(57)【要約】  インバータにより交流モータのトルクを安定に制御できるモータ制御システムを得ること。  本発明のモータ制御システムは、目標電流指令値に基づいて電圧指令値を演算し、電圧指令値に基づいてインバータ３の変調波指令値を生成する電流制御部１２０と、変調波指令値に応じてインバータ３から交流モータ４に出力される相電流値を検知する相電流検知部１１０と、電圧指令値及び変調波指令値に基づいて相電流値の高調波電流成分推定値を演算する高調波電流推定部１８０とを備え、電流制御部１２０は、相電流値と高調波電流成分推定値とを用いて目標電流指令値をフィードバック補正することを特徴とする。
2017122490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムであって、
目標電流指令値に基づいて電圧指令値を演算し、該電圧指令値に基づいて前記インバータの変調波指令値を生成する電流制御部と、
前記変調波指令値に応じて前記インバータから前記交流モータに出力される相電流値を検知する相電流検知部と、
前記電圧指令値及び前記変調波指令値に基づいて前記相電流値の高調波電流成分推定値を演算する高調波電流推定部と、を備え、
前記電流制御部は、前記相電流値と前記高調波電流成分推定値とを用いて前記目標電流指令値をフィードバック補正することを特徴とするモータ制御システム。
【請求項２】
前記相電流値と前記高調波電流成分推定値に基づいて前記相電流値の基本波電流成分を演算する基本波電流成分演算部と、を備え、
前記電流制御部は、前記基本波電流成分を用いて前記目標電流指令値をフィードバック補正することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御システム。
【請求項３】
前記高調波電流推定部は、前記インバータの出力電圧中の高調波電圧に基づき、高調波電流を推定することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御システム。
【請求項４】
前記交流モータの回転速度を検出する回転速度センサを備え、
前記高調波電流推定部は、前記電圧指令値及び前記変調波指令値及び前記回転速度に基づいて前記相電流値の高調波電流成分推定値を演算することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のモータ制御システム。
【請求項５】
前記電流制御部は、前記回転速度に基づいて２相の電圧値を３相の電圧値に変換することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御システム。
【請求項６】
前記電流制御部により生成された３相の電圧値を前記交流モータの回転速度に基づいて２相の電圧値に変換する３相２相変換部を有することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータにより交流モータを駆動するモータ制御システムの技術が種々提案されている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開2006-223089号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
モータ電流は、モータ回転数が上昇するにつれて高調波電流成分が増大する。したがって、高調波電流成分を含んだモータ電流をそのままフィードバック制御に用いると、過変調・矩形波変調領域において高調波電流成分が増幅される傾向にある。したがって、電流制御量が飽和あるいは大幅に変動し、過変調・矩形波変調領域での電流制御が不安定になり、モータのトルクを安定に制御できないという課題がある。【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、インバータにより交流モータのトルクを安定に制御できるモータ制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決する本発明のモータ制御システムは、インバータにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムであって、目標電流指令値に基づいて電圧指令値を演算し、該電圧指令値に基づいて前記インバータの変調波指令値を生成する電流制御部と、前記変調波指令値に応じて前記インバータから前記交流モータに出力される相電流値を検知する相電流検知部と、前記電圧指令値及び前記変調波指令値に基づいて前記相電流値の高調波電流成分推定値を演算する高調波電流推定部とを備え、前記電流制御部は、前記相電流値と前記高調波電流成分推定値とを用いて前記目標電流指令値をフィードバック補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、インバータにより交流モータのトルクを安定に制御できる。なお、上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】モータ回転数とモータ入力電流との関係を示す図。
【図２】第１実施形態に係わるモータ制御システムを説明する図。
【図３】第２実施形態に係わるモータ制御システムを説明する図。
【図４】モータ制御システムの出力電圧と電圧指令の波形を説明する図。
【図５】モータ制御システムの高調波電流計算ロジックを示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
【００１０】
図１は、モータ回転数とモータ入力電流との関係を示す図であり、正弦波変調領域から過変調・矩形波変調領域でのモータ入力電流の状態を表している。
【００１１】
モータ回転数は、上昇して高くなるに連れて正弦波変調領域から過変調・矩形波変調領域に移行し、モータ入力電流に含まれている高調波電流成分が増大する。このモータ入力電流の高調波電流成分を含んだモータ電流がフィードバックされると、電流制御量が飽和あるいは大幅に変動し、過変調・矩形波変調領域での電流制御が不安定になり、モータのトルクを安定に制御できない。
【００１２】
過変調領域における電流フィードバック系の振る舞いとして、高調波電流成分は抑制されることなく逆に増幅される傾向にある。これは以下の原理に基づく。電流フィードバック制御器では相電流検出器で検出された高調波電流は電流指令値と比較され、その電流偏差を小さくするためにより大きな高調波電圧がモータに印加される。特に、過変調領域においては電流の高調波成分が大きいため、電流偏差は大きくなり実際に印加できる電圧値を超過した電圧指令値が生じることによって電圧飽和が起こる。これにより、基本波電流を実現するための電圧が不足することになり、高調波電流が増加する。この現象が繰り返されることによって、高調波電流の増幅が起こり、電流制御系に不安定が生じる。
【００１３】
上記の問題点を解決するため、本発明は、インバータ３を用いてモータ４を駆動制御するモータ制御システムにおいて、過変調時の電流制御系の安定性に大きな影響を及ぼすインバータの出力電圧中の高調波電圧から高調波電流を推定する高調波電流推定部を設けて、そこで推定した高調波電流を、相電流検出器で検出したモータ電流から減算することにより、モータ電流の基本波電流のみをフィードバックする。これにより、過変調・矩形波変調領域でも高調波電流の影響を低減することができ、電流制御を安定に行うことができる。
【００１４】
図２は、第１実施形態に係わるモータ制御システムの構成図である。
【００１５】
モータ制御システムは、高圧電源１と、平滑コンデンサ２と、インバータ３と、モータ（交流モータ）４と、回転速度センサ５と、相電流検出器１００と、相電流検知部１１０と、電流制御部１２０と、電流制御器１３０と、２相３相変換部１４０と、変調波生成部１５０と、３相２相変換部１６０、１７０と、高調波電流推定部１８０とを有する。
【００１６】
高圧電源１は、システム駆動用の電源回路である。平滑コンデンサ２は、高圧電源１とインバータ３の間に接続されており、電圧の変動を小さくする。インバータ３は、直流側が平滑コンデンサ２に接続され、３相交流側はモータ４に接続される。モータ４は、インバータ３の３相交流側に接続される。回転速度センサ５は、モータ４に接続され、モータ４の回転速度と角度情報を取得する。
【００１７】
相電流検出器１００は、インバータ３の３相交流側とモータ４との間のＵＶＷ相に接続され、インバータ３からモータ４に出力されるＵＶＷ相電流を検出する。相電流検知部１１０は、相電流検出器１００から検出された相電流を検知し、３相２相変換部１７０に相電流値を入力する。
【００１８】
電流制御部１２０は、インバータ３に接続され、電流指令から算出した電圧を出力する。電流制御部１２０は、目標電流指令id、iqに基づいて電圧指令（電圧指令値）vd*、vq*を演算し、電圧指令vd*、vq*に基づいてインバータ３の変調波指令値を生成する。電流制御部１２０は、その内部機能として、電流制御器１３０と、２相３相変換部１４０と、変調波生成部１５０を有している。
【００１９】
電流制御器１３０は、目標電流指令（目標電流指令値）id、iqとフィードバック電流との偏差Δid、Δiqを入力とし、電圧指令vd*,vq*を演算する。電流制御器１３０は、２相３相変換部１４０に接続されており、電圧指令vd*,vq*を出力する。
【００２０】
２相３相変換部１４０は、電流制御器１３０と変調波生成部１５０の間に接続され、電流制御器１３０から取得した２相の電圧値を回転速度センサ５から取得したモータ４の回転速度ωｅと角度情報を用いて３相の電圧値に変換し、変調波生成部１５０に出力する。変調波生成部１５０は、２相３相変換部１４０とインバータ３の間に接続され、２相３相変換部１４０から取得した電圧値のON/OFF時間比率を変化させて、インバータ３にかかる平均電力を調整する。
【００２１】
３相２相変換部１６０は、変調波生成部１５０と高調波電流推定部１８０の間に接続され、変調波生成部１５０から取得した３相電圧を、回転速度センサ５から取得したモータ４の回転速度ωｅと角度情報を用いて２相電圧に変換する。３相２相変換部１７０は、相電流検知部１１０と電流制御部１２０の間に接続され、相電流検知部１１０から取得した３相電流を回転速度センサ５から取得したモータ４の回転速度ωｅと角度情報を用いて２相電流に変換する。
【００２２】
高調波電流推定部１８０は、３相２相変換部１６０を介して電流制御部１２０と、３相２相変換部１７０を介して相電流検知部１１０との間に接続され、電流制御部１２０から取得した変調波指令値と電圧指令値の差である２相電圧を用いて、高調波電流（高調波電流成分推定値）idh*,iqh*を推定する。
【００２３】
高調波電流推定部１８０は、インバータ３の出力電圧中の高調波電圧vdh*,vqh*を用いて高調波電流idh*,iqh*を推定する。本実施形態のモータ制御システムは、高調波電流推定部１８０で推定した推定電流（高調波電流idh*,iqh*）を、相電流検出器１００で検出したモータ電流（相電流値）から減算することにより、モータ電流の基本波電流成分を演算し（基本波電流演算部）、その算出したモータ電流の基本波電流成分のみを電流制御部１２０の電流制御器１３０にフィードバックする。
【００２４】
電流制御部１２０は、フィードバックされた基本波電流成分を用いて目標電流指令id、iqをフィードバック補正する。具体的は、目標電流指令id、iqとフィードバック電流との偏差Δid、Δiqを電流制御器１３０に入力する。
【００２５】
次に、高調波電流推定部１８０での高調波電流推定法について詳細に説明する。過変調領域におけるＵ相出力電圧vuと、変調波生成器で生成したＵ相電圧指令vu*の波形を図４に示す。Ｕ相出力電圧vu**は、基本波成分と高調波成分を含んでおり、一方、Ｕ相電圧指令vu*は、ほぼ基本波成分のみである。よって、インバータ３の出力電圧に含まれるＵＶＷ相の高調波電圧（vuh*,vvh*,vwh*）は、以下の式（１）で表せる。
【００２６】
【数１】
2017122490.tif 000003
【００２７】
上記式（１）は、ＵＶＷ相静止座標系で表したＵＶＷ相高調波電圧（vuh*,vvh*,vwh*）であり、これをｄｑ軸回転座標系に変換すると、ｄｑ軸高調波電圧（vdh*,vqh*）は、下記の式（２）で表すことができる。
【００２８】
【数２】
2017122490.tif 000004
【００２９】
以上により、インバータ３の出力電圧中に含まれるｄｑ軸高調波電圧を推定する。
【００３０】
次に、上記式（２）とモータ４の電圧方程式を用いて、ｄｑ軸高調波電圧（idh*,iqh*）の推定式を導出する。下記の式（３）に示すモータ４の電圧方程式を、ｄｑ軸電流の時間微分系に変換して整理すると、下記の式（４）が算出される。
【００３１】
【数３】
2017122490.tif 000005
【００３２】
【数４】
2017122490.tif 000006
【００３３】
vd：ｄ軸電圧[V]、vq：ｑ軸電圧[V]、R：モータ相抵抗[W]、ωe：モータ電気周波数 [rad/s]，id：ｄ軸電流[A]、iq：ｑ軸電流[A]、Ld：ｄ軸インダクタンス、Lq: ｑ軸インダクタンス、ke：逆起電力定数[V/rad/s]
上記式（４）のｄｑ軸電圧（vd,vq）は変調波生成部で生成したｄｑ軸電圧指令（vd**,vq**）と一致し、かつ電流制御器で生成したｄｑ軸電圧指令（vd*,vq*）と高調波電流推定部で算出したｄｑ軸高調波電圧（vdh*,vqh*）の和で表すことができるため、式（４）を高調波成分に着目した電圧方程式に変換すると式（５）が導出される。
【００３４】
【数５】
2017122490.tif 000007
【００３５】
以上により、モータ電流に含まれるｄｑ軸高調波電圧を推定する。
【００３６】
上記のようにして推定したｄｑ軸高調波電流（idh*,iqh*）を、相電流検出器１００で検出したモータ４のｄｑ軸電流から減算することにより、モータ電流の基本波成分のみを電流制御器１３０にフィードバックすることができる。
【００３７】
図３は、第２実施形態に係わるモータ制御システムの構成図である。第１実施形態と同様の構成要素には、同一の符号を付することでその詳細な説明を省略する。
【００３８】
モータ制御システムは、第１実施形態の変調波生成部１５０の代わりに、シームレス矩形波処理部２００と、ＰＷＭ・矩形波変調器２１０を有している。シームレス矩形波処理部２００は、２相３相変換部１４０とＰＷＭ・矩形波変調器２１０との間に接続されており、電流制御器１３０から２相３相変換部１４０を介して取得した電圧指令を台形波指令値に変換する。ＰＷＭ・矩形波変調器２１０は、シームレス矩形波処理部２００とインバータ３の間に接続されており、シームレス矩形波処理部２００から取得した台形波指令値を電圧値のON/OFF時間比率を変化させて、インバータ３にかかる平均電力を調整する。
【００３９】
図４は、本実施形態にかかるモータ制御システムの出力電圧と電圧指令の波形を説明する図である。図４には、過変調領域におけるＵ相出力電圧vuとＵ相電圧指令vu*の波形が示されている。
【００４０】
Ｕ相出力電圧vuは、変調波生成部１５０（シームレス矩形波処理部２００）で生成したＵ相電圧指令vu**と同一波形であり、基本波成分と高調波成分を含んでいる。一方、電流制御器１３０で生成したｄｑ軸電圧指令（vd*,vq*）を２相３相変換部１４０より取得されたＵ相電圧指令vu*は、ほぼ基本波成分のみである。よって、Ｕ相電圧指令vu**からＵ相電圧指令vu*を減算することにより、Ｕ相高調波電圧vuh*を算出できる。
【００４１】
図５は、本実施形態にかかるモータ制御システムの高調波電流計算ロジックを示す図である。図５には、高調波電流推定部１８０での高調波電流計算ロジックが示されている。
【００４２】
電圧指令のｄｑ軸の干渉成分を補償しており、モータ制御定数が変化しても式展開が可能であり、またモータの電気周波数である回転速度ωeが含まれることにより、モータの実速度に応じた制御が可能となりロバスト性に優れている。すなわち、モータ制御システムが過変調となる運転状態において、負荷変動によってモータの速度が変動した場合にも回転速度を用いた高応答な電流制御を実現できるため、モータ停止状態から高速回転状態まで安定したモータ制御システムを提供できる利点がある。更に、回転速度を微分して負荷トルクを検出し、負荷トルクとトルク指令とが一致するようにトルクをフィードバック制御する制御構成にすることで、モータの負荷がステップ状に変化する急激な負荷変動をする場合にも安定した高応答なトルク制御ができるモータ制御システムを提供できる利点がある。
【００４３】
以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の精神を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。例えば、前記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【００４４】
１  高圧電源
２  平滑コンデンサ
３  インバータ
４  モータ（交流モータ）
５  回転速度センサ
１００  相電流検出器
１１０  相電流検知部
１２０  電流制御部
１３０  電流制御器
１４０  ２相３相変換部
１５０  変調波生成部
１６０  ３相２相変換部
１７０  ３相２相変換部
１８０  高調波電流推定部
２００  シームレス矩形波処理部
２１０  ＰＷＭ・矩形波変調器
【図１】
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【図２】
2017122490.tif 000009
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
2017122490.tif 000013
2017122490.tif 000014