(57)【要約】【課題】入出力条件が変化しても動作モードを切り替える際の負荷電流の変動を抑え、全動作領域でのシステム効率を向上させ得る電力変換装置を提供することである。【解決手段】電力変換装置１０において、スイッチ回路１１Ａ（１１）のスイッチング動作を通常モードと間欠モードとの間で切り替え制御を行うモード切替手段１９ｃを有し、モード切替手段１９ｃは、スイッチ回路１１Ａに入力される入力値である検出電圧値Ｖｄ１（第１検出値）とスイッチ回路１１Ａから出力される出力値である検出電圧値Ｖｄ２（第２検出値）とのうちで一方または双方の検出値に基づいて、通常モードから間欠モードに切り替えるタイミングを変化させる。この構成によれば、入出力条件が変化してもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モードを切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのを抑え、全動作領域でのシステム効率を向上させ得る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号（ＰＷＭ）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、
前記スイッチ回路のスイッチング動作を通常モード（Ｎmode）と、前記通常モードよりも前記スイッチング動作が少ない間欠モード（Ｉmode）との間で切り替え制御を行うモード切替手段（１９ｃ）を有し、
前記モード切替手段は、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖｄ１）と前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖｄ２）とのうちで一方または双方の検出値に基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記モード切替手段は、前記第１検出値および前記第２検出値のうちで一方または双方の検出値に基づいて、スロープ信号にかかる単位時間当たりの変化量を変化させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記モード切替手段は、前記第１検出値および前記第２検出値に基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記モード切替手段は、
前記第１検出値および前記第２検出値のうちで一方または双方の検出値に基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替える際の基準値となる閾値（Ｉth，Ｉth1，Ｉth2）を演算する閾値演算部（１９ｆ）と、
前記制御量と前記閾値とに基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替えるか否かを判定する切替判定部（１９ｅ）と、
を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記モード切替手段は、前記通常モードと前記間欠モードとの切り替えにヒステリシス特性を持たせることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記フィードバック手段は、前記通常モードから前記間欠モードに切り替える際、前記フィードバック制御の積分項をゼロに初期化することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記フィードバック手段は、前記間欠モード中に、次回の前記通常モードで前記フィードバック制御する際のゲイン値を前記入力値に基づいて変化させることを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記モード切替手段は、前記間欠モードから前記通常モードに切り替わると、所定期間だけ所定デューティ比の前記制御信号を生成する指令である指令信号（Ｉcom）を前記信号出力手段に伝達することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）を含み、
前記モード切替手段は、前記一次コイル側の検出値を前記第１検出値とし、前記二次コイル側の検出値を前記第２検出値とすることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチ回路と、フィードバック手段と、信号生成手段とを備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、バースト・モード動作を行うとスイッチング周波数によっては可聴周波数の帯域に入るため、可聴雑音を生成する周波数を避けることを目的とする「スイッチング電源における可聴周波数を低減する方法および装置」に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この発明は、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの期間と、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの間のスイッチングの無い期間とを制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０９２７９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の技術では、スイッチングのオン時間に基づき、軽い負荷を示す閾値を超えるとき、固定周波数パルス幅変調からマルチサイクル変調に変更されるに過ぎない。例えば車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ等のように、広範囲の入力電圧や出力電圧が変わる用途では入出力電圧により同じ負荷量でも一次側の電流ピーク値が変わる。そのため、一定の閾値の場合とした場合には、バースト・モードに切り替わる負荷電流のばらつきが大きくなり、全動作領域でのシステム効率が下がるという問題がある。
【０００５】
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、入出力条件が変化しても動作モードを切り替える際の負荷電流の変動を抑え、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するためになされた第１の発明は、制御信号（ＰＷＭ）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、前記スイッチ回路のスイッチング動作を通常モード（Ｎmode）と、前記通常モードよりも前記スイッチング動作が少ない間欠モード（Ｉmode）との間で切り替え制御を行うモード切替手段（１９ｃ）を有し、前記モード切替手段は、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖｄ１）と前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖｄ２）とのうちで一方または双方の検出値に基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする。
【０００７】
この構成によれば、モード切替手段は第１検出値や第２検出値に基づいて、通常モードから間欠モードに切り替えるタイミングを変化させる。入出力条件が変化しても動作モード（通常モードまたは間欠モード）を切り替える際の負荷電流の変動を抑えられ、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる。
【０００８】
第２の発明は、前記モード切替手段は、前記第１検出値および前記第２検出値のうちで一方または双方の検出値に基づいて、スロープ信号にかかる単位時間当たりの変化量（以下では単に「スロープ変化量」と呼ぶ。）を変化させることを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、モード切替手段は第１検出値や第２検出値に基づいて、スロープ変化量を変化させる。パルス信号がオン時に変化するスロープ変化量を変化させることによって、入出力条件が変化しても動作モードを切り替える際の負荷電流の変動を抑えられ、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる。
【００１０】
第３の発明は  前記モード切替手段は、前記第１検出値および前記第２検出値に基づいて、前記通常モードから前記間欠モードに切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、モード切替手段は第１検出値および第２検出値の双方に基づいて、通常モードから間欠モードへの切り替えを行うタイミングを変化させる。入出力条件が変化しても動作モードを切り替える際の負荷電流の変動をより確実に抑えられ、全動作領域でのシステム効率をより確実に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。
【図２】第１検出値と閾値との関係を示すグラフ図である。
【図３】第２検出値と閾値との関係を示すグラフ図である。
【図４】通常モードと間欠モードとの切り替え例を示すタイムチャート図である。
【図５】電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。
【図６】スロープ信号生成部の構成例を示す模式図である。
【図７】第１検出値とスロープ信号変化量との関係を示すグラフ図である。
【図８】第２検出値とスロープ信号変化量との関係を示すグラフ図である。
【図９】スロープ信号の変化例を示すタイムチャート図である。
【図１０】通常モードと間欠モードとの切り替え例を示すタイムチャート図である。
【図１１】電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。
【図１２】電力変換装置の第４構成例を示す模式図である。
【図１３】電力変換装置の第５構成例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。「スイッチング周期」は、スイッチ回路に含まれる全てのスイッチング素子がオン／オフするのに必要な期間を意味する。
【００１４】
〔実施の形態１〕
実施の形態１は図１〜図６を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、スイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子ＩＮには電力源Ｅｂが接続され、出力端子ＯＵＴには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から受ける信号やデータ等に基づいて設定してもよい。
【００１５】
図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、トランスＴｒ、整流平滑回路１２、第１検出部１３ａ、ドライブ回路１４、パルス生成部１５、スロープ電圧生成部１６、信号演算部１７、信号比較部１８、フィードバック手段１９、第２検出部１Ａなどを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。なお、電力変換装置１０内では検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖｄ等のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。
【００１６】
コンデンサＣ１０は、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。
【００１７】
スイッチ回路１１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒなどを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ３の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の一方側端子に接続される。同様にスイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の他方側端子に接続される。
【００１８】
トランスＴｒは、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイルＬ２とを有する。一次コイルＬ１の接続は上述した通りである。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子ＯＵＴの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子ＯＵＴの他端側（マイナス側）に接続される。
【００１９】
整流平滑回路１２は、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１の構成例では、整流部はダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑部はコイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。ダイオードＤ１２ａとコイルＬ１２は直列接続され、出力端子ＯＵＴの一端側に接続される。コンデンサＣ１２は、出力端子ＯＵＴの両端に接続される。出力端子ＯＵＴの一端側（特にコンデンサＣ１２の一端側）には、後述する第２検出部１Ａが接続され、出力電圧Ｖoutが検出される。
【００２０】
第１検出部１３ａは、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値に相当する）を検出する。第１検出部１３ｂは、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電圧値Ｖｄ１（入力値に相当する）を検出する。第２検出部１Ａは、スイッチ回路１１Ａから出力される出力電圧Ｖoutを検出電圧値Ｖｄ（出力値に相当する）として検出する。本形態の検出電圧値Ｖｄ１は「第１検出値」に相当し、検出電圧値Ｖｄ２は「第２検出値」に相当する。一般的に、検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖｄ１は波形信号のように変化し、検出電圧値Ｖｄ２は負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。
【００２１】
ドライブ回路１４およびパルス生成部１５は「信号出力手段」に相当する。パルス生成部１５は、後述する信号比較部１６から伝達される差分電流値ΔＩや、後述する切替判定部１９ｅから伝達される切替信号Ｉchgに基づいて、パルス波（本形態ではパルス幅変調信号ＰＷＭ）を生成して出力する。ドライブ回路１４は、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動するように、パルス生成部１５から伝達されるパルス幅変調信号ＰＷＭを増幅して出力する。
【００２２】
スロープ電圧生成部１８ａは、対象となる信号（図１の例では検出電圧値Ｖｄ１）を逓増（または逓減）させるためのスロープ信号値Ｉｓを生成して出力する。スロープ信号値Ｉｓは鋸波のように、時間の経過とともに変化し、所定周期ごとにリセットされる。信号演算部１７は、検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。信号比較部１６（コンパレータ）は、信号演算部１７から伝達される合成電流値Ｉｃを基準値とし、後述するフィードバック手段１９（具体的にはＤＡＣ１９ａ）から伝達される指令電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。
【００２３】
一点鎖線で示すフィードバック手段１９は、ＤＡＣ１９ａ（デジタル・アナログ・コンバータ）、フィードバック演算部１９ｂ、モード切替手段１９ｃなどを有する。一点鎖線で示すモード切替手段１９ｃは、切替判定部１９ｅや閾値演算部１９ｆなどを有する。フィードバック手段１９の各構成要素について、処理の流れに沿って簡単に説明する。なお、フィードバック手段１９はハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。
【００２４】
フィードバック演算部１９ｂは、第１検出部１３ｂから伝達される検出電圧値Ｖｄ１と第２検出部１Ａから伝達される検出電圧値Ｖｄ２とのうちで一方または双方の検出値に基づいて演算を行い、フィードバック制御量Ｉpiを出力する。本形態では、所要の出力電圧Ｖoutとなるように、比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）の演算を行う。さらに、必要に応じて微分制御（Ｄ制御）の演算を加えて行ってもよい。
【００２５】
後述する切替判定部１９ｅから伝達される切替信号Ｉchgによって通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替える際には、上記積分制御にかかる積分項をゼロに初期化するとなおよい。間欠モードＩmode中において、次回の通常モードＮmodeでフィードバック制御する際のゲイン値を検出電圧値Ｖｄ１（入力値）に基づいて変化させるとなおよい。検出電圧値Ｖｄ１が大きくなるにつれて、ゲイン値が小さくなるように設定する。具体的には、比例ゲイン，積分ゲイン，微分ゲインのうちで一以上を適切に選択し、関数や特性線（図２や図３を参照）などに基づいて設定する。
【００２６】
ＤＡＣ１９ａは、フィードバック演算部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉref（制御量に相当するデータ）を、アナログ信号である指令電流値Ｉdirに変換して出力する。
【００２７】
切替判定部１９ｅは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モード（通常モードＮmodeまたは間欠モードＩmode）の切り替えを判別する。具体的には、制御電流値Ｉrefと、後述する閾値Ｉthとに基づいて、通常モードＮmodeと間欠モードＩmodeとのいずれに切り替えるかを判定する。判定を行うに際し、通常モードＮmodeと間欠モードＩmodeとの切り替えにヒステリシス特性を持たせるとなおよい。例えば、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeの切り替え閾値を「Ｉth」とした場合、間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeの切り替え閾値を「Ｉth＋α」（αは任意の値）とするなどが該当する。判定結果は切替信号Ｉchgとしてパルス生成部１５に出力する。切替信号Ｉchgは、判定結果とともに指令信号Ｉcomを含めてもよい。指令信号Ｉcomは、所定期間だけ所定デューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭを生成する指令である。所定期間と所定デューティ比とは、いずれも任意に設定してよい。
【００２８】
閾値演算部１９ｆは、検出電圧値Ｖｄ１および検出電圧値Ｖｄ２のうちで一方または双方の検出値に基づいて、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替える際の基準値となる閾値Ｉthを演算する。図２には、閾値Ｉthに含まれる閾値Ｉth1（縦軸）と、検出電圧値Ｖｄ１（横軸）との関係を非直線的（曲線的を含む）に規定する特性線ｆ１の一例を示す。図３には、閾値Ｉthに含まれる閾値Ｉth2（縦軸）と、検出電圧値Ｖｄ２（横軸）との関係を直線的に規定する特性線ｆ２の一例を示す。なおトランスＴｒや負荷Ｚ等の仕様に応じて、特性線ｆ１，ｆ２を任意に規定してもよい。例えば、図２の特性線ｆ１を直線的に規定したり、図３の特性線ｆ２を非直線的に規定したりしてもよい。
【００２９】
上述したように構成される電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モードについて図４を参照しながら説明する。なお、閾値Ｉth1と閾値Ｉth2はいずれも閾値演算部１９ｆの演算結果に過ぎないので、閾値Ｉth1を代表して説明する。また、閾値Ｉth1と閾値Ｉth2とに基づく演算値（例えば平均値等としての閾値Ｉth）を利用する場合についても、閾値Ｉth1と同様である。
【００３０】
図４では、制御電流値Ｉrefの特性線を実線で示し、閾値Ｉth1の特性線を一点鎖線で示す。各特性線は分かり易くするために単純化した曲線の一例であり、現実には内外の動作環境（フィードバック制御や負荷Ｚ等）に応じて様々に変化する。
【００３１】
切替判定部１９ｅは、時刻ｔ１１までと時刻ｔ１３以降において、制御電流値Ｉrefが閾値Ｉth1以上であるので（Ｉref≧Ｉth1）、通常モードＮmodeに切り替える。これに対して、時刻ｔ１１から時刻ｔ１３までの間、制御電流値Ｉrefが閾値Ｉth1よりも下回るので（Ｉref＜Ｉth1）、間欠モードＩmodeに切り替える。切替信号Ｉchgに指令信号Ｉcomを含めることにより、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの所定期間は、所定デューティ比（例えば１％等）でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングさせる。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にかかる動作モードの切り替えは、制御電流値Ｉrefと閾値Ｉth（Ｉth1，Ｉth2）との大小関係に基づいて行われる。よって、動作モードを切り替えるタイミングが変化する。すなわち、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替わるタイミングが変化したり、間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeに切り替わるタイミングが変化したりする。
【００３３】
上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
【００３４】
（１）電力変換装置１０において、スイッチ回路１１Ａのスイッチング動作を通常モードＮmodeと、通常モードＮmodeよりもスイッチング動作が少ない間欠モードＩmodeとの間で切り替え制御を行うモード切替手段１９ｃを有し、モード切替手段１９ｃは、スイッチ回路１１Ａに入力される入力値である検出電圧値Ｖｄ１（第１検出値）とスイッチ回路１１Ａから出力される出力値である検出電圧値Ｖｄ２（第２検出値）とのうちで一方または双方の検出値に基づいて、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替えるタイミングを変化させる構成とした（図１，図４を参照）。この構成によれば、入出力条件が変化してもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モード（通常モードＮmodeまたは間欠モードＩmode）を切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのを抑制し、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる。
【００３５】
（３）モード切替手段１９ｃは、検出電圧値Ｖｄ１および検出電圧値Ｖｄ２に基づいて、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替えるタイミングを変化させる構成とした（図１，図４を参照）。この構成によれば、入出力条件が変化してもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モードを切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのをより確実に抑制し、全動作領域でのシステム効率をより確実に向上させることができる。
【００３６】
（４）モード切替手段１９ｃは、検出電圧値Ｖｄ１および検出電圧値Ｖｄ２のうちで一方または双方の検出値に基づいて、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替える際の基準値となる閾値Ｉth（Ｉth1，Ｉth2）を演算する閾値演算部１９ｆと、制御電流値Ｉrefと閾値Ｉthとに基づいて、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替えるか否かを判定する切替判定部１９ｅとを有する構成とした（図１〜図４を参照）。この構成によれば、閾値演算部１９ｆによって閾値Ｉthが演算され、切替判定部１９ｅによって動作モードの切り替えを行うか否かを判定する。よって、入出力条件が変化してもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モードを切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのをより確実に抑制し、全動作領域でのシステム効率をより確実に向上させることができる。
【００３７】
（５）モード切替手段１９ｃは、通常モードＮmodeと間欠モードＩmodeとの切り替えにヒステリシス特性を持たせる構成とした（図１を参照）。この構成によれば、閾値Ｉthの近傍で通常モードＮmodeと間欠モードＩmodeとの切り替えが頻繁に起きるハンチング現象を未然に防止することができる。
【００３８】
（６）フィードバック手段１９は、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替える際、フィードバック制御の積分項をゼロに初期化する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、通常モードＮmodeと間欠モードＩmodeとの切り替えが頻繁に起きるハンチング現象をより確実に防止することができる。
【００３９】
（７）フィードバック手段１９は、間欠モードＩmode中に、次回の通常モードＮmodeでフィードバック制御する際のゲイン値（比例ゲイン，積分ゲイン，微分ゲイン）を検出電圧値Ｖｄ１（入力値）に基づいて変化させる構成とした（図１を参照）。この構成によれば、間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeに移行する際に出力電圧Ｖoutが上昇するのを抑えることができる。
【００４０】
（８）モード切替手段１９ｃは、間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeに切り替わると、所定期間だけ所定デューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭを生成する指令である指令信号Ｉcomを信号出力手段に伝達する構成とした（図１，図４を参照）。電力変換装置１０はトランスＴｒ（誘導性要素）を有するために、負荷電流Ｉoutが負値になる場合がある。間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeに切り替わる際に出力電圧Ｖoutが大きければ、電位差も大きくなる。この構成によれば、通常モードＮmodeに切り替えてから所定期間だけ所定デューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングするので、出力電圧Ｖoutが急激に上昇するのを抑制する。さらに、トランスＴｒの偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷を防止することができる。
【００４１】
（９）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒを含み、モード切替手段１９ｃは、一次コイルＬ１側の検出電圧値Ｖｄ１（検出値）を入力値とし、二次コイルＬ２側の検出電圧値Ｖｄ２（検出値）を出力値とする構成とした（図１を参照）。この構成によれば、入出力条件が変化してもスイッチ回路１１Ａに含まれるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モード（通常モードＮmodeまたは間欠モードＩmode）を切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのを抑制し、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる。
【００４２】
〔実施の形態２〕
実施の形態２は図５〜図１０を参照しながら説明する。なお電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４３】
実施の形態２が実施の形態１と相違するのは、スロープ電圧生成部１８の構成とモード切替手段１９ｃの構成である。スロープ電圧生成部１８は、一定のスロープ信号値Ｉｓを出力するスロープ電圧生成部１８ａ（図１を参照）に代えて、スロープ電圧生成部１８ｂを備える。スロープ電圧生成部１８ｂは、後述する傾斜変更信号Ｉincに応じてスロープ信号値Ｉｓを変化させて出力する。スロープ電圧生成部１８ｂの構成例については後述する（図６を参照）。
【００４４】
モード切替手段１９ｃは、閾値演算部１９ｆに代えて閾値設定部１９ｇを備え、変化量演算部１９ｄをさらに備える。閾値設定部１９ｇは一定値に設定される閾値Ｉthを出力し、切替判定部１９ｅに伝達する。変化量演算部１９ｄは、検出電圧値Ｖｄ１および検出電圧値Ｖｄ２のうちで一方または双方の検出値に基づいて、スロープ信号値Ｉｓ（スロープ信号に相当する）にかかる単位時間当たりの変化量を変化させる傾斜変更信号Ｉincを出力し、スロープ電圧生成部１８ｂに伝達する。検出電圧値Ｖｄ１，Ｖｄ２と傾斜変更信号Ｉincとの関係については後述する（図７，図８を参照）。
【００４５】
図６に示すスロープ電圧生成部１８ｂは、抵抗器Ｒｓ、スイッチング素子Ｑｓ、電流源Ｅｓ、ＤＡＣ１８ｓなどを有する。抵抗器Ｒｓとスイッチング素子Ｑｓとは直列接続され、入力電圧Ｖcsの入力端と接地との間に備える。抵抗器Ｒｓとスイッチング素子Ｑｓとの接続点は、スロープ信号値Ｉｓの出力端および電流源Ｅｓの出力端に接続される。傾斜変更信号Ｉinc（デジタルデータ）はＤＡＣ１８ｓによってアナログ信号に変換され、当該アナログ信号に基づいて電流源Ｅｓが所定値の定電流を出力する。上記接続点と電流源Ｅｓの出力端とが接続されることで、スロープ信号値Ｉｓ（パルス信号）のオン時における単位時間当たりの変化量が変化する。
【００４６】
図７には、傾斜変更信号Ｉinc（縦軸）と、検出電圧値Ｖｄ１（横軸）との関係を非直線的に規定する特性線ｆ３の一例を示す。図８には、傾斜変更信号Ｉinc（縦軸）と、検出電圧値Ｖｄ２（横軸）との関係を直線的に規定する特性線ｆ４の一例を示す。図示しないが、傾斜変更信号Ｉincと検出電圧値Ｖｄ１，Ｖｄ２の双方との関係を規定してもよい。例えばテーブルやマップで関係を規定してもよく、検出電圧値Ｖｄ１，Ｖｄ２に基づく演算値（例えば平均値等）と傾斜変更信号Ｉinc（縦軸）との関係を規定してもよい。図２に示す特性線ｆ１や図３に示す特性線ｆ２と同様に、トランスＴｒや負荷Ｚ等の仕様に応じて特性線３を任意に規定してもよい。
【００４７】
上述のように構成されるスロープ電圧生成部１８ｂによって出力されるスロープ信号値Ｉｓの一例を図９に示す。スイッチ回路１１Ａがフルブリッジ回路で構成されるため、図９に示すスロープ信号値Ｉｓの変化は２つのサイクルがスイッチング周期Ｃswになる。一点鎖線で示す入力電圧Ｖcsの変化に対して、各パルスの立ち上がり時（時刻ｔ２１，ｔ２４，ｔ２７，…）を基準とする経過時間Δｔに応じた変化量ΔＩｓだけ増える。よって、スロープ信号値Ｉｓは、入力電圧Ｖcs、傾斜変更信号Ｉinc（変更値）、抵抗器Ｒｓ（抵抗値）、経過時間Δｔなどに基づいて、次式で示すように変化する。なお、右辺の２項目が図９に示す変化量ΔＩｓに相当する。図９に例示する傾斜変更信号Ｉincは正値の場合を示すが、負値の場合ではスロープ部分が右下がりに変化する。
【００４８】
【数１】
2014135863.tif 000003
【００４９】
上述したように構成される電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作モードについて図１０を参照しながら説明する。図１０では、制御電流値Ｉrefの特性線を実線で示し、閾値Ｉthの特性線を一点鎖線で示す。制御電流値Ｉrefの特性線は、実施の形態１と分かり易くするために単純化した曲線の一例であり、現実には内外の動作環境（フィードバック制御や負荷Ｚ等）に応じて様々に変化する。閾値Ｉthは任意の所定値で設定されるが、動作環境に応じて他の所定値に変更してもよい。
【００５０】
切替判定部１９ｅは、時刻ｔ３１までと時刻ｔ３３以降において、制御電流値Ｉrefが閾値Ｉth以上であるので（Ｉref≧Ｉth）、通常モードＮmodeに切り替える。これに対して、時刻ｔ３１から時刻ｔ３３までの間、制御電流値Ｉrefが閾値Ｉthよりも下回るので（Ｉref＜Ｉth）、間欠モードＩmodeに切り替える。切替信号Ｉchgに指令信号Ｉcomを含めることにより、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３までの所定期間は、所定デューティ比（例えば１％等）でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングさせる。
【００５１】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にかかる動作モードの切り替えは、制御電流値Ｉrefと閾値Ｉthとの大小関係に基づいて行われる。よって、動作モードを切り替えるタイミングが変化する。すなわち、通常モードＮmodeから間欠モードＩmodeに切り替わるタイミングが変化したり、間欠モードＩmodeから通常モードＮmodeに切り替わるタイミングが変化したりする。
【００５２】
上述した実施の形態２によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、スロープ電圧生成部１８ａおよびフィードバック手段１９を除く電力変換装置１０の構成については実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果が得られる。
【００５３】
（２）モード切替手段１９ｃは、検出電圧値Ｖｄ１および検出電圧値Ｖｄ２のうちで一方または双方の検出値に基づいて、スロープ信号値Ｉｓ（スロープ信号）にかかる変化量ΔＩｓ（単位時間当たりの変化量）を変化させる構成とした（図５〜図１０を参照）。この構成によれば、パルス信号のオン時に変化する変化量ΔＩｓ（スロープ変化量）を変化させる。よって、入出力条件が変化しても、通常モードＮmodeまたは間欠モードＩmode）を切り替える際の負荷電流Ｉoutが変動するのを抑制し、全動作領域でのシステム効率を向上させることができる。
【００５４】
〔実施の形態３〕
実施の形態３は図１１と図１２を参照しながら説明する。なお電力変換装置１０の構成等は実施の形態１，２と一部が同一であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態３では実施の形態１，２と異なる点について説明する。よって実施の形態１，２で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５５】
実施の形態３が実施の形態１，２と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。
【００５６】
図１１と図１２に示すスイッチ回路１１Ｂは、それぞれ図１と図５に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００５７】
スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。
【００５８】
出力電圧Ｖoutは三相交流であるので、第２検出部１Ａは交流電圧の電圧値（例えば瞬間値，絶対値，ピーク値，実効値等）を検出電圧値Ｖｄとして検出する。電力変換装置１０における他の要素については、実施の形態１，２と同様に機能する。そのため、実施の形態１における図１〜図４に示す制御例や、実施の形態２における図５〜図１０に示す制御例をそれぞれ実現できる。これにより、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、回転電機２０（具体的には磁性体コア）の偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損傷も防止できる。
【００５９】
上述した実施の形態３によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、電力変換装置１０の構成についてはスイッチ回路１１Ｂを除いて実施の形態１，２と同様であるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００６０】
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜３に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
【００６１】
上述した実施の形態１〜３では、第１検出値（入力値）としてスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される検出電圧値Ｖｄ１を適用する構成とした（図１，図５，図１１，図１２を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１から出力される検出電圧値Ｖｄ２を適用したり、スイッチ回路１１に入力される検出電流値Ｉｄを適用したり、図１３に示すようにスイッチ回路１１から出力される検出電流値Ｉｄを適用したりしてもよい。これらの入力値のうちでいずれか一の入力値を選択して適用したり、二以上の入力値に基づく演算値（例えば平均値等）を適用したりしてもよい。第１検出値（入力値）の対象が相違するに過ぎないので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。また、第１検出値（入力値、特に電流値）が急激に変化（特に上昇）するような状態が発生しても、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【００６２】
上述した実施の形態１〜３では、第２検出値（出力値）としてスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される検出電圧値Ｖｄ２を適用する構成とした（図１，図５，図１１，図１２を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される検出電圧値Ｖｄ１を適用したり、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される検出電流値Ｉｄを適用したり、図１３に示すようにスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される検出電流値Ｉｄを適用したりしてもよい。これらの出力値のうちでいずれか一の出力値を選択して適用したり、二以上の出力値に基づく演算値（例えば平均値等）を適用したりしてもよい。第２検出値（出力値）の対象が相違するに過ぎないので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。また、第２検出値（出力値、特に電流値）が急激に変化（特に上昇）するような状態が発生しても、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【００６３】
上述した実施の形態１〜３では、電力変換装置１０はＤＣ／ＤＣコンバータ（実施の形態１，２）と、インバータ（実施の形態３）とに適用する構成とした（図１，図５，図１１，図１２を参照）。この形態に代えて、複数のスイッチング素子を備え、かつ、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素で偏磁が生じるような用途を有する他の電力変換装置に適用する構成としてもよい。他の電力変換装置で低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【００６４】
上述した実施の形態１，２では、一次コイルＬ１と中間タップを備える二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒを適用する構成とした（図１，図５を参照）。この形態に代えて、一次コイルと、中間タップを備えない二次コイルとを有するトランスを適用する構成としてもよい。整流平滑回路１２は、２つのダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂに代えて、４つのダイオードを用いてブリッジ回路を構成すればよい。トランスの構成が相違するに過ぎないので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００６５】
誘導性要素として、実施の形態１，２ではトランスＴｒを適用する構成とし（図１，図５を参照）、実施の形態３では回転電機２０を適用する構成とした（図１１，図１２を参照）。この形態に代えて、コイルを適用する構成としてもよい。低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、コイルの偏磁を防止し、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１０  電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ）  スイッチ回路
Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子
Ｔｒ  トランス（誘導性要素）
１９  フィードバック手段
１９ｃ  モード切替手段
Ｉref  制御電流値（フィードバック制御の制御量）
ＰＷＭ  パルス幅変調信号（制御信号）
Ｎmode  通常モード（動作モード）
Ｉmode  間欠モード（動作モード）
Ｖｄ１  検出電圧値（第１検出値）
Ｖｄ２  検出電圧値（第２検出値）
【図１】
2014135863.tif 000004
【図２】
2014135863.tif 000005
【図３】
2014135863.tif 000006
【図４】
2014135863.tif 000007
【図５】
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【図６】
2014135863.tif 000009
【図７】
2014135863.tif 000010
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2014135863.tif 000014
【図１２】
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【図１３】
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