(57)【要約】      （修正有）【課題】復号特性を改善する信号分離方法を提供する。【解決手段】ＭＬＤ法におけるＬＬＲ値の演算量を削減するために、信号点セットの候補を絞り込むに当たって、最終的なリスト内に含まれる信号点セットとして残す信号点セットの選択方法によっては、後続する復号部における復号特性が悪化する。符号化ＭＩＭＯシステムのＰＣＡ法を使用した信号分離において、探索した信号点に対して最も２乗ユークリッド距離が近い信号点を追加することによって、復号特性を改善する。さらに、探索を完了した信号点セットから求めた推定信号点セットの最下位ノードから、木構造を逆方向にさらにトラバースすることによって得られる新たな追加信号点で、先の追加信号点を置き換え、または先の追加信号点に追加することによって、演算量の削減効果と復号特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成する。【選択図】図１３
2014165646.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法において、
受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、
前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、
前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、
前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、
前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップと
から構成される第２の信号点探索ステップと、
前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、
前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップと
を備えることを特徴とする推定方法。
【請求項２】
最も確からしい信号点の組み合わせを推定する前記ステップに引き続き、前記最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、
前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、
前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップと
から構成される逆方向信号点探索ステップと、
前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記木構造によって得られた信号点候補の組み合わせに追加した、新たなリストに基づいて、前記対数尤度比を再計算するステップと、
前記再計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップ
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の推定方法。
【請求項３】
前記基準信号点を選択する第２の選択ステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする請求項１に記載の推定方法。
【請求項４】
前記逆方向の基準信号点を特定するステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする請求項２に記載の推定方法。
【請求項５】
複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置において、
前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、
前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部であって、
受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、
前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、
前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、
前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、
前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップと
から構成される第２の信号点探索ステップと、
前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、
前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップと
を含む方法を実施する信号点検出部と、
前記信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部と
を備えたことを特徴とする受信装置。  
【請求項６】
前記信号点検出部において実施される前記方法は、
最も確からしい信号点の組み合わせを推定する前記ステップに引き続き、前記最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、
前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、
前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップと
から構成される逆方向信号点探索ステップと、
前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記木構造によって得られた信号点候補の組み合わせに追加した、新たなリストに基づいて、前記対数尤度比を再計算するステップと、
前記再計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップ
をさらに実施すること
を特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法において、
受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、
前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、
前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、
前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、
前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、
前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップ
を備えることを特徴とする推定方法。
【請求項８】
前記逆方向信号点探索ステップは、
前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、
前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、
前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップと
を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置において、
前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、
前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部であって、
受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、
前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、
前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、
前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、
前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、
前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップ
を含む方法を実施する信号点検出部と、
前記信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部と
を備えたことを特徴とする受信装置。  
【請求項１０】
前記信号点検出部において実施される前記方法にける前記逆方向信号点探索ステップは、
前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、
前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、
前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップと
を含むこと
を特徴とする請求項９に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、無線通信技術に関する。より詳細には、送信側および受信側においてそれぞれ複数のアンテナを利用する符号化ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）システムに関する。
【０００２】
ＭＩＭＯ 通信技術の代表である空間多重(Spatial Multiplexing) 方式は、複数の送信アンテナを用い各アンテナから独立に信号を送信することによって、周波数帯域の増加なく伝送レートを送信アンテナ倍にする技術として知られている。１９９０年代の後半から注目され、現在ではＷｉＭＡＸ２に適用されている標準規格であるＩＥＥＥ８０２．１６ｍや、ＬＴＥシステム（ＥＴＳＩ ＴＳ １３６ ２１１等）でも採用されており、今後も重要性の高い技術である。
【０００３】
図１は、ＭＩＭＯ通信システムの構成の概要を示す図である。ＭＩＭＯシステム１は、送信側装置２および受信側装置３との間で、無線周波数信号を用いる電波伝播路４を介して通信を行う。ＭＩＭＯシステム１では、送信側装置２において、複数のアンテナを使用する。さらに、受信側装置３においても、複数のアンテナを使用する。図１では、アンテナの数は、送信系および受信系のいずれにおいても４本であるが、これに限定されない。また、送信系および受信系においてアンテナ数が異なっていても、受信系の方のアンテナ数がより多い場合、その効果が知られている。
【０００４】
送信信号系列５は、図には示されていない変調部によって、誤り訂正符号化やインタリーブなどの符号化が行われた後に、直列並列変換部（Ｓ／Ｐ変換）によって、送信アンテナの数に対応した複数の信号系列に分けられる。その後、各々の信号系列は、同一の周波数帯の無線信号に変調されて、対応する送信アンテナから送信される。
【０００５】
各アンテナから送信された無線信号は、それぞれ、独立したフェージングを受けながら伝播路４を進み、受信側装置３の各アンテナに到達する。図１では、電波の様子を４つの矢印で示しているが、１つの送信アンテナから出た無線信号は、すべての受信アンテナでそれぞれ受信される。したがって、１つの受信アンテナに着目すれば、すべての送信アンテナからの無線信号が受信されている。同一の周波数帯の無線信号が使われているので、いわば複数の異なる無線信号が混信した状態で受信されることに注意されたい。すなわち、同一の時間に同一の周波数資源を利用して、異なる情報系列を同時に送信することによって、伝送レートの向上が実現される。ここで、ＭＩＭＯシステムにおいては、４つの受信アンテナでそれぞれ受信された混信した状態の受信信号を、後述する信号分離技術を使用して分離して検出する。すなわち、受信側装置３では、送信側装置２の各アンテナから送信された複数の信号系列をそれぞれ推定し、並列直列変換（Ｐ／Ｓ変換）を行って、推定した送信データ系列６を得る。
【０００６】
図２は、より詳細なＭＩＭＯ通信システムの構成の概要を示す図である。ＭＩＭＯ通信システム１は、図２の上側に描かれた送信側装置２および図２の下側に描かれた受信側装置３から構成されている。無線伝播路は、太文字で示した行列Ｈ４によって示されている。行列Ｈは、ＭＩＭＯ技術によって一般に知られている、送信アンテナと受信アンテナとの間のフェージング変動で表されるチャネル行列である。
【０００７】
送信側装置２は、入力データ系列１０１、符号化部１０２、インタリーバ１０３、変調部１０４、ＭＩＭＯマッピング部１０５および高速逆フーリエ変換部１０６から構成される。受信側装置３は、高速フーリエ変換部１０８、ＭＩＭＯ検出部１０９、デインタリーバ１１０、復号化部１１１および出力データ系列１１２から構成される。符号化部１０２では、誤り訂正符号化などが行われる。変調部１０４では、ビット列からシンボルへ変調され、ＭＩＭＯマッピング部１０５において、各送信アンテナへの変調信号が配置される。受信装置３側では、ＭＩＭＯ検出部１０９において複数の受信アンテナで受信された複数の受信信号に基づいて、信号分離が行われる。ＭＩＭＯ検出部１０９においては、最も確からしい受信データ系列が推定され、尤度値とともに、復号部１１１に渡される。本発明は、ＭＩＭＯ検出部１０９におけるＭＩＭＯ信号の検出に関するものである。以下、本発明を記述するために必要な、従来技術のＭＩＭＯ検出方法について説明する。
【０００８】
図３は、多値変調法における信号点について説明する図である。データ信号の情報を搬送波の位相または振幅の変動として変化（変調）させて伝送するためのデジタル変調方式では、直交する２つのＩ軸およびＱ軸で規定される信号空間上の信号点と、データとを対応させる。例えば、図３の（ａ）は、直角位相振幅変調（４ＱＡＭ：quadrature amplitude modulation）の信号点を示す信号空間図であり、Ｉ軸およびＱ軸で規定される信号空間の異なる４つの信号３１、３２、３３、３４のそれぞれに対して、００、０１、１１、１０の２ビットの情報を対応付けることができる。したがって、４ＱＡＭを用いた場合では、１つの信号点によって２ビット分の情報を運ぶことができる。ビット数ｎ＝２は、２２＝４通りの信号点と対応している。
【０００９】
図３の（ｂ）は、１６ＱＡＭの信号空間図を示す。１６ＱＡＭでは、Ｉ軸およびＱ軸のそれぞれにおいて取り得る振幅値が４種類ある。したがって、合計４×４＝１６の信号点が得られ、これらの１６の信号点に対して複数のビット列を対応させることができる。例えば、信号点５１には、００／００の４ビットを、信号点５２には１０／０１を、信号点５３には、１０／１０が割り当てられる。したがって、１６ＱＡＭでは、１つの信号点によって４ビット分の情報を運ぶことができる。ビット数ｎ＝４は、２４＝１６通りの信号点と対応している。
【００１０】
同様に、Ｉ軸およびＱ軸において取り得る振幅値が８種類あれば、１つの信号点に対して６ビット分の情報を運ぶことができる６４ＱＡＭを構成でき、ビット数ｎ＝６は、２６＝６４通りの信号点と対応している。このように、Ｉ軸およびＱ軸で取り得る振幅レベルを多値化する多値変調技術（高次変調技術）を利用することによって、１つの信号点で運ぶことができるビット数を増やすことができる。信号空間図における１つの信号点は、１つの変調シンボルと対応付けられる。４ＱＡＭでは、２ビットを１つのシンボルで搬送することが可能であり、６４ＱＡＭでは、６ビットを１つのシンボルで搬送することができる。シンボルの継続時間は、シンボル時間と呼ばれる。情報伝送レート（ビットレート）を一定にすれば、シンボルレート（変調速度）を下げることができる。逆に、シンボルレート（変調速度）を一定とすれば、高次変調方式によって情報伝送レート（ビットレート）を増大させる関係となる。
【００１１】
図３の（ｃ）は、変調方式がＱＡＭの場合であってアンテナ数ｍ＝４の場合に可能な情報伝送を説明する図である。４本のアンテナにおいて、それぞれ独立に異なる無線信号を受信する（ＭＩＭＯではない）場合、それぞれ信号点３５、３６、３７、３８を検出できれば、それぞれのアンテナからビット列３９、４０、４１、４２を再生することができる。さらに、これらのビット列を合成することによって、ビット列４３を再生できる。しかしながら、ＭＩＭＯシステムでは、各受信アンテナでは、複数の送信アンテナからのすべての信号が混信し、相互に干渉した状態で受信される。
【００１２】
図４は、ＭＩＭＯシステムの受信装置の１つの受信アンテナにおける受信信号を説明する図である。ＭＩＭＯシステムでは、例えばｍ＝４本のアンテナから独立に無線信号が送信される。したがって、第１のアンテナ１０からは信号点１４の情報（ビット列００）が反映された無線信号２１が受信アンテナ２０で受信される。同時に、第２のアンテナ１１からは信号点１５の情報（ビット列１１）が反映された無線信号２２が受信アンテナ２０で受信される。さらに、第３のアンテナ１２からは信号点１６の情報（ビット列００）が反映された無線信号２３が受信アンテナ２０で受信され、第４のアンテナ１３からは信号点１７の情報（ビット列０１）が反映された無線信号２４も受信アンテナ２０で受信される。
【００１３】
したがって、受信側における第１のアンテナ２０によって受信される信号を信号空間図で示せば、無線信号２１〜２４が合成されたものとなる。図４では簡単のため、第１の送信アンテナ１０からの受信信号に対応する信号点１８と、第２の送信アンテナ１１からの受信信号に対応する信号点１９だけを、独立して受信されたものとして示した。したがって、実際には、４つの受信信号点の位相および振幅が合成された信号点として観察される。各無線信号２１〜２４は、伝播路において独立にフェージングを受けるので、４つ送信アンテナからの各受信信号点がフェージングよって受ける振幅位相変動も独立となる。他の第２〜第４の受信アンテナにおいても、第１の受信アンテナ２０と同様な状況が生じる。このように、同一周波数帯域上で複数のアンテナから送信された複数の異なる信号が混信し、互いに干渉した状態で、別個の複数の受信アンテナの各々で受信される。このような場合、複数の異なる信号の各々の情報を再生するために、信号分離が用いられる。
【００１４】
ＭＩＭＯ空間多重システムに最も重要な技術の１つは、受信機で複数の送信ストリームが互いに干渉した信号を受信するための信号分技術離である。従来技術のＭＩＭＯ空間多重システムにおける信号分離法として、多くのものが提案されている。例えば、線形等化法（非特許文献１）、最尤検出法（非特許文献２）、Ｍアルゴリズム（非特許文献１、２）、ＳＤ法（非特許文献３）、ＦＳＤ法（非特許文献４、５）、ＰＣＡ法（非特許文献６）などがある。後述するように、本発明は、図２のＭＩＭＯ検出部におけるＰＣＡ（Parallel Candidate Adding）法を改善することによって、演算量を削減し、信号分離のエラーによる復号性能の劣化を抑えた信号分離方法を提供する。以下の説明では、まず信号分離法の概要について簡単に述べる。
【００１５】
ＭＩＭＯ空間多重システムにおける、受信信号ｙは、次式で表される。次式において、斜体字は、ベクトルまたは行列を表すものとする。
【００１６】
y = Hx + z              式（１）
上式において、ｘは送信信号ベクトルを、ｙは受信信号ベクトルを、ｚは白色ガウス雑音ベクトルを、Ｈはブロックレイリーフェージングチャネル行列をそれぞれ表す。これらの各要素は、より詳細にそれぞれ次式の様に表される。ここで、Ｎｔは送信アンテナの数であり、Ｎｒは受信アンテナの数である。
【００１７】
【数１】
2014165646.tif 000003
【００１８】
信号分離の最も代表的な方法は、最尤検出法（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）である。式（２）における送信ベクトルは、各送信アンテナから送信される送信信号系列の送信信号の組み合わせとして与えられる。具体的には、例えば、図４に示したＮｔ＝４の場合、送信ベクトルは、信号点１４、１５、１６、１７の組み合わせとして与えられる。変調方式が図４に示した４ＱＡＭの場合は、各アンテナにおいて取り得る送信号（信号点）は４種類ある。したがって、Ｎｔ本のアンテナがある場合、信号点の取り得る組み合わせは、４Ｎｔ個となる。送信アンテナが４本の場合は、取り得る信号点の組み合わせは２５６となる。
【００１９】
ＭＬＤ法は、取り得るすべての「信号点の組み合わせ」の中から、実際の受信信号点との間の２乗ユークリッド距離を用いて、最も確からしい「信号点の組み合わせ」を１つ選び、この組み合わせを推定送信信号（最適解）として、引き続く復号処理に用いる方法である。しかしながら、容易に理解できるように、アンテナの数や信号空間における信号点の数が増えることによって、信号点の組み合わせの数は指数関数的に増大する。例えば、アンテナの数が４本（Ｎｔ＝４）で、６４ＱＡＭの場合は、「信号点の組み合わせ」の総数は、１６,７７７,２１６個となる。最適な信号点の組み合わせを求めるためには、組み合わせ総数の回数だけ２乗ユークリッド距離を計算することになる。したがって、受信信号の推定のために膨大な演算量が必要となる。従来技術として、先に述べたような演算量削減をした信号推定法が検討されている。次に、本発明の基礎となるＰＣＡ法を説明するために、尤度推定法の全般について簡単に述べる。まず、ＭＬＤ法の前提として、準最適解を求めるアルゴリズムであるFixed-Complexity Sphere Decoding法（以下ＦＳＤ法とする）について述べる。その後、本発明の基礎となるＰＣＡ法について述べ、従来技術における課題を明らかにする。
【００２０】
以下に述べる各信号分離方法は、ＭＬＤ法においてすべての「信号点の組み合わせ」（信号点セットの候補）に対して２乗ユークリッド距離を計算せずに、限定された数の「信号点セット」をどのようにして選択し演算量を減らすかに関する技術である。したがって、信号分離の精度を維持しながら同時に演算量を削減するために、どのように信号点セットの選択を行うのかが、中心的な課題となっている点に留意されたい。以下の説明では、簡単のため、複数のアンテナのそれぞれの「信号点の組み合わせ」を、「信号点セット」とも呼ぶ。また、信号点候補を選択することと、信号点を探索することは、同じ意味で用いられる。
【００２１】
ＳＤ（Sphere Decoding）法は、常にＭＬＤ法と同じ最適解を得ることが可能である。しかしながら、演算量が、雑音およびフェージングの大きさに依存しているため一定とならない。実際の通信システムにおいては、データレートを一定とする要請があるため、信号探索に必要な演算量は一定であることが望ましい。そこでＦＳＤ法では、信号点の探索候補数をあらかじめ決めておくことにより、雑音およびフェージングの大きさに依存することなく一定の演算量で準最適解を得ることが可能である。ＦＳＤ法は、チャネル行列の並び替えを行うプリ・プロセス（Pre-Process）と、木構造により準最適解である信号を探索するコア・プロセス（Core-Process）の２つのアルゴリズムに分けられる。さらに、コア・プロセスは、探索レイヤーの信号点候補を全て探索する完全列挙（Full-Enumerate：以下ＦＥとする)、および、１つの信号点だけを探索する単一列挙（Single-Enumerate：以下ＳＥとする) の２つの列挙法によって構成されている。以下、ＦＳＤ法のアルゴリズムの概要を示す。
【００２２】
図６は、ＦＳＤ法の概要を説明する図である。まず、プリ・プロセスについて述べる。プリ・プロセスにおいては、チャネル行列Ｈの列の並び替えが行なわれる。すなわち、図６において例示的に示された４本の物理的な送信アンテナポート３００の各々と、信号探索の木構造３０２におけるレイヤーとの間で対応付けが行われる。したがって、物理的な送信アンテナの数とレイヤーの数は基本的に一致する。図６の場合では、木構造のレイヤーには、最上位のＬａｙｅｒ１から最下位のＬａｙｅｒ４までがある。後述するコア・プロセスにおいては、信号探索における各レイヤーと各々の物理的送信アンテナとを対応づける場合、ＦＥのときは受信機雑音の強調が最も大きい（最もＳＮ比の悪い）信号系列を与える送信アンテナが選択され、ＳＥのときは受信機雑音の強調がより小さい信号（よりＳＮ比の良い）信号系列を与える送信アンテナが選択されることを予定している。すなわち、プリ・プロセスにおけるチャネル行列Ｈの列の並び替え３０１は、複数の送信アンテナの内のどの物理的送信アンテナを、木構造のどのレイヤーに関連付けるかを決定するプロセスである。以下に、プリ・プロセスのアルゴリズムを示す。ｉ＝１，．．．Ｎｔを、信号探索の木構造３０２におけるレイヤー番号とする。レイヤー番号は、図６の木構造３０２に示されている通りである。
【００２３】
STEP1 （逆行列の決定）
まず、次式で表される擬似逆行列を求める。
【００２４】
【数２】
2014165646.tif 000004
【００２５】
ここで、ＨＮｔ＝Ｈである。Hｉは、並び替えにおける前の繰り返し時に選択された列をヌリングした行列である。ヌリングとは、選択された列の選択された信号点の行(STEP2 において選択されるｋ) の実数部のみを１とし，それ以外の列の値を０にすることである。これによって、既に選択された信号点を除去することが可能である。
【００２６】
STEP2 （探索信号の決定）
列の選択は、次式によって行う。
【００２７】
【数３】
2014165646.tif 000005
【００２８】
【数４】
2014165646.tif 000006
【００２９】
また、ｋは信号のインデックスを表している。
【００３０】
STEP1およびSTEP2 をＮｔ回（送信アンテナの数）繰り返すことによって、列の入れ替えが行われる。例として、最終的にｋ = ２、１、４、３の順で選択された場合、次の送信信号系列の順序で木構造の探索を行うことになる。
【００３１】
【数５】
2014165646.tif 000007
【００３２】
尚、上述の列の入れ替えにおいては、各送信アンテナからの受信信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）などの、チャネル情報を利用して決定される。上述のように、プリ・プロセスにおけるチャネル行列の入れ替えは、物理的アンテナと木構造のレイヤーの間で、関連付けが行われており、複数の送信アンテナからの送信信号の品質に基づいて、複数の送信アンテナの信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップである。上記の送信信号の品質としては、例えば、受信アンテナで受信された、送信アンテナからの各送信信号のＳ／Ｎ比などを利用できるが、他の品質パラメータを使用可能であって、これに限定されない。
【００３３】
図６を参照すると、この時、物理的アンテナ３００と木構造３０２のレイヤーの間で、次のように関連付けが行われる。物理送信アンテナＡｎｔ２が最上位のＬａｙｅｒ１に、物理送信アンテナＡｎｔ１が２番目のＬａｙｅｒ２に、物理送信アンテナＡｎｔ４が３番目のＬａｙｅｒ３に、物理送信アンテナＡｎｔ３が最下位のＬａｙｅｒ４に関連付けられることを意味する。このように、木構造における１つのレイヤーは、１つの物理的な送信アンテナに対応していることに留意されたい。また、木構造におけるノード（点●）は、信号点に対応しており、また同時に、変調方式に応じた特定のビット列にも対応していることになる。木構造において、信号点候補の探索は、基本的に、最上位レイヤーＬａｙｅｒ１から下位レイヤーへ向かって順に行われる。
【００３４】
後述のコア・プロセスのＦＥの場合、少なくとも最上位のＬａｙｅｒ１では全ての信号点候補が選択され、信号点候補の削減は行われないため、ＭＬＤ法でも本来的に含まれるべき尤度値がすべて含まれることになる。このため受信機雑音が相対的に最も大きい信号系列（物理送信アンテナ）がこのＬａｙｅｒ１として選択されても特性劣化が生じない。一方コア・プロセスのＳＥの場合、受信機雑音が相対的により小さい信号（物理送信アンテナ）が、ＳＥにおいてより上位のレイヤーとして選択される必要がある。より上位のレイヤー（例えばＬａｙｅｒ２）に選択されて、そのレイヤーで信号点候補の選択の誤りが生じてしまうと、その選択の誤りの影響が下位レイヤーの尤度値の計算結果に伝搬するためである。
【００３５】
次に、コア・プロセスのアルゴリズムを示す。既に述べているようにＦＥでは探索しようとするそのレイヤーの全ての信号点候補を選択し生き残らせる。ここで、生き残らせるとは、信号点の削除をせずに候補として維持するという意味である。これに対して、ＳＥでは探索しようとするそのレイヤーより上位にあるレイヤーの各親ノード（信号点）に対して１つの子ノード（信号点）だけを選択し生き残らせる。ＦＥを適用するレイヤー数ＬａｙｅｒFEおよびＳＥを適用するレイヤー数ＬａｙｅｒＳＥは、次式によって求められる。
【００３６】
【数６】
2014165646.tif 000008
【００３７】
例として変調方式が４ＱＡＭで、送信アンテナ数Ｎｔ ＝４である場合は、ＬａｙｅｒFE ＝１、ＬａｙｅｒＳＥ ＝３となる。この例の場合のＦＳＤ法における信号探索範囲は、図６に示した各信号点となる。図６において最上位のＬａｙｅｒ１は、ＦＥが採用されており、４ＱＡＭで取り得る４つの信号点のすべてが信号点候補として選択されている。図６のＬａｙｅｒ１の４つの信号点には、００、０１、１０、１１のように信号点に対応するビット列が表示されており、図３の（ａ）で説明した信号点３１、３２、３３、３４に対応している。
【００３８】
２番目のＬａｙｅｒ２から最下位のＬａｙｅｒ４までの３つのレイヤーは、ＳＥが採用されており、それぞれのレイヤーにおいて、１つの信号点が信号点候補として選択されている。例えば、Ｌａｙｅｒ２では、Ｌａｙｅｒ１でビット列０１に対応した信号点３０３−１に対して、信号点３０３−２が１つ選択される。この時は、Ｌａｙｅｒ１（物理アンテナはＡｎｔ２）の信号点としてビット列０１に対応する信号点が選択されたという条件で、実際の受信信号点に最も近いと判断されるＬａｙｅｒ２（物理アンテナはＡｎｔ１）の信号点が選択される。同様に、Ｌａｙｅｒ３では、先に選択されたＬａｙｅｒ２の信号点３０３−２に対して、信号点３０３−３が１つ選択される。この時は、Ｌａｙｅｒ１（物理アンテナはＡｎｔ２）の信号点としてビット列０１に対応する信号点３０３−１が選択され、かつ、Ｌａｙｅｒ２（物理アンテナはＡｎｔ１）の信号点３０３−２が選択されたという条件で、実際の受信信号点に最も近いと判断されるＬａｙｅｒ３（物理アンテナはＡｎｔ４）の信号点が選択される。同様に、Ｌａｙｅｒ４では、先に選択されたＬａｙｅｒ３の信号点３０３−３に対して、信号点３０３−４が１つ選択される。この時は、Ｌａｙｅｒ１（物理アンテナはＡｎｔ２）の信号点としてビット列０１列に対応する信号点３０３−１が選択され、かつ、Ｌａｙｅｒ２（物理アンテナはＡｎｔ１）の信号点３０３−２が選択され、かつ、Ｌａｙｅｒ３（物理アンテナはＡｎｔ４）の信号点３０３−３が選択されたという条件で、実際の受信信号点に最も近いと判断されるＬａｙｅｒ４（物理アンテナはＡｎｔ３）の信号点３０３−４が選択される。
【００３９】
上記の最も近い信号点の決定に際しては、信号空間上において、実際の受信信号の位置と、取り得る信号点の位置との関係から単純に求められる。
【００４０】
図６において４つのレイヤー間の接続された４つの信号点３０３−１〜３０３−４は、１つの「信号点の組み合わせ」３０５に対応し、信号点セット３０５となる。図６から明らかなように、変調方式が４ＱＡＭで、送信アンテナ数Ｎｔ ＝４である場合は、ＦＳＤ法では４つの信号点セットが候補として選択されることになる。変調方式が４ＱＡＭで、送信アンテナ数Ｎｔ ＝４である場合に、取り得る信号点セット（「信号点の組み合わせ」）の数は、２５６個となり、ＭＬＤ法では２５６個のすべての信号点セットに対して尤度値を求める。一方、ＦＳＤ法においては、尤度値の計算に使用される信号点セットとして２５６個の内の４つが選択されたことになる。図６に示した木構造３０２に基づいて、ＦＳＤ法によって選択される４つの信号点セット（４ＱＡＭ、Ｎｔ ＝４の場合）は、後述するＰＣＡ法においても基礎となる信号点セットとなることに留意されたい。次に、尤度計算方法について簡単に述べる。
【００４１】
符号化ＭＩＭＯシステムにおいては、各符号ビットに対して対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）の値を計算する必要がある。ｍ番目のアンテナの推定信号  すなわち信号点に対応するビット列のｎ番目のビットをｂｍ，ｎ とすると、ＬＬＲは次式によって表現される。
【００４２】
【数７】
2014165646.tif 000009
【００４３】
しかしながら、実際に信号分離法を式（９）に基づいて実装する際、式（９）は演算量が多い。このため式（９）を、次式のように近似する。
【００４４】
【数８】
2014165646.tif 000010
【００４５】
上式において
【００４６】
【数９】
2014165646.tif 000011
【００４７】
は、探索する信号点候補内において、ビットｂｍ，ｎが−１であるシンボルの集合を表す。また、
【００４８】
【数１０】
2014165646.tif 000012
【００４９】
は、探索する信号点候補内において、ビットｂｍ，ｎが＋１であるシンボルの集合を表す。尚、ビット−１、＋１は両極性符号化の場合であって、単極性符号化の場合のビット０、＋１と同義である。図６で既に述べたように、木構造における１つのノードは１つの信号点に対応し、さらにビット列に対応する。また、信号点はシンボルと１対１に対応しており、信号点の集合は、シンボルの集合と同義である。実際の信号分離法における実装では、探索をした結果、最終的にＬＬＲを計算するための「選択された信号点のセット」のみを考慮すれば良い。このため、式（１０）はさらに、次式のように近似できる。
【００５０】
【数１１】
2014165646.tif 000013
【００５１】
上式（１１）において、Λは最終的に信号点候補の探索を終えて確定した信号点セットのリスト（Ｌｉｓｔ） を表す。式（１０）および式（１１）の間の相違点は、演算量の削減のために、尤度の計算にリストを用いているか否かにある。演算量削減手法によっては、尤度値Ｌ（ｂｍ、ｎ）が計算できない、または尤度値Ｌ（ｂｍ、ｎ）が大きすぎる場合、信号分離法の結果得られた尤度値による復号したとき、復号特性に劣化が生じる。この問題に対してクリッピングを用いる必要がある。本発明では、ＬＬＲが計算できない、または大きすぎる場合にはクリッピング値Ｌｍａｚ＝±８を用いる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００５２】
【非特許文献１】樋口健一、田岡秀和他, “マルチアンテナ無線伝送技術その３ＭＩＭＯ多重法における信号分離技術”，ＮＴＴＤｏＣｏＭｏテクニカルジャーナル, Vol. 14, No.1,  2004年4月
【非特許文献２】K. J. Kim and J. Yue, “Joint channel estimation and data detection algorithms for MIMO-OFDM systems,”in Proc. Thirty-Sixth Asilomar nference on Signals, Systems and Computers, vol.2, pp.1857-1861, Nov. 2002
【非特許文献３】E. Viterbo and J. Boutros,“A universal lattice code decoder for fading channels,” IEEE Trans. Inform Theory, vol. 45, no.5, pp. 1639-1642, July. 1999
【非特許文献４】L. G. Barbero and J. S. Thompson, “A Fixed-Complexity MIMO Detector Based on the Complex Sphere Decoder,”in 7th IEEE Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications (SPAWC’06), Cannes, France, pp.1-5, July. 2006.
【非特許文献５】L. G. Barbero and J. S. Thompson, “Fixing the Complexity of the Sphere Decoder for MIMO Detection,” IEEE Trans. Wireless Commun, vol. 7, no. 6, pp. 2131-2142, June 2008
【非特許文献６】Xiang Wu and S. Thompson, “A Fixed-Complexity Soft-MIMO Detector via Parallel Candidate Adding Scheme and its FPGA Implementation” IEEE Commun., vol. 15, no.2, pp. 241-243, Feb. 2011
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５３】
ＭＬＤ法を基礎として信号分離を行う場合に、演算量を削減する方法として有力な１つに、Parallel Candidate Adding (ＰＣＡ) アルゴリズムがある。本発明は、このＰＣＡアルゴリズムを用いた信号分離方法であるＰＣＡ法に改善を加えたものである。以下、本発明の基礎となるＰＣＡ法について説明する。
【００５４】
図５は、ＰＣＡ法を含む信号分離を実行するＭＩＭＯ検出部の構成のブロック図である。ＭＩＭＯ検出部２００は、図２のＭＩＭＯ通信システムのＭＩＭＯ検出部１０９に対応している。図５のＭＩＭＯ検出部２００の各要素は、概念的な機能ブロックを示しているため、信号・情報の流れは大まかなものである。また、各要素で実施される機能は、別のブロックによっても実施可能な場合があり、図５に示した機能の一部は実質的に同一のブロックによっても実施し得る。したがって、機能ブロックの構成は、図５に示されたものだけに限定されないことに留意されたい。ＭＩＭＯ検出部２００の各要素の少なくとも一部は、ハードウェアによって、または、ＣＰＵ、メモリ、論理回路もしくはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）などを使用したソフトウェア情報処理によって、または、ハードウアおよびソフトウェア情報処理の組み合わせによって実施できる。図５に示したＭＩＭＯ検出部の各機能ブロックの構成および機能は、以下のＰＣＡ法の説明によって理解されるだろう。
【００５５】
既に説明したＦＳＤ法は、準最適解を求めるまでの過程において演算量を削減する手法であり、符号化ＭＩＭＯにおける信号点に対応するビット列の各ビットの尤度を考慮していない。一方、ＰＣＡ法は、ＦＳＤ法における信号点の探索と並行しこれに加えて、親ノードの累積２乗ユークリッド距離、すなわち部分尤度を計算することによって、各ビット尤度を順次生成しながら、信号点候補を追加していく手法である。換言すると、ＰＣＡ法は、信号点候補をさらに追加することによって、ＦＳＤ法よりも復号時の特性が良好でかつ演算量を十分に抑えた信号点候補の選択方法を提供する。ＰＣＡ法は、ＦＳＤ法で説明したのと全く同じプリ・プロセスを実行する。したがって、ＦＳＤ法との相違点は、コア・プロセスにおける信号点候補の選択方法にある。以下に、ＰＣＡ法のコア・プロセスのアルゴリズム概要を説明する。ＰＣＡ法のコア・プロセスは、ＦＳＤ法と同様にＦＥ（完全列挙法）およびＳＥ（単一列挙法）から構成される。
【００５６】
ＦＥのとき
ＦＳＤ法と同様に、信号点候補を追加しようとしているレイヤーにおいて取り得る全ての信号点の候補を探索する。
【００５７】
ＳＥのとき
信号点候補を追加しようとしているレイヤーの１つ上位のノード（親ノード）の部分尤度が最も大きいノード(２乗ユークリッド距離が最も小さいノード) を選択し、信号点を追加しようとしているレイヤーのノード（子ノード）の中で部分尤度が最も大きいノードを探索する。ノードは、信号点探索の文脈では、信号空間における信号点またはシンボルと同じ意味であることに留意されたい。次に、信号点を追加しようとしているレイヤーの選択されたノード（子ノード）に対応するビット列に対して、１ビットだけを変えたω個の信号点を、さらに信号点候補として加える。例えば、変調方式として１６ＱＡＭ を用いた時、仮に子ノードに対応するビット列が“００００”であった場合、追加する信号点候補のビット列は、１ビット目のみを１に変えた“１０００”、 ２ビット目のみを１に変えた“０１００”, ３ビット目のみを１に変えた“００１０”、および、４ビット目のみを１に変えた“０００１”の４種類である。これらの追加候補は、（必ずしも各ビットに対して最小なユークリッド距離を持つ信号点ではないが、）選択および構成が簡易である。部分尤度が最も大きい親ノード（Ｌａｙｅｒ１）以外は、ＦＳＤ法と同様にその子ノードの中で部分尤度が最も大きいノードのみを探索する。
【００５８】
図７は、ＰＣＡ法における信号点候補の追加を説明するための図である。本例では、簡単のため、変調方式が４ＱＡＭで、送信アンテナの数Ｎｔ＝４の場合における、木構造４００を示しており、ＰＣＡ法による信号点の探索範囲を示している。図７に示した木構造４００と、ＦＳＤ法における図６の木構造３０２を対比すれば分かるように、図７におけるＬａｙｅｒ１にある４つの各信号点から直下に配置された４つの信号点セットの構成は、図６の木構造３０２の構成と同一である。詳細は後述するが、点線で囲まれたノード４１０、４１１、４１２は、ＦＳＤ法と比較した場合に、ＰＣＡ法において新たに追加されるノードを示す。また、丸印で囲まれたノード４０１、４０４、４０７は、各レイヤーにおいて部分尤度が最も大きいノードを表している。また、１０／０１／１１／００ 等の表記は、各ノードに対応する信号点のビット列をレイヤーの順で示したものである。信号点セットの候補を決定するプロセスは、図７の木構造を求め、最終的に尤度値ＬＬＲを計算する信号点セットを特定することに対応する。木構造の探索は上位レイヤーから順に行われる。
【００５９】
図８は、ＰＣＡ法による信号分離の概要を示すフロー図である。以下の説明では、図８のフロー図も参照しながら、図７の木構造を使ってＰＣＡ法における信号点の追加についてより具体的に説明する。
【００６０】
ＰＣＡ法による信号分離は、図８のステップ１００（以下ステップをＳと示す）で始まる。信号分離は、あるシンボル時間に対して開始される（Ｓ１００）。Ｓ１０２において、チャネル情報に基づいて、各受信アンテナブランチの実際の受信信号点が決定される。次に、Ｓ１０４において、信号点候補決定プロセスが開始され、ＰＣＡ法が開始される。次のＳ１０６において、ＦＳＤ法と同様のプリ・プロセスが実行される。すなわち、チャネル行列Ｈの入れ替えが行われて、物理的送信アンテナと信号点候補の探索を行う木構造におけるレイヤーとの対応付けが行われる。Ｓ１０６において、最上位レイヤーのＬａｙｅｒ１として選択される物理的送信アンテナが決定される。
【００６１】
ここで図７を参照すれば、木構造の最上位レイヤーのＬａｙｅｒ１にある信号点が選択された状態となる。この後、図８におけるＳ１０８で、ＰＣＡ法におけるコア・プロセスが、送信アンテナの数Ｎｔ回のステージを繰り返すことによって完了し、Ｓ１１０に示すように、探索リストが決定される。図７の例ではＮｔ＝４なので、４つのアンテナに対して４つステージで信号点の探索が行われる。以下、Ｓ１０８およびＳ１１０に対応するＰＣＡ法のコア・プロセスにおける信号点候補の追加について説明する。ＰＣＡ法のコア・プロセスのフローは、図９および図１０のより詳細なフロー図も参照しながら、説明される。
【００６２】
図９は、ＰＣＡ法における信号点追加を説明する第１のフロー図であり、図１０は、ＰＣＡ法における信号点追加を説明する第２のフロー図である。以下の説明では、カッコ内には、図９および図１０のフローにおける対応するステップ（Ｓ＊＊＊）が記載される。
【００６３】
図７を再び参照すると、Ｌａｙｅｒ１（親ノード）で選択された４つの信号点に対して、部分尤度が計算される（Ｓ２０３、Ｓ４０１）。この時、Ｌａｙｅｒ１に対応する物理的アンテナ、すなわち第１選択アンテナからの送信信号として最も確からしい信号点４０１が特定される。ここまでが第１ステージとなる。
【００６４】
次に第２ステージとして、第２選択アンテナ（Ｌａｙｅｒ２）に対する信号点の選択が行われる（Ｓ２０５〜Ｓ２０９）。まず、部分尤度が最大、すなわち２乗ユークリッド距離が最小の信号点Ａ１がそれぞれＬａｙｅｒ２（子ノード）に追加される（Ｓ２０５）。すなわち、Ｌａｙｅｒ１の４つ信号点のそれぞれに直下に描かれたＬａｙｅｒ２の各信号点がＡ１となる。このＡ１の追加は、ＦＳＤ法におけるＳＥに相当する。簡単のため、各レイヤーにおいて部分尤度が最大とされる信号点４０１、４０４、４０７の下位で、ＦＳＤ法により選択される信号点を「基準信号点」と呼ぶ。すなわち、後述するものも含めて、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４が基準信号点となる。
【００６５】
ＰＣＡ法では、部分尤度が最大の信号点Ａ１（基準信号点）に加えて、最大の尤度を持つ信号点４０１（ビット列は００）に対して、Ｌａｙｅｒ２の信号点Ａ１（基準信号点）に対応するビット列（００／００）の内の１ビットを反転させた信号点Ｂ１を追加する（Ｓ２０７）。すなわち、信号点４０２（ビット列は００／０１）および信号点４０３（ビット列は００／１０）がＬａｙｅｒ２に追加される。したがってＰＣＡ法では、Ｌａｙｅｒ２では２つの信号点Ｂ１が追加され、Ｌａｙｅｒ２で合計６個の信号点候補が選択される。ここで、Ｌａｙｅｒ２で選択された信号点候補に対して、既定の信号点すなわち上位のＬａｙｅｒ１の信号点を累積的に考慮して部分尤度（２乗ユークリッド距離）を計算する（Ｓ２０９、Ｓ４０３）。そして、２乗ユークリッド距離が最小の信号点４０４が特定される。
【００６６】
さらに、第３ステージとして、第３選択アンテナ（Ｌａｙｅｒ３）に対する信号点の選択が行われる（Ｓ２１３〜Ｓ２１７）。まず、第２ステージにおける子ノードを今度は親ノードとみなして、第２ステージと同様の信号点選択が行われる。すなわち、Ｌａｙｅｒ２の各信号点に対して、部分尤度が最大の信号点Ａ２（基準信号点）を追加する（Ｓ２１３）。さらに、Ａ２（基準信号点）に対して、最大の尤度を持つ信号点４０４（ビット列は０１／００）に対して、Ｌａｙｅｒ３の信号点Ａ２に対応するビット列（０１／００／００）の内の１ビットを反転させた信号点Ｂ２を追加する（Ｓ２１５）。すなわち、信号点４０５（ビット列は０１／００／１０）および信号点４０３（ビット列は０１／００／０１）がＬａｙｅｒ３に追加される。したがってＰＣＡ法では、Ｌａｙｅｒ３では２つの信号点Ｂ２が新たに追加され、Ｌａｙｅｒ３で合計８個の信号点候補が選択される。ここで、Ｌａｙｅｒ３で選択された信号点候補に対して、既定の信号点すなわち上位のＬａｙｅｒ１、Ｌａｙｅｒ２の信号点を累積的に考慮して部分尤度（２乗ユークリッド距離）を計算する（Ｓ２１７、Ｓ４０５）。そして、２乗ユークリッド距離が最小の信号点４０７が特定される。
【００６７】
最後に、第４ステージとして、第４選択アンテナ（Ｌａｙｅｒ４）に対する信号点の選択が、同様に行われる。Ｌａｙｅｒ４では、基準信号点に対して２つの信号点が新たに追加され、Ｌａｙｅｒ４では、合計１０個の信号点候補が選択される。この段階で、既定の信号点すなわち上位のＬａｙｅｒ１、Ｌａｙｅｒ２、Ｌａｙｅｒ３の信号点を累積的に考慮して部分尤度（２乗ユークリッド距離）を計算する（Ｓ２１７、Ｓ４０５）
図１０では、４つのＬａｙｅｒに対応する４つのステージが記載されており、各ステージにおいて、各Ｌａｙｅｒの信号点が追加されて、部分尤度が計算されることがわかる。Ｓ４０６で、第４のレイヤーＬａｙｅｒ４の信号点が追加された段階で、図７に示した木構造が完成し、ＰＣＡ法で選択されるすべての信号点セットが決定される。すなわち、Ｓ４０６の終了時点で、ＬＬＲ値を最終的に計算するための信号点セットのリストが確定する。このリストは、式（１１）を用いてＬＬＲを計算するときのリストに対応する。
【００６８】
図７の木構造４００からわかるように、ＰＣＡ法では、ＦＳＤ法によって与えられる４つの信号点セットに加えて、新たに６つの信号点セットが追加されて、合計１０個の信号点セットが特定される。ＰＣＡ法で追加されるのは、各レイヤーにおいて、そのレイヤーの上位にある親ノードから部分尤度に基づいて特定された信号点４０１、４０４、４０７に対応するビット列の内の、１ビットのみを変えたビット列を持つ信号点グループ４１０、４１１、４１２である。ある値から隣接する値に１ビットのみを変化させた符号は、グレイコードとして知られている。ＰＣＡ法は、グレイコードに対応する信号点を追加する方法と言うこともできる。
【００６９】
信号点候補セットのリスト（探索リスト）が決定すれば、図８の全体フロー図に再び戻って、Ｓ１１２において、リスト内の信号点セットの候補、すなわち、リスト内の「信号点の組み合わせ」の候補に対して、ＬＬＲ値が計算される。すなわち、式（１１）を用いて、各ビットｂｍ，ｎの尤度値Ｌ（ｂｍ，ｎ）が計算されて、Ｓ１１４において、推定信号として最も確からしい、最適な信号点セットが決定される。最後に、各アンテナに対応するビット列の尤度を、Ｓ１１６において、ビット列の尤度値情報を後続の復号ブロック（図２の復号部１１１）に渡して、次のシンボル時間に対する信号分離を開始する（Ｓ１０２へ戻る）。
【００７０】
ここで、再び図５のブロック図に戻れば、上述の図９および図１０で説明されたＰＣＡ法による信号点の追加プロセス（Ｓ４０１〜Ｓ４０８）は、信号点候補追加ブロック２０４において実施される。すなわち、信号点候補追加ブロック２０４において、既に選択された上位ノードの情報を考慮しながら、累積２乗ユークリッド距離、すなわち部分尤度を計算することによって、各ビット尤度を順次生成しながら信号点候補を追加していく。
【００７１】
ＰＣＡ法では、探索ノード数μＰＣＡおよびリスト数ＮＰＣＡはそれぞれ次式で表される。
【００７２】
【数１２】
2014165646.tif 000014
【００７３】
信号分離のもっとも代表的な方法である最尤検出（ＭＬＤ）法は、取り得るすべての「信号点の組み合わせ」の中から、実際の受信信号点との間の２乗ユークリッド距離を用いて、ＬＬＲ値を計算し、引き続く復号処理に用いる方法である。ＭＬＤ法における探索ノード数μＭＬＤは、送信アンテナ数がＮｔおよびＭＱＡＭ変調方式の場合、次式となる。
【００７４】
【数１３】
2014165646.tif 000015
【００７５】
式（１２）および式（１４）を比較すれば、探索するノード数は大幅に削減されるものの、ＰＣＡ法によって新たに追加される信号点を信号空間図上で見るとＰＣＡ法における課題が認識される。
【００７６】
図１１は、ＰＣＡ法において追加される信号点の位置を基準信号点の位置に応じて示した図である。図１１の（ａ）は、追加される信号点の基点である基準信号点の位置の３つの領域５００、５０１、５０２を示している。図１１の（ｂ）〜（ｄ）は、各領域における追加信号点の位置を領域毎に示している。
【００７７】
図１１の（ａ）に示すように、基準信号点の位置が、信号空間図の４隅の位置の領域５００にある場合と、４隅を除いた外周部の領域５０１にある場合と、内部の領域５０２にある場合に分けられる。図１１の（ｂ）は、基準信号点５０３が領域５００にある場合の、追加信号点５０４−１〜５０４−４の位置を示している。図１１の（ｃ）は、基準信号点５０５が領域５０１にある場合の、追加信号点５０６−１〜５０６−４の位置を示している。同様に、図１１の（ｄ）は、基準信号点５０７が領域５０２にある場合の、追加信号点５０８−１〜５０８−４の位置を示している。
【００７８】
基準信号点が領域５００、５０１にある場合、基準信号点に隣接する信号点が追加されるほかに、隣接する信号点に隣接しない信号点５０４−３、５０４−４、５０６−４が追加されている。基準信号点は、図７で示した信号点４０１、４０４、４０７であり、各レイヤーにおいも部分尤度が最も大きいノードを表している。したがって、送信信号の信号点の推定として最も確からしいものである。それにも関わらず、ＰＣＡ法におけるグレイコードに基づいた追加信号点には、基準信号点から著しく離れた信号点５０４−３、５０４−４、５０６−４が含まれていることになる。
【００７９】
発明者らは、この点についてＰＣＡ法をさらに改善する余地があると考えた。ＭＬＤ法におけるＬＬＲ値の演算量を削減するために、信号点セットの候補を絞り込むに当たっては、最終的なリスト内に含まれる信号点セットの選択方法によっては、後続する復号部における復号特性が悪化してしまう。本来リスト中に残すべき信号点セットが選択されなければ、推定した信号点セットには誤りが含まれ得る。従来技術のＰＣＡ法と比べて、演算量の削減効果と誤り率特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成する新たな改善のニーズは高い。
【００８０】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、符号化ＭＩＭＯシステムの信号分離法における従来技術のＰＣＡ法の問題点を改善し、演算量の削減効果と復号特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成する新たな信号分離方法（送信信号の信号点を推定する方法）および受信装置を提供するところにある。
【課題を解決するための手段】
【００８１】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１の発明は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法において、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップとから構成される第２の信号点探索ステップと、前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップとを備えることを特徴とする推定方法である。
【００８２】
送信信号の品質としては、これに限定されないが、例えば、受信アンテナで受信された送信信号のＳ／Ｎ比を利用できる。上記の第１の信号点探索ステップの一例としては、プリ・プロセスであり得る。また上記の第２の信号点探索ステップは。コア・プロセスであり得る。また、２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補は、実施例におけるＮＮノードに対応する。
【００８３】
請求項２の発明は、請求項１の信号点を推定する方法であって、最も確からしい信号点の組み合わせを推定する前記ステップに引き続き、前記最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップとから構成される逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記木構造によって得られた信号点候補の組み合わせに追加した、新たなリストに基づいて、前記対数尤度比を再計算するステップと、前記再計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップをさらに備えることを特徴とする。
【００８４】
請求項３の発明は、請求項１の信号点を推定する方法であって、前記基準信号点を選択する第２の選択ステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする。
【００８５】
請求項４の発明は、請求項２の信号点を推定する方法であって、前記逆方向の基準信号点を特定するステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする。
【００８６】
請求項５の発明は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置において、前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部であって、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップとから構成される第２の信号点探索ステップと、前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップとを含む方法を実施する信号点検出部と、前記信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部とを備えたことを特徴とする受信装置である。
【００８７】
請求項６の発明は、請求項５の受信装置であって、前記信号点検出部において実施される前記方法は、最も確からしい信号点の組み合わせを推定する前記ステップに引き続き、前記最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップとから構成される逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記木構造によって得られた信号点候補の組み合わせに追加した、新たなリストに基づいて、前記対数尤度比を再計算するステップと、前記再計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップをさらに実施することを特徴とする。
【００８８】
請求項７の発明は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法において、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップを備えることを特徴とする推定方法である。
【００８９】
請求項８の発明は、請求項７の信号点を推定する方法であって、前記逆方向信号点探索ステップは、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップとを含むことを特徴とする。
【００９０】
請求項９の発明は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置において、前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部であって、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップを含む方法を実施する信号点検出部と、前記信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部とを備えたことを特徴とする受信装置である。
【００９１】
請求項１０の発明は、請求項９の受信装置であって、前記信号点検出部において実施される前記方法にける前記逆方向信号点探索ステップは、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップとを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００９２】
以上説明したように、本発明の信号分離方法（送信信号の信号点を推定する方法）および受信装置により、演算量の削減効果と復号特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】図１は、ＭＩＭＯシステムの構成の概要を示す図である。
【図２】図２は、より詳細なＭＩＭＯ通信システムの構成の概要を示す図である。
【図３】図３は、多値変調法における信号点について説明する図である。
【図４】図４は、ＭＩＭＯシステムの１つのアンテナにおける受信信号を説明する図である。
【図５】図５は、従来技術のＰＣＡ法を含む信号分離を実行するＭＩＭＯ検出部の構成のブロック図である。
【図６】図６は、ＦＳＤ法の概要を説明する図である。
【図７】図７は、従来技術のＰＣＡ法における信号点候補の追加を説明するための図である。
【図８】図８は、従来技術のＰＣＡ法による信号分離の概要を示すフロー図である。
【図９】図９は、従来技術のＰＣＡ法における信号点追加を説明する第１のフロー図である。
【図１０】図１０は、従来技術のＰＣＡ法における信号点追加を説明する第２のフロー図である。
【図１１】図１１は、従来技術のＰＣＡ法において追加される信号点の位置を基準信号点の領域に応じて示した図である。
【図１２】図１２は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法おけるＮＮノードの選択位置を従来技術と比較して示した図である。
【図１３】図１３は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法における信号点追加を説明するフロー図である。
【図１４】図１４は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法を６４ＱＡＭ変調方式に適用する場合の追加信号点を説明する図である。
【図１５】図１５は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法おけるＮＮノードの選択位置を従来技術と比較して示した図である。
【図１６】図１６は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法を変形した拡張ＰＣＡ法による信号点追加の方法を説明する図である。
【図１７】図１７は、本発明のＢＣＡ法を用いるＭＩＭＯ検出部の構成のブロック図である。
【図１８】図１８は、本発明のＢＣＡ法による信号点の追加を説明するフロー図である。
【図１９】図１９は、本発明のＢＣＡ法による信号点の追加を説明する図である。
【図２０】図２０は、１６ＱＡＭについて、本発明と従来技術とで探索ノード数およびリスト数を比較した表を示す図である。
【図２１】図２１は、６４ＱＡＭについて、本発明と従来技術とで探索ノード数およびリスト数を比較した表を示す図である。
【図２２】図２２は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＰＣＡ−ＮＮ法によるＢＥＲ特性(１６ＱＡＭ)を示す図である。
【図２３】図２３は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＰＣＡ−ＮＮ法によるＢＥＲ特性(６４ＱＡＭ)を示す図である。
【図２４】図２４は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＥ−ＰＣＡ法によるＢＥＲ特性(１６ＱＡＭ)を示す図である。
【図２５】図２５は、ＬＤＰＣ符号を用いた各アルゴリズムによるＢＥＲ特性(１６ＱＡＭ)の比較を示す図である。
【図２６】図２６は、ＬＤＰＣ符号を用いた各アルゴリズムによるＢＥＲ特性(６４ＱＡＭ)の比較を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００９４】
本発明は、符号化ＭＩＭＯシステムのＰＣＡ法を使用した信号分離において、ＦＳＤ法によって探索した信号点（基準信号点）に対して２乗ユークリッド距離が最も近い信号点を追加することによって、復号特性を改善する。さらに、探索を完了した信号点候補のセットから求めた最良の推定信号点セットの最下位ノードから、木構造を逆方向にさらにトラバースすることによって得られる新たな追加信号点候補によって、先の信号点候補を置き換え、または先の信号点候補に追加することによって、演算量の削減効果と復号特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成する。
【００９５】
★本発明の第１の実施形態
本発明の信号分離方法は、ＰＣＡ法における信号点候補の追加方法を改善するものであり、図５における信号点追加ブロック２０４または図８に示したＳ１０８のコア・プロセスの改善に関するものである。本発明では、基準信号点に対して追加する信号点（追加ノード）として最近接ノード（Nearest Neighbor Node：以下ＮＮノードと呼ぶ）を導入する。ＰＣＡ法に用いられた追加信号点の候補としては、部分尤度が最も大きい子ノード（基準信号点）に対応するビット列の内から１ビットを変えた信号点候補を追加していた。グレイコードと呼ばれる１ビットのみを変えたビット列に対応する信号点を選択するためには追加的な演算等は不要で、信号点の追加方法としては簡便なものである。
【００９６】
これに対して本発明では、グレイコードに対応する信号点を選択するのではなく、各ビットに対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補、ＮＮノード追加する。以後、本発明によるＮＮノードを用いた場合のＰＣＡ法を、ＰＣＡ−ＮＮ法とする。
【００９７】
2014165646.tif 000016
【００９８】
2014165646.tif 000017
【００９９】
【数１４】
2014165646.tif 000018
【０１００】
図１２は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法おけるＮＮノードの選択位置を従来技術と比較して示した図である。図１２の（ａ）は図１１で示した領域５００に基準信号点がある場合を、（ｂ）は図１１で示した領域５０１に基準信号点がある場合を、（ｃ）は図１１で示した領域５０２に基準信号点がある場合を示す。いずれも変調方式が１６ＱＡＭの場合であって、従来技術のＰＣＡ法における追加信号点と対比して示した。例えば、（ａ）を参照すれば、従来技術では基準信号点６００に対して大きく離れた信号点６０１−３、６０１−４が追加されていた。これに対し、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法でＮＮノードを選択する場合、基準信号点により近接した信号点６０２−３、６０２−４が選択される。（ｂ）の場合も同様である。
【０１０１】
従来技術のＰＣＡ法における信号点の追加に代えて、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法では、ＮＮノードを追加することによって、基準信号点により近い信号点が追加される。これは、選択された基準信号点から大きく離れた信号点を信号点候補として追加するよりもより合理的であって、信号分離精度が期待される。この効果は、後述する。本発明の信号分離方法であるＰＣＡ−ＮＮ法では、ＰＣＡ法と比較して、追加する信号点候補の選択方法のみに変更が生じる。このため、図９に示した従来技術のＰＣＡ法における信号点追加を説明する第１のフロー図の一部のみが変更となる。
【０１０２】
図１３は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法における信号点追加を説明する第１のフロー図である。図８に示した従来技術のＰＣＡ法と比較すると、Ｓ５０７において、最も部分尤度の大きい親ノード（Ｌａｙｅｒ１）に対して、信号点Ａ１に加え、最小２乗ユークリッド距離の信号点Ｃ１を追加する点で、また、Ｓ５１５において最も部分尤度の大きい親ノード（Ｌａｙｅｒ２）に対して、信号点Ａ２に加え、最小２乗ユークリッド距離の信号点Ｃ２を追加する点で、従来技術のＰＣＡ法と異なっている。
【０１０３】
図１４は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法を６４ＱＡＭ変調方式に適用した場合の追加信号点を説明する図である。図１４では、６４ＱＡＭの信号空間図上において、追加される信号点の基準となる基準信号点が取り得る３つの領域７００、７０１、７０２を示している。
【０１０４】
図１５は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法おけるＮＮノードの選択位置を従来技術と比較して示した図である。図１５の（ａ）は図１４で示した領域７００に基準信号点がある場合を、（ｂ）は図１４で示した領域７０１に基準信号点がある場合を、（ｃ）は図１４で示した領域７０２に基準信号点がある場合を示す。いずれも変調方式が１６ＱＡＭの場合であって、従来技術のＰＣＡ法における追加信号点と対比して示した。例えば、（ａ）の基準信号点が信号空間の４隅にある場合を参照すれば、従来技術のＰＣＡ法では基準信号点７０４に対して大きく離れた信号点７０５−３、７０５−４、７０５−５、７０５−６が追加されていた。これに対し、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法でＮＮノードを選択する場合、基準信号点により近接した信号点７０６−３、７０６−４、７０６−５、７０６−６が選択される。（ｂ）の基準信号点が信号空間図の４隅を除いた周辺部にある場合も同様である。さらに、（ｃ）の基準信号点が内部の領域にある場合でも、従来技術による信号点７１１−６ではなくて、基準信号点７１０により近接した信号点７１２−６が選択される。
【０１０５】
したがって、本実施形態のＰＣＡ−ＮＮ法は、以下のような方法として記述できる。すなわち、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法において、以下のステップを備える。
【０１０６】
すなわち、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップと
から構成される第２の信号点探索ステップと、前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップとを備えることを特徴とする推定方法である。
【０１０７】
送信信号の品質としては、これに限定されないが、例えば、受信アンテナで受信された送信信号のＳ／Ｎ比を利用できる。
【０１０８】
また、本実施形態のＰＣＡ−ＮＮ法は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置にも適用できる。
【０１０９】
この受信装置は、前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部を備える。
【０１１０】
この検出部は、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける第１の信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの内の、現在信号点候補を選択しているレイヤーで、信号点候補を選択する第１の選択ステップと、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーにおいて選択された前記信号点候補の各々について、最上位のレイヤー以下で選択済みの信号点候補も含む前記信号点候補が選択されたという条件で、前記現在信号点候補を選択しているレイヤーより下位のレイヤーにおける信号点に対する累積的尤度情報に基づいて、前記下位のレイヤーにおいて、部分尤度が最大となる基準信号点を選択する第２の選択ステップと、前記下位のレイヤーにおいて、前記基準信号点に対して２乗ユークリッド距離が最小となる信号点候補を選択する第３の選択ステップと、前記第１の選択ステップから前記第３の選択ステップまでを、最下位レイヤーの信号点候補が選択されるまで、各々のレイヤーの次の下位のレイヤーに対して繰り返し実行するステップとから構成される第２の信号点探索ステップと、前記第２の信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストに基づいて、前記リスト内の信号点組み合わせから、前記複数のアンテナの信号点の対応する前記ビット列の各々に対する対数尤度比を計算するステップと、前記対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップとを含む方法を実施する。
【０１１１】
この受信装置は、さらに前記信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部を備える。
【０１１２】
尚、受信装置には、送信装置の機能も併せ持った送受信装置、無線通信端末装置や基地局装置などが含まれるのは言うまでもない。
【０１１３】
上述のように、本発明のＰＣＡ―ＮＮ法において、木構造の探索レイヤーにおける部分尤度が最大の基準信号点に対して、最小２乗ユークリッド距離の信号点を追加することによって、基準信号点により近接した信号点が信号点候補として追加される。選択される追加信号点の従来技術との差異は、信号点の数が多い変調方式ほど顕著となる。本発明のＰＣＡ−ＮＮ法による信号点候補の追加に、さらに他の追加信号候補点の選択方法を組み合わせて、変形を加えることができる。一例として、第１の実施形態よりも基準信号点の数を増やす方法を次に示す。
【０１１４】
★本発明の第２の実施形態
図１６は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法を変形した拡張ＰＣＡ法による信号点追加の方法を説明する図である。拡張ＰＣＡ法によって信号点の候補として決定される木構造８００を示している。拡張ＰＣＡ（Extended ＰＣＡ）法の概要を、以下説明する。
【０１１５】
従来技術のＰＣＡ法では、部分尤度が最も大きい親ノード（基準信号点）を１つだけ選択して、信号点の候補を追加した。これに対しＥ−ＰＣＡ法では、部分尤度が大きい１以上の上位Ｐ個を考慮して信号点の候補を追加した。Ｅ−ＰＣＡ法では、全てのノードを並行して探索可能である。以下にＥ−ＰＣＡ法のアルゴリズムを示す。
【０１１６】
ＦＥ のとき
ＦＳＤ法と同様に、全ての信号点の候補を探索する。
【０１１７】
ＳＥ のとき
親ノードの部分尤度が大きい上位Ｐ個のノード（信号点）に対して、それぞれ子ノードを選択し、それぞれの子ノードの中で部分尤度が最も大きいノード（基準信号点）を探索する。次に、選択されたＰ個の子ノードの各々に対してＮＮノードを追加する。選択されなかった親ノードは、ＦＳＤ法と同様に、部分尤度の最も大きい子ノードのみを選択する。
【０１１８】
図１６に再び戻って、より具体的にＥ−ＰＣＡ法による信号点の追加方法を説明する。図１６では、拡張された基準信号点の数Ｐ＝２、変調方式が４ＱＡＭ、送信アンテナの数Ｎｔ＝４の場合を示す。Ｅ−ＰＣＡ法では、Ｌａｙｅｒ１においてまず２個（Ｐ＝２）の○で囲った基準信号点が選択される。従来技術のＰＣＡでは、例えば信号点８０１（ビット列００）のみが選択されていた。Ｅ−ＰＣＡ法では、さらに信号点８０２（ビット列１０）が追加される。
【０１１９】
Ｌａｙｅｒ２では、Ｌａｙｅｒ１の信号点に対して部分尤度の大きい（２乗ユークリッド距離の小さい）信号点が選択される。さらに、Ｌａｙｅｒ１で基準信号点として選択された信号点８０１、８０２の各々から、ＮＮノードが追加される。すなわち、基準信号点８０１からＬａｙｅｒ２の信号点８０３、８０４がＮＮノードとして選択される。同様に、基準信号点８０２からＬａｙｅｒ２の信号点８０５、８０６がＮＮノードとして選択される。Ｌａｙｅｒ２では、追加された４つの信号点を含めて、部分尤度の最も大きい（２乗ユークリッド距離の小さい）２つの信号点が選択される。すなわち、今度は信号点８０７、８０８がＬａｙｅｒ２の基準信号点となる。基準信号点８０７、８０８の各々から、ＮＮノードが追加される。すなわち、基準信号点８０７からＬａｙｅｒ３の信号点８０９、８１０がＮＮノードとして選択される。同様に、基準信号点８０８からＬａｙｅｒ３の信号点８１１、８１２がＮＮノードとして選択される。以下、同様にしてすべての信号点候補が選択され、信号点セットが決定される。
【０１２０】
したがって、本実施形態の発明は、第１の実施形態による信号点の推定方法おける、基準信号点を選択する第２の選択ステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする。また、第１の実施形態による受信装置おける、前記逆方向の基準信号点を特定するステップにおいて、基準信号点を２以上選択することを特徴とする。
【０１２１】
Ｅ−ＰＣＡ法における探索ノード数μＥＰＣＡは次式で表現される。
【０１２２】
【数１５】
2014165646.tif 000019
【０１２３】
また、リスト数ＮＥＰＣＡは、次式で表現される。
【０１２４】
【数１６】
2014165646.tif 000020
【０１２５】
Ｅ−ＰＣＡ法では、図１６に示すように合計で１６セットの「信号点の組み合わせ」が選択される。すなわち、信号点セットのリストには、このうち、１６セットの「信号点の組み合わせ」が含まれ、これらの信号点セットに対してＬＬＲ値が計算される。Ｅ−ＰＣＡ法によって選択されるのは、点線で囲われた信号点８１９〜８２４を含む信号点セットである。Ｅ−ＰＣＡ法によれば、信号点の数が多い分だけ演算量は増えるものの、復号特性の向上を実現できる。
【０１２６】
Ｅ−ＰＣＡ法の基本的な考え方は、従来技術のＰＣＡ法に適用可能である。第１の実施形態として説明した本発明のＰＣＡ−ＮＮ法とＥ−ＰＣＡ法を組み合わせることによって、演算量の削減効果と誤り率特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成した信号分離を実現できる。
【０１２７】
★本発明の第３の実施形態
本発明のＰＣＡ−ＮＮ法による信号点候補の追加方法は、さらに別の追加信号点の選択方法を組み合わせることができる。ここでは、後方候補追加法（Backward Candidate Adding：以下ＢＣＡ法) アルゴリズムについて述べる。ＢＣＡ法は、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法と組み合わせるだけではなく、他の一般的な信号点探索法に広く適用可能なものである。ＢＣＡ法は、木構造における信号探索を行った後に、その探索結果を基に、さらに信号点候補を再探索する手法であり。再探索において第１の実施形態におけるＮＮノードを使用することができる。
【０１２８】
図１７は、本発明のＢＣＡ法を用いるＭＩＭＯ検出部の構成のブロック図である。ＢＣＡ法を用いたＭＩＭＯ検出部１０００の基本的構成については、図５に示したＰＣＡ法によるＭＩＭＯ検出部２００と概ね同一である。したがって、相違点のみを説明する。ＢＣＡ法を用いたＭＩＭＯ検出部１０００は、ＢＣＡ処理部１００９を備えている。後に説明するように、ＢＣＡ法は、ＦＳＤ処理ブロック１００３や信号点候補追加ブロック１００４において実施される他の信号点探索方法を完了して最適な信号点セットを決定した後に、適用される。
【０１２９】
図１８は、本発明のＢＣＡ法による信号点の追加を説明するフロー図である。ＢＣＡ法による信号分離の全体フローについても、図８に示したＰＣＡ法による信号分離のフローと概ね同一である。図８のＳ１０６のプリ・プロセスは共通であり、Ｓ１０８のコア・プロセスは、図１８におけるＳ１２０の順方向の信号点候補の探索に対応する。ここで「順方向」とは、例えば図７に示したＰＣＡ法の木構造４００においてＬａｙｅｒ１からＬａｙｅｒ４に向かって信号点候補の探索が行われることを意味している。ＢＣＡ法では、順方向の信号点探索が終わって、順方向に探索の結果得られた第１の信号点セットの中から、最有力の信号点セットの決定がなされた後で（Ｓ１２２）、この最有力の信号点セットの最下位の信号点を基点として、逆方向に新たな信号点探索を行う（Ｓ１２４）点に特徴がある。この逆方向の信号点探索の結果得られた第２の信号点セットを、新たな信号点セットとして第１の信号セットと置き換えるか、または、第１の信号セットに追加して、最終的な探索リストを決定する（Ｓ１１０）。
【０１３０】
ここでは、代表的な例として、ＢＣＡ法をＦＳＤ法へ適用した例について説明する。ＦＳＤ法やＰＣＡ法におけるＦＥでは、信号点の各ビット尤度が必ず生成されるため再探索は行わない。以下に、ＢＣＡ法のアルゴリズムを示す。
ＳＴＥＰ１ (ＦＳＤ法における探索、図１８のＳ１０６に対応)
ＦＳＤ法と同様に、全ての信号点候補を探索する。
ＳＴＥＰ２ (ＢＣＡ法による探索候補の再探索)
ＦＳＤ法の信号点探索から得られた各信号点において、逆方向にＮＮノードを再探索する。
【０１３１】
次に、木構造を使って、ＢＣＡ法の信号点候補の追加についてより具体的に説明する。
【０１３２】
図１９は、本発明のＢＣＡ法による信号点の追加を説明する図である。図１９に示した木構造９００は、ＦＳＤ法を適用した後にＢＣＡ法をさらに適用した結果得られる。したがって、木構造９００の内の右側半分の信号点は、図６に示した木構造３０２と同一である。一方、木構造９００の内の左側半分の信号点は、信号点９０１を基点としてＢＣＡ法を適用した結果得られる。図１９では、変調方式が４ＱＡＭで、送信アンテナの数Ｎｔ＝４の場合のＢＣＡ法による信号点探索範囲が示されている。点線で囲まれたノードが、ＢＣＡ法によって再探索されたノードである。丸を付けた信号点９０１は、順方向のＦＳＤ法によって得られた最終的に尤度の最も大きい信号点セットである。すなわち、信号点９０１、２９０２、９０５、９１０からなる信号点セットは、ＦＳＤ法によって決定された信号点セットのうちの最も確からしい最有力の信号点セットである。ＢＣＡ法は、この最有力の信号点セットを、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、逆方向にトラバースを行いながら再探索を行う。
【０１３３】
具体的には、信号点９０１から木構造を上方向にＬａｙｅｒ３へ戻って、信号点９０２に対して、ＮＮノード９０３、９０４を追加する。このときのＮＮノード９０３、９０４は、信号点９０１に対して最小２乗ユークリッド距離にある信号点である。
【０１３４】
次に、Ｌａｙｅｒ３の信号点９０２からさらに木構造を上方向にＬａｙｅｒ２へ戻って、信号点９０５に対して、ＮＮノード９０６、９０７を追加する。このときのＮＮノード９０６、９０７は、信号点９０２に対して最小２乗ユークリッド距離にある信号点である。このとき、ＮＮノード９０６の下のＬａｙｅｒ４の信号点９０８のビット列は、基点となる信号点９０１のビット列００とする。したがって、信号点９０８のビット列は、００／００／＊＊／００となる。ＮＮノード９０７の下のＬａｙｅｒ４の信号点９０９についても同様である。
【０１３５】
さらに、Ｌａｙｅｒ２の信号点９０５から木構造を上方向にＬａｙｅｒ１へ戻って、信号点９１０に対して、ＮＮノード９１１、９１２を追加する。このときのＮＮノード９１１、９１２は、信号点９０５に対して最小２乗ユークリッド距離にある信号点である。このとき、ＮＮノード９１１の下のＬａｙｅｒ３／Ｌａｙｅｒ４の信号点のビット列は、基点となる信号点９０１、９０２のビット列００／００とする。したがって、信号点９１１の下のＬａｙｅｒ３の信号点のビット列は、００／＊＊／００となり、Ｌａｙｅｒ４の信号点のビット列は、００／＊＊／００／００となる。ＮＮノード９１２の下のＬａｙｅｒ３／Ｌａｙｅｒ４の２つの信号点についても同様である。
【０１３６】
したがって、本実施形態のＢＣＡ法は、以下のような方法として記述できる。すなわち  複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を、複数の受信アンテナの各々において受信する受信装置において、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する方法として記述できる。
【０１３７】
この方法は、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップとを備えることを特徴とする推定方法である。
【０１３８】
ここで、ＮＮノードを使用する場合には、前記逆方向信号点探索ステップは、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向の基準信号点を特定するステップと、前記逆方向の基準信号点に対して、２乗ユークリッド距離が最小の信号点候補を選択するステップと、前記逆方向の基準信号点を特定するステップおよび前記選択するステップを、順次最上位レイヤーに達するまで、繰り返すステップとを含むことになる。
【０１３９】
また、本実施形態のＢＣＡ法は、複数の送信アンテナの各々から同時に送信された、異なる送信系列に対応する複数の送信信号を受信し、前記複数の送信信号の各々の信号空間における、複数のビット列に対応付けられた複数の信号点の内から、前記複数の送信信号の各信号点を推定する受信装置に適用ができる。
【０１４０】
この受信装置は、前記複数の送信信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナからの各受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の各信号点を推定する検出部を備える。
【０１４１】
この受信部は、受信した前記送信信号の品質に基づいて、前記複数の送信アンテナの前記信号点を推定するための木構造における複数のレイヤーと、前記複数の送信アンテナとを関連付ける信号点探索ステップと、前記信号点に関連付けられた前記複数のビットに関する尤度情報に基づいて、前記複数のレイヤーの各々のレイヤーで、信号点候補を選択する順方向信号点探索ステップと、前記順方向信号点探索ステップから得られた前記木構造によって決定される、信号点候補の組み合わせのリストを決定するステップと、前記リストの中で、最も確からしい信号点の組み合わせの内の最下位レイヤーの信号点を基点として、最下位レイヤーから最上位レイヤーに向かって、前記木構造をたどり、逆方向に信号点候補を選択する逆方向信号点探索ステップと、前記逆方向信号点探索ステップによって新たに追加される信号点候補の組み合わせを、前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに代えて、または、前前記順方向信号点探索ステップで得られた前記木構造からの信号点候補の組み合わせに追加して、更新されたリストに基づいて、対数尤度比を計算するステップと、前記計算された対数尤度比に基づいて、前記複数の送信信号に対する最も確からしい信号点の組み合わせを推定するステップを含む方法を実施する。
【０１４２】
この受信装置は、さらに信号点検出部から出力される前記対数尤度比情報に基づいて、前記複数の送信信号の前記複数のビット列を復号する復号部も備える。尚、受信装置には、送信装置の機能も併せ持った送受信装置、無線通信端末装置や基地局装置などが含まれるのは言うまでもない。
【０１４３】
ＢＣＡ法では、最も有力な信号点セットの最下位レイヤーの信号点を基点として信号点候補を新たに追加する。このため、最も確からしい信号点のセットに基づいて、信号点候補を追加することに成る。したがって、ＦＳＤ法で得られた第１の信号点候補のセットにさらにＢＣＡ法を適用して、上述のようにＮＮノードを追加するＢＣＡ法によって得られる第２の信号点セットを加えることで、ＰＣＡ法と同じ探索ノード数およびリスト数を維持したままで、ＬＬＲ値の計算が行われる。
【０１４４】
探索ノード数μＢＣＡは次式で表現される。
【０１４５】
【数１７】
2014165646.tif 000021
【０１４６】
リスト数ＮＢＣＡは、次式で表現される。
【０１４７】
【数１８】
2014165646.tif 000022
【０１４８】
図１９では、ＮＮノードを追加しながら、逆方向の再探索を行う例を示したが、ＢＣＡ法の本質は順方向の信号点探索で得られる最も確からしい信号点のセットに基づいて、逆方向に再探索を行う点にある。したがって、逆方向の探索においては、ＮＮノードを使用しないＰＣＡ法で信号点候補を追加することもできる。
【０１４９】
★本発明の第４の実施形態
図１７でも説明したように、上述の本発明のＢＣＡ法はすべての信号点探索法と組み合わせることが可能であり、ＰＣＡ法と組み合わせることもできる。次に、ＰＣＡ法およびＢＣＡ法を併用したＰＣＡ−ＢＣＡアルゴリズムについて述べる。ＰＣＡ法では、必ずしもＢＣＡ法によって再探索される信号点候補を探索するとは限らない。すなわち、順方向の信号点の探索を行うＰＣＡ法で決定される第１の信号点セットと、逆方向の信号点の再探索を行うＢＣＡ法で決定される第２の信号点セットとは、必ずしも一致しない。したがって、ＰＣＡ法およびＢＣＡ法を併用することによって、復号特性の改善が可能である。またＰＣＡ−ＢＣＡアルゴリズムでは、ＰＣＡ法における追加信号点の候補として１ビットを変えた信号ではなく、本発明の第１の実施形態で述べたＮＮノードとする。正確なＬＬＲ値を計算するためには、実際に受信された信号点により近い信号点候補に対して計算を実行しなければならないためである。以下にＰＣＡ−ＢＣＡ法のアルゴリズムを示す。
ＳＴＥＰ１ (ＰＣＡ法による探索)
ＰＣＡ法の探索を行う。このとき追加信号点候補は従来技術である１ビット変えた候補ではなくＮＮノードである。
ＳＴＥＰ２ (ＢＣＡ法による探索)
ＰＣＡ法の探索が終わった後、ＢＣＡ法によって逆方向に再び信号点の候補を探索する。
探索ノード数μＰＣＡ−ＢＣＡは次式で表わされる。
【０１５０】
【数１９】
2014165646.tif 000023
【０１５１】
リスト数ＮＰＣＡ−ＢＣＡは、次式によって表わされる。
【０１５２】
【数２０】
2014165646.tif 000024
【０１５３】
ＰＣＡ−ＢＣＡ法の問題点としては、ＰＣＡ法およびＢＣＡ法の探索ノードが重複する可能性があること、また、ＰＣＡ法およびＢＣＡ法の探索を同時に行うことが出来ないため処理遅延が発生することもありえる。しかしながら、第１の信号点セットおよび第２の信号点セットを組み合わせることが可能であって、最終的なリストを決定する段階（図１８のＳ１１０）の方法に、多様性を加えることができる。第１の信号点セットおよび第２の信号点セットを組み合わせて最終的な信号点セットのリストを決定するためには、様々な方法で行うことができる。すなわち、図１７のリスト決定ブロック１００６において、第１の信号点セットおよび第２の信号点セットから、所定の基準で信号点セットを選択して、組み合わせることもできる。２種類の信号点セットを利用することによって、演算量と復号性能との間のトレードオフについてのバランスをとるために、多様な手段を提供できる。
【０１５４】
下の表には、従来技術の信号点の追加方法（探索方法）と、これまで述べた本発明の信号点の追加方法（探索方法）について、探索ノード数とリスト数の比較を示す。既に述べたように、探索ノード数とは、各信号点追加方法によって形成される木構造に含まれるすべてのノード、すなわち信号点の数である。また、リスト数とは、各信号点追加方法によって形成される木構造に含まれる信号点セットの候補の数である。信号点セットとは、すべての送信アンテナらから送信された信号の「信号点の組み合わせ」を意味する。
【０１５５】
【表１】
2014165646.tif 000025
【実施例】
【０１５６】
図２０は、１６ＱＡＭについて、本発明の各方法と従来技術の方法との間で、探索ノード数およびリスト数を比較した表を示す図である。送信アンテナの数Ｎｔ＝４、変調信号点の数Ｍ＝１６のときの探索ノード数およびリスト数の比較を示す。図２０の表において、Ｅ−ＰＣＡ法、ＢＣＡ法、ＰＣＡ−ＢＣＡ法のいずれにおいても、本発明に特有のＮＮノードの信号点追加が行われている。本発明の信号点追加方法であるＥ−ＰＣＡ法、およびＰＣＡ−ＢＣＡ法は、従来技術のＰＣＡ法より探索ノード数が多くなるものの、ＱＲＭ法およびＬＦＳＤ法と比較した場合、探索ノード数およびリスト数のいずれも少なくすることが可能である。また、ＭＬＤ法と比較した場合、９９％以上、探索ノード数を削減することが可能である。
【０１５７】
図２１は、６４ＱＡＭについて、本発明の各方法と従来技術の方法との間で、探索ノード数およびリスト数を比較した表を示す図である。送信アンテナの数Ｎｔ＝４、変調信号点の数Ｍ＝６４のときの探索ノード数およびリスト数の比較を示す。本発明のＥ−ＰＣＡ法およびＰＣＡ−ＢＣＡ法は、従来技術のＰＣＡ法と比較して探索ノード数とリスト数が多くなる。しかしながら、ＱＲＭ法およびＬＦＳＤ法と比較して、探索ノード数を削減することが可能である。
【０１５８】
提案信号分離法を計算機シミュレーションによって評価した。チャネル行列のフェージング係数ｈｉ，ｊ、ｉ＝１，・・Ｎｒ、ｊ＝１，・・・ Ｎｔは全て独立で、平均０、分散１の複素ガウス分布に従うと仮定する。送受信アンテナ数が４本、ＯＦＤＭ変調のサブキャリア数は６４とする。また符号長Ｎ＝３０７２、符号化率ｒｃ＝１／２、sum-product復号の繰り返し回数Ｔ＝４０のＬＤＰＣ符号、クリッピングの値Ｌｍａｘ＝８を用いた。
【０１５９】
図２２は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＰＣＡ−ＮＮ法によるＢＥＲ特性（１６ＱＡＭ）を示す図である。従来技術のＰＣＡ法も本発明のＰＣＡ−ＮＮ法もほぼ同様なＢＥＲ特性を示した。１６ＱＡＭの場合、従来技術のＰＣＡ法と本発明のＮＮノードによる追加との間で、信号点候補の差が小さいためである。
【０１６０】
図２３は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＰＣＡ−ＮＮ法によるＢＥＲ特性（６４ＱＡＭ）を示す図である。Ｅｂ／Ｎｏ値が１１ｄＢよりも大きい場合、従来技術のＰＣＡ法と比較して、本発明のＰＣＡ−ＮＮ法がより優れた特性を示している。変調方式が６４ＱＡＭの場合、１６ＱＡＭの場合と比較して、従来技術の追加信号点と本発明の追加信号点との差異がより顕著となるためである。
【０１６１】
図２４は、ＬＤＰＣ符号を用いた本発明のＥ−ＰＣＡ法によるＢＥＲ特性（１６ＱＡＭ）を示す図である。Ｐが大きくなるに従ってＢＥＲ特性が改善されている。これは探索ノード数が多くなっているためである。Ｐ＝３以上の場合ではＢＥＲ特性の差は生じない。
【０１６２】
図２５は、ＬＤＰＣ符号を用いた各アルゴリズムによるＢＥＲ特性（１６ＱＡＭ）の比較を示す図である。ＱＲＭ法の生き残りノード数 ＝１６、ＬＦＳＤ法の探索ノードｎ＝ (１，２，２，１６)／６４、Ｅ−ＰＣＡ法の親ノード数Ｐ＝２とした。ＬＦＳＤ法、ＰＣＡ法、本発明のＥ−ＰＣＡ法およびＰＣＡ−ＢＣＡ法は近い特性を示す。中でも本発明のＥ−ＰＣＡ法は最も優れた特性を示し演算量も最も少ない。ＢＥＲ＝１０−５においてＭＬＤ法と比較して約０．２８ｄＢの差がある。
【０１６３】
図２６は、ＬＤＰＣ符号を用いた各アルゴリズムによるＢＥＲ特性(６４ＱＡＭ)の比較を示す図である =３０、ｎ＝(１，２，２，６４)／６４、Ｐ＝２とした。ＬＦＳＤ法と本発明のＥ−ＰＣＡ法は非常に近い特性を示す。本発明のＥ−ＰＣＡ法は、ＬＦＳＤ法と比較して約５３％の探索ノード数を削減することが可能である。
【０１６４】
従来技術の尤度推定法において本発明による尤度推定法を併用することで、演算量の削減効果と誤り率特性との間のより良いトレードオフを実現したな尤度推定が可能となる。これにより、推定した尤度がＭＬＤ法における消失尤度に近づくため、特性改善が可能である。シミュレーション結果より、従来技術の尤度推定手法と比較して従来法と比較してより少ない演算量増加でＭＬＤ法に近い特性を達成できることも確認できた。
【０１６５】
以上詳細に述べてきたように、本発明は、符号化ＭＩＭＯシステムのＰＣＡ法を使用した信号分離において、各レイヤーにおいて探索した信号点（基準信号点）に対して２乗ユークリッド距離が最も近い信号点（ＮＮノード）を追加することによって、復号特性を改善することができる。また、部分尤度が最も大きい親ノード（基準信号点）を１つだけ選択するのではなく、Ｅ−ＰＣＡ法により、部分尤度が大きい１以上の上位Ｐ個を考慮して信号点の候補を追加することで信号点を増加させることによって、またはさらにＮＮノードの追加と組み合わせることによって、復号特性をさらに改善できる。
【０１６６】
また、探索を完了した信号点セットより求めた最良の推定信号点セットの最下位ノードから、ＮＮノードを追加しながら木構造を逆方向にさらにトラバースすることによって新たな信号点候補が得られる。この新たな信号点候補で、先に追加した信号点候補を置き換え、または先に追加した信号点候補にさらに追加することによって、演算量の削減効果と誤り率特性との間のトレードオフをより良いレベルで達成する。本発明の信号分離方法を受信装置に適用することで、従来技術よりも演算量の削減効果と誤り率特性との間でより良いトレードオフを実現した装置を提供成できる。
【産業上の利用可能性】
【０１６７】
本発明は、一般的に無線通信システムに利用することができる。特に、ＭＩＭＯ通信システムに利用できる。
【符号の説明】
【０１６８】
１  ＭＩＭＯ通信システム
２  送信側装置
３  受信側装置
４  伝播路
５  送信信号系列
６  受信信号系列
１０−１３  送信アンテナ
１０２  符号化器
１０３  インタリーバ
１０５  ＭＩＭＯマッピング部
１０９、２００、１０００  ＭＩＭＯ検出部
１１１  復号化器
２０４、１００４  信号点候補追加ブロック
２０６、１００６  ＬＬＲ計算ブロック
２０７、１００７  信号点判定ブロック
【図１】
2014165646.tif 000026
【図２】
2014165646.tif 000027
【図３】
2014165646.tif 000028
【図４】
2014165646.tif 000029
【図５】
2014165646.tif 000030
【図６】
2014165646.tif 000031
【図７】
2014165646.tif 000032
【図８】
2014165646.tif 000033
【図９】
2014165646.tif 000034
【図１０】
2014165646.tif 000035
【図１１】
2014165646.tif 000036
【図１２】
2014165646.tif 000037
【図１３】
2014165646.tif 000038
【図１４】
2014165646.tif 000039
【図１５】
2014165646.tif 000040
【図１６】
2014165646.tif 000041
【図１７】
2014165646.tif 000042
【図１８】
2014165646.tif 000043
【図１９】
2014165646.tif 000044
【図２０】
2014165646.tif 000045
【図２１】
2014165646.tif 000046
【図２２】
2014165646.tif 000047
【図２３】
2014165646.tif 000048
【図２４】
2014165646.tif 000049
【図２５】
2014165646.tif 000050
【図２６】
2014165646.tif 000051