(57)【要約】本発明の送信側フィルタ（１０）は、圧電基板（５０）上に形成された機能電極を有し、送信入力端子（１１）とアンテナ端子（３１）との間に互いに直列に接続された５つの直列共振子（１０１〜１０５）と、並列共振子（１５１〜１５４）とを備え、送信入力端子（１１）に最も近く接続された直列共振子（１０１）およびアンテナ端子（３１）に最も近く接続された直列共振子（１０５）以外の直列共振子（１０２〜１０４）の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４は、直列共振子（１０１および１０５）の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子（１０２〜１０４）の反共振周波数は、直列共振子（１０１および１０５）の反共振周波数よりも低い。
2016208677.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、
前記入力端子、前記出力端子および前記４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、
前記４以上の直列共振子のうち、前記入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および前記出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い
弾性波フィルタ。
【請求項２】
前記４以上の直列共振子及び前記並列共振子は、圧電体層を備える基板上に形成されたＩＤＴ電極を有しており、
前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチは、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチよりも大きい
請求項１に記載の弾性波フィルタ。
【請求項３】
前記圧電体層を備える基板は、
前記ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電体層と、
前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備える
請求項２に記載の弾性波フィルタ。
【請求項４】
前記４以上の直列共振子は、５つの直列共振子であり、
前記５つの直列共振子のうち、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い
請求項１〜３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
【請求項５】
所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、
前記複数の帯域通過フィルタが通過させる前記周波数帯域のそれぞれは異なり、前記複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、
前記複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い前記周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタである
マルチプレクサ。
【請求項６】
送信側フィルタと、受信側フィルタとを有し、前記送信側フィルタの一端と、前記受信側フィルタとの一端とが共通接続されて、アンテナ端子に接続されたデュプレクサにおいて、
前記送信側フィルタおよび前記受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタである
デュプレクサ。
【請求項７】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ、請求項５に記載のマルチプレクサ、または請求項６に記載のデュプレクサと、
前記弾性波フィルタ、前記マルチプレクサまたは前記デュプレクサに接続された増幅回路と、を備える
高周波フロントエンド回路。
【請求項８】
アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項７に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える
通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信のための周波数資源を有効活用するという観点から、携帯電話機などの通信帯域として、多様な周波数帯域が割り当てられる。これに対応すべく、通信機器などのＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路に使用される帯域フィルタとして、多様な周波数仕様に対応した弾性表面波フィルタが設計開発され実用化されている。【０００３】
特許文献１には、高周波帯域かつ広帯域幅に適用可能なラダー型の弾性表面波素子が開示されている。具体的には、弾性表面波素子は、所定の共振周波数を有する並列共振子と、当該並列共振子の反共振周波数に略一致する共振周波数をもつ直列共振子と、並列共振子に直列に接続されたインダクタンスとを備え、帯域通過フィルタを構成している。上記並列共振子および直列共振子は、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成されている。特許文献１に記載された弾性表面波素子によれば、並列共振子に直列にインダクタンスを付加することで、共振子の共振周波数と反共振周波数との差を広げることができ、帯域通過フィルタの広帯域化が可能であるとしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−１８３３８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したような多様な周波数仕様に対応すべく、近年、弾性表面波素子を用いたアンテナデュプレクサ、および、高周波信号を分波するマルチプレクサなどが実用化されている。【０００６】
しかしながら、広い帯域幅かつ狭い隣接帯域間隔を有する近年の周波数規格に対して、弾性表面波フィルタを適用しようとした場合、特許文献１に記載された従来のラダー型の設計手法では、通過帯域の挿入損失、隣接帯域の抑圧度、帯域間アイソレーションおよびインピーダンスなどの要求仕様を十分に満たすことが困難となってきている。ここで、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０−１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０−１９９５ＭＨｚ）を例示する。このＢａｎｄ２５のように、より広い帯域幅（６５ＭＨｚ）、かつ、より狭い送受信帯域間隔（１５ＭＨｚ）を有する周波数規格に対して、弾性表面波素子を用いたアンテナデュプレクサまたはマルチプレクサを適用する場合には、従来の弾性表面波素子の設計手法では、所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の急峻性を得ることができないという課題を有する。【０００７】
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、および高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、前記入力端子、前記出力端子および前記４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、前記４以上の直列共振子のうち、前記入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および前記出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低い。【０００９】
上記構成によれば、入力端子および出力端子に最近接している第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数を、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数よりも低域側へシフトさせつつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の周波数差を、第１直列共振子および第２直列共振子の周波数差よりも小さくしている。これにより、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の共振周波数は低域へシフトしないので、通過帯域内のインピーダンス特性は良好な特性を維持できる。一方、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数を通過帯域の高域端に近接させることにより、通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが改善される。よって、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。【００１０】
また、前記４以上の直列共振子及び前記並列共振子は、圧電体層を備える基板上に形成されたＩＤＴ電極を有しており、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の全ての直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチは、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチよりも大きくてもよい。【００１１】
これにより、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の波長を大きくでき、当該直列共振子の反共振周波数を相対的に低くすることが可能となる。【００１２】
また、前記圧電体層を備える基板は、前記ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備えてもよい。【００１３】
第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の周波数差Δｆを、第１直列共振子および第２直列共振子のΔｆよりも小さく調整した場合、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子のＱ値が想定的に小さくなることが想定される。しかしながら、このような場合であっても、圧電基板の上記積層構造によれば、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子のＱ値を高い値に維持できる。【００１４】
また、前記４以上の直列共振子は、５つの直列共振子であり、前記５つの直列共振子のうち、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子以外の３つの直列共振子の反共振周波数は、前記第１直列共振子および前記第２直列共振子の反共振周波数よりも低くてもよい。【００１５】
また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、前記複数の帯域通過フィルタが通過させる前記周波数帯域のそれぞれは異なり、前記複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、前記複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い前記周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、上記記載のいずれかの弾性波フィルタである。【００１６】
これにより、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、当該通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を有するマルチプレクサを提供できる。【００１７】
また、本発明の一態様に係るデュプレクサは、送信側フィルタと、受信側フィルタとを有し、前記送信側フィルタの一端と、前記受信側フィルタとの一端とが共通接続されて、アンテナ端子に接続されたデュプレクサにおいて、前記送信側フィルタおよび前記受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、上記記載のいずれかの弾性波フィルタである。【００１８】
これにより、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、当該通過帯域の高域の帯域間領域における挿入損失の高い急峻性を有するデュプレクサを提供することが可能となる。【００１９】
また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記記載の弾性波フィルタ、上記記載のマルチプレクサ、または上記記載のデュプレクサと、前記弾性波フィルタ、前記マルチプレクサまたは前記デュプレクサに接続された増幅回路と、を備える。【００２０】
これにより、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える高周波フロントエンド回路を提供することが可能となる。【００２１】
また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。【００２２】
これにより、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える通信装置を提供することが可能となる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明に係る弾性波フィルタによれば、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】図１は、実施例に係るデュプレクサの回路構成図である。
【図２】図２は、実施例に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。
【図３】図３は、実施例に係る縦結合型の弾性表面波フィルタの電極構成を示す概略平面図である。
【図４Ａ】図４Ａは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。
【図４Ｂ】図４Ｂは、実施例および比較例１に係る送信入力端子−受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。
【図４Ｃ】図４Ｃは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図４Ｄ】図４Ｄは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図５Ａ】図５Ａは、実施例に係る送信側フィルタの第１の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図５Ｂ】図５Ｂは、実施例に係る送信側フィルタの第２の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図５Ｃ】図５Ｃは、実施例に係る送信側フィルタの第３の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図５Ｄ】図５Ｄは、実施例に係る送信側フィルタの第４の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図５Ｅ】図５Ｅは、実施例に係る送信側フィルタの第５の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図６Ａ】図６Ａは、比較例１に係る送信側フィルタの第１の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図６Ｂ】図６Ｂは、比較例１に係る送信側フィルタの第２の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図６Ｃ】図６Ｃは、比較例１に係る送信側フィルタの第３の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図６Ｄ】図６Ｄは、比較例１に係る送信側フィルタの第４の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図６Ｅ】図６Ｅは、比較例１に係る送信側フィルタの第５の直列共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
【図７Ａ】図７Ａは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。
【図７Ｂ】図７Ｂは、実施例および比較例２に係る送信入力端子−受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。
【図７Ｃ】図７Ｃは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図７Ｄ】図７Ｄは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図８Ａ】図８Ａは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。
【図８Ｂ】図８Ｂは、実施例および比較例３に係る送信入力端子−受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。
【図８Ｃ】図８Ｃは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図８Ｄ】図８Ｄは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの送信入力端子側のＶＳＷＲを比較したグラフである。
【図９Ａ】図９Ａは、実施例および比較例４に係る送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。
【図９Ｂ】図９Ｂは、実施例および比較例４に係る送信入力端子−受信出力端子間のアイソレーション特性を比較したグラフである。
【図１０】図１０は、実施例に係るデュプレクサを備える高周波フロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
【００２６】
（実施例）
［１．デュプレクサの基本構成］
本実施例では、ＬＴＥ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０−１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０−１９９５ＭＨｚ）に適用されるアンテナデュプレクサについて例示する。
【００２７】
図１は、実施例に係るデュプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、デュプレクサ１は、送信側フィルタ１０と、受信側フィルタ２０と、アンテナ端子３１と、インダクタンス素子３１１とを備える。
【００２８】
送信側フィルタ１０は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１１を経由して入力し、当該送信波を送信通過帯域でフィルタリングして送信側出力端子であるアンテナ端子３１へ出力する非平衡入力−非平衡出力型の帯域通過フィルタである。送信側フィルタ１０は、本発明の要部の弾性波フィルタであり、ラダー型の弾性表面波フィルタである。送信側フィルタ１０の構成については、後述する送信側フィルタの構成において詳述する。
【００２９】
受信側フィルタ２０は、受信側入力端子でもあるアンテナ端子３１から入力された受信波を入力し、当該受信波を受信通過帯域でフィルタリングして受信出力端子２１へ出力する非平衡入力−非平衡出力型の帯域通過フィルタである。受信側フィルタ２０は、例えば、縦結合型の弾性表面波フィルタ部を含む。より具体的には、受信側フィルタ２０は、縦結合型フィルタ部２１Ａと、直列共振子２０１および２０２と、並列共振子２５１および２５２とで構成されている。
【００３０】
インダクタンス素子３１１は、アンテナ端子３１と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の接続点との間に設けられたインピーダンス整合素子である。これにより、アンテナ素子と送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０とのインピーダンス整合をとることが可能となる。
【００３１】
［２．弾性表面波共振子の構造］
送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の構成要素である共振子の構造について説明する。
【００３２】
図２は、実施例に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。同図には、送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０を構成する複数の共振子のうち、直列共振子１０１の構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列共振子１０１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
【００３３】
送信側フィルタ１０および受信側フィルタ２０の各共振子は、圧電体層５３を有する基板５０と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極１１ａおよび１１ｂとで構成されている。
【００３４】
図２の平面図に示すように、基板５０の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
【００３５】
また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図２の断面図に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
【００３６】
密着層５４１は、基板５０と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
【００３７】
主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
【００３８】
保護層５５は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
【００３９】
なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
【００４０】
つぎに、基板５０の積層構造について説明する。
【００４１】
図２の下段に示すように、基板５０は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電体層５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電体層５３がこの順で積層された構造を有している。
【００４２】
圧電体層５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。
【００４３】
高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜体層５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電体層５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
【００４４】
低音速膜５２は、圧電体層５３を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
【００４５】
基板５０の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
【００４６】
また、後述する送信側フィルタ１０の、両端子に接続された直列共振子１０１および１０５を除く直列共振子１０２〜１０４の共振周波数と反共振周波数との周波数差Δｆを、両端子に接続された直列共振子のΔｆよりも小さく調整した場合、直列共振子１０２〜１０４のＱ値が直列共振子１０１および１０５のＱ値より小さくなることが想定される。しかしながら、このような場合であっても、基板５０の上記積層構造によれば、直列共振子１０２〜１０４のＱ値を高い値に維持できる。よって、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の低損失性および通過帯域外における高急峻性を有する弾性表面波フィルタを形成することが可能となる。
【００４７】
なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電体層５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
【００４８】
ここで、ＩＤＴ電極の設計パラメータについて説明する。弾性表面波共振子の波長とは、図２の中段に示すＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチλで規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｌは、図２の上段に示すように、ＩＤＴ電極１１ａの電極指１１０ａとＩＤＴ電極１１ｂの電極指１１０ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、デューティー比は、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合である。より具体的には、デューティー比は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する電極指１１０ａおよび１１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
【００４９】
［３．送信側フィルタの回路構成］
図１に示すように、送信側フィルタ１０は、直列共振子１０１〜１０５と、並列共振子１５１〜１５４と、整合用のインダクタンス素子１４１および１６１と、送信入力端子１１とを備える。
【００５０】
直列共振子１０１〜１０５は、送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続されている。また、並列共振子１５１〜１５４は、送信入力端子１１、アンテナ端子３１および直列共振子１０１〜１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列共振子１０１〜１０５および並列共振子１５１〜１５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１０は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また、インダクタンス素子１４１は、送信入力端子１１と直列共振子１０１との間に接続され、インダクタンス素子１６１は、並列共振子１５２、１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続されている。
【００５１】
表１に、本実施例に係る送信側フィルタ１０の直列共振子１０１〜１０５、並列共振子１５１〜１５４の設計パラメータ（ピッチλ、交叉幅Ｌ、ＩＤＴ対数Ｎ、デューティー比Ｄ）の詳細を示す。
【００５２】
【表１】
2016208677.tif 000003
【００５３】
上記表１に示された各共振子のピッチλは、各共振子の波長と定義される。また、各共振子の容量は、表１に示された設計パラメータおよび圧電基板５０の誘電率などにより決定される。
【００５４】
なお、本実施例では、９個の共振子によりＴ型のラダー型フィルタを構成しているが、π型のラダー型フィルタを構成してもよい。また、共振子の数は９個に限らず、直列共振子は４以上であればよい。
【００５５】
ここで、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１（第１共振子）の反共振周波数ｆａｓ１と共振周波数ｆｒｓ１との周波数差（ｆａｓ１−ｆｒｓ１）をΔｆ１と定義する。また、アンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５の反共振周波数ｆａｓ５と共振周波数ｆｒｓ５との周波数差（ｆａｓ５−ｆｒｓ５）をΔｆ５と定義する。同様にして、直列共振子１０１および１０５以外の直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２、ｆａｓ３およびｆａｓ４と共振周波数ｆｒｓ２、ｆｒｓ３およびｆｒｓ４との周波数差を、それぞれ、Δｆ２（＝ｆａｓ２−ｆｒｓ２）、Δｆ３（＝ｆａｓ３−ｆｒｓ３）およびΔｆ４（＝ｆａｓ４−ｆｒｓ４）と定義する。
【００５６】
本実施例に係る送信側フィルタ１０では、以下の関係式（式１）かつ（式２）が成立する。
【００５７】
ｆａｓ１、ｆａｓ５＞ｆａｓ２、ｆａｓ３、ｆａｓ４      （式１）
Δｆ１、Δｆ５＞Δｆ２、Δｆ３、Δｆ４      （式２）
【００５８】
つまり、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数と共振周波数の差である周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数と共振周波数との周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子１０２、１０３および１０４の反共振周波数ｆａｓ２、ｆａｓ３およびｆａｓ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低い。
【００５９】
なお、上記式１を実現する構成として、直列共振子１０２、１０３および１０４の波長を、直列共振子１０１および１０５の波長よりも大きくしてもよい。つまり、直列共振子１０１〜１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチを、それぞれ、λ１〜λ５とすると、式１における関係を、以下の式３となる構成で実現してもよい。
【００６０】
λ１、λ５＜λ２、λ３、λ４      （式３）
【００６１】
これにより、例えば、Ｂａｎｄ２５のような広い通過帯域かつ狭い隣接帯域を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する送信側フィルタ１０および送信側フィルタ１０を備えるデュプレクサ１を提供することが可能となる。
【００６２】
なお、本実施の形態では、直列共振子１０１および１０５に対して、直列共振子１０２〜１０４の周波数差Δｆ２、Δｆ３およびΔｆ４を小さくする設計手法として、ＩＤＴ電極の間引き重み付け処理を用いている。また、周波数差Δｆを小さくする手法としては、ＩＤＴ電極の間引き重み付け処理の他、共振子にキャパシタを並列接続する処理、および、共振子の電極膜厚やデューティー比を変更する処理等が用いられる。本発明に係るΔｆの調整手段としては、上述したいずれの処理を用いても、上記効果が得られる。
【００６３】
以下、式１〜式３のような特徴を備える送信側フィルタ１０およびデュプレクサ１が、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有することを説明する。
【００６４】
［４．受信側フィルタの回路構成］
図１に示すように、受信側フィルタ２０は、縦結合型フィルタ部２１Ａと、直列共振子２０１および２０２ならびに並列共振子２５１を有するラダー型フィルタ部と、並列共振子２５２を有するトラップ部とで構成されている。
【００６５】
図３は、実施例に係る縦結合型フィルタ部２１Ａの電極構成を示す概略平面図である。同図に示すように、縦結合型フィルタ部２１Ａは、ＩＤＴ２１１〜２１９と、反射器２２０および２２１と、入力端子２２および出力端子２３とを備える。
【００６６】
ＩＤＴ２１１〜２１９は、それぞれ、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。ＩＤＴ２１４および２１６は、ＩＤＴ２１５をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ２１３および２１７は、ＩＤＴ２１４〜２１６をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ２１２および２１８は、ＩＤＴ２１３〜２１７をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ２１１および２１９は、ＩＤＴ２１２〜２１８をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。反射器２２０および２２１は、ＩＤＴ２１１〜２１９をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ２１１、２１３、２１５、２１７および２１９は、入力端子２２と基準端子（グランド）との間に並列接続され、ＩＤＴ２１２、２１４、２１６および２１８は、出力端子２３と基準端子との間に並列接続されている。
【００６７】
ＩＤＴ２１１〜２１９、直列共振子２０１および２０２、ならびに並列共振子２５１および２５２の基本構造は、図２で示したものと同様である。
【００６８】
［５．弾性表面波フィルタの動作原理］
ここで、本実施の形態に係るラダー型の弾性表面波フィルタの動作原理について説明する。
【００６９】
図１に示された並列共振子１５１〜１５４は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列共振子１０１〜１０５は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。なお、直列共振子１０１〜１０５の共振周波数ｆｒｓは、略一致するように設計されるが、表１に示されたように各共振子の設計パラメータが異なることから、必ずしも一致していない。また、直列共振子１０１〜１０５の反共振周波数ｆａｓ、並列共振子１５１〜１５４の共振周波数ｆｒｐ、および、並列共振子１５１〜１５４の反共振周波数ｆａｐについても同様であり、必ずしも一致していない。
【００７０】
ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列共振子１５１〜１５４の反共振周波数ｆａｐと直列共振子１０１〜１０５の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列共振子１５１〜１５４のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低域側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列共振子１５１〜１５４のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列共振子１０１〜１０５のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ〜共振周波数ｆｒｓの近傍では、送信入力端子１１からアンテナ端子３１への信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列共振子１０１〜１０５のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、直列共振子１０１〜１０５の反共振周波数ｆａｓを、信号通過域外のどこに設定するかにより、高周波側阻止域における減衰特性の急峻性が大きく影響する。
【００７１】
図１および図２に示された上記構造および上記動作原理を有する送信側フィルタ１０において、送信入力端子１１から高周波信号が入力されると、送信入力端子１１と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５０が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂのピッチλと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが送信側フィルタ１０を通過する。
【００７２】
以下、本実施例に係る送信側フィルタ１０の周波数特性について、比較例に係る送信波フィルタと比較しながら説明する。
【００７３】
［６−１．実施例と比較例１との特性比較］
図４Ａは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図４Ｂは、実施例および比較例１に係る送信入力端子１１−受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図４Ｃは、実施例および比較例１に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図４Ｄは実施例および比較例１に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
【００７４】
図４Ａ〜図４Ｄに示された比較例１に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例１に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
【００７５】
ｆａｓ７１、ｆａｓ７２、ｆａｓ７３、ｆａｓ７５＞ｆａｓ７４      （式４）
Δｆ７１≒Δｆ７２≒Δｆ７３≒Δｆ７４≒Δｆ７５      （式５）
【００７６】
なお、比較例１に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子７０１、７０２、７０３、７０４および７０５とする。また、直列共振子７０１〜７０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ７１〜ｆｒｓ７５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ７１〜ｆａｓ７５とする。また、直列共振子７０１〜７０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ７１〜Δｆ７５とする。
【００７７】
つまり、比較例１に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子およびアンテナ端子のいずれにも最近接していない直列共振子７０４の反共振周波数ｆａｓ７４は、その他の４つの直列共振子の反共振周波数ｆａｓ７１、ｆａｓ７２、ｆａｓ７３およびｆａｓ７５よりも低い。一方、直列共振子７０２および７０３の反共振周波数ｆａｓ７２およびｆａｓ７３は、直列共振子７０１および７０５の反共振周波数ｆａｓ７１およびｆａｓ７５と同程度または高い。また、５つの直列共振子の周波数差Δｆ７１〜Δｆ７５は、略等しい。
【００７８】
図５Ａ〜図５Ｅは、それぞれ、実施例に係る送信側フィルタの直列共振子１０１〜１０５のインピーダンス特性を示すグラフである。また、図６Ａ〜図６Ｅは、それぞれ、比較例１に係る送信側フィルタの直列共振子７０１〜７０５のインピーダンス特性を示すグラフである。図５Ａ〜図５Ｅおよび図６Ａ〜図６Ｅに示された周波数特性のグラフは、送信側フィルタの通過特性（左側縦軸：Ｓ２１）を表示しているとともに、各直列共振子のインピーダンス特性（右側縦軸：２０ｌｏｇ｜Ｚ｜）を表示している。
【００７９】
図６Ａおよび図６Ｅに示された直列共振子７０１および７０５の反共振周波数ｆａｓ７１およびｆａｓ７５と比較して、図６Ｄに示された直列共振子７０４の反共振周波数ｆａｓ４のみが、送信帯域の高域端に近接している。また、図６Ａ〜図６Ｅに示された直列共振子７０１〜７０５の周波数差Δｆ７１〜Δｆ７５は、略等しい。つまり、比較例１に係る送信側フィルタでは、上記式４および式５が成立している。
【００８０】
比較例１の上記構成では、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、送信帯域とその高周波側にある受信帯域との間の送受信帯域間領域ＦAにおいて、送信入力端子−受信出力端子間のアイソレーション（挿入損失）が５５ｄＢをクリアできていない。
【００８１】
これに対して、実施例に係る送信側フィルタ１０では、図５Ａおよび図５Ｅに示された直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５と比較して、図５Ｂ〜図５Ｄに示された直列共振子１０２〜１０４の反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４は、送信帯域の高域端に近接している。さらに、図５Ｂ〜図５Ｄに示された直列共振子１０２〜１０４の周波数差Δｆ２〜Δｆ４は、図５Ａおよび図５Ｅに示された直列共振子１０１および１０５の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さい。つまり、実施例に係る送信側フィルタでは、上記式１および式２が成立している。
【００８２】
直列共振子１０２〜１０４の反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４を送信帯域の高域端に近接させたことにより、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、送受信帯域間領域ＦAにおける減衰特性の急峻性が改善されている。具体的には、送信帯域の高域（挿入損失が２．５ｄＢ以下となる周波数）から送受信帯域間領域（アイソレーションが５５ｄＢとなる周波数）までの周波数間隔は、比較例１よりも実施例のほうが約１．６ＭＨｚ狭くなっている。
【００８３】
送信帯域の高域側領域において挿入損失の急峻性が改善されている一方で、図４Ｃおよび図４Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図４Ｃ）および送信入力端子１１（図４Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において良好な値に維持されている。
【００８４】
通過帯域における所望の挿入損失および所望のインピーダンスを確保するという観点から、送信入力端子１１に接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子接続された直列共振子１０５の容量が決定される。この場合、直列共振子１０１および１０５の共振周波数ｆｒｓ１およびｆｒｓ５は、送信帯域の中心周波数近傍となるように設定される。仮に、直列共振子１０２〜１０４の反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４を、ｆａｓ１およびｆａｓ５に比べて送信帯域の高域端に近接させ、Δｆ２〜Δｆ４をΔｆ１およびΔｆ５と同等に維持した場合には、共振周波数ｆｒｓ２〜ｆｒｓ４が送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトすることとなる。この場合には、共振周波数の低域シフトにより、送信帯域内のインピーダンス特性が悪化してしまう。これに対して、本実施例に係る送信側フィルタ１０では、反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４を低域側へシフトさせつつ、Δｆ２〜Δｆ４を小さくしている。これにより、反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４がｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低域側へシフトしても、共振周波数ｆｒｓ２〜ｆｒｓ４は低域へシフトしないので、送信帯域内のインピーダンス特性は維持できる。つまり、本実施例に係る送信側フィルタ１０は、送信帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、隣接する受信帯域との間の周波数領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。
【００８５】
［６−２．実施例と比較例２との特性比較］
図７Ａは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図７Ｂは、実施例および比較例２に係る送信入力端子１１−受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図７Ｃは、実施例および比較例２に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図７Ｄは実施例および比較例２に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
【００８６】
図７Ａ〜図７Ｄに示された比較例２に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例２に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
【００８７】
ｆａｓ８１、ｆａｓ８５＞ｆａｓ８２、ｆａｓ８３、ｆａｓ８４      （式６）
Δｆ８１≒Δｆ８２≒Δｆ８３≒Δｆ８４≒Δｆ８５      （式７）
【００８８】
なお、比較例２に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子８０１、８０２、８０３、８０４および８０５とする。また、直列共振子８０１〜８０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ８１〜ｆｒｓ８５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ８１〜ｆａｓ８５とする。また、直列共振子８０１〜８０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ８１〜Δｆ８５とする。
【００８９】
つまり、比較例２に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子およびアンテナ端子のいずれにも最近接していない直列共振子８０２〜８０４の反共振周波数ｆａｓ８２〜ｆａｓ８４は、直列共振子８０１および８０５の反共振周波数ｆａｓ８１およびｆａｓ８５よりも低い。また、５つの直列共振子の周波数差Δｆ８１〜Δｆ８５は、略等しい。
【００９０】
比較例２に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式６の関係を満たすことにより、直列共振子８０２〜８０４の反共振周波数ｆａｓ８２〜ｆａｓ８４は、直列共振子８０１および８０５の反共振周波数ｆａｓ８１およびｆａｓ８５よりも、送信帯域の高域端に近接する。しかしながら、図７Ｂに示すように、受信帯域の低域端（１９３０ＭＨｚ）付近のアイソレーションは改善されていない。
【００９１】
一方、比較例２に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式６および式７の関係を満たすことにより、直列共振子８０２〜８０４の共振周波数ｆｒｓ８２〜ｆｒｓ８４は、送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトする。これにより、図７Ｃおよび図７Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図７Ｃ）および送信入力端子１１（図７Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において悪化している。つまり、共振周波数の低域シフトにより、送信帯域内においてインピーダンス特性が悪化してしまう。
【００９２】
［６−３．実施例と比較例３との特性比較］
図８Ａは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図８Ｂは、実施例および比較例３に係る送信入力端子１１−受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。また、図８Ｃは、実施例および比較例３に係る送信側フィルタのアンテナ端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。また、図８Ｄは実施例および比較例３に係る送信側フィルタの送信端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。
【００９３】
図８Ａ〜図８Ｄに示された比較例３に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例３に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
【００９４】
ｆａｓ９４、ｆａｓ９５＞ｆａｓ９１、ｆａｓ９２、ｆａｓ９３      （式８）
Δｆ９４、Δｆ９５＞Δｆ９１、Δｆ９２、Δｆ９３      （式９）
【００９５】
なお、比較例３に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に近いものから、直列共振子９０１、９０２、９０３、９０４および９０５とする。また、直列共振子９０１〜９０５の共振周波数を、それぞれ、ｆｒｓ９１〜ｆｒｓ９５とし、反共振周波数を、それぞれ、ｆａｓ９１〜ｆａｓ９５とする。また、直列共振子９０１〜９０５の共振周波数および反共振周波数の周波数差を、それぞれ、Δｆ９１〜Δｆ９５とする。
【００９６】
つまり、比較例３に係る送信側フィルタにおいて、送信入力端子に最近接している直列共振子９０１を含む直列共振子９０１〜９０３の反共振周波数ｆａｓ９１〜ｆａｓ９３は、直列共振子９０４および９０５の反共振周波数ｆａｓ９４およびｆａｓ９５よりも低い。また、直列共振子９０１〜９０３の周波数差Δｆ９１〜Δｆ９３は、直列共振子９０４および９０５の周波数差Δｆ９４およびΔｆ９５よりも小さい。つまり、比較例３に係る送信側フィルタでは、上記式８および式９が成立している。
【００９７】
比較例３に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式８の関係を満たすことにより、直列共振子９０１〜９０３の反共振周波数ｆａｓ９１〜ｆａｓ９３は、直列共振子９０４および９０５の反共振周波数ｆａｓ９４およびｆａｓ９５よりも、送信帯域の高域端に近接する。
【００９８】
一方、比較例３に係る送信側フィルタの各直列共振子が上記式８および式９の関係を満たすことにより、直列共振子９０１〜９０３の共振周波数ｆｒｓ９１〜ｆｒｓ９３は、送信帯域の中心周波数付近を維持している。しかしながら、図８Ｃおよび図８Ｄに示すように、アンテナ端子３１（図８Ｃ）および送信入力端子１１（図８Ｄ）から見た定存波比（ＶＳＷＲ）は、送信帯域内において悪化している。これは、送信入力端子１１に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を小さくしたため、送信入力端子におけるインピーダンスが悪化したためである。つまり、送信入力端子に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を、Δ９４およびΔ９５よりも小さくすると、送信帯域内においてインピーダンス特性が悪化してしまう。
【００９９】
［６−４．実施例と比較例４との特性比較］
図９Ａは、実施例および比較例４に係る送信側フィルタの通過特性を示すグラフである。また、図９Ｂは、実施例および比較例４に係る送信入力端子１１−受信出力端子２１間のアイソレーション特性を示すグラフである。
【０１００】
図９Ａおよび図９Ｂに示された比較例４に係る送信側フィルタは、図１に示されたラダー型の構成、つまり５つの直列共振子と４つの並列共振子とを有している点は、実施例に係る送信側フィルタ１０と同じであるが、各共振子の設計パラメータが異なる。具体的には、比較例４に係る送信側フィルタは、以下の関係式を満たすように共振子の設計パラメータが設定されている。
【０１０１】
ｆａｓ９１、ｆａｓ９４、ｆａｓ９５＞ｆａｓ９２、ｆａｓ９３      （式１０）
Δｆ９４、Δｆ９５＞Δｆ９１、Δｆ９２、Δｆ９３    （式１１）
【０１０２】
なお、比較例４に係る送信側フィルタの直列共振子、反共振周波数、共振周波数および周波数差の各符号は、比較例３に係る送信側フィルタの各符号と同じである。
【０１０３】
比較例４に係る送信側フィルタは、比較例３に係る送信側フィルタと比較して、送信入力端子におけるインピーダンスを改善するため、比較例３の直列共振子９０１の周波数を高くしたものである。つまり、直列共振子９０１の反共振周波数ｆａｓ９１を、比較例３よりも高くしたものである。
【０１０４】
比較例４に係る各直列共振子の上記構成により、特に、送信入力端子におけるインピーダンスを改善することができる。しかしながら、図９Ａおよび図９Ｂに示すように、送受信帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが悪化してしまう。つまり、比較例４に係る送信側フィルタの構成では、送信帯域内の所望のインピーダンス、および、送信帯域より高域における所望の急峻性を両立させることはできない。
【０１０５】
［６−５．実施例および比較例のまとめ］
表２に、実施例および比較例１〜４に係る送信側フィルタの反共振周波数および周波数差の関係をまとめた結果を示す。
【０１０６】
【表２】
2016208677.tif 000004
【０１０７】
上記表２において、送信入力端子およびアンテナ端子に最近接する基準の直列共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低く設定された反共振周波数ｆａｓには「＞」を付している。また、送信入力端子およびアンテナ端子に最近接する基準の直列共振子の基準の周波数差Δｆよりも小さく設定された周波数差Δｆには「＞」を付している。
【０１０８】
比較例１では、送受信帯域間領域において、所望のアイソレーションを満足できない。
【０１０９】
比較例２では、共振周波数ｆｒｓ８２〜ｆｒｓ８４が、送信帯域の中心周波数から低域側へとシフトする。これにより、アンテナ端子および送信入力端子から見た定存波比（ＶＳＷＲ）が、送信帯域内において悪化する。
【０１１０】
比較例３では、反共振周波数ｆａｓ９１〜ｆａｓ９３が送信帯域の高域端に近接するとともに、共振周波数ｆｒｓ９１〜ｆｒｓ９３が送信帯域の中心周波数付近を維持している。しかし、送信入力端子に最近接する直列共振子９０１のΔｆ９１を小さくしたため、送信入力端子におけるインピーダンスが悪化する。
【０１１１】
比較例４では、比較例３における送信入力端子でのインピーダンスを改善するため、直列共振子９０１の周波数を高くしている。これにより、送信入力端子におけるインピーダンスを改善できるが、送受信帯域間領域における挿入損失の急峻性およびアイソレーションが悪化してしまう。
【０１１２】
つまり、比較例１〜４に係る送信側フィルタによれば、通過帯域高域側における通過特性の急峻性を良くするために複数の直列共振子の反共振点を通過帯域高域端に近づけると、周波数差Δｆが大きすぎるために共振周波数が通過帯域内の低域側へシフトする。これにより、インピーダンスが悪化する。また、通過帯域高域側における通過特性の急峻性を改善するため、送信入力端子に最近接する直列共振子の反共振周波数および周波数差Δｆを調整すると、インピーダンスが悪化する。
【０１１３】
これに対して、本実施例に係る送信側フィルタ１０では、送信入力端子１１およびアンテナ端子３１に最近接している直列共振子１０１および１０５以外の直列共振子１０２〜１０４の反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４をｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低域側へシフトさせつつ、Δｆ２〜Δｆ４をΔｆ１およびΔｆ５よりも小さくしている。これにより、共振周波数ｆｒｓ２〜ｆｒｓ４は低域へシフトしないので、送信帯域内のインピーダンス特性は所望の特性を維持できる。一方、反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４を送信帯域の高域端に近接させたことにより、送信帯域の高域側における送受信帯域間領域ＦAにおける挿入損失の急峻性およびアイソレーションが改善される。つまり、本実施例に係る送信側フィルタ１０は、送信帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ、隣接する受信帯域との間の周波数領域における挿入損失の高い急峻性を実現できる。
【０１１４】
以上のように、本実施の形態に係る送信側フィルタ１０は、圧電基板５０上に形成されたＩＤＴ電極を有し、送信入力端子１１とアンテナ端子３１との間に互いに直列に接続された５つの直列共振子１０１〜１０５と、圧電基板５０上に形成されたＩＤＴ電極を有する並列共振子１５１〜１５４とを備える。ここで、送信入力端子１１に最も近く接続された直列共振子１０１およびアンテナ端子３１に最も近く接続された直列共振子１０５以外の全ての直列共振子１０２〜１０４の周波数差Δｆ２〜Δｆ４は、直列共振子１０１および１０５の周波数差Δｆ１およびΔｆ５よりも小さく、かつ、直列共振子１０２〜１０４の反共振周波数ｆａｓ２〜ｆａｓ４は、直列共振子１０１および１０５の反共振周波数ｆａｓ１およびｆａｓ５よりも低い。
【０１１５】
また、直列共振子１０２〜１０４のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチλ２〜λ４は、直列共振子１０１および１０５のＩＤＴ電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチλ１およびλ５よりも大きくてもよい。
【０１１６】
また、本実施の形態に係る送信側フィルタ（弾性波フィルタ）は、直列共振子を５つ備える構成に限定されず、４以上の直列共振子を備えていればよく、当該４以上の直列共振子のうち、入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子のΔｆは、第１直列共振子および第２直列共振子のΔｆよりも小さく、かつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数ｆａｓは、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低ければよい。この構成により、本実施例に係る送信側フィルタ１０と同様の効果が奏される。
【０１１７】
また、所定の周波数帯域を選択的に通過させる帯域通過フィルタを複数有することにより、入力信号を分波するマルチプレクサであって、複数の帯域通過フィルタが通過させる周波数帯域のそれぞれは異なり、当該複数の帯域通過フィルタのそれぞれの一端同士は共通端子に接続され、当該複数の帯域通過フィルタのうち、最も高い周波数帯域を有する帯域通過フィルタ以外の帯域通過フィルタの少なくとも１つが、実施例に係る送信側フィルタ１０の特性を有する帯域通過フィルタであってもよい。
【０１１８】
また、送信側フィルタおよび受信側フィルタのうち、通過させる周波数帯域が低いほうのフィルタが、実施例に係る送信側フィルタ１０の特性を有する帯域通過フィルタであるデュプレクサであってもよい。
【０１１９】
［６−６．高周波フロントエンド回路および通信装置の構成］
ここで、上記実施例に係るデュプレクサ１を備える高周波フロントエンド回路６０および通信装置７０について説明する。
【０１２０】
図１０は、実施例に係るデュプレクサ１を備える高周波フロントエンド回路６０および通信装置７０の回路構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路６０と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４とが示されている。
【０１２１】
高周波フロントエンド回路６０と、ＲＦ信号処理回路３と、ベースバンド信号処理回路４とは、通信装置７０を構成している。
【０１２２】
高周波フロントエンド回路６０は、デュプレクサ１と、パワーアンプ回路４１と、ローノイズアンプ回路４２とを備える。
【０１２３】
パワーアンプ回路４１は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波送信信号を増幅し、送信入力端子１１、送信側フィルタ１０、およびアンテナ端子３１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
【０１２４】
ローノイズアンプ回路４２は、アンテナ素子２、アンテナ端子３１および送信側フィルタ２０を経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
【０１２５】
ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路３１へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。
【０１２６】
ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
【０１２７】
なお、高周波フロントエンド回路６０は、デュプレクサ１、パワーアンプ回路４１、ならびにローノイズアンプ回路４２の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
【０１２８】
上記構成によれば、広い通過帯域かつ狭い隣接帯域間隔を有する周波数規格に対しても、通過帯域内の所望のインピーダンスを維持しつつ通過帯域外における通過特性の高い急峻性を有する弾性波フィルタを備える高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。
【０１２９】
なお、上記説明では、デュプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや、４つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたクワッドプレクサについても適用することができる。つまり、高周波フロントエンド回路および通信装置は、２以上のフィルタを備えていればよい。
【０１３０】
さらには、高周波フロントエンド回路および通信装置は、送信フィルタ及び受信フィルタの双方を備える構成に限らず、送信フィルタのみ、または、受信フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
【０１３１】
また、通信装置７０は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路４を備えていなくてもよい。
【０１３２】
（７．その他の変形例など）
以上、本発明の実施の形態に係る弾性表面波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサついて、実施例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施例には限定されない。例えば、上記各実施例に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
【０１３３】
例えば、実施例に係る基板５０の圧電体層５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、ＬｉＴａＯ3単結晶を圧電体層として用いて、上記式１および式２を満たす弾性表面波フィルタの圧電体層のカット角は、５０°Ｙであることに限定されない。上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ3圧電体層を用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。また、上記圧電体層は、ＬｉＮｂＯ3などの他の圧電単結晶からなるものであってもよい。また、本発明において、基板５０としては、圧電体層５３を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
【０１３４】
また、上記実施の形態では、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタを例示したが、本発明に係る弾性波フィルタは、弾性表面波フィルタに限定されず、直列共振子および並列共振子で構成される弾性境界波やＢＡＷ（Ｂｕｌｋ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタであってもよい。これによっても、上記実施の形態に係る弾性表面波フィルタが有する効果と同様の効果が奏される。
【０１３５】
また、上記実施例では、送信側フィルタ１０を本発明の要部として説明したが、本発明の内容は受信側フィルタ２０で用いられても良い。この場合には、受信側フィルタ２０が、入力端子と出力端子との間に互いに直列に接続された４以上の直列共振子と、入力端子、出力端子および当該４以上の直列共振子の接続ノードのいずれかと基準端子との間に接続された並列共振子とを備え、上記４以上の直列共振子のうち、入力端子に最も近く接続された第１直列共振子および出力端子に最も近く接続された第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数と共振周波数との差である周波数差は、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数と共振周波数との周波数差よりも小さく、かつ、第１直列共振子および第２直列共振子以外の全ての直列共振子の反共振周波数は、第１直列共振子および第２直列共振子の反共振周波数よりも低い、という特徴を有する。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明は、広い帯域幅および狭いバンド間隔の周波数規格に適用できる弾性波フィルタ、マルチプレクサおよびデュプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
【符号の説明】
【０１３７】
１    デュプレクサ
２    アンテナ素子
３    ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
４    ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
１０    送信側フィルタ
１１    送信入力端子
１１ａ、１１ｂ、５４    ＩＤＴ電極
２０    受信側フィルタ
２１    受信出力端子
２１Ａ    縦結合型フィルタ部
２２    入力端子
２３    出力端子
３１    アンテナ端子
４１    パワーアンプ回路
４２    ローノイズアンプ回路
５０    基板
５１    高音速支持基板
５２    低音速膜
５３    圧電体層
５５    保護層
６０    高周波フロントエンド回路
７０    通信装置
１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、２０２、７０１、７０２、７０３、７０４、７０５、８０１、８０２、８０３、８０４、８０５、９０１、９０２、９０３、９０４、９０５    直列共振子
１１０ａ、１１０ｂ    電極指
１１１ａ、１１１ｂ    バスバー電極
１４１、１６１、３１１    インダクタンス素子
１５１、１５２、１５３、１５４、２５１、２５２    並列共振子
２１１、２１２、２１３、２１４、２１５、２１６、２１７、２１８、２１９    ＩＤＴ
２２０、２２１    反射器
５４１    密着層
５４２    主電極層
【図１】
2016208677.tif 000005
【図２】
2016208677.tif 000006
【図３】
2016208677.tif 000007
【図４Ａ】
2016208677.tif 000008
【図４Ｂ】
2016208677.tif 000009
【図４Ｃ】
2016208677.tif 000010
【図４Ｄ】
2016208677.tif 000011
【図５Ａ】
2016208677.tif 000012
【図５Ｂ】
2016208677.tif 000013
【図５Ｃ】
2016208677.tif 000014
【図５Ｄ】
2016208677.tif 000015
【図５Ｅ】
2016208677.tif 000016
【図６Ａ】
2016208677.tif 000017
【図６Ｂ】
2016208677.tif 000018
【図６Ｃ】
2016208677.tif 000019
【図６Ｄ】
2016208677.tif 000020
【図６Ｅ】
2016208677.tif 000021
【図７Ａ】
2016208677.tif 000022
【図７Ｂ】
2016208677.tif 000023
【図７Ｃ】
2016208677.tif 000024
【図７Ｄ】
2016208677.tif 000025
【図８Ａ】
2016208677.tif 000026
【図８Ｂ】
2016208677.tif 000027
【図８Ｃ】
2016208677.tif 000028
【図８Ｄ】
2016208677.tif 000029
【図９Ａ】
2016208677.tif 000030
【図９Ｂ】
2016208677.tif 000031
【図１０】
2016208677.tif 000032
【国際調査報告】
2016208677.tif 000033
2016208677.tif 000034
2016208677.tif 000035
2016208677.tif 000036