(57)【要約】【課題】簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出する。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１０はスイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦの切替えによりリアクトル１６の電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は算出部２５を有する。算出部２５はＰＷＭ制御の１周期におけるリアクトル１６の電流の平均値を１周期とリアクトル１６の入力電圧および出力電圧とリアクトル１６のインダクタンスとＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する。【選択図】図１
2014103719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替えにより、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出部を備える
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部をさらに備え、
前記算出部は、前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロであるときに、前記第１の算出方法による前記平均値の算出を実行する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロであって且つ前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロより大きいときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記電流検出部が検出した電流と、前記電流検出部が前記ＰＷＭの半周期前に検出した電流とを用いる第２の算出方法によって算出する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記電流検出部が検出した電流、前記リアクトルの電流の１周期、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧、および前記リアクトルのインダクタンスに基づいて、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなるかを判別する判別部をさらに備え、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなると判別するときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記第１の算出方法または前記第２の算出方法によって算出する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部を、さらに備え、
前記算出部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧値、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流を用いた前記電流検出部が検出する電流の補正により前記平均値を算出する第３の算出方法を実行可能であり、
前記判別部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロにならない場合に、前記算出部に前記第３の算出方法による前記平均値の算出を実行させる
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記リアクトルの電流の算出方法であって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出ステップを備える
ことを特徴とする算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチに接続されたリアクトルの平均電流を正確に算出するＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池などのような電源が供給する電力を効率化させるために、常時、電力値を監視し、電力値を最大化させるように、ＤＣ／ＤＣコンバータに電圧または電流を調整させることが好ましい。最適化された電力で駆動させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチに接続されるリアクトルの電流を、目標値に一致するように制御する必要がある。そのためには、リアクトルの電流を正確に検出する必要がある。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＰＷＭ制御により電圧又は電流を調整することが一般的であって、リアクトルの電流は振動しながら、増加または減少する。それゆえ、測定すべき電流は平均値である。リアクトルの電流は所定の周期で検出されるので、特に、リアクトルの電流の変動周期において電流がゼロとなる不連続モードにおける平均値を正確に検出することは困難である。
【０００４】
そこで、リアクトルに流れる電流の最小電流を常時測定し、測定した最小電流に基づいて、リアクトルの電流の平均値を算出することが提案されている（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−２５４６４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、特許文献１に記載の方法では、１周期における最小電流を検出するためにピークホールド回路を設ける必要があるため、構成が煩雑化し、製造コストが増大していた。
【０００７】
したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出するＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した諸課題を解決すべく、第１の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータは、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出部を備える
ことを特徴とするものである。
【０００９】
また、第２の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部をさらに備え、
前記算出部は、前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロであるときに、前記第１の算出方法による前記平均値の算出を実行する
ことが好ましい。
【００１０】
また、第３の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロであって且つ前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロより大きいときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記電流検出部が検出した電流と、前記電流検出部が前記ＰＷＭの半周期前に検出した電流とを用いる第２の算出方法によって算出する
ことが好ましい。
【００１１】
また、第４の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記電流検出部が検出した電流、前記リアクトルの電流の１周期、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧、および前記リアクトルのインダクタンスに基づいて、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなるかを判別する判別部をさらに備え、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなると判別するときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記第１の算出方法または前記第２の算出方法によって算出する
ことが好ましい。
【００１２】
また、第５の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部を、さらに備え、
前記算出部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧値、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流を用いた前記電流検出部が検出する電流の補正により前記平均値を算出する第３の算出方法を実行可能であり、
前記判別部は、前記ＰＷＭの制御の１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロにならない場合に、前記算出部に前記第３の算出方法による前記平均値の算出を実行させる
ことが好ましい。
【００１３】
上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
【００１４】
例えば、本発明の第６の観点を方法として実現させた算出方法は、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記リアクトルの電流の算出方法であって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出ステップを備える
ことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１５】
上記のように構成された本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法によれば、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の、一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す機能ブロック図である。
【図２】スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替え、リアクトルの電圧、およびリアクトルの電流の時間変化を示すグラフである。
【図３】制御部が実行するデューティー比決定処理を示すフローチャートである。
【図４】不連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。
【図５】連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００１８】
まず、本発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１は、一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す機能ブロック図である。
【００１９】
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、変換部１１、電流検出部１２、電圧検出部１３、記憶部１４、および制御部１５を含んで構成される。
【００２０】
変換部１１は、リアクトル１６、第１のダイオード１７、スイッチ１８、第２のダイオード１９を有する。リアクトル１６の一端は、入力側の正極２０と接続している。第１のダイオード１７のアノードはリアクトル１６の他端と接続し、カソードは出力側の正極２１と接続している。スイッチ１８は例えばトランジスタであって、コレクタはリアクトル１６の他端と接続し、エミッタは入力側の負極２２および出力側の負極２３と接続している。スイッチ１８は制御部１５からベースに送信される信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを切替える。第２のダイオード１９は、スイッチ１８の保護のために、スイッチ１８と並列に接続している。変換部１１は、スイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを交互に繰返して切替え、ＰＷＭ制御することにより、直流電力の電流を目標値に合致するように調整する。
【００２１】
電流検出部１２は、ＰＷＭ制御においてスイッチ１８をＯＮまたはＯＦＦにする期間中の半期近辺を基準としてＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）の間隔でリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を検出する（図２“リアクトルの電流欄”参照）。電圧検出部１３は、リアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを検出する。
【００２２】
記憶部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動させるのに必要な情報を記憶する。例えば、記憶部１４はリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを記憶する。また、記憶部１４は、電流検出部１２が連続的に検出した、直近の少なくとも３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶する（ｔ０−ｔ−１＝ｔ−１−ｔ−２＝ΔＴ／２）。
【００２３】
制御部１５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の各部位の動作を制御する。例えば、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有し、後述するように、それぞれ変換部１１の動作状況の判別およびリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）の平均値ｉａｖｅ（ｔ）の算出を行なう。また、制御部１５は、平均値ｉａｖｅ（ｔ）を目標値に一致させるデューティー比ｄを定める。さらに、制御部１５は、定めたデューティー比ｄでスイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを切替える。上記の構成において、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有するが、制御部１５をマイクロコンピュータによって構成し、プログラムを実行することにより判別部２４および算出部２５として機能させる構成であってもよい。
【００２４】
判別部２４は、電流ｉ（ｔ）を新規に取得したタイミングにおいてスイッチ１８がＯＦＦである場合に、当該電流ｉ（ｔ）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるｉ（ｔ１）として、電流検出部１２から取得する。判別部２４は、記憶部１４が記憶する半周期（ΔＴ／２）前の電流ｉ（ｔ０）を取得する（ｔ１−ｔ０＝ΔＴ／２）。判別部２４は、電圧検出部１３が検出したリアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを、電圧検出部１３から取得する。判別部２４は、記憶部１４からリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを読出す。判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであるか否かを判別する。取得した電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロでないとき、さらに、判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ１）、入力電圧ＶＳ、および出力電圧ＶＣ、読出したインダクタンスＬおよび周期ΔＴに基づいて、（１）式を満たすか否かを判別する。判別部２４は、（１）式を満たすときに、ＰＷＭ制御の１周期ΔＴの間にリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が実質的にゼロとなると判別する。
【００２５】
【数１】
2014103719.tif 000003
【００２６】
算出部２５は、判別部２４から判別結果を取得する。算出部２５は、電流ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであると判別部２４が判別するときに、第１の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たすと判別するときに、第２の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別するときに、第３の算出方法によって、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別し且つ記憶部１４が直近の３回の電流ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を記憶していないときには、電流検出部１２が新規に検出した電流ｉ（ｔ１）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）として算出する。
【００２７】
第１の算出方法では、算出部２５は（２）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００２８】
【数２】
2014103719.tif 000004
【００２９】
（２）式において、ｄはＰＷＭ制御のデューティー比である。
【００３０】
第２の算出方法では、算出部２５は（３）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００３１】
【数３】
2014103719.tif 000005
【００３２】
第３の算出方法では、算出部２５は（４）式により平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。
【００３３】
【数４】
2014103719.tif 000006
【００３４】
次に、制御部１５が実行するデューティー比決定処理について、図３のフローチャートを用いて説明する。制御部１５は、ＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）毎の電流検出部１２による電流ｉ（ｔ）の検出時に、デューティー比決定処理を開始する。
【００３５】
ステップＳ１００において、制御部１５は、電圧検出部１３からリアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを取得する。入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを取得すると、プロセスはステップＳ１０１に進む。
【００３６】
ステップＳ１０１では、制御部１５は、スイッチ１８がＯＦＦであるか否かを判別する。ＯＦＦであるときには、プロセスはステップＳ１０２に進む。ＯＮであるときには、ステップＳ１０２〜Ｓ１１０をスキップして、ステップＳ１１１に進む。
【００３７】
ステップＳ１０２では、制御部１５は、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ）を、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるｉ（ｔ１）として認識する。ｉ（ｔ１）を認識すると、プロセスはステップＳ１０３に進む。
【００３８】
ステップＳ１０３では、制御部１５は、ｉ（ｔ１）が実質的にゼロを超えているか、例えばゼロとみなせるように定めた閾値を超えているか否かを判別する。ｉ（ｔ１）が実質的にゼロであるときには、プロセスはステップＳ１０４に進む。ｉ（ｔ１）が実質的にゼロを超えているときには、プロセスはステップＳ１０５に進む。
【００３９】
ステップＳ１０４では、制御部１５は、第１の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４０】
ステップＳ１０５では、制御部１５は、ステップＳ１０２で認識しているｉ（ｔ１）、記憶部１４に記憶したｉ（ｔ０）、取得した入力電圧ＶＳ、および出力電圧ＶＣが（１）式を満たすか否かを判別する。（１）式を満たすときには、プロセスはステップＳ１０６に進む。（１）式を満たしていないときには、プロセスはステップＳ１０７に進む。
【００４１】
ステップＳ１０６では、制御部１５は、第２の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４２】
ステップＳ１０７では、制御部１５は、記憶部１４にｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）が記憶されているか否かを判別する。記憶されているときには、プロセスはステップＳ１０８に進む。記憶されていないときには、プロセスはステップＳ１０９に進む。
【００４３】
ステップＳ１０８では、制御部１５は、第３の算出方式で平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４４】
ステップＳ１０９では、制御部１５は、ｉ（ｔ１）を平均値ｉａｖｅ（ｔ１）として算出する。平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。
【００４５】
ステップＳ１１０では、制御部１５は、ステップＳ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０８、およびＳ１０９のいずれかにおいて算出した平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を目標値と比較し、目標値に近づけるデューティー比ｄを定める。制御部１５は、定めたデューティー比ｄでＰＷＭ制御を行なう。デューティー比ｄの決定後、プロセスはステップＳ１１１に進む。
【００４６】
ステップＳ１１１では、制御部１５は、記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を、それぞれ記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）およびステップＳ１０２で認識したｉ（ｔ１）に置換することにより、更新する。ｉ（ｔ−２）、ｉ（ｔ−１）、ｉ（ｔ０）を更新すると、デューティー比決定処理を終了する。
【００４７】
以上のような構成の本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、以下に説明するように、不連続モードにおいても、ピークホールド回路などを設けることなく簡潔な構成でリアクトル１６の電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００４８】
前述のように、制御部１５は、三角波である周期ΔＴのＰＷＭ搬送波および設定すべきデューティー比ｄの比較に基づいてスイッチ１８をＯＮ／ＯＦＦを切替える。
【００４９】
スイッチ１８がＯＮのときに、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は入力電圧ＶＳであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶＳに比例して直線的に増加する（図２符合“ｒ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達するまでは、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は出力電圧ＶＳ−ＶＣであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶＳ−ＶＣに比例して直線的に減少する（図２符合“ｆ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達すると、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は０となり、リアクトル１６の電流は０のままである（図２符合“ｃ”参照）。
【００５０】
ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０となる不連続モードにおいては、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングをＴａ、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングをＴｂとすると（図４参照）、Ｔａ≦ｔ≦Ｔｂの範囲においてｉ（ｔ）の傾きはＶＳ／Ｌなので、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表される。
【００５１】
【数５】
2014103719.tif 000007
【００５２】
ｉ（Ｔａ）＝０を（５）式に代入して、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴａが（６）式により表される。
【００５３】
【数６】
2014103719.tif 000008
【００５４】
スイッチ１８がＯＮである時間ＴＯＮは、ｄ×ΔＴであるから、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂは（７）式によって表される。
【００５５】
【数７】
2014103719.tif 000009
【００５６】
（７）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔｂ）は、（８）式により表される。
【００５７】
【数８】
2014103719.tif 000010
【００５８】
リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するときのタイミングをＴｃとして、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔｃの範囲においてｉ（ｔ）の傾きは（ＶＳ−ＶＣ）／Ｌなので、ｉ（ｔ）は（９）式で表される。
【００５９】
【数９】
2014103719.tif 000011
【００６０】
ｉ（Ｔｃ）＝０を（９）式に代入して、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｃが（１０）式により表される。
【００６１】
【数１０】
2014103719.tif 000012
【００６２】
（７）、（８）式を用いて、（１０）式は、（１１）式に変形可能である。
【００６３】
【数１１】
2014103719.tif 000013
【００６４】
平均値ｉａｖｅは、（１２）式によって定義される。
【００６５】
【数１２】
2014103719.tif 000014
【００６６】
（６）、（８）、（１１）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（２）式が得られる。
【００６７】
したがって、不連続モードにおいては（２）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。（２）式では、ピークホールド回路などを用いることなく、ＰＷＭ制御の周期ΔＴ、リアクトル１６の入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣ、リアクトル１６のインダクタンスＬ、およびＰＷＭ制御のデューティー比ｄによって平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００６８】
また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、以下に説明するように、リアクトル１６の電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）をさらに高い信頼性で算出可能である。
【００６９】
前述のように、不連続モードにおいて、電流の平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能であるが、（２）式による平均値ｉａｖｅ（ｔ１）は理論値であり、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて算出した平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の方が信頼性は高い。電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときには、以下に説明するように、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。
【００７０】
電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときであっても、Ｔａ≦ｔ≦Ｔｂの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表され、タイミングＴａが（６）式により表される。
【００７１】
電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときにおいては、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔｃの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１３）式で表される。
【００７２】
【数１３】
2014103719.tif 000015
【００７３】
ｉ（Ｔｃ）＝０を（１３）式に代入して、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するタイミングＴｃが（１４）式により表される。
【００７４】
【数１４】
2014103719.tif 000016
【００７５】
ｔ＝Ｔｂのときに（５）、（１３）式は成立するので、ｔ＝Ｔｂとして（５）、（１３）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂについて（１５）式のように解くことが出来る。
【００７６】
【数１５】
2014103719.tif 000017
【００７７】
（１５）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔｂ）は、（１６）式により表される。
【００７８】
【数１６】
2014103719.tif 000018
【００７９】
（６）、（１４）、（１６）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（３）式が得られる。
【００８０】
したがって、不連続モードにおいて、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ１）が実質的に０を超えるときには、（３）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。（３）式では、（２）式に比べて、実測値であるｉ（ｔ０）、ｉ（ｔ１）を用いて算出するので、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の信頼性が高い。
【００８１】
不連続モードのときには、Ｔｃ−Ｔａ＜０であって、ｔ１−ｔ０＝ΔＴ／２であるから、（６）、（１４）式を用いて、整理すると、（１）式が得られる。本実施形態においては、（１）式に基づいて不連続モードであるか否かを判別するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のように連続モードおよび不連続モードのいずれにも切替わり得る場合においても、不連続モードの平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。
【００８２】
また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０とならない連続モード（図２参照）においても、以下に説明するように、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を正確に算出可能である。
【００８３】
連続モードにおいては、ｔ−２≦ｔ≦Ｔｂの範囲（図５参照）において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１７）式で表される。
【００８４】
【数１７】
2014103719.tif 000019
【００８５】
同様に、Ｔｂ≦ｔ≦Ｔａの範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１８）式で表され、Ｔａ≦ｔ≦ｔ０の範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１９）式で表される。
【００８６】
【数１８】
2014103719.tif 000020
【００８７】
ｔ＝Ｔｂのときに（１７）、（１８）式は成立するので、ｔ＝Ｔｂとして（１７）、（１８）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴｂを（２０）式のように解くことが出来る。
【００８８】
【数１９】
2014103719.tif 000021
【００８９】
（２０）式を（１７）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＮに切替えるときの電流ｉ（Ｔａ）は、（２１）式により表される。
【００９０】
【数２０】
2014103719.tif 000022
【００９１】
微小な時間におけるリアクトル１６の電圧の波形は、２つの電圧値が交互に切替わる矩形波とみなせる。それゆえ、ｉ´（ｔ−２）＝ｉ´（ｔ０）とみなせるので、（２１）式は（２２）式のように変形可能である。
【００９２】
【数２１】
2014103719.tif 000023
【００９３】
タイミングＴｂ、およびそのときの電流ｉ（Ｔｂ）と同様にして、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴａ、およびその時の電流ｉ（Ｔａ）を、それぞれ（２３）式、および（２４）式によって表すことが出来る。
【００９４】
【数２２】
2014103719.tif 000024
【００９５】
連続モードにおいては、平均値ｉａｖｅ（ｔ）は、（２５）式によって算出可能である。
【００９６】
【数２３】
2014103719.tif 000025
【００９７】
（２１）、（２４）式を用い、２×ｔ−１−ｔ−２−ｔ０＝０であることから、ｔ＝ｔ−１における（２５）式は（２６）式のように変形可能である。
【００９８】
【数２４】
2014103719.tif 000026
【００９９】
したがって、ｔ＝ｔ−１における平均値ｉａｖｅ（ｔ−１）と電流ｉ（ｔ−１）との差分Δｉ（ｔ−１）は、（２７）式により計算される。
【０１００】
【数２５】
2014103719.tif 000027
【０１０１】
ｉ´（ｔ−１）＝（ＶＳ−ＶＣ）／Ｌであり、ｉ´（ｔ０）＝ＶＳ／Ｌであるから、（２７）式は、（２８）式のように変形可能である。
【０１０２】
【数２６】
2014103719.tif 000028
【０１０３】
ｔ＝ｔ１における差分Δｉ（ｔ１）は、ｔ＝ｔ−１における差分Δｉ（ｔ−１）に等しいとみなせる。それゆえ、ｔ＝ｔ１における平均値ｉａｖｅ（ｔ１）は、電流ｉ（ｔ１）に補正値として差分Δｉ（ｔ−１）を加えることにより、算出されるので、（４）式が得られる。
【０１０４】
したがって、連続モードにおいては、（４）式により、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、第３の算出方法によれば、誤差が生じる要因を特定せずに動的に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を測定するので、経年劣化などにより電力変換装置１０の特性が変化しても、正確に平均値ｉａｖｅ（ｔ１）を算出可能である。また、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出に用いるパラメータは動的に検出可能なので、事前の調整などが不要である。また、電流ｉ（ｔ）の計測がＰＷＭ周期内で２回のみと少なく、電流ｉ（ｔ）のＡ／Ｄ変換の回数を低減化させ、Ａ／Ｄコンバータの負荷を低下させることが可能である。
【０１０５】
本発明を諸図面や実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。
【０１０６】
例えば、本実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電流を調整するが、電圧値を調整する構成であってもよい。また、本実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電圧検出部１３が入力電圧ＶＳおよび出力電圧ＶＣを検出する構成であるが、予め算出される値を記憶部１４に記憶させ、平均値ｉａｖｅ（ｔ１）の算出時に算出部２５が読出す構成であってもよい。または、予め算出される値が、（１）〜（４）式に予め代入されている構成であってもよい。
【０１０７】
また、本実施形態において、記憶部１４はインダクタンスＬおよび周期ΔＴを記憶する構成であるが、記憶部１４に直接記憶させること無く、（１）〜（３）式に予め代入されている構成であってもよい。
【符号の説明】
【０１０８】
１０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１  変換部
１２  電流検出部
１３  電圧検出部
１４  記憶部
１５  制御部
１６  リアクトル
１７  第１のダイオード
１８  スイッチ
１９  第２のダイオード
２０  入力側の正極
２１  出力側の正極
２２  入力側の負極
２３  出力側の負極
２４  判別部
２５  算出部
【図１】
2014103719.tif 000029
【図２】
2014103719.tif 000030
【図３】
2014103719.tif 000031
【図４】
2014103719.tif 000032
【図５】
2014103719.tif 000033