(57)【要約】【課題】入力電流波形を正弦波に近づけることができ、高調波電流規制を容易に満足させることができる直流電源装置を提供する。【解決手段】リアクトルＬ１に直列に接続されたスイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換してＬＥＤ負荷ＲＬに供給するＬＥＤ点灯装置１であって、整流後のグランドラインＧＮＤ１に対してフローティングで動作し、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値に基づいてスイッチング素子Ｍ１のオン幅を制御する制御回路Ｚ２を備え、制御回路Ｚ２は、オンオフ制御のスイッチング周波数をリアクトルＬ１のエネルギー放出タイミングと非同期で制御する発振回路を具備している。【選択図】図１
2014131391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルに直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
前記整流後のグランドラインに対してフローティングで動作し、前記リアクトルと当該リアクトルに直列に接続された前記負荷とに流れる電流値に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を制御する制御回路と、
前記制御回路による前記オンオフ制御のスイッチング周波数を前記リアクトルのエネルギー放出タイミングと非同期で制御する発振回路とを具備することを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
前記発振回路は、前記スイッチング周波数を一定に制御することを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
【請求項３】
前記発振回路は、整流された交流入力電圧の立ち上がりの所定時間は、前記スイッチング周波数を下げることを特徴とする請求項２記載の直流電源装置。
【請求項４】
前記負荷は、ＬＥＤであり、
前記制御回路は、前記リアクトルと前記負荷とに流れる電流値が一定になるように定電流制御を行うことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電源装置。
【請求項５】
リアクトルに直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
前記整流後のグランドラインに対してフローティングで動作し、前記リアクトルと当該リアクトルに直列に接続された前記負荷とに流れる電流値をフィードバック信号として前記スイッチング素子のオン幅を制御する制御回路と、
出力電圧の上昇を検出して前記フィードバック信号をプルアップもしくはプルダウンさせる電圧上昇検出回路と、
前記フィードバック信号のプルアップもしくはプルダウンにより前記スイッチング素子のオンオフ制御を停止させる過電圧保護回路とを具備することを特徴とする直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用交流電源の交流入力電圧を所望の直流電圧に変換して出力する直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源で使用するＬＥＤ点灯装置等の直流電源装置において、各国で使用される商用電源の電圧に自動で対応するワールドワイド入力対応の機種では、交流入力電圧がＡＣ１２０Ｖ〜４００Ｖ程度まで大きく変動する。このようなＬＥＤ点灯装置に非絶縁型である降圧チョッパ方式を用いる場合には、スイッチング素子の電圧波形の最大値を抑制して安全規格上の絶縁距離を狭めて高密度実装を図るため、或いは、制御ＩＣからなる制御回路部のＶｃｃ−ＧＮＤ耐圧を大幅に超えてしまうために、制御回路部のＧＮＤ端子を整流後のＧＮＤ電位に接続することなく浮かしたフローティング降圧チョッパ方式が用いられる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１には、特に臨界モードで平均電流値制御させることが明記されている。力率改善動作を兼ねた平均電流値制御を臨界モードで行うと、交流入力電圧のゼロ電圧からピーク電圧にかけて発振周波数が変動する。この発振周波数毎でのスイッチング電流が、整流平滑部のフィルタ回路により平滑されて出力電流波形となる。
【０００４】
臨界モードで動作する従来のＬＥＤ点灯装置１は、図２１を参照すると、整流回路ＤＢの交流入力端子にＡＣラインフィルタ（ＥＭＩフィルタ）を介して商用交流電源ＡＣが接続され、整流回路ＤＢの整流出力正極端子（コンデンサＣｉｎの正極端子）にＣＯＭＭＯＮ端子をフローティング状態とした制御回路部Ｚ１が接続されており、その後段に、インダクタＬ１、回生ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１等からなる降圧チョッパの回路構成部品が接続されている。
【０００５】
制御回路部Ｚ１には、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｍ１が内蔵されている。そして、スイッチング素子Ｍ１のドレインが接続されているＤ／ＳＴ端子が整流回路ＤＢの整流出力正極端子（コンデンサＣｉｎの正極端子）に接続され、スイッチング素子Ｍ１のソースが接続されているＣＯＭＭＯＮ端子には、電流検出用の抵抗Ｒ１の一方の端子が接続されている。また、電流検出用の抵抗Ｒ１の他方の端子は、リアクトルＬ１の一方の端子に接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は、ＬＥＤ負荷ＲＬが接続される正側出力端子となる。ＬＥＤ負荷ＲＬが接続される負側出力端子は、整流回路ＤＢの整流出力負極端子（コンデンサＣｉｎの負極端子）と接続され、負側出力端子と整流回路ＤＢの整流出力負極端子（コンデンサＣｉｎの負極端子）とを結ぶラインがグランドラインＧＮＤ１となる。制御回路部Ｚ１のＣＯＭＭＯＮ端子と電流検出用の抵抗Ｒ１との接続点には、回生ダイオードＤ１のカソード端子が接続され、回生ダイオードＤ１のアノード端子は、グランドラインＧＮＤ１に接続されている。また、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬが接続される正側出力端子との接続点と、グランドラインＧＮＤ１との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。
【０００６】
リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬが接続される正側出力端子との接続点と、制御回路部Ｚ１のＣＯＭＭＯＮ端子と電流検出用の抵抗Ｒ１との接続点との間には、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２が接続され、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との接続点が制御回路部Ｚ１のＶＣＣ端子に接続されている。これにより、制御回路部Ｚ１の電源は、ＬＥＤ負荷ＲＬよりブートストラップ構成で供給される。
【０００７】
また、電流検出用の抵抗Ｒ１とリアクトルＬ１との接続点と、制御回路部Ｚ１のＣＯＭＭＯＮ端子と電流検出用の抵抗Ｒ１との接続点との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３が接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との接続点が制御回路部Ｚ１のＦＢ端子に接続されている。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との直列回路は、フィルタとして機能し、電流検出用の抵抗Ｒ１によって、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値が、ＣＯＭＭＯＮ端子から見てマイナス電圧として制御回路部Ｚ１のＦＢ端子に入力される。なお、制御回路部Ｚ１のＦＢＯＵＴ端子とＣＯＭＭＯＮ端子との間には、コンデンサＣ４が接続されている。コンデンサＣ４は、ＦＢＯＵＴ端子から流出入される電流値に対して交流入力電圧Ｖｉｎの半周期よりも長い時定数を有しており、コンデンサＣ４によってＦＢＯＵＴ端子に現れる電圧は、ほぼＤＣレベルとなるまで充分に平滑される。
【０００８】
さらに、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬが接続される正側出力端子との接続点は、ダイオードＤ３と抵抗Ｒ３とを介して制御回路部Ｚ１のＢＤ（ボトムディテクト）端子に接続されている。また、電流検出用の抵抗Ｒ１とリアクトルＬ１との接続点と、制御回路部Ｚ１のＣＯＭＭＯＮ端子と電流検出用の抵抗Ｒ１との接続点との間には、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ５が接続され、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５との接続点が制御回路部Ｚ１のＯＣＰ端子に接続されている。
【０００９】
スイッチング素子Ｍ１が内蔵された制御回路部Ｚ１は、図２２を参照すると、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡと、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３、ＣＰ４と、定電流回路ＣＣと、コンデンサＣｔと、スイッチ素子Ｍ２と、アンド回路ＡＮＤとを備えている。
【００１０】
トランスコンダクタンスアンプＯＴＡは、反転入力端子がＦＢ端子に接続され、ＦＢ端子に入力されるマイナス電圧と非反転入力端子に接続された基準電圧とを比較して、その電圧の差分を増幅して、電圧信号から電流信号に変換して出力する。トランスコンダクタンスアンプＯＴＡの出力端子は、ＦＢＯＵＴ端子とコンパレータＣＰ１の非反転入力端子とに接続されている。これにより、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡの出力は、ＦＢＯＵＴ端子に接続されたコンデンサＣ４によってほぼＤＣレベルとなるまで充分に平滑された電圧信号に置き換えられ、ＦＢ電圧としてコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される。
【００１１】
コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、定電流回路ＣＣの出力端子とコンデンサＣｔの一方の端子とスイッチ素子Ｍ２のドレインとが接続されている。ここで、定電流回路ＣＣとコンデンサＣｔとスイッチ素子Ｍ２は、三角波発振器を構成し、三角波がコンパレータＣＰ１の反転入力端子に入力される。すなわち、スイッチ素子Ｍ２がオフ状態に定電流回路ＣＣによってコンデンサＣｔを一定電流で充電することで三角波波形の傾斜を決定し、スイッチ素子Ｍ２をターンオンすることで三角波発振のリセットタイミングを決定する。スイッチ素子Ｍ２のゲートは、非反転入力端子がＢＤ端子に接続されたコンパレータＣＰ２の出力端子に接続され、スイッチ素子Ｍ２は、リアクトルＬ１のエネルギー放出タイミングでターンオンされる。コンパレータＣＰ１の出力端子は、アンド回路ＡＮＤを介してスイッチ素子Ｍ１のゲートに接続されている。これにより、ＦＢ電圧に応じたＯＮ幅信号が生成され、臨界モードでスイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が行われる。このように、ＦＢ電圧のみでＯＮ幅が決定される電圧モード制御を行うことで、入力交流電圧を整流した正弦波電圧に比例したスイッチング電流が流れるため、力率改善機能も持つ。また、臨界モードでの動作、すなわちリアクトルＬ１の電圧共振期間の最下点でスイッチ素子Ｍ１をターンオンさせるため、低ノイズの電源を実現することができる。
【００１２】
コンパレータＣＰ３は、過電圧検出用のＯＶＰ（過電圧保護）回路である。コンパレータＣＰ３の反転入力端子は、Ｖｃｃ端子に接続され、出力端子はアンド回路ＡＮＤの入力端子に接続されている。従って、負荷開放時にＶｃｃ端子電圧が予め設定された閾値を超えた場合には、コンパレータＣＰ３の出力がターンオフされ、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が停止される。
【００１３】
コンパレータＣＰ４は、過電流検出用のＯＣＰ（過電流保護）回路である。コンパレータＣＰ４の反転入力端子は、ＯＣＰ端子に接続され、出力端子はアンド回路ＡＮＤの入力端子に接続されている。従って、ＬＥＤ負荷ＲＬに直列に接続されている電流検出用の抵抗Ｒ１を流れる電流が予め設定された閾値を超えた場合には、コンパレータＣＰ４の出力がターンオフされ、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が停止される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２０１２−１６１３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、ＬＥＤ点灯装置では、入力電流Ｉｉｎの波形がどの程度正弦波に近いかを判定する高調波電流規制も重要な仕様となっているが、従来技術では、実際の入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波から外れた状態となり易く、高調波電流規制を満足出来ない場合があるという問題点があった。すなわち、乗算器を使用しない力率改善回路を臨界モードで動作させた場合、交流入力電圧Ｖｉｎの低電圧時には、リアクトルＬ1のエネルギー放出量が少ないためオフ時間は短くなり、交流電圧の大きさに関わらずオン期間がほぼ一定であっても相対的に周期が短くなるので、図２３に示すように、コンパレータＣＰ１の反転入力端子に入力される三角波の発振周波数（スイッチ素子Ｍ１のスイッチング周波数）が交流入力電圧ＶｉｎのゼロＶ付近で高くなる特性があり、このゼロＶ付近のスイッチング電流平均値が大きくなる。このため、図２４（ａ）に示すように、入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波からややはずれた波形となるため、力率は出ていても電流歪み率（A THD）が大きく、高調波を多く含んだ電流波形となってしまう。また、図２４（ｂ）に示すように、ＬＥＤ負荷の５０％調光等を行った場合には、電流歪み率がさらに顕著になる。また、ＡＣラインフィルターの構成等によりスイッチング電流波形のピーク値形状≒入力電流波形とはならない。
【００１６】
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、入力電流波形を正弦波に近づけることができ、高調波電流規制を容易に満足させることができる直流電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の直流電源装置は、リアクトルに直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記整流後のグランドラインに対してフローティングで動作し、前記リアクトルと当該リアクトルに直列に接続された前記負荷とに流れる電流値に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を制御する制御回路と、前記制御回路による前記オンオフ制御のスイッチング周波数を前記リアクトルのエネルギー放出タイミングと非同期で制御する発振回路とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明の直流電源装置において、前記発振回路は、前記スイッチング周波数を一定に制御するようにしても良い。
さらに、本発明の直流電源装置において、前記発振回路は、整流された交流入力電圧の立ち上がりの所定時間は、前記スイッチング周波数を下げるようにしても良い。
さらに、本発明の直流電源装置において、前記負荷は、ＬＥＤであり、前記制御回路は、前記リアクトルと前記負荷とに流れる電流値が一定になるように定電流制御を行うようにしても良い。
また、本発明の直流電源装置は、リアクトルに直列に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記整流後のグランドラインに対してフローティングで動作し、前記リアクトルと当該リアクトルに直列に接続された前記負荷とに流れる電流値をフィードバック信号として前記スイッチング素子のオン幅を制御する制御回路と、出力電圧の上昇を検出して前記フィードバック信号をプルアップもしくはプルダウンさせる電圧上昇検出回路と、前記フィードバック信号のプルアップもしくはプルダウンにより前記スイッチング素子のオンオフ制御を停止させる過電圧保護回路とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、臨界モードとは異なるスイッチング動作を行わせることが可能になり、入力電流波形を正弦波に近づけることができ、高調波電流規制を容易に満足させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１に示す制御回路部の回路構成を示す回路構成図である。
【図３】図１に示す制御回路部での発振周波数と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図４】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態（ａ）と従来回路（ｂ）とにおける入力電源がＡＣ１００Ｖの場合の入力電流と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図５】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態（ａ）と従来回路（ｂ）とにおける入力電源がＡＣ２３０Ｖの場合の入力電流と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図６】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態（ａ）と従来回路（ｂ）とにおける入力電源がＡＣ１００Ｖで５０％調光時の入力電流と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図７】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態（ａ）と従来回路（ｂ）とにおける入力電源がＡＣ２３０Ｖで５０％調光時の入力電流と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図８】本発明に係る直流電源装置の第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図９】図８に示す制御回路部の回路構成を示す回路構成図である。
【図１０】図８に示す制御回路部の各部の波形図である。
【図１１】図８に示す制御回路部での発振周波数と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図１２】本発明に係る直流電源装置の第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図１３】本発明に係る直流電源装置の第４の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図１４】本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態をバックブースト回路に適用した回路構成を示す回路構成図である。
【図１５】本発明に係る直流電源装置の第２の実施の形態をバックブースト回路に適用した回路構成を示す回路構成図である。
【図１６】本発明に係る直流電源装置の第２の実施の形態をバックブースト回路に適用した回路構成を示す回路構成図である。
【図１７】本発明に係る直流電源装置の第２の実施の形態をバックブースト回路に適用した回路構成を示す回路構成図である。
【図１８】バックチョッパ回路における消灯時のリーク電流の流れを説明する回路構成図である。
【図１９】バックチョッパ回路における消灯時のリーク電流の流れを説明する回路構成図である。
【図２０】バックブースト回路における消灯時のリーク電流の流れを説明する回路構成図である。
【図２１】従来の直流電源装置の回路構成を示す回路構成図である。
【図２２】図２１に示す制御回路部の回路構成を示す回路構成図である。
【図２３】図２１に示す制御回路部での発振周波数と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【図２４】従来の直流電源装置における入力電源がＡＣ１００Ｖの場合（ａ）とＡＣ１００Ｖ５０％調光の場合（ｂ）の入力電流と交流入力電圧との関係を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。なお、図２１及び図２２で説明した従来回路と同一要素には、同一符号を付して説明を省略する。
【００２１】
（第１の実施の形態）
本発明に係る直流電源装置の第１の実施の形態であるのＬＥＤ点灯装置１０は、図１を参照すると、整流回路ＤＢの整流出力正極端子（コンデンサＣｉｎの正極端子）にＣＯＭＭＯＮ端子をフローティング状態とした制御回路部Ｚ２が接続されている。制御回路部Ｚ２には、ＢＤ（ボトムディテクト）端子が設けられておらず、リアクトルＬ１のエネルギー放出タイミングが入力されない構成になっている。
【００２２】
制御回路部Ｚ２は、図２を参照すると、コンパレータＣＰ１の反転入力端子には、発振回路ＯＳＣ１の出力端子に接続されている。発振回路ＯＳＣ１は、リアクトルＬ１のエネルギー放出タイミングと非同期の三角波を出力する発振回路である。第１の実施の形態では、発振回路ＯＳＣ１は、予め設定された一定周期で三角波を出力し、図３に示すように、発振周波数は、交流入力電圧Ｖｉｎのゼロ・ピークに拘わらず一定になる。従って、コンパレータＣＰ１の出力は、周期は一定で、非反転入力端子に入力されるフィードバック電圧に応じてＯＮ幅のデュ−ティ・サイクルを変えるＰＷＭ信号となる。
【００２３】
図４（ａ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ１００Ｖの場合のＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係が示されている。図４を参照すると、図４（ａ）に示すＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎは、図４（ｂ）に示す従来のＬＥＤ点灯装置１における入力電流Ｉｉｎに比べ、正弦波に近い形となっていることが分かる。従って、ＬＥＤ点灯装置１０では、従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）に比べて、電流歪み率（A THD）が小さくなり、高調波電流を抑制することができる。
【００２４】
図５（ａ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ２３０Ｖの場合のＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係が、図５（ｂ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ２３０Ｖの場合の従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係がそれぞれ示されている。図５（ａ）、（ｂ）を参照すると、ＬＥＤ点灯装置１０と従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）とで入力電流Ｉｉｎの波形が大きく異なっており、ＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎの波形がより正弦波に近く、高調波対策に有利であることが分かる。
【００２５】
図６（ａ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ１００Ｖで５０％調光時のＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係が、図６（ｂ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ１００Ｖで５０％調光時の従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係がそれぞれ示されている。また、図７（ａ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ２３０Ｖで５０％調光時のＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係が、図７（ｂ）には、交流入力電圧ＶｉｎがＡＣ２３０Ｖで５０％調光時の従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）における入力電流Ｉｉｎと交流入力電圧Ｖｉｎとの関係がそれぞれ示されている。図６（ａ）、（ｂ）及び図７（ａ）、（ｂ）を参照すると、ＬＥＤ点灯装置１０と従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）とで入力電流Ｉｉｎの波形が大きく異なっており、調光時（軽負荷時）においても、ＬＥＤ点灯装置１０における入力電流Ｉｉｎの波形がより正弦波に近く、高調波対策に有利であることが分かる。
【００２６】
また、ＬＥＤ点灯装置１０は、図１を参照すると、制御回路部Ｚ２のＦＢＯＵＴ端子に接続されたコンデンサＣ４とＣＯＭＭＯＮ端子との間に接続された小信号ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｍ３と、制御回路部Ｚ２のＶｃｃ端子とスイッチ素子Ｍ３のゲートとの間に接続されたツェナーダイオードＺＤ１及び反転回路ＩＮＶ１とを備えている。制御回路部Ｚ２のＶｃｃ端子とツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが反転回路ＩＮＶ１を介してスイッチ素子Ｍ３のゲートに接続されている。また、制御回路部Ｚ２には、図２を参照すると、負荷開放時に過電圧検出用のＯＶＰ（過電圧保護）回路として機能するコンパレータＣＰ５が設けられている。コンパレータＣＰ５の反転入力端子は、ＦＢＯＵＴ端子に接続され、出力端子はアンド回路ＡＮＤの入力端子に接続されている。
【００２７】
スイッチ素子Ｍ３は、通常時（Ｖｃｃ端子の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下である場合）はオン状態である。従って、制御回路部Ｚ２のＦＢＯＵＴ端子には、実質的にはコンデンサＣ４のみが接続されていることになる。ここで負荷開放による出力過電圧が発生した場合、Ｖｃｃ端子の電圧上昇によりツェナーダイオードＺＤ１が導通し、反転回路ＩＮＶ１の出力を受けてスイッチ素子Ｍ３がターンオフされる。スイッチ素子Ｍ３のターンオフによって、ＦＢＯＵＴ端子の流出電流により、ＦＢＯＵＴ端子の電圧が急速に上昇してプルアップされるため、コンパレータＣＰ５の出力がターンオフされ、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が停止される。すなわち、負荷開放によるＯＶＰ回路の動作電圧は、制御回路部Ｚ２の外付け素子であるツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧によって、任意に設定可能になる。
【００２８】
また、Ｖｃｃ端子の電圧上昇からコンパレータＣＰ５の出力がターンオフされるまでの動作スピードは、コンデンサへの充電を必要としないため、非常に速く、負荷開放時の保護動作を高速で行うことができる。従って、負荷開放時における出力電圧上昇分を低く抑えることができ、平滑コンデンサＣ１の容量に必要以上の余裕を持たせなくても良いため、よりぎりぎりの耐圧設計が可能となり、電源のコストダウンにもつながる。
【００２９】
なお、図２１及び図２２に示す従来回路（ＬＥＤ点灯装置１）では、制御回路部Ｚ１内のコンパレータＣＰ３をＯＶＰ回路として機能させているため、動作電圧を任意に設定できない。また、仮に制御回路部Ｚ１のその他の端子にＯＶＰ機能を持たせたとしても、実動作では保護動作スピードが遅く、充分満足する性能が得られない場合がある。これは、各端子には制御安定動作用のコンデンサが接続されており、その充電時間にある一定の時間がかかってしまうため、瞬間的な保護動作が難しい。
【００３０】
以上説明したように、第１の実施の形態は、リアクトルＬ１に直列に接続されたスイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換してＬＥＤ負荷ＲＬに供給するＬＥＤ点灯装置１であって、整流後のグランドラインＧＮＤ１に対してフローティングで動作し、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値に基づいてスイッチング素子Ｍ１のオン幅を制御する制御回路（コンパレータＣＰ１）と、制御回路（コンパレータＣＰ１）によるオンオフ制御のスイッチング周波数をリアクトルＬ１のエネルギー放出タイミングと非同期で制御する発振回路ＯＳＣ１とを備えている。この構成により、臨界モードとは異なるスイッチング動作を行わせることが可能になり、入力電流波形を正弦波に近づけることができ、高調波電流規制を容易に満足させることができる。この効果は交流入力電圧Ｖｉｎが高圧時や軽負荷でも得ることができるため、ＬＥＤ照明の特徴でもある調光動作（軽負荷）においても、高調波電流規制を充分に満足させることができる。
【００３１】
さらに、第１の実施の形態によれば、発振回路ＯＳＣ１によってスイッチング周波数を一定に制御させている。この構成により、交流入力電圧ＶｉｎがゼロＶ付近の期間のスイッチング電流平均を抑制することができ、入力電流波形をより正弦波に近づけることができる。
また、従来のスイッチング周波数が固定されない臨界モードでは、調光動作（軽負荷）において負荷電流が小さくなればなるほどスイッチング周波数が上昇し、供給電力を絞りきれず、消灯領域までの調光ができなかった。これに対して、スイッチング周波数を一定に制御させることで、明暗にわたる調光が可能になる。
【００３２】
また、第１の実施の形態によれば、リアクトルＬ１に直列に接続されたスイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換してＬＥＤ負荷ＲＬに供給するＬＥＤ点灯装置１であって、整流後のグランドラインＧＮＤ１に対してフローティングで動作し、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値をフィードバック信号としてスイッチング素子Ｍ１のオン幅を制御する制御回路（コンパレータＣＰ１）と、出力電圧の上昇を検出してフィードバック信号をプルアップさせる電圧上昇検出回路（ツェナーダイオードＺＤ１、反転回路ＩＮＶ１、スイッチ素子Ｍ３）と、フィードバック信号のプルアップによりスイッチング素子Ｍ１のオンオフ制御を停止させる過電圧保護回路（コンパレータＣＰ５）とを備えている。この構成により、過電圧保護動作を最適電圧値に設定でき、且つ高速動作させることが可能となるものである。従って、ＬＥＤ負荷ＲＬ側に接続される部品の耐圧をぎりぎりまで下げることが可能となり、使用部品の小型化や基板面積縮小などによる電源全体のコストダウンができる。
【００３３】
（第２の実施の形態）
本発明に係る直流電源装置の第２の実施の形態であるＬＥＤ点灯装置２０は、交流入力電圧Ｖｉｎの立ち上がり期間において、発振周波数を下げ、スイッチング電流を制限する構成が採用されている。第１の実施の形態のＬＥＤ点灯装置２０によって入力電流波形Ｉｉｎを正弦波に近づけることができるが、入力電流波形Ｉｉｎは交流入力電圧Ｖｉｎよりも位相が進んだ状態となっている。この傾向は、図５（ａ）や図７（ａ）に示すように、交流入力電圧Ｖｉｎの電圧が高くなるほど顕著になってくる。そこで、第２の実施の形態であるＬＥＤ点灯装置２０では、交流入力電圧Ｖｉｎの立ち上がり期間において、スイッチング電流を制限することで、入力電流Ｉｉｎをさらに正弦波に近づけ、高調波電流をより抑制させる。
【００３４】
ＬＥＤ点灯装置２０は、図８を参照すると、第１の実施の形態の制御回路部Ｚ２に換えて、ｄｅｔ端子が設けられている制御回路部Ｚ３がＣＯＭＭＯＮ端子をフローティング状態で整流回路ＤＢの整流出力正極端子（コンデンサＣｉｎの正極端子）に接続されている。制御回路部Ｚ３のｄｅｔ端子は、交流入力電圧ＶｉｎのゼロＶ付近を検出するための端子であり、抵抗Ｒｄｅｔを介して整流回路ＤＢの整流出力負極端子（コンデンサＣｉｎの負極端子）に接続されている。
【００３５】
制御回路部Ｚ３は、図９を参照すると、第１の実施の形態の制御回路部Ｚ２の構成に加えて、クランプ回路２１と、コンデンサＣ６と、定電流源２２と、コンパレータＣＰ６と、タイマ回路２３と、周波数切換機能を有する発振回路ＯＳＣ２とを備えている。
【００３６】
ＣＯＭＭＯＮ端子と整流回路ＤＢの整流出力負極端子（コンデンサＣｉｎの負極端子）とは、共通電位でないため、抵抗分圧入力はできない。そこで、制御回路部Ｚ３がＣＯＭＭＯＮ端子の電圧に対して負電圧でスイッチしていると考え、図１０（ａ）に示す抵抗Ｒｄｅｔへの印加電圧を、電圧／電流変換してｄｅｔ端子に入力する。
【００３７】
クランプ回路２１の入力端子は、ｄｅｔ端子に接続されている。クランプ回路２１は、負電位をクランプする機能と共に、カレントミラー回路としての機能とを有している。クランプ回路２１の出力は、図１０（ｂ）に示すように、コンデンサＣ６及び定電流源２２によって交流入力電圧Ｖｉｎの全波整流波形と相似する電圧波形に生成され、コンパレータＣＰ６の反転入力端子に入力される。
【００３８】
コンパレータＣＰ６の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｔｈが入力されている。コンパレータＣＰ６の出力は、図１０（ｃ）に示すように、交流入力電圧Ｖｉｎの全波整流波形と相似する電圧波形が基準電圧Ｖｔｈを下回るとＨｉレベルとなり、交流入力電圧ＶｉｎのゼロＶ付近が検出される。タイマ回路２３は、図１０（ｄ）に示すように、コンパレータＣＰ６の出力がＨｉレベルとなると、予め設定された所定時間（例えば、２ｍｓ等）Ｈｉレベルとなる信号を出力する。そして、発振回路ＯＳＣ２は、周波数切換機能を有しており、タイマ回路２３の出力がＨｉレベルの間は、図１０（ｅ）、図１１に示すように、発振周波数を下げる。これにより、コンパレータＣＰ１がＬｏｗレベルとなる期間（オフ期間）が伸び、スイッチング電流を制限される。なお、図１１には、タイマ回路２３の出力の立ち上がりで、発振周波数を下げた後、徐々に戻す例が示されているが、発振周波数の下げ幅や戻し方は、素子の特性等に応じて適宜設定すると良い。
【００３９】
以上説明したように、第２の実施の形態によれば、発振回路ＯＳＣ２によって、交流入力電圧Ｖｉｎの立ち上がりの所定時間は、スイッチング周波数を下げるように構成されている。この構成により、交流入力電圧Ｖｉｎの立ち上がり期間において、スイッチング電流を制限することで、入力電流Ｉｉｎをさらに正弦波に近づけ、高調波電流をより抑制させることができる。
【００４０】
（第３の実施の形態）
本発明に係る直流電源装置の第３の実施の形態であるＬＥＤ点灯装置３０では、図１２を参照すると、小信号ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子Ｍ４が制御回路部Ｚ３のＦＢＯＵＴ端子に接続されたコンデンサＣ４と並列に接続されている。制御回路部Ｚ３のＶｃｃ端子とツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードがスイッチ素子Ｍ４のゲートに接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードとＣＯＭＭＯＮ端子との間には、抵抗Ｒ５が接続されている。
【００４１】
スイッチ素子Ｍ４は、通常時（Ｖｃｃ端子の電圧がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下である場合）はオフ状態である。従って、制御回路部Ｚ３のＦＢＯＵＴ端子には、実質的にはコンデンサＣ４のみが接続されていることになる。ここで負荷開放による出力過電圧が発生した場合、Ｖｃｃ端子の電圧上昇によりツェナーダイオードＺＤ１が導通し、スイッチ素子Ｍ３がターンオンされる。スイッチ素子Ｍ３のターンオンによって、ＦＢＯＵＴ端子とＣＯＭＭＯＮ端子とが接続され、ＦＢＯＵＴ端子がプルダウンされる。これにより、オン／オフ回路（制御回路部Ｚ３の起動／停止回路）として機能することになり、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が停止される。
【００４２】
以上説明したように、第３の実施の形態によれば、リアクトルＬ１に直列に接続されたスイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換してＬＥＤ負荷ＲＬに供給するＬＥＤ点灯装置１であって、整流後のグランドラインＧＮＤ１に対してフローティングで動作し、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値をフィードバック信号としてスイッチング素子Ｍ１のオン幅を制御する制御回路（コンパレータＣＰ１）と、出力電圧の上昇を検出してフィードバック信号をプルダウンさせる電圧上昇検出回路（ツェナーダイオードＺＤ１、スイッチ素子Ｍ４）と、フィードバック信号のプルアップによりスイッチング素子Ｍ１のオンオフ制御を停止させる過電圧保護回路（コンパレータＣＰ１）とを備えている。この構成により、過電圧保護動作を最適電圧値に設定できる。また、オン幅を制御する制御回路（コンパレータＣＰ１）を過電圧保護回路として用いることができ、制御回路部Ｚ３内に過電圧保護のための回路を別途設ける必要がない。
【００４３】
（第４の実施の形態）
本発明に係る直流電源装置の第４の実施の形態であるＬＥＤ点灯装置４０では、図１３を参照すると、制御回路部Ｚ３のＶｃｃ端子とツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが制御回路部Ｚ３のＦＢ端子に接続されている。Ｖｃｃ端子の電圧上昇によりツェナーダイオードＺＤ１が導通し、ＦＢ端子がプルアップされる。そして、制御回路部Ｚ３のトランスコンダクタンスアンプＯＴＡにプラス側のスレッシュを設けることで、ＦＢ端子のプルアップを検出させ、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作を停止させる。
【００４４】
以上説明したように、第４の実施の形態によれば、リアクトルＬ１に直列に接続されたスイッチング素子Ｍ１をオンオフ制御することによって、整流された交流入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換してＬＥＤ負荷ＲＬに供給するＬＥＤ点灯装置４０であって、整流後のグランドラインＧＮＤ１に対してフローティングで動作し、リアクトルＬ１とＬＥＤ負荷ＲＬとに流れる電流値をフィードバック信号としてスイッチング素子Ｍ１のオン幅を制御する制御回路（コンパレータＣＰ１）と、出力電圧の上昇を検出してフィードバック信号をプルダウンさせる電圧上昇検出回路（ツェナーダイオードＺＤ１）と、フィードバック信号のプルアップによりスイッチング素子Ｍ１のオンオフ制御を停止させる過電圧保護回路としてトランスコンダクタンスアンプＯＴＡを兼用している。この構成により、過電圧保護動作を最適電圧値に設定できる。また、フィードバック信号を生成するトランスコンダクタンスアンプＯＴＡを過電圧保護回路として用いることができ、制御回路部Ｚ３内に過電圧保護のための回路を別途設ける必要がない。
【００４５】
なお、第１から第４の実施の形態において、バックチョッパ（降圧チョッパ）回路の例について説明したが、本発明は、図１４乃至図１７に示すように、バックブースト（昇降圧チョッパ）回路にも適用することができる。図１４には、第１の実施の形態をバックブースト回路に適用したＬＥＤ点灯装置５０、図１５乃至図１７には、第２の実施の形態を各種のバックブースト回路に適用したＬＥＤ点灯装置５１、５２、５３がそれぞれ示されている。
【００４６】
また、バックブースト回路を採用することで、ＬＥＤ負荷ＲＬの微発光を防止することができる。
すなわち、外部のＯＮ／ＯＦＦ信号により点灯／消灯されるＬＥＤ点灯装置において、消灯させた場合には完全に消えている（発光が無い）ことが望ましい。しかし、発光部に用いるＬＥＤ負荷ＲＬは微小な電流でも発光出来る素子であり、ＯＦＦ信号により消灯していても制御回路Ｚ２、Ｚ３のわずかなリーク電流がＬＥＤに流れてしまうと、その微発光が見えてしまうことがある。
【００４７】
例えば、図１８に示すようにバックチョッパ回路を採用したＬＥＤ点灯装置６０において、制御回路部Ｚ２のＦＢＯＵＴ端子とＣＯＭＭＯＮ端子との間には、コンデンサＣ４とフォトカプラの受光素子ＰＣＴＲとからなる並列回路が接続されている。そして、フォトカプラの発光素子ＰＣＤには、ＯＮ／ＯＦＦ信号によって制御されるスイッチ素子Ｍ５が直列に接続されている。これにより、ＯＮ信号による点灯時には、フォトカプラの受光素子ＰＣＴＲが非導通となり、ＦＢＯＵＴ端子には、実質的にはコンデンサＣ４のみが接続されていることになる。そして、ＯＦＦ信号による消灯時には、フォトカプラの受光素子ＰＣＴＲが導通され、ＦＢＯＵＴ端子とＣＯＭＭＯＮ端子とが接続され、ＦＢＯＵＴ端子がプルダウンされる。これにより、制御回路部Ｚ２のオン／オフ回路（起動/停止回路）として機能することになり、スイッチ素子Ｍ１のスイッチング動作が停止される。
【００４８】
しかしながら、制御回路部Ｚ２は、Ｖｃｃ端子に電源が供給されている限り、制御回路電流が常に流れており、制御回路電流（１ｍＡ程度）がｃｏｍｍｏｎ端子からリーク電流として流出している。従って、ＯＦＦ信号によりスイッチング動作が停止しても、制御回路部Ｚ２からのリーク電流が図１８に点線矢印で示すループを通るため、ＬＥＤ負荷ＲＬが微発光してしまう。このため、消灯時でもぼんやりと点灯してしまうことになる。
【００４９】
なお、図１９に示すバックチョッパ回路を採用したＬＥＤ点灯装置６１のように、ＬＥＤ負荷ＲＬに抵抗Ｒｐａｓｓを並列に接続することで、制御回路部Ｚ２からのリーク電流を図１９に点線矢印で示すように抵抗Ｒｐａｓｓに流し、抵抗Ｒｐａｓｓによって消灯時のリーク電流を吸収してしまうことが可能である。ただし、抵抗Ｒｐａｓｓは点灯時にも負荷として働くため、流す電流が多いほど効率低下となってしまう。
【００５０】
これに対し、ＬＥＤ点灯装置７０として図２０に示すようなバックブースト回路を採用することで、制御回路Ｚ２からのリーク電流があってもＬＥＤ負荷ＲＬの微発光を防止することができる。すなわち、バックブースト回路では、ｃｏｍｍｏｎ端子から流出したリーク電流は、図２０に点線矢印で示すように、ＬＥＤ負荷ＲＬに直列に接続された回生ダイオードＤ１にブロックされてリアクトルＬ１に流れ込む。従って、リーク電流によってＬＥＤ負荷ＲＬが微発光することはない。このため、効率低下につながるリークパス抵抗を追加することなく、ＬＥＤ微発光の防止を達成することができる。
【００５１】
このように、ＬＥＤ点灯装置において、フローティング昇降圧チョッパを採用することで、消灯時において制御回路部Ｚ２からのリーク電流のパス経路が形成されるため、ＬＥＤ負荷ＲＬを完全に無発光状態にできる。
【００５２】
以上、本発明を具体的な実施の形態で説明したが、上記実施の形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
【符号の説明】
【００５３】
１、１０、２０、３０、４０、５０、５１，５２、５３、６０、６１、７０  ＬＥＤ点灯装置
ＡＣ  商用交流電源
ＡＮＤ  アンド回路
Ｃ１  平滑コンデンサ
Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃｔ  コンデンサ
Ｃｉｎ  コンデンサ
Ｄ１  回生ダイオード
Ｄ２、Ｄ３  ダイオード
ＤＢ  整流回路
Ｌ１  リアクトル
Ｍ１  スイッチング素子
Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５  スイッチ素子
ＯＴＡ  トランスコンダクタンスアンプ
ＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３、ＣＰ４、ＣＰ５、ＣＰ６  コンパレータ
ＯＳＣ１、ＯＳＣ２  発振器
ＰＣＤ  発光素子（フォトカプラ）
ＰＣＴＲ  受光素子（フォトカプラ）
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒｄｅｔ、Ｒｐａｓｓ  抵抗
ＲＬ  ＬＥＤ負荷
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３  制御回路部
ＺＤ１  ツェナーダイオード
２１  クランプ回路
２２  定電流源
２３  タイマ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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