(57)【要約】【課題】コモンモードフィードバック回路を備えた構成において高い検出精度を得る。【解決手段】駆動信号Ｖｒが２ＶcmになるReset期間に、規定電圧Ｖcmとそれよりも低いプリセット電圧Ｖresetを印加してキャパシタＣfb1、Ｃfb2に電荷を設定する。ＣＶ１期間にキャパシタＣfb1、Ｃfb2を介したＣＭＦＢを形成し、センスアンプ６はアンプ６、１０のオフセット電圧を出力する。駆動信号Ｖｒが０ＶになるCoarse期間に、キャパシタＣfb1を介したＣＭＦＢを形成し、キャパシタＣfb2にフィードバック電圧Ｖampと規定電圧Ｖcmとの差に応じた電荷を設定する。ＣＶ２期間にキャパシタＣfb1、Ｃfb2を介したＣＭＦＢを形成し、センスアンプ６は、センスキャパシタＣｓの変化量に応じた電圧に上記オフセット電圧が加わった電圧を出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
物理量に応じて静電容量の差が変化する一対のセンスキャパシタ（Ｃｓ）を有し、これらセンスキャパシタの一端が互いに接続されて共通端子（２ｃ）とされ、他端がそれぞれ異なる検出端子（２ａ、２ｂ）とされた静電容量型センサ（２）の検出回路であって、
第１レベルと第２レベルを交互に持つ駆動信号を生成して前記共通端子に印加する駆動信号生成回路（５）と、
反転入力端子および非反転入力端子がそれぞれ前記各検出端子に接続され、前記センスキャパシタの静電容量の差に応じた電圧を差動で出力する全差動型のセンスアンプ（６）と、
前記センスアンプの入力コモンモード電圧を規定電圧に制御するコモンモード電圧制御回路（７、２２）とを備え、
前記コモンモード電圧制御回路（７、２２）は、
前記入力コモンモード電圧と前記規定電圧との差電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバックアンプ（１０）と、
一端がそれぞれ前記各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第１フィードバックキャパシタ（Ｃfb1）と、
一端が前記第１フィードバックキャパシタの他端に接続された第２フィードバックキャパシタ（Ｃfb2）と、
前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、前記規定電圧または前記規定電圧に対し前記第１レベルから見て前記第２レベルが存在する電圧方向にある電圧値を持つ第１プリセット電圧を前記第１フィードバックキャパシタの他端に印加して前記第１フィードバックキャパシタに電荷を設定し、前記駆動信号が前記第２レベルとなる期間において、前記規定電圧に対し前記第２レベルから見て前記第１レベルが存在する電圧方向にある電圧値を持つ第２プリセット電圧を前記第１フィードバックキャパシタの他端に印加するとともに、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、これら第２プリセット電圧と規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加する電圧切替回路（１５、２３）とを備えて構成されていることを特徴とする静電容量型センサの検出回路。
【請求項２】
前記第２プリセット電圧は、前記駆動信号が前記第２レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端に前記第２プリセット電圧を印加した状態で、前記センスアンプの入力コモンモード電圧が前記規定電圧にほぼ等しくなる値に設定されていることを特徴とする請求項１記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項３】
前記電圧切替回路（１５）は、前記駆動信号が前記第２レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端に前記第２プリセット電圧として前記フィードバック電圧を印加することを特徴とする請求項２記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項４】
前記第２プリセット電圧は、前記第２レベルから見て前記第１レベルが存在する電圧方向に対し前記フィードバックアンプが出力可能な限界電圧近傍の値であることを特徴とする請求項３記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項５】
前記第１プリセット電圧は、前記第１レベルから見て前記第２レベルが存在する電圧側の電源線（３、４）の電圧と、前記第１レベルから見て前記第２レベルが存在する電圧方向に対し前記フィードバックアンプが出力可能な限界電圧との間の電圧であることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項６】
前記電圧切替回路（１５、２３）は、前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端に前記第１プリセット電圧を印加するとともに前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、これら第１プリセット電圧と規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加することを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項７】
物理量に応じて静電容量の差が変化する一対のセンスキャパシタ（Ｃｓ）を有し、これらセンスキャパシタの一端が互いに接続されて共通端子（２ｃ）とされ、他端がそれぞれ異なる検出端子（２ａ、２ｂ）とされた静電容量型センサ（２）の検出回路であって、
第１レベルと第２レベルを交互に持つ駆動信号を生成して前記共通端子に印加する駆動信号生成回路（５）と、
反転入力端子および非反転入力端子がそれぞれ前記各検出端子に接続され、前記センスキャパシタの静電容量の差に応じた電圧を差動で出力する全差動型のセンスアンプ（６）と、
前記センスアンプの入力コモンモード電圧を規定電圧に制御するコモンモード電圧制御回路（３２）とを備え、
前記コモンモード電圧制御回路（３２）は、
一端がそれぞれ前記各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の補償キャパシタ（Ｃinv）と、
前記駆動信号と逆位相となるように前記第２レベルと前記第１レベルを交互に持つ反転駆動信号を生成して前記補償キャパシタの他端に印加する反転駆動信号生成回路（３４）と、
前記入力コモンモード電圧と前記規定電圧との差電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバックアンプ（１０）と、
一端がそれぞれ前記各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第１フィードバックキャパシタ（Ｃfb1）と、
一端が前記第１フィードバックキャパシタの他端に接続された第２フィードバックキャパシタ（Ｃfb2）と、
前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、所定の電圧値を持つ第１プリセット電圧を前記第１フィードバックキャパシタの他端に印加して前記第１フィードバックキャパシタに電荷を設定し、前記駆動信号が前記第２レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加するとともに前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、これらフィードバック電圧と規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加する電圧切替回路（３３）とを備えて構成されていることを特徴とする静電容量型センサの検出回路。
【請求項８】
前記補償キャパシタの容量値は、前記センスキャパシタの容量値にほぼ等しく設定されており、
前記第１プリセット電圧は前記規定電圧に等しいことを特徴とする請求項７記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項９】
前記電圧切替回路（３３）は、前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端に前記第１プリセット電圧を印加するとともに前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、これら第１プリセット電圧と規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加することを特徴とする請求項７または８記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項１０】
物理量に応じて静電容量の差が変化する一対のセンスキャパシタ（Ｃｓ）を有し、これらセンスキャパシタの一端が互いに接続されて共通端子（２ｃ）とされ、他端がそれぞれ異なる検出端子（２ａ、２ｂ）とされた静電容量型センサ（２）の検出回路であって、
第１レベルと第２レベルを交互に持つ駆動信号を生成して前記共通端子に印加する駆動信号生成回路（５）と、
反転入力端子および非反転入力端子がそれぞれ前記各検出端子に接続され、前記センスキャパシタの静電容量の差に応じた電圧を差動で出力する全差動型のセンスアンプ（６）と、
前記センスアンプの入力コモンモード電圧を規定電圧に制御するコモンモード電圧制御回路（４２）とを備え、
前記コモンモード電圧制御回路（４２）は、
前記入力コモンモード電圧と前記規定電圧との差電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバックアンプ（１０）と、
一端がそれぞれ前記各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第１フィードバックキャパシタ（Ｃfb1）と、
一端が前記第１フィードバックキャパシタの他端に接続された第２フィードバックキャパシタ（Ｃfb2）と、
一端がそれぞれ前記各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第３フィードバックキャパシタ（Ｃfb3）と、
前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、所定の電圧値を持つ第１プリセット電圧を前記第１フィードバックキャパシタの他端に印加して前記第１フィードバックキャパシタに電荷を設定するとともに、前記規定電圧に対し前記第１レベルから見て前記第２レベルが存在する電圧方向にある電圧値を持つ第２プリセット電圧を前記第３フィードバックキャパシタの他端に印加して前記第３フィードバックキャパシタに電荷を設定し、前記駆動信号が前記第２レベルとなる期間において、前記第１フィードバックキャパシタの他端と前記第３フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加するとともに前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、これらフィードバック電圧と規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加する電圧切替回路（４３）とを備えて構成されていることを特徴とする静電容量型センサの検出回路。
【請求項１１】
前記第１プリセット電圧は前記規定電圧に等しく、前記第２プリセット電圧は、前記第１レベルから見て前記第２レベルが存在する電圧側の電源線（３、４）の電圧に等しいことを特徴とする請求項１０記載の静電容量型センサの検出回路。
【請求項１２】
前記電圧切替回路（４３）は、前記駆動信号が前記第１レベルとなる期間において、前記第１、第３フィードバックキャパシタへの電荷の設定とともに、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記規定電圧を印加して前記第２フィードバックキャパシタに電荷を設定し、その後、前記第１プリセット電圧と前記規定電圧の印加に替えて、前記第２フィードバックキャパシタの他端に前記フィードバック電圧を印加することを特徴とする請求項１０または１１記載の静電容量型センサの検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コモンモードフィードバック回路を備えた静電容量型センサの検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
静電容量型センサは、加速度、圧力などの物理量に応じて静電容量の差が変化する一対のセンスキャパシタを備えている。センスキャパシタの一端は互いに接続されて共通端子とされ、他端はそれぞれ検出端子とされている。検出回路は、２つのレベルが順次入れ替わる駆動信号を共通端子に印加することにより、センスキャパシタの静電容量の差を電圧に変換し、物理量に応じた電圧値を持つ電気信号を出力する。
【０００３】
こうした検出回路の１つとして、スイッチトキャパシタタイプの全差動型のオペアンプ（センスアンプ）を用いたものが提案されている（非特許文献１参照）。この検出回路は、コモンモードノイズの抑制効果が大きく、チャージインジェクションやクロックフィードスルーのようなエラーを低減でき、差動出力を利用することにより出力信号の振幅を増やすことができる。
【０００４】
検出回路に単に全差動アンプを用いただけでは、その入力端子の電圧は駆動信号に応じて大きく変動する。入力コモンモード電圧が変動すると、広い入力レンジを持つセンスアンプが必要になる。また、Ｃ−Ｖ変換回路の入力端子における寄生容量のミスマッチの影響、入力コモンモード電圧に依存したセンスアンプのオフセットの影響などが現れる。そこで、非特許文献１に記載された検出回路は、フィードバックアンプとフィードバックキャパシタとからなるコモンモードフィードバックループを加えて、入力コモンモード電圧を望ましい一定電圧に安定化している。
【０００５】
入力コモンモード電圧を一定化する別の手段として、検出端子に補償キャパシタの一端を接続し、他端に駆動信号に対し逆位相となる反転駆動信号を印加する構成がある（特許文献１参照）。この構成においても、製造時のばらつき、経年変化、温度ドリフト等に起因するセンスキャパシタと補償キャパシタとの容量値のずれに備えるため、実際にはコモンモードフィードバックループが必要になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００７／０１６３８１５号明細書
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】"A Three-Axis Micromachined Accelerometer with a CMOS Position-Sense Interface and Digital Offset-Trim Electronics" by M. Lemkin, B. E. Boser, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 34, No. 4, April 1999, pp. 456-468
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非特許文献１に記載された検出回路では、センスキャパシタに対し十分に大きい容量値を持つフィードバックキャパシタが必要になる。一方、特許文献１に記載された検出回路でも、幅広い容量範囲のセンスキャパシタに対応し、センスキャパシタや補償キャパシタの容量のばらつきを幅広く許容するには、フィードバックキャパシタの容量値が大きくなる。フィードバックキャパシタの容量値が小さいと、センスキャパシタと補償キャパシタとの容量値の差に応じてフィードバックアンプの出力が変動し、フィードバックアンプのゲインが有限であることに起因して入力コモンモード電圧にずれが生じる。
【０００９】
しかしながら、センスアンプの入力端子に接続されるキャパシタ（センスキャパシタ、補償キャパシタ）の容量値を大きくすると、特許文献１にも記載されているように、ノイズ電荷量が増大し、検出回路が実行するＣ−Ｖ変換の精度を悪化させる原因になる。つまり、従来構成では、入力コモンモード電圧の所望値からのずれ量とノイズの量とが相反する関係にあり、何れにしても検出精度を悪化させる結果となっていた。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、コモンモードフィードバック回路を備えた構成において高い検出精度を得られる静電容量型センサの検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１に記載した発明は、物理量に応じて静電容量の差が変化する一対のセンスキャパシタを有し、これらセンスキャパシタの一端が互いに接続されて共通端子とされ、他端がそれぞれ異なる検出端子とされた静電容量型センサの検出回路である。本検出回路は、第１レベルと第２レベルを交互に持つ駆動信号を生成して共通端子に印加する駆動信号生成回路と、反転入力端子および非反転入力端子がそれぞれ各検出端子に接続され、センスキャパシタの静電容量の差に応じた電圧を差動で出力する全差動型のセンスアンプと、センスアンプの入力コモンモード電圧を規定電圧に制御するコモンモード電圧制御回路とを備えている。
【００１２】
コモンモード電圧制御回路は、入力コモンモード電圧と規定電圧との差電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバックアンプと、一端がそれぞれ各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第１フィードバックキャパシタと、一端が第１フィードバックキャパシタの他端に接続された第２フィードバックキャパシタと、電圧切替回路とを備えて構成されている。
【００１３】
電圧切替回路は、駆動信号が第１レベルとなる期間において、規定電圧または規定電圧に対し第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧方向（つまり規定電圧に対し高電圧方向または低電圧方向）にある電圧値を持つ第１プリセット電圧を第１フィードバックキャパシタの他端に印加して第１フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Reset期間）。
【００１４】
続いて駆動信号が第２レベルとなる期間において、規定電圧に対し第２レベルから見て第１レベルが存在する電圧方向にある電圧値を持つ第２プリセット電圧を第１フィードバックキャパシタの他端に印加するとともに、第２フィードバックキャパシタの他端に規定電圧を印加して第２フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Coarse期間）。その後、これら第２プリセット電圧と規定電圧の印加に替えて、第２フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加する（ＣＶ２期間）。
【００１５】
本手段によれば、Reset期間、Coarse期間、ＣＶ２期間の順で入力コモンモード電圧が規定電圧に等しく制御される。Reset期間は、駆動信号の変化に対抗する電荷を第１フィードバックキャパシタにプリチャージする期間である。Coarse期間は、入力コモンモード電圧が規定電圧または規定電圧に近い値となるように、第１フィードバックキャパシタの他端に第２プリセット電圧を印加する期間である。ＣＶ２期間は、コモンモードフィードバックループを形成して入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御する期間である。規定電圧は、対をなす各電源線の電圧の中央値付近の値が好ましい。
【００１６】
Reset期間では、第１フィードバックキャパシタにゼロまたは規定電圧と第１プリセット電圧との差電圧応じた電荷が設定される。第１フィードバックキャパシタに電荷が設定されると、Coarse期間において、その分だけ規定電圧から見た第２プリセット電圧の大きさを小さくできる。これを換言すれば、所定の第２プリセット電圧が印加されるとき、Reset期間にプリチャージされた電荷の分だけ、入力コモンモード電圧を規定電圧に維持するために必要な第１フィードバックキャパシタの容量値を小さくすることができる。その結果、検出回路で生じるＣ−Ｖ変換時のノイズを低減でき、物理量を高精度に検出できる。また、第１フィードバックキャパシタの容量値を小さく抑えながら、幅広い容量範囲のセンスキャパシタに適用可能となる。さらに、第１フィードバックキャパシタの容量値がばらついても上述した作用および効果を得ることができる。
【００１７】
Coarse期間では、第２フィードバックキャパシタに第２プリセット電圧と規定電圧との差電圧に応じた電荷が設定される。ＣＶ２期間に移行すると、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御するコモンモードフィードバックループが形成される。このとき、Coarse期間で第２フィードバックキャパシタに設定された電荷により、フィードバックアンプの出力電圧が第１フィードバックキャパシタの他端の電圧（第２プリセット電圧）からレベルシフトされる。その結果、Coarse期間の入力コモンモード電圧が規定電圧からずれていても、ＣＶ２期間では一致させることができる。
【００１８】
フィードバックアンプは、ゲインが有限であることに起因して例えば（出力電圧−規定電圧）／ゲインの電圧誤差がその入力端子に残存する。上記レベルシフトにより、ＣＶ２期間のフィードバックアンプの出力電圧が規定電圧または規定電圧に近い値になるので、ゲインの有限性に起因する電圧誤差が減少する。また、より低いゲインを持つフィードバックアンプを適用できる。
【００１９】
本発明には、Coarse期間において、フィードバックアンプの出力を開放して独立した電源から第２プリセット電圧を印加する構成と、第２プリセット電圧としてフィードバック電圧を印加する構成（請求項３記載の発明）とがある。
【００２０】
前者の構成によれば、第２プリセット電圧をフィードバックアンプの出力可能範囲を超える電圧に設定できるので、ＣＶ２期間における第２フィードバックキャパシタによるレベルシフト量を増やすことができる。その結果、第１フィードバックキャパシタの容量値を一層小さくすることができ、一層高い検出精度が得られる。また、Coarse期間ではフィードバック電圧を用いていないので、出力電圧範囲が狭いフィードバックアンプを用いることができる。
【００２１】
後者の構成（請求項３記載の発明）によれば、Coarse期間にコモンモードフィードバックループが形成されるので、センスキャパシタや第１フィードバックキャパシタの容量値にばらつきが存在しても、入力コモンモード電圧が規定電圧に等しくなるように第２プリセット電圧が定まる。これに伴い、ＣＶ２期間のフィードバックアンプの出力電圧が規定電圧に等しくなりまたは近づくので、フィードバックアンプのゲインが有限であることに起因する電圧誤差がゼロまたは小さくなり、一層高い検出精度が得られる。また、ゲインの低いフィードバックアンプを用いても高い検出精度が得られるようになる。
【００２２】
請求項４に記載した発明によれば、Coarse期間にコモンモードフィードバックループが形成される構成において、第２プリセット電圧は、第２レベルから見て第１レベルが存在する電圧方向に対しフィードバックアンプが出力可能な限界電圧近傍の値である。限界電圧とは、フィードバックアンプがコモンモードフィードバックループにおいて帰還制御作用を奏するのに十分なアンプゲインを確保できる限界電圧である。
【００２３】
Coarse期間におけるフィードバックアンプの出力電圧が上記限界電圧を超えると入力コモンモード電圧が規定電圧からずれ、逆に上記限界電圧に対し余裕を持つほど、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく維持するために第１フィードバックキャパシタの容量値を増やす必要がある。本手段によれば、ＣＶ２期間における入力コモンモード電圧に規定電圧からの誤差が残存せず、第１フィードバックキャパシタの容量値を最小限の値にまで低減することができる。これにより、ノイズが低減して一層高い検出精度が得られる。
【００２４】
請求項５に記載した発明によれば、第１プリセット電圧は、第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧側の電源線の電圧と、第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧方向に対しフィードバックアンプが出力可能な限界電圧との間の電圧としている。限界電圧を超える大きさの第１プリセット電圧を設定することにより、第１フィードバックキャパシタにプリチャージされる電荷量が増えるので、その分だけ第１フィードバックキャパシタの容量値を減らすことができる。これによりノイズが低減して一層高い検出精度が得られる。
【００２５】
請求項６に記載した発明によれば、電圧切替回路は、駆動信号が第１レベルとなる期間において、第１フィードバックキャパシタの他端に第１プリセット電圧を印加するとともに第２フィードバックキャパシタの他端に規定電圧を印加して第２フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Reset期間）。その後、これら第１プリセット電圧と規定電圧の印加に替えて、第２フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加する（ＣＶ１期間）。
【００２６】
ＣＶ１期間はReset期間とCoarse期間との間に挿入され、コモンモードフィードバックループが形成される。フィードバックアンプの出力電圧は、Reset期間に第２フィードバックキャパシタに設定された電荷により、第１フィードバックキャパシタの他端の電圧（第１プリセット電圧）からレベルシフトされて規定電圧に等しくなる。これにより、フィードバックアンプのゲインが有限であることに起因する電圧誤差が発生せず、センスアンプおよびフィードバックアンプが持つオフセット電圧がセンスアンプの出力電圧に現れる。一方、ＣＶ２期間では、上記オフセット電圧とともに、センスキャパシタの静電容量の差に応じた電圧が差動でセンスアンプの出力電圧に現れる。従って、ＣＶ１期間の出力電圧とＣＶ２期間の出力電圧との差分により、アンプのオフセット電圧の影響を受けることなく物理量を検出できる。
【００２７】
請求項７に記載した発明は、請求項１に記載した発明と同様の静電容量型センサの検出回路であって、同様の駆動信号生成回路およびセンスアンプと、以下に述べるコモンモード電圧制御回路とを備えている。コモンモード電圧制御回路は、一端がそれぞれ各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の補償キャパシタと、駆動信号と逆位相となるように第２レベルと第１レベルを交互に持つ反転駆動信号を生成して補償キャパシタの他端に印加する反転駆動信号生成回路と、請求項１に記載した発明と同様のフィードバックアンプ、第１フィードバックキャパシタおよび第２フィードバックキャパシタと、以下に述べる電圧切替回路とを備えて構成されている。
【００２８】
電圧切替回路は、駆動信号が第１レベルとなる期間において、所定の電圧値を持つ第１プリセット電圧を第１フィードバックキャパシタの他端に印加して第１フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Reset期間）。続いて駆動信号が第２レベルとなる期間において、第１フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加するとともに第２フィードバックキャパシタの他端に規定電圧を印加して第２フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Coarse期間）。その後、これらフィードバック電圧と規定電圧の印加に替えて、第２フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加する（ＣＶ２期間）。
【００２９】
本手段によれば、Reset期間、Coarse期間、ＣＶ２期間の順で入力コモンモード電圧が規定電圧に等しく制御される。Reset期間は、駆動信号の変化に備えて補償キャパシタに反転駆動信号を印加して電荷を設定するとともに、所定の電荷を第１フィードバックキャパシタにプリチャージする期間である。Coarse期間とＣＶ２期間は、コモンモードフィードバックループを形成して入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御する期間である。
【００３０】
Reset期間からCoarse期間に移行すると、駆動信号のレベルと反転駆動信号のレベルが入れ替わる。センスキャパシタと補償キャパシタの容量値が等しければ、コモンモードフィードバックループがなくても入力コモンモード電圧は規定電圧のまま不変となる。しかし、両キャパシタの容量値が異なれば、補償キャパシタによる上記補償動作は不完全となる。
【００３１】
そこで、コモンモードフィードバックループを形成し、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御する。このとき、フィードバックアンプの出力電圧と規定電圧との差電圧により第２フィードバックキャパシタに電荷が設定される。ＣＶ２期間に移行すると、この電荷によりフィードバックアンプの出力電圧が第１フィードバックキャパシタの他端の電圧からレベルシフトされ、フィードバックアンプの出力電圧は規定電圧に等しくなる。
【００３２】
ノイズを低減するために補償キャパシタおよび／または第１フィードバックキャパシタの容量値を小さくすると、フィードバックアンプの出力電圧が第２レベルから見て第１レベルが存在する電圧方向に増大する。このため、従来構成においては、フィードバックアンプのゲインが有限であることに起因する電圧誤差が残存する。さらに、フィードバックアンプの出力電圧が限界電圧を超えると、もはや入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御できなかった。
【００３３】
本手段によれば、上記ＣＶ２期間におけるレベルシフトにより、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御することができる。また、ＣＶ２期間のフィードバックアンプの出力電圧も規定電圧または規定電圧に近い値に制御できる。従って、ＣＶ２期間においてアンプゲインの有限性に起因する電圧誤差が発生せず、ゲインの低いフィードバックアンプを用いることができる。また、従来構成に比べて補償キャパシタおよび／または第１フィードバックキャパシタの容量値を小さく設定できるので、ノイズが低減して高い検出精度が得られる。さらに、幅広い容量範囲のセンスキャパシタに適用でき、補償キャパシタや第１フィードバックキャパシタの容量値がばらついても上述した作用および効果を得ることができる。
【００３４】
請求項８に記載した発明によれば、補償キャパシタの容量値は、センスキャパシタの容量値にほぼ等しく設定されているので、仮にコモンモードフィードバックループがなくても、入力コモンモード電圧は規定電圧に近い値に維持される。従って、この場合には第１プリセット電圧を規定電圧に等しく設定すればよい。
【００３５】
請求項９に記載した発明は、請求項６に記載した発明と同様の作用および効果を奏する。
請求項１０に記載した発明は、請求項１に記載した発明と同様の静電容量型センサの検出回路であって、同様の駆動信号生成回路およびセンスアンプと、以下に述べるコモンモード電圧制御回路とを備えている。コモンモード電圧制御回路は、請求項１に記載した発明と同様のフィードバックアンプ、第１フィードバックキャパシタおよび第２フィードバックキャパシタと、一端がそれぞれ各検出端子に接続され、他端が互いに接続された一対の第３フィードバックキャパシタと、以下に述べる電圧切替回路とを備えて構成されている。
【００３６】
電圧切替回路は、駆動信号が第１レベルとなる期間において、所定の電圧値を持つ第１プリセット電圧を第１フィードバックキャパシタの他端に印加して第１フィードバックキャパシタに電荷を設定するとともに、規定電圧に対し第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧方向にある電圧値を持つ第２プリセット電圧を第３フィードバックキャパシタの他端に印加して第３フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Reset期間）。駆動信号が第２レベルとなる期間において、第１フィードバックキャパシタの他端と第３フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加するとともに第２フィードバックキャパシタの他端に規定電圧を印加して第２フィードバックキャパシタに電荷を設定する（Coarse期間）。その後、これらフィードバック電圧と規定電圧の印加に替えて、第２フィードバックキャパシタの他端にフィードバック電圧を印加する（ＣＶ２期間）。
【００３７】
本手段によれば、Reset期間、Coarse期間、ＣＶ２期間の順で入力コモンモード電圧が規定電圧に等しく制御される。Reset期間は、駆動信号の変化に対抗する電荷を第３フィードバックキャパシタにプリチャージするとともに、所定の電荷を第１フィードバックキャパシタにプリチャージする期間である。Coarse期間とＣＶ２期間は、第１フィードバックキャパシタと第３フィードバックキャパシタを並列に接続し、コモンモードフィードバックループを形成して入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御する期間である。
【００３８】
Reset期間で第１フィードバックキャパシタおよび第３フィードバックキャパシタに電荷が設定されると、Coarse期間において、その分だけフィードバックアンプの出力電圧の規定電圧からの振幅を抑えられる。これを換言すれば、Reset期間にプリチャージされた電荷の分だけ、第１フィードバックキャパシタまたは第３フィードバックキャパシタの容量値を小さくすることができる。その結果、検出回路で生じるＣ−Ｖ変換時のノイズを低減でき、物理量を高精度に検出できる。また、第１、第３フィードバックキャパシタの容量値を小さく抑えながら、幅広い容量範囲のセンスキャパシタに適用可能となる。もしくは、第１、第３フィードバックキャパシタの容量値の総和が同じであれば、第３フィードバックキャパシタの容量値を高める方が、容量値のばらつきに強くなり、上述した作用および効果をより効果的に得ることができる。
【００３９】
Coarse期間では、第２フィードバックキャパシタにフィードバックアンプの出力電圧と規定電圧との差電圧に応じた電荷が設定される。その後、ＣＶ２期間に移行すると、この電荷によりフィードバックアンプの出力電圧が第１フィードバックキャパシタの他端の電圧からレベルシフトされ、フィードバックアンプの出力電圧が規定電圧に等しくなる。
【００４０】
ノイズを低減するために第１フィードバックキャパシタまたは第３フィードバックキャパシタの容量値を小さくすると、Coarse期間におけるフィードバックアンプの出力電圧が第２レベルから見て第１レベルが存在する電圧方向に増大する。このため、入力コモンモード電圧にフィードバックアンプのゲインが有限であることに起因する電圧誤差が残存する。さらに、フィードバックアンプの出力電圧が限界電圧を超えると、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御できなくなる。
【００４１】
本手段によれば、上記ＣＶ２期間におけるレベルシフトにより、入力コモンモード電圧を規定電圧に等しく制御することができる。また、ＣＶ２期間のフィードバックアンプの出力電圧も規定電圧または規定電圧に近い値に制御できる。従って、ＣＶ２期間においてアンプゲインの有限性に起因する電圧誤差が発生せず、ゲインの低いフィードバックアンプを用いることができる。
【００４２】
請求項１２に記載した発明は、請求項６に記載した発明と同様の作用および効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す検出回路の構成図
【図２】入力コモンモード電圧の制御に係る波形図
【図３】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図４】図２相当図
【図５】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図６】図２相当図
【図７】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図８】図２相当図
【発明を実施するための形態】
【００４４】
各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。各実施形態は入力コモンモード電圧の制御に係る発明であるため、当該制御に関与しない構成については省略する。
【００４５】
（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。図１に示す全差動型の検出回路１は、静電容量型センサ２に対するＣ−Ｖ変換を実行し、加速度、圧力などの物理量に応じた検出信号を出力する。検出信号からオペアンプのオフセット電圧の影響を除くため、検出回路１の後段には図示しないＣＤＳ（correlated double sampling）回路が接続されている。検出回路１は、電源線３、４を介して与えられる電源電圧ＶDDにより動作する。
【００４６】
静電容量型センサ２は、物理量に応じて静電容量がそれぞれＣｓ＋ΔＣｓ、Ｃｓ−ΔＣｓのように逆相に変化する一対のセンスキャパシタＣｓ、Ｃｓを備えている。これらのセンスキャパシタＣｓ、Ｃｓの一端は互いに接続されて共通端子２ｃとされ、他端はそれぞれ検出端子２ａ、２ｂとされている。検出回路１は、駆動信号生成回路５を備えており、第１レベル（例えば規定電圧Ｖcmの２倍）と第２レベル（例えば０Ｖ）が順次入れ替わる駆動信号Ｖｒを生成して共通端子２ｃに印加する。
【００４７】
検出回路１は、反転入力端子、非反転入力端子がそれぞれ検出端子２ａ、２ｂに接続され、センスキャパシタＣｓの静電容量の差±ΔＣｓに応じた電圧を差動で出力する全差動型のセンスアンプ６を備えている。センスアンプ６の入出力端子間には、静電容量Ｃｆを持つキャパシタＣｆ、Ｃｆが接続されている。このセンスアンプ６の入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに等しく制御するため、検出回路１はコモンモード電圧制御回路７を備えている。
【００４８】
規定電圧Ｖcmは、電源電圧ＶDDとグランド電圧０Ｖとの中央値付近の電圧に設定されている。これは、センスキャパシタＣｓの駆動により入力端子のレベルが過渡的に変動する場合に電源電圧の範囲を超えないようにするため、およびオペアンプを用いて規定電圧Ｖcmを生成する場合にオペアンプにとって都合が良い電圧であることによる。センスアンプ６の各入力端子には、規定電圧Ｖcmを印加するためのスイッチ８、９が接続されている。キャパシタＣｆ、Ｃｆの各出力側の端子には、センスアンプ６の各出力端子と接続するためのスイッチ１６、１６と、規定電圧Ｖcmを印加するためのスイッチ１７、１７が接続されている。出力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに制御するコモンモード電圧制御回路は、センスアンプ６に内蔵されている。
【００４９】
コモンモード電圧制御回路７は、フィードバックアンプ１０、一対の第１フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb1、第２フィードバックキャパシタＣfb2およびスイッチ１１〜１４からなる電圧切替回路１５により構成されている。フィードバックアンプ１０は、スイッチトキャパシタ回路の構成を備えており、２つの反転入力端子の平均電圧である入力コモンモード電圧と規定電圧Ｖcmとの差電圧を増幅したフィードバック電圧Ｖamp（＝ゲイン×（規定電圧Ｖcm−入力コモンモード電圧）＋定電圧Ｖｃ）を出力する。以下においては定電圧Ｖｃを規定電圧Ｖcmに等しく設定しているが、これに限られるものではない。
【００５０】
フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb1の一端はそれぞれ検出端子２ａ、２ｂに接続されており、他端はノードｎ１に共通に接続されている。ノードｎ１には、スイッチ１１を介して第１プリセット電圧Ｖresetが印加され、或いはスイッチ１４を介してフィードバック電圧Ｖampが印加されるようになっている。フィードバックキャパシタＣfb2の一端はノードｎ１に接続されており、他端にはスイッチ１２を介して規定電圧Ｖcmが印加され、或いはスイッチ１３を介してフィードバック電圧Ｖampが印加されるようになっている。スイッチ８、９、１１、１７はReset期間にオンし、スイッチ１２はReset期間とCoarse期間にオンし、スイッチ１３はＣＶ１期間とＣＶ２期間にオンし、スイッチ１４はCoarse期間にオンし、スイッチ１６はReset期間以外でオンする。
【００５１】
次に、センスアンプ６の入力コモンモード電圧の制御に係る作用について説明する。入力コモンモード電圧の制御は、図２に示すように（ａ）Reset期間、（ｂ）ＣＶ１期間、（ｃ）Coarse期間、（ｂ）ＣＶ２期間を順次繰り返すことにより行われる。駆動信号Ｖｒは、Reset期間とＣＶ１期間において２Ｖcm（第１レベル）となり、Coarse期間とＣＶ２期間において０Ｖ（第２レベル）となる。Ｖc1はフィードバックキャパシタＣfb2の一端側（ノードｎ１）の電圧であり、Ｖc2は他端側の電圧である。また、以下に説明する計算では、特に断らない限りフィードバックアンプ１０のゲインは無限大と仮定する。
【００５２】
Reset期間では、スイッチ１３、１４、１６がオフし、スイッチ８、９、１１、１２、１７がオンする。これにより、ノードｎ１にプリセット電圧Ｖresetが印加され、駆動信号Ｖｒのレベル反転に対抗するための電荷がフィードバックキャパシタＣfb1に設定される。プリセット電圧Ｖresetは、規定電圧Ｖcmに対し第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧方向、つまり規定電圧Ｖcmに対し低電圧方向にある電圧である。
【００５３】
後述するように、フィードバックキャパシタＣfb1の容量値を減らすには、プリセット電圧Ｖresetはより低い電圧が好ましい。そこで、低電圧側の電源線４（グランド線）の電圧と、低電圧方向に対しフィードバックアンプ１０が出力可能な下限電圧Ｖminとの間の電圧としている。また、ＣＶ１期間におけるフィードバック電圧Ｖampを規定電圧Ｖcmに等しくするため、フィードバックキャパシタＣfb2にプリセット電圧Ｖresetと規定電圧Ｖcmとの差に応じた電荷が設定される。
【００５４】
ＣＶ１期間では、スイッチ８、９、１１、１２、１４、１７がオフし、スイッチ１３、１６がオンして、フィードバックキャパシタＣfb2、Ｃfb1を介したコモンモードフィードバックループが形成される。これにより、入力コモンモード電圧は規定電圧Ｖcmに等しく制御される。フィードバック電圧Ｖampは、Reset期間にフィードバックキャパシタＣfb2に設定された電荷により、ノードｎ１の電圧Ｖc1（プリセット電圧Ｖreset）からレベルシフトされて規定電圧Ｖcmに等しくなる。
【００５５】
フィードバックアンプ１０は、ゲインが有限であることに起因して（出力電圧Ｖamp−定電圧Ｖｃ）／ゲイン（＝（出力電圧Ｖamp−規定電圧Ｖcm）／ゲイン）の電圧誤差がその入力端子に残存するが、Ｖamp＝ＶcmとなるＣＶ１期間ではこの電圧誤差は生じない。従って、センスアンプ６は、センスアンプ６とフィードバックアンプ１０のオフセット電圧に係る誤差だけを含む電圧Ｖcm＋Ｖoffset、Ｖcm−Ｖoffsetを出力する。ＣＤＳ回路は、このときの出力電圧Ｖout+、Ｖout-を保持する。
【００５６】
Coarse期間では、スイッチ８、９、１１、１３、１７がオフし、スイッチ１２、１４、１６がオンして、フィードバックキャパシタＣfb1を介したコモンモードフィードバックループが形成される。ノードｎ１に与えられるフィードバック電圧Ｖampは第２プリセット電圧に相当する。駆動信号Ｖｒが２Ｖcmから０Ｖに低下すると、入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmに等しくなるようにフィードバック電圧Ｖampが上昇する。このときのフィードバック電圧Ｖampは、規定電圧Ｖcmに対し第２レベルから見て第１レベルが存在する電圧方向、つまり規定電圧Ｖcmに対し高電圧方向にある電圧である。
【００５７】
このとき、Reset期間に設定されたフィードバックキャパシタＣfb1の電荷が存在するので、その分だけフィードバック電圧Ｖampの上昇が抑えられる。換言すれば、フィードバックキャパシタＣfb1にプリチャージされた電荷の分だけ、入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに維持するために必要なフィードバックキャパシタＣfb1の容量値を小さくすることができる。
【００５８】
ＣＶ１期間におけるコモンモードの電荷ＱCV1は、センスアンプ６の入力端子を基準にすると（１）式のようになる。
ＱCV1＝Ｃfb1（Ｖcm−Ｖreset）−ＣｓＶcm  …（１）
Coarse期間におけるコモンモードの電荷Ｑcoarseは（２）式のようになる。Ｖinは、センスアンプ６の入力コモンモード電圧である。
Ｑcoarse＝Ｃfb1（Ｖin−Ｖamp）＋ＣｓＶin＋Ｃｆ（Ｖin−Ｖcm）  …（２）
【００５９】
ＱCV1＝Ｑcoarseの電荷保存式から（３）式が得られる。この式は、Coarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampと入力コモンモード電圧Ｖinとの関係を示している。
【数１】
2014020828.tif 000003
【００６０】
（３）式によれば、センスキャパシタＣｓの容量値が大きいほど、またはフィードバックキャパシタＣfb1の容量値が小さいほど、高いフィードバック電圧Ｖampが必要になる。フィードバックアンプ１０は、その出力電圧Ｖampが限界電圧（上限電圧Ｖmaxまたは下限電圧Ｖmin）を超えると、帰還制御作用を奏するのに十分なゲインを確保できなくなる。従って、荒い制御を行うCoarse期間では、フィードバック電圧Ｖampの不足またはゲインの低下により、入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmから低下する場合も生じ得る。また、フィードバック電圧Ｖampと規定電圧Ｖcmとのずれにより、ゲインの有限性に起因する電圧誤差も残る。そこで、コモンモード電圧制御回路７は、ＣＶ２期間に移行してさらに高精度の制御を実行する。そのための準備として、フィードバックキャパシタＣfb2に、フィードバック電圧Ｖampと規定電圧Ｖcmとの差電圧に応じた電荷が設定される。
【００６１】
ＣＶ２期間では、スイッチ８、９、１１、１２、１４、１７がオフし、スイッチ１３、１６がオンして、ＣＶ１期間と同様にフィードバックキャパシタＣfb2、Ｃfb1を介したコモンモードフィードバックループが形成される。フィードバック電圧Ｖampは、Coarse期間にフィードバックキャパシタＣfb2に設定された電荷により、ノードｎ１の電圧Ｖc1から低電圧方向にレベルシフトされる。
【００６２】
その結果、Coarse期間の入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmから低電圧方向にずれていた場合でも、ＣＶ２期間になると上記レベルシフト作用によりフィードバックアンプ１０のゲインが増え、入力コモンモード電圧は規定電圧Ｖcmに等しくなる。また、Coarse期間の入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmに一致していた場合には、さらにフィードバック電圧Ｖampも規定電圧Ｖcmに等しくなる。
【００６３】
後者の場合には、フィードバックアンプ１０のゲインが有限であることに起因する電圧誤差が生じない。センスアンプ６は、センスキャパシタＣｓの変化量ΔＣｓに応じた電圧と、アンプ６、１０のオフセット電圧誤差とを含む電圧Ｖcm＋（ＶｒΔＣｓ／Ｃｆ）＋Ｖoffset、Ｖcm−（ＶｒΔＣｓ／Ｃｆ）−Ｖoffsetを出力する。ＣＤＳ回路は、このＣＶ２期間の出力電圧Ｖout+、Ｖout-とＣＶ１期間に保持した出力電圧Ｖout+、Ｖout-との差分から、アンプ６、１０のオフセット電圧の影響を受けることなく物理量を検出できる。
【００６４】
ＣＶ２期間におけるコモンモードの電荷ＱCV2は、センスアンプ６の入力端子を基準にすると（４）式のようになる。
ＱCV2＝Ｃfb1（Ｖcm−Ｖc1）＋ＣｓＶcm  …（４）
ＱCV1＝ＱCV2の電荷保存式から（５）式が得られる。
Ｖc1＝Ｖreset＋（２Ｃｓ／Ｃfb1）Ｖcm  …（５）
【００６５】
フィードバックキャパシタＣfb2の容量値は比較的自由に設定でき、例えばＣfb1の２倍程度に設定すればよい。フィードバックキャパシタＣfb2の容量値が小さ過ぎると、フィードバックキャパシタＣfb1とＣfb2の直列容量値が小さくなるので、フィードバックアンプ１０の出力の振れ幅が大きくなる。一方、フィードバックキャパシタＣfb2の容量値を過剰に大きくしても、直列容量値はＣfb1に律速されてあまり大きくならないので、フィードバックアンプ１０の出力の振れ幅の低減効果が小さくなる。
【００６６】
以上説明したように、本実施形態の検出回路１は、アクティブタイプのコモンモードフィードバックループの作用により入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに等しく制御する。コモンモードフィードバックが存在しない場合には、センスアンプ６の入力端子の寄生容量は、反転側と非反転側とで特性(容量値、温度特性、電圧特性等)が揃っていても温度依存性や電圧依存性を持つため、静電容量型センサ２の駆動量が変化して感度変化を引き起こす。また、反転側と非反転側とで寄生容量にミスマッチが存在すると、入力端子の電荷変動量に差が生じてオフセットが発生する。反転側と非反転側とで寄生容量の温度特性や電圧依存性が異なると、条件に依存して上記ミスマッチの量が変化してオフセットが変動する。検出回路１によれば、コモンモードフィードバックの作用により、上記寄生容量に係る誤差を低減できる。
【００６７】
Reset期間にプリセット電圧Ｖresetを印加してフィードバックキャパシタＣfb1をプリチャージしたので、その電荷分だけCoarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampの上昇が抑えられる。これにより、入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに維持するために必要なフィードバックキャパシタＣfb1の容量値を小さくすることができる。容量値が小さくなると、検出回路１が実行するＣ−Ｖ変換時のノイズが低減するので、物理量を高精度に検出できる。
【００６８】
また、プリセット電圧Ｖresetを低く設定するほど、同じフィードバックキャパシタＣfb1に対し、より大きい容量値を持つセンスキャパシタＣｓからなる静電容量型センサ２に適用可能となる。さらに、プリセット電圧Ｖresetを低く設定するほどフィードバックキャパシタＣfb1として適用可能な容量値の範囲が広がるので、センスキャパシタＣｓやフィードバックキャパシタＣfb1の容量値がばらついても上述した作用および効果を得ることができる。本実施形態では、フィードバックアンプ１０が出力可能な下限電圧Ｖminよりも低いプリセット電圧Ｖresetを設定したので、上述した効果がより大きくなる。
【００６９】
コモンモード電圧制御回路７は、Coarse期間にフィードバックキャパシタＣfb2に電荷を設定し、ＣＶ２期間にその電荷を用いてフィードバック電圧Ｖampをレベルシフトする。これにより、Coarse期間に入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmからずれていても、ＣＶ２期間では一致させることができる。この作用により、入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに維持するために必要なフィードバックキャパシタＣfb1の容量値を一層小さくすることができ、一層高い検出精度が得られる。
【００７０】
上記レベルシフトにより、ＣＶ２期間のフィードバック電圧Ｖampが規定電圧Ｖcmまたは規定電圧Ｖcmに近い値になる。これにより、フィードバックアンプ１０のゲインが高い領域で帰還制御が行われ、フィードバックアンプ１０のゲインが有限であることに起因する電圧誤差が減少する。また、より低いゲインを持つフィードバックアンプ１０が適用可能となる。Coarse期間にコモンモードフィードバックループが形成される本実施形態では、センスキャパシタＣｓやフィードバックキャパシタＣfb1の容量値がばらついてもこれらの作用および効果を得ることができる。
【００７１】
Coarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampが、フィードバックアンプ１０が出力可能な上限電圧Ｖmax近傍の値となるようにフィードバックキャパシタＣfb1の容量値を設定することが好ましい。Coarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampが上限電圧Ｖmaxを超えると入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmからずれ、逆に上限電圧Ｖmaxに対し余裕を持つほど、入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに等しく制御するために必要なフィードバックキャパシタＣfb1の容量値が大きくなるからである。
【００７２】
Reset期間とCoarse期間との間にＣＶ１期間を設け、アンプ６、１０のオフセット電圧をＣＤＳ回路に出力するように構成したので、ＣＶ１期間とＣＶ２期間の出力電圧の差分に基づいて、アンプ６、１０のオフセット電圧の影響を受けることなく物理量を検出できる。また、検出回路１は、全差動型の構成を備えているので、コモンモードノイズの抑制効果が大きく、チャージインジェクションやクロックフィードスルーのようなエラーを低減でき、出力信号の振幅を増やすことができる。
【００７３】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について図３および図４を参照しながら説明する。図３に示すように、検出回路２１はコモンモード電圧制御回路２２を備えており、そのコモンモード電圧制御回路２２は電圧切替回路２３を備えている。電圧切替回路２３は、図１に示した電圧切替回路１５に対し、スイッチ１４に替えてスイッチ２４を備えた点が異なっている。スイッチ２４はCoarse期間にオンする。
【００７４】
検出回路２１は、図１に示した検出回路１とほぼ同様に動作するが、Coarse期間にコモンモードフィードバックループが形成されず、外部電源からノードｎ１にスイッチ２４を介して第２プリセット電圧Ｖcoarseが与えられる点で異なっている。このプリセット電圧Ｖcoarse（＝Ｖc1）は、入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmに等しくなる電圧である。Coarse期間におけるコモンモードの電荷Ｑcoarseは、センスアンプ６の入力端子を基準にすると（６）式のようになる。
Ｑcoarse＝Ｃfb1（Ｖcm−Ｖc1）＋ＣｓＶcm  …（６）
【００７５】
一方、ＣＶ１期間におけるコモンモードの電荷ＱCV1は、既述したように（１）式のようになる。ＱCV1＝Ｑcoarseの電荷保存式から、プリセット電圧Ｖcoarse（＝Ｖc1）は（７）式で得られる電圧となる。
Ｖc1＝Ｖreset＋（２Ｃｓ／Ｃfb1）Ｖcm  …（７）
【００７６】
本実施形態によれば、第２プリセット電圧Ｖcoarseをフィードバックアンプ１０の上限電圧Ｖmaxを超える電圧に設定できるので、ＣＶ２期間におけるフィードバックキャパシタＣfb2のレベルシフト量を高めることができる。その結果、フィードバックキャパシタＣfb1の容量値を一層小さくすることができ、Ｃ−Ｖ変換時のノイズが低減して物理量を高精度に検出できる。また、Coarse期間ではフィードバック電圧Ｖampを用いていないので、出力電圧範囲が狭いフィードバックアンプ１０を用いることができる。その他、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００７７】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について図５および図６を参照しながら説明する。図５に示すように、検出回路３１はコモンモード電圧制御回路３２を備えている。コモンモード電圧制御回路３２は、フィードバックアンプ１０、一対の第１フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb1、第２フィードバックキャパシタＣfb2、一対の補償キャパシタＣinv、Ｃinv、スイッチ１１〜１４からなる電圧切替回路３３および反転駆動信号生成回路３４により構成されている。
【００７８】
補償キャパシタＣinv、Ｃinvの一端はそれぞれ検出端子２ａ、２ｂに接続されており、他端は反転駆動信号生成回路３４の出力端子に接続されている。補償キャパシタＣinvの容量値は、センスキャパシタＣｓの容量値に等しい値に設定されている。反転駆動信号生成回路３４は、駆動信号Ｖｒと逆位相となるように第２レベル（０Ｖ）と第１レベル（２Ｖcm）を交互に持つ反転駆動信号／Ｖｒ（／はバーを表す）を生成して出力する。電圧切替回路３３は、電圧切替回路１５と同様の接続形態を備えているが、第１プリセット電圧Ｖresetが規定電圧Ｖcmに等しい点で相違する。
【００７９】
次に、本実施形態の作用について説明する。第１の実施形態と同様の作用については説明を省略する。コモンモード電圧制御回路３２は、図６に示すように（ａ）Reset期間、（ｂ）ＣＶ１期間、（ｃ）Coarse期間、（ｂ）ＣＶ２期間を順次繰り返す。センスキャパシタＣｓと補償キャパシタＣinvの容量値が等しければ、補償キャパシタＣinvを反転駆動信号／Ｖｒで駆動することにより、入力コモンモード電圧は規定電圧Ｖcmに等しく維持される。しかしながら、実際には製造時のばらつき、経年変化、温度ドリフト等によりセンスキャパシタＣｓと補償キャパシタＣinvの容量値にずれが生じるため、コモンモードフィードバックループが必要になる。
【００８０】
Reset期間では、駆動信号Ｖｒのレベル反転に対抗するための電荷が補償キャパシタＣinvに設定される。本実施形態ではＶreset＝Ｖcmとしたので、フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb2には電荷が設定されない。
【００８１】
ＣＶ１期間を経てCoarse期間に移行して駆動信号Ｖｒが２Ｖcmから０Ｖに低下すると、反転駆動信号／Ｖｒが０Ｖから２Ｖcmに上昇して入力コモンモード電圧を維持する作用が生じる。さらに、フィードバックキャパシタＣfb1を介したコモンモードフィードバックループが形成され、入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmに等しくなる。このときのフィードバック電圧Ｖampは、規定電圧Ｖcmのまま不変（Ｃinv＝Ｃｓ）、上昇（Ｃinv＜Ｃｓ）、低下（Ｃinv＞Ｃｓ）の何れかに定まる。図６にはＣinv＞Ｃｓの場合が示されている。ＣＶ２期間に移行すると、上記何れの場合でもフィードバック電圧Ｖampは規定電圧Ｖcmに等しくなる。
【００８２】
本実施形態によれば、主として反転駆動信号生成回路３４と補償キャパシタＣinvの作用により入力コモンモード電圧を補償し、この補償動作を補うようにコモンモードフィードバックが作用する。その結果、入力コモンモード電圧およびフィードバック電圧Ｖampを規定電圧Ｖcmに等しく制御でき、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。なお、センスキャパシタＣｓと補償キャパシタＣinvの容量値は異なっていてもよいが、補償キャパシタＣinvとフィードバックキャパシタＣfb1の総容量値を低減するためにはＣinv＝Ｃｓに設定することが好ましい。
【００８３】
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について図７および図８を参照しながら説明する。図７に示すように、検出回路４１はコモンモード電圧制御回路４２を備えている。コモンモード電圧制御回路４２は、フィードバックアンプ１０、一対の第１フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb1、第２フィードバックキャパシタＣfb2、一対の第３フィードバックキャパシタＣfb3、Ｃfb3およびスイッチ１１〜１４、４４、４５からなる電圧切替回路４３により構成されている。
【００８４】
第３フィードバックキャパシタＣfb3、Ｃfb3の一端は、それぞれ検出端子２ａ、２ｂに接続されている。他端は共通に接続されており、スイッチ４４を介して電源線４に接続されているとともに、スイッチ４５を介してノードｎ１に接続されている。スイッチ１１〜１４の動作は第１の実施形態で説明した通りであり、スイッチ４４はReset期間とＣＶ１期間にオンし、スイッチ４５はCoarse期間とＣＶ２期間にオンする。
【００８５】
次に、本実施形態の作用について説明する。第１の実施形態と同様の作用については説明を省略する。コモンモード電圧制御回路４２は、図８に示すように（ａ）Reset期間、（ｂ）ＣＶ１期間、（ｃ）Coarse期間、（ｄ）ＣＶ２期間を順次繰り返す。
【００８６】
Reset期間では、スイッチ４４がオンし、スイッチ４５がオフするので、フィードバックキャパシタＣfb3の他端に第２プリセット電圧が印加される。第２プリセット電圧は、規定電圧Ｖcmに対し第１レベル（２Ｖcm）から見て第２レベル（０Ｖ）が存在する電圧方向、つまり規定電圧Ｖcmに対し低電圧方向にある電源線４の電圧（０Ｖ）である。これにより、駆動信号Ｖｒのレベル反転に対抗するための電荷がフィードバックキャパシタＣfb3に設定される。また、スイッチ１１がオンしてフィードバックキャパシタＣfb1の他端に第１プリセット電圧が印加されるが、本実施形態では第１プリセット電圧を規定電圧Ｖcmに等しく設定したので、フィードバックキャパシタＣfb1には電荷が設定されない。
【００８７】
ＣＶ１期間では、フィードバックキャパシタＣfb2、Ｃfb1を介したコモンモードフィードバックループが形成される。フィードバックキャパシタＣfb3には引き続き電荷が設定されている。コモンモードの電荷ＱCV1は、センスアンプ６の入力端子を基準にすると（８）式のようになる。
ＱCV1＝Ｃfb3Ｖcm−ＣｓＶcm  …（８）
【００８８】
Coarse期間とＣＶ２期間では、スイッチ４４がオフし、スイッチ４５がオンするので、検出端子２ａ、２ｂとノードｎ１との間にフィードバックキャパシタＣfb1とＣfb3が並列に接続される。コモンモードの電荷Ｑcoarseは、センスアンプ６の入力端子を基準にすると（９）式のようになる。
Ｑcoarse＝（Ｃfb1＋Ｃfb3）（Ｖcm−Ｖc1）＋ＣｓＶcm  …（９）
ＱCV1＝Ｑcoarseの電荷保存式から（１０）式が得られる。
Ｖc1＝（（Ｃfb1＋２Ｃｓ）／（Ｃfb1＋Ｃfb3））Ｖcm  …（１０）
【００８９】
Coarse期間とＣＶ２期間では、並列のフィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb3を介したコモンモードフィードバックループが形成され、第１の実施形態と同様の作用により入力コモンモード電圧およびフィードバック電圧Ｖampが規定電圧Ｖcmに等しくなる。
【００９０】
本実施形態によれば、Reset期間にフィードバックキャパシタＣfb3をプリチャージしたので、その電荷分だけCoarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampの上昇が抑えられる。これにより、入力コモンモード電圧を規定電圧Ｖcmに維持するために必要なフィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb3の総容量値を小さくすることができ、物理量を高精度に検出できる。（１０）式によれば、フィードバックキャパシタＣfb1、Ｃfb3の総容量値が同じ場合、フィードバックキャパシタＣfb3の容量値の比率を高めることにより、Coarse期間におけるフィードバック電圧Ｖampの上昇をより効果的に抑えられる。
【００９１】
また、本実施形態で用いる第１、第２プリセット電圧は規定電圧Ｖcmと０Ｖのみであるため、他の実施形態に比べ電源構成を簡易化できる。その他、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００９２】
（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
【００９３】
第１、第２の実施形態において、プリセット電圧Ｖresetを規定電圧Ｖcmに等しく設定してもよい。この場合であっても、Coarse期間からＣＶ２期間に移行する際のレベルシフト作用が得られるので、フィードバックキャパシタＣfb1の容量値を小さくすることができる。
【００９４】
第２の実施形態において、プリセット電圧Ｖcoarseは、Coarse期間の入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmにほぼ等しくなる電圧であればよい。このようなプリセット電圧Ｖcoarseは、ＣＶ２期間への移行により入力コモンモード電圧が規定電圧Ｖcmに等しくなる電圧である。また、プリセット電圧Ｖresetは、電源線４の電圧とフィードバックアンプ１０が出力可能な下限電圧Ｖminとの間の電圧に設定するとよい。
【００９５】
第４の実施形態において、第１プリセット電圧は、規定電圧Ｖcmと異なっていてもよい。また、第２プリセット電圧は、規定電圧Ｖcmに対し低電圧方向にある電圧であれば０Ｖに限られない。
【００９６】
各実施形態において、ＣＤＳ回路は必ずしも具備する必要はない。ＣＤＳ回路を用いない場合にはＣＶ１期間は不要である。また、オフセットの補償手段は、後段に設けたＣＤＳ回路に限られない。センスアンプ６自身にオフセットキャンセル機能を付加するなど、他の手段を用いてもよい。ただし、他の手段を用いる場合でもＣＤＳ回路を併用する方が好ましい。
【００９７】
各実施形態は、駆動信号Ｖｒの第１レベルを０Ｖ、第２レベルを２Ｖcmとしても同様に作用する。この場合、規定電圧に対し第１レベルから見て第２レベルが存在する電圧方向とは、規定電圧Ｖcmに対し高電圧方向を意味する。また、駆動信号Ｖｒの第１レベルと第２レベルの値は２Ｖcm、０Ｖに限られず、所望の検出感度を得るために適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００９８】
図面中、１、２１、３１、４１は検出回路、２は静電容量型センサ、３、４は電源線、５は駆動信号生成回路、６はセンスアンプ、７、２２、３２、４２はコモンモード電圧制御回路、１０はフィードバックアンプ、１５、２３、３３、４３は電圧切替回路、３４は反転駆動信号生成回路、Ｃｓはセンスキャパシタ、Ｃfb1は第１フィードバックキャパシタ、Ｃfb2は第２フィードバックキャパシタ、Ｃfb3は第３フィードバックキャパシタ、Ｃinvは補償キャパシタである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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