(57)【要約】      （修正有）【課題】接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用して行う場合、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを低減させる。【解決手段】接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路５で共用して行う場合、接触給電時は力率改善回路として動作させ、入力電流を正弦波状に制御させ、非接触給電時には昇圧コンバータ回路として動作させ、フィードバックを高速化させるように力率改善回路の制御方法を、デジタル的に切り替える手段を提供する。【選択図】図１
2014180118.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
接触給電部である商用電源と、非接触給電部と、整流回路と、共用制御回路と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、蓄電装置を備え、
前記共用制御回路は、接触給電の場合は力率改善回路の動作を行い、非接触給電の場合は昇圧コンバータ回路の動作を行い、
前記非接触給電部への直流入力電圧が急変した場合に、
前記共用制御回路において、第１のＡ／Ｄコンバータに入力された交流電圧はデジタル値に変換されて、比較の基準として設定された基準電圧と比較器で比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタで処理され、
前記共用制御回路は、前記第１のデジタルフィルタで処理された前記比較出力が、接触給電の場合は第１の利得選択器で利得Ｇと入力電圧デジタル値Ｖｉｎを乗じられた値ＧＶｉｎと乗算器において乗算されるが、非接触充電では固定利得１と乗算され、
前記共用制御回路は、前記乗算器において乗算された乗算出力を、接触給電の場合には第２のデジタルフィルタで処理され２乗回路で２乗処理された２乗出力で除算器によって除算されるが、非接触給電では前記第２のデジタルフィルタで処理された結果に依らず第２の利得選択回路で固定値１が選択され、前記固定値１により前記除算器によって除算されることを特徴とするデジタル制御型充電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電器の非接触充電部と接触充電部を共用した際、力率改善回路の制御方法をデジタル的に切り替える事に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の非接触充電部と接触充電部は、お互いを共用として運用した場合、制御回路も共用化しており、非接触充電時と接触充電時に制御も共用するのが一般的である。このように制御回路を共用して、接触給電と非接触給電の両方に対応する場合、力率改善回路の制御回路を接触給電と非接触給電の両方の回路方式に適用している。ただし、後述のように、出力の過渡応答が著しく悪いということが問題となっている。
【０００３】
図２は、従来の接触給電における、アナログ制御型充電器１６の回路図であり、力率改善回路１７については具体的に示してある。図２に示すように、接触給電においては制御回路は力率改善回路１７として構成することで最適化されている。力率改善回路１７は、接触給電動作時に駆動回路を力率改善回路として動作させることで、商用電源３の交流入力電流を正弦波状に制御することができる。
【０００４】
図２の回路について説明する。従来の接触給電によるアナログ制御型充電器１６は、商用電源３、整流回路４４、力率改善回路１７、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、蓄電装置７から構成される。整流回路４４は、商用電源３からの交流電圧を全波整流し全波交流電圧を得て力率改善回路１７に入力される。力率改善回路１７からの直流出力は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６に入力され絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御回路によって制御され、制御回路の指示にしたがって、調整された直流電圧により蓄電装置７を充電する。
【０００５】
図２において、力率改善回路１７について詳細に説明する。力率改善回路１７は、力率改善回路１７への交流入力電圧をＲＣのローパスフィルタ１８で平均化し２乗する２乗回路１９、力率改善回路１７からの直流出力電圧を定電圧源９で設定した内部基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器２０で比較して定電圧制御する定電圧制御回路２１、定電圧制御回路２１からの出力を２乗回路１９からの出力で除算する除算回路２２、除算回路２２からの出力を入力電流波形と乗算する乗算回路２３、乗算回路２３からの出力を過電流時に遮断する過電流保護回路２４、過電流保護回路２４からの出力を発振器２５と比較してパルス幅制御（ＰＷＭ）を行って出力するための比較器２６を有する。この力率改善回路１７である制御回路は、商用周波数の入力電流波形を歪ませない為に２乗回路１９と定電圧制御回路２１に商用周波数以下のフィルタ１８、２７を設定している。
【０００６】
図３は、従来の非接触給電における、アナログ制御型充電器２８の回路図である。図３に示すように非接触給電においては、制御回路は昇圧コンバータ回路２９として構成することで最適化されている。また、非接触給電動作時の制御回路は、入力電圧が直流電圧であり、出力電圧が一定になるように制御を行う為、駆動回路のオン時間は固定値であり、結果的に通常の昇圧回路と同様の動作となる。
【０００７】
図４ａと図４ｂは、接触給電時と非接触給電時の動作波形を説明するためのイメージ図である。図４ａは、接触給電時における制御回路が力率改善回路として動作している様子を示しており、横軸は時間であり縦軸は出力である。それに対して図４ｂは、非接触給電時における制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している様子を示しており、図の見方は図４ａと同じである。入力電圧とはアナログ制御型充電器１６、２８への入力電圧であり、入力電流とはアナログ制御型充電器１６、２８への入力電流であり、ドレイン電圧とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴのドレインソース間電圧であり、ドレイン電流とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン電流である。
【０００８】
図４ａにより、接触給電時における制御回路が力率改善回路として動作している時にはオン時間が常時変化している。オン時間とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態になっている期間のことである。整流回路４４の出力電圧が大きい時にはオン時間を小さく、整流回路４４の出力電圧が小さい時にはオン時間を大きくすることで、等価的に入力電流の振幅が大きい時には電流の変化率を小さくして電流の傾きを緩やかにし、入力電流の振幅が小さい時には電流の変化率を大きくして電流の傾きを急にするように制御する。これによって、入力電流が正弦波状になるように追従して制御されるため、力率が改善されることになる。
【０００９】
これに対し、図４ｂにより、非接触給電時における制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している時にはオン時間が固定されている。オン時間が固定されているということは入力電圧と出力電圧が固定されていることであり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の巻数比と入力電圧、出力電圧と回路方式で決まる単純な昇圧コンバータとして動作することを示す。一般的に入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、オン時間を時比率で表してＤ（１００％＝１）とすると、Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ）と表される。
【００１０】
図３において、昇圧コンバータ回路２９について説明する。図３において、非接触給電部２について、給電側の１次側回路を構成する１次給電コイル３０から電磁誘導あるいは、磁気共鳴等で伝送された交流電力を受電側の２次側回路を構成する２次受電コイル３１で受電する。２次受電コイル３１で受電した交流電圧は、整流平滑回路３２によって整流平滑され直流電圧となって昇圧コンバータ回路２９に入力される。
【００１１】
図３において、昇圧コンバータ制御回路３３の部分について説明する。昇圧コンバータ制御回路３３へは、昇圧コンバータ回路２９の直流出力電圧と定電圧源９で設定した内部基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。昇圧コンバータ制御回路３３は、直流出力電圧と内部基準電圧Ｖｒｅｆを誤差増幅器３４で比較して定電圧制御する定電圧回路３５や、定電圧出力と発振器２５を比較してＰＷＭ出力する比較器２６を有する。ところで、この昇圧コンバータ回路２９である制御回路は、非絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化しておりこのまま使用するのであれば、昇圧コンバータ回路２９からの出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。しかしながら、力率改善機能は無いため接触給電用として、力率改善回路用には適用できない。
【００１２】
図２や図３のように、従来の接触給電と非接触給電におけるアナログ制御回路を別々に構成することでそれぞれの回路を最適化できるがそれぞれ別々の回路構成をとらなければならず、共用化するときに制御回路の切替が容易ではない。
【００１３】
特許文献１には、電動車両用のアナログ充電システムとして車両が複数の充電手段を有する場合のユーザーの利便性の向上について記載されている。特許文献１のアナログ充電システムは、非接触給電と接触給電で同一のアナログ制御回路を使っている。
【００１４】
しかし、１つのアナログ制御回路を用いて複数の充電手段をユーザーの利便性の向上の為に切り替えるだけでは、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力の際に、接触給電の商用の５０Ｈｚ、６０Ｈｚの正弦波交流電圧入力と、非接触給電の直流電圧入力を、同じ制御回路で制御する為に制御回路の最適化ができない。
【００１５】
具体的には、接触給電で５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用周波数で入力する交流電流が歪まないように制御する力率改善回路動作と、非接触給電で入力する直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ動作の両方を１つの制御回路で動作させた場合、接触給電の制御回路の動作応答は、入力電圧が５０Ｈｚや６０Ｈｚの正弦波の為に入力電圧を確定するまでに、５０Ｈｚの場合２０ｍｓｅｃが必要となり、これよりも早く応答させようとしても物理的に入力電圧の検出ができないため、接触給電の制御回路の動作応答を５０Ｈｚ以下に遅くする必要がある。
【００１６】
一方、非接触給電の制御回路の動作応答の場合は、入力が直流なので入力電圧はどれほど早く読み込んでも制限は無いのであるが制御回路を共用して且つ１つの制御回路で動作させるためには、応答の遅い接触給電側に応答を合わせなければ発振してしまうという問題があり、動作応答を商用の交流電圧に合わせて遅らせなければならない。
【００１７】
接触給電と非接触給電を１つのアナログ制御回路を用いて共用して行う場合、従来は、元々交流であるため応答性の遅い接触給電側に合わせて、非接触給電側を更に遅くした制御回路を搭載するようにしていた。車載用充電器に限らず、力率改善回路を搭載した電源機器は、入力電流の高調波を防止する為に力率改善回路の制御フィルタを応答性の遅い商用周波数以下に抑える必要がある。
【００１８】
接触給電における入力電流の高調波対策のための力率改善回路に設ける制御フィルタを商用周波数以下に設定しなかった場合、入力電流が正弦波状にならないばかりか制御不安定で発振する恐れが高く、インフラ側の電源ラインに悪影響を及ぼす恐れがある。その為、力率改善回路に搭載する制御フィルタは商用周波数以下にすることが必須であり、力率改善回路によって入力電流を正弦波状に制御することによって、高調波電流規制値を満足させることが一般的であった。しかし、元々交流なので応答の遅い接触給電側に合わせた非接触給電側の制御回路で非接触給電側の直流入力回路を動作させた場合、元々昇圧コンバータなので極端なオーバーシュートやアンダーシュートは発生しなかったのであるが、共用化にあたり非接触給電側の応答を遅くしてしまったために非接触給電側の出力にオーバーシュートやアンダーシュートを引き起こすという問題が生じてしまった。
【００１９】
また、アナログ制御回路を用いた場合、制御回路の切り離しや切り替えが電流検出等のローインピーダンス回路から電圧検出等のハイインピーダンス回路に及ぶ為、切替動作時に誤動作する可能性があるという問題もあって、接触給電と非接触給電の共有化の実現が事実上難しかった。
【００２０】
ところで、特許文献２には、従来の接触型のデジタル制御充電器について開示されている。また、特許文献３には、非接触型のデジタル制御通信システムについて開示されており、二次電池への充電についても記載されている。このように、接触型や非接触型の充電装置についてはすでに知られている。以下に、基本的な従来のデジタル制御型充電器について説明する。
【００２１】
図５は、従来の接触給電における、デジタル制御型充電器３９の回路図であり、力率改善回路４０について具体的に示してある。図５に示すように、接触給電においては、制御回路４０は力率改善回路として動作させることが好ましい。
【００２２】
図５において、力率改善回路４０について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。出力電圧デジタル値であるＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力は、比較器１０Ａにおいて、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較される。その比較出力はデジタルフィルタ１１Ａで処理される。このデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｂからの出力に乗算器１０Ｂにおいて入力電圧デジタル値Ｖｉｎに利得Ｇを乗じた値と乗算される。一方でＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値は、デジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に２乗回路１０Ｃで２乗処理され、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で除算器１０Ｄによって除算する。その除算出力は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、比較出力がデジタルフィルタ１１Ｃ処理後に駆動回路１３に伝達される。この制御一連の動作は、ソフトウェアで記述されており、上記回路動作は、力率改善回路４０に特化されている。
【００２３】
図６は、従来の非接触給電における、デジタル制御型充電器４１の回路図である。図６に示すように非接触給電においては、制御回路は昇圧コンバータ回路４２として動作させることが好ましい。
【００２４】
図６において、昇圧コンバータ回路４２について説明する。出力電圧と入力電流をそれぞれＡ／Ｄコンバータ４３Ａ、４３Ｂに入力してデジタル値を得る。出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較され、デジタルフィルタ１１処理後に入力電流値と比較され駆動回路１３に送られる。ところで、この昇圧コンバータ回路４２である制御回路は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６用に特化しておりこのまま使用するのであれば、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。しかしながら、力率改善機能は無いため接触給電用として力率改善回路用には適用できない。
【００２５】
従来の接触給電と非接触給電を共用化する場合において、図２や図３のように、アナログ制御回路では物理的に制御回路を切り替えなければならないが、図５や図６のように、デジタル制御回路を適用する場合は、制御回路を算術式で定義する為、接触給電と非接触給電における制御回路の切替に要する時間が殆どかからないので、理論的に切替は容易になる。また、上述したようなアナログ制御回路による諸問題は発生しないはずである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２６】
【特許文献１】特開２０１１−０１５５４８号公報
【特許文献２】特開２００４−１４７３７１号公報
【特許文献３】特開２０１０−２８４０５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
接触給電と非接触給電を共用化し、接触給電で５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用周波数で入力する交流電圧が歪まないように制御する力率改善回路動作と、非接触給電で入力する交流電圧を昇圧する昇圧コンバータ動作の両方を１つのアナログ制御回路で動作させた場合、非接触側を接触側に合わせるように遅くする必要があるため、非接触給電側の制御回路の動作応答を商用の交流周波数に合わせて遅らせなければならない。この為、非接触給電で直流電圧を急変する場合には、非接触給電側の制御回路の動作応答遅れから過大な出力電圧であるオーバーシュートや過小な出力電圧であるアンダーシュートを引き起こすという問題を生じてしまう。
【００２８】
例えば、非接触給電の場合に昇圧コンバータ制御回路の動作をする場合、出力電圧を内部基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器で比較して定電圧制御する定電圧回路や、前記定電圧出力と発振器を比較してＰＷＭ出力する比較器を有しているのであるが、このアナログ制御回路は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化しており、図８にあるように、そのまま使用するのであれば、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。すなわち、接触給電と非接触給電を共用化した場合に理想とする波形の状態である。
【００２９】
それに対し、図７は、１つのアナログ制御回路を用いて接触給電と非接触給電を共用化したときに、上述のような、非接触給電側の制御回路の動作応答遅れから過大な出力電圧であるオーバーシュートや過小な出力電圧であるアンダーシュートが発生してしまった波形を示している。また、デジタル制御回路で共用した場合にも、非接触給電側の入力直流電圧が急変した場合に発生するオーバーシュートやアンダーシュートによりこのような波形となってしまう。
【００３０】
上述のように、接触給電と非接触給電を共用化して１つのアナログ制御回路で制御しようとした場合に、接触給電にあわせて、非接触給電側の制御回路の動作応答を遅くした結果、非接触給電側で出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートの問題があり、１つのアナログ制御回路をデジタル制御回路へ変更することで、接触給電の場合の力率改善回路の動作安定性を確保しながら、非接触給電時に制御回路の動作応答遅れの問題を、改善することで、出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートの問題の改善を図ることができると考えていたが、デジタル制御回路に変更しても非接触給電側の入力直流電圧が急変した場合にはオーバーシュートやアンダーシュートが発生してしまった。
【００３１】
上述のデジタル制御回路の説明で述べたように、接触給電と非接触給電を共用化して１つのデジタル制御回路で制御しようとした場合に、接触給電の場合のデジタル制御による力率改善回路の動作時に、まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータにそれぞれ入力してデジタル値を得る。そして、その出力電圧デジタル値は基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較され、比較出力はデジタルフィルタ処理され入力電圧デジタル値に利得を乗じた値と乗算される。一方で入力電圧デジタル値はデジタルフィルタ処理された後に２乗回路で２乗処理され乗算出力を２乗出力で除算する。除算出力は、入力電流デジタル値と比較処理され、比較出力がデジタルフィルタ処理後に駆動回路に伝達される。また、非接触給電の場合のデジタル制御による昇圧コンバータ回路の動作をする場合には、出力電圧と入力電流をそれぞれＡ／Ｄコンバータに入力してデジタル値を得るのであるが、出力電圧デジタル値は、基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較されデジタルフィルタ処理後に入力電流値と比較され駆動回路に送られる。
【００３２】
この制御一連の動作はソフトウェアで記述されており、この回路動作は力率改善回路に特化されている。デジタルフィルタ処理で商用周波数よりも低い周波数のフィルタリング処理を行っている為に、アナログ制御による力率改善回路同様に非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、出力電圧はアナログ制御と同じ応答になってしまう。
【００３３】
従って、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、接触給電と同じ応答速度になってしまい応答が遅くなるので、非接触給電時は入力電圧の急変時等はオーバーシュートやアンダーシュートを減らすために出力応答を上げる必要がある。
【００３４】
本発明は、以上の点を考慮してなされたものであって、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用して行う場合、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電の場合に昇圧回路として動作する場合の出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを低減させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
本発明は、接触給電部である商用電源と、非接触給電部と、整流回路と、共用制御回路と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、蓄電装置を備え、前記共用制御回路は、接触給電の場合は力率改善回路の動作を行い、非接触給電の場合は昇圧コンバータ回路の動作を行い、前記非接触給電部への直流入力電圧が急変した場合に、前記共用制御回路において、第１のＡ／Ｄコンバータに入力された交流電圧はデジタル値に変換されて、比較の基準として設定された基準電圧と、比較器で比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタで処理され、前記共用制御回路は、前記第１のデジタルフィルタで処理された前記比較出力が、接触給電の場合は、第１の利得選択器で利得Ｇと入力電圧デジタル値Ｖｉｎを乗じられた値ＧＶｉｎと乗算器において乗算されるが、非接触充電では、固定利得１と乗算され、前記共用制御回路は、前記乗算器において乗算された乗算出力を、接触給電の場合には、第２のデジタルフィルタで処理され２乗回路で２乗処理された２乗出力で、除算器によって除算されるが、非接触給電では、前記第２のデジタルフィルタで処理された結果に依らず第２の利得選択回路で固定値１が選択され、前記固定値１により前記除算器によって除算されることを特徴とするデジタル制御型充電器である。
【００３６】
このようなデジタル制御回路の構成にすることで、アナログ制御回路では事実上不可能であった、入力源によって制御回路の動作を変更する事によって、接触給電と非接触給電を共用化し、それぞれの力率改善回路、昇圧コンバータ回路の動作モードでの最適動作が実現可能となる。その結果、接触給電時は力率改善回路として動作し、入力電流を正弦波状に制御することで、高力率、低歪率を得ることができ、非接触給電時には昇圧コンバータ回路として動作し、フィードバックを高速化することで、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合においても、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。
【発明の効果】
【００３７】
本発明により、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用して行う場合、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電の場合に昇圧回路として動作する場合の出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを低減させることを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】実施形態のデジタル制御共用型充電器の回路図である。
【図２】従来の接触給電におけるアナログ制御型充電器の回路図である。
【図３】従来の非接触給電におけるアナログ制御型充電器の回路図である。
【図４ａ】接触給電時の制御回路が力率改善回路として動作している波形の様子を示すイメージ図である。
【図４ｂ】非接触給電時の制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している波形の様子を示すイメージ図である。
【図５】従来の接触給電におけるデジタル制御型充電器の回路図である。
【図６】従来の非接触給電におけるデジタル制御型充電器の回路図である。
【図７】アナログ制御共用型充電器で接触給電の場合に力率改善回路の動作をする場合の波形を示した図である。
【図８】アナログ制御共用型充電器で非接触給電の場合に昇圧コンバータ回路の動作をする場合の波形を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明する。なお、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。また以下に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のものが含まれる。さらに以下に記載した構成要素は、適宜組み合わせることができる。また、本発明の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。
【００４０】
図１は、本実施形態の、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用する場合のデジタル制御共用型充電器１の回路図である。その際に制御式のパラメータを変更することで制御回路を共用するものである。
【００４１】
デジタル制御共用型充電器１は、交流の商用電源３と非接触給電部２で、入力電圧部を共用する構成になっている。また、非接触給電部２と接触給電部（商用電源）３を切り替えて使用するように構成することが一般的である。接触給電部３は、整流回路４、共用制御回路５、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、から構成されている。本実施形態には、車両ＥＣＵや制御回路との通信方法、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、蓄電装置７に対する記載がないが、本実施形態は、共用制御回路５の制御方法によるものであり、これらに対して何らかの影響を受けるものではない。ちなみに、車両ＥＣＵとは、エンジンコントロールユニット（Ｅｎｇｉｎｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）と呼ばれ、エンジンの運転における制御を電子制御された補助装置を用いて行う際に、それらを総合的に制御するマイクロコントローラ、コントロールユニットのことである。
【００４２】
まず、接触給電として動作し、共用制御回路５が力率改善回路として動作する場合について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。第１のＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と、比較器１０Ａで比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理される。
【００４３】
第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値に第１の利得選択器１２で利得Ｇを乗じて出てきた値ＧＶｉｎと、乗算器１０Ｂで乗算される。
【００４４】
また、乗算器１０Ｂで乗算された乗算出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で、除算器１０Ｄによって除算される。その除算出力は、第３のＡ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、その比較出力が第３のデジタルフィルタ１１Ｃ処理後に駆動回路１３に伝達される。
【００４５】
次に、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電として動作し、共用制御回路５が昇圧コンバータ回路として動作する場合について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。第１のＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と、比較器１０Ａで比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理される。
【００４６】
第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２の利得選択器１４によって固定利得１を選択して出てきた値と、乗算器１０Ｂで乗算される。
【００４７】
その乗算出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に第３の利得選択器１５によって固定値１が選択され、この固定値１で除算器１０Ｄで除算される。その除算出力は、第３のＡ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、その比較出力が第３のデジタルフィルタ１１Ｃを通って駆動回路１３に伝達される。
【００４８】
デジタルフィルタ１１Ａとデジタルフィルタ１１Ｂは、非接触充電時には高速で応答させる為に、デジタルフィルタの遮断周波数を駆動周波数と位相マージンや利得マージンからなるべく高く設定することで高速に動作させることができる。加えて、利得選択器１２の固定利得１と利得選択回路１５の固定値１を適用できるので、乗算や除算処理が不要となり制御応答を高速化させることができる。また、２乗回路は不要であるためこの部分の演算を省いて高速化が可能である。
【００４９】
この制御回路は、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化されている。デジタルフィルタ処理を位相余裕と利得余裕のある範囲で発振周波数に近づけることで、力率改善回路に特化したフィルタ処理よりも高速に応答させることができる。また、力率改善回路では、２乗処理、乗算処理、除算処理が発生するが、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータでは、この処理を全て１で行うか、条件分岐でバイパスすることができる為、マイコン内部の処理も高速化が可能である。
【００５０】
このような構成をとることで、同一制御回路構成で非接触給電と接触給電両方に対応することが可能となる。この内部処理は全てソフトウェアで行われるため、ハードウェア上の変更は必要ない。
【００５１】
図１において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６への入力電圧、入力電力、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６からの出力電圧、出力電流と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の内部の半導体スイッチ電流を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６で検出し、例えば、図示してはいないが、外部の車両バッテリーの状況をバッテリマネジメントシステムで判断して、その情報がコントロールユニットである車両ＥＣＵにいき、車両ＥＣＵから共用制御装置５への通信手段指示が行われ、共用制御装置５によって制御される。
【００５２】
通信手段は、ＵＡＲＴ、ＣＡＮ、ＬＩＮなどが知られているが、特にこの構成を制限するものではない。この結果、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧が蓄電装置７に接続され、デジタル制御共用型充電器１として動作する。
【００５３】
図１において、本実施形態の第１の特徴は、接触充電では、第１のデジタルフィルタ１１Ａ処理した後に出てきた出力が、第１の利得選択器１２において利得ＧＶｉｎを乗じられた値と、乗算器１０Ｂにおいて乗算されるが、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触充電では、第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理した後に出てきた出力が、第２の利得選択器１４において固定利得１と、乗算器１０Ｂにおいて乗算される点にある。
【００５４】
第２の特徴は、接触給電では、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理され２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で、除算器１０Ｄによって除算されるが、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電では、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理され第３の利得選択回路１５で固定値１で、除算器１０Ｄによって除算される点である。上記手段は、ソフトウェア上で条件分岐をすることなく、パラメータ値だけを入れ替えることで対応可能となる。
【００５５】
第３の特徴は、定電圧の第１のデジタルフィルタ１１Ａの遮断周波数を接触給電時と非接触給電時で変更することである。接触給電時は、商用周波数の２倍のリップル成分が出力に現れる為、この成分による影響が高調波歪に影響を与えないようにする必要があり、この時、遮断周波数は数Ｈｚから数十Ｈｚになる。一方で非接触給電時には、できるだけ応答速度を上昇させるため、遮断周波数は接触給電に比べて高く設定するが、設定点は、位相マージンと利得マージンと動作周波数から決定する。なお、ここで言う遮断周波数とは、ローパスフィルタに設定されたシステム応答の限界値を示す周波数である。
【００５６】
本実施形態のデジタル制御共用型充電器１の回路構成にすることで、アナログ制御回路では事実上不可能であった、入力源によって制御回路の動作を変更する事によって、それぞれの動作モードでの最適動作が実現可能となる。結果、接触給電時は、力率改善回路として動作し、入力電流を正弦波状に制御することで、高力率、低歪率を得ることができ、非接触給電時には、昇圧コンバータ回路として動作し、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、フィードバックを高速化することで、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを防止できる。
【００５７】
本実施形態では、位相補償や、制御変更部分について、入力源によるパラメータを追加することで接触給電と非接触給電とを同一制御回路で最適化できる。異常動作時のマージン確保や回路保護の観点から有用であると考えられる。
【符号の説明】
【００５８】
１  デジタル制御共用型充電器
２  非接触給電部
３  商用電源（接触給電部）
４、４４  整流回路
５  共用制御回路
６  絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
７  蓄電装置
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、４３Ａ、４３Ｂ  Ａ／Ｄコンバータ
９  定電圧源
１０Ａ、１０Ｅ、２６  比較器
１０Ｂ  乗算器
１０Ｄ  除算器
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ  デジタルフィルタ
１２、１４、１５  利得選択器
１３  駆動回路
１６  接触給電によるアナログ制御型充電器
１７、３７、４０  力率改善回路
１８、２７  ローパスフィルタ
１９  ２乗回路
２０、３４  誤差増幅器
２１  定電圧制御回路
２２  除算回路
２３  乗算回路
２４  過電流保護回路
２５  発振器
２８  非接触給電によるアナログ制御型充電器
２９、４２  昇圧コンバータ回路
３０  １次給電コイル
３１  ２次給電コイル
３２  整流平滑回路
３３  昇圧コンバータ制御回路
３５  定電圧回路
３６  アナログ制御共用型充電器
３８  制御回路
３９  デジタル制御型充電器
４１  非接触給電によるデジタル制御型充電器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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