(57)【要約】  コンバータ装置は、交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力電圧を平滑して負荷に出力する平滑コンデンサと、昇圧回路を制御する制御部とを備え、昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、制御部は、複数の昇圧部内の少なくとも１つのスイッチング素子を一定時間オンさせることで昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする。
2017145303.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子を一定時間オンさせることで前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子を一定時間オンさせたときに流れる母線電流の検出値と故障判定用の閾値とを比較して前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出部を備え、
前記制御部は、前記交流電源の電圧の位相が一定値に達したとき、前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のコンバータ装置。
【請求項４】
前記交流電源の電圧の瞬時値を検出する電源電圧検出部を備え、
前記制御部は、前記電源電圧の瞬時値が一定値に達したとき、前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記整流回路に流れ込む電流を検出する母線電流検出器を備え、
前記制御部は、前記母線電流検出器で検出される母線電流情報に対して、前記昇圧部の故障の検出時には第１の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行い、または前記ローパスフィルタ処理を行わず、力率調整制御のときには前記第１の時定数より大きい第２の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行うことを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
前記逆阻止ダイオードの代わりに金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴが用いられ、
前記制御部は、前記スイッチング素子をオンしている期間は前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、前記スイッチング素子をオフしている期間は前記ＭＯＳＦＥＴをオンとする同期整流を行うことを特徴とする請求項１から請求項５の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項７】
前記逆阻止ダイオードの代わりに金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴが用いられ、
前記平滑コンデンサに印加される電圧を検出する母線電圧検出器を備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子および前記ＭＯＳＦＥＴを同時にオンにし、前記オンの前後に前記母線電圧検出器で検出された母線電圧の差を比較することにより、前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする請求項１から請求項６の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項８】
前記逆阻止ダイオードの代わりに金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴが用いられ、
前記複数の昇圧部内の前記スイッチング素子に流れる電流の合計値を計測する電流検出器を備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子および前記ＭＯＳＦＥＴを同時にオンにし、前記オンのときに前記電流検出器で検出された電流と故障判定用の閾値とを比較することにより、前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする請求項１から請求項６の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記昇圧部の故障を検出したとき、力率調整制御および負荷の上昇を禁止することを特徴とする請求項１から請求項８の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項１０】
ｍ個の並列接続された前記複数の昇圧部の中で、故障した昇圧部がｎ個検出された場合に、力率改善動作は許可するが、前記負荷の上昇を前記負荷の定格の（ｍ−ｎ）／ｍ倍までに制限することを特徴とする請求項１から請求項９の何れか一項に記載のコンバータ装置。
ただし前記ｍおよび前記ｎはそれぞれ１以上の整数とし、前記ｎ≦前記ｍとする。
【請求項１１】
前記負荷は空気調和機であることを特徴とする請求項１から請求項１０の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターリーブ方式の力率調整回路を備え交流電力を直流電力へ変換するコンバータ装置に関し、力率調整回路の故障を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より交流電力を直流電力へ変換するコンバータ装置において、入力電流の力率の改善および出力電圧の昇圧のため、リアクタ、逆阻止ダイオードおよびスイッチング素子からなる昇圧回路、いわゆる力率調整回路を用いることが提案されている。特許文献１には、当該回路の応用として、いわゆるインターリーブ方式の力率調整回路が提案されている。すなわち特許文献１に開示される力率調整回路は、リアクタ、逆阻止ダイオードおよびスイッチング素子からなる昇圧部を複数個並列に接続して電流経路を分岐させ、また各々の昇圧部のスイッチング素子を順番にスイッチングさせる制御を行うことで、高調波電流を抑制することを可能とした回路である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−１９５２８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示す従来のインターリーブ方式の力率調整回路において、電流情報として母線電流のみを検出して制御するワンシャント方式を採用した場合、分流した各々の電流を検出できずにその合計たる母線電流しか分からないため、並列接続された昇圧部のなかに、リアクタの接続端子の外れまたはスイッチング素子のオープン故障とにより導通しない昇圧部が存在する場合でも、その昇圧部を特定することができない。また導通しない昇圧部が存在する場合、他の昇圧部へ流れる電流が本来想定される電流より増加するため、高負荷動作中にスイッチング素子およびダイオードの過熱故障が生じる可能性がある。【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路素子の熱破壊を防止できるコンバータ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るコンバータ装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力電圧を平滑して負荷に出力する平滑コンデンサと、昇圧回路を制御する制御部と、を備え、昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、制御部は、複数の昇圧部内の少なくとも１つのスイッチング素子を一定時間オンさせることで昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係るコンバータ装置は、回路素子の熱破壊を防止できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置における故障検出時における動作を説明するための第１の図
【図３】本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置における故障検出時における動作を説明するための第２の図
【図４】本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置において電源位相を用いて故障検出の制御を行うことの利点を説明するための図
【図５】本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置において電源位相を用いた故障検出動作を説明するための図
【図６】本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の構成図
【図７】力率調整制御中の母線電流検出器に流れる母線電流と目標とする母線電流とを示す図
【図８】本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の構成図
【図９】本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置においてＭＯＳＦＥＴの故障検出動作を説明するための図
【図１０】本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の構成図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の実施の形態に係るコンバータ装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の構成図である。実施の形態１に係るコンバータ装置１００は、インターリーブ方式の力率調整回路を備え、当該力率調整回路は、リアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードの組である昇圧部を複数個備え、各々の昇圧部のスイッチング素子を順番にスイッチングさせる制御を行うことで高調波電流を抑制することを可能とした回路である。図１では３つの昇圧部１，２，３を並列に接続した３段インターリーブ回路が例示されているが、コンバータ装置１００に適用されるインターリーブ回路は、３段インターリーブ回路に限定されるものではなく、２段以上の段数のインターリーブ回路でもよい。
【００１１】
図１に示すコンバータ装置１００は、単相の交流電源ＡＣを入力として全波整流を行う整流回路であるダイオードブリッジＤＢ１と、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧を昇圧する昇圧回路５０と、昇圧回路５０の出力電圧を平滑して負荷２０に出力する平滑コンデンサＣ１と、母線電圧検出回路１０と、母線電流検出器ＳＨ１と、電圧ゼロクロス検出器３０と、昇圧回路５０を制御する制御部４０とを備える。負荷２０としては空気調和機を例示することができる。
【００１２】
図１に示すダイオードブリッジＤＢ１は４つのダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４を組み合わせて構成される全波整流回路であるが、ダイオードブリッジＤＢ１の構成はこれに限定されるものではなく、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を組み合わせて構成してもよい。
【００１３】
昇圧回路５０は、リアクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１および逆阻止ダイオードＤ１を有する昇圧部１と、リアクタＬ２、スイッチング素子ＳＷ２および逆阻止ダイオードＤ２を有する昇圧部２と、リアクタＬ３、スイッチング素子ＳＷ３および逆阻止ダイオードＤ３を有する昇圧部３とを備える。
【００１４】
交流電源ＡＣにダイオードブリッジＤＢ１が接続され、ダイオードブリッジＤＢ１の正側端にリアクタＬ１の一端が接続される。リアクタＬ１の他端がスイッチング素子ＳＷ１と逆阻止ダイオードＤ１のアノード側との接続端に接続される。逆阻止ダイオードＤ１のカソード側は平滑コンデンサＣ１の正側端に接続される。このように接続されたリアクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１および逆阻止ダイオードＤ１により昇圧部１が構成される。
【００１５】
ダイオードブリッジＤＢ１の正側にリアクタＬ２の一端が接続され、リアクタＬ２の他端がスイッチング素子ＳＷ２と逆阻止ダイオードＤ２のアノード側との接続端に接続され、逆阻止ダイオードＤ２のカソード側は平滑コンデンサＣ１の正側端に接続される。このように接続されたリアクタＬ２、スイッチング素子ＳＷ２および逆阻止ダイオードＤ２により昇圧部２が構成される。
【００１６】
ダイオードブリッジＤＢ１の正側にリアクタＬ３の一端が接続され、リアクタＬ３の他端がスイッチング素子ＳＷ３と逆阻止ダイオードＤ３のアノード側との接続端に接続され、逆阻止ダイオードＤ３のカソード側は平滑コンデンサＣ１の正側端に接続される。このように接続されたリアクタＬ３、スイッチング素子ＳＷ３および逆阻止ダイオードＤ３により昇圧部３が構成される。
【００１７】
３つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれのリアクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３に接続されていない側の端部は、平滑コンデンサＣ１の負側端と母線電流検出器ＳＨ１の一端とに接続される。母線電流検出器ＳＨ１の他端はダイオードブリッジＤＢ１の負側端に接続される。
【００１８】
平滑コンデンサＣ１の正側端は正極側直流母線Ｐに接続され、平滑コンデンサＣ１の負側端は負極側直流母線Ｎに接続される。平滑コンデンサＣ１の両端には負荷２０が接続される。
【００１９】
母線電圧検出回路１０は分圧抵抗１１および分圧抵抗１２を有し、分圧抵抗１１および分圧抵抗１２で構成され直列回路の一端は正極側直流母線Ｐに接続され、当該直列回路の他端は負極側直流母線Ｎに接続される。分圧抵抗１１，１２は平滑コンデンサＣ１の充電電圧を分圧し、制御部４０で検出可能な電圧範囲に制限する。
【００２０】
位相検出部である電圧ゼロクロス検出器３０は交流電源ＡＣのゼロクロス点を検出し、検出したゼロクロス点に関する情報を制御部４０に対して出力する。母線電流検出器ＳＨ１は、ダイオードブリッジＤＢ１と負荷２０との間に流れる電流である母線電流を検出し、検出した母線電流情報を制御部４０に対して出力する。
【００２１】
制御部４０は電圧ゼロクロス検出器３０、母線電流検出器ＳＨ１および母線電圧検出回路１０から出力された情報に基づき、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を駆動するためのＰＷＭ信号を出力してオンオフ制御する。これにより力率調整制御が実現される。なお制御部４０にはこれら以外の他の情報が入力されてもよく、力率調整制御にその他の情報が用いられてもよい。
【００２２】
本実施の形態に係る制御部４０は、力率調整制御を開始する前、かつ、負荷２０が極めて小さいときに昇圧部１，２，３のそれぞれの故障検出を行う。なお各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３をオンさせる前は、負荷２０が極めて小さいため母線電流がほとんど流れていないものとする。また以下では昇圧部１，２，３のそれぞれの故障検出を単に「故障検出」と称する場合がある。
【００２３】
次に図２，３を用いて制御部４０における故障検出の動作を具体的に説明する。
【００２４】
図２は本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置における故障検出時における動作を説明するための第１の図である。図２にはスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれを駆動するためのＰＷＭ信号の波形が示され、図２では、スイッチング素子ＳＷ１，２，３のそれぞれをオンオフ制御するＰＷＭ信号をＳＷ１出力，ＳＷ２出力，ＳＷ３出力としている。また図２には、ＳＷ１出力時に検出される母線電流の波形と、ＳＷ２出力時に検出される母線電流の波形と、ＳＷ３出力時に検出される母線電流の波形とが示される。また図２には、昇圧部１，２，３の故障の有無を判定する故障判定用の閾値が点線で示される。
【００２５】
故障検出時において制御部４０は、まずスイッチング素子ＳＷ１を一定時間オンさせる。スイッチング素子ＳＷ１をオンさせると、図１に示す交流電源ＡＣ、ダイオードブリッジＤＢ１、リアクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、母線電流検出器ＳＨ１、ダイオードブリッジＤＢ１および交流電源ＡＣによる電流経路ができ、母線電流が流れ出す。
【００２６】
次に一定時間経過後にスイッチング素子ＳＷ１をオフさせ、その直前の母線電流が母線電流検出器ＳＨ１で検出される。このとき検出される電流は、上記の電流経路上における昇圧部１に流れた電流である。なお、スイッチング素子ＳＷ１のオンにより生じた電流は、電流経路にリアクタＬ１がありインダクタンスが大きいため、スイッチング素子ＳＷ１をオフにしてもすぐにはゼロにならない。そこでスイッチング素子ＳＷ１をオフさせた後、母線電流が極めて小さくなるようしばらく待つ。それからスイッチング素子ＳＷ２をオンさせて、スイッチング素子ＳＷ１のときと同様に電流検出を行い、昇圧部２に流れた電流を検出する。また母線電流が極めて小さくなるよう時間をあけた後にスイッチング素子ＳＷ３をオンさせ、同様に昇圧部３に流れた電流を検出する。
【００２７】
それぞれの昇圧部１，２，３に流れた母線電流の値が故障判定用の閾値以上である場合は、その昇圧部は正常であると判定し、全ての昇圧部１，２，３が正常であれば制御部４０は正常であると判定する。
【００２８】
図３は本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置における故障検出時における動作を説明するための第２の図である。図３には、図２と同様にＳＷ１，２，３の出力と、ＳＷ１，２，３の出力時に検出される母線電流の波形とが示される。図２との相違点は、昇圧部２に異常があるため、スイッチング素子ＳＷ２をオンさせても母線電流の値が閾値未満であることである。このように閾値未満の母線電流を検出した制御部４０は昇圧部２が故障していると判定する。
【００２９】
なお図２，３では、故障有無の判定のためのスイッチング回数は、各々の昇圧部１，２，３において１回であるが複数回でもよい。すなわちスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれに対してＰＷＭ信号を複数回出力し、各々のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を複数回スイッチングさせて、故障有無を判定してもよい。各々のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を複数回スイッチングさせた場合、例えば［閾値以上だった回数］／［スイッチングをした回数］が１／２を上回ったときには正常と判定する、所謂多数決の方式が考えられる。また図２，３ではスイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ２およびスイッチング素子ＳＷ３の順でスイッチングをしているが、各々のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のスイッチングの順はどのような順番であってもよい。
【００３０】
制御部４０は、全ての昇圧部１，２，３が正常であると判定した場合、回路の力率調整制御に移行し、負荷２０の上昇を許容する。昇圧部１，２，３の中に異常のある昇圧部が存在する場合、制御部４０は異常状態として力率調整制御および負荷２０の上昇を許可しない。また制御部４０は、昇圧部１，２，３の内、１つの昇圧部が故障した場合、負荷２０の定格電流を２／３として、その範囲内で負荷２０の上昇および力率調整制御を許容して動作させるように構成してもよい。また制御部４０は、昇圧部１，２，３の内、２つの昇圧部が故障した場合、負荷２０の定格電流の１／３の範囲内で負荷２０の上昇および力率調整制御を許容して動作を継続させるように構成してもよい。また制御部４０は、昇圧部１，２，３の全てが故障したときに異常状態として力率調整制御および負荷２０の上昇を禁止するように構成してもよい。これらの動作の何れでも、回路素子に想定以上の電流が流れて過熱故障に至ることを防ぐことができる。
【００３１】
実施の形態２．
実施の形態２では故障検出の制御に電源位相を用いるコンバータ装置１００の構成例を説明する。実施の形態２のコンバータ装置１００は、図１に示すコンバータ装置１００と同様の回路を用いる。実施の形態１と実施の形態２の相違点は制御部４０における故障検出の方法である。
【００３２】
まず故障検出の制御に電源位相を用いる利点を説明する。故障検出のときにスイッチング素子のオンにより流れる電流の大きさは、電源電圧の振幅、スイッチング素子がオンするタイミングにおける電源電圧の位相、リアクタのインダクタンス、およびスイッチング素子をオンする時間により決定される。ここで電源電圧の振幅およびリアクタのインダクタンスは決まった値であり、オンする時間も事前に設定した値である。しかし実施の形態１の方法では電源電圧の位相が特定されない。
【００３３】
ここで図４は本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置において電源位相を用いて故障検出の制御を行うことの利点を説明するための図である。図４には電源電圧の振幅とＳＷ出力と母線電流とが示される。図４に示すように電源電圧の振幅、リアクタのインダクタンス、およびオン時間が同一であっても、電源位相が０度または１８０度に近いときにオンすると、電源電圧が小さいため母線電流の増加が遅く、流れる電流が小さくなるが、一方で電源位相が９０度または２７０度に近いときにオンすると、電源電圧が大きいため電流の増加が早く、流れる電流が大きくなる。よって、実施の形態１では、電源位相が０度または１８０度付近でオンしても、閾値を大きく超える母線電流が流れるような長いオン時間を必要とする一方で、電源位相が９０度または２７０度付近でオンしても、過大な電流により素子破壊が起きない程度にオン期間を短くする必要があり、閾値とオン時間の設定が難しい。そこで、電源位相を検出し、オンする電源位相を指定することで、流れる母線電流の大きさを事前に推測でき、閾値およびオン期間の適切な設定が容易になる。
【００３４】
図５は本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置において電源位相を用いた故障検出動作を説明するための図である。図５には、電源電圧と、電源位相と、ＳＷ１，２，３のそれぞれの出力と、ＳＷ１，２，３の出力時に検出される母線電流の波形とが示される。電圧ゼロクロス検出器３０により電源位相が０度および３６０度となるタイミングが分かる。そこで制御部４０は、電圧ゼロクロス検出器３０から出力されるゼロクロス信号が入力されるタイミングで制御部４０内のタイマをリスタートするように動作し、また同じくタイマによりゼロクロス信号が入力される間隔を計測する。これにより［現在のタイマのカウンタ値］／［ゼロクロス信号の間隔のタイマ値］×３６０により、制御部４０は現在の電源位相（度）が算出できる。故障検出の際に、この手法にて電源位相を計測し、電源位相が一定値に達したタイミングでスイッチング素子をオンし、一定時間経過後のオフのタイミングで電流を検出する。制御部４０はこの動作を３つの昇圧部１，２，３のそれぞれに対して実施する。これにより故障検出時に過大な電流を流す危険性を排除でき、また正常な相でも電流が閾値未満しか流れずに故障を検出できない可能性を排除することが可能になる。
【００３５】
なお電源位相を計測して特定の電源位相でオンさせる方法の代わりに、コンバータ装置１００が電源電圧の瞬時値を検出する図示しない電源電圧検出器を備え、制御部４０は、電源電圧検出器で検出された電源電圧の瞬時値が一定値に達したときにスイッチング素子をオンさせる方法を用いてもよい。このように構成した場合でも電源位相を用いる場合と同じ効果を得ることができる。
【００３６】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の構成図である。実施の形態１のコンバータ装置１００と実施の形態３のコンバータ装置１００−３との相違点は以下の通りである。故障検出の方法は実施の形態２と同様とする。
（１）実施の形態３のインターリーブ方式の力率調整回路では、母線電流検出器ＳＨ１で検出されたアナログ信号である母線電流情報の制御部４０への入力経路が故障検出用と力率改善制御用とに分離されていること。
（２）故障検出用の経路では、アナログ信号が伝達される経路に、フィルタ回路または時定数の小さなローパスフィルタ回路が挿入されること。
（３）力率調整制御の経路では、アナログ信号が伝達される経路に時定数の大きなローパスフィルタ回路が挿入されること。
（４）母線電流検出器ＳＨ１で検出される母線電流情報に対して、昇圧部１，２，３の故障の検出時には第１の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行い、または当該ローパスフィルタ処理を行わず、力率調整制御のときには第１の時定数より大きい第２の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行うこと。
【００３７】
母線電流情報の経路を分離するメリットについて説明する。まず図７を用いて力率調整制御中の母線電流検出器ＳＨ１に流れる母線電流を説明する。図７は力率調整制御中の母線電流検出器に流れる母線電流と目標とする母線電流とを示す図である。図７において点線は目標とする母線電流の波形であり、その形状は正弦波状である。実線は母線電流検出器に実際に流れる母線電流の波形である。スイッチング素子のオンオフの繰り返しにより、電流波形を正弦波状にしているため、母線電流には必然的にスイッチング素子のオンオフ周波数の三角波が重畳される。スイッチング素子のオンオフ周波数はキャリア周波数と呼ばれる。
【００３８】
力率調整制御の際には、母線電流のキャリア成分が除去されていることが望ましい。そこで力率調整制御用の電流検出では、アナログ信号の経路に時定数の大きなローパスフィルタを取り付ける。
【００３９】
一方で故障検出の際には、短時間で電流値を増大させた後にスイッチング素子をオフさせるので、電流波形は三角波状となり、時定数の大きなローパスフィルタがあると電流値が正しく検出できなくなってしまう。そこで故障検出の際には、アナログ信号の経路に時定数のごく小さなローパスフィルタを接続し、またはフィルタを接続しない構成とする。
【００４０】
実施の形態３の構成により、故障検出および力率調整制御の双方を精度が高い状態で両立可能となる。
【００４１】
なおアナログ信号である母線電流情報を制御部４０内でデジタル信号に変換して処理する場合、ローパスフィルタを制御部４０内のデジタルフィルタとして実現し、故障検出のときはデジタルフィルタ無しとして制御し、力率調整制御のときはデジタルフィルタ制御有りとして制御することで、経路を分離することなく実現させてもよい。
【００４２】
実施の形態４．
図８は本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の構成図である。図８にはインターリーブ方式の力率調整回路で同期整流を採用した場合の回路の構成例を示す。実施の形態１のコンバータ装置１００と実施の形態４のコンバータ装置１００−４との相違点は以下の通りである。
（１）実施の形態４のコンバータ装置１００−４は、昇圧回路５０の代わりに昇圧回路５０Ａを有すること。
（２）昇圧部１は、実施の形態１の逆阻止ダイオードＤ１の代わりにＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＳＲ１を有すること。
（３）昇圧部２は、実施の形態１の逆阻止ダイオードＤ２の代わりにＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＳＲ２を有すること。
（４）昇圧部３は、実施の形態１の逆阻止ダイオードＤ３の代わりにＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＳＲ３を有すること。
（５）制御部４０から出力されるゲート駆動信号によりトランジスタＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３が制御され、トランジスタＳＲ１はスイッチング素子ＳＷ１がオフの間はオンし、スイッチング素子ＳＷ１がオンの間はオフし、トランジスタＳＲ２はスイッチング素子ＳＷ２がオフの間はオンし、スイッチング素子ＳＷ２がオンの間はオフし、トランジスタＳＲ３はスイッチング素子ＳＷ３がオフの間はオンし、スイッチング素子ＳＷ３がオンの間はオフする。これにより同期整流を実現して電気的損失を減らすことができること。
【００４３】
実施の形態４の同期整流型インターリーブ回路においても実施の形態１，２，３の制御により各昇圧部１，２，３のスイッチング素子およびリアクタの故障検出が可能である。一方でＭＯＳＦＥＴの故障の有無は別の方法により検出する必要がある。
【００４４】
図９は本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置においてＭＯＳＦＥＴの故障検出動作を説明するための図である。図９には図８に示す回路の一部であるトランジスタＳＲ１、スイッチング素子ＳＷ１および平滑コンデンサＣ１が示され、またトランジスタＳＲ１、スイッチング素子ＳＷ１および平滑コンデンサＣ１に流れる電流の経路が点線で示される。
【００４５】
例えば昇圧部１を検出する場合、制御部４０はスイッチング素子ＳＷ１とトランジスタＳＲ１とを短期間同時にオンさせる。オン時間は過電流により素子が故障しない程度とする。このとき、平滑コンデンサＣ１の正側、トランジスタＳＲ１、スイッチング素子ＳＷ１および平滑コンデンサＣ１の負側の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１から電荷が抜け、平滑コンデンサＣ１の両端の母線電圧が低下する。
【００４６】
制御部４０は、スイッチング素子ＳＷ１およびトランジスタＳＲ１を同時にオンをする前後で母線電圧を検出し、前後で検出した母線電圧の差が閾値以上であれば、トランジスタＳＲ１は正常と判定する。一方、前後で検出した母線電圧の差が閾値未満の場合、制御部４０は、前述の経路が形成されなかったと判定し、トランジスタＳＲ１が異常とする。
【００４７】
昇圧部１の検出と同様に、制御部４０は、スイッチング素子ＳＷ２およびトランジスタＳＲ２を同時にオンすることによりトランジスタＳＲ２の故障検出を行い、スイッチング素子ＳＷ３およびトランジスタＳＲ３を同時にオンすることによりトランジスタＳＲ３の故障検出を行う。故障が検出された場合の動作は実施の形態１と同様とする。以上により、ＭＯＳＦＥＴの故障の有無を検出することが可能になる。
【００４８】
なお１回のスイッチングでは大幅に電圧が下がらず、ＳＲおよびＳＷを同時にオンする前と後の母線電圧の差が小さいため判定が難しい場合には、制御部４０は、複数回スイッチングをすることで電圧をより低下させ、母線電圧の差が大きくなるように制御してもよい。
【００４９】
実施の形態５．
図１０は本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の構成図である。実施の形態５のコンバータ装置１００−５は、実施の形態４と同様に同期整流型のインターリーブ回路を有する。実施の形態４のコンバータ装置１００−４と実施の形態５のコンバータ装置１００−５との相違点は以下の通りである。
（１）コンバータ装置１００−５は、図１０に示すようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれの接続端と負極側直流母線Ｎとの間に配置される電流検出器ＳＨ２を有すること。
（２）電流検出器ＳＨ２は、複数の昇圧部１，２，３内のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３に流れる電流の合計値を計測すること。
（３）制御部４０は、電流検出器ＳＨ２で検出される電流値を用いてトランジスタＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３の故障を検出すること。
【００５０】
例えば昇圧部１において、スイッチング素子ＳＷ１およびトランジスタＳＲ１を同時にオンさせたとき、電流検出器ＳＨ２で検出される電流が閾値以上の場合、制御部４０はトランジスタＳＲ１が正常であると判定し、電流検出器ＳＨ２で検出される電流が閾値未満の場合、制御部４０はトランジスタＳＲ１が異常であると判定する。昇圧部２および昇圧部３における判定も同様とする。以上によりトランジスタＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３の故障の有無を検出することが可能になる。
【００５１】
なお、電流検出器ＳＨ２は保護機能のためのみの電流検出器であるから、母線電流検出器ＳＨ１よりも精度は荒くて構わず、コストを抑えることが可能である。
【００５２】
また実施の形態１から５の制御部４０は、複数の昇圧部１，２，３内の少なくとも１つの昇圧部の故障を検出したとき、力率調整制御および負荷２０の上昇を禁止するように構成してもよい。この動作により回路素子に想定以上の電流が流れて過熱故障に至ることを防ぐことができる。
【００５３】
また実施の形態１から５の制御部４０は、ｍ個の並列接続された複数の昇圧部１，２，３の中で、故障した昇圧部がｎ個検出された場合に、力率改善動作は許可するが、負荷の上昇を負荷の定格の（ｍ−ｎ）／ｍ倍までに制限するように構成してもよい。ただしｍおよびｎはそれぞれ１以上の整数とし、ｎ≦ｍとする。この動作により、回路素子に想定以上の電流が流れて過熱故障に至ることを防ぐことができる。
【００５４】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１，２，３  昇圧部、１０  母線電圧検出回路、１１，１２  分圧抵抗、２０  負荷、３０  電圧ゼロクロス検出器、４０  制御部、５０，５０Ａ  昇圧回路、１００，１００−３，１００−４，１００−５  コンバータ装置、ＡＣ  交流電源、Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  逆阻止ダイオード、ＤＢ１  ダイオードブリッジ、ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４  ダイオード、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  リアクタ、Ｎ  負極側直流母線、Ｐ  正極側直流母線、ＳＨ１  母線電流検出器、ＳＨ２  電流検出器、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３  トランジスタ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３  スイッチング素子。
【図１】
2017145303.tif 000003
【図２】
2017145303.tif 000004
【図３】
2017145303.tif 000005
【図４】
2017145303.tif 000006
【図５】
2017145303.tif 000007
【図６】
2017145303.tif 000008
【図７】
2017145303.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【手続補正書】
【提出日】平成30年2月22日(2018.2.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子を一定時間オンさせたときに流れる母線電流の検出値と故障判定用の閾値とを比較して前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と、
前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出部と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記交流電源の電圧の位相が一定値に達したとき、前記スイッチング素子をオンさせ前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と、
前記交流電源の電圧の瞬時値を検出する電源電圧検出器と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記交流電源の電圧の瞬時値が一定値に達したとき、前記スイッチング素子をオンさせ前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と、
前記整流回路に流れ込む電流を検出する母線電流検出器と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子を一定時間オンさせ前記昇圧部の故障の有無を判定し、前記母線電流検出器で検出される母線電流情報に対して、前記昇圧部の故障の検出時には第１の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行い、または前記ローパスフィルタ処理を行わず、力率調整制御のときには前記第１の時定数より大きい第２の時定数に設定されたローパスフィルタ処理を行うことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
前記逆阻止ダイオードの代わりに金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴが用いられ、
前記制御部は、前記スイッチング素子をオンしている期間は前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、前記スイッチング素子をオフしている期間は前記ＭＯＳＦＥＴをオンとする同期整流を行うことを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と、
前記平滑コンデンサに印加される電圧を検出する母線電圧検出回路と
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子および前記ＭＯＳＦＥＴを同時にオンにし、前記オンの前後に前記母線電圧検出回路で検出された母線電圧の差を比較することにより、前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項７】
交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、
前記交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の出力電圧を平滑して前記負荷に出力する平滑コンデンサと、
前記昇圧回路を制御する制御部と、
を備え、
前記昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴを有する昇圧部を複数個備え、
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記スイッチング素子および前記ＭＯＳＦＥＴを同時にオンにし、前記オンのときに前記複数の昇圧部内の前記スイッチング素子に流れる電流の合計値を計測する電流検出器で検出された電流と故障判定用の閾値とを比較することにより、前記昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記複数の昇圧部内の少なくとも１つの前記昇圧部の故障を検出したとき、力率調整制御および負荷の上昇を禁止することを特徴とする請求項１から請求項７の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項９】
ｍ個の並列接続された前記複数の昇圧部の中で、故障した昇圧部がｎ個検出された場合に、力率改善動作は許可するが、前記負荷の上昇を前記負荷の定格の（ｍ−ｎ）／ｍ倍までに制限することを特徴とする請求項１から請求項８の何れか一項に記載のコンバータ装置。
ただし前記ｍおよび前記ｎはそれぞれ１以上の整数であり、前記ｎ≦前記ｍである。
【請求項１０】
前記負荷は空気調和機であることを特徴とする請求項１から請求項９の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るコンバータ装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷へ出力するコンバータ装置であって、交流電源を入力として全波整流を行う整流回路と、整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力電圧を平滑して負荷に出力する平滑コンデンサと、昇圧回路を制御する制御部と、を備え、昇圧回路は、それぞれがリアクタ、スイッチング素子および逆阻止ダイオードを有する昇圧部を複数個備え、制御部は、複数の昇圧部内の少なくとも１つのスイッチング素子を一定時間オンさせたときに流れる母線電流の検出値と故障判定用の閾値とを比較して昇圧部の故障の有無を判定することを特徴とする。
【国際調査報告】
2017145303.tif 000013
2017145303.tif 000014