(57)【要約】【課題】従来の電磁誘導非破壊検査装置のデジタル化において、励振信号の構成、測定データの内容、解析方法等についての明確な方針が望まれる。【解決手段】デジタル化された電磁誘導非破壊検査装置の基本構造の定義、励振信号の構成方法、サンプリング周波数、サンプリング期間、データの解析方法等の最適化案の提示および実施例の紹介と実測データを報告する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
励振コイルと検出コイルを使用する、電磁誘導非破壊検査装置で、励振コイルに駆動信号を送出する為の電力増幅回路を有したデジタル−アナログ・コンバータ（以下、ＤＡＣとする）、検出コイルの出力を計測サンプリングするアナログ−デジタル・コンバータ（以下、ＡＤＣとする）、およびこれらのＡＤＣ、ＤＡＣを外部のパーゾナル・コンピュータとインタフェース設備を有する電磁誘導非破壊検査装置において、励振コイルの両端の電圧を検出コイルの電圧値と同時にサンプリング出来る第２のＡＤＣチャンネル、もしくは励振コイルに流れる電流値を同時にサンプリング出来る第３のＡＤＣチャンネルのどちらか、あるいは両方を備えた事を特徴とする、デジタル型電磁誘導非破壊検査装置
【請求項２】
請求項１の電磁誘導非破壊検査装置において、差動電力増幅器の両出力と励振コイルの両極を結ぶ結線それぞれに値の等しいインダクタンスの対を挿入し、該差動電力増幅器の正出力と励振コイルの負端子の抵抗分割による中点電圧をＡＤＣの正（もしくは負）入力に結線し、該差動電力増幅器の負出力と励振コイルの正端子の抵抗分割による中点電圧をＡＤＣの負（もしくは正）入力に結線する事で、インダクタンスの両端の起電力のみを取り出し、励振コイルに流れている交流電流を測定する回路を具備したもの。
【請求項３】
請求項１の電磁誘導非破壊検査装置であって、励振信号と信号計測の基本となるデータ区間を設定し、そのデータ区間をフーリエ変換等の数値計算のサンプリング区間と共有する計測システムにおいて、その区間内に２以上の素数個の周期を有する正弦波周波数を複数組み合わせた事を特徴とする多周波混合励振信号の構成方法。
【請求項４】
請求項３の多周波正弦波の合成について、各周波数の正弦波毎に位相角を０°〜３６０°の範囲で乱数によって変動させるか、あるいは偶数番目は０°とし、奇数番目は１８０°する事を基本とした複数正弦波の合成方法を用いた事を特徴とする、請求項１に示された電磁誘導非破壊検査装置。
【請求項５】
請求項３に示した多周波数を使用した電磁誘導非破壊検査装置に於いて、５０Ｈｚ、６０Ｈｚ近傍の低周波数領域を使う場合、既定のデータ長に対応したサンプリング区間を２００ミリ秒の整数倍に設定した事を特徴とするもの。
【請求項６】
多周波数を使用した電磁誘導非破壊検査装置に於いて、検出コイルに生じた１データ・サンプリング区間分の信号電圧（Ａ）および励振コイルに印加された１データ・サンプリング区間分の信号電圧（Ｂ）もしくは励振コイルに流れた電流を電圧に変換した１データ・サンプリング区間分の信号電圧（Ｃ）およびＤＡＣに与えた１データ・サンプリング区間分の原始信号電圧（Ｄ）等をそれぞれフーリエ変換し、検査に使用した周波数ごとの結果を複素数（ｊω）として取り出し、それらのデータから、例えば検出コイル信号より抽出した信号（Ａ）の複素数と励振コイルに印加された信号電圧（Ｂ）より抽出した複素数をそれぞれベクトルと看做し、絶対値の比（絶対値（Ａ）と絶対値（Ｂ）の比）と二つのベクトルの形成する角度（位相）の二つを計算する事により、一回の測定で少なくとも次元の異なる２つデータを生成するシステムにおいて、肉厚が既知の検体サンプルを２個用意し、基準のリフトオフと変異したリフトオフを設定し、Ａ，Ｂ，Ｃ３点の測定を、Ａ点は肉厚Ｓで変異リフトオフ、Ｂ点は同じく肉厚Ｓで通常のリフトオフ、Ｃ点は肉厚Ｔで通常のリフトオフとなる様に測定し得られたデータにより、未知の肉厚を持った検体を通常のリフトオフで測って得られたデータから、連立方程式によって未知の肉厚を類推する、電磁誘導非破壊検査装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】本発明は、導電性の被検体に交番磁場を印加し、被検体に生ずる渦電流による磁場の影響を検出することにより被検体の減肉、探傷を行う電磁誘導を利用した装置およびその検査方法に関わるものである。
【背景技術】
【０００２】電磁誘導を利用した渦流探傷装置本体として、正弦波発生器、駆動コイル励振回路、センサ出力増幅回路および同期検波回路を含む解析回路等で構成された装置が提案されている。  それらの装置は検出対象の性格に対応した個別回路で構成された物が多い。【０００３】これらの検査装置は特定の試験環境下においてのみ機能する物が多い。すなわち、測定データも対応する環境内の相対的数値の範囲を出ない。  結果として、個々の対象に合わせた装置のカスタム化と測定手法の再開発、再調整を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３７５３４９９号公報
【特許文献２】特許第３２６６１２８号公報
【特許文献３】特開２０１０−４８５５２号公報
【特許文献４】特許第３８９６４８９号公報
【特許文献５】特開３０１０−５４３５２号公報
【特許文献６】特許第４７５６４０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】  測定の基礎となる正弦波データの絶対精度の向上、多周波数を使った同時測定の実現、測定結果データの精度向上、数値解析への道筋、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの環境ノイズへの耐性強化など改善すべき点が多く有る。その手段として、装置のデジタル化により、ＤＡコンバータ、ＡＤコンバータおよび電力増幅回路等によるシンプルな構造にする事が考えられるが、デジタル化された電子回路の基本構造および目的を達成する為の基本的な測定手法、条件設定等は未解決な部分が多い。
【課題を解決するための手段】
【０００６】  高速フーリエ変換を用いたデジタル解析の特長を最大限引き出す為の励振コイル駆動信号の最適化、サンプリング期間の最適化、サンプリングする対象信号の構成、および信号解析の基本方針などについて提案する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の請求項１を示す図の１／２
【図２】本発明の請求項１を示す図の２／２
【図３】請求項２の実施例：励振コイルに流れている電流の検出回路例
【図４】請求項４に対応した多周波数合成波形と位相の関係
【図５】請求項５のデータ・サンプリング区間に整数周期の正弦波の有無の比較
【図６】請求項６に関連して、測定データと対応する系の伝達関数の表記
【図７】請求項６に関連した補足データ：検体の厚みとリフトオフをパラメータにしたグラフ
【図８】実施例で使用したテスト用検体の構造
【図９】実施例で得られた測定結果
【発明を実施するための形態】
【０００８】以下、本発明の各実施形態について、請求項番号に即して説明する。
【０００９】請求項１に関し、図１は励振コイル（１０１）、検出コイル（１０２）を有し、検体（１０３）の磁気誘導反応を測定するものである。ＤＡＣ（１０４）はＤＡＣ制御部（１０８）とホストインタフェース（１１０）を介して、外部のＰＣに繋がれている。このＤＡＣ（１０４）出力は電力増幅器（１０５）を介して励振コイルに供給される。一方、検出コイル（１０２）の出力はＡＤＣ１（１０６）に繋がれ、ＡＤＣ制御部（１０９）および前記ホストインタフェース（１１０）を介して、前記の外部のＰＣに繋がれている。図１ではさらにＡＤＣ２（１０７）が存在し、駆動コイルに印加されている交流信号電圧を検出コイル電圧と同時タイミングでサンプリング出来る。  図２ではさらに第３のＡＤＣ３（２１２）を有し、励振コイルに流れている交流電流値を検出コイル電圧と同時タイミングで、追加サンプリング出来る。
【００１０】  請求項２に関し、図２に実施例を示す。励振コイルに流れる電流は経路に抵抗を入れる事で検出出来るが、励振コイルはインダクタンスの性格を持ち、周波数に比例してそのインピーダンスは増大し、抵抗の両端に発生する起電力は周波数に反比例して減少する。  この不都合を解消する為に純抵抗の代わりにインダクタンスを用いて、検出電圧の周波数依存性を打ち消す事が出来る。  また、請求項２に示す結線により、ＡＤＣには励振コイルに流れている電流のみによってコイルに生じる起電力が測定出来る。
【００１１】請求項３に関する実施形態の説明（１）
該電磁誘導非破壊検査装置（デジタル方式）では計算処理の最小単位としてのデータ長が定義される。  このデータ長は高速フーリエ変換計算プログラムの運営上の理由から、２のべき乗数が一般的に使われる。例としては２５６、５１２、１，０２４、２，０４８、４，０９６、８，１９２などがある。このデータ長を単位として励振信号波形を作成し、励振出力用のＤＡＣを使用して決められたサンプリングクロック周波数で励振信号を送出する。この信号出力と同期するように共通のサンプリングクロック周波数を使用して、励振信号のデータ・サンプリング区間に同期した区間データを複数のＡＤＣによりサンプリング採取する。フーリエ変換はこのデータ・サンプリング区間に整数個の周期を有する正弦波の集合に対して、周波数毎に分解した波形の要素情報（複素数表現もしくは振幅と位相）が得られる。
【００１２】請求項３に関する実施形態の説明（２）
単一周波数での測定であればこのデータ・サンプリング区間にひとつの正弦波が収まった波形（基本波）を想定出来る。しかし、多周波数同時解析を前提とした場合には、以下の理由により、上記の基本波は使用しない。
つまり、測定用の励振コイル、検出コイル、および、検査対象物体（検体）は磁気回路に起因する非線形性を持つので、測定動作において高調波歪を発生する。高調波歪は倍数関係にある周波数全てに影響を与えるので、基本波を使用するとそれ以上の全ての周波数が高調波歪の影響を受けてしまう。
基本波の代わりに最小の素数２を使い、該データ・サンプリング区間に２周期収まる正弦波を採用する。こうすると全ての２の倍数（偶数）周波数が高調波歪の影響を受けるが、それらの２の倍数は素数で無い為、素数２に対応した周波数による高調波歪の影響を受ける周波数は以後使用されない。同様にして、素数３を採用し３の倍数を除外する事になる。この論理は素数発生のアルゴリズム（つまり、２から１つずつ増える数列を用意し、２から始め、その数を素数と定義するごとにその数の倍数を抹消し、次の数に進む方法）と等価であり、素数の系列から選ぶ事で高調波歪による測定データの混信を論理的に防げる。
【００１３】請求項４に於ける詳細説明
正弦波信号はｓｉｎ（ωｔ＋θ）で記述される。図４は基本波が５Ｈｚ（サンプリング区間が２００ミリ秒）の条件に於いて、１０Ｈｚ、１５Ｈｚ、２５Ｈｚ、３５Ｈｚ、および５５Ｈｚの正弦波を合成した例を示す。［注］これらの周波数に対応した素数列は２，３，５，７，１１である。
図４−４０１はこれら５種の周波数を位相を全て等しく（θ＝０°）し、合成した結果である。この結果では出力信号のＰｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ値は１．６Ｖある。同図の４０２は位相の初期値を０°、１８０°、０°、１８０°、０°と交互に適用した結果である。この時の出力信号のＰｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ値は１．２８Ｖとなっている。最後に図４−４０３は各周波数の位相の初期値θを０°〜３６０°の間で乱数発生器により振ったものである。乱数発生器の乱数の偶然性に依存するが出力信号のＰｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ値は１．２０Ｖになる場合も起こり得る。
これら３種の波形の単位時間当たりのエネルギー量は等しい。しかし、Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ値に差が出ている。この励振信号はＤＡＣから出力され電力増幅器を通して、励振コイルをドライブする。ＤＡＣも増幅器も最大振幅値で出力が制約されるので、Ｐｅａｌ−ｔｏ−Ｐｅａｋ値の小さな波形を使用する事で既定のＤＡＣと増幅器を使用した環境で最大限の励振出力を供給出来る。
【００１４】請求項５に関しての詳細説明
電力送電周波数の５０Ｈｚ、６０Ｈｚによる電磁波ノイズは広く偏在しており、特に低周波数帯（１０Ｈｚ〜１００Ｈｚ）を使用した電磁誘導非破壊検査では格別の配慮が必要である。
当然５０Ｈｚと６０Ｈｚの近傍周波数は使用を避け、１０Ｈｚ〜４０Ｈｚの領域と７０Ｈｚ〜１００Ｈｚの領域に分かれるが、存在する５０Ｈｚと６０Ｈｚを基本波としたノイズの影響をこの測定周波数（１０Ｈｚ〜４０Ｈｚの領域と７０Ｈｚ〜１００Ｈｚの領域）に及ばせない方策として、データ・サンプリング区間を２００ミリ秒とする事が考えられる。
基準となるデータ・サンプリング区間を２００ミリ秒とした場合、基本波の周波数は５Ｈｚである。一番目の素数２により、１０Ｈｚの正弦波が組み込まれる。１０Ｈｚが組み込まれた結果、１０Ｈｚの倍数周波数は検査非対象周波数となり、５０Ｈｚと６０Ｈｚは検査対象から除かれるがフーリエ変換処理は行われる。
図５−５０１は計算により、５０Ｈｚと６０Ｈｚ正弦波の合成波形を生成し、そのデータのフーリエ変換結果の絶対値をプロットしたものである。グラフに於いて、波形データは左座標軸で示され、プラス１Ｖとマイナス１Ｖレンジに収まっている。フーリエ変換結果は右座標軸（対数目盛）で示されており、５０Ｈｚと６０Ｈｚの周波数にピンポイントで絶対値２５６が存在し、それ以外の周波数では絶対値は実質ゼロである。つまり、フーリエ変換に於いて、特定の周波数がフーリエ変換の離散的周波数と一致する場合にはその周波数以外の要素に影響を与えない事が判る。
一方、図５−５０２に同じ２００ミリ秒のデータ・サンプリング区間に対し、５０．５Ｈｚと６０．６Ｈｚの１％周波数が偏移した正弦波を与えた場合を示した。この場合、絶対値のピークは５０．５Ｈｚと６０．６Ｈｚにある筈でだが、横軸の分解能は整数であり、５０Ｈｚと５１Ｈｚの間と６０Ｈｚと６１Ｈｚの間にピークが存在すると類推出来る事以上の事は判らない。ここで注目すべき事はピークの在り方は図５−５０１の様に１／０的で無く、ピークの周囲で絶対値はなだらかに変化している。ここでは計算の容易さから、５０／６０Ｈｚを１％変位させたが、２００ミリ秒ののデータ・サンプリング区間を変位しても同様の事が起こる。
云い換えるとサンプリング区間を２００ミリ秒の整数倍にしなかった場合には５０Ｈｚ、６０Ｈｚのノイズ成分は広範囲の測定周波数に拡散してしまう事が明確である。
【００１５】請求項６に関する詳細説明（１）
図６に本電磁誘導非破壊検査装置の基本構造に着目する３種の伝達関数を示した。
図６−６０１は第一の伝達関数で、その関数の値は、ＤＡＣの動作遅延、電力増幅器の周波数特性および出力インピーダンスと次段（図６−６０２）の入力インピーダンス変動などのパラメータによって決まる。
図６−６０２は第二の伝達関数で、その関数の値は、意図的に挿入した検出回路と検体内の渦電流の影響で変動する励振コイルのインピーダンスとの総合作用で決まる。
図６−６０３は第三の伝達関数で、その関数の値は励振コイルと検出コイルおよび検体の相対的位置関係、および磁気飽和による磁力線の分布状況によって決まる。
従来の方法では最終的な検出コイルの起電力に注力して測定している事例が多いが様々な検体を試験すると必ずしも検出コイルの最終出力が最大の情報量を示しているとは限らないと云える。
【００１６】請求項６に関する詳細説明（２）
図７は請求項６で提示した実測結果を示す。
本例では図６−６０３のセンサの伝達関数変動を利用しており、使用したデータはＡＤＣ１の結果とＡＤＣ２の結果である。サンプリング周波数は４０．９６ＫＨｚでサンプル数は８，１９２個、データ・サンプリング区間は２００ミリ秒である。グラフを見易くする為に励振信号は２５Ｈｚの単周波数としている。また、検体として、厚さ５ｍｍ、３ｍｍ、２ｍｍの炭素鋼素材とリフトオフを１２ｍｍ、１５ｍｍ、１８ｍｍの３種類に調整する治具使って測定を行った。
ＡＤＣ１およびＡＤＣ２の信号情報はフーリエ変換によって、周波数毎の複素数に分解される。複素数はその周波数を正弦波で表現した時の振幅（絶対値）と位相角を表している。フーリエ変換結果より、２５Ｈｚに相当する複素数を取り出し、絶対値の比をＹ軸、二つのベクトルのなす角度をＸ軸（ラジアン）に投影した物が図７である。
図７は非常に簡単な例であるが、絶対値の比と角度情報を使えばリフトオフと肉厚を分離できると云う事で有る。本システムでは多周波数を同時測定出来、また、検査に使用出来る伝達関数も３種類ある。これらのデータを分析する事で飛躍的に性能向上が見込まれる。
【実施例】
【００１７】本発明の実施例につき図８、図９を用いて説明する。
本実施例では図８に示す検体を使用した。検体の材質は炭素鋼で直径６５ｍｍ、標準肉厚４．２ｍｍであるが両端から１／３まで肉厚を２．４ｍｍと３．４ｍｍに切削加工してある。さらに内側中央部に１０ｍｍΦで深さが１ｍｍのくぼみが開けて有る。この炭素鋼パイプには厚さ２０ｍｍの断熱材が被せてあり、リフトオフの最小値は２０ｍｍである。
測定の条件は前出の条件と同等であるが、励振周波数については１０Ｈｚ、１５Ｈｚ、２５Ｈｚ、３５Ｈｚの４周波数を使用した。計算はそれぞれの周波数で絶対値比と角度を算出し、それらの相加平均値で連立方程式を解いた。実際に図７で判る様に肉厚とリフトオフで形成される面は平面で無く曲面である。従ってより正確な肉厚の算出には適切な曲線近似が必要であるが今回はリフトオフの変動を抑える目的で、直線近似を使用した。
測定に先立ちキャリブレーションを行うが、直線近似をするので、３点測定となる。
Ａ点はリフトオフ＝２０ｍｍとし、中央部の厚さ４．２ｍｍの部分を測る。
Ｂ点はリフトオフ＝２２ｍｍとし、同様の中央部（４．２ｍｍ）を測る。
Ｃ点はリフトオフ＝２２ｍｍとし、周辺部の２．４ｍｍの部分を測る。
キャリブレーション終了後にセンサーヘッドをスキャンさせながら、測定データから肉厚を算出させた結果を図９に示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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