(57)【要約】【課題】  スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失の小さい電力変換装置を実現する。【解決手段】  昇圧回路により昇圧された電圧を充電するコンデンサと、前記交流電源の各出力端子と前記コンデンサの正極端子との間に接続された第１のダイオードと、を備える電力変換装置において、前記昇圧回路は、第１のインダクタ、第２のダイオード及び第１のスイッチング素子を有し、前記第１のインダクタ及び前記第２のダイオードは、前記整流回路の正極端子と前記コンデンサの正極端子との間に直列に接続され、前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードと比較して逆回復時間の短いダイオードであり、前記第１のスイッチング素子は、スイッチングの動作と非動作が切り替えられる。【選択図】  図１
2014103756.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の出力端子に接続され、該交流電源の整流を行う整流回路と、
前記整流回路により整流された電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路により昇圧された電圧を充電するコンデンサと、
前記交流電源の各出力端子と前記コンデンサの正極端子との間に接続された第１のダイオードと、
を備える電力変換装置において、
前記昇圧回路は、第１のインダクタ、第２のダイオード及び第１のスイッチング素子を有し、
前記第１のインダクタ及び前記第２のダイオードは、前記整流回路の正極端子と前記コンデンサの正極端子との間に直列に接続され、
前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードと比較して逆回復時間の短いダイオードであり、
前記第１のスイッチング素子は、スイッチングの動作と非動作が切り替えられるものであることを特徴とする、電力変換装置。
【請求項２】
前記第１のスイッチング素子は、前記交流電源の入力の変化または必要な出力の少なくとも一方に応じてスイッチングの動作と非動作が切り替えられるものであることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記昇圧回路は、第２のインダクタ、第３のダイオード及び第２のスイッチング素子が、前記第１のインダクタ、前記第２のダイオード及び前記第１のスイッチング素子と並列に接続されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置を用いた空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータなどの電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源から、昇圧した直流電源を出力する電力変換装置は、交流電源を整流回路により整流し、トランジスタなどからなるスイッチング素子とコイルにより昇圧を行い、昇圧された電圧がコンデンサにより平滑されることで、昇圧された直流電圧を得る。
【０００３】
図５に示した特許文献１の電源装置は、２つの出力端を有するＡＣ電源５１と、このＡＣ電源５１の各出力端に接続されたダイオード５２〜５５からなるダイオードブリッジと、ダイオードブリッジにより整流された電圧をスイッチングにより昇圧するチョークコイル５６、トランジスタ５７及びドライバ５８と、ダイオード５９を介してチョークコイル５６に＋端が接続され、昇圧された電圧を充電するコンデンサ６０と、このコンデンサ６０の電圧が消費される抵抗６１を有する。さらに、特許文献１の電源装置は、コンデンサ６０の＋端とＡＣ電源５１の各出力端との間に介挿されたダイオード６２、６３とを具備している。
【０００４】
これにより、ダイオード６２、６３からなる電源供給素子側のインピーダンスよりも、ダイオードブリッジ、チョークコイル５６、ダイオード５９からなる昇圧回路側のインピーダンスが高くなる。したがって、ドライバ５８に瞬時停止が起こり、そこから復帰したときに、ＡＣ電源５１からの電流の多くはダイオード６２、６３を流れるようになり、トランジスタ５７に過大電流が流れなくなるので、安価なトランジスタを使用することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平６−３１５２６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の電源装置は、ドライバ５８が瞬時停止から復帰した際のトランジスタ５７への過大電流の防止を目的としており、ドライバ５８によるスイッチングを常時動作させることを前提としている。しかし、高い出力電圧を必要としない場合など、スイッチングによる昇圧を行う必要がない場合も存在する。
【０００７】
スイッチングの動作時と非動作時では電流の流れる経路や波形が異なるため、ダイオードに電流が流れる際に生じる回路損失を小さくするには、各経路に存在するダイオードとして、流れる電流の波形に合ったものを用いる必要がある。ところが、特許文献１のように、逆回復時間が長い通常のダイオードをダイオード５９に用いてしまうと、高周波数のスイッチングによる回路損失が生じてしまうという問題があった。一方で、逆回復時間が短いダイオードは、一般に順方向電圧が高いため、スイッチング非動作時のような低周波数の電流が流れると、電圧降下による回路損失が大きくなってしまう。
【０００８】
そこで、本発明は、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失の小さい電力変換装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、交流電源の出力端子に接続され、該交流電源の整流を行う整流回路と、整流回路により整流された電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路により昇圧された電圧を充電するコンデンサと、交流電源の各出力端子とコンデンサの正極端子との間に接続された第１のダイオードと、を備える電力変換装置において、昇圧回路は、第１のインダクタ、第２のダイオード及び第１のスイッチング素子を有し、第１のインダクタ及び第２のダイオードは、整流回路の正極端子と前記コンデンサの正極端子との間に直列に接続され、第２のダイオードは、第１のダイオードと比較して逆回復時間の短いダイオードであり、スイッチング素子は、スイッチングの動作と非動作が切り替えられるものであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失の小さい電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態における電力変換装置を示した図である。
【図２】本発明の電力変換装置において、スイッチング動作時の電圧と電流の時間変化を示した図である。
【図３】本発明の電力変換装置において、スイッチング非動作時の電圧と電流の時間変化を示した図である。
【図４】本発明の第２の実施形態における電力変換装置を示した図である。
【図５】先行特許文献１の電源装置を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の電力変換装置１の回路の構成を示したものである。
【００１３】
電力変換装置１は、ダイオードブリッジ３、昇圧回路１０、平滑コンデンサ４を有する。ダイオードブリッジ３は、交流電源２からの交流を整流する整流回路として働く。昇圧回路１０は、ダイオードブリッジ３の高電位側の端子と平滑コンデンサ４との間に直列に接続されたコイル１２及びダイオード１３と、コイル１２とダイオード１３との間に接続されるスイッチング素子１４からなる。さらに、電力変換装置１は、第１のダイオードとして、交流電源２の各端子と平滑コンデンサ４との間にそれぞれ接続されるダイオード１５とダイオード１６を備える。
【００１４】
スイッチング素子１４としては、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが用いられ、スイッチング制御回路（図示せず）によって、オン・オフのスイッチングが１０〜２００ｋＨｚ程度の周波数で行われる。
【００１５】
続いて、図２および図３を用いて、回路の動作について説明する。回路の動作状態は、スイッチング動作時と、スイッチング非動作時の大きく２つに分けられる。
【００１６】
図２はスイッチング動作時の電圧と電流を示したものである。図２（ａ）は交流電源２の入力電圧の絶対値と、出力部１７の出力電圧の時間変動を示す。図２（ｂ）は交流電源２の入力電流の時間変動を示す。
【００１７】
スイッチング動作時は、スイッチング素子１４がオン・オフを繰り返す事により、スイッチオン時にインダクタであるコイル１２に蓄えられたエネルギーが、スイッチオフ時に平滑コンデンサ４に供給されることで昇圧が行われる。したがって、スイッチング動作時は、図２（ａ）に示したように、昇圧された出力電圧が常に入力電圧の絶対値より大きくなるため、ダイオード１５とダイオード１６には逆電圧がかかる状態となる。したがって、ダイオード１５とダイオード１６に電流は流れず、動作に影響を与えることはない。
【００１８】
図３はスイッチング非動作時の電圧と電流を示したものである。図３（ａ）は交流電源２の入力電圧の絶対値と、出力部１７の出力電圧の時間変動を示す。図３（ｂ）は交流電源２の入力電流の時間変動を示す。
【００１９】
図３（ａ）に示したように、交流電源２の入力電圧は正弦波形で変動する。入力電圧の絶対値が出力電圧より低い状態では、図３（ｂ）の平坦部で示されているように、入力電流はほぼ流れない。
【００２０】
しかし、平滑コンデンサ４の電荷が消費され、入力電圧の絶対値が出力電圧より高くなった瞬間に、図３（ｂ）のパルス部で示されているように、平滑コンデンサ４へ電荷を供給する電流が流れる。このとき、正の半周期においては、図１に示したダイオード１５を通過する経路と、ダイオードブリッジ３とコイル１２とダイオード１３を通過する経路との２通りが存在するが、ほとんどの電流は、相対的にインピーダンスの小さいダイオード１５の経路を通る。同様に、負の半周期においては、ダイオード１６を通過する経路と、ダイオードブリッジ３とコイル１２とダイオード１３を通過する経路との２通りが存在するが、ほとんどの電流は、相対的にインピーダンスの小さいダイオード１６を通る。
【００２１】
なお、ダイオードブリッジ３の正極端子側と平滑コンデンサ４の間に接続されるダイオード１３は、１０〜２００ｋＨｚでのスイッチング動作時の回路損失を低減するため、ダイオード１５、１６と比べて逆回復時間の短い、高速リカバリ型のものを使用する。逆回復時間が短いダイオードは、逆方向に電流が流れる時間が短いため、高速スイッチング時の回路損失を低減することができる。しかし、高速リカバリ型のダイオードは一般に順方向電圧が高いため、スイッチング非動作時にダイオード１３に電流が流れると、電圧降下によって逆に回路損失が大きくなる。
【００２２】
しかし、本発明の電力変換装置１は、ダイオード１５及びダイオード１６を有するため、スイッチング非動作時に、損失の大きいダイオード１３にほとんど電流が流れない。したがって、ダイオード１５及びダイオード１６を有さない回路と比べ、回路損失を半分程度に抑えることができる。
【００２３】
次に、交流電源からの入力の変化や必要な出力に応じて、スイッチングの動作・非動作を切り替える方法について説明を行う。
【００２４】
例えば、高い出力電圧を必要とする場合、スイッチング素子１４はスイッチングの動作を開始する。これによって、図２で説明したように、スイッチングによって出力電圧が高くなる。
【００２５】
一方で、高い出力電圧を必要としない場合、スイッチング素子１４はスイッチングを非動作とする。これによって、図３で説明したように、出力電圧を低くすることができる。
【００２６】
このような、スイッチング動作・非動作の切り替えは、出力電圧に応じて行うものに限らず、他の指標として、入力電流、入力電圧、出力電流、駆動する負荷などを用いることができる。例えば入力電流を指標とする場合は、所定の閾値を基準として、入力電流値の大きさによってスイッチングの動作・非動作の切り替えを行う。閾値となる値はあらかじめ設定する以外に、回路の動作状態などに応じて変動させてもよい。また、任意の切り替えを行ってもよい。
【００２７】
以上説明したように、本発明の電力変換装置１は、スイッチングの動作時には、ダイオード１３が逆回復時間の短い高速リカバリ型であるために回路損失が小さく、スイッチングの非動作時には、電流が順方向電圧の高いダイオード１３に流れないために回路損失が小さい。したがって、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失を小さくすることができる。
【００２８】

（第２の実施形態）
続いて、本発明をインターリーブ型の昇圧回路に適用したものについて説明を行う。なお、第１の実施形態と共通する部分については同一の符号を付し、説明を省略する。
【００２９】
図４に示したように、インターリーブ型の昇圧回路を用いた電力変換装置５は、第１の実施形態で説明したアクティブフィルタ回路のコイル１２、ダイオード１３、スイッチング素子１４と並列に、コイル２２、ダイオード２３、スイッチング素子２４が接続されている。ダイオード２３には、第１の実施形態で説明した点と同様の理由から、逆回復時間の短い高速リカバリ型のものが使用される。
【００３０】
このようなインターリーブ型の昇圧回路においては、スイッチング動作時に、スイッチング素子１４とスイッチング素子２４のスイッチングの位相を例えば１８０°ずらすことによって、それぞれの経路を流れる電流のリップルが打ち消しあうため、リップルの小さな安定した電流を得ることができる。
【００３１】
また、スイッチング素子１４とスイッチング素子２４のスイッチング非動作時には、入力電圧の絶対値が出力電圧より高くなった瞬間に、電流は相対的にインピーダンスの高い昇圧回路２０側にはほとんど流れず、ダイオード１５やダイオード１６を流れる。したがって、損失の大きいダイオード１３やダイオード２３にはほとんど電流が流れなくなるため、回路損失を小さくすることができる。
【００３２】
このようなインターリーブ型の昇圧回路においても、第１の実施形態と同様に、入力の変化や必要な出力に応じて、スイッチングの動作・非動作の切り替えを行う。
【００３３】
したがって、本発明の電力変換装置５は、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失を小さくすることができる。
【００３４】
この他、本発明は、交流直流変換を行う様々な昇圧回路に適用することができる。
【００３５】
（第３の実施形態）
第３の実施形態として、第１および第２の実施形態で説明した電力変換装置を、エアコンなどの空気調和機に適用した例について説明する。
【００３６】
エアコンなどの空気調和機においては、室温を急速に変化させるためにフルパワーで運転する場合と、室温を維持するために低負荷で運転する場合があり、しばしばその切り替えが行われている。
【００３７】
このような空気調和機において、第１および第２の実施形態で説明した電力変換装置を適用することで、高負荷時にはスイッチング動作により最大の出力を行い、目標温度に達した後はスイッチングを非動作として、出力を抑える。
【００３８】
したがって、スイッチングを行わない低負荷時においては、損失の大きい昇圧回路部分に電流はほとんど流れないため、空気調和機について、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失を小さくすることができる。
【００３９】
その他の応用例として、第１および第２の実施形態で説明した電力変換装置を、冷蔵庫などの冷却装置に応用してもよい。冷却装置においても、負荷が大きい急速冷蔵時と、負荷の小さい通常運転時が存在するため、本発明の電力変換装置を適用することによって、冷却装置について、スイッチングの動作時においても非動作時においても回路損失を小さくすることができる。
【符号の説明】
【００４０】
１、５  電力変換装置
２  交流電源
３  ダイオードブリッジ
４  平滑コンデンサ
１０、２０  昇圧回路
１２、２２  コイル
１３、２３  ダイオード
１４、２４  スイッチング素子
１５、１６  ダイオード
１７  出力部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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