(57)【要約】【課題】複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置を構成する際、接続ケーブルの増加を抑制することができる電力変換装置及び電力制御装置を提供する。【解決手段】正極入力端子に直流電圧源回路４の正極の出力電圧が入力される第１の三相電圧形インバータ１と、負極入力端子に直流電圧源回路の負極の出力電圧が入力される第２の三相電圧形インバータ１と、第１及び第２の三相電圧形インバータのそれぞれ正極及び負極の入力端子に接続するそれぞれ第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサ７と、を有し、第１の三相電圧形インバータ１の出力端子に直列に接続する第１のリアクトル２と第２の三相電圧形インバータ１の出力端子に直列に接続する第２のリアクトル２とが相毎に電気的に接続される、電力変換装置１０である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正極入力端子に直流電圧源回路の正極の出力電圧が入力される第１の三相電圧形インバータと、
負極入力端子に直流電圧源回路の負極の出力電圧が入力される第２の三相電圧形インバータと、
第１及び第２の三相電圧形インバータのそれぞれ正極及び負極の入力端子に接続するそれぞれ第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサと、を有し、
第１の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第１のリアクトルと第２の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第２のリアクトルとが相毎に電気的に接続される、電力変換装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の三相電圧形インバータは、２レベルの交流電圧を出力する２レベルインバータである、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１及び第２の三相電圧形インバータは、３レベルの交流電圧を出力する３レベルインバータである、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１の三相電圧形インバータの出力端子と前記第１のリアクトルとの間に直列に接続する第１の単相ブリッジ回路と、前記第２の三相電圧形インバータの出力端子と前記第２のリアクトルとの間に直列に接続する第２の単相ブリッジ回路とが相毎に電気的に接続され、
前記第１及び第２の単相ブリッジ回路は、前記第１及び第２の三相電圧形インバータの出力電圧中の高調波電圧を低減する補償電圧を発生するようになされる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の三相電圧形インバータの出力端子と前記第１のリアクトルとの間に直列に接続する第１のチョッパ回路と、前記第２の三相電圧形インバータの出力端子と前記第２のリアクトルとの間に直列に接続する第２のチョッパ回路とが相毎に電気的に接続され、
前記第１及び第２のチョッパ回路は、前記第１及び第２の三相電圧形インバータの出力電圧中の高調波電圧を低減する補償電圧を発生するようになされる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記直流電圧源回路の回路構成は、前記第１又は第２の三相電圧形インバータの回路構成と同じである、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１及び第２の三相電圧形インバータを構成する半導体素子のスイッチング動作によって、前記第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサが所定の電圧に充電される、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
いずれか一方の前記三相電圧形インバータの一方の入力端子は前記直流電圧源回路の一方の出力端子と固定して電気的に接続され、
前記充電動作では、他方の入力端子は前記直流電圧源回路の他方の出力端子と、前記第１及び第２の三相電圧形インバータを介して接続される、請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至８の内いずれか１項に記載の電力変換装置と直流電圧源回路とを有する、電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置及び電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧形インバータを用いた電力変換装置の大容量化を図るために、複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置が使用されている。これらの電力変換装置では、各インバータ間に流れる横流電流を抑制するための種々の方法が採用されている。
【０００３】
例えば、電力変換装置の主回路にリアクトルを挿入する方法、あるいは、横流電流を検出してこの横流電流をキャンセルするようにスイッチング素子の動作を制御する方法などが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第２６１９８５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来の複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置では、各電圧形インバータの直流入力部には、直流の正極電圧と負極電圧とがそれぞれ接続されていた（例えば、引用文献１の図５、図６参照）。
【０００６】
従って、電力変換装置の大容量化を図ろうとする際には、単に電圧形インバータの増加に留まらず、接続ケーブルの増加にも対応する必要があった。この結果、装置の設置スペースが所要以上に増加するに留まらず、電力変換装置に関連する作業工数の増大、作業の煩雑化などの原因ともなっている。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、複数台の電圧形インバータを並列接続した電力変換装置を構成する際、接続ケーブルの増加を抑制することができる電力変換装置及び電力制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するための本発明の実施の形態によれば、正極入力端子に直流電圧源回路の正極の出力電圧が入力される第１の三相電圧形インバータと、負極入力端子に直流電圧源回路の負極の出力電圧が入力される第２の三相電圧形インバータと、第１及び第２の三相電圧形インバータのそれぞれ正極及び負極の入力端子に接続するそれぞれ第１及び第２の直流電圧平滑用コンデンサと、を有し、第１の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第１のリアクトルと第２の三相電圧形インバータの出力端子に直列に接続する第２のリアクトルとが相毎に電気的に接続される、電力変換装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【図２】第１の実施形態におけるダイオード整流回路を示す図。
【図３】第１の実施の形態の電力変換装置に用いられる三相電圧形インバータの構成を示す図。
【図４】第１の実施の形態の三相電圧形インバータの初期充電シーケンス動作を説明するための図。
【図５】第１の実施の形態の三相電圧形インバータの交流変換動作を説明するための図。
【図６】第２の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【図７】第２の実施の形態の電力変換装置に用いられる三相電圧形インバータの構成を示す図。
【図８】第２の実施の形態の三相電圧形インバータの初期充電シーケンス動作を説明するための図。
【図９】第２の実施の形態の三相電圧形インバータの交流変換動作を説明するための図。
【図１０】第３の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【図１１】第３の実施の形態における単相ブリッジ回路の構成を示す図。
【図１２】第３の実施の形態における三相電圧形インバータの交流変換動作に対応する単相ブリッジ回路の動作を説明するための図。
【図１３】第４の実施の形態におけるチョッパ回路の構成を示す図。
【図１４】第４の実施の形態における三相電圧形インバータの交流変換動作に対応するチョッパ回路の動作を説明するための図。
【図１５】第５の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【図１６】第５の実施の形態におけるコンバータの動作を制御するための制御ブロックの構成を示す図。
【図１７】第６の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【図１８】第７の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
[第１の実施の形態]  
図１は、第１の実施の形態の電力変換装置が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
【００１１】
交流電源６からの電力は、電源リアクタンス５を介して直流電圧源回路４に接続される。直流電圧源回路４は、交流電力を直流電力に変換して電力変換装置１０に出力する。ここで、直流電圧源回路４は、例えば図２に示すダイオード整流回路を用いることができる。
【００１２】
電力変換装置１０は、直流電圧を三相交流電圧に変換する２組の三相電圧形インバータ１を備えている。それぞれの三相電圧形インバータ１の２つの入力端子には直流平滑コンデンサ７が並列に接続されている。そして、直流電圧源回路４の直流出力端子のうちの正側端子は、前記２組の三相電圧形インバータ１のうちの１組の三相電圧形インバータ１の正側直流入力端子に接続され、直流電圧源回路４の直流出力端子のうちの負側端子は、他の１組の三相電圧形インバータ１の負側直流入力端子に接続される。
【００１３】
それぞれの三相電圧形インバータ１の交流出力側にはリアクトル２が接続され、２つの三相電圧形インバータ１は、並列に接続されている。そして、並列接続された２つのリアクトルの接続点は、交流負荷３（例えば、三相交流電動機）に接続される。
【００１４】
図３は、第１の実施の形態の電力変換装置に用いられる三相電圧形インバータ１の構成を示す図である。
【００１５】
三相電圧形インバータ１は、各相（ＵＶＷ）毎にスイッチング素子であるＩＧＢＴ(insulated gate bipolar transistor)等の自己消弧形半導体素子（例えば、ＧＴｕ、ＧＴｘ）が２つ直列に接続され、さらに還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続されている。即ち、スイッチング素子と還流ダイオードとで構成される半導体素子が直列に２段接続された、２ｉｎ１の構成である。
【００１６】
言い換えると、三相電圧形インバータ１は、スイッチング用のトランジスタと還流用のダイオードとを有する半導体素子を、各相のプラス側素子とマイナス側素子とにそれぞれ一つずつ使用した構成となっている。
【００１７】
各三相電圧形インバータ１は、ゲート制御装置１００からのゲート信号に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ： Pulse Width Modulation）制御により半導体素子をスイッチングし、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
【００１８】
なお、電力制御装置５０は、電力変換装置１０と直流電圧源回路４とを含む装置として把握することができ、また電力変換装置１０と直流電圧源回路４とゲート制御装置１００を含む装置として把握することができる。
【００１９】
続いて、三相電圧形インバータ１の動作を説明する。
【００２０】
第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ１が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
【００２１】
図４は、第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の初期充電シーケンス動作を説明するための図である。図１乃至図４を参照しつつ、初期充電シーケンス動作を説明する。
【００２２】
図４には、３相のうちのＵ相に着目し、正側自己消弧形半導体素子ＧＴｕにゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕと、負側自己消弧形半導体素子ＧＴｘにゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘとによる、直流平滑コンデンサ７の電圧変化を示している。
【００２３】
第１の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ１のスイッチング信号Ｇｕを０（オフ）とし、スイッチング信号Ｇｘを１（オン）とする。ここでスイッチング信号が１である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を導通状態とするゲート信号が与えられ、スイッチング信号が０である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を非導通状態とするゲート信号が与えられる。その結果、上側の直流平滑コンデンサ７の負極側が２つの三相電圧形インバータ１を介して直流電圧源回路４の負側端子と接続される。従って、上側の直流平滑コンデンサ７は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。
【００２４】
第２の期間において、ゲート制御装置１００は、２つの三相電圧形インバータ１のスイッチング信号Ｇｕを１（オン）とし、スイッチング信号Ｇｘを０（オフ）とする。その結果、下側の直流平滑コンデンサ７の正極側が２つの三相電圧形インバータ１を介して直流電圧源回路４の正側端子と接続される。従って、下側の直流平滑コンデンサ７は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。
【００２５】
図５は、第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１の交流変換動作を説明するための図である。
【００２６】
ゲート制御装置１００は、Ｕ相の交流出力電圧指令である変調波ＳＩＮと、三相共通の搬送波であるＴＲを逐次比較することにより、ＳＩＮ  ＞  ＴＲである期間には、スイッチング信号Ｇｕ＝１、スイッチング信号Ｇｘ＝０の信号を生成する。また、ＳＩＮ  ＜  ＴＲである期間には、スイッチング信号Ｇｕ＝０、スイッチング信号Ｇｘ＝１の信号を生成する。この結果、交流電圧に対応する電圧Ｖｕが生成される。
【００２７】
Ｕ相について説明した上述のパルス幅変調制御は三相（ＵＶＷ）毎に実行され、直流電圧が三相交流電圧に変換される。
【００２８】
また、並列に接続される２つの三相電圧形インバータ１には、ゲート制御装置１００から同一のスイッチング信号が同一のタイミングでゲート信号として与えられる。
【００２９】
以上説明した、第１の実施の形態によれば、直流電圧源回路４とそれぞれの三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
【００３０】
[第２の実施の形態]  
図６は、第２の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。  
第２の実施の形態では、三相電圧形インバータが３レベルインバータで構成されている点が第１の実施の形態と異なっている。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
【００３１】
図７は、第２の実施の形態の電力変換装置１０に用いられる三相電圧形インバータ８の構成を示す図である。図７に示す三相電圧形インバータ８は、ＮＰＣ（Neutral Point Clamped）方式のインバータである。
【００３２】
三相電圧形インバータ８は、各相（ＵＶＷ）毎にスイッチング素子であるＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２、ＧＴｘ１、ＧＴｘ２が４つ直列に接続され、さらに還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続されている。即ち、スイッチング素子と還流ダイオードとで構成される半導体素子が直列に４段接続された構成である。そして、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ２、ＧＴｘ１の接続点から電圧Ｖｕが取り出される。また、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２の接続点と、自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２の接続点とは、直列に接続された２つのダイオードＤｕ１、Ｄｕ２とを介して接続されている。
【００３３】
一方、三相電圧形インバータ８の入力端子には、直列に接続された２つの直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂが、並列に接続されている。そして、２つの直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂの接続点である中間電位点ＮＰと、２つのダイオードＤｕ１、Ｄｕ２の接続点とが結線されている。
【００３４】
続いて、三相電圧形インバータ８の動作を説明する。
【００３５】
第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ８が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂにそれぞれ電圧１／２Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
【００３６】
図８は、第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の初期充電シーケンス動作を説明するための図である。図６乃至図８を参照しつつ、初期充電シーケンス動作を説明する。
【００３７】
図８には、３相のうちのＵ相に着目し、自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２と、自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２とによる、直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の電圧変化を示している。なお、図８に示す直流平滑コンデンサ７の電圧は、直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂの合計の電圧である。また、図８では電力変換装置１０の上側と下側、それぞれに配置されている直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）についての電圧の変化を表している。
【００３８】
第１の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ８のスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２を０（オフ）とし、スイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２を１（オン）とする。ここでスイッチング信号が１である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を導通状態とするゲート信号が与えられ、スイッチング信号が０である場合には、対応する自己消弧形半導体素子を非導通状態とするゲート信号が与えられる。その結果、上側の三相電圧形インバータ８と接続する直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の負極側が下側の三相電圧形インバータ８を介して直流電圧源回路４の負側端子と接続される。従って、上側の直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。即ち、上側の直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂは、それぞれ１／２Ｖｄｃに充電される。
【００３９】
第２の期間において、ゲート制御装置１００は、それぞれの三相電圧形インバータ８のスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２を１（オン）とし、スイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２を０（オフ）とする。その結果、下側の三相電圧形インバータ８と接続する直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）の正極側が上側の三相電圧形インバータ８を介して直流電圧源回路４の正側端子と接続される。従って、下側の直流平滑コンデンサ７（７ａ、７ｂ）は、所定時間後に電圧Ｖｄｃに充電される。即ち、下側の直流平滑コンデンサ７ａ、７ｂは、それぞれ１／２Ｖｄｃに充電される。
【００４０】
図９は、第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８の交流変換動作を説明するための図である。
【００４１】
図９を参照しつつ、３相のうちのＵ相に着目し、２組の正側自己消弧形半導体素子ＧＴｕ１、ＧＴｕ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｕ２と、２組の負側自己消弧形半導体素子ＧＴｘ１、ＧＴｘ２にゲート信号として与えられるスイッチング信号Ｇｘ１、Ｇｘ２の生成方法について説明する。
【００４２】
Ｕ相の交流出力電圧指令である変調波ＳＩＮと、三相共通の搬送波であるＴＲ１、ＴＲ２を逐次比較することにより、ＳＩＮ  ＞  ＴＲ１である期間には、Ｇｕ１＝１、Ｇｘ１＝０のスイッチング信号を生成する。
【００４３】
ＳＩＮ  ＜  ＴＲ１である期間には、Ｇｕ１＝０、Ｇｘ１＝１のスイッチング信号を生成する。  
ＳＩＮ  ＞  ＴＲ２である期間には、Ｇｕ２＝１、Ｇｘ２＝０のスイッチング信号を生成する。  
ＳＩＮ  ＜  ＴＲ２である期間には、Ｇｕ２＝０、Ｇｘ２＝１のスイッチング信号を生成する。
【００４４】
Ｕ相について説明した上述のパルス幅変調制御は三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）毎に実行され、直流電圧が＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの３レベルの三相交流電圧に変換される。
【００４５】
また、並列に接続される３レベル出力三相電圧形インバータ８には、ゲート制御装置１００から、同一のスイッチング信号が同一のタイミングでゲート信号として与えられる。
【００４６】
以上説明した、第２の実施の形態によれば、直流電圧源回路４と３レベル出力三相電圧形インバー８タ間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合でも、３レベル出力三相電圧形インバータの並列接続による電力変換装置の大容量化が実現できる。
【００４７】
[第３の実施の形態]  
図１０は、第３の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
【００４８】
第３の実施の形態では、並列接続される２組の三相電圧形インバータ１の各相の交流出力部には、リアクトル２と直列に、単相ブリッジ回路９が接続される。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
【００４９】
図１１は、第３の実施の形態における単相ブリッジ回路の構成を示す図である。  
単相ブリッジ回路９は、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された第１の回路と、コンデンサ１１と、自己消弧形半導体素子ＧＴ３、ＧＴ４が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された第２の回路とが並列に接続された構成である。そして、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２の接続点に三相電圧形インバータ１の出力端子からの信号が接続され、自己消弧形半導体素子ＧＴ３、ＧＴ４の接続点にリアクトル２が接続されている。
【００５０】
第３の実施の形態の三相電圧形インバータ１の入力端子には、直流電圧源回路４の正極あるいは負極の一方の直流出力端子が入力端子に接続している。従って、初期状態では直流平滑コンデンサ７は充電されないため、三相電圧形インバータ１が交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
【００５１】
この初期充電シーケンス動作は、第１の実施の形態で説明した動作と同一であるため、その詳細の説明は省略する。
【００５２】
更に第３の実施の形態では、コンデンサ１１に対して電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。この動作は、自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、ＧＴ４を第１の実施の形態で説明した方式に従って、順次切り替えることで実現することができる。その詳細の説明は省略する。
【００５３】
図１２は、第３の実施の形態における三相電圧形インバータ１の交流変換動作に対応する単相ブリッジ回路９の動作を説明するための図である。
【００５４】
自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、ＧＴ４のそれぞれのスイッチング信号ＧＵ、ＧＸ、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４を制御することにより交流電圧Ｖｕを発生させる。
【００５５】
単相ブリッジ回路９はコンデンサ１１の電圧をＶｄｃとした場合に、スイッチング信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４に応じて、次のような電圧を出力する。
【００５６】
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０、Ｇ３＝０、Ｇ４＝１  の時に、＋Ｖｄｃ  
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１、Ｇ３＝１、Ｇ４＝０  の時に、−Ｖｄｃ  
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０、Ｇ３＝１、Ｇ４＝０  の時に、０  
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１、Ｇ３＝０、Ｇ４＝１  の時に、０  の電圧が端子間に発生する。
【００５７】
したがって、単相ブリッジ回路９は＋Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの電圧を端子間に発生することが可能であり、三相電圧形インバータ１の出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減するような補償電圧を発生することが可能である。なお、ここでは、１個の単相ブリッジ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する例を示したが、複数個の単相ブリッジ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する構成も可能である。
【００５８】
本実施の形態によれば、直流電圧源回路４と三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
【００５９】
[第４の実施の形態]  
第４の実施の形態では、第３の実施の形態の単相ブリッジ回路９に代えてチョッパ回路１２を備えている。第１の実施の形態と同一あるいは同様の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
【００６０】
図１３は、第４の実施の形態におけるチョッパ回路の構成を示す図である。  
チョッパ回路１２は、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２が２つ直列に接続され更に還流ダイオードがそれぞれのＩＧＢＴに並列に接続された回路と、コンデンサ１１とが並列に接続された構成である。そして、コンデンサ１１の一方に三相電圧形インバータ１の出力端子からの信号が接続され、自己消弧形半導体素子ＧＴ１、ＧＴ２の接続点にリアクトル２が接続されている。
【００６１】
第４の実施の形態の三相電圧形インバータ１では、正極あるいは負極の一方の直流出力端子が入力端子に接続している。従って、交流電圧を生成する動作を開始する前に、直流平滑コンデンサ７に電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。
【００６２】
この初期充電シーケンス動作は、第１の実施の形態で説明した動作と同一であるため、その詳細の説明は省略する。
【００６３】
更に第４の実施の形態では、コンデンサ１１に対して電圧Ｖｄｃを充電する初期充電シーケンス動作が必要になる。この動作は、自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２を第１の実施の形態で説明した方式に従って、順次切り替えることで実現することができる。その詳細の説明は省略する。
【００６４】
図１４は、第４の実施の形態における三相電圧形インバータ１の交流変換動作に対応するチョッパ回路１２の動作を説明するための図である。
【００６５】
自己消弧形半導体素子ＧＴＵ、ＧＴＸ、ＧＴ１、ＧＴ２のそれぞれのスイッチング信号ＧＵ、ＧＸ、Ｇ１、Ｇ２を制御することにより交流電圧Ｖｕを発生させる。
【００６６】
チョッパ回路１２はコンデンサ１１の電圧をＶｄｃとした場合に、スイッチング信号Ｇ１、Ｇ２に応じて、次のような電圧を出力する。
【００６７】
Ｇ１＝１、Ｇ２＝０  の時に、＋Ｖｄｃ  
Ｇ１＝０、Ｇ２＝１  の時に、０
したがって、チョッパ回路１２は＋Ｖｄｃ、０の電圧を端子間に発生することが可能であり、三相電圧形インバータ１の出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減するような補償電圧を発生することが可能である。なお、ここでは、１個のチョッパ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する例を示したが、複数個のチョッパ回路を三相電圧形インバータ１の後段に接続する構成も可能である。
【００６８】
本実施の形態によれば、直流電圧源回路４と三相電圧形インバータ１間の接続点を、それぞれ正側端子と負側端子の１点とした場合であっても、三相電圧形インバータ１を並列接続した電力変換装置１０の大容量化が実現できる。
【００６９】
[第５の実施の形態]  
図１５は、第５の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
【００７０】
第５の実施の形態では、直流電圧源回路４として第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１と同様の構成のコンバータを用いている。
【００７１】
図１６は、第５の実施の形態におけるコンバータの動作を制御するための制御ブロックの構成を示す図である。
【００７２】
電圧検出ブロック２１は電源電圧を検出し、電源位相演算ブロック２２は電源位相θを演算する。電流検出ブロック２３は電源電流を検出する。有効電流演算ブロック２４は、電源位相θと電源電流とを用いて、有効電流検出値ＩＰを演算する。
【００７３】
直流電圧検出ブロック２５は直流電圧検出値Ｖｄｃを検出する。直流電圧制御ブロック２６は、比例積分等の制御手段を用いて、直流電圧検出値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ*に追従するように、有効電流指令値ＩＰ＊を演算する。
【００７４】
有効電流制御ブロック２７は、比例積分制御等の手段を用いて、有効電流検出値ＩＰが有効電流指令値ＩＰ*に追従するように、電圧指令値を演算する。ＰＷＭ制御ブロック２８は、電圧指令値にしたがって、スイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成する。
【００７５】
第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、負荷側から電源側への電力の回生を可能とすることができる。
【００７６】
[第６の実施の形態]  
図１７は、第６の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
【００７７】
第６の実施の形態では、直流電圧源回路４として第２の実施の形態の三相電圧形インバータ８と同様の構成のコンバータを用いている。
【００７８】
第６の実施の形態によれば、電源側３レベル出力三相電圧形インバータと負荷側３レベル出力三相電圧形インバータ間の接続点を、正側端子と負側端子のそれぞれ１点とした、並列接続による電力変換装置の大容量化が実現でき、更に、負荷側から電源側への電力の回生が可能となる。
【００７９】
[第７の実施の形態]  
図１８は、第７の実施の形態の電力変換装置１０が用いられる電力制御装置５０の構成を示す図である。
【００８０】
第７の実施の形態では、直流電圧源回路４として第１の実施の形態の三相電圧形インバータ１と同様の構成のコンバータを用い、それぞれのインバータ、コンバータと接続するリアクトルに直列に単相ブリッジ回路またはチョッパ回路を接続している。
【００８１】
第７の実施の形態によれば、電源側三相電圧形インバータと負荷側三相電圧形インバータ間の接続点を、正側端子と負側端子のそれぞれ１点とした、並列接続による電力変換装置の大容量化が実現できる。また、負荷側から電源側への電力の回生が可能であり、更に出力電圧波形に含まれる高調波電圧を低減することができる。
【００８２】
尚、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。  
上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【符号の説明】
【００８３】
１…三相電圧形インバータ、２…リアクトル、３…交流負荷、４…直流電圧源回路、５…電源リアクタンス、６…交流電源、７…直流平滑コンデンサ、７ａ，７ｂ…直流平滑コンデンサ、８…三相電圧形インバータ、９…単相ブリッジ回路、１０…電力変換装置、１１…コンデンサ、１２…チョッパ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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