(57)【要約】  複数の受信信号の相対位相誤差を補正しただけでは、適正な合成信号が得られないため、本発明の受信信号処理装置は、複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定する複数の信号対雑音比推定手段と、複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する複数の仮判定手段と、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定するシンボルマップ回転決定手段と、複数のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる複数の位相回転手段、とを有する。
2017077703.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定する複数の信号対雑音比推定手段と、
前記複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する複数の仮判定手段と、
複数の前記シンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定するシンボルマップ回転決定手段と、
前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる複数の位相回転手段、とを有する
受信信号処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載した受信信号処理装置において、
前記シンボルマップ回転決定手段は、前記複数のデジタル信号列のうち前記信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの前記位相回転量を決定する
受信信号処理装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した受信信号処理装置において、
前記シンボルマップ回転決定手段は、
前記信号対雑音比が所定の閾値以下である前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、前記複数のシンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記位相回転量を決定し、
前記信号対雑音比が所定の閾値よりも大きい前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、既に算出した値を前記位相回転量とする
受信信号処理装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載した受信信号処理装置において、
前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出する重み量算出手段と、
前記重み量と、前記位相回転手段が出力する第２のデジタル信号列をそれぞれ乗算する複数の乗算手段と、
前記複数の乗算手段がそれぞれ出力する複数の重み付きデジタル信号の和を算出する加算手段と、
前記加算手段の出力信号からシンボル判定を行う判定手段、とをさらに有する
受信信号処理装置。
【請求項５】
請求項１から３のいずれか一項に記載した受信信号処理装置において、
前記位相回転手段が出力する第２のデジタル信号列のシンボル判定を行い、第２のシンボル信号列を出力する複数の第２の仮判定手段と、
複数の前記第２のシンボル信号列のうち、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列に基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出するサイクルスリップ検出手段と、
複数の前記第２のデジタル信号列に対して、前記サイクルスリップによる位相回転を補償する処理をそれぞれ行う複数のサイクルスリップ補償手段、とをさらに有する
受信信号処理装置。
【請求項６】
請求項５に記載した受信信号処理装置において、
前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出する重み量算出手段と、
前記重み量と、前記サイクルスリップ補償手段が出力する第３のデジタル信号列をそれぞれ乗算する複数の乗算手段と、
前記複数の乗算手段がそれぞれ出力する複数の重み付きデジタル信号の和を算出する加算手段と、
前記加算手段の出力信号からシンボル判定を行う判定手段、とをさらに有する
受信信号処理装置。
【請求項７】
請求項５または６に記載した受信信号処理装置において、
前記複数の第２のシンボル信号列から、前記信号対雑音比が小さい前記デジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列を選択する選択手段を備え、
前記サイクルスリップ検出手段は、前記選択手段が選択した第２のシンボル信号列と、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列とに基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する
受信信号処理装置。
【請求項８】
複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定し、
前記複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行って複数のシンボル信号列を生成し、
前記複数のシンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定し、
前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる
受信信号処理方法。
【請求項９】
請求項８に記載した受信信号処理方法において、
前記位相回転量を決定する際に、前記複数のデジタル信号列のうち前記信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの前記位相回転量を決定する
受信信号処理方法。
【請求項１０】
請求項８または９に記載した受信信号処理方法において、
前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させた第２のデジタル信号列のシンボル判定を行って複数の第２のシンボル信号列を生成し、
前記複数の第２のシンボル信号列のうち、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列に基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出し、
前記複数の第２のデジタル信号列に対して、前記サイクルスリップによる位相回転を補償する処理をそれぞれ行う
受信信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号処理装置および受信信号処理方法に関し、特に、自由空間を伝搬するレーザ光により光通信を行う光空間通信システムに用いられる受信信号処理装置および受信信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、航空機や人工衛星に搭載される観測機器の性能が向上したことに伴い、航空機や人工衛星から地上へデータを送信する際の伝送容量を拡大することが求められている。今後予想される伝送容量の更なる拡大の要求に応えるため、従来から用いられているマイクロ波による無線通信システムに比べて格段に伝送容量を拡大することが可能な光空間通信システムの研究開発が行われている。【０００３】
現在の光空間通信システムでは、送信するデジタル信号の「１」と「０」を光信号の「オン」と「オフ」とに対応させ、光強度を用いて通信を行う強度変調直接検波方式や、パルス位置変調を用いた方式が利用されている。そのため、伝送容量をこれ以上増加させることは困難である。さらに伝送容量を拡大するためには、光ファイバ通信システムで用いられているデジタルコヒーレント技術を光空間通信システムに適用することが必要になっている。【０００４】
光空間通信システムでは、光ファイバ通信システムで使用されている波長（１．５５マイクロメートル（μｍ））のレーザ光を主として用い、レーザ光を大気中に伝搬させることによって通信を行う。そのため、大気の状態による影響を受けやすく、マイクロ波通信と比較して通信が不安定になりやすい。この大気の状態によるレーザ光の揺らぎは一般に大気揺らぎと呼ばれる。この大気揺らぎは、デジタルコヒーレント技術で利用されるファイバのコア径が小さいシングルモードファイバへ受信レーザ光を結合させる場合には、特に大きな問題となる。【０００５】
このような問題を解決する技術が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載された空間光受信装置は、空間伝送路を伝搬したレーザ光を集光する集光手段、マルチモード伝送媒体、モード変換手段、モード分離手段、複数の単一モード伝送媒体、複数の受光手段、および信号処理手段を有する。【０００６】
空間伝送路を伝搬し波面の揺らぎを受けた信号光は、モード変換手段においてモード変換された後に、モード分離手段によって複数の直交するモードに分離される。このとき、モード変換手段によれば、マルチモード伝送媒体の多くの伝搬モードから、シングルモードファイバに結合でき、かつ、モード分離手段において分離可能なシングルモードの信号光だけを選択的に受信することが可能となる。その結果、特許文献１に記載された空間光受信装置によれば、伝送信号のビットレートの高速化と高効率なファイバ結合の両立を図ることができ、大容量な光空間通信が可能となる。【０００７】
また、特許文献２には、同一の光信号をマルチコアファイバなどの光伝送路を用いて並列伝送する光伝送システムが記載されている。この光伝送システムが備える冗長光信号受信機は、光信号受信器とデジタル信号処理装置とにより構成される。光信号受信器は光伝送路を介して伝送された光信号をそれぞれコヒーレント検波し、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換してデジタル信号を出力する。デジタル信号処理装置は、光信号受信器から出力されるデジタル信号を入力し、位相同期および波形等化を行って信号合成する。ここで、デジタル信号処理装置は、適応等化器、位相同期器、信号合成器により構成され、位相同期器から出力される位相差および位相同期信号と、基準とする任意の位相同期器から出力される位相同期信号が、適応等化器にそれぞれフィードバックされる。そして、信号合成器は位相同期器から出力される位相同期信号を入力し、等利得合成または最大比合成して合成信号を出力する構成としている。【０００８】
このような構成としたことにより、特許文献２に記載された光伝送システムによれば、伝送品質を改善して大容量伝送を容易にすることができる、としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】国際公開第２０１５／１３６５７２号
【特許文献２】特開２０１５−００５８０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述したような複数の信号を合成するシステムにおいて、合成後に得られる信号の信号対雑音比を最大化する手法の一つとして、最大比合成法が知られている。最大比合成法を用いる伝送システムについて、図１３を用いて説明する。【００１１】
図１３は、最大比合成法を用いる関連する伝送システムのブロック図である。この伝送システムは、データ信号を送出する送信アンテナ１０を備えた送信ブロックと、このデータ信号を受信する２個の受信アンテナ、すなわち第１の受信アンテナ２１と第２の受信アンテナ２２を備えた受信ブロックからなる。ここで、送信アンテナ１０と第１の受信アンテナ２１との間の第１の伝達関数をｈ１、送信アンテナ１０と第２の受信アンテナ２２との間の第２の伝達関数をｈ２とする。【００１２】
受信ブロックは、第１の受信アンテナ２１で受信したデータ信号に第１の伝達関数の共役値ｈ１＊を乗算する第１の乗算器２３と、第２の受信アンテナ２２で受信したデータ信号に第２の伝達関数の共役値ｈ２＊を乗算する第２の乗算器２４を備える。そして受信ブロックは、各伝達関数の共役値を乗算された信号を加算する加算器２５をさらに備える。【００１３】
人工衛星から地上へ光空間通信を行う伝送システムでは、人工衛星が備える送信機から地上の受信機が備える信号処理装置に至る伝送路の伝達関数が、各モードの信号について必要となる。しかし、大気揺らぎによる光信号の位相への影響、および送信機が移動することによるドップラーシフトの影響を正確に算出することは困難である。また、地上の受信機がコヒーレント光受信器を備えている場合、ローカル光の周波数・位相雑音の絶対的な影響をも合わせて正確に算出することは困難である。【００１４】
そのため、光ファイバ通信においては、ＤＤ−ＰＬＬ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ  Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）法を用いて相対的な周波数・位相雑音の除去を行っている。【００１５】
図１４に、関連するＤＤ−ＰＬＬ処理部の構成を示す。ＤＤ−ＰＬＬ処理部は、エラー検出部３１、ループフィルタ部３２、およびＤＣＯ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）部３３を備える。エラー検出部３１は、各シンボルの位相誤差を推定する。推定方法としては例えば、ｍ乗推定法などを用いることができる。ループフィルタ部３２は推定された位相誤差を平滑化し、ＤＣＯ部３３が補償すべき位相φを出力する。これによりＤＤ−ＰＬＬ処理部は相対的な位相誤差の補償を行う。【００１６】
しかしながら、ＤＤ−ＰＬＬ処理部が補償できる位相誤差は相対的な位相誤差だけである。そのため、同じシンボルを受信し続けていてもノイズの状況によって補償値が異なり、ロックされる位置が異なるという問題がある。この問題について、図１５に示したＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号のコンスタレーション図を用いて具体的に説明する。この問題は、送信機が、ビット列（１，１）が割り当てられたシンボルを送信し続けた場合であっても、受信機が備えるＤＤ−ＰＬＬ処理部による補償後はビット列（１，１）、（０，１）、（０，０）、（１，０）に対応するいずれかのシンボルにロックされてしまうことである。この問題を解決するため光ファイバ通信の場合は、例えば送信シンボル列に差動符号化を用いている。【００１７】
一方、特許文献１に記載されたような、複数のモードの信号を処理する光空間受信装置に最大比合成法を適用する場合、相対位相誤差ではなく絶対位相誤差もしくは全モードの位相誤差を一定にする必要がある。これは、相対位相誤差だけを補償することにすると、例えば一のモードの信号（例えばＬＰ０１）は（１，１）に、他のモードの信号（例えばＬＰ１１ａ）は（０，０）にロックしてしまう場合が生じ、互いに弱め合って正しく復調できなくなるからである。【００１８】
また、ＤＤ−ＰＬＬ法では、入力信号の位相雑音が大きい場合、一時的にロックが外れて隣のシンボルにロックしてしまう現象が生じる。この現象はサイクルスリップと呼ばれる。サイクルスリップが起こると、ＤＤ−ＰＬＬ処理後の位相が合わなくなり、複数の信号を正しく合成できないという問題が生じる。【００１９】
このように、複数の受信信号の相対位相誤差を補正しただけでは、適正な合成信号が得られない、という問題があった。【００２０】
本発明の目的は、上述した課題である、複数の受信信号の相対位相誤差を補正しただけでは、適正な合成信号が得られない、という課題を解決する受信信号処理装置および受信信号処理方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の受信信号処理装置は、複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定する複数の信号対雑音比推定手段と、複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する複数の仮判定手段と、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定するシンボルマップ回転決定手段と、複数のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる複数の位相回転手段、とを有する。【００２２】
本発明の受信信号処理方法は、複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定し、複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行って複数のシンボル信号列を生成し、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定し、複数のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の受信信号処理装置および受信信号処理方法によれば、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置が備える信号対雑音比推定手段の動作を説明するためのコンスタレーション図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置が備える信号対雑音比推定手段の動作を説明するためのヒストグラムである。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置が備える信号対雑音比推定手段の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置が備える信号対雑音比推定手段の動作を説明するための別の図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係る受信信号処理装置が備えるサイクルスリップ検出手段の動作を説明するための図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係る受信信号処理装置が備えるサイクルスリップ検出手段の動作を説明するための別の図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係る受信信号処理装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１２】本発明の第４の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】最大比合成法を説明するための関連する伝送システムの構成を示すブロック図である。
【図１４】関連するＤＤ−ＰＬＬ処理部の構成を示すブロック図である。
【図１５】ＱＰＳＫ信号のコンスタレーション図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００２６】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。受信信号処理装置１００は、複数の信号対雑音比推定手段１１０−１〜１１０−Ｎ、複数の仮判定手段１２０−１〜１２０−Ｎ、シンボルマップ回転決定手段１３０、および複数の位相回転手段１４０−１〜１４０−Ｎを有する。ここで、Ｎは２以上の自然数を表わす。
【００２７】
信号対雑音比推定手段１１０−１〜１１０−Ｎは、複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列（モード１〜モードＮ）の信号対雑音比をそれぞれ推定する。仮判定手段１２０−１〜１２０−Ｎは、複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する。シンボルマップ回転決定手段１３０は、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定する。そして、位相回転手段１４０−１〜１４０−Ｎは、複数のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる。
【００２８】
本実施形態の受信信号処理装置１００は、シンボルマップ回転決定手段１３０が、相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比と、対応する複数のシンボル信号列から、デジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定する構成としている。このような構成としたことにより、各デジタル信号列（モード）の位相を合わせることにより最大比合成できる確率を高め、出力として得られるビット列のエラー率を低減することが可能になる。すなわち、本実施形態の受信信号処理装置１００によれば、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。
【００２９】
ここで、シンボルマップ回転決定手段１３０は、複数のデジタル信号列のうち信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの位相回転量を決定する構成とすることができる。その理由は、信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列は、最も正確であると推定することができるからである。
【００３０】
また、シンボルマップ回転決定手段１３０は、信号対雑音比が所定の閾値以下であるデジタル信号列に対応するシンボル信号列に対しては、上述したように、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから位相回転量を決定する。そして、信号対雑音比が所定の閾値よりも大きいデジタル信号列に対応するシンボル信号列に対しては、既に算出した値を位相回転量とするように決定する構成とすることができる。すなわち、シンボルマップ回転決定手段１３０は、信号対雑音比がある一定以上であるときは、前回決定した位相回転量と同一の値を使用することができる。この場合、信号対雑音比が所定の閾値よりも大きいデジタル信号列に対する処理動作を中止することができるので、受信信号処理装置１００の消費電力を低減することができる。
【００３１】
次に、本実施形態による受信信号処理方法について説明する。
【００３２】
本実施形態による受信信号処理方法においては、まず、複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定する。また、複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行って複数のシンボル信号列を生成する。そして、複数のシンボル信号列と、複数のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定する。最後に、複数のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる。
【００３３】
ここで、位相回転量を決定する際に、複数のデジタル信号列のうち信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの位相回転量を決定する構成とすることができる。
【００３４】
以上、説明したように、本実施形態の受信信号処理装置１００および受信信号処理方法によれば、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。
【００３５】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図２は、本発明の第２の実施形態に係る受信信号処理装置２００の構成を示すブロック図である。
【００３６】
受信信号処理装置２００は、複数の信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎ、複数の仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎ、シンボルマップ回転決定手段２３０、および複数の位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎを有する。ここまでの構成は、第１の実施形態による受信信号処理装置１００の構成と同様である。
【００３７】
受信信号処理装置２００はさらに、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎ、遅延手段２６０−１〜２６０−Ｎ、重み量算出手段２７０、判定手段２８０、乗算器（乗算手段）２９０−１〜２９０−Ｎ、および加算器（加算手段）２９５を有する。
【００３８】
位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎは、複数（Ｎ個）の受信信号列（モード１〜モードＮ）を入力して相対的な位相誤差を検出し、それを補正した複数（Ｎ個）のデジタル信号列を出力する。信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎは、Ｎ個の受信信号列の相対位相誤差が補正されたＮ個のデジタル信号列（モード１〜モードＮ）の信号対雑音比をそれぞれ推定する。仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎは、Ｎ個のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する。
【００３９】
シンボルマップ回転決定手段２３０は、Ｎ個のシンボル信号列と、Ｎ個のデジタル信号列ごとの信号対雑音比とから、複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定する。このとき、シンボルマップ回転決定手段２３０は、Ｎ個のデジタル信号列のうち信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの位相回転量を決定する。遅延手段２６０−１〜２６０−Ｎは、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎとシンボルマップ回転決定手段２３０の処理時間に応じて、デジタル信号列を遅延させる。
【００４０】
位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎは、Ｎ個のデジタル信号列の位相を位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる。重み量算出手段２７０は、信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出する。すなわち、重み量算出手段２７０は、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが算出したＮ個の信号対雑音比をもとに、各モードの合成比率を決定する。乗算器２９０−１〜２９０−Ｎは、この重み量と、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号列をそれぞれ乗算する。
【００４１】
加算器２９５は、Ｎ個の乗算器２９０−１〜２９０−Ｎがそれぞれ出力するＮ個の重み付きデジタル信号の和を算出する。そして、判定手段２８０は、加算手段２９５の出力信号からシンボル判定を行う。
【００４２】
次に、受信信号処理装置２００を構成する各手段の動作について、受信信号処理装置２００を光空間受信装置で用いる場合を例として、さらに詳細に説明する。
【００４３】
位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎは、大気揺らぎによる光信号の位相への影響、送信機が移動することによるドップラーシフトの影響、およびローカル光の周波数・位相雑音を補正する。このとき、上述したＤＤ−ＰＬＬ法などを用いることが可能である。しかし、上述したようにＤＤ−ＰＬＬ法によって補正することができるのは相対位相誤差だけである。そのため、全てのモード１〜Ｎの信号対雑音比が所定値よりも大きく、送信機が同じシンボル（０，０）を送信し続けている場合であっても、あるモードは（０，０）に、別のモードはこれとは異なる（０，１）などにロックしてしまう場合がある。
【００４４】
信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎは、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが出力するデジタル信号列から信号対雑音比を推定する。信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎの動作について、図３のコンスタレーション図を用いて具体的に説明する。
【００４５】
例えばＰＳＫ変調でノイズが全くなければシンボルは円周状に配置されるので、信号のパワーは一定とすることができる。このとき、ノイズのパワーは受信シンボル点４１に最も近い理想シンボル点４０との距離の２乗として算出することができる。このような算出方法は信号のパワーの算出が簡単であるため、実装が容易である。
【００４６】
光空間通信では、大気状態によって光受信強度が変化する場合がある。また、光空間通信では信号光が、光空間受信装置が備える望遠鏡に全く入射せず、ノイズだけが入力される場合もある。特に、移動体との間で通信を行う場合、送信側が移動しているため、送信機が受信機の向きを正確に把握していない場合や、逆に受信機が送信機の向きを正確に把握していない場合に、上述した状態が生じる。この場合には、位相雑音がない理想的な信号であっても、図３中の受信シンボル点４２や４３に位置する場合がある。
【００４７】
このような場合には例えば、図４に示したヒストグラムを作成することによりシンボル位置を決めることができる。同図の縦軸は頻度であり、横軸はＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）平面におけるシンボルの大きさである。図４には１０万個のシンボルを用いてヒストグラムを作成した結果を示す。このとき、最も頻度の高い位置（Ｃ）をシンボル位置とすることができる。また、ある頻度を閾値（同図では５０００）としたときの中心の値（（Ａ＋Ｂ）／２）をシンボル位置としてもよい。このときノイズのパワーは、このように決定した信号のシンボル位置と各受信シンボルの距離の２乗とすることができる。
【００４８】
大気揺らぎは、主として大気が流動することによって生じる現象であるため、信号光の光強度は数十キロヘルツ（ＫＨｚ）から数キロヘルツ（ＫＨｚ）のオーダーで変化する。そのため、位相雑音がない理想的な信号のシンボル位置は、１００マイクロ秒（μｓ）のオーダーで変化する。したがって、ヒストグラムを作成してシンボル位置を決める場合、１０マイクロ秒（μｓ）から１００マイクロ秒（μｓ）のオーダーでヒストグラムを作成して信号対雑音比を推定する必要がある。
【００４９】
仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎは、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが出力するデジタル信号列のシンボル判定を行う。例えばＱＰＳＫ信号の場合、図１５に示したように、シンボルが第一象限にあるものを（１，１）と、第二象限にあるものを（０，１）、第三象限にあるものを（０，０）、そして第四象限にあるものを（１，０）と判定する。すなわち、図３において受信シンボル点４１を理想シンボル点４０と判定する。このような仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎの動作により各モードのビット列が算出される。
【００５０】
位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎは、シンボルマップ回転決定手段２３０が決定した各モードの位相回転量を「θ」としたとき、各モードのデジタル信号にｅｘｐ（−ｊθ）を乗算して出力する。シンボルマップ回転決定手段２３０が適切に位相回転量θを推定することにより、各モードの位相がすべて揃ったデジタル信号が位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎから出力される。この位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎの動作は、最大比合成に必要な伝達関数ｈの位相成分の共役値（ａｒｇ（ｈ＊））を乗算する動作である。
【００５１】
乗算器２９０−１〜２９０−Ｎは、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号Ａ（複素数）と、重み量算出手段２７０が算出した各モードの重み量Ｗ（実数）を乗算した結果ＷＡを出力する。乗算器２９０−１〜２９０−Ｎの動作は、最大比合成による振幅部分の乗算であり、伝達関数ｈの振幅成分（｜ｈ＊｜）を乗算する動作である。
【００５２】
加算器２９５は、Ｎ個の乗算器２９０−１〜２９０−Ｎが出力する重み付きデジタル信号（複素数）の和を計算する。
【００５３】
シンボルマップ回転決定手段２３０は、各モードのデジタル信号の位相の回転量を決定する。シンボルマップ回転決定手段２３０は、図５に示すように、各モードのデジタル信号列を時間軸ｔ上でＰ個ずつに区切り、デジタル信号をそれぞれＮ×Ｐ個ずつ含むブロックに分けて処理を行う。
【００５４】
次に、シンボルマップ回転決定手段２３０が行う各ブロックの処理を、図６を用いて説明する。シンボルマップ回転決定手段２３０はまず、Ｎ個の信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎがそれぞれ推定した信号対雑音比から、信号対雑音比が最も大きいモードを決定する。図６の最上段に、この信号対雑音比が最も大きいモードにおける仮判定手段２２０が出力するシンボル信号列の各位相Ａｉ（ｉ＝１，．．．，Ｐ）を時間軸ｔに沿って示す。そして、この信号対雑音比が最も大きいモードにおけるシンボル信号列の各位相Ａｉ（ｉ＝１，．．．，Ｐ）と、他のモードのシンボル信号列の各位相Ｂｉ（ｉ＝１，．．．，Ｐ、図６の２段目）の各位相の差（Ｂｉ−Ａｉ）からシンボル信号列ごとの位相差を決定する。
【００５５】
ここで、信号対雑音比が所定の閾値以上であるモードに対しては、前回のブロック処理で決定した値をそのまま位相差とする。
【００５６】
一方、信号対雑音比が所定の閾値未満であるモードに対しては、以下の処理によってモードごとの位相差を決定する。すなわち、上述の各位相の差（Ｂｉ−Ａｉ）の和をＰで除算し、さらに２πで除したときの余りの値を算出する。そしてデジタル信号がＭ値のＰＳＫ信号であるとした場合、この値が、０〜π／Ｍ、および（２Ｍ−１）π／Ｍ〜２πであるとき、モードごとの位相差はゼロとする。この値が（２ｎ−３）π／Ｍ〜（２ｎ−１）π／Ｍの場合、モードごとの位相差を（２ｎ−２）π／Ｍと決定する。ここで、「ｎ」は２以上かつＭ以下の自然数である。
【００５７】
図６はＱＰＳＫ信号（Ｍ＝４）の場合を示している。この例では、シンボルマップ回転決定手段２３０はモードＸの位相差をπ／２と決定する。シンボルマップ回転決定手段２３０は上述したようにＰ個のシンボルをまとめて処理することにより、各ビットのランダムな誤りが起きた時の影響を低減することができる。
【００５８】
位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎは、シンボルマップ回転決定手段２３０が決定した位相差π／２を補正するように、モードＸのデジタル信号列の位相を−π／２だけ回転させる。これにより、モードＸのデジタル信号列の位相回転後の位相Ｃ（図６の４段目）を、信号対雑音比が最も大きいモードのデジタル信号列の位相Ａに合わせることができる。
【００５９】
ここで、大気の揺らぎは、上述したように数十キロヘルツ（ＫＨｚ）から数キロヘルツ（ＫＨｚ）のオーダーで変化するので、Ｐ個のシンボルの処理は、それよりも短い１０マイクロ秒（μｓ）から１００マイクロ秒（μｓ）程度で行う必要がある。
【００６０】
上述したように、シンボルマップ回転決定手段２３０は、ＤＤ−ＰＬＬ法における初期ロック位置の違いを吸収することが可能である。
【００６１】
信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎおよびシンボルマップ回転決定手段２３０は受信信号処理装置１００に入力されるデータをすべて利用する必要はない。許容される推定誤差に基づいて、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎやシンボルマップ回転決定手段２３０が使用する入力データを間引くこととしてもよい。すなわち、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎは、複数のデジタル信号列の一部から信号対雑音比を推定する構成とすることができる。また、シンボルマップ回転決定手段２３０は、複数のシンボル信号列の一部から位相回転量を決定する構成とすることができる。これにより、受信信号処理装置１００の回路規模を小さくすることができる。
【００６２】
重み量算出手段２７０は、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが推定した各モードのデジタル信号の信号対雑音比から、各モードの重み量を算出する。最大比合成を行う場合は、各モードの信号対雑音比をＳＮＲｉとしたとき、各モードの重みをＳＮＲｉ／ＳＮＲ＿ｍａｘとすることができる。ここでＳＮＲ＿ｍａｘは、全てのモードのデジタル信号の信号対雑音比の中で最も大きい信号対雑音比である。ノイズが多いことが主原因となって、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが信号対雑音比を推定できない場合がある。この場合、重み量算出手段２７０は重み量としてゼロを出力する。これにより、ノイズのみからなる信号を合成することを回避することができる。
【００６３】
判定手段２８０は、加算器２９５が出力するデジタル信号をもとにシンボル判定を行う。判定手段２８０は仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎと同様に硬判定を行ってもよいし、軟判定を行うこととしてもよい。また、判定手段２８０の前段に誤り訂正手段を配置した構成としてもよい。また、トレーニングシンボルを使用する場合は、トレーニングシンボルを除去する手段を設けることができる。また、差動符号を使用する場合は、差動デコードを行うブロックを配置することとしてもよい。
【００６４】
遅延手段２６０−１〜２６０−Ｎは、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎおよびシンボルマップ回転決定手段２３０が処理結果を出力するまで各モードのデジタル信号を遅延させる。これにより、モード毎に算出された位相回転量および重み量によって各デジタル信号を補正し合成することができる。
【００６５】
次に、受信信号処理装置２００の動作について説明する。図７は、受信信号処理装置２００の動作を説明するためのフローチャートである。
【００６６】
以下の説明では、任意の一の入力ブロック、すなわち図５に示したＮ×Ｐ個のデータを含む一のブロックに着目し、そのブロックを処理する場合について説明する。受信信号処理装置２００では、すべての手段がパイプラインで並列して動作している。
【００６７】
受信信号処理装置２００においては、まず、Ｎ個の位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが各モードのデジタル信号の相対位相の補正を行う（ステップＳ１１０）。
【００６８】
次に、Ｎ個の信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが、Ｎ個の位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎから出力された各デジタル信号の信号対雑音比を推定する。同時に、仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎおよびシンボルマップ回転決定手段２３０が、ブロックＸに含まれる各モードのデジタル信号の位相差を検出する（ステップＳ１２０）。このとき、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎおよびシンボルマップ回転決定手段２３０のいずれも、ブロックＸに含まれるＰ個のデータを処理するため、少なくともＰ個のシンボル分の時間を処理に費やすことになる。具体的には、図４に示したヒストグラムを作成するための処理時間が必要になる。
【００６９】
遅延手段２６０−１〜２６０−Ｎは、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎおよびシンボルマップ回転決定手段２３０が計算結果を出力するまで各モードのデジタル信号を遅延させる（ステップＳ２３０）。これにより、ブロックＸのデジタル信号から算出した位相回転量および重み量を、位相回転および合成処理に利用することが可能になる。
【００７０】
続いて、シンボルマップ回転決定手段２３０が算出した各モードの位相回転量に基づいて、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎは位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが出力したデジタル信号の位相を回転させる。そして、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎがそれぞれ出力する第２のデジタル信号は、重み量算出手段２７０が算出した重み量によって乗算器２９０−１〜２９０−Ｎで重みづけされる。その後、加算器２９５によって加算され、複数のモードが合成される（ステップＳ１４０）。
【００７１】
最後に、判定手段２８０が加算器２９５の出力信号からシンボル判定を行う（ステップＳ１５０）。
【００７２】
上述したように、本実施形態の受信信号処理装置２００は、シンボルマップ回転決定手段２３０が、Ｎ個のデジタル信号列のうち信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるように位相回転量を決定する構成としている。このような構成としたことにより、各デジタル信号列（モード）の位相を合わせることにより最大比合成できる確率を高め、出力として得られるビット列のエラー率を低減することが可能になる。すなわち、本実施形態の受信信号処理装置１００によれば、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。
【００７３】
また、本実施形態の受信信号処理装置２００においては、シンボルマップ回転決定手段２３０は、信号対雑音比が所定の閾値以上であるモードに対しては、前回のブロック処理で決定した値をそのまま位相差とする構成とした。すなわち、シンボルマップ回転決定手段２３０は、信号対雑音比がある一定以上であるときは、前回決定した位相回転量と同一の値を使用する構成とした。この場合、信号対雑音比が所定の閾値よりも大きいデジタル信号列に対する処理動作を中止することができるので、受信信号処理装置２００の消費電力を低減することができる。
【００７４】
さらに、本実施形態の受信信号処理装置２００では、シンボルマップ回転決定手段２３０は、信号対雑音比が所定の閾値未満であるモードに対しては、仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎが出力するシンボル信号列からモードごとの位相差を決定する構成とした。そのため、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが用いるＤＤ−ＰＬＬが、あるモードにおいてサイクルスリップを起こした場合であっても、シンボルマップ回転決定手段２３０がサイクルスリップによるシンボル回転をある程度吸収することができる。
【００７５】
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図８は、本発明の第３の実施形態に係る受信信号処理装置３００の構成を示すブロック図である。
【００７６】
受信信号処理装置３００は、複数の信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎ、複数の仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎ、シンボルマップ回転決定手段２３０、および複数の位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎを有する。また、受信信号処理装置３００は、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎ、遅延手段２６０−１〜２６０−Ｎ、重み量算出手段２７０、判定手段２８０、乗算器（乗算手段）２９０−１〜２９０−Ｎ、および加算器（加算手段）２９５を有する。ここまでの構成は、第２の実施形態による受信信号処理装置２００の構成と同様であるので、各手段の詳細な説明は省略する。
【００７７】
受信信号処理装置３００はさらに、複数の第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎ、サイクルスリップ検出手段３２０、および複数のサイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎを有する。
【００７８】
第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎは、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号列のシンボル判定を行い、第２のシンボル信号列を出力する。サイクルスリップ検出手段３２０は、複数の第２のシンボル信号列のうち、信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列に基づいて、第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する。そして、サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎは、複数の第２のデジタル信号列に対して、検出したサイクルスリップによる位相回転を補償する処理をそれぞれ行う。乗算器２９０−１〜２９０−Ｎは、重み量算出手段２７０が算出した重み量と、サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎが出力する第３のデジタル信号列をそれぞれ乗算する。
【００７９】
このような構成としたことにより、本実施形態の受信信号処理装置３００によれば、第２の実施形態と同様に、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。さらに本実施形態の受信信号処理装置３００は、シンボルマップ回転決定手段２３０とサイクルスリップ検出手段３２０をそれぞれ備える。そして、シンボルマップ回転決定手段２３０が、位相補正手段２５０−１〜２５０−Ｎが用いるＤＤ−ＰＬＬによる初期ロックの相違を推定し、サイクルスリップ検出手段３２０がサイクルスリップを検出する構成とした。そのため、両者を一つの回路で構成するよりも、回路規模を削減することができる。
【００８０】
受信信号処理装置３００は、第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎと第３の遅延手段３５０を備えた構成とすることができる。第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎは、サイクルスリップ検出手段３２０の処理時間に応じて、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号列を遅延させる。第３の遅延手段３５０は、サイクルスリップ検出手段３２０の処理時間に応じて、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが出力する信号を遅延させる。
【００８１】
以下にサイクルスリップ現象について、図１５を用いてさらに説明する。サイクルスリップ現象は上述したように、ＤＤ−ＰＬＬのロックが一時的に外れ、別のシンボルにロックしてしまう現象である。すなわち、ビット列（１，１）が割り当てられたシンボルを送信機が送信し続け、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎも同じくビット列（１，１）を受信し続けている途中で、（０，１）または（１，０）にＤＤ−ＰＬＬのロックが移ってしまう現象である。これはＤＤ−ＰＬＬに入力される受信信号のノイズが大きい場合に起こりやすい現象である。この現象が生じると、上述したように、位相の異なったデジタル信号を合成してしまうため、合成結果を悪化させる原因となる。
【００８２】
次に、受信信号処理装置３００を構成する各手段の動作について、さらに詳細に説明する。
【００８３】
第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎは、サイクルスリップ検出手段３２０がデータを入力してから計算結果を算出するまでに必要な時間だけ、各モードの第２のデジタル信号を遅延させる。後述するように、サイクルスリップの検出に使用するシンボル数は少なくてよいので、サイクルスリップ検出手段３２０、第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎ、および第３の遅延手段３５０の回路規模は小さくてよい。
【００８４】
第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎは、位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号からシンボル判定を行う。このときの動作は仮判定手段２２０−１〜２２０−Ｎと同様である。
【００８５】
サイクルスリップ検出手段３２０はシンボル信号列から、各モードのデジタル信号のうち、どこでサイクルスリップが起きたか、またはサイクルスリップが起きていないかを検出する。サイクルスリップ検出手段３２０は、図９に示すように、各モードのデジタル信号列を時間軸ｔ上でＱ個ずつに区切り、デジタル信号をそれぞれＮ×Ｑ個ずつ含むブロックに分けて処理を行う。
【００８６】
次に、サイクルスリップ検出手段３２０が行う各ブロックの処理を、図１０を用いて説明する。ここでは、Ｍ−ＰＳＫ変調方式によるデジタル信号に対する処理を例に説明する。
【００８７】
サイクルスリップ検出手段３２０はまず、Ｎ個の信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎがそれぞれ推定した信号対雑音比から、信号対雑音比が最も大きいモードを決定する。図１０の最上段に、この信号対雑音比が最も大きいモードにおけるシンボルパターンを示す。
【００８８】
図１０の２段目に、Ｑ個の信号のうちサイクルスリップが発生していないシンボルパターンを示す。これは位相差をゼロとし、各第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎが出力するシンボルパターンそのものを示す。
【００８９】
図１０の３段目以下に、１番目からＱ番目の各シンボルで＋側または−側のサイクルスリップが生じた場合のシンボルパターンを示す。同図では、Ｑ＝４でＱＰＳＫ変調方式によるシンボルパターンを示す。
【００９０】
サイクルスリップ検出手段３２０は、信号対雑音比が最大であるシンボルパターン（１段目）と各シンボルパターンとを比較し、最も一致するシンボルパターンを検出する。図１０に示した例では、３番目のシンボルのときに、−π／Ｍ分サイクルスリップしたパターン（−側３番目）が、信号対雑音比が最大のパターンと一致する。したがって、サイクルスリップ検出手段３２０は、このサイクルスリップによる位相回転を補償するため、３番目のシンボル以降は＋π／Ｍ分だけ位相回転するように対応するサイクルスリップ補償手段３３０−Ｘに指示を行う。
【００９１】
サイクルスリップ検出手段３２０は、上述した処理を全てのモードのデジタル信号に対して行う。このように、サイクルスリップ検出手段３２０は、主としてＤＤ−ＰＬＬで発生するサイクルスリップ現象を補償する。
【００９２】
サイクルスリップ検出手段３２０は全てのパターンを列挙し、その中で信号対雑音比が最大となるパターンを検出するため、回路規模が比較的大きくなる。そのため、処理ブロックに含まれるシンボルの個数Ｑは小さいほうがよく、処理回路の並列度と同等とすることが好ましい。光通信では一般に、例えば１０Ｇｂｐｓ（ｇｉｇａｂｉｔｓ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ）の信号を、高々１ＧＨｚ程度でしか動作しないＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）で処理する。そのため、信号を並列して処理する必要がある。並列度とはその並列数を表しており、１０Ｇｂｐｓの信号を１ＧＨｚで動作するＬＳＩで処理する場合には少なくとも１０並列とする必要がある。
【００９３】
サイクルスリップ検出手段３２０は、複数の第２のシンボル信号列の一部を用いて、サイクルスリップを検出することとしてもよい。すなわち、全てのシンボルパターン列挙するのではなく、例えば図１０において、＋／−側１番目と一列とばした＋／−側３番目の４列のみを用いることとしてもよい。これに限らず、２列とび、Ｎ列とびなどでシンボルパターンを用いてもよい。この場合は、サイクルスリップが発生した位置を正確に推定することはできないが、回路規模を縮小することが可能である。シンボルパターンを一列とびで用いる場合、例えば、２番目と４番目のサイクルスリップは見逃がすことになるが、誤判定となるのは１個だけなので、その影響は軽微である。例えば、＋側４番目でサイクルスリップが発生した場合、＋側３番目で発生したと判定されるため、１番目、２番目、３番目は正しい方向に修正され、４番目だけが誤ることになる。 
サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎは、サイクルスリップ検出手段３２０が決定した各モードの位相回転量を「θ」としたとき、各モードのデジタル信号Ａにｅｘｐ（−ｊθ）を乗算して出力する。サイクルスリップ検出手段３２０が適切に位相回転量θを推定することにより、サイクルスリップが発生した場合であっても、各モードの位相が全て揃ったデジタル信号がサイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎから出力される。
【００９４】
第３の遅延手段３５０は、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが算出した各デジタル信号の信号対雑音比を、第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎと同じ遅延量だけ遅延させて重み量算出手段２７０に伝達する。これにより、信号対雑音比を推定したデジタル信号列に対して、適切なタイミングで合成する際の重み量を供給することができる。
【００９５】
次に、受信信号処理装置３００の動作について説明する。図１１は、受信信号処理装置３００の動作を説明するためのフローチャートである。ステップＳ１１０、Ｓ１２０、Ｓ１３０、およびＳ１５０における動作は、第２の実施形態による受信信号処理装置２００と同様であるので、それらの説明は省略する。
【００９６】
位相回転手段２４０−１〜２４０−Ｎはデジタル信号の位相を回転させることにより位相回転補償を行い、第２のデジタル信号列を出力する。サイクルスリップ検出手段３２０は、この第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する（ステップＳ１４１）。このとき、位相回転補償された第２のデジタル信号列は第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎに格納される。一方、信号対雑音比推定手段２１０−１〜２１０−Ｎが推定した各モードの信号対雑音比は、第３の遅延手段３５０に格納される。
【００９７】
サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎは、サイクルスリップ検出手段３２０が検出した各モードの位相回転量に基づいて、第２の遅延手段３４０−１〜３４０−Ｎが出力する第２のデジタル信号の位相を回転させる。これにより、サイクルスリップによる位相回転を補償する。そして、サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎが出力する第３のデジタル信号は、重み量算出手段２７０が算出した重み量によって乗算器２９０−１〜２９０−Ｎで重みづけされる。その後、加算器２９５によって加算され、複数のモードが合成される（ステップＳ２４２）。
【００９８】
上述したように、本実施形態の受信信号処理装置３００は、サイクルスリップ検出手段３２０が各モードのサイクルスリップを検出し、サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎがサイクルスリップを補償する構成としている。このような構成としたことにより、ＤＤ−ＰＬＬで生じるサイクルスリップをより精密に補償することが可能になる。その結果、本実施形態の受信信号処理装置３００によれば、複数の受信信号の相対位相誤差だけが補正された複数のデジタル信号から、適正な合成信号を得ることができる。
【００９９】
また、本実施形態の受信信号処理装置３００においては、位相回転手段２４０−１〜２４０−ＮがＤＤ−ＰＬＬによる初期シンボルロックを補償し、サイクルスリップ補償手段３３０−１〜３３０−Ｎがサイクルスリップを補償する構成とした。そのため、両者を同時に補償する場合よりも、回路規模を縮小することができる。その理由は以下の通りである。すなわち、同時に補償する場合、Ｍ−ＰＳＫ変調方式のデジタル信号に対して、Ｍ×（２Ｐ＋１）個のパターンを列挙して最適なシンボルパターンを推定する必要がある。それに対して、本実施形態の受信信号処理装置３００によれば、２Ｑ＋１（Ｑ＜Ｐ）個のシンボルパターンを処理するだけで補償することができるからである。
【０１００】
〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図１２は、本発明の第４の実施形態に係る受信信号処理装置４００の構成を示すブロック図である。
【０１０１】
本実施形態による受信信号処理装置４００は、第３の実施形態の受信信号処理装置３００に選択手段４１０を追加した構成であり、それに伴いサイクルスリップ検出手段４２０の動作を変更したものである。その他の構成及び動作は、第３の実施形態による受信信号処理装置３００と同様であるので、それらの説明は省略する。
【０１０２】
選択手段４１０は、第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎがそれぞれ出力する複数（Ｎ個）の第２のシンボル信号列から、信号対雑音比が小さいデジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列を選択する。すなわち、選択手段４１０は第２の仮判定手段３１０−１〜３１０−Ｎから出力されたＮ個のモードの第２のシンボル信号のうち、信号対雑音比が小さいＫ個のモードの第２のシンボル信号だけを選択する。
【０１０３】
サイクルスリップ検出手段４２０は、選択手段４１０が選択した第２のシンボル信号列と、信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列とに基づいて、第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する。すなわち、サイクルスリップ検出手段４２０は、第２の実施形態の受信信号処理装置３００では、Ｎ個の全モードの第２のシンボル信号列においてサイクルスリップを検出する構成とした。それに対して、本実施形態ではＫ個のモードの第２のシンボル信号列からサイクルスリップを検出する構成とした。この場合、選択しなかった残りのＮ−Ｋ個のモードについてはサイクルスリップの検出は行わない。
【０１０４】
このような構成とすることにより、サイクルスリップ検出手段４２０を構成する回路の規模をＫ／Ｎ倍に縮小することが可能になる。この場合でも、サイクルスリップは信号対雑音比が悪化したデジタル信号列で起こる可能性が高いため、回路規模を大幅に削減したことによる性能劣化を、許容範囲内に抑えることができる。
【０１０５】
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
【０１０６】
（付記１）複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定する複数の信号対雑音比推定手段と、前記複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行い、シンボル信号列を出力する複数の仮判定手段と、複数の前記シンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定するシンボルマップ回転決定手段と、  前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる複数の位相回転手段、とを有する受信信号処理装置。
【０１０７】
（付記２）前記シンボルマップ回転決定手段は、前記複数のデジタル信号列のうち前記信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの前記位相回転量を決定する付記１に記載した受信信号処理装置。
【０１０８】
（付記３）前記シンボルマップ回転決定手段は、前記信号対雑音比が所定の閾値以下である前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、前記複数のシンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記位相回転量を決定し、前記信号対雑音比が所定の閾値よりも大きい前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、既に算出した値を前記位相回転量とする付記１または２に記載した受信信号処理装置。
【０１０９】
（付記４）前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出する重み量算出手段と、前記重み量と、前記位相回転手段が出力する第２のデジタル信号列をそれぞれ乗算する複数の乗算手段と、前記複数の乗算手段がそれぞれ出力する複数の重み付きデジタル信号の和を算出する加算手段と、前記加算手段の出力信号からシンボル判定を行う判定手段、とをさらに有する付記１から３のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１１０】
（付記５）前記位相回転手段が出力する第２のデジタル信号列のシンボル判定を行い、第２のシンボル信号列を出力する複数の第２の仮判定手段と、複数の前記第２のシンボル信号列のうち、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列に基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出するサイクルスリップ検出手段と、複数の前記第２のデジタル信号列に対して、前記サイクルスリップによる位相回転を補償する処理をそれぞれ行う複数のサイクルスリップ補償手段、とをさらに有する付記１から３のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１１１】
（付記６）前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出する重み量算出手段と、前記重み量と、前記サイクルスリップ補償手段が出力する第３のデジタル信号列をそれぞれ乗算する複数の乗算手段と、前記複数の乗算手段がそれぞれ出力する複数の重み付きデジタル信号の和を算出する加算手段と、前記加算手段の出力信号からシンボル判定を行う判定手段、とをさらに有する付記５に記載した受信信号処理装置。
【０１１２】
（付記７）前記複数の第２のシンボル信号列から、前記信号対雑音比が小さい前記デジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列を選択する選択手段を備え、前記サイクルスリップ検出手段は、前記選択手段が選択した第２のシンボル信号列と、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列とに基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する付記５または６に記載した受信信号処理装置。
【０１１３】
（付記８）複数の受信信号列の相対位相誤差が補正された複数のデジタル信号列の信号対雑音比をそれぞれ推定し、前記複数のデジタル信号列のシンボル判定をそれぞれ行って複数のシンボル信号列を生成し、前記複数のシンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記複数のデジタル信号列の位相回転量をそれぞれ決定し、前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させる  受信信号処理方法。
【０１１４】
（付記９）前記位相回転量を決定する際に、前記複数のデジタル信号列のうち前記信号対雑音比が最も大きいデジタル信号列の位相に、他のデジタル信号列の位相を合わせるようにそれぞれの前記位相回転量を決定する付記８に記載した受信信号処理方法。
【０１１５】
（付記１０）前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させた第２のデジタル信号列のシンボル判定を行って複数の第２のシンボル信号列を生成し、前記複数の第２のシンボル信号列のうち、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列に基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出し、前記複数の第２のデジタル信号列に対して、前記サイクルスリップによる位相回転を補償する処理をそれぞれ行う付記８または９に記載した受信信号処理方法。
【０１１６】
（付記１１）前記複数の受信信号列を入力し前記複数のデジタル信号列を出力する位相補正手段をさらに有する付記１から７のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１１７】
（付記１２）前記信号対雑音比推定手段と前記シンボルマップ回転決定手段の処理時間に応じて、前記デジタル信号列を遅延させる遅延手段を有する付記１から７および１１のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１１８】
（付記１３）前記信号対雑音比推定手段は、前記複数のデジタル信号列の一部から信号対雑音比を推定する付記１から７および１１から１２のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１１９】
（付記１４）前記シンボルマップ回転決定手段は、前記複数のシンボル信号列の一部から前記位相回転量を決定する付記１から７および１１から１３のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１２０】
（付記１５）前記サイクルスリップ検出手段の処理時間に応じて、前記第２のデジタル信号列を遅延させる第２の遅延手段を有する付記５から７のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１２１】
（付記１６）前記サイクルスリップ検出手段の処理時間に応じて、前記信号対雑音比推定手段が出力する信号を遅延させる第３の遅延手段を有する付記５から７および１５のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１２２】
（付記１７）前記サイクルスリップ検出手段は、前記複数の第２のシンボル信号列の一部を用いて、前記サイクルスリップを検出する付記５から７および１５から１６のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【０１２３】
（付記１８）前記位相回転量を決定する際に、前記信号対雑音比が所定の閾値以下である前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、前記複数のシンボル信号列と、前記複数のデジタル信号列ごとの前記信号対雑音比とから、前記位相回転量を決定し、前記信号対雑音比が所定の閾値よりも大きい前記デジタル信号列に対応する前記シンボル信号列に対して、既に算出した値を前記位相回転量とする付記８から１０のいずれか一項に記載した受信信号処理方法。
【０１２４】
（付記１９）前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出し、前記重み量と、前記複数のデジタル信号列の位相を前記位相回転量に基づいてそれぞれ回転させた第２のデジタル信号列をそれぞれ乗算し、前記重み量をそれぞれ乗算した複数の重み付きデジタル信号の和を算出し、前記複数の重み付きデジタル信号の和からシンボル判定を行う付記８から１０および１８のいずれか一項に記載した受信信号処理方法。
【０１２５】
（付記２０）前記信号対雑音比の最大値に対する各信号対雑音比の比である重み量をそれぞれ算出し、前記重み量と、前記サイクルスリップによる位相回転を補償された第３のデジタル信号列をそれぞれ乗算し、前記重み量をそれぞれ乗算した複数の重み付きデジタル信号の和を算出し、前記複数の重み付きデジタル信号の和からシンボル判定を行う付記１０に記載した受信信号処理方法。
【０１２６】
（付記２１）前記複数の第２のシンボル信号列から、前記信号対雑音比が小さい前記デジタル信号列に対応する第２のシンボル信号列を選択し、前記選択した第２のシンボル信号列と、前記信号対雑音比が最も大きい前記デジタル信号列に対応する前記第２のシンボル信号列とに基づいて、前記第２のデジタル信号列におけるサイクルスリップを検出する付記１０または２０に記載した受信信号処理方法。
【０１２７】
以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
【０１２８】
この出願は、２０１５年１１月４日に出願された日本出願特願２０１５−２１６７３６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０１２９】
１００、２００、３００、４００    受信信号処理装置
１１０−１〜１１０−Ｎ、２１０−１〜２１０−Ｎ    信号対雑音比推定手段
１２０−１〜１２０−Ｎ、２２０−１〜２２０−Ｎ    仮判定手段
１３０、２３０    シンボルマップ回転決定手段
１４０−１〜１４０−Ｎ、２４０−１〜２４０−Ｎ    位相回転手段
２５０−１〜２５０−Ｎ    位相補正手段
２６０−１〜２６０−Ｎ    遅延手段
２７０    重み量算出手段
２８０    判定手段
２９０−１〜２９０−Ｎ    乗算器
２９５    加算器
３１０−１〜３１０−Ｎ    第２の仮判定手段
３２０、４２０    サイクルスリップ検出手段
３３０−１〜３３０−Ｎ    サイクルスリップ補償手段
３４０−１〜３４０−Ｎ    第２の遅延手段
３５０    第３の遅延手段
４１０    選択手段
１０    送信アンテナ
２１    第１の受信アンテナ
２２    第２の受信アンテナ
２３    第１の乗算器
２４    第２の乗算器
２５    加算器
３１    エラー検出部
３２    ループフィルタ部
３３    ＤＣＯ部
４０    理想シンボル点
４１、４２、４３    受信シンボル点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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