(57)【要約】  電動機駆動装置（１００）は、平滑コンデンサ（４）とインバータ（１）とを備え、さらに、平滑コンデンサ（４）の過電圧保護のための過電圧保護部（６）と相短絡制御部（１２）とを備える。過電圧保護部（６）は、放電抵抗（７）とＩＧＢＴ（９）とを直列接続した放電回路（２０）と、平滑コンデンサ電圧が第１設定電圧を超える事を判定遅延を有して判定してＩＧＢＴ（９）をオンさせる第１判定回路（２１）とを備える。相短絡制御部（１２）は、インバータ（１）を駆動制御する制御装置（５）内に設けられ、平滑コンデンサ電圧が第１設定電圧より低い第２設定電圧を超える事を、第１判定回路（２１）の判定遅延より長い判定時間を有して判定する第２判定回路（１３）を備えて、インバータ（１）を相短絡制御する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に並列接続される平滑コンデンサと、
複数の半導体スイッチング素子を有し、上記平滑コンデンサの直流電力を多相交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、
所定の制御周期を有して上記複数の半導体スイッチング素子を駆動制御し、上記インバータの力行動作および回生動作を制御する制御装置と、
放電抵抗と半導体スイッチング素子とが直列接続され、上記平滑コンデンサの両端子間に接続される放電回路、および、上記平滑コンデンサの電圧が第１設定電圧を超える事を判定する第１判定回路を有して、該第１判定回路の判定により上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる過電圧保護部とを備え、
上記制御装置は、上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧より低い第２設定電圧を超える事を判定する第２判定回路を有して、該第２判定回路の判定により上記電動機を相短絡状態にする相短絡制御部を備え、
上記第２判定回路が判定に要する判定時間は、上記第１判定回路が判定に要する時間より長い、
電動機駆動装置。
【請求項２】
上記電動機で発生する最大回生電力が、上記第２判定回路の上記判定時間と同等の時間幅に対する上記放電抵抗の許容電力を超えないように、上記判定時間が設定される、
請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
上記放電回路は、上記放電抵抗と上記半導体スイッチング素子と、さらにヒューズとを直列接続したものであり、
上記第２判定回路の上記判定時間は、上記電動機からの回生電力が最大時に上記放電回路を流れる電流値における上記ヒューズの溶断時定数より小さい、
請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、ヒステリシスコンパレータを備えて上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、過渡電圧サプレッサ素子を備え、該過渡電圧サプレッサ素子の電圧降伏動作に基づいて、上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項６】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、演算増幅器を備えて上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項７】
上記過電圧保護部内の上記放電回路は、上記放電抵抗と上記半導体スイッチング素子と、さらにヒューズとが直列接続された直列回路をＮ個並列に備え、
上記第２判定回路の上記判定時間は、上記電動機からの回生電力が最大時に上記直列回路を流れる電流値における上記ヒューズの溶断時定数より小さく、
上記第２判定回路の上記判定時間と同等の時間幅に対する上記各放電抵抗の許容電力は、上記電動機で発生する最大回生電力より小さく、かつ、上記Ｎ個の直列回路の内、ｍ個の直列回路における上記各放電抵抗の許容電力和は、上記最大回生電力以上である、
請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項８】
ｍ＝Ｎ−１である、
請求項７に記載の電動機駆動装置。
【請求項９】
上記過電圧保護部内の上記放電回路は、上記放電抵抗と上記ヒューズと上記半導体スイッチング素子とがそれぞれ直列接続されたメイン直列回路とサブ直列回路とを備え、
上記過電圧保護部は、上記メイン直列回路の故障を検知する故障検知回路を備え、該故障検知回路により上記メイン直列回路の故障を検知しかつ上記第１判定回路により上記平滑コンデンサの電圧が第１設定電圧を超える事を判定すると、上記サブ直列回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる、
請求項３に記載の電動機駆動装置。
【請求項１０】
上記放電回路は、上記サブ直列回路を複数個備えた、
請求項９に記載の電動機駆動装置。
【請求項１１】
上記メイン直列回路の上記放電抵抗と上記サブ直列回路の上記放電抵抗とは共通の放電抵抗で構成され、上記サブ直列回路の上記ヒューズおよび上記半導体スイッチング素子が、上記メイン直列回路の上記ヒューズおよび上記半導体スイッチング素子に並列接続される、
請求項９または請求項１０に記載の電動機駆動装置。
【請求項１２】
上記電動機で発生する最大回生電力は、上記ヒューズの上記溶断時定数と同等の時間幅に対する上記放電抵抗の許容電力を超えない、
請求項１１に記載の電動機駆動装置。
【請求項１３】
上記過電圧保護部は、上記放電回路の故障を検知する故障検知回路を備え、
上記相短絡制御部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、上記第２判定回路の上記判定時間を短く調整する、
請求項３に記載の電動機駆動装置。
【請求項１４】
上記過電圧保護部は、上記放電回路の故障を検知する故障検知回路を備え、
上記相短絡制御部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、上記第２判定回路の上記第２設定電圧を低く調整する、
請求項３に記載の電動機駆動装置。
【請求項１５】
上記過電圧保護部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、警告を出力する、
請求項１３または請求項１４に記載の電動機駆動装置。
【請求項１６】
上記故障検知回路は、上記放電回路内の上記放電抵抗と上記ヒューズと上記半導体スイッチング素子との何れかの接続点の電圧を判定する第１電圧判定回路と、該第１電圧判定回路の入力側に設けられた第１マスク回路とを備え、該第１マスク回路は、上記第２判定回路の上記判定時間以下の信号をマスクする、
請求項９から請求項１５のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項１７】
上記故障検知回路は、上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子の制御端子の電圧を判定する第２電圧判定回路と、該第２電圧判定回路の入力側に設けられた第２マスク回路とを備え、該第２マスク回路は、上記第２判定回路の上記判定時間以下の信号をマスクする、
請求項９から請求項１６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項１８】
上記インバータを複数備え、該複数のインバータは、複数個の上記電動機をそれぞれ駆動する、
請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項１９】
上記相短絡制御部内の上記第２判定回路は、上記平滑コンデンサの電圧が上記第２設定電圧を超える事を検出する検出回路と、カウンタ回路またはフィルタ回路にて構成され、上記制御周期の複数周期にわたる上記検出回路からの信号に基づいて判定信号を出力する判定遅延回路とを備える、
請求項１から請求項１８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータを用いて回生動作が可能な電動機を駆動する電動機駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、インバータで電動機を駆動する電動機駆動装置では、インバータ入力側の直流電源に並列に平滑コンデンサが設けられる。この平滑コンデンサは、主回路のインピーダンスを低減してサージ電圧を抑制する役割に加えて、異常時に回生電力を吸収して主回路の過電圧を防止する役割がある。異常時の例としては、電動機が回生動作中に、振動等によってインバータの入力配線の接続が外れるか、あるいは入力側に設けられた遮断器が故障するなどして、インバータ入力側の平滑コンデンサと直流電源との間の接続が開放される状態、いわゆるロードダンプがある。
平滑コンデンサにおいては、小型化のために静電容量を低減すると、異常時に回生電力を吸収することにより発生する電圧上昇が大きくなり過電圧を引き起こすものであった。【０００３】
このような過電圧を抑制する従来の手法として、インバータの入力部における端子間に挿入したバイパス抵抗回路と、バイパス抵抗回路と直列に挿入され開閉が制御されるリレーと、インバータの入力電圧が基準電圧以上の時、リレーを制御してバイパス抵抗回路を有効とする制御手段とを備えた過電圧保護装置を設けるものがある（例えば、特許文献１参照）。【０００４】
また、他の手法を用いた従来の電動機駆動装置は、直流電源の正側負側間の平滑コンデンサに並列接続する回生電力処理回路と、インバータブリッジから電動機への交流電力供給ラインに接続する制動電力処理回路と、回生電力処理回路に含まれ電動機からの回生電力を処理する制動抵抗とを兼ねる共通抵抗とを有する（例えば、特許文献２参照）。【０００５】
さらに他の手法を用いた従来の電動機駆動装置は、電源である電池からインバータに至る直流回路が開放されるような異常発生時に、インバータの上側アームまたは下側アームのスイッチング素子を一括してオンさせて零電圧ベクトルを出力させる事などにより、電動機の入力端子を短絡してインバータからの電力供給を停止する（例えば、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−３５２６６４号公報
【特許文献２】特開２０１２−１９６１４３号公報
【特許文献３】特開平９−４７０５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１記載の過電圧保護装置では、異常時に回生電力をバイパス抵抗回路で放電させて平滑コンデンサの電圧上昇を抑制する。しかしながら、回生電力が大きいと、バイパス抵抗回路の定格電力容量が大きくなり過電圧保護装置が大型化する。
上記特許文献２記載の電動機駆動装置は、異常時に回生電力を放電させる抵抗を制動抵抗と兼用するため、小型化に適しているが、例えば自動車用の電動機駆動装置のように、制動抵抗を備えない場合には適用できない。【０００８】
さらに、上記特許文献３記載の電動機駆動装置は、異常時に電動機を相短絡状態にして回生電力の平滑コンデンサへの流入を停止する。この場合、主回路や電動機に備えた各種検出器の情報に基づき、制御周期を有してインバータを駆動制御する制御回路が、平滑コンデンサの電圧上昇を判定してインバータを相短絡制御する。そして、平滑コンデンサの電圧上昇の判定をノイズの影響を受けずに行うには、制御周期の複数回に渡る判定期間を要し、その間の回生電力を平滑コンデンサで吸収する必要がある。このため、平滑コンデンサの容量を削減して小型化を図るには限界があった。【０００９】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ入力側の平滑コンデンサと直流電源との間の接続が開放される異常時に、平滑コンデンサの電圧上昇を信頼性良く抑制でき、かつ、平滑コンデンサの小型化を促進可能な電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る電動機駆動装置は、直流電源に並列接続される平滑コンデンサと、複数の半導体スイッチング素子を有し、上記平滑コンデンサの直流電力を多相交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、所定の制御周期を有して上記複数の半導体スイッチング素子を駆動制御し、上記インバータの力行動作および回生動作を制御する制御装置と、放電抵抗と半導体スイッチング素子とが直列接続され、上記平滑コンデンサの両端子間に接続される放電回路、および、上記平滑コンデンサの電圧が第１設定電圧を超える事を判定する第１判定回路を有して、該第１判定回路の判定により上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる過電圧保護部とを備える。上記制御装置は、上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧より低い第２設定電圧を超える事を判定する第２判定回路を有して、該第２判定回路の判定により上記電動機を相短絡状態にする相短絡制御部を備え、上記第２判定回路が判定に要する判定時間は、上記第１判定回路が判定に要する時間より長いものである。
【発明の効果】
【００１１】
この発明に係る電動機駆動装置によると、インバータ入力側の平滑コンデンサと直流電源との間の接続が開放される異常時に、回生電力による平滑コンデンサの電圧上昇を信頼性良く抑制でき、かつ、平滑コンデンサの小型化が図れ、全体の装置構成の小型化、簡略化も実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電動機駆動装置の保護動作を説明する波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電動機駆動装置の保護動作の別例を説明する波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１による放電抵抗におけるパルス幅に対する許容電力の特性例を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１による過電圧保護部の第１構成例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１による過電圧保護部の第２構成例を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による過電圧保護部の第３構成例を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１による相短絡制御部の構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態２による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態３による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による電動機駆動装置の保護動作を説明する波形図である。
【図１３】この発明の実施の形態４によるヒューズの溶断特性例を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態４による放電抵抗におけるパルス幅に対する許容電力の特性例を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態４による過電圧保護部の構成を示す図である。
【図１６】この発明の実施の形態４による相短絡制御部の構成を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態５による過電圧保護部の構成を示す図である。
【図１８】この発明の実施の形態６による過電圧保護部の構成を示す図である。
【図１９】この発明の実施の形態７による過電圧保護部の構成を示す図である。
【図２０】この発明の実施の形態７による放電回路の特性を示す図である。
【図２１】この発明の実施の形態８による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【図２２】この発明の実施の形態８による過電圧保護部および相短絡制御部の構成を示す図である。
【図２３】この発明の実施の形態９による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
図１に示すように、電動機駆動装置１００は、直流電源３からの直流電力をインバータ１により交流電力に変換して電動機２を駆動するもので、インバータ１と、直流電源３に並列接続される平滑コンデンサ４と、インバータ１を制御する制御装置５と、過電圧保護部６とを備える。なお、電動機２は駆動動作と回生動作との双方が可能である。
【００１４】
インバータ１は、それぞれダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１〜Ｑ６が三相ブリッジ回路に構成されたもので、平滑コンデンサ４の直流電力を三相交流電力に変換して電動機２を駆動する。なお、インバータ１を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ等、他の自己消弧型半導体スイッチング素子でも良い。
制御装置５は、図示しないＣＰＵ等の演算処理部を備え、所定の制御周期を有して演算処理する事によりインバータ１内のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチングを制御するゲート信号Ｇ１を生成して、インバータ１の力行動作および回生動作を制御する。また、制御装置５は、さらに後述する相短絡制御部１２を有する。
【００１５】
過電圧保護部６は、放電抵抗７と半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ９とが直列接続された放電回路２０、および、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ４の電圧を判定する第１判定回路２１を備える。放電回路２０は、平滑コンデンサ４の両端子間に接続され、ＩＧＢＴ９は、第１判定回路２１の出力信号に基づいて導通状態が制御される。なお、放電回路２０に用いる半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ９に限るものではなく、他の自己消弧型半導体スイッチング素子でも良い。
第１判定回路２１は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ４の電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える事を判定し、即ち、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えるとＩＧＢＴ９をオンさせる信号（以下、オン信号）を出力する。過電圧保護部６は、ＩＧＢＴ９をオンさせることで放電抵抗７に電流を流し、電動機２からの回生電力を吸収して電動機駆動装置１００の主回路の過電圧を防止する。
【００１６】
また、相短絡制御部１２は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える事を判定する第２判定回路１３を備える。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、第２判定回路１３は判定信号である相短絡指令ＺＶＣを生成し、制御装置５は、電動機２を相短絡状態にするようにインバータ１を制御する。第２設定電圧Ｖｆｃｚは、過電圧保護部６内の第１判定回路２１で用いる第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下である。
ここで、相短絡状態とは、例えば半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、或いは半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオン状態にして電動機２内に電流を還流させることを意味する。
【００１７】
なお、過電圧保護部６内の第１判定回路２１で用いる第１設定電圧に単一の電圧値を用いるものを説明したが、第１判定回路２１の発振を防止するためにヒステリシス幅（Ｖｆｃｈ−Ｖｆｃｌ）を設けた第１設定電圧（Ｖｆｃｈ、Ｖｆｃｌ（＜Ｖｆｃｈ））を用いることが一般的である。以下、第１設定電圧（Ｖｆｃｈ、Ｖｆｃｌ）の２つの電圧を、単に電圧Ｖｆｃｈ、電圧Ｖｆｃｌと称す。即ち、第１判定回路２１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｈを超えるとオン信号を出力してＩＧＢＴ９をオンさせ、その後、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｌ以下になるとオン信号を出力停止してＩＧＢＴ９をオフする。この場合、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３で用いる第２設定電圧Ｖｆｃｚは、電圧Ｖｆｃｌ以下である。
【００１８】
図２は、電動機駆動装置１００の保護動作を説明する図で、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃ、放電抵抗７に流れる放電電流Ｉｃｒ、および相短絡制御部１２が生成する相短絡指令ＺＶＣの波形図である。電動機２の回生動作時に、平滑コンデンサ４と直流電源３との間の接続が開放される異常であるロードダンプが発生した時における、電動機駆動装置１００の主回路を過電圧から保護する保護動作を、図２に基づいて以下に説明する。この場合、電動機２が最大回生電力Ｐｍａｘで回生動作するものとする。
【００１９】
時刻ｔ０において、最大回生電力Ｐｍａｘが発生している状態でロードダンプが発生する。この時、インバータ１を介して電動機２から平滑コンデンサ４に電力が注入されることで平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが増加する。
時刻ｔ１において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３は、相短絡指令ＺＶＣの生成の為の判定動作を開始する。なお、第２判定回路１３では、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える状態が判定時間Ｔｚｖｃ継続すると、相短絡指令ＺＶＣを出力する。
【００２０】
時刻ｔ２において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｈを超えると、過電圧保護部６内の第１判定回路２１は、オン信号を出力してＩＧＢＴ９をオンさせ、放電抵抗７に電流が流れる。
その結果、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃは、抵抗値Ｒｃの放電抵抗７が消費する電力である放電電力と最大回生電力Ｐｍａｘとの均衡が成立する電圧√（Ｒｃ・Ｐｍａｘ）にクランプされる。この時、放電電流Ｉｃｒは√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）となる。
なお、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃのクランプ電圧√（Ｒｃ・Ｐｍａｘ）が、主回路の耐圧以下になるように、放電抵抗７の抵抗値Ｒｃは決定される。実際には、第１判定回路２１の判定遅延ＴｏｖやＩＧＢＴ９の動作遅延等が発生するため、これに起因する電圧オーバーシュートを考慮して放電抵抗７の抵抗値Ｒｃを設計する。第１判定回路２１の判定遅延Ｔｏｖは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｈを超えた時にオン信号を出力するのに要する時間、即ち、電圧判定に要する時間である。この判定遅延Ｔｏｖは、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃより充分短く、図示は省略した。
【００２１】
時刻ｔ１０において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える状態が判定時間Ｔｚｖｃ継続したタイミングで、第２判定回路１３は相短絡指令ＺＶＣ（Ｈｉ信号）を生成する。そして、制御装置５は、電動機２を相短絡状態にするようにインバータ１を制御する。これにより、電動機２内に電流を還流して回生電力を電動機２で消費し、平滑コンデンサ４への電力の流入を停止する。時刻ｔ１０以降は、放電抵抗７での放電によって平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが減少し、放電電流Ｉｃｒも減少する。
時刻ｔ１１において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｌ以下になると、第１判定回路２１は、オン信号の出力を停止してＩＧＢＴ９をオフする。これにより、過電圧保護部６での放電動作は停止され、放電電流Ｉｃｒは０となる。
【００２２】
次に、同様の電動機駆動装置１００で、電動機２が最大回生電力Ｐｍａｘの概ね１／２で回生動作する場合の保護動作を、図３に基づいて説明する。
時刻ｔ０において、回生電力Ｐｍａｘ／２が発生している状態でロードダンプが発生する。この時、インバータ１を介して電動機２から平滑コンデンサ４に電力が注入されることで平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが増加する。
時刻ｔ１において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３は、相短絡指令ＺＶＣの生成の為の判定動作を開始する。
【００２３】
時刻ｔ２において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｈを超えると、過電圧保護部６内の第１判定回路２１は、オン信号を出力してＩＧＢＴ９をオンさせ、放電抵抗７に電流が流れる。
前述の通り、放電抵抗７の抵抗値Ｒｃは、最大回生時のクランプ電圧√（Ｒｃ・Ｐｍａｘ）が主回路の耐圧以下になるように決定されている。回生電力が最大回生電力より小さい場合には、放電電力が回生電力よりも卓越する。このため、放電動作の開始とともに平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが減少し、放電電流Ｉｃｒも減少する。
時刻ｔ３において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｌ以下になると、第１判定回路２１は、オン信号の出力を停止してＩＧＢＴ９をオフする。これにより、過電圧保護部６での放電動作は停止され、放電電流Ｉｃｒは０となる。そして、平滑コンデンサ４では、放電動作が停止することで平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが上昇に転じる。
【００２４】
時刻ｔ２、ｔ３と同様の動作を時刻ｔ４、ｔ５と時刻ｔ６、ｔ７と時刻ｔ８、ｔ９と繰り返し、過電圧保護部６での放電動作を断続的に繰り返すことで、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃは電圧Ｖｆｃｈと電圧Ｖｆｃｌとの間に保持される。
時刻ｔ１０において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える状態が判定時間Ｔｚｖｃ継続したタイミングで、第２判定回路１３は相短絡指令ＺＶＣ（Ｈｉ信号）を生成する。そして、制御装置５は、電動機２を相短絡状態にするようにインバータ１を制御する。これにより、電動機２内に電流を還流して回生電力を電動機２で消費し、平滑コンデンサ４への電力の流入を停止する。この場合、ＩＧＢＴ９がオフされた状態であるため、時刻ｔ１０以降、平滑コンデンサ４は充放電動作をしない。
【００２５】
以上のように、回生電力が最大回生電力Ｐｍａｘより小さい場合には、過電圧保護部６が断続的に放電動作を繰り返すことで、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃは電圧Ｖｆｃｈと電圧Ｖｆｃｌとの間に保持される。図３に示すように、第１判定回路２１がヒステリシス幅を有する場合は、ＩＧＢＴ９のスイッチング回数が低減できる。そして、スイッチング損失の低減によって小型部品の適用が可能になる。なお、ＩＧＢＴ９のスイッチング回数は、回生電力が概ねＰｍａｘ／２において最大となる。
【００２６】
図４は、放電抵抗７におけるパルス幅に対する許容電力の特性例を示す図である。定格電力が数１０Ｗクラスのセラミック抵抗による放電抵抗７を例として、許容パルス電力を模式的に示した。
図４に示すように、例えば１ｍｓ幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力（許容電力）は約６０ｋＷである。即ち、１ｍｓ幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力量は、６０ｋＷ×１ｍｓ＝６０Ｊである。
放電抵抗７が許容できる注入電力を、印加される電力パルスの時間幅ｔｗの関数Ｐ（ｔｗ）で表すと、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力は、Ｐ（Ｔｚｖｃ）である。
【００２７】
第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃは、以下の式（１）を満たすように設定される。
Ｐｍａｘ≦Ｐ（Ｔｚｖｃ）      ・・・・（１）
【００２８】
即ち、電動機２で発生する最大回生電力Ｐｍａｘが、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅に対する放電抵抗７の許容電力Ｐ（Ｔｚｖｃ）を超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定される。例えば、最大回生電力Ｐｍａｘが６０ｋＷとすると、図４から、判定時間Ｔｚｖｃは１ｍｓを超えないように設定される。
【００２９】
また、放電抵抗７の特性として、図４に示すような許容できる注入電力Ｐ（ｔｗ）の代わりに、許容電力量Ｗがメーカから提供される場合がある。この場合、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃは、以下の式（２）を満たすように設定すれば良い。
Ｐｍａｘ・Ｔｚｖｃ≦Ｗ      ・・・・（２）
【００３０】
即ち、最大回生電力Ｐｍａｘが第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃに渡って継続したときの電力量（Ｐｍａｘ・Ｔｚｖｃ）が、放電抵抗７の許容電力量Ｗを超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定される。
【００３１】
図２に示すように、電動機駆動装置１００が最大回生電力Ｐｍａｘで回生動作する際、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃの間も最大回生電力Ｐｍａｘが回生され、その内の大きな部分である時刻ｔ２〜時刻ｔ１０において、放電抵抗７に電力が注入される。第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃを、上記式（１）または式（２）を満たすように設定することにより、放電抵抗７の過負荷を防止できる。また、放電抵抗７の特性に応じた適切な判定時間Ｔｚｖｃを設定することができ、放電抵抗７は、部品の小型化を図れる。
【００３２】
図５は、過電圧保護部６の第１構成例を示す図である。
上述したように、過電圧保護部６は、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定する第１判定回路２１と、第１判定回路２１の出力信号に基づいて導通状態が制御されるＩＧＢＴ９と、ＩＧＢＴ９に直列に接続された放電抵抗７とで構成される。放電抵抗７とＩＧＢＴ９との直列回路である放電回路２０は、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。
第１判定回路２１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、コンパレータＣＰ１と、抵抗Ｒ１３とを備える。また、第１判定回路２１の出力側にゲート駆動回路１４を設けている。
【００３３】
第１判定回路２１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で分圧し、分圧された電圧をコンパレータＣＰ１で判定する。コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１と合わせてローパスフィルタを構成する目的で設ける。コンパレータＣＰ１は、正側入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ１３が接続されて、ヒステリシスコンパレータとして動作する。コンパレータＣＰ１の参照電圧Ｖｒｅｆ１は、安定電源やツェナーダイオードで生成したり、あるいはシャントレギュレータ等を用いることで判定電圧の高精度化を図ることができる。
【００３４】
なお、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧を超える時に、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ１を超えるように、抵抗Ｒ１、Ｒ２および参照電圧Ｖｒｅｆ１が設定される。
【００３５】
また、上記第１構成例では、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を分圧抵抗に用いているが、これに限らない。また、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とでローパスフィルタを構成したが、一般のフィルタ回路を設けても良い。
さらに、コンパレータＣＰ１の判定にヒステリシスを付与する方法は、抵抗Ｒ１３によるものに限らない。
さらにまた、ゲート駆動回路１４は、コンパレータＣＰ１の駆動力が不足する場合に、必要に応じて設けるものである。
【００３６】
図６は、過電圧保護部の第２構成例を示す図である。この第２構成例による過電圧保護部６ａも実施の形態１に同様に適用できる。
過電圧保護部６ａは、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定する第１判定回路２１ａと、第１判定回路２１ａの出力信号に基づいて導通状態が制御されるＩＧＢＴ９と、ＩＧＢＴ９に直列に接続された放電抵抗７とで構成される。放電抵抗７とＩＧＢＴ９との直列回路である放電回路２０は、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。
第１判定回路２１ａは、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、アバランシェダイオードやバリスタ等の過渡電圧サプレッサ素子としてのサプレッサ素子ＴＶＳ１〜ＴＶＳ３と、ツェナーダイオードＤＺ１とを備える。
【００３７】
この場合、第１判定回路２１ａは、サプレッサ素子ＴＶＳ１〜ＴＶＳ３の電圧降伏現象を利用する。平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧を超える時に、サプレッサ素子ＴＶＳ１〜ＴＶＳ３が電圧降伏するように構成される。サプレッサ素子ＴＶＳ１〜ＴＶＳ３が電圧降伏すると、抵抗Ｒ１、Ｒ２に電流が流れることでＩＧＢＴ９にゲート電圧が印加される。ここで、ツェナーダイオードＤＺ１は、ＩＧＢＴ９のゲートに過電圧が印加されるのを防止する目的で設けている。また、コンデンサＣ１は、上記第１構成例と同様に、ローパスフィルタの役割を果たす。
第１判定回路２１ａでは、サプレッサ素子ＴＶＳ１〜ＴＶＳ３の降伏電圧のばらつきにより、判定電圧の高精度化は難しいが、電源を要する回路部品が無いため、電源不要で動作することができる。
【００３８】
なお、上記第１判定回路２１ａでは、サプレッサ素子を３直列にした例を示したが、これに限らない。
【００３９】
図７は、過電圧保護部の第３構成例を示す図である。この第３構成例による過電圧保護部６ｂも実施の形態１に同様に適用できる。
過電圧保護部６ｂは、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定する第１判定回路２１ｂと、第１判定回路２１ｂの出力信号に基づいて導通状態が制御されるＩＧＢＴ９と、ＩＧＢＴ９に直列に接続された放電抵抗７とで構成される。放電抵抗７とＩＧＢＴ９との直列回路である放電回路２０は、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。
第１判定回路２１ｂは、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、演算増幅器ＯＰ１と、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５とを備える。
【００４０】
この第１判定回路２１ｂは、上記第１構成例の第１判定回路２１のコンパレータＣＰ１を演算増幅器ＯＰ１に置き換えて構成したものである。これにより、第１判定回路２１ｂの出力における駆動力が増加するため、ゲート駆動回路１４を削減できる。
【００４１】
図８は、相短絡制御部１２の構成を示す図である。なお、この構成は一例を示すものであり、これに限るものではない。
上述したように、相短絡制御部１２は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える事を判定する第２判定回路１３を備える。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、第２判定回路１３は相短絡指令ＺＶＣを生成する。
第２判定回路１３は、検出回路としての過電圧検出回路１３ｘと判定遅延回路としてのサンプリング回路１３ｙとを備える。
【００４２】
過電圧検出回路１３ｘは、図５で示した過電圧保護部６の第１判定回路２１と同様の構成であり、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ７、Ｒ８と、コンデンサＣ２と、コンパレータＣＰ４と、抵抗Ｒ９とを備える。
過電圧検出回路１３ｘは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８で分圧し、分圧された電圧をコンパレータＣＰ４で判定する。コンパレータＣＰ４は、正側入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ９が接続されて、ヒステリシスコンパレータとして動作する。コンパレータＣＰ４の負側入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。
平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える時に、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧された電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２を超えるように、抵抗Ｒ７、Ｒ８および参照電圧Ｖｒｅｆ２が設定される。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、過電圧検出回路１３ｘは過電圧を検出する信号を出力する。
なお、第２設定電圧Ｖｆｃｚは、第１判定回路２１における低電圧側の第１設定電圧Ｖｆｃｌ以下である。
【００４３】
サンプリング回路１３ｙは、制御装置５の制御周期毎に制御周期信号ＣＬＫを発生するクロック回路と、ＡＮＤ回路ＡＮ３と、カウンタ回路ＣＮＴ１とを備える。カウンタ回路ＣＮＴ１は、制御周期毎に過電圧検出回路１３ｘの出力をサンプリングし、カウンタ回路ＣＮＴ１が設定された複数回数（Ｎ回）の事象をカウントすることにより相短絡指令ＺＶＣを生成する。カウンタ回路ＣＮＴ１では、Ｎ回の制御周期に渡って過電圧検出回路１３ｘから過電圧を判定する信号を継続して受信すると、相短絡指令ＺＶＣを出力する。
過電圧検出回路１３ｘの入力配線にインパルスノイズが重畳し、カウンタ回路ＣＮＴ１が誤った信号を受信した場合でも、信号が正常に復帰するとカウンタ回路ＣＮＴ１がカウントをリセットする。
【００４４】
第２判定回路１３は、過電圧検出回路１３ｘの後段にサンプリング回路１３ｙを備えているため、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えることを検出した後、遅延して相短絡指令ＺＶＣが出力される。第２判定回路１３が相短絡指令ＺＶＣを出力するのに要する判定時間Ｔｚｖｃは、Ｎ回の制御周期の時間と過電圧検出回路１３ｘによる過電圧の検出に要する時間とを加算した時間に、その他の遅延を考慮して設定される。
このように第２判定回路１３は、過電圧検出回路１３ｘの後段にサンプリング回路１３ｙを備えて相短絡指令ＺＶＣを生成するため、ノイズの影響を受けて誤判定することが防止できる。
【００４５】
なお、カウンタ回路ＣＮＴ１にて構成されるサンプリング回路１３ｙに替わって、例えばローパスフィルタ等のフィルタ回路を判定遅延回路として用いても良い。その場合も同様に、ノイズの影響を受けて誤判定することが防止できる。
【００４６】
上述したように、この実施の形態１では、電動機駆動装置１００が、過電圧保護部６と相短絡制御部１２とを備える。相短絡制御部１２は制御装置５内に設けられ、過電圧保護部６は相短絡制御部１２とは独立して構成される。そして、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３が判定に用いる第２設定電圧Ｖｆｃｚが、過電圧保護部６内の第１判定回路２１が判定に用いる第１設定電圧Ｖｆｃｍ（または電圧Ｖｆｃｌ）以下である。しかも相短絡制御部１２が電圧判定に要する判定時間Ｔｚｖｃが第１判定回路２１の判定遅延Ｔｏｖより長い。
【００４７】
このように構成された電動機駆動装置１００では、異常時に発生する回生電力を、まず過電圧保護部６の放電抵抗７で消費して平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抑制し、その後、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃが経過すると、相短絡制御部１２によるインバータ１の相短絡制御によって回生電力の平滑コンデンサ４への流入を停止する。
第２設定電圧Ｖｆｃｚが、第１設定電圧Ｖｆｃｍ（または電圧Ｖｆｃｌ）以下であるため、回生電力が最大回生電力Ｐｍａｘより小さい場合に、過電圧保護部６の過放電動作によって平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚ以下になることを防止できる。これにより、相短絡制御部１２によるインバータ１の相短絡制御が確実に動作できる。
【００４８】
インバータ１の相短絡制御によって回生電力は電動機２内を還流するため、平滑コンデンサ４への回生電力の流入、および過電圧保護部６による回生電力の処理は、インバータ１の相短絡制御の開始までとなる。
このため、平滑コンデンサ４の小型化を図れると共に、過電圧保護部６での回生電力の処理時間を短くでき、過電圧保護部６の負荷を削減できる。過電圧保護部６では、過電圧保護部６のみで回生電力を処理する場合に比べて、放電回路２０の負荷を低減でき、その結果小型部品を適用できる。そして、平滑コンデンサ４の電圧上昇を信頼性良く抑制できる。
【００４９】
なお、実際の設計においては、回路の動作遅延等による電圧アンダーシュートを考慮して、第１設定電圧Ｖｆｃｍ（または電圧Ｖｆｃｌ）は、第２設定電圧Ｖｆｃｚにマージンを加味して設計する。
【００５０】
また、相短絡制御部１２の判定時間Ｔｚｖｃを第１判定回路２１の判定遅延Ｔｏｖより長くし、相短絡制御部１２では、複数回の制御周期に渡って過電圧を検出すると相短絡指令ＺＶＣを出力する。このため、制御装置５内の演算処理部の信号入力部に重畳されるノイズに起因した相短絡制御部１２の誤動作が防止できる。
また、過電圧保護部６は相短絡制御部１２とは独立して構成されるため、過電圧保護部６内の第１判定回路２１へのノイズの混入を防止するように実装でき、過電圧保護部６の誤動作を防止できる。一例としては、制御装置５を主回路から離れた制御用のプリント基板に実装し、過電圧保護部６については、簡素なアナログ判定回路から成る第１判定回路２１を平滑コンデンサ４の電圧測定点の直近に実装する。
【００５１】
さらに、この実施の形態１では、電動機２で発生する最大回生電力Ｐｍａｘが、第２判定回路１３の判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅に対する放電抵抗７の許容電力Ｐ（Ｔｚｖｃ）を超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定されるため、放電抵抗７の過負荷を防止できる。また、放電抵抗７の特性に応じた適切な判定時間Ｔｚｖｃを設定することができ、放電抵抗７は、部品の小型化を図れる。
また、放電抵抗７におけるパルス幅に対する許容電力の特性に基づいて判定時間Ｔｚｖｃを設定するものであるが、このような設定は、過電圧保護部６での回生電力の処理時間を短くできること、およびロードダンプ等の異常は低頻度であるため放電抵抗７の劣化を考慮する必要が無いこと、により可能になるものである。
【００５２】
なお、回生電力が最大回生電力Ｐｍａｘより小さい場合に、過電圧保護部６が断続的に放電動作を繰り返すことを抑制する方法として、以下の手法がある。
平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて、過電圧保護部６のＩＧＢＴ９のゲート電圧を変化させるフィードバック制御を用いる。例えば、放電によって平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが減少するとＩＧＢＴ９のゲート電圧を低下させ、ＩＧＢＴ９のオン電圧を上昇させる制御である。この制御は発振動作を抑制できる一方で、ＩＧＢＴ９の導通損失が大きくなるため、素子の容量を大きくする必要がある。
【００５３】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。図９は、この発明の実施の形態２による電動機駆動装置１００ａの概略構成を示す図である。
この実施の形態２では、過電圧保護部６が制御装置５ａと一体に実装される。これは、インバータ１と制御装置５ａが一体化される等により、第１判定回路２１が主回路上の電圧測定点の直近に配置できる場合を想定している。その他の構成は、上記実施の形態１と同様であり、同様に動作する。
この実施の形態２においても、第１判定回路２１と第２判定回路１３とは独立した構成であるため、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
【００５４】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。図１０は、この発明の実施の形態３による電動機駆動装置１００ｂの概略構成を示す図である。
図１０に示すように、電動機駆動装置１００ｂは、２台の電動機２ａ、２ｂを駆動するもので、各電動機２ａ、２ｂを駆動する２台のインバータ１ａ、１ｂを備える。また、直流電源３に並列接続される平滑コンデンサ４と、インバータ１ａ、１ｂを制御する制御装置５ｂと、過電圧保護部６とを備える。なお、各電動機２ａ、２ｂは駆動動作と回生動作との双方が可能である。
【００５５】
各インバータ１ａ、１ｂは上記実施の形態１のインバータ１と同様の構成であり、制御装置５ｂは、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂを生成して、インバータ１ａ、１ｂの力行動作および回生動作を制御する。
この場合、最大回生電力Ｐｍａｘは、２台の電動機２ａ、２ｂの回生電力和の最大である。また、相短絡制御部１２による相短絡制御は、２台のインバータ１ａ、１ｂに適用される。その他の構成および動作は、上記実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
このような電動機駆動装置１００ｂは、一例として、負荷の駆動を主目的とする電動機２ａと、発電を主目的とする電動機２ｂとを備えたシステム、例えばハイブリッド自動車内のシステムに利用される。
【００５６】
実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４について説明する。
図１１は、この発明の実施の形態４による電動機駆動装置の概略構成を示す図である。
図１１に示すように、電動機駆動装置１１０は、直流電源３からの直流電力をインバータ１により交流電力に変換して電動機２を駆動するもので、インバータ１と、直流電源３に並列接続される平滑コンデンサ４と、インバータ１を制御する制御装置５と、過電圧保護部６０とを備える。なお、電動機２は駆動動作と回生動作との双方が可能である。
【００５７】
インバータ１は、それぞれダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６が三相ブリッジ回路に構成されたもので、平滑コンデンサ４の直流電力を三相交流電力に変換して電動機２を駆動する。なお、インバータ１を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ等、他の自己消弧型半導体スイッチング素子でも良い。
制御装置５は、図示しないＣＰＵ等の演算処理部を備え、所定の制御周期を有して演算処理する事によりインバータ１内のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチングを制御するゲート信号Ｇ１を生成して、インバータ１の力行動作および回生動作を制御する。また、制御装置５は、さらに後述する相短絡制御部１２を有する。
【００５８】
過電圧保護部６０は、放電抵抗７とヒューズ８と半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ９とが直列接続された放電回路１０、および、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ４の電圧を判定する第１判定回路１１を備える。放電回路１０は、平滑コンデンサ４の両端子間に接続され、ＩＧＢＴ９は、第１判定回路１１の出力信号に基づいて導通状態が制御される。なお、放電回路１０に用いる半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ９に限るものではなく、他の自己消弧型半導体スイッチング素子でも良い。
【００５９】
なお、ヒューズ８は、伝導部が溶断する非可逆タイプのものを用いるが、これに限るものでは無く、発熱によって電流トリップする可逆タイプであっても良い。可逆タイプは過負荷状態が解除された場合に自己復帰できるメリットがある一方で、電流トリップ保持期間に制約が生じる。
【００６０】
第１判定回路１１は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ４の電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える事を判定し、即ち、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えるとＩＧＢＴ９をオンさせる信号（以下、オン信号）を出力する。過電圧保護部６０は、ＩＧＢＴ９をオンさせることで放電抵抗７に電流を流し、電動機２からの回生電力を吸収して電動機駆動装置１１０の主回路の過電圧を防止する。
【００６１】
また、相短絡制御部１２は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える事を判定する第２判定回路１３Ａを備える。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、第２判定回路１３Ａは判定信号である相短絡指令ＺＶＣを生成し、制御装置５は、電動機２を相短絡状態にするようにインバータ１を制御する。第２設定電圧Ｖｆｃｚは、過電圧保護部６０内の第１判定回路１１で用いる第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下である。
ここで、相短絡状態とは、例えば半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、或いは半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオン状態にして電動機２内に電流を還流させることを意味する。
【００６２】
なお、過電圧保護部６０内の第１判定回路１１で用いる第１設定電圧に単一の電圧値を用いるものを説明したが、第１判定回路１１の発振を防止するためにヒステリシス幅（Ｖｆｃｈ−Ｖｆｃｌ）を設けた第１設定電圧（Ｖｆｃｈ、Ｖｆｃｌ（＜Ｖｆｃｈ））を用いることが一般的である。その場合、第１判定回路１１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｈを超えるとオン信号を出力してＩＧＢＴ９をオンさせ、その後、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが電圧Ｖｆｃｌ以下になるとオン信号を出力停止してＩＧＢＴ９をオフする。なお、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３Ａで用いる第２設定電圧Ｖｆｃｚは、電圧Ｖｆｃｌ以下である。
以後の説明では、簡略化のため、第１判定回路１１はヒステリシス幅を設けない第１設定電圧Ｖｆｃｍを用いるものとする。
【００６３】
図１２は、電動機駆動装置１１０の保護動作を説明する図で、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃ、放電抵抗７に流れる放電電流Ｉｃｒ、および相短絡制御部１２が生成する相短絡指令ＺＶＣの波形図である。電動機２の回生動作時に、平滑コンデンサ４と直流電源３との間の接続が開放される異常であるロードダンプが発生した時における、電動機駆動装置１１０の主回路を過電圧から保護する保護動作を、図１２に基づいて以下に説明する。この場合、電動機２が最大回生電力Ｐｍａｘで回生動作するものとする。
【００６４】
時刻ｔ０において、最大回生電力Ｐｍａｘが発生している状態でロードダンプが発生する。この時、インバータ１を介して電動機２から平滑コンデンサ４に電力が注入されることで平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが増加する。
時刻ｔ１において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３Ａは、相短絡指令ＺＶＣの生成の為の判定動作を開始する。なお、第２判定回路１３Ａでは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える状態が判定時間Ｔｚｖｃ継続すると、相短絡指令ＺＶＣを出力する。
【００６５】
時刻ｔ２において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えると、過電圧保護部６０内の第１判定回路１１は、オン信号を出力してＩＧＢＴ９をオンさせ、放電抵抗７に電流が流れる。
その結果、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃは、抵抗値Ｒｃの放電抵抗７が消費する電力である放電電力と最大回生電力Ｐｍａｘとの均衡が成立する電圧√（Ｒｃ・Ｐｍａｘ）にクランプされる。この時、放電電流Ｉｃｒは√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）となる。
【００６６】
なお、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃのクランプ電圧√（Ｒｃ・Ｐｍａｘ）が、主回路の耐圧以下になるように、放電抵抗７の抵抗値Ｒｃは決定される。実際には、第１判定回路１１の判定遅延ＴｏｖやＩＧＢＴ９の動作遅延等が発生するため、これに起因する電圧オーバーシュートを考慮して放電抵抗７の抵抗値Ｒｃを設計する。第１判定回路１１の判定遅延Ｔｏｖは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えた時にオン信号を出力するのに要する時間、即ち、電圧判定に要する時間である。この判定遅延Ｔｏｖは、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃより充分短く、図示は省略した。
【００６７】
時刻ｔ１０において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える状態が判定時間Ｔｚｖｃ継続したタイミングで、第２判定回路１３Ａは相短絡指令ＺＶＣ（Ｈｉ信号）を生成する。そして、制御装置５は、電動機２を相短絡状態にするようにインバータ１を制御する。これにより、電動機２内に電流を還流して回生電力を電動機２で消費し、平滑コンデンサ４への電力の流入を停止する。時刻ｔ１０以降は、放電抵抗７での放電によって平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが減少し、放電電流Ｉｃｒも減少する。
時刻ｔ１１において、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下になると、第１判定回路１１は、オン信号の出力を停止してＩＧＢＴ９をオフする。これにより、過電圧保護部６０での放電動作は停止され、放電電流Ｉｃｒは０となる。
【００６８】
なお、回生電力が最大回生電力Ｐｍａｘより小さい場合には、放電抵抗７での放電電力が回生電力よりも卓越するため、放電動作の開始とともに平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが減少し、放電電流Ｉｃｒも減少する。このため、時刻ｔ１０で相短絡指令ＺＶＣ（Ｈｉ信号）が生成されるまで、ＩＧＢＴ９のオンオフを繰り返して過電圧保護部６０は断続的に放電動作を繰り返し、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃは概ね第１設定電圧Ｖｆｃｍの近傍に保持される。
【００６９】
図１３は、ヒューズ８の溶断特性例を示す図であり、定格電流が１０Ａ程度のヒューズ８を流れる電流に応じた溶断時定数Ｔｍｅｌを示す。図に示すように、定格電流が１０Ａ程度の小型部品であっても、１ｍｓ以下では１００Ａ以上流すことが可能である。
過電圧保護部６０の放電回路１０内のヒューズ８には、放電電流Ｉｃｒが流れ、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）は、放電抵抗７の抵抗値Ｒｃと最大回生電力Ｐｍａｘで規定される。
そして、図１３に示すように、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃ（Ａ点）は、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）におけるヒューズ８の溶断時定数Ｔｍｅｌ（Ｂ点）より小さく設定される。この場合、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）＝１００Ａであり、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）におけるヒューズ８の溶断時定数Ｔｍｅｌ＝１ｍｓであり、判定時間Ｔｚｖｃ＝０．１ｍｓは、ヒューズ８の溶断時定数Ｔｍｅｌ＝１ｍｓより小さい時間幅となる。
即ち、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）における溶断時定数Ｔｍｅｌが第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃより大きなヒューズ８が、放電抵抗７に直列に接続される。
【００７０】
放電回路１０を用いた放電動作は、ＩＧＢＴ９がオンして放電電流Ｉｃｒが流れる間である。図１２で示すように、第２判定回路１３Ａが判定時間Ｔｚｖｃを経て相短絡指令ＺＶＣ（Ｈｉ信号）を生成すると、平滑コンデンサ４への電力回生は停止され放電電流Ｉｃｒは急激に減少して０になる。即ち、通常、回生電力による放電電流Ｉｃｒが流れる期間は第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃ未満の長さとなり、判定時間Ｔｚｖｃを超過して大きな放電電流Ｉｃｒが流れるような放電動作の事象はノイズ誤動作等の異常時である。
この実施の形態では、最大放電電流における溶断時定数Ｔｍｅｌが判定時間Ｔｚｖｃより大きなヒューズ８を用いる為、上述したようなノイズ誤動作等の異常時に、ヒューズ８を溶断させて放電抵抗７の加熱や発火等の故障を防止することができる。
【００７１】
図１４は、放電抵抗７におけるパルス幅に対する許容電力の特性例を示す図である。定格電力が数１０Ｗクラスのセラミック抵抗による放電抵抗７を例として、許容パルス電力を模式的に示した。
図１４に示すように、例えば１ｍｓ幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力（許容電力）は約６０ｋＷである。即ち、１ｍｓ幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力量は、６０ｋＷ×１ｍｓ＝６０Ｊである。
放電抵抗７が許容できる注入電力を、印加される電力パルスの時間幅ｔｗの関数Ｐ（ｔｗ）で表すと、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅のパルスに対して放電抵抗７が許容できる注入電力は、Ｐ（Ｔｚｖｃ）である。
【００７２】
第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃは、以下の式（１）を満たすように設定される。
Ｐｍａｘ≦Ｐ（Ｔｚｖｃ）      ・・・・（１）
【００７３】
即ち、電動機２で発生する最大回生電力Ｐｍａｘが、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅に対する放電抵抗７の許容電力Ｐ（Ｔｚｖｃ）を超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定される。例えば、最大回生電力Ｐｍａｘが６０ｋＷとすると、図１４から、判定時間Ｔｚｖｃは１ｍｓを超えないように設定される。
【００７４】
また、放電抵抗７の特性として、図１４に示すような許容できる注入電力Ｐ（ｔｗ）の代わりに、許容電力量Ｗがメーカから提供される場合がある。この場合、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃは、以下の式（２）を満たすように設定すれば良い。
Ｐｍａｘ・Ｔｚｖｃ≦Ｗ      ・・・・（２）
【００７５】
即ち、最大回生電力Ｐｍａｘが第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃに渡って継続したときの電力量（Ｐｍａｘ・Ｔｚｖｃ）が、放電抵抗７の許容電力量Ｗを超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定される。
【００７６】
図１２に示すように、電動機駆動装置１１０が最大回生電力Ｐｍａｘで回生動作する際、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃの間も最大回生電力Ｐｍａｘが回生され、その内の大きな部分である時刻ｔ２〜時刻ｔ１０において、放電抵抗７に電力が注入される。第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃを、上記式（１）または式（２）を満たすように設定することにより、放電抵抗７の過負荷を防止できる。また、放電抵抗７の特性に応じた適切な判定時間Ｔｚｖｃを設定することができ、放電抵抗７は、部品の小型化を図れる。
【００７７】
図１５は、過電圧保護部６０の構成を示す図である。なお、この構成は一例を示すものであり、これに限るものではない。
上述したように、過電圧保護部６０は、放電抵抗７とヒューズ８とＩＧＢＴ９とが直列接続された放電回路１０、および、インバータ１の入力電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定する第１判定回路１１を備える。放電回路１０は平滑コンデンサ４の両端子間に接続され、放電回路１０内のＩＧＢＴ９は、第１判定回路１１の出力信号に基づいて導通状態が制御される。
第１判定回路１１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。また、第１判定回路１１の出力側にゲート駆動回路１４を設けている。
【００７８】
第１判定回路１１は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２で分圧し、分圧された電圧をコンパレータＣＰ１で判定する。コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１と合わせてローパスフィルタを構成する目的で設ける。コンパレータＣＰ１の参照電圧Ｖｒｅｆ１は、安定電源やツェナーダイオードで生成したり、あるいはシャントレギュレータ等を用いることで判定電圧の高精度化を図ることができる。
なお、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える時に、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ１を超えるように、抵抗Ｒ１、Ｒ２および参照電圧Ｖｒｅｆ１が設定される。
【００７９】
この場合、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を分圧抵抗に用いているが、これに限らない。また、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とでローパスフィルタを構成したが、一般のフィルタ回路を設けても良い。
さらに、コンパレータＣＰ１の判定にヒステリシスを付与しても良い。
さらにまた、ゲート駆動回路１４は、コンパレータＣＰ１の駆動力が不足する場合に、必要に応じて設けるものである。
【００８０】
図１６は、相短絡制御部１２の構成を示す図である。なお、この構成は一例を示すものであり、これに限るものではない。
上述したように、相短絡制御部１２は、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える事を判定する第２判定回路１３Ａを備える。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、第２判定回路１３Ａは相短絡指令ＺＶＣを生成する。
第２判定回路１３Ａは、検出回路としての過電圧検出回路１３ｚと判定遅延回路としてのサンプリング回路１３ｙとを備える。
【００８１】
過電圧検出回路１３ｚは、図１５で示した過電圧保護部６０の第１判定回路１１と同様の構成であり、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ７、Ｒ８と、コンデンサＣ２と、コンパレータＣＰ４とを備える。
過電圧検出回路１３ｚは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８で分圧し、分圧された電圧をコンパレータＣＰ４で判定する。コンパレータＣＰ４の負側入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。
平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える時に、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧された電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２を超えるように、抵抗Ｒ７、Ｒ８および参照電圧Ｖｒｅｆ２が設定される。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、過電圧検出回路１３ｚは過電圧を検出する信号を出力する。
なお、第２設定電圧Ｖｆｃｚは、第１判定回路１１における第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下である。
【００８２】
サンプリング回路１３ｙは、制御装置５の制御周期毎に制御周期信号ＣＬＫを発生するクロック回路と、ＡＮＤ回路ＡＮ３と、カウンタ回路ＣＮＴ１とを備える。カウンタ回路ＣＮＴ１は、制御周期毎に過電圧検出回路１３ｚの出力をサンプリングし、カウンタ回路ＣＮＴ１が設定された複数回数（Ｎ回）の事象をカウントすることにより相短絡指令ＺＶＣを生成する。カウンタ回路ＣＮＴ１では、Ｎ回の制御周期に渡って過電圧検出回路１３ｚから過電圧を判定する信号を継続して受信すると、相短絡指令ＺＶＣを出力する。
過電圧検出回路１３ｚの入力配線にインパルスノイズが重畳し、カウンタ回路ＣＮＴ１が誤った信号を受信した場合でも、信号が正常に復帰するとカウンタ回路ＣＮＴ１がカウントをリセットする。
【００８３】
第２判定回路１３Ａは、過電圧検出回路１３ｚの後段にサンプリング回路１３ｙを備えているため、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えることを検出した後、遅延して相短絡指令ＺＶＣが出力される。第２判定回路１３Ａが相短絡指令ＺＶＣを出力するのに要する判定時間Ｔｚｖｃは、Ｎ回の制御周期の時間と過電圧検出回路１３ｚによる過電圧の検出に要する時間とを加算した時間に、その他の遅延を考慮して設定される。
このように第２判定回路１３Ａは、過電圧検出回路１３ｚの後段にサンプリング回路１３ｙを備えて相短絡指令ＺＶＣを生成するため、ノイズの影響を受けて誤判定することが防止できる。
【００８４】
なお、カウンタ回路ＣＮＴ１にて構成されるサンプリング回路１３ｙに替わって、例えばローパスフィルタ等のフィルタ回路を判定遅延回路として用いても良い。その場合も同様に、ノイズの影響を受けて誤判定することが防止できる。
【００８５】
上述したように、この実施の形態４では、電動機駆動装置１１０が、放電抵抗７とヒューズ８とＩＧＢＴ９とが直列接続された放電回路１０を有する過電圧保護部６０と相短絡制御部１２とを備える。相短絡制御部１２は制御装置５内に設けられ、過電圧保護部６０は相短絡制御部１２とは独立して構成される。そして、相短絡制御部１２内の第２判定回路１３Ａが判定に用いる第２設定電圧Ｖｆｃｚが、過電圧保護部６０内の第１判定回路１１が判定に用いる第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下である。また相短絡制御部１２が電圧判定に要する判定時間Ｔｚｖｃは、第１判定回路１１の判定遅延Ｔｏｖより長く、かつ、電動機２からの回生電力が最大時に放電回路１０を流れる電流値（最大放電電流）におけるヒューズ８の溶断時定数Ｔｍｅｌより小さい。
【００８６】
このように構成された電動機駆動装置１１０では、異常時に発生する回生電力を、まず過電圧保護部６０の放電抵抗７で消費して平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抑制し、その後、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃが経過すると、相短絡制御部１２によるインバータ１の相短絡制御によって回生電力の平滑コンデンサ４への流入を停止する。
第２設定電圧Ｖｆｃｚが、第１設定電圧Ｖｆｃｍ以下であるため、回生電力が最大回生電力Ｐｍａｘより小さい場合に、過電圧保護部６０の過放電動作によって平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚ以下になることを防止できる。これにより、相短絡制御部１２によるインバータ１の相短絡制御が確実に動作できる。
【００８７】
インバータ１の相短絡制御によって回生電力は電動機２内を還流するため、平滑コンデンサ４への回生電力の流入、および過電圧保護部６０による回生電力の処理は、インバータ１の相短絡制御の開始までとなる。
このため、平滑コンデンサ４の小型化が図れると共に、過電圧保護部６０での回生電力の処理時間を短くでき、過電圧保護部６０の負荷を削減できる。過電圧保護部６０では、過電圧保護部６０のみで回生電力を処理する場合に比べて、放電回路１０の負荷を低減でき、その結果小型部品を適用できる。そして、平滑コンデンサ４の電圧上昇を信頼性良く抑制できる。
【００８８】
なお、実際の設計においては、回路の動作遅延等による電圧アンダーシュートを考慮して、第１設定電圧Ｖｆｃｍ（または電圧Ｖｆｃｌ）は、第２設定電圧Ｖｆｃｚにマージンを加味して設計する。
【００８９】
また、相短絡制御部１２の判定時間Ｔｚｖｃを第１判定回路１１の判定遅延Ｔｏｖより長くし、相短絡制御部１２では、複数回の制御周期に渡って過電圧を検出すると相短絡指令ＺＶＣを出力する。このため、制御装置５内の演算処理部の信号入力部に重畳されるノイズに起因した相短絡制御部１２の誤動作が防止できる。
また、過電圧保護部６０は相短絡制御部１２とは独立して構成されるため、過電圧保護部６０内の第１判定回路１１へのノイズの混入を防止するように実装でき、過電圧保護部６０の誤動作を防止できる。一例としては、制御装置５を主回路から離れた制御用のプリント基板に実装し、過電圧保護部６０については、簡素なアナログ判定回路から成る第１判定回路１１を平滑コンデンサ４の電圧測定点の直近に実装する。
【００９０】
さらに、相短絡制御部１２の判定時間Ｔｚｖｃを超過して大きな放電電流Ｉｃｒが流れるような異常時には、ヒューズ８を溶断させて放電抵抗７の加熱や発火等を防止することができる。これにより過電圧保護部６０の信頼性を向上できる。
判定時間Ｔｚｖｃは、最大放電電流におけるヒューズ８の溶断時定数Ｔｍｅｌより小さいため、通常のロードダンプ時には、回生電力による放電電流Ｉｃｒが判定時間Ｔｚｖｃを超えてヒューズ８を流れることは無くヒューズ８が溶断することは無い。また、ロードダンプ等の異常は低頻度であるため、ヒューズ８の劣化を考慮する必要は無く、信頼性良く回路保護が実現できる。
【００９１】
また、ヒューズ８の通電期間が限定的であるため設計が容易になること、またヒューズ８が通電する頻度が小さく劣化の問題がないことから、ヒューズ８の適用が容易になる。
さらに、放電回路１０にヒューズ８を用いる事により、放電回路１０の故障を想定した冗長系（後述）の構築が容易になる。
【００９２】
また、この実施の形態４では、電動機２で発生する最大回生電力Ｐｍａｘが、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅に対する放電抵抗７の許容電力Ｐ（Ｔｚｖｃ）を超えないように、判定時間Ｔｚｖｃが設定されるため、放電抵抗７の過負荷を防止できる。また、放電抵抗７の特性に応じた適切な判定時間Ｔｚｖｃを設定することができ、放電抵抗７は、部品の小型化を図れる。
また、放電抵抗７におけるパルス幅に対する許容電力の特性に基づいて判定時間Ｔｚｖｃを設定するものであるが、このような設定は、過電圧保護部６０での回生電力の処理時間を短くできること、およびロードダンプ等の異常は低頻度であるため放電抵抗７の劣化を考慮する必要が無いこと、により可能になるものである。
【００９３】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明する。図１７は、この発明の実施の形態５による電動機駆動装置１１０の過電圧保護部６０Ａの構成を示す図である。過電圧保護部６０Ａ以外の構成は上記実施の形態４と同様である。
この実施の形態では、過電圧保護部６０Ａ内の放電回路１０と第１判定回路１１とをそれぞれ複数であるＮ個（この場合５個）の回路を並列接続して構成する。図１７に示すように、放電回路１０は、それぞれ放電抵抗７ａ〜７ｅとヒューズ８ａ〜８ｅとＩＧＢＴ９ａ〜９ｅを直列接続した直列回路１０ａ〜１０ｅを並列化して構成される。また、第１判定回路１１は、それぞれ平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ１ａ〜Ｒ１ｅ、Ｒ２ａ〜Ｒ２ｅと、ローパスフィルタ回路を構成するコンデンサＣ１ａ〜Ｃ１ｅと、コンパレータＣＰ１ａ〜ＣＰ１ｅとを有する判定回路１１ａ〜１１ｅを並列化して構成される。また、第１判定回路１１（１１ａ〜１１ｅ）の出力側にゲート駆動回路１４ａ〜１４ｅを設けている。
【００９４】
放電回路１０内の各直列回路１０ａ〜１０ｅは平滑コンデンサ４の両端子間に接続され、各直列回路１０ａ〜１０ｅ内のＩＧＢＴ９ａ〜９ｅは、第１判定回路１１内の各判定回路１１ａ〜１１ｅの出力信号に基づいて導通状態が制御される。
各判定回路１１ａ〜１１ｅは、上記実施の形態４の図１５を用いて示したものと同様であり、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えるとＩＧＢＴ９ａ〜９ｅをオンさせて直列回路１０ａ〜１０ｅに電流を流す。これにより、電動機２からの回生電力を放電抵抗７ａ〜７ｅにて吸収し電動機駆動装置１１０の主回路の過電圧を防止する。
【００９５】
電動機２の回生動作時に、ロードダンプが発生した異常時における、電動機駆動装置１１０の主回路を過電圧から保護する保護動作の基本は、上記実施の形態４の図１２を用いて示したものと同様である。即ち、異常時に発生する回生電力を、まず過電圧保護部６０Ａの放電回路１０で消費して平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抑制し、その後、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃが経過すると、相短絡制御部１２によるインバータ１の相短絡制御によって回生電力の平滑コンデンサ４への流入を停止する。
放電回路１０内の各直列回路１０ａ〜１０ｅのヒューズ８ａ〜８ｅは、上記実施の形態４と同様に、放電抵抗７ａ〜７ｅの抵抗値Ｒｃと最大回生電力Ｐｍａｘで規定される最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）における溶断時定数Ｔｍｅｌが、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃより大きい。
【００９６】
また、この実施の形態では、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃと同等の時間幅に対する各放電抵抗７ａ〜７ｅの許容電力Ｐ（Ｔｚｖｃ）は、電動機２で発生する最大回生電力Ｐｍａｘより小さい。そして、Ｎ個の直列回路１０ａ〜１０ｅの内、ｍ個（この場合４個）の直列回路１０ａ〜１０ｅにおける各放電抵抗７ａ〜７ｅの許容電力和ΣＰ（Ｔｚｖｃ）は、最大回生電力Ｐｍａｘ以上である。
この場合、１個の放電抵抗７ａ〜７ｅでは最大回生電力Ｐｍａｘを放電できる耐性を持たない。一方で、任意の４つの放電抵抗の許容電力和ΣＰ（Ｔｚｖｃ）は、最大回生電力Ｐｍａｘ以上となるように、放電抵抗７ａ〜７ｅの部品を選定する。
このように、放電回路１０を構成するＮ並列の直列回路１０ａ〜１０ｅのうちｍ個以上が正常であれば過電圧保護機能を実現できる。即ち、Ｎ個中ｍ個の稼働で機能を実現できるｍ／Ｎ冗長方式を用いている。
【００９７】
上述したように、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）におけるヒューズ８（８ａ〜８ｅ）の溶断時定数Ｔｍｅｌを第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃより大きくしている。回生電力による放電電流Ｉｃｒが判定時間Ｔｚｖｃを超えて各ヒューズ８ａ〜８ｅを流れることは無いため、ロードダンプ時にヒューズ８ａ〜８ｅが溶断することは無い。
一方、ノイズによってＩＧＢＴ９ａ〜９ｅが誤オンまたはショート故障するか、あるいはコンパレータＣＰ１ａ〜ＣＰ１ｅが故障するなどして、放電回路１０内の各直列回路１０ａ〜１０ｅに、判定時間Ｔｚｖｃを超過して放電電流Ｉｃｒが流れ続けるような異常時には、該当する直列回路１０ａ〜１０ｅのヒューズ８ａ〜８ｅを溶断させて放電抵抗７ａ〜７ｅの加熱や発火等を防止することができる。
【００９８】
例えば、放電回路１０内の直列回路１０ａに、判定時間Ｔｚｖｃを超過して放電電流Ｉｃｒが流れると、直列回路１０ａのヒューズ８ａが溶断する。このとき、他の４つの直列回路１０ｂ〜１０ｅは正常に動作しており、４つの放電抵抗７ｂ〜７ｅの許容電力和ΣＰ（Ｔｚｖｃ）は、最大回生電力Ｐｍａｘ以上であるため、その後も継続して過電圧保護機能を実現できる。
【００９９】
この実施の形態では、放電回路１０内で放電抵抗７（７ａ〜７ｅ）を多並列構成としたため、大きな回生電力を扱う事が可能となり、回生電力が大きいシステムに適用できる。  過電圧保護部６０Ａでは放電抵抗７のサイズが支配的であると考えられる。４つの放電抵抗７ａ〜７ｅの許容電力和で必要電力を確保する場合、仮に単純に同様の冗長回路を設けると放電抵抗は８個必要となり、回路規模が２倍になる。この実施の形態では、４／５冗長方式を用いたことで、回路規模の増加を抑制しながら簡易な冗長化を実現する。
なお、過電圧保護部６０Ａの冗長化以外の構成は、上記実施の形態４と同様であり、上記実施の形態４と同様の効果を奏するものである。
【０１００】
一般に、ｍ／Ｎ冗長方式は回路規模の増加を抑制する一方で、冗長化のメリットである信頼性向上の効果は小さくなるが、実稼働時間が平均故障時間より十分に小さい場合においては効果がある。
直列回路１０ａ〜１０ｅの１回路分の故障率を定数λ０とし、その他コンパレータＣＰ１ａ〜ＣＰ１ｅ等の故障率が十分小さく無視できるとする。この場合、図１７で示す過電圧保護部６０Ａ（４／５冗長方式）の信頼性関数Ｒ（ｔ）は、５並列回路が全て正常である場合と、４並列回路が正常で１つが故障している場合との和であり、以下の式（３）で与えられる。
【０１０１】
Ｒ（ｔ）＝Ｔ５＋（５Ｃ４）・Ｔ４・（１−Ｔ）      ・・・・（３）
但し、Ｔ＝ｅｘｐ（−λ０・ｔ）
また、Ｃは組合せを表す。
【０１０２】
従って、４／５冗長方式の故障率λ（ｔ）は、以下の式（４）となる。
λ（ｔ）＝（ｄＲ（ｔ）／ｄｔ）／Ｒ（ｔ）
＝２０（λ０）・（１−Ｔ）／（５−４Ｔ）      ・・・・（４）
ここで、λ０が定数であっても、λ（ｔ）は時間の関数となる。通常、実際に稼働する時間は平均故障時間より十分に小さく、λ０・ｔ≪１が成り立つ。従って、故障率λ（ｔ）は、以下の式（５）のように近似できる。
λ（ｔ）≒２０（λ０）・（λ０・ｔ）      ・・・・（５）
【０１０３】
上記式（５）において、係数２０は、回路の並列数の増加による故障率の増加を意味する。係数（λ０・ｔ）は、実稼働時間ｔが平均故障時間よりも短ければ、同時に多数が故障する確率が小さくなり、従って故障率が減少することを意味する。例えば、（λ０・ｔ）が１／２００以下である実稼働時間ｔにおいては、４／５冗長方式の故障率λ（ｔ）は、１回路分の故障率λ０の１／１０以下に低減できる。
このように、この実施の形態では、回路の大型化を抑制しながら冗長化による信頼性の向上を実現できる。
また、この場合、ｍ／Ｎ冗長方式のｍをＮ−１としたため、回路の大型化の抑制効果が大きい。
【０１０４】
なお、この実施の形態では、各放電抵抗７ａ〜７ｅ、各ヒューズ８ａ〜８ｅ、各ＩＧＢＴ９ａ〜９ｅは、それぞれ１つの回路構成としたが、各放電抵抗７ａ〜７ｅ、各ヒューズ８ａ〜８ｅ、各ＩＧＢＴ９ａ〜９ｅの回路自体を多並列化により構成しても良い。
【０１０５】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６について説明する。図１８は、この発明の実施の形態６による電動機駆動装置１１０の過電圧保護部６０Ｂの構成を示す図である。過電圧保護部６０Ｂ以外の構成は上記実施の形態４と同様である。
図１８に示すように、過電圧保護部６０Ｂは、メイン直列回路１０ｘおよびサブ直列回路１０ｙを有する放電回路１０と、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定して放電回路１０を動作させる第１判定回路１１と、メイン直列回路１０ｘの故障を検知する故障検知回路１７とを備える。サブ直列回路１０ｙは、メイン直列回路１０ｘが故障した場合にＩＧＢＴ９ｂがオンして動作する。即ち、過電圧保護部６０Ｂは、待機冗長方式の回路構成である。
【０１０６】
メイン直列回路１０ｘ、サブ直列回路１０ｙは、それぞれ放電抵抗７ａ、７ｂとヒューズ８ａ、８ｂとＩＧＢＴ９ａ、９ｂとを直列接続して構成され、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。
また第１判定回路１１は、メイン直列回路１０ｘ内のＩＧＢＴ９ａを制御するメイン判定回路１１ｘと、サブ直列回路１０ｙ内のＩＧＢＴ９ｂを制御するサブ判定回路１１ｙとを備える。メイン判定回路１１ｘは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。また、メイン判定回路１１ｘの出力側にゲート駆動回路１４ａを設けている。
【０１０７】
なお、メイン直列回路１０ｘ、メイン判定回路１１ｘ、ゲート駆動回路１４ａは、それぞれ上記実施の形態４による放電回路１０、第１判定回路１１、ゲート駆動回路１４と同様の構成であり同様に動作する。即ち、メイン判定回路１１ｘは、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えるとＩＧＢＴ９ａをオンさせてメイン直列回路１０ｘを通電し、電動機２からの回生電力を放電抵抗７ａにて吸収し電動機駆動装置１１０の主回路の過電圧を防止する。
【０１０８】
サブ判定回路１１ｙは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ５、Ｒ６と、コンパレータＣＰ２とを備える。サブ判定回路１１ｙは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを抵抗Ｒ５および抵抗Ｒ６で分圧し、分圧された電圧をコンパレータＣＰ２で判定する。サブ判定回路１１ｙは、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えると、ＩＧＢＴ９ｂをオンさせるためのＨｉ信号をコンパレータＣＰ２から出力する。
【０１０９】
故障検知回路１７は、メイン直列回路１０ｘ内の何れかの接続点、この場合、ヒューズ８ａとＩＧＢＴ９ａとの接続点の電圧を判定するための第１電圧判定回路としてのコンパレータＣＰ３と、コンパレータＣＰ３の入力側に設けられる第１マスク回路１５ａとを備える。さらに、ＩＧＢＴ９ａのゲート端子の電圧を判定するための第２電圧判定回路として動作するＡＮＤ回路ＡＮ２を含む論理回路１６と、ＡＮＤ回路ＡＮ２の入力側に設けられる第２マスク回路１５ｂとを備える。
第１マスク回路１５ａは、メイン直列回路１０ｘの接続点の電圧を分圧する抵抗Ｒ３ａ、Ｒ４と、コンデンサＣ２ａとを備えたＣＲフィルタによりローパスフィルタを構成している。第２マスク回路１５ｂは、抵抗Ｒ３ｂとコンデンサＣ２ｂとでＩＧＢＴ９ａのゲート端子の電圧を分圧して信号を出力するＣＲフィルタによりローパスフィルタを構成している。第１、第２マスク回路１５ａ、１５ｂは、第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃ以下の時間幅の信号をマスクする回路である。ここでは、ＣＲフィルタを例示しているが、これに限るものではない。
【０１１０】
また、論理回路１６は、ＡＮＤ回路ＡＮ２の他にＡＮＤ回路ＡＮ１とＯＲ回路ＯＲ１とを備え、ＩＧＢＴ９ｂを制御する信号を出力する。なお、論理回路１６の出力側にゲート駆動回路１４ｂを設けている。サブ判定回路１１ｙの出力は、ＡＮＤ回路ＡＮ１およびＡＮＤ回路ＡＮ２に入力される。ＡＮＤ回路ＡＮ１にはコンパレータＣＰ３の出力反転信号も入力され、ＡＮＤ回路ＡＮ２には第２マスク回路１５ｂの出力反転信号も入力される。そして、ＯＲ回路ＯＲ１は、ＡＮＤ回路ＡＮ１、ＡＮＤ回路ＡＮ２の出力を和演算してゲート駆動回路１４ｂを介してＩＧＢＴ９ｂへの信号を出力する。
【０１１１】
メイン判定回路１１ｘはメイン直列回路１０ｘの動作要件を判定し、サブ判定回路１１ｙはサブ直列回路１０ｙの動作要件を判定する。この実施の形態では、コンパレータの故障も想定して、メイン判定回路１１ｘとサブ判定回路１１ｙとでそれぞれコンパレータＣＰ１、ＣＰ２を設けているが、共通のコンパレータを用いても良い。
また、故障検知回路１７内のコンパレータＣＰ３は、メイン直列回路１０ｘの故障、即ちヒューズ８ａの溶断を判定する。
【０１１２】
以下、過電圧保護部６０Ｂの動作について説明する。
なお、ロードダンプ発生時のメイン直列回路１０ｘ、メイン判定回路１１ｘの動作については、上記実施の形態４による放電回路１０、第１判定回路１１と同様であるため、説明を省略する。
メイン直列回路１０ｘの故障事例として多く考えられるのは、ＩＧＢＴ９ａのショート故障およびノイズ等によるゲート駆動回路１４ａの誤動作である。このような場合、ヒューズ８ａの通電時間が第２判定回路１３Ａの判定時間Ｔｚｖｃを超えて、さらに、ヒューズ８ａの溶断時定数Ｔｍｅｌ以上となることにより、ヒューズ８ａが溶断する。これによりメイン直列回路１０ｘの放電抵抗７ａの加熱や発火を防止する。このヒューズ８ａの溶断によって、ＩＧＢＴ９ａのコレクタ側の電圧が判定時間Ｔｚｖｃを超える期間にわたって低下するため、第１マスク回路１５ａを通過してコンパレータＣＰ３に信号が入力され、ＡＮＤ回路ＡＮ１にＨｉ信号が入力される。このようにして、ヒューズ８ａの溶断を検知することができる。
【０１１３】
ヒューズ８ａが溶断した状況においてロードダンプが発生した場合は、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超えることをサブ判定回路１１ｙのコンパレータＣＰ２が判定し、ＡＮＤ回路ＡＮ１、ＡＮＤ回路ＡＮ２にＨｉ信号が入力される。これによりＡＮＤ回路ＡＮ１はＨｉ信号を出力する。
【０１１４】
ヒューズ８ａが溶断していない場合であっても、ゲート駆動回路１４ａが判定時間Ｔｚｖｃを超える期間にわたってＬｏ信号の出力を継続すると、第２マスク回路１５ｂを通過してＡＮＤ回路ＡＮ２にＨｉ信号が入力される。このようにして、メイン判定回路１１ｘのコンパレータＣＰ１あるいはゲート駆動回路１４ａの故障、またはＩＧＢＴ９ａのゲートショート故障を検知することができる。この状況においてもロードダンプが発生すると、サブ判定回路１１ｙのコンパレータＣＰ２の判定により、ＡＮＤ回路ＡＮ１、ＡＮＤ回路ＡＮ２にＨｉ信号が入力される。これによりＡＮＤ回路ＡＮ２はＨｉ信号を出力する。
そして、ＡＮＤ回路ＡＮ１とＡＮＤ回路ＡＮ２との出力が和演算されることにより、メイン直列回路１０ｘが正常動作せず故障した場合に、ＩＧＢＴ９ｂをオンしてサブ直列回路１０ｙを動作させる。
【０１１５】
以上のように、この実施の形態では、放電回路１０がメイン直列回路１０ｘとサブ直列回路１０ｙとを備え、故障検知回路１７によりメイン直列回路１０ｘの故障を検知し、かつ第１判定回路１１により平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える事を判定すると、サブ直列回路１０ｙ内のＩＧＢＴ９ｂをオンさせる。
ところで、放電回路１０の主な故障としては、放電動作をすることによって放電抵抗７ａ、７ｂが設計外の劣化をすること、あるいはＩＧＢＴ９ａ、９ｂがスイッチング時に破壊することである。サブ直列回路１０ｙはメイン直列回路１０ｘが故障した場合にのみ動作するため、サブ直列回路１０ｙの故障率は、メイン直列回路１０ｘの故障率より十分に小さくなる。このため、過電圧保護部６０Ｂを待機冗長方式としたことにより過電圧保護部６０Ｂの故障率を大きく低減でき信頼性の向上を実現できる。
【０１１６】
また、メイン直列回路１０ｘとサブ直列回路１０ｙとは並列配置されているが待機冗長方式を用いているため、最大放電能力は増大しない。このため、電動機２からの回生電力が小さい場合に放電能力が過剰になる事を抑制し、即ち、放電回路１０内のＩＧＢＴ９ａ、９ｂが頻繁にオンオフを繰り返すことを抑制する。このため、頻繁なスイッチングによるノイズやＩＧＢＴ９ａ、９ｂの発熱を低減できる。
また、過電圧保護部６０Ｂの冗長化以外の構成は、上記実施の形態４と同様であり、上記実施の形態４と同様の効果を奏するものである。
【０１１７】
なお、この実施の形態では、故障検知回路１７にＡＮＤ回路ＡＮ２と第２マスク回路１５ｂとを設けてＩＧＢＴ９ａのゲート端子の電圧を判定したが、ＡＮＤ回路ＡＮ２と第２マスク回路１５ｂとは省略しても良く、ヒューズ８ａの溶断による故障を検知することができる。
【０１１８】
また、この実施の形態では、各放電抵抗７ａ、７ｂ、各ヒューズ８ａ、８ｂ、各ＩＧＢＴ９ａ、９ｂは、それぞれ１つの回路構成としたが、各放電抵抗７ａ、７ｂ、各ヒューズ８ａ、８ｂ、各ＩＧＢＴ９ａ、９ｂの回路自体を多並列化により構成しても良い。
【０１１９】
さらに、上記実施の形態では、放電回路１０としてメイン直列回路１０ｘとサブ直列回路１０ｙとを各１個備えるものとしたが、使用する順序を設定した複数個のサブ直列回路を備えても良い。例えば、第１、第２サブ直列回路を備え、メイン直列回路１０ｘが故障すると、第１サブ直列回路が動作し、さらに第１サブ直列回路が故障すると第２サブ直列回路を動作させる。これにより、多段の待機冗長方式の過電圧保護部が構成でき、信頼性がより向上する。
【０１２０】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７について説明する。図１９は、この発明の実施の形態７による電動機駆動装置１１０の過電圧保護部６０Ｃの構成を示す図である。過電圧保護部６０Ｃ以外の構成は上記実施の形態４と同様である。
図１９に示すように、過電圧保護部６０Ｃは、メイン直列回路１０ｘおよびサブ直列回路１０ｙａを有する放電回路１０と、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定して放電回路１０を動作させる第１判定回路１１と、メイン直列回路１０ｘの故障を検知する故障検知回路１７ａとを備える。サブ直列回路１０ｙａは、メイン直列回路１０ｘが故障した場合にＩＧＢＴ９ｂがオンして動作する。即ち、過電圧保護部６０Ｃは、待機冗長方式の回路構成である。
【０１２１】
メイン直列回路１０ｘは上記実施の形態６と同様であり、放電抵抗７ａとヒューズ８ａとＩＧＢＴ９ａとを直列接続して構成され、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。サブ直列回路１０ｙａは、ヒューズ８ａとＩＧＢＴ９ａとを直列接続した回路を、メイン直列回路１０ｘのヒューズ８ａとＩＧＢＴ９ａとの回路に並列接続して備える。即ち、サブ直列回路１０ｙａでは、メイン直列回路１０ｘの放電抵抗７ａを共通の放電抵抗として用い、放電抵抗７ａとヒューズ８ｂとＩＧＢＴ９ｂとが直列接続されて、平滑コンデンサ４の両端子間に接続される。
また第１判定回路１１は、メイン直列回路１０ｘ内のＩＧＢＴ９ａを制御するメイン判定回路１１ｘと、サブ直列回路１０ｙａ内のＩＧＢＴ９ｂを制御するサブ判定回路１１ｚとを備える。メイン判定回路１１ｘは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。また、メイン判定回路１１ｘの出力側にゲート駆動回路１４ａを設けている。
なお、メイン直列回路１０ｘ、メイン判定回路１１ｘ、ゲート駆動回路１４ａは、上記実施の形態６と同様の構成であり同様に動作する。
【０１２２】
サブ判定回路１１ｚは、コンパレータＣＰ２で構成され、メイン判定回路１１ｘのコンパレータＣＰ１の入力信号をコンパレータＣＰ２にも入力する事で平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを判定する。
故障検知回路１７ａは、メイン直列回路１０ｘ内の何れかの接続点、この場合、ヒューズ８ａとＩＧＢＴ９ａとの接続点の電圧を判定するための第１電圧判定回路としてのコンパレータＣＰ３と、コンパレータＣＰ３の入力側に設けられる第１マスク回路１５ａと、ＡＮＤ回路ＡＮ１とを備える。なお、コンパレータＣＰ３、第１マスク回路１５ａおよびＡＮＤ回路ＡＮ１は、上記実施の形態６と同様の構成であり同様に動作する。また、ＡＮＤ回路ＡＮ１の出力側にゲート駆動回路１４ｂを設けている。
【０１２３】
メイン判定回路１１ｘはメイン直列回路１０ｘの動作要件を判定し、サブ判定回路１１ｚはサブ直列回路１０ｙａの動作要件を判定する。この実施の形態では、コンパレータの故障も想定して、メイン判定回路１１ｘとサブ判定回路１１ｚとでそれぞれコンパレータＣＰ１、ＣＰ２を設けているが、共通のコンパレータを用いても良く、その場合はサブ判定回路１１ｚを省略できる。
【０１２４】
この実施の形態では、メイン直列回路１０ｘとサブ直列回路１０ｙａとで放電抵抗７ａを共有したため、ヒューズ８ａ、８ｂおよびＩＧＢＴ９ａ、９ｂのみが冗長化され、小型の放電回路１０を用いて待機冗長方式による過電圧保護部６０Ｃを実現できる。
また、メイン判定回路１１ｘを利用してサブ判定回路１１ｚの入力信号を生成しているため、サブ判定回路１１ｚも簡素化でき、第１判定回路１１を簡素化できる。
またこの場合、故障検知回路１７ａは、ＩＧＢＴ９ａのゲート端子の電圧を判定しないため、メイン判定回路１１ｘのコンパレータＣＰ１あるいはゲート駆動回路１４ａの故障、またはＩＧＢＴ９ａのゲートショート故障を検知する機能は無い。即ち、小型で簡略化された回路構成で、メイン直列回路１０ｘの故障を検知する。
【０１２５】
なお、この実施の形態では、図２０に示すように、電動機２からの最大回生電力Ｐｍａｘが、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）におけるヒューズ８ａ、８ｂの溶断時定数Ｔｍｅｌと同等の時間幅に対する放電抵抗７ａの許容電力を超えないように、放電抵抗７ａおよびヒューズ８ａ、８ｂが選定される。図２０では、点Ｃは、最大回生電力Ｐｍａｘ＝３０ｋＷであり、最大放電電流√（Ｐｍａｘ／Ｒｃ）におけるヒューズ８ａ、８ｂの溶断時定数Ｔｍｅｌ＝１ｍｓであることを示す。そして溶断時定数Ｔｍｅｌ＝１ｍｓと同等の時間幅に対する放電抵抗７ａの許容電力が最大回生電力Ｐｍａｘ以上であることを示している。
このように放電抵抗７ａおよびヒューズ８ａ、８ｂを選定することで、放電抵抗７ａが過負荷で故障することを防止できる。このため、待機冗長方式による過電圧保護部６０Ｃを小型で簡略な構成にでき、しかも過電圧保護部６０Ｃの故障率を大きく低減でき信頼性の向上を実現できる。
【０１２６】
なお、過電圧保護部６０Ｃの冗長化以外の構成は、上記実施の形態４と同様であり、上記実施の形態４と同様の効果を奏するものである。
また、この実施の形態では、放電抵抗７ａ、各ヒューズ８ａ、８ｂ、各ＩＧＢＴ９ａ、９ｂは、それぞれ１つの回路構成としたが、放電抵抗７ａ、各ヒューズ８ａ、８ｂ、各ＩＧＢＴ９ａ、９ｂの回路自体を多並列化により構成しても良い。
【０１２７】
実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８について説明する。図２１は、この発明の実施の形態８による電動機駆動装置１１０ａの概略構成を示す図である。
図２１に示すように、電動機駆動装置１１０ａは、直流電源３からの直流電力をインバータ１により交流電力に変換して電動機２を駆動するもので、インバータ１と、直流電源３に並列接続される平滑コンデンサ４と、インバータ１を制御する制御装置５ｃと、過電圧保護部６０Ｄとを備える。
過電圧保護部６０Ｄは、放電回路１０、第１判定回路１１および故障検知回路１７ｂを備える。制御装置５ｃは、第２判定回路１３Ｂを有する相短絡制御部１２ａを備え、第２判定回路１３Ｂは、故障検知回路１７ｂからの故障検知信号１８に基づいて、予め設定された判定時間Ｔｚｖｃを短く調整する。
過電圧保護部６０Ｄ内の故障検知回路１７ｂと、相短絡制御部１２ａ内の第２判定回路１３Ｂ以外の構成は上記実施の形態４と同様である。
【０１２８】
図２２は、過電圧保護部６０Ｄおよび相短絡制御部１２ａの構成を示す図である。
図２２に示すように、過電圧保護部６０Ｄは、上記実施の形態４と同様の放電回路１０、第１判定回路１１およびゲート駆動回路１４と、放電回路１０の故障を検知する故障検知回路１７ｂとを備える。
故障検知回路１７ｂは、放電回路１０内の何れかの接続点、この場合、ヒューズ８とＩＧＢＴ９との接続点の電圧を判定するための第１電圧判定回路としてのコンパレータＣＰ３と、コンパレータＣＰ３の入力側に設けられる第１マスク回路１５ａと、ＡＮＤ回路ＡＮ１とを備える。また、故障検知回路１７ｂは、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃを分圧する抵抗Ｒ５、Ｒ６と、コンパレータＣＰ２とを備える。抵抗Ｒ５、Ｒ６およびコンパレータＣＰ２による回路は、上記実施の形態６のサブ判定回路１１ｙと同様の構成で、同様に動作する。さらに、故障検知回路１７ｂは、ＩＧＢＴ９のゲート端子の電圧を判定するための第２電圧判定回路として動作するＡＮＤ回路ＡＮ２を含む論理回路１６と、ＡＮＤ回路ＡＮ２の入力側に設けられる第２マスク回路１５ｂと、警告器ＡＬ１とを備える。
【０１２９】
第１、第２マスク回路１５ａ、１５ｂは、上記実施の形態６と同様の回路であり、第２判定回路１３Ｂの判定時間Ｔｚｖｃ以下の時間幅の信号をマスクする。また、論理回路１６も上記実施の形態６と同様の回路であり、ＡＮＤ回路ＡＮ２の他にＡＮＤ回路ＡＮ１とＯＲ回路ＯＲ１とを備える。この場合、出力側にゲート駆動回路は無く、ＯＲ回路ＯＲ１は故障検知信号１８を出力する。
このように、故障検知回路１７ｂは、上記実施の形態６による故障検知回路１７にサブ判定回路１１ｙと警告器ＡＬ１を組み込んで構成したもので、放電回路１０の故障を検知し、かつ平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える事を判定すると、故障検知信号１８を出力する。故障検知信号１８は、警告器ＡＬ１を動作させると共に、相短絡制御部１２ａに入力される。
【０１３０】
警告器ＡＬ１は、過電圧保護部６０Ｄで故障が発生したことを上位システムに伝達する。警告器ＡＬ１の例としては、警告灯や警報器の他、マイコン等に送信するアラーム信号が考えられる。例えば、自動車であれば、メータパネルの警告灯を点灯させることで運転手に異常を知らせたり、あるいは直接運転手に異常を伝えることなく、システムに警告し、システムが故障情報を保持してメンテナンス時に利用可能とすることが考えられる。
なお、警告器ＡＬ１は必要に応じて設けられるもので、省略しても良い。
【０１３１】
相短絡制御部１２ａは、ロードダンプ等の異常時に、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超える事を判定する第２判定回路１３Ｂを備える。そして、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第２設定電圧Ｖｆｃｚを超えると、第２判定回路１３Ｂは相短絡指令ＺＶＣを生成する。
第２判定回路１３Ｂは、上記実施の形態４と同様の過電圧検出回路１３ｚと、判定遅延回路としてのサンプリング回路１３ｃとを備える。
【０１３２】
サンプリング回路１３ｃは、制御装置５ｃの制御周期毎に制御周期信号ＣＬＫを発生するクロック回路と、ＡＮＤ回路ＡＮ３と、カウンタ回路ＣＮＴ２と、ＡＮＤ回路ＡＮ４とＯＲ回路ＯＲ２とを備える。カウンタ回路ＣＮＴ２は、制御周期毎に過電圧検出回路１３ｚの出力をサンプリングし、カウンタ回路ＣＮＴ２が設定された複数回数（Ｎ回）の事象をカウントすることにより相短絡制御信号１９を出力する。即ち、カウンタ回路ＣＮＴ２は、過電圧検出回路１３ｚから過電圧を判定する信号を受信するとカウントを開始し、Ｎ回の制御周期に渡って過電圧検出回路１３ｚから過電圧を判定する信号を継続して受信すると相短絡制御信号１９を出力する。
【０１３３】
この場合、カウンタ回路ＣＮＴ２は、出力端子を２つ有して、制御周期信号ＣＬＫを２０回カウントする、即ち２０ビットのカウントで相短絡制御信号１９ａを出力すると共に、制御周期信号ＣＬＫを１０回カウントする、即ち１０ビットのカウントで相短絡制御信号１９ｂを出力する。また、第２判定回路１３Ｂが相短絡指令ＺＶＣを出力するのに要する判定時間Ｔｚｖｃは、２０回の制御周期の時間と過電圧検出回路１３ｚによる過電圧の検出に要する時間とを加算した時間に、その他の遅延を考慮して設定される。
【０１３４】
上述したように、過電圧保護部６０Ｄでは、故障検知回路１７ｂが、放電回路１０の故障を検知し、かつ平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが第１設定電圧Ｖｆｃｍを超える事を判定すると、故障検知信号１８を出力する。そして故障検知信号１８は、警告器ＡＬ１を動作させると共に、相短絡制御部１２ａに入力される。
相短絡制御部１２ａでは、故障検知信号１８は相短絡制御信号１９ｂと共にＡＮＤ回路ＡＮ４に入力される。そして、ＯＲ回路ＯＲ２は、相短絡制御信号１９ａとＡＮＤ回路ＡＮ４との出力を和演算して相短絡指令ＺＶＣを出力する。
【０１３５】
過電圧保護部６０Ｄが正常動作している場合は、故障検知信号１８が発生しないため、２０ビットのカウントで生成される相短絡制御信号１９ａがカウンタ回路ＣＮＴ２から出力されると、サンプリング回路１３ｃから相短絡指令ＺＶＣが出力される。
ところでカウンタ回路ＣＮＴ２は、カウントを開始すると、１０ビットのカウントで生成される相短絡制御信号１９ｂを、２０ビットのカウントで生成される相短絡制御信号１９ａよりも早く生成して出力する。このため、故障検知回路１７ｂが故障検知信号１８を出力すると、カウンタ回路ＣＮＴ２が相短絡制御信号１９ｂを出力した時点で、ＡＮＤ回路ＡＮ４とＯＲ回路ＯＲ２とを介して相短絡指令ＺＶＣが出力される。これにより、設定された判定時間Ｔｚｖｃより短い判定時間で相短絡指令ＺＶＣが出力されてインバータ１の相短絡制御に移行する。
【０１３６】
この実施の形態では、以上のように、過電圧保護部６０Ｄに故障検知回路１７ｂを備え、故障検知回路１７ｂが放電回路１０の故障を検知すると、第２判定回路１３Ｂの判定時間を短く調整するように構成した。このため、放電回路１０が正常に放電動作しない場合であっても、平滑コンデンサ電圧Ｖｆｃが、電動機駆動装置１１０ａの主回路耐圧を超過する前にインバータ１の相短絡制御に移行できる。第２判定回路１３Ｂの判定時間の調整は、平滑コンデンサ４の容量に応じて決定すれば良く、平滑コンデンサ４の容量が小さい場合は、カウンタ回路ＣＮＴ２の１０ビットのカウントをさらに短くすれば良い。
【０１３７】
このように、過電圧保護部６０Ｄに故障が発生した場合においても、インバータ１の相短絡制御への早期移行により過電圧保護機能を提供し、電動機駆動装置１１０ａを停止させることなく所定期間の運転継続を可能にする。即ち、過電圧保護部６０Ｄ自体は冗長化されるものでは無いが、過電圧保護部６０Ｄと相短絡制御部１２ａとで、過電圧保護機能の冗長化を実現している。このため、過電圧保護部６０Ｄが大型化することを抑制して過電圧保護機能の冗長化が図れる。
この場合、相短絡制御部１２ａで第２判定回路１３Ｂの判定時間が短くなるのは、過電圧保護部６０Ｄに故障が発生した場合に限られるため、第２判定回路１３Ｂの誤動作リスクの増加は限定的である。
【０１３８】
なお、過電圧保護機能の冗長化以外の構成は、上記実施の形態４と同様であり、上記実施の形態４と同様の効果を奏するものである。
【０１３９】
また上記実施の形態５〜７で示した冗長方式の過電圧保護部６０Ａ〜６０Ｃを、この実施の形態８に適用しても良く、相短絡制御部１２ａと連動することで一層の冗長性が得られ、信頼性が更に向上する。
【０１４０】
また、上記実施の形態では、第２判定回路１３Ｂの判定時間を短く調整してインバータ１の相短絡制御へ早期移行するものを示したが、相短絡制御の判定レベルを変更する等、他の方法によりインバータ１の相短絡制御へ早期移行させても良い。相短絡制御の判定レベルの変更は、相短絡制御部１２ａ内の第２判定回路１３Ｂに設定された第２設定電圧Ｖｆｃｚを低くすることで実現できる。
【０１４１】
実施の形態９．
次に、この発明の実施の形態９について説明する。図２３は、この発明の実施の形態９による電動機駆動装置１１０ｂの概略構成を示す図である。
図２３に示すように、電動機駆動装置１１０ｂは、２台の電動機２ａ、２ｂを駆動するもので、各電動機２ａ、２ｂを駆動する２台のインバータ１ａ、１ｂを備える。また、直流電源３に並列接続される平滑コンデンサ４と、インバータ１ａ、１ｂを制御する制御装置５ｄと、過電圧保護部６０とを備える。なお、各電動機２ａ、２ｂは駆動動作と回生動作との双方が可能である。
【０１４２】
各インバータ１ａ、１ｂは上記実施の形態４のインバータ１と同様の構成であり、制御装置５ｄは、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂを生成して、インバータ１ａ、１ｂの力行動作および回生動作を制御する。
この場合、最大回生電力Ｐｍａｘは、２台の電動機２ａ、２ｂの回生電力和の最大である。また、相短絡制御部１２による相短絡制御は、２台のインバータ１ａ、１ｂに適用される。その他の構成および動作は、上記実施の形態４と同様であり、実施の形態４と同様の効果を奏することができる。
このような電動機駆動装置１１０ｂは、一例として、負荷の駆動を主目的とする電動機２ａと、発電を主目的とする電動機２ｂとを備えたシステム、例えばハイブリッド自動車内のシステムに利用される。
【０１４３】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態５〜８で示した過電圧保護機能の冗長化を同様に適用でき、それぞれ上記実施の形態５〜８と同様の効果を奏することができる。
【０１４４】
また、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【手続補正書】
【提出日】平成30年6月8日(2018.6.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に並列接続される平滑コンデンサと、
複数の半導体スイッチング素子を有し、上記平滑コンデンサの直流電力を多相交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、
所定の制御周期を有して上記複数の半導体スイッチング素子を駆動制御し、上記インバータの力行動作および回生動作を制御する制御装置と、
放電抵抗と半導体スイッチング素子とが直列接続され、上記平滑コンデンサの両端子間に接続される放電回路、および、上記平滑コンデンサの電圧が第１設定電圧を超える事を判定する第１判定回路を有して、該第１判定回路の判定により上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる過電圧保護部とを備え、
上記制御装置は、上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧より低い第２設定電圧を超える事を判定する第２判定回路を有して、該第２判定回路の判定により上記電動機を相短絡状態にする相短絡制御部を備え、
上記第２判定回路が判定に要する判定時間は、上記第１判定回路が判定に要する時間より長い、
電動機駆動装置。
【請求項２】
上記過電圧保護部は、上記直流電源と上記平滑コンデンサとの間の接続が解放される場合に、上記第１判定回路の判定により上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる、
請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
上記電動機で発生する最大回生電力が、上記第２判定回路の上記判定時間と同等の時間幅に対する上記放電抵抗の許容電力を超えないように、上記判定時間が設定される、
請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
上記放電回路は、上記放電抵抗と上記半導体スイッチング素子と、さらにヒューズとを直列接続したものであり、
上記第２判定回路の上記判定時間は、上記電動機からの回生電力が最大時に上記放電回路を流れる電流値における上記ヒューズの溶断時定数より小さい、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、ヒステリシスコンパレータを備えて上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項６】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、過渡電圧サプレッサ素子を備え、該過渡電圧サプレッサ素子の電圧降伏動作に基づいて、上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項７】
上記過電圧保護部内の上記第１判定回路は、演算増幅器を備えて上記平滑コンデンサの電圧が上記第１設定電圧を超える事を判定する、
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項８】
上記過電圧保護部内の上記放電回路は、上記放電抵抗と上記半導体スイッチング素子と、さらにヒューズとが直列接続された直列回路をＮ個並列に備え、
上記第２判定回路の上記判定時間は、上記電動機からの回生電力が最大時に上記直列回路を流れる電流値における上記ヒューズの溶断時定数より小さく、
上記第２判定回路の上記判定時間と同等の時間幅に対する上記各放電抵抗の許容電力は、上記電動機で発生する最大回生電力より小さく、かつ、上記Ｎ個の直列回路の内、ｍ個の直列回路における上記各放電抵抗の許容電力和は、上記最大回生電力以上である、
請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
【請求項９】
ｍ＝Ｎ−１である、
請求項８に記載の電動機駆動装置。
【請求項１０】
上記過電圧保護部内の上記放電回路は、上記放電抵抗と上記ヒューズと上記半導体スイッチング素子とがそれぞれ直列接続されたメイン直列回路とサブ直列回路とを備え、
上記過電圧保護部は、上記メイン直列回路の故障を検知する故障検知回路を備え、該故障検知回路により上記メイン直列回路の故障を検知しかつ上記第１判定回路により上記平滑コンデンサの電圧が第１設定電圧を超える事を判定すると、上記サブ直列回路内の上記半導体スイッチング素子をオンさせる、
請求項４に記載の電動機駆動装置。
【請求項１１】
上記放電回路は、上記サブ直列回路を複数個備えた、
請求項１０に記載の電動機駆動装置。
【請求項１２】
上記メイン直列回路の上記放電抵抗と上記サブ直列回路の上記放電抵抗とは共通の放電抵抗で構成され、上記サブ直列回路の上記ヒューズおよび上記半導体スイッチング素子が、上記メイン直列回路の上記ヒューズおよび上記半導体スイッチング素子に並列接続される、
請求項１０または請求項１１に記載の電動機駆動装置。
【請求項１３】
上記電動機で発生する最大回生電力は、上記ヒューズの上記溶断時定数と同等の時間幅に対する上記放電抵抗の許容電力を超えない、
請求項１２に記載の電動機駆動装置。
【請求項１４】
上記過電圧保護部は、上記放電回路の故障を検知する故障検知回路を備え、
上記相短絡制御部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、上記第２判定回路の上記判定時間を短く調整する、
請求項４に記載の電動機駆動装置。
【請求項１５】
上記過電圧保護部は、上記放電回路の故障を検知する故障検知回路を備え、
上記相短絡制御部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、上記第２判定回路の上記第２設定電圧を低く調整する、
請求項４に記載の電動機駆動装置。
【請求項１６】
上記過電圧保護部は、上記故障検知回路が上記放電回路の故障を検知すると、警告を出力する、
請求項１４または請求項１５に記載の電動機駆動装置。
【請求項１７】
上記故障検知回路は、上記放電回路内の上記放電抵抗と上記ヒューズと上記半導体スイッチング素子との何れかの接続点の電圧を判定する第１電圧判定回路と、該第１電圧判定回路の入力側に設けられた第１マスク回路とを備え、該第１マスク回路は、上記第２判定回路の上記判定時間以下の信号をマスクする、
請求項１０から請求項１６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項１８】
上記故障検知回路は、上記放電回路内の上記半導体スイッチング素子の制御端子の電圧を判定する第２電圧判定回路と、該第２電圧判定回路の入力側に設けられた第２マスク回路とを備え、該第２マスク回路は、上記第２判定回路の上記判定時間以下の信号をマスクする、
請求項１０から請求項１７のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項１９】
上記インバータを複数備え、該複数のインバータは、複数個の上記電動機をそれぞれ駆動する、
請求項１から請求項１８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【請求項２０】
上記相短絡制御部内の上記第２判定回路は、上記平滑コンデンサの電圧が上記第２設定電圧を超える事を検出する検出回路と、カウンタ回路またはフィルタ回路にて構成され、上記制御周期の複数周期にわたる上記検出回路からの信号に基づいて判定信号を出力する判定遅延回路とを備える、
請求項１から請求項１９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
【国際調査報告】
2017217036.tif 000026
2017217036.tif 000027
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