(57)【要約】【課題】急激な変化が生じても誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチング素子の損傷を防止できる電力変換装置を提供することである。【解決手段】スイッチ回路１１、フィードバック手段１９、信号出力手段を備える電力変換装置１０において、フィードバック手段１９は、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値）である第１検出値と、スイッチ回路１１Ａから出力される検出電圧値Ｖｄ（出力値）である第２検出値とのうちでいずれか一方の検出値を選択し、選択した検出値に基づいて制御電流値Ｉrefを決定する。この構成によれば、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒ（誘導性要素）の偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷を防止することができる。【選択図】図１
2014138468.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号（ＰＷＭ）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、
前記フィードバック手段は、前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｉｄ）と前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖｄ）とのうちでいずれか一方の検出値である第１検出値（Ｉｄ，Ｖｄ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖｄ）とのうちでいずれか一方の検出値を選択し、選択した前記検出値に基づいて前記制御量を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記フィードバック手段は、前記第１検出値と前記第２検出値とのうちで小さい検出値を選択し、前記小さい検出値に基づいて前記制御量を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１検出値は、前記スイッチ回路に入力される電流値と、前記スイッチ回路から出力される電流値とのうちでいずれか一方の検出値であり、
前記第２検出値は、前記スイッチ回路から出力される電圧値（Ｖｄ）と電流値とのうちでいずれか一方の検出値であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１検出値は、前記スイッチ回路に入力される電流値のピーク値（Ｉpk）と、前記スイッチ回路から出力される電流値のピーク値とのうちでいずれか一方の検出値であることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１検出値は、スイッチング周期における前記複数の電流値のうちピーク値と、前記複数の電流値の平均値（Ｉave）とのうちでいずれか一方の検出値であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記フィードバック手段は、所定のオフセット量（α）を加えることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記フィードバック手段は、前記第１検出値と前記第２検出値とのうちでいずれか一方または双方の検出値について単位時間当たりの変化量（Ｉchg）を求める変化量演算部（１９ｈ）と、前記単位時間当たりの変化量が許容範囲外になると前記制御量を減ずる制御量抑制部（１９ｇ）とを有することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御量抑制部は、前記単位時間当たりの変化量に応じて、前記制御量を減ずる減少量を変化させることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）を含み、
前記フィードバック手段は、前記一次コイル側の検出値を前記入力値とし、前記二次コイル側の検出値を前記出力値とすることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチ回路と、フィードバック手段と、信号生成手段とを備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、負荷電流の急変時においても出力電圧が大きく変動しないようにすることを目的とするカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータに関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。このカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷を流れる負荷電流の変化分を検出し、その変化分をコイル電流の検出信号に加算するフィードフォワード回路を備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２８１７４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の技術を適用しても、単に負荷電流の変化分をコイル電流の検出信号に加算するに過ぎない。例えば車載用ＤＣ／ＤＣコンバータ等のように、広範囲の入力電圧や出力電圧が変わる用途では入力電圧が低くなり、指令出力電圧を維持できない動作点において、電流指令値と実ピーク電流との乖離が発生する。これは電圧モード制御となる動作点が発生することを意味する。もし低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するとＰＩ応答が間に合わなくなり、最大デューティ比のままトランスに印加される電圧が上昇する。急激な電圧上昇はトランスの偏磁を招き易く、飽和電流による過電流が発生し、過電流の大きさによってはスイッチング素子が損傷するという問題がある。
【０００５】
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、急激な変化が生じても誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチング素子の損傷を防止できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するためになされた第１の発明は、制御信号（ＰＷＭ）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、前記フィードバック手段は、前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｉｄ）と前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖｄ）とのうちでいずれか一方の検出値である第１検出値（Ｉｄ，Ｖｄ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖｄ）とに基づいて、前記制御量を決定することを特徴とする。
【０００７】
この構成によれば、フィードバック手段は第２検出値だけでなく第１検出値に基づいて制御量を決定するので、フィードバック制御の制御量を低く抑えることができる。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇する場合でも、誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチング素子の損傷を防止することができる。
【０００８】
第２の発明は、前記フィードバック手段は、前記第１検出値と前記第２検出値とのうちで小さい検出値に基づいて、前記制御量を決定することを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、フィードバック手段は第１検出値と第２検出値とのうちで小さい検出値に基づいて制御量を決定する。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇する場合でも、誘導性要素の偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子の損傷もより確実に防止することができる。
【００１０】
第３の発明は、前記フィードバック手段は、前記第１検出値、前記第２検出値および前記制御量のうちで一以上の数量について単位時間当たりの変化量（Ｉchg）を求める変化量演算部（１９ｈ）と、前記単位時間当たりの変化量が許容範囲（Ｉalw）外になると前記制御量を減ずる制御量抑制部（１９ｇ）とを有することを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、変化量算出部によって求められる単位時間当たりの変化量が許容範囲外になると、制御量抑制部が制御量を減ずる。低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇する場合でも、上昇に合わせて制御量が減る。よって、誘導性要素の偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子の損傷もより確実に防止することができる。
【００１２】
なお「誘導性要素」は、流れる電流によっては偏磁する可能性がある素子や機器である。例えば、トランス、コイル（チョークコイルを含む）、回転電機（電動発電機，電機，電動機等）などが該当する。単位時間当たりの変化量にかかる「許容範囲」は任意に設定してよく、例えば一定値の範囲や、誘導性要素が偏磁しない範囲などが該当する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。
【図２】低入力電圧時で定常状態の制御例を示す図である。
【図３】ピーク電流モード時で定常状態の制御例を示す図である。
【図４】低入力電圧時に急激な変化が起きた場合の制御例を示す図である。
【図５】ピーク電流モード時に急激な変化が起きた場合の制御例を示す図である。
【図６】入力値の検出時期を示す図である。
【図７】電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。
【図８】低入力電圧時に急激な変化が起きた場合の制御例を示す図である。
【図９】ピーク電流モード時に急激な変化が起きた場合の制御例を示す図である。
【図１０】電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。
【図１１】電力変換装置の第４構成例を示す模式図である。
【図１２】電力変換装置の第５構成例を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。「スイッチング周期」は、スイッチ回路に含まれる全てのスイッチング素子がオン／オフするのに必要な期間を意味する。
【００１５】
〔実施の形態１〕
実施の形態１は図１〜図６を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、スイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子ＩＮには電力源Ｅｂが接続され、出力端子ＯＵＴには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から受ける信号やデータ等に基づいて設定してもよい。
【００１６】
図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、トランスＴｒ、整流平滑回路１２、第１検出部１３ａ、ドライブ回路１４、パルス生成部１５、スロープ電圧生成部１６、信号演算部１７、信号比較部１８、フィードバック手段１９、第２検出部１Ａなどを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。なお、電力変換装置１０内では検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖｄ等のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。
【００１７】
コンデンサＣ１０は、入力端子ＩＮの両端間に接続され、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。
【００１８】
スイッチ回路１１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒなどを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ３の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の一方側端子に接続される。同様にスイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の他方側端子に接続される。
【００１９】
「誘導性要素」に相当するトランスＴｒは、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイルＬ２とを有する。一次コイルＬ１の接続は上述した通りである。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子ＯＵＴの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子ＯＵＴの他端側（マイナス側）に接続される。
【００２０】
整流平滑回路１２は、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１の構成例では、整流部はダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑部はコイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。ダイオードＤ１２ａとコイルＬ１２は直列接続され、出力端子ＯＵＴの一端側に接続される。コンデンサＣ１２は、出力端子ＯＵＴの両端に接続される。出力端子ＯＵＴの一端側（特にコンデンサＣ１２の一端側）には、後述する第２検出部１Ａが接続され、出力電圧Ｖoutが検出される。
【００２１】
第１検出部１３ａは、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値に相当する）を検出する。本形態の検出電流値Ｉｄは「第１検出値」に相当する。第２検出部１Ａは、スイッチ回路１１Ａから出力される出力電圧Ｖoutを検出電圧値Ｖｄ（出力値に相当する）として検出する。本形態の検出電圧値Ｖｄは「第２検出値」に相当する。一般的に、検出電流値Ｉｄは波形信号のように変化し、検出電圧値Ｖｄは負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。
【００２２】
ドライブ回路１４およびパルス生成部１５は「信号出力手段」に相当する。パルス生成部１５は、後述する信号比較部１８から伝達される差分電流値ΔＩに基づいて、パルス波（本形態ではパルス幅変調信号ＰＷＭ）を生成して出力する。ドライブ回路１４は、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動するように、パルス生成部１５から伝達されるパルス幅変調信号ＰＷＭを増幅して出力する。
【００２３】
スロープ電圧生成部１６は、対象となる信号（図１の例では検出電流値Ｉｄ）を逓増（または逓減）させるためのスロープ信号値Ｉｓを生成して出力する。スロープ信号値Ｉｓは鋸波のように、時間の経過とともに変化し、所定周期ごとにリセットされる。信号演算部１７は、検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。信号比較部１８（コンパレータ）は、信号演算部１７から伝達される合成電流値Ｉｃを基準値とし、後述するフィードバック手段１９（具体的にはＤＡＣ１９ａ）から伝達される指令電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。
【００２４】
フィードバック手段１９は、ＤＡＣ１９ａ（デジタル・アナログ・コンバータ）、最小値選択部１９ｂ、フィードバック演算部１９ｃ、信号演算部１９ｄ、オフセット量設定部１９ｅ、ピーク検出部１９ｆなどを有する。フィードバック手段１９の各構成要素について、処理の流れに沿って簡単に説明する。なお、フィードバック手段１９はハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。
【００２５】
フィードバック演算部１９ｃは、第２検出部１Ａから伝達される検出電圧値Ｖｄに基づいて演算を行い、フィードバック制御量Ｉpiを出力する。本形態では、所要の出力電圧Ｖoutとなるように、比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）の演算を行う。さらに、必要に応じて微分制御（Ｄ制御）の演算を加えて行ってもよい。
【００２６】
ピーク検出部１９ｆは、信号演算部１７から伝達される合成電流値Ｉｃのピーク値であるピーク電流値Ｉpk（「ピーク値」に相当する）を検出して出力する。合成電流値Ｉｃに含まれる検出電流値Ｉｄは、スイッチ回路１１Ａがフルブリッジ回路で構成されるため、２つのサイクルがスイッチング周期Ｃswになる（後述する図２，図３を参照）。よってピーク電流値Ｉpkは、２つのサイクル中に検出される合成電流値Ｉｃのうち、各サイクルのピーク電流値でもよく、大きな方（または小さい方）のピーク電流値でもよく、これらのピーク電流値の平均値でもよい。
【００２７】
信号演算部１９ｄは、ピーク検出部１９ｆから伝達されるピーク電流値Ｉpkと、オフセット量設定部１９ｅで設定されるオフセット値α（「オフセット量」に相当する）とを和算演算し、オフセット電流値Ｉofsとして出力する。最小値選択部１９ｂは、上述したフィードバック制御量Ｉpiとオフセット電流値Ｉofsとのうちで小さい値を選択し、制御電流値Ｉrefとして出力する。ＤＡＣ１９ａは、最小値選択部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉref（データ）を、アナログ信号である指令電流値Ｉdirに変換して出力する。
【００２８】
上述したように構成される電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御について図２〜図５を参照しながら説明する。以下では、スイッチング素子Ｑ１とＱ４が同時にオンとなるときに流れる電流を単に「Ｑ１側」と表記し、Ｑ２とＱ３が同時にオンとなるときに流れる電流を単に「Ｑ２側」と表記する。
【００２９】
図２には、フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも大きい（Ｉpi＞Ｉofs）場合の制御例を示す。スイッチング周期Ｃswは、時刻ｔ１１から時刻ｔ１９までの期間である。Ｑ１側は、時刻ｔ１１から時刻ｔ１４までオンになり、時刻ｔ１４から時刻ｔ１９までオフになる。Ｑ２側は、時刻ｔ１５から時刻ｔ１８までオンになり、時刻ｔ１１から時刻ｔ１５までと時刻ｔ１８から時刻ｔ１９までとでオフになる。Ｑ１側とＱ２側とでそれぞれオンする期間中は、スロープ電圧生成部１６が出力するスロープ信号値Ｉｓに基づいて逓増する。
【００３０】
フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも大きいので、最小値選択部１９ｂは制御電流値Ｉrefとしてオフセット電流値Ｉofsを選択する（すなわちＩref＝Ｉofs）。オフセット電流値Ｉofsは、信号演算部１９ｄによってピーク電流値Ｉpkにオフセット値αを加えた値である。よって、制御電流値Ｉref（オフセット電流値Ｉofs）を超えないようにフィードバック制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にパルス幅変調信号ＰＷＭが伝達される。
【００３１】
図３には、フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも小さい（Ｉpi＜Ｉofs）場合の制御例を示す。スイッチング周期ＣswやＱ１側とＱ２側のオン／オフは図２と同じである。フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも小さいので、最小値選択部１９ｂは制御電流値Ｉrefとしてフィードバック制御量Ｉpiを選択する（すなわちＩref＝Ｉpi）。よって、制御電流値Ｉref（フィードバック制御量Ｉpi）を超えないようにフィードバック制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にパルス幅変調信号ＰＷＭが伝達される。
【００３２】
上述した図２と図３では定常状態における制御例を示した。これに対して、何らかの要因（例えばトランスＴｒの偏磁等）によって検出電流値Ｉｄが急激に変化する場合の制御例を図４と図５に示す。図４は図２と同じ条件下の制御例を示し、図５は図３と同じ条件下の制御例を示す。
【００３３】
図４において、Ｑ１側のオン時である時刻ｔ１２から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。図２と同じく制御電流値Ｉref（オフセット電流値Ｉofs）を超えないようにフィードバック制御が行われる。そのため、検出電流値Ｉｄが制御電流値Ｉrefに達する時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの間、制御電流値Ｉrefを超えることがない。Ｑ２側のオン時である時刻ｔ１６から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。この場合もＱ１側の場合と同様にフィードバック制御される。
【００３４】
図５において、Ｑ１側のオン時である時刻ｔ２２から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。図３と同じく制御電流値Ｉref（フィードバック制御量Ｉpi）を超えないようにフィードバック制御が行われる。そのため、検出電流値Ｉｄが制御電流値Ｉrefに達する時刻ｔ２３から時刻ｔ２４までの間、制御電流値Ｉrefを超えることがない。Ｑ２側のオン時である時刻ｔ２６から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。この場合もＱ１側の場合と同様にフィードバック制御される。
【００３５】
上述した図２〜図５の制御例では、検出電流値ＩｄのピークとしてＱ１側とＱ２側の各オン時に流れる電流のピーク値をピーク電流値Ｉpkとして適用した。このピーク電流値Ｉpkは、図２〜図５に示すようにどのスイッチング素子でも同じ値である。負荷Ｚの状態によってはＱ１側とＱ２側の各オン時でピーク値が異なる場合もあり、その一例を図６に示す。
【００３６】
図６には、図２〜図５と同様にＱ１側とＱ２側の変化例を示す。Ｑ１側のオン時は、時刻ｔ３２に検出電流値Ｉｄが最大となるピーク電流値Ｉp1になる。Ｑ２側のオン時は、時刻ｔ３４に検出電流値Ｉｄが最大となるピーク電流値Ｉp2になる。Ｑ１側とＱ２側の各オン時において、最少電流値Ｉminが最少となる。ピーク電流値Ｉpkには、ピーク電流値Ｉp1を選択してもよく、ピーク電流値Ｉp2を選択してもよく、ピーク電流値Ｉp1とピーク電流値Ｉp2との平均値である平均電流値Ｉaveを選択してもよく、最少電流値Ｉminを選択してもよい。
【００３７】
ピーク電流値Ｉp1を選択する場合には、オフセット値を「α１」とする。ピーク電流値Ｉp2を選択する場合には、オフセット値を「α２」とする。平均電流値Ｉaveを選択する場合には、オフセット値を「α３」とする。最少電流値Ｉminを選択する場合には、オフセット値を「α４」とする。このように選択する電流値に応じてオフセット値αを変えることで、一定値の制御電流値Ｉrefにすることができる。さらに拡張して、太線で示すようにＱ１側とＱ２側のオン時である期間中（時刻ｔ３１から時刻ｔ３２まで、時刻ｔ３３から時刻ｔ３４まで）に検出される任意の検出電流値Ｉｄをピーク電流値Ｉpkとして選択してもよい。一定値の制御電流値Ｉrefとの差分値をオフセット値αとすればよい。スイッチング素子のオン時におけるどの電流値をピーク電流値Ｉpkと選択しても、一定値の制御電流値Ｉrefを確保することができ、フィードバック制御を確実に行うことができる。
【００３８】
上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
【００３９】
（１）電力変換装置１０において、フィードバック手段１９は、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値）である第１検出値と、スイッチ回路１１Ａから出力される検出電圧値Ｖｄ（出力値）である第２検出値とのうちでいずれか一方の検出値を選択し、選択した検出値に基づいて制御電流値Ｉrefを決定する構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、フィードバック手段１９は検出電圧値Ｖｄだけでなく検出電流値Ｉｄに基づいて制御電流値Ｉrefを決定するので、フィードバック制御の制御量を低く抑えることができる。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒ（誘導性要素）の偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷を防止することができる。なお、第１検出値としてスイッチ回路１１Ａから出力される検出電圧値Ｖｄを適用する場合でも同様の作用効果が得られる。
【００４０】
（２）フィードバック手段１９は、検出電流値Ｉｄ（第１検出値）と検出電圧値Ｖｄ（第２検出値）とのうちで小さい検出値を選択し、小さい検出値に基づいて制御電流値Ｉref（制御量）を決定する構成とした（図２〜図５を参照）。この構成によれば、制御電流値Ｉrefは小さい検出値に基づいて決定される。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００４１】
（３）第１検出値はスイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（電流値）であり、第２検出値はスイッチ回路１１Ａから出力される検出電圧値Ｖｄである構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、入力側の検出電流値Ｉｄと出力側の検出電圧値Ｖｄとのうちていずれか一方（小さい検出値）に基づいて制御電流値Ｉrefが決定される。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。なお、第１検出値はスイッチ回路１１Ａから出力される検出電流値Ｉｄ（電流値）でもよく、第２検出値はスイッチ回路１１Ａから出力される検出電流値Ｉｄ（電流値）でもよい。これらの検出値であっても、同様の作用効果が得られる。
【００４２】
（４）第１検出値は、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄのピーク電流値Ｉpk（ピーク値）である構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、ピーク電流値Ｉpkは検出電流値Ｉｄのピーク値であるので、検出電流値Ｉｄがこれを超えることはない。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００４３】
（５）第１検出値は、スイッチング周期Ｃswにおける２つ（複数）の検出電流値Ｉｄのうちピーク電流値Ｉpkと、ピーク電流値Ｉpkの平均値である平均電流値Ｉave（複数の電流値の平均値）とのうちでいずれか一方の検出値である構成とした（図２〜図６を参照）。この構成によれば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各オン時に流れる最も大きな電流値がピーク電流値Ｉpkになるので、検出電流値Ｉｄがこれを超えることはない。また平均電流値Ｉaveを選択してもオフセット値αを適切に設定すれば一定値の制御電流値Ｉrefを確保できる。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００４４】
（６）フィードバック手段１９は、所定のオフセット値α（オフセット量）を加える構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、ピーク電流値Ｉpk等の検出値に対してオフセット値αを加えた値を制御電流値Ｉrefにすることで、検出電流値Ｉｄが制御電流値Ｉrefを超えないようにフィードバック制御を行える。よって低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。なお、検出電流値Ｉｄの代わりに、コイルＬ１２に流れる電流（すなわち出力電流値Ｉout）でも良く、同様の作用効果が得られる。
【００４５】
（９）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒを含み、フィードバック手段１９は、一次コイルＬ１側の検出値を検出電流値Ｉｄとし、二次コイルＬ２側の検出値を検出電圧値Ｖｄとする構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００４６】
〔実施の形態２〕
実施の形態２は図７〜図９を参照しながら説明する。なお電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と一部が同一であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４７】
実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、第１検出値である検出電流値Ｉｄが急激に変化しないように、制御量である制御電流値Ｉrefを抑制する抑制手段を備える点である。図７に示す構成例では、変化量演算部１９ｈや制御電流値抑制部１９ｇなどが抑制手段に該当する。
【００４８】
変化量演算部１９ｈは、検出電流値Ｉｄに基づく合成電流値Ｉｃについて、単位時間当たりの変化量である変化電流値Ｉchgを求めて出力する。この変化量演算部１９ｈは、ピーク検出部１９ｆと並列的に備える。
【００４９】
「制御量抑制部」に相当する制御電流値抑制部１９ｇは、変化量演算部１９ｈから伝達される変化電流値Ｉchgが許容範囲Ｉalw外になると、制御電流値Ｉrefを減じて制御電流値Ｉref2として出力する。変化電流値Ｉchgに応じて、制御電流値Ｉrefを減ずる減少量を変化させるとなおよい。許容範囲Ｉalwは任意に設定してよく、例えば一定値の範囲や、トランスＴｒが偏磁しない範囲などが該当する。制御電流値抑制部１９ｇは、図示するようにＤＡＣ１９ａと最小値選択部１９ｂとの間に介在する。よって、ＤＡＣ１９ａは制御電流値Ｉref2に基づいて、アナログ信号である指令電流値Ｉdirに変換して出力する。
【００５０】
上述したように構成される電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御について図８と図９を参照しながら説明する。実施の形態１と同様に、Ｑ１側とＱ２側とで説明する。図８と図９に示す許容範囲Ｉalwは同じであるが、図９に示す許容範囲Ｉalwを図８に示す許容範囲Ｉalwよりも狭めてもよい。
【００５１】
図８は、図２や図４と同様に、フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも大きい（Ｉpi＞Ｉofs）場合の制御例を示す。Ｑ１側のオン時である時刻ｔ４２から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。変化量演算部１９ｈが単位時間Δｔ当たりの変化電流値Ｉchgを求め、制御電流値抑制部１９ｇが許容範囲Ｉalw外になると制御電流値Ｉrefを減じて制御電流値Ｉref2を出力する。このようなフィードバック制御によって、検出電流値Ｉｄの変化は許容範囲Ｉalw内に収まる。Ｑ２側のオン時である時刻ｔ４５から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。この場合もＱ１側の場合と同様にフィードバック制御されるので、検出電流値Ｉｄの変化は許容範囲Ｉalw内に収まる。
【００５２】
図９には、フィードバック制御量Ｉpiがオフセット電流値Ｉofsよりも小さい（Ｉpi＜Ｉofs）場合の制御例を示す。Ｑ１側のオン時である時刻ｔ５２から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。変化量演算部１９ｈが単位時間Δｔ当たりの変化電流値Ｉchgを求め、制御電流値抑制部１９ｇが許容範囲Ｉalw外になると制御電流値Ｉrefを減じて制御電流値Ｉref2を出力する。このようなフィードバック制御によって、検出電流値Ｉｄの変化は許容範囲Ｉalw内に収まる。Ｑ２側のオン時である時刻ｔ５５から検出電流値Ｉｄが急激に変化し始める。この場合もＱ１側の場合と同様にフィードバック制御されるので、検出電流値Ｉｄの変化は許容範囲Ｉalw内に収まる。
【００５３】
上述した実施の形態２によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、電力変換装置１０の構成は変化量演算部１９ｈおよび制御電流値抑制部１９ｇを除いて実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。
【００５４】
（７）フィードバック手段１９は、検出電流値Ｉｄ（第１検出値）について変化電流値Ｉchg（単位時間Δｔ当たりの変化量）を求める変化量演算部１９ｈと、変化電流値Ｉchgが許容範囲Ｉalw外になると制御電流値Ｉrefを減ずる制御電流値抑制部１９ｇとを有する構成とした（図７〜図９を参照）。この構成によれば、変化量演算部１９ｈによって求められる変化電流値Ｉchgが許容範囲Ｉalw外になると、制御電流値抑制部１９ｇが制御電流値Ｉrefを減じて制御電流値Ｉref2を出力する。低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、検出電流値Ｉｄの上昇に合わせて制御電流値Ｉref2が減る。よって、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００５５】
なお変化量演算部１９ｈは、検出電圧値Ｖｄ（第２検出値）について単位時間Δｔ当たりの変化量を求めてもよく、検出電流値Ｉｄおよび検出電圧値Ｖｄの双方について単位時間Δｔ当たりの変化量を求めてもよい。この場合でも許容範囲Ｉalw外になると、制御電流値抑制部１９ｇが制御電流値Ｉrefを減じるので、同様の作用効果が得られる。
【００５６】
（８）制御電流値抑制部１９ｇは、変化電流値Ｉchgに応じて、制御電流値Ｉrefを減ずる減少量を変化させる構成とした（図７を参照）。この構成によれば、変化電流値Ｉchgが大きいほど検出電流値Ｉｄが急激に変化しているので、減少量を大きくして検出電流値Ｉｄの変化量が抑えられる。よって、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止することができる。
【００５７】
〔実施の形態３〕
実施の形態３は図１０と図１１を参照しながら説明する。なお電力変換装置１０の構成等は実施の形態１，２と一部が同一であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態３では実施の形態１，２と異なる点について説明する。よって実施の形態１，２で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５８】
実施の形態３が実施の形態１，２と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。
【００５９】
図１０と図１１に示すスイッチ回路１１Ｂは、それぞれ図１と図７に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。
【００６１】
出力電圧Ｖoutは三相交流であるので、第２検出部１Ａは交流電圧の電圧値（例えば瞬間値，絶対値，ピーク値，実効値等）を検出電圧値Ｖｄとして検出する。電力変換装置１０における他の要素については、実施の形態１，２と同様に機能する。そのため、実施の形態１における図２〜図５に示す制御例や、実施の形態２における図８，図９に示す制御例をそれぞれ実現できる。これにより、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、回転電機２０（具体的には磁性体コア）の偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損傷も防止できる。
【００６２】
上述した実施の形態３によれば、スイッチ回路１１Ｂを除いて実施の形態１，２と同様であるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。
【００６３】
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜３に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
【００６４】
上述した実施の形態１〜３では、第１検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される電流（電流値）の検出電流値Ｉｄを適用する構成とした（図１，図７，図１０，図１１を参照）。この形態に代えて、図１２に示すように、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流（出力電流値Ｉout）を適用する構成としてもよい。実施の形態１〜３で用いる第１検出部１３ａの代わりに、コイルＬ１２を流れる出力電流値Ｉoutを検出する第１検出部１３ｂを用いればよい。この場合、信号演算部１７はスイッチ回路１１から出力される電流値（すなわち出力電流値Ｉout）を検出した検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。また、ピーク検出部１９ｆは、スイッチ回路１１から出力される電流値（すなわち出力電流値Ｉout）のピーク値を検出して信号演算部１９ｄに伝達する。図示しないが、第１検出部１３ａ，１３ｂの双方を用いてもよい。この場合には、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄについて選択または演算する。選択は、大きな検出値または小さな検出値のいずれか一方を選択したり、スイッチング素子のオン時において最大値となるピーク値（すなわちピーク電流値）を選択したりする。その他、図６に示すようにスイッチング素子のオン時おける電流値を選択してもよい。演算は、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄを用いて平均値等を演算する。入力値をスイッチ回路１１の入力側とするか出力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。
【００６５】
上述した実施の形態１〜３では、第２検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力電圧Ｖout（出力値）の検出電圧値Ｖｄを適用する構成とした（図１，図７，図１０，図１１を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流値（出力値）を適用する構成としてもよい。この構成では、第２検出部１Ａに代えて、図１２に示す第１検出部１３ｂを「第２検出部」として備えればよい。出力される電流が急激に変化（特に上昇）するような状態が発生しても、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【００６６】
上述した実施の形態１〜３では、電力変換装置１０はＤＣ／ＤＣコンバータ（実施の形態１，２）と、インバータ（実施の形態３）とに適用する構成とした（図１，図７，図１０，図１１を参照）。この形態に代えて、複数のスイッチング素子を備え、かつ、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素で偏磁が生じるような用途を有する他の電力変換装置に適用する構成としてもよい。他の電力変換装置で低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【００６７】
誘導性要素として、実施の形態１，２ではトランスＴｒを適用する構成とし（図１，図７を参照）、実施の形態３では回転電機２０を適用する構成とした（図１０，図１１を参照）。この形態に代えて、コイルを適用する構成としてもよい。また、中間タップを有するトランスＴｒに代えて、中間タップを有しないトランスを適用する構成としてもよい。いずれの構成にせよ、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、コイルの偏磁を防止し、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
【符号の説明】
【００６８】
１０  電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ）  スイッチ回路
１９  フィードバック手段
２０  回転電機（誘導性要素）
Ｑ１〜Ｑ６  スイッチング素子
Ｔｒ  トランス（誘導性要素）
Ｉｄ  検出電流値（入力値）
Ｖｄ  検出電圧値（出力値）
Ｉref  制御電流値
ＰＷＭ  パルス幅変調信号
【図１】
2014138468.tif 000003
【図２】
2014138468.tif 000004
【図３】
2014138468.tif 000005
【図４】
2014138468.tif 000006
【図５】
2014138468.tif 000007
【図６】
2014138468.tif 000008
【図７】
2014138468.tif 000009
【図８】
2014138468.tif 000010
【図９】
2014138468.tif 000011
【図１０】
2014138468.tif 000012
【図１１】
2014138468.tif 000013
【図１２】
2014138468.tif 000014