(57)【要約】  直流遮断器２は、主遮断器４と、半導体スイッチ８と、を備える。主遮断器４は、主経路６上に設けられており、半導体スイッチ８は、主経路６と並列な副経路１０上に設けられている。直流遮断器２は、主遮断器４の接点開極時において、主遮断器４の両端間に生ずる接点間電圧Ｖｃが沸騰電圧Ｖｂに達する前に半導体スイッチ８がオンするように構成されている。
2017150079.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流遮断器であって、
主経路上に設けられた主遮断器と、
前記主経路に対して並列な副経路上に設けられた半導体スイッチと、
を備え、
前記直流遮断器は、前記主遮断器の接点開極時において、アーク放電が開始する前に前記半導体スイッチに転流するように構成されていることを特徴とする直流遮断器。
【請求項２】
直流遮断器であって、
主経路上に設けられた主遮断器と、
前記主経路に対して並列な副経路上に設けられた半導体スイッチと、
を備え、
前記直流遮断器は、前記主遮断器の接点開極時において、前記主遮断器の両端間に生ずる接点間電圧Ｖｃが沸騰電圧Ｖｂに達する前に前記半導体スイッチがオンするように構成されていることを特徴とする直流遮断器。
【請求項３】
前記直流遮断器は、前記主遮断器の両端間に生ずる接点間電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍに到達する前に前記半導体スイッチがオンするように構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の直流遮断器。
【請求項４】
前記半導体スイッチは、並列に接続された複数のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項５】
前記主遮断器を含む主経路の直流インダクタンスをＬ，前記副経路の直流インダクタンスをＬＳ、前記半導体スイッチのオン抵抗をＲＯＮ、前記半導体スイッチに流れる電流をＩとするとき、式（１）が成り立つよう構成されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の直流遮断器。
（Ｌ＋ＬＳ）・ｄＩ／ｄｔ＋ＲＯＮ・Ｉ＜Ｖｂ      …（１）
【請求項６】
前記半導体スイッチが前記主遮断器のケーシングに密着しており、あるいは同一モジュール内に内蔵されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項７】
前記主遮断器ならびに前記副経路に対して並列に設けられたスナバコンデンサをさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項８】
前記主遮断器は直列接続された複数の電気接点を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項９】
前記副経路には、逆直列接続された一対の半導体スイッチが設けられることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項１０】
前記主遮断器の電気接点は、Ａｇ（銀）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｗ（タングステン）あるいはそれらの合金であることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の直流遮断器。
【請求項１１】
前記主遮断器の電気接点は、金属と、前記金属の上に設けられた炭素膜と、を含むことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の直流遮断器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流遮断器に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流送電は、理論上、交流送電よりも高効率であるにもかかわらず、それほど普及していない。現状では、鉄道を除けば、太陽光発電設備、そのほか比較的小規模な系統に限って直流送電は採用されている。【０００３】
直流送電の普及を妨げる要因のひとつとして遮断が挙げられる。大電流が流れている経路上の電気接点を開極（オフ）すると、接点間にアーク放電が発生する。交流の場合、ゼロ点が存在するため、アーク放電は数サイクル内に消弧する。一方、直流の場合、接点間に高電圧が印加され続けるため、アーク放電が持続し、電流を遮断することが難しく、直流遮断器が必要とされる。【０００４】
直流遮断器として、主遮断器（電気接点）と半導体素子を並列接続した構成が提案されている（特許文献１，非特許文献１，２参照）。このような直流遮断器は、ハイブリッド直流遮断器とも称される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１９６８９５号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】Meyer、"A DC Hybrid Circuit Breaker With Ultra-Fast Contact Opening and Integrated Gate-Commutated Thyristors (IGCTs)"、IEEE Trans Power Delivery, Vol. 21, No. 2, APRIL 2006, pp.646-651
【非特許文献２】M. Callavik, et. al. "TheHybrid HVDC Breaker - An innovation breakthrough enabling reliable HVDC grids," ABB Grid Systems, Technical Paper Nov 2012.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１（ａ）〜（ｅ）は、従来のハイブリッド直流遮断器の動作を説明する図である。図１（ａ）は、主遮断器９００がオンであり、固定接点９０２と可動接点９０４の間に電流が流れている状態を示す。何らかの事故や故障が発生すると、開極指令にもとづいて、可動接点９０４が固定接点９０２から引き離され、接点間の抵抗が増大する。可動接点９０４と固定接点９０２が非接触状態であってもそれらの間のギャップに電流ｉが流れ続け、接点間電圧（電圧降下）Ｖｃが増大する。【０００８】
図１（ｂ）に示すように主遮断器９００の接点開極にともない増大する接点間電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍとなると、溶融ブリッジ９１０が発生する。さらに接点間電圧Ｖｃが沸騰電圧Ｖｂを超えると、図１（ｃ）に示すようにアーク放電９１２に転移する。アーク放電に転移すると、接点間の電位差は１０〜２０Ｖ程度まで高まる。ハイブリッド直流遮断器では、アーク放電の最中に発生する１０〜２０Ｖ程度の高電圧（アーク電圧Ｖａと称する）を利用して、主遮断器９００と並列な半導体スイッチを導通させ、半導体スイッチを含む副経路に電流を迂回させながらエネルギーを消散させる。やがて図１（ｄ）に示すようにアークが消弧し、金属粒子９１４が拡散する。その後に図１（ｅ）に示すように遮断が完了し、絶縁が回復する。【０００９】
ここで図１（ｄ）に示すように、アーク放電によって、接点９０２，９０４を形成する金属粒子９１４が飛散するため、接点の消耗が避けられない。そのために、直流遮断器のノーメンテナンスで長期間使用することは難しかった。また飛散した金属粒子９１４が真空容器９２０などに付着するのを防ぐために、シールド９２２が必要となる場合がある。シールド９２２は主遮断器９００の小型化を妨げる。【００１０】
本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、接点の消耗を低減可能な直流遮断器の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のある態様は、直流遮断器である。この直流遮断器は、主経路上に設けられた主遮断器と、主経路に対して並列な副経路上に設けられた半導体スイッチと、を備える。直流遮断器は、主遮断器の接点開極時において、アーク放電が開始する前に半導体スイッチに転流するように構成されている。【００１２】
本発明のある態様も直流遮断器に関する。直流遮断器は、主経路上に設けられた主遮断器と、主経路に対して並列な副経路上に設けられた半導体スイッチと、を備える。直流遮断器は、主遮断器の接点開極時において、主遮断器の両端間に生ずる接点電圧Ｖｃが沸騰電圧Ｖｂに達する前に半導体スイッチがオンするように構成されている。【００１３】
これらの態様によれば、転流および消弧完了まで、主遮断器の接点間にアーク放電を発生させずに転流が可能（アークレス転流という）となり、接点の消耗を低減できる。【００１４】
直流遮断器は、主遮断器の両端間に生ずる接点電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍに到達するより前に、半導体スイッチがオンするように構成されてもよい。
これによりブリッジ形成の前段階から半導体スイッチへの転流を開始することができ、接点電圧Ｖｃをさらに低い電圧レベルに抑制できる。【００１５】
半導体スイッチは、並列に接続された複数のＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴを含んでもよい。
ＳｉＣ  ＭＯＳＦＥＴは、ＩＧＢＴに比べてオン抵抗ＲＯＮが小さく、また複数を並列接続することにより、各トランジスタに流れる電流量が小さくなる。そのため、ある電流ｉを流すために必要なドレインソース間電圧を小さくできる。【００１６】
主遮断器を含む主経路の直流インダクタンスをＬ，副経路の直流インダクタンスをＬＳ、半導体スイッチのオン抵抗をＲＯＮ、半導体スイッチに流れる電流をｉとするとき、式（１）が成り立つよう構成されてもよい。
（Ｌ＋ＬＳ）・ｄｉ／ｄｔ＋ＲＯＮ・ｉ＜Ｖｂ      …（１）
インダクタンスを考慮して設計することにより、確実なアークレス転流が可能となる。【００１７】
半導体スイッチは、主遮断器のケーシングに密着してもよいし、あるいは同一モジュール内に内蔵されてもよい。これにより、寄生インピーダンス（インダクタンスＬ，ＬＳあるいは直流抵抗）による電圧降下を小さくでき、したがってより小さい接点間電圧で、半導体スイッチをオンすることが可能となる。【００１８】
ある態様の直流遮断器は、主遮断器を含む主経路ならびに副経路に対して並列に設けられたスナバコンデンサをさらに備えてもよい。スナバコンデンサにより接点間電圧Ｖｃの跳ね上がりを抑制できるため、溶融ブリッジからアーク放電へ転移しにくくできる。【００１９】
主遮断器は直列接続された複数の電気接点を含んでもよい。これにより、主遮断器の両端間の端子電圧、言い換えれば半導体スイッチの両端間の電圧は、複数の電気接点の両端間電圧の総和となる。したがって、個々の電気接点の両端間電圧が低い状態で、半導体スイッチを導通させることができる。【００２０】
副経路には、逆直列接続された一対の半導体スイッチが設けられてもよい。これにより双方向の直流系統、あるいは交流系統の遮断にも利用可能である。【００２１】
なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、あるいは本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明のある態様によれば、接点の消耗を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１（ａ）〜（ｅ）は、従来のハイブリッド直流遮断器の動作を説明する図である。
【図２】実施の形態に係る直流遮断器の等価回路図である。
【図３】寄生素子を考慮した直流遮断器の等価回路図である。
【図４】図４（ａ）は、従来のハイブリッド直流遮断器によるアーク転流を説明する図であり、図４（ｂ）は、実施の形態に係る直流遮断器によるアークレス転流を説明する波形図である。
【図５】図５（ａ）〜（ｅ）は、第１〜第５実施例に係る直流遮断器の回路図である。
【図６】第４実施例に係る直流遮断器の断面図である。
【図７】図７（ａ）は、２つの接点を有する図６の直流遮断器の動作波形図であり、図７（ｂ）は、１つの接点を有する直流遮断器の動作波形図である。
【図８】さまざまな接点材料の軟化・溶融・沸騰電圧を示すテーブルである。
【図９】図９（ａ）、（ｂ）は、電極材料としてＣ（炭素）を用いた電極構造の平面図および断面図である。
【図１０】図８の電極構造を備える直流遮断器によるアークレス転流の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２５】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２６】
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２７】
図２は、実施の形態に係る直流遮断器の等価回路図である。直流遮断器２は、主遮断器４、半導体スイッチ８、サージアブソーバ１２を備える。主遮断器４は、遮断対象となる直流系統の主経路６上に配置される電気接点である。半導体スイッチ８は、主遮断器４を含む主経路６に対して並列な副経路１０上に設けられる。半導体スイッチ８は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、後述のようにドレインソース間のオン電圧ＶＯＮの小さな、言い換えればオン抵抗ＲＯＮの小さな、言い換えれば、同じドレインソース間電圧ＶＤＳに対して、より多くの電流を流せるデバイスを選択することが好ましく、この観点から、ＳｉＣ（炭化珪素）のＭＯＳＦＥＴを用いることが好ましい。
【００２８】
半導体スイッチ８のゲートソース間には、主遮断器４の接点閉極（オン）中には、しきい値電圧より小さい電圧が入力され、開極（オフ）指令と連動して、しきい値電圧より大きい電圧が入力される。あるいは半導体スイッチ８のゲートソース間に、常時、しきい値電圧より大きな電圧を印加しておいてもよい。
【００２９】
サージアブソーバ１２はアレスタとも称され、主経路６および副経路１０に対して並列に接続される。なおサージアブソーバ１２は、主遮断器４を開極（オフ）した後に流れる電流を消散するために設けられており、その配置箇所は特に限定されない。
【００３０】
このように直流遮断器２の基本構成は等価回路上においては従来のハイブリッド直流遮断器と似ているが、等価回路に現れない点で大きく異なっている。以下、相違点について説明する。
【００３１】
上述したように従来の直流遮断器は、主遮断器の接点開極時に、アーク放電にともない主遮断器の両端間には、１０〜２０Ｖ程度の高い接点間電圧Ｖｃ（以下、アーク電圧Ｖａという）が発生する。この高いアーク電圧Ｖａが半導体スイッチのドレインソース間に印加されることにより半導体スイッチを導通させる。以下、これをアーク転流と称することとする。
【００３２】
これに対して、実施の形態に係る直流遮断器２は、主遮断器４の接点開極時において、アーク放電が開始する前に半導体スイッチ８がオンし、転流が開始するように構成されている。以下ではこれをアークレス転流と称することとする。
【００３３】
図１（ｃ）に示すアーク放電９１２は、主遮断器４の接点間電圧Ｖｃがあるしきい値電圧（沸騰電圧）Ｖｂを超えると発生する。したがって別の観点から言えば、実施の形態に係る直流遮断器２は、主遮断器４の接点開極時において、接点間電圧Ｖｃ（ドレインソース間電圧）が沸騰電圧Ｖｂに達する前に半導体スイッチ８がオンするように構成されている。
【００３４】
ここで半導体スイッチは、ゲートにハイレベル電圧が印加された状態において、ドレインソース間電圧ＶＤＳがとあるオン電圧ＶＯＮを超えるとオンする。なお、本明細書におけるオン電圧ＶＯＮは、ある電流ｉを流すために必要なドレインソース間電圧を表す便宜的な数値で有り、デバイスパラメータとして存在するわけではない。オン電圧ＶＯＮは、流れる電流ｉに依存しており、ＶＯＮ＝ＲＯＮ×ｉと表すことができる。なお、オン抵抗ＲＯＮ自体も、電流ｉの関数である。
【００３５】
寄生素子の影響を無視すれば、半導体スイッチ８のドレインソース間電圧ＶＤＳは端子間電圧Ｖｃと等しい。したがってアークレス転流となる条件は、式（２）で表される。
ＶＯＮ＜Ｖｃ（≒ＶＤＳ）＜Ｖｂ      …（２）
【００３６】
図１（ｂ）に示したように、アーク放電が発生する前には、接点間には溶融ブリッジ９１０が形成される。この溶融ブリッジ９１０は、接点間電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍに到達すると発生する。したがってより好ましくは、実施の形態に係る直流遮断器２は、主遮断器４の接点開極時において、ブリッジ形成が始まる前に、言い換えれば端子間電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍに達する前に、転流を開始させてもよい。この場合の条件は、式（３）で表される。
ＶＯＮ＜Ｖｃ（＝ＶＤＳ）＜Ｖｍ＜Ｖｂ      …（３）
【００３７】
溶融電圧Ｖｍは、接点の材料によってさまざまであるが、典型的に０．５〜１Ｖとすれば、半導体スイッチ８のオン電圧ＶＯＮは０．５〜１Ｖのオーダーで設計すればよい。一例としてＡｕ（銀）の沸騰電圧Ｖｂは０．７７Ｖ、溶融電圧Ｖｍは０．３７Ｖ、軟化電圧は０．１１Ｖである。軟化電圧は、接点開極時に接点を押さえつける力が弱まるとともに接点間の接触抵抗が増加して発生する電圧であり、後述の図４（ａ）の５０〜８５μｓがそれに対応する。
【００３８】
つまり、式（２）もしくは式（３）を満たすためには、
（i）半導体スイッチ８のオン電圧ＶＯＮ（オン抵抗ＲＯＮ）が小さくなるように、
（ii）端子間電圧Ｖｃが大きくなるように、
（iii）溶融電圧Ｖｍ、沸騰電圧Ｖｂが大きくなるように、
直流遮断器２を設計すればよい。アークレス転流を実現するための具体的なアプローチについては後述する。
【００３９】
図３は、寄生素子を考慮した直流遮断器２の等価回路図である。主経路６には、主遮断器４と直列なインダクタＬが、副経路１０には半導体スイッチ８と直列なインダクタＬＳが存在する。これらの寄生素子を考慮したとき、アークレス転流の条件は式（１）で与えられる。
（Ｌ＋ＬＳ）・ｄｉ／ｄｔ＋ＲＯＮ・ｉ＜Ｖｂ      …（１）
したがって、寄生インダクタンスＬ，ＬＳなどの寄生インピーダンスが無視し得ない場合には、式（１）を満たすように、直流遮断器２を設計すればよい。寄生の直流抵抗などが存在する場合、それも考慮するとよい。
【００４０】
寄生インピーダンスが無視できない場合、より好ましくは、溶融電圧Ｖｍにおいて転流が開始するように、式（４）を満たすように設計すればよい。
（Ｌ＋ＬＳ）・ｄｉ／ｄｔ＋ＲＯＮ・ｉ＜Ｖｍ      …（４）
【００４１】
以上が直流遮断器２の基本構成である。続いてその動作を説明する。図４（ａ）は、従来のハイブリッド直流遮断器によるアーク転流を説明する図であり、図４（ｂ）は、実施の形態に係る直流遮断器２によるアークレス転流を説明する波形図である。
【００４２】
はじめに図４（ａ）を参照し、従来のアーク転流を説明する。従来の直流遮断器は、ＩＧＢＴで構成される。時刻０μｓより前が接点閉極状態であり、１４０Ａの接点電流ｉｃが流れている。時刻０μｓに接点が開極する。時間と共に接点間電圧Ｖｃが増大していき、ｔ＝５０〜９０μｓにおいて、端子間電圧Ｖｃが溶融電圧Ｖｍ（０．３７Ｖ）に達してブリッジが形成され、９０μｓ〜１０５μｓにおいて端子間電圧Ｖｃが沸騰電圧Ｖｂ（０．７７Ｖ）を超えると、アーク放電に転移する。アーク放電の開始とともに、端子間電圧Ｖｃすなわち半導体スイッチのコレクタエミッタ間電圧がオン電圧ＶＯＮ（０．７Ｖ）を超え、半導体スイッチが導通し、ＩＧＢＴに流れる電流ｉＩＧＢＴが増加し、接点電流ｉｃが減少し、転流が行われる。
【００４３】
続いて図４（ｂ）を参照し、実施の形態に係る直流遮断器２のアークレス転流を説明する。半導体スイッチ８は、ＭＯＳＦＥＴで構成されており、そのオン電圧ＶＯＮは０．１Ｖ〜０．２Ｖと非常に小さい。
【００４４】
時刻ｔ＝０μｓより前において１４０Ａの接点電流が流れており、時刻０μｓに接点が開極する。接点電圧Ｖｃが０．１Ｖ〜０．２Ｖ程度まで、わずかに増加すると、半導体スイッチ８に電流ｉＤＳが流れ、転流が開始する。半導体スイッチ８に電流ｉＤＳが流れると、接点電流ｉＣが減少するため、接点電圧Ｖｃの増大が抑制される。その結果、転流期間の間、接点電圧Ｖｃは０．５〜１Ｖの範囲を維持し続け、沸騰電圧Ｖｂには到達せず、アーク放電も発生しない。
【００４５】
以上が実施の形態に係る直流遮断器２の動作である。
この直流遮断器２によれば、アーク放電を発生させずに、半導体スイッチに転流させることが可能であるため、接点の消耗を低減でき、寿命を延ばすことができる。
【００４６】
加えて、アークにより発生する荷電粒子や金属蒸気が接点間に存在しないため、接点間の絶縁回復が早いという利点を有する。直流遮断器は、絶縁回復前に半導体スイッチをオフに切りかえると遮断が失敗するが、絶縁回復が早いため、半導体スイッチのターンオフのタイミングの制約が緩和される。
【００４７】
また直流遮断器２は、アーク放電が発生しないことから、主遮断器４の接点間の距離を短くできるというさらなる利点を有する。これにより、直流遮断器２を小型化できる。また可動接点の移動距離が短くて済むため、ピエゾ駆動も可能となり、この場合、より一層装置を小型化できる。
【００４８】
また、放電にともないガスあるいは真空内に放出される金属粒子を著しく低減できるため、汚染を防止できる。飛散する金属粒子を低減することにより、図１（ｅ）に示すシールド９２２を不要とすることも可能であり、この場合、直流遮断器２のサイズおよびコストを下げることが可能である。
【００４９】
また、アーク放電が発生しないことにより、大気中での遮断も選択肢として取り得る。この場合には真空が不要となるため、装置を大幅に低コスト化できる。
【００５０】
続いて、直流遮断器２においてアークレス転流を実現するためのアプローチを、いくつかの実施例を参照して説明する。
【００５１】
（第１のアプローチ）
図５（ａ）は、第１実施例に係る直流遮断器２ａの回路図である。半導体スイッチ８ａは、並列に接続された複数のトランジスタ（たとえばＭＯＳＦＥＴ）Ｍ１，Ｍ２を含んでもよい。トランジスタの個数は特に限定されず、アークレス転流の条件を満たすように選べばよいが、本発明者らが検討したところ、４個ＭＯＳＦＥＴの並列接続により図４（ｂ）に示すようにアークレス転流が確認され、また２個のＭＯＳＦＥＴの並列接続においても、アークレス転流が確認された。なお図５（ａ）では、ボディダイオード（還流ダイオード）は省略している。
【００５２】
複数のトランジスタを並列接続することにより、半導体スイッチ８ａのオン抵抗ＲＯＮを小さくすることができる。これにより、より小さい端子間電圧Ｖｃにおいて、電流ｉを半導体スイッチ８ａに転流することが可能となる。
【００５３】
（第２のアプローチ）
式（３）あるいは（４）を参照すると、寄生インダクタンスＬおよびＬＳを小さくすることにより、左辺を小さくでき、したがってアークレス転流しやすくなる。図５（ｂ）は、第２実施例に係る直流遮断器２ｂの断面図である。主遮断器４ｂは一般的な電気接点であり、固定接点９０２、可動接点９０４、ベローズ９０６などを備える。直流遮断器２ｂでは、半導体スイッチ８ｂを含む市販のパワーモジュールが、主遮断器４のケーシング（筐体）に密着している。これにより配線長を短くでき、インダクタンスや寄生抵抗を下げることができる。
【００５４】
図５（ａ）のように複数のトランジスタを並列接続する場合、主遮断器４ｂの筐体に複数のパワーモジュールを取り付ければよい。
【００５５】
上述したように、主遮断器４を従来に比べて小型化できるため、主遮断器４と半導体スイッチ８を同一パッケージあるいは同一モジュール内に内蔵してもよい。これによりさらにインダクタンスを下げることができる。
【００５６】
（第３のアプローチ）
図５（ｃ）は、第３実施例に係る直流遮断器２ｃの回路図である。この直流遮断器２ｃは、主経路６ならびに副経路１０に対して並列に設けられたスナバコンデンサ１４をさらに備える。
【００５７】
スナバコンデンサ１４により接点間電圧Ｖｃの跳ね上がりを抑制できるため、溶融ブリッジからアーク放電に転移しにくくできる。
【００５８】
（第４のアプローチ）
図５（ｄ）は、第４実施例に係る直流遮断器２ｄの回路図である。この直流遮断器２ｄにおいて、主遮断器４ｄは、直列に接続された複数の電気接点４＿１〜４＿２を含む。主遮断器４ｄ全体の接点電圧Ｖｃは、個々の電気接点の接点電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ２の総和となる。したがって、個々の電気接点４＿１〜４＿２の両端間電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が低い状態で、半導体スイッチ８を導通させることができ、電気接点４＿１，４＿２においてアーク放電が発生しにくくなる。なお、電気接点の個数は特に限定されない。
【００５９】
図６は、第４実施例に係る直流遮断器２ｄの断面図である。この直流遮断器２ｄの等価回路図は、図５（ｄ）に示されている。直流遮断器２ｄは、２個の固定電極２０＿１，２０＿２と、２個の可動電極２２＿１，２２＿２を備える。固定電極２０＿１と可動電極２２＿１のペアは、図５（ｄ）の電気接点４＿１に相当し、ギャップ２４を隔てて対向して配置される。同様に固定電極２０＿２と可動電極２２＿２のペアは、図５（ｄ）の電気接点４＿２に相当し、ギャップ２４を隔てて対向して配置される。２つの可動電極２２＿１，２２＿２は一体に形成されてもよい。
【００６０】
２つの可動電極２２＿１，２２＿２は、ピエゾアクチュエータ２６に取り付けられている。ピエゾアクチュエータ２６を駆動することにより、ギャップ２４の距離を変化させ、対向する固定電極２０と可動電極２２を着脱可能となっている。
【００６１】
図７（ａ）は、２つの接点を有する図６の直流遮断器２ｄの動作波形図であり、図７（ｂ）は、１つの接点を有する直流遮断器の動作波形図である。図８は、さまざまな接点材料の軟化・溶融・沸騰電圧を示すテーブルである。
【００６２】
銅の沸騰電圧は０．８Ｖである。図７（ｂ）に示すように１接点の場合、接点電圧が１Ｖ弱でアーク放電が発生し、接点電圧は２０Ｖ（図では振り切れている）にも達する。一方、接点数を２に増やすと、図７（ａ）に示すように接点電圧が１．５Ｖを超えても沸騰せず、アーク放電が発生しないことがわかる。このように接点数の増加によりアーク放電を抑制できる。
【００６３】
（第５のアプローチ）
第５のアプローチは、沸騰電圧Ｖｂを高くすることであり、これには、主遮断器４の接点に高融点材料を選択することが有効であり、Ａｇ（銀）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｗ（タングステン）あるいはそれらの合金が有用である。たとえば融点に関して、Ａｇは９６１℃、Ｎｉは１４５５℃、Ｗは３３８２℃である。また、それらの溶融電圧Ｖｍは、Ａｇは０．３８〜０．６４Ｖ、Ｎｉは０．５５〜１．１Ｖ，Ａｇ−Ｗ合金で０．６〜１．０Ｖである（P. P. Koren, IEEE Parts, Hybrids&Packaging, vol. PHP-11, no.1 pp.4-10 (1975））。
【００６４】
接点の電極材料として、沸騰電圧Ｖｂの高い材料を用いることに替えて、以下のアプローチをとることも可能である。
図９（ａ）、（ｂ）は、電極材料としてＣ（炭素）を用いた電極構造の平面図および断面図である。Ｃｕの電極プレート３０の表面上に、炭素膜３２（厚み２００μｍ）がねじ３４を利用して密着して固定されている。図８に示すように、炭素は金属ではないので軟化・溶融・沸騰電圧は定義できないが、３６４２℃の昇華温度を有する。
【００６５】
図１０は、図８の電極構造を備える直流遮断器によるアークレス転流の動作波形図である。図１０に示すように、接点電圧が７．５Ｖ程度まで上昇した後に転流が完了している。なおＳｉ−ＭＯＳＦＥＴをターンオンさせない場合は，接点間電圧９．０Ｖ程度でアーク放電が発生し、３０Ｖまで上昇した。炭素を電極として使用したことにより、タングステン以上の高い接点電圧を得ることができる。
【００６６】
図１０に示す接点開極時刻０で、接点電圧が２Ｖ程度発生しており、これは他の波形図より大きくなっている。これは、通常の接点抵抗が１ｍΩ以下であるのに対して、図９の電極構造は１３ｍΩ（２Ｖ／１５０Ａ）もの接点抵抗を有することに起因しており、このような大きな接触抵抗は、電極プレート３０と炭素膜３２の密着性の悪さが要因のひとつである。
【００６７】
言い換えれば、電極プレート３０と炭素膜３２の密着性を高めれば、接点抵抗を十分に小さくできる。そこでプラズマＣＶＤ法によって、電極プレート３０の表面に炭素膜またはグラフェン膜を形成してもよいし、加熱プレス成形法によって、炭素膜またはグラフェン膜を形成してもよい。これにより、電極プレート３０と炭素膜３２の密着性を高めて接点抵抗を小さくでき、接点開極前の接点電圧を小さくできる。
【００６８】
（その他の実施例）
半導体スイッチ８であるＭＯＳＦＥＴをターンオフしてサージアブソーバ（アレスタ、バリスタ）でエネルギーを吸収した遮断後には、ＭＯＳＦＥＴは回路電圧に耐えなければならない。大電流用のＭＯＳＦＥＴの定格電圧は、１２００Ｖ、３３００Ｖなどであり、回路電圧はＭＯＳＦＥＴの定格以下とすることが求められる。回路電圧が大きな用途に使用したい場合、ＭＯＳＦＥＴを複数、直列に接続すればよい。
【００６９】
図５（ｅ）は、第５実施例に係る直流遮断器２ｅの回路図である。この直流遮断器２ｅにおいて、副経路１０には、逆直列接続された一対の半導体スイッチ８＿１，８＿２が設けられる。この直流遮断器２ｅは、双方向の直流系統、あるいは交流系統の遮断にも利用できる。
【００７０】
なお、図５（ａ）〜（ｅ）に示したさまざまな回路構成および上述のいくつかのアプローチは、任意に組み合わせることが可能である。
【００７１】
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００７２】
２…直流遮断器、４…主遮断器、６…主経路、８…半導体スイッチ、１０…副経路、１２…サージアブソーバ。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明は、電力伝送に利用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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