(57)【要約】【課題】直流電圧変換部を構成する各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナを得ること。【解決手段】スイッチング素子５，６とこれらのオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ９とこの充放電経路を与えるダイオード７，８とを有する直流電圧変換部３と、互いに直列接続された分圧コンデンサ１０，１１と、充放電コンデンサ９の負極側端子から各分圧コンデンサ１０，１１の接続点に電流を流す方向に順接続される第１の電圧均等化用ダイオード１２と、これに逆直列に接続された第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３と、各分圧コンデンサ１０，１１の接続点から充放電コンデンサ９の正極側端子に電流を流す方向に順接続される第２の電圧均等化用ダイオード１５と、これに逆直列に接続された第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６とを備える。【選択図】図１
2014036491.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されるリアクトルと、
前記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、
前記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、
前記充放電コンデンサの負極側端子から前記各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す方向に順接続される第１の電圧均等化用ダイオードと、
前記第１の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第１の電圧均等化用ツェナーダイオードと、
前記各分圧コンデンサの相互の接続点から前記充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す方向に順接続される第２の電圧均等化用ダイオードと、
前記第２の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第２の電圧均等化用ツェナーダイオードと、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の電圧均等化用ダイオードおよび前記第１の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第１の電流制限抵抗を備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
前記第２の電圧均等化用ダイオードおよび前記第２の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第２の電流制限抵抗を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置を備えたことを特徴とする太陽光発電システム用パワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置およびそのＤＣ／ＤＣ電力変換装置を備えた太陽光発電システム用パワーコンディショナに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、半導体スイッチのオンオフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積と放出の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っている。このリアクトルは、大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
上記従来技術では、通常動作時（以下、「定常状態」という）には充放電コンデンサの両端電圧を任意の値に制御できるため、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオードに印加される電圧をほぼ均等にすることができるため、スイッチング素子やダイオード素子、充放電コンデンサの耐圧を平滑コンデンサの電圧より低くでき、部品コストの低減や発電効率の向上といったメリットがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開昭６１−９２１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来技術では、例えば、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が通常動作を停止し、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子がオン／オフ制御されていない状態（以下、「制御停止状態」という）にあるときに、充放電コンデンサおよび平滑コンデンサに電圧が残っている状態で、直流電源の電圧が急激にゼロまたはゼロ付近まで大きく低下した場合、平滑コンデンサや充放電コンデンサが自身の内部ＥＳＲ（等価直列抵抗：Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）や直流電圧変換部を構成するスイッチング素子およびダイオードの漏れ電流により放電されていく状況が起こり得る。一般に、充放電コンデンサの容量は、平滑コンデンサの容量よりも小さいため、平滑コンデンサが放電するよりも早く充放電コンデンサが放電する。このとき、充放電コンデンサの端子間電圧が急激に低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサと充放電コンデンサに直列接続されたダイオードとが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサの電圧、すなわち、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における出力電圧付近の電圧がこのダイオードに過渡的に印加される場合がある。このため、充放電コンデンサに直列接続されたダイオードの素子耐圧をＤＣ／ＤＣ電力変換装置の最大出力電圧よりも大きくする必要があり、余分なコスト増加や効率低下の原因となっていた。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直流電圧変換部を構成する各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、前記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、前記充放電コンデンサの負極側端子から前記各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す方向に順接続される第１の電圧均等化用ダイオードと、前記第１の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第１の電圧均等化用ツェナーダイオードと、前記各分圧コンデンサの相互の接続点から前記充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す方向に順接続される第２の電圧均等化用ダイオードと、前記第２の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第２の電圧均等化用ツェナーダイオードと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、直流電圧変換部を構成する各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナを得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における各動作モードを示す図である。
【図３】図３は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が２倍未満である場合の動作モード遷移を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が２倍以上である場合の動作モード遷移を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧が印加されている場合の電流経路を示す図である。
【図６】図６は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の電流経路を示す図である。
【図７】図７は、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。
【図８】図８は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。
【図９】図９は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を負荷に接続した例を示す図である。
【図１０】図１０は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を単相または三相の電力系統に連系した例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態．
図１は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、図１に示すように、直流電源１から入力された入力電圧Ｖｉｎを、直流電圧変換部３によりＶｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑コンデンサ４により平滑して出力するものである。
【００１２】
実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、エネルギー蓄積用のリアクトル２と、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔまで昇圧する直流電圧変換部３と、この直流電圧変換部３で昇圧された後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する出力側の平滑コンデンサ４とを有し、直流電圧変換部３は、２つのスイッチング素子５，６、２つのダイオード７，８、ならびに充放電コンデンサ９を備える。各スイッチング素子５，６は、例えばＭＯＳＦＥＴからなり、ここではゲート信号がＨｉｇｈの時にオンする。
【００１３】
また、出力側の平滑コンデンサ４は、２つの分圧コンデンサ１０及びＣｏ１１を直列接続して構成され、さらに、この実施の形態１の特徴として、第１の電圧均等化用ダイオード１２、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３、第１の電流制限抵抗１４、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、および第２の電流制限抵抗１７を備えている。
【００１４】
直流電源１は、その高圧側端子が入力端子ＶＬに、その低圧側端子が基準電圧端子Ｖｃｏｍに接続されている。また、出力側の平滑コンデンサ４を構成する２つの分圧コンデンサ１０，１１のうち、一方の分圧コンデンサ１０の低圧側端子が基準電圧端子Ｖｃｏｍに、他方の分圧コンデンサ１１の高圧側端子が出力端子ＶＨに接続されている。また、直流電圧変換部３を構成する２つのスイッチング素子５，６と２つのダイオード７，８は順次直列接続され、スイッチング素子５のソース端子は基準電圧端子Ｖｃｏｍに、ダイオード８のカソード端子は出力端子ＶＨに、スイッチング素子６のドレイン端子とダイオード７のアノード端子との接続点はリアクトル２を介して入力端子ＶＬに接続されている。また、充放電コンデンサ９は、その低圧側端子がスイッチング素子５のドレイン端子とスイッチング素子６のソース端子との接続点に、その高圧側端子がダイオード７のカソード端子とダイオード８のアノード端子との接続点にそれぞれ接続されている。
【００１５】
第１の電圧均等化用ダイオード１２は、充放電コンデンサ９の負極側端子から各分圧コンデンサ１０，１１の相互の接続点に電流を流す方向に順接続され、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３は、第１の電圧均等化用ダイオード１２と逆直列に接続されている。なお、図１に示す例では、第１の電圧均等化用ダイオード１２および第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３と直列に、第１の電流制限抵抗１４を具備した構成を示しているが、第１の電流制限抵抗１４を具備しない構成であってもよい。この第１の電流制限抵抗１４を具備することによる効果、作用については後述する。
【００１６】
第２の電圧均等化用ダイオード１５は、各分圧コンデンサ１０，１１の相互の接続点から充放電コンデンサ９の正極側端子に電流を流す方向に順接続され、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６は、第２の電圧均等化用ダイオード１５と逆直列に接続されている。なお、図１に示す例では、第２の電圧均等化用ダイオード１５および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６と直列に、第２の電流制限抵抗１７を具備した構成を示しているが、第２の電流制限抵抗１７を具備しない構成であってもよい。この第２の電流制限抵抗１７を具備することによる効果、作用については後述する。
【００１７】
つぎに、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、各スイッチング素子５，６がオン／オフ制御されて出力電圧Ｖｏｕｔが安定して得られている状態をいう。
【００１８】
図２は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における各動作モードを示す図である。図２に示す例では、第１の電圧均等化用ダイオード１２、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３、第１の電流制限抵抗１４、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、および第２の電流制限抵抗１７を省略している。
【００１９】
図２に示すように、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の定常状態における動作モードとしては、モード１〜モード４の４つの動作モードがある。図２（ａ）に示すモード１では、スイッチング素子５がオン、スイッチング素子６がオフとなり、充放電コンデンサ９にエネルギーを蓄積する。図２（ｂ）に示すモード２では、スイッチング素子５がオフ、スイッチング素子６がオンとなり、充放電コンデンサ９のエネルギーを放出する。図２（ｃ）に示すモード３では、スイッチング素子５，６が共にオフとなり、リアクトル２のエネルギーを放出する。図２（ｄ）に示すモード４では、スイッチング素子５，６が共にオンとなり、リアクトル２にエネルギーを蓄積する。これらの各動作モードの時比率を適宜調整することで、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。
【００２０】
ここで、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍未満である場合と、２倍以上である場合とで、定常状態における動作が異なる。
【００２１】
まず、昇圧比Ｎが２倍未満である場合の動作について説明する。図３は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が２倍未満である場合の動作モード遷移を示す図である。
【００２２】
図３では、昇圧比Ｎが２倍未満である場合の、各スイッチング素子５，６のゲート信号電圧波形と、リアクトル２の電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ９の電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆとを示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆは、出力電圧Ｖｏｕｔの約１／２の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
【００２３】
Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ
【００２４】
スイッチング素子５のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子６のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子５がオン、スイッチング素子６がオフとなるため、以下の経路で直流電源１からリアクトル２と充放電コンデンサ９に、エネルギーが移行する。
【００２５】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→充放電コンデンサ９→スイッチング素子５
【００２６】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子６のゲート信号がＬｏｗの状態（モード３）では、各スイッチング素子５，６が共にオフとなるため、以下の経路でリアクトル２に蓄積されたエネルギーが直流電源１に重畳して、各分圧コンデンサ１０，１１に移行する。
【００２７】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００２８】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子６のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子５がオフ、スイッチング素子６がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ９に蓄積されたエネルギーが直流電源１に重畳して各分圧コンデンサ１０，１１に移行するとともに、リアクトル２にエネルギーを蓄積する。
【００２９】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→充放電コンデンサ９→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００３０】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子６のゲート信号がＬｏｗの状態（モード３）では、各スイッチング素子５，６が共にオフとなるため、以下の経路でリアクトル２に蓄積されたエネルギーが直流電源１に重畳して、各分圧コンデンサ１０，１１に移行する。
【００３１】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００３２】
上述した一連の動作を繰り返すことにより、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍の任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００３３】
つぎに、昇圧比Ｎが２倍以上である場合の動作について説明する。図４は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が２倍以上である場合の動作モード遷移を示す図である。
【００３４】
図４では、昇圧比Ｎが２倍以上である場合の、各スイッチング素子５，６のゲート信号電圧波形と、リアクトル２の電流波形ＩＬと、充放電コンデンサ９の電流波形Ｉｃｆと、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆとを示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆは、出力電圧Ｖｏｕｔの約１／２の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
【００３５】
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ
【００３６】
スイッチング素子５のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子６のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード４）では、各スイッチング素子５が共にオンとなるため、以下の経路で直流電源１からリアクトル２にエネルギーが移行する。
【００３７】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→スイッチング素子５
【００３８】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子６のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子５がオン、スイッチング素子６がオフとなるため、以下の経路でリアクトル２に蓄積されたエネルギーが、直流電源１に重畳して充放電コンデンサ９に移行する。
【００３９】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→充放電コンデンサ９→スイッチング素子５
【００４０】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子６のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード４）では、各スイッチング素子５，６が共にオンとなるため、以下の経路で直流電源１からリアクトル２にエネルギーが移行する。
【００４１】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→スイッチング素子５
【００４２】
つぎに、スイッチング素子５のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子６のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子５がオフ、スイッチング素子６がオンとなるため、以下の経路でリアクトル２と充放電コンデンサ９に蓄積されたエネルギーが直流電源１に重畳して各分圧コンデンサ１０，１１に移行する。
【００４３】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→充放電コンデンサ９→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００４４】
上述した一連の動作を繰り返すことにより、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、ＶＨ端子−Ｖｃｏｍ端子間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００４５】
つぎに、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が通常動作を停止し、スイッチング素子５，６が制御停止状態にあるときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合の動作について、図５を参照して説明する。図５は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧が印加されている場合の電流経路を示す図である。
【００４６】
各スイッチング素子５，６が共に制御停止状態にあり、各スイッチング素子５，６がオフ状態であるときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、第１の電圧均等化用ダイオード１２、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３、第２の電流制限抵抗１４を含む経路がない場合には、平滑コンデンサ４には入力電圧Ｖｉｎが印加され、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎとほぼ同電位となるが、充放電コンデンサ９は、自身の内部ＥＳＲや各スイッチング素子６およびダイオード７の漏れ電流により放電していく。
【００４７】
このとき、充放電コンデンサ９の端子間電圧が低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサ４とスイッチング素子５とが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサ４の電圧、すなわち、入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しい電圧がスイッチング素子５のドレイン−ソース間に印加されることとなる。
【００４８】
一方、第１の電圧均等化用ダイオード１２、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３、第１の電流制限抵抗１４を含む経路を有する実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、図５に示すように、下記の２経路に電流が流れることにより、充放電コンデンサ９および分圧コンデンサ１０，１１が充電される。
【００４９】
経路１：
ＶＬ端子→リアクトル２→ダイオード７→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０→Ｖｃｏｍ端子
【００５０】
経路２：
ＶＬ端子→リアクトル２→ダイオード７→充放電コンデンサ９→第１の電圧均等化用ダイオード１２→第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３→第１の電流制限抵抗１４→分圧コンデンサ１０→Ｖｃｏｍ端子
【００５１】
これにより、入力電圧Ｖｉｎは、互いに並列接続された充放電コンデンサ９と分圧コンデンサ１１との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ１０とに分圧されて印加されることとなる。
【００５２】
ここで、充放電コンデンサ９のキャパシタンス値Ｃｆ、分圧コンデンサ１０のキャパシタンス値Ｃｏ１、分圧コンデンサ１１のキャパシタンス値Ｃｏ２の関係がＣｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２を満たし、ダイオード７，８の順方向電圧、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧および第１の電流制限抵抗１４に流れる電流が十分に小さいとすると、スイッチング素子５のドレイン−ソース間に印加される電圧をＶｄｓ１、スイッチング素子６のドレイン−ソース間に印加される電圧をＶｄｓ２としたとき、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２、および充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆの関係は、以下のようになる。
【００５３】
Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒Ｖｉｎ／２
Ｖｃｏ１≒Ｖｄｓ１
Ｖｃｆ≒Ｖｄｓ２≒Ｖｉｎ／２
【００５４】
つまり、各スイッチング素子５，６が制御停止状態で、各スイッチング素子５，６が共にオフ状態のときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合でも、第１の電圧均等化用ダイオード１２を設けることで、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１のアンバランスを無くすことができ、各スイッチング素子５，６のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２は、共にＶｉｎ／２に略均等化される。
【００５５】
つぎに、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が通常動作を停止し、スイッチング素子５，６が制御停止状態にあるときに、充放電コンデンサ９および平滑コンデンサ４に電圧が残っている状態で、直流電源１の電圧、つまり、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間の電圧が急激にゼロまたはゼロ付近まで大きく低下した場合（以下、「入力電圧急低下」という）の動作について、図６を参照して説明する。
【００５６】
図６は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の電流経路を示す図である。また、図７は、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。また、図８は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。なお、図７および図８に示す例では、スイッチング素子５のドレイン−ソース間に印加される電圧をＶｄｓ１、スイッチング素子６のドレイン−ソース間に印加される電圧をＶｄｓ２、ダイオード７の逆方向電圧をＶｄ１、ダイオード８の逆方向電圧をＶｄ２としている。
【００５７】
各スイッチング素子５，６が共に制御停止状態にあり、各スイッチング素子５，６がオフ状態であるときに、入力電圧急低下が発生すると、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、第２の電流制限抵抗１７を含む経路がない場合には、充放電コンデンサ９は、自身の内部ＥＳＲや各スイッチング素子６およびダイオード７の漏れ電流により放電していく。
【００５８】
このとき、分圧コンデンサ１０，１１も充放電コンデンサ９と同様に放電していくが、上述したように、Ｃｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２である場合には、分圧コンデンサ１０，１１が放電するよりも急速に充放電コンデンサ９が放電する。このとき、充放電コンデンサ９の端子間電圧が低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサ４とダイオード８とが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサ４の電圧が過渡的にダイオード８に印加される。
【００５９】
例えば、定常状態における昇圧比Ｎを２倍に設定している場合、入力電圧Ｖｉｎが約４００Ｖのとき、出力電圧Ｖｏｕｔは約８００Ｖとなる。ここで、定常状態から通常動作を停止し、この時点で入力電圧急低下が発生すると、平滑コンデンサ４の電圧は、定常状態における出力電圧値、つまり、約８００Ｖ付近の電圧が残留することとなる。
【００６０】
したがって、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、第２の電流制限抵抗１７を含む経路がない従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、図７に示すように、充放電コンデンサ９の放電と共に、定常状態における出力電圧値に近い電圧（図７に示す例では約７５０Ｖ）がダイオード８に印加される。
【００６１】
一方、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、第２の電流制限抵抗１７を含む経路を有する実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、図６に示すように、下記の経路で電流が流れることにより、分圧コンデンサ１０の電荷が充放電コンデンサ９に移動して、充放電コンデンサ９が充電される。
【００６２】
分圧コンデンサ１０→第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６→第２の電流制限抵抗１７→第２の電圧均等化用ダイオード１５→充放電コンデンサ９→スイッチング素子６→リアクトル２→ＶＬ端子→Ｖｃｏｍ端子
【００６３】
これにより、平滑コンデンサ４の電圧は、互いに並列接続された充放電コンデンサ９と分圧コンデンサ１０との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ１１とに分圧されて印加されることになる。
【００６４】
ここで、充放電コンデンサ９のキャパシタンス値Ｃｆ、分圧コンデンサ１０のキャパシタンス値Ｃｏ１、分圧コンデンサ１１のキャパシタンス値Ｃｏ２の関係がＣｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２を満たし、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６の降伏電圧および第２の電流制限抵抗１７に流れる電流が十分に小さいとすると、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２、および充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆ、ダイオード７の逆方向電圧Ｖｄ１、ダイオード８の逆方向電圧Ｖｄ２の関係は、以下のようになる。
【００６５】
Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒Ｖｏｕｔ／２
Ｖｃｏｌ≒Ｖｃｆ＋Ｖｄｓ１
Ｖｄ１≒Ｖｃｆ−Ｖｄｓ２
Ｖｄ２≒Ｖｃｏ２≒Ｖｃｏ１≒Ｖｃｆ＋Ｖｄｓ１
【００６６】
つまり、各スイッチング素子５，６が制御停止状態で、これら各スイッチング素子５，６が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合でも、第２の電圧均等化用ダイオード１５を設けることで、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１のアンバランスを無くすことができ、ダイオード８の逆方向電圧Ｖｄ２は、出力電圧Ｖｏｕｔの略１／２となる。
【００６７】
したがって、第２の電圧均等化用ダイオード１５、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６、第２の電流制限抵抗１７を含む経路が有する実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、各スイッチング素子５，６が制御停止状態で、各スイッチング素子５，６が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合には、図８に示すように、充放電コンデンサ９が急速に放電することなく、定常状態における出力電圧値の１／２以下の電圧（図８に示す例では約４００Ｖ）がダイオード８に印加され、その後、平滑コンデンサ４の放電に応じて、徐々に低下していく。
【００６８】
つぎに、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を備えることによる効果、作用について説明する。上述したように、本実施の形態では、第１の電圧均等化用ダイオード１２および第２の電圧均等化用ダイオード１５に、それぞれ第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を逆直列に接続している。
【００６９】
上述したように、通常動作時における定常状態では、充放電コンデンサ９は、昇圧動作を行うために充放電を繰り返す。このとき、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を具備していない場合には、充放電コンデンサ９が充放電を繰り返す過程で、充放電コンデンサ９の負極側端子の電位が分圧コンデンサ１０，１１の接続点の電位より高くなると、第１の電圧均等化用ダイオード１２を介して分圧コンデンサ１０に電流が流れ、分圧コンデンサ１０が分圧コンデンサ１１よりも多く充電されることとなり、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１が分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなり、分圧コンデンサ１０と分圧コンデンサ１１との間の電圧アンバランスが生じて、動作が不安定になる。
【００７０】
そこで、第１の電圧均等化用ダイオード１２と逆直列に第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を挿入し、これによって、スイッチング素子５，６の制御停止状態においてＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合の分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保しつつ、定常状態において充放電コンデンサ９の負極側端子の電位が分圧コンデンサ１０，１１の接続点の電位より高くなることを防止することにより、分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保するようにしている。以下、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を設けた場合の作用、効果について説明する。
【００７１】
まず、各スイッチング素子５，６の制御停止状態において、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合について説明する。
【００７２】
上述したように、各スイッチング素子５，６が制御停止状態にあるときには、各スイッチング素子５，６は共にオフであり、このときＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、図５に示すように、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３が導通して下記の２経路に電流が流れることにより、充放電コンデンサ９および各分圧コンデンサ１０，１１が充電される。
【００７３】
経路１： 
ＶＬ端子→リアクトル２→ダイオード７→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０→Ｖｃｏｍ端子
【００７４】
経路２： 
ＶＬ端子→リアクトル２→ダイオード７→充放電コンデンサ９→第１の電圧均等化用ダイオード１２→第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３→第１の電流制限抵抗１４→分圧コンデンサ１０→Ｖｃｏｍ端子
【００７５】
これにより、入力電圧Ｖｉｎは、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を介して互いに並列接続された充放電コンデンサ９と分圧コンデンサ１０との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ１１とに印加されることになる。
【００７６】
ここで、充放電コンデンサ９のキャパシタンス値Ｃｆ、分圧コンデンサ１０のキャパシタンス値Ｃｏ１、分圧コンデンサ１１のキャパシタンス値Ｃｏ２の関係がＣｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２を満たし、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧をＶｆｚｄとしたとき、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２、および充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆ、ダイオード７の逆方向電圧Ｖｄ１、ダイオード８の逆方向電圧Ｖｄ２の関係は、以下のようになる。
【００７７】
Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒Ｖｉｎ／２
Ｖｃｆ≒Ｖｄｓ２≒Ｖｉｎ／２−Ｖｆｚｄ
Ｖｄｓ１≒Ｖｉｎ／２＋Ｖｆｚｄ
【００７８】
つまり、第１の電圧均等化用ダイオード１２と逆直列に第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を挿入した構成としても、各スイッチング素子５，６が制御停止状態で、これら各イッチング素子５，６が共にオフ状態のときに、ＶＬ端子−Ｖｃｏｍ端子間に入力電圧Ｖｉｎが印加された場合には、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３が導通することで、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１のアンバランスを無くすことができ、各スイッチング素子５，６のドレイン−ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２を略均等化できる。
【００７９】
つぎに、各スイッチング素子５，６がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている定常状態の場合について説明する。
【００８０】
まず、定常状態において、スイッチング素子５がオフ、スイッチング素子６がオンとなるモード２では、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｆｚｄとの合算値と、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２との大小関係で電流経路が変化する。
【００８１】
各分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスを発生させないためには、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を非導通状態にすること、すなわち、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆと第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｆｚｄとの合算値を分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなるように、すなわち、Ｖｃｆ＋Ｖｆｚｄ≧Ｖｃｏ２とすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
【００８２】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→充放電コンデンサ９→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００８３】
また、定常状態において、各スイッチング素子５，６が共にオフとなるモード３においても、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆと第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｆｚｄの合算値と、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２との大小関係で電流経路が変化する。
【００８４】
各分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスを発生させないためには、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３を非導通状態にすること、すなわち、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆと第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｆｚｄとの合算値を分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなるように、すなわち、Ｖｃｆ＋Ｖｆｚｄ≧Ｖｃｏ２とすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
【００８５】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→ダイオード８→分圧コンデンサ１１→分圧コンデンサ１０
【００８６】
したがって、定常状態におけるモード２、モード３での不安定動作を防止するためには、充放電コンデンサ９の端子間電圧の最小値をＶｃｆ（ｍｉｎ）、分圧コンデンサ１１の端子間電圧の最大値Ｖｃｏ２（ｍａｘ）としたとき、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｆｚｄを、以下の関係を満たす値に設定すればよい。
【００８７】
Ｖｆｚｄ≧Ｖｃｏ２（ｍａｘ）−Ｖｃｆ（ｍｉｎ）
【００８８】
また、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を具備していない場合には、通常動作時における定常状態において、充放電コンデンサ９が充放電を繰り返す過程で、充放電コンデンサ９の正極側端子の電位が分圧コンデンサ１０，１１の接続点の電位より低くなると、第２の電圧均等化用ダイオード１５を介して分圧コンデンサ１０から電流が流れ、分圧コンデンサ１０が放電されることとなり、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１が分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２よりも大きくなり、分圧コンデンサ１０と分圧コンデンサ１１との間の電圧アンバランスが生じて、動作が不安定になる。
【００８９】
そこで、第２の電圧均等化用ダイオード１５と逆直列に第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を挿入し、これによって、スイッチング素子５，６の制御停止状態において入力電圧急低下が発生した場合の分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保しつつ、定常状態において充放電コンデンサ９の負極側端子の電位が分圧コンデンサ１０，１１の接続点の電位より低くなることを防止することにより、分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保するようにしている。以下、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を設けた場合の作用、効果について説明する。
【００９０】
まず、各スイッチング素子５，６の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合について説明する。
【００９１】
各スイッチング素子５，６が制御停止状態のときは、各スイッチング素子５，６は共にオフであり、このとき入力電圧急低下が発生すると、図６に示すように、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６が導通して下記の経路で電流が流れることにより、分圧コンデンサ１０の電荷が充放電コンデンサ９に移動して、充放電コンデンサ９が充電される。
【００９２】
分圧コンデンサ１０→第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６→第２の電流制限抵抗１７→第２の電圧均等化用ダイオード１５→充放電コンデンサ９→スイッチング素子６→リアクトル２→ＶＬ端子→Ｖｃｏｍ端子
【００９３】
これにより、平滑コンデンサ４の電圧は、互いに並列接続された充放電コンデンサ９と分圧コンデンサ１０との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ１１とに分圧されて印加されることになる。
【００９４】
ここで、充放電コンデンサ９のキャパシタンス値Ｃｆ、分圧コンデンサ１０のキャパシタンス値Ｃｏ１、分圧コンデンサ１１のキャパシタンス値Ｃｏ２の関係がＣｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２を満たし、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６の降伏電圧をＶｈｚｄとしたとき、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１、分圧コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃｏ２、および充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆ、ダイオード７の逆方向電圧Ｖｄ１、ダイオード８の逆方向電圧Ｖｄ２の関係は、以下のようになる。
【００９５】
Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒Ｖｏｕｔ／２
Ｖｃｏｌ≒Ｖｃｆ＋Ｖｄｓ１
Ｖｄ１≒Ｖｃｆ−Ｖｄｓ２
Ｖｄ２≒Ｖｃｏ２＋Ｖｈｚｄ≒Ｖｃｏ１＋Ｖｈｚｄ≒Ｖｃｆ＋Ｖｄｓ１＋Ｖｈｚｄ
【００９６】
つまり、第２の電圧均等化用ダイオード１５と逆直列に第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を挿入した構成としても、各スイッチング素子５，６が制御停止状態で、これら各スイッチング素子５，６が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合には、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６が導通することで、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１のアンバランスを無くすことができ、ダイオード８の逆方向電圧Ｖｄ２を出力電圧Ｖｏｕｔの略１／２とすることができる。
【００９７】
つぎに、各スイッチング素子５，６がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている定常状態の場合について説明する。
【００９８】
まず、定常状態において、スイッチング素子５がオン、スイッチング素子６がオフとなるモード１では、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｈｚｄとの合算値と、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆとの大小関係で電流経路が変化する。
【００９９】
各分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスを発生させないためには、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を非導通状態にすること、すなわち、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｈｚｄとの合算値を充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆよりも大きくなるように、すなわち、Ｖｃｏ１＋Ｖｈｚｄ≧Ｖｃｆとすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
【０１００】
直流電源１→リアクトル２→ダイオード７→充放電コンデンサ９→スイッチング素子５
【０１０１】
また、定常状態において、各スイッチング素子５，６が共にオンとなるモード４においても、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｈｚｄとの合算値と、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆとの大小関係で電流経路が変化する。
【０１０２】
各分圧コンデンサ１０，１１の電圧アンバランスを発生させないためには、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６を非導通状態にすること、すなわち、分圧コンデンサ１０の端子間電圧Ｖｃｏ１および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１３の降伏電圧Ｖｈｚｄとの合算値を充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆよりも大きくなるように、すなわち、Ｖｃｏ１＋Ｖｈｚｄ≧Ｖｃｆとすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
【０１０３】
直流電源１→リアクトル２→スイッチング素子６→スイッチング素子５
【０１０４】
したがって、定常状態におけるモード１、モード４での不安定動作を防止するためには、充放電コンデンサ９の端子間電圧の最大値をＶｃｆ（ｍａｘ）、分圧平滑コンデンサ１０の端子間電圧の最小値Ｖｃｏ１（ｍｉｎ）としたとき、第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６の降伏電圧Ｖｈｚｄを、以下の関係を満たす値に設定すればよい。
【０１０５】
Ｖｈｚｄ≧Ｖｃｆ（ｍａｘ）−Ｖｃｏ１（ｍｉｎ）
【０１０６】
このように、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、定常状態／制御停止状態によらず、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサ９および各分圧コンデンサ１０，１１のみならず、直流電圧変換部３を構成するスイッチング素子５，６やダイオード７，８等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができる。
【０１０７】
ここで、第１の電流制限抵抗１４および第２の電流制限抵抗１７を備えることによる効果、作用について説明する。
【０１０８】
上述したように、第１の電圧均等化用ダイオード１２および第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３と直列に第１の電流制限抵抗１４を接続することにより、第１の電圧均等化用ダイオード１２および第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３に流れる電流が制限される。
【０１０９】
また、第２の電圧均等化用ダイオード１５および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６と直列に第２の電流制限抵抗１７を接続することにより、第２の電圧均等化用ダイオード１５および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６に流れる電流が制限される。
【０１１０】
このような構成とすることにより、定常状態におけるスイッチング素子５，６のオンオフ制御時や、定常状態から制御停止状態への移行時、あるいは直流電源１の急激な低下等の発生時等における瞬時的な過渡電流が第１の電圧均等化用ダイオード１２、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード１３、第２の電圧均等化用ダイオード１５、および第２の電圧均等化用ツェナーダイオード１６に流れるのを抑制することができ、本実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の信頼性を向上させることが可能となる。
【０１１１】
図９は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を負荷に接続した例を示す図である。実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に接続される負荷としては、例えば、直流負荷であってもよいし、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の後段に単相インバータを介して単相交流電力を供給される単相交流負荷であってもよい。あるいは、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の後段に三相インバータを介して三相交流電力を供給される三相交流負荷であってもよい。
【０１１２】
また、上述した実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、単相または三相の電力系統に連系するＤＣ／ＤＣ電力変換装置としても使用できる。図１０は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を単相または三相の電力系統に連系した例を示す図である。
【０１１３】
このような構成の代表的な使用例としては、例えば、太陽光発電システム用パワーコンディショナ内に組み込まれるＤＣ／ＤＣ電力変換装置が考えられる。太陽光発電システム用パワーコンディショナに実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を用いた場合、直流電源１として複数の太陽電池モジュールが直列接続された太陽電池ストリングや、太陽電池ストリングが並列接続された太陽電池アレイが接続され、インバータを介して電力系統に連系される。
【０１１４】
従来構成では、直流電圧変換部の各構成素子や、充放電コンデンサおよび平滑コンデンサを構成する分圧コンデンサ等の耐圧を、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の最大出力電圧を考慮した耐圧値とする必要があるため、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔ共に高電圧となる太陽光発電システム用パワーコンディショナ内に組み込まれるＤＣ／ＤＣ電力変換装置として適用する場合には、コストや効率に与える影響が大きい。
【０１１５】
本実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、上述したように、定常状態／制御停止状態によらず、充放電コンデンサ９の端子間電圧Ｖｃｆおよび各分圧コンデンサ１０，１１の端子間電圧Ｖｃｏ２，Ｖｃｏ１に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサ９および各分圧コンデンサ１０，１１のみならず、直流電圧変換部３を構成するスイッチング素子５，６やダイオード７，８等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができる。
【０１１６】
また、太陽光発電システムの場合、急に太陽が雲に隠れて日が翳ってしまうなどにより、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の入力電圧がゼロまたはゼロ付近まで大きく低下する状況が頻繁にあり得る。これも含めて、本実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、太陽光発電用パワーコンディショナに用いて好適である。
【０１１７】
以上説明したように、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナによれば、直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、このスイッチング素子のオン／オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、この充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、この直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサを具備した構成において、充放電コンデンサの負極側端子から各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す第１の電圧均等化用ダイオードと、この第１の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第１の電圧均等化用ツェナーダイオードと、各分圧コンデンサの相互の接続点から充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す第２の電圧均等化用ダイオードと、この第２の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第２の電圧均等化用ツェナーダイオードとを備えることにより、定常状態／制御停止状態によらず、充放電コンデンサの端子間電圧および各分圧コンデンサの端子間電圧に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサおよび各分圧コンデンサのみならず、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオード等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システムを得ることができる。
【０１１８】
また、第１の電圧均等化用ダイオードおよび第１の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第１の電流制限抵抗、および、第２の電圧均等化用ダイオードおよび第２の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第２の電流制限抵抗を備えることにより、定常状態におけるスイッチング素子のオンオフ制御時や、定常状態から制御停止状態への移行時、あるいは直流電源の急激な低下等の発生時等における瞬時的な過渡電流が第１の電圧均等化用ダイオード、第１の電圧均等化用ツェナーダイオード、第２の電圧均等化用ダイオード、および第２の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れるのを抑制することができ、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナの信頼性を向上させることが可能となる。
【０１１９】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１２０】
１  直流電源、２  リアクトル、３  直流電圧変換部、４  平滑コンデンサ、５，６  スイッチング素子、７，８  ダイオード、９  充放電コンデンサ、１０，１１  分圧コンデンサ、１２  第１の電圧均等化用ダイオード、１３  第１の電圧均等化用ツェナーダイオード、１４  第１の電流制限抵抗、１５  第２の電圧均等化用ダイオード、１６  第２の電圧均等化用ツェナーダイオード、１７  第２の電流制限抵抗。
【図１】
2014036491.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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