(57)【要約】【課題】簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出する。【解決手段】電流測定装置はスイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により電流および電圧の少なくとも一方がＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する。電流測定装置は電流検出部１２と記憶部１４と算出部２５とを有する。電流検出部１２はＰＷＭの半周期の間隔でリアクトルの電流を検出する。記憶部１４は電流検出部１２が連続して検出した３回の電流を記憶する．算出部２５はスイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態におけるリアクトルの電圧および記憶部１４に記憶された前記３回の電流に基づいて電流検出部１２が検出するリアクトルの電流を補正する。【選択図】図１
2014102094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、電流および電圧の少なくとも一方がＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する電流測定装置であって、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部と、
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流に基づいて、前記電流検出部が検出する前記リアクトルの電流を補正する算出部とを備える
ことを特徴とする電流測定装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電流測定装置であって、
前記算出部は、前記電流検出部が第１の時期に検出する電流ｉ（ｔ１）に、前記第１の時期の前記半周期前の前記リアクトルの電圧をＶ（ｔ０）、前記第１の時期のＰＷＭの１周期前の前記リアクトルの電圧をＶ（ｔ−１）、前記記憶部に記憶した前記第１の時期の前記半周期前、前記第１の時期の前記１周期前、および前記第１の時期のＰＷＭの１．５周期前の電流をそれぞれｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ−２）とすると、
【数１】
2014102094.tif 000030
を加算することにより補正する
ことを特徴とする電流測定装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電流測定装置と、
前記スイッチおよび前記リアクトルを有するインバータとを備える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する電流測定方法であって、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する検出ステップと、
前記検出ステップにおいて連続して検出した３回の電流を記憶する記憶ステップと、
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧、および前記記憶ステップにおいて記憶された前記３回の電流に基づいて、前記リアクトルの電流を補正する補正ステップとを備える
ことを特徴とする電流測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチに接続されたリアクトルの平均電流を正確に測定する電流測定装置、電力変換装置、および電流算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池などの電源から出力される直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換するインバータが知られている。また、太陽電池などの電源から出力される直流電力の電流または電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。電力変換装置であるインバータおよびＤＣ／ＤＣコンバータなどに設けられるスイッチにおいては、スイッチに接続されるリアクトルの電流を、目標値に一致するようにＰＩＤ制御を行なうことが一般的である。ＰＩＤ制御を行なうためには、リアクトルの電流を正確に検出する必要がある。
【０００３】
ＰＷＭ制御では、ＰＷＭ搬送波とデューティー比の比較に基づいて（図９上段参照）、スイッチのＯＮ／ＯＦＦを切替える。スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替えによりリアクトルの電圧ｖ（ｔ）がＶＨおよびＶＬに切替わる（図９中段参照）。リアクトルの電流ｉ（ｔ）は電圧ｖ（ｔ）の積分値に比例するので、電流ｉ（ｔ）は直線的に上昇および下降を繰返す（図９下段参照）。したがって、リアクトルの電流は振動しながら、増加または減少する。それゆえ、振動の１周期における電流の平均値を検出し、平均値を目標値に合致させるようにＰＩＤ制御することが好ましい。
【０００４】
リアクトルの電流がゼロとならない連続モードにおいては、ＰＷＭ搬送波の山および谷（図９上段、符号“ｐ”参照）、すなわちＰＷＭ制御の半期（ΔＴ／２）に検出した電流（図９下段、符号“ｉｄ”参照）を、正確な平均値として得ることが可能である。
【０００５】
しかし、ノイズの影響を避けるために、ＰＷＭ搬送波の山および谷からずらしたタイミングで電流を計測することがある（図１０上段、符号“ｏｓ１”参照）。また、スイッチのＯＮへの切替えにおいて、リアクトルの電圧の切替わりにずれが生じ得る（図１０中段、符号“ｏｓ２”参照）。上述のような場合においては、検出した電流（図１０下段、符号“ｉｄ”参照）は正確な平均値からズレを有する。
【０００６】
そこで、リアクトルに流れる電流の最小電流を常時測定し、測定した最小電流に基づいて、リアクトルの電流の平均値を算出することが提案されている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１１−２５４６４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、特許文献１に記載の方法では、１周期における最小電流を検出するためにピークホールド回路を設ける必要があるため、構成が煩雑化し、製造コストが増大していた。
【０００９】
したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に測定する電流測定装置、電力変換装置、および算出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した諸課題を解決すべく、第１の観点による電流測定装置は、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、電流および電圧の少なくとも一方がＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する電流測定装置であって、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部と、
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流に基づいて、前記電流検出部が検出する前記リアクトルの電流を補正する算出部とを備える
ことを特徴とするものである。
【００１１】
また、第２の観点による電流測定装置においては、
前記算出部は、前記電流検出部が第１の時期に検出する電流ｉ（ｔ１）に、前記第１の時期の前記半周期前の前記リアクトルの電圧をＶ（ｔ０）、前記第１の時期のＰＷＭの１周期前の前記リアクトルの電圧をＶ（ｔ−１）、前記記憶部に記憶した前記第１の時期の前記半周期前、前記第１の磁気の前記１周期前、および前記第１の時期のＰＷＭの１．５周期前の電流をそれぞれｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ−２）とすると、
【数１】
2014102094.tif 000003
を加算することにより補正する
ことが好ましい。
【００１２】
また、第３の観点による電力変換装置においては、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、電流および電圧の少なくとも一方がＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する電流測定装置であって、前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部と、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流に基づいて、前記電流検出部が検出する前記リアクトルの電流を補正する算出部とを有する電流測定装置と、
前記スイッチおよび前記リアクトルを有するインバータとを備える
ことを特徴としている。
【００１３】
上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
【００１４】
例えば、本発明の第４の観点を方法として実現させた電流測定方法は、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御されるリアクトルの電流を測定する電流測定方法であって、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する検出ステップと、
前記検出ステップにおいて連続して検出した３回の電流を記憶する記憶ステップと、
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧、および前記記憶ステップにおいて記憶された前記３回の電流に基づいて、前記リアクトルの電流を補正する補正ステップとを備える
ことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１５】
上記のように構成された本発明に係る電流測定装置、電力変換装置、および算出方法によれば、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の、第１の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図２】スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替え、リアクトルの電圧、およびリアクトルの電流の時間変化を示すグラフである。
【図３】第１の実施形態において、制御部が実行するデューティー比決定処理を示すフローチャートである。
【図４】不連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。
【図５】連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。
【図６】本発明の、第２の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す機能ブロック図である。
【図７】時間に対する第２の実施形態のリアクトルの電圧の関係を示すグラフである。
【図８】第２の実施形態において、制御部が実行するデューティー比決定処理を示すフローチャートである。
【図９】インバータにおけるリアクトルの電流の理想的な検出時期を説明するための、インバータを制御するためのＰＷＭ搬送波およびデューティー比、リアクトルの電圧、およびリアクトルの電流の時間変化を示すグラフである。
【図１０】インバータにおけるリアクトルの電流の現実的な検出時期を説明するための、インバータを制御するためのＰＷＭ搬送波およびデューティー比、リアクトルの電圧、およびリアクトルの電流の時間変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１８】
まず、本発明の第１の実施形態に係る電流測定装置を有する電力変換装置ついて説明する。図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す機能ブロック図である。
【００１９】
図１に示すように、電力変換装置１０は、変換部１１、電流検出部１２、電圧検出部１３、記憶部１４、および制御部１５を含んで構成される。電力変換装置１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、直流電力の電流および電圧の少なくとも一方を調整する。電流検出部１２、記憶部１４、および制御部１５は、本実施形態における電流測定装置に相当する。
【００２０】
変換部１１は、リアクトル１６、第１のダイオード１７、スイッチ１８、第２のダイオード１９を有する。リアクトル１６の一端は、入力側の正極２０と接続している。第１のダイオード１７のアノードはリアクトル１６の他端と接続し、カソードは出力側の正極２１と接続している。スイッチ１８は例えばトランジスタであって、コレクタはリアクトル１６の他端と接続し、エミッタは入力側の負極２２および出力側の負極２３と接続している。スイッチ１８は制御部１５からベースに送信される信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを切替える。第２のダイオード１９は、スイッチ１８の保護のために、スイッチ１８と並列に接続している。変換部１１は、スイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを交互に繰返して切替え、ＰＷＭ制御することにより、直流電力の電流を目標値に合致するように調整する。
【００２１】
電流検出部１２は、ＰＷＭ搬送波の山および谷の近辺、すなわちＰＷＭ制御においてスイッチ１８をＯＮまたはＯＦＦにする期間中の半期近辺を基準としてＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）の間隔でリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を検出する（図２“リアクトルの電流欄”参照）。電圧検出部１３は、リアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを検出する。
【００２２】
記憶部１４は、電力変換装置１０を駆動させるのに必要な情報を記憶する。例えば、記憶部１４はリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを記憶する。また、記憶部１４は、電流検出部１２が連続的に検出した、直近の少なくとも３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶する（ｔ０−ｔ−１＝ｔ−１−ｔ−２＝ΔＴ／２）。
【００２３】
制御部１５は、電力変換装置１０の各部位の動作を制御する。例えば、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有し、後述するように、それぞれ変換部１１の動作状況の判別およびリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）の平均値ｉａｖｅ（ｔ）の算出を行なう。また、制御部１５は、平均値ｉａｖｅ（ｔ）を目標値に一致させるデューティー比ｄを定める。さらに、制御部１５は、定めたデューティー比ｄでスイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを切替える。上記の構成において、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有するが、制御部１５をマイクロコンピュータによって構成し、プログラムを実行することにより判別部２４および算出部２５として機能させる構成であってもよい。
【００２４】
判別部２４は、電流ｉ（ｔ）を新規に取得したタイミングにおいてスイッチ１８がＯＦＦである場合に、当該電流ｉ（ｔ）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるｉ（ｔ１）として電流検出部１２から取得する。判別部２４は、記憶部１４が記憶する半周期（ΔＴ／２）前の電流ｉ（ｔ０）を取得する（ｔ１−ｔ０＝ΔＴ／２）。判別部２４は、電圧検出部１３が検出したリアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを、電圧検出部１３から取得する。判別部２４は、記憶部１４からリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを読出す。判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであるか否かを判別する。取得した電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロでないとき、さらに、判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ１）、入力電圧ＶＳ、および出力電圧ＶＣ、読出したインダクタンスＬおよび周期ΔＴに基づいて、（１）式を満たすか否かを判別する。判別部２４は、（１）式を満たすときに、ＰＷＭ制御の１周期ΔＴの間にリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が実質的にゼロとなると判別する。
【００２５】
【数２】
2014102094.tif 000004
【００２６】
算出部２５は、判別部２４から判別結果を取得する。算出部２５は、電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであると判別部２４が判別するときに、第１の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たすと判別するときに、第２の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別するときに、第３の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別し且つ記憶部１４が直近の３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶していないときには、電流検出部１２が新規に検出した電流ｉ（ｔ１）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）として算出する。
【００２７】
第１の算出方法では、算出部２５は（２）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００２８】
【数３】
2014102094.tif 000005
【００２９】
第２の算出方法では、算出部２５は（３）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００３０】
【数４】
2014102094.tif 000006
【００３１】
第３の算出方法では、算出部２５は（４）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００３２】
【数５】
2014102094.tif 000007
【００３３】
（４）式において、ｖ（ｔ−１）およびｖ（ｔ０）は、ｉ（ｔ−１）およびｉ（ｔ０）の検出時に検出されるリアクトル１６の電圧であって、ｖ（ｔ−１）＝（ＶＳ−ＶＣ）であり、ｖ（ｔ０）＝ＶＳである。
【００３４】
次に、制御部１５が実行するデューティー比決定処理について、図３のフローチャートを用いて説明する。制御部１５は、ＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）毎の電流検出部１２による電流ｉ（ｔ）の検出時に、デューティー比決定処理を開始する。
【００３５】
ステップＳ１００において、制御部１５は、電圧検出部１３からリアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを取得する。入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを取得すると、プロセスはステップＳ１０１に進む。
【００３６】
ステップＳ１０１では、制御部１５は、ＰＷＭ搬送波が谷近辺であるか、すなわちスイッチ１８がＯＦＦであるか否かを判別する。ＯＦＦであるときには、プロセスはステップＳ１０２に進む。ＯＮであるときには、ステップＳ１０２〜Ｓ１１０をスキップして、ステップＳ１１１に進む。
【００３７】
ステップＳ１０２では、制御部１５は、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ）を、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるｉ（ｔ１）として認識する。ｉ（ｔ１）を認識すると、プロセスはステップＳ１０３に進む。
【００３８】
ステップＳ１０３では、制御部１５は、ｉ（ｔ１）が実質的にゼロを超えているか、例えばゼロとみなせるように定めた閾値を超えているか否かを判別する。ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであるときには、プロセスはステップＳ１０４に進む。ｉ（ｔ１）が実質的にゼロを超えているときには、プロセスはステップＳ１０５に進む。
【００３９】
ステップＳ１０４では、制御部１５は、第１の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４０】
ステップＳ１０５では、制御部１５は、ステップＳ１０２で認識しているｉ（ｔ１）、記憶部１４に記憶したｉ（ｔ０）、取得した入力電圧ＶＳ、および出力電圧ＶＣが（１）式を満たすか否かを判別する。（１）式を満たすときには、プロセスはステップＳ１０６に進む。（１）式を満たしていないときには、プロセスはステップＳ１０７に進む。
【００４１】
ステップＳ１０６では、制御部１５は、第２の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４２】
ステップＳ１０７では、制御部１５は、記憶部１４にｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）が記憶されているか否かを判別する。記憶されているときには、プロセスはステップＳ１０８に進む。記憶されていないときには、プロセスはステップＳ１０９に進む。
【００４３】
ステップＳ１０８では、制御部１５は、第３の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４４】
ステップＳ１０９では、制御部１５は、ｉ（ｔ１）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）として算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４５】
ステップＳ１１０では、制御部１５は、ステップＳ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０８、およびＳ１０９のいずれかにおいて算出した平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を目標値と比較し、目標値に近づけるデューティー比ｄを定める。制御部１５は、定めたデューティー比ｄでＰＷＭ制御を行なう。デューティー比ｄの決定後、プロセスはステップＳ１１１に進む。
【００４６】
ステップＳ１１１では、制御部１５は、記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を、それぞれ記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）およびステップＳ１０２で認識したｉ（ｔ１）に置換することにより、更新する。ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を更新すると、デューティー比決定処理を終了する。
【００４７】
以上のような構成の第１の実施形態の電流測定装置によれば、以下に説明するように、不連続モードにおいても、ピークホールド回路などを設けることなく簡潔な構成でリアクトル１６の電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００４８】
前述のように、制御部１５は、三角波である周期ΔＴのＰＷＭ搬送波および設定すべきデューティー比ｄの比較に基づいてスイッチ１８をＯＮ／ＯＦＦを切替える。
【００４９】
スイッチ１８がＯＮのときに、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は入力電圧ＶＳであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶＳに比例して直線的に増加する（図２符合“ｒ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達するまでは、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）はＶＳ−ＶＣであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶＳ−ＶＣに比例して直線的に減少する（図２符合“ｆ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達すると、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は０となり、リアクトル１６の電流は０のままである（図２符合“ｃ”参照）。
【００５０】
ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０となる不連続モードにおいては、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングをＴａ、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングをＴｂとすると（図４参照）、Ｔａ≦ｔ≦Ｔｂの範囲においてｉ（ｔ）の傾きはＶＳ／Ｌなので、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表される。
【００５１】
【数６】
2014102094.tif 000008
【００５２】
ｉ（Ｔａ）＝０を（５）式に代入して、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴａが（６）式により表される。
【００５３】
【数７】
2014102094.tif 000009
【００５４】
スイッチ１８がＯＮである時間ＴＯＮは、ｄ×ΔＴであるから、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂは（７）式によって表される。
【００５５】
【数８】
2014102094.tif 000010
【００５６】
（７）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔｂ）は、（８）式により表される。
【００５７】
【数９】
2014102094.tif 000011
【００５８】
リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するときのタイミングをＴｃとして、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔｃの範囲においてｉ（ｔ）の傾きは（ＶＳ−ＶＣ）／Ｌなので、ｉ（ｔ）は（９）式で表される。
【００５９】
【数１０】
2014102094.tif 000012
【００６０】
ｉ（Ｔｃ）＝０を（９）式に代入して、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｃが（１０）式により表される。
【００６１】
【数１１】
2014102094.tif 000013
【００６２】
（７）、（８）式を用いて、（１０）式は、（１１）式に変形可能である。
【００６３】
【数１２】
2014102094.tif 000014
【００６４】
平均値ｉａｖｅは、（１２）式によって定義される。
【００６５】
【数１３】
2014102094.tif 000015
【００６６】
（６）、（８）、（１１）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（２）式が得られる。
【００６７】
したがって、不連続モードにおいては（２）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。（２）式では、ピークホールド回路などを用いることなく、ＰＷＭ制御の周期ΔＴ、リアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣ、リアクトル１６のインダクタンスＬ、およびＰＷＭ制御のデューティー比ｄによって平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００６８】
また、第１の実施形態の電流測定装置によれば、以下に説明するように、リアクトル１６の電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）をさらに高い信頼性で算出可能である。
【００６９】
前述のように、不連続モードにおいて、電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能であるが、（２）式による平均値ｉａｖｅ（ｔ１）は理論値であり、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて算出した平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の方が信頼性は高い。電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときには、以下に説明するように、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。
【００７０】
電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときであっても、Ｔａ≦ｔ≦Ｔｂの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表され、タイミングＴａが（６）式により表される。
【００７１】
電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときにおいては、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔｃの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１３）式で表される。
【００７２】
【数１４】
2014102094.tif 000016
【００７３】
ｉ（Ｔｃ）＝０を（１３）式に代入して、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するタイミングＴｃが（１４）式により表される。
【００７４】
【数１５】
2014102094.tif 000017
【００７５】
ｔ＝Ｔｂのときに（５）、（１３）式は成立するので、ｔ＝Ｔｂとして（５）、（１３）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂについて（１５）式のように解くことが出来る。
【００７６】
【数１６】
2014102094.tif 000018
【００７７】
（１５）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔｂ）は、（１６）式により表される。
【００７８】
【数１７】
2014102094.tif 000019
【００７９】
（６）、（１４）、（１６）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（３）式が得られる。
【００８０】
したがって、不連続モードにおいて、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときには、（３）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。（３）式では、（２）式に比べて、実測値であるｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ１）を用いて算出するので、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の信頼性が高い。
【００８１】
不連続モードのときには、Ｔｃ−Ｔａ＜０であって、ｔ１−ｔ０＝ΔＴ／２であるから、（６）、（１４）式を用いて、整理すると、（１）式が得られる。本実施形態においては、（１）式に基づいて不連続モードであるか否かを判別するので、電力変換装置１０のように連続モードおよび不連続モードのいずれにも切替わり得る場合においても、不連続モードの平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。
【００８２】
また、第１の実施形態の電流測定装置によれば、ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０とならない連続モード（図２参照）においても、以下に説明するように、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００８３】
連続モードにおいては、ｔ−２≦ｔ≦Ｔｂの範囲（図５参照）において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１７）式で表される。
【００８４】
【数１８】
2014102094.tif 000020
【００８５】
同様に、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔａの範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１８）式で表され、Ｔａ≦ｔ≦ｔ０の範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１９）式で表される。
【００８６】
【数１９】
2014102094.tif 000021
【００８７】
ｔ＝Ｔｂのときに（１７）、（１８）式は成立するので、ｔ＝Ｔｂとして（１７）、（１８）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂを（２０）式のように解くことが出来る。
【００８８】
【数２０】
2014102094.tif 000022
【００８９】
（２０）式を（１７）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＮに切替えるときの電流ｉ（Ｔａ）は、（２１）式により表される。
【００９０】
【数２１】
2014102094.tif 000023
【００９１】
微小な時間におけるリアクトル１６の電圧の波形は、２つの電圧が交互に切替わる矩形波とみなせる。それゆえ、ｉ´（ｔ−２）＝ｉ´（ｔ０）とみなせるので、（２１）式は（２２）式のように変形可能である。
【００９２】
【数２２】
2014102094.tif 000024
【００９３】
タイミングＴｂ、およびそのときの電流ｉ（Ｔｂ）と同様にして、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴａ、およびその時の電流ｉ（Ｔａ）を、それぞれ（２３）式、および（２４）式によって表すことが出来る。
【００９４】
【数２３】
2014102094.tif 000025
【００９５】
連続モードにおいては、平均値ｉａｖｅ（ｔ）は、（２５）式によって算出可能である。
【００９６】
【数２４】
2014102094.tif 000026
【００９７】
（２１）、（２４）式を用い、２×ｔ−１−ｔ−２−ｔ０＝０であることから、ｔ＝ｔ−１における（２５）式は（２６）式のように変形可能である。
【００９８】
【数２５】
2014102094.tif 000027
【００９９】
したがって、ｔ＝ｔ−１における平均値ｉａｖｅ（ｔ−１）と電流ｉ（ｔ−１）との差分Δｉ（ｔ−１）は、（２７）式により計算される。
【０１００】
【数２６】
2014102094.tif 000028
【０１０１】
ｉ´（ｔ−１）＝ｖ（ｔ−１）／Ｌであり、ｉ´（ｔ０）＝ｖ（ｔ０）／Ｌであるから、（２７）式は、（２８）式のように変形可能である。
【０１０２】
【数２７】
2014102094.tif 000029
【０１０３】
ｔ＝ｔ１における差分Δｉ（ｔ１）は、ｔ＝ｔ−１における差分Δｉ（ｔ−１）に等しいとみなせる。それゆえ、ｔ＝ｔ１における平均値ｉａｖｅ（ｔ１）は、電流ｉ（ｔ１）に差分Δｉ（ｔ−１）を加える補正により、算出されるので、（４）式が得られる。
【０１０４】
したがって、連続モードにおいては、（４）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、第３の算出方法によれば、誤差が生じる要因を特定せずに動的に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を測定するので、経年劣化などにより電力変換装置１０の特性が変化しても、正確に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるパラメータは動的に検出可能なので、事前の調整などが不要である。また、電流ｉ（ｔ）の計測がＰＷＭ周期内で２回のみと少なく、電流ｉ（ｔ）のＡ／Ｄ変換の回数を低減化させ、Ａ／Ｄコンバータの負荷を低下させることが可能である。
【０１０５】
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。第２の実施形態では変換部が直流電力間の電力を変換するのでなく直流電力および交流電力間の電力を変換する点において第１の実施形態と異なっている。以下に、第１の実施形態と異なる点を中心に第２の実施形態について説明する。なお、第１の実施形態と同じ機能および構成を有する部位には同じ符号を付す。
【０１０６】
図６に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置１００は、変換部１１０、電流検出部１２、電圧検出部１３０、記憶部１４０、および制御部１５０を含んで構成される。電流検出部１２の構成および機能は第１の実施形態と同じである。電力変換装置１００は、インバータであり、電流および電圧の少なくとも一方を調整しながら、直流電力および交流電力間を変換する。電流検出部１２、記憶部１４０、および制御部１５０は、本実施形態における電流測定装置に相当する。
【０１０７】
変換部１１０は、第１のスイッチ２６０ａ、第２のスイッチ２６０ｂ、第３のスイッチ２６０ｃ、第４のスイッチ２６０ｄ、第３のダイオード２７０ａ、第４のダイオード２７０ｂ、第５のダイオード２７０ｃ、第６のダイオード２７０ｄ、およびリアクトル１６を有する。直列に接続された第１のスイッチ２６０ａおよび第２のスイッチ２６０ｂと、直列に接続された第３のスイッチ２６０ｃおよび第４のスイッチ２６０ｄとが直流電力の入出力の端子２８０ａ、２８０ｂに並列に接続している。第１のスイッチ２６０ａ、第２のスイッチ２６０ｂ、第３のスイッチ２６０ｃ、および第４のスイッチ２６０ｄは、例えばトランジスタであり、制御部１５０からベースに送信される信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを切替える。第３のダイオード２７０ａ、第４のダイオード２７０ｂ、第５のダイオード２７０ｃ、および第６のダイオード２７０ｄは、それぞれ第１のスイッチ２６０ａ、第２のスイッチ２６０ｂ、第３のスイッチ２６０ｃ、および第４のスイッチ２６０ｄに、保護のために、並列に接続している。リアクトル１６の一端は第１のスイッチ２６０ａのエミッタおよび第２のスイッチ２６０ｂのコレクタと接続しており、他端は交流電力の入出力の一方の端子２９０ａと接続する。交流電力の入出力の他方の端子２９０ｂは第３のスイッチ２６０ｃのエミッタおよび第４のスイッチ２６０ｄのコレクタと接続する。変換部１１０は、第１のスイッチ２６０ａ、第２のスイッチ２６０ｂ、第３のスイッチ２６０ｃ、および第４のスイッチ２６０ｄのＯＮ／ＯＦＦの切替えを組合わせ、ＰＷＭ制御することにより、交流電流を目標値に合致するように調整しながら、直流電力および交流電力間の変換を行なう。
【０１０８】
電圧検出部１３０は、第１の実施形態と異なり、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）を検出する。リアクトル１６が接続される入出力の端子２９０ａには交流電力が入出力され、巨視的にみるとリアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は、図7に示すように一定の周波数（例えば５０Ｈｚ）で変動する交流電圧である。ただし、ＰＷＭ制御の周波数は当該一定の周波数よりも十分に大きく、ＰＷＭ周期の微視的な時間においては、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は矩形波（図７下段（Ａ）、（Ｂ）参照）とみなせる。それゆえ、電圧検出部１３０が検出するリアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は、微視的な時間におけるＰＷＭ搬送波の山および谷のときの電圧ＶＨまたはＶＬである。
【０１０９】
記憶部１４０は、第１の実施形態と同様に、電力変換装置１００を駆動させるのに必要な情報を記憶する。例えば、記憶部１４０は、電流検出部１２が連続的に検出した、直近の少なくとも３回のリアクトル１６の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶する（ｔ０−ｔ−１＝ｔ−１−ｔ−２＝ΔＴ／２）。また、記憶部１４０は、電圧検出部１３０が連続的に検出した、直近の少なくとも２回のリアクトル１６の電圧ｖ（ｔ−１）、ｖ（ｔ０）を記憶する。
【０１１０】
制御部１５０は、電力変換装置１００の各部位の動作を制御する。例えば、制御部１５０は算出部２５０を有し、後述するように、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）の平均値ｉａｖｅ（ｔ）を算出する。また、制御部１５０は、平均値ｉａｖｅ（ｔ）を目標値に一致させるデューティー比ｄを定める。さらに、制御部１５０は、定めたデューティー比ｄで第１のスイッチ２６０ａ、第２のスイッチ２６０ｂ、第３のスイッチ２６０ｃ、および第４のスイッチ２６０ｄのＯＮ／ＯＦＦを切替える。上記の構成において、制御部１５０は算出部２５０を有するが、制御部１５０をマイクロコンピュータによって構成し、プログラムを実行することにより算出部２５０として機能させる構成であってもよい。
【０１１１】
算出部２５０は、第１の実施形態と同様に、記憶部１４０が直近の３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶していないときには、電流検出部１２が新規に検出した電流ｉ（ｔ１）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）として算出する。また、算出部２５０は第１の実施形態と異なり、記憶部１４が直近の３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶しているときには常に、第３の算出方法によって平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【０１１２】
第２の実施形態においては、第１の実施形態と異なり、ＰＷＭ搬送波が谷の近辺のときのみならず、山の近辺のときにもリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。新規に電流ｉ（ｔ１）を検出するタイミングｔ１においてＰＷＭ搬送波が山の近辺であるときには、ｖ（ｔ−１）＝ＶＬであり、ｖ（ｔ０）＝ＶＨである。また、タイミングｔ１においてＰＷＭ搬送波が谷の近辺であるときには、ｖ（ｔ−１）＝ＶＨであり、ｖ（ｔ０）＝ＶＬである。
【０１１３】
次に、制御部１５０が実行するデューティー比決定処理について、図８のフローチャートを用いて説明する。制御部１５０は、ＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）毎の電流検出部１２による電流ｉ（ｔ１）の検出時に、デューティー比決定処理を開始する。
【０１１４】
ステップＳ２００において、制御部１５０は、電圧検出部１３０からリアクトル１６の電圧ｖ（ｔ１）を取得する。電圧ｖ（ｔ１）を取得すると、プロセスはステップＳ２０１に進む。
【０１１５】
ステップＳ２０１からステップＳ２０４では、第１の実施形態のデューティー比決定処理におけるステップＳ１０７からステップＳ１１０と同じ処理を実行する。ステップＳ２０４におけるデューティー比ｄの決定後、プロセスはステップＳ２０５に進む。
【０１１６】
ステップＳ２０５では、制御部１５０は、記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を、それぞれ記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）およびデューティー比決定処理の開始時に取得したｉ（ｔ１）に置換することにより、更新する。また、制御部１５０は、記憶部１４に記憶しているｖ（ｔ−１）、ｖ（ｔ０）を、それぞれ記憶部１４に記憶しているｖ（ｔ０）およびステップＳ２００において取得したｖ（ｔ１）に置換することにより、更新する。更新を終了すると、デューティー比決定処理を終了する。
【０１１７】
以上のような構成の第２の実施形態の電流測定装置によっても、第１の実施形態と同様に、連続モードにおいて、リアクトル１６の電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。また、第２の実施形態の電流測定装置によっても、誤差が生じる要因を特定せずに動的に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を測定するので、経年劣化などにより電力変換装置１０の特性が変化しても、正確に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるパラメータは動的に検出可能なので、事前の調整などが不要である。また、電流ｉ（ｔ）の計測がＰＷＭ周期内で２回のみと少なく、電流ｉ（ｔ）のＡ／Ｄ変換の回数を低減化させ、Ａ／Ｄコンバータの負荷を低下させることが可能である。
【０１１８】
本発明を諸図面や実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。
【０１１９】
例えば、第１の実施形態および第２の実施形態において、電力変換装置１０、１００は、電流を調整するが、電圧を調整する構成であってもよい。
【０１２０】
また、第１の実施形態において、電力変換装置１０は、電圧検出部１３が入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを検出する構成であるが、予め算出される入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを記憶部１４に記憶させ、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出時に算出部２５が読出す構成であってもよい。または、予め算出される値が、（１）〜（４）式に予め代入されている構成であってもよい。
【０１２１】
また、第２の実施形態において、電力変換装置１００は、電圧検出部１３０がリアクトル１６の電圧ｖ（ｔ１）を検出する構成であるが、予め検出または算出される電圧ＶＨ、ＶＬを記憶部１４０に記憶させ、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出時に算出部２５が読出す構成であってもよい。または、予め算出される値が（４）式に予め代入されている構成であってもよい。このような構成においては、制御部１５０は、新規に電流ｉ（ｔ１）を取得するタイミングｔ１においてＰＷＭ搬送波が山の近辺であるときには、（４）式においてｖ（ｔ−１）＝ＶＨとし、ｖ（ｔ０）＝ＶＬとすることにより、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、制御部１５０は、新規に電流ｉ（ｔ１）を取得するタイミングｔ１においてＰＷＭ搬送波が谷近辺であるときには、（４）式においてｖ（ｔ−１）＝ＶＬとし、ｖ（ｔ０）＝ＶＨとすることにより、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。
【０１２２】
また、第１の実施形態において、記憶部１４はインダクタンスＬおよび周期ΔＴを記憶する構成であるが、記憶部１４に直接記憶させること無く、（１）〜（３）式に予め代入されている構成であってもよい。
【符号の説明】
【０１２３】
１０、１００  電力変換装置
１１、１１０  変換部
１２  電流検出部
１３  電圧検出部
１４  記憶部
１５  制御部
１６  リアクトル
１７  第１のダイオード
１８  スイッチ
１９  第２のダイオード
２０  入力側の正極
２１  出力側の正極
２２  入力側の負極
２３  出力側の負極
２４  判別部
２５、２５０  算出部
２６０ａ  第１のスイッチ
２６０ｂ  第２のスイッチ
２６０ｃ  第３のスイッチ
２６０ｄ  第４のスイッチ
２７０ａ  第３のダイオード
２７０ｂ  第４のダイオード
２７０ｃ  第５のダイオード
２７０ｄ  第６のダイオード
２８０ａ、２８０ｂ  直流電力の入出力の端子
２９０ａ、２９０ｂ  交流電力の入出力の端子
【図１】
2014102094.tif 000031
【図２】
2014102094.tif 000032
【図３】
2014102094.tif 000033
【図４】
2014102094.tif 000034
【図５】
2014102094.tif 000035
【図６】
2014102094.tif 000036
【図７】
2014102094.tif 000037
【図８】
2014102094.tif 000038
【図９】
2014102094.tif 000039
【図１０】
2014102094.tif 000040