(57)【要約】  複数の電力変換器セルとこれらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、前記電力変換器セルの各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧を生成するコンバータと、前記直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力するインバータと、前記インバータの出力端子間を短絡するためのバイパス部を備え、前記制御部は、前記電力変換器セルのうち一部の故障を検出した場合、前記故障を検出した電力変換器セルのバイパス部を動作させて出力端子間を短絡させ、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を増大させる
2017094379.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電力変換器セルとこれらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記電力変換器セルの各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧を生成するコンバータと、前記直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力するインバータと、前記インバータの出力端子間を短絡するためのバイパス部を備え、
前記制御部は、前記電力変換器セルのうち一部の故障を検出した場合、前記故障を検出した電力変換器セルのバイパス部を動作させて出力端子間を短絡させ、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を増大させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記電力変換器セルのうち故障を検出した電力変換器セルの台数が多いほど、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を高く制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記電力変換器セルのうち動作させる電力変換器セルの台数と反比例するように前記直流リンク電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記電力変換器セルのうち故障を検出した電力変換器セルの台数が所定の閾値より少ない場合に限り、故障した電力変換器セルの台数が多いほど、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を高く制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換装置において、
故障を検出した電力変換器セルの台数が前記所定の閾値より多い場合では、前記直流リンク電圧を故障した電力変換器セルの台数に依らず一定に制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１から５に記載のいずれかの電力変換装置において、
前記制御部は、前記インバータをＰＷＭ変調に基づいて制御し、前記直流リンク電圧に応じて前記ＰＷＭ変調の時比率を変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、出力電圧の目標値が同じ条件であれば、前記電力変換器セルの各々におけるＰＷＭ変調の時比率の合計値と前記直流リンク電圧との積が一定になるように前記インバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から７に記載のいずれかの電力変換装置において、
前記複数の電力変換器セルが備えるインバータの出力端子は、それぞれ直列に接続されており、前記複数の電力変換器セルの入力端子は、前記電源に対して全て並列に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１から８に記載のいずれかの電力変換装置において、
前記コンバータは、１個以上の半導体スイッチング素子によるインバータ回路と、コイル、コンデンサ、トランスを備えた共振回路と、１個以上のダイオードによる整流回路を備える共振型コンバータであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１から９に記載のいずれかの電力変換装置において、
前記インバータは、４個の半導体スイッチング素子によるＨブリッジ方式の単相インバータ回路であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１乃至１０に記載のいずれかの電力変換装置において、
前記制御部は、前記故障している電力変換器セルの台数と故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧とを関係付けるデータテーブルを有している電力変換装置。
【請求項１２】
複数の電力変換器セルとこれらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記電力変換器セルの各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧を生成するコンバータと、前記直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力するインバータと、前記インバータの出力端子間を短絡するためのバイパス部を備え、
前記制御部は、前記電力変換器セルから検出される物理量と前記物理量の基準とを比較し、前記物理量の基準と異なる物理量を取る電力変換器セルのバイパス部を動作させて出力端子間を短絡させ、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を増大させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
複数の電力変換器セルとこれらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、
前記電力変換器セルの各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧を生成するコンバータと、前記直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力するインバータと、前記インバータの出力端子間を短絡するためのバイパス部を備え、
前記制御部は、前記電力変換器セルのうち任意の電力変換器セルのバイパス部を動作させて出力端子間を短絡させ、前記任意の電力変換器セル以外の電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を増大させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高電圧または大容量の電力変換においては、複数の電力変換器セル（以下、「セル」と略す）を直列または並列に接続した電力変換装置が用いられる。例えば、高電圧モータの駆動には、複数のインバータ（電力変換器の一種）の出力端子を直列に接続し、各インバータの出力電圧を合成して高電圧を出力する方式（多重インバータ方式などと呼ばれる）が利用されている。この方式では、大型の低周波昇圧トランスを利用することなく、モータに直接高電圧を出力できる。【０００３】
また、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー発電の導入が世界的に拡大している。自然エネルギーから得られる電力を変換して電力系統に出力するための電力変換装置として、ＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム）がある。このＰＣＳにおいても、高電圧化や大容量化に対応する際には、上記のように複数のセルを用いる構成が有効と考えられる。【０００４】
このように複数のセルを備えた電力変換装置では、信頼性の確保が重要である。信頼性に関する機能の例として、一部のセルが故障した場合でも、残りの電力変換器セルを用いて運転を継続できることが望ましい。各セルの出力を直列に接続する構成であれば、各セルの出力端子間を短絡できるようにバイパス部を設け、一部のセルが故障した場合、同セルの出力端子間を短絡することによって、残りのセルを用いた運転が可能となる。しかし、セルの直列段数が減少することから、電力変換装置が出力できる最大電圧も減少する。これによって、モータであれば運転範囲（回転速度やトルクの範囲）が狭くなり、ＰＣＳであれば動作が成り立たなくなる場合もある。【０００５】
この問題を解決する電力変換装置として、特許文献１に記載された直接高圧インバータ装置がある。この直接高圧インバータ装置では、複数台の単相インバータの出力をそれぞれ直列接続して三相高圧出力を得る。また、各相に予備単相インバータを設け、通常運転時は予備単相インバータの出力端を短絡状態にして運転し、少なくとも１つの相で１台の単相インバータが故障発生した時は、当該相の予備インバータの運転で装置運転を再開する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−０３３９４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１では、予備の電力変換器セルを設けるので、その分だけ装置が大型化し、また、制御が複雑化するという課題がある。【０００８】
そこで本発明では、複数の電力変換器セルから構成される電力変換装置において、一部の電力変換器セルに故障等が生じた場合でも残りの電力変換器セルを用いて運転を継続でき、さらに出力電圧を拡大可能な高信頼かつ小型の電力変換装置を実現する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、例えば、複数の電力変換器セルとこれらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、前記電力変換器セルの各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧を生成するコンバータと、前記直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力するインバータと、前記インバータの出力端子間を短絡するためのバイパス部を備え、前記制御部は、前記電力変換器セルのうち一部の故障を検出した場合、前記故障を検出した電力変換器セルのバイパス部を動作させて出力端子間を短絡させ、故障していない電力変換器セルのうち少なくとも１台以上の電力変換器セルの前記直流リンク電圧を増大させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
複数の電力変換器セルから構成される電力変換装置において、一部の電力変換器セルに故障等が生じた場合でも残りの電力変換器セルを用いて運転を継続でき、さらに故障後の出力電圧を拡大可能な高信頼かつ小型の電力変換装置を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明における電力変換装置１００の構成である。
【図２】実施例１における電力変換器セル１０１の構成である。
【図３（Ａ）】通常運転時における出力電圧波形である。
【図３（Ｂ）】セルが１台故障した場合の出力電圧波形である。
【図４】実施例１における制御部２００の具体例である。
【図５】本実施例の故障セル判定に基づく直流リンク電圧Vdcの決定のフローチャートである。
【図６（Ａ）】実施例２における通常運転時における出力電圧波形である。
【図６（Ｂ）】実施例２におけるセルが１台故障した場合の出力電圧波形である。
【図７（Ａ）】実施例２における通常運転時におけるＰＷＭ変調動作の一例である。
【図７（Ｂ）】実施例２におけるセルが１台故障した場合のＰＷＭ変調動作の一例である。
【図８】実施例３における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの具体例として共振型コンバータを用いる場合の、電力変換装置１００の構成である。
【図９】実施例３における制御部２００の具体例である。
【図１０】実施例４における電力変換装置１０００の構成である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施例について、図面を用いながら説明する。
【００１３】
図１は、本発明における電力変換装置１００の構成である。図１を用いて、全ての実施例に共通の構成を説明する。
【００１４】
電力変換装置１００は、外部の電源３００から入力される電力を変換し、外部の負荷４００に出力する。また、電力変換装置１００は、複数の電力変換器セル１０１〜１０４と制御部２００を備える。各セルの出力端子がそれぞれ直列に接続されることによって、電力変換装置１００としての出力を成す。なお、図１では、セルを４台利用する例を示したが、台数については任意である。
【００１５】
電源３００は、直流電源または交流電源のいずれでもよい。図１では、電源３００に対して各セルが並列に接続される構成を示した。ただし、電力変換装置１００の出力側（負荷４００との接続）と同様に、電源３００に対して各セルの入力端子が直列に接続される構成であってもよい。
【００１６】
電力変換器セル１０１〜１０４の各々は、外部からの入力電圧を変換して直流リンク電圧（Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４）を生成するコンバータ１１１〜１１４と、Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４をそれぞれ交流電圧（Ｖｏ１〜Ｖｏ４）に変換して出力するインバータ１２１〜１２４と、インバータ１２１〜１２４の出力端子間をそれぞれ短絡するためのバイパス部１３１〜１３４を備える。なお、これらの他に、保護用部品（リレー、ヒューズなど）やノイズフィルタなどの要素を備えていてもよい。
【００１７】
Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４は、全て同じ電圧値であっても、それぞれ異なる電圧値であってもよい。各インバータの出力端子は直列に接続されているため、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏｓは、各セルのインバータの出力電圧を合計した値（Ｖｏ１＋Ｖｏ２＋Ｖｏ３＋Ｖｏ４）となる。なお、図面及び下記では、直流リンク電圧及び（各セルの）インバータ出力電圧の一般呼称として、それぞれＶｄｃ及びＶｏと記す場合がある。
【００１８】
電力変換器セルの内部構成について補足する。電源３００が直流電源であれば、コンバータ１１１〜１１４はそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータになる。ＤＣ−ＤＣコンバータの例として、チョッパやフライバックコンバータ、共振型コンバータといったスイッチング電源方式のコンバータがある。また、シリーズレギュレータなどのリニア方式（ドロッパ方式）のコンバータを用いてもよい。図１のように電源３００に対して各セルを並列に接続する場合，上記の中でもフライバックコンバータや共振型コンバータのように入出力間をトランスで絶縁可能なコンバータを用いる。
【００１９】
電源３００が交流電源であれば、コンバータ１１１〜１１４はそれぞれＡＣ−ＤＣコンバータになる。ＡＣ−ＤＣコンバータの例として、ダイオードを用いた整流回路の後段に上記のＤＣ−ＤＣコンバータを接続する構成などがある。このように、コンバータ１１１〜１１４には複数の構成が考えられるが、Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４を生成し、これらを可変できれば具体的構成については問わない。
【００２０】
インバータ１２１〜１２４についても複数の構成が考えられるが、Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４をＶｏ１〜Ｖｏ４にそれぞれ変換できるのであれば具体的構成については問わない。一例として、Ｈブリッジ方式の単相インバータがある。バイパス部１３１〜１３４の例として、リレー、半導体スイッチング素子、機械スイッチなどがある。また、インバータ１２１〜１２４が備える半導体スイッチング素子を用いてもよい。
【００２１】
次に、制御部２００について説明する。制御部２００は、各セルの物理量や状態を検出するとともに、各セルに対して制御信号を出力する。制御部２００は、一部のセルが故障した場合でも、残りのセルを用いて運転を継続できるように、上記の検出及び制御信号の出力を行う。
【００２２】
図１では、図面の煩雑化を防ぐため、制御部２００とセル１０１間の信号のみを示した。実際には、制御部２００はセル１０２〜１０４とも同様に信号をやり取りする。また、図１において１本の矢印として表現した各信号は、複数の情報を含んでいてもよい。制御部２００の内部構成として、本発明において特に重要となる故障検出部２０１、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）制御部２０２、出力電圧（Ｖｏｓ）制御部２０３、バイパス制御部２０４を示した。
【００２３】
制御部２００に入力される物理量検出信号とは、具体的には各セルにおけるコンバータやインバータの電圧、電流、温度などの検出信号を示す。制御部２００の故障検出部２０１は、これらの物理量検出信号から、「目標値通りの電圧が出力されていない」、「過電流が発生した」、「温度が異常に高い」などの現象を把握する。すなわち、故障検出部２０１は、検出される物理量を物理量の基準と比較し、基準と異なるセルを特定することができる。故障検出部２０１は、これらの現象からセルの故障や異常が生じていることを検出し、各セルの故障、異常の有無を表す故障検出信号を出力する。なお、制御部２００は、任意のセルを保守、診断、点検する場合に当該セルを特定する制御信号を出力することができる。また、図１では省略したが、制御部２００は、物理量検出信号（特に電圧、電流の情報）を故障検出だけでなく、出力のフィードバック制御にも利用できる。以下では、故障検出部２０１で基準と異なるセルを特定した場合を故障と称することとして、説明をする。
【００２４】
バイパス制御部２０４は、故障検出信号や制御信号をもとに各セルのバイパス部１３１〜１３４をオン・オフするためのバイパス制御信号を出力する。通常運転時（全セルが故障なく運転する時）は、全セルのバイパス部がオフであるように制御する。セルの故障を検出した場合や保守、診断、点検する場合には、同セルが備えるバイパス部を動作させる。例えば、セル１０１の故障を検出した場合には、セル１０１が備えるバイパス部１３１をオンにするように制御する。これによって、電力変換装置１００は残りのセル１０２〜１０４によって運転を継続できる。
【００２５】
直流リンク電圧（Ｖｄｃ）制御部２０２は、故障検出信号をもとに各セルのＶｄｃ目標値を定める。また、コンバータが目標値通りのＶｄｃを出力するようにコンバータ制御信号を出力する。例えば、セル１０１が故障した場合には、故障していないセル１０２〜１０４のうち少なくとも１台以上のセルにおいてＶｄｃを増大させるように制御する。これによって、故障後の出力電圧範囲を拡大可能である。
【００２６】
出力電圧（Ｖｏｓ）制御部２０３は、目標値通りのＶｏｓが得られるように、各セルのインバータ制御信号を生成する。詳細については、以下の実施例で説明する。
【００２７】
なお、制御部２００の全ての要素が、１枚の基板上に実装される必要はない。各セルのコンバータやインバータが実装される基板上に、制御部２００の要素が実装されてもよい。
【実施例１】
【００２８】
実施例１として、電力変換装置１００が電源３００の電圧を交流電圧に変換して負荷４００に出力する方法、及び、一部のセルが故障した場合でも運転を継続し、その出力電圧を拡大する方法について具体的に説明する。【００２９】
図２は、実施例１における電力変換器セル１０１の構成であり、インバータの具体例としてＨブリッジ方式の単相インバータを用いる構成を示す。図２では、電力変換器セル１０１のみを示し、他セルについては省略した。セル１０２〜１０４についても、同様の単相インバータを備える。コンバータ１１１の具体的構成については任意であり、既に説明したように複数の構成が考えられる。【００３０】
図２のように、単相インバータ１２１は、４個の半導体スイッチング素子（１１〜１４）備えたＨブリッジ回路である。半導体スイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴを示したが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど他種の素子であってもよい。【００３１】
制御部２００は、インバータ１２１に出力されるインバータ制御信号として、４個のＭＯＳＦＥＴ（１１〜１４）を駆動するためのゲート信号を出力する。また、インバータ１２１からは、制御部２００に出力される物理量検出信号として、電圧検出器１５によって検出される出力電圧（Ｖｏ１）および電流検出器１６によって検出される出力電流が出力される。なお、物理量検出信号として、インバータの温度など他の物理量を含んでいてもよい。また、コンバータ１１１も制御部２００に物理量検出信号を出力する。【００３２】
ここで、直流リンク電圧（Ｖｄｃ１）の値をＶ０とする。インバータ１２１は、ＭＯＳＦＥＴ（１１〜１４）のオン・オフ制御によって、瞬時値としては＋Ｖ０（正電圧）、０（ゼロ）、−Ｖ０（負電圧）の３通りを出力できる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１と１４（１２と１３）をオンに、ＭＯＳＦＥＴ１２と１３（１１と１４）をオフにすれば、Ｖｏ１は＋Ｖ０（−Ｖ０）となる。ＭＯＳＦＥＴ１１と１３（１２と１４）をオンに、ＭＯＳＦＥＴ１２と１４（１１と１３）をオフにすれば、Ｖｏ１はほぼ０となる。【００３３】
通常運転時において、全セルの直流リンク電圧（Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４）の値がＶ０である場合、電力変換装置１００は、−４Ｖ０、−３Ｖ０、・・・、０、・・・、＋３Ｖ０、＋４Ｖ０とＶ０置きに９通りの電圧を出力できる。例えば、セル１０１と１０２が＋Ｖ０を出力し、セル１０３と１０４が０を出力すれば、Ｖｏｓは＋２Ｖ０となる。また、セル１０４のみが０を出力し、残りのセルが−Ｖ０を出力すれば、Ｖｏｓは−３Ｖ０となる。すなわち、電力変換装置１００の出力電圧範囲は、−４Ｖ０≦Ｖｏｓ≦＋４Ｖ０である。【００３４】
１台のセルが故障した場合、故障したセルではバイパス部がオンとなるため、その出力電圧は強制的に０となる。このとき、各セルのＶｄｃをＶ０のままとすれば、電力変換装置１００の出力電圧範囲は−３Ｖ０≦Ｖｏｓ≦＋３Ｖ０となり、通常運転時と比べて（３／４）倍に狭くなる。【００３５】
ここで、故障していないセルのＶｄｃを全てＶ１に変更すると、電力変換装置１００の出力電圧範囲は−３Ｖ１≦Ｖｏｓ≦＋３Ｖ１となる。このとき、Ｖ１＝（４／３）×Ｖ０の関係式が成り立つようにすれば、出力電圧範囲は−４Ｖ０≦Ｖｏｓ≦＋４Ｖ０のまま維持される。ただし、Ｖ１＞Ｖ０が成り立つ、すなわち、Ｖｄｃを増大させれば、故障後の出力電圧範囲を拡大する効果は得られる。また、故障していないセルのうち少なくとも１台以上のセルにおいてＶｄｃを増大させても、同様の効果が得られる。【００３６】
ここで、セルの総台数がＮである場合を想定して、上記の関係式Ｖ１＝（４／３）×Ｖ０を一般化する。動作させるセル（故障、異常でないセル）の台数をＮ’、このときのＶｄｃをＶ’とすると、関係式はＶ’＝（Ｎ／Ｎ’）×Ｖ０となる。すなわち、動作させるセルの台数と反比例するようにＶｄｃを制御する。【００３７】
故障台数が多くなり、その分だけＶｄｃが高くなると、各セルの部品（ＭＯＳＦＥＴなど）に印加される電圧が定格値を超える恐れがある。この問題を解決する方法として、故障したセルの台数が所定の閾値より少ない場合に限り、上記のようにＶｄｃを増大させる方法が考えられる。すなわち、故障したセルの台数が上記閾値より多い場合、Ｖｄｃを故障したセルの台数に依らず一定に制御すればよい。【００３８】
図３（A）および図３（B）は、実施例１における電力変換装置１００の出力電圧（Ｖｏｓ）波形である。図３（A）は通常運転時、図３（B）はセルが１台故障した場合の波形である。破線で示した正弦波は、Ｖｏｓに含まれる基本波成分である。図３（A）では、通常運転時のＶｄｃをＶ０とし、図３（B）では、故障発生時のＶｄｃをＶ１＝（４／３）×Ｖ０とする場合を示している。【００３９】
電力変換装置１００は、上記の原理上、正弦波電圧そのものを出力することはできず、図３（A）および（B）のような階段状の疑似正弦波電圧を出力する。図３（A）および（B）のＶｏｓ波形は、出力すべき交流電圧の位相に応じて、正の半周期では＋Ｖ０（または＋Ｖ１）を、負の半周期では−Ｖ０（または−Ｖ１）を出力させるセルの台数を変えることによって得られる。図３（A）の通常運転時では、Ｖｏｓは正負の領域を合わせると８ステップの階段状波形となり、１ステップあたりの電圧値はＶ０である。図３（B）の故障発生時では、Ｖｏｓは通常運転時の（３／４）倍である６ステップの階段状波形となる。しかし、１ステップあたりの電圧値が（４／３）倍であるＶ１に増大されるため、図３（A）の通常運転時と比べてＶｏｓの振幅は維持される。【００４０】
図４は、実施例１における制御部２００の具体例であり、以上で説明した制御を実現するための構成を示している。制御信号をそれぞれ１本の矢印として表したが、これらの信号は複数の情報を含む。例えば、図２ではインバータ制御信号としてＭＯＳＦＥＴ毎に４本の矢印を示したが、図４では１本の矢印として纏めた。さらに正確に言えば、インバータ制御信号は４セル分、すなわちＭＯＳＦＥＴ１６個分の情報となる。図４では、セル１０４が故障した場合を想定して、一部の信号について具体的内容を記した。【００４１】
制御部２００の故障検出部４０１は、物理量検出信号からセル１０４の故障を検出し、故障検出信号としてバイパス制御部４０２、Ｖｄｃ制御部４０３、出力電圧（Ｖｏｓ）制御部４０４に出力する。バイパス制御部４０２は、既に説明したように、故障したセル１０４のバイパス部１３４をオンにするようにバイパス制御信号を出力する。【００４２】
制御部２００のＶｄｃ制御部４０３は、Ｖｄｃ設定部４０５とコンバータ制御部４０６を備える。Ｖｄｃ設定部４０５は、図４に示したように故障台数とＶｄｃを関係付けるテーブルを備えており、故障検出信号から各セルのＶｄｃ目標値を生成する。故障していないセル１０１〜１０３のＶｄｃをＶ０からＶ１に変更し、故障したセル１０４については動作を停止させる。コンバータ制御部４０６は、各セルのコンバータが目標値通りのＶｄｃを出力するように、コンバータ制御信号を出力する。【００４３】
制御部２００のＶｏｓ制御部４０４は、Ｖｏｓが図３に示した波形となるようにインバータ制御信号を出力する。図４のＶｏｓ目標値は、出力すべき交流電圧の瞬時値や位相を表し、例えば図３に破線で示した基本波成分と考えてよい。Ｖｏｓ目標値は、制御部２００の内部で生成されるものであり、その生成方法は、モータ駆動やＰＣＳといった適用アプリケーションによって異なるため、本発明では任意とする。【００４４】
Ｖｏｓ制御部４０３は、Ｖｏｓ目標値に基づいて、正電圧（＋Ｖ０や＋Ｖ１）または負電圧（−Ｖ０や−Ｖ１）を出力させるセルの台数を変化させる。図３から分かるように、Ｖｏｓ目標値が同じ条件であっても、正電圧または負電圧を出力させるセルの台数や、この台数を変化させるタイミングといったパラメータは、Ｖｄｃの値（すなわち動作させるセルの台数）によって異なる。そこで、Ｖｏｓ制御部４０３に故障検出信号とＶｄｃ目標値を入力し、状況に応じて上記パラメータの調節を行う。また、以降の実施例で示すように、Ｖｄｃ目標値の代わりにＶｄｃの検出値を用いてもよい。【００４５】
図５は、本実施例の故障セル判定に基づく直流リンク電圧Vdcの決定のフローチャートである。【００４６】
まず、故障検出部４０１において、各電力変換器セルの検出される物理量を物理量の基準と比較し、基準と異なるセルがあるかを判定する（ステップ５０１）。【００４７】
基準と異なる電力変換器セルがある場合には（ステップ５０１のYES）、バイパス制御部２０４において、該当セルのバイパス部がオンとなるようにのバイパス制御信号を出力する（ステップ５０２）。【００４８】
一方、基準と異なるセルがない場合には（ステップ５０１のNo）、各セルのバイパス部をオフに維持して、再度ステップ５０１の判断を行う。【００４９】
ステップ５０２の次に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）制御部２０２は、故障検出部４０１において得られた故障検出信号をもとに各セルのＶｄｃ目標値を定め、求めたＶｄｃとなるようにコンバータを制御する（ステップ５０３）。【００５０】
出力電圧（Ｖｏｓ）制御部２０３は、目標値通りのＶｏｓが得られるように、各セルのインバータ制御信号を生成する（ステップ５０４）。【００５１】
以上によって、一部のセルが故障した場合でも残りセルを用いて運転を継続でき、さらに故障後の出力電圧を拡大可能な高信頼かつ小型の電力変換装置１００が実現される。また、通常運転時におけるＶｄｃを必要最小限の値に設定できる、すなわち、故障に備えてＶｄｃに余裕を持たせる必要がない。Ｖｄｃが低いほど、各セルで発生する損失すなわち発熱が減少し、セルの故障自体を防止する効果がある。また、予備のセルを設ける必要がないので、装置の小型化および低コスト化を実現することが出来る。
【実施例２】
【００５２】
実施例２として、インバータの制御にＰＷＭ変調（パルス幅変調）を適用する場合について説明する。電力変換装置１００の構成は、実施例１と同様である。【００５３】
図６（A）および図６（B）は、実施例２における電力変換装置１００の出力電圧（Ｖｏｓ）波形である。図６（A）は通常運転時、図６（B）はセルが１台故障した場合の波形である。実施例１と同様に、図６（A）は通常運転時におけるＶｄｃをＶ０とし、図６（B）は故障発生時ではＶｄｃをＶ１＝（４／３）×Ｖ０まで増大させる。【００５４】
図６（A）の通常運転時、すなわち、Ｖｄｃ＝Ｖ０である場合を例にＰＷＭ変調について説明する。実施例１で説明したように、各セルのインバータは＋Ｖ０、０、−Ｖ０の３通りの電圧を出力できる。ＰＷＭ変調を用いる場合、各セルのインバータは＋Ｖ０と０を交互に、または、−Ｖ０と０を交互に出力する。そのため、図６（A）のように、Ｖｏｓが＋３Ｖ０と＋２Ｖ０を交互に繰り返す期間や、−３Ｖ０と−４Ｖ０を交互に繰り返す期間が発生する。【００５５】
インバータが＋Ｖ０と０を交互に出力する場合について説明する。Ｖｏｓの周期と比べて十分に短い（スイッチング）周期Ｔｓにおいて、インバータが＋Ｖ０を出力する時比率（デューティ）をｄ（０≦ｄ≦１）とおく。インバータが０を出力する時比率は１−ｄである。このとき、周期Ｔｓにおける出力電圧（Ｖｏ）の平均値はｄ×Ｖ０となる。時比率ｄを０≦ｄ≦１の範囲内で制御することで、インバータは周期Ｔｓにおける平均値として０≦Ｖｏ≦＋Ｖ０を満たす任意の電圧を出力できる。インバータが−Ｖ０と０を交互に出力する場合を含めて考えると、周期Ｔｓにおける平均値として−Ｖ０≦Ｖｏ≦＋Ｖ０を満たす任意の電圧を出力できる。【００５６】
以上の説明を４セル分に拡張すると、電力変換装置１００は、周期Ｔｓにおける平均値として−４Ｖ０≦Ｖｏｓ≦＋４Ｖ０を満たす任意の電圧を出力できる。図６（A）では、電力変換装置１００が＋３Ｖ０と＋４Ｖ０を交互に出力する期間について、時間軸を拡大した波形を合わせて示した。この期間における各セルの動作の例として、３台のセルが周期Ｔｓの間常に（ｄ＝１で）＋Ｖ０を出力し、１台のセルがＰＷＭ変調によって＋Ｖ０と０を交互に出力する動作が考えられる。本拡大図に示すように、Ｖｏｓ目標値（破線）の増大に合わせて＋４Ｖ０を出力する時比率を増大させることによって、Ｖｏｓを目標値に従って徐々に増大させることができる。【００５７】
図６（B）の故障発生時では、Ｖ１＝（４／３）×Ｖ０であることから、電力変換装置１００は、−３Ｖ１≦Ｖｏｓ≦＋３Ｖ１、すなわち、−４Ｖ０≦Ｖｏｓ≦＋４Ｖ０の範囲であれば、周期Ｔｓにおける平均値として任意の電圧を出力できる。すなわち、（A）通常運転時と同じ出力電圧範囲で運転を継続できる。ただし、Ｖ１＞Ｖ０が成り立つ、すなわち、Ｖｄｃを増大させれば、故障後の出力電圧範囲を拡大する効果は得られる。また、故障していないセルのうち少なくとも１台以上のセルにおいてＶｄｃを増大させても、同様の効果が得られる。【００５８】
図４に示した制御部２００の出力電圧（Ｖｏｓ）制御部は、Ｔｓを制御周期として、各周期で目標値通りのＶｏｓを出力させるために、ＰＷＭ変調を行うセルとその時比率、また、残りのセルの出力状態といったパラメータを決定し、各セルにインバータ制御信号を出力する。また、実施例１で説明したように、Ｖｏｓ制御部には故障検出信号とＶｄｃ設定値が入力される。制御部２００は、Ｖｄｃの値（すなわち故障発生状況）に応じて上記のパラメータを変えることができる。【００５９】
図7（A）および図7（B）は、実施例２におけるＰＷＭ変調動作の一例である。具体的には、Ｖｏｓの目標値が＋２．４×Ｖ０の場合について、周期Ｔｓにおける各セルの出力電圧（Ｖｏ１〜Ｖｏ４）と電力変換装置１００の出力電圧（Ｖｏｓ）の波形を示した。図7（A）と図７（B）は、それぞれ通常運転時とセル１０４が故障した場合の波形である。図６を用いて、Ｖｏｓ制御部が上記のパラメータをどのように決定するかについて説明する。【００６０】
図７（A）の通常運転時では、セル１０１と１０２が常に（ｄ＝１で）＋Ｖ０を出力し、セル１０４が常に０を出力し、セル１０３がｄ＝０．４で＋Ｖ０と０を交互に出力することによって、Ｖｏｓの平均値を＋２．４×Ｖ０にする。図７（B）のようにセル１０４のみが故障した場合、Ｖ１＝（４／３）×Ｖ０であることから、Ｖｏｓの目標値は＋１．８×Ｖ１と改められる。上記と同じ要領で、セル１０１が常に＋Ｖ１を出力し、セル１０３が常に０を出力し、セル１０２がｄ＝０．８で＋Ｖ１と０を交互に出力することによって、Ｖｏｓの平均値を＋２．４×Ｖ０（＋１．８×Ｖ１）にする。【００６１】
ここで、周期Ｔｓの間常に＋Ｖ０（または＋Ｖ１）を出力する状態を時比率１、周期Ｔｓの間常に０を出力する状態を時比率０と考える。このとき、各セルにおけるＰＷＭ変調の時比率の合計値は、図７（A）通常運転時で２．４に、図７（B）１セル故障発生時で１．８となる。また、上記の通り２．４×Ｖ０＝１．８×Ｖ１である。すなわち、時比率の合計値とＶｄｃの積が一定値となる。【００６２】
ＰＷＭ変調の具体的な方法、すなわち、Ｖｏｓ制御部で行われる具体的な演算には、三角波キャリア信号を用いる方法などを用いればよく、詳細については省略する。なお、上記の例ではセル１０４のみがＰＷＭ変調を行うが、ＰＷＭ変調を行うセルは１台とは限らず、複数のセルでＰＷＭ変調する方式を用いてもよい。例えば（A）通常運転時であれば、４台全てのセルを時比率０．６でＰＷＭ変調する方法もある。
以上によって、電力変換装置１００は目標値通りの出力電圧を出力できる。また、図６（A）および図６（B）のＶｏｓ波形に含まれる３次や５次といった低次の高調波成分は、実施例１の図３と比較して小さくなる。電力変換装置１００から出力される電流についても、同様に高調波成分が小さくなる。これによって、負荷４００（特にモータやリアクトルの巻線）で発生する損失を低減でき、高調波成分がノイズとなって他の機器に悪影響を及ぼすことを防止できる。
【実施例３】
【００６３】
実施例３では、電源３００が直流電源であり、かつ、電源３００と負荷４００の間を電気的に絶縁することを想定して、コンバータの具体的構成を示す。このとき、コンバータとして絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。【００６４】
図８は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの具体例として共振型コンバータを用いる場合の、電力変換装置１００の構成である。インバータについては、図２と同様にＨブリッジ方式の単相インバータを用いた。図８では、電力変換器セルとしてセル１０１のみを示し、他セルについては省略した。セル１０２〜１０４についても、同様の共振型コンバータを備える。【００６５】
図８のように、コンバータ１１１は共振型コンバータであり、ＭＯＳＦＥＴを４個（２１〜２４）備えたＨブリッジ方式の単相インバータと、コイル２５、コンデンサ２６、トランス２７を備えた共振回路と、ダイオードを４個（２８〜３１）備えた整流回路と、コンデンサ３２を備える。【００６６】
制御部２００からコンバータ１１１に出力されるインバータ制御信号として、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４を駆動するためのゲート信号を示した。コンバータ１１１から制御部２００に出力される物理量検出信号として、電圧検出器３３によって検出されるＶｄｃと電流検出器３４によって検出されるコンバータ出力電流を示したが、コンバータの温度など他の物理量を含んでいてもよい。【００６７】
コンバータ１１によるＶｄｃの生成及び制御について説明する。電源３００の直流電圧をＶｉｎとすると、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４から成る単相インバータは、ＭＯＳＦＥＴ２１と２４をオンに、ＭＯＳＦＥＴ２２と２３をオフにすれば、＋Ｖｉｎを出力する。また、ＭＯＳＦＥＴ２２と２３をオンに、ＭＯＳＦＥＴ２１と２４をオフにすれば、−Ｖｉｎを出力する。これら２状態を交互に繰り返すことで、単相インバータは矩形波状の交流電圧が生成される。この交流電圧は、共振回路を介してトランス２７の１次側から２次側へと伝達される。トランス２７の２次側に発生する交流電圧の振幅は、共振回路の回路定数に依存し、単相インバータが出力する交流電圧の振幅とは異なる。トランス２７の２次側に発生する交流電圧が整流回路によって整流され、また、コンデンサ２６によって平滑されることでＶｄｃが生成される。【００６８】
ここで、共振回路のインピーダンスは、入力される交流電圧の周波数、すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチング周波数によって変化する。Ｖｉｎが一定であっても、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチング周波数を変化させれば、トランス１２７に発生する交流電圧の振幅、ひいては、Ｖｄｃを可変制御できる。一般的には、スイッチング周波数を低くするほど、すなわち、スイッチング周期を長くするほどＶｄｃが高くなるように、共振回路の回路定数やスイッチング周波数の条件を設定する。【００６９】
図８の構成によって、電源と負荷の間を絶縁しつつ、負荷に高電圧を出力する電力変換装置１００が得られる。このような仕様が求められる電力変換装置１００の例として、既に説明したＰＣＳがある。従来のＰＣＳでは、１台のインバータが出力する電圧をトランスによって昇圧していたが、このトランスは電力系統の周波数で動作することから大型であった。図８の構成であれば、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチング周波数を高くすることによって、トランス２７を小型化できる。また、このように絶縁や昇圧を目的としてコンバータを備えることを前提とすれば、従来のように予備のセルを設ける方式と比べて、小型・低コストの電力変換装置１００で本発明の効果を得られる。【００７０】
図９は、実施例３における制御部２００の具体例であり、以上で説明した制御を実現するための構成を示した。図９では、制御部２００に入力される物理量検出信号をＶｄｃ検出信号と他の検出信号に分けて示した。図７ではコンバータ制御信号としてＭＯＳＦＥＴ毎に４本の矢印を示したが、図９では１本の矢印に纏めた。図４と共通の構成については説明を省略する。【００７１】
制御部２００のコンバータ制御部９０１は、Ｖｄｃ目標値とＶｄｃ検出信号を用いて、Ｖｄｃのフィードバック制御を行い、各セルのコンバータが目標値通りのＶｄｃを出力するようにコンバータ制御信号を出力する。制御演算部９０２は、ＰＩ制御（比例積分制御）などの制御演算を実行し、Ｖｄｃが目標値と一致するようにスイッチング周期を設定する。制御信号生成部９０３は、制御演算部９０２が設定したスイッチング周期にしたがってコンバータ制御信号を生成する。これによって、Ｖｉｎが変動しても、Ｖｄｃを目標値に制御できる。なお、Ｖｄｃの検出及びフィードバック制御は、各セルについて独立に行われる。【００７２】
図９の制御部２００では、出力電圧制御部にＶｄｃ目標値ではなく、Ｖｄｃ検出信号を入力する構成を示した。セル故障発生時にＶｄｃ目標値を増大させたとき、Ｖｄｃはある時定数で徐々に増大する。すなわち、Ｖｄｃが実際に増大して目標値に収束するまでの過渡期間が発生する。出力電圧制御部は、入力されるＶｄｃ検出信号によって過渡期間におけるＶｄｃの変化を把握し、ＰＷＭ変調の時比率に反映させる。すなわち、Ｖｏｓ目標値が同じ条件において、Ｖｄｃの値に応じてＰＷＭ変調の時比率を変化させる。例えば、実施例２で説明したように、各セルにおけるＰＷＭ変調時比率の合計値とＶｄｃの積が一定値になるように制御すれば、過渡期間においても、電力変換装置１００の出力電圧を変化させることなく運転を継続できる。
【実施例４】
【００７３】
実施例４では、以上で説明した電力変換装置１０００を３組利用して、３相交流を出力する電力変換装置１０００を構成する。【００７４】
図１０は、実施例４における電力変換装置１０００の構成である。電力変換装置１０００は、セル１０５〜１１０を含む複数の電力変換器セルと制御部２００を備える。図面の煩雑化を防ぐため、制御部２００とセル１１０間の信号のみを示した。実際には、制御部２００は全てのセルと信号をやり取りする。【００７５】
図１０の電力変換装置１０００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分の出力端子を備え、各出力端子は３相負荷４０１に接続される。負荷４０１の例として、３相モータが考えられる。また、フィルタを介して３相電力系統に接続すれば、３相出力のＰＣＳとして利用できる。【００７６】
セルはＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用の３組に分けられ、各相を構成するセルの出力端子は直列に接続される。図９では、セル１０５と１０６がＵ相用、セル１０７と１０８がＶ相用、セル１０９と１１０がＷ相用である。図９のように、セル１０６、１０８、１１０の出力端子のうち一端が接続され、３相回路のＹ結線における中性点を成す。【００７７】
制御部２００は、例えばＵ相のセルが故障した場合、Ｕ相の残りのセルについてＶｄｃを増大させる。これによって、３相交流を出力する電力変換装置１０００においても本発明の効果を得られ、３相モータ駆動用インバータや３相電力系統用ＰＣＳに適用できる。
【符号の説明】
【００７８】
１０１〜１１０  電力変換器セル
１１１〜１１４  コンバータ
１２１〜１２４  インバータ
１３１〜１３４  バイパス部
２００  制御部
３００  電源
４００、４０１  負荷
１１〜１４、２１〜２４  ＭＯＳＦＥＴ
１５、３３  電圧検出器
１６、３４  電流検出器
２５  コイル
２６、３２  コンデンサ
２７  トランス
２８〜３１  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３（Ａ）】
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【図３（Ｂ）】
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【図４】
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【図５】
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【図６（Ａ）】
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【図６（Ｂ）】
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【図７（Ａ）】
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【図７（Ｂ）】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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