(57)【要約】  交流電源（１）と平滑コンデンサ（４）との間にリアクトル（２）と単相インバータ（３００）と単相コンバータ（２００）とを互いに直列に接続し、交流電源（１）の交流電圧（ｖａｃ）と平滑コンデンサ（４）の直流電圧（Ｖｃ１）との間で電力変換を行う電力変換装置であって、単相インバータ（３００）の１スイッチング周期（Ｔｓｗ）内で直流コンデンサ（３）の充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるよう単相インバータ（３００）のスイッチ素子（５ａ）〜（５ｄ）と単相コンバータ（２００）のスイッチ素子（６ｂ）、（６ｄ）とを制御する制御部（１００）を備えた。  図１
2017138176.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と平滑コンデンサとの間にリアクトルとインバータとコンバータとを互いに直列に接続し、前記交流電源の交流電圧と前記平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
前記インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記インバータ交流端子の間の電圧レベルを前記直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、前記コンバータは、前記リアクトルと前記インバータとを介して前記交流電源に接続されたコンバータ交流端子と前記平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記コンバータ交流端子の間の電圧レベルを前記平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期内で前記直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるよう前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期を、前記交流電源の電流が増加する電流増加期間と前記交流電源の電流が減少する電流減少期間とでなる一対の期間を１または複数有する偶数の期間に分割し、前記一対の期間において前記電流増加期間での電流の増加量と前記電流減少期間での電流の減少量とが等しくなるよう前記一対の期間の時間幅に対する前記電流増加期間の時間幅に相当する理論デューティ１と前記一対の期間の時間幅に対する前記電流減少期間の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器、および前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とに基づき前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器を備えた請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記一対の期間の時間幅は、予め設定された固定値とした請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記理論デューティ演算器は、予め設定された、前記交流電源の電圧値、前記直流コンデンサの電圧値、前記コンバータ直流端子の電圧値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記交流電源の電圧を検出して交流電圧検出値を出力する交流電圧検出部、前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部、および前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部を備え、
前記理論デューティ演算器は、前記交流電圧検出値、前記直流コンデンサ電圧検出値、前記直流電圧検出値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた交流電流指令値と前記交流電流検出値とに基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部および前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および前記交流電流指令値と前記交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ４つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータの１スイッチング周期を８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を４つの期間にそれぞれ分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ６つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記交流電源は単相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータであり、該単相インバータを１台または複数台備え、前記インバータ交流端子の一方を前記単相電源のいずれか一方または双方の端子に接続し前記インバータ交流端子の他方を前記コンバータ交流端子のいずれか一方または双方に接続した請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグおよび前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１２記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記交流電源は単相電源であり、該単相電源と前記インバータとの間に挿入され前記単相電源の交流を直流に変換する整流回路を備え、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグ、および前記第五スイッチ素子の両端子からなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記交流電源は三相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータを三相分備え、各相の前記インバータ交流端子の一方が前記三相電源の各相端子に接続され、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグと前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグと前記スイッチ素子である第七スイッチ素子と第三ダイオードとの直列体からなる第五レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点と前記第七スイッチ素子と前記第三ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた三相コンバータであって各相の前記コンバータ交流端子が各相の前記インバータ交流端子の他方に接続された請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記第一ダイオード、前記第二ダイオードおよび前記第三ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１５記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ複数対の期間に分割することで、前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸を前記複数設定し、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記複数の制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１９】
前記インバータは、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の正極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の一方に接続された第一インバータと、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の負極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の他方に接続された第二インバータとからなり、
前記両インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一インバータの第一直流コンデンサの電圧と前記第二インバータの第二直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４対８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２対４つの期間にそれぞれ分割することで前記両インバータの１スイッチング周期当たり前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸として第一制御軸、第二制御軸、第三制御軸、第四制御軸の４つの制御軸を設定し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一直流コンデンサの電圧と前記第二直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割し、前記両インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御し、
前記第一直流コンデンサの電圧を検出して第一直流コンデンサ電圧検出値を出力する第一直流コンデンサ電圧検出部および前記第二直流コンデンサの電圧を検出して第二直流コンデンサ電圧検出値を出力する第二直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記領域Ａでは、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた第一直流コンデンサ電圧指令値と前記第一直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第一直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第一制御軸と前記第二制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行い、前記交流電流増減指令および予め定めた第二直流コンデンサ電圧指令値と前記第二直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第三制御軸と前記第四制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより、前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにし、
前記領域Ｂでは、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、前記第一直流コンデンサ電圧増減指令および前記第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにした請求項７記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と平滑コンデンサとの間にリアクトルとインバータとコンバータとを互いに直列に接続し、交流電源の交流電圧と平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置に係り、特に、インバータに使用する直流コンデンサの小型化等を図るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置は、４つのスイッチ素子で構成されたコンバータ（メインコンバータ）と、コンバータの出力を平滑する平滑コンデンサと、コンバータの交流端子に一方の交流端子が接続された４つのスイッチ素子と直流コンデンサとからなる単相インバータ（サブコンバータ）と、単相インバータの交流端子と交流電源との間にリアクトルを接続する構成である（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
そして、コンバータを交流電源の半周期に１パルスのゲートパルスにて駆動し、単相インバータの交流端子の発生電圧を交流電源の電圧とコンバータの交流端子の発生電圧との差分となるように動作させることにより、リアクトルの印加電圧を低減しながら、交流電源の電圧と電流の力率を高力率に制御しながら平滑コンデンサの電圧を所望の電圧に制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】再公表特許Ｗ０２０１０／０８２２６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置では、インバータはそのスイッチング周期でオンオフ動作を行うが、コンバータがオンの期間中は交流電源により直流コンデンサを充電し、コンバータがオフの期間に平滑コンデンサに向けて直流コンデンサを放電する制御を行う。そして、上述したように、コンバータが交流電源の半周期に同期したスイッチングを行うため、交流電源の１周期で直流コンデンサが充放電するエネルギーが大きくなり、直流コンデンサのリプル電圧が増大する。【０００６】
リプル電圧の増大は、この電圧が印加されるインバータを構成するスイッチ素子に要求される耐圧の上昇を招き高速スイッチングに長けた低耐圧素子の適用が困難となる。従って、リプル電圧を下げ高速スイッチングを可能とするため、結果として、直流コンデンサの容量を大きく設定せざるを得ず装置が大型化するという課題があった。【０００７】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたものであって、インバータに使用される直流コンデンサの容量低減を可能とすることにより小型な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源と平滑コンデンサとの間にリアクトルとインバータとコンバータとを互いに直列に接続し、交流電源の交流電圧と平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりインバータ交流端子の間の電圧レベルを直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、コンバータは、リアクトルとインバータとを介して交流電源に接続されたコンバータ交流端子と平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりコンバータ交流端子の間の電圧レベルを平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、インバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
制御部は、インバータの１スイッチング周期内で直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようインバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とを制御するものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置は、以上のように、直流コンデンサは、交流電源の長大な周期と関係なく、インバータの１スイッチング周期内でその充電量と放電量とが等しくなるよう各スイッチ素子のスイッチング動作が制御されるので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサに要求される容量が低減し装置の小型化が実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置における、昇圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置における、降圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図５】図４の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図６】図４の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図７】図４の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図８】図４の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図１０】図９の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１１】図９の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１２】図９の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１３】図９の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５】図１４の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１６】図１４の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図１８】図１７の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１９】図１７の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図２０】図１７の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図２１】図１７の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図２２】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図２３】図２２の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図２４】図２２の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図２５】図２２の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図２６】図２２の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図２７】この発明の実施の形態１による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図２８】図２７の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図２９】図２７の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図３０】この発明の実施の形態１による電力変換装置における制御部１００の構成図である。
【図３１】図３０の制御部１００を構成するフィードバックデューティ演算器１２０の構成図である。
【図３２】図３０の制御部１００を構成するゲート信号演算器１４０の構成図である。
【図３３】実施の形態１の領域１におけるゲートパターン図である。
【図３４】実施の形態１の領域３におけるゲートパターン図である。
【図３５】実施の形態１による電力変換装置をダイオードブリッジを用いて構成した場合の構成図である。
【図３６】この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図３７】この発明の実施の形態２による電力変換装置における、昇圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図３８】この発明の実施の形態２による電力変換装置における、降圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図３９】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図４０】図３９の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図４１】図３９の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図４２】図３９の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図４３】図３９の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図４４】図３９の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図４５】図３９の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図４６】図３９の第７の期間における電流経路を示す図である。
【図４７】図３９の第８の期間における電流経路を示す図である。
【図４８】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図４９】図４８の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図５０】図４８の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図５１】図４８の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図５２】図４８の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図５３】図４８の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図５４】図４８の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図５５】図４８の第７の期間における電流経路を示す図である。
【図５６】図４８の第８の期間における電流経路を示す図である。
【図５７】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図５８】図５７の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図５９】図５７の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図６０】図５７の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図６１】図５７の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図６２】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図６３】図６２の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図６４】図６２の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図６５】図６２の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図６６】図６２の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図６７】図６２の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図６８】図６２の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図６９】図６２の第７の期間における電流経路を示す図である。
【図７０】図６２の第８の期間における電流経路を示す図である。
【図７１】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図７２】図７１の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図７３】図７１の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図７４】図７１の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図７５】図７１の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図７６】図７１の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図７７】図７１の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図７８】図７１の第７の期間における電流経路を示す図である。
【図７９】図７１の第８の期間における電流経路を示す図である。
【図８０】この発明の実施の形態２による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図８１】図８０の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図８２】図８０の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図８３】図８０の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図８４】図８０の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図８５】実施の形態２による電力変換装置における制御部１００の構成図である。
【図８６】図８５の制御部１００を構成するフィードバックデューティ演算器１２０の構成図である。
【図８７】図８５の制御部１００を構成するゲート信号演算器１４０の構成図である。
【図８８】実施の形態２の領域１におけるゲートパターン図である。
【図８９】実施の形態２の領域３におけるゲートパターン図である。
【図９０】この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図９１】この発明の実施の形態３による電力変換装置における、昇圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図９２】この発明の実施の形態３による電力変換装置における、降圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図９３】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図９４】図９３の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図９５】図９３の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図９６】図９３の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図９７】図９３の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図９８】図９３の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図９９】図９３の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図１００】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図１０１】図１００の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１０２】図１００の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１０３】図１００の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１０４】図１００の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１０５】図１００の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図１０６】図１００の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図１０７】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１２が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１０８】図１０７の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１０９】図１０７の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１１０】図１０７の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１１１】図１０７の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１１２】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図１１３】図１１２の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１１４】図１１２の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１１５】図１１２の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１１６】図１１２の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１１７】図１１２の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図１１８】図１１２の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図１１９】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図１２０】図１１９の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１２１】図１１９の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１２２】図１１９の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１２３】図１１９の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１２４】図１１９の第５の期間における電流経路を示す図である。
【図１２５】図１１９の第６の期間における電流経路を示す図である。
【図１２６】この発明の実施の形態３による電力変換装置において、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１２７】図１２６の第１の期間における電流経路を示す図である。
【図１２８】図１２６の第２の期間における電流経路を示す図である。
【図１２９】図１２６の第３の期間における電流経路を示す図である。
【図１３０】図１２６の第４の期間における電流経路を示す図である。
【図１３１】実施の形態３による電力変換装置における制御部１００の構成図である。
【図１３２】図１３１の制御部１００を構成するフィードバックデューティ演算器１２０の構成図である。
【図１３３】図１３１の制御部１００を構成するゲート信号演算器１４０の構成図である。
【図１３４】実施の形態３の領域１におけるゲートパターン図である。
【図１３５】実施の形態３の領域３におけるゲートパターン図である。
【図１３６】この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１３７】この発明の実施の形態４による電力変換装置における、昇圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図１３８】この発明の実施の形態４による電力変換装置における、降圧動作モードでの各電圧の関係を示す図である。
【図１３９】この発明の実施の形態４による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４０】この発明の実施の形態４による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４１】この発明の実施の形態４による電力変換装置において、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４２】電圧Ｖｃ２の増減指令と電圧Ｖｃ３の増減指令に応じた動作モードの切り替え要領を示す図である。
【図１４３】モード９における電流経路を示す図である。
【図１４４】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替え、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４５】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード８に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４６】期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード７に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４７】モード６における電流経路を示す図である。
【図１４８】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード６に切り替え、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード６に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１４９】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５０】期間ｔ３１〜Ｔｓｗの動作モードをモード２からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５１】期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５２】期間ｔ３２〜２Ｔｓｗの動作モードをモード１からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が正の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５３】交流電源１が負の半波における領域１の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５４】交流電源１が負の半波における領域２の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５５】交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５６】電圧Ｖｃ２の増減指令と電圧Ｖｃ３の増減指令に応じた動作モードの切り替え要領を示す図である。
【図１５７】モード９における電流経路を示す図である。
【図１５８】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替え、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１５９】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード８に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６０】期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード７に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６１】モード６における電流経路を示す図である。
【図１６２】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード６に切り替え、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード６に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６３】期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６４】期間ｔ３１〜Ｔｓｗの動作モードをモード２からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６５】期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６６】期間ｔ３２〜２Ｔｓｗの動作モードをモード１からモード９に切り替えた場合の、交流電源１が負の半波における領域３の動作状態を示す波形模式図である。
【図１６７】実施の形態４による電力変換装置における制御部１００の構成図である。
【図１６８】図１６７の制御部１００を構成するフィードバックデューティ演算器１２０の構成図である。
【図１６９】図１６７の制御部１００を構成する直流コンデンサ電圧増減指令判定器１８０の構成図である。
【図１７０】図１６７の制御部１００を構成する、領域３ゲート信号演算器１４３および領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２の構成図である。
【図１７１】図１６７の制御部１００を構成する、領域１／流域２直流コンデンサ電圧制御器１８１、領域１ゲート信号演算器１４１および領域２ゲート信号演算器１４２の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。図１に示すように、電力変換装置は、単相の交流電源１の交流電圧、交流電力を直流電圧、直流電力に変換して平滑コンデンサ４に出力するための主回路と制御部１００を有する。
【００１２】
主回路は、交流電源１と平滑コンデンサ４との間に互いに直列に接続された単相インバータ３００と単相コンバータ２００とリアクトル２とから構成される。
単相インバータ３００は、直流コンデンサ３と、この直流コンデンサ３と互いに並列に接続された、第一スイッチ素子５ａと第二スイッチ素子５ｂとの直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子５ｃと第四スイッチ素子５ｄとの直列体からなる第二レグとを備えている。
【００１３】
単相コンバータ２００は、互いに並列に接続された、第五スイッチ素子６ｂと第一ダイオード６ａとの直列体からなる第三レグおよび第六スイッチ素子６ｄと第二ダイオード６ｃとの直列体からなる第四レグを備えている。
【００１４】
そして、単相インバータ３００の第一スイッチ素子５ａと第二スイッチ素子５ｂとの接続点、即ち、単相インバータ３００のインバータ交流端子の一方５ｅとなる、第一レグの中点と交流電源１の一端との間にリアクトル２が接続されている。また、単相インバータ３００のインバータ交流端子の他方５ｆとなる、第二レグの中点と単相コンバータ２００のコンバータ交流端子の一方６ｅとなる、第三レグの中点とが接続されている。
【００１５】
更に、単相コンバータ２００のコンバータ交流端子の他方６ｆとなる第四レグの中点が交流電源１の他端に接続されている。また、第三レグおよび第四レグの上端と下端とがそれぞれコンバータ直流端子６ｇ、６ｈとなり平滑コンデンサ４に接続されている。
【００１６】
制御部１００は、交流電圧検出部１０で検出された交流電源１の電圧ｖａｃと、交流電流検出部１１で検出された交流電源１の電流ｉａｃと、直流コンデンサ電圧検出部１２で検出された直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と、直流電圧検出部１３で検出された平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１とを入力し、以下で詳述する制御動作を実行することにより、単相インバータ３００のスイッチ素子５ａ〜５ｄをスイッチング駆動するゲート信号Ｇ５ａ〜Ｇ５ｄと単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂ、６ｄをスイッチング駆動するゲート信号Ｇ６ｂ、Ｇ６ｄを出力する。
【００１７】
また、平滑コンデンサ４には図示しない負荷が並列に接続される。負荷としては、直接抵抗やバッテリ等の電圧源などが接続されてもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバータ等の電力変換器を介して抵抗やバッテリ等の電圧源などに接続されてもよい。
【００１８】
スイッチ素子５ａ〜５ｄ、６ｂ、６ｄはそれぞれダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成される。また、ダイオード６ａ、６ｃも同様にＭＯＳＦＥＴで構成することもできる。
なお、これらのスイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｃａｒｂｉｄｅ）・ＧａＮ（Ｇａｌｉｕｍ  Ｎｉｔｒｉｄｅ）等の化合物半導体を用いた半導体素子を用いてもよい。
【００１９】
次に、このように構成された電力変換装置の動作について説明する。
単相コンバータ２００は、スイッチ素子６ｂ、６ｄのスイッチング動作によりコンバータ交流端子６ｅ、６ｆの間の電圧レベルを平滑コンデンサ４の電圧の正負値であるＶｃ１、−Ｖｃ１または零電圧に切り替える。
単相インバータ３００は、スイッチ素子５ａ〜５ｄのスイッチング動作によりインバータ交流端子５ｅ、５ｆの間の電圧レベルを直流コンデンサ３の電圧の正負値であるＶｃ２、−Ｖｃ２または零電圧に切り替える。
【００２０】
単相コンバータ２００および単相インバータ３００の出力電圧の方向は、交流電源１の電圧ｖａｃ、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１および直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の関係によって決定される。
また、ここでは、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２は、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも小さいものとする。
【００２１】
図２に、交流電源１の全周期において、交流電源１の電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜よりも平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１が大きい場合の電圧関係を示す。本動作を以下では、昇圧動作モードと呼ぶ。
また、図３に、交流電源１の一部周期において、交流電源１の電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜よりも平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１が小さい場合の電圧関係を示す。本動作を以下では、降圧動作モードと呼ぶ。
【００２２】
図２および図３において、Ｔｇは、交流電源１の周期を示しており、Ｔｇ／２は交流電源１の半周期を示している。α１およびα２は、Ｖｃ２＝｜ｖａｃ｜となる位相である。一方、β１およびβ２は、Ｖｃ１＝｜ｖａｃ｜となる位相である。図２および図３において、位相ｔが、０≦ｔ＜α１、α２＜ｔ≦Ｔｇ／２の領域は、｜ｖａｃ｜＜Ｖｃ２＜Ｖｃ１の関係が成り立つ領域である。この領域を領域１と定義する。
【００２３】
また、図２における、α１≦ｔ≦α２の領域、および図３における、α１≦ｔ＜β１、β２＜ｔ≦α２の領域は、Ｖｃ２≦｜ｖａｃ｜＜Ｖｃ１が成り立つ領域である。この領域を領域２と定義する。
図３における、β１≦ｔ≦β２の領域はＶｃ１≦｜ｖａｃ｜が成り立つ領域である。この領域を領域３と定義する。
なお、本願請求項では、領域１および２を領域Ａ、領域３を領域Ｂと称している。
【００２４】
なお、本構成では、交流電源１の正の半波および負の半波で電流経路が異なるため、先ず、正の半波の領域１〜３における駆動方式（ゲートパターン）と電流経路、次に、負の半波における駆動方式と電流経路をそれぞれ説明するものとする。なお、リアクトル２のインダクタンスをＬと定義する。
また、この実施の形態１では、単相インバータ３００のスイッチング周期と単相コンバータ２００のスイッチング周期とを等しくＴｓｗとしている。
【００２５】
図４は、交流電源１の正の半波、かつ、領域１における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作状態を示す動作模式図を示す。ここでは、１スイッチング周期Ｔｓｗを、後述するように、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜がその前半で増大しその後半で減少する一対の期間を２対、従って、合計４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
なお、交流電源１の電流の増減は、前半で減少、後半で増加するようにしてもよい。要は、電流増加期間と電流減少期間とで一対の期間とすればよい。以下の場合も同様である。
【００２６】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂがオン状態であり、交流電源１が単相コンバータ２００で短絡される形になり交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（１）で表わされ、正の値となる。
【００２７】
Δｉａｃ１１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ１１  ・・（１）
【００２８】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃがオン状態であり、平滑コンデンサ４が回路に投入され充電される形になるので交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（２）で表わされ、負の値となる。
【００２９】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）
・・（２）
【００３０】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂがオン状態であり、交流電源１が単相コンバータ２００で短絡される形になり交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（３）で表わされ、正の値となる。
【００３１】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（３）
【００３２】
ｔ１３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子６ｂがオン状態であり、交流電源１により直流コンデンサ３が充電される形になるので交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（４）で表わされ、負の値となる。
【００３３】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１３）  ・・（４）
【００３４】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティ１としての理論デューティＤ１１は式（５）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティ２としての理論デューティＤ１２は式（６）で表わされる。
【００３５】
Ｄ１１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（５）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・（６）
【００３６】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合であるデューティＤ１３は式（７）で、ｔ１３からＴｓｗまでの期間の割合であるデューティＤ１４は式（８）で表わされる。
【００３７】
Ｄ１３＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（７）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・（８）
【００３８】
次に、図９に交流電源１の正の半波かつ、領域２における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。先の領域１の場合と同様、１スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【００３９】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子６ｂがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（９）で表わされ、正の値となる。
【００４０】
Δｉａｃ２１＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・ｔ２１  ・・（９）
【００４１】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（１０）で表わされ、負の値となる。
【００４２】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）  ・・（１０）
【００４３】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（１１）で表わされ、正の値となる。
【００４４】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（１１）
【００４５】
ｔ２３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２４は以下の式（１２）で表わされ、負の値となる。
【００４６】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２３）  ・・（１２）
【００４７】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（１３）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（１４）で表わされる。
【００４８】
Ｄ２１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（１３）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・（１４）
【００４９】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（１５）で、ｔ２３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（１６）で表わされる。
【００５０】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（１５）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（１６）
【００５１】
次に、図１４に交流電源１の正の半波かつ、領域３における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。ここでは、１スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【００５２】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（１７）で表わされ、正の値となる。
【００５３】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（１７）
【００５４】
ｔ３１＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、全スイッチ素子がオフ状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（１８）で表わされ、負の値となる。
【００５５】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（１８）
【００５６】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（１９）で、ｔ３１からｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（２０）で表わされる。
【００５７】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（１９）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（２０）
【００５８】
次に、負の半波の領域１〜３における駆動方式と電流経路を説明する。
図１７に交流電源１の負の半波かつ、領域１における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【００５９】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（２１）で表わされ、正の値となる。
【００６０】
Δｉａｃ１１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ１１  ・・（２１）
【００６１】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（２２）で表わされ、負の値となる。
【００６２】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）
・・（２２）
【００６３】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図２０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（２３）で表わされ、正の値となる。
【００６４】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（２３）
【００６５】
ｔ１３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図２１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（２４）で表わされ、負の値となる。
【００６６】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１３）  ・・（２４）
【００６７】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティＤ１１は式（２５）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティＤ１２は式（２６）で表わされる。
【００６８】
Ｄ１１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（２５）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・式（２６）
【００６９】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合である理論デューティＤ１３は式（２７）で、ｔ１３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１４は式（２８）で表わされる。
【００７０】
Ｄ１３＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（２７）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・（２８）
【００７１】
次に、図２２に交流電源１の負の半波かつ、領域２における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【００７２】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図２３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（２９）で表わされ、正の値となる。
【００７３】
Δｉａｃ２１＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・ｔ２１  ・・（２９）
【００７４】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子５ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図２４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（３０）で表わされ、負の値となる。
【００７５】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）  ・・（３０）
【００７６】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図２５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（３１）で表わされ、正の値となる。
【００７７】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（３１）
【００７８】
ｔ２３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図２６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（３２）で表わされ、負の値となる。
【００７９】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２３）  ・・（３２）
【００８０】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（３３）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（３４）で表わされる。
【００８１】
Ｄ２１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（３３）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・（３４）
【００８２】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（３５）で、ｔ２３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（３６）で表わされる。
【００８３】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（３５）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（３６）
【００８４】
図２７に交流電源１の負の半波かつ、領域３における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【００８５】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図２８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（３７）で表わされ、正の値となる。
【００８６】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（３７）
【００８７】
ｔ３２＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、全素子がオフ状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図２９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（３８）で表わされ、負の値となる。
【００８８】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（３８）
【００８９】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（３９）で、ｔ３１からｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（４０）で表わされる。
【００９０】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（３９）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（４０）
【００９１】
以上より、領域１において、式（５）〜式（８）で表わされる正の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１４と、式（２５）〜式（２８）で表わされる負の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１４とは同じ計算式となる。
同様に、領域２において、式（１３）〜式（１６）で表わされる正の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２４と、式（３３）〜（３６）で表わされる負の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２４とは同じ計算式となる。
同様に、領域３において、式（１９）、式（２０）で表わされる正の半波の理論デューティＤ３１、Ｄ３２と、式（３９）、式（４０）で表わされる負の半波の理論デューティＤ３１、Ｄ３２とは同じ計算式となる。
【００９２】
これら理論デューティに係る各関係式を満たすことにより、単相インバータ３００の１スイッチング周期Ｔｓｗ内の前述した一対の期間において、直流コンデンサ３は充電および放電の動作を行い、かつその充電量と放電量とが等しくなる。
【００９３】
ところで、交流電源１の周波数５０〜６０Ｈｚに対して、単相インバータ３００のスイッチング周波数は、通例１０ｋＨｚ以上であるので、以上のことから、直流コンデンサ３は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３に要求される容量を大幅に低減することが出来る。
また、図４、図９等から分かる通り、領域１、２では、リアクトル２の印加電圧周波数は、単相インバータ３００のスイッチング周波数（１／Ｔｓｗ）の２倍となり、リアクトル２の小型化が実現する。
【００９４】
次に、これら理論デューティの関係を現実に補償するべく、各スイッチ素子をスイッチング駆動するゲート信号の生成を担う制御部１００の構成およびその動作について図３０以下を参照して説明する。
【００９５】
図３０に示すように、制御部１００は、理論デューティ演算器１１０、フィードバックデューティ演算器１２０、加減算器１３０、ゲート信号演算器１４０、動作領域判定器１５０、およびゲート信号選択器１６０から構成される。
【００９６】
理論デューティ演算器１１０は、領域１理論デューティ演算器１１１、領域２理論デューティ演算器１１２、および領域３理論デューティ演算器１１３から構成され、領域１〜３の理論式を用いて理論デューティを演算する。
【００９７】
領域１理論デューティ演算器１１１は、式（５）〜式（８）もしくは式（２５）〜式（２８）により理論デューティＤ１１〜Ｄ１４を演算する。領域２理論デューティ演算器１１２は、式（１３）〜式（１６）もしくは式（３３）〜式（３６）により理論デューティＤ２１〜Ｄ２４を演算する。領域３理論デューティ演算器１１３は、式（１９）、式（２０）もしくは式（３９）、式（４０）により理論デューティＤ３１、Ｄ３２を演算する。
【００９８】
各理論デューティは、交流電圧検出部１０の検出値である交流電源１の電圧ｖａｃもしくは交流電源１の理想電圧値ｖａｃ＊、直流コンデンサ電圧検出部１２の検出値である直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ３の電圧指令値ｖｃ２＊、直流電圧検出部１３の検出値である平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１もしくは平滑コンデンサ４の電圧指令値Ｖｃ１＊をもとに算出する。図３０は、各電圧検出部の検出値をもとに演算する場合を記載している。
【００９９】
フィードバックデューティ演算器１２０は、図３１に示した構成となる。平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１と指令値Ｖｃ１＊との偏差を減算器で演算した後、ＰＩ制御器によりＰＩ制御し、リミッタを設けて交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊を演算する。
一方、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃから、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によりｖａｃと位相の同期した位相θを演算する。その後、位相θを正弦波とし、交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊と掛け合わせ交流電源１の交流電流指令値ｉａｃ＊を演算する。
【０１００】
その後、交流電流指令値ｉａｃ＊と交流電流検出値ｉａｃとの偏差をＰＩ制御器によりＰＩ制御し、直流コンデンサＶｃ２で割った後、リミッタを設けることでフィードバックデューティＤＦＢを得る。
【０１０１】
加減算器１３０は、理論デューティ演算器１１０の演算結果にフィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する。ＤＦＢが増加すると交流電源１の電流ｉａｃを増加させる方向に制御するため、Ｄ１１、Ｄ１３、Ｄ２１、Ｄ２３、Ｄ３１に対してＤＦＢを加算器１３１、１３３、１３５により足し込み、Ｄ１２、Ｄ１４、Ｄ２２、Ｄ２４、Ｄ３２に対してＤＦＢを減算器１３２、１３４、１３６で減算する。これらの演算結果はゲート信号演算器１４０に入力される。
【０１０２】
ゲート信号演算器１４０の構成図を図３２に示す。ゲート信号演算器１４０は、領域１ゲート信号演算器１４１、領域２ゲート信号演算器１４２、および領域３ゲート信号演算器１４３から構成され、入力されたデューティから各スイッチング周期のゲート信号を演算する。
【０１０３】
領域１ゲート信号演算器１４１は、４つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１から構成され、入力信号であるＤ１１＋ＤＦＢ、Ｄ１２−ＤＦＢ、Ｄ１３＋ＤＦＢ、Ｄ１４−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ１１、第２の期間の信号Ｇ１２、第３の期間の信号Ｇ１３、および第４の期間の信号Ｇ１４を生成する。
【０１０４】
領域２ゲート信号演算器１４２は、２つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２から構成され、入力信号であるＤ２１＋ＤＦＢ、Ｄ２２−ＤＦＢ、Ｄ２３＋ＤＦＢ、Ｄ２４−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ２１、第２の期間の信号Ｇ２２、第３の期間の信号Ｇ２３、および第４の期間の信号Ｇ２４を生成する。
【０１０５】
領域３ゲート信号演算器１４３は、２つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３から構成され、入力信号であるＤ３１＋ＤＦＢ、Ｄ３２−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ３１、および第２の期間の信号Ｇ３２を生成する。
それぞれの信号はゲート信号選択器１６０に入力され、各スイッチ素子のゲート信号に分配される。
【０１０６】
絶対値演算器１７０は、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜を演算し動作領域判定器１５０に出力する。
動作領域判定器１５０は、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜と、直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２と、平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１の大小関係を比較し、上記の領域１〜３を判定し、領域信号ｓｉｇａｒｅａを演算する。
直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２のかわりに、直流コンデンサ電圧指令値Ｖｃ２＊を用いても構わない。
【０１０７】
ゲート信号選択器１６０は、動作領域判定器１５０の出力である領域信号ｓｉｇａｒｅａを用いて、ゲート信号演算器１４０の出力を各スイッチ素子に割り当てる。
【０１０８】
図３０に示した制御部１００では、領域１および領域２は、１スイッチング周期を４つの期間に分割し、領域３は、１スイッチング周期を２つの期間に分割して制御を行う。
例として、正の半波領域１におけるゲートパターン図を図３３に示す。正の半波領域３におけるゲートパターン図を図３４に示す。
【０１０９】
領域１および領域２では、スイッチング周期の１周期および１／２周期を一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図３３において、時刻０、ｔ１２、Ｔｓｗを固定し、制御部１００によりｔ１１およびｔ１３を制御する。
なお、ｔ１１およびｔ１３は、交流電源１の電流に関し、その電流増加期間と電流減少期間との境界を決めるタイミングに相当し、本願請求項ではこれを制御軸と称している。後段のｔ３１等も同様である。
【０１１０】
領域３では、スイッチング周期１周期を一定とし、その間のオン時間割合を制御する。基準となるスイッチング周期が一定となり、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いることができる。スイッチング周期の１周期を一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図３４において、時刻０、Ｔｓｗを固定し、ｔ３１を制御する。
【０１１１】
以上のように、この発明の実施の形態１の電力変換装置における制御部１００は、単相インバータ３００の１スイッチング周期Ｔｓｗを単相コンバータ２００の１スイッチング周期Ｔｓｗと同一とし、交流電源１の電流が前半で増加し後半で減少する一対の期間を１または２対有する偶数の期間に分割し、一対の期間において交流電源１の電流の前半での増加量と後半での減少量とが等しくなるよう一対の期間の時間幅に対する前半の時間幅に相当する理論デューティ１と一対の期間の時間幅に対する後半の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器１１０、および理論デューティ１と理論デューティ２とに基づき単相インバータ３００のスイッチ素子と単相コンバータ２００のスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器１４０を備えることで、単相インバータ３００の１スイッチング周期内で直流コンデンサ３の充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようにしたので、直流コンデンサ３は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３に要求される容量を大幅に低減することが出来、装置の小型化が実現する。
【０１１２】
また、制御部１００は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および交流電流指令値と交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器１２０を備え、ゲート信号演算器１４０により、このフィードバックデューティを理論デューティ１に加算し理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づきゲート信号を演算するようにしたので、平滑コンデンサ４の電圧を所望の直流電圧指令値に保つ定電圧制御が可能となる。
【０１１３】
また、制御部１００は、単相インバータ３００の１スイッチング周期内の期間の分割数を、交流電源１の電圧ｖａｃと平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１と直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２との大小関係によって決まる領域１、２、３に応じて設定するようにしたので、各スイッチ素子をこれら電圧関係に適応した適切なゲートパターンによりスイッチング制御することが可能となる。
【０１１４】
また、制御部１００は、単相インバータ３００と単相コンバータ２００のスイッチングタイミングを互いにずらすように各スイッチ素子を制御するようにしたので、リアクトル２の印加電圧周波数を単相インバータ３００や単相コンバータ２００のスイッチング周波数よりも高周波化することが可能となる。
この結果、リアクトル２の電圧時間積であるＶＴ積を一般的な構成比で低減することが可能となり、必要なインダクタンス値を原理的に低減することができる。一般的に、リアクトル２においては、コアサイズの小型化や巻数の低減によりインダクタンス値を低減することとなるので、結果として、リアクトル２の小型化が実現する。
【０１１５】
なお、実施の形態１に示した電力変換装置においては、単相コンバータ２００の上アームをダイオード６ａ、６ｃで構成したが、下アーム同様にスイッチ素子（代替スイッチ素子）で構成してもかまわない。これにより、実施の形態１に示したダイオード６ａ、６ｃの導通期間において、スイッチ素子をオン状態とすることでいわゆる同期整流動作を行うこともできる。
同様に、単相インバータ３００のスイッチ素子５ａ〜５ｄおよび単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂ、６ｄにおいて、並列に接続されたダイオードが導通している際に、スイッチ素子をオンすることで同期整流動作を行うことができる。
ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の同期整流動作では、並列ダイオードの電圧降下よりもスイッチ素子のオン抵抗による電圧降下が小さい場合はスイッチ素子に電流が流れ、導通損失を低減することが可能となる。また、単相コンバータ２００の上アームをスイッチ素子で構成することにより、平滑コンデンサ４から交流電源１への電力供給が可能となる。
【０１１６】
また、領域１、領域２、領域３において、各領域のスイッチング周期Ｔｓｗを一定の値としてもかまわないし、それぞれ個別の値としてもかまわない。例えば、領域１および領域２のスイッチング周期を一定とし、領域３のスイッチング周期を領域１、領域２の半分に設定してもよい。これにより、全ての領域においてリアクトル２の印加電圧周波数が一定となる。一定の印加電圧周波数とすることで、ノイズ対策や安定した制御の構築が容易となる。また、いずれかのスイッチ素子のオン時間を固定し、スイッチング周波数を可変するＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いて駆動してもかまわない。
【０１１７】
また、交流電源１のＰ側線にリアクトル２を有した構成としたが、Ｎ側線のみに接続してもかまわないし、ＰＮ両側に接続してもかまわない。また、単相インバータ３００と単相コンバータ２００との間に接続してもかまわない。同様に、交流電源１のＰ側線に単相インバータ３００を設けた構成としたが、Ｎ側線に構成してもかまわない。
【０１１８】
更に、図３５に示したように、整流回路であるダイオードブリッジ５００を用いた構成としてもかまわない。この場合、交流電源１の両端をダイオードブリッジ５００の交流端子に接続し、Ｐ側直流出力端子にリアクトル２、単相インバータ３００、単相コンバータ２００の交流端子を直列接続する。ダイオードブリッジ５００のＮ側直流出力端子は単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂのソース端子と平滑コンデンサ４の一方の端子に接続する。平滑コンデンサ４の他方の端子は、単相コンバータ２００のダイオード６ａのカソード端子に接続する。図３５の構成では、図１に示した構成の正の半波の制御のみを用いて駆動可能であり、得られる効果は図１の場合と同じである。
【０１１９】
図３５の構成において、リアクトル２を交流電源１とダイオードブリッジ５００の間のＰＮ線の少なくとも一方に接続してもかまわないし、単相インバータ３００と単相コンバータ２００の間に接続してもかまわない。
また、交流電源１とダイオードブリッジ５００との間のＰＮ線の少なくとも一方の電流を検出してもかまわない。また、交流電源１とダイオードブリッジ５００とを直流電源と見なして、この直流電源電圧に対して平滑コンデンサ４の直流電圧を昇降圧出来るＤＣ／ＤＣコンバータとすることも出来る。
【０１２０】
また、平滑コンデンサ４と並列に直流電圧源もしくは平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ等が接続される場合、図３１に示したフィードバックデューティ演算器１２０では、Ｖｃ１一定制御を行わず、予め定めた交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊をもって電流制御のみを行っても構わない。
この場合、高力率運転の制御が可能となる。
【０１２１】
更に、交流電源を三相電源とすることも出来る。この場合は、図１に示す単相インバータを三相分備え、各相の単相インバータのインバータ交流端子の一方を各相のリアクトルを介して三相電源の各相端子に接続し、コンバータは、スイッチ素子とダイオードとの直列体からなるレグを三相分備え、各相レグの中点に相当する各相のコンバータ交流端子を各相の単相インバータのインバータ交流端子の他方に接続し各相レグの上端および下端が相当するコンバータ直流端子を平滑コンデンサに接続した三相コンバータで構成する。
【０１２２】
以上の主回路と既述した制御部を備え、同様の制御を実施することにより、各相インバータの直流コンデンサの容量低減で小型化が可能な、三相交流電圧と直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置を提供することが出来る。
【０１２３】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２について説明する。
図３６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。図３６に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電圧、交流電力を直流電圧、直流電力に変換して平滑コンデンサ４に出力するための主回路と制御部１００を有する。
以下では、先の実施の形態１の図１に示す構成と異なる部分を中心に説明する。
【０１２４】
主回路としては、交流電源１の上端にリアクトル２ａを介してそのインバータ交流端子５ｅが接続された単相インバータ３００に加え、交流電源１の下端に接続された単相インバータ４００を備えている。
単相インバータ４００は、単相インバータ３００と同様の構成で、直流コンデンサ９および一対のスイッチ素子８ａ、８ｂと８ｃ、８ｄの直列体からなる２つのレグを備え、一方のレグの中点に相当するインバータ交流端子８ｅがリアクトル２ｂを介して交流電源１の下端に接続されている。
【０１２５】
そして、単相インバータ３００のインバータ交流端子５ｆが単相コンバータ２００のコンバータ交流端子６ｅに、単相インバータ４００の他方のレグの中点に相当するインバータ交流端子８ｆが単相コンバータ２００のコンバータ交流端子６ｆにそれぞれ接続されている。
【０１２６】
制御部１００は、交流電源１の電圧ｖａｃと、交流電源１の電流ｉａｃと直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１とに加え、直流コンデンサ電圧検出部１４で検出された直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３を入力し、単相インバータ３００のスイッチ素子５ａ〜５ｄをスイッチング駆動するゲート信号Ｇ５ａ〜Ｇ５ｄと単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂ、６ｄをスイッチング駆動するゲート信号Ｇ６ｂ、Ｇ６ｄとに加え、単相インバータ４００のスイッチ素子８ａ〜８ｄをスイッチング駆動するゲート信号Ｇ８ａ〜Ｇ８ｄを出力する。
【０１２７】
次に、このように構成された電力変換装置の動作について説明する。
単相インバータ４００は、単相インバータ３００と同様に、スイッチ素子８ａ〜８ｄのスイッチング動作によりインバータ交流端子８ｅ、８ｆの間の電圧レベルを直流コンデンサ９の電圧の正負値であるＶｃ３、−Ｖｃ３または零電圧に切り替える。
【０１２８】
単相コンバータ２００、単相インバータ３００および単相インバータ４００の出力電圧の方向は、交流電源１の電圧ｖａｃ、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２および直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の関係によって決定される。
また、ここでは、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２および直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３は、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも小さいものとする。また、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とは同一電圧であるとし、電圧Ｖｃ２とＶｃ３の電圧平均値を
Ｖｓｕｂ＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３）／２と定義する。
【０１２９】
図３７および図３８は、先の実施の形態１における図２および図３を、この形態２にあてはめて書き直したものである。そして、先の説明と同様の要領で、図３７および図３８において、位相ｔが、０≦ｔ＜α１、α２＜ｔ≦Ｔｇ／２の領域は、｜ｖａｃ｜＜Ｖｓｕｂ＜Ｖｃ１の関係が成り立つ領域で、これを領域１と定義する。
【０１３０】
また、図３７における、α１≦ｔ≦α２の領域、および図３８における、α１≦ｔ＜β１、β２＜ｔ≦α２の領域は、Ｖｓｕｂ≦｜ｖａｃ｜＜Ｖｃ１が成り立つ領域で、これを領域２と定義する。
更に、図３８における、β１≦ｔ≦β２の領域はＶｃ１≦｜ｖａｃ｜が成り立つ領域で、これを領域３と定義する。
【０１３１】
なお、本構成では、交流電源１の正の半波および負の半波で電流経路が異なるため、先ず、正の半波の領域１〜３における駆動方式（ゲートパターン）と電流経路、次に、負の半波における駆動方式と電流経路をそれぞれ説明するものとする。なお、リアクトル２ａと２ｂの合計インダクタンスをＬと定義する。
また、この実施の形態２では、単相インバータ３００、４００のスイッチング周期２Ｔｓｗは、単相コンバータ２００のスイッチング周期Ｔｓｗの２倍としている。
【０１３２】
図３９は、交流電源１の正の半波、かつ、領域１における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を示す。ここでは、前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００と単相コンバータ２００とが動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗでは単相インバータ４００と単相コンバータ２００が動作する。そして、スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０１３３】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図４０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（４１）で表わされ、正の値となる。
【０１３４】
Δｉａｃ１１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ１１  ・・（４１）
【０１３５】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図４１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９は電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（４２）で表わされ、負の値となる。
【０１３６】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）
・・（４２）
【０１３７】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図４２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（４３）で表わされ、正の値となる。
【０１３８】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（４３）
【０１３９】
ｔ１３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図４３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（４４）で表わされ、負の値となる。
【０１４０】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１３）  ・・（４４）
【０１４１】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ１４の第５の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図４４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１５は以下の式（４５）で表わされ、正の値となる。
【０１４２】
Δｉａｃ１５＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１４−Ｔｓｗ）  ・・（４５）
【０１４３】
ｔ１４＜ｔ≦ｔ１５の第６の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図４５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３は電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１６は以下の式（４６）で表わされ、負の値となる。
【０１４４】
Δｉａｃ１６＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１５−ｔ１４）
・・（４６）
【０１４５】
ｔ１５＜ｔ≦ｔ１６の第７の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図４６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３及び直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１７は以下の式（４７）で表わされ、正の値となる。
Δｉａｃ１７＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１６−ｔ１５）  ・・（４７）
【０１４６】
ｔ１６＜ｔ≦２Ｔｓｗの第８の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図４７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１８は以下の式（４８）で表わされ、負の値となる。
【０１４７】
Δｉａｃ１８＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ１６）・・（４８）
【０１４８】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティＤ１１は式（４９）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティＤ１２は式（５０）で表わされる。
【０１４９】
Ｄ１１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（４９）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・（５０）
【０１５０】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合である理論デューティＤ１３は式（５１）で、ｔ１３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１４は式（５２）で表わされる。
【０１５１】
Ｄ１３＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（５１）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・（５２）
【０１５２】
また、Δｉａｃ１５＝−Δｉａｃ１６であるとして、Ｔｓｗからｔ１５までの期間に対する、Ｔｓｗからｔ１４までの期間の割合である理論デューティＤ１５は式（５３）で、ｔ１４からｔ１５までの期間の割合である理論デューティＤ１６は式（５４）で表わされる。
【０１５３】
Ｄ１５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／（Ｖｃ１−Ｖｃ３）  ・・（５３）
Ｄ１６＝１−Ｄ１５  ・・（５４）
【０１５４】
また、Δｉａｃ１７＝−Δｉａｃ１８であるとして、ｔ１５から２Ｔｓｗまでの期間に対する、ｔ１５からｔ１６までの期間の割合である理論デューティＤ１７は式（５５）で、ｔ１６から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１８は式（５６）で表わされる。
【０１５５】
Ｄ１７＝（Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（５５）
Ｄ１８＝１−Ｄ１７  ・・（５６）
【０１５６】
次に、図４８に交流電源１の正の半波かつ、領域２における、スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００と単相コンバータ２００が動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗは単相インバータ４００と単相コンバータ２００が動作する。スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０１５７】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図４９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（５７）で表わされ、正の値となる。
【０１５８】
Δｉａｃ２１＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・ｔ２１  ・・（５７）
【０１５９】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図５０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（５８）で表わされ、負の値となる。
【０１６０】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）  ・・（５８）
【０１６１】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図５１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（５９）で表わされ、正の値となる。
【０１６２】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（５９）
【０１６３】
ｔ２３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図５２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２４は以下の式（６０）で表わされ、負の値となる。
【０１６４】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２３）  ・・（６０）
【０１６５】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ２４の第５の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図５３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２５は以下の式（６１）で表わされ、正の値となる。
【０１６６】
Δｉａｃ２５＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ２４−Ｔｓｗ）  ・・（６１）
【０１６７】
ｔ２４＜ｔ≦ｔ２５の第６の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図５４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２６は以下の式（６２）で表わされ、負の値となる。
【０１６８】
Δｉａｃ２６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２５−ｔ２４）  ・・（６２）
【０１６９】
ｔ２５＜ｔ≦ｔ２６の第７の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図５５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２７は以下の式（６３）で表わされ、正の値となる。
【０１７０】
Δｉａｃ２７＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２６−ｔ２５）
・・（６３）
【０１７１】
ｔ２６＜ｔ≦２Ｔｓｗの第８の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図５６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２８は以下の式（６４）で表わされ、負の値となる。
【０１７２】
Δｉａｃ２８＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ２６）・・（６４）
【０１７３】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（６５）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（６６）で表わされる。
【０１７４】
Ｄ２１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（６５）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・（６６）
【０１７５】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（６７）で、ｔ２３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（６８）で表わされる。
【０１７６】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（６７）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（６８）
【０１７７】
また、Δｉａｃ２５＝−Δｉａｃ２６であるとして、Ｔｓｗからｔ２５までの期間に対する、Ｔｓｗからｔ２４までの期間の割合である理論デューティＤ２５は式（６９）で、ｔ２４からｔ２５までの期間の割合である理論デューティＤ２６は式（７０）で表わされる。
【０１７８】
Ｄ２５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ３）  ・・（６９）
Ｄ２６＝１−Ｄ２５  ・・式（７０）
【０１７９】
また、Δｉａｃ２７＝−Δｉａｃ２８であるとして、ｔ２５から２Ｔｓｗまでの期間に対する、ｔ２５からｔ２６までの期間の割合である理論デューティＤ２７は式（７１）で、ｔ２６から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２８は式（７２）で表わされる。
【０１８０】
Ｄ２７＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（７１）
Ｄ２８＝１−Ｄ２７  ・・（７２）
【０１８１】
図５７に交流電源１の正の半波かつ、領域３における、スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００が動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗは単相インバータ４００が動作する。スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０１８２】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図５８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（７３）で表わされ、正の値となる。
【０１８３】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（７３）
【０１８４】
ｔ３１＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、スイッチ素子８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図５９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（７４）で表わされ、負の値となる。
【０１８５】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（７４）
【０１８６】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ３２の第３の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図６０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３３は以下の式（７５）で表わされ、正の値となる。
【０１８７】
Δｉａｃ３３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ３２−Ｔｓｗ）
・・（７５）
【０１８８】
ｔ３２＜ｔ≦２Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図６１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３４は以下の式（７６）で表わされ、負の値となる。
【０１８９】
Δｉａｃ３４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ３２）
・・（７６）
【０１９０】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（７７）で、ｔ３１からｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（７８）で表わされる。
【０１９１】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（７７）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（７８）
【０１９２】
また、Δｉａｃ３３＝−Δｉａｃ３４であるとすると、Ｔｓｗから２Ｔｓｗまでの期間に対する、Ｔｓｗからｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３３は式（７９）で、ｔ３２から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ３４は式（８０）で表わされる。
【０１９３】
Ｄ３３＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ３  ・・（７９）
Ｄ３４＝１−Ｄ３３  ・・（８０）
【０１９４】
次に、負の半波の領域１〜３における駆動方式と電流経路を説明する。
図６２に交流電源１の負の半波かつ、領域１における、スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００と単相コンバータ２００が動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗは単相インバータ４００と単相コンバータ２００が動作する。スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０１９５】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図６３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（８１）で表わされ、正の値となる。
【０１９６】
Δｉａｃ１１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ１１  ・・（８１）
【０１９７】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図６４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９は電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（８２）で表わされ、負の値となる。
【０１９８】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）
・・（８２）
【０１９９】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図６５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（８３）で表わされ、正の値となる。
【０２００】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（８３）
【０２０１】
ｔ１３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図６６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（８４）で表わされ、負の値となる。
【０２０２】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１３）  ・・（８４）
【０２０３】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ１４の第５の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図６７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１５は以下の式（８５）で表わされ、正の値となる。
【０２０４】
Δｉａｃ１５＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１４−Ｔｓｗ）  ・・（８５）
【０２０５】
ｔ１４＜ｔ≦ｔ１５の第６の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図６８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３は電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１６は以下の式（８６）で表わされ、負の値となる。
【０２０６】
Δｉａｃ１６＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ１５−ｔ１４）
・・（８６）
【０２０７】
ｔ１５＜ｔ≦ｔ１６の第７の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図６９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１７は以下の式（８７）で表わされ、正の値となる。
【０２０８】
Δｉａｃ１７＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１６−ｔ１５）  ・・（８７）
【０２０９】
ｔ１６＜ｔ≦２Ｔｓｗの第８の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図７０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１８は以下の式（８８）で表わされ、負の値となる。
【０２１０】
Δｉａｃ１８＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ１６）・・（８８）
【０２１１】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティＤ１１は式（８９）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティＤ１２は式（９０）で表わされる。
【０２１２】
Ｄ１１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（８９）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・（９０）
【０２１３】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合である理論デューティＤ１３は式（９１）で、ｔ１３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１４は式（９２）で表わされる。
【０２１４】
Ｄ１３＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（９１）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・（９２）
【０２１５】
また、Δｉａｃ１５＝−Δｉａｃ１６であるとして、Ｔｓｗからｔ１５までの期間に対する、Ｔｓｗからｔ１４までの期間の割合である理論デューティＤ１５は式（９３）で、ｔ１４からｔ１５までの期間の割合である理論デューティＤ１６は式（９４）で表わされる。
【０２１６】
Ｄ１５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／（Ｖｃ１−Ｖｃ３）  ・・（９３）
Ｄ１６＝１−Ｄ１５  ・・（９４）
【０２１７】
また、Δｉａｃ１７＝−Δｉａｃ１８であるとして、ｔ１５から２Ｔｓｗまでの期間に対する、ｔ１５からｔ１６までの期間の割合である理論デューティＤ１７は式（９５）で、ｔ１６から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１８は式（９６）で表わされる。
【０２１８】
Ｄ１７＝（Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（９５）
Ｄ１８＝１−Ｄ１７  ・・式（９６）
【０２１９】
図７１に交流電源１の負の半波かつ、領域２における、スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００と単相コンバータ２００が動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗは単相インバータ４００と単相コンバータ２００が動作する。スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０２２０】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図７２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（９７）で表わされ、正の値となる。
【０２２１】
Δｉａｃ２１＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・ｔ２１  ・・式（９７）
【０２２２】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図７３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（９８）で表わされ、負の値となる。
【０２２３】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）  ・・（９８）
【０２２４】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図７４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（９９）で表わされ、正の値となる。
【０２２５】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（９９）
【０２２６】
ｔ２３＜ｔ≦Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図７５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２４は以下の式（１００）で表わされ、負の値となる。
【０２２７】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２３）・・（１００）
【０２２８】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ２４の第５の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図７６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２５は以下の式（１０１）で表わされ、正の値となる。
【０２２９】
Δｉａｃ２５＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ２４−Ｔｓｗ）・・（１０１）
【０２３０】
ｔ２４＜ｔ≦ｔ２５の第６の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図７７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２６は以下の式（１０２）で表わされ、負の値となる。
【０２３１】
Δｉａｃ２６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２５−ｔ２４）・・（１０２）
【０２３２】
ｔ２５＜ｔ≦ｔ２６の第７の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図７８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２７は以下の式（１０３）で表わされ、正の値となる。
【０２３３】
Δｉａｃ２７＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２６−ｔ２５）
・・（１０３）
【０２３４】
ｔ２６＜ｔ≦２Ｔｓｗの第８の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図７９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２８は以下の式（１０４）で表わされ、負の値となる。
【０２３５】
Δｉａｃ２８＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ２６）
・・（１０４）
【０２３６】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（１０５）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（１０６）で表わされる。
【０２３７】
Ｄ２１＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ２）  ・・（１０５）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・（１０６）
【０２３８】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（１０７）で、ｔ２３からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（１０８）で表わされる。
【０２３９】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（１０７）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（１０８）
【０２４０】
また、Δｉａｃ２５＝−Δｉａｃ２６であるとして、Ｔｓｗからｔ２５までの期間に対する、Ｔｓｗからｔ２４までの期間の割合である理論デューティＤ２５は式（１０９）で、ｔ２４からｔ２５までの期間の割合である理論デューティＤ２６は式（１１０）で表わされる。
【０２４１】
Ｄ２５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１−Ｖｃ３）  ・・（１０９）
Ｄ２６＝１−Ｄ２５  ・・（１１０）
【０２４２】
また、Δｉａｃ２７＝−Δｉａｃ２８であるとして、ｔ２５から２Ｔｓｗまでの期間に対する、ｔ２５からｔ２６までの期間の割合である理論デューティＤ２７は式（１１１）で、ｔ２６から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２８は式（１１２）で表わされる。
【０２４３】
Ｄ２７＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（１１１）
Ｄ２８＝１−Ｄ２７  ・・（１１２）
【０２４４】
図８０に交流電源１の負の半波かつ、領域３における、スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。前半のスイッチング周期Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００が動作し、後半のスイッチング周期Ｔｓｗは単相インバータ４００が動作する。スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０２４５】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図８１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（１１３）で表わされ、正の値となる。
【０２４６】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（１１３）
【０２４７】
ｔ３１＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、スイッチ素子８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図８２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（１１４）で表わされ、負の値となる。
【０２４８】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（１１４）
【０２４９】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ３２の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図８３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３３は以下の式（１１５）で表わされ、正の値となる。
【０２５０】
Δｉａｃ３３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ３２−Ｔｓｗ）
・・（１１５）
【０２５１】
ｔ３２＜ｔ≦２Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図８４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３４は以下の式（１１６）で表わされ、負の値となる。
【０２５２】
Δｉａｃ３４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ３２）
・・（１１６）
【０２５３】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（１１７）で、ｔ３１からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（１１８）で表わされる。
【０２５４】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（１１７）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（１１８）
【０２５５】
また、Δｉａｃ３３＝−Δｉａｃ３４であるとして、Ｔｓｗから２Ｔｓｗまでの期間に対する、Ｔｓｗからｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３３は式（１１９）で、ｔ３２から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ３４は式（１２０）で表わされる。
【０２５６】
Ｄ３３＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ３  ・・式（１１９）
Ｄ３４＝１−Ｄ３３  ・・（１２０）
【０２５７】
以上より、領域１において、式（４９）〜式（５６）で表わされる正の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１８と、式（８９）〜式（９６）で表わされる負の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１８は同じ計算式となる。
同様に、領域２において、式（６５）〜式（７２）で表わされる正の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２８と、式（１０５）〜（１１２）で表わされる負の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２８は同じ計算式となる。
同様に、領域３において、式（７７）〜式（８０）で表わされる正の半波の理論デューティＤ３１〜Ｄ３４と、式（１１７）〜式（１２０）で表わされる負の半波の理論デューティＤ３１〜Ｄ３４は同じ計算式となる。
【０２５８】
これら理論デューティに係る各関係式を満たすことにより、単相インバータ３００、４００の１スイッチング周期２Ｔｓｗ内の前述した一対の期間において、直流コンデンサ３、９は充電および放電の動作を行い、かつその充電量と放電量とが等しくなる。
【０２５９】
ところで、交流電源１の周波数５０〜６０Ｈｚに対して、単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数は、通例１０ｋＨｚ以上であるので、以上のことから、直流コンデンサ３、９は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００、４００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３、９に要求される容量を大幅に低減することが出来る。
【０２６０】
また、図３９、図４８、図５７等から分かる通り、リアクトル２ａ、２ｂの印加電圧周波数は、単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数（１／２Ｔｓｗ）に対し、領域１、２では４倍、領域３では２倍になるので、単相インバータのスイッチング周波数を同じと仮定すると、先の実施の形態１の場合と比較して、リアクトル２ａ、２ｂを一層小型化することが可能となる。
【０２６１】
また、単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数を単相コンバータ２００のスイッチング周波数の１／２としているので、その分、単相インバータ３００、４００のスイッチング損失が低減してスイッチ素子当たりの発生熱量が軽減され、具体的な設計条件によっては利点となる。
【０２６２】
次に、これら理論デューティの関係を現実に補償すべく、各スイッチ素子をスイッチング駆動するゲート信号の生成を担う制御部１００の構成を図８５に示す。先の実施の形態１の場合と異なるのは、新たに単相インバータ４００が加わり、その直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３を加えた検出値に基づく制御およびそのスイッチ素子８ａ〜８ｄへのゲート信号Ｇ８ａ〜Ｇ８ｄの生成が必要になった点であるが、ここでは、念の為、実施の形態２の場合の制御部１００の構成および動作について図８５以下を参照して説明する。
【０２６３】
図８５に示すように、制御部１００は、理論デューティ演算器１１０、フィードバックデューティ演算器１２０、加減算器１３０、ゲート信号演算器１４０、動作領域判定器１５０、およびゲート信号選択器１６０から構成される。
【０２６４】
理論デューティ演算器１１０は、領域１理論デューティ演算器１１１、領域２理論デューティ演算器１１２、および領域３理論デューティ演算器１１３から構成され、領域１〜３の理論式を用いて理論デューティを演算する。
【０２６５】
領域１理論デューティ演算器１１１は、式（４９）〜式（５６）もしくは式（８９）〜式（９６）により理論デューティＤ１１〜Ｄ１８を演算する。領域２理論デューティ演算器１１２は、式（６５）〜式（７２）もしくは式（１０５）〜式（１１２）により理論デューティＤ２１〜Ｄ２８を演算する。領域３理論デューティ演算器１１３は、式（７７）〜（８０）もしくは式（１１７）〜式（１２０）により理論デューティＤ３１〜Ｄ３４を演算する。
【０２６６】
各理論デューティは、交流電圧検出部１０の検出値である交流電源１の電圧ｖａｃもしくは交流電源１の理想電圧値ｖａｃ＊、直流コンデンサ電圧検出部１２の検出値である直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧指令値ｖｃ２＊、直流コンデンサ電圧検出部１４の検出値である直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３もしくは直流コンデンサ９の直流コンデンサ電圧指令値ｖｃ３＊、直流電圧検出部１３の検出値である平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１もしくは平滑コンデンサ４の直流電圧指令値Ｖｃ１＊をもとに算出する。図８５は、各電圧検出部の検出値をもとに演算する場合を記載している。
なお、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２および直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３は、理想的には同一電圧となるため、それらの平均電圧Ｖｓｕｂ＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３）／２を用いてもよい。
【０２６７】
フィードバックデューティ演算器１２０は、図８６に示した構成となる。平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１と指令値Ｖｃ１＊との偏差を減算器で演算した後、ＰＩ制御器によりＰＩ制御し、リミッタを設けて交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊を演算する。
一方、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃから、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によりｖａｃと位相の同期した位相θを演算する。その後、位相θを正弦波とし、交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊と掛け合わせ交流電源１の交流電流指令値ｉａｃ＊を演算する。
【０２６８】
その後、交流電流指令値ｉａｃ＊と交流電流検出値ｉａｃとの偏差をＰＩ制御器によりＰＩ制御し、直流コンデンサ電圧の平均値Ｖｓｕｂで割った後、リミッタを設けることでフィードバックデューティＤＦＢを得る。
【０２６９】
加減算器１３０は、理論デューティ演算器１１０の演算結果にフィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する。ＤＦＢが増加すると交流電源１の電流ｉａｃを増加させる方向に制御するため、Ｄ１１、Ｄ１３、Ｄ１５、Ｄ１７、Ｄ２１、Ｄ２３、Ｄ２５、Ｄ２７、Ｄ３１、Ｄ３３に対してＤＦＢを加算器１３１、１３３、１３５により足し込み、Ｄ１２、Ｄ１４、Ｄ１６、Ｄ１８，Ｄ２２、Ｄ２４、Ｄ２６、Ｄ２８、Ｄ３２、Ｄ３４に対してＤＦＢを減算器１３２、１３４、１３６で減算する。これらの演算結果はゲート信号演算器１４０に入力される。
【０２７０】
ゲート信号演算器１４０の構成図を図８７に示す。ゲート信号演算器１４０は、領域１ゲート信号演算器１４１、領域２ゲート信号演算器１４２、および領域３ゲート信号演算器１４３から構成され、入力されたデューティから各スイッチング周期のゲート信号を演算する。
【０２７１】
領域１ゲート信号演算器１４１は、８つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１から構成され、入力信号であるＤ１１＋ＤＦＢ、Ｄ１２−ＤＦＢ、Ｄ１３＋ＤＦＢ、Ｄ１４−ＤＦＢ、Ｄ１５＋ＤＦＢ、Ｄ１６−ＤＦＢ、Ｄ１７＋ＤＦＢ、Ｄ１８−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ１１、第２の期間の信号Ｇ１２、第３の期間の信号Ｇ１３、および第４の期間の信号Ｇ１４、第５の期間の信号Ｇ１５、第６の期間の信号Ｇ１６、第７の期間の信号Ｇ１７、第８の期間の信号Ｇ１８を生成する。
【０２７２】
領域２ゲート信号演算器１４２は、８つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２から構成され、入力信号であるＤ２１＋ＤＦＢ、Ｄ２２−ＤＦＢ、Ｄ２３＋ＤＦＢ、Ｄ２４−ＤＦＢ、Ｄ２５＋ＤＦＢ、Ｄ２６−ＤＦＢ、Ｄ２７＋ＤＦＢ、Ｄ２８−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ２１、第２の期間の信号Ｇ２２、第３の期間の信号Ｇ２３、および第４の期間の信号Ｇ２４、第５の期間の信号Ｇ２５、第６の期間の信号Ｇ２６、第７の期間の信号Ｇ２７、第８の期間の信号Ｇ２８を生成する。
【０２７３】
領域３ゲート信号演算器１４３は、４つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３から構成され、入力信号であるＤ３１＋ＤＦＢ、Ｄ３２−ＤＦＢ、Ｄ３３＋ＤＦＢ、Ｄ３４−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ３１、第２の期間の信号Ｇ３２、第３の期間の信号Ｇ３３、第４の期間の信号Ｇ３４を生成する。
それぞれの信号はゲート信号選択器１６０に入力され、各スイッチ素子のゲート信号に分配される。
【０２７４】
絶対値演算器１７０は、交流電源１の電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜を演算し動作領域判定器１５０に出力する。
動作領域判定器１５０は、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜と、直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ９の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ３と、平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１の大小関係を比較し、上記の領域１〜３を判定し、領域信号ｓｉｇａｒｅａを演算する。
直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３のかわりに、直流コンデンサ電圧指令値Ｖｃ２＊、Ｖｃ３＊を用いても構わないし、直流コンデンサ平均電圧Ｖｓｕｂを用いても構わない。
【０２７５】
ゲート信号選択器１６０は、動作領域判定器１５０の出力である領域信号ｓｉｇａｒｅａを用いて、ゲート信号演算器１４０の出力を各スイッチ素子に割り当てる。
【０２７６】
図８５に示した制御部１００では、領域１および領域２は、スイッチング周期Ｔｓｗを４つの期間に分割し、領域３は、スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して制御を行う。
例として、正の半波領域１におけるゲートパターン図を図８８に示す。正の半波領域３におけるゲートパターン図を図８９に示す。
【０２７７】
領域１および領域２では、スイッチング周期Ｔｓｗおよびその１／２周期を一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図８５において、時刻０、ｔ１２、Ｔｓｗ、ｔ１５、２Ｔｓｗを固定し、制御部１００によりｔ１１、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１６（制御軸）を制御する。
【０２７８】
領域３では、スイッチング周期Ｔｓｗを一定とし、その間のオン時間割合を制御する。基準となるスイッチング周期が一定となり、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いることができる。スイッチング周期Ｔｓｗを一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図８９において、時刻０、Ｔｓｗ、２Ｔｓｗを固定し、ｔ３１およびｔ３２（制御軸）を制御する。
【０２７９】
以上のように、この発明の実施の形態２の電力変換装置における制御部１００は、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期２Ｔｓｗを単相コンバータ２００の１スイッチング周期Ｔｓｗの２倍とし、交流電源１の電流が前半で増加し後半で減少する一対の期間を２または４対有する偶数の期間に分割し、一対の期間において交流電源１の電流の前半での増加量と後半での減少量とが等しくなるよう一対の期間の時間幅に対する前半の時間幅に相当する理論デューティ１と一対の期間の時間幅に対する後半の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器１１０、および理論デューティ１と理論デューティ２とに基づき単相インバータ３００および単相インバータ４００のスイッチ素子と単相コンバータ２００のスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器１４０を備えることで、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期２Ｔｓｗ内で直流コンデンサ３および単相インバータ４００の充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようにしたので、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００、単相インバータ４００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３および直流コンデンサ９に要求される容量を大幅に低減することが出来、装置の小型化が実現する。
【０２８０】
また、制御部１００は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および交流電流指令値と交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器１２０を備え、ゲート信号演算器１４０により、このフィードバックデューティを理論デューティ１に加算し理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づきゲート信号を演算するようにしたので、平滑コンデンサ４の電圧を所望の直流電圧指令値に保つ定電圧制御が可能となる。
【０２８１】
また、制御部１００は、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期内の期間の分割数を、交流電源１の電圧ｖａｃと平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１と直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の大小関係によって決まる領域１、２、３に応じて設定するようにしたので、各スイッチ素子をこれら電圧関係に適応した適切なゲートパターンによりスイッチング制御することが可能となる。
【０２８２】
また、制御部１００は、単相インバータ３００と単相インバータ４００と単相コンバータ２００のスイッチングタイミングを互いにずらすように各スイッチ素子を制御するようにしたので、リアクトル２ａおよび２ｂの印加電圧周波数を単相インバータ３００、単相インバータ４００や単相コンバータ２００のスイッチング周波数よりも高周波化することが可能となる。
この結果、リアクトル２ａ、２ｂの電圧時間積であるＶＴ積を一般的な構成比で低減することが可能となり、必要なインダクタンス値を原理的に低減することができる。一般的に、リアクトル２ａ、２ｂにおいては、コアサイズの小型化や巻数の低減によりインダクタンス値を低減することとなるので、結果として、リアクトル２ａ、２ｂの小型化が実現する。
【０２８３】
なお、実施の形態２に示した電力変換装置においては、単相コンバータ２００の上アームをダイオード６ａ、６ｃで構成したが、下アーム同様にスイッチ素子で構成してもかまわない。これにより、実施の形態２に示したダイオード６ａ、６ｃの導通期間において、スイッチ素子をオン状態とすることでいわゆる同期整流動作を行うこともできる。
同様に、単相インバータ３００、単相インバータ４００のスイッチ素子５ａ〜５ｄ、８ａ〜８ｄおよび単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂ、６ｄにおいて、並列に接続されたダイオードが導通している際に、スイッチ素子をオンすることで同期整流動作を行うことができる。
ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の同期整流動作では、並列ダイオードの電圧降下よりもスイッチ素子のオン抵抗による電圧降下が小さい場合はスイッチ素子に電流が流れ、導通損失を低減することが可能となる。また、単相コンバータ２００の上アームをスイッチ素子で構成することにより、平滑コンデンサ４から交流電源１への電力供給が可能となる。
【０２８４】
また、領域１、領域２、領域３において、各領域のスイッチング周期Ｔｓｗを一定の値としてもかまわないし、それぞれ個別の値としてもかまわない。例えば、領域１および領域２のスイッチング周期を一定とし、領域３のスイッチング周期を領域１、領域２の半分に設定してもよい。これにより、全ての領域においてリアクトル２ａ、２ｂの印加電圧周波数が一定となる。一定の印加電圧周波数とすることで、ノイズ対策や安定した制御の構築が容易となる。また、いずれかのスイッチ素子のオン時間を固定し、スイッチング周波数を可変するＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いて駆動してもかまわない。
【０２８５】
また、交流電源１のＰＮ両側線にリアクトル２ａ、２ｂを有した構成としたが、Ｐ側線もしくはＮ側線のみに接続してもかまわない。また、単相インバータ３００、単相インバータ４００と単相コンバータ２００との間に接続してもかまわない。
【０２８６】
更に、先の図３５に示したように、整流回路であるダイオードブリッジを用いた構成としてもかまわない。
また、実施の形態２において、単相インバータを２台有した構成としたが、単相インバータを３台以上有した構成としてもよい。
【０２８７】
また、平滑コンデンサ４と並列に直流電圧源もしくは平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ等が接続される場合、図８６に示したフィードバックデューティ演算器１２０では、Ｖｃ１一定制御を行わず、予め定めた交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊をもって電流制御のみを行っても構わない。
この場合、高力率運転の制御が可能となる。
【０２８８】
更に、交流電源を三相電源とすることも出来る。この場合は、単相インバータは、各相に２台以上有する構成とする。
【０２８９】
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３について説明する。
図９０は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成図である。図９０に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電圧、交流電力を直流電圧、直流電力に変換して平滑コンデンサ４に出力するための主回路と制御部１００を有する。
但し、この図９０に示す構成は、先の実施の形態２と全く同一であり、再度の説明は省略する。
また、図９１および図９２に基づき、各電圧の関係により決まる領域１、領域２および領域３に区分して制御する点も先の実施の形態２と同じであり説明は省略する。
【０２９０】
先の実施の形態２と異なる点は、制御動作であり、以下、図９０の制御部１００の動作について説明する。
なお、本構成では交流電源１の正の半波および負の半波で電流経路が異なるため、はじめに正の半波の領域１〜３における駆動方式と電流経路を説明する。なお、リアクトル２ａと２ｂの合計インダクタンスをＬと定義する。
また、この実施の形態３では、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期Ｔｓｗは、単相コンバータ２００の１スイッチング周期Ｔｓｗと同一に設定している。
【０２９１】
図９３に交流電源１の正の半波かつ、領域１における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを６つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０２９２】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図９４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（１２１）で表わされ、正の値となる。
【０２９３】
Δｉａｃ１１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ１１
・・（１２１）
【０２９４】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図９５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９は電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（１２２）で表わされ、負の値となる。
【０２９５】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）・・（１２２）
【０２９６】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図９６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（１２３）で表わされ、正の値となる。
【０２９７】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（１２３）
【０２９８】
ｔ１３＜ｔ≦ｔ１４の第４の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図９７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（１２４）で表わされ、負の値となる。
【０２９９】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ１４−ｔ１３）・・（１２４）
【０３００】
ｔ１４＜ｔ≦ｔ１５の第５の期間では、スイッチ素子５ｃ、６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図９８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１５は以下の式（１２５）で表わされ、正の値となる。
【０３０１】
Δｉａｃ１５＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１５−ｔ１４）  ・・（１２５）
【０３０２】
ｔ１５＜ｔ≦Ｔｓｗの第６の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図９９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１６は以下の式（１２６）で表わされ、負の値となる。
【０３０３】
Δｉａｃ１６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１５）・・（１２６）
【０３０４】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティＤ１１は式（１２７）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティＤ１２は式（１２８）で表わされる。
【０３０５】
Ｄ１１＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／（２Ｖｃ２＋Ｖｃ３−Ｖｃ１））  ・・（１２７）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・式（１２８）
【０３０６】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からｔ１４までの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合である理論デューティＤ１３は式（１２９）で、ｔ１３からｔ１４までの期間の割合である理論デューティＤ１４は式（１３０）で表わされる。
【０３０７】
Ｄ１３＝（Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３）  ・・（１２９）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・式（１３０）
【０３０８】
また、Δｉａｃ１５＝−Δｉａｃ１６であるとして、ｔ１４からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１４からｔ１５までの期間の割合である理論デューティＤ１５は式（１３１）で、ｔ１５からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１６は式（１３２）で表わされる。
【０３０９】
Ｄ１５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ１）  ・・（１３１）
Ｄ１６＝１−Ｄ１５  ・・式（１３２）
【０３１０】
図１００に交流電源１の正の半波かつ、領域２における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを６つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０３１１】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子５ｃ，６ｂ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１０１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３及び直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（１３３）で表わされ、正の値となる。
【０３１２】
Δｉａｃ２１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ２１  ・・（１３３）
【０３１３】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子６ｂがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１０２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（１３４）で表わされ、負の値となる。
【０３１４】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）
・・（１３４）
【０３１５】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１０３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（１３５）で表わされ、正の値となる。
【０３１６】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（１３５）
【０３１７】
ｔ２３＜ｔ≦ｔ２４の第４の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１０４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２４は以下の式（１３６）で表わされ、負の値となる。
【０３１８】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２４−ｔ２３）・・（１３６）
【０３１９】
２４＜ｔ≦ｔ２５の第５の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１０５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２５は以下の式（１３７）で表わされ、正の値となる。
【０３２０】
Δｉａｃ２５＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２５−ｔ２４）
・・（１３７）
【０３２１】
ｔ２５＜ｔ≦Ｔｓｗの第６の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１０６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２６は以下の式（１３８）で表わされ、負の値となる。
【０３２２】
Δｉａｃ２６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２５）・・（１３８）
【０３２３】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（１３９）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（１４０）で表わされる。
【０３２４】
Ｄ２１＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２）  ・・（１３９）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・式（１４０）
【０３２５】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からｔ２４までの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（１４１）で、ｔ２３からｔ２４までの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（１４２）で表わされる。
【０３２６】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（１４１）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（１４２）
【０３２７】
また、Δｉａｃ２５＝−Δｉａｃ２６であるとして、ｔ２４からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２４からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２５は式（１４３）で、ｔ２４からｔ２５までの期間の割合である理論デューティＤ２６は式（１４４）で表わされる。
【０３２８】
Ｄ２５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（１４３）
Ｄ２６＝１−Ｄ２５  ・・（１４４）
【０３２９】
図１０７に交流電源１の正の半波かつ、領域３における、２スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０３３０】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ｂ、５ｃ、８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１０８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（１４５）で表わされ、正の値となる。
【０３３１】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（１４５）
【０３３２】
ｔ３１＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、スイッチ素子８ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１０９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｄ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（１４６）で表わされ、負の値となる。
【０３３３】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（１４６）
【０３３４】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ３２の第３の期間では、スイッチ素子５ｃ、８ａ、８ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１１０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｄ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３３は以下の式（１４７）で表わされ、正の値となる。
【０３３５】
Δｉａｃ３３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ３２−Ｔｓｗ）
・・（１４７）
【０３３６】
ｔ３２＜ｔ≦２Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１１１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子８ｃ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｂ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３４は以下の式（１４８）で表わされ、負の値となる。
【０３３７】
Δｉａｃ３４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ３２）
・・（１４８）
【０３３８】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（１４９）で、ｔ３１からｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（１５０）で表わされる。
【０３３９】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（１４９）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（１５０）
【０３４０】
また、Δｉａｃ３３＝−Δｉａｃ３４であるとして、Ｔｓｗから２Ｔｓｗまでの期間に対する、Ｔｓｗからｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３３は式（１５１）で、ｔ３２から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ３４は式（１５２）で表わされる。
【０３４１】
Ｄ３３＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ３  ・・（１５１）
Ｄ３４＝１−Ｄ３３  ・・（１５２）
【０３４２】
図１１２に交流電源１の負の半波かつ、領域１における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを６つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０３４３】
０＜ｔ≦ｔ１１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１１３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３及び直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は減少する。この間の電流変化量Δｉａｃ１１は以下の式（１５３）で表わされ、正の値となる。
【０３４４】
Δｉａｃ１１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ１１
・・（１５３）
【０３４５】
ｔ１１＜ｔ≦ｔ１２の第２の期間では、スイッチ素子６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１１４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９は電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１２は以下の式（１５４）で表わされ、負の値となる。
【０３４６】
Δｉａｃ１２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２）／Ｌ）・（ｔ１２−ｔ１１）
・・（１５４）
【０３４７】
ｔ１２＜ｔ≦ｔ１３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１１５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１３は以下の式（１５５）で表わされ、正の値となる。
【０３４８】
Δｉａｃ１３＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１３−ｔ１２）  ・・（１５５）
【０３４９】
ｔ１３＜ｔ≦ｔ１４の第４の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１１６に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れ、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１４は以下の式（１５６）で表わされ、負の値となる。
【０３５０】
Δｉａｃ１４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ１４−ｔ１３）・・（１５６）
【０３５１】
ｔ１４＜ｔ≦ｔ１５の第５の期間では、スイッチ素子５ａ、６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１１７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１５は以下の式（１５７）で表わされ、正の値となる。
【０３５２】
Δｉａｃ１５＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・（ｔ１５−ｔ１４）  ・・（１５７）
【０３５３】
ｔ１５＜ｔ≦Ｔｓｗの第６の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１１８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ１６は以下の式（１５８）で表わされ、負の値となる。
【０３５４】
Δｉａｃ１６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ１５）・・（１５８）
【０３５５】
このとき、Δｉａｃ１１＝−Δｉａｃ１２であるとして、０からｔ１２までの期間に対する、０からｔ１１までの期間の割合である理論デューティＤ１１は式（１５９）で、ｔ１１からｔ１２までの期間の割合である理論デューティＤ１２は式（１６０）で表わされる。
【０３５６】
Ｄ１１＝（Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／（２Ｖｃ２＋Ｖｃ３−Ｖｃ１））  ・・（１５９）
Ｄ１２＝１−Ｄ１１  ・・（１６０）
【０３５７】
また、Δｉａｃ１３＝−Δｉａｃ１４であるとして、ｔ１２からｔ１４までの期間に対する、ｔ１２からｔ１３までの期間の割合である理論デューティＤ１３は式（１６１）で、ｔ１３からｔ１４までの期間の割合である理論デューティＤ１４は式（１６２）で表わされる。
【０３５８】
Ｄ１３＝（Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３）  ・・（１６１）
Ｄ１４＝１−Ｄ１３  ・・（１６２）
【０３５９】
また、Δｉａｃ１５＝−Δｉａｃ１６であるとして、ｔ１４からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ１４からｔ１５までの期間の割合である理論デューティＤ１５は式（１６３）で、ｔ１５からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ１６は式（１６４）で表わされる。
【０３６０】
Ｄ１５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ１）  ・・（１６３）
Ｄ１６＝１−Ｄ１５  ・・（１６４）
【０３６１】
図１１９に交流電源１の負の半波かつ、領域２における、１スイッチング周期Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを６つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０３６２】
０＜ｔ≦ｔ２１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ，６ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２１は以下の式（１６５）で表わされ、正の値となる。
【０３６３】
Δｉａｃ２１＝（｜ｖａｃ｜／Ｌ）・ｔ２１  ・・（１６５）
【０３６４】
ｔ２１＜ｔ≦ｔ２２の第２の期間では、スイッチ素子６ｄがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１２１に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→スイッチ素子６ｄ→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は増加する。この間の電流変化量Δｉａｃ２２は以下の式（１６６）で表わされ、負の値となる。
【０３６５】
Δｉａｃ２２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ３）／Ｌ）・（ｔ２２−ｔ２１）
・・（１６６）
【０３６６】
ｔ２２＜ｔ≦ｔ２３の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２２に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２３は以下の式（１６７）で表わされ、正の値となる。
【０３６７】
Δｉａｃ２３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２３−ｔ２２）
・・（１６７）
【０３６８】
ｔ２３＜ｔ≦ｔ２４の第４の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１２３に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２４は以下の式（１６８）で表わされ、負の値となる。
【０３６９】
Δｉａｃ２４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２４−ｔ２３）・・（１６８）
【０３７０】
ｔ２４＜ｔ≦ｔ２５の第５の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２４に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２５は以下の式（１６９）で表わされ、正の値となる。
【０３７１】
Δｉａｃ２５＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ２５−ｔ２４）
・・（１６９）
【０３７２】
ｔ２５＜ｔ≦Ｔｓｗの第６の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１２５に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ２６は以下の式（１７０）で表わされ、負の値となる。
【０３７３】
Δｉａｃ２６＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ２５）・・（１７０）
【０３７４】
このとき、Δｉａｃ２１＝−Δｉａｃ２２であるとして、０からｔ２２までの期間に対する、０からｔ２１までの期間の割合である理論デューティＤ２１は式（１７１）で、ｔ２１からｔ２２までの期間の割合である理論デューティＤ２２は式（１７２）で表わされる。
【０３７５】
Ｄ２１＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２）  ・・（１７１）
Ｄ２２＝１−Ｄ２１  ・・（１７２）
【０３７６】
また、Δｉａｃ２３＝−Δｉａｃ２４であるとして、ｔ２２からｔ２４までの期間に対する、ｔ２２からｔ２３までの期間の割合である理論デューティＤ２３は式（１７３）で、ｔ２３からｔ２４までの期間の割合である理論デューティＤ２４は式（１７４）で表わされる。
【０３７７】
Ｄ２３＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ２  ・・（１７３）
Ｄ２４＝１−Ｄ２３  ・・（１７４）
【０３７８】
また、Δｉａｃ２５＝−Δｉａｃ２６であるとして、ｔ２４からＴｓｗまでの期間に対する、ｔ２４からＴｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ２５は式（１７５）で、ｔ２４からｔ２５までの期間の割合である理論デューティＤ２６は式（１７６）で表わされる。
【０３７９】
Ｄ２５＝（Ｖｃ１−｜ｖａｃ｜）／Ｖｃ３  ・・（１７５）
Ｄ２６＝１−Ｄ２５  ・・（１７６）
【０３８０】
図１２６に交流電源１の負の半波かつ、領域３における、２スイッチング周期２Ｔｓｗ期間中の動作模式図を示す。１スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して高周波ＰＷＭにて駆動を行う。
【０３８１】
０＜ｔ≦ｔ３１の第１の期間では、スイッチ素子５ａ、５ｄ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２７に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は減少し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３１は以下の式（１７７）で表わされ、正の値となる。
【０３８２】
Δｉａｃ３１＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・ｔ３１  ・・（１７７）
【０３８３】
ｔ３１＜ｔ≦Ｔｓｗの第２の期間では、スイッチ素子８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１２８に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｂ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ３には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２は増加し、直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３２は以下の式（１７８）で表わされ、負の値となる。
【０３８４】
Δｉａｃ３２＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ２−Ｖｃ１）／Ｌ）・（Ｔｓｗ−ｔ３１）
・・（１７８）
【０３８５】
Ｔｓｗ＜ｔ≦ｔ３２の第３の期間では、スイッチ素子５ａ、８ｂ、８ｃがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は増加する。このときの電流は図１２９に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は減少し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３３は以下の式（１７９）で表わされ、正の値となる。
【０３８６】
Δｉａｃ３３＝（（｜ｖａｃ｜＋Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（ｔ３２−Ｔｓｗ）                                            ・・（１７９）
【０３８７】
ｔ３２＜ｔ≦２Ｔｓｗの第４の期間では、スイッチ素子５ａがオン状態であり、交流電源１の電流｜ｉａｃ｜は減少する。このときの電流は図１３０に示した経路で流れる。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ａ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｄ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→スイッチ素子６ｂ→スイッチ素子５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。この間、直流コンデンサ９には、充電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ３は増加し、直流コンデンサ３には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２は一定電圧となる。この間の電流変化量Δｉａｃ３４は以下の式（１８０）で表わされ、負の値となる。
【０３８８】
Δｉａｃ３４＝（（｜ｖａｃ｜−Ｖｃ３−Ｖｃ１）／Ｌ）・（２Ｔｓｗ−ｔ３２）
・・（１８０）
【０３８９】
このとき、Δｉａｃ３１＝−Δｉａｃ３２であるとして、０からＴｓｗまでの期間に対する、０からｔ３１までの期間の割合である理論デューティＤ３１は式（１８１）で、ｔ３１からｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３２は式（１８２）で表わされる。
【０３９０】
Ｄ３１＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ２  ・・（１８１）
Ｄ３２＝１−Ｄ３１  ・・（１８２）
【０３９１】
また、Δｉａｃ３３＝−Δｉａｃ３４であるとして、Ｔｓｗから２Ｔｓｗまでの期間に対する、Ｔｓｗからｔ３２までの期間の割合である理論デューティＤ３３は式（１８３）で、ｔ３２から２Ｔｓｗまでの期間の割合である理論デューティＤ３４は式（１８４）で表わされる。
【０３９２】
Ｄ３３＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ３−｜ｖａｃ｜）／２Ｖｃ３  ・・（１８３）
Ｄ３４＝１−Ｄ３３  ・・（１８４）
【０３９３】
以上より、領域１において、式（１２７）〜式（１３２）で表わされる正の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１６と、式（１５９）〜式（１６４）で表わされる負の半波の理論デューティＤ１１〜Ｄ１６は同じ計算式となる。
同様に、領域２において、式（１３９）〜式（１４４）で表わされる正の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２６と、式（１７１）〜（１７６）で表わされる負の半波の理論デューティＤ２１〜Ｄ２６は同じ計算式となる。
同様に、領域３において、式（１４９）〜式（１５２）で表わされる正の半波の理論デューティＤ３１〜Ｄ３４と、式（１８１）〜式（１８４）で表わされる負の半波の理論デューティＤ３１〜Ｄ３４は同じ計算式となる。
【０３９４】
これら理論デューティに係る各関係式を満たすことにより、単相インバータ３００、４００の１スイッチング周期Ｔｓｗ内の前述した一対の期間において、直流コンデンサ３、９は充電および放電の動作を行い、かつその充電量と放電量とが等しくなる。
【０３９５】
ところで、交流電源１の周波数５０〜６０Ｈｚに対して、単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数は、通例１０ｋＨｚ以上であるので、以上のことから、直流コンデンサ３、９は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００、４００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３、９に要求される容量を大幅に低減することが出来る。
【０３９６】
また、図９３、図１００等から分かる通り、リアクトル２ａ、２ｂの印加電圧周波数は、単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数（１／Ｔｓｗ）に対し、領域１、２では３倍になるので、単相インバータのスイッチング周波数を同じと仮定すると、先の実施の形態１の場合と比較して、リアクトル２ａ、２ｂを一層小型化することが可能となる。
【０３９７】
また、単相コンバータ２００のスイッチング周波数を単相インバータ３００、４００のスイッチング周波数と同一としているので、単相インバータのスイッチング周波数を同じとすると、先の実施の形態２の場合に比較し、単相コンバータ２００に発生するスイッチング損失を低減することが出来る。
【０３９８】
次に、これら理論デューティの関係を現実に補償すべく、各スイッチ素子をスイッチング駆動するゲート信号の生成を担う制御部１００の構成を図１３１に示す。但し、先の実施の形態２の場合と異なるのは、図９３等で説明した通り、単相インバータ３００、４００の１スイッチング周期内を複数の期間に分割する際の分割数が、実施の形態２では最大８つであったのに対し、この実施の形態３では、最大６つとしている点のみである。
しかし、ここでは、念の為、実施の形態３の場合の制御部１００の構成および動作について図１３１以下を参照して説明する。
【０３９９】
図１３１に示すように、制御部１００は、理論デューティ演算器１１０、フィードバックデューティ演算器１２０、加減算器１３０、ゲート信号演算器１４０、動作領域判定器１５０、およびゲート信号選択器１６０から構成される。
【０４００】
理論デューティ演算器１１０は、領域１理論デューティ演算器１１１、領域２理論デューティ演算器１１２、および領域３理論デューティ演算器１１３から構成され、領域１〜３の理論式を用いて理論デューティを演算する。
【０４０１】
領域１理論デューティ演算器１１１は、式（１２７）〜式（１３２）もしくは式（１５９）〜式（１６４）により理論デューティＤ１１〜Ｄ１６を演算する。領域２理論デューティ演算器１１２は、式（１３９）〜式（１４４）もしくは式（１７１）〜式（１７６）により理論デューティＤ２１〜Ｄ２６を演算する。領域３理論デューティ演算器１１３は、式（１４９）〜（１５２）もしくは式（１８１）〜式（１８４）により理論デューティＤ３１〜Ｄ３４を演算する。
【０４０２】
各理論デューティは、交流電圧検出部１０の検出値である交流電源１の電圧ｖａｃもしくは交流電源１の理想電圧値ｖａｃ＊、直流コンデンサ電圧検出部１２の検出値である直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧指令値ｖｃ２＊、直流コンデンサ電圧検出部１４の検出値である直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３もしくは直流コンデンサ９の直流コンデンサ電圧指令値ｖｃ３＊、直流電圧検出部１３の検出値である平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１もしくは平滑コンデンサ４の直流電圧指令値Ｖｃ１＊をもとに算出する。図１３１は、各電圧検出部の検出値をもとに演算する場合を記載している。
なお、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２および直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３は、理想的には同一電圧となるため、それらの平均電圧Ｖｓｕｂ＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３）／２を用いてもよい。
【０４０３】
フィードバックデューティ演算器１２０は、図１３２に示した構成となる。平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１と直流電圧指令値Ｖｃ１＊との偏差を減算器で演算した後、ＰＩ制御器によりＰＩ制御し、リミッタを設けて交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊を演算する。
一方、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃから、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によりｖａｃと位相の同期した位相θを演算する。その後、位相θを正弦波とし、交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊と掛け合わせ交流電源１の交流電流指令値ｉａｃ＊を演算する。
【０４０４】
その後、交流電流指令値ｉａｃ＊と交流電流検出値ｉａｃとの偏差をＰＩ制御器によりＰＩ制御し、直流コンデンサ電圧の平均値Ｖｓｕｂで割った後、リミッタを設けることでフィードバックデューティＤＦＢを得る。
【０４０５】
加減算器１３０は、理論デューティ演算器１１０の演算結果にフィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する。ＤＦＢが増加すると交流電源１の電流ｉａｃを増加させる方向に制御するため、Ｄ１１、Ｄ１３、Ｄ１５、Ｄ２１、Ｄ２３、Ｄ２５、Ｄ３１、Ｄ３３に対してＤＦＢを加算器１３１、１３３、１３５により足し込み、Ｄ１２、Ｄ１４、Ｄ１６、Ｄ２２、Ｄ２４、Ｄ２６、Ｄ３２、Ｄ３４に対してＤＦＢを減算器１３２、１３４、１３６で減算する。これらの演算結果はゲート信号演算器１４０に入力される。
【０４０６】
ゲート信号演算器１４０の構成図を図１３３に示す。ゲート信号演算器１４０は、領域１ゲート信号演算器１４１、領域２ゲート信号演算器１４２、および領域３ゲート信号演算器１４３から構成され、入力されたデューティから各スイッチング周期のゲート信号を演算する。
【０４０７】
領域１ゲート信号演算器１４１は、６つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１から構成され、入力信号であるＤ１１＋ＤＦＢ、Ｄ１２−ＤＦＢ、Ｄ１３＋ＤＦＢ、Ｄ１４−ＤＦＢ、Ｄ１５＋ＤＦＢ、Ｄ１６−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ１１、第２の期間の信号Ｇ１２、第３の期間の信号Ｇ１３、および第４の期間の信号Ｇ１４、第５の期間の信号Ｇ１５、第６の期間の信号Ｇ１６を生成する。
【０４０８】
領域２ゲート信号演算器１４２は、６つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２から構成され、入力信号であるＤ２１＋ＤＦＢ、Ｄ２２−ＤＦＢ、Ｄ２３＋ＤＦＢ、Ｄ２４−ＤＦＢ、Ｄ２５＋ＤＦＢ、Ｄ２６−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ２１、第２の期間の信号Ｇ２２、第３の期間の信号Ｇ２３、および第４の期間の信号Ｇ２４、第５の期間の信号Ｇ２５、第６の期間の信号Ｇ２６を生成する。
【０４０９】
領域３ゲート信号演算器１４３は、４つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３から構成され、入力信号であるＤ３１＋ＤＦＢ、Ｄ３２−ＤＦＢ、Ｄ３３＋ＤＦＢ、Ｄ３４−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ３１、第２の期間の信号Ｇ３２、第３の期間の信号Ｇ３３、第４の期間の信号Ｇ３４を生成する。
それぞれの信号はゲート信号選択器１６０に入力され、各スイッチ素子のゲート信号に分配される。
【０４１０】
絶対値演算器１７０は、交流電源１の電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜を演算し動作領域判定器１５０に出力する。
動作領域判定器１５０は、交流電源１の交流電圧検出値ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜と、直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ９の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ３と、平滑コンデンサ４の直流電圧検出値Ｖｃ１の大小関係を比較し、上記の領域１〜３を判定し、領域信号ｓｉｇａｒｅａを演算する。
直流コンデンサ３の直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２もしくは直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３のかわりに、直流コンデンサ電圧指令値Ｖｃ２＊、Ｖｃ３＊を用いても構わないし、直流コンデンサ平均電圧Ｖｓｕｂを用いても構わない。
【０４１１】
ゲート信号選択器１６０は、動作領域判定器１５０の出力である領域信号ｓｉｇａｒｅａを用いて、ゲート信号演算器１４０の出力を各スイッチ素子に割り当てる。
【０４１２】
図１３１に示した制御部１００では、領域１および領域２は、スイッチング周期Ｔｓｗを６つの期間に分割し、領域３は、スイッチング周期Ｔｓｗを２つの期間に分割して制御を行う。
例として、正の半波領域１におけるゲートパターン図を図１３４に示す。正の半波領域３におけるゲートパターン図を図１３５に示す。
【０４１３】
領域１および領域２では、スイッチング周期Ｔｓｗおよびその１／３周期を一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図１３４において、時刻０、ｔ１２、ｔ１４、Ｔｓｗを固定し、制御部１００によりｔ１１、ｔ１３、ｔ１５（制御軸）を制御する。
【０４１４】
領域３では、スイッチング周期Ｔｓｗを一定とし、その間のオン時間割合を制御する。基準となるスイッチング周期が一定となり、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いることができる。スイッチング周期Ｔｓｗを一定とし、その間のオン時間割合を制御する。即ち、図１３５において、時刻０、Ｔｓｗ、２Ｔｓｗを固定し、ｔ３１およびｔ３２（制御軸）を制御する。
【０４１５】
以上のように、この発明の実施の形態３の電力変換装置における制御部１００は、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期Ｔｓｗを単相コンバータ２００の１スイッチング周期と同じとし、交流電源１の電流が前半で増加し後半で減少する一対の期間を１または３対有する偶数の期間に分割し、一対の期間において交流電源１の電流の前半での増加量と後半での減少量とが等しくなるよう一対の期間の時間幅に対する前半の時間幅に相当する理論デューティ１と一対の期間の時間幅に対する後半の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器１１０、および理論デューティ１と理論デューティ２とに基づき単相インバータ３００および単相インバータ４００のスイッチ素子と単相コンバータ２００のスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器１４０を備えることで、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期Ｔｓｗ内で直流コンデンサ３および単相インバータ４００の充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようにしたので、直流コンデンサ３および直流コンデンサ９は、交流電源１の長大な周期と関係なく、単相インバータ３００、単相インバータ４００の短い１スイッチング周期内で充放電の動作を完了するので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサ３および直流コンデンサ９に要求される容量を大幅に低減することが出来、装置の小型化が実現する。
【０４１６】
また、制御部１００は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および交流電流指令値と交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器１２０を備え、ゲート信号演算器１４０により、このフィードバックデューティを理論デューティ１に加算し理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づきゲート信号を演算するようにしたので、平滑コンデンサ４の電圧を所望の直流電圧指令値に保つ定電圧制御が可能となる。
【０４１７】
また、制御部１００は、単相インバータ３００および単相インバータ４００の１スイッチング周期内の期間の分割数を、交流電源１の電圧ｖａｃと平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１と直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の大小関係によって決まる領域１、２、３に応じて設定するようにしたので、各スイッチ素子をこれら電圧関係に適応した適切なゲートパターンによりスイッチング制御することが可能となる。
【０４１８】
また、制御部１００は、単相インバータ３００と単相インバータ４００と単相コンバータ２００のスイッチングタイミングを互いにずらすように各スイッチ素子を制御するようにしたので、リアクトル２ａおよび２ｂの印加電圧周波数を単相インバータ３００、単相インバータ４００や単相コンバータ２００のスイッチング周波数よりも高周波化することが可能となる。
この結果、リアクトル２ａ、２ｂの電圧時間積であるＶＴ積を一般的な構成比で低減することが可能となり、必要なインダクタンス値を原理的に低減することができる。一般的に、リアクトル２ａ、２ｂにおいては、コアサイズの小型化や巻数の低減によりインダクタンス値を低減することとなるので、結果として、リアクトル２ａ、２ｂの小型化が実現する。
【０４１９】
なお、実施の形態３に示した電力変換装置においては、単相コンバータ２００の上アームをダイオード６ａ、６ｃで構成したが、下アーム同様にスイッチ素子で構成してもかまわない。これにより、実施の形態３に示したダイオード６ａ、６ｃの導通期間において、スイッチ素子をオン状態とすることでいわゆる同期整流動作を行うこともできる。
同様に、単相インバータ３００、単相インバータ４００のスイッチ素子５ａ〜５ｄ、８ａ〜８ｄおよび単相コンバータ２００のスイッチ素子６ｂ、６ｄにおいて、並列に接続されたダイオードが導通している際に、スイッチ素子をオンすることで同期整流動作を行うことができる。
ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の同期整流動作では、並列ダイオードの電圧降下よりもスイッチ素子のオン抵抗による電圧降下が小さい場合はスイッチ素子に電流が流れ、導通損失を低減することが可能となる。また、単相コンバータ２００の上アームをスイッチ素子で構成することにより、平滑コンデンサ４から交流電源１への電力供給が可能となる。
【０４２０】
また、領域１、領域２、領域３において、各領域のスイッチング周期Ｔｓｗを一定の値としてもかまわないし、それぞれ個別の値としてもかまわない。例えば、領域１および領域２のスイッチング周期を一定とし、領域３のスイッチング周期を領域１、領域２の半分に設定してもよい。これにより、全ての領域においてリアクトル２ａ、２ｂの印加電圧周波数が一定となる。一定の印加電圧周波数とすることで、ノイズ対策や安定した制御の構築が容易となる。また、いずれかのスイッチ素子のオン時間を固定し、スイッチング周波数を可変するＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いて駆動してもかまわない。
【０４２１】
また、交流電源１のＰＮ両側線にリアクトル２ａ、２ｂを有した構成としたが、Ｐ側線もしくはＮ側線のみに接続してもかまわない。また、単相インバータ３００、単相インバータ４００と単相コンバータ２００との間に接続してもかまわない。
【０４２２】
更に、先の図３５に示したように、整流回路であるダイオードブリッジを用いた構成としてもかまわない。
また、実施の形態３において、単相インバータを２台有した構成としたが、単相インバータを３台以上有した構成としてもよい。
【０４２３】
また、平滑コンデンサ４と並列に直流電圧源もしくは平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ等が接続される場合、図１３２に示したフィードバックデューティ演算器１２０では、Ｖｃ１一定制御を行わず、予め定めた交流電源１の電流振幅指令値√２Ｉａｃ＊をもって電流制御のみを行っても構わない。
この場合、高力率運転の制御が可能となる。
【０４２４】
更に、交流電源を三相電源とすることも出来る。この場合は、単相インバータは、各相に２台以上有する構成とする。
【０４２５】
実施の形態４．
先の実施の形態１〜３では、単相インバータ３００や単相インバータ４００の直流コンデンサ３、９における充電量と放電量とが等しいとする条件が成立するものとして、直流コンデンサ電圧Ｖｃ２やＶｃ３の電圧調整手段を持たない制御システムを説明したが、本実施の形態４では、この直流コンデンサ電圧Ｖｃ２とＶｃ３の電圧調整手段を備えた制御システムについて説明する。
【０４２６】
本実施の形態４で想定する条件とは、回路損失や単相インバータ３００と単相インバータ４００のスイッチングｄｕｔｙへの外乱等により、直流コンデンサ３、９の充電量と放電量とが若干量でも異なる場合が該当する。
【０４２７】
図１３６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成図である。図１３６に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電圧、交流電力を直流電圧、直流電力に変換して平滑コンデンサ４に出力するための主回路と制御部１００を有する。
なお、この図１３６に示す構成は、先の実施の形態２と全く同一であり、再度の説明は省略する。
【０４２８】
但し、上述したように、ここでは、直流コンデンサ電圧Ｖｃ２とＶｃ３との電圧調整手段を備えた制御システムを扱う関係で、以下および本願請求項では、単相インバータ３００を第一インバータ、単相インバータ４００を第二インバータ、直流コンデンサ３を第一直流コンデンサ、直流コンデンサ９を第二直流コンデンサ９と適宜呼称するものとする。
【０４２９】
図１３７および図１３８に基づき、各電圧の関係により決まる領域１、領域２および領域３に区分して制御する点は先の実施の形態２と同じであり説明は省略する。
なお、先の実施の形態１でも触れた通り、領域１、２を領域Ａ、領域３を領域Ｂとも適宜呼称する。
【０４３０】
また、本構成での基本的な動作は、先の実施の形態２と同様であり、交流電源１の正の半波の領域１〜３における駆動方式と電流経路、また交流電源１の負の半波の領域１〜３における駆動方式と電流経路は実施の形態２と同様であるため個々の説明を省略する。
【０４３１】
先の実施の形態２と異なる点は、直流コンデンサの充放電量を調整する動作であり、その動作原理を、交流電源１の正の半波の領域１〜３と交流電源１の負の半波の領域１〜３の６つの領域に分けて説明する。
【０４３２】
図１３９は、交流電源１の正の半波、かつ領域１における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期に相当する）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図３９で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０４３３】
ここでは、先の実施の形態１の図３３で説明した、制御軸を取り上げる。即ち、制御軸は、交流電源１の電流に関し、その電流増加期間と電流減少期間との境界を決めるタイミングに相当し、図１３９では、先の実施の形態２と同様、インバータ３００、４００の１スイッチング周期２Ｔｓｗを４対８つの期間に分割することで、第一制御軸ｔ１１、第二制御軸ｔ１３、第三制御軸ｔ１４および第四制御軸ｔ１６の４つの制御軸を設定している。
【０４３４】
そして、先の実施の形態２では、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１を一定に保つため、図８７で示したように、第一制御軸ｔ１１および第二制御軸ｔ１３の両者を対象にフィードバックデューティＤＦＢを反映させ単相インバータ３００へのゲート信号を作成し、同様に、第三制御軸ｔ１４および第四制御軸ｔ１６の両者を対象にフィードバックデューティＤＦＢを反映させ単相インバータ４００へのゲート信号を作成していた。
【０４３５】
この実施の形態４では、後述するように、フィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸によって、直流コンデンサ３、９の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３を増減させる傾向が異なることに着目し、取り得る複数の制御軸の中から、このフィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸を適切に選択することにより、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、直流コンデンサ３、９の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３も一定に保つことが出来る制御方式を提供するものである。
以下、具体的な制御方式について詳細に説明する。
【０４３６】
図１３９において、先ず、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の制御原理を説明する。期間０〜Ｔｓｗにおいて、第一直流コンデンサ３は、期間ｔ１１〜ｔ１２において放電するため電圧Ｖｃ２は減少し、期間ｔ１３〜Ｔｓｗにおいて充電されるため電圧Ｖｃ２は増加する。
電圧Ｖｃ２の増減はこの０〜Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ１１（第一制御軸）とｔ１３(第二制御軸）であり、本実施の形態４ではこのｔ１１とｔ１３のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４３７】
（１）ｔ１１を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は増加する。
ここで、ｔ１１を増加させる場合とは、直流電圧Ｖｃ１を一定にするため、フィードバックデューティ演算器１２０の動作で交流電流ｉａｃを増加させるようフィードバックデューティＤＦＢが＋値で出力される場合に相当する。
従って、この（１）の現象は、この＋値のＤＦＢを第一制御軸ｔ１１に反映させることでｔ１１を増加させると、交流電流ｉａｃが増加すると共に電圧Ｖｃ２は増加することを示している。
【０４３８】
（２）ｔ１１を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は減少する。
同様の考え方で、ｔ１１を減少させる場合とは、直流電圧Ｖｃ１を一定にするため、フィードバックデューティ演算器１２０の動作で交流電流ｉａｃを減少させるようフィードバックデューティＤＦＢが−値で出力される場合に相当する。
従って、この（２）の現象は、この−値のＤＦＢを第一制御軸ｔ１１に反映させることでｔ１１を減少させると、交流電流ｉａｃが減少すると共に電圧Ｖｃ２は減少することを示している。
【０４３９】
以上は、ＤＦＢを第一制御軸ｔ１１に反映させた場合であるが、ＤＦＢを第一制御軸ｔ１１ではなくもう一つの第二制御軸ｔ１３に反映させると、以下の（３）（４）に示すように、交流電流ｉａｃと電圧Ｖｃ２との増減傾向が異なったものとなる。
（３）ｔ１３を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は減少する。
（４）ｔ１３を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は増加する。
【０４４０】
ここで、交流電流ｉａｃの増減の指令、即ち、交流電流増減指令は、上述の通り、フィードバックデューティＤＦＢが相当する。ＤＦＢが＋値の場合は交流電流ｉａｃを増加させ、ＤＦＢが−値の場合は交流電流ｉａｃを減少させるよう動作する。
また、電圧Ｖｃ２の増減の指令、即ち、第一直流コンデンサ電圧増減指令は、後段の図１６７および図１６９に示すように、第一直流コンデンサ電圧検出値Ｖｃ２と第一直流コンデンサ電圧指令値Ｖｃ２＊との偏差ΔＶｃ２が相当する。偏差ΔＶｃ２が＋値の場合は第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を減少させ、偏差ΔＶｃ２が−値の場合は第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を増加させるよう動作する。
【０４４１】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２に係る第一直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第一制御軸ｔ１１と第二制御軸ｔ１３のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を一定に制御することができる。
【０４４２】
以上、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２に関して詳述したと同様の動作原理で、以下、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御する場合の動作を簡単に説明する。
【０４４３】
図１３９において、期間Ｔｓｗ〜２Ｔｓｗにおいて、第二直流コンデンサ９は期間ｔ１４〜ｔ１５において放電するため電圧Ｖｃ３は減少し、期間ｔ１６〜２Ｔｓｗにおいて充電されるため電圧Ｖｃ３は増加する。電圧Ｖｃ３の増減はこのＴｓｗ〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ１４（第三制御軸）とｔ１６（第四制御軸）であり、このｔ１４とｔ１６のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４４４】
ｔ１４を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は増加する。
ｔ１４を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ１６を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ１６を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は増加する。
【０４４５】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３に係る第二直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第三制御軸ｔ１４と第四制御軸ｔ１６のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御することができる。
【０４４６】
次に、図１４０は、交流電源１の正の半波、かつ領域２における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図４８で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０４４７】
図１４０では、先の実施の形態２と同様、インバータ３００、４００の１スイッチング周期２Ｔｓｗを４対８つの期間に分割することで、第一制御軸ｔ２１、第二制御軸ｔ２３、第三制御軸ｔ２４および第四制御軸ｔ２６の４つの制御軸を設定している。
【０４４８】
そして、先の実施の形態２では、平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１を一定に保つため、図８７で示したように、第一制御軸ｔ２１および第二制御軸ｔ２３の両者を対象にフィードバックデューティＤＦＢを反映させ単相インバータ３００へのゲート信号を作成し、同様に、第三制御軸ｔ２４および第四制御軸ｔ２６の両者を対象にフィードバックデューティＤＦＢを反映させ単相インバータ４００へのゲート信号を作成していた。
【０４４９】
この実施の形態４では、後述するように、フィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸によって、直流コンデンサ３、９の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３を増減させる傾向が異なることに着目し、取り得る複数の制御軸の中から、このフィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸を適切に選択することにより、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、直流コンデンサ３、９の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３も一定に保つことが出来る制御方式を提供するものである。
以下、具体的な制御方式について詳細に説明する。
【０４５０】
図１４０において、先ず、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の制御原理を説明する。期間０〜Ｔｓｗにおいて、第一直流コンデンサ３は、期間０〜ｔ２１において充電されるため電圧Ｖｃ２は増加し、期間ｔ２２〜ｔ２３において放電するためＶｃ２は減少する。
電圧Ｖｃ２の増減はこの０〜Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ２１（第一制御軸）とｔ２３(第二制御軸）であり、本実施の形態４ではこのｔ２１とｔ２３のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４５１】
ｔ２１を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は増加する。
ｔ２１を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ２３を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ２３を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は増加する。
【０４５２】
従って、先の領域１の場合と同様、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２に係る第一直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第一制御軸ｔ２１と第二制御軸ｔ２３のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を一定に制御することができる。
【０４５３】
次に、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御する場合の動作を簡単に説明する。
図１４０において、期間Ｔｓｗ〜２Ｔｓｗにおいて、第二直流コンデンサ９は期間Ｔｓｗ〜ｔ２４において充電されるため電圧Ｖｃ３は増加し、期間ｔ２５〜ｔ２６において放電するため電圧Ｖｃ３は減少する。電圧Ｖｃ３の増減はこのＴｓｗ〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ２４（第三制御軸）とｔ２６（第四制御軸）であり、このｔ２４とｔ２６のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４５４】
ｔ２４を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は増加する。
ｔ２４を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ２６を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ２６を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は増加する。
【０４５５】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３に係る第二直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第三制御軸ｔ２４と第四制御軸ｔ２６のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御することができる。
【０４５６】
次に、図１４１は、交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図５７で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０４５７】
図１４１において、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と単相インバータ４００の第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の制御原理を説明する。
領域３（領域Ｂ）では、図１４１に示すように、１スイッチング周期を分割する期間の数が少なく、先の領域２、３（領域Ａ）の場合のように、２つの制御軸を設定して、交流電流ｉａｃの増減と電圧Ｖｃ２の増減に応じて４つの動作パターンのいずれかに応じて制御軸を選択することで電圧Ｖｃ２を一定に保つ制御ができない。
【０４５８】
そこで、以下で詳述するように、この領域３では領域１と領域２の場合と異なり、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを同時に制御する。
期間０〜ｔ３１において、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３は放電するため電圧Ｖｃ２は減少し、ｔ３１〜Ｔｓｗにおいて単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３は充電されるため電圧Ｖｃ２は増加する。次に、単相インバータ４００の第二直流コンデンサ９は期間Ｔｓｗ〜ｔ３２において放電するため電圧Ｖｃ３は減少し、期間ｔ３２〜２Ｔｓｗにおいて充電されるため電圧Ｖｃ３は増加する。電圧Ｖｃ２とＶｃ３との増減はこの０〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。
【０４５９】
この領域３における、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２および第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３の電圧調整方式の概要は以下の通りである。
即ち、直流電圧Ｖｃ１一定を確保するため、フィードバックデューティＤＦＢを制御軸ｔ３１およびｔ３２に反映させるとともに、その上で決まる４つの期間０〜ｔ３１、ｔ３１〜Ｔｓｗ、Ｔｓｗ〜ｔ３２およびｔ３２〜２Ｔｓｗにおける各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードを適宜予め設定された異なるモードに切り替えることで、ＤＦＢに相当する交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、従って、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２および第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に保つよう制御するものである。
【０４６０】
換言すると、領域３では、交流電流ｉａｃの増減指令と、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２の増減指令と、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３の増減指令に応じて、図１４１における時刻０、時刻ｔ３１、時刻Ｔｓｗ、時刻ｔ３２にて単相インバータ３００を構成するスイッチ素子５ａ〜５ｄ、単相インバータ４００を構成するスイッチ素子８ａ〜８ｄを新たにスイッチングさせて、新たな電流経路の動作モードを作り出して単相インバータ３００と単相インバータ４００との直流コンデンサの充放電量をアンバランスさせることで、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを一定に制御するものである。
【０４６１】
以下、具体的な制御内容について詳述する。
図１４２は、電圧Ｖｃ２の増減指令と、電圧Ｖｃ３の増減指令に応じた動作モードの切り替え要領を示している。
表左欄に示すように、それぞれの増減指令を、増加、減少、増減なしの３種類として、合計８ケースを扱っている。
【０４６２】
表上欄に、図１４１に示された各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードを各期間ごとに示している。即ち、
図１４１における期間０〜ｔ３１は、モード７に該当し電流経路は先の図５８の通りである。
図１４１における期間ｔ３１〜Ｔｓｗは、モード２に該当し電流経路は先の図５９の通りである。
図１４１における期間Ｔｓｗ〜ｔ３２は、モード８に該当し電流経路は先の図６０の通りである。
図１４１における期間ｔ３２〜２Ｔｓｗは、モード１に該当し電流経路は先の図６１の通りである。
【０４６３】
次に、電圧Ｖｃ２とＶｃ３の増減指令のケース毎に、モードを切り替える要領について説明する。
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とをともに増加させる場合、図１４１の時刻０にてスイッチ素子５ｂをＯＦＦに維持して、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替える。また、時刻Ｔｓｗにてスイッチ素子８ｄをＯＦＦに維持して、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替える。
【０４６４】
モード９における電流経路を図１４３に示す。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の電流ｉａｃは増加し、元のモード７の場合と変わらない。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。
【０４６５】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１４４に示す。期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２が増減なしに切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は増加する。同様に、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２で電圧Ｖｃ３が増減なしに切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ３は増加する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを増加させることができる。
【０４６６】
次に、期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２を増加、Ｖｃ３を減少させる場合、図１４１において時刻０にてスイッチ素子５ｂをＯＦＦに維持して、スイッチ素子８ｄを期間０〜ｔ３１にてＯＮにすることで、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード８に切り替える。
【０４６７】
モード８における電流経路は実施の形態２にて図６０で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→スイッチ素子８ｄ→第二直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧と直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加し、元のモード７の場合と変わらない。この間、第一直流コンデンサ３には電流が流れないため電圧Ｖｃ２は一定であるが、第二直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れて、電圧Ｖｃ３は減少する。
【０４６８】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１４５に示す。
期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２が増減なし、電圧Ｖｃ３が減少に切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は増加し、Ｖｃ３は減少する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２を増加、電圧Ｖｃ３を減少させることができる。
【０４６９】
次に、期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２を減少、電圧Ｖｃ３を増加させる場合、図１４１においてスイッチ素子５ｂを時刻Ｔｓｗ〜ｔ３２にてＯＮを維持し、スイッチ素子８ｄを時刻ＴｓｗにてＯＦＦを維持して、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード７に切り替える。
【０４７０】
モード７における電流経路は実施の形態２にて図５８で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→第一直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧と第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れて、電圧Ｖｃ２は減少する。一方、第二直流コンデンサ９には電流が流れないため電圧Ｖｃ３は一定となる。
【０４７１】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１４６に示す。
期間Ｔｓｗ〜ｔ３２で電圧Ｖｃ２が減少し、電圧Ｖｃ３が増減なしに切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は減少し、電圧Ｖｃ３は増加となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２を減少、電圧Ｖｃ３を増加させることができる。
【０４７２】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とをともに減少させる場合、図１４１において期間０〜ｔ３１にてスイッチ素子８ｄをＯＮとして、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード６に切り替える。また、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２にてスイッチ素子５ｂをＯＮとして、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード６に切り替える。
【０４７３】
モード６における電流経路を図１４７に示す。経路は交流電源１→リアクトル２ａ→スイッチ素子５ｂ→第一直流コンデンサ３→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→スイッチ素子８ｄ→第二直流コンデンサ９→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧と電圧Ｖｃ２とＶｃ３との合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は減少する。
【０４７４】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１４８に示す。期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２とＶｃ３とがともに減少となり、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２でも電圧Ｖｃ２とＶｃ３とがともに減少となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とはともに減少する。即ち、ｉ交流電流ａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを減少させることができる。
【０４７５】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２のみ増加させる場合、図１４１において期間０〜ｔ３１にてスイッチ素子８ｄをＯＮを維持して、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替える。
【０４７６】
モード９における電流経路は図１４３で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は変化しない。
【０４７７】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１４９に示す。
期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は増加して電圧Ｖｃ３は一定となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は増加、電圧Ｖｃ３は一定とすることができる。
【０４７８】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２のみ減少させる場合、図１４１において時刻ｔ３１にてスイッチ素子５ｃをＯＦＦからＯＮに切り替えて、期間ｔ３１〜Ｔｓｗの動作モードをモード２からモード９に切り替える。
【０４７９】
モード９における電流経路は図１４３で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は変化しない。
【０４８０】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１５０に示す。
期間ｔ３１〜Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は減少して、電圧Ｖｃ３は一定となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は減少、電圧Ｖｃ３は一定とすることができる。
【０４８１】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ３のみ増加させる場合、図１４１において時刻Ｔｓｗにてスイッチ素子８ｄをＯＦＦに維持して、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替える。
【０４８２】
モード９における電流経路は図１４３で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は変化しない。
【０４８３】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１５１に示す。
期間ｔ３１〜Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は一定で、電圧Ｖｃ３は増加する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は一定で、電圧Ｖｃ３は増加させることができる。
【０４８４】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ３のみ減少させる場合、図１４１において時刻ｔ３２にてスイッチ素子８ａをＯＮに切り替えて、期間ｔ３２〜２Ｔｓｗの動作モードをモード１からモード９に切り替える。
【０４８５】
モード９における電流経路は図１４３で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ａ→ダイオード５ａ→スイッチ素子５ｃ→ダイオード６ａ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｄ→ダイオード８ｃ→スイッチ素子８ａ→リアクトル２ｂ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は変化しない。
【０４８６】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の正の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１５２に示す。
期間ｔ３１〜Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗ期間で電圧Ｖｃ２は一定で、電圧Ｖｃ３は減少する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は一定で、電圧Ｖｃ３は減少させることができる。
【０４８７】
図１５３は、交流電源１の負の半波、かつ領域１における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図６２で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０４８８】
図１５３において、先ず、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の制御原理を説明する。期間０〜Ｔｓｗにおいて、第一直流コンデンサ３は、期間ｔ１１〜ｔ１２において放電するため電圧Ｖｃ２は減少し、期間ｔ１３〜Ｔｓｗにおいて充電されるため電圧Ｖｃ２は増加する。
電圧Ｖｃ２の増減はこの０〜Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ１１（第一制御軸）とｔ１３（第二制御軸）であり、本実施の形態４ではこのｔ１１とｔ１３のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４８９】
ｔ１１を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は増加する。
ｔ１１を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ１３を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ１３を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は増加する。
【０４９０】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２に係る第一直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第一制御軸ｔ１１と第二制御軸ｔ１３の制御軸を選択して増減することで、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を一定に制御することができる。
【０４９１】
なお、本制御で選択する制御軸とその制御軸の増減特性は、交流電源１の正の半波かつ領域１の場合と同様であるが、選択するスイッチ素子が異なる。
ｔ１１を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域１の場合は、図１３９よりスイッチ素子５ｂとスイッチ素子６ｂのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域１の場合は、図１５３よりスイッチ素子５ｄとスイッチ素子６ｄのＯＮ時間を調整する。
ｔ１３を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域１の場合は、図１３９よりスイッチ素子５ｃのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域１の場合は、図１５３よりスイッチ素子５ａのＯＮ時間を調整する。
【０４９２】
同様に、単相インバータ４００の第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３の制御原理を図１５３を用いて説明する。期間Ｔｓｗ〜２Ｔｓｗにおいて、第二直流コンデンサ９は、期間ｔ１４〜ｔ１５において放電するため電圧Ｖｃ３は減少し、期間ｔ１６〜２Ｔｓｗにおいて充電されるため電圧Ｖｃ３は増加する。電圧Ｖｃ３の増減はこのＴｓｗ〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ１４（第三制御軸）とｔ１６（第四制御軸）であり、このｔ１４とｔ１６のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４９３】
ｔ１４を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は増加する。
ｔ１４を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ１６を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ１６を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は増加する。
【０４９４】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３に係る第二直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第三制御軸ｔ１４と第四制御軸ｔ１６のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御することができる。
【０４９５】
なお、本制御で選択する制御軸とその制御軸の増減特性は、交流電源１の正の半波かつ領域１の場合と同様であるが、選択するスイッチ素子が異なる。
ｔ１４を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域１の場合は図１３９よりスイッチ素子８ｄとスイッチ素子６ｂのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域１の場合は図１５３よりスイッチ素子８ｂとスイッチ素子６ｄのＯＮ時間を調整する。
ｔ１６を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域１の場合は図１３９よりスイッチ素子８ａのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域１の場合は図１５３よりスイッチ素子８ｃのＯＮ時間を調整する。
【０４９６】
次に、図１５４は、交流電源１の負の半波、かつ領域２における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図７１で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０４９７】
図１５４において、先ず、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の制御原理を説明する。期間０〜Ｔｓｗにおいて、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３は、期間０〜ｔ２１において充電されるため電圧Ｖｃ２は増加し、期間ｔ２２〜ｔ２３において放電するため電圧Ｖｃ２は減少する。電圧Ｖｃ２の増減はこの０〜Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ２１（第一制御軸）とｔ２３（第二制御軸）であり、本実施の形態４ではこのｔ２１とｔ２３のどちらかを選択して増減を調整する。
【０４９８】
ｔ２１を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は増加する。
ｔ２１を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ２３を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ２は減少する。
ｔ２３を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ２は増加する。
【０４９９】
従って、先の領域１の場合と同様、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２に係る第一直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第一制御軸ｔ２１と第二制御軸ｔ２３のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２を一定に制御することができる。
【０５００】
なお、本制御で選択する制御軸とその制御軸の増減特性は、交流電源１の正の半波かつ領域２の場合と同様であるが、選択するスイッチ素子が異なる。
ｔ２１を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域２の場合は図１４０よりスイッチ素子５ｃとスイッチ素子６ｂのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域２の場合は図１５４よりスイッチ素子５ａとスイッチ素子６ｄのＯＮ時間を調整する。
ｔ２３を選択する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域２の場合は図１４０よりスイッチ素子５ｂのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域２の場合は図１５４よりスイッチ素子５ｄのＯＮ時間を調整する。
【０５０１】
同様に、単相インバータ４００の第二直流コンデンサの電圧Ｖｃ３の制御原理を図１５４を用いて説明する。期間Ｔｓｗ〜２Ｔｓｗにおいて、第二直流コンデンサ９は、期間Ｔｓｗ〜ｔ２４において充電されるため電圧Ｖｃ３は増加し、期間ｔ２５〜ｔ２６において放電するため電圧Ｖｃ３は減少する。電圧Ｖｃ３の増減はこのＴｓｗ〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。なお、制御軸はｔ２４（第三制御軸）とｔ２６（第四制御軸）であり、このｔ２４とｔ２６のどちらか選択して増減を調整する。
【０５０２】
ｔ２４を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は増加する。
ｔ２４を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ２６を選択して増加させる場合、ｉａｃは増加して、Ｖｃ３は減少する。
ｔ２６を選択して減少させる場合、ｉａｃは減少して、Ｖｃ３は増加する。
【０５０３】
従って、交流電流ｉａｃに係る交流電流増減指令と第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３に係る第二直流コンデンサ電圧増減指令に応じて、上記４つの動作パターンに従って第三制御軸ｔ２４と第四制御軸ｔ２６のいずれかの制御軸を選択して増減することで、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に制御することができる。
【０５０４】
なお、本制御で選択する制御軸とその制御軸の増減特性は、交流電源１の正の半波かつ領域２の場合と同様であるが、選択するスイッチ素子が異なる。
ｔ２４を調整する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域２の場合は図１４０よりスイッチ素子８ａとスイッチ素子６ｂのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域２の場合は図１５４よりスイッチ素子８ｃとスイッチ素子６ｄのＯＮ時間を調整する。
ｔ２６を選択する場合：
（１）交流電源１の正の半波かつ領域２の場合は図１４０よりスイッチ素子８ｄのＯＮ時間を調整する。
（２）交流電源１の負の半波かつ領域２の場合は図１５４よりスイッチ素子８ｂのＯＮ時間を調整する。
【０５０５】
次に、図１５５は、交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図である。但し、これら動作波形は、先の実施の形態２の図８０で説明した内容と同一であり、それ自体の再度の説明は省略する。
【０５０６】
図１５５において、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２と単相インバータ４００の第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の制御原理を説明する。交流電源1の正の半波と同様に、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを同時に制御する。
期間０〜ｔ３１において、単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３は放電するため電圧Ｖｃ２は減少し、期間ｔ３１〜Ｔｓｗにおいて単相インバータ３００の第一直流コンデンサ３は充電されるため電圧Ｖｃ２は増加する。次に、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２において、単相インバータ４００の第二直流コンデンサ９は放電するため電圧Ｖｃ３は減少し、期間ｔ３２〜２Ｔｓｗにおいて単相インバータ４００の第二直流コンデンサ９は充電されるため電圧Ｖｃ３は増加する。電圧Ｖｃ２とＶｃ３の増減はこの０〜２Ｔｓｗにおける合計量で考える。
【０５０７】
領域３では、先の正の半波の領域３での動作で説明した通り、交流電流ｉａｃの増減指令と、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２の増減指令と、第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３の増減指令に応じて、図１５５における時刻０、時刻ｔ３１、時刻Ｔｓｗ、時刻ｔ３２にて単相インバータ３００を構成するスイッチ素子５ａ〜５ｄ、単相インバータ４００を構成するスイッチ素子８ａ〜８ｄを新たにスイッチングさせて、新たな電流経路の動作モードを作り出して単相インバータ３００と単相インバータ４００との直流コンデンサの充放電量をアンバランスさせることで、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを一定に制御するものである。
【０５０８】
図１５６は、電圧Ｖｃ２の増減指令と、電圧Ｖｃ３の増減指令に応じた動作モードの切り替え要領を示している。
表左欄に示すように、それぞれの増減指令を、増加、減少、増減なしの３種類として、合計８ケースを扱っている。
【０５０９】
表上欄に、図１５５に示された各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードを各期間ごとに示している。即ち、
図１５５における期間０〜ｔ３１は、モード７に該当し電流経路は図８１の通りである。
図１５５における期間ｔ３１〜Ｔｓｗは、モード２に該当し電流経路は図８２の通りである。
図１５５における期間Ｔｓｗ〜ｔ３２は、モード８に該当し電流経路は図８３の通りである。
図１５５における期間ｔ３２〜２Ｔｓｗは、モード１に該当し電流経路は図８４の通りである。
【０５１０】
次に、電圧Ｖｃ２とＶｃ３の増減指令のケース毎に、モードを切り替える要領について説明する。
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とをともに増加させる場合、図１５５の時刻０にてスイッチ素子５ｄをＯＮからＯＦＦに切り替えて、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替える。また、時刻Ｔｓｗにてスイッチ素子８ｂをＯＮからＯＦＦに切り替えて、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替える。
【０５１１】
モード９における電流経路を図１５７に示す。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。
【０５１２】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１５８に示す。期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２が増減なしに切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は増加する。同様に期間Ｔｓｗ〜ｔ３２で電圧Ｖｃ３が増減なしに切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ３は増加する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを増加させることができる。
【０５１３】
次に、期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２を増加、Ｖｃ３を減少させる場合、図１５５において時刻０にてスイッチ素子５ｄをＯＮからＯＦＦとし、期間０〜ｔ３１にてスイッチ素子８ｂをＯＮにすることで、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード８に切り替える。
【０５１４】
モード８における電流経路は実施の形態２にて図８３で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧と第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３の合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加し、元のモード７の場合と変わらない。この間、第一直流コンデンサ３には電流が流れないため電圧Ｖｃ２は一定であるが、第二直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れて、電圧Ｖｃ３は減少する。
【０５１５】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１５９に示す。
期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２が増減なし、電圧Ｖｃ３が減少に切り替わることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は増加し、電圧Ｖｃ３は減少する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２を増加、電圧Ｖｃ３を減少させることができる。
【０５１６】
次に、期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２を減少、電圧Ｖｃ３を増加させる場合、図１５５において期間Ｔｓｗ〜ｔ３２にてスイッチ素子５ｄをＯＮとして、時刻Ｔｓｗにてスイッチ素子８ｂをＯＮからＯＦＦに切り替えて、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード７に切り替える。
【０５１７】
モード７における電流経路は実施の形態２にて図８１で説明した通りに、経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の交流電圧と第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２の合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３には放電方向に電流が流れて、電圧Ｖｃ２は減少する。一方、第二直流コンデンサ９には電流が流れないため電圧Ｖｃ３は一定となる。
【０５１８】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６０に示す。
期間Ｔｓｗ〜ｔ３２で電圧Ｖｃ２が減少し、Ｖｃ３が増減なしに切り替わることで、０〜２Ｔｓｗ期間で電圧Ｖｃ２は減少し、電圧Ｖｃ３は増加となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２を減少、電圧Ｖｃ３を増加させることができる。
【０５１９】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とをともに減少させる場合、図１５５において期間０〜ｔ３１にてスイッチ素子８ｂをＯＮとして期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード６に切り替える。また、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２にてスイッチ素子５ｄをＯＮとして期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード６に切り替える。
【０５２０】
モード６における電流経路は図１６１に示す。経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→スイッチ素子８ｂ→直流コンデンサ９→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→スイッチ素子５ｄ→直流コンデンサ３→スイッチ素子５ａ→リアクトル５ｂ→交流電源１である。交流電源１の交流電圧と電圧Ｖｃ２とＶｃ３との合計電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には放電方向に電流が流れるため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は減少する。
【０５２１】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６２に示す。期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２とＶｃ３とがともに減少となり、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２でも電圧Ｖｃ２とＶｃ３とがともに減少となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とはともに減少する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とを減少させることができる。
【０５２２】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２のみ増加させる場合、図１５５において時刻０にてスイッチ素子５ｄをＯＮからＯＦＦに切り替えて、期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替える。
【０５２３】
モード９における電流経路は図１５７に示した通りに、電流経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。
【０５２４】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６３に示す。
期間０〜ｔ３１で電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、０〜２Ｔｓｗ期間で電圧Ｖｃ２は増加して電圧Ｖｃ３は一定となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は増加、電圧Ｖｃ３は一定とすることができる。
【０５２５】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ２のみ減少させる場合、図１５５において時刻ｔ３１にてスイッチ素子５ａをＯＦＦからＯＮに切り替えて、期間ｔ３１〜Ｔｓｗの動作モードをモード２からモード９に切り替える。
【０５２６】
モード９における電流経路は図１５７に示した通りに、電流経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。
【０５２７】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６４に示す。
期間ｔ３１〜Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は減少して、電圧Ｖｃ３は一定となる。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は減少、電圧Ｖｃ３は一定とすることができる。
【０５２８】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ３のみ増加させる場合、図１５５において時刻Ｔｓｗにてスイッチ素子８ｂをＯＮからＯＦＦに切り替えて、期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替える。
【０５２９】
モード９における電流経路は図１５７に示した通りに、電流経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３は一定電圧となる。
【０５３０】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６５に示す。
期間Ｔｓｗ〜ｔ３２で電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は一定となり、電圧Ｖｃ３は増加する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は一定、電圧Ｖｃ３は増加させることができる。
【０５３１】
期間０〜２Ｔｓｗにて、電圧Ｖｃ３のみ減少させる場合、図１５５において時刻ｔ３２にてスイッチ素子８ｃをＯＦＦからＯＮに切り替えて、期間ｔ３２〜２Ｔｓｗの動作モードをモード１からモード９に切り替える。
【０５３２】
モード９における電流経路は図１５７に示した通りに、電流経路は交流電源１→リアクトル２ｂ→ダイオード８ａ→スイッチ素子８ｃ→ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ４→ダイオード６ｂ→ダイオード５ｃ→スイッチ素子５ａ→リアクトル２ａ→交流電源１である。交流電源１の電圧は平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１よりも高いので、交流電源１の交流電流ｉａｃは増加する。この間、第一直流コンデンサ３と第二直流コンデンサ９には電流が流れないため、電圧Ｖｃ２と電圧Ｖｃ３とは一定電圧となる。
【０５３３】
動作モードを切り替えた場合の交流電源１の負の半波、かつ領域３における、インバータの１スイッチング周期２Ｔｓｗ（コンバータの２スイッチング周期）期間中の動作状態を示す動作模式図を図１６６に示す。
期間ｔ３２〜Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２とＶｃ３とが一定となることで、期間０〜２Ｔｓｗで電圧Ｖｃ２は一定となり、電圧Ｖｃ３は減少する。即ち、交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、電圧Ｖｃ２は一定、電圧Ｖｃ３は減少とすることができる。
【０５３４】
このように、交流電源１の正の半波における領域１、領域２、領域３、並びに交流電源１の負の半波における領域１、領域２、領域３の合計６つの条件の内、
領域１および領域２（領域Ａ）に係る合計４つの条件のもとでは、取り得る複数の制御軸の中から、フィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸を適切に選択することにより、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、直流コンデンサ３、９の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３も一定に保つ制御を行う。
【０５３５】
また、領域３（領域Ｂ）に係る合計２つの条件のもとでは、直流電圧Ｖｃ１一定を確保するため、フィードバックデューティＤＦＢを各制御軸に反映させるとともに、その上で決まる各期間における各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードを適宜予め設定された異なるモードに切り替えることで、ＤＦＢに相当する交流電流ｉａｃの増減特性を変化させることなく、従って、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２および第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に保つ制御を行う。
【０５３６】
次に、以上の方法によりこれら各直流電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ３を一定に保つべく、各スイッチ素子をスイッチング駆動するゲート信号の生成を担う制御部１００の構成を図１６７に示す。
図１６７に示すように、制御部１００は、理論デューティ演算器１１０、フィードバックデューティ演算器１２０、加減算器１３０、領域１ゲート信号演算器１４１、領域２ゲート信号演算器１４２、領域３ゲート信号演算器１４３、動作領域判定器１５０、ゲート信号選択器１６０、直流コンデンサ電圧増減指令判定器１８０、領域１／領域２直流コンデンサ電圧制御器１８１、領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２から構成される。
【０５３７】
理論デューティ演算器１１０は、領域１理論デューティ演算器１１１、領域２理論デューティ演算器１１２、および領域３理論デューティ演算器１１３から構成され、領域１〜３の理論式を用いて理論デューティを演算する。
【０５３８】
各理論デューティは、交流電圧検出部１０の検出値である交流電源１の電圧ｖａｃもしくは交流電源１の理想電圧値ｖａｃ＊、第一直流コンデンサ電圧検出部１２の検出値である第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２もしくは第一直流コンデンサ３の電圧指令値ｖｃ２＊、第二直流コンデンサ電圧検出部１４の検出値である第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３もしくは第二直流コンデンサ９の電圧指令値ｖｃ３＊、直流電圧検出部１３の検出値である平滑コンデンサ４の電圧Ｖｃ１もしくは平滑コンデンサ４の電圧指令値Ｖｃ１＊をもとに算出する。図１６７は、各電圧検出部の検出値をもとに演算する場合を記載している。
なお、第一直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ２および第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３は、理想的には同一電圧となるため、それらの平均電圧Ｖｓｕｂ＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ３）／２を用いてもよい。
【０５３９】
フィードバックデューティ演算器１２０は、図１６８に示した構成となり、実施の形態２の図８６で説明した内容と同一であるので再度の説明は省略する。
【０５４０】
直流コンデンサ電圧増減指令判定器１８０は、図１６９に示した構成となり、コンパレータにより電圧Ｖｃ２と電圧指令値Ｖｃ２＊との偏差を演算して第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２として出力する。また、コンパレータにより電圧Ｖｃ３と電圧指令値Ｖｃ３＊との偏差を演算して第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３として出力する。
【０５４１】
以下、便宜上、先ず、領域３での制御動作を説明する。
加減算器１３０は、領域３にのみ領域３理論デューティ演算器１１３の演算結果にフィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する。ＤＦＢが増加すると交流電源１の交流電流ｉａｃを増加させる方向に制御するため、Ｄ３１、Ｄ３３に対してＤＦＢを加算器１３５により足し込み、Ｄ３２、Ｄ３４に対してＤＦＢを減算器１３６で減算する。その出力は、領域３ゲート信号演算器１４３へ入力される。
【０５４２】
領域３ゲート信号演算器１４３は、図１７０にその内部構成を示すように、４つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３から構成され、入力信号であるＤ３１＋ＤＦＢ、Ｄ３２−ＤＦＢ、Ｄ３３＋ＤＦＢ、Ｄ３４−ＤＦＢとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ３を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号ｇ３１、第２の期間の信号ｇ３２、第３の期間の信号ｇ３３、第４の期間の信号ｇ３４を生成する。
【０５４３】
以上までの動作は、先の実施の形態２の場合と同様であるが、この実施の形態４では、後段の領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２により、先に詳述した通り、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２および第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３に基づき動作モードの切替を実行する。
【０５４４】
ΔＶｃ２＜０、ΔＶｃ３＜０、従って、電圧Ｖｃ２とＶｃ３とをともに増加させる場合では、スイッチ素子５ｂを時刻０でＯＮからＯＦＦにして期間０〜ｔ３１の動作モードをモード７からモード９に切り替え、スイッチ素子８ｄを時刻ＴｓｗでＯＮからＯＦＦにスイッチングさせて期間Ｔｓｗ〜ｔ３２の動作モードをモード８からモード９に切り替える。
【０５４５】
同じ要領で、以下簡略に示すと、ΔＶｃ２＜０、ΔＶｃ３＞０では、スイッチ素子５ｂを時刻０でＯＮからＯＦＦに、スイッチ素子８ｄを時刻０でＯＦＦからＯＮにスイッチングさせる。
ΔＶｃ２＞０、ΔＶｃ３＜０では、スイッチ素子５ｂを時刻ＴｓｗでＯＦＦからＯＮに、スイッチ素子８ｄを時刻ＴｓｗでＯＮからＯＦＦにスイッチングさせる。
ΔＶｃ２＞０、ΔＶｃ３＞０では、スイッチ素子８ｄを時刻０でＯＦＦからＯＮに、スイッチ素子５ｂを時刻ＴｓｗでＯＦＦからＯＮにスイッチングさせる。
【０５４６】
ΔＶｃ２＜０、ΔＶｃ３＝０では、スイッチ素子８ｄを時刻０でＯＦＦからＯＮにスイッチングさせる。
ΔＶｃ２＞０、ΔＶｃ３＝０では、スイッチ素子５ｃを時刻ｔ３１でＯＦＦからＯＮにスイッチングさせる。
ΔＶｃ２＝０、ΔＶｃ３＜０では、スイッチ素子８ｄを時刻ＴｓｗでＯＮからＯＦＦにスイッチングさせる。
ΔＶｃ２＝０、ΔＶｃ３＞０では、スイッチ素子８ａを時刻ｔ３２でＯＦＦからＯＮにスイッチングさせる。
【０５４７】
領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２は、上述した切り替え動作を実行するよう予め設定された演算プログラムに基づき、入力された第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２および第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３に応じて動作モード切り替えを行いその結果に基づいて各期間の信号Ｇ３１〜Ｇ３４を出力する。
【０５４８】
次に、領域１および領域２での制御動作を説明する。
領域１／領域２直流コンデンサ電圧制御器１８１は、領域１の理論デューティＤ１１〜Ｄ１８、領域２の理論デューティＤ２１〜Ｄ２８、およびフィードバックデューティＤＦＢ、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２および第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３を入力し、電圧増減指令ΔＶｃ２とΔＶｃ３とに応じ、制御軸毎に、フィードバックデューティＤＦＢの加算・減算の対象とするかしないかを区別する信号Ｍを出力し、後段の領域１ゲート信号演算器１４１と領域２ゲート信号演算器１４２に送出する。
【０５４９】
次に、領域１／領域２直流コンデンサ電圧制御器１８１の具体的な動作について図１７１を参照して説明する。
先ず、領域１で説明した先の図１３９において、第一制御軸ｔ１１には理論デューティＤ１１およびＤ１２が関わる。同様に、第二制御軸ｔ１３には理論デューティＤ１３およびＤ１４、第三制御軸ｔ１４には理論デューティＤ１５およびＤ１６、第四制御軸ｔ１６には理論デューティＤ１７およびＤ１８がそれぞれ関わる。
【０５５０】
従って、例えば、フィードバックデューティＤＦＢを第一制御軸ｔ１１には加算・減算し、第二制御軸ｔ１３には加算・減算しないようにする場合は、第一制御軸に対しては、Ｄ１１＋ＤＦＢ、Ｄ１２−ＤＦＢ、そして、第二制御軸に対しては、Ｄ１３、Ｄ１４をそのまま出力すればよい。
図１７１の論理回路ＭＵＸは上述した論理で信号Ｍを出力する。第一制御軸に対応する最上段および第二段の論理回路ＭＵＸを例にとりその動作を説明すると以下の通りである。
【０５５１】
交流電流ｉａｃの増減指令に相当するフィードバックデューティＤＦＢが＋、即ち、交流電流ｉａｃを増加させ、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２が−、即ち、電圧Ｖｃ２を増加させる場合は、既述した制御原理に基づき、最上段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１１＋ＤＦＢとＤ１１の信号の内、前者を選択してＭ１１＝Ｄ１１＋ＤＦＢを出力し、第二段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１２−ＤＦＢとＤ１２の信号の内、前者を選択してＭ１２＝Ｄ１２−ＤＦＢを出力する。
【０５５２】
フィードバックデューティＤＦＢが−、即ち、交流電流ｉａｃを減少させ、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２が＋、即ち、電圧Ｖｃ２を減少させる場合も、既述した制御原理に基づき、最上段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１１＋ＤＦＢ（但し、ＤＦＢは−値）とＤ１１の信号の内、前者を選択してＭ１１＝Ｄ１１＋ＤＦＢを出力し、第二段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１２−ＤＦＢとＤ１２の信号の内、前者を選択してＭ１２＝Ｄ１２−ＤＦＢを出力する。
【０５５３】
これら２つの場合、即ち、交流電流ｉａｃを増加させ電圧Ｖｃ２を増加させる場合および交流電流ｉａｃを減少させ電圧Ｖｃ２を減少させる場合、第二制御軸に対応する第三段および第四段の論理回路ＭＵＸは、既述した制御原理に基づき、それぞれＭ１３＝Ｄ１３、Ｍ１４＝Ｄ１４を選択して出力する。
以上により、これら２つの場合は、フィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する対象を、第二制御軸ではなく第一制御軸に設定することで、電圧Ｖｃ１とＶｃ２とをともに一定にする制御が実現するわけである。
【０５５４】
以上の２つの場合とは異なり、交流電流ｉａｃを増加させ電圧Ｖｃ２を減少させる場合および交流電流ｉａｃを減少させ電圧Ｖｃ２を増加させる場合は、同じく既述した制御原理に基づき、最上段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１１＋ＤＦＢとＤ１１の信号の内、後者を選択してＭ１１＝Ｄ１１を出力し、第二段の論理回路ＭＵＸは、入力されるＤ１２−ＤＦＢとＤ１２の信号の内、後者を選択してＭ１２＝Ｄ１２を出力するとともに、第三段および第四段の論理回路ＭＵＸは、それぞれＭ１３＝Ｄ１３＋ＤＦＢ、Ｍ１４＝Ｄ１４−ＤＦＢを選択して出力する。
【０５５５】
以上により、交流電流ｉａｃと電圧Ｖｃ２の増減が互いに異なるこれら２つの場合は、フィードバックデューティＤＦＢを加算・減算する対象を、第一制御軸ではなく第二制御軸に設定することで、先の場合と同様、電圧Ｖｃ１とＶｃ２とをともに一定にする制御が実現するわけである。
【０５５６】
領域１／領域２直流コンデンサ電圧制御器１８１の動作におけるその他の場合、即ち、領域１での電圧Ｖｃ１とＶｃ３とをともに一定にする動作、および領域２でのそれぞれ電圧Ｖｃ１とＶｃ２、電圧Ｖｃ１とＶｃ３とをそれぞれ一定にする動作は、上述した領域１での電圧Ｖｃ１とＶｃ２とを一定にする動作と全く同様の動作原理で処理するものであり、個々の説明は省略する。
【０５５７】
領域１ゲート信号演算器１４１は、８つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１から構成され、入力信号であるＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ１５、Ｍ１６、Ｍ１７、Ｍ１８とキャリア信号ｃａｒａｒｅａ１を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ１１、第２の期間の信号Ｇ１２、第３の期間の信号Ｇ１３、および第４の期間の信号Ｇ１４、第５の期間の信号Ｇ１５、第６の期間の信号Ｇ１６、第７の期間の信号Ｇ１７、第８の期間の信号Ｇ１８を生成する。
【０５５８】
領域２ゲート信号演算器１４２は、８つのコンパレータとキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２から構成され、入力信号であるＭ２１、Ｍ２２、Ｍ２３、Ｍ２４、Ｍ２５、Ｍ２６、Ｍ２７、Ｍ２８とキャリア信号ｃａｒａｒｅａ２を各コンパレータで比較し、第１の期間の信号Ｇ２１、第２の期間の信号Ｇ２２、第３の期間の信号Ｇ２３、および第４の期間の信号Ｇ２４、第５の期間の信号Ｇ２５、第６の期間の信号Ｇ２６、第７の期間の信号Ｇ２７、第８の期間の信号Ｇ２８を生成する。
【０５５９】
図１６７に戻り、動作領域判定器１５０は、交流電源１の電圧検出値ｖａｃと、第一直流コンデンサ３の電圧検出値Ｖｃ２もしくは第二直流コンデンサ９の電圧検出値Ｖｃ３と、平滑コンデンサ４の電圧検出値Ｖｃ１の大小関係を比較し、領域１〜３を判定し、領域信号ｓｉｇａｒｅａを演算する。
第一直流コンデンサ３の電圧検出値Ｖｃ２もしくは第二直流コンデンサ９の電圧Ｖｃ３のかわりに、各電圧指令値Ｖｃ２＊、Ｖｃ３＊を用いても構わないし、直流コンデンサ平均電圧Ｖｓｕｂを用いても構わない。
【０５６０】
ゲート信号選択器１６０は、動作領域判定器１５０の出力である領域信号ｓｉｇａｒｅａを用いて、領域１ゲート信号演算器１４１、領域２ゲート信号演算器１４２および領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２の出力を各スイッチ素子に割り当てる。
【０５６１】
以上のように、この発明の実施の形態４の電力変換装置における制御部１００は、領域１および２（領域Ａ）において、フィードバックデューティＤＦＢ、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２および第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３に基づきフィードバックデューティＤＦＢを反映させる制御軸を選択する領域１／領域２直流コンデンサ電圧制御器１８１および領域３（領域Ｂ）において、第一直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ２および第二直流コンデンサ電圧増減指令ΔＶｃ３に基づき交流電流増減特性を変えることなく動作モードを切り替える領域３直流コンデンサ電圧制御器１８２を備えたので、直流電圧Ｖｃ１を一定に保つと共に、第一直流コンデンサ電圧Ｖｃ２および第二直流コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定に保つ制御を実現することができる。
【０５６２】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
2017138176.tif 000003
【図２】
2017138176.tif 000004
【図３】
2017138176.tif 000005
【図４】
2017138176.tif 000006
【図５】
2017138176.tif 000007
【図６】
2017138176.tif 000008
【図７】
2017138176.tif 000009
【図８】
2017138176.tif 000010
【図９】
2017138176.tif 000011
【図１０】
2017138176.tif 000012
【図１１】
2017138176.tif 000013
【図１２】
2017138176.tif 000014
【図１３】
2017138176.tif 000015
【図１４】
2017138176.tif 000016
【図１５】
2017138176.tif 000017
【図１６】
2017138176.tif 000018
【図１７】
2017138176.tif 000019
【図１８】
2017138176.tif 000020
【図１９】
2017138176.tif 000021
【図２０】
2017138176.tif 000022
【図２１】
2017138176.tif 000023
【図２２】
2017138176.tif 000024
【図２３】
2017138176.tif 000025
【図２４】
2017138176.tif 000026
【図２５】
2017138176.tif 000027
【図２６】
2017138176.tif 000028
【図２７】
2017138176.tif 000029
【図２８】
2017138176.tif 000030
【図２９】
2017138176.tif 000031
【図３０】
2017138176.tif 000032
【図３１】
2017138176.tif 000033
【図３２】
2017138176.tif 000034
【図３３】
2017138176.tif 000035
【図３４】
2017138176.tif 000036
【図３５】
2017138176.tif 000037
【図３６】
2017138176.tif 000038
【図３７】
2017138176.tif 000039
【図３８】
2017138176.tif 000040
【図３９】
2017138176.tif 000041
【図４０】
2017138176.tif 000042
【図４１】
2017138176.tif 000043
【図４２】
2017138176.tif 000044
【図４３】
2017138176.tif 000045
【図４４】
2017138176.tif 000046
【図４５】
2017138176.tif 000047
【図４６】
2017138176.tif 000048
【図４７】
2017138176.tif 000049
【図４８】
2017138176.tif 000050
【図４９】
2017138176.tif 000051
【図５０】
2017138176.tif 000052
【図５１】
2017138176.tif 000053
【図５２】
2017138176.tif 000054
【図５３】
2017138176.tif 000055
【図５４】
2017138176.tif 000056
【図５５】
2017138176.tif 000057
【図５６】
2017138176.tif 000058
【図５７】
2017138176.tif 000059
【図５８】
2017138176.tif 000060
【図５９】
2017138176.tif 000061
【図６０】
2017138176.tif 000062
【図６１】
2017138176.tif 000063
【図６２】
2017138176.tif 000064
【図６３】
2017138176.tif 000065
【図６４】
2017138176.tif 000066
【図６５】
2017138176.tif 000067
【図６６】
2017138176.tif 000068
【図６７】
2017138176.tif 000069
【図６８】
2017138176.tif 000070
【図６９】
2017138176.tif 000071
【図７０】
2017138176.tif 000072
【図７１】
2017138176.tif 000073
【図７２】
2017138176.tif 000074
【図７３】
2017138176.tif 000075
【図７４】
2017138176.tif 000076
【図７５】
2017138176.tif 000077
【図７６】
2017138176.tif 000078
【図７７】
2017138176.tif 000079
【図７８】
2017138176.tif 000080
【図７９】
2017138176.tif 000081
【図８０】
2017138176.tif 000082
【図８１】
2017138176.tif 000083
【図８２】
2017138176.tif 000084
【図８３】
2017138176.tif 000085
【図８４】
2017138176.tif 000086
【図８５】
2017138176.tif 000087
【図８６】
2017138176.tif 000088
【図８７】
2017138176.tif 000089
【図８８】
2017138176.tif 000090
【図８９】
2017138176.tif 000091
【図９０】
2017138176.tif 000092
【図９１】
2017138176.tif 000093
【図９２】
2017138176.tif 000094
【図９３】
2017138176.tif 000095
【図９４】
2017138176.tif 000096
【図９５】
2017138176.tif 000097
【図９６】
2017138176.tif 000098
【図９７】
2017138176.tif 000099
【図９８】
2017138176.tif 000100
【図９９】
2017138176.tif 000101
【図１００】
2017138176.tif 000102
【図１０１】
2017138176.tif 000103
【図１０２】
2017138176.tif 000104
【図１０３】
2017138176.tif 000105
【図１０４】
2017138176.tif 000106
【図１０５】
2017138176.tif 000107
【図１０６】
2017138176.tif 000108
【図１０７】
2017138176.tif 000109
【図１０８】
2017138176.tif 000110
【図１０９】
2017138176.tif 000111
【図１１０】
2017138176.tif 000112
【図１１１】
2017138176.tif 000113
【図１１２】
2017138176.tif 000114
【図１１３】
2017138176.tif 000115
【図１１４】
2017138176.tif 000116
【図１１５】
2017138176.tif 000117
【図１１６】
2017138176.tif 000118
【図１１７】
2017138176.tif 000119
【図１１８】
2017138176.tif 000120
【図１１９】
2017138176.tif 000121
【図１２０】
2017138176.tif 000122
【図１２１】
2017138176.tif 000123
【図１２２】
2017138176.tif 000124
【図１２３】
2017138176.tif 000125
【図１２４】
2017138176.tif 000126
【図１２５】
2017138176.tif 000127
【図１２６】
2017138176.tif 000128
【図１２７】
2017138176.tif 000129
【図１２８】
2017138176.tif 000130
【図１２９】
2017138176.tif 000131
【図１３０】
2017138176.tif 000132
【図１３１】
2017138176.tif 000133
【図１３２】
2017138176.tif 000134
【図１３３】
2017138176.tif 000135
【図１３４】
2017138176.tif 000136
【図１３５】
2017138176.tif 000137
【図１３６】
2017138176.tif 000138
【図１３７】
2017138176.tif 000139
【図１３８】
2017138176.tif 000140
【図１３９】
2017138176.tif 000141
【図１４０】
2017138176.tif 000142
【図１４１】
2017138176.tif 000143
【図１４２】
2017138176.tif 000144
【図１４３】
2017138176.tif 000145
【図１４４】
2017138176.tif 000146
【図１４５】
2017138176.tif 000147
【図１４６】
2017138176.tif 000148
【図１４７】
2017138176.tif 000149
【図１４８】
2017138176.tif 000150
【図１４９】
2017138176.tif 000151
【図１５０】
2017138176.tif 000152
【図１５１】
2017138176.tif 000153
【図１５２】
2017138176.tif 000154
【図１５３】
2017138176.tif 000155
【図１５４】
2017138176.tif 000156
【図１５５】
2017138176.tif 000157
【図１５６】
2017138176.tif 000158
【図１５７】
2017138176.tif 000159
【図１５８】
2017138176.tif 000160
【図１５９】
2017138176.tif 000161
【図１６０】
2017138176.tif 000162
【図１６１】
2017138176.tif 000163
【図１６２】
2017138176.tif 000164
【図１６３】
2017138176.tif 000165
【図１６４】
2017138176.tif 000166
【図１６５】
2017138176.tif 000167
【図１６６】
2017138176.tif 000168
【図１６７】
2017138176.tif 000169
【図１６８】
2017138176.tif 000170
【図１６９】
2017138176.tif 000171
【図１７０】
2017138176.tif 000172
【図１７１】
2017138176.tif 000173
【手続補正書】
【提出日】平成28年12月22日(2016.12.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と平滑コンデンサとの間にリアクトルとインバータとコンバータとを互いに直列に接続し、前記交流電源の交流電圧と前記平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
前記インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記インバータ交流端子の間の電圧レベルを前記直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、前記コンバータは、前記リアクトルと前記インバータとを介して前記交流電源に接続されたコンバータ交流端子と前記平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記コンバータ交流端子の間の電圧レベルを前記平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期内で前記直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるよう前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御し、かつ、
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期を、前記交流電源の電流が増加する電流増加期間と前記交流電源の電流が減少する電流減少期間とでなる一対の期間を１または複数有する偶数の期間に分割し、前記一対の期間において前記電流増加期間での電流の増加量と前記電流減少期間での電流の減少量とが等しくなるよう前記一対の期間の時間幅に対する前記電流増加期間の時間幅に相当する理論デューティ１と前記一対の期間の時間幅に対する前記電流減少期間の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器、および前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とに基づき前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記一対の期間の時間幅は、予め設定された固定値とした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記理論デューティ演算器は、予め設定された、前記交流電源の電圧値、前記直流コンデンサの電圧値、前記コンバータ直流端子の電圧値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記交流電源の電圧を検出して交流電圧検出値を出力する交流電圧検出部、前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部、および前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部を備え、
前記理論デューティ演算器は、前記交流電圧検出値、前記直流コンデンサ電圧検出値、前記直流電圧検出値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた交流電流指令値と前記交流電流検出値とに基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部および前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および前記交流電流指令値と前記交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ４つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータの１スイッチング周期を８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を４つの期間にそれぞれ分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ６つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記交流電源は単相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータであり、該単相インバータを１台または複数台備え、前記インバータ交流端子の一方を前記単相電源のいずれか一方または双方の端子に接続し前記インバータ交流端子の他方を前記コンバータ交流端子のいずれか一方または双方に接続した請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグおよび前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記交流電源は単相電源であり、該単相電源と前記インバータとの間に挿入され前記単相電源の交流を直流に変換する整流回路を備え、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグ、および前記第五スイッチ素子の両端子からなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記交流電源は三相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータを三相分備え、各相の前記インバータ交流端子の一方が前記三相電源の各相端子に接続され、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグと前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグと前記スイッチ素子である第七スイッチ素子と第三ダイオードとの直列体からなる第五レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点と前記第七スイッチ素子と前記第三ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた三相コンバータであって各相の前記コンバータ交流端子が各相の前記インバータ交流端子の他方に接続された請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記第一ダイオード、前記第二ダイオードおよび前記第三ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１４記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ複数対の期間に分割することで、前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸を前記複数設定し、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記複数の制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記インバータは、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の正極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の一方に接続された第一インバータと、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の負極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の他方に接続された第二インバータとからなり、
前記両インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一インバータの第一直流コンデンサの電圧と前記第二インバータの第二直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４対８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２対４つの期間にそれぞれ分割することで前記両インバータの１スイッチング周期当たり前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸として第一制御軸、第二制御軸、第三制御軸、第四制御軸の４つの制御軸を設定し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一直流コンデンサの電圧と前記第二直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割し、前記両インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御し、
前記第一直流コンデンサの電圧を検出して第一直流コンデンサ電圧検出値を出力する第一直流コンデンサ電圧検出部および前記第二直流コンデンサの電圧を検出して第二直流コンデンサ電圧検出値を出力する第二直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記領域Ａでは、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた第一直流コンデンサ電圧指令値と前記第一直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第一直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第一制御軸と前記第二制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行い、前記交流電流増減指令および予め定めた第二直流コンデンサ電圧指令値と前記第二直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第三制御軸と前記第四制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより、前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにし、
前記領域Ｂでは、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、前記第一直流コンデンサ電圧増減指令および前記第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源と平滑コンデンサとの間にリアクトルとインバータとコンバータとを互いに直列に接続し、交流電源の交流電圧と平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりインバータ交流端子の間の電圧レベルを直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、コンバータは、リアクトルとインバータとを介して交流電源に接続されたコンバータ交流端子と平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりコンバータ交流端子の間の電圧レベルを平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、インバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
制御部は、インバータの１スイッチング周期内で直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようインバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とを制御し、かつ、
制御部は、インバータの１スイッチング周期を、交流電源の電流が増加する電流増加期間と交流電源の電流が減少する電流減少期間とでなる一対の期間を１または複数有する偶数の期間に分割し、一対の期間において電流増加期間での電流の増加量と電流減少期間での電流の減少量とが等しくなるよう一対の期間の時間幅に対する電流増加期間の時間幅に相当する理論デューティ１と一対の期間の時間幅に対する電流減少期間の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器、および理論デューティ１と理論デューティ２とに基づきインバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器を備えたものである。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置は、以上のように、その制御部に、理論デューティ演算器およびゲート信号演算器を備え、直流コンデンサは、交流電源の長大な周期と関係なく、インバータの１スイッチング周期内でその充電量と放電量とが等しくなるよう各スイッチ素子のスイッチング動作が制御されるので、充放電量そのものが低減し、リプル電圧を抑制するため直流コンデンサに要求される容量が低減し装置の小型化が実現する。
【手続補正書】
【提出日】平成29年2月28日(2017.2.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルとインバータとコンバータとを備え、交流電源の交流電圧と平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
前記インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記インバータ交流端子の間の電圧レベルを前記直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、前記コンバータは、互いに直列に接続される前記リアクトルと前記インバータ交流端子とを介して前記交流電源に接続されたコンバータ交流端子と前記平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作により前記コンバータ交流端子の間の電圧レベルを前記平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期内で前記直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるよう前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御し、かつ、
前記制御部は、前記インバータの１スイッチング周期を、前記交流電源の電流が増加する電流増加期間と前記交流電源の電流が減少する電流減少期間とでなる一対の期間を１または複数有する偶数の期間に分割し、前記一対の期間において前記電流増加期間での電流の増加量と前記電流減少期間での電流の減少量とが等しくなるよう前記一対の期間の時間幅に対する前記電流増加期間の時間幅に相当する理論デューティ１と前記一対の期間の時間幅に対する前記電流減少期間の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器、および前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とに基づき前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記一対の期間の時間幅は、予め設定された固定値とした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記理論デューティ演算器は、予め設定された、前記交流電源の電圧値、前記直流コンデンサの電圧値、前記コンバータ直流端子の電圧値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記交流電源の電圧を検出して交流電圧検出値を出力する交流電圧検出部、前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部、および前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部を備え、
前記理論デューティ演算器は、前記交流電圧検出値、前記直流コンデンサ電圧検出値、前記直流電圧検出値および前記リアクトルのインダクタンス値に基づき前記理論デューティ１と前記理論デューティ２とを演算する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた交流電流指令値と前記交流電流検出値とに基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記コンバータ直流端子の電圧を検出して直流電圧検出値を出力する直流電圧検出部および前記交流電源の電流を検出して交流電流検出値を出力する交流電流検出部を備え、
前記制御部は、予め定めた直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との偏差に基づき交流電流指令値を生成する電圧制御器、および前記交流電流指令値と前記交流電流検出値との偏差に基づきフィードバックデューティを演算するフィードバックデューティ演算器を備え、
前記ゲート信号演算器は、前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算して求めたデューティに基づき前記ゲート信号を演算する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ４つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータの１スイッチング周期を８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を４つの期間にそれぞれ分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記インバータのスイッチング周期と前記コンバータのスイッチング周期とを同一とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ６つの期間に分割し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ２つの期間に分割して前記インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記交流電源は単相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータであり、該単相インバータを１台または複数台備え、前記インバータ交流端子の一方を前記単相電源のいずれか一方または双方の端子に接続し前記インバータ交流端子の他方を前記コンバータ交流端子のいずれか一方または双方に接続した請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグおよび前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記交流電源は単相電源であり、該単相電源と前記インバータとの間に挿入され前記単相電源の交流を直流に変換する整流回路を備え、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグ、および前記第五スイッチ素子の両端子からなる前記コンバータ交流端子を備えた単相コンバータである請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記交流電源は三相電源であり、前記インバータは、前記直流コンデンサ、該直流コンデンサと互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第一スイッチ素子と第二スイッチ素子との直列体からなる第一レグおよび第三スイッチ素子と第四スイッチ素子との直列体からなる第二レグ、および前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との接続点と前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との接続点とからなる前記インバータ交流端子を備えた単相インバータを三相分備え、各相の前記インバータ交流端子の一方が前記三相電源の各相端子に接続され、前記コンバータは、前記コンバータ直流端子、該コンバータ直流端子と互いに並列に接続された、前記スイッチ素子である第五スイッチ素子と第一ダイオードとの直列体からなる第三レグと前記スイッチ素子である第六スイッチ素子と第二ダイオードとの直列体からなる第四レグと前記スイッチ素子である第七スイッチ素子と第三ダイオードとの直列体からなる第五レグ、および前記第五スイッチ素子と前記第一ダイオードとの接続点と前記第六スイッチ素子と前記第二ダイオードとの接続点と前記第七スイッチ素子と前記第三ダイオードとの接続点とからなる前記コンバータ交流端子を備えた三相コンバータであって各相の前記コンバータ交流端子が各相の前記インバータ交流端子の他方に接続された請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記第一ダイオード、前記第二ダイオードおよび前記第三ダイオードをそれぞれ前記スイッチ素子である代替スイッチ素子に置き替えた請求項１４記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記インバータおよび前記コンバータの１スイッチング周期をそれぞれ複数対の期間に分割することで、前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸を前記複数設定し、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記複数の制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記直流コンデンサの電圧を検出して直流コンデンサ電圧検出値を出力する直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、予め定めた直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記直流コンデンサ電圧検出値を前記直流コンデンサ電圧指令値に保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記インバータは、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の正極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の一方に接続された第一インバータと、前記インバータ交流端子のそれぞれ一方が前記交流電源の負極側に接続され他方が前記コンバータの前記コンバータ交流端子の他方に接続された第二インバータとからなり、
前記両インバータのスイッチング周期を前記コンバータのスイッチング周期の２倍とし、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一インバータの第一直流コンデンサの電圧と前記第二インバータの第二直流コンデンサの電圧との内前記コンバータ直流端子の電圧が最大となる領域Ａでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４対８つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２対４つの期間にそれぞれ分割することで前記両インバータの１スイッチング周期当たり前記各対の期間における前記電流増加期間と前記電流減少期間との境界を決める制御軸として第一制御軸、第二制御軸、第三制御軸、第四制御軸の４つの制御軸を設定し、前記交流電源の電圧と前記コンバータ直流端子の電圧と前記第一直流コンデンサの電圧と前記第二直流コンデンサの電圧との内前記交流電源の電圧が最大となる領域Ｂでは、前記両インバータの１スイッチング周期を４つの期間に前記コンバータの１スイッチング周期を２つの期間にそれぞれ分割し、前記両インバータのスイッチ素子と前記コンバータのスイッチ素子とを制御し、
前記第一直流コンデンサの電圧を検出して第一直流コンデンサ電圧検出値を出力する第一直流コンデンサ電圧検出部および前記第二直流コンデンサの電圧を検出して第二直流コンデンサ電圧検出値を出力する第二直流コンデンサ電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記領域Ａでは、前記フィードバックデューティが相当する交流電流増減指令および予め定めた第一直流コンデンサ電圧指令値と前記第一直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第一直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第一制御軸と前記第二制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行い、前記交流電流増減指令および予め定めた第二直流コンデンサ電圧指令値と前記第二直流コンデンサ電圧検出値との偏差が相当する第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記フィードバックデューティを前記理論デューティ１に加算し前記理論デューティ２から減算する操作を前記第三制御軸と前記第四制御軸との２つの制御軸から選択した制御軸を対象に行うことにより、前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにし、
前記領域Ｂでは、前記期間における前記各スイッチ素子のオンオフ状態で決まる動作モードに関し、予め複数のモードを設定しておき、前記第一直流コンデンサ電圧増減指令および前記第二直流コンデンサ電圧増減指令に基づき前記期間のいずれかを選択し当該期間における前記動作モードを、前記複数のモードから選択したモードに切り替えることにより前記直流電圧検出値を前記直流電圧指令値に保つとともに、前記第一直流コンデンサ電圧検出値を前記第一直流コンデンサ電圧指令値に前記第二直流コンデンサ電圧検出値を前記第二直流コンデンサ電圧指令値にそれぞれ保つようにした請求項６記載の電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、リアクトルとインバータとコンバータとを備え、交流電源の交流電圧と平滑コンデンサの直流電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
インバータは、インバータ交流端子と直流コンデンサとスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりインバータ交流端子の間の電圧レベルを直流コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、コンバータは、互いに直列に接続されるリアクトルとインバータ交流端子とを介して交流電源に接続されたコンバータ交流端子と平滑コンデンサに接続されたコンバータ直流端子とスイッチ素子とを備え該スイッチ素子のスイッチング動作によりコンバータ交流端子の間の電圧レベルを平滑コンデンサの電圧の正負値または零電圧に切り替え、更に、インバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とのスイッチング動作を制御する制御部を備えたものであって、
制御部は、インバータの１スイッチング周期内で直流コンデンサの充電および放電の動作を行い、かつ、その充電量と放電量とが等しくなるようインバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とを制御し、かつ、
制御部は、インバータの１スイッチング周期を、交流電源の電流が増加する電流増加期間と交流電源の電流が減少する電流減少期間とでなる一対の期間を１または複数有する偶数の期間に分割し、一対の期間において電流増加期間での電流の増加量と電流減少期間での電流の減少量とが等しくなるよう一対の期間の時間幅に対する電流増加期間の時間幅に相当する理論デューティ１と一対の期間の時間幅に対する電流減少期間の時間幅に相当する理論デューティ２とを演算する理論デューティ演算器、および理論デューティ１と理論デューティ２とに基づきインバータのスイッチ素子とコンバータのスイッチ素子とをスイッチング駆動するゲート信号を演算するゲート信号演算器を備えたものである。
【国際調査報告】
2017138176.tif 000174
2017138176.tif 000175
2017138176.tif 000176
2017138176.tif 000177