(57)【要約】【課題】  複数の二次電池セルが縦積みに直列接続され構成された電池モジュールにおいて、縦積み数によってセル電圧の測定に要する時間が変わらないようにする。【解決手段】  縦積み二次電池セルの各電圧値を検出する際、各二次電池セルに参照電圧とセル電圧（分圧）を比較するコンパレータCOMPとその出力結果を伝達する電圧電流変換回路１００を設ける。各セルの参照電圧は、電流デジタルアナログ変換回路１０により生成されるものであり、電流デジタルアナログ変換回路（電流ＤＡＣ）の生成する電流値はその制御ビットBinに対応している。電流ＤＡＣの制御ビットをスキャンし、コンパレータが反転したときの制御ビットをセル電圧として電圧検出する。【効果】  コンパレータが反転する時点での電流ＤＡＣの制御ビットを取り込むことで、セル数にかかわらず、各セルの出力電圧値を一度のスキャンにより検出する。【選択図】  図１
2014020977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続される複数の二次電池セルの出力電圧を監視する二次電池セル監視回路であって、
複数の電圧電流変換回路と、
電流デジタルアナログ変換回路と、
上記電流デジタルアナログ変換回路の電流量を制御する制御ビットを生成するＤＡＣ制御部とを有し、
上記電圧電流変換回路は、上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流に応じた参照電圧と対応する上記二次電池セルの分圧とを比較するコンパレータと出力トランジスタとを有しており、
上記ＤＡＣ制御部が上記制御ビットをスキャンし、上記コンパレータの出力反転に応じて上記出力トランジスタに出力電流が流れ始めたときの制御ビットの値から上記複数の二次電池セルそれぞれの出力電圧を検出する二次電池セル監視回路。
【請求項２】
請求項１において、
上記電流デジタルアナログ変換回路は、複数の上記電圧電流変換回路に対して共通に設けられ、
上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流は、対応する上記二次電池セルの出力電圧をゲートに入力されるゲート接地トランジスタを介して上記電圧電流変換回路に供給され、
上記コンパレータは、上記ゲート接地トランジスタのソース点を基準として、上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流に応じた参照電圧と対応する上記二次電池セルの分圧とを比較する二次電池セル監視回路。
【請求項３】
請求項２において、
上記電圧電流変換回路は容量を有し、
上記容量に対応する上記二次電池セルの分圧を保持した後に、上記容量の一端を上記ゲート接地トランジスタのソース点に切り換えることにより、上記ゲート接地トランジスタのソース点を基準とする上記二次電池セルの分圧を得る二次電池セル監視回路。
【請求項４】
請求項２において、
上記電圧電流変換回路はバイパストランジスタを有し、
上記バイパストランジスタのドレインは上記ゲート接地トランジスタのドレインが接続され、上記バイパストランジスタのソースは上記コンパレータに上記参照電圧を供給する電位点が接続され、上記バイパストランジスタのゲートは対応する二次電池セルの負極端子の電圧が入力される二次電池セル監視回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
上記電圧電流変換回路において、上記コンパレータと上記出力トランジスタとの間に出力回路を有し、
上記出力回路は、所定の時定数のフィルタを有し、
上記コンパレータの出力は上記フィルタに入力される二次電池セル監視回路。
【請求項６】
請求項５において、
上記出力回路は、さらにワンショットパルス回路を有し、上記コンパレータの出力反転に応じてパルス状信号を発生させる二次電池セル監視回路。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
上記コンパレータのプラス側入力に上記参照電圧を入力し、上記コンパレータのマイナス側入力に対応する上記二次電池セルの分圧を入力して、対応する二次電池セルの第１の出力電圧を検出し、
上記コンパレータのマイナス側入力に上記参照電圧を入力し、上記コンパレータのプラス側入力に対応する上記二次電池セルの分圧を入力して、対応する二次電池セルの第２の出力電圧を検出し、
上記第１の出力電圧と上記第２の出力電圧とに基づいて対応する二次電池セルの出力電圧を決定する二次電池セル監視回路。
【請求項８】
請求項７において、
上記第１の出力電圧と上記第２の出力電圧との差が所定のしきい値以上に大きい場合には、再度二次電池セルの出力電圧の検出を行う二次電池セル監視回路。
【請求項９】
直列に接続される複数の二次電池セルと、上記複数の二次電池セルのそれぞれの出力電圧を監視する二次電池セル監視回路とを有する二次電池モジュールであって、
上記二次電池セル監視回路は、複数の電圧電流変換回路と、
電流デジタルアナログ変換回路と、上記電流デジタルアナログ変換回路の電流量を制御する制御ビットを生成するＤＡＣ制御部とを有し、
上記電圧電流変換回路は、上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流に応じた参照電圧と対応する上記二次電池セルの分圧とを比較するコンパレータと出力トランジスタとを有しており、
上記ＤＡＣ制御部が上記制御ビットをスキャンし、上記コンパレータの出力反転に応じて上記出力トランジスタに出力電流が流れ始めたときの制御ビットの値から上記複数の二次電池セルそれぞれの出力電圧を検出する電池モジュール。
【請求項１０】
請求項９において、
上記電流デジタルアナログ変換回路は、複数の上記電圧電流変換回路に対して共通に設けられ、
上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流は、対応する上記二次電池セルの出力電圧をゲートに入力されるゲート接地トランジスタを介して上記電圧電流変換回路に供給され、
上記コンパレータは、上記ゲート接地トランジスタのソース点を基準として、上記電流デジタルアナログ変換回路の生成する電流に応じた参照電圧と対応する上記二次電池セルの分圧とを比較する二次電池モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の二次電池セルが縦積みに直列接続され構成されたバッテリーの各セルの電圧値を測定、監視する電池セル監視回路及びそれを用いた二次電池モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド電気自動車（HEV）や電気自動車（EV）に搭載されるバッテリーは数百ボルト程度の高い電圧が必要となるため、多数の二次電池セルを直列に接続して構成される。ここで、二次電池、特にリチウムイオン電池は過充電や過放電に弱く、上限電圧、下限電圧範囲内に各二次電池セルの電圧を制御する必要がある。また、各二次電池セルの充電電圧値を精度よく測定し監視する必要がある。
【０００３】
特許文献１では、各セルに参照電圧とコンパレータ（比較回路）を設けて過充電電圧、過放電電圧を検知している。
【０００４】
特許文献２では複数の閾値電圧を設けてコンパレータで過充電電圧、過放電電圧を検知している。
【０００５】
特許文献３ではマルチプレクサにより切替えを行い、各セルの電圧を計装アンプで測定しアナログデジタル変換回路を使い、その測定値（デジタルデータ）を外部へ送り監視している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１３６３３６号公報
【特許文献２】特開２０１１−７８１６３号公報
【特許文献３】特開２０１１−２３７２６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
発明者等は本願に先立って、各電池セルの充電電圧値制御技術について検討を行なった。電池セルの充電電圧値制御技術における過充電過放電検知回路については特許文献１の図１、特許文献２の図１に示される。しかし、特許文献１及び特許文献２では同時に各電池セルの過充電電圧、過放電電圧を検知できるが電池セルの電圧値を測定監視できない。
【０００８】
一方、各電池セル電圧値の測定監視回路については、特許文献３に示される。しかし、特許文献３では各電池セルの電圧値を測定監視できるが、マルチプレクサによる切替え時間が必要なため、セル数増大に伴い、測定時間が増大する。一定時間内に精度を落とすことなく全セルの電圧を測定するためには、マルチプレクサ切替時間を高速にし、アナログデジタル変換回路の変換時間を高速にする必要があるが、測定監視回路の消費電力が増大してしまう。あるいは、一つの測定監視回路の制御セル数を増加させない代わりに、測定監視回路をいくつも縦続接続させてシステムを構成することは可能と考えられるが、測定監視回路の使用数が増大する。
【０００９】
このように、二次電池セルが多セル化されることにより顕著になる二次電池セル電圧測定の時間を短縮する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。縦積み二次電池セルの各電圧値を検出する際、各二次電池セルに参照電圧とセル電圧（分圧）を比較するコンパレータとその出力結果を伝達する電圧電流変換回路を設ける。各セルの参照電圧は、電流デジタルアナログ変換回路により生成されるものであり、電流デジタルアナログ変換回路（電流ＤＡＣ）の生成する電流値はその制御ビットに対応している。電流ＤＡＣの制御ビットをスキャンし、コンパレータが反転したときの制御ビットをセル電圧として電圧検出する。
【発明の効果】
【００１１】
コンパレータが反転する時点での電流ＤＡＣの制御ビットを取り込むことで、セル数にかかわらず、各セルの出力電圧値を一度のスキャンにより検出する。これにより、縦積み二次電池セルそれぞれの電圧値を一回のスキャンで測定可能な二次電池セル監視回路及びそれを用いた二次電池モジュールを実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】電池モジュールの第一の実施例である。
【図２】第一の実施例、第二の実施例のタイムチャートである。
【図３】電池モジュールの第二の実施例である。
【図４】図４（ａ）は出力回路Osnの回路例であり、図４（ｂ）（ｃ）は出力回路Osnのタイムチャートである。
【図５】電池モジュールの第三の実施例である。
【図６】第三の実施例のタイムチャートである。
【図７】制御ビット取り込みの詳細なタイムチャートである。
【図８】電圧電流変換回路の別の実施例である。
【図９】オフセット電圧キャンセル測定のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。以下、説明する電池セル監視回路を構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のバイポーラ、ＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって半導体基板上に形成される。
【実施例１】
【００１４】
図１は本発明の電池セル監視回路を適用した電池モジュールの第一の実施例を示したものである。図２にそのタイムチャートを示す。
【００１５】
二次電池モジュールは、縦積みに直列接続されたｎ個の二次電池セル２００を１単位として１つの電池セル監視回路が設けられる。例えば、二次電池セル２００それぞれが３．７Ｖの電圧を生成する場合、二次電池モジュールでは（３．７×ｎ）Ｖの電圧（すなわち、ノードＶｎの電圧）を生成する。なお、さらに高電圧を要する場合、電池モジュールを縦積みに直列接続することにより所望の電力を得る。この場合、これら複数の電池モジュールを制御するための上位制御回路が必要となり、複数の電池モジュールとこれらを制御する上位制御回路により二次電池システムを構築する。
【００１６】
電池セル監視回路は、図１に示されるように、各二次電池セル２００に対応して設けられる電圧電流変換回路１００と複数の電圧電流変換回路１００に対して共通に設けられる共通回路とを有している。電圧電流変換回路１００について、基準電位（ＧＮＤ）からｎ番目に縦積みされた電池セル２００（ｎ）に対応する電圧電流変換回路１００（ｎ）を例にとって説明する。電圧電流変換回路１００（ｎ）は、コンパレータCOMPn及びその出力Vonを伝達する出力トランジスタM1nを有している。コンパレータCOMPnは、電流ＤＡＣ（デジタルアナログ変換回路）と抵抗R1nとにより生成される参照電圧Vi+と抵抗R2n及び抵抗R3nで分圧したセル分圧Vi-とを入力とする。ここで、電流ＤＡＣ（なお、電圧電流変換回路１００（ｎ）においては電流Inを生成する定電流源として表記している）は、後述するＤＡＣ制御部２０が出力する制御ビットに応じた電流を生成する回路である。ＤＡＣ制御部２０からのｋビットの制御ビットBinは各電圧電流変換回路１００の電流ＤＡＣ１０に共通に入力され、各電流ＤＡＣの生成する電流I1〜Inは同じ電流Ioutである。このように、図１の例では、電流ＤＡＣ１０は二次電池セル毎に設けているが、複数の二次電池セルに対して共通の電流ＤＡＣを設ける構成も可能である。ただし、共通の電流ＤＡＣを設けた場合には、各電圧電流変換回路１００にデバイスばらつきに起因する電流ばらつきの影響が監視精度に影響をおよぼすおそれがある。この課題に対して、監視精度の高精度化を図った実施例（第三の実施例）については後述する。
【００１７】
また、共通回路としてＤＡＣ制御部２０、二次電池セルのそれぞれに対応して設けられるｋビットのレジスタ３０を有する。ビット制御部２０は、例えば制御ビットを1ビットずつインクリメントするカウンタで実現される。レジスタ３０の役割は後述する。
【００１８】
図２を用いて、電圧電流変換回路１００（ｎ）の動作を説明する。コンパレータCOMPnのマイナス側入力Vi-には二次電池セル２００（ｎ）の生成電圧（Vn−Vn-1）の分圧が入力される。一方、コンパレータCOMPnのプラス側入力Vi+には電流ＤＡＣ１０の電流Inと抵抗R1nにより生成される参照電圧が入力される。ＤＡＣ制御部２０の制御ビットBinを変えていくことにより、Vi+とVi-との大小関係が変化してコンパレータCOMPnの出力が反転したときの制御ビットBinをセル電圧として電圧検出する。
すなわち、
Vi+＝Vn−（R1n×Iout）…（１）
Vi-＝Vn−（Vn−Vn-1）／２（ただし、R2nの抵抗値＝R3nの抵抗値とする）…（２）
（R1n×Iout）＜（Vn−Vn-1）／２のとき、Vi+＞Vi-となり、コンパレータCOMPnの出力Von［１］は、Von＝highレベルとなり、PMOSトランジスタM1nはオフする。よって、電流Itn［１］は流れずノードVtn［１］の電圧レベルはlowレベルとなっている。
【００１９】
制御ビットBinに対応して電流ＤＡＣの生成電流In（＝Iout）が増加することにより、抵抗R1nによる電圧降下量が増大する。その結果、（R1n×Iout）＞（Vn−Vn-1）／２となったとき、Vi+＜Vi-となり、コンパレータCOMPnの出力Von［１］は、Von＝lowレベルとなり、PMOSトランジスタM1nはオンする。電流Itn［１］が流れることによりノードVtn［１］の電圧レベルはhighレベルとなる。ノードVtn［１］の電圧レベルがlowからhighに遷移するタイミングにおける電流ＤＡＣ１０の制御ビットBinであるkビットデータをレジスタ３０（ｎ）に取り込む。
【００２０】
他の二次電池セルに対応する電圧電流変換回路１００も同じ動作をすることにより、電流ＤＡＣ１０の生成電流を一回、電流小から大にスキャンさせることにより、Ｎ段縦積みされた全ての二次電池セル２００（１）〜２００（ｎ）の電圧値を取り込むことができる。このため、測定対象となる二次電池セル数ｎが増加しても、測定時間は電流ＤＡＣ１０の一回のスキャン時間で決めることができ、電圧検出の高速化を図ることができる。
【００２１】
なお、PMOSトランジスタM1nはそのソース・ドレイン間に、二次電池セルの生成電圧のｎ倍の電圧が掛けられることになるため、それに耐える耐圧を有するトランジスタを使用する。その他のトランジスタは２次電池セルの生成電圧に対応する低耐圧トランジスタ（例えば、５Ｖ程度）を使用できる。
【実施例２】
【００２２】
図３は、本発明の電池セル監視回路を適用した電池モジュールの第二の実施例を示したものである。図２にそのタイムチャートを示す。実施例１の構成と対比すると、図３に示すように、電圧電流変換回路１０１（ｎ）においてコンパレータ出力VonとトランジスタM1nの間に出力回路Osnを追加することで、パルス的ヒゲ状ノイズ除去及び消費電流抑制をはかっている。  
図４（ａ）に出力回路Osnの回路例４０を示す。出力回路Osnは、ノイズ除去部とワンショットパルス回路部とを有している。ノイズ除去部は時定数τ１の第１フィルタ４１、第１フィルタ４１の出力が入力される第１シュミットトリガ付インバータ４２を有する。また、ワンショットパルス回路部は、インバータ４２の出力が入力され、時定数τ２の第２フィルタ４３、第２フィルタ４３の出力が入力される第２シュミットトリガ付インバータ４３、及びインバータ４２とインバータ４３の出力が入力されるＮＡＮＤ回路４５を有する。
【００２３】
図４（ｂ）、（ｃ）に出力回路Osnのタイムチャートを示す。なお、各波形は図４（ａ）に示すノードＡ〜Ｆでの出力電圧を示している。図４（ｂ）が通常入力時であり、図４（ｃ）がヒゲ状ノイズ入力時である。コンパレータCOMPnの入力等にノイズが重畳するとその出力にヒゲ状ノイズが発生する。このようなヒゲ状ノイズによる二次電池セル電圧の誤測定を避けるため、ヒゲ状ノイズより大きな時定数τ１のフィルタ４１をワンショットパルス回路の入力側に設けている。これにより時定数τ１よりパルス幅の小さいノイズは除去されワンショットパルス回路には入力されない。
【００２４】
一方、時定数τ１より長いパルス幅の信号が入力されると第１シュミットトリガ付インバータ４２の出力Ｃはhighレベルとなる。図１に示した第一の実施例の場合、図２に示すのタイムチャートに示されるように、Vi+＜Vi-となる期間Tselにおいて、PMOSトランジスタM1nがオンのままとなり、電流Itnが流れ続けることになる（波形Vtn(Itn)[1]を参照）。この電流Itnによる消費電力を抑制するため、第二の実施例においては、第１シュミットトリガ付インバータ４２の出力Ｃをワンショットパルス回路部に入力する。図４（ａ）にワンショットパルス発生回路の例として、時定数τ２の第２フィルタ４３、第２シュミットトリガ付インバータ４４及びＮＡＮＤ回路４５で構成した例を示す。これにより図４（ｂ）のタイムチャートに示されるように、時定数τ２のパルスを発生させ、電流Itnが流れるTsel期間を短くすることができる。図２中にコンパレータCOMPn の出力波形Von[2]、出力回路Osnの出力Vgn[2]、PMOSトランジスタM1nの出力波形Vtn(Itn)[2]を示す。
【００２５】
なお、図４（ａ）に示すように出力回路Osnのインバータとしてシュミットトリガ付インバータを用いているのは、インバータのスレッショルド電圧付近でのノイズによりチャタリングを防止するためである。特に発明を限定するものではないが、図４の例ではシュミットトリガ付インバータのスレッショルド電圧を全振幅の３７％と６３％に設定することでフィルタの時定数を設定し易くさせている。
【００２６】
入力振幅Voであり、容量C、抵抗Rより構成される時定数τのフィルタ回路において、フィルタ出力Vは、以下のような関係が成立している。
【００２７】
V＝Vo（１−exp（−t／τ）） …（３）
ｔ＝τのとき、V=Vo×0.63となる。すなわち、スレッショルド電圧を入力振幅の６３％に設定する場合、反転するタイミングtはτ（＝CR）と一致する。
【実施例３】
【００２８】
図５は、本発明の電池セル監視回路を適用した電池モジュールの第三の実施例を示したものである。また、図６及び図７には図５の回路のタイムチャートを示す。
【００２９】
第三の実施例は、電流ＤＡＣ１０を二次電池セル共通に１つ設けた構成である。電圧電流変換回路１０２について、基準電位（ＧＮＤ）からｎ番目に縦積みされた電池セル２００（ｎ）に対応する電圧電流変換回路１０２（ｎ）を例にとって説明する。図３の電圧電流変換回路１０１（ｎ）と比較すると、ゲート接地トランジスタM3n、対応する二次電池セル未使用時の電流バイパストランジスタM2n、セル分圧保持用容量C１n、接続点切替用スイッチsw2n、sw3n、sw4n、消費電流低減用スイッチSW1n、ダミースイッチsw0n及び出力トランジスタ（M1n）の強制オフ用スイッチsw5nが追加されている。
【００３０】
トランジスタM3nは、共通の電流ＤＡＣ１０から各電圧電流変換回路１０２の抵抗R1に流す電流を共通にするために設けており、ゲート接地トランジスタの役目を果たしている。すなわち、参照電圧Vi+＝Vn−（R1n×Iout）におけるIoutは全て電圧電流変換回路１０２で共通となる。一方、ゲート接地トランジスタM3のゲート・ソース間電圧Ｖgsは、プロセスばらつき等に起因して、各電圧電流変換回路１０２間で異なる。かかるゲート・ソース間電圧Ｖgsのばらつきの影響を排して電圧検出を高精度化するため、参照電圧とセル分圧とを共通の電位から比較することとし、本実施例では、その基準をゲート接地トランジスタM3のソース点（Vcom）を基準としている。このため、セル電圧の分圧値Vi-を容量C1nに保持し、スイッチSW2n, SW3n, SW4nで接続切替を行い、コンパレータCOMPnで参照電圧Vi+と比較している。
【００３１】
また、スイッチSW1nは、二次電池セルの電圧測定時以外での電流パスをなくす目的で設けたものであり、ダミースイッチSW0nは常時オンのダミースイッチである。低電位側にスイッチSW1nが設けられたことに応じ、高電位側に直列にダミースイッチSW0nを設けることにより分圧精度を高めている。また、強制オフ用スイッチSW5nは、セル電圧測定時以外では出力トランジスタ（M1n）を強制的にオフさせるスイッチである。
【００３２】
図６、図７のタイムチャートを用いて、図５の電圧電流変換回路１０２（ｎ）の回路動作を以下に説明する。スイッチSW1nは、セル電圧測定時以外はオフしており、測定時にオンする。スイッチSW1n, SW2n, SW3nがオンすることにより、容量C1nに分圧値（ノードn1−ノードn2間の電圧）が蓄えられる。Tcharge経過後、スイッチSW2n、次いでスイッチSW3nをオフした後、スイッチSW4nをオンさせることで、トランジスタM3nのソース点Vcomとノードn3との間に容量C1nが接続される。これにより、トランジスタM3nのソース点Vcomを基準とした分圧値がコンパレータCOMPnのマイナス側入力Vi-に印加される。
このとき、トランジスタM3nのゲート・ソース間電圧VgsをVaとすると、
Vi-＝Vn−（Vn−Vn-1）／２−Va（ただし、R2nの抵抗値＝R3nの抵抗値とする）…（４）
と表わせる。
【００３３】
一方、参照電圧Vi+は、
Vi+＝Vn−Va−（R1n×Iout）…（５）
と表わせる。このように、各電圧電流変換回路１０２において、トランジスタM3のソース点Vcomを基準として参照電圧Vi+とセル分圧Vi-とを比較することにより、トランジスタM3のゲート・ソース間電圧Vgsのばらつきの影響を排除することができる。
【００３４】
トランジスタM3のソース点Vcomを基準とした参照電圧Vi+とセル分圧Vi-とをコンパレータCOMPnの入力にセットした後、スイッチSW5nをオフさせることで、二次電池セルの電圧検出が可能な状態となる。
【００３５】
電流ＤＡＣ１０の設定電流を増加させていき、参照電圧Vi+がセル分圧Vi-より低くなった時点TcknでコンパレータCOMPn出力Vonがhighレベルからlowレベルに反転する。これにより、電圧電流変換回路１０２（ｎ）の出力回路Osnによりワンショットパルスが発生されることにより、電流Itnが流れるとともにノードVtnの電圧がhighレベルとなり、このときの制御bitをレジスタ３０（ｎ）に取り込む。
【００３６】
図７に制御ビット取り込みの詳細なタイムチャートを示す。なお、この動作は本実施例に限られず、他の実施例においても同様である。ｋビットの制御ビットBinがインクリメントされることで、参照電圧Vi+を変化させ、参照電圧Vi+とセル分圧Vi-が一致した時の制御ビットBinを対応するレジスタ３０に取り込む。その後、スイッチSW5nをオンさせ、各スイッチを初期状態に戻し、二次電池セル電圧測定の一連の動作を終了する。
【００３７】
なお、トランジスタM2nはセル未使用時の電流バイパス用トランジスタである。対応セルが未使用の場合（図５では二次電池セル２００（ｎ−１））、その二次電池セルを短絡することにより、その他の二次電池セルを通常通りに働かせることができる。
【００３８】
一方、電圧電流変換回路１０２において、トランジスタM2nのゲートには、対応する二次電池セルの負極端子の電圧が入力されているので、セル使用時（例えば、セル２００（ｎ））はトランジスタM2nのゲート電圧はソース電圧より低いためオフ状態となり、トランジスタM2nのソース・ドレイン経路には電流は流れていない。トランジスタM3nに電流ＤＡＣ１０の電流Ioutがそのまま流れる。セル未使用時（例えば、セル２００（ｎ−１））には、トランジスタM2n-1のソース電圧がゲート電圧より低くなりオン状態となる。これにより、トランジスタM3n-1に流れる電流は減るが、トランジスタM2n-1とトランジスタM3n-1のドレイン電流合計値は電流ＤＡＣ１０の電流Ioutと一致するため、未使用セルに接続される使用セルの電圧電流変換回路においても電流ＤＡＣの電流が流れ、電圧測定が可能となる。
【実施例４】
【００３９】
図８は、本発明の電池セル監視回路を適用した電池モジュールにおける電圧電流変換回路の別の実施例を示したものである。本実施例の電圧電流変換回路１０３（ｎ）は、コンパレータCOMPnのオフセット電圧Voffをキャンセルし、異常測定時には再測定を行うようにしたものであり、電圧電流変換回路１０３以外の回路部分は例えば、図５の回路と同様である。また、図９にオフセット電圧キャンセル測定フローチャートを示す。
【００４０】
コンパレータCOMPnのオフセット電圧Voffをキャンセルするには、別の解決手段としてオフセットキャンセル回路を設けることが考えられる。しかしながら、この手段ではコンパレータの回路規模が大きくなる。本実施例では、二次電池セルの電圧測定の頻度が比較的低いことを勘案し、コンパレータCOMPnの信号入力を入れ替えて電圧測定を実施することにより、コンパレータCOMPnのオフセット電圧Voffをキャンセルする。加えて、複数回の電圧測定を実施することにより、測定値にオフセット電圧Voffに起因する測定ばらつき以上のばらつきが観察された場合には、ノイズ起因のばらつきと判定することにより、電圧の測定精度を高めることができる。
【００４１】
電圧電流変換回路１０３（ｎ）においては、図５に示した電圧電流変換回路１０２（ｎ）と比較すると主な相違点は以下の通りである。参照電圧及びセル分圧のコンパレータCOMPnへの入力を切り換えるため、コンパレータCOMPnの入力側に、切替用スイッチSW5n, SW6n, SW7n, SW8nを設けている。また、コンパレータCOMPn入力の切り換えに応じてコンパレータCOMPn出力を反転させるために、コンパレータCOMPnの出力側にインバータINVnと切替用スイッチSW9n, SW10n, SW11nを設けている。
【００４２】
図９のフローチャートにより回路動作を説明する。ステップ(i)では、電圧電流変換回路１０３のスイッチSW5, SW6及びSW9をオン、スイッチSW7, SW8, SW10及びSW11をオフとして、実施例３において説明した各二次電池セルの電圧検出動作を行う。
【００４３】
ステップ(i)で検出された、二次電池セル２００（１）の電圧Vcell1’=Vc1(1)、二次電池セル２００（２）の電圧Vcell2’=Vc2(1)、・・・二次電池セル２００（ｎ）の電圧Vcelln’=Vcn(1)とする。
【００４４】
次にステップ(ii)では、コンパレータCOMPへの入力を切り換える。すなわち、電圧電流変換回路１０３のスイッチSW5, SW6及びSW9をオフ、スイッチSW7, SW8, SW10及びSW11をオンとして、実施例３において説明した各二次電池セルの電圧検出動作を行う。
【００４５】
ステップ(ii)で検出された、二次電池セル２００（１）の電圧Vcell1”=Vc1(2)、二次電池セル２００（２）の電圧Vcell2”=Vc2(2)、・・・二次電池セル２００（ｎ）の電圧Vcelln”=Vcn(2)とする。
【００４６】
その後、ステップ(iii)-1において、各二次電池セルの第１回目の測定値Vc(1)と第２回目の測定値Vc(2)との差Vckを求める。すなわち、二次電池セル２００（１）の電圧差Vck1=Vc1(1)−Vc1(2)、二次電池セル２００（２）の電圧差Vck2=Vc2(1)−Vc2(2)、・・・二次電池セル２００（ｎ）の電圧差Vckn=Vcn(1)−Vcn(2)となる。
【００４７】
ステップ(iii)-2では、各二次電池セル２００での２回の計測で検出された電圧の差がコンパレータCOMPの入力オフセット電圧によるものか、ノイズによるものかを識別する。例えば、Vckの絶対値が、所定のしきい値、本実施例ではコンパレータCOMPの入力オフセット電圧Voff×２＋α（任意の値）より小さいか、大きいかを判定することに行う。
【００４８】
すなわち、｜Vck｜＜２×Voff＋α（αは任意の値）であれば、ステップ(iv)にて二次電池セルの電圧を求め、｜Vck｜＞２×Voff＋α（αは任意の値）であれば、ステップ(i)に戻り、再度二次電池セルの電圧検出を行う。なお、再測定する場合は、ノイズによるものと判定された二次電池セルについてのみ電圧検出を行うように制御することも可能である。
【００４９】
最後にステップ(iv)では、２回の計測値から二次電池セルの電圧を決定する。一例として、２回の測定値（Vcell’、Vcell”）の平均値を用いる。すなわち、二次電池セル２００（１）の電圧Vcell1=(Vc1(1)+Vc1(2))/2、二次電池セル２００（２）の電圧Vcell2=(Vc2(1)+Vc2(2))/2、・・・二次電池セル２００（ｎ）の電圧Vcelln=(Vcn(1)+Vcn(2))/2となる。
【００５０】
例として電圧電流変換回路１０３（n）のコンパレータCOMPnの入力オフセット電圧Voffが10mＶ、二次電池セル２００（ｎ）の電圧が３．６Ｖとした場合、このときのセル電圧値（Vcelln）測定のフローを示す。
【００５１】
ステップ(i)では、コンパレータCOMPnの入力Vi+、Vi-は
Vi+＝Vcom−Vref−Voff    …（６）
Vi-＝Vcom−Vcelln/2    …（７）
なお、ここでVcomとはトランジスタM3nのソース電圧、Vrefは抵抗R1nによる降下電圧である。また、式（７）においては、抵抗R2nの抵抗値＝抵抗R3nの抵抗値とし、容量C1nにより生じる電位差をVcelln/2としている。
【００５２】
コンパレータCOMPnはVi+＝Vi-のとき反転するので、このとき
Vcom−Vref−Voff＝Vcom−Vcell/2    …（８）
の関係が成立し、Vref＝Vcell/2−Voff となる電流ＤＡＣの設定値Iout（Iout＝Vref／R1n）を読み込む。
【００５３】
この場合、コンパレータCOMPnの入力オフセット電圧Voffが存在するため、
Vref＝Vcelln/2−Voff＝3.6/2−0.01＝1.79（Ｖ）
したがって、第１回目の測定による二次電池２００（ｎ）の電圧Vcelln’=Vcn(1)＝Vref×２＝3.58（Ｖ）となる。
【００５４】
次にステップ(ii)では、コンパレータCOMPnの入力Vi+、Vi-は
Vi+＝Vcom−Vcelln/2−Voff    …（９）
Vi-＝Vcom−Vref    …（１０）
となる。なお、ステップ(ii)においてはコンパレータCOMPnの出力側はインバータINVnを経た径路となるため、トランジスタM1nはステップ(i)と同じ動作になる。
【００５５】
コンパレータCOMPnはVi+＝Vi-のとき反転するので、このとき
Vcom−Vcelln/2−Voff＝Vcom−Vref    …（１１）
の関係が成立し、Vref＝Vcell/2＋Voff となる電流ＤＡＣの設定値Iout（Iout＝Vref／R1n）を読み込む。
【００５６】
この場合、コンパレータCOMPnの入力オフセット電圧Voffが存在するため、
Vref＝Vcelln/2−Voff＝3.6/2＋0.01＝1.81（Ｖ）
したがって、第２回目の測定による二次電池２００（ｎ）の電圧Vcelln”=Vcn(2)＝Vref×２＝3.62（Ｖ）となる。
【００５７】
ステップ(iii)-1、2では、｜Vckn｜＝｜Vcn(1)−Vcn(2)｜と（２×Voff＋α）との大小関係を比較する。
｜Vckn｜＝｜Vcn(1)−Vcn(2)｜＝|3.58−3.62|＝0.04（Ｖ）
一方、２×Voff＋α＝100mＶとした場合、
｜Vckn｜＝0.04＜0.1となり、ステップ(iv)に進む。その結果、
Vcelln＝（Vcn(1)＋Vcn(2)）／２＝（3.58＋3.62）/２＝3.60（Ｖ）    …（１２）
となり、オフセット電圧Voffが除去されたセル電圧Vcelln（＝3.60Ｖ）が求まる。 
仮に、第２回目の測定時に異常があり、Vcelln’ =Vcn(1)＝3.6Ｖに対して、Vcelln” =Vcn(2)＝3.9Ｖとなった場合、ステップ(iii)では、
フローiii)で｜Vckn｜＝｜Vcn(1)−Vcn(2)｜＝|3.6−3.9|＝0.3（Ｖ）となり、この場合、２×Voff＋α＝100mＶの値を超えるため、再度ステップ(i)に戻って計測をやり直す。以上のフローによりコンパレータCOMPのオフセット電圧を除去し、さらに、異常測定の再測定ルーチンを行うことができる。なお、図９に示したオフセット電圧キャンセル測定のフローは、第一から第四の実施例の回路に対して適用可能な測定方法であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００５８】
１００・・・電圧電流変換回路、２００・・・二次電池セル、１０・・・電流ＤＡＣ、２０・・・ＤＡＣ制御部、３００・・・レジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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