(57)【要約】【課題】キャパシタへの充電が開始された場合において、部品の使用効率が低下する問題及び充電完了までの時間が長くなる問題を解決できる降圧装置を提供する。【解決手段】バッテリ２及びバッテリ２によって充電されるキャパシタ８の間に設けられた可変抵抗部３と、可変抵抗部３とキャパシタ８との間に設けられたＦＥＴ４とを備え、バッテリ２からの電圧を降圧してキャパシタ８に供給する降圧装置３０において、キャパシタ８の両端の電圧変化に基づいて、可変抵抗部３を流れる電流を変更する。【選択図】図１
2014207761.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源及び該電源によって充電されるキャパシタの間に設けられた抵抗器と、該抵抗器と前記キャパシタとの間に設けられたスイッチとを備え、前記電源からの電圧を降圧して前記キャパシタに供給する降圧装置において、
前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記抵抗器を流れる電流を変更する電流変更部を備えることを特徴とする降圧装置。
【請求項２】
前記キャパシタの両端の電圧を検知する出力電圧検知回路を備え、
前記電流変更部は、前記抵抗器の電源側端子の電圧より、前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧が大きいか否かの判定を行なう電圧判定部を有しており、
該電圧判定部は前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、
該判定信号及び前記出力電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備えることを特徴とする請求項１に記載の降圧装置。
【請求項３】
前記抵抗器の抵抗値は可変であり、
前記電流変更部は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記抵抗器の抵抗値を下げる抵抗変更部を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の降圧装置。
【請求項４】
前記電流変更部は、その一端子が前記抵抗器のスイッチ側端子と接続され、前記一端子の電圧が他端子の電圧より大きいか否かの判定を行なうコンパレータを有しており、
該コンパレータは前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、
該判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備え、
前記コンパレータの他端子の電圧は可変であることを特徴とする請求項２に記載の降圧装置。
【請求項５】
前記コンパレータの他端子は、該コンパレータの他端示の電圧を変更する電圧可変部を介して前記抵抗器の電源側端子と接続されており、
該電圧可変部は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記コンパレータの他端子の電圧を上げるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の降圧装置。
【請求項６】
前記電流変更部は、その一端子に前記抵抗器の電源側端子及び前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧差が入力され、前記一端子の電圧が他端子の電圧より小さいか否かの判定を行なうコンパレータを有しており、
該コンパレータは前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、
該判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備え、
前記コンパレータの他端子の電圧は可変であることを特徴とする請求項１に記載の降圧装置。
【請求項７】
前記コンパレータの他端子の電圧は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、増加するように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の降圧装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源及び該電源によって充電されるキャパシタの間に設けられた抵抗器と、該抵抗器と前記キャパシタとの間に設けられたスイッチとを備え、前記電源からの電圧を降圧して前記キャパシタに供給する降圧装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、バッテリの他にキャパシタ、蓄電池等の被充電体を搭載している車両が普及している。このような被充電体の充電においては、バッテリから被充電体への充電開始時に被充電体の入力側の電位が低い場合、充電開始当初に瞬間的に多量の電流が流れて、被充電体などに不具合が生じることを防ぐために、電流の制限を行なう必要がある。
【０００３】
例えば、特許文献１においては、電源と被蓄電体の間にＤＣ／ＤＣコンバーターなどを備え、該ＤＣ／ＤＣコンバーターが入力される電圧を適宜調整して被充電体に一定の電流を流すことにより、適宜充電電流を変化できる充電制御装置が開示されている。
【０００４】
また、ＤＣ／ＤＣコンバーターとしては、例えば、ＤＣ／ＤＣ降圧コンバーターが用いられる場合がある。図７は従来において、ＤＣ／ＤＣ降圧コンバーターを備えた充電回路の一例を示す回路図である。
【０００５】
図７に示したような従来の充電回路では、電源４００と蓄電池６００との間にスイッチＳを設けており、スイッチＳの電源４００側一端子にはシャント抵抗Ｒ１００が接続され、スイッチＳの他端子にはインダクタＬを介して蓄電池６００が接続されている。インダクタＬの入力側にはダイオードＤのカソード側端子が接続され、ダイオードＤのアノード側端子は接地されている。また、インダクタＬの出力側と接地端子との間にはコンデンサＣが接続されている。また、図７に示したような従来の充電回路では、インダクタＬから蓄電池６００に出力される出力電圧Ｖを抵抗Ｒ２００及び抵抗Ｒ３００による分圧値にて検出し、シャント抵抗Ｒ１００両端の電圧に基づいてスイッチＳの制御を行なう制御ＩＣ５００を備えている。
【０００６】
図７に示した従来の充電回路では、シャント抵抗Ｒ１００両端の電圧を制御ＩＣ５００に取り込み、基準値と比較して大きければ、すなわち過電流であればスイッチＳをオフにして蓄電池６００への電流入力を遮断する。次いで、次の設定タイミングで再びスイッチＳをオンにさせた後、シャント抵抗Ｒ１００両端の電圧が基準値と比較して大きければ再びスイッチＳをオフにする。このような動作を繰り返すうち、蓄電池６００への充電が進み、最終的に出力電圧（蓄電池６００の電位）が所定値に到着して充電が終了する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−２８７３７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
一方、上述したような従来の充電回路では、電流を検知して過電流閾値（ＩLimit ）に基づいて強制的にスイッチＳをオン・オフする場合、スイッチＳのオン・オフに伴い、電流の増加・減少が起きるので、時間経過による電流の絶対値の変化は、図８に示すような波形となる。
【０００９】
Ｒ１００に流れる電流値が過電流閾値を超えたことが検知され、実際に電流が遮断されるまでは、所定時間がかかるので、実際上電流の遮断が行なわれるのはＩLimit を超えたＩMAX のときである。すなわち、ＩMAX を境に電流の増加・減少が生じ、この際の電流値の傾きは、印加電圧と前記出力電圧との差に比例する。
【００１０】
しかし、蓄電池６００への充電が進むことにつれて、蓄電池６００の出力電圧が増加して電源４００と、蓄電池６００との電圧差が小さくなるので、電流値は減少し、ＩMAX も減少する。従って、平均電流値、換言すれば、蓄電池６００に流れる充電電流値も減少していく。その結果、蓄電池６００の充電に時間がかかる。
【００１１】
より詳しくは、図８に示した電流の絶対値の変化に基づいて、平均電流値ＩAVE 及び最大電流値ＩMAX の変化を、出力電圧Ｖに対して表すと図９のようになる。図９から見て取れるように、出力電圧Ｖが小さい充電初期には、ＩAVE とＩMAX との差が大きく、その後、出力電圧Ｖが増加するにつれてＩAVE とＩMAX との差が小さくなる。
【００１２】
一般に、装置の設計においては、ＩMAX を考慮してシャント抵抗Ｒ１００の許容損失が設定され、設定された許容損失に基づいて抵抗Ｒ１００が選択されることを鑑みれば、シャント抵抗Ｒ１００がＩMAX に耐えることができるように設計されているにも関わらず、実際にはＩAVE の電流しか流れておらず、部品の使用効率の低下を招く結果となる。
【００１３】
さらには、ＩAVE で充電を行なった場合は、ＩMAX で充電した場合に比べ、充電完了までの時間が長くなるという問題もある。
【００１４】
本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電源及び該電源によって充電されるキャパシタの間に設けられた抵抗器と、該抵抗器と前記キャパシタとの間に設けられたスイッチとを備え、前記電源からの電圧を降圧して前記キャパシタに供給する降圧装置において、前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記抵抗器を流れる電流を変更することにより、上述したように、キャパシタへの充電が開始された場合、出力電圧が小さい充電初期にＩAVE がＩMAX を下回り、部品の使用効率が低下する問題及び充電完了までの時間が長くなる問題を解決できる降圧装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明に係る降圧装置は、電源及び該電源によって充電されるキャパシタの間に設けられた抵抗器と、該抵抗器と前記キャパシタとの間に設けられたスイッチとを備え、前記電源からの電圧を降圧して前記キャパシタに供給する降圧装置において、前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記抵抗器を流れる電流を変更する電流変更部を備えることを特徴とする。
【００１６】
本発明にあっては、前記キャパシタの両端の電圧変化を検知し、該電圧が上昇する場合、これに応じて、前記抵抗器を流れ得る電流値の閾値を上げることにより、該抵抗器を流れる電流の値を増加させる。
【００１７】
本発明に係る降圧装置は、前記キャパシタの両端の電圧を検知する出力電圧検知回路を備え、前記電流変更部は、前記抵抗器の電源側端子の電圧より、前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧が大きいか否かの判定を行なう電圧判定部を有しており、該電圧判定部は前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、該判定信号及び前記出力電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明にあっては、前記電圧判定部が前記抵抗器の電源側端子の電圧より、前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧が大きいか否かの判定を行ない、該判定の結果を表わす判定信号を出力する。また、前記出力電圧検知回路は前記キャパシタの両端の電圧を検知する。前記スイッチ制御部は、前記判定信号及び前記出力電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記スイッチをオン・オフする。
【００１９】
本発明に係る降圧装置は、前記抵抗器の抵抗値は可変であり、前記電流変更部は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記抵抗器の抵抗値を下げる抵抗変更部を有することを特徴とする。
【００２０】
本発明にあっては、前記抵抗変更部が、例えば、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記抵抗器の抵抗値を下げることにより、前記電圧判定部が前記抵抗器の両端の電圧の判定を行なうにおいて、前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧が前記電源側端子の電圧より大きいと判定されるまでに、前記抵抗器を流れ得る電流の閾値を高くする。
【００２１】
本発明に係る降圧装置は、前記電流変更部は、その一端子が前記抵抗器のスイッチ側端子と接続され、前記一端子の電圧が他端子の電圧より大きいか否かの判定を行なうコンパレータを有しており、該コンパレータは前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、該判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備え、前記コンパレータの他端子の電圧は可変であることを特徴とする。
【００２２】
本発明にあっては、前記コンパレータが前記一端子の電圧が可変である他端子の電圧より大きいか否かの大小判定を行ない、該判定の結果を表わす判定信号を出力する。前記スイッチ制御部は該判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフする。
【００２３】
本発明に係る降圧装置は、前記コンパレータの他端子は、該コンパレータの他端示の電圧を変更する電圧可変部を介して前記抵抗器の電源側端子と接続されており、該電圧可変部は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記コンパレータの他端子の電圧を上げるように構成されていることを特徴とする。
【００２４】
本発明にあっては、前記電圧可変部が、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、前記コンパレータの他端子の電圧を上げることにより、前記コンパレータが前記一端子の電圧及び可変である他端子の電圧の大小判定を行なうにおいて、該他端子の電圧より前記一端子の電圧が大きいと判定される、換言すれば、前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧が大きいと判定されるまでに、前記抵抗器を流れ得る電流の閾値を高くする。
【００２５】
本発明に係る降圧装置は、前記電流変更部は、その一端子に前記抵抗器の電源側端子及び前記抵抗器のスイッチ側端子の電圧差が入力され、前記一端子の電圧が他端子の電圧より小さいか否かの判定を行なうコンパレータを有しており、該コンパレータは前記判定の結果を表わす判定信号を出力し、該判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフするスイッチ制御部を備え、前記コンパレータの他端子の電圧は可変であることを特徴とする。
【００２６】
本発明にあっては、前記コンパレータが、その一端子に入力される前記抵抗器の両端の電圧差と前記他端子の電圧との大小判定を行ない、該判定の結果を表わす判定信号を出力する。前記スイッチ制御部は前記判定信号及び前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記スイッチをオン・オフする。
【００２７】
本発明に係る降圧装置は、前記コンパレータの他端子の電圧は、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、増加するように構成されていることを特徴とする。
【００２８】
本発明にあっては、前記コンパレータの他端子の電圧が、前記キャパシタの両端の電圧の上昇に応じて、増加することにより、前記コンパレータが前記一端子に入力される前記抵抗器の両端の電圧差と前記他端子の電圧との大小判定を行なうにおいて、該他端子の電圧より前記抵抗器の両端の電圧差が大きいと判定するときの前記抵抗器の両端の電圧差が大きくなり、これにより前記抵抗器を流れ得る電流の閾値が高くなる。すなわち、前記抵抗器を流れる電流の値が大きくなり、前記抵抗器の両端の電圧差がより大きくなるまで、前記抵抗器の両端の電圧差が大きいとの判定はされなくなる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、前記キャパシタの両端の電圧変化に基づいて、前記抵抗器を流れる電流を変更することにより、上述したように、キャパシタへの充電が開始された場合、出力電圧が小さい充電初期にＩAVE がＩMAX を下回り、部品の使用効率が低下する問題及び充電完了までの時間が長くなる問題を解決できる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置の要部構成を示す概念的回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置の可変抵抗部の内部構成を示す要部回路図である。
【図３】本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置の要部構成を示す概念的回路図である。
【図４】本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置の電圧可変部の具体的構成の一例を示す要部回路図である。
【図５】本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置の要部構成を示す概念的回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置における、電流変更回路の要部構成を示す概念的回路図である。
【図７】従来において、ＤＣ／ＤＣ降圧コンバーターを備えた充電回路の一例を示す回路図である。
【図８】従来の充電回路にて、電流を検知して強制的に過電流閾値の制御を行なった場合における、時間経過による電流の絶対値の変化を示すグラフである。
【図９】図８に示した電流の絶対値の変化に基づいて、平均電流値及び最大電流値の変化を出力電圧Ｖに対して表すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳しく説明する。また、以下に示す実施例では、本発明に係る降圧装置を、車両用電源装置を例にして説明するが、本発明の適用が車両用電源装置に限られるものではない。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置の要部構成を示す概念的回路図である。図１中、符号１は車両用電源装置を示す。
【００３３】
車両用電源装置１は、例えば、負荷１００を駆動させるものであり、バッテリ２と、降圧装置３０と、キャパシタ８とを備え、降圧装置３０は、バッテリ２の正極端子（図示せず）と、キャパシタ８の両端とに各別に接続されている。
【００３４】
降圧装置３０は、バッテリ２が印加した電圧を降圧し、降圧した電圧をキャパシタ８に印加する。これによりキャパシタ８が充電される。
【００３５】
降圧装置３０は、充電制御回路２０と、Ｎチャネル型のＦＥＴ４と、インダクタ５と、ダイオード６と、コンデンサ７と、抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ６とを備えている。
【００３６】
キャパシタ８は負荷１００と並列に接続している。キャパシタ８は、所定の条件にて負荷１００に電力を供給する。負荷１００は、例えば、ヘッドライト、ワイパー、スターターモーター等である。
【００３７】
バッテリ２とＦＥＴ４との間であって、ＦＥＴ４のバッテリ２側の一端子（ドレイン）には充電制御回路２０が接続されている。また、ＦＥＴ４の他端子（ソース）にはインダクタ５の入力側端子が接続されている。ＦＥＴ４の他端子及びインダクタ５の間には、ダイオード６のカソードが接続されており、ダイオード６のアノードは接地されている。
【００３８】
また、インダクタ５の出力側端子はキャパシタ８と接続されている。インダクタ５及びキャパシタ８の間には、コンデンサ７の一端子が接続されており、コンデンサ７の他端子は接地されている。また、コンデンサ７及びキャパシタ８の間には、抵抗Ｒ５の一端子が接続されており、抵抗Ｒ５の他端子には抵抗Ｒ６の一端子が接続され、抵抗Ｒ６の他端子は接地されている。充電制御回路２０は、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による後述の出力電圧ＶOUT の分圧値を用いてインダクタ５からキャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検出するように構成されている。
【００３９】
充電制御回路２０は、バッテリ２及びＦＥＴ４の間に設けられた可変抵抗部３と、可変抵抗部３を流れ得る電流の閾値を変えて可変抵抗部３を流れる電流を増加させる電流変更回路１０と、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による分圧値を用いて出力電圧ＶOUT を検出する出力電圧検知回路１４と、ＦＥＴ４のオン・オフを制御するＦＥＴ制御回路１３とを備えている。更に、電流変更回路１０は、可変抵抗部３の両端の電圧差を検知する電圧判定回路１１と、可変抵抗部３の抵抗値を変更させる抵抗変更回路１２とを備えている。
【００４０】
一方、ＦＥＴ４は、ゲートに所定電圧以上の電圧が印加された場合にドレインからソースに電流が流れてオンとなり、ゲートに印加されている電圧が所定電圧未満である場合、ドレインからゲートに電流が流れずオフとなる。
【００４１】
降圧装置３０はＦＥＴ４のオン・オフを繰り返すことによって、バッテリ２から印加された電圧を降圧する。
【００４２】
具体的には、ＦＥＴ４がオンである場合、電流がバッテリ２の正極端子から、可変抵抗部３、ＦＥＴ４、インダクタ５、キャパシタ８の順に流れ、バッテリ２の負極端子に戻る。このとき、インダクタ５にエネルギーが蓄積される。
【００４３】
ＦＥＴ４がオンからオフに切り替わった場合は、インダクタ５に流れる電流が遮断されるため、インダクタ５は自身に流れる電流を維持すべく、エネルギーを放出する。エネルギーの放出により、電流はインダクタ５の出力側端子からキャパシタ８、ダイオード６の順に流れる。エネルギーの減少に伴い、キャパシタ８に印加されている電圧は低下し、降圧される。
【００４４】
ダイオード６のアノードとインダクタ５の出力側端子との間の電圧は、コンデンサ７によって平滑化された後、キャパシタ８に印加される。
【００４５】
以上のようにして、降圧装置３０はバッテリ２の出力電圧を降圧し、降圧した電圧をキャパシタ８に印加する。デューティが小さい程、すなわち、オフ期間が長い程降圧幅は大きい。
【００４６】
図２は本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置１の可変抵抗部３の内部構成を示す要部回路図である。
【００４７】
可変抵抗部３は、複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・ＲＮと、これらに対応するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・ＳＮを有している。より詳しくは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・ＲＮは相互異なる抵抗値を有しており、これら複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・ＲＮは夫々スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・ＳＮを介してキャパシタ８に接続している。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・ＳＮは、例えば、バイポーラトランジスタ（ＦＥＴ）からなる。
【００４８】
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・ＲＮは、夫々の一端が導線Ｌ１と接続され、導線Ｌ１を介して電圧判定回路１１に接続されており、他端がスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｒ３，・・・ＳＮの一端と夫々接続されている。また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・ＳＮの他端は、導線Ｌ４を介して、抵抗変更回路１２に接続されており、後述するように、抵抗変更回路１２によってオン・オフされるように構成されている。
【００４９】
以下の説明においては、説明の便宜上、複数の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，・・・ＲＮについて、Ｎが「３」、換言すれば抵抗は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３の３つであって、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・ＳＮについても、Ｎは「３」であり、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３の順に抵抗値が小さいものとする。
【００５０】
電圧判定回路１１は、その一端が可変抵抗部３の入力側に接続された導線Ｌ２の他端、及びその一端が可変抵抗部３の出力側に接続された導線Ｌ３の他端に接続しており、導線Ｌ２及び導線Ｌ３を用いて可変抵抗部３の両端の電圧差を検知する。
【００５１】
電圧判定回路１１は、例えば、コンパレータを有しており、可変抵抗部３のバッテリ２側の一端及びＦＥＴ４側の他端の電圧を比較し、可変抵抗部３の一端及び他端の電圧差が閾値以上である場合は判定信号として「Ｈ」を出力し、電圧差が閾値以下である場合は判定信号として「Ｌ」を出力する。すなわち、可変抵抗部３の前記複数のスイッチ素子のうち、いずれかがオンである場合、電流変化によって可変抵抗部３の両端の電圧差に変化が生じるので、所定値以上の電流が流れる場合は電圧差が閾値以上となる。斯かる検知結果、すなわち、前記判定信号は、電圧判定回路１１と接続しているＦＥＴ制御回路１３に向けて出力される。
【００５２】
抵抗変更回路１２は、キャパシタ８の両端の電圧に応じて、可変抵抗部３の抵抗値を変更する。より詳しくは、抵抗変更回路１２は、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による分圧値を用いてキャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知し、かかる検知結果に基づいて、導線Ｌ４を介して、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をオン・オフする。具体的には、例えば、出力電圧ＶOUT の目標値が６Ｖである場合、出力電圧ＶOUT の検知結果が２Ｖであると、抵抗変更回路１２はスイッチ素子Ｓ１をオフにしてスイッチ素子Ｓ２をオンにし、出力電圧ＶOUT の検知結果が４Ｖであると、抵抗変更回路１２はスイッチ素子Ｓ２をオフにしてスイッチ素子Ｓ３をオンにする。
【００５３】
これによって、可変抵抗部３の抵抗値が変更され、可変抵抗部３を流れる電流の閾値、換言すれば、キャパシタ８に流れ込む電流の閾値を変更することができ、ひいてはキャパシタ８に流れる電流の電流値を上げることができる。抵抗変更回路１２の詳しい作動については、後述する。
【００５４】
出力電圧検知回路１４は、キャパシタ８の両端の電圧、換言すれば、キャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知する。詳しくは、出力電圧検知回路１４は、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による分圧値を用いて出力電圧ＶOUT を検知する。例えば、出力電圧検知回路１４は、オペアンプ（図示せず）と、コンパレータ（図示せず）とを備え、入力される分圧値を前記オペアンプが増幅し、前記コンパレータが増幅された分圧値を基準電圧と比較して、判定信号を出力する。
【００５５】
出力電圧検知回路１４は、例えば、増幅された分圧値が基準電圧値以上である場合は判定信号として「Ｌ」を出力し、基準電圧値以下である場合は判定信号として「Ｈ」を出力する。このような、判定信号は所定の三角波に基づいてパルス上に出力され、出力電圧ＶOUT が大きい充電開始初期は「Ｈ」のデューティ比が高く、出力電圧ＶOUT が小さい場合は「Ｌ」のデューティ比が高くなる。このようにして出力される判定信号は、すなわち、出力電圧ＶOUT の検知結果は、ＦＥＴ制御回路１３に出力される。
【００５６】
ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から入力される判定信号と、電圧判定回路１１から入力される判定信号とに基づいて、ＦＥＴ４のオン・オフを制御する。より詳しくは、電圧判定回路１１から判定信号「Ｈ」が出力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号が「Ｈ」であるか、「Ｌ」であるかに関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【００５７】
一方、電圧判定回路１１から判定信号「Ｌ」が出力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいて、ＦＥＴ４のオン・オフを行なう。電圧判定回路１１からの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｌ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオンにするが、電圧判定回路１１からの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｈ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオフにする。
【００５８】
このようにＦＥＴ４がオフである場合は、可変抵抗部３を流れる電流が０となるので、電圧判定回路１１は、可変抵抗部３のバッテリ２側の一端及びＦＥＴ４側の他端の電圧を比較の際、可変抵抗部３の一端及び他端の電圧差が閾値以下であると判定するので、判定信号として「Ｌ」を再び出力する。
【００５９】
以上のような構成を有する本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置１における、充電作動について詳しく説明する。
【００６０】
上述したように、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３夫々の一端は導線Ｌ１に接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３夫々の他端は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の夫々を介してＦＥＴ４に接続されている。以下、説明の便宜上、スイッチ素子Ｓ１がオンの際、抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１とし、スイッチ素子Ｓ２がオンの際、抵抗Ｒ２を流れる電流をＩ２とし、スイッチ素子Ｓ３がオンの際、抵抗Ｒ３を流れる電流をＩ３とする。また、上述したように、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３はこの順に抵抗値が小さく、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知結果が２Ｖである場合、スイッチ素子Ｓ１をオフにしてスイッチ素子Ｓ２をオンにし、出力電圧ＶOUT の検知結果が４Ｖである場合、スイッチ素子Ｓ２をオフにしてスイッチ素子Ｓ３をオンにするものとする。
【００６１】
まず、抵抗変更回路１２は、スイッチ素子Ｓ１をオンにする。これによって、抵抗Ｒ１がＦＥＴ４を介してキャパシタ８と接続され、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１が、抵抗Ｒ１の抵抗値に基づいて決まる電流値を閾値で制限される。（以下、閾値１という）。以後、バッテリ２から電圧の印加が開始された場合、電圧判定回路１１は可変抵抗部３の両端の電圧を比較し、電圧差が閾値以上であるか否か、すなわち、電流が前記閾値１以上であるか否かを判定する。
【００６２】
電圧判定回路１１は、可変抵抗部３を流れる電流が前記閾値１以下である場合、判定信号「Ｌ」を出力する。電圧判定回路１１から出力された判定信号「Ｌ」は、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【００６３】
電圧判定回路１１から判定信号「Ｌ」が入力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいてＦＥＴ４のオン・オフを行なうが、バッテリ２から電圧の印加が開始されて間もなく、キャパシタ８の両端の電圧が未だ「０」に近い場合、出力電圧検知回路１４からは判定信号「Ｈ」が出力される期間が長いので、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４のオン状態を長く維持する。
【００６４】
この際、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知結果に基づいて、導線Ｌ４を介して、スイッチ素子Ｓ１及びスイッチ素子Ｓ２のオン・オフを行なう。
【００６５】
一方、電圧判定回路１１は、可変抵抗部３を流れる電流が前記閾値１以上である場合、判定信号「Ｈ」を出力し、出力された判定信号「Ｈ」は、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【００６６】
電圧判定回路１１から判定信号「Ｈ」が入力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【００６７】
この間においても、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２のオン・オフを行なう。例えば、検知結果、出力電圧ＶOUT が２Ｖである場合、抵抗変更回路１２はスイッチ素子Ｓ１をオフにしてスイッチ素子Ｓ２をオンにする。これによって、抵抗Ｒ２がＦＥＴ４を介してキャパシタ８と接続され、抵抗Ｒ２を流れる電流Ｉ２が、抵抗Ｒ２の抵抗値に基づいて決まる電流値を閾値で制限される（以下、閾値２という）。
【００６８】
この際、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ１より抵抗値が小さいので、電流Ｉ２は電流Ｉ１より大きくなり得る。すなわち、閾値２は、閾値１より大きいので、可変抵抗部３を流れる電流の閾値も大きくなり、より大きい電流値が許可されるので、キャパシタ８にもより大きい電流が流れることとなる。
【００６９】
続いて、電圧判定回路１１は、再び可変抵抗部３の両端の電圧を比較し、電圧差が閾値以上であるか否か、すなわち、可変抵抗部３（抵抗Ｒ２）を流れる電流が前記閾値２以上であるか否かを判定する。可変抵抗部３を流れる電流が前記閾値２以下である場合、電圧判定回路１１は判定信号「Ｌ」を出力し、これはＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【００７０】
この場合、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいてＦＥＴ４のオン・オフを行なう。電圧判定回路１１からの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｈ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオンにするが、電圧判定回路１１からの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｌ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオフにする。
【００７１】
また、この間においても、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知を行ない、検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓ１及びスイッチ素子Ｓ２のオン・オフを行なう。
【００７２】
一方、電圧判定回路１１は、可変抵抗部３を流れる電流が前記閾値２以上である場合、判定信号「Ｈ」を出力し、該判定信号「Ｈ」はＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【００７３】
判定信号「Ｈ」が入力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【００７４】
この間にも、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓ１及びスイッチ素子Ｓ２のオン・オフを行なう。例えば、検知結果、出力電圧ＶOUT が４Ｖである場合、抵抗変更回路１２はスイッチ素子Ｓ２をオフにしてスイッチ素子Ｓ３をオンにする。これによって、抵抗Ｒ３がＦＥＴ４を介してキャパシタ８と接続され、抵抗Ｒ３を流れる電流Ｉ３が、抵抗Ｒ３の抵抗値に基づいて決まる電流値を閾値で制限される（以下、閾値３という。）。
【００７５】
この場合、抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ２より抵抗値が小さいので、電流Ｉ３は電流Ｉ２より大きり得る。換言すれば、閾値３は、閾値２より大きいので、可変抵抗部３を流れる電流の閾値も大きくなり、より大きい電流値が許容される。
【００７６】
このように、抵抗変更回路１２は、キャパシタ８の両端の電圧変化に応じて、可変抵抗部３の抵抗値を小さく変更させることにつれて、可変抵抗部３を流れる電流の閾値が大きく変更される。この結果、より大量の電流が可変抵抗部３に流れるので、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きく調整することができ、上述したＩAVE を引き上げることができる。
【００７７】
ＦＥＴ４がオンの場合は、インダクタ５に入力側から出力側に向けて電流が流れ、出力側のキャパシタ８に充電が行なわれる。一方、ＦＥＴ４がオフの場合は、インダクタ５に流れていた電流を流し続けるように、インダクタ５と、コンデンサ７と、ダイオード６との間で電流が還流する。
【００７８】
以上の構成及び作動によって、本発明の実施の形態１に係る車両用電源装置１においては、バッテリ２から電圧が印加された場合、すなわち、キャパシタ８への電流の供給が開始された当初、キャパシタ８の両端子間の電圧が小さい場合、瞬間的に最初大きな電流が流れることを未然に防止できるうえで、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きくしてＩAVE を引き上げることにより、上述したように、出力電圧ＶOUT が小さい充電初期には、ＩAVE がＩMAX を大きく下回ることによる、部品の使用効率低下を招く問題、また、充電完了までの時間が長くなるという問題を解消することが出来る。
【００７９】
また、本発明はこれに限るものでなく、可変抵抗部３の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を組合せることによってキャパシタ８に流れる電流が徐々に大きくなるように、適宜構成することも可能である。例えば、抵抗変更回路１２がスイッチ素子Ｓ１、スイッチ素子Ｓ２及びスイッチ素子Ｓ３の何れか２つをオンにすることもできるように構成すれば良い。
【００８０】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１は、実施の形態１の場合と同様、バッテリ２と、降圧装置３０と、キャパシタ８と、負荷１００とを備えており、降圧装置３０は、充電制御回路２０と、ＦＥＴ４と、ダイオード６と、インダクタ５と、コンデンサ７と、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６とを備えている。
【００８１】
本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１は、実施の形態１に係る車両用電源装置１と充電制御回路２０の構成・作用において相違している。
【００８２】
図３は本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１の要部構成を示す概念的回路図である。本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１の充電制御回路２０は、抵抗Ｒ７と、電流変更回路１０１とを備えている。
【００８３】
抵抗Ｒ７は、その一端がバッテリ２に接続された導線Ｌ１と接続されており、他端がＦＥＴ４の一端子と接続されている。抵抗Ｒ７の一端側には導線Ｌ２の一端が接続されており、抵抗Ｒ７の他端側には導線Ｌ３の一端が接続されている。
【００８４】
電流変更回路１０１は、抵抗Ｒ７を流れる電流の閾値を適宜変更させることにより、抵抗Ｒ７を流れる電流を増加させる。また、電流変更回路１０１は、電圧判定回路１１Ａを有している。
【００８５】
電圧判定回路１１Ａは、その一端が抵抗Ｒ７の一端側に接続された導線Ｌ２の他端、及びその一端が抵抗Ｒ７の他端側に接続された導線Ｌ３の他端に接続しており、導線Ｌ２及び導線Ｌ３を用いて抵抗Ｒ７を流れる電流の閾値を適宜変更させる。
【００８６】
更に、電圧判定回路１１Ａは、コンパレータ１１１を有しており、例えば、コンパレータ１１１の逆相入力端子に導線Ｌ３の他端が接続されており、正相入力端子には後述する電圧可変部１１２が接続されている。このような構成を有するコンパレータ１１１は、逆相入力端子に入力される抵抗Ｒ７の他端側の電圧と、正相入力端子に入力される電圧とを比較し、正相入力端子に入力される電圧より逆相入力端子に入力される電圧が大きい場合は判定信号として「Ｈ」を出力し、正相入力端子に入力される電圧より逆相入力端子に入力される電圧が小さい場合は判定信号として「Ｌ」を出力する。斯かる検知結果、すなわち、前記判定信号は、電圧判定回路１１Ａと接続しているＦＥＴ制御回路１３に向けて出力される。
【００８７】
また、電圧判定回路１１Ａは、電圧可変部１１２を有しており、電圧可変部１１２はコンパレータ１１１の正相入力端子に接続されている。より詳しくは、電圧可変部１１２の正極側には導線Ｌ２の他端が接続されており、電圧可変部１１２の負極側は導線Ｌ６を介してコンパレータ１１１の正相入力端子に接続されている。
【００８８】
従って、電圧判定回路１１Ａのコンパレータ１１１は、電圧可変部１１２の変動電圧に応じて変動する正相入力端子側の電圧を、抵抗Ｒ７の他端側の電圧と比較し、抵抗Ｒ７の他端側の電圧が正相入力端子側の電圧より大きい場合は判定信号として「Ｈ」を出力し、抵抗Ｒ７の他端側の電圧が正相入力端子側の電圧より低い場合は判定信号として「Ｌ」を出力する。
【００８９】
図４は本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１の電圧可変部１１２の具体的構成の一例を示す要部回路図である。
【００９０】
電圧可変部１１２は、その一端が導線Ｌ２の他端に接続された抵抗Ｒａを有しており、抵抗Ｒａの他端は導線Ｌ６を介してコンパレータ１１１の正相入力端子と接続されている。また、抵抗Ｒａの他端及びコンパレータ１１１の正相入力端子の間には、４つの接続点が設けられ、夫々抵抗Ｒｂの一端と、抵抗Ｒｃの一端と、抵抗Ｒｄの一端と、シャントレギュレータＴのカソードが接続されている。なお、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ及び抵抗Ｒｄの抵抗値は、抵抗Ｒｂが最も小さく、抵抗Ｒｄが最も大きい。本実施の形態においては、電圧可変部１１２が抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ及び抵抗Ｒｄの３つの抵抗を有する場合を例として説明したが、これに限るものでなく、３つ以上の抵抗を有するように構成しても良い。
【００９１】
抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ及び抵抗Ｒｄの他端には、夫々スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃが接続されており、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ及び抵抗Ｒｄはスイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃを介して夫々抵抗Ｒｅの一端と接続されている。また、抵抗Ｒｅの他端はシャントレギュレータＴのアノードと接続されており、シャントレギュレータＴは抵抗Ｒｄとの接続点を介して接地している。
【００９２】
また、電圧可変部１１２は、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃのオン・オフを行なう切替回路１１２１を有している。切替回路１１２１は導線Ｌ５を介して、キャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知し、斯かる検知結果に基づいてスイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃをオン・オフさせる。より詳しくは、切替回路１１２１は抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による出力電圧ＶOUT の分圧値を用いてキャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知し、この検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃをオン・オフさせる。
【００９３】
切替回路１１２１は、例えば、出力電圧ＶOUT の目標値が６Ｖである場合、出力電圧ＶOUT の検知結果が２Ｖであると、スイッチ素子Ｓａをオフにしてスイッチ素子Ｓｂをオンにする。また、切替回路１１２１は、出力電圧ＶOUT の検知結果が４Ｖであると、スイッチ素子Ｓｂをオフにしてスイッチ素子Ｓｃをオンにする。すなわち、出力電圧ＶOUT の上昇につれて、抵抗値の大きい抵抗がオン状態となる。
【００９４】
更に、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ又はスイッチ素子Ｓｃがオンである場合、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ又は抵抗Ｒｄはスイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ又はスイッチ素子Ｓｃを介してシャントレギュレータＴに接続されるように構成されており、シャントレギュレータＴは、かかる接続によって入力される電圧が一定になるように調整する。
【００９５】
すなわち、電圧可変部１１２においては、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ及び抵抗Ｒｄの抵抗値がこの順に大きく、上述したように、キャパシタ８の充電開始後、充電時間の経過につれて、換言すれば、出力電圧ＶOUT の上昇につれて、抵抗値のより大きい抵抗をオン状態にする。
【００９６】
これによって、電圧可変部１１２に接続されたコンパレータ１１１の正相入力端子の電圧が徐々に大きくなる。換言すれば、出力電圧ＶOUT の上昇につれて、コンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧が大きくなる。この結果、出力電圧ＶOUT の上昇につれて、コンパレータ１１１から判定信号「Ｈ」が出力されるまでに抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値が上昇する。
【００９７】
出力電圧検知回路１４は、キャパシタ８の両端の電圧、換言すれば、キャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知する。詳しくは、出力電圧検知回路１４は、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による出力電圧ＶOUT の分圧値を用いて出力電圧ＶOUT を検知する。出力電圧検知回路１４については、上述した通りであり、詳しい説明を省略する。
【００９８】
ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から入力される判定信号と、電圧判定回路１１Ａから出力される判定信号とに基づいて、ＦＥＴ４のオン・オフを制御する。より詳しくは、電圧判定回路１１Ａから判定信号「Ｈ」が出力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号が「Ｈ」であるか、「Ｌ」であるかに関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。一方、電圧判定回路１１Ａからの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｈ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオンにするが、電圧判定回路１１Ａからの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｌ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオフにする。ＦＥＴ制御回路１３については、上述した通りであり、詳しい説明を省略する。
【００９９】
このような構成を有する本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１における、充電作動について詳しく説明する。以下、説明の便宜上、切替回路１１２１は、出力電圧ＶOUT の検知結果が２Ｖである場合、スイッチ素子Ｓａをオフにしてスイッチ素子Ｓｂをオンにし、出力電圧ＶOUT の検知結果が４Ｖである場合、スイッチ素子Ｓｂをオフにしてスイッチ素子Ｓｃをオンにするものとする。
【０１００】
まず、切替回路１１２１は、スイッチ素子Ｓａをオンにする。この際に電圧可変部１１２の電圧を変更電圧Ｖ１とした場合、抵抗Ｒ７の抵抗値は固定であるので、変更電圧Ｖ１によって定められるコンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧（変更電圧Ｖ１）との関係により、コンパレータ１１１から判定信号「Ｈ」が出力されるまで抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値が定められる（以下、閾値１という）。以後、バッテリ２から電圧の印加が開始された場合、電圧判定回路１１Ａのコンパレータ１１１は正相入力端子に入力される電圧及び逆相入力端子に入力される電圧を比較し、逆相入力端子に入力される電圧が正相入力端子に入力される電圧より大きいか否か、換言すれば、抵抗Ｒ７を流れる電流が前記閾値１以上であるか否かを判定する。すなわち、電圧判定回路１１Ａのコンパレータ１１１が抵抗Ｒ７の他端（逆相入力端子側）の電圧と、正相入力端子側の変更電圧Ｖ１を比較する。
【０１０１】
電圧判定回路１１Ａは、抵抗Ｒ７の他端側の電圧が変更電圧Ｖ１より小さい場合、換言すれば、抵抗Ｒ７を流れる電流が前記閾値１以下である場合、判定信号「Ｌ」を出力する。電圧判定回路１１Ａから出力された判定信号「Ｌ」は、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【０１０２】
電圧判定回路１１Ａから判定信号「Ｌ」が入力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいてＦＥＴ４のオン・オフを行なうが、バッテリ２から電圧の印加が開始されて間もなく、キャパシタ８の両端の電圧が未だ「０」に近い場合、出力電圧検知回路１４からは判定信号「Ｈ」が出力される期間が長いので、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４のオン状態を長く維持する。
【０１０３】
この際、切替回路１１２１は、出力電圧ＶOUT の検知を行っており、かかる検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃのオン・オフを行なう。
【０１０４】
一方、電圧判定回路１１Ａは、抵抗Ｒ７の他端側の電圧が変更電圧Ｖ１より大きい場合、換言すれば、抵抗Ｒ７を流れる電流が前記閾値１以上である場合、判定信号「Ｈ」を出力し、出力された判定信号「Ｈ」は、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。この場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【０１０５】
この間においても、切替回路１１２１は、出力電圧ＶOUT の検知を行ない、斯かる検知の結果に基づいて、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃのオン・オフを行なう。例えば、検知結果、出力電圧ＶOUT が２Ｖである場合、切替回路１１２１はスイッチ素子Ｓａをオフにしてスイッチ素子Ｓｂをオンにする。これにより、上述したように、電圧可変部１１２の電圧変化に応じてコンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧が大きくなる。以下、この際の電圧可変部１１２の電圧、すなわち、コンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧を変更電圧Ｖ２とする。
【０１０６】
すなわち、コンパレータ１１１においては、正相入力端子側の電圧が上昇していることから、コンパレータ１１１から判定信号「Ｈ」が出力されるまで逆相入力端子側にはより大きい電圧の入力が許容される結果となり、抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値としてはより大きい電流値が許可されるので、キャパシタ８にはより大きい電流が流れることとなる。以下、この際に、抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値を閾値２という。
【０１０７】
続いて、電圧判定回路１１Ａは、再び正相入力端子に入力される電圧（変更電圧Ｖ２）及び逆相入力端子に入力される電圧を比較し、逆相入力端子に入力される電圧が正相入力端子に入力される電圧より大きいか否か、換言すれば、抵抗Ｒ７に流れる電流が前記閾値２以上であるか否かを判定する。逆相入力端子に入力される電圧が正相入力端子に入力される電圧より小さく、抵抗Ｒ７を流れる電流が前記閾値２以下である場合、電圧判定回路１１Ａは判定信号「Ｌ」を出力し、これはＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【０１０８】
この場合、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいてＦＥＴ４のオン・オフを行なう。電圧判定回路１１Ａからの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｈ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオンにするが、電圧判定回路１１Ａからの判定信号が「Ｌ」であって、出力電圧検知回路１４からの判定信号が「Ｌ」である場合、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４をオフにする。
【０１０９】
また、この間においても、切替回路１１２１は、出力電圧ＶOUT の検知を行ない、検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃのオン・オフを行なう。
【０１１０】
一方、電圧判定回路１１Ａは、逆相入力端子に入力される電圧が正相入力端子に入力される電圧より大きい場合、すなわち、抵抗Ｒ７を流れる電流が前記閾値２以上である場合、判定信号「Ｈ」を出力し、該判定信号「Ｈ」はＦＥＴ制御回路１３に入力される。この場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【０１１１】
この間にも、抵抗変更回路１２は、出力電圧ＶOUT の検知結果に基づいて、スイッチ素子Ｓａ、スイッチ素子Ｓｂ及びスイッチ素子Ｓｃのオン・オフを行なう。例えば、検知結果、出力電圧ＶOUT が４Ｖである場合、切替回路１１２１はスイッチ素子Ｓｂをオフにしてスイッチ素子Ｓｃをオンにする。これにより、電圧可変部１１２の電圧が変更され、これに応じてコンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧が更に大きくなる。
【０１１２】
すなわち、コンパレータ１１１においては、判定信号「Ｈ」が出力されるまで逆相入力端子側に更に高い電圧の入力が許容される結果となり、抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値としては更に大きい電流値が許可されるので、キャパシタ８には更に大きい電流が流れることとなる。
【０１１３】
以上のように、電圧可変部１１２が、キャパシタ８の両端の電圧変化（上昇）に応じて、コンパレータ１１１の正相入力端子側の電圧を大きくすることにより、抵抗Ｒ７に流れる電流の閾値を大きくすることができる。この結果、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きく調整することができ、上述したＩAVE を引き上げることができる。
【０１１４】
以上の構成及び作動によって、本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１においては、バッテリ２からからキャパシタ８への電流の供給が開始された当初、例えば、キャパシタ８の両端子間の電圧が「０」に小さい場合、瞬間的に最初大きな電流が流れることを未然に防止できるうえに、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きくしてＩAVE を引き上げることにより、上述したように、出力電圧ＶOUT が小さい充電初期には、ＩAVE がＩMAX を大きく下回ることによる、部品の使用効率低下を招く問題、また、充電完了までの時間が長くなるという問題を解消することが出来る。
【０１１５】
実施の形態１と同様の部分については、同一の符号を付して詳細な説明を省略する。
【０１１６】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１は、実施の形態１又は２の場合と同様、バッテリ２と、降圧装置３０と、キャパシタ８と、負荷１００とを備えており、降圧装置３０は、充電制御回路２０と、ＦＥＴ４と、ダイオード６と、インダクタ５と、コンデンサ７と、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６とを備えている。
【０１１７】
本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１は、実施の形態１又は２に係る車両用電源装置１と、充電制御回路２０の構成・作用において相違している。
【０１１８】
図５は本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１の要部構成を示す概念的回路図である。本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１の充電制御回路２０は、抵抗Ｒ７と、電流変更回路１０２とを備えている。
【０１１９】
抵抗Ｒ７は、その一端が導線Ｌ１を介してバッテリ２と接続されており、他端がＦＥＴ４の一端子と接続されている。抵抗Ｒ７の一端側には導線Ｌ２の一端が接続されており、抵抗Ｒ７の他端側には導線Ｌ３の一端が接続されている。
【０１２０】
電流変更回路１０２は、抵抗Ｒ７を流れ得る電流の閾値を適宜変更させることにより、抵抗Ｒ７を流れる電流を増加させる。また、電流変更回路１０２は、電圧判定回路１１Ｂと、電圧変換回路１５Ａとを有している。
【０１２１】
電圧判定回路１１Ｂは、その一端が抵抗Ｒ７の一端側に接続された導線Ｌ２の他端、及びその一端が抵抗Ｒ７の他端側に接続された導線Ｌ３の他端に接続しており、導線Ｌ２及び導線Ｌ３を用いて抵抗Ｒ７を流れる電流の閾値を適宜変更させる。また、電圧判定回路１１Ｂは、オペアンプ１１４と、コンパレータ１１３とを有している。
【０１２２】
オペアンプ１１４は、その正相入力端子には導線Ｌ２の他端が接続され、逆相入力端子には導線Ｌ３の他端が接続されており、抵抗Ｒ７の両端の電圧差を増幅させる。増幅された電圧差はコンパレータ１１３の正相入力端子に入力される。
【０１２３】
コンパレータ１１３は、上述したように、正相入力端子がオペアンプ１１４の出力側と接続されている。一方、コンパレータ１１３の逆相入力端子は、電源Ｖｃｃと、電圧変換回路１５Ａを介して入力される電圧との電圧差が、抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９によって分圧されて入力されるように構成されている。コンパレータ１１３は、正相入力端子に入力される電圧と、逆相入力端子に入力される電圧を比較する。
【０１２４】
より詳しくは、電源Ｖｃｃには、抵抗Ｒ８の一端が接続されており、抵抗Ｒ８の他端には抵抗Ｒ９の一端が接続されている。また、抵抗Ｒ９の他端には、電圧変換回路１５Ａの出力側が接続されている。更に、抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９の間で分岐された導線はコンパレータ１１３の逆相入力端子に接続されている。
【０１２５】
このような構成を有するコンパレータ１１３は、オペアンプ１１４から出力される、増幅された抵抗Ｒ７の両端の電圧差（以下、単に増幅済み電圧という）と、抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９によって分圧された電圧（以下、単に分圧電圧という）とを比較し、逆相入力端子側に入力される分圧電圧より正相入力端子側に入力される増幅済み電圧が大きい場合は判定信号として「Ｈ」を出力し、逆相入力端子側に入力される分圧電圧より正相入力端子側に入力される増幅済み電圧が小さい場合は判定信号として「Ｌ」を出力する。斯かる検知結果、すなわち、前記判定信号は、電圧判定回路１１Ｂと接続しているＦＥＴ制御回路１３に出力される。
【０１２６】
電圧変換回路１５Ａは、コンパレータ１１３（抵抗Ｒ９）に出力すべき電圧を適宜変更する。電圧変換回路１５Ａはオペアンプ１５１を有している。オペアンプ１５１の正相入力端子には、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６によって分圧された出力電圧ＶOUT が入力されるように構成されている。
【０１２７】
一方、オペアンプ１５１の逆相入力端子には抵抗Ｒ１１が接続されている。詳しくは、抵抗Ｒ１１は、オペアンプ１５１に対応する電源Ｖｃｃにその一端が接続されており、いわゆる仮想接地点を介して、オペアンプ１５１の逆相入力端子に接続されている。また、前記仮想接地点には、抵抗Ｒ１０の一端が接続されており、抵抗Ｒ１０の他端はオペアンプ１５１の出力側に接続されている。
【０１２８】
図６は本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１における、電流変更回路１０２の要部構成を示す概念的回路図である。図６に基づいて、電圧判定回路１１Ｂ及び電圧変換回路１５Ａの作用について詳しく説明する。
【０１２９】
以下においては、説明の便宜上、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の間の分岐点をＡ点とし、抵抗Ｒ８及び抵抗Ｒ９の間の分岐点をＣ点とし、抵抗Ｒ９の他端と電圧変換回路１５Ａの出力側との接続をＢ点という。
【０１３０】
Ｃ点を流れる電流Ｉａは、以下の式によって表わすことができる。
Ｉａ＝Ｖｃｃ−Ｖｂ／（Ｒ８＋Ｒ９）    ・・・式（１）
【０１３１】
また、Ｃ点での電位は、Ｖｃ−Ｖｂ＝Ｒ９×Ｉａであることから、これに、式（１）を代入すると、以下のようになる。
Ｖｂ＝Ｖｃ−[｛Ｒ９／Ｒ８｝×（Ｖｃｃ−Ｖｃ）]  ・・・式（２）
【０１３２】
一方、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１０には共に電流Ｉｂが流れ、オペアンプ１５１の逆相入力端子側の仮想接地点は、Ａ点と同一の電位Ｖａであるので、以下のようになる。
Ｉｂ＝（Ｖｃｃ−Ｖａ）／Ｒ１１    ・・・式（３）
Ｉｂ＝（Ｖａ−Ｖｂ）／Ｒ１０    ・・・式（４）
【０１３３】
以上の式（３）及び式（４）から、
Ｖｂ＝ [｛（Ｒ１０＋Ｒ１１）×Ｖａ｝／Ｒ１１]−｛（Ｒ１０／Ｒ１１）×Ｖｃｃ｝  ・・・式（５）
である。
【０１３４】
一方、Ａ点を流れる電流Ｉｃは、Ｉｃ＝ＶOUT ／（Ｒ５＋Ｒ６）であることから、
Ｖａ＝Ｒ６×Ｉｃ＝（Ｒ６×ＶOUT ）／（Ｒ５＋Ｒ６）    ・・・式（６）
である。
【０１３５】
ここで、式（６）を、式（５）に代入すると、以下のようになる。
Ｖｂ＝[｛Ｒ６×（Ｒ１０＋Ｒ１１）｝／｛Ｒ１１×（Ｒ５＋Ｒ６）｝] ×ＶOUT −（Ｒ１０×Ｖｃｃ）／Ｒ１１      ・・・式（７）
【０１３６】
また、式（７）を、式（２）に代入して、ＶｃとＶOUT との関係を求めると、以下のようになる。
Ｖｃ＝Ｒ８／（Ｒ８＋Ｒ９）×[｛Ｒ６×（Ｒ１０＋Ｒ１１）｝／｛Ｒ１１×（Ｒ５＋Ｒ６）｝×ＶOUT ＋｛（Ｒ９／Ｒ８）−（Ｒ１０／Ｒ１１）｝×Ｖｃｃ] ・・・式（８）
【０１３７】
このように求められた式（８）から分かるように、本発明の実施の形態２に係る車両用電源装置１では、充電制御回路２０において、コンパレータ１１３の逆相入力端子に入力されるＶｃは、出力電圧ＶOUT に比例して変更するように構成されている。
【０１３８】
すなわち、コンパレータ１１３が、上述したように、逆相入力端子に入力される電圧を基準電圧として、正相入力端子に入力される電圧との比較を行なうが、式（８）にて示したように、コンパレータ１１３の逆相入力端子に入力されるＶｃ（基準電圧）は、ＶOUT に比例して変更する。一方、出力電圧ＶOUT は、キャパシタ８の充電開始後、キャパシタ８に電荷が蓄積されることにつれて増加することから、出力電圧ＶOUT の増加に伴って、Ｖｃ（基準電圧）も増加し、コンパレータ１１３においては、判定信号「Ｈ」が出力されるまでに正相入力端子への入力が許容される増幅済み電圧の電圧値もより大きくなる。
【０１３９】
以上のことは、換言すれば、キャパシタ８の両端の電圧が増加することに伴い、抵抗Ｒ７の両端において許容される電圧差も増加されることとなり、これは、抵抗Ｒ７を流れる電流の閾値がその分大きくなり得るので、より多量の電流が流れることが許容されることとなる。
【０１４０】
出力電圧検知回路１４は、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、キャパシタ８の両端の電圧、換言すれば、キャパシタ８に出力される出力電圧ＶOUT を検知する。出力電圧検知回路１４については、上述した通りであり、詳しい説明を省略する。
【０１４１】
ＦＥＴ制御回路１３は、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、出力電圧検知回路１４から入力される判定信号と、電圧判定回路１１Ｂから出力される判定信号とに基づいて、ＦＥＴ４のオン・オフを制御する。ＦＥＴ制御回路１３については、上述した通りであり、詳しい説明を省略する。
【０１４２】
このような構成を有する本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１における、充電作動について詳しく説明する。
【０１４３】
バッテリ２から電圧の印加が開始された場合、電圧判定回路１１Ｂのコンパレータ１１３は、正相入力端子側に入力される抵抗Ｒ７の両端の電圧差（増幅済み電圧）を、逆相入力端子側に入力される前記分圧電圧（Ｖｃ）と比較する。
【０１４４】
コンパレータ１１３（電圧判定回路１１Ｂ）は、分圧電圧（Ｖｃ）より前記増幅済み電圧が小さい場合、判定信号「Ｌ」を出力する。電圧判定回路１１から出力された判定信号「Ｌ」は、上述したように、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。
【０１４５】
電圧判定回路１１Ｂから判定信号「Ｌ」が入力された場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に基づいてＦＥＴ４のオン・オフを行なうが、バッテリ２から電圧の印加が開始されて間もなく、キャパシタ８の両端の電圧が未だ「０」に近い場合、出力電圧検知回路１４からは判定信号「Ｈ」が出力される期間が長いので、ＦＥＴ制御回路１３はＦＥＴ４のオン状態を長く維持する。
【０１４６】
一方、コンパレータ１１３（電圧判定回路１１Ｂ）は、前記分圧電圧（Ｖｃ）より前記増幅済み電圧が大きい場合、判定信号「Ｈ」を出力し、出力された判定信号「Ｈ」は、ＦＥＴ制御回路１３に入力される。この場合、ＦＥＴ制御回路１３は、出力電圧検知回路１４から出力される判定信号に関わることなく、ＦＥＴ４をオフにする。
【０１４７】
このような作用を繰り返す間、キャパシタ８に電荷が徐々に蓄積されるので出力電圧ＶOUT が増加する。すなわち、上述の式（８）にて示したように、出力電圧ＶOUT の増加に伴って、前記分圧電圧（Ｖｃ）も増加する。
【０１４８】
従って、コンパレータ１１３においては、判定信号「Ｈ」が出力されるまでに正相入力端子への入力が許容される増幅済み電圧の電圧値が大きくなり、換言すれば、抵抗Ｒ７の両端において許容される電圧差も増加されることとなり、抵抗Ｒ７に流れ得る電流の閾値がその分大きくなる。その結果、出力電圧ＶOUT の増加に伴って、より多量の電流が抵抗Ｒ７に流れることが許容されることとなり、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きく調整することができ、上述したＩAVE を引き上げることができる。
【０１４９】
以上の構成及び作動によって、本発明の実施の形態３に係る車両用電源装置１においては、キャパシタ８に流れ込む電流を徐々に大きくしてＩAVE を引き上げることにより、バッテリ２からキャパシタ８への電流の供給が開始された当初、キャパシタ８の両端間の電圧が「０」に近い場合、瞬間的に最初大きな電流が流れることを未然に防止できるうえで、上述したような問題、また、充電完了までの時間が長くなるという問題を解消することが出来る。
【０１５０】
実施の形態１と同様の部分については、同一の符号を付して詳細な説明を省略する。
【０１５１】
以上の記載においては、キャパシタ８の一端が接地されており、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６による分圧値を用いてキャパシタ８の他端における電位（出力電圧ＶOUT ）を検知する場合を例にあげて説明したが、斯かる出力電圧ＶOUT が特許請求の範囲に記載の「キャパシタの両端の電圧」に相当することは言うまでもない。
すなわち、特許請求の範囲に記載の「キャパシタの両端の電圧」には、その一端が接地されたキャパシタの他端における、該キャパシタへの出力電圧（電位）を含む。
【符号の説明】
【０１５２】
１  車両用電源装置（電源装置）
２  バッテリ（電源）
３  可変抵抗部（抵抗器）
４  ＦＥＴ（スイッチ）
８  キャパシタ
１０  電流変更回路（電流変更部）
１１  電圧判定回路（電圧判定部）
１２  抵抗変更回路（抵抗変更部）
１１Ａ  電圧判定回路（電圧判定部）
１１Ｂ  電圧判定回路（電圧判定部）
１３  ＦＥＴ制御回路（スイッチ制御部）
１４  出力電圧検知回路
１５Ａ  電圧変換回路
２０  充電制御回路
３０  降圧装置
１０１  電流変更回路（電流変更部）
１０２  電流変更回路（電流変更部）
１１１  コンパレータ
１１２  電圧可変部
１１３  コンパレータ
Ｒ７  抵抗（抵抗器）
【図１】
2014207761.tif 000003
【図２】
2014207761.tif 000004
【図３】
2014207761.tif 000005
【図４】
2014207761.tif 000006
【図５】
2014207761.tif 000007
【図６】
2014207761.tif 000008
【図７】
2014207761.tif 000009
【図８】
2014207761.tif 000010
【図９】
2014207761.tif 000011