(57)【要約】【課題】電波伝搬空間の比誘電率を算定し、ＶＣＯのＦ−Ｖカーブの直線性を保ち、円形導波管内電波伝搬の周波数特性を補正して、高精度のＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置を得る。【解決手段】ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するためのＶ−Ｔテーブル、ＶＣＯのＦ−Ｔ特性の直線性を補正するために既知の距離位置にある反射部材、補正前のＦ−Ｔ特性による送信信号と反射部材からの反射信号で生成されるビート波形の固定正弦波信号に対する誤差を解析して生成される補正Ｖ−Ｔカーブテーブル、補正Ｖ−ＴカーブテーブルでＶ−Ｔテーブルを補正することにより得られる補正後Ｖ−Ｔテーブル、補正後Ｖ−Ｔテーブルを更に補正するためのプリディストーションテーブル生成部、補正後Ｖ−Ｔテーブルにプリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部を備える。【選択図】図１
2014092417.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
円形導波管を通じて、予め決められた掃引時間で周波数を掃引しながら液面に向かって電波を送信する送信部と、液面で反射される上記電波を受信する受信部と、上記電波を受信したときの送信周波数と受信周波数の差であるビート周波数を抽出する抽出部と、を有し、上記ビート周波数に基づいて上記液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置であって、
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
上記ＶＣＯの周波数−時間特性（以下「Ｆ−Ｔ特性」という）の直線性を補正するために既知の距離位置に配置されている反射部材と、
Ｆ−Ｔ特性の直線性が保たれているときに、上記ＶＣＯで生成する周波数掃引信号を上記反射部材に向かって送信したとき、この送信信号と上記反射部材からの反射信号で生成されるビート波形と同じ固定正弦波信号を得る固定正弦波信号生成部と、
補正前のＦ−Ｔ特性で、上記ＶＣＯで生成する周波数掃引信号を上記反射部材に向かって送信したとき、この送信信号と上記反射部材からの反射信号で生成されるビート波形の、上記固定正弦波信号に対する誤差を解析して生成される補正電圧−時間カーブテーブル（以下「補正Ｖ−Ｔカーブテーブル」という）と、
上記補正Ｖ−Ｔカーブテーブルで上記Ｖ−Ｔテーブルを補正することにより得られる補正後Ｖ−Ｔテーブルと、を備え、
上記補正後Ｖ−Ｔテーブルは、直線性を持ったＦ−Ｔ特性の生成のために上記ＶＣＯの動作に供せられ、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記補正後Ｖ−Ｔテーブルを更に補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記補正後Ｖ−Ｔテーブルに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶して上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成するための制御信号として供するメモリと、を有し、
上記抽出部は、異なる送信条件の下で上記ビート周波数を抽出し、
上記異なる送信条件ごとに抽出される上記ビート周波数に基づいて上記伝搬空間における比誘電率を算定する算定部をさらに有する液位測定装置。
【請求項２】
送信条件は、送信電波の２つの異なる掃引周波数である請求項１の液位測定装置。
【請求項３】
送信条件は、送信電波の２つの異なる伝送モードである請求項１の液位測定装置。
【請求項４】
２つの異なる伝送モードは、ＴＥ０１モードとＴＥ１１モードである請求項３記載の液位測定装置。
【請求項５】
ＶＣＯで生成される掃引周波数信号を液面に向かって導くアンテナまたは変換装置を備えている請求項１乃至４のいずれかに記載の液位測定装置。
【請求項６】
アンテナまたは変換装置は、
円板形のラジアル導波路と、
上記ラジアル導波路の周方向全体に等間隔で上記ラジアル導波路の半径方向に放射状に形成された複数のスロットと、
上記各スロットの一側方に設けられた複数の励振ピンと、
上記各スロット形成領域よりも内側の上記ラジアル導波路の中心部に設けられた放射ループ材と、を備え、
上記複数のスロットと上記複数の励振ピンはＴＥ０１モードのトランスデューサを構成し、上記放射ループ材はＴＥ１１モードのトランスデューサを構成している２伝送モード対応平面形トランスデューサである請求項４記載の液位測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測定精度をより一層高めることができるＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｗａｖｅ）レーダー方式による液位測定装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
液位測定装置における測定方式の一つにレーダー方式があり、レーダー方式の一つとしてＦＭＣＷレーダー方式がある。ＦＭＣＷレーダー方式は、図２１に示すように、予め決められた固定時間（この時間を、掃引時間（Ｔ）という）において、予め決められた周波数（Ｆ）を時間軸に対し直線的に掃引しながら測定地点に向かって電波を送信するものである。図２２に示すように、送信地点で送信された電波が、測定対象地点（送信地点からの距離をＬとする）で反射されて送信地点に戻るまでの往復時間ｔの間に、送信周波数がＦ・ｔ／Ｔ（Ｈｚ）だけ掃引される。この掃引された周波数は、反射波を受信した瞬間の送信周波数ＦＴと受信周波数ＦＲの差（以下「ビート周波数ＦＢ」という）になる。
【０００３】
上記往復時間ｔは
ｔ＝（Ｔ／Ｆ）×ＦＢ
であるから、上記ビート周波数ＦＢを計測することができれば、送信地点から測定地点まで電波が往復するのに要した時間ｔを計測することができる。自由空間における電波の伝搬速度は光速Ｃと同じであるから、送信地点から測定地点までの距離Ｌは、式１で表すことができる。
式１
Ｌ＝Ｃ×ｔ／２＝Ｃ×Ｔ×ＦＢ／２Ｆ
【０００４】
図２０は、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置の従来例を示す。図２０において、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置は、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｓｅｓｓｏｒ）１０１、デジタル・アナログ変換器１０２、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１０３、結合回路１０４、トランスデューサ１０６、混合器１０７、ＡＧＣ（自動利得制御回路）１０８、アナログ・デジタル変換器１０９を有してなる。デジタル・アナログ変換器１０２とＶＣＯ１０３を含む構成部分は送信系を構成し、結合回路１０４からアナログ・デジタル変換器１０９に至る構成部分は受信系を構成している。
【０００５】
ＤＳＰ１０１はメモリ１１１を内蔵している。メモリ１１１は、掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１０３の発振周波数を決定するＶＣＯ１０３への印加電圧の関係すなわち電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）を電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）として記憶している。
【０００６】
ＤＳＰ１０１は、メモリ１１１からＶ−Ｔテーブルを読み出し、時間の経過に伴って連続的に変化する電圧値をデジタル・アナログ変換器１０２でアナログ信号に変換してＶＣＯ１０３の制御電圧とする。ＶＣＯ１０３の発振周波数は制御電圧に応じて連続的に変化する。この発振信号が結合回路１０４を経てトランスデューサ１０６から測定対象地点（例えば、液体の液面）に向けて送信される。トランスデューサ１０６の実体は、例えば平面形アンテナである。
【０００７】
上記トランスデューサ１０６から測定地点までの間に被測定系３１が介在している。測定対象地点で反射された電波は被測定系３１を戻り上記トランスデューサ１０６で捉えられ、結合回路１０４を経て受信系に導かれる。受信系では、混合器１０７で受信信号と受信時の発振信号が混合され、受信周波数とその瞬間の発振周波数との差、すなわち前記ビート周波数ＦＢが取り出される。
【０００８】
ビート周波数ＦＢ信号は、ＡＧＣ１０８で適宜の振幅値に制御されたのち、アナログ・デジタル変換器１０９でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１０１に入力される。ＤＳＰ１０１では、前記Ｖ−ＴテーブルからＶ−Ｔデータを読み出すとともにビート信号を取込む処理を、掃引時間（Ｔ）の間実行する。この掃引時間（Ｔ）の間に取り込まれた時間軸データであるビート信号群に対してフィルタリング処理を行ない、不要なノイズ成分を除去する。その後、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、ビート周波数ＦＢを抽出する。さらに、ＤＳＰ１０１では、前記式１を適用して演算処理することによって測定地点までの距離Ｌを求める。
【０００９】
以上説明したＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置を、タンクに備蓄されている液体の液位測定に用いる場合の例を図１９に示す。図１９において、測定装置１０はタンク４０の天板上に設置されている。タンク４０は液体４１を備蓄するものである。タンク４０の上部には、アンテナであるトランスデューサ１０６が、タンク４０の天板から液体４１の液面に向けて設置されている。トランスデューサ１０６から液体４１に向けて送信される電波は、タンク４０の内部空間が自由空間であるとすればタンク４０内を光速Ｃで伝搬し、液体４１の液面で反射されて、トランスデューサ１０６で受信される。
【００１０】
タンク４０内の自由空間に向けて電波を送信すると、液体４１の誘電率が低いときは、液面での電波の反射レベルが低く、液面位の測定精度が低下する。これを解消するために、図１９に示すように、測定装置１０をタンク４０の天板上に設置し、円筒形状の円形導波管３０を、タンク４０の天板から底に向けて設置する。この円形導波管３０内に向けてトランスデューサ１０６から電波を送信し、液体４０の液面で反射してくる反射波をトランスデューサ１０６で受信する。なお、円形導波管３０内には液体４１が進入することができ、タンク４０内の液体レベルと円形導波管３０内の液体レベルが一致するようになっている。
【００１１】
測定装置１０は、図２０に示す各ブロックで構成されたＦＭＣＷレーダー方式の測定装置であって、この測定装置１０と円形導波管３０の上端との間にトランスデューサ１０６が介在している。トランスデューサ１０６は、上記測定装置１０から出力される高周波信号を電波に変換して円形導波管３０内に放射する送信アンテナとして、また、液体４１の液面で反射した電波を受信する受信アンテナとして機能する。
【００１２】
測定装置１０は、例えば１０ＧＨｚ帯の電波を使用する。上記天板面から液体４１の面までの距離をＬとし、円形導波管３０の内径をｄとする。ＦＴは測定装置１０から液面に向かって円形導波管３０内に放射される電波の周波数を、ＦＲは上記電波が液面で反射され円形導波管３０内を測定装置１０に向かって戻る電波の周波数を示している。
【００１３】
測定装置１０によって距離Ｌを算定するには、送信される電波および反射波の速度が明らかでなければならない。自由空間における電波の伝搬速度は光速Ｃと同一であることが知られている。これに対して図１９に示す例のように、円形導波管３０を用いたときは、自由空間における電波の波長をλ０とすると、円形導波管３０内における電波の波長λｇεは、
λｇε＝εr×(λ０／（εr−（λ０／（Ｋｍｎ×ｄ））2)1/2)
により求められることが知られている。ここで、Ｋｍｎは円形導波管３０内の伝搬係数、εrは円形導波管３０内（伝搬路）の比誘電率である。
【００１４】
円形導波管３０内の電波伝搬係数Ｋｍｎは一般に知られている。円形導波管管内が空気で満たされている場合は、空気中の比誘電率は１であるから、円形導波管３０の内径ｄを決定することで、円形導波管３０内における波長λｇεが算出される。これを用いることで、電波の速度ｖｇは、
ｖｇ＝λ０／λｇε×Ｃ
により算出される。
【００１５】
しかし、タンク４０内の液体４１の液面からタンク４０の天井面までの空間すなわち測定装置１０から測定対象地点に至る電波の伝搬空間（液面の上方）に、液体４１が蒸発して生じたガスが滞留している場合は、その空間の比誘電率εrは、滞留しているガスの成分や、伝搬空間の温度および圧力の影響を受けて変化する。比誘電率εrが変化すると、円形導波管３０内の波長λｇε、さらには電波の速度ｖｇも変化して距離測定値も変化する。したがって、タンク４０内の電波の伝搬空間に滞留しているガスの比誘電率を求めなければ、正しい距離測定値を得ることができない。
【００１６】
タンク４０内のガスの成分や温度および圧力が予め判明しているならば、それに応じた誘電率を測定装置に予め設定し、正確な電波の速度を用いて距離Ｌを算定することができる。しかし、滞留ガスの成分や、測定時の温度、圧力などは状況によって変化するものであり、これらを正確に測定しなければ、正確な誘電率に基づく距離Ｌの算定をすることはできない。
【００１７】
上記課題に対し、円形導波管内の誘電率が所定の数値範囲に収まることを前提として、液面上方に滞留ガスがあっても、精度よく液位の測定をすることができる液面計測システムが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
【００１８】
特許文献１記載の液面計測システムは、液面上の正確なガス成分や圧力などの情報がなくても、測定結果が、前提にした比誘電率の変動範囲による測定誤差の許容範囲内であれば有効である。しかし、より高い測定精度で液面までの距離の計測はできない。ＦＭＣＷレーダー方式の測定装置において、被測定物までの距離を正確に計測するには、電波の伝搬空間の比誘電率を測定時点において正確に推定し、推定した誘電率を用いて測定値を較正するとよい。
【００１９】
液面測定装置の測定精度を低下させる要因としては、上記のような電波の伝搬空間における比誘電率の変化のほかに、掃引周波数信号を生成するＶＣＯの直線性の劣化があり、ＶＣＯの直線性の劣化要因にも各種ある。
【００２０】
図２０に示すＦＭＣＷレーダーの送信系に用いられているＶＣＯ１０３は、一般的には周波数の安定した信号を発振することができるＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）回路に用いられている。しかし、ＦＭＣＷレーダーでは周波数掃引速度が速いために、ＰＬＬ回路を用いず、直接ＶＣＯの制御電圧を変化させて、送信する周波数を制御している。ＶＣＯ１０３から出力される周波数−電圧特性（Ｆ−Ｖ特性）の直線性は、ＦＭＣＷレーダーで要求される計測精度を得るには不十分である。ＦＭＣＷレーダーでは、ＶＣＯ１０３から出力されるＦ−Ｔ特性の直線性を保証するために、Ｆ−Ｔ特性を補正した補正後電圧−時間テーブル（以下、これを「補正後Ｖ−Ｔカーブテーブル」という）を生成し、このテーブルを用いてＶＣＯ１０３の発振電圧を制御している。
【００２１】
しかし、ＶＣＯから出力されるＦ−Ｖカーブの直線性が保証されていても、伝送路に導波管を用いている液面計測装置では、前述のように導波管内を伝搬する電波の周波数特性によって計測精度が劣化する。また、ＶＣＯのから出力されるＦ−Ｖカーブの直線性が保証されていても、使用条件の変化により、また、経時的にＦ−Ｖ特性が変動し、Ｆ−Ｖカーブの直線性が保たれず、計測精度が劣化する。
【００２２】
また、前述したとおり、円形導波管内の電波の速度ｖｇは周波数の関数であるため、伝搬速度が周波数特性を持つ。これはＦＭＣＷレーダーのビート周波数が周波数掃引に伴って変化し、その結果、液面計測装置の計測精度を低下させる。よって、液面計測装置の計測精度を高めるためには、導波管内を伝搬する電波の速度の周波数特性を考慮する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２３】
【特許文献１】特許第４６９５３９４号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
本発明は、電波が伝搬する空間の比誘電率を算定することにより、さらに、ＶＣＯのＦ−Ｖカーブの直線性を保つことにより、さらに、円形導波管内電波伝搬の周波数特性を補正することにより、より一層精度の高い測定を可能にした液位測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明に係る液位測定装置は、
円形導波管を通じて、予め決められた掃引時間で周波数を掃引しながら液面に向かって電波を送信する送信部と、液面で反射される上記電波を受信する受信部と、上記電波を受信したときの送信周波数と受信周波数の差であるビート周波数を抽出する抽出部と、を有し、上記ビート周波数に基づいて上記液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置であって、
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
上記ＶＣＯの周波数−時間特性（以下「Ｆ−Ｔ特性」という）の直線性を補正するために既知の距離位置に配置されている反射部材と、
Ｆ−Ｔ特性の直線性が保たれているときに、上記ＶＣＯで生成する周波数掃引信号を上記反射部材に向かって送信したとき、この送信信号と上記反射部材からの反射信号で生成されるビート波形と同じ固定正弦波信号を得る固定正弦波信号生成部と、
補正前のＦ−Ｔ特性で、上記ＶＣＯで生成する周波数掃引信号を上記反射部材に向かって送信したとき、この送信信号と上記反射部材からの反射信号で生成されるビート波形の、上記固定正弦波信号に対する誤差を解析して生成される補正電圧−時間カーブテーブル（以下「補正Ｖ−Ｔカーブテーブル」という）と、
上記補正Ｖ−Ｔカーブテーブルで上記Ｖ−Ｔテーブルを補正することにより得られる補正後Ｖ−Ｔテーブルと、を備え、
上記補正後Ｖ−Ｔテーブルは、直線性を持ったＦ−Ｔ特性の生成のために上記ＶＣＯの動作に供せられ、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記補正後Ｖ−Ｔテーブルを更に補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記補正後Ｖ−Ｔテーブルに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶して上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成するための制御信号として供するメモリと、を備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明に係る液位測定装置によれば、ＦＭＣＷレーダー式液位測定において、被測定系の比誘電率を算定するため、算定した比誘電率を適用して液位を算定することができる。併せて、液位測定装置を構成しているＶＣＯの特性に応じてそのＶＣＯに適用するＶ−Ｔテーブルを補正し、直線性を持ったＦ−Ｔ特性を得るキャリブレイションを実行し、また、ＶＣＯのプリディストーションを実行することにより、ビート信号の周波数に誤差を生じることがなく、より一層高い精度で液位を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明に係る液位測定装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例における比誘電率算定プログラム実行部の機能ブロック図である。
【図３】上記比誘電率算定プログラムによる処理の流れを示すフローチャートである。
【図４】本発明に係る液位測定装置の別の実施例を示すブロック図である。
【図５】上記別の実施例における比誘電率算定プログラム実行部の機能ブロッ図である。
【図６】上記比誘電率算定プログラムによる処理の流れを示すフローチャートである。
【図７】本発明に係る液位測定装置に適した２伝送モード対応平面形トランスデューサの例を示す正面図である。
【図８】上記トランスデューサの中央部縦断面図である。
【図９】上記トランスデューサの給電回路例を概略的に示す結線図である。
【図１０】上記トランスデューサによる円形導波管内におけるＴＥ１１モードでの電界と磁界の分布を示すモデル図である。
【図１１】上記トランスデューサによる円形導波管内におけるＴＥ０１モードでの電界と磁界の分布を示すモデル図である。
【図１２】ＴＥ０１モードにおいてスロットの側方に励振ピンがない場合の電流と磁界の関係を示すモデル図である。
【図１３】ＴＥ０１モードにおいてスロットの一側方に励振ピンを設けた場合の電流と磁界の関係を示すモデル図である。
【図１４】上記実施例における補正前Ｆ−Ｔ特性を得るプロセスを示すグラフである。
【図１５】上記実施例における補正後Ｆ−Ｔ特性を得るプロセスを示すグラフである。
【図１６】（ａ）はＦ−Ｔ特性の直線性が保たれている場合の周波数掃引の様子を、（ｂ）はＦ−Ｔ特性の直線性が保たれていない場合の周波数掃引の様子を、（ｃ）はＦ−Ｔ特性の直線性の有無によるビート波形の違いを示すグラフである。
【図１７】上記実施例において実行されるキャリブレイション処理のプロセスを順に示すフローチャートである。
【図１８】上記実施例において実行されるＶＣＯプリディストーション処理のプロセスを順に示すフローチャートである。
【図１９】本発明に係る液位測定装置による測定の様子を概念的に示す模式図である。
【図２０】従来の液位測定装置の例を示すブロック図である。
【図２１】ＦＭＣＷレーダーによる周波数掃引の例を示すグラフである。
【図２２】ＦＭＣＷレーダーの周波数掃引による距離計測原理を示すグラフである。
【図２３】横断面が方形の導波管の例を示す斜視図である。
【図２４】横断面が円形の導波管の例を示す斜視図である。
【図２５】導波管内における電波の周波数に対する伝搬速度の例を示すグラフである。
【図２６】導波管を用いた液位測定装置の掃引周波数とビート周波数の関係を示すグラフである。
【図２７】自由空間反射によるビート信号と円形導波管内反射によるビート信号をＦＦＴ処理することによって得られるスペクトラム波形を比較して示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明に係る液位測定装置の実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例】
【００２９】
図１において液位測定装置１は、デジタル信号処理装置（以下「ＤＳＰ」という）１１と、デジタル・アナログ変換器（以下「ＤＡＣ」という）１２と、ＶＣＯ１３と、結合回路１４と、スイッチ２２と、トランスデューサ１６と、混合器１７と、ＡＧＣ１８と、アナログ・デジタル変換器（以下「ＡＤＣ」という）１９と、を有してなる。ＤＡＣ１２とＶＣＯ１３を含む部分は送信系を構成し、混合器１７からＡＤＣ１９に至る部分は受信系を構成している。スイッチ２２は、結合回路１４を、ＶＣＯキャリブレイションの時に近端反射部材２６側に切り替え、液位測定の時にはトランスデューサ１６側に切り替える。
【００３０】
ＤＳＰ１１はメモリ２０を内蔵している。メモリ２０には、複数のＶ−Ｔテーブルが記憶されている。Ｖ−Ｔテーブルは、ＶＣＯ１３への印加電圧Ｖと掃引時間Ｔとの関係を規定する複数のＶ−Ｔカーブをデータ化したものであって、各Ｖ−Ｔテーブルは、それぞれが掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１３の発振周波数を決定するためのデータ群である。また、メモリ２０には、後述する算定処理を実行するためのプログラムが記憶されている。
【００３１】
ＤＡＣ１２からＡＤＣ１９に至る構成は、図２０に示すＦＭＣＷレーダー方式の距離測定装置の構成とほぼ同じである。したがって、ビート周波数ＦＢを抽出する処理も、従来のＦＭＣＷレーダー方式の測定装置における処理と同じである。すなわち、ＤＳＰ１１は、メモリ２０に記憶されているプログラムに基づいて、所定のＶ−Ｔテーブルを読み出し、読み出されたＶ−Ｔテーブルは、ＤＡＣ１２によって、時間の経過に伴い連続的に変化する電圧値（アナログ信号）に変換される。
【００３２】
上記アナログ信号がＶＣＯ１３の制御電圧となる。この制御電圧がＶＣＯ１３に加えられると、発振される信号の周波数（発振周波数）が、連続的に変化する。この周波数が連続的に変化する発振信号が、結合回路１４を経てアンテナであるトランスデューサ１６において電波に変換される。この電波が被測定物（例えば、液体タンクに備蓄されている液体燃料の液面）に向けて送信される。
【００３３】
トランスデューサ１６から測定対象地点までの間に被測定系３１が介在している。測定対象地点で反射された電波は被測定系３１を介して上記トランスデューサ１６で捉えられる。トランスデューサ１６で捉えられた反射波は受信信号に変換され、結合回路１４を経て受信系に導かれる。受信系では、混合器１７において、受信信号とこの受信信号を受信した瞬間の発振信号が混合され、受信周波数と発振周波数との差によるビート信号が生成される。このビート信号の周波数をビート周波数ＦＢという。
【００３４】
ビート信号は、ＡＧＣ１８で適宜の振幅値に制御されたのち、ＡＤＣ１９でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１１に入力される。ＤＳＰ１１では、Ｖ−Ｔデータの読み出し処理からビート信号を取込む処理までを、掃引時間（Ｔ）の間実行する。この掃引時間（Ｔ）の間に取り込まれた時間軸データであるビート信号群に対して、フィルタリング処理を行なう。このフィルタリング処理によって不要なノイズ成分が除去されたビート信号群にＦＦＴ処理を行い、ビート周波数ＦＢを抽出する。抽出されたビート周波数ＦＢを表す信号は、その元となったＶ−Ｔテーブルと関連付けられてメモリ２０に記憶される。
【００３５】
ＤＳＰ１１のメモリ２０には、上記の処理を実行するプログラムの他に、異なる条件で複数の高周波信号をＶＣＯ１３から出力させるためのプログラムや、異なる条件ごとに抽出されたビート周波数に基づいて被測定系３１の比誘電率を算定するプログラムすなわち比誘電率算定プログラムが記憶されている。図２は、メモリ２０に記憶される比誘電率算定プログラム２００を示す。
【００３６】
［比誘電率算定プログラム１］
図２に示すように、比誘電率算定プログラム２００は、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１と、ビート周波数記憶部２０２と、比誘電率算定部２０３と、送信周波数指示部２１１と、ＡＧＣ制御部２１２と、フィルタリング処理部２１３と、ビート周波数抽出部２１４と、を有してなる。
【００３７】
Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１は、メモリ２０に記憶されている複数のＶ−Ｔテーブルの中から特定のＶ−Ｔテーブルを選択する。このＶ−Ｔテーブルの選択処理により、異なる送信条件で電波を送信することができる。
【００３８】
送信周波数指示部２１１は、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１によって選択されたＶ−Ｔテーブルに基づき、時間の経過に伴って連続的に変化する電圧値の基になるデータをＤＡＣ１２に出力する。
【００３９】
ＡＧＣ制御部２１２は、混合器１７からＡＧＣ１８に入力されたビート信号の振幅を適正値に調整するために、メモリ２０に記憶されている制御データに基づいて、ＡＧＣ１８のビート信号の振幅調整処理を制御する。
【００４０】
フィルタリング処理部２１３は、ＡＤＣ１９に取り込まれたビート信号から不要なノイズ成分を除去する。ビート周波数抽出部２１４は、上記ビート信号にＦＦＴ処理を行い、ビート信号群を周波数軸のデータに変換し、変換されたデータからビート周波数ＦＢを抽出する。
【００４１】
ビート周波数記憶部２０２は、ビート周波数抽出部２１４において抽出されたビート周波数ＦＢを表す信号を、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１において選択されたＶ−Ｔテーブルに関連づけて、メモリ２０に記憶する。
【００４２】
比誘電率算定部２０３は、ビート周波数記憶部２０２においてメモリ２０に記憶されたビート周波数ＦＢを表す信号を用いて、以下の式２による比誘電率算定処理を行う。なお、比誘電率算定部２０３は、比誘電率算定処理に必要なビート周波数ＦＢを表す信号が整うまで、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１によって異なるＶ−Ｔテーブルを選択し、選択したＶ−Ｔテーブルに基づいてビート周波数ＦＢを抽出させる処理の全体制御も行う。
【００４３】
式２
2014092417.tif 000003
【００４４】
式２における各変数は以下の通りである。
λ０１：第１のＶ−Ｔテーブルにより送信される第１の掃引周波数に係る波長
ＦＢ１：第１の掃引周波数に係るＶ−Ｔテーブルに基づく第１ビート周波数
λ０２：第２のＶ−Ｔテーブルにより送信される第２の掃引周波数に係る波長
ＦＢ２：第２の掃引周波数に係るＶ−Ｔテーブルに基づく第２ビート周波数
Ｋｍｎ：円形導波管３０の伝搬定数
ｄ：円形導波管３０の内径
なお、λ０１と、λ０２と、ｄと、Ｋｍｎに係る数値は、メモリ２０に予め記憶されている。
【００４５】
［比誘電率算定処理フロー１］
次に、上記比誘電率算定プログラムによる処理の例について図３を参照しながら説明する。各処理ステップはＳ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、・・・のように表記する。
【００４６】
まず、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１によって、メモリ２０に記憶されているＶ−Ｔテーブルのうち、特定のＶ−Ｔテーブルが選択される。メモリ２０には複数のＶ−Ｔテーブルが記憶されているので、その中から、第１条件に合致するＶ−Ｔテーブルが選択される。
【００４７】
次に、送信周波数指示部２１１により、選択されたＶ−Ｔテーブル(第１テーブル)に格納されている制御電圧データが連続的に読み出され、ＤＡＣ１２に入力される。制御電圧データは、ＤＡＣ１２によってアナログの制御電圧信号に変換される。
【００４８】
ＶＣＯ１３からは、入力された制御電圧信号によって、第１の掃引周波数に係る高周波信号（マイクロ波信号）が出力される。ＶＣＯ１３から出力される第１の掃引周波数の高周波信号は、結合回路１４を経てトランスデューサ１６において電波に変換され、被測定系３１に向けて送信される（Ｓ１１）。
【００４９】
被測定系３１には被測定物（例えば測定対象地点である液体４１の液面）があり、送信された電波は、被測定物で反射される。反射された電波は被測定系３１を経た後、上記トランスデューサ１６で捉えられて受信信号に変換され、結合回路１４を経て受信系に導かれる。受信系では、混合器１７において上記受信信号がその時の送信信号と混合され、両信号の周波数の差であるビート信号が出力される。ビート信号はＡＧＣ１８で所定の振幅に制御された後ＡＤＣ１９でデジタル信号に変換されてＤＳＰ１１に入力される。ＤＳＰ１１では、ビート信号をＦＦＴ処理し、第１ビート周波数ＦＢ１を抽出する（Ｓ１２）。
【００５０】
抽出された第１ビート周波数ＦＢ１を表す信号はビート周波数記憶部２０２によって、第１テーブルに関連付けられてメモリ２０に記憶される。
【００５１】
次に、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１によって、メモリ２０に記憶されているＶ−Ｔテーブルのうち、第２条件に合致するＶ−Ｔテーブル（第２テーブル）が選択される。次に、送信周波数指示部２１１により、選択されたＶ−Ｔテーブル（第２テーブル）に格納されている制御電圧データが連続的に読み出され、ＤＡＣ１２でアナログ信号に変換される。このアナログ信号はＶＣＯ１３の制御電圧信号となる。
【００５２】
ＶＣＯ１３は、入力された制御電圧信号によって、高周波信号である第２の掃引周波数信号を出力する。第２の掃引周波数信号は、結合回路１４を経た後トランスデューサ１６において電波に変換されて、被測定系３１に向けて送信される（Ｓ１３）。
【００５３】
以下、第１の掃引周波数信号の場合と同様に、上記電波は被測定系３１にある被測定物で反射され、被測定系３１を経てトランスデューサ１６で捉えられ、受信信号に変換される。受信信号は結合回路１４を経て受信系に導かれ、受信系の混合器１７でその時の送信信号とのビート信号が出力される。このビート信号は、ＡＧＣ１８、ＡＤＣ１９を経てＤＳＰ１１に入力される。ＤＳＰ１１では、上記第２の掃引周波数に係るビート信号をＦＦＴ処理し、第２ビート周波数ＦＢ２を抽出する（Ｓ１４）。抽出された第２ビート周波数ＦＢ２を表す信号はビート周波数記憶部２０２によって、第２テーブルに関連付けられてメモリ２０に記憶される。
【００５４】
次に、比誘電率算定部２０３が、メモリ２０に記憶されている第１の掃引周波数に係る発振周波数の波長λ０１、第１の掃引周波数に係る第１ビート周波数ＦＢ１、第２の掃引周波数に係る発振周波数の波長λ０２、円形導波管の伝搬定数Ｋｍｎ、円形導波管３０の内径ｄ、第２の掃引周波数に係る第２ビート周波数ＦＢ２を読み出す。読み出されたλ０１、λ０２、ｄ、Ｋｍｎ、ＦＢ１、ＦＢ２を用いて、前記式２に基づく算定処理が行なわれる。この算定処理によって比誘電率εｒが算定される（Ｓ１５）。
【００５５】
以上説明したように、ＦＭＣＷレーダー方式の測定装置を用いる実際の測定環境下において、比誘電率を実測により算定することができる。算定された比誘電率をＦＭＣＷレーダー方式の測定装置に適用し、比誘電率に対応した電波の速度を算出して測定距離Ｌを補正することで、より高い精度で液位を測定することができる。
【００５６】
［比誘電率算定プログラム２］
次に、本発明に適用可能な比誘電率算定プログラムの別の例について説明する。図４において、液位測定装置１ａは、ＤＳＰ１１ａ、ＤＡＣ１２、ＶＣＯ１３、結合回路１４、スイッチ２２、スイッチ１５、トランスデューサ１６ａ、トランスデューサ１６ｂ、混合器１７、ＡＧＣ１８、ＡＤＣ１９を有してなる。ＤＡＣ１２とＶＣＯ１３を含む部分は送信系を構成し、混合器１７からＡＤＣ１９に至る部分は受信系を構成している。スイッチ２２は、結合回路１４を、ＶＣＯキャリブレイションの時に近端反射部材２６側に切り替え、液位測定の時にはスイッチ１５側に切り替える。
【００５７】
ＤＳＰ１１ａはメモリ２０ａを内蔵している。メモリ２０ａには、前述の例と同様にＶ−Ｔテーブルが記憶されている。また、メモリ２０ａには、後述する算定処理を実行するためのプログラムが記憶されている。
【００５８】
ＤＡＣ１２からＡＤＣ１９に至る構成は、前述の実施例の構成とほぼ同じである。異なる構成は、ＤＳＰ１１ａ、スイッチ１５、トランスデューサ１６ａおよび１６ｂである。トランスデューサ１６ａとトランスデューサ１６ｂは、伝送モードが異なるアンテナであって、例えばトランスデューサ１６ａはＴＥ０１モード、トランスデューサ１６ｂはＴＥ１１モードにそれぞれ対応するアンテナである。
【００５９】
スイッチ１５は、ＤＳＰ１１ａからの制御信号によって、トランスデューサ１６ａまたはトランスデューサ１６ｂのどちらかに切り替える。したがって、スイッチ１５は、液位測定装置１ａの伝送モードを、二つの異なる伝送モードに交互に切り替えて電波を送受信することができる。
【００６０】
ＤＳＰ１１ａのメモリ２０ａには、既に説明したプログラムの他に、伝送モードを選択的に切り換えるためのプログラムや、異なる伝送モードごとに抽出されたビート周波数に基づいて被測定系３１の比誘電率を算定するプログラムからなる比誘電率算定プログラムが記憶されている。図５は、メモリ２０ａに記憶されている比誘電率算定プログラム２００ａの機能ブロック図である。
【００６１】
［比誘電率算定プログラム２］
図５に示すように、比誘電率算定プログラム２００ａは、伝送モード指示部２０４と、送信周波数指示部２１１と、ＡＧＣ制御部２１２と、フィルタリング処理部２１３と、ビート周波数抽出部２１４と、ビート周波数記憶部２０２と、比誘電率算定部２０３ａと、を有してなる。比誘電率算定プログラム２００ａが図２に示す前述の例と異なる点は、Ｖ−Ｔテーブル選択指示部２０１に代わる伝送モード指示部２０４を備えていることと、比誘電率算定部２０３ａが異なっていることである。
【００６２】
伝送モード指示部２０４は、スイッチ１５の動作を制御するプログラムからなり、このプログラムによってスイッチ１５はトランスデューサ１６ａまたはトランスデューサ１６ｂの一方を選択する。スイッチ１５がトランスデューサ１６ａを選択しているかまたはトランスデューサ１６ｂを選択しているかによって、異なる送信条件で電波が送信される。異なる送信条件とは、電波の伝送モードが異なることである。この比誘電率算定プログラム２においては、前記円形導波管３０内での電波の伝送モードがＴＥ０１モードまたはＴＥ１１モードに切り替わる。
【００６３】
送信周波数指示部２１１、ＡＧＣ制御部２１２、フィルタリング処理部２１３およびビート周波数抽出部２１４は、前述の例においてそれぞれ対応する部分と同様の処理を行う。
【００６４】
ビート周波数記憶部２０２は、ビート周波数抽出部２１４において抽出されたビート周波数ＦＢを表す信号を、伝送モード指示部２０４において切り替えられている伝送モード毎にメモリ２０ａに記憶する。
【００６５】
比誘電率算定部２０３ａは、ビート周波数記憶部２０２においてメモリ２０ａに記憶されたビート周波数ＦＢを表す信号を用いて、以下の式３による比誘電率算定処理を行う。なお、比誘電率算定部２０３ａは、比誘電率算定処理に必要なビート周波数ＦＢを表す信号が整うまで、伝送モード指示部２０４によってスイッチ１５を切り替え、異なる伝送モードに基づくビート周波数ＦＢを抽出させる。
【００６６】
式３
2014092417.tif 000004
【００６７】
式３における各変数は以下の通りである。
λ０：電波の波長
ＦＢ０：第１の伝送モードに係るビート周波数
Ｋｍｎ０：第１の伝送モードに係る円形導波管３０の伝搬定数
ＦＢ１：第２の伝送モードに係るビート周波数
Ｋｍｎ１：第２の伝送モードに係る円形導波管３０の伝搬定数
ｄ：円形導波管３０の内径
なお、λ０、Ｋｍｎ０、Ｋｍｎ１、ｄに係る数値はメモリ２０ａに予め記憶されている。
【００６８】
［比誘電率算定処理フロー２］
次に、上記比誘電率算定プログラム２の処理の流れについて図６のフローチャートを用いて説明する。まず、伝送モード指示部２０４によって、スイッチ１５に対し制御信号が送出され、スイッチ１５は、第１条件に対応する伝送モード（第１の伝送モード）を選択する。第１条件下では、トランスデューサ１６ａによる電波の送受信が行われるものとする。
【００６９】
次に、送信周波数指示部２１１により、メモリ２０ａに記憶されているＶ−Ｔテーブルから、制御電圧データが連続的に読み出されＤＡＣ１２に入力される。ＤＡＣ１２は制御電圧データをアナログ信号に変換する。
【００７０】
ＶＣＯ１３からは、入力された制御電圧信号に対応する周波数の高周波信号が出力される。ＶＣＯ１３から出力される高周波信号は、結合回路１４を経た後トランスデューサ１６ａで電波に変換され、被測定系３１に向けて送信される（Ｓ１１ａ）。
【００７１】
送信された第１の伝送モードの電波は、被測定物で反射され、被測定系３１を介してトランスデューサ１６ａ、結合回路１４を経て受信系に導かれる。受信系では、既に述べたとおり、混合器１７、ＡＧＣ１８、ＡＤＣ１９でそれぞれ所定の処理がなされ、受信信号とその時の発振信号とのビート信号がＤＳＰ１１ａに入力される。ＤＳＰ１１ａでは上記ビート信号をＦＦＴ処理し、第１伝送モードに係るビート周波数ＦＢ０を抽出する（Ｓ１２ａ）。抽出されたビート周波数ＦＢ０を表す信号は、メモリ２０ａのビート周波数記憶部２０２に、第１の伝送モードに係るビート周波数ＦＢ０を表す信号として記憶される。
【００７２】
次に、伝送モード指示部２０４からスイッチ１５に対して制御信号が送出され、スイッチ１５により、第２条件に対応する伝送モード（第２の伝送モード）が選択される。続いて、送信周波数指示部２１１により、メモリ２０ａに記憶されているＶ−Ｔテーブルから制御電圧データが連続的に読み出されＤＡＣ１２に入力される。
【００７３】
以下、上記第１の伝送モードによる動作と同様にＶＣＯ１３から高周波信号が出力され、結合回路１４を経てトランスデューサ１６ｂに入力される。トランスデューサ１６ｂからは、第１の伝送モードとは異なる第２の伝送モードで被測定系３１に向け前記円形導波管３０内に送信される。
【００７４】
電波は、被測定物で反射され、被測定系３１を介してトランスデューサ１６ｂで受信され、受信系における混合器１７で受信信号とその時の送信信号との周波数の差であるビート信号が抽出される。ビート信号はＤＳＰ１１ａでＦＦＴ処理されて第２伝送モードに係るビート周波数ＦＢ１を表す信号が抽出される（Ｓ１４ａ）。抽出されたビート周波数ＦＢ１を表す信号は、メモリ２０ａのビート周波数記憶部２０２に、第２の伝送モードに係るビート周波数ＦＢ１を表す信号として記憶される。
【００７５】
次に、比誘電率算定部２０３ａが、メモリ２０に記憶されている電波の波長λ０、第１の伝送モードに係るビート周波数ＦＢ０、第１の伝送モードに係る円形導波管３０の伝搬定数Ｋｍｎ０、第２の伝送モードに係る円形導波管３０の伝搬定数Ｋｍｎ１、円形導波管３０の内径ｄおよび第２の伝送モードに係るビート周波数ＦＢ１を読み出す。読み出されたλ０、ＦＢ０、Ｋｍｎ０、Ｋｍｎ１、ｄ、ＦＢ１を用いて、上記式３に基づく算定処理が行なわれる。この算定処理によって比誘電率εｒが算定される（Ｓ１５ａ）。
【００７６】
以上説明したように、ＦＭＣＷレーダー方式の測定装置を用いる実際の測定環境下において、比誘電率を実測により算定することができる。算定された比誘電率をＦＭＣＷレーダー方式の測定装置に適用し、比誘電率に対応した電波の速度を算出して測定距離Ｌを補正することで、より高い精度で液位を測定することができる。
【００７７】
［２伝送モード対応平面形トランスデューサ］
上に述べたような２つの伝送モードを利用して電波の伝搬空間の比誘電率を推定するには、２つの伝送モードに対応したトランスデューサを必要とする。加えて、２つの伝送モードに対応したトランスデューサは少なくとも同一平面で送受信できる平面形トランスデューサであることが望ましい。かかる条件を満たす新規な２伝送モード対応平面形トランスデューサの例について以下説明する。
【００７８】
図７、図８において、２枚の円形導体板５７と５８を平行に置いたラジアル導波路が、２伝送モード対応平面形トランスデューサの本体を構成している。２枚の円形導体板５７と５８の間には空洞５９が形成されている。図８に示すように、下側の導体板５７の中心に穴を開けて同軸線路の外部導体６４を導体板５７に接続し、同軸線路の内部導体６３を上側の導体板５８に接続するのがラジアル導波路の一般的な形である。周波数帯域幅を広げるため内部導体６３の端部はテーパ状に広がったテーパ形端部６３１となっている。上記テーパ形端部６３１と上側導体板５８との間には隙間があるが、高周波信号の伝達には何ら支障はない。
【００７９】
さらにラジアル導波路を構成する上下の導体板５７，５８は端部の円周上で短絡されている。このラジアル導波路の上側導体板５８に複数のスロット６１が周方向に等間隔に開けられ、各スロット６１の片側に上下の導体板５７，５８をショートする励振ピン６２が設けられている。これによってＴＥ０１モードのトランスデューサ５１が構成され、円形導波管内でＴＥ０１モードが励振される。
【００８０】
図１９に示す液位測定装置の使用例におけるトランスデューサ３２として、上記２伝送モード対応平面形トランスデューサを用いる。図１９に示す円形導波管３０の上端に、図７、図８に示すラジアル導波路を上下逆向きにして結合し、円形導波管３０の上端をラジアル導波路で短絡する。換言すれば、円形導波管３０の上端を図７、図８に示すラジアル導波路で同心円状に蓋をする。円形導波管３０の内径ｄ内に、図７に示す各スロット６１が入るように設定する。
【００８１】
図７においては、中空の長い円形導波管３０を、図７の紙面上に垂直に置いた場合に相当する。図１９において、円形導波管３０の上端は導体板５８で短絡される。以下、この導体板５８を「短絡導体板５８」という。この短絡導体板５８にはＴＥ０１モードを励振するためのスロット６１が８個だけ短絡導体板５８の円周方向に等間隔で並んでいる。
【００８２】
図１１は、円形導波管３０内においてＴＥ０１モードで励振された様子をモデル的に示している。矢印のついた実線は電気力線を、矢印のついた破線は磁力線を表している。図１１に示すように、ＴＥ０１モードでは、電界は円形導波管３０と同心円状に分布している。各点で電界に対し直角方向に向いている点線が磁界を示している。円形導波管３０の中心部での電界と磁界の大きさはともに小さくなる。これは、図７に示す短絡導体板５８の中心部はＴＥ０１モードに対しては広い空間になっていることに対応している。
【００８３】
上記短絡導体板５８の中心部の広い領域に、図７と図８に示すように円形導波管３０にＴＥ１１モードを励振するループ７１が設けられている。ループ７１に給電する線路としてマイクロストリップ線路７３が短絡導体板５８の表面に沿って短絡導体板５８の半径方向に設けられている。このループ７１はＴＥ１１モードのトランスデューサ５２を構成しており、ループ７１の先端は終端抵抗７４を介して短絡導体板５８に接地されている。このようにループ２１は短絡導体板５８の上に平面回路の一部として製作されるが、この短絡導体板５８は図８に示すラジアル導波路のアース板でもある。マイクロストリップ線路７３を用いてループ７１に高周波電流を給電すると円形導波管３０の内部に磁界が発生する。この磁界によってファラデーの法則から電界を発生する。これらの電磁界がＴＥ１１モードである。
【００８４】
ＴＥ０１モードの電磁界の様子を示す図１１に準じて、ＴＥ１１モードの電磁界の様子を図１０にモデル的に示した。矢印のついた実線は電気力線を、破線は磁力線を表している。図１０に示すように、ＴＥ１１モードでの電気力線は、横方向の中心線で上下に反対称に二分されて下側から上側に向かい、かつ、円形導波管３０の内壁面に対し直角方向に出て直角に入るように分布する。電気力線の各点で磁力線が電気力線に対し直角方向を向くのは、ＴＥ１１モードの場合もＴＥ０１モードと同じである。
【００８５】
短絡導体板５８にスロット６１を設けるとともにスロット６１の一側方に励振ピン６２を設けることによってＴＥ０１モードで励振されることを、図１２、図１３を参照しながら具体的に説明する。図１２、図１３はいずれも、図７に示す複数のスロット６１のうちの一つを示している。短絡導体板５８には同軸線路の内部導体６３から短絡導体板５８の中心に高周波信号を供給する。高周波信号電流は短絡導体板５８を中心部から半径方向外側に向かって放射状に流れ、この電流Ｊによって電流Ｊに直交する方向に磁界Ｍが生成される。励振しようとする高周波信号の波長をλとすると、スロット６１の長手方向の長さは約λ／２である。スロット６１の幅寸法は、スロット６１の長手方向の寸法λ／２に対して数分の１程度にかなり小さくなっている。
【００８６】
図１２は、スロット６１の側方に励振ピンが設けられておらず、スロット６１の長さ方向に電流Ｊが流れ、これに直交する方向であるスロット６１の幅方向に磁界Ｍが生じる例を示している。スロット６１の幅方向の寸法は、励振しようとする高周波信号の波長λに対して小さすぎるため、磁力線はスロット６１を通過できなくなり、スロット６１から電磁波は放射されない。
【００８７】
図１３は、スロット６１の一側方に励振ピン６２が設けられていて、スロット６１の長手方向に電流Ｊが流れる場合を示している。上記のように、電流Ｊの方向に直交する方向に磁界Ｍが生成されるが、磁界Ｍがスロット６１をその幅方向に横切ろうとするとき、磁界Ｍがスロット６１の一側方で励振ピン６２によって乱され、励振ピン６２を迂回し蛇行しながらスロット６１を横切る。したがって、励振ピン６２側のスロット６１の縁を横切る磁界Ｍは、スロット６１の縁に対して斜めになる。この斜めの磁界Ｍは、スロット６１の幅方向の成分Ｍ１と、スロット６１の長さ方向の成分Ｍ２に分けることができる。磁界Ｍの上記成分Ｍ１によってスロット６１の幅方向の磁力線が生成され、磁界Ｍの上記成分Ｍ２によってスロット６１の長さ方向の磁力線が生成される。
【００８８】
上記磁界成分Ｍ１は前記磁界Ｍと同じであり、既に述べたとおりスロット６１から電磁波が放射されることはない。これに対しスロット６１の長さ方向に生成される上記磁界成分Ｍ２は、その波長λに対してスロット６１の長さ方向の寸法がλ／２であることから、磁界成分Ｍ２を表す磁力線はスロット６１を通過することができ、スロット６１から電磁波が放射される。図７に示すように、短絡導体板８に複数のスロット６１を設け、各スロット６１の一側方に励振ピン６２を設けると、各スロット６１で同じ周波数の電磁波が生成され、この電磁波が放射される。
【００８９】
以上説明したように、図７、図８に示すトランスデューサは２伝送モードに対応する平面形トランスデューサを構成している。このトランスデューサは、伝送路として円形導波管３０を用い、円形導波管３０内を伝搬する図１０、図１１に示す２種類の電磁界を利用することができる。すなわち、図７と図８に示すループ７１が励振するＴＥ１１モードと、図８に示す同軸線路の内部導体６３を流れる高周波電流がスロット６１を通して励振するＴＥ０１モードである。
【００９０】
図７に示す例では、各スロット６１の幅方向寸法は、各スロット６１の長手方向の寸法に対してかなり小さいとはいえ、比較的幅広のスロット形状になっている。これにより、励振可能な高周波信号の周波数帯域幅を広くすることができることから、周波数を掃引しながら液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置などに好適な平面形トランスデューサを得ることができる。
【００９１】
図９において、符号１６ａはＴＥ０１モードのトランスデューサを、１６ｂはＴＥ１１モードのトランスデューサを示すものとする。ＴＥ０１モードのトランスデューサ１６ａとＴＥ１１モードのトランスデューサ１６ｂには、共通の送受信機３から給電される。一つの送受信機３から引き出されている入出力線は、スイッチ４によって、二つに分岐した分岐線の一つを選択して接続されるように構成されている。一方の分岐線はコネクタ５を経てトランスデューサ１６ａに接続され、他方の分岐線はコネクタ６を経てトランスデューサ１６ｂに接続されている。
【００９２】
このように、二つのトランスデューサ１６ａ，１６ｂに供給される信号は同じであるが、二つのトランスデューサ１６ａ，１６ｂで変換され輻射される電波の伝搬モードが異なる。スイッチ４の切り替えによって、ＴＥ０１モードまたはＴＥ１１モードに対応する一つのトランスデューサが選択される。スイッチ４は図４の実施例におけるスイッチ１５に相当する。送受信機３は図４の実施例におけるＤＳＰ１１a、送信系および受信系を含む構成部分に相当する。
【００９３】
上記２伝送モード対応平面形トランスデューサを、内径ｄの円形導波管３０の上端に取り付けて前記ＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置を構成すると、電磁波の伝送空間の比誘電率を推定するのに好都合である。電磁波は、その伝送空間の比誘電率の違いによって伝送特性が異なり、ビート周波数が異なるから、電磁波が伝搬する導波管内の比誘電率を求め、測定結果を比誘電率に応じて補正することによって精度の高い測定を行うことができる。上記２伝送モード対応平面形トランスデューサはＴＥ０１モードとＴＥ１１モードのトランスデューサとして用いることができるため、上記二つのモードでそれぞれ測定し、測定値の違いから導波管内の比誘電率を推定することができる。
【００９４】
ＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置の測定精度を低下させる要因には、電磁波の伝送空間の比誘電率によって測定値が変動することのほかに、以下の要因がある。第１の精度低下要因は、液面計測装置が備えるＶＣＯの特性が温度によって変動することおよびＶＣＯ自体の特性が経年変化することである。第２の精度低下要因は、伝送路に導波管を用いる場合に、導波管内を伝搬する電波の速度が周波数特性を持っていることである。
【００９５】
以下に説明する実施例では、上記第１の精度低下要因に対してはＶＣＯキャリブレイションを実行し、上記第２の精度低下要因に対してはＶＣＯプリディストーションを実行することで測定精度の向上を図っている。
【００９６】
［ＶＣＯキャリブレイション］
図１および図４において、スイッチ２２は、結合回路１４を近端反射部材２６側に接続している。近端反射部材２６は、液位測定装置から放射される電波を反射することができる部材からなり、基準面位置から既知の長さ位置に設置されている。近端反射部材２６は、本実施例の特徴であるＶＣＯキャリブレイションを行うのに必要な部材である。そこで次に、ＶＣＯキャリブレイションの必要性とＶＣＯキャリブレイションそのものについて説明する。
【００９７】
ＶＣＯにおける制御電圧に対する発振周波数の関係は必ずしも直線性を備えているとは限らない。また、温度変化により、あるいは経年変化により特性が変化するのが一般的である。図１４（ａ）は、ＶＣＯの一般的なＦ−Ｖ特性の例を示すもので、直線性が崩れている。図１４（ｂ）はメモリ２０に記憶されている補正前のＶ−Ｔテーブルを示しており、時間軸に対して制御電圧が直線的に変化している。
【００９８】
ＤＳＰ１１でメモリ２０から上記Ｖ−Ｔテーブルを読み出し、時間の経過とともに変化する制御電圧値をＤＡＣ１２でアナログ信号に変換してＶＣＯ１３に印加したとする。Ｖ−Ｔカーブは直線であっても、ＶＣＯ１３のＦ−Ｖ特性の直線性が上記のように崩れていると、ＶＣＯ１３から出力される時間軸に対する発振周波数の関係を表すＦ−Ｔ特性は、図１４（ｃ）に示すように非直線となる。したがって、このＦ−Ｔ特性を用いて液位の測定を行っても、精度の良好な測定を行うことはできない。
【００９９】
そこで、ＶＣＯ１３から出力される信号のＦ−Ｔ特性が直線になるように、メモリ２０に記憶するＶ−ＴカーブをＶＣＯ１３のＦ−Ｖ特性に対応して補正する。図１５はこの補正について示すもので、図１５（ａ）は図１４（ａ）と同じＶＣＯ１３の非直線性Ｆ−Ｖ特性を示す。図１５（ｂ）は、メモリ２０に記憶されている補正後Ｖ−ＴテーブルによるＶ−Ｔカーブを示している。この補正後のＶ−Ｔカーブは、ＶＣＯ１３の非直線性Ｆ−Ｖ特性と逆特性の非直線性になっている。
【０１００】
上記補正後のＶ−Ｔカーブテーブルを読み出し、時間の経過とともに変化する制御電圧値をＤＡＣ１２でアナログ信号に変換してＶＣＯ１３に印加すると、図１５（ｃ）に示すような直線性が確保された補正後のＦ−Ｔ特性を得ることができる。この補正後のＦ−Ｔ特性を用いて液位の測定を行うと、精度の良好な測定を行うことができる。
【０１０１】
図１５（ｂ）に示すような、ＶＣＯ１３のＦ−Ｖ特性に対応した補正後Ｖ−Ｔテーブルを生成する処理を、ここではＶＣＯキャリブレイション（校正）という。ＶＣＯキャリブレイションを行うことにより直線性を保ったＦ−Ｔ特性を得ることができ、高精度の液位測定を行うことができる。
【０１０２】
ＶＣＯキャリブレイションを行うための構成およびＶＣＯキャリブレイションの方法についてより詳細に説明する。ＶＣＯキャリブレイションは、図２２に示すように、ＦＭＣＷレーダーが、掃引時間を通じてＦ−Ｔ特性の直線性が確保されているとき、既知の距離からの電波の反射によって生じるビート周波数ＦＢ信号が、掃引周波数帯域を通して同じ周波数になることを活用する。
【０１０３】
図１および図４に示す実施例において、ＶＣＯキャリブレイションは、ＤＳＰ１１が制御信号線ＣＡＬを通じてスイッチ２２の動作を制御することにより、近端反射部材２６側を選択することによって行われる。近端反射部材２６は、前述のとおり、基準面位置から既知の長さ位置に設置されているため、Ｆ−Ｔ特性の直線性が確保されていれば、近端反射部材２６からの反射信号を受信することによって得られる前記ビート信号波形は固定された正弦波信号になる。これに対して、図１４（ｃ）に示す補正前のＦ−Ｔ特性のように非直線性のカーブになる場合は、掃引時間Ｔ内でビート周波数が変動するため、ビート信号波形は正確な正弦波信号にならない。このＦ−Ｔ特性の直線性が保たれている場合と保たれていない場合の動作の違いを図１６に示す。
【０１０４】
図１６（ａ）は掃引時間Ｔ内でビート周波数ＦＢが変動しない場合を示している。掃引時間内における送信信号と受信信号の掃引周波数はともに直線性を保っているから、送信信号と受信信号のビート信号の周波数ＦＢは掃引時間内のどこでも一定である。したがって、このときのビート信号の波形は図１６（ｃ）の波形Ａで示すように、ビート周波数ＦＢが一定で波形の崩れがない正確な正弦波になる。
【０１０５】
これに対して図１６（ｂ）は、掃引時間Ｔ内でビート周波数ＦＢが変動し、Ｆ−Ｔ特性が非直線性になる場合を示している。このときのビート信号の波形は図１６（ｃ）の波形Ｂで示すように、正確な正弦波である上記波形Ａから崩れた波形になり、ビート周波数ＦＢが本来のビート周波数からずれる。したがって、このビート周波数ＦＢ信号を前記式１に適用して測定地点までの距離Ｌを求めても、精度の高い距離Ｌを求めることはできず、測定結果に誤差を生ずる。
【０１０６】
図１７は、図１および図４に示す実施例において、ＶＣＯ１３の出力信号のＦ−Ｔ特性が直線になるように、Ｖ−Ｔテーブルを補正するＶＣＯキャリブレイションの手順を説明している。図１７の中央に縦方向に処理ステップを示す。各処理ステップには、ステップごとにＳ２１，Ｓ２２，・・・のように符号を付している。
【０１０７】
ＶＣＯキャリブレイションを行う前提として、前述のように、Ｆ−Ｔ特性の直線性が確保されている状態で、スイッチ２２を近端反射部材２６側に切り換え、近端反射部材２６からの反射信号を受信する。近端反射部材２６は、予め測定装置ユニットからの距離が正確に計測されている固定長の反射点である。近端反射部材２６までの距離は予め精度よく定められているため、Ｆ−Ｔ特性の直線性が確保されていることによって、固定された正弦波信号のビート信号波形を得ることができる。
【０１０８】
上記固定された正弦波信号のビート信号波形を「固定正弦波」、この固定正弦波信号を生成する部分を「固定正弦波信号生成部」ということにする。固定正弦波信号生成部は前記ＤＳＰ１１内に一機能をなす部分として存在している。直線性が確保されているＦ−Ｔ特性は、掃引時間に対して掃引周波数が直線状に変化するように予め設定されているもので、ＤＳＰ１１のメモリ２０にＶ−Ｔテーブルとして記憶されている。
【０１０９】
次に、図１７のステップＳ２１に示すように、初期Ｖ−Ｔテーブルすなわち補正前のＶ−Ｔテーブルで掃引を行い、放射される電波の周波数ＦＴと上記電波が液面で反射されて戻る電波の周波数ＦＲのビート波形を取得する（Ｓ２２）。図１７右上の正弦波状の波形は上記のようにして取得されるビート波形の例を示す。次に、ステップＳ２２で取得したビート波形と上記固定正弦波とを時間軸上で対比しながら上記ビート波形の上記固定正弦波に対するずれを解析する（Ｓ２３）。図１７の右側第２段目の波形図は上記ビート波形解析のイメージを示しており、取得したビート波形が固定正弦波に対し時間軸上においてずれる様子がわかる。
【０１１０】
上記ビート波形解析ステップにおいて、固定正弦波に対する上記ビート波形の誤差を掃引時間軸上で解析した結果から波形誤差関数：ｅ（ｘ）を生成する（Ｓ２４）。図１７の右側第３段目の波形図は上記波形誤差関数：ｅ（ｘ）の例を示しており、時間軸上において、基準値に対し波形誤差が上から下に連続的に生じている様子がわかる。
【０１１１】
次に、波形誤差が生じないようにするために、波形誤差関数：ｅ（ｘ）に基づき、Ｖ−Ｔテーブルを補正する補正Ｖ−Ｔカーブテーブルを生成する（Ｓ２５）。図１７の右側最下段の波形図はＶ−Ｔカーブを補正するための補正Ｖ−Ｔカーブを示しており、上記波形誤差関数：ｅ（ｘ）の波形に対応した波形になっている。Ｖ−Ｔカーブを補正する補正Ｖ−Ｔカーブテーブルを生成する部分は、ＤＳＰ１１内に一機能をなす部分として存在している。
【０１１２】
次に、上記補正Ｖ−Ｔカーブテーブルを適用して補正後Ｖ−Ｔテーブルを生成する（Ｓ２６）。図１７の左下に示す二つのグラフのうち左側のグラフはＶ−Ｔカーブを示しており、カーブａ１は補正前のＶ−Ｔカーブを、カーブａ２は補正後のＶ−Ｔカーブを示している。上記二つのグラフのうち右側のグラフはＶＣＯ１３から出力されるＦ−Ｔ特性を示しており、カーブｂ１は補正前のＦ−Ｔ特性を、カーブｂ２は補正後のＦ−Ｔ特性を示している。上記ａ２で示す補正後のＶ−Ｔカーブは、上記ステップＳ２６で生成される補正後Ｖ−Ｔテーブルの例を示す。この補正後Ｖ−ＴテーブルをＶＣＯ１３に適用することにより、ＶＣＯ１３からは上記ｂ２で示す直線性を保った補正後Ｆ−Ｔ特性を得ることができる。補正後Ｖ−Ｔカーブテーブルおよびこれを生成する部分は、ＤＳＰ１３内に一機能をなす部分として存在している。
【０１１３】
以上のようにしてＶＣＯ１３のキャリブレイションが行われ、キャリブレイション後のＶＣＯ１３からは掃引時間に対して周波数が直線的に変化するＦ−Ｔ特性の信号を出力することができる。この直線的に変化するＦ−Ｔ特性の信号を測定対象である液面に向けて放射し、液面からの反射信号を受信して得られる前記ビート周波数ＦＢを表す信号は波形に歪みがなく、液面までの距離を精度よく測定することができる。
【０１１４】
ＶＣＯ１３のキャリブレイションは、固定正弦波信号に対してリアルタイムで行うことができるから、液位測定装置が設置されている環境条件の変化や、経時的なＶＣＯの特性変化などに迅速に対応して、常に高い精度で液位の計測を行うことができる。
【０１１５】
前に説明した実施例のように、電波の伝搬空間の比誘電率を算定する手段を備えたＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置に、ＶＣＯキャリブレイションを実行する手段を備えることにより、液位測定の精度をより一層高めることができる。
【０１１６】
［ＶＣＯプリディストーション］
次に、前記第２の精度低下要因に対処したＶＣＯプリディストーションに関して説明する。ＶＣＯプリディストーションを実行することができるＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置は、図１および図４に示すブロック図の構成と同じ構成でよい。ただし、ＤＳＰ１１のメモリ２０にＶＣＯプリディストーションを実行するためのプログラムが格納されている。以下、上記プログラムに従って実行されるＶＣＯプリディストーションの方法について説明する。
【０１１７】
導波管内を伝搬する電波の波長λｇは、次の式４で表される。
式４
2014092417.tif 000005
ここで、λｏは伝搬する周波数の波長、λｃは遮断（カットオフ）周波数すなわち導波管で伝送可能な最低周波数の波長である。
【０１１８】
図２３に示すような横断面が方形の導波管であって、内面側における長辺の寸法がａ、短辺の寸法がｂの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式５で表すことができる。
式５
2014092417.tif 000006
ここで、ｍ，ｎはそれぞれ導波管内伝送のモード数である。したがって、基本モードすなわちＴＥ１０モードの場合、ｍ＝１，ｎ＝０であるから、λｃ＝２ａになる。
【０１１９】
また、図２４に示すような横断面が円形で、内径がｄの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式６で表すことができる。
式６
λｃ＝Ｋｎｍ・ｄ
ここで、Ｋｎｍは伝送モードごとに固有の値になる。すなわち、ＴＥ１１モードではＫｎｍ＝１．７０６、ＴＥ０１モードではＫｎｍ＝０．８２である。
【０１２０】
導波管内を伝搬する電波の速度ｖｇは次の式７で表すことができる。
式７
2014092417.tif 000007
式７からわかるように、導波管内の電波の速度ｖｇは伝搬する周波数の波長λｏの関数になっており、周波数が変化すると上記速度ｖｇが変化することになる。図２５のグラフは、管内速度の周波数特性、すなわち周波数（ｆ）の変化に対する管内速度（ｖｇ）の変化を表していて、周波数に対して管内速度が非直線的に変化している。
【０１２１】
式７を式１に代入すると式８が得られる。
式８
2014092417.tif 000008
【０１２２】
式８からビート周波数ＦＢは次の式９によって求めることができる。
式９
2014092417.tif 000009
【０１２３】
図２６は、反射面が固定の場合に、掃引周波数に対するビート周波数ＦＢの変化を表したグラフを示しており、掃引周波数の変化に対してビート周波数ＦＢが直線的に変化せず、非直線的に変化している。
【０１２４】
また、図２７は、ビート信号をＦＦＴ処理して得られるスペクトラム波形を示しており、波形Ａは自由空間反射の場合のスペクトラム波形を、波形Ｂは円形の導波管内反射の場合のスペクトラム波形を示している。円形の導波管内での反射の方が、自由空間反射の場合よりもスペクトラム波形が広がっている。これは、測定点すなわち電波の反射点が変わらなくても円形導波管内ではＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によってビート周波数が変化することを示している。そして、円形導波管内での周波数掃引の場合、ビート信号をＦＦＴ演算処理して得られるスペクトラム波形が広がることによりピーク検出の精度が悪くなり、測定精度が劣化する要因となることが分かる。
【０１２５】
上に述べたように、測定精度が劣化する要因の一つとして、ＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によりビート周波数が変化することにある。そこで、周波数掃引によるビート周波数の変化を見越して、前記ＶＣＯ１３に印加する制御電圧のＶ−Ｔカーブ特性を、ビート周波数の変化に対し逆特性とし、ビート周波数の変化を抑制する。ビート周波数の変化を抑制すると、図２７の波形Ｂで示すスペクトラムの広がりが抑制され、スペクトラム波形が先鋭化することによって測定精度の劣化を抑制することができる。上記のように、ＶＣＯ１３に印加する制御電圧が逆特性となるＶ−Ｔカーブを生成することを「ＶＣＯプリディストーション」という。
【０１２６】
図１８は、ＶＣＯプリディストーションの手順を示している。図１８の中央縦方向に処理ステップを示す。以下、ＶＣＯプリディストーションの手順を説明する。
【０１２７】
まず、予め用意されているＶ−Ｔカーブテーブルから掃引時間の経過に対応してＶＣＯ１３の制御電圧を読み出し、この制御電圧をＶＣＯ１３に印加してＶＣＯ１３で制御電圧に対応した周波数の信号を生成する。Ｖ−Ｔカーブテーブルはもともと直線性が保たれているはずであるが、ＶＣＯ１３から出力されるＦ−Ｔカーブ（図１８の左上右側のグラフ参照）の直線性が保たれるように、前記ＶＣＯキャリブレイションが実行されている。図１８の左上左側に示すＶ−Ｔカーブは、予めＶＣＯ１３の特性などに合わせてＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブを示す。
【０１２８】
ＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブテーブルにしたがって周波数掃引し（Ｓ３１）、掃引によって生成される電波を、円形の導波管を通じて測定点に向かって放射する。測定点で反射された電波を受信し、前述のとおり、掃引時間内における一定時点での受信周波数と送信周波数とのビート波形を取得する（Ｓ３２）。図１８の右側上段の波形は上記ビート波形のイメージを示している。
【０１２９】
次に、上記ビート波形をＦＦＴ演算処理することによりビートスペクトラム解析を行う（Ｓ３３）。図１８の右側上から２段目の波形図は上記ビート波形のスペクトラム解析のイメージを示している。上記波形図に示すように、掃引周波数の中心周波数に対するビート周波数の差分が求められ、掃引周波数に対するビート周波数の差分の変化度合いを解析することによりビート波形のスペクトラム解析を行う。このスペクトラム解析は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。
【０１３０】
次に、ビート波形のスペクトラム解析結果から、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を生成する（Ｓ３４）。図１８の右側第３段目の波形図は上記スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の例を示しており、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）は、上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応している。スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の生成は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。
【０１３１】
次に、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）に基づき、プリディストーションテーブルを生成する（Ｓ３５）。プリディストーションテーブルはＶＣＯ１３に適用するＶ−Ｔカーブを補正するためのテーブルで、図１８の右側最下段の波形図はＶ−Ｔ補正カーブを示している。Ｖ−Ｔ補正カーブは、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を表す波形に対して逆特性になっている。プリディストーションテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。
【０１３２】
次に、前記Ｖ−Ｔカーブに上記Ｖ−Ｔ補正カーブを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成する（Ｓ３６）。プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。図１８の左下に示す二つのグラフのうち左側のグラフはＶ−Ｔカーブを示しており、カーブａ１は補正前の初期Ｖ−Ｔカーブを、カーブａ２はプリディストーションＶ−Ｔカーブを示している。なお、初期Ｖ−Ｔカーブａ１は前記ＶＣＯキャリブレイション実施後のＶ−Ｔカーブである。
【０１３３】
上記二つのグラフのうち右側のグラフはＶＣＯ１３から出力されるＦ−Ｔカーブを示しており、カーブｂ１はプリディストーション前のＦ−Ｔカーブを、カーブｂ２はプリディストーション後のＦ−Ｔカーブを示している。プリディストーション前のＦ−Ｔカーブｂ１は直線性を保っているが、このＦ−Ｔカーブｂ１にしたがって掃引周波数信号を生成すると、前述のように導波管内での電波の伝搬速度変化すなわち周波数変化が計測精度悪化の要因となる。そこで、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２にしたがって掃引周波数信号を生成する。また、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２は前記ＤＳＰ１１が内蔵しあるいは付随するメモリに、プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルとして保存される。
【０１３４】
以後の液面計測にプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルが利用される。プリディストーションＶ−ＴカーブテーブルにしたがってＶＣＯ１３の発振周波数が制御されることにより、導波管内での電波の伝搬速度変化に対応した周波数信号が出力されるため、掃引時間内におけるビート周波数の変化が少なくなる。その結果、ビート周波数信号のスペクトラム波形が先鋭化し、計測精度が高くなる。
【０１３５】
このように、本発明に係る液位測定装置においてＶＣＯプリディストーションを実行すれば、プリディストーション後のＶ−Ｔカーブテーブルに従ってＶＣＯの発振周波数が制御される。したがって、導波管内を伝搬する電波の周波数特性に対応してＶＣＯの発振周波数を制御することができ、発振周波数と受信周波数とのビート周波数の広がりが抑制され、ビート周波数のスペクトラム解析結果の先鋭度が高まって、計測精度を高めることができる。
【０１３６】
前に説明した実施例のように、電波の伝搬空間の比誘電率を算定する手段を備えたＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置に、ＶＣＯプリディストーションを実行する手段を備えることにより、液位測定の精度をより一層高めることができる。電波の伝搬空間の比誘電率を算定する手段を備えたＦＭＣＷレーダー方式液位測定装置に、ＶＣＯキャリブレイションおよびＶＣＯプリディストーションを実行する手段を備えれば、液位測定の精度をさらに高めることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３７】
本発明に係る液位測定装置による測定対象は、液体であればなんでもよいが、特に高精度の液面レベルを計測するアプリケーションに適している。
【符号の説明】
【０１３８】
１１    ＤＳＰ
１３    ＶＣＯ
１６    トランスデューサ
１６ａ    トランスデューサ
１６ｂ    トランスデューサ
１７    混合器
２０    メモリ
３１    被測定系
【図１】
2014092417.tif 000010
【図２】
2014092417.tif 000011
【図３】
2014092417.tif 000012
【図４】
2014092417.tif 000013
【図５】
2014092417.tif 000014
【図６】
2014092417.tif 000015
【図７】
2014092417.tif 000016
【図８】
2014092417.tif 000017
【図９】
2014092417.tif 000018
【図１０】
2014092417.tif 000019
【図１１】
2014092417.tif 000020
【図１２】
2014092417.tif 000021
【図１３】
2014092417.tif 000022
【図１４】
2014092417.tif 000023
【図１５】
2014092417.tif 000024
【図１６】
2014092417.tif 000025
【図１７】
2014092417.tif 000026
【図１８】
2014092417.tif 000027
【図１９】
2014092417.tif 000028
【図２０】
2014092417.tif 000029
【図２１】
2014092417.tif 000030
【図２２】
2014092417.tif 000031
【図２３】
2014092417.tif 000032
【図２４】
2014092417.tif 000033
【図２５】
2014092417.tif 000034
【図２６】
2014092417.tif 000035
【図２７】
2014092417.tif 000036