(57)【要約】【課題】交流電力を供給する電力変換システムの並列運転において、複数の電力変換システムの間で情報通信手段を介さずに、電流負担を平衡化させること。複数の電力変換システムの間に流れる零相電流の直流成分を抑制し、安定した並列運転を実現すること。【解決手段】上記の課題を解決するために、本発明の電力変換システムは、第１の電力変換装置と、第１の電力変換装置と同じ構成を持ち、並列に接続された第２の電力変換装置と、第１の電力変換器または第２の電力変換器の少なくとも一方から交流電力を受ける受電部とを備えた電力変換システムにおいて、第１の電力変換装置は、中点を接地した直流電圧源と、直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換する電力変換器と、直流電圧源の出力する出力電圧と電力変換器の出力する出力電流とに基づいて電力変換器を制御する制御装置とを有することを特徴とする。【選択図】  図１
2014054120.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電力変換装置と、
前記第１の電力変換装置と並列に接続された第２の電力変換装置と、
前記第１の電力変換器または前記第２の電力変換器の少なくとも一方から電力を受ける受電部とを備えた電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換装置は、
中点を接地した第１の直流電圧源と、
前記第１の直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換する第１の電力変換器と、
前記第１の直流電圧源の出力する第１の出力電圧と前記第１の電力変換器の出力する第１の出力電流とに基づいて前記第１の電力変換器を制御する第１の制御装置とを有し、
前記第２の電力変換装置は、
中点を接地した第２の直流電圧源と、
前記第２の直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換する第２の電力変換器と、
前記第２の直流電圧源の出力する第２の出力電圧と前記第２の電力変換器の出力する第２の出力電流とに基づいて前記第２の電力変換器を制御する第２の制御装置とを有すること
を特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換装置は、
前記第１の電力変換器の線間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記検出した線間電圧に基づいて前記第２の電力変換装置の起動判別を行うこと
を特徴とする電力変換システム。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の制御装置は、
前記第１の出力電流から零相電流を検出する零相電流検出手段と、
基本波に基づいて外乱信号を生成する外乱信号生成手段と、
前記零相電流と前記外乱信号との第１の積を求める第１の乗算手段と、
前記第１の積と０との差を求める減算手段と、
前記差に基づいた比例積分制御によって前記基本波を出力する比例積分制御手段と、
前記外乱信号と前記外乱信号の振幅との第２の積を求める第２の乗算器とを備え、
前記第２の積と前記基本波との和に基づいて前記第１の電力変換器へゲートパルス信号を出力すること
を特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換装置は、
前記線間電圧が所定の値以下の場合、
前記ゲートパルス信号の周波数の値を固定すること
を特徴とする電力変換システム。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の直流電圧源は、
第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続で構成されたコンデンサ群と、
前記コンデンサ群と並列接続された直流電源とを備え、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの中点が接地されていること
を特徴とする電力変換システム。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換装置は、
前記第１の電力変換器の出力する交流電流を平滑化するリアクトルを有し、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの静電容量は略同一であり、
前記外乱信号の周波数は、前記静電容量と前記リアクトルのインダクタンスから求められる共振周波数より大きいこと
を特徴とする電力変換システム。
【請求項７】
請求項１記載の電力変換システムにおいて、
前記零相電流検出手段は、
前記第１の出力電流の零相電流のスイッチング周波数成分を取り除くローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力値を前記スイッチング周波数の逓倍でサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段の出力値の高調波成分を除去する平滑化フィルタを有すること
を特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を供給する電力変換システム係り、特に、電力変換装置を複数台並列接続した場合における並列制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電力を供給する電力変換装置、いわゆる交流電源は、複数を並列運転するようにシステムを構成することが多い。これは、大容量の負荷に単一の電力変換装置で電力を供給するのが難しい場合や、システムの信頼性を向上させる場合に、敢えて電力変換装置を分散するものである。このように複数の電力変換装置を並列運転させる場合、電力効率の観点から、各電力変換装置の負荷分担は可能な限り均等にさせることが望ましい。
複数の電力変換装置で並列運転を行う場合において、電力変換装置の負荷分担をバランスさせる技術として、たとえば特許文献１記載の技術が知られている。特許文献１に記載の技術は、電流分担を平衡化させるために複数の電力変換装置の間での通信手段を用いるものである。
情報の通信手段なしに並列運転を行う技術として、特許文献２〜５記載の技術が知られている。いずれも各々の電力変換装置内で得られる相電流の和である零相電流を用いて電力変換装置の間の電流負担を平衡化させる技術である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１２１８３９号公報
【特許文献２】特開平５−２６０７９３号公報
【特許文献３】特開平６−１５３５１９号公報
【特許文献４】特開２００７−２４４０８０号公報
【特許文献５】特開２００９−２５４１２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
複数の電力変換装置を並列運転させる車両もしくは車両編成において、それぞれの電力変換装置に対してそれぞれ異なる直流電圧源からの電力供給する場合がある。これによって、各々の直流電圧源の電力供給の負荷分散、あるいは多重化構成により１つの直流電圧源が故障した場合であってもシステムが停止しないという信頼性の向上に寄与する。
しかしながら、独立した異なる直流電圧源を用いる場合、各々の直流電圧源において、零相電流の直流成分が発生し、電流分担バランスが不均等になってしまう。この不均等によって、電力損失の増加や、出力電圧制御の精度や応答を保つことが困難になるという問題がある。
【０００５】
前記特許文献１では、複数の電力変換装置の間で負荷分担をバランスさせるために、各々通信手段を用いており、装置が増大し、コストも高くなってしまう。また、そもそも遠く離れた電力変換装置の間で通信手段を確保することに困難を伴う場合や、通信手段の信頼性も問われる場合には実現が困難である。
前記特許文献２〜４では、２台の電力変換装置は直流電源を共有しているため、２台の電力変換装置の零相電位の直流成分は一致し、零相電流に直流成分はほとんど流れないが、直流電圧源の故障などに対するシステムの信頼性の低下や、直流電圧源の負荷が大きくなってしまう問題がある。
【０００６】
前記特許文献５では、２台の電力変換装置は異なる交流電圧源を与えられており、各電力変換装置は与えられた交流電圧を一定の直流電圧に変換する電力変換器（コンバータ）が付加されており、装置、およびコストが増加する。
そこで本発明は、異なる電力変換装置を並列運転させる場合に、装置を大規模化させずに、電力効率を高く保ち、高精度な出力電圧制御を容易にする電力変換システムを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明の電力変換システムは、第１の電力変換装置と、第１の電力変換装置と並列に接続された第２の電力変換装置と、第１の電力変換器または第２の電力変換器の少なくとも一方から交流電力を受ける受電部とを備えた電力変換システムにおいて、第１の電力変換装置は、中点を接地した第１の直流電圧源と、第１の直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換する第１の電力変換器と、第１の直流電圧源の出力する第１の出力電圧と第１の電力変換器の出力する第１の出力電流とに基づいて第１の電力変換器を制御する第１の制御装置とを有し、第２の電力変換装置は、中点を接地した第２の直流電圧源と、第２の直流電圧源の出力する直流電力を交流に変換する第２の電力変換器と、第２の直流電圧源の出力する第２の出力電圧と第２の電力変換器の出力する第２の出力電流とに基づいて第２の電力変換器を制御する第２の制御装置とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明は、異なる電力変換装置を組み合わせた並列運転時において、装置を大型化させることなく、電力の損失を抑え、出力電圧制御の精度の高い電力変換システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の回路構成を示した図である。
【図２】図１に示す制御装置の詳細図である。
【図３】図１に示す直流電圧源の詳細図である。
【図４】図２に示す零相電流の検出手段の詳細図である。
【図５】図４に示す外乱信号検出手段の動作波形図である。
【図６】外乱信号の周波数がＬＣ共振周波数より大きい場合の動作波形図である。
【図７】外乱信号の周波数がＬＣ共振周波数より小さい場合の動作波形図である。
【図８】零相電流が流れる原理を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本実施例は、電力変換装置の零相電流の直流成分が流れることを抑制することで、電流の負荷バランスを容易にし、エネルギー損失の低減や、出力電圧制御の精度向上を実現するものである。
まず、図面を用いて零相電流が流れる原理を説明する。
図８において、第１の電力変換装置１０８と第２の電力変換装置２０８は並列接続され、出力を交流負荷３００に接続している。交流負荷３００は、第１の電力変換装置、または第２の電力変換装置、またはその両方の装置からの電力を受ける受電部、もしくは受電によって制御される制御対象機器としてもよい。
第１の電力変換装置１０８は、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の出力電圧を検出する直流入力電圧センサ１０１と、直流電圧源１００の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器１０２（インバータ）と、電力変換器１０２の交流出力側に接続され、出力電流を平滑化する交流リアクトル１０４と、交流リアクトル１０４の出力側に接続され、出力電圧を安定化する交流コンデンサ１０５から構成される。
第１の電力変換装置１０８において、直流電圧源１００の出力電圧を直流電源電圧Ｖｓ１とし、電力変換器１０２の出力電圧（相電圧）をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１、出力電流をｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１とし、交流コンデンサ１０５に流れる電流をｉｃｕ１、ｉｃｖ１、ｉｃｗ１、中性点電位をｖｃｇ１、出力電圧（相電圧）すなわち第１の電力変換装置１０８の出力電圧（相電圧）をｖｚｕ１、ｖｚｖ１、ｖｚｗ１、出力電流をｉＬｕ１、ｉＬｖ１、ｉＬｗ１とする。
第２の電力変換装置２０８は、直流電圧源２００と、直流電圧源２００の出力電圧を検出する直流入力電圧センサ２０１と、直流電圧源２００の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器２０２（インバータ）と、電力変換器２０２の交流出力側に接続され、出力電流を平滑化する交流リアクトル２０４と、交流リアクトル２０４の出力側に接続され、出力電圧を安定化する交流コンデンサ２０５から構成される。
第２の電力変換装置２０８において、直流電圧源２００の出力電圧を直流電源電圧Ｖｓ２とし、電力変換器２０２の出力電圧（相電圧）をｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２、出力電流をｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２とし、交流コンデンサ２０５に流れる電流をｉｃｕ２、ｉｃｖ２、ｉｃｗ２、中性点電位をｖｃｇ２、出力電圧（相電圧）すなわち第２の電力変換装置２０８の出力電圧（相電圧）をｖｚｕ２、ｖｚｖ２、ｖｚｗ２、出力電流をｉＬｕ２、ｉＬｖ２、ｉＬｗ２とする。
また、交流負荷３００に流れる電流をｉＬｕ、ｉＬｖ、ｉＬｗ、入力電圧（相電圧）をｖＬｕ、ｖＬｖ、ｖＬｗとする。
電力変換装置１０８において、交流リアクトル１０４のインピーダンスをＲ、インダクタンスをＬとし、ラプラス演算子をｓとおくと、電力変換器１０２の出力電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１は次式で示される。
（式１）
ｉｕ１＝（ｖｕ１−ｖｚｕ１）／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）
ｉｖ１＝（ｖｖ１−ｖｚｖ１）／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）
ｉｗ１＝（ｖｗ１−ｖｚｗ１）／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）
交流コンデンサ１０５の静電容量をＣとし、流れる電流をｉｃｕ１、ｉｃｖ１、ｉｃｗ１とすると、出力電圧（相電圧）ｖｚｕ１、ｖｚｖ１、ｖｚｗ１は次式で示される。
（式２）
ｖｚｕ１＝ｉｃｕ１／（ｓ・Ｃ）＋ｖｃｇ１
ｖｚｖ１＝ｉｃｖ１／（ｓ・Ｃ）＋ｖｃｇ１
ｖｚｗ１＝ｉｃｗ１／（ｓ・Ｃ）＋ｖｃｇ１
電力変換器１０２の出力電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１は、交流コンデンサ１０５に流れる電流ｉｃｕ１、ｉｃｖ１、ｉｃｗ１と、負荷側に供給する電流ｉＬｕ１、ｉＬｖ１、ｉＬｗ１に分かれる。
（式３）
ｉｕ１＝ｉｃｕ１＋ｉＬｕ１
ｉｖ１＝ｉｃｖ１＋ｉＬｖ１
ｉｗ１＝ｉｃｗ１＋ｉＬｗ１
電力変換装置１０８と交流負荷３００までの配線インピーダンスをｒとすると、電力変換装置１０８の出力電流（負荷供給電流）ｉＬｕ１、ｉＬｖ１、ｉＬｗ１は次式で示される。
（式４）
ｉＬｕ１＝（ｖｚｕ１−ｖＬｕ）／ｒ
ｉＬｖ１＝（ｖｚｖ１−ｖＬｖ）／ｒ
ｉＬｗ１＝（ｖｚｗ１−ｖＬｗ）／ｒ
電力変換器１０２の出力電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の平均値をｉｇ１、出力電圧（相電圧）ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１の平均値をｖｇ１、交流コンデンサ１０５の出力電圧（相電圧）ｖｚｕ１、ｖｚｖ１、ｖｚｗ１の平均値をｖｚｇ１とする。また、電力変換装置１０８の出力電流（負荷供給電流）ｉＬｕ１、ｉＬｖ１、ｉＬｗ１の平均値をｉＬｇ１とする。
（式５）
ｉｇ１＝（ｉｕ１＋ｉｖ１＋ｉｗ１）／３
ｖｇ１＝（ｖｕ１＋ｖｖ１＋ｖｗ１）／３
ｖｚｇ１＝（ｖｚｕ１＋ｖｚｖ１＋ｖｚｗ１）／３
ｉＬｇ１＝（ｉＬｕ１＋ｉＬｖ１＋ｉＬｗ１）／３
交流負荷３００の入力電圧（相電圧）ｖＬｕ、ｖＬｖ、ｖＬｗの平均値をｖＬｇとし、式１の平均値を求める。
（式１’）
ｉｇ１＝（ｖｇ１−ｖｚｇ１）／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）
式３の平均値を求める。キルヒホッフの法則より交流コンデンサ１０５に流れる電流ｉｃｕ１、ｉｃｖ１、ｉｃｗ１の総和はゼロ（ｉｃｕ１＋ｉｃｖ１＋ｉｃｗ１＝０）になるので
（式３’）
ｉｇ１＝ｉＬｇ１
となる。
式４の平均値を求める。
（式４’）
ｉＬｇ１＝（ｖｚｇ１−ｖＬｇ）／ｒ
式１’と式３’と式’４よりｉＬｇ１、ｖｚｇ１を消去すると次式が求められる。
（式６）
ｉｇ１＝（ｖｇ１−ｖＬｇ）／（Ｒ＋ｒ＋ｓ・Ｌ）
電力変換装置２０８においても同様にして求められる。
（式７）
ｉｇ２＝（ｖｇ２−ｖＬｇ）／（Ｒ＋ｒ＋ｓ・Ｌ）
交流負荷３００に流れる電流ｉＬｕ、ｉＬｖ、ｉＬｗは次式で示される。
（式８）
ｉＬｕ１＋ｉＬｕ２＝ｉＬｕ
ｉＬｖ１＋ｉＬｖ２＝ｉＬｖ
ｉＬｗ１＋ｉＬｗ２＝ｉＬｗ
式８の平均値を求める。キルヒホッフの法則より交流負荷３００に流れる電流ｉＬｕ、ｉＬｖ、ｉＬｗの総和はゼロ（ｉＬｕ＋ｉＬｖ＋ｉＬｗ＝０）になるので、
（式９）
ｉｇ１＋ｉｇ２＝０
となる。
式６と式７よりｖＬｇを消去すると
（式１０）
ｉｇ１＝−ｉｇ２＝（ｖｇ１−ｖｇ２）／２（Ｒ＋ｒ＋ｓ・Ｌ）
となる。
電力変換装置１０８側からみた零相電流ｉｚ１は、電力変換器１０２の出力電流ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１の総和であるから、平均値ｉｇ１の３倍に等しい。式１０の関係を用いて
（式１１）
ｉｚ１＝３・ｉｇ１＝３・（ｖｇ１−ｖｇ２）／２（Ｒ＋ｒ＋ｓ・Ｌ）
ｉｚ２＝−ｉｚ１
となる。また、電力変換装置２０８側からみた零相電流ｉｚ２は、電力変換装置１０８側からみた零相電流ｉｚ１と大きさが等しく、極性が反対（ｉｚ２＝−ｉｚ１）である。
以上より、零相電流ｉｚ１、ｉｚ２は、電力変換器１０２の出力電圧（相電圧）の平均値ｖｇ１と電力変換器２０２の出力電圧（相電圧）の平均値ｖｇ２の差に応じて流れることが分かる。
以降、電力変換器（インバータ）の出力電圧（相電圧）の平均値を零相電位と呼ぶ。零相電流は２台の電力変換装置の零相電位の差に応じて流れるが、とくに２台の電力変換装置の零相電位において直流的な電圧差が生じていた場合を考える。すなわち、式１１においてｓを０に収束させると
（式１２）
ｉｚ１＝３・ｉｇ１＝３・（ｖｇ１−ｖｇ２）／２（Ｒ＋ｒ）
となる。つまり、２台の電力変換装置の零相電位において直流的な電圧差が生じていた場合、零相電流も直流電流が流れる。通常、交流リアクトルのインピーダンスＲおよび配線インピーダンスｒは抵抗損失を発生させ、システムの電力効率を低下させるので極めて小さい。つまり、２台の電力変換装置の零相電位の直流的な電圧差が僅かであっても、非常に大きな零相電流が直流電流として流れてしまう。これでは、電流負担の平衡化は果たされない。
ここで、仮に直流電圧源１００と直流電圧源２００の両方が負極側を接地していた場合を考える。このとき直流電圧源１００の正極側の電位はＶｓ１とし、直流電圧源２００の正極側の電位はＶｓ２とする。このとき電力変換装置１０８の零相電位はＶｓ１／２となり、電力変換装置２０８の零相電位はＶｓ２／２となる。２台の電力変換装置の直流電圧が異なる（Ｖｓ１≠Ｖｓ２）場合、２台の電力変換装置の零相電位には直流的な電圧差が発生し、非常に大きな零相電流が直流電流として流れてしまう。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本実施例の零相電流の直流成分を抑制する電力変換システムの回路構成を示す図である。
本実施例の電力変換システムを構成する第１の電力変換装置１０８と第２の電力変換装置２０８は並列接続され、出力を交流負荷３００に接続している。第１の電力変換装置１０８は、中点を接地した直流電圧源１００と、直流電圧源１００の出力電圧を検出する直流入力電圧センサ１０１と、直流電圧源１００の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器１０２（インバータ）と、電力変換器１０２の出力電流の零相成分を検出する出力電流センサ１０３と、電力変換器１０２の交流出力側に接続され、出力電流を平滑化する交流リアクトル１０４と、交流リアクトル１０４の出力側に接続され、出力電圧を安定化する交流コンデンサ１０５と、交流コンデンサ１０５の線間電圧を検出する電圧検出手段である交流出力電圧センサ１０６と、直流入力電圧センサ１０１と出力電流センサ１０３と交流出力電圧センサ１０６の出力信号を入力し、電力変換器１０２を駆動するゲートパルス信号を出力する制御装置１０７から構成される。
同様に第２の電力変換装置２０８は、中点を接地した直流電圧源２００と、直流電圧源２００の出力電圧を検出する直流入力電圧センサ２０１と、直流電圧源２００の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器２０２（インバータ）と、電力変換器２０２の出力電流の零相成分を検出する電流センサ２０３と、電力変換器２０２の交流出力側に接続され、出力電流を平滑化する交流リアクトル２０４と、交流リアクトル２０４の出力側に接続され、出力電圧を安定化する交流コンデンサ２０５と、交流コンデンサ２０５の線間電圧を検出する交流出力電圧センサ２０６と、直流入力電圧センサ２０１と出力電流センサ２０３と交流出力電圧センサ２０６の出力信号を入力し、電力変換器２０２を駆動するゲートパルス信号を出力する制御装置２０７から構成される。
図２は、図１における制御装置１０７の詳細を示す図である。
制御装置１０７は、図１における出力電流センサ１０３の検出した零相電流ｉｚ１より外乱信号成分の零相電流ｉｚを抽出する外乱信号検出手段４００と、図１における交流出力電圧センサ１０６の検出した線間電圧である出力電圧ｖｚｕｖ、ｖｚｖｗより、出力電圧実効値｜Ｖｚ｜を演算する実効値演算手段４３０と、実効値演算手段４３０の出力した出力電圧実効値｜Ｖｚ｜を参照し、自群の電力変換装置が起動する際の出力電圧実効値｜Ｖｚ｜が所定の値以上であれば、既に他群の電力変換装置が起動していると判断する他群起動判別手段４３１と、基本波位相θに応じて外乱信号を生成する外乱信号生成手段である外乱信号テーブル４０７と、零相電流ｉｚと外乱信号テーブル４０７の出力の積を求める乗算器４０１と、０と乗算器４０１の出力の差を求める減算器４０２と、減算器４０２の出力に応じて比例積分制御（ＰＩ制御）を行い、基本波周波数操作量Δｆを出力する比例積分制御手段４０３と、比例積分制御手段４０３の出力した基本波周波数操作量Δｆを入力し、他群起動判別手段４３１の出力を参照して既に他群の電力変換装置が起動している場合に接続するスイッチ４０４と、スイッチ４０４の出力と基本波周波数基準値ｆ＊の和より基本波周波数ｆを求める加算器４０５と、加算器４０５の出力した基本波周波数ｆを積分して基本波位相θを求める積分器４０６と、出力電圧実効値指令｜Ｖｚ｜＊と実効値演算手段４３０の出力した出力電圧実効値｜Ｖｚ｜の差を求める減算器４２８と、減算器４２８の出力に応じて比例積分制御（ＰＩ制御）を行い、出力電圧実効値指令｜Ｖｉ｜を求める比例制御積分手段４２９と、基本波位相θより１２０度遅れた位相θｖを求める減算器４０９と、基本波位相θより１２０度進んだ位相θｗを求める加算器４１０と、基本波位相θ＝θｕに応じた正弦波を出力する第１の正弦波テーブル４１１と、減算器４０９の出力する位相θｖに応じた正弦波を出力する第２の正弦波テーブル４１２と、加算器４１０の出力する位相θｗに応じた正弦波を出力する第３の正弦波テーブル４１３と、第１の正弦波テーブル４１１の出力する正弦波と比例制御積分手段４２９の出力する出力電圧実効値指令｜Ｖｉ｜の積より出力電圧指令（基本波）ｖｉｕを求める乗算器４１４と、第２の正弦波テーブル４１２の出力する正弦波と比例制御積分手段４２９の出力する出力電圧実効値指令｜Ｖｉ｜の積より出力電圧指令（基本波）ｖｉｖを求める乗算器４１５と、第３の正弦波テーブル４１３の出力する正弦波と比例制御積分手段４２９の出力する出力電圧実効値指令｜Ｖｉ｜の積より出力電圧指令（基本波）ｖｉｗを求める乗算器４１６と、外乱信号テーブル４０７の出力と外乱振幅ΔＶｉの積より外乱信号Δｖｉを求める乗算器４０８と、乗算器４１４の出力する出力電圧指令（基本波）ｖｉｕと乗算器４０８の出力する外乱信号Δｖｉの和より出力電圧指令ｖｍｕを求める加算器４１７と、乗算器４１５の出力する出力電圧指令（基本波）ｖｉｖと乗算器４０８の出力する外乱信号Δｖｉの和より出力電圧指令ｖｍｖを求める加算器４１８と、乗算器４１６の出力する出力電圧指令（基本波）ｖｉｗと乗算器４０８の出力する外乱信号Δｖｉの和より出力電圧指令ｖｍｗを求める加算器４１��と、加算器４１７の出力する出力電圧指令ｖｍｕを図１における直流入力電圧センサ１０１の検出した直流電源電圧Ｖｓ１で除算して変調波ｙｍｕを求める除算器４２０と、加算器４１８の出力する出力電圧指令ｖｍｖを直流電源電圧Ｖｓ１で除算して変調波ｙｍｖを求める除算器４２１と、加算器４１９の出力する出力電圧指令ｖｍｗを直流電源電圧Ｖｓ１で除算して変調波ｙｍｗを求める除算器４２２と、基本波位相θに応じて搬送波ｙｍｃを生成する搬送波テーブル４２７と、除算器４２０の出力する変調波ｙｍｕと搬送波テーブル４２７の出力する搬送波ｙｍｃを比較して図１の電力変換器１０２を駆動するゲートパルス信号Ｇｐｕ１を出力する第１のＰＷＭ演算器４２３と、除算器４２１の出力する変調波ｙｍｖと搬送波テーブル４２７の出力する搬送波ｙｍｃを比較して図１の電力変換器１０２を駆動するゲートパルス信号Ｇｐｖ１を出力する第２のＰＷＭ演算器４２４と、除算器４２２の出力する変調波ｙｍｗと搬送波テーブル４２７の出力する搬送波ｙｍｃを比較して図１の電力変換器１０２を駆動するゲートパルス信号Ｇｐｗ１を出力する第３のＰＷＭ演算器４２５から構成される。制御装置２０７の構成も図２と同様にすればよい。
図３は、図１に示す直流電圧源１００の詳細を示す図である。
直流電圧源１００は、直流電源５０１と、バランス抵抗５０２、５０３と、分圧コンデンサ５０４、５０５、フィルタコンデンサ５０６から構成される。バランス抵抗５０２、５０３を直列接続し、その中点を接地して直流電源５０１に並列接続する。同様に分圧コンデンサ５０４、５０５も直列接続し、その中点を接地して直流電源５０１に並列接続する。さらにフィルタコンデンサ５０６を直流電源５０１に並列接続する。分圧コンデンサ５０４、５０５の静電容量は、原理的には同一にすることが望ましい。ただし、ノイズなどの影響を考慮して、静電容量を厳密に同一にしなくても良い。
図４は、図２に示す外乱信号検出手段４００の詳細を示す図である。
外乱信号検出手段４００は、出力電流センサ１０３の検出した零相電流ｉｚ１を入力し、カットオフ周波数をスイッチング周波数とするローパスフィルタ６００と、ローパスフィルタ６００の出力である零相電流ｉｚｆを入力し、スイッチング周波数の逓倍でサンプリングを行うサンプリング手段であるＡ／Ｄ変換器６０１と、Ａ／Ｄ変換器６０１の出力である零相電流ｉｚａの前回値を保存する記憶素子６０２と、零相電流ｉｚａと記憶素子６０２の出力の和を求める加算器６０３と、加算器６０３の出力に１／２を乗じるゲイン６０４から構成される。Ａ／Ｄ変換器６０１は、例えば２倍でサンプリングを行えばよい。
図５は、外乱信号検出手段４００の動作波形を示す図である。
図５は、第１の電力変換装置の基本波位相および搬送波位相が第２の電力変換装置に比べて進み位相のとき、第１の電力変換装置から見た（出力方向を正とした）場合の零相電流波形を基本波一周期分を描いたものである。外乱信号として基本波周波数の３倍の三角波を与えており、外乱信号である三角波にキャリア周波数付近の高調波が重畳した形の零相電流が流れる。
零相電流ｉｚ１は出力電流センサ１０３の検出した値であり、ここでは実際に流れている零相電流と等しいと考える。
零相電流ｉｚｆはローパスフィルタ６００の出力である。ローパスフィルタのカットオフ周波数をスイッチング周波数としているため、零相電流に含まれるキャリア周波数付近の高調波成分は大きく減衰している。このローパスフィルタはキャリア周波数付近の高調波成分を完全に除去する必要はなく、むしろ外乱信号である三角波の位相を大きく変えないように留意すべきである。
零相電流ｉｚａはＡ／Ｄ変換器６０１の出力である。キャリア周波数の２倍で周期サンプリングすることにより、キャリア周波数付近の高調波成分はサンプリング毎に増減を繰り返すため、記憶素子６０２と加算器６０３とゲイン６０４によって構成される平滑化フィルタである移動平均フィルタによって、キャリア周波数付近の高調波成分を除去することができる。
この結果、移動平均フィルタの出力である零相電流ｉｚは、キャリア周波数付近の高調波成分を除去し、外乱信号である三角波成分を抽出できている。
次に、零相電流の直流成分を抑制する動作原理について説明する。
本実施例は、中点を接地した直流電圧源１００を持つことで、零相電流の直流成分の抑制を実現している。
図８において、直流電圧源１００および直流電圧源２００は中点を接地しているものとする。このとき、直流電圧源１００の正極側の電位は＋Ｖｓ１／２、負極側の電位は−Ｖｓ１／２となり、電力変換装置１０８の零相電位の直流成分はゼロとなる。同様に直流電圧源２００の正極側の電位は＋Ｖｓ２／２、負極側の電位は−Ｖｓ２／２となり、電力変換装置２０８の零相電位の直流成分は原理的にはゼロとなる。つまり、２台の電力変換装置の直流電圧源の出力電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２に関わらず、電力変換装置の零相電位の直流成分はともに原理的にゼロとなって差が生じないため、結果的に零相電流の直流成分も抑制される。さらに、中点を接地しているため、電位自体が変動したとしても、零相電位の直流成分には影響を与えない。
２台の電力変換装置の直流電圧源の出力電圧が異なる場合でも、電力変換装置の零相電位の直流成分はともにほぼゼロ（原理的にはゼロ）であるので、２台の電力変換装置の間には零相電流の直流成分は基本的に流れない。この結果、２台の電力変換装置の間の抵抗要素（交流リアクトル、配線など）が直流成分に対して低インピーダンスの場合においても、容易に電流分担をバランスさせることができるため、簡素な制御によって、精度の高く、応答性の高い出力電圧制御を実現できるほか、交流リアクトルや配線のインピーダンスを下げることによって損失を低減することができる。
また、２台の電力変換装置の出力電圧振幅および出力電圧位相が等しくても、２台の電力変換装置の直流電圧源の出力電圧が異なる場合には、変調率が異なる＝スイッチングタイミングが異なることにより、２台の電力変換装置の間には零相電流のキャリア周波数成分が流れる。ところが、本発明においては図５に示すように、検出した零相電流からキャリア周波数成分を除去し、外乱信号成分を抽出して位相同期しているため、零相電流のキャリア周波数成分を無視することができる。つまり、２台の電力変換装置の直流電圧源の出力電圧が異なる場合でも、基本波位相の同期に影響を及ぼさない。
本実施例では、零相電流のキャリア周波数成分を無視しているが、図２に示すように基本波位相θに応じて搬送波ｙｍｃを求めており、いわゆる同期ＰＷＭ方式を採用している。この結果、基本波位相θが一致すれば搬送波ｙｍｃも一致することが保証される。つまり、２台の電力変換装置の直流電圧源の出力電圧が同程度の場合には、２台の電力変換装置のパルスタイミングが揃うことになり、比較的低精度・低応答の制御装置でも、２台の電力変換装置のゲートパルスを同期させるという高度な制御を実現できる能力を有している。
また、出力電流センサ１０３や、ローパスフィルタ６００、あるいはＡ／Ｄ変換器６０１などの誤差によって、抽出した外乱信号成分の零相電流ｉｚに直流バイアスが重畳される可能性がある。しかし、その場合においても、図２の乗算器４０１によって外乱信号との積を求めることにより、直流バイアスは外乱信号と同じ周波数の交流信号に変換され、その後の比例制御積分器４０３および積分器４０６によって積分されるため、直流バイアスの影響は取り除くことができる。直流電圧源１００の中点接地において、実際上はノイズなどの影響から零相電位の直流成分を完全にゼロにすることはできないが、直流バイアスが発生した場合であっても、その影響は抑制可能となる。直流バイアスの影響の抑制は、直流電圧源１００、直流電圧源２００において、両者で共に実施する必要はなく、直流バイアスの影響の大小によって、一方で実施してもよい。
理想的には、第１の電力変換装置の零相電流ｉｚ１と第２の電力変換装置の零相電流ｉｚ２の和を求めるとゼロになる（ｉｚ１＋ｉｚ２＝０）はずであり、たとえば第１の電力変換装置が位相を遅らせるように動作している場合、第２の電力変換装置は位相を進ませるように動作しなくてはならない。ところが、零相電流の振幅そのものが小さい場合においては、出力電流センサ１０３やローパスフィルタ６００、あるいはＡ／Ｄ変換器６０１などの誤差によって、２台の電力変換装置ともに位相を進ませる、あるいは位相を遅らせるように動作することも有り得る。この場合、出力周波数が徐々に高くなる、あるいは逆に低くなってしまい、定周波数・定電圧の交流電力源という役割を果たせない。このため、本実施例では、他群起動判別手段４３１を用いることにより、他群よりも早く起動した電力変換装置は位相同期制御を行わず、出力周波数を初期値（定格周波数）のまま一定とする。他群起動判別手段４３１は、自群の起動時に出力電圧を参照し他群が既に起動しているのか判別を行う。このとき、出力電圧が基準値以上であれば他群が既に起動しているものと判断し、基準値以下であれば起動していないと判断して出力周波数を固定する。なお、一般的な電圧源は出力電圧に定格変動範囲（たとえば±１０％）を設けており、本発明においても定格出力電圧に上限値と下限値を設けているものとする。他群の起動判別に用いる基準値は、定格出力電圧の下限値とするのが合理的である。本実施例の電力変換システムでは、直流電圧源１００と直流電圧源２００との２つの直流電圧源を用いる場合について説明したが、３つ以上の電力変換装置を用いる場合は、電力変換装置１０８、電力変換装置２０８と同様に並列接続すればよい。
図６は、本実施例の動作波形を示す。
第１および第２の電力変換装置の直流電圧源（中点を接地した直流電圧源）が理想電圧源とみなせる程度に安定した電源を用いている。具体的には図１における交流リアクトルのインダクタンスをＬ、図３における分圧コンデンサ５０４、５０５の静電容量をＣとおくと、ＬＣ共振周波数が外乱信号の周波数より小さい場合には、安定した電源とみなすことができる。
図６は、第１の電力変換装置の基本波位相および搬送波位相が第２の電力変換装置に比べて進み位相のとき、第１の電力変換装置から見た（出力方向を正とした）場合の電圧・電流波形を基本波一周期分を描いたものである。外乱信号として基本波周波数の３倍の三角波を与えており、外乱信号である三角波にキャリア周波数付近の高調波が重畳した形の零相電流が流れる。
図７は、ＬＣ共振周波数が外乱信号の周波数より大きい場合であり、その他の条件は図６と同じである。図６と図７を比べて、出力電圧ｖｚｕｖおよび出力電流ｉｕの波形はほとんど変わらないが、零相電流ｉｚにおいて外乱信号の位相が反転していることが分かる。これは、分圧コンデンサ５０４、５０５の静電容量が小さいと、流入した零相電流によってコンデンサの電圧が変動してしまうためである。
以上より、零相電流を用いて位相同期を行うために、ＬＣ共振周波数は外乱信号の周波数よりも小さくする。分圧コンデンサ５０４、５０５の静電容量を大きくするか、あるいは外乱信号の周波数をＬＣ共振周波数より高くすれば良い。
【符号の説明】
【００１２】
１００、２００ 直流電圧源
１０１、２０１ 直流入力電圧センサ
１０２、２０２ 電力変換器
１０３、２０３ 出力電流センサ
１０４、２０４ 交流リアクトル
１０５、２０５ 交流コンデンサ
１０６、２０６ 交流出力電圧センサ
１０７、２０７ 制御装置
１０８、２０８ 電力変換装置
３００ 交流負荷
４００ 外乱信号検出手段
４０１、４０８ 乗算器
４０２、４０９、４２８ 減算器
４０３、４２９ 比例積分制御手段
４０４ スイッチ
４０５、４１０ 加算器
４０６ 積分器
４０７ 外乱信号テーブル
４１１、４１２、４１３ 正弦波テーブル
４１４、４１５、４１６ 乗算器
４１７、４１８、４１９ 加算器
４２０、４２１、４２２ 除算器
４２３、４２４、４２５ ＰＷＭ演算器
４２７ 搬送波テーブル
４３０ 実効値演算手段
４３１ 他群起動判別手段
５０１ 直流電源
５０２、５０３ バランス抵抗
５０４、５０５ 分圧コンデンサ
５０６ フィルタコンデンサ
６００ ローパスフィルタ
６０１ Ａ／Ｄ変換器
６０２ 記憶素子
６０３ 加算器
６０４ ゲイン
Ｃ 静電容量
Ｇｐｕ１、Ｇｐｖ１、Ｇｐｗ１、Ｇｐｕ２、Ｇｐｖ２、Ｇｐｗ２ ゲートパルス信号
ｉｇ１ 第１の電力変換器の出力電流平均値
ｉｇ２ 第２の電力変換器の出力電流平均値
ｉＬｇ１ 第１の電力変換装置の出力電流（負荷供給電流）平均値
ｉＬｇ２ 第２の電力変換装置の出力電流（負荷供給電流）平均値
ｉＬｕ、  ｉＬｖ、  ｉＬｗ 交流負荷の入力電流
ｉＬｕ１、ｉＬｖ１、ｉＬｗ１ 第１の電力変換装置の出力電流（負荷供給電流）
ｉＬｕ２、ｉＬｖ２、ｉＬｗ２ 第２の電力変換装置の出力電流（負荷供給電流）
ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１ 第１の電力変換器の出力電流
ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２ 第２の電力変換器の出力電流
ｉｚ１、ｉｚ２、ｉｚａ、ｉｚｆ、ｉｚ 零相電流
Ｌ インダクタンス
Ｒ インピーダンス
ｒ 配線インピーダンス
ｖｃｇ１、ｖｃｇ２ 中性点電位
Δｖｉ 外乱信号
ΔＶｉ ：外乱振幅
｜Ｖｉ｜ 出力電圧実効値指令
ｖｉｕ、ｖｉｖ、ｖｉｗ 出力電圧指令（基本波）
ｖｇ１ 第１の電力変換器の出力電圧（相電圧）平均値（零相電位）
ｖｇ２ 第２の電力変換器の出力電圧（相電圧）平均値（零相電位）
ｖＬｇ 交流負荷の入力電圧（相電圧）平均値
ｖＬｕ、ｖＬｖ、ｖＬｗ 交流負荷の入力電圧（相電圧）
ｖｍｕ、ｖｍｖ、ｖｍｗ 出力電圧指令
Ｖｓ１、Ｖｓ２  直流電源電圧
ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１  第１の電力変換器の出力電圧（相電圧）
ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２  第２の電力変換器の出力電圧（相電圧）
｜Ｖｚ｜＊  出力電圧実効値指令
｜Ｖｚ｜  出力電圧実効値
ｖｚｇ１  第１の電力変換装置の出力電圧（相電圧）平均値
ｖｚｇ２  第２の電力変換装置の出力電圧（相電圧）平均値
ｖｚｕ１、ｖｚｖ１、ｖｚｗ１  第１の電力変換装置の出力電圧（相電圧）
ｖｚｕ２、ｖｚｖ２、ｖｚｗ２  第２の電力変換装置の出力電圧（相電圧）
ｖｚｕｖ、ｖｚｖｗ  出力電圧
ｙｍｕ、ｙｍｖ、ｙｍｗ  変調波
ｙｍｃ  搬送波
θ＝θｕ、θｖ、θｗ  基本波位相
ｆ＊  基本波周波数基準値
ｆ  基本波周波数
Δｆ  基本波周波数操作量
【図１】
2014054120.tif 000003
【図２】
2014054120.tif 000004
【図３】
2014054120.tif 000005
【図４】
2014054120.tif 000006
【図５】
2014054120.tif 000007
【図６】
2014054120.tif 000008
【図７】
2014054120.tif 000009
【図８】
2014054120.tif 000010