(57)【要約】【課題】受信信号の正規化出力が雑音の絶対量ではなく、雑音の平均値を基準に変動するようにしたＯＦＤＭ受信機の正規化回路を提供する。【解決手段】受信信号からパイロットキャリアを抽出し、そこからサブキャリア毎に雑音振幅を算出する。さらに、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で周波数方向及び時間方向に平均化を行い、それによりサブキャリア毎の雑音振幅を正規化する。そして、正規化した雑音振幅により受信信号をさらに正規化する。その結果、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備する必要がなく、ダイナミックレンジを有効に利用することができる。【選択図】図１Ａ
2014036397.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信における受信機であって、受信した信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部、高速フーリエ変換された信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部、抽出された信号の雑音レベル値を算出する雑音振幅算出部、前記雑音振幅算出部によって算出された雑音レベルから、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で雑音レベルの周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出する平均振幅算出部、前記雑音レベル値を前記雑音レベルの平均値で正規化する第１の正規化部、及び、前記高速フーリエ変換された信号を前記第１の正規化部で正規化された信号で正規化する第２の正規化部を備え、
前記抽出された信号の前記雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化したことを特徴とするＯＦＤＭ受信機の正規化回路。
【請求項２】
送信側が複数系統のＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信における当該複数系統の信号を受信する受信機であって、受信した信号のそれぞれを高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部、高速フーリエ変換された信号からそれぞれのパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部、抽出されたそれぞれの信号の雑音レベル値を算出する雑音振幅算出部、前記雑音振幅算出部によって算出されたそれぞれの雑音レベルから、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で雑音レベルの周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出する平均振幅算出部、前記雑音レベル値を前記雑音レベルの平均値で正規化する第１の正規化部、及び、前記高速フーリエ変換された信号を前記第１の正規化部で正規化された信号で正規化する第２の正規化部を備え、
前記抽出された信号の前記雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化したことを特徴とするＯＦＤＭ受信機の正規化回路。
【請求項３】
請求項２記載の正規化回路において、前記平均振幅算出部は、前記複数系統のそれぞれの雑音レベルの大小判定を行う判定部と、前記複数系統のそれぞれの雑音レベルのいずれか１つを出力する切替器を有し、
前記判定部は、前記複数系統それぞれの前記雑音レベルを比較して、雑音レベルが一番小さい受信系統の雑音レベルを出力するように前記切替器を制御し、前記切替器から出力される一番小さい雑音レベルについて、周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出することを特徴とするＯＦＤＭ受信機の正規化回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調によるデジタル無線通信に関わり、特に、受信信号を雑音振幅により正規化を行うＯＦＤＭ受信機において、正規化後のダイナミックレンジを有効利用するための手段に正規化手段に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ通信方式の受信機では、受信した信号を復調し、最終的に復号処理を行うことで伝送性能を得ることができる。復号処理では、ＣＮＲ（Carrier vs. Noise Ratio）に対応した信号振幅が尤度の指標となるが、実装まで考慮するとその信号振幅の中でも復号処理に必要な範囲をダイナミックレンジに適切に収まるように調整しなくてはならない。ただし、一般的に、受信側にはＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプが備えられているため信号振幅は一定に保たれることになる。そこで、雑音成分を一定としたときの信号振幅（つまり、ＡＧＣアンプの入力時点の信号振幅）を得るために正規化処理が必要となる。以下では、従来の正規化処理について説明する。
【０００３】
図６Ａと図７Ａは、従来の受信機において正規化を行うまでの、受信機の正規化回路の構成例を示すブロック図であり、マルチパスフェージングによる影響を受けたスペクトラムに加え、雑音、隣接干渉、及び周波数特性の歪みを併記したものである。
図６Ａの正規化回路６００は、受信アンテナ６０１、ＡＧＣアンプ６０２、Ａ／Ｄ部６０３、信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部６０４、振幅調整部６０５、係数選択部６０６、及び、正規化部６０７で構成される。また、図７の正規化回路７００は、受信アンテナ７０１、ＡＧＣアンプ７０２、Ａ／Ｄ部７０３、ＦＦＴ処理部７０４、パイロット抽出部７０５、雑音振幅算出部７０６、振幅調整部７０７、係数選択部７０８、及び、正規化部７０９で構成される。
また、図６Ｂは、ＦＦＴ処理部６０４の出力信号における周波数特性歪を示す図であり、図６Ｃは、正規化部６０７の出力信号における周波数特性歪を示す図である。同様に、図７Ｂは、ＦＦＴ処理部７０４の出力信号における周波数特性歪を示す図であり、図７Ｃは、正規化部７０９の出力信号における周波数特性歪を示す図である。図６Ｂ、図６Ｃ、図７Ｂ、及び図７Ｃにおいて、横軸は周波数、縦軸は電力である。
【０００４】
まず、図６Ａに示す処理について説明する。
まず、ＡＧＣアンプ６０２は、受信アンテナ６０１を介して受信した信号を、予め設定してある目標値となるよう振幅調整を行い、Ａ／Ｄ部６０３に出力する。Ａ／Ｄ部６０３は、入力された信号をデジタル信号に変換して、ＦＦＴ処理部６０４に出力する。ＦＦＴ処理部６０４は、入力されたデジタル信号を、所定の周波数領域の信号に変換し、振幅調整部６０５に出力する。
この時、ＦＦＴ処理部６０４の出力は、アナログ部による周波数特性の歪が発生している場合もある。図６Ｂでは、周波数が高い領域で減衰している例を示している。
【０００５】
次に、振幅調整部６０５は、係数選択部６０６から出力される係数とＦＦＴ処理結果とを乗算することで振幅調整を行う。これは、後段の復号処理部におけるダイナミックレンジに対して信号振幅が適切となるように調整するための処理である。振幅調整部６０５は、振幅調整した信号を正規化部６０７に出力する。
正規化部６０７は、入力された信号を、ＡＧＣアンプ６０２で振幅調整した際の利得により正規化を行い、受信機のデータ処理部に出力し、データ処理部により、復調され、最終的に復号処理がなされる。これにより、受信アンテナが小さな信号を受信した場合（つまり、低ＣＮＲの場合）には、ＡＧＣアンプの利得が大きいため正規化部６０７の出力の振幅は小さくなる。また、受信アンテナが大きな信号を受信した場合（つまり、高ＣＮＲの場合）には、その入力信号に対応した信号振幅を通知することができる。
【０００６】
次に、図７Ａに示す処理について説明する。図７Ａの例では、図６ＡのようにＡＧＣアンプから利得を受け取ることができないシステムであり、通信方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いている例である。
まず、ＡＧＣアンプ７０２は、受信アンテナ７０１を介して受信した信号を、予め設定してある目標値となるよう振幅調整を行い、Ａ／Ｄ部７０３に出力する。次に、Ａ／Ｄ部７０３は、入力された信号をデジタル信号に変換して、ＦＦＴ処理部７０４に出力する。ＦＦＴ処理部７０４は、入力されたデジタル信号を、所定の周波数領域の信号に変換し、振幅調整部７０５に出力すると共に、パイロット抽出部７０５及び振幅調整部７０７に出力する。
この時、ＦＦＴ処理部７０４の出力は、アナログ部による周波数特性の歪が発生している場合もある。図７Ｂでは、周波数が高い領域で減衰している例を示している。
【０００７】
パイロット抽出部７０５は、入力された信号から、送信側で挿入された既知信号であるパイロットキャリアを抽出し、その結果を雑音振幅算出部７０６に出力する。なお、パイロットキャリア配置の一例を図８に示す。図８は、パイロットキャリア配置の一例を示す図である。横軸がキャリア方向、縦軸がシンボル方向である。また、ｋ（０〜２９７）はキャリア番号、黒丸はパイロットキャリア、白丸はデータキャリアである。
次に、雑音振幅算出部７０６は、パイロット抽出部７０５が抽出したパイロットキャリアを用いて雑音レベルを算出し、算出した雑音レベルを正規化部７０９に出力する。
【０００８】
雑音振幅算出部７０６の処理については、図９を用いて説明する。図９は、パイロットキャリアから雑音レベルを算出する構成を示すブロック図で、従来の送受信側が１系統（系統９０）の場合の送信機９０ｔと受信機側の正規化回路９０ｒの一実施例の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明は、あるサブキャリアにおける周波数領域の信号を扱うものとする。
送信器９０ｔに入力された信号Ｐは、符号化及び変調された信号Ｐ（ｔ）として、送信アンテナ９０３を介して、伝送路特性Ｈ（ｔ）の伝送路中に送信される。信号Ｐ（ｔ）は、受信機側の受信アンテナ９０５が受信して、加算器９０６に入力される。受信アンテナ９０５を介して受信した信号に、加算器９０６は、それぞれＮ（ｔ）を加算し、信号Ｒ（ｔ）としてメモリ９０７に出力する。メモリ９０７は、入力された信号を格納し、Ｒ（ｔ）及びＲ（ｔ＋１）を加算器９１０に出力する（移送器９０８は、移送回転に使用する。）。加算器９１０は、それらの信号を加算して加算した信号を電力算出部９１１に出力する。電力算出部９１１は、入力された信号の電力Ｐ２ｐｌｔ（ｔ）を算出して平均振幅算出部９１２に出力する。平均振幅算出部９１２は、入力された信号の平均振幅を算出して、データ処理部に出力する。
【０００９】
図９のように、パイロットキャリアをＰ、伝搬路特性をＨ（ｔ）、受信側で付加される雑音成分をＮ（ｔ）とすると、時刻ｔにおける受信信号Ｒ（ｔ）は、次の式（１）のようになり、
Ｒ（ｔ）＝Ｈ（ｔ）Ｐ＋Ｎ（ｔ）      ・・・式（１）
時刻ｔ＝０の場合は、次の式（２）のようになる。
Ｒ（０）＝Ｈ（０）Ｐ＋Ｎ（０）      ・・・式（２）
同様に、時刻ｔ＝１の場合は、次の式（３）のようになる。
Ｒ（１）＝Ｈ（１）Ｐ＋Ｎ（１）      ・・・式（３）
これらをメモリに格納し、ｔ＝０〜１の間で伝搬路特性Ｈ（ｔ）を一定とみなして減算すると、パイロットキャリアの差分電力Ｐｐｌｔ（ｔ）は、次の式（４）のようになる。
【００１０】
【数１】
2014036397.tif 000003
ここで、Ｎ（ｔ）はガウス雑音であり、σ２は雑音電力である。
【００１１】
このようにして、パイロットキャリアの差分からサブキャリア毎の雑音電力を算出でき、Ｈ（ｔ）が一定とみなせる範囲内で時間方向に平均化することでさらに精度を高めることができる。また、付加された雑音の電力Ｎｐｏｗ（ｔ）及び振幅Ｎａｍｐ（ｔ）は、次の式（５）を求めることにより得ることができる。
【００１２】
【数２】
2014036397.tif 000004
そして、雑音振幅算出部７０６は、算出した雑音振幅を正規化部７０９に出力する。
この結果、正規化部７０９は、振幅調整部７０７で係数を乗じた受信信号を正規化し、受信機のデータ処理部に出力する。これにより、データ処理部により、復調され、最終的に復号処理がなされる。なお、係数選択部７０８は、図６Ａで示した場合と同様、ダイナミックレンジに対して適切な信号振幅にするための係数を選択する必要がある。
以上の処理により、図６Ａ及び図７Ａの最終スペクトラムのように雑音、隣接干渉、周波数特性の歪みを一定とした時の信号振幅に正規化することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１１−０５５１５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
背景技術では、運用上の所要ＣＮＲの範囲において正規化出力がダイナミックレンジに対して適切な信号振幅となるように、受信信号と係数を乗算する必要があり、これにより、高ＣＮＲから低ＣＮＲにおける信号振幅を表現することができる。しかし、所要ＣＮＲは変調方式によって異なり、運用時の環境によって確保できるＣＮＲも変わってくるため、受信信号に乗じる係数はそれらに応じて設定する必要がある。
特許文献１のように、シングルキャリアでは、雑音電力で正規化して合成する技術が開示されている。しかしＯＦＤＭ通信方式の無線通信装置では、雑音電力で正規化して合成する技術は見当たらない。
本発明の目的は、上記のような問題に鑑み、受信信号の正規化出力が雑音の絶対量ではなく、雑音の平均値を基準に変動するようにしたＯＦＤＭ受信機の正規化回路を提供することにある。その結果、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備する必要がなく、ダイナミックレンジを有効に利用することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記の目的を達成するため、本発明のＯＦＤＭ受信機の正規化回路は、ＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信における受信機であって、受信した信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部、高速フーリエ変換された信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部、抽出された信号の雑音レベル値を算出する雑音振幅算出部、前記雑音振幅算出部によって算出された雑音レベルから、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で雑音レベルの周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出する平均振幅算出部、前記雑音レベル値を前記雑音レベルの平均値で正規化する第１の正規化部、及び、前記高速フーリエ変換された信号を前記第１の正規化部で正規化された信号で正規化する第２の正規化部を備え、前記抽出された信号の前記雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化するものである。
【００１６】
また、上記の目的を達成するため、本発明のＯＦＤＭ受信機の正規化回路は、送信側が複数系統のＯＦＤＭ変調方式によるデジタル無線通信における当該複数系統の信号を受信する受信機であって、受信した信号のそれぞれを高速フーリエ変換するＦＦＴ処理部、高速フーリエ変換された信号からそれぞれのパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部、抽出されたそれぞれの信号の雑音レベル値を算出する雑音振幅算出部、前記雑音振幅算出部によって算出されたそれぞれの雑音レベルから、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で雑音レベルの周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出する平均振幅算出部、前記雑音レベル値を前記雑音レベルの平均値で正規化する第１の正規化部、及び、前記高速フーリエ変換された信号を前記第１の正規化部で正規化された信号で正規化する第２の正規化部を備え、前記抽出された信号の前記雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化するものである。
【００１７】
さらに、上記本発明のＯＦＤＭ受信機の正規化回路において、前記平均振幅算出部は、前記複数系統のそれぞれの雑音レベルの大小判定を行う判定部と、前記複数系統のそれぞれの雑音レベルのいずれか１つを出力する切替器を有し、前記判定部は、前記複数系統それぞれの前記雑音レベルを比較して、雑音レベルが一番小さい受信系統の雑音レベルを出力するように前記切替器を制御し、前記切替器から出力される一番小さい雑音レベルについて、周波数方向の平均値と時間方向の平均値を算出するものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、受信信号の正規化出力が雑音の絶対量ではなく、雑音の平均値を基準に変動することになるため、所要CNRが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１Ａ】本発明の正ＯＦＤＭ受信機の正規化回路の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図１Ｂ】図１ＡのＦＦＴ処理部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図１Ｃ】図１Ａの正規化部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図２】図１Ａの平均振幅算出部の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図３Ａ】本発明の送受信側が２系統の場合の送信系統ａのパイロットキャリア配置の一実施例である。
【図３Ｂ】本発明の送受信側が２系統の場合の送信系統ｂのパイロットキャリア配置の一実施例である。
【図４】本発明の送受信側が２系統の場合の正規化回路の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の送受信側が２系統の場合の平均振幅算出部の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図６Ａ】従来の受信機において正規化を行うまでの回路の構成例を示すブロック図である。
【図６Ｂ】図６ＡのＦＦＴ処理部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図６Ｃ】図６Ａの正規化部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図７Ａ】従来の受信機において正規化を行うまでの回路の構成例を示すブロック図である。
【図７Ｂ】図７ＡのＦＦＴ処理部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図７Ｃ】図７Ａの正規化部の出力信号における周波数特性歪を示す図である。
【図８】パイロットキャリア配置の一例を示す図である。
【図９】パイロットキャリアから雑音レベルを算出する構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明のＯＦＤＭ受信機の正規化回路は、受信信号からパイロットキャリアを抽出し、そこからサブキャリア毎に雑音振幅を算出する。さらに、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で周波数方向及び時間方向に平均化を行い、それによりサブキャリア毎の雑音レベルを正規化する。そして、正規化した雑音振幅により受信信号をさらに正規化する。
以下に本発明の一実施形態について、図面等を用いて説明する。
なお、以下の説明は、本発明の一実施形態を説明するためのものであり、本願発明の範囲を制限するものではない。従って、当業者であればこれらの各要素若しくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であり、これらの実施形態も本願発明の範囲に含まれる。
また、各図の説明において、共通な機能を有する構成要素には同一の参照番号を付し、できるだけ説明の重複を避ける。
【００２１】
図１Ａと図２を用いて本発明の一実施例を説明する。図１Ａは、本発明のＯＦＤＭ受信機の正規化回路の一実施例の構成を示すブロック図である。
図１Ａの正規化回路１００は、受信アンテナ７０１、ＡＧＣアンプ７０２、Ａ／Ｄ部７０３、ＦＦＴ処理部７０４、パイロット抽出部７０５、雑音振幅算出部７０６、平均振幅算出部１０７、第１正規化部１０８、及び第２正規化部１０９で構成される。また、図２は、周波数方向平均化部２０１、及び時間方向平均化部２０２で構成される。
また、図１Ｂは、ＦＦＴ処理部６０４の出力信号における周波数特性歪を示す図であり、図１Ｃは、正規化部６０７の出力信号における周波数特性歪を示す図である。図１Ｂ及び図１Ｃにおいて、横軸は周波数、縦軸は電力である。なお、図１Ｂは、図６Ｂとまったく同じ結果を示す図である。
【００２２】
図１ＡのＯＦＤＭ受信機の正規化回路１００において、受信信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理し、雑音振幅を算出するまでの構成要素（受信アンテナ７０１〜雑音振幅算出部７０６）は、図７Ａに示した従来技術の場合と同様である。
ただし、雑音振幅算出部７０６は、その出力信号を、平均振幅算出部１０７及び第１正規化部１０８に出力する。
平均振幅算出部１０７は入力された信号を平均化し、第１正規化部１０８に出力する。
【００２３】
図２は、図１Ａの平均振幅算出部１０７の一実施例の構成を示すブロック図である。図２によって、平均振幅算出方法の一実施例を説明する。図２の平均振幅算出部１０７は、周波数方向に平均化を行う周波数方向平均化部２０１と、時間方向に平均化を行う時間方向平均化部２０２から構成される。
図２では、周波数方向及び時間方向に平均化を行い、時間方向の平均化は、例えば、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３で規定されているような時間インターリーブ長よりも十分に長い時間に渡って平均化処理を行う。これにより、伝搬路特性の変動や時間インターリーブ長によることなく安定した平均値を得ることができる。
【００２４】
平均振幅算出部１０７は、このようにして算出した平均振幅（平均レベル算出値）を第１正規化部１０８に出力する。第１正規化部１０８は、入力された平均レベル算出値で、雑音振幅算出部７０６から入力された雑音レベル算出値を正規化する。第１正規化部１０８は、正規化した雑音レベルを第２正規化部１０９に出力する。この第１正規化部１０８の出力は、受信信号に含まれる雑音振幅の絶対量ではなく、雑音振幅の平均値を基準に変動することになる。
第２正規化部１０９は、入力された正規化された雑音レベルで、ＦＦＴ処理部１０４から入力された出力信号（受信信号）を正規化し、データ処理部に出力するする。以降の処理は、背景技術と同様である。
【００２５】
上記図１及び図２の実施例によれば、ＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、高速フーリエ変換された信号から抽出された信号の雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化することができる。この平均値で正規化した雑音レベルにより受信信号を正規化することで、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。
【００２６】
上記本発明に関する説明では、送信側及び受信側が１系統の場合について説明した。しかし、それぞれ２系統以上になっても、雑音振幅の算出方法や平均振幅の算出方法も基本的な考え方は同じである。送信側が２系統、受信側２系統の場合の例に簡単に説明する。
送信側が２系統の場合、一例として図３Ａ、図３Ｂに示すようなパイロットキャリア配置とすることができる。  図３Ａは、送信系統ａのパイロットキャリア配置を示す図であり、図３Ｂは、送信系統ｂのパイロットキャリア配置を示す図である。また、ｋ（０〜２９７）はキャリア番号、黒丸はパイロットキャリア、白丸はデータキャリアである。
【００２７】
ここでは、それぞれの系統ａ、ｂにおいて、パイロットキャリア位置は同じであるが、送信系統ｂでは、１シンボル毎に位相を１８０°反転している。ＯＦＤＭ受信機側では、パイロットキャリアを抽出するまでの処理は、上記と同様であり、雑音振幅の算出方法は、図４の受信機側の正規化回路４０ｒのようになる。図４は、本発明の送受信側が２系統（系統ａ４０ａ及び系統ｂ４０ｂ）の場合の送信機４０ｔと受信機側の正規化回路４０ｒの一実施例の構成を示すブロック図である。送信器４０ｔに入力された信号Ｐは、系統ａの符号化及び変調された信号Ｐｔａ（ｔ）と系統ｂの符号化及び変調された信号Ｐｔｂ（ｔ）に分かれて出力される。系統ａの信号Ｐｔａ（ｔ）は、移送器４０１から送信アンテナ４０３を介して、伝送路特性Ｈ１１（ｔ）の伝送路中に送信される。また、送信器４０ｔの信号Ｐｔｂ（ｔ）は、移送器４０２から送信アンテナ４０４を介して、伝送路特性Ｈ１２（ｔ）の伝送路中に送信される。
【００２８】
信号Ｐｔａ（ｔ）と、信号Ｐｔｂ（ｔ）は、それぞれ、受信機側の受信アンテナ４０５が受信して、加算器４０６に入力される。受信アンテナ４０５を介して受信した４シンボルに、加算器４０６は、それぞれＮａ（ｔ）を加算し、信号Ｐｒａ（ｔ）としてメモリ４０７に出力する。メモリ４０７は、入力された４シンボルを格納し、それらに０°、０°、１８０°、１８０°の位相回転を与え、次式のように算出されるＰｒａ（１）、Ｐｒａ（２）、Ｐｒａ（３）、及びＰｒａ（４）を、加算器４１０に出力する（移送器４０８と４０９は、それらの移送回転に使用する。）。
【００２９】
【数３】
2014036397.tif 000005
ｔ＝０〜３の間で伝搬路特性Ｈ（ｔ）を一定とみなして加算器４１０で加算すると、パイロットキャリアの差分電力Ｐｐｌｔ（ｔ）は、次の式（７）のようになり、サブキャリア毎の雑音電力を算出できる。
【００３０】
【数４】
2014036397.tif 000006
【００３１】
図５は、本発明の送受信側が２系統の場合の平均振幅算出部５０７の一実施例の構成を示すブロック図である。図５の平均振幅算出部５０７は、図１Ａ（図２）の正規化回路の平均振幅算出部１０７を平均振幅算出部５０７に置き替えたものである。
図５の平均振幅算出部５０７において、受信系統ａの雑音レベルと、受信系統ｂの雑音レベルは、それぞれ、大小判定部５０１と、切替器５０４のそれぞれの入力端子に入力される。大小判定器５０１は、受信系統ａと受信系統ｂのそれぞれの雑音レベルを比較して、雑音レベルが小さい方の受信系統を切替器５０４の出力端子から出力するように、切替え制御信号を切替器５０４に出力する。切替器５０４は、大小判定器５０１の制御によって、雑音レベルが小さい方の受信系統の雑音レベルを周波数方向平均化部５０２に出力する。周波数方向平均化部５０２は、入力された雑音レベルを周波数方向に平均化して、その結果を時間方向平均化部５０３に出力する。時間方向平均化部５０３は、周波数方向に平均化された雑音レベルを、時間インターリーブ長よりも十分長い期間で時間方向に平均化して、第１正規化部１０８に出力する。以下は、図１Ａと同様である。なお、信号系統（受信系統）が、２つではなく３つ以上の場合には、大小判定器５０１は、雑音レベルが一番小さい受信系統の雑音レベルを周波数方向平均化部５０２に出力するように、切替器５０４を制御する。
【００３２】
図５のように、平均振幅算出については、受信系統ａと受信系統ｂの雑音レベルが小さい方（つまり、高ＣＮＲとなる方）を選択して周波数方向及び時間方向に平均化を行う。
なお、本発明では、十分に長い時間に渡って平均化処理を行うものとする。また、図５では、片方を選択した後に平均化する例を示しているが、両系統をまとめて平均値を算出する方法でも良い。
以上の処理により、送信側及び受信側が２系統以上になっても上記と同様に正規化処理を行うことができる。
【００３３】
上記図１、図４及び図５の実施例によれば、複数系統のＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、高速フーリエ変換された信号から抽出された信号の雑音レベルの平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化することができる。この平均値で正規化した雑音相対値により受信信号を正規化することで、所要ＣＮＲが異なる変調方式や運用環境の違いごとに予め係数を準備することなく、ダイナミックレンジを有効に利用できる。
【符号の説明】
【００３４】
１００：正規化回路、  １０７：平均振幅算出部、  １０８：第１正規化部、  １０９：第２正規化部、  ２０１：周波数方向平均化部、  ２０２：時間方向平均化部、  ６００：正規化回路、  ６０１：受信アンテナ、  ６０２：ＡＧＣアンプ、  ６０３：Ａ／Ｄ部、  ６０４：ＦＦＴ処理部、  ６０５：振幅調整部、  ６０６：係数選択部、  ６０７：正規化部、  ７００：正規化回路、  ７０１：受信アンテナ、  ７０２：ＡＧＣアンプ、  ７０３：Ａ／Ｄ部、  ７０４：ＦＦＴ処理部、  ７０５：パイロット抽出部、  ７０６：雑音振幅算出部、  ７０７：振幅調整部、  ７０８：係数選択部、  ７０９：正規化部。
【図１Ａ】
2014036397.tif 000007
【図１Ｂ】
2014036397.tif 000008
【図１Ｃ】
2014036397.tif 000009
【図２】
2014036397.tif 000010
【図３Ａ】
2014036397.tif 000011
【図３Ｂ】
2014036397.tif 000012
【図４】
2014036397.tif 000013
【図５】
2014036397.tif 000014
【図６Ａ】
2014036397.tif 000015
【図６Ｂ】
2014036397.tif 000016
【図６Ｃ】
2014036397.tif 000017
【図７Ａ】
2014036397.tif 000018
【図７Ｂ】
2014036397.tif 000019
【図７Ｃ】
2014036397.tif 000020
【図８】
2014036397.tif 000021
【図９】
2014036397.tif 000022