(57)【要約】      （修正有）【課題】少ない演算量で、高い伝送性能を図ることができるプリコーディング装置およびプリコーディング方法並びにプリコーディング処理プログラムを提供する。【解決手段】プリコーディング装置は、マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信する無線送信装置の空間マッパにて機能する。空間マッパは、送信シンボルベクトルｕに式（１）に基づいてプリコーディングして無線受信装置へ送信する。2014045376.tif 000068但し、ｓはプリコーディング後の送信信号、行列Ａは対角行列、Ｑはユニタリ行列、関数ｆτはモジュロ演算、行列Ｂは対角行列、行列ＲHは上三角行列のエルミート転置行列、ｕは送信シンボルベクトル、行列Ｄは行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に有する対角行列であり、行列Ａ，Ｂは下記である。2014045376.tif 000069【選択図】図６
2014045376.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング装置において、
送信シンボルベクトルｕに関数ｆτでのモジュロ演算を行うモジュロ演算部と、
前記モジュロ演算部からの出力をフィードバックする干渉算出用フィルタと、
前記モジュロ演算部からの出力に行列Ａと行列Ｑとの積を乗算する第１の線形フィルタとが、行列Ａ，Ｂを
2014045376.tif 000061
として、送信信号を式（１）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とするプリコーディング装置。
【数１】
2014045376.tif 000062
但し、ｓはプリコーディング後の送信信号、行列Ａは対角行列、Ｑはユニタリ行列、関数ｆτはモジュロ演算、行列Ｂは対角行列、行列ＲHは上三角行列のエルミート転置行列、ｕは送信シンボルベクトル、行列Ｄは行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に有する対角行列である。
【請求項２】
前記プリコーディング後の送信信号に式（２）に従って信号電力ｘの正規化を行う電力正規化部を備えた請求項１記載のプリコーディング装置。
【数２】
2014045376.tif 000063
【請求項３】
前記モジュロ演算部の前段に、チャネルのエルミート転置行列に対してＳｏｒｔｅｄ  ＱＲ分解（ＳＱＲＤ）を適用する際に、チャネルのエルミート転置行列の列の並び替えを行う第２の線形フィルタ部を備えた請求項1記載のプリコーディング装置。
【請求項４】
マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング方法において、
送信シンボルベクトルｕに式（３）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とするプリコーディング方法。
【数３】
2014045376.tif 000064
但し、ｓはプリコーディング後の送信信号、行列Ａは対角行列、Ｑはユニタリ行列、関数ｆτはモジュロ演算、行列Ｂは対角行列、行列ＲHは上三角行列のエルミート転置行列、ｕは送信シンボルベクトル、行列Ｄは行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に有する対角行列であり、行列Ａ，Ｂは
2014045376.tif 000065
である。
【請求項５】
マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング処理プログラムにおいて、
コンピュータを、
送信シンボルベクトルにモジュロ演算するモジュロ演算部、
前記モジュロ演算部からの出力をフィードバックする干渉算出用フィルタ、
前記モジュロ演算部からの出力に行列Ａと行列Ｑとの積を乗算する第１の線形フィルタとして機能させて、行列Ａ，Ｂを
2014045376.tif 000066
として、送信信号を式（１）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とするプリコーディング処理プログラム。
【数４】
2014045376.tif 000067
但し、ｓはプリコーディング後の送信信号、行列Ａは対角行列、Ｑはユニタリ行列、関数ｆτはモジュロ演算、行列Ｂは対角行列、行列ＲHは上三角行列のエルミート転置行列、ｕは送信シンボルベクトル、行列Ｄは行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に有する対角行列である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチユーザＭＩＭＯ無線通信システムにおける非線形プリコーディング手法のTomlinson Harashima Precoding（以下、ＴＨＰと略す。）手法を用いたプリコーディング装置およびプリコーディング方法並びにプリコーディング処理プログラムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やノートＰＣ、携帯ゲーム機などの様々なデバイスに、無線通信システムが搭載されている。これらのデバイスが普及するにつれて無線通信システムの使用者が増加し、その結果、より高速な伝送速度とより高精度の伝送性能が求められている。これらの要求を満たすために、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）が注目されており、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃや３ＧＬＴＥ，４Ｇ  ＩＭＴ−Ａｄｖａｎｃｅｄでは、同時刻に同周波数で複数のユーザが同時通信を行うマルチユーザＭＩＭＯの採用が予定されている。
【０００３】
マルチユーザＭＩＭＯによる無線通信システムでは、同周波数・同時刻に複数のユーザと通信を行うために、ユーザ間の信号の干渉（Inter User Interference：以下、ＩＵＩと略す。）の除去を行う空間分割多元接続（Space Division Multiple Access：以下、ＳＤＭＡと略す。)手法により、伝送性能が大きく左右される。
【０００４】
ＳＤＭＡ手法としては、線形プリコーディング手法と、非線形プリコーディング手法などがあるが、線形プリコーディング手法の一つであるChannel Inversion手法（ＣＩ手法）では、送信シンボルに対してチャネルの逆行列を乗算することによりＩＵＩの除去を行なっている（非特許文献１参照）。
【０００５】
一方で、線形プリコーディング手法よりも、より高い伝送性能を実現する別の手法として非線形プリコーディング手法が提案されている。非線形プリコーディング手法の一つとしては、Vector Perturbation手法（ＶＰ手法)が提案されている（非特許文献２参照）。ＶＰ手法では、プリコーディング後の信号電力を最小化するように送信シンボルに対して摂動を行う。
【０００６】
ＶＰ手法により、伝送性能は理論限界に近づくものの摂動ベクトルの最適解の探索に膨大な演算量が必要となる。そこでＶＰ手法よりも演算量が小さく、線形プリコーディング手法よりも優れた伝送性能を実現する非線形プリコーディング手法として、ＴＨＰ手法が提案されている（非特許文献３、４参照）。ＴＨＰ手法では、送信機側においてＱＲ分解を用いて予めＩＵＩの補償を行い、補償による送信信号電力の増加を抑制するために送信信号に対してモジュロ演算が適用される。また、Sorted QR分解を用いたV-BLAST THP手法を用いたものも提案されている（非特許文献５参照）。この手法では、非特許文献３、４のＱＲ分解を用いたＴＨＰ手法よりも優れた伝送性能を示す。
【０００７】
また、特許文献としては、以下に記載されたものが知られている。
特許文献１に記載の「マルチユーザＭＩＭＯ無線通信方法およびマルチユーザＭＩＭＯ無線通信装置」は、チャネル行列に基づいて受信ウェイト行列を決定し、受信ウェイト行列とチャネル行列の積によってチャネル行列を更新し、更新されたチャネル行列に基づいてＺＦ−ＤＰＣ法により送信信号を生成して送信し、受信信号に受信ウェイト行列を乗じた後に、ＤＰＣ復号化するもので、受信ウェイト行列を決定する１つの方法は、チャネル行列を特異値分解した際に得られる左特異行列の共役転置行列を受信ウェイト行列とする方法である。
【０００８】
更に、特許文献２に記載の「マルチユーザＭＩＭＯシステムにおいて受信機ビームフォーミングベクトルを決定する方法および装置」は、チャネル特性行列の中で、個々のチャネルの間の干渉を含むＭＩＭＯシステムのチャネルの特性を定量化することと、受信機特性行列を対角方向に単位元要素をもつ下三角行列、対角行列、および、上記三角行列のエルミート転置に行単位でコレスキー分解することとを行うものであり、コレスキー分解は、ある行のコレスキー分解のステップを実行するときに、この行の中で対角行列の成分を最大化する行と関連付けられた受信機ビームフォーミングベクトルを決定することを備え
るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２０１０／４９９９３号パンフレット
【特許文献２】特開２０１１−４１２６２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】C.B. Peel, B.M. Hochwald, and A.L. Swindlehurst，"AVector- Perturbation Technique for Near-Capacity Multi-antenna Multiuser Communication - Part I:Channel Inversion and Regularization,"，IEEE Trans. Commun. ，vol.53,Issue.1，Jan.2005，pp.195-202
【非特許文献２】C.B.Peel, B.M.Hochwald, and A.L.Swindlehurst，"A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multi-antenna Multiuser Communication-Part II: Perturbation," ，IEEE Trans. Commun.，vol.53,Issue.3，Mar.2005，pp.537-544
【非特許文献３】M.Tomlinson，"New automatic equalizer employing modulo arithmetic,"，Electronics Letters，vol.7,no.5/6，Mar.1971，pp.138-139
【非特許文献４】H.Harashima and H.Miyakawa，"Matched-transmission technique for channels with intersymbol interference,"，IEEE Trans. Commun.，vol.20,no.4,，Aug.1972，pp.774-780
【非特許文献５】R.Habendorf,and G.Fettweis，"On Ordering Optimization for MIMO Systems with Decentralized Receivers，"IEEE Vehicular Technology Conference, 2006. VTC2006 Spring. ，vol.4, May.2006，pp.1844-1848
【非特許文献６】C.B.Peel,Q.H.Spencer,A.L.Swindlehurst,M.Haardt,and B.M.Hochwald，"Linear and Dirty-Paper Techniques for the Multi-User MIMO Downlink,"，in Space-Time Processing for MIMO Communications,ed.,A.Gershman,and N.Sidiropoulos, John Wiley & Sons,Ltd, New York, 2005，pp.209-244
【非特許文献７】J.Liu, and W.A.Krzymien，"Improved Tomlinson Harashima precoding for the downlink of multiple antennamulti-user systems,"IEEE Wireless Communications and Networking Conference,2005,vol.1，May.2005. pp.466-472
【非特許文献８】C.Stierstorfer, and R.F.H. Fischer，"Lattice-Reduction Aided Tomlinson-Harashima Precoding for Point to Multipoint Transmission,"，AEU-International Journal of Electronics and Communications,vol.60，April,2006. pp.328-330
【非特許文献９】A.K.Lenstra,H.W.Lenstra,Jr.,and L.Lov'asz，"Factoring polynomials with rational coefficients."，Math.Ann.,vol.261，1982，pp. 515-534
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＣＩ手法では、低演算量ではあるが、そのチャネル容量はマルチユーザＭＩＭＯチャネルの理論限界の容量よりも大きく劣化する。また、ＶＰ手法では、伝送性能は理論限界に近づくものの摂動ベクトルの最適解の探索に膨大な演算量が必要となる。
ＴＨＰ手法では、ＶＰ手法より小さな演算量を持ち、線形プリコーディング手法よりも良好な伝送性能を持つため、比較的少ない演算量で、高い伝送性能を図ることができる。
【００１２】
特許文献１では、ＴＨＰ手法も使用可能ＺＦ−ＤＰＣに加えて、ユーザ数分の特異値分解が必要になるため、演算量が非常に大きくなるおそれがある。また、特許文献２では、ビームフォーミングベクトルを決定するために、各ユーザのチャネル特性の左固有ベクトルを求める必要があるため、その回数分の固有値分解のオーダが余分に必要になる。
【００１３】
そこで本発明は、少ない演算量で、高い伝送性能を図ることができるプリコーディング装置およびプリコーディング方法並びにプリコーディング処理プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング装置において、送信シンボルベクトルｕに関数ｆτでのモジュロ演算を行うモジュロ演算部と、前記モジュロ演算部からの出力をフィードバックする干渉算出用フィルタと、前記モジュロ演算部からの出力に行列Ａと行列Ｑとの積を乗算する第１の線形フィルタとが、行列Ａ，Ｂを
2014045376.tif 000003
として、送信信号を式（１）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング方法において、送信シンボルベクトルｕに式（３）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、マルチユーザＭＩＭＯにより無線送信装置の複数の送信アンテナからの送信信号をプリコーディング処理して複数の無線受信装置へ送信するプリコーディング処理プログラムにおいて、コンピュータを、送信シンボルベクトルにモジュロ演算するモジュロ演算部、前記モジュロ演算部からの出力をフィードバックする干渉算出用フィルタ、前記モジュロ演算部からの出力に行列Ａと行列Ｑとの積を乗算する第１の線形フィルタとして機能させて、行列Ａ，Ｂを
2014045376.tif 000004
として、送信信号を式（１）に基づいてプリコーディングして前記無線受信装置へ送信することを特徴とする。
【数１】
2014045376.tif 000005
但し、ｓはプリコーディング後の送信信号、行列Ａは対角行列、Ｑはユニタリ行列、関数ｆτはモジュロ演算、行列Ｂは対角行列、行列ＲHは上三角行列のエルミート転置行列、ｕは送信シンボルベクトル、行列Ｄは行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に有する対角行列である。
【００１７】
本発明によれば、式（１）に基づいてプリコーディング処理を行うことで、少ない演算量で、雑音を増幅させる雑音強調要素を小さいものとすることができる。
【００１８】
前記プリコーディング後の送信信号に式（２）に従って信号電力ｘの正規化を行う電力正規化部を備えるのが望ましい。
【数２】
2014045376.tif 000006
【００１９】
電力正規化部を備えることで、送信電力を所定値に抑制することができる。
【００２０】
前記モジュロ演算部の前段に、チャネルのエルミート転置行列に対してＳｏｒｔｅｄ  ＱＲ分解（ＳＱＲＤ）を適用する際に、チャネルのエルミート転置行列の列の並び替えを行う第２の線形フィルタ部を備えるのが望ましい。送信シンボルベクトルｕに対して第２の線形フィルタを適用することで、伝送性能を向上させることができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明は、少ない演算量で雑音を増幅させる雑音強調要素を小さいものとすることができるので、少ない演算量としつつも高い伝送性能を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態に係る無線通信システムの構成を示す図であり、（Ａ）はマルチユーザＭＩＭＯ通信を示す図、ＩＵＩ状態を示す図である。
【図２】図１に示す無線送信装置の構成図である。
【図３】図１に示す無線受信装置の構成図である。
【図４】第１のＴＨＰ手法のアルゴリズムをモデル化した図である。
【図５】第２のＴＨＰ手法のアルゴリズムをモデル化した図である。
【図６】本発明のＴＨＰ手法のアルゴリズムをモデル化して無線送信装置および無線受信装置に実装した場合を説明する図である。
【図７】図６に示す無線送信装置をシミュレーションする際の条件の表である。
【図８】ＱＲ分解をした場合のＳＮＲとＢＥＲとのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】Ｓｏｒｔｅｄ  ＱＲ分解をした場合のＳＮＲとＢＥＲとのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】本発明のＴＨＰ手法と従来のＴＨＰ手法との演算量を比較するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の実施の形態に係る無線通信システムを図面に基づいて説明する。
図１に示す無線通信システムは、無線通信装置ａと、無線通信装置ｂ〜ｅとを備えている。アクセスポイントとして機能する無線通信装置ａは、無線送信装置１００と無線受信装置とから構成され、各ユーザが使用する他の無線通信装置ｂ〜ｅと、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調により、複数のアンテナを介してパケット通信を行う。本実施の形態では、無線通信装置ａが、４台の無線通信装置ｂ〜ｅが備えた複数のアンテナ（図１においてはアンテナＡ２１，Ａ２２）の台数分である８本のアンテナＡ１１〜Ａ１８を備えている。なお、図１においては、各ユーザが使用する無線通信装置ｂ〜ｅにも、無線送信装置と無線受信装置２００とを備えているが図示してない。
本実施の形態では、マルチユーザＭＩＭＯとして、アクセスポイントとして機能する無線通信装置ａの無線送信装置１００と、各ユーザが使用する無線通信装置ｂ〜ｅの無線受信装置２００との通信を例に説明する。
【００２４】
無線送信装置１００は、プリアンブル信号や送信データを、ＯＦＤＭ変調により送信する機能を備えている。図２に無線送信装置１００の構成を示すが、図２においてはアンテナが４本の場合を示している。
無線送信装置１００は、図２に示すように、プリアンブルパイロットメモリ部１０１（Preamble and Pilot memory）と、スクランブラ部１０２（Scrambler）と、エンコーダパーサ部１０３（Encoder parser）と、ＦＥＣ（Forward Error Correction)エンコーダ部１０４（FEC encoder）と、空間ストリームパーサ部１０５（Spatial stream parser）と、インターリーバ部１０６（Interleaver）と、マッパ部１０７（Mapper）とを備えている。
【００２５】
更に、無線送信装置１００は、マルチプレクサ部１０８（Mux）と、ＣＳインサータ部１０９（ＣＳ（Cyclic Shift） insert）と、空間マッパ部１１０（Spatial mapper）と、逆高速フーリエ変換器１１１（ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）と、ＧＩインサータ部１１２（ＧＩ（Guard interval） insert）と、ウィンドウ部１１３（Window）と、送信フィルタ部１１４（ＴＸ filter）とを備えている。
【００２６】
プリアンブルパイロットメモリ部１０１は、送信情報（Ｄａｔａ）に先だって送信されるプリアンブル信号と、送信情報中に挿入されるパイロット信号が格納されたメモリである。プリアンブルパイロットメモリ部１０１は、プリアンブル信号を出力する。
【００２７】
スクランブラ部１０２は、送信ビット系列に対して、Ｇ（Ｘ）＝Ｘ7＋Ｘ4＋１による生成多項式を用いて「０」，「１」のビットのランダム化を行い、「０」，「１」が連続して出現しないようにする。
エンコーダパーサ部１０３は、入力された符号化ビットを０から９までの符号化変調方式(ＭＣＳ：Modulation Code Scheme)の値で指定された畳み込み符号化器の値にパラレル変換を行い、ＦＥＣエンコーダ部１０４に分割して振り分ける。
ＦＥＣエンコーダ部１０４は、誤差の訂正を可能とするために前方誤り訂正の符号化（畳み込み符号化）を行う。
【００２８】
空間ストリームパーサ部１０５は、ＦＥＣエンコーダ部１０４からの符号化ビットを、ＭＣＳの値で指定された送信ストリーム数の空間ストリームにパラレル変換して、それぞれのインターリーバ部１０６に振り分ける。
インターリーバ部１０６は、空間ストリームパーサ部１０５により振り分けられた符号化ビットの並びを所定の規則に従って並び替えを行う。
マッパ部１０７は、各空間ストリームでＭＣＳに従った変調方式によって、ビット情報からシンボルへと、コンスタレーションマッピングを行う。変調方式はＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調、２５６ＱＡＭ変調の５種類の振幅位相変調方式が用いられる。
【００２９】
マルチプレクサ部１０８は、マッパ部１０７からのシンボルと、プリアンブルパイロットメモリ部１０１からのプリアンブル信号またはパイロット信号とを選択する。
【００３０】
ＣＳインサータ部１０９は、シンボルに対して、サイクリックシフトを付加する。サイクリックシフトが送信情報に付加されることで、無線信号の意図しないビームフォーミングを防止する。
空間マッパ部１１０は、サイクリックシフトを付加されたシンボルを、空間マッピング行列に従ってマッピングする。空間マッパ部１１０は、マルチユーザＭＩＭＯにおいては、プリコーディング処理を行う。
【００３１】
逆高速フーリエ変換器１１１は、空間マッパ部１１０からの信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＯＦＤＭ変調を行う。
ＧＩインサータ部１１２は、逆高速フーリエ変換器１１１から出力されたＯＦＤＭ変調されたシンボルに、ガードインターバルを付加する。
ウィンドウ部１１３は、隣接するシンボル間で、信号の周期性が大きく変化すると帯域外スペクトラムが増大するため、隣接するシンボル間で変化が小さくなるようにスムージングを行うことで、スペクトラムの減衰を大きくして帯域外スペクトラムを抑制する。送信フィルタ部１１４は、ウィンドウ部１１３からの送信信号に対して帯域制限を行う。
【００３２】
次に、無線受信装置２００について、図３に基づいて説明する。無線受信装置２００は、受信フィルタ部２０１（Ｒｘ filter）と、自動ゲイン制御部２０２（ＡＧＣ（Automatic Gain Control））と、フレーム同期部２０３（Frame Synchronizer）と、キャリア周波数同期部２０４（Carrier Frequency Synchronizer）と、ＧＩリムーブ部２０５（ＧＩ remove）と、高速フーリエ変換器２０６（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）と、フェーズトラッカ部２０７（Phase tracker）とを備えている。
また、無線受信装置２００は、チャネル推定部２０８（Channel estimator）と、ＭＩＭＯデコーダ部２０９（MIMO decoder）と、モジュロ演算部２１０（Modulo）とを備えている。
【００３３】
更に、無線受信装置２００は、デマッパ部２１１（Demapper）と、デインターリーバ部２１２（De-IL）と、空間ストリームデパーサ部２１３（Spatial stream deparser）と、ＦＥＣデコーダ部２１４（FEC decoder）と、エンコーダデパーサ部２１５（Encoder deparser）と、デスクランブラ部２１６（Desclambler）とを備えている。
【００３４】
受信フィルタ部２０１は、受信信号からの帯域外のノイズを除去する。
自動ゲイン制御部２０２は、チャネル（伝送路）の影響によって減衰した受信信号の振幅を調整する。自動ゲイン制御部２０２は、受信信号のプリアンブル信号を用いて受信信号電力を推定し、受信信号電力の推定値を用いて受信信号電力の正規化を行う。
フレーム同期部２０３は、受信したパケットのフレーム位置の検出を行う。フレーム位置の検出方法としてマッチドフィルタを用いることで相関を算出し、相関値がピーク値になった位置をフレーム同期点とする。フレーム同期点は、ＯＦＤＭシンボルの同期点やキャリア周波数同期を行う開始点に使用される。
キャリア周波数同期部２０４は、無線送信装置１００と無線受信装置２００間のキャリア周波数のずれによって生じる受信信号の周波数オフセットを高精度のキャリア周波数同期によって除去する。これは、ＯＦＤＭ変調において周波数にオフセットが存在すると、サブキャリア間に干渉が生じるキャリア間干渉(ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）によって性能が劣化するためである。
ＧＩリムーブ部２０５は、無線送信装置１００のＧＩインサータ部１１２により付加されたガードインターバルを除去する。
高速フーリエ変換器２０６は、無線送信装置１００の逆高速フーリエ変換器１１１にて複数のサブキャリアに変調されたサブキャリア複素信号に基づいて、一定のサブキャリア間隔で並べたマルチキャリア波信号を生成する。
フェーズトラッカ部２０７は、キャリア周波数同期部２０４で除去しきれなかった位相回転や受信器側の高分解能アナログ-デジタル変換回路（ＡＤＣ）で生じたサンプリング周波数オフセットを補正する。
チャネル推定部２０８は、プリアンブル信号を用いてマルチパス伝送路で歪んだ信号を補正するためにチャネル行列を推定してＭＩＭＯデコーダ部２０９へ出力する。
ＭＩＭＯデコーダ部２０９は、チャネル推定部２０８で推定したチャネル行列から重み行列を生成し、受信信号に乗算することで元の独立な信号を復号する処理を行う。
モジュロ演算部２１０は、送信シンボルを復号する。
【００３５】
デマッパ部２１１は、受信信号のコンスタレーションから対数尤度比(ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)を生成する。ビット列に復号する際にビットが０と１のどちらに近いのかという信頼度を表現することで、ビタビ復号の誤り訂正能力を高める。
デインターリーバ部２１２は、無線送信装置１００のインターリーバ部１０６により並び替えられた符号化ビットを復元することで、伝送時にバースト誤りが発生した場合でも離散的な誤りに拡散させる。
空間ストリームデパーサ部２１３は、ＭＣＳで指定された値に基づいて、シリアル変換を行うことにより、パラレル変換された送信ストリーム数の空間ストリームを符号化ビットに復元する。
ＦＥＣデコーダ部２１４は、畳み込み符号化器により生成された符号化率１／２の符号化ビットをパンクチャ（Puncture）によって、指定された場所のビット情報を省略することにより，符号化ビット数を低減して符号化率を増加する。符号化率は１／２，２／３，３／４，５／６に対応できる。
エンコーダデパーサ部２１５は、ＦＥＣデコーダ部２１５にてパラレル変換されたものをシリアル変換によって元に戻す。
デスクランブラ部２１６は、無線送信装置１００のスクランブラ部１０２にて、スクランブルされた送信ビット列を復元する。
【００３６】
ここで、無線送信装置１００の空間マッパ部（Spatial mapper）１１０にて処理されるプリコーディング処理について説明する。
【００３７】
まず、マルチユーザＭＩＭＯシステムである通信システムにおける伝送プロセスについて、説明する。
送信側とする無線通信装置ａのアンテナ（図１ではアンテナＡ１１〜Ａ１８）の本数をＭ本とし、受信側とする全ユーザが使用する無線通信装置ｂのＫ台の合計のアンテナ（図１ではアンテナＡ２１，Ａ２２×４）の数と同じとする。また、データ伝送のためのストリーム数も同じとする。このとき、各無線通信装置ｂへのデータ伝送に割り当てられる無線通信装置ａの送信アンテナ数はＭ／Ｋであり、各ユーザが使用する無線通信装置ｂの受信アンテナ数もＭ／Ｋであるとする。
【００３８】
ＩＵＩを除去するために送信シンボルに対してプリコーディングを行う必要がある。送信ビット列から生成されたＭ×１（単位行列）の送信シンボルベクトルｕを、Ｍ×Ｍの重み行列Ｗを用いてプリコーディングを行うと、プリコーディング後の信号を示す行列ｓは式（３）で表される。
【数３】
2014045376.tif 000007
【００３９】
次に、Ｍ×１のプリコーディング後の信号を示す行列ｓの信号電力の正規化を行う。
送信電力が
2014045376.tif 000008
となるように正規化を行うと、正規化された送信信号は式（４）で表すことができる。ここで、Ｅ［・］は期待値を示す。
【数４】
2014045376.tif 000009
Ｍ×１の信号を示す行列ｘは、アクセスポイントである無線通信装置ａから各ユーザの無線通信装置ｂへ伝送され、ＩＵＩがない場合のｋ番目のユーザ（ｋ＝１〜Ｋ）のＭ／Ｋ×Ｉの受信信号を示す行列ｙkは、式（５）〜式（７）のように表される。
【数５】
2014045376.tif 000010
【数６】
2014045376.tif 000011
【数７】
2014045376.tif 000012
【００４０】
式（６）におけるチャネルを示す行列Ｈkは、無線通信装置ａからｋ番目のユーザの無線通信装置ｂまでの（Ｍ／Ｋ）×Ｍのチャネル行列であり、無線通信装置ａと全ユーザの無線通信装置ｂ間のＭ×Ｍの全チャネル行列Ｈの部分行列である。
チャネル行列Ｈの各要素は零平均かつ分散１の複素ガウス分布（レイリー分布）に従うと仮定する。また、チャネル行列Ｈの時間変動はパケット長と比較して十分に長く、マルチユーザＭＩＭＯシステムはチャネル行列Ｈの時間変動の影響を受けないものとする。また、式（５）における行列ｎkは、行列ｎの（Ｍ／Ｋ）×１の部分ベクトルである。行列ｎは送信信号に付加されるＭ×１の正規複素ガウス雑音ベクトルであり、雑音の電力は、式（８）により定義される。
【数８】
2014045376.tif 000013
【００４１】
マルチユーザＭＩＭＯ無線通信により送信された信号のＭ×１の受信ベクトルは、式（９）で表される。
【数９】
2014045376.tif 000014
ここで、非特許文献１でのＣＩ手法を用いた場合、重み行列ＷCIはチャネル逆行列Ｈ-1を用いる。従って、式（９）は式（１０）に示すように変更できる。
【数１０】
2014045376.tif 000015
【００４２】
式（１０）において、行列のノルム||Ｚ||を式（１１）のように定義する。
【数１１】
2014045376.tif 000016
【００４３】
但し、行列ＺはＭ×Ｍ任意の行列であり、trace(・)は任意の行列の対角成分の総和を与える関数である。このとき、正規化ゲインが大きいほど、受信側での雑音協調も大きくなる。
【００４４】
次に、様々なＴＨＰ手法の中でも、２種類の従来のＴＨＰ手法について説明する。
（第１のＴＨＰ手法）
まず、非特許文献５にて記載されたSorted QR分解を用いたV-BLAST THP手法を、第１のＴＨＰ手法として説明する。第１のＴＨＰ手法では、チャネル行列Ｈのエルミート行列に対してソート付きＱＲ分解法（Sorted QR Decomposition：SQRD）を適用する。これを式（１２）に示す。
【数１２】
2014045376.tif 000017
但し、行列ＲはＭ×Ｍの上三角行列、行列ＱはＭ×Ｍのユニタリ行列である。また、行列Ｐは、行列Ｒのｉ行ｊ列の要素をＲi,jとしたとき、Ｒi,i≦Ｒj,j（ｉ＜ｊ＜Ｍ）となるように列の並び変えを行うＭ×Ｍの行列である。
【００４５】
ここで、行列Ｒの対角成分と同じ要素を対角成分に持つＭ×Ｍの対角行列をＤと定義すると、式（３）は以下の式（１３）に示すように表記することができる。
【数１３】
2014045376.tif 000018
式（１３）における
2014045376.tif 000019
の処理はＩＵＩとなる成分を、予め除去する処理であるが、この処理によって送信電力が増加する。そこで、増加した送信電力を抑制するために、式(１４)で表されるモジュロ演算を、この部分に適用する。
【数１４】
2014045376.tif 000020
但し、
2014045376.tif 000021
は引数を最も近い整数に切り下げた値を返す関数であり、τはシンボルマッピング幅を表す正の実数である。モジュロ演算により、送信信号のＩ成分とＱ成分を［−τ／２，τ／２］の範囲内に収めることができる。
【００４６】
ここで、式（１５）に示すようにベクトルｖを定義する。
【数１５】
2014045376.tif 000022
ｖはＭ×１のベクトルである。モジュロ演算はｌを任意のＭ×１の複素整数ベクトルとしたときに、摂動ベクトルτｌによる摂動処理とみなすことができる。従って、第１のＴＨＰ手法におけるプリコーディング後の送信シンボルと正規化された送信信号は、式（１３）を変形して、式（１６），式（１７）に示すように与えられる。
【数１６】
2014045376.tif 000023
【数１７】
2014045376.tif 000024
【００４７】
ここで、行列Ｑは、Ｍ×Ｍのユニタリ行列であり、ベクトルｖの要素は［−τ／２，τ／２］の範囲内に存在するため、正規化ゲインを式（１８）とすることができる。
【数１８】
2014045376.tif 000025
【００４８】
式（１０）におけるＣＩ手法の正規化ゲインは、式（１９）のように表すことができ、行列Ｄは、正で実数の対角成分を持つ上三角行列Ｒと同じ対角成分を持つため、γTPH1≦γCIの関係を得ることができる。従って、正規化ゲインは、ＴＨＰ手法がＣＩ手法よりも小さなゲインとなり、ＴＨＰ手法の方がＣＩ手法よりも良好な伝送性能を示す。
【数１９】
2014045376.tif 000026
【００４９】
ここで、無線受信装置２００側での受信信号と推定した信号は、式（２０）に示すように表すことができる。
【数２０】
2014045376.tif 000027
【数２１】
2014045376.tif 000028
【００５０】
式（２１）において、マルチユーザＭＩＭＯ通信の雑音強調要素を、式（２２）のように定義する。
【数２２】
2014045376.tif 000029
【００５１】
無線送信装置１００から送信されたオリジナルのＭ×１の送信シンボルｕを推定するために、式（１４）で与えられるモジュロ演算を受信信号ベクトルｙに適用する。
式（２０）においては、雑音をｎ＝０とした場合、復号された信号は式（２３）で与えられる。
【数２３】
2014045376.tif 000030
このようにして、無線送信装置１００から送信されたオリジナルの送信シンボルｕが復号される。
第１のＴＨＰ手法のアルゴリズムと等価な時間離散システムモデルを、図４のように表すことができる。但し、行列ＦTHP1はＭ×Ｍのフィードバック行列であり、式（２４）に示すような式とすることができる。
【数２４】
2014045376.tif 000031
【００５２】
（第２のＴＨＰ手法）
次に、第２のＴＨＰ手法について説明する。第２のＴＨＰ手法は、非特許文献６に記載されたものである。
第２のＴＨＰ手法では、プリコーディング後の信号を示す行列ｓを以下の式（２５）のように表記することができる。
【数２５】
2014045376.tif 000032
式（１３）と同様に、式（２５）における
2014045376.tif 000033
の処理により送信電力が大きくなるため、この部分にモジュロ演算を適用する。ここで、再び、式（１５）と同様に、式（２６）に示すように、ベクトルｖを定義する。
【数２６】
2014045376.tif 000034
【００５３】
そうすると、第２のＴＨＰ手法におけるプリコーディング後の信号と、正規化後の信号とは、以下の式（２７）および式（２８）で与えられる。
【数２７】
2014045376.tif 000035
【数２８】
2014045376.tif 000036
【００５４】
式（２８）においては式（１７）と同様に、行列Ｑは、Ｍ×Ｍのユニタリ行列であり、ベクトルｖの要素は［−τ／２，τ／２］の範囲内に存在するため、第２のＴＨＰ手法の正規化ゲインを式（２９）とすることができる。
【数２９】
2014045376.tif 000037
【００５５】
式（２９）から、第２のＴＨＰ手法の正規化ゲインは、第１のＴＨＰ手法の正規化ゲインより、小さいものであることがわかる。
しかしながら、式（２７）におけるプリコーディング処理は、チャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1に完全に従ったプリコーディングではないため、受信信号に上三角行列Ｒの対角成分が残る。従って、受信信号ｙは以下の式（３０）で与えられる。
【数３０】
2014045376.tif 000038
【００５６】
無線受信装置２００側での信号等価部２０８によるチャネル推定が完全であると仮定して、受信信号ｙに対して、
2014045376.tif 000039
の逆行列と正規化ゲインを、以下の式（３１）のように乗算する。
【数３１】
2014045376.tif 000040
【００５７】
式（３１）において、第２のＴＨＰ手法のマルチユーザＭＩＭＯ通信全体の雑音強調要素を以下の式（３２）に定義する。
【数３２】
2014045376.tif 000041
式（３２）においては、各ストリームのＳＮＲは行列Ｒの対角成分の大きさに依存する。第２のＴＨＰ手法のアルゴリズムと等価な時間離散システムモデルを、図５のように表すことができる。但し、行列ＦTHP2はＭ×Ｍのフィードバック行列であり、式（３３）に示すような式とすることができる。
【数３３】
2014045376.tif 000042
【００５８】
（本発明のＴＨＰ手法）
次に、本発明のＴＨＰ手法を説明する。
第１のＴＨＰ手法にて示した式（１３）と、第２のＴＨＰ手法にて示した式（２５）とから、プリコーディング後の信号を示す一般表現は式（３４）のように表すことができる。
【数３４】
2014045376.tif 000043
【００５９】
また、Ｍ×Ｍのフィードバック行列の一般表現は式（３５）のように表すことができる。
【数３５】
2014045376.tif 000044
【００６０】
ここで、行列Ａと行列Ｂとは、Ｍ×Ｍの対角行列であり、ＡＢ＝Ｄ-1の制約がある。また、Ａm,mとＢm,mとは、それぞれ行列Ａと行列Ｂのｍ行、ｍ列の要素を示している。そして、雑音強調要素の一般表現は式（３６）のように表すことができる。
【数３６】
2014045376.tif 000045
【００６１】
雑音強調要素Ｇを最小化すれば、最も高いＩＵＩの除去効果を得ることができる。このときの行列Ａおよび行列Ｂの値であるが、第１のＴＨＰ手法の場合は、行列Ａ＝行列Ｄ-1、行列Ｂ＝単位行列Ｉ、第２のＴＨＰ手法の場合は、行列Ａ＝単位行列Ｉ、行列Ｂ＝行列Ｄ-1で表される。
従って、第１のＴＨＰ手法および第２のＴＨＰ手法の雑音強調要素をＧCとすると、ＧCは式（３７）とすることができる。
【数３７】
2014045376.tif 000046
【００６２】
雑音強調要素Ｇの最小値を得るために、式（３６）においてコーシーシュワルツの定理を適用すると、式（３８）が得られる。
【数３８】
2014045376.tif 000047
式（３８）における雑音強調要素Ｇは、Ｂ1,1／Ａ1,1＝Ｂ2,2／Ａ2,2＝・・・・＝ＢM,M／ＡM,Mとなるときに最小値となる。つまり、行列Ａ＝行列Ｂ＝√Ｄ-1のときに最小値となる。
【００６３】
ここで、√Ｚは任意の行列Ｚ の各要素の平方根の値を要素に持つ行列として定義する。これより、行列Ａ＝√Ｄ-1、行列Ｂ＝√Ｄ-1のように定義すると、雑音強調要素ＧPは式（３９）により表すことができる。
【数３９】
2014045376.tif 000048
【００６４】
従って、次の式（４０）に示される関係式が得られる。
【数４０】
2014045376.tif 000049
上記式（４０）にて等号が成立するのは、行列Ｄの全ての対角成分が同じ値を持つ
場合のみであり、式（４０）は数学的帰納法により証明が可能である。それ故、式（４０）から、Ｇｃ≧Ｇｐの関係式が得られる。以上のことから、本発明のＴＨＰ手法のプリコーディング後の信号ｓは式（４１）で与えらえることがわかる。
【数４１】
2014045376.tif 000050
【００６５】
ベクトルｖを式（４２）とすると、プリコーディング後の送信信号と正規化後の信号とはプリコーディング後の送信シンボルと正規化された送信信号は、式（４２）を変形して、式（４３），式（４４）に示すように与えられる。
【数４２】
2014045376.tif 000051
【数４３】
2014045376.tif 000052
【数４４】
2014045376.tif 000053
【００６６】
これにより、受信信号ｙは式（４５）により示すことができる。
【数４５】
2014045376.tif 000054
【００６７】
次に、受信信号ｙに対して、
2014045376.tif 000055
の逆行列と正規化ゲインを式（４６）に示すように乗算する。
【数４６】
2014045376.tif 000056
【００６８】
この式（４６）により、本発明のＴＨＰ手法の雑音強調要素Ｇｐは以下の式（４７）に表すことができる。
【数４７】
2014045376.tif 000057
【００６９】
このように求められた第１のＴＨＰ手法、第２のＴＨＰ手法、および本発明のＴＨＰ手法との雑音強調要素Ｇの比較を表（１）に示す。
【表１】
2014045376.tif 000058
【００７０】
本発明のＴＨＰ手法のアルゴリズムと等価な時間離散システムモデルを、図６のように表すことができる。但し、行列ＦTHPPはＭ×Ｍのフィードバック行列であり、式（４８）に示すような式とすることができる。
【数４８】
2014045376.tif 000059
【００７１】
本発明のＴＨＰ手法のアルゴリズムと等価な時間離散システムモデルとして、無線送信装置１００および無線受信装置２００に実装した例を、図６に基づいて説明する。
図６に示すシステムモデルでは、無線送信装置１００側は空間マッパ部１１０に実装され、無線受信装置２００側はチャネル推定部２０８とＭＩＭＯデコーダ部２０９とモジュロ演算部２１０とにより実装される。
無線送信装置１００側に実装された空間マッパ部１１０は、第２の線形フィルタ部１１０ａと、減算器１１０ｂと、モジュロ演算部１１０ｃと、干渉算出用フィルタ部１１０ｄと、第１の線形フィルタ部１１０ｅと、電力正規化部１１０ｆとから構成され、プリコーディング装置として機能する。このプリコーディング装置は、コンピュータに、プリコーディング処理プログラムを動作させることで実現することができる。
【００７２】
第２の線形フィルタ部１１０ａは、入力された送信シンボルにSorted QR分解用のソート用行列を乗算する。減算器１１０ｂは、第２の線形フィルタ部１１０ａからの出力から、干渉算出用フィルタ部１１０ｄからの出力を減算する。
モジュロ演算部１１０ｃは、ＩＵＩとなる成分を除去することによって増加した送信電力を抑制するために式（１２）を演算する。
干渉算出用フィルタ部１１０ｄは、モジュロ演算部１１０ｃからの出力に、式（４５）を演算してフィードバックする。
第１の線形フィルタ部１１０ｅは、モジュロ演算部１１０ｃからの出力に、Ｍ×Ｍの対角行列である行列Ａと、Ｍ×Ｍのユニタリ行列である行列Ｑとの積を乗算する。ここで行列Ａは、式（２９）における√Ｄ-1である。
電力正規化部１１０ｆは、プリコーディング後の信号から式（３１）により信号電力の正規化を行う。これにより、無線送信装置１００にて、雑音強調要素を抑えつつ、演算数を抑えることができるプリコーディング処理を行うことができる。
【００７３】
また、無線受信装置２００側では、チャネル推定部２０８にてγと行列Ｂを推定し、ＭＩＭＯデコーダ部２０９にて受信信号に乗算することで元の独立な信号を復号することを信号等価部２０８ａにて実現している。ここでのγは、式（３３）における√γTHPPであり、行列Ｂは√Ｄ-1である。
そして、モジュロ演算部２１０にて、モジュロ演算することで、式（３３）から摂動ベクトルτ１を除去して、送信シンボルベクトルｕを復元することができる。
以上のように、本発明のＴＨＰ手法のアルゴリズムと等価な時間離散システムモデルを、図２に示す無線送信装置１００と図３に示す無線受信装置２００とに実装することができる。
【００７４】
次に、伝送性能と演算量について、本発明のＴＨＰ手法と従来のＴＨＰ手法とをシミュレーションを行なって比較する。
まず、ＱＲ分解の際に列のソーティングを行わない場合における本発明のＴＨＰ手法（図６に示すモジュロ演算部１１０ｃの前段の第２の線形フィルタ１１０ａを省略した場合）と、従来のＴＨＰ手法とを比較する。第２の線形フィルタ１１０ａを省略した場合では、式（３４）のプリコーディング後の信号は式（４９）として表すことができる。
【数４９】
2014045376.tif 000060
【００７５】
従来のＴＨＰ手法としては、非特許文献５，６を参考にQR Decomposition THP(QRD-THP)の第１のＴＨＰ手法（"QRD THP Type1"と表記）および第２のＴＨＰ手法（"QRD THP Type2"と表記）と、非特許文献７に記載されたＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）ＴＨＰ手法を参考に、ＭＭＳＥを組み合わせた第１のＴＨＰ手法（"MMSE QRD THP Type1"と表記）および第２のＴＨＰ手法（"MMSE QRD THP Type2"と表記）と、非特許文献８に記載されたＬＲＡ  ＴＨＰを参考に第１のＴＨＰ手法（"LRA QRD THP"と表記）とを採用した。また，線形プリコーディング手法の一つである非特許文献１でのＣＩ手法（ＣＩと表記）との比較も行った．このときのシミュレーション条件を図７に示す。
【００７６】
図８のＢＥＲ−ＳＮＲ特性グラフに示すように、本発明のＴＨＰ手法（"Proposed QRD THP"と表記）のＢＥＲ特性は、"ＣＩ"，"QRD THP Type1"，"QRD THP Type2"と比較して、ＢＥＲ＝１０-4の点においてそれぞれ９ｄＢ，４ｄＢ，５ｄＢほど改善されている。特に、"MMSE QRD THP Type1"および"MMSE QRD THP Type2"と比較しても、それぞれ１ｄＢ，３ｄＢほど改善されている。一方、"LRA QRD THP"は本発明のＴＨＰ手法（ソートなし）よりも５ｄＢだけ良好な性能を示している。
【００７７】
次に、ＱＲ分解の際に列のソーティングを行う場合における本発明のＴＨＰ手法（図６に示す第２の線形フィルタ１１０ａを採用した場合）と、従来のＴＨＰ手法とを比較する。第２の線形フィルタ１１０ａを採用した場合では、式（３２）である。
【００７８】
従来のＴＨＰ手法としては、非特許文献５，６を参考にSorted QR Decomposition THP(SQRD-THP)の第１のＴＨＰ手法（"SQRD THP Type1"と表記）および第２のＴＨＰ手法（"SQRD THP Type2"と表記）と、非特許文献７に記載されたＭＭＳＥ  ＴＨＰ手法を参考に、ＭＭＳＥを組み合わせた第１のＴＨＰ手法（"MMSE SQRD THP Type1"と表記）および第２のＴＨＰ手法（"MMSE SQRD THP Type2"と表記）と、非特許文献８に記載されたＬＲＡ  ＴＨＰを参考に第１のＴＨＰ手法（"LRA SQRD THP"と表記）とを採用した。また，線形プリコーディング手法の一つである非特許文献１でのＣＩ手法（ＣＩと表記）との比較も行った．このときのシミュレーション条件は図７と同じである。
【００７９】
図９のＢＥＲ−ＳＮＲ特性グラフに示すように、本発明のＴＨＰ手法（"Proposed SQRD THP"と表記）のＢＥＲ特性は、"ＣＩ"，"SQRD THP Type1"，"SQRD THP Type2"，"MMSE SQRD THP Type1"，"MMSE SQRD THP Type2"と比較して、ＢＥＲ＝１０-4の点においてそれぞれ１２ｄＢ，４ｄＢ，３ｄＢ，２ｄＢ，１ｄＢほど改善されている一方で、本発明のＴＨＰ手法は、"LRA SQRD THP"と比較して２ｄＢだけ性能が劣化しているが、QRDを用いた場合よりも劣化の度合いは小さくなっている。
【００８０】
次に、本発明のＴＨＰ手法と従来のＴＨＰ手法との演算量を比較するために、複素乗算の個数により評価を行った。ＬＲＡ  ＴＨＰは従来の手法である第１のＴＨＰ手法に基づ
いたアルゴリズムであるため、第１のＴＨＰ手法を演算量比較のための基準とする。
【００８１】
図１０に、ＢＥＲが１０-4のときのＳＮＲと複素乗算増加量との関係を示す。図１０では、本発明のＴＨＰ手法は、１回の対角行列の乗算が必要となるため、従来のＴＨＰ手法と比較したときの演算量増加のオーダはＯ（Ｍ）となる。一方、ＭＭＳＥでのＴＨＰ手法とＬＲＡでのＴＨＰ手法では、より多くの演算量が必要となる。ＭＭＳＥでのＴＨＰ手法の場合では、ＳＮＲの正規化のためのパラメータを含めたチャネルの疑似逆行列を生成する必要があるため、演算量増加のオーダはＯ（Ｍ3）で表される。また、ＬＲＡでのＴＨＰ手法の場合では、ＬＬＬ（Lenstra-Lenstra-Lovasz）アルゴリズムが用いられており、理論的な平均演算量はＯ（Ｍ4ｌｏｇＭ）で与えられ、非特許文献９で導出されている。
これらの結果から、本発明のＴＨＰ手法は、ＭＭＳＥでのＴＨＰ手法、ＬＲＡでのＴＨＰ手法と比較してより少ない演算量の増加で実現可能であることがわかる。
【００８２】
以上のように、本発明によれば、ＬＲＡでのＴＨＰ手法より伝送性能は劣るものの、少ない演算量とすることができ、他の従来のＴＨＰ手法より良好な伝送性能が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明は、マルチユーザＭＩＭＯ通信する無線送信装置に好適であり、アクセスポイントとして機能する無線通信装置に最適である。
【符号の説明】
【００８４】
ａ〜ｅ  無線通信装置
１００  無線送信装置
Ａ１１〜Ａ１８，Ａ２１，Ａ２２  アンテナ
１０１  プリアンブルパイロットメモリ部
１０２  スクランブラ部
１０３  エンコーダパーサ部
１０４  ＦＥＣエンコーダ部
１０５  空間ストリームパーサ部
１０６  インターリーバ部
１０７  マッパ部
１０８  マルチプレクサ部
１０９  ＣＳインサータ部
１１０  空間マッパ部
１１１  逆高速フーリエ変換器
１１２  ＧＩインサータ部
１１３  ウィンドウ部
１１４  送信フィルタ部
１１０ａ  第２の線形フィルタ部
１１０ｂ  減算器
１１０ｃ  モジュロ演算部
１１０ｄ  干渉算出用フィルタ部
１１０ｅ  第１の線形フィルタ部
１１０ｆ  電力正規化部
２００  無線受信装置
２０１  受信フィルタ部
２０２  自動ゲイン制御部
２０３  フレーム同期部
２０４  キャリア周波数同期部
２０５  ＧＩリムーブ部
２０６  高速フーリエ変換器
２０７  フェーズトラッカ部
２０８  チャネル推定部
２０９  ＭＩＭＯデコーダ部
２１０  モジュロ演算部
２１１  デマッパ部
２１２  デインターリーバ部
２１３  空間ストリームデパーサ部
２１４  ＦＥＣデコーダ部
２１５  エンコーダデパーサ部
２１６  デスクランブラ部
【図２】
2014045376.tif 000070
【図３】
2014045376.tif 000071
【図４】
2014045376.tif 000072
【図５】
2014045376.tif 000073
【図６】
2014045376.tif 000074
【図７】
2014045376.tif 000075
【図１０】
2014045376.tif 000076
【図１】
2014045376.tif 000077
【図８】
2014045376.tif 000078
【図９】
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