(57)【要約】【課題】搬送波を用いないインパルス無線方式においてQAM等の位相変調を利用した多値通信を可能とし、伝送速度を向上させたインパルス無線の受信装置を提供する。【解決手段】位相変調されたインパルス無線信号の雑音を除去する整合フィルタであるバンドパスフィルタ１６と、バンドパスフィルタ１６からの信号を復調する検波部とを備え、検波部が、バンドパスフィルタ１６からの信号を伝送帯域の中心周波数ｆＣ１でダウンコンバートして、復調信号を生成する第１のダウンコンバート部１８と、復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と中心周波数ｆＣ１との差の周波数ｆＣ２でダウンコンバートする第２のダウンコンバート部１９とを備える。受信信号である位相変調されたインパルス無線信号は、送信装置において短パルス信号をパルス位置変調することにより生成された信号である。【選択図】図６
2014175797.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インパルス無線通信において受信したインパルス無線信号を検波する装置であって、
位相変調されたインパルス無線信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成する第１のダウンコンバート部と、
前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートする第２のダウンコンバート部とを備える、検波装置。
【請求項２】
前記第１のダウンコンバート部がダウンコンバートに用いる周波数が、前記中心周波数の近傍の周波数であり、且つ、前記シンボルレートの１／２の整数倍の近傍の周波数である、請求項１に記載の検波装置。
【請求項３】
位相変調された前記インパルス無線信号が、送信装置側において短パルス信号をパルス位置変調することにより生成された信号である、請求項１または２に記載の検波装置。
【請求項４】
前記パルス位置変調により生じる前記インパルス無線信号の遅延時間をτで表し、前記第１のダウンコンバート部が行うダウンコンバートの周波数をｆＣで表し、０を除く自然数の奇数をｎで表すと、
前記遅延時間τが０の前記インパルス無線信号を、第１のデータ値を有する１ビット目のデータとして復調し、
前記遅延時間τが１／２ｆＣの前記インパルス無線信号を、第２のデータ値を有する１ビット目のデータとして復調し、
前記遅延時間τが（１／４ｆＣ）×（ｎ＋２）の前記インパルス無線信号を、第１のデータ値を有する２ビット目のデータとして復調し、
前記遅延時間τが（１／４ｆＣ）×ｎの前記インパルス無線信号を、第２のデータ値を有する２ビット目のデータとして復調する、請求項３に記載の検波装置。
【請求項５】
位相変調されたインパルス無線信号の雑音を除去するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタからの信号を復調する検波部とを備え、
前記検波部が、
前記バンドパスフィルタからの信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成する第１のダウンコンバート部と、
前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートする第２のダウンコンバート部とを備える、インパルス無線受信装置。
【請求項６】
前記第１のダウンコンバート部がダウンコンバートに用いる周波数が、前記中心周波数の近傍の周波数であり、且つ、前記シンボルレートの１／２の整数倍の近傍の周波数である、請求項５に記載のインパルス無線受信装置。
【請求項７】
位相変調された前記インパルス無線信号が、送信装置側において短パルス信号をパルス位置変調することにより生成された信号である、請求項５または６に記載のインパルス無線受信装置。
【請求項８】
位相変調された前記インパルス無線信号を受信するアンテナをさらに備える、請求項５〜７のいずれかに記載のインパルス無線受信装置。
【請求項９】
インパルス無線通信において、受信したインパルス無線信号を検波する方法であって、
位相変調されたインパルス無線信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成するステップと、
前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートするステップとを含む、方法。
【請求項１０】
前記復調信号を生成するステップにおいてダウンコンバートに用いる周波数が、前記中心周波数の近傍の周波数であり、且つ、前記シンボルレートの１／２の整数倍の近傍の周波数である、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
位相変調された前記インパルス無線信号が、送信装置側において短パルス信号をパルス位置変調することにより生成された信号である、請求項９または１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はインパルス無線通信に関し、より詳細には、搬送波を用いないインパルス無線方式において多値通信を可能とし、伝送速度を向上させたインパルス無線の受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スマートフォン等のモバイル端末の普及による無線データトラフィックの増大に伴い、より高速な無線通信が求められている。この要求に対して、遠距離・大容量伝送を得意とする光ファイバ通信と、電波の圏内であれば移動体通信が可能な無線通信とを組み合わせた光ファイバ無線(Radio over Fiber : RoF)技術が注目されている。
【０００３】
RoFでは、各アクセスポイントまでを光ファイバ通信でデータ伝送し、アクセスポイントからユーザ間の通信を無線通信で行う。各無線セルの面積を非常に小さくすることで、高速な無線通信を可能とする。その一方で多数のアクセスポイントが必要となるため、通信設備の低コスト化が求められている。そこで、低コストな無線通信方式として、超広帯域インパルス無線(Ultra Wide Band Impulse Radio : UWB-IR)通信方式の利用が期待されている。
【０００４】
UWBインパルス無線方式とは、短パルス(幅数百ps〜数ns)信号を超広帯域な周波数にわたって切り出し、ウェーブレット(Wavelet)と呼ばれるミリ波重畳パルス信号に変換して無線伝送を行う通信方式である。搬送波を必要としないことから、簡素な構成で実現可能であるので、送受信系のコストを抑えることができる（非特許文献１）。
【０００５】
一方、UWB通信では、各国の法律に従ったスペクトルマスクにより、利用可能な周波数帯域が制限されている。そのため、ウェーブレット信号(あるいはインパルス無線信号：IR信号)の時間幅が広がることによる符号間干渉から通信速度に限界が生じている（非特許文献２）。
【０００６】
下記特許文献１には、OOK(On-Off Keying)方式のインパルス無線送信装置が開示されている。
【０００７】
また、下記特許文献２には、PAM-PPM方式のインパルス無線受信機が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−２２４９１７号公報
【特許文献２】特表２００７−５１８３０１号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】S. Oshiba, Y. Kasai, H. Miura, and M. Akiyama, “RZ pulse-width dependence of impulse radio UWB over combined fiber and wireless link,” 2011 International Topical Meeting on & Microwave Photonics Conference, pp.198-201, Oct. 2011.
【非特許文献２】笠井雄太，三浦浩志，江川実，大柴小枝子，島崎仁司，“RZ光パルスを用いたUWBインパルス無線通信におけるパルス幅依存性に関する検討，” 信学ソ大2010, B-8-27, 2010.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
このように、さらなる伝送速度の向上のために、インパルス無線通信において、例えばQAM変調等の位相変調を利用した多値通信を可能とする技術を導入することが期待されている。しかしながら、インパルス無線方式では伝送に搬送波を使用しないので、多値のQAM信号を発生させること自体が困難であった。さらに、多値のQAM信号では、コヒーレントな相関処理でのＳＮ比の拡大が必要となるところ、送信に搬送波を使用しないインパルス無線方式では、送信信号の位相変動を正確に受信することが困難であった。上記特許文献１または２に開示されているインパルス無線送信装置または受信機のいずれにおいても、多値通信を可能とする技術は導入されていない。
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、搬送波を用いないインパルス無線方式において位相変調を利用した多値通信を可能とし、伝送速度を向上させたインパルス無線の受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するための、本発明に係る検波装置は、インパルス無線通信において受信したインパルス無線信号を検波する装置であって、位相変調されたインパルス無線信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成する第１のダウンコンバート部と、前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートする第２のダウンコンバート部とを備える。
【００１３】
あるいは、上記目的を達成するための、本発明に係るインパルス無線受信装置は、位相変調されたインパルス無線信号の雑音を除去するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタからの信号を復調する検波部とを備え、前記検波部が、前記バンドパスフィルタからの信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成する第１のダウンコンバート部と、前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートする第２のダウンコンバート部とを備える。
【００１４】
あるいは、上記目的を達成するための、本発明に係る方法は、インパルス無線通信において、受信したインパルス無線信号を検波する方法であって、位相変調されたインパルス無線信号を伝送帯域の中心周波数でダウンコンバートして、復調信号を生成するステップと、前記復調信号を、シンボルレートの整数倍の周波数と前記中心周波数との差の周波数でダウンコンバートするステップとを含む。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によると、インパルス無線方式において四位相偏移変調(Quadrature Phase Shift Keying: QPSK)による多値通信を可能とし、伝送速度を２倍に向上させることができる。特に、本発明によると、多値のＰＳＫ変調時の相関出力特性の改善が可能となることから、超広帯域無線チャンネル（例えば3.1GHz〜10.6GHzの間の周波数帯域内のUWBチャネル）の幅広いセットで動作する通信システムのための、特に堅固な受信機の構築を可能とする。
【００１６】
また、本発明によると、送信電力を増加させることなく1Gbps以上の高速な無線通信の実現が可能であるので、本発明による受信機を光ファイバ通信と組み合わせることによって、無給電の無線端末を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】UWBのスペクトルマスクを示す図である。
【図２】インパルス無線通信の構成を模式的に示すブロック図である。
【図３】復調信号の波形を示す図である。
【図４】遅延時間τを説明するための模式図である。
【図５】本発明の実施形態において行う２段階のダウンコンバージョンを説明する模式図である。
【図６】本発明の実施形態において行う２段階のダウンコンバージョンのシミュレーション構成図である。
【図７】シミュレーションにより得られた通常の１段階のダウンコンバージョン後のアイパターンである。
【図８】シミュレーションにより得られた本発明の実施形態において行う２段階のダウンコンバージョン後のアイパターンである。
【図９】本発明の実施形態において行うUWB-QPSKインパルス無線通信のシミュレーション構成図である。
【図１０】シミュレーションにより得られたＩ信号およびＱ信号それぞれのアイパターンである。
【図１１】シミュレーションにより得られた信号空間ダイアグラムである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を、添付の図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明及び図面において、同じ符号は同じ又は類似の構成要素を示すこととし、よって、同じ又は類似の構成要素に関する説明を省略する。
【００１９】
本発明では、インパルス無線方式にQPSKを導入することにより多値通信を可能とする。QPSKの導入にあたり、本発明では、UWBインパルス無線方式のＰＰＭを利用した位相変調と、復調方式として、２段階のダウンコンバージョンとを行う。
【００２０】
通常QPSKでは搬送波の位相を変調するが、UWBインパルス無線方式では搬送波を用いない。そのため、短パルス信号の段階でパルス位置変調(Pulse Position Modulation : PPM)を行い、ウェーブレットに変換した際に位相変調信号とすることでQPSKを実現する。
【００２１】
以下ではまず、インパルス無線方式について説明する。次に、インパルス無線方式における送信装置側での位相変調について説明し、受信装置側での復調方法である２段階のダウンコンバージョンについて説明する。
【００２２】
１．UWBインパルス無線
１．１  UWBスペクトルマスク
UWB通信を使用するためには、各国の法律に従ったスペクトルマスクを満たす必要がある。米国では3.1〜10.6 GHz帯域、日本においては、3.4〜4.8 GHz(下側帯域)と7.25〜10.25 GHz(上側帯域)の両帯域で-41.3 dBm/MHz以下となるように規定されている。図１に、UWBのスペクトルマスクを示す。日本では、下側帯域を利用するためには干渉回避技術が必要であると定められている。一方、上側帯域は3 GHzと下側帯域の1.5 GHzよりも広いため、より高速な伝送が可能となる。本実施形態における説明では、便宜上、上側帯域を利用する。
【００２３】
１．２  インパルス無線方式
インパルス無線とは、RZパルス信号を超広帯域に切り出すことによって搬送波を用いずに無線伝送を行う通信方式である。図２は、インパルス無線通信の構成を模式的に示すブロック図である。送信装置は、プログラマブル・パルス・ジェネレータ（ＰＰＧ）１と、バンドパスフィルタ２と、送信アンテナ３とを備え、受信装置は、インパルス無線信号であるウェーブレット信号を受信する受信アンテナ４と、受信したウェーブレット信号のノイズを除去するバンドパスフィルタ５と、受信したウェーブレット信号を復調する処理として、ダウンコンバート処理により、ウェーブレット信号からベースバンド信号を取り出す信号処理部（ＤＳＰ）６とを備える。図２のように、送受信機がバンドパスフィルタ、アンテナ、信号処理部のみからなる簡単な構成となる。よって、送受信系の小型化、低コスト化、省電力化が可能である。本実施形態では、２段階のダウンコンバージョンは信号処理部６において実施される。
【００２４】
２．位相変調インパルス無線
正弦波信号の位相をずらすということは、正弦波信号を時間的にずらすことと同義である。このことより、本節では、ウェーブレット信号の位相に相当する時間だけ信号の遅延時間をずらすことによってウェーブレットの位相変調を行うことが可能であることを説明する。
【００２５】
ウェーブレット信号（UWB-IR信号）は、
【００２６】
【数１】
2014175797.tif 000003
【００２７】
と表される。ここで、ｓｉｎｃはｓｉｎｃ関数（正弦関数をその変数で割って得られる関数）であり、ｗはウェーブレット信号の帯域幅、ｆＢはウェーブレット信号の中心周波数である。この信号を時間τだけ遅延させると、
【００２８】
【数２】
2014175797.tif 000004
【００２９】
となる。このウェーブレット信号に正弦波ｃｏｓ（２πｆＣｔ）を掛けてダウンコンバージョンし、高周波成分、虚数成分を除くと、
【００３０】
【数３】
2014175797.tif 000005
【００３１】
となり、ダウンコンバージョンで用いる周波数ｆＣに依存した位相を持つことが分かる。
【００３２】
特に、帯域の中心周波数ｆＢでダウンコンバージョンを行った場合（ｆＣ＝ｆＢ）では、位相が２πｆＣτ＝０，πのとき、
【００３３】
【数４】
2014175797.tif 000006
【００３４】
となり、また、２πｆＣτ=±π／２のとき、
【００３５】
【数５】
2014175797.tif 000007
【００３６】
となり、直交位相信号の振幅が０となることが分かる。よって、ダウンコンバージョンする際には、ウェーブレット信号の帯域の中心周波数で行うことが望ましい。
【００３７】
（３．３）式の波形を図３に示す。（ａ）は２πｆＣτ＝０のとき、（ｂ）は２πｆＣτ＝π／２のときの波形であり、それぞれの（ｉ）は信号帯域の端、（ｉｉ）は（ｉ）と（ｉｉｉ）の中間、（ｉｉｉ）は信号帯域の中心の周波数をｆＣとした場合を表している。また、図中のＡ，Ｂはそれぞれ（ａ），（ｂ）の波形の（ｉ）の場合での最大振幅を表している。
【００３８】
図３（ｂ）のように、直交信号をダウンコンバージョンするとき、用いる周波数が帯域の端から中心に近づくに従って振幅が小さくなり、中心周波数で振幅がゼロとなる。
【００３９】
３．ＱＰＳＫ
QPSKとは、２ビットを表すデータ値に応じて搬送波の周波数を変化させる方式であり、変調波ｓ（ｔ）を
【００４０】
【数６】
2014175797.tif 000008
【００４１】
のように表すと、位相θ（ｔ）は、たとえば以下のように設定される。
【００４２】
【数７】
2014175797.tif 000009
【００４３】
また、ｓ（ｔ）＝Ａｃｏｓ｛２πｆｔ＋θ（ｔ）｝
＝ａ１ｃｏｓ（２πｆｔ）＋ａ２ｓｉｎ（２πｆｔ）
と、表すことができる（ａ１，ａ２は定数）。よって、直交する２つの正弦波をｉビット目のデータ値に対してそれぞれ
【００４４】
【数８】
2014175797.tif 000010
【００４５】
として変調し、足し合わせることによりQPSK信号を作ることができる。更に、振幅の正負が異なるとき、位相差はπであるので、１ビット目、２ビット目のデータ値に対して、位相が
【００４６】
【数９】
2014175797.tif 000011
【００４７】
と表せる。
【００４８】
本実施形態で行ったQPSKインパルス無線通信では、送信装置で光パルスに時間遅延を加えて位置変調することにより発生するウェーブレット信号の位相の変調を行う。図４は、遅延時間τを説明するための模式図である。図中の符号Ａで示す波形が、遅延時間なしの光パルスであり、符号Ｂで示す波形が、遅延時間τの光パルスである。各ビットのデータ値に対応する光パルスの遅延時間をτとすると、第２節のτと等しくなる。
【００４９】
したがって、ダウンコンバージョンを行う際の周波数をｆＣとすると、
【００５０】
【数１０】
2014175797.tif 000012
【００５１】
とすればよい。ただし、ｎは０を除く自然数の奇数である。２ビット目のデータ値を（１／４ｆＣ）ｎ，（３／４ｆＣ）ｎとしたのは、光パルス信号のパルス幅によっては、この２ビット目を表す光パルス信号が、１ビット目のデータ値を表す光パルス信号と干渉するためである。
【００５２】
４．２段階ダウンコンバージョン
第２節で述べたように、位相変調されたウェーブレット信号をダウンコンバージョンする際、直交信号と分離するには、帯域の中心周波数を用いることが望ましい。しかし通常、復調のためにダウンコンバージョンに用いる周波数は、周波数スペクトルのピークが現れるシンボルレートの整数倍である必要がある。
【００５３】
本実施形態においてシミュレーションに用いる伝送帯域は、UWBスペクトルマスク上側帯域7.25〜10.25 GHz、シンボルレートは3.31776 Gs/sである。よって、帯域内でのシンボルレートの整数倍にあたる周波数は、9.95328 GHzとUWB帯域の上側端に近く、伝送帯域の中心周波数8.75 GHzと約1.2 GHzの差がある。したがって9.95328 GHzでダウンコンバージョンした場合、直交信号の振幅が十分に抑えられず同相信号に干渉する（図３（ｂ）の（ｉ）参照）。
【００５４】
そこで、次のようにダウンコンバージョンを２段階に分けて行う。図５は、２段階のダウンコンバージョンを説明する模式図である。まず、１段階目のダウンコンバージョンを、伝送帯域の中心周波数ｆＢに近い周波数で行う。こうすることで、直交信号の振幅が抑制される。さらに、２段階目のダウンコンバージョンとして、シンボルレートの複数倍の周波数と１段目の周波数との差周波数でダウンコンバージョンし、通常の１段階のみの場合と同じ位置へ周波数スペクトルをシフトさせる。
【００５５】
なお、１段階目の周波数については、帯域の中心周波数ｆｂに近く、かつ、シンボルレートの１／２の整数倍の周波数を用いると、折り返された周波数スペクトルがｙ軸で対称に重なり合い、再生信号波形の雑音がより低減される。
【００５６】
この２段階ダウンコンバージョンによって、帯域の中心付近にシンボルレートの整数倍の周波数が存在しない場合であっても直交信号を分離できる。更に、帯域の中心周波数で１段階ダウンコンバージョンを行う場合よりも復調信号の実効的な周波数帯域が２倍になるため、有利な通信特性を得ることができる。
【００５７】
第２節の理論式について、帯域の中心で１段階目のダウンコンバージョンを行い、ｃｏｓ（２πｆＣ２ｔ）を掛け２段階目のダウンコンバージョンをする。１段階目を行った時点で、直交信号のベースバンド成分は０となるので（（３．５）式参照）、同相信号のみを考えればよい。ウェーブレット信号の帯域幅がビットレートＲと等しいと仮定すると、（３．４）式より、２段階目のダウンコンバージョンは以下のように表せる。
【００５８】
【数１１】
2014175797.tif 000013
【００５９】
ｆＣ２＝Ｒ／２より、（５．１）式は
【００６０】
【数１２】
2014175797.tif 000014
【００６１】
となる。したがって、本位相変調方式で２段階ダウンコンバージョンを行うと、遅延時間τと、２段階目の正弦波周波数ｆＣ２とによる付加位相が生じることが分かる。よって、各受信信号は、（４．３）式、（４．４）式と付加位相２πｆＣ２τより、
【００６２】
【数１３】
2014175797.tif 000015
【００６３】
のような位相をもつことになる。
【００６４】
本実施形態ではシンボルレート3.31776 Gs/sとしていることから、１段階目のダウンコンバージョンの周波数は8.2944 GHzで、伝送帯域の中心周波数との差は約0.5 GHzとなり、通常のダウンコンバージョンよりも中心周波数に近い周波数となる。また、２段階目には1.65888 GHzを用いる。この条件を用いて、同相信号と直交信号との振幅比をシミュレーションにより求めた。シミュレーションの構成図を図６に示す。ビットシーケンスジェネレータ１１により、ランダム信号を3.31776 b/sで発生させ、このランダム信号から、オプティカルパルスジェネレータ１２ａ，１２ｂにより、ビット値”0”, ”1”に対してそれぞれRZ光パルスを発生させ、ビット値”0”に対応するパルス信号に、遅延部１３により遅延時間約60 ps(π相当)を加えてから、加算部１４により両パルス信号を足し合わせる。このRZ光パルスをＯ／Ｅ変換器１５によりＯ／Ｅ変換し、帯域7.25〜10.25 GHzのバンドパスフィルタ１６（コサインロールオフ、α＝０．７）を通過させる。ここまでが送信機側での処理に相当する。引き続き、無線伝送後のウェーブレット信号を、雑音除去フィルタであるバンドパスフィルタ１７に通過させた後、ダウンコンバート部１８，１９により、１段階目のダウンコンバージョン（ｆＣ１＝8.2944 GHz）および２段階目のダウンコンバージョン（ｆＣ２＝1.65888 GHz）をそれぞれ行う。１段階目の正弦波については同位相と直交位相の２種類を掛け合わせることで同相信号と直交信号を得る。そして、カットオフ周波数3 GHzのローパスフィルタ２０（コサインロールオフ、α＝１）に入力し、出力信号からアイパターンを作成、振幅を評価する。なお、ダウンコンバート部１８，１９からローパスフィルタ２０までの処理が、図２に示す信号処理部６での処理に相当する。
【００６５】
更に、比較例として、通常の１段階のみのダウンコンバージョンについてもシミュレーションを行った。構成については、遅延時間を約50 ps（π相当）、ダウンコンバージョンを１回のみ、その際に用いる周波数を9.95328 GHzとし、そのほかの条件は２段階ダウンコンバージョンと同じとした。
【００６６】
通常のダウンコンバージョンを行った後の同相信号、直交信号を図７に示し、２段階ダウンコンバージョンを行った後の同相信号、直交信号を図８に示す。
【００６７】
図７より、通常のダウンコンバージョンでは同相信号、直交信号ともに振幅が約100μであるのに対し、図８に示したように２段階ダウンコンバージョンでは、同相信号が約90μ、直交信号が約20μであり、直交信号が同相信号の約20％まで抑制されていることが分かる。
【００６８】
５．UWB-QPSKインパルス無線通信シミュレーション
UWB-QPSKインパルス無線通信のシミュレーションをシンボルレート3.31776 Gs/sとして行った。シミュレーションの構成図を図９に示す。
【００６９】
まず、ビットシーケンスジェネレータ２１ａにより、Ｉ信号（同相信号）のデータ値をビットレート3.31776 GHzのランダム信号として発生させ、このランダム信号から、オプティカルパルスジェネレータ２２ａ，２２ｂにより、データ値"1"を表す光パルスを遅延なしで発生させ、データ値"0"を表す光パルスを遅延部２３ａにより時間遅延約60 ps（π相当）を加えて発生させた（パルス幅47 ps）。加算部２４ａにより両信号を足し合わせ、パルス位置変調されたＩ信号とする。Ｑ信号（直交信号）についてもＩ信号と同様に発生させた。すなわち、ビットシーケンスジェネレータ２１ｂはビットシーケンスジェネレータ２１ａと同じ構成であり、オプティカルパルスジェネレータ２２ｃ，２２ｄはオプティカルパルスジェネレータ２２ａ，２２ｂと同じ構成であり、遅延部２３ｂは遅延部２３ａと同じ構成であり、加算部２４ｂは加算部２４ａと同じ構成である。さらに、Ｑ信号を（４．４）式より、ｎ＝５として、遅延部２５により約151 ps（５π／２相当）遅延させてから、加算部２６によりＩ信号とＱ信号とを足し合わせる。このＩ信号とＱ信号とが多重された光パルス信号をＯ／Ｅ変換器２７によりＯ／Ｅ変換し、電気パルス信号とする。次に、帯域7.25〜10.25 GHzのバンドパスフィルタ２８（コサインロールオフ、α＝０．７）に入力し、 QPSKウェーブレット信号を発生させる。ここまでが送信機側での処理に相当する。引き続き、無線伝送後のウェーブレット信号を、雑音除去フィルタであるバンドパスフィルタ２９に通過させた後、信号を２分岐させ、それぞれの分岐において、ダウンコンバート部３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂにより、周波数8.2944 GHzと1.65888 GHzの正弦波で２段階ダウンコンバージョンを行う。このとき、一方の分岐に掛け合わせた２つの正弦波に対していずれもπ／２だけ位相を加えた正弦波を他方の分岐のダウンコンバージョンに用いた。最後に、カットオフ2.4 GHzのローパスフィルタ３２ａ，３２ｂ（コサインロールオフ、α＝１）に入力し、受信Ｉ信号、Ｑ信号を得た。なお、信号を２分岐させた後の、ダウンコンバート部３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂからローパスフィルタ３２ａ，３２ｂまでの処理が、図２に示す信号処理部での処理に相当する。
【００７０】
受信信号間の付加位相による位相差を求める。（５．２）式より付加位相２πｆＣ２τが加わることと、（４．４）式を利用して、直交する受信信号（０とπ／２、πと−π／２）間の位相差を求めると、１段階目に用いる周波数ｆＣ＝５Ｒ／２、直交する信号の遅延時間の差５／４ｆＣより、
【００７１】
【数１４】
2014175797.tif 000016
【００７２】
となる。２段階目の正弦波に位相差π／２を生じさせるのはこのためである。
【００７３】
また、同相信号（０とπ、π／２と−π／２）間では、
【００７４】
【数１５】
2014175797.tif 000017
【００７５】
よりπ／５だけ位相差が生じる。
【００７６】
Ｉ，Ｑ信号それぞれのアイパターンを図１０に、信号空間ダイアグラムを図１１に示す。
【００７７】
アイパターンのＱ値はいずれも5.7であり、通信が可能とされる３より大きな値が得られた。また、図１１より、各シンボルがπ／４，３π／４，−π／４，−３π／４に配置されている。よって、本実施形態において、パルス位置変調を利用したUWB-QPSKインパルス無線通信が実現可能であることを示すことが出来た。
【００７８】
以上、本実施形態では、RZ光パルスをパルス位置変調することにより、生成するウェーブレット信号(UWB-IR信号)の位相変調について説明した。送信装置側で行うパルス位置変調では、発生するUWB-IR信号に、具体的には（４．４）式に示すような、ダウンコンバージョンを行うミキシング周波数の位相に相当する時間遅延を加えることにより、位相変調が可能であることを示した。次に、直交する信号の干渉を低減するための方法として、２回のダウンコンバージョンによる復調方法を説明した。２回目のダウンコンバージョンは、具体的には、（５．２）式に示されている。最後に、シンボルレートを3.3 Gs/sとしてシミュレーションを行った結果、受信信号のアイパターンからＱ値5.7が得られ、UWB-QPSKインパルス無線通信が可能であることを示した。
【００７９】
以上、本発明を特定の実施の形態によって説明したが、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではない。
【００８０】
上記実施の形態では、復調のために伝送帯域の中心周波数付近で１段目のダウンコンバートを実施しているが、このように１段目の周波数の値は特定の周波数の値に限定されない。発明の目的を達成することができる限り、中心周波数の近傍の周波数も含むことができる。すなわち、特許請求の範囲の記載において、伝送帯域の中心周波数とは、伝送帯域の中心周波数とその近傍の周波数とを含む周波数の範囲を意味する。
【００８１】
また、上記実施の形態では、信号処理部（ＤＳＰ）６において、デジタル信号処理により２段階のダウンコンバージョンを行っているが、信号処理部６に代えて、検波器によるアナログ信号処理により２段階のダウンコンバージョンを行ってもよい。すなわち、特許請求の範囲の記載において、検波装置とは、受信したウェーブレット信号を復調する処理として、信号処理部（ＤＳＰ）６を使用する態様と、信号処理部（ＤＳＰ）６に代えて検波器を使用する態様との両方を意味する。
【００８２】
また、上記実施の形態では、日本におけるUWBスペクトルマスクの上側帯域を使用しているが、各国の法律に従う限り、使用する帯域はこの帯域に制限されない。本発明は、日本におけるUWBスペクトルマスクの下側帯域も使用可能であり、米国であれば、法律で定められている3.1〜10.6 GHz帯域の全域が使用可能である。
【符号の説明】
【００８３】
１  プログラマブル・パルス・ジェネレータ（ＰＰＧ）
２，５，１６，１７，２８，２９  バンドパスフィルタ
３，４  アンテナ
６  検波器
１１，２１ａ，２１ｂ  ビットシーケンスジェネレータ
１２ａ，１２ｂ，２２ａ〜２２ｄ  オプティカルパルスジェネレータ
１３，２３ａ，２３ｂ，２５  遅延部
１４，２４ａ，２４ｂ，２６  加算部
１５，２７  Ｏ／Ｅ変換器
１８，１９，３０ａ，３０ｂ，３１ａ，３１ｂ  ダウンコンバート部
２０，３２ａ，３２ｂ  ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2014175797.tif 000022
【図６】
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【図７】
2014175797.tif 000024
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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