(57)【要約】  送信機の電波をアレイアンテナで受信して直接波の到来方向を推定するに当たり、伝送路推定結果から超分解能処理により到来波の遅延時間を推定し（１３）、伝送路推定結果から、遅延時間が閾値以上と判定された遅延時間に対応する到来波の成分を除去し（１５）、除去後の到来波の成分を互いに分離して、直接波成分を抽出し（１７）、到来角を推定する（１９）。遅延時間が短い遅延波が存在する環境下で、直接波の到来方向を正しく推定することができる。また、超分解処理を行う場合にも計算量が少なくて済む。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機が発する電波を受信して、前記送信機からの直接波の到来角を推定する受信装置であって、
アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行って第１乃至第Ｎのデジタル信号を出力する第１乃至第Ｎの無線受信部と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から、伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する第１乃至第Ｎの伝送路推定部と、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から、超分解能処理により前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記遅延時間推定部で推定された前記遅延時間を閾値と比較し前記閾値よりも短いか否かの判定を行う遅延時間分割部と、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定部にそれぞれ対応して設けられ、前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果から、前記遅延時間分割部で前記閾値以上と判定された遅延時間に対応する到来波の成分の除去を行い、前記遅延時間分割部で前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の到来波に対する第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性を出力する第１乃至第Ｎの遅延波除去部と、
前記第１乃至第Ｎの遅延波除去部にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性に含まれる到来波の成分を互いに分離して、第１乃至第Ｎの直接波成分を抽出する第１乃至第Ｎの到来波分離部と、
前記第１乃至第Ｎの直接波成分相互間の位相差から前記直接波の到来角を推定する到来角推定部と
を有する受信装置。
【請求項２】
前記超分解能処理が、ＭＵＳＩＣ処理及びＥＳＰＲＩＴ処理のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記第１乃至第Ｎの遅延波除去部の各々は、
対応する前記伝送路推定部から出力された前記伝送路推定結果に対し、逆フーリエ変換を行って、遅延プロファイルを生成し、
生成した遅延プロファイルにおいて、前記閾値以上と判定された遅延時間に対応する成分を０にする処理を行い、
この処理の結果に対してフーリエ変換を行うことにより、
前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の到来波に対する伝送路周波数特性を生成する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記遅延時間分割部で前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の推定値を用いて、擬似逆行列を生成する擬似逆行列生成部をさらに有し、
前記第１乃至第Ｎの到来波分離部の各々は、
対応する前記遅延波除去部から出力された前記伝送路周波数特性に、前記擬似逆行列を乗算し、前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の到来波成分の振幅及び位相を表す複素数を要素とする列ベクトルを生成し、前記列ベクトルの先頭の値を抽出し、前記直接波成分として出力する
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記遅延時間分割部で前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の推定値から成る行列がＸ（ハット）’で表されるとき、前記擬似逆行列が
【数１５】
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（ただし、上添字「Ｈ」は、複素共役転置を表し、上添字「−１」は、逆行列を表す）
で表されるものであることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記遅延時間推定部で推定された遅延時間に基づいて前記閾値を定める閾値決定部をさらに有し、
前記遅延時間分割部は、前記閾値決定部で決定された前記閾値を、前記遅延時間推定部で推定された遅延時間との比較に用いる
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記閾値決定部は、前記閾値を、前記遅延時間推定部で推定された遅延時間の最小値よりも長く、最大値よりも短い値に定める
ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
【請求項８】
前記遅延時間推定部で推定された遅延時間の数が予め定められた数より少ないか否かの判定を行う遅延時間数判定部をさらに有し、
前記遅延時間数判定部が前記推定された遅延時間の数が前記予め定められた数より少ないと判断したときは、前記遅延時間分割部は、前記遅延時間が閾値よりも短いか否かの判定を行わず、前記第１乃至第Ｎの遅延波除去部の各々は、前記到来波の除去を行わない
ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項９】
送信機が発する電波を受信して、前記送信機からの直接波の到来角を推定する受信方法であって、
アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行うことで、第１乃至第Ｎのデジタル信号を生成する無線受信ステップと、
前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する伝送路推定ステップと、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から、超分解能処理により、前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定ステップと、
前記遅延時間推定ステップで推定された前記遅延時間を閾値と比較し前記閾値よりも短いか否かを判定する遅延時間分割ステップと、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果から、前記遅延時間分割ステップで前記閾値以上と判定された遅延時間に対応する到来波の成分を除去し、前記遅延時間分割ステップで前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の到来波に対する第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性を出力する遅延波除去ステップと、
前記第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性に含まれる到来波の成分を互いに分離して、第１乃至第Ｎの直接波成分を抽出する到来波分離ステップと、
前記第１乃至第Ｎの直接波成分相互間の位相差から前記直接波の到来角を推定する到来角推定ステップと
を含む受信方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の受信方法の各処理をコンピュータに実行させるためのプログラム。
【請求項１１】
請求項１０に記載のプログラムを記録した、コンピュータで読取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信方法及び受信装置に関し、特に送信機が発する電波を受信し、受信信号をもとに送信機からの直接波の到来方向を特定する技術に関する。本発明はまた、上記の受信装置又は受信方法における処理をコンピュータに実行させるためのプログラム及び該プログラムを記録した、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送等の電波を受信する際、送信機から直接届く到来波（以下、直接波と呼ぶ）の他に、建物、車両等に反射・散乱して届く到来波（以下、遅延波と呼ぶ）の影響により、受信性能が低下する。このように複数の到来波が存在する環境をマルチパス環境と呼ぶ。【０００３】
マルチパスによる受信性能の低下を抑圧する技術の１つとして、アレイアンテナによる指向性制御が知られている。アレイアンテナは複数のアンテナ素子を有し、各アンテナ素子で受信した信号を合成する際に使用する重み係数を制御することで、アレイアンテナに指向性を持たせることができる。マルチパス環境において、直接波が到来する方向にアレイアンテナのメインローブを向けるよう指向性を制御することで、遅延波の影響による性能の低下を抑えることができる。アレイアンテナの指向性制御により受信性能を向上させるためには、直接波が到来する方向を精度良く推定する必要がある。【０００４】
受信機が固定されていて、予め送信機の方向が分かっている場合、送信機の方向にアレイアンテナのメインローブを向けるように指向性を手動で調整すれば良いが、車両などの移動体で電波を受信する場合、例えば車車間通信で受信をする場合に、車両の走行とともに受信装置に対する送信機の相対的な位置が変化するため、手動での調整は実際的ではない。そこで、直接波と遅延波が多重された受信信号から、直接波の到来方向を自動的に推定する必要がある。【０００５】
なお、無線通信の電波環境は、受信機から見て、送信機が見通し内に存在するＬＯＳ（Ｌｉｎｅ  Ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）と、送信機が見通し外に存在するＮＬＯＳ（Ｎｏｎｅ  Ｌｉｎｅ  Ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）に分類することができるが、本発明では、ＬＯＳ環境を想定している。【０００６】
特許文献１には、２本のアンテナで受信した信号に基づきマルチパスの到来方向を測定する装置が記載されている。この装置では、各アンテナ素子で受信した信号から伝送路の周波数特性（周波数領域の伝達関数）を推定し、推定された伝送路の周波数特性を逆フーリエ変換して複素遅延プロファイルを算出し、複素遅延プロファイルから遅延時間の異なる到来波を分離し、分離した直接波の、アンテナ素子間の位相差をもとに到来角を推定する。【０００７】
特許文献２には、遅延時間の推定をＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）処理等の超分解能処理で行うことが開示されている。特許文献２の技術は、複数のアンテナで受信した信号を周波数スペクトルに変換し、該周波数スペクトルを用いて超分解能処理により、各到来波の遅延時間を推定し、推定結果から、各到来波が混合する係数行列を推定し、この係数行列の擬似逆行列を上記の周波数スペクトルに乗算することで、直接波の成分を分離し、分離した直接波の位相差から到来角を推定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第４８３３１４４号公報（第１図）
【特許文献２】特開２０１０−２８６４０３号公報（第１図）
【０００９】
【非特許文献１】菊間信良著、「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版社、１９９８年１１月
【００１０】
非特許文献１については後に言及する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１の技術では、遅延時間が短い場合に、直接波と遅延波を分離することができないという課題があった。例えば、受信機の近辺に建物、車両等が存在する場合、直接波と遅延波の間で、送信機から受信機までの電波伝搬経路長に大きな差がないため、遅延時間が非常に短くなる。この遅延時間が、複素遅延プロファイルの遅延時間分解能より短くなると、推定した複素遅延プロファイル上で、直接波と遅延波が重なってしまい、互いに分離できなくなる。その結果、到来角推定精度が大幅に低下するという問題がある。例えば、帯域幅１０ＭＨｚの信号を受信して推定する複素遅延プロファイルの遅延時間分解能は、帯域幅の逆数の１００ｎｓ程度である。一方、受信機から見て、送信機と反対側の３ｍの位置に車両等が存在する場合、直接波に対する遅延時間はτ＝３×２／ｃ＝２０ｎｓである。ここで、ｃは光の速度（約３×１０８ｍ／ｓ）である。この遅延時間２０ｎｓは、遅延時間分解能１００ｎｓよりも短く、推定された遅延プロファイル上では、直接波と遅延波が重なってしまい、その結果、到来角の推定精度が低下する。【００１２】
一方、特許文献２の方法には、到来波の分離のために必要な処理、特に擬似逆行列の算出のための計算の量が多いという問題がある。【００１３】
本発明は、遅延時間が短い遅延波が存在する環境下で、直接波の到来角を精度良く推定することができ、しかも必要な計算の量を抑制することができる受信装置及び方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の受信装置は、
送信機が発する電波を受信して、前記送信機からの直接波の到来角を推定する受信装置であって、
アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行って第１乃至第Ｎのデジタル信号を出力する第１乃至第Ｎの無線受信部と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から、伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する第１乃至第Ｎの伝送路推定部と、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から、超分解能処理により前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
前記遅延時間推定部で推定された前記遅延時間を閾値と比較し前記閾値よりも短いか否かの判定を行う遅延時間分割部と、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定部にそれぞれ対応して設けられ、前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果から、前記遅延時間分割部で前記閾値以上と判定された遅延時間に対応する到来波の成分の除去を行い、前記遅延時間分割部で前記閾値よりも短いと判定された遅延時間の到来波に対する第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性を出力する第１乃至第Ｎの遅延波除去部と、
前記第１乃至第Ｎの遅延波除去部にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎの伝送路周波数特性に含まれる到来波の成分を互いに分離して、第１乃至第Ｎの直接波成分を抽出する第１乃至第Ｎの到来波分離部と、
前記第１乃至第Ｎの直接波成分相互間の位相差から前記直接波の到来角を推定する到来角推定部と
を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、超分解能処理により遅延時間を推定した後、直接波と遅延波を分離することで、遅延時間が短い遅延波が存在する環境でも、直接波の到来角を高精度に推定することができる。また、遅延時間のうちの比較的長いものを除去した上で、擬似逆行列の計算等を行うので、計算の量を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。
【図２】図１の伝送路推定部の一構成例を示すブロック図である。
【図３】図１の伝送路推定部の他の構成例を示すブロック図である。
【図４】図１の遅延波除去部の一構成例を示すブロック図である。
【図５】（ａ）は、図１の遅延波除去部における遅延波の除去前の遅延プロファイルの例を示す図であり、（ｂ）及び（ｃ）は、除去後の遅延プロファイルの異なる例を示す図である。
【図６】直接波の到来角を示す概念図である。
【図７】図１の到来角推定部の一構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態４の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１１】図１０の伝送路推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１２】図１０の伝送路推定ステップの他の例における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１３】図１０の遅延波除去ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１４】図１０の到来角推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１５】本発明の実施の形態５の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１６】本発明の実施の形態６の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。
【図１７】実施の形態１〜６の処理を実行するコンピュータを示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
実施の形態１．
図１に本実施の形態の受信装置を示す。
図示の受信装置は、送信機が発する電波を受信して、送信機の方向、即ち直接波の到来方向を推定するものである。
図示の受信装置は、無線受信部１１−１、１１−２、伝送路推定部１２−１、１２−２、遅延時間推定部１３、遅延時間分割部１４、遅延波除去部１５−１、１５−２、擬似逆行列生成部１６、到来波分離部１７−１、１７−２、及び到来角推定部１８を有し、無線受信部１１−１、１１−２はそれぞれアンテナ素子１０−１、１０−２に接続されている。
【００１８】
無線受信部１１−１、伝送路推定部１２−１、遅延波除去部１５−１、及び到来波分離部１７−１は、第１の系統を構成し、これらは互いに対応し、かつ第１のアンテナ素子１０−１に対応して設けられたものである。
無線受信部１１−２、伝送路推定部１２−２、遅延波除去部１５−２、及び到来波分離部１７−２は、第２の系統を構成し、これらは互いに対応し、かつ第２のアンテナ素子１０−２に対応して設けられたものである。
第１の系統における処理と、第２の系統における処理とは、それぞれの系統に入力される信号が異なる（即ち、それぞれアンテナ素子１０−１、１０−２での受信で得られたものである）点を除き、互いに同様である。
遅延時間推定部１３、遅延時間分割部１４、擬似逆行列生成部１６、及び到来角推定部１８は上記した２つの系統に対して共通に設けられたものである。
【００１９】
図１に示す受信装置は、アンテナ素子の数が２である場合の構成であるが、本発明は、アンテナ素子の数が３以上であっても適用可能であるので、以下ではアンテナ素子の数がＮであるとして説明することもある。
【００２０】
図１の無線受信部１１−１、１１−２は、アンテナ素子１０−１、１０−２にそれぞれ対応して設けられたものであり、各々対応するアンテナ素子で電波を受信することで得られたアナログ信号を周波数変換してベースバンド信号に変換し、ＡＤ変換することでデジタル信号Ｓｒｎ（ｎは１又は２）を生成し、生成したデジタル信号Ｓｒｎを出力する。
【００２１】
図１の伝送路推定部１２−１、１２−２は、無線受信部１１−１、１１−２にそれぞれ対応して設けられたものであり、各々対応する無線受信部から出力されるデジタル信号Ｓｒｎから、伝送路の周波数特性（周波数領域の伝達関数）を推定する。
伝送路の周波数特性の推定方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。本発明は、任意の伝送方式に適用可能であるが、ここでは、例として、多くの通信システムで採用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式が採用されている場合とＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｐｒｅａｄ）伝送方式が採用されている場合について述べる。
【００２２】
まず、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合について述べる。ＯＦＤＭ伝送方式は、直交する複数のサブキャリアを多重化したシンボルを伝送単位とする伝送方式である。ＯＦＤＭ伝送方式を採用する多くの通信システムでは、受信側で伝送路歪を補償するために、一部のサブキャリアを送信側及び受信側で既知のパイロットサブキャリアとして使用する。本実施の形態では、このパイロットサブキャリアを用いて伝送路の周波数特性を推定する。
【００２３】
図２にＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合に用いられる伝送路推定部１２−ｎ（ｎは１又は２）の一例を示す。
図２に示される伝送路推定部１２−ｎは、ＦＦＴ部２０−ｎ、パイロット抽出部２１−ｎ、パイロット生成部２２−ｎ、除算部２３−ｎ、及び補間部２４−ｎを有する。
【００２４】
ＦＦＴ部２０−ｎは、図１の無線受信部１１−ｎから出力されるデジタル信号Ｓｒｎを、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）により、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、各サブキャリアを出力する。
パイロット抽出部２１−ｎは、ＦＦＴ部２０−ｎから出力されるサブキャリアからパイロットキャリアを抽出する。
パイロット生成部２２−ｎは受信装置内において既知のパイロットキャリアを生成する。
除算部２３−ｎは、パイロット抽出部２１−ｎで抽出されたパイロットキャリアをパイロット生成部２２−ｎで生成されたパイロットキャリアで除算することで、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性を出力する。
補間部２４−ｎは、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）を得る。
【００２５】
次に、ＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合について述べる。ＤＳＳＳ伝送方式は、シンボル毎に擬似雑音系列を用いて拡散した信号を送信し、受信側で逆拡散する方式である。
【００２６】
図３にＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合に用いられる伝送路推定部１２−ｎ（ｎは１又は２）の一例を示す。
図３に示される伝送路推定部１２−ｎは、擬似雑音系列生成部２５−ｎ、逆拡散部２６−ｎ、及びＦＦＴ部２７−ｎを有する。
【００２７】
擬似雑音系列生成部２５−ｎは、送信側において拡散時に使用されたのと同じ擬似雑音系列Ｎｓを生成する。
逆拡散部２６−ｎは、図１の無線受信部１１−ｎから出力されるデジタル信号Ｓｒｎと擬似雑音系列Ｎｓとのスライディング相関をシンボル単位で計算して出力する。
ＦＦＴ部２７−ｎは逆拡散部２６−ｎの出力を、ＦＦＴにより周波数領域に変換することで、伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）を得る。
【００２８】
伝送路推定部１２−ｎにおける伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）は、それぞれの周波数ｆ１〜ｆＭの成分からなる列ベクトルとして下記の式（１）で表し得る。
【００２９】
【数１】
2017179259.tif 000003
【００３０】
ここで、ｆｍ（ｍは１からＭのいずれか）は、最も低い周波数ｆ１から最も高い周波数ｆＭまでの範囲を、等間隔にＭ分割した周波数であり、分割数Ｍは、図２のＦＦＴ部２０−ｎ、または図３のＦＦＴ部２７−ｎのＦＦＴポイント数である。
【００３１】
図１に戻り、遅延時間推定部１３は、伝送路推定部１２−１、１２−２のうちのいずれか、例えば、伝送路推定部１２−１の出力に基づいて、対応するアンテナ素子１０−１で受信された電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する。
遅延時間の推定は、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）処理等の超分解能処理により行われる。
ここで、到来波の数をＫとし、各到来波の遅延時間をτ１、τ２、…、τＫ、遅延時間の推定値をτ（ハット）１、τ（ハット）２、…、τ（ハット）Ｋとする。なお、τ１＜τ２＜…＜τＫとする。
【００３２】
遅延時間分割部１４は、遅延時間推定部１３における遅延時間の推定結果τ（ハット）１、…、τ（ハット）Ｋを、予め定められた閾値τｔｈと比較して、各推定値τ（ハット）ｋが閾値τｔｈよりも短いか否かの判定を行う。そして、推定値τ（ハット）１、…、τ（ハット）Ｋを、閾値τｔｈより短いものτ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑと、それ以外のもの（閾値τｔｈ以上のもの）τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋとに分割する。ここで、閾値τｔｈは、τ（ハット）１＜τｔｈ＜τ（ハット）Ｋの関係を満たすように定められているものとする。
遅延時間分割部１４は、閾値τｔｈよりも短いと判定された推定値τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑを出力し、閾値τｔｈ以上と判定された推定値τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋを出力しない。代わりに、各推定値τ（ハット）ｋが閾値τｔｈよりも短いか否かを示す情報を出力しても良い。
【００３３】
遅延波除去部１５−１、１５−２は、伝送路推定部１２−１、１２−２にそれぞれ対応して設けられており、各々対応する伝送路推定部の出力（伝送路推定結果）から、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈ以上と判定された遅延時間に対応する到来波の成分を除去する。即ち、各遅延波除去部１５−ｎは、対応する伝送路推定部１２−ｎから出力される伝送路の周波数特性の推定結果から、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈ以上と判定された遅延時間τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに対応する遅延波成分を除去する。
【００３４】
遅延波除去部１５−ｎは例えば図４に示すように、ＩＦＦＴ部５０−ｎ、遅延波成分除去部５１−ｎ、及びＦＦＴ部５２−ｎを有する。
ＩＦＦＴ部５０−ｎは、式（１）で示される伝送路の周波数特性の推定結果ｚｎに対しＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行い、遅延プロファイルを算出する。算出された遅延プロファイルの一例を図５（ａ）に示す。
遅延波成分除去部５１−ｎは、ＩＦＦＴ部５０−ｎで算出された遅延プロファイル（図５（ａ））において、遅延時間推定値τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに相当する成分を０にする。この処理の結果、図５（ｂ）に示されるように、τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに相当する成分を含まず、τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑに相当する成分を含む遅延プロファイル（除去後の遅延プロファイル）が生成される。
ＦＦＴ部５２−ｎは、遅延波成分除去部５１−ｎの出力（図５（ｂ））に対してＦＦＴを行い、周波数領域の信号に戻す。このような処理を行う結果、τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに対応する到来波成分を含まず、τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑに対応する到来波の成分を含む伝送路の周波数特性が得られる。
【００３５】
なお、上記の遅延波成分除去部５１−ｎにおいて、遅延プロファイルのτ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋの範囲の成分をすべて０に置き換えても良い。この処理の結果を図５（ｃ）に示す。図５（ｃ）の例では、図５（ａ）の遅延プロファイルにおいて、τ（ハット）ｑ、…、τ（ハット）Ｋに相当する成分とともに、これらの成分の範囲の雑音成分も０に置き換えられている。
【００３６】
ここで、遅延波除去部１５−ｎの入力信号及び出力信号を行列で表現する。まず、入力信号は、上記の式（１）で表されるものであるが、下記の式（２）で表すこともできる。
【００３７】
【数２】
2017179259.tif 000004
【００３８】
式（２）で、Ｘは遅延時間を表す行列であり下記の式（３）で表される。
【数３】
2017179259.tif 000005
【００３９】
式（３）で、Ｋは、上記のように、到来波の数を表し、Ｍは、上記のように、周波数の分割数を表す。
【００４０】
アンテナ素子１０−１とアンテナ素子１０−２の間の間隔は波長の半分程度とするため、アンテナ素子間で遅延時間に差異は無いものと仮定している。
【００４１】
また、式（２）のｙｎは全到来波（１番目からＫ番目の到来波）の各々の振幅と位相を表す成分から成る列ベクトルであり、下記の式（４）で表される。
【数４】
2017179259.tif 000006
【００４２】
式（４）で、ａｎ，ｋは（ｎ＝１，２、ｋ＝１、…、Ｋ）は、ｎ番目のアンテナ素子１０−ｎで受信する信号のｋ番目の到来波の振幅と位相を表す複素数である。
【００４３】
次に、遅延波除去部１５−ｎの出力信号について説明する。遅延時間分割部１４で閾値τｔｈ以上と判定された遅延時間の推定値が、実際の遅延時間と等しいとすると、遅延波除去部１５−ｎにより、これらの遅延波成分が除去される。遅延波除去部１５−ｎの出力は下記の式（５）で表される。
【００４４】
【数５】
2017179259.tif 000007
【００４５】
式（５）で、Ｘ’は、Ｘから、遅延時間τｑ＋１、…、τＫに相当する成分を除去したものであり、式（６）で表される。
【数６】
2017179259.tif 000008
【００４６】
また、式（５）で、ｙ’ｎは、ｙｎから、遅延時間τｑ＋１、…、τＫに相当する成分を除去したものであり、式（７）で表される。
【数７】
2017179259.tif 000009
【００４７】
式（２）（及び式（３）及び（４））と、式（５）（及び式（６）及び（７））とを比較すると、遅延波除去部１５−ｎの出力は、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑの到来波に対する伝送路の周波数特性であり、遅延時間を表す行列Ｘのサイズが、Ｍ×ＫからＭ×ｑに削減されていることが分かる。
【００４８】
擬似逆行列生成部１６は、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑから、下記の式（８）で表される行列を算出する。式（８）で表されるＸ（ハット）＋は、Ｘ（ハット）’の擬似逆行列と呼ばれる。
【００４９】
【数８】
2017179259.tif 000010
【００５０】
式（８）で、Ｘ（ハット）’は、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間の推定値を表す行列であり、下記の式（９）で表される。
また、上添字「Ｈ」は、複素共役転置を表し、上添字「−１」は、逆行列を表す。
【００５１】
【数９】
2017179259.tif 000011
【００５２】
上記の式（９）で表される行列は、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑに基づいて生成され、式（８）の擬似逆行列を求める処理は、式（９）の行列を用いて行われる。
【００５３】
式（８）において、逆行列演算の対象となる行列Ｘ（ハット）’ＨＸ（ハット）’のサイズはｑ×ｑである。これに対して式（３）のＸを用いて同様の計算を行う場合には、逆行列演算の対象となる行列のサイズがＫ×Ｋである。このように、遅延波除去の結果、行列のサイズが削減されていることが分かる。
【００５４】
到来波分離部１７−１、１７−２は、遅延波除去部１５−１、１５−２にそれぞれ対応して設けられており、各々対応する遅延波除去部の出力に含まれる到来波の成分を互いに分離し、直接波成分を抽出する。具体的には、各到来波分離部１７−ｎは、対応する遅延波除去部１５−ｎの出力ｚ’ｎ（式（５））に対して、擬似逆行列生成部１６で生成された擬似逆行列Ｘ（ハット）＋（式（８））を乗算し、乗算の結果から、直接波成分を抽出する。上記の乗算は下記の式（１０）で表される。
【００５５】
【数１０】
2017179259.tif 000012
【００５６】
式（１０）のｙ（ハット）’ｎは、式（７）のｙ’ｎの推定結果であり、下記の式（１１）で表される列ベクトルである。
【数１１】
2017179259.tif 000013
【００５７】
即ち、式（１０）の演算を行う結果、遅延時間分割部１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間の到来波成分（１番目からｑ番目までの到来波成分）の振幅及び位相を表す複素数が得られる。
【００５８】
式（５）〜（１１）より、遅延時間の推定結果が実際の遅延時間と等しい場合、ｙ（ハット）’ｎはｙ’ｎと等しくなることが分かる。
【００５９】
到来波分離部１７−ｎはさらに、上記の列ベクトルｙ（ハット）’ｎの先頭の値ａ（ハット）ｎ,１を抽出し、直接波成分として出力する。
【００６０】
到来角推定部１８は、到来波分離部１７−１で抽出された直接波成分ａ（ハット）１,１と、到来波分離部１７−２で抽出された直接波成分ａ（ハット）２,１との間の位相差を算出し、算出した位相差に基づいて、直接波の到来方向を推定する。直接波の到来方向が送信機の方向と判断される。
【００６１】
図６に示すように、アンテナ素子間隔をｄ［ｍ］、搬送波の波長をλ［ｍ］、直接波の到来角をθとすると、アンテナ素子間の伝搬経路差ｄｐと、到来角θとの間には、
ｄｐ＝ｄ×ｓｉｎθ
の関係があり、伝搬経路差ｄｐと、波長λ及び受信電波の位相差φとの間には、
ｄｐ＝λ×φ／２π
の関係がある。
【００６２】
従って、到来角θと位相差φとの間には、下記の式（１２）の関係がある。
【数１２】
2017179259.tif 000014
式（１２）は、式（１３）のごとく書き換えることができる。
【数１３】
2017179259.tif 000015
【００６３】
式（１３）において、アンテナ素子間隔ｄと波長λは既知であることから、φからθを一意に決定できることが分かる。
【００６４】
上記の処理を行うため、到来角推定部１８は例えば図７に示すように、位相差算出部８０、及び到来角算出部８１を有する。
【００６５】
位相差算出部８０は、直接波成分ａ（ハット）１,１と直接波成分ａ（ハット）２,１との間の位相差φを算出する。
直接波成分ａ（ハット）１,１の偏角がΨ１であり、直接波成分ａ（ハット）２,１の偏角がΨ２であれば、位相差φは下記の式（１４）で求められる。
【数１４】
2017179259.tif 000016
【００６６】
到来角算出部８１は、上記の式（１３）の関係を利用して、位相差φから、到来角θを算出する。
【００６７】
なお、本実施の形態はアンテナ素子の数を２としているが、本発明はアンテナ素子の数が２よりも多い場合にも適用できる。この場合、アンテナ素子間の位相差を複数の組み合わせパターンについて算出し、それぞれの組み合わせについて算出される到来角の平均値を算出すれば良い。
【００６８】
上記のように、特許文献１の技術では、遅延時間が短い遅延波が存在する場合に、直接波と遅延波を分離することができず、直接波の到来角推定精度が低下する。これに対して、本実施の形態によれば、超分解能処理により到来波の遅延時間を推定した後、直接波と遅延波を分離することで、遅延時間が短い遅延波が存在する場合でも、直接波の到来角を高精度に推定することができるという効果がある。
【００６９】
また、伝送路推定結果から、遅延時間の長い遅延波成分を除去した後、到来波を分離することで、到来波分離時に必要となる逆行列の算出に要する計算量が削減されるという効果がある。具体的には、遅延波成分を除去しない場合、Ｋ３の乗算回数が必要であるのに対して、遅延波を除去する場合、乗算回数はｑ３となる。ｑ＜Ｋの関係があることから、逆行列演算に必要な計算量が削減されることが分かる。また、遅延波除去部１５−ｎにて遅延波の除去のためＭポイントのＦＦＴとＩＦＦＴの処理を実施しているが、ＦＦＴ、ＩＦＦＴで必要となる乗算回数はＭ×ｌｏｇ（Ｍ）回であり、到来波の数に依存せず一定の計算量である。つまり、到来波の数が多い環境で、より計算量の削減の効果が得られると言える。
【００７０】
実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２の受信装置を示す。図８に示す受信装置は、図１の受信装置と概して同じであるが、閾値決定部３１が付加されている。
閾値決定部３１は、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間をもとに閾値τｔｈを決定する。
図８の遅延時間分割部１４は、図１の遅延時間分割部１４と概して同じであるが、以下の点で異なる。即ち、図１の遅延時間分割部１４は、予め定められた閾値τｔｈを用いるのに対し、図８の遅延時間分割部１４は、閾値決定部３１で決定された閾値τｔｈを用いる。
【００７１】
閾値決定部３１は、例えば、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間の最小値と最大値の中間の値を閾値τｔｈとする。
代わりに、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間の最小値と、予め定められた値との和を閾値τｔｈとしてもよい。
また、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間の最大値と最小値の差と予め定められた、０よりも大きく１よりも小さい値との積と、上記の最小値との和を閾値τｔｈとしてもよい。
【００７２】
閾値τｔｈは、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間の最小値よりも長く、最大値よりも短い値であれば良く、本実施の形態において、その算出方法は上記の方法に限らない。
【００７３】
このように、遅延時間を分割する際の閾値を動的に決めることで、遅延波の遅延時間が時間とともに変化するような環境でも、遅延時間を閾値τｔｈよりも短いものと閾値τｔｈ以上のものとに分割することができ、従って、伝送路推定部１２−１、１２−２で推定された到来波の一部のみを除去することができるという効果がある。
【００７４】
実施の形態３
図９は、本発明の実施の形態３の受信装置を示す。図９に示す受信装置は、図１の受信装置と概して同じであるが、遅延時間数判定部３２が付加されている。
遅延時間数判定部３２は、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間の数（到来波の数に相当する）Ｋが予め定められた閾値Ｋｔｈよりも少ないか否かの判定を行い、判定の結果ＥＲを出力する。
図９の、遅延時間分割部１４、並びに遅延波除去部１５−１、１５−２は、それぞれ図１の、遅延時間分割部１４、並びに遅延波除去部１５−１、１５−２と概して同じであるが、以下の点で異なる。
【００７５】
図９の遅延時間分割部１４は、遅延時間数判定部３２における判定の結果ＥＲに基づいて、遅延時間分割の処理を実行するか否かを決める。
また、図９の遅延波除去部１５−１、１５−２は、遅延時間数判定部３２における判定の結果に基づいて、遅延波除去の処理を実行するか否かを決める。
【００７６】
具体的には、遅延時間分割部１４は、遅延時間数判定部３２における判定の結果により、遅延時間の数Ｋが閾値Ｋｔｈより少ないことが示されている場合、遅延時間分割の処理を実施せず、遅延時間推定部１３で推定されたすべての遅延時間τ１〜τＫをそのまま出力する。
この結果、擬似逆行列生成部１６では、すべての遅延時間τ１〜τＫに基づいて（即ち式（９）においてｑ＝Ｋとして）、式（８）の擬似逆行列Ｘ（ハット）＋を生成する。
【００７７】
また、遅延波除去部１５−１、１５−２は、遅延時間数判定部３２から出力される判定の結果により、遅延時間の数Ｋが閾値Ｋｔｈより少ないことが示されている場合、遅延波除去の処理を実施せず、伝送路推定部１２−１、１２−２の出力ｚｎをそのまま出力する。
この結果、到来波分離部１７−ｎは、伝送路推定部１２−ｎの出力ｚｎに対して擬似逆行列（式（８））を、式（１０）に示すのと同様に乗算することで、列ベクトル（式（１１））を得る。即ち、式（１０）の乗算におけるｚｎ’として、ｚｎが用いられ、式（１１）の列ベクトルｙ（ハット）’ｎとして、ｑ＝Ｋとしたものが得られる。このような列ベクトルｙ（ハット）’ｎには、すべての遅延時間τ１〜τＫに相当する成分が含まれる。
【００７８】
遅延時間数判定部３２における判定の結果により、遅延時間の数Ｋが予め定められた数Ｋｔｈ以上であることが示されている場合、遅延時間分割部１４は、実施の形態１と同様に、遅延時間の分割を行い、遅延波除去部１５−１、１５−２は、実施の形態１と同様に遅延波の除去を行う。
【００７９】
上記のように、遅延時間の数は、到来波の数に相当する。到来波の数が少なく、遅延時間分割及び遅延波除去による計算量削減効果が低い場合に、遅延時間分割及び遅延波除去を実施しないことで、処理量を削減することができるという効果がある。
【００８０】
以上実施の形態３を実施の形態１に対する変形として説明した。実施の形態２に対しても同様の変形を加えることができる。
【００８１】
以上本発明の受信装置について説明したが、上記の受信装置で実施される受信方法もまた本発明の一部を成す。
以下、上記の実施の形態１〜３にそれぞれ対応する受信方法を実施の形態４〜６として説明する。
【００８２】
実施の形態４．
実施の形態４は、実施の形態１に対応する受信方法である。
図１０は、本実施の形態における処理の手順を示す。
図１０に示される受信方法は、無線受信ステップＳＴ１１、伝送路推定ステップＳＴ１２、遅延時間推定ステップＳＴ１３、遅延時間分割ステップＳＴ１４、遅延波除去ステップＳＴ１５、擬似逆行列生成ステップＳＴ１６、到来波分離ステップＳＴ１７、及び到来角推定ステップＳＴ１８を含む。
【００８３】
無線受信ステップＳＴ１１の処理は、図１の無線受信部１１−１及び１１−２が行う処理と同様である。伝送路推定ステップＳＴ１２の処理は、図１の伝送路推定部１２−１及び１２−２が行う処理と同様である。遅延時間推定ステップＳＴ１３の処理は、図１の遅延時間推定部１３が行う処理と同様である。遅延時間分割ステップＳＴ１４の処理は、図１の遅延時間分割部１４が行う処理と同様である。遅延波除去ステップＳＴ１５の処理は、図１の遅延波除去部１５−１及び１５−２が行う処理と同様である。擬似逆行列生成ステップＳＴ１６の処理は、図１の擬似逆行列生成部１６が行う処理と同様である。到来波分離ステップＳＴ１７の処理は、図１の到来波分離部１７−１及び１７−２が行う処理と同様である。到来角推定ステップＳＴ１８の処理は、図１の到来角推定部１８が行う処理と同様である。
【００８４】
無線受信ステップＳＴ１１においては、２本のアンテナ素子１０−１、１０−２で電波を受信することで得られた第１及び第２のアナログ信号をそれぞれ周波数変換してベースバンド信号に変換し、ＡＤ変換することで第１及び第２のデジタル信号Ｓｒ１、Ｓｒ２を生成する。
【００８５】
伝送路推定ステップＳＴ１２においては、無線受信ステップＳＴ１１で生成された第１及び第２のデジタル信号Ｓｒ１、Ｓｒ２の各々から、伝送路の周波数特性を推定し、第１及び第２の伝送路推定結果ｚ１、ｚ２を出力する。
【００８６】
伝送路の周波数特性の推定方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。本発明は、任意の伝送方式に適用可能であるが、ここでは、例として、多くの通信システムで採用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式が採用されている場合とＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｐｒｅａｄ）伝送方式が採用されている場合について述べる。
【００８７】
まず、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合について述べる。ＯＦＤＭ伝送方式は、直交する複数のサブキャリアを多重化したシンボルを伝送単位とする伝送方式である。ＯＦＤＭ伝送方式を採用する多くの通信システムでは、受信側で伝送路歪を補償するために、一部のサブキャリアを送信側及び受信側で既知のパイロットサブキャリアとして使用する。本実施の形態では、このパイロットサブキャリアを用いて伝送路の周波数特性を推定する。
【００８８】
図１１に、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合に実施される伝送路推定ステップＳＴ１２の一例における処理の手順を示す。
図１１に示される伝送路推定ステップＳＴ１２は、ＦＦＴステップＳＴ２０、パイロット抽出ステップＳＴ２１、パイロット生成ステップＳＴ２２、除算ステップＳＴ２３、及び補間ステップＳＴ２４を含む。
【００８９】
ＦＦＴステップＳＴ２０においては、図１０の無線受信ステップＳＴ１１で生成されるデジタル信号Ｓｒ１、Ｓｒ２を、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）により、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、各サブキャリアを出力する。
パイロット抽出ステップＳＴ２１においては、ＦＦＴステップＳＴ２０で出力されるサブキャリアからパイロットキャリアを抽出する。
ステップＳＴ２０及びＳＴ２１の処理と並行してステップＳＴ２２の処理が行われる。
パイロット生成ステップＳＴ２２においては、受信側において既知のパイロットキャリアを生成する。
ステップＳＴ２１及びステップＳＴ２２の次にステップＳＴ２３の処理が行われる。
【００９０】
除算ステップＳＴ２３においては、パイロット抽出ステップＳＴ２１で抽出されたパイロットキャリアをパイロット生成ステップＳＴ２２で生成されたパイロットキャリアで除算することで、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性を出力する。
補間ステップＳＴ２４においては、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）を得る。
【００９１】
次に、ＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合について述べる。ＤＳＳＳ伝送方式は、シンボル毎に擬似雑音系列を用いて拡散した信号を送信し、受信側で逆拡散する方式である。
【００９２】
図１２にＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合に実施される伝送路推定ステップＳＴ１２の一例における処理の手順を示す。
図１２に示される伝送路推定ステップＳＴ１２は、擬似雑音系列生成ステップＳＴ２５、逆拡散ステップＳＴ２６、及びＦＦＴステップＳＴ２７を含む。
【００９３】
擬似雑音系列生成ステップＳＴ２５においては、送信側において拡散時に使用されたのと同じ擬似雑音系列Ｎｓを生成する。
逆拡散ステップＳＴ２６においては、図１０の無線受信ステップＳＴ１１で生成されるデジタル信号Ｓｒ１、Ｓｒ２と擬似雑音系列Ｎｓとのスライディング相関をシンボル単位で計算する。
ＦＦＴステップＳＴ２７においては、逆拡散ステップＳＴ２６における計算の結果を、ＦＦＴにより周波数領域に変換することで、伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）を得る。
【００９４】
伝送路推定ステップＳＴ１２で算出される第１及び第２の伝送路推定結果ｚ１、ｚ２は、式（１）において、ｎ＝１又は２としたもので表される。
【００９５】
図１０に戻り、遅延時間推定ステップＳＴ１３においては、第１及び第２の伝送路推定結果ｚ１、ｚ２のいずれか、例えば、第１の伝送路推定結果ｚ１に基づいて、対応するアンテナで受信された電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する。
【００９６】
遅延時間の推定は、ＭＵＳＩＣ処理、ＥＳＰＲＩＴ処理等の超分解能処理で行われる。ここで、到来波の数をＫとし、各到来波の遅延時間をτ１、τ２、…、τＫ、遅延時間の推定値をτ（ハット）１、τ（ハット）２、…、τ（ハット）Ｋとする。なお、τ１＜τ２＜…＜τＫであるとする。
【００９７】
遅延時間分割ステップＳＴ１４においては、遅延時間の推定結果τ（ハット）１、τ（ハット）２、…、τ（ハット）Ｋを予め定められた閾値τｔｈと比較して、各推定値τ（ハット）ｋが閾値τｔｈよりも短いか否かの判定を行う。そして、推定値τ（ハット）１、…、τ（ハット）Ｋを閾値τｔｈより短いものτ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑと、それ以外のもの（閾値τｔｈ以上のもの）τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋとに分割する。ここで、閾値τｔｈは、τ（ハット）１＜τｔｈ＜τ（ハット）Ｋの関係を満たすように定められているものとする。
【００９８】
遅延波除去ステップＳＴ１５においては、伝送路推定ステップＳＴ１２における伝送路の周波数特性の推定結果の各々から、遅延時間分割ステップＳＴ１４で閾値τｔｈ以上と判定された遅延時間τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに対応する遅延波成分を除去し、その結果、除去されなかった到来波の成分から成る第１及び第２の伝送路周波数特性ｚ’１、ｚ’２を出力する。
【００９９】
図１３に、遅延波除去ステップＳＴ１５の一例における処理の手順を示す。
図１３に示される遅延波除去ステップＳＴ１５は、ＩＦＦＴステップＳＴ５０、遅延波成分除去ステップＳＴ５１、及びＦＦＴステップＳＴ５２を含む。
【０１００】
ＩＦＦＴステップＳＴ５０においては、式（１）に示す伝送路の周波数特性の推定結果ｚｎをＩＦＦＴして、例えば図５（ａ）に示される遅延プロファイルを算出する。
遅延波成分除去ステップＳＴ５１においては、ＩＦＦＴステップＳＴ５０で算出された遅延プロファイルにおいて、図５（ｂ）に示すように、遅延時間推定値τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに相当する成分を０にする。その結果、τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに相当する成分を含まず、τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑに相当する成分を含む遅延プロファイル（除去後の遅延プロファイル）が生成される。
【０１０１】
ＦＦＴステップＳＴ５２においては、遅延波成分除去ステップＳＴ５１の出力に対して、ＦＦＴを行い、周波数領域の信号に戻す。このような処理を行う結果、τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋに対応する到来波成分を含まず、τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑに対応する到来波の成分を含む伝送路の周波数特性が得られる。
【０１０２】
なお、上記の遅延波成分除去ステップＳＴ５１において、図５（ｃ）に示すように、図５（ａ）の遅延プロファイルにおいて、τ（ハット）ｑ＋１、…、τ（ハット）Ｋの範囲の成分をすべて０に置き換えても良い。
【０１０３】
ここで、遅延波除去ステップＳＴ１５の処理は、信号ｚ１、ｚ２(式（２）において、ｎ＝１又は２としたもの)に対して行われ、処理の結果として信号ｚ’１、ｚ’２(式（５）において、ｎ＝１又は２としたもの)が生成される。
式（２）と式（５）を比較すると、遅延波除去ステップＳＴ１５における処理の結果生成される信号は、遅延時間分割ステップＳＴ１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間τ（ハット）１、…、τ（ハット）ｑの到来波に対する伝送路の周波数特性であり、遅延時間を表す行列Ｘのサイズが、Ｍ×ＫからＭ×ｑに削減されていることが分かる。
【０１０４】
遅延波除去ステップＳＴ１５の処理と並行して擬似逆行列生成ステップＳＴ１６の処理が行われる。
擬似逆行列生成ステップＳＴ１６においては、遅延時間分割ステップＳＴ１４で閾値τｔｈよりも短いと判定された遅延時間をもとに、上記の式（８）で表される擬似逆行列Ｘ（ハット）＋を算出する。
式（８）において、逆行列演算の対象となる行列Ｘ（ハット）’ＨＸ（ハット）’のサイズはｑ×ｑであり遅延波除去ステップＳＴ１５により行列のサイズが削減されていることが分かる。
【０１０５】
遅延波除去ステップＳＴ１５及び擬似逆行列生成ステップＳＴ１６の次に、到来波分離ステップＳＴ１７の処理が行われる。
到来波分離ステップＳＴ１７においては、遅延波除去ステップＳＴ１５で生成された第１及び第２の伝送路周波数特性ｚ’１、ｚ’２(式（５）において、ｎ＝１又は２としたもの)の各々に対して、擬似逆行列生成ステップＳＴ１６で生成された擬似逆行列Ｘ（ハット）＋を、乗算し、これにより、
第１及び第２の伝送路周波数特性ｚ’１、ｚ’２に含まれる到来波の成分を互いに分離し、第１及び第２の直接波成分を抽出する。
【０１０６】
上記の乗算は上記の式（１０）で表される。
乗算の結果、列ベクトルｙ（ハット）’１及びｙ（ハット）’２（式（１１）でｎを１又は２としたもの）が得られる。
【０１０７】
到来波分離ステップＳＴ１７では、上記のように算出された列ベクトルｙ（ハット）’１、ｙ（ハット）’２の各々から、その先頭の値ａ（ハット）１,１、ａ（ハット）２,１を抽出し、第１及び第２の直接波成分として出力する。
【０１０８】
到来角推定ステップＳＴ１８においては、到来波分離ステップＳＴ１７で抽出された第１の直接波成分ａ（ハット）１,１と第２の直接波成分ａ（ハット）２,１の位相差φを算出し、算出した位相差φに基づいて、直接波の到来方向を推定する。
【０１０９】
到来角推定ステップＳＴ１８は例えば図１４に示すように、位相差算出ステップＳＴ８０、及び到来角算出ステップＳＴ８１を含む。
【０１１０】
位相差算出ステップＳＴ８０においては、直接波成分ａ（ハット）１,１と直接波成分ａ（ハット）２,１との間の位相差φを算出する。この算出は、上記の式（１４）に従って行われる。
【０１１１】
到来角算出ステップＳＴ８１においては、上記の式（１３）の関係を利用して、位相差φから、到来角θを算出する。
実施の形態４についても、実施の形態１と同様の効果が得られる。
【０１１２】
実施の形態５．
実施の形態５は、実施の形態２に対応する受信方法である。
図１５は、本発明の実施の形態５の受信方法における処理の手順を示す。
図１５に示す受信方法は、図１０の受信方法と概して同じであるが、閾値決定ステップＳＴ３１が付加されている。
【０１１３】
閾値決定ステップＳＴ３１の処理は、図８の閾値決定部３１が行う処理と同様である。
閾値決定ステップＳＴ３１の処理は、遅延時間推定ステップＳＴ１３の処理の次に行われる。
閾値決定ステップＳＴ３１では、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間をもとに閾値τｔｈを決定する。
【０１１４】
図１５の遅延時間分割ステップＳＴ１４は、図１０の遅延時間分割ステップＳＴ１４と概して同じであるが、以下の点で異なる。
即ち、図１０の遅延時間分割ステップＳＴ１４では、予め定められた閾値τｔｈが用いられるのに対し、図１５の遅延時間分割ステップＳＴ１４では、閾値決定ステップＳＴ３１で決定された閾値τｔｈを用いる。
【０１１５】
閾値決定ステップＳＴ３１では、例えば、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の最小値と最大値の中間の値を閾値τｔｈとする。
代わりに、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の最小値と、予め定められた値との和を閾値τｔｈとしてもよい。
また、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の最大値と最小値の差と予め定められた、０よりも大きく１よりも小さい値との積と、上記の最小値との和を閾値τｔｈとしてもよい。
【０１１６】
閾値τｔｈは、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の最小値と最大値の間の値であれば良く、本実施の形態において、その算出方法は上記の方法に限らない。
【０１１７】
このように、遅延時間を分割する際の閾値を動的に決めることで、遅延波の遅延時間が時間とともに変化するような環境でも、遅延時間を閾値τｔｈよりも短いものと閾値τｔｈ以上のものに分割することができ、従って、伝送路推定ステップＳＴ１２ので推定された到来波の一部のみを除去することができるという効果がある。
【０１１８】
実施の形態６．
実施の形態６は、実施の形態３に対応する受信方法である。
図１６は、本発明の実施の形態６の受信方法における処理の手順を示す。図１６に示す受信方法は、図１０の受信方法と概して同じであるが、遅延時間数判定ステップＳＴ３２が付加されている。
【０１１９】
遅延時間数判定ステップＳＴ３２の処理は、図９の遅延時間数判定部３２が行う処理と同様である。
遅延時間数判定ステップＳＴ３２は、遅延時間推定ステップＳＴ１３の次に行われる。
遅延時間数判定ステップＳＴ３２では、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の数（到来波の数に相当する）Ｋが予め定められた閾値Ｋｔｈよりも少ないか否かの判定を行う。
【０１２０】
遅延時間数判定ステップＳＴ３２において、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の数（到来波の数に相当する）Ｋが閾値Ｋｔｈ以上と判定されたときは（ステップＳＴ３２でＮＯの場合には）、次にステップＳＴ１４に進む。それ以降の処理は、実施の形態１で説明したのと同様である。
【０１２１】
遅延時間数判定ステップＳＴ３２において、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間の数（到来波の数に相当する）Ｋが閾値Ｋｔｈよりも少ないと判定されたときは（ステップＳＴ３２でＹＥＳの場合には）、次にステップＳＴ１６に進む。
この結果、擬似逆行列生成ステップＳＴ１６では、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定されたすべての遅延時間τ１〜τＫに基づいて（即ち式（９）においてｑ＝Ｋとして）、式（８）の擬似逆行列Ｘ（ハット）＋を生成する。
【０１２２】
到来波分離ステップＳＴ１７では、伝送路推定ステップＳＴ１２で算出された第１及び第２の伝送路推定結果ｚ１、ｚ２(式（２）において、ｎ＝１又は２としたもの)に対して、擬似逆行列生成ステップＳＴ１６で生成された擬似逆行列（式（８））を、式（１０）に示す如く乗算することで、列ベクトル（式（１１））を得る。即ち、式（１０）の乗算におけるｚｎ’として、ｚｎが用いられ、式（１１）の列ベクトルｙ（ハット）’ｎとして、ｑ＝Ｋとしたものが得られる。このような列ベクトルｙ（ハット）’ｎには、すべての遅延時間τ１〜τＫに相当する成分が含まれる。
【０１２３】
上記のように、遅延時間の数は、到来波の数に相当する。到来波の数が少なく、遅延時間分割及び遅延波除去による計算量削減効果が低い場合に、遅延時間分割及び遅延波除去を実施しないことで、処理量を削減することができるという効果がある。
【０１２４】
以上実施の形態６を実施の形態４に対する変形として説明した。実施の形態５に対しても同様の変形を加えることができる。
また、実施の形態１〜３について説明した変形と同様の変形を実施の形態４〜６にも加えることができる。
【０１２５】
実施の形態７．
以上実施の形態１、２、及び３において、図１、図８、及び図９に示される受信装置の各部分（機能ブロックとして図示した部分）は、処理回路により実現することができる。処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵであっても良い。
例えば、図１、図８、及び図９の各部分の機能をそれぞれ別個の処理回路で実現してもよいし、複数の部分の機能をまとめて一つの処理回路で実現しても良い。
【０１２６】
処理回路がＣＰＵの場合、受信装置の各部分の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェア或いはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリに格納される。処理回路は、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、受信装置は、処理回路により実現されるときに、図１、図８、又は図９に示される各部分の機能が、結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。また、これらのプログラムは、受信装置で実施される受信方法における処理の方法、或いはその手順をコンピュータに実行させるものであるともいえる。
【０１２７】
なおまた、受信装置の各部分の機能のうち、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしても良い。
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。
【０１２８】
図１７に上記の処理回路がＣＰＵであって、単一のＣＰＵを含むコンピュータ（符号１００で示す）で受信装置のすべての機能を実現する場合の構成の一例を、アンテナ素子１０−１、１０−２とともに示す。
図１７に示されるコンピュータ１００は、ＣＰＵ１０１と、メモリ１０２と、入力部１０３−１、１０３−２と、出力部１０４とを備え、これらはバス１０５で接続されている。
入力部１０３−１、１０３−２には、アンテナ素子１０−１、１０−２が接続されている。
アンテナ素子１０−１、１０−２で受信された信号は、入力部１０３−１、１０３−２を介して、ＣＰＵ１０１に供給される。
【０１２９】
ＣＰＵ１０１は、メモリ１０２に記憶されたプログラムに従って動作し、入力部１０３−１、１０３−２を介して入力された信号に対して、実施の形態１、２又は３の受信装置の各部の処理を行って、処理の結果得られた出力信号を出力部１０４から出力する。
ＣＰＵ１０１による処理の内容及び手順は、実施の形態１、２及び３で説明したのと同様である。
【０１３０】
実施の形態１、２及び３の受信装置における各処理をコンピュータに実行させる場合について述べたが、実施の形態４、５及び６の受信方法の各ステップの処理を上記と同様に、コンピュータに実行させることも可能である。
【０１３１】
受信装置で実施される受信方法、受信装置の各部分の処理、或いは受信方法における各処理をコンピュータに実行させるプログラム及び該プログラムを記録したコンピュータで読取り可能な記録媒体についても、受信装置について述べたのと同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【０１３２】
１０−１、２  アンテナ素子、  １１−１、１１−２  無線受信部、  １２−１、１２−２  伝送路推定部、  １３  遅延時間推定部、  １４  遅延時間分割部、  １５−１、１５−２  遅延波除去部、  １７−１、１７−２  到来波分離部、  １８  到来角推定部、  ２０−ｎ  ＦＦＴ部、  ２１−ｎ  パイロット抽出部、  ２２−ｎ  パイロット生成部、  ２３−ｎ  除算部、  ２４−ｎ  補間部、  ２５−ｎ  擬似雑音系列生成部、  ２６−ｎ  逆拡散部、  ２７−ｎ  ＦＦＴ部、  ３１  閾値決定部、  ３２  遅延時間数判定部、  ５０−ｎ  ＩＦＦＴ部、  ５１−ｎ  遅延時間成分除去部、  ５２−ｎ  ＦＦＴ部、  ８０  位相差算出部、  ８１  到来角算出部、  １０１  ＣＰＵ、  １０２  メモリ、  １０３−１、１０３−２  入力部、  １０４  出力部、  １０５  バス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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