(57)【要約】  複数の電力用半導体素子が搭載され、スイッチング制御によりモータを駆動するインバータと、直流電源の出力電圧を電圧指令値に従って昇圧して前記インバータに印加するＤＣＤＣコンバータを備える車両用モータ制御装置において、前記インバータは、電力用半導体素子としてＳｉＣ素子などのワイドバンドギャップ半導体を用い、かつ、前記ＤＣＤＣコンバータは、直流／直流電力変換する際の出力電圧を有段とする回路構成を有する。
2017077596.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電力用半導体素子が搭載され、前記複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることによりモータを駆動するインバータと、
直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧する直流／直流電力変換を実行することで、前記インバータに印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータと
を備える車両用モータ制御装置において、
前記インバータに搭載された前記複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されており、
前記ＤＣＤＣコンバータは、前記入力電圧を整数倍に昇圧した有段の出力値として前記出力電圧を生成する回路構成を有する
車両用モータ制御装置。
【請求項２】
前記ＤＣＤＣコンバータは、２段階の出力値として前記出力電圧を生成する
請求項１に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項３】
前記ＤＣＤＣコンバータは、
スイッチング制御される２つの電力半導体素子を直列接続した回路に対して平滑コンデンサを並列接続して構成された基本回路が、複数直列接続されるとともに、
前記基本回路内において直列接続された前記２つの電力半導体素子の接続点を中間端子として、隣接する２つの基本回路のそれぞれの中間端子間に、エネルギー移行用コンデンサとエネルギー移行用リアクトルからなる直列回路が接続され、
前記エネルギー移行用コンデンサの充放電により前記直流／直流電力変換を実行する
請求項１または２に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項４】
前記ＤＣＤＣコンバータに搭載された前記電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
請求項３に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項５】
前記モータは、車両の駆動に用いる駆動モータと、動力源に接続されて直流電源の充電に用いる発電モータとで構成され、
前記インバータは、前記駆動モータを駆動する駆動モータ用インバータと、前記発電モータを駆動する発電モータ用インバータとで構成され、
前記駆動モータ用インバータと前記発電モータ用インバータは、それぞれの直流側で並列接続されている
請求項１から４のいずれか１項に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項６】
前記駆動モータ用インバータに搭載される電力用半導体素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、
前記発電モータ用インバータに搭載される電力用半導体素子は、前記ワイドバンドギャップ半導体以外の素子で形成されている
請求項５に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項７】
前記入力電圧と前記出力電圧のそれぞれを計測する電圧センサと、
前記電圧センサによって検出された前記入力電圧と前記出力電圧、およびトルク指令値を入力情報として読み取り、前記入力情報に基づいて前記有段の出力値として出力可能な前記電圧指令値を算出するコントローラと
をさらに備える請求項１から６のいずれか１項に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項８】
前記コントローラは、
前記有段の出力値として出力可能な複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記モータの損失を推定するモータ損失推定器と、
前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記インバータの損失を推定するインバータ損失推定器と、
前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記ＤＣＤＣコンバータの損失を推定するＤＣＤＣコンバータ損失推定器と
を有し、
前記モータ損失推定器、前記インバータ損失推定器、および前記ＤＣＤＣコンバータ損失推定器によるそれぞれの推定結果から、前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する各損失の和である合計損失を算出し、前記合計損失が最小となる電圧指令値を特定する
請求項７に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項９】
前記モータの回転数を検出する回転数検出器をさらに備え、
前記コントローラは、前記回転数検出器で検出された前記モータの回転数が高いほど、前記電圧指令値を高く設定する
請求項７または８に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項１０】
前記モータのトルクを検出するトルク検出器をさらに備え、
前記コントローラは、前記トルク検出器で検出された前記モータのトルクが高いほど、前記電圧指令値を高く設定する
請求項７または８に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項１１】
車両の速度を検出する車速検出器をさらに備え、
前記コントローラは、前記車速検出器で検出された前記車両の速度が高いほど、前記電圧指令値を高く設定する
請求項７または８に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項１２】
車両の加速度を検出する加速度検出器をさらに備え、
前記コントローラは、前記加速度検出器で検出された前記車両の加速度が高いほど、前記電圧指令値を高く設定する
請求項７または８に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項１３】
前記モータの動作状態における前記モータの誘起電圧を推定する誘起電圧推定器をさらに備え、
前記コントローラは、前記誘起電圧推定器で推定された前記モータの誘起電圧よりも高くなるように前記電圧指令値を設定する
請求項７から１２のいずれか１項に記載の車両用モータ制御装置。
【請求項１４】
複数の電力用半導体素子が搭載され、前記複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることによりモータを駆動するインバータと、
直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧する直流／直流電力変換を実行することで、前記インバータに印加する出力電圧を有段の出力値として生成する回路構成を有するＤＣＤＣコンバータと、
前記入力電圧と前記出力電圧のそれぞれを計測する電圧センサと、
前記電圧センサによって検出された前記入力電圧と前記出力電圧、およびトルク指令値を入力情報として読み取り、前記入力情報に基づいて前記電圧指令値を算出するコントローラと
を備える車両用モータ制御装置において、前記コントローラにより実行される車両用モータ制御方法であって、
前記入力電圧を整数倍に昇圧した前記有段の出力値として前記ＤＣＤＣコンバータにより前記出力電圧が生成されるように、前記入力情報に基づいて前記電圧指令値を生成する第１ステップと、
前記第１ステップにより出力可能な複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記モータの損失を推定する第２ステップと、
前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記インバータの損失を推定する第３ステップと、
前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する前記ＤＣＤＣコンバータの損失を推定する第４ステップと、
前記第２ステップ、前記第３ステップ、および前記第４ステップによるそれぞれの推定結果から、前記複数の電圧指令値のそれぞれに対する各損失の和である合計損失を算出し、前記合計損失が最小となる電圧指令値を特定し、特定した前記電圧指令値を前記ＤＣＤＣコンバータに対して出力する第５ステップと
を有する車両用モータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、燃費・電費の改善と小型化との両立を図る車両用モータの制御装置および車両用モータ制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今、ハイブリッド自動車（以下、ＨＥＶ）やプラグインハイブリッド自動車（以下、ＰＨＥＶ）といった電動パワートレインを搭載した自動車が普及している。これらの自動車には、従来のガソリンエンジン車の構成に、車両を推進するためのモータと、モータを駆動するためのインバータおよび昇圧ＤＣＤＣコンバータが追加で搭載されている。このような構成を備えることで、燃費と電費を改善する技術開発が進んでいる。【０００３】
燃費と電費を改善するための手段として、モータ損失、インバータ損失、および昇圧ＤＣＤＣコンバータ損失の合計損失が最小となるように、昇圧ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御する方法がある（例えば、特許文献１参照）。【０００４】
また、このような燃費と電費を改善する技術開発とは別に、ＨＥＶ・ＰＨＥＶの車両価格低減のため、ＨＥＶ・ＰＨＥＶとガソリンエンジン車のプラットフォームを共通化する技術開発が進んでいる。プラットフォーム共通化のためには、ガソリンエンジン車から追加となる部品であるモータ、インバータ、昇圧ＤＣＤＣコンバータ等の小型化が必須である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第５１０９２９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
上述したように、特許文献１に記載の技術は、昇圧ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を、モータ損失、インバータ損失、および昇圧ＤＣＤＣコンバータ損失の合計損失が最小となる電圧に制御する技術である。ここで、特に、電力用半導体素子にＳｉ素子を用いている場合のインバータ損失は、昇圧ＤＣＤＣコンバータの出力電圧に比例して大きくなり、このインバータ損失の傾きは、他の損失よりも大きい傾向にある。【０００７】
このため、燃費と電費を改善するには、昇圧ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を車両の走行状態に応じて細やかに設定する必要がある。すなわち、このような細やかな設定が可能な昇圧ＤＣＤＣコンバータの回路方式を採用せざるを得ない。【０００８】
また、特許文献１では、昇圧ＤＣＤＣコンバータの回路方式として、チョッパ方式を採用している。しかしながら、このチョッパ方式を採用した場合には、特にリアクトルなどの構成部品が大型化するという課題がある。【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、車両出力を損なうことなく、燃費・電費改善と小型化との両立が可能な車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る車両用モータ制御装置は、複数の電力用半導体素子が搭載され、複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることによりモータを駆動するインバータと、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧する直流／直流電力変換を実行することで、インバータに印加する出力電圧を生成するＤＣＤＣコンバータとを備える車両用モータ制御装置において、インバータに搭載された複数の電力用半導体素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されており、ＤＣＤＣコンバータは、入力電圧を整数倍に昇圧した有段の出力値として出力電圧を生成する回路構成を有するものである【００１１】
また、本発明に係る車両用モータ制御方法は、複数の電力用半導体素子が搭載され、複数の電力用半導体素子がスイッチング制御されることによりモータを駆動するインバータと、直流の入力電圧を電圧指令値に従って昇圧する直流／直流電力変換を実行することで、インバータに印加する出力電圧を有段の出力値として生成する回路構成を有するＤＣＤＣコンバータと、入力電圧と出力電圧のそれぞれを計測する電圧センサと、電圧センサによって検出された入力電圧と出力電圧、およびトルク指令値を入力情報として読み取り、入力情報に基づいて電圧指令値を算出するコントローラとを備える車両用モータ制御装置において、コントローラにより実行される車両用モータ制御方法であって、入力電圧を整数倍に昇圧した有段の出力値としてＤＣＤＣコンバータにより出力電圧が生成されるように、入力情報に基づいて電圧指令値を生成する第１ステップと、第１ステップにより出力可能な複数の電圧指令値のそれぞれに対するモータの損失を推定する第２ステップと、複数の電圧指令値のそれぞれに対するインバータの損失を推定する第３ステップと、複数の電圧指令値のそれぞれに対するＤＣＤＣコンバータの損失を推定する第４ステップと、第２ステップ、第３ステップ、および第４ステップによるそれぞれの推定結果から、複数の電圧指令値のそれぞれに対する各損失の和である合計損失を算出し、合計損失が最小となる電圧指令値を特定し、特定した電圧指令値をＤＣＤＣコンバータに対して出力する第５ステップとを有するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、モータを駆動するインバータの電力用半導体素子に従来のＳｉ素子よりも電圧による損失変化が小さいＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を適用し、かつ、バッテリ等の直流電源電圧を整数倍に昇圧する回路方式の昇圧ＤＣＤＣコンバータにより出力電圧を適切に設定する構成を備えている。この結果、車両出力を損なうことなく、燃費・電費改善と小型化との両立が可能な車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置の構成図である。
【図２Ａ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧とインバータ損失との関係を示す図である。
【図２Ｂ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧とＤＣＤＣコンバータ損失との関係を示す図である。
【図２Ｃ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧と低負荷時におけるモータ損失との関係を示す図である。
【図２Ｄ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧と中負荷時におけるモータ損失との関係を示す図である。
【図２Ｅ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧と高負荷時におけるモータ損失との関係を示す図である。
【図３Ａ】従来方式おけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と低負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図３Ｂ】従来方式おけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と中負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図３Ｃ】従来方式おけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と高負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図４Ａ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置におけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と低負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図４Ｂ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置におけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と中負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図４Ｃ】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置におけるＤＣＤＣコンバータの出力電圧と高負荷時における合計損失との関係を示した図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置のコントローラにおいて実行される、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧可変処理に関する一連動作を示したフローチャートである。
【図６】本発明の実施の形態２に係る車両用モータ制御装置の構成図である。
【図７】本発明の実施の形態２に係る車両用モータ制御装置のコントローラにおいて実行される、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧可変処理に関する一連動作を示したフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態１、２に係る車両用モータ制御装置に適用可能な多段構成のＤＣＤＣコンバータの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に添付図面を参照し、本発明に係る車両用モータ制御装置の各実施の形態について詳細に説明する。
【００１５】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置の構成図である。本実施の形態１に係る車両用モータ制御装置は、インバータ装置１０、力行／回生用のモータ２０、蓄電装置３０、ＤＣＤＣコンバータ４０、コントローラ６０、電圧センサ７１、７２、および回転数センサ７３を備えて構成されている。
【００１６】
力行／回生用のモータ２０は、例えば，永久磁石式交流同期モータである。また、蓄電装置３０は、充放電可能であり、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタである。そして、インバータ装置１０は、力行時には、モータ２０への供給電力を直流から交流に変換し、回生時には、モータ２０の回生電力を交流から直流に変換する。
【００１７】
なお、インバータ装置１０は、電圧駆動型のＳｉＣ電力用半導体素子（例えば，ＭＯＳＦＥＴ）１１、電力用半導体素子１１に逆並列接続されるダイオード１２、電力用半導体素子１１をスイッチング制御する制御回路１３、および母線のリプルを除去するためのインバータ用平滑コンデンサ１４を備えて構成されている。
【００１８】
ＤＣＤＣコンバータ４０は、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ１間に入力された直流電圧Ｖ１を約２倍に昇圧した直流電圧Ｖ２に変換して電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に出力する機能と、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に入力された直流電圧Ｖ２を約１／２倍に降圧した直流電圧Ｖ１に変換して電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ１間に出力する機能を持つ。
【００１９】
なお、ＤＣＤＣコンバータ４０は、電圧駆動型の電力用半導体素子（例えば，ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ）４１、４２、電力用半導体素子４１、４２に逆並列接続されるダイオード素子４４、４５、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ１間に入出力される電圧Ｖ１および電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に入出力される電圧Ｖ２を平滑するためのＤＣＤＣコンバータ用平滑コンデンサ４７、ＤＣＤＣコンバータ用平滑コンデンサ４７よりも十分に小さい容量値に設定されたエネルギー移行用コンデンサ４８ａとエネルギー移行用リアクトル４８ｂ、および電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間の電圧が電圧指令値となるように電力用半導体素子４１、４２をスイッチング制御する制御回路４９、を備えて構成されている。
【００２０】
電圧センサ７１は、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ１間の電圧を検出し、電圧センサ７２は、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間の電圧を検出する。また、回転数センサ７３は、モータ２０の回転数を検出する。
【００２１】
コントローラ６０は、モータ２０の損失を推定するモータ損失推定器６１、インバータ装置１０の損失を推定するインバータ損失推定器６２、ＤＣＤＣコンバータ４０の損失を推定するＤＣＤＣコンバータ損失推定器６３、および損失推定結果に基づいてＤＣＤＣコンバータ４０が電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間へ出力する電圧の電圧指令値を算出する電圧指令値算出器６４を備えて構成されている。
【００２２】
次に、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間の電圧Ｖ２と、モータ２０、インバータ装置１０、ＤＣＤＣコンバータ４０の各部の損失との関係について、説明する。図２Ａ〜図２Ｅは、本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置において、電圧Ｖ２と各部の損失との関係を示す図である。
【００２３】
具体的には、図２Ａは、電圧Ｖ２とインバータ損失との関係を示しており、図２Ｂは、電圧Ｖ２とＤＣＤＣコンバータ損失との関係を示しており、図２Ｃ〜図２Ｅは、電圧Ｖ２とモータ損失との関係を、低負荷、中負荷、高負荷の３パターンに分けて示している。
【００２４】
インバータ損失、ＤＣＤＣコンバータ損失は、電圧Ｖ２が高いほど損失が高くなる傾向にある（図２Ａ、図２Ｂ参照）。これは、電圧Ｖ２が高いほど、インバータ装置１０の電力用半導体素子１１、およびＤＣＤＣコンバータ４０の電力用半導体素子４１、４２をスイッチングするときに発生する損失が増加するためである。
【００２５】
一方、モータ損失は、モータ２０の動作点（回転数、トルク）によって、損失特性が異なる。モータ２０が低負荷（低回転数、低トルク）の場合には、モータ損失は、電圧Ｖ２が高いほど損失が高くなる傾向にある（図２Ｃ参照）。これは、電圧Ｖ２が増加するほどモータ２０の鉄心部の磁束変化によって発生する鉄損が増加するためである。
【００２６】
これに対して、モータ２０が中〜高負荷（中〜高回転数、中〜高トルク）の場合には、モータ損失は、低負荷時よりも高い電圧で最小となる特性を持つ（図２Ｄ、図２Ｅ参照）。これは、モータが中〜高負荷時に電圧Ｖ２が低いと、モータ高負荷時の誘起電圧を打ち消すために流すモータ電流が大きくなり、その電流に依存する損失が増大するためである。図２Ｃ〜図２Ｅの比較からわかるように、モータ２０が高負荷であるほど、その損失増大が顕著となる。
【００２７】
図３Ａ〜図３Ｃは、従来方式おける電圧Ｖ２と各部の損失の和である合計損失との関係を示した図である。より具体的には、図３Ａ〜図３Ｃにおいて、電圧Ｖ２と合計損失との関係が、低負荷、中負荷、高負荷の３パターンに分けて示されている。
【００２８】
車両用モータ制御装置の電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２は、Ｖ２ｍｉｎ〜Ｖｍａｘの間で制御される。ここで、Ｖ２ｍｉｎは、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に印加される最小の電圧値であり、例えば、蓄電装置３０の電圧と同等となる。一方、Ｖ２ｍａｘは、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に印加される最大の電圧であり、例えば、ＤＣＤＣコンバータ４０で出力可能な最大電圧である。
【００２９】
モータが低負荷の場合には、電圧Ｖ２がＶ２ｍｉｎのときに合計損失が最小となる（図３Ａ参照）。また、モータが中負荷の場合には、電圧Ｖ２がＶ２ｍｉｎとＶ２ｍａｘの間のＶ２ｍｉｄのときに合計損失が最小となる（図３Ｂ参照）。
【００３０】
また、モータが高負荷の場合には、電圧Ｖ２がＶ２ｍａｘのときに合計損失が最小となる（図３Ｃ参照）。車両走行時の燃費・電費を改善するには、合計損失が最小となるように、ＤＣＤＣコンバータ４０の出力電圧を制御すればよい。
【００３１】
ここで、各負荷状態における車両用モータ制御装置の電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２の制御範囲において、ＤＣＤＣコンバータ４０が昇圧動作しない電圧Ｖ２ｍｉｎの場合の合計損失Ｌ＿Ｖ２ｍｉｎと、合計損失が最小となる場合の合計損失Ｌ＿Ｖ２Ｌとの損失差を、ΔＬｃｎｖとする。
【００３２】
図３に示されているように、従来方式の場合には、このΔＬｃｎｖが、図４を用いて後述する本発明における損失差ΔＬｎｇと比較して、大きい値となっている。この理由は、電圧Ｖ２の増加に対するインバータ装置１０、ＤＣＤＣコンバータ４０の損失増加量が大きいためである。
【００３３】
ここで、損失差ΔＬｃｎｖが大きくなることは、すなわち、電圧Ｖ２を可変制御することで車両走行時の燃費・電費を改善することが可能であることを意味する。裏返すと、車両走行時の燃費・電費を改善するためには、インバータ装置１０、ＤＣＤＣコンバータ４０の損失を低減する必要があり、このためには、合計損失が最小となる最適電圧とするように、電圧Ｖ２を細やかに制御する必要がある。
【００３４】
本実施の形態１では、インバータ装置１０の電力用半導体素子１１にＳｉＣ素子を適用している。ＳｉＣ素子は、従来から車両用インバータの電力用半導体素子として用いられているＳｉ素子よりも電力損失が低い特徴を有している。この特徴から、電圧Ｖ２と合計損失の関係を示すと、図４となる。
【００３５】
図４Ａ〜図４Ｃは、本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置における電圧Ｖ２と各部の損失の和である合計損失との関係を示した図である。より具体的には、図４Ａ〜図４Ｃにおいて、インバータ装置１０の電力用半導体素子１１にＳｉＣ素子を適用した場合の電圧Ｖ２と合計損失との関係が、低負荷、中負荷、高負荷の３パターンに分けて示されている。
【００３６】
図３と同様に、図４におけるＶ２ｍｉｎは、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に印加される最小の電圧値であり、例えば、蓄電装置３０の電圧と同等となる。また、図４におけるＶ２ｍａｘは、電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に印加される最大の電圧であり、例えば、ＤＣＤＣコンバータ４０で出力可能な最大電圧である。
【００３７】
ここで、各負荷状態における車両用モータ制御装置の電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２の制御範囲において、ＤＣＤＣコンバータ４０が昇圧動作しない電圧Ｖ２ｍｉｎの場合の合計損失Ｌ＿Ｖ２ｍｉｎと、合計損失が最小となる場合の合計損失Ｌ＿Ｖ２Ｌとの損失差を、ΔＬｎｇとする。
【００３８】
図３と図４との比較から明らかなように、本実施の形態１における損失差ΔＬｎｇは、従来方式における損失差ΔＬｃｎｖよりも小さい。この理由は、電力用半導体素子１１にＳｉＣを適用したことにより、インバータ損失が低減し、電圧Ｖ２の増加に対するインバータ装置１０の損失増加量が小さいからである。
【００３９】
ΔＬｎｇ＜ΔＬｃｎｖとなることは、すなわち、電圧Ｖ２の可変制御による車両走行時の燃費・電費の改善効果が、従来方式の場合よりも小さくなる可能性があることを意味する。言い換えると、インバータ装置１０の電力用半導体素子１１にＳｉＣを適用した場合には、電圧Ｖ２を細やかに制御しなくても、車両走行時の燃費・電費を改善することが可能となる。
【００４０】
このような改善効果を考慮して、本発明の形態１では、先の図１に示すように、ＬＣ共振によるキャパシタ充放電を利用した、出力電圧が有段である昇圧方式のＤＣＤＣコンバータ４０を採用している。このようなＤＣＤＣコンバータ４０は、昇圧比が整数倍に限定される。しかしながら、昇圧比を細やかに変更できるＤＣＤＣコンバータよりも小型化、低損失化が可能である。
【００４１】
具体的には、例えば、従来のチョッパ方式と比較すると、本実施の形態１におけるＤＣＤＣコンバータ４０は、出力電圧が有段である昇圧方式を採用することで、大型リアクトルが不要となり、小型化、低損失化が可能となる。
【００４２】
加えて、本実施の形態１に係る車両用モータ制御装置は、昇圧方式による低損失化を実現できるため、インバータ装置１０の電力用半導体素子１１には、従来のＳｉ−ＩＧＢＴを使用しても高効率となる。このため、本方式を用いれば、高効率と小型化および低コスト化を図ることができる。また、ＤＣＤＣコンバータ４０が低損失化するため、ΔＬｎｇは、より小さくなり、車両走行時の燃費・電費を改善するための電圧Ｖ２の細やかな制御が、より不要となる。
【００４３】
その一方で、車両走行時に所望の出力を確保するためには、モータ２０の高回転領域で、電圧Ｖ２にはモータ２０の誘起電圧よりも高い電圧を印加する必要がある。蓄電装置３０の電圧がモータ２０の誘起電圧よりも低い車両用モータ制御装置では、蓄電装置３０の電圧を昇圧して電圧端子Ｖｎ−Ｖｐ２間に出力するＤＣＤＣコンバータ４０が必須である。
【００４４】
従って、本発明の形態１による構成および制御方式を用いることによって、車両走行時の出力確保に加えて、燃費・電費の改善と車両用モータ制御装置の小型化が可能となる。
【００４５】
次に、本実施の形態１に係る車両用モータ制御装置のＤＣＤＣコンバータ４０の出力電圧の可変処理について、フローチャートを用いて説明する。図５は、本発明の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置のコントローラ６０において実行される、ＤＣＤＣコンバータ４０の出力電圧可変処理に関する一連動作を示したフローチャートである。
【００４６】
ステップＳ５０１において、コントローラ６０は、電圧センサ７１によって検出されたＤＣＤＣコンバータ４０の蓄電装置側の端子電圧Ｖ１を取得する。
【００４７】
次に、ステップＳ５０２において、コントローラ６０は、電圧センサ７２によって検出されたＤＣＤＣコンバータ４０のインバータ装置側の端子電圧Ｖ２を取得する。
【００４８】
次に、ステップＳ５０３において、コントローラ６０は、回転数センサ７３によって検出されたモータ回転数Ｎｍを取得する。
【００４９】
次に、ステップＳ５０４において、コントローラ６０は、例えば、トルクセンサ（図示せず）により検出されたモータトルクＴｍを取得する。ここで、モータトルクＴｍは、上位コントロールユニット（図示せず）から受信したモータトルク指令値を採用しても構わない。
【００５０】
続くステップＳ５０５、Ｓ５０６、Ｓ５０７において、コントローラ６０は、少なくともステップＳ５０１〜Ｓ５０４で取得した端子電圧Ｖ１、端子電圧Ｖ２、モータ回転数Ｎｍ、およびモータトルクＴｍのいずれか１つ以上に基づいて、現在の負荷状況における電圧Ｖ２に対するモータ損失、インバータ損失、ＤＣＤＣコンバータ損失をそれぞれ推定する。
【００５１】
具体的には、モータ損失推定器６１によりステップＳ５０５が実行され、インバータ損失推定器６２によりステップＳ５０６が実行され、コンバータ損失推定器６３によりステップＳ５０７が実行されることとなる。
【００５２】
また、各損失の推定方法としては、例えば、各入力に応じてあらかじめ設定したマップを用いて推定する方法、あるいは、車両用モータ制御装置の各部の電流、電圧等からそれぞれの装置の損失理論式に基づいて推定する方法などを採用することができる。
【００５３】
次に、ステップＳ５０８において、コントローラ６０は、先のステップＳ５０３で取得したモータ回転数Ｎｍに基づいて、モータ２０の誘起電圧Ｖｏを推定する。モータ２０においては、モータ回転数Ｎｍ、モータトルクＴｍが増加すると、逆起電力が増加してモータの誘起電圧Ｖｏは高くなる。そこで、コントローラ６０は、この特性に基づいて、モータの誘起電圧Ｖｏを推定する。
【００５４】
次に、ステップＳ５０９において、コントローラ６０は、先のステップＳ５０５，Ｓ５０６、Ｓ５０７で推定した各損失の和である合計損失が最小となる電圧Ｖ２を導出して、制限前の電圧指令値制限前Ｖｔ＿ｐｒｅとして出力する。なお、本実施の形態１におけるＶｔ＿ｐｒｅは、Ｖ２ｍｉｎまたはＶ２ｍａｘのどちらかになる。
【００５５】
次に、ステップＳ５１０において、コントローラ６０は、先のステップＳ５０８で取得したモータの誘起電圧Ｖｏと、先のステップＳ５０９で取得した制限前の電圧指令値Ｖｔ＿ｐｒｅとを比較する。そして、コントローラ６０は、ステップＳ５１０の比較結果に基づいて、Ｖｔ＿ｐｒｅ＞Ｖｏの場合には、ステップＳ５１１へ進み、Ｖｔ＿ｐｒｅ≦Ｖｏの場合には、ステップＳ５１２へ進む。
【００５６】
ステップＳ５１１に進んだ場合には、コントローラ６０は、電圧指令値ＶｔをＶｔ＿ｐｒｅとして、ステップＳ５１３へ進む。一方、ステップＳ５１２に進んだ場合には、コントローラ６０は、電圧指令値ＶｔをＶ２ｍａｘとして、Ｓ５１３へ進む。
【００５７】
最後に、ステップＳ５１３において、コントローラ６０は、電圧Ｖ２が電圧指令値Ｖｔとなる駆動信号を、電力用半導体素子４１、４２をスイッチング制御するＤＣＤＣコンバータ４０内の制御回路４９へ出力する。なお、ステップＳ５０８〜ステップＳ５１３の処理は、コントローラ６０内の電圧指令値算出器６４により実行される。
【００５８】
以上のように、実施の形態１による車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法は、以下の特徴を備えている。
（特徴１）モータを駆動するインバータの電力用半導体素子に、従来のＳｉ素子よりも電圧による損失変化が小さいＳｉＣを適用した構成を備えている。
（特徴２）バッテリ等の直流電源電圧を整数倍に昇圧する回路方式の昇圧ＤＣＤＣコンバータにより、出力電圧を合計損失が最小となる電圧に設定する構成を備えている。
【００５９】
この結果、車両出力を損なうことなく、燃費・電費改善と小型化を両立可能な車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法を得ることができる。
【００６０】
なお、上述した実施の形態１では、電力用半導体素子１１にダイオード１２を逆並列接続しているが、このダイオードは、電力用半導体素子１１の寄生ダイオードであってもよい。これにより、さらなる小型化が可能となる。
【００６１】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係る車両用モータ制御装置の構成図である。本実施の形態２に係る車両用モータ制御装置は、インバータ装置１０、力行／回生用のモータ２０、蓄電装置３０、ＤＣＤＣコンバータ４０、発電モータ用インバータ装置５０、コントローラ６０、回転数センサ７３、７４、および発電モータ８０を備えて構成されている。
【００６２】
図６に示した本実施の形態２に係る車両用モータ制御装置は、図１に示した先の実施の形態１に係る車両用モータ制御装置と比較すると、発電モータ用インバータ装置５０、回転数センサ７４、および発電モータ８０をさらに備えている点が異なっている。そこで、これらの相違点を中心に、以下に説明する。
【００６３】
なお、図６においては、説明を簡略化するために、コントローラ６０内のモータ損失推定器６１とインバータ損失推定器６２とＤＣＤＣコンバータ損失推定器６３、および電圧センサ７１、７２の図示を省略している。
【００６４】
発電モータ用インバータ装置５０は、力行時には、発電モータ８０への供給電力を直流から交流に変換し、回生時には、発電モータ８０の回生電力を交流から直流に変換する。
【００６５】
なお、発電モータ用インバータ装置５０は、電圧駆動型のＳｉＣ電力用半導体素子（例えば，ＭＯＳＦＥＴ）５１、電力用半導体素子５１に逆並列接続されるダイオード５２、電力用半導体素子５１をスイッチング制御する制御回路５３を備えて構成されている。
【００６６】
発電モータ８０は、主に蓄電装置３０の充電のための発電に用いられる。また、回転数センサ７４は、発電モータ８０の回転数を検出する。
【００６７】
次に、本実施の形態２に係る車両用モータ制御装置のＤＣＤＣコンバータ４０の出力電圧の可変処理について、フローチャートを用いて説明する。図７は、本発明の実施の形態２に係る車両用モータ制御装置のコントローラ６０において実行される、ＤＣＤＣコンバータ４０の出力電圧可変処理に関する一連動作を示したフローチャートである。
【００６８】
ステップＳ７０１において、コントローラ６０は、回転数センサ７３によって検出された駆動モータ２０の回転数Ｎｍ＿ｔを取得する。
【００６９】
次に、ステップＳ７０２において、コントローラ６０は、回転数センサ７４によって検出された発電モータ８０の回転数Ｎｍ＿ｇを取得する。
【００７０】
次に、ステップＳ７０３において、コントローラ６０は、先のステップＳ７０１で取得した駆動モータの回転数Ｎｍ＿ｔと、あらかじめ設定された閾値Ｎｔｈ＿ｔとを比較する。そして、コントローラ６０は、ステップＳ７０３の比較結果に基づいて、駆動モータの回転数Ｎｍ＿ｔが閾値Ｎｔｈ＿ｔよりも小さい場合には、ステップＳ７０４へ進み、それ以外の場合には、ステップＳ７０６へ進む。ここで、閾値Ｎｔｈ＿ｔは、駆動モータ２０の誘起電圧よりも低い値として、あらかじめ設定されている。
【００７１】
ステップＳ７０４に進んだ場合には、コントローラ６０は、先のステップＳ７０２で取得した発電モータ８０の回転数Ｎｍ＿ｇと、あらかじめ設定された閾値Ｎｔｈ＿ｇとを比較する。そして、コントローラ６０は、ステップＳ７０４の比較結果に基づいて、発電モータの回転数Ｎｍ＿ｇが閾値Ｎｔｈ＿ｇよりも小さい場合には、ステップＳ７０５へ進み、それ以外の場合には、ステップＳ７０６へ進む。ここで、閾値Ｎｔｈ＿ｇは、発電モータ８０の誘起電圧よりも低い値として、あらかじめ設定されている。
【００７２】
ステップＳ７０５に進んだ場合には、コントローラ６０は、電圧指令値ＶｔをＶ２ｍｉｎとして、ステップＳ７０７へ進む。一方、ステップＳ７０６に進んだ場合には、コントローラ６０は、電圧指令値ＶｔをＶ２ｍａｘとして、ステップＳ７０７へ進む。
【００７３】
最後に、ステップＳ７０７において、コントローラ６０は、電圧Ｖ２が電圧指令値Ｖｔとなる駆動信号を、電力用半導体素子４１、４２をスイッチング制御するＤＣＤＣコンバータ４０内の制御回路４９へ出力する。なお、ステップＳ７０１〜ステップＳ７０７の処理は、コントローラ６０内の電圧指令値算出器６４により実行される。
【００７４】
以上のように、実施の形態２による車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法は、以下の特徴を備えている。
（特徴１）モータを駆動するインバータの電力用半導体素子に、従来のＳｉ素子よりも電圧による損失変化が小さいＳｉＣを適用した構成を備えている。
（特徴２）バッテリ等の直流電源電圧を整数倍に昇圧する回路方式の昇圧ＤＣＤＣコンバータにより、駆動モータもしくは発電モータの回転数に応じて出力電圧を設定する構成を備えている。
【００７５】
この結果、車両出力を損なうことなく、燃費・電費改善と小型化を両立可能な車両用モータ制御装置および車両用モータ制御方法を得ることができる。
【００７６】
なお、上述した実施の形態２では、電圧Ｖ２の可変切り替えのパラメータとして、駆動モータ２０もしくは発電モータ８０の回転数を用いたが、パラメータは、これに限定されるものではない。電圧Ｖ２の可変切り替えのパラメータとして、駆動モータトルク、発電モータトルク、車両の速度、加速度を採用することも可能であり、同様の効果を得ることができる。
【００７７】
また、上述した実施の形態２では、電力用半導体素子５１およびダイオード５２にＳｉＣ素子を適用しているが、これらをＳｉ素子としても構わない。この理由は、車両走行中の動作頻度は、駆動モータ２０用のインバータ装置１０の方が発電モータ８０用のインバータ装置５０よりも高いためである。この結果、必要な部分に限ってＳｉＣ素子を用いる構成を採用することで、車両の燃費・電費改善と小型化に加え、低コスト化を図ることができる。
【００７８】
さらに、上述した実施の形態１、２では、昇圧比を２倍固定とする構成のＤＣＤＣコンバータを用いる場合について説明した。しかしながら、本発明に用いるＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧比を２倍以上とすることができる多段構成のＤＣＤＣコンバータを採用しても構わない。
【００７９】
図８は、本発明の実施の形態１、２に係る車両用モータ制御装置に適用可能な多段構成のＤＣＤＣコンバータの構成図である。図８に示すような多段構成のＤＣＤＣコンバータを採用することで、さらなる車両の燃費・電費改善を図ることができる。
【００８０】
また、上述した実施の形態１、２では、スイッチング素子である電力用半導体素子がワイドギャップ半導体の一種である炭化珪素（ＳｉＣ）によって形成されたものを示した。しかしながら、本発明では、電力用半導体素子としてＳｉＣ以外も適用可能である。適用可能なワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素以外にも、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドが挙げられる。
【００８１】
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された電力用半導体素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、電力用半導体素子の小型化が可能である。さらに、小型化された電力用半導体素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだインバータ装置、ＤＣＤＣコンバータの小型化も可能になる。
【００８２】
また、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能である。このため、インバータ装置、ＤＣＤＣコンバータの一層の小型化が可能になる。
【００８３】
さらに、電力損失が低いため、電力用半導体素子の高効率化が可能であり、延いてはインバータ装置、ＤＣＤＣコンバータの高効率化が可能になる。
【００８４】
なお、電力用半導体素子だけではなく、電力用半導体素子に逆並列接続されるダイオード素子に関しても、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましく、これにより、より一層の小型化、高効率化を実現できる。
【図１】
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【図２Ａ】
2017077596.tif 000004
【図２Ｂ】
2017077596.tif 000005
【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
2017077596.tif 000007
【図２Ｅ】
2017077596.tif 000008
【図３Ａ】
2017077596.tif 000009
【図３Ｂ】
2017077596.tif 000010
【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
2017077596.tif 000012
【図４Ｂ】
2017077596.tif 000013
【図４Ｃ】
2017077596.tif 000014
【図５】
2017077596.tif 000015
【図６】
2017077596.tif 000016
【図７】
2017077596.tif 000017
【図８】
2017077596.tif 000018
【国際調査報告】
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2017077596.tif 000020
2017077596.tif 000021
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