(57)【要約】【課題】高電圧バッテリ１０及び主機用インバータ２０を接続する電気経路の電圧変動に起因した第１，第２の補機用ＬＣフィルタ３１，４１の共振を回避することのできる可変インダクタの制御装置を提供する。【解決手段】第１の補機用ＬＣフィルタ３１は、第１のコンデンサ３５及び第１の可変インダクタ３６を備えている。第１の可変インダクタ３６は、コア及びコアに巻回された補助巻線を備えている。上記構成において、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成する第１のコンデンサ３５に流れる電流が許容上限値を超えたと判断された場合、上記電圧変動周波数から第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数を離間させるように補助巻線に対する通電状態を操作する。なお、第２の補機用ＬＣフィルタ４１についても同様である。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃）のオンオフ操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、
前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２１，３１，４１）と、
を備える電力変換システムに適用され、
前記複数の電力変換回路のうち一部の電力変換回路（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３１，４１）は、コンデンサ（３５，４５）及び可変インダクタ（３６，４６；５０）を備え、
前記可変インダクタは、通電状態の操作によって前記可変インダクタの磁気抵抗を可変設定可能な磁気抵抗可変手段（３６ｂ；３６ｈ；３６ｈ，３６ｉ；５０ｃ，５０ｄ）を備え、
前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタが共振するか否かを判断する共振判断手段と、
前記共振判断手段によって共振すると判断されたことを条件として、前記直流電源及び前記電力変換回路を接続する電気経路に生じる電圧変動周波数から前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタの共振周波数を離間させるように、前記磁気抵抗可変手段に対する通電状態を操作する通電状態操作手段と、
を備えることを特徴とする可変インダクタの制御装置。
【請求項２】
前記電力変換システムは、
前記複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられてかつ、前記スイッチング素子をオンオフ操作するオンオフ操作手段と、
前記複数の電力変換回路のうち前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタに接続された電力変換回路以外の電力変換回路において、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変設定する周波数設定手段と、
を備え、
前記スイッチング周波数の可変設定により前記電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値は、前記通電状態の操作により前記共振周波数の取り得る範囲の下限値以下に設定されていることを特徴とする請求項１記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項３】
前記可変インダクタは、
端板部（３６ｅ１；５０ａ１）、該端板部の板面の中央部から突出するように設けられた中足部（３６ｅ２；５０ａ２）、及び該端板部の板面の端部から前記中足部の突出方向と同方向に突出するように設けられた外足部（３６ｅ３；５０ａ３）を有する第１のコア（３６ｅ；５０ａ）と、
前記第１のコアのうち前記中足部及び前記外足部のそれぞれの前記突出方向において前記端板部とは反対側に設けられてかつ、前記第１のコアとともに磁気回路を形成する第２のコア（３６ｆ；５０ｂ）と、
を備え、
前記磁気抵抗可変手段は、前記第１のコア及び前記第２のコアに挟まれた板状のバイモルフピエゾアクチュエータ（３６ｈ；５０ｄ）を備え、
前記通電状態操作手段は、前記電圧変動周波数から前記共振周波数を離間させるように前記第１のコア及び前記第２のコアの間に形成されるギャップを調整すべく、前記バイモルフピエゾアクチュエータに対する通電状態を操作することを特徴とする請求項１又は２記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項４】
前記磁気抵抗可変手段は、前記第１のコア及び前記第２のコアのうち少なくとも一方に巻回された補助巻線（３６ｉ；５０ｃ）を備え、
前記通電状態操作手段は、前記電圧変動周波数から前記共振周波数を離間させるように前記可変インダクタの磁気飽和又は該磁気飽和の解消を切り替えるべく、前記補助巻線に対する通電状態を操作することを特徴とする請求項３記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項５】
前記可変インダクタは、コア（３６ａ）を備え、
前記磁気抵抗可変手段は、前記コアに巻回された補助巻線（３６ｂ）を備え、
前記通電状態操作手段は、前記電圧変動周波数から前記共振周波数を離間させるように前記可変インダクタの磁気飽和又は該磁気飽和の解消を切り替えるべく、前記補助巻線に対する通電状態を操作することを特徴とする請求項１又は２記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項６】
前記電力変換システムは、前記コンデンサに流れる電流又は該電流と相関を有する状態量を検出する検出手段（３８，４８）を備え、
前記共振判断手段は、
前記検出手段の検出値を取得する取得手段を備え、
前記取得手段によって取得された検出値が閾値を超えたことを条件として、前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタが共振すると判断することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項７】
前記電力変換システムは、前記複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられてかつ、変調波及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によって前記スイッチング素子をオンオフ操作するオンオフ操作手段を備え、
前記共振判断手段は、
前記複数の電力変換回路のうち前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタに接続された電力変換回路以外の電力変換回路のパルス幅変調に用いられる前記キャリアの周波数を取得する取得手段を備え、
前記取得手段によって取得された前記キャリアの周波数に基づき、前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタが共振するか否かを判断することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の可変インダクタの制御装置。
【請求項８】
前記複数の電力変換回路のそれぞれは、直流交流変換回路であり、
前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタに接続された前記電力変換回路（３０，４０）には、車載補機（３３，４３）が接続され、
前記複数の電力変換回路のうち前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタに接続された電力変換回路以外の電力変換回路（２０）には、車載主機としての回転機（２３）が接続されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の可変インダクタの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の電力変換回路のそれぞれと直流電源との間に介在してかつ、前記複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタを備える電力変換システムに適用される可変インダクタの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば下記特許文献１に見られるように、直流電源としてのコンバータに並列接続された複数の電力変換回路（インバータ）を備える電力変換システムが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−３７２３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、本発明者は、電力変換システムとして、複数の電力変換回路のそれぞれと直流電源との間に介在してかつ、複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタを備えるシステムの採用を考えた。ここで、ＬＣフィルタを備えるのは、電力変換回路の入力電圧のリップルを低減させるためである。ここで、上記入力電圧のリップルは、以下に説明するメカニズムで発生する。
【０００５】
複数の電力変換回路のうち少なくとも１つの駆動に起因して直流電源及び電力変換回路を接続する電気経路に高調波電流が流れる。高調波電流が流れると、上記電気経路に電圧変動が生じ、これによって上記入力電圧のリップルが生じる。
【０００６】
ここで、上記電圧変動の周波数がＬＣフィルタの共振周波数近傍となると、ＬＣフィルタの共振によってＬＣフィルタに流れる電流が増大する。ＬＣフィルタに流れる電流が増大すると、コンデンサ等、ＬＣフィルタの構成部品の信頼性が低下するおそれがある。そしてこの場合、ＬＣフィルタによる電力変換回路の入力電圧のリップル低減効果が大きく低下し、電力変換回路の信頼性が低下するおそれもある。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、直流電源及び電力変換回路を接続する電気経路の電圧変動に起因したＬＣフィルタの共振を回避することのできる可変インダクタの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃）のオンオフ操作によって入力電圧を所定に変換する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２１，３１，４１）と、を備える電力変換システムに適用される。こうした構成を前提として、請求項１記載の発明は、前記複数の電力変換回路のうち一部の電力変換回路（３０，４０）に接続された前記ＬＣフィルタ（３１，４１）は、コンデンサ（３５，４５）及び可変インダクタ（３６，４６；５０）を備え、前記可変インダクタは、通電状態の操作によって前記可変インダクタの磁気抵抗を可変設定可能な磁気抵抗可変手段（３６ｂ；３６ｈ；３６ｈ，３６ｉ；５０ｃ，５０ｄ）を備え、前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタが共振するか否かを判断する共振判断手段と、前記共振判断手段によって共振すると判断されたことを条件として、前記直流電源及び前記電力変換回路を接続する電気経路に生じる電圧変動周波数から前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタの共振周波数を離間させるように、前記磁気抵抗可変手段に対する通電状態を操作する通電状態操作手段と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
上記発明では、共振判断手段及び通電状態操作手段を備えることで、磁気抵抗可変手段に対する通電状態の操作により、ＬＣフィルタの共振周波数を上記電圧変動周波数から離間させることができる。これにより、上記電気経路の電圧変動に起因したＬＣフィルタの共振を回避することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換システムは、前記複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられてかつ、前記スイッチング素子をオンオフ操作するオンオフ操作手段と、前記複数の電力変換回路のうち前記可変インダクタを有する前記ＬＣフィルタに接続された電力変換回路以外の電力変換回路において、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変設定する周波数設定手段と、を備え、前記スイッチング周波数の可変設定により前記電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値は、前記通電状態の操作により前記共振周波数の取り得る範囲の下限値以下に設定されていることを特徴とする。
【００１１】
ＬＣフィルタの共振に起因してＬＣフィルタの構成部品の信頼性が低下する事態を回避する上では、例えば、想定される上記電圧変動周波数のうち最も低い周波数よりもＬＣフィルタの共振周波数が低くなるようにＬＣフィルタを構成することも考えられる。ここで、共振周波数を低くするためには、ＬＣフィルタを構成するインダクタのインダクタンスを大きくすることが要求される。ただし、インダクタンスを大きくすると、インダクタの体格が増大し、ひいてはＬＣフィルタの体格が増大するといった問題が生じることとなる。そして、この場合、ＬＣフィルタの搭載性が悪化する懸念がある。
【００１２】
ここで、上記発明では、上記電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値を、上記共振周波数の取り得る範囲の下限値以下に設定している。これは、想定される上記電圧変動周波数のうち最も低い周波数よりもＬＣフィルタの共振周波数を低くするとの制約を課すことなく、ＬＣフィルタを構成するインダクタのインダクタンスを設定するためである。こうした設定は、共振判断手段及び通電状態操作手段を備えるために実現できる。したがって、上記発明によれば、ＬＣフィルタの共振を回避するために、ＬＣフィルタを構成するインダクタの体格が増大することを回避でき、ひいてはＬＣフィルタの体格が増大することを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１の実施形態にかかる電力変換システムの構成図。
【図２】同実施形態にかかるパルス幅変調による操作信号の生成手法を示す図。
【図３】同実施形態にかかる可変インダクタの構成図。
【図４】同実施形態にかかる共振周波数切替処理の手順を示すフローチャート。
【図５】同実施形態にかかるＬＣフィルタの伝達率の周波数応答関数。
【図６】同実施形態にかかる共振周波数切替処理の一例を示すタイムチャート。
【図７】第２の実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【図８】同実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【図９】同実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【図１０】同実施形態にかかる可変インダクタのギャップ及びインダクタンスの関係を示す図。
【図１１】第３の実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【図１２】第４の実施形態にかかる電力変換システムの構成図。
【図１３】同実施形態にかかる共振周波数切替処理の手順を示すフローチャート。
【図１４】その他の実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【図１５】その他の実施形態にかかる可変インダクタの断面図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機を備える車両（例えばハイブリッド車両）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１５】
図１に示すように、直流電源としての高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。
【００１６】
高電圧バッテリ１０には、主機用インバータ２０、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０が並列接続されている。詳しくは、高電圧バッテリ１０には、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１を介して主機用ＬＣフィルタ２１が接続され、主機用ＬＣフィルタ２１には、主機用インバータ２０が接続されている。主機用インバータ２０には、車載主機としてのモータジェネレータ２３が接続され、モータジェネレータ２３の回転子には、駆動輪２４が連結されている。ちなみに、本実施形態において、主機用ＬＣフィルタ２１は、受動素子としての主機用コンデンサ２５（例えばフィルムコンデンサ）と、配線インダクタ２６とを備えて構成されている。また、本実施形態では、モータジェネレータ２３として、同期回転機（例えばＩＰＭＳＭ）を用いている。
【００１７】
主機用インバータ２０は、主機用ＬＣフィルタ２１の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをモータジェネレータ２３の端子に接続するためのスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、モータジェネレータ２３に３相交流電圧を印加する。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎとして、ＩＧＢＴを用いている。
【００１８】
上記高電圧バッテリ１０には、また、第１の正極側ラインＬｐ１に接続された第２の正極側ラインＬｐ２及び第１の負極側ラインＬｎ１に接続された第２の負極側ラインＬｎ２を介して第１の補機用ＬＣフィルタ３１が接続されている。第１の補機用ＬＣフィルタ３１には、第１の補機用インバータ３０が接続されている。第１の補機用インバータ３０には、車載空調装置３４を構成する電動コンプレッサ駆動用の電動機（以下、コンプ用電動機３３）が接続されている。ここで、第１の補機用ＬＣフィルタ３１は、受動素子としての第１のコンデンサ３５及び第１の可変インダクタ３６を備えて構成されている。なお、本実施形態では、コンプ用電動機３３として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。
【００１９】
第１の補機用インバータ３０は、主機用インバータ２０と同様に、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをコンプ用電動機３３の端子に接続するためのスイッチング素子の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、コンプ用電動機３３に３相交流電圧を印加する。
【００２０】
上記高電圧バッテリ１０には、さらに、第２の正極側ラインＬｐ２に接続された第３の正極側ラインＬｐ３及び第２の負極側ラインＬｎ２に接続された第３の負極側ラインＬｎ３を介して第２の補機用ＬＣフィルタ４１が接続されている。第２の補機用ＬＣフィルタ４１には、第２の補機用インバータ４０が接続されている。第２の補機用インバータ４０には、車載空調装置３４を構成するブロワファン駆動用の電動機（以下、ブロワ用電動機４３）が接続されている。ここで、第２の補機用ＬＣフィルタ４１は、第１の補機用ＬＣフィルタ３１と同様に、受動素子としての第２のコンデンサ４５及び第２の可変インダクタ４６を備えて構成されている。なお、本実施形態では、ブロワ用電動機４３として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。
【００２１】
第２の補機用インバータ４０は、第１の補機用インバータ３０と同様に、直流交流変換回路である。なお、本実施形態では、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０の構成は、主機用インバータ２０の構成と同様である。このため、図１では、これら補機用インバータ３０，４０の詳細な図示を省略している。
【００２２】
主機用インバータ２０は、マイクロコンピュータ（以下、主機用マイコン２７）によって通電操作される。詳しくは、主機用マイコン２７は、モータジェネレータ２３の制御量（例えばトルク）をその指令値に制御すべく、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）に対して操作信号ｇ￥＃を出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する。
【００２３】
一方、第１の補機用インバータ３０は、マイクロコンピュータ（以下、第１の補機用マイコン３７）によって通電操作される。詳しくは、第１の補機用マイコン３７は、コンプ用電動機３３の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、主機用マイコン２７と同様に、第１の補機用インバータ３０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子をオンオフ操作する。また、第１の補機用マイコン３７は、第１のコンデンサ３５に流れる電流を検出する第１の電流センサ３８の検出値を取り込む。
【００２４】
他方、第２の補機用インバータ４０は、マイクロコンピュータ（以下、第２の補機用マイコン４７）によって通電操作される。詳しくは、第２の補機用マイコン４７は、ブロワ用電動機４３の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、主機用マイコン２７と同様に、第２の補機用インバータ４０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子をオンオフ操作する。また、第２の補機用マイコン４７は、第２のコンデンサ４５に流れる電流を検出する第２の電流センサ４８の検出値を取り込む。
【００２５】
ちなみに、本実施形態において、主機用マイコン２７、第１の補機用マイコン３７及び第２の補機用マイコン４７のそれぞれは、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。また、これらマイコン２７，３７，４７の処理において用いられる上記指令値は、例えば、上位の制御装置から入力される。
【００２６】
さらに、本実施形態において、第１の電流センサ３８及び第２の電流センサ４８のそれぞれが「検出手段」を構成する。加えて、本実施形態において、パルス幅変調によってスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する主機用マイコン２７、第１の補機用マイコン３７及び第２の補機用マイコン４７のそれぞれが「オンオフ操作手段」を構成する。
【００２７】
続いて、主機用マイコン２７によるモータジェネレータ２３の制御量の制御、第１の補機用マイコン３７によるコンプ用電動機３３の制御量の制御、及び第２の補機用マイコン４７によるブロワ用電動機４３の制御量の制御について更に説明する。本実施形態では、これらマイコン２７，３７，４７における上記処理が同様な処理であることから、主機用マイコン２７における処理を例にして説明する。
【００２８】
本実施形態では、モータジェネレータ２３の制御量を指令値に制御すべく、主機用マイコン２７は、モータジェネレータ２３に印加する指令電圧（主機用インバータ２０の出力電圧の指令値）を操作する。これは、図２に示すように、周知の三角波ＰＷＭ処理によって行われる。詳しくは、主機用マイコン２７は、まず、操作量としての３相の指令電圧Ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を主機用インバータ２０の入力電圧ＶＤＣで規格化した信号Ｄ￥（「変調波」に相当）と、キャリア信号ｔｃである三角波信号との大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇ￥を生成する。そして、主機用マイコン２７は、これらＰＷＭ信号ｇ￥とＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号とに基づき、デッドタイム付与処理を経て操作信号ｇ￥＃を生成する。
【００２９】
なお、以降、主機用インバータ２０の操作信号の生成に用いられるキャリア信号の周波数を主機キャリア周波数ｆｃｍと称し、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０の操作信号の生成に用いられるキャリア信号の周波数を補機キャリア周波数と称すこととする。本実施形態では、主機用インバータ２０、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０のそれぞれの入力電圧のリップルを低減させる観点から、主機キャリア周波数ｆｃｍ及び補機キャリア周波数は、一致しないように設定されている。
【００３０】
続いて、図３を用いて、第１，第２の補機用ＬＣフィルタ３１，４１を構成する第１，第２の可変インダクタ３６，４６について説明する。ここで、本実施形態において、第１，第２の可変インダクタ３６，４６は、構造が互いに同一である。このため、本実施形態では以降、特に断らない限り、第１の可変インダクタ３６を例にして、この可変インダクタの構成等について説明する。
【００３１】
図３に示すように、第１の可変インダクタ３６は、コア３６ａ、コア３６ａに巻回された第２の正極側ラインＬｐ２の一部、コア３６ａに巻回された補助巻線３６ｂ、及び磁気飽和用スイッチ３６ｃを備えている。ここで、本実施形態では、コア３６ａとして、トロイダルコアを用いている。なお、本実施形態において、補助巻線３６ｂが「磁気抵抗可変手段」を構成する。
【００３２】
磁気飽和用スイッチ３６ｃは、第１の補機用マイコン３７によってオンオフ操作される。詳しくは、磁気飽和用スイッチ３６ｃがオン操作されると、電源３６ｄを電力供給源として補助巻線３６ｂに電流が流れ、第１の可変インダクタ３６を磁気飽和させる。一方、磁気飽和用スイッチ３６ｃがオフ操作されると、補助巻線３６ｂへの通電が停止され、第１の可変インダクタ３６の磁気飽和が解消される。
【００３３】
こうした第１の可変インダクタ３６の構成は、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振を回避しつつ、第１の可変インダクタ３６の体格の増大を回避するためのものである。
【００３４】
つまり、先の図１に示すように、主機用インバータ２０の駆動に起因して主機用コンデンサ２５が充放電されることで、主機用インバータ２０及び高電圧バッテリ１０間の電気経路に高調波電流が流れる。高調波電流が流れると、上記電気経路において電圧変動（第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間の電位差Ｖｓ）が生じる。上記電圧変動は、例えば、上記電気経路に存在する配線インダクタに電流が流れることによって上記電気経路において電圧降下が生じることで生じる。ここで、先の図１には、上記電圧変動に寄与する配線インダクタを「５０」にて例示している。
【００３５】
上記電圧変動の周波数は、主機キャリア周波数ｆｃｍの２倍の周波数となる。これは、キャリア信号ｔｃの１周期において、主機用インバータ２０の電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルとなる期間が２回出現し、主機用コンデンサ２５の充電期間及び放電期間のそれぞれが交互に２回ずつ出現するためである。なお、上述したリップルの発生について、主機用インバータ２０の寄与が大きいのは、モータジェネレータ２３に流れる電流の最大値がコンプ用電動機３３に流れる電流の最大値よりも大きいことに起因して、主機用コンデンサ２５の充放電電流が第１のコンデンサ３５の充放電電流よりも大きくなることに起因する。
【００３６】
ここで、本実施形態では、主機用マイコン２７において、主機キャリア周波数ｆｃｍ（換言すれば、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング周波数）が所定範囲にて可変設定可能とされている。これは、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の過熱保護のための設定である。詳しくは、スイッチング損失に起因した過熱保護の観点から、主機用インバータ２０内の温度が高い場合、主機キャリア周波数ｆｃｍを低下させる。なお、本実施形態において、主機用マイコン２７による主機キャリア周波数ｆｃｍの可変設定処理が「周波数設定手段」を構成する。
【００３７】
主機用マイコン２７によって主機キャリア周波数ｆｃｍが変更される場合、上記電圧変動の周波数が、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数近傍となり得る。この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３１に流れる電流が増大することとなる。これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成する第１のコンデンサ３５に流れる電流の実効値が第１のコンデンサ３５の定格電流を超えたり、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成する第１の可変インダクタ３６に流れる電流の実効値が第１の可変インダクタ３６の定格電流を超えたりすることで、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の信頼性が低下するおそれがある。そして、この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３１によって第１の補機用インバータ３０の入力電圧のリップルを低減させることができず、コンプ用電動機３３の信頼性が低下するおそれがある。
【００３８】
こうした問題に対処すべく、例えば、想定される主機キャリア周波数ｆｃｍのうち最も低い周波数に対応する電圧変動の周波数よりも第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数が低くなるように、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成することも考えられる。ただし、この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成するインダクタの体格が増大し、ひいては第１の補機用ＬＣフィルタ３１の体格が増大するといった問題が生じることとなる。そして、この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の搭載性が悪化する懸念がある。
【００３９】
そこで、本実施形態では、先の図３に示した第１の可変インダクタ３６を採用した。本実施形態では、特に、主機キャリア周波数ｆｃｍの可変設定により電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値が、後述する共振周波数切替処理により第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数の取り得る範囲の下限値未満に設定されている。こうした構成を前提として、本実施形態では、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数切替処理を行う。
【００４０】
図４に、本実施形態にかかる共振周波数切替処理の手順を示す。この処理は、第１の補機用マイコン３７によって例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００４１】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１の電流センサ３８によって検出された電流（以下、コンデンサ電流Ｉｃ）を取得する。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「取得手段」を構成する。
【００４２】
続くステップＳ１２では、コンデンサ電流Ｉｃ（より詳しくは、コンデンサ電流Ｉｃのピーク値）がその許容上限値Ｉｌｉｍｉｔを超えたか否かを判断する。この処理は、上記電圧変動の周波数が第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数近傍である（第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振している）か否かを判断するための処理である。この処理は、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振している場合、コンデンサ電流Ｉｃのリップルが増大することに鑑みてなされる処理である。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「共振判断手段」を構成する。
【００４３】
ちなみに、許容上限値Ｉｌｉｍｉｔを小さく設定するほど、後述するステップＳ１６、Ｓ１８の処理によって第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数を切り替える際における電圧変動周波数と、切り替える直前における第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数との差が大きくなる。
【００４４】
ステップＳ１２において肯定判断された場合には、ステップＳ１４〜Ｓ１８において、磁気飽和用スイッチ３６ｃの現在の操作状態に応じて、磁気飽和用スイッチ３６ｃをオン操作及びオフ操作のうち一方から他方へとトグル的に切り替える処理を行う。詳しくは、ステップＳ１４では、磁気飽和用スイッチ３６ｃが現在オン操作されているか否かを判断する。
【００４５】
ステップＳ１４において肯定判断された場合には、ステップＳ１６に進み、磁気飽和用スイッチ３６ｃをオフ操作に切り替える。このため、補助巻線３６ｂに対する通電が停止され、第１の可変インダクタ３６の磁気飽和が解消されて磁気抵抗が低下する。これにより、第１の可変インダクタ３６のインダクタンスＬが高くなり、その結果、図５に示すように、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数ｆｒａが「ｆｒａ１」から「ｆｒａ２」へと低下する。すなわち、上記電圧変動周波数と第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数とが離間する。
【００４６】
一方、上記ステップＳ１４において否定判断された場合には、ステップＳ１８に進み、磁気飽和用スイッチ３６ｃをオン操作に切り替える。このため、補助巻線３６ｂに対する通電が開始され、第１の可変インダクタ３６の磁気飽和によって磁気抵抗が上昇する。これにより、第１の可変インダクタ３６のインダクタンスＬが低くなり、その結果、先の図５に示すように、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数ｆｒａが「ｆｒａ２」から「ｆｒａ１」へと上昇する。すなわち、上記電圧変動周波数と第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数とが離間する。
【００４７】
ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１４〜Ｓ１８の処理が「通電状態操作手段」を構成する。
【００４８】
なお、上記ステップＳ１２において否定判断された場合や、ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４９】
ちなみに、第２の可変インダクタ４６についての共振周波数切替処理は、第２の補機用マイコン４７によって実行される。
【００５０】
図６に、本実施形態にかかる共振周波数切替処理の一例を示す。詳しくは、図６（ａ）は、コンデンサ電流Ｉｃの推移を示し、図５（ｂ）は、磁気飽和用スイッチ３６ｃの操作状態の推移を示す。
【００５１】
図示されるように、コンデンサ電流Ｉｃが許容上限値Ｉｌｉｍｉｔを超える時刻ｔ１において、第１の補機用マイコン３７から磁気飽和用スイッチ３６ｃに対してオフ操作指令が出力される。このため、その後、磁気飽和用スイッチ３６ｃがオフ操作に切り替えられ、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数が「ｆｒａ１」から「ｆｒａ２」に切り替えられる。これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振が回避され、コンデンサ電流Ｉｃを低下させることができる。
【００５２】
その後、時刻ｔ２において、コンデンサ電流Ｉｃが許容上限値Ｉｌｉｍｉｔを再度超える。このため、その後、磁気飽和用スイッチ３６ｃがオン操作に切り替えられ、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数が「ｆｒａ２」から「ｆｒａ１」に切り替えられる。これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振が回避され、コンデンサ電流Ｉｃを低下させることができる。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成するインダクタとして、コア３６ａ、及びコア３６ａに巻回された補助巻線３６ｂを備える第１の可変インダクタ３６を採用した。そして、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振すると判断された場合、上記電圧変動周波数から第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数を離間させるように補助巻線３６ｂの通電状態を切り替えた。これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振を好適に回避することができる。
【００５５】
（２）主機キャリア周波数ｆｃｍの可変設定により上記電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値を、補助巻線３６ｂに対する通電状態の操作により共振周波数ｆｒａの取り得る範囲の下限値ｆｒａ２未満に設定した。こうした設定によれば、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振を回避するために、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の体格が増大することを回避できる。
【００５６】
（３）コンデンサ電流Ｉｃが許容上限値Ｉｌｉｍｉｔを超えたと判断された場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振すると判断した。こうした構成によれば、第１の補機用マイコン３７が主機用マイコン２７から主機キャリア周波数ｆｃｍに関する情報を得られない場合であっても、第１の補機用マイコン３７側において第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振を判断することができる。
【００５７】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５８】
本実施形態では、第１，第２の可変インダクタ３６，４６の構成を変更する。なお、本実施形態においても、第１の可変インダクタ３６を例にして説明する。
【００５９】
図７及び図８を用いて、本実施形態にかかる第１の可変インダクタ３６の構成について説明する。ここで、図７は、第１の可変インダクタ３６の側面断面図であり、図８は、図７のＡ−Ａ断面図である。なお、図８では、第２の正極側ラインＬｐ２の図示を省略している。
【００６０】
図７に示すように、第１の可変インダクタ３６は、第１のコア３６ｅ、第１のコア３６ｅに巻回された第２の正極側ラインＬｐ２の一部、第２のコア３６ｆ、ギャップ調整用スイッチ３６ｇ、及びバイモルフピエゾアクチュエータ（以下、バイモルフピエゾ３６ｈ）を備えている。
【００６１】
第１のコア３６ｅは、円盤形状をなす端板部３６ｅ１、中足部３６ｅ２、及び外足部３６ｅ３を備えている。詳しくは、中足部３６ｅ２は、端板部３６ｅ１の板面（端板部３６ｅ１の厚さ方向と直交する方向に広がる面）の中央部から突出するように設けられ、円柱形状をなしている。より詳しくは、中足部３６ｅ２は、端板部３６ｅ１の板面と直交する方向に延びるように設けられている。中足部３６ｅ２には、第２の正極側ラインＬｐ２の一部が巻回されている。
【００６２】
外足部３６ｅ３は、端板部３６ｅ１の板面の端部から中足部３６ｅ２の突出方向と同方向に突出するように設けられ、略円環状をなしている。より詳しくは、外足部３６ｅ３は、端板部３６ｅ１の板面において、中足部３６ｅ２よりも外側に設けられ、また、端板部３６ｅ１の板面と直交する方向に延びるように設けられている。中足部３６ｅ２及び外足部３６ｅ３は、これらの突出方向において先端から端板部３６ｅ１の板面までの距離が互いに同じである。
【００６３】
第２のコア３６ｆ及びバイモルフピエゾ３６ｈは、円盤形状をなしている。第２のコア３６ｆは、端板部３６ｅ１の板面から中足部３６ｅ２及び外足部３６ｅ３のそれぞれが突出する方向において、中足部３６ｅ２及び外足部３６ｅ３のうち端板部３６ｅ１とは反対側に設けられている。これにより、第２のコア３６ｆは、第１のコア３６ｅとともに磁気回路を形成する。また、端板部３６ｅ１の板面の正面視において、第２のコア３６ｆを端板部３６ｅ１に投影した領域と、バイモルフピエゾ３６ｈを端板部３６ｅ１に投影した領域とは、端板部３６ｅ１と一致する。これにより、バイモルフピエゾ３６ｈは、第１のコア３６ｅ及び第２のコア３６ｆからはみ出すことなくこれらコア３６ｅ，３６ｆに挟まれることとなる。
【００６４】
ギャップ調整用スイッチ３６ｇは、第１の補機用マイコン３７によってオンオフ操作される。詳しくは、ギャップ調整用スイッチ３６ｇがオン操作されると、図９に示すように、電源３６ｄを電力供給源としてバイモルフピエゾ３６ｈが円弧状に屈曲変位することで、第１のコア３６ｅ及び第２のコア３６ｆの間にギャップが形成される。これにより、第１の可変インダクタ３６の磁気抵抗が増大してインダクタンスＬが低くなり、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数が高くなる（図１０参照）。
【００６５】
一方、ギャップ調整用スイッチ３６ｇがオフ操作されると、バイモルフピエゾ３６ｈが屈曲変位しなくなり、ギャップが減少する。これにより、第１の可変インダクタ３６の磁気抵抗が減少してインダクタンスＬが高くなり、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数が低くなる。
【００６６】
続いて、本実施形態にかかる共振周波数切替処理について説明する。
【００６７】
本実施形態にかかる共振周波数切替処理は、先の図４に示した処理に準じた処理で行うことができる。詳しくは、先の図４のステップ１４の処理を、ギャップ調整用スイッチ３６ｇがオン操作されているか否かを判断する処理に置き換える。また、図４のステップＳ１６の処理を、ギャップ調整用スイッチ３６ｇをオフ操作に切り替える処理に置き換え、図４のステップＳ１８の処理を、ギャップ調整用スイッチ３６ｇをオン操作に切り替える処理に置き換える。
【００６８】
以上説明したように、本実施形態では、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成するインダクタとして、第１のコア３６ｅ、第２のコア３６ｆ及びバイモルフピエゾ３６ｈを備える第１の可変インダクタ３６を採用した。そして、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振すると判断された場合、上記電圧変動周波数から第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数を離間させるようにギャップ調整用スイッチ３６ｇの通電状態を切り替えた。こうした構成によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
【００６９】
また、本実施形態では、バイモルフピエゾ３６ｈを用いた。バイモルフピエゾ３６ｈは、簡素な構成であり、また、変位量が大きい。このため、本実施形態によれば、例えば中足部に設けられた積層型ピエゾアクチュエータによってギャップを変化させる可変インダクタと比較して、ギャップの変化量の確保によって共振周波数の変化量を確保しつつ、コストを低減できるいった効果を得ることもできる。そして、これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３１を構成するコンデンサとして、温度変化に対する静電容量変化率が大きかったり（温度特性が悪かったり）、直流電圧に変化に対する静電容量変化率が大きかったり（電圧特性が悪かったり）する大容量高誘電率系のセラミックコンデンサを用いることなどもできる。
【００７０】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７１】
本実施形態では、図１１に示すように、バイモルフピエゾ３６ｈに加えて、上記第１の実施形態で説明した磁気飽和用の補助巻線３６ｉが第１の可変インダクタ３６に備えられる。ここで、図１１は、第１の可変インダクタ３６の側面断面図である。なお、本実施形態において、補助巻線３６ｉに電源３６ｄから電力を供給するために、上記第１の実施形態で説明したように、磁気飽和用スイッチ３６ｊが備えられている。この磁気飽和用スイッチ３６ｊは、第１の補機用マイコン３７によってオンオフ操作される。
【００７２】
続いて、本実施形態にかかる共振周波数切替処理について説明する。
【００７３】
本実施形態において、共振周波数切替処理は、先の図４に示した処理に準じた処理で行うことができる。詳しくは、先の図４のステップ１４の処理を、ギャップ調整用スイッチ３６ｇ及び磁気飽和用スイッチ３６ｊの双方がオン操作されているか否かを判断する処理に置き換える。また、図４のステップＳ１６の処理を、これらスイッチ３６ｇ，３６ｊの双方をオフ操作に切り替える処理に置き換え、図４のステップＳ１８処理を、これらスイッチ３６ｇ，３６ｊの双方をオン操作に切り替える処理に置き換える。
【００７４】
以上説明した本実施形態によれば、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数の変化量をより大きくすることなどができる。
【００７５】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７６】
本実施形態では、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振の判断手法を変更する。
【００７７】
図１２に、本実施形態にかかる電力変換システムの全体構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００７８】
図示されるように、第１の補機用マイコン３７及び第２の補機用マイコン４７には、主機用マイコン２７から主機キャリア周波数ｆｃｍに関する信号が入力される。なお、本実施形態では、第１の電流センサ３８及び第２の電流センサ４８が電力変換システムに備えられていない。
【００７９】
図１３に、本実施形態にかかる共振周波数切替処理の手順を示す。この処理は、第１の補機用マイコン３７によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【００８０】
この一連の処理では、まずステップＳ１０ａにおいて主機キャリア周波数ｆｃｍを取得する。
【００８１】
続くステップＳ１２ａでは、主機キャリア周波数ｆｃｍの２倍の周波数、及び磁気飽和用スイッチ３６ｃをオン操作する場合における第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数ｆｒａの差の絶対値が所定値Δ未満であるか否かを判断する。この処理は、先の図４のステップＳ１２の処理と同様に、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振しているか否かを判断するための処理である。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が「共振判断手段」を構成する。
【００８２】
ステップＳ１２ａにおいて肯定判断された場合には、第１の補機用ＬＣフィルタ３１が共振していると判断し、ステップＳ１４に進む。
【００８３】
なお、上記ステップＳ１２ａにおいて否定判断された場合や、ステップＳ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００８４】
以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。
【００８５】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８６】
・可変インダクタの備える「第１のコア」及び「第２のコア」としては、上記第２，第３の実施形態で説明したものに限らない。例えば、図１４及び図１５に示すように、可変インダクタ５０の備える第１のコア５０ａとしてＥコアを採用し、第２のコア５０ｂとしてＩコアを採用してもよい。ここでは、第１のコア５０ａは、端板部５０ａ１、端板部５０ａ１の板面の中央部から突出する中足部５０ａ２、及び端板部５０ａ１の板面の端部から中足部５０ａ２の突出方向と同方向に突出するように設けられた外足部５０ａ３を備えている。そして、第１のコア５０ａ及び第２のコア５０ｂの間に矩形形状（長方形状）のバイモルフピエゾ５０ｄが挟まれている。また、一対の外足部５０ａ３のうち、一方に磁気飽和用の補助巻線５０ｃが巻回され、他方に第２の正極側ラインＬｐ２の一部が巻回されている。なお、図１４は、可変インダクタ５０の側面断面図であり、図１５は、図１４のＡ−Ａ断面図である。なお、図１５では、第２の正極側ラインＬｐ２及び補助巻線５０ｃの図示を省略している。
【００８７】
なお、図１４に示した構成において、補助巻線の巻回位置は、外足部５０ａ３に限らず、例えば、端板部５０ａ１、中足部５０ａ２、又は第２のコア５０ｂであってもよい。また、補助巻線の個数は、１個に限らず複数個であってもよい。具体的には、例えば、第１のコア及び第２のコアの双方に補助巻線を巻回してもよい。
【００８８】
・上記第１の実施形態において、「コア」としては、トロイダルコアに限らず、例えば円柱形状のコア等、他の形状のコアであってもよい。
【００８９】
・上記第３の実施形態では、バイモルフピエゾ３６ｈ及び磁気飽和用スイッチ３６ｊの操作状態の切り替えタイミングを同期させ、ＬＣフィルタの共振周波数を２値的に切り替えたがこれに限らない。例えば、バイモルフピエゾ３６ｈ及び磁気飽和用スイッチ３６ｊの操作状態の切り替えタイミングを相違させ、ＬＣフィルタの共振周波数を３段階に切り替えてもよい。
【００９０】
・「検出手段」としては、電流センサを備えて構成されるものに限らず、温度センサを備えて構成されるものであってもよい。この場合、「共振判断手段」としては、温度センサによって検出された温度が閾値温度を超えたと補機用マイコンによって判断された場合、補機用ＬＣフィルタが共振していると判断してもよい。この手法は、電圧変動の周波数が共振周波数近傍となる場合、可変インダクタを構成するコンデンサに流れるリップル電流が増大してコンデンサの温度が高くなることに鑑みたものである。すなわち、コンデンサ温度は、コンデンサ電流と相関を有する状態量となる。
【００９１】
また、例えば、「検出手段」としては、ＬＣフィルタの入力電圧を検出する電圧検出手段（電圧センサ）を備えて構成されるものであってもよい。上記入力電圧が高くなるほど、コンデンサ電流が大きくなることから、上記入力電圧は、コンデンサ電流と相関を有する電気的な状態量となる。なお、この場合、「共振判断手段」としては、検出された電圧のピーク値が閾値以上となったと判断された場合、ＬＣフィルタが共振していると判断してもよい。
【００９２】
・「共振判断手段」としては、上記状態量のピーク値に基づき共振を判断するものに限らず、例えば、上記状態量の実効値に基づき共振を判断するものであってもよい。
【００９３】
また、「共振判断手段」としては、上記第４の実施形態に例示したものに限らない。例えば、主機キャリア周波数ｆｃｍの２倍の周波数が第１の補機用ＬＣフィルタ３１の共振周波数ｆｒａと一致したと判断された場合にのみ共振していると判断してもよい。
【００９４】
・キャリア信号ｔｃとしては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。
【００９５】
・「車載補機」としては、電動コンプレッサ駆動用やブロワファン駆動用の電動機に限らない。例えば、車載主機として回転機に加えて内燃機関を備える車両において、内燃機関の冷却水を循環させるウォータポンプに内蔵される電動機であってもよい。さらに、「車載補機」としては、電動機に限らず、通電によって発熱するヒータであってもよい。
【００９６】
・「直流電源」としては、高電圧バッテリ１０に限らず、例えば、交流電源（例えば商用電源）及び交流電源の出力を整流する整流手段（例えば、コンバータや全波整流回路）を備えて構成される電源であってもよい。
【００９７】
・高電圧バッテリ１０に並列接続されるインバータとしては、２つであったり、４つ以上であったりしてもよい。また、補機インバータが３つ以上の場合、複数のインバータのうち主機用インバータ２０以外のインバータに接続されたＬＣフィルタの全てについて、共振周波数を可変設定可能なものとすることを要しない。
【００９８】
・複数のインバータのそれぞれに接続される負荷のうち定格出力が他の負荷よりも大きい負荷（モータジェネレータ）が複数であってもよい。すなわち、入力電圧のリップルが大きく増大する要因が複数存在することとなる。
【００９９】
・上記第１の実施形態において、主機キャリア周波数ｆｃｍの可変設定により上記電圧変動周波数の取り得る範囲の下限値を、補助巻線３６ｂに対する通電状態の操作により共振周波数ｆｒａの取り得る範囲の下限値ｆｒａ２に設定してもよい。この場合であっても、第１の補機用ＬＣフィルタ３１の体格の増大を回避することはできる。
【０１００】
・「電力変換回路」としては、その出力端子を電力供給先としての負荷（モータジェネレータ２３、電動機３３，４３）の入力端子に接続する直流交流変換回路に限らない。例えば、高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して電力供給先としての車載補機バッテリに出力する降圧コンバータであってもよい。この場合であっても、降圧コンバータを含む複数の電力変換回路が直流電源に並列接続される構成において、これら電力変換回路の入力側にＬＣフィルタが接続されることがあるなら、例えば降圧コンバータの備えるスイッチング素子のオンオフ操作に起因して、ＬＣフィルタの共振が生じるおそれがある。このため、本発明の適用が有効であると考えられる。
【０１０１】
・本発明の適用対象としては、車両に限らない。
【符号の説明】
【０１０２】
１０…高電圧バッテリ、２０…主機用インバータ、２１…主機用ＬＣフィルタ、３０…第１の補機用インバータ、３１…第１の補機用ＬＣフィルタ、３６…第１の可変インダクタ、３６ｂ…補助巻線、４０…第２の補機用インバータ、４１…第２の補機用ＬＣフィルタ、４６…第２の可変インダクタ、Ｓ￥＃…スイッチング素子。
【図１】
2014217210.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2014217210.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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