(57)【要約】  直流電圧から変換された交流電圧を負荷に供給する電力変換装置１において、ＰＷＭ信号を受け取り、負荷に交流電圧を印加するインバータ１２と、ＰＷＭ信号を生成し、インバータ１２にＰＷＭ信号を供給するインバータ制御部１３と、を備える。ＰＷＭ信号の周波数は、交流電圧の周波数の整数倍であり、交流電圧は、交流電圧の１周期に複数の正パルスと複数の負パルスとを有し、正パルスの数と負パルスの数とは等しい。モータに流れる電流の歪みを抑制することができる。
2017037941.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧から変換された交流電圧を負荷に供給する電力変換装置において、
ＰＷＭ信号を受け取り、前記負荷に前記交流電圧を印加するインバータと、
前記ＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記ＰＷＭ信号を供給するインバータ制御部と、を備え、
前記ＰＷＭ信号の周波数は、前記交流電圧の周波数の整数倍であり、
前記交流電圧は、前記交流電圧の１周期に複数の正パルスと複数の負パルスとを有し、
前記正パルスの数と前記負パルスの数とは等しい電力変換装置。
【請求項２】
前記インバータは、少なくとも２本の配線を介して前記負荷に接続され、
前記交流電圧は、前記２本の配線間の電圧である請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号は、前記周期に波形を形成し、
前記波形は、第１半波形と第２半波形とに分けられ、
前記複数の正パルスは、前記第１半波形に含まれ、
前記複数の負パルスは、前記第２半波形に含まれ、
前記第１半波形と前記第２半波形とは、点対称になっている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号の周波数は、前記交流電圧の周波数の３Ｎ倍（Ｎは整数）である請求項１、２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記インバータ制御部は、キャリア信号を生成し、
前記キャリア信号の周波数は、前記キャリア信号の振幅が最大値または最小値に等しい場合に、他の周波数に変換される請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
三次高調波が前記交流電圧に重畳されている請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータは、スイッチング素子を備え、
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記負荷は、モータである請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置を備えるヒートポンプ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置およびヒートポンプ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータを構成するスイッチング素子を駆動するための同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号をＰＷＭ方式により生成する場合が多い。ＰＷＭ方式は、特定の時間であるスイッチング周期に対してＯＮ時間およびＯＦＦ時間の比率を適切に制御することにより、スイッチング素子が瞬時的に出力可能な電圧、すなわちコレクタ−エミッタ間印加電圧とゼロ電圧との間の電圧をスイッチング周期における平均電圧を出力する方式である。【０００３】
特許文献１には、過変調ＰＷＭ制御において、同期数Ｋに基づいて、異なる電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅を補正することにより、同期数Ｋが変化することでモータに印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化するのを抑止する駆動制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−３１２４２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、特許文献１では、同期数Ｋが小さくなるにつれてインバータから出力される電圧がアンバランスを生じてしまい、電圧指令振幅を補正しただけではアンバランスの解消ができず、モータに流れる電流が歪む可能性がある。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータに流れる電流の歪みを抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、直流電圧から変換された交流電圧を負荷に供給する電力変換装置において、ＰＷＭ信号を受け取り、負荷に交流電圧を印加するインバータと、ＰＷＭ信号を生成し、インバータにＰＷＭ信号を供給するインバータ制御部と、を備える。ＰＷＭ信号の周波数は、交流電圧の周波数の整数倍であり、交流電圧は、交流電圧の１周期に複数の正パルスと複数の負パルスとを有し、正パルスの数と負パルスの数とは等しい。
【発明の効果】
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置は、負荷トルクの周期的な脈動を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を示す図
【図２】実施の形態１にかかるモータ制御部の構成を示す図
【図３】実施の形態１にかかる電圧指令値とキャリアとの関係を示す図
【図４】実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部の構成を示す図
【図５】電圧指令値とキャリアとを示す図
【図６】同期ＰＷＭ信号を９パルスで動作させた時のキャリア、電圧指令値、同期ＰＷＭ信号および線間電圧を示す図
【図７】非同期ＰＷＭ信号がインバータに印加されたときの線間電圧と、同期ＰＷＭ信号がインバータに印加されたときの線間電圧とを示す図
【図８】インバータに非同期ＰＷＭ信号を印加する構成においてモータに流れる電流のＴＨＤと、インバータに同期ＰＷＭ信号を印加する構成においてモータに流れる電流のＴＨＤとを示す図
【図９】キャリア周波数と、発生ノイズおよび漏洩電流との関係についての説明に供する図
【図１０】電圧指令値に対してキャリアが６周期分入った場合の線間電圧を示す図
【図１１】電圧指令値に対してキャリアが６周期分入った場合の位相差ごとのパルス数についての説明に供する図
【図１２】電圧指令値に対してキャリアが９周期分入った場合の位相差ごとのパルス数についての説明に供する図
【図１３】電圧指令値に対してキャリアが９周期分入った場合の線間電圧を示す図
【図１４】電圧指令値に対してキャリアが６周期分入った場合の線間電圧を示す図
【図１５】電圧指令値に対してキャリアを切り替える動作についての説明に供する図
【図１６】正弦波の場合の電圧指令値と、三次高調波重畳された場合の電圧指令値と、キャリアとを示す図
【図１７】電圧指令値が正弦波の場合における変調率と、電圧指令値が三次高調波重畳された場合における変調率とを示す図
【図１８】実施の形態１にかかる電力変換装置を実現するためのハードウェア構成例を示す図
【図１９】実施の形態２にかかるヒートポンプ装置の構成を示す図
【図２０】実施の形態２にかかるヒートポンプ装置の回路構成を示す図
【図２１】実施の形態２にかかるヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図
【図２２】モータの回転数に対するキャリア周波数の動作についての説明に供する図
【図２３】三相変調された電圧指令値と二相変調された電圧指令値との相違についての説明に供する図
【図２４】電流検出部によりインバータに流れる電流を検出する範囲を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置およびヒートポンプ装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置１を示す図である。電力変換装置１は、電源部である直流電源１１から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を負荷であるモータ２に出力するインバータ１２と、インバータ１２のスイッチング素子を駆動させる同期ＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部１３と、直流電源１１の電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部１４と、インバータ１２に流れる電流Ｉｄｃを検出する電流検出部１５とを備える。なお、実施の形態１では、負荷はモータであるとして説明するが、モータに限られず、負荷は電熱器であってもよい。
【００１２】
直流電源１１は、交流電源をダイオードブリッジで整流して直流電圧に変換し、変換した直流電圧を平滑コンデンサにより平滑する構成でもよい。また、直流電源１１は、太陽電池またはバッテリに代表される直流電源により構成されてもよい。
【００１３】
インバータ１２は、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆと、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆに並列接続されたダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆとにより構成される。
【００１４】
なお、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆは、トランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、またはＧＴＯ（Ｇａｔｅ  Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ  Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）により構成される。
【００１５】
インバータ制御部１３は、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃとに基づいて、同期ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、生成した同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮをインバータ１２に印加する。具体的には、同期ＰＷＭ信号ＵＰは、スイッチング素子１６ａに印加され、同期ＰＷＭ信号ＶＰは、スイッチング素子１６ｂに印加され、同期ＰＷＭ信号ＷＰは、スイッチング素子１６ｃに印加され、同期ＰＷＭ信号ＵＮは、スイッチング素子１６ｄに印加され、同期ＰＷＭ信号ＶＮは、スイッチング素子１６ｅに印加され、同期ＰＷＭ信号ＷＮは、スイッチング素子１６ｆに印加される。
【００１６】
インバータ１２は、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの印加に基づいて、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆが駆動することにより、任意の電圧をモータ２に印加する。モータ２は、印加された電圧に基づいて駆動する。
【００１７】
また、図１では、電流検出部１５は、インバータ１２の入力側に設けられているが、モータ２の各相であるＵ相、Ｖ相およびＷ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出できればどこに配置されてもよい。具体的には、電流検出部１５は、インバータ１２とモータ２との間に配置し、モータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するように構成してもよい。また、電流検出部１５は、スイッチング素子１６ｄ，１６ｅ，１６ｆの負極側に配置し、モータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するようにしてもよい。
【００１８】
また、インバータ制御部１３は、電圧指令値を生成するモータ制御部１８と、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する同期ＰＷＭ制御部１９とを備える。
【００１９】
ここで、モータ制御部１８の構成と動作について説明する。図２は、実施の形態１にかかるモータ制御部１８の構成を示す図である。モータ制御部１８は、電流を復元する電流復元部２１と、三相電流を二相電流に変換し、二相電流をｄｑ変換する変換部２２と、位置と速度とを推定する推定部２３と、速度の制御を行う速度制御部２４と、電流の制御を行う電流制御部２５と、電圧指令値を生成する電圧指令演算部２６とを備える。
【００２０】
電流復元部２１は、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃに基づいて、モータ２に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する。
【００２１】
変換部２２は、モータ２のロータ磁極位置θに基づいて、三相電流である相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相電流に変換し、当該二相電流をｄｑ座標軸のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑにｄｑ変換する。
【００２２】
推定部２３は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいて、ロータ磁極位置θとモータ２の速度推定値ωを算出する。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の詳細については後述する。
【００２３】
速度制御部２４は、速度推定値ωが速度指令値ω＊に一致するようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。
【００２４】
電流制御部２５は、ｄ軸電流Ｉｄが外部から入力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に一致するようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出し、ｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に一致するようなｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。
【００２５】
電圧指令演算部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、ロータ磁極位置θとに基づいて、ＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。
【００２６】
図３（ａ）は、電圧指令演算部２６により生成されたＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、キャリアとの関係を示す図である。図３（ｂ）は、同期ＰＷＭ制御部１９により生成される同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮの波形を示す図である。
【００２７】
また、電圧指令演算部２６は、電圧位相θｖを生成し、生成した電圧位相θｖを同期ＰＷＭ制御部１９に出力する。具体的には、電圧指令演算部２６は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊が立下りのゼロクロスを電圧位相θｖの基準点にして出力する。すなわち、「電圧位相θｖ＝０」である。なお、電圧位相θｖは、どのような点を基準点にしてもよい。
【００２８】
つぎに、同期ＰＷＭ制御部１９の構成と動作について説明する。図４は、実施の形態１にかかる同期ＰＷＭ制御部１９の構成を示す図である。図５は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリアとを示す図である。同期ＰＷＭ制御部１９は、キャリアを生成するキャリア生成部３１と、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成するキャリア比較部３２とを備える。
【００２９】
キャリア生成部３１は、電圧指令演算部２６で生成された電圧位相θｖに同期するようにキャリアを生成する。キャリア生成部３１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が、３ｎとなるように制御する。なお、ｎは、１以上の自然数である。なお、キャリア生成部３１は、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊の周波数またはＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が、３ｎとなるように制御してもよい。
【００３０】
キャリア比較部３２は、キャリアと電圧指令値Ｖｕ＊との大小を比較して、ＨｉｇｈとＬｏｗの同期ＰＷＭ信号を出力する。なお、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が３倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、３パルスとなり、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が６倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、６パルスとなり、電圧指令値の周波数に対して三角波のキャリアの周波数が９倍の場合には、同期ＰＷＭ信号は、９パルスとなる。
【００３１】
また、キャリア周波数は、電圧指令値の周波数に対して９倍以上にした場合、電圧指令値の一周期に対して同期ＰＷＭ信号のパルス数が増加するので、出力電圧の精度が向上するが、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失が増加することになる。つまり、キャリア周波数の大きさとスイッチング損失とは、トレードオフの関係にある。
【００３２】
図６は、同期ＰＷＭ信号を９パルスで動作させた時のキャリア、ＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを示す図である。また、図６では、インバータ制御部１３がマイクロコンピュータで構成され、当該マイクロコンピュータにより動作された場合を想定している。よって、図５に示すＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊は、連続的に変化しているが、図６（ａ）に示す各電圧指令値は、マイクロコンピュータによりキャリアの山（頂）と谷（底）のタイミングで制御が行われるため、離散的に変化している。また、図３および図５では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊を正弦波で扱っていたが、モータ駆動においては、出力電圧を向上させるために、空間ベクトル変調ＰＷＭおよび三次高調波重畳ＰＷＭが広く用いられている。よって、図６（ａ）に示すように、ＵＶＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、空間ベクトル変調ＰＷＭおよび三次高調波重畳ＰＷＭに準じた波形になっている。なお、他の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成方法は、他の方法を用いてもよい。
【００３３】
図６（ａ）に示すように、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の一周期中にキャリアが９周期分入るよう動作している。例えば、同期ＰＷＭ制御部１９は、キャリアとＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊とを比較し、キャリアよりＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊が高い場合には、同期ＰＷＭ信号ＵＰをＨｉｇｈで出力し、キャリアよりＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊が低い場合には、同期ＰＷＭ信号ＵＰをＬｏｗで出力する。また、同期ＰＷＭ制御部１９は、同期ＰＷＭ信号ＵＰの波形とは反対の波形の同期ＰＷＭ信号ＵＮを出力する。同期ＰＷＭ制御部１９は、上述と同様に、キャリアとＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊とを比較して、同期ＰＷＭ信号ＶＰおよび同期ＰＷＭ信号ＶＮを出力し、キャリアとＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊とを比較して、同期ＰＷＭ信号ＷＰおよび同期ＰＷＭ信号ＷＮを出力する。また、同期ＰＷＭ信号によりスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆを駆動することにより、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが得られる。
【００３４】
ここで、一周期分のＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の中に、キャリアが９周期分入るよう動作させた場合を考える。モータ２の回転数である周波数が増加すると、当該増加に基づいてＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の周波数も増加する。つまり、一周期分のＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の中に、キャリアが９周期分入るように動作させると、モータ２の回転数に基づいてキャリア周波数も変化することになる。
【００３５】
図７（ａ）は、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とが整数倍の関係になっておらず、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリアとの同期がとれていない非同期ＰＷＭ信号がインバータ１２に印加されたときの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを示す図である。図７（ｂ）は、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とが整数倍の関係になっており、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリアとが同期するよう制御された同期ＰＷＭ信号がインバータ１２に印加されたときの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを示す図である。なお、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とが整数倍の関係になっていないとは、同期ＰＷＭ信号の周波数がインバータ１２から出力される交流電圧の周波数の整数倍になっていないことを意味する。また、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とが整数倍の関係になっているとは、同期ＰＷＭ信号の周波数がインバータ１２から出力される交流電圧の周波数の整数倍になっていることを意味する。
【００３６】
図７（ａ）に示す期間Ａ，Ｂ，Ｃの半期間において、非同期ＰＷＭ信号がインバータ１２に印加されたときの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形は、左右対称になっておらず、アンバランスになっている。一方、図７（ｂ）に示す期間Ｄ，Ｅ，Ｆの半期間において、同期ＰＷＭ信号がインバータ１２に印加されたときの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形は、左右対称になっており、バランスしている。
【００３７】
図８は、インバータ１２に非同期ＰＷＭ信号を印加する構成においてモータ２に流れる電流のＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）と、インバータ１２に同期ＰＷＭ信号を印加する構成においてモータ２に流れる電流のＴＨＤとを示す図である。ＴＨＤとは、全高調波歪または全高調波歪率のことであり、信号の歪みの程度を表す値であって、高調波成分全体の基本波成分に対する比で表される。
【００３８】
よって、電力変換装置１は、同期ＰＷＭ制御部１９によりインバータ１２に同期ＰＷＭ信号を印加するので、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの波形のアンバランスを抑制することができる。また、電力変換装置１は、モータ２に流れる電流のＴＨＤが、インバータ１２に非同期ＰＷＭ信号を印加する構成においてモータ２に流れる電流のＴＨＤよりも、低いので、電流の歪みを抑制することができる。つまり、電力変換装置１は、電流の歪みにより発生するトルク脈動を抑制することができるので、モータ２の回転数の脈動による振動および騒音の発生を抑制することができる。
【００３９】
また、インバータ１２を非同期ＰＷＭ信号で駆動する場合、電圧指令値に対してキャリア周波数が高ければ線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの歪を抑制することもできるが、電圧指令値に対してキャリア周波数が低い場合には、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの歪を抑制することが困難となる。電力変換装置１は、インバータ１２に同期ＰＷＭ信号を印加するので、電圧指令値に対してキャリア周波数が低い状態でも電流の脈動を抑制することができ、インバータ１２に非同期ＰＷＭ信号を印加する構成に比べて、キャリア周波数を低減させた状態でもモータ２を安定して駆動することができる。
【００４０】
図９は、キャリア周波数と、発生ノイズおよび漏洩電流との関係を示す図である。発生ノイズとは、インバータ１２から発生するノイズを意味する。漏洩電流とは、モータ２から漏洩する電流を意味する。
【００４１】
キャリア周波数を低減させた場合、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数が低減するため、インバータ１２から発生するノイズ、およびモータ２から漏洩する電流を低くすることができる。なお、インバータ１２を非同期ＰＷＭ信号で駆動する場合、電圧指令値の周波数に対してキャリア周波数が近づいてくると電流のＴＨＤが増加する傾向にあるため、電圧指令値の周波数に対してキャリア周波数は、１０倍以上になるように設定することが一般的である。
【００４２】
一方、電力変換装置１は、同期ＰＷＭ制御部１９によりインバータ１２を同期ＰＷＭ信号で駆動するので、電圧指令値の周波数に対してキャリア周波数が３倍でも電流のＴＨＤの増加を抑制することができるため、インバータ１２から発生するノイズ、およびモータ２から漏洩する電流を低くすることができる。また、電力変換装置１は、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数が減るため、スイッチングによる損失を低く抑えることができ、インバータ１２を高効率に駆動することができる。
【００４３】
図１０は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが６周期分入った場合のＵ相とＶ相との線間電圧Ｖｕｖを示す図である。図１１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが６周期分入った場合の位相差ごとのパルス数を示す図である。以下では、Ｕ相とＶ相との線間電圧Ｖｕｖを、単に、線間電圧Ｖｕｖと称する。Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの底部との位相関係を位相差と定義する。また、図１１中のパルス数とは、位相差ごとの線間電圧Ｖｕｖの波形の正と負のパルスの数を示している。
【００４４】
図１１に示すように、位相差が０、１８０および３６０ｄｅｇの場合は、正のパルス数が６パルスになり、負のパルス数も６パルスになり、線間電圧Ｖｕｖの波形の正と負のアンバランスが解消される。よって、電力変換装置１は、モータ２を安定して動作させることができ、かつ、モータ２に流れる電流のＴＨＤを低減することができ、モータ２の回転数の脈動による振動および騒音の発生を抑制することができる。
【００４５】
また、図１２は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが９周期分入った場合の位相差ごとのパルス数を示す図である。Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが９周期分入った場合には、すべての位相差で線間電圧Ｖｕｖの波形の正と負のパルス数が９となって同じになり、正と負のパルス数においてアンバランスが発生しない。
【００４６】
図１３は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが９周期分入った場合の線間電圧Ｖｕｖを示す図である。線間電圧Ｖｕｖの波形は、図１３（ａ）に示すように、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの底部が一致している位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇの半周期間において左右非対称になっている。また、線間電圧Ｖｕｖの波形のパルスが０ｄｅｇ側よりも１８０ｄｅｇ側に偏っており、本来出力すべき位相に対して遅れ位相になる可能性があり、モータ２を駆動する最適な電圧位相から逸脱することにより、モータ２に流れる電流の増加によるモータ２およびインバータ１２の損失増加による効率悪化の可能性がある。なお、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊と線間電圧Ｖｕｖとは、相順がＵＶＷの順で通電した場合、線間電圧Ｖｕｖの方がＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対して３０ｄｅｇ進み位相になる。
【００４７】
そこで、同期ＰＷＭ制御部１９は、位相差が９０ｄｅｇでＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの立下りゼロクロスとが一致するように制御する。線間電圧Ｖｕｖの波形は、図１３（ｂ）に示すように、位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇの半周期間において左右対称となっている。
【００４８】
よって、電力変換装置１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対して線間電圧Ｖｕｖを正確に３０ｄｅｇ進み位相の電圧としてインバータ１２に印加させることができ、位相遅れまたは位相進みによるモータ２に流れる電流の増加を抑制することができ、モータ２およびインバータ１２の損失増加を抑制することができる。
【００４９】
なお、電力変換措置１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが９周期分入った場合には、位相差が２７０ｄｅｇでＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの立ち上がりゼロクロスとが一致するように制御しても、上述と同じ効果を得ることができる。
【００５０】
図１４は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが６周期分入った場合の線間電圧Ｖｕｖを示す図である。線間電圧Ｖｕｖの波形は、図１４（ａ）に示すように、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの底部が一致している位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇの半周期間において左右非対称になっているが、位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇと位相差１８０ｄｅｇから３６０ｄｅｇとにおいて、点対称になっている。
【００５１】
よって、電力変換装置１は、位相遅れまたは位相進みによるモータ２に流れる電流の増加を抑制することができ、モータ２およびインバータ１２の損失増加を抑制することができる。
【００５２】
なお、電力変換装置１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが６周期分入った場合には、位相差が１８０ｄｅｇでＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの頂部が一致するように制御しても、上述と同じ効果を得ることができる。
【００５３】
また、位相差が９０ｄｅｇでＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊の立ち上がりゼロクロスとキャリアの立下りゼロクロスとが一致するように制御した場合には、図１４（ｂ）に示すように、位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇと位相差１８０ｄｅｇから３６０ｄｅｇの間において、パルス数が一致せず、かつ、位相差１８０ｄｅｇから３６０ｄｅｇの方の線間電圧Ｖｕｖが高くなる。よって、線間電圧Ｖｕｖがアンバランスとなり、モータ２に流れる電流に直流電流が重畳したり、モータ２に流れる電流のＴＨＤが増加することにより、インバータ１２を効率的に駆動できず、モータ２の回転数の脈動による振動および騒音が発生する可能性がある。
【００５４】
よって、図１３（ｂ）と図１４（ａ）に示すように、線間電圧Ｖｕｖが位相差０ｄｅｇから１８０ｄｅｇと位相差１８０ｄｅｇから３６０ｄｅｇにおいて点対称になるようＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリアの位相差とを調整することが望ましい。
【００５５】
なお、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが「６ｍ＋３」（ｍは、０以上の整数）周期分入る場合の位相差は、０ｄｅｇまたは１８０ｄｅｇとし、また、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアが「６ｌ」（ｌは、０以上の整数）周期分入る場合の位相差は、９０ｄｅｇまたは２７０ｄｅｇとすることで、線間電圧Ｖｕｖの正と負のパルス数を一致させることができるだけでなく、線間電圧Ｖｕｖの波形が点対称になって、線間電圧Ｖｕｖがバランスするため、モータ２を安定して動作させることができる。なお、線間電圧Ｖｕｖの波形が点対称になることが望ましいが、例えば、Ｕ相の上側スイッチング素子１６ａとＶ相の上側スイッチング素子１６ｂとを駆動する同期ＰＷＭ信号の差分、または、Ｕ相の下側スイッチング素子１６ｄとＶ相の下側スイッチング素子１６ｅとを駆動する同期ＰＷＭ信号の差分が線間電圧Ｖｕｖと相関があるため、当該差分が点対称になっていればよい。
【００５６】
一般的に、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのうち上側のスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃと、下側のスイッチング素子１６ｄ，１６ｅ，１６ｆとが同時にＯＮになるのを防止するためのノンオーバーラップ区間を設ける短絡防止時間であるデッドタイムおよびスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆの応答ばらつきによって、線間電圧Ｖｕｖの波形の点対称性が崩れやすくなるが、上述のように、線間電圧Ｖｕｖの波形が点対称になるよう位相差を制御することで、デッドタイムおよび応答ばらつきが発生しても、影響を最小限に抑制しモータ２を安定駆動することができる。
【００５７】
また、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのオンタイミングを遅延させることでデッドタイムを生成する場合、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対して実際に出力される電圧の位相に遅延が生じ、最も効率のよい運転状態から外れることにより、モータ２に流れる電流が増加して、モータ２およびインバータ１２の損失が増加する可能性がある。そこで、電力変換装置１は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊と実際に出力される電圧の位相が合うようにＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊とキャリアの位相関係をデッドタイムの時間に基づいて制御することにより、位相の遅延を解消することができ、モータ２に流れる電流の増加を抑制することができる。
【００５８】
また、モータ２の回転数が高くなるにつれて、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の周波数も増加するため、キャリアが３ｎ周期、例えば、９回分入るように制御した場合、キャリアの周波数が高くなり、インバータ１２を構成するスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数が増加しインバータ１２の損失が悪化する可能性がある。そこで、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆによるスイッチングの途中で、スイッチング回数が少なくなるようにキャリアが「３ｎ−１」周期、例えば、６回分入るように切り替えることで、損失の悪化を抑制することができる。
【００５９】
図１５は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に対してキャリアを切り替える動作についての説明に供する図である。図１５（ａ）は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の一周期中にキャリアが９周期分入っている一例を示す図である。図１５（ｂ）は、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊の一周期中にキャリアが６周期分入っている一例を示す図である。具体的には、９周期のキャリアと６周期のキャリアにおいて、互いのキャリアの底部が一致するタイミングＡ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４でキャリアを切り替えることにより、キャリアが連続的に生成され、切り替えによる同期ＰＷＭ信号の乱れを抑制することができ、スムーズな切り替えを行うことができる。なお、キャリアを切り替えるタイミングは、キャリアが連続的に変化するように切り替えられるのであれば、どのような位相関係で切り替えてもよく、互いのキャリアの頂部が一致するタイミングで切り替えてもよい。
【００６０】
また、電力変換装置１は、線間電圧Ｖｕｖが点対称になるように位相関係を制御することにより、モータ２に流れる電流の歪みを抑制することができるため、キャリアを切り替えた際に線間電圧Ｖｕｖのアンバランスによりモータ２に流れる電流が増加し、インバータ１２の過電流による運転停止、およびインバータ１２の損失増加による効率悪化を防止することができる。
【００６１】
また、電力変換装置１は、線間電圧Ｖｕｖが点対称になるように位相関係を制御することにより、正負の電圧アンバランスが解消されるため、モータ２に流れる電流の直流電流成分を抑制することができる。電力変換装置１は、インバータ１２の電流センサに直流電流検出器であるＡＣＣＴを用いた場合には、直流電流による磁気飽和を抑制でき、正確な電流値を検出することができる。また、電力変換装置１は、インバータ１２の電流センサに交流電流検出器であるＤＣＣＴを用いた場合には、直流電流が発生するとＤＣＣＴが有する温度ドリフトの影響による直流オフセットとの分離ができず正確な電流の検出が困難な可能性があるが、直流電流を抑制することにより温度ドリフトのみの影響を考慮すればよく、直流オフセットの除去が容易にでき、正確な電流値を検出することができる。
【００６２】
本実施の形態で述べる点対称とは、下記に説明する、スイッチング素子、負荷変動、キャリア周波数の影響により必然的に発生する多少のずれを含んでおり、ずれがまったく生じていない点対称のみを示すものではない。
【００６３】
スイッチング素子（ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ等）は、構成する素材（ＳｉまたはＳｉＣ等）、素子の電流容量、耐圧、製造時に生じるバラツキだけでなく、周辺回路を構成する素子によりＰＷＭ信号が入力されてから、実際にＯＮまたはＯＦＦ動作するまでの時間が変化する。なお、周辺回路を構成する素子とは、例えば、ゲート抵抗であり、ＰＷＭ信号をスイッチング素子に入力する経路の抵抗のことである。
【００６４】
例えば、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＮ，ＷＮをＯＮさせて、正の線間電圧Ｖｕｖを出力し、同期ＰＷＭ信号ＵＮ，ＶＰ，ＷＰをＯＮさせて、負の線間電圧Ｖｕｖを出力させる場合、正と負とでＯＮさせる素子が異なる。よって、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＮ，ＷＮのＯＮ時間がバラツキの下限品（遅い）であり、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＮ，ＷＮのＯＦＦ時間がバラツキの下限品（早い）である場合、立ち上がりが遅くて立下りが早くなるので、パルス幅は短くなる。一方、同期ＰＷＭ信号ＵＮ，ＶＰ，ＷＰのＯＮ時間がバラツキの上限品（早い）であり、同期ＰＷＭ信号ＵＮ，ＶＰ，ＷＰのＯＦＦ時間がバラツキの上限品（遅い）の場合、立ち上がりが早く立下りが遅くなるので、パルス幅は長くなる。これがスイッチング素子の影響による多少のずれが発生する原因となる。例えば、空調機の場合、最大５ｕｓから１０ｕｓとなる。
【００６５】
また、例えば、シングルロータリ型の圧縮機など１回転中に負荷が変動するような動作を行う場合、負荷の変動に基づいて、制御としては回転数を一定に保つようモータに印加する出力電圧を調整するために、電圧指令を増減させる。電圧指令の増減が交流電圧の一周期中に発生すると、ＰＷＭ信号の途中で出力電圧が変化するため、一時的にパルス幅が増減する。このようなパルス幅の増減が負荷変動の影響による多少のずれが発生する原因になる。
【００６６】
さらに、キャリアと交流電圧（線間電圧）のパルス数を３ｎ倍の関係に保つ制御である同期ＰＷＭ制御の場合には、各ＰＷＭ信号の予め設定されているタイミングで、交流電圧の指令とキャリア周波数のズレを補正する。一般的に負荷を所望の状態で駆動するための交流電圧の指令を変えることはないため、キャリア周波数を可変させることでキャリアと出力線間電圧のパルス数を３ｎ倍の関係に保つよう動作させる。そのため、例えば、線間電圧の後半でキャリア周波数が１ｋＨｚから２ｋＨｚに変化した場合、同一の電圧指令値で動かした場合には、線間電圧の前半に対して後半のパルス数は２倍になるが、パルス幅は１／２になる。つまり、パルス幅の減少による出力電圧の低下をパルス数で補うよう動作する。これがキャリア周波数の影響による多少のずれが発生する原因になる。
【００６７】
図１６は、正弦波の場合のＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊と、空間ベクトル変調に代表される三次高調波重畳されたＵ相の電圧指令値Ｖｕ＊と、キャリアとを示す図である。また、図１７は、電圧指令値が正弦波の場合における変調率と、電圧指令値が三次高調波重畳された場合における変調率とを示す図である。
【００６８】
Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊が正弦波の場合、変調率が高いと理想値に対して線間電圧が高く出力される傾向がある。また、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊に三次高調波重畳を行った場合、線間電圧が理想値よりも低く出力されるが、正弦波の場合と比べて、理想値に近い出力が得られる。よって、同期ＰＷＭ信号を用いる場合には、電圧指令値Ｖｕ＊は、三次高調波重畳を行うことが望ましい。
【００６９】
上述では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊と、Ｕ相とＶ相との線間電圧Ｖｕｖとにより説明したが、電圧指令値は、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊またはＷ相の電圧指令値Ｖｗ＊を用いてもよいし、また、線間電圧は、Ｖ相とＷ相の線間電圧ＶｖｗまたはＷ相とＵ相の線間電圧Ｖｗｕを用いてもよい。
【００７０】
近年、モータ２の高効率化のために、ステータのスロットに巻かれる巻線の占積率を向上させる取り組みが図られており、ＰＥＴ（Ｐｏｌｙｅｔｈｙｌｅｎｅ  Ｔｅｒｅｐｈｔｈａｌａｔｅ）フィルムなどの薄い素材が絶縁膜に用いられている。ＰＥＴフィルムは、従来の絶縁素材に比べて静電容量が大きく、漏洩電流が増加する傾向にある。そこで、実施の形態１にかかる電力変換装置１によりキャリア周波数を低減させることにより、モータ２にＰＥＴフィルムを用いた場合でも発生ノイズおよび漏洩電流を低減させることができ、外部に他の装置を配置せずに発生ノイズおよび漏洩電流の対策を行うことができ、コストの削減だけでなく、巻線の占積率を向上させることによる高効率化を図ることができる。
【００７１】
また、インバータ１２を構成するスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆ、および、ダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆは、ケイ素（Ｓｉ）で構成された素子で構成されるが、高耐圧および高温動作が可能なワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）またはダイヤモンドで構成された素子を用いてもよい。
【００７２】
なお、ワイドバンドギャップ半導体で構成されたスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆは、スイッチングスピードが速く、電圧の時間変化が高いため、ノイズの発生量が高くなる可能性がある。なお、電圧の時間変化は、「ｄＶ／ｄｔ」であり、電圧を時間で微分したものである。実施の形態１にかかる電力変換装置１は、同期ＰＷＭ信号を用いることにより、キャリア周波数を低く設定するので、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆから生ずるノイズを抑制することができる。
【００７３】
また、電力変換装置１は、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆをワイドバンドギャップ半導体で構成することにより、ケイ素（Ｓｉ）に比べて損失が低くなり、同期ＰＷＭ信号によるスイッチング回数低減によるインバータ１２の高効率化に加えて、さらに損失を低減させることができる。
【００７４】
また、ダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆは、インバータ１２によりモータ２を駆動中にスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング動作がオフするタイミングであるデッドタイムにおける還流または回生中に電流が流れる。ワイドバンドギャップ半導体で構成されたダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆは、ケイ素（Ｓｉ）に比べて損失が低いため、環流または回生中におけるインバータ１２の損失を抑制することができる。
【００７５】
また、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆは、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）により構成されてもよい。
【００７６】
また、インバータ１２を構成するスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆおよびダイオード１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆの何れか一つでもワイドバンドギャップ半導体またはスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴにより構成されてもよい。
【００７７】
なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１のインバータ制御部１３は、図１８に示すように、演算を行うＣＰＵ１０１と、ＣＰＵ１０１により読み取られるプログラムが保存されるメモリ１０２と、信号の入出力を行うインターフェイス１０３とから構成されてもよい。
【００７８】
具体的には、メモリ１０２には、インバータ制御部１３の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ１０１は、インターフェイス１０３を介して、直流電圧検出部１４により検出された電圧Ｖｄｃと、電流検出部１５により検出された電流Ｉｄｃとが入力され、同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成し、生成した同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを、インターフェイス１０３を介して出力する。インバータ１２は、インターフェイス１０３から出力された同期ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが印加される。
【００７９】
さらに、インバータ制御部１３は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）またはマイクロコンピュータの離散システムで構成されてもよく、さらに、アナログ回路またはデジタル回路の電気回路素子により構成されてもよい。
【００８０】
実施の形態２．
実施の形態１にかかる電力変換装置１は、ヒートポンプ装置２００に備えられてもよい。図１９は、実施の形態２にかかるヒートポンプ装置２００の構成を示す図である。
【００８１】
ヒートポンプ装置２００は、冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機２０１と、冷媒ガスの向きを変える四方弁２０２と、熱交換器２０３，２０４と、膨張機構２０５とが、冷媒配管２０６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。なお、四方弁２０２により冷媒ガスの向きを第１方向に切り替えることによって、熱交換器２０３が蒸発器になり、熱交換器２０４が凝縮器になり、また、四方弁２０２により冷媒ガスの向きを第２方向に切り替えることによって、熱交換器２０３が凝縮器になり、熱交換器２０４が蒸発器になる。図１９に示す四方弁２０２は、冷媒ガスの向きを第１方向に切り替えている。また、図１９中のＳＣは、浮遊容量を示している。
【００８２】
圧縮機２０１は、冷媒を圧縮する圧縮機構２０７と、圧縮機構２０７を動作させるモータ２とを備える。モータ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。モータ２は、電力変換装置１から交流電圧が供給されて、駆動する。
【００８３】
図２０は、ヒートポンプ装置２００の回路構成を示す図である。図２０に示すように、ヒートポンプ装置２００は、冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機２０１と、冷媒ガスの向きを変える四方弁２０２と、熱交換器２０３，２０４と、膨張機構２０５ａ，２０５ｂ，２０５ｃと、レシーバ２０８と、内部熱交換器２０９と、冷媒が循環する主冷媒回路２１０とを備える。なお、主冷媒回路２１０において、圧縮機２０１の吐出側には、四方弁２０２が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。熱交換器２０４には、ファン３００が設けられる。
【００８４】
また、ヒートポンプ装置２００は、レシーバ２０８と内部熱交換器２０９との間から、圧縮機２０１のインジェクションパイプまでを配管で繋ぐインジェクション回路２１１を備える。インジェクション回路２１１には、膨張機構２０５ｃと内部熱交換器２０９とが順次接続される。熱交換器２０３には、水が循環する水回路３０１が接続される。なお、水回路３０１には、給湯器、ラジエータ、または床暖房の放熱器の水を利用する装置が接続される。
【００８５】
ここで、ヒートポンプ装置２００による暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁２０２は、図２０中の実線で示されている方向に設定される。なお、暖房運転とは、空調で使われる暖房の運転だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯の運転も含んでいる。図２１は、ヒートポンプ装置２００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。横軸は、比エンタルピを示し、縦軸は、冷媒圧力を示す。
【００８６】
圧縮機２０１で高温高圧となった気相冷媒は、圧縮機２０１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器２０３で熱交換されて液化する。つまり、図２１中の点１から点２に冷媒の状態が遷移する。冷媒から放熱された熱により、水回路３０１を循環する水が温められ、暖房または給湯に利用される。
【００８７】
熱交換器２０３で液化された液相冷媒は、膨張機構２０５ａで減圧され、気液二相状態になる。つまり、図２１中の点２から点３に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ａで気液二相状態になった冷媒は、レシーバ２０８で圧縮機２０１へ吸入される冷媒と熱交換により冷却されて液化される。つまり、図２１中の点３から点４に冷媒の状態が遷移する。レシーバ２０８で液化された液相冷媒は、主冷媒回路２１０と、インジェクション回路２１１とに分岐して流れる。
【００８８】
主冷媒回路２１０を流れる液相冷媒は、膨張機構２０５ｃで減圧され気液二相状態となったインジェクション回路２１１を流れる冷媒と内部熱交換器２０９で熱交換されて、さらに冷却される。つまり、図２１中の点４から点５に冷媒の状態が遷移する。内部熱交換器２０９で冷却された液相冷媒は、膨張機構２０５ｂで減圧されて気液二相状態になる。つまり、図２１中の点５から点６に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ｂで気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器２０４で外気と熱交換され、加熱される。つまり、図２１中の点６から点７に冷媒の状態が遷移する。熱交換器２０４で加熱された冷媒は、レシーバ２０８でさらに加熱される。つまり、図２１中の点７から点８に冷媒の状態が遷移する。レシーバ２０８で加熱された冷媒は、圧縮機２０１に吸入される。
【００８９】
一方、インジェクション回路２１１を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構２０５ｃで減圧される。つまり、図２１中の点４から点９に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ｃで減圧された冷媒は、内部熱交換器２０９で熱交換される。つまり、図２１中の点９から点１０に冷媒の状態が遷移する。内部熱交換器２０９で熱交換された気液二相状態の冷媒であるインジェクション冷媒は、気液二相状態のまま圧縮機２０１のインジェクション回路２１１から圧縮機２０１内へ流入する。
【００９０】
圧縮機２０１では、主冷媒回路２１０から吸入された冷媒が、中間圧まで圧縮、加熱される。つまり、図２１中の点８から点１１に冷媒の状態が遷移する。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２１の点１１）に、インジェクション冷媒（図２１の点１０）が合流して、温度が低下する（図２１の点１２）。つまり、図２１中の点１１から点１２に、および点１０から点１２に冷媒の状態が遷移する。そして、温度が低下した冷媒が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される。つまり、図２１中の点１２から点１に冷媒の状態が遷移する。
【００９１】
なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構２０５ｃの開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構２０５ｃの開度が設定された開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構２０５ｃの開度を設定された開度よりも小さくすることにより、圧縮機２０１のインジェクション回路２１１に冷媒を流入させないようにできる。なお、膨張機構２０５ｃの開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により制御される。
【００９２】
次に、ヒートポンプ装置２００による冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁２０２は、図２０中の破線で示されている方向に設定される。なお、冷房運転とは、空調で使われる冷房の運転だけでなく、水から熱を奪って冷水を作る運転および冷凍の運転も含んでいる。
【００９３】
圧縮機２０１で高温高圧となった気相冷媒は、圧縮機２０１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器２０４で熱交換されて液化する。つまり、図２１中の点１から点２に冷媒の状態が遷移する。
【００９４】
熱交換器２０４で液化された液相冷媒は、膨張機構２０５ｂで減圧され、気液二相状態になる。つまり、図２１中の点２から点３に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ｂで気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器２０９で熱交換により冷却されて液化される。つまり、図２１中の点３から点４に冷媒の状態が遷移する。内部熱交換器２０９では、膨張機構２０５ｂで気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器２０９で液化された液相冷媒を膨張機構２０５ｃで減圧させて気液二相状態になった冷媒とを熱交換させている。つまり、図２１中の点４から点９に冷媒の状態が遷移する。
【００９５】
内部熱交換器２０９で熱交換された液相冷媒は、主冷媒回路２１０と、インジェクション回路２１１とに分岐して流れる。なお、内部熱交換器２０９で熱交換された液相冷媒は、図２１の点４の状態にある。
【００９６】
主冷媒回路２１０を流れる液相冷媒は、レシーバ２０８で圧縮機２０１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される。つまり、図２１中の点４から点５に冷媒の状態が遷移する。レシーバ２０８で冷却された液相冷媒は、膨張機構２０５ａで減圧されて気液二相状態になる。つまり、図２１中の点５から点６に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ａで気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器２０３で熱交換され、加熱される。つまり、図２１中の点６から点７に冷媒の状態が遷移する。なお、冷媒が吸熱することにより、水回路３０１を循環する水が冷やされ、冷房または冷凍に利用される。
【００９７】
そして、熱交換器２０３で加熱された冷媒は、レシーバ２０８でさらに加熱される。つまり、図２１中の点７から点８に冷媒の状態が遷移する。レシーバ２０８で加熱された冷媒は、圧縮機２０１に吸入される。
【００９８】
一方、インジェクション回路２１１を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構２０５ｃで減圧される。つまり、図２１中の点４から点９に冷媒の状態が遷移する。膨張機構２０５ｃで減圧された冷媒は、内部熱交換器２０９で熱交換される。つまり、図２１中の点９から点１０に冷媒の状態が遷移する。内部熱交換器２０９で熱交換された気液二相状態の冷媒であるインジェクション冷媒は、気液二相状態のまま圧縮機２０１のインジェクション回路２１１から圧縮機２０１内へ流入する。なお、圧縮機２０１内での圧縮動作については、上述した暖房運転時と同様である。
【００９９】
なお、インジェクション運転を行わない場合には、暖房運転時と同様に、膨張機構２０５ｃの開度を全閉にして、圧縮機２０１のインジェクション回路２１１に冷媒が流入しないようにする。
【０１００】
なお、上述では、熱交換器２０３は、冷媒と水回路３０１を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器を例示したが、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させる構成であってもよい。また、水回路３０１は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
【０１０１】
よって、ヒートポンプ装置２００は、圧縮機２０１内を冷媒が循環しており、圧縮機２０１にモータ２が内蔵されているため、冷媒の状態により浮遊容量ＳＣが変化する。特にヒートポンプ装置２００が運転停止している場合には、圧縮機２０１内に冷媒が液化して滞留することがあり、圧縮機２０１内のモータ２が浸かるまで液冷媒が増加した場合には、モータ２と圧縮機２０１との間の静電容量が変化するため、浮遊容量ＳＣが大きくなる。そうすると、インバータ１２が動作すると発生する発生ノイズまたは漏洩電流Ｉが大きくなり、対地を介して電力変換装置１全体にも悪影響を及ぼす可能性がある。また、漏洩電流Ｉが増加すると作業者がヒートポンプ装置２００に触れた際に感電する可能性がある。
【０１０２】
そこで、圧縮機２０１のモータ２を起動するときに、実施の形態１にかかる電力変換装置１のインバータ制御部１３から出力された同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動する。一般的なキャリア周波数は、数ｋＨｚであるが、モータ２の起動時の周波数が例えば、１０Ｈｚの場合において、電圧指令値とキャリア周波数とが９倍の関係の場合、キャリア周波数は、９０Ｈｚになる。よって、キャリア周波数を低減することができ、モータ２の起動時における圧縮機２０１内の冷媒が安定していない場合に生ずる発生ノイズおよび漏洩電流を抑制することができる。
【０１０３】
また、ヒートポンプ装置２００は、電力変換装置１によって線間電圧Ｖｕｖが半周期で点対称となるように同期ＰＷＭ信号が制御されることにより、線間電圧Ｖｕｖの正と負のアンバランスが抑制され、モータ２に流れる電流のＴＨＤを低減することができ、低いキャリア周波数であっても安定して圧縮機２０１を駆動することができる。
【０１０４】
ただし、キャリア周波数が極端に低い場合、ヒートポンプ装置２００の冷媒配管の共振周波数と一致することにより配管振動による配管折れ、または低周波騒音の発生が生じる可能性があるため、発生ノイズおよび漏洩電流を考慮して、一般的に用いられるキャリア周波数よりも低い値に設定することが望ましい。
【０１０５】
図２２は、モータ２の回転数に対するキャリア周波数の動作を示す図である。モータ２の起動時において、モータ２の回転数に基づいてキャリア周波数を増加させる制御を行うことにより、キャリア周波数を一定に制御した場合においてモータ２の起動時に生ずる発生ノイズおよび漏洩電流が許容値を超過してしまうことを抑制することができる。なお、モータ２の回転数の傾きについては、冷媒の安定時間を考慮して、発生ノイズおよび漏洩電流が許容値を超過しない範囲で決定することが望ましい。なお、以下では、キャリア周波数を一定に制御した場合のキャリア周波数をキャリア周波数Ｆと称する。
【０１０６】
また、電圧指令値とキャリア周波数とが９倍の関係、すなわち９パルス動作の場合、電圧指令値の周波数が１１０Ｈｚになると、キャリア周波数は９９０Ｈｚになる。９９０Ｈｚのキャリア周波数からモータ２の回転数を上昇させていくと、電圧指令値の周波数が上昇し、キャリア周波数Ｆを超過し、発生ノイズおよび漏洩電流が増加する可能性がある。なお、キャリア周波数Ｆは、１ｋＨｚと仮定する。そこで、図２２（ｂ）に示すように、キャリア周波数がキャリア周波数Ｆを超過する場合には、電圧指令値とキャリア周波数とが６倍の関係、すなわち６パルス動作に変更することで、キャリア周波数Ｆを超過しないようにする。６パルス動作の場合、９パルス動作に比べて、キャリア周波数は、９分の６倍に低減される。また、６パルス動作に変更した後、キャリア周波数がキャリア周波数Ｆを超過する場合には、電圧指令値とキャリア周波数とが３倍の関係、すなわち３パルス動作に変更することで、キャリア周波数Ｆを超過しないようにする。よって、発生ノイズおよび漏洩電流を抑制することができる。
【０１０７】
上述では、９パルス、６パルスおよび３パルスに動作を切り替えることについて説明したが、他のパルス数で制御してもよい。他のパルス数とは、例えば、２１パルス、１５パルスおよび９パルスである。なお、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とは、整数倍の関係になっているが、モータ２の起動運転時または低速運転時に比べて、モータ２の定常運転時または高速運転時の方が、当該整数倍の比が高くなるようパルス数を切り替えることが望ましい。
【０１０８】
また、ヒートポンプ装置２００の省エネ指標としてＡＰＦ（Ａｎｎｕａｌ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｆａｃｔｏｒ）が用いられており、定格運転よりも低速および軽負荷運転である中間条件における効率改善が望まれている。当該中間条件において、実施の形態１にかかる電力変換装置１のインバータ制御部１３から出力された同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動することにより、インバータ１２のスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損失の低減を図ることができ、また、キャリア周波数の低減により、モータ２に流れる電流の歪みも解消されるため、モータ２に発生する高周波鉄損を低減することができ、高効率化を図ることができる。また、発生ノイズおよび洩電流を抑制することもできるため、対策部品も安価となり、低コスト化を図ることもできる。
【０１０９】
図２３は、三相変調された電圧指令値と二相変調された電圧指令値との相違についての説明に供する図である。図３および図５中に示す電圧指令値は、三相変調されている。図２３（ａ）中に示す電圧指令値Ｖｕ＊は、二相変調されている。電圧指令値Ｖｕ＊を二相変調により生成することで、三相変調により生成された電圧指令値と同じの電圧をインバータ１２から出力することができ、スイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチング回数を三分の二に低減させることができる。スイッチング回数が三分の二に低減するため、インバータ１２のスイッチング損失が三分の二になるだけでなく、図２３（ｂ）に示すように、ヒートポンプ装置２００の発生ノイズおよび漏洩電流も約三分の二に減少する。よって、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とを整数倍で制御する同期ＰＷＭ信号と、二相変調とを併用することにより、さらに高効率化を図ることができ、かつ発生ノイズと漏洩電流を抑制することができる。
【０１１０】
また、ヒートポンプ装置２００に備えられている電力変換装置１の電流検出部１５は、カレントトランスではなく、シャント抵抗により構成することにより、インバータ１２のスイッチング素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆのスイッチングタイミングに基づいてモータ２に流れる電流を検出することができる。なお、電流検出部１５をシャント抵抗により構成することにより、低コスト化を図ることができる。
【０１１１】
なお、キャリア周波数を下げて電流の通流幅を広げることにより、電流検出部１５は、電流の検出を容易に行うことができる。
【０１１２】
しかし、非同期ＰＷＭ信号を利用する場合において、キャリア周波数を低減させると、インバータ１２から出力される電圧にアンバランスが発生し、モータ２に流れる電流が歪み、安定した運転が困難になる可能性がある。
【０１１３】
図２４（ａ）は、非同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動し、電流検出部１５によりインバータ１２に流れる電流Ｉｄｃを検出する範囲を示す図である。図２４（ｂ）は、同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動し、電流検出部１５によりインバータ１２に流れる電流Ｉｄｃを検出する範囲を示す図である。なお、電流Ｉｄｃには、配線のインピーダンス等によるリンギングが発生している。非同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動した場合、キャリア周波数は、運転周波数の１０倍になっていた。一方、同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動した場合、キャリア周波数は、運転周波数の３倍程度にできる。よって、同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動することにより、図２４（ｂ）に示すように、電流Ｉｄｃの通流幅を広げ、電流Ｉｄｃの検出を容易にし、かつ、電流Ｉｄｃの歪みが抑制された状態で電流Ｉｄｃを検出することができるため、モータ２を安定して駆動することができる。
【０１１４】
近年、圧縮機２０１の低コスト化を目的にして、シングルロータリ型の圧縮機が用いられている。シングルロータリ型の圧縮機は、一回転あたりの回転角に同期した負荷トルク脈動が発生する。負荷トルクが大きい回転角になると、モータ２の回転数が低下し、また、負荷トルクが小さい回転角になると、モータ２の回転数が増加するため、圧縮機２０１のモータ２の回転数が脈動することにより、ヒートポンプ装置２００内の配管に振動が伝わり、配管折れによる冷媒漏れが発生する可能性がある。ここで、回転角に同期した負荷トルクに基づいて、フィードフォワード制御またはフィードバック制御により回転数指令値を増減させる、またはトルク指令値を増減させることにより、モータ２の回転数の脈動および振動を抑制する技術がある。しかし、同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動する構成の場合には、回転数指令値の変化に追従できず電流波形が歪み、インバータ１２の過電流またはモータ２の脱調により、ヒートポンプ装置２００が停止する可能性がある。
【０１１５】
そこで、ヒートポンプ装置２００は、回転数指令値またはトルク指令値が変化する場合には、あらかじめ変化量を考慮した上でキャリア周波数を補正することで電流の歪みを低減させることができる。
【０１１６】
また、圧縮機２０１のモータ２に流れる電流が脈動している場合、電流が高いところでモータ２を構成する巻線の抵抗による損失が大きくなる可能性がある。ここで、電流の脈動に合わせてモータ２の回転数指令値を増減させることで、電流脈動を抑制しモータ２の高効率化を図る技術がある。しかし、モータ２の回転数が常に変動しているため、同期ＰＷＭ信号によりインバータ１２を駆動する構成の場合、回転数の変動に対してキャリア周波数を同期させることが困難になり、電圧指令値の周波数とキャリアの周波数とが整数倍の関係にならず、インバータ１２から出力される電流の波形が歪んでしまい、インバータ１２の過電流またはモータ２の脱調により、ヒートポンプ装置２００が停止する可能性がある。
【０１１７】
そこで、ヒートポンプ装置２００は、回転数指令値の変化量を考慮した上で、目標とするキャリア周波数を補正することで、確実に同期させ電流の歪みを抑制することができる。
【０１１８】
なお、上述したヒートポンプ装置２００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫または冷凍機の圧縮機を用いた装置に適用することができる。
【０１１９】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１２０】
１  電力変換装置、２  モータ、１１  直流電源、１２  インバータ、１３  インバータ制御部、１４  直流電圧検出部、１５  電流検出部、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，１６ｅ，１６ｆ  スイッチング素子、１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ，１７ｅ，１７ｆ  ダイオード、１８  モータ制御部、１９  同期ＰＷＭ制御部、２１  電流復元部、２２  変換部、２３  推定部、２４  速度制御部、２５  電流制御部、２６  電圧指令演算部、３１  キャリア生成部、３２  キャリア比較部、２００  ヒートポンプ装置、２０１  圧縮機、２０２  四方弁、２０３，２０４  熱交換器、２０５，２０５ａ，２０５ｂ，２０５ｃ  膨張機構、２０６  冷媒配管、２０７  圧縮機構、２０８  レシーバ、２０９  内部熱交換器、２１０  主冷媒回路、２１１  インジェクション回路、３００  ファン、３０１  水回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【手続補正書】
【提出日】平成29年11月27日(2017.11.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧から変換された交流電圧を負荷に供給する電力変換装置において、
ＰＷＭ信号を受け取り、前記負荷に前記交流電圧を印加するインバータと、
前記ＰＷＭ信号を生成し、前記インバータに前記ＰＷＭ信号を供給するインバータ制御部と、を備え、
前記ＰＷＭ信号の周波数は、前記交流電圧の周波数の整数倍であり、
前記交流電圧は、前記交流電圧の１周期に複数の正パルスと複数の負パルスとを有し、
前記正パルスの数と前記負パルスの数とは等しい電力変換装置。
【請求項２】
前記インバータは、少なくとも２本の配線を介して前記負荷に接続され、
前記交流電圧は、前記２本の配線間の電圧である請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記交流電圧の波形は、第１半波形と第２半波形とに分けられ、
前記複数の正パルスは、前記第１半波形に含まれ、
前記複数の負パルスは、前記第２半波形に含まれ、
前記第１半波形と前記第２半波形とは、点対称になっている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号の周波数は、前記交流電圧の周波数の３Ｎ倍（Ｎは整数）である請求項１、２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記インバータ制御部は、キャリア信号を生成し、
前記キャリア信号の周波数は、前記キャリア信号の振幅が最大値または最小値に等しい場合に、他の周波数に変換される請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
三次高調波が前記交流電圧に重畳されている請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記インバータは、スイッチング素子を備え、
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記インバータに流れる電流を検出する電流検出部を備え、
前記電流検出部はシャント抵抗により構成されている請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記負荷は、モータである請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置を備えるヒートポンプ装置。
【国際調査報告】
2017037941.tif 000027
2017037941.tif 000028
2017037941.tif 000029
2017037941.tif 000030