(57)【要約】      （修正有）【課題】効率の低下を抑制可能な増幅装置、および、このような増幅装置を含む送信装置を提供する。【解決手段】入力端子８と、第１のアンプ１と、出力端子９と、可変インピーダンス部２と、第２のアンプ３と、基準インピーダンス素子４と、振幅比較器５と、位相比較器６と、制御部７と、を備えることを特徴とする増幅装置１０が提供される。振幅比較器は、第１の出力信号の振幅と、第２の出力信号の振幅と、の比較結果に応じた振幅比較信号を生成し、位相比較器は、第１の出力信号の位相と、第２の出力信号の位相と、の比較結果に応じた位相比較信号を生成する。制御部は、振幅比較信号および位相比較信号に基づいて、第１のアンプと可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが所定値に近づくよう、可変インピーダンス部のインピーダンスを制御する。【選択図】図２
2014187478.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振信号を生成する発振信号生成回路と、
前記発振信号に基づいて、送信すべき信号を変調する変調部と、
前記変調部から出力される信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
前記アナログ信号を増幅する増幅装置と、を備え、
前記増幅装置は、
入力信号が入力される入力端子と、
前記入力信号を増幅して第１の出力信号を生成する第１のアンプと、
前記第１の出力信号を外部に出力する出力端子と、
前記第１のアンプの出力端に接続される可変インピーダンス部と、
前記入力信号を増幅して第２の出力信号を生成する第２のアンプと、
前記第２のアンプの出力端に接続される基準インピーダンス素子と、
前記第１の出力信号の振幅と、前記第２の出力信号の振幅と、の比較結果に応じた振幅比較信号を生成する振幅比較器と、
前記第１の出力信号の位相と、前記第２の出力信号の位相と、の比較結果に応じた位相比較信号を生成する位相比較器と、
前記振幅比較信号および前記位相比較信号に基づいて、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが５０Ωに近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御する制御部と、を有し、
前記第２のパワーアンプの入出力特性は、前記第１のパワーアンプの入出力特性と略等しく、
前記制御部は、
前記第１の出力信号の振幅が、前記第２の出力信号の振幅に近づくよう、かつ、
前記第１の出力信号の位相が、前記第２の出力信号の位相に近づくよう、
前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御することにより、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスを５０Ωに近づけることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
入力信号が入力される入力端子と、
前記入力信号を増幅して第１の出力信号を生成する第１のアンプと、
前記第１の出力信号を負荷に出力する出力端子と、
前記第１のアンプの出力端に接続される可変インピーダンス部と、
前記入力信号を増幅して第２の出力信号を生成する第２のアンプと、
前記第２のアンプの出力端に接続される基準インピーダンス素子と、
前記第１の出力信号の振幅と、前記第２の出力信号の振幅と、の比較結果に応じた振幅比較信号を生成する振幅比較器と、
前記第１の出力信号の位相と、前記第２の出力信号の位相と、の比較結果に応じた位相比較信号を生成する位相比較器と、
前記振幅比較信号および前記位相比較信号に基づいて、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが所定値に近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御する制御部と、を備えることを特徴とする増幅装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが前記基準インピーダンス素子のインピーダンスに近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御することを特徴とする請求項２に記載の増幅装置。
【請求項４】
前記第２のアンプの入出力特性は、前記第１のアンプの入出力特性と略等しいことを特徴とする請求項２または３に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記第１の出力信号の振幅が、前記第２の出力信号の振幅に近づくよう、かつ、
前記第１の出力信号の位相が、前記第２の出力信号の位相に近づくよう、
前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御することにより、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスを前記基準インピーダンス素子のインピーダンスに近づけることを特徴とする請求項４に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記第２のアンプの消費電力は、前記第１のアンプの消費電力より低いことを特徴とする請求項２または３に記載の増幅装置。
【請求項７】
前記第１のアンプの振幅の増幅率と、前記第２のアンプの増幅率と、の比に応じて、前記第１の出力信号の振幅を減衰させた信号を前記振幅比較器に入力する減衰器を備えることを特徴とする請求項６に記載の増幅装置。
【請求項８】
前記位相比較器は、前記第１のアンプの位相の入出力特性と、前記第２のアンプの位相の入出力特性と、の差を考慮して、前記位相比較信号を生成することを特徴とする請求項６または７に記載の増幅装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが５０Ωに近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御することを特徴とする請求項２乃至８のいずれかに記載の増幅装置。
【請求項１０】
入力信号が入力される入力端子と、
前記入力信号を増幅して出力信号を生成するアンプと、
前記出力信号を負荷に出力する出力端子と、
前記アンプの出力端に接続される可変インピーダンス部と、
前記入力信号の振幅と、前記出力信号の振幅と、の比較結果に応じた振幅比較信号を生成する振幅比較器と、
前記入力信号の位相と、前記出力信号の位相と、の比較結果に応じた位相比較信号を生成する位相比較器と、
前記振幅比較信号および前記位相比較信号に基づいて、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが所定値に近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御する制御部と、を備えることを特徴とする増幅装置。
【請求項１１】
発振信号を生成する発振信号生成回路と、
前記発振信号に基づいて、送信すべき信号を変調する変調部と、
前記変調部から出力される信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
請求項２乃至１０のいずれかに記載の増幅装置であって、前記アナログ信号を増幅する増幅装置と、を備えることを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、増幅装置および送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、パワーアンプのような増幅装置は、接続される負荷のインピーダンスが５０Ωである場合に、最も効率が高くなるよう設計される。しかしながら、実際の使用時には必ずしも負荷のインピーダンスが一定であるとは限らず、インピーダンスが５０Ωから大きく外れると効率が低下してしまうという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許７４８６１３７号明細書
【特許文献２】米国特許７３５８８０７号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
効率の低下を抑制可能な増幅装置、および、このような増幅装置を含む送信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
実施形態によれば、入力端子と、第１のアンプと、出力端子と、可変インピーダンス部と、第２のアンプと、基準インピーダンス素子と、振幅比較器と、位相比較器と、制御部と、を備えることを特徴とする増幅装置が提供される。前記入力端子には、入力信号が入力される。前記第１のアンプは、前記入力信号を増幅して第１の出力信号を生成する。前記出力端子は、前記第１の出力信号を負荷に出力する。前記可変インピーダンス部は、前記第１のアンプの出力端に接続される。前記第２のアンプは、前記入力信号を増幅して第２の出力信号を生成する。前記基準インピーダンス素子は、前記第２のアンプの出力端に接続される。前記振幅比較器は、  前記第１の出力信号の振幅と、前記第２の出力信号の振幅と、の比較結果に応じた振幅比較信号を生成する。前記位相比較器は、前記第１の出力信号の位相と、前記第２の出力信号の位相と、の比較結果に応じた位相比較信号を生成する。前記制御部は、前記振幅比較信号および前記位相比較信号に基づいて、前記第１のアンプと前記可変インピーダンス部の間の点のインピーダンスが所定値に近づくよう、前記可変インピーダンス部のインピーダンスを制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】送信装置１００の概略構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態に係る増幅装置１０の概略構成を示すブロック図。
【図３】マッチングネットワーク回路２の内部構成の一例を示す回路図。
【図４】第２の実施形態に係る増幅装置１０ａの概略構成を示すブロック図。
【図５】位相比較器６内のミキサ回路６３の一例を示す回路図。
【図６】第４の実施形態に係る増幅装置１０ｂの概略構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下、実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【０００８】
（第１の実施形態）
図１は、送信装置１００の概略構成を示すブロック図である。この送信装置１００は、例えば携帯電話に搭載される。送信装置１００は、不図示のベースバンドＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）等から入力された入力信号を処理した電波信号をアンテナ２００に出力する。より具体的には、送信装置１００は、入力信号処理回路５１と、ＰＬＬ回路（発振信号生成回路）５２と、変調部５３と、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）５４と、増幅装置１０とを有する。
【０００９】
入力信号処理回路５１は外部から入力された信号を処理する。ＰＬＬ回路５２はＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）を有し、ＬＯ信号を生成する。変調部５３は、ＬＯ信号に基づいて、入力信号処理回路５１の出力信号を変調する。ＤＡ変換器５４は変調部５３が出力するデジタル信号をアナログ信号に変換する。増幅装置１０はパワーアンプ（ＰＡ）１を有し、ＤＡ変換器５３が出力するアナログ信号を増幅してアンテナ２００へ出力する。
【００１０】
ここで、増幅装置１０内のパワーアンプ１は、接続される負荷のインピーダンスが５０Ωである場合に、損失が小さく、最も効率が高くなるよう設計されている。接続される負荷は、主に増幅装置１０の出力端に接続されるアンテナ２００である。ところが、アンテナ２００のインピーダンスが５０Ωであったとしても、実際の使用時には、アンテナ２００をユーザが触るなどによりインピーダンスが変動することもある。
【００１１】
そこで、本実施形態では、増幅装置１０の内部に可変インピーダンス部を設け、パワーアンプ１に接続される負荷のインピーダンスができるだけ５０Ωになるよう調整するものである。
【００１２】
図２は、第１の実施形態に係る増幅装置１０の概略構成を示すブロック図である。増幅装置１０は、パワーアンプ１と、マッチングネットワーク回路（ＭＮ）２と、基準アンプ（ＲＥＦ  ＡＭＰ）３と、抵抗素子４と、振幅比較器５と、位相比較器６と、制御部７と、入力端子８と、出力端子９とを備えている。
【００１３】
入力端子８には、ＤＡＣ５４からのアナログ信号が入力信号として入力される。入力信号は、単相信号であってもよいし、差動信号であってもよい。
【００１４】
出力端子９にはアンテナ２００が接続される。上述のように増幅装置１０の出力端子９に接続される負荷のインピーダンスは一定ではないため、図２では負荷を模式的に可変抵抗素子３１で表している。
【００１５】
パワーアンプ１（第１のアンプ）は入力信号を増幅する。上述のように、パワーアンプ１は接続される負荷のインピーダンスが５０Ωである場合に効率が最も高い。
【００１６】
マッチングネットワーク回路２（可変インピーダンス部）はパワーアンプ１の出力端に接続される。マッチングネットワーク回路２のインピーダンスは制御部７により可変制御される。
【００１７】
パワーアンプ１から見ると、出力端には、マッチングネットワーク回路２と外部の負荷３１とが直列接続されている。よって、パワーアンプ１の出力端のインピーダンス、より詳しくは、パワーアンプ１とマッチングネットワーク回路２との間の点Ｐのインピーダンスが５０Ωである場合に、パワーアンプ１の効率が最も高くなる。よって、点Ｐのインピーダンスが５０Ωとなるよう、制御部７によりマッチングネットワーク回路２のインピーダンスが制御される。ここで、点Ｐのインピーダンスは、直列接続されるマッチングネットワーク回路２および負荷３１の合成インピーダンスでもある。
【００１８】
基準アンプ３（第２のアンプ）は入力信号を増幅する。本実施形態では、基準アンプ３がパワーアンプ１と同様の入出力特性を有するよう、設計される。パワーアンプ１および基準アンプ３はともに増幅装置１０内にあるため、ほぼ同じ温度特性を有するし、電源電圧もほぼ等しい。よって、温度や電源電圧が多少変動したとしても、基準アンプ３の入出力特性はパワーアンプ１の入出力特性とほぼ等しい。
【００１９】
抵抗素子４（基準インピーダンス素子）は基準アンプ３の出力端に接続される。抵抗素子４は基準アンプ３の効率が最も高くなる負荷であり、具体的には５０Ωのインピーダンスを有する抵抗素子である。本実施形態の場合、抵抗素子４はパワーアンプ１の効率が最も高くなる負荷とも言える。
【００２０】
振幅比較器５は、パワーアンプ１の出力信号の振幅と、基準アンプ３の出力信号の振幅との比較結果に応じた振幅比較信号Ｓｇを生成する。一例として、振幅比較器５は、振幅検出回路５１，５２と、オペアンプ５３とを有する。
【００２１】
振幅検出回路５１は、パワーアンプ１の出力信号の振幅を検出し、この振幅に対応する電圧をオペアンプ５３の反転入力端子に供給する。振幅検出回路５２は、基準アンプ３の出力信号の振幅を検出し、この振幅に対応する電圧をオペアンプ５３の非反転入力端子に供給する。オペアンプ５３は、両電圧の差を増幅して振幅比較信号Ｓｇを生成する。振幅比較信号Ｓｇは、例えばパワーアンプ１の出力信号の振幅と、基準アンプ３の出力信号の振幅との差に対応する電圧である。
【００２２】
位相比較器６は、パワーアンプ１の出力信号の位相と、基準アンプ３の出力信号の位相との比較結果に応じた位相比較信号Ｓｃを生成する。一例として、位相比較器６は、リミッタ回路６１，６２と、ミキサ回路６３とを有する。リミッタ回路６１は、パワーアンプ１の出力信号の振幅を予め決められた設定値に制限した電圧を、ミキサ回路６３に供給する。リミッタ回路６２は、基準アンプ３の出力信号の振幅を予め決められた設定値に制限した電圧を、ミキサ回路６３に供給する。ミキサ回路６３は、両電圧を混合し、位相比較信号Ｓｃを生成する。位相比較信号Ｓｃは、例えばパワーアンプ１の出力信号の位相と、基準アンプ３の出力信号の位相との差に対応する電圧である。
【００２３】
制御部７は、振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃに基づいて、点Ｐのインピーダンスが予め定めた５０Ωに近づくよう、マッチングネットワーク回路２のインピーダンスを制御する。より具体的には以下のようにする。基準アンプ３の出力端には５０Ωの抵抗素子４が接続されているため、その出力信号の振幅および位相は、効率が最も高い場合の振幅および位相である。また、本実施形態では、パワーアンプ１の入出力特性は基準アンプ３の入出力特性と等しい。
【００２４】
よって、パワーアンプ１の出力信号の振幅および位相が、基準アンプ３の出力信号の振幅および位相にそれぞれ近づくよう、制御部７はマッチングネットワーク回路２のインピーダンスを調整する。両振幅および位相が近づくことは、振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃから判断される。これにより、点Ｐのインピーダンスがほぼ５０Ωとなり、パワーアンプ１の動作が最適化される。
【００２５】
図３は、マッチングネットワーク回路２の内部構成の一例を示す図である。マッチングネットワーク回路２は、可変容量部２１，２２を有する。可変容量部２１は、パワーアンプ１と出力端子９とを接続する線路においてパワーアンプ１に近い側に一端が接続され、他端は接地される。可変容量部２２は、同線路において出力端子９に近い側に一端が接続され、他端は接地される。可変容量部２１，２２は、例えば容量とスイッチとの組を並列接続したものである。可変容量部２１，２２内のスイッチは、それぞれ制御部７からの制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２によって、制御される。オンされるスイッチの数が多いほど容量が大きくなる。
【００２６】
可変容量部２１，２２の容量に応じて、パワーアンプ１の出力信号の振幅および位相が変化する。可変容量部２１，２２の容量と、パワーアンプ１の出力信号の振幅および位相の変化との関係は、シミュレーションなどにより予め分かっている。すなわち、種々の振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃに対して、制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２をどのように設定すれば、点Ｐのインピーダンスが５０Ωになるか分かっている。
【００２７】
そこで、制御部７は、振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃを制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２に変換する。この変換処理は、例えば入力される信号Ｓｇ，Ｓｃと、出力される制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２との関係を予めテーブルに記憶しておくことで、実現できる。変換により得られた制御信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２により、点Ｐのインピーダンスが５０Ωになるよう、可変容量部２１，２２内のスイッチが制御される。
【００２８】
以上のような制御により、制御部７はマッチングネットワーク回路２のインピーダンスを可変制御できる。２つの可変容量部２１，２２を配置することで、複素インピーダンスを柔軟に調整でき、結果として点Ｐのインピーダンスを５０Ωに設定できる。
【００２９】
なお、図３のマッチングネットワーク回路２は一例にすぎず、インピーダンスが可変な回路が種々考えられるのは言うまでもない。
【００３０】
このように、第１の実施形態では、パワーアンプ１の出力信号と、５０Ωの抵抗素子４が接続された基準アンプ３の出力信号との振幅および位相を比較して、パワーアンプ１の出力端に接続される負荷のインピーダンスが５０Ωになるよう制御する。そのため、負荷３１のインピーダンスが変動した場合でも、パワーアンプ１の効率低下を抑制できる。
【００３１】
（第２の実施形態）
上述した第１の実施形態は、パワーアンプ１と入出力特性が等しい基準アンプ３を用いるものであった。これに対し、以下に説明する第２の実施形態では、パワーアンプ１より消費電力が低い基準アンプ３ａを用いるものである。
【００３２】
図４は、第２の実施形態に係る増幅装置１０ａの概略構成を示すブロック図である。図４では、図２と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００３３】
図４の増幅装置１０ａにおける基準アンプ３ａは、パワーアンプ１よりも消費電力が低い。この場合、基準アンプ３ａはパワーアンプ１と比べて振幅の増幅率は低くなる。ここでは、パワーアンプ１の増幅率はＡｐａであり、基準アンプ３ａの増幅率はＡｒｅｆ（＜Ａｐａ）であるとする。なお、本実施形態では、パワーアンプ１と基準アンプ３ａとで、位相に関する入出力特性は等しいことを仮定する。
【００３４】
また、抵抗素子４の抵抗を５０Ωより大きくして、さらに消費電力の低減を図ってもよい。
【００３５】
図４の増幅装置１０ａは、パワーアンプ１と振幅比較器５との間に設けられる減衰器（ＡＴＴ）１１を備えている。減衰器１１は、パワーアンプ１の出力信号の振幅をＡｒｅｆ／Ａｐａ倍に減衰して、振幅比較器５に入力する。よって、パワーアンプ１の増幅率と基準アンプ３ａの増幅率との差を、減衰器１１でキャンセルできる。
【００３６】
制御部７の動作は第１の実施形態と同様である。すなわち、パワーアンプ１の出力信号の振幅を減衰した値が、基準アンプ３の出力信号の振幅に近づくよう、制御部７はマッチングネットワーク回路２のインピーダンスを調整する。結果として、パワーアンプ１の出力信号の増幅率はＡｐａに近づき、点Ｐのインピーダンスが５０Ωに近づく。
【００３７】
このように、第２の実施形態では、パワーアンプ１より消費電力が低い基準アンプ３ａを用いる。そのため、増幅装置１０ａ全体の消費電力を低減できる。また、パワーアンプ１および基準アンプ３ａとの間に減衰器１１を設けるため、パワーアンプ１および基準アンプ３ａで振幅の増幅率が異なっていても、増幅装置１０ａの効率が低下しないようマッチングネットワーク回路２のインピーダンスを制御できる。
【００３８】
（第３の実施形態）
上述した第２の実施形態は、パワーアンプ１と基準アンプ３ａとで、位相の入出力特性が等しいことを仮定していた。これに対し、以下に説明する第３の実施形態では、位相の入出力特性が異なるケースに関する。
【００３９】
パワーアンプ１より消費電力が低い基準アンプ３ａを用いる場合、増幅率が異なることに伴って、位相の入出力特性が異なることもある。基準アンプ３ａに接続される抵抗素子４にも容量成分やインダクタ成分が寄生するためである。この場合、点Ｐのインピーダンスの実部を５０Ωにしても、パワーアンプ１の出力信号と基準アンプ３ａの出力信号との位相差に起因して、点Ｐのインピーダンスが虚部を持ってしまう可能性がある。そうなると、パワーアンプ１は最適な状態で動作するとは限らない。
【００４０】
そこで、本実施形態では、上記のような位相差を位相比較器６で吸収することを図る。なお、増幅装置の全体構成は図４とほぼ同様であるため、図示を省略する。
【００４１】
パワーアンプ１では入力信号と出力信号との位相差がθｐａであり、基準アンプ３ａでは入力信号と出力信号との位相差がθｒｅｆであるとする。この場合、両アンプ間にｄθ＝θｐａ−θｒｅｆのオフセットがある。このオフセットｄθをキャンセルする回路の例を説明する。
【００４２】
図５は、位相比較器６内のミキサ回路６３の一例を示す回路図である。本例ではパワーアンプ１および基準アンプ３ａの出力信号が差動信号であることを念頭に置いている。位相比較器６は、ｐＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ４と、ｎＭＯＳトランジスタＱｎ１〜Ｑｎ６と、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２とを備えている。
【００４３】
抵抗Ｒ１、トランジスタＱｐ２，Ｑｎ１，Ｑｎ５は、電源端子と接地端子との間に縦続接続される。トランジスタＱｐ２はゲートがドレインと短絡されており、位相比較信号Ｓｃｐを出力する。同様に、抵抗Ｒ２、トランジスタＱｐ３，Ｑｎ４，Ｑｎ６は、電源端子と接地端子との間に縦続接続される。トランジスタＱｐ３はゲートがドレインと短絡されており、位相比較信号Ｓｃｍを出力する。
【００４４】
トランジスタＱｐ１は、ソースが電源端子に、ドレインがトランジスタＱｐ２のドレインに、それぞれ接続される。同様に、トランジスタＱｐ４は、ソースが電源端子に、ドレインがトランジスタＱｐ３のドレインに、それぞれ接続される。
【００４５】
トランジスタＱｎ２は、ドレインがトランジスタＱｐ３のドレインに、ソースがトランジスタＱｎ５のドレインに、それぞれ接続される。同様に、トランジスタＱｎ３は、ドレインがトランジスタＱｐ２のドレインに、ソースがトランジスタＱｎ６のドレインに、それぞれ接続される。また、トランジスタＱｎ２，Ｑｎ３のゲートは互いに短絡される。
【００４６】
リミッタ回路６１からの出力Ｖ１ｐ，Ｖ１ｍは、トランジスタＱｎ５，Ｑｎ６のゲートにそれぞれ入力される。リミッタ回路６２からの出力Ｖ２ｐはトランジスタＱｎ１，Ｑｎ４のゲートに入力され、出力Ｖ２ｍはトランジスタＱｎ２，Ｑｎ３のゲートに入力される。
【００４７】
トランジスタＱｐ１，Ｑｐ４のゲートは互いに短絡され、バイアス信号Ｖｂが入力される。図５に例示するミキサ回路６３では、ｄθ＝π／２の時に位相比較信号Ｓｃがゼロとなる。ここで、トランジスタＱｐ１，Ｑｐ４のゲート幅を適切に調整することにより、オフセットｄθをキャンセルできる。例えば、ｄθ＝θｐａ−θｒｅｆ＞π／２の場合、トランジスタＱｐ１のゲート幅をトランジスタＱｐ４のゲート幅より小さくすればよい。
【００４８】
これにより、制御部７には、パワーアンプ１および基準アンプ３ａの入出力特性の違いに起因するオフセットｄθがキャンセルされた、位相比較信号Ｓｃが入力される。よって、制御部７は第１の実施形態と同様にしてマッチングネットワーク回路２のインピーダンスを制御すればよい。
【００４９】
なお、図５において、リミッタ回路６１からの出力Ｖ１ｐがトランジスタＱｎ１，Ｑｎ４のゲートに入力され、出力Ｖ１ｍがトランジスタＱｎ２，Ｑｎ３のゲートに入力されてもよく、この場合、リミッタ回路６２からの出力Ｖ２ｐは出力Ｖ２ｍはトランジスタＱｎ５，Ｑｎ６のゲートにそれぞれ入力される。
【００５０】
このように、第３の実施形態では、ミキサ回路６３で位相のオフセットを調整する。そのため、パワーアンプ１および基準アンプ３ａで位相の入出力特性が異なる場合であっても、パワーアンプ１の効率低下を抑制できる。
【００５１】
（第４の実施形態）
上述した第１乃至第３の実施形態は、基準アンプ３，３ａを用いるものであった。これに対して、以下に説明する第４の実施形態は、基準アンプを用いずにインピーダンスを制御するものである。
【００５２】
図６は、第４の実施形態に係る増幅装置１０ｂの概略構成を示すブロック図である。図６では、図２と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００５３】
図６の増幅装置１０ｂでは、入力端子８に入力される入力信号が、振幅比較器５および位相比較器６に入力される。そして、振幅比較器５は、パワーアンプ１の出力信号の振幅と、入力信号の振幅との比較結果に応じた振幅比較信号Ｓｇを生成する。同様に、位相比較器６は、パワーアンプ１の出力信号の位相と、基準アンプ３の出力信号の位相との比較結果に応じた位相比較信号Ｓｃを生成する。
【００５４】
そして、制御部７は予め振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃの基準値を知っている。基準値とは、パワーアンプ１の出力端に接続される負荷３１のインピーダンスが５０Ωである場合の、振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃの値である。
【００５５】
そのため、負荷３１が変動して、制御部７に入力される振幅比較信号Ｓｇおよび位相比較信号Ｓｃが基準値からずれている場合、制御部７はこのずれが小さくなるよう、マッチングネットワーク回路２のインピーダンスを制御する。
【００５６】
このように、第４の実施形態では、基準アンプを用いないため、より簡易な回路でパワーアンプ１の効率を最適化できる。特に、本実施形態は、温度や電源電圧があまり変動しない場合や、変動したとしてもパワーアンプ１がその影響をあまり受けない場合に有用である。
【００５７】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００５８】
１  パワーアンプ
２  マッチングネットワーク回路
３，３ａ  基準アンプ
４  抵抗素子
５  振幅比較器
６  位相比較器
７  制御部
８  入力端子
９  出力端子
１０，１０ａ，１０ｂ  増幅装置
１００  送信装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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