(57)【要約】【課題】擬似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路における消費電力と制御可能な負荷電流値とのトレードオフを解消する。【解決手段】本発明の疑似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路は、複数のチャネルを有しており、前記複数のチャネルの各チャネルからそれぞれ１の出力電圧を得るためのスイッチング動作とフリーホイール動作とを順に行う制御回路と、インダクタに流れる電流を検出して、該インダクタに流れる電流の電流値が所定の下限値に達したときに、前記制御回路に前記フリーホイール動作を行うように指示する信号を出力するカレントセンサーと、を備え、前記カレントセンサーは、前記各チャネルの各負荷電流に応じて、前記下限値を変化させることを特徴とする。【選択図】図７
2014011888.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のチャネルを有する疑似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路において、
前記複数のチャネルの各チャネルからそれぞれ１の出力電圧を得るためのスイッチング動作とフリーホイール動作とを順に行う制御回路と、
インダクタに流れる電流を検出して、該インダクタに流れる電流の電流値が所定の下限値に達したときに、前記制御回路に前記フリーホイール動作を行うように指示する信号を出力するカレントセンサーと、
を備え、
前記カレントセンサーは、
前記各チャネルの各負荷電流に応じて、前記下限値を変化させることを特徴とする単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路。
【請求項２】
前記カレントセンサーは、
前記各負荷電流が大きくなったときに、前記下限値を大きくし、前記各負荷電流が小さくなったときに、前記下限値を小さくすることを特徴とする請求項１に記載の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路。
【請求項３】
前記カレントセンサーは、
前記各負荷電流に応じた電圧をそれぞれ出力する複数の増幅部と、
前記複数の増幅部の出力をそれぞれ加算して出力する加算部と、
前記複数の増幅部の出力のうち１つの増幅部の出力が大きくなったときに、その増幅部の出力を前記下限値とし、前記複数の増幅部の出力のうち２つ以上の増幅部の出力が大きくなったときに、前記加算部の出力を前記下限値とするように選択するロジック部と、
を備えていることを特徴とする請求項２に記載の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路に関し、より詳細には、低消費電力化を実現するための単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯機器の普及にともない電源回路への技術要求と市場規模は年々高まっている。携帯機器は電池駆動であることから小型化と電力の効率化が重要な要素のひとつである。電源の小型化への要求に対し、従来ではスイッチング周波数を高くすることで、スイッチング電源の中で大きな面積を占めるインダクタと入出力のコンデンサを小さくしてきた。しかし多くの機器では、回路に多くの電圧を供給する必要があるため、電源電圧の数だけインダクタとコンデンサが必要となる。そのため、コストと面積の増加という問題が生じる。その対応策として、近年では一つのインダクタで複数の出力を得られる、単一インダクタマルチ出力（Single Inductor Multi Output（ＳＩＭＯ））ＤＣ−ＤＣコンバータが多く研究されている。
【０００３】
図１に非特許文献１に記載の従来のチャージポンプを用いた擬似連続モードの単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。また、図２に図１の単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路のタイミングチャートとインダクタ電流の関係を示す。非特許文献１に記載の従来のチャージポンプを用いた擬似連続モードの単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、擬似連続モードにすべく、フリーホイール回路を設け、インダクタ電流を一定に保つことを目的としている。
【０００４】
単一インダクタ２出力ＤＣ−ＤＣコンバータは正負２つのチャネルを有し、第１のチャネルからは第１の出力電圧Ｖpが得られ、正電圧側の電源を構成する。また、第２のチャネルからは第２の出力電圧Ｖmが得られ、負電圧側の電源を構成する。
【０００５】
まず、第１のチャネルは、入力電圧Ｖinを入力する電源Ｅ、インダクタＬ、スイッチＳW１・ＳW２及び容量ＣOUT１から構成される。ここで、インダクタＬの一端は電源Ｅのプラス側に接続され、他端はスイッチＳW１及びスイッチＳW２に接続される。また、スイッチＳW１の一端は、グラウンドに接地されている。スイッチＳW２は、容量Ｃout１と負荷抵抗Ｒ１の一端に接続されている。容量Ｃout１及び負荷抵抗Ｒ１の他端は、それぞれグラウンドに接地されている。
【０００６】
次に第２のチャネルは、入力電圧Ｖinを入力する電源Ｅ、インダクタＬ、スイッチＳW１・ＳW３、容量Ｃout２・Ｃn及びダイオードＤから構成される。ここで、インダクタＬの他端はスイッチＳW１及び容量Ｃnの一端に接続される。容量Ｃnの他端はスイッチＳW３及びダイオードＤのカソード側に接続される。ダイオードＤのアノードは、容量ＣOUT２及び負荷抵抗Ｒ２の一端に接続される。スイッチＳW３の一端、容量ＣOUT２及び負荷抵抗Ｒ２の他端は、それぞれグラウンドに接地されている。
【０００７】
また、インダクタＬの両端はフリーホイールスイッチＳfの両端と接続され、フリーホイール回路を構成する。
【０００８】
次に、図１の単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路の動作について、図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【０００９】
図２のスイッチのタイミングチャートのように、スイッチＳW２、ＳW３を異なる時間帯でオンさせる。そしてフリーホイールスイッチと呼ばれるスイッチＳfをオンさせることにより、「フリーホイール（ＦＷ）」と呼ぶ、インダクタ電流ＩLを一定値であるＩBで保持する動作を行う。
【００１０】
以下、図２の各スイッチごとに簡単に説明する。
Ｔ１：スイッチＳW１がオンになりインダクタＬにエネルギーを蓄積するとともに、容量ＣnのインダクタＬ側の電位をグラウンド電位としてダイオードＤのカソードを負電圧にする。そして、負電圧側の出力へエネルギーを供給する。
Ｔ２：スイッチＳW２がオンになり正電圧側の出力へエネルギーを供給する。
Ｔ３：インダクタ電流ＩLが下限値ＩBになるとスイッチＳfがオンになりインダクタＬがフリーホイール状態になりエネルギーを保持する。
Ｔ４：再びスイッチＳW１がオンになりインダクタＬにエネルギーが蓄積される。
Ｔ５：スイッチＳW３がオンになりインダクタＬのエネルギーは容量Ｃnに蓄積される。
Ｔ６：インダクタ電流ＩLが下限値ＩBになると再びスイッチＳfがオンになりインダクタＬがフリーホイール状態になりエネルギーを保持する。
【００１１】
以上の動作により、１つのインダクタで正電圧出力と負電圧出力を各々独立して出力できる。フリーホイール期間があることで片方の電源の負荷変動に対して他の出力電圧が影響を受けないため、クロスレギュレーション特性がよい。このタイミングチャートを用いた電源の正負出力電圧はスイッチのオン時間を用いてそれぞれ次のように表される。
【００１２】
【数１】
2014011888.tif 000003
【００１３】
【数２】
2014011888.tif 000004
【００１４】
ここで、ＶFはダイオードのドロップ電圧である。
【００１５】
次に、図２のタイミングチャートを実現するためのスイッチの制御回路について説明する。図３に制御ループを含めた全体回路を示す。本制御回路は構成が比較的簡単な電圧モード制御で構成している。
【００１６】
図３に示す制御回路は、のこぎり波発生回路３１、ＦＷ時間検出回路３２、ロジック回路３３、カレントセンサー３４、コンパレータ３５・３６及びエラーアンプ３７・３８により構成される。
【００１７】
のこぎり波発生回路３１は正電圧、負電圧の周期と１周期の時間を決定する回路であり、互いに半周期ずれた２つののこぎり波Ｖramp１、Ｖramp２を発生する。フリーホイール時間検出回路３２は、フリーホイール時間を検知し、基準時間を越えると強制的に次の動作（スイッチＳW１：オン）に移行させる。これにより、フリーホイール時間を任意の値に決定できる。現在の構成においてフリーホイールの最大時間は２００［ｎｓ］と設定している。ロジック回路３３はデッドタイムを設け、スイッチの同時オン防止を行なうための回路ある。カレントセンサー３４はインダクタ電流ＩLをセンス抵抗ｒLによって検知し、インダクタ電流ＩLの制御を行なうための回路である。
【００１８】
次に、簡単に電圧モードの制御の動作について説明する。まず正電圧Ｖpを抵抗分割回路により分圧して、エラーアンプ３７の反転端子側に入力し、非反転端子に入力した正電圧側の参照電圧Ｖrefpとの誤差を増幅した信号を出力する。次に、エラーアンプ３７の出力とのこぎり波Ｖramp１とをコンパレータ３５において比較することで正電圧側の出力電圧に応じた時比率のパルスを出力する。
【００１９】
同様に、負電圧Ｖmを抵抗分割回路により分圧して、エラーアンプ３８の非反転端子に入力し、反転端子に入力した負電圧側の参照電圧Ｖrefmとの誤差を増幅した信号を出力する。次に、エラーアンプ３８の出力とのこぎり波Ｖramp２とをそれぞれコンパレータ３６において比較することで負電圧側の出力電圧に応じた時比率のパルスを出力する。
【００２０】
その後、出力した正電圧及び負電圧のパルスをロジック回路３３に入力し、各スイッチＳW１〜ＳW３を制御する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】「チャージポンプを用いた単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御回路の提案」高橋健司、横尾甫、美和俊介、岩瀬浩之、高井伸和、小林春夫、小田口貴宏、高山茂樹、深井功、松田順一、群馬大学大学院  第２４回  回路とシステムワークショップ(Aug.2011 http://www.el.gunma-u.ac.jp/~kobaweb/news/pdf/2011/p311_Ba2-4-1.pdf)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
非特許文献１に記載の制御回路を構成する事により、図２のタイミングチャートの動作を実現した。しかしながら、いくつかの問題点も挙げられた。その問題は主にカレントセンサーにて生じていた。
【００２３】
インダクタ電流ＩLが擬似連続モードで動作するためには、インダクタ電流ＩLが設定した下限値ＩBになったときにフリーホイールスイッチＳfをオンにする必要がある。カレントセンサーは、インダクタ電流ＩLが設定した下限値ＩBになったときに、フリーホイールスイッチＳfをオンにする信号を出力する回路である。ここで、図３に示す従来構成のスイッチの制御回路で用いた従来のカレントセンサー３４を図４に示す。カレントセンサー３４は、基準電圧ＶrefCを出力する電源４１、コンパレータ４２、電位差検出回路４３及びセンス抵抗ｒLから構成される。
【００２４】
カレントセンサー３４の動作を説明する。この回路では、インダクタ電流ＩLをセンス抵抗ｒLと電位差検出回路４３によって電圧Ｖr=ｒLＩLで出力する。その電圧と基準電圧ＶrefC＝ｒLＩBをコンパレータ４２によって比較し、ＶrefC＞Ｖr、つまりＩB＞ＩLとなるとコンパレータ４２がhighを出力し、フリーホイールスイッチＳfをオンにする。これによってフリーホイール動作が行われる。
【００２５】
従来構成においては基準電圧ＶrefCには定電圧源を用いるため、ＩBの値も固定となっていた。表１はインダクタ電流ＩLの下限値ＩBが１［Ａ］もしくは０．３［Ａ］である場合のフリーホイール時の消費電力と、制御可能な正電圧側の最大負荷電流Ｉrpの表である。
【００２６】
【表１】
2014011888.tif 000005
【００２７】
インダクタ電流の下限値ＩBを１［Ａ］とした場合、負荷電流は３６０［ｍＡ］まで制御できるが、フリーホイール期間での消費電力が１０［ｍＷ］となってしまい、効率の低下の原因となる。しかし消費電力を抑えようとＩBを０．３［Ａ］とした場合、消費電力は０．９［ｍＷ］となるが制御可能な負荷電流が２００［ｍＡ］となる。このように下限値ＩBが固定の場合、消費電力と制御可能な負荷電流値にトレードオフが生じる。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本発明では、従来よりさらなる低消費電力化を実現するため、非特許文献１に基づいて構成した単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路のカレントセンサーの新構成を提案する。
【００２９】
具体的には、本発明の疑似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路は、複数のチャネルを有しており、前記複数のチャネルの各チャネルからそれぞれ１の出力電圧を得るためのスイッチング動作とフリーホイール動作とを順に行う制御回路と、インダクタに流れる電流を検出して、該インダクタに流れる電流の電流値が所定の下限値に達したときに、前記制御回路に前記フリーホイール動作を行うように指示する信号を出力するカレントセンサーと、を備え、前記カレントセンサーは、前記各チャネルの各負荷電流に応じて、前記下限値を変化させることを特徴とする。
【００３０】
また、本発明の疑似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路の前記カレントセンサーは、前記各負荷電流が大きくなったときに、前記下限値を大きくし、前記各負荷電流が小さくなったときに、前記下限値を小さくすることを特徴とする。
【００３１】
また、本発明の疑似連続モードの単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路の前記カレントセンサーは、前記各負荷電流に応じた電圧をそれぞれ出力する複数の増幅部と、前記複数の増幅部の出力をそれぞれ加算して出力する加算部と、前記複数の増幅部の出力のうち１つの増幅部の出力が大きくなったときに、その増幅部の出力を前記下限値とし、前記複数の増幅部の出力のうち２つ以上の増幅部の出力が大きくなったときに、前記加算部の出力を前記下限値とするように選択するロジック部とを備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明の単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ回路によって、従来では固定値であったカレントセンサーの基準電圧Ｖrefを、負荷電流値に応じた可変電圧とすることにより、定常状態での消費電力を従来の約１０分の１に低減し、制御可能な負荷電流値の範囲を広げることができる。０．１８［μｍ］ＣＭＯＳパラメータを用いてＳＰＥＣＴＲＥでシミュレーションを行った結果、図９に記載の本発明の一実施形態の回路構成では定常状態でのフリーホイール期間の消費電力が従来に比べ約１０分の１となり、また、従来では３６０［ｍＡ］が限界となっていた負荷電流の許容量も、図９に記載の本発明の一実施形態の回路構成では５００［ｍＡ］以上でも動作可能なことを確認した。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】非特許文献１に記載の従来のチャージポンプを用いた単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路を示す図である。
【図２】図１に記載の単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路のタイミングチャートとインダクタ電流の関係を示す図である。
【図３】図２のタイミングチャートを実現するためのスイッチの制御回路についての制御ループを含めた全体回路を示す図である。
【図４】図３に示す従来のスイッチの制御回路で用いた従来のカレントセンサーを示す図である。
【図５】スイッチング周波数を変化させた場合の出力の効率グラフである。
【図６】スイッチング周波数を５００［ｋＨｚ］に保つための負荷電流−ＩB特性図である。
【図７】本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーの一実施形態であるカレントセンサーの回路構成を示す図である。
【図８】図７に示すカレントセンサーのロジック回路の構成を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態である、図７に示すカレントセンサーを含んだ単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路全体を示す図である。
【図１０】図３に記載の従来の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路における定常状態でのインダクタ電流波形を示すグラフである。
【図１１】図９に記載の本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路における定常状態でのインダクタ電流波形を示すグラフである。
【図１２】図９に記載の本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路において、負荷変動が生じた際の、各負荷電流とインダクタ電流波形を示す図である。
【図１３】図３に記載の従来の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路において、正電圧側に負荷変動が生じた状態での出力電圧波形である。
【図１４】図９に記載の本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路において、正電圧側に負荷変動が生じた状態での出力電圧波形である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
［最適なＩBの調査］
下限値ＩBを可変させる制御回路を構成する際に注意しなければならない点もある。インダクタ電流ＩLの下限値ＩBとスイッチング周波数間、負荷電流とスイッチング周波数間には各々関係性を持つ。インダクタ電流ＩLの下限値ＩBを上昇させるとスイッチング周波数は上昇する。下限値ＩBに応じてスイッチング周波数も上昇させ続けると、スイッチング周波数によっては出力の効率が低下する、つまりスイッチングロスが大きくなる恐れがある。しかしスイッチング周波数は負荷電流とも関係性があり、負荷電流が増加した場合はスイッチング周波数は下降するといった関係性を持つ。これらの関係性から、負荷電流が変化した際でもインダクタ電流ＩLの下限値ＩBの値によってはスイッチング周波数をある程度固定できると考えた。
【００３５】
図５はスイッチング周波数を変化させた場合の出力の効率のグラフである。図５より、効率が９０％以上となる周波数帯は２００［ｋＨｚ］から７００［ｋＨｚ］の間である。本発明の一実施形態では負荷変動が生じた場合でも高効率を保つために、スイッチング周波数を５００［ｋＨｚ］に保つ動作を目標とする。その為に、表２におけるシミュレーション条件の下、負荷電流が変化した場合でもスイッチング周波数を５００［ｋＨｚ］に保つことができる下限値ＩBの値を調査した。図６は、その結果であるスイッチング周波数を５００［ｋＨｚ］に保つための負荷電流−ＩB特性図である。
【００３６】
【表２】
2014011888.tif 000006
【００３７】
正電圧出力＝８［Ｖ］、負荷抵抗＝５０［Ω］とした場合における定常状態における正電圧側負荷電流Ｉrpは
【００３８】
【数３】
2014011888.tif 000007
【００３９】
となる。
【００４０】
図６の特性において、負荷電流１６０［ｍＡ］の場合にスイッチング周波数５００［ｋＨｚ］に保つための最適な下限値ＩBの値は０．３［Ａ］となる。つまり定常状態におけるフリーホイール期間の消費電力は
Ｗ＝ＲＩ2＝１０×１０-3（３００×１０-3）2＝０．９［ｍＷ］・・・・・（４）
となり、ＩB＝１［Ａ］としていた従来構成よりも消費電力を約１０分の１に低減できる。また、図６の特性を用いれば負荷電流が変化したとしても下限値ＩBも可変にできるため、制御可能な負荷電流値の範囲を広げることができる。
【００４１】
次に図６の特性の出力方法を検討する。図６の特性は、負荷電流の増加量に対して下限値ＩBは負荷電流の２倍の増加量となっている。つまり、ＩB＝２×Ｉrpとなればよい。下限値ＩBはカレントセンサーにて決定されており、従来構成では
【００４２】
【数４】
2014011888.tif 000008
【００４３】
となる。従来構成ではカレントセンサーの基準電圧Ｖrefに定電圧源を用いているためＩBも固定となっていた。ここで
Ｖref＝２ｒLＩrp・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
として式（５）に代入すれば、ＩB＝２×Ｉrpを得られる。これらの結果から、カレントセンサーの基準電圧Ｖrefは、負荷電流をセンス抵抗ｒLで検知した電圧の２倍の値にすればよい。また、負電圧側負荷電流と、その際スイッチング周波数５００［ｋＨｚ］に保てる下限値ＩBの特性は図６とほぼ等しいため、負電圧側も正電圧と同様に構成できる。
【００４４】
［新構成のカレントセンサー回路］
以下、図面を参照して本発明の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーについて説明する。
【００４５】
図７は、本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーの一実施形態であるカレントセンサー７０の回路構成図である。本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーは、従来のカレントセンサーにおける基準電圧ＶrefCを負荷電流に応じた可変信号に変更した回路であり、一実施形態であるカレントセンサー７０はオペアンプ７１〜７４、コンパレータ７５、ロジック回路７６、電位差検出回路７７、抵抗ｒC１〜ｒC５、スイッチＳC１〜ＳC４から構成されている。
【００４６】
オペアンプ７１は、ｋ倍のゲインを持つ増幅回路で、正電圧側の負荷抵抗Ｒ１に直列に接続されたセンス抵抗ｒSpで負荷抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉrpを正電圧Ｖps＝ｋｒSpＩrpとして出力する。同様にオペアンプ７２は、ｋ倍のゲインを持つ増幅回路で、負電圧側の負荷抵抗Ｒ２に直列に接続されたセンス抵抗ｒSmで負荷抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉrmを正電圧Ｖms＝ｋｒSmＩrmとして出力する。なお、本実施例では、最適なＩBを調査した結果、ＩB＝２×Ｉrpとするため、ｋ＝２として計算するが、シミュレーション条件が異なる場合、ｋの値も異なるため、一般的には、ｋ＝２に限定されない。
【００４７】
オペアンプ７３、７４及び抵抗ｒC１〜ｒC５は加算器を構成し、入力電圧ＶpsおよびＶmsを加算する。ただし、オペアンプ７３は、反転端子に入力電圧ＶpsおよびＶmsが抵抗ｒC１、ｒC２を介して入力され、非反転端子はグラウンドに接地され、さらにフィードバック抵抗ｒC３を有するため、反転増幅回路を構成し、加算された電圧はマイナスの電圧として出力される。従って抵抗ｒC４、ｒC５、オペアンプ７４により反転増幅回路をさらに構成し、オペアンプ７３の出力電圧をオペアンプ７４の反転端子に抵抗ｒC４を介して入力し、抵抗ｒC５で反転することにより、出力電圧Ｖds＝Ｖps＋Ｖmsが出力される。
【００４８】
電位差検出回路７７は、インダクタＬに直列に接続された抵抗ｒLでインダクタＬに流れる電流ＩLを電圧Ｖr＝ｒLＩLとして検知する。
【００４９】
コンパレータ７５は、電圧Ｖrと負荷電流に応じた可変電圧とを比較し、Ｖrが負荷電流に応じた可変電圧以下となるとコンパレータの出力Ｖcsがhighを出力する。これによりフリーホイールスイッチＳfがオンになり、フリーホイールが開始される。ここで、負荷電流に応じた可変電圧は、ロジック回路７６における負荷電流に応じたスイッチＳC１〜ＳC４の操作により、オペアンプ７１からの出力電圧Ｖps、オペアンプ７２からの出力電圧Ｖms及び入力電圧ＶpsおよびＶmsの加算された出力電圧Ｖdsが選択されコンパレータ７５に出力される。
【００５０】
図８は、図７に示すカレントセンサー７０のロジック回路７６の構成を示す図である。ロジック回路７６は、参照電源Ｖref１、参照電源Ｖref２、コンパレータ８１・８２、ＡＮＤ回路８３及びＮＯＴ回路８４・８５を有する。ロジック回路におけるＶref１は、定常状態での正電圧側負荷電流を電圧に変換したＶpsより４０ｍＶ増加した値である。つまり、定常状態のＶpsより僅かに大きな値である。この値を用いることで、定常状態の負荷電流値より２０ｍＶ／ｒsp以上の誤差が生じると負荷変動が起きていると判別し、ＳC１〜ＳC４の制御を行う。負電圧側もＶref2は、定常状態での負電圧側負荷電流を電圧に変換したＶmsより４０ｍＶ増加した値である。つまり、定常状態のＶmsより僅かに大きな値である。この値を用いることで、定常状態の負荷電流値より２０ｍＶ／ｒsm以上の誤差が生じると負荷変動が起きていると判別し、ＳC１〜ＳC４の制御を行う。
【００５１】
正電圧側のオペアンプ７１からの出力電圧Ｖpsと参照電源電圧Ｖref１はコンパレータ８１により比較され、ＶpsがＶref１を上回る、つまり正電圧側に負荷変動が生じるとコンパレータ８１はhighを、下回る場合、つまり定常状態ではlowを出力する。同様に負電圧側のオペアンプ７２からの出力電圧Ｖmsと参照電源電圧Ｖref２はコンパレータ８２により比較され、ＶmsがＶref2を上回る、つまり負電圧側に負荷変動が生じるとコンパレータ８２はhighを、下回る場合、つまり定常状態ではlowを出力する。
【００５２】
コンパレータ８２の出力がlowの場合は、ＳC１にはlowの反転信号highが出力され、オンとなり、ＳC２にはlowが出力され、オフとなる。コンパレータ８２の出力がhighの場合は、ＳC１にはlowが出力され、オフとなり、ＳC２にはhighが出力され、オンとなる。
【００５３】
コンパレータ８２がlowを出力しているときにコンパレータ８１がlowを出力すると、ＡＮＤ回路８３はlowを出力するためＳC４はlowの信号によりオフとなり、ＳC３はhighの信号によりオンとなる。コンパレータ８２がlowを出力しているときにコンパレータ８１がhighを出力する場合、及びコンパレータ８２がhighを出力しているときにコンパレータ８１がlowを出力する場合もＡＮＤ回路８３はlowを出力するため同様である。一方、コンパレータ８１・８２の出力が共にhighである場合、ＡＮＤ回路はhighを出力するためＳC４はhighの信号によりオンとなり、ＳC３はlowの信号によりオフとなる。
【００５４】
［基本動作］
本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーは、従来のカレントセンサーにおける基準電圧ＶrefCを負荷電流に応じた可変信号に変更した回路である。また、インダクタＬのセンス抵抗ｒLと各出力のセンス抵抗ｒSp、ｒSmの値は等しく、１０［ｍΩ］とする。動作は次の通りである。
【００５５】
［状態１:定常状態］
定常状態では検知する負荷電流は正・負どちらの出力でもよいので、今回は正電圧出力の負荷電流Ｉrpを検知する。この状態ではＳC１とＳC３がオンとなり、正電圧側のオペアンプ７１の出力電圧Ｖpsをコンパレータ７５に入力する。負荷抵抗に直列に接続されたセンス抵抗ｒSpで負荷抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉrpを２倍のゲインを持つオペアンプ７１によって、電圧Ｖps＝２ｒSpＩrpとして検知する。また、電位差検出回路７７によって、インダクタＬに直列に接続された抵抗ｒLでインダクタＬに流れる電流ＩLを電圧Ｖr＝ｒLＩLとして検知する。この２つの電圧ＶpsとＶrをコンパレータ７５で比較し、ＶrがＶps以下となるとコンパレータ７５の出力Ｖcsがhighとなる。ｒSp＝ｒLであるため、
２Ｉrp＞ＩL・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
となるとフリーホイールスイッチＳfがオンになる。定常状態でのＩrpは１６０［ｍＡ］となっているため、インダクタ電流ＩLが３２０［ｍＡ］以下となるとＳfがオンになり、インダクタ電流ＩLを保持する。
【００５６】
［状態２:正電圧出力で負荷変動］
正電圧出力で負荷変動が生じた場合、ＳC１とＳC３がオンとなり状態１と同様の動作を行う。コンパレータ７５の出力Ｖcsがhighとなる条件は状態１と等しく、
２Ｉrp＞ＩL・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
となるとフリーホイールスイッチＳfがオンになる。例えば負荷変動が生じ負荷電流Ｉrpが５００［ｍＡ］となった場合、インダクタ電流ＩLは１［Ａ］以下になるとフリーホイールを開始する。
【００５７】
[状態３：負電圧出力で負荷変動]
状態３ではＳC２とＳC３がオンとなり、負電圧側のオペアンプ７２の出力電圧Ｖmsをコンパレータ７５に入力する。
【００５８】
負荷抵抗Ｒ２に直列に接続された抵抗ｒSmで負荷抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉrmを２倍のゲインを持つオペアンプ７２によって、電圧Ｖms＝２ｒSmＩrmとして検知する。また、インダクタＬに直列に接続された抵抗ｒLでインダクタＬに流れる電流ＩLを電位差検出回路７７によって、電圧Ｖr＝ｒLＩLとして検知する。この２つの電圧ＶmsとＶrをコンパレータ７５で比較し、ＶrがＶms以下となるとコンパレータの出力Ｖcsがhighを出力する。つまり
２Ｉrm＞ＩL・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
となるとＳfがオンになる。
【００５９】
［状態４：両出力で負荷変動］
正電圧出力Ｖp１と負電圧出力Ｖm１で同時に負荷変動が生じた場合、ＳC４のみがオンとなる。この状態ではＶpsとＶmsの電圧を加算した電圧Ｖdsをコンパレータ７５に入力する。
Ｖps＋Ｖms＝Ｖds・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
つまり２(Ｉrp＋Ｉrm)＞ＩLとなるとスイッチＳfがオンになる。
【００６０】
状態１から状態４で示したように、提案構成では各状態において、負荷電流の２倍に等しいインダクタ電流値となるとフリーホイール動作に移行する。従来構成では１［Ａ］となっていた定常状態（Ｉrp＝１６０［ｍＡ］）でのインダクタ電流ＩLの下限値ＩBは、提案構成を用いる事により０．３２［Ａ］まで下げられ、消費電力を約１０分の１に低減できる。負荷変動が生じ、負荷電流が４００［ｍＡ］流れている場合はインダクタ電流ＩLが０．８［Ａ］以下になると電流を保持する。このように負荷電流に応じてインダクタ電流ＩLも増加し、負荷に必要な電流を出力できる。
【００６１】
図９は、本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のカレントセンサーの一実施形態であるカレントセンサー７０を含んだ全体の回路図である。図３に示すチャージポンプを用いた単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータとは、カレントセンサーが異なり、また、容量Ｃout１と負荷抵抗Ｒ１との間にセンス抵抗ｒSpが、容量Ｃout２と負荷抵抗Ｒ２との間にセンス抵抗ｒSmが、新たに設けられている。また、正電圧側の出力電圧Ｖp１はカレントセンサー７０のオペアンプ７１の反転端子に、出力電圧Ｖp２はカレントセンサー７０のオペアンプ７１の非反転端子に接続され、負電圧側の出力電圧Ｖm１はカレントセンサー７０のオペアンプ７２の反転端子に、出力電圧Ｖm２はカレントセンサー７０のオペアンプ７２の非反転端子に接続されている。
【００６２】
また、のこぎり波発生回路３１、フリーホイール時間検出回路３２、ロジック回路３３は、図３に示す従来のチャージポンプを用いた単一インダクタ正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータと同様である。
【００６３】
［シミュレーション結果］
本発明に係る単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を確認するために０．１８［μｍ］ＣＭＯＳパラメータを用い、ＳＰＥＣＴＲＥにてシミュレーションを行った。シミュレーションは表２に示す条件で行った。まずは図３に記載の従来の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路と、本発明の一実施形態である図９に記載の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路での定常状態のインダクタ電流ＩLを確認した。図１０は図３に記載の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のシミュレーション結果を示し、図１１は図９に記載の単一インダクタマルチ出力ＤＣ−ＤＣ変換回路のシミュレーション結果を示す。図１０と図１１より、インダクタ電流の下限値ＩBは、図３に記載の従来の回路構成では１［Ａ］であったのに対し、図９に記載の本発明の回路構成では０．３２［Ａ］であることが分かる。
【００６４】
また、インダクタＬのＥＳＲを１０［ｍΩ］としてシミュレーションを行った結果、フリーホイール期間でのインダクタＬにおける消費電力は、図３に記載の従来の回路構成では、
Ｗ＝ＲＩ2＝１０×１０-3（９６２×１０-3）2＝９．２５［ｍＷ］・・・・・・（１１）
となり、図９に記載の本発明の回路構成では、
Ｗ＝ＲＩ2＝１０×１０-3（２９５×１０-3）2＝０．８７［ｍＷ］・・・・・・（１２）
となった。
【００６５】
この事より、図９に記載の本発明の回路構成ではフリーホイール期間での消費電力を約１０分の１低減出来ることを確認した。図１２は、負荷変動が生じ、正電圧側負荷電流Ｉrpが１６０［ｍＡ］から３２０［ｍＡ］に、負電圧側負荷電流Ｉrmが１００［ｍＡ］から１８０［ｍＡ］に変化した際の、各負荷電流とインダクタ電流波形を示す。１．５［ｍｓ］からＩrpが変化し、１．６［ｍｓ］から両出力で負荷変動が生じ、１．７［ｍｓ］からはＩrmのみ変化している。図１２より、負荷変動が生じた場合でも、負荷電流値によってインダクタ電流ＩLの下限値ＩBが変化している事が確認できた。
【００６６】
図１３、図１４は１．５［ｍｓ］から正電圧側に負荷変動が生じ、Ｉrp＝５００［ｍＡ］となっている状態での出力電圧波形である。図１３は図３に記載の従来の回路構成での出力電圧波形、図１４は図９に記載の本発明の回路構成での出力電圧波形である。この時の出力電圧は正電圧出力Ｖp＝８［Ｖ］、負電圧出力Ｖm＝−５［Ｖ］となる設定を行っている。図１３、図１４より、従来の回路構成では出力電圧が設定電圧に収束せず、制御不可能となっている事がわかる。しかし本発明の回路構成では負荷電流値に応じてインダクタ電流の下限値ＩBも上昇するため、出力電圧も設定値に収束している事がわかる。
【００６７】
本明細書において、本発明の一実施形態に係るチャージポンプ方式を用いた正負２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力の低減制御回路を説明した。効率が９０％以上となるスイッチング周波数５００［ｋＨｚ］を中心として、負荷電流に応じてインダクタ電流ＩLの下限値ＩBを可変出力するカレントセンサー回路を構成した。シミュレーションの結果、フリーホイール期間での消費電力は０．８７［ｍＷ］となり、従来構成の約１０分の１に低減され、従来では制御不可能であった負荷電流が５００［ｍＡ］以上の場合でも制御可能となっていることを確認した。
【符号の説明】
【００６８】
３１  のこぎり波発生回路
３２  フリーホイール時間検出回路
３３、７６  ロジック回路
３４、７０  カレントセンサー
３５、３６、４２、７５、８１、８２  コンパレータ
３７、３８  エラーアンプ
４１  基準電源
４３、７７  電位差検出回路
７１、７２、７３、７４  オペアンプ
８３  ＡＮＤ回路
８４、８５  ＮＯＴ回路
Ｅ  電源
Ｌ  インダクタ
Ｄ  ダイオード
ＳW１〜ＳW３、Ｓf、ＳC１〜ＳC４  スイッチ
Ｃn、Ｃout１、Ｃout２  容量
Ｒ１、Ｒ２  負荷抵抗
ｒ１〜ｒ４、ｒC１〜ｒC５  抵抗
ｒSp、ｒSm  センス抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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