(57)【要約】【課題】１倍から２倍程度のオーバーサンプリングであっても、低レンジサイドローブ特性を達成することができるとともに、窓関数を用いる場合よりも、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大や、ミスマッチ損失を低減することができるようにする。【解決手段】  サイドローブ干渉波をステアリングベクトルによりモデル化し、これより求まるサイドローブ干渉波の受信電力を最小化する複素窓関数を用いるパルス圧縮を行うものである。特に複素窓関数はＤＬを行ったサイドローブ干渉波相関行列の逆行列を利用するものである。【選択図】図１
2014102151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスを空中に向けて放射する一方、目標に反射されて戻ってきた上記パルスの散乱波を受信するパルス送受信手段と、上記パルス送受信手段から放射されるパルスのリファレンス信号を用いて、上記パルス送受信手段の受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮手段とを備えたレーダ装置において、
上記パルス圧縮手段は、
上記パルス送受信手段の受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、
上記リファレンス信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、
上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を算出する複素窓関数算出手段と、
上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、上記複素窓関数算出手段により算出された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める複素窓関数乗算手段と、
上記第１の周波数スペクトル算出手段により算出された受信信号の周波数スペクトルと上記複素窓関数乗算手段により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出するスペクトル積算出手段と、
上記スペクトル積算出手段により算出されたスペクトル積からパルス圧縮後の受信信号を算出するパルス圧縮信号算出手段と
から構成されていることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
複数のパルスを空中に向けて放射する一方、目標に反射されて戻ってきた各パルスの散乱波を受信するパルス送受信手段と、上記パルス送受信手段から放射される各パルスのリファレンス信号を用いて、上記パルス送受信手段の受信信号をパルス圧縮する複数のパルス圧縮手段と、上記複数のパルス圧縮手段によるパルス圧縮後の受信信号を合成する合成手段とを備えたレーダ装置において、
上記パルス圧縮手段は、
上記パルス送受信手段の受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、
各パルスのリファレンス信号の周波数スペクトルを算出する複数の第２の周波数スペクトル算出手段と、
上記複数の第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を算出する複素窓関数算出手段と、
上記複数の第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルの中で、着目するリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、上記複素窓関数算出手段により算出された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める複素窓関数乗算手段と、
上記第１の周波数スペクトル算出手段により算出された受信信号の周波数スペクトルと上記複素窓関数乗算手段により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出するスペクトル積算出手段と、
上記スペクトル積算出手段により算出されたスペクトル積からパルス圧縮後の受信信号を算出するパルス圧縮信号算出手段と
から構成されていることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
複素窓関数算出手段は、
第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅からサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドを算出するアレーマニフォルド算出手段と、
上記アレーマニフォルド算出手段により算出されたアレーマニフォルドと予め設定されている対角荷重からサイドローブ干渉波の相関行列を算出する相関行列算出手段と、
上記相関行列算出手段により算出された相関行列の逆行列を算出する逆行列算出手段と、
上記逆行列算出手段により算出された逆行列から複素窓関数を算出する窓関数算出処理手段と
から構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
【請求項４】
複素窓関数算出手段は、
第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅からサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドを算出するアレーマニフォルド算出手段と、
上記アレーマニフォルド算出手段により算出されたアレーマニフォルドからサイドローブ干渉波の相関行列を算出する相関行列算出手段と、
上記相関行列算出手段により算出された相関行列と予め設定されている行列の階数から射影行列を算出する射影行列算出手段と、
上記射影行列算出手段により算出された射影行列から複素窓関数を算出する窓関数算出処理手段と
から構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、目標に反射されて戻ってきたパルスの散乱波を受信し、その受信信号をパルス圧縮するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置では、周波数あるいは位相変調等が施されているパルスを空中に放射し、目標に反射されて戻ってきたパルスの散乱波を受信する際、送信パルスと相関が高いリファレンス信号を用いて、その散乱波の受信信号に対する相関処理を実施することで、その受信信号をパルス圧縮する技術が広く採用されている。
受信信号をパルス圧縮することで、送信パルス幅の増長による送信エネルギーの増大と、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の狭小化が可能になり、レーダの目標探知距離及び距離分解能を同時に向上させることができる。
【０００３】
パルス圧縮後の受信信号には、目標の遅延時間にメインローブが形成されるとともに、その前後の送信パルス幅相当の範囲にレンジサイドローブが形成される。
このとき、レンジサイドローブは、同領域に存在する他の目標のＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｒａｔｉｏ：この場合のＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅはメインローブ内の目標となる）を劣化させる。特にＳＩＲが低い場合には、探知を困難にする問題がある。
また、レンジ方向に広がって分布するディストリビュートクラッタ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｃｌｕｔｔｅｒ）が存在する場合には、各クラッタ源からのレンジサイドローブが目標の存在するメインローブに重畳されるため、メインローブ内の目標のＳＩＲが劣化してしまう問題がある。
【０００４】
これらの問題を解決するために、ＬＦＭ（Ｌｉｎｅａｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波を用いるパルス圧縮では、窓関数を利用してレンジサイドローブの低減を行うものがある（例えば、非特許文献１を参照）。
しかし、窓関数を用いることで、距離分解能を劣化させるパルス幅の拡大（パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大）や、探知距離を縮退させるミスマッチ損失が原理的に発生する。
これらの特性は、互いにトレードオフの関係があり、レーダを設計する際、レーダの要求性能を満足する範囲で、最も適した窓関数が選択される。
このように窓関数を利用するパルス圧縮では、低レンジサイドローブ特性を達成することができるが、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大や、ミスマッチ損失を避けることができないため、距離分解能の劣化や探知距離が縮退する問題があった。
【０００５】
この問題を解決するために、以下の特許文献１に開示されているレーダ装置では、ＡＤ変換のサンプル点毎のサイドローブレベルをゼロにする拘束条件において、ミスマッチ損失が最小化するようなパルス圧縮を実現している。
このレーダ装置のパルス圧縮では、目標やクラッタの距離がＡＤ変換のサンプル点に一致する場合には、以下の非特許文献２に記載されているように、サイドローブレベルがゼロになるが、一致しない場合には、サイドローブレベルが劣化する。
以下の非特許文献３には、ＡＤ変換のサンプリング周波数を高めるオーバーサンプリングを実施すれば、サイドローブレベルの劣化を緩和することができることが明示されている。
【０００６】
非特許文献３からは、送信パルスの占有帯域幅に対して、４倍程度のオーバーサンプリングを実施すれば、ハミング窓関数やテイラー窓関数を用いる場合よりも小さいミスマッチ損失、圧縮後パルス幅及び良好なピークサイドローブ特性を達成することができるが、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングでは、ミスマッチ損失がハミング窓関数やテイラー窓関数を用いる場合よりも大きくなることがわかる。
ここで、サンプリング周波数の上昇は、レンジビン数の増加によるパルス圧縮を含むレーダ信号処理の負荷が上昇するため、実用化されているレーダ装置のオーバーサンプリングは、例えば、非特許文献４のように１．２倍程度とする場合が少なくない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−１２８０１１号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】M.A. Richards, J.A. Scheer, W.A. Holms, Principles of Modern Radar Basic Principles, Scitech Publishing Inc., Raleigh, NC, 2010.
【非特許文献２】篠永ら，“信号損が最小となるサイドローブフリーパルス圧縮処理の導出，”信学論（Ｂ），vol.J87-B, no.7, pp.1000-1008, July 2004.
【非特許文献３】篠永ら，“信号損最小のサイドローブフリーパルス圧縮処理の特性評価，”信学論（Ｂ），vol.J87-B, no.12, pp.2026-2070, Dec. 2004.
【非特許文献４】T. Jeffrey, Phased-Array Radar Design: Application of Radar Fundamentals, SciTech Publishing, Raleigh, NC, 2009.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、レーダ信号処理の負荷の上昇を抑えるために、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングを実施するようにすると、ミスマッチ損失がハミング窓関数やテイラー窓関数を用いる場合よりも大きくなってしまう課題があった。
【００１０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングであっても、低レンジサイドローブ特性を達成することができるとともに、窓関数を用いる場合よりも、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大や、ミスマッチ損失を低減することができるレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係るレーダ装置は、パルス送受信手段の受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、ファレンス信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を算出する複素窓関数算出手段と、第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、複素窓関数算出手段により算出された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める複素窓関数乗算手段と、第１の周波数スペクトル算出手段により算出された受信信号の周波数スペクトルと複素窓関数乗算手段により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出するスペクトル積算出手段と、スペクトル積算出手段により算出されたスペクトル積からパルス圧縮後の受信信号を算出するパルス圧縮信号算出手段とから、パルス圧縮手段を構成したものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を算出する複素窓関数算出手段と、第２の周波数スペクトル算出手段により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、複素窓関数算出手段により算出された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める複素窓関数乗算手段と、第１の周波数スペクトル算出手段により算出された受信信号の周波数スペクトルと複素窓関数乗算手段により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出するスペクトル積算出手段とを設け、パルス圧縮信号算出手段が、スペクトル積算出手段により算出されたスペクトル積からパルス圧縮後の受信信号を算出するように構成したので、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングであっても、低レンジサイドローブ特性を達成することができるとともに、窓関数を用いる場合よりも、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大や、ミスマッチ損失を低減することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるレーダ装置のパルス圧縮器６を示す構成図である。
【図３】図２の複素窓関数計算部１３の内部を示す構成図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるレーダ装置のサンプリングを示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態２によるレーダ装置の複素窓関数計算部１３の内部を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態３によるレーダ装置のパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔを示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、送信機１はＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）周期で所定の送信周波数信号を生成し、その送信周波数信号を用いて、所定の変調方式に基づく所定のパルス幅の送信パルスを生成する処理を実施する。
デュプレクサ２は送信機１から出力された送信パルスをアンテナ３に出力する一方、アンテナ３により受信された信号を受信機４に出力する信号切換器である。
アンテナ３はデュプレクサ２から出力された送信パルスを所定のビーム指向方向の空中に向けて放射する一方、目標やクラッタに反射されて戻ってきた送信パルスの散乱波を受信する部材である。
【００１５】
受信機４はデュプレクサ２から出力されたアンテナ３の受信信号をベースバンド帯の周波数に変換して、アナログ受信信号を生成する処理を実施する。
ＡＤ変換器５は受信機４により生成されたアナログ受信信号をディジタル化して、ディジタルの受信信号を出力する処理を実施する。
なお、送信機１、デュプレクサ２、アンテナ３、受信機４及びＡＤ変換器５からパルス送受信手段が構成されている。
【００１６】
パルス圧縮器６は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＰＲＩ周期で、送信機１により生成される送信パルスのリファレンス信号を用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号（以降、「パルス圧縮後受信信号」と称する）を出力する処理を実施する。なお、パルス圧縮器６はパルス圧縮手段を構成している。
【００１７】
図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置のパルス圧縮器６を示す構成図である。
図２において、離散フーリエ変換部１１はＡＤ変換器５から出力された受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、離散フーリエ変換部１１は第１の周波数スペクトル算出手段を構成している。
離散フーリエ変換部１２は送信機１により生成される送信パルスのリファレンス信号を離散フーリエ変換して、そのファレンス信号の周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、離散フーリエ変換部１２は第２の周波数スペクトル算出手段を構成している。
【００１８】
複素窓関数計算部１３は離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を計算する処理を実施する。なお、複素窓関数計算部１３は複素窓関数算出手段を構成している。
複素窓関数乗算部１４は離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、複素窓関数計算部１３により計算された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める処理を実施する。なお、複素窓関数乗算部１４は複素窓関数算出手段を構成している。
【００１９】
スペクトル乗算計算部１５は離散フーリエ変換部１１により算出された受信信号の周波数スペクトルと複素窓関数乗算部１４により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を計算する処理を実施する。なお、スペクトル乗算計算部１５はスペクトル積算出手段を構成している。
逆離散フーリエ変換部１６はスペクトル乗算計算部１５により計算されたスペクトル積を逆離散フーリエ変換し、その変換結果であるパルス圧縮後受信信号を出力する処理を実施する。なお、逆離散フーリエ変換部１６はパルス圧縮信号算出手段を構成している。
【００２０】
図２の例では、レーダ装置の構成要素であるパルス圧縮器６が専用のハードウェア（ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）で構成されているものを想定しているが、パルス圧縮器６がコンピュータで構成されていてもよい。
パルス圧縮器６がコンピュータで構成されている場合、パルス圧縮器６の構成要素である離散フーリエ変換部１１、離散フーリエ変換部１２、複素窓関数計算部１３、複素窓関数乗算部１４、スペクトル乗算計算部１５及び逆離散フーリエ変換部１６の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
【００２１】
図３は図２の複素窓関数計算部１３の内部を示す構成図である。
図３において、サイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１は離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅からサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドを計算する処理を実施する。なお、サイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１はアレーマニフォルド算出手段を構成している。
サイドローブ干渉波相関行列計算部２２はサイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１により計算されたアレーマニフォルドと予め設定されている対角荷重（ＤＬＬ：Ｄｉａｇｎａｌ  Ｌｏａｄｉｎｇ  Ｌｅｖｅｌ）からサイドローブ干渉波の相関行列を計算する処理を実施する。なお、サイドローブ干渉波相関行列計算部２２は相関行列算出手段を構成している。
【００２２】
逆行列計算部２３はサイドローブ干渉波相関行列計算部２２により計算された相関行列の逆行列を計算する処理を実施する。なお、逆行列計算部２３は逆行列算出手段を構成している。
最適ウェイト計算部２４は逆行列計算部２３により計算された逆行列から最適ウェイトを計算することで、複素窓関数を算出する処理を実施する。なお、最適ウェイト計算部２４は窓関数算出処理手段を構成している。
【００２３】
次に動作について説明する。
まず、送信機１は、所定のＰＲＩ周期で、所定の送信周波数信号を生成し、その送信周波数信号を用いて、所定の変調方式に基づく所定のパルス幅の送信パルスを生成する。
即ち、送信機１は、所定のＰＲＩ間隔で、中心周波数ｆc，変調帯域幅Ｂ，送信パルス幅τTXの送信パルスｒ（ｔm）を生成し、その送信パルスｒ（ｔm）をデュプレクサ２に出力する。
デュプレクサ２は、送信機１から送信パルスｒ（ｔm）を受けると、その送信パルスｒ（ｔm）をアンテナ３に出力する。
【００２４】
これにより、アンテナ３から送信パルスｒ（ｔm）が所定のビーム指向方向の空中に向けて放射される。
空中に放射された送信パルスｒ（ｔm）の一部は、目標やクラッタに反射され、送信パルスｒ（ｔm）の散乱波がアンテナ３に戻ってくる。
デュプレクサ２は、アンテナ３が目標やクラッタに反射されて戻ってきた送信パルスｒ（ｔm）の散乱波を受信すると、その受信信号を受信機４に出力する。
【００２５】
受信機４は、デュプレクサ２からアンテナ３の受信信号を受けると、その受信信号をベースバンド帯の周波数に変換して、アナログ受信信号を生成する。
ＡＤ変換器５は、受信機４がアナログ受信信号を生成すると、そのアナログ受信信号をディジタル化して、ディジタルの受信信号をパルス圧縮器６に出力する。
パルス圧縮器６は、ＡＤ変換器５からディジタルの受信信号を受けると、ＰＲＩ周期で、送信機１により生成される送信パルスｒ（ｔm）のリファレンス信号（送信パルスｒ（ｔm）と相関が高い信号）を用いて、そのディジタルの受信信号をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号であるパルス圧縮後受信信号を出力する。
【００２６】
以下、パルス圧縮器６の処理内容を具体的に説明する。
パルス圧縮器６の離散フーリエ変換部１１は、ＡＤ変換器５からディジタルの受信信号を受けると、その受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する。
ここで、周波数変調等が施された送信パルスｒ（ｔm）に対する遅延時間がｔk(s)、ドップラ周波数ｆk(D)を伴うＫ波の目標信号が下記の式（１）で表されるとすると、ＡＤ変換器５から出力されるＫ波の目標信号を含む受信信号ｚ（ｔm）は、下記の式（２）のように表される。
2014102151.tif 000003
2014102151.tif 000004
【００２７】
式（２）において、ｔmは送信開始時刻を基準とする受信ゲート内の第ｍ番目の時間サンプルである（即ち、ｔ1＝τTXであり、τTXは送信パルス幅である。送受切替時間は無視している）。
時間サンプルｔmのサンプリング時間間隔はＡＤサンプリング間隔であり、Δｔとしている。
また、αkは距離等による減衰係数、ｎ（ｔm）は受信機雑音、ｆcは搬送波の中心周波数である。
なお、この実施の形態１では、１ＰＲＩ中の受信ゲート内の受信信号を考えるものとする。
【００２８】
離散フーリエ変換部１１により算出される受信信号ｚ（ｔm）の周波数スペクトルＺ（ｆm）は、下記の式（３）のように表される。
2014102151.tif 000005
【００２９】
ここで、受信ゲート内の受信信号ｚ（ｔm）のゼロ埋め後の総サンプル点をＭ点とした上で、以下のようなＭ点で構成されるスペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚ（離散フーリエ変換部１１の出力）を定義する。
2014102151.tif 000006
ただし、第ｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）番目の周波数ｆmは、下記の式（５）のように与えるものとする。
また、Ｂはリファレンス信号の帯域幅、Δｆはサンプル周波数間隔であり、Ｂ≦Ｍ≦Δｆを満たすものとする。
2014102151.tif 000007
【００３０】
式（４）に式（３）を代入すると、スペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚは、下記の式（６）のように変形することができる。
2014102151.tif 000008
【００３１】
式（６）において、ｒkは下記の式（７）のように第ｋ番目の目標信号の周波数スペクトルを並べたベクトルである。
また、Ｒ(sig)は下記の式（８）のようにＫ個のスペクトル乗算前の目標信号ベクトルｒkを並べた行列、ｓは下記の式（９）のような複素振幅ベクトルである。
ｎ0は下記の式（１０）のような受信機雑音の周波数スペクトルを並べたベクトルである。
【００３２】
2014102151.tif 000009
2014102151.tif 000010
2014102151.tif 000011
2014102151.tif 000012
【００３３】
即ち、離散フーリエ変換部１１では、式（２）で表される受信信号ｚ（ｔm）の離散フーリエ変換を実施して、式（６）で表されるスペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚを算出する処理を行う。
【００３４】
パルス圧縮器６の離散フーリエ変換部１２は、送信機１により生成される送信パルスのリファレンス信号ｒ（ｔm）を入力すると、そのリファレンス信号ｒ（ｔm）を離散フーリエ変換して、そのファレンス信号ｒ（ｔm）の周波数スペクトルＲ（ｆm）を算出する。
なお、離散フーリエ変換部１２の出力は、周波数スペクトルＲ（ｆm）の複素共役を対角項に並べた下記の式（１１）に示すような行列Ｒrefである。
2014102151.tif 000013
【００３５】
ここで、以降の議論で扱うサンプリングについて説明する。
図４はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置のサンプリングを示す説明図である。
図４において、インデックス番号ｍは受信開始時刻（＝送信完了時刻：送受切替時間は無視している）τTXを基準とするインデックスである。
よって、第ｍ番目のサンプルのインデックス番号に対応する受信ゲート内の遅延時間ｔmは、下記の式（１２）で表される。
2014102151.tif 000014
式（１２）において、ΔｔはＡＤ変換器５のサンプリング時間間隔である。また、図４中のＭは受信ゲート内の受信信号のゼロ埋め後の総サンプル数である。いずれも既述している。
【００３６】
インデックス番号ｉ（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ）についても、受信開始時刻τTXを基準とするインデックスである。
さらに、サンプリング時間間隔ΔｔをＪ分割（Ｊは正の整数）する場合の時間間隔をｄｔとする。
このときの受信ゲート内の第ｉ番目に対応する遅延時間をｔi(AM)とすると、インデックス番号ｉ、遅延時間ｔi(AM)及びＭ(AM)は次式で表される。ただし、ｊ＝１，２，・・・，Ｊである。
2014102151.tif 000015
2014102151.tif 000016
2014102151.tif 000017
【００３７】
ここで、ｊ＝１の場合は、インデックス番号ｉ及び遅延時間ｔmは、以下のように表すことができる。
2014102151.tif 000018
2014102151.tif 000019
以上がサンプリングに関する説明である。
【００３８】
パルス圧縮器６の複素窓関数計算部１３は、離散フーリエ変換部１２がリファレンス信号の周波数スペクトルＲ（ｆm）を算出すると、そのリファレンス信号の周波数スペクトルＲ（ｆm）、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を計算する。
以下、複素窓関数計算部１３の処理内容を具体的に説明する。
【００３９】
複素窓関数計算部１３のサイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１は、離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルＲ（ｆm）、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅からサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドを計算する。
ここで、サイドローブ干渉波のアレーマニフォルドの理論について述べる。
【００４０】
遅延時間ｔi(AM)に対応する散乱波の信号ベクトルｃi(AM)を考える。
散乱波の信号ベクトルｃi(AM)は、提案法のウェイト算出に用いるものであり、散乱波自体は受信信号に含まれるものではなく、仮想的に考えるものである。
いま、散乱波の強度を１として、散乱波の信号ベクトルｃi(AM)を下記の式（１８）のように与える。
2014102151.tif 000020
式（１８）において、Ｄiは遅延時間ｔi(AM)に関する位相回転行列であり、下記の式（１９）で表される。また、ｒ1(AM)は下記の式（２０）で表される。
2014102151.tif 000021
2014102151.tif 000022
【００４１】
ここでは、遅延時間ｔi(AM)にメインローブピークが現れて、その前後のｔi(AM)−ＴLからｔi(AM)＋ＴLの範囲（距離換算した同範囲を「干渉波のレンジ範囲」と称する）に、２Ｌ＋１個の散乱点（ただし、強度１とする）が時間間隔ｄｔで分布するものとする。
ただし、Ｌは時刻ｔi(AM)の前側あるいは後側の時間領域ＴLに分布する散乱波の点数である。時刻ｔi(AM)の前側あるいは後側の遅延時間ｔi-l(AM)，ｔi+l(AM)（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）は、それぞれ次式で表わされる。
2014102151.tif 000023
2014102151.tif 000024
【００４２】
遅延時間ｔi-l(AM)，ｔi+l(AM)に対応する散乱波の受信信号ベクトルｃi-l(AM)，ｃi+l(AM)は、式（１８）を利用すると、下記の式（２３）（２４）で与えられる。
2014102151.tif 000025
2014102151.tif 000026
【００４３】
次に、２Ｌ＋１個の散乱点ベクトルを並べたアレーマニフォルドを考える。
2014102151.tif 000027
さらに、式（２５）に含まれているｒi(AM)と、その前後のＬG個のステアリングベクトルをゼロベクトル０にするため、下記の式（２６）に示すようなガード行列Ｇを定義する。
2014102151.tif 000028
【００４４】
式（２６）のガード行列Ｇにより、パルス圧縮のメインローブピーク及びその近傍領域（ガード時間あるいはガード距離と呼ぶ）の遅延時間ｔi(AM)に対応するステアリングベクトルはゼロベクトルとなる。
そこで、式（２５）のアレーマニフォルドにガード行列Ｇを乗じたアレーマニフォルドＡi(AM)を定義する。
アレーマニフォルドＡi(AM)の列ベクトルのうち、ガード行列Ｇによってゼロベクトルになる以外の列ベクトルを「サイドローブ干渉波のステアリングベクトル」と呼ぶことにして、Ａi(AM)を「サイドローブ干渉波のアレーマニフォルド」と呼ぶことにする。
【００４５】
2014102151.tif 000029
ただし、Ａ1(AM)は以下の通りである。
2014102151.tif 000030
【００４６】
以上がサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドに関する理論の説明である。
サイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１では、式（２８）によって、サイドローブ干渉波のアレーマニフォルドＡ1(AM)を求める処理を行う。
【００４７】
複素窓関数計算部１３のサイドローブ干渉波相関行列計算部２２は、サイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１がサイドローブ干渉波のアレーマニフォルドＡ1(AM)を求めると、そのアレーマニフォルドＡ1(AM)と、予め設定されている対角荷重であるＤＬＬからサイドローブ干渉波の相関行列を計算する。
ここで、サイドローブ干渉波の相関行列の理論について述べる。
【００４８】
遅延時間ｔi(AM)に関するパルス圧縮におけるサイドローブ干渉波を含む相関行列Ｒi(AM)（以降、「サイドローブ干渉波相関行列」と称する）を下記の式（２９）の右辺第１行のように定義して、その式の変形を行う。
式（２９）において、ρはＤＬＬ、ρＩはＤｉａｇｏｎａｌ  Ｌｏａｄｉｎｇのための行列であり、仮想する受信機雑音の相関行列と考えることができる。
2014102151.tif 000031
【００４９】
式（２９）において、右辺第２行への変形では、式（２７）の関係を利用しており、右辺第３行への変形では、式（１９）から求まる下記の式（３０）の関係を利用している。
2014102151.tif 000032
式（２９）より、遅延時間ｔi(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)は、遅延時間ｔ1(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)を求めておけば、遅延時間ｔi(AM)に関する位相回転行列Ｄiを適宜利用して、簡単に求められることがわかる。
【００５０】
以上がサイドローブ干渉波相関行列に関する理論の説明である。
サイドローブ干渉波相関行列計算部２２では、入力であるアレーマニフォルドＡ1(AM)を用いて、サイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)を求める処理を行う。
【００５１】
複素窓関数計算部１３の逆行列計算部２３は、サイドローブ干渉波相関行列計算部２２がサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)を計算すると、そのサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)の逆行列（Ｒi(AM)）-1を計算する。
サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)の逆行列（Ｒi(AM)）-1は、下記の式（３１）のように与えられる。
2014102151.tif 000033
【００５２】
式（３１）より、遅延時間ｔi(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)の逆行列（Ｒi(AM)）-1は、遅延時間ｔi(AM)に応じて直接求めずに、遅延時間ｔ1(AM)に関する逆行列（Ｒ1(AM)）-1を求めておき、遅延時間ｔi(AM)に関する位相回転行列Ｄiをその両側から乗じれば求まることがわかる。
逆行列計算部２３では、入力であるサイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)の逆行列（Ｒ1(AM)）-1を求める処理を行う。
【００５３】
続いて、複素窓関数計算部１３の最適ウェイト計算部２４の説明に備え、本発明のパルス圧縮出力の定式化について説明する。
本発明のパルス圧縮出力ｙproは、下記の式（３２）のように与えられる。ただし、簡単のために、受信信号ベクトルｘに含まれる目標数をＫ＝１とする。
2014102151.tif 000034
ここで、ｙpro，Ｗproは、それぞれ以下の通りである。
2014102151.tif 000035
2014102151.tif 000036
2014102151.tif 000037
【００５４】
式（３４）に含まれているｗm(pro)が本発明のパルス圧縮ウェイトである。
このとき、サイドローブ干渉波抑圧に逆行列を利用する場合は、パルス圧縮ウェイトｗm(pro)は下記の式（３６）の通りである。βmは規格化係数であり、規格化係数βmは下記の式（５０）で与えられる。
また、式（３６）におけるｗm(FFT)は、下記の式（３７）に示すようなＦＦＴの第ｍ番目の係数ベクトルである。
2014102151.tif 000038
2014102151.tif 000039
【００５５】
ここで、Ｒmは第ｍ番目のレンジビンに対応するサイドローブ干渉波相関行列であり、式（１６）より、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)との間に以下の関係がある。
2014102151.tif 000040
よって、ｗm(FFT)は、下記の式（３９）のように表すことができる。
2014102151.tif 000041
このとき、ＤJ(m-1)+1は遅延時間ｔi(AM)｜i=J(m-1)+1＝ｔmに対応する位相回転行列であるため、式（１７）及び式（１９）より、以下のように変形することができる。
2014102151.tif 000042
【００５６】
式（４０）を式（３９）に代入すると、ｗm(FFT)は、下記の式（４１）のように表される。ただし、式（４１）において、太字の「１」はＭ×１行列である。
2014102151.tif 000043
【００５７】
式（４１）の右辺第２行から第３行の変形では、１＝ｗ1(FFT)の関係を利用しており、右辺第３行は、Ｍ×Ｍ対角行列ｄｉａｇ（ｗm(FFT)）と、Ｍ×１行列である（Ｒ1(AM)）-1ｗ1(FFT)の積であるから、以下の関係が成り立つことを利用して、右辺第４行へ展開している。
2014102151.tif 000044
右辺第４行から右辺第５行の展開では、対角行列であるｄｉａｇ（（Ｒ1(AM)）-1ｗ1(FFT)）を以下のようにＤRで表している。
2014102151.tif 000045
【００５８】
右辺第５行の結果と式（３６）の右辺を比較すると、以下の関係が明らかである。つまり、Ｒm-1が式（３９）のように、Ｒ1(AM)と位相回転行列ＤJ(m-1)+1により関係付けられる特性を利用することで、最終的にＲm-1はｍに依存しない対角行列ＤRとなる。
2014102151.tif 000046
結局、ｗm(pro)は、下記の式（４５）のように表される。
2014102151.tif 000047
【００５９】
続いて、式（４１）を式（３４）に代入すると、下記の式（４６）に示すように、ＷFFTを用いて、Ｗproを表すことができる。ただし、Ｄβ＝ｄｉａｇ（β1，β2，・・・，βM）である。また、ＷFFTは下記の式（４７）である。
2014102151.tif 000048
2014102151.tif 000049
【００６０】
ここで、パルス圧縮の前後で、受信機の雑音電力が一定となるような規格化係数βmを考える。
パルス圧縮出力に含まれる受信機雑音はｗm(pro)Hｎであるため、その受信機雑音の平均電力はｗm(pro)HＥ［ｎ（ｉ）ｎH（ｉ）］ｗm(pro)（ｉは試行番号であり、平均電力を求めるために導入）となる。同電力は以下のように変形することができる。
2014102151.tif 000050
ただし、ρ2は入力における受信機雑音電力である。
2014102151.tif 000051
【００６１】
よって、式（４８）の右辺最終行のｗ1(pro)HＲrefＲrefHｗm(pro)が出力における受信機雑音ゲインであるから、入出力での受信機雑音電力を一定にするには、
ｗ1(pro)HＲrefＲrefHｗm(pro)＝１を満たす規格化係数βmを与えればよい。
その規格化係数βmは、下記の式（５０）のように与えられる。ただし、式（５０）中の小さな○はアダマール積を表している。
2014102151.tif 000052
【００６２】
式（５０）の右辺第６行目から、規格化係数βmはＲrefHＤRの対角項の二乗和を求め、その平方根，逆数より求まることがわかる。
さらにｍに依存しないため、右辺第７行目でβm＝βとしている。
また、βは明らかに実数であり、β＝β*となる。よって、Ｄβは下記の式（５１）のように表される。
2014102151.tif 000053
よって、式（４６）及び式（５１）を式（３２）に代入すると、提案のパルス圧縮出力ｙproが下記の式（５２）のように与えられる。
2014102151.tif 000054
【００６３】
以上で本発明のパルス圧縮出力の定式化についての説明を終える。
式（５２）を用いて、複素窓関数計算部１３の最適ウェイト計算部２４、複素窓関数乗算部１４、スペクトル乗算計算部１５及び逆離散フーリエ変換部１６の処理内容を説明する。
式（５２）の右辺最終行は、スペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚとスペクトル乗算後の受信信号ベクトルＲrefｚにサイドローブ干渉波を抑圧する対角行列βＤRHを乗じたβＤRHｘに対してＩＦＦＴを行うことを示している。
このとき、受信信号ベクトルＲrefｚに対角行列βＤRHを乗じる処理は、対角行列βＤRHの要素を窓関数として掛ける処理と解釈することができる。
この窓関数は、同要素が一般に複素数なので複素窓関数となる。
さらに、βは式（５０）よりＤRから求まり、ＤRは式（４４）よりＲm-1から求まる。このとき、Ｒm-1はｍによらず一定なので、Ｒ1-1でよい。
【００６４】
即ち、複素窓関数計算部１３の最適ウェイト計算部２４は、対角行列βＤRHを算出する。
複素窓関数乗算部１４は、最適ウェイト計算部２４により算出された対角行列βＤRHと離散フーリエ変換部１２から出力された行列Ｒrefとの積であるβＤRHＲrefを算出する。
ここまでの処理は設計段階で実施することが可能である。また、便宜上、行列同士の乗算で表しているが、実質は対角項同士の乗算にすぎない。
【００６５】
スペクトル乗算計算部１５は、複素窓関数乗算部１４により算出されたβＤRHＲrefと離散フーリエ変換部１１から出力されたスペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚとの積であるβＤRHＲrefｚを算出する。
逆離散フーリエ変換部１６は、スペクトル乗算計算部１５により算出されたβＤRHＲrefｚを逆離散フーリエ変換して、その変換結果であるβＷFFTHＤRHＲrefｚを算出する。
【００６６】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を計算する複素窓関数計算部１３と、離散フーリエ変換部１２により算出されたリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、複素窓関数計算部１３により計算された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める複素窓関数乗算部１４と、離散フーリエ変換部１１により算出された受信信号の周波数スペクトルと複素窓関数乗算部１４により求められた窓関数付の周波数スペクトルとのスペクトル積を計算するスペクトル乗算計算部１５とを設け、逆離散フーリエ変換部１６が、スペクトル乗算計算部１５により計算されたスペクトル積からパルス圧縮後受信信号を計算するように構成したので、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングであっても、低レンジサイドローブ特性を達成することができるとともに、窓関数を用いる場合よりも、パルス圧縮後の受信信号のパルス幅の拡大や、ミスマッチ損失を低減することができる効果を奏する。
【００６７】
即ち、この実施の形態１によれば、サイドローブ干渉波をステアリングベクトルによりモデル化し、これより求まるサイドローブ干渉波の受信電力を最小化する複素窓関数を用いるパルス圧縮を行うものである。特に複素窓関数はＤＬを行ったサイドローブ干渉波相関行列の逆行列を利用するものである。このため、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングを前提とする場合でも、低レンジサイドローブ特性を達成しながら、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失が小さくすることができる。
【００６８】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、複素窓関数計算部１３が、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)の逆行列（Ｒi(AM)）-1を計算し、その逆行列（Ｒi(AM)）-1から最適ウェイトを計算することで、複素窓関数を算出するものを示したが、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)から射影行列Ｐnulli(AM)を計算し、その射影行列Ｐnulli(AM)から最適ウェイトを計算することで、複素窓関数を算出するようにしてもよい。
【００６９】
図５はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置の複素窓関数計算部１３の内部を示す構成図であり、図において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
サイドローブ干渉波相関行列計算部３１はサイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部２１により計算されたアレーマニフォルドからサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)を計算する処理を実施する。なお、サイドローブ干渉波相関行列計算部３１は相関行列算出手段を構成している。
【００７０】
射影行列計算部３２はサイドローブ干渉波相関行列計算部３１により計算されたサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)と予め設定されているランク（行列の階数）から射影行列Ｐnulli(AM)を計算する処理を実施する。なお、射影行列計算部３２は射影行列算出手段を構成している。
最適ウェイト計算部３３は射影行列計算部３２により計算された射影行列Ｐnulli(AM)から最適ウェイトを計算することで、複素窓関数を算出する処理を実施する。なお、最適ウェイト計算部３３は窓関数算出処理手段を構成している。
【００７１】
次に動作について説明する。
複素窓関数計算部１３の内部以外は、上記実施の形態１と同様であるため、上記実施の形態１と相違している部分だけを説明する。
サイドローブ干渉波相関行列計算部３１は、図３のサイドローブ干渉波相関行列計算部２２と同様に、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)を計算するが、予め設定されたＤＬＬを用いずに、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)を計算している点で相違している。
したがって、遅延時間ｔ1(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)（ただし、ρ＝０）を求め、遅延時間ｔi(AM)に関する位相回転行列Ｄiを利用して、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）を計算する。
【００７２】
射影行列計算部３２は、サイドローブ干渉波相関行列計算部３１がサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)を計算すると、そのサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)と予め設定されているランクから射影行列Ｐnulli(AM)を計算する。
以下、射影行列の理論について述べる。
まず、遅延時間ｔ1(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)（ただし、ρ＝０）に着目すると、サイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)は、固有値・固有ベクトルにより、下記の式（５３）のように表される。ただし、ＧEは昇順に並べた固有値λmを対角項に有する対角行列であり、Ｅ1はこれら固有値に対応する固有ベクトルを列ベクトルとして配した行列である。 
2014102151.tif 000055
【００７３】
このとき、固有ベクトルは互いに直交するので、下記の式（５４）が成立する。
2014102151.tif 000056
式（５４）より、サイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐnull1(AM)は、下記の式（５５）のように求まる。ただし、Ｅ1(rank)はＥ1の部分行列であり、Ｅ1からｒａｎｋ個の固有ベクトルのみを取り出した行列である。
2014102151.tif 000057
【００７４】
続いて、式（５３）を用いると、遅延時間ｔi(AM)に関するサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）は、下記の式（５６）のように与えられる。
2014102151.tif 000058
ここで、式（５６）の第２行右辺のＤiＥ1に関して、式（３０）及び式（５４）より、下記の式（５７）が成立する。
2014102151.tif 000059
【００７５】
式（５７）から、ＤiＥ1の列ベクトルが互いに直交していることがわかる。即ち、式（５６）におけるＤiＥ1の列ベクトルは、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）の固有ベクトルとなっており、下記の式（５８）が成立する。
ただし、Ｅiはサイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）の固有ベクトルを列ベクトルとして配した行列である。
2014102151.tif 000060
よって、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐnulli(AM)は、下記の式（５９）のように求まる。
2014102151.tif 000061
【００７６】
したがって、サイドローブ干渉波相関行列Ｒi(AM)（ただし、ρ＝０）に関する射影行列Ｐnulli(AM)は、遅延時間ｔi(AM)に応じて直接求めずに、遅延時間ｔ1(AM)に関する射影行列Ｐnull1(AM)を求めておけば、遅延時間ｔi(AM)に関する位相回転行列Ｄiをその両側から乗じれば求められることがわかる。
以上が射影行列に関する理論の説明である。
射影行列計算部３２では、入力であるサイドローブ干渉波相関行列Ｒ1(AM)の射影行列射影行列Ｐnull1(AM)を求める処理を行う。
【００７７】
最適ウェイト計算部３３は、射影行列計算部３２が射影行列Ｐnulli(AM)を計算すると、その射影行列Ｐnulli(AM)から最適ウェイトを計算することで、複素窓関数を算出する。
即ち、最適ウェイト計算部３３は、射影行列Ｐnulli(AM)から対角行列βＤRHを算出し、その対角行列βＤRHを複素窓関数乗算部１４に出力する。
ただし、β，ＤRは、それぞれ式（５０）、式（４４）において、Ｒm-1をＰnullmに置き換えたものである。
【００７８】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、サイドローブ干渉波をステアリングベクトルによりモデル化し、これより求まるサイドローブ干渉波の受信電力を最小化する複素窓関数を用いるパルス圧縮を行うものである。特に複素窓関数はランクに基づくサイドローブ干渉波相関行列の射影行列を利用するものである。このため、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングを前提とする場合でも、低レンジサイドローブ特性を達成しながら、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失が小さくすることができる。
【００７９】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、ＰＲＩ周期毎に、１個の送信パルスを空中に放射するものを示したが、ＰＲＩ周期毎に、Ｍｔ個の送信パルスを同時に空中に放射するようにしてもよい。
【００８０】
図６はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
送信機４１はＰＲＩ周期で所定の送信周波数信号を生成するとともに、変調パラメータを変化させることで、その送信周波数信号を用いて、所定の変調方式に基づく所定のパルス幅の送信パルスをアンテナ４２の素子アンテナの本数（Ｍｔ≧２）と一致する数分だけ生成し、Ｍｔ個の送信パルスをデュプレクサ２経由でアンテナ４２に出力する処理を実施する。
【００８１】
アンテナ４２はＭｔ個の素子アンテナから構成されており、送信機１から出力されたＭｔ個の送信パルスを同時に空中に放射する一方、目標やクラッタに反射されて戻ってきた各送信パルスの散乱波を受信する部材である。
なお、送信機４１、デュプレクサ２、アンテナ４２、受信機４及びＡＤ変換器５からパルス送受信手段が構成されている。
【００８２】
パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔは例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＰＲＩ周期で、送信機４１により生成される第１〜Ｍｔ番目の送信パルスのリファレンス信号＃１〜＃Ｍｔを用いて、ＡＤ変換器５から出力された受信信号をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号を出力する処理を実施する。なお、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔはパルス圧縮手段を構成している。
送信ビーム合成部４４はパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔから出力されたＭｔ個のパルス圧縮後受信信号の合成（所望の送信方向に関する送信ビーム合成）を行う。なお、送信ビーム合成部４４は合成手段を構成している。
【００８３】
図７はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置のパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔを示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔは送信機４１により生成される第１〜Ｍｔ番目の送信パルスのリファレンス信号＃１〜＃Ｍｔを離散フーリエ変換して、そのファレンス信号＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔは第２の周波数スペクトル算出手段を構成している。
【００８４】
複素窓関数計算部５２はＭｔ個の離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔにより算出されたファレンス信号＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトル、予め設定されている干渉波のレンジ範囲及びガードレンジ幅から複素窓関数を計算する処理を実施する。なお、複素窓関数計算部５２は複素窓関数算出手段を構成している。
因みに、複素窓関数乗算部５３の内部構成は、図３または図５が示す構成と同様である。
複素窓関数乗算部５３はＭｔ個の離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔにより算出されたファレンス信号＃１〜＃Ｍｔの周波数スペクトルの中で、着目するリファレンス信号の周波数スペクトルに対して、複素窓関数計算部５２により計算された複素窓関数を乗算して、窓関数付の周波数スペクトルを求める処理を実施する。なお、複素窓関数乗算部５３は複素窓関数算出手段を構成している。
【００８５】
次に動作について説明する。
まず、送信機４１は、ＰＲＩ周期で、所定の送信周波数信号を生成するとともに、変調パラメータを変化させることで、その送信周波数信号を用いて、所定の変調方式に基づく所定のパルス幅の送信パルスをアンテナ４２の素子アンテナの本数（Ｍｔ≧２）と一致する数分だけ生成する。
即ち、送信機４１は、変調パラメータを変化させることで、中心周波数ｆc，変調帯域幅Ｂ，送信パルス幅τTXの送信パルスｒj（ｔ）（ｊ＝１，２，・・・，Ｍｔ）をＭｔ個生成し、Ｍｔ個の送信パルスｒj（ｔ）をデュプレクサ２に出力する。
デュプレクサ２は、送信機４１からＭｔ個の送信パルスｒj（ｔ）を受けると、Ｍｔ個の送信パルスｒj（ｔ）をアンテナ４２に出力する。
【００８６】
これにより、アンテナ４２からＭｔ個の送信パルスｒj（ｔ）が所定のビーム指向方向の空中に向けて放射される。
空中に放射されたＭｔ個の送信パルスｒj（ｔ）の一部は、目標やクラッタに反射され、各送信パルスｒj（ｔ）の散乱波がアンテナ４２に戻ってくる。
デュプレクサ２は、アンテナ４２が目標やクラッタに反射されて戻ってきたＭｔ個の送信パルスｒj（ｔ）の散乱波を受信すると、その受信信号を受信機４に出力する。
【００８７】
受信機４は、デュプレクサ２からアンテナ４２の受信信号を受けると、その受信信号をベースバンド帯の周波数に変換して、アナログ受信信号を生成する。
ＡＤ変換器５は、受信機４がアナログ受信信号を生成すると、そのアナログ受信信号をディジタル化して、ディジタルの受信信号をパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔに出力する。
パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔは、ＡＤ変換器５からディジタルの受信信号を受けると、ＰＲＩ周期で、送信機４１により生成される第１〜Ｍｔ番目の送信パルスのリファレンス信号＃１〜＃Ｍｔを用いて、そのディジタルの受信信号をパルス圧縮し、パルス圧縮後の受信信号であるパルス圧縮後受信信号を出力する。
【００８８】
以下、パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔの処理内容を具体的に説明する。
まず、周波数変調等が施された送信パルスｒj（ｔ）（ｊ＝１，２，・・・，Ｍｔ）に対する遅延時間ｔk(s)及びドップラ周波数ｆk(D)を伴うＫ波の目標信号を含む受信信号ｚ（ｔm）（ＡＤ変換器５から出力されるディジタルの受信信号）は、下記の式（６０）のように与えられる。
2014102151.tif 000062
式（６０）において、δｔjはアンテナ４２を構成する第ｊ番目の素子アンテナの送信行路差による時間遅延である。
【００８９】
パルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔの離散フーリエ変換部１１は、ＡＤ変換器５からディジタルの受信信号ｚ（ｔm）を受けると、下記の式（６１）に示すように、その受信信号ｚ（ｔm）を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルＺ（ｆm）を算出する。
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式（６１）において、Ｒj（ｆ）は送信パルスｒj（ｔ）の周波数スペクトルである。
【００９０】
このとき、スペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚは、下記の式（６２）のように表される。
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【００９１】
式（６２）において、ｒk’は下記の式（６３）のように第ｋ番目の目標信号の周波数スペクトルを並べたベクトルであり、Ｒ’(sig)は下記の式（６４）のようにＫ個のスペクトル乗算前の目標信号ベクトルｒk’を並べた行列である。
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【００９２】
次に、スペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚに第ｍｔ番目のリファレンス信号ｒmt（ｔm）の周波数スペクトルを乗じるものをスペクトル乗算後受信信号ベクトルｘ(mt)（以降、単に「受信信号ベクトル」と称する）とすると、以下のように表される。
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式（６５）において、Ｒref(mt)は下記の式（６６）のようにリファレンス信号ｒmt（ｔm）の周波数スペクトルの複素共役を対角項に並べた行列である。
ａk(mt)は下記の式（６７）に示すように第ｋ番目の目標に対する遅延時間ｔk(s)及びドップラ周波数ｆk(D)から決まるステアリングベクトルである。
Ａ(mt)は下記の式（６８）に示すようにａk(mt)をＫ個並べた行列である。
ｎ(mt)は下記の式（６９）に示すような受信機雑音ベクトルである。
【００９３】
ａk(mt)，Ａ(mt)，ｎ(mt)はいずれもＲref(mt)を含んでおり、スペクトル積に対して定義されるベクトル及び行列である。
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【００９４】
ここまでの定式化により、この実施の形態３でのパラメータは、上記実施の形態１もしくは実施の形態２で示したパラメータを以下のように置き変えた形になることがわかる。
左側が上記実施の形態１，２、右側が実施の形態３に対応することがわかる。
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【００９５】
よって、この実施の形態３の処理の流れは、上記実施の形態１，２の処理において、式（７０）から式（７６）の置き換えを行ったものとなる。
以下、図７に示すパルス圧縮器４３−１〜４３−Ｍｔの処理の流れを説明する。
【００９６】
離散フーリエ変換部１１では、式（６０）で表される受信信号ｚ（ｔm）の離散フーリエ変換を実施して、式（６２）で表されるスペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚを求める処理を行う。
離散フーリエ変換部５１−１〜５１−Ｍｔでは、入力であるリファレンス信号ｒj（ｔm）の離散フーリエ変換を実施して、周波数スペクトルＲj（ｆm）を求める。
特に、第ｍｔ番目の離散フーリエ変換部５１−ｍｔの出力はＲmt（ｆm）の複素共役を対角項に並べた行列Ｒref(mt)である。
複素窓関数計算部５２では、対角行列βＤRHを計算する処理を行う。
その対角行列βＤRHは、図３もしくは図５からなる複素窓関数計算部１３を構成する手段において、式（７０）から式（７６）を置き換えることにより、上記実施の形態１，２と同様の処理で求められる。
【００９７】
複素窓関数乗算部５３では、対角行列βＤRHと行列Ｒref(mt)の積であるβＤRHＲref(mt)を算出する。
ここまでの処理は設計段階で実施可能である。また、便宜上、行列同士の乗算で表しているが、実質は対角項同士の乗算にすぎない。
スペクトル乗算計算部１５では、スペクトル乗算前の受信信号ベクトルｚとβＤRHＲref(mt)との積であるβＤRHＲref(mt)ｚを算出する。
逆離散フーリエ変換部１６では、βＤRHＲref(mt)ｚの逆離散フーリエ変換であるβＷFFTHＤRHＲref(mt)ｚを算出する。
【００９８】
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、サイドローブ干渉波をステアリングベクトルによりモデル化し、これより求まるサイドローブ干渉波の受信電力を最小化する複素窓関数を用いるパルス圧縮を行うものである。このため、１倍から２倍程度のオーバーサンプリングを前提とする場合でも、異なる送信パルスを送受信する場合に問題となる相互相関による高いレンジサイドローブを抑圧し、低レンジサイドローブ特性を達成しながら、窓関数を用いた場合と比べて、圧縮後パルス幅の拡大やミスマッチ損失が小さくすることができる。
【００９９】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【０１００】
１  送信機（パルス送受信手段）、２  デュプレクサ（パルス送受信手段）、３  アンテナ（パルス送受信手段）、４  受信機（パルス送受信手段）、５  ＡＤ変換器（パルス送受信手段）、６  パルス圧縮器（パルス圧縮手段）、１１  離散フーリエ変換部（第１の周波数スペクトル算出手段）、１２  離散フーリエ変換部（第２の周波数スペクトル算出手段）、１３  複素窓関数計算部（複素窓関数算出手段）、１４  複素窓関数乗算部（複素窓関数算出手段）、１５  スペクトル乗算計算部（スペクトル積算出手段）、１６  逆離散フーリエ変換部（パルス圧縮信号算出手段）、２１  サイドローブ干渉波アレーマニフォルド計算部（アレーマニフォルド算出手段）、２２  サイドローブ干渉波相関行列計算部（相関行列算出手段）、２３  逆行列計算部（逆行列算出手段）、２４  最適ウェイト計算部（窓関数算出処理手段）、３１  サイドローブ干渉波相関行列計算部（相関行列算出手段）、３２  射影行列計算部（射影行列算出手段）、３３  最適ウェイト計算部（窓関数算出処理手段）、４１  送信機（パルス送受信手段）、４２  アンテナ（パルス送受信手段）、４３−１〜４３−Ｍｔ  パルス圧縮器（パルス圧縮手段）、４４  送信ビーム合成部（合成手段）、５１−１〜５１−Ｍｔ  離散フーリエ変換部（第２の周波数スペクトル算出手段）、５２  複素窓関数計算部（複素窓関数算出手段）、５３  複素窓関数乗算部（複素窓関数算出手段）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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