(57)【要約】【課題】  本発明の目的は、省スペース、低コスト、簡易な構成にて出力電圧の多段変化を抑制し、モータの絶縁劣化の影響を低減可能な電力変換装置を提供することにある。【解決手段】直流電圧を任意の周波数に変換する単相電力変換器を複数接続した電力変換器と、電力変換器に対して、相電圧指令値と搬送波を比較して交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を作成する制御装置を有する電力変換装置において、相電圧指令値の変化率の絶対値｜ｄＶ／ｄｔ｜、あるいは制御装置の演算周期の期間における変化量の絶対値｜Ｖｓ｜に応じて搬送波の周波数を変更する。【選択図】図１
2014007854.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を任意の周波数に変換する単相電力変換器をＮ（Ｎ：自然数）個接続した電力変換器と、該電力変換器に対して、相電圧指令値とＭ（Ｍ：自然数）個の搬送波を用いて交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を作成する制御装置を有する電力変換装置において、
前記搬送波の周波数を変更することにより、前記パルス幅変調電圧における前記直流電圧のＬ（Ｌ：２以上の自然数）倍以上の変化を抑制することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記相電圧指令値の大きさが０Ｖ近傍の箇所にて、前記搬送波の周波数を変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２記載の電力変換装置において、
前記相電圧指令値の大きさが０Ｖ近傍の箇所にて、前記搬送波の周波数を変更するとは、前記相電圧指令値の変化率の絶対値｜ｄＶ／ｄｔ｜が前記搬送波の変化率の絶対値｜ｄＣ／ｄｔ｜より大きくなる箇所で前記搬送半の周波数を変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３記載の電力変換装置において、
前記搬送波の周波数を変更するとは、前記相電圧指令値の変化率の絶対値｜ｄＶ／ｄｔ｜が前記搬送波の変化率の絶対値｜ｄＣ／ｄｔ｜より小さくなることが成り立つ搬送波の周波数に変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２記載の電力変換装置において、
前記相電圧指令値の大きさが０Ｖ近傍の箇所にて前記搬送波の周波数を変更するとは、前記制御装置の演算周期の期間における前記相電圧指令値の変化量の絶対値｜Ｖｓ｜が前記搬送波の高さＶｃより大きくなる箇所で前記搬送波の周波数を変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５記載の電力変換装置において、
前記搬送波の周波数を変更するとは、前記制御装置の演算周期の期間における前記相電圧指令値の変化量の絶対値｜Ｖｓ｜が前記搬送波の高さＶｃより小さくなることが成り立つ搬送波の周波数に変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項２から請求項６の何れかに記載の電力変換装置において、
前記搬送波の周波数を変更するとは、前記搬送波の周波数を早くすることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、相電圧指令値に基づいて、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換する電力変換装置に係り、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御による交流電動機に使用する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置を用いた交流電動機駆動においては、商用電源から供給される交流電源を電力変換装置内部のダイオードで整流し、平滑コンデンサで平滑することにより、直流電圧に変換する。その後、インバータによって任意の交流電圧へ変換され、電動機に出力し可変速制御を行っている。
【０００３】
具体的には、基本波である相電圧指令値と搬送波である例えば三角波を用いた大小比較に基づくＰＷＭ制御に従ってＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子をスイッチングすることにより、正弦波状の相電圧指令値に応じた出力パルスへ変換し、交流電動機に電圧を印加する。
【０００４】
現在、産業分野に設置されているファン、ポンプ等の運転には、３ｋＶ、６ｋＶの高電圧で動作する高圧電動機が用いられている。これらの高圧電動機の駆動時には省エネ効果を期待して、インバータによる可変速制御が実施されている。
【０００５】
これらの高圧電動機の可変速制御においては、インバータの大容量化や出力波形改善のため、単相セルインバータをＮ（Ｎ：自然数）個直列に接続した高圧多重型インバータが用いられている。図５は、単相セルインバータを単相２レベルインバータとした場合の高圧多重型インバータの構成を示している。
【０００６】
ここでは、交流電源Ｇからの三相交流電圧が、変圧器Ｔｒを介して各相の直列多重型インバータＩＮＵ、ＩＮＶ、ＩＮＷに導かれる。各相の直列多重型インバータＩＮＵ、ＩＮＶ、ＩＮＷは、複数の単相２レベルインバータで構成されており、例えばＵ相の直列多重型インバータＩＮＵは、３台の単相２レベルインバータＩＮＵ１、ＩＮＵ２、ＩＮＵ３で構成される。Ｖ相とＷ相の直列多重型インバータＩＮＶ、ＩＮＷも同様の台数で構成されている。
【０００７】
単相２レベルインバータの内部構成について、ＩＮＵ１を例にとり説明する。単相２レベルインバータＩＮＵ１では、変圧器Ｔｒからの交流電圧をダイオードＳＲで整流し、平滑コンデンサＫで平滑化し、直流電圧Ｖｄｃを得る。そして２レベル電力変換器Ｐによってパルス幅変調（ＰＷＭ）した電圧を出力する。その他の単相２レベルインバータについても同様の構成とされている。
【０００８】
なお、単相２レベルインバータは、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチと逆並列ダイオードＤによりアームを構成し、かつ上下アームによりレグを構成する。レグは、平滑コンデンサＫの直流端子間に２組並列に接続され、各レグのアーム接続点間から交流端子に接続される。
【０００９】
さらに具体的に述べると、単相２レベルインバータＩＮＵ１の２レベル電力変換器Ｐの左側レグ接続点１０が交流電動機ＭのＵ相交流端子Ｕに接続される。また右側レグ接続点１１が単相２レベルインバータＩＮＵ２の２レベル電力変換器Ｐの左側レグ接続点１０に接続され、ＩＮＵ２の右側レグ接続点１１が単相２レベルインバータＩＮＵ３の２レベル電力変換器Ｐの左側レグ接続点１０に接続される。最終段の単相２レベルインバータＩＮＵ３の右側レグ接続点１１は中性端子Ｎに接続される。
【００１０】
これにより、単相２レベルインバータＩＮＵ１、ＩＮＵ２、ＩＮＵ３のそれぞれで定まる２レベルの電圧は、直列に加算されて交流のＵ相電圧ＶＵを決定する。このように、単相２レベルインバータのそれぞれは、単位電圧分を分担し、全体として定格電圧を与えている。然るに交流のＵ相電圧ＶＵとして正弦波に近い波形を得るには、点弧タイミングの都度の電圧変化分を単位電圧に抑え、急激な電圧変化を避けるのが良い。
【００１１】
係る結線は、Ｖ相とＷ相の直列多重型インバータＩＮＶ、ＩＮＷでも同様にされている。これらの単相２レベルインバータの出力は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相毎に多重接続され、相出力電圧として交流電動機Ｍへ供給し、交流電動機を可変速制御する。
【００１２】
各相の直列多重型インバータＩＮＵ、ＩＮＶ、ＩＮＷを構成する単相２レベル電力変換器に対して与えられるゲートパルス信号ＧＵ、ＧＶ、ＧＷは、速度指令生成部１０７より生成される一次角周波数ω１の値を用いて制御装置１０８にて算出する。
【００１３】
図６は、図５内の制御装置１０８の構成を具体的に示す図である。図６において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、および一次角周波数ω１より、電圧指令演算器１０９にて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。また、一次角周波数ω１を積分器１１０により積分し、位相θを算出する。
【００１４】
ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、および前記位相θを用いて、電圧指令値座標変換回路１１１より相電圧指令値ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊を算出する。相電圧指令値ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊は、以下に実行されるＰＷＭ制御の一方の比較対象値である基本波である。また、基本波（相電圧指令値ＶＵ＊、ＶＶ＊、ＶＷ＊）と比較されるＰＷＭ制御の他方の比較対象値は、搬送波発生器１１２により発生したＭ（Ｍ：自然数）個の搬送波Ｃのキャリア波形（三角波）である。
【００１５】
比較器１１３Ｕ、１１３Ｖ、１１３Ｗにおいて、これらを大小比較することでＰＷＭ変調されたゲートパルス信号ＧＵ、ＧＶ、ＧＷを発生させ、単相２レベル電力変換器Ｐのスイッチング素子ＩＧＢＴのオンオフを制御する。
【００１６】
なお、図６では表記を簡単にしているが、図５の例では各相の直列多重型インバータＩＮＵ、ＩＮＶ、ＩＮＷは、３台（Ｎ＝３）の単相２レベルインバータで構成されている。従って、例えばＵ相の比較器１１３Ｕは、３台の単相２レベルインバータに対応する３組（Ｍ＝３）の搬送波を搬送波発生器１１２から得ており、かつ３台の比較回路で構成される。またゲートパルス信号ＧＵとしては、単相２レベル電力変換器Ｐのスイッチング素子ＩＧＢＴの台数分の信号を与えている。
【００１７】
ところで、高圧多重型インバータでは出力電圧波形は完全な正弦波形状とはならず、幅が異なる矩形波が連続的かつ階段状に積み重なった形状となっている。そのため、相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜が急峻に変化し、搬送波Ｃの変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜よりも大きくなる箇所、あるいは制御装置１０８の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜が急峻に変化し、搬送波Ｃの高さであるＶｃよりも大きくなる箇所では、出力電圧に直流電圧のＬ（Ｌ：２以上の自然数）倍以上の急激な変化（多段変化）が発生する。
【００１８】
図７は、例えば制御装置１０８の演算周期を搬送波の周期であるＴｃとした際のＵ相の１相分の相電圧指令値ＶＵ＊と、搬送波Ｃのキャリア波形の大小比較の様子を示した図である。ここで、三角波形Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が搬送波Ｃのキャリア波形であり、キャリア波形は各相の直列多重型インバータを構成する複数の単相２レベルインバータの台数分（図の例では、ＩＮＵ１、ＩＮＵ２、ＩＮＵ３の３台分）準備されている。各キャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は、同期しているが大きさが相違する。
【００１９】
他方、キャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と比較される相電圧指令値ＶＵ＊は、図の例では時間経過とともに増大する。但し、制御装置１０８はディジタル的に構成されるので、相電圧指令値ＶＵ＊は時間離散値として取り扱われる。例えば時点ｔ１から次のタイミングである時点ｔ２の期間Ｔｃでは、相電圧指令値ＶＵ＊は、時点ｔ１の時の大きさＶＵ＊１が、キャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と比較される。時点ｔ２以降、次のタイミングまでの期間Ｔｃでは、相電圧指令値ＶＵ＊は時点ｔ２の時の大きさＶＵ＊２が、キャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と比較される。
【００２０】
ここでの比較では、相電圧指令値ＶＵ＊がキャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３よりも大きいときに、その単相２レベルインバータが単位電圧を与えるようにゲートパルス信号ＧＵ、ＧＶ、ＧＷを発生させる。図示の例では、時刻ｔ１−ｔ３間でＶＵ＊１≧Ｃ１となり、単相２レベルインバータＩＮＵ１のみが単位電圧を与えている。時刻ｔ３−ｔ４間では、全てのキャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３が時点ｔ１の時の大きさＶＵ＊１以下なので、いずれもが単位電圧を発生していない。時刻ｔ４−ｔ２間で再度ＶＵ＊１≧Ｃ１となり、単相２レベルインバータＩＮＵ１のみが単位電圧を与えている。
【００２１】
このように、多段に構成された直列多重型インバータにおいて、点弧条件が成立したタイミングごとに単相２レベルインバータが点弧制御されるが、通常はその都度に発生する電圧変化は単位電圧を基準量として増減している。
【００２２】
これに対し、次の制御時刻ｔ２についてみると、相電圧指令値ＶＵ＊の増加により新しい指令値としてＶＵ＊２が比較の対象となる。このとき、相電圧指令値ＶＵ＊の増加幅が大きく、かつ三角波が減少に転じたタイミングと重なったような場合には、相電圧指令値ＶＵ＊２が複数のキャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３よりも大きい状態が出現する。
【００２３】
図７の時刻ｔ２では全てのキャリア波形Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３が相電圧指令値ＶＵ＊２以下となり、結果として、全ての単相２レベルインバータＩＮＵ１、ＩＮＵ２、ＩＮＵ３が、それぞれ単位電圧を発生した状態を示している。この結果、単位電圧を基準量とした電圧変化が、３倍の電圧変化となって、多段の電圧変化を生じせしめている。
【００２４】
このようにＰＷＭ制御による例として図７に、相電圧指令値ＶＵ＊が上昇時に、相電圧指令値ＶＵ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜が、搬送波Ｃの変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜よりも大きくなる場合における大小比較、および出力電圧の多段変化波形の概略について示されている。相電圧指令値ＶＵ＊をサンプリングすることにより離散化された相電圧指令値と、搬送波Ｃの大小比較に基づき電圧を出力する。そして、図７のように｜ｄＶ／ｄｔ｜が｜ｄＣ／ｄｔ｜より大きくなる場合に、出力電圧に多段変化が発生する。
【００２５】
更にこれに加え、スイッチング素子ＩＧＢＴの特性やインバータと電動機間の配線の反射などによる跳ね上がり電圧（サージ電圧）が発生し、電動機の絶縁劣化の要因となる恐れがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２６】
【特許文献１】特開２００６−３３３５６４公報
【特許文献２】特開２００６−１０９６８８公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
サージ電圧を抑制する従来技術として、インバータ出力側（モータ入力側）に抵抗とコンデンサと逆導通型スイッチと出力電圧を検出する電圧検知制御回路を有したサージ吸収装置を接続することが、例えば特許文献１に開示されている。
【００２８】
しかしこの特許文献１に記載した従来技術では、インバータ出力側（モータ入力側）に抵抗、コンデンサ、逆導通型スイッチが必要となる。また出力電圧の検出装置および制御回路も必要となるため、インバータの設置スペースが大きくなり、装置本体が大型化する。また、インバータ装置のコストも増大する。
【００２９】
一方、異なる位相差を有する搬送波を作成し、線間電圧の多段変化を抑制する方式が、例えば特許文献２に開示されている。特許文献２に記載した技術では、搬送波に位相差を有するため、相電圧指令値との大小比較に基づくＰＷＭ制御に従って出力される電圧波形に歪みが生じ、高調波成分発生の要因となる。
【００３０】
以上のことから本発明の目的は、省スペース、低コスト、簡易な構成にて出力電圧の多段変化を抑制し、モータの絶縁劣化の影響を低減可能な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
以上のことから本発明においては、直流電圧を任意の周波数に変換する単相電力変換器を複数接続した電力変換器と、電力変換器に対して、相電圧指令値と搬送波を比較して交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を作成する制御装置を有する電力変換装置において、相電圧指令値の変化率の絶対値｜ｄＶ／ｄｔ｜、あるいは制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値の変化量の絶対値｜Ｖｓ｜に応じて搬送波の周波数を変更することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施例１に係る本発明方式について説明する図。
【図２】従来技術と実施例１による高圧多重型インバータの出力電圧波形示す図。
【図３】実施例２に係る本発明方式について説明する図。
【図４】実施例４に係る本発明方式について説明する図。
【図５】単相２レベルインバータで構成した高圧多重型インバータの構成を示す図。
【図６】図４の制御装置１０８の具体構成を示す図。
【図７】従来技術における相出力電圧の多段変化発生の概略について説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下本発明の実施形態について図を用いて詳細に説明する。
【００３４】
本発明では、搬送波の周波数を変更することにより、パルス幅変調電圧における直流電圧のＬ（Ｌ：２以上の自然数）倍以上の変化を抑制する。
【００３５】
具体的には、例えば相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜、あるいは制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値｜Ｖｓ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する。すなわち、｜ｄＶ／ｄｔ｜あるいは｜Ｖｓ｜が急峻となる状態では搬送波Ｃの周波数を早く設定する。一方、その他の状態では搬送波の周波数は遅く設定する。
【実施例１】
【００３６】
「相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜、あるいは制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値｜Ｖｓ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する」ことを具体的に実現する実施例１の手法では、相電圧指令値Ｖ＊が０［Ｖ］近傍の箇所において搬送波Ｃの周波数を早く設定する。一方、その他の箇所は搬送波の周波数は遅く設定する。
【００３７】
さらに、相電圧指令値Ｖ＊が０［Ｖ］近傍の箇所を、相電圧指令値Ｖ＊の位相に応じて予め決定しておく。本発明の第一の実施例を図１に示す。図１は横軸に搬送波の位相、縦軸に基本波である相電圧指令値Ｖ＊と、６個（Ｍ＝６）の搬送波である例えば三角波の大きさを示している。本発明の実施例１では、相電圧指令値Ｖ＊の０［Ｖ］近傍の箇所（−θ１から０を挟んでθ１までの区間）の搬送波の周波数を、その他の箇所の搬送波の周波数の２倍に設定する。
【００３８】
つまり、｜ｄＶ／ｄｔ｜、あるいは｜Ｖｓ｜が急峻となる相電圧指令値Ｖ＊は、０［Ｖ］近傍の箇所であることから、これを相電圧指令値Ｖ＊の位相が所定範囲（−θ１から０を挟んでθ１までの範囲）にあることで定義した。０［Ｖ］近傍の箇所における搬送波Ｃの周波数が６０００Ｈｚであるとすると、その他の箇所の搬送波を３０００Ｈｚとする。
【００３９】
相電圧指令値Ｖ＊の０［Ｖ］近傍を判定する指標は、制御装置１０８内の電圧指令値座標変換１１１に用いた位相θの値とした。このため、本実施例では、従来技術である高圧多重型インバータに新たに装置を追加する必要はなく、装置全体の大型化を防止でき、またコストも低減できる。
【００４０】
実施例１では、制御装置１０８内の積分器１１０の出力θの大きさが−θ１から０を挟んでθ１の範囲であることを確認し、搬送波発生器１１２が与える搬送波を高い周波数のものとし、積分器１１０の出力θの大きさが上記範囲外であることを確認し、搬送波発生器１１２が与える搬送波を低い周波数のものとすることで容易に実現することができる。
【００４１】
本発明の効果を示すため、図２（ａ）には従来技術である単相２レベルインバータを６個（Ｎ＝６）接続した高圧多重型インバータの出力電圧波形、図２（ｂ）には、本実施例にて示した構成における、高圧多重型インバータの出力電圧波形について示す。
【００４２】
図２の見方であるが、図２（ａ）の相出力電圧に該当個所を示した部分において、単位電圧以上の電圧変化（多段変化）が発生している。図２（ｂ）の該当個所をみると、多段変化が発生していないことがみてとれる。このように相電圧指令値Ｖ＊の０［Ｖ］近傍の搬送波の周波数を早く設定することにより、相出力電圧の多段変化を抑制することができ、サージ電圧を低減することが可能となる。
【００４３】
なお、本実施例では、搬送波の周波数を変更する箇所を相電圧指令値が０［Ｖ］となる位相に対して±３０°（θ１＝３０°）の範囲としたが、θ１は相電圧指令値Ｖ＊の周波数に応じて変更してもよい。
【００４４】
また、本実施例ではＮ＝６として、単相２レベルインバータを６個接続した構成の高圧多重型インバータとしたが、Ｎはその他の自然数としてもよい。また、単相セルインバータを単相３レベルインバータとしてもよい。
あるいは、本実施例ではＭ＝６として、搬送波の数を単相セルインバータの個数と一致させたが、Ｍはその他の自然数としてもよい。
【００４５】
さらに、本実施例では前記相電圧指令値に対して、前記相電圧指令値の周波数の３倍の周波数となる成分を加算しているが、そのような成分を加算しない相電圧指令値としてもよい。
【実施例２】
【００４６】
次に、本発明の実施例２について説明する。「相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する」ことを具体的に実現する実施例２の手法では、相電圧指令値の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜と搬送波の変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜の大小比較に基づいて相出力電圧波形に多段変化が発生する箇所を予め算出し、その算出した箇所のみ搬送波の周波数を早く設定しておく。
【００４７】
相出力電圧波形に多段変化が発生する箇所を予め算出しておくための考え方について、以下説明する。まず相出力電圧多段変化の発生は、相電圧指令値の上昇時と下降時の状態が図３のようになったときに生じている。
【００４８】
図３は相電圧指令値の上昇時と下降時の状態を示しているが、その詳細な波形説明は相電圧指令値の上昇時の状態を示した図６の説明から明らかであるのでこれを省略するが、要するに相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜が、搬送波の変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜よりも大きい状態で、多段変化が発生すると考察している。｜ｄＶ／ｄｔ｜が｜ｄＣ／ｄｔ｜よりも小さい状態では、多段変化は生じない。
【００４９】
図３より、以下の（１）式の条件が成り立つ場合に、相出力電圧多段変化の発生となる。
【００５０】
【数１】
2014007854.tif 000003
【００５１】
この考察結果から、制御装置１０８内の制御に反映させるに際し、（１）式の実行には直接求めることができない情報が存在する。これは例えば｜ｄＣ／ｄｔ｜である。
【００５２】
これについては、搬送波の周期Ｔｃとその高さＶｃより以下の（２）式で求めることができる。
【００５３】
【数２】
2014007854.tif 000004
【００５４】
また、（１）式を実行するに際し、例えば相電圧指令値Ｖは、例えば以下の（３）式で表記できる。なお、（３）式においてαは変調率、Ｎは前記単相セルインバータの接続個数である。
【００５５】
【数３】
2014007854.tif 000005
【００５６】
またこの際、位相θについては、相電圧指令値の周波数ｆ１を用いると（４）式になる。
【００５７】
【数４】
2014007854.tif 000006
【００５８】
搬送波の周期Ｔｃは、搬送波の周波数をｆｃとすると（５）式になる。
【００５９】
【数５】
2014007854.tif 000007
【００６０】
よって、式（１）、（２）、（３）、（４）、（５）より、出力電圧に多段変化が発生する箇所は、以下の式（６）、（７）を満たす位相になる。
【００６１】
【数６】
2014007854.tif 000008
【００６２】
【数７】
2014007854.tif 000009
【００６３】
（３）式の変調率α、単相セルインバータの接続個数であるＮ、搬送波の周波数ｆｃ、相電圧指令値の周波数ｆ１は、インバータによる可変速制御時においては既知である。そのため、式（６）、（７）により多段変化が発生する位相の箇所は予め算出できる。よって、その算出した位相の箇所のみで搬送波の周波数を変更することにより、実施例１と同様の効果を得ることが可能である。
【００６４】
なお、実施例１ではθの範囲を例えば便宜上±３０度内と仮定したものであるが、実施例２ではこれを具体ケースに当てはめて計算により求めておくものである。なお、制御装置内にこの機能を組み込む時の手法については、実施例１と実施例２で相違するところはない。設定された位相範囲を確認して搬送波の周波数を変更すればよい。
【００６５】
また、本実施例では相電圧指令値をサンプルホールドする箇所については、搬送波の谷のみとしたが、搬送波の谷と山の両方の箇所、あるいは谷と山の両方とその間の任意の箇所としても、同様に前記相電圧指令値の変化率と搬送波の変化率の大小比較をすることで、多段変化が発生する箇所を算出することができ、同様の効果を得ることが可能である。
【００６６】
さらに、本実施例値では、搬送波を三角波としたが、のこぎり波においても同様に相電圧指令値の変化率と搬送波の変化率の大小比較をすることで、多段変化が発生する箇所を算出することができ、同様の効果を得ることが可能である。
【実施例３】
【００６７】
次に、本発明の第３の実施例について説明する。「相電圧指令値Ｖ＊の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する」ことを具体的に実現する実施例３の手法では、相電圧指令値の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜と、前記搬送波の変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜の大小比較に基づいて、多段変化が発生しない搬送波の周波数を予め算出し、その算出した搬送波の周波数に設定する。
【００６８】
多段変化が発生しない条件は、相電圧指令値の変化率の絶対値である｜ｄＶ／ｄｔ｜が搬送波の変化率の絶対値である｜ｄＣ／ｄｔ｜より小さくなればよい。さらに、変化率の絶対値｜ｄＶ／ｄｔ｜は位相θの値が０の場合に最大となるので、以下の（８）式を満たす場合に相出力電圧に多段変化が発生しないことになる。
【００６９】
【数８】
2014007854.tif 000010
【００７０】
例えば、相電圧指令値が（３）式で表わされる場合には、多段変化が発生しない搬送波の周波数ｆｃは以下の（９）式になる。
【００７１】
【数９】
2014007854.tif 000011
【００７２】
変調率α、単相セルインバータの接続個数であるＮ、相電圧指令値の周波数ｆ１はインバータによる可変速制御時においては既知となる。そのため、（９）式より多段変化が発生しない搬送波の周波数は予め算出できる。よって、その算出した搬送波の周波数に変更することにより、実施例１、実施例２と同様の効果を得ることが可能である。
【実施例４】
【００７３】
次に、本発明の実施例４について説明する。「制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する」ことを具体的に実現する実施例４の手法では、制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜と搬送波の高さであるＶｃの大小比較に基づいて相出力電圧波形に多段変化が発生する箇所を予め算出し、その算出した箇所のみ搬送波の周波数を早く設定しておく。
【００７４】
相出力電圧波形に多段変化が発生する箇所を予め算出しておくための考え方について、以下説明する。まず相出力電圧多段変化の発生は、相電圧指令値の上昇時と下降時の状態が図４のようになったときに生じている。
【００７５】
図４は相電圧指令値の上昇時と下降時の状態を示しているが、その詳細な波形説明は相電圧指令値の上昇時の状態を示した図７の説明から明らかであるのでこれを省略するが、要するに制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜が、搬送波の高さであるＶｃよりも大きい状態で、多段変化が発生すると考察している。｜Ｖｓ｜がＶｃよりも小さい状態では、多段変化は生じない。
【００７６】
図４より、以下の（１０）式の条件が成り立つ場合に、相出力電圧多段変化の発生となる。
【００７７】
【数１０】
2014007854.tif 000012
【００７８】
この考察結果から、制御装置１０８内の制御に反映させるに際し、（１）式の実行には直接求めることができない情報が存在する。これは例えば｜Ｖｓ｜である。Ｖｓについて、相電圧指令値Ｖを、例えば実施例２にて示した（３）式、および（４）式で表記すると（１１）式になる。
【００７９】
【数１１】
2014007854.tif 000013
【００８０】
よって、（４）、（５）、（１０）、（１１）式より、出力電圧に多段変化が発生する箇所は、以下の（１２）、（１３）式を満たす位相になる。
【００８１】
【数１２】
2014007854.tif 000014
【００８２】
【数１３】
2014007854.tif 000015
【００８３】
（３）式の変調率α、単相セルインバータの接続個数であるＮ、搬送波の周波数ｆｃ、相電圧指令値の周波数ｆ１は、インバータによる可変速制御時においては既知である。そのため、式（１２）、（１３）により多段変化が発生する位相の箇所は予め算出できる。よって、その算出した位相の箇所のみで搬送波の周波数を変更することにより、実施例２と同様の効果を得ることが可能である。
【００８４】
なお、本実施例では、制御装置の演算周期を搬送波の周期であるＴｃとしているが、Ｔｃ／２、あるいはＴｃ／４などのように任意の演算周期とした場合においても同様の効果を得ることができる。
【実施例５】
【００８５】
次に、本発明の第５の実施例について説明する。「制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値Ｖ＊の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜に応じて、搬送波Ｃの周波数を変更する」ことを具体的に実現する実施例５の手法では、制御装置の演算周期の期間における相電圧指令値の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜と、前記搬送波の高さＶｃの大小比較に基づいて、多段変化が発生しない搬送波の周波数を予め算出し、その算出した搬送波の周波数に設定する。
【００８６】
多段変化が発生しない条件は、相電圧指令値の変化量の絶対値である｜Ｖｓ｜が搬送波の高さであるＶｃより小さくなればよい。さらに、変化量の絶対値｜Ｖｓ｜は位相θの値が０の場合に最大となるので、以下の（１４）式を満たす場合に相出力電圧に多段変化が発生しないことになる。
【００８７】
【数１４】
2014007854.tif 000016
【００８８】
例えば、相電圧指令値が（３）式で表わされる場合には、多段変化が発生しない搬送波の周波数ｆｃは以下の（１５）式になる。
【００８９】
【数１５】
2014007854.tif 000017
【００９０】
変調率α、単相セルインバータの接続個数であるＮ、相電圧指令値の周波数ｆ１はインバータによる可変速制御時においては既知となる。そのため、（１５）式より多段変化が発生しない搬送波の周波数は予め算出できる。よって、その算出した搬送波の周波数に変更することにより、実施例４と同様の効果を得ることが可能である。
【符号の説明】
【００９１】
Ｇ…三相交流電源
Ｔｒ…変圧器
ＳＲ…整流ダイオード
Ｋ…平滑コンデンサ
Ｐ…２レベル電力変換器
Ｍ…交流電動機
１０７…速度指令生成部
１０８…制御装置
１０９…電圧指令演算器
１１０…積分器
１１１…出力電圧指令値座標変換器
１１２…搬送波発生器
１１３…相電圧指令値と搬送波の比較器
ＩＮＵ…Ｕ相多重型電力変換装置
ＩＮＶ…Ｖ相多重型電力変換装置
ＩＮＷ…Ｗ相多重型電力変換装置
【図１】
2014007854.tif 000018
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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