(57)【要約】【課題】小型化が図れるマルチステップインバータを提供する。【解決手段】異なる４電圧の定電圧源の最高電圧点と最低電圧点とに、直流電圧を三相電圧に変換する主インバータＩＮＶ−Ｍの直流側を接続し、主インバータの各相交流出力端に、三相単巻変圧器Ｔの各相出力を接続し、三相単巻変圧器の中性点に単相変圧器Ｔａの二次巻線を接続し、４電圧の定電圧源の最高電圧点、最低電圧点、第２位電圧点と第４位電圧点にＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦの入力側を接続し、さらに４電圧の定電圧源の電圧中位点は単相変圧器の２次巻線を介して三相単巻変圧器の中性点に接続し、単相変圧器の一次巻線を４電圧の定電圧源の電圧中位点ＮとＮＰＣインバータの出力との間に接続し、ＮＰＣインバータの出力電圧を三相単巻変圧器の中性点に注入するようにしたマルチステップインバータ。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる４電圧の定電圧源の最高電圧点と最低電圧点とに、直流電圧を三相電圧に変換する主インバータの直流側を接続し、
前記主インバータの各相交流出力端に、三相単巻変圧器の各相出力を接続し、
前記三相単巻変圧器の中性点に単相変圧器の二次巻線側を接続し、
前記４電圧の定電圧源の最高電圧点、最低電圧点、第２位電圧点、第４位電圧点にＮＰＣインバータの入力側を接続し、
前記４電圧の定電圧源の電圧中位の第３電圧点を、前記単相変圧器の２次巻線を介して前記三相単巻変圧器の中性点に接続し、
前記単相変圧器の一次巻線を前記４電圧の定電圧源の電圧中位点と前記ＮＰＣインバータの出力との間に接続し、
前記ＮＰＣインバータの出力電圧を前記三相単巻変圧器の中性点に注入するようにしたことを特徴とするマルチステップインバータ。
【請求項２】
前記異なる４電圧の定電圧源は、直流電圧源を２組の電圧に分割する４つのコンデンサと、前記２組の電圧を調整するチョッパにて構成したことを特徴とする請求項１に記載のマルチステップインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相２４ステップインバータのようなマルチステップインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、マルチステップインバータとして、非特許文献１に開示された三相電圧形２４ステップインバータが知られている。この従来のマルチステップインバータでは、１周期２４ステップ波形とするのに、各三相変圧器の巻線を工夫して各相のユニットの出力電圧に位相差を持たせなくてはならず、スター・デルタ結線の三相変圧器を設けていた。
【０００３】
しかしながら、このような従来のマルチステップインバータでは、その三相出力側に三相変圧器を設けて負荷電流を流すようにしているので、巻線が大型化し、ひいてはインバータシステム全体が大型化する問題点があった。
【０００４】
特に、航空機に搭載してエンジンの回転で発電機を回転させ、その交流電源を電力変換して所定電圧の三相交流電力を取り出すような用途に用いる場合、マルチステップインバータの小型化が強く求められていた。例えば、数１０ｋＶａから１００ｋＶａの電力を取り出す従来のマルチステップインバータの場合、６個のスイッチング素子からなる主インバータの出力電流のピーク値は、通常の１．５倍の大きな電流が流れるが、スター・デルタ結線の三相変圧器には、通常の負荷電流が流れる。そのため、各相コイルには、この負荷電流に耐える大きな巻線を必要とするため、ひいては、マルチステップインバータの全体を大型化してしまう問題点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１７１８０７号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】枡川・飯田、「高調波注入方式三相電圧形２４ステップインバータ」、平成２０年、電気学会全国大会論文、Ｎｏ．４−０８０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたもので、インバータ回路の出力側に大型のスター・デルタ結線の三相変圧器を必要とせず、ひいては小型化が図れるマルチステップインバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、異なる４電圧の定電圧源の最高電圧点と最低電圧点とに、直流電圧を三相電圧に変換する主インバータの直流側を接続し、前記主インバータの各相交流出力端に、三相単巻変圧器の各相出力を接続し、前記三相単巻変圧器の中性点に単相変圧器の二次巻線を接続し、前記４電圧の定電圧源の最高電圧点、最低電圧点、第２位電圧点と第４位電圧点にＮＰＣインバータの入力側を接続し、さらに前記４電圧の定電圧源の電圧中位点は前記単相変圧器の２次巻線を介して前記三相単巻変圧器の中性点に接続し、前記単相変圧器の一次巻線を前記４電圧の定電圧源の電圧中位点と前記ＮＰＣインバータの出力との間に接続し、前記ＮＰＣインバータの出力電圧を前記三相単巻変圧器の中性点に注入するようにしたマルチステップインバータを特徴とする。
【０００９】
上記発明において、前記異なる４電圧の定電圧源は、直流電圧源を２組の電圧に分割する４つのコンデンサと、前記２組の電圧を調整するチョッパにて構成することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、三相主インバータ、ＮＰＣインバータ、異なる４電圧の定電圧源、三相単巻変圧器と単相変圧器から構成され、主インバータの出力側にスター・デルタ結線の三相変圧器を必要としないため、巻線が複雑で容量が大型化する三相変圧器に起因するインバータ装置全体の大型化を避けることができ、小型のマルチステップインバータを提供することができる。
【００１１】
また本発明によれば、４電圧の定電圧源を４つの分圧コンデンサとチョッパにより構成することにより、直流電圧源の電圧を安定して４電圧に分割してその電圧を維持することができ、マルチステップインバータの出力波形をも安定したものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施の形態の２４ステップインバータの回路図。
【図２】上記実施の形態の２４ステップインバータのスイッチング素子のパルスパターン、Ｕ相出力端電圧ｖＵＮ、単相変圧器の二次巻線電圧ｖａ、出力相電圧ｖＵＯの波形図。
【図３】上記実施の形態の２４ステップインバータのシミュレーション結果におけるＵ相出力端電圧ｖＵＮ、単相変圧器の二次巻線電圧ｖａ、出力相電圧ｖＵＯの波形図。
【図４】上記実施の形態の２４ステップインバータの直流電圧源の回路図。
【図５】本発明の第２の実施の形態の２４ステップインバータの回路図。
【図６】上記実施の形態におけるチョッパの動作状態（１）の電流の流れ方の説明図。
【図７】上記実施の形態におけるチョッパの動作状態（２）の電流の流れ方の説明図。
【図８】従来例と第２の実施の形態のシミュレーション結果の出力波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
【００１４】
［第１の実施の形態］
図１〜図５を用いて、本発明の第１の実施の形態として三相電圧形２４ステップインバータについて説明する。本実施の形態の２４ステップインバータは、６レベル出力の三相主インバータの出力端にジグザグ結線の三相単巻変圧器を設け、４レベルの高調波を注入することで、出力電圧を２４ステップ波形にすることを特徴とする。
【００１５】
図１に示すように、本実施の形態の２４ステップインバータは、直流電圧源Ｅｄ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなる主インバータＩＮＶ−Ｍと破線部の補助回路ＡＵＸからなる。
【００１６】
主インバータＩＮＶ−Ｍは、Ｕ相の上下のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｖ相のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ５、Ｗ相のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ６を備えており、後述するように各相のスイッチング素子のオン・オフ動作の組み合わせにより６レベルの電圧を出力する。
【００１７】
補助回路ＡＵＸは、ジグザグ結線の三相単巻変圧器でなる出力変圧器Ｔ、直流電圧源Ｅｄを２組の電圧Ｅ１、Ｅ２に分割する直流電圧分割回路Ｅｓ、そして、スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２、ダイオードＤ１、Ｄ２からなるＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦ、さらに単相変圧器でなる補助変圧器Ｔａから構成されている。また、２組の直流電圧Ｅ１、Ｅ２の接続点Ｎと出力変圧器Ｔの中性点Ｏとは、補助変圧器Ｔａの二次巻線を介して結ばれている。図中、ｋは補助変圧器Ｔａの巻数比であり、以下の説明では一次巻線と二次巻線の巻数をＮ１、Ｎ２とし、ｋ＝Ｎ２／Ｎ１と定義する。
【００１８】
図４は、直流電圧源Ｅｄの詳しい回路例を示したものであり、エンジンにて駆動される発電機により発電される交流電源Ａを、一次巻線Ｗ１と互いに絶縁された３つの二次巻線Ｗ２１、Ｗ２２、Ｗ２３で構成される変圧器Ｔｂにて降圧され、それぞれ全波整流器ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３にて整流され、さらにＤＣ−ＤＣコンバータＤ−ＣＯＮ１、Ｄ−ＣＯＮ２、Ｄ−ＣＯＮ３に通してそれぞれ電圧Ｅ２、２Ｅ１、Ｅ２の安定した直流に変換して直流電圧分割回路Ｅｓの（１）端子、（２）端子、（３）端子それぞれに供給される。尚、直流電圧源Ｅｄについては、この回路構成に限定されるものではない。
【００１９】
ＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦは、ゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴによりスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２をオン・オフ動作させ、そのオン・オフ動作の組み合わせにより、各相４レベルの電圧を、補助変圧器Ｔａを通じて出力変圧器Ｔの中性点に出力し、その点の電圧を変動させる。このＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦは、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａが出力相電圧の３倍周波数で左右対称のｋ１Ｅｄ、ｋ２Ｅｄの電圧からなる凸形波形となるように制御される。
【００２０】
次に、本実施の形態の２４ステップインバータの動作について説明する。図２（ａ）は主インバータＩＶＮ−Ｍのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、ＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦのスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２のパルスパターン、同図（ｂ）は主インバータＩＮＶ−Ｍの出力端電圧ｖＵＮ、同図（ｃ）は補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａ、同図（ｄ）は主インバータＩＮＶ−Ｍの最終出力相電圧ｖＵＯを示す。尚、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２はゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴにより駆動制御され、図示のパルスパターンで動作する。同時に、図２ではＵ相に関連する各部の波形を示しているが、Ｖ相、Ｗ相についてはそれぞれ１２０°ずつ位相をずらせた同様の波形が得られる。
【００２１】
通常の電圧形インバータのスイッチング素子は１８０°期間導通するが、本方式では主インバータＩＮＶ−Ｍのスッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を１２０°期間導通させる。これにより、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン期間Ａ、Ｂにおける出力端電圧ｖＵＮは次式（１）となる。
【数１】
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【００２２】
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフとなるＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆの期間では、相電圧ｖＶＯ、ｖＷＯは次式（２）で与えられる。
【数２】
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【００２３】
また、出力変圧器Ｔの巻線電圧の総和は次式（３）のようになる。
【数３】
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【００２４】
出力相電圧ｖＵＯは上両式（２）、（３）より、
【数４】
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【００２５】
になる。従って、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフとなる期間の出力端電圧ｖＵＮは、回路構成と上式より、次式（５）で与えられる。
【数５】
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【００２６】
一方、補助回路ＡＵＸのスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２は、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａが出力相電圧の３倍周波数で左右対称のｋ１Ｅｄ、ｋ２Ｅｄの電圧からなる凸形波形となるように制御される。スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２のオン・オフにより、二次巻線電圧ｖａは次の値をとる。
【数６】
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【００２７】
ここで、ｋ１、ｋ２は電圧比であり、ｋ１／ｋ＝Ｅ１／Ｅｄ、ｋ２／ｋ＝１／２である。
【００２８】
図１の回路構成より、出力相電圧ｖＵＯは以下の式（７）のようになる。
【数７】
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【００２９】
その結果、上式（７）に（１）、（５）、（６）式を代入すると、Ｕ相の出力相電圧ｖＵＯは図２（ｄ）に示すように、１周期２４ステップからなる階段波形に改善される。また、Ｖ相出力電圧ｖＶＯ及びＷ相出力電圧ｖＷＯはＵ相出力電圧ｖＵＯを１２０°ずつ遅らせた波形となる。
【００３０】
尚、主インバータＩＮＶ−Ｍの各相の２４ステップ電圧の出力は、フィルターを通して滑らかなサイン波形にならして交流電源として取り出される。
【００３１】
上記構成の第１の実施の形態の２４ステップインバータについて、シミュレーション計算を行った結果について説明する。本方式の波形改善効果は、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａをどのような凸形の電圧波形にするか、また、ｖａを形作るｋ１、ｋ２に依存する。そこで、次式で定義する出力相電圧の総合ひずみ率μを最小とする場合を本方式の最適値にすると、ｋ１＝０．０４０、ｋ２＝０．１１５となる。
【数８】
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【００３２】
ここで、ＶＵＯ、ＶＵＯ１は出力相電圧ｖＵＯの全実効値及び基本波実効値である。
【００３３】
最適値における総合ひずみ率μは８．３％になる。従来の２４ステップ方式のひずみ率７．５％に比べて０．８％ほど増加しているが、ほぼ２４ステップ相当の波形改善効果といえる。さらに、総合ひずみ率μの最小値におけるｋ、Ｅ１、Ｅ２は次式（９）のようになる。
【数９】
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【００３４】
図３はＥｄ＝２００Ｖ、抵抗負荷５ΩにおけるＵ相のシミュレーション波形を示す。Ｕ相の出力端電圧ｖＵＮは図式解析と同様に、６レベルの階段波形となり、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａは出力相電圧の３倍周波数からなる凸形電圧波形になっている。また、出力相電圧ｖＵＯは補助回路ＡＵＸの働きにより一周期２４ステップ波形に改善されている。
【００３５】
以上のように、本実施の形態の２４ステップインバータによれば、従来の大型化の原因となっていたスター・デルタ結線の三相変圧器に代えて三相単巻変圧器を出力変圧器に採用することにより小型化が図れ、例えば、航空機に搭載する交流電源装置のように軽量化を必要とする分野での利用に適したものとなれる。
【００３６】
［第２の実施の形態］
図５〜図８を用いて、本発明の第２の実施の形態の２４ステップインバータについて説明する。第２の実施の形態は、第１の実施の形態に対して、直流電圧源Ｅｄの直流電圧分割回路Ｅｓを、チョッパＣＨと電圧分割コンデンサＣ１〜Ｃ４で構成したことを特徴とする。その他の構成については、第１の実施の形態と同様であり、そのため、第１の実施の形態と共通する回路要素については共通する符号を用いて説明する。
【００３７】
図５に示す第２の実施の形態の２４ステップインバータは、直流電圧Ｅｄ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなる主インバータＩＮＶ−Ｍ、破線部の補助回路ＡＵＸからなる。補助回路ＡＵＸはジグザグ結線の出力変圧器Ｔ、及び４つの電圧分割用のコンデンサＣ１〜Ｃ４、スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２、ダイオードＤ１、Ｄ２、補助変圧器ＴａからなるＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦと、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２、リアクトルＬａ１、Ｌａ２、ダイオードＤａからなるチョッパＣＨで構成される。また、コンデンサの接続中点Ｎと出力変圧器Ｔの中性点Ｏは、単相変圧器Ｔａの二次巻線を介して結ばれている。増加したチョッパＣＨのスイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２のスイッチング制御の必要のため、ゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴ２はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２それぞれをオン・オフ制御すると共に、これらチョッパＣＨのスイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２のオン・オフ制御も行う。
【００３８】
本方式でも主インバータＩＮＶ−Ｍのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を三相電流形インバータと同様な１２０°期間導通させる。一方、補助回路ＡＵＸのスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２は、単相変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖａが出力相電圧の３倍周波数で、電圧振幅がｋ１Ｅｄ、ｋ２Ｅｄとなる左右対称な凸形電圧波形となるように制御する。
【００３９】
図６、図７にチョッパＣＨの動作を示す。図６に矢印Ｉ１で示すように、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２がオンすると、電流Ｉ１はＣ１−Ｓａ１−Ｌａ１、Ｃ４−Ｌａ２−Ｓａ２と流れ、それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ４の電荷をリアクトルＬａ１、Ｌａ２を通して放出する。図７に矢印Ｉ２で示すように、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２をオフすると、リアクトルＬａ１、Ｌａ２に蓄えられたエネルギーＩ２がダイオードＤａを通してコンデンサＣ２、Ｃ３を充電する。以上の動作を繰り返し、スイッチング素子Ｓａ１、Ｓａ２のオン時間を調整することにより、コンデンサ電圧を所望の所定の電圧に保つ。
【００４０】
図８に直流電圧源Ｅｄ＝４５０Ｖ、力率８０％におけるシミュレーション結果を示す。チョッパＣＨがない場合、Ｅ１、Ｅ２の電圧を適切な値に保つことができない。出力相電圧ｖＵＯは、同図（ａ）のようにひずんだ電圧波形となる。一方、本実施の形態のようにチョッパＣＨを設けることにより、Ｅ１、Ｅ２の電圧が適切に保たれ、出力相電圧ｖＵＯは、同図（ｂ）のように、１周期２４ステップからなる電圧波形となることが確認できた。
【符号の説明】
【００４１】
Ｓ１〜Ｓ１２、Ｓａ１、Ｓａ２スイッチング素子
Ｅ１、Ｅ２  電圧
Ｃ１〜Ｃ４、Ｃｄ  コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄａ  ダイオード
ＩＮＶ−Ｍ  主インバータ
ＡＵＸ  補助回路
Ｔ  出力変圧器
Ｔａ  補助変圧器
Ｔｂ  変圧器
Ｇ−ＣＮＴ、Ｇ−ＣＮＴ２  ゲート制御回路
Ｅｄ  直流電圧源
Ｅｓ  電圧分割回路
Ｎ  電圧中位点
ＩＶＮ−ＨＦ  ＮＰＣインバータ
ＣＨ  チョッパ
ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３  全波整流器
Ｄ−ＣＯＮ１、Ｄ−ＣＯＮ２、Ｄ−ＣＯＮ３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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