(57)【要約】【課題】電圧と電流の位相差を簡易に検出する。【解決手段】本発明の実施形態としての電圧変換装置は、直流電圧を生成する直流電源部と、インバータと、交流成分検出部と、位相推定部を備える。インバータは、第１端が直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が正側端子および負側端子の他方に電気的に接続され、直流電圧に基づき交流電力を生成する。交流成分検出部は、第１端または第２端を流れる電流の交流成分を検出する。位相推定部は、交流成分の絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、交流電力の電圧の位相と、交流電力の電流の位相との位相関係を推定する。電圧変換装置は、交流電力を負荷装置に供給し、インバータの駆動周波数の基本波における負荷装置のインピーダンスが、駆動周波数の奇数次高調波における負荷装置のインピーダンスよりも小さい。
2017037815.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を生成する直流電源部と、
第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成するインバータと、
前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する交流成分検出部と、
前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する位相推定部とを備え、
前記電圧変換装置は、前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さい、電圧変換装置。
【請求項２】
一端が前記直流電源部の一方の端子に電気的に接続され、他端が前記直流電源部の他方の端子に電気的に接続された容量素子を備え、
前記交流成分検出部は、前記交流成分として前記容量素子を流れる電流を検出する
請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記交流成分検出部は、前記第１端または前記第２端を流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された前記電流から交流成分を抽出するフィルタとを備えた
請求項１または２に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記交流成分検出部は、直流電流に感度を有さない電流センサを用いて、前記交流成分を検出する
請求項１または２に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記特定の周波数成分は、前記インバータの駆動周波数の２倍の周波数成分である
請求項１ないし４のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記位相推定部は、前記特定の周波数成分の絶対値を表す第２絶対値信号を生成し、前記第２絶対値信号から低域通過フィルタで直流成分を抽出し、前記直流成分に基づいて前記位相関係を推定する
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項７】
前記位相推定部は、前記第１絶対値信号から低域通過フィルタで直流成分を抽出し、前記直流成分の値を検出し、
前記第１絶対値信号に含まれる前記特定の周波数成分の振幅値と、前記直流成分の値との比とに基づいて、前記位相関係を推定する
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項８】
前記電圧と前記電流の位相差が、所定の範囲に含まれるように、前記インバータの駆動周波数を調整する周波数調整部
を備えた請求項１ないし７のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項９】
前記電圧と前記電流の位相差が、所定の範囲に含まれるように、前記負荷装置の周波数特性を調整する負荷調整部
を備えた請求項１ないし８のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項１０】
前記電圧と前記電流の位相差が所定の範囲外であるときに、前記インバータの動作の停止信号を出力する動作制御部
を備えた請求項１ないし９のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項１１】
前記交流成分検出部により検出された前記交流成分に基づき、前記第１絶対値信号を生成する絶対値検出部
を備えた請求項１ないし１０に記載の電圧変換装置。
【請求項１２】
前記第１絶対値信号から前記特定の周波数成分を抽出するフィルタを備え、
前記フィルタは、帯域通過フィルタまたは低域通過フィルタまたは高域通過フィルタのいずれかである
請求項１ないし１１のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
【請求項１３】
直流電圧を生成する直流電源部と、
第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成するインバータと、
前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する交流成分検出部と、
前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する位相推定部とを備え、
前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さく、
前記負荷装置は、送電コイルを含むコイル部を備え、前記インバータが生成した前記交流電力を、受電装置の受電コイルに磁気結合を介して伝送する、無線電力伝送装置。
【請求項１４】
前記電圧と前記電流との位相差が減少するように、前記インバータの駆動周波数、前記コイル部の周波数特性、前記受電装置の周波数特性、前記送電コイルと前記受電コイルの位置関係、の少なくとも１つを制御する
請求項１３に記載の無線電力電送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電圧変換装置および無線電力伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線電力伝送において、送電側の交流電圧と交流電流との位相差が０、つまり力率が高い状態ほど、電力の伝送効率が高くなることが知られている。電圧と電流を検出し、それぞれが所定の範囲内となる期間の排他的論理和を用いて、位相差を検出する方法が提案されている。【０００３】
しかしながら、上記の方法においては、電流を検出する箇所が交流電圧出力端子であるため、観測箇所の電圧が急峻に変動する。特に大電力を送電する用途においては、一般に大きな出力電圧が必要となるため、電圧変動幅も大きくなる。このような条件下においては、電流の検出の精度を確保するのが困難となる。【０００４】
例えば、電流センサを使用すると、一般的に電圧の変化時に電流センサにスパイク状の雑音が混入する。微少な抵抗を挿入し、その両端電圧から電流を観測する方法もあるが、このような方法でも電圧変動の影響を完全に除去するのは困難である。【０００５】
上記の方法のように所定の範囲内の期間を検出する場合には、スパイク状の雑音により電流が所定の範囲内に達すると、誤った検出が行われるため、電流と電圧の位相差の検出精度が低下する。【０００６】
また、電流検出手段と電圧検出手段の周波数特性を全く同一にするのは困難である。検出すべき周波数において電圧検出手段と電流検出手段の入出力特性に位相差があると、誤差の原因となる。一般的には特に周波数が高くなると、位相特性の影響が顕著になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開第２０１２−１８２９７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この発明の実施形態は、電圧と電流の位相差を容易に検出することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の実施形態としての電圧変換装置は、直流電圧を生成する直流電源部と、インバータと、交流成分検出部と、位相推定部を備える。前記インバータは、第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成する。前記交流成分検出部は、前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する。前記位相推定部は、前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する。前記電圧変換装置は、前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さい。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】一般的な無線電力伝送装置の簡略化した等価回路図。
【図２】図１の構成の無線電力伝送装置における力率と効率の関係を示す図。
【図３】第１の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
【図４】インバータ出力電圧波形を示す図。
【図５】デューティーを下げた場合のインバータ出力電圧波形を示す図。
【図６】単相インバータ使用時のインバータ出力電圧波形を示す図。
【図７】図１の構成における、送電側から見込んだインピーダンスの絶対値を示す図。
【図８】インバータ出力における電圧波形と電流波形を示す図。
【図９】インバータ入力の電圧波形と電流波形を示す図。
【図１０】高域通過フィルタ出力波形を示す図。
【図１１】絶対値検出部の出力波形を示す図。
【図１２】位相差０度、９０度における絶対値検出部の出力波形の各周波数成分の振幅を示す図。
【図１３】位相差と絶対値検出部の出力波形における基本波の２倍周波数成分振幅との関係を示す図。
【図１４】位相差推定部の構成例を示す図。
【図１５】図１４の位相差推定部の具体的な構成例を示す図。
【図１６】絶対値検出部の具体例を示す図。
【図１７】第２の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図。
【図１８】位相差と絶対値検出部の出力波形における直流成分の関係を示す図。
【図１９】第３の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図。
【図２０】位相差と、絶対値検出部の出力波形における基本波周波数の２倍波成分と直流成分の比との関係を示す図。
【図２１】第４の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
【図２２】第５の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
【図２３】第５の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。
【図２４】第５の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。
【図２５】第６の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
【図２６】第６の実施形態に係る動作フローの例を示す図。
【図２７】第６の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。
【図２８】第７の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００１２】
図１に一般的な無線電力伝送装置の構成を簡略化した等価回路を示す。図１の無線電力伝送装置は、送電側の交流電源、送電コイルＬｔｘおよび送電側容量Ｃｔｘと、受電側の受電コイルＬｒｘ、受電側容量Ｃｒｘ、および負荷抵抗Ｒとを備える。
【００１３】
送電側の送電コイルＬｔｘ、および送電側容量Ｃｔｘによって直列共振回路が構成される。この共振周波数は次のように与えられる。
【数１】
2017037815.tif 000003
【００１４】
同様に、受電側のインダクタＬｒｘ、および容量Ｃｒｘによっても直列共振回路が構成され、この共振周波数は次のように与えられる。
【数２】
2017037815.tif 000004
【００１５】
図２（Ａ）に、共振周波数ｆｔｘとｆｒｘを１００ｋＨｚとした場合の送電側の交流電源の周波数と、電力の伝送効率（以下単に効率と呼ぶ）との関係、および当該送電側の交流電源の周波数と、交流電源出力における力率との関係を示す。結合係数ｋを０．１、１００ｋＨｚにおけるコイルのＱ値をＬｔｘ、Ｌｒｘ共に３０とした場合の特性を示している。送電側は理想的な交流電圧源を仮定し、Ｌｔｘ、Ｌｒｘのインダクタンスは共に１００μＨとし、負荷抵抗は交流電源周波数１００ｋＨｚにおいて最大の効率が得られる条件に設定している。
【００１６】
図２（Ｂ）は、結合係数ｋを０．３、１００ｋＨｚにおけるコイルのＱ値を、Ｌｔｘ、Ｌｒｘ共に１００とした場合の特性を示す。その他の条件は図２（Ａ）と同様である。
【００１７】
このように、結合係数やコイルのＱ値などにより、特性は変わるが、いずれの場合も力率が最大値をとる周波数と、効率が最大値をとる周波数はほぼ一致しており、力率が高いほど伝送効率が高いと言える。
【００１８】
力率は、皮相電力と有効電力の比で定義される。理想的な正弦波の電圧および電流を出力する交流電源の場合、力率は、出力電圧の位相と出力電流の位相の差を
2017037815.tif 000005
として、
【数３】
2017037815.tif 000006
と求めることができる。つまり、電圧と電流の位相差が０となるときに力率が最大値１をとる。なお、位相差
2017037815.tif 000007
は、電圧を基準にした電流の位相で定義するものとする。
【００１９】
ここでは、図１のような無線電力伝送装置において力率を高めることで効率を高めることが可能であることを示した。整流回路の追加やフィルタ回路の追加など種々の変更を加えても、多くの場合に無線電力伝送において力率を高めることで、効率の改善が期待できることは容易に推測できる。
【００２０】
また、上述したように、力率とは皮相電力と有効電力の比である。通常、電力回路に使用する素子には、定格の電圧と電流が定められており、これを超えて運用することはできない。力率が高くなるとは、皮相電力に占める有効電力の比が高くなることを意味することから、力率を改善することで同一定格の電力回路でより多くの電力を扱うことができるといえる。これらのことから、無線電力伝送に限らず、交流電源を利用する種々の応用において、交流電源出力の力率は重要な特性の一つであるといえる。
【００２１】
本実施形態は、交流電源としてインバータを用いる場合において、その出力の力率、つまり電圧と電流の位相差を容易に検出することを特徴の１つとしている。
【００２２】
図３に、第１の実施形態に係る電圧変換装置を示す。この電圧変換装置は直流電圧を出力する直流電源部１０１と、インバータ１０２と、電流検出部１０５と、高域通過フィルタ１０６と、絶対値検出部１０７と、位相差推定部１０８とを備える。電流検出部１０５と高域通過フィルタ１０６の組は、インバータ１０２の入力電流の交流成分を検出する交流成分検出部に対応する。
【００２３】
インバータ１０２の入力電圧を
2017037815.tif 000008
入力電流を
2017037815.tif 000009
を定義する。また、インバータ１０２の出力電圧を
2017037815.tif 000010
、出力電流を
2017037815.tif 000011
と定義する。インバータ１０２の出力には負荷装置１０３が接続される。負荷装置１０３は、インバータ１０２が駆動する負荷全体を指す。例えば図１の一般的な無線電力伝送装置においては、負荷装置は、交流電源出力に接続される送電側の容量Ｃｔｘと送電コイルＬｔｘ、受電側の受電側容量Ｃｒｘと受電コイルＬｒｘ、および負荷抵抗Ｒの全てを含む。送電側の容量Ｃｔｘと送電コイルＬｔｘの組は、送電側のコイル部を形成する。受電側の受電側容量Ｃｒｘと受電コイルＬｒｘの組は、受電側のコイル部を形成する。
【００２４】
インバータ１０２は、第１端が直流電源部１０１の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が正側端子および負側端子の他方に電気的に接続され、直流電源部１０２からの入力直流電圧に基づき交流電力（交流電圧および交流電流）を生成する。つまり、インバータ１０２は、ＤＣ−ＡＣ変換器として動作する。インバータ１０２は、４つのスイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂ、１０３Ｃ、１０４Ｄを備え、これらスイッチング素子を、駆動装置から供給されるスイッチング信号に応じてスイッチングすることで、上記の交流電力を生成する。インバータ１０２により生成された交流電力は、負荷装置１０３に供給される。
【００２５】
ここで各スイッチング素子は、トランジスタとダイオードとを逆並列に接続したものとして構成される。逆並列に接続とは、接続された各素子の電流の流れる方向が逆（Ｄ直流電源部に電流が逆流する向き）という意味である。スイッチング素子１０２Ａと１０２Ｂの一端同士が接続され、スイッチング素子１０２Ｃと１０２Ｄの一端同士が接続されている。スイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｃの他端が、直流電源部１０１の電源端子（正側端子）に共通に接続されている。スイッチング素子１０２Ｂ、１０２Ｄの他端が、直流電源部１０１のグランド端子（負側端子）に共通に接続されている。スイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂ間の接続ノードは、負荷装置１０３の２つの入力端子のうちの一方に接続されている。スイッチング素子１０２Ｃ、１０２Ｄ間の接続ノードは、当該２つの入力端子のうちの他方に接続されている。インバータ１２０は、駆動装置（図示せず）により供給されるスイッチング信号により各スイッチング素子を制御する。
【００２６】
図４にインバータ出力の電圧波形を示す。なお、縦軸は入力直流電圧で規格化しており、横軸は周期Ｔで規格化している。これ以降示す電圧波形の図についても、同様の規格化を行った値を用いる。インバータ出力の電圧波形は、インバータ駆動周波数に応じた周期の矩形波である。このような矩形波は、周期Ｔに対してｆｆｕｎｄ＝１／Ｔ［Ｈｚ］の周波数成分と、ｆｆｕｎｄの奇数倍の高調波成分とを含む。以下、ｆｆｕｎｄを基本周波数と呼ぶ。また、電圧または電流またはこれらの両方に含まれるｆｆｕｎｄの周波数の成分を基本波成分と呼ぶこととする。図４には、矩形波の電圧波形に含まれる基本波成分も示される。このように、基本波成分の波形は、矩形波の遷移タイミングと一致するゼロクロス点（電圧がゼロになる点）を有する正弦波となる。
【００２７】
なお、入力の直流電圧を保ったまま交流電圧の振幅を下げる方法として、矩形波のデューティーを変更する方法がある。図５に、デューティーを変更した場合の電圧波形と基本波成分を示す。基本波成分は、デューティーが小さいほど振幅が小さくなり、電圧波形が０の期間の中点でゼロクロスする（電圧がゼロになる）正弦波となる。デューティーを下げる方法としては、差動インバータのＵ相とＶ相の駆動信号の間にデッドタイムを挿入する、またはＵ相とＶ相の駆動信号の位相をずらす、などの方法がある。なお、ここでＵ相とはインバータ１０２においてスイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂにより構成される部分、Ｖ相とはスイッチング素子１０２Ｃ、１０２Ｄにより構成される部分を示す。
【００２８】
本実施形態は、直流電圧入力に対し基本波成分を有する交流出力を生成する交流電源生成装置一般に適用できる。例えば、単相のインバータの場合には、出力電圧は直流成分と交流成分から構成されるが、図６のように単相のインバータの出力電圧は基本波成分を含むため、本実施形態は適用可能である。
【００２９】
インバータ出力電圧の振幅に対するインバータ出力電流の大きさは、負荷装置のインピーダンスによって決まる。基本波周波数におけるインピーダンスの絶対値が小さければ、インバータ出力電流の基本波成分は大きくなり、大きければ出力電流の基本波成分は小さくなる。同様に、基本波周波数の奇数倍の高調波成分の電流の大きさも、それぞれの周波数におけるインピーダンスの絶対値によって決まる。ここで、負荷装置の基本波周波数のインピーダンスが、奇数倍の高調波におけるインピーダンスよりも小さい場合、インバータ出力電流に含まれる周波数成分は主に基本波成分のみとなる。このとき、電流波形は基本波周波数の正弦波に近くなる。これは、負荷装置が、インバータ出力電圧における周波数成分のうち基本波成分のみを選択的に通過させるフィルタとして動作する、といえる。
【００３０】
インバータ出力電流の基本波成分の位相と、インバータ出力電圧の基本波成分の位相との差を基本波位相差と定義する。この基本波位相差を
2017037815.tif 000012
として、上記の式（３）によって得られる
2017037815.tif 000013
を、基本波力率と定義する。基本波位相差は基本波周波数におけるインピーダンスの位相成分によって決定される。基本波周波数におけるインピーダンスの位相成分が０、すなわちインピーダンスの虚部が０の場合に基本波力率は最大値の１となる。先に述べたように、負荷装置が奇数次の高調波に対してフィルタとして動作する（高調波を通過させない）場合には、電流は基本波周波数の正弦波に近づくため、インバータの出力電力に寄与する成分は、主に基本波成分のみとなる。そのため、基本波力率を検出することは、インバータ出力の力率を検出することとほぼ等価であると言える。また、基本波位相差を検出することは、インバータ出力の電圧と電流の位相差を検出することとほぼ等価であると言える。
【００３１】
例として、図１の無線電力伝送装置における交流電源出力から見込んだインピーダンスの絶対値の周波数特性を図７に示す。図７（Ａ）はｋ＝０．１、Ｑ＝３０とした場合の周波数特性、図７（Ｂ）はｋ＝０．３、Ｑ＝１００とした場合の周波数特性を示す。このように、図１の構成では基本波成分付近でインピーダンスは極小値をとっており、基本波成分を選択的に通過させていると言える。
【００３２】
本実施形態は、負荷装置が基本波成分を通過させるフィルタとして動作する場合において基本波力率、すなわち基本波成分の電圧と電流の位相差（基本波位相差）を検出する方法を提供する。
【００３３】
インバータの出力電流とインバータの出力電圧の位相差が０度、即ち基本波力率が１であるときのインバータの入力電圧と入力電流の波形を図８（Ａ）に示す。また、別の典型的な例として、入力電圧と入力電流の位相差が９０度、即ち基本波力率が０の場合の波形を図８（Ｂ）に示す。なお、図８に示す電流の縦軸は電流振幅で規格化した値である。これ以降示す電流波形の図についても、同様に規格化した電流値を用いる。
【００３４】
図３において、電流検出部１０５はインバータ入力電流を検出する。上述したように、インバータ１０２は、その一方の端子において直流電源部１０１の正側端子と電気的に接続され、他方の端子において負側端子に接続されている。ここでは電流検出部１０５は、正側端子に接続されたインバータ１０２の端子を流れる電流を検出する。ただし、負側端子に接続されたインバータ１０２の端子を流れる電流を検出する構成も可能である。
【００３５】
インバータ１０２の入力から見ると、インバータ１０２のスイッチング素子１０２Ａ〜１０２Ｄにより、基本波周波数の半周期毎に電流経路が切り換えられる。このため正弦波状のインバータ出力電流をインバータ駆動周波数の半周期毎に反転した電流が観測される。観測される電流を、図９（Ａ）および図９（Ｂ）に示す。つまり、正弦波にインバータ出力電圧の矩形波を乗算した波形が得られる。図９（Ａ）は位相差が０度、図９（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。なお、インバータの入力における電圧波形は直流のため一定である。
【００３６】
電流検出部１０５で検出された電流は、高域通過フィル１０６に入力される。高域通過フィルタ１０６は、その入力信号から直流成分を除去する。インバータ入力の電流波形は、上述したように、正弦波に矩形波が乗算されたものであるため、基本波周波数の周期の半分の周期を持つ周期波形となる。このような周期波形は、直流成分、および基本波周波数の偶数次の高調波成分を含む。直流成分の次に低い周波数の成分は基本周波数の２倍周波数であり、高域通過フィルタ１０６はこの周波数成分（２倍周波数の成分）、およびそれ以上の周波数成分を通過させるよう動作する。これにより直流成分の通過を阻止（直流成分を除去）する。ここでインバータ入力電流は、より高次の基本波周波数の偶数次の高調波成分を含むが、周波数が高くなるほどその寄与は小さくなるので、後の演算において必要な精度が確保できる程度の周波数までを通過させればよい。従って、高域通過フィルタ１０６は適切な通過域を有する帯域通過フィルタで置き換えても良い。帯域通過フィルタとした場合の高周波側の遮断周波数は、必要となる位相差の推定精度に基づいて決定できる。
【００３７】
高域通過フィルタ１０６によりインバータ１０２の入力電流波形から直流成分を除去した高域通過フィルタ出力の波形を“ＨＰＦ＿ＯＵＴ”と定義する。ＨＰＦ＿ＯＵＴを図１０に示す。図１０（Ａ）は位相差が０度、図１０（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。高域通過フィルタ１０６の出力は、絶対値検出部１０７に入力される。
【００３８】
絶対値検出部１０７は、絶対値検出部１０７の入力信号に対して絶対値を表す絶対値信号を生成する。絶対値検出部１０７の出力波形を、“ＡＢＳ＿ＯＵＴ”と定義する。ＡＢＳ＿ＯＵＴを図１１に示す。図１１（Ａ）は位相差が０度、図１１（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。
【００３９】
絶対値検出部１０７の出力は位相差推定部１０８に入力される。位相差推定部１０８では、絶対値検出部１０７の出力である絶対値信号から位相差の推定を行う。この方法の詳細を以下に説明する。
【００４０】
図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）の波形（絶対値検出部１０７の出力波形）について、フーリエ変換を行い、各周波数の成分を求めた結果を、図１２にそれぞれ示す。図１２の横軸は基本波周波数で規格化している。図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）に示すＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）は、位相差にかかわらず基本波周波数の周期の２分の１の周期の繰り返し波形となるため、ＡＢＳ＿ＯＵＴに含まれる周波数成分は、基本波の偶数次高調波、即ち２×ｎ×ｆｆｕｎｄ（ｎ＝０，１，２・・・）である。「×」は乗算を表す。縦軸は、インバータ出力電流の振幅で規格化した値である。
【００４１】
図１２から、位相差が０度の場合と９０度の場合とで、周波数成分毎の振幅が大きく異なることが分かる。
【００４２】
図１２で、一例として、基本波の２倍周波数成分に注目する。基本波の２倍周波数成分は位相差０度の時に、位相差９０度の時と比べて非常に大きい値となっている。この結果から、位相差に応じて、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）に含まれる基本波の２倍周波数成分の値が大きく変化することが予想される。インバータ出力電流を理想正弦波と仮定し、インバータ出力電圧に対するインバータ出力電流の位相差を−１８０度から１８０度まで変化させた場合のＡＢＳ＿ＯＵＴにおける基本波の２倍波周波数の成分の大きさを計算した結果を図１３に示す。図１３から基本波の２倍波周波数の成分は、位相差０度、１８０度、および−１８０度で最小値をとり、位相差−９０度、９０度で最大値をとることが分かる。
【００４３】
例えば、位相差が−９０度から９０度の範囲にある場合には、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における基本波の２倍周波数成分が小さいほど、電圧と電流の位相差が小さいと言える。この関係を利用して、特定の周波数成分として、ＡＢＳ＿ＯＵＴにおける基本波の２倍周波数成分の振幅により位相差を推定することができる。
【００４４】
なお、位相差が−１８０度〜−９０度、および９０度〜１８０度の範囲はインバータ１０２の出力電力が負、すなわちインバータ１０２に電力が入力されることに相当する。電力の流れが一方向に限定されており、インバータ１０２から確実に電力が出力されるよう構成された場合には、位相差は−９０度〜９０度の範囲となるはずであり、このような場合には、２倍波の含有量が小さいほど位相差が０に近い、即ち位相差が小さいと言える。
【００４５】
電力の流れが双方向、即ちインバータから電力を出力する場合と、インバータに電力が入力される場合が存在するシステムに適用する場合は、電力の流れる方向と組み合わせることで位相差を推定しても良い。すなわち、電力を出力している場合には位相差が−９０度〜９０度、電力が入力されている場合には位相差が−１８０度〜−９０度、または９０度〜１８０度の範囲にあると判断しても良い。この場合、電力を出力している場合には位相差が０度に近いほど２倍波出力が小さくなり、電力が入力されている場合には位相差が０度に近いほど２倍波出力が大きくなる。
【００４６】
さらに、別途電圧と電流の位相差を粗く検出する方法を組み合わせて用いることで位相差をより正確に推定しても良い。図１３におけるＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）の基本波の２倍周波数成分の振幅は、−１８０度〜−９０度、−９０度〜０度、０度〜９０度、９０度〜１８０度のそれぞれの範囲に限定すれば、位相差に応じて一意の値をとるが、他の範囲でも同一の値をとる位相差が存在する。この４つの範囲のうち、位相差がいずれの範囲に属するかのみを、別途位相差を粗く検出することで判定しても良い。この具体的な方法としては、例えばインバータ出力の電圧と電流とをモニタすることで、位相差を粗く検出することができる。この結果と、図１３の構成におけるＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）における基本波の２倍波周波数成分とから、位相差をより正確に推定することができる。なお、電力の流れが一方に限定されている場合など、位相差の範囲が限定される場合には、その範囲のみにおいて粗く位相差を判定できるように構成すれば良い。
【００４７】
上記のようにＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）における基本周波数の２倍周波数成分を利用する場合、位相差推定部１０８は２倍周波数成分を抽出する機能と、その振幅を判定する機能を有する限り、任意の構成とすることができる。位相差推定部１０８の構成の一例を図１４に示す。位相差推定部１０８は、周波数成分抽出部１２１と振幅判定部１２２とを備える。周波数成分抽出部１２１ではＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から２倍周波数成分を抽出する。振幅判定部１２２では、その抽出した２倍周波数成分の振幅に応じて位相差を推定（振幅判定）する。
【００４８】
周波数成分抽出部１２１で２倍周波数成分を抽出する方法としては、アナログ信号に対する帯域通過フィルタまたは高域通過フィルタを利用しても良い。また、一定の周期でサンプリングし、フーリエ変換を行っても良い。
【００４９】
振幅判定部１２２での振幅判定は、振幅が所定の範囲にあるか否かにより、位相差が所定の範囲にあるか否かを判定しても良い。また、振幅がある閾値よりも小さい、または大きいかにより、位相差が所定の値に近いか否かを判定しても良い。例えば、位相差が−９０度〜９０度の範囲にある場合には検出された２倍周波数成分の振幅が０（閾値）に近いか否かにより、位相差が０に近いか否かを判定することが可能である。一例として、振幅の値と閾値との絶対値差分が、一定値以下の場合は、位相差が０に近いと判定することができる。また、位相差が特定の範囲（−９０度〜９０度の範囲など）にある場合、振幅の値から一意に位相差を推定してもよい。振幅を用いて位相差を推定する限り、ここで述べた以外の方法を用いてもよい。
【００５０】
図１５に、図１４に示した位相差推定部１０８のより具体的な一例を示す。位相差推定部１０８は、帯域通過フィルタ１３１と、絶対値検出部１３２と、低域通過フィルタ１３３と、比較部１３４と、閾値記憶部１３５とを備える。閾値記憶部１３５は、メモリでも、ハードディスク等の磁気記憶装置、光ディスク等の光学記憶装置でもよい。メモリは、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭ等の揮発性メモリでも、ＮＡＮＤ、ＦｅＲＡＭ、ＭＲＡＭ、ＲＯＭ等の不揮発性メモリでもよい。
【００５１】
帯域通過フィルタ１３１は、基本波の２倍周波数成分を抽出する。絶対値検出部１３２は、抽出された基本波の２倍周波数成分から、当該２倍周波数成分の絶対値を表す絶対値信号を求める。低域通過フィルタ１３３は、この絶対値信号から低域周波数成分（直流成分の信号）を通過させる。比較器１３４は、低域通過フィルタ１３３を通過した信号の振幅を、閾値記憶部１３５から読み出した少なくとも１つの閾値と比較する。これにより、位相差が所定の範囲にあるか否か、あるいは位相差が所定値に近いか、あるいは位相差そのもの等、電圧と電流間の位相関係を検出する。
【００５２】
閾値記憶部１３５に複数の閾値を記憶させておき、比較器１３４が複数の閾値との比較に基づき、位相差が複数の範囲のうちどの範囲に存在するかを判定しても良い。また、直流成分の値と位相関係とを対応づけたルックアップテーブルを用いて、低域通過フィルタ１３３で抽出した直流成分の値と、ルックアップテーブルとから、位相関係を取得しても良い。閾値、またはルックアップテーブルに設定する値、またはこれらの両方は、上述した図１３の関係に基づいて決定することができる。図１５の構成では、比較器１３４に入力されるのが直流成分（直流信号）となるため、非常に低速の比較器が利用できる。また、低域通過フィルタ１３３の出力信号をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｔｉｇａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によりデジタルデータに変換し（すなわち直流成分の値を取得し）、比較器１３４では直流成分の値（デジタルデータ）で閾値との比較を行ってもよい。これにより比較器１３４をデジタル回路で実現できる。この場合、ＡＤＣを低速とすることができるため、精度の向上および消費電力の削減が期待できる。
【００５３】
図３や図１５における絶対値検出部は、例えば図１６に示すようなアナログ回路を用いて構成することができる。このアナログ回路は、ダイオード１４１、１４５と、抵抗１４２、１４３、１４７と、コンデンサ１４６と、比較器１４４、１４５とを備え、これらの素子に基づき、端子Ｖｉｎに入力される信号の絶対値を表す絶対値信号を生成して、端子Ｖｏｕｔから出力する。
【００５４】
以上、本実施形態によれば、インバータの入力電流から交流成分を検出し、その絶対値信号における基本波２倍周波数成分の振幅に応じて、インバータの出力電圧と出力電流の位相関係を推定する。背景技術の欄で述べた関連技術のように、インバータの出力側の電流を観測する場合、電圧の急峻な変動により電流の検出精度の確保が困難であるが、インバータの入力電圧は一定であるため、本実施形態ではこのような問題の発生は抑制される。また、本実施形態では位相差を推定するために電圧を検出する必要はないため、関連技術のような電流検出手段と電流検出手段の両方を用いる場合に起こる両者の周波数特性が異なる問題も生じない。
【００５５】
（第２の実施形態）
第２の実施形態に係る電圧変換装置のブロック図は、図３と同一であるが、絶対値検出部１０７の構成が異なる。第１の実施形態では、特定の周波数成分として、絶対値検出部１０７の出力における基本波の２倍波周波数を利用していたのに対し、第２の実施形態では直流成分を利用する。第２の実施形態に係る位相差推定部１０８の構成を図１７に示す。図１７の位相差推定部１０８は、低域通過フィルタ１５１と振幅判定部１５２とを備える。低域通過フィルタ１５１は、絶対値検出部１０７の出力である絶対値信号からその低域成分（直流成分）を抽出する。つまり、基本波の２倍波周波数以上の周波数成分を遮断するように動作する。振幅判定部１５２は、直流成分の振幅に応じて位相差を推定する。推定の方法は、第１の実施形態と同様である。
【００５６】
前述した図１２において、直流成分に着目すると、位相差０度と位相差９０度で大きく値が異なることが確認できる。よって、これを利用することでも、第１の実施形態と同様にして、位相差の検出が可能であると考えられる。ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における直流成分の大きさと位相差との関係を図１８に示す。図１８からＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）の直流成分は位相差に対して、図１３に示す基本波の２倍周波数成分と同様の依存性を有している。よって、第１の実施形態において述べた種々の方法を同様に適用して、位相差を推定することが可能である。直流成分、２倍波周波数以外にも、複数の位相差で大きく値が異なる限り、他の周波数でも同様にして実施可能である。
【００５７】
（第３の実施形態）
第３の実施形態について説明する。第３の実施形態に係る電圧変換装置のブロック図は、図３と同一であるが、位相差推定部１０８の構成が異なる。第１の実施形態では絶対値検出部１０７の出力における基本波の２倍波周波数を利用していたのに対し、本実施形態では、基本波の２倍波周波数成分と直流成分との比を利用する。第３の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図を図１９に示す。
【００５８】
図１９に示す位相差推定部は、周波数成分抽出部１６１と、振幅検出部１６２と、低域通過フィルタ１６３と、直流成分検出部１６４と、除算部１６５とを備える。周波数成分抽出部１６１は、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から２倍周波数成分を抽出する。振幅検出部１６２は、当該２倍周波数成分の振幅値を検出する。低域通過フィルタ１６３は、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から基本波の２倍周波数成分以上を遮断する。直流成分検出部１６４は、低域通過フィルタ１６３を通過した信号から直流成分の値を検出する。除算部１６５は、振幅検出部１６２で検出した振幅の値と、直流成分検出部１６４で検出した直流成分の値との比を計算する。例えば基本波の２倍周波数成分の振幅値を直流成分の値で除算することで、当該比を計算する。そして、計算した比を用いて、閾値またはルックアップテーブルを用いるなど、これまで記述した実施形態と同様にして、位相差等の位相関係を推定する。
【００５９】
図２０にＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における基本波の２倍周波数成分の振幅値と直流成分の値との比と、位相差との関係を示す。直流成分、および２倍周波数成分はともに電流振幅に比例するため、これらの値の比は電流の大きさによらず位相差のみで決まる値となる。よって、電流値が大きく異なる場合でも、同じ位相判定の構成を用いることができる。つまり、電流の大きさに拘わらず、同じ閾値、または同じルックアップテーブル等を参照することで、高精度に位相差を推定することが可能となる。
【００６０】
（第４の実施形態）
図２１に第４の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。第１の実施形態との差違は、高域通過フィルタが除かれている点である。さらに、第４の実施形態においては、電流検出部１７５で、直流に対して感度を有しないセンサを利用する。一般的に、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）などの電流センサには用途に応じて直流成分に感度を有しないものが存在するため、これを利用することで高域通過フィルタを不要とすることができる。絶対値検出部１０７は、電流検出部１７５で検出された電流（交流成分）信号の絶対値を表す絶対値信号を生成すればよい。
【００６１】
（第５の実施形態）
図２２に第５の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。第１の実施形態との差違として、直流電源部１０１の出力側にインダクタ１８２と容量素子１８１が設けられている。インダクタ１８２は直流電源部１０１に直列に接続され、容量素子１８１は直流電源部１０１に並列に接続されている。また、電流検出部１０５が容量素子１８１の電流を検出しており、高域通過フィルタが除かれている。なお、インダクタ１８２は、実際のインダクタ素子でもよいし、あるいは、配線につく寄生のインダクタンスを利用したものでもよい。
【００６２】
第５の実施形態において、基本波の２倍波周波数以上の周波数成分において、インダクタ１８２よりも容量素子１８１の方がインピーダンスが低くなるよう構成することで、インバータ入力電流のうち交流成分は容量素子１８１から供給され、直流成分がインダクタ１８２側から供給される。これにより、容量素子１８１の電流を検出することで、インバータ入力電流の交流成分のみを検出することが可能となる。よって、高域通過フィルタも不要となる。
【００６３】
別の構成としては、図２３のように容量素子１８１の直流電源部１０１の負側に接続される端子で、電流検出部１０５により電流を観測しても良い。インダクタ１８２のインダクタンスの影響で、容量素子１８１の両端においてリップル電圧が発生する場合において、容量素子１８１の両端でリップル量が異なる場合には、リップル量の小さい側の端子（インダクタが接続されていない直流電源部１０１の負側の端子）で電流を検出することで、その影響を低減することができる。
【００６４】
また、別の構成としては図２４のように、インダクタ１８３を直流電源部１０１の負側にも直列に接続するとともに、直流電源部１０１に並列に容量素子１８１、１８４を２つ直列に接続する。電流検出部１０５は、容量素子１８１、１８４の間の位置、例えば中点で電流を観測する。正負に対称にインダクタンスが付加される場合には、電位的に中点となる位置で電流を観測することで、リップルの影響を低減することができる。
【００６５】
（第６の実施形態）
図２５に第６の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。図２５の構成では、図３の構成に対して周波数調整部１９１が追加されている。
【００６６】
周波数調整部１９１は、位相差推定部１０８の出力（推定結果）に基づき、位相関係を所望の関係に近づける（例えば位相差を所望の値に近づける）ように、インバータ１０２の駆動周波数を調整する周波数調整信号を生成する。周波数調整部１９１は、生成した周波数調整信号をインバータ１０２の駆動装置に出力する。インバータ１０２の駆動装置は、周波数調整信号に応じて各スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することで、出力電流の周波数を制御する。例えば、位相差を０に近づける場合には、位相差推定部の出力がより位相差０に近い値を示すように調整信号を生成すれば良い。一例として、図２６の動作フロー例に従うことで、位相差推定部の出力を所定の範囲に近づけ、所定の範囲に含めることができる。
【００６７】
まず、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲か否かを判定する（Ｓ１１）。所定の範囲とは、位相差が目標とする範囲内である場合に、位相差推定部１０８の出力が取り得る範囲のことである。所定の範囲内である場合には、周波数の変更動作を終了する。所定の範囲内でない場合には、位相差推定部１０８の出力をメモリ等の記憶装置に保持し（Ｓ１２）、インバータの駆動周波数を増加させる（Ｓ１３）。なお、記憶装置は位相差推定部１０８の内部にあっても、位相差推定部１０８の外部にあってもよい。周波数の増加後に、位相差推定部１０８の出力が、先ほど保持した値よりも所定の範囲に近づいたか否かを判定する（Ｓ１４）。所定の範囲に近づいた場合には、同様の動作を繰り返す。
【００６８】
一方、所定の範囲に近づかない、つまり所定の範囲から遠ざかった場合には、位相差推定部の出力をメモリ等の記憶装置に保持し、インバータの駆動周波数を減少させる（Ｓ１７）。その後、再度、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲に近づいたか否かを判定し（Ｓ１８）、近づいた場合には同様の処理を繰り返す。所定の範囲から遠ざかった場合には、位相差推定部の出力を保持し（Ｓ１２）、インバータの駆動周波数を増加させる（Ｓ１３）。
【００６９】
ステップＳ１３でインバータの駆動周波数を増加させる際の増加の変化幅、およびステップＳ１７でインバータの駆動周波数を増加させる際の減少の変化幅は、それぞれ一定幅でもよい。または、位相差推定部１０８の出力値に応じて、増加の変化幅または減少の変化幅またはこれらの両方を変動させてもよい。
【００７０】
以上の処理を繰り返すことによりインバータの駆動周波数を位相差が所望の範囲に含まれるように調整することができる。なお、上記の動作フローでは位相差推定部の出力が所定の範囲に含まれるように制御したが、所定値に一致するように制御してもよい。この場合、上記の動作フローの説明において、所定の範囲を所定値に置き換えるとともに、ステップＳ１１では所定値に一致したかを判断すればよい。
【００７１】
インバータの駆動周波数を変更する場合には、基本波周波数が変化するため、各種フィルタ部の周波数特性はその変化分を加味して適切に設定しておけば良い。もしくは、インバータの駆動周波数の変更に応じて、各種フィルタ部の周波数特性を切り換えても良い。
【００７２】
なお、負荷装置１０３のインピーダンスの周波数特性が既知の場合など、位相差推定部１０８の出力を所望の範囲または所定値に近づけるために周波数を増加させるべきか減少させるべきかが予め一意に決定できる場合には、それに基づき周波数を変更してもよい。図２６の動作フロー例に従う場合は、このような周波数を増加、または減少のいずれの方向に動かすべきかが不明の場合にも、位相差推定部１０８の出力を所定の範囲に含めることが可能である。
【００７３】
図２７に第６の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成例を示す。図２５の構成との差分は、周波数調整部に代わり、負荷調整部１９２を備える点である。負荷調整部１９２は、負荷調整を行うことで、出力電流の位相を変更する。負荷調整は、例えば負荷装置１０３内に備えた可変容量や可変インダクタンス、可変抵抗などの可変素子の素子値を変更することで行われ、負荷装置の周波数特性の調整を行うことに相当する。負荷調整部１９２の動作フローとしては、図２６の動作フローのステップＳ１３、Ｓ１７で変更している周波数を、負荷装置１０３内の上記可変素子の素子値に置き換えたものを適用できる。
【００７４】
なお、電圧変換装置が無線電力電送装置に適用される場合、負荷調整部１９２は、送電装置側に存在しても、受電装置側に存在してもよい。負荷調整部１９２が送電装置側に存在する場合、負荷調整信号を、受電装置に無線または有線の通信で送信し、受電装置側で負荷調整信号を受信して、負荷装置１０３に出力してもよい。負荷調整部１９２が受電装置側に存在する場合、送電装置から受電装置に無線通信により位相差推定部の出力を送信し、受電側の負荷調整部１９２で当該位相推定部の出力に基づき、負荷調整信号を生成してもよい。無線通信の方式は、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）など、一般的な無線通信規格でもよいし、独自の無線通信規格でもよい。
【００７５】
負荷調整方法の別の一例としては、図１に示した無線電力伝送装置のように結合するコイル（Ｌｔｘ、Ｌｒｘ）が存在する場合には、その結合状態を調整しても良い。無線電力伝送装置では一般的にコイル同士の結合状態を変更することでインピーダンスが変化することが知られている。よって、送電コイル（Ｌｔｘ）と受電コイル（Ｌｒｘ）の物理的な位置関係を変更することで、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲に含まれるまたは所定値に一致するよう調整できる。送電側のコイル部の周波数特性、受電側のコイル部の周波数特性、受電装置に接続される負荷を調整することも、負荷調整に含まれる。送電側のコイル部の周波数特性を調整することは、例えば、コイルＣｔｘとインダクタＬｔｘのなどの素子値を変更することを含む。受電側のコイル部の周波数特性を調整することは、例えば、コイルＣｒｘとインダクタＬｒｘのなどの素子値を変更することを含む。また、受電装置に接続される負荷を調整することは、抵抗Ｒの素子値を変更することを含む。
【００７６】
（第７の実施形態）
図２８に第７の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。図２７の構成は、図３の構成に加えて動作制御部１９３を有する。動作制御部１９３は、位相差推定部１９３の出力に応じて停止信号を出力する。例えば、位相差推定部１０８において、位相差が所定の範囲に収まっていない場合に、停止信号をインバータ１０２の駆動装置に出力する。インバータ１０２の駆動装置は、停止信号を受けることで、交流電源の動作を停止する。所定の範囲を適切に定めることで、負荷装置１０３が想定しない状態または異常な状態となった場合に、交流電源の動作を停止させることができる。停止した後は、何らかの手段で停止したことを監視装置に通知する、再度初期状態から動作を再開する、負荷装置１０３のチェックまたはキャリブレーション等を実施する、など適切な動作を選択すれば良い。たとえば、無線電力伝送装置において、送電可能な状態のときの送受コイルの位置関係において取り得る位相差推定部出力の範囲が既知であれば、位相差推定部の出力が所定の範囲内でないことを検出することで、送受コイルの位置関係が送電不可能な位置関係であることを検知し、交流電源の動作を停止することが可能となる。
【００７７】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１０１：交流電源部
１０２：インバータ
１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２Ｃ、１０２Ｄ：スイッチング素子
１０３：負荷装置
１０５：電流検出部
１０６：高域通過フィルタ
１０７：絶対値検出部
１０８：位相差推定部
１２１：周波数成分抽出部
１２２：振幅判定部
１３１：帯域通過フィルタ
１３２：絶対値検出部
１５１：低域通過フィルタ
１５２：振幅判定部
１６１：周波数成分抽出部
１６２：振幅検出部
１６３：低域通過フィルタ
１６４：直流成分検出部
１６５：除算部
１７５：電流検出部
１８１、１８４：容量素子
１８２、１８３：インダクタ
１９１：周波数調整部
１９２：負荷調整部
１９３：動作制御部
【図１】
2017037815.tif 000014
【図２】
2017037815.tif 000015
【図３】
2017037815.tif 000016
【図４】
2017037815.tif 000017
【図５】
2017037815.tif 000018
【図６】
2017037815.tif 000019
【図７】
2017037815.tif 000020
【図８】
2017037815.tif 000021
【図９】
2017037815.tif 000022
【図１０】
2017037815.tif 000023
【図１１】
2017037815.tif 000024
【図１２】
2017037815.tif 000025
【図１３】
2017037815.tif 000026
【図１４】
2017037815.tif 000027
【図１５】
2017037815.tif 000028
【図１６】
2017037815.tif 000029
【図１７】
2017037815.tif 000030
【図１８】
2017037815.tif 000031
【図１９】
2017037815.tif 000032
【図２０】
2017037815.tif 000033
【図２１】
2017037815.tif 000034
【図２２】
2017037815.tif 000035
【図２３】
2017037815.tif 000036
【図２４】
2017037815.tif 000037
【図２５】
2017037815.tif 000038
【図２６】
2017037815.tif 000039
【図２７】
2017037815.tif 000040
【図２８】
2017037815.tif 000041
【国際調査報告】
2017037815.tif 000042
2017037815.tif 000043
2017037815.tif 000044
2017037815.tif 000045