(57)【要約】【課題】低損失効果を高めることができる系統連系インバータ装置を提供する。【解決手段】直流電源からの電力供給を断続する第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第１のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第１のインダクタと、前記第１のインダクタと前記第１のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第２のスイッチング素子と定電圧を発生する第１の電圧源とが直列に接続された直列回路と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの電力供給を断続する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第１のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタと前記第１のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第２のスイッチング素子と定電圧を発生する第１の電圧源とが直列に接続された直列回路と、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第２のスイッチング素子のターンオフを、前記第２のスイッチング素子に流れる電流、又は／及び前記第１のインダクタに流れる電流に応じて制御することを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項３】
前記第１の電圧源は、第２の電圧源と、前記第２の電圧源による電圧を整流平滑する整流平滑回路とを備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項４】
前記第２の電圧源は、誘起電圧を発生する第２のインダクタであることを特徴とする請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項５】
第３のインダクタと出力コンデンサとを有し、出力側に商用電力系統が接続されるフィルタ回路を備え、
前記第２のインダクタは、前記第３のインダクタと磁気的に結合していることを特徴とする請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、連系する商用交流電力系統に接続される系統連系インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、商用交流電力系統と連系して直流電力を交流電力に変換する系統連系インバータ装置が存在する。そして、低損失化を図るため、スイッチング素子を、その印加電圧が略ゼロである時にスイッチングするようにした系統連系インバータ装置の従来例が特許文献１に開示されている。
【０００３】
特許文献１に示されているインバータ装置の回路図を図４に示す。
【０００４】
直流電源１０の直流出力は、昇圧回路２０に与えられる。昇圧回路２０は、直流の正負母線の正母線上に直列に挿入されたリアクトルＬａ及びダイオードＤａと、入力側の正負母線間に接続されたコンデンサＣａと、出力側の正負母線間に接続されたコンデンサＣｂと、リアクトルＬａ及びダイオードＤａの連結点と直流の正負母線の負母線との間に接続されたスイッチング素子Ｓａとを備えた昇圧チョッパである。この昇圧チョッパは、直流電源１０の直流電圧を一定電圧に昇圧する。
【０００５】
昇圧回路２０によって昇圧された直流電圧は、ゼロ電圧回路３０を介して、インバータ回路４０に与えられる。インバータ回路４０は、正負母線の間に接続された、２つのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃからなる第１のアームと、２つのスイッチング素子Ｓｄ、Ｓｅからなる第２のアームとから構成される。そして、それぞれのアームのスイッチング素子の連結点がフィルタ回路５０の入力に接続される。
【０００６】
すなわち、インバータ回路４０に与えられた直流電圧は、それぞれのスイッチング素子のオン時間幅の制御によってパルス幅変調されて、交流出力に変換される。インバータ回路４０の交流出力は、フィルタ回路５０を介して、商用交流電力系統６０に接続される。
【０００７】
ゼロ電圧回路３０は、インバータ回路４０とを連結する直流正負母線の正母線に挿入されたスイッチング素子ＳＷ１と、直流の正負母線間に直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ２、リアクトル、及びコンデンサが並列に接続されたスイッチング素子ＳＷ３と、直流正負母線間に接続された、互いに並列接続されたダイオード及びコンデンサとを備えている。
【０００８】
ゼロ電圧回路３０は、インバータ回路４０内のスイッチング素子のオン・オフのスイッチング時に一時的にインバータ回路４０の入力電圧がゼロになるように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のオン・オフを制御して、インバータ回路４０のスイッチング動作ごとに共振回路を構成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平１０−１５５２８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、図４に示したようなソフトスイッチング方式の系統連系インバータ装置では、ゼロ電圧回路３０内のスイッチング素子がソフトスイッチングでない、直流正負母線のうち正母線に直列に挿入されたスイッチング素子ＳＷ１の導通損失が大きい、高周波絶縁方式の系統連系インバータ装置に適用できない、等の課題があった。
【００１１】
そこで、本発明は、低損失効果を高めることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために本発明の系統連系インバータ装置は、
直流電源からの電力供給を断続する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第１のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタと前記第１のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第２のスイッチング素子と定電圧を発生する第１の電圧源とが直列に接続された直列回路と、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える構成としている。
【００１３】
このような構成によれば、第１のスイッチング素子をターンオフすることにより、第１の電圧源に入力電流が流れ、第２のスイッチング素子に並列接続されたダイオードに電流が流れる。これにより、第２のスイッチング素子の両端電圧がゼロ電圧となり、第２のスイッチング素子をターンオンすればゼロ電圧スイッチングすることができる。そして、第１の電圧源の出力電流が所望の出力電流に達したときに第２のスイッチング素子をターンオフすれば、回路共振により第１のスイッチング素子の両端電圧はゼロまで減少する。よって、第１のスイッチング素子をターンオンすればゼロ電圧スイッチングすることができる。従って、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングすることができるので、低損失効果を高めることができる。また、定電圧を発生する第１の電圧源により、所望の出力電流を確実に出力することができ、第１のスイッチング素子を確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。
【００１４】
また、上記構成において、前記制御回路は、前記第２のスイッチング素子のターンオフを、前記第２のスイッチング素子に流れる電流、又は／及び前記第１のインダクタに流れる電流に応じて制御することとしてもよい。
【００１５】
また、上記いずれかの構成において、前記第１の電圧源は、第２の電圧源と、前記第２の電圧源による電圧を整流平滑する整流平滑回路とを備えることとしてもよい。
【００１６】
また、上記構成において、前記第２の電圧源は、誘起電圧を発生する第２のインダクタであることとしてもよい。
【００１７】
また、上記構成において、第３のインダクタと出力コンデンサとを有し、出力側に商用電力系統が接続されるフィルタ回路を備え、
前記第２のインダクタは、前記第３のインダクタと磁気的に結合していることとしてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の系統連系インバータ装置によると、低損失効果を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の動作例を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置のより具体的な構成例を示す図である。
【図４】系統連系インバータ装置の従来例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成図を図１に示す。
【００２１】
直流電源１の直流出力は、インバータ回路４に与えられている。この直流電源１は、高周波絶縁方式系統連系インバータ装置における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力、又はトランスレス方式系統連系インバータ装置における昇圧コンバータの出力に相当する。
【００２２】
インバータ回路４は、正負母線の間に接続された、２つのスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃからなる第１のアームと、２つのスイッチング素子Ｓｄ、Ｓｅからなる第２のアームと、インダクタエネルギー充放電回路１３ａ、１３ｂとを備えている。なお、各スイッチング素子Ｓｂ〜Ｓｅには、ダイオードＤｂ〜Ｄｅが各々逆並列に接続される。
【００２３】
第１のアームのスイッチング素子Ｓｃ（第１のスイッチング素子）とＳｂの間に直列にインダクタＬ２（第１のインダクタ）が挿入される。スイッチング素子ＳｂとインダクタＬ２との接続点と、第２アームの各スイッチング素子の連結点がそれぞれフィルタ回路５の入力に接続される。フィルタ回路５は、直列接続されたインダクタＬ１と出力コンデンサＣｏから成る。フィルタ回路５の出力側には商用交流電力系統６が接続される。
【００２４】
インダクタエネルギー充放電回路１３ａは、インダクタＬ２と、電圧源１１（第１の電圧源）と、電流検出部１２と、スイッチング素子Ｓｓｕｂ（第２のスイッチング素子）から構成され、インダクタＬ２のエネルギーを充放電する回路である。
【００２５】
インダクタＬ２とスイッチング素子Ｓｃとの接続点と、直流正負母線の正母線との間に、定電圧を発生する電圧源１１、電流検出部１２及びスイッチング素子Ｓｓｕｂからなる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｓｓｕｂには、ダイオードＤｓｕｂが逆並列に接続される。
【００２６】
なお、電流検出部１２を接続する位置は図１に示す位置に限定されず、直流正負母線の正母線とスイッチング素子Ｓｓｕｂとの間であってもよいし、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｓｃとの接続点と電圧源１１との間であってもよい。
【００２７】
これら、インダクタＬ２、電圧源１１、電流検出部１２、及びスイッチング素子Ｓｓｕｂで構成されたインダクタエネルギー充放電回路１３ａと同様の構成からなるインダクタエネルギー充放電回路１３ｂが、第２のアームと直流正負母線の正母線との間に接続されている。
【００２８】
制御回路７は、系統電圧情報（図示せず）と、インダクタＬ１又はスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｅに流れる電流の情報（図示せず）と、電流検出部１２の検出情報に基づきスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ、Ｓｅ、及びＳｓｕｂをオン・オフさせる。
【００２９】
図２は、図１に示した本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートであり、縦軸に電圧又は電流、及び横軸に時間がとられている。この図を参照して、図１に示した本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の制御方法について説明する。なお、図２において、電流に関しては、プラスからゼロへ向けて変化する場合はプラス方向の電流が減少することを示し、マイナスからゼロへ向けて変化する場合はマイナス方向の電流が減少することを示す。
【００３０】
まず、商用交流電力系統６の電圧Ｖａｃの極性が図１に示す方向である場合（商用周期の１／２期間）について説明する。この時、スイッチング素子Ｓｄは常時オン、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｅは常時オフである。
【００３１】
＜期間ｔ５〜ｔ０＞
まず、ゲート信号Ｓｃｇによりスイッチング素子Ｓｃがオンしている。直流電源１の正極→スイッチング素子Ｓｄ（常時オン）→商用交流電力系統６→インダクタＬ１→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｓｃ→直流電源１の負極の経路で、スイッチング素子Ｓｃの電流ＳｃｉとインダクタＬ１の電流Ｌ１ｉとインダクタＬ２の電流Ｌ２ｉが流れて、これらの電流は直線的に増加していく。このときの直線の傾きは、Ｖｉｎ／（Ｌ１＋Ｌ２）となる（但し、Ｖｉｎ：直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎ、Ｌ１：インダクタＬ１のインダクタンス、Ｌ２：インダクタＬ２のインダクタンス）。
【００３２】
＜期間ｔ０〜ｔ１＞
時刻ｔ０において、ゲート信号Ｓｃｇによりスイッチング素子Ｓｃがオフされると、スイッチング素子Ｓｃの電流ＳｃｉがＩｐから減少、スイッチング素子Ｓｃのドレイン‐ソース間電圧Ｓｃｖが増加、スイッチング素子Ｓｓｕｂに逆並列に接続されたダイオードＤｓｕｂに電流Ｓｓｕｂｉがゼロから流れ始めてスイッチング素子Ｓｓｕｂのドレイン-ソース間電圧Ｓｓｕｂｖが減少する。インダクタＬ１の電流Ｌ１ｉとインダクタＬ２の電流Ｌ２ｉはＩｐで維持される。
【００３３】
＜期間ｔ１〜ｔ２＞
時刻ｔ１で、スイッチング素子Ｓｃのドレイン‐ソース間電圧ＳｃｖがＶａｃ＋Ｖ１１（但し、Ｖ１１：電圧源１１の電圧）に達すると、Ｖａｃの負極→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｓｂに逆並列に接続されたダイオードＤｂ→スイッチング素子Ｓｄ（常時オン）→Ｖａｃの正極の経路と、インダクタＬ１→インダクタＬ２→電圧源１１→電流検出部１２→スイッチング素子Ｓｓｕｂに逆並列に接続されたダイオードＤｓｕｂ→スイッチング素子Ｓｄ（常時オン）→Ｖａｃの正極の経路で電流が流れる。
【００３４】
このとき、インダクタＬ１の電流Ｌ１ｉは直線的（−Ｖａｃ／Ｌ１の傾き）に減少し、インダクタＬ２の電流Ｌ２ｉは直線的（−Ｖ１１／Ｌ２の傾き）に減少し、スイッチング素子Ｓｓｕｂに逆並列に接続されたダイオードＤｓｕｂに流れる電流Ｓｓｕｂｉが直線的（Ｖ１１／Ｌ２の傾き）に減少し、スイッチング素子Ｓｂに逆並列に接続されたダイオードＤｂの電流Ｄｂｉ（＝Ｌ１ｉ−Ｌ２ｉ）が直線的に増加する。時刻ｔ１〜ｔ２の期間でゲート信号ＳｓｕｂｇをＨｉｇｈレベルにしてスイッチング素子Ｓｓｕｂをオンとすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。スイッチング素子Ｓｓｕｂをオンした後は、電流はダイオードＤｓｕｂではなく、スイッチング素子Ｓｓｕｂを流れる。
【００３５】
＜期間ｔ２〜ｔ３＞
時刻ｔ２で、スイッチング素子Ｓｓｕｂに流れる電流Ｓｓｕｂｉがゼロになると、それまでと同一の傾き（＝Ｖ１１／Ｌ２）でスイッチング素子Ｓｓｕｂに流れる電流Ｓｓｕｂｉが増加する。
【００３６】
＜期間ｔ３〜ｔ４＞
電流検出部１２の検出結果（スイッチング素子Ｓｓｕｂの電流Ｓｓｕｂｉ又はインダクタＬ２の電流Ｌ２ｉ）が、ゼロ電圧スイッチングに必要な所望の電流値Ｉｔｈに時刻ｔ３で達すると、ゲート信号ＳｓｕｂｇをＬｏｗレベルにする。これにより、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｓｃの出力容量とスイッチング素子Ｓｓｕｂの出力容量とで共振動作を開始し、スイッチング素子Ｓｃのドレイン-ソース間電圧Ｓｃｖは減少し、スイッチング素子Ｓｓｕｂのドレイン-ソース間電圧Ｓｓｕｂｖは増加する。
【００３７】
そして、スイッチング素子Ｓｃのドレイン-ソース間電圧Ｓｃｖがゼロであり、スイッチング素子Ｓｃに逆並列に接続されたダイオードＤｃに電流Ｓｃｉが流れている期間に、ゲート信号ＳｃｇをＨｉｇｈレベルにしてスイッチング素子Ｓｃをオンとすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。スイッチング素子Ｓｃをオンした後は、電流はダイオードＤｃではなく、スイッチング素子Ｓｃを流れる。
【００３８】
スイッチング素子Ｓｃオン後はスイッチング素子Ｓｃに流れる電流Ｓｃｉ、及びインダクタＬ２の電流Ｌ２ｉは直線的（Ｖｉｎ／Ｌ２の傾き）に減少し、ダイオードＤｂの電流Ｄｂｉは直線的（Ｖｉｎ／Ｌ２の傾き）に減少する。
【００３９】
＜期間ｔ４〜ｔ５＞
時刻ｔ４で、スイッチング素子Ｓｃに流れる電流Ｓｃｉがゼロになると、それまでと同一の傾き（Ｖｉｎ／Ｌ２）でスイッチング素子Ｓｃｉに流れる電流Ｓｃｉが増加する。そして、時刻ｔ５で、Ｌ１ｉ＝Ｌ２ｉとなって、Ｄｂｉ＝０となる。
【００４０】
図２のタイミングチャートにおけるスイッチング素子Ｓｓｕｂ（又はダイオードＤｓｕｂ）の電流Ｓｓｕｂｉの波形から解るように電圧源１１の入力電流と出力電流が等しくない。電圧源１１が仮に単なるコンデンサであると、コンデンサの充電電流＜コンデンサの放電電流ということになるので、コンデンサの充電電流＝コンデンサの放電電流となるようにコンデンサの電圧は低下する。従って、所望の電流値Ｉｔｈ＞Ｉｐの場合は放電電流がＩｔｈに達することができないので、スイッチング素子Ｓｃのゼロ電圧スイッチングができない。しかしながら、本発明の実施形態においてはＩｐに依存しない電圧源１１としているため出力電流がＩｔｈに達することができ、スイッチング素子Ｓｃのゼロ電圧スイッチングを実現する。
【００４１】
なお、商用交流電力系統６の電圧Ｖａｃの極性が図１に示す方向と逆である場合は、スイッチング素子Ｓｂは常時オン、スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄは常時オフであり、上述したスイッチング素子Ｓｃ、インダクタエネルギー充放電回路１３ａと同様の動作を、スイッチング素子Ｓｅ、インダクタエネルギー充放電回路１３ｂが実施して、インダクタエネルギー充放電回路１３ｂ内のスイッチング素子（図示せず）と、スイッチング素子Ｓｅのゼロ電圧スイッチングを実現する。
【００４２】
このように本発明の実施形態によれば、出力電流の広範囲に亘る変化にも対応して確実に各インダクタエネルギー充放電回路内のスイッチング素子、及び各アームのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングすることができ、低損失効果を高めることができる。
【００４３】
ここで、電圧源１１と電流検出部１２の具体的構成例を表わした本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成を図３に示す。
【００４４】
電圧源１１は、インダクタＬ１（第３のインダクタ）と磁気結合したインダクダＬ３（第２の電圧源、第２のインダクタ）と、インダクタＬ３に並列に接続されたダイオードＤ２及びコンデンサＣ１による整流平滑回路で構成されている。
【００４５】
スイッチング素子Ｓｃがオン・オフすると、インダクタＬ３にはインダクタＬ１の端子間に印加される極性を有する電圧の巻数比倍の電圧が誘起される。その極性を有する誘起電圧を整流平滑することで定電圧源を実現している。従って、コンデンサＣ１の充電電流＜コンデンサＣ１の放電電流となっても、インダクタＬ３の誘起電圧の整流平滑により不足分を補充するのでコンデンサＣ１の充電電圧は定電圧に維持される。このように、インダクタＬ３の誘起電圧を電圧源としているので、少ない部品点数で電圧源を実現することができる。
【００４６】
なお、図３に示す構成図では、インダクタＬ３はインダクタＬ１と磁気結合しているが、これに限定されず、電気的に接続された別のコンバータのインダクタ、トランスと磁気結合させても同様の効果が得られる。
【００４７】
また、図３では電流検出部１２は抵抗Ｒ１で構成されている。抵抗Ｒ１の両端には（スイッチング素子Ｓｓｕｂ又はダイオードＤｓｕｂに流れる電流Ｓｓｕｂｉ）×（抵抗Ｒ１の抵抗値）の電圧が発生するので、電流Ｓｓｕｂｉを電圧として検出することができる。
【００４８】
なお、電流検出部１２は、抵抗で構成することに限定されず、例えばカレントトランスで構成してもよい。また、スイッチング素子Ｓｓｕｂのドレイン-ソース間電圧を検出することで、電流Ｓｓｕｂｉを検出してもよい。
【００４９】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変更が可能である。
【符号の説明】
【００５０】
１  直流電源
４  インバータ回路
５  フィルタ回路
６  商用交流電力系統
７  制御回路
１１  電圧源
１２  電流検出部
１３ａ、１３ｂ  インダクタエネルギー充放電回路
Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ、Ｓｅ、Ｓｓｕｂ  スイッチング素子
Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ、Ｄｅ、Ｄｓｕｂ  ダイオード
Ｌ１、Ｌ２  インダクタ
Ｃｏ  出力コンデンサ
Ｒ１  抵抗
Ｌ３  インダクタ
Ｃ１  コンデンサ
Ｄ２  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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