(57)【要約】【課題】一次側巻線と二次側巻線の間の結合係数が変化する場合であっても、両巻線間の電力伝送をその結合係数における最大効率で行うことのできる非接触給電装置を提供する。【解決手段】受電装置２側の二次側巻線２１の両端を短絡する二次側巻線短絡手段２３を設け、二次側巻線２１短絡時のインダクタンスＬＳを測定し、結合係数ｋを算出する。そして、結合係数ｋと負荷４の抵抗値ＲＬに合わせて負荷４の手前に設けた電力変換器２５のＤｕｔｙを適切に選択することで、非接触給電部３における電力伝送効率ηが最大となるように制御を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電力を出力するインバータ回路と、上記インバータ回路から供給される上記高周波電力を空間的ギャップを介して電磁誘導によって送受電する非接触給電部と、上記非接触給電部で送受電された上記高周波電力を直流電力に変換する整流回路と、上記整流回路から出力される直流電力の電圧を任意に変化させて負荷に出力する電力変換器とを備え、上記非接触給電部は、一次側コンデンサと共振して上記インバータ回路から供給される高周波電力の送電を行う一次側巻線と、二次側コンデンサと共振して上記一次側巻線から送電された高周波電力の受電を行う二次側巻線と、を有する非接触給電装置であって、
上記二次側巻線の両端を任意のタイミングで短絡させる二次側巻線短絡手段と、
上記インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、
上記インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、
上記駆動電圧検出手段と上記駆動電流検出手段で検出された駆動電圧および駆動電流に基づいて上記インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する一次成分を含む一次駆動電圧および一次駆動電流を抽出する一次成分抽出手段と、
上記インバータ回路を制御するとともに、上記二次側巻線短絡手段で上記二次側巻線が短絡されたときの上記一次成分抽出手段で抽出された上記一次駆動電圧および上記一次駆動電流の値に基づいて上記非接触給電部の結合係数ｋおよび電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを算出する一次側制御回路と、
上記一次側制御回路で算出された上記抵抗値ＲＬｍａｘの情報を送受信する通信手段と、
上記二次側巻線短絡手段の動作を制御するとともに、上記通信手段を介して受信された上記抵抗値ＲＬｍａｘの値に基づいて上記電力変換器の動作を制御する二次側制御回路と、
を備えた非接触給電装置
【請求項２】
上記電力変換器の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
上記電力変換器の出力電流を検出する出力電流検出手段と、
を備えるとともに、
上記二次側制御回路は、上記出力電圧検出手段と上記出力電流検出手段の各検出出力に基づいて上記電力変換器に接続された上記負荷の現時点の抵抗値ＲＬの大きさを算出するとともに、この算出された上記抵抗値ＲＬ、上記通信手段で受信された上記抵抗値ＲＬｍａｘの値に基づいて上記電力変換器の動作を制御するものである請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項３】
上記電力変換器は降圧コンバータであり、上記二次側制御回路によって上記降圧コンバータを駆動する際のＤｕｔｙを、ＲＬｍａｘ＝１．２３×（１／Ｄｕｔｙ２）×ＲＬ（ただし、ＲＬは現時点の負荷の抵抗値）の式をＤｕｔｙについて解くことにより決定する請求項１又は請求項２に記載の非接触給電装置。
【請求項４】
上記電力変換器は昇圧コンバータであり、上記二次側制御回路によって上記昇圧コンバータを駆動する際のＤｕｔｙを、ＲＬｍａｘ＝１．２３×（１−Ｄｕｔｙ）２×ＲＬ（ただし、ＲＬは現時点の負荷の抵抗値）の式をＤｕｔｙについて解くことにより決定する請求項１又は請求項２に記載の非接触給電装置。
【請求項５】
上記電力変換器は昇降圧コンバータであり、上記二次側制御回路によって上記昇降圧コンバータを駆動する際のＤｕｔｙを、ＲＬｍａｘ＝１．２３×｛（１−Ｄｕｔｙ）／Ｄｕｔｙ｝２×ＲＬ（ただし、ＲＬは現時点の負荷の抵抗値）の式をＤｕｔｙについて解くことにより決定する請求項１又は請求項２に記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電磁誘導型の非接触給電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の非接触給電においては、一次側巻線と二次側巻線とを空間的ギャップを介して対向配置するとともに、一次側巻線と共振する一次側コンデンサ、二次側巻線と共振する二次側コンデンサを設け、共振現象を利用して両巻線間を電磁誘導結合することで非接触の電力伝送を行う技術がある。
【０００３】
この場合、例えば、下記の特許文献１記載の従来技術では、一次側巻線にはこれと共振する一次側コンデンサを直列接続する一方、二次側巻線にはこれと共振する二次側コンデンサを並列接続し、これによって電力伝送効率を高めるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４６４４８２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１記載の非接触給電装置では、例えば一次側巻線と二次側巻線間の対向間距離が変化したり、両巻線が巻線軸方向に互いに位置ずれする等して、一次側巻線と二次側巻線の結合状態が変化すると、これに伴って、両巻線間の電力伝送効率が最大となる負荷の値が変動してしまう。
【０００６】
従来技術では、両巻線間の結合状態の変化を検出し、その検出した値に基づいて両巻線間の電力伝送効率が最大となるように制御を行うような手段が何ら設けられていなかった。このため、一次側巻線と二次側巻線の結合状態の変化によって電力伝送効率が低下するという問題点があった。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、一次側巻線と二次側巻線の結合状態を示す結合係数が変化した場合でも、その結合係数における最大の効率で電力伝送が可能な非接触給電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明の非接触給電装置は、高周波電力を出力するインバータ回路と、上記インバータ回路から供給される上記高周波電力を空間的ギャップを介して電磁誘導によって送受電する非接触給電部と、上記非接触給電部で送受電された上記高周波電力を直流電力に変換する整流回路と、上記整流回路から出力される直流電力の電圧を任意に変化させて負荷に出力する電力変換器とを備え、上記非接触給電部は、一次側コンデンサと共振して上記インバータ回路から供給される高周波電力の送電を行う一次側巻線と、二次側コンデンサと共振して上記一次側巻線から送電された高周波電力の受電を行う二次側巻線と、を有するものであって、
上記二次側巻線の両端を任意のタイミングで短絡させる二次側巻線短絡手段と、上記インバータ回路の駆動電圧を検出する駆動電圧検出手段と、上記インバータ回路の駆動電流を検出する駆動電流検出手段と、上記駆動電圧検出手段と上記駆動電流検出手段で検出された駆動電圧および駆動電流に基づいて上記インバータ回路の駆動周波数と同一の周波数を有する一次成分を含む一次駆動電圧および一次駆動電流を抽出する一次成分抽出手段と、上記インバータ回路を制御するとともに、上記二次側巻線短絡手段で上記二次側巻線が短絡されたときの上記一次成分抽出手段で抽出された上記一次駆動電圧および上記一次駆動電流の値に基づいて上記非接触給電部の結合係数ｋおよび電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを算出する一次側制御回路と、上記一次側制御回路で算出された上記抵抗値ＲＬｍａｘの情報を送受信する通信手段と、上記二次側巻線短絡手段の動作を制御するとともに、上記通信手段を介して受信された上記抵抗値ＲＬｍａｘの値に基づいて上記電力変換器の動作を制御する二次側制御回路と、を備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る非接触給電装置は、一次側巻線と二次側巻線との間の結合係数ｋを検出し、この検出した結合係数ｋと負荷の状態に基づいて両巻線間の電力伝送効率ηが最大となるように制御を行うので、一次側巻線と二次側巻線との間の結合係数ｋの変化に応じて、その結合係数ｋにおける最大の電力伝送効率ηでもって電力伝送を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１の非接触給電装置の非接触給電部および負荷の詳細等価回路図である。
【図３】図２の詳細等価回路図を簡略化した等価回路である。
【図４】この発明の実施の形態１における非接触給電装置において、二次側巻線を二次側巻線短絡手段によって短絡した場合の非接触給電部の詳細等価回路図である。
【図５】この発明の実施の形態１における駆動電圧検出手段および駆動電流検出手段によって検出された駆動電圧および駆動電流の波形図である。
【図６】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電力変換器の一例である降圧コンバータの簡易回路図である。
【図７】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電力変換器の一例である昇圧コンバータの簡易回路図である。
【図８】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電力変換器の一例である昇降圧コンバータの簡易回路図である。
【図９】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の整流回路の一例であるチョークインプット型フルブリッジ整流回路の回路図である。
【図１０】この発明の実施の形態１における非接触給電装置の制御内容を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における非接触給電装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【００１２】
この実施の形態１の非接触給電装置は、送電装置１と受電装置２を備える。
送電装置１は、直流電源１１、この直流電源１１からの直流電力を高周波の交流電力に変換して出力するインバータ回路１２、インバータ回路１２から高周波電力が供給される一次側巻線１３、およびこの一次側巻線１３と共振する一次側コンデンサ１４を有する。この場合、一次側巻線１３には一次側コンデンサ１４が直列に接続されており、一次側巻線１３は一次側コンデンサ１４と共振して電磁誘導によって送電を行う。
【００１３】
なお、直流電源１１は、二相または三相の交流電源（図示せず）からの交流電力を整流回路（図示せず）によって直流電力に変換したものであってもよい。また、インバータ回路１２は、任意の回路構成のものを用いることができ、例えばハーフブリッジ回路またはフルブリッジ回路で構成することができる。
【００１４】
さらに、送電装置１は、インバータ回路１２の駆動電圧を検出する駆動電圧検出器１５、インバータ回路１２の駆動電流を検出する駆動電流検出器１６、両検出器１５，１６で検出された駆動電圧および駆動電流に基づいて上記インバータ回路１２の駆動周波数と同一の周波数を有する一次成分を含む一次駆動電圧および一次駆動電流を抽出する一次成分抽出手段１７、非接触給電部３に対して一定の高周波の交流電力が供給されるようにインバータ回路１２の動作を制御するとともに、後述の二次側巻線短絡手段２３で二次側巻線２１が短絡されたときの一次成分抽出手段１７で抽出された一次駆動電圧および一次駆動電流に基づいて非接触給電部３の結合係数ｋや電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを算出する一次側制御回路１８、および後述の二次側通信手段２９との間で無線の情報通信を行う一次側通信手段１９を含む。
【００１５】
なお、上記の駆動電圧検出器１５、駆動電流検出器１６は、当業者によって容易に想定される任意の回路構成を有するものであればよい。また、一次成分抽出手段１７としては例えば離散フーリエ変換回路などが適用される。そして、上記の駆動電圧検出器１５と駆動電流検出器１６が特許請求の範囲における駆動電圧検出手段と駆動電流検出手段にそれぞれ対応している。
【００１６】
一方、受電装置２は、一次側巻線１３に空間ギャップを介して対向配置された二次側巻線２１、この二次側巻線２１と共振する二次側コンデンサ２２、二次側巻線２１の両端を任意のタイミングで短絡させるリレー回路等で構成された二次側巻線短絡手段２３、二次側巻線２１で受電された高周波電力を直流電力へ変換する整流回路２４、および整流回路２４から出力された直流電力を任意の電圧へ変換する電力変換器２５を備え、電力変換器２５の出力側には受電された電力を消費する負荷４が接続されている。この場合、二次側巻線２１には二次側コンデンサ２２が並列に接続されており、二次側巻線２１は、二次側コンデンサ２２と共振して一次側巻線１３との電磁誘導によって受電を行う。
【００１７】
すなわち、一次側巻線１３に高周波電力が供給されると、その周囲に交流磁場が形成され、交流磁場が二次側巻線２１を鎖交し、電磁誘導現象によって二次側巻線２１に誘導起電力が発生する。これによって、一次側巻線１３と二次側巻線２１との間で非接触の送受電が行われる。
【００１８】
さらに、受電装置２は、電力変換器２５の出力電圧および出力電流をそれぞれ検出する出力電圧検出器２６と出力電流検出器２７、二次側巻線短絡手段２３の動作を制御するとともに、出力電圧検出器２６と出力電流検出器２７で検出された出力電圧と出力電流、および一次側通信手段１９から送られてくる上記の結合係数ｋおよび抵抗値ＲＬｍａｘの値に基づいて電力変換器２５の動作を制御する二次側制御回路２８、および一次側通信手段１９との間で無線の情報通信を行う二次側通信手段２９を含む。
【００１９】
なお、上記の出力電圧検出器２６と出力電流検出器２７が特許請求の範囲における出力電圧検出手段と出力電流検出手段にそれぞれ対応している。また、上記の一次側通信手段１９と二次側通信手段２９が特許請求の範囲における通信手段に対応している。
【００２０】
また、ここでは、電力を非接触で送受電する一次側巻線１３、一次側コンデンサ１４、二次側巻線２１、および二次側コンデンサ２２をまとめて、以降、非接触給電部３と称する。
【００２１】
また、図１に示した一次側巻線１３と一次側コンデンサ１４の直列接続、二次側巻線２１と二次側コンデンサ２２の並列接続は一例であり、このような接続形態に限定されず、一次側コンデンサ１４の並列接続、二次側コンデンサ２２の直列接続でも良いし、それぞれが直並列接続でも良く、共振を利用できる接続形態ならいずれの接続形態でも良い。また、一次側巻線１３および二次側巻線２１は、リッツ線等の線材をパンケーキ状に巻いたものに、鉄心（図示せず）としてフェライト等を貼り付けて構成することもできる。また、図１では、一次側巻線１３と二次側巻線２１との巻線方向が同じ極性になるように図示しているが、巻線方向が逆極性になってもよい。
【００２２】
なお、この実施の形態１においては、非接触給電装置のうちの二次側巻線２１、二次側コンデンサ２２、整流回路２４、電力変換器２５、二次側制御回路２８、負荷４、二次側巻線短絡手段２３、および二次側通信手段２９は移動体側に配置され、それ以外のものは固定側に配置されている。例えば、電気自動車にこの発明に係る非接触給電装置を適用する場合、移動体側は電気自動車、固定側は地上設備となる。
【００２３】
次に、非接触給電部３の一次側巻線１３と二次側巻線２１間の結合係数ｋ、電力伝送効率η、および電力伝送効率ηが最大となる負荷の抵抗値ＲＬｍａｘの相互の関係について説明する。
【００２４】
先行の特許文献１記載の内容と同様に、一次側巻線１３、一次側コンデンサ１４、二次側巻線２１、および二次側コンデンサ２２からなる非接触給電部３に直接に負荷４が接続されている場合を考える。そして、非接触給電部３および負荷４を等価回路化すると図２のようになる。なお、一次側パラメータは二次側に換算して’（ダッシュ）をつけて表記している。
【００２５】
図２において、ｒ０’は二次側に換算された励磁抵抗（鉄損）、ｒ１’は二次側に換算された一次側巻線１３の抵抗、ｒ２は二次側巻線２１の抵抗、ｘ０’は二次側に換算された励磁リアクタンス、ｘ１’は二次側に換算された一次側漏れリアクタンス、ｘ２は二次側漏れリアクタンス、ｘＳ’は二次側に換算された一次側コンデンサ１４のリアクタンス、ｘＰは二次側コンデンサ２２のリアクタンス、ＶＩＮ’は二次側に換算された入力電圧、ＩＩＮ’は二次側に換算された入力電流、Ｉ１’は二次側に換算された一次側電流、Ｖ２は二次側電圧、Ｉ２は二次側電流、ＲＬは負荷４の抵抗値、ＶＬは負荷４への出力電圧、ＩＬは負荷４への出力電流である。
【００２６】
ここで、一次側巻線１３と二次側巻線２１の巻数比をａ＝Ｎ１／Ｎ２とし、また、鉄損を表すｒ０’や一次側巻線１３と二次側巻線２１の各抵抗ｒ１’、ｒ２は、インバータ回路１２の駆動周波数ｆ０において、リアクタンスｘ０’（＝ω０Ｍ／ａ＝２πｆ０Ｍ／ａ、ただし、Ｍは相互インダクタンス、ｆ０は駆動周波数、ω０は駆動角速度）や、一次側漏れリアクタンスｘ１’、二次側漏れリアクタンスｘ２と比較して十分小さいので、省略すると、図３の簡易等価回路となる。
【００２７】
図３の簡易等価回路において、一次側コンデンサ１４の容量をＣＳ、二次側コンデンサ２２の容量をＣＰとすると、各容量ＣＳ，ＣＰを次の式（１）のように決める。
【００２８】
【数１】
2014207764.tif 000003
【００２９】
このとき、非接触給電部３の入力電圧ＶＩＮ’と出力電圧Ｖ２、非接触給電部３の入力電流ＩＩＮ’と出力電流ＩＬの関係を求めると、次の式（２）となる。
【００３０】
【数２】
2014207764.tif 000004
【００３１】
図２の詳細等価回路と、上記式（２）の関係から、非接触給電部３の電力伝送効率ηを求める理論式は、次の式（３）となり、非接触給電部３の電力伝送効率ηが負荷４の抵抗値ＲＬに依存していることが分かる。なお、ここでは、ｒ０’による鉄損を無視している。
【００３２】
【数３】
2014207764.tif 000005
【００３３】
上記式（３）を微分して電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを求めると、次の式（４）が得られる。
【００３４】
【数４】
2014207764.tif 000006
【００３５】
ここで、一次側巻線１３と二次側巻線２１の共振の鋭さをそれぞれＱ１，Ｑ２とし、結合係数ｋを次の式（５）で定義する。
【００３６】
【数５】
2014207764.tif 000007
【００３７】
この式（５）を用いて前述の式（１）のｘＰと、式（２）のｂを変形すると、次の式（６）となる。
【００３８】
【数６】
2014207764.tif 000008
【００３９】
上記の式（４）に着目し、この式（４）の平方根内の式を変形すると、次の式（７）となる。
【００４０】
【数７】
2014207764.tif 000009
【００４１】
したがって、この式（７）において、次の式（８）の関係が成立するとすれば、上記の式（４）の平方根内の式の１の値を無視できることになるので、さらに以下の式（９）に近似することができる。
【００４２】
【数８】
2014207764.tif 000010
【００４３】
【数９】
2014207764.tif 000011
【００４４】
上記の式（９）から明らかなように、電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘが結合係数ｋの値に依存していることが分かる。なお、ここでは、一次側コンデンサ１４は一次側巻線１３に直列に、二次側コンデンサ２２は二次側巻線２１に並列に、それぞれ接続された場合について説明したが、他の接続形態でも電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘは、結合係数ｋに依存する。
【００４５】
例えば、一次側コンデンサ１４が一次側巻線１３に並列に、二次側コンデンサ２２も二次側巻線２１に並列にそれぞれ接続された場合には、上記の式（９）が同様に成立する。また、一次側コンデンサ１４が一次側巻線１３に並列に、二次側コンデンサ２２が二次側巻線２１に直列に接続された場合や、一次側コンデンサ１４が一次側巻線１３に直列に、二次側コンデンサ２２が二次側巻線２１に直列に接続された場合には、次の式（１０）が成立する。いずれの場合も電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘは、結合係数ｋに依存することが分かる。
【００４６】
【数１０】
2014207764.tif 000012
【００４７】
ここで、非接触給電部３から電力供給側を見た場合の負荷は、実際には、電力変換器２５に接続された負荷４だけでなく、整流回路２４や電力変換器２５といった負荷が付属している。したがって、結合係数ｋに合わせて電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを決定する場合、非接触給電部３から見た負荷４、電力変換器２５、および整流回路２４を合成した合成負荷の抵抗値を考慮し、この合成負荷の抵抗値を適切に調整することで、結合係数ｋの変化に伴う電力伝送効率ηの低下を最小限に抑えることができる。よって、以下では電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘとは、合成負荷についてのものであるとする。
【００４８】
次に、二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１の両端を短絡した場合の非接触給電部３の等価回路を図４に示す。二次側巻線２１の両端を短絡させる理由は、非接触給電部３より下流側にある整流回路２４、電力変換器２５、負荷４といった抵抗成分を電気的に切り離し、図４の等価回路で示すインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θの値を求めるためである。
【００４９】
鉄損は非常に小さいので、ここではｒ０’を無視する。また、予め一次側制御回路１８には、一次側巻線１３のインダクタンスＬ１、抵抗ｒ１、巻数Ｎ１、一次側コンデンサ１４の容量ＣＳの各情報を記憶させておくものとする。また、二次側制御回路２８には、二次側巻線２１のインダクタンスＬ２、抵抗ｒ２、巻数Ｎ２、二次側コンデンサ２２の容量ＣＰの各情報を記憶させておくものとする。受電装置２の上記の各パラメータは、両通信手段１９，２９によって送電装置１の一次側制御回路１８に送信することができるので、未知のパラメータは結合係数ｋによって変化するリアクタンスｘ０’、ｘ１’、ｘ２のみである。
【００５０】
二次側巻線短絡手段２３によって二次側巻線２１を短絡したときの図４の等価回路で示すインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θの値を求めることができれば、これらの｜Ｚ｜，θの値から二次側巻線２１を短絡した時のインダクタンスＬＳは、次の式（１１）により求めることができる。ただし、ｘＳ’は二次側に換算された一次側コンデンサ１４のリアクタンス、ω０は駆動角速度（＝２πｆ０）であり、これらｘＳ’，ω０の値は既知である。
【００５１】
【数１１】
2014207764.tif 000013
【００５２】
ここで、一次側巻線１３のインダクタンスＬＯ（＝Ｌ１）は既知であるため、上記の式（１１）により二次側巻線２１を短絡した時のインダクタンスＬＳが求まれば、結合係数ｋは、次の式（１２）から求めることができる。
【００５３】
【数１２】
2014207764.tif 000014
【００５４】
つまり、二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１を短絡したときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θを検出できれば、式（１１）からＬＳが求まり、かつＬＯ（＝Ｌ１）は既知であるので、式（１２）から結合係数ｋを算出することができる。そして、結合係数ｋが決まれば、前述の式（９）や式（１０）から非接触給電部３の電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを決めることができる。
【００５５】
次に、二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１の両端を短絡したときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θの検出方法について説明する。
【００５６】
二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１を短絡した際、一次側制御回路１８から制御信号を出力してインバータ回路１２を僅かな時間だけ所定の駆動周波数で駆動し、その間に駆動電圧検出器１５と駆動電流検出器１６により、インバータ回路１２から出力される高調波変調された駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉをそれぞれ検出する。なお、インバータ回路１２を制御信号で駆動する際の所定の駆動周波数は、インバータ回路１２の焼損を防ぐため、直流電源１１の電圧を十分低くする、または、インバータ負荷の共振周波数よりも十分高い周波数を選択するのが好ましい。
【００５７】
次いで、一次成分抽出手段１７により、両検出器１５，１６によって検出された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉから、インバータ回路１２の駆動周波数と同一の周波数を有する一次成分を含む一次駆動電圧Ｖ１、および一次駆動電流Ｉ１を抽出する。
【００５８】
図５に、駆動電圧検出器１５、および駆動電流検出器１６によって検出された駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉの波形図の一例を示す。なお、図５において、横軸は時間、縦軸は駆動電圧Ｖと駆動電流Ｉを示す。
【００５９】
高周波変調された駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉは、一般に、駆動周波数の整数倍の高次周波数成分を含む合成波形として表される。よって、一次成分抽出手段１７は、両検出器１５，１６で検出された図５に示す駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉを、例えば駆動周波数の整数倍のサンプリング周波数を用いて離散フーリエ変換し、これにより駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの一次成分、すなわち駆動周波数と同一の周波数を有する成分だけを抽出する。
【００６０】
なお、図５の場合、一次成分抽出手段１７は、図５に示したようなインバータ回路１２の駆動周波数の単一周期に相当する時間における駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉに基づいて、一次駆動電圧Ｖ１、一次駆動電流Ｉ１を抽出する。また、一次成分抽出手段１７において、複数の高次周波数成分を有する信号から一次成分だけを抽出する手法、およびアルゴリズムとしては、例えば、一般に市販された離散フーリエ変換用のソフトウェアを用いて駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉの一次成分Ｖ１，Ｉ１だけを抽出することができる。
【００６１】
一次成分抽出手段１７において抽出されるインバータ回路１２の駆動周波数と同一の周波数を有する駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉの一次成分Ｖ１，Ｉ１は、次の式（１３）のように複素数表示される。
【００６２】
【数１３】
2014207764.tif 000015
【００６３】
ここで、Ｖ１は駆動電圧Ｖの一次成分である一次駆動電圧を示し、Ｉ１は駆動電流Ｉの一次成分である一次駆動電流を示す。なお、Ｖ１Ｒｅ、Ｉ１ＲｅはＶ１、Ｉ１の実部、Ｖ１Ｉｍ、Ｉ１ＩｍはＶ１、Ｉ１の虚部、ｊは虚数単位を示す。
【００６４】
二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１を短絡したときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θ（一次駆動電圧Ｖ１、および一次駆動電流Ｉ１の位相）は、次の式（１４）により求めることができる。
【００６５】
【数１４】
2014207764.tif 000016
【００６６】
ここで、Ｒｅ（Ｚ）、およびＩｍ（Ｚ）はそれぞれインピーダンスＺの実部、および虚部を意味する。なお、駆動電圧Ｖ、および駆動電流Ｉの位相θは、ａｒｃｔａｎの代わりにａｒｃｓｉｎ、またはａｒｃｃｏｓを用いて算出してもよい。位相θが９０°付近ではａｒｃｔａｎは発散し、誤差を多く含み得るので、ａｒｃｓｉｎ、またはａｒｃｃｏｓを用いて位相θを算出することが好ましい場合がある。
【００６７】
このようにして、二次側巻線短絡手段２３により二次側巻線２１を短絡したときのインバータ負荷のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θの値が求まれば、前述の式（１１）、式（１２）から結合係数ｋを算出することができ、結合係数ｋが決まれば、前述の式（９）や式（１０）から非接触給電部３の電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを決めることができる。
【００６８】
前述したように、非接触給電部３から電力供給側を見た場合、実際には、負荷４だけでなく整流回路２４や電力変換器２５といった負荷が付属しているので、電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを設定するに当たり、非接触給電部３から見た整流回路２４、電力変換器２５、および負荷４を合成した合成負荷の抵抗値を適切に調整する必要がある。以下、合成負荷の抵抗値を適切に調整するための手法について説明する。
【００６９】
まず、電力変換器２５の一例として、降圧コンバータの簡易回路図を図６に、昇圧コンバータの簡易回路図を図７に、昇降圧コンバータの簡易回路図を図８にそれぞれ示す。なお、これらの図において、ＶＣ＿ＩＮは入力電圧、ＩＣ＿ＩＮは入力電流、ＶＣ＿ＯＵＴは出力電圧、ＩＣ＿ＯＵＴは出力電流、ＳＷはスイッチング素子、Ｌはインダクタ、Ｄはダイオード、Ｃは電界コンデンサを表している。
【００７０】
ここで、図６に示すような降圧コンバータでは、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと出力電圧ＶＣ＿ＯＵＴの関係は、ダイオードＤの順方向降下電圧ＶＦとスイッチング素子ＳＷをオン／オフする制御信号のＤｕｔｙを用いて次の式（１５）で表すことができる。
【００７１】
【数１５】
2014207764.tif 000017
【００７２】
ここで、次の式（１６）の関係が成立すれば、上記の式（１５）は下記の式（１７）に近似することができる。
【００７３】
【数１６】
2014207764.tif 000018
【００７４】
【数１７】
2014207764.tif 000019
【００７５】
さらに、近年の電力変換器２５は高効率化がなされ、効率ηが９８％以上を実現するものも出てきているので、電力変換器２５の損失を無視して次の式（１８）が成立すると仮定する。
【００７６】
【数１８】
2014207764.tif 000020
【００７７】
上記の式（１８）に式（１７）を代入して整理すると、入力電流ＩＣ＿ＩＮと出力電流ＩＣ＿ＯＵＴの関係は、次の式（１９）で表すことができる。
【００７８】
【数１９】
2014207764.tif 000021
【００７９】
ここで、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと入力電流ＩＣ＿ＩＮを用いて入力抵抗ＲＣ＿ＩＮを求めて整理すると、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの関係を次の式（２０）で表すことができる。この式（２０）から、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮは出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴ以上の値となり、かつ入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの比率がＤｕｔｙに依存していることが分かる。
【００８０】
【数２０】
2014207764.tif 000022
【００８１】
次に、図７に示すような昇圧コンバータでは、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと出力電圧ＶＣ＿ＯＵＴの関係は、ダイオードＤの順方向降下電圧ＶＦとスイッチング素子ＳＷをオン／オフする制御信号のＤｕｔｙを用いて次の式（２１）で表すことができる。
【００８２】
【数２１】
2014207764.tif 000023
【００８３】
ここで、次の式（２２）の関係が成立するとすれば、上記の式（２１）を以下の式（２３）に近似することができる。
【００８４】
【数２２】
2014207764.tif 000024
【００８５】
【数２３】
2014207764.tif 000025
【００８６】
さらに、降圧コンバータの場合と同様に、電力変換器２５の損失を無視して次の式（２４）が成立すると仮定する。
【００８７】
【数２４】
2014207764.tif 000026
【００８８】
上記の式（２４）に式（２３）を代入して整理すると、入力電流ＩＣ＿ＩＮと出力電流ＩＣ＿ＯＵＴの関係は、次の式（２５）で表すことができる。
【００８９】
【数２５】
2014207764.tif 000027
【００９０】
ここで、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと入力電流ＩＣ＿ＩＮを用いて入力抵抗ＲＣ＿ＩＮを求めて整理すると、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの関係を次の式（２６）で表すことができる。この式（２６）から、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮは出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴ以下の値となり、かつ入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの比率がＤｕｔｙに依存していることが分かる。
【００９１】
【数２６】
2014207764.tif 000028
【００９２】
次に、図８に示すような昇降圧コンバータでは、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと出力電圧ＶＣ＿ＯＵＴの関係は、ダイオードＤの順方向降下電圧ＶＦとスイッチング素子ＳＷをオン／オフする制御信号のＤｕｔｙを用いて次の式（２７）で表すことができる。
【００９３】
【数２７】
2014207764.tif 000029
【００９４】
ここで、次の式（２８）の関係が成立するとすれば、上記の式（２７）を以下の式（２９）に近似することができる。
【００９５】
【数２８】
2014207764.tif 000030
【００９６】
【数２９】
2014207764.tif 000031
【００９７】
さらに、降圧コンバータや昇圧コンバータの場合と同様に、電力変換器２５の損失を無視して次の式（３０）が成立すると仮定する。
【００９８】
【数３０】
2014207764.tif 000032
【００９９】
上記の式（３０）に式（２９）を代入して整理すると、入力電流ＩＣ＿ＩＮと出力電流ＩＣ＿ＯＵＴの関係は、次の式（３１）で表すことができる。
【０１００】
【数３１】
2014207764.tif 000033
【０１０１】
ここで、入力電圧ＶＣ＿ＩＮと入力電流ＩＣ＿ＩＮを用いて入力抵抗ＲＣ＿ＩＮを求めて整理すると、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの関係を次の式（３２）で表すことができる。この式（３２）から、入力抵抗ＲＣ＿ＩＮが出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴ以下の値となるか以上の値になるかはＤｕｔｙの大小に依存し、かつ入力抵抗ＲＣ＿ＩＮと出力抵抗ＲＣ＿ＯＵＴの比率がＤｕｔｙに依存していることが分かる。
【０１０２】
【数３２】
2014207764.tif 000034
【０１０３】
以上のことから、電力変換器２５として降圧コンバータを設けた場合は、その抵抗値をより大きな値に見せかけることができ、昇圧コンバータを設けた場合は、その抵抗値をより小さな値に見せかけることができ、昇降圧コンバータを設けた場合は、その抵抗値をより大きな値に見せかけることも、より小さな値に見せかけることもできることが分かる。また、いずれの場合もこれらの各抵抗値はＤｕｔｙに依存するので、Ｄｕｔｙを制御することで電力変換器２５による抵抗値の変化を調整することができる。
【０１０４】
続いて、整流回路２４の一例であるチョークインプット型フルブリッジ整流回路を図９に示す。
【０１０５】
図９のようなチョークインプット型フルブリッジ整流回路では、インダクタＬのインダクタンスが十分大きく、インダクタＬとダイオードＤ１〜Ｄ４の内部抵抗が十分小さい場合、入力電圧ＶＲ＿ＩＮと出力電圧ＶＲ＿ＯＵＴの関係は、次の式（３３）で表すことができる。なお、図９でＩＲ＿ＩＮは入力電流、ＩＲ＿ＯＵＴは出力電流、ＲＲ＿ＩＮは入力抵抗、ＲＲ＿ＯＵＴは出力抵抗、Ｃは電界コンデンサである。
【０１０６】
【数３３】
2014207764.tif 000035
【０１０７】
さらに、近年の整流回路２４は高効率化がなされ、効率ηが９９％以上を実現するものも出てきているので、整流回路２４の損失を無視して、次の式（３４）が成立すると仮定する。
【０１０８】
【数３４】
2014207764.tif 000036
【０１０９】
ここで、入力電圧ＶＲ＿ＩＮと入力電流ＩＲ＿ＩＮを用いて入力抵抗ＲＲ＿ＩＮを求めて整理すると、入力抵抗ＲＲ＿ＩＮと出力抵抗ＲＲ＿ＯＵＴの関係は、次の式（３５）で表すことができる。この式（３５）から、入力抵抗ＲＲ＿ＩＮと出力抵抗ＲＲ＿ＯＵＴの比は一定（＝１．２３）となることが分かる。
【０１１０】
【数３５】
2014207764.tif 000037
【０１１１】
このように、電力変換器２５の入力側の手前に整流回路２４が付属している場合、電力変換器２５の入力抵抗ＲＲ＿ＩＮと出力抵抗ＲＲ＿ＯＵＴの関係を示す式（２０）、式（２６）、式（３２）において、整流回路２４による抵抗値の変化分を考慮する必要がある。
【０１１２】
これまで、非接触給電装置の各構成要素の作用について説明した。
ここからは、図１０に示すフローチャートに沿って、一次側巻線１３と二次側巻線２１との間の結合係数ｋを検出し、検出した結合係数ｋと負荷４の状態に基づいて電力変換器２５を最適に制御することで非接触給電部３の巻線１３，２１間の電力伝送効率ηを最大化する方法について説明する。なお、図１０において、符号Ｓは各処理ステップを意味する。
【０１１３】
まず、スタートの合図として、二次側制御回路２８から通信手段２９，１９によって一次側制御回路１８に対して送電開始要求を送る。次に、ステップＳ１では、予め二次側制御回路２８に記憶させておいた二次側巻線２１のインダクタンスＬ２、抵抗ｒ２、巻数Ｎ２、二次側コンデンサ２２の容量ＣＰの各バラメータの情報を通信手段２９，１９によって一次側制御回路１８に送る。
【０１１４】
なお、仮に一次側と二次側がセットになっている場合は、予め一次側制御回路１８に一次側巻線１３のインダクタンスＬ１、抵抗ｒ１、巻数Ｎ１、一次側コンデンサ１４の容量ＣＳの情報と合わせて、二次側巻線２１のインダクタンスＬ２、抵抗ｒ２、巻数Ｎ２、二次側コンデンサ２２の容量ＣＰの情報を記憶させておくことで、ステップＳ１を省略することができる。
【０１１５】
ステップＳ２では、二次側制御回路２８は、二次側巻線短絡手段２３によって二次側巻線２１を短絡した後、短絡完了の合図を通信手段２９，１９によって一次側制御回路１８に送る。
【０１１６】
ステップＳ３では、一次側制御回路１８は、短絡完了の合図を受けると、これに応じてインバータ回路１２に制御信号を出力し、インバータ回路１２を僅かな時間だけ駆動する。その間に駆動電圧検出器１５と駆動電流検出器１６により、インバータ回路１２の駆動電圧Ｖ、駆動電流Ｉを検出する。そして、一次成分抽出手段１７によって駆動電圧Ｖ、駆動電流Ｉの一次成分Ｖ１、Ｉ１を抽出し、前述の式（１４）に基づいて二次側巻線短絡手段２３によって二次側巻線２１を短絡した場合のインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θを求める。
なお、ここで、インバータ回路１２を駆動する場合は、回路の焼損を防ぐために直流電源１１の電圧を十分低くするか、インバータ負荷の共振周波数よりも十分高い駆動周波数を選択して駆動することが望ましい。
【０１１７】
ステップＳ４では、一次側制御回路１８から通信手段１９，２９によって二次側制御回路２８に対して二次側巻線２１の開放要求を送る。これに応じて、二次側制御回路２８は、二次側巻線短絡手段２３によって短絡されていた二次側巻線２１を開放する。そして、二次側制御回路２８は開放完了の合図を通信手段２９，１９によって一次側制御回路１８に送る。
【０１１８】
ステップＳ５では、一次側制御回路１８は、開放完了の合図を受け取ると、これに応じて先のステップＳ３で測定したインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜と位相θの値を用いて、式（１１）と式（１２）に基づいて結合係数ｋを計算する。引き続いて、一次側制御回路１８は、ステップＳ１で入手した情報と結合係数ｋから式（５）と式（９）とに基づいて、電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘを計算する。
【０１１９】
ステップＳ６では、一次側制御回路１８は、ステップＳ５で計算した電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘの情報を通信手段１９，２９によって二次側制御回路２８に送る。なお、ステップＳ４，Ｓ５，Ｓ６については、ステップＳ５→Ｓ４→Ｓ６、またはステップＳ５→Ｓ６→Ｓ４の手順で処理を行ってもよい。
【０１２０】
ステップＳ７では、一次側制御回路１８はインバータ回路１２へ、二次側制御回路２８は電力変換器２５へそれぞれ制御信号を送ることにより送電を開始する。この送電開始当初は、インバータ回路１２の出力電力を最小値に、また電力変換器２５のＤｕｔｙを最小値に設定して開始することで、負荷４の抵抗値ＲＬが小さい場合であっても安全に非接触給電装置を起動させることができる。
【０１２１】
ステップＳ８では、二次側制御回路２８は、出力電圧検出器２６と出力電流検出器２７の各検出値から負荷４の現時点の抵抗値ＲＬを測定する。
【０１２２】
ステップＳ９では、二次側制御回路２８は、上記のステップＳ８で検出した負荷４の抵抗値ＲＬの情報と先のステップＳ６で入手した電力伝送効率ηが最大となる抵抗値ＲＬｍａｘの情報から、非接触給電部３の電力伝送効率ηを最大化することのできる電力変換器２５のＤｕｔｙを、次の式（３６）を利用してＤｕｔｙについて解くことによって求める。
【０１２３】
【数３６】
2014207764.tif 000038
【０１２４】
ここで、数値の１．２３は、整流回路２４がチョークインプット型フルブリッジ整流回路２４とした場合にその抵抗値が変化する分である。また、電力変換器２５が降圧コンバータの場合の（１／Ｄｕｔｙ２）は式（２０）に対応して、また、昇圧コンバータの場合の（１−Ｄｕｔｙ）２は式（２６）に対応して、さらに昇降圧コンバータの場合の｛（１−Ｄｕｔｙ）／Ｄｕｔｙ｝２は式（３２）に対応して、それぞれ抵抗値が変化する分である。また、ＲＬｍａｘとＲＬはそれぞれステップＳ５、Ｓ８によって既知であるので、式（３６）を用いて非接触給電部３の電力伝送効率ηを最大化することのできる電力変換器２５のＤｕｔｙを求めることができる。
ただし、電力変換器２５が降圧コンバータの場合と昇圧コンバータの場合は解が求まらない場合があるが、そのときは、降圧コンバータではＤｕｔｙをなるべく１に近い実現可能な値に、昇圧コンバータではＤｕｔｙをなるべく０に近い実現可能な値にそれぞれ選択する。
【０１２５】
ステップＳ１０では、二次側制御回路２８は、電力変換器２５のＤｕｔｙをステップＳ９で求めた値に更新する。
【０１２６】
以上により、結合係数ｋに合わせて非接触給電部３の電力伝送効率ηを最大化することが可能である。ただし、負荷４の抵抗値ＲＬが既知の場合はステップＳ８を省略できる。また、負荷４の抵抗値ＲＬが一定でなく時間的に変化する場合には、ステップＳ８〜Ｓ１０を繰り返すことで負荷４の変化に影響されることなく非接触給電部３の電力伝送効率ηを最大化することができる。
【０１２７】
なお、この発明は上記の実施の形態１の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において各種の変形を加えたり、構成の一部を省略することが可能である。
【符号の説明】
【０１２８】
１  送電装置、２  受電装置、３  非接触給電部、４  負荷、１１  直流電源、
１２  インバータ回路、１３  一次側巻線、１４  一次側コンデンサ、
１５  駆動電圧検出器、１６  駆動電流検出器、１７  一次成分抽出手段、
１８  一次側制御回路、１９  一次側通信手段、２１  二次側巻線、
２２  二次側コンデンサ、２３  二次側巻線短絡手段、２４  整流回路、
２５  電力変換器、２６  出力電圧検出器、２７  出力電流検出器、
２８  二次側制御回路、２９  二次側通信手段、η  電力伝送効率、ｋ  結合係数、
ＲＬ  負荷の現時点の抵抗値、ＲＬｍａｘ  電力伝送効率が最大となる抵抗値。
【図１】
2014207764.tif 000039
【図２】
2014207764.tif 000040
【図３】
2014207764.tif 000041
【図４】
2014207764.tif 000042
【図５】
2014207764.tif 000043
【図６】
2014207764.tif 000044
【図７】
2014207764.tif 000045
【図８】
2014207764.tif 000046
【図９】
2014207764.tif 000047
【図１０】
2014207764.tif 000048