(57)【要約】【課題】光源の位相ゆらぎに対する追随性を向上させ、伝送エラーの発生を低減させること。【解決手段】このデジタルコヒーレント受信器１は、入力シンボルｘｎにタップ係数ｃｎを乗じて等化値ｚｎを生成する乗算器５１と、等化値ｚｎを基に理想シンボル座標を推定して出力すると同時に、等化値ｚｎと理想シンボル座標との差分値である座標エラーｅ＾ｎを生成する出力シンボル推定部５２，５３と、次の入力シンボル用のタップ係数ｃｎ＋１を計算するタップ係数更新部５４とを備え、出力シンボル推定部５２は、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が２番目に遠い準最遠シンボル座標の原点からの距離より大きい閾値を設定し、等化値ｚｎの原点からの距離がその閾値より大きいと判定した場合には、等化値ｚｎを、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が最も遠い最遠シンボル座標と推定する。【選択図】図２
2014138383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＱＡＭ変調方式を採用したデジタルコヒーレント伝送における位相ゆらぎ補償方法であって、
実数部と虚数部からなる入力シンボルにタップ係数を乗じて等化値を生成する第１ステップと、
前記等化値を基に理想シンボル座標を推定して出力すると同時に、前記等化値と前記理想シンボル座標との差分値を実数部と虚数部とを含む座標エラーとして生成する第２ステップと、
前記入力シンボルと前記タップ係数と前記座標エラーを基に、前記入力シンボルの次の入力シンボル用のタップ係数を計算する第３ステップとを備え、
前記第２ステップでは、
前記理想シンボル座標のうちの原点からの距離が２番目に遠い準最遠シンボル座標の原点からの距離より大きい第１の閾値を設定し、
前記等化値の原点からの距離が前記第１の閾値より大きいと判定した場合には、前記等化値を、前記理想シンボル座標のうちの原点からの距離が最も遠い最遠シンボル座標と推定する、
ことを特徴とする位相ゆらぎ補償方法。
【請求項２】
前記第２ステップでは、
前記準最遠シンボル座標の次に原点からの距離が遠い準々最遠シンボル座標の原点からの距離より大きく、前記準最遠シンボル座標の原点からの距離よりも小さい第２の閾値を設定し、
前記等化値の原点からの距離が前記第２の閾値より大きく、かつ、前記第１の閾値より小さいと判定した場合には、前記等化値を最寄りの前記準最遠シンボル座標と推定する、
ことを特徴とする請求項１記載の位相ゆらぎ補償方法。
【請求項３】
前記第３ステップにおいては、
前記準最遠シンボル座標の原点からの距離より小さい閾値を設定し、前記等化値の原点からの距離が当該閾値より小さい場合には、下記式（１）；
ｅ〜ｎ＝ｚｎ−ｓｇｎ（ｚｎ）×β      …（１）
（上記式中、βは定数、ｚｎは、前記等化値を示す）
によってエラー値ｅ〜ｎを算出し、
下記式（２）かつ下記式（３）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（２）
（上記式中、ｅ〜ｎ，Ｒは、エラー値ｅ〜ｎの実数部、ｅ＾ｎ，Ｒは、前記座標エラーの実数部を示す）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（３）
（上記式中、ｅ〜ｎ，Ｉは、エラー値ｅ〜ｎの虚数部、ｅ＾ｎ，Ｉは、前記座標エラーの虚数部を示す）
が成立するときに下記式（４）；
ｃｎ＋１＝ｃｎ−μ（ｅ＾ｎｘ−ｎ）    …（４）
（上記式中、ｃｎは、前記タップ係数、ｅ＾ｎは、前記座標エラー、ｘ−ｎは、前記入力シンボルｘｎの複素共役、μは、定数を示す）
によって次の入力シンボル用のタップ係数ｃｎ＋１を計算し、
下記式（５）かつ下記式（６）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（５）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（６）
が成立するときに下記式（７）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｒ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ＋μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｉ）    …（７）
（上記式中、ｃｎ，Ｒは、前記タップ係数の実数部、ｃｎ，Ｉは、前記タップ係数の虚数部、ｘｎ，Ｒは、前記入力シンボルｘｎの実数部、ｘｎ，Ｉは、前記入力シンボルｘｎの虚数部を示す）
によって前記タップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算し、
下記式（８）かつ下記式（９）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（８）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（９）
が成立するときに下記式（１０）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｉ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｒ）    …（１０）
によって前記タップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算し
下記式（１１）かつ下記式（１２）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（１１）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（１２）
が成立するときに下記式（１３）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ，ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ    …（１３）
によって前記タップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算する、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の位相ゆらぎ補償方法。
【請求項４】
ＱＡＭ変調方式を採用したデジタルコヒーレント伝送用のデジタルコヒーレント受信器であって、
実数部と虚数部からなる入力シンボルにタップ係数を乗じて等化値を生成する乗算部と、
前記等化値を基に理想シンボル座標を推定して出力すると同時に、前記等化値と前記理想シンボル座標との差分値を実数部と虚数部を含む座標エラーとして生成する出力シンボル推定部と、
前記入力シンボルと前記タップ係数と前記座標エラーを基に、前記入力シンボルの次の入力シンボル用のタップ係数を計算するタップ係数更新部とを備え、
前記出力シンボル推定部は、
前記理想シンボル座標のうちの原点からの距離が２番目に遠い準最遠シンボル座標の原点からの距離より大きい第１の閾値を設定し、
前記等化値の原点からの距離が前記第１の閾値より大きいと判定した場合には、前記等化値を、前記理想シンボル座標のうちの原点からの距離が最も遠い最遠シンボル座標と推定する、
ことを特徴とするデジタルコヒーレント受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相ゆらぎ補償方法及びデジタルコヒーレント受信器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、幹線系の長距離大容量通信において、従来からのＤＷＤＭ（Dense  Wavelength  Division  Multiplexing、高密度波長分割多重方式）に加えてデジタルコヒーレント伝送方式が用いられるようになりつつある。デジタルコヒーレント伝送方式とは、多値位相変調と電気段でのデジタル信号処理とを組み合わせた伝送方式である。このようなデジタルコヒーレント伝送方式で用いられる多値位相変調の一種として、直角位相振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）が挙げられる。
【０００３】
デジタルコヒーレント受信器では、例えば偏波多重ＱＡＭ変調された光信号を受信し、光信号をＸ偏波およびＹ偏波に分離する。そして、各偏波成分とローカル光源の同相成分および直交成分とを干渉させることにより、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。このとき、送信側の光源周波数（すなわち、信号光の光源周波数）とローカル光源の周波数とが完全に一致している場合、ローカル光源を基準として光信号の位相と振幅の変調成分がＩ成分およびＱ成分の極座標位置に対応した複数の位相と振幅として観測される。一方、送信側の光源周波数とローカル光源の周波数が相対的に変動すると、位相方向の変調成分が時間とともにゆらぐ。デジタルコヒーレント受信器では、この位相変化のゆらぎ（位相ゆらぎ）を補償するために、デジタル信号処理によるキャリアフェーズリカバリ処理を行う。
【０００４】
このキャリアフェーズリカバリ方式としては、下記特許文献１に記載の方式が知られている。この方式では、従来の判定指向型イコライザにおける符号間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）に弱く発散しやすいという問題を解決するために、ストップ・アンド・ゴー（Stop-and-Go）と呼ばれる方式を採用し、リライアブル・リージョン（Reliable Region）の範囲外の場合に、イコライザタップ計算式におけるエラー信号のX座標又はY座標もしくは両方をゼロにすることで、ＩＳＩが大きな条件下でも発散せずに安定動作が可能となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第４，８４７，７９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記の従来のキャリアフェーズリカバリ方式では、ＩＳＩには強く安定動作するが、エラー信号強度が小さくなる傾向にあった。そのため、従来のキャリアフェーズリカバリ方式をデジタルコヒーレント伝送に適用する場合、位相ゆらぎへの追随性が低いことから送受信器に内蔵する光源に対する線幅要求が厳しくなってしまい、伝送エラーが生じやすいという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、光源の位相ゆらぎに対する追随性を向上させ、伝送エラーの発生を低減させることが可能な位相ゆらぎ補償方法及びデジタルコヒーレント受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る位相ゆらぎ補償方法は、ＱＡＭ変調方式を採用したデジタルコヒーレント伝送における位相ゆらぎ補償方法であって、実数部と虚数部からなる入力シンボルにタップ係数を乗じて等化値を生成する第１ステップと、等化値を基に理想シンボル座標を推定して出力すると同時に、等化値と理想シンボル座標との差分値を実数部と虚数部とを含む座標エラーとして生成する第２ステップと、入力シンボルとタップ係数と座標エラーを基に、入力シンボルの次の入力シンボル用のタップ係数を計算する第３ステップとを備え、第２ステップでは、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が２番目に遠い準最遠シンボル座標の原点からの距離より大きい第１の閾値を設定し、等化値の原点からの距離が第１の閾値より大きいと判定した場合には、等化値を、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が最も遠い最遠シンボル座標と推定する。
【０００９】
或いは、本発明の一側面に係るデジタルコヒーレント受信器は、ＱＡＭ変調方式を採用したデジタルコヒーレント伝送用のデジタルコヒーレント受信器であって、実数部と虚数部からなる入力シンボルにタップ係数を乗じて等化値を生成する乗算部と、等化値を基に理想シンボル座標を推定して出力すると同時に、等化値と理想シンボル座標との差分値を実数部と虚数部を含む座標エラーとして生成する出力シンボル推定部と、入力シンボルとタップ係数と座標エラーを基に、入力シンボルの次の入力シンボル用のタップ係数を計算するタップ係数更新部とを備え、出力シンボル推定部は、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が２番目に遠い準最遠シンボル座標の原点からの距離より大きい第１の閾値を設定し、等化値の原点からの距離が第１の閾値より大きいと判定した場合には、等化値を、理想シンボル座標のうちの原点からの距離が最も遠い最遠シンボル座標と推定する。
【００１０】
このような位相ゆらぎ補償方法或いはデジタルコヒーレント受信器によれば、入力シンボルの等化値を生成する際に使用されるタップ係数が、現在の入力シンボルと、現在のタップ係数と、その入力シンボルの等化値を基に推定された理想シンボル座標と当該等化値との差分である座標エラーとを基に順次更新される。その際、等化値の原点からの距離が準最遠シンボル座標よりも遠い場合には、その等化値が最遠シンボル座標と推定されるので、シンボル推定の安定的な収束が図れる。すなわち、等化値の原点からの距離が遠い場合には入力シンボルの位相ゆらぎが大きくなる傾向にあるが、そのような場合でもシンボル推定の安定動作が可能となる。その結果、光源の位相ゆらぎに対する追随性を向上させ、伝送エラーの発生を低減させることができる。
【００１１】
上述した位相ゆらぎ補償方法においては、第２ステップでは、準最遠シンボル座標の次に原点からの距離が遠い準々最遠シンボル座標の原点からの距離より大きく、準最遠シンボル座標の原点からの距離よりも小さい第２の閾値を設定し、等化値の原点からの距離が第２の閾値より大きく、かつ、第１の閾値より小さいと判定した場合には、等化値を最寄りの準最遠シンボル座標と推定する、ことが好適である。こうすれば、シンボル推定のより安定した動作が可能となる。
【００１２】
また、第３ステップにおいては、準最遠シンボル座標の原点からの距離より小さい閾値を設定し、等化値の原点からの距離が当該閾値より小さい場合には、下記式（１）；
ｅ〜ｎ＝ｚｎ−ｓｇｎ（ｚｎ）×β      …（１）
（上記式中、βは定数、ｚｎは、等化値を示す）
によってエラー値ｅ〜ｎを算出し、下記式（２）かつ下記式（３）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（２）
（上記式中、ｅ〜ｎ，Ｒは、エラー値ｅ〜ｎの実数部、ｅ＾ｎ，Ｒは、座標エラーの実数部を示す）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（３）
（上記式中、ｅ〜ｎ，Ｉは、エラー値ｅ〜ｎの虚数部、ｅ＾ｎ，Ｉは、座標エラーの虚数部を示す）
が成立するときに下記式（４）；
ｃｎ＋１＝ｃｎ−μ（ｅ＾ｎｘ−ｎ）    …（４）
（上記式中、ｃｎは、タップ係数、ｅ＾ｎは、座標エラー、ｘ−ｎは、入力シンボルｘｎの複素共役、μは、定数を示す）
によって次の入力シンボル用のタップ係数ｃｎ＋１を計算し、
下記式（５）かつ下記式（６）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（５）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（６）
が成立するときに下記式（７）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｒ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ＋μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｉ）    …（７）
（上記式中、ｃｎ，Ｒは、タップ係数の実数部、ｃｎ，Ｉは、タップ係数の虚数部、ｘｎ，Ｒは、入力シンボルｘｎの実数部、ｘｎ，Ｉは、入力シンボルｘｎの虚数部を示す）
によってタップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算し、
下記式（８）かつ下記式（９）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（８）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（９）
が成立するときに下記式（１０）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｉ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｒ）    …（１０）
によってタップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算し
下記式（１１）かつ下記式（１２）；
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）    …（１１）
ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）    …（１２）
が成立するときに下記式（１３）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ，ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ    …（１３）
によってタップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒ及び虚数部ｃｎ＋１，Ｉを計算する、
ことも好適である。この場合、様々な座標値の等化値に対するシンボル推定の安定的な収束を図ることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、デジタルコヒーレント伝送における光源の位相ゆらぎに対する追随性を向上させ、伝送エラーの発生を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の好適な一実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の概略構成図である。
【図２】図１のデジタル信号処理部５の機能ブロックを示す図である。
【図３】図１のデジタル信号処理部５における係数ｆｎ，Ｒの設定領域を示すグラフである。
【図４】図１のデジタル信号処理部５における係数ｆｎ，Ｉの設定領域を示すグラフである。
【図５】図１のデジタル信号処理部５における等化値ｚｎのＩＱ平面のコーナ部における判定領域を示すグラフである。
【図６】図１のデジタル信号処理部５における等化値ｚｎのＩＱ平面のコーナ部における判定領域を示すグラフである。
【図７】図２のタップ係数更新部５４による係数ｆｎ，Ｒの設定領域を示すグラフである。
【図８】図２のタップ係数更新部５４による係数ｆｎ，Ｉの設定領域を示すグラフである。
【図９】比較例における等化値ｚｎの出力座標のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】本実施形態における等化値ｚｎの出力座標のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】ローカル光源２の線幅に対する座標エラーｅ＾ｎの振幅のシミュレーション結果を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照しながら本発明によるデジタルコヒーレント受信器及びそれを用いた位相ゆらぎ補償方法の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１６】
図１は、本実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の構成概略図である。デジタルコヒーレント受信器１は、例えば偏波多重ＱＡＭ変調された光信号を受信し、元のシンボルを抽出するデジタルコヒーレント伝送用の装置である。図１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１は、ローカル光源２と、コヒーレント受信器３と、ＡＤ変換部４と、デジタル信号処理部５と、を備えている。ローカル光源２は、例えばレーザ発振器であって、デジタルコヒーレント受信器１が受信した光信号のキャリア周波数と略同じ周波数のローカル光（以下、「ＬＯ光」という。）を生成する。ローカル光源２は、ＬＯ光をコヒーレント受信器３に供給する。
【００１７】
コヒーレント受信器３は、受信した光信号を二つの直交偏波成分（Ｘ偏波、Ｙ偏波）に分離する。そして、コヒーレント受信器３は、光位相ハイブリッド回路等によって、ローカル光源２から受信したＬＯ光の同相成分および直交成分と、各偏波成分とを干渉させ、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。さらに、コヒーレント受信器３は、フォトダイオード等の光電変換回路によって、各偏波のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ電気信号に変換し、Ｘ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号として出力する。
【００１８】
ＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３によって出力されたアナログ信号であるＸ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号をサンプリングし、各信号をデジタル信号であるＸＩ信号、ＸＱ信号、ＹＩ信号およびＹＱ信号に変換する。ＡＤ変換部４は、例えば各信号について１シンボルあたり２サンプル出力する。すなわち、シンボル周期（１シンボル時間）ＴｓｙｍをＴ（秒）とすると、ＡＤ変換部４のサンプリング周期Ｔｓは、Ｔ／２（秒）である。このＡＤ変換部４は、複数のＡＤ変換器４１で構成されている。デジタル信号処理部５は、例えば信号処理演算を高速に実行する特定用途ＩＣ（ＡＳＩＣ）であって、ＡＤ変換部４によってサンプリングされたＸＩ信号、ＸＱ信号、ＹＩ信号およびＹＱ信号に対して、波長分散補償、タイミングリカバリ、偏波分離、偏波モード分散補償、キャリアフェーズリカバリなどの補償を施した後、送信シンボルのシンボル判定処理を行う。
【００１９】
図２は、デジタル信号処理部５におけるキャリアフェーズリカバリ処理部の機能ブロックを示す図である。図２に示すように、デジタル信号処理部５は、ＸＩ信号及びＸＱ信号（或いはＹＩ信号及びＹＱ信号）からなる入力シンボルｘｎ（ｎはサンプリング周期Ｔｓの間隔での現在の時刻を示す自然数）が入力されてタップ係数を乗ずることにより等化値ｚｎを生成して出力する乗算器（乗算部）５１と、等化値ｚｎを基に出力シンボル値ａ＾ｎを推定して出力する出力シンボル推定部５２と、入力シンボルｘｎと出力シンボル値ａ＾ｎとの差分値である座標エラーｅ＾ｎを生成する減算器５３（出力シンボル推定部）５３と、入力シンボルｘｎとタップ係数と座標エラーｅ＾ｎを基に次の入力シンボル用のタップ係数を計算するタップ係数更新部５４と、タップ係数更新部５４で更新されたタップ係数を遅延させて乗算器５１に入力する遅延回路５５とを備えている。
【００２０】
このような構成のデジタル信号処理部５は、１タップの判定指向型イコライザによるキャリアフェーズリカバリの動作が可能である。詳細には、乗算器５１は、実数部ｘｎ，Ｒ及び虚数部ｘｎ，Ｉからなる入力シンボルｘｎに対して実数部ｃｎ，Ｒ及び虚数部ｃｎ，Ｉからなるタップ係数ｃｎを乗ずることにより、下記式（２１）；
ｚｎ＝ｘｎｃｎ      …（２１）
によって等化値ｚｎを生成する。また、出力シンボル推定部５２は、ＩＱ平面上において等化値ｚｎに最も近い理想シンボル座標を、予め定められた複数の理想シンボル座標から探索し、探索した理想シンボル座標に対応する出力シンボル値ａ＾ｎを出力する。さらに、減算器５３は、下記式（２２）；
ｅ＾ｎ＝ｚｎ−ａ＾ｎ      …（２２）
により、実数部ｅ＾ｎ，Ｒ及び虚数部ｅ＾ｎ，Ｉを含む座標エラーｅ＾ｎを生成する。
【００２１】
また、タップ係数更新部５４は、下記式（２３）に示すようなエラー計算式；
ｅ〜ｎ＝ｚｎ−ｓｇｎ（ｚｎ）×β      …（２３）
［上記式中、βは定数を示す］
を用いてエラー値ｅ〜ｎの実数部ｅ〜ｎ，Ｒ及び虚数部ｅ〜ｎ，Ｉを算出し、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）の場合は係数ｆｎ，Ｒ＝１と設定し、それ以外の場合は係数ｆｎ，Ｒ＝０と設定する。同様に、タップ係数更新部５４は、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）の場合は係数ｆｎ，Ｉ＝１と設定し、それ以外の場合は係数ｆｎ，Ｉ＝０と設定する。
【００２２】
さらに、タップ係数更新部５４は、次の入力シンボル用のタップ係数ｃｎ＋１の実数部ｃｎ＋１，Ｒを、現在のタップ係数ｃｎ、座標エラー（ｅ＾ｎ，Ｒ，ｅ＾ｎ，Ｉ）、入力シンボルｘｎ，Ｒ，ｘｎ，Ｉ）、係数（ｆｎ，Ｒ，ｆｎ，Ｉ）、定数μを用いて、下記式（２４）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｆｎ，Ｒｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｒ＋ｆｎ，Ｉｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｉ）…（２４）
によって算出する。同様に、次の入力シンボル用のタップ係数ｃｎ＋１の虚数部ｃｎ＋１，Ｉを、下記式（２５）；
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ＋μ（ｆｎ，Ｒｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｉ−ｆｎ，Ｉｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｒ）…（２５）
によって算出する。このようにタップ係数を更新することで、サンプル値を受信するごとに、タップ値の更新とイコライズ動作が繰り返されて、最終的に座標エラーが最も小さくなるようにタップ値が収束する。
【００２３】
ここで、従来のタップ係数の更新アルゴリズムは、ＬＭＳ（Least Mean Square：誤差信号の最小化）アルゴリズムとして知られている下記式；
ｃｎ＋１＝ｃｎ−μｅ＾ｎｘ−ｎ    ［ｘ−ｎは、入力シンボルｘｎの複素共役］
のような更新式によって、タップ係数を更新していた。上記のタップ係数更新部５４による上記式（２４），（２５）を用いた方法によれば、ＳＮが悪くシンボル間干渉が大きい場合でも、追随しようとするシンボル（ターゲット）が頻繁に切り替わるようなことが無くなり、キャリアフェーズリカバリ動作を正常に収束させることが可能になる。すなわち、従来のように、ある程度理想シンボル座標から入力シンボルが離れてしまった場合に、あるシンボルへの追随をやめて別のシンボルに追随するといった動作を防止できる。タップ係数更新部５４によるキャリアフェーズリカバリ方式は、ストップアンドゴー（Stop-and-Go）判定指向アルゴリズムと呼ばれる。
【００２４】
タップ係数更新部５４によるタップ係数更新動作は、以下のように言い換えることができる。すなわち、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）が成立し、かつ、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）が成立する場合には、下記式（２６）；
ｃｎ＋１＝ｃｎ−μｅ＾ｎｘ−ｎ      …（２６）
によって次のタップ係数ｃｎ＋１を計算する。
【００２５】
一方、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）が成立し、かつ、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）が成立する場合には、下記式（２７）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｒ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ＋μ（ｅ＾ｎ，Ｒｘｎ，Ｉ）    …（２７）
によってタップ係数ｃｎ＋１を計算する。
【００２６】
その一方、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）が成立し、かつ、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）＝ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）が成立する場合には、下記式（２８）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｉ），
ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ−μ（ｅ＾ｎ，Ｉｘｎ，Ｒ）    …（２８）
によってタップ係数ｃｎ＋１を計算する。
【００２７】
一方で、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｒ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｒ）が成立し、かつ、ｓｇｎ（ｅ〜ｎ，Ｉ）≠ｓｇｎ（ｅ＾ｎ，Ｉ）が成立する場合には、下記式（２９）；
ｃｎ＋１，Ｒ＝ｃｎ，Ｒ，ｃｎ＋１，Ｉ＝ｃｎ，Ｉ    …（１３）
によってタップ係数ｃｎ＋１を計算する（タップ係数は更新しない）。
【００２８】
上述のようにしてタップ係数更新部５４によって計算された次のタップ係数ｃｎ＋１は、遅延回路５５を経由して乗算器５１に入力される。これにより、タップ係数ｃｎ＋１は、次のサンプリング周期のタイミングで乗算器５１に入力され、次の入力シンボルｘｎ＋１のイコライズ処理において参照される。
【００２９】
ここで、図３には、デジタル信号処理部５において、理想シンボルのシンボル間距離を１とした６４ＱＡＭ変調方式を採用し、定数β＝２．５とした場合の、ストップアンドゴー判定指向アルゴリズムによる係数ｆｎ，Ｒの設定領域を示す。また、図４には、デジタル信号処理部５において、理想シンボルのシンボル間距離を１とした６４ＱＡＭ変調方式を採用し、定数β＝２．５とした場合の、ストップアンドゴー判定指向アルゴリズムによる係数ｆｎ，Ｉの設定領域を示す。
【００３０】
このように、イコライズ処理後の等化値ｚｎの座標が図３の平面における網掛け領域を外れている場合にはタップ係数ｃｎの計算式（２４），（２５）におけるエラー信号ｅ＾ｎの実数部（実数座標エラー）を含む項はゼロになりタップ係数更新に寄与しない。また、イコライズ処理後の等化値ｚｎの座標が図４の平面における網掛け領域を外れている場合にはタップ係数ｃｎの計算式におけるエラー信号ｅ＾ｎの虚数部（虚数座標エラー）を含む項はゼロになりタップ係数更新に寄与しない。そのため、シンボル境界付近で行ったり来たりすることが起こりにくくなり、シンボル間干渉が大きな条件下でも発散しにくい。上述したようなストップアンドゴー判定指向アルゴリズムを導入することで、シンボル間干渉に対する耐性は大幅に向上させることができる。一方で、タップ係数更新に寄与するエラー信号ｅ＾ｎの大きさが平均的に小さいために収束に要する時間がその分長くなって、デジタルコヒーレント伝送に適用した場合に光源の位相ゆらぎに対する追随性が不十分でローカル光源の線幅に対する要求が厳しくなる傾向にあった。
【００３１】
そこで、本実施形態のデジタル信号処理部５では、キャリアフェーズリカバリ処理において、以下に示すようなシンボル判定処理及び係数ｆｎの設定処理が追加されている。
【００３２】
すなわち、出力シンボル推定部５２において、ＩＱ平面上において４つのコーナ部の３つの理想シンボル座標に対してシンボル推定を行う場合には、出力シンボル値の判定及び係数ｆｎの設定を以下のように行う。このような処理を追加したのは、等化値ｚｎが３つの理想シンボルに判定される場合のばらつきが比較的大きくなり、シンボル判定についての安定性が低いためである。この３つの理想シンボルについて単純にストップアンドゴーアルゴリズムを適用してタップ係数を見積もる方法では、いわゆる準安定解を挟んだ非収束状態が現れやすい。この３つの理想シンボルへの判定を独自に行うことがシンボル判定の安定的な収束につながる。
【００３３】
図５及び図６には、理想シンボル座標間距離＝１とした６４ＱＡＭ変調方式を採用した場合において、等化値ｚｎのＩＱ平面のコーナ部における判定領域を示している。出力シンボル推定部５２には、ＩＱ平面における原点Ｏからの距離が２番目に遠い２つの理想シンボル（準最遠シンボル）Ｓ１，Ｓ２の原点Ｏからの距離をｒ２とした場合に、距離ｒ２よりも大きい閾値ｒｔｈ１を予め設定する。そして、出力シンボル推定部５２は、等化値ｚｎの原点Ｏからの距離｜ｚｎ｜が閾値ｒｔｈ１より大きいと判定した場合には、当該等化値ｚｎを原点Ｏからの距離が最も遠い理想シンボル（最遠シンボル）Ｓ０と推定する。具体的には、出力シンボル推定部５２は、｜ｚｎ｜＞ｒｔｈ１であって、かつ、ｚｎ，Ｒ＞０の場合（図５の斜線の領域の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝＋３．５と判定し、｜ｚｎ｜＞ｒｔｈ１であって、かつ、ｚｎ，Ｒ＜０の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝−３．５と判定する。同様に、出力シンボル推定部５２は、｜ｚｎ｜＞ｒｔｈ１であって、かつ、ｚｎ，Ｉ＞０の場合（図５の斜線の領域の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝＋３．５と判定し、｜ｚｎ｜＞ｒｔｈ１であって、かつ、ｚｎ，Ｉ＜０の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝−３．５と判定する。さらに、タップ係数更新部５４は、タップ係数更新動作において、距離｜ｚｎ｜が閾値ｒｔｈ１より大きいと判定した場合には、係数ｆｎ，Ｒ，ｆｎ，Ｉを常に１に設定する（常にゴー条件とする）。
【００３４】
また、出力シンボル推定部５２には、ＩＱ平面における原点Ｏからの距離が準最遠シンボルの次に遠い２つの理想シンボル（準々最遠シンボル）Ｓ３，Ｓ４の原点Ｏからの距離をｒ３とした場合に、距離ｒ３よりも大きく距離ｒ２よりも小さい閾値ｒｔｈ２を予め設定する。そして、出力シンボル推定部５２は、等化値ｚｎの距離｜ｚｎ｜が閾値ｒｔｈ２より大きく、かつ、閾値ｒｔｈ１以下であると判定した場合には、当該等化値ｚｎを準最遠シンボルＳ１，Ｓ２のうちの最寄りのシンボルであると推定する。具体的には、出力シンボル推定部５２は、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｒ＞０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＞｜ｚｎ，Ｉ｜の場合（図６の斜線の領域Ｒ１の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝＋３．５と判定し、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｒ＞０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＜｜ｚｎ，Ｉ｜の場合（図６の斜線の領域Ｒ２の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝＋２．５と判定する。また、出力シンボル推定部５２は、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｒ＜０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＞｜ｚｎ，Ｉ｜の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝−３．５と判定し、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｒ＜０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＜｜ｚｎ，Ｉ｜の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの実数部ａ＾ｎ，Ｒ＝−２．５と判定する。同様に、出力シンボル推定部５２は、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｉ＞０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＞｜ｚｎ，Ｉ｜の場合（図６の斜線の領域Ｒ１の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝＋２．５と判定し、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｉ＞０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＜｜ｚｎ，Ｉ｜の場合（図６の斜線の領域Ｒ２の場合）、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝＋３．５と判定する。また、出力シンボル推定部５２は、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｉ＜０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＞｜ｚｎ，Ｉ｜の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝−２．５と判定し、ｒｔｈ２＜｜ｚｎ｜≦ｒｔｈ１であって、ｚｎ，Ｉ＜０かつ｜ｚｎ，Ｒ｜＜｜ｚｎ，Ｉ｜の場合、出力シンボル値ａ＾ｎの虚数部ａ＾ｎ，Ｉ＝−３．５と判定する。さらに、タップ係数更新部５４は、タップ係数更新動作において、距離｜ｚｎ｜が閾値ｒｔｈ２より大きく、かつ、閾値ｒｔｈ１以下であると判定した場合には、係数ｆｎ，Ｒ，ｆｎ，Ｉを常に１に設定する（常にゴー条件とする）。
【００３５】
また、タップ係数更新部５４は、等化値ｚｎの実数部絶対値或いは虚数部絶対値が予め設定された閾値以上の場合に、係数ｆｎ，Ｒ，ｆｎ，Ｉを１に設定することも行う。すなわち、タップ係数更新部５４は、等化値の虚数部絶対値｜ｚｎ，Ｉ｜が定数γよりも大きい場合には、実数部ｚｎ，Ｒの値に関わらずに係数ｆｎ，Ｒ＝１と設定し、等化値の実数部絶対値｜ｚｎ，Ｒ｜が定数γよりも大きい場合には、虚数部ｚｎ，Ｉの値に関わらずに係数ｆｎ，Ｉ＝１と設定する。図７には、理想シンボル座標間距離＝１とした６４ＱＡＭ変調方式を採用し、定数γ＝３．５と予め設定された場合の係数ｆｎ，Ｒ＝１の設定領域を示しており、図８には、理想シンボル座標間距離＝１とした６４ＱＡＭ変調方式を採用し、定数γ＝３．５と予め設定された場合の係数ｆｎ，Ｉ＝１の設定領域を示している。
【００３６】
以上説明したデジタルコヒーレント受信器１、及びそれを用いたキャリアフェーズリカバリ方法によれば、入力シンボルｘｎの等化値ｚｎを生成する際に使用されるタップ係数ｃｎが、現在の入力シンボルｘｎと、現在のタップ係数ｃｎと、その入力シンボルの等化値ｚｎを基に推定された理想シンボル座標と当該等化値との差分である座標エラーｅ＾ｎとを基に順次更新される。その際、等化値ｚｎの原点からの距離が準最遠シンボル座標Ｓ１，Ｓ２よりも遠い場合には、その等化値ｚｎが最遠シンボル座標Ｓ０と推定されやすくなるので、シンボル推定の安定的な収束が図れる。すなわち、等化値ｚｎの原点からの距離が遠い場合には入力シンボルの位相ゆらぎが大きくなる傾向にあるが、そのような場合でもシンボル推定の安定動作が可能となる。その結果、デジタルコヒーレント受信器１のローカル光源２の位相ゆらぎに対する追随性を向上させ、伝送エラーの発生を低減させることができる。また、等化値ｚｎの原点からの距離が準々最遠シンボル座標Ｓ３，Ｓ４よりも遠い場合には、その等化値ｚｎが最遠シンボル座標Ｓ０と準最遠シンボル座標Ｓ１，Ｓ２のいずれかと推定されやすくなるので、シンボル推定のさらなる安定的な収束が図れる。
【００３７】
図９には、デジタルコヒーレント受信器１において、ＩＱ平面上の４つのコーナ部でのシンボル判定処理及び係数ｆｎの設定処理を行わない場合の等化値ｚｎの出力座標のシミュレーション結果を示し、図１０には、デジタルコヒーレント受信器１において、ＩＱ平面上の４つのコーナ部でのシンボル判定処理及び係数ｆｎの設定処理を実行した場合の等化値ｚｎの出力座標のシミュレーション結果を示す。図９に示すように、６４ＱＡＭ変調信号のキャリアフェーズリカバリ出力においては、多値度が大きいほど、光源線幅による位相ゆらぎの影響が外側シンボルにおいて大きくなっている。これに対して、本実施形態によれば、図１０に示すように、外側シンボルの座標エラーを最大限に活用することで追随性を向上させることができる。また、外側シンボルほどそれぞれの理想シンボルに対応した判定エリアである矩形エリアからはみ出しやすいが、判定エリアを同心円状とすることで線幅が大きい条件下であってもシンボル判定エラーを低減させることが可能となる。
【００３８】
また、図１１には、ローカル光源２の線幅に対する座標エラーｅ＾ｎの振幅のシミュレーション結果を示している。横軸は、信号光とローカル光とのビート信号のスペクトル線幅Δνをシンボル周波数で規格化した値を示し、縦軸は、座標エラーｅ＾ｎの振幅を示し、本実施形態におけるシミュレーション結果を、ＩＱ平面上の４つのコーナ部でのシンボル判定処理及び係数ｆｎの設定処理を行わない場合の比較例と比較して示している。この結果により、本実施形態において、広範囲のスペクトル線幅Δνの範囲において、座標エラーｅ＾ｎの振幅が低減されており、シンボル推定の安定した収束が実現されていることがわかる。
【符号の説明】
【００３９】
１…デジタルコヒーレント受信器、２…ローカル光源、５…デジタル信号処理部、５１…乗算器（乗算部）、５２…出力シンボル推定部、５３…減算器（出力シンボル推定部）、５４…タップ係数更新部、Ｓ０…最遠シンボル座標、Ｓ１，Ｓ２…準最遠シンボル座標、Ｓ３，Ｓ４…準々最遠シンボル座標。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１１】
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【図９】
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【図１０】
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