(57)【要約】【課題】電源電圧の変動等に依らず、スイッチング動作の１サイクル毎に出力部に伝送される電荷量を一定値に制御すること。【解決手段】電源部に接続されたスイッチと、スイッチに、コイルを介して接続された出力部と、コイルから出力部へ伝送される電荷量を測定し、該測定結果に基づいて前記スイッチの動作タイミングを決定する制御部とを具え、充電期間中にコイルから出力部へ伝送された電荷量を検出して充電期間終了のタイミングを決定して、スイッチの駆動を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
電源部に接続されたスイッチと、
前記スイッチに、コイルを介して接続された出力部と、
前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を測定し、該測定結果に基づいて前記スイッチの動作タイミングを決定する制御部と
を具えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、
前記出力電圧が所望値であるかを判定するコンパレータと、
前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を検出する電荷検出部と、
前記コイルに流れる電流量を検出する電流検出部と、
前記電荷検出部および前記電流検出部からの出力結果に基づき、前記スイッチの動作を制御するスイッチング制御部と、
を含むことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記電荷検出部は、
前記充電期間中に前記コイルに流れる電流に比例する電荷を蓄える容量と、
前記容量に蓄えられた電荷から生じる電圧が所定値であるかを判断する検出コンパレータと
を含むことを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記電荷検出部は、充電期間中に前記コイルから前記出力部へ伝送された電荷量を検出して、充電期間終了のタイミングを決定する請求項２又は３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記スイッチのスイッチング動作期間に対応した充電開始から充電終了までの１サイクル毎の前記電荷量の検出に基づいて、前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を一定に制御する特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチは、ＰＦＭ制御方式によって駆動制御されることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にＰＦＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電子機器の小型化に伴い、機器の筐体内で電池が占有することができるスペースは限られてきている。他方、高機能化も進んでおり、機器が動作している際に消費する電力は増えている。少ない電池容量で長い駆動時間を得るため、電力制御には、変換効率の高い、ＤＣ−ＤＣコンバータが広く用いられている。ＤＣ−ＤＣコンバータには、幾つかの制御方式がある。
【０００３】
図４は、ＰＦＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【０００４】
ＰＦＭとは、Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎの略であり、出力の状況に応じて必要な回数だけスイッチング動作を行うので、特に軽負荷時に高効率であることを特長とする制御方法である。
【０００５】
電源Ｖｉｎと出力端子ＶＳＷ間にスイッチＰ１、ＶＳＷとＧＮＤ間にスイッチＮ１があり、ＶＳＷに接続されているコイルＬに電圧Ｖｉｎを印可する時間を制御し、Ｌにエネルギーを蓄える時間と蓄えたエネルギーを出力Ｖｏｕｔに伝送する時間の比率を調整することにより、Ｖｏｕｔへ所望の電力を伝送する。
【０００６】
図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、Ｖｏｕｔが所望値であるかを判定するコンパレータＶＯ＿ＣＭＰ１０１と、Ｐ１を通ってＬへ流れる電流を検出するピーク電流検出部１０２と、Ｎ１を通ってＬに流れる電流が０になったことを検出する零電流検出部１０３と、これら検出部１０１，１０２，１０３の出力を受けてスイッチＰ１，Ｎ１を制御するスイッチング制御部１０４とを備えている。
【０００７】
ＶＯ＿ＣＭＰ１０１は、出力電圧であるＶｏｕｔを監視し、スイッチング制御部１０４へ信号を与える。スイッチング制御部１０４は、ＣＭＰ信号から、Ｖｏｕｔが所望の電圧値以下である場合のみＰ１，Ｎ１を駆動してスイッチング動作させる。スイッチング動作１サイクルは、Ｐ１をオン／Ｎ１をオフさせる充電フェーズと、Ｐ１をオフ／Ｎ１をオンさせる伝送フェーズとからなる。
【０００８】
コイル１０５（Ｌ）にエネルギーを蓄えるために、スイッチング動作は充電フェーズから行われる。Ｖｏｕｔが所望の電圧値以下であれば、スイッチング制御部１０４はＰ１をオン、Ｎ１をオフさせる。すると、ＶＳＷの電圧値はＶｉｎと等しくなり、Ｌに対してはＶｉｎ−Ｖｏｕｔの電圧が印加される。
【０００９】
降圧コンバータでは、Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔであり、ＶＳＷからＶｏｕｔへ向きを正とするとＬには正の電流が流れる。電流値は電圧が印加されている時間に依存し、充電フェーズが開始されてからｔ秒後のＬに流れる電流値は、ＩＬ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×ｔ÷Ｌで示される。
【００１０】
充電フェーズ中の電流値ＩＬは、ピーク電流検出部２によって監視されている。ピーク電流検出部１０２は、Ｐ１に流れる電流を監視しているが、充電フェーズ期間中はＰ１に流れる電流とＬに流れる電流は等しい。充電フェーズ中のＩＬが所定の値に達すると、コイル１０５に所要のエネルギーが蓄えられたと判断し、充電フェーズから伝送フェーズへ移行する。Ｐ１に流れる電流を監視する手段としては、例えば、特許文献１に記載されており、図５に示す回路構成がある。
【００１１】
充電フェーズから伝送フェーズへ移行すると、オン状態だったＰ１はオフし、オフ状態だったＮ１はオンする。すると、ＶＳＷの電圧値はＧＮＤ電位と等しくなり、Ｌに対しては０−Ｖｏｕｔの電圧が印加される。伝送フェーズが開始されてからｔ’秒後のＬに流れる電流値はＩＬ＝−Ｖｏｕｔ×ｔ’÷Ｌ＋ＩＬ０で示される。ここで、ＩＬ０はｔ’＝０即ち伝送フェーズ開始時のＩＬの値である。
【００１２】
伝送フェーズ中のＩＬは、零電流検出部１０３によって監視されている。零電流検出部１０３は、Ｎ１に流れる電流を監視しているが、伝送フェーズ中はＮ１に流れる電流とＬに流れる電流は等しい。伝送フェーズ中にＩＬの値が０になると、コイル１０５に蓄えられていたエネルギーをＶｏｕｔへ伝送し切ったと判断して伝送フェーズを終了してスイッチング動作１サイクルが完了する。
【００１３】
スイッチング動作１サイクルが完了した時点において、Ｖｏｕｔが所望値以上である場合、Ｖｏｕｔの電圧上昇を防ぐために、Ｐ１をオフ・Ｎ１をオフさせてスイッチング動作を停止させて待機状態となる。サイクル完了時においてＶｏｕｔが所望値以下である場合は、引き続き次のサイクルの充電フェーズへ移行する。待機状態中もＶＯ＿ＣＭＰはＶｏｕｔを監視しており、電圧値が所望値以下になった場合は待機状態から充電フェーズへ移行する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００８−２０６２３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
携帯機器の駆動時間を長期化する手段の一つとして、充電電池の最低出力電圧を従来よりも下げることがある。これに伴い、携帯機器向けのＤＣ−ＤＣコンバータは従来よりも低い電源電圧で動作することが求められている。
【００１６】
図４に示したようなコイルピーク電流制御型のＰＦＭコンバータにおいて、ピーク電流制限値をＩＬＰＫとすると、ＩＬＰＫ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｔｃｈｇ÷Ｌと表される、ここで、Ｔｃｈｇは充電フェーズが開始してから終わるまでの充電期間である。この制御方式では、ＩＬＰＫが一定となるように動作するので、電源電圧Ｖｉｎが上がるとＴｃｈｇが減り、Ｖｉｎが下がるとＴｃｈｇが増える関係であると分かる。伝送フェーズ期間ＴｔｒａｎはＩＬＰＫとＶｏｕｔによって決まるので、電源電圧によらず一定である。
【００１７】
スイッチング動作１サイクルでＶｏｕｔへ伝送される電荷量ΔＱは∫ΔＩＬ×ｄｔ＝（Ｔｃｈｇ＋Ｔｔｒａｎ）×ＩＬＰＫ÷２であり、ＴｃｈｇがＶｉｎに依存して増減するので、ΔＱも電源電圧Ｖｉｎに依存する。
【００１８】
スイッチング動作１サイクルが完了すると、ＶｏｕｔへΔＱが伝送された事に伴い、Ｖｏｕｔはサイクル開始前より電圧値が上昇する。上昇の幅は、ＶｏｕｔとＧＮＤ間に設けられているＣｏｕｔの容量値とΔＱから、ΔＱ÷Ｃｏｕｔなる関係で求められ、この電圧変動幅を出力リップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅと呼ぶが、低電源電圧下の動作ではＴｃｈｇとΔＱが増加することに伴いＶｒｉｐｐｌｅが増加する。図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧波形は三角波上のＶｒｉｐｐｌｅが重畳した波形となり、Ｖｒｉｐｐｌｅが増加すると電力供給先の電子機器などにおいて特性劣化などの問題が生じる。
【００１９】
そこで、本発明の目的は、電源電圧が低い場合でも、Ｖｒｉｐｐｌｅが増加しないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータであって、電源部に接続されたスイッチと、前記スイッチに、コイルを介して接続された出力部と、前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を測定し、該測定結果に基づいて前記スイッチの動作タイミングを決定する制御部とを具えたことを特徴とする。
【００２１】
前記制御部は、前記出力電圧が所望値であるかを判定するコンパレータと、前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を検出する電荷検出部と、前記コイルに流れる電流量を検出する電流検出部と、前記電荷検出部および前記電流検出部からの出力結果に基づき、前記スイッチの動作を制御するスイッチング制御部とを含むことを特徴とする。
【００２２】
前記電荷検出部は、前記充電期間中に前記コイルに流れる電流に比例する電荷を蓄える容量と、前記容量に蓄えられた電荷から生じる電圧が所定値であるかを判断する検出コンパレータとを含むことを特徴とする。
【００２３】
前記電荷検出部は、充電期間中に前記コイルから前記出力部へ伝送された電荷量を検出して、充電期間終了のタイミングを決定する。
【００２４】
前記スイッチのスイッチング動作期間に対応した充電開始から充電終了までの１サイクル毎の前記電荷量の検出に基づいて、前記コイルから前記出力部へ伝送される電荷量を一定に制御する特徴とする。
【００２５】
前記スイッチは、ＰＦＭ制御方式によって駆動制御されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明は、充電期間中にコイルから出力部へ伝送された電荷量を検出して充電期間終了のタイミングを決定して、スイッチの駆動を制御するようにしたので、電源電圧の変動等に依らず、スイッチング動作の１サイクル毎に出力部に伝送される電荷量を一定値に制御することができ、これにより、電源電圧が低下したような場合においても、出力リップル電圧が増大せずに常に一定値に保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の一実施形態である、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態である、電荷検出部の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の電荷検出回路を用いたＰＦＭ制御方式の動作例を示すタイミングチャートである。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示すブロック図である。
【図５】従来の電荷検出部の構成を示す回路図である。
【図６】従来の電荷検出回路を用いたＰＦＭ制御方式の動作例を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明の一実施の形態を、図１〜図３に基づいて説明する。なお、前述した従来例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。
【００２９】
（構成）
図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＰＦＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す。
【００３０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、電源２（Ｖｉｎ）に接続されたスイッチ３と、このスイッチ３にコイル４（Ｌ）を介して接続された出力部５（Ｖｏｕｔ）と、コイル４から出力部５へ伝送される電荷量を測定し、該測定結果に基づいてスイッチ３の動作タイミングを決定する制御部１０とから構成される。スイッチ３は、電源２のＶｉｎとＧＮＤとの間で、２つのトランジスタ（Ｐ１，Ｎ１）が直列に接続されている。出力部５の出力端子には、抵抗６（Ｒｌｏａｄ）と、容量７（Ｃｏｕｔ）とが並列接続されている。
【００３１】
制御部１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望値であるかを判定するコンパレータ１１と、充電フェーズ中にコイル４（Ｌ）から出力部５（Ｖｏｕｔ）へ伝送される電荷量を検出する電荷検出部１２と、伝送フェーズ中にコイル４（Ｌ）に流れる電流量を検出する電流検出部としての零電流検出部１３と、電荷検出部１２および零電流検出部１３からの出力結果に基づき、スイッチ３の動作を制御するスイッチング制御部１４とから構成されている。
【００３２】
コンパレータ１１は、Ｖｏｕｔが所望値であるかを判定する。電荷検出部１２は、充電フェーズ中にコイルＬが伝送した電荷量を検出して充電フェーズ終了のタイミングを決定することができる。零電流検出部１３は、伝送フェーズ中にコイルＬに流れる電流が０になったことを検出することができる。
【００３３】
＜電荷検出部＞
図２は、電荷検出部１２の構成例を示す。
【００３４】
電荷検出部１２は、３つのトランジスタ２１，２２，２３（Ｐ２，Ｎ２, Ｎ３）と、電荷センスアンプ２４（Ｑｓｅｎｃｅ＿ＡＭＰ）と、容量２５（Ｃｓｅｎｃｅ）と、検出コンパレータ２６（Ｑｓｅｎｃｅ＿ＣＭＰ）とから構成される。
【００３５】
トランジスタＰ２は、スイッチ３のトランジスタＰ１に、ソース端子電位とゲート端子電位とが共通となるように接続されている。
【００３６】
電荷センスアンプ２４には、トランジスタＰ１のドレイン端子電位とトランジスタＰ２のドレイン端子電位とが入力されており、両者の電位が同一となるようにＱｓｅｎｃｅ＿ＡＭＰ出力によりトランジスタＮ２のゲート端子が駆動される。よって、Ｑｓｅｎｃｅ＿ＡＭＰの作用により、トランジスタＰ１とトランジスタＰ２とは、ソース、ゲート、ドレインの端子電位が同一であるので、ミラー回路構成となる。
【００３７】
トランジスタＰ１とトランジスタＰ２のトランジスタサイズは、Ｎ：１（Ｎ＞＞１）となるように決定されている。トランジスタＰ２のドレイン電流は、トランジスタＰ１のドレイン電流の１／Ｎに等しい。トランジスタＰ１のドレイン電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の充電フェーズ中にコイルＬに流れる電流ＩＬと等しいので、充電フェーズ中にトランジスタＰ２に流れる電流は、ＩＬの１／Ｎに等しい。
【００３８】
充電フェーズ中のトランジスタＰ２のドレイン電流は、Ｃｓｅｎｃｅに蓄えられる。Ｃｓｅｎｃｅにおいて、トランジスタＰ２のドレイン電流により蓄えられた電荷から生じる電圧Ｖｓｅｎｃｅは、検出コンパレータ２６（Ｑｓｅｎｃｅ＿ＣＭＰ）に入力され、基準検圧ＶＰＫと比較される。Ｖｓｅｎｃｅ電圧がＶＰＫ電圧より高くなると、Ｑｓｅｎｃｅ＿ＣＭＰより信号Ｄｅｔ＿Ｑｐｅａｋが与えられる。Ｃｓｅｎｃｅの電荷は、各充電フェーズの開始前ごとにＮ３により放電される。
【００３９】
（動作）
図３を用いて、回路動作について説明する。
【００４０】
図１に示すＰＦＭ制御方式の回路に示すように、従来の電流検出部１０２に換え、本発明の電荷検出部１２を適用し、充電フェーズ終了のタイミングがＤｅｔ＿Ｉｐｅａｋにより決定される場合の動作について説明する。
【００４１】
ＰＦＭ制御方式の目的は、コイルに蓄えられる電流を制御し、負荷変動などの外部擾乱に関わらず、Ｖｏｕｔの電圧値を一定範囲内に収めることである。コイル４に蓄えられる電流は、スイッチ３のトランジスタＰ１，Ｎ１を相補的にオン／オフさせるスイッチング動作を行い、それぞれのトランジスタがオンしている時間の長さを制御することで行われる。
【００４２】
これらスイッチ３の制御は、Ｖｏｕｔを監視しているＶＯ＿ＣＭＰから与えられる信号と、スイッチ３のトランジスタＮ１がオンしている放電フェーズ中にトランジスタＮ１に流れる電流を観測し、コイル４に流れる電流が零になったことを監視する零電流検出部１３から与えられる信号Ｄｅｔ＿Ｉｚｅｒｏと、スイッチ３のトランジスタＰ１がオンしている充電フェーズ中にトランジスタＰ１に流れる電荷を観測し、Ｖｏｕｔへ伝送された電荷が所望値に至ったことを監視する電荷検出部１２から与えられる信号Ｄｅｔ＿Ｑｐｅａｋとにより行われる。
【００４３】
出力電圧Ｖｏｕｔが下限制限値より高い場合には、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値は所望範囲内にあるとして、ＶＯ＿ＣＭＰからスイッチング制御部１４へはスイッチング動作を停止させる信号が与えられ、トランジスタＰ１・Ｎ１は共にオフ状態で保たれる。
【００４４】
負荷電流などで出力電圧Ｖｏｕｔが減少して下限制限値を下回ると、スイッチング動作を開始させる信号がＶＯ＿ＣＭＰから制御部へ与えられる。スイッチング動作はコイル４に電流を蓄えるために充電フェーズから開始される。
【００４５】
充電フェーズが開始されると、電荷検出部１２はＶｉｎからＶｏｕｔへ与えられる電荷量の監視を初め、伝送された総電荷量が所望値に至ると、充電フェーズを終了させて伝送フェーズへ移行させる信号Ｄｅｔ＿Ｑｐｅａｋを制御部へ与える。これを受けて、スイッチング制御部１４は、スイッチ３のトランジスタＰ１，Ｎ１のオン／オフ状態を変更して、充電フェーズから伝送フェーズへ移行される。
【００４６】
伝送フェーズが開始されると、零電流検出部１３はスイッチ３のトランジスタＮ１に流れる電流の監視を始める。このとき、コイル４に流れている電流ＩＬとトランジスタＮ１に流れている電流とは等しい。トランジスタＮ１に流れている電流が零になったことが検出されると、Ｄｅｔ＿Ｉｚｅｒｏをスイッチング制御部１４へ与えて伝送フェーズを終了させる。
【００４７】
伝送フェーズ終了時にＶｏｕｔ電圧値が所望値に至っていない場合は、引き続き充電フェーズが開始され、所望値以上の電圧値である場合は、ＶＯ＿ＣＭＰから与えられる信号により、スイッチング動作が停止させられる。
【００４８】
次に、充電フェーズ中の電荷検出部１２の動作について説明する。
【００４９】
充電フェーズ中は、トランジスタＰ２のドレイン電位とＰ１のドレイン電位とが等しくなるようにＱｓｅｎｃｅ＿ＡＭＰがトランジスタＮ２のゲートを駆動制御しているので、トランジスタＰ１とトランジスタＰ２はミラー回路構成となる。トランジスタＰ１とトランジスタＰ２のトランジスタサイズ比をＮ：１とすると、トランジスタＰ２のドレイン電流はトランジスタＰ１のドレイン電流の１／Ｎに等しく、トランジスタＰ１のドレイン電流はコイルＬに流れる電流ＩＬに等しいので、トランジスタＰ２のドレイン電流はＩＬの１／Ｎに等しい。
【００５０】
トランジスタＰ２のドレイン電流はＣｓｅｎｃｅに蓄えられて電圧Ｖｓｅｎｃｅを生じさせる。トランジスタＰ２のドレイン電流とトランジスタＰ１のドレイン電流とは相似であるので、トランジスタＰ１、コイルＬを介して、ＶｉｎからＣｏｕｔへ与えられる電荷量Ｑｏｕｔと、トランジスタＰ２を介してＶｉｎからＣｓｅｎｃｅへ与えられる電荷量Ｑｓｅｎｃｅとは相似であり、トランジスタＰ１，Ｐ２のドレイン電流比がＮ：１であることから、Ｑｏｕｔ：Ｑｓｅｎｃｅ＝Ｎ：１という関係が成り立つ。
【００５１】
Ｑ＝Ｃ×Ｖから、Ｖｓｅｎｃｅの値は充電フェーズ中のΔＶｏｕｔ＝Ｖｒｉｐｐｌｅと相似であり、Ｖｓｅｎｃｅ＝（１／Ｎ）×Ｖｒｉｐｐｌｅである。
【００５２】
よって、Ｖｓｅｎｃｅ／Ｖｒｉｐｐｌｅ＝１／Ｎから、Ｖｓｅｎｃｅを監視して充電フェーズの終了タイミングを決定することで、Ｖｓｅｎｃｅ出力リップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅを一定値に制御することができる。
【００５３】
電源電圧Ｖｉｎが変化して、単位時間当たりのコイル電流変化量（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）÷Ｌが増減することにより、単位時間当たりにＣｏｕｔへ与えられる電荷量が増減した場合においても、Ｃｓｅｎｃｅへ与えられる電荷量も全く同様の傾向をもって増減するので、ＶｓｅｎｃｅとＶｒｉｐｐｌｅの比は変わらない。よって、電源電圧Ｖｉｎに関わらず、Ｃｏｕｔへ与えられる電荷量を検出できるので、Ｖｒｉｐｐｌｅを一定値に制御できる。
【００５４】
以上説明したように、充電期間中にコイル４から出力部５へ伝送された電荷量を検出して充電期間終了のタイミングを決定して、スイッチ３の駆動を制御するようにしたので、電源電圧Ｖｉｎの変動等に依らず、スイッチング動作の１サイクル毎に出力部５に伝送される電荷量を一定値に制御することができ、これにより、電源電圧Ｖｉｎが低下したような場合においても、出力リップル電圧が増大せずに常に一定値に保持することができる。
【符号の説明】
【００５５】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  電源２（Ｖｉｎ）
３  スイッチ（トランジスタ、Ｐ１，Ｎ１）
４  コイル（Ｌ）
５  出力部（Ｖｏｕｔ）
６  抵抗（Ｒｌｏａｄ）
７  容量（Ｃｏｕｔ）
１０  制御部
１１  コンパレータ
１２  電荷検出部
１３  零電流検出部
１４  スイッチング制御部
２１，２２，２３  トランジスタ（Ｐ２，Ｎ２, Ｎ３）
２４  電荷センスアンプ（Ｑｓｅｎｃｅ＿ＡＭＰ）
２５  容量（Ｃｓｅｎｃｅ）
２６  検出コンパレータ（Ｑｓｅｎｃｅ＿ＣＭＰ）
１００  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０１  コンパレータ
１０２  ピーク電流検出部
１０３  零電流検出部
１０４  スイッチング制御部
１０５  コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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