(57)【要約】電気的特性の異なる複数種のスイッチング素子を組み合わせて構成された電力変換装置を用いて、システム全体を更に効率化する。スイッチ部（２）は、第１スイッチング素子（５）と、第１スイッチング素子（５）よりもスイッチング時の遷移時間が短い第２スイッチング素子（７）との並列回路である。駆動制御部（２０）は、第１スイッチング素子（５）に接続される第１制御信号線（Ｌ１）に出力する第１スイッチング制御信号（Ｓ１）と、第２スイッチング素子（７）に接続される第２制御信号線（Ｌ２）に出力する第２スイッチング制御信号（Ｓ２）とを独立して出力し、両スイッチング素子（３）は独立して制御される。第１スイッチング素子（５）と第２スイッチング素子（７）とは、ターンオンするタイミングとが異なるようにスイッチング制御される。
2017086201.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置であって、
オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と直流の負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力とするインバータ回路と、
前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部と、を備え、
前記スイッチ部のそれぞれは、第１スイッチング素子と、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第１スイッチング素子よりも短い第２スイッチング素子との並列回路であり、
前記スイッチ部のそれぞれにおける、前記第１スイッチング素子の制御端子と前記駆動制御部とをつなぐ第１制御信号線と、前記第２スイッチング素子の制御端子と前記駆動制御部とをつなぐ第２制御信号線とは、独立して設けられ、
前記駆動制御部は、前記第１制御信号線に出力する第１スイッチング制御信号と、前記第１スイッチング制御信号とは異なる信号であって前記第２制御信号線に出力する第２スイッチング制御信号と、を独立して出力し、
前記第１スイッチング制御信号と前記第２スイッチング制御信号とは、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態となるターンオンの際に、前記第１スイッチング素子がターンオンするタイミングと、前記第２スイッチング素子がターンオンするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をスイッチングする信号である、電力変換装置。
【請求項２】
前記インバータ回路の各相の交流電流の瞬時値が予め規定された低電流基準値未満の動作領域を低電流領域とし、
各相の前記交流電流の瞬時値が前記低電流基準値以上の動作領域を高電流領域とし、
少なくとも前記高電流領域では、前記第１スイッチング制御信号、及び前記第２スイッチング制御信号により前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の双方がスイッチング制御される、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記低電流領域では、前記第２スイッチング制御信号により前記第２スイッチング素子のみがスイッチング制御される、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１スイッチング制御信号と前記第２スイッチング制御信号とは、さらに前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子がオン状態からオフ状態となるターンオフの際に、前記第１スイッチング素子がターンオフするタイミングと、前記第２スイッチング素子がターンオフするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をスイッチングする信号である、請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１スイッチング制御信号と前記第２スイッチング制御信号とは、さらに前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子がオン状態からオフ状態となるターンオフの際に、前記第１スイッチング素子がターンオフするタイミングと、前記第２スイッチング素子がターンオフするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をスイッチングする信号であり、
各相の前記交流電流の瞬時値が、前記低電流基準値以上で、前記低電流基準値よりも大きい高電流基準値未満の第１高電流領域では、前記第２スイッチング素子をオン状態に遷移させた後に前記第１スイッチング素子をオン状態に遷移させ、前記第１スイッチング素子をオフ状態に遷移させた後に前記第２スイッチング素子をオフ状態に遷移させ、
各相の前記交流電流の瞬時値が、前記高電流基準値以上の第２高電流領域では、前記第１スイッチング素子をオン状態に遷移させた後に前記第２スイッチング素子をオン状態に遷移させ、前記第２スイッチング素子をオフ状態に遷移させた後に前記第１スイッチング素子をオフ状態に遷移させる、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号は、複数相の交流の相ごとに個別に独立した周波数を有し、さらに、各相の前記第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号の周波数は、前記高電流領域に比べて前記低電流領域の方が高い周波数である請求項２、３又は５の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴである、請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
交流の回転電機と、直流電源との間に備えられ、
前記第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号の周波数が、前記回転電機の速度、前記回転電機のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定される請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータなどの電力系の回路に用いられるスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが知られている。ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴは、物性や構造の違いにより、電気的特性が異なる。一般的に、インバータなどの電力系の回路は、同一種のスイッチング素子によって構成されている。しかし、スイッチング素子の電気的特性の違いを利用して、複数種のスイッチング素子を混在させた回路を構成し、電気的に幅広い適用範囲を実現しようという試みもなされている。下記に出典を示す特許文献１には、同一パッケージ内にＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとが並列接続されたパワーモジュール（スイッチング素子）が開示されている。【０００３】
特許文献１の図１及び図４には、ＭＯＳＦＥＴの制御端子と、ＩＧＢＴの制御端子とに個別に制御線が設けられた概念図が例示されているが、具体的な制御方法については、図２を参照して説明されている。具体的には、２段階の正の電圧レベルを有する同一の制御信号を、両素子の制御端子に与えることで、ＭＯＳＦＥＴのみを動作させる場合と、ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴを動作させる場合とに制御される。特許文献１に開示された技術は、電気的特性の異なるスイッチング素子を条件に応じて使い分けることのできる優れたものである。しかし、特許文献１において詳細に明示されている例では、電気的特性の異なるスイッチング素子は、別個にスイッチングするものの、同じ制御信号を用いて制御されている。このため、両スイッチング素子のスイッチングタイミングをさらに細かく制御するようなことは困難であり、インバータ回路に付随する各種回路部品やインバータ回路による交流電力の供給対象などを含めたシステム全体を考慮すれば、更なる効率化の余地が残されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２５３２０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記背景に鑑みて、電気的特性の異なる複数種のスイッチング素子を組み合わせて構成された電力変換装置を用いて、システム全体を更に効率化することが望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
１つの態様として、上記に鑑みた、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置は、
オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と直流の負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力とするインバータ回路と、
前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部と、を備え、
前記スイッチ部のそれぞれは、第１スイッチング素子と、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第１スイッチング素子よりも短い第２スイッチング素子との並列回路であり、
前記スイッチ部のそれぞれにおける、前記第１スイッチング素子の制御端子と前記駆動制御部とをつなぐ第１制御信号線と、前記第２スイッチング素子の制御端子と前記駆動制御部とをつなぐ第２制御信号線とは、独立して設けられ、
前記駆動制御部は、前記第１制御信号線に出力する第１スイッチング制御信号と、前記第１スイッチング制御信号とは異なる信号であって前記第２制御信号線に出力する第２スイッチング制御信号と、を独立して出力し、
前記第１スイッチング制御信号と前記第２スイッチング制御信号とは、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子がオフ状態からオン状態となるターンオンの際に、前記第１スイッチング素子がターンオンするタイミングと、前記第２スイッチング素子がターンオンするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をスイッチングする信号である。【０００７】
この構成によれば、互いに電気的特性の異なる第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することができる。つまり、駆動制御部は、両スイッチング素子のスイッチングタイミングを素子の電気的特性に応じて細かく制御することができる。例えばターンオンの際に各スイッチング素子において生じるサージの出現タイミングを分散させ、両スイッチング素子のサージが重畳されてより大きなサージとなることを抑制できる。また、遅れてオン状態となる何れか一方のスイッチング素子がターンオンする際に、入出力端子間（例えばドレイン−ソース間、コレクタ−エミッタ間）の電圧を低く抑えることができる。従って、当該スイッチング素子がターンオンする際に生じる過渡電流やサージの大きさを低減することができる。これにより、インバータ回路に付随する各種回路部品やインバータ回路による交流電力の供給対象などを含めたシステム全体の効率を向上させることができる。即ち、電気的特性の異なる複数種のスイッチング素子を組み合わせて構成された電力変換装置を用いて、システム全体を更に効率化することができる。【０００８】
電力変換装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】電力変換装置のシステム構成を模式的に示すブロック図
【図２】１相分のアームの構成を模式的に示す回路ブロック図
【図３】トルク及び回転速度に応じた回転電機の動作領域を模式的に示す図
【図４】低電流領域内に最大振幅を有する３相交流波形の波形図
【図５】第１高電流領域までの範囲内に最大振幅を有する３相交流波形の波形図
【図６】パターンＢによる２つのスイッチング素子のスイッチングタイミングの一例を示すタイミングチャート
【図７】第２高電流領域までの範囲内に最大振幅を有する３相交流波形の波形図
【図８】パターンＣによる２つのスイッチング素子のスイッチングタイミングの一例を示すタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、電力変換装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、電力変換装置１のシステム構成を模式的に示している。電力変換装置１は、直流電源１１と、交流の回転電機８０との間に備えられ、直流と交流との間で電力を変換する。回転電機８０は、本実施形態では、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０（インバータ回路）を介して直流電源１１からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、例えば不図示の内燃機関や車輪から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源１１を充電する（回生）。
【００１１】
本実施形態において、直流電源１１は、例えば定格電圧が５０〜４００［Ｖ］程度の高圧直流電源である。直流電源１１は、例えば、ニッケル水素やリチウムイオンなどの二次電池や、電気二重層キャパシタなどのキャパシタ、或いはこれらを組み合わせたものなどであり、大電圧大容量の蓄電可能な直流電源である。尚、電力変換装置１が直流電源１１の出力電圧を昇圧する直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を備える場合には、直流電源に当該コンバータを含めることができる。尚、このコンバータは、インバータ１０を介して直流電源１１へ電力が回生される場合には、降圧コンバータとして機能する。
【００１２】
以下、インバータ１０の直流側の電圧（インバータ１０の直流側の正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧、直流電源１１の端子間電圧やコンバータの出力電圧）を直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と称する。インバータ１０の直流側には、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２（直流リンクコンデンサ）が備えられている。平滑コンデンサ１２は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧）を安定化させる。
【００１３】
上述したように、インバータ１０は、直流リンク電圧を有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した複数相の交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチ部２を有して構成される。スイッチ部２には、図２等を参照して後述するように、スイッチング素子３とフリーホイールダイオード４とが含まれている。スイッチング素子３には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子が用いられる。
【００１４】
従来、インバータ１０のスイッチング素子３としては、ケイ素（Ｓｉ）を基材としたＳｉ−ＩＧＢＴが広く利用されてきた。近年、電力用のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの基材として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料も実用化されてきている。ＳｉＣやＧａＮなどの半導体材料は、Ｓｉに比べてバンドギャップが広く（ワイドバンドギャップ半導体）、絶縁破壊強度もＳｉよりも高いなど、半導体材料の素材としての基本性能がＳｉよりも高い。絶縁破壊強度が高いことより、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子（パワースイッチング素子）では、ドリフト層の膜厚を、Ｓｉを基材とする素子よりも薄くすることができる。電力用高耐圧素子の抵抗成分の多くは、このドリフト層の厚みに起因するので、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、Ｓｉ基材の素子と比べて、単位面積当たりのオン抵抗が非常に低い素子を実現できる。
【００１５】
Ｓｉを基材とする電力用高耐圧素子では、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するために、少数キャリアデバイスであるバイポーラトランジスタの構造を備えたＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）が主流となっている。ＩＧＢＴは、1つの半導体素子上において、入力段にＦＥＴ構造を、出力段にバイポーラトランジスタ構造を持つスイッチング素子である。但し、ＩＧＢＴは、例えばＭＯＳＦＥＴに比べると、スイッチング損失が大きく、その結果として発生する熱の影響もあって、高周波数でのスイッチングには限界がある。ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、上述したようにドリフト層が薄く構成できるので、高速なデバイス構造であり、多数キャリアデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造であっても、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を抑制することができる。つまり、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子は、高耐圧、低オン抵抗、高周波数動作を実現することができる。
【００１６】
例えば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、さらに高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。また、インバータ１０の損失の低減も期待できる。但し、ＳｉＣやＧａＮは、Ｓｉに比べて高価であり、インバータ１０やインバータ１０を含む電力変換装置１のコストを上昇させるおそれがある。  
【００１７】
このように、Ｓｉ−ＩＧＢＴなどのＳｉ素材のスイッチング素子と、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなどのＳｉＣ素材のスイッチング素子とでは、それぞれが長所・短所を有する。このため、両者の長所をうまく活かして最適なインバータ１０及びインバータ１０を備えた電力変換装置１を提供することが好ましい。
【００１８】
図１に示すように、インバータ１０は、複数組のアーム９を備えたブリッジ回路により構成されている。インバータ１０は、回転電機８０の各相のステータコイル８１（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応するそれぞれのアーム９について上段側及び下段側の一対のスイッチ部２を備えて構成されている。具体的には、図１に示すように、交流１相分のアーム９が上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との直列回路により構成されている。各スイッチ部２は、図２に示すように、スイッチング素子３と、フリーホイールダイオード４とを有している。フリーホイールダイオード４は、各スイッチング素子３に対して、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として、並列に接続されている。換言すれば、スイッチング素子３がオン状態の場合の通流方向と逆方向を順方向として、各スイッチング素子３に対して、フリーホイールダイオード４が並列接続（逆並列接続）されている。
【００１９】
スイッチング素子３のそれぞれは、図２に示すように、駆動制御部２０（MG-CNT）から出力されるスイッチング制御信号（例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するゲート駆動信号）Ｓ１，Ｓ２に基づいて動作する。駆動制御部２０は、インバータ１０を備えた電力変換装置１を制御対象とし、電力変換装置１を介して交流の回転電機８０を駆動制御する制御装置である。本実施形態では、駆動制御部２０は、インバータ制御装置３０（INV-CNT）とドライブ回路４０（DRV）とを備えている。インバータ制御装置３０は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの論理演算プロセッサなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。当然ながら、インバータ制御装置３０は、論理回路などの電子回路を中核としたハードウェアによって構成されてもよい。インバータ制御装置３０の動作電圧は、３．３〜１２［Ｖ］程度であり、インバータ制御装置３０は、不図示の低圧直流電源（例えば定格電圧が１２〜２４［Ｖ］程度）から電力の供給を受けて動作する。
【００２０】
高電圧をスイッチングする電力用のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート端子）に入力されるゲート駆動信号は、インバータ制御装置３０を構成する電子回路（マイクロコンピュータなど）の動作電圧よりも大きい電圧振幅を必要とする。このため、インバータ制御装置３０により生成されたスイッチング制御信号（スイッチング制御源信号）は、ドライブ回路４０によって、電圧振幅の拡大や電流の増幅など、駆動力を付与された後で、インバータ１０に入力される。本実施形態では、インバータ制御装置３０とドライブ回路４０とを総称して、駆動制御部２０と称する。また、本実施形態では、特に断らない限り、インバータ制御装置３０が生成して出力する制御信号（スイッチング制御源信号）と、ドライブ回路４０を経てスイッチング素子３に伝達される制御信号とを区別せず、スイッチング制御信号と総称する。
【００２１】
回転電機８０には、図１に示すように、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置（ロータの回転角度）や回転速度を検出する回転センサ１４が備えられている。回転センサ１４は、例えばレゾルバ等である。また、回転電機８０の各相のステータコイル８１を流れる電流は、電流センサ１３により測定される。本実施形態では、３相の全てが非接触型の電流センサ１３により測定される構成を例示している。インバータ制御装置３０は、回転電機８０の要求トルクや回転速度、変調率に基づき、電流フィードバック制御を行う。要求トルクは、例えば車両用制御装置や車両の走行制御装置などの不図示の他の制御装置からインバータ制御装置３０に提供される。尚、変調率は、直流電圧（直流リンク電圧）から交流電圧への変換率を示す指標であり、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す値である。
【００２２】
インバータ制御装置３０は、これらの要求トルク、回転速度、変調率等に応じて、インバータ１０をスイッチング制御するためのパルス（変調パルス）を生成してスイッチング制御信号として出力する。尚、変調パルスは都度生成されても良いし、回転電機８０或いはインバータ１０の動作条件に応じて予めメモリ等にパルスパターンを記憶させておき、ＤＭＡ転送等によってプロセッサに負荷をかけることなく出力される形態であってもよい。
【００２３】
ところで、直流から交流へ変換する場合を変調、交流から直流へ変換する場合を復調と、区別して称することも可能であり、両者を併せて変復調と称することもできるが、本実施形態では何れの変換についても変調と称して説明する。本実施形態において、インバータ制御装置３０は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。ベクトル制御法については、以下のような簡単な説明に留め、詳細な説明は省略する。
【００２４】
まず、インバータ制御装置３０は、直流リンク電圧、要求トルク、変調率等に基づいて、ベクトル制御における直交ベクトル座標系における電流指令を演算する。この直交ベクトル座標系は、回転電機８０のロータの磁極の方向を一方の軸（ｄ軸）、この軸（ｄ軸）に直交する方向を他方の軸（ｑ軸）とする座標系である。ステータコイル８１を流れる３相の電流（実電流）も、磁極位置に基づいてこの直交ベクトル座標系に座標変換される。直交ベクトル座標系において、電流指令と実電流との偏差に基づき、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）の演算が行われ、電圧指令が導出される。この電圧指令が磁極位置に基づいて、３相の電圧指令に逆座標変換され、選択された変調方式に従って変調パルス（スイッチング制御信号）が生成される。
【００２５】
回転電機８０の動作領域は、例えば図３に示すように、要求トルクと回転速度に応じた広い領域に広がっている。回転電機８０を制御するための変調方式には、種々の形態があるが、要求トルクや回転速度に応じて定まる動作点によって最適な変調方式は異なる。本実施形態においては、図３に示すように、トルクに応じて３つの異なる動作領域が設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式（動作モード：mode 1, mode 2, mode 3）が採用されている。各動作モードの詳細については、図４〜図８等を用いて後述する。
【００２６】
ところで、変調方式として、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。以下、「スイッチング制御信号の周波数」と称した場合は、特に断らない限り、キャリアの周波数を示す。パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）などが含まれる。
【００２７】
各動作モードの説明に先立って、本実施形態のインバータ１０の構成について説明する。図１に示すように、インバータ１０には、オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部２が２つ直列接続された１相分のアーム９が、直流の正極Ｐと直流の負極Ｎとの間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続されている。各アーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、各相の交流入出力である。本実施形態では、３相それぞれに対応するアーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、星形接続された回転電機８０の３相のステータコイル８１のそれぞれに接続されている。
【００２８】
図２に示すように、本実施形態では、スイッチ部２のそれぞれは、２つのスイッチング素子３の並列回路によって構成されている。具体的には、各スイッチ部２のそれぞれは、第１スイッチング素子５と、第２スイッチング素子７との並列回路によって構成されている。ここでは、第１スイッチング素子５は、Ｓｉ−ＩＧＢＴであり、第２スイッチング素子７は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである形態を例示している。上述したように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、オフ状態とオン状態との間での遷移時間がＳｉ−ＩＧＢＴよりも短いスイッチング素子３である。第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子７とは、この組み合わせに限らず、第２スイッチング素子７が第１スイッチング素子５よりも、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第１スイッチング素子５よりも短いスイッチング素子３であればよい。
【００２９】
また、本実施形態では、フリーホイールダイオード４として、Ｓｉ−ＩＧＢＴの第１スイッチング素子５にはｐｎ接合のダイオード（好ましくはファストリカバリーダイオード）が並列接続され、ＳｉＣ―ＭＯＳＦＥＴの第２スイッチング素子７にはショットキーバリアダイオードが並列接続されている形態を例示している。ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。ｐｎ接合の一般的なダイオードの逆回復時間はおよそ数１０［μｓ］〜１００［μｓ］であるのに対して、ファストリカバリーダイオードはおよそ１００［ｎｓｅｃ］以下である。ショットキーバリアダイオードは、ｐｎ接合ではなくショットキー接合（金属と半導体との接触）による整流作用を利用したダイオードである。ショットキーバリアダイオードには、動作原理上、逆回復時間というものがなく、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。一般的に、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があるため、フリーホイールダイオードとして用いる場合には、ＳｉＣを基材とする素子であると好適である。
【００３０】
尚、フリーホイールダイオード４として、第１スイッチング素子５にショットキーバリアダイオードが、第２スイッチング素子７にファストリカバリーダイオードが備えられてもよい。また、両スイッチング素子（５，７）に対して、共にファストリカバリーダイオードが備えられてもよいし、共にショットキーバリアダイオードが備えられてもよい。また、本実施形態では、上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２とは、同様の構成である。従って、以下、特に断らない限り、上段側と下段側とを区別せず、単にスイッチ部２と称して説明する。
【００３１】
図２に示すように、スイッチ部２のそれぞれにおける、第１スイッチング素子５の制御端子（ゲート端子）と駆動制御部２０とをつなぐ第１制御信号線Ｌ１と、第２スイッチング素子７の制御端子（ゲート端子）と駆動制御部２０とをつなぐ第２制御信号線Ｌ２とは、独立して設けられている。従って、駆動制御部２０は、第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達、及び、第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により、第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子７とをそれぞれ独立して別個に制御することができる。駆動制御部は、第１制御信号線Ｌ１に出力する第１スイッチング制御信号Ｓ１と、第１スイッチング制御信号Ｓ１とは異なる信号であって第２制御信号線Ｌ２に出力する第２スイッチング制御信号Ｓ２と、を独立して出力することができる。
【００３２】
当然ながら、上段側スイッチ部２１に対する制御信号線と下段側スイッチ部２２に対する制御信号線とも独立して設けられている。具体的には、上段側スイッチ部２１のそれぞれの第１スイッチング素子５の制御端子と駆動制御部２０とをつなぐそれぞれの上段側第１制御信号線Ｌ１１と、上段側スイッチ部２１のそれぞれの第２スイッチング素子７の制御端子と駆動制御部２０とをつなぐそれぞれの上段側第２制御信号線Ｌ２１と、下段側スイッチ部２２のそれぞれの第１スイッチング素子５の制御端子と駆動制御部２０とをつなぐそれぞれの下段側第１制御信号線Ｌ１２と、下段側スイッチ部２２のそれぞれの第２スイッチング素子７の制御端子と駆動制御部２０とをつなぐそれぞれの下段側第２制御信号線Ｌ２２と、は、独立して設けられている。
【００３３】
図３を参照して上述したように、本実施形態では、トルクに応じて３つの動作領域が設定され、それぞれの動作領域において以下のように異なる変調方式（動作モード）が採用されている。
第１動作モード（mode 1）：要求トルク  ＜  ｜Ｔ１｜
第２動作モード（mode 2）：｜Ｔ１｜  ≦  要求トルク  ＜  ｜Ｔ２｜
第３動作モード（mode 3）：｜Ｔ２｜  ≦  要求トルク  ＜  ｜Ｔ３｜
【００３４】
本実施形態では、さらに、各動作モードにおいて、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値に基づき、３つの異なるスイッチングパターンによりスイッチング素子３がスイッチング制御される。各スイッチングパターンと３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値との関係は以下の通りである。尚、特に断らない限り、“瞬時値”は“絶対値”を示す。
パターンＡ：｛Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ｝  ＜  ｜Ｉ１｜
パターンＢ：｜Ｉ１｜  ≦  ｛Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ｝  ＜  ｜Ｉ２｜
パターンＣ：｜Ｉ２｜  ≦  ｛Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ｝  ＜  ｜Ｉ３｜
【００３５】
パターンＡが適用される条件は、図４に示すように、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、低電流基準値（｜Ｉ１｜）未満の低電流領域の場合である。パターンＡでは、スイッチ部２を流れる電流が小さいため、各スイッチ部２において並列接続された２つのスイッチング素子３の内の一方のスイッチング素子３がオフ状態に固定され、もう一方のスイッチング素子３にのみ電流が流れても問題はない。本実施形態では、相対的にオフ状態とオン状態との間での遷移時の時間（遷移時間）が短く、当該遷移時の損失も少ない第２スイッチング素子７のみがスイッチング制御され、第１スイッチング素子５はオフ状態に固定される。
【００３６】
即ち、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、低電流基準値（｜Ｉ１｜）未満の低電流領域では、第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７のみがスイッチング制御される。第１スイッチング素子５は、当該低電流領域では、第１制御信号線Ｌ１を介した非有効状態の第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達により、常時オフ状態に制御される。ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴの第２スイッチング素子７は、Ｓｉ−ＩＧＢＴの第１スイッチング素子５に比べて、ターンオフ時に入出力端子間電圧（Ｖｄｓ）が復帰する時間（回復時間）が短く、スイッチング損失も少ない。回復時間が短いことにより、各アーム９において上段側スイッチ部２１及び下段側スイッチ部２２を共にオフ状態とする期間（デッドタイム）を短くすることができる。デットタイムを短くすることができる分、スイッチング周波数を高くすることができる。スイッチング周波数が高くなると、３相交流波形の脈動が小さくなり、歪みも低減される。これにより、直流リンク電圧の脈動も低減されるので、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２の静電容量を小さくすることができ、小型化が実現できる。
【００３７】
パターンＢ及びパターンＣが適用される条件は、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上の高電流領域の場合である。高電流領域では、低電流領域に比べてスイッチング素子３を流れる電流が大きいため、各スイッチ部２において並列接続された２つのスイッチング素子３の双方が変調制御される。即ち、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上の高電流領域では、第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達、及び第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７の双方がスイッチング制御される。尚、各スイッチ部２において、第１スイッチング素子５がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングと、第２スイッチング素子７がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングとが一致しないように、両スイッチング素子３（５，７）がスイッチング制御されると好適である。
【００３８】
図５は、パターンＡ及びパターンＢが適用される場合の最大の３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を示している。パターンＢが適用される場合の交流電流の瞬時値の最大値は、“｜Ｉ２｜”（後述する“高電流基準値”）である。図５に示すように、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、電気角θの一周期の間に低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上となる場合、電気角θの一周期の間で、パターンＡ及びパターンＢの双方によるスイッチング制御が行われる。即ち、各相の交流電流が振幅中心に近く、その瞬時値が低電流基準値（｜Ｉ１｜）未満の位相（θ）では、パターンＡによるスイッチング制御が行われる。一方、各相の交流電流の瞬時値が低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上となる位相（θ）では、パターンＢによるスイッチング制御が行われる。
【００３９】
上述したように、高電流領域では、各スイッチ部２において、第１スイッチング素子５がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングと、第２スイッチング素子７がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングとが一致しないように、両スイッチング素子３（５，７）がスイッチング制御される。１つの態様として、パターンＢが適用される場合には、第２スイッチング素子７をオン状態に遷移させた後に第１スイッチング素子５をオン状態に遷移させ、第１スイッチング素子５をオフ状態に遷移させた後に第２スイッチング素子７をオフ状態に遷移させる。
【００４０】
以下、図６のタイミングチャートを参照して説明するが、ここでは、スイッチング素子３の内部抵抗や浮遊インピーダンス等は無視して説明する。図６に示す例では、時刻ｔ１において第２スイッチング制御信号Ｓ２が有効状態となり、第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７がオフ状態からオン状態に遷移する（ターンオンする）。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの遷移時間を経過すると、第２スイッチング素子７の端子間電圧（ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）がほぼゼロとなり、第２スイッチング素子７を流れる電流（ドレイン−ソース間電流Ｉｄｓ）も最大値まで増加する。第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子７とは並列接続されているため、第１スイッチング素子５の端子間電圧（コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ）も、ほぼゼロとなる。
【００４１】
第１スイッチング素子５の端子間電圧（Ｖｃｅ）がほぼゼロとなった時刻ｔ２よりも後の時刻ｔ３において第１スイッチング制御信号Ｓ１が有効状態となる。第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達により第１スイッチング素子５がオフ状態からオン状態に遷移する（ターンオンする）。この時、第１スイッチング素子５の端子間電圧（Ｖｃｅ）は、ほぼゼロであるからターンオンに伴う過渡電流はほとんど流れず、いわゆるゼロ電圧スイッチング（Zero Voltage Switching）が達成される。このため、第２スイッチング素子７に比べてスイッチング損失の大きい第１スイッチング素子５のターンオフに起因する損失の発生が大きく低減される。このように、パターンＢが適用される場合には、駆動制御部２０は、第２スイッチング素子７をオン状態に遷移させた後に第１スイッチング素子５をオン状態に遷移させる。
【００４２】
第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７が、オン状態からオフ状態へ遷移する（ターンオフする）際にも、第１スイッチング素子５がゼロ電圧スイッチングを達成できるようなタイミングで、両素子（５，７）がスイッチング制御される。具体的には、第２スイッチング素子７がターンオフを開始する時刻ｔ５よりも前の時刻ｔ４において、第１スイッチング制御信号Ｓ１が非有効状態となる。第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達により第１スイッチング素子５がターンオフする。第１スイッチング素子５がオフ状態に遷移した後、時刻ｔ６において第２スイッチング制御信号Ｓ２が非有効状態となる。第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７がターンオフする。このように、パターンＢが適用される場合には、駆動制御部２０は、第１スイッチング素子５をオフ状態に遷移させた後に第２スイッチング素子７をオフ状態に遷移させる。
【００４３】
図７は、パターンＡ及びパターンＢ及びパターンＣの全てが適用される場合の最大の３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を示している。上述したように、高電流領域には、パターンＢが適用される領域と、パターンＣが適用される領域とがある。高電流領域の内、パターンＢが適用される領域を第１高電流領域と称し、パターンＣが適用される領域を第２高電流領域と称する。第１高電流領域は、３相各相の交流電流の瞬時値が、低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上で、低電流基準値（｜Ｉ１｜）よりも大きい高電流基準値（｜Ｉ２｜）未満の領域である。第２高電圧領域は、３相各相の交流電流の瞬時値が、高電流基準値（｜Ｉ２｜）以上の領域である。尚、“｜Ｉ３｜”はスイッチ部２が許容可能な最大の電流値を示している。最大値を含めて定義する場合には、第２高電圧領域は、３相各相の交流電流の瞬時値が、高電流基準値（｜Ｉ２｜）以上、最大電流基準値（｜Ｉ３｜）未満の領域である。
【００４４】
図７に示すように、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、電気角θの一周期の間に高電流基準値（｜Ｉ２｜）以上となる場合、電気角θの一周期の間で、パターンＡ及びパターンＢ及びパターンＣの全てのスイッチングパターンによるスイッチング制御が行われる。即ち、各相の交流電流が振幅中心に近く、その瞬時値が低電流基準値（｜Ｉ１｜）未満の位相（θ）では、パターンＡによるスイッチング制御が行われる。各相の交流電流の瞬時値が低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上で高電流基準値（｜Ｉ２｜）未満となる位相（θ）では、パターンＢによるスイッチング制御が行われる。さらに、各相の交流電流の瞬時値が高電流基準値（｜Ｉ２｜）以上となる位相（θ）では、パターンＣによるスイッチング制御が行われる。
【００４５】
上述したように、高電流領域では、各スイッチ部２において、第１スイッチング素子５がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングと、第２スイッチング素子７がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングとが、一致しないように、スイッチング制御される。パターンＢが適用される場合、即ち第１高電流領域における例については、図６を参照して上述した通りである。パターンＣが適用される第２高電圧領域においても同様に、両スイッチング素子（５，７）がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングが一致しないようにスイッチング制御される。但し、図８に例示するように、パターンＣでは、パターンＢとは反対に、第１スイッチング素子５をオン状態に遷移させた後に第２スイッチング素子７をオン状態に遷移させ、第２スイッチング素子７をオフ状態に遷移させた後に第１スイッチング素子５をオフ状態に遷移させる。
【００４６】
第２高電流領域では、第１高電流領域に比べて交流電流の瞬時値が大きい。第２スイッチング素子７は、第１スイッチング素子５に比べて、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が短い素子である。第２スイッチング素子７がそのような素子の場合、第１スイッチング素子５に比べて、サージ電圧が高くなる。例えば、一般的にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べてサージ電圧が高くなる。従って、第１高電流領域に比べて交流電流の瞬時値が大きい第２高電流領域において、第２スイッチング素子７が先にターンオンすると、許容値を超えるサージ電圧がスイッチング素子３に印加されるおそれがある。
【００４７】
第１高電流領域では、第２スイッチング素子７が単独でオン状態となる状態を作り、相対的にスイッチング損失が大きい第１スイッチング素子５をゼロ電圧スイッチングすることによって、１回のターンオン及びターンオフの際に生じる損失を低減させた。第２高電流領域では、第１スイッチング素子５が単独でオン状態となる状態を作り、相対的にサージ電圧が高い第２スイッチング素子７をゼロ電圧スイッチングして、過渡サージ電圧の発生を低減させる。また、第２スイッチング素子７がオン状態となっている状態では、２つのスイッチング素子３に電流を分流するので、瞬時値が大きくなってもスイッチング素子３を流れる電流は抑制される。
【００４８】
図８に示す例では、時刻ｔ１１において第１スイッチング制御信号Ｓ１が有効状態となり、第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達により第１スイッチング素子５がターンオンする。時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの遷移時間を経過すると、第１スイッチング素子５の端子間電圧（Ｖｃｅ）がほぼゼロとなり、第１スイッチング素子５を流れる電流（Ｉｃｅ）も最大値となる。第１スイッチング素子５と並列接続されている第２スイッチング素子７の端子間電圧（Ｖｄｓ）も、ほぼゼロとなる。
【００４９】
第２スイッチング素子７の端子間電圧（Ｖｄｓ）がほぼゼロとなった時刻ｔ１２よりも後の時刻ｔ１３において第２スイッチング制御信号Ｓ２が有効状態となる。第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７がターンオンする。この時、第２スイッチング素子７の端子間電圧（Ｖｄｓ）は、ほぼゼロであるからターンオンに伴う過渡電流はほとんど流れず、いわゆるゼロ電圧スイッチングが達成される。このように、パターンＣが適用される場合には、駆動制御部２０は、第１スイッチング素子５をオン状態に遷移させた後に第２スイッチング素子７をオン状態に遷移させる。
【００５０】
第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７が、ターンオフする際にも、第２スイッチング素子７がゼロ電圧スイッチングを達成できるようなタイミングで、両素子（５，７）がスイッチング制御される。具体的には、第１スイッチング素子５がターンオフを開始する時刻ｔ１５よりも前の時刻ｔ１４において、第２スイッチング制御信号Ｓ２が非有効状態となる。第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７がターンオフする。第２スイッチング素子７がオフ状態に遷移した後、時刻ｔ１６において第１スイッチング制御信号Ｓ１が非有効状態となる。第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達により第１スイッチング素子５がターンオフする。このように、パターンＣが適用される場合には、駆動制御部２０は、第２スイッチング素子７をオフ状態に遷移させた後に第１スイッチング素子５をオフ状態に遷移させる。
【００５１】
上述したように、特にパターンＢ及びパターンＣを含む場合、同一相であっても交流電流の位相（θ）に応じて、スイッチングパターンが異なる。また、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値は、位相（θ）によって異なる。各相のスイッチングパターンは、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値によって選択されるから、３相各相のスイッチングパターンは、位相（θ）によって異なり、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）はそれぞれ独立して生成される。例えば、図７に示す時刻ｔ２０では、Ｕ相はパターンＡで制御され、Ｖ相はパターンＢで制御され、Ｗ相はパターンＣで制御される。
【００５２】
３相各相のスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）はそれぞれ独立して生成されるので、相ごとに個別に独立した周波数（スイッチング周波数）を有すると好適である。つまり、パターンＡ、パターンＢ、パターンＣは異なる周波数（キャリア周波数）で変調されていると好適である。スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。従って、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数は可能な限り高いことが好ましい。但し、この周波数が高くなると、当然ながらスイッチング損失も増加する傾向がある。スイッチング損失は、スイッチング素子（３）に流れる電流が少ないほど、小さくなる。従って、この周波数は、交流電流の瞬時値が小さいほど高くなると好適である。換言すれば、３相各相のスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数は、高電流領域に比べて低電流領域の方が高い周波数であることが好ましい。
【００５３】
即ち、パターンＣの周波数よりもパターンＢの周波数の方が高く、パターンＢの周波数よりもパターンＡの周波数の方が高いと好適である。第２動作モードでは、電気角の１周期においてパターンＡとパターンＢとのパルスが混在することなる。つまり、スイッチング周波数が高いパターンＡにより変調される位相と、スイッチング周波数が低いパターンＢにより変調される位相とが電気角の１周期の間に混在する。しかし、３相交流の線間電圧に着目すれば、それぞれの相の位相が２π／３［ｒａｄ］ずつずれているから、何れかの相が常に高い周波数で変調されていることになる（図５参照）。即ち、３相交流は全体として高い周波数で変調されていることと等価となる。３相交流が高周波数化することによって、３相交流の脈動や歪みが軽減される。その結果、インバータ１０による交流電力の供給対象である回転電機８０の損失が低減され、効率が向上する。つまり、システム全体の損失を低減して効率を向上させることができる。第３動作モードでは、電気角の１周期においてパターンＡとパターンＢとパターンＣとのパルスが混在することなる。３相交流が高周波化される点は同様であるから詳細な説明は省略する（図７参照）。
【００５４】
さらに、下記に例示するように、パターンＣの周波数よりもパターンＢの周波数の方が高く、パターンＢの周波数よりもパターンＡの周波数の方が高いと共に、これらの周波数が、下記の範囲において可変であると好適である。
パターンＡ：ｆ１［Ｈｚ］〜ｆ１０［Ｈｚ］
パターンＢ：ｆ２［Ｈｚ］〜ｆ２０［Ｈｚ］、但しｆ２＜ｆ１、ｆ２０＜ｆ１０
パターンＣ：ｆ３［Ｈｚ］〜ｆ３０［Ｈｚ］、但しｆ３＜ｆ２、ｆ３０＜ｆ２０
【００５５】
上述したように、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置１が利用される形態や条件によって異なる。
【００５６】
１つの態様として、電力変換装置１を介して駆動される回転電機８０の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が設定されると好適である。即ち、スイッチング制御信号の周波数は、回転電機８０の速度、回転電機８０のトルク（要求トルク）、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。
【００５７】
例えば、回転電機８０のトルク（要求トルク）が大きくに従って低くなるようにスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が設定されると好適である。また、回転電機８０の速度が速くなるに従って高くなるようにスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が設定されると好適である。また、変調率が高くなるに従って、低くなるようにスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が設定されると好適である。回転電機８０のトルク、回転電機の回転速度、変調率の２つ以上に基づいて当該周波数が設定される場合には、これらのパラメータと周波数との関係を規定したマップ等が設けられていると好適である。
【００５８】
尚、上記においては、ハイブリッド自動車や電機自動車の駆動力源となる回転電機８０を駆動する形態を例示したが、回転電機８０はエアコンディショナーのコンプレッサーや、オイルポンプを駆動するものであってもよい。
【００５９】
尚、上記においては、第１スイッチング素子５がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングと、第２スイッチング素子７がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングとが、一致しないように、スイッチング制御される形態を例示したが、この形態に限定されるものではない。少なくとも、第１スイッチング素子５がオフ状態からオン状態に遷移するターンオンのタイミングと、第２スイッチング素子７がオフ状態からオン状態に遷移するターンオンとタイミングとが、一致しないように、スイッチング制御される形態であってもよい。
【００６０】
また、上記においては、低電流領域では、第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達により第２スイッチング素子７のみがスイッチング制御され、高電流領域では、第１制御信号線Ｌ１を介した第１スイッチング制御信号Ｓ１の伝達、及び第２制御信号線Ｌ２を介した第２スイッチング制御信号Ｓ２の伝達、により第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７の双方がスイッチング制御される形態を例示した。しかし、低電流領域においても第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７の双方がスイッチング制御される形態を妨げるものではない。
【００６１】
尚、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。
【００６２】
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した電力変換装置（１）の概要について簡単に説明する。
【００６３】
１つの態様として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置（１）は、
オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部（２）が２つ直列接続された１相分のアーム（９）が、直流の正極（Ｐ）と直流の負極（Ｎ）との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アーム（９）における２つの前記スイッチ部（２）の接続点を各相の交流入出力とするインバータ回路（１０）と、
前記スイッチ部（２）のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）を出力する駆動制御部（２０）と、を備え、
前記スイッチ部（２）のそれぞれは、第１スイッチング素子（５）と、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第１スイッチング素子（５）よりも短い第２スイッチング素子（７）との並列回路であり、
前記スイッチ部（２）のそれぞれにおける、前記第１スイッチング素子（５）の制御端子と前記駆動制御部（２０）とをつなぐ第１制御信号線（Ｌ１）と、前記第２スイッチング素子（７）の制御端子と前記駆動制御部（２０）とをつなぐ第２制御信号線（Ｌ２）とは、独立して設けられ、
前記駆動制御部（２０）は、前記第１制御信号線（Ｌ１）に出力する第１スイッチング制御信号（Ｓ１）と、前記第１スイッチング制御信号（Ｓ１）とは異なる信号であって前記第２制御信号線（Ｌ２）に出力する第２スイッチング制御信号（Ｓ２）と、を独立して出力し、
前記第１スイッチング制御信号（Ｓ１）と前記第２スイッチング制御信号（Ｓ２）とは、前記第１スイッチング素子（５）及び前記第２スイッチング素子（７）がオフ状態からオン状態となるターンオンの際に、前記第１スイッチング素子（５）がターンオンするタイミングと、前記第２スイッチング素子（７）がターンオンするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子（５）及び前記第２スイッチング素子（７）をスイッチングする信号である。
【００６４】
この構成によれば、互いに電気的特性の異なる第１スイッチング素子（５）と第２スイッチング素子（７）とを個別にスイッチング制御することができる。つまり、駆動制御部（２０）は、両スイッチング素子（５，７）のスイッチングタイミングを素子の電気的特性に応じて細かく制御することができる。例えばターンオンの際に各スイッチング素子（３）において生じるサージの出現タイミングを分散させ、両スイッチング素子（３）のサージが重畳されてより大きなサージとなることを抑制できる。また、遅れてオン状態となる何れか一方のスイッチング素子（３）がターンオンする際に、入出力端子間（例えばドレイン−ソース間、コレクタ−エミッタ間）の電圧を低く抑えることができる。従って、当該スイッチング素子（３）がターンオンする際に生じる過渡電流やサージの大きさを低減することができる。これにより、インバータ回路（１０）に付随する各種回路部品やインバータ回路（１０）による交流電力の供給対象などを含めたシステム全体の効率を向上させることができる。即ち、電気的特性の異なる複数種のスイッチング素子（３）を組み合わせて構成された電力変換装置（１）を用いて、システム全体を更に効率化することができる。
【００６５】
ここで、前記インバータ回路（１０）の各相の交流電流の瞬時値が予め規定された低電流基準値未満の動作領域を低電流領域とし、各相の前記交流電流の瞬時値が前記低電流基準値以上の動作領域を高電流領域とし、少なくとも前記高電流領域では、前記第１スイッチング制御信号（Ｓ１）、及び前記第２スイッチング制御信号（Ｓ２）により前記第１スイッチング素子（５）及び前記第２スイッチング素子（７）の双方がスイッチング制御されると好適である。尚、「前記交流電流の瞬時値」及び「前記低電流基準値」は、共に絶対値である。
【００６６】
高電流領域では、並列接続された第１スイッチング素子（５）及び第２スイッチング素子（７）の双方のスイッチング素子を用いることによって、適切に大電流を流すことができる。また、この際に、第１スイッチング素子（５）及び第２スイッチング素子（７）のターンオフのタイミングが適切に制御されることで、システム全体を効率化することができる。
【００６７】
さらに、前記低電流領域では、前記第２スイッチング制御信号（Ｓ２）により前記第２スイッチング素子（７）のみがスイッチング制御されると好適である。
【００６８】
スイッチ部（２）は２つのスイッチング素子（３（５，７））が並列接続されているので、各相の交流電流は、２つのスイッチング素子（３）に別れて流れる。このため、スイッチ部（２）には、各スイッチング素子（３）の単独の許容値を超える電流を流すことができる。但し、交流電流の瞬時値が小さい場合には、１つのスイッチング素子（３）だけに電流を流すことができる。スイッチ部（２）は、特性の異なるスイッチング素子（３）が並列接続されているので、例えばオフ状態とオン状態との間での遷移時間が相対的に短い方の第２スイッチング素子（７）のみを用いることで、スイッチ部（２）の損失を低減させることができる。第１スイッチング素子（５）の制御端子と、第２スイッチング素子（７）の制御端子とは、独立した異なる制御信号線（Ｌ１，Ｌ２）により駆動制御部（２０）と電気的に接続されている。また、駆動制御部（２０）は、第１スイッチング制御信号（Ｓ１）と、第１スイッチング制御信号（Ｓ１）とは異なる第２スイッチング制御信号（Ｓ２）とを独立して出力する。従って、低電流領域では、適切に第１スイッチング素子（５）をオフ状態に固定し、第２スイッチング素子（７）にスイッチング動作をさせることができる。このように、本構成によれば、インバータ回路（１０）に付随する各種回路部品やインバータ回路（１０）による交流電力の供給対象などを含めたシステム全体を考慮して、より適切なスイッチング動作を行わせることが可能となる。従って、電気的特性の異なる複数種のスイッチング素子（３）を組み合わせて構成された電力変換装置（１）を用いて、システム全体を更に効率化することができる。
【００６９】
ここで、前記第１スイッチング制御信号（Ｓ１）と前記第２スイッチング制御信号（Ｓ２）とは、さらに前記第１スイッチング素子（５）及び前記第２スイッチング素子（７）がオン状態からオフ状態となるターンオフの際に、前記第１スイッチング素子（５）がターンオフするタイミングと、前記第２スイッチング素子（７）がターンオフするタイミングとが異なるように、前記第１スイッチング素子（５）及び前記第２スイッチング素子（７）をスイッチングする信号であると好適である。
【００７０】
即ち、電力変換装置（１）は、前記第１スイッチング素子（５）がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングと、前記第２スイッチング素子（７）がオフ状態とオン状態との間で遷移するタイミングとが、一致しないように、スイッチング制御される。この構成によれば、例えばスイッチングの際に各スイッチング素子（３）において生じるサージの出現タイミングを分散させ、両スイッチング素子（３）のサージが重畳されてより大きなサージとなることを抑制できる。また、この構成によれば、遅れてオフ状態からオン状態となる何れか一方のスイッチング素子（３）、或いは、遅れてオフ状態からオン状態となる何れか一方のスイッチング素子（３）がスイッチングする際に、入出力端子間（例えばドレイン−ソース間、コレクタ−エミッタ間）の電圧を低く抑えることができる。従って、当該スイッチング素子（３）がスイッチングする際に生じる過渡電流やサージの大きさを低減することができる。
【００７１】
さらに、前記第１スイッチング素子（５）と前記第２スイッチング素子（７）とが異なるタイミングでスイッチング制御される場合に、
各相の前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、前記低電流基準値（｜Ｉ１｜）以上で、前記低電流基準値（｜Ｉ１｜）よりも大きい高電流基準値（｜Ｌ２｜）未満の第１高電流領域では、前記第２スイッチング素子（７）をオン状態に遷移させた後に前記第１スイッチング素子（５）をオン状態に遷移させ、前記第１スイッチング素子（５）をオフ状態に遷移させた後に前記第２スイッチング素子（７）をオフ状態に遷移させ、
各相の前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値が、前記高電流基準値（｜Ｉ２｜）以上の第２高電流領域では、前記第１スイッチング素子（５）をオン状態に遷移させた後に前記第２スイッチング素子（７）をオン状態に遷移させ、前記第２スイッチング素子（７）をオフ状態に遷移させた後に前記第１スイッチング素子（５）をオフ状態に遷移させると好適である。
【００７２】
第２スイッチング素子（７）をオン状態に遷移させた後に第１スイッチング素子（５）をオン状態に遷移させ、第１スイッチング素子（５）をオフ状態に遷移させた後に第２スイッチング素子（７）をオフ状態に遷移させると、第１スイッチング素子（５）のスイッチング損失を低減することができる。つまり、第１スイッチング素子（５）のスイッチング時における入出力端子間（例えばドレイン−ソース間、コレクタ−エミッタ間）の電圧が、第２スイッチング素子（７）のスイッチング時における入出力端子間の電圧よりも低く抑えられる。第１スイッチング素子（５）は、第２スイッチング素子（７）に比べて、スイッチングの際の損失が大きいので、第１スイッチング素子（５）のスイッチング損失を低減させることで、スイッチ部（２）の損失を低減することができる。
【００７３】
第２高電流領域では、第１高電流領域に比べて交流電流の瞬時値が大きい。第２スイッチング素子（７）は、第１スイッチング素子（５）に比べて、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が短い素子である。第２スイッチング素子（７）がそのような素子の場合、第１スイッチング素子（５）に比べて、サージ電圧が高くなる。従って、第１高電流領域に比べて交流電流の瞬時値が大きい第２高電流領域において、第２スイッチング素子（７）が先にオン状態に遷移すると、許容値を超えるサージ電圧がスイッチング素子（３）に印加されるおそれがある。第２高電流領域では、相対的にサージ電圧が低い第１スイッチング素子（５）を先に単独でオン状態とし、相対的にサージ電圧が高い第２スイッチング素子（７）は、入出力端子間（例えばドレイン−ソース間、コレクタ−エミッタ間）の電圧が低い状態でターンオンさせる。即ち、相対的にサージ電圧が高い第２スイッチング素子（７）のスイッチングに伴うサージ電圧の大きさを低減させることができる。
【００７４】
また、１つの態様として、前記スイッチング制御信号は、複数相の交流の相ごとに個別に独立した周波数を有し、さらに、各相の前記スイッチング制御信号の周波数は、前記高電流領域に比べて前記低電流領域の方が高い周波数であると好適である。
【００７５】
スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。従って、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数は可能な限り高いことが好ましい。但し、この周波数が高くなると、当然ながらスイッチング損失も増加する傾向がある。スイッチング損失は、スイッチング素子（３）に流れる電流が少ないほど、小さくなる。従って、３相各相のスイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が、高電流領域に比べて低電流領域の方が高いと好適である。また、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の瞬時値は、位相（θ）によって異なる。各相のスイッチング制御信号のパルスパターンは、交流電流の瞬時値によって選択されるから、３相各相のパルスパターンは、位相（θ）によって異なり、それぞれ独立している。従って、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）が、複数相の交流の相ごとに個別に独立した周波数を有していると好適である。
【００７６】
また、１つの態様として、前記第１スイッチング素子（５）は、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（７）は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴであると好適である。
【００７７】
炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料は、ケイ素（Ｓｉ）に比べてバンドギャップが広く、ワイドバンドギャップ半導体と称され、半導体材料の素材としての性能がケイ素よりも高い。例えば、Ｓｉ素材のＩＧＢＴ（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）に比べて、ＳｉＣ素材のＩＧＢＴ（ＳｉＣ−ＩＧＢＴ）やＭＯＳＥＦＴ（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）は、高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。但し、ＳｉＣやＧａＮを基材とした素子は、実用化されてからの歴史が浅く、現在はＳｉに比べて高価である。また、一般的には、スイッチング素子が許容可能な最大過渡電流は、例えばＳｉＣの素子よりもＳｉの素子の方が大きい場合が多い。例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴよりもＳｉ−ＩＧＢＴの方が許容可能な過渡電流は大きい。このように、Ｓｉを基材とするスイッチング素子と、ＳｉＣを基材とするスイッチング素子とでは、それぞれが長所・短所を有する。本構成によれば、両者の長所をうまく活かして適切なインバータ回路（１０）及びインバータ回路（１０）を備えた電力変換装置（１）を得ることができる。
【００７８】
また、１つの態様として、電力変換装置（１）は、交流の回転電機（８０）と、直流電源（１１）との間に備えられ、前記スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が、前記回転電機（８０）の速度、前記回転電機（８０）のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。上述したように、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置（１）が利用される形態や条件によって異なる。従って、電力変換装置（１）を介して駆動される回転電機（８０）の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号（Ｓ１，Ｓ２）の周波数が設定されると好適である。
【符号の説明】
【００７９】
１        ：電力変換装置
２        ：スイッチ部
５        ：第１スイッチング素子
７        ：第２スイッチング素子
９        ：アーム
１０      ：インバータ（インバータ回路）
１１      ：直流電源
２０      ：駆動制御部
８０      ：回転電機
Ｎ        ：負極
Ｐ        ：正極
Ｌ１      ：第１制御信号線
Ｌ２      ：第２制御信号線
Ｓ１      ：第１スイッチング制御信号（スイッチング制御信号）
Ｓ２      ：第２スイッチング制御信号（スイッチング制御信号）
【図１】
2017086201.tif 000003
【図２】
2017086201.tif 000004
【図３】
2017086201.tif 000005
【図４】
2017086201.tif 000006
【図５】
2017086201.tif 000007
【図６】
2017086201.tif 000008
【図７】
2017086201.tif 000009
【図８】
2017086201.tif 000010
【国際調査報告】
2017086201.tif 000011
2017086201.tif 000012
2017086201.tif 000013
2017086201.tif 000014