(57)【要約】      （修正有）【課題】誘導電動機を減速する際に誘導電動機と負荷の慣性モーメントに起因した回転エネルギーが電力変換装置に回生されるため、この回生エネルギーを熱エネルギーとして処理するための回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路が必要であり、電力変換装置を小型化することができないという問題があった。本発明はこれを解決し、小型化を実現する電力変換装置およびその制御方法を提供する。【解決手段】交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、誘導電動機の一次抵抗値と二次抵抗値と一次電流値ｉ１と励磁電流値を用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、を備える電力変換装置である。【選択図】図４
2014217192.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、
を備える電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記制御部にて演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ２／ｉ１２）となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
該励磁電流値ｉｍは励磁電流指令値Ｉｄ＊であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と二次電流値ｉ２を用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、を備える電力変換装置。
【請求項５】
請求項４記載の電力変換装置において、
前記制御部にて演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／ｉ１２となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４または５に記載の電力変換装置において、
該二次電流値ｉ２はトルク電流指令値Ｉｑ＊であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と二次電流値ｉ２と励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、を備える電力変換装置。
【請求項８】
請求項７記載の電力変換装置において、
該演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／（ｉ２２−ｉｍ２）となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項７または８に記載の電力変換装置において、
該二次電流値ｉ２はトルク電流指令値Ｉｑ＊で、該励磁電流値ｉｍは励磁電流指令値Ｉｄ＊あることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れかに記載の電力変換装置であって、
前記制御部が該演算したすべりに対応する周波数を算出する際に、速度推定器により推定した推定速度または速度検出器により検出した検出速度を用いることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する工程と、
前記直流電圧に変換する工程にて変換した直流電圧を交流電圧に変換する工程と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御工程と、を備える電力変換装置の制御方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の誘導電動機の制御方法において、
前記制御工程にて演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ２／ｉ１２）となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１３】
請求項１１または１２に記載の誘導電動機の制御方法において、
該励磁電流値ｉｍは励磁電流指令値Ｉｄ＊であることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１４】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する工程と、
前記直流電圧に変換する工程にて変換した直流電圧を交流電圧に変換する工程と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と二次電流値ｉ２を用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御肯定と、を備える電力変換装置の制御方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の誘導電動機の制御方法において、
前記制御工程にて演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／ｉ１２となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１６】
請求項１４または１５に記載の誘導電動機の制御方法において、
該二次電流値ｉ２はトルク電流指令値Ｉｑ＊であることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１７】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する工程と、
前記直流電圧に変換する工程にて直流電圧に変換する工程と、
誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と二次電流値ｉ２と励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御工程と、を備える電力変換装置の制御方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の誘導電動機の制御方法において、
該演算したすべりが−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／（ｉ２２−ｉｍ２）となる周波数以下の周波数成分の出力電圧を該可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１９】
請求項１７または１８に記載の誘導電動機の制御方法において、
該二次電流値ｉ２はトルク電流指令値Ｉｑ＊で、該励磁電流値ｉｍは励磁電流指令値Ｉｄ＊あることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項２０】
請求項１１乃至１９の何れかに記載の誘導電動機の制御方法であって、
前記制御部が該演算したすべりに対応する周波数を算出する際に、速度推定器により推定した推定速度または速度検出器により検出した検出速度を用いることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置であるインバータは、産業界をはじめ家電製品にも誘導電動機の速度制御装置として多く採用されている。
【０００３】
誘導電動機を減速停止する場合、誘導電動機の減速時における回転エネルギーが電気エネルギーに変換され、電力変換装置の直流中間回路にある平滑コンデンサに静電エネルギーとして蓄積されるが、その処理できる蓄積量は小さいため平滑コンデンサの両端電圧が上昇し、電力変換装置の直流中間回路に設けられた電圧検出回路が動作し、前もって設定された過電圧レベルを超えると電力変換装置が停止する。
【０００４】
このため、電力変換装置には、前記直流中間回路に半導体スイッチと制動用の抵抗器からなる回生制動回路が搭載されており、前記交流機の減速時の回転エネルギーを制動抵抗器で熱エネルギーとして消費する構成にし、平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制して
電圧検出保護回路が動作しないようにしている。
【０００５】
特許文献１の段落［０００７］には、「前記平滑用コンデンサの両端に接続される制動抵抗とスイッチの直列回路と、前記平滑用コンデンサの両端の電圧が所定の値を超えたときに前記スイッチを閉路させる電圧検出回路と、外部からの開始指令に基づいて、所定期間（Ｔ）内の前記スイッチが閉路している時間を集計し、この集計時間（Σｔ）を出力する集計回路と、前記期間（Ｔ）と集計時間（Σｔ）とから前記制動抵抗の使用率（Ｘ％：Ｘ＝（Σｔ／Ｔ）＊１００）を演算する使用率演算回路と、前記使用率（Ｘ％）を前記期間（Ｔ）が終了時に外部へ表示する表示回路とを備える。」と記載されている。
【０００６】
また、特許文献２の段落［００１１］には、「この成分を、主となる運転指令成分に重畳することにより、主成分の回生電力を打ち消すことが本発明の意図するところである。
【０００７】
図２は、誘導電動機のＴ型等価回路であり、図１の曲線はこの等価回路から作成している。この図２において、ｉ１は１次電流、ｉ２は２次電流、Ｒ１は１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、ｓは滑りであり、滑りｓが大きいところでは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなし、鉄損を無視すると、回生電力が０となるとき、
（Ｒ１＋Ｒ２）・ｉ１２＋(１−ｓ)・Ｒ２・ｉ１２／ｓ＝０           （１）
これをｓについて解いて、
ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１)                                            （２）
となる。」と記載されている。
【０００８】
また、特許文献２の段落［０００６］には、「そこで、本発明は、減速時に通常の運転周波数に対して損失を増加させる低い周波数成分を重畳することで、運転周波数成分による回生電力を消費させてインバータへの回生を防止し、直流母線の電圧上昇に伴う障害を防止できるので、回生エネルギー処理用の抵抗器や制御回路を付加する必要が無く減速に要する時間を短縮できて、小型化することができると共に、電動機の運転自体は重畳成分を含まない本来の運転周波数で行われ通常の運転として制御が可能であり、また、センサレス・ベクトル制御の誘導電動機への適用もできるインバータ駆動誘導電動機の制動方法及びインバータ装置を提供することを目的としている。」と記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第３６４８９３２号
【特許文献２】特許第４３００８３１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献1は、回生制動抵抗器の許容負荷時間率％ＥＤ管理による過負荷保護及び過熱保護についての記載はあるが、誘導電動機の回生時におけるすべり制御についての開示はない。
【００１１】
また、特許文献２には、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転すると開示されている。すなわち、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧（ｖｕ_ｃ＊、ｖｖ_ｃ＊、ｖｗ_ｃ＊）を前記出力周波数の出力電圧に重畳する点が開示されている。
【００１２】
さらに、特許文献２の図２に記載された誘導電動機のＴ型等価回路より明らかなように、特許文献２では、励磁インピーダンスＺｍに流れる励磁電流についての考慮がなく、「滑りｓが大きいところでは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなし」と仮定しているが、現実的には大多数の誘導電動機において、略ｉ１＝ｉ２とみなすことには無理がある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的と達成する手段は下記の通りである。
【００１４】
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、を備える電力変換装置である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、小型化を実現した電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る電力変換装置の構成図である。
【図２（ａ）】誘導電動機のＴ型等価回路である。
【図２（ｂ）】本発明における誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。
【図２（ｃ）】本発明における誘導電動機の回生時電力授受の状態を示した図である。
【図３】誘導電動機の特性図である。
【図４】本発明に係る電力変換装置のセンサレスベクトル制御のブロック図（第一の形態）である。
【図５】本発明に係る電力変換装置のセンサレスベクトル制御のブロック図（第二の形態）である。
【図６】本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第三の形態）である。
【図７】本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第四の形態）である。
【図８】本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第五の形態）である。
【図９】本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第六の形態）である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１７】
以下では図面を用いて本発明について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、本発明は図示例に限定されるものではない。
【００１８】
本発明による電力変換装置の実施例１における形態を以下に図を用いて説明する。
【００１９】
図１は本発明に係る電力変換装置の構成図である。
【００２０】
図１の電力変換装置１０は、誘導電動機４に電力を供給するための順変換器１、平滑用コンデンサ２、逆変換器３、制御回路５、冷却ファン６、デジタル操作パネル７、ドライバ回路８、電流検出回路９を備えて構成される。図１では、任意の入力電源として交流電源を用いた場合を示す。
【００２１】
順変換器１は、交流電力を直流電力に変換する。
平滑用コンデンサ２は、直流中間回路に備えられている。
【００２２】
逆変換器３は、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する。逆変換器３内には、代表的なスイッチング素子として例えばＩＧＢＴが搭載されている。ここで、スイッチング素子としてはＩＧＢＴに限定されるものではなく、スイッチング素子としての形態を有するものであれば良い。
冷却ファン６は、順変換器１及び逆変換器３内のパワーモジュールを冷却する。
デジタル操作パネル７は、電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示を行う。操作パネル７には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。本実施例の操作パネル７としては、特に種類が限られるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。
なお、表示部は必ずしも操作パネル７と一体に構成する必要はないが、操作パネル７の操作者が、表示を見ながら操作できるように一体構成とすることが望ましい。
操作パネル７から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。
【００２３】
制御回路５は、デジタル操作パネル7によって入力される各種の制御データに基づいて逆変換器３のスイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置１０全体の制御を司る働きをするもので、マイコン（制御演算装置）が搭載されており、デジタル操作パネル７から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行なえるように構成されている。内部構成は省略するが、各種の制御データが格納された記憶部の記憶データからの情報に基づいて演算を行うマイコン（制御演算装置）が搭載されている。
電流検出器ＣＴは、誘導電動機のＵ相、Ｗ相の線電流を検出する。Ｖ相の線電流は、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）として求められる。図１ではＣＴを２個用いる例を示したが、ＣＴを３個使用し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の線電流を検出してもよい。
【００２４】
ドライバ回路８は、制御回路５からの指令に基づいて逆変換器３のスイッチング素子を駆動する。ドライバ回路８内にはスイッチングレギュレータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が搭載されており、電力変換装置の運転に必要な各直流電圧を生成し、これらを各構成に対して供給する。
【００２５】
電圧検出回路９は、直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出する。
電力変換装置の各種制御データは、操作パネル７から設定及び変更が可能である。また、任意の入力電源として交流電源ではなく、直流電源を供給する場合には、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続すればよい。
さらには、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続してもよいし、逆に、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の−側を接続してもよい。
【００２６】
図２（ａ）は、従来の誘導電動機のＴ型等価回路である。
【００２７】
誘導電動機は、一次側抵抗Ｒ１と一次側漏れインダクタンスＬ１と二次側抵抗Ｒ２と二次側漏れインダクタンスＬ２と励磁インダクタンスＭとすべりｓから構成される。
ここで、ｉ１は一次側に流れる一次電流、ｉ２は二次側に流れる二次電流、ｉｍは励磁回路に流れる励磁電流である。
【００２８】
図２（ｂ）は、本発明における誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。
誘導電動機における各定数において、励磁インダクタンスＭの数値は、一次漏れインダクタンスＬ１の数値や二次漏れインダクタンスＬ２の数値に比べ極めて大きい。
【００２９】
Ｍ  》Ｌ１（Ｌ１／Ｍ≒０）  ------------------------------ 数（１）
Ｍ  》Ｌ２（Ｌ２／Ｍ≒０）  ------------------------------ 数（２）
数（１）と数（２）を考慮すると、誘導電動機のＴ型等価回路は、図２（ｂ）のように簡略化して表すことができる。
【００３０】
誘導電動機が回生状態の時、図２（ｂ）の簡易Ｔ型等価回路から、各電流には下記関係式が成立する。
【００３１】
すなわち、二次電流ｉ２は、一次電流ｉ１と励磁電流ｉｍのベクトル和で表される。
【００３２】
ｉ２＝ｉ１＋ｊｉｍ
∴ ｉ２２＝ｉ１２＋ｉｍ２  ------------------------------- 数（３）
また、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の一次側抵抗Ｒ１と二次側抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費される（鉄損などを無視）とすれば、下式が成立する。
【００３３】
Ｐｏｕｔ＝−（１−ｓ）／ｓ・Ｒ２・ｉ２２
＝Ｒ２・ｉ２２＋Ｒ１・ｉ１２ 
∴（−１＋ｓ）・Ｒ２・ｉ２２＝ｓ（Ｒ２・ｉ２２＋Ｒ１・ｉ１２ ）--- 数（４）
数（４）より、
−Ｒ２・ｉ２２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１２  ------------------------ 数（５）
数（５）に数（３）を代入すると
−Ｒ２・（ｉ１２＋ｉｍ２）＝ｓ・Ｒ１・ｉ１２  ------------- 数（６）
数（６）より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ２／ｉ１２）  ---------------- 数（７）
ここで、数（７）と特許文献２における数（２）を比較すると、本発明の数（７）の方が（−Ｒ２／Ｒ１・ｉｍ２／ｉ１２）分だけ誘導電動機を正確にモデル化できており、回生電力が０（ゼロ）となるすべり点をより正確に算出できる。
【００３４】
また、特許文献２の数（２）により求めたすべりは、すべりの符号を考慮すると、ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１)＞−１．０（∵Ｒ１＞Ｒ２）となる。一般的に、誘導電動機は１次側の抵抗Ｒ１の数値の方が２次側の抵抗Ｒ２の数値より大きいためである。
【００３５】
これに対して、本発明の数（７）で求めたすべりはｓ＜−１．０領域についても対応可能なため、誘導電動機のすべりの制約を受けず、正確なモデル化が行える。
【００３６】
一般に、誘導電動機の場合、鉄損などを無視すれば、出力電力Ｐｏｕｔの一部が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費され、消費しきれない電力が入力電力Ｐｉｎ（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２２＋Ｒ１・ｉ１２、ここで、Ｐｉｎ＞０で電動状態、Ｐｉｎ＜０で回生状態）として電力変換装置に回生される。このため、誘導電動機のすべりｓを数（７）に従って制御すれば、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして全て消費できる。
【００３７】
図３は、誘導電動機の特性図である。
【００３８】
横軸を誘導電動機のすべり、縦軸を入力電力Ｐｉｎ、出力電力Ｐｏｕｔ、鉄損、銅損として各特性曲線を示している。
図３に示した誘導電動機の特性図の回生時において、Ｐｉｎ＝０の点を数（７）により、より正確なすべり点として求めることができる。
図３では、すべりｓ＞０である左側の領域が電動側として動作する領域であり、すべりｓ＜０である右側の領域が回生側として動作する領域である。すべりｓ＝０は、誘導電動機の同期速度点で、すべりＳ＝１が停止状態の場合を示す。
入力電力Ｐｉｎが負になっているすべりの領域が、電力変換装置へ電力が回生される領域であることを示している。電力変換装置への回生電力Ｐｉｎは、出力電力Ｐｏｕｔから電動機として内部で消費される損失（主に、Ｗ＝鉄損＋銅損）を差し引いた分である。
【００３９】
回生電力が０（ゼロ）となるすべりｓ（Ａ点）の右側の領域は、銅損の増加によってさらに損失が増加するため、電力変換装置からも誘導電動機へ電力が供給される領域となることが分かる。この領域は、発電機（出力電力Ｐｏｕｔ＜０）として動作しているにもかかわらず、電力変換装置からも発電機に電力が供給されている（Ｐｉｎ＞０）状態を示している。
つまり、出力電力Ｐｏｕｔよりも電動機内部で消費における損失Ｗが大きくなり、電力変換装置への電力の回生が行われなくなり、逆に電力変換装置側からも入力電力Ｐｉｎが誘導電動機内に供給され、電動機内の電力がバランスすることになる。
すなわち、誘導電動機の動作点が、すべりｓ（Ａ点）の右側の領域になるように電力変換装置の周波数を制御すれば、誘導電動機から電力変換装置への電力回生は０（ゼロ）で動作させることができる。この電力授受の状態を示したものが、図２（ｃ）である。
【００４０】
図４は、本発明に係る電力変換装置のセンサレスベクトル制御のブロック図（第一の形態）である。
図４の電流検出回路は図１に示した電流検出回路９に対応しており、図４のその他の各構成は図１の制御回路５の詳細構成である。センサレスベクトル制御は、誘導電動機の直流機化制御と称されるものであり、誘導電動機における一次側抵抗値Ｒ１と一次側漏れインダクタンス値Ｌ１と二次側抵抗値Ｒ２と二次側漏れインダクタンス値Ｌ２と励磁インダクタンス値Ｍなどは、センサレスベクトル制御を実行する上で必須の電気定数値であるため、一般的には、電力変換装置内部のメモリー（図示せず）に前もって格納されている。
また、電気諸定数が不明の場合には、オートチューニング機能を用いて誘導電動機の電気定数値を実測すればよい。
【００４１】
つまり、数（７）の演算に用いる一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２は、電力変換装置内部のメモリーに前もって格納されている値を使用するか、あるいは、オートチューニング機能で実測した値を使用するかは電力変換装置のユーザが決めればよく、いずれにしても当該抵抗値は既知の値である。
ここで、誘導電動機のすべりｓは、すべりの定義により、数（８）で表わすことができる。
【００４２】
ｓ＝（ｆ１−ｆｒ）／ｆ１  ------------------------------ 数（８）
ここで、ｆ１は誘導電動機の一次周波数、ｆｒは誘導電動機の回転周波数である。
【００４３】
数（７）で求めたすべりをｓｃとし、これを数（８）に代入して、このすべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓは、数（９）で求められる。
【００４４】
ｆ１ｓ＝ｆｒ／（１−ｓｃ）  ------------------------------ 数（９）
ここで、数（９）において、誘導電動機の回転周波数ｆｒの代わりに誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いて、すべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓを求めてもよい。
【００４５】
誘導電動機の減速時は、発電機として回生状態になるため、すべりｓ＜０となる。例えば、数（７）で求めたすべりをｓｃが、−１．５であったとすると、このすべりに対応する周波数ｆ１sは、数（１０）となる。
【００４６】
ｆ１ｓ＝ｆｒ／｛１−（−１．５）｝＝０．４＊ｆｒ  -------------- 数（１０）
すなわち、電動機の回転周波数ｆｒに対し、４０％相当の周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳すれば、回生時にＡ点：Ｐｉｎ＝０で減速可能であることを意味している。
【００４７】
実際の誘導電動機においては、銅損以外に鉄損や機械損などが発生するが、本発明においても支配的損失（主に銅損Ｗｃ）ではない鉄損や機械損は無視して、数（７）を求めている。このため、数（７）により求めた、回生時Ｐｉｎ＝０のＡ点においては、出力電力Ｐｏｕｔから銅損Ｗｃのみの消費ではなく、無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなども現実的には消費される（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｗｃ＋Ｗｉ＋Ｗｍ＞０）ため、Ａ点で運転すれば無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなどの消費分を電力変換装置から誘導電動機に供給することになり、電力変換装置への回生電力を０（ゼロ）にすることができる。
【００４８】
また、上記４０％以下の周波数として、４０％以下の周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳（すべりｓｃを−１．５以下、例えば−１．８）すれば、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に電力が供給されることになる。この動作点が例えば、図３におけるＢ点である。
【００４９】
すなわち、Ｂ点は誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔよりも一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力Ｗｃと鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失の方が大きい点となる。このため、誘導電動機の入力電力Ｐｉｎ＞０｛Ｐｉｎ＝（−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２２＋Ｒ１・ｉ１２＋鉄損Ｗｉ＋機械損Ｗｍ）＞０｝となり、不足分（図３におけるＰｉｎｓ）が電力変換装置から誘導電動機に供給される。
【００５０】
一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力と鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失に対する不足分（Ｐｉｎｓ）として供給される。
【００５１】
当然、誘導電動機を含むシステムとして、誘導電動機を減速させ発電機動作とさせる場合、回生電力を０（ゼロ）に制御することは望ましいが、電力変換装置から誘導電動機に供給される電力Ｐｉｎｓは少ない方が省エネである。
【００５２】
しかし、特許文献２に開示された方法（基本波周波数の３分の１）では、本発明の図３におけるＢ点よりさらに右側の領域になるため、さらに大きな電力が電力変換装置から誘導電動機に供給されることになる。
【００５３】
本発明によれば、回生電力が０（ゼロ）となるＡ点を正確に求めることができるため、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に供給される電力を最小限にすることができる。
【００５４】
電流検出器ＣＴで誘導電動機の線電流を検出し、ｄｑ軸変換部で検出した電流を直交したｄｑ軸に変換し、励磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｑに分解する。ｄｑ軸変換部は、図４（ａ）に示したように、検出した電流（一次電流）ｉ１を励磁電流成分Ｉｄとそれに直交したトルク電流成分Ｉｑにベクトル分解（ｉ１＝Ｉｄ＋ｊＩｑ）する。
【００５５】
この場合、誘導電動機において、トルク電流成分Ｉｑが正（Ｉｑ＞０）の場合を電動モードとすれば、トルク電流成分Ｉｑが負（Ｉｑ＜０）の場合は、回生モードであることがわかる。すなわち、トルク電流成分Ｉｑの符号で、誘導電動機が電動状態（電動機）か回生状態（発電機）かを判断することができる。
【００５６】
もちろん、直交したｄｑ軸は仮想軸であるため、ｄｑ軸の名前（ｄ軸、ｑ軸）を限定するものではなく、αβ軸であっても、各々の軸が直交したものであればよい。すなわち、励磁電流成分Ｉｄとトルク電流成分Ｉｑを、励磁電流成分Ｉαとトルク電流成分Ｉβとしても本発明の意図は変わらない。
【００５７】
ここで、励磁電流Ｉｄは、数（７）のｉｍに相当し、トルク電流Ｉｑは、数（５）のｉ２に相当する。
【００５８】
誘導電動機を過励磁状態にする場合には、Ｉｄ設定の値を大きくすればよい。Ｉｄ設定の値を変更することにより、誘導電動機を不足励磁状態、適正状態、過励磁状態に任意設定することが可能である。回生時のみＩｄ設定の値を大きくして、過励磁状態にすることも可能である。
【００５９】
誘導電動機の一次電流ｉ１と励磁電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）からすべりｓを求め、速度推定器の出力である誘導電動機の推定速度ｆｒ＾からすべりｓに対応した周波数を演算する。
【００６０】
また、誘導電動機の一次電流ｉ１と励磁電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）からすべりｓを求め、誘導電動機の推定速度ｆｒ＾を使用せず、周波数制御の出力である周波数ｆ１からすべりｓに対応した周波数を演算してもよい。
【００６１】
ここで、図４におけるトルク電流Ｉｑの極性で、Ｉｑ＜０の場合は回生状態（Ｉｑ＞０の場合は電動状態）であるから、Ｉｑ＜０の場合のみ、数（７）に従いすべりを演算し、数（１０）によって求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。
【００６２】
あるいは、図示していないマイコンが、誘導電動機が減速したと判断した場合、あるいは直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出し、当該電圧値が上昇したと判断した場合のみ、数（７）に従いすべりを演算し、数（１０）によって求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳してもよい。
【００６３】
図において、ベクトル演算結果である三相出力相電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、数（１０）に従って求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）したＰＷＭ演算結果で誘導電動機を速度制御する。
【００６４】
すなわち、ＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
ここで、ω１＝２π・ｆ１であり、ω１ｓ＝２π・ｆ１ｓである。
【００６５】
また、周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋについは、電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように予めその大きさを設定調整すればよい。
【００６６】
あるいは、ゲインＫ（Ｋ≦１）で、ΔＶｕｋ＝Ｋ・ΔＶｕ、ΔＶｖｋ＝Ｋ・ΔＶｖ、ΔＶｗｋ＝Ｋ・ΔＶｗを求め、周波数以下の周波数成分の新たな出力電圧としてΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）するように構成しておき、ゲインＫを設定変更可能にすればよい。ゲインＫを小さく設定すれば、各々の相に加算される周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋの大きさを小さくでき、電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように制御することができる。
【００６７】
この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
また、ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１の関数Ｋ（ｉ１）とし、検出された一次電流ｉ１の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。
【００６８】
この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
あるいは、ゲインＫを誘導電動機の二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ２）とし、二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。
【００６９】
この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
さらには、ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ１，ｉ２）とし、一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。
【００７０】
この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
このように制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の巻線抵抗Ｒ１とＲ２にオーミックロスとして消費されるため、誘導電動機から電力変換装置への回生電力を完全に０（ゼロ）にすることが可能であり、誘導電動機の減速時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置の小型化を達成することができる。
【００７１】
本実施例では、電流として、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを数（７）に従って演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することにより、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要がなくなる。
【００７２】
もちろん、電流として用いた励磁側の電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）の代わりに、励磁側の電流を指令する励磁電流指令Ｉｄ＊を用いて、すべりsを求めても同様の効果が得られる。
励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【実施例２】
【００７３】
本発明に係る電力変換装置の第二の実施形態を、図５を用いて説明する。
【００７４】
図５は、本発明に係る電力変換装置のセンサレスベクトル制御のブロック図（第二の形態）である。
【００７５】
図４と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。
【００７６】
数（５）より、
−Ｒ２・ｉ２２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１２
上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／ｉ１２ ---------------------- 数（１１）
ここで、二次側の電流ｉ２は、図５のトルク電流Ｉｑに相当する。
本実施例では、誘導電動機のすべりを数（１１）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。
【００７７】
すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時Ｐｉｎ＝０のポイントが数（１１）を満足するすべりになるということである。
【００７８】
実施例１の図４と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを数（１１）に従って演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳している点である。
【００７９】
電流として用いた二次側の電流ｉ２（図中のトルク電流Ｉｑに相当）の代わりに、二次側の電流を指令するトルク電流指令Ｉｑ＊を用いてすべりsを求めても同様の効果が得られる。トルク電流指令Ｉｑ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【実施例３】
【００８０】
本発明に係る電力変換装置の第三の実施形態を、図６を用いて説明する。
図６は、本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第三の形態）である。
【００８１】
図４と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。
【００８２】
数（５）に数（３）を代入すると
−Ｒ２・ｉ２２＝ｓ・Ｒ１・（ｉ２２−ｉｍ２）
上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２２／（ｉ２２−ｉｍ２）------------ 数（１２）
ここで、二次側の電流ｉ２は、図６のトルク電流Ｉｑに相当し、励磁側の電流ｉｍは、図６の励磁電流Ｉｄに相当する。
【００８３】
本実施例では、誘導電動機のすべりを数（１２）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。
【００８４】
すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０のポイントが数（１２）を満足するすべりになる。
【００８５】
実施例１の図４と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いてすべりを数（１２）に従って演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳している点である。
【００８６】
電流として用いた二次側の電流ｉ２（図中のトルク電流Ｉｑに相当）の代わりに、二次側の電流を指令するトルク電流指令Ｉｑ＊を用い、励磁側の電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）の代わりに、励磁側の電流を指令する励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりsを求めても同様の効果が得られる。トルク電流指令Ｉｑ＊と、励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【実施例４】
【００８７】
本発明に係る電力変換装置の第四の実施形態を、図７を用いて説明する。
図７は、本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第四の形態）である。
【００８８】
図４と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。
実施例１の図４と異なる点は、誘導電動機の速度を検出する手段として、速度推定器を用いないで、速度検出器ＳＳにより実速度ｆｒを検出する点である。
【００８９】
電流として、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを数（７）に従って演算する点は同じである。
【００９０】
電流として用いた励磁側の電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）の代わりに、励磁側の電流を指令する励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりsを求めても同様の効果が得られる。励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【実施例５】
【００９１】
本発明に係る電力変換装置の第五の実施形態を、図８を用いて説明する。
図８は、本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第五の形態）である。
【００９２】
図５と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。
実施例２の図５と異なる点は、誘導電動機の速度を検出する手段として、速度推定器を用いないで、速度検出器ＳＳにより実速度ｆｒを検出する点である。
【００９３】
電流として、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを数（１１）に従って演算する点は同じである。
【００９４】
電流として用いた二次側の電流ｉ２（図中のトルク電流Ｉｑに相当）の代わりに、二次側の電流を指令するトルク電流指令Ｉｑ＊を用いてすべりsを求めても同様の効果が得られる。トルク電流指令Ｉｑ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【実施例６】
【００９５】
本発明に係る電力変換装置の第六の実施形態を、図９を用いて説明する。
図９は、本発明に係る電力変換装置センサレスベクトル制御のブロック図（第六の形態）である。
【００９６】
図６と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。
実施例３の図６と異なる点は、やはり、誘導電動機の速度を検出する手段として、速度推定器を用いないで、速度検出器ＳＳにより実速度ｆｒを検出する点である。
【００９７】
電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いてすべりを数（１２）に従って演算する点は同じである。
【００９８】
電流として用いた二次側の電流ｉ２（図中のトルク電流Ｉｑに相当）の代わりに、二次側の電流を指令するトルク電流指令Ｉｑ＊を用い、励磁側の電流ｉｍ（図中の励磁電流Ｉｄに相当）の代わりに、励磁側の電流を指令する励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりsを求めても同様の効果が得られる。
トルク電流指令Ｉｑ＊と、励磁電流指令Ｉｄ＊を用いてすべりｓを演算してもよい。
【００９９】
以上の実施例で示したように、本発明は、可変電圧可変周波数の交流電力により誘導電動機を速度制御するセンサレスベクトル制御装置あるいは、ベクトル制御装置において、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１および二次電流値ｉ２および励磁電流値ｉｍのいずれかを用いてすべりを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置を小型に達成できる。
【０１００】
さらに、電力変換装置により駆動される誘導電動機の容量が大きくなればなるほど、回生電力は大きくなり、それを熱エネルギーとして処理しなければならない回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器も大型化することは当然である。
【０１０１】
この場合、大型化した回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器を電力変換装置内部に搭載することは困難となるため、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器は電力変換装置と別置せざるを得ない。
【０１０２】
この際、特に大型化した回生エネルギー処理用の制動抵抗器の設置場所の確保、さらに抵抗器から発生する熱の処理および発熱による抵抗体の温度上昇に起因した火災防止など使用するユーザ側にとっては極めて多岐に亘り、大きな負担となっていた。
しかし、本発明により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、ユーザ側にとっての負担軽減効果を考えれば、そのユーザ側メリットは極めて大きい。
【符号の説明】
【０１０３】
１…順変換器、２…平滑用コンデンサ、３…逆変換器、４…誘導電動機、５…制御回路、６…冷却ファン、７…デジタル操作パネル、８…電源回路、９…直流電圧検出回路、１０…電力変換装置、ＶＰＮ…直流電圧、Ｒ１…誘導電動機の一次側抵抗、Ｒ２…誘導電動機の二次側抵抗、Ｍ…誘導電動機の励磁インダクタンス、ｉ１… 誘導電動機の一次電流、ｉ２… 誘導電動機の二次電流、ｉｍ…誘導電動機の励磁電流、ｓ…誘導電動機のすべり、Ｐｉｎ…入力電力、Ｐｏｕｔ…出力電力、ＣＴ…電流検出器、Ｉｄ＊…誘導電動機の励磁電流指令、Ｉｑ＊…誘導電動機のトルク電流指令、ｆｒ＊…速度設定、ｆｒ＾…推定速度、
ｆｒ…検出速度、ＳＳ…速度検出器、ｔ…時間、・…乗算演算子、／…除算演算子、ｊ…虚数部を表す添字、２…二乗演算子
【図１】
2014217192.tif 000003
【図２（ａ）】
2014217192.tif 000004
【図２（ｂ）】
2014217192.tif 000005
【図２（ｃ）】
2014217192.tif 000006
【図３】
2014217192.tif 000007
【図４】
2014217192.tif 000008
【図５】
2014217192.tif 000009
【図６】
2014217192.tif 000010
【図７】
2014217192.tif 000011
【図８】
2014217192.tif 000012
【図９】
2014217192.tif 000013