(57)【要約】  電力変換装置のスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。  ｆｓｗ演算部５２は、ΔＩＬ演算部６０、差分器６１、ＰＩ演算器６２、差分器６３、単位周期遅延器６４で構成される。ΔＩＬ演算部６０では、Ｄst演算部５１で演算されたＤｓｔ、出力電流平均値Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，入力電圧Ｖｉ，及び単位周期遅延器６４を介した単位周期前のスイッチング周波数ｆｓｗを入力し、前述した式（３）に基づいてΔＩＬを演算する。差分器６１では、ΔＩＬとΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆの偏差ΔＩＬｅｒｒを出力する。ＰＩ演算器６２では、ΔＩＬｅｒｒに対してＰＩ演算を行い、ｆｓｗの操作量ｆを出力する。差分器６３では初期スイッチング周波数ｆｓｗ０と操作量ｆの加減算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを出力する。以上によって、出力電流リップルΔＩＬを所定値ΔＩＬｒｅｆに制御するスイッチング周波数ｆｓｗを演算する。
2017104304.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧を入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力端子間に１次巻線が接続され、２次巻線に第２の交流電圧を出力するトランスと、
前記トランスの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路と、
前記スイッチング回路を駆動する信号を出力する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記整流回路の出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１の直流電圧、前記第２の直流電圧、および前記出力電流の少なくとも一つを検出し、
前記制御部は、検出された前記第１の直流電圧、前記第２の直流電圧、および前記出力電流の少なくとも一つに基づいて前記出力電流のリップルを演算する電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記出力電流のリップルの演算値と目標値との偏差に応じて、前記スイッチング回路の前記スイッチング周波数を変化させる電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記出力電流が連続となる出力電流連続モードと前記出力電流が０になる期間を含む出力電流不連続モードの何れの動作モードであるかを前記出力電流のリップルの演算値に基づいて判別し、前記動作モードに応じて前記出力電流のリップルの演算を異ならせる電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記スイッチング回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の直列接続点と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記スイッチング回路の出力端子間とし、前記スイッチング回路の前記出力端子間に出力する前記第１の交流電圧のデューティを制御する電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子に対して前記第２のスイッチング素子を相補的にオン・オフし、前記第３のスイッチング素子に対して前記第４のスイッチング素子を相補的にオン・オフし、前記第１のスイッチングレッグに対する前記第２のスイッチングレッグの位相差を可変する位相シフト制御を行う電力変換装置。
【請求項７】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記スイッチング回路へ前記第１の直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータを備える電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識の高まりから、ハイブリッド車や電気自動車の普及が進められている。ハイブリッド車や電気自動車は、走行モータ駆動用の蓄電池をもつ。この蓄電池を充電する方法として、直流電力を供給する方法と商用電源等の交流電源から交流電力を供給する方法がある。交流電源から蓄電池を充電する場合には、電力変換装置の出力に交流電源の周波数に起因する電流または電圧のリップル（脈動）が生じる。特許文献１では、スイッチング回路で生成する一次電圧の時比率を制御することによって、交流電源の周波数に起因する電力変換装置の出力リップルを所望の大きさにする方法が開示されている。【０００３】
一般的に電力変換装置から出力される電流または電圧のリップルは、入力電圧や出力電圧等の条件によって大きさが変わる。特許文献１には、交流電源の周波数成分つまり低周波成分によって引き起こされる出力電流または電圧のリップル（脈動）を所望の大きさに制御する方法について開示されている。しかし、スイッチング周波数成分等の高周波の出力電流リップルを所望の値に制御することについては考慮されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２２２９５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
高周波の出力電流リップルが最大の条件に合わせて出力電流リップルが一定値以下となるようにスイッチング周波数を設計すると、出力電流リップルが小さい条件では、必要以上に出力電流リップルが小さくなるが、一方でスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の電力変換装置は、第１の直流電圧を入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端子間に１次巻線が接続され、２次巻線に第２の交流電圧を出力するトランスと、前記トランスの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力電流を検出する検出回路と、前記スイッチング回路を駆動する信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング損失を低減した電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施形態の電力変換装置の回路構成図である。
【図２】第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流連続モードにおける電圧および電流波形である。
【図３】第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流波形である。
【図４】（Ａ）（Ｂ）本実施形態によらない方法でスイッチング周波数を設定した場合の絶縁型コンバータの出力電圧とスイッチング周波数および出力電流リップルの特性図である。
【図５】第１の実施形態の電力変換装置の制御ブロック図である。
【図６】（Ａ）（Ｂ）第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの出力電圧とスイッチング周波数および出力電流リップルの特性図である。
【図７】第２の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流不連続モードにおける電圧および電流波形である。
【図８】第２の実施形態の電力変換装置の制御フローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図５を参照して説明する。
図１は、本実施形態における電力変換装置１の回路構成図である。電力変換装置１は、交流電源４から端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に交流電力を入力して、端子Ｔｍ５−Ｔｍ６間に直流電力を出力し、端子Ｔｍ５−Ｔｍ６に接続された蓄電池５を充電する。ここで、蓄電池５はリチウムイオン電池等を複数接続して構成される高電圧バッテリであるが、蓄電池の種類、電圧レベル等は異なってもよい。また、交流電源４は商用電源であるが、発電装置等であってもよい。
【００１０】
電力変換装置１は、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２と端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間にＡＣ−ＤＣコンバータ２を、端子Ｔｍ３−Ｔｍ４と端子Ｔｍ５−Ｔｍ６間に絶縁型コンバータ３を備える。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、交流電圧を入力して直流電圧を出力する。絶縁型コンバータ３は、全波整流された直流電圧を、絶縁した直流電圧に変換する。さらに、電力変換装置１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２および絶縁型コンバータ３を制御する制御部６を備える。
【００１１】
ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、ブリッジ接続したダイオードＤ１５〜Ｄ１８を備え、端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に入力される交流電圧を全波整流し、直流電圧に変換する。ブリッジ接続による全波整流回路は、ダイオードＤ１５とＤ１６、ダイオードＤ１７とＤ１８をそれぞれ直列に接続し、直列に接続されたダイオードを並列に接続して成る。全波整流回路で全波整流された電圧は、直流端子に接続されたチョークコイルＬ１と、スイッチング素子Ｑ５と、昇圧ダイオードＤ２０と、平滑コンデンサＣ１により構成された昇圧チョッパ回路へ入力される。この昇圧チョッパ回路でスイッチング素子Ｑ５をＯＮ/ＯＦＦスイッチング動作させ、全波整流された電圧を昇圧して平滑化した直流電圧として端子Ｔｍ３−Ｔｍ４間に出力する。なお、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング動作信号は制御部６より出力される。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、さらに、交流電源４の電圧波形と端子Ｔｍ１−Ｔｍ２間に入力される電流波形とを相似波形に近づける力率改善制御を行う。
【００１２】
絶縁型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、および逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４から構成される矩形波生成回路を備えている。矩形波生成回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続して第１レッグを、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続して第２レッグを構成し、各レッグを並列に接続してブリッジ接続している。さらに、絶縁型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列接続点に共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒとが直列接続された１次巻線Ｎ１を有し、この１次巻線Ｎ１と磁気結合する２次巻線Ｎ２を有するトランスＴを備えている。トランスＴの２次巻線Ｎ２にはブリッジ接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１４によって構成される整流回路が設けられている。この整流回路は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の直列接続点とダイオードＤ１３，Ｄ１４の直列接続点との間を交流端子間として２次巻線Ｎ２に接続している。整流回路と端子Ｔｍ５−Ｔｍ６間にはチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ３から構成される平滑回路が接続される。
【００１３】
このように構成される絶縁型コンバータ３は、いわゆるフルブリッジ型の位相シフト方式ＤＣ−ＤＣコンバータである。矩形波生成回路では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、Ｑ１とＱ４の組を同時にオンし、Ｑ２とＱ３の組を同時にオンすることで平滑コンデンサＣ２の電圧から矩形波交流電圧を生成する。ここで、Ｑ１〜Ｑ４のオン・デューティは５０％を基本とし、Ｑ１とＱ４を相補的に、およびＱ２とＱ３を相補的にスイッチングさせる。また、第１レッグと第２レッグの位相差を変える位相シフト制御を行うことでＱ１とＱ４の同時オン時間、およびＱ２とＱ３の同時オン時間を変える。
【００１４】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４等より構成される矩形波生成回路で生成した矩形波交流電圧は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の直列接続点とスイッチング素子Ｑ３とＱ４の直列接続点の間に接続される共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒと１次巻線Ｎ１との直列接続体の両端に印加される。これにより、１次巻線Ｎ１に交流電流を流す。１次巻線Ｎ１に流れる交流電流は、２次巻線Ｎ２に交流の誘導電流を流す。交流の誘導電流は、整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４をフルブリッジ接続した整流回路によって全波整流し、チョークコイルＬおよび平滑コンデンサＣ３から構成される平滑回路によって端子Ｔｍ５−Ｔｍ６間に平滑された直流電圧を出力し、蓄電池５を充電する。
【００１５】
なお、絶縁型コンバータ３において、矩形波生成回路は、フルブリッジ構成に限らず、共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒと１次巻線Ｎ１の直列接続体に交流電圧を印加し、交流電流を流し得る構成であればよい。また、整流回路は、整流ダイオードのフルブリッジ接続に限らず、２次巻線Ｎ２に誘導される交流電流を整流して直流に変換し得る構成であればよい。さらに、１次巻線Ｎ１と直列に共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを接続しているが、２次巻線Ｎ２と直列に共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを接続してもよい。さらに、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２それぞれに、共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを直列に接続してもよく、共振インダクタＬｒはトランスＴの漏れインダクタンス等を利用して省略してもよい。また、１次巻線Ｎ１または２次巻線Ｎ２の電流を検出し、検出電流に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御することで、トランスＴの偏磁を防止できる場合には偏磁防止用コンデンサＣｒを省略してもよい。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用するようにしてもよい。
【００１６】
制御部６は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２が備えるスイッチング素子Ｑ５、および絶縁型コンバータ３が備えるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御を行う。制御部６には、絶縁型コンバータ３の入力電圧を検出する電圧センサ１１、および出力電圧を検出する電圧センサ１２、ＡＣ−ＤＣコンバータ２の入力電流を検出する電流センサ２１、絶縁型コンバータ３の出力電流を検出する電流センサ２２が接続される。
【００１７】
図２は、以上のように構成される電力変換装置１の絶縁型コンバータ３の出力電流連続モードにおけるスイッチング周期Ｔｓｗの電流および電圧波形である。図２において、Ｐ１〜Ｐ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動信号、ＩＬ，ＩＬｒ、ＩＬｍはＬ，Ｌｒ，Ｌｍに流れる電流、ＶＬ、ＶＬｒ、ＶＬｍはＬ、Ｌｒ，Ｌｍにかかる電圧である。なお、ＬｍはトランスＴの励磁インダクタンスである。図２において、Ｔｓｔは、駆動信号Ｐ１〜Ｐ４のうち、Ｐ１とＰ４の同時オン時間、またはＰ２とＰ３の同時オン時間である。Ｔｓｔのうち、ＴＬｒは、共振インダクタＬｒに入力電圧Ｖｉが印加される時間、Ｔｔｒは、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタＬｒに電圧が印加される時間であり、Ｔｓｔ＝ＴＬｒ＋Ｔｔｒが成り立つ。また、Ｐ１とＰ４の同時オン時間、またはＰ２とＰ３の同時オン時間のスイッチング周期に対する比率をデューティＤｓｔとすると、Ｄｓｔ＝Ｔｓｔ／Ｔｓｗ＝Ｔｓｔ×ｆｓｗが成り立つ。なお、ｆｓｗはスイッチング周波数である。ここで、期間Ｔｔｒに着目すると、チョークコイルＬにかかる電圧ＶＬは次式（１）で表される。
【００１８】
【数１】
2017104304.tif 000003
ここで、ＮはトランスＴの巻数比であり、Ｎ＝Ｎ１÷Ｎ２である。Ｎ１は、トランスＴの１次巻数、Ｎ２は、トランスＴの２次巻数である。Ｖｉは絶縁型コンバータ３の入力電圧、Ｖｏは絶縁型コンバータ３の出力電圧である。
【００１９】
チョークコイルＬに流れる電流を出力電流ＩＬ、出力電流リップルをΔＩＬとすると、ΔＩＬ＝ＶＬ×Ｔｔｒ／Ｌで求められるため、式（１）を代入して整理すると、次式（２）が成り立つ。
【数２】
2017104304.tif 000004
インダクタの電圧式（３）から、次の式（４）が求まる。
【数３】
2017104304.tif 000005
【数４】
2017104304.tif 000006
【００２０】
ＴＬｒの期間において、ΔＴはＴＬｒに、ＶＬｒはＶｉに相当するので、式（４）は式（５）となる。
【数５】
2017104304.tif 000007
一次側の電流の変化量ΔＩＬｒは、二次側電流の変化量ΔＩ2の1/Ｎ倍となるので、式（５）は式（６）となる。
【数６】
2017104304.tif 000008
【００２１】
ここで、以下に説明するように、次式（７）が成り立つので、式（６）と式（７）から式（８）が求まる。
【数７】
2017104304.tif 000009
図３は、ＴＬｒの期間に流れる電流を示す図である。図３で、ＩＤ11，ＩＤ13はダイオードＤ１１，Ｄ１３に流れる電流であり、I2はトランスＴの２次巻線に流れる電流である。図３に示す電流ΔI2より、式（７）が成り立つ。
【数８】
2017104304.tif 000010
式（８）を式（２）へ代入して次式（９）が求まる。
【数９】
2017104304.tif 000011
【００２２】
Ｉｏは出力電流ＩＬのスイッチング周期Ｔｓｗにおける平均値である。式（２）は、両辺にΔＩＬを含んでいるため、ΔＩＬについて整理すると、電流連続モードにおける出力電流リップルΔＩＬは、結局、次式（１０）で表される。
【数１０】
2017104304.tif 000012
ここで、ＡおよびＢは次式（１１）および（１２）で表される。
【数１１】
2017104304.tif 000013
Ｂ＝（ＮＶｉ／Ｌｒ−Ｖｏ／Ｌ）              ・・・  （１２）
【００２３】
式（１０）〜（１２）に示したとおり、出力電流リップルΔＩＬの大きさは出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉ、出力電流平均値Ｉｏ、スイッチング周波数ｆｓｗ等の条件によって決まる。したがって、従来方法では、ΔＩＬを一定値以下とするためには、ΔＩＬが最大の条件に対してスイッチング周波数ｆｓｗを設定する必要があった。
【００２４】
図４は本実施形態によらない方法でスイッチング周波数を設定した場合の絶縁型コンバータ３の特性の一例を示したものであり、図４（Ａ）は、出力電圧Ｖｏとスイッチング周波数ｆｓｗの特性を示し、図４（Ｂ）は、出力電圧Ｖｏと出力電流リップルΔＩＬの特性を示す。図４においては、例えば、出力電流リップルΔＩＬが３Ａ以下となるようにスイッチング周波数を設定しているが、出力電流リップルΔＩＬが３Ａ未満の条件では、必要以上に高いスイッチング周波数で動作し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング損失が増加してしまう。
【００２５】
そこで、本実施形態では、出力電流リップルΔＩＬが一定値となるように入出力電圧等の条件に応じてスイッチング周波数を変化させ、スイッチング損失の増加を防止する。以下、スイッチング損失の増加を防止することができる電力変換装置の第１の実施形態について説明する。
【００２６】
図５は本発明の電力変換装置の制御部６における絶縁型コンバータ３の制御ブロック図である。この制御ブロックは、Ｄst演算部５１、ｆｓｗ演算部５２、駆動信号生成部５３で構成される。
【００２７】
Ｄst演算部５１では、出力電圧Ｖｏまたは／および出力電流平均値Ｉｏと出力電圧指令値Ｖｒｅｆまたは／および出力電流指令値Ｉｒｅｆとの偏差に基づいてＰＩ制御を行い、Ｄｓｔを演算する。なお、Ｄst演算部５１のＤｓｔ演算方法は、偏差に基づいて実施されるものであればよく、ＰＩ制御に限らない。
【００２８】
ｆｓｗ演算部５２は、ΔＩＬ演算部６０、差分器６１、ＰＩ演算器６２、差分器６３、単位周期遅延器６４で構成される。ΔＩＬ演算部６０では、Ｄst演算部５１で演算されたＤｓｔ、出力電流平均値Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，入力電圧Ｖｉ，及び単位周期遅延器６４を介した単位周期前のスイッチング周波数ｆｓｗを入力し、前述した式（１０）に基づいてΔＩＬを演算する。差分器６１では、ΔＩＬとΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆの偏差ΔＩＬｅｒｒを出力する。ＰＩ演算器６２では、ΔＩＬｅｒｒに対してＰＩ演算を行い、ｆｓｗの操作量ｆを出力する。差分器６３では初期スイッチング周波数ｆｓｗ０と操作量ｆの加減算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを出力する。以上によって、出力電流リップルΔＩＬを所定値ΔＩＬｒｅｆに制御するスイッチング周波数ｆｓｗを演算する。
【００２９】
駆動信号生成部５３では、Ｄst演算部５１で演算したＤｓｔと、ｆｓｗ演算部５２で演算したｆｓｗに基づいて、スイッチング素子Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３の同時オン時間Ｔｓｔを演算し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する駆動信号Ｐ１〜Ｐ４を出力する。
【００３０】
以上のように制御部６を構成することで、出力電流リップルΔＩＬを所定値に制御することができる。図６は、第１実施形態における絶縁型コンバータ３の特性の一例を示したものであり、図６（Ａ）は、出力電圧Ｖｏとスイッチング周波数ｆｓｗの特性を示し、図６（Ｂ）は、出力電圧Ｖｏと出力電流リップルΔＩＬの特性を示す。実線は本実施形態を適用した場合、点線は本実施形態を適用しない場合を示す。図６（Ａ）、（Ｂ）に示したとおり、出力電流リップルを一定値に制御した場合、従来例で出力電流リップルΔＩが小さい条件では、スイッチング周波数ｆｓｗが低下する。これにより、電流連続モードにおいてスイッチング周波数の増加を防止することができ、スイッチング損失を低減することができる。
【００３１】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図７〜図８を参照して説明する。電力変換装置１の回路構成図は第１の実施形態で示した図１と同様である。
第１の実施形態では、出力電流ＩＬがスイッチング周期Ｔｓｗ内で常に流れる電流連続モードにおいて、スイッチング周波数の増加を防止する方法を示した。しかし、スイッチング周期Ｔｓｗ内で出力電流ＩＬが流れている期間と、出力電流ＩＬが０となる期間とを持つ出力電流不連続モードが存在する場合には、第１の実施形態における式（１０）を出力電流不連続モードのΔＩＬの算出式として使用できない。そこで、第２の実施形態では、出力電流不連続モードを考慮してΔＩＬを所定値に制御しスイッチング損失を低減する方法を説明する。
【００３２】
図７は、電力変換装置１の絶縁型コンバータ３の出力電流不連続モードにおけるスイッチング周期Ｔｓｗの電流および電圧波形である。図７に示すとおり、出力電流不連続モードにおいては、共振インダクタＬｒに入力電圧が印加される期間ＴＬｒがないため、Ｔｔｒ＝Ｔｓｔが成り立つ。また、ＴＬｒ＝０であるから、式（９）において、ＴＬｒ＝（２Ｉｏ−ΔＩＬ）／（ＮＶｉ／Ｌｒ−Ｖｏ／Ｌ）が０となる。したがって、不連続モードにおける出力電流リップルをΔＩＬ２とすると、ΔＩＬ２は、次式（１３）で表される。
ΔＩＬ２＝ＡＤｓｔ／ｆｓｗ                  ・・・（１３）
【００３３】
以上を考慮して、出力電流連続モードと出力電流不連続モードの両方が存在する場合には、モードによって、演算を異ならせればよい。具体的には、出力電流連続モードでは、式（１０）を、出力電流不連続モードでは、式（１３）を適用する。なお、出力電流不連続モードと出力電流不連続モードの境界ではΔＩＬ＝２Ｉｏとなるため、出力電流連続モードと出力電流不連続モードを判定するには、ΔＩＬと２Ｉｏを比較する。ΔＩＬ＜２Ｉｏの場合には、出力電流連続モードとなり、ΔＩＬ≧２Ｉｏの場合には出力電流不連続モードとなる。
【００３４】
図８は、第２の実施形態の制御フローチャートである。以下、図８を用いて、出力電流不連続モードを考慮した制御方法を説明する。
図８のステップＳ１００で、制御部６は出力電流平均値Ｉｏ、出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉに基づいて、デューティＤｓｔを演算する。次に、ステップＳ１０１で、式（１０）に基づいて出力電流リップルΔＩＬを演算する。
【００３５】
ステップＳ１０２で、ΔＩＬ≦２Ｉｏを満たす場合にはステップＳ１０３に移る。ステップＳ１０３で、出力電流連続モードに設定する。ステップＳ１０４で、偏差の演算に使用するΔＩＬを式（１０）に基づいたΔＩＬに設定し、ステップＳ１０８に移る。
【００３６】
一方、ステップＳ１０２で、ΔＩＬ≦２Ｉｏを満たさない場合には、ステップＳ１０５に移る。ステップＳ１０５で、動作モードを出力電流不連続モードに設定する。ステップ１０６で式（１３）に基づいてΔＩＬ２を演算する。ステップ１０７で偏差の演算に使用するΔＩＬをΔＩＬ２に設定し、ステップＳ１０８に移る。
【００３７】
ステップＳ１０８で、ΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆとΔＩＬの偏差ΔＩＬｅｒｒを演算する。最後に、ステップＳ１０９で、ΔＩＬｅｒｒに基づいてＰＩ演算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを演算する。
【００３８】
以上説明した実施形態によれば、出力電流リップルΔＩが小さい条件において、スイッチング周波数ｆｓｗを低下することができる。また、出力電流連続モードおよび出力電流不連続モードのいずれにおいても、出力電流リップルを所定値に制御することができる。この結果、スイッチング周波数の増加を防止することができ、スイッチング損失を低減することができる。
【００３９】
以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）電力変換装置１は、第１の直流電圧Ｖｉを入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路Ｑ１〜Ｑ４と、前記スイッチング回路Ｑ１〜Ｑ４の出力端子間に１次巻線Ｎ１が接続され、２次巻線Ｎ２に第２の交流電圧を出力するトランスＴと、前記トランスＴの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路Ｄ１１〜Ｄ１４と、前記スイッチング回路Ｑ１〜Ｑ４を駆動する信号を出力する制御部６とを備え、前記制御部６は、前記整流回路Ｄ１１〜Ｄ１４の出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させる。これにより、スイッチング損失を低減した電力変換装置を提供することができる。
【００４０】
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。
【符号の説明】
【００４１】
１…電力変換装置
２…ＡＣ−ＤＣコンバータ
３…絶縁型コンバータ
４…交流電源
５…蓄電池
６…制御部
１１〜１２…電圧センサ
２１〜２２…電流センサ
５１…Ｄｓｔ演算部
５２…ｆｓｗ演算部
５３…駆動信号生成部
Ｃ１〜Ｃ３…平滑コンデンサ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ２３〜Ｄ２５…逆並列ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１８…整流ダイオード
Ｄ２０…ダイオード
Ｌ、Ｌ１…チョークコイル
Ｌｒ…共振インダクタ
Ｎ１〜Ｎ２…トランス巻線
Ｑ１〜Ｑ５…スイッチング素子
Ｔｍ１〜Ｔｍ６…端子
Ｔ…トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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