(57)【要約】      （修正有）【課題】エンコーダおよびプリコーダのヘテロジニアス配置を、マルチホップ通信ネットワークに提供する。【解決手段】ソースノードで符号化を適用し、リレーノードでプリコーディングを適用する。前記符号化および前記プリコーディングはヘテロジニアスであり、前記符号化および前記プリコーディングは、組合せにおいて、準直交時空間ブロック符号である。エンコーダおよびプリコーダの正味の影響は、宛先ノードに、前記準直交時空間ブロック符号化された伝送が提示される。【選択図】図３ａ
2014030176.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数アンテナソースノードから、複数アンテナリレーノードを経由して、複数アンテナ宛先ノードへ信号を送信する方法であって、
前記方法は、前記ソースノードで符号化を適用し、前記リレーノードでプリコーディングを適用することを具備し、前記符号化および前記プリコーディングはヘテロジニアスであり、前記符号化および前記プリコーディングは、組合せにおいて、準直交時空間ブロック符号である方法。
【請求項２】
前記符号化および前記プリコーディングのうちの１つは、疑似直交である第１時空間符号化を具備する請求項１の方法。
【請求項３】
前記符号化および前記プリコーディングの他方は、ディレイアンドフォワード（delay-and-forward）符号化である第２時空間符号化を具備する請求項２の方法。
【請求項４】
前記第２時空間符号化は、群巡回遅延符号（group cyclic delay code）を具備する請求項３の方法。
【請求項５】
前記ソースノードは２本のアンテナを具備し、前記ソースノードで適用される前記符号化はＡｌａｍｏｕｔｉ符号化を具備し、前記リレーノードでの前記プリコーディングは群巡回遅延符号を具備する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記ソースノードは２本よりも多いアンテナを具備し、前記ソースノードで適用される前記符号化は準直交時空間符号を具備し、前記リレーノードで適用される前記プリコーディングは群巡回遅延符号を具備する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記符号化は、第１変換により非符号化信号の第１部分、および、第２変換により前記非符号化信号の第２部分を変換することを具備する請求項６の方法。
【請求項８】
前記第２変換は、対称として前記第１変換に関係する請求項７の方法。
【請求項９】
前記第１変換および前記第２変換は、各アンテナで異なる符号化を適用するように関連付けられる請求項７または請求項８の方法。
【請求項１０】
前記第１変換および前記第２変換は、巡回遅延符号をそれぞれ定義する請求項７から請求項９のいずれか１項の方法。
【請求項１１】
複数アンテナソースノード、複数アンテナリレーノードおよび複数アンテナ宛先ノードを具備し、
前記ソースノードは、前記リレーノードを経由して前記宛先ノードに信号を送信し、
前記ソースノードは、前記信号に符号化を適用するエンコーダを具備し、前記リレーノードは、前記リレーノードでプリコーディングを適用するプリコーダを具備し、前記符号化および前記プリコーディングはヘテロジニアスであり、前記符号化および前記プリコーディングの正味の影響は、準直交時空間ブロック符号を前記信号に適用することである通信ネットワーク。
【請求項１２】
前記符号化および前記プリコーディングのうちの１つは、疑似直交である第１時空間符号化を具備する請求項１１のネットワーク。
【請求項１３】
前記符号化および前記プリコーディングの他方は、ディレイアンドフォワード（delay-and-forward）符号化である第２時空間符号化を具備する請求項１２のネットワーク。
【請求項１４】
前記第２時空間符号化は、群巡回遅延符号（group cyclic delay code）を具備する請求項１３のネットワーク。
【請求項１５】
前記ソースノードは２本のアンテナを具備し、前記エンコーダは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化を適用し、前記リレーノードでの前記プリコーダは、群巡回遅延符号を適用する請求項１１から請求項１４のいずれか１項に記載のネットワーク。
【請求項１６】
前記ソースノードは２本よりも多いアンテナを具備し、前記エンコーダは準直交時空間符号を適用し、前記リレーノードでの前記プリコーダは、群巡回遅延符号を具備する請求項１１から請求項１４のいずれか１項に記載のネットワーク。
【請求項１７】
前記エンコーダは、第１変換により非符号化信号の第１部分、および、第２変換により前記非符号化信号の第２部分を変換する請求項１６のネットワーク。
【請求項１８】
前記第２変換は、対称として前記第１変換に関係する請求項１７のネットワーク。
【請求項１９】
前記第１変換および前記第２変換は、各アンテナで異なる符号化を適用するように関連付けられる請求項１７または請求項１８のネットワーク。
【請求項２０】
前記第１変換および前記第２変換は、巡回遅延符号をそれぞれ定義する請求項１７から請求項１９のいずれか１項のネットワーク。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
ここに記述される実施形態は、ＭＩＭＯ通信のリレーに関し、特にそのような通信内の信号の符号化に関する。
【０００２】
この出願は、２０１２年５月３日に出願された、英国特許出願第１２０７８０６．９号に基づいて優先権の利益を主張し、全体が参照されることによりここに組み込まれる。
【背景技術】
【０００３】
ＭＩＭＯ（多入力多出力）通信は、かなりのあいだ発展途上にある。しかし、これらは、二地点間基準で、すなわち宛先ＭＩＭＯノードと直接通信するソースＭＩＭＯノードとで一般的に配置されている。この通信技術が検証される間、ＭＩＭＯリレーネットワークの実装を考慮した配置、つまりソースノード、リレーノードおよび宛先ノードが複数アンテナを全て備えることができる配置を特定することが望ましい。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
【図１】図１は、開示の分野における従来の２ホップ（dual-hop）通信ネットワークを示す。
【図２ａ】図２ａは、ソースでのＯＳＴＢＣ符号化に関する図１のネットワークを示す。
【図２ｂ】図２ｂは、リレーでの分散ＯＳＴＢＣプリコーディングおよびソースでのホモジニアスＯＳＴＢＣ符号化に関する図１のネットワークを示す。
【図３ａ】図３ａは、第１の実施形態に従う、ソースおよびリレーのそれぞれにおける、ヘテロジニアス符号化およびプリコーディングに関する図１のネットワークを示す。
【図３ｂ】図３ｂは、第１の実施形態に従う、ソースおよびリレーのそれぞれにおける、ヘテロジニアス符号化およびプリコーディングに関する図１のネットワークを示す。
【図４】図４は、単一アンテナ宛先ノードでの、第１の実施形態の実装を示す。
【図５】図５は、図２ａ、図２ｂ、図３ａおよび図３ｂに示される構成の実装の比較例に関するビット誤り率のグラフを示す。
【図６】図６は、図２ａ、図２ｂ、図３ａおよび図３ｂに示される構成の更なる実装の比較例に関するビット誤り率のグラフを示す。
【図７】図７は、図３ａまたは図３ｂに示される構成のソースノードの概略図を示す。
【図８】図８は、図３ａまたは図３ｂに示される構成のリレーノードの概略図を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００５】
ここに記述される実施形態は、複数アンテナソースノードから、複数アンテナリレーノードを経由して、複数アンテナ宛先ノードへ信号を送信する方法を提供し、前記方法は、前記ソースノードで符号化を適用し、前記リレーノードでプリコーディングを適用することを具備し、前記符号化および前記プリコーディングはヘテロジニアスであり、前記符号化および前記プリコーディングは、組合せにおいて、準直交時空間ブロック符号である。
【０００６】
符号化およびプリコーディングの１つは、準直交である第１時空間符号化を具備してもよい。  
符号化およびプリコーディングの他方は、ディレイアンドフォワード符号化（delay-and-forward coding）を具備してもよい。第２時空間符号化は、群巡回遅延符号（group cyclic delay code）を具備してもよい。
【０００７】
ソースノードは、２本のアンテナを具備してもよく、ソースノードで適用される符号化は、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化を具備し、リレーノードでのプリコーディングは、群巡回遅延符号を具備する。ソースノードは２本よりも多いアンテナを具備してもよく、ソースノードで適用される符号化は、準直交時空間符号を具備し、リレーノードにおいて適用されるプリコーディングは、群巡回遅延符号を具備する。エンコーダは、非符号化情報と符号化情報との間のブロック対角行列関係を具備し、ブロック対角行列関係は、第１正方行列の一連のインスタンス、および第２正方行列の一連のインスタンスから構成される。第２行列は第１行列の転置でもよい。ブロック対角行列関係は、各アンテナで異なる符号化を適用するように定義されてもよい。第１正方行列および第２正方行列は、巡回遅延符号をそれぞれ定義してもよい。
【０００８】
ここに記述される別の実施形態は、複数アンテナソースノード、複数アンテナリレーノードおよび複数アンテナ宛先ノードを具備し、前記ソースノードは、前記リレーノードを経由して前記宛先ノードに信号を送信し、前記ソースノードは、前記信号に符号化を適用するエンコーダを具備し、前記リレーノードは、前記リレーノードでプリコーディングを適用するプリコーダを具備し、前記符号化および前記プリコーディングはヘテロジニアスであり、前記符号化および前記プリコーディングのネット影響は、準直交時空間ブロック符号を前記信号に適用することである通信ネットワークを提供する。
【０００９】
以下の記述への背景として、図１は２ホップＮＳ×ＮＲ×ＮＤのＭＩＭＯリレーネットワークを示す。ここで、ＮＳ、ＮＲおよびＮＤは、ソース、リレーおよび宛先アンテナの数を表わす。以下でさらに詳細に示されるように、２ホップ配置はここに開示され意図される配置の１つに過ぎないことが理解される。２ホップ配置は、簡単のためにここに図示される。
【００１０】
低コスト、低複雑性および低消費電力のある既存の特性を維持することは、ネットワークへリレーを導入する際に望ましい。少なくとも、リレーを導入する技術的コストは、そのような利益より重要であるべきではない。
【００１１】
このコンテキストでは、固定利得増幅および転送（amplify-and-forward：ＡＦ）リレースキームが適切である。図１は、ＮＲ個の共同設置アンテナ（co-located antennas）を備える単一リレーノードの代わりに、ＮＲ個の単一アンテナリレーを描写することは読み手に理解されるだろう。記述された実施形態では、リレーアンテナ間の結合信号処理が要求されないので、この描写が提供されうる。従って、これに照らして、読み手に理解されるように、ＮＲ個の空間的に分離した単一アンテナリレーを採用する記述された実施形態と、ＮＲの共同設置アンテナを備える単一リレーノードを採用する実施形態の間の運用上の差はない。
【００１２】
２ホップＮＳ×ＮＲ×ＮＤのＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークについて２つの既存のリレー技術、および２ホップ１×ＮＲ×１ ＡＦリレーネットワークについてある既存の分散した巡回遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ）技術がここに要約される。
【００１３】
２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおける各リレーアンテナの受信信号の独立信号処理について、最も単純なＳｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦスキームは、ソースで符号化し、かつリレーでプリコーディングしない直交時空間ブロック符号（ＯＳＴＢＣ）符号化を用いる。図２（ａ）はＳｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦスキームを示し、各リレーアンテナは、固定利得でその受信信号を単に増幅して転送する。
【００１４】
図２（ｂ）は、カスケードされたＯＳＴＢＣスキームとして知られる２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに関する別のスキームを示す。カスケードされたＯＳＴＢＣスキームでは、ＯＳＴＢＣ符号化はソースで行なわれ、分散ＯＳＴＢＣプリコーディングは、リレーで行なわれる。ソースでのＯＳＴＢＣおよびリレーでの分散ＯＳＴＢＣはホモジニアスである。さらに、カスケードされ分散されるやり方で特定のＯＳＴＢＣを構築するために、ソースでのＯＳＴＢＣ符号化スキームおよびリレーでの分散ＯＳＴＢＣプリコーディングスキームを一緒に設計する必要がある。
【００１５】
分散したＣＤＤスキームは、２ホップ１×ＮＲ×１ＡＦリレーネットワークに採用されうる。そこでは、各リレーは、その受信信号のランダム巡回遅延バージョンを増幅して転送する。宛先ノードで明らかなように、これは擬似時間分散（artificial time-dispersive）チャネル（または周波数選択性フェージングチャネル）を作る。この分散したＣＤＤスキームを用いることは、（人工ＩＳＩをもたらす）等価チャネルの周波数選択性を増加させることを犠牲にしてダイバーシチ利得を改善する。従って、線形周波数領域等化器（ＦＤＥ）は、周波数選択チャネルひずみに対抗し、かつダイバーシチ利得を抽出するために用いられる。判定フィードバック等化器および線形時間領域等化器のような線形ＦＤＥの代わりに、代替となる等化器を用いることができることに留意する。
【００１６】
Ｓｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦアプローチにおいて、プリコーディングがリレーで行なわれないので、ソースアンテナからの送信信号はすべてのリレーアンテナを通過し、非直交なやり方で各宛先アンテナで合計される。これはダイバーシチおよび／または符号化利得における損失をもたらす。
【００１７】
図２（ｂ）に関して上述されたカスケードされたＯＳＴＢＣスキームでは、ソースでのエンコーダおよびリレーでの分散プリコーダは、ホモジニアスＯＳＴＢＣである。これは、カスケードされ分散されるやり方で特定のＯＳＴＢＣを構築するために、エンコーダおよび分散プリコーダを一緒に設計しなければならないことを意味する。しかし、２×２×ＮＤのＭＩＭＯ ＡＦリレーネットワークに関するカスケードされたＯＳＴＢＣスキームのように、フルレートでフルダイバーシチ４×４の実（real）ＯＳＴＢＣを形成するために、分散ＯＳＴＢＣプリコーダとソースでのＯＳＴＢＣエンコーダを含む構成が示される場合、ソースおよびリレーアンテナの数が増加するにつれて、二地点間のＭＩＭＯシステムについて元から設計されている既存の複素（complex）ＳＴＢＣを用いて、カスケードされ分散されるやり方において、複素カスケードＳＴＢＣを構築することが可能であるとは限らない。例えば、Ｎｓ＝２およびＮＲ＝３のとき、カスケードされ分散されるやり方において、１／２レート、フルダイバーシチ８×１６の複素ＯＳＴＢＣを構築することはできない。
【００１８】
従って、カスケードされたＯＳＴＢＣスキームの実例はほとんどなく、カスケードされたＯＳＴＢＣスキームは、ソースおよびリレーアンテナの任意数を備える一般化された２ホップＭＩＭＯ ＡＦリレーネットワークまで拡張することができないことを意味する。
【００１９】
ここに示される実施形態は、一般化された準直交時空間リレーコード（ＱＳＴＲＣ）設計を用い、ソースでのエンコーダおよびリレーでのプリコーダは、ヘテロジニアス（すなわち、時空間符号の２つの異なるタイプ）でありうる。
【００２０】
ここに記述される実施形態は、（ソースでの）ヘテロジニアスエンコーダおよび（リレーでの）分散プリコーダについて説明する。エンコーダおよび分散プリコーダ設計を一般化することができる限り、ヘテロジニアスエンコーダおよび分散プリコーダをカスケードにすることは、任意のＮＳおよびＮＲを備える２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおいても一般化可能な、（特定というよりは）フレキシブルな複素ＱＳＴＲＣの新しいクラスをもたらす。ここに記述される実施形態は、ＱＳＴＲＣ設計の実例を提供する−すなわち、ソースがＯＳＴＢＣをそのエンコーダとして用いて、リレーが分散プリコーダとして群巡回遅延符号（ＣＤＣ）を用いるディレイアンドフォワード（delay-and-forward：ＤＬＦ）スキームである（それらは以下でＤＬＦ−Ｉスキームと呼ばれる）。  
別の実施形態では、群ＣＤＣは、ソースで用いられ、分散ＯＳＴＢＣは、リレーで用いられうる。それはＤＬＦ−ＩＩスキームと呼ばれる。
【００２１】
上述した分散ＣＤＤスキームは、特定の１×ＮＲ×１の２ホップＭＩＭＯリレーネットワークにおいて採用される。この分散スキームにおいて、ランダムな巡回遅延を有するブロックに基づくＣＤＣは、宛先で理解される人工の周波数選択性フェージングチャネルを作ることを経て、協調的なダイバーシチ利得を達成するために、各リレーでプリコーダ行列として用いられる。宛先はその後、データシンボルを復元するために線形ＦＤＥを用いる。そのような分散ＣＤＤスキームは、ダイバーシチ改善による性能向上から恩恵を得る場合があるが、理想的でない等化による残差ＩＳＩのために性能低下に被る場合もある。
【００２２】
従ってここに記述される実施形態は、分散プリコーダ行列としてサブブロックに基づくＣＤＣを提示する。各サブブロックは、同じリレーについて異なる巡回遅延があってもよい。リレーでそのような分散プリコーダ行列を用いる目的は、宛先で理解されるフレキシブルなＱＳＴＲＣの新しいクラスを構築することであり、宛先は、データシンボルを復号するために最大尤推定法検出（ＭＬＤ）を用いることができる。さらに、以下に記述されるＤＬＦ技術は、優れたダイバーシチ利得をもたらしつつ、符号化利得を改善する。
【００２３】
実施形態は、ソース、リレーおよび宛先アンテナ（それぞれＮ、ＭおよびＮＤとして示される）任意数に一般化することができる２ホップＮ×Ｍ×ＮＤ ＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークのために、一般化された準直交時空間リレー符号（ＱＳＴＲＣ）を設計する方法を提供する。
【００２４】
ソースでのエンコーダ設計およびリレーでのプリコーディング設計は、ソースでの符号化スキームとリレーでのプリコーディングスキームとが、２つの異なる符号のタイプを用いてもよいという意味で、ヘテロジニアスであってもよい。
【００２５】
ソースでのエンコーダは、直交、または準直交時空間符号（ＯＳＴＢＣ）ｘｊ（ｊ＝１，…，Ｎ）であってもよいし、リレーでのプリコーダは、
【数１】
2014030176.tif 000003
【００２６】
で与えられるブロック対角行列であってもよい。ここで、
【数２】
2014030176.tif 000004
【００２７】
であり、サブ行列ＡｉおよびＢｉは、両方ともＭ×Ｍの正方行列である。
【００２８】
別の実施形態では、リレーでのプリコーダは、分散した直交または準直交時空間符号ｘｊ（ｊ＝１,…,Ｍ）であってもよく、ソースアンテナでのエンコーダは、
【数３】
2014030176.tif 000005
【００２９】
で与えられたブロック対角行列であってもよい。ここで、
【数４】
2014030176.tif 000006
【００３０】
であり、サブ行列ＡｉおよびＢｉは、両方ともＮ×Ｎの正方行列である。
【００３１】
上述した実施形態のうちのどれにおいても、サブ行列Ａｉは、Ｂｉの転置であってもよいし、その逆でもよい。つまり
【数５】
2014030176.tif 000007
【００３２】
Ａ１およびＢ１は、共に単位行列でもよい、つまり、Ａ１＝Ｂ１＝Ｉであり、全てのｉについてＡｉは、相互に交換可能な行列であり、つまりＢｉは、
【数６】
2014030176.tif 000008
【００３３】
である。
【００３４】
ここで、Ｐｉがリレーで用いられるときｉ，ｍ＝１，…，Ｍであり、Ｐｉがソースで用いられるときｉ，ｍ＝１，…，Ｎである。
【００３５】
Ｐｉは、各リレーまたはソースアンテナで異なってもよく、つまり
【数７】
2014030176.tif 000009
【００３６】
サブ行列ＡｉおよびＢｉは、Ａｉ＝ＪｉおよびＢｉ＝Ｊ−ｉによって与えられる巡回遅延符号でもよい。
【００３７】
ここでＪｉ（Ｊ−ｉ）は、ｉの要素によって巡回的に下へ（上へ）単位行列Ｉをシフトすることにより得られた正方循環行列である。
【００３８】
ＱＳＴＲＣ設計の適用は、３ホップ １×Ｎ×Ｍ×ＮＤ ＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに拡張されてもよい。  
ＱＳＴＲＣ設計の適用は、２ウェイリレー通信を用いて、２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに拡張されてもよい。  
ＱＳＴＲＣ設計の適用は、従来の単一ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣシステムにおいて採用されてもよい。
【００３９】
実施形態に従って、２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに関する一般化されたプレコードアンドフォワード（generalized precode-and-forward:ＧＰＦ）スキームは、図３（ａ）および図３（ｂ）に示される。図３（ａ）はＧＰＦ−Ｉスキームを示す。ＧＰＦ−Ｉスキームでは、ソースでのＯＳＴＢＣエンコーダおよびリレーでの（直交または非直交になりえる）一般化された分散プリコーダは、（宛先で理解される）フレキシブルなＱＳＴＢＣが、カスケードされ分散されるやり方で構築されうるような、ヘテロジニアス符号である。従って、ＧＰＦスキームは、２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ  ＡＦリレーネットワークには良く適合し、ソースおよびリレーアンテナの任意数まで拡張することができる。図３（ｂ）は、ソースでの一般化されたエンコーダおよびリレーでの分散ＯＳＴＢＣプリコーダを備えるＧＰＦ−ＩＩスキームを示す。読み手は、ＧＰＦ−ＩＩスキームが、ヘテロジニアスソースエンコーダ設計およびリレープリコーダ設計の同じ概念を用いるＧＰＦ−Ｉスキームに由来しうることを理解するだろう。従って、この開示の残りは、ＧＰＦ−Ｉスキームの記述を提供することに着目する。
【００４０】
１．ＧＰＦスキーム  
図４は、ソース、リレーおよび宛先アンテナがそれぞれＮＳ＝Ｎ、ＮＲ＝ＭおよびＮＤ＝１である２ホップＮ×Ｍ×１ ＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ  ＡＦリレーネットワークのシステムモデルを示す。２以上の宛先アンテナがある場合、最大比率合成、および最大尤推定復号または適切な代替復号処理は、データシンボルを復号するために宛先で用いることができ、ＮＤは、ソースでのエンコーダ設計およびリレーでの分散プリコーダに影響しない。それゆえ、ＮＤ＝１が便宜上ここで仮定される。
【００４１】
図４におけるＧＰＦスキームに関して、ｊ番目（ｊ＝１，…,Ｎ）のソースアンテナは、ＯＳＴＢＣ行列のｊ番目の列、すなわちＸ＝［ｘ１，…, ｘＮ］であるその直交時空間符号信号ｘｊを送信する。  
２本のソースアンテナ（Ｎ＝２）があり、およびフルレートＡｌａｍｏｕｔｉ  ＯＳＴＢＣがソースで採用される場合、
【数８】
2014030176.tif 000010
【００４２】
であり、ここでｓ１およびｓ２は共に、
【数９】
2014030176.tif 000011
【００４３】
によって与えられるＭタプルである。
【００４４】
２本よりも多くのソースアンテナ（Ｎ＞２）がある場合、一般化された１／２レートの複素ＯＳＴＢＣが、ソースで採用されうる。従って、Ｎ本のアンテナソースで用いられるＯＳＴＢＣ行列は、２Ｋ×Ｎ行列（Ｋ≧Ｎ）であり、
【数１０】
2014030176.tif 000012
【００４５】
として表現できる。ここで、各ｓｋ（ｋ＝１,…,Ｋ）は、
【数１１】
2014030176.tif 000013
【００４６】
によって与えられるＭタプルである。
【００４７】
図４に示されるように、第１ホップでの、ｊ番目（ｊ＝１,…,Ｎ）のソースアンテナからｉ番目（ｉ＝１,…,Ｍ）のリレーアンテナまでのチャネルは、ｆｊｉで表される。それゆえ、ｉ番目（ｉ＝１,…,Ｍ）のリレーアンテナでの受信信号は、
【数１２】
2014030176.tif 000014
【００４８】
ここで、ｎｉはｉ番目のリレーでの受信ノイズベクトルである。
【００４９】
Ｐｉは、ｉ番目のリレーで用いられる一般化された分散プリコーダ行列を示し、αは固定のまたは可変の増幅利得を示し、ｉ番目のリレーでの送信信号は、
【数１３】
2014030176.tif 000015
【００５０】
である。
【００５１】
ここで、Ｃ（ｉ−１）Ｎ＋ｊ＝Ｐｉｘｊは、宛先で理解される新しい時空間リレー符号行列Ｃの（ｉ−１）Ｎ＋ｊ番目の列である。Ｍ個のリレーのそれぞれが、ソースからのＮ個の直交ＳＴＢＣ信号（すなわち、ｘ１，…，ｘＮ）を、そのプリコーダ行列Ｐｉでプレコードするので、新しい時空間リレー符号行列Ｃは、ＮＭ列を有する。すなわち、
【数１４】
2014030176.tif 000016
【００５２】
図４に示されるように、第２のホップでのｉ番目（ｉ＝１,…,Ｍ）のソースアンテナから宛先へのチャネルが、ｇｉで表される。ｎｄが宛先での受信ノイズベクトルを示す場合、宛先での受信信号は、
【数１５】
2014030176.tif 000017
【００５３】
となる。  
ここで、ｈ（ｉ−１）Ｎ＋ｊ＝αｆｊｉｇｉは、時空間リレー符号行列Ｃの（ｉ−１）Ｎ＋ｊ番目の列ｃ（ｉ−１）Ｎ＋ｊによって経験する（ｉ−１）Ｎ＋ｊ番目のＡＦリレーチャネルを示す。それゆえ、（３）における宛先での受信信号は
【数１６】
2014030176.tif 000018
【００５４】
として書き直すことができる。  
ここで、ｈ＝［ｈ１，…，ｈＮＭ］は、宛先で理解されるＡＦリレーチャネルベクトルであり、ｖ＝αＮｇ＋ｎｄは、宛先での全受信ノイズベクトルである。
【００５５】
式（４）は、ＡＦリレーチャネルｈの知識が与えられると、宛先は、時空間リレー符号行列Ｃについて、対応するＳＴＢＣデコーダを用いてソースから送信されたデータシンボルを復号できる。例えば、ＣがＯＳＴＢＣの場合、単線形結合（simple linear combining）ＳＴＢＣデコーダは宛先で用いることができる。ＣがＱＳＴＢＣのとき、最大尤推定検出（ＭＬＤ）は、宛先でのＳＴＢＣデコーダとして用いることができる。
【００５６】
ＧＰＦシステムモデルに基づく準直交時空間リレー符号（Orthogonal Space-Time Relaying Code）
記述された実施形態では、フルＮＭ列時空間リレー符号（ＳＴＲＣ）行列Ｃを提供し、直交ＳＴＲＣを構成することの制約を除去するために（上述したように、任意のＮおよびＭでのカスケードされたＯＳＴＢＣスキームを一般化することができるとは限らない）、フレキシブルな準直交ＳＴＲＣ（ＱＳＴＲＣ）設計が、２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに採用される。
【００５７】
この実施形態は、ｘｊおよびＰｉが、（時空間）符号の２つの異なるタイプであり得るという意味で、ヘテロジニアスのエンコーダ設計ｘｊおよび分散プリコーダ設計Ｐｉを採用する。ｘｊおよびＰｉのヘテロジニアス設計の利点は、２つの（時空間）符号ｘｊおよびＰｉが、任意のＮおよびＭの場合に一般化されうる限り、任意のＮおよびＭで結果ＳＴＲＣ行列Ｃを一般化することは簡単であるということである。
【００５８】
さらに、フルＮＭ列ＳＴＲＣ行列Ｃを提供するために、Ｃは、以下に記述される制約を満たすＱＳＴＢＣとして設計される。
【００５９】
Ｃのｊ番目のサブ行列は、
【数１７】
2014030176.tif 000019
【００６０】
で表される。ここで、
【数１８】
2014030176.tif 000020
【００６１】
は、Ｍ個のリレープリコーダ（Ｐ１，…，ＰＭ）を通過したｊ番目のソースアンテナ（ｘｊ）から宛先へのＭ個のＳＴＲＣ信号からなる。ＯＳＴＢＣエンコーダがソースで用いられると仮定すると、問題は次のように定式化される。
【数１９】
2014030176.tif 000021
【００６２】
２．分散プリコーダに関する設計基準  
１章に記述されるように、２×Ｍ×ＮＤの場合（Ｎ＝２）では、ソースはＡｌａｍｏｕｔｉ  ＯＳＴＢＣ信号を送信することができる。すなわち、
【数２０】
2014030176.tif 000022
【００６３】
であり、ここで、  
【数２１】
2014030176.tif 000023
【００６４】
は共にＭタプルである。  
２本よりも多い（Ｎ＞２）ソースアンテナがある場合、ソースは、（１）で与えられる一般化された１／２レートの複素ＯＳＴＢＣ行列を用いてＯＳＴＢＣ信号を送信する。ここで、全てのｋについて
【数２２】
2014030176.tif 000024
【００６５】
もＭタプルである。
【００６６】
問題定式化におけるＱＳＴＲＣ設計基準を満たすために、導出結果は、分散プリコーダＰｉが、
【数２３】
2014030176.tif 000025
【００６７】
で与えられたブロック対角行列であるべきことを示す。
【００６８】
ここで、ＡｉおよびＢｉは、共にＭ×Ｍ行列である。Ａ１＝Ｂ１＝Ｉとすると、Ａｉは、Ｂｉの転置でなければならず（逆も同様）、全てのｉに関するＡｉ（Ｂｉ）は、相互に可換でなければならない。すなわち、
【数２４】
2014030176.tif 000026
【００６９】
さらに、次の基準もまた、フルＮＭ列ＳＴＲＣ行列Ｃを提供するために、満たされる必要がある。すなわち、
【数２５】
2014030176.tif 000027
【００７０】
２ホップ２×３×１および２×３×２のＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおける提案されたＤＬＦスキームの性能は、この章で示す。シミュレーションで考慮されるリレースキームは、表１にリスト化される。
【表１】
2014030176.tif 000028
【００７１】
表１では、ＤＳＴＢＣおよびＤＬＦ−ＩＩスキームが宛先で知られるように１／２レートＳＴＲＣである一方、Ｓｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦおよびＤＬＦ−Ｉスキームは、宛先で知られるようにフルレートＳＴＲＣをもたらす。従って、１６ＱＡＭは、Ｓｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦおよびＤＬＦ−ＩＩスキームと同じビットレート伝送を維持するために、ＤＳＴＢＣおよびＤＬＦ−ＩＩスキームにおいて用いられる。  
１／２レートの８×１６コンプレックスＯＳＴＢＣは、Ｎ＝２およびＭ＝３のとき、カスケードされ分散したやり方において構築することができないことに留意する。従って、カスケードされたＯＳＴＢＣスキームは、２×３×ＮＤの場合において適用できない。
【００７２】
図５は、２ホップ２×３×１のＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおいて、上述されたＤＬＦスキームのＢＥＲ性能のグラフを示す。ＤＬＦ−Ｉスキームは、０．０００１のＢＥＲで既存のＳｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦスキームよりも５ｄＢの性能向上を提供することが理解できる。さらに、ＤＬＦ−ＩＩスキームもまた、０．０００１のＢＥＲでＤＳＴＢＣスキームよりも２ｄＢの性能向上をもたらす。
【００７３】
図６は、２ホップ２×３×２のＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおいて記述されたＤＬＦスキームのＢＥＲ性能のグラフを示す。ＤＬＦ−Ｉスキームは、０．０００１のＢＥＲで既存のＳｔｒａｉｇｈｔ−ＡＦスキームよりも２ｄＢの性能向上を提供することが理解できる。さらに、ＤＬＦ−ＩＩスキームもまた、０．０００１のＢＥＲでＤＳＴＢＣスキームよりも２ｄＢの性能向上をもたらす。
【００７４】
図５および６の両方ともに、提案されたＱＳＴＲＣ設計に基づいて、記述されたＤＬＦスキームが、既存のスキームよりも（２ｄＢから５ｄＢの範囲で）有意な性能向上を提供することができることを示す。既存のスキームに関する有意な性能向上とは別に、ここに記述されるＤＬＦスキームのいくつかの実施形態は、次の長所を有する。
【００７５】
・ＱＳＴＲＣ設計（提案されたＤＬＦスキームを含む）は、２ホップＮ×Ｍ×ＮＤのＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークにおいて任意のＮおよびＭで一般化できる。
【００７６】
・ＧＰＦスキームは、３つのホップ１×Ｎ×Ｍ×ＮＤのＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに採用することができる。
【００７７】
・ＱＳＴＲＣスキームは、双方向通信を備える２ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣ ＡＦリレーネットワークに採用することができる。
【００７８】
・ＱＳＴＲＣ設計は、従来の単一ホップＭＩＭＯ−ＳＴＢＣシステムに採用することができる。
【００７９】
実例は、上に提示された配置に従ってディレイアンドフォワード（ＤＬＦ）スキームを採用する、分散プリコーダ設計について記述される。このＤＬＦスキームは、任意のＮおよびＭについて一般化されうる。群巡回遅延符号（ＣＤＣ）がリレーでの分散プリコーダとして用いられるので、それはＤＬＦスキームとここで呼ばれる。ＤＬＦスキームでは、式（５）−（７）を満たす分散プリコーダ設計Ｐｉを得ることは、ＡｉおよびＢｉを
【数２６】
2014030176.tif 000029
【００８０】
として設計することにより実現される。ここで
【数２７】
2014030176.tif 000030
【００８１】
は、ｉ要素によってＩＭを周期的に下へ（上へ）移動することにより得られるＭ×Ｍ循環行列である。循環行列が変化するので、式（６）の基準が満たされる。Ａｉが全てのｉについて循環する場合、式（６）における基準が満たされることが当業者によって理解される。従って実施形態は、式（８）において与えられる設計に制限されない。
【００８２】
例えば、Ｎ＝２およびＭ＝３のとき、ソースは２つのＯＳＴＢＣ信号を送信する、すなわち、
【数２８】
2014030176.tif 000031
【００８３】
ここで、
【数２９】
2014030176.tif 000032
【００８４】
式（８）におけるＤＬＦスキームを用いると、リレーでのプリコーダ行列は
【数３０】
2014030176.tif 000033
【００８５】
である。
【００８６】
それゆえ、結果ＱＳＴＲＣ行列は、
【数３１】
2014030176.tif 000034
【００８７】
である。
【００８８】
式（９）から、読み手は、［ｃ１ ｃ３ ｃ５］の各列は、［ｃ２ ｃ４ ｃ６］の各列に直交するが、［ｃ１ ｃ３ ｃ５］内の列は、相互に直交しないし、［ｃ２ ｃ４ ｃ６］内の列も相互に直交しないことに留意する。宛先では、ＭＬＤはデータシンボルを復号するために用いることができる。
【００８９】
図７および８は、読み手に、上記の実施形態が実際に実装されうるやり方のアプリケーションを提供する。  
図７は、信号ソースノード１０として構成される通信ノードを示し、エンコーダ１４に伝送のための信号を転送する信号源１２と、その後、複数のアンテナ１８のそれぞれ１つでのＲＦ無線放射をそれぞれ生成する複数のＲＦドライバ１６を有する。  
信号源１２は様々な異なる手段として実装されうることが理解できる。特定例は、オーディオ／ビデオ信号発生器、コンピュータアプリケーションを含む。  
また、実際、他の中間信号処理段が提供されてもよいことが理解されるが、これらは明瞭さの理由で省略される。
【００９０】
同様の設備は、図８に示されるようなリレーノード２０でなされる。この構成では、リレーノード２０は、他のリレーノードの他のプリコーダ要素と一緒に、上述したようなプリコーダを組成するプリコーダ要素２２を含む。プリコーダ要素２２は、アンテナ２６で受信し、ＲＦドライバ２４によって検出された信号について動作可能であり、アンテナ２６での放射のためにＲＦドライバへプレコードされた信号を渡す。
【００９１】
エンコーダ１４およびプリコーダ要素２２は、ハードウェア特定の目的によって実際に実装されてもよく、またはソフトウェアおよび／またはファームウェアによって構成された汎用ハードウェアで実装されてもよい。後者の配置が採用される場合、ソフトウェアは、コンピュータソフトウェア製品、すなわち、媒体上で具現化される内蔵型実行可能コンピュータプログラムか、ハードウェア上に存在する既存の機能性を保管するためのプラグインまたはアドオンを導入してもよい。
【００９２】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行なうことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
2014030176.tif 000037
【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
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