(57)【要約】  コンバータと、交流電流成分を有効電流と無効電流に分離して力率を制御しながらコンバータのスイッチングを実行することで、目標値に対応する直流電源を巻上機のモータに供給させるコントローラとを備え、コントローラは、無効電流指令値を生成する際に、エレベータが力行運転中には回生運転中よりも無効電流を流れにくくする力行運転用設定値を閾値として設定し、エレベータが回生運転中には力行運転中よりも無効電流を流れやすくする回生運転用設定値を閾値として設定し、無効電流指令値を生成する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルを介して供給される交流電源を直流電源に変換して、エレベータを駆動する巻上機のモータに前記直流電源を供給するコンバータと、
前記交流電源の交流電流成分を有効電流と無効電流に分離して力率を制御しながら前記コンバータのスイッチングを実行することで、目標値に対応する前記直流電源を前記モータに供給させるコントローラと
を備えたエレベータの制御装置であって、
前記コントローラは、前記エレベータが力行運転中であるか回生運転中であるかを判定し、前記無効電流を制御するための無効電流指令値を生成する際に、前記力行運転中には前記回生運転中よりも前記無効電流を流れにくくするように第１閾値を設定して前記無効電流指令値を生成し、前記回生運転中には前記力行運転中よりも前記無効電流を流れやすくするように第２閾値を設定して前記無効電流指令値を生成する
エレベータの制御装置。
【請求項２】
前記コントローラは、前記無効電流指令値を生成するための閾値を、前記第１閾値から前記第２閾値に切り替える場合、または、前記第２閾値から前記第１閾値に切り替える場合に、単位時間当たりの変化量が許容値以内となるように制限をかけて閾値変更処理を実行する
請求項１に記載のエレベータの制御装置。
【請求項３】
前記コントローラは、前記スイッチングが実行される前記コンバータ内のスイッチング素子の上下短絡防止時間を考慮して、前記第１閾値および前記第２閾値を設定する
請求項１または２に記載のエレベータの制御装置。
【請求項４】
前記コントローラは、前記コンバータが出し得る電圧制限値をＶｌｉｍとし、前記上下短絡防止時間の補正電圧成分ΔＶｄを、
ΔＶｄ＝直流母線電圧［Ｖ］×上下短絡防止時間［ｓｅｃ］
×スイッチング周波数［Ｈｚ］
としたときに、前記第１閾値および前記第２閾値を、
第１閾値＝Ｖｌｉｍ
第２閾値＝Ｖｌｉｍ−ΔＶｄ
として算出し、前記無効電流指令値を生成する
請求項３に記載のエレベータの制御装置。
【請求項５】
前記コンバータ内の前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
請求項３または４に記載のエレベータの制御装置。
【請求項６】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである
請求項５に記載のエレベータの制御装置。
【請求項７】
リアクトルを介して供給される交流電源を直流電源に変換して、エレベータを駆動する巻上機のモータに前記直流電源を供給するコンバータと、
前記交流電源の交流電流成分を有効電流と無効電流に分離して力率を制御しながら前記コンバータのスイッチングを実行することで、目標値に対応する前記直流電源を前記モータに供給させるコントローラと
を備えたエレベータの制御装置に適用され、前記コントローラによって実行されるエレベータの制御方法であって、
前記エレベータが力行運転中であるか回生運転中であるかを判定する第１ステップと、
前記無効電流を制御するための無効電流指令値を生成する際に、前記力行運転中には前記回生運転中よりも前記無効電流を流れにくくするように第１閾値を設定して前記無効電流指令値を生成し、前記回生運転中には前記力行運転中よりも前記無効電流を流れやすくするように第２閾値を設定して前記無効電流指令値を生成する第２ステップと
を有するエレベータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力行運転と回生運転が頻繁に切り替わるエレベータ特有の走行制御において、制御性能の向上を図るためのエレベータの制御装置およびエレベータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＳｉＣ（炭化珪素）に代表されるような高速スイッチングデバイスの登場により、インバータやコンバータのスイッチング周波数の高周波化が進んでいる。インパータやコンバータのスイッチング周波数を高周波化することにより、スイッチングされた電流を整流するインダクタンスの容量を小さくすることができる。この結果、このような高速スイッチング制御を適用するエレベータの制御装置において、装置を小型化できるメリットがある。【０００３】
一方、このようなエレベータの制御装置においては、デバイス間の短絡を防止する短絡防止時間Ｔｄが設けられている。短絡防止時間Ｔｄは、インパータやコンバータの安定駆動との関係で、スイッチング周波数の高周波化に比例して短くすることはできない。【０００４】
短絡防止時間Ｔｄを小さくできない場合には、コンバータにおいて、力行側では余剰出力が発生してしまい、回生側では出力不足が発生してしまう課題がある。このような課題に対して、有効電流成分の指令値に基づいて力行運転／回生運転を判断し、力率制御用無効電流を流し始める閾値を変化させる構成を備えた従来技術がある（例えば、特許文献１参照）。【０００５】
このような構成を備えることにより、特許文献１は、回生の場合に架線電圧の増加を抑制し、力行の場合に架線電圧の減少を抑制する動作を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平４−２８５４７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１のような構成は、エレベータのように、力行運転／回生運転が頻繁に切り替わるコンバータに適用するには、以下の観点で適切ではない。すなわち、エレベータの制御装置においては、切り替わりの追従特性が悪いと、所望の出力改善性能が得られず、また、切り替わりが滑らかでないと、かごの走行特性を損なうことになり、制御性能のさらなる改善が必要である。【０００８】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、力行運転／回生運転の切り替わりの追従特性、およびエレベータの走行特性を改善することのできるエレベータの制御装置およびエレベータの制御方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係るエレベータの制御装置は、リアクトルを介して供給される交流電源を直流電源に変換して、エレベータを駆動する巻上機のモータに直流電源を供給するコンバータと、交流電源の交流電流成分を有効電流と無効電流に分離して力率を制御しながらコンバータのスイッチングを実行することで、目標値に対応する直流電源をモータに供給させるコントローラとを備えたエレベータの制御装置であって、コントローラは、エレベータが力行運転中であるか回生運転中であるかを判定し、無効電流を制御するための無効電流指令値を生成する際に、力行運転中には回生運転中よりも無効電流を流れにくくするように第１閾値を設定して無効電流指令値を生成し、回生運転中には力行運転中よりも無効電流を流れやすくするように第２閾値を設定して無効電流指令値を生成するものである。【００１０】
また、本発明に係るエレベータの制御方法は、リアクトルを介して供給される交流電源を直流電源に変換して、エレベータを駆動する巻上機のモータに直流電源を供給するコンバータと、交流電源の交流電流成分を有効電流と無効電流に分離して力率を制御しながらコンバータのスイッチングを実行することで、目標値に対応する直流電源をモータに供給させるコントローラとを備えたエレベータの制御装置に適用され、コントローラによって実行されるエレベータの制御方法であって、エレベータが力行運転中であるか回生運転中であるかを判定する第１ステップと、無効電流を制御するための無効電流指令値を生成する際に、力行運転中には回生運転中よりも無効電流を流れにくくするように第１閾値を設定して無効電流指令値を生成し、回生運転中には力行運転中よりも無効電流を流れやすくするように第２閾値を設定して無効電流指令値を生成する第２ステップとを有するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、起動を開始してから停止するまでの一走行中において、力行運転状態と回生運転状態とが切り替わるタイミングを判断し、それぞれの運転状態に応じて適切な無効電流指令を生成できる構成を備えている。この結果、力行運転／回生運転の切り替わりの追従特性、およびエレベータの走行特性を改善することのできるエレベータの制御装置およびエレベータの制御方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＰＷＭコンバータの制御装置を含む回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における無効電流基準回路の内部構成を示した図である。
【図３】本発明の実施の形態１におけるエレベータの制御装置を含むエレベータシステムの全体構成図である。
【図４】本発明の実施の形態１に係るエレベータの制御装置による走行制御中における有効電流指令ＩP*の時間変化を示した図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係るエレベータの制御装置のコントローラ内に含まれる無効電流制御回路で実行される閾値変更処理を示した図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係るエレベータの制御装置のコントローラ内に含まれる無効電流制御回路で実行される、先の図５とは異なる閾値変更処理を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明のエレベータの制御装置およびエレベータの制御方法の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭコンバータの制御装置を含む回路構成図である。ＰＷＭコンバータ１は、詳細は図示していないが、自己消弧型スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードのブリッジ回路からなり、交流入力側には、ＡＣリアクトル２を介して交流電源ＶACが接続されている。また、ＰＷＭコンバータ１の直流出力側には、フィルタコンデンサ４と、負荷５が並列接続されている。
【００１５】
電流検出回路６は、ＰＷＭコンバータ１の直流電圧Ｖを検出する。電圧制御回路７は、電圧指令Ｖ*と直流電圧Ｖを比較し、その偏差を減少させるように有効電流指令ＩP*を出力する。
【００１６】
位相検出回路９は、交流電源の電圧から、位相信号θPSを出力する。電流検出回路１７は、電流検出器１２Ｒ、１２Ｓで検出した交流電流ＩＲ、ＩＳと、位相検出回路９で検出した電源電圧ＶACの位相信号θPSから、交流電流の有効分である有効電流ＩPと無効分である無効電流ＩQを演算し、分離して出力する。
【００１７】
なお、図１では、電流検出器により３相のうちのＲ相とＳ相の電流を検出する場合を例示しているが、本発明は、このような構成に限定されるものではない。３相のうちのいずれか２相、あるいは３相全ての電流を検出する構成を採用することでも、同様の効果を得ることができる。
【００１８】
有効電流制御回路１４は、電圧制御回路７から出力された有効電流指令ＩP*と、電流検出回路１７で演算された有効電流ＩPとの偏差に基づいて、ＰＷＭコンバータ１の有効電圧指令ｅP*を算出する。一方、無効電流制御回路１５は、後述する無効電流基準回路１８で算出された無効電流指令ＩQ*と、電流検出回路１７で演算された無効電流ＩQとの偏差に基づいて、ＰＷＭコンバータ１の無効電圧指令ｅQ*を算出する。
【００１９】
ＰＷＭ制御回路１６は、有効電圧指令ｅP*と、無効電圧指令ｅQ*と、電源電圧ＶACの位相信号θPSとから、ＰＷＭコンバータ１の自己消弧型スイッチ素子に対するスイッチング指令ＳＷを出力する。
【００２０】
なお、図１において、電圧制御回路７、有効電流制御回路１４、無効電流制御回路１５、ＰＷＭ制御回路１６、および無効電流基準回路１８は、各検出回路による検出結果に基づいて、スイッチング指令ＳＷを出力するコントローラ３０の内部構成に相当する。
【００２１】
このように構成されたエレベータの制御装置において、上述した無効電流指令ＩQ*を無効電流基準回路１８により算出する手法に、本願発明の技術的特徴があり、図２を用いて詳細に説明する。
【００２２】
図２は、本発明の実施の形態１における無効電流基準回路１８の内部構成を示した図である。本実施の形態１における無効電流基準回路１８は、閾値判定回路１８ａ、二乗和成分算出回路１８ｂ、および力率制御回路１８ｃを備えて構成されている。
【００２３】
閾値判定回路１８ａは、有効電流指令ＩP*が０以上のとき、すなわち、ＰＷＭコンバータ１が交流電力を直流電力に順変換する力行運転時には、下式（１）を用い、有効電流指令ＩP*が負のとき、すなわち、ＰＷＭコンバータ１が直流電力を交流電力に逆変換する回生運転時には、下式（２）を用いることで、後段の力率制御に用いる閾値を算出する。
ＩP*≧０のとき、閾値＝Ｖｌｉｍ                    （１）
ＩP*＜０のとき、閾値＝Ｖｌｉｍ−ΔＶｄ            （２）
【００２４】
ここで、Ｖｌｉｍは、ＰＷＭコンバータ１が出し得る電圧制限値で決まる成分である。また、ΔＶｄは、上下短絡防止時間Ｔｄの補正電圧成分であり、例えば、下式（３）として算出される。
ΔＶｄ＝直流母線電圧［Ｖ］×上下短絡防止時間［ｓｅｃ］
×スイッチング周波数［Ｈｚ］              （３）
【００２５】
二乗和成分算出回路１８ｂは、有効電圧指令ｅP*と無効電圧指令ｅQ*の二乗和を算出する。そして、力率制御回路１８ｃは、閾値判定回路１８ａで算出された閾値と二乗和成分算出回路１８ｂで算出された二乗和との偏差に基づいて、無効電流指令Ｉｑ＊を生成する。
【００２６】
上述したように、二乗和成分で比較する場合には、Ｖｌｉｍ、ΔＶｄも、二乗和成分と同次元になるようにして、閾値が算出される。また、二乗和の平方根信号で比較する場合には、Ｖｌｉｍ、ΔＶｄも、平方根信号と同次元になるようにして、閾値が算出される。
【００２７】
一般的に、ＰＷＭコンバータ１におけるＴｄ補正は、力行側で余剰出力に転じ、回生側で出力不足として作用する。また、ＰＷＭコンバータ１の電圧利用率向上のためには、無効電流を流し、モータでいう弱め界磁制御に相当する操作が行われる。
【００２８】
ここで、ＰＷＭコンバータ１が高スイッチング周波数化されると、Ｔｄ補正電圧の割合が高くなり、電圧利用率の低下につながることとなる。そこで、本願発明では、有効電流指令値等によりＰＷＭコンバータ１が力行運転中か回生運転中かを判定し、判定結果に応じて、Ｔｄ補正電圧分を加味した力率制御用の閾値を動的に変更して設定している。
【００２９】
このような構成を備えることで、力行側では無効電流を流れにくくし、回生側では無効電流を流れやすくすることできる。この結果、従来に比べ、追従精度よく、力行運転／回生運転に合わせて無効電流指令Ｉｐ＊を生成することができ、コンバータの電圧利用率を向上させることができる。
【００３０】
換言すると、図１、図２で説明した無効電流基準回路１８を採用することで、ＳｉＣのような高速スイッチングデバイスを用いて、高スイッチング周波数でＰＷＭコンバータを動作させる場合に、ＡＣリアクトル２の小型化を実現した上で、電圧利用率を必要以上に悪化させることなく、電力変換を行うことが可能となる。
【００３１】
次に、図１に示したような本実施の形態１に係るＰＷＭコンバータの制御装置を、エレベータの制御に適用する場合について、以下に詳細に説明する。
【００３２】
図３は、本発明の実施の形態１におけるエレベータの制御装置を含むエレベータシステムの全体構成図である。ここで、図３中のコントローラ３０は、先の図１に示したＰＷＭコンバータ１を制御するコントローラ３０に相当する。また、図１中の負荷５が、巻上機３１のモータに相当する。なお、以下では、巻上機３１のモータのことを、単に巻上機３１と称して説明する。
【００３３】
かご３５は、主索３３によって接続され、主索３３は、巻上機３１に巻回され、そらせ車３２を介して錘３４に接続されている。巻上機３１は、コントローラ３０から駆動指令３９を得て、かご３５を昇降させる。
【００３４】
駆動指令３９は、乗り場４０ａ〜４０ｃにあるそれぞれの乗場操作盤３８ａ〜３８ｃ、あるいは、かご３５内のかご内操作盤３６を乗客が操作することによって、かご３５が目的の乗場に向かうように走行方向が設定され、コントローラ３０から指令されるものである。
【００３５】
また、かご等に設置された秤装置３７は、かごの移動が力行か回生かを判定できるように、かご３５内の負荷を検出する。そして、コントローラ３０は、走行方向およびかご３５内の負荷に基づいて、エレベータが力行運転で起動されるか、回生運転で起動されるかを判定できる。
【００３６】
そして、コントローラ３０は、先の図２に示した無効電流基準回路１８内の閾値判定回路１８ａに対して、力行／回生の判定結果を送信する。すなわち、無効電流基準回路１８は、起動時においては、走行方向およびかご３５内の負荷に基づく判定結果から、力行運転が起動されるか回生運転が起動されるかを知ることができる。
【００３７】
ここで、エレベータ特有の動作として、一走行内で力行運転と回生運転が切り替わるタイミングが生じる。そこで、このような切り替わりの際に、無効電流基準回路１８により、上述したような力率制御用の閾値が適切に設定変更されることで、高スイッチング周波数でエレベータ制御が実行される場合にも、電圧利用率の低減を抑えることができる。
【００３８】
図４は、本発明の実施の形態１に係るエレベータの走行制御中における有効電流指令ＩP*の時間変化を示した図である。より具体的には、この図４では、以下のような２つの運転パターンＡ、Ｂにおけるコンバータ電流指令値の時間遷移を示している。
運転パターンＡ：第１階床から第２階床に向けて、力行運転により起動を開始し、第２階床に到着する際に、力行運転から回生運転に切り替わる状態となる運転パターン
運転パターンＢ：第２階床から第３階床に向けて、回生運転により起動を開始し、第３階床に到着する際に、回生運転から力行運転に切り替わる状態となる運転パターン
【００３９】
このような運転パターンＡあるいは運転パターンＢを実行する際の、コントローラ３０による制御について、ＳＴＥＰ１〜ＳＴＥＰ３に分けて、以下に説明する。
＜ＳＴＥＰ１＞：起動時の処理
コントローラ３０は、秤装置３７によって検出されたかご３５内の負荷と、かご３５の走行方向との組合せによって、かごが力行運転として起動されるか、回生運転として起動されるかを判断することができる。具体的には、コントローラ３０は、以下のケース１〜ケース４に場合分けして、力行運転か回生運転かを判断することができる。
【００４０】
ケース１：かご内負荷が錘３４の重さ以上であり、かつ、走行方向が上昇方向である場合には、力行運転と判定
ケース２：かご内負荷が錘３４の重さ未満であり、かつ、走行方向が上昇方向である場合には、回生運転と判定
ケース３：かご内負荷が錘３４よりも重く、かつ、走行方向が下降方向である場合には、回生運転と判定
ケース４：かご内負荷が錘３４の重さ以下であり、かつ、走行方向が下降方向である場合には、力行運転と判定
【００４１】
＜ＳＴＥＰ２＞減速開始までの走行制御
コントローラ３０は、起動を開始した後、目的階床に停止するための減速が開始されるまでは、ＳＴＥＰ１において判定した力行運転あるいは回生運転に対応する閾値を用いて、無効電流指令ＩQ*を生成し、エレベータの走行制御を実行する。
【００４２】
＜ＳＴＥＰ３＞減速開始後の走行制御
コントローラ３０は、加速あるいは一定速状態から、減速状態に切り替わることで、先の図４に示したような力行運転から回生運転に切り替わるタイミング、あるいは回生運転から力行運転に切り替わるタイミングを推定する。なお、コントローラ３０は、運転状態が切り替わるタイミングを、運転パターンの情報から推定することができ、また、先の図２で説明したように、有効電流指令ＩP*の正負の値から検出することも可能である。
【００４３】
そして、コントローラ３０は、力行運転中においては、上式（１）を用い、回生運転中においては、上式（２）を用い、運転状態に応じて閾値を切り換えた上で、適切な無効電流指令を生成する。
【００４４】
図５は、本発明の実施の形態１に係るエレベータの制御装置のコントローラ３０内に含まれる無効電流制御回路１８で実行される閾値変更処理を示した図である。具体的には、先の図４に示した運転パターンＡ、Ｂに対応した閾値変更処理の結果を示している。
【００４５】
図５に示すように、本実施の形態１におけるコントローラ３０は、力行運転中においては、上式（１）に従って、上下短絡防止時間Ｔｄの補正電圧成分に相当するΔＶｄをＶｌｉｍに加算することで、閾値を動的に変更設定している。一方、コントローラ３０は、回生運転中においては、上式（２）に従って、ΔＶｄをＶｌｉｍから減算することで、閾値を動的に変更設定している。
【００４６】
この結果、一走行中の減速開始時に電力のやり取りの極性変更が生じるような、エレベータ特有の制御環境においても、運転状態に応じて適切な無効電流制御を実行でき、力行運転／回生運転の切り替わりにおいても良好な追従特性を実現できる。
【００４７】
また、図６は、本発明の実施の形態１に係るエレベータの制御装置のコントローラ３０内に含まれる無効電流制御回路１８で実行される、先の図５とは異なる閾値変更処理を示した図である。具体的には、この図６に示した閾値変更処理では、先の図５の処理に加え、閾値を、その切り替わり時にランプ関数状、もしくは、ローパスフィルタ状に変更させて、制御特性のさらなる改善を図っている。
【００４８】
このように、ランプ関数あるいはローパスフィルタによる処理を施すことで、閾値が一気に階段状に切り替わることを防止し、単位時間当たりの閾値の変化量を許容値以内に制限することができる。この結果、閾値がスムーズに切り替わることとなるため、かご３５への不快な振動の発生を抑制し、滑らかなかごの移動を実現できる効果がある。
【００４９】
以上のように、実施の形態１によれば、力行運転と回生運転が頻繁に切り替わるエレベータの制御において、従来に比べて精度の高い制御性能を実現する無効電流制御回路を提供することができる。すなわち、エレベータ走行中において、力行運転／回生運転の切り替わりタイミングを予測し、運転状態に応じて、適切な無効電流指令を生成できる構成を実現している。
【００５０】
具体的には、起動時においては、かご内負荷および走行方向により、力行運転か回生運転化を特定している。また、減速時には、運転パターンの情報あるいは有効電流指令の値から、切り替わりタイミングを予測している。そして、切り替わりタイミングで、無効電流指令を生成するための力率制御用の閾値を設定する際に、上下短絡防止時間の補正電圧成分に相当する値による補正量の加減算を切り換える構成を備えている。
【００５１】
この結果、運転状態に応じて適切な無効電流指令を動的に生成して走行制御を実行することができ、力行運転／回生運転の切り替わりの追従特性、およびエレベータの走行特性を改善することのできるエレベータの制御装置およびエレベータの制御方法を得ることができる。
【００５２】
なお、上述した実施の形態では、高速スイッチングデバイスの一例としてＳｉＣを挙げたが、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣ以外にも、例えば、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドがある。
【００５３】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された自己消弧型スイッチ素子およびダイオードから構成されたブリッジ回路は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、ブリッジ回路の小型化が可能であり、小型化されたブリッジ回路を用いることにより、ブリッジ回路を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能になる。
【００５４】
また、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
【００５５】
また、電力損失が低いため、自己消弧型スイッチ素子およびダイオードの高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
【００５６】
さらに、スイッチング周波数を高周波化できることで、インダクタンスの容量も小さくでき、エレベータの制御装置として、ＡＣリアクトルの小型化に伴ってさらなる小型化が可能となる。
【００５７】
なお、自己消弧型スイッチ素子およびダイオードの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、自己消弧型スイッチ素子およびダイオードのいずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。この場合でも、上述した効果を得ることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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