(57)【要約】【課題】適時にコンバータによる昇圧停止を実行することにより損失を低減する。【解決手段】モータ駆動制御装置は、直流電圧を昇圧可能なコンバータと、コンバータから出力される直流電圧を交流電圧に変換してモータ駆動電圧として出力するインバータと、コンバータおよびインバータの動作を制御してモータを複数の制御モードに切り替えて駆動する制御部４０とを備える。制御部４０は、システム電圧に対するモータ駆動電圧の振幅の比である変調度に基づいてモータの制御モードをパルス幅変調制御または矩形波制御に設定する制御モード設定部４１と、モータの制御モードがパルス幅変調制御のうちの過変調制御モードで、かつ、コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあるとき、コンバータを昇圧停止させた場合の予測変調度を導出し、この予測変調度に基づいてコンバータの昇圧停止を実行する昇圧停止実行部４８を含む。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源側から供給される直流電圧を昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力される直流電圧であるシステム電圧を交流電圧に変換してモータ駆動電圧として出力するインバータと、前記コンバータおよび前記インバータの動作を制御して前記モータを複数の制御モードに切り替えて駆動する制御部とを備えるモータ駆動制御装置であって、
前記制御部は、
前記システム電圧に対する前記モータ駆動電圧の振幅の比である変調度に基づいてモータの制御モードをパルス幅変調制御または矩形波制御に設定する制御モード設定部と、
前記モータの制御モードが前記パルス幅変調制御のうちの過変調制御モードで、かつ、前記コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあるとき、前記コンバータを昇圧停止させた場合の予測変調度を導出する変調度導出部と、
前記予測変調度に基づいて前記コンバータの昇圧停止を実行する昇圧停止実行部と、
を含む、モータ駆動制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
前記制御部は、前記予測変調度で矩形波制御モードを実行したときの予測損失と現状動作時の現在損失とを導出して比較する損失導出比較部をさらに含み、
前記昇圧停止部は、前記予測損失が前記現在損失よりも小さいときに前記コンバータの昇圧停止を実行する、モータ駆動制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ駆動制御装置において、
前記予測変調度に対応する制御モードが過変調制御モードであるとき、前記昇圧停止部は直ちに前記コンバータの昇圧停止を実行する、モータ駆動制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置において、
前記制御部は、前記コンバータに含まれるスイッチング素子の昇圧デューティ比が所定の閾値よりも大きいときに前記コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあると判定する、モータ駆動制御装置。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれか一項に記載のモータ駆動制御装置において、
前記損失導出比較部は、前記予測変調度で矩形波制御モードを実行したときのモータ電流をｄｑ軸平面上における電流ベクトルとして予測し、この予測した電流ベクトルに応じた予測損失を、予め記憶された損失マップを参照して導出する、モータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動制御装置に係り、特に、変調度に応じてモータの制御モードを切り替えるモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流同期型モータの制御モードを正弦波パルス幅変調制御方式、過変調制御方式、および、矩形波制御方式等を含む複数の制御モード間で切り替えて駆動制御することが行われている。各制御モードでは変調度について制限があるため、制御モードの切り替えはモータの変調度に基づいて行うことができる。
【０００３】
直流電圧をインバータで交流電圧に変換してモータ駆動電圧を生成するシステムでは、インバータに入力されるシステム電圧に対するモータ駆動電圧の振幅の比がモータの変調度に相当する。したがって、モータの変調度に応じてシステム電圧を調整することで、モータの制御モードの切り替えを行うことが可能である。
【０００４】
この場合、直流電源とインバータとの間に昇圧コンバータを設け、直流電源からの直流電圧を昇圧してインバータに供給する構成とすれば、上記昇圧コンバータの昇圧度を制御することでシステム電圧の調整を行うことができる。この構成の場合、昇圧コンバータの出力電圧を制御することによって変調度が変わる。したがって、モータ出力トルクに応じてシステム電圧を制御するだけでなく、システム電圧を変更することによってモータの制御モードの切り替えを行うことができる。
【０００５】
例えば、特開２０１１−１６０５４６号公報（特許文献１）には、電動車両の制御装置において、実変調度を目標変調度に一致させるようにシステム電圧の指令値であるシステム電圧指令値を決定し、そのシステム電圧指令値に対応した電圧値を昇圧コンバータの昇圧度を調整して出力させることが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１６０５４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載されるように変調度に応じて昇圧コンバータの昇圧度を変更する制御を行う場合、目標変調度が上昇することで過変調制御方式から矩形波制御方式への切り替えが可能な動作状態にあるとき、スイッチング損失を抑えてシステム全体としての効率を高めるために昇圧コンバータによる昇圧動作を停止することが望ましい。
【０００８】
その場合、モータの変調度が昇圧停止を判定する閾値よりも大きく、該閾値以下となるためにはコンバータによってシステム電圧を増加させて変調度を下げることが必要となることがある。そうすると、コンバータの昇圧停止のために、さらに昇圧を継続しなければならないという無駄な昇圧が生じ、システム全体の損失が大きくなって車両搭載時の燃費が悪化することがある。
【０００９】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、適時のタイミングでコンバータによる昇圧停止を実行することにより損失を低減できるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るモータ駆動制御装置は、直流電源側から供給される直流電圧を昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力される直流電圧であるシステム電圧を交流電圧に変換してモータ駆動電圧として出力するインバータと、前記コンバータおよび前記インバータの動作を制御してモータを複数の制御モードに切り替えて駆動する制御部とを備えるモータ駆動制御装置であって、前記制御部は、前記システム電圧に対する前記モータ駆動電圧の振幅の比である変調度に基づいてモータの制御モードをパルス幅変調制御または矩形波制御に設定する制御モード設定部と、前記モータの制御モードが前記パルス幅変調制御のうちの過変調制御モードで、かつ、前記コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあるとき、前記コンバータを昇圧停止させた場合の予測変調度を導出する変調度導出部と、前記予測変調度に基づいて前記コンバータの昇圧停止を実行する昇圧停止実行部とを含む。
【００１１】
本発明に係るモータ駆動制御装置において、前記制御部は、前記予測変調度で矩形波制御モードを実行したときの予測損失と現状動作時の現在損失とを導出して比較する損失導出比較部をさらに含み、前記昇圧停止部は、前記予測損失が前記現在損失よりも小さいときに前記コンバータの昇圧停止を実行してもよい。
【００１２】
また、本発明に係るモータ駆動制御装置において、前記予測変調度に対応する制御モードが過変調制御モードであるとき、前記昇圧停止部は直ちに前記コンバータの昇圧停止を実行してもよい。
【００１３】
また、本発明に係るモータ駆動制御部において、前記制御部は、前記コンバータに含まれるスイッチング素子の昇圧デューティ比が所定の閾値よりも大きいときに前記コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあると判定してもよい。
【００１４】
さらに、本発明に係るモータ駆動制御装置において、前記損失導出比較部は、前記予測変調度で矩形波制御モードを実行したときのモータ電流をｄｑ軸平面上における電流ベクトルとして予測し、この予測した電流ベクトルに応じた予測損失を、予め記憶された損失マップを参照して導出してもよい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係るモータ駆動制御装置によれば、モータの制御モードがパルス幅変調制御のうちの過変調制御モードで、かつ、コンバータが最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあるとき、コンバータを昇圧停止させた場合の予測変調度を導出し、この予測変調度に基づいてコンバータの昇圧停止を実行する構成としたことで、実際の変調度によるコンバータの昇圧停止の指示を待たずに適時のタイミングでコンバータの昇圧停止を実行できる。したがって、コンバータの無駄な昇圧動作を減少させて損失を低減することができ、車両に搭載されたときの燃費を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態であるモータ駆動制御装置を概略的に示す図である。
【図２】図１中の制御部を示すブロック図である。
【図３】図２のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御ブロックの構成を示す図である。
【図４】図２の矩形波制御ブロックの構成を示す図である。
【図５】比較例の変調度昇圧制御における（ａ）変調度、（ｂ）昇圧後システム電圧、（ｃ）昇圧前システム電圧、（ｄ）実昇圧デューティ比、（ｅ）損失、および、（ｆ）モータ制御モードのそれぞれの遷移状態を示すタイムチャートである。
【図６】本実施形態の制御部において実行される制御を示すフローチャートである。
【図７】昇圧停止後のモータ電流をｄｑ軸平面上の電流ベクトルとして予測する様子を示す図である。
【図８】図６に示す処理が実行されたときの（ａ）変調度、（ｂ）昇圧後システム電圧、（ｃ）昇圧前システム電圧、（ｄ）実昇圧デューティ比、（ｅ）損失、および、（ｆ）モータ制御モードのそれぞれの遷移状態を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。
【００１８】
また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態であるモータ駆動制御装置１０を含むモータ駆動システム１００の全体構成図である。図１に示すように、モータ駆動システム１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１１，１７と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、電流センサ１５と、交流モータＭと、モータ駆動制御装置１０とを備える。このモータ駆動制御装置１０は、コンバータ２０と、インバータ３０と、制御部４０とから構成されている。
【００２０】
交流モータＭは、例えば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭは、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。また、交流モータＭは、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。さらに、交流モータＭおよびインバータ３０の組が複数設けられ、共通のコンバータ２０に対して並列接続されてもよい。
【００２１】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。電圧センサ１１は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部４０へ出力する。
【００２２】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線１２の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線１３の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御部４０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御部４０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部４０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線１２およびアース線１３の間に接続される。
【００２３】
コンバータ２０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線１４およびアース線１３の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御部４０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２４】
本実施形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２５】
リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線１２の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線１４およびアース線１３の間に接続される。
【００２６】
インバータ３０は、電力線１４およびアース線１３の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３２と、Ｖ相アーム３４と、Ｗ相アーム３６とからなる。各相アームは、電力線１４およびアース線１３の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなり、Ｖ相アーム３４は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６からなり、Ｗ相アーム３６は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８からなる。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御部４０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２７】
各相アームの中間点は、交流モータＭの各相コイルの各相端に接続されている。交流モータＭは、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム３２〜３６のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２８】
コンバータ２０は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ３０への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ３０へ供給する。より具体的には、制御部４０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、上アームのスイッチング素子Ｑ１のオン期間と下アームのスイッチング素子Ｑ２のオン期間とが交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００２９】
本実施形態では、所定の一定期間内におけるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を昇圧デューティ比といい、昇圧デューティ比が大きくなるに従って昇圧度が低下してシステム電圧ＶＨは小さくなる。ただし、後述するようにコンバータ２０には、昇圧動作時においてそれ以上昇圧デューティ比を下げることができない状態で昇圧動作する最低昇圧動作状態が存在する。また、コンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンしたままの状態に保持されて、バッテリＢから平滑コンデンサＣ１を介して供給される直流電圧Ｖｂが昇圧されずにインバータ３０側へ出力される状態を「上アームオン」といい、このときの昇圧デューティ比＝１（すなわち１００％）であるとする。したがって、上記の最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態では、昇圧デューティ比が１より少し低い昇圧デューティ比最大値（例えば、０．９８等）となっている。
【００３０】
コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ２を介してインバータ３０から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御部４０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３１】
平滑コンデンサＣ２は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ３０へ供給する。電圧センサ１７は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御部４０へ出力する。
【００３２】
インバータ３０は、交流モータＭのトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御部４０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭを駆動する。また、インバータ３０は、交流モータＭのトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭを駆動する。これにより、交流モータＭは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３３】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ３０は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ２を介してコンバータ２０へ供給する。なお、回生制動には、フットブレーキを操作しないものの走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることだけでなく、ドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の制動を含む。
【００３４】
電流センサ１５は、交流モータＭに流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部４０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ１５は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３５】
回転角センサ（レゾルバ）１６は、交流モータＭのロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部４０へ送出する。制御部４０では、回転角θに基づき交流モータＭの回転数（回転速度）を算出する。
【００３６】
制御部４０は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１１によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１７によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ１５からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ１６からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ２０およびインバータ３０の動作を制御する。すなわち、コンバータ２０およびインバータ３０を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ２０およびインバータ３０へ出力する。
【００３７】
コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部４０は、平滑コンデンサＣ２の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ♯となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３８】
また、制御部４０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭで発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ３０へ出力する。これにより、インバータ３０は、交流モータＭで発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２０へ供給する。
【００３９】
さらに、制御部４０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ３０から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭが発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４０】
さらに、制御部４０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００４１】
次に、制御部４０によって制御される、インバータ３０における電力変換について詳細に説明する。
【００４２】
本実施形態のモータ駆動制御装置１０では、インバータ３０における電力変換について、正弦波パルス幅変調制御方式、過変調パルス幅変調制御方式、および、矩形波制御方式の３つの制御方式を切換えて使用する。以下において、「パルス幅変調（Pulse Width Modulation）制御」を略してＰＷＭ制御という。また、過変調ＰＷＭ制御を略して過変調制御とだけいうことがある。
【００４３】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。これにより、インバータ３０から周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、インバータ入力電圧であるシステム電圧ＶＨに対する基本波成分振幅の比である変調度Ｋを０．６１まで高めることができる。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調度Ｋを０．７程度まで高めることができる。
【００４４】
一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調度Ｋは０．７８まで高められる。矩形波制御では、変調度Ｋが０．７８で一定となる。
【００４５】
過変調ＰＷＭ制御方式は、基本波成分の振幅を大きくした上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分の振幅を拡大させることができ、変調度Ｋを０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。
【００４６】
ここで、コンバータ２０による昇圧を行わずにバッテリ電圧Ｖｂをインバータ３０に入力して交流モータＭを駆動するようにすれば、コンバータ２０におけるスイッチング損失を抑制できるので有利である。また、インバータ３０については、スイッチング損失を抑制するにはＰＷＭ制御よりも矩形波制御が有利である。したがって、モータ駆動システム１００が搭載された車両においてシステム全体の損失を抑制して燃費向上を図るためには、コンバータ２０を昇圧停止状態として矩形波制御方式により交流モータＭを駆動することを積極的に行うのが望ましいことがある。
【００４７】
交流モータＭの制御方式は、変調度Ｋに応じて選択することができる。具体的には、上述したように変調度０．６１まで（Ｋ≦０．６１）は正弦波ＰＷＭ制御を選択し、変調度Ｋは０．６１〜０．７８（すなわち０．６１＜Ｋ＜０．７８）では過変調制御を選択し、変調度Ｋ０．７８以上（Ｋ≧０．７８）では矩形波制御を選択することができる。
【００４８】
また、変調度Ｋは、交流モータＭの線間電圧振幅（または線間電圧指令振幅）をシステム電圧ＶＨで除した値として得られる。したがって、モータ駆動システム１００ではコンバータ２０を備えていることから、制御部４０は、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を調整して昇圧後のシステム電圧ＶＨを変更することによって変調度Ｋを増減させ、これによりモータ制御方式を設定することが可能である。
【００４９】
図２は、本実施形態における制御部４０について説明する。図２は、図１中の制御部４０を示すブロック図である。
【００５０】
制御部４０は、制御モード設定部４１、ＰＷＭ制御ブロック４２、矩形波制御ブロック４３、変調度導出部４４、昇圧デューティ比導出部４５、変調度比較部４６、損失導出比較部４７、上アームオン実行部（昇圧停止実行部）４８、および、損失マップ４９を備える。これらの各部４１−４８は、制御部４０によって実行されるソフトウェアによって実現することができる。ただし、これに限定されるものではなく、その一部がハードウェアによって実現されてもよい。また、制御部４０は、図示しない記憶装置を備えている。この記憶装置には、損失マップ４９や各種テーブル等が予め記憶されている。
【００５１】
制御モード設定部４１は、上述したように、変調度Ｋに応じて交流モータＭの制御モードを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御、矩形波制御のいずれかを選択して設定する機能を有する。
【００５２】
ＰＷＭ制御ブロック４２は、交流モータＭが正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式によって駆動されるようにインバータ３０の動作を制御する機能を有する。
【００５３】
図３は、ＰＷＭ制御ブロック４２の構成を示す図である。ＰＷＭ制御ブロック４２は、電流指令生成部４２１と、座標変換部４２２，４２５と、回転数演算部４２３と、ＰＩ演算部４２４と、ＰＷＭ信号生成部４２６とを含む。
【００５４】
電流指令生成部４２１は、予め記憶されたテーブル等に従って、交流モータＭのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００５５】
座標変換部４２２は、回転角センサ１６によって検出される交流モータＭの回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ１５によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。回転数演算部４２３は、回転角センサ１６からの出力に基づいて、交流モータＭの回転数Ｎｍｔを演算する。
【００５６】
ＰＩ演算部４２４には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部４２４は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００５７】
座標変換部４２５は、交流モータＭの回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。
【００５８】
ＰＷＭ信号生成部４２６は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ３０が、ＰＷＭ制御ブロック４２によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流モータＭに対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述のように、過変調制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部４２６におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切り替えられる。
【００５９】
図４は、制御部４０の矩形波制御ブロックの構成を示す図を示す。矩形波制御ブロック４３は、座標変換部４３１と、トルク演算部４３２と、ＰＩ演算部４３３と、矩形波発生器４３４と、信号発生部４３５とを含む。
【００６０】
座標変換部４３１は、上記座標変換部４２２と同様に、回転角センサ１６によって検出される交流モータＭの回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ１５によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。
【００６１】
トルク演算部４３２は、座標変換部４３１によって求められたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに基づいて、交流モータＭの現在トルクであるトルク推定値Ｔｑをマップ参照等により導出または算出する。
【００６２】
ＰＩ演算部４３３へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３３は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
【００６３】
矩形波発生器４３４は、ＰＩ演算部４３３によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４３５は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ３０がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。
【００６４】
このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。
【００６５】
制御部４０の変調度導出部４４（図２参照）は、モータ駆動電圧に相当する交流モータＭの線間電圧実効値Ｖａｍｐとシステム電圧ＶＨとに基づいて、実変調度Ｋｒおよび予測変調度Ｋｐを導出する機能を有する。
【００６６】
ここで、線間電圧実効値Ｖａｍｐは、ＰＷＭ制御ブロック４２のＰＩ演算部４２４によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って算出することができる。
Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯・ｃｏｓφ｜＋｜Ｖｑ♯・ｓｉｎφ｜ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
【００６７】
よって、変調度導出部４４では、下記（４）式によって、実変調度Ｋｒを導出することができる。
実変調度Ｋｒ＝線間電圧基本波成分実効値Ｖａｍｐ／システム電圧ＶＨ …（４）
なお、変調度導出部４４による予測変調度Ｋｐの導出については後述する。
【００６８】
ＰＩ演算部４２４では、電流指令生成部４２１から供給されるΔＩｄ、ΔＩｑに応じて、最適な電圧指令Ｖｄ＃、Ｖｑ＃を算出し、これに応じてその時に最適なシステム電圧ＶＨが決定され、これが目標ＶＨ＃となり、これに応じてコンバータ２０が制御されることになる。詳しくは、実変調度Ｋｒが目標変調度Ｋｔとなるように目標システム電圧指令値ＶＨ♯を決定する。このとき、実変調度Ｋｍが目標変調度Ｋｔより大きいとき目標システム電圧指令値ＶＨ♯を上げる一方、実変調度Ｋｍが目標変調度Ｋｔより小さいとき目標システム電圧指令値ＶＨ♯を下げる制御を実行する。
【００６９】
次に、図５を参照して、これまでの変調度昇圧制御について説明する。図５は、比較例としての変調度昇圧制御における（ａ）変調度Ｋ、（ｂ）昇圧後システム電圧ＶＨ、（ｃ）昇圧前システム電圧ＶＬ（＝Ｖｂ）、（ｄ）実昇圧デューティ比、（ｅ）損失、および、（ｆ）モータ制御モードのそれぞれの遷移状態を示すタイムチャートである。図５（ａ）〜（ｆ）において横軸は共通の時間軸として示されている。
【００７０】
図５（ａ）を参照すると、実変調度Ｋｒが実線で示され、正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御の間の切替ライン５１と、過変調制御および矩形波制御の間の切替ライン５２とが２本の平行な一点鎖線によって示されている。例えば、切替ライン５１は正弦波ＰＷＭ制御における最大変調度である０．６１に相当し、切替ライン５２は矩形波制御の変調度である０．７８に相当する。実変調度Ｋｒが次第に大きくなって切替ライン５１を超えると、図５（ｆ）に示すように交流モータＭの制御モードが正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御に切り替わる。
【００７１】
また、図５（ａ）を参照すると、実変調度Ｋｒの上側には目標変調度Ｋｔが破線により示され、実変調度Ｋｒの下側には上アームオン実施変調度Ｋｕａｏｎが破線により示されている。交流モータＭの制振制御等の要求から交流モータＭを正弦波ＰＷＭ制御で駆動することが好ましい動作点である場合、目標変調度Ｋｔが０．６１（またはそれより少し低く）設定されて、実変調度Ｋｒが目標変調度Ｋｔを超えないように、コンバータ２０による昇圧後のシステム電圧ＶＨが制御される。この様子が図５（ｂ）に示されている。昇圧後電圧ＶＨとバッテリ電圧Ｖｂに相当する昇圧前電圧ＶＬとの差ΔＶＨがコンバータ２０の昇圧動作によって高められた電圧分に相当する。
【００７２】
制御部４０は、制振制御等による制約が解除されて交流モータＭの矩形波制御による駆動が許可されると、目標変調度Ｋｔを例えば一次関数的に増加させて矩形波相当値である値（例えば、０．７８またはこれより少し大きい値）に設定する。なお、目標変調度Ｋｔの増加は、直線的なものに限定されるものではなく、曲線状に或いは段階的に増加させてもよい。
【００７３】
そして、制御部４０は、実変調度Ｋｒが目標変調度Ｋｔに応じて増加するように、システム電圧指令値ＶＨ♯を低下させることによって実行する。具体的には、制御部４０は、システム電圧ＶＨが目標システム電圧指令値ＶＨ♯になるように昇圧デューティ比を増加させ、この昇圧デューティ比に基づいてコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフさせるスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、図５（ｄ）に示すように実昇圧デューティ比Ｄｒを例えば一次関数的に増加させる。このようにしてシステム電圧指令値ＶＨ♯が低下することによって、上記（３）式において分子である線間電圧実効値Ｖａｍｐが変化しない状態で分母であるシステム電圧ＶＨが小さくなることで、実変調度Ｋｒが次第に増加することになる。
【００７４】
実変調度Ｋｒが増加して矩形波制御切替ライン５２まで達すれば、制御モード設定部４１（図２参照）の機能によって制御モードが過変調制御から矩形波制御へと切り替えられる。
【００７５】
しかし、図５（ａ）に示すように、実変調度Ｋｒが切替ライン５２まで達する前に、コンバータ２０の実昇圧デューティ比Ｄｒが最大値Ｄｒｍａｘになることがある。この昇圧デューティ比最大値Ｄｒｍａｘは、コンバータ２０の昇圧制御に用いられるキャリア周波数の設定、上アームと下アームが共にオンとならないようするデッドタイムの設定、車両の力行または回正の切替等の理由から設定されるものである。
【００７６】
実昇圧デューティ比Ｄｒが最大値Ｄｒｍａｘになると、コンバータ２０は最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態となり、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、バッテリ電圧Ｖｂよりも最低昇圧電圧分ΔＶＨｍｉｎだけ大きい値より低下しなくなる。そうすると、回転数・トルクが不変とした場合に実変調度Ｋｒが切替ライン５２の直前の値、すなわち過変調制御相当の値として停滞することがある。
【００７７】
一方、目標変調度Ｋｔよりも所定値ΔＫだけ低い値として、上アームオン実施変調度Ｋｕａｏｎが設定されており、実変調度Ｋｒが上アームオン実施変調度Ｋｕａｏｎ以下になれば、制御部４０は、コンバータ２０の昇圧停止状態である上アームオンを実行することができる。しかし、上述したようにシステム電圧ＶＨが最低昇圧電圧になり、かつ、トルク・回転数が一定の場合には、実変調度Ｋｒが低下せずに過変調制御相当値で停滞し、これによりコンバータ２０の昇圧動作が無駄に継続されて過変調制御が続くことが起こり得る。その結果、図５（ｅ）において破線５３で囲んだ領域で示されるように、コンバータ２０およびインバータ３０でスイッチング損失が生じている状態が継続されることになる。
【００７８】
そこで、本実施形態のモータ駆動制御装置１０では、制御部４０に、従来からの制御モード設定部４１、ＰＷＭ制御ブロック４２、矩形波制御ブロック４３、変調度導出部４４および昇圧デューティ比導出部４５に加えて、変調度比較部４６、損失導出比較部４７、上アームオン実行部４８、および、損失マップ４９をさらに備えた制御構成として、下記のような制御を実行するようにしたものである。
【００７９】
図６は、本実施形態の制御部４０における上アームオン実行制御を示すフローチャートである。この制御は、モータ駆動システム１００が動作中であるときに所定時間ごとに繰り返し実行される。
【００８０】
まず、制御部４０は、ステップＳ１０によって、上アームオン解除中（すなわち昇圧動作中）であるかを判定する。この判定は、コンバータ２０に対するスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に基づいて行うことができる。
【００８１】
ステップＳ１０において否定判定されると、そのまま処理を終了する。他方、ステップＳ１０において、肯定判定されると、制御部４０は、続くステップＳ１２によって、実昇圧デューティ比Ｄｒが閾値Ｄｔｈより大きく、かつ、制御モードが過変調制御であるか否かを判定する。実昇圧デューティ比Ｄｒは、昇圧デューティ比導出部４５の機能によって導出される。上記閾値Ｄｔｈは昇圧デューティ比最大値Ｄｒｍａｘより少し小さい値に設定することができ、この例では目標変調度Ｋｔが矩形波制御相当となった時間ｔ２のタイミングでの実昇圧デューティ比Ｄｒ（ｔ２）を閾値Ｄｔｈとして設定することができる。また、制御モードが過変調制御であるか否かは、上記のようにして変調度導出部４４によって導出された実変調度Ｋｒが０．６１＜Ｋｒ＜０．７８を満たすか否かによって判定できる。
【００８２】
上記ステップＳ１２において否定判定されると、そのまま処理を終了する。他方、ステップＳ１２において肯定判定されると、続くステップＳ１４によって、上アームオン実行時の予測変調度Ｋｐを導出する。この予測変調度Ｋｐは、制御部４０の変調度導出部４４によって導出される。具体的には、変調度導出部４４は、線間電圧実効値Ｖａｍｐを、コンバータ２０を昇圧停止したときの昇圧前電圧ＶＬで除算することによって予測変調度Ｋｐを算出する。昇圧前電圧ＶＬとして、電圧センサ１１によって検出されるバッテリ電圧Ｖｂを用いることができる。
【００８３】
次に、ステップＳ１６によって、ステップＳ１４で導出した予測変調度Ｋｐが０．７８以上か否かを判定する。すなわち、コンバータ２０による昇圧停止後の制御モードが矩形波制御であるか否かを判定する。
【００８４】
ステップＳ１６において否定判定されると、制御部４０は、ステップＳ２２によって直ちに上アームオンを実行する。予測変調度Ｋｐによっても矩形波制御相当であると判定されない場合、すなわち、昇圧停止後も過変調制御となる場合には、直ちに昇圧停止を実行することでコンバータ２０におけるスイッチング損失を低減するのが好ましいからである。
【００８５】
上記ステップＳ１６によって肯定判定されたとき、すなわち、予測変調度Ｋｐが矩形波制御相当であると判定されたとき、続くステップＳ１８によって、コンバータ２０による昇圧停止後に交流モータＭに流れる電流の電流ベクトルＩｐを予測する。この予測は、制御部４０のＰＷＭ制御ブロック４２（図３参照）に含まれる電流指令生成部４２１が参照するテーブル等を用いて行うことができる。
【００８６】
ここで、図７を参照して、電流ベクトルの予測について説明する。図７は、昇圧停止後のモータ電流をｄｑ軸平面上の電流ベクトルＩとして予測する様子を示す図である。
【００８７】
制御部４０の記憶装置には、図７に示すように、横軸にｄ軸電流Ｉｄが、これと直交する縦軸にｑ軸電流Ｉｑがそれぞれ取られたグラフ上において、正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御を含むＰＷＭ制御でモータ損失が最小となるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを連らねて形成される最適進角ライン６０がテーブル等の形式で予め記憶されている。ここで「進角」とは、ｄｑ軸平面上における電流ベルトルの位相であり、具体的にはｑ軸からの角度として表される。
【００８８】
過変調制御中の交流モータＭを流れる現在のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、現在のトルクＴｑｎの等トルク線ＴＥと最適進角ライン６０との交点６１として求められ、そのときの電流ベクトルＩ（Ｉｄ，Ｉｑ）として導出することができる。ここで、現在のトルクＴｑは、矩形波制御ブロック４３のトルク演算部４３２の機能によって導出することができる。なお、交流モータＭを流れる現在のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、電流センサ１５による検出値から算出されてもよい。
【００８９】
上述したように、制御部４０の記憶装置には、損失マップ４９（図２参照）が予め記憶されている。そのため、上記現在の電流ベクトルＩを位相Ｉｄ，Ｉｑを基に損失マップ４９を参照することによって、現在の損失Ｐloss１を導出することができる。
【００９０】
他方、上アームオンしてシステム電圧ＶＨが昇圧前電圧ＶＬになったときの電流ベクトルＩｐを電流指令マップ上で予測する。この予測電流ベクトルＩｐは現在トルクＴｑｎの等トルク線ＴＥに沿って進角側（すなわち位相が大きくなる側）へ移動する。そのときの予測電流ベクトルＩｐの予測ｄ軸電流Ｉｄｐおよび予測ｑ軸電流Ｉｑｐを導出する。そして、これらの予測ｄ軸電流Ｉｄｐおよび予測ｑ軸電流Ｉｑｐを基に上記損失マップ４９を参照することによって、上アームオン時の損失Ｐloss２を予測することができる。
【００９１】
このような現在損失Ｐloss１および予測損失Ｐloss２の導出は、制御部４０の損失導出比較部４７の機能として実行される。
【００９２】
図６を再び参照すると、制御部４０は、ステップＳ２０によって、現在損失Ｐloss１が予測損失Ｐloss２よりも大きいか否かを判定する。この損失比較もまた、上記制御部４０の損失導出比較部４７の機能として実行される。
【００９３】
そして、上記ステップＳ２０において肯定判定されたとき、すなわち、上アームオンしたときの予測損失Ｐloss２が現在損失Ｐloss１よりも小さくなることが確認されたとき、続くステップＳ２２によって上アームオンを実行する。具体的には、制御部４０は、コンバータ２０の上アームのスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｓ１をハイレベルに維持する一方、下アームのスイッチング素子Ｑ２に対応するスイッチング制御信号Ｓ２をローレベルに維持する。これにより、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンされた状態に保持され、バッテリ電圧Ｖｂに等しい昇圧前電圧ＶＬがインバータ３０に供給されることになる。
【００９４】
他方、上記ステップＳ２０において否定判定されたとき、すなわち、上アームオン時の損失Ｐloss２が現在損失Ｐloss１以上になるとき、上アームオンを実行することなくそのまま処理を終了する。
【００９５】
図８は、図６に示す処理によって上アームオンが実行されたときの（ａ）変調度、（ｂ）昇圧後システム電圧、（ｃ）昇圧前システム電圧、（ｄ）実昇圧デューティ比、（ｅ）損失、および、（ｆ）モータ制御モードのそれぞれの遷移状態を示すタイムチャートである。図８は、図５とほぼ同じであるが、時間ｔ３において上アームオンが実行される点だけが相違する。したがって、その相違点だけについて説明する。
【００９６】
時間ｔ３において上アームオンが実行されると、図８（ｂ）に示すようにシステム電圧ＶＨが昇圧前電圧ＶＬ（＝Ｖｂ）となる。これにより、図８（ａ）に示すように、実変調度Ｋｒが大きくなって、矩形波制御相当（すなわち０．７８以上）になる。その結果、制御部４０の制御モード設定部４１は、矩形波制御モードとなるようにインバータ３０へのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を調整する。よって、図８（ｆ）に示すように、交流モータＭの制御モードが過変調制御から矩形波制御に切り替わる。
【００９７】
このようにして矩形波制御に切り替わると、図８（ｅ）に示すように、損失は過変調制御を続けた場合を示す破線５３に比べて、実線５４で示すように低下する。
【００９８】
上述したように、本実施形態のモータ駆動制御装置１０によれば、交流モータＭの制御モードがパルス幅変調制御のうちの過変調制御モードで、かつ、コンバータ２０が最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあるとき、コンバータ２０を昇圧停止させた場合の予測変調度Ｋｐを導出し、この予測変調度Ｋｐに基づいてコンバータの昇圧停止を実行する構成とした（上記ステップＳ１２，Ｓ１４，Ｓ１６，Ｓ２２）。これにより、実際の変調度Ｋｒによるコンバータ２０の昇圧停止の指示を待たずに適時にコンバータの昇圧停止を実行できる。したがって、コンバータ２０の無駄な昇圧動作を減少させて損失を低減することができ、車両に搭載されたときの燃費を向上させることができる。
【００９９】
また、本実施形態のモータ駆動制御装置１０によれば、上アームオン実行時の損失を予測し、この予測損失が現在損失よりも小さくなるときに、上アームオンを実行する構成とした（上記ステップＳ１８，Ｓ２０，Ｓ２２）。これにより、上アームオン時にモータ電流が大きくなることによって損失（例えば、銅損や鉄損）がスイッチング損失低減分を超えて増える事態を回避し、上アームオン実行により確実に損失低減を図ることができる。
【０１００】
したがって、これらのことから本実施形態のモータ駆動制御装置１０を備えたモータ駆動システム１００を搭載した車両において、燃費を向上させることができる。
【０１０１】
なお、本発明は上述した実施形態およびその変形に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項およびその均等な範囲で種々の変更が可能である。
【０１０２】
例えば、上記においては、コンバータ２０が最低昇圧動作状態またはこれに近い低昇圧動作状態にあることを実昇圧デューティ比Ｄｒと閾値との比較により判断したが、これに限定されるものではなく、電圧センサ１７によって検出されるシステム電圧ＶＨ、あるいは、制御部４０において生成されるシステム電圧指令値ＶＨ♯と、電圧センサ１１によって検出されるバッテリ電圧Ｖｂとに基づいて判断してもよい。この場合、ＶＨまたはＶＨ♯とＶｂとの差が所定値（例えば２０Ｖ）以下になったときに、コンバータ２０が最低昇圧状態にあると判断することができる。
【０１０３】
また、図７に示すように、最適進角ライン６０の進角側（図中の左側）に上アームオン解除ライン６２を設定し、図６中のステップＳ１８で予測した電流ベクトルＩｐがこの上アームオン解除ライン６２を左側へ越えないように制御してもよい。このようにすれば、コンバータ２０において、上アームオン実行後すぐに上アームオン解除されて、これが繰り返されるハンチング現象を防止することができる。
【符号の説明】
【０１０４】
１０  モータ駆動制御装置、１１，１７  電圧センサ、１２，１４  電力線、１３  アース線、１５  電流センサ、１６  回転角センサ、２０  コンバータ、３０  インバータ、３２  Ｕ相アーム、３４  Ｖ相アーム、３６  Ｗ相アーム、４０  制御部、４１  制御モード設定部、４２  ＰＷＭ制御ブロック、４３  矩形波制御ブロック、４４  変調度導出部、４５  昇圧デューティ比導出部、４６  変調度比較部、４７  損失導出比較部、４８  上アームオン実行部、４９  損失マップ、５１，５２  切替ライン、５３  破線（従来方法による損失）、５４  実線（本件方法による損失）、６０  最適進角ライン、６１  （等トルク線と最適進角ラインとの）交点、６２  上アームオン解除ライン、１００  モータ駆動システム、Ｂ  バッテリまたは直流電源、Ｃ１，Ｃ２  平滑コンデンサ、Ｄ１−Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｄｒ  実昇圧デューティ比、Ｄｒｍａｘ  実昇圧デューティ比最大値、Ｄｔｈ  閾値、Ｉ  電流ベクトル、Ｉｄ  ｄ軸電流、Ｉｄ，Ｉｑ  電流ベクトルの位相、Ｉｄｃｏｍ  ｄ電流指令値、Ｉｄｐ  予測ｄ軸電流、Ｉｐ  予測電流ベクトル、Ｉｑ  ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ  ｑ軸電流指令値、Ｉｑｐ  予測ｑ軸電流、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  三相電流またはモータ電流、Ｋ  変調度、Ｋｐ  予測変調度、Ｋｒ  実変調度、Ｋｔ  目標変調度、Ｋｕａｏｎ  上アームオン実施変調度、Ｌ１  リアクトル、Ｍ  交流モータ、Ｎｍｔ  回転数、Ｐloss１  現在損失、Ｐloss２  予測損失、Ｑ１−Ｑ８  スイッチング素子、Ｓ１−Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、ｔ１，ｔ２，ｔ３  時間、ＴＥ  等トルク線、Ｔｑ  トルクまたはトルク推定値、Ｔｑｎ  現在トルク、Ｔｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｖａｍｐ  線間電圧実効値、Ｖｂ  バッテリ電圧または直流電圧、Ｖｄ  ｄ軸電圧指令値、ＶＨ  システム電圧または昇圧後電圧、ＶＨ♯  システム電圧指令値、ＶＬ  昇圧前電圧、Ｖｑ  ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令値、θ  ロータ回転角、φ，φｖ  電圧位相、ω  角速度。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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