(57)【要約】      （修正有）【課題】複数相の出力信号の相間の位相差の変動を補償するのに有利な計測装置を提供する。【解決手段】この計測装置は、互いに位相の異なる第１相信号および第２相信号から計測対象の位置を計測する計測装置であって、第１相信号および第２相信号の少なくとも一方の周波数に対応する第１相信号と第２相信号との間の位相差の変動の量と周波数とに基づいて、第１相信号の遅れ時間と第２相信号の遅れ時間との差を示す差信号を生成する生成手段１００と、差信号に基づいて、第１相信号および第２相信号の少なくとも一方のサンプリングのタイミングを調整する調整手段４００と、を有する。【選択図】図２
2014032105.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに位相の異なる第１相信号および第２相信号から計測対象の位置を計測する計測装置であって、
前記第１相信号および前記第２相信号の少なくとも一方の周波数に対応する前記第１相信号と前記第２相信号との間の位相差の変動の量と前記周波数とに基づいて、前記第１相信号の遅れ時間と前記第２相信号の遅れ時間との差を示す差信号を生成する生成手段と、
前記差信号に基づいて、前記第１相信号および前記第２相信号の少なくとも一方のサンプリングのタイミングを調整する調整手段と、
を有することを特徴とする計測装置。
【請求項２】
前記生成手段は、前記位相差の変動の量と前記周波数に対応する角周波数とに基づいて、前記差信号を生成する、ことを特徴とする請求項１に記載の計測装置。
【請求項３】
前記生成手段は、前記周波数に依存しない前記位相差のずれ量に基づいて前記第１相信号の振幅を調整し、該振幅を調整された前記第１相信号を前記第２相信号に加算することにより、前記ずれ量を補償する、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の計測装置。
【請求項４】
前記周波数に依存する前記位相差の変動の量と、前記周波数に依存しない前記位相差のずれ量とを求める手段をさらに有し、
前記周波数に依存しない前記位相差のずれ量は、前記周波数に依存する前記位相差の変動の量より先に求められ、
前記周波数に依存する前記位相差の変動の量は、前記周波数に依存しない前記位相差のずれ量を補償された前記第１相信号および前記第２相信号に基づいて求められる、ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の計測装置。
【請求項５】
前記周波数に依存する前記位相差の変動の量を求める場合の前記周波数は、前記周波数に依存しない前記位相差のずれ量を求める場合の前記周波数より高い、ことを特徴とする請求項４に記載の計測装置。
【請求項６】
前記第１相信号および前記第２相信号を生成するための要素が間隔をもって配置されたスケールを有し、
前記周波数は、前記計測対象の移動速度と前記間隔とに基づいて求められる、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の計測装置。
【請求項７】
前記第１相信号および前記第２相信号に基づいて前記計測対象の位置を出力する出力手段を有し、
前記出力手段は、第１積分器と第２積分器とを直列に含む閉ループフィルタを有し、該閉ループフィルタを介して前記計測対象の位置を出力する、ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の計測装置。
【請求項８】
前記第１積分器の出力に基づいて前記周波数を求める手段を有する、ことを特徴とする請求項７に記載の計測装置。
【請求項９】
前記周波数に依存する前記位相差の変動の量は、前記計測対象が等速移動している場合における前記第１相信号および前記第２相信号に基づいて求められる、ことを特徴とする請求項４に記載の計測装置。
【請求項１０】
前記周波数に依存する前記位相差の変動の量は、前記第１相信号と前記第２相信号とを乗算して得られる信号の直流成分に基づいて求められる、ことを特徴とする請求項９に記載の計測装置。
【請求項１１】
パターンを基板に形成するリソグラフィー装置であって、
原版または前記基板を保持して移動する保持部と、
前記保持部の位置を計測する請求項１〜１０のいずれか１項に記載の計測装置と、
を有することを特徴とするリソグラフィー装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のリソグラフィー装置を用いてパターンを基板に形成する工程と、
前記工程で前記パターンを形成された基板を処理する工程と、
を含むことを特徴とする物品の製造方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、計測装置、リソグラフィー装置、および物品の製造方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、半導体集積回路などのデバイスの製造に用いられるリソグラフィー装置は、高い生産性（スループット）と極めて微細なパターンの形成性能（解像力）とが要求されている。このようなリソグラフィー装置では、原版または基板を搭載するステージは、高速且つ精密に位置決めされなければならない。そのため、高速に動作するステージの位置を正確に計測することができる計測装置が必要となる。位置決め精度は、ステージ位置の計測精度に依存する。例えば、ｎｍ以下の精度で高速移動するステージの位置を計測する手段として、エンコーダが用いられうる。エンコーダからの出力信号は、例えば、互いに位相が９０度ずれたＡ相・Ｂ相の２相の正弦波信号より成る。各相信号の振幅・オフセットや相間の位相差は、正しく調整されていなければならない。特許文献１は、そのような出力信号の振幅・オフセット・位相差の調整方法を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２２８４８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、高速で移動するステージの位置の計測にエンコーダを用いた場合、エンコーダからの出力信号の周波数は、ステージの移動速度に比例する。よって、生産性向上のためにステージの移動速度が上昇すると、エンコーダ出力信号の周波数もそれに比例して増加する。一方、エンコーダ出力信号は、それを出力する検出回路の周波数帯域が有限であるため、高周波では、位相遅れを伴う。さらに、検出回路の部品の性能のばらつき等により、Ａ相・Ｂ相の各検出回路の帯域（周波数特性）は互いに異なりうる。その結果、周波数が高い場合、位相遅れ特性が異なり、相間の位相差が９０度からずれてしまう。なお、各相の信号に係る、ケーブル長や基板のパターン長、デジタル回路やＡ／Ｄ変換器の信号伝播遅延時間の差によっても相関の位相差のずれが発生しうる。この位相差のずれは、位置計測に誤差を生じさせ、もって位置決め精度を低下させうる。
【０００５】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、例えば、複数相の出力信号の相間の位相差の変動を補償するのに有利な計測装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明は、互いに位相の異なる第１相信号および第２相信号から計測対象の位置を計測する計測装置であって、第１相信号および第２相信号の少なくとも一方の周波数に対応する第１相信号と第２相信号との間の位相差の変動の量と周波数とに基づいて、第１相信号の遅れ時間と第２相信号の遅れ時間との差を示す差信号を生成する生成手段と、差信号に基づいて、第１相信号および第２相信号の少なくとも一方のサンプリングのタイミングを調整する調整手段と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、例えば、複数相の出力信号の相間の位相差の変動を補償するのに有利な計測装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の一実施形態に係る露光装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る演算部の構成を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に係る補正信号生成部の構成を示す図である。
【図４】固定位相差補正信号生成部と時間差補正信号生成部の構成を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る補正演算部の構成を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態に係る計測演算部の構成を示す図である。
【図７】補正前の検出信号と理想信号の例を示す図である。
【図８】本発明の一実施形態に係るＩ／Ｖ変換器の構成を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態に係る信号波形を示す図である。
【図１０】本発明の一実施形態に係る検出信号波形と計測誤差特性を示す図である。
【図１１】周波数に対する位相ずれの特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明を実施するための形態について図面などを参照して説明する。
【００１０】
まず、本発明を適用するリソグラフィー装置の一例として露光装置について説明する。図１は、露光装置１の構成を示す概略図である。本実施形態における露光装置１は、ステップ・アンド・スキャン方式やステップ・アンド・リピート方式でマスク（原版）に形成されたパターンを被処理基板であるガラスプレート（基板）に露光する投影型露光装置とする。露光装置１は、まず、照明光学系２と、レチクル３を保持するレチクルステージ４と、投影光学系５と、ウエハ６を保持するウエハステージ７と、計測装置（計測ヘッド）８とを備える。
【００１１】
照明光学系２は、光源部である不図示のレーザー発振装置を備え、転写用の回路パターンが形成された後述のレチクル３を照明する装置である。ここで、光源として使用可能なレーザーは、波長約１９３ｎｍのＡｒＦエキシマレーザー、波長約２４８ｎｍのＫｒＦエキシマレーザー、波長約１５７ｎｍのＦ２エキシマレーザー等である。なお、レーザーの種類は、エキシマレーザーに限定されず、例えば、ＹＡＧレーザーを使用しても良いし、レーザーの個数も限定されない。また、光源部にレーザーを使用する場合、レーザー発振装置からの平行光束を所望のビーム形状に整形する光束整形光学系、コヒーレントなレーザーをインコヒーレント化するインコヒーレント光学系を使用することが好ましい。更に、光源部に使用可能な光源は、レーザーに限定されるものではなく、一又は複数の水銀ランプやキセノンランプ等のランプや、極端紫外光源も使用可能である。
【００１２】
レチクル３は、例えば、石英ガラス製の原版であり、転写されるべき回路パターンが形成されている。また、レチクルステージ（原版保持部）４は、不図示のレチクルステージガイド上でＸＹ方向に移動可能に支持され、レチクル３を不図示のレチクルチャックを介して吸着保持するステージ装置である。
【００１３】
投影光学系５は、照明光学系２からの露光光で照明されたレチクル３上のパターンを所定倍率（例えば、１／４、若しくは１／５）でウエハ６上に投影露光する。投影光学系５としては、複数の光学要素のみから構成される光学系や、複数の光学要素と少なくとも一枚の凹面鏡とから構成される光学系（カタディオプトリック光学系）が採用可能である。若しくは、投影光学系５として、複数の光学要素と少なくとも一枚のキノフォーム等の回折光学要素とから構成される光学系や、全ミラー型の光学系等も採用可能である。なお、不図示のレチクルステージガイド及び投影光学系５は、床面（基盤面）上に載置された不図示の鏡筒定盤に支持されている。
【００１４】
ウエハ６は、表面上にレジスト（感光剤）が塗布された、単結晶シリコン等からなる被処理基板である。ウエハステージ（基板保持部）７は、３次元方向に駆動可能なステージで装置であり、不図示の微動ステージと粗動ステージとを備える。微動ステージは、ｘ、ｙ、ｚ、ωｘ、ωｙ、ωｚの各方向に微小な駆動可能なステージであり、不図示のウエハチャックを介してウエハ６を吸着保持する。また、粗動ステージは、微動ステージを保持しつつ、ｘ、ｙ、ωｚの各方向に駆動可能なステージであり、床面上に載置されたステージ定盤上に設置されている。
【００１５】
計測装置８は、例えば、エンコーダの計測ヘッドであり、レクチル３またはウエハ６と共に動くステージ（レチクルステージ４またはウエハステージ７）に取り付けられることが好ましい。また、エンコーダは、計測対象の位置を計測するのに必要な信号を生成するための要素が間隔をもって配置された、不図示の計測ヘッドが読み取るスケールを有し、計測ヘッドに対向するように不動の部材（定盤など）に取り付けられる。図１では、計測装置８として、例示的に計測ヘッドのみを記載している。本実施形態では、計測ヘッドをステージに取り付け、スケールを定盤に取り付ける配置にしたが、計測ヘッドを定盤に取り付け、スケールをステージに取り付ける配置にしてもよい。なお、位置計測装置としては、一般に干渉計を採用することも考えられる。干渉計は、レーザー光をミラーに照射して得られる反射光の干渉光を検出して位置を計測するが、エンコーダは、スケールの格子パターンに光を照射して得られる回折光の干渉光を検出して位置を計測する。通常、各計測装置の光の照射部および検出部とミラーまたは格子パターンとの間の各光路における温度、湿度、圧力の変動は、屈折率の変化をもたらし、結果的に位置計測の誤差となる。したがって、この光路が短いほど誤差は小さくなるため、光の照射部および検出部とミラーまたは格子パターンを近接して配置することが可能なエンコーダの方が、干渉計よりも高精度な位置計測を可能とすることができる。
【００１６】
また、露光装置１は、ウエハ６の位置決めを実施するためのアライメント検出系と、レチクル３やウエハ６を露光装置１内に搬出入するための搬送系と、不図示の制御装置とを備える。アライメント検出系は、不図示のアライメントスコープと、フォーカスセンサとを有する。アライメントスコープは、ウエハ６等のｘ、ｙ方向の位置ズレの計測を実施するための計測装置である。また、フォーカスセンサは、ウエハ６等のｚ位置の計測を実施するための計測装置である。なお、上記と同様に、露光装置１は、不図示であるが、レチクル３の位置決めを実施するためのレチクルアライメント検出系も有する。
【００１７】
搬送系は、レチクル３を搬出入させるためのレチクル搬送系と、ウエハ６を搬出入させるためのウエハ搬送系とを有する。レチクル搬送系は、第１搬送ロボットと、第２搬送ロボットとを有し、所定のレチクル搬入口に載置されるレチクルＰｏｄとレチクルステージ４と間における搬送を実施する。ここで、レチクルＰｏｄは、複数枚のレチクル３を内部に保持するキャリアである。ウエハ搬送系は、第３搬送ロボットと、第４搬送ロボットとを有し、所定のウエハ搬入口に載置されるウエハキャリアと基板ステージとの間における搬送を実施する。ここで、ウエハキャリアは、前扉を備えた容器であるＦＯＵＰ（Front Opening Unified Pod）等、複数枚のウエハ６を内部に保持するキャリアである。
【００１８】
制御装置は、露光装置１の各構成要素の動作、及び調整処理等を制御する制御手段である。この制御装置は、不図示であるが、露光装置１の各構成要素に回線により接続された、磁気記憶媒体等の記憶手段を有するコンピュータ、又はシーケンサ等で構成され、プログラム、若しくはシーケンスにより、各構成要素の制御を実行する。
【００１９】
次に、露光装置１による露光処理について略説する。最初に、ウエハ搬送系は、被処理対象のウエハ６をウエハキャリアからウエハチャックまで搬送する。また、レチクル搬送系は、当該ロットに採用するレチクル３をレチクルＰｏｄからレチクルステージ４まで搬送する。次に、レチクル３は、レチクルアライメント検出系で位置決めされた後、レチクルステージ４の駆動により投影光学系５上の所定の位置まで移動する。同様に、ウエハ６は、アライメント検出系で位置決めされた後、基板ステージの駆動により投影光学系５直下の所定の位置に配置される。次に、照明光学系２は、レチクル３に対して照射光を照射させる。同時に、露光装置１は、レチクル３に形成された回路パターンがウエハ６の所定の位置に転写されるように、レチクルステージ４とウエハステージ７とを投影光学系５の倍率比の速度で同期駆動させる。ここで、露光装置１は、精度良く回路パターンを転写させるために、直前にアライメント検出系で計測した結果を利用し、予め基板ステージ駆動目標値に反映する。その後、露光装置１は、順次ウエハステージ７とレチクルステージ４とを駆動し、露光処理を繰り返すことによって、ウエハ６の全面に渡り回路パターンを転写する。より生産性を向上させるため、レチクルステージ４およびウエハステージ７の各ステージは、極めて高速に駆動され、かつ微細化露光のため極めて精密に位置または速度を制御する必要がある。
【００２０】
本発明の一実施形態における計測装置の一例としてエンコーダについて説明する。エンコーダは位相が９０度異なる２相式や、１２０度異なる３相式があり、位置の変化に応じ検出光は正弦波信号となる。２相式および３相式の基本動作はどちらも同様であるため、本実施形態では、２相式のエンコーダを例に挙げる。エンコーダは、検出部で検出された２相の検出光（信号）から位置を演算する演算部１０を含み、その構成を図２に示す。図２に示すように、演算部１０は、受光器１１、２１と、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２と、増幅器１３、２３と、Ａ／Ｄ変換器１４、２４と、生成手段として、補正信号生成部１００と、補正演算部（補償手段）２００と、計測演算部３００と、タイミング生成部４００とを備える。
【００２１】
まず、受光器１１、２１は、エンコーダの検出部で検出された２相の信号を電流に変換する。エンコーダの互いに位相の異なる２相の信号をそれぞれＡ相（第１相信号）、Ｂ相（第２相信号）とすると、受光器１１は、Ａ相信号を、受光器２１は、Ｂ相信号をそれぞれ電流に変換する。なお、受光器１１、２１には、ＰＩＮフォトダイオードやアバランシェフォトダイオード等が用いられてもよい。次に、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２は、抵抗および演算増幅器（ＯＰアンプ）で構成され、受光器１１、１２で電流に変換された２相の信号をそれぞれ電圧に変換する。Ｉ／Ｖ変換器１２は、受光器１１からの電流を、Ｉ／Ｖ変換器２２は、受光器２１からの電流をそれぞれ電圧に変換する。次に、増幅器１３、２３は、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２によって変換された電圧を所定の電圧に増幅させる。増幅器１３は、Ｉ／Ｖ変換器１２からの電圧を、増幅器２３は、Ｉ／Ｖ変換器２２からの電圧をそれぞれ増幅させる。次に、Ａ／Ｄ変換器１４、２４は、増幅器１３、２３で所定の電圧に増幅されたアナログ信号をデジタル信号へ変換する。Ａ／Ｄ変換器１４は、増幅器１３の信号を、Ａ／Ｄ変換器２４は、増幅器２３からの信号をそれぞれデジタル信号へ変換する。
【００２２】
補正信号生成部１００は、Ａ／Ｄ変換器１４、２４からの信号と、後述の補正演算部２００および計測演算部３００からのフィードバック信号から補正信号を生成し、補正演算部２００へ信号を送る。補正信号生成部１００は、ゲイン補正信号生成部１０１と、オフセット補正信号生成部１０２と、固定位相差補正信号生成部１０３と、時間差補正信号生成部１０４とを備え、その構成を図３に示す。まず、ゲイン補正信号生成部１０１は、Ａ／Ｄ変換器１４、２４からの信号からゲインを補正する補正信号を生成し、オフセット補正信号生成部１０２は、同じくＡ／Ｄ変換器１４、２４からの信号からオフセットを補正する信号を生成する。固定位相差補正信号生成部１０３は、乗算器１１３と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１２３と、位相差演算部１３３を備え、補正演算部２００からの信号から、固定位相ずれを補正する信号を生成する。時間差補正信号生成部１０４は、乗算器１１４と、ＬＰＦ１２４と、位相差演算部１３４と、時間差演算部１４４とを備える。この時間差補正信号生成部１０４は、補正演算部２００からの信号および計測演算部３００からのフィードバック信号から、時間差に起因した位相ずれを補正する信号を生成する。固定位相差補正信号生成部１０３および時間差補正信号生成部１０４の構成を図４に示す。
【００２３】
タイミング生成部（調整手段）４００は、補正信号生成部１００にて遅れ時間差を演算することにより生成された時間差補正信号を受け、Ａ相信号とＢ相信号のサンプリングタイミングを調整する信号４３、４４を生成する。
【００２４】
補正演算部２００は、Ａ／Ｄ変換器１４、２４および補正信号生成部１００からの信号と、計測演算部３００からのフィードバック信号から補正値を演算し、演算した信号を補正信号生成部１００および計測演算部３００へ送る。補正演算部２００は、図５に示すように、加算器２０１、２０３、２０７と、乗算器２０２、２０４、２０６を備える。補正演算部２００の構成の詳細は、後述する。
【００２５】
次に、計測演算部３００は、補正演算部２００からのオフセット、ゲイン、固定位相差、可変位相差が補正された信号から干渉光の位相状態を算出して計測対象の位置を出力する。また、移動速度に応じた検出信号の周波数ｆに基づく信号を生成する。計測演算部３００は、位相演算部３０１、距離演算部３０２、閉ループフィルタ３０３を備える。閉ループフィルタ３０３は、加減算器３１３、第１積分器３２３、第２積分器３３３、定数演算部３４３を備える。計測演算部３００の構成を図６に示し、その詳細は後述する。
【００２６】
次に図面を参照し、本実施形態の計測装置の作用について説明する。まず、図３に示すように、補正信号生成部１００は、Ａ／Ｄ変換器１４、２４、補正演算部２００、および計測演算部３００からの信号を各種補正信号に生成する。ゲイン補正信号生成部１０１はＡ相およびＢ相の信号ゲインを所定の値にするための補正信号を生成し、オフセット補正信号生成部１０２は信号オフセットをゼロにするための補正信号を生成する。ここで、Ａ相とＢ相の信号を（１）、（２）式のように表す。なお、（３）は、角速度の式であり、２πｆは、周波数ｆに対応する角周波数である。
Ａ（ｔ）＝Ｖa×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｖosa            （１）
Ｂ（ｔ）＝Ｖb×ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ）＋Ｖosb      （２）
ω＝２πｆｔ                                    （３）
ＶaはＡ相信号の振幅、ＶbはＢ相信号の振幅、ＶosaはＡ相のオフセット、ＶosbはＢ相のオフセット、ΔθはＡ相とＢ相の位相差９０度からの固定的な位相ずれである。Ａ相、Ｂ相ともに被計測部の位置が変化すると検出信号の振幅が正弦波的に変化する。ここで、計測対象の速度をＶel（ｍ／ｓ）、格子パターンのピッチをＰ（ｍ）、Ａ相、Ｂ相の検出信号の周波数ｆ（Ｈｚ）とすると、
ｆ＝Ｖel／Ｐ                                    （４）
となり、検出信号の周波数ｆは、計測対象の速度Ｖelに比例する。例えば、格子パターンのピッチＰ＝１μｍ、被計測部の位置変化が１μｍのとき、Ａ相、Ｂ相の検出信号が１μｍを周期とする信号になると仮定する。Ｐ＝１μｍ、Ｖel＝１ｍ／ｓの場合を一例とし、（４）式を計算すると、ｆ＝１ＭＨｚとなる。
【００２７】
ゲインおよびオフセットがずれた検出信号と理想信号の例を図７に示す。ゲイン補正信号およびオフセット補正信号は、図７より下式で表される。
ゲイン補正信号＝理想信号の振幅×２／（Ｖmax−Ｖmin）  （５）
オフセット補正信号＝Ｖave＝（Ｖmax＋Ｖmin）／２        （６）
Ａ相、Ｂ相ともに（５）式、（６）式によりゲイン補正信号３３、３４、オフセット補正信号３５、３６が生成される。生成された補正信号３３〜３６は、補正演算部２００に入力される。
【００２８】
次に、図５に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４からの信号３１に対し、オフセット補正信号３５と加算器２０１によりオフセットがゼロに補正され、ゲイン補正信号３３と乗算器２０２によりゲインが所定値に補正される。これより、オフセットとゲインが補正されたＡ相信号３７が出力される。同様に、Ａ／Ｄ変換器２４からの信号３２に対し、オフセット補正信号３６と加算器２０３によりオフセットがゼロに補正され、ゲイン補正信号３４と乗算器２０４によりゲインが所定値に補正される。これより、オフセットとゲインが補正されたＢ相信号３８が出力される。なお、加算器２０７については後述する。
【００２９】
次に、図４を参照して、固定位相差補正信号生成部１０３は、固定的な位相ずれ、即ち、（２）式におけるΔθをゼロにするための信号を生成する。補正演算部２００から入力されたＡ相信号３７とＢ相信号３８は乗算器１１３にて乗算され、ＬＰＦ１２３により直流成分が取り出される。即ち、（１）式、（２）式のＡ相とＢ相の信号において、振幅が所定値Ｖに、オフセットがゼロに補正された信号が乗算され、
Ａ（ｔ）×Ｂ（ｔ）
＝Ｖ×ｃｏｓ（ωｔ）×｛Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ）｝
＝−Ｖ２／２×ｓｉｎ（−Δθ）＋Ｖ２／２×ｓｉｎ（２ωｔ＋Δθ）      （７）
で表される。（７）式右辺の第１項は固定的な位相ずれΔθに相関した直流信号であり、第２項は検出信号の周波数ｆに対して２倍の周波数成分である。ＬＰＦ１２３により第１項の直流成分Ｖdcが取り出される。
Ｖdc＝−Ｖ２／２×ｓｉｎ（−Δθ）                    （８）
（８）式より、固定的な位相ずれΔθは、位相差演算部１３３において、
Δθ＝ｓｉｎ−１｛Ｖdc／（Ｖ２／２）｝                  （９）
として固定位相差補正信号３９が算出される。Δθが微小角（＜＜１ｒａｄ）の場合はｓｉｎ−１演算を行わずに（９）式右辺の｛  ｝内の演算で近似してもよい。この固定位相差補正信号３９により補正演算部２００にて固定位相差補正が行われる。
【００３０】
次に、図５に示す乗算器２０６、加算器２０７により固定位相差補正が行われる。固定位相差補正信号３９は、乗算器２０６においてＡ相のオフセットとゲインが補正された信号３７と掛け合わされ、Ａ相信号の振幅を調整して加算器２０７にてＢ相信号に加算され、Ｂ相信号の固定的な位相ずれを補正する。つまり、固定位相差補正信号３９の出力をＧとおくと、
Ｂ（ｔ）＋Ｇ×Ａ（ｔ）
＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ）＋Ｇ×Ｖ×ｃｏｓ（ωｔ）
＝｛（Ｖ）２＋（Ｇ×Ｖ）２＋２×Ｇ×Ｖ２×ｓｉｎ（Δθ）｝1/2×
ｓｉｎ［ωｔ＋ｔａｎ−１［｛Ｇ＋ｓｉｎ（Δθ）｝／ｃｏｓ（Δθ）］］          （１０）
となる。固定位相差補正信号によるＧは、（９）式の符号を反転させて、（１０）式のｔａｎ−１の項が、
ｔａｎ−１［｛Ｇ＋ｓｉｎ（Δθ）｝／ｃｏｓ（Δθ）］＝０      （１１）
となるよう加えられる。ＧはＶに比べ十分小さいため、
Ｂ（ｔ）＋Ｇ×Ａ（ｔ）≒Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ）                （１２）
となり、加算器２０７の出力は固定位相差がゼロに補正される。従って、オフセットとゲインと固定位相差が補正されたＢ相信号３８が出力される。
【００３１】
次に、時間差補正について説明する。先に述べたように、格子パターンのピッチＰ＝１μｍ、被計測部の位置変化が１μｍのとき、Ａ相、Ｂ相の検出信号が１μｍを周期とする信号になると仮定する。この場合、Ｖel＝１ｍ／ｓではｆ＝１ＭＨｚとなる。Ｉ／Ｖ変換器１２、２２の構成例を図８に示す。干渉光は受光器１１、２１により電流Ｉinに変換され、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２により電圧Ｖoに変換される。ここで、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２は、抵抗Ｒf、コンデンサＣfとＯＰアンプ（演算増幅器）により構成される。例えば、時定数を、Ｒf＝１０ｋΩ、Ｃf＝１．５ｐＦの抵抗とコンデンサによる1次遅れで表すと、
時定数＝Ｒf×Ｃf＝１５．０ｎｓ                          （１３）
となる。また、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２の帯域ｆcは、
ｆc＝１／（２×π×Ｒf×Ｃf）＝１０．６ＭＨｚ
となり、１ＭＨｚの検出信号に対する位相遅れは、
位相遅れ＝−ｔａｎ−１（１／１０．６）＝−５．４°        （１４）
となる。
【００３２】
次に、Ａ相、Ｂ相信号の波形にて、固定位相差が補正された信号波形を図９（ａ）に、固定位相差が補正された信号においてＢ相信号に遅延時間Δｔが生じている場合の信号波形を図９（ｂ）に示す。遅延時間は、例えば、受光器１１、２１からＡ／Ｄ変換器１４、２４までのパターン長のＡ相とＢ相の差やＡ／Ｄ変換器１４、２４のサンプリングタイミングのずれ等によって発生し得る。パターン長の差＝２ｃｍに対して、Δｔ＝約０．１ｎｓ、Ａ／Ｄ変換器１４、２４のサンプリングタイミングずれによりΔｔ＝１ｎｓ前後が発生する。この遅延時間Δｔは、検出信号の周波数によらず、基本的には一定値で、温度や湿度等の環境条件により変化する可能性がある。
【００３３】
次に、ゲインとオフセットと固定位相差が補正されたＢ相信号において、遅延時間Δｔ、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２の１次遅れ時定数＝Ｔcとすると、
Ｂ（ｔ）＝Ｖ×ｓｉｎ｛２πｆ×（ｔ＋Δｔ）＋∠ｔａｎ−１（２πｆ×Ｔc）｝（１５）
となる。ここで、２πｆ×Ｔc＜＜１即ち、ｆ＜＜１／（２πＴc）の場合、
∠ｔａｎ−１（２πｆ×Ｔc）≒２πｆ×Ｔc                    （１６）
となり、（１６）式を（１５）式に代入すると、
Ｂ（ｔ）＝Ｖ×ｓｉｎ｛２πｆ×（ｔ＋Δｔ＋Ｔc）｝          （１７）
となる。ここで、Ａ相に対するＢ相の１次遅れ時定数のずれをΔＴcとして（１７）式のＴcに代入すると、
Ｂ’（ｔ）＝Ｖ×ｓｉｎ｛２πｆ×（ｔ＋Δｔ＋ΔＴc）｝      （１８）
となり、遅れ時間の差（時間差）Δτは、
遅れ時間の差Δτ＝Δｔ＋ΔＴc                            （１９）
となる。移動速度に応じた検出信号の周波数ｆにおけるΔτによる位相ずれΔφは、（１８）、（１９）式より、
Δφ＝２πｆΔτ＝２πｆ×（Δｔ＋ΔＴc）                （２０）
で表される。
【００３４】
ここで、ΔＴcの数値例を検討する。図８のＩ／Ｖ変換器１２、２２の回路周辺には浮遊容量Ｃoが寄生し、パターンや部品配置によって、Ｃo＝１ｐＦ前後の容量が寄生する。ここで、コンデンサＣfと浮遊容量Ｃoによる容量を、
Ｃf＋Ｃo＝１．５＋１＝２．５pＦ
とすると、時定数は、
時定数＝Ｒf×Ｃf＝２５．０ｎｓ                          （２１）
となり、Ｉ／Ｖ変換器の帯域ｆcは、
ｆc＝６．４ＭＨｚ
となる。また、１ＭＨｚの検出信号に対する位相遅れは、
位相遅れ＝−∠ｔａｎ−１（１／６．４）＝−８．９°          （２２）
となる。コンデンサＣfの精度は±１０％前後であり、浮遊容量Ｃoも１０％前後ばらつく可能性がある。ここで、ＣfとＣoのばらつきが＋１０％となる場合の容量が、
Ｃf＋Ｃo＝２．５×１．１＝２．７５pＦ
とすると、時定数は、
時定数＝Ｒf×Ｃf＝２７．５ｎｓ                            （２３）
となり、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２の帯域は、
ｆc＝５．７９ＭＨｚ
となり、位相遅れは、
位相遅れ＝−ｔａｎ−１（１／５．８）＝−９．８０°          （２４）
となる。また、ＣfとＣoのばらつきが、−１０％の場合は、容量が、
Ｃf＋Ｃo＝２．５×０．９＝２．２５pＦ
とすると、時定数は、
時定数＝Ｒf×Ｃf＝２２．５ｎｓ                            （２５）
となり、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２の帯域は、
ｆc＝７．０７ＭＨｚ
となり、位相遅れは、
位相遅れ＝−ｔａｎ−１（１／７．０７）＝−８．０５°        （２６）
となる。（２３）式〜（２６）式よりＣfとＣoのばらつきによる時定数の差と位相遅れの差は、
時定数の差＝２７．５ｎｓ−２２．５ｎｓ＝５．０ｎｓ        （２７）
位相遅れの差＝−９．８−（−８．０５）＝−１．７５°      （２８）
となる。
【００３５】
Ａ相、Ｂ相信号の周波数ｆ＝１ＭＨｚの場合、即ち、Ｖel＝１ｍ／ｓにおける検出信号波形を図１０（ａ）に、（２８）式による位相遅れの差が−１．７５°の場合における移動距離の計測誤差を図１０（ｂ）に示す。検出信号の周期に対し計測誤差は１／２の周期で誤差が０〜−６．８ｎｍの周期的特性を示すことが分かる。この位相遅れの差による計測誤差は、１ｎｍ前後の精度で移動距離を計測する場合に極めて大きな誤差源となる。
【００３６】
（１８）式、（１９）式において、Δτが一定である場合の信号周波数ｆに対するΔτによる位相ずれΔφは、図１１のような特性を示す。実線は、（１６）式左辺に、（２３）と（２５）の値を代入してその差分を算出したものであり、破線は（１６）式右辺の直線近似式で差分を算出したものである。これより、カットオフ周波数ｆｃ＝１／（２πＴc）よりも十分低い周波数ではΔτによる位相ずれΔφと周波数ｆは比例関係にあり、周波数が低い程、位相ずれは小さくなることが分かる。また、カットオフ周波数に近づくと、直線近似式とずれることが分かる。
【００３７】
続いて、固定位相差補正信号生成部１０３と時間差補正信号生成部１０４の動作の違いを述べながら時間差補正信号生成部１０４について説明する。検出信号の位相ずれには、（２）式で表される固定的な位相ずれΔθと、（１８）〜（２０）式で表される遅れ時間の差Δτによる位相ずれΔφが混在する。しかしながら、周波数ｆに対する特性が異なり、Δθは、周波数ｆに依存せず一定であり、Δφは、先に述べたように周波数ｆに依存し比例する。従って、低い周波数ではΔθが支配的となり、Δφの影響を無視できる。例えば、図１１を参照すると、１０ｋＨｚ以下ではΔφ＜０．０２°となり、この場合、固定位相差補正信号生成部１０３によりΔθを精度よく検出し、補正演算部２００により固定的な位相ずれΔθを補正することができる。
【００３８】
次に、移動速度を上げて周波数ｆを高くし、Δφの影響が大きくなった状態で時間差補正信号生成部１０４にてΔφを求める。図４の時間差補正信号生成部１０４の乗算器１１４、ＬＰＦ１２４、位相差演算部１３４は固定位相差補正信号生成部１０３と同様の動作を行う。固定的な位相ずれΔθは補正演算部２００により補正されているため、位相差演算部１３４では、（７）式、（１８）式、（１９）式より、
Ａ（ｔ）×Ｂ’（ｔ）
＝Ｖ×ｃｏｓ（ωｔ）×［Ｖ×ｓｉｎ｛ω×（ｔ＋Δτ）｝］
＝−Ｖ２／２×ｓｉｎ（−ωΔτ）＋Ｖ２／２×ｓｉｎ（２ωｔ＋ωΔτ）（２９）
（２９）式右辺の第１項は遅れ時間の差Δτに相関した直流信号であり、第２項は検出信号の周波数ｆに対して２倍の周波数成分である。ＬＰＦ１２４により第１項の直流成分Ｖdcが取り出される。
Ｖdc＝−Ｖ２／２×ｓｉｎ（−ωΔτ）                      （３０）
ｓｉｎ（ωΔτ）＝Ｖdc／（Ｖ２／２）                      （３１）
位相差演算部１３４では、（３２）式、または（３３）式より位相差の変動の量Δφを算出する。
Δφ＝ωΔτ＝ｓｉｎ−１｛Ｖdc／（Ｖ２／２）｝              （３２）
Δφ＜＜１（ｒａｄ）の場合、  Δφ≒Ｖdc／（Ｖ２／２）    （３３）
続いて、時間差演算部１４４では、Ｖdcを計測した際の移動速度に応じた検出信号の周波数ｆに基づく信号４２より、単位角周波数あたりの遅れ時間の差Δτを算出し、時間差補正信号（差信号）４０として出力する。
Δτ＝Δφ／（２×π×ｆ）                                （３４）
先に述べたように、遅れ時間の差Δτは、検出信号の周波数によらず、基本的には一定値であるが、温度や湿度等の環境条件により変化する可能性がある。従って、Δτの計測および算出は、常時行う必要はなく、温度や湿度等の環境変化や経時変化等によりΔτが変化する可能性がある場合に再計測すればよい。
【００３９】
以上から、計測対象がレチクルステージ４およびウエハステージ７のスキャン方向の場合、露光時にスキャン駆動速度、即ち移動速度が最高で且つ安定となる。また、ウエハステージ７のステップ方向の場合、露光後の次のチップに移動する際にステップ駆動速度が最高となる。従って、遅れ時間の差Δτを計測するにはスキャン駆動速度およびステップ駆動速度が最高速度の場合に周波数ｆが最も高くなり最適な条件となる。また、スキャン駆動やステップ駆動の際、レチクルステージ４やウエハステージ７が等速移動中に、遅れ時間の差Δτの計測が行われる。この場合、遅れ時間の差Δτの計測は、各スキャン駆動およびステップ駆動毎に行ってもよいし、計測の時間間隔を任意に長く取って定期的に行ってもよい。また、露光動作とは別に、計測シーケンスを設け、周波数が高くなる各ステージの最高速度付近で駆動して遅れ時間の差を求め、周波数が十分低くなる低速度の駆動で固定位相ずれを求めるよう構成してもよい。更に、実際の計測対象の駆動ではなく、最高速度の際に検出される周波数と同等で電気的な高周波信号を受光器１１、２１または、Ｉ／Ｖ変換器１２、２２に印加して遅れ時間の差Δτを計測するよう構成してもよい。
【００４０】
このように、本実施形態における計測装置では、前記第１および第２相信号を出力する手段の遅れ時間の差を求めることができればよい。従って、受光器１１、２１からＡ／Ｄ変換器１４、２４までのパターン長のＡ相とＢ相の差やサンプリングタイミングのずれ、およびＩ／Ｖ変換器１２、２２や回路の浮遊容量等による遅れ時間の差Δτを計測することができればよい。また、その計測方法は特に限定されない。なお、時間差演算部１４４で求められた遅れ時間の差Δτは、不図示の記憶手段に記憶されるよう構成してもよい。
【００４１】
次に、図９（ｂ）に示すように、Ａ相信号に対してＢ相信号がΔτ遅れている場合を例に挙げる。補正信号生成部１００の時間差補正信号生成部１０４で生成された（３４）式の遅れ時間差Δτ、即ち時間差補正信号４０はタイミング生成部４００に入力される。タイミング生成部４００は、時間差補正信号４０によりＡ相信号とＢ相信号のサンプリングタイミングを調整する。例えば、Ｂ相信号がＡ信号に比べΔτ遅れている場合は、Ａ相とＢ相のサンプリングを同時に行うのではなく、Ｂ相のサンプリングを遅れ時間の差Δτだけ遅らせて行う。この操作により、遅れ時間の差ΔτはサンプリングタイミングΔτにより相殺され、遅れ時間の差Δτにより発生する位相ずれを校正し、遅れ時間の差に起因する計測誤差を補正することが可能となる。
【００４２】
（２７）式による遅れ時間の差Δτ＝５．０ｎｓの場合、Ｂ相のサンプリングを５ｎｓ遅らせることで遅れ時間の差を相殺することができる。遅れ時間の差に起因する計測誤差を１ｎｍ以下とするには、サンプリングタイミングの調整は、例えば、０．１ｎｓ前後の分解能で行う必要がある。タイミング生成部４００は、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）により構成され、０．１ｎｓ前後の分解能によるタイミング調整を実施することが可能である。
【００４３】
本発明では、Ａ／Ｄ変換器１４、２４で行うサンプリングタイミングを調整することにより遅れ時間の差Δτを相殺しているが、Ａ／Ｄ変換器１４、２４のサンプリングタイミングを同一としてデジタル化したデータをΔτずらす方法では同等の性能は得られない。例えば、デジタル化したデータを０．１ｎｓの分解能でずらすには、少なくとも１０ＧＨｚ（０．１ｎｓ周期）のＡ／Ｄ変換器１４、２４が必要となる。この場合、Ａ／Ｄ変換器１４、２４およびデジタル化データの演算が極めて高速となり、実現することが困難である。
【００４４】
一方、０．１ｎｓの分解能でサンプリングタイミングを調整することは、市販されているＦＰＧＡ等により可能であり、Ａ／Ｄ変換器１４、２４は１０ＭＨｚ（１００ｎｓ周期）程度のもので要求される性能を得ることができる。
【００４５】
このように、Ａ／Ｄ変換器１４、２４のサンプリング周波数を必要以上に上げることなくサンプリングタイミングの分解能を上げ、遅れ時間の差Δτに基づいてサンプリングタイミングを調整することにより、遅れ時間の差による位相ずれを補正することができる。
【００４６】
また、先に述べたように、遅れ時間の差Δτは、検出信号の周波数によらず基本的には一定値である。そのため、移動速度、即ちＡ相信号とＢ相信号の周波数に影響されることなく、サンプリングタイミングを固定的にΔτずらすことにより遅れ時間の差による位相ずれを補正することができる。
【００４７】
なお、図１１に示した、カットオフ周波数ｆｃ＝１／（２πＴc）付近以上の周波数が入力される場合は、位相ずれΔφの補正信号において、補正誤差が大きくなる。この場合、カットオフ周波数付近以上の周波数となる移動速度にて（３４）式の遅れ時間の差Δτを求め、必要とされる精度に応じて検出信号の周波数ｆに対し、折れ線近似や曲線近似して位相ずれΔφを算出するよう構成してもよい。
【００４８】
次に、図６に示すように、補正演算部２００からのＡ相信号３７とＢ相信号３８は、位相演算部３０１により干渉光の位相が算出される。Ａ相信号とＢ相信号の比のｔａｎ−１演算により位相を算出してもよいし、信号の比に対応するテーブルを参照して位相を求めてもよい。算出された位相信号は、距離演算部３０２にて計測対象の移動距離を算出する。例えば、格子パターンのピッチが１μｍの場合、位相信号が２π変化すると１μｍの移動距離となる。回転角度を計測する場合においても同様に、格子パターンのピッチに対し回転角度が割り振られ、例えば３６０°を１０００等分されている場合、位相信号が２π変化すると０．３６°の回転角度となる。
【００４９】
Ａ相信号３７およびＢ相信号３８には、受光器１１、２１やＩ／Ｖ変換器１２、２２によるショットノイズ、サーマルノイズ、ＯＰアンプ等のノイズが重畳しているため距離演算部３０２で算出された距離の値にもノイズが含まれる。このノイズを低減するため以下の閉ループフィルタ３０３が構成される。閉ループフィルタ３０３は、加減算器３１３と、直列に接続された第１積分器３２３および第２積分器３３３で構成され、第２積分器３３３の出力４１を計測対象の位置として出力するとともに加減算器３１３にフィードバックする。閉ループフィルタ３０３はノイズを低減し且つフィードバック構成により入力信号に対する偏差をゼロに抑えることが可能であるため、より正確な移動距離を出力することができる。また、第２積分器３３３の出力は距離を表すため、その前段、即ち第１積分器３２３の出力は速度に応じた信号となる。この速度に応じた信号より（４）式にて格子パターンのピッチに基づいて定数演算部３４３によりＡ相、Ｂ相の検出信号の周波数ｆに基づく信号４２を算出することができる。信号４２も閉ループフィルタ３０３によりノイズが低減され正確な出力となる。
【００５０】
このように、本実施形態によるエンコーダをレチクルステージ４およびウエハステージ７に用いることにより、極めて高速に駆動されるステージからの出力信号の時間差により生じる位相ずれを補正することができる。その結果、計測誤差が補正されて、高精度なステージ位置計測および制御が可能となる。すなわち、計測対象の位置を計測するエンコーダにおいて、出力信号の少なくとも一方に基づく周波数に応じて依存する位相差の変動を補償し、時間差により生じる計測誤差を補償することが可能となる。
【００５１】
以上のように、本実施形態によれば、出力信号の相間の時間差に起因した計測誤差を補償する計測装置を提供することができる。
【００５２】
（物品の製造方法）
実施形態に係る物品の製造方法は、例えば、半導体デバイス等のマイクロデバイスや微細構造を有する素子等の物品を製造するのに好適である。該製造方法は、物体（例えば、感光材を表面に有する基板）上に上記のリソグラフィー装置を用いてパターン（例えば潜像パターン）を形成する工程と、当該工程でパターンを形成された物体を処理する工程（例えば、現像工程）とを含みうる。さらに、該製造方法は、他の周知の工程（酸化、成膜、蒸着、ドーピング、平坦化、エッチング、レジスト剥離、ダイシング、ボンディング、パッケージング等）を含みうる。本実施形態の物品の製造方法は、従来の方法に比べて、物品の性能・品質・生産性・生産コストの少なくとも１つにおいて有利である。
【００５３】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形または変更が可能である。例えば、上述の実施形態においてリソグラフィー装置として紫外光、真空紫外光または極端紫外光を用いた露光装置１の例を説明した。しかしながら、リソグラフィー装置は、それに限らず、原版または基板を保持する可動のステージを含むリソグラフィー装置であればよい。例えば、電子線のような荷電粒子線で基板（上の感光剤）に描画を行って基板上にパターンを形成する描画装置であってもよく、また、型を用いて基板上のインプリント材を成形（成型）して基板上にパターンを形成するインプリント装置であってもよい。
【符号の説明】
【００５４】
８      計測装置
１００  補正信号生成部
４００  調整手段
【図１】
2014032105.tif 000003
【図２】
2014032105.tif 000004
【図３】
2014032105.tif 000005
【図４】
2014032105.tif 000006
【図５】
2014032105.tif 000007
【図６】
2014032105.tif 000008
【図７】
2014032105.tif 000009
【図８】
2014032105.tif 000010
【図９】
2014032105.tif 000011
【図１０】
2014032105.tif 000012
【図１１】
2014032105.tif 000013