(57)【要約】【課題】本発明は、周波数分割複信方式が適用された通信装置や伝送装置に備えられるデュプレクサにおいて受信波に重畳される送信波の成分を補償する漏洩波補償装置に関し、構成が大幅に複雑化することなく、広範な占有帯域と、多様な変調方式および多元接続方式に柔軟に適応し、伝送品質を高く維持できることを目的とする。【解決手段】周波数分割複信に供されるデュプレクサにおいて受信波に重畳される送信波の成分を補償する漏洩波補償装置であって、前記デュプレクサに与えられる送信波に所定の濾波処理を施す濾波手段と、前記受信波と前記濾波処理の結果との差をとることにより、前記送信波の成分の補償を行う補償手段と、前記差と前記受信波の瞬時値との積を減少させる適応制御または自動制御に基づいて前記濾波手段の濾波特性を更新する制御手段とを備える。【選択図】図１
2014103641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数分割複信に供されるデュプレクサにおいて受信波に重畳される送信波の成分を補償する漏洩波補償装置であって、
前記デュプレクサに与えられる送信波に所定の濾波処理を施す濾波手段と、
前記受信波と前記濾波処理の結果との差をとることにより、前記送信波の成分の補償を行う補償手段と、
前記差を減少させる適応制御または自動制御に基づいて前記濾波手段の濾波特性を更新する制御手段と
を備えたことを特徴とする漏洩波補償装置。
【請求項２】
請求項１に記載の漏洩波補償装置において、
前記デュプレクサに与えられる送信波と、前記送信波の成分が重畳された受信波との間の遅延を補償する遅延補償手段を備えた
ことを特徴とする漏洩波補償装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数分割複信方式が適用された通信装置や伝送装置に備えられるデュプレクサにおいて受信波に重畳される送信波の成分を補償する漏洩波補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数分割複信（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex）方式が適用された無線通信系や無線伝送系では、空中線共用器の内部で漏洩して受信波に重畳された送信波の成分によって増幅器や周波数変換器が飽和領域に陥ることの回避のために、漏洩波補償装置が備えられる。
【０００３】
なお、本発明に関連性がある先行技術としては、例えば、後述する特許文献１に開示される無線通信装置がある。
【０００４】
特許文献１に開示されている無線通信装置は、「送信信号を増幅する高電力増幅器と、この高電力増幅器の出力をアンテナに供給し、このアンテナからの受信信号を周波数選択して出力する分波器と、この分波器の受信信号出力を増幅する低雑音増幅器と、この低雑音増幅器の出力を入力とする第一のミキサと、この第一のミキサに局部発振信号を供給するシンセサイザと、前記第一のミキサの出力に設けられた第一のチャネルフィルタとを備えた無線通信装置において、前記高電力増幅器の出力に設けられその主経路出力が前記分波器に接続された第一の方向性結合器と、この第一の方向性結合器の副経路出力を入力とし、前記シンセサイザから局部発振信号が供給される第二のミキサと、この第二のミキサの出力に設けられ前記第一のチャネルフィルタとほぼ等しい特性の第二のチャネルフィルタと、この第二のチャネルフィルタの出力に設けられた分岐回路と、この分岐回路の二つの出力がそれぞれ供給される第一および第二の乗算器と、この第二の乗算器の出力と前記第一のチャネルフィルタの出力とを二つの入力とする加算器と、この加算器の出力に挿入され主経路出力を受信出力とし副経路出力が前記第一の乗算器の乗算入力に接続された第二の方向性結合器と、この第一の乗算器の出力を入力とし前記第二の乗算器の乗算入力に出力が接続され前記第一の乗算器の出力レベルが最小になるようにその増幅レベルが調節される直流増幅器と」を備えて構成され、「送信側から受信側へ漏洩するスプリアスおよび熱雑音を相殺する事により分波器の送信側フィルタの所要帯域外減衰量を減らす事ができ、分波器を小型化する事ができる」点に特徴がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許２８６４８８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上述した従来の無線通信装置では、受信波に重畳された干渉波は、その受信波のチャネルフィルタによって抽出されていた。
【０００７】
しかし、このような従来例では、ＯＦＤＭ(Orthogonal
Frequency Division Multiplexing)方式やＣＤＭＡ(Code
Division Multiple Access)方式が適用された通信系のように、占有帯域が大幅に広いほど、一般に、干渉波の補償は、その占有帯域における振幅や位相のみに基づく処理だけでは安定には行われ難かった。
【０００８】
また、従来例では、上記干渉波の十分な減衰には、アンテナ共用器の送信入力から受信出力に至る区間に要求されるアイソレーションとして、１００デシベル以上と厳しい要求が課される。
【０００９】
したがって、従来例は、小型化および低損失化が厳しく要求される移動通信系の無線基地局等には、適用できない場合が多かった。
【００１０】
本発明は、構成が大幅に複雑化することなく、広範な占有帯域と、多様な変調方式および多元接続方式に柔軟に適応し、伝送品質を高く維持できる漏洩波補償装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１に記載の発明では、周波数分割複信に供されるデュプレクサにおいて受信波に重畳される送信波の成分を補償する漏洩波補償装置において、濾波手段は、前記デュプレクサに与えられる送信波に所定の濾波処理を施す。補償手段は、前記受信波と前記濾波処理の結果との差をとることにより、前記送信波の成分の補償を行う。制御手段は、前記差を減少させる適応制御または自動制御に基づいて前記濾波手段の濾波特性を更新する。
【００１２】
すなわち、受信波に重畳された送信波の成分は、その受信波の占有帯域が広く、この占有帯域における外乱や送信波の成分の分布およびレベルが多様に変化し得る状況であっても、適応制御や自動制御の下で柔軟にかつ安定に圧縮される。
【００１３】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の漏洩波補償装置において、遅延補償手段は、前記デュプレクサに与えられる送信波と、前記送信波の成分が重畳された受信波との間の遅延を補償する。
【００１４】
すなわち、デュプレクサに与えられる送信波と、そのデュプレクサにおいてこの送信波の成分が重畳した受信波との間における時間軸上のズレは、適用制御や自動制御に先行して圧縮される。
【発明の効果】
【００１５】
上述したように本発明によれば、送信系と受信系との間におけるアイソレーションがデュプレクサにおいて十分に高くは確保されなくても、そのデュプレクサを含む装置の小型化、軽量化、低廉化に併せて、高い安定な伝送品質の確保が図られる。
【００１６】
また、受信波に重畳された送信波の成分は、その受信波の占有帯域における外乱や送信波の成分の分布およびレベルが多様にかつ頻繁に変化し得る状況であっても、精度高く安定に圧縮される。
【００１７】
したがって、本発明が適用された伝送系や通信系では、形状、寸法、重量、コスト、信頼性に関する制約が厳しい場合であっても、所望の伝送品質や通信品質が安定に実現され、価格性能比および付加価値が総合的に高められる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第一の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の第二の実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
〔第一の実施形態〕
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
【００２０】
図において、送信部１０の出力はＤ／Ａ変換器２１、周波数変換器２２、電力増幅器２３および方向性結合器２４を介してアンテナ共用器２５の送信入力端子に接続され、そのアンテナ共用器２５のアンテナ端子にアンテナ２６の給電点が接続される。アンテナ共用器２５の受信出力はＬＮＡ２７、周波数変換器２８およびＡ／Ｄ変換器２９を介して受信部の受信入力に接続される。方向性結合器２４のモニタ端子は、周波数変換器４１およびＡ／Ｄ変換器４２を介して受信部３０のモニタ信号入力に接続される。
【００２１】
受信部３０には、以下の要素が備えられる。
(1) モニタ信号入力に接続された第一の入力を有し、タップ数が「６３」であるＦＩＲフィルタ３１
(2) そのモニタ信号入力に接続された入力を有するシフトレジスタ３２
【００２２】
(3) シフトレジスタ３２の並列出力に接続された第一の入力を有し、かつ出力がＦＩＲフィルタ３１の制御端子に接続されたＬＭＳ制御部３３
(4) 既述の受信入力に接続された第一の入力と、ＦＩＲフィルタ３１の出力に接続された第二の入力とを有し、かつ出力が上記ＬＭＳ制御部３３の第二の入力に接続されると共に、受信部３０に備えられた復調部（図示されない）に接続された減算器３４
【００２３】
以下、図１を参照して本実施形態の動作を説明する。
送信部１０によって生成されたディジタル信号は、Ｄ／Ａ変換器２１によってアナログ信号（以下、「送信アナログ信号」という）に変換され、かつ周波数変換器２２によって所望の周波数ｆ１の送信波に変換された後、電力増幅器２３、方向性結合器２４およびアンテナ共用器２５を介してアンテナ２６から放射される。
【００２４】
一方、アンテナ２６に到来した受信波は、アンテナ共用器２５およびＬＮＡ２７を介して周波数変換器２８に引き渡される。周波数変換器２８は、このようにして引き渡された受信波の周波数ｆ２（≠ｆ１）を周波数変換することによってアナログ信号（以下、「アナログ受信信号」という）に変換する。Ａ／Ｄ変換器２９は、そのアナログ受信信号をディジタル信号（以下、「ディジタル受信信号」という）に変換する。
【００２５】
アンテナ２６からアンテナ共用器２５を介してＬＮＡ２７に引き渡される受信波には、そのアンテナ共用器２５において、電力増幅器２３側から漏洩した送信波の成分（以下、「漏洩波」という）が重畳される。
【００２６】
また、電力増幅器２３から出力された送信波の一部は、方向性結合器２４によって抽出され、かつ周波数変換器４１によって周波数ｆ２（≠ｆ１）のアナログモニタ信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器４２によってディジタル信号（以下、「ディジタルモニタ信号」という）に変換される。
【００２７】
受信部３０では、ＦＩＲフィルタ３１、シフトレジスタ３２、ＬＭＳ制御部３３および減算器３４は、以下の通りに連係する。
ＦＩＲフィルタ３１は、既述のディジタルモニタ信号の振幅および位相を時系列ｎの順に示す複素系列と、ＬＭＳ制御部３３によって時系列ｎの順に与えられる重み係数ｗ（ｎ）との積和を算出する。
【００２８】
減算器３４は、既述のディジタル受信信号と上記積和との差ｅを算出する。
ＬＭＳ制御部３３は、シフトレジスタ３２を介して与えられる６３個のディジタルモニタ信号ｘ（＝ｘ０１〜ｘ６３）と、上記差ｅと、既定のステップ係数μとに対して下式で示される重み係数ｗｉ（ｎ＋１）に、上記重み係数ｗｉ（ｎ）を更新する。
ｗｉ（ｎ＋１）＝ｗｉ（ｎ）＋μｅｘｉ        （ｉ＝１〜６３）
【００２９】
すなわち、アンテナ共用器２５の内部で送信波の成分が漏洩して受信波に重畳される仮想的な経路の周波数特性は、ディジタルモニタ信号に適応したＬＭＳアルゴリズムの下で推測される。さらに、上記差ｅに残存する漏洩波の成分が精度よく安定に抑圧される。
【００３０】
このように本実施形態によれば、アンテナ共用器２５の内部でアイソレーションが十分に高くは確保されず、しかも、送信波の占有帯域が広帯域であったり多様に変化する場合であっても、受信波に重畳される送信波のレベルが低く抑えられるため、すなわち、アンテナ共用器２５は、小型化、軽量化および低廉化に併せて、挿入損失の低減が図られる。
【００３１】
したがって、本発明が適用された無線伝送系や無線通信系では、実装性および伝送品質や受信感度の向上が図られ、かつ安定に維持される。
【００３２】
〔第二の実施形態〕
図２は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
図において、図１に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここでは、その説明を省略する。
本実施形態と、図１に示す第一の実施形態との構成の相違点は、以下の点にある。
【００３３】
(1) 周波数変換器４１とＡ／Ｄ変換器４２との段間に可変遅延器４３が配置される。
(2) 既述のディジタルモニタ信号とディジタル受信信号とがそれぞれ入力される第一および第二の入力に併せて、上記可変遅延器４３の制御端子に接続された出力とを有する遅延検出部３５が備えられる。
【００３４】
以下、図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
遅延検出部３５は、ディジタル受信信号に対するディジタルモニタ信号の遅延時間を計測する。
【００３５】
可変遅延器４３は、このような計測によって得られた遅延時間が圧縮される値の遅延をアナログモニタ信号に与える。
【００３６】
すなわち、ＦＩＲフィルタ３１の各タップに与えられる重みを更新する過程では、ＬＭＳ制御部３３は、上記遅延およびその変化に対応する処理を省略できる。
【００３７】
したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて、応答性が向上して安定に維持され、温度や電源電圧の急激な変動に対しても速やかに追従可能となる。
【００３８】
なお、上述した各実施形態では、ＦＩＲフィルタ３１の重み係数Ｗ(ｎ)の算出および更新がＬＭＳアルゴリズムに基づいて行われている。
【００３９】
しかし、このような重み係数Ｗ(ｎ)の算出および更新については、以下に列記するように、送信波が広い占有帯域を有し、あるいはマルチキャリア信号である場合にも、所望の精度や応答性で差ｅに残存する漏洩波の成分の抑圧が図られるならば、如何なるアルゴリズムや演算に基づいて行われてもよい。
【００４０】
(1) ＲＬＳ(Recursive Least Square)アルゴリズム、投影アルゴリズムその他の適応アルゴリズム
(2) 自動制御（目標値制御）
(3) 周波数に対応したアンテナ共用器２５の入出力特性のモデリングに基づく漏洩波の推定処理
(4) アンテナ共用器２５等の周波数特性を差ｅのＦＦＴ等によって推定し、その周波数特性に適応した値の組み合わせに、ＦＩＲフィルタの重み係数を更新する演算
【００４１】
また、上述した各実施形態では、ＦＩＲフィルタ３１は、所望の性能が達成されるならば、ＩＩＲ(Infinite
impulse response) フィルタやアナログフィルタで代替されてもよい。
【００４２】
さらに、上述した各実施形態では、方向性結合器２４は、周波数領域、レベルダイヤグラム等に関する整合が図られるならば、以下の何れの箇所に配置されてもよい。
(1) Ｄ／Ａ変換器２１と周波数変換器２２との段間
(2) 周波数変換器２２と電力増幅器２３との段間
【００４３】
また、上述した各実施形態では、ディジタルモニタ信号は、特に、電力増幅器２３の非線形性に対する適応が要求される場合には、例えば、その電力増幅器２３の非線形性（周波数特性）のモデル化に基づいて推定されてもよい。
このような場合には、方向性結合器２４は、所望の精度や応答性によるモデル化が達成されるならば、何れの部位に配置されてもよい。
【００４４】
さらに、上述した各実施形態では、ＦＩＲフィルタ３１、シフトレジスタ３２、ＬＭＳ制御部３３および減算器３４は、ディジタルモニタ信号およびデジタル受信信号に既述の処理をベースバンド領域で施している。
【００４５】
しかし、このような処理は、その全てまたは一部がアナログ処理として行われてもよく、所望の中間周波帯で行われてもよい。
【００４６】
また、上述した各実施形態では、本発明は、無線通信系や無線伝送系に限定されている。
しかし、本発明は、このような無線通信系や無線伝送系に限定されず、例えば、アンテナ共用器２５およびアンテナ２６がデュプレクサおよび伝送路でそれぞれ代替されて構成される通信系や伝送系にも同様に適用可能である。
【００４７】
さらに、本発明は、周波数分割複信方式が適用され、かつ送受信に共通の空中線や伝送路が適用される通信系や伝送系であるならば、周波数配置、チャネル構成、多元接続方式、変調方式等の如何にかかわらず、適用可能である。
【００４８】
また、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【符号の説明】
【００４９】
１０  送信部
２１  Ｄ／Ａ変換器
２２，２８，４１  周波数変換器
２３  電力増幅器
２４  方向性結合器
２５  アンテナ共用器
２６  アンテナ
２７  ＬＮＡ
２９，４２  Ａ／Ｄ変換器
３０，３０Ａ  受信部
３１  ＦＩＲフィルタ
３２  シフトレジスタ
３３  ＬＭＳ制御部
３４  減算器
３５  遅延検出部
４３  可変遅延器
【図１】
2014103641.tif 000003
【図２】
2014103641.tif 000004