(57)【要約】【課題】サンプリング周波数を上げることなく、復調に要する数のサンプル値を出力する。【解決手段】クロックタイミングリカバリ部１２は、変調信号を受信するデジタルコヒーレント受信器１において、変調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍ以下のサンプリング周期Ｔｓで変調信号をサンプリングしたサンプル値ｄに基づいて、補間周期Ｔｉｎｔでリサンプル値ｒを出力する補間部２１と、リサンプル値ｒに基づいてクロック周波数成分を有する時系列信号を生成する２乗器２３と、時系列信号に含まれるクロック周波数成分の偏角αを算出する偏角算出部２６と、デジタルコヒーレント受信器１における時間基準のシンボル周期Ｔｓｙｍに補間回数Ｎの逆数を乗算して得られた周期である基準周期Ｔｒｅｆを、偏角αに基づいて修正して、補間周期Ｔｉｎｔとして出力する補間周期修正部と、を備える。【選択図】図３
2014045426.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号を受信する受信器におけるクロックタイミングリカバリ装置であって、
前記変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期で前記変調信号をサンプリングしたサンプル値に基づいて、リサンプル値を出力する補間部と、
前記補間部によって出力された前記リサンプル値に基づいてクロック周波数成分を有する時系列信号を生成するクロック成分生成部と、
前記クロック成分生成部によって生成された前記時系列信号に含まれる前記クロック周波数成分の偏角を算出する偏角算出部と、
前記受信器における時間基準の前記シンボル周期に補間回数の逆数を乗算して得られた周期である基準周期を、前記偏角算出部によって算出された前記偏角に基づいて修正し、修正した前記基準周期を補間周期として出力する補間周期修正部と、
を備え、
前記補間回数は、前記シンボル周期の前記サンプリング周期に対する割合であるオーバーサンプリング比よりも大きい整数であり、
前記補間部は、前記補間周期修正部によって出力された前記補間周期で前記リサンプル値を出力することを特徴とするクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項２】
前記補間周期修正部によって出力された前記補間周期に基づいて、前記リサンプル値に応じた前記サンプル値の組を特定するためのタイムスロットと、前記組に含まれる前記サンプル値のサンプリング時刻と前記リサンプル値を出力する補間時刻とのオフセットと、を算出する補間制御部をさらに備え、
前記補間部は、前記補間制御部によって算出された前記タイムスロットにより特定される前記組に含まれる前記サンプル値の各々と、前記補間制御部によって算出された前記オフセットにより前記サンプル値ごとに定められる係数と、を用いて前記リサンプル値を算出することを特徴とする請求項１に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項３】
前記補間部は、前記組に含まれる前記サンプル値の各々と前記係数とをそれぞれ乗算し、その乗算結果の総和を前記リサンプル値として出力することを特徴とする請求項２に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項４】
前記クロック成分生成部は、前記リサンプル値を二乗演算することによって前記クロック周波数成分を有する前記時系列信号を生成することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項５】
実数部レジスタと、
虚数部レジスタと、
をさらに備え、
前記基準周期は、前記受信器における時間基準でシンボル周期の１／４に設定され、
前記クロック成分生成部は、
第１補間時刻において前記補間部から出力された前記リサンプル値を二乗演算して、その演算結果を前記実数部レジスタに格納された値に加算し、
第２補間時刻において前記補間部から出力された前記リサンプル値を二乗演算して、その演算結果を前記虚数部レジスタに格納された値から減算し、
第３補間時刻において前記補間部から出力された前記リサンプル値を二乗演算して、その演算結果を前記実数部レジスタに格納された値から減算し、
第４補間時刻において前記補間部から出力された前記リサンプル値を二乗演算して、その演算結果を前記虚数部レジスタに格納された値に加算し、
前記第１補間時刻、前記第２補間時刻、前記第３補間時刻および前記第４補間時刻は、その順に前記補間周期で時系列に並んでおり、
前記偏角算出部は、前記実数部レジスタに格納された値と、前記虚数部レジスタに格納された値に基づいて、前記偏角を算出することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項６】
前記実数部レジスタおよび前記虚数部レジスタは、前記変調信号のチャネルごとに設けられ、
前記偏角算出部は、各チャネルの前記実数部レジスタに格納された値の総和と、各チャネルの前記虚数部レジスタに格納された値の総和とに基づいて、前記偏角を算出することを特徴とする請求項５に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項７】
前記偏角算出部は、各チャネルの前記実数部レジスタに格納された値と、各チャネルの前記虚数部レジスタに格納された値とに基づいて、チャネルごとに前記偏角を算出し、
前記補間部は、前記偏角算出部によって算出されたチャネルごとの前記偏角に基づいて、リサンプル値を出力する時刻をチャネルごとに調整することを特徴とする請求項６に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項８】
前記偏角のノイズを除去するノイズ除去部をさらに備え、
前記補間周期修正部は、前記ノイズ除去部によってノイズが除去された前記偏角に基づいて、前記基準周期を修正し、修正した前記基準周期を補間周期として出力することを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載のクロックタイミングリカバリ装置。
【請求項９】
請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載のクロックタイミングリカバリ装置を備えるデジタルコヒーレント受信器。
【請求項１０】
変調信号を受信する受信器が実行するクロックタイミングリカバリ方法であって、
前記変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期で前記変調信号をサンプリングしたサンプル値に基づいて、リサンプル値を出力する補間処理ステップと、
前記補間処理ステップにおいて出力された前記リサンプル値に基づいてクロック周波数成分を有する時系列信号を生成するクロック成分生成ステップと、
前記クロック成分生成ステップにおいて生成された前記時系列信号に含まれる前記クロック周波数成分の偏角を算出する偏角算出ステップと、
前記受信器における時間基準の前記シンボル周期に補間回数の逆数を乗算して得られた周期である基準周期を、前記偏角算出ステップにおいて算出された前記偏角に基づいて修正し、修正した前記基準周期を補間周期として出力する補間周期修正ステップと、
を備え、
前記補間回数は、前記シンボル周期の前記サンプリング周期に対する割合であるオーバーサンプリング比よりも大きい整数であり、
前記補間処理ステップでは、前記補間周期修正ステップにおいて出力された前記補間周期で前記リサンプル値を出力することを特徴とするクロックタイミングリカバリ方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、クロックタイミングリカバリ装置、クロックタイミングリカバリ方法およびデジタルコヒーレント受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、幹線系の長距離大容量通信において、従来からのＤＷＤＭ（Dense  Wavelength  Division  Multiplexing；高密度波長分割多重方式）に加えてデジタルコヒーレント伝送方式が用いられるようになりつつある。デジタルコヒーレント伝送方式とは、多値位相変調と電気段でのデジタル信号処理とを組み合わせた伝送方式である。また、１００Ｇｂｐs伝送（１ｃｈあたり）においては、偏波多重ＱＰＳＫ（Dual  Polarization  Quadrature  Phase  Shift  Keying；DP-QPSK）方式が有望とされている。
【０００３】
デジタルコヒーレント受信器は、例えばＱＰＳＫ変調された光信号を受信し、光信号を偏波成分に分離する。そして、各偏波成分とローカル光源の同相成分および直交成分とを干渉させることにより、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。さらに、光電変換回路によって各偏波の各成分をそれぞれ電気信号に変換し、変換された電気信号をＡＤ変換器によってサンプリングしてデジタル信号に変換する。（特許文献１、特許文献２等参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−９９５６号公報
【特許文献２】特開２０１１−１４２５８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述のデジタルコヒーレント受信器では、ＡＤ変換器は、復調のためにシンボルレートの２倍以上のサンプリング周波数で入力信号をサンプリングする必要がある。しかしながら、デジタルコヒーレント伝送方式では、シンボルレートが高速であるので、復調に要するサンプリング周波数でＡＤ変換器を動作させることは容易ではない。
【０００６】
そこで本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、サンプリング周波数を上げることなく、復調に要する数のサンプル値を出力可能なクロックタイミングリカバリ装置、クロックタイミングリカバリ方法およびデジタルコヒーレント受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明に係るクロックタイミングリカバリ装置は、変調信号を受信する受信器におけるクロックタイミングリカバリ装置であって、変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期で変調信号をサンプリングしたサンプル値に基づいて、リサンプル値を出力する補間部と、補間部によって出力されたリサンプル値に基づいてクロック周波数成分を有する時系列信号を生成するクロック成分生成部と、クロック成分生成部によって生成された時系列信号に含まれるクロック周波数成分の偏角を算出する偏角算出部と、受信器における時間基準のシンボル周期に補間回数の逆数を乗算して得られた周期である基準周期を、偏角算出部によって算出された偏角に基づいて修正し、修正した基準周期を補間周期として出力する補間周期修正部と、を備える。補間回数は、シンボル周期のサンプリング周期に対する割合であるオーバーサンプリング比よりも大きい整数であり、補間部は、補間周期修正部によって出力された補間周期でリサンプル値を出力する。
【０００８】
このクロックタイミングリカバリ装置においては、変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期のサンプル値に基づいて、補間周期でリサンプル値を出力する。そして、この補間周期は、受信器における時間基準でシンボル周期の補間回数分の１に設定された基準周期を、リサンプル値に基づいて生成したクロック成分の偏角で修正したものであるので、１シンボル周期あたり補間回数に相当する数のリサンプル値を出力できる。この補間回数は、オーバーサンプリング比よりも大きい整数であるので、サンプリング周期を上げることなく、サンプル値の数よりも多くのリサンプル値を出力でき、復調に要する数のリサンプル値を出力することが可能となる。
【０００９】
クロックタイミングリカバリ装置は、補間周期修正部によって出力された補間周期に基づいて、リサンプル値に応じたサンプル値の組を特定するためのタイムスロットと、組に含まれるサンプル値のサンプリング時刻とリサンプル値を出力する補間時刻とのオフセットと、を算出する補間制御部をさらに備えてもよい。補間部は、補間制御部によって算出されたタイムスロットにより特定される組に含まれるサンプル値の各々と、補間制御部によって算出されたオフセットによりサンプル値ごとに定められる係数と、を用いてリサンプル値を算出してもよい。また、補間部は、組に含まれるサンプル値の各々と係数とをそれぞれ乗算し、その乗算結果の総和をリサンプル値として出力してもよい。この場合、タイムスロットにより特定される組に含まれるサンプル値と係数とをそれぞれ乗算し、その乗算結果の総和を演算するだけの簡単な計算で、リサンプル値を出力することができる。
【００１０】
クロック生成部は、リサンプル値を二乗演算することによってクロック周波数成分を有する時系列信号を生成してもよい。この場合、リサンプル値を二乗演算するだけの簡単な演算によって、クロック周波数成分を生成することができる。
【００１１】
クロックタイミングリカバリ装置は、実数部レジスタと、虚数部レジスタと、をさらに備えてもよい。また、基準周期は、受信器における時間基準でシンボル周期の１／４に設定されてもよく、クロック成分生成部は、第１補間時刻において補間部から出力されたリサンプル値を二乗演算して、その演算結果を実数部レジスタに格納された値に加算し、第２補間時刻において補間部から出力されたリサンプル値を二乗演算して、その演算結果を虚数部レジスタに格納された値から減算し、第３補間時刻において補間部から出力されたリサンプル値を二乗演算して、その演算結果を実数部レジスタに格納された値から減算し、第４補間時刻において補間部から出力されたリサンプル値を二乗演算して、その演算結果を虚数部レジスタに格納された値に加算し、第１補間時刻、第２補間時刻、第３補間時刻および第４補間時刻は、その順に補間周期で時系列に並んでおり、偏角算出部は、実数部レジスタに格納された値と、虚数部レジスタに格納された値に基づいて、二乗演算後の時系列信号に含まれるクロック周波数成分の偏角を算出してもよい。上記一連の操作は、時系列信号に含まれるクロック周波数成分、つまり時系列時間間隔の４倍の周期となる周波数のフーリエ成分を計算することに相当する。この場合、時系列信号に＋１，−ｊ，−１，＋ｊ（ｊは虚数単位）を順番に繰り返し乗算したものの総和を求めることでフーリエ成分を求めることができる。このため、実数部および虚数部を加減算のみで算出することができ、フーリエ成分の計算に要する演算数を低減できる。その結果、回路規模を抑えることが可能となる。
【００１２】
実数部レジスタおよび虚数部レジスタは、変調信号のチャネルごとに設けられてもよく、偏角算出部は、各チャネルの実数部レジスタに格納された値の総和と、各チャネルの虚数部レジスタに格納された値の総和とに基づいて、偏角を算出してもよい。この場合、チャネルごとにクロック周波数のフーリエ成分を算出できる。
【００１３】
偏角算出部は、各チャネルの実数部レジスタに格納された値と、各チャネルの虚数部レジスタに格納された値とに基づいて、チャネルごとに偏角を算出してもよく、補間部は、偏角算出部によって算出されたチャネルごとの偏角に基づいて、リサンプル値を出力する時刻をチャネルごとに調整してもよい。この場合、チャネルごとの偏角からチャネル間の位相差を算出することができ、通常動作を開始する際に全チャネルが同じ位相となるように補間時刻を調整してリサンプリングを開始することが可能となる。このため、チャネル間スキューを低減でき、次段の信号処理の性能向上が可能となる。
【００１４】
クロックタイミングリカバリ装置は、偏角のノイズを除去するノイズ除去部をさらに備えてもよい。また、補間周期修正部は、ノイズ除去部によってノイズが除去された偏角に基づいて、基準周期を修正し、修正した基準周期を補間周期として出力してもよい。この場合、ノイズ除去部によって、偏角測定値のばらつきにより発生したジッタの抑圧、位相同期ループの安定性、応答特性および定常誤差が決定される。例えば、ノイズ除去部の低域ゲインを大きくすることにより、偏角の絶対値、つまり位相同期状態におけるクロック信号の位相をほぼ０に低減することができる。
【００１５】
本発明に係るデジタルコヒーレント受信器は、上述のクロックタイミングリカバリ装置を備える。本発明のデジタルコヒーレント受信器においては、サンプリング周波数を上げることなく、復調に要する数のリサンプル値を出力することが可能となる。
【００１６】
本発明に係るクロックタイミングリカバリ方法は、変調信号を受信する受信器が実行するクロックタイミングリカバリ方法である。このクロックタイミングリカバリ方法は、変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期で変調信号をサンプリングしたサンプル値に基づいて、リサンプル値を出力する補間処理ステップと、補間処理ステップにおいて出力されたリサンプル値に基づいてクロック周波数成分を有する時系列信号を生成するクロック成分生成ステップと、クロック成分生成ステップにおいて生成された時系列信号に含まれるクロック周波数成分の偏角を算出する偏角算出ステップと、受信器における時間基準のシンボル周期に補間回数の逆数を乗算して得られた周期である基準周期を、偏角算出ステップにおいて算出された偏角に基づいて修正し、修正した基準周期を補間周期として出力する補間周期修正ステップと、を備える。補間回数は、シンボル周期のサンプリング周期に対する割合であるオーバーサンプリング比よりも大きい整数であり、補間処理ステップでは、補間周期修正ステップにおいて出力された補間周期でリサンプル値を出力する。
【００１７】
このクロックタイミングリカバリ方法においては、変調信号のシンボル周期以下のサンプリング周期のサンプル値に基づいて、補間周期でリサンプル値を出力する。そして、この補間周期は、受信器における時間基準でシンボル周期の１／補間回数に設定された基準周期を、リサンプル値に基づいて生成したクロック成分の偏角で修正したものであるので、１シンボル周期あたり補間回数に相当する数のリサンプル値を出力できる。この補間回数は、オーバーサンプリング比よりも大きい整数であるので、サンプリング周期を上げることなく、サンプル値の数よりも多くのリサンプル値を出力でき、復調に要する数のリサンプル値を出力することが可能となる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、サンプリング周波数を上げることなく、復調に要する数のサンプル値を出力できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の概略構成図である。
【図２】図１のデジタル信号処理部の機能ブロック図である。
【図３】本実施形態に係るクロックタイミングリカバリ装置の概略構成図である。
【図４】（ａ）は図３の補間部の構成例を示す図、（ｂ）はサンプル値とリサンプル値との関係を示す図である。
【図５】（ａ）は図３のフィルタの構成例を示す図、（ｂ）は図３のフィルタの等価回路を示す図、（ｃ）は図３のフィルタの周波数特性を示す図である。
【図６】図３のクロックタイミングリカバリ装置のクロックタイミングリカバリ処理を示すフローチャートである。
【図７】クロックタイミングリカバリ装置の変形例を示す概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２１】
図１は、本実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の構成概略図である。デジタルコヒーレント受信器１は、例えば偏波多重ＱＰＳＫ変調された光信号（ＤＰ−ＱＰＳＫ信号）などの変調信号を受信し、元のシンボルを抽出する装置である。図１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１は、ローカル光源２と、コヒーレント受信器３と、ＡＤ変換部４と、デジタル信号処理部５と、を備えている。ローカル光源２は、例えばレーザ発振器であって、デジタルコヒーレント受信器１が受信した光信号のキャリア周波数と略同じ周波数のローカル光（以下、「ＬＯ光」という。）を生成する。ローカル光源２は、ＬＯ光をコヒーレント受信器３に供給する。
【００２２】
コヒーレント受信器３は、受信した光信号を二つの直交偏波成分（Ｘ偏波、Ｙ偏波）に分離する。そして、コヒーレント受信器３は、光位相ハイブリッド回路等によって、ローカル光源２から受信したＬＯ光の同相成分および直交成分と、各偏波成分とを干渉させ、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。さらに、コヒーレント受信器３は、フォトダイオード等の光電変換回路によって、各偏波のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ電気信号に変換し、Ｘ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号として出力する。
【００２３】
ＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３によって出力されたアナログ信号であるＸ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号をサンプリングし、各信号をデジタル信号であるＸＩｓ信号、ＸＱｓ信号、ＹＩｓ信号およびＹＱｓ信号に変換する。ＡＤ変換部４の詳細については、後述する。なお、以降の説明において、Ｉ成分とＱ成分とを区別する場合を除いて、ＸＩｓ信号およびＸＱｓ信号をＸｓ信号とし、ＹＩｓ信号およびＹＱｓ信号をＹｓ信号とする。また、Ｘｓ信号およびＹｓ信号を変換した後の信号についても同様とする。
【００２４】
デジタル信号処理部５は、例えば信号処理演算を高速に実行する特定用途ＩＣ（ＡＳＩＣ）であって、ＡＤ変換部４によってサンプリングされたＸｓ信号およびＹｓ信号に対して、後述のデジタル信号処理を行う。
【００２５】
図２は、デジタル信号処理部５の機能ブロックを示す図である。図２に示すように、デジタル信号処理部５は、波長分散補償部１１と、クロックタイミングリカバリ部１２と、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３と、周波数オフセット推定部１４と、周波数オフセット補償部１５と、位相オフセット推定・補償部１６と、シンボル判定部１７と、を備えている。
【００２６】
波長分散補償部１１は、ＡＤ変換部４から受信した各デジタル信号（Ｘｓ信号およびＹｓ信号）に対して波長分散を補償し、Ｘｃｄ信号およびＹｃｄ信号を出力する。この波長分散は、光ファイバ等の光伝送路において光信号の波長成分毎に異なる伝播時間が生じることにより発生し、時間的に変動しない線形の波形歪である。波長分散補償部１１は、例えばタップ係数を固定したイコライザであって、波形歪の逆特性を有する。
【００２７】
クロックタイミングリカバリ部１２は、波長分散補償部１１から出力されたデジタル信号（Ｘｃｄ信号およびＹｃｄ信号）に基づいて、各信号について１シンボルあたり２サンプル値のＸｒ信号およびＹｒ信号を出力する。クロックタイミングリカバリ部１２の詳細については、後述する。
【００２８】
偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、クロックタイミングリカバリ部１２から出力されたデジタル信号のＸ偏波成分ＸｒおよびＹ偏波成分Ｙｒに対して偏波分離、偏波モード分散（Polarization  Mode  Dispersion；ＰＭＤ）の補償等の等化処理を行い、Ｘｐｍｄ信号（＝ＸＩ＋ｊＸＱ）およびＹｐｍｄ信号（＝ＹＩ＋ｊＹＱ）として、周波数オフセット推定部１４および周波数オフセット補償部１５に出力する。このＰＭＤは、光ファイバ等の光伝送路において偏波成分毎に異なる伝播時間を生じることにより発生する。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、例えばバタフライ型ＦＩＲ（Finite  Impulse  Response）適応フィルタを用い、ＣＭＡ（constant  modulus  algorithm）法等により適応フィルタのタップ係数を適応等化することによって、偏波分離、ＰＭＤ補償等の線形歪補償を行う。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３では、例えば、タップスペースが１シンボル周期Ｔｓｙｍ／２で、タップ係数の更新周期が１シンボル周期Ｔｓｙｍである。
【００２９】
周波数オフセット推定部１４は、送信器の光源とデジタルコヒーレント受信器１のローカル光源２との周波数（光の波長に対応）のずれを推定する。すなわち、周波数オフセット推定部１４は、送受信光源間の周波数オフセット推定値ωを推定する。
【００３０】
周波数オフセット補償部１５は、周波数オフセット推定部１４によって推定された周波数オフセット推定値ωに基づいて、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３から出力されたデジタル信号（Ｘｐｍｄ信号およびＹｐｍｄ信号）の偏角θ（Ｘ側偏角θｘおよびＹ側偏角θｙ）に対し、周波数オフセットに起因する位相回転を逆回転補正し、周波数補償出力θｆ（Ｘ側出力θｆｘおよびＹ側出力θｆｙ）として位相オフセット推定・補償部１６に出力する。周波数オフセット補償部１５は、例えば、補償対象のデジタル信号から周波数オフセット推定値ωを減算することによって周波数オフセットの補償を行う。
【００３１】
位相オフセット推定・補償部１６は、周波数オフセット補償部１５によって周波数オフセット補償された周波数補償出力θｆに対して、望ましいシンボル配置からの位相のずれ量（位相オフセット量）を推定する。そして、位相オフセット推定・補償部１６は、推定した位相オフセットに基づいて、周波数補償出力θｆを補正し、位相補償出力θｐ（Ｘ側出力θｐｘおよびＹ側出力θｐｙ）としてシンボル判定部１７に出力する。
【００３２】
シンボル判定部１７は、位相オフセット推定・補償部１６から出力された位相補償出力θｐに基づいて、シンボルの値を判定する。
【００３３】
ここで、ＡＤ変換部４およびクロックタイミングリカバリ部１２（クロックタイミングリカバリ装置）について、詳細に説明する。図３は、ＡＤ変換部４およびクロックタイミングリカバリ部１２の概略構成図である。なお、図３では、上述の波長分散補償部１１を省略して説明を行うが、ＡＤ変換部４とクロックタイミングリカバリ部１２との間に波長分散補償部１１が設けられてもよい。
【００３４】
ＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３によって出力されたアナログ信号の変調信号であるＸ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号を、変調信号のシンボルレート（シンボル周波数ｆｓｙｍ）とは非同期のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングし、ＸＩｓ信号、ＸＱｓ信号、ＹＩｓ信号およびＹＱｓ信号（以下、「サンプル値ｄ」という。）を出力する。すなわち、ＡＤ変換部４は、サンプリング周期Ｔｓでサンプリング時刻ｔｓに入力信号をサンプリングし、サンプル値ｄを出力する。
【００３５】
ここで、サンプリング周波数ｆｓとシンボル周波数ｆｓｙｍとの比の値をオーバーサンプリング比（以下、「ＯＳＲ」と表記する。）という。言い換えると、ＯＳＲは、シンボル周期Ｔｓｙｍのサンプリング周期Ｔｓに対する割合である。受信した波形から送信シンボルの情報を正確に復調するにはＯＳＲが大きいほどよいが、ＯＳＲの上限はＡＤ変換部４の最高動作周波数によって制限される。後段のデジタル信号処理部５との整合性から、ＯＳＲは２がよく用いられるが、受信信号の帯域が制限されていれば、ＯＳＲは２未満であってもよい。例えば、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号を受信する場合、サンプリング周波数ｆｓは、例えば５０ＧＳ／ｓ程度、シンボル周波数ｆｓｙｍは、１偏波あたり例えば２８ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓ，３２ＧＳｙｍｂｏｌ／ｓ程度である。
【００３６】
このＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３から出力される信号のチャネル数ｍ分のＡＤ変換器４１を備えている。このチャネル数ｍは、光信号の変調方式に応じて定められ、例えば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）変調方式では２チャネル、偏波多重された変調方式であるＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式およびＤＰ−ｘｘＱＡＭ変調方式（ｘｘはＱＡＭの多値度を示す。）では４チャネルである。
【００３７】
図３に示すように、クロックタイミングリカバリ部１２は、補間部２１と、補間制御部２２と、２乗器２３（クロック成分生成部）と、実数部レジスタ２４と、虚数部レジスタ２５と、偏角算出部２６と、フィルタ２７（ノイズ除去部）と、減算器２８（補間周期修正部）と、レジスタ群３１と、レジスタ群３２と、を備えている。
【００３８】
補間部２１は、ＡＤ変換部４から出力されたサンプル値ｄに基づいて、１シンボル（１ＵＩ（Unit  Interval））あたりＮ個のリサンプル値ｒ（補間値）にリサンプリングする。すなわち、Ｎは補間回数を示し、補間部２１は、補間周期Ｔｉｎｔ（＝１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎ）でリサンプル値ｒを出力し、１シンボルあたりＮ回の補間ポイント（補間時刻）ｔｒ（第１補間ポイントｔｒ１〜第Ｎ補間ポイントｔｒＮ）において、リサンプル値ｒを出力する。このＮ個のリサンプル値ｒの位相は、２π×１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎ［ｒａｄ］ずつずれている。補間部２１は、例えば、ＡＤ変換部４の出力のうち補間ポイントｔｒを挟んで連続する前後２つずつの出力を用いて、リサンプリングを行う。なお、Ｎは、ＯＳＲよりも大きい整数であって、例えば２以上の整数である。この例では、Ｎは４である。補間部２１はチャネルごとに設けられ、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式では４つの補間部２１が設けられる。
【００３９】
図４の（ａ）は補間部２１の構成例を示す図、図４の（ｂ）はサンプル値ｄとリサンプル値ｒとの関係を示す図である。図４の（ａ）に示すように、補間部２１は、遅延回路２１１、遅延回路２１２、遅延回路２１３、乗算器２１４、乗算器２１５、乗算器２１６、乗算器２１７および総和演算器２１８を備えている。遅延回路２１１〜遅延回路２１３は、入力信号をサンプリング周期Ｔｓだけ遅延させて出力する。この例では、図４の（ｂ）に示すように、ＡＤ変換部４は、サンプル値ｄ３、サンプル値ｄ２、サンプル値ｄ１およびサンプル値ｄ０をサンプリング周期Ｔｓでその順に連続出力している。遅延回路２１１〜遅延回路２１３はそれぞれ、サンプル値ｄ１、サンプル値ｄ２およびサンプル値ｄ３を出力する。また、補間部２１は、補間制御部２２から受信したタイムスロットｓｔに基づいて、どの連続するサンプル値ｄの組を用いるかを決定する。このタイムスロットｓｔは、ＡＤ変換部４から連続出力されるサンプル値列の時系列番号に相当し、例えばタイムスロットｓｔによって連続する４つのサンプル値ｄの組が特定される。
【００４０】
乗算器２１４は、サンプル値ｄ０と係数ｃ０との積を演算する。乗算器２１５は、遅延回路２１１から出力されたサンプル値ｄ１と係数ｃ１との積を演算する。乗算器２１６は、遅延回路２１２から出力されたサンプル値ｄ２と係数ｃ２との積を演算する。乗算器２１７は、遅延回路２１３から出力されたサンプル値ｄ３と係数ｃ３との積を演算する。ここで、係数ｃ０〜係数ｃ３は、補間制御部２２から受信したオフセットｘに基づいて、以下の式（１）〜式（４）で算出される。なお、関数ｆ（）は例えばcubic-convolution関数などのスプライン関数である。また、オフセットｘは、サンプリング周期Ｔｓを１とした場合の（サンプリング周期Ｔｓで規格化した）補間ポイントｔｒからの時間的な距離を示す。
c0=f(2-x)…(1)
c1=f(1-x)…(2)
c2=f(x)…(3)
c3=f(1+x)…(4)
【００４１】
総和演算器２１８は、乗算器２１４〜乗算器２１７の各々の演算結果の総和を演算し、演算結果をリサンプル値ｒとして出力する。このように、補間部２１は、４つのサンプル値ｄを用いて１つのリサンプル値ｒを出力する。
【００４２】
補間制御部２２は、減算器２８から出力された補間周期Ｔｉｎｔに基づいて、オフセットｘおよびタイムスロットｓｔを各補間部２１に出力する。具体的に説明すると、第１補間ポイントｔｒ１に対し、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのオフセットｘＮに、補間周期Ｔｉｎｔをサンプリング周期Ｔｓで規格化したＴｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ１を算出する。そして、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのタイムスロットｓｔＮに演算結果Ｅ１の整数部を加算し、第１補間ポイントｔｒ１のタイムスロットｓｔ１とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ１の小数部を第１補間ポイントｔｒ１のオフセットｘ１とする。そして、補間制御部２２は、第１補間ポイントｔｒ１に対して、タイムスロットｓｔ１およびオフセットｘ１を各補間部２１に出力する。
【００４３】
続いて、第２補間ポイントｔｒ２に対し、補間制御部２２は、第１補間ポイントｔｒ１のオフセットｘ１にＴｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ２を算出する。そして、補間制御部２２は、第１補間ポイントｔｒ１のタイムスロットｓｔ１に演算結果Ｅ２の整数部を加算し、第２補間ポイントｔｒ２のタイムスロットｓｔ２とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ２の小数部を第２補間ポイントｔｒ２のオフセットｘ２とする。そして、補間制御部２２は、第２補間ポイントｔｒ２に対して、タイムスロットｓｔ２およびオフセットｘ２を各補間部２１に出力する。
【００４４】
さらに、第３補間ポイントｔｒ３に対し、補間制御部２２は、第２補間ポイントｔｒ２のオフセットｘ２にＴｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ３を算出する。そして、補間制御部２２は、第２補間ポイントｔｒ２のタイムスロットｓｔ２に演算結果Ｅ３の整数部を加算し、第３補間ポイントｔｒ３のタイムスロットｓｔ３とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ３の小数部を第３補間ポイントｔｒ３のオフセットｘ３とする。そして、補間制御部２２は、第３補間ポイントｔｒ３に対して、タイムスロットｓｔ３およびオフセットｘ３を各補間部２１に出力する。補間制御部２２は、同様の処理を第Ｎ補間ポイントｔｒＮまで繰り返す。
【００４５】
第Ｎ補間ポイントｔｒＮに対し、補間制御部２２は、第Ｎ−１補間ポイントｔｒＮ−１のオフセットｘＮ−１にＴｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果ＥＮを算出する。そして、補間制御部２２は、第Ｎ−１補間ポイントｔｒＮ−１のタイムスロットｓｔＮ−１に演算結果ＥＮの整数部を加算し、第Ｎ補間ポイントｔｒＮのタイムスロットｓｔＮとする。また、補間制御部２２は、演算結果ＥＮの小数部を第Ｎ補間ポイントｔｒＮのオフセットｘＮとする。そして、補間制御部２２は、第Ｎ補間ポイントｔｒＮに対して、タイムスロットｓｔＮおよびオフセットｘＮを各補間部２１に出力する。このようにして、補間制御部２２は、１シンボル周期ＴｓｙｍあたりＮ回の補間ポイントｔｒの各々に対し、タイムスロットｓｔおよびオフセットｘを各補間部２１に出力する。
【００４６】
このとき、演算結果Ｅの整数部が０の場合、オフセットｘのみが更新され、１つ前の補間ポイントｔｒと同じタイムスロットｓｔに対応するサンプル値列を使用して補間処理が行われる。また、演算結果Ｅの整数部が１の場合、１つ前の補間ポイントｔｒよりも１サンプリング周期Ｔｓだけ新しいサンプル値列を使用して補間処理が行われる。同様に、演算結果Ｅの整数部が２の場合、１つ前の補間ポイントｔｒよりも２サンプリング周期Ｔｓだけ新しいサンプル値列を使用して補間処理が行われる。
【００４７】
ここで、送信器の時間基準とデジタルコヒーレント受信器１の時間基準との間には僅かな差があるので、送信器の時間基準における１シンボル周期とデジタルコヒーレント受信器１の時間基準における１シンボル周期Ｔｓｙｍとは僅かに異なる。このため、補間部２１は、１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎの補間周期でリサンプリングするが、この補間周期には誤差が含まれている。そこで、補間部２１、補間制御部２２、２乗器２３、実数部レジスタ２４、虚数部レジスタ２５、偏角算出部２６、フィルタ２７および減算器２８によって構成されるフィードバックループにより位相同期ループ（ＰＬＬ）動作させ、リサンプリング信号に含まれるクロック信号の位相が０になるように補間周期Ｔｉｎｔを微調整する。
【００４８】
２乗器２３は、補間部２１から出力されたチャネルごとの補間出力（リサンプル値ｒ）をそれぞれ二乗計算する。この２乗器２３はチャネルごとに設けられ、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式では４つの２乗器２３が設けられる。リサンプル値ｒを二乗することにより、元の信号が０をクロスするタイミングに応じて送信シンボルクロック周波数成分のパルスを有する時系列信号が生成されるので、送信器のシンボルクロック信号の周波数スペクトルが得られる。
【００４９】
実数部レジスタ２４は、２乗器２３によって生成された送信シンボルクロック周波数成分を含む時系列信号から構成される信号（以下、「クロックパルス信号」という。）のクロック周波数のフーリエ成分の実数部Ｒｅを格納する。虚数部レジスタ２５は、クロックパルス信号のクロック周波数のフーリエ成分の虚数部Ｉｍを格納する。図３の例では、補間周期は０．２５ＵＩであるので、クロックパルス信号の時系列に含まれるクロック周波数成分の周期（１シンボル周期Ｔｓｙｍ）は補間周期の４倍となる。この場合、ＤＦＴ計算式において時系列信号に含まれるシンボルクロック周波数のフーリエ成分を計算すると、補間周期ごとのリサンプル値ｒの二乗計算結果に＋１，−ｊ，−１，＋ｊを順番に乗じたものの総和がフーリエ成分となる。
【００５０】
このため、１シンボル周期Ｔｓｙｍにおいて、第１補間ポイント（第１補間時刻）における二乗計算結果は、実数部レジスタ２４に格納されている値に加算され、第２補間ポイント（第２補間時刻）における二乗計算結果は、虚数部レジスタ２５に格納されている値から減算され、第３補間ポイント（第３補間時刻）における二乗計算結果は、実数部レジスタ２４に格納されている値から減算され、第４補間ポイント（第４補間時刻）における二乗計算結果は、虚数部レジスタ２５に格納されている値に加算される。これにより、実数部レジスタ２４に格納されている値は、クロックパルス信号の時系列に含まれるシンボルクロック周波数のフーリエ成分の実数部Ｒｅとなり、虚数部レジスタ２５に格納されている値は、クロックパルス信号の時系列に含まれるシンボルクロック周波数のフーリエ成分の虚数部Ｉｍとなる。
【００５１】
この二乗計算結果の加減算をｎシンボル周期Ｔｓｙｍ繰り返す。この繰り返し回数ｎは、ブロックサイズともいい、位相測定値のばらつきによるノイズを十分除去できる程度に設定される。また、繰り返し回数ｎは、大きすぎると応答が悪くなるので、ノイズ抑圧と応答との兼ね合いで設定され、例えば６４に設定される。なお、クロックパルス信号のフーリエ成分の計算では、全チャネルの二乗計算結果を合成するので、Ｎ×ｍ×ｎ個のリサンプル値ｒが用いられる。なお、補間回数Ｎが３以上の整数の場合、フーリエ成分の実数部Ｒｅおよび虚数部Ｉｍを得ることが可能となる。
【００５２】
偏角算出部２６は、ｎシンボル周期Ｔｓｙｍごとに、実数部レジスタ２４に格納されている実数部Ｒｅと、虚数部レジスタ２５に格納されている虚数部Ｉｍとを読み出す。そして、偏角算出部２６は、現在算出しようとする偏角［ｒａｄ］をΦ（ｎ）、前回算出した偏角をΦ（ｎ−１）とすると、以下の式（５）の関係となるように偏角を算出する。すなわち、偏角算出部２６は、Φ（ｎ−１）を基準として±πの範囲となるように偏角を算出する。
Φ(n-1)-π≦Φ(n)<Φ(n-1)+π…(5)
【００５３】
これは、例えば、−π≦Φ０＜＋πの範囲で算出された偏角Φ０に２πの整数倍を加減算することにより求められ、以下の式（６）のように表される。なお、関数ｆｌｏｏｒ（ｖａｌｕｅ）は、与えられた数値より小さいか等しい整数を返す関数である。
【数１】
2014045426.tif 000003
【００５４】
クロック信号の位相を扱う場合、ＵＩ単位で表記するのが便利であるので、以降の説明では、偏角を以下の式（７）で表すものとする。
α[UI]=Φ/(2π)…(7)
【００５５】
偏角計算範囲が固定の場合、動作開始時の偏角が＋πまたは−π付近であれば、平均値が０となり、フィード境界付近を行き来するバイオレーションが発生し、正常な値（位相０）に収束するまでの位相引き込み時間が長くなる可能性がある。しかしながら、上記のように偏角計算範囲を設定すると、バイオレーションが起こらないので、常に安定した引き込み時間が得られる。この偏角αは、全チャネルを平均した値である。なお、偏角算出部２６は、多項式近似、ＣＯＲＤＩＣ（Coordinate  Rotation  Digital  Computer）アルゴリズム、関数ｔａｂｌｅ方式などによって偏角αを算出してもよい。偏角算出部２６は、偏角αを算出した後、実数部レジスタ２４および虚数部レジスタ２５を０にリセットする。
【００５６】
フィルタ２７は、例えばループフィルタであって、偏角算出部２６から出力された偏角αのノイズ成分を除去し、ノイズ成分が除去された偏角αを誤差ｔｅとして減算器２８に出力する。図５の（ａ）はフィルタ２７の構成例を示す図、図５の（ｂ）はフィルタ２７の等価回路を示す図、図５の（ｃ）はフィルタ２７の周波数特性を示す図である。図５の（ａ）に示すように、フィルタ２７は、アンプ２７１と、アンプ２７２と、加算器２７３と、遅延回路２７４と、加算器２７５と、を備えている。
【００５７】
アンプ２７１は、比例ゲインＡのアンプであって、ｋ番目の入力信号である偏角α（ｋ）をＡ倍に増幅して、増幅した信号α１（ｋ）をアンプ２７２および加算器２７５に出力する。アンプ２７２は、積分ゲインＢのアンプであって、入力信号α１（ｋ）をＢ倍に増幅して、増幅した信号α２（ｋ）を加算器２７３に出力する。加算器２７３は、アンプ２７２から出力された信号α２（ｋ）と、遅延回路２７４から出力された信号α３（ｋ−１）とを加算し、その演算結果を示す信号α３（ｋ）を遅延回路２７４および加算器２７５に出力する。遅延回路２７４は、入力信号α３（ｋ）を１シンボル周期Ｔｓｙｍ遅延し、１シンボル周期Ｔｓｙｍ前の入力信号α３（ｋ−１）を出力する。加算器２７５は、アンプ２７１から出力された信号α１（ｋ）と加算器２７３から出力された信号α３（ｋ）とを加算し、その演算結果を誤差ｔｅ（ｋ）として出力する。すなわち、フィルタ２７は、以下の式（８）で示される誤差ｔｅ（ｋ）を出力する。
te(k)=te(k-1)+A×(1+B)×α(k)-A×α(k-1)…(8)
【００５８】
このように構成されたフィルタ２７は、図５の（ｂ）に示される回路と等価である。このフィルタ２７の比例ゲインＡおよび積分ゲインＢを最適化することにより、フィードバックループの安定性、応答特性および定常誤差の大小が決定される。図５の（ｃ）に示されるように、フィルタ２７は、低域ゲインが非常に大きいので、閉ループ動作により、エラー（偏角αの絶対値）が時間とともに低減され、ほぼ０になる。
【００５９】
減算器２８は、フィルタ２７から出力された誤差ｔｅを基準周期Ｔｒｅｆから減算する。そして、減算器２８は、その演算結果を補間周期Ｔｉｎｔとして補間制御部２２に出力する。基準周期Ｔｒｅｆは、デジタルコヒーレント受信器１の時間基準により設定された１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎに設定されている。すなわち、基準周期Ｔｒｅｆは、デジタルコヒーレント受信器１における時間基準により設定されたシンボル周期Ｔｓｙｍに、補間回数であるＮの逆数を乗算して得られた周期である。図３の例では、基準周期Ｔｒｅｆは、デジタルコヒーレント受信器１の時間基準により設定された１シンボル周期Ｔｓｙｍの１／４に設定されている。このため、補間周期Ｔｉｎｔは、誤差ｔｅが正の値である場合、１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎよりも小さい値に修正され、誤差ｔｅが負の値である場合、１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎよりも大きい値に修正される。この補間周期Ｔｉｎｔは、全チャネルで共通に用いられる。
【００６０】
レジスタ群３１は、補間部２１によってリサンプリングされた１シンボルあたりのリサンプル値ｒを１シンボル周期Ｔｓｙｍの間だけ一時的に格納する。レジスタ群３１は、チャネルごとに設けられ、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式では４つのレジスタ群３１が設けられる。図３の例では、レジスタ群３１は、第１レジスタ３１１と、第２レジスタ３１２と、第３レジスタ３１３と、第４レジスタ３１４と、を備えている。第１レジスタ３１１は、補間部２１から出力された位相０［ｒａｄ］のリサンプル値ｒ０を格納する。第２レジスタ３１２は、補間部２１から出力された位相０．５π［ｒａｄ］のリサンプル値ｒ０．５πを格納する。第３レジスタ３１３は、補間部２１から出力された位相π［ｒａｄ］のリサンプル値ｒπを格納する。第４レジスタ３１４は、補間部２１から出力された位相１．５π［ｒａｄ］のリサンプル値ｒ１．５πを格納する。また、レジスタ群３１は、次のシンボルのリサンプル値ｒが出力されると、各レジスタ内のリサンプル値ｒを次のシンボルのリサンプル値ｒに置き換える。
【００６１】
レジスタ群３２は、レジスタ群３１に格納されているリサンプル値ｒのうち後段の偏波分離・ＰＭＤ補償部１３に出力するリサンプル値ｒを抽出して、抽出したリサンプル値ｒを１シンボル周期Ｔｓｙｍの間だけ一時的に格納する。レジスタ群３２は、チャネルごとに設けられ、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式では４つのレジスタ群３２が設けられる。図３の例では、レジスタ群３２は、第１レジスタ３２１と、第２レジスタ３２２と、を備えている。第１レジスタ３２１は、第１レジスタ３１１に格納されているリサンプル値ｒ０を格納する。また、第２レジスタ３２２は、第３レジスタ３１３に格納されているリサンプル値ｒπを格納する。そして、レジスタ群３２は、リサンプル値ｒ０およびリサンプル値ｒπをＸｒ信号およびＹｒ信号としてそれぞれ出力する。
【００６２】
後段の偏波分離・ＰＭＤ補償部１３では、タップスペースが１シンボル周期Ｔｓｙｍ／２であるので、０．５ＵＩ周期のサンプル値（リサンプル値ｒ）が必要である。一般にタップ係数列の初期値として、タップ中心付近の一箇所だけ１とすることが多いが、そこが位相０と一致していればタップ係数プロファイルが最適値に近いところからスタートする。このため、適応フィルタの収束を早めることができ、最適でない状態に収束する確率を低減できる。
【００６３】
このように、レジスタ群３２は、４つのリサンプル値ｒを間引いて、２つのリサンプル値ｒ（リサンプル値ｒ０およびリサンプル値ｒπ）を抽出し、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３に出力する。また、レジスタ群３２は、次のシンボルのリサンプル値ｒがレジスタ群３１に格納されると、各レジスタ内のリサンプル値ｒを次のシンボルのリサンプル値ｒに置き換える。
【００６４】
次に、図６を参照して、クロックタイミングリカバリ部１２の動作について説明する。図６は、クロックタイミングリカバリ部１２により実行されるクロックタイミングリカバリ処理を示すフローチャートである。この処理は、１シンボル周期Ｔｓｙｍごとに開始される。
【００６５】
まず、各チャネルの補間部２１は、そのチャネルに設けられたＡＤ変換器４１から出力されたサンプル値ｄ（または波長分散補償部１１から出力された信号Ｘｃｄ，Ｙｃｄ）に基づいて、１シンボルあたりＮ個のリサンプル値ｒ（補間値）を出力する（補間処理ステップＳ０１）。具体的には、補間部２１は、ＡＤ変換部４から出力されたサンプル値ｄのうち補間制御部２２から出力されたタイムスロットｓｔによって特定される例えば４つのサンプル値ｄ０〜サンプル値ｄ３を選択する。次に、補間部２１は、補間制御部２２から出力されたオフセットｘとスプライン関数とにより、サンプル値ｄ０〜サンプル値ｄ３にそれぞれ対応付けられた係数ｃ０〜係数ｃ３を算出する。そして、補間部２１は、サンプル値ｄ０〜サンプル値ｄ３と、係数ｃ０〜係数ｃ３とをそれぞれ乗算し、その乗算結果の総和をリサンプル値ｒとして出力する。補間部２１は、１シンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎごとにリサンプル値ｒを出力する。
【００６６】
次に、各チャネルの２乗器２３は、補間処理ステップＳ０１においてそのチャネルの補間部２１によって出力されたリサンプル値ｒに基づいてクロック成分を生成する（クロック成分生成ステップＳ０２）。具体的には、各チャネルの２乗器２３は、そのチャネルの補間部２１によって出力されたリサンプル値ｒを二乗演算することにより、クロック成分を生成する。
【００６７】
続いて、偏角算出部２６は、クロック成分生成ステップＳ０２において、各チャネルの２乗器２３によって生成されたクロック周波数成分を含む時系列信号から構成されるクロックパルス信号のクロック周波数成分の偏角を算出する（偏角算出ステップＳ０３）。具体的には、まず、１シンボル周期Ｔｓｙｍにおいて、各チャネルの第１補間ポイントにおける二乗計算結果が、実数部レジスタ２４に格納されている値に加算され、各チャネルの第２補間ポイントにおける二乗計算結果が、虚数部レジスタ２５に格納されている値から減算され、各チャネルの第３補間ポイントにおける二乗計算結果が、実数部レジスタ２４に格納されている値から減算され、各チャネルの第４補間ポイントにおける二乗計算結果が、虚数部レジスタ２５に格納されている値に加算される。そして、この二乗計算結果の加減算がｎ（例えば６４）シンボル周期Ｔｓｙｍ繰り返される。その後、偏角算出部２６は、ｎシンボル周期Ｔｓｙｍごとに、実数部レジスタ２４に格納されている値と、虚数部レジスタ２５に格納されている値とを読み出す。そして、偏角算出部２６は、例えば上記式（７）によって偏角α［ＵＩ］を算出する。偏角算出部２６は、偏角αを算出した後、実数部レジスタ２４および虚数部レジスタ２５を０にリセットする。
【００６８】
続いて、フィルタ２７は、偏角算出ステップＳ０３において算出された偏角αのノイズ成分を除去し、誤差ｔｅを出力する（ノイズ除去ステップＳ０４）。次に、減算器２８は、ノイズ除去ステップＳ０４において出力された誤差ｔｅに基づいて、基準周期Ｔｒｅｆを修正し、修正した基準周期Ｔｒｅｆを補間周期Ｔｉｎｔとして補間制御部２２に出力する。具体的には、減算器２８は、誤差ｔｅを基準周期Ｔｒｅｆから減算し、その演算結果を補間周期Ｔｉｎｔとして補間制御部２２に出力する（補間周期修正ステップＳ０５）。補間制御部２２は、ステップＳ０５において修正された補間周期Ｔｉｎｔに基づいて、オフセットｘおよびタイムスロットｓｔを算出し（補間制御情報算出ステップＳ０６）、算出したオフセットｘおよびタイムスロットｓｔを補間部２１に出力する。
【００６９】
このように、クロックタイミングリカバリ部１２は、数値として表現されたクロック周期の誤差を閉ループ動作により修正しながら、デジタル変換された信号列に対して０．２５ＵＩ間隔でリサンプルする。ここで、０．２５ＵＩは、実時間ではなく、補間ポイントの間隔を数値として表現したものである。例えば、ＡＤ変換部４のサンプリング周期を１とした場合、０．２５ＵＩは、０．２５×Ｔｓｙｍ／Ｔｓとして表現される。
【００７０】
次に、デジタルコヒーレント受信器１およびクロックタイミングリカバリ部１２の作用効果について説明する。上述のように、クロックタイミングリカバリ部１２では、変調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍ以下のサンプリング周期Ｔｓのサンプル値ｄに基づいて、補間周期Ｔｉｎｔでリサンプル値を出力する。そして、この補間周期Ｔｉｎｔは、デジタルコヒーレント受信器１における時間基準でシンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎに設定された基準周期Ｔｒｅｆを、リサンプル値ｒに基づいて生成したクロック成分の偏角αで修正したものであるので、送信側のシンボル周期に対して各リサンプル値ｒの位相のずれを低減できる。また、この補間周期によって、１シンボル周期ＴｓｙｍあたりＮ個のリサンプル値ｒを出力できる。この補間回数Ｎは、ＯＳＲよりも大きい整数であるので、サンプリング周期Ｔｓを上げることなく、サンプル値ｄの数よりも多くのリサンプル値ｒを出力でき、復調に要する数のリサンプル値ｒを出力することが可能となる。
【００７１】
シンボル周期Ｔｓｙｍが補間周期Ｔｉｎｔの４倍である場合には、ＤＦＴ計算式において、クロックパルス信号のフーリエ成分を計算すると、補間周期Ｔｉｎｔごとのリサンプル値ｒの二乗計算結果に＋１，−ｊ，−１，＋ｊを順番に乗じたものの総和がフーリエ成分となる。このため、クロックパルス信号のフーリエ成分の実数部Ｒｅおよび虚数部Ｉｍを加減算のみで算出することができ、フーリエ成分の演算数を低減できる。その結果、回路規模を抑えることが可能となる。
【００７２】
また、偏角算出部２６は、フーリエ成分から偏角αを直接算出しているので、変換利得が存在しない。このため、ノイズ除去後の平均的な位相比較ゲインは１となり、ばらつくことがない。また、ブロックサイズｎを大きくすることによって、偏角αは平均化されるので、同符号連続および符号間干渉の影響によるばらつきを抑えることができる。このため、偏角αの精度を向上することが可能となる。
【００７３】
また、フィルタ２７の低域ゲインを大きくすることにより、閉ループ動作におけるエラー（偏角αの絶対値）を時間とともに低減することができ、ほぼ０にすることができる。
【００７４】
［変形例］
図７は、クロックタイミングリカバリ部１２の変形例を示す概略構成図である。図７に示すように、変形例のクロックタイミングリカバリ部１２は、バッファメモリ２９をさらに備えている。バッファメモリ２９は、ＡＤ変換部４と補間部２１との間にチャネルごとに設けられている。このバッファメモリ２９は、例えばＦＩＦＯ（First  In  First  Out）メモリなどの記憶手段であって、ＡＤ変換部４によって出力されたサンプル値ｄを一時的に記憶する。バッファメモリ２９には、ＡＤ変換部４のサンプリングクロックが供給され、サンプリング周期ＴｓでＡＤ変換部４から出力されたサンプル値ｄがバッファメモリ２９に書き込まれる。また、バッファメモリ２９には、補間制御部２２からロード信号が供給され、ロード信号によってバッファメモリ２９からサンプル値ｄが読み出される。
【００７５】
補間制御部２２は、減算器２８から出力された補間周期Ｔｉｎｔに基づいて、各補間ポイントｔｒにおけるオフセットｘおよびタイムスロットｓｔを並列に算出し、各補間部２１に出力する。具体的に説明すると、第１補間ポイントｔｒ１に対し、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのオフセットｘＮにＴｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ１を算出する。そして、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのタイムスロットｓｔＮに演算結果Ｅ１の整数部を加算し、第１補間ポイントｔｒ１のタイムスロットｓｔ１とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ１の小数部を第１補間ポイントｔｒ１のオフセットｘ１とする。そして、補間制御部２２は、第１補間ポイントｔｒ１に対して、タイムスロットｓｔ１およびオフセットｘ１を各補間部２１に出力する。
【００７６】
また、第２補間ポイントｔｒ２に対し、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのオフセットｘＮに２×Ｔｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ２を算出する。そして、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのタイムスロットｓｔＮに演算結果Ｅ２の整数部を加算し、第２補間ポイントｔｒ２のタイムスロットｓｔ２とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ２の小数部を第２補間ポイントｔｒ２のオフセットｘ２とする。そして、補間制御部２２は、第２補間ポイントｔｒ２に対して、タイムスロットｓｔ２およびオフセットｘ２を各補間部２１に出力する。
【００７７】
また、第３補間ポイントｔｒ３に対し、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのオフセットｘＮに３×Ｔｉｎｔ／Ｔｓを加算して、演算結果Ｅ３を算出する。そして、補間制御部２２は、１つ前のシンボルに対する補間処理の第Ｎ補間ポイントｔｒＮのタイムスロットｓｔＮに演算結果Ｅ３の整数部を加算し、第３補間ポイントｔｒ３のタイムスロットｓｔ３とする。また、補間制御部２２は、演算結果Ｅ３の小数部を第３補間ポイントｔｒ３のオフセットｘ３とする。そして、補間制御部２２は、第３補間ポイントｔｒ３に対して、タイムスロットｓｔ３およびオフセットｘ３を各補間部２１に出力する。補間制御部２２は、同様の処理を第Ｎ補間ポイントｔｒＮまで繰り返す。このようにして、補間制御部２２は、１シンボル周期ＴｓｙｍあたりＮ回の補間ポイントｔｒの各々に対し、タイムスロットｓｔおよびオフセットｘを並列に算出し、算出したタイムスロットｓｔおよびオフセットｘを各補間部２１に出力する。
【００７８】
また、補間部２１は、補間制御部２２によって並列に算出されたタイムスロットｓｔおよびオフセットｘを受信し、各補間ポイントｔｒにおけるリサンプル値ｒを並列に算出する。
【００７９】
この構成によれば、補間部２１および補間制御部２２は、第１〜第Ｎ補間ポイントにおける補間処理を並列に行うことが可能となる。
【００８０】
なお、本発明に係るクロックタイミングリカバリ装置、クロックタイミングリカバリ方法およびデジタルコヒーレント受信器は上記実施形態に記載したものに限定されない。例えば、チャネルごとに実数部レジスタ２４および虚数部レジスタ２５を設けてもよく、チャネルごとにクロックパルス信号のフーリエ成分の実数部および虚数部を算出してもよい。そして、チャネルごとに設けられた実数部レジスタ２４に格納された実数部の総和を算出することにより、全チャネルのフーリエ成分の実数部Ｒｅを算出してもよい。同様に、チャネルごとに設けられた虚数部レジスタ２５に格納された虚数部の総和を算出することにより、全チャネルのフーリエ成分の虚数部Ｉｍを算出してもよい。
【００８１】
また、チャネルごとに実数部レジスタ２４および虚数部レジスタ２５を設け、スキュー補正モードを実施してもよい。このスキュー補正モードは、例えば起動時および系のセットアップが変更された場合などに実施される処理であって、通常動作とは異なる。スキュー補正モードでは、ループをオープンにしてしばらく動作させることによって、チャネルごとにクロックパルス信号のフーリエ成分を計算する。そして、偏角算出部２６は、チャネル間スキューに応じてチャネルごとに異なった値の偏角を算出し、この算出した偏角からチャネル間の位相差を算出し、通常動作（４チャネル合成によるＰＬＬ動作）を開始する際に、チャネルごとに補間ポイントの初期値を設定してもよい。この場合、全チャネルが同じ位相となるポイントからリサンプリングを開始することが可能となる。
【符号の説明】
【００８２】
１…デジタルコヒーレント受信器、１２…クロックタイミングリカバリ部（クロックタイミングリカバリ装置）、２１…補間部、２２…補間制御部、２３…２乗器（クロック成分生成部）、２４…実数部レジスタ、２５…虚数部レジスタ、２６…偏角算出部、２７…フィルタ（ノイズ除去部）、２８…減算器（補間周期修正部）、ｃ…係数、ｄ…サンプル値、ｒ…リサンプル値、ｓｔ…タイムスロット、ｘ…オフセット、α…偏角、Ｔｉｎｔ…補間周期、Ｔｒｅｆ…基準周期、Ｔｓ…サンプリング周期、Ｔｓｙｍ…シンボル周期。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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