(57)【要約】  駆動回路は、物理量に応じたモニタ信号を出力する振動子を駆動振動する。この駆動回路は、駆動周波数を有する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、モニタ信号と駆動信号との位相差を検出する位相差検出部と、位相差に基づいて駆動周波数を制御する周波数制御部と、モニタ信号の振幅に応じて駆動信号の振幅を制御するＡＧＣ部と、上記の制御された振幅を有する駆動信号を振動子に出力する出力部とを備える。この駆動回路は、振動子の安定した駆動振動を行うことができる。
2016166960.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
物理量に応じたモニタ信号を出力する振動子を駆動振動する駆動回路であって、
駆動周波数を有する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記モニタ信号と前記駆動信号との位相差を検出する位相差検出部と、
前記位相差に基づき前記駆動周波数を制御する周波数制御部と、
前記モニタ信号の振幅に応じて前記駆動信号の振幅を制御するＡＧＣ部と、
前記制御された振幅を有する前記駆動信号を前記振動子に出力する出力部と、
を備えた駆動回路。
【請求項２】
前記振動子は共振周波数を有し、
前記周波数制御部は前記位相差に基づいて前記駆動周波数と前記共振周波数との差を検出して前記駆動周波数を制御する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項３】
前記出力部は、前記振動子の起動時に、所定の周波数と所定の振幅とを有する正弦波信号を前記振動子に出力する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項４】
前記モニタ信号の電流が前記振動子より出力された段階で前記駆動回路は前記モニタ信号の振幅を検出してＡＧＣによる前記駆動信号の制御に切り替える、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項５】
アナログ／デジタル変換器をさらに備え、
前記アナログ／デジタル変換器と前記位相差検出部と前記ＡＧＣ部のいずれかが間欠動作する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項６】
前記位相差検出部は、前記駆動信号と前記モニタ信号の時間差Ｔｄｍと前記駆動信号の周期Ｔｄｒｖとを用いて以下の式：
【数１】
2016166960.tif 000018
により前記位相差Ｐｄを求める、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項７】
前記駆動信号は、第１のゼロクロス点で前記駆動信号の中心値を立上り方向と立下り方向とのうちの所定の方向にクロスし、前記第１のゼロクロス点の次に第２のゼロクロス点で前記駆動信号の前記中心値を前記所定の方向にクロスし、
前記位相差検出部は、
サンプルクロックにより前記第１のゼロクロス点の直後の第１のサンプリング点で前記駆動信号をサンプリングし、
前記サンプルクロックにより前記第２のゼロクロス点の直前の第２のサンプリング点で前記駆動信号をサンプリングし、
前記第１のゼロクロス点から前記第１のサンプリング点までの時間である第１の小数部分Ｆｒ１と、前記第１のサンプリング点から前記第２のサンプリング点までの時間である第１の整数部分Ｉｎ１と、前記第２サンプリング点から前記第２のゼロクロス点までの時間である第２の小数部分Ｆｒ２とを用いて以下の式：
【数２】
2016166960.tif 000019
により前記駆動信号の前記周期Ｔｄｒｖを算出する、
ように構成されている、請求項６に記載の駆動回路。
【請求項８】
前記モニタ信号は、前記第１のサンプリング点の次に第３のゼロクロス点で前記モニタ信号の中心値を前記所定の方向にクロスし、
前記位相差検出部は、
前記サンプリングクロックにより、前記第１のサンプリング点から前記第３のゼロクロス点の直前の第３のサンプリング点で前記モニタ信号をサンプリングし、
前記第１のサンプリング点から前記第３のサンプリング点までの時間に対応する第２の整数部分Ｉｎ２と、前記第３のサンプリング点から前記第３のゼロクロス点までの時間に対応する第３の小数部分Ｆｒ３とを用いて以下の式：
【数３】
2016166960.tif 000020
により前記駆動信号と前記モニタ信号との時間差Ｔｄｍを算出する、
ように構成されている、請求項７に記載の駆動回路。
【請求項９】
前記位相差検出部は、前記振動子の起動後に所定時間の経過後から前記位相差の検出を開始する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項１０】
前記周波数制御部は、前記振動子の定常状態においてＰＤ制御により前記駆動周波数を制御する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項１１】
前記駆動回路は、
第１の増幅器と、
第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力に接続される第１のトランジスタと、
前記第２の増幅器の出力に接続される第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの出力と前記第２のトランジスタの出力とに接続される第１のカレントアンプと、
前記第１のトランジスタと前記第１のカレントアンプとの間に接続された第１の電流源と、
を有する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項１２】
前記駆動回路は、
前記第１の増幅器の出力に接続された第３のトランジスタと、
第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力に接続された第４のトランジスタと、
前記第３のトランジスタの出力と前記第４のトランジスタの出力とに接続される第２のカレントアンプと、
前記第３のトランジスタと前記第２のカレントアンプとの間に接続された第２の電流源と、
をさらに有する、請求項１１に記載の駆動回路。
【請求項１３】
前記駆動回路は、前記第２のカレントアンプに接続されたプッシュ・プル制御の出力回路をさらに有し、
前記第３の増幅器は、制限範囲の設定値が接続された第１の入力と、前記出力回路の出力が入力された第２の入力とを有する、請求項１２に記載の駆動回路。
【請求項１４】
前記駆動回路は、前記第１のカレントアンプに接続されたプッシュ・プル制御の出力回路をさらに有し、
前記第２の増幅器は、制限範囲の設定値が接続された第１の入力と、前記出力回路の出力が入力された第２の入力とを有する、請求項１１に記載の駆動回路。
【請求項１５】
前記駆動回路は、
第１の入力と、
第２の入力と、
前記第１の入力に接続された第１のトランジスタと、
前記第２の入力に接続された第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの出力と前記第２のトランジスタの出力とに接続される第１のカレントアンプと、
前記第１のトランジスタと前記第１のカレントアンプとの間に接続された第１の電流源と、
を有する、請求項１に記載の駆動回路。
【請求項１６】
前記第１のトランジスタの出力は前記第１のカレントアンプの１次側に接続された、請求項１５に記載の駆動回路。
【請求項１７】
前記第１の電流源は第１の電位に接続され、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタと前記第１のカレントアンプとは前記第１の電位より高い第２の電位に接続されている、請求項１５または１６に記載の駆動回路。
【請求項１８】
物理量に応じたモニタ信号を出力する振動子と、
前記振動子を駆動振動する駆動回路と、
を備え、
前記駆動回路は、
駆動周波数を有する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記モニタ信号と前記駆動信号との位相差を検出する位相差検出部と、
前記位相差に基づき前記駆動周波数を制御する周波数制御部と、
前記モニタ信号の振幅に応じて前記駆動信号の振幅を制御するＡＧＣ部と、
前記制御された振幅を有する前記駆動信号を前記振動子に出力する出力部と、
を有する、物理量センサ。
【請求項１９】
請求項１８に記載の物理量センサを備えた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部から与えられた物理量を検知する振動子を駆動する駆動回路およびそれを備える物理量センサ、電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は角速度や加速度などの物理量を検出可能な従来の物理量センサを開示している。その物理量センサは振動子を有しており、駆動回路を用いてこの振動子を発振させる。【０００３】
特許文献２は、出力範囲の制限機能を有する従来の増幅回路を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−２４９６４６号公報
【特許文献２】特開２００８‐２２４５８１号公報
【発明の概要】
【０００５】
駆動回路は、物理量に応じたモニタ信号を出力する振動子を駆動振動する。この駆動回路は、駆動周波数を有する駆動信号を生成する駆動信号生成部と、モニタ信号と駆動信号との位相差を検出する位相差検出部と、位相差に基づいて駆動周波数を制御する周波数制御部と、モニタ信号の振幅に応じて駆動信号の振幅を制御するＡＧＣ部と、上記の制御された振幅を有する駆動信号を振動子に出力する出力部とを備える。
【０００６】
この駆動回路は、振動子の安定した駆動振動を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は実施の形態１に係る物理量センサの構成図である。
【図２】図２は実施の形態１に係る物理量センサのブロック図である。
【図３】図３は実施の形態１に係る物理量センサの駆動回路のブロック図である。
【図４】図４は実施の形態１に係る物理量センサの振動子の位相特性を示す図である。
【図５Ａ】図５Ａは実施の形態１に係る物理量センサの位相差検出部での位相差の計測方法を示す図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは図５Ａの拡大図である。
【図６】図６は実施の形態１に係る物理量センサの位相差を示す図である。
【図７】図７は実施の形態１に係る物理量センサの正弦波生成ユニットのブロック図である。
【図８】図８は実施の形態１に係る物理量センサの他の正弦波生成ユニットのブロック図である。
【図９】図９は実施の形態１に係る他の物理量センサのブロック図である。
【図１０】図１０は実施の形態１に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。
【図１１】図１１は実施の形態１に係るさらに他の物理量センサのブロック図である。
【図１２】図１２は実施の形態１に係る電子機器の構成図である。
【図１３】図１３は実施の形態２に係る増幅回路のブロック図である。
【図１４】図１４は実施の形態２に係る他の増幅回路のブロック図である。
【図１５】図１５は実施の形態２に係る増幅回路の出力特性を示す特性図である。
【図１６】図１６は実施の形態３に係る物理量センサの構成図である。
【図１７】図１７は実施の形態４に係る駆動回路のブロック図である。
【図１８】図１８は実施の形態４に係る他の駆動回路のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、実施の形態に係る物理量センサについて、図面を参照して説明する。各図面において、同一部分に対する符号の付与を省略し、その説明を適宜省略することがある。また、各図面は好ましい形態の一例を示すものであり、それぞれの構成・形状・数値に限定されるわけではない。また、実施の形態中で説明する各要素技術を矛盾の無い範囲で適宜組み合わせることは可能である。
【０００９】
（実施の形態１）
図１は実施の形態１に係る物理量センサ１の構成図である。物理量センサ１は、振動子１０と、駆動回路１１と、物理量検出回路５１とを備える。
【００１０】
振動子１０は、所定の駆動周波数ｆｄｒｖを有する駆動信号Ｓｄｒｖが駆動回路１１から供給されるとともに、外部から与えられた物理量（例えば、角速度，加速度など）に応じてセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを出力する。センサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂの周波数は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数ｆｄｒｖに対応する。例えば、センサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂの中心周波数は、駆動信号Ｓｄｒｖの周波数ｆｄｒｖに相当し、実質的に等しい。実施の形態１に係る物理量センサ１では、振動子１０は音叉型角速度センサであり、外部から与えられた物理量である角速度に応じたセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを出力する。駆動回路１１は、駆動信号Ｓｄｒｖを振動子１０に供給する。振動子１０は、駆動信号Ｓｄｒｖにより振動し、その振動に応じてモニタ信号Ｓｏｓｃを出力する。駆動回路１１は、振動子１０からのモニタ信号Ｓｏｓｃに応じて駆動信号Ｓｄｒｖの周波数ｆｄｒｖおよび振幅Ａｄｒｖを調整する。物理量検出回路５１は、振動子１０からのセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、振動子に与えられた物理量を検出する。
【００１１】
以下、駆動回路１１について説明する。
【００１２】
図２は物理量センサ１のブロック図である。振動子１０は、音叉形状を有する振動子本体１０ａと、駆動用圧電素子Ｐｄｒｖと、振動検出用圧電素子Ｐｏｓｃと、物理量検出用圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂとを有する。駆動用圧電素子Ｐｄｒｖは、駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖの周波数ｆｄｒｖおよび振幅Ａｄｒｖに応じて駆動用の振動子本体１０ａを振動させる。この振動によって、振動検出用圧電素子Ｐｏｓｃには、電荷が発生し、この電荷の流れの電流であるモニタ信号Ｓｏｓｃが発生する。また、物理量すなわち回転角速度が振動子本体１０ａに発生すると、物理量検出用圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂには、回転角速度（コリオリ力）に応じた電荷が発生し、この電荷の流れの電流であるセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂが発生する。
【００１３】
図３は駆動回路１１のブロック図である。
【００１４】
ＩＶ（電流−電圧）変換部１３は、振動子１０から出力される電流であるモニタ信号Ｓｏｓｃを電圧のモニタ信号Ｖｏｓｃに変換する。
【００１５】
ＡＤＣ（アナログ−デジタル変換）部１５は、ＩＶ変換部１３から出力されたモニタ信号Ｖｏｓｃをデジタル値であるモニタ信号Ｄｏｓｃに変換する。なお、ＡＤＣ部１５の前もしくは後もしくはその両方にＬＰＦ（ローパスフィルタ）もしくはＢＰＦ（バンドパスフィルタ）などのフィルタが接続されていてもよい。実施の形態１に係る図３に示す駆動回路１１では、ＡＤＣ部１５の前段と後段との両方にＢＰＦが設けられている。
【００１６】
位相差検出部１７には、ＡＤＣ部１５から出力されたモニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号生成部２１で生成された正弦波のデジタル値である駆動信号Ｑｄｒｖとが入力される。位相差検出部１７は、モニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号生成部２１で生成された駆動信号Ｑｄｒｖとを演算することによりモニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとの位相差Ｐｄに応じた位相差情報Ｄｐｄを算出して周波数制御部１９に出力する。
【００１７】
周波数制御部１９は、位相差検出部１７から入力された位相差情報Ｄｐｄによって、駆動信号Ｓｄｒｖの駆動周波数ｆｄｒｖを決定する位相ステップ値Ｐｓｔを算出して駆動信号生成部２１に出力する。
【００１８】
駆動信号生成部２１は、周波数制御部１９から得られた位相ステップ値Ｐｓｔをもとに正弦波のデジタル値である駆動信号Ｑｄｒｖを生成してＡＧＣ（自動ゲインコントロール）部２３に出力する。駆動信号生成部２１は、位相計算部２１ａと正弦波生成部２１ｂとを有する。位相計算部２１ａは位相ステップ値Ｐｓｔに応じて０〜２πの位相情報Ｐｓｓを出力する。具体的には、位相計算部２１ａは所定の一定時間間隔で周波数制御部１９から得られた位相ステップ値Ｐｓｔを累加して累加値を得て、累加値を２πで除した余りを位相情報Ｐｓｓとして算出する。位相計算部２１ａは累加値から２πを減算して得た減算値が０以上２π未満となるまで、累加値から２πを１回以上の回数だけ減算して、その減算値を位相情報Ｐｓｓとして算出してもよい。正弦波生成部２１ｂは例えばＣＯＲＤＩＣ演算回路で構成されており、位相情報Ｐｓｓに応じた振幅情報を演算することで正弦波のデジタル値である駆動信号Ｑｄｒｖを生成する。
【００１９】
ＡＧＣ部２３は、振幅検出部２３ａと、ゲイン制御部２３ｂと、乗算部２３ｃとを有する。
【００２０】
振幅検出部２３ａはモニタ信号Ｄｏｓｃの振幅Ｄａｍｐを検出する。
【００２１】
乗算部２３ｃは、ゲイン制御部２３ｂで算出したゲイン値Ｇｃと駆動信号生成部２１で生成された駆動信号Ｑｄｒｖとを乗算することで、ゲイン制御されたデジタル値の駆動信号Ｄｄｒｖを生成して出力部１１ｐに出力する。出力部１１ｐは、駆動信号Ｄｄｒｖが入力されるＤＡＣ（デジタル−アナログ変換）部２５を有する。ＤＡＣ部２５は、駆動信号Ｄｄｒｖをアナログ信号である駆動信号Ｓｄｒｖに変換して振動子１０へと出力する。出力部１１ｐはＤＡＣ部２５の後段に接続されたＬＰＦもしくはＢＰＦを有してもよい。これにより、高ＳＮ化するので好ましい。
【００２２】
実施の形態１に係る駆動回路１１では、振動子１０の位相特性を利用して周波数制御を行っており、以下にその詳細を説明する。
【００２３】
図４は振動子１０の位相特性を示す。振動子１０は共振周波数ｆ０を有する。振動子１０の振動の位相は共振周波数ｆ０を中心に位相が＋方向に変化して進み、または−方向に変化して遅れる。すなわち、駆動信号Ｑｄｒｖの周波数が共振周波数ｆ０より高い場合には位相が＋方向に変化して進み、低い場合には位相が−方向に変化して遅れる。
【００２４】
図５Ａは、位相差検出部１７での位相差Ｐｄの計測方法を示す。図５Ａにおいて、横軸は時間を示し、縦軸は駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃの値を示す。駆動信号Ｑｄｒｖはサンプリング点ｔＮにおいて値Ｑｄｒｖ（ｔＮ）を取る（Ｎは整数）。駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃの値は共にゼロを中心として振幅の幅だけ変化し、正の値と負の値を交互に取る。
【００２５】
モニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとの位相差Ｐｄをより正確に計測するために、モニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとの頂点の付近でなく、モニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとのゼロ点を通過するゼロクロス点で位相差を計測する。これは、ゼロクロス点の付近が頂点の付近に比べて信号の変化量が大きく、信号のレベルの計測誤差、位相差を計算する際の計算誤差が小さくなるためである。
【００２６】
実施の形態１に係る駆動回路１１では、ＡＤＣ部１５やデジタル信号を処理する部分は所定のサンプリング周期Ｔｓを有するサンプリングクロックで動作する。位相差検出部１７は、サンプリング周期Ｔｓの間隔でサンプリング点ｔ０、ｔ１、…で駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃとをサンプリングする。実施の形態１に係る位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１、ｔｚｄ２とモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１とを検出する。実施の形態１において、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１、ｔｚｄ２は、駆動信号Ｑｄｒｖの値が負の値から正の値に変わる際にゼロの値とクロスする時点であり、モニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１は、モニタ信号Ｄｏｓｃの値が負の値から正の値に変わる際にゼロの値とクロスする時点である。駆動信号Ｑｄｒｖのゼロ値とモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロ値はそれぞれ駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃの中心値Ｚｏｓｃである。すなわち、実施の形態１において、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１、ｔｚｄ２は、駆動信号Ｑｄｒｖの値が駆動信号Ｑｄｒｖの立上り方向に駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖとクロスする時点であり、モニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１は、モニタ信号Ｄｏｓｃの値が立上り方向にモニタ信号Ｄｏｓｃの中心値Ｚｏｓｃとクロスする時点である。詳細には、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ２は駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１の次のゼロクロス点、すなわちゼロクロス点ｔｚｄ１の後の最初のゼロクロス点である。モニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１は駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１の後の最初のゼロクロス点であり、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ２はモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１の後の最初のゼロクロス点である。
【００２７】
駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点では立ち下がり方向に中心値をクロスしてもよい。すなわち、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１、ｔｚｄ２で、駆動信号Ｑｄｒｖの値は正の値から負の値に変わる立下り方向に中心値Ｚｄｒｖとクロスしてもよい。この場合、モニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１で、モニタ信号Ｄｏｓｃの値が正の値から負の値に変わる立下り方向に中心値Ｚｏｓｃとクロスする。
【００２８】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１からモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１までの時間差Ｔｄｍと、駆動信号Ｑｄｒｖの周期Ｔｄｒｖにより、位相差Ｐｄを以下の数１を用いて算出する。
【００２９】
【数１】
2016166960.tif 000003
【００３０】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖの周期Ｔｄｒｖを以下の方法で求める。
【００３１】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１からゼロクロス点ｔｚｄ１の後の最初のサンプリング点ｔ１までの時間である小数部分Ｆｒ１を求める。
【００３２】
さらに、位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１から、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ２の直前のサンプリング点ｔ１６までのサンプルクロックによってカウント可能な時間である整数部分Ｉｎ１を計測する。
【００３３】
さらに、位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１６から駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ２までの時間である小数部分Ｆｒ２を求める。
【００３４】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖの周期Ｔｄｒｖを数２で求める。
【００３５】
【数２】
2016166960.tif 000004
【００３６】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１とモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１との時間差Ｔｄｍを以下の方法で求める。
【００３７】
位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１から、モニタ信号のゼロクロス点ｔｚｍ１の直前のサンプリング点ｔ１１までのサンプルクロックによってカウント可能な時間である整数部分Ｉｎ２を求める。
【００３８】
さらに、位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１１からモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１までの時間である小数部分Ｆｒ３を求める。
【００３９】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ１とモニタ信号Ｄｏｓｃのゼロクロス点ｔｚｍ１との時間差Ｔｄｍを以下の数３で求める。
【００４０】
【数３】
2016166960.tif 000005
【００４１】
図５Ｂは、位相差検出部１７が小数部分Ｆｒ１を計測する方法を示し、図５Ａのゼロクロス点ｔｚｄ１付近を拡大して示す。位相差検出部１７は、ゼロクロス点ｔｚｄ１の直前のサンプリング点ｔ０での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ０）と、サンプリング点ｔ０の次のサンプリング点ｔ１すなわちゼロクロス点ｔｚｄ１の直後のサンプリング点ｔ１での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ１）により、数４を用いて小数部分Ｆｒ１を求める。
【００４２】
【数４】
2016166960.tif 000006
【００４３】
同様に、位相差検出部１７は、ゼロクロス点ｔｚｄ２の直前のサンプリング点ｔ１６での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ１６）と、サンプリング点ｔ１６の次のサンプリング点ｔ１７すなわちゼロクロス点ｔｚｄ２の直後のサンプリング点ｔ１７での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ１７）により、数５を用いて小数部分Ｆｒ２を求める。
【００４４】
【数５】
2016166960.tif 000007
【００４５】
同様に、位相差検出部１７は、ゼロクロス点ｔｚｍ１の直前のサンプリング点ｔ１１での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ１１）と、サンプリング点ｔ１１の次のサンプリング点ｔ１２すなわちゼロクロス点ｔｚｍ１の直後のサンプリング点ｔ１２での駆動信号Ｑｄｒｖの値Ｑｄｒｖ（ｔ１２）により、数６を用いて小数部分Ｆｒ３を求める。
【００４６】
【数６】
2016166960.tif 000008
【００４７】
位相差検出部１７は数１から数６により算出した位相差Ｐｄに応じて位相差情報Ｄｐｄを出力する。
【００４８】
次に周波数制御部１９の動作について説明する。
【００４９】
図６はモニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとの位相差Ｐｄを示す。図６に示すように、駆動周波数ｆｄｒｖが振動子１０の共振周波数ｆ０からずれている場合には、時間変化とともに図４に示す位相差に向けて駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃとの位相差Ｐｄが収束することとなるが、収束に至るまでの位相差Ｐｄの時間変化は、駆動周波数ｆｄｒｖと共振周波数ｆ０のずれに応じて、図６に示すように変化する。このように、時間による位相変化は、周波数のずれ量により傾きが異なる。具体的には、共振周波数ｆ０が駆動周波数ｆｄｒｖより高い場合には、時間の経過と共に位相差Ｐｄが特性Ｐ１に従って正の値Ｐｄ１に収束する。共振周波数ｆ０が駆動周波数ｆｄｒｖより低い場合には、時間の経過と共に位相差Ｐｄが特性Ｐ２に従って負の値Ｐｄ２に収束する。
【００５０】
特許文献１に開示された物理量センサが備える駆動回路では、振動子の発振時において、振動子のモニタ信号にＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、ＡＧＣ（自動ゲインコントロール）処理を行って駆動信号として出力する。この駆動回路では、モニタ信号に不要な成分が含まれている場合、駆動信号にもこの不要な周波数が含まれてしまい、結果、安定した駆動振動を行うことができない場合がある。
【００５１】
実施の形態１に係る駆動回路１１は、まず、起動モードにおいて駆動周波数ｆｄｒｖを振動子１０の共振周波数ｆ０に大まかに合わせる。起動モードにより、起動初期の駆動周波数ｆｄｒｖが振動子１０の共振周波数ｆ０と大きくずれている場合に、収束までの時間を短縮する効果がある。また、位相差Ｐｄの計測においては、初期時にモニタ信号Ｄｏｓｃの振幅が小さく、誤差が大きくなることが考えられるが、その期間のモニタ信号Ｄｏｓｃを周波数ｆｄｒｖの制御に用いないことにより、周波数ｆｄｒｖの制御を安定化することができる。
【００５２】
起動モードでは、電源起動時で振動子１０からの出力が発生していない起動時に位相ステップ値Ｐｓｔの所定の初期値Ｐｓｔｉとゲイン値Ｇｃの所定の初期値Ｇｃｉで所定時間Ｔｉだけ動作する。すなわち、ゲイン値Ｇｃの所定の初期値Ｇｃｉに基づく固定振幅と、位相ステップ値Ｐｓｔの所定の初期値Ｐｓｔｉに基づく固定周波数とを有する駆動信号Ｓｄｒｖが、所定時間Ｔｉだけ振動子１０に出力される。初期値Ｐｓｔｉと初期値Ｇｃｉ及び所定時間Ｔｉはメモリなどで設定できることが好ましい。この状態で駆動周波数ｆｄｒｖを共振周波数ｆ０に最初に合わるために、周波数制御部１９は所定時間Ｔｉが経過した時点で計測された位相に基づいて位相ステップ値Ｐｓｔを算出する。具体的には、周波数制御部１９は、時点ｔ（ｍ）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ）を、時点ｔ（ｍ）における位相差Ｐｄ（ｍ）と、時点ｔ（ｍ）の前回の時点ｔ（ｍ−１）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ−１）と、起動時の周波数制御係数Ｋ１とを用いて数７で算出する（ｍは整数）。このように起動時には所定時間Ｔｉのタイマーを動作させ、所定時間Ｔｉが満了した時点で算出された位相差Ｐｄを用いて周波数制御部１９で駆動周波数ｆｄｒｖを制御することとなる。
【００５３】
【数７】
2016166960.tif 000009
【００５４】
また、起動モードの完了後は定常モードに移行する。定常モードでは、周波数制御部１９は、ＰＤ（比例微分）制御により駆動周波数ｆｄｒｖを制御する。具体的には、周波数制御部１９は、時点ｔ（ｍ）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ）を、時点ｔ（ｍ）における位相差Ｐｄ（ｍ）と、時点ｔ（ｍ）の前回の時点ｔ（ｍ−１）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ−１）と、位相差Ｐｄ（ｍ−１）と、定常時の周波数制御係数のＰ成分Ｋｐと、定常時の周波数制御係数のＤ成分Ｋｄとを用いて数８により時点ｔ（ｍ）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ）を求める。
【００５５】
【数８】
2016166960.tif 000010
【００５６】
ここで、Ｐ成分Ｋｐは、操作量を制御量と目標値の偏差の一次関数として制御するための比例ゲインである。Ｄ成分Ｋｄは、位相差Ｐｄの微分に比例して入力値を変化させるための微分ゲインである。この制御は対象とする制御特性に合わせてＰ（比例）制御やＰＩＤ（比例積分微分）制御であってもよい。
【００５７】
この動作により位相差Ｐｄをもとに駆動周波数ｆｄｒｖを振動子１０の共振周波数ｆ０と同一になるように制御することが可能となる。
【００５８】
次にＡＧＣ部２３では、例えば、以下のような比例制御による制御を行う。
【００５９】
まず、起動時には、振動子１０を方形波で大きな振幅で駆動する。その後、正弦波で振幅を制御して駆動を行う。具体的には、モニタ信号Ｓｏｓｃの振幅Ａｏｓｃがあらかじめ設定された振幅値に達した時に方形波から正弦波に切り替える。正弦波に切り替えた後は、所定時間ごとに振幅Ａｏｓｃを計測して、係数Ｋ２１、Ｋ２２を用いて数９でＡＧＣ部２３におけるゲイン値Ｇｃを算出し、振幅Ａｏｓｃがターゲットとする駆動振幅を維持するように振幅Ａｏｓｃを制御する。
【００６０】
【数９】
2016166960.tif 000011
【００６１】
以上の構成により、位相差Ｐｄに基づいて駆動信号Ｑｄｒｖの周波数ｆｄｒｖと共振周波数ｆ０との差を検出して駆動信号Ｑｄｒｖ（駆動信号Ｄｄｒｖ）の周波数ｆｄｒｖを制御すると共にモニタ信号Ｄｏｓｃの振幅Ａｏｓｃを検出してＡＧＣ制御による駆動信号Ｄｄｒｖの振幅を制御することで、振動子１０に安定した駆動振動を行わせることができ、高精度な物理量センサ１が得られる。
【００６２】
また、ＡＤＣ部１５、位相差検出部１７、ＡＧＣ部２３を停止もしくは間欠駆動とすることで、制御の周期を長くして低消費電力化を測ることも可能である。
【００６３】
以下、物理量検出回路５１について説明する。
【００６４】
図１に示すように、物理量検出回路５１は、波形整形部１０１と、逓倍部１０２と、検波信号生成部１００と、入力アンプ１０３と、アナログ／デジタル変換器１０５と、乗算器１１５と、デジタルフィルタ１２０とを含む。
【００６５】
波形整形部１０１は、モニタ信号Ｓｏｓｃを方形波に変換して基準クロックＣＫｒｅｆとして出力する。例えば、波形整形部１０１は、コンパレータやインバータによって構成される。基準クロックＣＫｒｅｆの周波数はセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂの周波数と同一であり、定常状態では、基準クロックＣＫｒｅｆは駆動信号Ｓｄｒｖの周波数ｆｄｒｖと実質的に同一である。
【００６６】
逓倍部１０２は、波形整形部１０１からの基準クロックＣＫｒｅｆの周波数を逓倍し、基準クロックＣＫｒｅｆの周波数よりも高い周波数を有する逓倍クロックＣＫｓｐを生成する。例えば、逓倍部１０２はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によって構成される。
【００６７】
入力アンプ１０３は、振動子１０からの電流であるセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを電圧に変換し、アナログセンサ信号Ａｓｎｃとして出力する。機械結合キャンセル部（ＭＣＣ）１０４は、駆動信号Ｓｄｒｖの位相を調整して得られたＭＣ信号をアナログセンサ信号Ａｓｎｃに重畳する。これにより、アナログセンサ信号Ａｓｎｃに含まれる物理量の検出に不要な信号である不要信号の少なくとも一部を相殺する。
【００６８】
アナログ／デジタル変換器１０５は、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してアナログセンサ信号Ａｓｎｃをサンプリングし、サンプリングしたアナログ値（振幅値）をデジタル値であるデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換する。これにより、アナログセンサ信号Ａｓｎｃは、複数のデジタル値によって構成されたデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換される。
【００６９】
検波信号生成部１００は、正弦波生成ユニット１０６と、温度検出部１０７と、ローパスフィルタ１０８と、アナログ／デジタル変換器１０９と、メモリ１１０と、を有する。
【００７０】
温度検出部１０７により得られた温度に対応する温度情報はローパスフィルタ１０８で濾波され、その後、アナログ／デジタル変換器１０９によりデジタル値である温度情報Ｄｔに変換され、変換された温度情報Ｄｔが所定の周期で正弦波生成ユニット１０６へ入力される。また、メモリ１１０は、温度情報Ｄｔの複数の値にそれぞれ対応する補正量Ｅａの複数の値と補正量Ｅｂの複数の値と補正量Ｅｃの複数の値とを保持している。温度検出部１０７と、ローパスフィルタ１０８と、アナログ／デジタル変換器１０９と、メモリ１１０とは補正量生成部１１１を構成する。
【００７１】
図７は、正弦波生成ユニット１０６の構成例を示したブロック図である。正弦波生成ユニット１０６は、位相算出部１０６ａと、正弦波生成部１０６ｄとを有し、補正量生成部１１１に接続される。
【００７２】
位相算出部１０６ａは、逓倍部１０２から得られる逓倍クロックＣＫｓｐに基づいて位相φ１を算出する。更に、温度検出部１０７により得られた温度情報Ｄｔに対応する補正量Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃの値をメモリ１１０から取得し、取得した補正量Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃの値に基づいて位相φ１を変換して位相φ２を算出する。例えば、位相φ２は以下の数１０で算出できる。
【００７３】
【数１０】
2016166960.tif 000012
【００７４】
正弦波生成部１０６ｄは、位相算出部１０６ａから入力された位相φ２に対応する振幅値を算出することで正弦波である検波信号Ｄｄｅｔを生成する。ここで、ある位相を与えることで正弦波を発生させる演算方法としては、例えば、ＣＯＲＤＩＣ演算などを用いることが出来る。
【００７５】
図８は、実施の形態１に係る他の正弦波生成ユニット６０６のブロック図である。図８において、図７に示す正弦波生成ユニット１０６と同じ部分には同じ参照番号を付す。
【００７６】
正弦波生成ユニット６０６は、位相算出部１０６ａと、アドレス算出部１０６ｂと、メモリ部１０６ｃと、正弦波生成部１０６ｄと、を有する。
【００７７】
位相算出部１０６ａは、逓倍部１０２から得られる逓倍クロックＣＫｓｐに基づいて位相φ１を算出する。更に、温度検出部１０７により得られた温度情報Ｄｔに対応する補正量Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃの値をメモリ１１０から取得し、取得した補正量Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃの値に基づいて位相φ１を変換した位相φ２を算出する。そして、算出した位相φ２をアドレス算出部１０６ｂに出力する。
【００７８】
アドレス算出部１０６ｂは、位相φ２の複数の値にそれぞれ対応するアドレスを保持している。表１は、アドレス算出部１０６ｂが保持している、位相φ２の複数の値と、位相φ２の複数の値にそれぞれ対応する複数のアドレスとを示す。
【００７９】
【表１】
2016166960.tif 000013
【００８０】
アドレス算出部１０６ｂは、複数のアドレスのうち、位相算出部１０６ａから入力される位相φ２に対応するアドレスを選択し、選択されたアドレスをメモリ部１０６ｃに出力する。より詳細には、アドレス算出部１０６ｂは、保持する位相φ２の複数の値のうち、位相φ２の入力された値より小さくてその値に最も近い保持する位相φ２の値に対応するアドレスａｄ１と、保持する位相φ２の複数の値のうち、入力された位相φ２の値より大きくてその値に最も近い位相φ２の保持する値に対応するアドレスａｄ２とを選択し、アドレスａｄ１、ａｄ２をメモリ部１０６ｃに出力する。例えば、入力された位相φ２の値が０．０６（ｒａｄ）である場合、アドレス算出部１０６ｂは、０．０６（ｒａｄ）より小さくて０．０６（ｒａｄ）に最も近い保持する値の０．０４９（ｒａｄ）に対応するアドレス「２」と、０．０６（ｒａｄ）より大きくて０．０６（ｒａｄ）に最も近い保持する値の０．０７４に対応するアドレス「３」とを選択し、選択したアドレス「２」及び「３」をメモリ部１０６ｃに出力する。
【００８１】
また、アドレス算出部１０６ｂは、アドレスａｄ１、ａｄ２をメモリ部１０６ｃに出力する。アドレス算出部１０６ｂは、複数のアドレスの数で２πを割って得られた位相ステップＰｓを用いて、位相φ２に対応して以下の式で算出されるアドレスａｄ０を正弦波生成部１０６ｄに出力する。
【００８２】
ａｄ０＝φ２×（１／Ｐｓ）
例えば、位相φ２が０．０６（ｒａｄ）である場合、表１では位相ステップＰｓはＰｓ＝２π／２５６である。したがって、アドレスａｄ０はａｄ０＝０．０６×（２５６／２π）＝２．４４４６と算出される。
【００８３】
メモリ部１０６ｃは、複数のアドレスと、それらのアドレスにそれぞれ対応する複数の振幅値とを保持する。表２は、メモリ部１０６ｃに保持されたアドレスと振幅値とを示す。
【００８４】
【表２】
2016166960.tif 000014
【００８５】
メモリ部１０６ｃは、アドレス算出部１０６ｂから入力されたアドレスａｄ１、ａｄ２にそれぞれ対応する振幅値ｄａｔａ１、ｄａｔａ２を正弦波生成部１０６ｄに出力する。例えば、メモリ部１０６ｃに、選択されたアドレス「２」「３」が入力される場合、メモリ部１０６ｃは、アドレス「２」に対応する振幅値である０．００４９（０．００４９０７）と、アドレス「３」に対応する振幅値である０．００７３（０．００７３５６）とを正弦波生成部１０６ｄに出力する。
【００８６】
正弦波生成部１０６ｄは、アドレスａｄ０、ａｄ１、ａｄ２と振幅値ｄａｔａ１、ｄａｔａ２とにより、以下の式で正弦波である検波信号Ｄｄｅｔを生成する。
【００８７】
Ｄｄｅｔ＝ｄａｔａ１＋（ａｄ０−ａｄ１）×（ｄａｔａ２−ｄａｔａ１）
乗算器１１５は、アナログ／デジタル変換器１０５からのデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに正弦波生成ユニット１０６によって生成された検波信号Ｄｄｅｔを乗算する。これにより、振動子１０によって検知された物理量に対応する物理量信号Ｄ１１５が検波される。
【００８８】
デジタルフィルタ１２０は、ノイズ除去等のために乗算器１１５によって検波された物理量信号Ｄ１１５のうち低周波数成分のみをデジタル検出信号Ｄｐｈｙとして通過させる。
【００８９】
以上の構成により、任意の位相の正弦波信号を演算により算出することが可能であるため、アナログ的もしくはクロック信号に依存するような実時間方向での検波信号や物理量信号の調整では実現不可能な高精度な検波位相の調整が、クロック周波数を増大させることなく演算により実現できる。そして、その位相算出演算に温度などの環境パラメータを含めて算出することにより、適切に調整された位相の正弦波信号を検波信号として用いて被検波信号と乗算して検波を行うことができ、消費電力や回路規模を増大することなく、高精度・低コストな物理量センサ１が得られる。
【００９０】
なお、実施の形態１に係る振動子１０は、音叉型に限らず、円柱型，正三角柱型，正四角柱型，リング型や、その他の形状であっても良い。
【００９１】
図９は実施の形態１に係る他の物理量センサ６０１のブロック図である。図９において、図１と図２に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。図９に示す物理量センサ６０１は、図１と図２に示す物理量センサ１の振動子１０の代わりに、静電容量式の加速度センサである振動子６１０を備える。振動子６１０は、固定部１０ｂと、可動部１０ｃと、可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂと、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂと、差動増幅器１０ｄとを有する。可動部１０ｃは固定部１０ｂに連結されており、加速度に応じて変位する。可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂは可動部１０ｃに配置されている。検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂは可動電極Ｐｍａ，Ｐｍｂにそれぞれ対向するように固定部１０ｂに配置されている。可動電極Ｐｍａと検出電極Ｐｆａとは容量素子Ｃａを構成し、可動電極Ｐｍｂと検出電極Ｐｆｂとは容量素子Ｃｂを構成する。容量素子Ｃａ，Ｃｂには駆動回路１１から駆動信号Ｓｄｒｖが供給される。差動増幅器１０ｄは、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂでそれぞれ発生する電荷量の差に対応するセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを出力する。加速度が発生すると、可動部１０ｃの変位に起因して容量素子Ｃａの静電容量と容量素子Ｃｂの静電容量のうちの一方が増加して他方が減少する。これにより、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂのそれぞれにおける電荷量に差が生じ、この差に対応するセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂが出力される。
【００９２】
図１０は実施の形態１に係るさらに他の物理量センサ７０１のブロック図である。図１０において、図９に示す物理量センサ６０１と同じ部分には同じ参照番号を付す。図１０に示す物理量センサ７０１は、図９に示す物理量センサ６０１の振動子６１０の代わりに、静電容量式角速度センサである振動子７１０を備える。振動子７１０は、駆動回路１１からの駆動信号Ｓｄｒｖが供給されることで可動部１０ｃが駆動振動し、この状態で振動子１０に回転が加わることにより、可動部１０ｃにこの回転に起因するコリオリ力に応じた検出振動が生じる。検出振動に起因して容量素子Ｃａの静電容量および容量素子Ｃｂの静電容量のうち一方が増加し他方が減少する。これにより、検出電極Ｐｆａ，Ｐｆｂのそれぞれにおける電荷量に差が生じ、この差に対応するセンサ信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂが出力される。
【００９３】
図１１は実施の形態１に係るさらに他の物理量センサ８０１のブロック図である。図１１において、図１に示す物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ８０１は、ＡＤ変換器１０５の後段に接続されたダウンサンプリング処理部１０５ａ（デシメーションフィルタ）をさらに備える。ダウンサンプリング処理部１０５ａは、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃからデジタル値を間引きする。ダウンサンプリング処理部１０５ａによる間引きによってデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃのサンプリング周波数を減少させることにより、デジタルフィルタ１２０に供給されるデジタル物理量信号Ｄ１１５のサンプリング周波数も減少させることができる。これによりデジタルフィルタ１２０の回路規模および消費電力を低減することができる。
【００９４】
なお、図３に示すように、駆動回路１１において、ＡＤＣ部１５とＡＧＣ部２３との間にバンドパスフィルタ１５ａを設けてもよい。図１に示す波形整形部１０１に入力されるモニタ信号Ｓｏｓｃはバンドパスフィルタ１５ａの前段から取得してもよいし、後段から取得しても良い。
【００９５】
図１２は実施の形態１に係る物理量センサ１を搭載した電子機器７０のブロック図である。電子機器７０は例えば、デジタルカメラであり、物理量センサ１と、表示部７１と、ＣＰＵ等の処理部７２と、メモリ７３と、操作部７４とを有している。
【００９６】
物理量センサ１は角速度センサであり、図１等に示すように、振動子１０、駆動回路１１および物理量検出回路５１を含む。物理量センサ１は、小型であり、消費電力が低く、更には高精度である。したがって、物理量センサ１を内蔵する電子機器７０は、電子機器７０が、例えばビデオカメラやデジタルスチルカメラである場合、装置の小型化、低消費電力化、あるいは高精度の手振れ補正等の処理が可能である。
【００９７】
このように、実施の形態１に係る物理量センサ１により電子機器７０の性能が向上する。なお、電子機器７０は、デジタルカメラの他、カーナビゲーションシステムや車両、航空機やロボットであってもよい。
【００９８】
上述のように、駆動回路１１は、物理量に応じたモニタ信号Ｓｏｓｃを出力する振動子１０を駆動振動する。駆動回路１１は、駆動周波数ｆｄｒｖを有する駆動信号Ｑｄｒｖを生成する駆動信号生成部２１と、モニタ信号Ｄｏｓｃと駆動信号Ｑｄｒｖとの位相差Ｐｄを検出する位相差検出部１７と、位相差Ｐｄに基づき駆動周波数ｆｄｒｖを制御する周波数制御部１９と、モニタ信号Ｄｏｓｃの振幅に応じて駆動信号Ｄｄｒｖの振幅を制御するＡＧＣ部２３と、制御された振幅を有する駆動信号Ｓｄｒｖを振動子１０に出力する出力部１１ｐとを備える。
【００９９】
周波数制御部１９は位相差Ｐｄに基づいて駆動周波数ｆｄｒｖと振動子１０の共振周波数ｆ０との差を検出して駆動周波数ｆｄｒｖを制御してもよい。
【０１００】
出力部１１ｐは、振動子１０の起動時に、所定の周波数と所定の振幅とを有する正弦波信号を振動子１０に出力してもよい。
【０１０１】
モニタ信号Ｓｏｓｃの電流が振動子１０より出力された段階で、駆動回路１１はモニタ信号Ｓｏｓｃの振幅を検出してＡＧＣによる駆動信号Ｓｄｒｖの制御に切り替えてもよい。
【０１０２】
アナログ／デジタル変換部１５と位相差検出部１７とＡＧＣ部２３のいずれかが間欠動作してもよい。
【０１０３】
位相差検出部１７は、駆動信号Ｑｄｒｖとモニタ信号Ｄｏｓｃの時間差Ｔｄｍと駆動信号Ｑｄｒｖの周期Ｔｄｒｖとを用いて以下の式：
【０１０４】
【数１】
2016166960.tif 000015
【０１０５】
により位相差Ｐｄを求めてもよい。
【０１０６】
駆動信号Ｑｄｒｖは、ゼロクロス点ｔｚｄ１で駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖを立上り方向と立下り方向とのうちの所定の方向にクロスし、ゼロクロス点ｔｚｄ１の次にゼロクロス点ｔｚｄ２で駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖを上記所定の方向にクロスする。位相差検出部１７は、サンプルクロックによりゼロクロス点ｔｚｄ１の直後のサンプリング点ｔ１で駆動信号Ｑｄｒｖをサンプリングするように構成されていてもよい。この場合、位相差検出部１７は、サンプルクロックによりゼロクロス点ｔｚｄ２の直前のサンプリング点ｔ１６で駆動信号Ｑｄｒｖをサンプリングするように構成されている。位相差検出部１７は、ゼロクロス点ｔｚｄ１からサンプリング点ｔ１までの時間である小数部分Ｆｒ１と、サンプリング点ｔ１からサンプリング点ｔ１６までの時間である整数部分Ｉｎ１と、サンプリング点ｔ１６からゼロクロス点ｔｚｄ２までの時間である小数部分Ｆｒ２とを用いて以下の式：
【０１０７】
【数２】
2016166960.tif 000016
【０１０８】
により駆動信号Ｑｄｒｖの周期Ｔｄｒｖを算出するように構成されている。
【０１０９】
モニタ信号Ｄｏｓｃは、サンプリング点ｔ１の次にゼロクロス点ｔｚｍ１でモニタ信号Ｄｏｓｃの中心値Ｚｏｓｃを上記所定の方向にクロスする。位相差検出部１７は、サンプリングクロックにより、サンプリング点ｔ１からゼロクロス点ｔｚｍ１の直前のサンプリング点ｔ１１でモニタ信号Ｄｏｓｃをサンプリングするように構成されていてもよい。この場合、位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１からサンプリング点ｔ１１までの時間に対応する整数部分Ｉｎ２と、サンプリング点ｔ１１からゼロクロス点ｔｚｍ１までの時間である小数部分Ｆｒ３とを用いて以下の式：
【０１１０】
【数３】
2016166960.tif 000017
【０１１１】
により駆動信号Ｑｄｒｖモニタ信号Ｄｏｓｃとの時間差Ｔｄｍを算出するように構成されている。
【０１１２】
位相差検出部１７は、振動子１０の起動後に所定時間の経過後から位相差Ｐｄの検出を開始してもよい。
【０１１３】
周波数制御部は、振動子１０の定常状態においてＰＤ制御により駆動周波数ｆｄｒｖを制御してもよい。
【０１１４】
（実施の形態２）
図１３は実施の形態２に係る増幅回路２００のブロック図である。
【０１１５】
増幅回路２００は、入力２１２、２１４と、入力２１２に接続されたトランジスタ２１６と、入力２１４に接続されたトランジスタ２１８と、トランジスタ２１６の出力とトランジスタ２１８の出力とに接続されたカレントアンプ２２０と、トランジスタ２１６とカレントアンプ２２０との間に接続された電流源２２２と、出力２２４を備える。
【０１１６】
入力２１２は、外部から電気信号を入力される部分である。なお、入力２１２は、物理的な端子に限定されず、外部から電気信号を入力される部分であればよい。
【０１１７】
入力２１４は、外部から電気信号を入力される部分である。なお、入力２１４は、物理的な端子に限定されず、外部から電気信号を入力される部分であればよい。
【０１１８】
トランジスタ２１６は入力２１２に接続される。トランジスタ２１６の出力はカレントアンプ２２０の１次側に接続される。
【０１１９】
トランジスタ２１８は入力２１４に接続される。トランジスタ２１８の出力はカレントアンプ２２０の１次側に接続される。
【０１２０】
別の表現では、トランジスタ２１８の出力は、トランジスタ２１６の出力とカレントアンプ２２０の１次側との間に接続される。
【０１２１】
電流源２２２は、トランジスタ２１６の出力とカレントアンプ２２０の１次側との間に接続される。
【０１２２】
出力２２４は、カレントアンプ２２０の２次側に接続され、外部に電気信号を出力する部分である。なお、出力２２４は、物理的な端子に限定されず、外部に電気信号を出力する部分であればよい。
【０１２３】
増幅回路２００の動作を以下に説明する。
【０１２４】
トランジスタ２１６から出力される電流が増加すると、カレントアンプ２２０の１次側を流れる電流は減少する。
【０１２５】
トランジスタ２１６から出力する電流が減少すると、カレントアンプ２２０の１次側を流れる電流は増加する。
【０１２６】
出力２２４すなわち、増幅回路２００の出力が制限範囲を超えるとき、トランジスタ２１６は高インピーダンスになる。これにより、トランジスタ２１６から出力する信号電流が減少する。同時に、トランジスタ２１８は低インピーダンスになりトランジスタ２１８から出力する出力電流が増加する。カレントアンプ２２０の１次側を流れる電流は、ほぼトランジスタ２１８の出力電流により制御される。その結果、カレントアンプ２２０の２次側を流れる電流も制御されることになり、出力２２４からの出力すなわち、増幅回路２００の出力は、入力２１４から入力される値に制限される。
【０１２７】
また、トランジスタ２１６、２１８とカレントアンプ２２０にＰチャンネルＦＥＴかＰＮＰ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２１６とトランジスタ２１８とカレントアンプ２２０のソースまたはエミッタに接続されている電位Ｖｃｃは高電位であり、電流源２２２に接続される電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより低い低電位である。
【０１２８】
また、トランジスタ２１６、２１８とカレントアンプ２２０にＮチャンネルＦＥＴかＮＰＮ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２１６とトランジスタ２１８とカレントアンプ２２０のソースまたはエミッタに接続されている電位Ｖｃｃは低電位であり、電流源２２２に接続された電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより高い高電位である。
【０１２９】
また、高電位を供給するために用いる電源として、電源電圧などの安定化電源などが望ましい。
【０１３０】
また、低電位を供給するために用いる電源としては、接地電位などが望ましい。
【０１３１】
また、高電位、低電位へは抵抗素子を介して接続されてもよい。
【０１３２】
図１４は実施の形態２に係る他の増幅回路２０１のブロック図である。
【０１３３】
増幅回路２０１は、差動出力を有する増幅器２４２と、増幅器２４４と、増幅器２４６と、増幅器２４２の一方の出力に接続されたトランジスタ２１６と、増幅器２４４の出力に接続されたトランジスタ２１８と、トランジスタ２１６の出力とトランジスタ２１８との出力とに接続された電流源２２２と、トランジスタ２１６の出力とトランジスタ２１８との出力とに接続されたカレントアンプ２２０と、増幅器２４２の他の出力に接続されたトランジスタ２６６と、増幅器２４６の出力に接続されたトランジスタ２６８と、トランジスタ２６６の出力とトランジスタ２６８の出力とに接続された電流源２７２と、トランジスタ２６６の出力とトランジスタ２６８の出力とに接続されたカレントアンプ２７０と、カレントアンプ２２０とカレントアンプ２７０との出力に接続されたプッシュ・プル制御の出力信号を得る出力回路２８０とを備える。
【０１３４】
カレントアンプ２２０は１次側の端子と２次側の端子を有し、トランジスタ２１６の出力とトランジスタ２１８との出力とは、カレントアンプ２２０の１次側の端子に接続されている。
【０１３５】
カレントアンプ２７０は、１次側と２次側とを有する。トランジスタ２６６の出力とトランジスタ２６８との出力とは、カレントアンプ２７０の１次側の端子に接続されている。
【０１３６】
また、トランジスタ２１６、２１８とカレントアンプ２２０にＰチャンネルＦＥＴかＰＮＰ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２１６とトランジスタ２１８とカレントアンプ２２０のソースまたはエミッタ接続されている電位Ｖｃｃは高電位であり、電流源２２２に接続されている電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより低い低電位である。
【０１３７】
また、トランジスタ２６６、２６８とカレントアンプ２７０にＰチャンネルＦＥＴかＰＮＰ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２６６とトランジスタ２６８とカレントアンプ２７０のソースまたはエミッタに接続された電位Ｖｃｃは高電位であり、電流源２７２に接続された電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより低い低電位である。
【０１３８】
また、トランジスタ２１６、２１８とカレントアンプ２２０にＮチャンネルＦＥＴかＮＰＮ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２１６とトランジスタ２１８とカレントアンプ２２０のソースまたはエミッタに接続されている電位Ｖｃｃは低電位であり、電流源２２２に接続されている電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより高い高電位である。
【０１３９】
また、トランジスタ２６６、２６８とカレントアンプ２７０にＮチャンネルＦＥＴかＮＰＮ型バイポーラトランジスタが用いられる場合は、トランジスタ２６６とトランジスタ２６８とカレントアンプ２７０のソースまたはエミッタに接続されている電位Ｖｃｃは低電位であり、電流源２７２に接続されている電位Ｖｄｄは電位Ｖｃｃより高電位である。
【０１４０】
また、高電位を供給するために用いる電源として、電源電圧などの安定化電源などが望ましい。
【０１４１】
また、低電位を供給するために用いる電源としては、接地電位などが望ましい。
【０１４２】
また、高電位、低電位へは抵抗素子を介して接続されていてもよい。
【０１４３】
図１５は増幅回路２０１の出力を負帰還接続に構成したときの入力信号に対する出力信号の挙動を示す特性図である。
【０１４４】
図１５には、増幅回路２０１が有する出力の制限範囲Ｒ２０１と、制限範囲Ｒ２０１の上限Ｌ２０１と、制限範囲Ｒ２０１の下限Ｌ２０２とを示している。
【０１４５】
上限Ｌ２０１を超える出力信号は上限Ｌ２０１より高い位置の点線で示される。
【０１４６】
下限Ｌ２０２を下回る出力信号は下限Ｌ２０２より低い位置の点線で示される。
【０１４７】
出力信号が制限範囲Ｒ２０１内の場合、トランジスタ２１６とトランジスタ２６６とは、増幅器２４２の差動出力を受けてそれぞれが差動動作することで出力回路２８０の流し出し電流と引き込み電流とを制御する。これにより出力信号が出力される。
【０１４８】
出力信号が制限範囲Ｒ２０１の上限Ｌ２０１を超えて上昇しようとするとき、トランジスタ２１６は高インピーダンスになり、一方、トランジスタ２１８は増幅器２４４の出力により制御されることで低インピーダンスになる。このため、カレントアンプ２２０の１次側に流れる電流は、ほぼトランジスタ２１８により制御される。
【０１４９】
増幅器２４４の一方の入力には、上限Ｌ２０１を設定するための電圧Ｖ２４４が入力される。
【０１５０】
増幅器２４４の他方の入力には出力回路２８０の出力信号が帰還される。
【０１５１】
増幅器２４４の出力にトランジスタ２１８が接続されている。
【０１５２】
これにより、増幅器２４４の出力が上限Ｌ２０１と略等しい電位に略固定される。
【０１５３】
出力信号が制限範囲Ｒ２０１の下限Ｌ２０２よりも下降しようとするとき、トランジスタ２６６は高インピーダンスになり、一方、トランジスタ２６８は増幅器２４６の出力により制御されることで低インピーダンスになる。このため、カレントアンプ２７０の１次側に流れる電流は、ほぼトランジスタ２６８により制御される。
【０１５４】
増幅器２４６の一方の入力に下限Ｌ２０２を設定するための電圧Ｖ２４６が入力される。増幅器２４６の他方の入力に出力回路２８０の出力信号が帰還される。
【０１５５】
増幅器２４６の出力にトランジスタ２６８が接続される。
【０１５６】
これにより、増幅器２４６の出力が下限Ｌ２０２と略等しい電位に略固定される。
【０１５７】
特許文献２に開示されている増幅回路では、出力範囲の制限は、高電圧側か低電圧側いずれかの電流源と対を成すトランジスタ側の一方にしか設定できないため高電圧側、低電圧側の両側に出力制限機能を設けることができない。
【０１５８】
実施の形態２に係る増幅回路２０１は、低電源動作で発振安定度に優れ、動作高速が速く、低い出力オフセットで、出力インピーダンスが低く、広いダイナミックレンジを得る高い性能と、低電位側と高電位側との両方に出力制限を設けることができる。この点について詳細に説明する。
【０１５９】
増幅回路２０１では、高電位と低電位の間に必要な電位差は、オン電圧がトランジスタ１つ分と、飽和電圧がトランジスタ１つ分である。このため、低電圧電源で増幅回路２０１を動作させることができる。
【０１６０】
トランジスタ２１６、２１８、２６６、２６８は、ほぼ同じ開放ゲインの増幅器２４２、２４４、２４６で制御される。トランジスタ２１６、２１８のそれぞれの出力電流の和でカレントアンプ２２０が制御される。トランジスタ２６６、２６８のそれぞれの出力電流の和でカレントアンプ２７０が制御される。出力信号が制限範囲Ｒ２０１内であって制限範囲Ｒ２０１を超えようとするとき、増幅器２４２とトランジスタ２１６とトランジスタ２６６からなる開放ゲインと、増幅器２４４とトランジスタ２１８からなる開放ゲインと、増幅器２４６とトランジスタ２６８からなる開放ゲインがほぼ等しく、後段のカレントアンプ２２０とカレントアンプ２７０と出力回路２８０は共用されるため開放ゲインはほぼ等しい。このため、発振安定回路がほぼ等しい構成で増幅回路２００、２０１の発振を抑制することができる。このため増幅回路２０１は発振安定度に優れる。
【０１６１】
実施の形態２に係る増幅回路２０１は、出力回路２８０がプッシュ・プル制御されることで出力信号の出力振幅に応じた動作電流が得られる。このため、大きな予備電流を流すことなく出力電流を大きくできるので、増幅回路２０１の動作速度を大きくすることができる。
【０１６２】
トランジスタ２１６と、トランジスタ２１８と、カレントアンプ２２０と、トランジスタ２６６と、トランジスタ２６８と、カレントアンプ２７０と、増幅器２４２の能動負荷と、増幅器２４４の能動負荷と、増幅器２４６の能動負荷とは、Ｐ型、もしくはＮ型の同じタイプのトランジスタで構成される。このため、出力オフセットが低減される。
【０１６３】
実施の形態２に係る増幅回路２０１は、出力トランジスタと、出力制限を実現するためのトランジスタとを直列に構成することがないため、出力インピーダンスを低くすることができる。このため、出力制限の設定範囲を広くすることができる。別の表現では、広いダイナミックレンジを提供できる。
【０１６４】
実施の形態２に係る増幅回路は、低電位側と高電位側との両方に出力制限を設けることができるので、各種のセンサに用いる増幅回路として有用である。
【０１６５】
（実施の形態３）
図１６は実施の形態３に係る物理量センサ１ａの構成図である。図１６において、図１に示す実施の形態１に係る物理量センサ１と同じ部分には同じ参照番号を付す。物理量センサ１ａは、図１に示す実施の形態１に係る物理量センサ１の入力アンプ１０３とデジタルフィルタ１２０に接続された診断回路１２をさらに備える。物理量センサ１ａでは、入力アンプ１０３に、実施の形態２に係る図１３に示す増幅回路２００または図１４に示す増幅回路２０１を用いている。
【０１６６】
診断回路１２は、入力アンプ１０３に入力される信号が増幅回路２００（２０１）の制限範囲に入っているか否かを判定し、ＡＤＣ部１０５の後段のデジタル値が正常な範囲である制限範囲に入っているか否かを判定する。
【０１６７】
診断回路１２により、高精度に物理量センサ１ａの故障を診断できる。この動作について以下に具体的に説明する。
【０１６８】
まず、少なくとも診断を行う間において、入力アンプ１０３の増幅回路２００（２０１）の制限範囲Ｒ２０１はＡＤＣ部１０５のダイナミックレンジより広く設定される。すなわち、制限範囲Ｒ２０１の上限Ｌ２０１はＡＤＣ部１０５のダイナミックレンジの上限より大きく、制限範囲Ｒ２０１の下限Ｌ２０２はＡＤＣ部１０５のダイナミックレンジの下限より小さい。ＡＤＣ部１０５のダイナミックレンジの上限より大きな信号が入力されると、ＡＤＣ部１０５が飽和し、その結果、ＡＤＣ部１０５が正しくＡＤ変換を行っている場合には出力されない異常値がＡＤＣ部１０５から出力される。ダイナミックレンジの上限より大きなこの信号は、例えば、診断の為に入力アンプ１０３に入力される診断信号である。
【０１６９】
診断回路１２は、入力アンプ１０３に入力される信号が制限範囲Ｒ２０１に入っていないと判定した場合に、ＡＤＣ部１０５が正しくＡＤ変換を行っている場合には出力されない異常値が出力されない場合に、診断結果信号を出力する。また、診断回路１２は、入力アンプ１０３に入力される信号が制限範囲Ｒ２０１に入っていないと判定した場合に、ＡＤＣ部１０５が正しくＡＤ変換を行っている場合には出力されない異常値が出力された場合には、診断結果信号を出力しない。このように、この診断結果信号は、ＡＤＣ部１０５あるいはＡＤＣ部１０５の後段のデジタルフィルタ１２０が正しく動作していないことを示す。
【０１７０】
診断回路１２の動作はこれに限らない。例えば、診断回路１２は、物理量検出回路５１の中のアナログブロックとデジタルブロックのどちらに異常が発生したかを監視してもよい。
【０１７１】
（実施の形態４）
図１７は実施の形態４に係る駆動回路１１ａのブロック図である。図１７において、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１と同じ部分には同じ参照番号を付す。駆動回路１１ａは、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１ａのＩＶ変換部１３と振幅検出部２３ａに接続された診断回路１２ａをさらに備える。
【０１７２】
駆動回路１１ａにおいて、ＩＶ変換部１３には、実施の形態２に係る図１３に示す増幅回路２００または図１４に示す増幅回路２０１を用いている。
【０１７３】
診断回路１２ａは、ＩＶ変換部１３の出力が制限範囲に入っているか否かを判定し、ＡＤＣ部１５の後段のデジタル値が正常な範囲である制限範囲に入っているか否かを判定する。
【０１７４】
診断回路１２ａは、実施の形態３に係る診断回路１２と同様の動作により、駆動回路１１ａが正常に動作していないときには、駆動回路１１ａが正常に動作していないことを示す診断結果信号を出力し、駆動回路１１ａが正常に動作しているときには診断結果信号を出力しない。
【０１７５】
図１８は実施の形態４に係る他の駆動回路１１ｂのブロック図である。図１８において、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１と同じ部分には同じ参照番号を付す。駆動回路１１ｂでは、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１ａの出力部１１ｐのＤＡＣ部２５の後段のＢＰＦに接続された増幅回路８１をさらに備える。増幅回路８１はＤＡＣ部２５からＢＰＦを経て出力された信号Ｓ８１を供給されて、駆動信号Ｓｄｒｖを出力する。増幅回路８１には実施の形態２に係る図１３に示す増幅回路２００または図１４に示す増幅回路２０１を用いている。
【０１７６】
増幅回路８１は、ＤＡＣ部２５から出力される信号Ｓ８１の振幅を増幅回路８１（２０１）の制限範囲Ｒ２０１の上限Ｌ２０１と下限Ｌ２０２とで制御することができる。
【０１７７】
増幅回路８１は、動的に上限Ｌ２０１と下限Ｌ２０２とを変動させることで、任意の振幅を持つ駆動信号Ｓｄｒｖを生成することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１７８】
本発明に係る物理量センサは、サンプリング周波数の増大を抑制しつつ位相調整の精度を向上させることができるので、移動体，携帯電話，デジタルカメラ，ゲーム機などに用いられる音叉型角速度センサや静電容量式加速度センサ等の物理量センサとして有用である。
【符号の説明】
【０１７９】
１０    振動子
１０ａ    振動子本体
１１    駆動回路
１３    ＩＶ変換器
１５    ＡＤＣ部
１７    位相差検出部
１９    周波数制御部
２１    駆動信号生成部
２１ａ    位相計算部
２１ｂ    正弦波生成部
２３    ＡＧＣ部
２５    ＤＡＣ部
５１    物理量検出回路
７０    電子機器
７１    表示部
７２    処理部
７３    メモリ
７４    操作部
１００    検波信号生成部
１０１    波形整形部
１０２    逓倍部
１０３    入力アンプ
１０５    アナログ／デジタル変換器
１０６，６０６    正弦波生成ユニット
１０６ａ    位相算出部
１０６ｂ    アドレス算出部
１０６ｃ    メモリ部
１０６ｄ    正弦波生成部
１０７    温度検出部
１０８    ローパスフィルタ
１０９    アナログ／デジタル変換器
１１０    メモリ
１１５    乗算器
１２０    デジタルフィルタ
ｔ１    サンプリング点（第１のサンプリング点）
ｔ１１    サンプリング点（第３のサンプリング点）
ｔ１６    サンプリング点（第２のサンプリング点）
ｔｚｄ１    ゼロクロス点（第１のゼロクロス点）
ｔｚｄ２    ゼロクロス点（第２のゼロクロス点）
ｔｚｍ１    ゼロクロス点（第３のゼロクロス点）
２００，２０１    増幅回路
２１２    入力（第１の入力）
２１４    入力（第２の入力）
２１６    トランジスタ（第１のトランジスタ）
２１８    トランジスタ（第２のトランジスタ）
２２０    カレントアンプ（第１のカレントアンプ）
２２２    電流源（第１の電流源
２２４    出力
２２６    帰還部
２４２    増幅器（第１の増幅器）
２４４    増幅器（第２の増幅器）
２４６    増幅器（第３の増幅器）
２６６    トランジスタ（第３のトランジスタ）
２６８    トランジスタ（第４のトランジスタ）
２７０    カレントアンプ（第２のカレントアンプ）
２７２    電流源（第２の電流源）
２８０    出力回路
【図１】
2016166960.tif 000021
【図２】
2016166960.tif 000022
【図３】
2016166960.tif 000023
【図４】
2016166960.tif 000024
【図５Ａ】
2016166960.tif 000025
【図５Ｂ】
2016166960.tif 000026
【図６】
2016166960.tif 000027
【図７】
2016166960.tif 000028
【図８】
2016166960.tif 000029
【図９】
2016166960.tif 000030
【図１０】
2016166960.tif 000031
【図１１】
2016166960.tif 000032
【図１２】
2016166960.tif 000033
【図１３】
2016166960.tif 000034
【図１４】
2016166960.tif 000035
【図１５】
2016166960.tif 000036
【図１６】
2016166960.tif 000037
【図１７】
2016166960.tif 000038
【図１８】
2016166960.tif 000039
【手続補正書】
【提出日】平成29年7月6日(2017.7.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３２】
さらに、位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１から、駆動信号Ｑｄｒｖのゼロクロス点ｔｚｄ２の直前のサンプリング点ｔ１６までのサンプリングクロックによってカウント可能な時間である整数部分Ｉｎ１を計測する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３７】
位相差検出部１７は、サンプリング点ｔ１から、モニタ信号のゼロクロス点ｔｚｍ１の直前のサンプリング点ｔ１１までのサンプリングクロックによってカウント可能な時間である整数部分Ｉｎ２を求める。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５４】
また、起動モードの完了後は定常モードに移行する。定常モードでは、周波数制御部１９は、ＰＤ（比例微分）制御により駆動周波数ｆｄｒｖを制御する。具体的には、周波数制御部１９は、時点ｔ（ｍ）における位相差Ｐｄ（ｍ）と、時点ｔ（ｍ）の前回の時点ｔ（ｍ−１）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ−１）と、位相差Ｐｄ（ｍ−１）と、定常時の周波数制御係数のＰ成分Ｋｐと、定常時の周波数制御係数のＤ成分Ｋｄとを用いて数８により時点ｔ（ｍ）における位相ステップ値Ｐｓｔ（ｍ）を求める。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０６】
駆動信号Ｑｄｒｖは、ゼロクロス点ｔｚｄ１で駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖを立上り方向と立下り方向とのうちの所定の方向にクロスし、ゼロクロス点ｔｚｄ１の次にゼロクロス点ｔｚｄ２で駆動信号Ｑｄｒｖの中心値Ｚｄｒｖを上記所定の方向にクロスする。位相差検出部１７は、サンプリングクロックによりゼロクロス点ｔｚｄ１の直後のサンプリング点ｔ１で駆動信号Ｑｄｒｖをサンプリングするように構成されていてもよい。この場合、位相差検出部１７は、サンプリングクロックによりゼロクロス点ｔｚｄ２の直前のサンプリング点ｔ１６で駆動信号Ｑｄｒｖをサンプリングするように構成されている。位相差検出部１７は、ゼロクロス点ｔｚｄ１からサンプリング点ｔ１までの時間である小数部分Ｆｒ１と、サンプリング点ｔ１からサンプリング点ｔ１６までの時間である整数部分Ｉｎ１と、サンプリング点ｔ１６からゼロクロス点ｔｚｄ２までの時間である小数部分Ｆｒ２とを用いて以下の式：
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１７１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１７１】
（実施の形態４）
図１７は実施の形態４に係る駆動回路１１ａのブロック図である。図１７において、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１と同じ部分には同じ参照番号を付す。駆動回路１１ａは、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１のＩＶ変換部１３と振幅検出部２３ａに接続された診断回路１２ａをさらに備える。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１７５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１７５】
図１８は実施の形態４に係る他の駆動回路１１ｂのブロック図である。図１８において、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１と同じ部分には同じ参照番号を付す。駆動回路１１ｂでは、図３に示す実施の形態１に係る駆動回路１１の出力部１１ｐのＤＡＣ部２５の後段のＢＰＦに接続された増幅回路８１をさらに備える。増幅回路８１はＤＡＣ部２５からＢＰＦを経て出力された信号Ｓ８１を供給されて、駆動信号Ｓｄｒｖを出力する。増幅回路８１には実施の形態２に係る図１３に示す増幅回路２００または図１４に示す増幅回路２０１を用いている。
【手続補正７】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項７】
前記駆動信号は、第１のゼロクロス点で前記駆動信号の中心値を立上り方向と立下り方向とのうちの所定の方向にクロスし、前記第１のゼロクロス点の次に第２のゼロクロス点で前記駆動信号の前記中心値を前記所定の方向にクロスし、
前記位相差検出部は、
サンプリングクロックにより前記第１のゼロクロス点の直後の第１のサンプリング点で前記駆動信号をサンプリングし、
前記サンプリングクロックにより前記第２のゼロクロス点の直前の第２のサンプリング点で前記駆動信号をサンプリングし、
前記第１のゼロクロス点から前記第１のサンプリング点までの時間である第１の小数部分Ｆｒ１と、前記第１のサンプリング点から前記第２のサンプリング点までの時間である第１の整数部分Ｉｎ１と、前記第２サンプリング点から前記第２のゼロクロス点までの時間である第２の小数部分Ｆｒ２とを用いて以下の式：
【数２】
2016166960.tif 000040
により前記駆動信号の前記周期Ｔｄｒｖを算出する、
ように構成されている、請求項６に記載の駆動回路。
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１１】
2016166960.tif 000041
【手続補正９】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１６】
2016166960.tif 000042
【国際調査報告】
2016166960.tif 000043
2016166960.tif 000044
2016166960.tif 000045
2016166960.tif 000046