(57)【要約】  複数のトランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の１次側巻線が互いに並列に接続されている。スイッチ（ＳＷ）が複数のトランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の１次側の電流をオン／オフする。各トランス（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）の２次側巻線数は複数である。
2017203666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側巻線が互いに並列に接続された複数のトランスと、
前記複数のトランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備え、
各トランスの２次側巻線数は複数であることを特徴とするフライバック電源。
【請求項２】
前記複数のトランスの２次側巻線数が互いに異なることを特徴とする請求項１に記載のフライバック電源。
【請求項３】
１次側巻線が互いに直列に接続された複数の第１トランスと、
１次側巻線が互いに直列に接続され、かつ前記複数の第１トランスの１次側巻線と並列に接続された複数の第２トランスと、
前記複数の第１トランス及び前記複数の第２トランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備えることを特徴とするフライバック電源。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載のフライバック電源を備えることを特徴とするインバータ。
【請求項５】
請求項４に記載のインバータを備えることを特徴とする電動車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の２次側出力を持つフライバック電源、インバータ及び電動車両に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力（１次側）と出力（２次側）が絶縁されるスイッチング電源には、フライバック型、フォワード型、プッシュプル型、ハーフ／フルブリッジ型があるが、どの方式においても絶縁のためにトランスが用いられている。【０００３】
フライバック電源は特に部品点数が少なく、容量１００Ｗ以下の小型・小容量電源に用いられている。複数の２次側出力が必要な場合には、必要な出力数に応じてトランスの２次側巻線を複数持たせる。【０００４】
２次側出力の数に応じた複数の２次側巻線を持つトランスを用いた電源を集中型と呼ぶ。例えば、２次側出力が４つの場合、トランスは１次巻線１つと２次側巻線が４つの構成となる。一方、１つ又は少数の出力を持つ電源を複数用いた構成を分散型と呼ぶ（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】日本特開２０１２−１２０３０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
入力（１次側）と複数の出力（２次側）間を絶縁するには、トランスの各巻線間の絶縁が必要である。絶縁を確保する為に各巻線の間には、絶縁電圧に応じた絶縁材又はスペーサが必要となるため、集中型ではトランスの外形が大きくなるという問題がある。フライバック電源は他の形式に比べ部品点数が少なく実装面積を小型化できるメリットがあるが、トランスが大型化すると電源全体の高さが大きくなってしまう。また、トランスが大型化するとその重量も比例して増加し、振動の大きな環境では、トランス又はトランスを実装するプリント基板が破損する恐れがある。【０００７】
分散型は各トランスの２次側巻線数が１つ又は少数のため、集中型よりもそのトランス外形サイズを小型化でき、電源全体の高さを集中型より低くすることができる。また、トランスの大型化が避けられるため、振動の大きな環境においても電源の破損を防止できる。しかし、分散型では部品点数が多くなるため、集中型に比べて実装面積と部材コストが増加するという問題がある。【０００８】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は分散型に比べて部品点数を削減し、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができるフライバック電源、インバータ及び電動車両を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係るフライバック電源は、１次側巻線が互いに並列に接続された複数のトランスと、前記複数のトランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチとを備え、各トランスの２次側巻線数は複数であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明では、複数のトランスの１次側巻線が互いに並列に接続され、各トランスの２次側巻線数は複数である。これにより、分散型に比べて部品点数を削減し、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係るフライバック電源を示す回路図である。
【図２】比較例に係る集中型６出力フライバック電源を示す図である。
【図３】比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。
【図４】比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。
【図５】比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。
【図６】比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。
【図７】比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作波形を示す図である。
【図８】比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。
【図９】比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。
【図１０】比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。
【図１１】比較例に係る分散型３出力フライバック電源を示す図である。
【図１２】比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。
【図１３】比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。
【図１４】本発明の実施の形態２に係るフライバック電源を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施の形態３に係るフライバック電源を示す回路図である。
【図１６】本発明の実施の形態４に係るフライバック電源を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施の形態５に係るインバータを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の実施の形態に係るフライバック電源、インバータ及び電動車両について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
【００１３】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るフライバック電源を示す回路図である。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が、電源端子ＶＣＣと接地端子との間において、互いに並列に接続されている。スイッチＳＷは、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線の一端と接地端子との間に接続された半導体スイッチであり、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側の電流をオン／オフする。
【００１４】
各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の２次側巻線数は２つである。従って、電源出力数は６つである。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の６つの２次側巻線に並列にそれぞれ出力コンデンサＣ１〜Ｃ６が接続されている。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の６つの２次側巻線の一端と２次側出力ＶＤＤ１〜ＶＤＤ６の間にそれぞれ整流ダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。
【００１５】
電源制御部ＳＣ（SMPS CONTROLLER）がスイッチＳＷを制御する。電源制御部ＳＣにおいて、複数の２次側出力電圧の任意の１つを出力電圧安定化のためのフィードバック信号として用いることができる。または、スイッチＳＷがターンオフした際に生じるフライバック電圧をフィードバック信号として用いることもできる。
【００１６】
続いて、本実施の形態の効果を比較例と比較して説明する。図２は、比較例に係る集中型６出力フライバック電源を示す図である。電源出力数と同数の２次側巻線を持つトランスＴを用意する必要がある。１次側巻線と２次側巻線との間の絶縁を確保するために、各巻線間に絶縁材又はスペーサが必要となる。このため、集中型ではトランスの外形が大きくなるという問題がある。特にトランスの高さ方向のサイズが問題となる。制御部も含め、プリント基板に実装する電子部品の中ではトランスが最も大きくなる。そのトランスの高さで電子部品を実装したプリント基板の高さが決定されるため、トランスの大型化はそのまま電源全体のサイズが大きくなる。また、トランスが大型化するとその重量も比例して増加し、振動の大きな環境では、トランスやトランスを実装するプリント基板が破損する恐れがある。
【００１７】
図３及び図４は、比較例に係る分散型６出力フライバック電源を示す図である。分散型では２次側巻線数が１つのトランス６つを用いるため、各トランスの外形サイズは集中型のトランスより小型になる。従って、各トランスの高さ方向のサイズも小さくなり、トランスを含めた電源回路の薄型化が可能となる。各トランスが小型化されることで重量も低減する。従って、電子部品としては比較的重量が大きいトランスを分散して配置できるため、加振時にプリント基板に加わる応力を低減できる。さらに、トランスの機械的強度も向上する。
【００１８】
しかし、分散型では電源出力数と同数のトランスが必要となる。各トランスが小型になっても、分散型のトランス６つが占める床面積は集中型のトランス１つよりも大きくなり、電源全体で実装面積が増加する。また、分散型のトランス６つの合計重量は、集中型のトランス１つよりも重くなり、電源全体では重量増となる。また、分散型の複数の小型トランスの合計コストは、集中型の大型トランス１つを上回る。さらに、図３では電源数と同数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６及び電源制御部ＳＣ１〜ＳＣ６も必要となるため、集中型に比べて制御部の実装面積と部品コストが増加する。また、図４では、電源出力数が増加すると、各トランスの１次側巻線を並列接続するための配線が複雑になり、配線のインピーダンス及びインダクタンスが増加する。
【００１９】
電源出力数が６つの場合、比較例に係る分散型ではトランスの１次側巻線と２次側巻線数の総和は２×６＝１２となる。集中型では７である。一般的にトランスのサイズ、重量、コストは巻線数と正の相関関係にある。分散型の総巻線数は集中型に比べて約７１％増加している。このように分散型は小型の電源を複数用いることで総巻線数が増加するため、集中型のトランス１つに比べて合計重量と合計コストが増大する。
【００２０】
図５及び図６は、比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。図７は、比較例に係る集中型２出力フライバック電源の動作波形を示す図である。スイッチＳＷがオンすると、図５に示すように、１次側巻線に電源電圧ＶＣＣが印加される。同時に２次側巻線にもそれぞれＶＣＣ×ＮＳ１／ＮＰ，ＶＣＣ×ＮＳ２／ＮＰの電圧が生じる。ここで、ＮＰは１次側巻線の巻数、ＮＳ１，ＮＳ２はそれぞれ２次側巻線の巻数である。しかし、２次側巻線に接続された整流ダイオードＤ１，Ｄ２により２次側巻線には電流が流れない。このため、トランスＴ１の１次側巻線はインダクタンスとして動作し、１次側巻線電流はＩＰ＝ＶＣＣ／ＬＰ×ｔとなる。ここで、ＬＰはトランスＴ１の１次側巻線のインダクタンス，ｔはスイッチＳＷのオン時間である。スイッチＳＷがオンしている期間中、トランスＴ１のコアに励磁エネルギーが蓄積され、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２に接続する負荷には出力コンデンサＣ１，Ｃ２から電力が供給される。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２から負荷に供給する電流が大きくなると、スイッチＳＷがオンしている期間中の出力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧低下量も大きくなる。
【００２１】
スイッチＳＷがオフすると、図６に示すように、１次側巻線インダクタンスの過渡応答により誘導電圧が反転してＶＰとなる。２次側巻線の誘導電圧も反転してそれぞれＶＳ１，ＶＳ２となる。そして、２次側巻線に電流ＩＳ１，ＩＳ２が流れ、２次側巻線に整流ダイオードＤ１，Ｄ２を介して接続した出力コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２に接続した負荷に電力を供給する。
【００２２】
このスイッチＳＷがオフした時の各電圧の関係はＶＰ＝ＶＳ１×ＮＰ／ＮＳ１＝ＶＳ２×ＮＰ／ＮＳ２となる。また、ＶＳ１＝ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１，ＶＳ２＝ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２より、（ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１）×ＮＰ／ＮＳ１＝（ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２）×ＮＰ／ＮＳ２となる。ここで、ＶＦ１，ＶＦ２はそれぞれ整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧、ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２は２次側出力電圧である。
【００２３】
２つの２次側巻線の巻数が同じ（ＮＳ１＝ＮＳ２）場合には、ＶＦ１＋ＶＯＵＴ１＝ＶＦ２＋ＶＯＵＴ２となる。２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１，２にそれぞれ接続する負荷が同じ（＝負荷に供給される電流が同じ）であれば、スイッチＳＷがオフした際の出力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧はＶＯＵＴ１＝ＶＯＵＴ２となるため、ＶＦ１＝ＶＦ２から２次側巻線に流れる電流もＩＳ１＝ＩＳ２となる。
【００２４】
次に、２つの２次側巻線の巻数が同じ（ＮＳ１＝ＮＳ２）で、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１に接続される負荷が２次側出力ＯＵＴＰＵＴ２に接続される負荷よりも重い、つまり２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１に接続される負荷に流れる電流が大きい場合を考える。スイッチＳＷのオン期間中、２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１側の出力コンデンサＣ１から負荷に供給される電流がＯＵＴＰＵＴ２側より大きいため、スイッチＳＷがオフした時には、ＶＯＵＴ１＜ＶＯＵＴ２になる。このため、ＶＦ１−ＶＦ２＝ＶＯＵＴ２−ＶＯＵＴ１＞０よりＶＦ１＞ＶＦ２の関係となる。つまり、ＩＳ１＞ＩＳ２となり、負荷が重い２次側出力ＯＵＴＰＵＴ１側により大きな電力が供給される。この動作により、複数の出力を持つフライバック電源では、２次側出力に接続する負荷が均等で無い場合、負荷の重い２次側巻線により大きな電力が供給されることで、重い負荷が接続された出力部の電圧低下を抑えられる。つまり負荷の変動による出力電圧の変動が抑制される。
【００２５】
図８〜１０は、比較例に係る分散型２出力フライバック電源の動作原理を示す図である。トランスＴ１の１次側とトランスＴ２の１次側が並列接続されている。トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線の一端と接地端子との間に共通のスイッチＳＷを１つ用いる。スイッチＳＷの制御部も１つになる。この電源は一般には見られない構成であり、スイッチＳＷオフ時に独特な動作を行うため、詳細な動作説明を以下に示す。ここでは、単純化するために、スイッチＳＷ及び配線の電圧降下は無視できるほど小さいとする。またトランスの巻線抵抗も十分小さく、巻線抵抗の電圧降下も無視できるほど小さいとする。
【００２６】
スイッチＳＷがオンすると、図８に示すように、トランスＴ１，Ｔ２の１次側に電流ＩＴ１Ｐ，ＩＴ２Ｐが流れる。この時、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線にそれぞれ印加される電圧ＶＴ１Ｐ，ＶＴ２Ｐは等しくなる。スイッチＳＷのオン期間中、図５の集中型と同様に、トランスＴ１，Ｔ２の２次側には下向きの電圧ＶＴ１Ｓ，ＶＴ２Ｓが生じるが、整流ダイオードＤ１，Ｄ２によってトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線に電流は流れない。トランスＴ１，Ｔ２の各コアに励磁エネルギーが蓄積される。
【００２７】
スイッチＳＷのオン期間中、図５の集中型と同様に、それぞれの２次側出力に接続された負荷Ｒ１，Ｒ２には出力コンデンサＣ１，Ｃ２から電流が供給される。この期間中の出力コンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれの電圧変動ΔＶ１，ΔＶ２は以下の式１のようになり、負荷電流が大きいほど電圧変動（＝電圧低下）が大きくなる。
ΔＶ１＝（Ｒ１の負荷電流×ＳＷオン時間）／Ｃ１，ΔＶ２＝（Ｒ２の負荷電流×ＳＷオン時間）／Ｃ２    （式１）
【００２８】
スイッチＳＷがオフすると、図９に示すように、各トランスＴ１，Ｔ２の各コアに蓄積された励磁エネルギーにより以下の現象が生じる。１次側巻線インダクタンスの過渡応答により１次巻線の誘導電圧が反転する。２次側巻線の誘導電圧も反転し２次側巻線に電流が流れ、２次側巻線に整流ダイオードＤ１，Ｄ２を介して接続した出力コンデンサＣ１，Ｃ２を充電すると共に、２次側出力に接続した負荷Ｒ１，Ｒ２に電力を供給する。ＶＴ１Ｐ，ＶＴ２Ｐは以下の式で表される。
ＶＴ１Ｐ＝ＶＴ１Ｓ×ＮＰ１／ＮＳ１＝（Ｖ１＋ＶＤ１）×ＮＰ１／ＮＳ１，ＶＴ２Ｐ＝ＶＴ２Ｓ×ＮＰ２／ＮＳ２＝（Ｖ２＋ＶＤ２）×ＮＰ２／ＮＳ２    （式２）
【００２９】
負荷Ｒ１，Ｒ２が拮抗している場合にはＶＴ１Ｐ＝ＶＴ２Ｐとなり、トランスＴ１，Ｔ２側がそれぞれ従来のフライバック電源と同様に動作する。トランスＴ１，Ｔ２の２次側に電流が流れることで各コアに蓄積された励磁エネルギーが減少する。励磁エネルギーがゼロになると、２次側電流は流れなくなり、１次巻線と２次巻線の誘導電圧もゼロになる。スイッチＳＷがオフした際に各トランスの１次巻線に生じる誘導電圧をフライバック電圧と呼ぶ。
【００３０】
図１０は、負荷Ｒ１，Ｒ２にアンバランスが有って、負荷Ｒ２側の負荷電流が負荷Ｒ１側の負荷電流よりも大きい場合である。負荷電流が大きいとスイッチＳＷのオン期間中の出力コンデンサの電源変動が大きくなり、負荷電流が少ない場合に比べ出力コンデンサの電圧が低下する。スイッチＳＷがオフした際のトランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線電圧は式２で示す値となる。負荷Ｒ２側の負荷電流が大きく、出力コンデンサＣ２の電圧ＶＤ２が低下するため、ＶＴ２Ｐ＜ＶＴ１Ｐとなる。ただし、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線は並列接続されているため、強制的にＶＴ２Ｐ＝ＶＴ１Ｐになるよう、各部の電圧、電流が変化する。
【００３１】
１次側巻線電圧ＶＴ２ＰがＶＴ１Ｐに近づくよう増加するため、式２より整流ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＤ２が増加する。整流ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＤ２の増加は、トランスＴ２の２次側電流ＩＴ２Ｓの増加を意味する。２次側電流ＩＴ２Ｓの増加により、出力コンデンサＣ２を充電する電流も増加し、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の増加量も大きくなる。
【００３２】
逆に、トランスＴ１の一次側電圧が強制的に低下させられ、整流ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＤ１の低下と、トランスＴ１の２次側電流ＩＴ１Ｓの低下が生じる。その結果、出力コンデンサＣ１の充電電流低下と電圧Ｖ１の増加量の低減が生じる。
【００３３】
また、トランスＴ１，Ｔ２の１次側巻線間には、図１０に示す向きの電流ＩＴ１Ｐ，ＩＴ２Ｐが流れる。この１次巻線電流によって、トランスＴ１のコアに蓄積された励磁エネルギーの一部がトランスＴ２に移動する。この１次巻線電流の向きは、トランスＴ１の２次側巻線電流ＩＴ１Ｓを減少させ、トランスＴ２の２次側巻線電流ＩＴ２Ｓを増加させる。
【００３４】
つまり、各トランスの１次側巻線を並列接続することで、出力電圧の低下率が低いトランス側から、負荷電流が大きくスイッチＳＷのオン期間中の出力電圧低下率が大きなトランス側へ、スイッチＳＷがオフした際に１次巻線電流を介して励磁エネルギーの移動が生じる。この励磁エネルギーの移動機構により、負荷電流の大きなトランス側の出力電圧の低下が抑制される。この励磁エネルギー移動の効果は、図５に示した集中型２出力フライバック電源において、スイッチＳＷがオフした際に、負荷電流が大きな２次側巻線に対しより多くの電力が供給される場合と同様である。
【００３５】
上述の励磁エネルギー移動により、負荷電流が大きなトランス側の出力電圧の低下が抑えられ、負荷電流の小さなトランス側の出力電圧の増加も抑えられる。従って、負荷電流の大小による出力電圧の変動が抑制されるため、スイッチＳＷのオン・オフ時間制御のフィードバックする出力電圧は複数のトランスのどれか一つでよい。
【００３６】
スイッチＳＷから見ると、図８の分散型のトランスＴ１，Ｔ２は図５の集中型の２つの２次側巻線を持つトランスと等価となる。このため、スイッチＳＷのオン・オフ動作を制御する制御部として、図５の集中型と同様の制御方式と回路を使用できる。
【００３７】
図１１は、比較例に係る分散型３出力フライバック電源を示す図である。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が互いに並列に接続されている。トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３は同一仕様で、１次側巻線数と２次側巻線数のインダクタンスが等しい。各トランスの出力コンデンサと並列に抵抗負荷を接続している。トランスＴ１の負荷は１００Ω、トランスＴ２，Ｔ３の負荷は３００Ωであり、トランスＴ１の２次側負荷電流はトランスＴ２，Ｔ３の約３倍となっている。
【００３８】
図１２及び図１３は比較例に係る分散型３出力フライバック電源の実測波形である。図１２の実測波形では、スイッチＳＷがオンしている期間中、トランスＴ１とトランスＴ２は１次側巻線のインダクタンスが等しいため、１次巻線電流が等しくなっている（図１２のＡ）。スイッチＳＷがオフし、１次側巻線に誘導電圧が生じている期間をフライバック期間と呼んでいる。このフライバック期間中、トランスＴ１とトランスＴ２の１次側巻線には逆向きの電流が流れている。即ち、高負荷トランスＴ１の１次側には、２次側誘起電圧を上げる向きに電流が流れ、軽負荷トランスＴ２から電力が供給されている（図１２のＣ）。一方、軽負荷トランスＴ２の１次側には、２次側誘起電圧を下げる向きに電流が流れ、高負荷トランスＴ１の１次側に電力を供給している（図１２のＢ）。この１次巻線電流によってトランスＴ２，Ｔ３の励磁エネルギーの一部がトランスＴ１に移動している。トランスＴ２とトランスＴ３の１次側巻線電流を足し合わせた電流がトランスＴ１の１次側巻線に流れるため、トランスＴ２の１次側巻線電流はトランスＴ１の巻線電流の１／２になっている。図１３の実測波形では、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線を並列接続しているため、フライバック期間中も、負荷電流の大きいトランスＴ１の１次側巻線電圧と負荷電流の低いトランスＴ２の１次側巻線電圧が等しくなっていることが分かる（図１３のＤ）。
【００３９】
本実施の形態では各トランスの２次側巻線数が２つであるため、各トランスの２次側巻線が１つの分散型に比べてトランス数が１／２となる。従って、分散型に比べて部品点数を削減することができる。
【００４０】
また、本実施の形態のトランスの総巻線数は３×３＝９で、合計巻線数が７つの集中型に比べて約２９％の増加に抑えられている。よって、分散型に比べてトランスの合計重量と合計コストを低減することができる。また、制御部が１つだけになるため、図３に示した分散型に比べて実装面積を低減することができる。
【００４１】
また、本実施の形態では各トランスの合計巻線数は１次側巻線と２次側巻線で３つであるため、集中型のトランスよりも小型、軽量化が可能となる。従って、集中型に比べて小型化と低コスト化を実現することができる。さらに、分散型と同様に、トランスをプリント基板に実装した際の対振動性が向上する。また、分散型と同様に、トランスの小型化によってプリント基板に実装した場合、集中型よりも低背化が可能となる。
【００４２】
トランスＴ１の２次側出力ＶＤＤ１，ＶＤＤ２のみに着目すると、図５〜７に示した集中型と同様に動作する。ＶＤＤ１の負荷電流がＶＤＤ２より大きい場合には、スイッチＳＷがターンオフするとＶＤＤ１側にはＶＤＤ２側より大きな２次側巻線電流が流れ、２次側出力に接続する負荷の軽重による出力電圧の変動を抑制する。
【００４３】
また、各トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の２次側出力電力が等しくない場合、図１０〜１３と同様に、スイッチＳＷがターンオフすると１次側巻線間に電流が流れ、２次側出力電力が小さいトランスから２次側出力電力が大きいトランスへ励磁エネルギーの移動が生じる。即ち、２次側の負荷にアンバランスが有っても、スイッチＳＷのオフ時に、負荷の軽いトランスから負荷の重いトランスへの励磁エネルギー移動によって、負荷が重いトランスの２次側出力電圧の低下が抑制される。従って、２次側巻線間での負荷のアンバランスによる出力電圧の変動を抑えることができる。
【００４４】
また、分散型では、負荷にアンバランスが有る場合の励磁エネルギー移動において配線インピーダンスによる損失や配線インダクタンスによるサージ電圧が問題となる。これに対して、本実施の形態では１次側巻線の配線が簡素化されるため、配線の低インダクタンス化と低インピーダンス化が容易となり、配線インピーダンスによる電力損失と配線インダクタンスによるサージ電圧の低減が可能となる。
【００４５】
実施の形態２．
図１４は、本発明の実施の形態２に係るフライバック電源を示す回路図である。本実施の形態では実施の形態１と同様に電源出力数は６つであるが、各トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線数を３つとしている。このように各トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻き数比を変えることで、２次側出力電圧を個別に設定できる。トランスの総巻線数は８つであり、集中型の総巻線数７に対し、約１４％の増加に抑えられている。また、各トランスの外形寸法及び重量は集中型電源のトランスより低減するため、従来の分散型電源と同様に、電源全体の低背化が可能となり、トランスをプリント基板に実装した際の対振動性が向上する。また、トランスの並列接続数が実施の形態１よりも減少し、１次側巻線間の配線のレイアウトが容易となる。
【００４６】
実施の形態３．
図１５は、本発明の実施の形態３に係るフライバック電源を示す回路図である。実施の形態１，２は各トランスの２次側巻線数を同一としているが、本実施の形態ではトランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線数はそれぞれ２つと３つである。このように複数のトランスの２次側巻線数が互いに異なっても、スイッチＳＷのオフ時に、２次側負荷電流が低いトランスから負荷電流の大きいトランスへ励磁エネルギーが移動し、２次側負荷電流が大きいトランスの２次側出力電圧の低下が抑制される。また、様々な出力電圧仕様に応じて少品種のトランスを複数組み合わせることで、様々な出力電圧仕様に対応することができ、仕様毎にトランスを多品種用意する必要が無い。
【００４７】
実施の形態４．
図１６は、本発明の実施の形態４に係るフライバック電源を示す回路図である。第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線が互いに直列に接続され、第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側巻線が互いに直列に接続されている。ただし、第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３間の２次側負荷のばらつきが少なく、第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６間で２次側負荷のばらつきも少ないことが必要である。第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側巻線は第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次側巻線と並列に接続されている。スイッチＳＷは第１トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３及び第２トランスＴ４，Ｔ５，Ｔ６の１次側の電流をオン／オフする。
【００４８】
このように出力数が４以上の場合、トランス１次側巻線を全て並列接続とせずに、直列と並列接続を組み合わせてもよい。ただし、２次側負荷のばらつきが少ないトランスを直列接続する必要がある。
【００４９】
トランスＴ１〜Ｔ６を全て並列接続した構成と比較すると、スイッチＳＷがオンした際のスイッチＳＷのコレクタ電流が１／３になり、スイッチＳＷの小型化が可能となる。即ち、トランス１次側巻線の直列接続によりスイッチＳＷの負荷電流を低減できる。また、直列数と並列数の最適化によりスイッチＳＷの小型化が可能となる。
【００５０】
実施の形態５．
図１７は、本発明の実施の形態５に係るインバータを示す回路図である。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をドライブ回路１１〜１６が駆動する。ドライブ回路１１〜１６に電力を供給する絶縁電源ＢＴ１〜ＢＴ６が実施の形態１〜４に係るフライバック電源である。これにより、通常の集中型電源に比べてトランスを小型化できるため、インバータの小型化・低背化が可能となる。また、ドライブ回路１１〜１６と絶縁電源ＢＴ１〜ＢＴ６を一体化したプリント基板の小型化が容易となる。また、実施の形態１，２に係るフライバック電源を備えたインバータは更に小型・軽量化が可能である。上記の例に限らず、単相又は３相等のモータ駆動に用いられるＨブリッジ又は３相インバータの絶縁電源を実施の形態１〜４に係るフライバック電源とすることができる。
【００５１】
実施の形態６．
電気自動車、ハイブリッド車、プラグインハイブリッド車、燃料電池車等に搭載されるモータ、発電機、充電器用のインバータでは小型・軽量化が求められている。一般にこれらの電動車両では、電装品の小型・軽量化が燃費の向上と低コスト化に大きく寄与する。インバータは絶縁されたケースに格納されるため、インバータの小型化はそれを格納するケースの小型・軽量化と低コスト化に有利となる。そこで、実施の形態５に係るインバータを電動車両に用いる。これにより、電動車両が要求する小型化を実現できる。
【符号の説明】
【００５２】
１１〜１６、ドライブ回路、ＢＴ１〜ＢＴ６  絶縁電源、Ｃ１〜Ｃ６  出力コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ６  整流ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子、ＳＷ  スイッチ、Ｔ１〜Ｔ６  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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