(57)【要約】【課題】周波数領域の信号のＳＮＲが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。【解決手段】送信ＲＦ信号の周波数ｆｎが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をチャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する周波数領域変換部９を設け、コヒーレント積分処理部１１が、周波数領域変換部９により変換された周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分する。【選択図】図１
2014222168.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の間隔で送信信号の周波数を変化させながら、上記送信信号を空中に放射する信号送信手段と、
上記信号送信手段から空中に放射されたのち、目標に反射されて戻ってきた上記送信信号を受信して、その受信信号を受信ビデオ信号に変換する信号受信手段と、
上記送信信号の周波数が変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、上記信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段と、
上記周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するコヒーレント積分手段と
を備えたレーダ装置。
【請求項２】
コヒーレント積分手段によるコヒーレント積分後の信号から目標の候補を検出する目標候補検出手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
目標候補検出手段により検出された目標の候補の相対速度及び相対距離を算出する目標相対速度相対距離算出手段を備えたことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
信号送信手段は、所定の間隔で送信信号の周波数を昇順又は降順に変化させることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項５】
信号送信手段は、所定の間隔で送信信号の周波数を所定の規則にしたがって変化させることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項６】
周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号をチャープｚ変換処理で周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項７】
周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を離散フーリエ変換処理で周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項８】
周波数領域変換手段は、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項９】
周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号をコヒーレント積分手段に与える速度補償手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項８のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１０】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号を離散フーリエ変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１１】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号を高速フーリエ変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１２】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号の送信周波数数よりも大きい点数でコヒーレント積分を行うことを特徴とする請求項１０または請求項１１記載のレーダ装置。
【請求項１３】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をチャープｚ変換処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１４】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をＭＵＳＩＣ処理でコヒーレントに積分することを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【請求項１５】
コヒーレント積分手段は、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の信号をコヒーレントに積分することを特徴とする請求項１から請求項１４のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、所定の間隔で送信信号を空中に放射したのち、目標に反射されて戻ってきた送信信号を受信して、その受信信号の信号処理を実施することで、目標を高分解能に測距するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、以下の特許文献１に開示されているレーダ装置では、パルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）でステップ状に変化させた送信周波数の送信信号を送受信する。
レーダ装置では、同じ送信周波数の受信信号に対して、パルスヒット方向にＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）処理を実施して、周波数領域の信号に変換した後、周波数領域の信号の強度に基づいて目標を検出することで、目標のドップラ周波数を算出するようにしている。
また、目標のドップラ周波数を用いて、周波数領域の信号に対して、ドップラ補正を実施した後、異なる送信周波数のドップラ補正後の周波数領域の信号に対して、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理を適用して測距を行うようにしている。
【０００３】
このレーダ装置は、等速目標の場合においても、異なる送信周波数の同一目標の受信信号のドップラ周波数が異なっている。そのため、異なる送信周波数の受信信号をコヒーレントに積分するためには（周波数解析法を代表してコヒーレント積分と記述する。ただし、このレーダ装置では、ＭＵＳＩＣ処理に相当）、受信信号をドップラ補正する必要があるが、ＭＵＳＩＣ処理の前に目標を検出して目標のドップラ周波数を算出し、そのドップラ周波数を用いて、ドップラ補正を実施している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１７５４５７号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、周波数領域の信号の信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）が低い場合、目標の検出性能が劣化して、ドップラ補正を実施することができないことがある。このような場合には、測距性能が劣化してしまう課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、周波数領域の信号のＳＮＲが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係るレーダ装置は、所定の間隔で送信信号の周波数を変化させながら、送信信号を空中に放射する信号送信手段と、信号送信手段から空中に放射されたのち、目標に反射されて戻ってきた上記送信信号を受信して、その受信信号を受信ビデオ信号に変換する信号受信手段と、送信信号の周波数が変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段とを設け、コヒーレント積分手段が、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、送信信号の周波数が変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段を設け、コヒーレント積分手段が、周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号をコヒーレントに積分するように構成したので、周波数領域変換後の信号のＳＮＲが低い場合でも、高精度に目標検出や測距を行うことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
【図３】ＦＦＴとＣＺＴによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である（ドップラ周波数０〜ＰＲＦ／２を表示した場合）。
【図４】ＦＦＴとＣＺＴによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である。
【図５】目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の積分性能を示す説明図である。
【図６】目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の測距性能を示す説明図である。
【図７】この実施の形態１のコヒーレント積分処理部１１によるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）を示す説明図である。
【図８】特許文献１に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向ＦＦＴ後の信号と、この実施の形態１によるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の検出性能を示す説明図である。
【図９】この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態２によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態２によるレーダ装置の送受信シーケンスと送信周波数ｆｎを示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、信号送信処理部１は多周波局部発振器２、パルス変調器３及び送信機４から構成されており、所定の間隔で送信ＲＦ信号（送信信号）の周波数を変化させながら、その送信ＲＦ信号を送受切替部５を介して空中線６に出力する処理を実施する。
信号送信処理部１の多周波局部発振器２は局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成する信号源であり、所定の間隔で局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数を変化させる処理を実施する。
この実施の形態１では、多周波局部発振器２が、所定の間隔で局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数を昇順又は降順に変化させる例を説明する。
【００１１】
パルス変調器３は多周波局部発振器２により生成された局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’０（ｔ，ｎ，ｍ）を送信機４に出力する処理を実施する。
送信機４はパルス変調器３から出力されたパルス変調後の局部発振信号Ｌ’０（ｔ，ｎ，ｍ）を送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）として送受切替部５に出力することにより、空中線６から送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を空中に放射させる処理を実施する。
【００１２】
送受切替部５は送信機４から出力された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を空中線６に出力する一方、空中線６から入射された反射ＲＦ信号を受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）として信号受信処理部７に出力する処理を実施する。
空中線６は送受切替部５から出力された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を空中に放射する一方、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）が目標に反射されて戻ってきた反射ＲＦ信号を入射する送受信アンテナである。
なお、信号送信処理部１、送受切替部５及び空中線６から信号送信手段が構成されている。
【００１３】
信号受信処理部７は例えば受信機や位相検波器などから構成されており、多周波局部発振器２により生成された局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を用いて、送受切替部５から出力された受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号を狭帯域フィルタに通してから、増幅処理や位相検波処理を実施することで、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を生成する処理を実施する。
なお、送受切替部５、空中線６及び信号受信処理部７から信号受信手段が構成されている。
【００１４】
信号処理器８は周波数領域変換部９、速度補償処理部１０、コヒーレント積分処理部１１、目標候補検出部１２及び目標候補相対速度・相対距離算出部１３から構成されており、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）から目標候補の検出処理などを実施する。
ここでは、信号処理器８の構成要素である周波数領域変換部９、速度補償処理部１０、コヒーレント積分処理部１１、目標候補検出部１２及び目標候補相対速度・相対距離算出部１３のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）で構成されているものを想定しているが、信号処理器８がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器８がコンピュータで構成されている場合、周波数領域変換部９、速度補償処理部１０、コヒーレント積分処理部１１、目標候補検出部１２及び目標候補相対速度・相対距離算出部１３の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
【００１５】
信号処理器８の周波数領域変換部９は送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）の送信周波数ｆｎが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を例えばチャープｚ変換処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する。なお、周波数領域変換部９は周波数領域変換手段を構成している。
速度補償処理部１０は周波数領域変換部９により変換された周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレント積分処理部１１に出力する処理を実施する。なお、速度補償処理部１０は速度補償手段を構成している。
【００１６】
コヒーレント積分処理部１１は速度補償処理部１０から出力された速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）を目標候補検出部１２に出力する処理を実施する。なお、コヒーレント積分処理部１１はコヒーレント積分手段を構成している。
目標候補検出部１２はコヒーレント積分処理部１１から出力されたコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の信号強度に基づいて目標候補を検出し、その目標候補の速度方向のサンプリング番号ｋ’と、距離方向のサンプリング番号ｌ’とを目標候補相対速度・相対距離算出部１３に出力する処理を実施する。なお、目標候補検出部１２は目標候補検出手段を構成している。
【００１７】
目標候補相対速度・相対距離算出部１３は目標候補検出部１２から出力された目標候補の速度方向のサンプリング番号ｋ’から目標候補の相対速度ｖ’ｔｇｔを算出し、目標候補検出部１２から出力された目標候補の距離方向のサンプリング番号ｌ’から目標候補の相対距離Ｒ’ｔｇｔを算出する処理を実施する。なお、目標候補相対速度・相対距離算出部１３は目標相対速度相対距離算出手段を構成している。
表示器１４は例えば液晶ディスプレイなどから構成されており、目標候補相対速度・相対距離算出部１３により算出された目標候補の相対距離Ｒ’ｔｇｔや相対距離Ｒ’ｔｇｔなどを画面に表示する。
【００１８】
図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
図２において、ｆ０は送信最小周波数、ｆｎは送信周波数、ｎは送信周波数番号、Ｎは送信周波数の数、ｍは同一送信周波数のヒット番号、Ｍは同一送信周波数のヒット数、Δｆは送信周波数間隔、Ｔｆは送信周波数切替間隔、Ｔｐｒｉはパルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）、Ｔｐはパルス幅、Δｔは同一送信周波数のパルス繰り返し間隔、Ｔｃｐｉは観測時間である。
【００１９】
この実施の形態１では、図２に示すように、送信周波数切替間隔Ｔｆをパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉとして、送信周波数ｆｎを送信周波数間隔Δｆで昇順に変化させた送信ＲＦ信号を空中に放射するものとする。また、この昇順に変化させた送信ＲＦ信号を繰り返し空中に放射するものとする。
この実施の形態１では、送信周波数ｆｎを送信周波数間隔Δｆで昇順に変化させた送信ＲＦ信号を空中に放射するものを示すが、送信周波数ｆｎを送信周波数間隔Δｆで降順に変化させた送信ＲＦ信号を空中に放射するものであってもよい。
【００２０】
次に動作について説明する。
信号送信処理部１の多周波局部発振器２は、図２に示す送信周波数切替間隔Ｔｆで周波数が変化する局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成する。
即ち、多周波局部発振器２は、下記の式（１）で表される局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成し、その局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）をパルス変調器３及び信号受信処理部７に出力する。
2014222168.tif 000003
式（１）において、ＡＬは局部発振信号の振幅、φ０は局部発振信号の初期位相である。
【００２１】
パルス変調器３は、多周波局部発振器２から局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を受けると、その局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）をパルス変調し、下記の式（２）で表されるパルス変調後の局部発振信号Ｌ’０（ｔ，ｎ，ｍ）を送信機４に出力する。
2014222168.tif 000004
【００２２】
送信機４は、パルス変調器３からパルス変調後の局部発振信号Ｌ’０（ｔ，ｎ，ｍ）を受けると、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’０（ｔ，ｎ，ｍ）を送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）として送受切替部５に出力する。
送受切替部５は、送信機４から送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を受けると、その送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を空中線６に出力する。
これにより、空中線６から送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）が空中に放射される。
【００２３】
空中に放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）の一部は目標に反射され、目標に反射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）は、下記の式（３）で表される反射ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）として空中線６に入射される。
2014222168.tif 000005
式（３）において、ＡＲは反射ＲＦ信号の振幅、Ｒ０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、ｃは光速である。
【００２４】
送受切替部５は、空中線６から入射された反射ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）として信号受信処理部７に出力する。
信号受信処理部７は、送受切替部５から受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）を受けると、多周波局部発振器２により生成された局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を用いて、その受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｔ，ｎ，ｍ）をダウンコンバートする。
また、信号受信処理部７は、ダウンコンバート後の信号を狭帯域フィルタに通してから、増幅処理や位相検波処理を実施することで、下記の式（４）で表される受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を生成し、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を信号処理器８に出力する。
2014222168.tif 000006
式（４）において、ＡＶは受信ビデオ信号の振幅である。
ここでは、信号受信処理部７が狭帯域フィルタを用いている例を示しているが、ＰＲＩ内をサンプリングした受信ビデオ信号を生成するようにしてもよい。
【００２５】
信号処理器８は、信号受信処理部７から受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を受けると、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）に対して所定の信号処理を実施することで、目標候補を検出するとともに、目標候補の相対速度ｖ’ｔｇｔや目標候補の相対距離Ｒ’ｔｇｔを算出する。
以下、信号処理器８の処理内容を具体的に説明する。
【００２６】
図３はＦＦＴとチャープｚ変換（ＣＺＴ：Ｃｈｉｒｐ Ｚ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）による同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である（ドップラ周波数０〜ＰＲＦ／２を表示した場合）。
図４はＦＦＴとＣＺＴによる同一送信周波数の受信ビデオ信号に対する周波数領域変換結果を示す説明図である。
周波数領域変換部９は、信号受信処理部７から出力された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を入力するが、目標相対速度ｖに対する送信周波数ｆｎのドップラ周波数ｆｄ（ｎ，ｖ）は下記の式（５）で表されるため、ドップラ周波数ｆｄ（ｎ，ｖ）は、送信周波数ｆｎによって変化することが分かる。
2014222168.tif 000007
【００２７】
したがって、特許文献１に開示されているレーダ装置のように、同一送信周波数ｆｎの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することで周波数領域の信号に変換した場合、周波数領域の信号は、図３（ａ）及び図４（ａ）に示すように、送信周波数ｆｎに関わらず、同じ周波数サンプリング間隔ΔｆＦＦＴでサンプリングされる。
その結果、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）の送信周波数ｆｎが変化すると、図３（ａ）及び図４（ａ）に示すように、同一目標のドップラ周波数が異なるビン番号に属するようになるため、目標をコヒーレントに積分することができない。また、ノンコヒーレント積分することも困難である。
【００２８】
そこで、周波数領域変換部９は、後段のコヒーレント積分処理部１１が同一の目標をコヒーレントに積分することができるようにする目的で、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号に変換するに際して、ＦＦＴではなく、チャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換している。
即ち、周波数領域変換部９は、送信周波数ｆｎに応じてＣＺＴの変換関数を変化させることで、図３（ｂ）及び図４（ｂ）に示すように、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）の送信周波数ｆｎが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換している。
具体的には、周波数領域変換部９は、下記の式（６）に示すように、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をチャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換し、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）を速度補償部１０に出力する。
【００２９】
2014222168.tif 000008
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ここで、ｚｎ−ｍは送信周波数ｆｎに対応するＣＺＴの変換関数、Ａｎは送信周波数ｆｎに対応する変換開始位相（式（７）を参照）、Ｗｎ−ｋは送信周波数ｆｎに対応するＣＺＴの変換範囲関数（式（８）を参照）である。
また、ｖｓｔは変換開始速度、ｖｅｎは変換終了速度、Ｍｃｚｔはチャープｚ変換後のサンプリング数、ｆｓａｍｐはサンプリング周波数（式（９）を参照）である。
【００３０】
式（６）〜（９）による周波数領域変換部９の処理によって、どの送信周波数ｆｎであっても、図４（ｂ）に示すように、周波数領域の信号が変換開始速度ｖｓｔから変換終了速度ｖｅｎまで同じ速度サンプリング間隔Δｖｃｚｔでサンプリングされ、同一の目標が同じドップラ速度ビンにサンプリングされる。
また、チャープｚ変換後のサンプリング数Ｍｃｚｔを任意に設定することができ、所望のサンプリング間隔にすることが可能になる。変換開始速度ｖｓｔや変換終了速度ｖｅｎは、想定される相対速度を任意に設定することが可能になる。
したがって、特許文献１に開示されているレーダ装置が行うパルスヒット方向のＦＦＴと比べて、容易に高サンプリングすることが可能になる。
【００３１】
ここでは、周波数領域変換部９が、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をチャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換するものを示したが、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換するようにしてもよい。
ただし、式（６）で表わされるチャープｚ変換（ＣＺＴ）を、下記の式（１０）で表わされる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）を用いた周波数領域での畳み込み積分で実現することで、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）よりも、高速に処理することが可能になる。
2014222168.tif 000012
式（１０）において、＊は畳み込みを表わす記号である。
【００３２】
ここでは、周波数領域変換部９が、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をチャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換するものを示したが、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）が、クラッタ等のサイドローブに埋もれることが懸念される場合がある。
このような場合には、周波数領域変換部９は、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する前に、下記の式（１１）に示すように、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ，ｍ）を生成する。
この窓関数処理で使用する窓関数としては、下記の式（１２）で表されるハミング窓ｗｈａｍ（ｍ）が考えられる。
2014222168.tif 000013
2014222168.tif 000014
【００３３】
上記のように、窓関数処理を実施することで、周波数領域の信号の速度方向のサイドローブが低減されるため、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる。
周波数領域変換部９は、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）に対する窓関数処理を実施した場合、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）の代わりに、窓関数処理後の受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ，ｍ）を式（６）又は式（１０）に代入することで、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する。
【００３４】
速度補償処理部１０は、周波数領域変換部９から周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）を受けると、下記の式（１３）に示すように、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレント積分処理部１１に出力する。
2014222168.tif 000015
式（１３）において、ｖｃｚｔ（ｋ）は下記の式（１４）で表わされる速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）のドップラ速度ビンｋに対応する相対速度である。
2014222168.tif 000016
式（１４）において、Δｖｃｚｔは下記の式（１５）で表わされる速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）の速度サンプリング間隔である。
2014222168.tif 000017
【００３５】
この実施の形態１では、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔの間の送信周波数ｆｎが昇順のみの変化であるため、送信周波数ｆｎと送信周波数ｆｎ＋１間の位相差がほぼ同じであり、位相差が非常に小さい場合には、速度補償処理を実施する必要はない。
ここでは、位相差を無視することができない場合に行う速度補償処理の効果について説明する。
図４（ｂ）に示すように、周波数領域変換部９のチャープｚ変換によって、同一目標のドップラ速度ビンが同じになるように周波数領域に変換しているため（異なる送信周波数の周波数領域変換後の目標が同じドップラ速度ビンに存在しているため）、速度補償処理前に目標候補を検出して、目標候補の相対速度を算出する必要がない。したがって、速度補償処理を実施して、コヒーレント積分を実施してから、目標候補の検出処理を行うことができるため、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
【００３６】
また、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）を送信周波数方向にコヒーレント積分を実施した場合、目標相対速度の影響によって、積分効率が劣化することが懸念されるが、速度補償処理部１０が速度補償処理を実施することで、目標相対速度の影響が低減されて、積分効率が向上する。図５は目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の積分性能を示している。
また、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）を送信周波数方向にコヒーレント積分を実施した後、測距処理を実施する場合、目標相対速度の影響によって、測距性能が劣化することが懸念されるが、速度補償処理部１０が速度補償処理を実施することで、目標相対速度の影響が低減されて、測距性能が向上する。図６は目標相対速度の影響によるコヒーレント積分後の測距性能を示している。
【００３７】
コヒーレント積分処理部１１は、速度補償処理部１０から速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）を受けると、下記の式（１６）に示すように、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分し、コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）を目標候補検出部１２に出力する。
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式（１６）において、ＮＦＦＴは送信周波数方向のＦＦＴ点数、Ｒａｍｂは式（１７）で表わされるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の曖昧さなく計測が可能な距離である。
また、ΔＲは式（１８）で表わされるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の距離分解能、ΔＲＦＦＴは式（１９）で表わされるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の距離方向のサンプリング間隔である。
【００３８】
なお、コヒーレント積分処理部１１は、送信周波数方向のＦＦＴ点数ＮＦＦＴが送信周波数の数Ｎより大きい場合（ＮＦＦＴ＞Ｎ）、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）に０を設定して、コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の距離方向を高サンプリングする。ただし、コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の距離方向を高サンプリングする場合、チャープｚ変換を適用するようにしてもよい。
式（１６）は離散フーリエ変換で説明しているが、高速フーリエ変換処理で速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分するようにしてもよい。
また、目標数が既知の場合や、目標数が算出できる程度のＳＮＲの場合には、ＭＵＳＩＣ処理で速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分するようにしてもよい。
【００３９】
ここで、目標候補を検出する信号のＳＮＲについて説明し、コヒーレント積分処理部１１によるコヒーレント積分の効果を説明する。
図７はこの実施の形態１のコヒーレント積分処理部１１によるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）を示す説明図である。
コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）は、図７に示すように、目標候補を検出する信号のＳＮＲが入力ＳＮＲと比べて、下記の式（２０）で表わされるＳＮＲ改善度ＳＮＲ＿ｉｍｐｃｚｔ＋ｆｆｔだけ改善する。
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【００４０】
一方、特許文献１に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向ＦＦＴ後の信号のＳＮＲは、一つの送信周波数のパルスヒット方向ＦＦＴによる効果だけ、入力ＳＮＲと比べて、下記の式（２１）で表わされるＳＮＲ改善度ＳＮＲ＿ｉｍｐｆｆｔだけ改善する。
さらに、Ｎ個の送信周波数のパルスヒット方向ＦＦＴ後の信号をノンコヒーレント積分（平均処理、あるいは、ＰＤＩ（Ｐｏｓｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ））を実施した後のＳＮＲは、入力ＳＮＲと比べて、下記の式（２２）で表わされるＳＮＲ改善度ＳＮＲ＿ｉｍｐｆｆｔ＋ｐｄｉだけ改善する。
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【００４１】
したがって、この実施の形態１及び特許文献１における目標候補検出時のＳＮＲの関係は、下記の式（２３）のように表わされるため、この実施の形態１では、特許文献１に開示されているレーダ装置よりも、目標の検出性能が向上することが分かる。このため、より低ＳＮＲの目標候補を検出できるレーダ装置が得られる。
2014222168.tif 000025
図８は特許文献１に開示されているレーダ装置によるパルスヒット方向ＦＦＴ後の信号と、この実施の形態１によるコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の検出性能を示す説明図である。
【００４２】
ここでは、コヒーレント積分処理部１１が、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分するものを示したが、コヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）が、クラッタ等のサイドローブに埋もれることが懸念される場合がある。
このような場合には、コヒーレント積分処理部１１は、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分する前に、下記の式（２４）に示すように、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する窓関数処理を実施し、窓関数処理後の信号Ｆ”ＣＺＴ（ｎ，ｋ）を生成する。
この窓関数処理で使用する窓関数としては、下記の式（２５）で表されるハミング窓ｗｈａｍ（ｎ）が考えられる。
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【００４３】
上記のように、窓関数処理を実施することで、コヒーレント積分後の信号の距離方向のサイドローブが低減されるため、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる。
コヒーレント積分処理部１１は、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する窓関数処理を実施した場合、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）の代わりに、窓関数処理後の信号Ｆ”ＣＺＴ（ｎ，ｋ）を式（１６）に代入することで、コヒーレントに積分する。
【００４４】
目標候補検出部１２は、コヒーレント積分処理部１１からコヒーレント積分後の信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）を受けると、その信号ＦＦＦＴ（ｌ，ｋ）の信号強度に基づいて目標候補を検出し、その目標候補の速度方向のサンプリング番号ｋ’と、距離方向のサンプリング番号ｌ’とを目標候補相対速度・相対距離算出部１３に出力する。
目標候補の検出処理としては、例えば、ＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）処理が考えられる。
【００４５】
目標候補相対速度・相対距離算出部１３は、目標候補検出部１２から目標候補の速度方向のサンプリング番号ｋ’と距離方向のサンプリング番号ｌ’を受けると、下記の式（２６）に示すように、目標候補の速度方向のサンプリング番号ｋ’から目標候補の相対速度ｖ’ｔｇｔを算出する。
また、下記の式（２７）に示すように、目標候補の距離方向のサンプリング番号ｌ’から目標候補の相対距離Ｒ’ｔｇｔを算出する。
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表示器１４は、信号処理の結果として、目標候補相対速度・相対距離算出部１３により算出された目標候補の相対距離Ｒ’ｔｇｔや相対距離Ｒ’ｔｇｔを画面上に表示する。
【００４６】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数ｆｎが変化しても、同一目標のドップラ周波数が同一のビン番号に属するように、信号受信処理部７により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をチャープｚ変換（ＣＺＴ）処理で周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する周波数領域変換部９を設け、コヒーレント積分処理部１１が、周波数領域変換部９により変換された周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分するように構成したので、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）のＳＮＲが低い場合でも、高精度に目標検出や測距・測速度を行うことができる効果を奏する。
また、送信周波数間隔Δｆで昇順に変化している受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）をコヒーレントに積分することで、受信機の帯域が小さくても、広帯域の受信機を用いるのと等価になり、距離高分解能を得るのに要するハードウェア規模を小さくできる効果を奏する。
【００４７】
また、この実施の形態１によれば、周波数領域変換部９が、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に変換する前に、その受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，ｍ）に対する窓関数処理を実施して、窓関数処理後の受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ，ｍ）を生成するように構成したので、周波数領域の信号の速度方向のサイドローブを低減して、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる効果を奏する。
【００４８】
また、この実施の形態１によれば、速度補償処理部１０が、周波数領域変換部９により変換された周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレント積分処理部１１に出力するように構成したので、目標の検出性能が向上するとともに、目標相対速度の影響が低減されて、測距性能や測速度性能が向上する効果が得られる。
【００４９】
さらに、この実施の形態１によれば、コヒーレント積分処理部１１が、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレントに積分する前に、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する窓関数処理を実施して、窓関数処理後の信号Ｆ”ＣＺＴ（ｎ，ｋ）を生成するように構成したので、コヒーレント積分後の信号の距離方向のサイドローブを低減して、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる効果を奏する。
【００５０】
実施の形態２．
図９はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
多周波局部発振器２ａは局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成する信号源であり、所定の間隔で局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数を変化させる処理を実施する。
上記実施の形態１では、多周波局部発振器２が、所定の間隔で局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数を昇順又は降順に変化させるようにしているが、この実施の形態２では、多周波局部発振器２ａが、例えば、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔ中の送信周波数ｆｎが昇順と降順が交互に変化するなど、所定の間隔で局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の周波数を所定の規則にしたがって変化させるようにしている。
【００５１】
速度補償処理部１０ａは図１の速度補償処理部１０と同様に、周波数領域変換部９により変換された周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレント積分処理部１１に出力する処理を実施する。速度補償処理を表す数式が、図１の速度補償処理部１０と若干相違している。なお、速度補償処理部１０ａは速度補償手段を構成している。
【００５２】
次に動作について説明する。
多周波局部発振器２ａ及び速度補償処理部１０ａ以外は、上記実施の形態１と同様であるため、ここでは、多周波局部発振器２ａ及び速度補償処理部１０ａの処理内容だけを説明する。
図１０はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置の送受信シーケンスを示す説明図である。
図１０は、送信周波数数Ｎ＝８の場合について例示している。
【００５３】
多周波局部発振器２ａは、図１０に示すように、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔの間のパルス番号ｎ’が偶数であれば、送信周波数ｆｎを昇順に変化させて局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成し、そのパルス番号ｎ’が奇数であれば、送信周波数ｆｎを降順に変化させて局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成する。
多周波局部発振器２ａによる局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）の生成処理は、昇順と降順を組み合わせているため、上記実施の形態１のように、昇順又は降順のいずれか一方に変化させる場合と比べて、より複雑になっている。また、連続したパルスの送信周波数ｆｎがより大きく変化する。このため、上記実施の形態１よりも、２次クラッタの影響の低減効果や、レーダ装置の使用周波数を秘匿する効果が向上する。
【００５４】
多周波局部発振器２ａは、下記の式（２８）で表される局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成し、その局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）をパルス変調器３及び信号受信処理部７に出力する。
多周波局部発振器２ａにより生成される局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）は、図１１に示すような送信周波数ｆｎの並びになる。
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【００５５】
この実施の形態２では、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔ中の送信周波数ｆｎが、昇順と降順で交互に送信周波数が変化し、送信周波数ｆｎの変化が連続していないため、速度補償処理を実施する必要がある。
速度補償処理部１０ａは、周波数領域変換部９から周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）を受けると、下記の式（２９）に示すように、周波数領域の信号ＦＣＺＴ（ｎ，ｋ）に対する速度補償処理を実施し、速度補償処理後の信号Ｆ’ＣＺＴ（ｎ，ｋ）をコヒーレント積分処理部１１に出力する。
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2014222168.tif 000034
【００５６】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、多周波局部発振器２ａが、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔの間のパルス番号ｎ’が偶数であれば、送信周波数ｆｎを昇順に変化させて局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成し、そのパルス番号ｎ’が奇数であれば、送信周波数ｆｎを降順に変化させて局部発振信号Ｌ０（ｔ，ｎ，ｍ）を生成するように構成したので、２次クラッタの影響の低減効果や、レーダ装置の使用周波数を秘匿する効果を高めることができる効果を奏する。
【００５７】
この実施の形態２では、多周波局部発振器２ａが、同一送信周波数のパルス繰り返し間隔Δｔの間のパルス番号ｎ’が偶数であれば、送信周波数ｆｎを昇順に変化させ、そのパルス番号ｎ’が奇数であれば、送信周波数ｆｎを降順に変化させる変化パターンを示したが、送信周波数ｆｎを所定の規則にしたがって変化させるものであればよく、送信周波数ｆｎの変化パターンは上記のものに限るものではない。
【００５８】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００５９】
１  信号送信処理部（信号送信手段）、２，２ａ  多周波局部発振器、３  パルス変調器、４  送信機、５  送受切替部（信号送信手段、信号受信手段）、６  空中線（信号送信手段、信号受信手段）、７  信号受信処理部（信号受信手段）、８  信号処理器、９  周波数領域変換部（周波数領域変換手段）、１０，１０ａ  速度補償処理部（速度補償手段）、１１  コヒーレント積分処理部（コヒーレント積分手段）、１２  目標候補検出部（目標候補検出手段）、１３  目標候補相対速度・相対距離算出部（目標相対速度相対距離算出手段）、１４  表示器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
2014222168.tif 000037
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2014222168.tif 000042
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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