法を用いて実行することができる。
【００５０】
たとえば、電流データまたは電圧データの極性が変化するゼロクロス点に基づいて、隣接するゼロクロス点の間隔から系統周波数を算出することができる。ゼロクロス点は、ゼロクロス点の前後のサンプル点とサンプル点との間を直線近似により補間することにより求めることができる。
【００５１】
他の例として、特許４２７５６９６号公報（特許文献３）に記載されているように、交流電気量の振幅値と電気量の差分の振幅値との比に基づいて系統周波数を計算することができる。たとえば、定格周波数Ｆｎのときの所定周期Ｔに対応する電気角をθｎ（例えば、電気角３０°）とし、系統周波数がｆのときの所定周期Ｔに対応する電気角をθとする。現時刻ｔにおける電気量をＶ（ｔ）とし、現時刻ｔより２Ｔだけ前の電気量Ｖ（ｔ−２Ｔ）と現時刻ｔにおける電気量Ｖ（ｔ）との差分をｄＶ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）−Ｖ（ｔ−２Ｔ）とする。このとき、電気量Ｖ（ｔ）の振幅値|V(t)|の２乗および差分ｄＶ（ｔ）の振幅値|dV(t)|の２乗は、
|V(t)|2＝［V(t-3T)・V(t-3T)−V(t)・V(t-6T)］／(sin3T)2    …(1)
|dV(t)|2＝[dV(t-3T)・dV(t-3T)−dV(t)・dV(t-6T)］／(sin3T)2    …(2)
によって表される。Ａ＝|dV(t)|／|V(t)|とすると（ｓｉｎ（３Ｔ）は打ち消されるので計算の必要はない）、電気角θは、
θ＝ｓｉｎ-1（Ａ／２）    …(3)
によって表される。したがって、系統周波数ｆは、
ｆ＝ｆｎ・θ／θｎ    …(4)
に従って計算することができる。
【００５２】
次のステップＳ１４０において、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、算出された系統周波数に基づいて、現時点の系統周波数に基づいてリレー演算周期の整数倍に相当するサンプリングデータ点数を決定する（ただし、このデータ点数はアップコンバージョン後のデータ点列についてのものである）。具体的には、図６に示すように、系統周波数ごとに、電気角（リレー演算周期の整数倍に相当する）とデータ点数との対応関係を示すテーブルが予めＲＯＭ５３または不揮発性メモリ（不図示）などに格納されている。サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）はこのテーブルに基づいて、リレー演算周期の整数倍に相当するデータ点数を決定する。図６のテーブルの詳細については後で説明する。
【００５３】
上記のステップＳ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１４０と並行して、ステップＳ１５０，Ｓ１６０，Ｓ１７０が実行される。まず、図４のステップＳ１５０において、アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）は、ステップＳ１１０で受信したデータを用いて、より高いサンプルレートに変更するアップコンバージョン処理を行う。アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、以下のように決定する。
【００５４】
入力信号のサンプルレートである４８００Ｈｚは、定格周波数Ｆｎが５０Ｈｚの場合に９６Ｆｎであり、定格周波数Ｆｎが６０Ｈｚの場合に８０Ｆｎである。電気角３０°ごとにリレー演算を行うものとすると（リレー演算周期＝電気角３０°）、リレー演算周波数は１２ｆである。定格周波数Ｆｎが系統周波数ｆに等しいとして（Ｆｎ＝ｆ）、９６Ｆｎ、８０Ｆｎ、１２ｆの最小公倍数を求めると４８０Ｆｎになる。アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、最小公倍数４８０Ｆｎの整数倍に設定される。このようにサンプルレートを設定することによって、後にステップＳ１８０においてダウンコンバージョン処理を行うことによって、容易にリレー演算周期のデータを取り出すことができる。たとえば、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートが４８０Ｆｎ（最小公倍数である４８０Ｆｎの１倍）の場合には、４０サンプルごとにデータを取り出す（すなわち、その間の３９サンプルを間引く間引き処理を行う）ことによってリレー演算周波数１２ｆのサンプリングデータを得ることができる。
【００５５】
より一般的には、第１の定格周波数をＦｎ１［Ｈｚ］とし、第２の定格周波数をＦｎ２［Ｈｚ］とする（Ｆｎ１，Ｆｎ２は整数）。ＭＵからの受信したデータのサンプルレートをＰ・Ｆｎ１＝Ｒ・Ｆｎ２（Ｐ，Ｒは整数）とする。この場合、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎ１またはＦｎ２に等しい場合、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、ＰとＱとリレー演算周波数との最小公倍数の整数倍に等しい。
【００５６】
なお、上記では５０Ｈｚの定格周波数Ｆｎの電力系統と６０Ｈｚの定格周波数Ｆｎの電力系統との両方でＩＥＤを使用可能にする場合について説明した。これに対して、たとえば、定格周波数が６０Ｈｚの電力系統のみでＩＥＤを使用する場合には、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、８０ｆと１２ｆとの最小公倍数である２４０ｆの倍数に設定すればよい。たとえば、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートが２４０ｆ（最小公倍数である２４０ｆの１倍）の場合には、２０サンプルごとにデータ点を抜き出す（すなわち、その間の１９サンプルを間引く間引き処理を行う）ことによってリレー演算周波数１２ｆのサンプリングデータを容易に得ることができる。
【００５７】
具体的にアップコンバージョン処理は、隣接するデータ点の間を補間（内挿）することによって行うことができる。たとえば、直線補間、多項式補間、三角関数補間など公知の種々の方法を用いることができる。以下、演算量が少なくＣＰＵに比較的負荷をかけない方法として、移動平均処理を利用して直線補間を行う方法について例示する。
【００５８】
図５は、移動平均を用いたアップコンバージョン処理を説明するためのタイミング図である。図５では、電力系統周波数ｆが５０Ｈｚであり、ＭＵから受信したデータのサンプルレートは９６ｆ（４８００Ｈｚ）である場合について例示している。さらに、受信データが９６ｆと８０ｆと１２ｆの最小公倍数４８０ｆの１倍である４８０ｆにアップコンバートされる場合が示されている。
【００５９】
図５において、横軸は時間ｔを表す。図５（Ａ）の短い矢印は受信データのサンプリングのタイミングを示し、図５（Ｂ）の短い矢印はアップコンバージョン後のデータのサンプリングのタイミングを示し、図５（Ｄ）の太い実線の矢印は、ダウンコンバージョン後のデータのサンプリングのタイミングを示す。図５（Ｂ）の白丸は、実際の受信データのサンプル点を示す。
【００６０】
９６ｆのサンプリングデータ（図５（Ａ）のタイミング）を４８０ｆのサンプリングデータ（図５（Ｂ）のタイミング）にアップコンバートする場合、４８０ｆは９６ｆの５倍にあたるので、最初に、隣接する受信データ点（白丸）の間に４個のデータ点（黒丸）が等間隔に追加される。この場合、図５（Ｃ）に示すように、次に新たなデータ点（白丸）を受信するまでは、追加された４個のデータ（黒丸）は最新のデータ点（白丸）と同じ値を有する。したがって、このようなデータ追加処理を行った後のデータ点列は、図５（Ｃ）において白丸および黒丸で示すように階段状になる。
【００６１】
次に、連続する５個のデータを順次平均化する平均化処理（すなわち、移動平均処理）が行われる。具体的に、現時刻ｔのサンプル値をＩ（ｔ）とし、９６ｆのサンプリングデータをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−Ｔ），Ｉ（ｔ−２Ｔ），…とする。平均化処理前の４８０ｆのサンプリングデータをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１），Ｉ（ｔ−２），…とし、平均化処理後の４８０ｆのサンプリングデータをＩｒ（ｔ），Ｉｒ（ｔ−１），Ｉｒ（ｔ−２），…とする。そうすると、平均化処理前のデータについて、
I(t-T)＝I(t-1)＝I(t-2)＝I(t-3)＝I(t-4)＝I(t-5)    …(5)
I(t-2T)＝I(t-6)＝I(t-7)＝I(t-8)＝I(t-9)＝I(t-10)    …(6)
が成立する。時刻ｔ−３Ｔ以前のデータについても同様である。
【００６２】
次に、連続する５個のデータを順次平均化する平均化処理（移動平均処理）後のデータについては、
Ir(t)＝(1/5)・I(t)＋(4/5)・I(t-T)    …(7)
Ir(t-1)＝(5/5)・I(t-T)    …(8)
Ir(t-2)＝(4/5)・I(t-T)＋(1/5)・I(t-2T)    …(9)
Ir(t-3)＝(3/5)・I(t-T)＋(2/5)・I(t-2T)    …(10)
Ir(t-4)＝(2/5)・I(t-T)＋(3/5)・I(t-2T)    …(11)
Ir(t-4)＝(1/5)・I(t-T)＋(4/5)・I(t-2T)    …(12)
が成立する。上式によれば、移動平均処理後の補間データ点は、その両側の受信データ点を用いて直線補間することによって得られたものと同じであることがわかる。図５（Ｃ）では、実際の波形と、平均化処理後の波形とが実線で示されている。平均化処理後の波形を、４個のサンプル点に相当する時間分だけ各データ点をシフトすることによって、実際の波形にほぼ重ねることができる。
【００６３】
一般に、受信データをｍ倍のサンプルレートのデータにアップコンバートする場合には、隣接するデータ点の間にｍ−１個の新たなデータ点を等間隔で配置する。この場合、図５（Ｃ）に示すように、次に新たなサンプル値を受信するまでは、最新のサンプル値と同じ値を有するようにｍ−１個のデータ点が時間的に等間隔に配置される。次に、連続するｍ個のデータ点ごとに順次平均化する移動平均処理を行う。この結果、アップコンバージョン後のデータが得られる。その後、必要であれば時間遅れを補正するために、アップコンバージョン後のデータのサンプリング周期のｍ−１倍に相当する時間分だけ各データ点をシフトするようにしてもよい。必要がなければこの処理は行わなくてよい。
【００６４】
再び図３および図４を参照して、次のステップＳ１６０において、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、４８０Ｆｎのサンプルレートにアップコンバートした後のデータに対してデジタルフィルタ処理を実行する。これによって、ステップＳ１５０で行ったアップコンバージョン処理によって生じた波形歪を除去するとともに、後のステップＳ１８０で実行するダウンコンバージョン処理（リレー演算周波数でのサンプリング）に対するアンチエイリアシングフィルタを構成することができる。たとえば、リレー演算周期が１２ｆの場合には、６ｆよりも高い周波数成分は誤差となるので、その誤差成分を除去するために６ｆよりも高次の周波数成分を減衰させるようにする。
【００６５】
上記のような特性のデジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、任意の公知のデジタルフィルタによって構成することができる。たとえば、現在および複数の過去の時点の入力信号値の重み付き平均を行うＦＩＲフィルタ（Finite  Impulse  Response  Filter）の場合には、重み（タップ係数とも称する）を適切に設定することによって、所望の遮断周波数を有するローパスフィルタ（高周波除去フィルタ）を実現することができる。
【００６６】
次のステップＳ１７０において、データ蓄積部６６（ＤＴ１）は、上記のデジタルフィルタ処理後の４８０Ｆｎのサンプルレートの最新データをリレー演算に必要な時間だけ蓄積する。通常のリレー演算の場合には系統周波数で例えば３サイクル程度の時間分だけのデータを蓄積するための保存エリアを確保する必要がある。リレー演算処理のために事故後の波形と事故前の波形との差分処理を行う場合には、系統事故の発生している時間よりも長い時間分の保存エリア（例えば、５００ミリ秒程度）を確保する必要がある。
【００６７】
次のステップＳ１８０において、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、ステップＳ１４０で決定されたリレー演算周期に相当するデータ点数ごとにデータ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す。周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）によって算出された系統周波数が定格周波数に等しい場合には、たとえば図５（Ｄ）のように４８０Ｆｎのサンプルレートのデータから、電気角３０°（リレー演算周期）に相当する４０個のサンプリングデータ点ごとにデータを取り出す。すなわち、リレー演算に必要なデータ点とデータとの間の３９個のデータ点が間引かれることになる（すなわち、周波数のダウンコンバーションが行われる）。
【００６８】
上記において、算出された系統周波数が定格周波数よりも大きい場合には、周波数の変化量に応じて、電気角３０°（リレー演算周期）に相当するデータ点数は４０個よりも少なくなる。逆に、算出された系統周波数が定格周波数よりも小さい場合には、周波数の変化量に応じて、電気角３０°に相当するデータ点数は４０個よりも多くなる。既に説明したように、ステップＳ１４０においてサンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、系統周波数ごとにリレー演算周期とデータ点数との関係を定めたテーブル（図６で後述する）に基づいて、リレー演算周期に対応するデータ点数を決定する。
【００６９】
次のステップＳ１９０において、リレー演算部６９（ＲＹ）は、データ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されたデータを使用してリレー演算を行う。リレー演算部６９（ＲＹ）は、リレー演算の結果、電力系統に事故が発生していると判定した場合には（ステップＳ２００でＹＥＳ）、デジタル出力回路４４を経由してトリップ信号を出力する。電力系統事故が発生していない場合には（ステップＳ２００でＮＯ）、上記のステップＳ１１０からステップＳ１９０までの過程が繰り返される。
【００７０】
［リレー演算周期に対応するデータ点数の決定方法の詳細］
図６は、図４のステップＳ１４０においてリレー演算周期に対応するデータ点数を決定するためのテーブルの一例を示す図である。
【００７１】
図６のテーブルは、定格周波数Ｆｎが５０Ｈｚであり、最大の変動幅が±１Ｈｚ（すなわち、−４９Ｈｚ〜＋５１Ｈｚ）の場合が示されている。代表的に４９．０、４９．５、４９．９、５０．０、５０．１、５０．５、５１．０Ｈｚの場合が示されているが、実際のテーブルでは、任意のデータ区切り幅が可能である。たとえば、０．１Ｈｚ毎周波数が区切られているとすると、表示している周波数の±０．０５Ｈｚ以内がその周波数に該当するものとする。たとえば、５０．０Ｈｚの場合には、−４９．９５Ｈｚより大きく５０．０５Ｈｚ以下の周波数が該当する。周波数の刻み幅をより細かく、たとえば、０．０１Ｈｚ毎にしてもよい。なお、図６では、定格周波数が６０Ｈｚでありかつ同じ周波数変動率を有する場合が併記されている。
【００７２】
各系統周波数毎に、リレー演算周期の整数倍に相当する電気角とアップコンバージョン後のデータ点数との対応関係が示されている。図６の例では、リレー演算周期を１２ｆ（定格周波数で電気角３０°毎にリレー演算を行う）とし、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを４８０Ｆｎとしている。すなわち、図６のテーブルでは、電気角３０°毎に各電気角だけ前のデータは、アップコンバージョン後のデータ点数で現時点よりも何個前のデータであるかが示されている。
【００７３】
図７は、図６に示すテーブルを利用してダウンコンバージョン処理を行う例を説明するための図である。図７（Ａ）は系統周波数が定格周波数５０Ｈｚに等しい場合を示し、図７（Ｂ）は系統周波数が４９Ｈｚに変化した場合を示している。
【００７４】
図７（Ａ）を参照して、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎ（＝５０Ｈｚ）に等しい場合に、図３のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納された４８０ＦｎのデータをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１），Ｉ（ｔ−２），…と表すものとする。ここで、図６のテーブルにおいて、周波数５０．０Ｈｚ（周波数変動率０．０％）の欄を参照すれば、現時点のデータ点から電気角で３０°、６０°、９０°、…だけ前のデータ点は、サンプルレートが４８０Ｆｎ（＝４８０ｆ）のデータに換算すると、現時点よりも４０サンプル、８０サンプル、１２０サンプル、…だけ前のデータ点にそれぞれ対応する。したがって、図３のデータ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されるダウンコンバージョン後のデータは、Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−８０），Ｉ（ｔ−１２０），…となる。
【００７５】
なお、系統周波数ｆに応じて現時点のデータ点Ｉ（ｔ）が選択されるのであって、系統周波数ｆに応じてデータ点列Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−８０），…が毎回選び直されているわけではないことに注意する必要がある。たとえば、ある時点において選択されたデータ点Ｉ（ｔ）は、電気角３０°に相当する時間（アップコンバージョン後のデータでは４０サンプルに相当する）が経過した次のデータ点の選択時には、現時点よりも３０°前のデータ点としてそのまま用いられる。
【００７６】
図７（Ｂ）を参照して、系統周波数が４９Ｈｚに変化した場合、図３のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納される４８０Ｆｎのデータは、系統周波数が定格周波数の場合と同じである。ここで、図６のテーブルにおいて、周波数４９．０Ｈｚ（周波数変動率−２．０％）の欄を参照すると、現時点よりも電気角で３０°前のデータ点はデータ点数に換算すると４１個前（５０Ｈｚ時に対して＋１）のデータ点に対応し、現時点よりも電気角で６０°前のデータ点はデータ点数に換算すると８２個前（５０Ｈｚ時に対して＋２）のデータ点に対応する。一般に、系統周波数が４９Ｈｚの場合、現時点よりも電気角でｍ・３０°前のデータ点（ｍは１以上の整数）は（ｍは１以上の整数）、サンプルレート４８０Ｆｎのデータに換算すると、（５０Ｈｚ／４９Ｈｚ）・ｍ・４０個だけ前のデータ点に対応する。ただし、データ点数の小数点以下は四捨五入される。したがって、図３のデータ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されるダウンコンバージョン後のデータは、Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４１），Ｉ（ｔ−８２），Ｉ（ｔ−１２２），…となる。
【００７７】
なお、図７（Ａ）で説明したように、系統周波数ｆに応じて現時点のデータ点Ｉ（ｔ）が選択されるのであって、系統周波数ｆに応じてＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−４１），Ｉ（ｔ−８２），…が毎回選び直されているわけではないことに注意する必要がある。たとえば、ある時点において選択されたデータ点Ｉ（ｔ）は、電気角３０°に相当する時間（アップコンバージョン後のデータでは４１サンプルに相当する）の経過後には、現時点よりも３０°前のデータ点としてそのまま用いられる。
【００７８】
図６のテーブルを簡素化するために、リレー演算周期の整数倍に相当する電気角（すなわち、３０°，６０°，９０°，…）とデータ点数との関係を示すのは１サイクル前までとし、それより過去のデータについては、１サイクル毎のデータ点数のみを示すようにしてもよい。この場合、１サイクル前（電気角３６０°前）から２サイクル前（電気角７２０°前）までの電気角δに対応するデータ点数は、１サイクル前に対応するデータ点数とこの電気角δから３６０°を減じた角度に対応するデータ点数とを加算することによって求めることができる。たとえば、系統周波数が４９Ｈｚの場合において、現時点から電気角で３９０°前のデータに対応するデータ点数は、１サイクル前に対応するデータ点数である４９０と、電気角で現時点から３０°前に対応するデータ点数である４１とを加算することによって、５３１と求められる。
【００７９】
テーブルから該当するデータ点数を検索するのではなく、リレー演算周期に対応するサンプル数を演算で直接求めることもできる。具体的に、定格周波数をＦｎとし、現時点の系統周波数をｆとし、リレー演算周波数をＱ・ｆとし（Ｑは整数）、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートをＰ・Ｑ・Ｆｎとする（Ｐは整数）。そうすると、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎに等しい場合には、リレー演算周期のｍ倍（ｍは１以上の整数）に対応するアップコンバージョン後のデータ点数は、ｍ・Ｐで与えられる。一方、現時点の系統周波数が定格周波数Ｆｎと異なる値であるｆに変化した場合には、リレー演算周期のｍ倍（ｍは１以上の整数）に対応するアップコンバージョン後のデータ点数は、ｍ・Ｐ・Ｆｎ／ｆとなる。図６のテーブルの値は、この計算結果の小数点以下を四捨五入したものである。
【００８０】
ＣＰＵの処理能力に余裕がある場合には、上記の演算によってリレー演算周期の整数倍に対応するデータ点数を求めるのが望ましい。メモリ容量に余裕がある場合には、図６に示したようなテーブルを用いることによってリレー演算周期の整数倍に対応するデータ点数を求めるのが望ましい。
【００８１】
上記では、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、アップコンバージョン前のサンプルレート９６Ｆｎ（定格周波数が５０Ｈｚの場合）および８０Ｆｎ（定格周波数が６０Ｈｚの場合）とリレー演算周波数１２ｆ（１２Ｆｎに等しいとする）との最小公倍数である４８０Ｆｎの１倍にした。これに対して、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを、最小公倍数４８０Ｆｎの２倍以上にしてもよい。このように、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを増加させることによって、リレー演算周期に対応するデータ点数を系統周波数の変動に応じてより細かく調整することができるので、保護リレー演算の誤差を低減させることができる。
【００８２】
［図６のテーブルの変形例］
図８は、図４のステップＳ１４０においてデータ点数を決定するためのテーブルの他の例を示す図である。図６のテーブルでは、０．１Ｈｚ刻みで系統周波数の範囲を分割していたのに対し、図８のテーブルでは、０．３１２５％の刻み幅で系統周波数の範囲を分割している。
【００８３】
具体的に図８の例では、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを４８０Ｆｎの８倍としている。この場合、リレー演算周期である電気角３０°に対応するデータ点数Ｐ（定格周波数の場合）は３２０になる。周波数の刻み幅α［％］は、このＰの逆数（１／Ｐ）として定義される。このような刻み幅αで系統周波数の範囲を分割することによって、定格周波数の場合におけるデータ点数と定格周波数からずれた場合におけるデータ点数との差分を、電気角の変化量に比例させることができる。したがって、より正確に電気角に対応するデータ点数を求めることができる。
【００８４】
現時点から電気角３０°前のデータに対応するデータ点数を周波数に対応付けて記載すると以下のようになる。ただし、以下において、ｆは周波数計測値、Ｆｎは定格周波数、Ｐはリレー演算周期に対応するアップコンバージョン後のデータ点数（図８の表ではＰ＝４８０・８／１２＝３２０）、αはＰの逆数（図８の表ではα＝１／３２０＝０．３１２５％）、ｇは、計測した周波数の範囲を決める零を含む正の整数を表す。
【００８５】
系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎ以下の場合：
Fn・(1-α/2)＜f≦Fn・(1+α/2)のとき、対応するデータ点数はP
Fn・((1-(α/2))＜f≦Fn・((1-3(α/2))のとき、対応するデータ点数はP+1
Fn・((1-3(α/2))＜f≦Fn・((1-5(α/2))のとき、対応するデータ点数はP+2
一般に、Fn・((1-(2g+1)(α/2))＜f≦Fn・((1-(2g+3)(α/2))のとき、対応するデータ点数はP+(g+1)となる。
【００８６】
系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎよりも大きい場合：
Fn・((1+(α/2))＜f≦Fn・((1+3(α/2))のとき、対応するデータ点数はP-1
Fn・((1+3(α/2))＜f≦Fn・((1+5(α/2))のとき、対応するデータ点数はP-2
一般に、Fn・((1+(2g+1)(α/2))＜f≦Fn・((1+(2g+3)(α/2))のとき、対応するデータ点数はP-(g+1)となる。
【００８７】
上記では、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを、アップコンバージョン前のサンプルレート９６Ｆｎ（定格周波数が５０Ｈｚの場合）および８０Ｆｎ（定格周波数が６０Ｈｚの場合）とリレー演算周波数１２ｆ（１２Ｆｎに等しいとする）との最小公倍数である４８０Ｆｎの８倍にした例について説明した。アップコンバージョン後のデータのサンプルレートをさらに増加させると、たとえば、最小公倍数４８０Ｆｎの１６倍にするとα＝０．１５６％になるので、計測周波数に対応するデータ点数がより細分化され、その細分化されたデータ点数の中から適切なデータ点数を選択することができるので、より高精度のリレー演算を行うことができる。
【００８８】
［実施の形態１の変形例］
上記の実施の形態では、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）の周波数演算結果に基づいて、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）がデータ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す際に何データ点数ごとにデータ点を取り出すかを決定していた。
【００８９】
この変形例として、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）の周波数演算結果に応じた周期を有するタイミング信号を生成するタイミング信号生成部として機能するようにしてもよい。この場合、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、生成したタイミング信号をダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に出力する。ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、タイミング信号によって指定されたタイミングの直後のデータ点またはそのタイミングに最も近いデータ点をデータ蓄積部６６（ＤＴ１）から取り出す。以下、図面を参照して具体的に説明する。
【００９０】
図９は、実施の形態１の変形例のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。図９のフローチャートは図４のフローチャートのステップＳ１４０，Ｓ１８０がそれぞれステップＳ１４０Ａ，Ｓ１８０Ａに変更される。図９のその他の点は図４と同様であるので、同一の処理には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
【００９１】
図９を参照して、ステップＳ１４０Ａにおいて、サンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）は、算出された系統周波数ｆに応じた演算周波数（たとえば、１２ｆ）を有するタイミング信号（図３の参照符号７５に相当する）を生成し、生成したタイミング信号７５をダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に出力する。具体的に、タイミング信号７５の周期は、算出された系統周波数の値が定格周波数よりも大きくなるにつれて小さくなり、算出された系統周波数の値が定格周波数よりも小さくなるにつれて大きくなる。
【００９２】
ステップＳ１８０Ａにおいて、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、ステップＳ１４０Ａで生成されたタイミング信号によって指定されたタイミングの直後のデータ点もしくは直前のデータ点、または、直前のデータ点からその指定されたタイミングまでの時間差を計測することによってその指定されたタイミングに最も近い直前もしくは直後のデータ点をデータ蓄積部６６（ＤＴ１）から取り出す。これにより、実際にはデータ点数の制御を行っていないが、結果として、系統周波数に応じたデータ点数ごとに、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータ点が取り出される。
【００９３】
図１０は、実施の形態１の変形例におけるダウンコンバージョン処理を説明するための図である。図１０の説明図は、図７（Ａ）に対応するものであり、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎ（Ｆｎ＝５０Ｈｚ）に等しい場合を示している。ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、タイミング信号によって指定されたタイミングの直後のデータ点をデータ蓄積部６６（ＤＴ１）から取り出して、データ蓄積部６８（ＤＴ２）に格納する。この結果、図３のデータ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されるダウンコンバージョン後のデータは、Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−８０），Ｉ（ｔ−１２０），…となり、図７（Ａ）の場合と一致する。
【００９４】
［効果］
上記のとおり実施の形態１のＩＥＤによれば、電流データおよび電圧データは、補間処理によってＭＵでのＡ／Ｄ変換時のサンプルレートよりも高い周波数にアップコンバージョンされる。その後、ダウンコンバージョン処理（間引き処理）によってリレー演算用の電流データおよび電圧データが生成される。アップコンバージョン後のデータのサンプルレートが、Ａ／Ｄ変換時のサンプルレートとリレー演算周波数との最小公倍数の倍数に設定されることによって、定格周波数に依存せずに同一のリレー演算アルゴリズムを使用することができる。
【００９５】
さらに、現時点の系統周波数を計測し、計測された系統周波数に応じて、ダウンコンバーション処理を行う際に取り出されるデータの周期（すなわち、リレー演算周波数に対応するデータ点数）が調整される。これによって、系統周波数の変動によらずリレー演算周期を一定に保つことができる。この結果、系統周波数が変動しても定格周波数の場合と同一のリレー演算アルゴリズムを使用することができる。
【００９６】
実施の形態２．
［課題］
図３で説明したように、ＩＥＤ４０のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）には、アップコンバージョン後のサンプルレートを有する最新の電流データおよび電圧データがリレー演算に必要な時間分だけ蓄積される。通常のリレー演算の場合には系統周波数で３サイクル程度の時間分だけのデータを蓄積するための保存エリアを確保すればよい。リレー演算のために事故後の波形と事故前の波形との差分処理を行う場合には、系統事故の発生している時間よりも長い時間分の保存エリア（例えば、５００ミリ秒程度）を確保する必要がある。この場合、サンプルレートのアップコンバージョンを行っているために通常よりもさらにデータ領域が大きくなる。
【００９７】
実施の形態２では、後者のような場合においてデータの保存エリアを削減する手段を提供するものである。具体的には、現時点から数サイクル前までのデータと事故発生までの数サイクルのデータのみを保存し、途中のデータを保存しないようにすることによって、格納すべきデータ量を削減したものである。以下、図面を参照して詳しく説明する。
【００９８】
［ＩＥＤの構成］
図１１は、実施の形態２のＩＥＤの機能ブロック図である。図１１の機能ブロック図は、実施の形態１の図３に対応するものである。具体的に、図１１のＩＥＤ４０の演算処理部５０は、データ蓄積部７０（ＤＴ３）およびカウンタ７１をさらに備える点で、図３の演算処理部５０と異なる。
【００９９】
図１１において、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）から出力されたフィルタ処理後の電流データおよび電圧データは、データ蓄積部６６（ＤＴ１）に入力されるとともに、データ蓄積部７０（ＤＴ３）にも蓄積される。さらに、データ蓄積部７０（ＤＴ３）およびカウンタ７１には、リレー演算部６９（ＲＹ）から制御信号が入力される。この制御信号は、たとえば事故検出または通常状態への復帰を表すものである。
【０１００】
データ蓄積部７０（ＤＴ３）はラッチ機能（データ更新の停止）とラッチ解除機能（データ更新の再開）とを有する。具体的に、データ蓄積部７０（ＤＴ３）は、リレー演算部６９（ＲＹ）から事故検出を表す制御信号（事故検出信号と称する）を受けたとき、現時点で格納しているデータをラッチする（すなわち、蓄積データの更新を停止する）。データ蓄積部７０（ＤＴ３）は、ラッチ機能の開始から所定時間が経過したとき、または、リレー演算部６９（ＲＹ）から通常状態への復帰を表す制御信号を受けたとき、蓄積データのラッチを解除する（すなわち、データの更新を再開する）。このような、データ蓄積部７０の機能は、図２のＣＰＵ５１によって、ＲＡＭ５２のデータ蓄積部７０（ＤＴ３）に対応する領域へのデータ書込みが制御されることによって実現できる。
【０１０１】
カウンタ７１は、リレー演算部６９（ＲＹ）から事故検出信号を受けたときからカウントを開始する。カウンタ７１は、アップコンバージョン後の時系列データのサンプリング周期を基準にして何周期が経過したかを検出するためのものである。カウンタ７１による現時点のカウンタ値（周期数に相当する）はデータ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納される。カウンタ７１は、リレー演算部６９（ＲＹ）から通常状態への復帰を表す制御信号を受けたとき、カウントを終了する（カウンタ値は０にリセットされる）。
【０１０２】
図１１のその他の構成は図３の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
【０１０３】
［ＩＥＤの動作］
図１２は、図１１のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。以下、図１１および図１２を参照して、実施の形態１のＩＥＤの動作（図４のフローチャート）と異なる点を主に説明する。
【０１０４】
具体的に、図１２のフローチャートは、ステップＳ１７１，Ｓ１７２，Ｓ１７３，Ｓ１７４をさらに含む点で図４のフローチャートと異なる。図４で説明したようにステップＳ１６０において、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、サンプルレート４８０Ｆｎにアップコンバージョン後のデータに対してデジタルフィルタ処理を実行する。
【０１０５】
次のステップＳ１７０において、データ蓄積部６６（ＤＴ１）は、上記のデジタルフィルタ処理後の最新の電気量のデータ（４８０Ｆｎにアップコンバージョン後のもの）を必要な期間だけ蓄積する。並行して、ステップＳ１７１において、データ蓄積部７０（ＤＴ３）は、上記のデジタルフィルタ処理後の最新の電気量のデータを必要な期間だけ蓄積する。
【０１０６】
上記のデータ蓄積時間は、事故発生前のデータを特に必要としない保護要素のうちで最も過去のデータを必要とする保護要素で使用される期間とする。通常のデータ蓄積時間は現時点から３サイクル程度前までである。本実施の形態では、周波数変動によるデータ点数の増加を考慮することにより、データ蓄積時間に定格周波数で１サイクル分のマージンが追加される。すなわち、データ蓄積部６６（ＤＴ１）およびデータ蓄積部７０（ＤＴ３）の各々は、定格周波数の場合で現時点から４サイクル前までのデータを蓄積する。
【０１０７】
ステップＳ１７２は、リレー演算部６９（ＲＹ）によって系統事故が検出されたとき（ステップＳ２００でＹＥＳ）に実行される。ステップＳ１７２において、データ蓄積部７０（ＤＴ３）は、系統事故が検出されると、データの蓄積の更新を停止する（すなわち、データのラッチを開始する）。これによって、データ蓄積部７０（ＤＴ３）には、事故前のデータが保存される。さらに、カウンタ７１がカウントを零から開始する。現時点のカウンタ値は、データ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納される。
【０１０８】
ここで、リレー演算部６９（ＲＹ）は系統事故を高速（事故発生から１サイクル以内）に検出できるので、データ蓄積部７０（ＤＴ３）が現時点から４サイクル前までのデータを蓄積していたとすると、事故発生前後の１サイクルを除いた３サイクル分を系統事故発生前のデータとして利用することができる。
【０１０９】
ステップＳ１７４は、リレー演算部６９（ＲＹ）によって系統事故が検出されてから（またはデータ蓄積部７０（ＤＴ３）でラッチが開始されてから所定時間（たとえば、５００ミリ秒）が経過したとき（ステップＳ１７３でＹＥＳ）、もしくはリレー演算部６９（ＲＹ）から解除信号が出力されたときに実行される。ステップＳ１７４において、データ蓄積部７０（ＤＴ３）は、データ蓄積を再開する（すなわち、データのラッチを解除する）。さらに、カウンタ７１がカウントを終了する。カウンタ値は零にリセットされる。
【０１１０】
図１３は、図１２のステップＳ１８０におけるダウンコンバージョン処理後に蓄積される時系列データについて説明するための図である。
【０１１１】
図１２のステップＳ１８０において、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、ステップＳ１４０で決定されたリレー演算周期に相当するデータ点数ごとにデータ蓄積部６６（ＤＴ１）およびデータ蓄積部７０（ＤＴ３）からデータを取り出す。図１３（Ａ）に示すように、データ蓄積部６６（ＤＴ１）から取り出されたデータはデータ蓄積部ＤＴ２（６８）の領域６７１に格納され、データ蓄積部７０（ＤＴ３）から取り出されたデータはデータ蓄積部ＤＴ２（６８）の領域６７２に格納される。
【０１１２】
すでに、説明したように、データ蓄積部６６（ＤＴ１）およびデータ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納されるデータは現時点から４サイクル前までのデータであるので、データ蓄積部ＤＴ２（６８）の領域６７１，６７２に格納されるデータは、現時点からほぼ４サイクル前までのデータである。ただし、現時点の系統周波数に応じてリレー演算周期に対応するデータ点数が調整されるので、領域６７１，６７２に格納されるデータは厳密に４サイクル分にならない。
【０１１３】
また、領域６７２に格納されるデータ蓄積部７０（ＤＴ３）から取り出されたデータは、リレー演算部６９（ＲＹ）からラッチ（事故検出）信号が出力された場合には更新が停止された状態であり、リレー演算部６９（ＲＹ）からリセット（更新開始）信号が出力されると更新が開始される。したがって、図１３（Ｂ）に示すように、リレー演算部６９（ＲＹ）によって系統事故が検出されていない場合には、データ蓄積部ＤＴ２（６８）の域６７１に格納された現時点から４サイクル前までのデータがリレー演算に用いられる。リレー演算部６９（ＲＹ）によって系統事故が検出された場合には、データ蓄積部ＤＴ２（６８）の領域６７１に格納された現時点から４サイクル前までのデータと、データ蓄積部ＤＴ２（６８）の領域６７２に格納された事故検出から４サイクル前までのデータである。
【０１１４】
図１４は、図１１の複数のデータ蓄積部に蓄積されるデータの説明図である。図１４（Ａ）は系統周波数が定格周波数５０Ｈｚに等しい場合を示し、図１４（Ｂ）は系統周波数が４９Ｈｚに変化した場合を示している。
【０１１５】
図１４（Ａ）を参照して、系統周波数が定格周波数５０Ｈｚに等しい場合に、図１１のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納されるサンプルレート４８０Ｆｎの４サイクル分の時系列データをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１），Ｉ（ｔ−２），…，Ｉ（ｔ−１９２０）と表すものとする。
【０１１６】
カウンタ値をｍとすれば、図１１のデータ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納される時系列データはＩ（ｔ−ｍ），Ｉ（ｔ−（ｍ＋１）），Ｉ（ｔ−（ｍ＋２）），…，Ｉ（ｔ−（ｍ＋１９２０））と表される。リレー演算部６９（ＲＹ）によって系統事故が検出されていない場合にはカウンタ値ｍは０であるので、データ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納される時系列データは、データ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納される時系列データと同じになる。カウンタ値ｍは、アップコンバージョン後の時系列データのサンプリング周期が経過する毎に１ずつカウントアップされる。
【０１１７】
ここで、図６のテーブルにおいて、周波数５０．０Ｈｚ（周波数変動率０．０％）の欄を参照すれば、現時点のデータから電気角で３０°、６０°、９０°、…だけ前のデータは、サンプルレートが４８０Ｆｎ（＝４８０ｆ）のデータに換算すると、現時点よりも４０サンプル、８０サンプル、１２０サンプル、…だけ前のデータにそれぞれ対応する。
【０１１８】
したがって、図１３（Ａ）のデータ蓄積部６８（ＤＴ２）の領域６７１に蓄積されるダウンコンバージョン後の時系列データは、Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−８０），Ｉ（ｔ−１２０），…，Ｉ（ｔ−１９２０）となる。カウンタ値をｍとすれば、データ蓄積部６８（ＤＴ２）の領域６７２に蓄積されるダウンコンバージョン後の時系列データは、Ｉ（ｔ−ｍ），Ｉ（ｔ−（ｍ＋４０）），Ｉ（ｔ−（ｍ＋８０）），Ｉ（ｔ−（ｍ＋１２０）），…，Ｉ（ｔ−（ｍ＋１９２０））となる。
【０１１９】
図１４（Ｂ）を参照して、系統周波数が４９Ｈｚに変化した場合、図１１のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）およびデータ蓄積部７０（ＤＴ３）に格納されるサンプルレート４８０Ｆｎの４サイクル分の時系列データは、系統周波数が定格周波数の場合と同じである。
【０１２０】
ここで、図６のテーブルにおいて、周波数４９．０Ｈｚ（周波数変動率−２．０％）の欄を参照すると、現時点よりも電気角で３０°前のデータはデータ点数に換算すると４１個前（５０Ｈｚ時に対して＋１）のデータに対応し、現時点よりも電気角で６０°前のデータはデータ点数に換算すると８２個前（５０Ｈｚ時に対して＋２）のデータに対応する。同様に、現時点よりも１サイクル前のデータは、データ点数に換算すると４９０個前のデータに対応し、現時点よりも３サイクルと３３０°だけ前のデータは、データ点数に換算すると１９１８個前のデータに対応する。
【０１２１】
したがって、図１３（Ａ）のデータ蓄積部６８（ＤＴ２）の領域６７１に蓄積されるダウンコンバージョン後の時系列データは、Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−４１），Ｉ（ｔ−８２），Ｉ（ｔ−１２２），…，Ｉ（ｔ−１９１８）となる。カウンタ値をｍとすれば、データ蓄積部６８（ＤＴ２）の領域６７２に蓄積されるダウンコンバージョン後の時系列データは、Ｉ（ｔ−ｍ），Ｉ（ｔ−（ｍ＋４１）），Ｉ（ｔ−（ｍ＋８２）），Ｉ（ｔ−（ｍ＋１２２）），…，Ｉ（ｔ−（ｍ＋１９１８））となる。
【０１２２】
リレー演算部６９（ＲＹ）が現時点から３〜４サイクル前のデータと事故前データとを用いてリレー演算を行う場合には、リレー演算部６９（ＲＹ）はデータ蓄積部６８（ＤＴ２）の領域６７２から必要なサイクル数分のデータを取り出す。カウンタ値ｍを用いることによって、現時点から整数サイクル前の事故前データを以下のように得ることができる。
【０１２３】
リレー演算部６９（ＲＹ）による事故検出のタイミングは事故発生から１サイクル未満であるとする。現時点のカウンタ値をＸとし、系統周波数に応じた１サイクルに対応するデータ点数をＳとし（Ｓは系統周波数と定格周波数のずれによって変化する）、現時点の電気量のデータをＩ（ｔ）とする。そうすると、事故検出時（データ蓄積部７０（ＤＴ３）のラッチ開始時）のデータはＩ（ｔ−Ｘ）となる。Ｉ（ｔ−Ｘ）は、アップコンバージョン後のサンプリング周期を基準にして現時点よりもＸ周期前のデータであることを意味している。
【０１２４】
したがって、現時点より整数サイクル前の事故前データをＩ（ｔ−（Ｘ＋Ｙ））とすると、
Ｘ＋Ｙ＝Ｎ・Ｓ    …(13)
の関係が成立する。上式においてＮは１以上の整数であり、Ｙは０≦Ｙ＜Ｓを満たす整数である。よって、Ｙは、
Ｙ＝Ｓ・Ｎ−Ｘ    …(14)
によって計算することができる。上記（１４）式において、ＳおよびＸは既知であるので（Ｓは系統周波数に応じて変化する）、０≦Ｙ＜ＳとなるようにＮを選択することよってＹを決定することができる。
【０１２５】
［効果］
このように、実施の形態２のインテリジェント電子デバイスでは、実施の形態１の場合に比較して、事故検出前の数サイクル分のデータを別途保存するためのデータ蓄積部７０（ＤＴ３）が設けられている。したがって、リレー演算に必要な電気量の時系列データの蓄積量を削減できる効果がある。
【０１２６】
実施の形態３．
［課題］
ＭＵとＩＥＤとを有する保護システムを用いて送電線保護用電流差動リレーを構成する場合、送電線の両端のＭＵにおいて同時刻において検出されたデータを用いて電流差動リレー演算を行う必要がある。従来の方法では、送電線の両端のＩＥＤ同士の同期がまず確立され、次に、各ＩＥＤから対応するＭＵに同期信号が供給される（たとえば、特開２０１５−０８９１８２号公報（特許文献１参照））。
【０１２７】
しかしながら、現状のＭＵとＩＥＤとの間のプロセスバス関する規格（ＩＥＣ６１８５０−９−２）には、この同期信号に関する規定がない。このため、製造するメーカーの異なるＩＥＤとＭＵとの間では相互運用性（Interoperability）が確保できていない。さらに、上記のようなＩＥＤからＭＵへの同期信号の提供が必要となるのは、遠方の変電所に設置されたＩＥＤとの間でサンプリングの同期が必要となる場合（典型的には電流差動リレーの場合）だけであり、他の保護リレーでは必要とされていない。このような事情から、同期信号を必要としないで送電線両端でのサンプリング同期を実現する方法が望まれている。以下、その具体的方法を説明する。
【０１２８】
［送電線保護用電流差動リレーの構成］
図１５は、送電線保護用電流差動リレーの構成を示すブロック図である。
【０１２９】
図１５を参照して、送電線１のＰ端およびＱ端にはそれぞれ電源７Ｐ，７Ｑが設けられているとする。電流変成器２Ｐは、送電線１のＰ端に流れる電流をＭＵへの入力に適した大きさに変換する。電流変成器２Ｐからのアナログ電流信号ＩＰａはＭＵ１０Ｐに入力される。ＭＵ１０Ｐは、入力された電流信号ＩＰａを所定のサンプルレート（たとえば、４８００Ｈｚ）でサンプリングし、さらにＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換後のデジタルの電流信号ＩＰｄはプロセスバス６Ｐを介してＩＥＤ４０Ｐに入力される。
【０１３０】
同様に、電流変成器２Ｑは、送電線１のＱ端に流れる電流をＭＵへの入力に適した大きさに変換する。電流変成器２Ｑからのアナログ電流信号ＩＱａはＭＵ１０Ｑに入力される。ＭＵ１０Ｑは、入力された電流信号ＩＱａを所定のサンプルレート（たとえば、４８００Ｈｚ）でサンプリングし、さらにＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換後のデジタルの電流信号ＩＱｄはプロセスバス６Ｑを介してＩＥＤ４０Ｑに入力される。
【０１３１】
ＩＥＤ４０ＰおよびＩＥＤ４０Ｑは、送電線１の両端のデジタル電流信号ＩＰｄ，ＩＱｄを、デジタル伝送路９０を介して互いに伝送し合う。これにより、ＩＥＤ４０ＰおよびＩＥＤ４０Ｑの各々は、自己の検出した電流信号と相手方の検出した電流信号とを比較し、比較結果に基づいて送電線１の事故の有無を判定する。たとえば、電流変成器２Ｐの出力と電流変成器２Ｑの出力とが大きさが同じで極性が逆になっている場合、つまり、電流信号ＩＰｄと電流信号ＩＱｄとの加算結果が０になっていれば、送電線１の内部に事故はない。
【０１３２】
送電線保護用電流差動リレーが適正に動作するためには、Ｐ端の電流信号ＩＰｄのサンプリングのタイミングとＱ端の電流信号ＩＱｄのサンプリングのタイミングとが同じでなければならない。このサンプルタイミングの同期は、デジタル伝送路９０を介したＰ端側ＩＥＤ４０ＰからＱ端側ＩＥＤ４０Ｑへの伝送遅延時間と、Ｑ端側ＩＥＤ４０ＱからＰ端側ＩＥＤ４０Ｐへの伝送遅延時間が等しいという前提で、相互に電流信号を伝送しながら確立される。
【０１３３】
具体的には、本実施の形態のＩＥＤ４０Ｐ，４０Ｑは、実施の形態１，２の場合と同様に、対応するＭＵ１０Ｐ，１０Ｑから受信した電流信号ＩＰｄ，ＩＱｄの時系列データをたとえば４８０Ｆｎ（Ｆｎは定格周波数）の整数倍の時系列データにアップコンバートする。次に、ＩＥＤ４０Ｐ，４０Ｑは、アップコンバージョン後の時系列データをリレー演算周波数（たとえば、１２ｆ）にダウンコンバートする。このとき、Ｑ端側（オーディナリ側）のＩＥＤ４０Ｑは、アップコンバージョン後の時系列データのうちでどのサンプル時刻のデータを選択するかを調整することによって、ダウンコンバージョン後の電流データＩＱｄのサンプルタイミングを、Ｐ端側（マスタ側）のＩＥＤ４０Ｑから伝送された電流データＩＰｄのサンプルタイミングに同期させる。以下、図面を参照してさらに詳しく説明する。
【０１３４】
［サンプリング同期の方法］
図１６は、図１５の送電線保護用電流差動リレーにおいてサンプリング同期の方法について説明するためのタイミング図である。Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐをマスタ（‘Master’或いは‘親’）と称し、Ｑ端側のＩＥＤ４０Ｑをオーディナリ（‘Ordinary’或いは‘子’）と称する。
【０１３５】
図１５および図１６を参照して、マスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐは、リレー演算周期ごと（たとえば、演算周波数１２ｆとする、ｆは系統周波数）にＰ端側の電流データＩＰｄを、デジタル伝送路９０を介してオーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑに送信する。マスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐは、さらに、１サイクルに１回程度の周期で電流データＩＰｄとともに同期信号（以下、同期信号ＳＹｐと記載する）を、デジタル伝送路９０を介してオーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑに送信する。図１６の場合には、時刻ｔ１，ｔ４，ｔ７，ｔ９のタイミングでマスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐからオーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑに同期信号ＳＹｐが送信されている。
【０１３６】
同様に、オーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑは、リレー演算周期ごと（たとえば、演算周波数１２ｆとする、ｆは系統周波数）にＱ端側の電流データＩＱｄを、デジタル伝送路９０を介してマスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐに送信する。オーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑは、さらに、１サイクルに１回程度の周期で電流データＩＱｄとともに同期信号（以下、同期信号ＳＹｑと記載する）を、デジタル伝送路９０を介してマスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐに送信する。図１６の場合には、時刻ｔ２，ｔ５，ｔ８，ｔ１０のタイミングでオーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑからマスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐに同期信号ＳＹｑが送信されている。
【０１３７】
なお、同期信号ＳＹｐ、ＳＹｑを１サイクルに１回程度の割合で送信する理由は、後述するように計算した送受信時間差ＴｓまたはＴｒを相手端に送信する必要があるので、その送信に要する時間として１サイクル程度の時間が必要であるためである。設計によって同期信号ＳＹｐ，ＳＹｑの送信周期は１サイクルと異なる場合がある。
【０１３８】
Ｐ端側とＱ端側でサンプルタイミングの同期がとれている場合には、時刻ｔ１，ｔ４，ｔ７，ｔ９は時刻ｔ２，ｔ５，ｔ８，ｔ１０にそれぞれ一致する。図１６の場合にはサンプルタイミングにずれΔｔが生じており、Ｑ端側のサンプルタイミングがＰ端側のサンプルタイミングよりもΔｔだけ遅れている。
【０１３９】
マスタ（Ｐ端側）のＩＥＤ４０Ｐは、同期信号ＳＹｐを送信してからＱ端側からの同期信号ＳＹｑを受信するまでの送受信時間差Ｔｓを計測する。送受信時間差Ｔｓの計測結果はオーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑに送信される。オーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑも、同期信号ＳＹｑを送信してからＰ端側からの同期信号ＳＹｐを受信するまでの送受信時間差Ｔｒを測定する。Ｐ端側ＩＥＤ４０ＰからＱ端側ＩＥＤ４０Ｑへのデジタル伝送路９０の伝送遅延時間Ｔｄと、Ｑ端側ＩＥＤ４０ＱからＰ端側ＩＥＤ４０Ｐへのデジタル伝送路９０の伝送遅延時間Ｔｄとが等しいとすれば、伝送遅延時間Ｔｄは、
Ｔｄ＝Ｔｓ−Δｔ＝Ｔｒ＋Δｔ    …(15)
と表される。したがって、サンプルタイミングのずれΔｔは、
Δｔ＝（Ｔｓ−Ｔｒ）／２    …(16)
で与えられる。
【０１４０】
オーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑは、ダウンコンバージョン部においてサンプルレート４８０Ｆｎの時系列データから１２ｆの時系列データを選択する際に、Δｔが０となるように選択するデータ点を調整する。図１６のようにＴｓ＞Ｔｒの場合には、ＩＥＤ４０Ｑは、ダウンコンバージョン時にサンプル時刻のより早いデータ点を選択する。Ｔｓ＜Ｔｒの場合には、ＩＥＤ４０Ｑは、ダウンコンバージョン時にサンプル時刻のより遅いデータ点を選択する。
【０１４１】
サンプルタイミングのずれΔｔの演算は、同期信号ＳＹｐ、ＳＹｑの送信周期に応じて、たとえば１サイクルごとに行う。オーディナリ（Ｑ端側）のＩＥＤ４０Ｑは、Δｔの演算を行う度に、Δｔが０となるように選択するデータ点を１個ずつずらす。１個ずつずらす理由は、一度に大きくずらすと、ずらした前後の間の演算周期が短くなりすぎるために保護リレー演算に影響が生じるのを防ぐためである。演算に問題なければ、ずらすデータ点数を増やすことによって同期速度を速めることも可能である。そのような考慮は必要ない。１サイクルごとにサンプルタイミングのずれΔｔの演算を行う場合には、１サイクルごとにサンプルタイミングの同期制御が行われることになる。
【０１４２】
［ＩＥＤの構成と動作］
図１７は、図１５のＱ端側のＩＥＤの機能ブロック図である。
【０１４３】
図１７を参照して、ＩＥＤ４０Ｑのインターフェイス部４１（図２参照）は、受信回路４５（ＲＸ）と送信回路４６（ＴＸ）とをさらに備える。受信回路４５（ＲＸ）は、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐからデジタル伝送路９０を介して送信された電流信号ＩＰｄ（サンプルレート＝１２ｆ、ｆは系統周波数）を受信するともに、同期信号ＳＹｐおよびＰ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差Ｔｓ（図１６を参照）の情報を受信する。送信回路４６（ＴＸ）は、Ｑ端側の電流信号ＩＱｄ（サンプルレート１２ｆ）および同期信号ＳＹｑを、デジタル伝送路９０を介してＰ端側のＩＥＤ４０Ｐに送信する。
【０１４４】
ＩＥＤ４０Ｑの演算処理部５０（図２参照）は、アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ）、データ蓄積部６６（ＤＴ１）、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）、データ蓄積部６８（ＤＴ２）、同期処理部７２、および差動リレー演算部６９Ａとして機能する。実施の形態１，２と同一または対応する機能については同一の参照符号を付している。上記の各機能は、ＣＰＵ５１がプログラムに従って動作することによって実現される。以下、各機能部の動作の概要を説明する。
【０１４５】
図１５のＭＵ１０Ｑからプロセスバス６Ｑを介して伝送された電流信号ＩＱｄのサンプリングデータは、ＩＥＤ４０Ｑの通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）で受信される。この受信データのサンプルレートは、たとえば、４８００Ｈｚである。
【０１４６】
アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）は、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）の受信データのサンプルレートを、より高いサンプルレートの時系列データに変換する。具体的に、受信データのサンプルレートを４８００Ｈｚとし、定格周波数Ｆｎを５０Ｈｚとしたとき、サンプルレート９６Ｆｎの受信データがサンプルレート４８０Ｆｎの時系列データ或いはその整数倍の時系列データにアップコンバートされる。ここで、仮に整数倍を１倍とすると、定格周波数Ｆｎが６０Ｈｚの場合には、サンプルレート８０Ｆｎの受信データがサンプルレート４８０Ｆｎの時系列データにアップコンバートされる。
【０１４７】
デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、高サンプルレートに変換後の時系列データに含まれる高周波成分を除去する。この高周波除去フィルタは、リレー演算周波数の１／２の周波数を超える高周波領域に対して必要な減衰が得られるものである。たとえば、リレー演算周期が電気量の電気角で３０°に対応する場合（リレー演算周波数＝１２ｆ、ｆは系統周波数）、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）は、６ｆを超える高周波領域に対して所望の減衰が与えられるようにする。以下では、リレー演算周波数を１２ｆとして説明するが、リレー演算周波数は、これに限られるものではなく、１６ｆ（電気角２２．５°）であってもよいし、２４ｆ（電気角１５°）であってもよい。
【０１４８】
データ蓄積部６６（ＤＴ１）は、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ２）によるフィルタ処理後の時系列データを現時点からリレー演算に必要な時間分だけ蓄積する。
【０１４９】
ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、リレー演算周期に相当するデータ点数ごとに、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出すことによって、データ蓄積部６６（ＤＴ１）に蓄積されたサンプルレートが４８０Ｆｎのデータを、リレー演算周波数（例えば、１２ｆ）を有する時系列データにダウンコンバートする。このとき、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からどのサンプル時刻のデータ点が取り出されるかは、同期処理部７２からの制御信号７６に応じて調整される。
【０１５０】
データ蓄積部６８（ＤＴ２）は、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）によってダウンコンバートされたＱ端の電流信号ＩＱｄ（サンプルレート＝１２ｆ）を蓄積する。送信回路４６（ＴＸ）は、Ｑ端の電流信号ＩＱｄ（サンプルレート＝１２ｆ）を、デジタル伝送路９０を介してＰ端のＩＥＤ４０Ｐに送信する。
【０１５１】
同期処理部７２は、送信回路４６（ＴＸ）での電流信号ＩＱｄの送信時刻と受信回路４５（ＲＸ）での電流信号ＩＰｄの受信時刻との時間差Ｔｒ（図１６を参照）を算出する。そして、同期処理部７２は、受信回路４５（ＲＸ）を介して受信したＰ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差Ｔｓ（図１６参照）と、算出した送受信時間差Ｔｒとの比較結果に基づいて、送受信時間差Ｔｓ，Ｔｒが等しくなるようにダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に制御信号７６を出力する。
【０１５２】
さらに、同期処理部７２は、受信回路４５（ＲＸ）を介して受信したＰ端の電流信号ＩＰｄ（サンプルレート１２ｆ）をそのまま差動リレー演算部６９Ａに出力する。このＰ端の電流信号ＩＰｄはデジタル伝送路９０の伝送時間だけ遅れている。したがって、同期処理部７２は、データ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されているＱ端の電流信号ＩＱｄ（サンプレート１２ｆ）を伝送遅延時間（図１６のＴｄ）だけ遅延させた電流信号ＩＱｄ＿ｃを生成し、生成した電流信号ＩＱｄ＿ｃを差動リレー演算部６９Ａに出力する。ここで、Ｐ端とＱ端とでサンプルタイミングの同期が取れた場合には、前述の式（１５）でΔｔ＝０となるので、伝送遅延時間Ｔｄは、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差ＴｓおよびＱ端側のＩＥＤ４０Ｑでの送受信時間差Ｔｒに等しくなる。
【０１５３】
差動リレー演算部６９Ａは、同期処理部７２から受信したＰ端電流信号ＩＰｄとＱ端電流信号ＩＱｄ＿ｃとに基づいてリレー演算を行う。リレー演算部６９（ＲＹ）は、リレー演算の結果、送電線１に事故が発生していると判定した場合には、デジタル出力回路４４（Ｄ／Ｏ）を経由してトリップ信号を出力する。
【０１５４】
Ｐ端側のマスタのＩＥＤ４０Ｐの演算処理部５０は、図１７のＱ端側のオーディナリのＩＥＤ４０Ｑの場合と同様の構成を有している。しかし、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）および同期処理部７２の動作は、Ｐ端側のＩＥＤ４０ＰとＱ端側のＩＥＤ４０Ｑとで異なる。
【０１５５】
具体的に、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐは、自らのタイミングでＰ端電流信号ＩＰｄをＱ端に送信するので、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す際にデータ点のサンプル時刻が相手端と一致するように調整しない。
【０１５６】
Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐの同期処理部７２は、データ蓄積部６８（ＤＴ２）に蓄積されているＰ端の電流信号ＩＰｄ（サンプレート＝１２ｆ）を伝送遅延時間（図１６のＴｄ）だけ遅延させた電流信号ＩＰｄ＿ｃを生成し、生成した電流信号ＩＰｄ＿ｃを差動リレー演算部６９Ａに出力する。さらに、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐの同期処理部７２は、受信回路４５（ＲＸ）を介して受信したＱ端の電流信号ＩＱｄ（サンプルレート１２ｆ）をそのまま差動リレー演算部６９Ａに出力する。ＩＥＤ４０Ｐの同期処理部７２は、Ｑ端側のＩＥＤ４０Ｑと異なり、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に送受信時間差Ｔｓ，Ｔｒに基づく制御信号７６を出力しない。
【０１５７】
［ＩＥＤの詳細な動作］
図１８は、図１７のＱ端側のＩＥＤの動作を示すフローチャートである。以下、図１７および図１８を主として参照して、オーディナリ側であるＱ端のＩＥＤ４０Ｑの動作についてさらに詳しく説明する。
【０１５８】
まず、図１８のステップＳ３１０において、通信回路４２（ＴＸ／ＲＸ１）は、図１５のＭＵ１０Ｑによってサンプリングされた電流データおよび電圧データを受信する。受信したサンプリングデータは、演算処理部５０に取り込まれる。電流データおよび電圧データのサンプル周波数は、たとえば４８００Ｈｚである。定格周波数Ｆｎが５０Ｈｚの場合に４８００Ｈｚは９６Ｆｎに相当し、定格周波数Ｆｎが６０Ｈｚの場合に４８００Ｈｚは８０Ｆｎに相当する。
【０１５９】
ステップＳ３２０において、アップコンバージョン部６４（ＵＰＣＯＮＶ）は、ステップＳ３１０で受信したデータを用いて、より高いサンプルレートに変更するアップコンバージョン処理を行う。アップコンバージョン後のデータのサンプルレートは、実施の形態１，２の場合と同様に、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎに等しいとし、リレー演算周波数を１２ｆとすると、９６ｆ、８０ｆ、および１２ｆの最小公倍数（４８０ｆ）の整数倍に設定される。
【０１６０】
次のステップＳ３３０において、デジタルフィルタ処理部６５（ＤＦ）は、４８０Ｆｎの整数倍のサンプルレートにアップコンバートした後のデータに対してデジタルフィルタ処理を実行する。後のステップＳ１８０で実行するダウンコンバージョン処理（リレー演算周波数でのサンプリング）に対するアンチエイリアシングフィルタを構成するために、リレー演算周波数の１／２を超える周波数に対して必要な減衰が与えられるようなローパスフィルタが構成される。
【０１６１】
次のステップＳ３４０において、データ蓄積部６６（ＤＴ１）は、上記のデジタルフィルタ処理後の４８０Ｆｎの整数倍のサンプルレートの最新データをリレー演算に必要な時間（３サイクル程度）だけ蓄積する。
【０１６２】
次のステップＳ３５０において、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、リレー演算周期に相当するデータ点数ごとに、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出すことによって、データ蓄積部６６（ＤＴ１）に蓄積されたサンプルレートが４８０Ｆｎのデータを、リレー演算周波数（例えば、１２ｆ）を有する時系列データにダウンコンバートする。たとえば、系統周波数ｆが定格周波数Ｆｎに等しいとし、電気量の電気角の３０°ごとにデータを取り出すとすると（リレー演算周波数＝１２ｆ）、データ点数４０ごとに１個のデータが取り出される（すなわち、３９個のデータ点が間引かれることになる）。これにより、サンプルレート１２ｆのＱ端の電流信号ＩＱｄが得られることになる。
【０１６３】
このダウンコンバージョン処理において、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からどのサンプル時刻のデータ点が取り出されるかは、同期処理部７２からの制御信号７６に応じて調整される。具体的に、同期処理部７２は、同期処理部７２は、受信回路４５（ＲＸ）を介して受信したＰ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差Ｔｓ（図１６参照）と、算出した送受信時間差Ｔｒとの比較結果に基づいて、送受信時間差Ｔｓ，Ｔｒが互いに等しくなるようにダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に制御信号７６を出力する。より詳細には、同期処理部７２は、Ｔｓ＞Ｔｒの場合には、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す際に１サンプリング周期だけ早い時刻のデータ点を取り出すように、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に指令する。同期処理部７２は、Ｔｓ＜Ｔｒの場合には、データ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す際に１サンプリング周期だけ遅い時刻のデータ点を取り出すように、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に指令する。
【０１６４】
次のステップＳ３６０において、送信回路４６（ＴＸ）は、Ｑ端の電流信号ＩＱｄ（サンプルレート＝１２ｆ）を、デジタル伝送路９０を介してＰ端のＩＥＤ４０Ｐに送信する。
【０１６５】
上記のステップＳ３１０〜Ｓ３６０と並行して、ステップＳ３７０において、受信回路４５（ＲＸ）は、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐからデジタル伝送路９０を介して送信された電流信号ＩＰｄ（サンプルレート＝１２ｆ、ｆは系統周波数）を受信するともに、Ｐ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差Ｔｓ（図１６を参照）の情報を受信する。送受信時間差Ｔｓの情報は、上記のステップＳ３５０において用いられる。
【０１６６】
次のステップＳ３８０において、差動リレー演算部６９Ａは、同期処理部７２から受信したＰ端電流信号ＩＰｄとＱ端電流信号ＩＱｄ＿ｃ（伝送遅延時間Ｔｄだけ遅延させたもの）とに基づいてリレー演算を行う。リレー演算部６９（ＲＹ）は、リレー演算の結果、送電線１に事故が発生していると判定した場合には（ステップＳ３９０でＹＥＳ）、デジタル出力回路４４（Ｄ／Ｏ）を経由してトリップ信号を出力する（ステップＳ４００）。差動リレー演算部６９Ａによって事故検出されていない場合には、上記のステップＳ３１０〜Ｓ３８０が繰り返される。
【０１６７】
図１９は、図１８のステップＳ３５０におけるダウンコンバージョン処理の説明図である。図１９（Ａ）はＰ端側のＩＥＤ４０Ｐでの送受信時間差ＴｓがＱ端側のＩＥＤ４０Ｑでの送受信時間差Ｔｒよりも大きい場合（Ｔｓ＞Ｔｒ）を示し、図１９（Ｂ）はＴｓ＜Ｔｒの場合を示す。系統周波数ｆは定格周波数Ｆｎ＝５０Ｈｚに等しいとし、ＭＵ４０Ｑからの受信データのサンプルレートを４８００Ｈｚとする。さらに、アップコンバージョン後のデータのサンプルレートを４８０Ｆｎ（＝４８０ｆ）とし、リレー演算周波数を１２ｆとする。Δｔ＝１／（４８０ｆ）とする。
【０１６８】
図１９（Ａ）を参照して、時刻ｔ＝ｔ０において、図１７のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納された４８０Ｆｎの時系列データをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１），Ｉ（ｔ−２），…と表すものとする。図でハッチングを付されたデータＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−４０×２），…がダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）によって取り出されたデータである。時刻ｔ＝ｔ０のときの受信サンプル値Ｉ（ｔ）がＰ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１６９】
４０・Δｔが経過した時刻ｔ＝ｔ０＋４０・Δｔにおいて、時刻ｔ０のときの受信サンプル値Ｉ（ｔ）はＩ（ｔ−４０）に対応する。Ｔｓ＞Ｔｒの場合には、同期処理部７２から制御信号７６として−１が出力されるので、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、Ｉ（ｔ）よりもΔｔだけ前のＩ（ｔ−１）のサンプル値を取り出す。取り出されたサンプル値Ｉ（ｔ−１）は、Ｐ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１７０】
さらに、４０・Δｔが経過した時刻ｔ＝ｔ０＋８０・Δｔにおいて、時刻ｔ＝ｔ０＋３９・Δｔのときの受信サンプル値Ｉ（ｔ−１）はＩ（ｔ−４１）に対応する。Ｔｓ＞Ｔｒの場合には、同期処理部７２から制御信号７６として−１が出力されるので、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、Ｉ（ｔ−１）よりもさらにΔｔだけ前のＩ（ｔ−２）のサンプル値を取り出す。取り出されたサンプル値Ｉ（ｔ−２）は、Ｐ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１７１】
図１９（Ｂ）を参照して、時刻ｔ＝ｔ０において、図１７のデータ蓄積部６６（ＤＴ１）に格納された４８０Ｆｎの時系列データをＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１），Ｉ（ｔ−２），…と表すものとする。図でハッチングを付されたデータＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−４０），Ｉ（ｔ−４０×２），…がダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）によって取り出されたデータである。時刻ｔ＝ｔ０のときの受信サンプル値Ｉ（ｔ）がＰ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１７２】
４０・Δｔが経過した時刻ｔ＝ｔ０＋４０・Δｔにおいて、時刻ｔ＝ｔ０のときの受信サンプル値Ｉ（ｔ）はＩ（ｔ−４０）に対応する。Ｔｓ＜Ｔｒの場合には、同期処理部７２から制御信号７６として＋１が出力されるので、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、Ｉ（ｔ）よりもΔｔだけ後のＩ（ｔ＋１）のサンプル値を取り出す。取り出されたサンプル値Ｉ（ｔ＋１）は、Ｐ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１７３】
さらに、４０・Δｔが経過した時刻ｔ＝ｔ０＋８０・Δｔにおいて、時刻ｔ＝ｔ０＋４１・Δｔのときの受信サンプル値Ｉ（ｔ＋１）はＩ（ｔ−３９）に対応する。Ｔｓ＜Ｔｒの場合には、同期処理部７２から制御信号７６として＋１が出力されるので、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）は、Ｉ（ｔ＋１）よりもさらにΔｔだけ後のＩ（ｔ＋２）のサンプル値を取り出す。取り出されたサンプル値Ｉ（ｔ−２）は、Ｐ端のＩＥＤ４０Ｐに送信される。
【０１７４】
［効果］
上記のとおり、実施の形態３のＩＥＤによれば、ＩＥＤからＭＵへの同期信号を必要としないで送電線両端でのサンプリング同期を実現することができる。なお、上記例ではアップコンバージョンとして４８０Ｆｎとしたが、この整数倍としてさらに高サンプルレートにすることでより高いサンプリング同期精度が得られる。
【０１７５】
上記では、系統周波数ｆは定格周波数Ｆｎに等しいものとして説明したが、系統周波数ｆを定格周波数Ｆｎと異なっていても、上記の方法で送電線両端でのサンプリング同期を実現することができる。この場合には、実施の形態１，２で説明したように、Ｐ端側およびＱ端側のＩＥＤの演算処理部５０には、デジタルフィルタ処理部６０（ＤＦ１）、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）、およびサンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）がさらに設けられる。この場合、ダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）によってデータ蓄積部６６（ＤＴ１）からデータを取り出す際には、現在の系統周波数ｆに基づいてリレー演算周期に対応するデータ点数（間引きかれるデータ点数）が調整される。
【０１７６】
もしくは、同期処理部７２がサンプルタイミング制御部６２（ＳＴ）の機能を兼ねるようにしてもよい。この場合、周波数演算部６１（ＦＣＡＬＣ）による系統周波数の演算結果は、同期処理部７２に入力される。同期処理部７２は、送受信時間差Ｔｓ，Ｔｒと系統周波数の値とに基づいて、制御信号７６（実施の形態１の変形例の場合にはタイミング信号）をダウンコンバージョン部６７（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）に出力する。
【０１７７】
［実施の形態１〜３の変形例］
上記の実施の形態１〜３では、演算処理部５０は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、およびＲＯＭを含むマイクロコンピュータをベースに構成される例について説明した。これに代えて、演算処理部５０をＡＳＩＣ（Application  Specific  Integrated  Circuit）またはＦＰＧＡ（Field-Programmable  Gate  Array）などの回路によって構成することもできる。
【０１７８】
上記の実施の形態１〜３では、従来の保護リレーがＭＵとＩＥＤとに機能的に分割されるように説明したが、ＩＥＤの機能はこれに限られていない。たとえば、ＩＥＤは、保護リレー演算以外に電力系統の制御機能を含むように構成されていてもよい。
【０１７９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１８０】
１  三相線路（送電線）、２，２Ｐ，２Ｑ  電流変成器、３  電圧変成器、４  遮断器、６，６Ｐ，６Ｑ  プロセスバス（通信回線）、１１  入力変換部、１２  入力変換器、１５  Ａ／Ｄ変換部、１６  アナログフィルタ、１７  サンプルホールド回路、１８  マルチプレクサ、１９  Ａ／Ｄ変換器、３１  通信回路、５０  演算処理部、５１  ＣＰＵ、４１  インターフェイス部、４２  通信回路（ＴＸ／ＲＸ１）、４３  送受信回路（ＴＸ／ＲＸ２）、４４  デジタル出力回路（Ｄ／Ｏ）、４５  受信回路（ＲＸ）、４６  送信回路（ＴＸ）、６０  デジタルフィルタ処理部（ＤＦ１）、６１  周波数演算部（ＦＣＡＬＣ）、６２  サンプルタイミング制御部（ＳＴ）、６４  アップコンバージョン部（ＵＰＣＯＮＶ）、６５  デジタルフィルタ処理部（ＤＦ２）、６６  データ蓄積部（ＤＴ１）、６７  ダウンコンバージョン部（ＤＯＷＮＣＯＮＶ）、６８  データ蓄積部（ＤＴ２）、６９  リレー演算部（ＲＹ）、６９Ａ  差動リレー演算部（ＲＹ）、７０  データ蓄積部（ＤＴ３）、７１  カウンタ、７２  同期処理部、７５  制御信号（図３，図１１）、７６  制御信号（図１７）、９０  デジタル伝送路、Ｆｎ  定格周波数、Ｉｄ  デジタル電流信号、ＩＰｄ  Ｐ端側デジタル電流信号、ＩＱｄ  Ｑ端側デジタル電流信号、ＴＳ  トリップ信号、Ｔｄ  伝送遅延時間、Ｔｒ  送受信時間差（Ｑ端側ＩＥＤ）、Ｔｓ  送受信時間差（Ｐ端側ＩＥＤ）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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