(57)【要約】  フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を有するアウトフェージング方式の電力増幅装置において、送信する変調波の振幅、位相に基づき生成した２種類の正弦波から、前記Ｄ級電力増幅器のスイッチング用パルス信号を生成するスイッチング用信号生成回路を備える構成とする。  該スイッチング用信号生成回路は、変調波の振幅、位相に基づき生成された２種類の正弦波の位相情報を直交形式に変換し、さらに各々の直交形式の位相情報をアナログ信号に変換した信号を入力するアナログ直交変調器と、アナログ直交変調器から出力された正弦波から所定の無線周波数およびその近傍の成分を通過させる第２のフィルタと、第２のフィルタ出力からスイッチング用パルス信号への変換を行うコンパレータと、を有することを特徴とすることにより、ディジタル回路の動作クロックの制約を解決したアウトフェージング方式電力増幅装置を提供できる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を有するアウトフェージング方式の電力増幅装置において、  送信する変調波の振幅、位相に基づき、２種類の搬送波周波数の正弦波を生成し、生成した正弦波から、前記Ｄ級電力増幅器をスイッチングするためのスイッチング用パルス信号を生成するスイッチング用信号生成回路を備え、  前記スイッチング用信号生成回路は、  生成された２種類の正弦波の位相情報を直交形式に変換するｓｉｎ算出処理部およびｃｏｓ算出処理部と、  前記ｓｉｎ算出処理部および前記ｃｏｓ算出処理部から入力された各々の直交形式の位相情報をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、  前記ＤＡ変換器から入力されたアナログ信号から折り返し成分を除去する第１のフィルタと、  前記第１のフィルタから入力されたアナログ信号から、ローカル信号を用いて正弦波を生成するアナログ直交変調器と、  前記アナログ直交変調器から入力された正弦波から所定の無線周波数およびその近傍の成分を通過させる第２のフィルタと、  基準電圧との比較により、前記第２のフィルタから入力された正弦波からスイッチング用パルス信号への変換を行うコンパレータと、  を有することを特徴とする電力増幅装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力増幅装置において、前記直交形式の位相情報は、所定の間隔で、送信する前記変調波に基づいて更新することを特徴とする電力増幅装置。
【請求項３】
フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を有するアウトフェージング方式の電力増幅装置において、  送信する変調波の振幅、位相に基づき、２種類の搬送波周波数の正弦波を生成し、生成した正弦波から、前記Ｄ級電力増幅器をスイッチングするためのスイッチング用パルス信号を生成するスイッチング用信号生成回路を備え、  前記スイッチング用信号生成回路は、生成された２種類の正弦波の位相情報を基にして、所定の周波数で位相アキュムレータを更新し、位相アキュムレータの位相に対応する正弦波の振幅値を出力するＤＤＳ（Direct   Digital  Synthesizer）処理部と、  前記ＤＤＳ処理部から入力された正弦波の振幅値をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、  前記ＤＡ変換器から入力されたアナログ信号からクロック成分を除去する第２のフィルタと、  基準電圧との比較により、前記第２のフィルタから入力されたアナログ信号からスイッチング用パルス信号への変換を行うコンパレータと、  を有することを特徴とする電力増幅装置。
【請求項４】
請求項３記載の電力増幅装置において、前記位相アキュムレータ出力に加える位相シフト値は、所定の間隔で、送信する前記変調波に基づいて更新することを特徴とする電力増幅装置。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、無線通信における電力増幅の方法、特に、Ｄ級電力増幅器を用いた電力増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】  アウトフェージング方式の電力増幅は、Ｄ級電力増幅器の使用により、高効率な電力増幅が可能な方式である（例えば、特許文献１参照）。  そこで、アウトフェージング方式の電力増幅の概要について、図４を用いて説明する。図４は、フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を使用したアウトフェージング方式の電力増幅装置を示す図である。【０００３】  図４においては、４つのゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に対して、送信する変調波信号に基づいて生成したスイッチング用信号を入力する。この結果、Ｄ級電力増幅器１０１の出力として、矩形波状の信号が出力される。この出力信号には、所望の変調波信号と高調波成分とが含まれている。そこで、Ｄ級電力増幅器１０１の後段で、フィルタ１０２を用いてフィルタリングを実施し、所望の変調波信号を取り出している。【０００４】  ここで、図４の４つのゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に入力するスイッチング用信号について、図５を用いて説明する。図５は、各ゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に対するスイッチング用信号の与え方の例を示す図である。図５（ａ）はゲート端子Ｇ１に入力するスイッチング用信号を示し、図５（ｂ）はゲート端子Ｇ３に入力するスイッチング用信号を示し、図５（ｃ）は図４のＡ点における増幅器出力信号を示し、また、図５（ｄ）は図４のＢ点におけるフィルタ出力信号を示している。  なお、ここでは、説明を簡略化するため、ＡＭ変調の場合を示しており、図中のＴは搬送波の周期である。【０００５】  図５に示すように、図４のＡ点では、「Ｇ１、Ｇ４がオン」、かつ、「Ｇ３、Ｇ２がオフ」で、正となり、逆に、「Ｇ１、Ｇ４がオフ」、かつ、「Ｇ３、Ｇ２がオン」で、負となる。これを利用し、Ｇ１およびＧ２（＝−Ｇ１）の変化タイミング、Ｇ３およびＧ４（＝−Ｇ３）の変化タイミングを制御することで、Ａ点での矩形波状の信号の波形を変化させている。【０００６】  次に、図４の４つのゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に入力するスイッチング用信号の生成方法について、図６を用いて説明する。図６は、図４の４つのゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に与えるスイッチング用信号生成回路の構成を示すブロック図である。【０００７】  従来のスイッチング用信号生成回路は、図６に示すように、変調処理部１と、補間処理部２と、振幅算出処理部３と、振幅−位相変換処理部４と、乗算処理部５と、位相算出処理部６と、加算処理部７と、正規化処理部１８と、ＯＮ区間算出処理部１９と、量子化処理部２０と、カウンタ２１と、比較処理部２２と、反転処理部２３とから構成されている。【０００８】  従来のスイッチング用信号生成回路では、まず、変調処理部１で送信する変調信号を生成し、補間処理部２により、搬送波周波数（または、それに準ずる周波数）のレートにアップサンプリングする。  補間処理部２でのアップサンプリングの後、サンプルごとに、振幅算出処理部３および位相算出処理部６で、極形式表現（振幅値、位相値）に変換する。【０００９】  極形式表現に変換した後、振幅−位相変換処理部４で、振幅値を角度値φに変換する。この角度値φで、Ｇ１、Ｇ３への制御パルスの相対関係を調整する。なお、Ｇ１側をφ／２進め、Ｇ３側をφ／２遅らせることで、相対関係を調整している。このため、乗算処理部５で角度値φを半分にしている。  この後、加算処理部７では、乗算処理部５からの角度値φ／２と、位相算出処理部６からの位相値θとにより、Ｇ１用制御パルスの位相（θ＋φ／２）、Ｇ３用制御パルスの位相（θ−φ／２＋π）を生成する。【００１０】  さらに、正規化処理部１８、ＯＮ区間算出処理部１９、量子化処理部２０、カウンタ２１、比較処理部２２、反転処理部２３により、Ｇ１用、Ｇ３用に生成した位相を、スイッチングのためのパルス信号に変換している。  カウンタ２１は、搬送波周期より十分短い周期で値を更新し、搬送波周期で元の値に戻るように動作させている。（例えば、搬送波周期の１／６４の周期で、０から６３まで、１ずつカウントアップした後、０に戻る動作を繰り返す。）【００１１】  一方、カウント値の判定基準となる値は、正規化処理部１８、ＯＮ区間算出処理部１９、量子化処理部２０で算出する。まず、正規化処理部１８で、０〜２πの位相を、０〜１の範囲に正規化する。その後、ＯＮ区間算出処理部１９で、ＯＮの範囲を、０〜１の範囲のどの範囲にするか、定める。（例えば、θ＝０、φ／２＝０であれば、    Ｇ１、Ｇ２（＝−Ｇ１）用ＯＮ区間は、０〜０．５     Ｇ３、Ｇ４（＝−Ｇ３）用ＯＮ区間は、０．５〜１           θ＝０、φ／２＝π／４であれば、    Ｇ１、Ｇ２（＝−Ｇ１）用ＯＮ区間は、０〜０．３７５および０．８７５〜１     Ｇ３、Ｇ４（＝−Ｇ３）用ＯＮ区間は、０〜０．１２５および０．６２５〜１など。）   さらに、カウンタ値の語長に基づき、量子化処理部２０で判定基準値を量子化する。（例えば、前述の６ビットカウンタ（０〜６３）との比較であれば、ＯＮ区間算出処理部１９の出力に６４を乗じて、小数点第１位で四捨五入する。）   以上により、カウンタ２１の値に応じて、各スイッチング用信号のオン／オフが切り替わる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００４−４８７０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】  従来方式の場合、スイッチング用信号のオン／オフのタイミングの精度が、搬送波周期Ｔの中をどこまでの分解能で処理するかに影響される。具体的には、実現できるタイミングの数が、図６のカウンタ２１で表せる状態数に制限されるということであり、制限する際に、時間軸方向の量子化が、別途、必要になっているということである。この量子化が、Ｄ級電力増幅器の出力波形と理想スイッチング時の出力波形との差異を生じさせる。この差異の影響は、最終的なフィルタリング後にも、変調波の帯域内／帯域外の雑音として観測され、帯域外領域のスプリアス特性やＥＶＭ（Error  Vector  Magnitude）等、各種特性が劣化する。  従って、図６のカウンタ２１の更新と、比較処理部２２における比較処理は、雑音の発生レベルが許容できる程度になる、十分に高い動作クロックで実施する必要があることになる。【００１４】  しかし、同時に、無線周波数の制約で、ディジタル回路の動作クロックを無条件に高くできないことも考慮しなければならない。例えば、無線周波数（搬送波周波数）が１００ＭＨｚであるとし、スイッチング信号を１００ＭＨｚの周期の１／６４の分解能で制御しようとしただけでも、ロジックの動作クロックは、６．４ＧＨｚとなる。このような高い動作クロックが必須になってしまうことは、ハードウェア実現を困難にする要因になる。【００１５】  本発明は、この様な状況に鑑みて為されたものであり、スイッチング用信号生成処理において、パルス生成時のディジタル回路の動作クロックの制約を解決し、アウトフェージング方式電力増幅を適用可能な無線周波数範囲を拡大することが可能な電力増幅装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】  上記目的を達成するために、本発明に係る電力増幅装置は、フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を有するアウトフェージング方式の電力増幅装置において、送信する変調波の振幅、位相に基づき、２種類の搬送波周波数の正弦波を生成し、生成した正弦波から、前記Ｄ級電力増幅器をスイッチングするためのスイッチング用パルス信号を生成するスイッチング用信号生成回路を備え、前記スイッチング用信号生成回路は、生成された２種類の正弦波の位相情報を直交形式に変換するｓｉｎ算出処理部およびｃｏｓ算出処理部と、前記ｓｉｎ算出処理部および前記ｃｏｓ算出処理部から入力された各々の直交形式の位相情報をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、前記ＤＡ変換器から入力されたアナログ信号から折り返し成分を除去する第１のフィルタと、前記第１のフィルタから入力されたアナログ信号から、ローカル信号を用いて正弦波を生成するアナログ直交変調器と、前記アナログ直交変調器から入力された正弦波から所定の無線周波数およびその近傍の成分を通過させる第２のフィルタと、基準電圧との比較により、前記第２のフィルタから入力された正弦波からスイッチング用パルス信号への変換を行うコンパレータと、を有することを特徴とする。【００１７】  また、上記目的を達成するために、本発明に係る電力増幅装置は、上記した電力増幅装置において、前記直交形式の位相情報は、所定の間隔で、送信する前記変調波に基づいて更新することを特徴とする。【００１８】  また、上記目的を達成するために、本発明に係る電力増幅装置は、フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を有するアウトフェージング方式の電力増幅装置において、送信する変調波の振幅、位相に基づき、２種類の搬送波周波数の正弦波を生成し、生成した正弦波から、前記Ｄ級電力増幅器をスイッチングするためのスイッチング用パルス信号を生成するスイッチング用信号生成回路を備え、前記スイッチング用信号生成回路は、生成された２種類の正弦波の位相情報を基にして、所定の周波数で位相アキュムレータを更新し、位相アキュムレータの位相に対応する正弦波の振幅値を出力するＤＤＳ（Direct  Digital  Synthesizer）処理部と、前記ＤＤＳ処理部から入力された正弦波の振幅値をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、前記ＤＡ変換器から入力されたアナログ信号からクロック成分を除去する第２のフィルタと、基準電圧との比較により、前記第２のフィルタから入力されたアナログ信号からスイッチング用パルス信号への変換を行うコンパレータと、を有することを特徴とする。【００１９】  また、上記目的を達成するために、本発明に係る電力増幅装置は、上記した電力増幅装置において、前記位相アキュムレータ出力に加える位相シフト値は、所定の間隔で、送信する前記変調波に基づいて更新することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】  本発明によれば、スイッチング用信号生成処理において、パルス生成時のディジタル回路の動作クロックの制約を解決し、アウトフェージング方式電力増幅を適用可能な無線周波数範囲を拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施形態１に係る電力増幅装置のスイッチング用信号生成回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態２に係る電力増幅装置のスイッチング用信号生成回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】ＤＤＳの基本的な構成を示すブロック図である。
【図４】フルブリッジ型のＤ級電力増幅器を使用したアウトフェージング方式の電力増幅装置を示す図である。
【図５】各ゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に対するスイッチング用信号の与え方の例を示す図である。
【図６】図４の４つのゲート端子（Ｇ１〜Ｇ４）に与えるスイッチング用信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】＜実施形態１＞   以下、本発明の実施形態１に係る電力増幅装置について、図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施形態１に係る電力増幅装置のスイッチング用信号生成回路の構成の一例を示すブロック図である。なお、本実施形態１において、スイッチング用信号生成回路で生成されるスイッチング用信号は、図４に示すような、フルブリッジ型のＤ級電力増幅器に接続することを想定している。また、図１において、図６と同様の構成については、同様の部番を付してある。
【００２３】  本実施形態１のスイッチング用信号生成回路は、図１に示すように、変調処理部１と、補間処理部２と、振幅算出処理部３と、振幅−位相変換処理部４と、乗算処理部５と、位相算出処理部６と、加算処理部７と、ｃｏｓ算出処理部８と、ｓｉｎ算出処理部９と、ＤＡ変換器１０と、フィルタ１３と、ローカル信号発生器１１と、アナログ直交変調器１２と、フィルタ１３’と、コンパレータ１４と、反転処理部１５とから構成されている。
【００２４】  本実施形態１のスイッチング用信号生成回路では、まず、変調処理部１で送信する変調信号を生成し、補間処理部２により、搬送波周波数（またはそれに準ずる周波数）のレートにアップサンプリングする。  補間処理部２でのアップサンプリングの後、サンプルごとに、振幅算出処理部３および位相算出処理部６で、極形式表現（振幅値、位相値）に変換する。
【００２５】  極形式表現に変換した後、振幅−位相変換処理部４で、振幅値から角度値φへの変換を行う。この角度値φにより、Ｇ１用制御パルスとＧ３用制御パルスとの相対位相を調整する。なお、Ｇ１側をφ／２進め、Ｇ３側をφ／２遅らせることで、相対関係を調整している。このため、乗算処理部５で角度値φを半分にしている。このとき、図４に示すフィルタ１０２でのフィルタリング後に、所望の振幅を再現できるように変換を行っている。
【００２６】  さらに、加算処理部７において、乗算処理部５からの角度値φ／２と、位相算出処理部６からの位相値θとにより、Ｇ１用制御パルスの位相（θ＋φ／２）、Ｇ３用制御パルスの位相（θ−φ／２＋π）を生成する。なお、位相情報の更新レートは、補間処理部２でのアップサンプリング処理の結果による。
【００２７】  各々の位相情報は、ｃｏｓ算出処理部８およびｓｉｎ算出処理部９により、直交形式に変換し、その結果をＤＡ変換器１０でアナログ信号に変換する。なお、ｃｏｓ算出処理部８およびｓｉｎ算出処理部９の具体的な処理方法は、既知の技術を使用し、本発明の本質ではないため、説明は省略する。
【００２８】  各々の直交形式の位相情報は、フィルタ１３で折り返し成分を除去した後、アナログ直交変調器１２に入力される。ここで、各々のアナログ直交変調器１２のローカル信号の信号源としては、所望の無線周波数を出力するローカル信号発生器１１をともに使用する。
【００２９】  アナログ直交変調器１２の出力は、無線周波数及びその近傍の成分を通過させるフィルタ１３"を経て、コンパレータ１４に入力される。フィルタ１３"は、上記無線周波数において群遅延（ｄθ／ｄω）が略０となることが望ましく、例えば、位相の変化が穏やかなベッセル特性のＬＰＦとして設計される。
【００３０】  コンパレータ１４では、フィルタ１３"の出力と基準電圧との比較により、正弦波からスイッチング用パルス信号への変換を行う。なお、フィルタ１３"の出力のＤＣ成分が完全に除去されていれば、基準電圧を０Ｖにすることで、生成したパルス信号のデューティ比を５０％にすることができる。
【００３１】  図４において、Ｇ１端子とＧ２端子、Ｇ３端子とＧ４端子に与える信号極性の関係は、基本的には、『一方が”オン”の場合、もう一方は”オフ”』という関係にしておく必要がある。そこで、反転処理部１５において、Ｇ２＝−Ｇ１、Ｇ４＝−Ｇ３に相当する反転処理を行っている。
【００３２】  以上説明したように、本発明の実施形態１に係る電力増幅装置によれば、スイッチング用信号生成処理において、パルス生成時のディジタル回路の動作クロックの制約を解決し、アウトフェージング方式電力増幅を適用可能な無線周波数範囲を拡大することができる。
【００３３】＜実施形態２＞   以下、本発明の実施形態２に係る電力増幅装置について、図面を参照して説明する。図２は、本発明の実施形態２に係る電力増幅装置のスイッチング用信号生成回路の構成の一例を示すブロック図である。なお、本実施形態２において、スイッチング用信号生成回路で生成されるスイッチング用信号は、図４に示すような、フルブリッジ型のＤ級電力増幅器に接続することを想定している。また、図２において、図１、図６と同様の構成については、同様の部番を付してある。
【００３４】  本実施形態２のスイッチング用信号生成回路は、図２に示すように、変調処理部１と、補間処理部２と、振幅算出処理部３と、振幅−位相変換処理部４と、乗算処理部５と、位相算出処理部６と、加算処理部７と、ＤＤＳ（Direct  Digital  Synthesizer）処理部１６と、ＤＡ変換器１０と、フィルタ１３’’と、コンパレータ１４と、反転処理部１５とから構成されている。
【００３５】  なお、本実施形態２のスイッチング用信号生成回路において、加算処理部７までの２種類の位相情報算出までの過程、並びにフィルタ１３""以降の処理過程は、実施形態１のスイッチング用信号生成回路と同様であるため、説明は省略する。
【００３６】  各々の位相情報は、ＤＤＳ処理部１６に入力される。ＤＤＳとは、図３に示すような、設定した周波数（位相更新量）で位相アキュムレータを更新し、位相アキュムレータの内容（位相）に対応する正弦波の振幅値を出力する処理の一般的な名称である。  本実施形態２においては、図３のＤＡＣを含まない構成のＤＤＳを用いている。本実施形態２は、正弦波の生成まではＦＰＧＡ等で実施する構成であると言い換えることができる。
【００３７】  また、２つのＤＤＳ処理部１６は、同一タイミングで初期化し、位相アキュムレーション値を一致させた状態で処理を行う。また、加算処理部７で求めた位相値は、各々のＤＤＳ処理部１６において、位相アキュムレーション値をオフセットさせる値として使用する。
【００３８】  以上説明したように、本発明の実施形態２に係る電力増幅装置によれば、スイッチング用信号生成処理において、パルス生成時のディジタル回路の動作クロックの制約を解決し、アウトフェージング方式電力増幅を適用可能な無線周波数範囲を拡大することができる。
【００３９】  なお、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４０】  本発明は、Ｄ級電力増幅器を用いた電力増幅装置を製造する産業で利用される。
【符号の説明】
【００４１】  １：変調処理部、２：補間処理部、３：振幅算出処理部、４：振幅−位相変換処理部、５：乗算処理部、６：位相算出処理部、７：加算処理部、８：ｃｏｓ算出処理部、９：ｓｉｎ算出処理部、１０：ＤＡ変換器、１１：ローカル信号発生器、１２：アナログ直交変調器、１３，１３’，１３’’：フィルタ、１４：コンパレータ、１５：反転処理部、１６：ＤＤＳ処理部、１８：正規化処理部、１９：ＯＮ区間算出処理部、２０：量子化処理部、２１：カウンタ、２２：比較処理部、２３：反転処理部、１０１：Ｄ級電力増幅器、１０２：フィルタ。 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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