(57)【要約】      （修正有）【課題】従来技術の問題を解消できる伝送方法と、これに対応する装置とを提供する。【解決手段】磁気共鳴信号用の伝送方法に関しており、ここでは磁気共鳴信号をアナログの形態でアナログデジタル変換器ＡＤＣに供給し、アナログデジタル変換器ＡＤＣによってデジタル化し、ただし、磁気共鳴信号をアナログデジタル変換器ＡＤＣに供給する前にアナログの前記磁気共鳴信号の振幅を圧縮し、デジタル変換後にアナログデジタル変換器ＡＤＣによって伸張する、磁気共鳴信号用の伝送方法において、アナログデジタル変換器ＡＤＣに供給する前に、圧縮した磁気共鳴信号の少なくとも１つの周波数領域をフィルタリングする。【選択図】図２
2014050712.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気共鳴信号用の伝送方法であって、
前記磁気共鳴信号をアナログの形態でアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に供給し、該アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル化し、
ただし、前記磁気共鳴信号を前記アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に供給する前にアナログの前記磁気共鳴信号の振幅を圧縮し、前記デジタル化後に前記アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）によって伸張する、磁気共鳴信号用の伝送方法において、
前記アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に供給する前に、前記圧縮した磁気共鳴信号の少なくとも１つの周波数領域をフィルタリングする、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項２】
請求項１に記載の伝送方法において、
前記フィルタリングをバンドパスフィルタまたはローパスフィルタによって行う、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の伝送方法において、
サンプリングの後で、かつ、前記伸張の前に、前記アナログデジタル変換器のサンプリングレートに比較してクロックレートを高める、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項４】
請求項３に記載の伝送方法において、
前記伸張の際の前記クロックレートを前記アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）のサンプリングレートｎに比べて２ｎ倍だけ大きくし、ただしｎは自然数である、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項５】
請求項１から４までのいずれか１項に記載の伝送方法において、
前記アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）に付加的にバンドパスフィルタリングしたノイズ信号を供給する、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか１項に記載の伝送方法において、
前記伸張の前にデジタル等化フィルタ（ＥＱＵ）を使用する、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項７】
請求項１から６までのいずれか１項に記載の伝送方法において、
前記伸張をルックアップテーブル（ＬＴ，ＬＴ１，ＬＴ２）によって行う、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項８】
請求項１から７までのいずれか１項に記載の伝送方法において、
前記圧縮した磁気共鳴信号を前記伸張の前に有線で伝送する、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか１項に記載の伝送方法において、
前記圧縮した磁気共鳴信号を前記伸張の前に少なくとも部分的に無線で伝送する、
ことを特徴とする伝送方法。
【請求項１０】
磁気共鳴信号を検出するためのコイルと、
当該コイルに後置された、前記磁気共鳴信号の振幅を圧縮するための圧縮器（Ｃ）と、
前記圧縮器に後置されたアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）と、
前記圧縮した磁気共鳴信号を伝送区間に入力結合する、前記アナログデジタル変換器に後置された入力結合エレメントとを有するコイル装置において、
前記圧縮器（Ｃ）には、前記圧縮した磁気共鳴信号の少なくとも１つの周波数領域をフィルタリングするためのフィルタが後置されている、
ことを特徴とするコイル装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載のコイル装置において、
前記入力結合エレメントは、無線伝送可能な無線信号用の送信エレメント（ＴＸ）として構成されている、
ことを特徴とするコイル装置。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載のコイル装置において、
前記フィルタは、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）またはローパスフィルタ（ＬＰＦ）として構成されている、
ことを特徴とするコイル装置。
【請求項１３】
伸張器と、
該伸張器に前置された、磁気共鳴信号を伝送区間から出力結合するための出力結合エレメントとを有する前記磁気共鳴信号を検出するための検出回路において、
前記伸張器には、クロックレートを高めるためのユニット（ＳＡＭ）が前置されている、
ことを特徴とする検出回路。
【請求項１４】
請求項１３に記載の検出回路において、
前記出力結合エレメントは、無線伝送可能な無線信号用の受信エレメント（ＲＸ）として構成されている、
ことを特徴とする検出回路。
【請求項１５】
請求項１３または１４に記載の検出回路において、
前記伸張器は、ルックアップテーブル（ＬＴ，ＬＴ１，ＬＴ２）として構成されている、
ことを特徴とする検出回路。
【請求項１６】
請求項１４または１５に記載の検出回路において、
前記クロックレートを高めるための前記ユニット（ＳＡＭ）の前に等化フィルタ（ＥＱＵ）が前置されている、
ことを特徴とする検出回路。
【請求項１７】
請求項１０から１２までのいずれか１項に記載のコイル装置と、請求項１から９までのいずれか１項に記載の伝送方法を実行するのに好適に構成されている請求項１３から１６までのいずれか１項に記載の検出回路とを有することを特徴とする磁気共鳴信号伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、局所コイルによって受信される磁気共鳴信号を伝送するための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
最新の磁気共鳴設備は、患者に取り付けられた局所コイルを介して多数の磁気共鳴信号（ＭＲ信号）を同時に受信する。この局所コイルは、いわゆる「局所コイルアレイ」の構成要素である。受信した磁気共鳴信号は事前増幅され、磁気共鳴設備の中心領域から取り出されて、シールドされた受信器へ供給され、この受信器において画像処理のために使用される。
【０００３】
磁気共鳴信号は大きな信号ダイナミックレンジを有し、この信号ダイナミックレンジは、一部１５０ｄＢＨｚを超えるものも含む。信号対雑音比の顕著な劣化を生じさせることなく、上述のような磁気共鳴信号を処理できるようにするためには、信号を処理するためのコンポーネントは、前記磁気共鳴信号の信号ダイナミックスよりもさらに大きい、使用可能なダイナミックスレンジを有さなければならない。
【０００４】
ＤＥ１０１４８４４２Ｃ２に、磁気共鳴信号の伝送手法が開示されており、この伝送方法を使用すると、受信路のアナログ／デジタル変換に課されるダイナミックス要求が格段に緩和される。この手法は、変換前に受信信号振幅をいわゆる圧縮器によって圧縮することに基づいている。変換後に信号振幅を伸張して戻す。システム全体の伝達関数は線形になる。
【０００５】
アナログ振幅圧縮器を用いることにより、振幅ダイナミックスと信号帯域幅とが引き替えになる。圧縮後の信号の信号スペクトルの幅は格段に拡がる。十分に正確な信号伸張を実現できるようにするためには、圧縮器出力信号を伸張するためのいわゆる伸張器に、圧縮器出力信号を可能な限りひずみ無しで供給しなければならない。スペクトルの切り取りを行うと、伸張時に誤差が生じ、それによって、伸張されたパワースペクトルに不所望の作用が生じる。このことは、高調波にも、相互変調積にも当てはまる。
【０００６】
上述のことにより、以下の問題が生じる。すなわち
ａ）圧縮器出力信号の高調波をフィルタリングすると、伸張された信号に高調波が形成されてしまう。この伸張を時間的に離散して（例えばデジタルで）行うと、高調波は折り畳みにより、サンプリングの第１のナイキスト帯域に現れてしまう。
【０００７】
図１ｂに、ナイキストゾーンないしはナイキスト帯域１〜３の一例を示す。同図では、ｘ軸に周波数をＭＨｚで示し、ｙ軸にパワーレベルをｄＢｍで示す。
【０００８】
ｂ）圧縮器出力信号の帯域制限（相互変調積のフィルタリング）により、伸張された信号に相互変調積が形成されてしまう。
【０００９】
これらの作用には、アナログ／デジタル変換器ないしはＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）のアナログ入力帯域幅を十分に大きく選択することが必要とされる。ここでサンプリングレートが適切に適合されないと、サンプリングのエイリアス帯域のノイズ成分の畳み込みにより、使用可能なダイナミックスが大きく縮小してしまうことになる。
【００１０】
しかし、構造技術上ないしは伝送技術上の理由により、例えば部品の入手容易性、デジタルデータの無線伝送時の所要パワーや所要帯域幅等により、サンプリングレートを任意に高く設定することは不可能である。例えば圧縮器とＡＤＣとの間に無線伝送部を挿入すると、所要帯域幅は、伝送すべきチャネル数の増大とともに拡大して、実用可能な限界を超える。
【００１１】
ＡＤＣによって処理されるダイナミックスを縮小するためには、ＡＤＣより前に、可変または切替可能な増幅部を挿入することができる。このことの欠点は、実際の最大可能信号に応じて増幅率を事前設定しなければならないことである。大きな信号が予測される場合には増幅率を低減し、そうすると、患者の熱雑音よりもＡＤＣの量子化ノイズの方が顕著になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】ＤＥ１０１４８４４２Ｃ２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の課題は、上記の問題を解消できる伝送方法と、これに対応する装置とを実現することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記課題は、独立請求項に記載の方法ないしは装置によって解決される。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されており、また、以下の記載と実施例とからも明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】帯域制限のないコンパンダシステムを示す図である。
【図１ｂ】冒頭に述べた圧縮出力信号の第１〜第３ナイキストゾーンの例を示す図である。
【図２】ローパスフィルタリングおよびナイキストサンプリングを有するコンパンダシステムを示す図である。
【図３】ローパスフィルタリングを行った結果を示す線図である。
【図４】ローパスフィルタリングおよびナイキストサンプリングを有するコンパンダシステムを示す図である。
【図５】バンドパスサンプリングを有するコンパンダシステムを示す図である。
【図６】アナログ無線信号伝送部を有するコンパンダシステムを示す図である。
【図７】デジタル無線伝送部を有するコンパンダシステムを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明は磁気共鳴信号の伝送方法を対象とし、この伝送方法では、磁気共鳴信号をアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）へ供給し、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）によって磁気共鳴信号をデジタル変換する。磁気共鳴信号を前記アナログデジタル変換器へ供給する前に、アナログの当該磁気共鳴信号の振幅を圧縮し、デジタル変換後に前記アナログデジタル変換器によって伸張する。本発明は、圧縮後に前記磁気共鳴信号の少なくとも１つの周波数領域をフィルタリングする。有利には、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを使用する。
【００１７】
圧縮後の信号のスペクトル帯域幅を格段に低減しながら（例えば５０ＭＨｚから５ＭＨｚに低減）、同時に、伸張後の信号の線形性とスペクトルの純度に対する要求も満たすことができる。このことにより、ノイズの折り込みが無くなることによってシステムのダイナミックレンジが拡大される。
【００１８】
本発明の解決手段の目的は、圧縮器出力信号の帯域幅を可能な限り狭くすることである。アナログ振幅圧縮と、その後に行われる帯域制限とを組み合わせることにより、ビット深度の小さなＡＤＣを使用することができる。
【００１９】
アナログデジタル変換器のサンプリングレートと比較して、サンプリング後のクロックレートおよび伸張後のクロックレートは高くなる。有利には、ＡＤＣのサンプリングレートと比較して２ｎ倍高いクロックレートないしはデータレートをデジタル伸張器に使用する（ｎ＝１，２，３，・・・）。このようにして、冒頭に述べた高調波はベースバンドに留まることとなり、これによって高調波をフィルタリングすることができる。
【００２０】
さらに、フィルタ伝達関数を補償するためのデジタル等化フィルタを、とりわけ移行領域において使用することができる。
【００２１】
本発明の１つの実施形態では、アナログデジタル変換器にさらに、バンドパスフィルタリングされたノイズ信号を供給する。このいわゆるディザ信号により、圧縮器入力信号レベルが高くても、サンプリングのＬＳＢにノイズ波形のレベル調整がなされる（よって、圧縮器増幅が小さくなる）。
【００２２】
本発明の１つの実施形態では、前記伸張はルックアップテーブルを用いて行われる。このルックアップテーブルにより、例えば振幅伸張のみを行うか、またはさらに、位相補正も一緒に行うことができる。
【００２３】
本発明の１つの実施形態では、前記伸張前の圧縮された磁気共鳴信号を有線で伝送する。
【００２４】
本発明の１つの実施形態では、前記伸張前の圧縮された磁気共鳴信号の少なくとも一部を無線で伝送する。
【００２５】
上述のような伝送方法は、無線伝送部を有するマルチチャネルシステムで使用することができる。というのも、無線伝送に必要な帯域幅は格段に縮小されるからである。
【００２６】
本発明はまた、磁気共鳴信号を検出するためのコイルと、磁気共鳴信号の振幅を圧縮するための、このコイルに後置接続された圧縮器と、圧縮器に後置接続されたアナログデジタル変換器と、アナログデジタル変換器に後置接続された、圧縮した磁気共鳴信号を伝送区間に入力結合するための入力結合エレメントとを有するコイル装置も対象とする。前記圧縮器には、前記圧縮された磁気共鳴信号の少なくとも１つの周波数領域をフィルタリングするためのフィルタが後置接続されている。有利には、このフィルタとしてローパスフィルタまたはバンドパスフィルタが使用される。
【００２７】
本発明はさらに、磁気共鳴信号を検出するための検出回路も対象とし、前記検出回路は、伸張器と、前記伸張器に前置された、磁気共鳴信号を伝送区間から出力結合するための出力結合エレメントとを有し、検出回路は、伸張器にクロックレートを高めるためのユニットが前置されていることを特徴とする。
【００２８】
本発明はまた、前記コイル装置と前記検出装置とを有する磁気共鳴信号伝送装置も対象とし、前記磁気共鳴信号伝送装置は、本願にて開示した伝送方法を実施するように構成されている。このような磁気共鳴信号伝送装置は、無線伝送部を有するマルチチャネルシステムにて使用することができる。というのも、無線伝送に必要とされる帯域幅は格段に縮小されるからである。
【００２９】
方法に関して記載された利点および実施形態は、コイル装置や検出回路や磁気共鳴信号伝送装置にも同様に当てはまる。
【００３０】
本発明の別の利点、詳細および発展形態は、図面に関連した以下の実施例の説明から得られる。説明する実施例は、本発明を制限するものではない。
【００３１】
図４には、コンパンダシステムの１つの実施形態のエレメントが示されている。これらのエレメントには、直列に整列されたフロントエンドＦと、圧縮器Ｃと、低域通過ないしローパスフィルタＬＰＦと、アナログ／デジタル変換器ないしはＡ／Ｄ変換器ＡＤＣと、周波数特性補正のためのいわゆる等化器ＥＱＵと、アップサンプリング（データレート変換）および補間のためのユニットＳＡＭと、ルックアップテーブルＬＴと、デシメーションのためのユニットＤＥＣとが含まれている。
【００３２】
一般的には信号を伸張した際には高調波が発生し、これは離散時間のサンプリングの際にサンプリングの第１ナイキストゾーンに畳み込まれる。この障害的な畳み込みは、伸張器のクロックレートに依存する。データレートないしはクロックレートは、サンプリングの後、かつ伸張の前に、例えばアップサンプリングおよび補間のためのユニットＳＡＭによって高められる。これにより、上記の高調波は、ベースバンドに止まり、引き続いて行われるデシメーションの前にフィルタリングすることができる。
【００３３】
この手法は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣが上記のローカルコイルに配置される場合には有利である。サンプリングレートは、低く設計することができる。高いクロックレートにおける上記の伸張は、（例えば無線伝送の後）システム側でローカルコイルの外部で行われる。これによってローカルコイル内で消費されるパワーを最小化することができる。
【００３４】
図２に関連して、例えば上記の圧縮信号のバンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリングのフィルタでは、フィルタ伝達関数が通過域から阻止域に移行する周波数領域において上記の伸張により、障害となる相互変調積が発生する。この相互変調積の消去は行われないかまたは行われたとしても不十分である。なぜならば、圧縮器出力信号の相応するスペクトル成分は減衰するか除去されているからである。図２には第１〜第３ナイキストゾーンの例が示されている。この作用には、フィルタ周波数特性の補償によって対抗することができる。
【００３５】
図３には、補償しないケースに対して点線で、また補償したケースに対して実線で、結果的に得られるスペクトルが示されている。
【００３６】
またフィルタ伝達関数における平坦な周波数特性からの偏差、いわゆるリップルは、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタを使用すれば補償することができる。この補償は、図４に示した等化器または等化フィルタにより、デジタル領域において行うことができる。上記の補償は、場合によって使用されるデシメーションフィルタの周波数特性を考慮することができる。なぜならばこのデシメーションフィルタは、デジタルに実現されるため、関連する補償（等化）は再現可能だからである。上記の補償の際には、上記の信号振幅も信号位相も共に考慮することができる。この補償は、フィルタ減衰が、例えば２５ｄＢに達する周波数まで行うことができる。上記の位相は、線形な位相だけについて補償されるべきであり、これは一定（コンスタントな）の群遅れをもたらす。
【００３７】
上記の手段は、上記の圧縮器出力信号の帯域幅を可能な限りに狭く制限するという目的を有する。アナログ振幅圧縮とこれに続く帯域制限とを組み合わせることにより、ビット深さの小さいＡＤＣを使用することができる。したがって３テスラＭＲ信号のサンプリングに対して、現在の１２ビットＡＤＣで十分である。
【００３８】
これに対し、圧縮器も切替可能な増幅器もない場合には、フルのダイナミックレンジをサンプリングするためには１８ビットＡＤＣが必要である。
【００３９】
圧縮器の使用後は、圧縮の変調度が増大すると共につねに増幅度は低減される。これによってＡＤＣの入力側におけるノイズパワーも低下する。これにより、信号レベルが大きい場合、上記の信号に重畳されるノイズ電圧は、上記のサンプリングの小さなＬＳＢステップ（ＬＳＢ=least significant bit）を駆動制御するのに十分ではなくなる。これによってダイナミックレンジを走破する際に出力信号において望ましくない決定的なステップが発生し、量子化誤差は、もはや確率論的にはならない、すなわち、確率密度およびスペクトルパワー密度の点でもはや均一に分散されないのである。
【００４０】
図７に示したように、ＡＤＣ入力側には、バンドパスフィルタＢＰＦによって帯域濾波した「ディザリング」と称されるノイズ信号が供給される。このノイズ帯域のスペクトル位置は、上記のサンプリングの後にもこれが、所望の入力信号のスペクトルと交わらないように選択される。
【００４１】
図６には、ＭＲ受信信号をアナログ無線伝送するための装置が示されている。可動部分（ローカルコイル）には、ローカルコイルエレメントの他に、増幅器、ミキサおよびフィルタを有するアナログフロントエンドＦと、３テスラに対し例えば３．２ＭＨｚの中間周波数レベルにおいて上記の信号を処理するアナログ振幅圧縮器Ｃと、ローパスフィルタＬＰＦと、無線伝送可能な無線信号用の送信エレメントとが含まれている。この送信エレメントは、変調器Ｍを用いて、上記の圧縮され、ローパスフィルタリングした中間周波数信号で、送信器Ｔの高周波搬送波を変調して、この搬送波を送信アンテナを介して放射する。
【００４２】
考えられ得る振幅変調または単側波帯変調の他に殊に周波数変調が関心の対象になる。なぜならばこの場合には変調指数η□＝ΔＦ／fmodが増大すると共に増加する信号対雑音（Ｓ／Ｎ）ゲインがもたらされるからである。ここでΔＦは、いわゆる周波数スイング幅であり、すなわち上記の搬送周波数からの上または下の最大の変位であり、fmodは、例えば３．２ＭＨｚの中間周波数位置の変調周波数である。J.R.Carsonによって定式化された関係式によれば、この場合にこの周波数変調信号の占有帯域幅は、Ｂ＝２(η＋２)fmod＝２(ΔＦ＋２fmod)である。
【００４３】
ここでわかるのは、上記の変調信号の最大周波数が、すなわち上記の圧縮器の出力信号が、バンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリングによって制限できることである。例えばfmod,max＝５ＭＨｚとする。すなわち上記の帯域幅は、３．２ＭＨｚの中間周波数を中心として±１．８ＭＨｚに制限する。スイング幅がΔＦ＝５０ＭＨｚであれば、η＝１０の変調指数と、Ｂ＝１２０ＭＨｚの占有帯域幅とが得られることになる。上記の圧縮器出力信号が帯域制限されない場合、スペクトル的な部分パワーが無視できる値に低下するまで、多くの奇数だけの高調波を伴わなければならないことになる。最初の１０個の高調波を伴ってはじめて、fmod,max＝９５ＭＨｚになる。同じ変調指数に対し、すなわち同じＳ／Ｎゲインに対して、占有帯域幅がＢ＝２．２８ＧＨｚになり、これは、極めて高い搬送周波数が必要になり、殊に周波数多重化法のマルチチャネルシステムには意味のないものになってしまう。
【００４４】
システム側では、上記の変調高周波数信号は、受信器ＲＸの入力側に接続された受信アンテナによって受信され、検出回路において復調される。この受信信号はナイキストサンプリングされる。第１のルックアップテーブル、例えばＬＴ１により、周波数変調器Ｍおよび周波数復調器ＤＭの場合によって発生する非線形性を補償することができる。後続の等化フィルタＥＱＵは、コイル側の信号処理（アナログのローパスフィルタ）の周波数特性を補償する。
【００４５】
第２のルックアップテーブル、例えばＬＴ２として実施されるデジタル振幅伸張器は、発生する高調波各成分の折り重なりを阻止するため、８０ＭＳ／ｓの高めたクロックレートで動作する。上記の２つのルックアップテーブルは、共通の１つのルックアップテーブルに組み合わせることも可能である。デシメーションステップＤＥＣの後、後続の処理のために１０ＭＳ／ｓのデータが得られる。
【００４６】
図７には、ＭＲ受信信号をデジタル無線伝送する装置が略示されている。可動部分（ローカルコイル）には、ローカルコイルエレメントの他にアナログのフロンドエンド（増幅器、フィルタ）と、例えば３Ｔの１２３．２ＭＨｚの高周波レベルの上記の信号を処理可能なアナログの振幅圧縮器Ｃと、バンドパスフィルタＢＰＦと、ディザノイズ発生器とも称されるノイズ信号発生器ＤＮＧと、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣと、データレートデシメーション段ＤＥＣと、（高周波）送信エレメントＴＸとが含まれている。
【００４７】
上記のバンドパスフィルタは、通過周波数帯域が、後続のサンプリングのナイキストゾーンだけを形成するように設計される。２０ＭＳ／ｓでサンプリングする場合、１２３．２ＭＨｚの３テスラＭＲ受信信号は第１３ナイキストゾーンになる。１２０〜１３０ＭＨｚのこの周波数帯域に入らないノイズなどのスペクトル信号成分は、上記のサンプリングによりこのベースバンドに折り込まれ、例えば少なくとも−３０ｄＢだけ抑制すべきである。
【００４８】
圧縮器とＡＤＣとの間のインタフェースには、スペクトル的に帯域制限された、ディザリング信号とも称されるノイズ信号が入り込む。この信号は、圧縮器−入力信号レベルが大きい場合であっても上記のサンプリングのＬＳＢをノイズ状にレベル調整する（これによれば圧縮増幅が小さくなる）。上記のノイズ信号（１２３．２ＭＨｚの３テスラ受信信号）のスペクトル位置を選択して、この信号がサンプリングの後、５ＭＨｚから１０ＭＨｚの範囲のベースバンド内にあるようにする。このノイズ信号は、つぎに後続のデシメーションフィルタによって抑圧され、入力信号が損なわれることはない。すなわち、信号対雑音比における損失はない。したがって上記のノイズ帯域は、この領域がＡＤＣのアナログ入力帯域幅内にある限り、帯域ＦＳ＊[ｎ＋（１／４…３／４）]のうちの１つの帯域になる。これらのノイズ帯域は、設計ルールにしたがい、上記のサンプリングの隣接する２つのナイキスト帯域を少なくとも部分的にカバーする。したがってノイズ発生器ＤＮＧの後ろにある上記のバンドパスフィルタは最大の幅で設計することができる。ここでは、所要のノイズ電圧が、最小限に可能なノイズパワー密度で形成される。これによって潜在的な障害を最小化することができる。ここでは２５ＭＨｚ〜３５ＭＨｚの範囲が可能である。サンプリングの後（バンドパスサブサンプリング）の後、受信信号は３．２ＭＨｚになる。この信号はスペクトル的に０〜５ＭＨｚに制限され、引き続いて１０ＭＳ／ｓのデータレートにデシメートされる。このデシメーションフィルタのローパス制限作用により、上記のノイズ信号は受信信号から分離される。
【００４９】
１２ビットのビット深さのＡＤＣでは、１２０Ｍｂ／ｓのデータストリームが発生する。後続の高周波送信器は、上記のデジタルデータで高周波搬送波を変調し、アンテナを介してこれを放射する。システム側では、上記の変調高周波信号を受信アンテナおよび受信器ＲＸによって受信し、受信器の検出回路ないしは復調器において復調する。後続の等化フィルタは、アナログバンドパスフィルタおよびデジタルデシメーションフィルタによってコイル側の信号処理部の周波数特性を補償する。ルックアップテーブルＬＴとして実施されたデジタル振幅伸張器は、発生する高調波の折り込みを阻止するため、８０ＭＳ／ｓの高めたクロックレートで動作する。デシメーション段の後、１０ＭＳ／ｓのデータが後続の処理のために得られる。
【図１】
2014050712.tif 000003
【図１ｂ】
2014050712.tif 000004
【図２】
2014050712.tif 000005
【図３】
2014050712.tif 000006
【図４】
2014050712.tif 000007
【図５】
2014050712.tif 000008
【図６】
2014050712.tif 000009
【図７】
2014050712.tif 000010