(57)【要約】【課題】コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置を提供する。【解決手段】給電装置１０は電力増幅回路１３からの発振電流Ｉｉを給電コイル１１に流すことによって生じる磁界共鳴にて受電装置２０の受電コイル２１に共振電流Ｉｏを発生させる。その共振電流Ｉｏは整流回路２２にて整流され出力電圧Ｖｏｕｔとなって負荷Ｚに供給される。電圧比演算回路１７は、整流回路２２にて整流した出力電圧Ｖｏｕｔと電力増幅回路１３に入力されている入力電圧Ｖｉｎの電圧比（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）を算出し、電圧比が２になるような制御信号ＣＴを電圧変換回路１６に出力する。【選択図】図１
2014180071.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置の制御方法であって、
前記整流回路にて整流した出力電圧を検出するとともに、前記電力増幅回路に入力されている入力電圧を検出し、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比に基づいて前記電力増幅回路に入力する入力電圧を変更することを特徴とする非接触給電装置の制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載の非接触給電装置の制御方法において、
前記電圧比（＝出力電圧／入力電圧）をＲとしたとき、Ｒ＝２であることを特徴とする非接触給電装置の制御方法。
【請求項３】
給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置であって、
前記受電装置は、
前記整流回路にて整流した出力電圧を検出する受電側検出回路と、
前記受電側検出回路が検出した出力電圧の情報を前記給電装置に送信する送信回路と
を有し、
前記給電装置は、
前記送信回路からの出力電圧の情報を受信する受信回路と、
前記電力増幅回路の入力電圧を検出する給電側検出回路と、
前記給電側検出回路が検出した入力電圧の情報と、前記受信回路が取得した出力電圧の情報を比較し、比較結果に基づいて前記電力増幅回路への入力電圧を調整する制御信号を生成する電圧比演算回路と、
前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいて前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変する電圧変換回路と
を有したことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項４】
請求項３に記載の非接触給電装置において、
前記電圧変換回路は、バックコンバータであって、前記バックコンバータを構成するＭＯＳトランジスタが、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいてスイッチング動作し前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変することを特徴とする非接触給電装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の非接触給電装置において、
前記電力増幅回路は、Ｅ級電力増幅回路であって、前記Ｅ級電力増幅回路を構成するＭＯＳトランジスタが、前記駆動信号生成回路からの駆動信号に基づいてスイッチング動作し、前記駆動信号の周期に相対した発振周波数の前記発振電流を前記入力電圧に基づいて増幅して出力することを特徴とする非接触給電装置。
【請求項６】
請求項３〜５のいずれか１つに記載の非接触給電装置において、
前記電圧比演算回路は、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比（＝出力電圧／入力電圧）を求め、前記電圧比をＲとしたとき、Ｒ＝２となるように前記出力電圧に対して前記入力電圧を変更する制御信号を電圧変換回路に出力することを特徴とする非接触給電装置。
【請求項７】
請求項３〜６のいずれか１つに記載の非接触給電装置において、
前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ共振コンデンサが並列に接続されていることを特徴とする非接触給電装置。
【請求項８】
請求項７つに記載の非接触給電装置において、
前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ銅線であって、巻き数が１回の円形のコイルであることを特徴とする非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、磁界共鳴方式の非接触給電装置が注目されている。磁界共鳴方式の非接触給電装置は、電磁誘導方式の非接触給電装置と比較して、電力伝送距離が長いこと、給電コイルと受電コイルの平面上の位置ずれに強いこと、異物の介在に強い等で優れている。反面、磁界共鳴方式の非接触給電装置は、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動によって伝送効率が大きく変化することが知られている。
【０００３】
そこで、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動に対して伝送効率を高める非接触給電装置が提案されている（特許文献１）。この非接触給電装置は、送信回路と給電コイルの間にインピーダンス整合装置を設けている。インピーダンス整合装置は、送信回路から出力された送信信号に対応する信号成分の進行波電圧と、給電コイルからの反射信号に対応する信号成分の反射波電圧を抽出する。そして、インピーダンス整合装置は、進行波電圧と反射波電圧の位相に基づいて送信回路と給電コイルとの間をインピーダンスマッチング制御して、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動に対して伝送効率を高めるようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−３９８４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記非接触給電装置の整合装置は、進行波電圧と反射波電圧を抽出する回路、その進行波電圧と反射波電圧の位相を求める回路等、複雑かつ大規模な回路構成になる問題があった。しかも、これら大規模な回路構成を統括制御するシステム制御も複雑となる問題があった。
【０００６】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明の非接触給電装置の制御方法は、給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置の制御方法であって、前記整流回路にて整流した出力電圧を検出するとともに、前記電力増幅回路に入力されている入力電圧を検出し、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比に基づいて前記電力増幅回路に入力する入力電圧を変更することを特徴とする。
【０００８】
また、上記構成において、前記電圧比（＝出力電圧／入力電圧）をＲとしたとき、Ｒ＝２であることが好ましい。
上記課題を解決するために、本発明の非接触給電装置は、給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置であって、前記受電装置は、前記整流回路にて整流した出力電圧を検出する受電側検出回路と、前記受電側検出回路が検出した出力電圧の情報を前記給電装置に送信する送信回路とを有し、前記給電装置は、前記送信回路からの出力電圧の情報を受信する受信回路と、前記電力増幅回路の入力電圧を検出する給電側検出回路と、前記給電側検出回路が検出した入力電圧の情報と、前記受信回路が取得した出力電圧の情報を比較し、比較結果に基づいて前記電力増幅回路への入力電圧を調整する制御信号を生成する電圧比演算回路と、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいて前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変する電圧変換回路とを有したことを特徴とする。
【０００９】
また、上記構成において、前記電圧変換回路は、バックコンバータであって、前記バックコンバータを構成するＭＯＳトランジスタが、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいてスイッチング動作し前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変することが好ましい。
【００１０】
また、上記構成において、前記電力増幅回路は、Ｅ級電力増幅回路であって、前記Ｅ級電力増幅回路を構成するＭＯＳトランジスタが、前記駆動信号生成回路からの駆動信号に基づいてスイッチング動作し、前記駆動信号の周期に相対した発振周波数の前記発振電流を前記入力電圧に基づいて増幅して出力することが好ましい。
【００１１】
また、上記構成において、前記電圧比演算回路は、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比（＝出力電圧／入力電圧）を求め、前記電圧比をＲとしたとき、Ｒ＝２となるように前記出力電圧に対して前記入力電圧を変更する制御信号を電圧変換回路に出力することが好ましい。
【００１２】
また、上記構成において、前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ共振コンデンサが並列に接続されていることが好ましい。
また、上記構成において、前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ銅線であって、巻き数が１回の円形のコイルであることが好ましい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】非接触給電装置の電気的構成を説明するための電気ブロック回路図。
【図２】電力増幅回路、整合回路、ローパスフィルタ、電圧変換回路の電気回路図。
【図３】各コイル間ギャップにおける入力電圧に対するトータル効率を示すグラフ。
【図４】各コイル間ギャップにおける電圧比に対するトータル効率を示すグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、非接触給電装置の一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、非接触給電装置１は、磁界共鳴式の非接触給電装置であって、給電コイル１１を有した給電装置１０と受電コイル２１を有した受電装置２０を備えている。
【００１６】
（受電装置２０）
まず、受電装置２０について説明する。受電装置２０は、受電コイル２１を備え、その受電コイル２１に対して受電側共振コンデンサＣｒ２が並列接続されている。受電コイル２１は、給電装置１０に備えた給電コイル１１に発振電流Ｉｉを流すことによって生じる磁界共鳴に基づいて共振電流Ｉｏが発生する。
【００１７】
受電コイル２１と受電側共振コンデンサＣｒ２からなる並列回路は、整流回路２２が接続されている。整流回路２２は、本実施形態では全波整流回路であって、受電コイル２１に発生する共振電流Ｉｏを整流し、その直流電流が次段の平滑コンデンサＣｂに充電される。そして、平滑コンデンサＣｂにて平滑化された直流電圧は、出力電圧ＶｏｕｔとしてＤＣ／ＤＣコンバータ２３に出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧に変換した後、電気機器等の負荷Ｚに出力する。
【００１８】
受電装置２０は、受電側ＡＤ変換回路２４を備えている。受電側ＡＤ変換回路２４は出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、アナログ値の出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル値に変換し検出信号として、受電側通信回路２５に出力する。受電側通信回路２５は、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値を入力し、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値（情報）を送信信号にして給電装置１０に送信するようになっている。
【００１９】
（給電装置１０）
給電装置１０は、駆動信号生成回路１２を有している。駆動信号生成回路１２は、給電コイル１１に流す発振電流Ｉｉの周波数を設定するクロック信号ＣＬＫを生成して電力増幅回路１３に出力するようになっている。
【００２０】
電力増幅回路１３は、クロック信号ＣＬＫを入力し、そのクロック信号ＣＬＫのクロック周期に相対した周波数からなる正弦波電流を入力電圧Ｖｉｎに基づいて生成する。そして、電力増幅回路１３は、生成した正弦波電流を整合回路１４及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５を介して発振電流Ｉｉとして給電コイル１１に出力する様になっている。
【００２１】
図２に示すように、電力増幅回路１３は、本実施形態ではＥ級電力増幅回路で構成されている。Ｅ級電力増幅回路よりなる電力増幅回路１３は、公知の増幅回路であって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタよりなる第１スイッチング素子Ｑａ、第１〜第３コンデンサＣａ１〜Ｃａ３、第１インダクタＬｘ１にて構成されている。
【００２２】
第１スイッチング素子Ｑａは、そのドレイン端子が第１インダクタＬｘ１を介して入力電圧Ｖｉｎが入力され、そのソース端子が接地されている。第１インダクタＬｘ１の入力電圧Ｖｉｎが入力される側の端子には第１コンデンサＣａ１の一端が接続され、その第１コンデンサＣａ１の他端は接地されている。第１コンデンサＣａ１は平滑用のコンデンサであって、電力増幅回路１３に入力される入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。第１スイッチング素子Ｑａのゲート端子は、駆動信号生成回路１２に接続され、同駆動信号生成回路１２からクロック信号ＣＬＫが入力されるようになっている。
【００２３】
また、第１スイッチング素子Ｑａのドレイン端子とソース端子間には、第２コンデンサＣａ２が接続されている。さらに、第１スイッチング素子Ｑａのドレイン端子は、第３コンデンサＣａ３を介して整合回路１４に接続されている。
【００２４】
図２に示すように、整合回路１４は、第２インダクタＬｘ２と第４コンデンサＣａ４とから構成されている。第２インダクタＬｘ２はその入力端子が電力増幅回路１３の第３コンデンサＣａ３と接続され、その出力端子がローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５に接続されている。第２インダクタＬｘ２の出力端子は、第４コンデンサＣａ４を介して接地されている。
【００２５】
図２に示すように、ローパスフィルタ１５は、第３インダクタＬｘ３と第５及び第６コンデンサＣａ５，Ｃａ６とから構成されていて、本実施形態では６．７８ＭＨｚ以上の高周波数成分をカットする。第３インダクタＬｘ３はその入力端子が整合回路１４の第２インダクタＬｘ２と接続され、その出力端子が給電コイル１１に接続されている。そして、第３インダクタＬｘ３の入力端子は、第５コンデンサＣａ５を介して接地されている。また、第３インダクタＬｘ３の出力端子は、第６コンデンサＣａ６を介して接地されている。
【００２６】
このように構成された電力増幅回路１３、整合回路１４及びローパスフィルタ１５において、駆動信号生成回路１２からクロック信号ＣＬＫが出力されると、電力増幅回路１３の第１スイッチング素子Ｑａがオン・オフする。
【００２７】
これによって、第２及び第３コンデンサＣａ２，Ｃａ３が入力電圧Ｖｉｎの充放電を繰り返すとともに、第１インダクタＬｘ１及び整合回路１４の第２インダクタＬｘ２にて電流制御される。そして、電力増幅回路１３は、クロック信号ＣＬＫのクロック周期に相対した周波数からなる正弦波電流を入力電圧Ｖｉｎに基づいて生成し正弦波電流をローパスフィルタ１５に出力する。
【００２８】
ローパスフィルタ１５は、電力増幅回路１３がクロック信号ＣＬＫに基づいて生成した正弦波電流の波形に含まれる高周波数成分をカットし、クロック信号ＣＬＫのクロック周期に相対した周波数の正弦波電流を発振電流Ｉｉとして給電コイル１１に出力する。
【００２９】
発振電流Ｉｉの周波数は、給電コイル１１にその発振電流Ｉｉを流したとき、空間的に離間した受電装置２０の受電コイル２１との間で磁界共振する周波数である。従って、この発振電流Ｉｉの周波数は、クロック信号ＣＬＫのクロック周期によって決まることになる。
【００３０】
ここで、給電コイル１１は、受電コイル２１と同様に、給電側共振コンデンサＣｒ１が並列に接続されている。また、本実施形態では、給電コイル１１と受電コイル２１は、共に同じ、線材が銅線（線径１ｍｍ）よりなり、巻き数も同じ１回の円形をしたコイルである。そして、給電コイル１１と受電コイル２１は、共に、インダクタンスが１７４ｎＨである。
【００３１】
図１に示すように、電力増幅回路１３は、電圧変換回路１６と接続されている。電圧変換回路１６は、電圧比演算回路１７からの可変するパルス周期の制御信号ＣＴに基づいて可変する入力電圧Ｖｉｎを電力増幅回路１３に入力する。
【００３２】
図２に示すように、電圧変換回路１６は、本実施形態では降圧型のバックコンバータで構成され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタよりなる第２スイッチング素子Ｑｂ、ダイオードＤ１、第４インダクタＬｘ４及び第７コンデンサＣａ７を備えている。
【００３３】
第２スイッチング素子Ｑｂは、ドレイン端子に直流の駆動電圧Ｖｄｄが入力されるとともに、ソース端子に第４インダクタＬｘ４の入力端子が接続されている。また、第２スイッチング素子Ｑｂのソース端子は、逆止用のダイオードＤ１を介して、接地されている。
【００３４】
さらに、第４インダクタＬｘ４の出力端子は、電力増幅回路１３の第１インダクタＬｘ１に接続されているとともに、第７コンデンサＣａ７を介して接地されている。第７コンデンサＣａ７は、平滑用のコンデンサであって、第７コンデンサＣａ７の端子間電圧が電力増幅回路１３に入力電圧Ｖｉｎとして印加されるようになっている。
【００３５】
第２スイッチング素子Ｑｂのゲート端子には、電圧比演算回路１７から可変するパルス周期の制御信号ＣＴが入力され、第２スイッチング素子Ｑｂは同制御信号ＣＴに基づいてスイッチング動作（オン・オフ動作）する。
【００３６】
つまり、第２スイッチング素子Ｑｂを可変するパルス周期の制御信号ＣＴにてスイッチング動作させる。これによって、第２スイッチング素子Ｑｂに流れる電流が第４インダクタＬｘ４によって限流されることで、第７コンデンサＣａ７に充放電される電圧が所望の電圧値（入力電圧Ｖｉｎ）となり電力増幅回路１３に供給される。
【００３７】
電圧比演算回路１７は、入力電圧Ｖｉｎが受電装置２０が出力する出力電圧Ｖｏｕｔとの間で決まる予め定めた値になるように、第２スイッチング素子Ｑｂをスイッチングさせる制御信号ＣＴを生成し、第２スイッチング素子Ｑｂに出力する。
【００３８】
そのために、給電装置１０は、給電側ＡＤ変換回路１８及び給電側通信回路１９を備えている。給電側ＡＤ変換回路１８は入力電圧Ｖｉｎを入力し、アナログ値の入力電圧Ｖｉｎをデジタル値に変換し検出信号として、電圧比演算回路１７に出力する。給電側通信回路１９は、受電装置２０の受電側通信回路２５から送信される出力電圧Ｖｏｕｔの送信信号を受信して、その送信信号から抽出した出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値（情報）を電圧比演算回路１７に出力する。
【００３９】
電圧比演算回路１７は、給電側ＡＤ変換回路１８からの入力電圧Ｖｉｎのデジタル値と給電側通信回路１９からの出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値を入力する。電圧比演算回路１７は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの電圧比Ｒ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）を演算する。
【００４０】
電圧比演算回路１７は、演算した電圧比ＲがＲ＝２となるように、入力電圧Ｖｉｎを演算する。
つまり、出力電圧Ｖｏｕｔは給電コイル１１と受電コイル２１のコイル間ギャップが変動すると変動する。この変動によって電圧比Ｒが変動することから、入力電圧Ｖｉｎを変更して電圧比ＲがＲ＝２となる新たな入力電圧Ｖｉｎを算出する。
【００４１】
電圧比演算回路１７は、新たな入力電圧Ｖｉｎが算出されると、その新たな入力電圧Ｖｉｎを電圧変換回路１６から出力させるための制御信号ＣＴを生成し、電圧変換回路１６の第２スイッチング素子Ｑｂのゲート端子に出力する。
【００４２】
ここで、入力電圧Ｖｉｎを電圧比Ｒ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）に基づいて変更する理由を説明する。
今、給電装置１０の駆動信号生成回路１２からのクロック信号ＣＬＫのクロック周期を一定にし、受電装置２０の出力電力を２Ｗに維持した状態で、複数のコイル間ギャップ毎に、入力電圧Ｖｉｎに対するトータル効率ηを実験にて求めた。
【００４３】
ここで、給電コイル１１及び受電コイル２１は、共に、線径（直径）が１ｍｍ、材質が銅、ターン数（巻き数）が１回、インダクタンスが１７４ｎＨのものを使用した。そして、給電コイル１１と受電コイル２１とのコイル間ギャップは、１５ｍｍ、２４ｍｍ、３３ｍｍ、４２ｍｍ、５１ｍｍとし、それぞれのコイル間ギャップ毎に、入力電圧Ｖｉｎに対するトータル効率ηを実験にて求めた。
【００４４】
図３は、コイル間ギャップ毎に、実験にて得られた入力電圧Ｖｉｎに対するトータル効率ηの推移を示すグラフである。
この実験から、それぞれのコイル間ギャップにおいて、図３に示すように、入力電圧Ｖｉｎを変化させると、トータル効率ηが単調に変化するのではなく変曲点があることが確認できた。
【００４５】
さらに、図４に示すように、縦軸をトータル効率ηにし、横軸を入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの比、即ち、電圧比Ｒ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）にしたところ、Ｒ＝２．０付近で、トータル効率ηが最大になることが確認できた。
【００４６】
つまり、各コイル間ギャップにおいて、電圧比ＲがＲ＝２．０付近で最も効率がよいことが確認できた。換言すれば、コイル間ギャップが変動しても、電圧比Ｒ＝２．０付近になるように入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔを制御すれば、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送効率が最も高い状態に保持することが確認できた。
【００４７】
そこで、本実施形態では、その時々で受電装置２０の出力電圧Ｖｏｕｔを取得するとともに、その時に電力増幅回路１３に印加している入力電圧Ｖｉｎを取得して、電圧比ＲがＲ＝２となるように、新たな入力電圧Ｖｉｎを可変制御する。従って、電圧比演算回路１７は、電圧変換回路１６から電圧比ＲがＲ＝２となる新たな入力電圧Ｖｉｎが電力増幅回路１３に出力されるためのパルス周期の制御信号ＣＴを生成し同電圧変換回路１６に出力する。従って、電力増幅回路１３には、コイル間ギャップが変動しても、電圧比ＲがＲ＝２となるような入力電圧Ｖｉｎが電圧変換回路１６から入力される。
【００４８】
次に、上記のように構成した非接触給電装置１の作用について説明する。
今、受電コイル２１に相対向して配置されている給電コイル１１に発振電流Ｉｉを流し、磁界共鳴によって受電コイル２１に共振電流Ｉｏが発生している。受電装置２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３に出力する出力電圧Ｖｏｕｔの情報を受電側ＡＤ変換回路２４にて検出し、受電側通信回路２５にてその情報を給電装置１０に送信している。
【００４９】
給電装置１０は、電圧比演算回路１７が給電側通信回路１９を介して出力電圧Ｖｏｕｔの情報を入力する。また、電圧比演算回路１７は、電圧変換回路１６が電力増幅回路１３に印加している入力電圧Ｖｉｎの情報を、給電側ＡＤ変換回路１８を介して入力している。
【００５０】
電圧比演算回路１７は、この入力した出力電圧Ｖｏｕｔの情報と入力電圧Ｖｉｎの情報に基づいて電圧比Ｒ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）を演算する。電圧比演算回路１７は、電圧比ＲがＲ＝２となる入力電圧Ｖｉｎを電力増幅回路１３に出力するためのパルス周期に制御信号ＣＴを生成し、電圧変換回路１６に出力する。電圧変換回路１６は、電圧比演算回路１７からの制御信号ＣＴに基づいた入力電圧Ｖｉｎを電力増幅回路１３に出力する。
【００５１】
そして、コイル間ギャップが変動して出力電圧Ｖｏｕｔが変化しても、その時の変動したコイル間ギャップにおける電力伝送効率の最も高い状態である入力電圧Ｖｉｎが電圧変換回路１６から電力増幅回路１３に出力される。従って、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送が、常に最も高い効率で電力伝送が行われる。
【００５２】
次に、上記実施形態の効果について説明する。
（１）上記実施形態では、受電装置２０の整流回路２２からＤＣ／ＤＣコンバータ２３に出力される出力電圧Ｖｏｕｔの情報と電圧変換回路１６から電力増幅回路１３に出力する入力電圧Ｖｉｎとを比較し、コイル間ギャップの変動を検出した。そして、その変動したコイル間ギャップにおける電力伝送効率が最も高い状態となるように電力増幅回路１３に印加する入力電圧Ｖｉｎを制御した。従って、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送が、常に高い効率で電力伝送が行われる。
【００５３】
特に、実験にて確認した、電圧比Ｒ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）をＲ＝２．０となるように、入力電圧Ｖｉｎを制御すれば、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送を常に最も高い効率で行うことができる。
【００５４】
（２）上記実施形態では、電圧比演算回路１７にて出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎを比較し電圧変換回路１６を制御するだけなので回路構成が非常に簡単となる。しかも、電圧比演算回路１７は、入力電圧Ｖｉｎと比較する出力電圧Ｖｏｕｔは、受電装置２０に受電側通信回路２５設け、給電装置１０の給電側通信回路１９を設けるだけの簡単な回路構成で簡単に取得できる。
【００５５】
尚、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
○上記実施形態によれば、電圧比ＲをＲ＝２となるように、入力電圧Ｖｉｎを変更させたが、Ｒ＝２に限定されるものでなく、Ｒ＝２付近の電圧比Ｒで実施してもよい。この場合にも、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送を高い効率で行うことができる。
【００５６】
○上記実施形態では、駆動信号生成回路１２で出力するクロック信号ＣＬＫの周波数を６．７８ＭＨｚで実施しているが、６．７８ＭＨｚに限定されるものではなく、別に周波数を用いて実施してもよい。その際に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５のカットオフ周波数、並びに給電コイル１１と給電側共振コンデンサＣｒ１、受電コイル２１と受電側共振コンデンサＣｒ２で設定される共振周波数は、変更後の駆動周波数と略同一（変更後の駆動周波数と同一の周波数を含む）の周波数に設定する。
【００５７】
○上記実施形態によれば、給電コイル１１及び受電コイル２１は、線材を銅の単線にしたが、銅以外の材質を用いてもよく、さらに単線に限らず、リッツ線のように表面が絶縁された複数本の導電線をまとめたものを用いて実施してもよい。また、給電コイル１１及び受電コイル２１の線径やコイル径も適宜変更して実施してもよい。さらに、給電コイル１１及び受電コイル２１の巻き数を１回としたが、適宜変更して実施してもよい。この際、巻き上げていく方向に限定はなく、例えば同一平面上に巻いていきスパイラル形状（渦巻き形状）にしたり、積み重ねるように巻いていきヘリカル形状（バネ形状）にしたり、それらを組み合わせて層状のスパイラル形状やヘリカル形状にしてもよい。この際、層間は巻線を物理的に接続（短絡）してもよいし、物理的には接続せずに層間に発生する寄生コンデンサを介して交流的に接続されている状態であってもよい。
【００５８】
なお、給電コイル１１及び受電コイル２１の線材、線径、コイル径、巻き数の変更や、上記した駆動周波数の変更、又は、電圧変換回路１６の変更により、電力伝送効率が最も高い電圧比Ｒが２もしくは２付近から変化した場合は、それに応じた電圧比Ｒに設定してよく、電圧比Ｒは２もしくは２付近に限定されるものではない。
【００５９】
○上記実施形態では、給電コイル１１と給電側共振コンデンサＣｒ１並びに受電コイル２１と受電側共振コンデンサＣｒ２は、並列に接続されているが、並列接続に限定されず、直列接続による設定、コイルの巻き数を複数にした際に巻線間で発生する寄生コンデンサを利用した設定、コイルの巻線を層状にした際の層間で発生する寄生コンデンサを利用した設定、並びに、それらを組み合わせた設定で実施してもよい。
【００６０】
○上記実施形態では、給電コイル１１と給電側共振コンデンサＣｒ１並びに受電コイル２１と受電側共振コイルＣｒ２は共に並列に接続され共振周波数を設定しているが、給電側並びに受電側で共振周波数の設定方法を必ずしも一致させる必要がない。
【００６１】
○上記実施形態では、電圧変換回路１６をバックコンバータで実施したが、これに限定されるものではなく、電圧比Ｒに応じて入力電圧Ｖｉｎが制御できる回路であればなんでもよい。
【符号の説明】
【００６２】
１…非接触給電装置、１０…給電装置、１１…給電コイル、１２…駆動信号生成回路、１３…電力増幅回路、１４…整合回路、１５…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１６…電圧変換回路、１７…電圧比演算回路、１８…給電側ＡＤ変換回路（給電側検出回路）、１９…給電側通信回路（受信回路）、２０…受電装置、２１…受電コイル、２２…整流回路、２３…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２４…受電側ＡＤ変換回路（受電側検出回路）、２５…受電側通信回路（送信回路）、Ｃｒ１…給電側共振コンデンサ、Ｃｒ２…受電側共振コンデンサ、Ｃｂ…平滑コンデンサ、Ｃａ１〜Ｃａ６…第１〜第６コンデンサ、Ｌｘ１〜Ｌｘ４…第１〜第３インダクタ、Ｚ…負荷、Ｉｉ…発振電流、Ｉｏ…共振電流、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧、Ｒ…電圧比、η…トータル効率、ＣＬＫ…クロック信号、ＣＴ…制御信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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