(57)【要約】  アーク溶接装置は、インバータ（１）二次側の平滑用リアクトルをトランス（５）の一次巻線（Ｌ１）で構成し、この一次巻線に対する二次巻線（Ｌ２）の両端子間に接続したスイッチ素子（８）と、溶接ワイヤ（１２）とワーク（７）間の出力電圧を検出する出力電圧検出器（９）と、前記スイッチ素子とインバータ一次側回路とを制御する制御回路（１０）とを備える。制御回路は、前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータ一次側回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部（１０ａ）と、前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータ一次側回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部（１０ｂ）を備える。
2016204052.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング回路を備えたインバータと、  前記インバータの出力側に接続され、前記インバータの出力を整流する整流回路と、  一次巻線と二次巻線を備え、前記一次巻線は前記インバータの出力側に接続され、前記整流回路で整流された整流出力を平滑するトランスと、  前記トランスの一次巻線の出力電流を溶接ワイヤに供給することによりワークに対し溶接をする出力電流供給端子と、  前記トランスの二次巻線の両端子間に接続されたスイッチ素子と、  前記溶接ワイヤと前記ワーク間の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、  前記スイッチ素子と前記インバータのスイッチング回路とを制御する制御回路と、を備え  前記制御回路は、  前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部と、  前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部を備える、アーク溶接装置。
【請求項２】
前記二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して、前記出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を更に備えた、請求項１記載のアーク溶接装置。
【請求項３】
前記一次巻線と前記二次巻線の巻線比はｎ：１（ｎは２以上）である請求項１又は２記載のアーク溶接装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記スイッチ素子をオンしたときから、前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が第２の所定電圧に低下するときまでの時間を前記所定時間と判定する、請求項１〜３のいずれかに記載のアーク溶接装置。
【請求項５】
前記電圧源の電圧源は可変電圧源である、請求項２に記載のアーク溶接装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  この発明は、スパッタ発生量を減少するための出力電流制御装置を備えるアーク溶接装置に関する。
【背景技術】
【０００２】  溶接ワイヤを電極としてワークに対し溶接をするＣＯ２／ＭＡＧ溶接機などでは、アーク溶接プロセス中にスパッタが発生する。特に、出力電流が大きくなった場合に、ワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱する直後に大量のスパッタが発生する傾向がある。そこで、これを抑制することが従来から提案されている。【０００３】  たとえば、図１に示すように、インバータ二次側出力回路に、抵抗Ｒと半導体スイッチ素子ＳＷを並列接続したスイッチングモジュールＭを直列接続した回路が提案されている（特許文献１）。この回路では、次の制御が行われる。【０００４】  ワイヤ先端がワークに接している短絡時には半導体スイッチ素子ＳＷをオンし、出力電流が増加してワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱するアーク発生時のタイミングで半導体スイッチ素子ＳＷをオフする。ワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱するとワイヤ先端とワークとの間にアークが発生するが、このアーク発生直前の出力電流が最大の時に、スパッタが最も発生しやすい。しかし、この回路では、同タイミングで半導体スイッチ素子ＳＷをオフするため、その瞬間、インバータ二次側からの電流供給が停止することになり、結果としてスパッタ発生量を抑制することが可能となる。なお、半導体スイッチ素子ＳＷをオフすると、リアクトルＬや出力電流ケーブルのインダクタンスに蓄積されたエネルギーによる電流が抵抗Ｒを介して負荷（ワイヤ先端とワーク間）に供給されるため、アークは維持される。【０００５】  負荷電流が一定以上に低下すると、再び半導体スイッチ素子がオンされ、上記の動作が繰り返される。以上の動作により、スパッタ発生量を抑制しながらアーク溶接を可能とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特表２０１４−５２８３６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  しかしながら、上記の先行例では、出力電流の増加中（短絡時）はインバータ二次側からの出力電流を流す半導体スイッチ素子ＳＷをオンさせるため、半導体スイッチ素子ＳＷがオンしているときの損失が大きく電源効率が悪い。また、溶接電流は比較的大きいために、半導体スイッチ素子ＳＷの大型化を避けられず、その冷却部品も必要になるなど全体の構造が複雑化する問題がある。【０００８】  この発明は、インバータ二次側に直列的に接続する半導体スイッチ素子ＳＷをなくし、電源の効率向上、構造の簡易化を実現出来るアーク溶接装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】  この発明のアーク溶接装置は、  スイッチング回路を備えたインバータと、  前記インバータの出力側に接続され、前記インバータの電流を整流する整流回路と、  一次巻線と二次巻線を備え、前記一次巻線は前記インバータの出力側に接続され、前記整流回路で整流された整流出力を平滑するトランスと、  前記トランスの一次巻線の出力電流を溶接ワイヤに供給することによりワークに対し溶接をする出力電流供給端子と、  前記トランスの二次巻線の両端子間に接続されたスイッチ素子と、  前記溶接ワイヤと前記ワーク間の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、  前記スイッチ素子と前記インバータのスイッチング回路とを制御する制御回路と、を備え、  前記制御回路は、  前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部と、  前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部を備える。【００１０】  この発明は、平滑用リアクトルをトランスの一次巻線で構成し、このトランスの二次巻線の両端子間に接続したスイッチ素子を、短絡状態の時にオフし、出力電流が最大付近の所定値に達した時、すなわち、出力電圧検出器で検出した出力電圧が第１の所定電圧に上昇したときにオンする。短絡状態とは、ワイヤ先端がワークに接していて出力電流が上昇している状態である。短絡状態からワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱してワイヤ先端とワーク間にアークが発生しだすとアーク発生状態となる。【００１１】  制御回路は、出力電圧検出器で検出した出力電圧が第１の所定電圧に上昇したとき、すなわち、出力電流が最大付近の所定値に達した時にインバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする。この制御は第１制御部で行われる。このとき、インバータの出力側では、トランスの一次巻線に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線が短絡されることによって、トランスの一次巻線に蓄積されていたエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されるからである（二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイールとして挙動する）。このため、インバータの出力側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。【００１２】  さらに、この発明では、前記二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を備えている。これにより、次の動作によってスパッタの発生がさらに抑制される。【００１３】  前記スイッチ素子をオンすることで、トランスの一次巻線に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線に誘導（転流）されるが、インバータの二次側の外部インダクタンス（出力電流線のインダクタンス）が存在するため、この外部インダクタンスに蓄積したエネルギーは前記二次巻線に誘導（転流）されることなく、インバータ二次側の負荷で消費されてしまう。したがって、出力電流の減衰カーブの傾きはこの外部インダクタンスの存在に大きく依存することになり、外部インダクタンスが大きいほど傾きが急な減衰カーブとならない。【００１４】  しかし、前記スイッチ素子がオンすると、電圧源は、所定の電圧を前記二次巻線に印加する。この電圧は、巻数比で決まる電圧に変換されて一次巻線に誘導されるが、出力電流を下げる方向の電圧である。すると、この電圧に基づく電流が外部インダクタンスに依存する電流を相殺することとなり、出力電流の減衰カーブの傾きがより急峻となる。すなわち、インバータ二次側に流れる出力電流は外部インダクタンスの大きさに係わらず急速に減衰する。その結果、スパッタの発生がさらに抑制される。なお、前記電圧源の電圧に基づく電流が外部インダクタンスに依存する電流を相殺するということは、外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されることである。【００１５】  制御回路は、スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後にインバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする。この制御は第２制御部で行われる。所定時間は、通常は１ｍｓ未満の短い時間であり、この間に出力電流が急速に減少する。スイッチ素子がオフすると、トランスの二次巻線の短絡回路がフライホイール回路として蓄積していたエネルギーは再び一次巻線に転流し、また、インバータのスイッチング回路からエネルギーが供給されるため、インバータの出力側に流れる出力電流は急速に上昇する。【００１６】  以下、上記第１制御部による制御と、第２制御部による制御とが繰り返されて溶接が行われるが、上記第１制御部の制御によってスパッタの発生が抑制される。
【発明の効果】
【００１７】  この発明によれば、ワイヤ先端がワークに接している短絡状態の時にオンする従来のような半導体スイッチ素子がないため、損失が小さく電源効率が良い。また、スイッチ素子がオンすると、トランスの一次巻線に蓄積されていたエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されるため、インバータの出力側の出力電流は急速に減衰しスパッタの発生が十分に抑制される。さらに、このとき、トランスの一次巻線には出力電流を下げる方向に所定の電圧が発生するため、外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されることとなってインバータ二次側の出力電流をさらに急速に減衰させることが出来る。その後所定時間が経過して再びスイッチ素子がオフすると、二次巻線に誘導（転流）されていたエネルギーが再び一次巻線に誘導（転流）されるため、出力電流の立ち上がりがより早くなる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】従来のアーク溶接装置の一部回路図
【図２】この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図
【図３】この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部波形図
【図４】この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図
【図５】この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部波形図
【図６】出力電流ｉ（ｔ）を表す数式
【図７】出力電流変化のシミュレーション結果
【発明を実施するための形態】
【００１９】  図２は、この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図を示す。
【００２０】  このアーク溶接装置の電源部はＡＣ電源を入力とし、ＡＣ電圧をスイッチングするスイッチング回路を備えるインバータ１で構成される。インバータ１の出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３，４で整流され、整流出力は平滑リアクトルとして機能するトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑される。整流・平滑された出力電流は、出力電流供給端子１４a、１４ｂを介してトーチ６に出力され、トーチ６に送られてくる溶接ワイヤ１２とワーク７との間で溶接が行われる。
【００２１】  トランス５は一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを備え、巻線数はｎ１（Ｌ１）＜ｎ２（Ｌ２）である。二次巻線Ｌ２の両端子間にはスイッチ素子８が接続されている。
【００２２】  一次巻線Ｌ１の出力側のアースラインとトーチ６間には電圧計９が接続されている。
【００２３】  電圧計９の電圧検出端子は制御部１０に接続され、制御部１０の制御出力はインバータ１のＰＷＭ制御部１１とスイッチ素子８のゲート端子とに接続されている。制御部１０は第１制御部１０aと第２制御部１０ｂとを備えている。
【００２４】  次に、図３を参照して、アーク溶接装置の動作を説明する。
【００２５】  電源がオンすると、ＰＷＭ制御部１１がインバータ１内の４つのスイッチング半導体素子からなるスイッチング回路にＰＷＭパルスを供給しインバータ１の動作を開始する。インバータ出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、さらにトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑されてトーチ６に出力される。なお、図２では、一次巻線Ｌ１をトランス２の中点タップに接続しているが、整流ダイオード３、４の出力側に接続しても良い。出力電流は徐々に上昇しタイミングｔ１になると、ＰＷＭ制御部１１がオフし、且つ、スイッチ素子８がオンする。
【００２６】  以上の制御は、制御部１０で行われる。制御部１０には、電圧計９が接続され、電圧計９の電圧検出値が急峻にＶａ近くの値（第１の所定電圧）に立ち上がると、このときを出力電流が最大付近の所定値に達したタイミングｔ１として、ＰＷＭ制御部１１をオフするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオンする。この制御は制御部１０の第１制御部１０aによって行われる。
【００２７】  このとき、インバータ二次側では、トランス５の一次巻線Ｌ１に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線Ｌ２が短絡されることによって、二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイール回路として挙動し、トランスの一次巻線Ｌ１に蓄積されていたエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されるからである。このため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。図３において、ｔ１からの出力電流変化Ｓ１は、上記制御を行った時の出力電流変化であり、出力電流変化Ｓ２は、仮に、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１のみをオフし、スイッチ素子８をオンしなかった場合の出力電流変化を示す。Ｓ２は、Ｓ１に比して電流減少が緩やかであるためスパッタの発生を十分に抑制出来ないが、Ｓ１は電流減少が急峻であるためスパッタの発生を十分に抑制出来る。
【００２８】  予め定めた所定時間Ｔ（１ｍｓ未満）が経過してタイミングｔ２になると、制御部１０は、ＰＷＭ制御部１１をオンするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオフさせる。この制御は制御部１０の第２制御手段１０ｂによって行われる。このとき、インバータ二次側では、トランス５の二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されていたエネルギーは元の一次巻線Ｌ１に再誘導（転流）される。このようになるのは、スイッチ素子８がオフすることで、トランス５の二次巻線Ｌ２が開放されるからである（上記フライホイール回路に蓄積されていたエネルギーが一次巻線Ｌ１に再誘導される）。このとき、二次巻線Ｌ２から一次巻線Ｌ１に戻ったエネルギーは出力電流として有効に消費されることになるため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に上昇する。
【００２９】  以上の動作が繰り返し行われることで、スパッタ発生を抑制しながら溶接が行われる。
【００３０】  以上の実施形態で、トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数ｎ２は、スイッチ素子８に流れる電流を小さくする観点から、一次巻線Ｌ１の巻線数ｎ１の数倍に設定するのが好ましい。例えば、ｎ１：ｎ２＝１：５程度とする。ｎ１：ｎ２＝１：５の場合、スイッチ素子８がオンしている所定時間Ｔにおいてスイッチ素子８に流れる電流は、スイッチ素子８がオフしているときに一次巻線Ｌ１に流れる電流の５分の１に減る。このように巻数比を適切に選択することで、スイッチ素子８を定格電流の小さなもので構成できる。
【００３１】  他の実施形態として、タイミングｔ２を電圧計９の検出電圧値に基づいて設定することも可能である。図３からわかるように、出力電圧はｔ１で急激に立ち上がり、徐々に低下していく。そこで、この電圧が予め定めた第２の所定電圧Ｖｂに低下したときを、タイミングｔ２として設定することが可能である。ただし、アーク状態は不安定であるため、第２の所定電圧Ｖｂも不安定である。このため、タイミングｔ２は、タイミングｔ１から所定時間Ｔ経過したときとする方が好ましい。
【００３２】  以上のように、上記アーク溶接装置では、インバータ二次側に平滑リアクトルを一次巻線とするトランスを接続し、同トランスの二次巻線の両端子間にスイッチ素子を接続し、このスイッチ素子を所定のタイミングでオンオフ制御することで、スパッタの発生を抑制することが出来、且つ、スイッチ素子はアーク発生時にのみオンするため損失を小さくすることが出来る。
【００３３】  図４は、この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図を示す。図２と同一部分には同一符号を付している。
【００３４】  このアーク溶接装置の電源部はＡＣ電源を入力とするインバータ１で構成される。インバータ１の出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、整流出力は平滑リアクトルとして機能するトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑される。整流・平滑された出力電流は、出力電流供給端子１４a、１４ｂを介してトーチ６に出力され、トーチ６に送られてくる溶接ワイヤ１２とワーク７との間で溶接が行われる。
【００３５】  トランス５は一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを備え、巻線数はｎ１（Ｌ１）＜ｎ２（Ｌ２）である。二次巻線Ｌ２の両端子間にはスイッチ素子８が接続されている。スイッチ素子８にはＤＣ電圧Ｅを発生する電圧源１３が接続されている。電圧源Ｅの極性の接続方向は、前記スイッチ素子８のオン時に出力電流を下げる方向である。
【００３６】  一次巻線Ｌ１の出力側のアースラインとトーチ６間には電圧計９が接続されている。
【００３７】  電圧計９の電圧検出端子は制御部１０に接続され、制御部１０の制御出力はインバータ１のＰＷＭ制御部１１とスイッチ素子８のゲート端子とに接続されている。制御部１０は第１制御部１０aと第２制御部１０ｂとを備えている。
【００３８】  次に、図５を参照して、アーク溶接装置の動作を説明する。
【００３９】  電源がオンすると、ＰＷＭ制御部１１がインバータ１内の４つのスイッチング半導体素子からなるスイッチング回路にＰＷＭパルスを供給しインバータ１の動作を開始する。インバータ出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、さらにトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑されてトーチ６に出力される。なお、図４では、一次巻線Ｌ１をトランス２の中点タップに接続しているが、整流ダイオード３、４の出力側に接続しても良い。出力電流は徐々に上昇しタイミングｔ１になると、ＰＷＭ制御部１１がオフし、且つ、スイッチ素子８がオンする。
【００４０】  以上の制御は、制御部１０で行われる。制御部１０には、電圧計９が接続され、電圧計９の電圧検出値が急峻にＶａ近くの値（第１の所定電圧）に立ち上がると、このときを出力電流が最大付近の所定値に達したタイミングｔ１として、ＰＷＭ制御部１１をオフするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオンする。この制御は制御部１０の第１制御部１０aによって行われる。
【００４１】  このとき、インバータ二次側では、トランス５の一次巻線Ｌ１に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線Ｌ２が短絡されることによって、二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイール回路として挙動し、トランスの一次巻線Ｌ１に蓄積されていたエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されるからである。このため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。
【００４２】  さらに、前記スイッチ素子８をオンすることで、電圧源１３は、所定のＤＣ電圧Ｅを二次巻線Ｌ２に印加する。この電圧は、巻数比で決まる電圧に変換されて一次巻線Ｌ１に誘導されるが、出力電流を下げる方向の電圧である。すると、この電圧に基づく電流が外部インダクタンスに蓄積されていたエネルギーに依存する電流を相殺することとなり、出力電流の減衰カーブの傾きがより急峻となる。すなわち、インバータ二次側に流れる出力電流は外部インダクタンスの大きさに係わらず急速に減衰する。その結果、スパッタの発生がさらに抑制される。なお、前記電圧源の電圧に基づく電流が、外部インダクタンスに蓄積されていたエネルギーに依存する電流を相殺するということは、等価的に外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されることである。
【００４３】  予め定めた所定時間Ｔ（１ｍｓ未満）が経過してタイミングｔ２になると、制御部１０は、ＰＷＭ制御部１１をオンするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオフさせる。このとき、インバータ二次側では、トランス５の二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されていたエネルギーは元の一次巻線Ｌ１に再誘導（転流）される。このようになるのは、スイッチ素子８がオフすることで、トランス５の二次巻線Ｌ２が開放されるからである（上記フライホイール回路に蓄積されていたエネルギーが一次巻線Ｌ１に再誘導される）。このとき、二次巻線Ｌ２から一次巻線Ｌ１に戻ったエネルギーは出力電流として有効に消費されることになるため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に上昇する。図５において、出力電流変化Ｓ１は以上の動作によって変化する電流減衰カーブを示している。
【００４４】  以上の動作が繰り返し行われることで、スパッタ発生を抑制しながら溶接が行われる。
【００４５】  参考のため、回路構成を変えた比較例について説明する。
【００４６】  図５において、出力電流変化Ｓ２（比較例１）は、トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３を接続せず、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１のみをオフした場合の出力電流変化を示す。この比較例１では、トランス５の二次巻線Ｌ２のインダクタンスＬ１と外部インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーに基づいて出力電流が減衰するから、Ｓ２は、Ｓ１に比して電流減少が緩やかであり、このためスパッタの発生を十分に抑制出来ない。
【００４７】  また、出力電流変化Ｓ３（比較例２）は、トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８を接続し、電圧源１３を接続せず、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１をオフし、スイッチ素子８をオンした場合の出力電流変化を示す。この比較例２では、トランス５の二次巻線Ｌ１のエネルギーは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）するため、外部インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーのみに基づいて出力電流が減衰する。このため、Ｓ３はＳ２に比して減衰カーブが急峻となり、スパッタの発生を十分に抑制出来る。しかし、減衰カーブは本実施形態のＳ１よりも緩やかである。
【００４８】  本実施形態の出力電流変化Ｓ１、および比較例１、２の出力電流変化Ｓ２、Ｓ３について、出力電流ｉ（ｔ）を数式で表したのが図６である。
【００４９】  図６において、各式中の符号は下記のとおりである。
【００５０】  Ｔ−タイミングｔ１からの経過時間  ｉ（０）―タイミングｔ１の出力電流  ｉ（ｔ）−タイミングｔ１からＴ時間後の出力電流  Ｌ１−トランス５の一次巻線Ｌ１のインダクタンス  Ｌ−外部インダクタンス  Ｒ−出力インピーダンス  ＶＦ−整流回路のダイオード３、４の順方向降下電圧  ｎ１−トランス５の一次巻線Ｌ１の巻線数  ｎ２−トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数  Ｅ−電圧源１３のＤＣ電圧  Ｖ１−電圧源Ｅによるトランス５の一次巻線Ｌ１の誘導電圧（式１）  トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３が接続されている本実施形態の出力電流変化Ｓ１を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフし、スイッチ素子８がオンする。
【００５１】  右辺の第２項は、インダクタンス成分による出力電流の減少を表す。この第２項の指数関数係数は、タイミングｔ１におけるトランス２の一次側から供給される電流の初期値であるｉ（０）と、電圧源１３から供給される電流の初期値である（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒとを加算した値となる。ｉ（０）に（Ｖ１−ＶＦ）／Ｒが加算されることで指数関数の減衰カーブはより急峻となる。右辺の第１項は、直流成分の出力インピーダンスＲによる電流を表す。この電流は右辺の第２項による電流に対して逆方向となるため、符号はマイナスである。したがって、ｔ＝ｔ１（Ｔ＝０）では、ｉ（ｔ）＝ｉ（０）であり、その後は出力電流の減衰カーブが急峻となる。
【００５２】（式２）  トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３が共に接続されていない比較例１の出力電流変化Ｓ２を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフする。
【００５３】  右辺は、初期値ｉ（０）として、指数関数の減衰カーブを表している。このときのインダクタンス成分は、トランス５の一次巻線Ｌ１のインダクタンスと外部インダクタンスＬである。このため、出力電流の減衰カーブは緩やかである。
【００５４】(式３）  トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８が接続され、電圧源１３が接続されていない比較例２の出力電流変化Ｓ３を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフし、スイッチ素子８がオンする。
【００５５】  右辺は、初期値ｉ（０）として、指数関数の減衰カーブを表している。このときのインダクタンス成分は、外部インダクタンスＬだけである。このため、出力電流の減衰カーブは急峻となる。しかし式１よりは緩やかである。
【００５６】  図７は、出力電流変化Ｓ１〜Ｓ３のシミュレーション波形を示す。図示のように、Ｓ１が最も急峻であるため、最もスパッタ発生抑制効果が高い。なお、整流ダイオード３、４のため、電流はマイナスになることはない。
【００５７】  以上の実施形態で、トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数ｎ２は、スイッチ素子８に流れる電流を小さくする観点から、一次巻線Ｌ１の巻線数ｎ１の数倍に設定するのが好ましい。例えば、ｎ１：ｎ２＝１：５程度とする。ｎ１：ｎ２＝１：５の場合、スイッチ素子８がオンしている所定時間Ｔにおいてスイッチ素子８に流れる電流は、スイッチ素子８がオフしているときに一次巻線Ｌ１に流れる電流の５分の１に減る。このように巻数比を適切に選択することで、スイッチ素子８を定格電流の小さなもので構成できる。
【００５８】  他の実施形態として、タイミングｔ２を電圧計９の検出電圧値に基づいて設定することも可能である。図５からわかるように、出力電圧はｔ１で急激に立ち上がり、徐々に低下していく。そこで、この電圧が予め定めた第２の所定電圧Ｖｂに低下したときを、タイミングｔ２として設定することが可能である。ただし、アーク状態は不安定であるため、第２の所定電圧Ｖｂも不安定である。このため、タイミングｔ２は、タイミングｔ１から所定時間Ｔ経過したときとする方が好ましい。
【００５９】  上記式１から分かるように、電圧源１３の電圧の大きさにより出力電流変化Ｓ１の減衰カーブを変えることが出来るが、上記電圧を高くしすぎて減衰カーブを必要以上に急峻とすればアークの立ち消えを起こす可能性がある。そこで、アークの安定化とスパッタ発生の抑制のための最適な電圧を設定するため、この電圧を可変出来るようにするのが好ましい。
【００６０】  以上のように、上記アーク溶接装置では、インバータ二次側に平滑リアクトルを一次巻線とするトランスを接続し、同トランスの二次巻線の両端子間にスイッチ素子を接続する。さらに、二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して、出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を接続する。このスイッチ素子を所定のタイミングでオンオフ制御することで、スパッタの発生を抑制することが出来、且つ、スイッチ素子はアーク発生時にのみオンするため損失を小さくすることが出来る。
【符号の説明】
【００６１】１−インバータ５−トランス６−トーチ７−ワーク８−スイッチ素子１０−制御部１３−電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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