(57)【要約】  それぞれ２個のスイッチ素子が直列に接続された第１のレグ３と第２のレグ４が並列に接続されたフルブリッジインバータ２において、第１のレグの正極側スイッチ素子Ｓ１と第２のレグの負極側スイッチ素子Ｓ４を同時にオン・オフし、第１のレグの負極側スイッチ素子Ｓ２と第２のレグの正極側スイッチ素子Ｓ３を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードと、第１のレグの正極側スイッチ素子Ｓ１と第２のレグの負極側スイッチ素子Ｓ４とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフし、第１のレグの負極側スイッチ素子Ｓ２と第２のレグの正極側スイッチ素子Ｓ３とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフするよう制御する片レグ共振モードとを有するようにした。
2018061286.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの一端に直流電源の正極が、他端に前記直流電源の負極が接続され、前記第１のレグのアームの直列接続点と前記第２のレグのアームの直列接続点との間にトランスの一次側を接続して前記トランスの一次側に交流電圧を供給するフルブリッジ構成のインバータと、前記トランスの二次側に接続された整流回路と、前記第１のレグおよび前記第２のレグの各アームを構成するスイッチ素子を制御する制御器とを備えた電力変換装置において、前記制御器は、前記第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子を同時にオン・オフし、前記第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードと、前記第１のレグの正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフし、前記第１のレグの負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフするよう制御する片レグ共振モードとを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御器は、当該電力変換装置の入力または出力に基づいて各スイッチ素子を前記両レグ共振モードと前記片レグ共振モードとのいずれで制御するかを決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記トランスの一次側に、前記トランスと直列に接続されたリアクトルを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御器は、前記直流電源からの入力電流値または入力電圧値、もしくは前記整流回路の出力電流値または出力電圧値を用いて前記位相シフト量を求め、求めた位相シフト量が予め設定した第一閾値以下の場合、位相シフト量を０とする前記両レグ共振モードで各スイッチ素子を制御し、求めた位相シフト量が前記第一閾値より大きい場合、前記片レグ共振モードで各スイッチ素子を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御器は、前記第一閾値よりも大きい第二閾値を設定するとともに、求めた位相シフト量が前記第一閾値より大きく前記第二閾値以下の場合、前記片レグ共振モードで各スイッチ素子を制御し、求めた位相シフト量が前記第二閾値よりも大きい場合、前記両レグ共振モードで各スイッチ素子をオンオフする電力伝送期間と、各スイッチ素子を全てオフとする電力非伝送期間とを繰り返すよう制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
それぞれのレグの前記正極側スイッチ素子のオフタイミングと前記負極側スイッチ素子のオンタイミングとの間の時間、および前記負極側スイッチ素子のオフタイミングと前記正極側のオンタイミングとの間の時間であるデッドタイムに関し、前記両レグ共振モードにおけるデッドタイムと前記片レグ共振モードにおけるデッドタイムが異なることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記片レグ共振モードにおける、前記第１のレグにおけるデッドタイムと前記第２のレグにおけるデッドタイムが異なることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御器は、前記直流電源からの入力電流値または入力電圧値、もしくは前記整流回路の出力電流値または出力電圧値を用いて、前記デッドタイムを求めることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの一端に直流電源の正極が、他端に前記直流電源の負極が接続され、前記第１のレグのアームの直列接続点と前記第２のレグのアームの直列接続点との間にトランスの一次側を接続して前記トランスの一次側に交流電圧を供給するフルブリッジ構成のインバータと、前記トランスの二次側に接続された整流回路と、前記第１のレグおよび前記第２のレグの各アームを構成するスイッチ素子を制御する制御器とを備えた電力変換装置において、前記制御器は、前記第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子を同時にオン・オフし、前記第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードを備え、前記両レグ共振モードで各スイッチ素子を制御する電力伝送期間と、各スイッチ素子を全てオフとする電力非伝送期間とを繰り返し、前記電力伝送期間と前記電力非伝送期間との割合により出力電力を制御することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  この発明は、直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスに出力するフルブリッジインバータと、トランスの出力を整流する整流回路とを備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】  フルブリッジインバータと整流回路とを組み合わせた一次側位相シフト方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、一般的には以下の様に構成されている。フルブリッジインバータは、それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの両端を入力端子、第１のレグと第２のレグのそれぞれのアームの接続点を出力端子とする回路からなっている。【０００３】  フルブリッジインバータは、入力端子に供給される直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力し、出力端子に接続されたトランスの一次側に高周波交流電圧を供給する。トランスの二次側には整流回路が接続され、整流回路はトランスから出力される高周波交流電圧を整流する。整流回路の出力は、出力平滑フィルタによって高周波成分が除去され、直流電圧が負荷に供給される。【０００４】  このように構成されたフルブリッジインバータの電力制御は、一般的に位相シフト制御で行われる。位相シフト制御では、第１のレグと第２のレグの重なり角を制御し、伝送電力を制御する。また、位相シフト制御では、トランス巻線と直列にリアクトルを有することで、スイッチング損失を低減するソフトスイッチング動作を行うこともできる。第１のレグに対して第２のレグの位相が遅れた状態を考えると、第１のレグを構成する２個のスイッチ素子は、リアクトルの電流連続性を用いたＺＶ＆ＺＣＳ(Zero-Voltage and Zero-Current Switching)ターンオン、それぞれのスイッチ素子に並列に接続されているコンデンサの立ち上がり電圧傾きを用いたＺＶＳ(Zero-VoltageSwitching)ターンオフでソフトスイッチング動作となる。一方、第２のレグを構成する２個のスイッチ素子は、リアクトルとそれぞれのスイッチ素子に接続されているコンデンサとの共振現象により、ＺＶＳターンオン、ＺＶＳターンオフでソフトスイッチング動作となる。【０００５】  しかしながら、第１のレグのＺＶ＆ＺＣＳターンオンを成り立たせるために、還流期間が必要となる。還流期間とは、一次側の正極側アーム間もしくは負極側アーム間で電流を導通させるものであり、電力伝送を行わない期間である。還流電流は負荷への伝送電力には寄与しないため無効電力となり、スイッチ素子、ダイオード、トランスでの還流電流による導通損失が発生する課題がある。また、この還流期間を設けることで、電力伝送期間が減り、トランスの伝送電力が制限される。対策として、トランスの巻数比を高く設定し、狭い電力伝送期間でも二次側に出力伝送可能とする手法が考えられるが、二次側ダイオードの印加電圧が上昇し、より高耐圧な素子を使用する必要が生じる。一般的に、ダイオードの耐圧と導通特性には正の相関があり、高耐圧な素子の使用により導通損失が増加する課題がある。【０００６】  これらの課題を解決する手法として、特許文献１に示されているものがある。この特許文献１に示されるものは、整流回路と出力平滑フィルタとの間にコンデンサを設け、トランスに流れる電流をトランスに印加される電圧に対して進ませ、トランスに印加される電圧とト���ンスに流れる電流の時間積を増加させることで、トランスの伝送電力を向上するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−２３００７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】  しかしながら、特許文献１に示されるような電力変換装置では、コンデンサが追加部品となり、コスト増加の問題がある。さらに、追加したコンデンサでも損失が発生するため、損失低減効果が小さくなるという問題点があった。【０００９】  この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、追加部品を付加することなく、負荷への供給電力を増加させ、小型、低コストで高効率なフルブリッジインバータを搭載した電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】  この発明に係わる電力変換装置は、それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの一端に直流電源の正極が、他端に直流電源の負極が接続され、第１のレグのアームの直列接続点と第２のレグのアームの直列接続点との間にトランスの一次側を接続してトランスの一次側に交流電圧を供給するフルブリッジ構成のインバータと、トランスの二次側に接続された整流回路と、第１のレグおよび第２のレグの各アームを構成するスイッチ素子を制御する制御器とを備えた電力変換装置において、制御器は、第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子を同時にオン・オフし、第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードと、第１のレグの正極側スイッチ素子と第２のレグの負極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフし、第１のレグの負極側スイッチ素子と第２のレグの正極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフするよう制御する片レグ共振モードとを有するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１１】  この発明の電力変換装置によれば、負荷の状況などに応じて、片レグ共振モードと両レグ共振モードとを切替えて動作させることができるため、追加部品を付加、あるいはトランス巻数比を上昇させることなくトランスの伝送電力を向上することができ、電力変換効率の向上が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置を含む系全体の一例を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１による電力変換装置の片レグ共振モードの動作を示すタイムチャートである。
【図３】本発明の実施の形態１による電力変換装置の両レグ共振モードの動作を示すタイムチャートである。
【図４】本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１による電力変換装置の位相シフト量演算処理部の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態１による電力変換装置の位相シフト量演算処理部の構成の別の例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態１による電力変換装置の位相シフト量演算処理部の構成のさらに別の例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態１による電力変換装置のデッドタイム演算処理部の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態１による電力変換装置のゲート信号演算処理部の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作の一例を説明するタイムチャートである。
【図１１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作の別の例を説明するタイムチャートである。
【図１２】本発明の実施の形態１による電力変換装置を含む系全体の別の例を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施の形態２による電力変換装置を含む系全体の一例を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施の形態２による電力変換装置を含む系全体の別の例を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施の形態３および実施の形態４による電力変換装置の動作の一例を説明するタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】実施の形態１．  図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の一例を示す回路図である。図１において、フルブリッジ構成のインバータ２は、直流電源１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスＴｒに入力する。整流回路５はトランスＴｒから出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ６は整流回路５から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷１０に直流電力を供給する。
【００１４】  フルブリッジ構成のインバータ２は、それぞれスイッチ素子が直列に接続された第１のレグ３と第２のレグ４との並列接続で構成される。第１のレグ３は、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ１に並列に接続されたコンデンサＣ１とスイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ１とを備えた正極側アーム３１と、スイッチ素子Ｓ２とスイッチ素子Ｓ２に並列に接続されたコンデンサＣ２とスイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ２とを備えた負極側アーム３２とを直列に接続して構成されている。第２のレグ４は、スイッチ素子Ｓ３とスイッチ素子Ｓ３に並列に接続されたコンデンサＣ３とスイッチ素子Ｓ３に逆並列に接続されたダイオードＤ３とを備えた正極側アーム４１と、スイッチ素子Ｓ４とこのスイッチ素子Ｓ４に並列に接続されたコンデンサＣ４とスイッチ素子Ｓ４に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ４とを備えた負極側アーム４２とを直列に接続して構成されている。第１のレグ３と第２のレグ４との並列回路の正極側アーム３１、４１の端部と負極側アーム３２、４２の端部が、それぞれプラス側入力端子およびマイナス側入力端子となっており、これらの入力端子間に直流電源１の出力電圧が印加されている。なお、スイッチ素子Ｓ１およびスイッチ素子Ｓ３を、正極側スイッチ素子、スイッチ素子Ｓ２とスイッチ素子Ｓ４を負極側スイッチ素子、と称することもある。
【００１５】  また、第１のレグ３の正極側アーム３１と負極側アーム３２との接続点、および第２のレグ４の正極側アーム４１と負極側アーム４２との接続点が、フルブリッジ構成のインバータ２の出力端子となっており、これらのインバータ出力端子に印加される電圧VINVが直列リアクトルＬ１を介してトランスＴｒの一次側コイルに印加される。トランスＴｒの二次側コイルにはダイオードＤ５〜Ｄ８からなる整流回路５が接続され、整流回路の出力端子間に、出力平滑フィルタ６と負荷１０が接続される。
【００１６】  なお、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４はダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｆｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。コンデンサＣ１〜Ｃ４は、外付けにコンデンサを接続しても良く、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの出力容量を利用しても良い。また、直列リアクトルＬ１はトランスＴｒがもつ漏れインダクタンスによって構成してもよく、別体でリアクトルを接続しても良い。
【００１７】  本発明の実施の形態１による電力変換装置では、片レグ共振モードと両レグ共振モードの両方の動作モードを備えている。片レグ共振モードとは、第１のレグ３と第２のレグ４の内、一方が上記コンデンサと上記リアクトルとの共振現象によりターンオン、ターンオフ時にＺＶＳ(Zero-Voltage Switching)によるソフトスイッチング動作を行い、他方のレグがターンオン時に還流電流によるＺＶ＆ＺＣＳ(Zero-Voltage and Zero-Current Switching)によるソフトスイッチング動作を行うことにより、ターンオフ時に上記コンデンサの立ち上がり電圧傾きを用いたＺＶＳによるソフトスイッチング動作を行うモードである。両レグ共振モードとは、全てのスイッチ素子が上記コンデンサと上記リアクトルとの共振現象によりターンオン、ターンオフ時にＺＶＳによるソフトスイッチング動作を行うモードである。
【００１８】  次に、図２を用いて片レグ共振モードの動作説明を行なう。図２は、第１のレグ３に対して第２のレグ４の位相を遅らせた場合としており、ある１周期前後のタイムチャートを示すものである。ここでは、図１に示した回路構成において、インバータ２を構成するスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合で説明する。図２において、ａは第１のレグ３のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示し、ｂは第２のレグ４のスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示している。図２ａ、ｂで示すように、各レグの正極側スイッチ素子と負極側スイッチ素子は交互にオン・オフを繰り返す。また、図２ｃはトランスに入力される電圧（インバータの出力電圧）VINVを示し、同図ｄはトランスの１次コイルに流れる電流ＩＴｒ１を示している。また、同図ｅ〜ｈは、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４を実線で示し、各アームのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４と帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４を流れる電流の合計電流であるＩｄ−Ｑ１からＩｄ―Ｑ４を破線で示している。
【００１９】  なお、ｔ０〜ｔ８はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の切り換え時の時刻を表している。また、Ｖｄｓはスイッチ素子のソース電位を基準としたドレイン電圧、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチ素子の電流である。
【００２０】  以下、図２を用いてスイッチングパターンに応じた動作状態を説明する。第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１がオン状態であるｔ０において、第２のレグ４の負極側アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。インバータ２の出力電圧VINVは図１の矢印の方向に出力され、負荷１０に電力が供給される。
【００２１】  ｔ１において、第２のレグ４の負極側アームのスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１をターンオフし、インバータ２の電圧出力を停止する。このとき、電流は直列リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーを電源に、直列リアクトルＬ１から第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４、第１のレグ３の負極側アーム３２の帰還ダイオードＤ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。第１のレグ３の負極側アーム３２のコンデンサＣ２は放電され、第１のレグ３の正極側アーム３１のコンデンサＣ１は充電される。この充電動作により、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１の電圧立ち上がりが緩やかとなり、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作がＺＶＳ(Zero-Voltage Switching)となり、ソフトスイッチングとなる。
【００２２】  ｔ２において、第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４のオン状態を維持し、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２をターンオンする。電流経路は変わらず、直列リアクトルＬ１を電源に、直列リアクトルＬ１から第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２を通り直列リアクトルＬ１へ流れる経路で還流する。ｔ１にて第１のレグ３の負極側アーム３２のコンデンサＣ２は放電されているので、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２のターンオン動作がＺＶ＆ＺＣＳ(Zero-Voltage and Zero-Current Switching)となり、ソフトスイッチングとなる。
【００２３】  ｔ３において、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持し、第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４をターンオフする。第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４の電圧立ち上がりは、第２のレグ４の正極側アーム４１のコンデンサＣ３、第２のレグ４の負極側アーム４２のコンデンサＣ４と直列リアクトルＬ１の共振動作で立ち上がり、これに伴い第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３の電圧は立ち下がる。このとき、第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４のターンオフがＺＶＳ(Zero-Voltage Switching)となり、ソフトスイッチングとなる。
【００２４】  ｔ４において、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２のオン状態を維持し、第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３の電圧が上記共振動作によりゼロ電圧まで低下していることで第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３のターンオンがＺＶＳ(Zero-Voltage Switching)となり、ソフトスイッチングとなる。ｔ４〜ｔ８の動作状態は、ｔ０〜ｔ４の対称動作であるため説明は省略する。
【００２５】  図２において、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８はデッドタイムＴdである。デッドタイムはそれぞれのレグの正負極側アーム間の短絡防止のために設けられる。加えて、位相シフト制御では還流電流を用いて一方のレグのソフトスイッチングを成立させるため、還流期間Ｔfを設ける必要がある。図２において還流期間Ｔfはｔ１〜ｔ３、ｔ５〜ｔ７である。そのため、トランス印加電圧の実効オンデューティＤ−Ｔr（最大０．５）は（１）式で表わされる。【数１】
2018061286.tif 000003
ここで、Ｔsはスイッチング周期（例えばｔ０〜ｔ８の時間）、Ｔonは正極側アームのスイッチ素子と負極側アームのスイッチ素子が同時にＯＮとなる時間（例えばｔ０〜ｔ１の時間）である。
【００２６】  一方、時刻ｔ３に始まる上記共振動作は、コンデンサＣ３とＣ４が直列リアクトルＬ１に並列に接続された共振動作となるため、コンデンサＣ３、Ｃ４の静電容量をＣ３＝Ｃ４＝Ｃとし、直列リアクトルＬ１のインダクタンスをＬ1とすると、共振の角周波数ωｒは１／√（Ｌ1・２Ｃ）となる。よって、上記共振動作によりスイッチ素子の両端電圧が直流電源１の電圧Ｖdcから０Ｖまで降下する時間ｔv0は（２）式で表わされる。【数２】
2018061286.tif 000004
ここで、Ｉ1はスイッチング時にスイッチ素子を通流している電流である。
【００２７】  一方、時刻ｔ３、ｔ７にて第２のレグのスイッチ素子Ｓ４、Ｓ３がターンオフした後、トランス電流ＩTr1が０Ａまで低下する時間ｔi0は（３）式で表わされる。【数３】
2018061286.tif 000005
【００２８】  デッドタイムＴdをｔv0≦Ｔd≦ｔi0に設定することによりスイッチ素子Ｓ３とＳ４において、共振動作を用いたＺＶＳ動作によりソフトスイッチングが成立する。
【００２９】  次に、図３を用いて両レグ共振モードの動作説明を行なう。図３に示すように、両レグ共振モードは、第１のレグ３と第２のレグ４が位相を同期した状態である。片レグ共振モードの説明と同様、図１に示した回路構成において、インバータ２を構成するスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合で説明する。図３において、ａは第１のレグ３のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示し、ｂは第２のレグ４のスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示している。図３ａ、ｂで示すように、各レグにおいて正極側スイッチ素子と負極側スイッチ素子は交互にオン・オフを繰り返す。図３ｃはトランスに入力される電圧（インバータの出力電圧）VINVを示し、同図ｄはトランスの１次コイルに流れる電流ＩTr1を示している。また、同図ｅ〜ｈは、それぞれ、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧Ｖｄｓ―Ｓ１〜Ｖｄｓ―Ｓ４を実線で示し、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に流れる電流Ｉｄ−Ｓ１〜Ｉｄ―Ｓ４を破線で示している。なお、両レグ共振モードでは、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４には電流は流れず、還流のエネルギーはコンデンサに蓄積される。
【００３０】  ｔ０において、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１と第２のレグ４の負極側アームのスイッチ素子Ｓ４をターンオンする。インバータ２の出力電圧ＶINVは図１の矢印の方向に出力され、負荷１０に電力が供給される。
【００３１】  ｔ１において、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１と第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４をターンオフし、インバータ２の電圧出力を停止する。第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１と第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４の電圧は、コンデンサＣ１〜Ｃ４と直列リアクトルＬ１の共振動作で立ち上がり、これに伴い第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２と第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３の電圧は立ち下がる。このとき、第１のレグ３の正極側アーム３１のスイッチ素子Ｓ１と第２のレグ４の負極側アーム４２のスイッチ素子Ｓ４のターンオフがＺＶＳとなり、ソフトスイッチングとなる。
【００３２】  ｔ２において、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２と第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３をターンオンする。第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２と第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３の電圧が上記共振動作により零電圧まで低下していることで、第１のレグ３の負極側アーム３２のスイッチ素子Ｓ２と第２のレグ４の正極側アーム４１のスイッチ素子Ｓ３のターンオンがＺＶＳとなり、ソフトスイッチングとなる。ｔ２〜ｔ４の動作状態は、ｔ０〜ｔ２の対称動作であるため説明は省略する。
【００３３】  図３において、ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４はデッドタイムＴdである。デッドタイムは正負極側アーム間の短絡防止のために設けられる。そのため、トランス印加電圧の実効オンデューティＤ−Ｔr（最大０．５）は（４）式で表わされる。【数４】
2018061286.tif 000006
【００３４】  一方、時刻ｔ１およびｔ３に始まる上記共振動作は、コンデンサＣ１とＣ３の直列体とコンデンサＣ２とＣ４の直列体が直列リアクトルＬ１に並列に接続された共振動作となるため、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の静電容量をＣ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃとし、直列リアクトルＬ１のインダクタンスをＬ1とすると、共振の角周波数ωｒは、片レグ共振モードにおける共振周波数とは異なり、１／√（Ｌ1・Ｃ）となる。よって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４がターンオンする際に、上記共振動作によりスイッチ素子の両端電圧が直流電源１の電圧Ｖdcから０Ｖまで降下する時間ｔv0は(５)式で表わされる。ここで、Ｉ1はスイッチング時にスイッチ素子を通流しているスイッチング電流である。【数５】
2018061286.tif 000007
【００３５】  一方、時刻ｔ１、ｔ３にてスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４がターンオフした後、トランス電流ＩTr1が０Ａまで低下する時間ｔi0は（６）式で表わされる。【数６】
2018061286.tif 000008
【００３６】  デッドタイムＴdをｔv0≦Ｔd≦ｔi0に設定することにより、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が共振動作を用いたＺＶＳ動作によりソフトスイッチングが成立する。
【００３７】  図１に示した電力変換装置の場合、直流電源１の電圧Ｖdcや負荷状態によって動作するモードを変化させる。位相シフト量Ｄ−ＰＳと直流電源１の電圧Ｖdc、負荷電圧Ｖoutとの関係は、トランスの巻数比Ｎを用いると（７）式で表わされる。【数７】
2018061286.tif 000009
【００３８】  直流電源１の電圧Ｖdcや負荷電圧Ｖoutが変動するアプリケーションに用いる場合、片レグ共振モードで動作する条件と両レグ共振モードで動作する条件の双方が存在することとなる。
【００３９】  ここで、片レグ共振モードと両レグ共振モードのｔv0、ｔi0を比較すると、(２)、（３）、（５）、（６）式より、片レグ共振モードの方が長くなる。このため、片レグ共振モードと両レグ共振モードとの間でデッドタイムＴdの設定値を変更してもよい。
【００４０】  片レグ共振モードと両レグ共振モードを切替え、またデッドタイム変更を行う場合の本発明の実施の形態１による電力変換装置の、各スイッチ素子を制御する制御器１００の一例のブロック図を図４に示す。直流電源１と並列に入力検出器７を設け、直流電源１の電圧Ｖdcと電流Ｉdcを検出する。また、負荷１０と並列に出力検出器８を設け、負荷１０の電圧Ｖoutと電流Ｉoutを検出する。
【００４１】  制御器１００は、入力検出器７および出力検出器８の少なくとも一方の検出値に基づき位相シフト量Ｄ−ＰＳを演算する位相シフト量演算処理部１０１と、演算した位相シフト量Ｄ−ＰＳに基づきデッドタイムＴdを演算するデッドタイム演算処理部１０２と、演算した位相シフト量Ｄ−ＰＳとデッドタイムＴdとに基づきゲート信号を演算するゲート信号演算処理部１０３を有する。制御器１００は、メモリに記憶されたプログラムを実行するＣＰＵ、あるいはシステムＬＳＩ等の処理回路により実現される。例えば、上記のそれぞれの処理部は、それぞれメモリに記憶されたプログラムをＣＰＵが実行するようにしても、それぞれの処理部を、それぞれシステムＬＳＩなどの処理回路によって実現するようにしてもよい。
【００４２】  図５に位相シフト量演算処理部１０１の一例のブロック図を示す。位相シフト量演算処理部１０１では、出力検出器８の出力をもとに位相シフト量Ｄ−ＰＳを演算する。出力検出器８の電圧検出値Ｖoutと予め定めた負荷電圧目標値Ｖout＊との偏差をＰＩ制御し、負荷電流目標値Ｉout＊を演算する。演算したＩout＊と出力検出器８の電流検出値Ｉoutとの偏差をＰ制御し、位相シフト量Ｄ−ＰＳを演算する。また、図６に示すように、出力検出器８の電圧検出値Ｖoutと予め定めた負荷電圧目標値Ｖout＊との偏差に基づいて位相シフト量を演算することもできる。さらに、図７に示すように、負荷電流目標値Ｉout＊を設定できる場合は、設定された出力検出器８の電流検出値Ｉoutとの偏差に基づいて位相シフト量を演算することもできる。図５から図７では、出力検出器８による検出値を用いて位相シフト量を演算する例と示したが、入力検出器７による検出値である直流電源１の電圧Ｖdcあるいは電流Ｉdcに基づいて位相シフト量Ｄ−ＰＳを演算しても良い。いずれの検出値を用いて位相シフト量を求めるかは、負荷がどのような負荷であるかによって決定すれば良い。
【００４３】  図８にデッドタイム演算処理部１０２の一例のブロック図を示す。予め定めたモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆと演算した位相シフト量Ｄ−ＰＳとの大小関係をコンパレータにより演算する。位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ以下の場合は、両レグ共振モードと判定し、マルチプレクサを用いて予め定めた両レグ共振モードのデッドタイムＴd−ＤＲをデッドタイムＴdとして出力する。一方、位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆよりも大きい場合は、片レグ共振モードと判定し、マルチプレクサを用いて予め定めた片レグ共振モードのデッドタイムＴd−ＳＲをデッドタイムＴdとして出力する。なお、予め定めた両レグ共振モードのデッドタイムＴd−ＤＲと片レグ共振モードのデッドタイムＴd−ＳＲは、入力検出器７、出力検出器８の検出値と、(２)、（３）、（５）、（６）式に基づいて演算しても良いし、予め設けたテーブル等から選択する方式としても良い。
【００４４】  また、両レグ共振モードか、片レグ共振モードかの判定は、求めた位相シフト量の大きさにより判定するのではなく、単に入力の電圧値Ｖdcまたは電流値Ｉdc、あるいは出力の電圧値Ｖoutまたは電流値Ｉoutそのものの大きさが、閾値より大きいかどうかによって判定しても良い。以上のように、片レグ共振モードと両レグ共振モードとのいずれで動作させるかは、入力の電圧、電流、出力の電圧、電流のうち少なくとも一つの値に基づいて決定することができる。
【００４５】  図９に、ゲート信号演算処理部１０３の一例のブロック図を示す。ゲート信号演算処理部１０３は上記で演算した位相シフト量Ｄ−ＰＳと、デッドタイムＴdとを用いてゲート信号を演算する。駆動周波数はキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒにより決定する。本制御により、第１のレグ３に対して第２のレグ４が位相シフト量Ｄ−ＰＳだけ位相が遅れることとなる。ゲート信号演算処理部１０３の出力はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のゲートに入力する。
【００４６】  図１０、図１１に両レグ共振モードと片レグ共振モードとの間でデッドタイムを可変した場合のゲート信号の例を示す。ａ、ｂが両レグ共振モード（Ｄ−ＰＳ＝０）であり、ｃ、ｄが片レグ共振モードである。デッドタイムＴdは、図１０のｃ、ｄに示すように、片レグ共振モードにおいて両レグのデッドタイムを等しくしても良いし、図１１のｃ、ｄに示すように、第１のレグ３と第２のレグ４とで異なるデッドタイムとしても良い。
【００４７】  図１０の様に片レグ共振モードで両方のレグのデッドタイムを等しくする場合は、演算するデッドタイムＴdが一つであるため、制御を行うマイコン等の制御負荷を抑制することができる。一方、図１１に示したように、第１のレグ３と第２のレグ４とで異なるデッドタイムＴdを設定する場合は、それぞれのレグで理想的なデッドタイムＴdを設定することが可能となり、スイッチング損失の発生をより抑制できる。
【００４８】  なお、（２）、（３）、（５）、（６）式より、ｔv0、ｔi0はスイッチング電流Ｉ1に依存性をもつため、片レグ共振モード時に負荷に応じてデッドタイムを可変しても良いし、両レグ共振モード時に負荷に応じてデッドタイムを可変しても構わない。また、直列リアクトルＬ１はトランスＴｒの漏れインダクタンスを用いても良く、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に並列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４はスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生容量を用いてもよい。
【００４９】  （１）、（４）式より、両レグ共振モードを設けることで、片レグ共振モードのみで動作する場合と比べてトランスの実効オンデューティＤ−Ｔｒを増加させることができる。すなわち、トランス巻数比Ｎを小さく設定することが可能となる。
【００５０】  本実施の形態１では、第１のレグ３と第２のレグ４の位相差をゼロとし還流期間を削除し、第１のレグ３、第２のレグ４共に共振によるソフトスイッチングを行う両レグ共振モードを備える。高出力電力条件では、両レグ共振モードにより電力伝送期間を増加させ、低出力電力条件では、従来の位相シフト制御を用いた片レグ共振モードで電力制御を行う。フィードバック制御により位相シフト量Ｄ-ＰＳを連続的に変化させることにより、両レグ共振モードと片レグ共振モードとを連続的に切り替えることが可能となる。
【００５１】  なお、本発明の実施の形態１による駆動方式は、図１２に示したようにトランス２次側巻線に中点を設け、整流回路５をセンタータップの構成とする構成にも適用することが可能である。
【００５２】  以上より、２次側整流回路５を構成するダイオードの耐圧を低減することができ、ダイオードの小型化や低損失化が可能となる。加えて、両レグ共振モードでは還流電流を流さないことで導通損失を低減できることによる低損失化効果も得られる。
【００５３】実施の形態２．  図１３は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の一例を示す回路図である。図１３において、実施の形態１と同様に、インバータ２は、直流電源１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスＴｒに入力する。整流回路５はトランスＴｒから出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ６は整流回路５から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷１０に直流電力を供給する。
【００５４】  インバータ２は、それぞれスイッチ素子が直列に接続された第１のレグ３と第２のレグ４との並列接続で構成される。第１のレグ３は、スイッチ素子Ｓ１と、このスイッチ素子Ｓ１に並列に接続されたコンデンサＣ１と、スイッチ素子Ｓ１に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ１とを備えた正極側アーム３１と、スイッチ素子Ｓ２とスイッチ素子Ｓ２に並列に接続されたコンデンサＣ２とスイッチ素子Ｓ２に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ２とを備えた負極側アーム３２とを直列に接続して構成されている。第２のレグ４は、スイッチ素子Ｓ３とスイッチ素子Ｓ３に並列に接続されたコンデンサＣ３とスイッチ素子Ｓ３に逆並列に接続されたダイオードＤ３とを備えた正極側アーム４１と、スイッチ素子Ｓ４とこのスイッチ素子Ｓ４に並列に接続されたコンデンサＣ４とスイッチ素子Ｓ４に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ４とを備えた負極側アーム４２とを直列に接続して構成されている。第１のレグ３と第２のレグ４との並列回路の正極側アーム３１、４２の端部と負極側アーム３２、４２の端部が、それぞれプラス側入力端子およびマイナス側入力端子となっており、これらの入力端子間に直流電源１の出力電圧が印加されている。
【００５５】  また、第１のレグ３の正極側アーム３１と負極側アーム３２との接続点、および第２のレグ４の正極側アーム４１と負極側アーム４２との接続点が、インバータ２の出力端子となっており、これらのフルブリッジ構成のインバータ出力端子に印加される電圧VINVが直列リアクトルＬ１を介してトランスTrの一次側コイルに印加される。
【００５６】  さらに、直列リアクトルＬ１とトランス１次側巻線との接続点にアノードが、上記プラス側入力端子にカソードが接続されたダイオードＤ９と、直列リアクトルＬ１とトランス１次側巻線との接続点にカソードが、上記マイナス側入力端子にアノードが接続されたダイオードＤ１０からなる還流回路９を設ける。トランスＴｒの二次側コイルにはダイオードＤ５〜Ｄ８からなる整流回路５が接続され、整流回路の出力端子間に、出力平滑フィルタ６と負荷１０が接続される。スイッチング動作やデッドタイム可変手法は実施の形態１と同様である。
【００５７】  本実施の形態２においても、第１のレグ３と第２のレグ４の位相差をゼロとし還流期間を削除し、第１のレグ３、第２のレグ４共に共振によるソフトスイッチングを行う両レグ共振モードを備える。高出力電力条件では、両レグ共振モードにより電力伝送期間を増加させ、低出力電力条件では、従来の位相シフト制御を用いた片レグ共振モードで電力制御を行う。フィードバック制御により位相シフト量Ｄ-ＰＳを連続的に変化させることにより、両レグ共振モードと片レグ共振モードとを連続的に切り替えることが可能となる。これに加えて、還流回路９により、直列リアクトルＬ１に起因して整流回路５で発生するサージ電圧を抑制することが可能となり、整流回路を構成するダイオードＤ５〜Ｄ８の耐圧を抑制することが可能である。
【００５８】  また、本発明の実施の形態２による駆動方式は、図１４に示すようにトランス２次側巻線に中点を設け、整流回路５をセンタータップの構成とする構成にも適用することが可能である。
【００５９】実施の形態３．  本発明の実施の形態３による電力変換装置は、実施の形態１と同様に図１で示したように、インバータ２は、直流電源１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスＴｒに入力する。整流回路５はトランスＴｒから出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ６は整流回路５から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷に直流電力を供給する。
【００６０】  インバータ２の動作に関し、実施の形態１では、求めた位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ以下の場合は、両レグ共振モードと判定し、求めた位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆよりも大きい場合は、片レグ共振モードと判定した。本実施の形態３では、モード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ（第一閾値）に加えて、閾値がさらに大きいモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ２（第二閾値）を設定する。求めた位相シフト量がモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆよりも大きく、モード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ２以下の場合は片レグ共振モードとする。さらに、位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ２よりも大きい場合は、図１５に示した、インバータ２が両レグ共振モードで動作する電力伝送期間Ｔｔと、インバータ２を休止する電力非伝送期間Ｔｐとを設けた制御を行うようにする。このようにすることで、電力が比較的小さい場合に、両レグ共振モードで制御することになり、片レグ共振モードのソフトスイッチングが非成立となる様な電力が小さい軽負荷の条件で、変換効率を向上できるという利点がある。
【００６１】  以下、位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ２よりも大きい場合の動作を具体的に説明する、電力伝送期間Ｔｔでは、両レグ共振モードで電力を供給し、電力非伝送期間Ｔｐではインバータ２を休止させて電力伝送を行わないように設定する。この電力伝送期間Ｔｔと電力非伝送期間Ｔｐとのセットを繰り返す。この動作モードを両レグ共振伝送非伝送モードと称することにする。両レグ共振モードによる、スイッチ素子Ｓ１とＳ４がオンする正極での電力供給と、スイッチ素子Ｓ２とＳ３がオンする負極での電力供給を１対で１回とすると、電力伝送期間ＴｔにおいてＮ２回電力供給した後、電力非伝送期間Ｔｐで各スイッチ素子は休止する。
【００６２】  トランス印加電圧の実効オンデューティＤ−Ｔｒ（最大０．５）は（８）式で表わされる。【数８】
2018061286.tif 000010
【００６３】  また、基準周期Ｔｒｅｆを設定し、この基準周期Ｔｒｅｆ内を、電力伝送期間Ｔｔと電力費伝送期間Ｔｐに区分するようにしても良い。この場合、トランス印加電圧の実効オンデューティＤ−Ｔｒ（最大０．５）は（９）式で表わされる。【数９】
2018061286.tif 000011
【数１０】
2018061286.tif 000012
【００６４】  こここで、Ｎ２は基準周期Ｔｒｅｆ内における負荷への電力供給回数であり、スイッチ素子Ｓ１とＳ４がオンする正極での電力供給と、スイッチ素子Ｓ２とＳ３がオンする負極での電力供給を１対で１回とする。トランスの偏磁抑制の観点から、Ｎ２は正の整数とするのが望ましい。一方、Ｎ１は（１０）式で示したように、スイッチング周期Ｔｓと基準周期Ｔｒｅｆとの比率であり、Ｎ１は１以上の値となる。このように、基準周期Ｔｒｅf内における負荷への電力供給回数により負荷に出力する電圧もしくは電流を制御する。
【００６５】  以上のように、位相シフト量Ｄ−ＰＳがモード判定閾値Ｍｏｄｅ−ｒｅｆ２より大きい場合、片レグ共振モードで制御せずに、両レグ共振伝送非伝送モードで制御、すなわち両レグ共振モードによる電力伝送期間Ｔｔと、全てのスイッチ素子をオフしてインバータ２を休止し電力を伝送しない電力非伝送期間Ｔｐを繰り返し、電力伝送期間Ｔｔと電力非伝送期間Ｔｐとの割合で平均的な電力を制御するようにしても良い。両レグ共振伝送非伝送モードで動作させるかどうかを、求めた位相シフト量の大きさにより判定するのではなく、単に入力の電圧値Ｖｄｃまたは電流値Ｉｄｃ、あるいは出力の電圧値Ｖｏｕｔまたは電流値Ｉｏｕｔそのものの大きさが、閾値より大きいかどうかによって判定しても良い。以上のように、本実施の形態３においても、実施の形態１で説明したのと同様、入力の電圧、電流、出力の電圧、電流のうち少なくとも一つの値に基づいて動作モードを決定することができる。
【００６６】実施の形態４．  実施の形態４では、片レグ共振モードを用いず、両レグ共振モードのみで制御する。モード判定を行わず、図１５に示す、電力伝送期間Ｔｔと電力非伝送期間Ｔｐとの割合で平均的な電力を制御するようにする。この場合、最大電力供給時には電力非伝送期間Ｔｐは０となる。例えば、基準周期Ｔｒｅｆを設定する場合、（９）式においてＮ２を正の整数とする場合に、Ｎ１をＮ２の正の整数倍とすることで、最大電力供給時には電力非伝送期間が生じず、トランス利用率を最大化することができる。実施の形態４による電力変換装置によれば、片レグ共振モードを用いずに、両レグ共振モードで動作させて電力伝送する電力伝送期間Ｔｔと電力伝送を行わない電力非伝送期間Ｔｐとの割合で出力電力を制御することにより、片レグ共振モードと両レグ共振モードとの間のデッドタイム調整が不要となり、高効率な電力伝送を行いながら制御器１００の負荷を軽減することが可能となる。
【００６７】  なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００６８】１  直流電源、２  インバータ、３  第１のレグ、４  第２のレグ、５  整流回路、３１、４１  正極側アーム、３２、４２  負極側アーム、１００  制御器、Ｔｒ  トランス、Ｌ１  直列リアクトル、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４  コンデンサ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  帰還ダイオード、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４  スイッチ素子、Ｔｔ  電力伝送期間、Ｔｐ電力非伝送期間
【図１】
2018061286.tif 000013
【図２】
2018061286.tif 000014
【図３】
2018061286.tif 000015
【図４】
2018061286.tif 000016
【図５】
2018061286.tif 000017
【図６】
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【図７】
2018061286.tif 000019
【図８】
2018061286.tif 000020
【図９】
2018061286.tif 000021
【図１０】
2018061286.tif 000022
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2018061286.tif 000027
【手続補正書】
【提出日】平成29年8月23日(2017.8.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの一端に直流電源の正極が、他端に前記直流電源の負極が接続され、前記第１のレグのアームの直列接続点と前記第２のレグのアームの直列接続点との間にトランスの一次側を接続して前記トランスの一次側に交流電圧を供給するフルブリッジ構成のインバータと、前記トランスの二次側に接続された整流回路と、前記第１のレグおよび前記第２のレグの各アームを構成するスイッチ素子を制御する制御器とを備えた電力変換装置において、
前記制御器は、前記第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子を同時にオン・オフし、前記第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードと、前記第１のレグの正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフし、前記第１のレグの負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側スイッチ素子とを位相シフト量だけ時間シフトしてオン・オフするよう制御する片レグ共振モードとを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御器は、当該電力変換装置の入力または出力に基づいて各スイッチ素子を前記両レグ共振モードと前記片レグ共振モードとのいずれで制御するかを決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記トランスの一次側に、前記トランスと直列に接続されたリアクトルを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御器は、前記直流電源からの入力電流値または入力電圧値、もしくは前記整流回路の出力電流値または出力電圧値を用いて前記位相シフト量を求め、求めた位相シフト量が予め設定した第一閾値以下の場合、位相シフト量を０とする前記両レグ共振モードで各スイッチ素子を制御し、求めた位相シフト量が前記第一閾値より大きい場合、前記片レグ共振モードで各スイッチ素子を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御器は、前記第一閾値よりも大きい第二閾値を設定するとともに、求めた位相シフト量が前記第一閾値より大きく前記第二閾値以下の場合、前記片レグ共振モードで各スイッチ素子を制御し、求めた位相シフト量が前記第二閾値よりも大きい場合、前記両レグ共振モードで各スイッチ素子をオンオフする電力伝送期間と、各スイッチ素子を全てオフとする電力非伝送期間とを繰り返すよう制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
それぞれのレグの前記正極側スイッチ素子のオフタイミングと前記負極側スイッチ素子のオンタイミングとの間の時間、および前記負極側スイッチ素子のオフタイミングと前記正極側のオンタイミングとの間の時間であるデッドタイムに関し、前記両レグ共振モードにおけるデッドタイムと前記片レグ共振モードにおけるデッドタイムが異なることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記片レグ共振モードにおける、前記第１のレグにおけるデッドタイムと前記第２のレグにおけるデッドタイムが異なることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御器は、前記直流電源からの入力電流値または入力電圧値、もしくは前記整流回路の出力電流値または出力電圧値を用いて、前記デッドタイムを求めることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
それぞれアームを構成する２個のスイッチ素子が直列に接続されたレグが２個、第１のレグと第２のレグとして並列に接続され、各アームには、各スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサと各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとを備えており、並列に接続されたレグの一端に直流電源の正極が、他端に前記直流電源の負極が接続され、前記第１のレグのアームの直列接続点と前記第２のレグのアームの直列接続点との間にトランスの一次側を接続して前記トランスの一次側に交流電圧を供給するフルブリッジ構成のインバータと、前記トランスの二次側に接続された整流回路と、前記第１のレグおよび前記第２のレグの各アームを構成するスイッチ素子を制御する制御器とを備えた電力変換装置において、
前記制御器は、前記第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子を同時にオン・オフし、前記第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子を同時にオン・オフするよう制御する両レグ共振モードを備え、
前記両レグ共振モードで各スイッチ素子を定められたスイッチング周期でオン・オフ制御する電力伝送期間と、各スイッチ素子をオン・オフ制御せずに全てオフとする電力非伝送期間とを繰り返し、前記電力伝送期間と前記電力非伝送期間との割合により出力電力を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
前記電力伝送期間と前記電力非伝送期間との繰り返し周期である基準周期を前記スイッチング周期の整数Ｎ１倍に設定し、前記電力伝送期間に含まれる、前記第１のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子と前記第２のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子が１回オンすることによる前記正極での電力供給と、前記第１のレグの負極側のアームを構成する負極側スイッチ素子と前記第２のレグの正極側のアームを構成する正極側スイッチ素子が１回オンすることによる前記負極での電力供給を１対で１回とした負荷への電力供給回数Ｎ２により出力電力を制御することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【国際調査報告】
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