(57)【要約】【課題】従来の高周波整流器は１つのショットキーダイオードにより構成されていたため、ショットキーダイオードのオン抵抗を小さくし、ブレークダウン電圧を大きくすることに限界が生じ、高周波から直流への変換効率が低下する問題があった。【解決手段】ブレークダウン電圧の高い高耐圧ダイオードと、高耐圧ダイオードへの印加電圧に応じて導通/非導通が切替わる切替手段を備えた低いオン抵抗をもつ低抵抗ダイオードを同時に用いた構成により、高いブレークダウン電圧と低いオン抵抗を実現し、高周波から直流への高い変換効率を実現する。【選択図】  図１
2014045565.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のダイオードを含む第１の回路と、
前記第１のダイオードと異なる電気的な特性を有する第２のダイオード及び切替手段を含む第２の回路とを含み、
前記第１の回路及び第２の回路は並列に接続され、
前記切替手段は前記第１のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて、前記第２のダイオードに電圧を印加するか否かを切り替える
ことを特徴とする切替形ダイオード。
【請求項２】
前記第１のダイオードは前記第２のダイオードよりも逆方向に印加される電圧に対する耐圧が高いダイオードであり、
前記第２のダイオードは前記第１のダイオードよりも導通時の抵抗が低いまたは導通時に電流が流れやすいダイオードである
ことを特徴とする請求項１に記載の切替形ダイオード。
【請求項３】
第１のダイオードを含む第１の回路と、
第２のダイオードおよび、前記第２のダイオードと直列に接続された切替手段を含む第２の回路を備え、
前記第１のダイオードは前記第２のダイオードと比較して逆方向に印加される電圧に対する耐圧の高いダイオードであり、
前記第２のダイオードは前記第１のダイオードと比較して導通時の抵抗が低いもしくは導通時に電流が流れやすいダイオードであり、
前記切替手段は第１のダイオードに順方向の電圧が印加されるとき前記第２のダイオードに電圧を印加し、逆方向の電圧が印加されるとき前記第２のダイオードに電圧を印加しない
ことを特徴とする切替形ダイオード。
【請求項４】
前記切替手段が前記第２のダイオードに電圧を印加するとき、第２のダイオードに順方向の電圧が印加される
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項５】
前記第１のダイオードは、１個または直列接続された複数個のダイオードにより構成されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項６】
前記第１のダイオードは、ＧａＮダイオードにより構成されることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項７】
前記第２のダイオードは、１個または並列接続された複数個のダイオードにより構成されることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項８】
前記切替手段はトランジスタで構成され、
前記トランジスタのゲート端子が接地され、前記トランジスタのドレイン端子およびソース端子の一方が前記切替手段の入力端子であり、他方が前記切替手段の出力端子であることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項９】
前記切替手段はトランジスタと切替用の電圧を出力する制御回路を備え、
前記トランジスタのドレイン端子およびソース端子の一方が前記切替手段の入力端子であり、他方が前記切替手段の出力端子であり、
前記トランジスタのゲート端子が前記制御回路の出力に接続され、
前記制御回路から前記ゲート端子に出力された電圧により前記トランジスタの導通状態と非導通状態が切替わることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の切替形ダイオード。
【請求項１０】
請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の切替形ダイオードを整流素子として備えたことを特徴とする高周波整流器。
【請求項１１】
シングルシャント型整流器またはブリッジ型整流器であることを特徴とする請求項１０に記載の高周波整流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流または高周波電力を直流電力へ変換する高周波整流器の高効率化に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の高周波整流器として、シングルシャント型整流器がある。
【０００３】
シングルシャント型整流器は、一端(例えばアノード)が接地(または基準電位に接続)されたショットキーダイオードと、前記ショットキーダイオードの他端(例えばカソード)と信号源(または受信アンテナ)との間の入力フィルタと、前記他端と負荷抵抗との間の出力フィルタとで構成される。
【０００４】
信号源からシングルシャント型整流器に入力された高周波(ＲＦ：Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)は入力フィルタを介して整流素子であるショットキーダイオードに入力され、ショットキーダイオードの非線形性により直流（ＤＣ：Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）に変換される。具体的には、ショットキーダイオードに順方向電圧がかけられた場合、導通状態となって電流が流れ、逆方向電圧がかけられた場合、電流が流れにくい非導通状態となるためにDC成分と高調波が生成される。このショットキーダイオードの非線形性によって生じたDC成分と高調波は、出力フィルタ内のコンデンサにより平滑化されてDC成分が出力される。
【０００５】
以上のように、信号源の高周波（ＲＦ）は直流（ＤＣ）に変換される。このような従来技術は、例えば、以下の非特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】J. O. McSpadden, L. Fan, and K. Chang,“Design and experiments of a high-conversion-efficiency 5.8-GHz rectenna”，IEEE Trans. MTT，vol.46 No.12 pp.2053-2060，Dec. 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
高周波整流器において高効率な特性を得るには、整流素子であるショットキーダイオードに順方向電圧がかけられた導通状態のときは抵抗が小さく、逆方向電圧がかけられた非導通状態のときは抵抗が大きいことが重要となる。
しかし、従来の高周波整流器は一つのショットキーダイオードにより構成されており、一つのショットキーダイオードの導通時の抵抗（オン抵抗）を小さくし、非導通時の抵抗と関係のあるブレークダウン電圧を改善（大きく）することには限界があった。その結果、従来の高周波整流器では交流電力から直流電力へ変換する変換効率、すなわちＲＦ−ＤＣ変換効率が低下する問題があった。
また、シングルシャント型整流器以外の整流器（例えば、ブリッジ型整流器）の構成においても同様の問題があった。
【０００８】
本発明は、以上のような課題を解消するためになされたものであり、高いＲＦ−ＤＣ変換効率が得られる高周波整流器に適用可能な整流素子及びそれを用いた整流器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の整流素子は切替形ダイオードであることを特徴とするものであり、前記切替形ダイオードは、第１のダイオードを含む第１の回路と、第２のダイオードと切替手段を含む第２の回路を備え、第１の回路と第２の回路は並列に接続され、第１のダイオードと第２のダイオードは異なる特性を有するダイオードであり、第１のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて前記切替手段の導通状態と非導通状態が切り替わることを特徴とするものである。また、本発明の高周波整流器は前記切替形ダイオードを整流素子として備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の切替形ダイオードによれば、印加電圧に応じて第１のダイオードと第２のダイオードの特性を適応的に切り替えて利用でき、導通時のオン抵抗または電圧閾値を小さくでき、非導通時のブレークダウン電圧を大きくできる。その結果、切替形ダイオードを備えた高周波整流器において、高いＲＦ−ＤＣ変換効率を達成できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１に係る高周波整流器を示す構成図。
【図２】本発明の実施の形態１に係るダイオードの基本動作。
【図３】本発明の実施の形態１において直流電圧ＶＬのバイアスが発生する場合のダイオードの基本動作。
【図４】本発明の実施の形態１における高耐圧ダイオード２と低抵抗ダイオード４の切替え手段を用いたダイオードの基本動作。
【図５】本発明の実施の形態１に係る他の高周波整流器を示す構成図。
【図６】本発明の実施の形態１に係る他の高周波整流器を示す構成図。
【図７】本発明の実施の形態１に係る他の高周波整流器を示す構成図。
【図８】本発明の実施の形態２に係る高周波整流器を示す構成図。
【図９】本発明の実施の形態２に係る他の高周波整流器を示す構成図。
【図１０】本発明の実施の形態２に係る他の高周波整流器を示す構成図。
【図１１】本発明の実施の形態３に係る高周波整流器を示す構成図。
【図１２】本発明の実施の形態４に係る高周波整流器を示す構成図。
【図１３】本発明の実施の形態４に係るダイオードの動作を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による高周波整流器を示す構成図である。
【００１３】
図において高周波整流器１は、高耐圧ダイオード（第１のダイオード）２を含む第１の回路３と、低抵抗ダイオード（第２のダイオード）４及び切替手段５を含む第２の回路６（第１の回路３と第２の回路６を合わせて切替形ダイオード７と呼ぶ）と、整流器において周知の入力フィルタ８と、整流器において周知の出力フィルタ９を備えている。第１の回路３と第２の回路６が切替形ダイオードを構成し、整流素子として機能する。ここで、高耐圧ダイオード２は非導通状態における耐圧性が低抵抗ダイオード４よりも高いダイオードであり、低抵抗ダイオード４は高耐圧ダイオード２よりも導通時の抵抗（オン抵抗）が低いダイオードである。高耐圧ダイオード２の一端（カソード）および低抵抗ダイオード４の一端（カソード）は接地され、低抵抗ダイオード４の他端（アノード）は切替手段５を介して、高耐圧ダイオード２の他端（アノード）、入力フィルタ８の出力端子、および出力フィルタ９の入力端子と共通の接続点１０を持つ。入力フィルタ８は共通の接続点１０と信号源１１との間に接続され、出力フィルタ９は共通の接続点１０と負荷１２との間に接続される。
【００１４】
次に動作について説明する。信号源１０から供給された交流または高周波(ＲＦ)は、入力フィルタ８を通過して、高耐圧ダイオード２を含む第１の回路３と、低抵抗ダイオード４と切替手段５とを含む第２の回路６の接続点１０に達する。これらのダイオードによって整流された高周波は出力フィルタ９によって平滑化され、負荷１２において直流成分が取り出される。
【００１５】
図２はダイオードの基本動作を示している。ここで、ダイオード２０は高耐圧ダイオード２、低抵抗ダイオード４のいずれであっても構わない。図２において、Ｖｄはダイオード２０への印加電圧、Iｄはダイオード２０を流れる電流、Ｂｖはブレークダウン電圧、Ｖｔは閾値電圧、Ｒｓは導通時の抵抗（オン抵抗）、Ｖｉｎは入力電圧を表す。信号源１０からの入力電圧波形２１は正弦波とする。ダイオード２０への印加電圧Ｖｄが正のとき、ダイオード２０は導通状態（ＯＮ）となり、印加電圧Ｖｄが負のとき、ダイオード２０は非導通状態（ＯＦＦ）となる。導通時のダイオードの特性はオン抵抗Ｒｓと閾値電圧Ｖｔによって表され、印加電圧Ｖｄが大きくなるにつれて、閾値電圧Ｖｔを起点として一定のオン抵抗Ｒｓを有する電流−電圧特性に近づく。一方、印加電圧Ｖｄが負のときは、印加電圧Ｖｄが０から−Ｂｖまでの間は電流がほとんど流れないが、ブレークダウン電圧−Ｂｖ以下となるとダイオード２０には急激に電流が流れる。このようなダイオードの非線形性により、直流成分と高調波が発生し、実際の整流回路においては、信号源からの入力電圧に加えてこれらの直流成分と高調波成分を含めた電圧がダイオードに印加される。
【００１６】
本実施の形態では、高耐圧ダイオード２または接続点１０に信号源１１からの入力電圧とダイオードの非線形性により生じた直流成分および高調波成分の電圧が印加され、その印加電圧が正のとき切替手段５はＯＮ状態となり、負のとき切替手段５はＯＦＦ状態となるように設計される。切替手段５のＯＮ／ＯＦＦの変化により第１の回路３の高耐圧ダイオード２と第２の回路６の低抵抗ダイオード４を使い分けることで、高いＲＦ−ＤＣ変換効率を達成する。その詳細は追って説明する。
【００１７】
図３に高周波整流器１の基本動作を示す。図３において、Ｖｄは接続点９における印加電圧、Iｄはダイオードを流れる電流、Ｂｖはブレークダウン電圧、Ｖｔは閾値電圧、Ｒｓは導通時の抵抗（オン抵抗）、Ｖｉｎは入力電圧、ＶＬは直流電圧を表す。また、入力電圧波形２２及び整流電圧波形２３はそれぞれ接続点９に印加される信号源からの入力電圧波形と整流後の電圧波形を示している。ここで、入力電圧波形２２及び整流電圧波形２３には負荷１２で発生する直流電圧ＶＬが含まれる。
【００１８】
高周波整流器１では、接続点１０から入力フィルタ８を見たインピーダンスは信号源からの入力波（基本波）に対して整合、基本波を除く奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対して短絡となるように設計される。接続点１０から出力フィルタ９を見たインピーダンスは基本波を含めた奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対して短絡となっている。その結果、上記のインピーダンス条件から接続点１０における整流電圧波形は奇数次高調波のみとなるため矩形波となる。このとき、出力フィルタ９へは偶数次高調波の電流のみが流れることになり、全波整流となる。この全波整流波形を出力フィルタ９にて平滑化することで、直流を負荷１２に供給することができる。負荷１２では出力フィルタ９にて平滑化された直流に基づき、直流電圧ＶＬが得られる。直流電圧ＶＬは接続点１０における直流成分であるため、第１の回路３および第２の回路６には直流電圧ＶＬが印加されていることになる。
ただし、上記直流電圧ＶＬの影響によって、入力電圧及び整流後の電圧が負となる時間は半周期以上となり、ダイオードのＯＦＦ状態は入力周波数の半周期よりも長くなる。これに伴い、入力電圧及び整流後の電圧はブレークダウン電圧−Ｂｖまで達するようになり、高抵抗が望まれる非導通時に急激に電流が流れ始めるため、ＲＦ−ＤＣ変換効率の低下となる。
【００１９】
図４に実施の形態１における高耐圧ダイオード２と切替手段５が接続された低抵抗ダイオード４とで構成されたダイオード（切替形ダイオード）の動作状態を示す。図４（ａ）は高耐圧ダイオード２を単独で用いた場合の電流−電圧特性を示しており、Ｖｄはダイオードへの印加電圧、Iｄａはダイオードを流れる電流、Ｂｖａはブレークダウン電圧、Ｖｔａは閾値電圧、Ｒｓａは導通時の抵抗（オン抵抗）、Ｖｉｎは入力電圧を表している。図４（ｂ）は低抵抗ダイオード４を単独で用いた場合の電流−電圧特性を示しており、Ｖｄはダイオードへの印加電圧、Iｄｂはダイオードを流れる電流、Ｂｖｂはブレークダウン電圧、Ｖｔｂは閾値電圧、Ｒｓｂは導通時の抵抗（オン抵抗）、Ｖｉｎは入力電圧を表している。ここで、Ｂｖａ＞Ｂｖｂ、Ｒｓａ＞Ｒｓｂの関係にある。図４（ｃ）は高耐圧ダイオード２と切替手段５が接続された低抵抗ダイオード４とで構成されたダイオード（切替形ダイオード）の電流−電圧特性を示しており、Ｖｄはダイオードへの印加電圧、Iｄはダイオードを流れる電流、Ｂｖａはブレークダウン電圧、Ｖｔｂは閾値電圧、Ｒｓｂは導通時の抵抗（オン抵抗）、ＶＬは整流により得られる直流電圧を表している。
【００２０】
切替え手段を用いた切替形ダイオード７では、高耐圧ダイオード２への印加電圧が負となるとき、切替手段５はＯＦＦ状態となる。その結果、整流回路は高耐圧ダイオード２の特性に従いブレークダウン電圧Ｂｖを大きくとることができる。一方、高耐圧ダイオード２への印加電圧が正となるとき、切替手段５はＯＮ状態となり、高耐圧ダイオード２と低抵抗ダイオード４の並列回路となる。このとき、高耐圧ダイオード２と比較して低抵抗ダイオード４のインピーダンスの方が低いために、ＯＮ状態の総合のインピーダンスは主に低抵抗ダイオード４のインピーダンスに依存する。このような原理に基づき、図４（ｃ）に示す切替え手段を用いた切替形ダイオードでは、ブレークダウン電圧は高耐圧ダイオード２のブレークダウン電圧Ｂｖａとなり、閾値電圧及び導通時の抵抗（オン抵抗）はそれぞれ低抵抗ダイオード４の値ＶｔｂおよびＲｓｂとなる。
【００２１】
図４（ｃ）では、信号源からの正弦波信号に対して、高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形２４と切替え手段を用いた場合の波形２５を示している。切替え手段を用いた場合の波形２５では、低抵抗ダイオード４に流れる電流の影響によって、高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形２４よりも印加電圧が正の場合の電圧が小さくなる。すなわち、非導通状態である時の波形は高耐圧ダイオード２の特性に依存し、導通状態である時の波形は低抵抗ダイオード４の特性に依存する。その結果、ブレークダウン電圧Ｂｖは大きく、オン抵抗Ｒｓは小さくなる。このことから、導通状態のときは抵抗が小さく、非導通状態のときは抵抗が大きいため、高いＲＦ−ＤＣ変換効率を得ることができる。
【００２２】
以上のように、実施の形態１の高周波整流器は、入力フィルタと、出力フィルタと、第１のダイオードである高耐圧ダイオードを含む第１の回路と、第２のダイオードである低抵抗ダイオードと切替手段を含む第２の回路とを含み、第１の回路と第２の回路のそれぞれ一方の端子は接地され、第１の回路と第２の回路のそれぞれ他方の端子と前記入力フィルタの出力端子と前記出力フィルタの入力端子は共通の接続点を持ち、切替手段は第１のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて導通状態と非導通状態が切り替わるように構成されているので、高いＲＦ−ＤＣ変換効率得ることができる。
【００２３】
また、低抵抗ダイオード４は導通時の抵抗（オン抵抗）が低いダイオードとしたが、閾値電圧Ｖｔが低いダイオードでも構わない。閾値電圧Ｖｔが低いと、低電圧において低抵抗ダイオード４が導通するため、導通時に電流が流れやすくなる。したがって、高耐圧ダイオード２と低抵抗ダイオード４の合成オン抵抗は低くなることから、同様に高いＲＦ−ＤＣ変換効率を得ることができる。さらに、低抵抗ダイオード４は導通時の抵抗（オン抵抗）が低く、かつ閾値電圧Ｖｔが低いダイオードであっても良いことは明らかである。
【００２４】
また、高耐圧ダイオード２はＧａＮ（ガリウムナイトライド）などワイドバンドギャップ系のダイオードであっても良い。
【００２５】
また、切替手段５は接続点１０の電圧（高耐圧ダイオード２への印加電圧）に応じて自動でＯＮとＯＦＦが切替わる回路で構成されてもよく、また制御信号により制御されてＯＮとＯＦＦが切替わる回路で構成されてもよい。制御信号は、データとして事前に与えられたものでもよく、ダイオードへの印加電圧をモニタして生成されるものでも良い。この動作の詳細は実施の形態２、３において開示される。
【００２６】
また、図５、６に示すように、切替手段５を短絡点または接地点に対して対称の構成として、差動入力に対応した構成としてもよい。また、図７に示すように、ブリッジ型整流器においても、各ダイオードを切替手段５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを用いて接続することで、同様の効果が得られる。従って、シングルシャント型整流器以外の整流器においても整流素子を切替形ダイオードとしても良く、本実施の形態の構成を適用することができる。
【００２７】
実施の形態２．
図８は本発明の実施の形態２による高周波整流器を示す構成図である。
【００２８】
図において切替手段５はトランジスタ３０で構成されており、トランジスタ３０の一例として、ｐチャネルＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた構成が開示されている。トランジスタ３０のゲート端子は接地され、ソース端子は切替手段５の入力端子であり高耐圧ダイオード２の他端（アノード）に接続され、ドレイン端子は切替手段５の出力端子であり低抵抗ダイオード４の他端（アノード）に接続される。その他の構成については、図１と同様であるので重複する説明を省略する。
【００２９】
次に動作について説明する。基本となる動作は実施の形態１と同じである。実施の形態１に加えて、切替手段５では高耐圧ダイオード２に印加される電圧Ｖｄと同じ電圧がゲート・ソース間に印加される。接続点１０または高耐圧ダイオード２に逆方向電圧（Ｖｄ＜０）が印加される時、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは正でありトランジスタ３０は非導通となる。一方、接続点１０または高耐圧ダイオード２に順方向電圧（Ｖｄ＞０）が印加される時、Ｖｇｓは負でありトランジスタ３０は導通となる。
【００３０】
以上のように、実施の形態２によれば、切替手段５としてトランジスタを用いることにより、接続点１０に印加される電圧Ｖｄに応じて切替手段５の導通状態と非導通状態を円滑に切り替えることが可能となる。その結果、高いＲＦ−ＤＣ変換効率を得ることができる。
【００３１】
また、トランジスタ３０はｐチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴ、ＨＥＭＴ、接合型ＦＥＴでも良い。また、図９に示すように、高耐圧ダイオード２および低抵抗ダイオード４の向きを逆（アノードを接地、カソードにＲＦ入力）にしたときは、トランジスタ３０はｎチャネルのＭＥＳＦＥＴを用いれば良い。
【００３２】
また、図８、９ではトランジスタ３０のソース端子を切替手段５の入力端子として高耐圧ダイオードと接続し、ドレイン端子を低抵抗ダイオード４と接続した構成を示したが、ソースとドレインとは構造的には同様であるので、図１０のようにソース端子とドレイン端子の接続を逆にしても構わない。
【００３３】
実施の形態３．
図１１は本発明の実施の形態３による高周波整流器を示す構成図である。
【００３４】
図においてトランジスタ３０のゲート端子は制御回路３１に接続され、制御回路３１からの信号によりトランジスタ３０は導通/非導通となる。その他の構成については、実施の形態２で示した図８と同様であるので重複する説明を省略する。
【００３５】
本実施の形態の基本動作は実施の形態２と同じであるが、トランジスタ３０のゲート端子は制御回路３１に接続されており、制御回路３１からの信号とソースに印加される電圧との差であるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓに応じてトランジスタ３０は導通/非導通となる。従って、制御回路３１からの信号によって、トランジスタ３０の導通/非導通状態を制御することが可能となる。具体的には、高耐圧ダイオード２に印加される電圧Ｖｄと制御回路３１からの制御電圧との差であるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが正となる場合に、トランジスタ３０は非導通となる。一方、Ｖｇｓが負となるように制御回路３１から制御電圧が与えられた場合に、トランジスタ３０は導通となる。
【００３６】
次に、本実施の形態における動作について説明する。基本となる動作は、実施の形態１と同じである。実施の形態１に加えて、切替手段５では高耐圧ダイオード２に逆方向電圧（Ｖｄ＜０）が印加される時、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが正となるように制御回路３１から制御電圧を与える。その結果、トランジスタ３０は非導通となる。一方、高耐圧ダイオード２に順方向電圧（Ｖｄ＞０）が印加される時、Ｖｇｓが負となるように制御回路３１から制御電圧を与えることでトランジスタ３０は導通となる。
【００３７】
以上のように、実施の形態３によれば、制御回路３１から制御電圧を与えることで導通/非導通状態が切替わるトランジスタで構成された切替手段を用いることにより、切替手段５の導通/非導通状態を制御信号によって制御できる。その結果、高いＲＦ−ＤＣ変換効率を得ることができる。なお、制御信号は、データとして事前に与えられたものでも良く、入力波をモニタして生成されるものでも良い。
【００３８】
なお、低抵抗ダイオード４は導通時の抵抗（オン抵抗）が低いダイオードとしたが、閾値電圧Ｖｔが低いダイオードでも構わない。また、低抵抗ダイオード４は導通時の抵抗（オン抵抗）が低く、かつ閾値電圧Ｖｔが低いダイオードであっても構わない。
【００３９】
実施の形態４．
図１２は本発明の実施の形態４による高周波整流器を示す構成図である。
【００４０】
図において、高耐圧ダイオード２はＮ（整数）個のダイオードを直列接続した直列接続ダイオード４０で構成され、低抵抗ダイオード４はＭ（整数）個のダイオードを並列接続した並列接続ダイオード４１で構成される。その他の構成については、図１と同様であるので重複する説明を省略する。
【００４１】
次に動作について説明する。基本となる動作は、実施の形態１と同じである。実施の形態１に加えて、直列接続ダイオード４０はダイオードをＮ個直列接続しているため、オン抵抗Ｒｓ、閾値電圧Ｖｔ、ブレークダウン電圧ＢｖはそれぞれＮ倍となる。一方、並列接続ダイオード４１は、ダイオードをＭ個並列接続しているため、ダイオードのオン抵抗Ｒｓは１／Ｍ倍となる。
【００４２】
図１３に本実施の形態における高耐圧ダイオード２と切替手段５を接続した低抵抗ダイオード４とで構成されたダイオード（切替形ダイオード７）の動作状態を示す。図１３(a)に示すように、高耐圧ダイオードはＮ個直列接続されるため、オン抵抗Ｒｓ、閾値電圧Ｖｔ、ブレークダウン電圧ＢｖはそれぞれＮ倍となる。一方、図１３(b)に示すように低抵抗ダイオードはＭ個並列接続され、オン抵抗Ｒｓは１／Ｍ倍となる。しかし、閾値電圧Ｖｔ、ブレークダウン電圧Ｂｖは変化しない。
【００４３】
本構成に基づけば、図１３(ｃ)に示すように直列接続ダイオード４０のブレークダウン電圧Ｎ・Ｂｖ、並列接続ダイオード４１のオン抵抗Ｒｓ／Ｍ、閾値電圧Ｖｔを得ることができる。その結果、導通状態のときは抵抗が小さく、非導通状態のときは抵抗が大きいため、高いＲＦ−ＤＣ変換効率が得られる。
【００４４】
また、本実施の形態では実施の形態１に対してダイオードを直列接続ダイオード、並列接続ダイオードに変更する構成を開示したが、実施の形態２、３に対してもダイオードを直列接続ダイオード、並列接続ダイオードに変更しても構わない。
【符号の説明】
【００４５】
１：高周波整流器
２、２ａ、２ｂ：高耐圧ダイオード
３：回路
４、４ａ、４ｂ：低抵抗ダイオード
５、５ａ、５ｂ：切替手段
６：回路
７：切替形ダイオード
８：入力フィルタ
９：出力フィルタ
１０、１０ａ、１０ｂ：接続点
１１：信号源
１２：負荷
２０：トランジスタ
２１：入力電圧波形
２２：入力電圧波形
２３：整流電圧波形
２４：高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形
２５：切替え手段を用いた場合の波形
２６：直列接続ダイオードのみを用いた場合の波形
２７：切替え手段を用いた場合の波形
３０：トランジスタ
３１：制御回路
４０：直列接続ダイオード
４１：並列接続ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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