(57)【要約】【課題】簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上する。【解決手段】レーダ送信部は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換して送信アンテナから送信する。少なくとも１個のレーダ受信部は、受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する。相関演算部は、受信信号と送信信号との相関値を、レーダ送信信号の送信周期毎に演算する。ドップラ周波数検出部は、（Ｎｐ×Ｎｃ：Ｎｐ、Ｎｃは、１以上の整数）個の相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分する。【選択図】図２
2014081311.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する少なくとも１個のレーダ受信部と、を含み、
前記レーダ受信部は、
受信信号と前記送信信号との相関値を、前記レーダ送信信号の送信周期毎に演算する相関演算部と、
演算された前記相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分するドップラ周波数検出部と、
を有するレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
演算されたＮｐ（Ｎｐ：１以上の整数）個の前記相関値を単位として、前記Ｎｐ個の相関値をＮｃ（Ｎｃ：１以上の整数）回コヒーレント積分するコヒーレント積分部と、
を更に有し、
前記ドップラ周波数検出部は、前記コヒーレント積分部の出力を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いて加算処理する、
レーダ装置。
【請求項３】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記ドップラ周波数検出部は、
Ｎｃ（Ｎｃ：１以上の整数）回の前記相関値出力のうちの前半回数を格納する記憶部と、
前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうち後半回数と前記記憶部において格納された前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうちの前半回数とを用いて、加算処理及び減算処理を行う加減算処理部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力を加算するバッファ部と、を
有するレーダ装置。
【請求項４】
請求項２に記載のレーダ装置であって、
前記ドップラ周波数検出部は、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうちの前半回数を格納する記憶部と、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半回数と前記記憶部において格納された前記Ｎｃ回の前記相関値出力のうちの前半回数とを用いて、加算処理及び減算処理を行う加減算処理部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、を
有するレーダ装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のレーダ装置であって、
前記ドップラ位相回転記憶部に格納されている前記ドップラ位相回転の補正係数は実数である、
レーダ装置。
【請求項６】
請求項２に記載のレーダ装置であって、
前記ドップラ周波数検出部は、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち前半の１回目からＮｃ／２回目までの各コヒーレント積分出力を格納する記憶部と、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半の（Ｎｃ／２）＋１回目からＮｃ回目までの各コヒーレント積分出力と、前記記憶部への格納順序と逆順に格納された前記前半の最後のＮｃ／２回目から１回目までの各コヒーレント積分出力とを基に、加算処理及び減算処理する加減算処理部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、
を有するレーダ装置。
【請求項７】
請求項２に記載のレーダ装置であって、
前記ドップラ周波数検出部は、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち前半の１回目から（Ｎｃ−１）／２回目までの各コヒーレント積分出力を格納する記憶部と、
前記Ｎｃ回のコヒーレント積分出力のうち後半の（（（Ｎｃ−１）／２）＋１）回目からＮｃ回目までの各コヒーレント積分出力と、前記記憶部への格納順序と逆順に格納された前記前半の最後の（Ｎｃ−１）／２回目から１回目までの各コヒーレント積分出力とを基に、加算処理及び減算処理する加減算処理部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に、ドップラ位相回転の補正係数を格納するドップラ位相回転記憶部と、
前記異なる複数のドップラ周波数毎に格納された前記補正係数と、前記Ｎｃ回の前記加減算処理部の出力とを乗算する補正係数乗算部と、
前記Ｎｃ回の前記補正係数乗算部の出力をコヒーレント積分するバッファ部と、
を有するレーダ装置。
【請求項８】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、
前記ドップラ周波数検出部によって検出されたドップラ周波数を基に、前記ターゲットの相対移動速度を導出するドップラ出力選択部と、
を更に有するレーダ装置。
【請求項９】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
複数の前記レーダ受信部により選択された各ドップラ周波数に応じた前記バッファ部の出力と、前記複数の前記レーダ受信部の各受信アンテナ間の位相差情報であるアンテナ間相関ベクトルとを基に、前記ターゲットの到来方向を推定する到来方向推定部と、
を更に有するレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、ターゲットに反射された反射波信号を基にしてターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、高周波のレーダ送信信号を測定地点から空間に送信し、ターゲットに反射された反射波信号を受信し、測定地点とターゲットとの距離、方向のうち、少なくとも１つを測定する。近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いて、自動車及び歩行者を含むターゲットまでの距離又は到来方向を高分解能に推定するレーダ装置の要請が高い。
【０００３】
従来のレーダ装置は、例えば送信側において送信周期Ｔｒ毎にパルス圧縮符号を繰り返して送信する場合、受信側においてパルス圧縮処理により算出された相関演算値を複数回加算処理する。これにより、ターゲットからの反射波信号の受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）が改善する。加算処理の一例として、相関演算値における位相成分がほぼ同位相とみなせる場合に相関演算値を複数回加算処理するコヒーレント積分が用いられる。
【０００４】
例えば、パルス圧縮処理により算出された相関演算値のうち、時間相関が高い期間（Ｎｃ×Ｔｒ）では、相関演算値のＩ成分及びＱ成分毎にコヒーレント積分が可能である。Ｎｃは、コヒーレント積分回数を示し、ターゲットの想定最大移動速度に依存して設定される。Ｔｒは送信周期［秒］である。コヒーレント積分により、受信ＳＮＲ[ｄＢ]が、コヒーレント積分利得Ｇｃ[ｄＢ]分の改善が可能となる（数式（１）参照）。ターゲットが静止しているような理想的な状態では、コヒーレント積分利得Ｇｃは、数式（２）により示される。
【０００５】
【数１】
2014081311.tif 000003
【０００６】
【数２】
2014081311.tif 000004
【０００７】
一方、ターゲットの想定最大移動速度が大きい状態では、ターゲットからの反射波信号に含まれるドップラ周波数の変動が大きくなり、時間相関の高い期間が短くなる。即ち、コヒーレント積分数Ｎｃが小さくなり、数式（２）によってコヒーレント積分による利得Ｇｃが小さくなり、数式（１）において、コヒーレント積分によるＳＮＲの向上効果が小さくなる。
【０００８】
例えば特許文献１では、送受信手段から入力した受信信号が低次高域除去フィルタによって高周波クラッタ成分が除去され、高周波クラッタ成分の除去後の受信信号がコヒーレント積分処理部においてコヒーレント積分されるレーダ信号処理装置が開示されている。
【０００９】
更に、レーダ信号処理装置は、コヒーレント積分処理後の受信信号に対し、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ処理部）においてフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）し、周波数スペクトルを算出する。周波数スペクトル上でのピークスペクトラムは、フーリエ変換処理（ＦＦＴ）点数に比例したコヒーレント加算利得が得られる。
【００１０】
特許文献１では、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）前にコヒーレント積分処理するため、コヒーレント積分処理部におけるコヒーレント積分によりデータレートが低減される。このため、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部では、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数が少なくなり、処理量が少なくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００２−１３１４２１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、特許文献１に示すレーダ信号処理装置では、コヒーレント積分処理部におけるコヒーレント積分の積分回数は想定するターゲットの移動速度により上限がある。従って、コヒーレント積分利得による受信ＳＮＲを更に改善するためには、フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部におけるフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数を増加する必要がある。あるいは、特許文献１に示すレーダ信号処理装置では、周波数分解能を高めるためは、周波数ビン数を多くする必要がある。フーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）点数を増加する場合、あるいは周波数ビン数を多くする場合は、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ処理部）の回路構成が複雑化するという課題があった。
【００１３】
本開示は、上述した従来の課題を解決するために、従来のフーリエ変換処理（ＦＦＴ処理）部に比べ、簡易なフーリエ変換（ＦＦＴ）構成を用いて、フーリエ変換によるコヒーレント積分利得を向上するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本開示は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、受信アンテナを用いて、ターゲットにより反射された前記レーダ送信信号である反射波信号を受信する少なくとも１個のレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、受信信号と前記送信信号との相関値を、前記レーダ送信信号の送信周期毎に演算する相関演算部と、演算された（Ｎｐ×Ｎｃ：Ｎｐ、Ｎｃは、１以上の整数）個の前記相関値を、異なる複数のドップラ周波数に応じたドップラ位相回転の補正量を用いてコヒーレント積分するドップラ周波数検出部と、を有するレーダ装置である。
【発明の効果】
【００１５】
本開示によれば、簡易なフーリエ変換（ＦＦＴ）構成を用いて、フーリエ変換によるコヒーレント積分利得を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３】レーダ送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す説明図
【図４】送信信号生成部の他の内部構成を詳細に示すブロック図
【図５】レーダ送信信号と、遅延時間τ１の受信信号と、遅延時間τ２の受信信号との関係を示す図
【図６】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図
【図７】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図８】本発明者らによる先願のレーダ装置のレーダ受信部における動作の流れの一部を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容を説明する前に、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯について説明する。
【００１８】
Ｎｄ回のパルス圧縮符号の送信区間（Ｎｄ×Ｔｒ）に対し、特定の離散時刻においてパルス圧縮されたＮｄ個の相関値、又はＮｄ個の相関値を単位とした所定回のコヒーレント積分出力（特許文献１参照）を用いてフーリエ変換すると、ターゲットからの反射波信号に含まれるドップラスペクトルが周波数領域信号から観測できる。レーダ装置は、ドップラスペクトル上のピーク周波数成分を、コヒーレント積分による利得向上効果が得られた信号成分として検出できる。なお、フーリエ変換は、「ＦＦＴ」（Fast Fourier Transform）又は「ＤＦＴ」（Discrete Fourier Transform）のアルゴリズムが用いられる。
【００１９】
レーダ装置は、ターゲットの移動に伴うドップラ周波数の変移に基づくドップラ位相変動がターゲットからの反射波信号に含まれる場合、フーリエ変換を用いたコヒーレント積分によってドップラスペクトルのピークを検出することで、ドップラ位相変動に応じたコヒーレント積分が可能となる。
【００２０】
ドップラスペクトルの広がりが十分に小さい場合、フーリエ変換サイズに相当するコヒーレント積分区間に拘わらず、レーダ装置は、コヒーレント積分による理想的な利得向上効果（数式（１）参照）が得られる。特に、ドップラスペクトルが線スペクトルによって近似できる場合には、レーダ装置は、フーリエ変換を用いたコヒーレント積分回数Ｎｄに対し、数式（３）に示すコヒーレント積分効果による利得Ｇｄ[ｄＢ]が得られる。
【００２１】
【数３】
2014081311.tif 000005
【００２２】
しかし、フーリエ変換を用いてコヒーレント積分する場合、フーリエ変換サイズに相当するコヒーレント積分回数Ｎｄ又はフーリエ変換における周波数軸上の周波数ビン数Ｎｆが大きくなると、コヒーレント積分利得又は周波数分解能が向上するが、レーダ装置の回路構成が複雑化するという課題がある。
【００２３】
フーリエ変換のアルゴリズムのうち、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）について説明する。例えば、フーリエ変換として、２のべき乗となるＮｄ個の特定の離散時刻においてパルス圧縮された相関値を用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）した場合、ＦＦＴの演算量は数式（４）により示される。例えばＮｄ＝１２８では、ＦＦＴにおける複素乗算回数は４４８となり、実数乗算器は４４８×４＝１７９２個が必要となる。
【００２４】
【数４】
2014081311.tif 000006
【００２５】
図８は、本発明者らによる先願のレーダ装置のレーダ受信部Ｒｘｘにおける動作の流れの一部を示す説明図である。図８に示すレーダ受信部Ｒｘｘは、Ａ／Ｄ変換部１０１ａ，１０１ｂ、相関演算部１０２、コヒーレント積分部１０３、ドップラ位相回転テーブル１０４、Ｎｆ（＝２ＮＬ）個の乗算器ＭＸ＃ＮＬ，ＭＸ＃ＮＬ−１〜ＭＸ＃−ＮＬ＋１、Ｎｆ（＝２ＮＬ）個のドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃ＮＬ，ＢＦ＃ＮＬ−１〜ＢＦ＃−ＮＬ＋１、絶対値算出部１０５及びピークドップラ出力選択部１０６を含む。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換部１０１ａには、直交検波後のベースバンドの受信信号のうち同相信号（Ｉ信号）が入力される。Ａ／Ｄ変換部１０１ｂには、直交検波後のベースバンドの受信信号のうち直交信号（Ｑ信号）が入力される。
【００２７】
図８に示すレーダ受信部Ｒｘｘにおいて、複数の異なるドップラ周波数ｑ毎に設けられた各乗算器ＭＸ＃ＮＬ，ＭＸ＃ＮＬ−１〜ＭＸ＃−ＮＬ＋１は、離散時刻ｋ毎に順次出力されるコヒーレント積分結果ｈ（ｋ）に、ドップラ周波数ｑに応じたドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）を乗算する。ドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）は、数式（５）により示され、ドップラ位相回転テーブル１０４に記憶されている。
【００２８】
【数５】
2014081311.tif 000007
【００２９】
離散時刻ｋは、ｋ＝０，…，Ｎｄ−１である。ｑはドップラ周波数の序数を表し、ｑ＝−ＮＬ＋１，…，０，…，ＮＬ−２，ＮＬ−１，ＮＬである。Ｎｆは周波数ビン数を示し、Ｎｆ＝２ＮＬである。Δθは周波数分解能を示す。各乗算器ＭＸ＃ＮＬ，ＭＸ＃ＮＬ−１〜ＭＸ＃−ＮＬ＋１における乗算処理結果は、各乗算器ＭＸ＃ＮＬ，ＭＸ＃ＮＬ−１〜ＭＸ＃−ＮＬ＋１に対応して設けられた各ドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃ＮＬ，ＢＦ＃ＮＬ−１〜ＢＦ＃−ＮＬ＋１に出力される。
【００３０】
各ドップラコヒーレント加算バッファＢＦ＃ＮＬ，ＢＦ＃ＮＬ−１〜ＢＦ＃−ＮＬ＋１は、離散時刻ｋ＝０，…，Ｎｄ−１を揃えた数式（６）に示す演算処理結果によって、ドップラ位相回転ベクトルＤ（ｋ，ｑ）が乗算されたコヒーレント積分結果ｈ（ｋ）を、ドップラ周波数ｑ毎に更にコヒーレント積分する。
【００３１】
【数６】
2014081311.tif 000008
【００３２】
数式（６）の演算によって、周波数ビン数に相当するＮｆ個の乗算回路を用いることでフーリエ変換が可能となり、例えばＮｆ＝１２８では、フーリエ変換における複素乗算回数は１２８となり、実数乗算器は１２８×４＝５１２個が必要となる。即ち、図８に示すレーダ装置は、フーリエ変換に２のべき乗となるＮｄ個の特定の離散時刻においてパルス圧縮された相関値を用いてＦＦＴした場合に比べて、フーリエ変換に必要な実数乗算器の個数を低減できる。
【００３３】
以下、フーリエ変換を用いてコヒーレント積分する場合に、図８に示すレーダ装置のレーダ受信部の構成に比べて、更に回路構成を簡易化してフーリエ変換によるコヒーレント積分利得を得るレーダ装置の例を説明する。
【００３４】
（本開示に係るレーダ装置の各実施形態）
次に、本開示に係るレーダ装置の各実施形態について、図面を参照して説明する。
【００３５】
（第１の実施形態）
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図１〜図５を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を簡略に示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図３は、レーダ送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒとの関係を示す説明図である。図４は、送信信号生成部２の他の内部構成を詳細に示すブロック図である。図５は、レーダ送信信号と、遅延時間τ１の受信信号と、遅延時間τ２の受信信号との関係を示す図である。
【００３６】
レーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘにより生成された高周波のレーダ送信信号を送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘから送信（放射）する。レーダ装置１は、ターゲット（不図示）により反射されたレーダ送信信号である反射波信号を、図１に示す受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにおいて受信する。レーダ装置１は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにおいて受信された反射波信号を信号処理することで、ターゲットの有無を検出する。
【００３７】
なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。なお、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘは受信アンテナ素子でも良い。
【００３８】
（レーダ装置１）
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。
【００３９】
図１に示すレーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘを含む。レーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２と、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘが接続された送信ＲＦ部７とを有する。レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号の供給を受け、同期して動作する。
【００４０】
レーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘが接続された受信ＲＦ部１０と、信号処理部１１とを有する。信号処理部１１は、少なくとも相関演算部１７と、ドップラ周波数検出部１９とを有する。
【００４１】
（レーダ送信部Ｔｘの各部の構成）
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の構成について、図２を参照して詳細に説明する。
【００４２】
図２に示すレーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２と、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘが接続された送信ＲＦ部７とを有する。送信信号生成部２は、符号生成部３と、変調部４と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）５と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換部６とを有する。図２に示す送信信号生成部２はＬＰＦ５を有するが、ＬＰＦ５は、送信信号生成部２と独立してレーダ送信部Ｔｘに設けられても良い。送信ＲＦ部７は、周波数変換部８と、増幅器９とを有する。
【００４３】
（レーダ送信部Ｔｘの各部の動作）
次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の動作について詳細に説明する。
【００４４】
送信信号生成部２は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２の各部は、生成された送信基準クロック信号に基づいて動作する。
【００４５】
送信信号生成部２は、符号長Ｌの符号系列ａｎの変調によって、数式（７）に示すベースバンドのパルス圧縮符号（送信信号）ｒ（ｋ，Ｍ）を周期的に生成する。ｎ＝１〜Ｌの整数であり、Ｌは符号系列ａｎの符号長を示す。ｊはｊ２＝−１を満たす虚数単位である。Ｍはレーダ送信信号の送信周期Ｔｒの序数を示す。
【００４６】
数式（７）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を示し、同相信号成分Ｉ（ｋ，Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑ（ｋ，Ｍ）との加算処理結果として表される。
【００４７】
【数７】
2014081311.tif 000009
【００４８】
送信信号生成部２により生成される送信信号は、例えば各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列ａｎに対して、１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調されている。送信信号生成部２におけるサンプリングレートは（Ｎｏ×Ｌ）／Ｔｗであり、図３に示す送信区間Ｔｗでは、Ｎｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルを用いて変調されている。また、各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルを用いて変調されている。ｋは、１から（Ｎｒ＋Ｎｕ）までの値であり、送信信号の生成のための変調タイミングを表す離散時刻である。
【００４９】
符号生成部３は、送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。符号系列ａｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、レーダ送信信号が低サイドローブ特性を有するために、例えばＢａｒｋｅｒ符号系列、Ｍ系列符号、スパノ符号を構成する符号系列のうち少なくとも１つを含む符号、及び相補符号のペアを構成する符号系列のうちいずれか１つを含む符号であることが好ましい。符号生成部３は、生成された符号系列ａｎの送信符号を変調部４に出力する。以下、符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００５０】
なお、符号生成部３は、送信周期Ｔｒにおいて、送信符号ａｎとして相補符号（例えば符号Ｐｎ，Ｑｎ）のペアのいずれかを生成する場合、２個の送信周期（２Ｔｒ）を用いて、相補符号のペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎを送信周期毎に交互に生成する。
【００５１】
即ち、符号生成部３は、第Ｍ番目の送信周期（Ｔｒ）において、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）として符号Ｐｎを生成し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期（Ｔｒ）ではパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ＋１）として、符号Ｑｎを生成する。これ以後、符号生成部３は、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目の送信周期及び第（Ｍ＋１）の２個の送信周期を単位として、同様に符号Ｐｎ，符号Ｑｎの順に繰り返して生成する。
【００５２】
変調部４は、符号生成部３により出力された送信符号ａｎのパルス変調によって、数式（７）に示されるベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。なお、パルス変調とは、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）であり、以下の各実施形態においても同様である。
【００５３】
例えば位相変調（ＰＳＫ）は、符号系列ａｎが例えば［−１，１］の２値の位相変調ではＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）となり、符号系列ａｎが例えば［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値の位相変調ではＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）若しくは４相ＰＳＫとなる。即ち、位相変調（ＰＳＫ）では、ＩＱ平面上のコンスタレーションにおける所定の変調シンボルが割り当てられる。
【００５４】
変調部４は、生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号を、ＬＰＦ５を介してＤ／Ａ変換部６に出力する。なお、ＬＰＦ５は送信信号生成部２において省略し、Ｄ／Ａ変換部６の後段においても良く、以下の各実施形態でも同様である。
【００５５】
Ｄ／Ａ変換部６は、変調部４から出力されたデジタルの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアナログの送信信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部６は、アナログの送信信号を送信ＲＦ７に出力する。
【００５６】
送信ＲＦ部７は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。なお、逓倍信号は、送信信号生成部２と送信ＲＦ部７とそれぞれ、異なる倍数に逓倍した信号でもよいし、同一の倍数に逓倍した信号でもよい。送信ＲＦ部７の各部は、生成された送信基準信号に基づいて動作する。
【００５７】
周波数変換部８は、送信信号生成部２により生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートすることによって、キャリア周波数帯域（高周波）のレーダ送信信号を生成する。周波数変換部８は、生成されたレーダ送信信号を増幅器９に出力する。
【００５８】
増幅器９、周波数変換部８により出力されたレーダ送信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅することによって、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘに出力する。増幅されたレーダ送信信号は、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘを介した空間に放射される。
【００５９】
送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘは、送信ＲＦ部７により出力されたレーダ送信信号を空間に放射することによって送信する。レーダ送信信号は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間に送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間には送信されない（図３参照）。
【００６０】
なお、送信ＲＦ部７及び受信ＲＦ部１０には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が所定倍に逓倍された信号が共通に供給される。送信ＲＦ部７及び受信ＲＦ部１０は同期して動作する。
【００６１】
なお、上述した符号生成部３、変調部４及びＬＰＦ５を、送信信号生成部２に設けず、送信信号生成部２により生成された送信符号ａｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い（図４参照）。送信符号記憶部ＣＭは、送信信号生成部２により相補符号が生成される場合、相補符号のペア、例えば送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎを記憶する。
【００６２】
なお、図４に示す送信符号記憶部ＣＭは、本実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用できる。図４に示す送信信号生成部２ｒは、送信符号記憶部ＣＭ及びＤ／Ａ変換部６を含む。
【００６３】
（レーダ受信部の各部の構成）
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の構成について、図２を参照して詳細に説明する。
【００６４】
図２に示すレーダ受信部Ｒｘは、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘが接続された受信ＲＦ部１０と、信号処理部１１とを有する。受信ＲＦ部１０は、増幅器１２と、周波数変換部１３と、直交検波部１４とを有する。信号処理部１１は、２個のＡ／Ｄ変換部１５，１６と、相関演算部１７と、コヒーレント積分部１８と、ドップラ周波数検出部１９とを有する。信号処理部１１は、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に動作する。
【００６５】
ドップラ周波数検出部１９は、記憶部２０と、加減算処理部２１と、ドップラ位相回転記憶部２２と、２ＮＬ（＝Ｎｆ）個の乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１と、２ＮＬ（＝Ｎｆ）個のドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１と、ドップラ出力選択部２５とを有する。乗算器とドップラコヒーレント加算バッファとは、異なる複数の周波数ビンｑに対応するドップラ周波数ｆｓの範囲に応じて設けられている（ｑ＝−ＮＬ＋１〜ＮＬ−１，ＮＬ）。
【００６６】
（レーダ受信部の各部の動作）
次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の動作について詳細に説明する。
【００６７】
受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘは、レーダ送信部Ｔｘから送信されたレーダ送信信号がターゲット（不図示）により反射された反射波信号を受信する。受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにて受信された受信信号は、受信ＲＦ部１０に入力される。
【００６８】
受信ＲＦ部１０は、送信ＲＦ部７と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の受信基準信号を生成する。受信ＲＦ部１０の各部は、生成された受信基準信号に基づいて動作する。
【００６９】
増幅器１２は、受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘにて受信された高周波の受信信号の信号レベルを増幅して周波数変換部１３に出力する。
【００７０】
周波数変換部１３は、増幅器１２から出力された受信信号と受信基準信号とを用いて、高周波の受信信号をダウンコンバートする。周波数変換部１３は、ベースバンドの受信信号を生成して直交検波部１４に出力する。
【００７１】
直交検波部１４は、周波数変換部１３から出力された受信信号を直交検波することで、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部１４は、生成された受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１５に出力し、直交信号をＡ／Ｄ変換部１６に出力する。
【００７２】
Ａ／Ｄ変換部１５は、直交検波部１４から出力されたベースバンドの同相信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングし、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１５は、変換されたデジタルデータの同相信号成分を相関演算部１７に出力する。
【００７３】
Ａ／Ｄ変換部１５は、ベースバンドの同相信号を、送信信号生成部２が生成する送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］の割合によってサンプリングする。即ち、Ａ／Ｄ変換部１５のサンプリングレートは、Ｎｓ×Ｌ／Ｔｗ＝Ｎｓ／Ｔｐとなり、１パルス当たりのオーバーサンプル数はＮｓ［個］である。
【００７４】
なお、Ａ／Ｄ変換部１５のサンプリングタイミングは、送信信号生成部２と同期して動作するために、送信信号生成部２と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号を基に生成される。
【００７５】
Ａ／Ｄ変換部１６は、直交検波部１４から出力されたベースバンドの直交信号に対して、Ａ／Ｄ変換部１５と同様に動作し、変換されたデジタルデータの直交信号成分を、相関演算部１７に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリングレートはＮｓ／Ｔｐとなり、１パルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓである。
【００７６】
以下、Ａ／Ｄ変換部１５，１６により変換された第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける受信信号を、受信信号の同相信号成分Ｉｒ（ｋ，Ｍ）及び直交信号成分Ｑｒ（ｋ，Ｍ）を用いて、数式（８）の複素信号ｘ（ｋ，Ｍ）として表す。
【００７７】
【数８】
2014081311.tif 000010
【００７８】
図５の第１段は、レーダ送信信号の送信タイミングを表す。図５の第１段では、離散時刻ｋは、各送信周期Ｔｒが開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、信号処理部１１は、送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏまで周期的に動作する。
【００７９】
即ち、信号処理部１１は、離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて周期的に動作する（図５の第２段参照）。図５の第２段は、遅延時間τ１の受信信号の受信タイミングを示す図である。図５の第３段は、遅延時間τ２の受信信号の受信タイミングを示す図である。離散時刻ｋ＝Ｎｒ×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了直前のサンプル点を示す。以下、Ａ／Ｄ変換部１５，１６から出力されたデジタルの受信信号ｘ（ｋ，Ｍ）を離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）とも言う。
【００８０】
相関演算部１７は、Ａ／Ｄ変換部１５，１６から出力された各離散サンプル値Ｉｒ（ｋ，Ｍ），Ｑｒ（ｋ，Ｍ）、即ち、受信信号としての離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を入力する。相関演算部１７は、リファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ毎に、図５の第１段に示す各送信周期Ｔｒにおいて送信される符号長Ｌの送信符号ａｎを周期的に生成する。
【００８１】
相関演算部１７は、入力された離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、送信符号ａｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋにおけるスライディング相関値を表す。
【００８２】
具体的には、相関演算部１７は、図５の第２段に示す各送信周期Ｔｒ、即ち、各離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏに対して、数式（９）に従ってスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。相関演算部１７は、数式（９）に従って演算された離散時刻ｋ毎のスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）をコヒーレント積分部１８に出力する。数式（９）において、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子である。
【００８３】
【数９】
2014081311.tif 000011
【００８４】
図５の第２段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ１の経過後に反射波信号が受信された場合の測定期間の範囲が示されている。図５の第３段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ２の経過後に反射波信号が受信される場合の測定期間の範囲が示されている。遅延時間τ１及びτ２は、それぞれ数式（１０）及び（１１）により示される。
【００８５】
【数１０】
2014081311.tif 000012
【００８６】
【数１１】
2014081311.tif 000013
【００８７】
相関演算部１７は、本実施形態を含む各実施形態において、離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて演算する。なお、相関演算部１７は、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定距離の範囲、即ち離散時刻ｋの範囲を限定しても良い。これにより、レーダ装置１は、相関演算部１７の演算量を更に低減できる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部１１における演算量を削減することで、レーダ受信部Ｒｘにおける消費電力量を更に低減できる。
【００８８】
なお、レーダ装置１は、相関演算部１７が離散時刻ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ−ＮｓＬの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信区間Ｔｗにおける反射波信号の測定を省略しても良い。
【００８９】
レーダ装置１は、レーダ送信信号が、反射波信号としてではなく、レーダ受信部Ｒｘに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。また、測定レンジ（離散時刻ｋの範囲）を限定する場合、コヒーレント積分部１８及びドップラ周波数検出部１９も同様の限定された測定レンジにおいて動作するため、各部の処理量を削減でき、レーダ受信部Ｒｘにおける消費電力を低減できる。
【００９０】
コヒーレント積分部１８は、複数回（Ｎｐ回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｐ×Ｔｒ）において、離散時刻ｋ毎に算出された相関値ＡＣ（ｋ，Ｎｐ（ｍ−１）＋ｇ）を基に、数式（１２）に従って、積分数Ｎｐ回、コヒーレント積分する。
【００９１】
Ｎｐはコヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分の積分回数を示す。ｍは、１以上の整数であり、Ｎｐ回分の送信周期Ｔｒを単位とした送信周期（Ｎｐ×Ｔｒ）の序数を示す。ｇは１〜Ｎｐの１以上の整数であり、コヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分回数の範囲を示す。
【００９２】
【数１２】
2014081311.tif 000014
【００９３】
即ち、コヒーレント積分部１８は、ｇ＝１に相当する第｛Ｎｐ（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎｐ（ｍ−１）＋１）からｇ＝Ｎｐに相当する第（Ｎｐ×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎｐ×ｍ）を単位に、離散時刻ｋのタイミングを揃えて各相関値を加算する。コヒーレント積分部１８は、積分数Ｎｐ回のコヒーレント積分結果ＣＩ（ｋ，ｍ）をドップラ周波数検出部１９に出力する。
【００９４】
レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８におけるコヒーレント積分により、Ｎｐ回にわたるコヒーレント積分区間（時間範囲）のうち、ターゲットからの反射波の受信信号が高い相関値を有する範囲において受信ＳＮＲを改善でき、反射波の到来方向の推定精度を向上できる。更に、レーダ装置１は、ターゲットまでの距離の推定精度を向上できる。
【００９５】
なお、本実施形態では、ドップラ周波数検出部１９の前段にコヒーレント積分部１８を設けることで、高いコヒーレント積分利得を得ているが、高い周波数分解能を得るためにコヒーレント積分部１８を設けなくても良く、Ｎｐ＝０となる。
【００９６】
ドップラ周波数検出部１９は、Ｎｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒの期間（Ｔｒ×Ｎｐ×Ｎｃ）において、離散時刻ｋ毎に得られたコヒーレント積分部１８のＮｃ個の出力（ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ））を用いて、記憶部２０、加減算処理部２１、ドップラ位相回転記憶部２２及び乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１により、離散時刻ｋのタイミングを揃えてＮｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆｓに応じたドップラ位相変動（数式（１３）参照）を補正する。ドップラ周波数検出部１９は、ドップラ位相変動を補正した後に、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１により、Ｎｃ回、加算処理することにより、積分数Ｎｃ回、コヒーレント積分する。
【００９７】
【数１３】
2014081311.tif 000015
【００９８】
ｗは、１以上の整数であり、Ｎｐ×Ｎｃ回分の送信周期Ｔｒを単位とした送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の序数を示す。ｗ＝１であれば、１回目のＴｒからＮｐ×Ｎｃ回目のＴｒまでの送信周期Ｔｒとなる（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）。つまり、ドップラ周波数検出部１９は、送信周期ＴｒがＮｐ×Ｎｃ回繰り返す度に、離散時刻ｋのタイミングを揃えてＮｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆｓに応じた位相変動（数式（１３）参照）を補正した後に、積分数Ｎｃ回、コヒーレント積分する。
【００９９】
次に、ドップラ周波数検出部１９の各部の動作を詳細に説明する。
【０１００】
記憶部２０は、Ｎｃが偶数である場合、逐次的に入力されるコヒーレント積分部１８のＮｃ個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）のうち、前半のＮｃ／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）を一時的に格納する。
【０１０１】
記憶部２０は、Ｎｃが奇数である場合、逐次的に入力されるコヒーレント積分部１８のＮｃ個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）のうち、前半の（Ｎｃ−１）／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）を一時的に格納する。
【０１０２】
加減算処理部２１は、Ｎｃが偶数である場合、記憶部２０に格納された前半のＮｃ／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）を、記憶部２０への格納順序と逆順に読み出す。
【０１０３】
加減算処理部２１は、逐次的に入力されるＮｃ個のコヒーレント積分出力のうち後半の第１番目（Ｎｃ／２＋１個目）のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）が入力された後、前半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）と後半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）とを用いて、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理に必要なコヒーレント積分出力の各データが揃った順に、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理を行う。
【０１０４】
なお、数式（１５）に示す減算処理は、コヒーレント積分出力に対して、９０度の位相回転を付与した後に行う減算処理である。
【０１０５】
即ち、加減算処理部２１は、数式（１４）に示す加算処理、及び数式（１５）に示す減算処理の演算結果を、演算処理が終了した演算処理結果から逐次的に、加算処理、減算処理の順、又は減算処理、加算処理の順に、各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１に出力する。
【０１０６】
例えば、数式（１４）及び（１５）において、ｓ＝Ｎｃ／２から降順に処理すると、加減算処理部２１は、
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２−１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）
〜
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）
の順に加算処理又は減算処理が終了した演算処理結果を、逐次的に各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１の全てに出力する。
【０１０７】
ここで、数式（１４）及び（１５）において、ｓは１≦ｓ≦Ｎｃ／２を満たす整数である。また、ｊは虚数単位であってｊ＝ｅｘｐ［ｊπ／２］である。なお、虚数単位ｊの乗算処理は、９０度の位相回転を付与する処理となるため、ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）の実数成分を虚数成分に変換し、ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）の虚数成分の符号を反転して実数成分に変換することによって減算処理を簡易に実現できる。
【０１０８】
【数１４】
2014081311.tif 000016
【０１０９】
【数１５】
2014081311.tif 000017
【０１１０】
加減算処理部２１における数式（１４）に示す加算処理のうち第１番目の加算処理（ｓ＝Ｎｃ／２）は、前半のＮｃ／２個の最後（ｓ＝Ｎｃ／２）のコヒーレント積分出力と、後半のＮｃ／２個の第１番目（Ｎｃ−ｓ＋１＝Ｎｃ−Ｎｃ／２＋１＝Ｎｃ／２＋１）のコヒーレント積分出力との加算処理となる。
【０１１１】
一方、加減算処理部２１における数式（１５）に示す減算処理のうち第１番目の減算処理は、前半のＮｃ／２個の最後（ｓ＝Ｎｃ／２）のコヒーレント積分出力に−９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分出力と、後半のＮｃ／２個の第１番目（Ｎｃ−ｓ＋１＝Ｎｃ−Ｎｃ／２＋１＝Ｎｃ／２＋１）のコヒーレント積分出力に９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分との減算処理となる。つまり、数式（１５）の第１項は−ｊが乗算され、数式（１５）の第２項はｊが乗算される。
【０１１２】
加減算処理部２１は、Ｎｃが奇数である場合、記憶部２０に格納された前半の（Ｎｃ−１）／２個のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）を、記憶部２０への格納順序と逆順に読み出す。
【０１１３】
加減算処理部２１は、逐次的に入力されるＮｃ個のコヒーレント積分出力のうち後半の第１番目（Ｎｃ−１）／２＋１個目）のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）が入力された後、前半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）と後半のコヒーレント積分出力ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）とを用いて、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理に必要なコヒーレント積分出力の各データが揃った順に、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理を行う。
【０１１４】
なお、数式（１７）に示す減算処理は、コヒーレント積分出力に対して、９０度の位相回転を付与した後に行う減算処理である。
【０１１５】
即ち、加減算処理部２１は、数式（１６）に示す加算処理、及び数式（１７）に示す減算処理の演算結果を、演算処理が終了した演算結果から逐次的に、加算処理、減算処理の順、又は減算処理、加算処理の順に、各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１に一様に出力する。
【０１１６】
例えば、数式（１６）及び（１７）において、ｓ＝（Ｎｃ−１）＋１／２から降順に処理すると、加減算処理部２１は、
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ），
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２−１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）
〜
加算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１），
減算処理：ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ＋１）／２＋１）
の順に加算処理又は減算処理が終了した演算処理結果を、逐次的に各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１の全てに出力する。
【０１１７】
数式（１６）及び（１７）において、ｓは１≦ｓ≦（Ｎｃ−１）／２を満たす整数であるが、数式（１６）の第２式ではｓ＝（Ｎｃ−１）／２＋１である。また、ｊは虚数単位であってｊ＝ｅｘｐ［ｊπ／２］と示される。
【０１１８】
【数１６】
2014081311.tif 000018
【０１１９】
【数１７】
2014081311.tif 000019
【０１２０】
加減算処理部２１における数式（１６）に示す加算処理のうち第１番目の加算処理（ｓ＝（Ｎｃ−１）／２＋１）は、Ｎｃが奇数であるため、後半の（Ｎｃ−１）／２＋１個の第１番目（（Ｎｃ−１）／２＋１）のコヒーレント積分出力を２回加算したコヒーレント積分出力となる。
【０１２１】
更に、加減算処理部２１における数式（１６）に示す加算処理のうち第２番目の加算処理（ｓ＝（Ｎｃ−１）／２）は、Ｎｃが奇数であるため、前半の（Ｎｃ−１）／２個の最後（ｓ＝（Ｎｃ−１）／２）のコヒーレント積分出力と、後半の（（Ｎｃ−１）／２＋１）個の第２番目（Ｎｃ−ｓ＋１＝Ｎｃ−（（Ｎｃ−１）／２）＋１＝（Ｎｃ−１）／２＋２）のコヒーレント積分出力との加算処理となる。
【０１２２】
一方、加減算処理部２１における数式（１７）に示す減算処理のうち第１番目の減算処理は、Ｎｃが奇数であるため、前半の（Ｎｃ−１）／２個の最後（ｓ＝（Ｎｃ−１）／２）のコヒーレント積分出力に−９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分出力と、後半の（（Ｎｃ−１）／２＋１）個の第２番目（Ｎｃ−ｓ＋１＝Ｎｃ−（（Ｎｃ−１）／２））＋１＝（Ｎｃ−１）／２＋２）のコヒーレント積分出力に９０度の位相回転が付与されたコヒーレント積分との減算処理となる。
【０１２３】
ドップラ位相回転記憶部２２は、Ｎｃが偶数では、Ｎｆ個の異なるドップラ周波数成分ｆｓに応じたドップラ位相変動を補正するための補正係数としてのドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）を予め格納している。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、Ｎｃ×Ｎｆ個の実数値の要素を含む（数式（１８）参照）。ｑは周波数ビン数の序数を示し、ｑ＝ＮＬ，ＮＬ−１，ＮＬ−２，…，−ＮＬ＋１である。ｑの絶対値が大きくなるほど、高いドップラ周波数成分に相当する周波数ビンとなる。Δθは、周波数分解能（位相回転単位）を示す。
【０１２４】
ここで、逐次的に出力されるＮｃ個のコヒーレント積分出力の中心時刻（ｔ０＝（Ｎｃ−１）Ｔｒ／２）を位相基準とした場合に、従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）が、中心時刻を中心とした位相共役対称性を有する性質に着目し、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（１９）に示す変換処理を施し、実数化したものである。
【０１２５】
【数１８】
2014081311.tif 000020
【０１２６】
Ｕは数式（１９）により示される行列であり、ＩＰは、Ｐ次の単位行列（数式（２０）参照）であり、ＩＩＰはＰ次単位行列が行方向において転置された行列である（数式（２１）参照）。Ｄは数式（２２）により示されるベクトルである。ここでは、Ｎｃは偶数である。また、Ｈは行列の転置を示す。従って、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（２３）に示すように、実数成分によって示される。
【０１２７】
【数１９】
2014081311.tif 000021
【０１２８】
【数２０】
2014081311.tif 000022
【０１２９】
【数２１】
2014081311.tif 000023
【０１３０】
【数２２】
2014081311.tif 000024
【０１３１】
【数２３】
2014081311.tif 000025
【０１３２】
また、Ｎｃが奇数の場合も同様に、逐次的に出力されるＮｃ個のコヒーレント積分出力の中心時刻（ｔ０＝（Ｎｃ−１）Ｔｒ／２）を位相基準とした場合に、従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）が、中心時刻を中心とした位相共役対称性を有する性質に着目し、ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）は、数式（１９）に示す変換処理を用いて実数化したものである。
【０１３３】
なお、Ｎｃが奇数の場合は、数式（１９）に示す変換処理において、数式（１８）の代わりに数式（２４）に示す従来のドップラ位相回転因子Ｄ（ｑ）を用い、さらに数式（１９）の代わりに数式（２５）を用いる。ドップラ位相回転記憶部２２は、実数化したドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）を予め格納している（数式（２６）参照）。
【０１３４】
【数２４】
2014081311.tif 000026
【０１３５】
【数２５】
2014081311.tif 000027
【０１３６】
【数２６】
2014081311.tif 000028
【０１３７】
補正係数乗算部としての各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１は、異なるＮｆ（＝２ＮＬ）個のドップラ周波数成分ｆｓに応じて設けられる。各乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１は、ドップラ位相回転記憶部２２から読み出したドップラ周波数成分ｆｓの序数ｑに応じたドップラ位相回転因子Ｅ（ｓ，ｑ）と、加減算処理部２１から逐次的に出力される各演算結果の序数ｓがドップラ位相回転因子Ｅ（ｓ，ｑ）のパラメータｓ，ｑと一致する演算処理結果とを乗算処理する。
【０１３８】
ここで、ｑは周波数ビン数の序数を示し、ｑ＝ＮＬ，ＮＬ−１，ＮＬ−２，…，−ＮＬ＋１である。ｓは、１≦ｓ≦Ｎｃの整数である。
【０１３９】
各乗算器＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１は、各乗算器に対応するドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１に乗算処理結果を出力する。
【０１４０】
具体的には、乗算器２３＃ｑは、Ｎｃが偶数である場合、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）Ｅ（Ｎｃ／２，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２−１）Ｅ（Ｎｃ／２−１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎｃ／２，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）Ｅ（Ｎｃ／２＋１，ｑ）
の各乗算処理結果を、順次、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ｑに出力する。ここで、ｑ＝ＮＬ，ＮＬ−１，ＮＬ−２，…，−ＮＬ＋１である。
【０１４１】
より具体的には、例えば、乗算器２３＃ＮＬは、Ｎｃが偶数である場合（ｑ＝ＮＬ）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）Ｅ（Ｎｃ／２，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２−１）Ｅ（Ｎｃ／２−１，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ＮＬ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎｃ／２，ＮＬ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）Ｅ（Ｎｃ／２＋１，ＮＬ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬに出力する。
【０１４２】
また、例えば乗算器２３＃ＮＬ−１は、Ｎｃが偶数である場合（ｑ＝ＮＬ−１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）Ｅ（Ｎｃ／２，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２−１）Ｅ（Ｎｃ／２−１，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ＮＬ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎｃ／２，ＮＬ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）Ｅ（Ｎｃ／２＋１，ＮＬ−１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ−１に出力する。
【０１４３】
同様に、例えば乗算器２３＃−ＮＬ＋１は、Ｎｃが偶数である場合（ｑ＝−ＮＬ＋１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２）Ｅ（Ｎｃ／２，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２−１）Ｅ（Ｎｃ／２−１，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，−ＮＬ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋Ｎｃ／２）Ｅ（ｓ＋Ｎｃ／２，−ＮＬ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ／２＋１）Ｅ（Ｎｃ／２＋１，−ＮＬ＋１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃−ＮＬ＋１に出力する。
【０１４４】
また、乗算器２３＃ｑは、Ｎｃが奇数である場合、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２＋１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２−１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎｃ−１）／２，ｑ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ｑ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎｃ＋１）／２＋２，ｑ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ｑに出力する。ここで、ｑ＝ＮＬ，ＮＬ−１，ＮＬ−２，…，−ＮＬ＋１である。
【０１４５】
例えば、乗算器２３＃ＮＬは、Ｎｃが奇数である場合（ｑ＝ＮＬ）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２＋１，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２−１，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ＮＬ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎｃ−１）／２，ＮＬ）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ＮＬ），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎｃ＋１）／２＋２，ＮＬ）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬに出力する。
【０１４６】
また、例えば乗算器２３＃ＮＬ−１は、Ｎｃが奇数である場合（ｑ＝ＮＬ−１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２＋１，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２−１，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，ＮＬ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎｃ−１）／２，ＮＬ−１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，ＮＬ−１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎｃ＋１）／２＋２，ＮＬ−１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ−１に出力する。
【０１４７】
同様に、例えば乗算器２３＃−ＮＬ＋１は、Ｎｃが奇数である場合（ｑ＝−ＮＬ＋１）、
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２＋１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２＋１，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ）Ｅ（Ｎｃ，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ−１）／２−１）Ｅ（（Ｎｃ−１）／２−１，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋Ｎｃ−１）Ｅ（Ｎｃ−１，−ＮＬ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ）Ｅ（ｓ，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｓ＋（Ｎｃ−１）／２）Ｅ（ｓ＋（Ｎｃ−１）／２，−ＮＬ＋１）
〜
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）Ｅ（１，−ＮＬ＋１），
ＣＩ＿ｓｕｍ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋（Ｎｃ＋１）／２＋２）Ｅ（（Ｎｃ＋１）／２＋２，−ＮＬ＋１）
の各乗算処理結果をドップラコヒーレント加算バッファ２４＃−ＮＬ＋１に出力する。
【０１４８】
バッファ部としての各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１は、対応する乗算器２３＃ＮＬ，２３＃ＮＬ−１〜２３＃−ＮＬ＋１から出力された乗算処理結果（Ｎｃ（ｗ−１）番目からＮｃｗ番目までのコヒーレント積分出力）を逐次的に加算処理する（数式（２７）参照）。各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１は、加算処理結果ＤＣＢ（ｋ，ｑ，ｗ）をドップラ出力選択部２５に出力する。
【０１４９】
これにより、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１における加算処理結果は、Ｎｃが偶数である場合、前半Ｎｃ／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果と、後半Ｎｃ／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果との加算処理となる。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）が、従来複素成分であったのに対し、本実施形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。
【０１５０】
また、ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１における加算処理結果は、Ｎｃが奇数である場合、前半（Ｎｃ−１）／２個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果と、後半（Ｎｃ−１）／２＋１個の加減算処理部２１の演算処理結果とドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）との乗算処理結果との加算処理となる。ドップラ位相回転因子Ｅ（ｑ）が、従来複素成分であったのに対し、本実施形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。
【０１５１】
【数２７】
2014081311.tif 000029
【０１５２】
ドップラ出力選択部２５は、ｑ＝−ＮＬ＋１〜０〜ＮＬに対応する各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１からの出力の絶対値或いは電力値から、所定レベルを超えるピーク値を与えるドップラコヒーレント加算バッファを選択する。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑに対応するドップラ周波数ｆｓｅｌｅｃｔ（ｋ，ｗ）を特定し、ターゲットの相対移動速度ｖｄ（ｋ，ｗ）を推定する（数式（２８）参照）。λは、レーダ送信信号におけるキャリア周波数の波長である。
【０１５３】
【数２８】
2014081311.tif 000030
【０１５４】
以上により、レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８からのＮｃ個の出力のうち、加減算処理部２１においてＮｃ個の半分の前半の最後の値と後半の最初の値とをデータが揃った順に加算処理及び減算処理し、次に、前半の最後から１つ前の値と後半の２番目の値とをデータが揃った順に、以降同様にして加算処理及び減算処理する。
【０１５５】
レーダ装置１は、コヒーレント積分回数ｓが一致する加算処理及び減算処理の各演算結果とドップラ周波数成分毎に設けられたドップラ位相回転因子とを乗算処理する。
【０１５６】
レーダ装置１は、ドップラ周波数成分毎の各乗算処理結果を、対応するドップラコヒーレント加算バッファにおいて逐次的に加算処理することで、コヒーレント積分として得られる出力が、所定レベルを超える場合のピーク周波数をドップラ周波数と特定し、ターゲットの相対移動速度を推定する。ドップラ位相回転因子は、従来複素成分であったのに対し、本実施の形態では実数成分となるため、乗算回数を半減できる。
【０１５７】
これにより、レーダ装置１は、簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上できる。
【０１５８】
更に、従来のＦＦＴを用いたコヒーレント積分ではＮｃ個の出力データが揃う必要があったが、レーダ装置１は、コヒーレント積分部１８の出力データがＮｃ／２個揃った時点からドップラ周波数検出部１９においてコヒーレント積分が開始可能となるため、ドップラ周波数検出部１９におけるコヒーレント積分の処理遅延を低減できる。
【０１５９】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態のレーダ装置１ａの構成及び動作について、図６及び図７を参照して説明する。図６は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を簡略に示すブロック図である。図７は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を詳細に示すブロック図である。本実施形態では、第１の実施形態のレーダ装置１と構成及び動作において同一の内容の説明は省略し、異なる内容について説明する。
【０１６０】
図６又は図７に示すレーダ装置１ａは、１個のレーダ送信部Ｔｘと、複数（例えば２個）のレーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２と、到来方向推定部２６とを含む。受信アンテナＡｎｔ−Ｒｘ２は、レーダ受信部Ｒｘ２に対応して設けられている。各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の内部構成は第１の実施形態のレーダ受信部Ｒｘの内部構成と同様であるため、説明は省略する。
【０１６１】
各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２において、ドップラ出力選択部２５は、ｑ＝−ＮＬ＋１〜０〜ＮＬに対応する各ドップラコヒーレント加算バッファ２４＃ＮＬ，２４＃ＮＬ−１〜２４＃−ＮＬ＋１からの出力の絶対値或いは電力値から、所定レベルを超えるピーク値を与えるドップラコヒーレント加算バッファを選択する。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑに対応するドップラ周波数ｆｓｅｌｅｃｔ（ｋ，ｗ）を特定し、ターゲットの相対移動速度ｖｄ（ｋ，ｗ）を推定する（数式（２８）参照）。ドップラ出力選択部２５は、選択された周波数ビン番号ｑ＿ｐｅａｋと、周波数ビン番号ｑ＿ｐｅａｋに対応するドップラ検出値ＤＣＢＮ＿ＡＮＴ（ｋ，ｑ＿ｐｅａｋ，ｗ）（数式（２９）参照）とを、到来方向推定部２６に出力する。Ｎ＿ＡＮＴは、レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の序数を示し、例えばレーダ装置１ａが２個のレーダ受信部を含む場合には１又は２となる。
【０１６２】
【数２９】
2014081311.tif 000031
【０１６３】
到来方向推定部２６は、各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２のドップラ出力選択部２５からの出力と、受信アンテナ間の位相差情報であるアンテナ相関ベクトルＡ（ｋ，ｑ＿ｐｅａｋ，ｗ）（数式（３０））とを用いて、ターゲットの到来方向を推定する。ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏである。
【０１６４】
【数３０】
2014081311.tif 000032
【０１６５】
なお、到来方向推定部２６によるターゲットからの反射波信号の到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献１において開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いて実現可能である。
【０１６６】
（参考非特許文献１）ＪＡＭＥＳ  Ａ．  Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ａｒｒｉｖａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｕｂｓｐａｃｅ  Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、  Ａｅｒｏｓｐａｃｅ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）
【０１６７】
以上により、レーダ装置１ａは、第１の実施形態のレーダ装置１の効果に加え、各レーダ受信部Ｒｘ１，Ｒｘ２の処理量を低減でき、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の推定精度を向上できる。
【０１６８】
以上、図面を参照し、各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【産業上の利用可能性】
【０１６９】
本開示は、簡易な構成を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号のコヒーレント積分利得を向上するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０１７０】
１，１ａ  レーダ装置
２  送信信号生成部
３  符号生成部
４  変調部
５  ＬＰＦ
６  Ｄ／Ａ変換部
７  送信ＲＦ部
８、１３  周波数変換部
９、１２  増幅器
１０  受信ＲＦ部
１１  信号処理部
１４  直交検波部
１５，１６  Ａ／Ｄ変換部
１７  相関演算部
１８  コヒーレント積分部
１９  ドップラ周波数検出部
２０  記憶部
２１  加減算処理部
２２  ドップラ位相回転記憶部
２３＃ＮＬ、２３＃ＮＬ−１、２３＃ＮＬ−２、２３＃−ＮＬ＋１  乗算器
２４＃ＮＬ、２４＃ＮＬ−１、２４＃ＮＬ−２、２４＃−ＮＬ＋１  ドップラコヒーレント加算バッファ
２５  ドップラ出力選択部
２６  到来方向推定部
Ｒｘ，Ｒｘ１，Ｒｘ２  レーダ受信部
Ｔｘ  レーダ送信部
【図１】
2014081311.tif 000033
【図２】
2014081311.tif 000034
【図３】
2014081311.tif 000035
【図４】
2014081311.tif 000036
【図５】
2014081311.tif 000037
【図６】
2014081311.tif 000038
【図７】
2014081311.tif 000039
【図８】
2014081311.tif 000040