(57)【要約】      （修正有）【課題】多重化された参照信号を好適に分離し、チャネル推定精度をより高めることができる通信装置を提供する。【解決手段】基地局装置は、複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定するチャネル推定部１０を備えている。チャネル推定部は、除算部１１、ＤＣＴ部１２、窓処理部１３、及び、複数のＩＤＣＴ部１４を備えている。チャネル推定部は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換し、これにより得られる伝送路時間応答に基づいて、チャネル特性を推定する。【選択図】図３
2014112920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換することで得られる前記受信多重信号の伝送路時間応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記チャネル推定部は、
前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換し、前記受信多重信号の伝送路時間応答を得る第一変換部と、
前記受信多重信号の伝送路時間応答から前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する窓処理部と、
分離した前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、逆離散コサイン変換し、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を得る第二変換部と、を備え、
前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定する請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称拡張処理を行うことで得られる被処理関数に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
【請求項４】
前記チャネル推定部は、
前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理することで、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数を得る拡張処理部と、
前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定する請求項３に記載の通信装置。
【請求項５】
前記複数の拡張処理部は、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記多重信号の伝送路周波数応答の周波数軸の前後に、前記フィルタ部の群遅延の長さ分だけ拡張する請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
前記チャネル推定部は、前記複数のフィルタ部により取得される前記複数の参照信号の伝送路周波数応答において生じる遅延成分を除去する除去部をさらに備えている請求項４又は５に記載の通信装置。
【請求項７】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称性に基づく処理を行うことにより、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
【請求項８】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部は、
前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多重化された参照信号を分離してチャネル推定する機能を有する通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）などの通信規格では、ユーザ端末から基地局装置への上りリンクのスケジューリングにおいて、時間及び周波数領域のスケジューリングのほか、空間多重(Ｓｐａｔｉａｌ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ)スケジューリングが行われる。
空間多重スケジューリングは、同一周波数領域が同時に複数のユーザ端末に割り当てられるマルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）によって行われる。例えば、ＬＴＥの空間多重スケジューリングでは、同一のリソースブロック（ＲＢ；ユーザ割り当ての最小単位）が同時に複数のユーザ端末に割り当てられることになる。
【０００３】
ＬＴＥの上りリンクでマルチユーザＭＩＭＯを行う場合、複数のユーザ端末の参照信号は、サイクリックシフトを用いた符号多重により伝送される。複数のユーザ端末から同時に送信された信号は多重信号として基地局装置により受信される。基地局装置は、受信した多重信号を各ユーザ端末ごとの信号に分離し、ユーザ端末ごとのチャネル推定に用いる（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】服部武  編著、「ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ教科書」、初版、株式会社インプレスＲ＆Ｄ、２００８，ｐ３１０−ｐ３１２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記基地局装置は、サイクリックシフトによって符号多重された参照信号を分離するために、通常、多重化された参照信号の伝送路周波数応答をＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆離散フーリエ変換）によって時間領域に変換し、その後、窓関数を用いて各ユーザごとの伝送路時間応答に分離し、分離した各ユーザごとそれぞれの伝送路時間応答についてＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）を行い再び周波数領域の信号に変換することで、各ユーザごとのチャネル特性を推定する。
【０００６】
しかし、上記方法で多重化された信号を分離し推定されるチャネル特性は、帯域の両端に歪みが生じやすいという問題を有していた。その理由は、以下の通りである。すなわち、多重化された参照信号の伝達係数をＩＤＦＴによって時間領域に変換する際、有限個のデータを切り出して周期拡張するため、拡張部分の境界でデータが不連続となり、高次の係数が発生し易く、この結果、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりが大きくなることが考えられる。このようにデータの遅延広がりが大きくなると、その後に窓関数を用いて各ユーザごとのデータに分離する際に、その窓幅以上にデータの広がりが大きくなることで、窓幅外のデータについて損失が生じるために、推定チャネル特性に歪みが生じると考えられる。
【０００７】
上記のように、推定したチャネル特性の帯域の両端に歪みが生じると、当該チャネル特性を用いた復調処理に悪影響を及ぼすおそれがあるため、このような歪みを抑制しチャネル推定精度をより高めることができる技術が嘱望されていた。
【０００８】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、多重化された参照信号を好適に分離し、チャネル推定精度をより高めることができる通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換することで得られる前記受信多重信号の伝送路時間応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。
【００１０】
（２）より具体的には、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換し、前記受信多重信号の伝送路時間応答を得る第一変換部と、前記受信多重信号の伝送路時間応答から前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する窓処理部と、分離した前記複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、逆離散コサイン変換し、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を得る第二変換部と、を備え、前記複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定するものであることが好ましい。
【００１１】
上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部の第一変換部が、受信多重信号の伝送路周波数応答を離散コサイン変換によって伝送路時間応答に変換するので、上記従来例のＩＤＦＴでみられる周期拡張時のデータの不連続な部分が生じるのを防止することができ、受信多重信号の伝送路時間応答における複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に生じる遅延広がりが大きくなるのを防止できる。このため、窓処理部によって複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答に分離する際におけるデータ損失を抑制することができ、この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
【００１２】
（３）また、本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称拡張処理を行うことで得られる被処理関数に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。
【００１３】
（４）より具体的には、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理することで、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数を得る拡張処理部と、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定するものであることが好ましい。
【００１４】
上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部の拡張処理部が、受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理を行うので、フィルタ部によって複数の参照信号の伝送路周波数応答を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
また、本発明の通信装置では、周波数領域内で複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく、装置に対する負荷を軽減できる構成とすることができる。
【００１５】
（５）前記複数の拡張処理部は、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記多重信号の伝送路周波数応答の周波数軸の前後に、前記フィルタ部の群遅延の長さ分だけ拡張するものであることが好ましく、この場合、必要最小限のデータ分をもって拡張しつつ、フィルタ部によるデータ損失をより効果的に抑制することができる。
【００１６】
（６）さらに、フィルタ部により取得される伝送路時間応答には、当該フィルタ部を通過することにより生じる遅延成分が含まれるので、前記チャネル推定部は、前記複数のフィルタ部により取得される前記複数の参照信号の伝送路周波数応答の部分において生じる遅延成分を除去する複数の除去部をさらに備えていることが好ましく、これにより、複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答を、より精度よく取得することができる。
【００１７】
（７）また、本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称性に基づく処理を行うことにより、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。
上記構成の通信装置によれば、チャネル推定部が、受信多重信号の伝送路周波数応答に対して偶対称性に基づく処理を行うので、当該処理後の伝送路周波数応答から複数の参照信号の伝送路周波数応答を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定するチャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
【００１８】
（８）また、本発明は、サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、前記チャネル推定部は、前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴としている。
【００１９】
上記構成の通信装置によれば、周波数領域内で複数の参照信号それぞれの伝送路周波数応答を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく簡易な構成とすることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の通信装置によれば、多重化された参照信号を好適に分離し、チャネル推定精度をより高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】ＬＴＥ方式における無線通信システムの構成を示す概略図である。
【図２】基地局装置の受信系の要部構成を示すブロック図である。
【図３】チャネル推定部の構成を示すブロック図である。
【図４】離散コサイン変換による周期拡張の態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合を示している。
【図５】伝送路周波数応答を時間領域に変換したときの態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合の一例、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合の一例を示している。
【図６】本発明の第二の実施形態に係る基地局装置が備えるチャネル推定部の構成を示すブロック図である。
【図７】（ａ）は、偶対称拡張処理を行った後の被処理関数の一例を模式的に示した図であり、（ｂ）は、ＬＰＦ部により得られる一のユーザ端末の伝送路周波数応答を示した模式図である。
【図８】各実施例及び比較例のチャネル推定結果を表したグラフであり、（ａ−１），（ａ−２）は、実施例１、（ｂ−１），（ｂ−２）は、実施例２、（ｃ−１），（ｃ−２）は、比較例のチャネル推定結果を示したグラフである。
【図９】上記シミュレーションにより検証した実施例１及び比較例によるチャネル推定結果によって復調した際のデータをコンスタレーションマップに示した一例であり、（ａ）は、実施例１によるもの、（ｂ）は、比較例によるものを示している。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の好ましい実施形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態では、通信方式としてＬＴＥを例として説明するが、これに限られるものではない。
【００２３】
〔第一の実施形態〕
〔１．通信システムの構成〕
図１は、ＬＴＥ方式における無線通信システムの構成を示す概略図である。この無線通信システムは、基地局装置１と、ユーザ端末２ａ，２ｂと、を備えている。
基地局装置１は、複数のアンテナを備えており、基地局装置１及びユーザ端末２ａ，２ｂは、マルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う機能を有している。
【００２４】
この通信システムでは、下り回線は直交周波数多重分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）が採用され、上り回線は単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）が採用されている。
ＬＴＥの上り回線のフレームは、周波数多重分割により複数のユーザ端末によって共用され、基地局装置への多元接続が可能となっている。また、周波数多重に加えて、空間多重も行われる。
【００２５】
ＬＴＥでは、フレーム中にリソースブロック（ＲＢ）と呼ばれるユーザ割り当ての最小単位が設定されており、図１に示すように、１リソースブロックは、７又は６シンボル×１２サブキャリアである。ＬＴＥの上りのデータチャネルにおいては、１スロットのうちの４シンボル目においては、全サブキャリアが、既知信号である参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ）とされており、図１では黒塗りの丸印で示している。以下では、参照信号を「パイロット信号」ともいう。
１リソースブロック内における他のシンボルはデータ信号（Ｄａｔａ  Ｓｉｇｎａｌ）とされており、図１では白抜きの丸印で示している。
【００２６】
空間多重が行われているある１つのリソースブロックに着目すると、複数のユーザ端末２ａ，２ｂは、その１つのリソースブロックの信号ｘ１，ｘ２を用いて同時に送信することになる。
このため、基地局装置１は、送信信号ｘ１，ｘ２が多重化された信号（受信信号ｙ１，ｙ２）を複数のアンテナ３（３ａ，３ｂ）それぞれで受信する。つまり、アンテナ３ａが受信する受信信号ｙ１は、送信信号ｘ１に対応する受信信号ｙ１ｘ１と、送信信号ｘ２に対応する受信信号ｙ１ｘ２とが多重化され、アンテナ３ｂが受信する受信信号ｙ２は、送信信号ｘ１に対応する受信信号ｙ２ｘ１と、送信信号ｘ２に対応する受信信号ｙ２ｘ２とが多重化されている。
基地局装置１は、複数のアンテナ３ａ，３ｂそれぞれで受信した受信信号ｙ１，ｙ２から、当該受信信号ｙ１，ｙ２それぞれに含まれる受信パイロット信号を取得する。この受信パイロット信号は、送信信号ｘ１，ｘ２それぞれに対応するパイロット信号が多重化されている。
【００２７】
ユーザ端末２ａ，２ｂは、送信信号ｘ１，ｘ２に含まれるパイロット信号について、サイクリックシフト処理を行った上で当該送信信号ｘ１，ｘ２を送信する。サイクリックシフト処理は、各ユーザ端末ごとで、パイロット信号を周波数軸方向に異なるシフト量で巡回シフトさせる処理であり、これにより基地局装置１で多重化されて受信される受信パイロット信号は分離可能である。
【００２８】
基地局装置１は、受信信号ｙ１，ｙ２から取得する多重化された受信パイロット信号に基づいて、送信信号ｘ１，ｘ２それぞれに対応する受信パイロット信号それぞれの周波数応答を分離して取得し、送信信号ｘ１，ｘ２それぞれに対応する受信信号のチャネル推定を行う。基地局装置１は、推定したチャネルを用いて、多重化された他のデータ信号から各ユーザごとのデータ信号を分離し、各ユーザ端末２ａ，２ｂそれぞれに対応する受信データ信号ｘ＾１，ｘ＾２を取得するように構成されている。
【００２９】
〔２．基地局装置の構成〕
図２は、基地局装置１の受信系の要部構成を示すブロック図である。
本発明の第一の実施形態の通信装置としての基地局装置１は、アンテナ３が接続された受信部４の他、ＦＦＴ部５、分離・等化部６、ＩＤＦＴ部７、復調部８、及びチャネル推定部１０を備えている。基地局装置１は、これら各部を、基地局装置１が備える複数のアンテナ３（３ａ，３ｂ）ごとそれぞれに備えている。
【００３０】
受信部４は、増幅器、Ａ／Ｄ変換器等を備えており、複数のアンテナ３が受信する受信信号ｙを増幅するとともにデジタル信号に変換した信号ｙ（ｋ）（ｋ＝１，２，・・・Ｌ、Ｌは、サンプリング時間中に含まれるサンプル数）をＦＦＴ部５に出力する。
ＦＦＴ部５は、信号ｙ（ｋ）について、高速フーリエ変換し、時間領域から周波数領域のデータに変換してサブキャリア等を分波し、サブキャリアを除いたデータ信号を分離・等化部６に出力する。また、ＦＦＴ部５は、周波数領域に変換したデータ信号の内、受信パイロット信号ｒ（ｋ）をチャネル推定部１０に出力する。
【００３１】
チャネル推定部１０は、受信パイロット信号ｒ（ｋ）に基づいて、複数のユーザ端末２ａ，２ｂに対応する受信信号のチャネル特性を推定し、その推定結果を分離・等化部６に出力する。
分離・等化部６は、チャネル推定部１０により推定された複数のユーザ端末２ａ，２ｂそれぞれの受信信号（例えば、受信信号ｙ１の場合、受信信号ｙ１ｘ１，ｙ１ｘ２）のチャネル推定結果に基づいて、ＦＦＴ部５から与えられる周波数領域のデータ信号を各ユーザ端末ごとのデータ信号に分離し、等化処理を行う。
【００３２】
分離・等化部６により各ユーザ端末ごとに分離、等化されたデータ信号は、ＩＤＦＴ部７に与えられ、時間領域のデータに変換された後、復調部８によって復調される。
【００３３】
〔３．チャネル推定部の構成〕
図３は、チャネル推定部１０の構成を示すブロック図である。
チャネル推定部１０は、図に示すように、除算部１１、ＤＣＴ部１２、窓処理部１３、及び、複数のＩＤＣＴ部１４を備えている。
除算部１１は、ＦＦＴ部５から与えられる受信パイロット信号ｒ（ｋ）から、既知信号である基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで正規化し、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。
受信パイロット信号ｒ（ｋ）は、各ユーザ端末が送信したパイロット信号が多重化された多重信号であり、下記式（１）のように表される。
【００３４】
【数１】
2014112920.tif 000003
【００３５】
式（１）中、ｈｎ（ｋ）（ｎ＝１〜Ｎ）は、各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答、Ｎは、ユーザ端末の数、αｎは、下記式（２）で示される、各ユーザ端末ごとの周波数領域におけるシフト量である。
αｎ  ＝  ２πｎｃｓ  ／  Ｎ  （ｎｃｓ  ＝  ０，１，・・・，Ｎ−１）
・・・（２）
【００３６】
除算部１１は、既知の基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで、下記式（３）に示される、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。
【００３７】
【数２】
2014112920.tif 000004
【００３８】
第一変換部としてのＤＣＴ部１２は、除算部１１が得た受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）について、離散コサイン変換（ＤＣＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｃｏｓｉｎｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことで、時間領域に変換し、下記式（４）に示される、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）（ｋ＝１，２，・・・Ｌ、Ｌは、サンプリング時間中に含まれるサンプル数）を得る。
【００３９】
【数３】
2014112920.tif 000005
【００４０】
上記のようにＤＣＴ部１２は、周波数を余弦関数によって表すことで、周波数領域のデータを時間領域に変換する。
窓処理部１３は、ＤＣＴ部１２が得た、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）について、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答に分離する窓処理を行う。
受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）は、下記式（５）のように示される。
【００４１】
【数４】
2014112920.tif 000006
【００４２】
なお、上記式（５）中、Ｔは、シンボル長である。
複数の参照信号それぞれの伝送路時間応答である、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）（ｎ＝１，・・・Ｎ）は、上記式（５）に示すように、時間軸方向に「Ｔ／Ｎ」の間隔ごとに配列される。
窓処理部１３は、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）から、上記のように時間軸方向に配列された各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）（以下、単に伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）ともいう）を切り出すことで、各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）に分離する。
【００４３】
また、窓処理部１３は、分離した各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）それぞれに対して、時間軸方向のオフセット量（上記式（５）中、「ｎＴ／Ｎ」）を除くことで、サイクリックシフト処理によってシフトされた（時間軸方向の）位置から元の位置に戻す処理も行う。
【００４４】
窓処理部１３は、分離した各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）を、ＩＤＣＴ部１４に出力する。
第二変換部としてのＩＤＣＴ部１４は、ユーザ端末の伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）について、逆離散コサイン変換（ＩＤＣＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｃｏｓｉｎｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行うことで、周波数領域に変換し、下記式（６）に示される、ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を得る。
【００４５】
【数５】
2014112920.tif 000007
【００４６】
各ＩＤＣＴ部１４は、上記のようにして得た、ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として、分離・等化部６に出力する。
【００４７】
上記構成の基地局装置１によれば、チャネル推定部１０のＤＣＴ部１２が、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を離散コサイン変換によって、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）に変換するので、上記従来例のＩＤＦＴでみられる周期拡張時のデータの不連続な部分が生じるのを防止することができ、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路時間応答Ｈ（ｔ）における、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号それぞれの伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）に生じる遅延広がりが大きくなるのを防止できる。
【００４８】
図４は、離散コサイン変換による周期拡張の態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合を示している。
ＩＤＦＴは、データ長がＬである元の周波数領域信号を周期拡張した可算無限個の信号系列に対し、離散時間フーリエ変換を適用することで、時間領域への変換を行う演算である。このため、図４（ｂ）に示すように、拡張部分の境界においてデータが不連続となりやすい。この不連続性は、高次の係数の増大を招き、時間領域変換後の遅延広がりを大きくする原因となってしまう。
一方、離散コサイン変換は、データ長がＬである元の関数信号を、境界点で偶対称となるような拡張を施すことにより生成される信号に対し、離散フーリエ変換を適用することと等価である。そのため、離散コサイン変換では、図４（ａ）に示すように、拡張部分の境界においてデータの連続性が保たれる。
この拡張部分の境界における連続性から、離散コサイン変換は、信号成分を低周波数側に集中させるという特性をもつ。したがって、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりを小さく抑えることができる。
【００４９】
図５は、伝送路周波数応答を時間領域に変換したときの態様を説明するための図であり、（ａ）は、離散コサイン変換の場合の一例、（ｂ）は、ＩＤＦＴの場合の一例を示している。図中、横軸は時間、縦軸は電力を示している。また、図５では、２つの隣接するユーザ端末のデータを表しており、黒塗りの四角印、及び白抜きの四角印でそれぞれを描き分けている。
図において、離散コサイン変換の場合、ＩＤＦＴの場合と比較して時間軸方向の広がりが小さく、一のユーザ端末のデータが窓幅の範囲内に収まる。一方、ＩＤＦＴの場合、時間方向の広がりが大きく、また、窓幅を超える位置に比較的大きい値をもつ信号が存在しており、これら窓幅外に位置するデータは、取得されず損失することとなる。
【００５０】
このように、本実施形態によれば、時間領域に変換した後のデータにおける遅延広がりを小さく抑えることができるので、窓処理部１３によって、ユーザ端末ごとそれぞれの伝送路時間応答Ｈｎ（ｔ）に分離する際に、データ部分が窓処理における窓幅以上に広がるのを抑制でき、データ損失を抑制することができる。この結果、推定チャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
【００５１】
また、本実施形態において、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を離散コサイン変換によって、伝送路時間応答Ｈ（ｔ）に変換したときに、図５に示すように、所定の閾値以下の電力の信号を雑音とみなして除くように構成することもできる。この場合、データ信号に含まれる雑音の影響を抑えることができる。
なお、上記所定の閾値以下の電力の信号を雑音とみなして除く構成は、ＩＤＦＴによるチャネル推定においても用いることができる。
【００５２】
〔第二の実施形態〕
図６は、本発明の第二の実施形態に係る基地局装置１が備えるチャネル推定部１０の構成を示すブロック図である。
本実施形態のチャネル推定部１０は、除算部１１と、乗算部２１と、拡張処理部２２と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２３と、遅延成分除去部２４とを備えている。
除算部１１は、上記第一の実施形態と同様、ＦＦＴ部５から与えられる受信パイロット信号ｒ（ｋ）から、既知信号である基本パイロット信号ｓ（ｋ）を除算することで、多重化された受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を得る。
【００５３】
乗算部２１は、各ユーザ端末ごとに設定されたパイロット信号それぞれのサイクリックシフトに基づくシフト量（を表す複素定数ｅ−ｊαＮｋ）を、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）に乗算することで、各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）をもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈｎ’（ｋ）を得る。
乗算部２１は、もとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈｎ’（ｋ）を、各ユーザ端末の受信パイロット信号ごとに対応して得る。
【００５４】
拡張処理部２２は、乗算部２１がユーザ端末の受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）（以下、単に伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）ともいう）をもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈｎ’（ｋ）について偶対称拡張処理を行い、偶対称拡張処理を行った被処理関数を、各ユーザ端末ごとに対応して得る。
図７（ａ）は、偶対称拡張処理を行った後の被処理関数ｈｎ’’（ｋ）の一例を模式的に示した図である。
【００５５】
図に示すように、被処理関数ｈｎ’’（ｋ）は、伝送路周波数応答ｈ（ｋ）を構成するデータＤ１と、その周波数軸前後に配置された拡張データＤ２，Ｄ３とを有している。これら拡張データＤ２，Ｄ３は、データＤ１との境界に対してデータＤ１と線対称となるように設けられ、データＤ１に対して偶対称とされている。
【００５６】
また、拡張データＤ２，Ｄ３は、ＬＰＦ２３の群遅延の長さとなるように設けられている。本実施形態では、後述するようにＬＰＦ２３は、群遅延の長さがタップ長の１／２となるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタにより構成されており、拡張データＤ２，Ｄ３は、ＬＰＦ２３のタップ長の１／２となるように設けられている。従って、データＤ１（伝送路周波数応答ｈ（ｋ））を構成する各要素を、下記式（７）で表した場合、
伝送路周波数応答ｈ（ｋ）＝［ｘ（１），ｘ（２），・・・，ｘ（Ｌ）］
・・・（７）
伝送路周波数応答ｈ（ｋ）に偶対称拡張処理を行った被処理関数被処理関数ｈｎ’’（ｋ）を構成する要素は、下記式（８）のように表すことができる。
被処理関数ｈｎ’’（ｋ）＝［ｘ（Ｍ／２），ｘ（（Ｍ／２）−１），・・・
・・・，ｘ（１），ｘ（１），・・・，ｘ（Ｌ），ｘ（Ｌ−１），・・・
・・・，ｘ（Ｌ−（Ｍ／２）−１）］
・・・（８）
【００５７】
なお、上記式（８）中、ＭはＬＰＦ２３のタップ長である。
また、上記式（８）中、「ｘ（Ｍ／２），ｘ（（Ｍ／２）−１），・・・，ｘ（１）」の部分が、拡張データＤ２の部分であり、「ｘ（Ｌ−１），・・・，ｘ（Ｌ−（Ｍ／２）−１）」の部分が、拡張データＤ３の部分である。
【００５８】
ＬＰＦ２３は、例えば、ＦＩＲフィルタにより構成されており、拡張処理部２２が得る上記被処理関数ｈｎ’’（ｋ）から、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）のみを取得する機能を有している。
すなわち、上記被処理関数ｈｎ’’（ｋ）は、一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）がもとの周波数にシフトされているので、この部分のみを通過させ、他の部分を通過させないように、ＬＰＦ２３のカットオフ値を設定することで、当該ＬＰＦ２３は、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）のみを取得することができる。
【００５９】
遅延成分除去部２４は、ＬＰＦ２３により得られる各ユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）において発生が不可避な遅延成分を除去する機能を有している。
図７（ｂ）は、ＬＰＦ２３により得られる一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を示した模式図である。図に示すように、一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を構成するデータｄ１の低周波数側には、ＬＰＦ２３を通過することで生じる遅延成分が存在している。この遅延成分は、一般に、ＬＰＦ２３のタップ長分の長さで生じるものであり、ＬＰＦ２３を通過した後における、遅延成分を含む一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を構成する要素は、下記式（９）により表される。
一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）（遅延成分を含む）＝
［ｈｎ（１），ｈｎ（２），・・・，ｈｎ（Ｌ＋Ｍ）］
・・・（９）
【００６０】
また、式（９）に示す一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）から遅延成分を除去した一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）は、下記式（１０）により表される。
一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）＝
［ｈｎ（Ｍ＋１），ｈｎ（Ｍ＋２），・・・，ｈｎ（Ｍ＋Ｌ）］
・・・（１０）
【００６１】
このように、本実施形態では、ＬＰＦ２３を通過した後の一のユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）に含まれる遅延成分を除去する遅延成分除去部２４を備えているので、各ユーザ端末ごとの伝送路時間応答ｈｎ（ｋ）を、より精度よく取得することができる。
以上のようにして、本実施形態のチャネル推定部１０は、遅延成分除去部２４により遅延成分を除くことで得られる各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として、分離・等化部６に出力する。
【００６２】
上記構成の基地局装置１によれば、チャネル推定部１０の拡張処理部２２が、受信パイロット信号ｒ（ｋ）の伝送路周波数応答ｈ（ｋ）について偶対称拡張処理を行うので、乗算部２１及びＬＰＦ２３によって各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を分離し取得する際におけるデータ損失を抑制することができる。この結果、推定チャネル特性に歪みが生じるのを抑制することができ、チャネル推定精度を高めることができる。
また、本実施形態の基地局装置１では、周波数領域内で各ユーザ端末ごとの伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を取得するので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく、装置に対する負荷を軽減できる構成とすることができる。
【００６３】
また、本実施形態において、拡張処理部２２は、偶対称拡張処理は、ＬＰＦ２３の群遅延の長さ分（拡張データＤ２，Ｄ３）だけ拡張するので、必要最小限のデータ分をもって拡張しつつ、ＬＰＦ２３によるデータ損失をより効果的に抑制することができる。
【００６４】
なお、本発明は、上記各実施形態に限定されることはない。上記各実施形態では、本発明の通信装置を基地局装置に適用した場合を例示したが、ユーザ端末側に適用することもできる。
【００６５】
また、上記第二の実施形態において、チャネル推定部１０は、除算部１１と、乗算部２１と、拡張処理部２２と、ＬＰＦ２３と、遅延成分除去部２４とを備えている場合を例示したが、これらの内、拡張処理部２２を省略した形、すなわち、除算部１１と、乗算部２１と、ＬＰＦ２３と、遅延成分除去部２４とによってチャネル推定部１０を構成することもできる。
【００６６】
この場合、乗算部２１が得た、各ユーザ端末の受信パイロット信号ごとのもとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈｎ’（ｋ）は、そのままＬＰＦ２３に出力される。
ＬＰＦ２３は、もとの周波数にシフトさせた伝送路周波数応答ｈｎ’（ｋ）から、もとの周波数にシフトさせたユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）のみを取得する。遅延成分除去部２４は、ＬＰＦ２３により得られる各ユーザ端末の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）に含まれる遅延成分を除去する。
以上のようにして、上記構成のチャネル推定部１０は、各ユーザ端末ごとの受信パイロット信号の伝送路周波数応答ｈｎ（ｋ）を、各ユーザ端末に対応する受信信号のチャネル特性の推定結果として得ることができる。
【００６７】
上記構成のチャネル推定部１０を備えた基地局装置によれば、周波数領域内で複数の受信パイロット信号それぞれの伝送路周波数応答を取得することができるので、ＩＤＦＴ等の演算量が多い処理を行う必要がなく簡易な構成とすることができる。
【００６８】
〔効果の確認について〕
本発明者は、上記各実施形態による基地局装置によって、多重化された受信パイロット信号を分離してチャネル推定するシミュレーションを行い、従来方法でチャネル推定を行った場合と比較してその効果の検証を行った。
比較例としては、上記従来例で述べたように、多重化された受信パイロット信号の伝送路周波数応答をＩＤＦＴによって伝送路時間応答に変換し、分離した後、ＤＦＴによって周波数領域に変換する方法によりチャネル推定を行う基地局装置を用いた。
本発明の実施例としては、上記第一の実施形態で示した、ＤＣＴ部及びＩＤＣＴ部を備えた基地局装置１を実施例１とし、第二の実施形態で示した、ＬＰＦ部を備えた基地局装置１を実施例２とした。
【００６９】
検証方法としては、ユーザ端末２つ分のパイロット信号が多重化された受信パイロット信号を用い、実施例１，２、及び比較例それぞれで同一条件下に設定した上で、チャネル推定についてのシミュレーションを行い、そのシミュレーションによって得られた推定結果をグラフに表すことで比較した。
【００７０】
図８は、各実施例及び比較例のチャネル推定結果を表したグラフであり、（ａ−１），（ａ−２）は、実施例１、（ｂ−１），（ｂ−２）は、実施例２、（ｃ−１），（ｃ−２）は、比較例のチャネル推定結果を示したグラフである。図７において、横軸は、周波数、縦軸は、振幅を示しており、図面左側に一方のユーザ端末のチャネル推定結果、右側に他方のユーザ端末のチャネル推定結果を示している。
図中、比較例によるチャネル推定結果を見ると、帯域の両端に歪みが生じていることが判る。
一方、実施例１，２によるチャネル推定結果では、比較例に見られるような歪みは見られず、精度よくチャネル推定されていることが判る。
【００７１】
図９は、上記シミュレーションにより検証した実施例１及び比較例によるチャネル推定結果によって復調した際のデータをコンスタレーションマップに示した一例であり、（ａ）は、実施例１によるもの、（ｂ）は、比較例によるものを示している。
比較例によるものは、各データが各ビット位置周辺に散在しているのに対して、実施例１によるものは、各データそれぞれが各ビット位置に精度よく復調されていることが判る。
このように、本検証における条件下では、本実施形態による基地局装置１は、従来方法によるものと比較して、チャネル推定精度を向上でき、復調精度を高めることが明らかとなった。
【００７２】
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７３】
１      基地局装置（通信装置）
１０    チャネル推定部
１２    ＤＣＴ部（第一変換部）
１３    窓処理部
１４    ＩＤＣＴ部（第二変換部）
２１    乗算部
２２    拡張処理部
２３    ＬＰＦ（フィルタ部）
２４    遅延成分除去部（除去部）
【図１】
2014112920.tif 000008
【図２】
2014112920.tif 000009
【図３】
2014112920.tif 000010
【図４】
2014112920.tif 000011
【図５】
2014112920.tif 000012
【図６】
2014112920.tif 000013
【図７】
2014112920.tif 000014
【図８】
2014112920.tif 000015
【図９】
2014112920.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成26年2月4日(2014.2.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称拡張処理を行うことで得られる被処理関数に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記チャネル推定部は、
前記受信多重信号の伝送路周波数応答に、前記複数の参照信号それぞれのサイクリックシフトに基づく複素定数を乗算することによって前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答を、前記複数の参照信号ごとに得る乗算部と、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記受信多重信号の伝送路周波数応答について偶対称拡張処理することで、前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数を得る拡張処理部と、
前記複数の参照信号ごとの前記被処理関数それぞれから、もとの周波数にシフトさせた前記複数の参照信号の伝送路周波数応答のみを取得するフィルタ部と、を備え、
前記複数の参照信号の伝送路周波数応答に基づいて、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定する請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
前記複数の拡張処理部は、前記複数の参照信号の伝送路周波数応答をもとの周波数にシフトさせた前記多重信号の伝送路周波数応答の周波数軸の前後に、前記フィルタ部の群遅延の長さ分だけ拡張する請求項２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記チャネル推定部は、前記複数のフィルタ部により取得される前記複数の参照信号の伝送路周波数応答において生じる遅延成分を除去する除去部をさらに備えている請求項２又は３に記載の通信装置。
【請求項５】
サイクリックシフトにより複数の参照信号が多重化された受信多重信号から前記複数の参照信号それぞれを含む複数の受信信号のチャネル特性を推定するチャネル推定部を備えた通信装置であって、
前記チャネル推定部が、前記受信多重信号の伝送路周波数応答を偶対称性に基づく処理を行うことにより、前記複数の受信信号それぞれのチャネル特性を推定することを特徴とする通信装置。