(57)【要約】【課題】シンボルタイミング推定を高精度に行うタイミング再生装置を得ること。【解決手段】本発明は、Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生するタイミング再生装置であって、受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出手段（２乗部９，１０、加算器１１）と、電力値をＮシンボルにわたって加算する加算手段（１シンボル遅延部１２、加算器１３）と、加算手段による加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定手段（ＤＦＴ処理部５０、平均化処理部２０，２１、位相算出部２２）と、を備える。【選択図】図２
2014138214.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生するタイミング再生装置であって、
受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出手段と、
前記電力値をＮシンボルにわたって加算する加算手段と、
前記加算手段による加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定手段と、
を備えることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項２】
前記受信装置で、Ｐ本（Ｐは２以上の整数）の受信アンテナを備える場合に、それぞれの受信アンテナで得られる受信信号について電力値を算出し、各受信信号の電力値を加算あるいは選択した後にシンボルタイミングを推定することを特徴とする請求項１に記載のタイミング再生装置。
【請求項３】
前記加算手段は、前記電力値をＮシンボルにわたって加算する際、前記電力値をＫサンプルごとに加算することを特徴とする請求項１または２に記載のタイミング再生装置。
【請求項４】
前記タイミング推定手段は、前記加算結果に対してＤＦＴを実行して同相成分および直交成分それぞれについてナイキストレートの周波数成分を抽出し、当該抽出した周波数成分に基づいてシンボルタイミングを算出することを特徴とする請求項１、２または３に記載のタイミング再生装置。
【請求項５】
Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生するタイミング再生装置であって、
受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出手段と、
前記電力値に対してＤＦＴを実行して同相成分および直交成分それぞれについてナイキストレートの周波数成分を抽出する周波数成分抽出手段と、
前記周波数成分をＮシンボルにわたって加算する加算手段と、
前記加算手段による前記周波数成分の加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定手段と、
を備えることを特徴とするタイミング再生装置。
【請求項６】
前記受信装置で、Ｐ本（Ｐは２以上の整数）の受信アンテナを備える場合に、それぞれの受信アンテナで得られる受信信号について電力値を算出し、各受信信号の電力値を加算あるいは選択した後にシンボルタイミングを推定することを特徴とする請求項５に記載のタイミング再生装置。
【請求項７】
前記電力算出手段は、同相成分および直交成分それぞれの２乗値を算出し、さらに、各成分の２乗値を加算して前記電力値を得ることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載のタイミング再生装置。
【請求項８】
Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生する場合のタイミング再生方法であって、
受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出ステップと、
前記電力値をＮシンボルにわたって加算する加算ステップと、
前記加算ステップにおける加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定ステップと、
を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
【請求項９】
Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生する場合のタイミング再生方法であって、
受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出ステップと、
前記電力値に対してＤＦＴを実行して同相成分および直交成分それぞれについてナイキストレートの周波数成分を抽出する周波数成分抽出ステップと、
前記周波数成分をＮシンボルにわたって加算する加算ステップと、
加算ステップにおける前記周波数成分の加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定ステップと、
を含むことを特徴とするタイミング再生方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの受信側の通信装置（受信装置）を構成するタイミング再生装置およびタイミング再生方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、通信品質を向上させるためのダイバーシチ技術が数多く存在する。ＳＴＢＣ（Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｉｎｇ）やＤＳＴＢＣ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｉｎｇ）は、送信ダイバーシチ技術の一つであり、送信装置で複数の送信アンテナを用いて時空間符号化（ＳＴＢＣ符号化）、差動時空間符号化（ＤＳＴＢＣ符号化）を行った信号を送信することで、ダイバーシチ効果を得られる技術である。例として、送信アンテナを２本用いる場合のＳＴＢＣ、ＤＳＴＢＣは、２シンボルを１ブロックとして、ブロック単位でＳＴＢＣ符号化、ＤＳＴＢＣ符号化を行う。ＳＴＢＣ符号化は１ブロックのみ用いるが、ＤＳＴＢＣ符号化の場合は直前のブロックとその次に送信する２ブロックを用いて符号化を行う。受信装置では、送信装置で生成したブロック毎にＳＴＢＣ復号化、ＤＳＴＢＣ復号化を行う。ＳＴＢＣ復号化は伝送路推定値を得て、ブロック内の処理によって、ＤＳＴＢＣ復号化はあるブロックとその直前のブロック間の処理によって、元のシンボルを取り出す（非特許文献１参照）。感度特性については、ＳＴＢＣがＤＳＴＢＣに比べて良好な特性となるが、ＤＳＴＢＣは復号化処理において受信信号から伝送路を推定することなく復号できることから、ＳＴＢＣの受信装置で行う伝送路推定に相当する処理が不要となる。そのため、ＤＳＴＢＣの受信装置はＳＴＢＣの受信装置よりも構成が容易になるというメリットがある。
【０００３】
受信装置では、受信信号の復調を行う際に変調信号が生成されたタイミング（以下ではシンボルタイミングとする）を抽出する必要がある。送受信装置でナイキストフィルタによるフィルタリングを行うと、シンボルタイミングでは隣の変調信号の干渉を受けないが、それ以外のタイミングではシンボル間干渉の影響を受ける。送信装置と受信装置のそれぞれのクロックを同期している場合はシンボルタイミングの抽出処理は必要無いが、無線通信では送信装置と受信装置のそれぞれのクロックが同期できない。そのため、受信装置で送信装置のクロックと位相を同期させて、シンボルタイミングを再生する方式（以下ではＢＴＲ（Ｂｉｔ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）方式とする）が必要となる。ＢＴＲ方式として非特許文献２に記載される逓倍タンク方式がある。逓倍タンク方式は受信信号を直交検波した後のＩ相成分、Ｑ相成分をそれぞれ２乗して加算して電力値を算出し、その電力値をクロック波形としてＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）（離散フーリエ変換）によって波形の位相成分を算出することで、タイミング抽出を行う。逓倍タンク方式はプリアンブルやＳＷ（Ｓｙｎｃ  Ｗｏｒｄ、同期ワードともいう）などの既知信号が不要で、受信信号全体に対して処理が行えるため、タイミング再生を高速で行うことが可能である。また、ＤＳＴＢＣのように既知信号の信号点が差動符号化によってフレーム毎に一定とならない場合でも逓倍タンク方式によるタイミング再生は有効である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ，“Ａ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，”ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１８，ｐｐ１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００．
【非特許文献２】松本洋一，守倉正博，加藤修三，“全ディジタル化高速クロック再生回路の一検討  蓄積型クロック再生法，”電子情報通信学会技術研究報告，ＳＡＴ９０  ２９−４０，ｐｐ１３−１８，１９９０年９月．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術である逓倍タンク方式は受信信号のＩ相成分およびＱ相成分をそれぞれ２乗して加算した電力値をクロック波形として、クロック波形にＤＦＴ処理を行い位相算出した後に、雑音などの影響によるバラつきを小さくするために位相を平均化する。シンボルの電力が一定でない場合もクロック波形が歪み、位相算出の結果がバラつく原因となるため、電力のバラつきが小さい変調方式を用いた方が逓倍タンク方式によるタイミング再生の精度が高い。そのため、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）やＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ＱＰＳＫ）など変調信号の電力が一定となる変調方式のＢＴＲ方式として逓倍タンク方式を用いた場合は高精度でシンボルタイミングを推定できる。しかし、ＤＳＴＢＣによる差動符号化を行った場合、変調方式がＱＰＳＫであっても差動符号化後の信号については電力が一定でなくなるため、逓倍タンク方式によるタイミング再生の精度が低下する問題がある。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＤＳＴＢＣで差動符号化された信号を受信する受信装置において、逓倍タンク方式を用いたシンボルタイミング推定を高精度に行うタイミング再生装置およびタイミング再生方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、Ｎシンボル（Ｎは２以上の整数）を１ブロックとしてブロック単位でＤＳＴＢＣ符号化された信号を受信する受信装置においてシンボルタイミングを再生するタイミング再生装置であって、受信信号をＫ倍オーバーサンプリングして得られた各サンプル値の電力値を算出する電力算出手段と、前記電力値をＮシンボルにわたって加算する加算手段と、前記加算手段による加算結果に基づいてシンボルタイミングを推定するタイミング推定手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、受信信号のシンボルタイミングを高精度に推定することが可能なタイミング再生装置を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、タイミング再生装置を備えた受信装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、タイミング再生装置であるＢＴＲ部の構成例を示す図である。
【図３】図３は、２シンボル分の電力値を加算する前後のスペクトルを示す図である。
【図４】図４は、実施の形態２のＢＴＲ部の構成例を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態３のＢＴＲ部の構成例を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態４のＢＴＲ部の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明にかかるタイミング再生装置およびタイミング再生方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるタイミング再生装置を備えた受信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。
【００１２】
図示したように、受信装置は、ＤＳＴＢＣの送信信号を受信する受信アンテナ１と、受信信号をアナログ値からディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部２と、高周波帯域の信号をベースバンドの信号に直交変換する直交検波部３と、所望帯域以外の信号を遮断する整形フィルタ４と、受信信号からシンボルタイミングを推定するＢＴＲ部５と、ＢＴＲ部５で推定されたタイミングを用いてオーバーサンプリングされた受信信号から送信信号が変調されたタイミングを取り出すタイミング抽出部６と、ＤＳＴＢＣの差動符号化を復号するＤＳＴＢＣ復号部７と、変調信号から復調系列を判定する判定部８とを備えている。
【００１３】
次に、ＤＳＴＢＣ受信機である図１の受信装置における、送信信号の受信から復調系列の取得までの処理の流れを説明する。なお、ＤＳＴＢＣはＮシンボルを１ブロックとして、Ｎに任意の２以上の整数を用いることが可能だが、以下の説明ではＮを２とする。まず、受信アンテナ１によって得たＤＳＴＢＣの受信信号をＡ／Ｄ変換部２でディジタル値に変換し、オーバーサンプリングされた受信信号を取得する。受信信号は直交検波部３でベースバンドの複素信号に変換された後、整形フィルタへ入力される。整形フィルタ４は、入力された信号の所望帯域以外の信号を遮断する。
【００１４】
本発明にかかるタイミング再生装置に相当するＢＴＲ部５は、整形フィルタ４から出力されるＫ倍でオーバーサンプリングされた受信信号を用いてシンボルタイミングを推定する。ＢＴＲ部５の詳細な構成・動作については後述する。ＢＴＲ部５におけるシンボルタイミングの推定結果はＬ倍の分解能で出力される。タイミング抽出部６は、シンボルタイミングの推定結果に従い、Ｋ倍でオーバーサンプリングされた受信信号（整形フィルタ４から出力された信号）からシンボルタイミングの受信信号を取り出す。ここで、シンボルタイミングの推定を高精度に行う場合はＬ＞Ｋとなるため、タイミング抽出部６ではフィルタによってサンプル点の補間を行った後にシンボルタイミングの受信信号を取り出す。サンプル点の補間を行うフィルタは例えばコサインロールオフフィルタを用いれば良い。
【００１５】
ＤＳＴＢＣ復号部７は、タイミング抽出部６から出力された信号である、シンボルタイミングで抽出されたナイキストレートの受信信号の差動符号化を解いて復号する。判定部８は、ＤＳＴＢＣ復号部７から出力される変調信号を硬判定あるいは軟判定して復調系列を得る。
【００１６】
続いて、シンボルタイミングのタイミング再生を行うＢＴＲ部５について詳しく説明する。図２はＢＴＲ部５の構成例を示す図である。ＢＴＲ部５は、受信信号のＩ相成分（同相成分）、Ｑ相成分（直交成分）の２乗をそれぞれ算出する２乗部９および１０と、Ｉ相成分、Ｑ相成分を２乗した値の和をとり受信信号の電力値を算出する加算器１１と、１シンボル長分の遅延（Ｋサンプルの遅延）処理を行う１シンボル遅延部１２と、サンプル毎に１シンボル分遅延したサンプルの電力値を加算する加算器１３と、シンボルレートの正弦波を生成する正弦波生成部１４と、生成された正弦波を余弦波に変換する９０°回転部１５と、加算器１３から出力された信号に対して９０°回転部１５から出力された余弦波を乗算する乗算器１６および加算器１３から出力された信号に対して正弦波生成部１４から出力された正弦波を乗算する乗算器１７と、１シンボル毎に１シンボル長分の受信信号の電力値の総和を算出する加算部１８および１９と、１シンボル毎に算出される電力値の総和を平均化する平均化処理部２０および２１と、平均化処理部２０から出力されるＩ相成分と平均化処理部２１から出力されるＱ相成分から位相を算出する位相算出部２２とで構成される。正弦波生成部１４、９０°回転部１５、乗算器１６，１７および加算部１８，１９はＤＦＴ処理部５０を形成している。
【００１７】
このような構成のＢＴＲ部５では、まずフィルタリングされた受信信号（整形フィルタ４から出力された信号）からクロック波形を生成する。
【００１８】
具体的には、２乗部９および１０、加算器１１の処理によりＩ相成分およびＱ相成分それぞれの２乗値の和を算出して、受信信号の電力値を得る。ここで、電力値を得るために前記手法を用いることは必須でなく、例えば、直交検波を行う前に受信信号の振幅値を２乗することによって電力値を得ても良い。
【００１９】
受信波形の電力値が得られると、以下の手順でクロック波形を生成する。ＤＳＴＢＣを行わない通常のＱＰＳＫを送信信号とした場合は、変調信号の電力値は一定であるため、受信波形の電力値は、シンボル周期の周期的デルタ関数と送受信装置の整形フィルタのタップ係数を２乗したフィルタの畳み込みで決定され、シンボルタイミングで電力値が最小になり、シンボルタイミングの中間で電力値が最大になる。受信波形の電力値はシンボル周期で同じ値を繰り返すため、シンボルレートのクロック波形として扱うことが可能である。一方、ＱＰＳＫの変調信号にＤＳＴＢＣを用いて送信する場合は電力値が一定ではないため、受信信号の電力値によって生成するクロック波形が歪む。そのため、本実施の形態では、クロック波形の歪みを抑えるために、１シンボル遅延部１２と加算器１３を用いてサンプル毎にサンプルの電力値と１シンボル過去のサンプルの電力値の和を用いてクロック波形を生成する。
【００２０】
なお、１シンボル遅延したサンプルの電力値を加算する動作については、整形フィルタ４によってフィルタリングされた受信信号を２系列用意して一方の系列に１シンボル遅延を行って２系列の電力値を加算する形式にしても良く、数式的に同じであれば２シンボル分の電力値を加算する処理は任意の位置で行って良い。
【００２１】
２シンボル分の電力値の和を算出することによる効果について以下で説明する。ＤＳＴＢＣの差動符号化を行う場合、まずｋブロック目に送信を行う情報シンボルｓ2k-1、ｓ2kを用意する。情報シンボルには例えばＱＰＳＫの変調信号を用いる。ｋブロック目の差動符号化を行った符号化シンボルをｃ2k-1、ｃ2kとすると、ｃ2k-1、ｃ2kはｋ−１ブロック目の符号化シンボルｃ2(k-1)-1、ｃ2(k-1)とｓ2k-1、ｓ2kを用いて、次式（１）および（２）に従って算出する。
【００２２】
【数１】
2014138214.tif 000003
【００２３】
式（１）および（２）において、*は複素共役を表す。このとき、ＤＳＴＢＣでは、差動符号化による振幅値の発散を防ぐため、ｋブロック目の符号化シンボルｃ2k-1、ｃ2kが次式（３）の条件を満たす必要がある。
【００２４】
【数２】
2014138214.tif 000004
【００２５】
送信アンテナ２本を用いてＤＳＴＢＣの符号化シンボルを送信する場合、１本目の送信アンテナはｃ2K-1、−ｃ*2k、２本目の送信アンテナはｃ2k、ｃ*2k-1をそれぞれｋブロック目の符号化シンボルとして送信する。１本の受信アンテナで受信する場合、ｋブロック目の受信信号ｒ2k-1、ｒ2kは、１本目の送信アンテナと受信アンテナとの間の伝送路情報をｈ1、２本目の送信アンテナと受信アンテナとの間の伝送路情報をｈ2、ｋブロック目の受信信号に付加される熱雑音をｗ1、ｗ2とすると、次式（４）および（５）で表される。
【００２６】
【数３】
2014138214.tif 000005
【００２７】
ｋブロック目の受信信号を電力値の和を計算すると次式（６）のように表される。
【００２８】
【数４】
2014138214.tif 000006
【００２９】
式（６）において、ｗ'は雑音項を表す。式（３）および（６）からわかるように、ＤＳＴＢＣでは受信信号についてブロックを構成する２シンボルの電力値を加算することで、電力値の正規化を行うことが可能となる。２シンボルで１ブロックのＤＳＴＢＣを用いた場合、サンプル毎にサンプルの電力値と１シンボル過去のサンプルの電力値との和をとることで、２シンボル毎に電力値の正規化の効果が得られる。図３は２シンボル分の電力値を加算する前にあたる加算器１１の出力波形と２シンボル分の電力値を加算した後にあたる加算器１３の出力波形をそれぞれＤＦＴしてスペクトルを表示した図である。スペクトルの正規化周波数が０となる部分を信号成分、その他の周波数成分を雑音成分とする。信号成分が雑音成分の総和に対して大きければ、クロック波形の位相成分を抽出した際の精度が高くなる。図３に示したように、２シンボル分の電力値を加算した後の波形のスペクトルは電力値の加算を行わない波形のスペクトルに比べて雑音成分が小さくなっており、ＤＳＴＢＣのブロックを構成するシンボルの電力の正規化による効果が得られている。なお、ＤＳＴＢＣがＮシンボルで１ブロックの場合はブロックを構成するＮシンボルの電力値の和が正規化される。そのため、Ｎシンボルで１ブロックのＤＳＴＢＣ受信機では１シンボル遅延部１２と加算器１３をそれぞれＮ−１個用意して、サンプル毎に１、２、…、Ｎシンボル遅延したサンプルの電力値を加算する構成にすればＮシンボル毎に電力値が正規化される。
【００３０】
ＢＴＲ部５は、上記のようにして２シンボル分のサンプルの電力値を加算してクロック波形を生成した後は、ＤＦＴによるクロック波形の位相成分の抽出を行う。
【００３１】
具体的には、まず、正弦波生成部１４が、クロック波形の周波数と同じである、シンボルレートの正弦波を生成する。正弦波はシンボル周期で同じ値となるため、予めメモリに値を保存しておき、値を読み出す形式にしても良い。ＤＦＴの処理には余弦波と正弦波を用いる必要があるため、９０°回転部１５により正弦波生成部１４で生成した正弦波の位相を９０°回転させて、正弦波から余弦波に変換する。乗算器１６は、加算器１３から出力されるクロック波形と余弦波を乗算してＩ相成分の電力値を得る。一方、乗算器１７は、クロック波形と正弦波を乗算してＱ相成分の電力値を得る。ここで、１シンボル遅延部１２と加算器１３で行ったサンプル毎に２シンボル分の電力値の和を算出する処理を乗算器１６および１７の後で行うようにしても同様の効果が得られる。
【００３２】
加算部１８および１９は、シンボル長分にあたるＫサンプルの電力値をＩ相成分およびＱ相成分についてそれぞれ加算して出力する。加算部１８および１９は、サンプル毎に出力値を算出して、その後にＫサンプル毎に値を抽出してもよいし、出力値の算出をＫサンプル毎に行うようにしてもよい。平均化処理部２０および２１は、加算部１８および１９からそれぞれ出力される、クロック波形にＤＦＴ処理を行った後のシンボルレートの電力値について、フェージングや雑音などによるバラつきを抑制するために、Ｉ相成分およびＱ相成分ごとにそれぞれ平均化する。平均化にはＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタなどを用いれば良い。また、平均化処理部２０および２１は加算部１８および１９に機能を統合しても良く、加算部１８および１９では、例えば、Ｍ×Ｋサンプルの電力値の和を算出して出力すればＭシンボル分の平均化を行える。
【００３３】
位相算出部２２は、平均化処理部２０および２１のそれぞれから出力される、平均化されたＩ相成分の電力値およびＱ相成分の電力値を用いて位相（シンボルタイミング）を算出する。位相算出をシンボルレートのＬ倍の分解能で行う場合、３６０°をＬ個の区間に分割して、算出した位相の値が対応する区間のインデックスを出力する。位相については０°がシンボルタイミングで、３６０°が次のシンボルタイミングとなる。
【００３４】
以上のように、本実施の形態の受信装置において、タイミング再生装置（ＢＴＲ部５）は、ＤＳＴＢＣの符号化単位（１ブロック）を形成しているＮシンボル各々の電力値を算出するとともに、算出した電力値を加算し、加算結果を使用してシンボルタイミングを推定する。例えば、２シンボルで１符号化単位（１ブロック）を形成している場合であれば、図２に示したように、従来の逓倍タンク方式のタイミング再生回路に対して１シンボル遅延部１２および加算器１３を追加すればよい。本実施の形態のタイミング再生装置によれば、従来と殆ど回路規模を変えずにタイミング再生の精度を向上させることができる。
【００３５】
実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１とは異なる構成のタイミング再生装置について説明する。なお、受信装置の全体構成は実施の形態１と同様である（図１参照）。本実施の形態のタイミング再生装置をタイミング再生装置５ａと表現する。ＢＴＲ部５ａ以外の構成・動作は実施の形態１と共通であるため、共通部分の説明は省略し、以下ではＢＴＲ部５ａについて説明する。
【００３６】
図４は、ＢＴＲ部５ａの構成例を示す図である。ＢＴＲ部５ａは、実施の形態１のＢＴＲ部５（図２）から１シンボル遅延部１２および加算器１３を削除するとともに、加算部１８と平均化処理部２０の間に１シンボル遅延部２３および加算器２５を追加し、加算部１９と平均化処理部２１の間に１シンボル遅延部２４および加算器２６を追加した構成となっている。
【００３７】
１シンボル遅延部２３および２４は、前段の加算部１８または１９から入力された信号（電力値）に対して１シンボル長相当の遅延を付加して出力する。加算器２５および２６は、前段の加算部１８または１９から直接入力された電力値と１シンボル遅延部２３または２４を介して入力された電力値を加算する。
【００３８】
以下、ＢＴＲ部５ａの詳細について説明する。なお、ＢＴＲ部５と共通の部分については説明を省略する。
【００３９】
乗算器１６は、加算器１１から出力された電力値に対して９０°回転部１５から出力された余弦波を乗算して加算器１８へ出力する。一方、乗算器１７は、加算器１１から出力された電力値に対して正弦波生成部１４から出力された余弦波を乗算して加算器１９へ出力する。加算部１８および１９は、１シンボル長にあたるＫサンプルの電力値の和を算出し、ＤＦＴ処理を完了する。
【００４０】
１シンボル遅延部２３は、加算部１８からの出力信号であるクロック波形に対して１シンボル長の遅延を与え、加算器２５は、加算部１８から出力されたクロック波形と１シンボル遅延部２３から出力されたクロック波形（遅延が与えられたクロック波形）を足し合わせる。１シンボル遅延部２４は、加算部１９からの出力信号であるクロック波形に対して１シンボル長の遅延を与え、加算器２６は、加算部１９から出力されたクロック波形と１シンボル遅延部２３から出力されたクロック波形（遅延が与えられたクロック波形）を足し合わせる。平均化処理部２０および２１は、加算器２５および２６からそれぞれ出力されたクロック波形を平均化する。
【００４１】
実施の形態１のＢＴＲ部５では１シンボル分遅延した電力値の加算をＤＦＴ処理前に行ったが、ＤＦＴが線形処理であることから、本実施の形態のＢＴＲ部５ａのようにＤＦＴ処理後に同様の動作を行う構成とすることが可能であり、実施の形態１と同様にＤＳＴＢＣを用いた場合に信号の電力値を正規化することができる。なお、ＤＦＴ処理後の２シンボル分の電力値の和を算出する位置（１シンボル遅延部２３および２４と加算器２５および２６の位置）について、平均化処理部２０および２１の電力値の平均化に線形フィルタを用いる場合は、平均化処理部２０および２１の後で処理を行う構成としても良い。
【００４２】
このように、本実施の形態のタイミング再生装置（ＢＴＲ部５ａ）は、受信信号の電力値をＤＦＴして得られたクロック波形の信号を、ＤＳＴＢＣの符号化単位（１ブロック）を形成しているＮシンボルにわたって加算し、加算結果を使用してシンボルタイミングを推定する。これにより、実施の形態１のタイミング再生装置と同様に、タイミング生成の精度を向上させることができる。また、ＤＦＴ処理前のＫ倍のオーバーサンプルされた受信号に対して１シンボル遅延処理と加算処理を行う実施の形態１のタイミング再生装置と比較して、同様の動作をＤＦＴ処理後のナイキストレートの受信信号に対して行うことから、回路処理の演算量を削減できるという効果を奏する。
【００４３】
実施の形態３．
本実施の形態では、複数の受信アンテナを用いてアンテナダイバーシチを実施する場合における本発明にかかるタイミング再生装置について説明する。なお、アンテナダイバーシチにはＰ本（Ｐは２以上の整数）のアンテナを用いることが可能だが、以下の説明ではＰは２とする。本実施の形態の受信装置の全体構成の構成例を図５に示す。
【００４４】
図示したように、受信装置は、ＤＳＴＢＣの送信信号を受信する受信アンテナ１および２７と、受信信号をアナログ値からディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部２および２８と、高周波帯域の信号をベースバンドの信号に直交変換する直交検波部３および２９と、所望帯域以外の信号を遮断する整形フィルタ４および３０と、受信信号からシンボルタイミングを推定するＢＴＲ部（複数アンテナ）３１と、ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１で推定されたタイミングを用いてオーバーサンプリングされた受信信号から送信信号が変調されたタイミングを取り出すタイミング抽出部６および３２と、ＤＳＴＢＣの差動符号化を復号するＤＳＴＢＣ復号部７および３３と、変調信号から復調系列を判定する判定部（複数アンテナ）３４とを備えている。
【００４５】
次に、ＤＳＴＢＣ受信機である図５の受信装置における、送信信号の受信から復調系列の取得まで処理の流れを説明する。整形フィルタ４および３０までは２本の受信アンテナで受信するそれぞれの受信信号について、実施の形態１および２で用いる図１の受信装置と同様の処理を行い、Ｋ倍でオーバーサンプリングされた受信信号を得る。ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１は２つの受信信号を用いてシンボルタイミングを推定する。ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１の詳細な構成・動作は後述する。ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１からは図１の受信装置のＢＴＲ部５と同様にシンボルタイミングの推定結果がＬ倍の分解能で出力される。タイミング抽出部６および３２ではＢＴＲ部（複数アンテナ）３１の出力結果に基づいてＫ倍でオーバーサンプリングされた受信信号からシンボルタイミングの受信信号を取り出す。ＤＳＴＢＣ復号部７および３２ではナイキストレートの受信信号について差動符号化を解いて復号する。判定部（複数アンテナ）３４では２つの受信信号についてダイバーシチ合成を行い１つの受信信号とした後に、硬判定あるいは軟判定して復調系列を得る。なお、ダイバーシチ合成については選択合成、等利得合成、最大比合成のいずれを用いても良い。また、ダイバーシチ合成はＤＳＴＢＣ復号前に実施しても構わない。
【００４６】
続いて、シンボルタイミングのタイミング再生を行うＢＴＲ部（複数アンテナ）３１について詳しく説明する。図６はＢＴＲ部（複数アンテナ）３１の構成例を示す図である。ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１は、受信信号のＩ相成分（同相成分）、Ｑ相成分（直交成分）の２乗をそれぞれ算出する２乗部９，１０，３５，３６と、Ｉ相成分、Ｑ相成分を２乗した値の和をとり受信信号の電力値を算出する加算器１１および３７と、１シンボル長分の遅延（Ｋサンプルの遅延）処理を行う１シンボル遅延部１２および３８と、サンプル毎に１シンボル分遅延したサンプルの電力値を加算する加算器１３および３９と、シンボルレートの正弦波を生成する正弦波生成部１４および４０と、生成された正弦波を余弦波に変換する９０°回転部１５および４１と、加算器１３および３９から出力された信号に対して９０°回転部１５および４１から出力された余弦波を乗算する乗算器１６，４２と、加算器１３および３９から出力された信号に対して正弦波生成部１４および４０から出力された正弦波を乗算する乗算器１７および４３と、１シンボル毎に１シンボル長分の受信信号の電力値の総和を算出する加算部１８，１９，４４，４５と、加算部１８と加算部４４の出力の和をとる加算器４６と、加算部１９と加算部４５の出力の和をとる加算器４７と、１シンボル毎に算出される電力値の総和を平均化する平均化処理部２０および２１と、平均化処理部２０から出力されるＩ相成分と平均化処理部２１から出力されるＱ相成分から位相を算出する位相算出部２２とで構成される。正弦波生成部１４、９０°回転部１５、乗算器１６，１７および加算部１８，１９はＤＦＴ処理部５０を、正弦波生成部４０、９０°回転部４１、乗算器４２，４３および加算部４４，４５はＤＦＴ処理部６０を形成している。
【００４７】
ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１の動作について以下で説明する。加算部１８，１９，４４，４５までの処理でクロック波形に対してＤＦＴ処理を行うことは、実施の形態１のＢＴＲ部５（図１参照）と同様の処理を２つの受信アンテナによって得られるそれぞれの受信信号について実施することを意味するため、説明を省略する。加算器４６および加算器４７では２つの受信信号から得られるそれぞれのクロック波形に対するＤＦＴ処理の出力について和をとることでダイバーシチ合成を行う。なお、加算器４６および４７は一方の受信信号を選択する処理としても構わない。また、加算器４６および４７の処理を行う位置は加算器１１および３７以降で、かつ平均化処理部２０および２１以前であればどこでも良く、数式的に同じ結果が得られれば良い。平均化処理部２０，２１および位相算出部２２の処理は実施の形態１のＢＴＲ部５と同様であり、加算器４６および４７から出力される電力値に対するフェージングや雑音の影響を抑制するためにＩ相およびＱ相の成分についてそれぞれ平均化を行った後に位相（シンボルタイミング）を算出する。
【００４８】
以上のように、本実施の形態のタイミング再生装置（ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１）は、受信信号の電力値をＤＦＴして得られたクロック波形の信号を、ＤＳＴＢＣの符号化単位（１ブロック）を形成しているＮシンボルにわたって加算し、加算結果を使用してシンボルタイミングを推定する。また、本実施の形態では上記加算結果をＰ本の受信アンテナで得られるＰ個の受信信号についてそれぞれ生成して全部の加算結果を用いてダイバーシチ合成を行う。これにより、受信アンテナを複数用いたアンテナダイバーシチ実施時にタイミング生成の精度を向上させることができる。
【００４９】
実施の形態４．
本実施の形態では、実施の形態３とは異なる構成のタイミング再生装置について説明する。なお、受信装置の全体構成は実施の形態３と同様である（図５参照）。本実施の形態のタイミング再生装置をタイミング再生装置３１ａと表現する。ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａ以外の構成・動作は実施の形態３と共通であるため、共通部分の説明は省略し、以下ではＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａについて説明する。
【００５０】
図７は、ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａの構成例を示す図である。ＢＴＲ部３１ａは、実施の形態３のＢＴＲ部（複数アンテナ）３１（図６）から１シンボル遅延部３８と、加算器３９と、ＤＦＴ処理部６０を構成する要素と、加算器４６および４７を削除するとともに、加算器１１と加算器３７の出力を加算する加算器４８を追加した構成となっている。
【００５１】
以下、ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａの詳細について説明する。なお、ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１と共通の部分については説明を省略する。
【００５２】
加算器１１および３７により２つの受信アンテナによって得られる２つの受信信号の電力値は加算器４８で和をとり、ダイバーシチ合成を行う。
【００５３】
実施の形態３のＢＴＲ部（複数アンテナ）３１では２つの受信信号の電力値に対して行うダイバーシチ合成をＤＦＴ処理後に行ったが、ＤＦＴおよび２シンボル分の電力値を加算する処理は線形処理であることから、本実施の形態のＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａのようにＤＦＴおよび２シンボル分の電力値を加算する処理の前に同様の動作を行う構成とすることが可能である。
【００５４】
このように、本実施の形態のタイミング再生装置（ＢＴＲ部（複数アンテナ）３１ａ）は、受信信号の電力値をＤＦＴして得られたクロック波形の信号を、ＤＳＴＢＣの符号化単位（１ブロック）を形成しているＮシンボルにわたって加算し、加算結果を使用してシンボルタイミングを推定する。また、本実施の形態ではＰ本の受信アンテナで得られるＰ個の受信信号についてそれぞれ電力値を算出した後に全ての受信信号を用いて電力値の和をとることでダイバーシチ合成を行う。これにより、受信アンテナを複数用いたアンテナダイバーシチ実施時にタイミング生成の精度を向上させることができる。また、ＤＦＴ処理後にダイバーシチ合成を行う実施の形態３のタイミング再生装置と比較して、同様の動作をＤＦＴ処理前にダイバーシチ合成を行うことで、ＤＦＴ処理の回路は１つ備えれば良く、回路規模を削減できるという効果を奏する。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上のように、本発明は、無線通信システムの受信装置（受信側の通信装置）において受信信号のシンボルタイミングを推定するタイミング再生装置として有用である。
【符号の説明】
【００５６】
１，２７  アンテナ、２，２８  Ａ／Ｄ変換部、３，２９  直交検波部、４，３０  整形フィルタ、５  ＢＴＲ部、６，３２  タイミング抽出部、７，３３  ＤＳＴＢＣ復号部、８  判定部、９，１０，３５，３６  ２乗部、１１，１３，２５，２６，３７，３９，４６，４７，４８  加算器、１２，２３，２４，３８  １シンボル遅延部、１４，４０  正弦波生成部、１５，４１  ９０°回転部、１６，１７，４２，４３  乗算器、１８，１９，４４，４５  加算部、２０，２１  平均化処理部、２２  位相算出部、３１  ＢＴＲ部（複数アンテナ）、３４  判定部（複数アンテナ）、５０，６０  ＤＦＴ処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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