(57)【要約】従来、センサ信号検出装置では小さなセンサ出力信号をＡＤ変換するために、増幅器とアンチエリアス・アナログ・フィルタが必須とされて来た。本願は、センサの電気的信号出力を直接もしくは電圧に変換する手段を介して市販レベルのＡＤ変換器に入力し、デジタル・フィルタを介して出力し、かつＡＤ変換クロックとデジタル・フィルタの条件等を工夫することに依り、従来必須とされて来た増幅器やアナログフィルタを用いることなく、充分な分解能とノイズ特性を実現したセンサ信号検出装置を提供する。
2017175318.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサの電気的信号出力を直接もしくは電圧に変換する手段を介して入力されるＡＤ変換器と、かかるＡＤ変換器の出力を受けるプログラマブル・デジタル・フィルタと、かかるフィルタの出力を受ける部分からなり、
前記ＡＤＣの変換クロック周波数を、センサ出力に含まれるノイズの物理的な最大出力周波数の少なくとも2倍以上に設定し、
かつ前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過上限周波数を、前記センサの電気的信号の少なくとも一部が通過する周波数として、センサの電気的信号に含まれるノイズを強力に落とす帯域に設定し、
かつ前記ＡＤ変換器の実質の分解能を少なくとも前記通過上限周波数/前記クロック周波数の平方根倍に低減させたことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項２】
請求項１のセンサ信号検出装置に、
前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過上限周波数を、かかるプログラマブル・デジタル・フィルタ自身の出力信号に関連する信号に基づき最適に制御するための制御手段を付加したことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項３】
請求項１のセンサ信号検出装置において、
前記プログラマブル・デジタル・フィルタとして、時間的に等間隔な複数の入力値の加算値を算出する手段を含むことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項４】
請求項１のセンサ信号検出装置において、
前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過下限周波数を、前記センサの電気的信号の期待される最小周波数を通過させ、かつセンサの電気的信号に含まれる低域ノイズも強力に落とす帯域に設定することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項５】
請求項１のセンサ信号検出装置において、
前記ＡＤ変換器の変換クロック周波数を、センサの電気的信号の期待される周波数の少なくとも数倍以上に設定し、
かつ前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過上限周波数を、前記センサの電気的信号の期待される周波数帯域未満のパーシャル・レスポンス状態に設定することにより、センサの電気的信号に含まれるノイズを強力に落とすとともに、
前記プログラマブル・デジタル・フィルタの帯域を、所望のパーシャル・レスポンス状態の帯域に制御する制御手段と、パーシャル・レスポンス状態の信号を複号する手段を付加したことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項６】
請求項１のセンサ信号検出装置において、前記ＡＤ変換器の参照電圧を通常の１／４以下に設定することに依り、分解能を２ｂｉｔ以上高めたことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項７】
前記請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、
微小電圧を出力するセンサを含むことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項８】
請求項１乃至６のセンサ信号検出装置において、
容量値もしくは容量値の変化を出力とするセンサを含み、
かかるセンサの容量と前記ＡＤ変換器の入力容量にそれぞれゼロを含む蓄えられた電荷を再配分するスイッチ手段を設け、
前記再配分に依り前記ＡＤ変換器の入力容量に生じた電圧をＡＤ変換することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項９】
請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、
微小電流を出力するセンサを含み、
かかる微小電流を抵抗に流したときの電圧降下に関係する電圧をＡＤ変換器することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項１０】
請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、
微小電流を出力するセンサを含み、
かかる微小電流を所定時間、前記ＡＤ変換器の入力容量に流した後の充電電圧もしくは放電電圧をＡＤ変換することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は各種センサ信号を検出する装置に関し、特に微小なセンサ出力信号のノイズを低減して所望の信号を検出する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近の各種センサ信号の処理としては、センサからの微小な電気信号を増幅し、ロー・パス・フィルタ(以下ＬＰＦと記す)を掛け、ＡＤ変換し、デジタル的に比較する方法が一般的に用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許公開２００９−１１５７１０「可変容量計測装置及び可変容量計測方法」
【特許文献２】特許公開２００４−２３３３５６「ナノボアを通って移動するバイオポリマーの識別装置及び方法」
【特許文献３】ＷＩＰＯ国際出願ＷＯ２０１５／０４２２００「Biomolecule Sequencing Devices, Systems and Methods」
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】テキサスインスツルメンツ「Analog Front-End Design for ECG System Using Delta-Sigma ADCs」http://www.tij.co.jp/jp/lit/an/sbaa160a/sbaa160a.pdf
【非特許文献２】EDN Japan  「いまさら聞けない加速度センサ入門」http://ednjapan.com/edn/articles/1205/16/news110_2.html
【非特許文献３】「Axopatch 200B Pach Clamp Theory and Operation」https://www.autom8.com/docs/Axopatch-200B.pdf
【非特許文献４】「Datasheet DKPCA-100」http://www.femto.de/images/pdf-dokumente/de-dhpca-100_r11.pdf
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年モノのインタネット(ＩОＴ)、バイオ・エレクトロニクス、自動車、ロボット等の多くの分野で、各種センサがたくさん使われている。
センサ信号の処理としては、センサからの微小な電気信号を増幅し、ＬＰＦを掛け、ＡＤ変換し、デジタル的に比較する方法が一般的に用いられている。ここで、ＡＤコンバータ(以下ＡＤＣと記す)の入力範囲に合わせるためにセンサからの信号を増幅することは必須と思われていた。またＡＤＣの周波数軸の折り返し歪/ノイズを抑えるため、ＡＤＣの変換クロックの半分以下の帯域を持つＬＰＦは必須であると思われていた。
この構成ではアナログ回路の規模が大きくなるため扱いにくく、消費電力やサイズ、コスト等の面で難点だった。【０００６】
例えば、本願の図２示す微小電圧を出力するセンサ信号を検出する装置は、非特許文献１のFigure 3に描かれた一般的な心電計のブロックダイアグラムである。その動作は、人体に取り付けられた複数の電極(センサ)に生ずる±2.5mV程度の信号を、センサ電極から端子Elec1〜Elec9を介して入力し、5倍増幅器INAと、DC遮断用ＨＰＦを介し、32倍の増幅器と150HzのＬＰＦで±400mV程度に増幅した後、ハイ・パス・フィルタ(以下ＨＰＦと記す)を介し、16bitのＡＤＣによりデジタルに変換される。これらはアナログ回路であり、10cm四方程度のプリント板サイズを必要とする規模となり、消費電力やサイズ、コスト等の面が難点だった。【０００７】
さらに本願の図３は、非特許文献１のFigure 4 に改良型として示された、5倍の増幅器INAと抵抗・容量(ＲＣ)型の150HzのＬＰＦと切替器MUXを介し24bitのＡＤＣ(有効ビット数20bit)でＡＤ変換するものである。これは本願の図２のものより部品点数が大幅に減っているものの、これらはアナログ回路が残っており、数cm四方程度のサイズを必要とする規模となり、やはり消費電力やサイズ、コスト等の面が難点だった。【０００８】
第二の例として、本願の図５に載せた、容量変化を出力とするセンサ信号を検出する装置が非特許文献２の図３に示されている。そのセンサの動作は、加速度に比例して生ずる力による可動部の位置変化を２つの対向電極間容量CS1、CS2の変化として出力する。このセンサ出力を処理する電気回路は、発振回路による交流信号を前記対向電極間に印加し、センサ容量CS1、CS2で分圧された交流電圧に変換し、増幅回路で増幅し、同期検波＋整流回路で直流電圧の変動として出力される。ここで整流回路には当然ながらＬＰＦが含まれている。これらはやはりアナログ回路であり、数cm四方程度のサイズを必要とする規模となり、消費電力やサイズ、コスト等の面が難点だった。
また非特許文献２には明示的に図示されていないものの、多くの場合は前記出力をＡＤ変換し、その後にデジタル処理をしている。【０００９】
第三の例として、微小電流ISを出力とするセンサ信号を検出する装置の一例が特許文献２及び３に示されている。いずれも単分子のDNA遺伝子配列を推定するための装置であり、遺伝子がナノ・メートル程度の極めて狭い部分を通過する際に流れる微小なトンネル電流がセンサ出力として得られる。特許文献２の実施例１の００６２項によれば、出力されたトンネル電流はパッチクランプ増幅器を使用して測定できる。その中身は非特許文献４のFigure 16,17に記載され、それをつないだものを本願の図７に示す。それに依れば、センサからの微小入力電流Ifを容量Cfに流し、積分器INTEGRATORにより電圧に変換し、微分器DIFFERNTIATORでその周波数特性を補正し、増幅し、ＬＰＦを掛けて、電圧出力している。これらはアナログ回路であり、数10cm四方程度のサイズを必要とする規模となり、消費電力やサイズ、コスト等の面が難点だった。データベースと比較するため、上記パッチクランプ増幅器の電圧出力を、デジタル化している(ＡＤＣを使うのは自明である)。【００１０】
特許文献３ではトンネル電流をFig.1のAm-meter 24 (電流計)で検出し、Control unit 26に渡している(図示せず)。このAm-meter 24の出力である電流に印加電圧の逆数を掛けたコンダクタンス値を、Fig.3等の縦軸に示している。かかるセンサ出力を処理するための装置として特許文献３の０１６７項に記された装置である非特許文献４のBlock diagramを本願の図８に示す。これに依れば、センサからの微小電流入力CURRENT INPUTを受けるオペアンプと抵抗Rfからなる電流電圧変換回路I/Vと、増幅器X10,X1と、ＬＰＦからなる機器が例示されている。これらはアナログ回路であり、15cm×5cm程度のサイズを必要とする規模となり、消費電力やサイズ、コスト等の面が難点だった。CPU処理をするため、上記増幅器の電圧出力を、デジタル化している(ＡＤＣを使うのは自明である)。
【発明の効果】
【００１１】
本発明を適用すれば、センサからの電気信号を直接ＡＤ変換することが出来るので、アナログ回路がほとんどなくなるという利点がある。これにより小型、低消費電力、低コストを実現できる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
詳細は後述するが、本発明では、まずセンサ信号を直接ＡＤ変換することにより、従来の増幅器の持つ欠点を除去する。ただし、センサ信号によっては、センサ信号から電圧に変換する部品を前置する場合もありうる。
しかしながら、ただ単に従来回路から増幅器とＬＰＦを省くだけでは、従来増幅器とＬＰＦが担っていた機能が損なわれるため、分解能不足や折り返しノイズが生じるのは明らかであり、使い物にならない。そこで本願ではＡＤＣの分解能とサンプリング周波数を必要なだけ高めたうえで、デジタル・フィルタを用いてノイズを低減し、参照電圧を低下させること等でこれを解決する。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１３】
図１は本願の第一の実施例であり、０００６項で説明した非特許文献１の微小電圧出力型センサからの心電信号を差動的に単に直接ＡＤＣに接続したものに、デジタル・フィルタを加えたものである。Patient Protection, Load Selectionブロックは、人体への異常電圧印加を防止し、かつセンサに必要な負荷条件を選択するものであり、本願では議論しない。出力RLを作り出す回路についても本願では議論しない。またMUXはＡＤＣを時分割で使うための切替器である。【００１４】
まずこの状態でＡＤＣの出力端子での問題点を考察する。
Elec1〜Elec9の内の差動対として動作する2本を切替器MUXで選択し、ＡＤＣに入力することに依り、コモン・モード・ノイズは、差動でキャンセルされるので問題ない。
ただし本願の図１には増幅器が無いので、ＡＤＣへ入力される信号は±2.5mV程度のままであり、ＡＤＣの分解能が仮に本願の図２の従来例と同じ16bitだった場合、フルスケールを2.5Vとすると、入力される信号その1/1000 ≒ 2-10倍と小さく、上位約10bit分が無駄となり、実質±6bit ＡＤＣの分解能しか得られない。これでは分解能が絶対的に不足である。
本願の図３の従来例のブロック図と比較すると、ＡＤＣの分解能は同じ24bitであるものの、本願の図1には本願の図３の従来の5倍の増幅器INAが無いため、分解能が5倍大きく(荒く)なってしまう欠点がある。なお、24bitＡＤＣのフルスケールを2.5Vとすると、図１のＡＤＣの出力で、実質±14bitの分解能となる。【００１５】
さらに本願の図２、図３の従来例ではともに、ＡＤＣに依る高域ノイズの周波数折り返しノイズを除去するための150Hzのアンチエアリアシング・フィルタが設けられているのに対し、本願の図1にはそれが無い。
本願発明者の考察に依れば、次項の理由で高域ノイズの周波数折り返しノイズは発生しないので、アンチエアリアシング・フィルタは不要である。【００１６】
その理由としては、第一に、人体に取り付けられた複数の電極(センサ)自体が拾う信号が150Hz以下ときわめて遅いばかりではなく、その電極及び配線が構造上応答可能なノイズの周波数成分の上限も本質的に10kHzに比べて充分低い周波数である。つまり10kHz以上のノイズは無い。
もし従来例のような増幅器INAを挿入すると、増幅器の帯域によっては10kHz以上の帯域に増幅器自身が発生ノイズが存在することになり、従来のようなアンチエアリアシング・フィルタが必要となってしまう可能性が高い。そのため本願では増幅器を用いない。【００１７】
第二に、ＡＤＣのサンプリング周波数が(MUXにより時分割されるので)入力チャネル当たり約10kHzの場合、サンプリング定理により、高域ノイズの周波数折り返しノイズが生ずるのは90kHz〜100kHzのノイズであり、センサ自身が応答しない帯域なので、ノイズも発生せず、問題とはならない。
さらに言うと、ＡＤＣがデルタ・シグマ型のようなオーバ・サンプリング形式の場合、実際にアナログ信号がサンプリングされる周波数はさらに高く10MHz以上であり、サンプリング定理により、高域ノイズの周波数折り返しノイズが生ずる可能性があるのは10MHz程度以上となる。実際のセンサは10MHzでは応答せず、この帯域のノイズが無いので、全く問題がない。【００１８】
ただし図１には150Hz〜5MHzのノイズと50Hz以下のノイズに効くフィルタが無いため、この帯域内のノイズはそのままＡＤ変換され、出力される。
これを取り除くのが図1のデジタル・フィルタである。まず150Hzのデジタル・ＬＰＦについて説明する。
デジタル・ＬＰＦの構成方法はチェビシェフ型FIRフィルタやバイ・クァッド型のIIRフィルタ等種々知られており、そのいずれでも良い。【００１９】
FIR型デジタル・ＬＰＦの簡単な一例として、移動平均フィルタがあり、通常は連続するn個の平均もしくは和を用いるものである。最終的にデータ間の大小比較したり、比を取ったりして判定をする場合、平均を用いても、あるいはそのn倍である和を用いても、判定結果は変わらないので、和を用いる方が計算量が少ないという利点がある。
またその周波数特性はsin(πnf)/sin(πf)で与えられ、クロックの周波数の1/2nの周波数にノッチ(出力がゼロになる点)が存在するＬＰＦ特性である。概略クロックの1/2n弱のＬＰＦと言える。
今回の実施例では、n = 10kHz/(2・150Hz)≒ 33を用いる。
なお連続するn個の和を求める際にn-1個の加算器を用いても良いが、加算器と減算器各1つで構成することもできる。その方法は、直前の連続するn個の和から、その要素の中の一番古いデータを減算し、今回のデータを加算すれば良い。このような構成にすれば、最新LSIプロセスやそれによるFPGAにおいては、ハードウェア量は微々たるものである。【００２０】
次に、このＬＰＦを通過する信号のn個の和について考察する。信号はクロックに対し充分遅いので毎回あまり変化せず、n回ともほぼ極めて近い値となり、和はほぼn倍となる。つまり演算後のビット長はlog2  n ビット増える。今回の実施例では約5bit (log2  33 ≒ 5)増える。
一方でランダムノイズの和は、ノイズ電力の和の平方根で与えられるのでほぼ√nの平方根倍となる。つまり信号対ノイズ比は、n/√n = √n倍に改善される。
これはＡＤＣの分解能である1LSBによる量子化ノイズや有効ビット数に対しても成り立つので、信号に対し量子化ノイズが√n倍改善され、ビット数に直すと(log2 n)/2ビット増える。今回の実施例では、分解能が√33 ≒ 5.7向上し、ビット数でいえば約2.5bit向上し、27.5bit ＡＤＣ(有効ビット数は22.5bit)を使ったことと等価となる。００１４項で述べた従来例の5倍増幅器INAによる分解能向上効果(5倍)よりも大きな分解能向上効果(5.7倍)が、本願の図1のデジタル・フィルタの効果として得られる。つまり5倍増幅器INAは、本願の図１ではもはや不要になる。
なお、市販のＡＤＣはおおむね2bitおきに製品化されており、2bit分の性能向上は1ランク上の性能を意味するので、上記の本願発明で2bit分以上の改善があれば大きな改善と言える。この場合のnの値は16以上である。【００２１】
なお、市販の4MHzクロックで24bit分解能(20bit有効ビット)のＡＤＣを用いれば、10個の入力をタイム・シェアリングする場合でも、1チャネル当たりクロック周波数を400kHzとすることが出来るので、上記の本実施例の√40倍の分解能改善が可能である。
また、市販の50MHzクロックの14bitのＡＤＣ(有効ビット13bit)を用いれば、10個の入力をタイム・シェアリングする場合でも、1チャネル当たりクロック周波数を5MHzとすることが出来るので、150Hzの信号帯域幅に制限すると、n = 1MHz/(2・150Hz)≒ 1667とすることが出来る。これによりビット数は(log2  1667)/2 ≒ 7bit改善でき、実質21bit ＡＤＣ(有効ビット20bit)と  等価になり、これでも充分特性を満たすことができる。【００２２】
以上に依り、本願の実施例１が、図２や図３の従来回路並以上の高分解能な装置であることが説明された。アナログ部の部品無しに直接ＡＤＣにつなぐことが出来るので、アナログ回路の分だけ小型、低コスト、低消費電力が実現できるのは言うまでもない。
ちなみに最近の半導体プロセスでは加算器と減算器等のデジタル回路の占める面積は極めて小さく、消費電力も少ない。さらに言うならは、この程度の計算は処理系全体としてすでに持っている演算処理器(ＣＰＵ)やデジタル信号処理器(ＤＳＰ)で行うことも可能であり、その場合追加コストは掛からない。
なお、低周波側のノイズが多い場合は、上記に加え、簡単にデジタル・ＨＰＦも図1のデジタル・フィルタ内に設けることが出来るのは言うまでもない。これにより例えば商用電源からのノイズ(いわゆるハム)を低減したり、1/fノイズを低減することも出来る。
また上記のセンサから出力される信号周波数や、ＡＤＣのクロック周波数やビット数、デジタル・フィルタの形式等は一例であり、実現可能なものであれば、いかなる値であっても上記の効果は得られるので、要求特性に合わせて最適な値を選択することが出来る。
【実施例２】
【００２３】
図４は、本願の第二の実施例であり、０００８項に示した容量変化を出力とするセンサにＡＤＣを直結するものである。【００２４】
容量変化を取り出す方法として、本願では特許文献１で開示された手法に類似した手法を用いる。この手法の概略は、まずセンサの容量を基準電圧で充電し、貯まった電荷を、ＡＤＣの既知の入力容量に接続して電荷を再分配させ、その結果の電圧をＡＤ変換することで、センサ側の容量を算出するものである。【００２５】
図４ａの回路動作は、まず、電子スイッチS2とS3を閉じて接地し、S1を電圧源側(例えばVr = 2.5V)につなぎ、容量センサ部を充電する。次に電子スイッチS2とS3を開き、S1を接地側につなぎ、容量センサ部に貯めた電荷をＡＤＣの入力部与え、その入力容量と間で電荷再配分する。ＡＤＣの浮遊容量を含む全入力容量CADCが初期に放電している場合、電荷再配分後の電圧はVr / (1+ CADC / CS1)となる。ここでCs1はセンサの容量。CS1 << CADCの場合、ほぼVr・CS1 / CADCと近似できる。CS2に付いても同様である。以下説明をわかりやすくするため、この近似式を用いいるが、近似せずに計算することを妨げるものではない。それらの差電圧はほぼVr・(CS1  − CS2) / CADCをＡＤ変換する。【００２６】
このような場合、特許文献１に示された公比1/2の等比級数で設定された容量を持つ逐次比較型ＡＤＣにこだわる必要は無い。例えば初期の実測に依ってでも浮遊容量を含めた入力容量を既知とすることのできるＡＤＣであればば、形式を問わない。通常のＡＤＣの入力に既知の容量を追加接続するタイプであっても良い。いずれにせよ、上記電荷再配分後の差電圧はほぼVr・(CS1  − CS2) / CADCをＡＤ変換できる。容量の変化分をΔCS1とΔCS2とすれば、図４ａ、図４ｂに示す構造からΔCS1≒ΔCS2となるので、変化分の電荷再配分後の差電圧はほぼ2・Vr・ΔCS1/ CADCとなる。【００２７】
図４ｂはＡＤＣの既知の入力容量が、毎回所定電圧(例えば基準電圧Vrefの半分)に初期化されるタイプの逐次比較型ＡＤＣの場合の第二の実施例を変形した実施例である。センサ側の容量はまずかかる所定電圧とは異なる第二の電圧を充電しておかなければならない。さもないとＡＤＣの入力容量との電荷再配分が起こらないためである。図４ｂでは第二の電圧として0Vを選択している。この場合、ＡＤＣの入力容量に充電された電荷を、測定対象のセンサの容量に電荷再分配させることになるが、電荷再配分後の式は００２５〜００２６項に記載したものが適用できる。【００２８】
また特許文献１に示されたＡＤＣの形式の場合、容量の測定分解能はＡＤＣの入力部のスイッチト・キャパシタ部の分解能で制限されてしまうという欠点があったが、図４ｂの結合容量Ccを用いて分解能を上げる公知の手法を合わせて適用することに依り、必要な容量分解能を得ることが出来る。【００２９】
図４ｂでは、逐次比較型ＡＤＣに含まれる入力接続用スイッチを流用しており、新たに追加するのは容量センサの出力を0Vに短絡するスイッチだけである。このスイッチはNMOSトランジスタで構成できるがこれに限定しない。またこのスイッチをオンさせるタイミングは、ＡＤＣに与えるクロックの内、前記逐次比較型ＡＤＣに含まれる入力接続用スイッチがオンしない半周期を選択するのが簡単であるが、必ずしもこれに限定しない。このことは、専用の集積回路を開発するのはもちろんのこと、既成のＡＤＣにNMOSトランジスタを追加するだけでも手軽に実現できる。
なお、スイッチの入れ方は図４ａや図４ｂに限定することなく、他の電荷再配分ができる構成であっても良い。【００３０】
以上に依り、容量変化を取り出すために、従来のような発振器や増幅器、同期検波＋整流回路等を用いることなく、センサとＡＤＣとを直結しても実現できることを示せた。【００３１】
０００８項で述べたような従来の整流回路に含まれるＬＰＦが本実施例には無いので、そのアンチエアリアス・フィルタ効果は無い。
しかしながら、加速度センサの場合、可動部が物理的に動ける速度には限界があり、例えば1MHzには応答できない。従って加速度センサの容量変化は1MHzより低い。これは可動部に生ずるノイズ振動に対しても同様である。本実施例では、センサとＡＤＣ間に、従来のような発振器や増幅器、同期検波＋整流回路等が無いので、これらが発生する高域ノイズについて検討する必要すら無い。
従って、可動部が物理的に動ける最高速度の2倍以上高いサンプリング周波数(例えば10MHz)でＡＤ変換すれば、センサからのノイズの周波数折り返しは無い。つまりアンチエアリアス・フィルタを設ける必要性はない。【００３２】
ただし信号周波数上限(例えば100Hz)〜ＡＤＣのクロック周波数の半分間の帯域のノイズと、信号周波数下限(例えば50Hz)以下のノイズはフィルタが無いため、それらのノイズはそのままＡＤ変換され、出力される。
これを取り除くのが図４ａと図４ｂに記したデジタル・フィルタである。まず信号周波数上限のデジタル・ＬＰＦを用いる。デジタル・ＬＰＦの構成方法はチェビシェフ型FIRやフィルタバイ・クァッド型のIIRフィルタ等種々知られており、そのいずれでも良い。デジタル・ＬＰＦの簡単なものの例として、本願実施例１に示したn個の移動平均フィルタを用いることができる。本願の実施例１と同様に、n ≦ クロック周波数/(2・信号周波数上限)に選ぶことが出来る。【００３３】
このＬＰＦを通過する信号のn個の和について考察すると、本願実施例１に示したのと同様に、信号対ノイズ比は√n倍に改善される。これはＡＤＣの容量の分解能に対しても成り立つので、つまり信号に対し量子化ノイズが√n倍改善され、ビット数に直すと(log2 n)/2ビット増える。【００３４】
ここでCS1 << CADCの場合や、CS1と比べて容量変化が小さい場合は、ＡＤＣのフルスケールに対し極めて小さな電圧となることがある。
一例として、センサの容量CS1、CS2を1pF、その変化量ΔCS1、ΔCS2を0.1pFとし、CADC (含む浮遊容量)を10pFとすると、変化分はCS1 / CS2 = 0.1pF / 10pF = 0.01なので、24bitＡＤＣを使うと、実質的に14bitＡＤＣ相当になる。
この場合に実施例１で述べた手法を用いて、ＡＤＣのクロック周波数を、折り返しノイズが出ないだけ充分高くし(例えば10MHzにし)、デジタル・フィルタを用いて、分解能を高めることが有効である。【００３５】
一方で通常ＡＤＣのフルスケールは、通常1V〜数Vに選ばれるのが一般的だが、本願の実施例１〜２のようにその隅々まで有効利用できない場合が多い。そこで、例えばＡＤＣの入力電圧範囲を1/4以下に設定すれば、上記電荷再配分される電圧をカバーすることが出来得る。こうすることに依り、1LSBの電圧も1/4以下になるので、さらに分解能を2bit以上稼ぐことが出来る。【００３６】
これらを組み合わせて、所望の分解能で容量センサの出力をいきなりＡＤＣでデジタル化することが出来ることが示された。
【実施例３】
【００３７】
図６は、本願の第三の実施例であり、０００９項〜００１０項に示した微小電流を出力とするセンサに図６ａと図６ｃはＡＤＣを直結するものである。図６ｂは電流電圧変換器を介してＡＤＣに繋がるものである。【００３８】
図６ａは、センサが出力する微小電流ISを、抵抗RLに流し、オームの法則に依りIS×RLの電圧を発生させ、それを直接ＡＤ変換し、デジタル・フィルタで帯域制限してノイズを減らしたり、分解能を向上したりするものである。【００３９】
例えばIS = 1nAの場合、RL = 10MΩを選択すると、10mVの電圧が得られる。これをＡＤ変換する際に、例えば実施例１と同じ市販の2.5Vフルスケールで24bit、100kHzクロックのＡＤＣ(有効ビット20bit)を用いることが出来る。1LSB = 2.5V / 224 = 0.15μVなので、10mVの信号は約67000LSBに相当するので、約16bitの分解能が得られる。有効ビットは12bitとなる。【００４０】
ここで考慮しなければならないのが、センサ自身の浮遊容量と、配線の浮遊容量と、抵抗RLの浮遊容量と、ＡＤＣの入力容量の総和Ciである。
これと抵抗RLとで一次のＬＰＦを構成してしまい、そのカット・オフ周波数fcは1/(2πCiRL)で与えられる。例えばCi = 5pFとすると、fc ≒ 3kHzとなる。
特許文献３のFig.18によると、信号の時間幅tdは2ms程度なので、0.5kHz程度に相当し、fc ≒ 3kHzならば充分帯域内であり、信号は減衰することは無い。つまり充分使える解である。
なお、センサ自身の浮遊容量と配線容量は、良く知られたドリブン・シールド施すことで、ほぼ無視できるように構成できるので、これを用いれば、必要によりCiを低減に利用できる。【００４１】
図６ｂは、図６ａの抵抗の代わりに、良く知られた電流電圧(IV)変換回路を用いたものであり、図８に示した非特許文献４でも採用されているものである。このようにすると一見信号が増幅されているように見間違えるが、実はセンサが出力する微小電流ISを、抵抗RLに流し、オームの法則に依りIS×RLの電圧を発生させるだけであり、符号は別として、その電圧の大きさは６ａと同じである。
ただし、周波数特性は抵抗RLと抵抗RLの持つ浮遊容量とで決まるので、上記浮遊容量の総和Ciは周波数特性に陽には効かなくできるという利点がある。その代りに、IV変換器に使われるオペアンプの入力換算ノイズを、高域でCi / CL倍してしまうという欠点を併せ持つ。
しかしながら本願の実施例として、図６ｂの回路を特段排除するものではない。【００４２】
図６ｃは、図６ａの抵抗の代わりに、スイッチト・キャパシタ回路を用いたものである。電子スイッチS1を閉じると、上記センサ自身の浮遊容量と、配線の浮遊容量と、抵抗RLの浮遊容量と、ＡＤＣの入力容量の総和Ciが放電される。次に電子スイッチS1を所定期間τだけ開くとCiが電圧Is・τ / Ciまで充電される。この電圧をＡＤＣでＡＤ変換する。
ＡＤＣが例えば図４ｂに示した容量入力型であり、その容量に入力信号を充電するタイプの場合、上記Ciへの充電と兼用するのが、相性が良い。ただしこれに限定しない。また電子スイッチの構成は図４ｂに限定することなく、所定期間τだけ充電または放電する回路ならどのような回路であっても良い。
一例として、センサ出力が1nAの時、入力容量を10pFとし、充電時間τを1msとすると、1nA・10μs/10pF = 1mVとなり、2.5Vフルスケール24bitＡＤＣでＡＤ変換すると、実質12bitの分解能でＡＤ変換ができる。【００４３】
図６ａ〜図６ｃの場合は、回路としてＬＰＦが備わっているものの、信号帯域の上限に合わせたものではないので、これを所望の信号帯域に狭めるＬＰＦが必要となる。しかし本願の実施例３には、本願の図７や図８の従来例が持つアナログＬＰＦは無い。そこで、図６ａ〜図６ｃの回路には、デジタル・フィルタを持たせ、ここで所望の信号帯域のみを通過するように処理をする。その詳細は、本願第一及び第二の実施例と同様なので、改めて詳細を記さない。【００４４】
さらに、信号帯域より充分高いクロックでＡＤ変換し、デジタル・フィルタで帯域を狭めることに依り、本願第一及び第二の実施例と同様に、分解能を向上させられるは言うまでもない。【００４５】
これにより、微小電流出力型センサへも本願を適用することが出来、アナログ部がほとんど必要と無くなるという利点があることを示せた。
【実施例４】
【００４６】
上記の本願の実施例１〜３のすべてでデジタル・フィルタを持たせることが必須である。そこでそのデジタル・フィルタをさらに活用する方法を提案する。デジタル・フィルタの特徴は、係数を変えて容易にいろいろな周波数特性を実現できることにある。
実施例１〜３では、デジタル・フィルタの帯域を、センサからの信号が存在すると思われる周波数の最大範囲に予め設定するのが自然である。実施例４では、これをアダプティブ・フィルタとし、実際にセンサ出力に合わせて、最適に制御するものである。【００４７】
例えば、カット・オフ周波数の異なる複数の単位デジタル・フィルタを並列にならべたデジタル・フィルタ・ブロックを作る(図示せず)。それらの単位デジタル・フィルタ出力の内、信号の減衰が少なくかつ最もノイズを除去できたものを選ぶことに依り、予め決めた帯域の場合に比べ、信号ギリギリまで帯域を狭められるので、ノイズを減らすことが出来る。
単位デジタル・フィルタの一例として、移動平均型のものを考えると、連続するn個のデータの平均を取るかを変えたものを用意することになる。この場合、ＡＤＣのクロックが高ければ、nがより大きな値となるので、分解能を細かく出来、有利である。例えばn = 4とn = 5の場合の分解能1/4〜1/5に比べ、n = 40とn = 41の場合の分解能1/40〜1/41の方が約1桁細かいということである。【００４８】
なお、センサ出力を順次メモリ等に蓄えれば(図示せず)、一つの単位デジタル・フィルタで、その係数を変えつつ何回かメモリ内のデータを順次処理することも可能であり、前項と同様な効果を得ることが出来る。
この場合、デジタル・フィルタの周波数特性を徐々に変えて行くこともできるが、二分岐法やニュートン法等を使って早く所望の周波数特性に収束させることもできるのは言うまでもない。【００４９】
特許文献３のFig.26に、センサ出力を固定のアナログＬＰＦを掛け、ＡＤ変換した生データのグラフが載っている。特許文献３と本願とでは、フィルタがアナログかデジタルかの違いがあるが、理論上はどちらでも周波数特性を等価に設定することが出来る。
そこで、従来の固定のアナログＬＰＦと本願実施例４のデジタル・アダプティブ・フィルタの効果を比較して示すため、本願発明者がこの波形グラフの各点を読み取り、勝手にデジタル化したものを用いることとする。それが図９ａであり、右側が特許文献３のFig.26をデジタイズした値を再度グラフ化波形であり、ほぼ特許文献３のFig.26の従来例と同じ波形である。左側は、そのデジタル化したデジタル値を用いてヒストグラムを描いたものである。ヒストグラムの個々の値は異なるものの、4本の破線で示した近似正規分布曲線の内の3本の裾が交叉している状況は、元の特許文献３のFig.26のヒストグラムの傾向と同じである。近似正規分布曲線の裾が交叉しているが故に、波形に対して単にレベル比較だけで分離できないことを如実に示している。従来はこれを分離するための追加処理が必要だったことが特許文献３に記されている。【００５０】
同図ｂは、本願発明者がデジタイズした値に対し、デジタル・フィルタ処理をし、グラフ化したものである。ちなみにこの例では移動平均型のデジタル・フィルタを掛けることとしnをいくつか試した後に、００４８項で述べた手順で、4に決定した。その結果として、信号はあまり下がらずに明らかにノイズが減ったことが一目でわかる。【００５１】
図９ｂでは副作用として、帯域が1/4弱に狭まったため、立上り・立下り特性の傾きが緩やかになったことも一目でわかる。ここで、有効な信号としてほしいのは同図のグラフのほぼ平らと見られる部分やピークの部分である。一方で、立上り・立下りの傾きあるいはその途中の点はフィルタ処理で生じたものであり、有効信号ではないということが重要である。従って立上り・立下りの傾き部分を除去する処理をすべきである。
その具体的な一例として、同図のグラフで、正負のピークもしくはフラット(つまり直前と同じ値)ならその値を出力し、さもなくば直前値を保持するという計算処理を行った。それをグラフ化し、かつヒストグラムを描いたのが、図９ｃである。【００５２】
図９ｃのヒストグラムでは、4本の破線で示した近似正規分布曲線の裾は、±3σ程度では交叉していない。言い換えると、簡単なレベル比較器でこれらを容易に分離できるようになったということである。なお比較器の閾値は、例えば各レベルからのそれぞれの±3σの値を算出し、その中間点を閾値にすることができる。
逆説的に言うと、このことの意味するのは、図９ａの各正規分布は実は信号ではなくノイズ成分が正規分布していたのが主因であり、帯域を狭めてノイズを減らすことでその分布を狭くすることができたということである。
【実施例５】
【００５３】
実施例５では、さらにノイズの帯域を狭めるために、有効信号の帯域よりもフィルタの通過帯域を狭めることを提案する。こうすると、もはや通常の信号状態では無くなり、パーシャル・レスポンス(部分応答)状態となる。【００５４】
デジタル・フィルタ手法を用いて、信号と、自身を遅らせた信号とを所定割合で加算すると、両者が重なり合ってしまうが、全体の帯域を下げられるという性質を使う。一般的に、パーシャル・レスポンス状態というのは、このデジタル・フィルタの帯域と等価な周波数特性になるようにフィルタを掛けることであり、重なり合った信号となってしまっても、初期値がわかればそれを元に順次解読できることを利用する。【００５５】
簡単な例として、PR1とか、デュオバイナリとか称されるものがある。例えば入力が0と1からなる二値のパルス列と、それを1信号間隔分遅らせた信号との和を考える。例えば入力が0,1,1,0,1,0,0,・・と変化する信号の場合、それを1信号間隔分遅らせた0,0,1,1,0,1,0,・・と和は、順に0,1,2,1,1,1,0・・となる。結局3値になってしまう。入力が多値であっても同様に計算する。
その特性はz関数で、1 + z-1と記述され、その周波数帯域はsin(2πfτ) / sin(πfτ) = 2 cos(πfτ)となることが知られている。ここでτは1信号間隔分の時間である。ここでf = 1 / 2τのとき、伝達関数がゼロとなり、信号の基本波成分すら通さない周波数特性である。信号の一部の周波数にしか反応しない帯域特性なので、パーシャル・レスポンス(部分応答)と呼ばれる公知の技術である。信号と同様に基本波周波数付近のノイズも合わせて除去することになるので、さらなるノイズ除去が可能である。【００５６】
このフィルタを掛けた結果は、上記の定義から、今の入力信号の値と、直前の入力信号の和であるから、フィルタ出力から直前に復号された値を引くことで今の入力値が復号できる。ただし初期値(通常はゼロ)のみ与える必要がある。
また例えば図６ａの破線で示した浮遊容量で帯域が制限される場合には、その帯域と合わせて上記の周波数特性となるようにデジタル・フィルタを調整してやれば等価となる。逆に言えば、同図のCiが大きく、信号帯域を全て通せないほど狭い場合でも、それを上式に合わせるようなデジタル・フィルタを用いれば信号を複号できる。【００５７】
パーシャル・レスポンスはｚ関数で定義でき、上記の1 + z-1の他にも1 - z-2とか1 + z-1 - z-2  −   z-3等、いろいろ作ることが出来、フィルタ効果が大きく復号しやすいものが種々知られており、００５５〜００５６項で示した例に限定しない。復号方法はｚ関数に依り異なり、単に直前の複数の復号値を用いて復号可能である。また最尤復号という一種のエラー訂正手法と組み合わせることで、ノイズの影響をさらに減らすことが出来ることも良く知られている。【００５８】
図１１は、図１０ｂの信号に対し、1信号周期分に相当する、ＡＤＣの6クロック分遅らせた信号を加算し、帯域を狭めたパーシャル・レスポンス状態の波形グラフである。帯域が狭まったため、細い山と谷が消えている。同時にその付近の周波数のノイズも消えている。前述のように、初期値をゼロとし、まずパーシャル・レスポンス状態の最初の値を最初の復号値として出力し、次にパーシャル・レスポンス状態の次の値から直前の復号値の出力を引いたものを次の復号値として出力し、・・と順次復号した出力を再生することが出来る。【００５９】
まとめると、デジタル・フィルタの周波数帯域を信号の一部の帯域しか通ない状態のフィルタを掛けることに依り、さらなるノイズ除去が可能となる。その出力は信号が重なって多値状態になるものの、復調方法は既に知られており、通信やハード・ディスク既に実用化されているので、それを流用することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本願の各実施例は、第一に、センサ出力をそのまま、あるいはわずかなアナログ回路のみで、すぐにＡＤ変換することであり、従来のような大きなアナログ回路から発生するノイズを無くし、かつ小型、低消費電力、低コスト化する。第二に、従来増幅器とアンチエアリアシング・フィルタが無いことによる弊害と考えられていた分解能不足と周波数折り返しノイズを、本願ではＡＤＣの変換クロックをセンサの応答できないほど充分高く設定し、デジタル・フィルタを使って、信号ぎりぎり、あるいはパーシャル・レスポンス(部分応答)状態の周波数帯とすることで、解決した。これを実現するためのＡＤＣは非現実的なものではなく、市販されているものでも充分であることを例示した。【００６１】
本願は、多様なセンサに対して適用することが可能であり、汎用的に、ノイズ低減、小型、低消費電力、低コスト化を実現でき、工業的な効果は非常に大きい。
なお、本発明は実施例として例示したものに限定することなく、一部を切り出して実施したり、任意に組み合わせて実施することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】第一の実施例で、微小電圧出力型センサ信号検出装置
【図２】従来の微小電圧出力型センサ信号検出装置の一例
【図３】従来の微小電圧出力型センサ信号検出装置の一例
【図４】第二の実施例で、容量出力型センサ信号検出装置
【図５】従来の容量出力型センサ信号検出装置の一例
【図６】第三の実施例で、微小電流出力型センサ信号検出装置
【図７】従来の微小電流出力型センサ信号検出装置の一例
【図８】従来の微小電流出力型センサ信号検出装置の一例
【図９】第四の実施例のセンサ信号検出装置の出力波形
【図１０】第五の実施例のセンサ信号検出装置の出力波形
【符号の説明】
【００６３】
S1〜S6                          スイッチ回路
CS1〜CS2                         センサ容量
Ci、Cf                          容量
RL                              抵抗
【図１】
2017175318.tif 000003
【図２】
2017175318.tif 000004
【図３】
2017175318.tif 000005
【図４】
2017175318.tif 000006
【図５】
2017175318.tif 000007
【図６】
2017175318.tif 000008
【図７】
2017175318.tif 000009
【図８】
2017175318.tif 000010
【図９】
2017175318.tif 000011
【図１０】
2017175318.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成28年12月18日(2016.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
概略kHz台もしくはそれ以下の信号周波数帯域を持つセンサの電気的信号出力を直接もしくは電圧に変換する手段を介して入力されるＡＤ変換器と、かかるＡＤ変換器の出力を受けるプログラマブル・デジタル・フィルタと、かかるフィルタの出力を受ける部分からなり、前記ＡＤＣの変換クロック周波数を、センサ出力に含まれるノイズの物理的な最大出力周波数の少なくとも2倍以上に設定し、かつ前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域の上限を、前記センサの電気的信号の少なくとも一部が通過する帯域に設定することにより、センサの電気的信号に含まれるノイズのうち前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域以上のノイズを遮断し、かつ前記ＡＤ変換器の実質の分解能を少なくとも前記通過上限周波数/前記クロック周波数の平方根倍に低減させたことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項２】
請求項１のセンサ信号検出装置に、前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過上限周波数を、かかるプログラマブル・デジタル・フィルタ自身の出力信号に関連する信号に基づき最適に制御するための制御手段を付加したことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項３】
請求項１のセンサ信号検出装置において、  前記プログラマブル・デジタル・フィルタとして、時間的に等間隔な複数の入力値の加算値を算出する手段を含むことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項４】
請求項１のセンサ信号検出装置において、前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域の下限を、前記センサの電気的信号の期待される最小周波数が通過する帯域に設定することにより、センサの電気的信号に含まれる低域ノイズのうち前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域以下のノイズも遮断することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項５】
請求項１のセンサ信号検出装置において、前記ＡＤ変換器の変換クロック周波数を、センサの電気的信号の期待される周波数の少なくとも数倍以上に設定し、かつ前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域の上限を、前記センサの電気的信号の期待される周波数帯域未満のパーシャル・レスポンス状態に設定することにより、センサの電気的信号に含まれるノイズのうち前記プログラマブル・デジタル・フィルタの通過帯域以上のノイズを遮断し、前記プログラマブル・デジタル・フィルタの帯域を、所望のパーシャル・レスポンス状態の帯域に制御する制御手段と、パーシャル・レスポンス状態の信号を複号する手段を付加したことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項６】
請求項１のセンサ信号検出装置において、前記ＡＤ変換器の参照電圧を通常の１／４以下に設定することに依り、分解能を２ｂｉｔ以上高めたことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項７】
前記請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、微小電圧を出力するセンサを含むことを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項８】
請求項１乃至６のセンサ信号検出装置において、容量値もしくは容量値の変化を出力とするセンサを含み、かかるセンサの容量と前記ＡＤ変換器の入力容量にそれぞれゼロを含む蓄えられた電荷を再配分するスイッチ手段を設け、前記再配分に依り前記ＡＤ変換器の入力容量に生じた電圧をＡＤ変換することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項９】
請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、微小電流を出力するセンサを含み、かかる微小電流を抵抗に流したときの電圧降下に関係する電圧をＡＤ変換器することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【請求項１０】
請求項１乃至６のいずれかのセンサ信号検出装置において、微小電流を出力するセンサを含み、かかる微小電流を所定時間、前記ＡＤ変換器の入力容量に流した後の充電電圧もしくは放電電圧をＡＤ変換することを特徴とするセンサ信号検出装置。
【国際調査報告】
2017175318.tif 000013
2017175318.tif 000014
2017175318.tif 000015
2017175318.tif 000016