(57)【要約】【課題】  電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げることができる水晶発振器を提供する。【解決手段】  増幅用トランジスタ（Ｑ１）１のコレクタにハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２とハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３を２段直列に接続し、更にπ型のローパスフィルタ４を接続する構成とした水晶発振器であり、インピーダンス整合は２段のハイパスフィルタハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２，３で対応可能であり、ハイパスフィルタとローパスフィルタの組み合わせでバンドパスフィルタとなるため、電力ロスを小さくし、周波数通過特性で通過周波数のピークをなだらかにできるため、発振周波数の通過帯域を広げることができる水晶発振器である。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子を用いた水晶発振器であって、
前記水晶振動子の振動を増幅して発振するトランジスタと、
前記トランジスタのコレクタから出力端子に向けての信号ラインに、第１のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、第２のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、ローパスフィルタとが直列に接続されていることを特徴とする水晶発振器。
【請求項２】
第１のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路は、第１のコイルと第１のコンデンサを備え、前記第１のコンデンサの一端が前記コレクタに接続され、前記第１のコイルの一端がトランジスタのコレクタに接続され、前記第１のコイルの他端が電源電圧の印加されるラインに接続され、
第２のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路は、第２のコイルと第２のコンデンサを備え、前記第２のコンデンサの一端が前記第１のコンデンサの他端に接続され、前記第２のコイルの一端が前記第２のコンデンサの一端に接続され、前記第２のコイルの他端が接地されていることを特徴とする請求項１記載の水晶発振器。
【請求項３】
ローパスフィルタは、直列接続の第３のコイルと並列接続の第３、第４のコンデンサを備え、前記第３のコイルの一端は第２のコンデンサの他端に接続され、前記第３のコイルの一端に前記第３のコンデンサの一端が接続され、前記第３のコンデンサの他端が接地され、前記第３のコイルの他端に前記第４のコンデンサの一端が接続され、前記第４のコンデンサの他端が接地されていることを特徴とする請求項１又は２記載の水晶発振器。
【請求項４】
第２のコイルのインダクタンスの値は、第１のコイルのインダクタンスの値より小さく設定したことを特徴とする請求項２又は３記載の水晶発振器。
【請求項５】
第２のコンデンサの値は、第１のコンデンサの値より大きく設定したことを特徴とする請求項２乃至４のいずれか記載の水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路と増幅回路で構成される水晶発振器に係り、特に、電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げることができる水晶発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
［従来の技術］
従来の水晶発振器では、エミッタ接地増幅回路を用いた正弦波出力の発振器がある。この発振器では、インダクタ及びコンデンサによる並列共振回路を一つ又は複数用いるのが一般的であった。
【０００３】
［従来の回路：図３］
従来の水晶発振器の増幅回路の回路構成について図３を参照しながら説明する。図３は、従来の水晶発振器の増幅回路の回路図である。
従来の水晶発振器の増幅回路は、図３に示すように、増幅用トランジスタ（Ｑ１）１のベースにコンデンサＣ１の一端が接続し、他端が入力端子１１となって、発振回路の出力と接続している。ここで、コンデンサＣ１は、カップリングコンデンサである。
また、増幅用トランジスタ１のベースには電源電圧Ｖ＿ＤＣが印加される抵抗Ｒ１が接続され、更にベースには抵抗Ｒ２の一端が接続され、他端が接地されている。
【０００４】
また、増幅用トランジスタ１のエミッタには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３の並列回路が接続され、それらの他端は接地されている。
更に、増幅用トランジスタ１のコレクタには並列共振回路５が接続されている。
並列共振回路５は、コンデンサＣ１１とコイルＬ１１の並列回路で、一端に電源電圧Ｖ＿ＤＣが印加され、他端が増幅用トランジスタ１のコレクタに接続している。
電源電圧Ｖ＿ＤＣが並列共振回路５に印加されるラインには、コンデンサＣ５の一端が接続され、他端が接地されている。
【０００５】
更に、増幅用トランジスタ１のコレクタには、コンデンサＣ１２、並列共振回路６、コンデンサＣ１５が直列に接続され、出力端子１２に接続している。
並列共振回路６は、コンデンサＣ１２とコンデンサＣ１５とを結ぶラインに直列にコンデンサＣ１３が接続されている。そして、コンデンサＣ１２側のラインにコイルＬ１２の一端が接続され、他端が接地されている。コンデンサＣ１５側のラインにコンデンサＣ１４の一端が接続され、他端が接地されている。
【０００６】
従来の水晶発振器では、水晶振動子の振動を増幅用トランジスタ１で増幅して、並列共振回路５と並列共振回路６により、発振周波数の選択を行い、出力端子１２に発振信号を出力するようになっている。
【０００７】
［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開２００５−１０１９６４号公報「高周波逓倍発振回路」（東洋通信機株式会社）［特許文献１］がある。
特許文献１には、高周波逓倍発振回路において、２つの並列共振回路を備え、ハイパスフィルタとローパスフィルタの直列回路で構成され、合成されたπ型インピーダンス整合回路を、インピーダンス変換回路に接続し、π型インピーダンス整合回路のコンデンサとインピーダンス変換回路の出力回路コンデンサとを合成したインピーダンス整合回路を高周波逓倍発振回路の出力回路とすることが示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−１０１９６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の水晶発振器では、増幅回路の出力インピーダンスが非常に大きいためインピーダンス整合を取るのが難しく、また、従来の増幅回路では、狭帯域フィルタとなるため、素子の特性のはらつきにより通過帯域の周波数が変化しやすく、周波数毎に設計を行う必要があり、手間が掛かるという問題点があった。
【００１０】
また、特許文献１では、２つの並列共振回路に加え、ハイパスフィルタとローパスフィルタ、π型インピーダンス整合回路を有するものであって、増幅用トランジスタのコレクタにハイパスフィルタを２段直列に接続して、更にπ型ローパスフィルタを接続する構成とはなっておらず、電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げるものとはなっていない。
【００１１】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げることができる水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、水晶振動子を用いた水晶発振器であって、水晶発振の信号を増幅するトランジスタと、トランジスタのコレクタから出力端子に向けての信号ラインに、第１のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、第２のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、ローパスフィルタとが直列に接続されていることを特徴とする。
【００１３】
本発明は、上記水晶発振器において、第１のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路が、第１のコイルと第１のコンデンサを備え、第１のコンデンサの一端がコレクタに接続され、第１のコイルの一端がトランジスタのコレクタに接続され、第１のコイルの他端が電源電圧の印加されるラインに接続され、第２のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路が、第２のコイルと第２のコンデンサを備え、第２のコンデンサの一端が第１のコンデンサの他端に接続され、第２のコイルの一端が第２のコンデンサの一端に接続され、第２のコイルの他端が接地されていることを特徴とする。
【００１４】
本発明は、上記水晶発振器において、ローパスフィルタが、直列接続の第３のコイルと並列接続の第３、第４のコンデンサを備え、第３のコイルの一端は第２のコンデンサの他端に接続され、第３のコイルの一端に第３のコンデンサの一端が接続され、第３のコンデンサの他端が接地され、第３のコイルの他端に第４のコンデンサの一端が接続され、第４のコンデンサの他端が接地されていることを特徴とする。
【００１５】
本発明は、上記水晶発振器において、第２のコイルのインダクタンスの値が、第１のコイルのインダクタンスの値より小さく設定したことを特徴とする。
【００１６】
本発明は、上記水晶発振器において、第２のコンデンサの値が、第１のコンデンサの値より大きく設定したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、水晶発振の信号を増幅するトランジスタのコレクタから出力端子に向けての信号ラインに、第１のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、第２のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路と、ローパスフィルタとが直列に接続されている水晶発振器としているので、電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態に係る水晶発振器の増幅回路の回路図である。
【図２】従来回路と提案回路の周波数通過特性比較のグラフ図である。
【図３】従来の水晶発振器の増幅回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る水晶発振器は、増幅用トランジスタのコレクタにハイパスフィルタを２段直列に接続し、更にπ型ローパスフィルタを接続する構成としているので、インピーダンス整合は２段のハイパスフィルタで対応可能であり、電力ロスを小さくし、発振周波数の通過帯域を広げることができるものである。
【００２０】
［本発振器：図１］
本発明の実施の形態に係る水晶発振器の増幅回路について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る水晶発振器の増幅回路の回路図である。
本発明の実施の形態に係る水晶発振器（本発振器）の増幅回路は、図１に示すように、増幅用トランジスタ（Ｑ１）１と、ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２と、ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３と、ローパスフィルタ４とを基本的に有している。
【００２１】
［具体的構成］
本発振器の具体的構成について説明する。
本発振器は、図１に示すように、増幅用トランジスタ（Ｑ１）１のベースにコンデンサＣ１の一端が接続し、他端が入力端子１１となって発振回路の出力に接続している。ここで、コンデンサＣ１は、カップリングコンデンサである。
また、増幅用トランジスタ１のベースには電源電圧Ｖ＿ＤＣが印加される抵抗Ｒ１が接続され、更にベースには抵抗Ｒ２の一端が接続され、他端が接地されている。
【００２２】
また、増幅用トランジスタ１のエミッタには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３の並列回路が接続され、それらの他端は接地されている。
更に、増幅用トランジスタ１のコレクタにはハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２が接続されている。
【００２３】
ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２は、コイルＬ１とコンデンサＣ３で構成され、コイルＬ１の一端が電源電圧Ｖ＿ＤＣの印加されるラインに接続され、他端がコレクタに接続している。また、コンデンサＣ３の一端がコレクタに接続され、他端がハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３に接続されている。
【００２４】
電源電圧Ｖ＿ＤＣがハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２に印加されるラインには、コンデンサＣ５の一端が接続され、他端が接地されている。
【００２５】
ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３は、コイルＬ２とコンデンサＣ４で構成され、コンデンサＣ４がコンデンサＣ３とローパスフィルタ４とを結ぶラインに直列に接続され、コイルＬ２の一端がコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とを結ぶラインに接続され、他端が接地されている。
【００２６】
ローパスフィルタ４は、コイルＬ３、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７で構成され、コイルＬ３がハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３とコンデンサＣ８を結ぶラインに直列に接続され、コンデンサＣ６の一端がコンデンサＣ４とコイルＬ３を結ぶラインに接続され、他端が接地され、コンデンサＣ７の一端がコイルＬ３とコンデンサＣ８を結ぶラインに接続され、他端が接地されている。
【００２７】
ローパスフィルタ４は、コンデンサＣ８を介して出力端子１２に接続している。
ローパスフィルタは、π型ローパスフィルタで、ハイパスフィルタの２段がインピーダンス整合を実現するものである。
【００２８】
そして、本発振器では、増幅用トランジスタ１のコレクタから出力側ターミナルに向かって行く程、原則として、コイルＬのインダクタンスの値は小さくなり、コンデンサＣの値が大きくなるように設定されている。
例えば、インダクタンスの値は、Ｌ１＞Ｌ２＞Ｌ３となっており、コンデンサの値は、Ｃ３＜Ｃ４＜Ｃ６＜Ｃ７となるよう設定されている。
【００２９】
本発振器では、増幅用トランジスタ１のコレクタに接続する信号ラインに並列のインダクタと直列のコンデンサでインピーダンス整合型のハイパス回路（ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２，ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３）を直列に２段接続し、インピーダンス整合を行っている。
即ち、少ない電子素子の構成によって実現される２段のハイパス回路でインピーダンス整合を行うことで、電力ロスを小さくでき、更にリップルを小さくできる。つまり、大きい値のインダクタンスを使ってフィルタ特性をなだらかにすることができる。
【００３０】
但し、完全なインピーダンス整合を図るには、非常にインダクタンスの大きいインダクタと非常に容量の小さいコンデンサが必要であるため、流通している電子部品では実現が難しいため、完全なインピーダンス整合でなくてもかまわない。
【００３１】
本発振器では、水晶振動子の振動を増幅用トランジスタ１で増幅して発振し、ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２とハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３により、特定の高周波を通過させると共にインピーダンス整合を行い、ローパスフィルタ４で特定の低周波を通過させて、出力端子１２に信号を出力するようになっている。
【００３２】
［周波数通過特性の比較：図２］
次に、本発振器（提案回路）と従来の発振器（従来回路）との周波数の通過特性の比較について図２を参照しながら説明する。図２は、従来回路と提案回路の周波数通過特性比較のグラフ図である。
図２に示すように、従来回路１は１点破線で表し、従来回路２は破線で表し、提案回路は実線で表している。従来回路１と従来回路２では、回路におけるインダクタとコンデンサの値（パラメータ）を変えたものである。
【００３３】
図２では、従来回路１，２では、通過周波数のピークが急峻となっているが、提案回路では、通過周波数のピークが従来回路の場合と比べて、平坦になっており、通過帯域が広くなっていることが分かる。
【００３４】
［実施の形態の効果］
本発振器によれば、増幅用トランジスタ（Ｑ１）１のコレクタにハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２とハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路３を２段直列に接続し、更にπ型のローパスフィルタ４を接続する構成としているので、インピーダンス整合は２段のハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路２，３で対応可能であり、また、ハイパスフィルタとローパスフィルタを組み合わせることによりバンドパスフィルタとなるため、電力ロスを抑え、周波数通過特性で通過周波数のピークをなだらかにすることができるため、発振周波数の通過帯域を広げることができる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
本発明は、電力ロスを小さくし、通過帯域を広げることができる水晶発振器に好適である。
【符号の説明】
【００３６】
１...増幅用トランジスタ（Ｑ１）、  ２...ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路、  ３...ハイパスフィルタ型インピーダンス整合回路、  ４...ローパスフィルタ、  ５...並列共振回路、  ６...並列共振回路、  １１...入力端子、  １２...出力端子、  Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５...コンデンサ、  Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ１２...コイル、  Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３...抵抗、  Ｖ＿ＤＣ...電源電圧
【図１】
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【図２】
2014187414.tif 000004
【図３】
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