(57)【要約】【課題】、単純な構造の３次位相同期ループ回路により、周波数離調変動を抑圧可能な光位相同期を実現する光位相同期ループ回路を提供する。【解決手段】  光位相変調信号と局部発振光の位相誤差を示す位相誤差信号を生成する位相比較部と、位相誤差信号から局部発振制御信号を生成するループフィルタ機能部と、局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光の位相又は周波数を設定する局部発振光生成部とを備える。ループフィルタ機能部は、位相誤差信号を、第１〜第３信号に３分岐する分岐器と、第１信号に基づいて発振制御信号を生成する発振制御信号生成手段と、第２信号と発振制御信号とを加算することにより、加算信号を生成する第１加算処理部と、加算信号からフィルタ出力信号を生成するループフィルタと、第３信号とフィルタ出力信号とを加算することにより、局部発振制御信号を生成する第２加算処理部とを備える。【選択図】図４
2014072682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光位相変調信号と局部発振光の位相誤差を示す位相誤差信号を生成する位相比較部と、
前記位相誤差信号から局部発振制御信号を生成するループフィルタ機能部と、
前記局部発振光を生成する手段であって、前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光の位相又は周波数を設定する局部発振光生成部と
を備えるループ回路であって、
前記位相比較部の利得係数がＫＰＣであり、前記局部発振光生成部の利得係数がＫＶＣＯであるとき、係数τ１、τ２及びＫＶＣＯ´について、当該ループ回路の閉ループ伝達係数Ｈ１（ｓ）が、式（１）を満たす
ことを特徴とする光位相同期ループ回路。
【数１】
2014072682.tif 000015
【請求項２】
前記ループフィルタ機能部が、
伝達係数Ｆ（ｓ）が（τ２ｓ＋１）／τ１ｓで与えられるループフィルタと、
利得係数がＫＶＣＯ´の電圧制御発振器を含む発振制御信号生成手段と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項３】
前記ループフィルタ機能部は、分岐器と、第１及び第２加算器とを備え、
前記分岐器は、前記位相誤差信号を、第１〜第３信号に３分岐し、
前記発振制御信号生成手段は、前記第１信号に基づいて、発振制御信号を生成し、
前記第１加算器は、前記第２信号と前記発振制御信号とを加算することにより、加算信号を生成し、
前記ループフィルタは、前記加算信号からフィルタ出力信号を生成し、
前記第２加算器は、前記第３信号と前記フィルタ出力信号とを加算することにより、前記局部発振制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項４】
光位相変調信号と局部発振光の位相誤差を示す位相誤差信号を生成する、利得係数がＫＰＣの位相比較部と、
前記位相誤差信号から局部発振制御信号を生成するループフィルタ機能部と、
前記局部発振光を生成する手段であって、前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振光の位相又は周波数を設定する、利得係数がＫＶＣＯの局部発振光生成部と
を備え
前記ループフィルタ機能部が、
前記位相誤差信号を、第１〜第３信号に３分岐する分岐器と、
利得係数がＫＶＣＯ´の電圧制御発振器を含み、前記第１信号に基づいて発振制御信号を生成する発振制御信号生成手段と、
前記第２信号と前記発振制御信号とを加算することにより、加算信号を生成する第１加算器と、
伝達係数Ｆ（ｓ）が、（τ２ｓ＋１）／τ１ｓで与えられ、前記加算信号からフィルタ出力信号を生成するループフィルタと、
前記第３信号と前記フィルタ出力信号とを加算することにより、前記局部発振制御信号を生成する第２加算器と、
を備える
ことを特徴とする光位相同期ループ回路。
【請求項５】
前記発振制御信号生成手段は、基準周波数発振器と、乗算器を備え、
前記電圧制御発振器は、前記第１信号に基づいて発振信号を生成し、
前記基準周波数発振器は、前記電圧制御発振器の中心周波数と同一の発振周波数の基準信号を生成し、
前記乗算器は、前記発振信号と前記基準信号を乗算することにより、前記発振制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項３又は４に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項６】
前記位相比較部は、
前記位相変調信号と前記局部発振光を干渉させて、両信号の位相誤差を反映した第１及び第２の干渉信号を生成する干渉信号生成手段と、
前記第１の干渉信号から、第１の変調電気信号を生成する第１の変調電気信号生成手段と、
前記第２の干渉信号から、第２の変調電気信号を生成する第２の変調電気信号生成手段と、
前記第１の変調電気信号の強度を所定の期間保持して、第１の強度保持信号を生成する第１の強度保持手段と、
前記第２の変調電気信号の強度を所定の期間保持して、第２の強度保持信号を生成する第２の強度保持手段と、
前記第１及び第２の強度保持信号から、位相誤差信号を生成する演算手段と
を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項７】
クロック信号生成手段を備え、
前記入力された位相変調信号は２分岐されて一方が前記干渉信号生成手段に送られ、他方が前記クロック信号生成手段に送られ、
前記クロック信号生成手段は、位相変調信号からクロックを抽出して、クロック信号を生成し、
前記第１及び第２の強度保持手段は、それぞれ、前記クロック信号の周期に対応する期間、前記第１及び第２の強度保持手段の強度を保持する
ことを特徴とする請求項６に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項８】
前記クロック信号生成手段は、
前記位相変調信号を２分岐して、一方を１ビット遅延させた後干渉させて、１ビット遅延干渉信号を生成する１ビット遅延干渉器と、
前記１ビット遅延干渉信号を光電変換して遅延干渉電気信号を生成する光電変換器と、
前記遅延干渉電気信号からクロックを抽出するクロック抽出器と、
前記クロックを分周してクロック信号を生成する分周器と
を備える
ことを特徴とする請求項７に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項９】
前記演算手段が、第１の強度保持信号と第２の強度保持信号を乗算する乗算処理部を備える
ことを特徴とする請求項６〜８のいずれか一項に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項１０】
前記演算手段が、加算処理部、減算処理部、第１〜３の乗算処理部を備え、
前記演算手段に入力された前記第１及び第２の強度保持信号はそれぞれ３分岐されて、前記加算処理部、前記減算処理部及び第１の乗算処理部に送られ、
前記加算処理部は、第１の強度保持信号と第２の強度保持信号を加算し、
前記減算処理部は、第１の強度保持信号と第２の強度保持信号を減算し、
前記第１の乗算処理部は、第１の強度保持信号と第２の強度保持信号を乗算し、
前記第２の乗算処理部は、前記加算処理部で生成された加算信号と、前記減算処理部で生成された減算信号とを乗算し、
前記第３の乗算処理部は、前記第１の乗算処理部で生成された乗算信号と、前記第２の乗算処理部で生成された乗算信号とを乗算して、位相誤差信号を生成する
ことを特徴とする請求項６〜８のいずれか一項に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項１１】
前記演算手段が、デジタル演算手段であり、
前記演算手段の入力部にアナログ−デジタル変換器を備え、
前記演算手段の出力部にデジタル−アナログ変換器を備える
ことを特徴とする請求項６〜１０のいずれか一項に記載の光位相同期ループ回路。
【請求項１２】
前記局部発振光生成部が、
前記局部発振制御信号に基づいて、前記局部発振信号を生成する電圧制御発振器と、
連続光を発生する光源と、
前記局部発振信号により、前記連続光を変調して、前記局部発振光を生成する単側波帯（ＳＳＢ）変調器と
を備える
ことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載の光位相同期ループ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、特に、ホモダイン検波による位相変調信号の受信に用いて好適な光位相同期ループ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。
【０００３】
コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数及び位相が一致した局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることにより復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることによりダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、受信信号と局部発振光の位相同期回路を用いて実現可能である。
【０００４】
ホモダイン検波による通信では、非特許文献１に開示されている光位相同期ループ技術が知られている。この非特許文献１に開示されている技術では、受信する２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号の変調度を１００％未満に設定することにより、ＢＰＳＫ信号にキャリアを残留させ、この残留したキャリアに対する位相同期を行うことでホモダイン検波を実施している。この場合、キャリアが残留しているため、すなわち、変調度が１００％でないため、理論的に復調信号の信号／ノイズ比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が劣化する。これは、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させる際にＢＰＳＫ信号のベースバンドが混入することに起因する。
【０００５】
一方、変調度１００％の位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調するには、ＰＳＫ信号に搬送波のスペクトル成分が含まれないため、ＰＳＫ信号である受信信号の搬送波と局部発振光の位相誤差を抽出する手段が必要である。この位相誤差を抽出する手段として、逓倍法やコスタスループが知られている。
【０００６】
例えば、ＢＰＳＫ信号では、搬送波に対して位相がπだけずれた２値で位相変調が施されている。搬送波を単純に逓倍する逓倍法を用いると、例えば２逓倍の場合、搬送波の位相０又はπが２逓倍されて、０又は２πとなって現れる。三角関数の周期性により、それぞれのタイムスロットでの波形は同形になるので、結果的に搬送波の２逓倍の周波数を持つ信号の抽出が可能になる。しかしながら、搬送波の周波数が数１００ＴＨｚに及ぶ光通信では、電気デバイスの特性などから、逓倍法を用いることは困難である。
【０００７】
非特許文献２に開示されているコスタスループの場合、搬送波と局部発振光の位相誤差の２倍を抽出することが可能となる。このコスタスループでは、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。ここで、θは受信信号の搬送波と局部発振光との位相誤差を表す。また、ｄは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列ｄの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θが出力される。このため、この乗算信号を位相同期ループの制御信号とすることができる。
【０００８】
コスタスループでは、搬送波と局部発振光の周波数の差が、時間的に変動する場合に、復調が困難になることが知られている。例えば、信号光や局部発振光の光源に半導体レーザを用いる場合、一般に両者の揺らぎは数百Ｈｚから数十ＭＨｚまでとなる（例えば、特許文献１参照）。光位相同期ループ回路の安定動作のため要求される周波数引込範囲を実現するためには、回路を構成する各素子の動作帯域は、最大で数１０ＧＨｚ程度まで必要とされる。しかし、これらの動作帯域の要求を満たす各素子で回路を構成することは容易ではない。
【０００９】
この課題を解決するために、位相同期ループ回路と並列に周波数弁別器を接続する技術がある（例えば、非特許文献３参照）。周波数弁別器を設けることで、位相同期ループ回路が周波数同期ループとしても機能するので、周波数揺らぎを相殺した上で、位相同期が実現される。
【００１０】
また、前段側に周波数同期ループと、後段側に位相同期ループとを直列に設ける縦列構成も提案されている。この場合、周波数同期が実現され、周波数ゆらぎが抑圧された後に位相同期が実現される。このため、並列構造に比べると安定性が増す。
【００１１】
また、電気位相同期技術の分野では、周波数同期ループを用いずに、十分な安定性を担保する技術として、３次ループ位相同期回路が提案されている（例えば、非特許文献４参照）。この３次ループ位相同期回路では、位相同期回路に周波数同期機能が内在している。このため、位相同期回路のみで安定性が得られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１１−１３３４７２号公報
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】Ｓｔｅｆａｎｏ  Ｃａｍａｄｅｌ  ｅｔ  ａｌ．，“１０  ＧＢＩＴ／Ｓ  ２−ＰＳＫ  ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ  ＡＮＤ  ＨＯＭＯＤＹＮＥ  ＣＯＨＥＲＥＮＴ  ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ  ＵＳＩＮＧ  ＣＯＭＭＥＲＣＩＡＬ  ＯＰＴＩＣＡＬ  ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ”ＥＣＯＣ２００３，Ｖｏｌ．３，Ｗｅ．Ｐ．１２２，ｐｐ．８００−８０１
【非特許文献２】Ｙ．Ｃｈｉｏｕ  ａｎｄ  Ｌ．Ｗａｎｇ，“Ｅｆｆｅｃｔ  ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｎｏｉｓｅ  ｏｎ  Ｌａｓｅｒ  Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ  Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｉｎ  Ｌｏｎｇ  Ｈａｕｌ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓｗｉｔｈ  Ｃｏｓｔａｓ  ＰＬＬ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．１０，ｐｐ．２１２６−２１３４（１９９６）
【非特許文献３】Ｔａｋａｈｉｄｅ  Ｓａｋａｍｏｔｏ  ｅｔ  ａｌ．，“Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ  Ｈｏｍｏｄｙｎｅ  Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ  ｏｆ  ４０−Ｇｂ／ｓ  ＢＰＳＫ  ｓｉｇｎａｌ  ｂｙ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ”  ＥＣＯＣ２０１０、１９−２３  Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，  ２０１０，  Ｔｏｒｉｎｏ，  Ｉｔａｌｙ
【非特許文献４】鎌田実他“２重ループの第２ループにアクティブフィルタを挿入することにより安定性を改善した３次位相同期ループ”電子情報通信学会論文誌Ａ  Ｖｏｌ．Ｊ８２−Ａ  Ｎｏ．２，  ｐｐ．２７３−２８２  １９９９年２月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、非特許文献３に開示されている位相同期ループ回路と並列に周波数弁別器を接続する技術では、位相同期ループと、周波数同期ループの作用が干渉するため、安定性の向上が期待できない。
【００１５】
また、周波数同期ループと、位相同期ループとを直列に設ける縦列構成は、光位相同期ループ回路での実現は困難である。例えば、光ハイブリッドカプラ及びバランス検波器がそれぞれ２つずつ必要となる上、光電圧制御発振器（光ＶＣＯ）に施す周波数シフトが２回必要となる。このように、装置構成が大がかりになってしまう。
【００１６】
また、非特許文献４に開示されている３次ループ位相同期回路では、２つのＶＣＯの利得の差に応じて定常誤差が発生する。安定動作のためには、この２つのＶＣＯの利得を小さくする必要があることなどから、光位相同期ループ回路としての適用はなされていない。
【００１７】
この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、単純な構造の３次ループ位相同期を用いて、周波数離調変動を抑圧可能な光位相同期を実現する光位相同期ループ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した目的を達成するために、この発明の光位相同期ループ回路は、位相比較部と、ループフィルタ機能部と、局部発振光生成部とを備えて構成される。
【００１９】
位相比較部は、光位相変調信号と局部発振光の位相誤差を示す位相誤差信号を生成する。ループフィルタ機能部は、位相誤差信号から局部発振制御信号を生成する。局部発振光生成部は、局部発振光を生成する手段であって、局部発振制御信号に基づいて、局部発振光の位相又は周波数を設定する。この光位相ループ同期回路は、係数τ１、τ２及びＫＶＣＯ´について、閉ループ伝達係数Ｈ１（ｓ）が、式（１）を満たす。
【００２０】
【数１】
2014072682.tif 000003
【００２１】
ここで、ＫＰＣは、位相比較部の利得係数であり、ＫＶＣＯは局部発振光生成部の利得係数である。
【発明の効果】
【００２２】
光位相変調信号の位相θｉｎ（ｔ）が、時間の２乗以下に比例する変動成分を有することを想定すると、以下の式（２）で与えられる。
【００２３】
【数２】
2014072682.tif 000004
【００２４】
ここで、Ｒは時間の２乗に比例する変化率、すなわち、周波数遷移の時間的変化率、Δωは周波数遷移、及びΔθは位相の時間変位である。この式（２）で示される光位相変調信号の位相θｉｎ（ｔ）は、線形的な位相変動よりも急激な変動を引き起こすランプ応答を含む位相変動を想定したものとなる。
【００２５】
このとき、定常位相誤差は、以下の式（３）で与えられる。
【００２６】
【数３】
2014072682.tif 000005
【００２７】
すなわち、この光位相同期ループ回路での定常位相誤差は０となり、定常位相誤差に信号の変化率Ｒの成分が残っていない。すなわち、本発明の構成によれば、時間の２乗に比例する変化率Ｒの影響を完全に相殺することが可能であり、過渡安定性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】この発明の光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。
【図２】光位相同期ループ回路の構成例を説明するための模式図である。
【図３】光位相同期ループ回路が備えるサンプルホールド回路を説明するための模式図である。
【図４】光位相同期ループ回路が備えるループフィルタ機能部を説明するための模式図である。
【図５】ループフィルタ機能部が備えるループフィルタを説明するための模式図である。
【図６】位相比較部が備えるデジタル演算部を説明するための模式図である。
【図７】この発明の光位相同期ループ回路のブロック線図例である。
【図８】従来の光位相同期ループ回路のブロック線図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各図は、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。なお、各図において光信号を太線で示し、電気信号を細線で示してある。
【００３０】
（光位相同期ループ回路の概略）
図１を参照して、この発明の光位相同期ループ回路の概略について説明する。図１は、光位相同期ループ回路を概略的に説明するための模式図である。
【００３１】
光位相同期ループ回路１０は、位相比較部１００、ループフィルタ機能部２００及び局部発振光生成部３００を備えて構成される。
【００３２】
光位相同期ループ回路１０には、光位相変調信号（図中、矢印Ｓ１０で示す。）として、例えば、２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号又は４値位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）信号が入力される。
【００３３】
光位相同期ループ回路１０に入力された光位相変調信号Ｓ１０は、位相比較部１００に送られる。位相比較部１００には、さらに、局部発振光生成部３００で生成された局部発振光（図中、矢印Ｓ３００で示す。）が入力される。位相比較部１００は、入力される光位相変調信号Ｓ１０と局部発振光Ｓ３００の位相誤差を示す位相誤差信号Ｓ１００を生成する。この位相誤差信号Ｓ１００の強度が、位相誤差に対応する。位相比較部１００は、生成した位相誤差信号Ｓ１００をループフィルタ機能部２００に送る。
【００３４】
ループフィルタ機能部２００は、位相誤差信号Ｓ１００に含まれる位相誤差の情報から局部発振制御信号（図中、矢印Ｓ２００で示す。）を生成する。ループフィルタ機能部２００は、いわゆるループフィルタとしての機能と、周波数弁別器としての機能を実現する。
【００３５】
局部発振光生成部３００は、局部発振制御信号Ｓ２００に基づいて、局部発振光Ｓ３００を生成する手段であって、光電圧制御発振器（光ＶＣＯ）として機能する部分である。この局部発振光生成部３００では、局部発振制御信号Ｓ２００に基づいて、局部発振光Ｓ３００の位相又は周波数が設定される。
【００３６】
ここで、ループフィルタ機能部２００の伝達係数は、係数τ１、τ２及びＫＶＣＯ´に対して、ループ回路の閉ループ伝達係数Ｈ１（ｓ）が、上述の式（１）となるように、設定されている。なお、ＫＰＣは、位相比較部１００の利得係数であり、ＫＶＣＯは、局部発振光生成部３００の利得係数である。ループフィルタ機能部２００の具体的構成例については、後述する。
【００３７】
（光位相同期ループ回路の構成例）
図２〜６を参照して、この発明の光位相同期ループ回路の構成例について説明する。図２は、光位相同期ループ回路の構成例を説明するための模式図である。図３は、光位相同期ループ回路が備えるサンプルホールド回路を説明するための模式図である。図４は、光位相同期ループ回路が備えるループフィルタ機能部を説明するための模式図である。図５は、ループフィルタ機能部が備えるループフィルタを説明するための模式図である。図６は、位相比較部が備える演算部を説明するための模式図である。
【００３８】
この構成例の光位相同期ループ回路１１は、位相比較部１００、ループフィルタ機能部２００及び局部発振光生成部３００に加えて、さらにクロック信号生成手段４００と、第１及び第２の遅延器４５０−１及び４５０−２を備えて構成される。
【００３９】
位相比較部１００は、９０°ハイブリッドカプラ１２０、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２、第１及び第２のサンプルホールド回路１３０−１及び１３０−２、並びにデジタル演算部１５０を備えて構成される。
【００４０】
干渉信号生成手段である９０°ハイブリッドカプラ１２０は、非特許文献２と同様に構成でき、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器とを備えている。なお、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器の図示を省略している。
【００４１】
受信信号として入力された光位相変調信号Ｓ１０は２分岐されて、一方が９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られ（図中、矢印Ｓ１２で示す）、他方がクロック信号生成手段４００に送られる（図中、矢印Ｓ１４で示す）。光位相変調信号Ｓ１２と、局部発振光生成部３００で生成された局部発振光Ｓ３００は、偏波面が一致した状態で、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される。９０°ハイブリッドカプラ１２０は、光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ３００とを干渉させて、両信号の位相誤差を反映した第１の干渉信号Ｓ１２０−１及び第２の干渉信号Ｓ１２０−２を生成する。なお、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ３００の偏波面を一致させるために、従来周知の偏波面コントローラを用いることができるが、ここでは、説明及び図示を省略する。
【００４２】
第１のビームコンバイナは、光位相変調信号Ｓ１２と局部発振光Ｓ３００とを合波することにより、第１の干渉信号Ｓ１２０−１として、これらの和成分と差成分を得る。また、第２のビームコンバイナは、光位相変調信号Ｓ１２と、局部発振光Ｓ３００をπ／２（９０°）だけ移相した光信号とを合波することにより、第２の干渉信号Ｓ１２０−２として、これらの和成分と差成分を得る。
【００４３】
９０°ハイブリッドカプラ１２０で生成された第１の干渉信号Ｓ１２０−１及び第２の干渉信号Ｓ１２０−２は、それぞれ、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２に送られる。
【００４４】
第１の変調電気信号生成手段としての第１のバランス検波器１２２−１は、第１の干渉信号Ｓ１２０−１から第１の変調電気信号Ｓ１２２−１を生成する。第１のバランス検波器１２２−１は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器１２２−１は、第１の干渉信号Ｓ１２０−１に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第１の変調電気信号Ｓ１２２−１として生成する。
【００４５】
第２の変調電気信号生成手段としての第２のバランス検波器１２２−２は、第２の干渉信号Ｓ１２０−２から第２の変調電気信号Ｓ１２２−２を生成する。第２のバランス検波器１２２−２は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第２のバランス検波器１２２−２は、第２の干渉信号Ｓ１２０−２に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第２の変調電気信号Ｓ１２２−２として生成する。
【００４６】
以下の説明では、第１の変調電気信号Ｓ１２２−１をＩ軸信号と称し、第２の変調電気信号Ｓ１２２−２をＱ軸信号と称することもある。
【００４７】
Ｉ軸信号Ｓ１２２−１は２分岐され、その一方が復調信号Ｓ１２４−１として、光位相同期ループ回路１１から出力され、他方は、第１のサンプルホールド回路１３０−１に送られる（図中、矢印Ｓ１２６−１で示す）。また、Ｑ軸信号Ｓ１２２−２は、２分岐され、その一方が復調信号Ｓ１２４−２として、光位相同期ループ回路１１から出力され、他方は、第２のサンプルホールド回路１３０−２に送られる（図中、矢印Ｓ１２６−２で示す）。なお、光位相変調信号Ｓ１０がＢＰＳＫ信号の場合は、Ｑ軸信号が光位相同期ループ回路１１から出力されない構成にしても良い。
【００４８】
第１の強度保持手段としての、第１のサンプルホールド回路１３０−１は、Ｉ軸信号Ｓ１２６−１の強度を所定の期間保持する。第１のサンプルホールド回路１３０−１が保持する期間は、クロック信号生成手段４００で生成されたクロック信号Ｓ４００の周期Ｔに対応して定められる。
【００４９】
ここで、第１のサンプルホールド回路１３０−１について、図３を参照して説明する。図３は、サンプルホールド回路１３０−１の一構成例を示す概略図である。この構成例のサンプルホールド回路１３０−１は、第１のバッファ１３２、第２のバッファ１３６、キャパシタ１３８及びスイッチ１３４を備えて構成される。スイッチ１３４が、クロック信号の周期Ｔに対応して開閉し、それによりキャパシタ１３８に信号強度に対応する電圧が、周期Ｔで定まる期間保持される。なお、サンプルホールド回路１３０−１は、所定の期間強度を保持する機能を有していればよく、この構成例には限定されない。また、第２の強度保持手段としての第２のサンプルホールド回路１３０−２は、第１のサンプルホールド回路１３０−１と同様に構成することができるので説明を省略する。
【００５０】
第１及び第２のサンプルホールド回路１３０−１及び１３０−２は、それぞれ、Ｉ軸信号及びＱ軸信号の強度を所定の期間保持した、すなわち、サンプルホールドした第１の強度保持信号Ｓ１３０−１及び第２の強度保持信号Ｓ１３０−２を生成する。第１及び第２の強度保持信号Ｓ１３０−１及びＳ１３０−２は、演算手段に送られる。
【００５１】
この構成例では、演算手段は、デジタル信号を処理するデジタル演算部１５０として構成される。このため、位相変調部１００は、デジタル演算部１５０の前段に、アナログ信号である第１及び第２の強度保持信号Ｓ１３０−１及びＳ１３０−２をそれぞれデジタル信号に変換する第１及び第２のアナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１４０−１及び１４０−２を備えている。また、デジタル演算部１５０の後段に、デジタル信号である演算処理信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１９０を具えている。なお、演算手段が、アナログ信号を処理するアナログ演算手段として構成される場合は、Ａ／Ｄ及びＤ／Ａは不要である。以下の説明では、は、Ａ／Ｄ変換の前後の信号をいずれも、第１及び第２の強度保持信号Ｓ１３０−１及びＳ１３０−２と称し、Ｄ／Ａ変換の前後の信号を、いずれも位相誤差信号Ｓ１００と称する。デジタル演算部１５０の構成例については後述する。
【００５２】
クロック信号生成手段４００は、１ビット遅延干渉器４１０、光電変換器４２０、クロック抽出器４３０及び分周器４４０を備えて構成される。
【００５３】
１ビット遅延干渉器４１０は、光位相変調信号Ｓ１４を２分岐して、一方を１ビット遅延させた後干渉させて、１ビット遅延干渉信号Ｓ４１０を生成する。干渉の際、両者の位相誤差が０の場合は強め合い、πの場合は弱め合う。この結果、１ビット遅延干渉信号Ｓ４１０は、光強度変調信号と同様の信号として生成される。
【００５４】
光電変換器４２０は、１ビット遅延干渉信号Ｓ４１０を光電変換して遅延干渉電気信号Ｓ４２０を生成する。  
【００５５】
クロック抽出器４３０は、遅延干渉電気信号Ｓ４２０から、周期ＴｓのクロックＳ４３０を抽出する。
【００５６】
分周器４４０は、クロック抽出器４３０で抽出された、周期ＴｓのクロックＳ４３０を分周して周期Ｔのクロック信号Ｓ４００を生成する。このクロック信号Ｓ４００の周期Ｔが、サンプルホールド回路１３０での保持期間を規定する。従って、分周することにより、デジタル演算部１５０で処理可能な周波数とする。なお、位相誤差の変動成分は数ＭＨｚ程度になることがあるので、クロック抽出信号の周波数は、これより十分高い周波数とするのが良い。
【００５７】
なお、クロック信号生成手段４００の各構成要素は、任意好適な従来周知のものとすることができる。
【００５８】
クロック信号Ｓ４００は２分岐されて、一方（図中、矢印Ｓ４００−１で示す。）が第１の遅延器４５０−１に送られ、他方（図中、矢印Ｓ４００−２で示す。）が第２の遅延器４５０−２に送られる。第１及び第２の遅延器４５０−１及び４５０−２で、それぞれタイミングが調整されたクロック信号Ｓ４５０−１及びＳ４５０−２は、第１及び第２のサンプルホールド回路１３０−１及び１３０−２に送られる。
【００５９】
図４を参照して、ループフィルタ機能部２００の構成例を説明する。
【００６０】
ループフィルタ機能部２００は、ループフィルタ２４０、発振制御信号生成手段２２０、分岐器２１０、第１加算器２３０及び第２加算器２５０を備えて構成される。
【００６１】
分岐器２１０は、位相誤差信号Ｓ１００を、第１〜第３信号Ｓ２１１〜Ｓ２１３に３分岐する。３分岐して得られた第１〜第３信号Ｓ２１１〜Ｓ２１３は、それぞれ、発振信号生成部２２０、第１加算器２３０及び第２加算器２５０に送られる。
【００６２】
発振制御信号生成手段２２０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２２、基準周波数発振器２２４及び乗算器２２６を備えて構成される。この発振制御信号生成手段２２０が備えるＶＣＯ２２２の利得係数は、ＫＶＣＯ´とすることができる。
【００６３】
ＶＣＯ２２２は、第１信号Ｓ２１１に基づいて発振信号Ｓ２２２を生成する。基準周波数発振器２２４は、ＶＣＯ２２２の中心周波数と同一の発振周波数の基準信号Ｓ２２４を生成する。乗算器２２６は、発振信号Ｓ２２２と基準信号Ｓ２２４を乗算することにより、発振制御信号Ｓ２２０を生成する。
【００６４】
以上説明したように、発振制御信号生成手段２２０は、第１信号Ｓ２１１に基づいて、発振制御信号Ｓ２２０を生成する。発振制御信号生成手段２２０で生成された発振制御信号Ｓ２２０は、第１加算器２３０に送られる。
【００６５】
ここで、乗算器２２６で生成される発振制御信号Ｓ２２０には、発振信号Ｓ２２２と基準信号Ｓ２２４の和周波成分と差周波成分とが混在している。ループフィルタ２４０のカットオフ周波数帯域に比較して、十分大きな基準発振周波数をもつ基準周波数発振器２２４と、十分大きな中心周波数を持つＶＣＯ２２２を用いることにより、この和周波成分はループフィルタ２４０で除去可能である。
【００６６】
第１加算器２３０は、分岐器２１０から受け取る第２信号Ｓ２１２と、発振制御信号生成手段２２０から受け取る発振制御信号Ｓ２２０とを加算することにより、加算信号Ｓ２３０を生成する。第１加算器２３０で生成された加算信号Ｓ２３０は、ループフィルタ２４０に送られる。
【００６７】
ループフィルタ２４０として、例えば、完全積分型１次フィルタを用いることができる。ループフィルタ２４０の構成例を図５に示す。図５に示される、完全積分型１次フィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）は、以下の式（４）で与えられる。
【００６８】
【数４】
2014072682.tif 000006
【００６９】
ループフィルタ２４０は、加算信号Ｓ２３０からフィルタ出力信号Ｓ２４０を生成する。ループフィルタ２４０で生成されたフィルタ出力信号Ｓ２４０は、第２加算器２５０に送られる。
【００７０】
第２加算器２５０は、第３信号Ｓ２１３とフィルタ出力信号Ｓ２４０とを加算することにより、局部発振制御信号Ｓ２００を生成する。第２加算器２５０で生成された局部発振制御信号Ｓ２００は、局部発振光生成部３００に送られる。
【００７１】
次に、局部発振光生成部３００について説明する。局部発振光生成手段としての局部発振光生成部３００は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１０、光源３２０及び変調器３３０を備える。ＶＣＯ３１０は、位相誤差信号Ｓ１００に応じて、自己の発信周波数ｆＶＣＯを変更する。光源３２０は、光位相変調信号Ｓ１０の搬送波周波数ｆ０の連続光Ｓ３２０を生成する、いわゆる連続光源（ＣＷ光源）である。変調器３３０は、ＶＣＯ３１０が生成した発振信号Ｓ３１０に応じて、連続光Ｓ３２０を変調して、局部発振光Ｓ３００を得る。局部発振光生成部３００が生成した局部発振光Ｓ３００は、９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られる。
【００７２】
ここで、変調器３３０として、例えば、単側波帯（ＳＳＢ：ｓｉｎｇｌｅ  ｓｉｄｅ  ｂａｎｄ）変調器を用いることができる。ＳＳＢ変調器は、単側波帯のみを出力する変調器である。このため、ＳＳＢ変調器を用いると、余分な側波帯を除去するバンドパスフィルタが不要となる。
【００７３】
図６を参照して、デジタル演算部１５０について説明する。図６（Ａ）は、光位相変調信号Ｓ１０がＢＰＳＫ信号の場合のデジタル演算部１５０の構成例を示す模式図である。また、図６（Ｂ）は、光位相変調信号Ｓ１０がＱＰＳＫ信号の場合のデジタル演算部１５０の構成例を示す模式図である。
【００７４】
光位相変調信号Ｓ１０がＢＰＳＫ信号の場合、デジタル演算部１５０は、乗算処理部１５２を備えて構成される。この場合、デジタル演算部１５０は、第１の強度保持信号Ｓ１３０−１と第２の強度保持信号Ｓ１３０−２を乗算した信号を、位相誤差信号Ｓ１００として生成する。第１の強度保持信号Ｓ１３０−１は、Ｉ軸信号（ｓｉｎ（θ＋ｄ））をサンプルホールドしたものであり、第２の強度保持信号Ｓ１３０−２は、Ｑ軸信号（−ｃｏｓ（θ＋ｄ））をサンプルホールドしたものである。このとき、乗算信号である位相誤差信号Ｓ１００は、−ｃｏｓ（θ＋ｄ）・ｓｉｎ（θ＋ｄ）＝−２ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）となる。
【００７５】
ＢＰＳＫ信号の場合、データ列ｄは、ｄ＝π／２、−π／２となる。従って、位相誤差信号Ｓ１００はｓｉｎ２θとなり、位相誤差の２倍が抽出される。この位相誤差信号Ｓ１００をフィードバック制御信号とすることにより、ＢＰＳＫ用の位相同期ループが構成できる。デジタル演算部１５０で生成された位相誤差信号Ｓ１００は、ループフィルタ機能部２００に送られる。
【００７６】
光位相変調信号Ｓ１０がＱＰＳＫ信号の場合、デジタル演算部１５０は、加算処理部１６２、減算処理部１６４、第１〜３の乗算処理部１６６、１６８及び１７０を備えて構成される。デジタル演算部１５０に入力された第１の強度保持信号はそれぞれ３分岐されて（図中、矢印Ｓ１３１、Ｓ１３２及びＳ１３３で示す）、加算処理部１６２、減算処理部１６４及び第１の乗算処理部１６６に送られる。同様に、デジタル演算部１５０に入力された第２の強度保持信号はそれぞれ３分岐されて（図中、矢印Ｓ１３４、Ｓ１３５及びＳ１３６で示す）、加算処理部１６２、減算処理部１６４及び第１の乗算処理部１６６に送られる。
【００７７】
加算処理部１６２は、第１の強度保持信号Ｓ１３１と第２の強度保持信号Ｓ１３４を加算して、加算信号Ｓ１６２を生成する。第１の強度保持信号Ｓ１３１は、Ｉ軸信号（ｓｉｎ（θ＋ｄ））をサンプルホールドしたものであり、第２の強度保持信号Ｓ１３４は、Ｑ軸信号（−ｃｏｓ（θ＋ｄ））をサンプルホールドしたものである。従って、加算信号Ｓ１６２はｓｉｎ（θ＋ｄ）−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。
【００７８】
減算処理部１６４は、第１の強度保持信号Ｓ１３２と第２の強度保持信号Ｓ１３５との減算を行って、減算信号Ｓ１６４を生成する。このとき、減算信号Ｓ１６４は、ｓｉｎ（θ＋ｄ）＋ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。
【００７９】
第１の乗算処理部１６６は、第１の強度保持信号Ｓ１３３と第２の強度保持信号Ｓ１３６を乗算して、乗算信号Ｓ１６６を生成する。このとき、乗算信号Ｓ１６６は、−ｃｏｓ（θ＋ｄ）・ｓｉｎ（θ＋ｄ）＝−２ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）となる。
【００８０】
第２の乗算処理部１６８は、加算処理部１６２で生成された加算信号Ｓ１６２と、減算処理部１６４で生成された減算信号Ｓ１６４とを乗算する。このとき、第２の乗算処理部１６８での乗算信号Ｓ１６８は、｛ｓｉｎ（θ＋ｄ）−ｃｏｓ（θ＋ｄ）｝・｛ｓｉｎ（θ＋ｄ）＋ｃｏｓ（θ＋ｄ）｝＝ｓｉｎ２（θ＋ｄ）−ｃｏｓ２（θ＋ｄ）＝−ｃｏｓ（２θ＋２ｄ）となる。
【００８１】
第３の乗算処理部１７０は、第１の乗算処理部１６６で生成された乗算信号Ｓ１６６と、第２の乗算処理部１６８で生成された乗算信号Ｓ１６８とを乗算して、位相誤差信号Ｓ１００を生成する。このとき、位相誤差信号Ｓ１００は、｛−２ｓｉｎ（２θ＋２ｄ）｝・｛−ｃｏｓ（２θ＋２ｄ）｝＝−ｓｉｎ（４θ＋４ｄ）となる。
【００８２】
ＱＰＳＫ信号の場合、データ列ｄは、ｄ＝ｋπ／２（ｋ＝０、１、２、３）となる。従って、位相誤差信号Ｓ１００はｓｉｎ４θとなり、位相誤差の４倍が抽出される。この位相誤差信号をフィードバック制御信号とすることにより、ＱＰＳＫ用の位相同期ループが構成できる。
【００８３】
（ループ回路の伝達関数）
図７を参照して、光位相同期ループ回路の伝達関数について説明する。図７は、主に図１及び図４を参照して説明した光位相同期ループ回路のブロック線図である。
【００８４】
位相比較部１００には、位相変調信号と、局部発振光とが入力される。この位相変調信号は、位相を用いてθｉｎと表現され、局部発振光（Ｓ５）は、位相を用いてθｏｕｔと表現される。位相比較部１００の利得係数がＫＰＣであるとき、位相比較部１００から出力される位相誤差信号は、ＫＰＣθとなる。ここで、θはθｉｎ−θｏｕｔである。
【００８５】
位相誤差信号は、分岐器で第１〜第３信号に３分岐される。これら第１〜第３信号は、いずれもＫＰＣθである。すなわち、図７中、Ｓ１及びＳ４で示される信号は、ＫＰＣθと表される。
【００８６】
発振制御信号生成手段２２０は、第１信号に基づいて発振制御信号（Ｓ２）を生成する。電圧制御発振器の利得係数が、ＫＶＣＯ´であるとき、発振制御信号（Ｓ２）は、以下の式（５）で表される。
【００８７】
【数５】
2014072682.tif 000007
【００８８】
発振制御信号（Ｓ２）と第１信号（Ｓ１）は第１加算器２３０で加算された後、ループフィルタ２４０に送られ、フィルタ出力信号（Ｓ３）が生成される。フィルタ出力信号（Ｓ３）は、ループフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）を用いて、以下の式（６）で表される。
【００８９】
【数６】
2014072682.tif 000008
【００９０】
局部発振制御信号は、第３信号（Ｓ４）とフィルタ出力信号（Ｓ３）とを加算することにより生成される。
【００９１】
さらに、局部発振光生成部３００の利得係数がＫＶＣＯであるとき、局部発振光（Ｓ５）は、以下の式（７）で表される。
【００９２】
【数７】
2014072682.tif 000009
【００９３】
このとき、光位相同期ループ回路の閉ループ伝達係数Ｈ１（ｓ）は、以下の式（８）となり、これを変形すると式（９）が得られる。
【００９４】
【数８】
2014072682.tif 000010
【００９５】
【数９】
2014072682.tif 000011
【００９６】
式（４）、（７）及び（９）から、上述の式（１）が得られる。
【００９７】
今、光位相変調信号の位相が、上述の式（２）で与えられるとする。この式（２）のラプラス変換は、以下の式（１０）で与えられる。
【００９８】
【数１０】
2014072682.tif 000012
【００９９】
このとき、定常位相誤差は、式（１）及び（１０）を用いて求めることができ、上述の式（３）となる。すなわち、この光位相同期ループ回路での定常位相誤差は０となる。
【０１００】
比較のために、従来の光位相同期ループ回路の定常誤差について説明する。
【０１０１】
図８は、従来の光相同期ループ回路のブロック線図である。従来の光位相同期ループ回路は、位相比較部１００及び局部発振光生成部３００は、上述の実施形態と同じ構成であるが、ループフィルタ機能部が、ループフィルタ２４０のみで構成されている点が異なる。
【０１０２】
この従来の同期ループでは、１−Ｈ２（ｓ）が以下の式（１１）で与えられる。
【０１０３】
【数１１】
2014072682.tif 000013
【０１０４】
この結果、定常位相誤差は以下の式（１２）で与えられるように、定常位相誤差に信号の変化率Ｒの成分が残っている。
【０１０５】
【数１２】
2014072682.tif 000014
【０１０６】
これに対し、本発明の構成によれば、この変化率の影響を完全に相殺することが可能であり、過渡安定性が向上することがわかる。
【符号の説明】
【０１０７】
１０、１１    光位相同期ループ回路
１００    位相比較部
１２０    ９０°ハイブリッドカプラ
１２２    バランス検波器
１２４    ループフィルタ
１３０    サンプルホールド回路
１３２、１３６    バッファ
１３４    スイッチ
１３８    キャパシタ
１４０    アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）
１５０    デジタル演算部
１９０    デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）
２００    ループフィルタ機能部
２１０    分岐器
２２０    発振制御信号生成手段
２２２、３１０    電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２２４    基準周波数発振器
２２６    乗算器
２３０    第１加算器
２４０    ループフィルタ
２５０    第２加算器    
３００    局部発振光生成部    
３２０    光源
３３０    変調器
４００    クロック信号生成手段    
４１０    １ビット遅延干渉器
４２０    光電変換器
４３０    クロック抽出器
４４０    分周器
４５０    遅延器
【図１】
2014072682.tif 000016
【図２】
2014072682.tif 000017
【図３】
2014072682.tif 000018
【図４】
2014072682.tif 000019
【図５】
2014072682.tif 000020
【図６】
2014072682.tif 000021
【図７】
2014072682.tif 000022
【図８】
2014072682.tif 000023