(57)【要約】      （修正有）【課題】デジタル通信において、周波数及び電力の利用効率を改善し、大きな雑音及び妨害波の入力時、並びにフェージング及び通信経路間の障害物による急激な入力の減少時にも、誤り率の増加及び瞬断が生じないようにする。【解決手段】送信側は、振幅の基準となり、周期をフェージング及び雑音の周期より十分短く設定した基準信号を一定間隔で挿入し、搬送波を、２周波数が基準信号の周期に同期して切換る局部発振波により、単側帯波方式にて変調して送信する。受信側は、送付された基準信号の周期に同期して切換る送信側と同じ周波数の局部発振波によって周波数変換する。中間周波増幅器出力をピーク検波し、フェージング及び通信経路間の障害物による急激な入力の減少に対応したＡＧＣ回路を設ける。乗算回路に、ＡＧＣ回路の出力及び振幅・位相調整回路を介したＡＧＣ回路の出力の一部を入力して、乗算し、復調出力を得る。【選択図】図１
2014045469.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側において、デジタル信号によって変調された被変調波を、一定振幅で２つの周波数が一定間隔で切り替わる局部発振波により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段と、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して、送信側と同じ２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換する手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【請求項２】
請求項１のデジタル通信方式及び無線機の送信側において、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生する手段と、
乗算回路に一定振幅で前記基準信号の周期と同期して２つの周波数が切り替わる局部発振波とデジタル信号によって変調された搬送波を入力して二つの入力の和と差の周波数を作り、前記乗算回路の出力の一方を帯域通過ろ波回路によって取り出し、直接又は周波数変換して送信する手段を有し、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して第１の乗算回路に入力し、乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一で２つの周波数の切り替え周期を基準信号の周期に同期した受信側局部発振波を入力して二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって一方の周波数（送信側が和の場合、受信側では差となる）を取り出して中間周波増幅回路に入力する手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して基準信号の周波数を抽出して前記受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【請求項３】
請求項２のデジタル通信方式及び無線機において、送信側においては、前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を挿入する手段と、
前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する手段を有し
受信側においては、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値以下になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する立ち上がり時間を１ｍｓ以下、立ち下がり時間を前記基準信号の周期の２倍以上とした自動利得制御（ＡＧＣ）手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を第２（前段に乗算回路２つ使用している場合は第３となる）の乗算回路に入力し、さらに前記中間周波増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、前記乗算回路の出力からろ波回路を介して復調信号を取り出す手段と、
前記復調信号を増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する立ち上がり時間を１ｍｓ以下、立ち下がり時間を前記基準信号の周期の２倍以上としたＡＧＣ手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式及びそのための無線機に関する。
【背景技術】
【０００２】  携帯電話においては、スマートフォン等によるインターネットの接続が多くなる一方、加入台数も増加し、電波の使用が非常に多くなっている。
また、携帯電話においての電波の使用が非常に多くなっている一方、他の用途においても電波使用の要求が多くなっている。そのため、周波数利用効率の良いＱＡＭ（４相振幅変調）方式が多く使われてきているが、まだ不十分でさらなる周波数利用効率の良い方式が求められている。
さらに、ＱＡＭ方式においては、信号に低い周波数成分を含んでいるため、立ち上がりの早い自動利得制御（ＡＧＣ）回路を使用できず、急激な入力の減少に対応できないで通信が途絶えることが多くなっている。一方、周波数利用効率の良い方式として単側帯波通信方式があるが、人工雑音等の雑音及びフェージングによる影響が強く十分な通信品質が得られないこと、及び発振回路に超高安定度の発振回路を必要とするため、超短波帯以上の周波数に使用するには困難であるという欠点がある。
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】  周波数利用効率及び電力利用効率の良い単側帯波通信方式を使用して、回路内で発生する内部雑音及び都市雑音等の外部雑音を含めた全ての雑音及びフェージングによる影響を大幅に減らし、発振回路に超高安定度の発振回路を必要としないようにして、周波数利用効率が良く、通信品質の良い方式を確立する。
【課題を解決する為の手段】
【０００４】  良質の通信を得るには、内部雑音及び外部雑音を含めた全ての雑音及び妨害波の影響を可能の限り少なくすることが必要である。請求項１の送信側において、被変調波を、一定振幅で大きく周波数が離れた２つの周波数が、規則的に、一定間隔及び高速で切換る局部発振波によって周波数変換することにより、雑音及び妨害波との大きな差別化を行うとともに、受信側で希望波を捕捉し易くした。
受信側においては、送信側と同じ２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換することにより希望波を抽出し、雑音及び妨害波を取り除いて、雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくした。
【０００５】  請求項１の受信側においては、受信入力の２つの周波数の切換る周期が、第１の乗算回路に入力する送信側局部発振波と同一で２つの周波数の切換る周期に同期していることが必要である。請求項２では、送信側に所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生させ、前記基準信号の周期と２つの周波数が切り替わる周期と同期させて送信する。
受信側において、受信入力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して基準信号の周期の周波数を抽出して、受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる。これにて同期が安定的に継続され、希望波が安定的に抽出される。
【０００６】  請求項２のデジタル通信方式及び無線機において、送信側においては、前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を挿入し、前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する。これにより、最小の通過帯域幅で最大のデータ量を伝送できる。
受信側においては、前記［０００４］に示す通り、雑音及び妨害波を取り除いて、雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくしている。第１の乗算回路以降に発生する雑音については、第１の乗算回路以降の乗算回路によって、位相変化の不規則な雑音を取り除いている。さらに、受信入力のレベルを各回路において所定値以下に抑えて、各回路の動作の直線性を維持することにより歪みを少なくするとともに、復調回路に乗算回路を使用して復調精度の良くし、デジタルデータの多値化の多値数を大きく出来るようにした。これらにより、周波数利用効率を大幅に改善した。
前記に示す通り、回路内の雑音を非常に少なくできる。従って、利得を大きくすることが出来、立ち上がりの早い２段以上のＡＧＣによって、フェージング等の急激な入力の減少に対応できる。
単側帯波通信方式を使用しているので、電力利用効率は最大となっている。基準信号は、デジタル情報データを載せていないので無駄な信号に考えられるが、データ信号の基準になっていること、周波数変換に使用する２つの周波数の切換の同期信号となっていること、基準信号間のデータ信号の数を少なくし、ピーク値である基準信号の振幅を一定にすることにより、低い周波数成分をなくしてＡＧＣの動作を速くしていることに貢献していることなど信号の一部になっている。従って、電力利用効率は最大となっていると言える。
単側帯通信方式の復調回路には、超高精度の発振回路を必要とするが、本考案においては、前記復調回路の入力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記復調回路のもう一方の入力として入力しているので超高精度の発振回路を必要としない。
【発明の効果】
【０００７】  本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果を奏する。
【０００８】  前記［０００６］に記載したように、周波数利用効率が大幅に改善されている。さらに、後期［００３９］［００４０］に記載したように、周波数変換する周波数を変えることによって、周波数帯を重複して使用できるので、周波数利用効率をさらに大幅に改善できる。
アンテナから出力される電波のエネルギーの広がりは広くなっているので、使用帯域幅は通常の場合より広いと考えられるが、大きく離れた周波数が高速で切換っているため、現行の受信機において一瞬受信されても、受信側の通過帯域幅を決定する帯域通過ろ波回路が振幅の急激な変化に対応できないため受信されない。また、チャネル割り当ても、後記［００３６］記載したように現行の場合と同様に出来る。従って、電波利用の観点からはその電波のエネルギーの広がりは無視出来、前記のとおり、本考案は、周波数利用効率を大幅に改善できると言える。
【０００９】  前記［０００４］及び［０００８］により、妨害波の影響を受けないし、他の無線機に妨害を与えないので、緩衝用周波数帯のみならず、現在使用中の周波数帯においても、特殊な場合を除いて使用できる。
【００１０】  受信入力が急激に減少した場合においても、振幅値の基準となる基準信号の間隔を前記減少の時間より十分短い時間で配置しているため、立ち上がり時間が前記受信入力の変化の速度に十分対応できる自動利得制御（ＡＧＣ）回路を挿入でき、入力の減少による信号の誤り及び瞬断は殆ど生じなく出来る。
【００１１】  前記［０００６］に記載しているように、信号成分のみを出力しているので、電力利用効率は最大となっている。
【００１２】  前記［０００４］に記載しているように、雑音を無視できる程度までに小さくできるので、受信回路の利得を十分大きく出来る。従って、微弱電波においても、通信距離を大きく伸ばすことができる。
【００１３】  二つの周波数が非常に短時間で切り替わっているので周波数分布が広範囲となり、深い落ち込みのフェージングは無くなる。さらに前記［００１０］に記載した性能により、フェージングによる影響を大幅に減少することができる。
【００１４】  短波帯においては、音声のデジタル化が可能となるとともに、雑音の影響及びフェージングによる影響を大幅に減少することができるので、通信の質を向上でき、高速データの伝送が出来るようになる。さらに、地球の裏側との通信も中継器無しで出来るようになる。
【発明を実施する為の最良の形態】
【００１５】  図１は、本発明の送信側無線機の全体構成を示す図であり、図４は送信側無線機主要部の出力を示す図である。
【００１６】  図１において、電圧制御発振回路１１及び１５は、本発明の送信側の出力の周波数（図ではｆ２＋ｆ３＊ｆ４）を形成する２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）を発振する。（ｆ３＊ｆ４はｆ３とｆ４が一定時間ごとに交互に切り替わることを意味するとする）
【００１７】  分周回路１２及び１６は、電圧制御発振回路１１及び１５の周波数を分周して、一定間隔の周波数を出力する。
【００１８】  位相比較回路１３及び１７は、分周回路１２及び１６のそれぞれの出力の位相と、水晶発振回路２８の出力を分周回路１８の出力の位相を比較して、その差に応じた出力を、それぞれ低域通過ろ波回路１４及び１９に出力する。
【００１９】  低域通過ろ波回路１４及び１９においては、位相比較回路１３及び１７の高調波分を消去して、その出力をそれぞれ電圧制御発振回路１１及び１５に出力する。電圧制御発振回路１１及び１５の立ち上がり時間及びロックアウト時間は主にここで決定される。
【００２０】  切換回路２０は、電圧制御発振回路１１及び１５の出力を、分周回路２１の出力によって所定の時間毎に切り換えて、乗算回路３３に入力する。切換回路２０には、切換時発生する高調波分を取り除く帯域通過ろ波回路を含むものとする。
【００２１】  ２つの周波数（ｆ３及びｆ４）を発生させるのに、１波を矩形波で周波数変調する方式も考えられるが、安定度の観点からここでは２波切り替え方式を採用している。
【００２２】  電圧制御発振回路２３の出力の１部を分周回路２５により分周して、データ信号の幅（１／ｆ１）を決定する周波数ｆ１を制御回路２９に入力する。また、電圧制御発振回路２３の出力の１部は、２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）の切換時間を決定する分周回路２１に入力される。切換回路２０の切換信号（分周回路２１の出力）とデータ信号の幅（１／ｆ１）は、同一の発振源（電圧制御発振回路２３）を使用しているので、切換信号と基準信号は同期していることになる。
【００２３】  電圧制御発振回路２３の１部は、ベースバンドの周波数（図ではｆ２）として出力する。
【００２４】  電圧制御発振回路２３の１部は、分周回路２５に入力され、その出力の一部は位相比較回路２６に入力され、位相比較回路２６においては、水晶制御発振回路２８の出力を分周回路２７によって分周した入力と前記分周回路２５からの入力の位相を比較して、その位相差に応じた出力を低域通過ろ波回路２２に入力し、電圧制御発振回路２３の発信周波数を制御する。周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４間の関係で不都合がある場合は、水晶制御発振回路２８は別のものを使用する。
【００２５】  制御回路２９においては、分周回路２５から信号の幅（図では１／ｆ１）及びデジタル情報データが入力されて、前記データを多値｛実施例では図４（ａ）｝のデジタルデータに変換する。実施例では図４（ａ）の左から５個毎に、多値のデジタルデータ「１」「３０」「２０」に変換する。実施例では図４（ｂ）となる。そして、指定された基準信号間のデータ信号の数（ｋ―１）（実施例では３）から、各データ信号をグループ分けし、各グループのデータ信号の多値数から、送信出力のエンベロープ波形がそれぞれのグループに設定された波形になるように、各データ信号の減衰量を決定する。基準信号の周期は、前記データ信号の数に１を足した数ｋにデータ信号の幅１／ｆ１を乗じた時間となる。ここでは、前記時間を雑音等の妨害波の振幅の変化及び障害物等による入力の変化の周期に比べて十分短かくすることにより、前記変化に対応している。前記周期は、少なくとも１ｍｓ以下通常１００μｓ以下としている。それら信号を周波数特性が平坦な可変減衰器３０に入力する。
【００２６】  可変減衰回路３０においては、制御回路２９からの信号により、搬送波ｆ２の振幅をデジタル信号の各データ信号において、基準信号を基準として所定の量を減衰させる。その出力波形は図４（ｃ）となる。
【００２７】  ここで、搬送波をＶ０ＣＯＳ（２πｆ０ｔ＋θ）、変調波をｋＡＣＯＳ（２πｆｐｔ＋ψ）とすると、単側帯波は、１／２・ｍＶ０ＣＯＳ｛２π（ｆ０±ｆｐ）ｔ＋θ＋ψ｝となる。
ただし、ｍは変調度（＝ａＡ／Ｖ０）であり，ａは変調の係数である。
前記単側帯波の振幅値には、変調波の周波数に関係ないことが分かる。従って、振幅によってのみ信号を伝送する場合は、変調周波数は限定されない。
ここで、本案の搬送波は、ＶｃＣＯＳ（２πｆｃ＋ρ）で表わされるから、ｆ０±ｆｐをｆｃに置き換え、Ｖｃを信号によって変化させれば、単側帯波通信方式と同じになり、変調成分のみを伝送できることになり、周波数利用効率及び電力利用効率も単側帯波通信方式と同じになる。
当然ながら、本実施例では搬送波をデジタル信号で基準信号を基準として直接減衰させているが、前記デジタル信号で変調波を基準信号を基準として減衰させて、搬送波を振幅変調して、単側帯波として送信しても良い。
そして変調分は、周波数変換しても変化しないので、受信側にて乗算回路によりエンベロープ波形を出力して、その振幅を測定することによって信号の復号が可能となる。
【００２８】  帯域通過ろ波回路３１の通過帯域幅はｆ１で、前記可変減衰回路３０で、減衰量の変化時に発生する搬送波ｆ２の高調波成分及び信号波成分の高調波分を削除する。出力波形は、図４の（ｄ）となる。この出力波形は、単側帯波の場合と同等となっている。
【００２９】  前記出力は、増幅回路３２をへて乗算回路３３に入力され、切換回路２０の出力と乗算されて増幅回路３２の出力の周波数と切換回路２０の出力の周波数の和と差の周波数が得られる。実施例では和の周波数（ｆ２＋ｆ３＊ｆ４）が帯域通過ろ波回路３４によって抽出される。出力波形は図４の（ｅ）となる。
【００３０】  帯域通過ろ波回路３４の出力は、高周波増幅回路３５で増幅され、さらに、送信電力増幅回路３６で増幅され、空中線同調回路３７を経て、空中線３８から送信される。
【００３１】  図２は、本発明の実施の形態に係る受信側無線機の全体構成を示す図で、図３は、前記受信側無線機に使用するシンセサイザ回路を示す図である。図５は、前記受信側無線機の主な回路の出力を示す図である。
【００３２】  ここで、図２、図３及び図５を参照して、受信側の受信動作の詳細を説明する。
【００３３】  アンテナ５１からの出力は、帯域通過ろ波回路５２を経て高周波増幅回路５３に入力される。
【００３４】  高周波増幅回路５３の出力は、帯域通過ろ波回路５４を経て乗算回路５５入力される。帯域通過ろ波回路５４の出力波形は図５（ａ）となる。帯域通過ろ波回路５４及び乗算回路５５において、回路動作が直線動作を越える場合が多く起こる場合は、高周波増幅回路５３の前に、高周波増幅回路５３の出力をピーク検波した出力によって動作する減衰回路を挿入して、高周波増幅回路５３の入力が所定値を超えないようにする。
【００３５】  乗算回路５５においては、もう一方の入力として受信シンセサイザ回路５６から短時間で切り換わる２つの周波数ｆ３及びｆ４が入力される。受信シンセサイザ回路５６の出力は、図５（ｂ）及び（ｃ）となる。
【００３６】  チャネル間隔をｆＣとすれば、本考案においては、通常ｆ３―ｆ４＝４ｆＣに設定され、指定チャネルの周波数は（２ｆ２＋ｆ３＋ｆ４）／２となる。また、受信シンセサイザ回路５６からの隣のチャネルの周波数は（２ｆ２＋ｆ３＋ｆ４±２ｆＣ）／２となる。次隣接チャネルは（２ｆ２＋ｆ３＋ｆ４±４ｆＣ）／２となり、次隣接以降のチャネルも同様に割り当てされる。
【００３７】  入力された周波数がｆ２＋（ｆ３＋ｆ４）／２の場合、乗算回路５５の出力は、ｆ２＋２ｆＣ＊−２ｆＣとなり、帯域通過ろ波回路５７の帯域外となる。従って受信されない。
【００３８】  入力された周波数がｆ２＋ｆ３の場合、受信シンセサイザ回路５６の出力周波数がｆ３の時は受信されるが、ｆ３は信号の幅１／ｆ１より十分短い時間であるので、帯域通過ろ波回路５７の立ち上がり時間よりかなり短い時間となり、帯域通過ろ波回路５７から出力は大きく減衰され、直ぐに切断されるため、位相変化が不規則となり、次段の乗算回路６１及び帯域通過ろ波回路６４によって消去される。従って受信されない。
【００３９】  占有帯域幅（チャネル間隔）ｆＣ受信機に、占有帯域幅４ｆＣの入力があった場合、乗算回路５５の出力は、ｆ２＋６ｆＣ＊−６ｆＣとなり、帯域通過ろ波回路５７の通過帯域ｆ２＋ｆＣ／２とｆ２−ｆＣ／２との間を通過するのみであるので受信されない。
【００４０】  占有帯域幅（チャネル間隔）４ｆＣの受信機に、占有帯域幅ｆＣの入力があった場合、乗算回路５５の出力は、ｆ２＋６ｆＣ＊−６ｆＣとなり、帯域通過ろ波回路５７の通過帯域ｆ２＋２ｆＣとｆ２−２ｆＣとの間を通過するのみであるので受信されない。
【００４１】  乗算回路５５の出力は、帯域通過ろ波回路５７に入力され、その出力は中間周波増幅回路５８に入力される。帯域通過ろ波回路５７の出力波形は図５（ｄ）となる。乗算回路５５において、受信シンセサイザ回路からの入力に、周波数の切換時パルス｛図５の（ｃ）｝が発生しているが、信号の幅（１／ｆ１）と比べて十分短いため、帯域通過ろ波回路５７の出力には現れない。
【００４２】  中間周波増幅回路５８の出力は、乗算回路６１及びピーク検波回路５９に入力される。ピーク検波回路５９の出力は利得制御回路６０に入力され、中間周波増幅回路５８の出力のピーク値が所定値以下となるように制御する。
【００４３】  乗算回路６１においては、中間周波増幅回路５８の出力及び局部発振回路６３の出力を入力として、帯域通過ろ波回路６４を介して周波数ｆ６を得る。ここで局部発振回路６３の出力は受信シンセサイザ回路から得ても良い。
【００４４】  帯域通過ろ波回路６４の出力は中間周波増幅回路６５に入力され、その出力は、乗算回路７０、帯域通過ろ波回路７１、検波回路６８及びピーク検波回路６６に入力される。
【００４５】  ピーク検波回路６６の出力は、利得制御回路６７に入力されて、中間周波増幅回路６５の出力のピーク値が所定値以下となるように制御する。
【００４６】  検波回路６８の出力は、帯域通過ろ波回路６９によって、基準信号の周期の周波数を抽出して受信シンセサイザ回路に出力される。
【００４７】  帯域通過ろ波回路７１の通過帯域幅は、前記周波数の偏差の範囲の周波数が通過する最小の幅とする。少なくともｆ１／ｋ（ｋは基準信号間に入る信号の数に１を足した数）より狭くすることが望ましい。これにより、帯域通過ろ波回路７１の出力の振幅は、ｆ１／ｋより高い周波成分は除去され、成分の非常に少ないｆ１／ｋより低い周波数成分のみとなるため、大きな振幅の変化分は除去され略一定となる。帯域通過ろ波回路７１の出力は、振幅・位相調整回路７２を介して乗算回路７０に入力される。
【００４８】  振幅・位相調整回路７２においては、ＡＧＣ等によって出力を一定とする。場合によっては、シンセサイザ発振回路を使用しても良い。位相の調整は、周波数が一定であるので容易である。
【００４９】  乗算回路７０では、中間周波増幅回路６５の出力と振幅・位相調整回路７２の出力とを乗算し、低域通過ろ波回路７３を介して受信入力のエンベロープ波形が出力される。
【００５０】  数式を使用して説明する。
2014045469.tif 000003
は、前記［００４７］［００４８］に示す通り、振幅値は一定、位相差は０となりＶ２ＣＯＳωｒｔとなる。
乗算回路７０では、前記二つの入力が乗算されて下記となる。
2014045469.tif 000004
【００５１】  低域通過ろ波回路７３の出力は、増幅回路７４に入力される。増幅回路７４の出力は、振幅測定回路７７及びピーク検波回路７５に入力される。ピーク検波回路７５の出力が利得制御回路７６に入力される。利得制御回路７６は、増幅回路７４の出力のピーク値を所定値になるように制御する。
【００５２】  増幅回路７４の出力は振幅測定回路７７に入力されて、振幅測定回路７８においては、増幅回路７４から入力された基準信号の振幅値（ピーク値）を基準値として設定し、指定された箇所｛図５の（ｆ）の↓の点｝で、その基準値との差を測定して、その信号の多値数を特定し、その信号の多値数を示す信号を復号回路７８に出力する。
【００５３】  復号回路７８においては、振幅測定回路７７からの多値数を示す信号により、その信号に対応するデジタルデータ群を特定し、デジタル情報データを出力する。
【００５４】  ここで、図３を参照して、受信シンセサイザ回路の動作の詳細を説明する。
【００５５】    図３において、電圧制御発振回路１０１及び１０５は、受信側の指定された２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）を発振する。
【００５６】  分周回路１０２及び１０６は、電圧制御発振回路１０１及び０５の周波数を分周して、チャネル間隔の周波数を出力する。分周回路１０２及び１０６の分周数は、指定チャネルを変更する場合は、そのチャネルに応じた分周数になる。
【００５７】  位相比較回路１０３及び０７は、分周回路１０２及び１０６のそれぞれの出力の位相と、水晶発振回路１０９の出力を分周回路１０８の出力の位相を比較して、その差に応じた出力を、それぞれ低域通過ろ波回路１０４及び１１０に出力する。
【００５８】  低域通過ろ波回路１０４及び１１０においては、位相比較回路１０３及び０７の高調波分を消去して、その出力をそれぞれ電圧制御発振回路１０１及び１０５に出力する。電圧制御発振回路１０１及び１０５の立ち上がり時間及びロックアウト時間は主にここで決定される。
【００５９】  切換回路１１１は、電圧制御発振回路１０１及び１０５の出力を、分周回路１１２の出力によって所定の時間毎に切り換えて、乗算回路５５に入力する。切換回路１１１には、切換時発生する高調波分を取り除く帯域通過ろ波回路を含むものとする。
【００６０】  電圧制御発振回路１１３は、切換回路１１１の切換時間を決めている。受信入力がない受信待ち受け時においては、スイッチ回路１１７からの出力・鋸歯状波によって、前記電圧制御発振回路１１３の発信周波数をスィープする。受信入力の周波数切換の位相と同期すると、基準信号周期の周波数が検出回路１１９に入力され、スイッチ回路１１７を断とする。
【００６１】  基準信号周期の周波数がパルス位置調整回路１１６に入力され、パルス位置が調整された出力が位相比較回路１１５に入力され、そこで電圧制御発振回路１１３の出力を分周回路１１４によって分周された入力と位相比較され、その位相差に応じた出力が低域通過ろ波回路に入力され、受信入力と受信シンセサイザ回路の出力が同期され、その同期が固定される。
【実施例】
【００６２】  ベースバンドの通過帯域幅を５ｋＨｚ、基準信号とデータ信号の幅を１／４．８ｋ秒、基準信号間のデータ信号の数を３（ｋ＝４の場合）及び多値数を３２の場合は、伝送量は４．８×５×３÷４＝１８ｋｂｐｓとなる。【００６３】  前記［００６１］においてｋ＝８、多値数＝６４とした場合は、伝送量は４．８×６×７÷８＝２５．２ｋｂｐｓとなる。
ベースバンドにおいて、現行の方式でのＦＭまたはＰＭ方式の場合６ｋｂｐｓ程度であるので、本方式では周波数利用効率が約４倍改善されることになる。
本考案においては、通過帯域幅を変更することで重複して使用できるので、周波数利用効率はさらに改善されることになる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】  本発明のデジタル通信方式及び無線機は、基本的な通信方式であるので、ラジコンから放送機器・通信機器までの短波帯以上の大部分の通信方式及び無線機に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  送信側無線機の全体構成を示す図である。
【図２】  受信側無線機の全体構成を示す図である。
【図３】  受信側無線機の受信シンセサイザ回路の構成を示す図である。
【図４】  送信側主要部の出力を示す図である。
【図５】  受信側主要部の入出力を示す図である。
【符号の説明】１１，１５、２３、１０１，１０５，１１３  電圧制御発振回路
１２、１６、１８、２１，２５、２７，１０２、１０６、１０８、１１２，１１４  分周回路
１３、１７、２６，１０３、１０７、１１５  位相比較回路
１４、１９、２２、７３、１０４、１１０、１１８、低域通過ろ波回路
２０、１１１  切換回路
２８，１０９  水晶制御発振回路
２９  制御回路
３０  可変減衰回路
３１、３４，５２、５４、５７，６４  、６９、７１  帯域通過ろ波回路
３２、３５、５３  高周波増幅回路
３３、５５，６１、７０  乗算回路
３６  送信電力増幅回路
３７  空中線同調回路
３８、５１  空中線
５６  受信シンセサイザ回路
５８、６５  中間周波増幅回路
５９、６６、７５  ピーク検波回路
６０、６７、７６  利得制御回路
６３  局部発振回路
６８  検波回路
７２  振幅位相調整回路
７４  増幅回路
７７  振幅測定回路
７８  復号回路
１１６  パルス位置調整回路
【図１】
2014045469.tif 000005
【図２】
2014045469.tif 000006
【図３】
2014045469.tif 000007
【図４】
2014045469.tif 000008
【図５】
2014045469.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成24年12月11日(2012.12.11)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側において、信号によって変調された被変調波を、一定振幅で２つの周波数が一定間隔で切り替わる局部発振波により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段と、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して、送信側と同じ周波数間隔の２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換する手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【請求項２】
請求項１のデジタル通信方式及び無線機の送信側において、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生する手段と、
一定振幅で前記基準信号の周期と同期して２つの周波数が切り替わる局部発振波によりデジタル信号によって変調された被変調波を周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段を有し、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して乗算回路に入力し、前記乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一の周波数間隔で２つの周波数の切り替え周期が前記基準信号の周期に同期した受信側局部発振波を入力して、二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって所定の周波数を取り出して、中間周波増幅回路に入力する手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して前記基準信号の周波数を抽出して、前記受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【請求項３】
請求項２のデジタル通信方式及び無線機において、送信側においては、前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を挿入する手段と、
前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する手段を有し
受信側においては、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値以下になるように制御する自動利得制御（ＡＧＣ）手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記中間周波増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、前記乗算回路の出力からろ波回路を介して復調信号を取り出す手段と、
前記復調信号を増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御するＡＧＣ手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式及びそのための無線機に関する。
【背景技術】
【０００２】  携帯電話においては、スマートフォン等によるインターネットの接続が多くなる一方、加入台数も増加し、電波の使用が非常に多くなっている。
また、携帯電話においての電波の使用が非常に多くなっている一方、他の用途においても電波使用の要求が多くなっている。そのため、周波数利用効率の良いＱＡＭ（４相振幅変調）方式が多く使われてきているが、まだ不十分でさらなる周波数利用効率の良い方式が求められている。
さらに、ＱＡＭ方式においては、信号に低い周波数成分を含んでいるため、立ち上がりの早い自動利得制御（ＡＧＣ）回路を使用できず、急激な入力の減少に対応できないで通信が途絶えることが多くなっている。一方、周波数利用効率の良い方式として単側帯波通信方式があるが、人工雑音等の雑音及びフェージングによる影響が強く十分な通信品質が得られないこと、及び発振回路に超高安定度の発振回路を必要とするため、超短波帯以上の周波数に使用するには困難であるという欠点がある。
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】  周波数利用効率及び電力利用効率の良い単側帯波通信方式を使用して、回路内で発生する内部雑音及び都市雑音等の外部雑音を含めた全ての雑音及びフェージングによる影響を大幅に減らし、発振回路に超高安定度の発振回路を必要としないようにして、周波数利用効率が良く、通信品質の良い方式を確立する。
【課題を解決する為の手段】
【０００４】  良質の通信を得るには、内部雑音及び外部雑音を含めた全ての雑音及び妨害波の影響を可能の限り少なくすることが必要である。請求項１の送信側において、被変調波を、一定振幅で大きく周波数が離れた２つの周波数が、規則的に、一定間隔及び高速で切換る局部発振波によって周波数変換することにより、雑音及び妨害波との大きな差別化を行うとともに、受信側で希望波を捕捉し易くした。
受信側においては、送信側と同じ周波数間隔の２つの周波数で構成され、それらの周波数の切り替わる周期を、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期させた受信側局部発振波によって逆周波数変換することにより切り替わる２つの周波数で周波数変換されている希望波のみを抽出して、雑音及び妨害波を取り除き、さらに前記周波数間隔及び周波数切り替えの間隔を調整して占有帯域幅を可能の限り狭くすることによって、前記逆周波数変換する回路に入力される雑音及び妨害波を可能の限り少なくすることにより、雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくした。
【０００５】  請求項１の受信側においては、受信入力の２つの周波数の切換る周期が、第１（前段の周波数変換回路で乗算回路を使用している場合は第２となる）の乗算回路に入力する２つの周波数の切換る周期に同期していることが必要である。請求項２では、送信側に所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生させ、前記基準信号の周期と２つの周波数が切り替わる周期と同期させて送信する。
受信側において、受信入力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して基準信号の周期の周波数を抽出して、基準信号の周期と受信局部発振波の２つの周波数の切り替える周期と同期させる。これにて同期が安定的に継続され、希望波が安定的に抽出される。
【０００６】請求項３においては、送信側において、前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現するデジタル信号を挿入し、前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する。これにより、最小の通過帯域幅で信号の幅τのデータ信号を伝送できる。
受信側においては、雑音及び妨害波との大きな差別化を行うため、被変調波を２つの周波数で周波数変換しているので占有帯域幅が広くなっているが、２つの周波数の間隔及び周波数切り替えの間隔を調整して占有帯域幅を可能の限り狭くしている。そのため、通常のスペクトラム拡散の帯域幅に比較して十分狭くなっている。ここで、複数チャネルを受信する場合は、周波数変換してから第１の乗算回路に入力する。これにより、通常のスペクトラム拡散方式の場合と比較して、第１の乗算回路に入力される雑音及び妨害波は、非常に少なくなっている。さらに、第１の乗算回路以降に発生する雑音については、第１の乗算回路以降の乗算回路によって、位相変化の不規則な雑音等を取り除いている。これにより復調回路に入力される雑音等は、無視できる程度まで小さく出来る。
次に、受信入力のレベルを各回路において所定値以下に抑えて、各回路の動作の直線性を維持することにより歪みを少なくするとともに、復調回路に乗算回路を使用して復調精度の良くし、デジタルデータの多値化の多値数を大きく出来るようにした。これらにより、周波数利用効率を大幅に改善した。
中間周波増幅器の出力及び復調回路の出力を増幅する増幅回路の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値以下になるように、前記増幅器の利得を制御する立ち上がり時間を１ｍｓ以下、立ち下がり時間を前記基準信号の周期の２倍以上とした自動利得制御（ＡＧＣ）回路を設けて、フェージング等の急激な入力の減少に対応できるようにした。
単側帯波通信方式を使用しているので、電力利用効率は最大となっている。基準信号は、デジタル情報データを載せていないので無駄な信号に考えられるが、データ信号の基準になっていること、周波数変換に使用する２つの周波数の切換の同期信号となっていること、基準信号間のデータ信号の数を少なくし、ピーク値である基準信号の振幅を一定にすることにより、低い周波数成分をなくしてＡＧＣの動作を速くしていることに貢献していることなど信号の一部になっている。従って、電力利用効率は最大となっていると言える。
単側帯通信方式の復調回路には、超高精度の発振回路を必要とするが、本考案においては、前記復調回路の入力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記復調回路のもう一方の入力として入力しているので超高精度の発振回路を必要としない。
【発明の効果】
【０００７】  本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果を奏する。
【０００８】  前記［０００６］に記載したように、復調回路に入力される雑音が非常に少なく、回路動作の直線性が維持されているともに、復調回路に乗算回路を使用しているので復調精度が非常に高くなっている。これにより、デジタルデータの多値数を非常に大きく出来るので、デジタルデータを非常に多く伝送出来る。さらに、前記デジタルデータを伝送するのに要する占有帯域幅が最小であることにより、周波数利用効率を大幅に改善できる。さらに、周波数変換する周波数を変えることによって、周波数帯を重複して使用できるので、周波数利用効率をさらに大幅に改善できる。
送信側のアンテナから出力される周波数のスペクトラムの広がりは、通常１チャネルの占有帯域幅の数倍広くなっていてその分不要の周波数帯が生じるが、システムの使用周波数幅が前記スペクトラムの広がりと比べて十分広い場合は、問題とならない。
さらに、システムの両隣が本考案と同様なスペクトラム拡散方式である場合は、前記周波数のスペクトラムの広がりは、問題にならない。
【０００９】雑音及び妨害波の影響が問題とならないように出来るので、緩衝用周波数帯に使用できる。現在使用中の周波数帯においても、使用中のシステムが、スペクトラム拡散方式の場合は使用できる。
【００１０】雑音及び妨害波を取り除いて雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくしている。通常スペクトラム拡散方式の場合、他チャネルの拡散されたスペクトラムによってＳ／Ｎは劣化するが、本案では、前記第１の乗算回路に入力される妨害波及び雑音は、ベースバンドの占有帯域幅の数倍程度の帯域内に入力されるものであるので非常に少ないこと、及び第１の乗算回路以降に発生する雑音については、第１の乗算回路以降の乗算回路によって取り除いていることにより、雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくできる。
【００１１】スペクトラム拡散を行っているが、拡散コードが一定であるので秘匿にならない。しかし、本考案の信号はデジタル信号であるので、秘匿は容易で、さらに、基準信号間の多値のデータと、その間のエンベロープ波形からデジタルデータへの変換を適当に変えることによって、高度の秘匿方式が可能となる。
【００１２】  前記［０００６］に記載しているように、雑音及び妨害波を無視できる程度までに小さくできるので、受信回路の利得を十分大きく出来る。従って、携帯電話においては、送信出力を下げる事が出来るので電池容量を下げる事が出来、より小型、軽量化が可能となる。また、微弱電波においては、通信距離を大きく伸ばすことができる。
【００１３】フェージング等により受信入力が急激に減少した場合においても、振幅値の基準となる基準信号の間隔を前記減少の時間より十分短い時間で配置出来るので、立ち上がり時間が前記受信入力の変化の速度に十分対応できる自動利得制御（ＡＧＣ）回路を挿入でき、入力の減少による信号の誤り及び瞬断は殆ど生じなく出来る。
【００１４】  短波帯においては、音声のデジタル化が可能となるとともに、雑音の影響及びフェージングによる影響を大幅に減少することができるので、通信の質を向上でき、高速データの伝送が出来るようになる。さらに、地球の裏側との通信も中継器無しで容易に出来るようになる。
【発明を実施する為の最良の形態】
【００１５】  図１は、本発明の送信側無線機の全体構成を示す図であり、図４は送信側無線機主要部の出力を示す図である。
【００１６】  図１において、電圧制御発振回路１１の出力（図ではｆ５）は、周波数変換回路３４に、電圧制御発振回路１５及び水晶制御発振回路１９の出力（図ではｆ３及びｆ４）は、切換回路２１及び帯域通過ろ波回路２２を介して、乗算回路３２に入力される。
切換回路２１においては、入力される２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）を、分周回路２６の出力によって切り替えて出力する。（図ではｆ３＊ｆ４）（ｆ３＊ｆ４は、ｆ３とｆ４が一定時間ごとに交互に切り替わることを意味するとする。）
帯域通過ろ波回路２２においては、切換回路２１の出力の高調波成分を取り除くとともに、位相変化を直線的にする。
【００１７】  分周回路１２、１６及び２０は、電圧制御発振回路１１及び１５並びに水晶制御発振回路１９の出力周波数を分周して、所定の周波数を出力する。分周回路１２の分周数は、チャネルを変える場合そのチャネルに応じて変える。また、分周回路１６は、前記２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）の間隔を変える場合、その分周数を変える。
【００１８】分周回路２５，２６および２７は、電圧制御発振回路２３の出力周波数を分周して、分周回路２５の出力はデジタル信号の幅（τ）を決める周波数（図ではｆ１）として制御回路２９に、分周回路２６の出力は切換回路２１に、分周回路２７の出力は位相比較回路２８に出力する。
【００１９】位相比較回路１３、１７及び２８は、分周回路１２、１６及び２７のそれぞれの出力の位相と分周回路２０の出力の位相を比較して、その差に応じた出力をそれぞれ低域通過ろ波回路１４、１８及び２４に出力する。
【００２０】低域通過ろ波回路１４、１８及び２４においては、その出力をそれぞれ電圧制御発振回路１１、１５及び２３に出力する。
【００２１】  ２つの周波数（ｆ３及びｆ４）を発生させるのに、ここでは２波切り替え方式を採用しているが、安定度を考慮した単一の周波数変調波も考えられる。
【００２２】  電圧制御発振回路２３の出力の１部を分周回路２５により分周して、データ信号の幅（１／ｆ１）を決定する周波数ｆ１を制御回路２９に入力する。また、電圧制御発振回路２３の出力の１部は、２つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）の切換時間を決定する分周回路２４に入力される。切換回路２０の切換信号（分周回路２４の出力）とデータ信号の幅（１／ｆ１でこの数倍が基準信号の幅となっている）は、同一の発振源（電圧制御発振回路２３）を使用しているので、切換信号と基準信号は同期していることになる。
【００２３】  電圧制御発振回路２３は、分周回路２５への出力の他、分周回路２７及びベースバンドの周波数（図ではｆ２）として出力する。
【００２４】周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４間の関係で不都合がある場合は、周波数ｆ１及びｆ２用は、水晶制御発振回路１９とは別のものを使用する。
【００２５】  制御回路２９においては、分周回路２５から信号の幅（図では１／ｆ１）及びデジタル情報データが入力されて、前記データを多値｛実施例では図４（ａ）｝  のデジタルデータに変換する。実施例では図４（ａ）の左から５個毎に、多値のデジタルデータ「１」「３０」「２０」に変換する。実施例では図４（ｂ）となる。そして、指定された基準信号間のデータ信号の数（ｋ−１）（実施例では３）から、各データ信号をグループ分けし、各グループのデータ信号の多値数から、送信出力のエンベロープ波形がそれぞれのグループに設定された波形になるように、各データ信号の減衰量を決定する。基準信号の周期は、前記データ信号の数に１を足した数ｋにデータ信号の幅１／ｆ１を乗じた時間となる。ここでは、前記時間を雑音等の妨害波の振幅の変化及び障害物等による入力の変化の周期に比べて十分短かくすることにより、前記変化に対応している。前記周期は、少なくとも１ｍｓ以下通常１００μｓ以下としている。それら信号を周波数特性が平坦な可変減衰回路３０に入力する。
【００２６】  可変減衰回路３０においては、制御回路２９からの信号により搬送波ｆ２の振幅をデジタル信号の各データ信号において、基準信号を基準として所定の量を減衰させる。その出力波形は図４（ｃ）となる。
【００２７】  ここで、搬送波をＶ０ＣＯＳ（２πｆ０ｔ＋θ）、変調波をｋＡＣＯＳ（２πｆｐｔ＋ψ）とすると、単側帯波は、１／２・ｍＶ０ＣＯＳ｛２π（ｆ０±ｆｐ）ｔ＋θ＋ψ｝となる。
ただし、ｍは変調度（＝ａＡ／Ｖ０）であり，ａは変調の係数である。
前記単側帯波の振幅値には、変調波の周波数に関係ないことが分かる。従って、振幅によってのみ信号を伝送する場合は、変調周波数は限定されない。ここで、本案の搬送波はＶｃＣＯＳ（２πｆｃ＋ρ）で表わされるから、ｆ０±ｆｐｆｃに置き換え、Ｖｃを信号によって変化させれば、単側帯波通信方式と同じになり、変調成分のみを伝送できることになり、周波数利用効率及び電力利用効率も単側帯波通信方式と同じになる。
当然ながら、搬送波を振幅変調して、単側帯波として送信しても良い。
【００２８】  帯域通過ろ波回路３１の通過帯域幅はｆ１で、前記可変減衰回路３０で、減衰量の変化時に発生する搬送波ｆ２の高調波成分及び信号波成分の高調波分を削除する。出力波形は、図４の（ｄ）となる。この出力波形は、単側帯波の場合と同等となっている。
【００２９】  前記出力は、乗算回路３２に入力され、帯域通過ろ波回路２２の出力と乗算されて周波数の和と差の周波数が得られる。実施例では和の周波数（ｆ２＋ｆ３＊ｆ４）が帯域通過ろ波回路３３によって抽出される。出力波形は、図４の（ｅ）となる。
【００３０】  帯域通過ろ波回路３３の出力は、高周波増幅回路３４で増幅され、周波数変換回路３５に入力される。周波数変換回路３５においては、電圧制御回路１１からの出力ｆ５によって周波数変換されてｆ５＋ｆ２＋ｆ３＊ｆ４となる。
周波数変換回路３５の出力は、帯域通過ろ波回路３６を介して高周波増幅回路３７に入力され、さらに送信電力増幅回路３８で増幅され、空中線同調回路３９を経て空中線４０から送信される。
【００３１】  図２は、本発明の実施の形態に係る受信側無線機の全体構成を示す図で、図３は、前記受信側無線機に使用するシンセサイザ回路を示す図である。図５は、前記受信側無線機の主な回路の出力を示す図である。
【００３２】  ここで、図２、図３及び図５を参照して、受信側の受信動作の詳細を説明する。
【００３３】  受信入力は、アンテナ５１に入力され、その出力は、帯域通過ろ波回路５２を経て高周波増幅回路５３に入力される。
【００３４】  高周波増幅回路５３の出力は、帯域通過ろ波回路５４を経て周波数変換回路５５に入力される。帯域通過ろ波回路５４の出力波形は、図５の（ａ）となる。
【００３５】周波数変換回路５５のもう一方の入力として受信シンセサイザ回路５６からｆ５が入力される。
【００３６】周波数変換回路５５の出力は、帯域通過ろ波回路５７を介して乗算回路６３に入力される。周波数変換回路５５の出力周波数はｆ２＋ｆ３＊ｆ４となる。
【００３７】帯域通過ろ波回路５７を通過する周波数は、通常固定化されているので、帯域通過ろ波回路５７の通過帯域幅は、１チャネル分のみ通過する幅で信号の成分が通過できる最小の幅とし、通常ベースバンドの占有帯域幅の数チャネル分となる。
【００３８】帯域通過ろ波回路５７を通過する妨害波が入力された場合、乗算回路５８において、妨害波の電力の大部分が、帯域通過ろ波回路５９において除かれる。従って、妨害波の影響は受けない。
【００３９】  占有帯域幅（チャネル間隔）ｆＣの受信機に、占有帯域幅４ｆＣの入力があった場合、帯域通過ろ波回路５７の通過帯域幅は通常数チャネル分であり、占有帯域幅４ｆＣの占有帯域幅は、通常前記通過帯域幅の数倍程度であるので、占有帯域幅４ｆＣの入力の大部分の電力は、帯域通過ろ波回路５７において削除される。さらに残りの電力は、位相変化が不規則となり乗算回路５７、６３、７０によって拡散され、帯域通過ろ波回路５９、６４、７３において削除され振幅測定回路７７まで届く電力は殆どない。これにより、占有帯域幅ｆＣの受信機の入力に影響を与えない。
【００４０】  占有帯域幅４ｆＣの受信機に、占有帯域幅ｆＣの入力があった場合、前記入力の切り替わる２つの周波数が大きく異なるため、乗算回路５８において電力が大きく拡散され、帯域通過ろ波回路５９において大部分削除される。前記同様残りの電力は、位相変化が不規則となり乗算回路６３、７０によって拡散され、帯域通過ろ波回路６４、７３において削除されて振幅測定回路７７まで届く電力は殆どない。従って、受信されないし、占有帯域幅ｆＣの入力に影響を与えないように出来る。
【００４１】周波数変換回路５５の出力は、帯域通過ろ波回路５７に入力され、その出力は乗算回路５８に入力される。帯域通過ろ波回路５７においては、希望波のみが選択される。乗算回路５８において、乗算回路５８のもう一方の入力として受信シンセサイザ回路５６の出力が入力される。乗算回路５８の出力は、帯域通過ろ波回路５９を介して中間周波増幅回路６０に入力される。雑音及び妨害波は、乗算回路５８によって拡散され、帯域通過ろ波回路５９によって除かれる。帯域通過ろ波回路５９の出力波形は、図５の（ｂ）となる。
【００４２】  中間周波増幅回路６０の出力は、乗算回路６３及びピーク検波回路６１に入力される。ピーク検波回路６１の出力は、利得制御回路６２に入力され、中間周波増幅回路６０の出力のピーク値を所定値以下に制御する。
【００４３】  乗算回路６３においては、中間周波増幅回路６０の出力及び受信シンセサイザ発振回路５６の水晶制御発振回路１２３の出力ｆ８を入力として、帯域通過ろ波回路６４を介して周波数ｆ９を得る。帯域通過ろ波回路５９を通過した雑音及び妨害波は、乗算回路６３によって再度拡散されて、周波数が大きく変化し、帯域通過ろ波回路６４によって除かれる。
【００４４】  帯域通過ろ波回路６４の出力は、中間周波増幅回路６５に入力され、その出力は、乗算回路７０、帯域通過ろ波回路７１、検波回路６８及びピーク検波回路６６に入力される。
【００４５】  ピーク検波回路６６の出力は、利得制御回路６７に入力されて、中間周波増幅回路６５の出力［図５の（ｃ）］のピーク値を所定値以下に制御する。
【００４６】  検波回路６８の出力から、帯域通過ろ波回路６９によって、基準信号の周期の周波数が抽出され、受信シンセサイザ回路５６に出力される。
【００４７】  帯域通過ろ波回路７１の通過帯域幅は、前記周波数の偏差の範囲の周波数が通過する最小の幅とする。少なくともｆ１／ｋ（ｋは基準信号間に入る信号の数に１を足した数）より狭くすることが望ましい。これにより、帯域通過ろ波回路７１の出力の振幅は、ｆ１／ｋより高い周波成分は除去され、成分の非常に少ないｆ１／ｋより低い周波数成分のみとなるため、大きな振幅の変化分は除去され、略一定に制御するのが容易となる。帯域通過ろ波回路７１の出力は、振幅・位相調整回路７２を介して乗算回路７０に入力される。
【００４８】  振幅・位相調整回路７２においては、出力をＡＧＣ等によって一定とし、位相は調整して、乗算回路７０のもう一方の入力の位相と合わせる。
搬送波と基準信号の周期が同期している場合（実施例に相当）は、振幅・位相調整回路７２及び帯域通過ろ波回路７１の代わりにシンセサイザ発振回路を使用しても良い。この場合、前記シンセサイザ発振回路及び受信シンセサイザ回路５６の出力ｆ５、ｆ３、ｆ４及びｆ８は、基準信号の周期の周波数に同期させる必要がある。
【００４９】  乗算回路７０では中間周波増幅回路６５の出力と振幅・位相調整回路７２の出力とを乗算し、低域通過ろ波回路７３を介して受信入力のエンベロープ波形が出力される。
【００５０】数式を使用して説明する。
2014045469.tif 000010
位相調整回路の出力は、前記［００５０］［００５１］に示す通り、振幅値は一定、位相差は０となり、Ｖ２ＣＯＳωｒｔとなる。乗算回路７０では、前記二つの入力が乗算されて下記となる。
2014045469.tif 000011
ＣＯＳ２ωｒｔ
2014045469.tif 000012
られる。（ＶｒはＶ１Ｖ２に置き換えたもの）
【００５１】  低域通過ろ波回路７３の出力は、増幅回路７４に入力される。増幅回路７４の出力は、振幅測定回路７７及びピーク検波回路７５に入力される。次に、ピーク検波回路７５の出力が利得制御回路７６に入力される。利得制御回路７６は、増幅回路７４の出力のピーク値を所定値になるように制御する。
【００５２】  増幅回路７４の出力［図５の（ｄ）］は、振幅測定回路７７に入力されて、振幅測定回路７８においては、増幅回路７４から入力された基準信号の振幅値（ピーク値）を基準値として設定し、指定された箇所｛図５の（ｄ）の↓の点｝で、その基準値との差を測定して、その信号の多値数を特定し、その信号の多値数を示す信号を復号回路７８に出力する。
【００５３】  復号回路７８は、振幅測定回路７７からの多値数を示す信号により、その信号に対応するデジタルデータ群を特定し、デジタル情報データを出力する。
【００５４】  ここで、図３を参照して、受信シンセサイザ回路の動作の詳細を説明する。
【００５５】  図３において、電圧制御発振回路１０１は、受信側の各チャネルに応じた周波数（図ではｆ５）を発振する。電圧制御発振回路１０５および水晶制御発振回路１０９は、受信側の指定された一定間隔で切換る二つの周波数（図ではｆ３及びｆ４）を発振する。電圧制御発振回路１１４は、受信側の指定された周波数（図ではｆ８）を発振する。
【００５６】  分周回路１０２は、電圧制御発振回路１０１の周波数を分周して、位相比較回路１０３に入力される所定の周波数とする。の分周数は、指定チャネルを変更する場合は、そのチャネルに応じた分周数になる。分周回路１０６及び１１３は、それぞれ、電圧制御発振回路１０５及び水晶制御発振回路１０９の周波数を分周して、位相比較回路１０７に入力される所定の周波数とする。分周回路１１２は水晶制御発振回路１０９の周波数を分周してスイッチ回路１１８に入力され、パルス位置調整回路１２１を介して入力された基準信号周期周波数と切り替わり位相比較回路１１６に入力される。
【００５７】  位相比較回路１０３、１０７及び１１６は、分周回路１０２、１０６及び１１５のそれぞれの出力の位相と、分周回路１１３及び１１２の出力の位相を比較して、その差に応じた出力を、それぞれ低域通過ろ波回路１０４、１０８及び１１９に出力する。
【００５８】  低域通過ろ波回路１０４、１０８及び１１９においては、位相比較回路１０３、１０７及び１１６の高調波分を消去して、その出力をそれぞれ電圧制御発振回路１０１及び１０５及び１１４に出力する。
【００５９】  切換回路１１０は、電圧制御発振回路１０５及び水晶制御発振回路１０９の出力を、分周回路１１７の出力によって所定の時間毎に切り換えて、帯域通過ろ波回路１１１を介して乗算回路５８に入力する。帯域通過ろ波回路１１１は、切換時発生する高調波分を取り除き、位相の変化を直線的にする。
【００６０】  電圧制御発振回路１１４は、切換回路１１０の切換時間を決めている。受信入力がない受信待ち受け時においては、スイッチ回路１２２からの出力、鋸歯状波によって、前記電圧制御発振回路１１４の発信周波数をスィープする。受信入力の周波数切換の位相と同期すると、スイッチ回路１２２は、基準信号周期の周波数が検出回路１２０に入力されると、鋸歯状波を低域通過ろ波回路１１９の出力に切り換える。
【００６１】  基準信号周期の周波数がパルス位置調整回路１２１に入力され、パルス位置調整回路１２１においては、受信シンセサイザ回路の２つの周波数の切り替わる位相と受信入力の２つの周波数の切換る位相が同期するようにパルス位置が調整され、位相比較回路１１６に入力される。
【実施例】
【００６２】  ベースバンドの通過帯域幅を５ｋＨｚ、基準信号とデータ信号の幅を１／４．８ｋ秒、基準信号間のデータ信号の数を３（ｋ＝４の場合）及び多値数を３２とした場合の伝送量は、４．８×５×３÷４＝１８ｋｂｐｓとなる。【００６３】  前記［００６３］においてｋ＝８、多値数＝６４とした場合の伝送量は、４．８×６×７÷８＝２５．２ｋｂｐｓとなる。
移動無線において、現行の方式でのＦＭまたはＰＭ方式の場合の伝送量は、６ｋｂｐｓ程度であるので、本方式での周波数利用効率は、約４倍改善されることになる。さらに、切り替わる２つの周波数を変えることによって、重複使用が可能となり、周波数利用効率は、約８倍以上改善されることになる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】  本発明のデジタル通信方式及び無線機は、基本的な通信方式であるので、ラジコンから放送機器・通信機器までの短波帯以上の大部分の通信方式及び無線機に利用することができる。本案の信号はデジタル信号になっているが、アナログ信号でもデジタル信号に変換するか、２波の切換の同期信号を別途付加すればアナログ信号でも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  送信側無線機の全体構成を示す図である。
【図２】  受信側無線機の全体構成を示す図である。
【図３】  受信側無線機の受信シンセサイザ回路の構成を示す図である。
【図４】  送信側主要部の出力を示す図である。
【図５】  受信側主要部の入出力を示す図である。
【符号の説明】１１，１５、２３、１０１，１０５，１１４  電圧制御発振回路
１２、１６、２０，２５、２６、２７，１０２、１０６、１１２、１１３，１１５  分周回路
１３、１７、２８，１０３、１０７、１１６  位相比較回路
１４、１８、２４、７３、１０４、１０８、１１９  低域通過ろ波回路
２１、１１０  切換回路
１９，１０９、１２３  水晶制御発振回路
２９  制御回路
３０  可変減衰回路
２２、３１、３３，３６、５２、５４、５７，５９、６４、６９、７１  帯域通過ろ波回路
３４、３７、５３  高周波増幅回路
３２、５８，６３、７０  乗算回路
３８  送信電力増幅回路
３９  空中線同調回路
４０、５１  空中線
５６  受信シンセサイザ回路
６０、６５  中間周波増幅回路
６１、６６、７５  ピーク検波回路
６２、６７、７６  利得制御回路
６８  検波回路
７２  振幅位相調整回路
７４  増幅回路
７７  振幅測定回路
７８  復号回路
１１８、１２２  スイッチ回路
１２１  パルス位置調整回路
１２０  検出回路
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2014045469.tif 000013
【図２】
2014045469.tif 000014
【図３】
2014045469.tif 000015
【図４】
2014045469.tif 000016
【図５】
2014045469.tif 000017
【手続補正書】
【提出日】平成25年8月21日(2013.8.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１】
送信側において、デジタル信号によって変調された被変調波を、２つの周波数から構成され、それらの周波数は前もって定められ、通常周波数間隔がベースバンドの占有帯域幅の数倍である一定間隔で切り替わる局部発振波により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段と、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して、通常前記二つの周波数の周波数間隔にベースバンドの占有帯域幅を加算した通過帯域幅を具備する帯域通過ろ波回路に入力し、その出力を乗算回路に入力し、前記乗算回路において送信側と同じ周波数間隔の２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換する手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項２】
請求項１のデジタル通信方式及び無線機の送信側において、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と前記基準信号の間に前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生する手段と、
前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記デジタル信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する手段と
乗算回路に一定振幅で前記基準信号の周期と同期して２つの周波数が切り替わる局部発振波とデジタル信号によって変調された搬送波を入力して二つの入力の和と差の周波数を作り、前記乗算回路の出力の一方を帯域通過ろ波回路によって取り出し、直接又は周波数変換して送信する手段を有し、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して第１（前段の周波数変換回路で乗算回路を使用している場合は第２となる）の乗算回路に入力し、前記乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一の周波数間隔で２つの周波数の切り替え周期が前記基準信号の周期に同期した受信側局部発振波を入力して、二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって一方の周波数（送信側が和の場合、受信側では差となる）を取り出して中間周波増幅回路に入力する手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して前記基準信号の周期の周波数を抽出して前記受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【手続補正３】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項３】
請求項２のデジタル通信方式及び無線機において、送信側においては、前記基準信号の周期を搬送波に同期させて送出することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】  良質の通信を得るには、内部雑音及び外部雑音を含めた全ての雑音及び妨害波の影響を可能の限り少なくすることが必要である。請求項１の送信側において、被変調波を、一定振幅で２つの周波数から構成され、それらの周波数は前もって定められ、通常周波数間隔がベースバンドの占有帯域幅の数倍であり、規則的に、一定間隔及び高速で切換る局部発振波によって周波数変換することにより、雑音及び妨害波との大きな差別化を行うとともに、受信側で希望波を捕捉し易くした。
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して、通常前記二つの周波数の周波数間隔にベースバンドの占有帯域幅を加算した通過帯域幅を具備する帯域通過ろ波回路に入力し、その出力を乗算回路に入力し、前記乗算回路において送信側と同じ周波数間隔の２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換することにより希望波を抽出し、雑音及び妨害波を取り除いて、雑音及び妨害波の影響を無視出来るまで小さくした。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】  請求項１の受信側においては、受信入力の２つの周波数の切換る周期が、第１の乗算回路に入力する送信側局部発振波と同一で２つの周波数の切換る周期に同期していることが必要である。請求項２では、送信側に所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生させ、前記基準信号の周期と２つの周波数が切り替わる周期と同期させて送信する。前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現するデジタル信号を挿入し、前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する。これにより、最小の通過帯域幅で最大のデータ量を伝送できる。
受信側において、受信波を直接又は周波数変換して第１（前段の周波数変換回路で乗算回路を使用している場合は第２となる）の乗算回路に入力し、前記乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一の周波数間隔で２つの周波数の切り替え周期が前記基準信号の周期に同期した受信側局部発振波を入力して、二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって一方の周波数（送信側が和の場合、受信側では差となる）を取り出して中間周波増幅回路に入力する。
前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して基準信号の周期の周波数を抽出して、受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる。これにて同期が安定的に継続され、希望波が安定的に抽出される。
さらに、受信入力のレベルを各回路において所定値以下に抑えて、各回路の動作の直線性を維持することにより歪みを少なくするとともに、復調回路に乗算回路を使用して復調精度の良くし、デジタルデータの多値化の多値数を大きく出来るようにした。これらにより、周波数利用効率を大幅に改善した。
中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値以下になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する立ち上がり時間を１ｍｓ以下、立ち下がり時間を前記基準信号の周期の２倍以上とした自動利得制御（ＡＧＣ）、及び復調信号を増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する立ち上がり時間を１ｍｓ以下、立ち下がり時間を前記基準信号の周期の２倍以上としたＡＧＣによって、フェージング等の急激な入力の減少に対応できる。
単側帯波通信方式を使用しているので、電力利用効率は最大となっている。基準信号は、デジタル情報データを載せていないので無駄な信号に考えられるが、データ信号の基準になっていること、周波数変換に使用する２つの周波数の切換の同期信号となっていること、基準信号間のデータ信号の数を少なくし、ピーク値である基準信号の振幅を一定にすることにより、低い周波数成分をなくして、ＡＧＣの動作を速くしていることに貢献していることなど信号の一部になっている。従って、電力利用効率は最大となっていると言える。
単側帯通信方式の復調回路には、超高精度の発振回路を必要とするが、本考案においては、前記復調回路の入力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記復調回路のもう一方の入力として入力しているので超高精度の発振回路を必要としない。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】  請求項３においては、送信側において、前記基準信号の周期を搬送波に同期させて送出する。受信側においては、前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して前記基準信号の周期の周波数を抽出して、受信側局部発振回路の発信周波数と同期させる。これにより、超高周波まで使用できるようになるとともに超高精度の発振回路を必要としない。
【手続補正書】
【提出日】平成25年9月30日(2013.9.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００２】  携帯電話においては、スマートフォン等によるインターネットの接続が多くなる一方、加入台数も増加し、電波の使用が非常に多くなっている。
また、携帯電話においての電波の使用が非常に多くなっている一方、他の用途においても電波使用の要求が多くなっている。そのため、周波数利用効率の良い方式が多く使われてきているが、まだ不十分で、さらなる周波数利用効率の良い方式が求められている。
さらに、現行方式においては、信号に低い周波数成分を含んでいるため、立ち上がりの早い自動利得制御（ＡＧＣ）回路を使用できず、急激な入力の減少に対応できないで通信が途絶えることが多くなっている。一方、周波数利用効率の良い方式として単側帯波通信方式があるが、人工雑音等の雑音及びフェージングによる影響が強く、十分な通信品質が得られないこと、及び発振回路に超高安定度の発振回路を必要とするため、超短波帯以上の周波数に使用するには困難であるという欠点がある。そこで、発明者は、前記を解決するため、単側帯波通信方式を使用した特許第４９１８７１０及び特開２０１３−１６８９１２を出願している。
しかし、前記出願の発明案では、雑音及び妨害波に対する影響を取り除くことが十分でないという欠点があった。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】  請求項１の受信側においては、受信入力の２つの周波数の切換る周期が、第１の乗算回路に入力する送信側局部発振波と同一で、２つの周波数の切換る周期に同期していることが必要である。請求項２では、送信側に所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号を発生させ、前記基準信号の周期と２つの周波数が切り替わる周期と同期させて送信する。前記基準信号の間に、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現するデジタル信号を挿入し、前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とする帯域通過ろ波回路に入力する。これにより、最小の通過帯域幅で最大のデータ量を伝送できる。
受信側において、受信波を直接又は周波数変換して第１（前段の周波数変換回路で乗算回路を使用している場合は第２となる）の乗算回路に入力し、前記乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一の周波数間隔で２つの周波数の切り替え周期が前記基準信号の周期に同期した受信側第２局部発振波（アンテナからの入力を直接入力する場合は第１局部発振波となる）を入力して、二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって一方の周波数（送信側が和の場合、受信側では差となる）を取り出して中間周波増幅回路に入力する。
前記中間周波増幅回路の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して基準信号の周期の周波数を抽出して、前記第２局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる。これにて同期が安定的に継続され、希望波が安定的に受信される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００６】請求項２のデジタル通信方式及び無線機の受信側において、中間周波増幅回路の出力及び復調信号の増幅回路の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値以下になるように、前記中間周波増幅器及び増幅回路の利得を自動利得制御（ＡＧＣ）回路により制御する。前記出力のピーク値は基準信号であり、基準信号の周期をフェージング等の周期より十分短くして、フェージング等の急激な入力の減少に対応できるようにした。
前記中間周波増幅回路の出力の一部を、第２（前段に乗算回路２つ使用している場合は第３となる）の乗算回路に入力し、さらに前記中間周波増幅回路の出力の一部を、振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、前記乗算回路の出力からろ波回路を介して復調信号を取り出す。
以上の利得制御により、受信入力のレベルを各回路において所定値以下に抑えて、各回路の動作の直線性を維持することにより、歪みを少なくするとともに、復調回路に乗算回路を使用して、復調精度の良くしている。さらに、［０００４］により、雑音及び妨害波を大幅に削減したことにより、デジタルデータの多値数を大きく出来る。そのうえ、データ伝送に必要とする占有帯域幅を最小としているので、周波数利用効率を大幅に改善出来る。
単側帯波通信方式を使用しているので、電力利用効率は最大となっている。基準信号は、デジタル情報データを載せていないので、無駄な信号に考えられるが、データ信号の基準になっていること、周波数変換に使用する２つの周波数の切換の同期信号となっていること、基準信号の周期をフェージングの周期より十分短くして、フェージング等の急激な入力の減少に対応することに貢献していることなど、信号の一部になっている。従って、電力利用効率は最大となっていると言える。
単側帯通信方式の復調回路には、超高精度の発振回路を必要とするが、本考案においては、前記復調回路の入力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記復調回路のもう一方の入力として入力しているので超高精度の発振回路を必要としない。
また、搬送波周波数が非常に高く、ベースバンドの占有帯域幅が狭い場合は、送信側において、基準信号の周期を搬送波に同期させ、受信側において、基準信号の周期を検出して、受信側局部発振回路の発振周波数と同期させることによって、解決される。
これらは、特許第４９１８７１０及び特開２０１３−１６８９１２において、考案されている。
以上により、解決しようとする課題を全て解決できる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】  前記［０００６］に記載したように、周波数利用効率を大幅に改善できるが、さらに、前記切り替わる２つの周波数又は前記周波数の切り替わる間隔を変えることによって、周波数帯を重複して使用できるので、周波数利用効率をさらに大幅に改善できる。
アンテナから出力される周波数のスペクトラムの広がりは、ベースバンドの周波数占有帯域幅より広くなっているが、本案の電力拡散の方式は、一種の周波数ホッピング方式であり、その拡散の幅は、前記切り替わる２つの周波数の周波数に差にベースバンドの周波数占有帯域幅を加えた幅となっている。また、本案の目的は、受信側逆変換回路（乗算回路）において、位相変化が希望波と大きく異なる希望波以外の入力を、大きく電力拡散して、削除することであるので、電力拡散は、通常ベースバンドの占有帯域幅の数倍程度あれば良い。従って、システムの使用周波数幅が前記周波数の差と比べて十分広い場合は、問題とならない。
さらに、システムの両隣が本考案と同じ方式である場合は、前記周波数のスペクトラムの広がりは、問題にならない。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】  雑音及び妨害波の影響が問題とならないように出来るとともに、アンテナから出力される周波数のスペクトラムの広がりは、通常ベースバンドの占有帯域幅の数倍程度であるので、ベースバンドの占有帯域幅を狭くすれば、緩衝用周波数帯に使用できる。現在使用中の周波数帯においても、使用中のシステムが、スペクトラム拡散方式の場合は使用できる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】外部雑音及び内部雑音を２段以上の乗算回路によって取り除いているので、Ｓ／Ｎを大幅に改善できる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】  ２つの周波数（ｆ３及びｆ４）を発生させるのに、１波を矩形波で周波数変調する方式も考えられるが、安定度及び電力拡散の広がりの観点からここでは２波切り替え方式を採用している。
また、前記２つの周波数の間隔がベースバンドの占有帯域幅の数倍以内であれば、前記２つの周波数は、３つ以上使用してもよいが、回路が大きく、複雑となるので、ここでは２つとしている。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３７】  入力された周波数が希望波の中心の周波数で現行の方式の場合、乗算回路６３の出力は、前記切り替わる２つの周波数によって大きく拡散され、帯域通過ろ波回路５９によって取り除かれる。従って受信されない。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３８】  入力された周波数がｆ２＋ｆ３又はｆ２＋ｆ４の場合、［００３７］と同様に乗算回路６３の出力は大きく拡散され、帯域通過ろ波回路５９によって取り除かれる。従って受信されない。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３９】ベースバンドの占有帯域幅ｆＣの受信機に、占有帯域幅４ｆＣの入力があった場合、それぞれのベースバンドの中心周波数が同一で、前記周波数変換する二つの周波数の間隔がベースバンドの占有帯域幅の４倍（４ｆＣ）とすれば、占有帯域幅４ｆＣの周波数変換する二つの周波数は、ｆ３＋６ｆＣとｆ４−６ｆＣとなり、占有帯域幅ｆＣの場合と大きく異なることになる。そのため、乗算回路５８において、占有帯域幅４ｆＣの入力は、移相が大きく不規則に変化して、帯域通過ろ波回路５９において、占有帯域幅４ｆＣの入力は大きく減衰する。ベースバンドの中心周波数が同一で出ない場合でも、前期と同様に占有帯域幅４ｆＣの入力は大きく減衰する。従って、受信されないし、占有帯域幅ｆＣの入力に影響を与えない。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４０】  占有帯域幅４ｆＣの受信機に、占有帯域幅ｆＣの入力があった場合、条件が前項［００３９］と同一とすれば、占有帯域幅４ｆＣの乗算回路５８に入力される周波数変換する二つの周波数は、ｆ３＋６ｆＣとｆ４−６ｆＣとなり、占有帯域幅ｆＣの場合と大きく異なることになる。従って、乗算回路５８において、占有帯域幅ｆＣの入力は、前項［００３９］と同様に移相が大きく不規則に変化して、帯域通過ろ波回路５９において、占有帯域幅ｆＣの入力は大きく減衰する。従って、受信されないし、占有帯域幅４ｆＣの入力に影響を与えない。
【手続補正書】
【提出日】平成25年11月21日(2013.11.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】手続補正書
【補正対象項目名】手続補正１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側において、デジタル信号によって変調された被変調波を２つの周波数から構成され、それらの周波数は前もって定められ、通常周波数間隔がベースバンドの占有帯域幅の数倍である一定間隔で切り替わる局部発振波により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する手段と、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して、通常前記二つの周波数の周波数間隔にベースバンドの占有帯域幅を加算した通過帯域幅を具備する帯域通過ろ波回路に入力し、その出力を乗算回路に入力し、前記乗算回路において送信側と同じ周波数間隔の２つの周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、送信側局部発振波の切り替わる周期と同期した受信側局部発振波によって周波数変換する手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。
【請求項２】
請求項１のデジタル通信方式及び無線機の送信側において、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と前記基準信号の間に前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生する手段と、
前記デジタル信号により搬送波を単側帯波方式にて変調し、前記デジタル信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路に入力する手段と
乗算回路に一定振幅で前記基準信号の周期と同期して２つの周波数が切り替わる局部発振波とデジタル信号によって変調された搬送波を入力して二つの入力の和と差の周波数を作り、前記乗算回路の出力の一方を帯域通過ろ波回路によって取り出し、直接又は周波数変換して送信する手段を有し、
受信側においては、受信波を直接又は周波数変換して第１（前段の周波数変換回路で乗算回路を使用している場合は第２となる）の乗算回路に入力し、前記乗算回路のもう一方の入力に、送信側局部発振波と同一の周波数間隔で２つの周波数の切り替え周期が前記基準信号の周期に同期した受信側局部発振波を入力して、二つの入力の和と差の周波数を作り、帯域通過ろ波回路によって一方の周波数（送信側が和の場合、受信側では差となる）を取り出して中間周波増幅回路に入力する手段と
前記中間周波増幅器の出力の一部を検波し、帯域通過ろ波回路に入力して前記基準信号の周期の周波数を抽出して前記受信局部発振波の２つの周波数を切り替える周期と同期させる手段を有することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。