(57)【要約】  ドップラーシフト補償の補償範囲を拡大するために、ディジタル信号処理回路は、シンボルレートのＮ倍(Ｎは２以上の整数)にオーバーサンプリングされた、シンボル中心のタイミングに相当する中心サンプルと、シンボル遷移のタイミングに相当する遷移サンプルを含むサンプル列信号に基づき、当該サンプル列信号に含まれるドップラーシフト量を求めてドップラーシフト補償を行うドップラーシフト補償部を備え、ドップラーシフト補償部は、中心サンプルに対するシンボルの判定と、遷移サンプルに対する判定を行うシンボル判定ユニットを含んで、それらを対応するサンプル毎に切替えて判定を行って位相誤差を求めることによりドップラーシフト量を検出する。
2017122605.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コヒーレント検波した光信号の復号化を行うディジタル信号処理回路であって、
シンボルレートのＮ倍(Ｎは２以上の整数)にオーバーサンプリングされた、シンボル中心のタイミングに相当する中心サンプルと、シンボル遷移のタイミングに相当する遷移サンプルを含むサンプル列信号に基づき、当該サンプル列信号に含まれるドップラーシフト量を求めてドップラーシフト補償を行うドップラーシフト補償手段を備え、
前記ドップラーシフト補償手段は、前記中心サンプルに対するシンボルの判定と、前記遷移サンプルに対する判定を行うシンボル判定ユニットを含んで、それらを対応するサンプル毎に切替えて判定を行って位相誤差を求めることによりドップラーシフト量を検出することを特徴とするディジタル信号処理回路。
【請求項２】
請求項１に記載のディジタル信号処理回路であって、
前記サンプル列信号には、さらにシンボル中心のタイミングとシンボル遷移のタイミングの途中のタイミングに相当する途中点サンプルが含まれ、
前記ドップラーシフト補償手段は、前記中心サンプルに対するシンボルの判定と、前記遷移サンプルに対する判定と、前記途中点サンプルに対する判定を行うシンボル判定ユニットを含んで、それらを対応するサンプル毎に切替えて判定を行って位相誤差を求めることによりドップラーシフト量を検出してドップラーシフト補償を行うことを特徴とするディジタル信号処理回路。
【請求項３】
請求項１に記載のディジタル信号処理回路であって、
アップサンプリング手段を備え、かつ、
前記シンボル判定ユニットは、
前記中心サンプルに対するシンボルの判定を行うシンボル判定手段と、
前記遷移サンプルに対する判定を行う遷移点サンプル判定手段と、
前記アップサンプリング手段でサンプリングされた途中点サンプルに対して判定を行う途中点サンプル判定手段と、
前記サンプル列信号に含まれる前記中心サンプルは前記シンボル判定手段に入力し、前記遷移サンプルは前記遷移点サンプル判定手段に入力するように、前記途中点サンプルは前記途中点サンプル判定手段に入力するように、サンプル毎に回路を切り替える回路切替手段と、
を備えることを特徴とするディジタル信号処理回路。
【請求項４】
請求項１に記載のディジタル信号処理回路であって、
前記ドップラーシフト補償手段が、
前記中心サンプルと、前記遷移サンプルを含む前記サンプル列信号に基づき補償周波数の引き込みを行うＮサンプル／シンボル補償手段と、
前記サンプル列信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング手段と、前記ダウンサンプリング手段からの信号に含まれるドップラーシフト量を前記Ｎサンプル／シンボル補償手段で引き込んだ補償周波数を初期値に設定した１サンプル／シンボル補償手段と、
前記サンプル列信号を前記Ｎサンプル／シンボル補償手段に入力させて前記補償周波数の引き込みが行われた後に、前記ダウンサンプリング手段を介して前記１サンプル／シンボル補償手段に入力させて、その出力を取り出す切替回路と、
を備えることを特徴とするディジタル信号処理回路。
【請求項５】
受信した光信号を受光して電気信号に変換し、その際に当該受光信号と局発光信号とを混合させてコヒーレント検波する光フロントエンドと、
前記光フロントエンドからの信号をサンプリングすることによりディジタル信号に変換してサンプル列信号として出力するアナログ−ディジタル変換器と、
前記サンプル列信号からドップラーシフト量を求めて、前記サンプル列信号に含まれるドップラーシフトを補償する請求項１乃至４のいずれか１項に記載のディジタル信号処理回路と、
を備えることを特徴とする光空間通信システム。
【請求項６】
コヒーレント検波した光信号の復号化を行う信号処理方法であって、
シンボルレートのＮ倍(Ｎは２以上の整数)にオーバーサンプリングされた、シンボル中心のタイミングに相当する中心サンプルと、シンボル遷移のタイミングに相当する遷移サンプルを含むサンプル列信号に基づき、当該サンプル列信号に含まれるドップラーシフト量を求めてドップラーシフト補償を行い、
前記ドップラーシフト補償は、前記中心サンプルに対するシンボルの判定と、前記遷移サンプルに対する判定を行い、それらを対応するサンプル毎に切替えて判定を行って位相誤差を求めることによりドップラーシフト量を検出することを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、人工衛星間や人工衛星−地上間等を結ぶ光空間通信システムにおける信号光周波数のドップラーシフトを補償するディジタル信号処理回路、及び、光空間通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のデータ処理技術の発展により、人工衛星や航空機等（以下、飛翔体と適宜記載する）から取得した地上観測データ（以下、単に観測データと記載する）の中から有意義な情報を抽出することにより、防災や資源探索等に活用する試みが検討されている。【０００３】
一方で、地上観測用センサにおける解像度等の性能向上や観測データ量の増加に伴い、取得した観測データを地上に伝送する際の伝送容量を増大させたいという要求も高まっている。【０００４】
観測データを地上に送る方法として、大別して、飛翔体と地上局とが直接通信する方法や、地上局から常に通信可能な静止軌道衛星を経由して飛翔体から地上局に伝送する方法がある。但し、直接通信する場合には、飛翔体は高速で移動しているため、地上局が地上局を直接視認できる時間に限られる。【０００５】
しかし、いずれの方法でもマイクロ波通信では利用できる帯域に対する制約が大きい問題がある。そこで、帯域制約に縛られることなく、大容量化が可能な光空間通信システムが注目されている。【０００６】
このような観点から、光ファイバ通信システムに目を向けると、コヒーレント検波とディジタル信号処理とを組み合わせたディジタルコヒーレント技術が注目される。このコヒーレント検波技術は、受信した微弱な光信号を局発光信号と干渉させる位相変調方式により、高い受信感度が得られる特徴がある。【０００７】
ところが、飛翔体が超高速で移動することによって信号光にはドップラーシフトが発生する。このため、位相変調方式による高感度受信を可能にするためには、このドップラーシフトを取り除くことが必要になる。即ち、信号光のキャリア周波数と局発光信号の周波数との間の相対的な周波数差の補償範囲を、ドップラーシフト発生量まで拡大することが必要になる。【０００８】
なお、ディジタルコヒーレント技術においては、信号光のキャリア周波数と局発光信号の周波数との間の相対的な周波数差（即ち、周波数オフセット）をディジタル信号処理により補償する方法がいくつか提案されている。【０００９】
例えば、非特許文献１では、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号に対して、受信した２つの連続するサンプル間の位相差を４乗することでデータ変調の影響を取り除き、さらにそれを平均化して雑音の影響を抑制する。そして、周波数オフセットに相当する連続するサンプル間の位相差を算出している。【００１０】
また、非特許文献２には、判定指向型ディジタル位相同期ループ（ＤＤＰＬＬ：Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ  Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）が提案されている。このＤＤＰＬＬは、受信したサンプルに対して一度シンボル判定を行うことにより位相誤差を算出し、この位相誤差に基づきフィードバック制御を行う。【００１１】
図１６は、このようなＤＤＰＬＬの一般的なブロック図である。当該ＤＤＰＬＬ１００は、位相調整器１０１、位相誤差算出回路１０２、ループフィルタ１０３、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１０４を含んでいる。【００１２】
また、位相誤差算出回路１０２は、シンボル判定部１０２ａ、複素共役部１０２ｂ、乗算器１０２ｃ、偏角算出部１０２ｄを含んでいる。【００１３】
そして、シンボル中心のタイミングでサンプリングされた１サンプル／シンボルの信号（サンプル）Ｇ１は、位相調整器１０１に入力され、当該位相調整器１０１で位相調整されて出力されると共に、位相誤差算出回路１０２に入力される。【００１４】
この位相誤差算出回路１０２では、サンプル毎に最も確からしいシンボル判定候補が選択されて、その結果に対して複素共役部１０２ｂが複素共役を求める。求められた複素共役は、乗算器１０２ｃにおいて元のサンプルと乗算され、偏角算出部１０２ｄで偏角が算出される。この偏角は、ループフィルタ１０３、ＶＣＯ１０４を介して位相補償信号Ｇ２として位相調整器１０１に入力される。【００１５】
位相調整器１０１は、位相補償信号Ｇ２を用いてサンプルに含まれるドップラーシフトを補正する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】A. Leven et al., ”Frequency Estimation in Intradyne Reception,” IEEE Photon. Technol. Lett., Vol. 19, No.6, 366 (2007).
【非特許文献２】P. J. Winzer et al., ”Spectrally Efficient Long-Haul Optical Networking Using 112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM,” J. of Lightwave Technol. Vol. 28, No. 4, 547 (2010).
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上記構成では、ＤＤＰＬＬ１００において、位相誤差算出回路１０２に入力するサンプルに対して一度シンボル判定が行われ、この判定結果とサンプルとの間の相対位相が位相誤差として求められる。このとき、シンボルレートＲｓの２位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号に含まれるドップラーシフト量が所定値より大きい場合（周波数オフセットが所定値より大きい場合）には、所望の結果が得られなくなる問題があった。【００１８】
即ち、例えば周波数オフセットがシンボルレートＲｓの半分（Ｒｓ／２）の場合、この周波数オフセットによる１シンボル時間での位相回転量はπ［ｒａｄ］となる。従って、シンボルが−１から＋１に切り替わった（あるいは＋１から−１に切り替わった）ことによる影響と、周波数オフセットの影響とを識別することができない。従って、周波数オフセットが所定値より大きい場合には、所望するシンボル判定により位相誤差を求めることができなくなる。【００１９】
換言すれば、Ｍ相ＰＳＫ信号（Ｍは正の整数）に対するＤＤＰＬＬは、周波数オフセットに関する情報を予め有していない限り、大きさがＲｓ／（２Ｍ）以上の周波数オフセットに対して正常に動作しない。このため、ＤＤＰＬＬによるドップラーシフト補償には、補償範囲に制限がある。特に、現在の光ファイバ通信システムでは、１００Ｇｂ／ｓ（ギガビット毎秒）で、シンボルレート２５ＧＨｚといった領域が検討されているのに対し、光空間通信システムのシンボルレートは、これより低速に抑えられる傾向にあることから、補償範囲の制限の影響は、より顕著になる。【００２０】
そこで、本発明の主目的は、ドップラーシフト補償の補償範囲が拡大できるディジタル信号処理回路、及び、光空間通信システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記課題を解決するため、コヒーレント検波した光信号の復号化を行うディジタル信号処理回路にかかる発明は、シンボルレートのＮ倍(Ｎは２以上の整数)にオーバーサンプリングされた、シンボル中心のタイミングに相当する中心サンプルと、シンボル遷移のタイミングに相当する遷移サンプルを含むサンプル列信号に基づき、当該サンプル列信号に含まれるドップラーシフト量を求めてドップラーシフト補償を行うドップラーシフト補償部を備え、ドップラーシフト補償部は、中心サンプルに対するシンボルの判定と、遷移サンプルに対する判定を行うシンボル判定ユニットを含んで、それらを対応するサンプル毎に切替えて判定を行って位相誤差を求めることによりドップラーシフト量を検出することを特徴とする。【００２２】
また、光空間通信システムにかかる発明は、受信した光信号を受光して電気信号に変換し、その際に当該受光信号と局発光信号とを混合させてコヒーレント検波する光フロントエンド部と、光フロントエンド部からの信号をサンプリングすることによりディジタル信号に変換してサンプル列信号として出力するアナログ−ディジタル変換器と、サンプル列信号からドップラーシフト量を求めて、サンプル列信号に含まれるドップラーシフトを補償する上記のディジタル信号処理回路と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、１サンプル／シンボルに対して動作するＤＤＰＬＬと比較して、ドップラーシフトの補償範囲を拡大することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１実施形態にかかるドップラーシフトを補償するディジタル信号処理回路を用いた光空間通信システムのブロック図である。
【図２】ドップラーシフト補償部のブロック図である。
【図３】ＢＰＳＫのシンボル中心のタイミングでサンプリングされたサンプルに対するシンボル候補のイメージ図である。
【図４】ＢＰＳＫのシンボル遷移のタイミングでサンプリングされたサンプルに対する候補のイメージ図である。
【図５】ドップラーシフト補償の効果を示すシミュレーション結果である。
【図６】周波数オフセットとドップラーシフト補償による周波数補償量とを示した図である。
【図７】ＱＰＳＫのシンボル中心のタイミングでサンプリングされたサンプル用のシンボル判定のイメージ図である。
【図８】ＱＰＳＫのシンボル遷移のタイミングでサンプリングされたサンプル用の判定のイメージ図である。
【図９】ショットノイズ限界条件で、５Ｇｂ／ｓのＱＰＳＫ信号を受信した場合のＢＥＲを、周波数オフセットを変えてシミュレーション評価した結果である。
【図１０】周波数オフセットとドップラーシフト補償での周波数補償量とをプロットした結果である。
【図１１】第２実施形態にかかるドップラーシフト補償部のブロック図である。
【図１２】ＢＰＳＫのシンボル中心とシンボル遷移の中間のタイミングでサンプリングされたサンプル用の判定のイメージ図である。
【図１３】ショットノイズ限界の条件で、２．５Ｇｂ／ｓのＢＰＳＫ信号を受信した場合の周波数オフセットに対するビット誤り率をシミュレーションした結果である。
【図１４】周波数オフセットとドップラーシフト補償での周波数補償量を示した結果である。
【図１５】第３実施形態にかかるドップラーシフト補償部のブロック図である。
【図１６】関連技術の説明に適用される一般的なＤＤＰＬＬのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、本実施形態にかかるドップラーシフトを補償するディジタル信号処理回路１４を用いた光空間通信システム２のブロック図である。以下の説明では、受信する光信号はＢＰＳＫ方式で変調されるとして説明するが、かかる方式に限定する趣旨ではなく、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）等でもよい。
【００２６】
光空間通信システム２は、光フロントエンド部１１、光源１２、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３、ディジタル信号処理回路１４を備える。また、ディジタル信号処理回路１４は、等化フィルタ部１５、ドップラーシフト補償部１６Ａ、復号部１７を備える。
【００２７】
等化フィルタ部１５は、信号に対して等化処理を行う。ドップラーシフト補償部１６Ａは、入力信号に含まれるドップラーシフトを補償するドップラーシフト補償処理を行う。復号部１７は、ドップラーシフト補償された信号を復号化する復号化処理を行う。
【００２８】
受信した光信号（受光信号）Ｇ１１は、光フロントエンド部１１に入力される。この光フロントエンド部１１は、図示しない９０度光ハイブリッド、バランス型光検出器、トランスインピーダンスアンプ等の公知の要素を含み、入力された受光信号Ｇ１１を光源１２からの局発光Ｇ１２と混合させて受光して電気信号に変換する。
【００２９】
光フロントエンド部１１の出力は、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１３によってディジタル信号に変換されてディジタル信号処理回路１４に入力される。
【００３０】
このときＡＤＣ１３のサンプリングレートは、ディジタル信号処理回路１４における等化フィルタ部１５で十分な処理効果が得られるように、標本化定理を考慮して２サンプル／シンボル（即ち、シンボルレートに対し２倍のオーバーサンプリング）としている。即ち、等化フィルタ部１５は整合フィルタに設計されて、送受信側システムで使用されているデバイス等に起因した波形歪みを補償する。これに加えて、等化フィルタ部１５においては、強度規格化、ＤＣ成分の除去、サンプリングタイミングを最適化するためのリサンプリング処理等を行うこともできる。
【００３１】
そして、等化フィルタ部１５からの２サンプル／シンボルのサンプル列の信号（以下、サンプル列と記載）Ｇ１３は、ドップラーシフト補償部１６Ａに入力されてドップラーシフト補償が行われる。なお、サンプル列Ｇ１３は、シンボル中心のタイミングに相当するサンプル（ｓ［ｉ］：以下、中心サンプルと記載）と、シンボル遷移のタイミングに相当するサンプル（ｔ［ｉ］：以下、遷移サンプルと記載）を含む信号である。
【００３２】
ドップラーシフト補償部１６Ａでドップラー補償された信号は、復号部１７において差動復号化や前方誤り訂正等の復号処理が行われて、出力される。
【００３３】
図２は、ドップラーシフト補償部１６Ａのブロック図である。なお、光フロントエンド部１１が９０度光ハイブリッドを用いて構成されている場合、当該光フロントエンド部１１から、Ｉ（同相）成分、Ｑ（直交）成分の２つの電気信号が出力される。このとき、図２では、Ｉ成分とＱ成分とを複素数の形で表して、これら２つの電気信号を一本の線で表している。
【００３４】
ドップラーシフト補償部１６Ａは、補償モジュール２０、ダウンサンプリング部２１を主要構成としている。補償モジュール２０は、位相補償器２２、位相誤差算出回路２３Ａ、ループフィルタ２４、ＶＣＯ２５等により構成されて、判定指向型ディジタル位相同期ループ（ＤＤＰＬＬ）を構成している。
【００３５】
また、位相誤差算出回路２３Ａは、シンボル判定ユニット３０Ａ、複素共役部３１、乗算器３２、偏角算出部３３を備える。そして、シンボル判定ユニット３０Ａは、回路切替部（ＳＷ）４１、シンボル判定部４２ａ、遷移点サンプル判定部４２ｂにより構成されている。
【００３６】
そして、等化フィルタ部１５からのサンプル列Ｇ１３は、補償モジュール２０の位相補償器２２に入力し、その出力がダウンサンプリング部２１と位相誤差算出回路２３Ａとに入力する。
【００３７】
即ち、補償モジュール２０において、サンプル列Ｇ１３に対して位相誤差が算出されて位相誤差信号Ｇ１４として生成される。
【００３８】
位相誤差信号Ｇ１４は、以下のようにして生成される。サンプル列Ｇ１３には、図２に示すように、中心サンプル（ｓ［ｉ］）と、遷移サンプル（ｔ［ｉ］）とが含まれる。
【００３９】
そして、シンボル判定部４２ａは、中心サンプルｓ［ｉ］に対してシンボル判定を行うように設けられ、遷移点サンプル判定部４２ｂは、遷移サンプルｔ［ｉ］に対してシンボル判定を行うように設けられている。従って、サンプルをシンボル判定部４２ａと遷移点サンプル判定部４２ｂとのいずれかに入力させるかの回路切り替え処理が必要になる。かかる回路切り替え処理は、回路切替部４１がサンプル毎にスイッチングすることにより行う。
【００４０】
ＢＰＳＫの場合、シンボル判定部４２ａは、サンプルｓ［ｉ］に対して、図３に例示するように、「−１」か「＋１」のシンボル候補から最も確からしい候補を選ぶ。なお、図３は、ＢＰＳＫの中心サンプルに対するシンボル候補のイメージ図である。一般的な最小二乗距離基準を採用すると、このシンボル判定は、サンプルが、Ｉ−Ｑ平面の右半分の象限に位置すれば「＋１」を、左半分の象限に位置すれば「−１」と判定することに相当する。
【００４１】
これに対し、遷移点サンプル判定部４２ｂは、サンプルｔ［ｉ］に対して、図４に例示するように、理想的にシンボル遷移のタイミングで取り得る３つの候補（「−１」，「０」，「＋１」）の中から、最も確からしい候補を選ぶ。なお、図４は、ＢＰＳＫのシンボル遷移のタイミングでサンプリングされたサンプルに対する候補のイメージ図である。
【００４２】
実際にシンボルの遷移が発生した場合には、遷移サンプルは理想的には「０」となる。そこで、まず前後のシンボル間でシンボル遷移が発生したか否かを判断する。即ち、サンプルの大きさが基準値（図４では「０．５」）以下であるか否かで遷移を判断する。サンプルの大きさが、基準値以下の場合には、「０」と判定する。このときには、判定されたサンプルと元のサンプルとの間の相対位相は不確定となるため、これを０としておく。かかる処理は、後の偏角算出部３３において「０」に対する偏角の出力を０と定めておくことで実現できる。一方、サンプルの大きさが基準値以上の場合には、シンボル判定部４２ａと同じようにＩ成分が正であれば「＋１」を、負であれば「−１」と判定する。
【００４３】
このようにして、サンプル毎に最も確からしい判定候補が選択されて、その結果に対して複素共役部３１が複素共役を求める。求められた複素共役は、乗算器３２において元のサンプルと乗算され、偏角算出部３３で偏角が算出される。この偏角は、位相誤差信号Ｇ１４として出力される。
【００４４】
位相誤差信号Ｇ１４は、ローパスフィルタ等により構成されたループフィルタ２４に入力し、当該ループフィルタ２４において短周期で変動する不要な信号が抑圧される。その後、位相誤差信号Ｇ１４は、ＶＣＯ２５に入力して、信号の振幅に応じた周波数に変換されて位相補償信号Ｇ１５として位相補償器２２に出力される。
【００４５】
位相補償器２２は、位相補償信号Ｇ１５に基づきサンプル列Ｇ１３を補正することによりドップラーシフト補償を行う。
【００４６】
このようにしてドップラーシフト補償されたサンプル列Ｇ１３は、ダウンサンプリング部２１において復号処理のために、１サンプル／シンボルにダウンサンプリングされる。これにより、シンボル中心のタイミングに相当する１サンプル／シンボルのサンプル列の信号が復号部１７に出力される。
【００４７】
図５は、上記方法によるドップラーシフト補償の効果を示すシミュレーション結果である。ショットノイズ限界の条件で、２．５Ｇｂ／ｓのＢＰＳＫ信号を受信した場合の周波数オフセットに対するビット誤り率（ＢＥＲ：ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）を示している。なお、図５において、「◆」印は、公知の方法によるＢＥＲ（以下、比較例１と記載）を示し、「△」印は上記方法によるＢＥＲ（以下、実施例１と記載）を示している。
【００４８】
送信データパターンは、長さ２１５−１の疑似ランダム・パターン（ＰＲＢＳ：Ｐｓｅｕｄｏ  Ｒａｎｄｏｍ  Ｂｉｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）、ＡＤＣ１３のアナログ３ｄＢの帯域は１．２５ＧＨｚ、光検出器の量子効率は１、送信側の光源及び局発光Ｇ１２の線幅は０としている。また、入力光強度は−５７ｄＢｍである。
【００４９】
等化フィルタ部１５には、ＤＣオフセットの補償、強度規格化、５タップのＴ／２−ｓｐａｃｅｄ  ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによるＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いた適応等化を使用した。
【００５０】
比較例１の１サンプル／シンボルに対して動作する場合、周波数オフセットが補償され受信が可能となっている範囲は、±４５０ＭＨｚ以内である。これに対し、実施例１の場合は、±８００ＭＨｚ以内と約２倍に拡大されている。これは、位相誤差検出の時間間隔が、１サンプル／シンボルに比べ半分になったためである。
【００５１】
図６は、同じシミュレーション条件での周波数オフセットとドップラーシフト補償による周波数補償量とを示した図である。図５と同様に、周波数オフセットと周波数補償量が等しくなっている領域が、比較例１に対して実施例１は約２倍に拡大されていることがわかる。
【００５２】
受信する光信号の変調方式をＱＰＳＫとした場合についても上述した方法が適用できる。この場合、シンボル判定部４２ａにおけるシンボル候補は、図７に示すように、「（＋１＋１ｉ）/２０．５」、「（＋１−１ｉ）/２０．５」、「（−１＋１ｉ）/２０．５」、「（−１−１ｉ）/２０．５」とする。また、遷移点サンプル判定部４２ｂの候補は、図８のように設定することで、本方式を適用することが可能である。なお、図７は、ＱＰＳＫの中心サンプル用のシンボル判定のイメージ図である。また、図８は、ＱＰＳＫの遷移サンプル用の判定のイメージ図である。
【００５３】
図９は、ショットノイズ限界条件で、５Ｇｂ／ｓのＱＰＳＫ信号を受信した場合のＢＥＲを、周波数オフセットを変えてシミュレーション評価した結果である。このとき、サイクルスリップと呼ばれる位相オフセットの跳びの現象を回避するため差動符号化を施し、受信光強度は−５４ｄＢｍとしている。
【００５４】
比較例１の１サンプル／シンボルに対して動作する場合、補償範囲は±３００ＭＨｚ以内となっているのに対し、実施例１では±４００ＭＨｚに拡大されていることが分かる。
【００５５】
本実施形態の方式を適用した場合、比較例１の１サンプル／シンボルに対して動作させた場合の補償範囲内で比較すると、若干のＢＥＲの劣化が確認される。これは、シンボル遷移のタイミングでサンプリングされた遷移点サンプル判定部４２ｂの判定候補間の距離が、シンボル中心のタイミングでサンプリングされたシンボル判定部４２ａの判定候補間の距離に比べて小さく、判定誤りが起こりやすいことに起因すると考えられる。
【００５６】
図１０は、同じシミュレーション条件での周波数オフセットとドップラーシフト補償での周波数補償量とをプロットした結果である。同様に、本実施形態の方式を適用した場合に、周波数オフセットと周波数補償量が等しくなっている領域が拡大されていることが確認できる。
【００５７】
以上説明したように、１サンプル／シンボルに対して２サンプル／シンボルとして、シンボル判定部と遷移点サンプル判定部とに分けてシンボル判定することでドップラーシフトの補償範囲を拡大することができた。
【００５８】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。なお、第１実施形態と同一構成に関しては同一符号を用い説明を適宜省略する。
【００５９】
図１１は、本実施形態にかかるドップラーシフト補償部１６Ｂのブロック図である。アップサンプリング部２６が追設されると共に、本実施形態にかかるドップラーシフト補償部１６Ｂは、図２に示した第１実施形態にかかるドップラーシフト補償部１６Ａとはシンボル判定ユニットの構成が異なっている。アップサンプリングは、このようにディジタル領域で行う必要は必ずしもなく、その代わりにＡＤＣ１３のサンプリングレートを変更しても同じ動作が可能である。
【００６０】
即ち、シンボル判定ユニット３０Ｂは、シンボル判定ユニット３０Ａに対し、シンボル判定ユニット３０Ａに対応するシンボル判定ユニット３０Ｂに複数の途中点サンプル判定部４２ｃ，４２ｄが追設されている。その他の要素は同じである。
【００６１】
入力された信号は、アップサンプリング部２６において、例えば４サンプル／シンボルにアップサンプリングされてサンプル列Ｇ１３として位相補償器２２に入力する。この位相補償器２２の出力は、ダウンサンプリング部２１と位相誤差算出回路２３Ｂに入力する。位相誤差算出回路２３Ｂでは、位相誤差信号Ｇ１４、位相補償信号Ｇ１５が順次生成される。そして、位相補償器２２は、当該位相補償信号Ｇ１５に基づきアップサンプリング部２６からのサンプル列Ｇ１３に対してドップラーシフト補償を行う。ドップラーシフト補償された信号に対して、ダウンサンプリング部２１は、１サンプル／シンボルにダウンサンプリングして出力する。
【００６２】
シンボル判定ユニット３０Ｂにおけるシンボル判定部４２ａは、シンボル中心のタイミングでサンプリングされたサンプルに対してシンボル判定を行う。遷移点サンプル判定部４２ｂは、途中のシンボル遷移のタイミングでサンプリングされたサンプルに対してシンボル判定を行う。また、途中点サンプル判定部４２ｃ，４２ｄは、その途中のタイミングでサンプリングされたサンプルに対してシンボル判定を行う。何らかの方法でサンプル列Ｇ１３が時間的に対称性を持つことが既知であれば、途中点サンプル判定部の一方を省略して、途中点サンプル判定部４２ｃ，４２ｄを共通化してもよい。
【００６３】
そして、回路切替部４１は、サンプル列Ｇ１３に含まれるサンプル毎にスイッチングして、信号が、シンボル判定部４２ａ、途中点サンプル判定部４２ｃ、遷移点サンプル判定部４２ｂ、途中点サンプル判定部４２ｄ、シンボル判定部４２ａ、…、に出力されるように回路切換を行う。
【００６４】
なお、途中点サンプル判定部４２ｃ、４２ｄにおけるシンボル候補は、変調方式と信号の遷移の様子等を用いて予め計算しておくことができる。例えば、ＢＰＳＫで４サンプル／シンボルにアップサンプリングする場合の途中点サンプルの候補は、図１２に示すように、Ｉ軸上の点となる。元のサンプルに対する相対位相の算出には振幅に関する情報は不要なので、図３に示すような、シンボル中心のタイミングでサンプリングされたシンボル候補と同じシンボル候補を用いることが可能であり、この場合にはシンボル判定部４２ａとも共通化することができる。
【００６５】
図１３は、ショットノイズ限界の条件で、２．５Ｇｂ／ｓのＢＰＳＫ信号を受信した場合の周波数オフセットに対するビット誤り率（ＢＥＲ）をシミュレーションした結果である。また、図１４は、周波数オフセットとドップラーシフト補償での周波数補償量を示した結果である。
【００６６】
このシミュレーションにおいては、サイクルスリップ低減のために差動符号化を加えている。図１３、図１４において、「◆」印は、第１実施形態において説明した公知の方法によるＢＥＲ（以下、比較例１と記載）、同様に「△」印は上記方法によるＢＥＲ（以下、実施例１と記載）を示している。これに対し、「○」印は、本実施形態の構成に関する４サンプル／シンボルにアップサンプリングした場合のＢＥＲ（以下、実施例２と記載）を示している。
【００６７】
実施例２の場合、±１ＧＨｚ程度まで、周波数オフセットと周波数補償量が等しくなっている領域が拡大していることが分かる。周波数オフセットが±１ＧＨｚ付近では、ＢＥＲの劣化が見られるが、これは±１ＧＨｚという周波数オフセットは、アナログ信号のかなりの割合の信号をＡＤＣ１３の帯域外としてしまうためである。これを回避するには、局発光Ｇ１２の周波数を制御する必要がある。
【００６８】
以上説明したように、アップサンプリング部を設けて、入力信号をアップサンプリングし、シンボル判定部、遷移点サンプル判定部、途中点サンプル判定部により、サンプル毎にシンボル判定を行うことにより、ドップラーシフト補償範囲をさらに拡大することが可能になる。
【００６９】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態を説明する。なお、第１及び第２実施形態と同一構成に関しては同一符号を用い説明を適宜省略する。
【００７０】
図１５は、本実施形態にかかるドップラーシフト補償部１６Ｃのブロック図である。このドップラーシフト補償部１６Ｃは、２サンプル／シンボル補償部５１、ダウンサンプリング部５２、１サンプル／シンボル補償部５３、切替回路部５４を備える。
【００７１】
２サンプル／シンボル補償部５１は、第１実施形態で説明したドップラーシフト補償部１６Ａと同じ構成である。また、１サンプル／シンボル補償部５３は、図１６で示した公知のドップラーシフト補償部と同じ構成である。
【００７２】
第１の実施形態等で説明したドップラーシフト補償部は広い補償範囲を得ることができた。しかし、その反面、判定候補間の距離が小さいシンボル遷移のタイミングでサンプリングされたサンプルを用いる必要がある。このため、判定誤りの可能性が高まり、ＢＥＲの劣化やサイクルスリップの増加などを引き起こす恐れがある。また、２サンプル／シンボルに対して動作させるために必要な計算リソースも増加する。
【００７３】
そこで、本実施形態においては、先ず、２サンプル／シンボルのサンプル列を２サンプル／シンボル補償部５１に入力させる。そして、２サンプル／シンボル補償部５１で補償周波数の引き込み（同期）を行い、引き込みが完了した後に、切替回路部５４による回路切替を行う。この回路切替により、信号はダウンサンプリング部５２でダウンサンプリングされて、１サンプル／シンボル補償部５３に入力するようになる。この回路切り替えの際に、引き込み完了後の周波数補償量を１サンプル／シンボル補償部５３に受け渡し(例えば、周波数補償量を決めるＶＣＯ１０４の入力初期値を、その周波数補償量が引き込み完了後の２サンプル／シンボル補償部５１の周波数補償量と一致するように設定する)、１サンプル／シンボル補償部５３は動作を開始する。
【００７４】
このような処理により、広い補償範囲と良好なＢＥＲ特性とを両立させることが可能となる。この場合、周波数の引き込みの完了は、補償後のサンプルの統計的な性質を理想的な受信信号のそれと比較することや、送信側で予め決まったトレーニングパターンを挿入しておき、それが正しく識別されたことで、判定することができる。
【００７５】
以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１６年１月１３日に出願された日本出願特願２０１６−００４４８７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００７６】
２    光空間通信システム
１１    光フロントエンド部
１２    光源
１４    ディジタル信号処理回路
１５    等化フィルタ部
１６（１６Ａ〜１６Ｃ）    ドップラーシフト補償部
１７    復号部
２０    補償モジュール
２１    ダウンサンプリング部
２２    位相補償器
２３Ａ    位相誤差算出回路
２３Ｂ    位相誤差算出回路
２４    ループフィルタ
２６    アップサンプリング部
３０Ａ〜３０Ｃ    シンボル判定ユニット
３１    複素共役部
３２    乗算器
３３    偏角算出部
４１，４３    回路切替部
４２ａ    シンボル判定部
４２ｂ    遷移点サンプル判定部
４２ｃ，４２ｄ    途中点サンプル判定部
４５    ダウンサンプリング部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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