(57)【要約】  本技術は、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができるようにする送信装置および方法、並びにプログラムに関する。マッピング部は、伝送ビット列をπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングしてマッピング信号を出力し、位相微分器はマッピング信号のシンボル間の位相差に対応する位相差信号を生成する。送信帯域制限フィルタは、シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定され、位相差信号に対してフィルタリングを行うことで帯域制限を行う。SINC逆関数フィルタは、位相差信号に対してナイキスト第３基準を満足するための補正を行う。周波数変調器は、位相差信号に基づいて、搬送波に変調指数が0.5の周波数変調を掛けさせ、帯域信号を得る。本技術は、無線通信システムに適用することができる。
2016181875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングするマッピング部と、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成する位相微分部と、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定され、前記位相差信号の帯域制限を行う送信帯域制限フィルタと、
前記位相差信号に対して補正を行うSINC逆関数フィルタと、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う周波数変調部と
を備える送信装置。
【請求項２】
前記SINC逆関数フィルタは、前記位相差信号に対する前記補正として、ナイキスト第３基準を満足するための補正を行う
請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記周波数変調部は、前記搬送波に対して変調指数が0.5の前記周波数変調を行う
請求項１に記載の送信装置。
【請求項４】
前記周波数変調により得られた帯域信号を飽和増幅する飽和増幅部をさらに備える
請求項１に記載の送信装置。
【請求項５】
前記送信帯域制限フィルタは、ルートレイズドコサインフィルタである
請求項１に記載の送信装置。
【請求項６】
前記送信帯域制限フィルタは、レイズドコサインフィルタである
請求項１に記載の送信装置。
【請求項７】
前記SINC逆関数フィルタは、前記送信帯域制限フィルタにより帯域制限された前記位相差信号に対して前記補正を行う
請求項１に記載の送信装置。
【請求項８】
前記送信帯域制限フィルタおよび前記SINC逆関数フィルタは、１つのFIRフィルタにより実現される
請求項１に記載の送信装置。
【請求項９】
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングし、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成し、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限を行い、
SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対する補正を行い、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う
ステップを含む送信方法。
【請求項１０】
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングし、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成し、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限を行い、
SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対する補正を行い、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は送信装置および方法、並びにプログラムに関し、特に、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができるようにした送信装置および方法、並びにプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、無線通信システムに用いられる変調方式として、例えばπ/2シフトBPSK(Binary Phase Shift Keying)などの線形ディジタル変調方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。【０００３】
線形ディジタル変調方式では、送信される帯域信号の包絡線が変動するため、MSK(Minimum Shift Keying)などの非線形ディジタル変調方式に比べて信号増幅時の消費電力が増加する。しかし、そのかわりに、線形ディジタル変調方式では、送受信の帯域制限フィルタにナイキスト第１基準を満足するルートレイズドコサインフィルタを使用して、狭帯域化と高感度な受信を両立できることが知られている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】University of Missouri、“ECE4730:Lecture #14 Digital Modulation”〈http://web.missouri.edu/~davisch/ECE_4730/Lectures/ECE4730_L14.ppt〉
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、線形ディジタル変調方式では、一般的に帯域信号を増幅するために線形増幅器が用いられているが、線形増幅器を用いると電力効率が低くなる。そこで、線形ディジタル変調方式を利用して信号伝送を行う場合に、より電力効率が高い飽和増幅器により帯域信号を非線形増幅することが考えられる。【０００６】
しかしながら、帯域信号を非線形増幅すると帯域信号のパワースペクトルが広がってしまい、コンスタレーションに符号間干渉が生じてナイキスト第１基準を満足することができなくなる。そうすると、帯域信号の受信感度が低下してしまい、堅強な信号の送受信が困難になってしまう。【０００７】
本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本技術の一側面の送信装置は、バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングするマッピング部と、マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成する位相微分部と、シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定され、前記位相差信号の帯域制限を行う送信帯域制限フィルタと、前記位相差信号に対して補正を行うSINC逆関数フィルタと、前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う周波数変調部とを備える。【０００９】
前記SINC逆関数フィルタには、前記位相差信号に対する前記補正として、ナイキスト第３基準を満足するための補正を行わせることができる。【００１０】
前記周波数変調部には、前記搬送波に対して変調指数が0.5の前記周波数変調を行わせることができる。【００１１】
送信装置には、前記周波数変調により得られた帯域信号を飽和増幅する飽和増幅部をさらに設けることができる。【００１２】
前記送信帯域制限フィルタを、ルートレイズドコサインフィルタとすることができる。【００１３】
前記送信帯域制限フィルタを、レイズドコサインフィルタとすることができる。【００１４】
前記SINC逆関数フィルタには、前記送信帯域制限フィルタにより帯域制限された前記位相差信号に対して前記補正を行わせることができる。【００１５】
前記送信帯域制限フィルタおよび前記SINC逆関数フィルタを、１つのFIRフィルタにより実現することができる。【００１６】
本技術の一側面の送信方法またはプログラムは、バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングし、マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成し、シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限を行い、SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対して補正を行い、前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行うステップを含む。【００１７】
本技術の一側面においては、バイナリデータがπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングされ、マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号が生成され、シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限が行われ、SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対して補正が行われ、前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調が行われる。
【発明の効果】
【００１８】
本技術の一側面によれば、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができる。【００１９】
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載された何れかの効果であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】一般的な無線通信システムの送信装置の構成を示す図である。
【図２】一般的な無線通信システムの受信装置の構成を示す図である。
【図３】π/2シフトBPSKのコンスタレーションを示す図である。
【図４】帯域信号のコンスタレーションを示す図である。
【図５】帯域信号のパワースペクトルを示す図である。
【図６】受信側のベースバンド信号のコンスタレーションを示す図である。
【図７】帯域信号のパワースペクトルを示す図である。
【図８】受信側のベースバンド信号のコンスタレーションを示す図である。
【図９】本技術を適用した送信装置の構成を示す図である。
【図１０】FIRフィルタの例を示す図である。
【図１１】FIRフィルタの振幅特性を示す図である。
【図１２】FIRフィルタの例を示す図である。
【図１３】FIRフィルタの振幅特性を示す図である。
【図１４】帯域信号のコンスタレーションを示す図である。
【図１５】帯域信号のパワースペクトルを示す図である。
【図１６】受信側のベースバンド信号のコンスタレーションを示す図である。
【図１７】ビットエラー率特性を示す図である。
【図１８】送信処理を説明するフローチャートである。
【図１９】コンピュータの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、図面を参照して、本技術を適用した実施の形態について説明する。
【００２２】
〈第１の実施の形態〉
〈一般的な無線通信システムについて〉
本技術は、定包絡線ディジタル変調を用いた変調方式により変調を行う送信装置の変調器に関するものである。例えば本技術は、低消費電力と長距離伝送が要求される無線端末装置に適用することができる。
【００２３】
まず、線形ディジタル変調方式を用いた一般的な無線通信システムについて説明する。
【００２４】
一般的な無線通信システムは、ディジタル信号に基づいて搬送波を変調し、その結果得られた帯域信号を送信する送信装置と、帯域信号を受信して復調し、ディジタル信号を得る受信装置とから構成される。
【００２５】
このような無線通信システムを構成する送信装置は、図１に示すように構成される。すなわち、図１に示す送信装置１１は、マッピング部２１、送信帯域制限フィルタ２２、周波数変換器２３、局部発振器２４、線形増幅器２５、およびアンテナ２６を有している。
【００２６】
マッピング部２１は、これから送信しようとするディジタル信号の伝送ビット列を変調シンボルにマッピングし、そのマッピング値に対応するマッピング信号を送信帯域制限フィルタ２２に出力する。
【００２７】
送信帯域制限フィルタ２２は、例えばルート配分されたナイキストフィルタで構成され、マッピング部２１から供給されたマッピング信号に対して周波数占有帯域幅を抑えた帯域制限を行い、その結果得られたベースバンド信号を周波数変換器２３に出力する。
【００２８】
周波数変換器２３は、送信帯域制限フィルタ２２から出力されたベースバンド信号と、局部発振器２４が発振する所定周波数の搬送波とを乗算して周波数変換を行い、その結果得られた帯域信号を線形増幅器２５に出力する。線形増幅器２５は、周波数変換器２３から出力された帯域信号を線形増幅してアンテナ２６から送信する。
【００２９】
また、送信装置１１により送信された帯域信号を受信する受信装置は、図２に示すように構成される。すなわち、図２に示す受信装置５１は、アンテナ６１、低雑音増幅器６２、周波数変換器６３、局部発振器６４、受信帯域制限フィルタ６５、および同期検波器６６を有している。
【００３０】
低雑音増幅器６２は、アンテナ６１により受信された帯域信号を増幅し、周波数変換器６３に出力する。周波数変換器６３は、低雑音増幅器６２から出力された帯域信号と局部発振器６４が発振する所定周波数の搬送波とを乗算することで、帯域信号をベースバンド信号に変換し、受信帯域制限フィルタ６５に出力する。
【００３１】
受信帯域制限フィルタ６５は、例えば送信側の送信帯域制限フィルタ２２と同一特性のルート配分されたナイキストフィルタで構成され、周波数変換器６３から出力されたベースバンド信号から受信帯域外のノイズや妨害波を除去し、同期検波器６６に出力する。
【００３２】
同期検波器６６は、受信帯域制限フィルタ６５から出力されたベースバンド信号に対してコヒーレントな検波を行なってディジタル信号を復調する。
【００３３】
〈線形ディジタル変調方式の特徴について〉
ここで、π/2シフトBPSKを例として線形ディジタル変調方式の特徴について説明する。
【００３４】
図３は、π/2シフトBPSKのマッピングを示すコンスタレーション図である。すなわち、図３において、横軸はI成分(同相成分)を示しており、縦軸はQ成分(直交成分)を示している。また、図３において円はシンボル点を表している。
【００３５】
π/2シフトBPSKは、1シンボル毎にπ/2ずつ反時計方向に位相シフトされたBPSKであるため、ディジタル信号の伝送ビット列は、1シンボル毎にI成分とQ成分とに交互にマッピングされて、図３に示すように４点のコンスタレーションとなる。したがって現在のシンボル位置を基準として、次のシンボルの位相は+π/2または-π/2の何れかにシフトする。
【００３６】
例えば現在のシンボル位置がI軸上の正の位置にある場合、次のシンボル位置は、伝送ビットの値に応じて、Q軸上の正の位置または負の位置となる。
【００３７】
このようなπ/2シフトBPSKは、シンボルの位相シフトだけをみると定包絡線のようである。しかし、送信帯域制限フィルタ２２として、例えばロールオフ率α＝0.5のルートレイズドコサインフィルタを使用した場合、帯域信号のコンスタレーションでは図４に示すように包絡線に変動が生じる。
【００３８】
なお、図４において横軸はI成分を示しており、縦軸はQ成分を示している。また、図４における円はシンボル点を表している。この例では、包絡線の半径が一定ではないこと、つまり帯域信号の包絡線が変化していることが分かる。
【００３９】
また、送信帯域制限フィルタ２２としてロールオフ率α＝0.5のルートレイズドコサインフィルタを使用した場合、帯域信号のパワースペクトルは図５に示すようになる。なお、図５において横軸は周波数を示しており、縦軸は各周波数のパワースペクトルを示している。
【００４０】
π/2シフトBPSKは線形ディジタル変調方式であるため、図５で示されるように、送信帯域制限フィルタ２２の周波数特性が帯域信号のスペクトルに直接反映されて、狭帯域な特性が得られていることが分かる。
【００４１】
このような帯域信号が受信装置５１により受信され、帯域信号から得られたベースバンド信号が受信帯域制限フィルタ６５を通過すると、そのベースバンド信号のコンスタレーションは、例えば図６に示すようになる。なお、図６において横軸はI成分を示しており、縦軸はQ成分を示している。また、図６における円はシンボル点を表している。
【００４２】
この例では、送信と受信でルート配分されたナイキストフィルタを２回通過することでナイキスト第１基準が満足され、符号間干渉が無いためコンスタレーションが１点に収束していることが分かる。ここで、ナイキスト第１基準が満足されるとは、符号間干渉が生じないシステムのインパルス応答h(t)は、時刻t=0を除いてシンボル時間間隔でゼロクロスしていることである。
【００４３】
ところで、送信装置１１では、帯域信号を増幅するのに線形増幅器２５により線形増幅が行われるが、線形増幅では電力効率が低い。そこで、線形増幅器２５の代わりに、より電力効率が高い飽和増幅器を用いて帯域信号を非線形増幅（飽和増幅）することを考える。
【００４４】
そのような場合、飽和増幅器により非線形増幅された帯域信号のパワースペクトルは、例えば図７に示すようになる。なお、図７において横軸は周波数を示しており、縦軸は各周波数のパワースペクトルを示している。
【００４５】
この例では、飽和増幅器の非線形歪によってスペクトラル・リグロースが生じて帯域信号のスペクトルが広がり、線形ディジタル変調方式の狭帯域な特性が失われている。すなわち、帯域信号の振幅を非線形増幅させると、これまではなかった新たな周波数成分が増幅後の帯域信号に現れるため、スペクトルが広がってしまう。
【００４６】
そのため、受信帯域制限フィルタ６５を通過したベースバンド信号のコンスタレーションでは、例えば図８に示すようにシンボル点が広がってしまう。なお、図８において横軸はI成分を示しており、縦軸はQ成分を示している。また、図８における円はシンボル点を表している。
【００４７】
この例では、飽和増幅器による帯域信号の非線形歪によって符号間干渉が生じ、コンスタレーションの収束が崩れてしまっている。このような場合、ナイキスト第１基準が満たされなくなってしまう。
【００４８】
このように線形ディジタル変調方式では、送信帯域制限フィルタにルート配分されたナイキストフィルタを使用することで周波数占有帯域幅を抑えた帯域信号を生成することが可能である。また、受信帯域制限フィルタにも同様のルート配分されたナイキストフィルタを使用することで、ベースバンド信号から受信帯域外の雑音や妨害波を除去することができ、かつナイキスト第１基準を満足して符号間干渉が無い信号伝送を行うことができる。
【００４９】
しかしながら、線形ディジタル変調方式では、飽和増幅器に比べて電力効率が低い線形増幅器が必要となり、消費電力が増加してしまう。さらに、増幅器の特性が非線形性を有していると帯域信号のパワースペクトルにスペクトラル・リグロースが生じ、コンスタレーションに符号間干渉が生じてナイキスト第１基準を満足できなくなってしまう。
【００５０】
そこで本技術では、高電力効率の飽和増幅器を使用可能な定包絡線でありながら、線形ディジタル変調方式で帯域信号を飽和増幅した場合よりも帯域信号のパワースペクトルの広がりが少なくなるようにした。
【００５１】
さらに、本技術では、線形ディジタル変調方式と同様に受信帯域制限フィルタにルート配分されたナイキストフィルタを使用することで、受信帯域外の雑音や妨害波を除去することができ、かつナイキスト第１基準を満足して符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができる定包絡線ディジタル変調を実現することができるようにした。
【００５２】
〈送信装置の構成例〉
次に、本技術を適用した具体的な実施の形態について説明する。
【００５３】
図９は、本技術を適用した送信装置の構成例を示す図である。
【００５４】
図９に示す送信装置９１はマッピング部１０１、位相微分器１０２、送信帯域制限フィルタ１０３、SINC逆関数フィルタ１０４、周波数変調器１０５、電圧制御発振器１０６、飽和増幅器１０７、およびアンテナ１０８を有している。
【００５５】
マッピング部１０１には、これから送信しようとするディジタル信号の伝送ビット列、すなわちバイナリデータが供給される。マッピング部１０１は、供給された伝送ビット列の各ビットをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングして、そのマッピング値に対応するマッピング信号を位相微分器１０２に出力する。
【００５６】
位相微分器１０２は、マッピング部１０１により出力されたマッピング信号のシンボル間の位相差に対応する位相差信号を、シンボルレート毎に送信帯域制限フィルタ１０３に出力する。ここで、位相差信号は時間方向に隣接するマッピング信号、すなわち時間方向に隣接する、伝送ビットがマッピングされたシンボル間の位相差を示す電圧信号であり、位相差信号により示されるシンボル間の位相差は+π/2または-π/2の何れかとなる。
【００５７】
送信帯域制限フィルタ１０３は、マッピング信号（位相差信号）のシンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数であり、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された、ルートレイズドコサイン型周波数特性またはレイズドコサイン型周波数特性を有するフィルタである。
【００５８】
送信帯域制限フィルタ１０３は、位相微分器１０２から出力された位相差信号に対してフィルタリングを行うことで帯域制限を行い、帯域制限された位相差信号をSINC逆関数フィルタ１０４に出力する。
【００５９】
SINC逆関数フィルタ１０４は、送信帯域制限フィルタ１０３から出力された位相差信号に対してナイキスト第３基準を満足するための補正を行い、周波数変調器１０５に出力する。
【００６０】
ここで、ナイキスト第３基準を満足するとは、時刻tにおけるシステムのインパルス応答をh(t)として、インパルス応答h(t)を1シンボル区間ごとに積分した場合にt=0を中心とする1シンボル区間を除いて、その積分値が他のシンボル区間では０となることをいう。
【００６１】
なお、SINC逆関数フィルタによるフィルタリングによってナイキスト第３基準を満足することは、例えば「S. Pasupathy, ”Nyquist’s Third Criterion,” Proceedings of the IEEE, Vol. 62, No. 6, June 1974, pp. 860-861.」などに記載されている。
【００６２】
周波数変調器１０５は、SINC逆関数フィルタ１０４から出力された位相差信号に基づいて電圧制御発振器１０６を制御して、所定周波数の搬送波に変調指数h=0.5の周波数変調を掛けさせ、その結果得られた帯域信号を飽和増幅器１０７に出力する。
【００６３】
電圧制御発振器１０６は、周波数変調器１０５から供給された位相差信号に基づいて、自身が発振する所定周波数の搬送波に対して変調指数h=0.5の周波数変調を掛け、その結果得られた帯域信号を周波数変調器１０５に出力する。このような周波数変調を行うことは、位相の積分を行うことと等価である。
【００６４】
電圧制御発振器１０６では、変調指数h=0.5で周波数変調を行うことで、搬送波におけるシンボル間の位相変化量が+π/2または-π/2となる。
【００６５】
このように位相差信号に基づいて周波数変調を行うことによって、包絡線が一定、つまり振幅が一定の帯域信号が得られる。したがって、帯域信号を非線形増幅（飽和増幅）しても、増幅後の帯域信号のパワースペクトルにスペクトラル・リグロースが生じることもなく、符号間干渉の発生を抑制することができる。
【００６６】
飽和増幅器１０７は、周波数変調器１０５から出力された帯域信号を非線形増幅（飽和増幅）し、アンテナ１０８から送信する。
【００６７】
〈送信帯域制限フィルタについて〉
続いて、送信帯域制限フィルタ１０３について説明する。
【００６８】
送信帯域制限フィルタ１０３は、シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数であり、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された、ルートレイズドコサインフィルタまたはレイズドコサインフィルタとされる。
【００６９】
例えば送信帯域制限フィルタ１０３では、シンボルレートをfsymとし、コーナー周波数をfcとすると、シンボルレートfsymとコーナー周波数fcの関係は、次式（１）に示す関係となる。
【００７０】
【数１】
2016181875.tif 000003
【００７１】
また、送信帯域制限フィルタ１０３のロールオフ率をα1とし、受信帯域制限フィルタのロールオフ率をα2とすると、これらのロールオフ率の関係は、次式（２）に示す関係となる。
【００７２】
【数２】
2016181875.tif 000004
【００７３】
ここで、受信帯域制限フィルタは、送信装置９１から送信された帯域信号を受信して復調する受信装置における、送信帯域制限フィルタ１０３に対応するフィルタである。例えば、送信装置９１から送信された帯域信号を受信装置５１が受信する場合には、受信帯域制限フィルタ６５が、送信帯域制限フィルタ１０３に対応するフィルタとなる。
【００７４】
本出願人の実験によれば、送信帯域制限フィルタ１０３に式（１）および式（２）に示す特性を持たせることにより、より符号間干渉の少ない信号伝送を実現できることが確認されている。
【００７５】
また、送信帯域制限フィルタ１０３および受信帯域制限フィルタがルートレイズドコサイン型周波数特性を有するフィルタ、すなわちルートレイズドコサインフィルタとされる場合、それらのルートレイズドコサインフィルタの周波数特性HRRC(f)は、次式（３）に示す特性とされる。
【００７６】
【数３】
2016181875.tif 000005
【００７７】
同様に、送信帯域制限フィルタ１０３および受信帯域制限フィルタがレイズドコサイン型周波数特性を有するフィルタ、すなわちレイズドコサインフィルタとされる場合、それらのレイズドコサインフィルタの周波数特性HRC(f)は、次式（４）に示す特性とされる。
【００７８】
【数４】
2016181875.tif 000006
【００７９】
なお、式（３）および式（４）においてfは周波数を示しており、fcはコーナー周波数を示している。また、αはロールオフ率、つまり上述したロールオフ率α1またはロールオフ率α2を示している。
【００８０】
さらに、SINC逆関数フィルタ１０４の周波数特性HInvSINC(f)は、次式（５）に示す特性とされる。
【００８１】
【数５】
2016181875.tif 000007
【００８２】
なお、式（５）においてfは周波数を示しており、fsymはシンボルレートを示している。
【００８３】
位相微分器１０２では1シンボルごとに微分処理が行われており、上述した電圧制御発振器１０６では位相の積分が行われるため、パルス幅が1シンボルの矩形関数が畳み込まれていることと等価になる。この処理を周波数領域でみるとSINC特性のフィルタリングを行っていることになる。そこで、SINC逆関数フィルタ１０４では、意図しないSINC特性を補正するためにSINC逆関数フィルタによるフィルタリングが行われる。
【００８４】
また、ここでは、送信帯域制限フィルタ１０３によるフィルタリングを行った後、SINC逆関数フィルタ１０４でフィルタリングを行う構成とされているが、SINC逆関数フィルタ１０４によるフィルタリングを行った後、送信帯域制限フィルタ１０３でフィルタリングを行うようにしてもよい。
【００８５】
さらに、これらの送信帯域制限フィルタ１０３およびSINC逆関数フィルタ１０４の２つのフィルタを1つのFIR(Finite Impulse Response)フィルタにより実現して実装するようにしてもよい。
【００８６】
そのような場合、送信帯域制限フィルタ１０３とSINC逆関数フィルタ１０４を実現するFIRフィルタは、例えば図１０に示すようになる。なお、図１０において横軸はFIRフィルタを構成するタップのタップ番号を示しており、縦軸は各タップの係数、つまりタップ係数を示している。
【００８７】
図１０に示されるFIRフィルタは、コーナー周波数をfc＝1.08×fsym/2とし、ロールオフ率をα1＝0.65としたルートレイズドコサインフィルタと、SINC逆関数フィルタとを1つにまとめたオーバーサンプル数が8であるFIRフィルタとなっている。
【００８８】
この場合、帯域信号の受信側の受信帯域制限フィルタについては、例えばロールオフ率がα2＝0.5などとされる。
【００８９】
このような図１０に示したFIRフィルタの振幅特性は、図１１に示すようになる。なお、図１１において、横軸は周波数を示しており、縦軸は振幅を示している。
【００９０】
本出願人の実験によれば、このような特性のFIRフィルタを用いることで、より符号間干渉の少ない信号伝送を実現できることが確認されている。
【００９１】
さらに、送信帯域制限フィルタ１０３とSINC逆関数フィルタ１０４を実現するFIRフィルタの他の例として、例えば図１２に示すFIRフィルタを用いてもよい。なお、図１２において横軸はFIRフィルタを構成するタップのタップ番号を示しており、縦軸はタップ係数を示している。
【００９２】
図１２に示されるFIRフィルタは、コーナー周波数をfc＝1.25×fsym/2とし、ロールオフ率をα1＝0.65としたレイズドコサインフィルタと、SINC逆関数フィルタとを1つにまとめたオーバーサンプル数が8であるFIRフィルタとなっている。
【００９３】
この場合、帯域信号の受信側の受信帯域制限フィルタについては、例えばロールオフ率がα2＝0.5などとされる。
【００９４】
このような図１２に示したFIRフィルタの振幅特性は、図１３に示すようになる。なお、図１３において、横軸は周波数を示しており、縦軸は振幅を示している。
【００９５】
本出願人の実験によれば、このような特性のFIRフィルタを用いることでも、より符号間干渉の少ない信号伝送を実現できることが確認されている。
【００９６】
また、送信帯域制限フィルタ１０３として、コーナー周波数fc＝1.08×fsym/2であり、ロールオフ率α1＝0.65であるルートレイズドコサインフィルタを用いた場合、帯域信号のコンスタレーションは図１４に示すようになる。
【００９７】
なお、図１４において横軸はI成分を示しており、縦軸はQ成分を示している。また、図１４における円はシンボル点を表している。図１４の例では、包絡線の半径が一定となっており、定包絡線であることが確認できる。
【００９８】
また、図１４に示した例の帯域信号のパワースペクトルは、図１５に示すようになる。なお、図１５において横軸は周波数を示しており、縦軸は各周波数のパワースペクトルを示している。
【００９９】
図１５の例では、上述した図７に示した例と比較すると、スペクトルの広がりが抑えられていることが確認できる。すなわち、狭帯域な周波数特性が実現できていることが分かる。
【０１００】
さらに図１４に示した例の帯域信号を、図２に示した受信装置５１により受信させた場合に、受信帯域制限フィルタ６５を通過したベースバンド信号のコンスタレーションは、図１６に示すようになる。
【０１０１】
なお、図１６において横軸はI成分を示しており、縦軸はQ成分を示している。また、図１６における円はシンボル点を表している。
【０１０２】
図１６の例では、図８に示した例と比較してコンスタレーションの広がりが小さくなっていることが確認できる。すなわち、シンボル点の広がりが小さいことが分かる。このようにシンボル点の広がりを小さく抑えることができることから、ノイズに強く高感度な受信を行うことができることが分かる。換言すれば、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができることが分かる。
【０１０３】
すなわち、このようなベースバンド信号を、図２に示した受信装置５１の同期検波器６６で同期検波すると、その同期検波結果のビットエラー率（BER(Bit Error Rate)）特性は、図１７に示すようになる。なお、図１７において横軸はビット当たりのエネルギを示しており、縦軸はビットエラー率（BER）を示している。
【０１０４】
この例では、図中の点線は理想的なBPSKのビットエラー率特性を示しており、図中の円は上述したベースバンド信号、つまり図１４に示した例の帯域信号を同期検波器６６で同期検波したときのビットエラー率特性を示している。
【０１０５】
この例から分かるように、本技術を適用した送信装置９１によれば、帯域信号の受信側において、理想的なBPSKのビットエラー率特性と同等のビットエラー率特性が得られることが分かる。すなわち、受信側において高感度に帯域信号を受信することができる。
【０１０６】
以上のように送信装置９１によれば、定包絡線であってもπ/2シフトBPSKで得られる帯域信号を飽和増幅した場合よりも帯域信号のスペクトル帯域を狭くすることができ、π/2シフトBPSKと同様に高感度に帯域信号を受信することができる定包絡線ディジタル変調を実現することができる。
【０１０７】
〈送信処理の説明〉
次に、図１８のフローチャートを参照して、送信装置９１による送信処理について説明する。この送信処理は、送信装置９１のマッピング部１０１に送信対象となるディジタル信号の伝送ビット列（バイナリデータ）が供給されると開始される。
【０１０８】
ステップＳ１１において、マッピング部１０１は、供給された伝送ビット列の各ビットをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングする。
【０１０９】
具体的には、マッピング部１０１は処理対象の伝送ビットの値と、その伝送ビットの直前の伝送ビットの値に対して定められたシンボルとに基づいて、処理対象の伝送ビットを、π/2シフトBPSKの4つのシンボルのうちの何れかにマッピングする。
【０１１０】
そして、マッピング部１０１は、伝送ビットがマッピングされたシンボルに対して定められたマッピング値、つまりI成分の値とQ成分の値とを示すマッピング信号を、伝送ビットごと、つまりシンボルごとに位相微分器１０２へと出力する。これにより、所定のシンボルレートで、マッピング部１０１からマッピング信号が出力されることになる。
【０１１１】
ステップＳ１２において、位相微分器１０２は、マッピング部１０１により出力されたマッピング信号に基づいて位相差信号を生成し、送信帯域制限フィルタ１０３に出力する。
【０１１２】
すなわち、位相微分器１０２は、伝送ビットがマッピングされたシンボルごと、つまりシンボルに対応するマッピング信号ごとに、処理対象とするマッピング信号と、そのマッピング信号の時間的に直前のマッピング信号とに基づいて、それらのマッピング信号に対応するシンボル間の位相差を示す位相差信号を生成する。これにより、所定のシンボルレートで、位相微分器１０２から位相差信号が出力されることになる。
【０１１３】
ステップＳ１３において、送信帯域制限フィルタ１０３は、位相微分器１０２から出力された位相差信号に対してフィルタリングを行うことで帯域制限を行い、帯域制限された位相差信号をSINC逆関数フィルタ１０４に出力する。このような帯域制限により、位相差信号の所定の帯域成分のみが抽出される。
【０１１４】
ステップＳ１４において、SINC逆関数フィルタ１０４は、送信帯域制限フィルタ１０３から出力された位相差信号をフィルタリングすることで位相差信号を補正して、周波数変調器１０５に出力する。すなわち、SINC逆関数フィルタ１０４では、ナイキスト第３基準が満たされるように位相差信号が補正される。
【０１１５】
なお、上述したようにステップＳ１３の処理とステップＳ１４の処理とは、処理順序が逆でもよいし、1つのFIRフィルタにより、ステップＳ１３の処理とステップＳ１４の処理とが同時に行われるようにしてもよい。
【０１１６】
ステップＳ１５において、周波数変調器１０５は、SINC逆関数フィルタ１０４から出力された位相差信号に基づいて電圧制御発振器１０６を制御し、周波数変調を行う。
【０１１７】
すなわち、周波数変調器１０５は、電圧制御発振器１０６に位相差信号を供給して、電圧制御発振器１０６が生成する所定周波数の搬送波に変調指数h=0.5の周波数変調を掛けさせ、その結果得られた帯域信号を電圧制御発振器１０６から取得する。そして、周波数変調器１０５は、取得した帯域信号を飽和増幅器１０７に出力する。これにより、振幅が一定の帯域信号が得られる。
【０１１８】
ステップＳ１６において、飽和増幅器１０７は、周波数変調器１０５から出力された帯域信号を非線形増幅（飽和増幅）し、アンテナ１０８に出力する。
【０１１９】
ステップＳ１７において、アンテナ１０８は、飽和増幅器１０７から出力された帯域信号を送信して、送信処理は終了する。
【０１２０】
以上のようにして送信装置９１は、マッピング信号に基づいて位相差信号を生成するとともに、位相差信号の帯域制限とSINC逆関数フィルタによる補正を行った後、位相差信号に基づく周波数変調を行う。
【０１２１】
このようにすることで帯域信号の狭帯域化を実現し、より符号間干渉が少ない信号伝送を行うことができるようにするとともに、振幅が一定の帯域信号を生成することで帯域信号に対する非線形増幅を可能とし、送信装置９１の電力効率を向上させることができる。
【０１２２】
以上のように、本技術によれば、定包絡線ディジタル変調方式でありながら線形ディジタル変調方式と同様に高感度な同期検波が可能になり、また、飽和増幅器が使用可能であるため送信装置の電力効率を高めることができる。
【０１２３】
ところで、上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、コンピュータにインストールされる。ここで、コンピュータには、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータや、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のパーソナルコンピュータなどが含まれる。
【０１２４】
図１９は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
【０１２５】
コンピュータにおいて、CPU（Central Processing Unit）５０１，ROM（Read Only Memory）５０２，RAM（Random Access Memory）５０３は、バス５０４により相互に接続されている。
【０１２６】
バス５０４には、さらに、入出力インターフェース５０５が接続されている。入出力インターフェース５０５には、入力部５０６、出力部５０７、記録部５０８、通信部５０９、及びドライブ５１０が接続されている。
【０１２７】
入力部５０６は、キーボード、マウス、マイクロフォン、撮像素子などよりなる。出力部５０７は、ディスプレイ、スピーカ、増幅器、アンテナなどよりなる。記録部５０８は、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる。通信部５０９は、ネットワークインターフェースなどよりなる。ドライブ５１０は、磁気ディスク、光ディスク、光磁気ディスク、又は半導体メモリなどのリムーバブル記録媒体５１１を駆動する。
【０１２８】
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU５０１が、例えば、記録部５０８に記録されているプログラムを、入出力インターフェース５０５及びバス５０４を介して、RAM５０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
【０１２９】
コンピュータ（CPU５０１）が実行するプログラムは、例えば、パッケージメディア等としてのリムーバブル記録媒体５１１に記録して提供することができる。また、プログラムは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、ディジタル衛星放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供することができる。
【０１３０】
コンピュータでは、プログラムは、リムーバブル記録媒体５１１をドライブ５１０に装着することにより、入出力インターフェース５０５を介して、記録部５０８にインストールすることができる。また、プログラムは、有線または無線の伝送媒体を介して、通信部５０９で受信し、記録部５０８にインストールすることができる。その他、プログラムは、ROM５０２や記録部５０８に、あらかじめインストールしておくことができる。
【０１３１】
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
【０１３２】
また、本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【０１３３】
例えば、本技術は、１つの機能をネットワークを介して複数の装置で分担、共同して処理するクラウドコンピューティングの構成をとることができる。
【０１３４】
また、上述のフローチャートで説明した各ステップは、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
【０１３５】
さらに、１つのステップに複数の処理が含まれる場合には、その１つのステップに含まれる複数の処理は、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
【０１３６】
さらに、本技術は、以下の構成とすることも可能である。
【０１３７】
（１）
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングするマッピング部と、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成する位相微分部と、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定され、前記位相差信号の帯域制限を行う送信帯域制限フィルタと、
前記位相差信号に対して補正を行うSINC逆関数フィルタと、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う周波数変調部と
を備える送信装置。
（２）
前記SINC逆関数フィルタは、前記位相差信号に対する前記補正として、ナイキスト第３基準を満足するための補正を行う
（１）に記載の送信装置。
（３）
前記周波数変調部は、前記搬送波に対して変調指数が0.5の前記周波数変調を行う
（１）または（２）に記載の送信装置。
（４）
前記周波数変調により得られた帯域信号を飽和増幅する飽和増幅部をさらに備える
（１）乃至（３）の何れか一項に記載の送信装置。
（５）
前記送信帯域制限フィルタは、ルートレイズドコサインフィルタである
（１）乃至（４）の何れか一項に記載の送信装置。
（６）
前記送信帯域制限フィルタは、レイズドコサインフィルタである
（１）乃至（４）の何れか一項に記載の送信装置。
（７）
前記SINC逆関数フィルタは、前記送信帯域制限フィルタにより帯域制限された前記位相差信号に対して前記補正を行う
（１）乃至（６）の何れか一項に記載の送信装置。
（８）
前記送信帯域制限フィルタおよび前記SINC逆関数フィルタは、１つのFIRフィルタにより実現される
（１）乃至（７）の何れか一項に記載の送信装置。
（９）
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングし、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成し、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限を行い、
SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対する補正を行い、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う
ステップを含む送信方法。
（１０）
バイナリデータをπ/2シフトBPSKのシンボルにマッピングし、
マッピングされた前記シンボル間の位相差を示す位相差信号を生成し、
シンボルレートの1/2の周波数よりも高いコーナー周波数で、かつ受信帯域制限フィルタのロールオフ率より大きいロールオフ率が設定された送信帯域制限フィルタにより、前記位相差信号の帯域制限を行い、
SINC逆関数フィルタにより、前記位相差信号に対する補正を行い、
前記帯域制限および前記補正が行われた前記位相差信号に基づいて、搬送波に対して周波数変調を行う
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【符号の説明】
【０１３８】
９１  送信装置，  １０１  マッピング部，  １０２  位相微分器，  １０３  送信帯域制限フィルタ，  １０４  SINC逆関数フィルタ，  １０５  周波数変調器，  １０６  電圧制御発振器，  １０７  飽和増幅器，  １０８  アンテナ
【図１】
2016181875.tif 000008
【図２】
2016181875.tif 000009
【図３】
2016181875.tif 000010
【図４】
2016181875.tif 000011
【図５】
2016181875.tif 000012
【図６】
2016181875.tif 000013
【図７】
2016181875.tif 000014
【図８】
2016181875.tif 000015
【図９】
2016181875.tif 000016
【図１０】
2016181875.tif 000017
【図１１】
2016181875.tif 000018
【図１２】
2016181875.tif 000019
【図１３】
2016181875.tif 000020
【図１４】
2016181875.tif 000021
【図１５】
2016181875.tif 000022
【図１６】
2016181875.tif 000023
【図１７】
2016181875.tif 000024
【図１８】
2016181875.tif 000025
【図１９】
2016181875.tif 000026
【国際調査報告】
2016181875.tif 000027
2016181875.tif 000028
2016181875.tif 000029
2016181875.tif 000030