(57)【要約】  駆動能力や温度によるスイッチング時間の変化を抑制することができる半導体素子の駆動装置を提供する。電圧制御形半導体素子(１１)を形成した半導体チップ(１０)と、この半導体チップ(１０)の温度を検出する温度検出部(２１)と、この温度検出部の温度検出値に応じて電圧制御形半導体素子の駆動能力を調整する駆動能力調整部(２２)と、温度検出部の温度検出値に応じて電圧制御形半導体素子のスイッチング時間を調整するタイミング調整部(２３)とを備えている。
2017150036.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御形半導体素子を形成した半導体チップと、
該半導体チップの温度を検出する温度検出部と、
該温度検出部の温度検出値に応じて前記電圧制御形半導体素子の駆動能力を調整する駆動能力調整部と、
前記温度検出部の温度検出値に応じて前記電圧制御形半導体素子のスイッチング時間を調整するタイミング調整部と
を備えたことを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項２】
前記タイミング調整部は、前記駆動能力調整部と前記電圧制御形半導体素子との間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体素子の駆動装置。
【請求項３】
前記タイミング調整部は、前記駆動能力調整部の前段に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体素子の駆動装置。
【請求項４】
前記タイミング調整部は、温度に応じて遅延時間を調整可能な可変遅延回路で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体素子の駆動装置。
【請求項５】
前記可変遅延回路は、定電流回路と入力信号に応じてオンオフ制御されるスイッチ素子との直列回路と、前記定電流回路及び前記スイッチ素子の接続点と接地との間に接続された充放電用コンデンサと、該充放電用コンデンサの端子間電圧が入力されて参照電圧と比較する比較器とを備え、前記比較器に供給される参照電圧が前記温度検出値に応じて段階的に又は連続的に変化されることを特徴とする請求項４に記載の半導体素子の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば電圧駆動形半導体素子をスイッチング動作させる半導体素子の駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の半導体素子の駆動装置としては、例えば特許文献１に記載されている構成が知られている。
この特許文献１に記載された従来例は、ＩＧＢＴを作り込んだ半導体基板と同一の半導体基板に温度検出用ツェナーダイオードを内蔵し、この温度検出用ツェナーダイオードのアノードを定電流源に接続し、カソードをＧＮＤに接続し、定電流源及び温度検出用ツェナーダイオードの接続点の電圧を参照電圧と比較し、この比較結果に基づいてＩＧＢＴのゲートに供給する電流を制御し、検出温度に応じてＩＧＢＴの駆動能力を変更するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−２１９６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、ＩＧＢＴを作り込んだ半導体基板の温度を検出して、パワートランジスタの駆動能力を切り換えるようにしているので、温度の変化に関わらずパワートランジスタのターンオン能力を向上させることができる。
しかしながら、パワートランジスタの駆動能力を切り換える際の駆動能力の上昇によって、パワートランジスタの高電位側電極を流れる電流のｄｉ／ｄｔが大きくなるため、パワートランジスタのスイッチング時間が短くなる。しかも、現在パワートランジスタを作り込んだ半導体チップが高温になるとＩＣの遅れ時間も早くなってしまうという課題がある。【０００５】
そこで、本発明は、上記特許文献１に記載された従来例の課題に着目してなされたものであり、駆動能力や温度によるスイッチング時間の変化を抑制することができる半導体素子の駆動装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明に係る半導体素子の駆動装置の一態様は、電圧制御形半導体素子を形成した半導体チップと、この半導体チップの温度を検出する温度検出部と、この温度検出部の温度検出値に応じて電圧制御形半導体素子の駆動能力を調整する駆動能力調整部と、温度検出部の温度検出値に応じて電圧制御形半導体素子のスイッチング時間を調整するタイミング調整部とを備えている。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の一態様によれば、半導体チップに形成された電圧制御形半導体素子の駆動能力や温度によるスイッチング時間の変化を抑制できる半導体素子の駆動装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明に係る半導体素子の駆動装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明に適用し得るタイミング調整部の一例を示す回路図である。
【図３】図２のタイミング調整部路の動作の説明に供する信号波形図である。
【図４】半導体チップの温度と駆動能力を変化させたときのスイッチング時間を示す波形図ある。
【図５】第１の実施形態の動作説明に供する特性線図である。
【図６】第１の実施形態の一変形例の動作説明に供する特性線図である。
【図７】第１の実施形態の他の変形例の動作説明に供する特性線図である。
【図８】本発明に係る半導体素子の駆動装置の第２の実施形態を示す回路図である。
【図９】第２の実施形態に適用し得るタイミング調整部の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
【００１０】
以下、本発明の一の実施の形態に係る半導体素子の駆動装置について図面を参照して説明する。
本実施形態では、半導体素子として電圧制御型半導体素子を例にとり、半導体素子のゲート駆動装置を例にとって説明する。
まず、本発明に係る半導体素子のゲート駆動装置は、図１に示すように、半導体チップ１０と、ＩＣチップ２０とを備えている。
【００１１】
半導体チップ１０は、図示しない半導体基板に電圧制御形半導体素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（（以下、ＩＧＢＴと称す）１１が形成されている。この半導体チップ１０には、半導体基板にチップ内温度を検出する温度検出素子としての温度検出用ダイオード１２がＩＧＢＴ１１とともに作り込まれている。
ＩＣチップ２０は、温度検出用ダイオード１２のアノード側電圧Ｖｆを検出して温度検出信号を出力する温度検出部２１と、この温度検出部２１の検出信号に基づいてＩＧＢＴ１１のターンオン時の駆動能力を調整する駆動能力調整部２２とを備えている。また、ＩＣチップ２０は、ＩＧＢＴ１１のターンオン時のスイッチング時間を調整するタイミング調整部２３と、ＩＧＢＴ１１をターンオフさせる放電部２４と、アラーム信号を生成するアラーム回路２５とを備えている。
【００１２】
温度検出部２１は、温度検出用ダイオード１２に定電流を供給する定電流回路２１ａと、この定電流回路２１ａと温度検出用ダイオード１２との間の電圧を閾値電圧と比較する２つの第１比較器２１ｂ及び第２比較器２１ｃとを備えている。
ここで、定電流回路２１ａは、一端に電源電圧源Ｖｃｃに接続され、他端にカソードが接地された温度検出用ダイオード１２のアノードが接続されている。
【００１３】
第１比較器２１ｂは、反転入力端子に定電流回路２１ａ及び温度検出用ダイオード１２の接続点の温度検出電圧Ｖｆが入力され、非反転入力端子に比較的低い電圧の第１閾値電圧Ｖｔｈ１が入力されている。この第１比較器２１ｂは、温度検出電圧Ｖｆが第１閾値電圧Ｖｔｈ１を上回っているときにローレベルとなり、逆に温度検出電圧Ｖｆが第１閾値電圧Ｖｔｈ１を下回っているときにハイレベルとなる第１温度検出信号Ｓｔ１を出力する。
【００１４】
第２比較器２１ｃは、反転入力端子に上記電圧Ｖｆが入力され、非反転入力端子に第１閾値電圧Ｖｔｈ１より高い第２閾値電圧Ｖｔｈ２（＞Ｖｔｈ１）が入力されている。この第２比較器２１ｃは、温度検出電圧Ｖｆが第１閾値電圧Ｖｔｈ２を上回っているときにローレベルとなり、逆に温度検出電圧Ｖｆが第１閾値電圧Ｖｔｈ２を下回っているときにハイレベルとなる第２温度検出信号Ｓｔ２を出力する。
【００１５】
駆動能力調整部２２は、一方の入力端子に外部から入力されるパルス状の駆動信号Ｓｉが入力される第１オアゲート２２ａ及び第２オアゲート２２ｂを備えている。そして、温度検出部２１の第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２が、第１オアゲート２２ａの他方の入力端子と、第２オアゲート２２ｂの他方の反転入力端子に入力されている。
【００１６】
また、駆動能力調整部２２は、第１オアゲート２２ａの出力が入力される第１駆動回路２２ｃと、第２オアゲート２２ｂの出力が入力される第２駆動回路２２ｄとを備えている。これら第１駆動回路２２ｃ及び第２駆動回路２２ｄのそれぞれは、ソースが駆動電源に接続され、ドレインがタイミング調整部２３に接続されたｐチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。そして、第１駆動回路２２ｃのＩＧＢＴ１１に対する通常時の駆動能力（駆動電流）に対して第２駆動回路２２ｄの高温時の駆動能力（駆動電流）が倍となるようにｐチャネルＭＯＳＦＥＴのサイズが設定されている。
【００１７】
タイミング調整部２３の一例は、図２に示すように立ち上がりを遅延させる遅延回路で構成されている。このタイミング調整部２３は、制御電源Ｖｃｃと接地間に直列に接続された定電流回路２３ａ及びｎチャネルＦＥＴ２３ｂを有する。ｎチャネルＦＥＴ２３ｂのゲートはインバータ２３ｃを介して駆動能力調整部２２から出力される駆動電流Ｓｄｉが入力される入力端子２３ｄに接続されている。
【００１８】
また、タイミング調整部２３は、定電流回路２３ａ及びｎチャネルＦＥＴ２３ｂの接続点と接地との間に接続された充放電用コンデンサ２３ｅと、この充放電用コンデンサ２３ｅの端子電圧Ｖｃが入力される比較器２３ｆとを備えている。比較器２３ｆは非反転入力端子に充放電用コンデンサ２３ｅの端子電圧Ｖｃが入力され、反転入力端子に可変電圧源２３ｇの参照電圧Ｖｒｅｆが入力されている。そして、比較器２３ｆの比較出力Ｓｃがゲート回路２３ｈにゲート制御信号として供給され、このゲート回路２３ｈに駆動能力調整部２２から出力される駆動電流Ｓｄｉが供給されている。このゲート回路２３ｈの出力が駆動電流として出力端子２３ｉからＩＧＢＧ１１のゲートに出力される。
【００１９】
ここで、可変電圧源２３ｇは、前述した温度検出部２１の第１比較器２１ｂの第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２比較器２１ｃの第２温度検出信号Ｓｔ２が入力され、これらに対応して順次電圧が高くなる３段階の第１参照電圧Ｖｒｅｆ１、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２及び第３参照電圧Ｖｒｅｆ３を出力する。第１参照電圧Ｖｒｅｆ１は、図３（ｂ）に示すように、半導体チップ１０の温度が比較的低い通常温度範囲のスイッチング時間を調整する零に近い電圧に設定されている。第２参照電圧Ｖｒｅｆ２は、半導体チップ１０の温度が通常温度範囲より１段階高い中間温度範囲のスイッチング時間を調整する第１参照電圧Ｖｒｅｆ１より高い電圧に設定されている。第３参照電圧Ｖｒｅｆ３は、半導体チップ１０の温度が中間温度範囲より１段階高い高温度範囲のスイッチ時間を調整する第２参照電圧Ｖｒｅｆ２より高い電圧に設定されている。
【００２０】
したがって、タイミング調整部２３では、駆動能力調整部２２から出力される駆動電流Ｓｄｉが零であるときにはｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオン状態となって、定電流回路２３ａから出力される定電流がｎチャネルＦＥＴ２３ｂを通って接地に流れるとともに、充放電用コンデンサ２３ｅが放電される。このため、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃは、図３（ｂ）に示すように零を維持している。この状態では、比較器２３ｆの非反転入力端子に供給される端子間電圧Ｖｃが参照電圧Ｖｒｅｆ１より低いので、比較器２３ｆから出力される比較出力Ｓｃも図３（ｃ）に示すようにローレベルとなっている。
【００２１】
この状態で、駆動信号Ｓｄｉが図３（ａ）に示すように、時点ｔ１でローレベルからハイレベルに反転すると、これに応じてｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオフ状態となる。このため、定電流回路２３ａの定電流が充放電用コンデンサ２３ｅに供給され、この充放電用コンデンサ２３ｅの充電が開始される。したがって、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが図３（ｂ）に示すように直線的に増加する。
【００２２】
このとき、温度検出部２１から出力される第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２温度検出信号Ｓｔ２がともにローレベルである通常温度範囲では、可変電圧源２３ｇから出力される参照電圧が第１参照電圧Ｖｒｅｆ１となる。このため、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒｅｆ１に達したときに図３（ｃ）で実線図示のように比較器２３ｆからハイレベルとなる比較出力Ｓｃが出力される。すなわち、駆動電流Ｓｄｉの立ち上がりから遅延時間Ｔｄ１だけ遅れた時点で比較出力Ｓｃが立ち上がる。
【００２３】
また、温度検出部２１から出力される第１温度検出信号Ｓｔ１がハイレベルで第２温度検出信号Ｓｔ２がローレベルである中間温度範囲では、可変電圧源２３ｇから出力される参照電圧が第２参照電圧Ｖｒｅｆ２となる。このため、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第２参照電圧Ｖｒｅｆ２に達したときに図３（ｃ）で破線図示のように比較器２３ｆからハイレベルとなる比較出力Ｓｃが出力される。すなわち、駆動電流Ｓｄｉの立ち上がりから遅延時間Ｔｄ２だけ遅れた時点で比較出力Ｓｃが立ち上がる。
【００２４】
さらに、温度検出部２１から出力される第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２温度検出信号Ｓｔ２がともにハイレベルである高温度範囲では、可変電圧源２３ｇから出力される参照電圧が第３参照電圧Ｖｒｅｆ３となる。このため、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第３参照電圧Ｖｒｅｆ３に達したときに図３（ｃ）で一点鎖線図示のように比較器２３ｆからハイレベルとなる比較出力Ｓｃが出力される。すなわち、駆動電流Ｓｄｉの立ち上がりから遅延時間Ｔｄ３だけ遅れた時点で比較出力Ｓｃが立ち上がる。
【００２５】
そして、比較器２３ｆから出力される比較出力Ｓｃがゲート回路２３ｈに供給されるので、このゲート回路２３ｈが開かれ、ゲート回路２３ｈに入力されている駆動電流Ｓｄｉが、遅延時間Ｔｄ１〜Ｔｄ３の何れかだけ立ち上がりが遅れたタイミング調整後駆動電流ＳｄｉａとしてＩＧＢＴ１１のゲートに出力される。
ここで、半導体チップ１０の温度と駆動能力調整部２２で調整する駆動能力を変化させた場合の、ＩＧＢＴ１１をターンオンさせる際のスイッチング時間ｔｏｎとの関係について図４（ａ）〜（ｃ）を伴って説明する。スイッチング時間ｔｏｎは、駆動信号Ｓｄがオン状態からオフ状態となった時点からＩＧＢＴ１１がターンオンしてコレクタ電流Ｉｃが所定電流値に達するまでの時点である。
【００２６】
先ず、半導体チップ１０の温度が通常温度範囲であり，且つ駆動能力が弱い状態であるときには、図４（ａ）に示すように、スイッチング時間はｔｏｎ＝ｔa(通常約２μｓ)である。
これに対して半導体チップ１０の温度が高温領域である１７５℃まで上がり、且つ駆動能力が弱い状態であるときには、図４（ｂ）に示すように、スイッチング時間はｔｏｎ＝ｔｂとなり通常温度範囲の場合に比較して０．１μｓ程度短くなる。
【００２７】
さらに、半導体チップ１０の温度は高温度領域の１７５℃の状態のまま駆動能力を強い状態にする（２倍に上げる）ときには、図４（ｃ）に示すように、スイッチング時間はｔｏｎ＝ｔｃとなり、さらに０．１μｓ程度短くなる。このように、スイッチング時間ｔｏｎは駆動能力と温度に依存して変化する。
このため、遅延時間Ｔｄ１を半導体チップ１０が通常温度範囲で且つ駆動能力が弱い場合のスイッチング時間ｔｏｎを維持する値に設定し、遅延時間Ｔｄ２を半導体チップの温度使用限界に達する前の例えば中間温度領域（例えば１００℃≦Ｔ＜１７５℃）で且つ駆動能力が弱い場合のスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ１に設定し、遅延時間Ｔｄ３を半導体チップの高温度領域１７５℃で且つ駆動能力が強い場合のスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ２に設定することが望ましい。
【００２８】
放電部２４は、ＩＧＢＴ１１がオン状態である状態からターンオフ動作させるものである。この放電部２４は、ＩＣチップ２０に入力される駆動信号Ｓｄがレベルシフト回路２６を介して入力されるバッファ２４ａと、このバッファ２４ａの出力がゲートに供給されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂとを備えている。
ここで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂは、ドレインがタイミング調整部２３とＩＧＢＴ１１のゲートとの接続点に接続され、ソースが接地されている。この放電部２４では、駆動信号Ｓｄがローレベルからハイレベルに反転したときに、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂがオン状態となり、ＩＧＢＴ１１のゲート容量に蓄積されている電荷を放電してＩＧＢＴ１１をターンオフ動作させる。
アラーム回路２５は、ＩＧＢＴ１１が高温度領域に達したときに、温度検出部２１の第２比較器２１ｃから出力されるハイレベルの第２温度検出信号Ｓｔ２が入力されたときにアラーム信号Ｓａを出力する。
【００２９】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、半導体チップ１０の温度が例えば１００℃未満の通常温度範囲であるときには、ＩＧＢＴ１１の駆動を開始すると、温度検出用ダイオード１２のアノード側電圧Ｖｆが比較的高く、第１閾値電圧Ｖｔｈ１より高い状態となっている。このため、温度検出部２１の第１比較器２１ｂから出力される第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２がともにローレベルとなっている。
【００３０】
そして、第２温度検出信号Ｓｔ２が駆動能力調整部２２のオアゲート２２ａ及び２２ｂに入力されるので、駆動信号Ｓｄがハイレベルである状態では、オアゲート２２ａ及び２２ｂの出力はともにハイレベルとなり、第１駆動回路２２ｃ及び第２駆動回路２２ｄからゲート駆動電流は出力されない。
一方、放電部２４では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂのゲートがハイレベルとなることからこのｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂがオン状態となり、ＩＧＢＴ１１のゲート容量を放電してＩＧＢＴ１１がオフ状態となっている。
【００３１】
このＩＧＢＴ１１のオフ状態から、駆動信号Ｓｄがハイレベルからローレベルに反転すると、放電部２４のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂがオフ状態となる。これと同時に、駆動能力調整部２２のオアゲート２２ａの出力がローレベルとなり、第１駆動回路２２ｃのｎチャネルＭＯＳＦＥＴがオン状態となって、駆動能力が０．５となる半分のゲート駆動電流Ｓｄｉがタイミング調整部２３に供給される。
【００３２】
このため、タイミング調整部２３では、ｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオン状態からオフ状態に反転し、これによって定電流回路２３ａから出力される定電流で充放電用コンデンサ２３ｅが充電開始される。このため、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが図３（ｂ）に示すように直線状に増加を開始する。そして、端子間電圧Ｖｃが可変電圧源２３ｇの第１参照電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、比較器２３ｆから出力される比較出力Ｓｃが図３（ｃ）に示すようにローレベルからハイレベルに反転し、ゲート回路２３ｈが開状態となって、駆動能力調整部２２の第１駆動回路２２ｃから出力される駆動電流ＳｄｉがＩＧＢＴ１１のゲートに供給されて、ゲート容量を充電する。
【００３３】
このとき、ゲート容量の充電が完了するまでゲート電流が流れる。その後、ＩＧＢＴ１１のゲート電圧がミラー期間を経過して所定の閾値電圧に達すると図４（ａ）に示すように、コレクタ電流Ｉｃが大きなｄｉ／ｄｔを持って増加し、定常電流を超えてオーバーシュートしてから定常電流となる。このときのタイミング調整部２３の充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒｅｆ１に達するまでの遅延時間Ｔｄ１でＩＧＢＴ１１のターンオン時のスイッチング時間ｔｏｎが約２μｓとなるように調整される。
【００３４】
このＩＧＢＴ１１の駆動を継続すると、ＩＧＢＴ１１が発熱し、半導体チップ１０の温度が上昇する。これに応じて温度検出用ダイオード１２のアノード側電圧Ｖｆがチップ温度に反比例して低下する。このため、半導体チップ１０の温度が中間温度領域（１００℃≦Ｔ＜１７５℃）に達すると、温度検出部２１の第１比較器２１ｂから出力される第１温度検出信号Ｓｔ１がローレベルからハイレベルに反転する。しかしながら、第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２はローレベルを維持する。
【００３５】
したがって、駆動能力調整部２２では、半導体チップ１０が通常温度範囲である場合と同様に第１駆動回路２２ｃから駆動電流Ｓｄｉがタイミング調整部２３に出力される。このタイミング調整部２３では、第１温度検出信号Ｓｔ１がハイレベルとなることにより、可変電圧源２３ｇで第２参照電圧Ｖｒｅｆ２が比較器２３ｆに出力される。
このため、駆動信号Ｓｄがハイレベルからローレベルに反転したときに、ｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオン状態からオフ状態に切り換わり、定電流回路２３ａからの定電流によって充放電用コンデンサ２３ｅを充電が開始される。したがって、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが図３（ｂ）に示すように直線状に増加を開始する。
【００３６】
そして、端子間電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒｅｆ１を超えて第２参照電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、比較器２３ｆから出力される比較出力Ｓｃがハイレベルとなる。このため、ゲート回路２３ｈが開状態となって、第１駆動回路２２ｃから出力される駆動電流ＳｄｉがＩＧＢＴ１１のゲートに供給され、ゲート容量を充電する。
このとき、駆動電流Ｓｄｉが立ち上がりに応じて充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが上昇を開始する。このとき、第１参照電圧Ｖｒｅｆ１から第２参照電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの遅延時間Ｔｄ２が半導体チップ１０の温度特性によるスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ１に設定されている。このため、遅延時間Ｔｄ２によって短縮時間Δｔ１を相殺し、スイッチング時間ｔｏｎを半導体チップ１０が通常温度範囲にある場合と同等のスイッチング時間とすることができる。このため、半導体チップ１０を例えば電動機を駆動するインバータ回路に適用した場合に、スイッチング時間ｔｏｎが短縮されることによる電動機回転速度が早くなることを抑制して回転速度変化を抑制することが可能となる。
【００３７】
さらに、半導体チップ１０の温度が上昇して、１７５℃以上の高温度領域に達すると、温度検出用ダイオード１２のアノード側電圧Ｖｆが第２閾値電圧Ｖｔｈ２より減少することになる。このため、第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２がローレベルからハイレベルに反転する。この第２温度検出信号Ｓｔ２が駆動能力調整部２２のオアゲート２２ａ及び２２ｂに供給される。したがって、ローレベルとなった駆動信号Ｓｄがオアゲート２２ｂを通じて第２駆動回路２２ｄに供給される。このため、第２駆動回路２２ｄから駆動能力を第１駆動回路２２ｃの２倍とする駆動電流Ｓｄｉがタイミング調整部２３に出力される。
【００３８】
タイミング調整部２３では、可変電圧源２３ｇにともにハイレベルの第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２温度検出信号Ｓｔ２が入力されるので、この可変電圧源２３ｇから図３（ｂ）に示す一番高い第３参照電圧Ｖｒｅｆ３が出力される。このため、駆動能力調整部２２から入力される駆動電流Ｓｄｉが立ち上がる時点ｔ１で、タイミング調整部２３のｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオフ状態となる。
【００３９】
したがって、定電流回路２３ａの定電流による充放電用コンデンサ２３ｅの充電が開始される。そして、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第３参照電圧Ｖｒｅｆ３に達した時点で、比較器２３ｆの比較出力Ｓｃが図３（ｃ）で一点鎖線図示のように、ローレベルからハイレベルに反転する。この比較出力Ｓｃがゲート回路２３ｈに供給されるので、このゲート回路２３ｈが開き、入力される第２駆動回路２２ｄから出力される駆動電流ＳｄｉがＩＧＢＴ１１のゲートに供給され、ゲート容量を充電する。
【００４０】
このとき、タイミング調整部２３に入力される駆動電流Ｓｄｉとタイミング調整部２３から出力される駆動電流Ｓｄｉａとの間に生じる遅延時間Ｔｄ３が図４（ｃ）で表される半導体チップ１０が高温度領域であり、且つ駆動能力が通常時の２倍とされたときのスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ２と等しく設定されている。
このため、半導体チップ１０の温度が高温度領域であり、且つ駆動能力が２倍とした駆動条件でもスイッチング時間ｔｏｎを半導体チップ１０が通常温度領域であって且つ駆動能力が半分である通常駆動条件と同等とすることができる。したがって、温度上昇及び駆動能力上昇によるターンオン時のスイッチング時間ｔｏｎの短縮を抑制することができる。これによって、電動機を回転駆動するインバータ回路にＩＧＢＴ１１を適用した場合に、電動機の回転速度の変化を抑制することができる。
【００４１】
以上を纏めると、図５に示すように、遅延時間Ｔｄ１を遅延時間Ｔｄ２及びＴｄ３に順次切り換える時点でスイッチング時間ｔｏｎを通常温度範囲内の基準温度Ｔｂのスイッチング時間ｔｏｎに一致させることができ、スイッチング時間の変動幅を、タイミング調整を行なわない場合の通常のスイッチング時間の変動幅に対して狭くすることができる。
このように、上記第１の実施形態によると、半導体チップ１０の温度変化及び半導体チップ１０内のＩＧＢＴ１１の駆動能力変化に応じて変化するスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ１及びΔｔ２に応じた最適な遅延時間Ｔｄ１及びＴｄ２を設定することができる。このため、半導体チップ１０の温度変化やＩＧＢＴ１１の駆動能力変化に関わらずスイッチング時間ｔｏｎの変動幅を抑制することができる。したがって、電動機を回転駆動するインバータ回路にＩＧＢＴ１１を適用した場合に、電動機の回転速度の変化を抑制することができる。
【００４２】
また、上記第１の実施形態によると、駆動能力調整部２２の出力側にタイミング調整部２３を設けるようにしているので、１つのタイミング調整部２３で、複数の駆動条件のタイミング調整を行なうことができ、駆動条件毎にタイミング調整部を設ける必要がなく、ＩＣチップ２０内での回路構成を小型化することができる。
なお、上記第１の実施形態では、駆動能力調整部２２で駆動能力を半導体チップ１０の温度変化に対応させて２段階に変化させる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図６に示すように、駆動能力を３段階以上の多段階に変化させるようにしてもよい。あるいは図７に示すように、駆動能力調整部２２の駆動能力を温度上昇に応じて連続的に変化させ、これに応じてタイミング調整部２３の遅延時間Ｔｄを連続的に変化させることにより、スイッチング時間の変動幅をより狭くすることができる。
【００４３】
また、上記第１の実施形態では、タイミング調整部２３で、比較器２３ｆに供給する参照電圧によって、遅延時間を調整する場合について説明したがこれに限定されるものではない。例えば、充放電用コンデンサ２３ｅと並列にスイッチ素子と充放電用コンデンサの直列回路を複数接続し、第１温度検出信号Ｓｔ１及び第２温度検出信号Ｓｔ２によって、必要な数のスイッチ素子をオン状態として選択する充放電用コンデンサの数を変化させることにより、合成静電容量を変化させて遅延時間を調整するようにしてもよい。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施形態を図８及び図９について説明する。
この第２の実施形態は、タイミング調整部を駆動能力調整部内に設けるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図８に示すように、前述した第１の実施形態におけるタイミング調整部２３を省略し、これに代えてタイミング調整部２３を駆動能力調整部２２のオアゲート２２ｂ及び第２駆動回路２２ｄ間に接続するようにしている。
【００４５】
また、温度検出部２１の第１比較器２１ｂを省略し、第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２を駆動能力調整部２２のオアゲート２２ａ及び２２ｂのみに供給するようにしている。
さらに、タイミング調整部２３が、図９に示すように変更されている。すなわち、入力端子２３ｄ及びインバータ２３ｃとの間にインバータ２３ｊが設けられている。また、タイミング調整部２３の可変電圧源２３ｇが省略され、これに代えて第３参照電圧Ｖｒｅｆ３のみを比較器２３ｆに供給する参照電圧源２３ｍが設けられ、さらにゲート回路２３ｈが省略されて比較器２３ｆの比較出力Ｓｃがインバータ２３ｋを介して出力端子２３ｉに出力される。
【００４６】
この第２の実施形態によると、半導体チップ１０の温度が低い状態では、温度検出部２１の第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２がローレベルを維持することから駆動能力調整部２２で第１駆動回路２２ｃが選択され、この第１駆動回路２２ｃからＩＧＢＴ１１の駆動能力が半分となる駆動電流が出力される。
その後、半導体チップ１０の温度が上昇して、高温度領域に達すると、温度検出部２１の第２比較器２１ｃから出力される第２温度検出信号Ｓｔ２がハイレベルとなることにより、駆動能力調整部２２で第２駆動回路２２ｄが選択され、この第２駆動回路２２ｄからＩＧＢＴ１１の駆動能力が２倍となる駆動電流が出力される。
【００４７】
このとき、駆動能力調整部２２の前段にタイミング調整部２３が設けられているので、このタイミング調整部２３で駆動信号Ｓｄがハイレベルからローレベルに反転したときに、ｎチャネルＦＥＴ２３ｂがオン状態からオフ状態となる。このため、定電流回路２３ａから出力される定電流が充放電用コンデンサ２３ｅに充電されて、その端子間電圧Ｖｃが増加する。この端子間電圧Ｖｃが第３参照電圧Ｖｒｅｆ３に達するまでは、比較器２３ｆの比較出力Ｓｃがローレベルを維持し、出力端子２３ｉからハイレベルの駆動信号Ｓｄａが出力される。
【００４８】
そして、充放電用コンデンサ２３ｅの端子間電圧Ｖｃが第３参照電圧Ｖｒｅｆ３に達すると、比較器２３ｆの比較出力Ｓｃがハイレベルとなり、出力端子２３ｉから出力されるタイミング調整後の駆動信号Ｓｄａがローレベルとなる。したがって、タイミング調整部２３に入力される駆動信号Ｓｄがハイレベルからローレベルに反転した時点に対して出力される駆動信号Ｓｄａがハイレベルからローレベルに反転する時点が遅延時間Ｔｄ３だけ遅れる。
【００４９】
この遅延された駆動信号Ｓｄａが第２駆動回路２２ｄに供給されるので、第２駆動回路２２ｄから出力される駆動電流も駆動信号Ｓｄに対して遅延時間Ｔｄ３だけ遅れることになる。この遅延時間Ｔｄ３が前述したように半導体チップ１０の温度が高温度領域にあり、且つ駆動能力が低温時の２倍となる１．０である場合のスイッチング時間ｔｏｎの短縮時間Δｔ２に対応している。
【００５０】
したがって、第２駆動回路２２ｄによるＩＧＢＴ１１をターンオンさせるスイッチング時間ｔｏｎが第１駆動回路２２ｃによるＩＧＢＴ１１をターンオンさせるスイッチング時間ｔｏｎと同等とすることができ、前述した第１の実施形態における第２駆動回路２２ｄが作動したときと同じ作用効果を得ることができる。
なお、上記第１の実施形態では、駆動能力調整部２２を駆動能力の異なる２つの駆動回路を設ける場合について説明したがこれに限定されるものではない。例えばカレントミラー回路を使用してＩＧＢＴ１１に供給する駆動電流を切り換えるようにしてもよい。
【００５１】
また、上記第１及び第２の実施形態では、半導体チップ１０にＩＧＢＴ１１を形成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴ等の他の電圧制御形半導体素子を適用するようにしてもよい。さらに、Ｓｉ系の半導体素子に限らず、炭化ケイ素、窒化ガリウム及びダイアモンドの少なくとも１つを主材料とするワイドバンドギャップ半導体素子を適用することもできる。
【符号の説明】
【００５２】
１０…半導体チップ、１１…ＩＧＢＴ、１２…温度検出用ダイオード、２０…ＩＣチップ、２１…温度検出部、２２…駆動能力調整部、２２ａ，２２ｂ…オアゲート、２２ｃ…第１駆動回路、２２ｄ…第２駆動回路、２３…タイミング調整部、２３ａ…定電流回路、２３ｂ…ｎチャネルＦＥＴ、２３ｃ…インバータ、２３ｄ…入力端子、２３ｅ…充放電用コンデンサ、２３ｆ…比較器、２３ｇ…可変電圧源、２３ｈ…ゲート回路、２３ｉ…出力端子、２４…放電部、２５…アラーム回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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