(57)【要約】  電力変換装置の電源制御部（２）は、入力電圧検出値（Ｖｉｎ）、出力電圧検出値（Ｖｏ）及びリアクトル電流（ＩＬ）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）をオンオフ制御することにより出力電圧（Ｖｏ）を制御すると共に、リアクトル電流（ＩＬ）を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づけて、力率改善制御を行うために、入力電圧（Ｖｉｎ）の変動に対して、リアクトル電流（ＩＬ）が変動の大小と逆になるように制御を行うことで、入力電圧変動に応じた適切な補正により力率改善制御を行う。これにより、入力電圧（Ｖｉｎ）が変動した場合においても、出力電圧（Ｖｏ）が変動しないように安定して昇降圧動作させることができる。
2017126154.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路、前記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧を検出する入力電圧検出回路、スイッチング素子及びリアクトルを有すると共に、前記入力電圧を目標とする出力電圧に変換するコンバータ、前記コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出回路、及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出回路を有する電源主回路部と、
前記入力電圧、前記出力電圧及び前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記出力電圧を制御すると共に、前記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電源制御部と、を備え、
前記電源制御部は、前記入力電圧検出回路にて、前記入力電圧が正常時より下がる変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より大きく設定して制御し、前記入力電圧が正常時より上がる変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より小さく設定して制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記リアクトル電流の制御は、目標リアクトル電流を演算し、前記リアクトル電流が前記目標リアクトル電流に一致するようにピーク電流制御を行う際に、前記入力電圧の理想値と検出された前記入力電圧との比を２乗した補正係数を乗じたピーク電流を設定して制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記コンバータは、２つのスイッチング素子、２つのダイオード及びリアクトルを有するＨ型ブリッジ昇降圧コンバータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記コンバータは、４つのスイッチング素子及びリアクトルを有するＨ型ブリッジ昇降圧コンバータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電源制御部は、前記入力電圧が前記出力電圧未満である場合と、前記入力電圧が前記出力電圧以上である場合とで、前記目標リアクトル電流を変更することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記入力電圧の理想値は、前記入力電圧の最小値からカウントを行い、そのカウント値に基づいて予め設定された入力電圧理想値テーブルから決定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電源制御部において、前記リアクトル電流が前記目標リアクトル電流に一致するように制御を行う場合の制御方式として、ヒステリシス制御を用いることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電源制御部において、前記リアクトル電流が前記目標リアクトル電流に一致するように制御を行う場合の制御方式として、ウインドウコンパレータ制御を用いることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電源主回路部には、負荷としてＬＥＤが接続されると共に、前記ＬＥＤに流れるＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出回路が設けられ、前記電源制御部は、前記ＬＥＤ電流検出回路で検出された前記ＬＥＤ電流に基づいて前記ＬＥＤの電流制御を行うことを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路、前記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧を検出する入力電圧検出回路、スイッチング素子及びリアクトルを有すると共に、前記入力電圧を目標とする出力電圧に変換するコンバータ、前記コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出回路、及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出回路を有する電源主回路部と、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記出力電圧を制御すると共に、前記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電源制御部と、を備えた電力変換装置の制御方法であって、
前記入力電圧検出回路が、前記入力電圧を検出する入力電圧検出ステップと、
前記出力電圧検出回路が、前記出力電圧を検出する出力電圧検出ステップと、
前記電源制御部が、前記入力電圧検出ステップにおいて、前記入力電圧が正常時より下がる変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より大きく設定して制御し、前記入力電圧が正常時より上がる変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より小さく設定して制御を行う電流制御ステップと、
を備えることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に昇降圧変換するとともに、力率改善機能を備えた電力変換装置及びその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
力率を改善するために利用されるＰＦＣ（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路は、交流電力を直流電力に昇降圧変換する際に、高調波を抑制して、電力を有効利用することで、ピーク電力を抑え、省エネを実現する手法として、広く利用されている。そこで、様々な方式のＰＦＣ回路が提案されている。【０００３】
例えば、特許文献１の電力変換装置では、Ｈ型ブリッジ昇降圧コンバータを用いて、昇圧制御時、降圧制御時、又は昇降圧制御時に対応してそれぞれ個別に力率改善制御を行うための目標リアクトル電流ＩＬ＊の演算を行い、リアクトル電流ＩＬが目標リアクトル電流ＩＬ＊に一致するようにリアクトルのピーク電流値の制御を行い、入力電流波形を入力電圧波形により近づけることで、高い力率改善効果が得られるようにしている。また、１段のコンバータで所望の出力を得ることができるため、低コストで高効率を実現することを可能としている。【０００４】
また、特許文献２の力率改善回路では、ＡＣ電源からの交流電圧Ｖｉｎを整流する整流回路の後段に接続され、力率改善回路の入力側に設けられたコンデンサに流れる充放電電流Ｉｃがないと仮定したときに、交流電圧Ｖｉｎの半周期において、半周期における後半の電流量が半周期における前半の電流量よりも大きくなるように回路電流（ＰＦＣ電流Ｉｐｆｃ）を制御する。これにより、充放電電流によるＰＦＣ回路の電流制御への影響を低減することにより、１つのハードウェア構成で複数の入力レベル（あるいは出力レベル）に対応した電源回路を実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】ＷＯ２０１４／１１９０４０号公報
【特許文献２】特開２０１５−８５８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の電力変換装置では、安定した入力電圧が供給されている場合には問題はないが、同じＡＣ電源に接続されている他の機器が動作している場合には、入力電圧が変動し、瞬時的に出力電圧、出力電流が変化してしまうという課題があった。【０００７】
また、特許文献２の力率改善回路では、現在の半周期における整流電圧のピーク付近での電圧をマイコンに記憶させ、現在の半周期の前の半周期の整流電圧のピーク付近での電圧との差を比較し、両電圧の差が所定の値よりも大きい場合に、瞬時低下と判断された場合には、負荷への電流の大きさを維持するように、ＭＯＳＦＥＴを制御している。しかし、瞬時低下と判断するレベルに達しなかった場合には、制御されず、その結果、出力波形が変化してしまうという課題があった。【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、入力電圧が変動した場合においても、出力電圧が変動しないように安定して昇降圧動作させることができる力率改善回路を有する電力変換装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路、前記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧を検出する入力電圧検出回路、スイッチング素子及びリアクトルを有すると共に、前記入力電圧を目標とする出力電圧に変換するコンバータ、前記コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出回路、及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出回路を有する電源主回路部と、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記出力電圧を制御すると共に、前記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電源制御部と、を備え、前記電源制御部は、前記入力電圧検出回路にて、前記入力電圧が正常時より下降する変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より大きく設定して制御し、前記入力電圧が正常時より上昇する変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より小さく設定して制御を行うことを特徴とするものである。【００１０】
また、本発明に係る電力変換装置の制御方法は、交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路、前記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧を検出する入力電圧検出回路、スイッチング素子及びリアクトルを有すると共に、前記入力電圧を目標とする出力電圧に変換するコンバータ、前記コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出回路、及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出回路を有する電源主回路部と、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記出力電圧を制御すると共に、前記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電源制御部と、を備えた電力変換装置の制御方法であって、前記入力電圧検出回路が、前記入力電圧を検出する入力電圧検出ステップと、前記出力電圧検出回路が、前記出力電圧を検出する出力電圧検出ステップと、前記電源制御部が、前記入力電圧検出ステップにおいて、前記入力電圧が正常時より下降する変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より大きく設定して制御し、前記入力電圧が正常時より上昇する変動を検出した際は、前記リアクトル電流を正常時より小さく設定して制御を行う電流制御ステップと、を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の電力変換装置及び電力変換装置の制御方法によれば、リアクトル電流を制御して力率改善制御を行うコンバータの電源制御部は、入力電圧に変動が生じた場合に、入力電圧の変動に対して、リアクトル電流が変動の大小と逆になるように制御を行うことで、入力電圧変動に応じた適切な補正により力率改善制御が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図である。
【図２】実施の形態１に係る電力変換装置の電源制御部の構成を示す回路ブロック図である。
【図３】実施の形態１に係る電力変換装置における入出力電圧に対する昇降圧制御の動作モードを説明する図である。
【図４】実施の形態１に係る電力変換装置におけるピーク電流制御方式を説明する図である。
【図５】実施の形態１に係る電力変換装置における電源制御部の演算制御処理手順を示すフローチャートである。
【図６】従来の電力変換装置におけるピーク電流で制御した場合の波形図である。
【図７】実施の形態１に係る電力変換装置における補正したピーク電流で制御した場合の波形図である。
【図８】実施の形態１に係る電力変換装置における入力電圧の理想値を生成する方法を示す図である。
【図９】実施の形態１に係る電力変換装置におけるヒステリシスコンパレータ制御方式を説明する図である。
【図１０】実施の形態１に係る電力変換装置におけるウインドウコンパレータ制御方式を説明する図である。
【図１１】実施の形態１に係る電力変換装置の他の実施態様の全体構成を示す回路ブロック図である。
【図１２】実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図である。
【図１３】実施の形態２に係る電力変換装置の電源制御部の構成を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成、動作及び電力変換装置の制御方法の詳細について、図１から図１３を参照して説明する。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図であり、図２は、電力変換装置の電源制御部の構成を示す回路ブロック図である。
【００１５】
まず、図１及び図２を用いて、実施の形態１に係る電力変換装置の構成について説明する。電力変換装置は、電源主回路部１と、電源主回路部１のコンバータ５の第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を制御する電源制御部２と、から構成されている。
【００１６】
図１に示すように、電源主回路部１は、交流電源３から供給された交流入力電圧Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジ回路からなる全波整流回路４と、全波整流後の入力電圧｜Ｖａｃ｜（以下、脈流電圧と称する。）に含まれるノイズを平滑化するための入力コンデンサＣ１と、脈流電圧｜Ｖａｃ｜の入力電圧検出値Ｖｉｎを検出するための直列に接続された分圧抵抗Ｒ１とＲ２からなる入力電圧検出回路７と、脈流電圧｜Ｖａｃ｜を目標とする直流の出力電圧Ｖｄｃに調整するＨ型ブリッジ昇降圧コンバータ５（以下、コンバータと称する。）と、コンバータ５のリアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬを検出する電流検出回路６と、コンバータ５の出力電圧の脈動を平滑化する出力コンデンサＣ２と、得られた直流の出力電圧Ｖｄｃの出力電圧検出値Ｖｏを検出するための直列に接続された分圧抵抗Ｒ３とＲ４からなる出力電圧検出回路８と、で構成されている。電源主回路部１の出力側には、負荷９が接続されている。
【００１７】
なお、コンバータ５は、全波整流回路４により全波整流された図３に示す脈流電圧｜Ｖａｃ｜を、目標とする出力電圧Ｖｄｃに調整するもので、第１のスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１で構成される降圧型アームと、第２のスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２で構成される昇圧型アームと、第１のスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１の接続点及び第２のスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２の接続点の間に接続されたリアクトルＬと、を備えている。また、第１、第２の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などが用いられ、電源制御部２で生成されたオンオフ制御用のスイッチ信号により駆動される。
【００１８】
そして、第１のスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１は、全波整流回路４の出力側に対して直列に接続され、また、第２のスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２は、負荷９に対して直列に接続されている。この構成により、コンバータ５は、昇圧コンバータとしての構成要素と、降圧コンバータとしての構成要素とを備えた回路構成となっている。
【００１９】
具体的には、電源制御部２は、出力電圧検出値Ｖｏが入力電圧検出値Ｖｉｎ未満である場合には、第１のスイッチング素子Ｑ１を常時オンにして、第２のスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させることで昇圧コンバータとして作用させ、出力電圧検出値Ｖｏが入力電圧検出値Ｖｉｎ以上である場合には、第２のスイッチング素子Ｑ２を常時オフにして、第１のスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることで降圧コンバータとして作用させる。
【００２０】
昇圧制御動作時には、電源制御部２により、第１のスイッチング素子Ｑ１を常時オンにして、第２のスイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させるので、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬは、入力電流Ｉｉｎに対応したものとなる。また、降圧制御動作時には、電源制御部２により、第２のスイッチング素子Ｑ２を常時オフにして、第１のスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるので、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬは、出力電流Ｉｏに対応したものとなる。そのため、電流検出回路６は、昇圧制御動作時には、全波整流後の入力電流Ｉｉｎのスイッチング周波数成分を除去した電流を検出し、また、降圧制御動作時には、出力電流Ｉｏの電流リップルを除去する前の電流を検出することになる。
【００２１】
図２に示すように、電源制御部２は、出力電圧検出回路８で検出された電圧Ｖｏと目標出力電圧Ｖｏ＊との偏差から出力電圧Ｖｄｃを所望の値に制御するための出力制御量Ｉ＊＊を算出する出力制御量演算部２１と、入力電圧検出回路７で検出された電圧Ｖｉｎと出力電圧検出回路８で検出された電圧Ｖｏとを比較し、コンバータ５を昇圧制御の動作をさせるか、降圧制御の動作をさせるかを判定する比較判定部２２と、比較判定部２２の判定結果により、次段の動作を選択するセレクタ２３と、セレクタ２３によりコンバータ５の昇圧制御動作が選択された場合に、出力制御量Ｉ＊＊からコンバータ５のピーク電流Ｉｒｅｆ＊を設定する昇圧制御用ピーク電流演算部２４ａと、セレクタ２３によりコンバータ５の降圧制御動作が選択された場合に、出力制御量Ｉ＊＊からコンバータ５の降圧制御動作時のピーク電流Ｉｒｅｆ＊を設定する降圧制御用ピーク電流演算部２４ｂと、リアクトル電流ＩＬと昇圧制御動作のピーク電流Ｉｒｅｆ＊あるいは降圧制御動作のピーク電流Ｉｒｅｆ＊とから、それぞれピーク電流制御を行うピーク電流制御部２５ａあるいはピーク電流制御部２５ｂと、比較判定部２２の判定結果により、ピーク電流制御部２５ａあるいはピーク電流制御部２５ｂの出力信号を選択し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して制御信号を出力するオンオフ信号生成部２６と、で構成されている。
【００２２】
なお、オンオフ信号生成部２６は、ピーク電流制御部２５ａ及びピーク電流制御部２５ｂにそれぞれ対応したスイッチ制御部２６ａ及びスイッチ制御部２６ｂと、比較判定部２２の判定結果とにより、スイッチ制御部２６ａ及びスイッチ制御部２６ｂの出力信号を選択し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に出力する制御信号を切り替えるセレクタ２６ｃと、を備えている。
【００２３】
また、電源制御部２は、昇圧制御動作時は、全波整流後の入力電流Ｉｉｎに対応して得られた値に基づいて、また降圧制御動作時は、出力電流Ｉｏに対応して得られた値に基づいて、それぞれリアクトル電流ＩＬの制御目標となる目標リアクトル電流ＩＬ＊を設定する。そして、電源制御部２は、リアクトル電流ＩＬが目標リアクトル電流ＩＬ＊となるように制御することにより、入力電流Ｉｉｎの位相と波形を最適に制御することが可能となる。なお、目標リアクトル電流ＩＬ＊の具体的な求め方の詳細については、後述する。
【００２４】
次に、電源制御部２の動作について、図１から図１０を参照して説明する。
まず、電源制御部２は、入力電圧検出回路７にて脈流電圧｜ｖａｃ｜を抵抗分圧して検出された入力電圧検出値Ｖｉｎと、出力電圧検出回路８にて出力電圧ｖｄｃを抵抗分圧して検出された出力電圧検出値Ｖｏとの比較に基づいて、コンバータ５の昇圧制御動作と降圧制御動作とを切り替える。ここで、昇圧制御動作時においては、コンバータ５は昇圧コンバータとして機能し、降圧制御動作時においては、コンバータ５は降圧コンバータとして機能することになる。
【００２５】
また、電源制御部２は、前述の各検出信号Ｖｉｎ、Ｖｏ、ＩＬを用いて、コンバータ５のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２をオンオフ制御することにより、昇圧制御動作時と降圧制御動作時のいずれにおいても、交流入力電流Ｉａｃが交流入力電圧Ｖａｃとほぼ同位相で同波形となるように、全波整流器４による全波整流後の入力電流Ｉｉｎを制御するＰＦＣ制御の機能を備えている。
【００２６】
上記のＰＦＣ制御において、入力電流Ｉｉｎを制御する際の制御目標値となる目標入力電流Ｉｉｎ＊は、力率改善を図る上で、脈流電圧｜Ｖａｃ｜と同じ位相で同じ脈流波形となるように生成する必要があるが、コンバータ５のリアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬを制御することにより調整することが可能である。そして、リアクトル電流ＩＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ＩＬ＊に一致するように、電源制御部２は、コンバータ５のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を制御する。
【００２７】
上述したように、昇圧制御動作時においては、リアクトルＬには入力電流Ｉｉｎに対応した値の電流が流れるため、目標リアクトル電流ＩＬ＊は、目標入力電流Ｉｉｎ＊に比例した値を設定する。また、降圧制御動作時においては、リアクトルＬには出力電流Ｉｏに対応した値の電流が流れるため、目標リアクトル電流ＩＬ＊は、目標入力電流Ｉｉｎ＊を出力電流に換算したものに比例した値を設定する。
【００２８】
したがって、目標リアクトル電流ＩＬ＊としては、リアクトル電流ＩＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ＩＬ＊となるように制御する必要がある。そのためには、図４に示すように、ピーク電流制御によって目標リアクトル電流ＩＬ＊の２倍の値をピーク電流ｉｒｅｆ＊として設定すればよい。すなわち、リアクトル電流ＩＬが０に達した瞬間にリアクトル電流ＩＬを立ち上げ、ピーク電流Ｉｒｅｆ＊に達した瞬間にリアクトル電流ＩＬを立ち下げるようにすれば、リアクトル電流ＩＬが、目標リアクトル電流ＩＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ＩＬ＊に達しないリアクトル電流ＩＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ＩＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ＩＬ＊に一致させることができる。このことから、目標リアクトル電流ＩＬ＊とピーク電流Ｉｒｅｆ＊との関係は、次式（１）に示すものとなる。
Ｉｒｅｆ＊＝２×ＩＬ＊                                    （１）
【００２９】
次に、電源制御部２の具体的な演算制御処理の内容について、図５の演算制御処理手順を示すフローチャートを参照して説明する。
【００３０】
電源制御部２は、制御処理を開始すると、まず、電源主回路部１の入力電圧検出回路７にて脈流電圧｜Ｖａｃ｜を抵抗分圧して検出された入力電圧検出値Ｖｉｎ、及び出力電圧検出回路８により出力電圧Ｖｄｃを抵抗分圧して検出された出力電圧検出値Ｖｏをそれぞれ取り込むとともに、出力電圧Ｖｏの制御目標値を示す目標出力電圧Ｖｏ＊を上位システムから受け取る（ステップ１（Ｓ０１））。なお、ここでは、目標出力電圧Ｖｏ＊は、上位システムなどの外部から受け取ることとしているが、これに限らず予め定めた定数であっても構わない。
【００３１】
続いて、出力制御量演算部２１は、出力電圧検出値Ｖｏと目標出力電圧Ｖｏ＊との偏差からＰＩ制御などの演算により出力電圧Ｖｄｃを所望の値に制御するための出力制御量Ｉ＊＊を算出する（ステップ２（Ｓ０２））。
【００３２】
さらに、比較判定部２２は、電源主回路部１での回路動作状況に応じたピーク電流ｉｒｅｆ＊を求めるために、入力電圧検出値Ｖｉｎ（瞬時値）の値と出力電圧検出値Ｖｏの値とを比較し、電源主回路部１における現在の回路動作状況（昇圧制御動作であるか降圧制御動作であるか）を判定する（ステップ３（Ｓ０３））。入力電圧検出値Ｖｉｎが出力電圧検出値Ｖｏ未満（Ｖｉｎ＜Ｖｏ）であると判定された場合には、昇圧制御動作であると判定し、ステップ４（Ｓ０４）に移行する。併せて、昇圧制御時には、比較判定部２２は、出力制御量演算部２１の出力側に接続された前段のセレクタ２３の共通接点ｃを昇圧制御動作側の個別接点ａに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各昇圧制御動作側の個別接点ａを共通接点ｃに接続する信号を送出する。一方、入力電圧検出値Ｖｉｎが出力電圧検出値Ｖｏ以上（Ｖｉｎ≧Ｖｏ）である場合には、降圧制御動作であると判定し、ステップ９（Ｓ０９）に移行する。併せて、降圧制御動作には、比較判定部２２は、出力制御量演算部２１の出力側に接続された前段のセレクタ２３の共通接点ｃを降圧制御動作側の個別接点ｂに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各降圧制御動作側の個別接点ｂを共通接点ｃに接続する信号を送出する。
【００３３】
次に、交流入力電流Ｉａｃが交流入力電圧Ｖａｃとほぼ同位相で同波形となるように全波整流後の入力電流Ｉｉｎを制御するＰＦＣ制御を行うために、ステップ４（Ｓ０４）では、昇圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊を、ステップ９（Ｓ０９）では、降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊をそれぞれ算出する。ここで、前述の式（１）に示したように、この目標リアクトル電流ｉＬ＊の２倍の値がピーク電流Ｉｒｅｆ＊として設定される。
【００３４】
前述したように、リアクトルＬには、昇圧制御動作時においては、入力電流Ｉｉｎに対応した電流が流れ、降圧制御動作時においては、出力電流Ｉｏに対応した電流が流れるため、電源主回路部１を昇圧制御動作させるか、降圧制御動作させるかによって目標リアクトル電流ＩＬ＊の演算方法を変更する。
【００３５】
すなわち、比較判定部２２により、入力電圧検出値Ｖｉｎが出力電圧検出値Ｖｏ未満であると判定された場合（Ｖｉｎ＜Ｖｏ）には、昇圧制御動作を行う（ステップ３（Ｓ０３））。この昇圧制御動作時においては、リアクトルＬには全波整流後の入力電流Ｉｉｎに対応した電流が流れるため、昇圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、入力電流Ｉｉｎに対応する電流を制御することとなる。したがって、昇圧制御用ピーク電流演算部２４ａにおいて、まず、入力電流Ｉｉｎの目標値である目標入力電流Ｉｉｎ＊と前述の出力制御量Ｉ＊＊とを用いて、次式（２）により昇圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊を算出する。
ＩＬ＊＝Ｉｉｎ＊×Ｉ＊＊                                  （２）
【００３６】
しかし、目標入力電流ｉｉｎ＊を脈流電圧｜Ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流Ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値Ｖｉｎを使用すればよく、したがって、昇圧制御動作時の昇圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、次式（３）により設定することができる（ステップ４（Ｓ０４））。
ＩＬ＊＝Ｖｉｎ×Ｉ＊＊                                    （３）
したがって、ピーク電流Ｉｒｅｆ＊は、式（１）に式（３）を代入して、次式（４）で表わすことができる。
Ｉｒｅｆ＊＝２×ＩＬ＊＝２×Ｖｉｎ×Ｉ＊＊                （４）
【００３７】
続いて、昇圧制御用ピーク電流演算部２４ａは、ピーク電流制御において、（４）式のピーク電流Ｉｒｅｆ＊に、さらに、電源制御部２で生成される入力電圧の理想値Ｖｉｎ＿ｒｅｆと入力電圧検出値Ｖｉｎとの比を２乗した補正係数を乗じて、次式（５）で表わされるピーク電流制御における昇圧制御用ピーク電流Ｉｒｅｆ＊を演算する（ステップ５（Ｓ０５））。
Ｉｒｅｆ＊＝２×ＩＬ＊
＝２×Ｖｉｎ×Ｉ＊＊×（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ／Ｖｉｎ）２  （５）
なお、上記式（５）の補正係数（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ／Ｖｉｎ）２については、後述する。
【００３８】
次に、ピーク電流制御部２５ａで、ピーク電流制御を行うため、電源主回路部１の電流検出回路６で検出されたリアクトル電流ＩＬを取り込み（ステップ６（Ｓ０６））、そして、リアクトル電流ＩＬと昇圧制御用ピーク電流演算部２４ａで得られたピーク電流Ｉｒｅｆ＊を用いてピーク電流制御を行う（ステップ７（Ｓ０７））。
【００３９】
このピーク電流制御においては、図４に示すように、リアクトル電流ＩＬを０の値と式（４）で得られたピーク電流Ｉｒｅｆ＊との間で制御する、いわゆるバングバング（Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ）制御を行う。
【００４０】
すなわち、昇圧制御動作時の場合には、ピーク電流制御部２５ａは、オンオフ信号生成部２６において、第１のスイッチング素子Ｑ１を常にオンにした状態で、リアクトル電流ＩＬが、前述の式（４）で求められた昇圧制御用ピーク電流Ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に、第２のスイッチング素子Ｑ２をオンに制御して、リアクトル電流ＩＬを低下させ、また、リアクトル電流ＩＬが０に達した瞬間に第２のスイッチング素子Ｑ２をオフに制御して、リアクトル電流ＩＬを増加させるように、スイッチ制御部２６ａの動作を制御する信号を出力する（ステップ７（Ｓ０７））。
【００４１】
これに応じて、スイッチ制御部２６ａは、昇圧型アームを構成する第２のスイッチング素子Ｑ２に対してオンオフ用のスイッチ信号を、また、第１のスイッチング素子Ｑ１を常にオンにするスイッチ信号をそれぞれ生成して出力する（ステップ８（Ｓ０８））。
【００４２】
一方、比較判定部２２により、入力電圧検出値Ｖｉｎが出力電圧検出値Ｖｏ以上であると判定された場合（Ｖｉｎ≧Ｖｏ）には、降圧制御動作を行う（ステップ３（Ｓ０３））。この降圧制御動作時においては、リアクトルＬには出力電流Ｉｏに対応した電流が流れるため、降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、出力電流Ｉｏに対応する電流を制御することとなる。したがって、降圧制御用ピーク電流演算部２４ｂにおいて、まず出力電流Ｉｏと前述の出力制御量Ｉ＊＊とを用いて、次式（６）により降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊を算出する（ステップ１０（Ｓ１０））。
ＩＬ＊＝Ｉｏ×Ｉ＊＊                                      （６）
【００４３】
電源主回路部１の電力変換効率を１００％と仮定すると、入力電力と出力電力はエネルギー保存の法則から等しくなるので、出力電流Ｉｏは、目標入力電流Ｉｉｎ＊、入力電圧検出値Ｖｉｎ、及び出力電圧検出値Ｖｏを用いて、次式（７）により換算することができる。
Ｉｏ＝（Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＊）／Ｖｏ                          （７）
よって、式（５）と式（６）とにより、降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、式（８）で表わすことができる。
ＩＬ＊＝（Ｖｉｎ×Ｉｉｎ＊）／Ｖｏ×Ｉ＊＊                （８）
【００４４】
さらに、目標入力電流Ｉｉｎ＊を脈流電圧｜Ｖａｃ｜を抵抗分圧して検出された入力電圧検出値Ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流Ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値Ｖｉｎを使用すればよく、したがって、降圧制御動作時の降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、次式（９）により設定することができる（ステップ９（Ｓ０９））。
ＩＬ＊＝Ｖｉｎ２／Ｖｏ×ｉ＊＊                              （９）
したがって、ピーク電流Ｉｒｅｆ＊は、式（１）に式（９）を代入して、次式（１０）で表わすことができる。
Ｉｒｅｆ＊＝（２×Ｖｉｎ２／Ｖｏ）×Ｉ＊＊                （１０）
【００４５】
続いて、降圧制御用ピーク電流演算部２４ｂは、ピーク電流制御において、（９）式のピーク電流Ｉｒｅｆ＊に、さらに、電源制御部２で生成される入力電圧の理想値Ｖｉｎ＿ｒｅｆと入力電圧検出値Ｖｉｎとの比を２乗した補正係数を乗じて、次式（１１）で表わされるピーク電流制御における降圧制御用ピーク電流Ｉｒｅｆ＊を演算する（ステップ１０（Ｓ１０））。
Ｉｒｅｆ＊＝２×ＩＬ＊
＝（２×Ｖｉｎ２／Ｖｏ）×Ｉ＊＊×（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２
（１１）
なお、上記式（１１）の補正係数（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ／Ｖｉｎ）２については、後述する。
【００４６】
次に、ピーク電流制御部２５ｂで、ピーク電流制御を行うため、電源主回路部１の電流検出回路６で検出されたリアクトル電流ＩＬを取り込み（ステップ１１（Ｓ１１））、そして、リアクトル電流ＩＬと降圧制御用ピーク電流演算部２４ｂで得られたピーク電流Ｉｒｅｆ＊を用いてピーク電流制御を行う（ステップ１２（Ｓ１２））。
【００４７】
このピーク電流制御においては、図４に示すように、リアクトル電流ＩＬを０の値と式（９）で得られたピーク電流Ｉｒｅｆ＊との間で制御する、いわゆるバングバング（Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ）制御を行う。
【００４８】
すなわち、降圧制御動作時の場合には、ピーク電流制御部２５ｂは、オンオフ信号生成部２６において、第２のスイッチング素子Ｑ２を常にオフにした状態で、リアクトル電流ＩＬが、前述の式（９）で求められた降圧制御用ピーク電流Ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に、第１のスイッチング素子Ｑ１をオフに制御して、リアクトル電流ＩＬを低下させ、また、リアクトル電流ＩＬが０に達した瞬間に第１のスイッチング素子Ｑ１をオンに制御して、リアクトル電流ＩＬを増加させるように、スイッチ制御部２６ｂの動作を制御する信号を出力する（ステップ１２（Ｓ１２））。
【００４９】
これに応じて、スイッチ制御部２６ｂは、降圧型アームを構成する第１のスイッチング素子Ｑ１に対してオンオフ用のスイッチ信号を、また、第２のスイッチング素子Ｑ２を常にオフするスイッチ信号をそれぞれ生成して出力する（ステップ１３（Ｓ１３））。
【００５０】
これらの手順にしたがって、コンバータ５の昇圧及び降圧制御動作時にリアクトル電流が制御され、入力電流波形を入力電圧波形に近づけることができ、力率改善制御が実行される。
【００５１】
式（５）及び式（１１）で使用された補正係数（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２について、以下に説明する。
従来のピーク電流制御におけるピーク電流Ｉｒｅｆ＊は、上述した式（４）により設定される。しかしながら、式（４）のピーク電流Ｉｒｅｆ＊を用いて制御を行った場合、同じＡＣラインに接続された他機器が起動した際に、入力電圧が減少する電圧ディップ等が発生した場合、入力電圧検出値Ｖｉｎも減少するため、ピーク電流Ｉｒｅｆ＊も小さくなってしまう。
【００５２】
図６は、式（４）で示す従来のピーク電流ｉｒｅｆ＊を用いて制御した場合の入力電圧変動時の出力電圧検出値Ｖｏの変動を示す波形図である。図６において、横軸に時間を、上側の波形がピーク電流Ｉｒｅｆ＊を、下側の波形が出力電圧検出値Ｖｏを示したものである。このように、式（４）で示すピーク電流Ｉｒｅｆ＊を用いて制御すると、出力に必要なエネルギーが不足してしまうため、出力電圧検出値Ｖｏが大きく低下してしまうことがわかる。
【００５３】
これは、昇圧制御動作時、降圧制御動作時に関わらず、入力電圧検出値Ｖｉｎが電源主回路部１のゲインになっていることと、式（４）で示されるように電源制御部２のゲインになっていることに起因するものである。つまり、電源の一巡伝達関数を考えた場合、入力電圧変動時はＶｉｎの２乗で影響が出ることとなる。
【００５４】
この現象を防止するためには、電源の一巡伝達関数のゲインが変わらないように制御すればよい。つまり、入力電圧が理想的な正弦波状で制御できている場合の、電源の一巡伝達関数のゲインＧｒは、入力電圧の理想値Ｖｉｎ＿ｒｅｆを用いて、次式（１２）であらわされる。
Ｇｒ＝Ｖｉｎ＿ｒｅｆ×２×Ｖｉｎ＿ｒｅｆ×Ｉ＊＊        （１２）
【００５５】
一方、入力電圧に電圧ディップ等で変動が発生した場合の電源の一巡伝達関数のゲインＧは、入力電圧検出値Ｖｉｎを用いて、次式（１３）で表わされる。
Ｇ＝Ｖｉｎ×２×Ｖｉｎ×ｉ＊＊                          （１３）
【００５６】
入力電圧に変動が生じた場合、一巡伝達関数のゲインが変わらないようにするためには、式（１３）を式（１２）にする必要があることから、この場合の一巡伝達関数のゲインＧｍは、次式（１４）となる。
Ｇｍ＝ｖｉｎ×２×ｖｉｎ×ｉ＊＊×（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２ 
（１４）
【００５７】
したがって、入力電圧変動時は、上記式（１４）の（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２を電源制御部２のピーク電流ｉｒｅｆ＊に乗算することにより、補正することが可能となる。
【００５８】
図７は、補正係数（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２で補正された式（５）あるいは式（１１）で示すピーク電流ｉｒｅｆ＊を用いて制御した場合における入力電圧変動時の出力電圧検出値Ｖｏの変動を示す波形図である。図７において、横軸に時間を、上側の波形がピーク電流ｉｒｅｆ＊を、下側の波形が出力電圧検出値Ｖｏを示したものである。このように、入力電圧検出値Ｖｉｎが減少した場合に、補正を行っている場合の図７は、補正を行っていない場合の図６と比較して、ピーク電流ｉｒｅｆ＊が、大きな値をとることで、出力電圧検出値Ｖｏの変動を抑制している。
【００５９】
本実施の形態１では、このピーク電流ｉｒｅｆ＊の波形形状が大きな特徴の一つである。ピーク電流ｉｒｅｆ＊を式（５）もしくは式（１１）で制御した場合、入力電圧検出値Ｖｉｎが正常時より下がる変動時には、ピーク電流ｉｒｅｆ＊の波形を正常時より大きく設定して制御し、入力電圧検出値Ｖｉｎが正常時より上がる変動時には、ピーク電流ｉｒｅｆ＊の波形を正常時より小さく設定して制御する特徴を持つ。
【００６０】
式（５）及び式（１１）における補正係数（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２は、入力電圧変動の有無に関わらず、常に乗算して制御を行うことを特徴としており、入力電圧変動が無い場合は、この係数は１となり、従来のピーク電流ｉｒｅｆ＊の式（４）となり、入力電圧変動がある場合には、その変動の大小に関わらず、この係数に従って補正され、変動幅を検出して補正制御の切換えを行う必要がない。
【００６１】
なお、ここでは、ピーク電流ｉｒｅｆ＊の式（５）もしくは式（１１）の補正係数（Ｖｉｎ_ｒｅｆ/Ｖｉｎ）２を乗算することで理想的に制御する方式としたが、制御の精度が粗くてもよい場合には、入力電圧検出値Ｖｉｎが下がる変動が生じた場合は、ピーク電流ｉｒｅｆ＊を一定値もしくは下がった値に応じて予め決めた値の補正係数分だけ大きくする。また、入力電圧検出値Ｖｉｎが上がる変動が生じた場合は、ピーク電流ｉｒｅｆ＊を一定値もしくは上がった値に応じて予め決めた値の補正係数分だけ小さくする、といった制御であってもよく、入力電圧変動の大小の変化に対し、ピーク電流ｉｒｅｆ＊の値が反対になるように制御するものであれば、構わない。
【００６２】
次に、図８を参照して、電源制御部２で生成される入力電圧検出値Ｖｉｎの理想値Ｖｉｎ＿ｒｅｆの生成方法について説明する。
【００６３】
電源制御部２では、入力電圧検出値Ｖｉｎ（瞬時値）を常時取り込んでいる。入力電圧検出値Ｖｉｎは、交流入力電圧Ｖａｃを全波整流した信号形状となるため、例として５０Ｈｚ時で図示した図８に示すように、０Ｖで折り返した波形形状となる。入力電圧検出値Ｖｉｎ（瞬時値）は０Ｖ付近で最も小さい値となり、この最小値と次のタイミングでの最小値の時間間隔で交流入力電圧Ｖａｃの周波数を判定することができる。
【００６４】
また、上記時間間隔を計測している期間で、最大値を検出することも可能であり、これにより、１００Ｖ系であるのか、２００Ｖ系であるのか、あるいは２４２Ｖ系であるのかの判定を行う。
【００６５】
上記２つの判定に基づき、入力電圧検出値Ｖｉｎの最小値から、マイコン等の制御ＩＣ内部で入力電圧検出のサンプリング周期毎にカウントを行い、予めマイコン内部のテーブルで用意しているカウント値（ｃｎｔ）と一対一で対応させた正弦波の理想値（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ）を用いることで実現することができる。
【００６６】
なお、ここでは、マイコン等の制御ＩＣ内部に保存されているテーブルを用いて正弦波の理想値（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ）を生成する方式を示したが、これに限らず、例えば、マイコンの演算機能で正弦波演算して、正弦波の理想値（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ）を求める方法であっても構わない。
【００６７】
また、本実施の形態１では、電源制御部２において、出力制御量演算部２１、比較判定部２２、セレクタ２３、昇圧制御用ピーク電流演算部２４ａ、降圧制御用ピーク電流演算部２４ｂ、ピーク電流制御部２５ａ，２５ｂ、オンオフ信号生成部２６を機能ごとにブロックに分けているが、制御プログラムを用いてこのような各機能の制御をマイコン等の制御ＩＣで実現することも可能である。
【００６８】
また、本実施の形態１では、コンバータとしてＨ型ブリッジ昇降圧コンバータを用いる場合について説明を行ったが、出力電圧が常に入力電圧より大きく制御する、単純な昇圧コンバータにも適用することが可能であることは言うまでもなく、リアクトルのピーク電流を制御するコンバータ全般に適用することが可能である。
【００６９】
以上のように、本実施の形態１によれば、交流入力を直流出力に変換するＨ型ブリッジ昇降圧コンバータ５を備えた電力変換装置において、リアクトル電流ＩＬを制御する電源制御部２を備え、この電源制御部２において、入力電圧検出値Ｖｉｎと出力電圧検出値Ｖｏとの大きさの比較に基づき、昇圧制御と降圧制御を切り替えつつ、コンバータ５のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することにより交流入力電流Ｉａｃの波形を交流入力電圧Ｖａｃの波形に近づける力率改善制御（ＰＦＣ）を行う。その際、ＰＦＣ制御での目標入力電流Ｉｉｎ＊が脈流電圧｜Ｖａｃ｜と同じ位相で、同じ脈流波形となるように、昇圧制御動作時と降圧制御動作時で演算方法を切り替える。
【００７０】
つまり、昇圧制御動作時には、リアクトルＬに全波整流後の入力電流Ｉｉｎに対応した電流が流れるため、昇圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、式（６）に基づいて制御し、降圧制御動作時には、リアクトルＬには出力電流Ｉｏに対応した電流が流れるため、降圧制御目標リアクトル電流ＩＬ＊は、式（９）に基づいて制御するように切り替えることで、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬを調整し、交流入力電流Ｉａｃを交流入力電圧Ｖａｃと同位相、同波形とするので、力率を向上させることができる。また、昇圧制御及び降圧制御用ピーク電流Ｉｒｅｆ＊に、入力電圧の理想値（Ｖｉｎ＿ｒｅｆ）と検出された入力電圧検出値Ｖｉｎの比の２乗を乗算しているため、入力電圧変動時でも出力波形の変動を抑制することができる。さらに、この電力変換装置は、１段のコンバータ５で構成され、かつピーク電流制御を用いることから、部品点数が少なく、低コストで、かつ高効率を実現することができる。
【００７１】
なお、本実施の形態１では、リアクトル電流ＩＬの制御方式は、ピーク電流制御方式としたが、このようなピーク電流制御方式に限らず、例えば、図９に示すように、目標リアクトル電流ｉＬ＊に対して、一定幅±ΔＴの上下２つのピーク電流Ｉｒｅｆ１＊、Ｉｒｅｆ２＊を定め、両ピーク電流Ｉｒｅｆ１＊とＩｒｅｆ２＊の間でリアクトル電流ＩＬを増減させるヒステリシスコンパレータ制御方式を適用することができる。また、図１０に示すように、上限のピーク電流Ｉｒｅｆ１＊とその分圧値の下限のピーク電流Ｉｒｅｆ２＊との中心位置に目標リアクトル電流ＩＬ＊が位置するようにピーク電流Ｉｒｅｆ＊を定め、両ピーク電流Ｉｒｅｆ１＊とＩｒｅｆ２＊の間でリアクトル電流ＩＬを増減させるウインドウコンパレータ制御方式などを適用することも可能である。
【００７２】
このように、実施の形態１に係る電力変換装置及びその制御方法によれば、リアクトル電流を制御して力率改善制御を行うコンバータの電源制御部に、電源制御部で生成される入力電圧の理想値と、入力電圧の検出値との比の２乗した補正係数を乗じたピーク電流を設定して制御を行うことにより、入力電圧変動がない場合には、この比の２乗は１となり、従来通りの力率改善制御が行われ、入力電圧変動があった場合には、理想入力電圧値と検出された入力電圧値との比が変化し、この比の変化量に応じた力率改善制御が実行されるため、入力電圧変動に応じた適切な補正が可能となるという効果がある。
【００７３】
なお、上記実施の形態の説明においては、コンバータ５が、ダイオードＤ１，Ｄ２とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で構成される場合について述べたが、図１１の他の実施態様の電力変換装置の回路ブロック図で示すように、コンバータ５１が、ダイオードＤ１，Ｄ２をＦＥＴ素子やＩＧＢＴ素子などのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に変更する構成としてもよく、昇圧制御動作時時には、スイッチング素子Ｑ２とＱ４のオンオフを逆論理で、降圧制御動作時には、スイッチング素子Ｑ１とＱ３のオンオフを逆論理で動作させる同期整流方式により、同様の効果が得られる。
【００７４】
実施の形態２．
図１２は、実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図であり、図１３は、電力変換装置の電源制御部の構成を示す回路ブロック図である。実施の形態２に係る電力変換装置では、図１２に示すように、電源主回路部１には、複数のＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）９０が直列に接続されたＬＥＤ照明器具が負荷として接続されている。
【００７５】
ＬＥＤは通常、その特性から電流制御が適している。このため、本実施の形態２では、実施の形態１の回路構成（図１）に対し、ＬＥＤに流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを検出するための検出回路としてＬＥＤ電流検出回路９１が追加されている。また、図１３に示すように、電源制御部２０において、出力制御量演算部２１に出力電圧検出値Ｖｏや目標出力電圧Ｖｏ＊に代えて、ＬＥＤ電流検出回路９１で検出されたＬＥＤ電流ＩＬＥＤ、及び目標出力電流ＩＬＥＤ＊が入力されている。他の構成要素は、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
【００７６】
この構成を用いて、実施の形態１と同様にリアクトル電流ＩＬを制御することで、ＬＥＤ９０に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを制御することができる。また、ＬＥＤ照明に光量を調整するための調光機能が搭載されている場合には、外部の機器から上記の目標出力電流ＩＬＥＤ＊を可変にする構成とすることで、調光機能も実現することができる。
【００７７】
また、従来の式（４）のピーク電流Ｉｒｅｆ＊で制御した場合には、入力電圧変動が発生すると、出力電流が変動してしまいＬＥＤ光量のチラツキとなって視認される懸念があったため、これを解消するために、出力コンデンサの容量を大きくして対策する必要があった。そのため、回路サイズの大型化や高コスト化を招いていた。しかし、ピーク電流Ｉｒｅｆ＊に式（５）あるいは式（１１）を用いることにより、出力コンデンサの容量を大きくすることなく、入力電圧変動時のＬＥＤ光量のチラツキを抑制することが可能となる。
【００７８】
また、負荷９０となるＬＥＤの接続方法は、単に直列接続した場合に限らず並列接続や直並列接続としてもよい。また、負荷９０は、有機ＥＬやレーザーダイオードといった別の光源であってもかまわない。
【００７９】
このように、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、負荷として複数のＬＥＤを設けた場合に、ＬＥＤ電流検出回路で検出されたＬＥＤ電流ＩＬＥＤを電源制御部にフィードバックし、出力制御量演算部でＬＥＤ電流ＩＬＥＤが目標出力電流ＩＬＥＤ＊となるように制御し、実施の形態１と同様、ピーク電流演算部、ピーク電流制御部、及びオンオフ信号生成部によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御することにより、入力電圧変動時においてもＬＥＤ光量のチラツキを抑制することができるという効果がある。
【００８０】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【００８１】
また、図中、同一符号は、同一または相当部分を示す。
【符号の説明】
【００８２】
１，１０  電源主回路部、２，２０  電源制御部、３  交流電源、４  全波整流回路、５，５１  Ｈ型ブリッジ昇降圧コンバータ（コンバータ）、６  電流検出回路、７  入力電圧検出回路、８  出力電圧検出回路、９  負荷、２１  出力制御量演算部、２２  比較判定部、２３  セレクタ、２４ａ  昇圧制御用ピーク電流演算部、２４ｂ  降圧制御用ピーク電流演算部、２５ａ，２５ｂ  ピーク電流制御部、２６  オンオフ信号生成部、２６ａ，２６ｂ  スイッチ制御部、２６ｃ  セレクタ、９０  ＬＥＤ、９１  ＬＥＤ電流検出回路。
【図１】
2017126154.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
2017126154.tif 000016
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