(57)【要約】【課題】送電用アンテナに平衡線路を用いて電力を非接触で伝送するた非接触電力伝送システムを提供する。【解決手段】平衡線路３と平衡線路３に電力を高周波で供給する高周波電源装置２で送電部１Ａを構成し、平衡線路３に磁気結合して電力を受信するコイル４とコイル４が受信した電力を消費する負荷５で受電部１Ｂが構成される。高周波が平衡線路３を伝送することにより平衡線路３の導体線３ａ，３ｂの周りに磁界が生じ、その磁界に結合されたコイル４に起電力を誘起させて平行線路３に供給した電力を非接触で受電部１Ｂに伝送する。高周波電源装置２内のインピーダンス調整回路２１と負荷５内のインピーダンス調整回路５１によって受電部１Ｂに伝送される電力が極大となるように調整される。【選択図】図１
2014183668.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電部に、
平衡線路と、
前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、
前記送信手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、
を備え、
受電部に、
前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、
前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、
前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、
を備え、
前記受電部が前記送信部から受電する電力が極大となるように、前記第１のインピーダンス調整手段で前記送電部のインピーダンスを調整し、かつ、前記第２のインピーダンス調整手段で前記受電部のインピーダンスを調整して前記送電部から前記受電部に非接触で電力を伝送することを特徴とする、非接触電力伝送方法。
【請求項２】
送電手段から受電手段に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
前記送電手段は、
平衡線路と、
前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、
前記送信手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、
を含み、
前記受電手段は、
前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、
前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、
前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、
を含み、
前記受電手段が前記送信手段から受電する電力が極大となるように、前記第１のインピーダンス調整手段で前記送電手段のインピーダンスを調整し、かつ、前記第２のインピーダンス調整手段で前記受電手段のインピーダンスを調整して前記送電手段から前記受電手段に非接触で電力を伝送することを特徴とする、非接触電力伝送システム。
【請求項３】
前記送信手段のインピーダンスと前記受信手段のインピーダンスは、それぞれ共振点に調整される、請求項２に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項４】
前記非接触電力伝送システムは、
前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、
前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、
前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、
を含み、
前記第１のインピーダンス調整手段は、前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整され、前記第２のインピーダンス調整手段は、前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整される、請求項２に記載の非接触電力伝送システム。
【請求項５】
前記コイルは、コイル面の形状が前記平衡線路の幅と略同一の幅を有する矩形状をなし、前記平衡線路を含む面に対して所定の距離に前記コイル面を平行に配置して前記平衡線路に磁気結合される、請求項２乃至４のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、平衡線路を用いた非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、路面電車や作業用車輛等の移動体に非接触で電力を伝送して当該移動体を走行させる非接触電力伝送システムが提案されている。近傍界を利用して非接触で電力を伝送する方式として、一般に磁界共鳴方式、電界共鳴方式、電磁誘導方式などが知られているが、上記の非接触電力伝送システムは電磁誘導方式を用いたもので、「レールシステム」又は「移動型システム」と呼ばれている。
【０００３】
図９は、レールシステムの給電原理を示す図である。
【０００４】
レールシステムは、送電側の一次コイル１００をレール状に延ばしたコイルで構成する一方、受電側のピックアップ１０２を断面Ｅ型のフェライトコア１０２ａとフェライトコア１０２ａの中央の歯の部分に巻回された二次コイル１０２ｂとで構成し、フェライトコア１０２ａの２つの隙間に一次コイル１００を挟み込ませるように配設するものである。ピックアップ１０２は、移動体に設けられ、一次コイル１００は移動体の移動経路に沿って配設される。
【０００５】
レールシステムは、一次コイル１００に高周波電力が供給され、トランスの原理で一次コイル１００に供給された電力が二次コイル１０２ｂに伝送される。二次コイル１０２ｂに伝送された高周波電力は移動体の駆動源として利用され、これにより移動体が一次コイル１００に沿って移動する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−２６４３５７号公報
【特許文献２】特開２００５−４５３２６号公報
【特許文献３】特開２００５−１６７０３７号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】「ワイヤレス給電技術が分かる本」,株式会社オーム社,p76-p79, ,p111-p115,平成２３年７月２０日初版発行
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
レールシステムは、トランスの原理によって一次コイル１００から二次コイル１０２ｂに電力を伝送する方式であるが、フェライトコア１０２ａによる磁路に大きなギャップが生じるので、トランスに比べて励磁インダクタンスが小さく、漏れインダクタンスによる電圧降下も大きいため、一次コイル１００に供給する電力の周波数を高周波にしたり、一次コイル１００にインピーダンス調整用のコンデンサ等を接続して共振回路を構成したりするなどして電力の伝送効率を高めることが必要となっている。
【０００９】
また、レール状に整形した一次コイル１００の長さが一次コイル１００に供給される高周波の波長よりも長くなると、一次コイル１００が分布定数線路として動作し、一次コイル１００における移動体のピックアップ１０２の位置によって鎖交磁束が変動するので、移動体の移動距離が長い場合は、所定長の多数の一次コイル１００を軌道に沿って配設しなければならず、レールシステムの構成が複雑になる。
【００１０】
その一方、通信分野では、移動体の移動経路に沿ってメガネフィーダー等の平衡線路を敷設し、その平衡線路に移動体に取り付けた金属板からなる電界結合器又はループ状の磁気結合器を近接させて移動中に平衡線路から非接触で制御信号等を送受する通信システムが提案されている。
【００１１】
この通信システムでは、メガネフィーダー線等の平衡線路に制御信号で変調された高周波を供給し、平衡線路の近接界に生じる電界又は磁界にそれぞれ移動体の電界結合器又は磁気結合器を結合させて非接触で高周波を移動体に伝送するシステムである。
【００１２】
送信アンテナとして平衡線路を用いた場合は、給電線の長さ方向に電界と磁界の定在波が生じ、移動体の位置によって電界結合器と磁界結合器の受信レベルが変動するため、例えば、特開２００５−４５３２６号公報に示されるように、移動体に電界結合器と磁界結合器の両方を搭載し、両結合器の受信レベルのいずれか高い方を選択的に受信するダイバーシティ受信方式が提案されている。
【００１３】
特開２００５−４５３２６号公報に開示される通信方式は、微弱な高周波を平衡線路（分布定数線路）に伝送させたときに当該平衡線路の近傍界に生じる電磁界に電界結合若しくは磁界結合をさせて高周波エネルギーを非接触で伝送する方式であるため、この非接触エネルギー伝送技術では移動体を駆動するための電力を伝送することはできない。
【００１４】
任意の長さの２本の平行線路をレール状に延ばすことができる平衡線路（分布定数線路）は、移動体や人の移動経路に沿って電力を非接触で供給するデバイスとして有意義であるが、従来、平衡線路を用いた非接触電力伝送システムは提案されていない。
【００１５】
本発明は、平衡線路を用いて電力を非接触で伝送することができる非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の側面で提供される非接触電力伝送方法は、送電部に、平衡線路と、前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、前記送信手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、を備え、受電部に、前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、を備え、前記受電部が前記送信部から受電する電力が極大となるように、前記第１のインピーダンス調整手段で前記送電部のインピーダンスを調整し、かつ、前記第２のインピーダンス調整手段で前記受電部のインピーダンスを調整して前記送電部から前記受電部に非接触で電力を伝送することを特徴とする（請求項１）。
【００１７】
本発明の第２の側面で提供される非接触電力伝送システムは、送電手段から受電手段に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、前記送電手段は、平衡線路と、前記平衡線路に所定の高周波で電力を供給する電力供給手段と、前記送信手段のインピーダンスを調整するための第１のインピーダンス調整手段と、を含み、前記受電手段は、前記平衡線路に磁気的に結合されるコイルと、前記コイルに接続され、当該コイルで受電した電力を消費する負荷と、前記受電手段のインピーダンスを調整するための第２のインピーダンス調整手段と、を含み、前記受電手段が前記送信手段から受電する電力が極大となるように、前記第１のインピーダンス調整手段で前記送電手段のインピーダンスを調整し、かつ、前記第２のインピーダンス調整手段で前記受電手段のインピーダンスを調整して前記送電手段から前記受電手段に非接触で電力を伝送することを特徴とする（請求項２）。
【００１８】
上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記送信手段のインピーダンスと前記受信手段のインピーダンスは、それぞれ共振点に調整されるとよい（請求項３）。
【００１９】
上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記非接触電力伝送システムは、前記電力供給手段内の電力発生源から前記平衡線路における前記コイルの結合点までの第１のインピーダンスと前記平衡線路の前記結合点から終端側を見た第２のインピーダンスを直列に接続した第１の回路と、前記平衡線路の自己インダクタンス値から前記平衡線路と前記コイルの相互インダクタンス値を引いた第１のインダクタンス値を有する第１のインダクタンス回路とを直列に接続した第１の直列回路と、前記コイルの自己インダクタンス値から前記相互インダクタンス値を引いた第２のインダクタンス値を有する第２のインダクタンス回路と前記負荷を直列に接続した第２の直列回路と、前記相互インダクタンス値を有する第３のインダクタンス回路と、を含み、前記第１のインピーダンス調整手段は、前記第１の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整され、前記第２のインピーダンス調整手段は、前記第２の直列回路のインピーダンスの虚数部をゼロにするように調整されるとよい（請求項４）。
【００２０】
上記の非接触電力伝送システムにおいて、前記コイルは、コイル面の形状が前記平衡線路の幅と略同一の幅を有する矩形状をなし、前記平衡線路を含む面に対して所定の距離に前記コイル面を平行に配置して前記平衡線路に磁気結合されるとよい（請求項５）。
【発明の効果】
【００２１】
本発明に係る非接触電力伝送方法及び非接触電力伝送システムでは、電力供給手段から平衡線路に高周波で電力を供給すると、平衡線路の２つの導体線の周りに磁界が生じ、その磁界に磁気結合したコイルに起電力が発生して負荷に電流が流れる。すなわち、電力供給手段が発生した高周波電力が平衡線路とコイルを介して非接触で受電手段に伝送され、負荷で消費される。
【００２２】
非接触電力伝送システムは、図５に示す等価回路で表わされ、第１の回路のインピーダンス（Ｚ1’＋Ｚ2）と第１のインダクタンス回路のインピーダンス（ｊ・ω・Ｌ1）を直列に接続した第１の直列回路のインピーダンスをＺａ＝（Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・Ｌ1）、第２のインダクタンス回路のインピーダンス（ｊ・ω・Ｌ2）と負荷のインピーダンスＺLを直列に接続した第２の直列回路のインピーダンスをＺｂ＝（ＺL＋ｊ・ω・（Ｌ2−Ｍ））、第３のインダクタンス回路のインピーダンスをＺｃ＝ｊ・ω・Ｍとすると、第１のインピーダンス調整手段で第１の直列回路のインピーダンスＺａの虚数部をゼロにするように調整し、第２のインピーダンス調整手段で第２の直列回路のインピーダンスＺｂの虚数部をゼロにするように調整することによって、電力供給手段が発生した高周波電力が高い効率で受電手段に伝送される。
【００２３】
従って、本発明によれば、平衡線路とその平衡線路に磁気結合させたコイルを用いて電力を非接触で伝送する非接触電力伝送システムを構築することができる。
【００２４】
平衡線路を用いているので、線路の延びる方向に電力を供給するエリアを容易に拡大することができる。また、従来のレールシステムのように一次コイルと二次コイルの漏れインダクタンスや励磁インダクタンス等を考慮して一次コイルと二次コイルを設計する必要がなく、容易に平衡線路とその平衡線路に磁気結合させたコイルの設計をすることができるので、低コストで非接触電力伝送システムを構築することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。
【図２】非接触電力伝送システムをモデル化した回路構成を示す図である。
【図３】図２のモデルの等価回路を示す図である。
【図４】図３の等価回路を示す図である。
【図５】図４のモデルの等価回路を示す図である。
【図６】図５の等価回路のインピーダンスを整理した回路である。
【図７】電磁界シミュレータを用いてコイル長に対する線路長の比と相互インダクタンスの関係を求めた特性図である。
【図８】電磁界シミュレータを用いて伝送電力を極大にする負荷の抵抗成分と相互インダクタンスの関係を求めた特性図である。
【図９】従来のレールシステムの給電原理を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図１は、本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。
【００２７】
非接触電力伝送システム１は、高周波電力を発生する高周波電源装置２、高周波電源装置２で発生した高周波電力が出力される平衡線路３、平衡線路３に磁気的に結合されたコイル４及びコイル４に接続された負荷５を含む。高周波電源装置２と平衡線路３によって送電部１Ａが構成され、コイル４と負荷５によって受電部１Ｂが構成されている。
【００２８】
高周波電源装置２は、受電部１Ｂの負荷５に供給する高周波電力を生成する。高周波電源装置２は、ＡＣ-ＤＣコンバータと、インバータと、フィルタを含み、商用電源をＡＣ-ＤＣコンバータで直流電圧に変換した後、インバータとフィルタによって所定の高周波電圧に変換して平衡線路３に出力する。高周波電源装置２にはインピーダンス調整回路２１が含まれ、負荷５にもインピーダンス調整回路５１が含まれる。インピーダンス調整回路２１，５１は、後述するように、平衡線路３から負荷５に伝送される電力量を調整するためのものである。
【００２９】
平衡線路３は、２本の導体線３ａ，３ｂを平行に敷設した平行二線路（分布定数線路）によって構成され、両導体線３ａ，３ｂを含む線路面ＳSが地面に対して水平となるように敷設されているが、垂直なるように敷設されていてもよい。平衡線路３の先端は、ショートされているが、オープンや負荷を接続した状態であってもよい。
【００３０】
コイル４は、幅ＷCが導体線３ａと導体線３ｂとの間隔ＷSとほぼ同じで、長さＬC（以下、「コイル長ＬC」という。）が平衡線路３の長さＬS（以下、「線路長ＬS」という。）に対して十分に小さい長方形のコイル面ＳCを有する１ターン又は複数ターンのコイルである。本実施形態では、コイル４のコイル面の形状を矩形としているが、コイル面の形状は矩形に限定されものではない。円形や楕円形のコイル４を用いることができる。コイル４は、線路面ＳSから所定の高さＤの位置に、コイル面ＳCの幅方向の中心を線路面ＳSの幅方向の中心に略一致させるとともにコイル面ＳCを線路面ＳSと平行にして設けられる。
【００３１】
次に、非接触電力伝送システム１の電力伝送の原理について、図２〜図５を用いて説明する。
【００３２】
図２は、非接触電力伝送システム１をモデル化した回路構成を示す図である。
【００３３】
図２は、送電部１Ａの平衡線路３の終端ｂ，ｂ’がショートされており、平衡線路３の中間の位置Ｐ（以下、「結合点Ｐ」という。）で受電部１Ｂのコイル４が平衡線路３に相互インダクタンスＭで磁気結合して受電する場合をモデル化したものである。平衡線路３の入力端ａ，ａ’から結合点Ｐまでの距離は「ｘ1」、結合点Ｐから平衡線路３の終端ｂ，ｂ’までの距離は「ｘ2」である。
【００３４】
図３は、図２のモデルの等価回路を示す図である。
【００３５】
インピーダンスＺ1'は、高周波電源装置２のインピーダンスＺ1（平衡線路３の入力端ａ，ａ’から電源側を見たインピーダンス）と平衡線路３の入力端ａ，ａ’から結合点Ｐまでのインピーダンスとを含むインピーダンスである。高周波電源装置２のインピーダンスＺ1は、インピーダンス調整回路２１により可変であるので、インピーダンスＺ1’も可変である。インピーダンスＺLは、負荷５のインピーダンスを示し、インピーダンスＺ2は、平衡線路３の結合点Ｐから終端ｂ，ｂ’側を見たインピーダンスを示している。また、インダクタンスＬ1は、平衡線路３の自己インダクタンスを示し、インダクタンスＬ2は、コイル４の自己インダクタンスを示している。
【００３６】
インピーダンスＺ2は、平衡線路３の伝搬定数をγ＝α＋ｊ・β（α：減衰定数、β：位相定数）とすると、
【数１】
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で表される。なお、（１）式は、以下のように導出される。
【００３７】
分布定数線路の負荷端から距離ｘの位置のインピーダンスＺxは、
Ｚx＝Ｚo・[A・exp(γ・x)+B・exp(-γ・x)]/[A・exp(γ・x)-B・exp(-γ・x)]…（２）
但し、Ａ・exp(γ・x)：入射波電圧、Ｂ・exp(-γ・x)：反射波電圧、
で表わされるが、分布定数線路の負荷端のインピーダンスＺLがショートの場合、ＺL＝０よりＡ＋Ｂ＝０であるから、（２）式は、
Ｚx＝Ｚo・[exp(γ・x)−exp(-γ・x)]／[exp(γ・x)＋exp(-γ・x)] 
＝Ｚo・[exp(２・γ・x)−１]／[exp(２・γ・x)＋１]…（３）
となる。
【００３８】
exp(２・γ・x)＝exp[２・(α+ｊ・β)・x)＝exp(２・α・x)・exp(２・ｊ・β・x)であるから、exp(２・α・x)＝ξ、exp(２・ｊ・β・x)＝ζとおくと、（３）式は、
Ｚx＝Ｚo・（ξ・ζ−１）／（ξ・ζ＋１）…（４）
となる。
【００３９】
一方、tanh(α・x)＝[exp(２・α・x)−１］／[exp(２・α・x)＋１］、ｊ・tan(β・x)＝[exp(2・j・β・x)−１］／[exp(２・ｊ・β・x)＋１］より、
exp(２・α・x)＝[１＋tanh(α・x)］／[１−tanh(α・x)］
exp(２・ｊ・β・x)＝[１＋ｊ・tan(β・x)］／[１−ｊ・tan(β・x)］
であるから、tanh(α・x)＝ａ、ｊ・tan(β・x)＝ｂとおくと、
ξ＝exp(２・α・x)＝[１＋ａ]／[１−ａ］
ζ＝exp(２・ｊ・β・x)＝[１＋ｂ]／[１−ｂ］）
ξ・ζ＋１＝[(１＋ａ)・(１＋ｂ）］／[(１−ａ)・(１−ｂ）］＋１
＝２・(１＋ａ・ｂ)／[(１−ａ)・(１−ｂ）］  …（５）
ξ・ζ−１＝[(１＋ａ)・(１＋ｂ）］/[(１−ａ)・(１−ｂ）］−１
＝２・(ａ＋ｂ)／[(１−ａ)・(１−ｂ）］  …（６）
となる。
【００４０】
（５），（６）式を（４）式に代入すると、
Ｚx＝Ｚo・(ａ＋ｂ)／(１＋ａ・ｂ)…（７）
となるから、（７）式にｘ＝ｘ2として、ａ＝tanh(α・x2)、ｂ＝ｊ・tan(β・x2)を代入すると、（１）式が得られる。
【００４１】
また、平衡線路３の特性インピーダンスＺoは、導体線３ａ，３ｂの直径をｒ［ｍ］、導体線間の距離をｄ［ｍ］とすると、
Ｚo＝√(Ｌ／Ｃ)［Ω］
Ｌ＝(μ／π)・cosh-1(ｄ／ｒ)［Ｈ／ｍ］
Ｃ＝(π・ε)／cosh-1(ｄ／ｒ)［Ｆ／ｍ］
で表される。平衡線路３が無損失であると仮定すると、tanh(α・x2)＝０よりインピーダンスＺ2は、Ｚ2＝ｊ・Ｚo・tan(β・x2)となる。
【００４２】
図３に示す等価回路は、図４に示す等価回路を経て図５に示す等価回路に変換することができる。
【００４３】
すなわち、図３の等価回路では、
Ｖ＝Ｚ1’・Ｉ1＋ｊ・ω・Ｌ1・Ｉ1−ｊ・ω・Ｍ・Ｉ2＋Ｚ2・Ｉ1
ＺL・Ｉ2＝ｊ・ω・Ｌ1・Ｉ2−ｊ・ω・Ｍ・Ｉ1
が成立するから、
Ｖ＝Ｚ1’・Ｉ1
＋(Ｚ2＋ｊ・ω・Ｌ1−ｊ・ωＭ)・Ｉ1−ｊ・ω・Ｍ・(Ｉ2−Ｉ1)…（８）
ＺL・Ｉ2＝ｊ・ω・（Ｌ1−Ｍ）・Ｉ2−ｊ・ω・Ｍ・(Ｉ1−Ｉ2)…（９）
と変形すると、（８）式と（９）式より図４の等価回路が得られる。
【００４４】
そして、図４の等価回路の配線を整理し、電源にシリーズに接続されるインピーダンスＺ1’，ＺLを纏めると、図５の等価回路が得られる。図５において、インピーダンス(Ｚ1’＋Ｚ2)は、本発明に係る第１の回路に相当し、コイル（Ｌ1−Ｍ）、コイル（Ｌ2−Ｍ）及びコイルＭはそれぞれ本発明に係る第１のインダクタンス回路、第２のインダクタンス回路、第３のインダクタンス回路に相当している。
【００４５】
図５の等価回路は、インピーダンス(Ｚ1’＋Ｚ2)とコイル（Ｌ1−Ｍ）のインピーダンスを纏めて「Ｚa」とし、コイル（Ｌ1−Ｍ）のインピーダンスとインピーダンスＺLを纏めて「Ｚc」とし、コイルＭのインピーダンスを「Ｚb」とすると、図６に示す回路となる。
【００４６】
図６の回路においては、
Ｉ1＝Ｉb＋Ｉ2  …（１０）
Ｖ−Ｖ2＝Ｉ1・Ｚa  …（１１）
Ｖ2＝Ｉb・Ｚc＝Ｉ2・Ｚc  …（１２）
Ｚa＝Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・(Ｌ1−Ｍ)  …（１３）
Ｚb＝ＺL＋ｊ・ω・(Ｌ2−Ｍ)  …（１４）
Ｚc＝ｊ・ωＭ  …（１５）
の関係があるから、これらの式を用いて電圧Ｖと電流Ｉ2の関係を求めると、下記のようになる。
【００４７】
（１０）式と（１３）式〜（１５）式より、
Ｖ＝Ｖ2＋Ｉ1・Ｚa
＝Ｖ2＋[(１／Ｚb)＋(１／Ｚc）］・Ｖ2・Ｚa
＝[１＋(Ｚa／Ｚb)＋(Ｚa／Ｚc）］・Ｖ2
＝[１＋(Ｚa／Ｚb)＋(Ｚa／Ｚc）］・Ｉ2・Ｚb
＝[(Ｚb・Ｚc＋Ｚc・Ｚa＋Ｚa・Ｚb)／Ｚc］・Ｉ2  …（１６）
が得られる。
【００４８】
Ｚb・Ｚc＋Ｚc・Ｚa＋Ｚa・Ｚbに（１３）式〜（１５）式を代入すると、
Ｚb・Ｚc＋Ｚc・Ｚa＋Ｚa・Ｚb＝（Ｚa＋Ｚc）・Ｚb＋Ｚc・Ｚa
＝[Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・(Ｌ1−Ｍ)＋ｊ・ω・Ｍ]・[ＺL＋ｊ・ω・(Ｌ2−Ｍ)]
＋ｊ・ω・Ｍ・[Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・(Ｌ1−Ｍ)]
＝(Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・Ｌ1)・[ＺL＋ｊ・ω・(Ｌ2−Ｍ)]
＋ｊ・ω・Ｍ・[Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・(Ｌ1−Ｍ)]  …（１７）
となるから、この（１７）式と（１５）式を（１６）式に代入すると、電圧Ｖと電流Ｉ2の関係式は、
【数２】
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となる。
【００４９】
（１８）式より、［（Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・Ｌ1）・（ＺL＋ｊ・ω・（Ｌ2−Ｍ））＋ｊ・ω・Ｍ・（Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・（Ｌ1−Ｍ））］／ｊ・ω・Ｍ＝Ｘとおくと、高周波電源装置２の出力電圧Ｖと受電部１Ｂの負荷５に流れる電流Ｉ2とは、Ｖ＝Ｘ・Ｉ2で表わされることが分かる。
【００５０】
そして、負荷５のインピーダンスＺLをＺL＝ＲL＋ｊ・ＸLで表わすと、負荷５で消費される電力ＰLは、
ＰL＝｜Ｉ2｜2・ＲL
＝｜Ｖ／Ｘ｜2・ＲL
＝｜Ｖ｜2・ＲL／｜Ｘ｜2  …（１９）
で表わされる。
【００５１】
インピーダンスＺ2，ＺL、インダクタンスＬ1，Ｌ2、相互インダクタンスＭは固定的な値であるから、Ｚ1’＝Ｒ1＋ｊ・Ｘ1とし、Ｚ2＝ｊ・Ｚo・tan(β・x2)として、インピーダンス調整回路２１によりＸ内の（Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ωＬ1）の虚数部がゼロとなるようにインピーダンスＺ1’を調整するとともに、インピーダンス調整回路５１により（ＺL＋ｊ・ω・Ｌ2）の虚数部がゼロとなるように負荷インピーダンスＺLを調整する。インピーダンス調整回路２１による調整は、図１に示す非接触電力伝送システム１のモデル回路における送信部１Ａ側の回路を共振点に制御する調整である。また、インピーダンス調整回路５１による調整は、同モデル回路における受信部１Ｂ側の回路を共振点に制御する調整である。
【００５２】
これらの調整を行うと、（Ｚ1’＋Ｚ2＋ｊ・ω・Ｌ1）＝Ｒ1、（ＺL＋ｊ・ω・Ｌ2）＝ＲLとなるから、これらの値をＸに代入すると、
Ｘ＝Ｒ1・(ＲL−ｊ・ω・Ｍ)＋ｊ・ω・Ｍ・(Ｒ1−ｊ・ω・Ｍ)／ｊ・ω・Ｍ
＝Ｒ1・ＲL＋(ω・Ｍ)2／ｊ・ω・Ｍ  …（２０）
となる。
【００５３】
従って、調整後の負荷５で消費される電力ＰL’は、
【数３】
2014183668.tif 000005
で表わされる。
【００５４】
（２０）式において、角周波数ωと電圧Ｖは、高周波電源装置２のパラメータであり、相互インダクタンスＭは、平衡線路３とコイル４との非接触接続構造（磁気結合状態）によって決まるパラメータであるから、これらのパラメータは固定値であるとすると、電力ＰL’は、インピーダンスＺ1’の抵抗成分Ｒ1と負荷インピーダンスＺLの抵抗成分ＲLによって変化することが分かる。
【００５５】
そして、電力ＰL’は、抵抗成分Ｒ1を固定した場合、Ｂ・ＲL／｜ＲL＋ｋ2｜2（但し、Ｂ＝(ω・Ｍ)2・｜Ｖ｜2／Ｒ1、ｋ2＝（ω・Ｍ）2／Ｒ1）の関数で変化するから、∂ＰL’／∂ＲL＝０を満たす値ＲLoptで極大値となる。
【００５６】
∂ＰL’／∂ＲLは、
∂ＰL／∂ＲL＝[Ｂ・|ＲL＋ｋ2|2−Ｂ・ＲL・２・|ＲL＋ｋ2|]／(ＲL＋ｋ2)4
＝Ｂ・|ＲL＋ｋ2|・(ｋ2−ＲL)／(ＲL＋ｋ2)4
より、∂ＰL’／∂ＲL＝０を満たすＲLoptは、ＲLopt＝ｋ2となるから、電力ＰL’は、
ＲLopt＝（ω・Ｍ）2／Ｒ1  …（２２）
のときに極大値となり、そのときの電力ＰLoutは、
【数４】
2014183668.tif 000006
となる。
【００５７】
特に、インピーダンスＺ1’の抵抗成分Ｒ1を特性インピーダンスＺoにした場合は、ＲLopt＝（ω・Ｍ）2／Ｚoとなり、電力ＰLoptは、
【数５】
2014183668.tif 000007
となる。
【００５８】
（２２）式によれば、抵抗成分ＲLoptは、相互インダクタンスＭの影響を受けるので、相互インダクタンスＭが変化する場合は、相互インダクタンスＭの変化に応じて電力ＰL’を極大にするように、インピーダンス調整回路５１により負荷インピーダンスＺLの抵抗成分ＲLを調整する必要がある。
【００５９】
図７は、電磁界シミュレータを用いてコイル長ＬCに対する線路長ＬSの比η＝ＬS／ＬCと相互インダクタンスＭの関係を求めたものである。また、図８は、電磁界シミュレータを用いて電力ＰLを極大にする負荷５の抵抗成分ＲLoptと相互インダクタンスＭの関係を求めたものである。シミュレーションの条件は、２つの導体線３ａ，３ｂの間隔Ｗs＝４０［ｍｍ］、導体線３ａ，３ｂの線径ｒ＝１［ｍｍ］、導体線３ａ，３ｂの導電率σ＝５０９×１０7［Ｓ／ｍ］、高周波の周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］、平衡線路３の線路長ＬS＝１００［ｍｍ］、平衡線路３とコイル４の距離Ｄ＝１０［ｍｍ］である。
【００６０】
図７によれば、相互インダクタンスＭは、コイル長ＬCに対する線路長ＬSの比ηが増加するのに応じて小さくなる傾向がある。また、図８によれば、電力ＰLを極大にする負荷５の抵抗成分ＲLoptは、相互インダクタンスＭが増加するのに応じて増加する傾向がある。例えば、η＝１５の場合、相互インダクタンスＭは凡そ５０［ｎＨ］となるので、ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］では、Ｒ1＝Ｚo＝５２５［Ω］とすると、抵抗成分ＲLoptは、（２２）式より、ＲLopt＝（２×π×１３．５６×１０6×５０×１０-9）2／５２５≒０．０３４５［Ω］となる（図７，図８のＱ点参照）。従って、送信部１Ａ側のインピーダンス調整回路２１と受信部１Ｂ側のインピーダンス調整回路５１により電力ＰLが極大となるように、高周波電源装置１のインピーダンスＺ1と負荷５の負荷インピーダンスＺLを調整すれば、送電部１Ａから受電部１Ｂに有効に電力を伝送させることができる。
【００６１】
以上のように、本実施形態に係る非接触電力伝送システム１によれば、平行二線路からなる平衡線路３を送電用アンテナとし、その平衡線路３に対して微小なコイル４を磁気結合させ、高周波電源装置２内のインピーダンス調整２１によって送信部１Ａ側の回路を共振させるとともに、負荷５内のインピーダンス調整５１によって受信部１Ｂ側の回路を共振させることにより、高周波電源装置２で発生した電力を非接触で効率良く負荷５に伝送することができる。
【００６２】
送電用アンテナとして平行二線の平衡線路３を用いているので、線路の配設方向に給電範囲を容易に広げることができる。特に、平衡線路３におけるコイル４の磁気結合位置の給電効率に対する影響が殆どないので、移動体や人等の移動経路に沿って平衡線路３を敷設し、平衡線路３の任意の位置で移動体や人が保有している携帯機器等のコイル４を磁気結合させることによって、移動体に対する非接触電力伝送システムを構築することができる。
【００６３】
また、本実施形態に係る非接触電力伝送システム１では、従来のレールシステムのように一次コイルと二次コイルの漏れインダクタンスや励磁インダクタンス等を考慮して一次コイルと二次コイルを設計する必要がないので、平衡線路３やコイル４の設計が容易になり、システム構築のコスト低減に貢献する。
【００６４】
上記実施形態では、高周波電源装置２内にインピーダンス調整回路２１を設けてインピーダンスＺ1’を調整するようにしているが、インピーダンス調整回路を平衡線路３側に設け、インピーダンスＺ2を調整するようにしてもよい。
【００６５】
上記実施形態では、平衡線路３に１つの受電部１Ｂを結合させる場合について説明したが、平衡線路３に複数の受電部１Ｂを結合させて各受電部１Ｂに電力を伝送させることができる。受電部１Ｂは、平衡線路３に沿って移動しながら連続的に受電する移動体等のデバイスでもよく、平衡線路３の任意の位置にコイル４を結合させて一定の時間、静止状態で電力を受電する携帯機器等のデバイスでもよい。
【符号の説明】
【００６６】
１  非接触電力伝送システム
１Ａ  送電部（送電手段）
１Ｂ  受電部（受電手段）
２  高周波電源装置（電力供給手段）
２１  インピーダンス調整回路（第１のインピーダンス調整手段）
３  平衡線路
３ａ，３ｂ  導体線
４  コイル
５  負荷
５１  インピーダンス調整回路（第２のインピーダンス調整手段）
【図１】
2014183668.tif 000008
【図２】
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【図３】
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【図４】
2014183668.tif 000011
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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