(57)【要約】      （修正有）【課題】ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことのできる電力変換装置を実現する。【解決手段】交流電圧が入力される入力部１０と、出力電圧を出力する出力部１１と、スイッチング素子１４ａ、１４ｂ、インダクタ１２、コンデンサ１３及び制御部１７を有し、入力電圧を出力電圧へと変換する電圧変換回路と、入力電圧または出力電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出部１８と、電圧変換回路に流れる電流を検出する電流検出部１９と、を備える電力変換装置１において、制御部１７は、電圧検出部１８及び電流検出部１９から得た検出値に応じて、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの動作を制御するものであり、電圧検出部１８は、スイッチング素子１４ａ、１４ｂのオンの期間長に応じて、検出のタイミングを変更することを特徴とする。【選択図】図１
2014138463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が入力される入力部と、
出力電圧を出力する出力部と、
前記入力部と前記出力部の間に配置され、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサ及び制御部を含み、入力電圧を出力電圧へと変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記入力部から入力される入力電圧または前記出力部から出力される出力電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出部と、
を備える電力変換装置において、
前記制御部は、前記電圧検出部及び前記電流検出部から得た検出値に応じて、前記スイッチング素子の動作を制御するものであり、
前記電流検出部は、前記スイッチング素子のオンの期間内に電流の検出を行うものであり、
前記電圧検出部は、前記電流の検出と所定の時間間隔をあけて電圧の検出を行うものであり、
前記制御部は、前記スイッチング素子のオンの期間長に応じて、前記所定の時間間隔を変更することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電圧検出部は、
前記スイッチング素子のオンの期間長が所定の閾値よりも長いときは、前記スイッチング素子のオンの期間に電圧の検出を行うものであり、
前記スイッチング素子のオンの期間長が所定の閾値よりも短いときは、前記スイッチング素子のオフの期間に電圧の検出を行うものであることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧変換回路は、第１及び第２の前記スイッチング素子を有するブリッジレス型の回路であり、
前記第１のスイッチング素子は前記入力部の正極側に接続されており、
前記第２のスイッチング素子は前記入力部の負極側に接続されており、
前記電圧検出部は、
前記交流電圧の正の半周期においては、前記第１のスイッチング素子のオンの期間長に応じて、前記所定の時間間隔を変更するものであり、
前記交流電圧の負の半周期においては、前記第２のスイッチング素子のオンの期間長に応じて、前記所定の時間間隔を変更するものであることを特徴とする、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電圧変換回路は、ダイオードブリッジ、第１並びに第２の前記スイッチング素子、及び第１並びに第２の前記インダクタを有するインターリーブ型の回路であり、
前記第１のスイッチング素子と前記第１のインダクタは、前記ダイオードブリッジの正極側に直列に接続されており、
前記第２のスイッチング素子と前記第２のインダクタは、前記第１のスイッチング素子と前記第１のインダクタと並列に接続されており、
前記制御部は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を互いに半周期ずらして、同じデューティ比で駆動するものであり、
前記電圧検出部は、
前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子のオンの期間長に応じて、前記所定の時間間隔を変更するものであることを特徴とする、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータなどの電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から直流電圧などの所望の出力電圧を得る際に、力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路を備えた電力変換装置が利用されている。力率改善回路においては、回路内の電流や電圧を検出した値が制御部に送られ、その値を元に制御部がスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、電圧の変換などが行われる。
【０００３】
しかし、このような力率改善回路においては、スイッチング素子のオン及びオフの瞬間に、回路内の電流値や電圧値に影響を与えるノイズが発生するため、値の検出タイミングがノイズの発生と重なった場合に、正確な検出が行えないという問題があった。
【０００４】
図９は、ノイズの干渉を受けることなく電流検出を行うことを目的とした、特許文献１のインバータ制御装置の構成を示したものである。交流電源１０１は力率改善回路１０２に接続され、交流電力が直流電力へと変換される。力率改善回路１０２においては、ダイオードブリッジ１０３の出力に、コイル１０４とＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１０５とシャント抵抗１０６とが直列で接続されている。ＩＧＢＴ１０５のオン時にコイル１０４に蓄えられた電気エネルギーは、オフ時にダイオード１０７を介して平滑コンデンサ１０８に蓄えられる。ダイオードブリッジ１０３及び平滑コンデンサ１０８の電圧は、それぞれ入力電圧検出回路１０９および直流電圧検出回路１１０を介してＰＦＣ制御手段１１１へ送られる。また、シャント抵抗１０６を流れる電流は、入力電流検出回路１１２を介してＰＦＣ制御手段１１１へ送られる。そして、これらの電圧値と電流値に基づいて、ＰＦＣ制御手段１１１はＩＧＢＴ１０５のスイッチング信号と入力電流の検出タイミングを作成する。
【０００５】
直流電力を交流電力に変換してモータ１１３へ送るインバータ回路１１４は、シャント抵抗１１５と直列に平滑コンデンサ１０８に接続される。シャント抵抗１１５に接続されたモータ電流検出回路１１６を介して得られた入力電流と平滑コンデンサ１０８の出力電圧とから、インバータ制御手段１１７は、インバータ回路１１４のスイッチング信号とモータ電流の検出タイミングを作成する。
【０００６】
ＰＦＣ制御手段１１１およびインバータ制御手段１１７から出力される各スイッチング信号および各電流検出タイミングは、信号補正手段１１８によってその両方または一方が補正される。
【０００７】
図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、電流検出のタイミングを補正することにより干渉ノイズを回避する一例である。図１０（ａ）に示した例においては、インバータ回路１１４のＵ相の電流であるＩｕの検出をキャリア周期の後半に実施することで干渉ノイズの影響を回避することができる。一方、図１０（ｂ）に示した例においては、インバータ回路１１４のＩｕの検出をＩＧＢＴ５のスイッチングタイミングに応じて遅らせることにより干渉ノイズの影響を回避することができる。  
【０００８】
なお、力率改善回路１０２の電流検出についても同様の補正方法により、インバータ回路１１４の干渉ノイズの影響を回避できる。
【０００９】
したがって、力率改善回路とインバータ回路とが互いのスイッチングによるノイズの干渉を受けることなく電流検出を行うことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１２−８０７４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１のインバータ制御装置においては、電流検出のタイミングを補正することについての記載はあるが、電圧検出のタイミングを補正することについては記載されていない。力率改善回路やインバータ回路のスイッチングは、電流値だけではなく電圧値にもノイズの影響を与えるため、電圧検出のタイミングがノイズの発生と重なってしまうと、正確な電圧検出が行えなくなってしまう。
【００１２】
そこで本発明は、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことのできる電力変換装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の電力変換装置は、交流電圧が入力される入力部と、出力電圧を出力する出力部と、入力部と出力部の間に配置され、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサ及び制御部を含み、入力電圧を出力電圧へと変換する電圧変換回路と、電圧変換回路に流れる電流を検出する電流検出部と、入力部から入力される入力電圧または出力部から出力される出力電圧の少なくとも一方を検出する電圧検出部と、を備える電力変換装置において、制御部は、電圧検出部及び電流検出部から得た検出値に応じて、スイッチング素子の動作を制御するものであり、電流検出部は、スイッチング素子のオンの期間内に電流の検出を行うものであり、電圧検出部は、電流の検出と所定の時間間隔をあけて電圧の検出を行うものであり、制御部は、スイッチング素子のオンの期間長に応じて、所定の時間間隔を変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明により、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことのできる電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図２】スイッチング素子のオン期間が所定の閾値よりも長い場合における、電流・電圧の検出タイミングを示すグラフである。
【図３】スイッチング素子のオン期間が所定の閾値よりも短い場合における、電流・電圧の検出タイミングを示すグラフである。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置における電流経路を示した図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置における、電流・電圧の検出タイミングを示した図である。
【図９】先行特許文献１のインバータ制御装置の回路図である。
【図１０】先行特許文献１のインバータ制御装置の電流検出タイミングを示した図である。
【００１６】
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置１を示したものである。電力変換装置１は、交流電源からの入力を受ける入力部１０と、変換された電圧を出力する出力部１１を備えている。入力部１０においては、例えば商用の１００Ｖ、５０／６０Ｈｚといった交流電圧が入力される。
【００１８】
入力部１０の正極側においては、インダクタ１２及び平滑コンデンサ１３がこの順で直列に接続される。
【００１９】
また、電力変換装置１は、第１のスイッチング素子としてのスイッチング素子１４ａ及びダイオード１６ａを備える。スイッチング素子１４ａは、入力された交流電圧の正の半周期において、スイッチングのオンによりインダクタ１２に電流を通流させ、スイッチングのオフによりインダクタ１２の逆起電力を生じさせる。ダイオード１６ａは、逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１３を充電する電流経路を形成する。
【００２０】
同様に、電力変換装置１は、第２のスイッチング素子としてのスイッチング素子１４ｂ及びダイオード１６ｂを備えており、入力された交流電圧の負の半周期においても同様に平滑コンデンサ１３を充電する。
【００２１】
第１の実施形態においては、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂとして、電圧駆動時に駆動電力が少ないＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いている。ＦＥＴは、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するという特徴を持つ。
【００２２】
さらに、電力変換装置１は、制御部１７、入力電圧検出部１８ａ、出力電圧検出部１８ｂ、電流検出部１９を備える。なお、入力電圧検出部１８ａ、出力電圧検出部１８ｂを合わせて電圧検出部１８とする。
【００２３】
制御部１７は、スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対し、１０〜２００ｋＨｚ程度の周波数でオン・オフのスイッチングを行わせるように制御を行う。
【００２４】
入力電圧検出部１８ａは、入力部１０の入力電圧を検出するものであり、検出結果は制御部１７へと送られる。
【００２５】
出力電圧検出部１８ｂは、出力部１１の出力電圧を検出するものであり、検出結果は制御部１７へと送られる。
【００２６】
電流検出部１９は、スイッチング素子１４ａ、１４ｂに流れる電流を、各スイッチング素子と直列に設けられたシャント抵抗１５ａ、１５ｂによって検出するものであり、検出結果は制御部１７へ送られる。
【００２７】
制御部１７は、これらの各部より受け取った検出値をもとに、スイッチング素子１４ａ、１４ｂのデューティ比変更などの制御を行う。また、入力電圧検出部１８ａ、出力電圧検出部１８ｂ、電流検出部１９による検出のタイミングを制御する。このように、スイッチング素子１４ａ、１４ｂ、インダクタ１２、平滑コンデンサ１３及び制御部１７は、入力電圧を出力電圧へと変換する電圧変換回路として働く。
【００２８】
なお、制御部１７においてはタイマが一つしか存在せず、電流検出や電圧検出は同時に行うことができないため、各検出は時間をずらして行う必要がある。
【００２９】
図２及び図３は、入力電圧の正の半周期におけるスイッチング素子１４ａのオン、オフのタイミングと、電流値及び電圧値の検出タイミングを示した図であり、図２はオン期間が所定の閾値よりも長い場合を、図３はオン期間が所定の閾値よりも短い場合を示している。ここでは、所定の閾値は３μｓとする。図２はデューティ比が２０％の場合、図３はデューティ比が１０％の場合を示している。この例においてはスイッチングの周期は２０μｓであるため、オン期間はそれぞれ４μｓ、２μｓとなる。
【００３０】
まず、オン期間が所定の閾値よりも長い場合について、図２を用いて説明を行う。図２（ａ）は、入力電圧の正の半周期におけるスイッチング素子１４ａのオンとオフのタイミングを示したものである。なお、正の半周期において、スイッチング素子１４ｂは常にオンであるものとするが、これに限らず、スイッチング素子１４ａと同時にオン・オフを繰り返すものであってもよい。なお、負の半周期については、スイッチング素子１４ａとスイッチング素子１４ｂの関係が入れ替わるだけであるため、以降の説明は省略する。
【００３１】
図２（ｂ）は、シャント抵抗１５ａを流れる電流値の変化を示したものである。なお、交流入力の負の半周期においては、シャント抵抗１５ｂにおいて電流の検出が行われる。
【００３２】
図２（ｃ）は、出力部１１での出力電圧値を示したものである。なお、入力電圧については、先述の通り１００Ｖ、５０／６０Ｈｚの正弦波が入力され、ライン・ニュートラル間の電圧が入力電圧検出部１８ａにて検出される。また、電圧検出においては、出力電圧検出、入力電圧検出の順で連続して行うものとし、これらをまとめて電圧検出と呼ぶものとする。ただし、電圧検出の順は逆になっていてもよい。
【００３３】
図２（ｂ）に破線円で示したｂ１は、電流検出部１９が電流の検出を行うタイミングを示したものである。電流の検出は、スイッチング素子１４ａがオンとなったことによるノイズを避け、さらには制御部１７での計算を行いやすくするため、スイッチング素子１４ａがオンである期間の中間から検出が始まり、およそ０．５μｓほどで計測が完了する。そして、電流検出に続いて、ごくわずかの所定の時間間隔をあけて、図２（ｃ）に破線円で示したｃ１のタイミングで、入力電圧検出部１８ａおよび出力電圧検出部１８ｂは、合わせておよそ０．５μｓほどの期間で電圧の検出を行う。
【００３４】
このように、スイッチングオンの期間が所定の閾値よりも長く、電流や電圧の検出に要する時間を十分にとれる場合においては、スイッチング素子のオン期間の中間から検出を行うことで、スイッチングのオン・オフによるノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。なお、検出のタイミングは必ずしもスイッチング素子のオン期間の中間から行うものに限らず、ノイズの影響を受けない範囲であれば、オン期間のうち、期間の中心以外の時点において電流の検出を行うようにしてもよい。また、電圧の検出は、必ずしも電流の検出に続けて行うものでなくてもよく、電圧の検出から１μｓ程度の所定の時間間隔をおいて、オン期間中に行うようにしてもよい。
【００３５】
図３は、所定の閾値よりもオン期間が短い場合を示したものである。電流値については、図３（ｂ）に示したｂ２のタイミングで、ノイズの影響を受けることなく計測を行うことが可能であるが、その後にごくわずかの所定の時間間隔しかあけずにｃ２のタイミングにおいて電圧の検出を行うと、スイッチング素子１４ａのオフによるノイズの影響を受けるため、正確な電圧値の検出が行えない。そこで、本実施形態においては、電流検出後の所定の時間間隔を大きくとり、スイッチング素子１４ａがオフ期間の中間付近であるｃ２´のタイミングで電圧の検出を行う。このようにすることで、スイッチング素子１４ａのオフによるノイズが消えた後に電圧の検出を行うので、スイッチングのオン期間が短い場合においても、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。
【００３６】
なお、ｃ２´のタイミングは、オン・オフの瞬間とある程度離れており、ノイズの影響を受けないタイミングであれば、オフ期間のどの時点であってもよい。
【００３７】
また、オン期間が所定閾値よりも長いか短いかで所定の時間間隔を離散的に変えるのではなく、オン期間の長さに応じて、所定の時間間隔を連続的に変更するようにしてもよい。
【００３８】
また、本実施形態に示した所定の閾値や電流・電圧検出に要する時間は一例であり、回路の特性等に合わせて適宜調整することができる。例えば、電流や電圧の計測に要する時間が１μｓである場合は、所定の閾値を例えば５μｓなどとすればよい。
【００３９】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置２である。以下、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明し、同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４０】
第２の実施形態に係る電力変換装置２は、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂとして、ＦＥＴではなくＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いている。さらに、スイッチング素子１４ａとシャント抵抗１５ａからなる直列回路と並列に配置され、アノード側がシャント抵抗１５ａ側に接続されたダイオード２６ａと、スイッチング素子１４ｂとシャント抵抗１５ｂからなる直列回路と並列に配置され、アノード側がシャント抵抗１５ｂ側に接続されたダイオード２６ｂを備える。
【００４１】
ＩＧＢＴは、ＦＥＴと同様に電圧駆動時の駆動電力が少ないという特徴を有する。また、スイッチングのオンの際にコレクタ・エミッタ間の電圧降下が小さいため、通電損失が少ないという特徴を有する。さらに、ＦＥＴと比べて安価であり、ＦＥＴのような寄生ダイオードを保有しないという特徴を有する。
【００４２】
図５は、電力変換装置２の電流経路を説明するものである。なお、簡単のため、各検出部や制御部は省略して描いている。図５（ａ）は入力部１０からの交流電圧が正で、スイッチング素子１４ａがオンの場合の電流経路を示す。この場合、電流は、破線矢印で示すように、入力部１０、インダクタ１２、スイッチング素子１４ａ、シャント抵抗１５ａ、ダイオード２６ｂ、入力部１０の経路で流れ、インダクタ１２にエネルギーが蓄えられる。
【００４３】
第２の実施形態の電力変換装置２では、スイッチング素子１４ｂ及びシャント抵抗１５ｂと並列にダイオード２６ｂを設けたため、電流はスイッチング素子１４ｂには流れず、より抵抗の低いダイオード２６ｂを経由して入力部１０に還る。このため、シャント抵抗１５ｂとスイッチング素子１４ｂにリターン電流が流れず、電力損失を低減することができる。
【００４４】
図５（ｂ）は、入力部１０からの交流電圧が正で、スイッチング素子１４ａがオフの場合の電流経路を示す。この場合、電流は、破線矢印で示すように、入力部１０、インダクタ１２、ダイオード１６ａ、平滑コンデンサ１３、ダイオード２６ｂ、入力部１０の経路で流れ、このときインダクタ１２に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ１３に出力される。
【００４５】
したがって、スイッチング素子１４ａがオフの場合においても同様に、電流は抵抗の低いダイオード２６ｂを経由して入力部１０に還るため、シャント抵抗１５ｂとスイッチング素子１４ｂにリターン電流が流れず、電力損失を低減することができる。
【００４６】
図５（ｃ）、（ｄ）は、入力部１０の交流電圧が負の場合において、スイッチング素子１４ｂがそれぞれオンとオフであるときの電流経路を示すものである。オンの場合においては、入力部１０へ還る電流が、破線矢印で示すように、シャント抵抗１５ａとスイッチング素子１４ａには流れず、より抵抗の低いダイオード２６ａに流れるため、シャント抵抗１５ａとスイッチング素子１４ａにリターン電流が流れず、電力損失を低減することができる。
【００４７】
このような回路においても、第１の実施形態において示したような、電圧検出のタイミングの変更を同様に利用することができる。すなわち、スイッチング素子のオン期間長が所定の閾値より長い場合は、オン期間中に電流及び電圧の検出を行い、オン期間長が所定の閾値よりも短い場合は、電流検出はオン期間中に行い、電圧検出はオフ期間中に行う。
【００４８】
または、スイッチング素子のオン期間長に応じて、電流と電圧の検出タイミングの所定の時間間隔を連続的に変化させる。
【００４９】
これにより、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。
【００５０】
（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態に係る、アクティブフィルタ型の電力変換装置３を示したものである。なお、第１及び第２の実施形態と同じ構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００５１】
第３の実施形態に係る電力変換装置３は、ダイオードブリッジ３１、インダクタ１２、平滑コンデンサ１３、ダイオード３６、スイッチング素子１４ａ、シャント抵抗１５ａを有する。ダイオードブリッジ３１は、入力部１０からの交流を整流する整流回路として働く。ダイオードブリッジ３１の正極側の端子と平滑コンデンサ１３との間にはインダクタ１２及びダイオード３６が直列に接続される。スイッチング素子１４ａは、インダクタ１２とダイオード３６との間に接続される。なお、本実施形態ではスイッチング素子１４ａとしてＩＧＢＴを用いたが、これに限らずＦＥＴなどを用いてもよい。
【００５２】
このような、ダイオードブリッジ３１を用いた電力変換装置３においては、第１及び第２の実施形態のブリッジレスの電力変換装置とは異なり、電流検出はシャント抵抗１５ａの一か所のみにおいて行われるが、電圧検出タイミングの変更については、第１及び第２の実施形態と同様に行うことができる。
【００５３】
すなわち、スイッチング素子のオン期間長が所定の閾値より長い場合は、オン期間中に電流及び電圧の検出を行い、オン期間長が所定の閾値よりも短い場合は、電流検出はオン期間中に行い、電圧検出はオフ期間中に行う。
【００５４】
または、スイッチング素子のオン期間長に応じて、電流と電圧の検出タイミングの所定の時間間隔を連続的に変化させる。
【００５５】
これにより、アクティブフィルタ型の電力変換装置においても、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。
【００５６】
（第４の実施形態）
図７は、第４の実施形態に係るインターリーブ型の電力変換装置４を示したものである。電力変換装置４は、第３の実施形態に係る電力変換装置３のインダクタ１２、ダイオード３６、スイッチング素子１４ａと並列に、インダクタ４２、ダイオード４６、スイッチング素子４４、シャント抵抗４５が接続されている。
【００５７】
このようなインターリーブ型の回路においては、スイッチング素子１４ａとスイッチング素子４４のスイッチングの位相を１８０°ずらすことによって、それぞれの経路を流れる電流のリップルが打ち消しあうため、リップルの小さな安定した電流を得ることができる。
【００５８】
図８は、それぞれのスイッチング素子のデューティ比ごとに、検出のタイミングを変化させることを示した図であり、図８（ａ）はデューティ比２５％未満、図８（ｂ）は２５％以上５０％未満、図８（ｃ）は５０％以上７５％未満、図８（ｄ）は７５％以上の場合である。なお、スイッチングの周期は１０μｓであるものとする。以下、スイッチング素子１４ａを例として説明を行うが、スイッチング素子４４についてもタイミングが半周期ずれるだけであり、動作は同様である。
【００５９】
図８（ａ）のように、デューティ比が２５％以下と短い場合、電流の検出はスイッチング素子のオン期間の中間付近で行う。一方、電圧の検出については、スイッチング素子のオン期間の電流検出に続けて行った場合、第１〜３の実施形態で説明したように、電圧検出時とスイッチング素子のオフ時の間隔が短いため、検出された電圧はノイズの影響を受けてしまう。そこで、電圧検出は、スイッチング素子１４ａのオフ時からスイッチング周期の半周期までの時間の中間以降に行うようにする。このようにすることで、スイッチング素子１４ａのオフによるノイズが消えた後に電圧の検出を行うので、スイッチングのオン期間が短い場合においても、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。なお、スイッチング素子１４ａのスイッチング周期の半周期の時点は、スイッチング素子４４のスイッチングオンの開始時点と一致する。
【００６０】
図８（ｂ）のように、デューティ比が２５％以上５０％未満である場合は、スイッチング素子のオン期間が十分に長いため、この期間内に電流検出と電圧検出の両方を行うようにする。もしくは、電流検出をスイッチングオン時に行い、電圧検出をスイッチングオフ時かつ、他方のスイッチング素子のオン時である位相１８０°以降に行うようにしてもよい。
【００６１】
図８（ｃ）のように、デューティ比が５０％以上７５％未満である場合も、スイッチング素子のオン期間が十分に長いため、この期間内に電流検出と電圧検出の両方を行うようにする。ただし、オン期間の開始直後と終了直前においては、他方のスイッチング素子のそれぞれオフ時とオン時と重なってしまい、ノイズが発生する。したがって、この期間を避けるため、オン期間長から半周期長を引いた長さを１．２倍した時間を、オン期間の両端から除いた期間において検出を行うものとする。これにより、他方のスイッチング素子のオン及びオフの瞬間と重なることなく検出を行うことができる。
【００６２】
図８（ｄ）のように、デューティ比が７５％以上である場合は、スイッチング素子のオン期間のうち、１／４周期、すなわち位相が９０°よりも前の期間において電流検出を行う。また、オン期間のうち、半周期の１．２倍、すなわち位相が２１６°以降において電流の検出を行うようにする。これにより、他方のスイッチング素子のオン及びオフの瞬間と重なることなく検出を行うことができる。
【００６３】
以上説明したように、第４の実施形態に係るインターリーブ型の電力変換装置４においては、デューティ比に応じて、電流や電圧の検出タイミングを変更することによって、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流及び電圧検出を行うことができる。
【００６４】
なお、上記の第４の実施形態の説明においては、デューティ比によって電流や電圧の検出タイミングの変更を行うように説明したが、スイッチングのオンの期間長に応じて検出タイミングの変更を行うようにしてもよい。すなわち、例えば、スイッチングの周期が長い場合のように、デューティ比が小さくてもスイッチングのオン期間長が所定の閾値よりも長いときは、デューティ比が２５％未満であっても、電流検出に続けて電圧検出を行うようにしてもよい。
【００６５】
【符号の説明】
【００６６】
１、２、３、４  電力変換装置
１０  入力部
１１  出力部
１２  インダクタ
１３  平滑コンデンサ
１４ａ、１４ｂ  スイッチング素子
１５ａ、１５ｂ  シャント抵抗
１６ａ、１６ｂ  ダイオード
１７  制御部
１８  電圧検出部
１８ａ  入力電圧検出部
１８ｂ  出力電圧検出部
１９  電流検出部
２６ａ、２６ｂ  ダイオード
３１  ダイオードブリッジ
３６  ダイオード
４２  インダクタ
４４  スイッチング素子
４５  シャント抵抗
４６  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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