(57)【要約】      （修正有）【課題】過電流検出電圧の増幅に遅延の大きい電圧増幅器を使用しても、過電流を誤検出して誤った過電流誤動作を起こすことを防止する。【解決手段】主スイッチＴＲ１、転流スイッチＴＲ２、出力チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ１により同期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、出力用チョークコイルＬ１の直列等価抵抗Ｒ１に発生する電流検出電圧を電圧増幅器ＩＣ２で増幅して、過電流検出電圧をＰＷＭコントローラＩＣ２で読込み、過電流判定値を超えた場合に過電流保護動作を行わせる過電流検出回路を備え、更に、過電流検出回路に設けた電圧増幅器ＩＣ２の出力を、転流スイッチＴＲ２に同期して強制的にオン／オフさせる強制同期スイッチＴＲ３を設ける。【選択図】図１
2014207763.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力端子間に主スイッチ手段と転流スイッチ手段を直列に接続すると共に、前記転流スイッチ手段の端子間に出力チョークコイルと出力平滑コンデンサとを接続し、前記主スイッチ手段および前記転流スイッチ手段を制御回路部により相補的にオン／オフ駆動することで前記出力平滑コンデンサの端子間から直流出力を取り出し、更に、前記出力チョークコイルの直列等価抵抗に発生する電圧を電圧増幅器で増幅することにより過電流を検出して前記制御回路部に過電流保護動作を行わせる過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記過電流検出回路に設けた電圧増幅器の出力を、前記転流スイッチ手段に同期してオン／オフさせる強制同期スイッチ手段を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記強制同期スイッチ手段は、前記制御回路部から前記転流スイッチ手段に入力されるオン／オフ制御信号を入力してオン／オフするトランジスタ又は電界効果トランジスタであることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記強制同期スイッチ手段は、前記制御回路部から前記転流スイッチ手段に対するオン制御信号が入力した場合に前記過電流検出回路の出力を許容し、前記制御回路部から前記転流スイッチ手段に対するオフ制御信号が入力した場合に前記過電流検出回路の出力を禁止するＡＮＤゲートであることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、同期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置としては例えば図５に示すものがある。
【０００３】
図５において、スイッチング電顕装置は、直流電源Ｅ１による入力電源ライン間に、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いた主スイッチＴＲ１および転流スイッチＴＲ２を直列に接続している。主スイッチＴＲ１および転流スイッチＴＲ２のゲートにドライバＩＣ３の各出力端子をそれぞれ接続し、ＰＷＭコントローラＩＣ１により相補的にオン／オフ制御可能としている。
【０００４】
転流スイッチＴＲ２のドレイン・ソース間に出力チョークコイルＬ１と出力平滑コンデンサＣ１とを直列に接続し、出力平滑コンデンサＣ１の両端が負荷に接続する出力端子となる。
【０００５】
出力電圧は抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路で分圧され、出力検出電圧としてＰＷＭコントローラＩＣ１に入力され、出力検出電圧が基準電圧に一致するようにドライバＩＣ３を介して主スイッチＴＲ１のオンデューティを制御し、負荷に印加される出力電圧を安定化する。
【０００６】
また過電流検出回路として、出力チョークコイルＬ１と並列に抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２を直列接続し、コンデンサＣ２の両端の検出電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなる入力回路及び帰還抵抗Ｒ８を備えた電圧増幅器ＩＣ２に入力して増幅することにより過電流検出を行い、電圧増幅器ＩＣ２の過電流検出出力を抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３によるローパスフィルタを介してＰＷＭコントローラＩＣ１に入力し、過電流保護動作を行わせている。ここで、ローパスフィルタはノイズを除去して誤動作を防止するために設けている。
【０００７】
ここで、出力チョークコイルＬ１は直列等価抵抗分（ＥＳＲ）Ｒ１を持っており、所定の回路条件を設定することで、直列等価抵抗分Ｒ１に流れるチョーク電流により発生する電圧がコンデンサＣ２に発生する電圧に等しくなることが知られており、このためコンデンサＣ２の両端電圧を検出することで、直列等価抵抗分Ｒ１に発生する電流検出電圧を得ることができる。なお、直列等価抵抗分Ｒ１は説明の都合上、示している。
【０００８】
また、図５におけるＰＷＭコントローラＩＣ１、電圧増幅器ＩＣ２及びドライバＩＣ３をパッケージ構造とし、これに主スイッチＴＲ１、転流スイッチＴＲ２、出力用チョークコイルＬ１、出力用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２〜Ｒ９、コンデンサＣ２，Ｃ３等を外付けしたものもある。
【０００９】
図６は図５のスイッチング電源装置の動作波形を示したタイムチャートであり、図６（Ａ）に主スイッチＴＲ１のゲート電圧を示し、図６（Ｂ）に転流スイッチＴＲ２のゲート電圧を示し、図５（Ｃ）に出力チョークコイルＬ１に流れる電流を示し、図６（Ｄ）にコンデンサＣ２に発生する電流検出電圧を示している。
【００１０】
図６に示すように、主スイッチＴＲ１と転流スイッチＴＲ２は、所定のスイッチング周期Ｔ毎に、相補的にオン／オフ制御しており、主スイッチＴＲ１のオンにより出力用チョークコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、次のタイミングで転流スイッチＴＲ２をオンする同期整流により、出力用チョークコイルＬ１に蓄積したエネルギーにより出力用コンデンサＣ１に転流スイッチＴＲ２を介して電流を流して充電し、これを繰り返す。
【００１１】
このとき出力チョークコイルＬ１に流れる電流は、主スイッチＴＲ１のオンで直線的に増加し、転流スイッチＴＲ２のオンによる同期整流で直線的に減少する三角波状に変化する。このチョーク電流はコンデンサＣ２で検出されて電圧増幅器ＩＣ２に入力し、電圧増幅器ＩＣ２から出力される過電流検出電圧がＰＷＭコントローラＩＣ１で設定している過電流判定値ＯＣＰに相当する電流値に達すると、ＰＷＭコントローラＩＣ１はドライバＩＣ３を介して主スイッチＴＲ１をオフし、出力電流上限を過電流判定値ＯＣＰに制限するパルスバイパルス方式の過電流保護動作を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１１−１８７６５１号公報
【特許文献１】特開２０００−１９３６８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、このような従来のスイッチング電源装置に設けた過電流検出回路にあっては、過電流検出電圧の増幅に使用している電圧増幅器ＩＣ２遅延が大きい場合に、過電流の検出に誤動作を起して誤った過電流保護動作が行われる問題がある。
【００１４】
図７は過電流保護の誤動作を示したタイムチャートであり、図７（Ａ）〜（Ｄ）は図６（Ａ）〜（Ｄ）と同じであり、図７（Ｅ）に遅延が小さい電圧増幅器の動作を示し、図７（Ｆ）に遅延が大きい電圧増幅器の動作を示す。
【００１５】
図７（Ｅ）の遅延がＴｄ１と小さい電圧増幅器の場合、過電流判定値ＯＣＰを主スイッチＴＲ１のオフタイミングの電流値に設定して、これを超えないように電流制限しており、ＰＷＭコントローラＩＣ１は、スイッチング周期に対し十分短い周期で電圧増幅器が出力する過電流検出電圧を読み込んでいる。この場合、例えば時刻ｔ１の主トランジスタＴＲ１がオンする直前の過電流検出タイミングを見ると、Ｐ点の過電流検出電圧は過電流判定値ＯＣＰ以下であり、主スイッチＴＲ１を正常にオンし、過電流保護動作は行われることはない。
【００１６】
これに対し図７（Ｆ）の遅延がＴｄ２と大きい電圧増幅器の場合、時刻ｔ１の過電流検出タイミングを見ると、遅延によりＱ点の過電流検出電圧は過電流判定値ＯＣＰを超えており、主スイッチＴＲ１をオンせず、誤って過電流保護動作が行われてしまう。
【００１７】
図８は、遅延の大きい電圧増幅器による過電流誤検出で過電流保護動作が行われた場合のタイムチャートであり、太線で示すように、時刻ｔ１における過電流の誤検出に起因して、次の周期で主スイッチＴＲ１をオンせずにオンデューティが０％となり、その次の周期ではオンデューティを増加させ、また次の周期ではオンデューティを低下させるといった異常な動作を引き起こしている。
【００１８】
このため電流検出電圧の増幅に使用する電圧増幅器としては、遅延の少ない高価なものを使用しなければならず、スイッチング電源装置のコストを引き上げる要因となっている。
【００１９】
本発明は、過電流検出電圧の増幅に遅延の大きい電圧増幅器を使用しても、過電流を誤検出して誤った過電流誤動作を起こすことなく正常に機能するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、直流入力端子間に主スイッチ手段と転流スイッチ手段を直列に接続すると共に、転流スイッチ手段の端子間に出力チョークコイルと出力平滑コンデンサとを接続し、主スイッチ手段および転流スイッチ手段を制御回路部により相補的にオン／オフ駆動することで出力平滑コンデンサの端子間から直流出力を取り出し、更に、出力チョークコイルの直列等価抵抗に発生する電圧を電圧増幅器で増幅することにより過電流を検出して制御回路部に過電流保護動作を行わせる過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置に於いて、過電流検出回路に設けた電圧増幅器の出力を、転流スイッチ手段に同期してオン／オフさせる強制同期スイッチ手段を設けたことを特徴とする。
【００２１】
ここで、強制同期スイッチ手段は、制御回路部から転流スイッチ手段に入力されるオン／オフ制御信号を入力してオン／オフするトランジスタ又は電界効果トランジスタである。
【００２２】
強制同期スイッチ手段は、制御回路部から前記転流スイッチ手段に対するオン制御信号が入力した場合に過電流検出回路の出力を許容し、制御回路部から転流スイッチ手段に対するオフ制御信号が入力した場合に過電流検出回路の出力を禁止するＡＮＤゲートとしても良い。
【発明の効果】
【００２３】
本発明のスイッチング電源装置によれば、主スイッチ手段、転流スイッチ手段、出力チョークコイル、出力平滑コンデンサにより同期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、出力用チョークコイルの直列等価抵抗に発生する電圧を電圧増幅器で増幅して過電流を検出して制御回路部に過電流保護動作を行わせる過電流検出回路を備え、更に、過電流検出回路に設けた電圧増幅器の出力を、転流スイッチ手段に同期して強制的にオン／オフさせる強制同期スイッチを設けるようにしたため、遅延の大きい電圧増幅器を使用した場合、転流スイッチ手段がオンしている間、電圧増幅器の出力は強制同期スイッチ手段のオンにより引き込まれてゼロボルトに固定されており、このため電圧増幅器から出力されている過電流検出電圧を制御回路部が読み込む主スイッチ手段のオンタイミングの直前で強制同期スイッチ手段のオンにより電圧増幅器の出力はゼロボルトに引き込まれて電流判定値を超えることがなく、電圧増幅器の遅延に起因した過電流保護の誤動作を防止し、遅延時間の大きい電圧増幅器を使用しても安定した動作を保証し、また、遅延時間をそれほど考慮する必要がないことから、使用可能な電圧増幅器の選択範囲が広がり、更に、安価な遅延時間の大きな電圧増幅器を使用できることで、スイッチング電源装置のコストの低減に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図
【図２】図１の実施形態の動作波形を示したタイムチャート
【図３】強制同期スイッチ手段としてＡＮＤゲートを用いた他の実施形態を示した回路ブロック図
【図４】過電流保護動作で最小デューティを確保する他の実施形態を示した回路ブロック図
【図５】従来回路を示した回路ブロック図
【図６】従来回路の動作波形を示したタイムチャート
【図７】電圧増幅器の遅延が小さい場合と大きい場合について過電流検出動作を示したタイムチャート
【図８】電圧増幅器の遅延が大きい場合について過電流誤検出に伴う誤った過電流保護動作を示したタイムチャート
【発明を実施するための形態】
【００２５】
［スイッチング電源装置の構成］
図１は、本発明によるスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
【００２６】
図１に示すように、スイッチング電源装置は、同期整流方式の非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用しており、スイッチング電顕装置は、直流電源Ｅ１による入力電源ライン間に、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いた主スイッチ手段として機能する主スイッチＴＲ１および転流スイッチ手段として機能する転流スイッチＴＲ２を直列に接続している。主スイッチＴＲ１および転流スイッチＴＲ２のゲートにはドライバＩＣ３の各出力端子をそれぞれ接続し、制御回路部として機能するＰＷＭコントローラＩＣ１により相補的にオン／オフ制御可能としている。
【００２７】
転流スイッチＴＲ２のドレイン・ソース間に出力チョークコイルＬ１と出力平滑コンデンサＣ１とを直列に接続し、出力平滑コンデンサＣ１の両端を負荷に接続する出力端子とする。この主スイッチＴＲ１、転流スイッチＴＲ２および出力チョークコイルＬ１によって同期整流出力部が構成される。
【００２８】
出力電圧は抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路で分圧され、出力検出電圧としてＰＷＭコントローラＩＣ１に入力され、出力検出電圧が基準電圧に一致するようにドライバＩＣ３を介して主スイッチＴＲ１のオンデューティを制御し、負荷に印加される出力電圧を安定化する。
【００２９】
また過電流検出回路として、直列等価抵抗分Ｒ１を含む出力チョークコイルＬ１と並列に抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２を直列接続し、コンデンサＣ２の両端の電流検出電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなる入力回路及び帰還抵抗Ｒ８を備えた電圧増幅器ＩＣ２に入力して増幅することにより過電流検出を行い、電圧増幅器ＩＣ２の過電流検出電圧を抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３によるローパスフィルタを介してＰＷＭコントローラＩＣ１に入力し、過電流保護動作を行わせている。
【００３０】
ここでＰＷＭコントローラＩＣ１は、スイッチング周期に対し十分に短い周期で過電流検出電圧を読み込み、主スイッチＴＲ１がオンする直前のスイッチング周期の終端付近で読み込んだ過電流検出電圧が過電流判定値ＯＣＰ未満の場合は次のスイッチング周期で主スイッチＴＲ１をオンし、その後、過電流検出値が過電流判定値ＯＣＰに達した場合に主スイッチＴＲ１をオフする。一方、ＰＷＭコントローラＩＣ１は、主スイッチＴＲ１がオンする直前のスイッチング周期の終端付近で読み込んだ過電流検出電圧が過電流判定値ＯＣＰ以上の場合は次のスイッチング周期で主スイッチＴＲ１をオンせずに過電流保護動作を行う。また、ＰＷＭコントローラＩＣ２は、過電流検出電圧に基づく主スイッチＴＲ１のオン、オフに対し、転流スイッチＴＲ２を相補的にオン、オフさせる。
【００３１】
ここで電圧増幅器ＩＣ２は、図６（Ｆ）に示したように、遅延の大きなものを使用している。
【００３２】
これに加え本実施形態にあっては、電圧増幅器ＩＣ２の出力段に設けた抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３で構成したローパスフィルタに続いて、強制同期スイッチ手段として機能するＭＯＳ−ＦＥＴを用いた強制同期スイッチＴＲ３を設け、ローパスフィルタの出力端に、そのドレインとソースを接続し、ゲートに転流スイッチＴＲ２のケートに対するドライバＩＣ３の出力を分岐して接続している。このため強制同期スイッチＴＲ３は、転流スイッチＴＲ２に強制的に同期してオン／オフ制御される。
【００３３】
［スイッチング電源装置の動作］
図２は図１の実施形態の動作波形を示したタイムチャートであり、図２（Ａ）に主スイッチＴＲ１のゲート電圧を示し、図２（Ｂ）に転流スイッチＴＲ２及び強制同期スイッチＴＲ３のゲート電圧を示し、図２（Ｃ）に出力チョークコイルＬ１に流れる電流を示し、図２（Ｄ）にコンデンサＣ２に発生する電流検出電圧を示し、図２（Ｅ）に遅延が大きい電圧増幅器の過電流検出電圧を示し、図２（Ｆ）に強制同期スイッチＴＲ３のドレイン電圧を示す。なお、図２（Ｄ）のＯＣＰは、コンデンサＣ２に発生する電流検出電圧から見た過電流判定値を示す。
【００３４】
図２（Ａ）（Ｂ）に示すように、主スイッチＴＲ１と転流スイッチＴＲ２は、ＰＷＭコントローラＩＣ１の制御出力に基づくドライバＩＣ３からのゲート信号により、所定のスイッチング周期Ｔ毎に、相補的にオン／オフ制御しており、主スイッチＴＲ１がオンした場合に出力用チョークコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、次のタイミングで転流スイッチＴＲ２をオンした場合の同期整流により、出力用チョークコイルＬ１に蓄積したエネルギーの放出により出力用コンデンサＣ１に転流スイッチＴＲ２を介して電流を流して充電し、これを繰り返す。
【００３５】
このとき出力チョークコイルＬ１に流れる電流は、主スイッチＴＲ１のオンで直線的に増加し、転流スイッチＴＲ２のオンによる同期整流で直線的に減少する三角波状に変化する。
【００３６】
この出力チョークコイルｌ１に流れる電流は、直列等価抵抗分Ｒ１に発生する電流検出電圧に等しいコンデンサＣ２の発生電圧として検出され、電圧増幅器ＩＣ２に入力される。
【００３７】
ＰＷＭコントローラＩＣ１は、所定のチョーク電流に対応した過電流判定値ＯＣＰを予め設定しており、ＰＷＭコントローラＩＣ１が過電流検出電圧を取り込む例えば時刻ｔ１のタイミング（主スイッチＴＲ１をオンする直前のタイミング）を見ると、過電流検出電圧は過電流判定値ＯＣＰを超えており、誤った過電流保護動作となる。
【００３８】
そこで本実施形態にあっては、ＰＷＭコントローラＩＣ１に対する過電流検出電圧の出力端とアースの間に接続した強制同期スイッチＴＲ３を、転流スイッチＴＲ２と同期して強制的にオンしており、その間、強制同期スイッチＴＲ３のドレイン電圧となる過電流検出電圧はゼロボルトに引き込まれている。そして、ＰＷＭコントローラＩＣ１による過電流検出電圧の読込みタイミングとなる時刻ｔ１で過電流検出電圧は必ずゼロボルトであり、過電流判定値ＯＣＰを超えることはない。
【００３９】
このためＰＷＭコントローラＩＣ１は、次のスイッチング周期で主スイッチＴＲ１を必ずオンとし、同時に、転流スイッチＴＲ２及び強制同期スイッチＴＲ３をオフとする。
【００４０】
強制同期スイッチＴＲ３がオフすると、電圧増幅器ＩＣ２の出力する過電流検出電圧（ＴＲ３のドレイン電圧）は、電圧増幅器ＩＣ２の出力に基づき、過電流判定値ＯＣＰに向って回復するが、その間に抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３で構成したローパスフィルタを配置しているため、その時定数に従って過電流検出電圧は緩やかに回復し、ＰＷＭコントローラＩＣ１は過電流検出電圧が過電流判定値ＯＣＰに達したことを判別すると、主スイッチＴＲ１をオフすると共に転流スイッチＴＲ２をオンし、これを繰り返し、過電流の誤検出による誤った過電流保護動作に入ってしまうことを確実に防止できる。
【００４１】
［ＡＮＤゲートを用いた実施形態］
図３は本発明の他の実施形態を示した回路ブロック図であり、強制同期スイッチ手段としてＡＮＤゲートを用いたことを特徴とする。
【００４２】
図３において、ＡＮＤゲートＩＣ５の一方の入力には、ドライバＩＣ３から転流スイッチＴＲ２のゲートに対するオンでＨレベル、オフでＬレベルとなる制御信号をインバータＩＣ５を介して入力し、ＡＮＤゲートＩＣ４の他方の入力には、電圧増幅器ＩＣ２の電流検出電圧を抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３で構成したローパスフィルタの出力を、基準電圧Ｖｒｅｆを設定したコンパレータＩＣ６により論理レベルに変換して入力している。
【００４３】
このため転流スイッチＴＲ２をオフした場合、ＡＮＤゲートＩＣ５に対する入力がＬレベルとなることで、ＡＮＤゲートＩＣ４を禁止状態とし、電圧増幅器ＩＣ２の過電流検出電圧に基づくコンパレータＩＣ６のＨレベル出力がＰＷＭコントローラＩＣ１に加わらないようにし、過電流の誤検出により過電流保護の誤動作が行われることを阻止する。それ以外の構成は図１の実施形態と同じになることから説明を省略する。
【００４４】
［最小デューティを維持する実施形態］
図４は、本発明の他の実施形態を示した説明図であり、この実施形態は、過電流保護動作を行った場合に、主スイッチＴＲ１を完全にオフとせず、所定の最低オンデューティを保つようにしたことを特徴とする。
【００４５】
図４において、ＰＷＭコントローラＩＣ１に続いて最小デューティ生成部ＩＣ７を設け、ＰＷＭコントローラＩＣ１が過電流保護動作に伴い主スイッチＴＲ２のゲートに対する制御信号のオンデューティを０％とした場合、最小デューティ生成部ＩＣ７は、この場合に、所定の最小オンデューティとなるゲート信号を主スイッチＴＲ１に出力するように動作し、スイッチング周期で主スイッチＴＲ１が完全にオフしてしまうことを防止する。
【００４６】
このため例えば図７に示したように、主スイッチＴＲ１が完全にオフとなってしまうスイッチング周期が発生せず、このため過電流保護動作が誤って行われても、チョーク電流の低下度合を抑制し、安定性を高めることができる。
【００４７】
［本発明の変形例］
上記の実施形態は、主スイッチＴＲ１、転流スイッチＴＲ２、及び強制同期スイッチＴＲ３としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用しているが、これに代えてトランジスタを使用しても良い。
【００４８】
また、上記の実施形態にあっては、電圧増幅器ＩＣ２とＰＷＭコントローラＩＣ１の間にローパスフィルタを設けているが、強制同期スイッチＴＲ３の容量に基づき過電流検出電圧の立ち上がりを緩やかにする時定数が得られれば、ローパスフィルタを省略することができる。
【００４９】
また、上記の実施形態は、回路基板に対応する部品を配置するディスクリート回路を例にとっているが、ＰＷＭコントローラＩＣ１、電圧増幅器ＩＣ２及びドライバＩＣ３をまとめてＩＣ化したパッケージ構造とし、これに主スイッチＴＲ１、転流スイッチＴＲ２、強制同期スイッチＴＲ３、出力用チョークコイルＬ１、出力用コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２〜Ｒ９、コンデンサＣ２，Ｃ３等を外付けするようにしても良い。
【００５０】
また、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
【符号の説明】
【００５１】
ＴＲ１：主スイッチ
ＴＲ２：転流スイッチ
ＴＲ３：強制同期スイッチ
Ｌ１：出力用チョークコイル
Ｃ１：出力用コンデンサ
Ｒ１：直列等価抵抗分
ＩＣ１：ＰＷＭコントローラ
ＩＣ２：ドライバ
ＩＣ３：電圧増幅器
ＩＣ４：ＡＮＤゲート
ＩＣ５：インバータ
ＩＣ６：コンパレータ
ＩＣ７：最小デューティ生成部
【図１】
2014207763.tif 000003
【図２】
2014207763.tif 000004
【図３】
2014207763.tif 000005
【図４】
2014207763.tif 000006
【図５】
2014207763.tif 000007
【図６】
2014207763.tif 000008
【図７】
2014207763.tif 000009
【図８】
2014207763.tif 000010