(57)【要約】【課題】本発明が解決する課題は、異なる材質の被加熱物に対しスイッチング素子の損失を抑えて誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置を提供することである。【解決手段】インバータを具備する電磁誘導加熱装置であって、インバータは、２個のスイッチング素子を直列接続した第一の上下アームと、２個のスイッチング素子を直列接続した第二の上下アームと、第一の上下アームの出力端子と直流電源の電極との間に接続された、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサの直列回路と、第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に接続された、加熱コイルと第二の共振コンデンサと第一のスイッチ手段の直列回路と、第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間を短絡する第二のスイッチ手段を備え、第二の上下アームには、第一の上下アームよりも高速なスイッチング素子を用いる電磁誘導加熱装置。【選択図】  図１
2014006992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータを具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記インバータは、
２個のスイッチング素子を直列接続した第一の上下アームと、
２個のスイッチング素子を直列接続した第二の上下アームと、
前記第一の上下アームの出力端子と前記直流電源の電極との間に接続された、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサの直列回路と、
前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に接続された、前記加熱コイルと第二の共振コンデンサと第一のスイッチ手段の直列回路と、
前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間を短絡する第二のスイッチ手段を備え、
前記第二の上下アームには、前記第一の上下アームよりも高速なスイッチング素子を用いることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
直流電源と、
該直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータを具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記インバータは、
第一のインダクタと第一のスイッチング素子を直列接続した第一の上下アームと、
第二のインダクタと第二のスイッチング素子を直列接続した第二の上下アームと、
前記第一の上下アームの出力端子と前記直流電源の電極との間に接続された、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサの直列回路と、
前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に接続された、前記加熱コイルと第二の共振コンデンサと第一のスイッチ手段の直列回路と、
前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間を短絡する第二のスイッチ手段を備え、
前記第二の上下アームには、前記第一の上下アームよりも高速なスイッチング素子を用いることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記第一のインダクタと並列に第一の補助スイッチング素子と第一のコンデンサの直列回路を設けるとともに、
前記第二のインダクタと並列に第二の補助スイッチング素子と第二のコンデンサの直列回路を設けることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１から３何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサで第一の共振負荷回路を構成するとともに、前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサと前記第二の共振コンデンサで第二の共振負荷回路を構成し、
前記第一のスイッチ手段は、
前記第一、第二の上下アームと前記第一の共振負荷回路から構成されるハーフブリッジ方式のインバータ状態と、
前記第一、第二の上下アームと前記第二の共振負荷回路から構成されるフルブリッジ方式のインバータ状態と、に切り替え、
前記第二のスイッチ手段は、
前記インバータがハーフブリッジ方式のインバータ状態の場合に、前記第一と第二の上下アームの出力端子を短絡して前記第一と第二の上下アームの上アーム同士及び下アーム同士を並列に接続することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記インバータがハーフブリッジ方式のインバータ状態の場合には、
前記第二の上下アームのターンオフタイミングを前記第一の上下アームのターンオフタイミングより遅くすることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサで第一の共振負荷回路を構成するとともに、前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサと前記第二の共振コンデンサで第二の共振負荷回路を構成し、
前記第一のスイッチ手段は、
前記第一、第二の上下アームと前記第一の共振負荷回路から構成されるハーフブリッジ方式のインバータ状態と、
前記第一、第二の上下アームと前記第二の共振負荷回路から構成されるフルブリッジ方式のインバータ状態と、に切り替え、
前記第二のスイッチ手段は、
前記インバータがハーフブリッジ方式のインバータ状態の場合に、前記第一と第二の上下アームの出力端子を短絡して前記第一と第二の上下アームの上アーム同士及び下アーム同士を並列に接続し、
前記インバータがフルブリッジ方式のインバータ状態の場合には、
前記第一、第二の上下アームの駆動信号に位相差を設け、
前記第二の上下アームの位相を前記第一の上下アームより進めることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサで第一の共振負荷回路を構成するとともに、前記加熱コイルと前記第一の共振コンデンサと前記第二の共振コンデンサで第二の共振負荷回路を構成し、
前記第一のスイッチ手段は、
前記第一、第二の上下アームと前記第一の共振負荷回路から構成されるハーフブリッジ方式のインバータ状態と、
前記第一、第二の上下アームと前記第二の共振負荷回路から構成されるフルブリッジ方式のインバータ状態と、に切り替え、
前記第二のスイッチ手段は、
前記インバータがハーフブリッジ方式のインバータ状態の場合に、前記第一と第二の上下アームの出力端子を短絡して前記第一と第二の上下アームの上アーム同士及び下アーム同士を並列に接続し、
前記インバータがフルブリッジ方式のインバータ状態の場合には、
前記第二の上下アームの導通期間を前記第一の上下アームの導通期間より短くすることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱調理器などインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。一般に、被加熱物が磁性体で固有抵抗が大きい鉄は加熱し易く、非磁性体で低抵抗の銅やアルミなどは加熱し難い。
【０００３】
このような問題を解決する従来例として、特許第４７９４５３３号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この装置は、被加熱物の状態、種類等に応じてフルブリッジ回路構成とハーフブリッジ回路構成を切り替え、アルミなどの非磁性材質の被加熱物を加熱する際には、２つのハーフブリッジ回路を交互に駆動して加熱コイルに電流を供給する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４７９４５３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示された従来技術において、２つのハーフブリッジ回路を交互に駆動するため、スイッチング損失を低減することは可能であるが、休止している期間に一方のハーフブリッジ回路に加熱コイルの全電流が流れるため、導通損失の面では２つのハーフブリッジ回路を有効に利用しているとは言えない。
【０００６】
本発明は、非磁性体で低抵抗の銅やアルミなどを加熱する場合の導通損失およびスイッチング損失を低減し、かつ磁性体で高抵抗の鉄などを加熱する場合においてもスイッチング損失を低減してスイッチング素子の発熱を抑え、加熱効率の高い電磁誘導加熱装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明の電磁誘導加熱装置では、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータを具備し、前記インバータは、２個のスイッチング素子を直列接続した第一の上下アームと、２個のスイッチング素子を直列接続した第二の上下アームと、前記第一の上下アームの出力端子と前記直流電源の電極との間に接続された、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第一の共振コンデンサの直列回路と、前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間に接続された、前記加熱コイルと第二の共振コンデンサと第一のスイッチ手段の直列回路と、前記第一の上下アームと第二の上下アームの出力端子間を短絡する第二のスイッチ手段を備え、前記第二の上下アームには、前記第一の上下アームよりも高速なスイッチング素子を用いた。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、非磁性体で低抵抗の銅やアルミなどを加熱する場合の導通損失およびスイッチング損失を低減し、かつ磁性体で高抵抗の鉄などを加熱する場合においてもスイッチング損失を低減してスイッチング素子の発熱を抑え、加熱効率の高い電磁誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図２】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図３】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図４】比較例の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図５】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図６】実施例１の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図７】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図８】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図９】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図１０】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図１１】実施例２の電磁誘導加熱装置の動作波形である。
【図１２】実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１３】実施例３の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【図１４】実施例３の電磁誘導加熱装置の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施例を説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図示しない被加熱物（例えば、調理鍋）が加熱コイル１１と磁気結合し被加熱物（調理鍋）に電力が供給される。図１において、直流電源１の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子５ａと５ｂが直列に接続された第一の上下アーム３と、パワー半導体スイッチング素子５ｃと５ｄが直列に接続された第二の上下アーム４が接続されている。第一の上下アーム３のスイッチング素子５ａ、５ｂは大電流に適したＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いている。一方、第二の上下アーム４のスイッチング素子５ｃ、５ｄは第一の上下アーム３のスイッチング素子５ａ、５ｂよりスイッチング速度の速いパワー半導体スイッチング素子を用いる。本実施例では、ＳＪ（超接合：Superjunction）−ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）を用いており、近年では、既存のＭＯＳＦＥＴよりオン抵抗が劇的に小さい素子が開発されている。これにより、高周波化によるスイッチング損失の低減に加え、導通損失の低減にも効果的である。スイッチング素子５ａから５ｄにはそれぞれダイオード６ａから６ｄが逆方向に並列接続されている。尚、ダイオード６ｃと６ｄはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いることも可能である。スイッチング素子５ａから５ｄにはそれぞれスナバコンデンサ７ａから７ｄが並列に接続されている。
【００１２】
第一の上下アーム３の出力端子には加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１１の他端と直流電源１の負電極間には第一の共振コンデンサ１２が接続され第一の共振負荷回路５０を構成している。また、加熱コイル１１の他端と第二の上下アームの出力端子間には第二の共振コンデンサ１３とリレー２０の直列回路が接続されている。加熱コイル１１と第一の共振コンデンサ１２及び第二の共振コンデンサ１３により第二の共振負荷回路６０を構成しており、被加熱物の材質や設定火力に応じてリレー２０を切り替えることにより、第一の共振負荷回路５０と第二の共振負荷回路６０とを切り替えることができる。なお、図１では、加熱コイル１１と第一の共振コンデンサ１２の直列回路を第一の上下アーム３の出力端子と直流電源１の負電極との間に設けたが、第一の上下アーム３の出力端子と直流電源１の正電極との間に設けても良い。
【００１３】
第一の上下アーム３と第二の上下アーム４の出力端子間にはリレー２１が接続されている。リレー２０がオフ状態となり第二の上下アーム４が第二の共振負荷回路６０から切り離されたときに、リレー２１をオン状態に切り替えることで、第二の上下アーム４の出力端子と第一の上下アーム３の出力端子が接続され、第一、第二の上下アームの上アーム同士および下アーム同士のスイッチング素子が並列に接続される。
【００１４】
ここで、図１において、加熱コイル１１と被加熱物（図示せず）は磁気的に結合するため、被加熱物を加熱コイル１１側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。等価抵抗及び等価インダクタンスは、被加熱物の材質によって異なり、非磁性体で低抵抗の銅やアルミの場合は等価抵抗及び等価インダクタンスのどちらも小さくなり、磁性体で高抵抗の鉄の場合はどちらも大きくなる。
【００１５】
次に、図２の動作説明図及び図３、図４の動作波形を用いて、被加熱物が銅やアルミの場合における動作を説明する。図２は、本実施例における各素子のオンオフ状態を表している。図３は、本実施例における動作波形を示している。図４は、比較例における動作波形を示している。図３、図４において、ｖｇ（５ａ）からｖｇ（５ｄ）はそれぞれスイッチング素子５ａから５ｄのゲート電圧、ｉ（５ａ）からｉ（５ｄ）はそれぞれスイッチング素子５ａから５ｄの電流、ｉ（６ａ）からｉ（６ｄ）はそれぞれダイオード６ａから６ｄの電流、ｖｃ（５ａ）からｖｃ（５ｄ）はそれぞれスイッチング素子５ａから５ｄにかかる電圧、ｌｏｓｓ（５ａ）からｌｏｓｓ（５ｄ）は各スイッチング素子５ａから５ｄの損失を表している。図２において、被加熱物が銅やアルミの場合は、リレー２０をオフ、リレー２１をオンし、第一の上下アーム３と第二の上下アーム４とが並列接続された状態で加熱コイル１１及び第一の共振コンデンサ１２に電流を流す。この構成は電流共振型の変形ハーフブリッジと言われるＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）方式インバータとなる。被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅またはアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。従って、第一の上下アーム３を例えば約９０kHzの周波数で駆動できるように第一の共振コンデンサ１２の容量を設定する。前述のように、非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さいため所望の出力を得るには大きな電流を流す必要がある。
【００１６】
本実施例では、図２、図３に示すように、第一の上下アーム３のスイッチング素子５ａと第二の上下アーム４のスイッチング素子５ｃを同期してオンすることにより、加熱コイル１１の電流がスイッチング素子５ａと５ｃに各々分流（ｉ（５ａ）、ｉ（５ｃ））して流れる。同様に、第一の上下アーム３のスイッチング素子５ｂと第二の上下アーム４のスイッチング素子５ｄを同期してオンすることにより、加熱コイル１１の電流がスイッチング素子５ｂと５ｄに各々分流（ｉ（５ｂ）、ｉ（５ｄ））して流れる。従って、図４の比較例に示すように、第一の上下アーム３のみで加熱した場合よりもスイッチング素子に電流が流れている期間に発生する導通損失を低減することが可能である。
【００１７】
ここで、本実施例では前述のように、上下アーム３のスイッチング素子５ａ、５ｂにＩＧＢＴ、上下アーム４のスイッチング素子５ｃ、５ｄにＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いている。一般にＩＧＢＴは図４の比較例に示すようにターンオフ時にテール電流（ｉ（５ａ）、ｉ（５ｂ））が流れるため、ターンオフ損失（ｌｏｓｓ（５ａ）、ｌｏｓｓ（５ｂ））は大きくなる。一方、ＭＯＳＦＥＴは、ＩＧＢＴに比べるとスイッチング速度が速いため、ターンオフ損失を低減することが可能である。そこで、本実施例では、図２、図３に示すように、上下アーム３のスイッチング素子５ａ、５ｂ（ＩＧＢＴ）を上下アーム４のスイッチング素子５ｃ、５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）よりもｔ１の時間分だけ早くターンオフする。これにより、スイッチン素子５ａ、５ｂ（ＩＧＢＴ）は素子に印加される電圧（ｖｃ（５ａ）、ｖｃ（５ｄ））がゼロボルトの状態でターンオフすることができるため、図３に示すようにスイッチング素子５ａ、５ｂ（ＩＧＢＴ）のターンオフ損失をゼロにすることが可能であり、損失としては導通損失（ｌｏｓｓ（５ａ）、ｌｏｓｓ（５ｂ））のみとなる。一方、上下アーム４のスイッチング素子５ｃ、５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）には、ｔ１の期間に電流が増加しターンオフ時には大きな電流を遮断することになるがスイッチング速度が速いため、電流と電圧の重なり期間は短く、上下アーム３（ＩＧＢＴ）のみで加熱した場合のスイッチング損失（図４：ｌｏｓｓ（５ａ））よりも低く抑えることが可能である。
【００１８】
このように、本実施例では被加熱物が銅やアルミの場合に、２つの上下アームを同期して駆動し大きなコイル電流を各々の上下アームに分流して流すことで導通損失を低減し、かつ高周波で電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【００１９】
次に、図５の動作説明図及び図６の動作波形を用いて、被加熱物が鉄の場合における動作を説明する。図５において、被加熱物が鉄の場合は、リレー２０をオン、リレー２１をオフし、第一の上下アーム３及び第二の上下アーム４と加熱コイル１１及び第一、第二の共振コンデンサ１２、１３から構成されるフルブリッジ方式のインバータで加熱を行う。前述のように、磁性体で高抵抗の被加熱物は等価抵抗が大きいため共振負荷回路には電流が流れ難い。従って、フルブリッジ方式に切り替えることによりインバータの出力電圧を２倍に高め所望の出力を得る。前述の銅やアルミの場合は抵抗が小さいためインバータの周波数を約９０kHzにし表皮抵抗を高くしたが、鉄の場合は元々抵抗が大きいため、約２０kHzの周波数で第一の上下アーム３及び第二の上下アーム４を駆動する。前述のように第一の共振コンデンサ１２の容量は、約９０kHzの駆動周波数に合わせて設定するが、第二の共振コンデンサ１３の容量は、約２０kHzの駆動周波数に合わせて設定する。駆動周波数が大きく異なるため、第二の共振コンデンサ１３の容量は第一の共振コンデンサ１２より十分に大きい値になる。従って、フルブリッジ方式のインバータの共振周波数は、主に第二の共振コンデンサ１３により設定される。本実施例ではリレー２０の切り替えにより、共振コンデンサの容量も同時に切り替えが可能であり、被加熱物の材質に合わせてインバータの駆動周波数の設定範囲を広げ、最適な周波数で加熱することができる。
【００２０】
本実施例では、上下アーム３のスイッチング素子５ａ、５ｂにＩＧＢＴを用いているため、スイッチング損失の課題は残る。そこで、本実施例では、図５、図６に示すように、スイッチング素子５ａ、５ｂ（ＩＧＢＴ）からなる上下アーム３と、スイッチング素子５ｃ、５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）からなる上下アーム４とに位相差φを設け、上下アーム３を上下アーム４より遅らせて駆動する。これにより、図６に示すように、スイッチン素子５ａ（ＩＧＢＴ）の遮断電流（ｉｏｆｆ（５ａ））をスイッチング素子５ｄの遮断電流（ｉｏｆｆ（５ｄ））よりも小さくすることができ、スイッチング素子５ａ（ＩＧＢＴ）のスイッチング損失（ｌｏｓｓ（５ａ））を抑えることができる。図示していないが、スイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）についても、同様にスイッチング損失を抑えることができる。
【００２１】
このように、本実施例では被加熱物が鉄の場合においても、２つの上下アームに位相差を設け、大きな電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【実施例２】
【００２２】
図７は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例１の図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００２３】
図７において、図１と異なる点は、上下アーム３の上アームがスイッチング素子５ａからインダクタ８ａに代わり、上下アーム４の上アームがスイッチング素子５ｃからインダクタ８ｃに代わった点である。また、スイッチング素子５ｂ、５ｄにそれぞれ並列接続されたコンデンサ９ｂ、９ｄは電圧共振用コンデンサとして働くことになる。これにより、実施例２は電圧共振型インバータの構成となり、実施例１の電流共振型インバータとはスイッチング素子５ｂ、５ｄにかかる電圧が異なる。
【００２４】
次に、図８の動作説明図及び図９の動作波形を用いて、被加熱物が銅やアルミの場合における動作を説明する。図８は、本実施例における各素子のオンオフ状態を表している。図９は、本実施例における動作波形を示している。図８において、被加熱物が銅やアルミの場合は、リレー２０をオフ、リレー２１をオンし、第一の上下アーム３と第二の上下アーム４とが並列接続された状態で加熱コイル１１及び第一の共振コンデンサ１２に電流を流す。この構成を電圧共振型ハーフブリッジ方式と称する。本実施例では、図８、図９に示すように、第一の上下アーム３のスイッチング素子５ｂと第二の上下アーム４のスイッチング素子５ｄを同期してオンすることにより、加熱コイル１１の電流がスイッチング素子５ｂと５ｄに各々分流（ｉ（５ｂ）、ｉ（５ｄ））して流れる。従って、第一の上下アーム３のみで加熱するよりもスイッチング素子に電流が流れている期間に発生する導通損失を低減することが可能である。
【００２５】
ここで、本実施例では前述のように、上下アーム３のスイッチング素子５ｂにＩＧＢＴ、上下アーム４のスイッチング素子５ｄにＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いている。実施例１と同様に、本実施例では、図８、図９に示すように、上下アーム３のスイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）を上下アーム４のスイッチング素子５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）よりもｔ１の時間分だけ早くターンオフする。これにより、スイッチン素子５ｂ（ＩＧＢＴ）は素子に印加される電圧（ｖｃ（５ｂ））がゼロボルトの状態でターンオフすることができるため、図９に示すようにスイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）のターンオフ損失をゼロにすることが可能であり、損失としては導通損失（ｌｏｓｓ（５ｂ））のみとなる。一方、上下アーム４のスイッチング素子５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）には、ｔ１の期間に電流が増加しターンオフ時には大きな電流を遮断することになるがスイッチング速度が速いため、電流と電圧の重なり期間は短く、ターンオフ損失を低く抑えることが可能である。
【００２６】
このように、本実施例では被加熱物が銅やアルミの場合に、２つの上下アームを同期して駆動し大きなコイル電流を各々の上下アームに分流して流すことで導通損失を低減し、かつ高周波で電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【００２７】
次に、図１０の動作説明図及び図１１の動作波形を用いて、被加熱物が鉄の場合における動作を説明する。図１０において、被加熱物が鉄の場合は、リレー２０をオン、リレー２１をオフし、第一の上下アーム３と第二の上下アーム４とで加熱コイル１１及び第一、第二の共振コンデンサ１２、１３に電流を流す。この構成を電圧共振型フルブリッジ方式と称す。本実施例ではリレー２０の切り替えにより、共振コンデンサの容量も同時に切り替えが可能であり、被加熱物の材質に合わせてインバータの駆動周波数の設定範囲を広げ、最適な周波数で加熱することができる。
【００２８】
本実施例では、上下アーム３のスイッチング素子５ｂにＩＧＢＴを用いているため、スイッチング損失の課題は残る。そこで、本実施例では、図１０、図１１に示すように、上下アーム３のスイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）のオン期間を上下アーム４のスイッチング素子５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン期間より長くして駆動する。これにより、図１１に示すように、スイッチン素子５ｂ（ＩＧＢＴ）の遮断電流（ｉｏｆｆ（５ｂ））をスイッチング素子５ｄの遮断電流（ｉｏｆｆ（５ｄ））よりも小さくすることができ、スイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）のスイッチング損失（ｌｏｓｓ（５ｂ））を抑えることができる。
【００２９】
このように、本実施例では被加熱物が鉄の場合においても、２つの上下アームのオン時間に差を設け、大きな電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【実施例３】
【００３０】
図１２は、実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例２の図７と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【００３１】
図１２において、図７と異なる点は、インダクタ８ａと並列に補助スイッチング素子５ｅとコンデンサ９ａの直列回路が接続され、インダクタ８ｃと並列に補助スイッチング素子５ｆとコンデンサ９ｃの直列回路が接続された点である。これにより、実施例３はアクティブクランプ電圧共振型インバータの構成となり、実施例２の電圧共振型インバータよりも主スイッチング素子５ｂ、５ｄにかかる電圧を低く抑えることができる。なお、補助スイッチング素子５ｅ、５ｆにはそれぞれダイオード６ｅ、６ｆが逆方向に並列接続されている。
【００３２】
次に、図１３の動作説明図を用いて、被加熱物が銅やアルミの場合における動作を説明する。図１３は、本実施例における各素子のオンオフ状態を表しており、被加熱物が銅やアルミの場合は、リレー２０をオフ、リレー２１をオンし、第一の上下アーム３と第二の上下アーム４とが並列接続された状態で加熱コイル１１及び第一の共振コンデンサ１２に電流を流す。この構成をアクティブクランプ電圧共振型ハーフブリッジ方式と称する。本実施例では、図１３に示すように、第一の上下アーム３の補助スイッチング素子５ｅと第二の上下アーム４の補助スイッチング素子５ｆを同期してオンすることにより、加熱コイル１１の電流が補助スイッチング素子５ｅと５ｆに各々分流して流れる。同様に、第一の上下アーム３の主スイッチング素子５ｂと第二の上下アーム４の主スイッチング素子５ｄを同期してオンすることにより、加熱コイル１１の電流が主スイッチング素子５ｂと５ｄに各々分流して流れる。従って、第一の上下アーム３のみで加熱した場合よりもスイッチング素子に電流が流れている期間に発生する導通損失を低減することが可能である。
【００３３】
ここで、本実施例では、上下アーム３のスイッチング素子５ｅ、５ｂにＩＧＢＴ、上下アーム４のスイッチング素子５ｆ、５ｄにＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いている。実施例１と同様、本実施例では、図１３に示すように、上下アーム３のスイッチング素子５ｅ、５ｂ（ＩＧＢＴ）を上下アーム４のスイッチング素子５ｆ、５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）よりもｔ１の時間分だけ早くターンオフする。これにより、スイッチング素子５ｅ、５ｂ（ＩＧＢＴ）は素子に印加される電圧がゼロボルトの状態でターンオフすることができるため、スイッチング素子５ｅ、５ｂ（ＩＧＢＴ）のターンオフ損失をゼロにすることが可能であり、損失としては導通損失のみとなる。一方、上下アーム４のスイッチング素子５ｆ、５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）には、ｔ１の期間に電流が増加しターンオフ時には大きな電流を遮断することになるがスイッチング速度が速いため、電流と電圧の重なり期間は短く、上下アーム３（ＩＧＢＴ）のみで加熱した場合のスイッチング損失よりも低く抑えることが可能である。
【００３４】
このように、本実施例では被加熱物が銅やアルミの場合に、２つの上下アームを同期して駆動し大きなコイル電流を各々の上下アームに分流して流すことで導通損失を低減し、かつ高周波で電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【００３５】
次に、図１４の動作説明図を用いて、被加熱物が鉄の場合における動作を説明する。図１４において、被加熱物が鉄の場合は、リレー２０をオン、リレー２１をオフし、第一の上下アーム３と第二の上下アーム４とで加熱コイル１１及び第一、第二の共振コンデンサ１２、１３に電流を流す。この構成をアクティブクランプ電圧共振型フルブリッジ方式と称す。
【００３６】
本実施例では、上下アーム３のスイッチング素子５ｅ、５ｂにＩＧＢＴを用いているため、スイッチング損失の課題は残る。そこで、実施例２と同様、本実施例では、図１４に示すように、上下アーム３の主スイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）のオン期間を上下アーム４のスイッチング素子５ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン期間より長くして駆動する。上下アーム３の補助スイッチング素子５ｅと上下アーム４の補助スイッチング素子５ｆはそれぞれ主スイッチング素子５ｂ、５ｄと相補に駆動する。これにより、実施例２と同様、主スイッチン素子５ｂ（ＩＧＢＴ）の遮断電流を主スイッチング素子５ｄの遮断電流よりも小さくすることができ、スイッチング素子５ｂ（ＩＧＢＴ）のスイッチング損失を抑えることができる。
【００３７】
このように、本実施例では被加熱物が鉄の場合においても、２つの上下アームの主スイッチング素子のオン時間に差を設け、大きな電流を遮断するスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることでスイッチング損失を低減することが可能である。
【符号の説明】
【００３８】
１  直流電源
３  第一の上下アーム
４  第二の上下アーム
５ａ〜５ｆ  スイッチング素子
６ａ〜６ｆ  ダイオード
７ａ〜７ｄ  スナバコンデンサ
８ａ、８ｃ  インダクタ
９ａ〜９ｄ  コンデンサ
１１  加熱コイル
１２  第一の共振コンデンサ
１３  第二の共振コンデンサ
５０  第一の共振負荷回路
６０  第二の共振負荷回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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