(57)【要約】【課題】損失の増加を抑制しつつ、さらなるコモンモードノイズの低減が可能な交流直流変換装置、およびそれを備えた空気調和機を得ること。【解決手段】交流電源１の電圧を整流する第１の整流器２と、第１の整流器２からの出力電圧を平滑する平滑手段７と、平滑手段７より交流電源１側に配置されたスイッチ手段１０ａ，１０ｂと、第１の整流器２より交流電源１側に配置された第１のリアクトル５と、スイッチ手段１０ａ，１０ｂを開閉動作させる制御手段２０と、スイッチ手段１０ａ，１０ｂの閉動作時において、平滑手段７から第１の整流器２を介して交流電源１に流れる逆流電流を抑制する第２のリアクトル１１とを備える。【選択図】図１
2014007840.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の電圧を整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器からの出力電圧を平滑する平滑手段と、
前記平滑手段より前記交流電源側に配置されたスイッチ手段と、
前記第１の整流器より前記交流電源側に配置された第１のリアクトルと、
前記スイッチ手段を開閉動作させる制御手段と、
前記スイッチ手段の閉動作時において、前記平滑手段から前記第１の整流器を介して前記交流電源に流れる逆流電流を抑制する第２のリアクトルと、
を備えることを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項２】
前記平滑手段は、直列に接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、
前記スイッチ手段は、前記第１の整流器の一方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチ、および、前記第１の整流器の他方の入力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチにより構成され、
前記第２のリアクトルは、前記第１の整流器の一方の出力端子と前記平滑手段の一方端との間、および、前記第１の整流器の他方の出力端子と前記平滑手段の他方端との間の双方に挿入された
ことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項３】
前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチは、それぞれ少なくともダイオード整流器とスイッチング素子とを含み構成されたことを特徴とする請求項２に記載の交流直流変換装置。
【請求項４】
前記第１の双方向スイッチは、直列接続された第１のスイッチング素子および第１のダイオードと直列接続された第２のスイッチング素子および第２のダイオードとが逆並列に接続されて構成され、
前記第２の双方向スイッチは、直列接続された第３のスイッチング素子および第３のダイオードと直列接続された第４のスイッチング素子および第４のダイオードとが逆並列に接続されて構成された
ことを特徴とする請求項２に記載の交流直流変換装置。
【請求項５】
前記第１の整流器の入力端子と並列に入力端子が接続された第２の整流器を備え、
前記平滑手段は、直列に接続された２つの平滑コンデンサにより構成され、
前記スイッチ手段は、前記第２の整流器の一方の出力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子、および、前記第２の整流器の他方の出力端子と前記平滑コンデンサの接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子により構成され、
前記第２のリアクトルは、前記第１の整流器の一方の出力端子と前記平滑手段の一方端との間、および、前記第１の整流器の他方の出力端子と前記平滑手段の他方端との間の双方に挿入された
ことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項６】
前記スイッチ手段のスイッチング周波数は５ｋＨｚ以下であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
【請求項７】
交流電源の電圧を整流する第１の整流器と、
前記第１の整流器からの出力電圧を平滑する平滑手段と、
前記平滑手段より前記交流電源側に配置されたスイッチ手段と、
前記スイッチ手段より前記交流電源側に配置された第１のリアクトルと、
前記平滑手段から前記スイッチ手段への逆流を阻止する逆流阻止ダイオードと、
前記スイッチ手段を開閉動作させる制御手段と、
前記スイッチ手段の閉動作時において、前記平滑手段から前記逆流阻止ダイオードを介して前記交流電源に流れる逆流電流を抑制する第２のリアクトルと、
を備えることを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項８】
前記第１のリアクトル、前記スイッチ手段、および前記逆流阻止ダイオードによりチョッパ回路が構成されることを特徴とする請求項７に記載の交流直流変換装置。
【請求項９】
前記チョッパ回路を複数個並列に接続して構成されることを特徴とする請求項８に記載の交流直流変換装置。
【請求項１０】
前記第２のリアクトルは、前記第１のリアクトルよりもリアクタンス値が小さいことを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
【請求項１１】
前記平滑手段の両端間の直流電圧を検出する直流電圧検出器と
前記交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出器と、
前記交流電源の電圧位相角もしくは電源電圧の少なくとも一方を検出する電源電圧検出器と、
を備え、
前記制御手段は、
前記直流電圧検出器、前記入力電流検出器、および前記電源電圧検出器の各検出値に基づいて、前記直流電圧が所望の一定値となるように、且つ、電源力率が改善するように、前記スイッチ手段を開閉動作させることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
【請求項１２】
前記整流器を構成する各半導体素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたことを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
【請求項１３】
前記スイッチ手段を構成する各半導体素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたことを特徴とする請求項１〜１２のいずれか一項に記載の交流直流変換装置。
【請求項１４】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２または１３に記載の交流直流変換装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の交流直流変換装置と、
前記交流直流変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータにより駆動される電動機を具備した圧縮機と、
を備えることを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流直流変換装置、およびそれを備えた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流直流変換装置としては、例えば、２つのスイッチング素子を設け、２つのスイッチング素子を５ｋＨｚ以下の低周波でＰＷＭ動作させ、出力する直流電圧を任意の値に制御し、基準電圧と検出した電圧との制御値で直流電圧制御を行い、この制御を元に正弦波波形のコンバータ電圧指令を生成して、電源電圧との電圧差にて出力する直流電圧を任意の値に制御することで入力電流を略正弦波状に制御して高調波電流を抑制し、直流電圧をフィードバック制御して電源力率の改善を図るものがある（例えば、特許文献１）。
【０００３】
一方、スイッチング素子のスイッチング動作により、入力電流にスイッチング周波数の漏洩電流が流れ、コモンモードノイズとして伝導する。このため、例えば、交流側に設けたリアクトルをＲ相とＳ相の双方に挿入することにより、コモンモードノイズを低減する技術が開示されている（例えば、特許文献２）。
【０００４】
また、例えば、漏洩電流補償回路を付加し、直流側または交流側に配置した零相電流検出部で零相電流を検出して、漏洩電流を相殺するように電流を流すことにより、コモンモードノイズを低減する技術が開示されている（例えば、特許文献３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第２００９／０２８０５３号
【特許文献２】特開２００９−２４７１２１号公報
【特許文献３】特開２０００−１５２６９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
電力系統に漏洩した伝導ノイズは、電力系統を介して周辺機器の誤動作を引き起こす虞があるため、近年、より厳しい規制になり始めている。特に、国内においては、従来から厳しい規制値で運用している海外での規制に統一するようになってきており、より一層のノイズ低減要求に応える必要があるため、さらなるコモンモードノイズの低減が課題となっている。
【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、損失の増加を抑制しつつ、さらなるコモンモードノイズの低減が可能な交流直流変換装置、およびそれを備えた空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる交流直流変換装置は、交流電源の電圧を整流する第１の整流器と、前記第１の整流器からの出力電圧を平滑する平滑手段と、前記平滑手段より前記交流電源側に配置されたスイッチ手段と、前記第１の整流器より前記交流電源側に配置された第１のリアクトルと、前記スイッチ手段を開閉動作させる制御手段と、前記スイッチ手段の閉動作時において、前記平滑手段から前記第１の整流器を介して前記交流電源に流れる逆流電流を抑制する第２のリアクトルと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、損失の増加を抑制しつつ、さらなるコモンモードノイズの低減が可能となる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の制御手段における他の制御ブロック例を示す図である。
【図５】図５は、第２のリアクトルのない従来の交流直流変換装置の構成における電流経路の一例を説明するための図である。
【図６】図６は、図１に示す実施の形態１にかかる交流直流変換装置における電流経路の一例を説明するための図である。
【図７】図７は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の別の構成例を示す図である。
【図８】図８は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の別の構成例を示す図である。
【図９】図９は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の別の構成例を示す図である。
【図１０】図１０は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。
【図１１】図１１は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の別の一構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、実施の形態３にかかる空気調和機の一構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる交流直流変換装置、およびそれを備えた空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換装置は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して直流負荷８に供給するように構成されており、交流電源１の電圧を整流する整流器（第１の整流器）２と、直列に接続された２つの平滑コンデンサ６ａ，６ｂにより構成され、整流器２からの出力電圧を平滑する平滑手段７と、第１の整流器２の一方の入力端子と平滑コンデンサ６ａ，６ｂの接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチ（スイッチ手段）１０ａと、第１の整流器２の他方の入力端子と平滑コンデンサ６ａ，６ｂの接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチ（スイッチ手段）１０ｂと、交流電源１と整流器２の一方の入力端子との間に挿入された第１のリアクトル５と、整流器２の一方の出力端子と平滑手段７の一方端との間、および、整流器２の他方の出力端子と平滑手段７の他方端との間の双方に挿入された微小リアクタンス値の第２のリアクトル１１ａ，１１ｂと、直流電圧検出器２１、入力電流検出器２２、および電源電圧検出器２３により検出された各検出値に基づいて、第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂを動作させて直流負荷８に印加する出力電圧値を制御する制御手段２０とを備えている。整流器２は、４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成される。
【００１３】
第１の双方向スイッチ１０ａは、スイッチング素子３ａとダイオード整流器４ａとから構成され、第２の双方向スイッチ１０ｂは、同様にスイッチング素子３ｂとダイオード整流器４ｂとから構成される。なお、図１に示す例では、スイッチング素子３ａ，３ｂとしてＩＧＢＴを具備した例を示している。また、図１に示す例では、交流電源１の両端電圧をＶｓ、図１中のａ−ｂ間の電圧をＶｃ＊、第１のリアクトル５に流れる電流をＩとする。
【００１４】
つぎに、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の動作原理について、図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の動作原理を説明するための理想状態における等価回路を示す図である。なお、交流電源１および第１のリアクトル５は図１に示すものと同様であり、図１中のａ−ｂから直流負荷８側を見た構成を仮想交流電源９とする。また、交流電源１の両端電圧をＶｓ、仮想交流電源９の両端電圧（つまり、図１中のａ−ｂ間の電圧）をＶｃ＊、第１のリアクトル５に流れる電流をＩとする点も図１と同様である。実施の形態１にかかる交流直流変換装置は、図２に示すような仮想交流電源９として表されるように、２つの双方向スイッチ１０ａ，１０ｂを相互的に動作させることで実現する。
【００１５】
交流電源１と仮想交流電源９との差電圧によって、第１のリアクトル５に流れる電流Ｉが決まる。仮想交流電源９より出力される電圧Ｖｃ＊が正弦波状であれば、第１のリアクトル５に流れる電流Ｉ、すなわち仮想交流電源９の入力電流は正弦波化された電流が流れ、高調波電流が抑制される。また、電流Ｉと交流電源１との位相差が零となると、電源力率は１００％となることから、仮想交流電源９における振幅|Ｖｃ＊|と交流電源１との位相差φを適切に制御して正弦波電圧を出力すれば、入力電流の高調波を抑制し、電源力率の向上を実現できる。
【００１６】
つぎに、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の制御手段について、図３を参照して説明する。図３は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。
【００１７】
ＰＩ制御器３０には、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と直流電圧検出器２１により検出された直流電圧検出値Ｖｄｃとの差分が入力される。ＰＩ制御器３０は、入力された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊とあらかじめ設定された直流電圧検出値Ｖｄｃとの差分が零となるような電流指令値Ｉｐ＊を出力する。
【００１８】
一方、ＰＱ変換器３１には、入力電流検出器２２により検出された入力電流の瞬時値Ｉｓと電源電圧検出器２３により検出された電源電圧の位相角θとが入力される。ＰＱ変換器３１は、入力電流の有効電力成分（Ｐ軸成分）と入力電流の無効電力成分（Ｑ軸成分）とに分離する。
【００１９】
ＰＩ制御器３３には、電流指令値Ｉｐ＊とＬＰＦ３２ａによりフィルタ処理された入力電流の有効電力成分Ｉｐとの差分が入力される。ＰＩ制御器３３は、電流指令値Ｉｐ＊と入力電流の有効電力成分Ｉｐとの差分が零となるような両端電圧指令値の有効電力成分Ｖｐ＊を演算する。
【００２０】
ＰＩ制御器３４には、零とＬＰＦ３２ｂによりフィルタ処理された入力電流の無効電力成分Ｉｑとの差分が入力される。ＰＩ制御器３４は、零と入力電流の無効電力成分Ｉｑとの差分が零、つまり、入力電流の無効電力成分Ｉｑが零となるような両端電圧指令値の無効電力成分Ｖｑ＊を演算する。
【００２１】
逆ＰＱ変換器３５には、両端電圧指令値の有効電力成分Ｖｐ＊と両端電圧指令値の無効電力成分Ｖｑ＊と電源電圧の位相角θとが入力される。逆ＰＱ変換器３５は、両端電圧指令値の有効電力成分Ｖｐ＊と両端電圧指令値の無効電力成分Ｖｑ＊とを逆変換して、仮想交流電源９の両端電圧指令値Ｖｃ＊を出力する。
【００２２】
このように制御することにより、電源力率が１００％、つまり、電流の無効電力成分が零となり、直流負荷８に供給する出力直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊となるように制御することが可能となる。
【００２３】
図４は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の制御手段における他の制御ブロック例を示す図である。図３に示す制御ブロック例に代えて、図４に示すように、力率＝１００％の時に電圧電流のベクトル関係が直交する性質を利用した構成とすることも可能である。なお、図４に示す制御ブロックの構成は公知であるので（例えば、特許文献１）、ここではその詳細な説明は省略する。
【００２４】
上述した図３および図４に示すような制御ブロック構成により、第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂのオン／オフ動作を組み合わせて５ｋＨｚ以下の低周波でＰＷＭスイッチング動作させることにより、高調波電流を抑制しつつ電源力率の改善を図ることができる。
【００２５】
一方、低周波ではあるが第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂをＰＷＭスイッチング動作させることによりノイズが発生し、入力電流にスイッチング周波数の漏洩電流が流れる。
【００２６】
ここで、ノイズには、コモンモードとノーマルモードの２種類のノイズが存在する。コモンモードとは、一般的に対地（アース）との間の電位差にて発生するノイズであり、ノーマルモードとは、一般的に装置の端子間の電位差にて発生するノイズである。例えば、交流側に設けたリアクトル（ここでは、第１のリアクトル５に相当）をＲ相とＳ相の双方に挿入する、あるいは、コモンモードチョークコイルとして利用するような構成とすることにより、コモンモードノイズの抑制を図ることを可能とした既知技術が存在する。
【００２７】
また、コモンモードノイズの源である零相電流に起因して流れる漏洩電流を補償する漏洩電流補償回路を付加し、直流側または交流側に配置した零相電流検出部で零相電流を検出して、筐体へ漏れる電流を相殺するように電流を流すことにより、コモンモードノイズの抑制を図ることを可能とした既知技術も存在するが、零相電流検出の精度や検出遅れによっては相殺できず、逆方向に補償することで漏洩電流を増加する虞もある。
【００２８】
電力系統に漏洩した伝導ノイズは、電力系統を介して周辺機器の誤動作を引き起こす虞があるため、近年、より厳しい規制になり始めている。特に、従来から厳しい規制値で運用している海外での規制値に国内の規制値を統一するようになってきており、より一層のノイズ低減要求に応える必要があるため、さらなるコモンモードノイズの低減が課題となっている。
【００２９】
本実施の形態１では、図１に示すように、整流器２の一方の出力端子と平滑手段７の一方端との間、および、整流器２の他方の出力端子と平滑手段７の他方端との間の双方にそれぞれ微小リアクタンス値の第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを挿入した構成として、さらなるコモンモードノイズの低減を図ることを可能としている。以下、実施の形態１にかかる交流直流変換装置における第２のリアクトル１１ａ，１１ｂによるコモンモードノイズの低減について、図１、図５、および図６を参照して説明する。図５は、第２のリアクトルのない従来の交流直流変換装置の構成における電流経路の一例を説明するための図である。また、図６は、図１に示す実施の形態１にかかる交流直流変換装置における電流経路の一例を説明するための図である。なお、以下の説明では、図５および図６中に示すａの電位がｂの電位よりも高い状態である場合に、交流電源１が正極であるものとして説明する。
【００３０】
図１、図５、および図６に示す交流直流変換装置では、第１の双方向スイッチ１０ａ、第２の双方向スイッチ１０ｂをオン／オフさせることにより動作する。図５に示す従来の構成例では、これらの第１の双方向スイッチ１０ａ、第２の双方向スイッチ１０ｂをオン／オフさせる際、整流器２の各整流ダイオード２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのリカバリ特性により電流が流れ、このリカバリ特性により流れる電流が電力系統に漏洩してコモンモードノイズが発生する。
【００３１】
図５に示す従来の構成例において、交流電源１が正極であるとき、第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂが共にオフである場合には、入力電流の電流経路は、交流電源１−第１のリアクトル５−整流ダイオード２ａ−平滑コンデンサ６ａ−平滑コンデンサ６ｂ−ダイオード２ｂの順に流れる経路（図５（ａ）において破線で示す経路）となる。ここで、この電流経路を経路１とする。
【００３２】
経路１の状態から、第１の双方向スイッチ１０ａがオンすると、入力電流の電流経路は、交流電源１−第１のリアクトル５−第１の双方向スイッチ１０ａ−平滑コンデンサ６ｂ−整流ダイオード２ｂの順に流れる経路（図５（ｂ）において一点鎖線で示す経路）に変化する。ここで、この電流経路を経路２とする。
【００３３】
整流器２を構成している各整流ダイオード２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが理想ダイオードであれば、上述した経路１から経路２に遷移するが、一般に、整流ダイオードは、順方向バイアスから逆方向バイアスに遷移した際に、蓄積されたキャリアによって逆方向電流が流れることが可能な状態となる。この逆流が可能な時間をリカバリ時間（逆回復時間）といい、双方向スイッチ１０ａがオンしてから、整流ダイオード２ａが実際に逆流阻止するまでのリカバリ時間が発生する。つまり、経路１から経路２に遷移する間に、平滑コンデンサ６ａ−整流ダイオード２ａ−第１の双方向スイッチ１０ａの順に電流が流れる平滑コンデンサ６ａの短絡経路（図５（ｃ）において実線で示す経路）が生成され、瞬時に過大な電流が流れることになる。
【００３４】
このとき、整流器２の入力端子のａ点には、交流電源１から流れる電流に整流ダイオード２ａのリカバリ特性により発生する逆方向電流、つまり、リカバリ電流が重畳する。このリカバリ電流が重畳した分だけ、整流器２のａ点の電位が対地に対し異なるため、対地（アース）電位に対する電位差のノイズであるコモンモードノイズが発生する。つまり、リカバリ電流による電位変動が無ければ、言い換えると、整流器２の入力端子の対地電位に対する電位平衡が確保されていれば、第１のスイッチ手段のオン動作に伴うコモンモードノイズが発生しない。すなわち、図５に示す従来の構成では、整流器２を構成する各整流ダイオードのリカバリ電流がコモンモードノイズの主因となっている。
【００３５】
図５に示す従来の構成に対し、本実施の形態にかかる交流直流変換装置では、図１および図６に示すように、整流器２の一方の出力端子と平滑手段７の一方端との間、および、整流器２の他方の出力端子と平滑手段７の他方端との間にそれぞれ微小リアクタンス値の第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを挿入している。このような構成とすることにより、上述した経路１は、交流電源１−第１のリアクトル５−整流ダイオード２ａ−第２のリアクトル１１ａ−平滑コンデンサ６ａ−平滑コンデンサ６ｂ−第２のリアクトル１１ｂ−ダイオード２ｂの順に流れる経路（図６（ａ）において破線で示す経路）となり、経路２は、交流電源１−第１のリアクトル５−第１の双方向スイッチ１０ａ−平滑コンデンサ６ｂ−第２のリアクトル１１ｂ−整流ダイオード２ｂの順に流れる経路（図６（ｂ）において一点鎖線で示す経路）となり、経路１から経路２に遷移する間に整流ダイオード２ａのリカバリ特性によって生成される平滑コンデンサ６ａの短絡経路は、平滑コンデンサ６ａ−第１のリアクトル１１ａ−整流ダイオード２ａ−第１の双方向スイッチ１０ａとなる（図６（ｃ）において実線で示す経路）。
【００３６】
ここで、リアクトルには、電流が流れている場合、その電流を流し続けようとし、逆に、流れようとする電流を抑制する性質があり、電流が流れる方向が逆方向となった瞬間には、その逆方向電流を抑制するために瞬時に電流は流れない。
【００３７】
したがって、第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂが共にオフである経路１の状態（図６（ａ）に示す状態）から、第１の双方向スイッチ１０ａがオンした瞬間、整流ダイオード２ａのリカバリ特性により図６（ｃ）に示す平滑コンデンサ６ａの短絡経路に整流ダイオード２ａの逆方向電流、つまり、平滑コンデンサ６ａの逆流電流が流れようとしても、第２のリアクトル１１ａによりその逆流電流が抑制される。つまり、図６（ｃ）に示す第１のコンデンサ６ａの短絡経路の発生が抑制され、図６（ｂ）に示す経路２の状態に遷移する。
【００３８】
また、上述した状態遷移、つまり、交流電源１が正極であるときに第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂが共にオフである状態（図６（ａ）に示す状態）から第１の双方向スイッチ１０ａがオンする場合以外の状態遷移でも、整流器２を構成する各整流ダイオード２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのリカバリ特性により各平滑コンデンサ６ａ，６ｂの短絡経路が発生する。このため、整流器２の一方の出力端子と平滑手段７の一方端との間、および、整流器２の他方の出力端子と平滑手段７の他方端との間の双方に第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを挿入した構成としている。
【００３９】
例えば、交流電源１が正極であるときに第１の双方向スイッチ１０ａおよび第２の双方向スイッチ１０ｂが共にオフである状態（図６（ａ）に示す状態）から第２の双方向スイッチ１０ｂがオンする場合の状態遷移では、整流ダイオード２ｄのリカバリ特性によって生成される平滑コンデンサ６ｂの短絡経路に整流ダイオード２ｄの逆方向電流、つまり、平滑コンデンサ６ｂの逆流電流が流れようとしても、第２のリアクトル１１ｂによりその逆流電流が抑制される。
【００４０】
なお、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂのリアクタンス値は、第１のリアクトル５のリアクタンス値よりも小さく、電源力率の改善や高調波電流の低減には作用しない程度、または、これらの第２のリアクトル１１ａ，１１ｂでの電圧降下による損失や直流電圧低下に影響しない程度の同一の微小リアクタンス値とすればよい。
【００４１】
このような構成とすることにより、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを挿入することによる損失増加の抑制や電源力率の改善を図りつつ、整流器２を構成する各整流ダイオードの２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのリカバリ特性により発生するコモンモードノイズを低減することができる。
【００４２】
さらに、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂとして、飽和していない状態では高インピーダンス、飽和した状態では低インピーダンスとなる可飽和リアクトルを用いた構成とし、定格電流で飽和するように設計してもよい。また、インピーダンスが変化するように操作コイル側を制御するような可飽和リアクトルを構成しても良い。このようにすれば、定格電流では第２のリアクトル１１ａ，１１ｂが飽和した状態となることにより低インピーダンスとなるため、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂでの損失発生が抑制できる。一方、整流器２を構成する各整流ダイオード２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄのリカバリ特性により平滑コンデンサ６ａ，６ｂの逆流電流が流れ始めようとする時点で、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂが飽和していない状態となることにより高インピーダンスとなり、上述したリアクトルとしての性質により、その逆流電流の発生が抑制される。このように構成することにより、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを挿入することによる損失発生を抑制しつつ、コモンモードノイズを低減することが可能となる。
【００４３】
図７、図８および図９は、実施の形態１にかかる交流直流変換装置の別の構成例を示す図である。図１に示した構成例では、第１のリアクトル５を交流電源１と整流器２との間の一方の経路に挿入する例を示したが、図７に示すように、交流電源１と整流器２との間の両経路に第１のリアクトル５ａ，５ｂをそれぞれ挿入する構成とすることも可能である。このように構成すれば、第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを具備したことによるコモンモードノイズの低減効果に加え、さらにコモンモードノイズの低減効果を高めることができる。
【００４４】
また、図８に示すように、第１の双方向スイッチ１０ａ，１０ｂに代えて、入力端子が整流器（第１の整流器）２の入力端子と並列に接続された第２の整流器１２と、第２の整流器１２の一方の出力端子と平滑コンデンサ６ａ，６ｂの接続点との間に挿入された第１のスイッチング素子３ａと、第２の整流器１２の他方の出力端子と平滑コンデンサ６ａ，６ｂの接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子３ｂとを備える構成としてもよい。
【００４５】
また、図１に示した構成例では、第１の双方向スイッチ１０ａがスイッチング素子３ａとダイオード整流器４ａとから構成され、第２の双方向スイッチ１０ｂがスイッチング素子３ｂとダイオード整流器４ｂとから構成されている例を示したが、図９に示すように、直列接続された第１のスイッチング素子３ａａおよび第１のダイオード４ａａと、直列接続された第２のスイッチング素子３ａｂおよび第２のダイオード４ａｂとが逆並列に接続されて第１の双方向スイッチ１０ａが構成され、同様に、直列接続された第３のスイッチング素子３ｂａおよび第３のダイオード４ｂａと、直列接続された第４のスイッチング素子３ｂｂおよび第４のダイオード４ｂｂとが逆並列に接続されて第２の双方向スイッチ１０ｂが構成されていてもよい。
【００４６】
なお、図９に示す例では、第１のスイッチング素子３ａａと第１のダイオード４ａａとの接続点と、第２のスイッチング素子３ａｂと第２のダイオード４ａｂとの接続点とが接続されていないが、これらの接続点を接続した構成であってもよく、同様に、第３のスイッチング素子３ｂａと第３のダイオード４ｂａとの接続点と、第４のスイッチング素子３ｂｂと第４のダイオード４ｂｂとの接続点とが接続されていないが、これらの接続点を接続した構成であってもよい。
【００４７】
さらに、図８および図９に示す例では、図７に示す例と同様に、交流電源１と整流器２との間の両経路に第１のリアクトル５ａ，５ｂをそれぞれ挿入する構成としたが、図１に示す例と同様に、第１のリアクトル５を交流電源１と整流器２との間の一方の経路に挿入する構成としてもよいことは言うまでもない。
【００４８】
以上説明したように、実施の形態１の交流直流変換装置によれば、スイッチ手段のオンに伴い、整流器を構成する各整流ダイオードのリカバリ特性によって生成される平滑コンデンサの短絡経路に流れる平滑コンデンサの逆流電流を抑制する微小リアクタンス値のリアクトル（第２のリアクトル）を整流器の出力端子と平滑手段との間に挿入する構成としたので、リアクトルを挿入することによる損失増加を抑制しつつ、コモンモードノイズの主因である各整流ダイオードのリカバリ電流の発生を抑制することができ、コモンモードノイズの低減が可能となる。
【００４９】
また、コモンモードノイズの抑制を図る他の既知技術と併用することも可能であり、さらなるコモンモードノイズの低減が可能となる。
【００５０】
さらに、飽和していない状態では高インピーダンス、飽和した状態では低インピーダンスとなる可飽和リアクトルを用いた構成とし、定格電流で飽和するように設計することにより、定格電流ではリアクトルが飽和した状態となることにより低インピーダンスとなるため、リアクトルでの損失発生が抑制される。一方、スイッチ手段のオン動作に伴い、整流器を構成する各整流ダイオードのリカバリ電流が流れ始めようとする時点で、リアクトルが飽和していない状態となることにより高インピーダンスとなり、リカバリ電流の発生が抑制される。このように構成することにより、リアクトルを挿入することによる損失増加を最小限に抑制しつつ、コモンモードノイズを低減することが可能となる。
【００５１】
さらに、上述した実施の形態１において説明した各構成では、スイッチ手段を例えば５ｋＨｚ以下の低周波でＰＷＭスイッチング動作させることにより、高調波電流を抑制しつつ電源力率の改善を図ることができ、さらに、スイッチング損失の少ない高効率な交流直流変換装置を得ることができる。
【００５２】
また、上述した実施の形態１では、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを構成するスイッチング素子をＩＧＢＴとした例を示したが、例えば、通常のＭＯＳＦＥＴよりも深いｐ層を持ち、そのｐ層がｎ層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有するスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴを用いることで、各スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができ、さらなる低損失化を実現した高効率な交流直流変換装置を得ることができる。
【００５３】
また、従来のＳｉ（シリコン）系半導体により構成された半導体素子よりもリカバリ特性が優れ、リカバリ時間が短い特性を有するＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）、あるいはダイヤモンド等のワイドバンドギャップ（以下、「ＷＢＧ」という）半導体により形成された整流ダイオードあるいは整流器（第１の整流器）を用いることにより、リカバリ時間が短縮されることにより相対的にリカバリ電流が小さくなるので、コモンモードノイズの低減効果をより高めることができる。
【００５４】
また、上述したＷＢＧ半導体素子には、スイッチング速度が速く、スイッチング損失が小さい特性も有しているので、ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子を用いて、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを構成することにより、交流直流変換装置のより一層の高効率化を図ることができる。
【００５５】
実施の形態２．
図１０は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。図１０に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換装置は、整流器２からの出力電圧を平滑する平滑手段である平滑コンデンサ１４と、第１のリアクトル５、スイッチング素子（スイッチ手段）１３、および逆流防止ダイオード１５からなるチョッパ回路１６と、チョッパ回路１６と平滑コンデンサ１４との間に挿入された第２のリアクトル１１とを備えている。なお、図１０に示す例では、スイッチング素子１３としてＩＧＢＴを具備した例を示している。
【００５６】
つぎに、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の制御手段について、図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。
【００５７】
ＰＩ制御器３０には、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と直流電圧検出器２１により検出された直流電圧検出値Ｖｄｃとの差分が入力される。ＰＩ制御器３０は、入力された直流電圧指令値Ｖｄｃ＊とあらかじめ設定された直流電圧検出値Ｖｄｃとの差分が零となるような電流ピーク指令値Ｉｓｓ＊を出力する。
【００５８】
乗算器３６には、電流ピーク指令値Ｉｓｓ＊と電源電圧検出器２３により検出された電源電圧の瞬時値Ｖｓとが入力される。乗算器３６は、電流ピーク指令値Ｉｓｓ＊と交流電圧Ｖｓとを乗算して電流指令値Ｉｓ＊を求める。
【００５９】
ＰＩ制御器３７には、電流指令値Ｉｓ＊と入力電流検出器２２により検出された入力電流Ｉｓとの偏差が入力される。ＰＩ制御器３７は、電流指令値Ｉｓ＊と入力電流Ｉｓとの偏差が零となるようなスイッチング素子１３のデューティ指令ｄｕｔｙ＊を演算する。なお、図１０では入力電流検出器２２は交流電源１と整流器２との間に挿入されているが、入力電流検出器２２はチョッパ回路１６と整流器２の間に挿入されていても良く、その場合、図１１の乗算器３６へ入力される電源電圧Ｖｓは、絶対値で入力されれば、同一の構成で実現できることは言うまでも無い。
【００６０】
つぎに、実施の形態２にかかる交流直流変換装置における第２のリアクトル１１によるコモンモードノイズの低減について、図１０を参照して説明する。
【００６１】
図１０に示す構成例において、第２のリアクトル１１を具備していない場合には、スイッチング素子１３のオン動作時に、逆流防止ダイオード１５のリカバリ特性によって、平滑コンデンサ１４の短絡経路が生成され、この平滑コンデンサ１４の短絡経路に逆流防止ダイオード１５のリカバリ電流、つまり、平滑コンデンサ１４の逆流電流が流れることとなる。すなわち、逆流防止ダイオード１５のリカバリ電流がコモンモードノイズの主因となる。
【００６２】
図１０に示す構成例において、図１１に示す制御ブロック例を適用した場合、前述の実施の形態において説明した各構成例とは異なり、例えば、１５ｋＨｚ以上の高周波でＰＷＭスイッチング動作させることとなる。したがって、第２のリアクトル１１を具備しない構成では、実施の形態１において説明した図５に示す従来の構成例よりもコモンモードノイズが多く発生する。
【００６３】
つまり、スイッチング素子１３がオン動作する頻度が実施の形態１よりも高くなるため、単位時間当たりのリカバリ時間の合計時間の比率が高くなり、平滑コンデンサ１４の放電に伴って発生する逆流阻止ダイオード１５のリカバリ電流による電流変化率が大きくなる。このため、実施の形態１において説明した図５に示す従来の構成例よりもコモンモードノイズが多く発生することとなる。
【００６４】
したがって、本実施の形態においても、図１０に示すように、チョッパ回路１６と平滑コンデンサ１４との間に、実施の形態１と同様に微小リアクタンス値のリアクトル１１を挿入することにより、逆流阻止ダイオード１５のリカバリ電流による電流変化率を抑制するようにしている。これにより、図１０および図１１を用いて説明した高周波でＰＷＭスイッチング動作させる構成においても、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【００６５】
なお、図１０に示す例では、第２のリアクトル１１を逆流阻止ダイオード１５と平滑コンデンサ１４との間に挿入した例を示しているが、第２のリアクトル１１を挿入する位置はこれに限らず、スイッチング素子１３と逆流防止ダイオード１５との間に第２のリアクトル１１を挿入してもよく、逆流防止ダイオード１５と同一の電流経路上であればどこでもよいことは言うまでもない。
【００６６】
また、第２のリアクトル１１のリアクタンス値は、実施の形態１と同様に、第１のリアクトル５のリアクタンス値よりも小さく、電源力率の改善や高調波電流の低減には作用しない程度、または、この第２のリアクトル１１での電圧降下による損失や直流電圧低下に影響しない程度の微小リアクタンス値とすればよい。
【００６７】
また、実施の形態１と同様に、第２のリアクトル１１を可飽和リアクトルとしてもよく、実施の形態１と同様の効果が得られることは言うまでもない。また、インピーダンスが変化するように操作コイル側を制御するような可飽和リアクトルを構成しても良い。
【００６８】
図１２は、実施の形態２にかかる交流直流変換装置の別の一構成例を示す図である。図１０に示した構成例では、第１のリアクトル５、スイッチング素子（スイッチ手段）１３、および逆流防止ダイオード１５からなるチョッパ回路１６を１組備える例を示したが、図１２に示すように、第１のリアクトル５ａ、スイッチング素子（スイッチ手段）１３ａ、および逆流防止ダイオード１５ａからなるチョッパ回路１６ａと、第１のリアクトル５ｂ、スイッチング素子（スイッチ手段）１３ｂ、および逆流防止ダイオード１５ｂからなるチョッパ回路１６ｂとを備える構成とし、２組の各チョッパ回路１６ａ，１６ｂ毎に第２のリアクトル１１ａ，１１ｂを具備した構成としてもよく、さらには、３組以上の複数のチョッパ回路を備える構成とし、各チョッパ回路毎に第２のリアクトルを具備した構成であってもよい。また、複数の各チョッパ回路毎に第２のリアクトルを具備せず、各チョッパ回路に流れる電流の合成部に１つの第２のリアクトルを具備した構成であってもよい。
【００６９】
以上説明したように、実施の形態２の交流直流変換装置によれば、第１のリアクトル、スイッチング素子（スイッチ手段）、および逆流防止ダイオードからなる１組以上のチョッパ回路を具備し、高周波でＰＷＭスイッチング動作させる構成であっても、スイッチング素子のオン動作に伴い、逆流防止ダイオードのリカバリ特性によって生成される平滑コンデンサの短絡経路に流れる平滑コンデンサの逆流電流を抑制する微小リアクタンス値の第２のリアクトルを逆流防止ダイオードと同一の電流経路上に挿入する構成とすることにより、リアクトルを挿入することによる損失増加を抑制しつつ、コモンモードノイズの主因である逆流防止ダイオードのリカバリ電流の発生を抑制することができ、コモンモードノイズの低減が可能となる。
【００７０】
また、逆流防止ダイオードのリカバリ電流が抑制されることにより、スイッチング素子のオン時に流れる電流が減少するため、スイッチング損失を低減することができ、特に、高周波でＰＷＭスイッチング動作させる構成において、スイッチング損失の低減効果がより大きくなる。
【００７１】
また、実施の形態１と同様に、コモンモードノイズの抑制を図る他の既知技術と併用することも可能であり、さらなるコモンモードノイズの低減が可能となる。
【００７２】
さらに、実施の形態１と同様に、飽和していない状態では高インピーダンス、飽和した状態では低インピーダンスとなる可飽和リアクトルを用いた構成とし、定格電流で飽和するように設計することにより、定格電流ではリアクトルが飽和した状態となることにより低インピーダンスとなるため、リアクトルでの損失発生が抑制される。一方、スイッチング素子のオン動作に伴い、逆流防止ダイオードのリカバリ電流が流れ始めようとする時点で、リアクトルが飽和していない状態となることにより高インピーダンスとなり、リカバリ電流の発生が抑制される。このように構成することにより、リアクトルを挿入することによる損失発生を抑制しつつ、コモンモードノイズを低減することが可能となる。
【００７３】
また、上述した実施の形態１では、スイッチング素子をＩＧＢＴとした例を示したが、実施の形態１と同様に、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができ、交流直流変換装置の高効率化を図ることができる。
【００７４】
また、実施の形態１と同様に、リカバリ特性が優れ、リカバリ時間が短い特性を有するＷＢＧ半導体により形成された整流ダイオードあるいは整流器（第１の整流器）を用いることにより、リカバリ時間が短縮されることにより相対的にリカバリ電流が小さくなるので、コモンモードノイズの低減効果をより高めることができる。
【００７５】
また、実施の形態１と同様に、スイッチング速度が速く、スイッチング損失が小さい特性も有するＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子を用いることにより、交流直流変換装置のより一層の高効率化を図ることができる。
【００７６】
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１および実施の形態２において説明した交流直流変換装置を備えた空気調和機について説明する。
【００７７】
図１３は、実施の形態３にかかる空気調和機の一構成例を示す図である。図１３に示すように、実施の形態３にかかる空気調和機は、実施の形態１および実施の形態２において説明した交流直流変換装置４０と、交流直流変換装置４０から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ４１と、インバータ４１から供給される交流電力により駆動される電動機５８と、電動機５８に流れる電流を検出する電流検出器４２ａ，４２ｂと、電流検出器４２ａ，４２ｂおよび電圧検出器４４により検出された各検出値に基づいて、電動機５８を駆動制御する駆動制御部４３と、電動機５８を内蔵した圧縮機５１、四方弁５２、室外熱交換器５３、膨張弁５４、および室内熱交換器５５が冷媒配管５６を介して取り付けられた冷凍サイクルとを備え構成されている。
【００７８】
また、圧縮機５１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構５７と、これを動作させる電動機５８とが設けられ、圧縮機５１から室外熱交換器５３と室内熱交換器５５との間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う冷凍サイクルが構成される。
【００７９】
実施の形態１および実施の形態２において説明した交流直流変換装置４０は、損失の増加を抑制しつつ、コモンモードノイズの低減を図ることを可能としている。このため、図１３に示すように、高効率化とコモンモードノイズの低減効果とをより高めた交流直流変換装置４０を空気調和機に適用することにより、空気調和機の省エネ性能を損ねることなく、電源力率の向上および直流電圧上昇による圧縮機モータの高電圧化や、電流低減による損失低減が可能となる。
【００８０】
以上説明したように、実施の形態３の空気調和機によれば、実施の形態１および実施の形態２において説明した高効率化とコモンモードノイズの低減効果とをより高めた交流直流変換装置を適用することにより、空気調和機の省エネ性能を損ねることなく、電源力率の向上および直流電圧上昇による圧縮機モータの高電圧化や、電流低減による損失低減が可能となる。
【００８１】
なお、上述した実施の形態では、交流電源を単相交流電源とし、整流器（第１の整流器）が単相整流器である構成例を示したが、交流電源を三相交流電源とし、整流器（第１の整流器）が三相整流器である構成であっても、上述した各実施の形態による効果が得られることは言うまでもない。
【００８２】
また、上述した実施の形態において説明したＷＢＧ半導体により構成されたスイッチング素子、整流ダイオード、逆流防止ダイオード等の半導体素子を用いることによる効果は、上述した実施の形態において説明した効果にとどまらない。
【００８３】
例えば、ＷＢＧ半導体によって構成された半導体素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、半導体素子の小型化が可能であり、これら小型化された半導体素子を用いることにより、これらの半導体素子を組み込んだ交流直流変換装置の小型化が可能となる。
【００８４】
また、ＷＢＧ半導体によって構成された半導体素子は、上述したように耐熱性も高いため、放熱手段の放熱フィンの小型化が可能であるので、交流直流変換装置の一層の小型化が可能となり、延いては、その交流直流変換装置を組み込んだ空気調和機の小型化・低コスト化を図ることが可能となる。
【００８５】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００８６】
１  交流電源
２  整流器（第１の整流器）
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ  整流ダイオード
３ａ  スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
３ａａ  第１のスイッチング素子
３ａｂ  第２のスイッチング素子
３ｂ  スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
３ｂａ  第３のスイッチング素子
３ｂｂ  第４のスイッチング素子
４ａ，４ｂ  ダイオード整流器
４ａａ  第１のダイオード
４ａｂ  第２のダイオード
４ｂａ  第３のダイオード
４ｂｂ  第４のダイオード
５，５ａ，５ｂ  第１のリアクトル
６ａ，６ｂ  平滑コンデンサ（平滑手段）
７  平滑手段
８  直流負荷
１０ａ  第１の双方向スイッチ（スイッチ手段）
１０ｂ  第２の双方向スイッチ（スイッチ手段）
１１，１１ａ，１１ｂ  第２のリアクトル
１２  第２の整流器
１３，１３ａ，１３ｂ  スイッチング素子（スイッチ手段）
１４  平滑コンデンサ（平滑手段）
１５，１５ａ，１５ｂ  逆流阻止ダイオード
１６，１６ａ，１６ｂ  チョッパ回路
２０  制御手段
２１  直流電圧検出器
２２  入力電流検出器
２３  電源電圧検出器
３０  ＰＩ制御器
３１  ＰＱ変換器
３２ａ，３２ｂ  ＬＰＦ
３３  ＰＩ制御器
３４  ＰＩ制御器
３５  逆ＰＱ変換器
３６  乗算器
３７  ＰＩ制御器
４０  交流直流変換装置
４１  インバータ
４２ａ  電流検出器
４２ｂ  電流検出器
４３  駆動制御部
４４  電圧検出器
５１  圧縮機
５２  四方弁
５３  室外熱交換器
５４  膨張弁
５５  室内熱交換器
５６  冷媒配管
５７  圧縮機構
５８  電動機
【図１】
2014007840.tif 000003
【図２】
2014007840.tif 000004
【図３】
2014007840.tif 000005
【図４】
2014007840.tif 000006
【図５】
2014007840.tif 000007
【図６】
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【図７】
2014007840.tif 000009
【図８】
2014007840.tif 000010
【図９】
2014007840.tif 000011
【図１０】
2014007840.tif 000012
【図１１】
2014007840.tif 000013
【図１２】
2014007840.tif 000014
【図１３】
2014007840.tif 000015