(57)【要約】【課題】インバータ回路のスイッチング損失を低減すること。【解決手段】直流を３相交流に変換して負荷に供給するパルス幅変調方式インバータの動作を制御するインバータ制御装置であって、負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて電流の位相を各相毎に検出し、検出した電流の位相に基づいて線間変調を実行する。各相において最大電流または最小電流を含む所定区間では、最大電流または最小電流を取る所定の相についてのパルス幅変調を停止して電圧を所定値に固定し、所定の相以外の他の２相についてのみパルス幅変調を実行する。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を３相交流に変換して負荷に供給するパルス幅変調方式インバータの動作を制御するインバータ制御装置であって、
前記負荷に流れる電流を検出し、
検出した電流に基づいて電流の位相を各相毎に検出し、
検出した電流の位相に基づいて線間変調を実行する、
インバータ制御装置。
【請求項２】
各相において最大電流または最小電流を含む所定区間では、前記最大電流または最小電流を取る所定の相についてのパルス幅変調を停止して電圧を所定値に固定し、前記所定の相以外の他の２相についてのみパルス幅変調を実行する、
請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
直流電源から前記インバータに流れる電流を検出するための電流検出部を備え、
前記電流検出部による検出結果に基づいて、前記所定区間を検出する、
請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記所定区間は、前記最大電流値または最小電流を中心とする電気角６０度の区間として設定される、
請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記所定値は、前記インバータの最小出力電圧または最大出力電圧のいずれかである、請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ制御装置を備える圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ制御装置およびインバータ制御装置を備える圧縮機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
例えば、空気調和装置、冷凍機などの装置は、冷凍サイクル装置を搭載している。冷凍サイクル装置は、冷媒を圧縮するための圧縮機、冷媒と空気との間で熱を交換するための凝縮器および蒸発器、膨張弁、四方弁などを備える。圧縮機は、圧縮機本体と、圧縮機本体を駆動するための電動モータとを備える。電動モータとしては、例えば永久磁石同期モータなどが用いられる。電動モータの回転数は、インバータで可変に制御する。
【０００３】
モータに正弦波の電流を流す方法としては、３相線間変調方式が知られている。３相線間変調方式では、三角波のキャリア信号と各相印加電圧である正弦波とを比較してＰＷＭ信号を生成する。さらに、インバータ回路での損失を低減するために、２相線間変調方式も知られている。２相線間変調方式では、モータに印加する３相電圧中の特定の１相の電圧を一定とし、モータに印加する線間電圧を線間変調前後で一定に保持するべく、残りの２相の線間で変調する。
【０００４】
２相線間変調方式では、基本波における最小電圧あるいは最大電圧となる相の電気角６０度区間の電圧を、インバータ最小出力電圧あるいは最大出力電圧に固定する。これにより、電圧が固定された相では、キャリア信号と基本波とが交差する点が無くなり、スイッチングが行われない。従って、２相線間変調方式では、３相線間変調方式に比べてスイッチング回数を低減できるため、インバータでの電力損失を低減できる。
【０００５】
ここで、モータに印加される線間電圧を線間変調の前後で一定に保つために、スイッチングしない相において、スイッチングしない電気角６０度区間でのインバータ最小出力電圧あるいは最大出力電圧と基本波との差を、他の相に加えていた（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−３１８７０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の２相線間変調方式によれば、３相線間変調方式に比べてスイッチング損失を低減することができる。しかし、従来の２相線間変調方式は、必ずしもスイッチング損失の低減に最適な方式であるとは言えず、改良の余地がある。
【０００８】
そこで本発明の目的は、従来の２相線間変調方式よりもスイッチング損失を低減することができるようにしたインバータ制御装置およびインバータ制御装置を備える圧縮機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決すべく、本発明に係るインバータ制御装置は、直流を３相交流に変換して負荷に供給するパルス幅変調方式インバータの動作を制御するインバータ制御装置であって、負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に基づいて電流の位相を各相毎に検出し、検出した電流の位相に基づいて線間変調を実行する。
【００１０】
各相において最大電流または最小電流を含む所定区間では、最大電流または最小電流を取る所定の相についてのパルス幅変調を停止して電圧を所定値に固定し、所定の相以外の他の２相についてのみパルス幅変調を実行する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、各相を流れる電流の大きさに応じて２相線間変調を実行するため、スイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】インバータ制御装置を圧縮機に用いる場合の回路図である。
【図２】インバータ制御装置の機能ブロック図である。
【図３】ＰＷＭ制御器の機能ブロック図である。
【図４】比較例としての従来の２相線間変調方式を示す説明図である。
【図５】比較例としての従来の２相線間変調方式における相印加電圧、キャリア信号およびＰＷＭ信号の関係を示す説明図である。
【図６】本実施例による２相線間変調方式における相印加電圧、キャリア信号およびＰＷＭ信号の関係を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面に基づいて、本発明の実施の形態を説明する。本実施形態では、負荷としてのモータに流れる相電流又は直流電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出した電流から最も電流が大きいまたは最も電流の小さい所定区間に電圧の位相を合わせるよう調整する位相調整部と、位相調整部からの電流位相のデータに基づいて２相変調におけるスイッチングしない相を設定する線間変調部とを備える。これにより、本実施形態によれば、２相変調におけるスイッチングしない相の電気角６０度区間を、最も損失の少なくなる位相にすることができ、インバータのスイッチング損失を低減して、省エネルギ性能を向上することができる。
【実施例１】
【００１４】
図１〜図６を用いて実施例を説明する。以下では、インバータ駆動する圧縮機に適用した場合を説明する。
【００１５】
空気調和装置または冷蔵庫などに使用される圧縮機は、圧縮機本体１と、圧縮機本体１を駆動するための電動モータ６と、電動モータ６に三相交流を与えるためのインバータ回路２と、インバータ回路２を制御する制御装置３と、電流センサ４を備えている。ここでは、電動モータ６は永久磁石同期モータである場合を例に挙げる。
【００１６】
インバータ回路２は、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）毎に直流電源５のプラス側に接続される上アーム素子２Ａと直流電源５のマイナス側に接続される下アーム素子２Ｂという複数のスイッチング素子を備える。各相の上アーム素子２Ａと下アーム素子２Ｂは直列に接続されている。図中、上アーム側をＵ+、Ｖ+、Ｗ+と、下アーム側をＵ-、Ｖ-、Ｗ-と示す。
【００１７】
インバータ回路２は、直流電源５の電圧を、パルス幅変調された交流電圧に変換して同期モータ６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相固定子巻線に供給することにより、同期モータ６を回転させる。
【００１８】
「インバータ制御装置」としての制御装置３は、入力される速度指令信号に応じてＰＷＭ信号をインバータ回路２に出力することで、同期モータ６の回転数を制御する。インバータ回路２は、制御装置３からのＰＷＭ信号に従って駆動する。
【００１９】
電流検出部としての電流センサ４は、直流電源５からインバータ回路２に入力されるモータ電流を検出して、制御装置３に送る。
【００２０】
図２は、制御装置３の機能ブロック構成を示す。制御装置３は、インバータ回路２と電流センサ４を用いて、同期モータ６の回転数をフィードバック制御する。制御装置３は、例えば、マイクロプロセッサ、メモリ、Ｉ／Ｏ回路などを有するコンピュータ装置として構成されており、メモリに記憶された所定のコンピュータプログラムをマイクロプロセッサが実行することで、所定の機能を実現する。
【００２１】
電流再現演算器１０には、電流センサ４からの直流電流Ｉｓｈが入力される。電流再現演算器１０は、直流電流Ｉｓｈからモータ電流検出値を演算し、３相モータ電流Ｉｕ、ＩＶ、Ｉｗを出力する。
【００２２】
本実施例では、モータ電流を直流電流により検出しているが、これに代えて、例えばホール素子などを用いた電流センサによってモータ電流を検出してもよい。さらに、直流電流Ｉｓｈを検出する代わりに、３相モータ電流を電流センサにより直接検出する構成としてもよい。３相モータ電流を電流センサで直接測定する構成の場合、電流再現演算器１０を省略することができる。
【００２３】
３相／２軸変換器１１は、ｄｑ座標系ベクトル制御により、モータ６に印加する電圧指令信号Ｖdc*、Ｖqc*を演算し、インバータのＰＷＭ信号を生成する。３相／２軸変換器１１は、再現された３相モータ電流Ｉｕ、ＩＶ、Ｉｗと、後述する位相演算部１４で推定された位相情報θｄｃとに基づいて、ｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃとを演算し、出力する。
【００２４】
軸誤差演算器１２は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*と、ｑｃ軸指令電圧値Ｖｑｃ*と、ｄｃ軸電流値ｉｄｃと、ｑｃ軸電流値ｉｑｃを用いて軸誤差Δθｃを演算し、出力する。
【００２５】
ローパスフィルタ１３は、３相／２軸変換器１１から出力されたｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを１次フィルタし、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*を出力する。
【００２６】
位相演算部１４は、後述のＰＬＬ制御器１５で推定したモータ回転速度ωmを積分することで、制御系位相θｄｃを演算し、出力する。制御系位相θｄｃは、３相／２軸変換器１１および後述の２軸／３相変換器１８に入力される。
【００２７】
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器１５は、軸誤差演算器１２で演算された軸誤差Δθｃと軸誤差指令発生器１９から入力される軸誤差指令値Δθｃ*との偏差をＰＩ（ Proportional Integral）制御器を用いて処理することで、モータ回転速度の推定値ωｍを出力する。
【００２８】
ｄ軸電流指令発生器１６は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*として０を出力する。
【００２９】
電圧指令制御器１７は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ*と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ*と、速度指令値ω１*とを用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*およびｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*を演算し、出力する。
【００３０】
２軸／３相変換器１８は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ*と、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ*と、推定された位相情報θｄｃとに基づいて、モータの３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を演算し、出力する。
【００３１】
ＰＷＭ制御器２０は、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に入力するもので、後述する位相調整部２１と線間変調部２２とＰＷＭ信号生成部２３を備える。
【００３２】
図３はＰＷＭ制御器２０の構成を示すブロック図である。位相調整部２１は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて相電流の位相ＰＩｕ、ＰＩｖ、ＰＩｗを検出し、線間変調部２２に出力する。
【００３３】
線間変調部２２は、２軸／３相変換器１８の出力である電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を元に、変調率リミッタ値と２相変調貼付値と各相電流の位相ＰＩｕ、ＰＩｖ、ＰＩｗとから最も電流が大きい位相または最も電流の小さい位相を求める。線間変調部２２は、最大電流または最小電流となる位相を含む電気角６０度の区間を、スイッチングしない所定区間として設定し、２相変調後の電圧Ｖｕ**、Ｖｖ**、Ｖｗ**をＰＷＭ信号生成部２３に出力する。ＰＷＭ信号生成部２３は、線間変調部２２からの信号に基づくＰＷＭ信号をインバータ回路２に入力する。これにより、モータ６の線間電圧は、スイッチング損失が最も低減する位相で印加されるため、高効率で運転される。
【００３４】
図４を参照して、本実施例との比較のために、従来の変調方式を説明する。図４（ａ）は、相電圧が正弦波の場合の各相印加電圧と、三角波のキャリア信号（搬送波信号）と、ＰＷＭ信号との関係を模式的に示している。
【００３５】
一般に同期モータ６に正弦波の電流を流す場合、インバータ回路２の出力電圧を正弦波とする。このために、三角波で示したキャリア信号と、各相印加電圧である正弦波で示した信号波Ｖｕ（実線）、Ｖｖ（点線）、Ｖｗ（より細かい点線）の交差する点において、スイッチングをオン・オフするためのＰＷＭ信号をＰＷＭ制御器にて生成する。
【００３６】
ＰＷＭ信号に応じてインバータ回路２を構成する６個のスイッチング素子２Ａ、２Ｂをスイッチングさせてモータ６に電圧を印加する。ＰＷＭ信号のレベルがＨｉのときはインバータ回路２の上アーム素子２Ａがオン、ＰＷＭ信号のレベルがＬｏｗのときは下アーム素子２Ｂがオンする。 
【００３７】
さて、２相線間変調とは、特定の１相の電圧を一定とし、モータに印加する線間電圧を線間変調の前後で一定に保持すべく、残りの２相の線間で変調する変調方式である。図４（ｂ）は、線間変調後の３相のモータ印加電圧とキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を模式的に示している。
【００３８】
２相線間変調では、任意時刻において基本波における最小電圧あるいは最大電圧となる相の電気角６０度区間の電圧をインバータ最小出力電圧あるいは最大出力電圧に固定することで、キャリア信号と交差する点を無くし、スイッチングしない区間を作る。
【００３９】
２相線間変調では、モータ６に印加される線間電圧を線間変調前後で一定に保つために、スイッチングしない相において、スイッチングしない電気角６０度区間でのインバータ最小出力電圧あるいは最大出力電圧と基本波との差を他相に加える。これにより、図４（ｂ）に示すように、２相線間変調後の各相の印加電圧は、一見、正弦波から大きく歪むが、モータの線間電圧は線間変調前後に関係なく正弦波を保つ。図４（ｃ）は、２相線間変調によるＰＷＭ信号の例である。
【００４０】
図５は、キャリア信号を除いて、印加電圧の基本波と相電流および２相線間変調後の印加電圧の関係を示す。図５および後述の図６において、上段の正弦波は印加電圧の基本波を、中段の正弦波は相電流を、下段の波形は２相線間変調後の印加電圧を示す。
【００４１】
図６を参照して本実施例による２相線間変調の効果を説明する。本実施例では、上述のように、ＰＷＭ制御器２０に位相調整部２１を設けると共に、電流再現演算器１０で算出した各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを位相調整部２１に入力して、位相調整部２１から各相電流の位相ＰＩｕ、ＰＩｖ、ＰＩｗを出力させる。
【００４２】
図５に示す従来の２相線間変調では、最小電圧あるいは最大電圧となる相の電気角６０度区間の電圧をインバータ最小出力電圧あるいは最大出力電圧に固定する。これに対し、本実施例による２相線間変調では、図６に示すように、最小電流あるいは最大電流となる相の電気角６０度区間の電圧をインバータ最小出力電流あるいは最大出力電流の位相に固定する。
【００４３】
図５に示す従来方式では、各相の電圧が最大あるいは最小となる電気角６０度の区間をスイッチングしない区間としているのに対して、本実施例では、各相電流が最大あるいは最小となる電気角６０度の区間をスイッチングしない区間としている。
【００４４】
従って、本実施例によれば、インバータ回路２でのスイッチング損失を従来方式よりも一層低減することができ、より効率的に電動モータ６を駆動することができる。
【００４５】
なお、本発明は、上述した実施例に限定されない。当業者であれば、本発明の範囲内で、種々の追加や変更等を行うことができる。例えば、本実施例では、モータとして永久磁石同期モータを用いたが、これに代えて、永久磁石を有しないシンクロナスリラクタンスモータで知られるようなリラクタンスモータ等の他の同期モータ、または誘導モータを用いてもよい。
【符号の説明】
【００４６】
１：圧縮機本体、２：インバータ回路、２Ａ、２Ｂ：スイッチング素子、３：制御装置、４：電流センサ、５：直流電源、６：電動モータ、２０：ＰＷＭ制御器、２１：位相調整部、２２：線間変調部、ＰＷＭ信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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