(57)【要約】      （修正有）【課題】高精度に伝送路推定を行うことができるデジタル放送受信装置、及びその方法を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴしてサブキャリア成分を出力し、ＳＰ信号を抽出し、既知ＳＰ信号を生成し、抽出されたＳＰ信号を既知ＳＰ信号で除算して、ＳＰ信号に対応する伝送路特性信号を算出し、算出したＳＰ信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行い、シンボル方向に内挿された伝送路特性信号を、キャリア方向にＩＦＦＴして遅延プロファイルを出力し、この遅延プロファイルをフィルタリングし、フィルタリングされた遅延プロファイルをＦＦＴして、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力し、ＯＦＤＭ受信信号をＦＦＴして得られたサブキャリア成分を、フィルタリングされた遅延プロファイルをＦＦＴして得られたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力する第１のフーリエ変換部と、
前記第１のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、
前記パイロット信号に対応する既知信号を生成する既知信号生成部と、
前記パイロット抽出部が抽出した前記パイロット信号を、前記既知信号生成部が生成した前記既知信号で除算して前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出する第１の除算部と、
前記第１の除算部が算出した前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うシンボル内挿フィルタ部と、
前記シンボル内挿フィルタ部がシンボル方向に内挿した伝送路特性信号をキャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力する逆フーリエ変換部と、
前記遅延プロファイルをフィルタリングするフィルタリング部と、
前記フィルタリング部によってフィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力する第２のフーリエ変換部と、
前記第１のフーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を、前記第２のフーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第２の除算部とを備えたデジタル放送受信装置。
【請求項２】
前記第１および前記第２のフーリエ変換部と前記逆フーリエ変換部は、１つのフーリエ変換回路を共用して構成されることを特徴とする請求項１記載のデジタル放送受信装置。
【請求項３】
前記フィルタリング部は、前記遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに０データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載のデジタル放送受信装置。
【請求項４】
前記逆フーリエ変換部から出力された前記遅延プロファイルのピークレベルから所定の割合の閾値を決定して、この閾値未満のレベルのデータを不要データと判定する不要信号判定部を備え、
前記フィルタリング部は、前記不要信号判定部によって判定された不要データを０または前後複数のサンプルの近似データに置き換えることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のデジタル放送受信装置。
【請求項５】
前記逆フーリエ変換部から出力された前記遅延プロファイルにおいて前記シンボル内挿フィルタ部によるシンボル方向の内挿で発生した擬似的な遅延波を判別して、この擬似的な遅延波を不要データと判定する不要信号判定部を備え、
前記フィルタリング部は、前記不要信号判定部によって判定された不要データを０または前後複数のサンプルの近似データに置き換えることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のデジタル放送受信装置。
【請求項６】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力するステップと、
前記サブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するステップと、
前記パイロット信号に対応する既知信号を生成するステップと、
前記抽出された前記パイロット信号を前記既知信号で除算して、前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出するステップと、
前記算出した前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うステップと、
前記シンボル方向に内挿された伝送路特性信号を、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力するステップと、
前記遅延プロファイルをフィルタリングするステップと、
前記フィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力するステップと、
前記受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られた前記サブキャリア成分を、前記フィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して得られた前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力するステップとを備えたデジタル放送受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を使用したデジタル放送波を受信するデジタル放送受信装置およびデジタル放送受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、シンボル内挿補間を逆フーリエ変換した後の遅延プロファイル推定結果を用いて、キャリア内挿補間フィルタの係数を決定する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２００４／１００４１３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に代表される従来の技術では、キャリア内挿フィルタのタップ数によって、生成可能なフィルタ帯域が決定される。このため、例えば、複数の到来波が到達し、かつ高速に移動しながら受信している場合、フィルタのタップ数が少なければ、シンボル内挿補間で発生した擬似的な遅延波を除去できず、受信性能を悪化させてしまう。また、タップ数を多くすると、回路規模が増大するという問題があった。
【０００５】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、高速に移動して受信している場合であっても高精度に伝送路推定を行うことができるデジタル放送受信装置およびデジタル放送受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係るデジタル放送受信装置は、ＯＦＤＭ方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力する第１のフーリエ変換部と、第１のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、パイロット信号に対応する既知信号を生成する既知信号生成部と、パイロット抽出部が抽出したパイロット信号を、既知信号生成部が生成した既知信号で除算してパイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出する第１の除算部と、第１の除算部が算出したパイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うシンボル内挿フィルタ部と、シンボル内挿フィルタ部がシンボル方向に内挿した伝送路特性信号をキャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力する逆フーリエ変換部と、遅延プロファイルをフィルタリングするフィルタリング部と、フィルタリング部によってフィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力する第２のフーリエ変換部と、第１のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分を、第２のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第２の除算部とを備えるものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、高速に移動して受信している場合であっても高精度に伝送路推定を行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】スキャッタードパイロット信号の分散配置を示す図である。
【図２】時間方向に内挿補間した伝送路推定値を示す図である。
【図３】時間方向と周波数方向に内挿補間した伝送路推定値を示す図である。
【図４】遅延プロファイルの一例を示す図である。
【図５】高速移動時の時間方向の内挿補間で誤りを含む伝送路推定値が得られた場合を示す図である。
【図６】高速移動時にＳＰベース遅延プロファイルに発生する擬似到来波を示す図である。
【図７】従来のデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態１に係るデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態２におけるデジタル放送受信方法を示すフローチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態３におけるデジタル放送受信方法を示すフローチャートである。
【図１１】高速移動時にＳＰベース遅延プロファイルに発生する擬似到来波（複数到来波）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
ＯＦＤＭ方式において、送信する情報は、複数のサブキャリアに割り振られ、各サブキャリアでＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｉｇｎ）方式またはＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式あるいは多値ＰＳＫ方式などのデジタル変調が施される。
また、サブキャリアを受信側で復調する際に利用する信号として、既知信号が、特定のサブキャリアに多重されている。これらの多重化されたサブキャリアは、逆フーリエ変換処理によって直交変換され、所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。
なお、逆フーリエ変換を行う伝送単位をシンボルと呼ぶ。
【００１０】
次に、逆フーリエ変換後の信号の最後部をシンボルの先頭に付加する。この付加された部分は、ガードインターバルと呼ばれており、これによってガードインターバル長以下の遅延時間を有する到来波があっても、受信側でシンボル間干渉することなく信号を再生できるようになる。
【００１１】
次に、送信信号にあらかじめ挿入されている既知信号について説明する。
国内の地上デジタル放送であるＩＳＤＢ−Ｔ方式または欧州のＤＶＢ−Ｔ方式を例にとると、送信信号にスキャッタードパイロット（ＳＰ；Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）信号が周期的に挿入されている。
スキャッタードパイロット信号（以下、ＳＰ信号と記載する）は、図１に示すように、時間方向に４シンボルごと、キャリア（周波数）方向に１２キャリアずつ分散配置されており、かつ、それらの挿入位置は４シンボル周期で同じ周波数位置になるようにシンボルごとに３キャリアずつシフトしながら配置されている。
【００１２】
デジタル放送受信装置において、受信したＳＰ信号を既知のＳＰ信号で除算することにより、各ＳＰ信号における振幅と位相との変動量（以下、伝送路特性とも呼ぶ）の推定（以下、伝送路推定とも呼ぶ）を行う。
さらに、ＳＰ信号の伝送路特性の推定結果を、図２に示すようにシンボル（時間）方向に内挿補間し、その後、図３に示すようにキャリア（周波数）方向に内挿補間をすることで、全てのサブキャリアに対する伝送路特性を得ることが可能となる。
ここで、シンボル方向に内挿補間をする理由は、１２キャリアずつ分散配置されたＳＰ信号をシンボル方向に内挿処理することでキャリア方向に３キャリアずつ分散された信号となり、推定可能な伝送路特性の時間範囲がＴｓ／１２からＴｓ／３に拡張されて、到来波の到来時間差が大きい環境であっても正しく伝送路推定が可能となるためである。
なお、Ｔｓは有効シンボル長を表す。
【００１３】
また、伝送路特性値を逆フーリエ変換することにより、図４に示すように、受信信号の到来時間ごとの強度を示す遅延プロファイルを得られることが知られている。
しかしながら、高速に移動しながら受信する環境にあっては、受信信号が、ドップラー変動を受け、シンボルごとの伝送路特性が変動する。
この変動の最大周波数（最大ドップラー周波数とも言う）がシンボル内挿補間で補間可能な最大周波数である１／（（Ｔｓ＋Ｔｇ）／８）（Ｈｚ）を超えると、図５に示すように、シンボル内挿補間が正しく行えなくなり、結果的に、遅延プロファイルにおいて、図８に示すように、擬似的な遅延波が現れるようになる。
ここで、Ｔｓは有効シンボル長で、Ｔｇはガードインターバル長であり、サンプリング定理と４シンボル周期にＳＰ信号が内挿されていることから上記式が導かれる。
このとき、誤ったシンボル内挿補間を行った伝送路特性を基にキャリア方向の内挿処理を行うと、正しい伝送路特性が得られず、受信性能が悪化するという問題点があった。
【００１４】
図７は、従来のデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。図７に示すように、従来のデジタル放送受信装置は、ＦＦＴ部１００、パイロット抽出部１０１、遅延調整部１０２、除算部１０３ａ，１０３ｂ、既知信号生成部１０４、シンボル内挿フィルタ部１０５、遅延プロファイル推定部１０６、キャリア内挿フィルタ部１０７およびデータ再生部１０８を備えて構成される（例えば、特許文献１参照）。
上述した問題点を解決するために、従来のデジタル放送受信装置においては、ＦＦＴ部１００が、受信されたＯＦＤＭ信号から１シンボル期間だけ切り出し、高速フーリエ変換を実行する。これにより、受信信号が時間軸信号から周波数軸信号となる。
すなわち、フーリエ変換を行うことで、周波数軸信号の搬送波単位であるサブキャリアごとの信号に変換される。
【００１５】
次に、パイロット抽出部１０１が、サブキャリアごとになった信号からパイロット抽出部で所定のサブキャリア位置に挿入されているＳＰ信号のみを抽出する。
ＳＰ信号は既知信号であるため、既知信号生成部１０４が、所定のサブキャリア位置に対応する既知のＳＰ信号（以下、既知ＳＰ信号と呼ぶ）を生成する。
続いて、除算部１０３ａが、パイロット抽出部１０１で抽出されたＳＰ信号を、既知信号生成部１０４が生成した既知ＳＰ信号で除算して伝送路特性信号を得る。
なお、ＳＰ信号は、１２サブキャリアごとに分散して挿入されているため、全てのサブキャリアの伝送路特性を取得するには内挿処理を行う必要がある。
【００１６】
ＳＰ信号はシンボル方向に４シンボル置きに配置されているため、シンボル内挿フィルタ部１０７が、除算部１０３ａから出力された伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿処理を行う。例えば、シンボル内挿フィルタ部では、直線内挿または複数のシンボルを用い、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどで、シンボル方向の内挿処理を行う。シンボル内挿処理が完了すると、キャリア方向で３キャリアごとの伝送路特性信号となる。
【００１７】
シンボル内挿処理を施された伝送路特性信号は、遅延プロファイル推定部１０６およびキャリア内挿フィルタ部１０７に出力される。
遅延プロファイル推定部１０６は、入力した伝送路特性信号から到来波の到来時間およびそのレベルを判定し、キャリア内挿フィルタ部１０７に通知する。
キャリア内挿フィルタ部１０７では、その通知内容に基づいてフィルタ（ＦＩＲフィルタなど）の係数を設定し、入力した伝送路特性信号に対してフィルタリング処理を行う。
【００１８】
除算部１０３ｂは、遅延調整部１０２で遅延調整されたＦＦＴ部からのサブキャリア成分を、キャリア内挿フィルタ部１０７から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算（等化という）して復調信号を出力する。データ再生部１０８は、復調信号を再生して元の送信データが再生される。このように内挿フィルタを通過することにより、不要なノイズ成分が除去されて受信性能の劣化を軽減することができる。
しかしながら、従来のデジタル放送受信装置では、キャリア内挿フィルタ部１０７を用いるため、キャリア内挿フィルタのタップ段数に応じてフィルタの通過帯域および減衰量に制約が生じるという課題があった。
【００１９】
そこで、この発明では、ＳＰ信号をシンボル方向に内挿した後、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを算出し、この遅延プロファイルに対してサンプル単位でフィルタリング処理を行う。これにより、フィルタの通過帯域および減衰量に制約がなくなり、より正確に伝送路推定を求めることができ、かつ受信性能を向上させることが可能である。また、キャリア方向の内挿補間フィルタが不要となるため、回路規模を削減することもできる。
【００２０】
図８は、この発明の実施の形態１に係るデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。図８において、実施の形態１に係るデジタル放送受信装置は、ＦＦＴ部１、パイロット抽出部２、遅延調整部３、除算部４ａ，４ｂ、既知信号生成部５、シンボル内挿フィルタ部６、不要信号判定部７、フィルタリング部８およびデータ再生部９を備えて構成される。ＦＦＴ部１は、入力した信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行可能なＦＦＴ部であり、ＦＦＴの機能部をＦＦＴ１ａ（第１のフーリエ変換部、第２のフーリエ変換部）、ＩＦＦＴの機能部をＩＦＦＴ１ｂ（逆フーリエ変換部）とする。パイロット抽出部２は、ＦＦＴ部１から出力されたサブキャリア成分に含まれるＳＰ信号を抽出する。既知信号生成部５は、ＳＰ信号に対応する既知ＳＰ信号を生成する。遅延調整部３は、ＦＦＴ部１からのサブキャリア成分を遅延調整して除算部４ｂへ出力する。
【００２１】
除算部４ａは、パイロット抽出部２が抽出したＳＰ信号を、既知信号生成部５が生成した既知ＳＰ信号で除算してＳＰ信号に対応する伝送路特性信号を算出する第１の除算部である。シンボル内挿フィルタ部６は、除算部４ａが算出したＳＰ信号に対応する伝送路特性信号に対してシンボル方向の内挿を行う。不要信号判定部７は、シンボル内挿フィルタ部６からの出力を高速逆フーリエ変換して得られた遅延プロファイルのうち、不要なデータを判定する。フィルタリング部８は、不要信号判定部７の判定結果などを利用して遅延プロファイルをフィルタリングする。除算部４ｂは、遅延調整部２で遅延調整されたＦＦＴ部１からのサブキャリア成分を、フィルタリング部８でフィルタリングされた遅延プロファイルを高速フーリエ変換したサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第２の除算部である。データ再生部９は、この復調信号を再生して元の送信データを再生する。
【００２２】
次に動作について説明する。
受信されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ部１のＦＦＴ１ａによって１シンボル期間だけ切り出して高速フーリエ変換され、時間軸信号から周波数軸信号となる。フーリエ変換を行うことで周波数軸信号の搬送波単位であるサブキャリアごとの信号に変換される。
パイロット抽出部２は、サブキャリアごとになった信号から所定のサブキャリア位置に挿入されているＳＰ信号のみを抽出する。また、既知信号生成部５が所定のサブキャリア位置の既知ＳＰ信号を生成する。
【００２３】
除算部４ａは、パイロット抽出部２で抽出されたＳＰ信号を既知ＳＰ信号で除算して、伝送路特性を得る。ＳＰ信号は、１２サブキャリアごとに分散して挿入されているため、全サブキャリアの伝送路特性を取得するためには内挿処理を行う必要がある。なお、ＳＰ信号は、シンボル方向に４シンボル置きに配置されているため、シンボル方向による内挿処理を行う。
【００２４】
シンボル内挿フィルタ部６は、直線内挿または複数のシンボルを用い、ＦＩＲフィルタなどを用いてシンボル方向内挿処理を行う。シンボル内挿処理を行うと、キャリア方向では３キャリアごとの伝送路特性信号となる。
次に、ＦＦＴ部１のＩＦＦＴ１ｂで、シンボル方向内挿処理したデータをキャリア方向にＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）を行う。
ＩＦＦＴ後のデータは、一般的に遅延プロファイルと呼ばれる遅延時間ごとの到来波のレベルを表す信号となる。ここでは、３キャリアごとのキャリア全てをＩＦＦＴする。
【００２５】
フィルタリング部８は、このＩＦＦＴ後のデータに対してサンプルごとに０のデータを２サンプルずつ挿入して全体のデータを３倍にし、さらにＦＩＲフィルタなどを用いて、ローパスフィルタを行う。これにより、全データが滑らかにつながり、全体として３倍のサンプル数に拡張された遅延プロファイルとなる。
このとき、不要信号判定部７が、本来の到来波ではない不要なデータを検出し、フィルタリング部７で該当するサンプルをゼロまたは前後複数サンプルの近似データに置き換えてもよい。これにより、伝送路推定精度を向上させることが可能となる。なお、この処理は行わなくても構わない。
【００２６】
３倍に拡張され、不要データが削除された遅延プロファイルは、ＦＦＴ部１に送られ、ＦＦＴ１ａによってＦＦＴされる。これにより、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性が得られる。
除算部４ｂは、サブキャリアごとに伝送路特性で除算をすることで（等化という）送信信号を再生する。以降、後段のデータ再生部９で元の送信データが再生される。
【００２７】
以上のように、この実施の形態１によれば、ＯＦＤＭ方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力し、サブキャリア成分に含まれるＳＰ信号を抽出し、ＳＰ信号に対応する既知ＳＰ信号を生成し、抽出されたＳＰ信号を既知ＳＰ信号で除算して、ＳＰ信号に対応する伝送路特性信号を算出し、算出したＳＰ信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行い、シンボル方向に内挿された伝送路特性信号を、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力し、この遅延プロファイルをフィルタリングし、フィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力し、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られたサブキャリア成分を、フィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して得られたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する。このように遅延プロファイルに対してサンプル単位でフィルタリング処理を行うことから、フィルタの通過帯域および減衰量に制約がなくなり、より正確に伝送路特性推定が可能であり、受信性能を向上させることができる。すなわち、高速に移動して受信している場合であっても、高精度に伝送路推定を行うことができる。
【００２８】
また、この実施の形態１によれば、ＦＦＴ１ａとＩＦＦＴ１ｂとが、１つのフーリエ変換回路であるＦＦＴ部１で共用して構成されるので、上述のようにキャリア方向への内挿補間フィルタが不要となったことも加えて、回路規模を従来よりも格段に削減することができる。
【００２９】
さらに、この実施の形態１によれば、フィルタリング部８が、遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに０データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行う。例えば、サンプルごとに０のデータを２サンプルずつ挿入した後にローパスフィルタを行う。このようにすることで、シンボル方向に内挿されたデータに含まれるノイズ成分を抑制し、より正確に伝送路推定を求めることができ、受信性能を向上することが可能である。
【００３０】
なお、フィルタリング部８で使用するローパスフィルタは、オーバーサンプリングのためのフィルタであり、急峻な特性を必要としない。このため、キャリア内挿フィルタ部と比較してタップ数の少ないフィルタで実現できる。また、この発明で示すフィルタとは、ＦＩＲフィルタに限らず、ＩＩＲフィルタ、直線内挿フィルタなど任意のフィルタであっても構わない。
【００３１】
実施の形態２．
図９は、この発明の実施の形態２におけるデジタル放送受信方法を示すフローチャートであり、不要信号判定部７による判定方法の一例を示している。
まず、不要信号判定部７は、ＦＦＴ部１のＩＦＦＴ１ｂによる高速逆フーリエ変換の結果（遅延プロファイル）を入力すると、この遅延プロファイルにおけるピーク値（最大値）を算出する（ステップＳＴ１）。次に、不要信号判定部７は、ピーク値に対する一定の割合（変数α）で閾値を算出する（ステップＳＴ２）。
【００３２】
この後、不要信号判定部７は、ＩＦＦＴ結果である遅延プロファイルを１サンプルずつ読み出して（ステップＳＴ３）、上記閾値未満のレベルのサンプルデータを不要データとして判定する（ステップＳＴ４）。この判定の結果は、サンプルごとに不要信号判定部７からフィルタリング部８へ通知される。フィルタリング部８は、不要信号判定部７により不要データと判定されたデータを、０または前後複数のサンプルの近似データに置き換える（ステップＳＴ５）。
【００３３】
最後に、不要信号判定部７は、遅延プロファイルの全てのサンプルで上記処理を行ったか否かを判定する（ステップＳＴ６）。ここで、未処理のサンプルがある場合（ステップＳＴ６；ＮＯ）、ステップＳＴ３に戻り、上述の処理を繰り返す。また、全てのサンプルで処理を終了した場合（ステップＳＴ６；ＹＥＳ）、不要データ判定処理を終了する。
【００３４】
以上のように、この実施の形態２によれば、不要信号判定部７が、ＩＦＦＴ１ｂから出力された遅延プロファイルのピークレベルから所定の割合の閾値を決定して、この閾値未満のレベルのデータを不要データと判定し、フィルタリング部８が、不要信号判定部７によって判定された不要データを０または前後複数のサンプルの近似データに置き換える。このようにすることで、ＳＰ信号に含まれるノイズ成分を抑制することができ、受信性能を向上させることができる。
【００３５】
実施の形態３．
高速に移動しながら受信する環境においては、受信信号は、ドップラー変動を受けて、シンボルごとの伝送路特性が変動する。この変動の最大周波数（最大ドップラー周波数とも言う）が、シンボル内挿補間で補間可能な最大周波数である１／（（Ｔｓ＋Ｔｇ）／８）（Ｈｚ）を超えた場合、図５に示したようにシンボル内挿補間が正しく行えなくなり、キャリア方向のＩＦＦＴ結果（遅延プロファイル）上に擬似的な遅延波が現れる。
この擬似的な遅延波は、図６に示したように、到来波の遅延時間に対して、ＳＰ信号のサンプリング周波数に対応する±Ｔｓ／１２の遅延時間に現れることになる。
【００３６】
そこで、この実施の形態３では、図１１に示すフローチャートに従って、不要信号判定部７による不要データの判定を行う。
まず、不要信号判定部７は、ＩＦＦＴ結果である遅延プロファイルを１サンプルずつ読み出して（ステップＳＴ１ａ）、そのインデックスに対して、前後±Ｔｓ／１２に当たるサンプル位置に、所定のレベル以上の擬似的な到来波（ピーク）が存在するか否かを判定する（ステップＳＴ２ａ）。
【００３７】
擬似的な到来波が存在する場合（ステップＳＴ２ａ；ＹＥＳ）、不要信号判定部７は、この判定結果をフィルタリング部８へ通知する。フィルタリング部８は、不要信号判定部７から通知を受けると、前後±Ｔｓ／１２のサンプル位置にあるサンプル値（擬似的な到来波）を０または前後複数のサンプルの近似データに置き換える（ステップＳＴ３ａ）。
また、擬似的な到来波が存在しない場合（ステップＳＴ２ａ；ＮＯ）は、ステップＳＴ４ａの処理に移行する。
【００３８】
ステップＳＴ４ａにおいて、不要信号判定部７は、遅延プロファイルの全てのサンプルで上記処理を行ったか否かを判定する。ここで、未処理のサンプルがある場合（ステップＳＴ４ａ；ＮＯ）、ステップＳＴ１ａに戻り、上述の処理を繰り返す。
また、全てのサンプルで処理を終了した場合（ステップＳＴ４ａ；ＹＥＳ）、不要データ判定処理を終了する。
【００３９】
なお、上述の判定方法の他に、擬似的な遅延波を発生させない遅延プロファイルなどとの比較から擬似的な遅延波を特定して不要データを判定しても構わない。例えば、ＦＦＴ１ａの二乗和のＩＦＦＴ結果を用いる。また、シンボル内挿フィルタの帯域を狭くするといった方法がある。
【００４０】
以上のように、この実施の形態３によれば、不要信号判定部７が、ＩＦＦＴ１ｂから出力された遅延プロファイルにおいてシンボル内挿フィルタ部６によるシンボル方向の内挿で発生した擬似的な遅延波を判別して、この擬似的な遅延波を不要データと判定し、フィルタリング部８が、不要信号判定部７によって判定された不要データを０または前後複数のサンプルの近似データに置き換える。
このようにすることで、高速に移動しながら受信する環境であっても、正確に伝送路特性を推定することができ、受信性能を向上させることができる。
特に、図１１に示すように、±Ｔｓ／１２付近に本来の到来波が存在するような場合、到来波と擬似的な遅延波とが近接するため、従来方式のキャリア方向の内挿フィルタで、擬似的な遅延波を除去するには多くのタップ段数のフィルタを構成する必要がある。
これに対して、上記実施の形態３のようにすることで、到来時間に依存しないフィルタリングを行うことができる。
【００４１】
なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１  ＦＦＴ部、１ａ  ＦＦＴ、１ｂ  ＩＦＦＴ、２  パイロット抽出部、３  遅延調整部、４ａ，４ｂ  除算部、５  既知信号生成部、６  シンボル内挿フィルタ部、７  不要信号判定部、８  フィルタリング部、９  データ再生部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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