(57)【要約】【課題】モータの回転子が回転している状態であっても、回転子の初期磁極位置を容易に推定できるモータ制御装置および磁極位置推定方法を提供すること。【解決手段】実施形態に係るモータ制御装置は、電力変換部と、制御部とを備える。電力変換部は、突極性を有するモータに電力を供給する。制御部は、電流指令とモータに流れる電流との偏差を比例積分制御して電圧指令を生成し、当該電圧指令に基づいて電力変換部を制御する。さらに、制御部は、電力変換部を制御することによりモータに高周波電流を流して当該モータの回転子の磁極位置を推定し、比例積分制御の積分値に基づいて推定した磁極位置を補正する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
突極性を有するモータに電力を供給する電力変換部と、
電流指令と前記モータに流れる電流との偏差を比例積分制御して電圧指令を生成し、当該電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記電力変換部を制御することにより前記モータに高周波電流を流して当該モータの回転子の磁極位置を推定し、前記比例積分制御の積分値に基づいて前記推定した磁極位置を補正する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記モータの磁束に平行なｄ軸の電圧指令に高周波信号を加算する加算器と、
前記モータに流れる電流から前記高周波信号に対応する高周波電流を抽出する抽出器と、
電流指令と前記モータに流れる電流との偏差をｄ軸の成分と当該ｄ軸に直交するｑ軸の成分についてそれぞれ比例積分制御してｄ軸およびｑ軸の電圧指令を生成する電流制御器と、
前記抽出器によって抽出された前記高周波電流に基づいて前記回転子の磁極位置を推定し、前記電流制御器のｑ軸積分値に基づいて前記推定した磁極位置を補正する推定器と、を備える
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記推定器は、
前記抽出器によって抽出された前記高周波電流に基づき、前記回転子の速度推定値を求める速度推定器と、
前記速度推定器から出力される前記速度推定値を積分して前記磁極位置の推定値である第１の位置推定値を求める積分器と、
前記電流制御器のｑ軸積分値に基づいて前記磁極位置の極性を判定し、当該判定結果に基づいて第１の位置推定値を補正し第２の位置推定値を求める補正器と、を備える
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記推定器は、
前記電流制御器のｑ軸積分値が所定閾値を超える場合に、前記電流制御器のｑ軸積分値に基づいて前記推定した磁極位置を補正する
ことを特徴とする請求項２または３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記高周波信号を生成する高周波信号生成器を備え、
前記推定器は、
前記回転子の電気角速度が設定速度以下の場合に、前記磁極位置の補正を行い、
前記高周波信号生成器は、
前記設定速度と、誘起電圧定数、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスに基づいて、前記高周波信号の振幅値を求める
ことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１つに記載のモータ制御装置。
【請求項６】
突極性を有するモータに電力変換部から高周波電流を流して前記モータの回転子の磁極位置を推定し、
電流指令と前記モータに流れる電流との偏差を比例積分制御して電圧指令を生成する電流制御器の前記比例積分制御の積分値に基づき前記推定した磁極位置を補正する
ことを特徴とする磁極位置推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、モータ制御装置および磁極位置推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期モータなどのモータを始動させる場合、回転子の磁極位置と制御位相とが異なっていると、始動時にショックが発生し、さらに、指令方向とは逆転方向に回転するおそれもある。そこで、従来のモータ制御装置では、モータを始動させる際に、モータの突極性や磁気飽和特性を利用して回転子の初期磁極位置を推定する初期磁極位置推定処理が行われる。
【０００３】
かかる初期磁極位置推定処理では、回転子の磁極位置が仮推定された後、仮推定された磁極位置の極性（Ｎ極、Ｓ極）により回転子の磁極位置が初期磁極位置として本推定される。上記仮推定は、例えば、高周波電圧をモータに印加し、かかる高周波電圧によりモータの突極性に起因してモータに流れる高周波電流に基づき、回転子の磁極位置を推定することにより行う。
【０００４】
また、上記本推定は、例えば、正負のパルス電圧をモータに印加してモータのｄ軸の磁束を磁気飽和させ、モータに流れる電流変化の相違を検出して磁極位置の極性を判別し、判別した極性に応じて仮推定した磁極位置を補正することにより行う。
【０００５】
かかる初期磁極位置推定処理はモータが停止状態であることを前提とした技術であるが、フリーランや負荷によるつれ回りなどによってモータの回転子が回転している場合でも回転子の初期磁極位置を推定できる技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。かかる技術では、高周波電圧の印加とパルス電圧の印加とを同時に行い、さらに、基本波電流の制御を行えるようにして過電流の発生を防止する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１９３７２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、パルス電圧を印加して極性判別を行いながら電流制御を行う場合、ｄ軸磁束の磁気飽和による電流変化の差が電流制御の影響により小さくなり、極性判定の精度が悪くなる。そのため、パルス電圧の帯域が電流制御に影響しないようにバンドパスフィルタを用いたり、パルス電圧の振幅を大きくしたりする必要があり、回路の複雑化やパルス電圧の高電圧化を招いてしまう。
【０００８】
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの回転子が回転している状態であっても、回転子の初期磁極位置を容易に推定できるモータ制御装置および磁極位置推定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の一態様に係るモータ制御装置は、電力変換部と、制御部とを備える。前記電力変換部は、突極性を有するモータに電力を供給する。前記制御部は、電流指令と前記モータに流れる電流との偏差を比例積分制御して電圧指令を生成し、当該電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する。さらに、前記制御部は、前記電力変換部を制御することにより前記モータに高周波電流を流して当該モータの回転子の磁極位置を推定し、前記比例積分制御の積分値に基づいて前記推定した磁極位置を補正する。
【発明の効果】
【００１０】
実施形態の一態様によれば、モータの回転子が回転している状態であっても、回転子の初期磁極位置を容易に推定できるモータ制御装置および磁極位置推定方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施形態に係るモータ駆動システムの構成例を示す図である。
【図２】図２は、図１に示すモータ制御装置の制御部の構成例を示す図である。
【図３】図３は、図２に示すｑ軸電流制御器の構成例を示す図である。
【図４】図４は、図２に示す位置推定器の構成例を示す図である。
【図５】図５は、図２に示す制御部による初期磁極判定処理のフローチャートである。
【図６】図６は、評価指標が３である場合の各成分の電流波形を示す図である。
【図７】図７は、評価指標と位置推定値の誤差との関係を示す図である。
【図８】図８は、図２に示す高周波信号生成器の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付図面を参照して、本願の開示するモータ制御装置および磁極位置推定方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１３】
図１は、実施形態に係るモータ駆動システムの構成例を示す図である。図１に示すように、実施形態に係るモータ駆動システム１は、３相交流モータ２（以下、モータ２と記載する）と、モータ制御装置３と、直流電源４を備える。
【００１４】
モータ２は、突極性を有するモータであり、例えば、複数の永久磁石が埋め込まれた回転子が固定子の内部を回転するＩＰＭＳＭ（Interior  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor）である。かかるモータ２は、駆動機能を有するモータだけでなく、発電性能を有するモータジェネレータやジェネレータであってもよい。例えば、モータ２は、風車のロータなどに接続されたジェネレータであってもよい。
【００１５】
モータ制御装置３は、電力変換部１０と、電流検出部１１と、制御部１２とを備える。かかるモータ制御装置３は、直流電源４から供給される直流電力を公知のＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）制御によって所望の周波数および電圧の３相交流電力へ変換し、モータ２へ出力する。なお、モータ制御装置３は、直流電源４を備えてもよい。
【００１６】
電力変換部１０は、モータ２と直流電源４との間に接続され、制御部１２から供給されるＰＷＭ信号に応じた電圧および電流をモータ２へ供給する。かかる電力変換部１０は、例えば、６個のスイッチング素子が３相ブリッジ接続されて構成される３相インバータ回路である。３相インバータ回路を構成するスイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）などの半導体素子である。
【００１７】
なお、直流電源４は、交流電力を直流電力に変換して出力する構成、例えば、ダイオードやスイッチング素子による整流回路および平滑用コンデンサを組み合わせた構成でもよい。この場合、整流回路の入力側には交流電源が接続される。
【００１８】
電流検出部１１は、電力変換部１０からモータ２へ供給される電流を検出する。具体的には、電流検出部１１は、電力変換部１０とモータ２のＵ相、Ｖ相およびＷ相との間にそれぞれ流れる電流の瞬時値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（以下、出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと記載する）を検出する。なお、電流検出部１１は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。
【００１９】
制御部１２は、電力変換部１０が出力する交流電圧の出力周波数に同期して回転する直交座標系であるｄｑ座標系において、電流成分をモータ２の磁束に平行なｄ軸の成分とｄ軸に直交するｑ軸の成分とに分けてベクトル制御を行い、ＰＷＭ信号を生成する。かかるＰＷＭ信号はゲート信号として電力変換部１０を構成するスイッチング素子へ入力され、これにより、電力変換部１０が制御される。
【００２０】
制御部１２は、モータ２に高周波電流を流して回転子の磁極位置を仮推定し、この磁極位置を極性（Ｎ極、Ｓ極）に基づいて補正することで、回転子の初期磁極位置を推定する。かかる制御部１２は、回転子が回転している場合、ｑ軸電流制御における比例積分制御（以下、ＰＩ制御と記載する）の積分値に基づいて磁極位置の極性を判定するようにしており、これにより、回転子が回転している状態であっても、回転子の初期磁極位置を容易に推定できる。以下、制御部１２の構成について具体的に説明する。
【００２１】
図２は、モータ制御装置３の制御部１２の構成例を示す図である。図２に示すように、制御部１２は、ｄ軸電流制御器２０と、ｑ軸電流制御器２１と、非干渉制御器２２と、加算器２３、２４、２６、２９と、高周波信号生成器２５と、電圧指令生成器２７と、位相指令生成器２８と、ＰＷＭ演算器３０とを備える。なお、以下においては、電流指令のｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*とする。
【００２２】
ｄ軸電流制御器２０は、ｄ軸電流指令ｉd*と後述するｄ軸電流ｉdfbとを入力し、ｄ軸電流指令ｉd*とｄ軸電流ｉdfbとの偏差が零になるようにＰＩ制御を行ってｄ軸電圧指令ｖd1*を生成し、加算器２３へ出力する。
【００２３】
ｑ軸電流制御器２１は、ｑ軸電流指令ｉq*と後述するｑ軸電流ｉqfbとを入力し、ｑ軸電流指令ｉq*とｑ軸電流ｉqfbとの偏差が零になるようにＰＩ制御を行ってｑ軸電圧指令ｖq1*を生成し、加算器２４へ出力する。
【００２４】
図３は、ｑ軸電流制御器２１の構成例を示す図である。図３に示すように、ｑ軸電流制御器２１は、減算器５１と、増幅器５２、５３と、積分器５４と、加算器５５を備える。減算器５１は、ｑ軸電流指令ｉq*からｑ軸電流ｉqfbを減算してｑ軸偏差信号ｉqerrを生成し、増幅器５２および増幅器５３へ出力する。
【００２５】
増幅器５２は、比例ゲインＫｐを有し、ｑ軸偏差信号ｉqerrをＫｐ倍して加算器５５へ出力する。増幅器５３は、積分ゲインＫｉを有し、ｑ軸偏差信号ｉqerrをＫｉ倍して積分器５４へ出力する。積分器５４は、Ｋｉ倍されたｑ軸偏差信号ｉqerrを積分し、積分結果をｑ軸積分値ｖｃとして加算器５５および後述する位置推定器４１へ出力する。加算器５５は、増幅器５２の出力および積分器５４の出力を加算し、かかる加算結果をｑ軸電圧指令ｖq1*として出力する。
【００２６】
図２に戻って制御部１２の説明を続ける。非干渉制御器２２は、ｄ軸とｑ軸間の干渉および誘起電圧を補償するものであり、ｄ軸電流ｉdfbと、ｑ軸電流ｉqfbと、速度推定値ω^と、誘起電圧定数φとに基づき、ｄ軸電圧補償値ｖdffおよびｑ軸電圧補償値ｖqffを生成して出力する。非干渉制御器２２は、例えば、ｉdfb×ω^Ｌd＋ω^φを演算してｑ軸電圧補償値ｖqffを求め、−ｉqfb×ω^Ｌqを演算してｄ軸電圧補償値ｖdffを求める。なお、Ｌdはモータ２のｄ軸インダクタンス値、Ｌqはモータ２のｑ軸インダクタンス値である。
【００２７】
加算器２３は、ｄ軸電圧指令ｖd1*にｄ軸電圧補償値ｖdffを加算してｄ軸電圧指令ｖd1**を生成し、加算器２６へ出力する。また、加算器２４は、ｑ軸電圧指令ｖq1*にｑ軸電圧補償値ｖqffを加算してｑ軸電圧指令ｖq*を生成し、電圧指令生成器２７および位相指令生成器２８へ出力する。
【００２８】
高周波信号生成器２５は、高周波信号ｖdh*を生成して加算器２６へ出力する。加算器２６は、ｄ軸電圧指令ｖd1**に高周波信号ｖdh*を加算してｄ軸電圧指令ｖd*を生成し、電圧指令生成器２７および位相指令生成器２８へ出力する。なお、高周波信号ｖdh*の周波数ωhは、後述するようにモータ２を駆動する電圧の周波数よりも高く設定される。
【００２９】
電圧指令生成器２７は、ｄ軸電圧指令ｖd*とｑ軸電圧指令ｖq*とに基づき、出力電圧指令ｖ*を求める。例えば、電圧指令生成器２７は、以下の式（１）から出力電圧指令ｖ*を求める。かかる出力電圧指令ｖ*は、電圧指令生成器２７からＰＷＭ演算器３０へ出力される。
【数１】
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【００３０】
位相指令生成器２８は、ｄ軸電圧指令ｖd*とｑ軸電圧指令ｖq*とに基づき、出力位相指令θａ*を求める。例えば、位相指令生成器２８は、以下の式（２）から出力位相指令θａ*を求める。
【数２】
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【００３１】
加算器２９は、位相指令生成器２８から出力される出力位相指令θａ*に位置推定器４１から出力される位置推定値θ^を加算して位相θｖを演算し、ＰＷＭ演算器３０へ出力する。
【００３２】
ＰＷＭ演算器３０は、出力電圧指令ｖ*と、位相θｖとに基づいて、出力電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*を生成し、かかる出力電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に基づき三角波比較等の手法によりＰＷＭ信号を生成して電力変換部１０へ出力する。これにより、電力変換部１０を構成する半導体スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦ制御され、出力電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に応じた３相交流電力が電力変換部１０からモータ２へ出力される。例えば、ＰＷＭ演算器３０は、ｖｕ*＝ｖ*×ｓｉｎ（θｖ）、ｖｖ*＝ｖ*×ｓｉｎ（θｖ−１２０）、ｖｗ*＝ｖ*×ｓｉｎ（θｖ−２４０）などの演算式を用いて、出力電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*を生成することができる。
【００３３】
モータ制御装置３の制御部１２は、さらに、３相／２相変換器３１と、ｄｑ座標変換器３２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３３、３４と、減算器３５、３６とを備える。
【００３４】
３相／２相変換器３１は、出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流成分ｉαとβ軸方向の電流成分ｉβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電流ベクトルｉαβを求める。
【００３５】
ｄｑ座標変換器３２は、位置推定器４１から出力される位置推定値θ^を用いて、固定座標電流ベクトルｉαβをｄｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｄｑ座標変換器３２は、ｄ軸方向の電流成分であるｄ軸電流ｉdとｑ軸方向の電流成分であるｑ軸電流ｉqとをベクトル成分とする回転座標系電流ベクトルｉdqを求める。
【００３６】
バンドパスフィルタ３３、３４（抽出器の一例）は、高周波信号ｖdh*によってモータ２に流れる高周波電流成分を通過させる。具体的には、バンドパスフィルタ３３は、ｄ軸電流ｉdを入力し、ｄ軸電流ｉdから高周波信号ｖdh*と同じ周波数の成分を抽出してｄ軸高周波電流ｉdhとして出力する。また、バンドパスフィルタ３４は、ｑ軸電流ｉqを入力し、ｑ軸電流ｉqから高周波信号ｖdh*と同じ周波数の成分を抽出してｑ軸高周波電流ｉqhとして出力する。
【００３７】
減算器３５は、ｄ軸電流ｉdからｄ軸高周波電流ｉdhを減算することでｄ軸電流ｉdfbを生成して出力する。これにより、ｄ軸電流ｉdから高周波信号成分が除去されたｄ軸電流ｉdfbが生成される。また、減算器３６は、ｑ軸電流ｉqからｑ軸高周波電流ｉqhを減算することでｑ軸電流ｉqfbを生成して出力する。これにより、ｑ軸電流ｉqから高周波信号成分が除去されたｑ軸電流ｉqfbが生成される。
【００３８】
さらに、モータ制御装置３の制御部１２は、速度推定器４０と位置推定器４１とを備え、モータ２の回転子の磁極位置を推定する。
【００３９】
速度推定器４０は、ｄ軸高周波電流ｉdh、ｑ軸高周波電流ｉqh、高周波信号ｖdh*に基づいて回転子の角速度を推定し、かかる推定結果を速度推定値ω^として非干渉制御器２２および位置推定器４１へ出力する。速度推定器４０は、例えば、特開２０００−１０２３００号公報や特開２００７−４９７８２号公報などに記載の技術により、モータ２の速度を推定する。
【００４０】
例えば、速度推定器４０は、ｄ軸高周波電流ｉdhおよびｑ軸高周波電流ｉqhをｄ−ｑ座標系に対し４５度ずれたｄｍ−ｑｍ座標系のｄｍ軸高周波電流ｉdmhおよびｑｍ軸高周波電流ｉqmhへ回転座標変換により変換する。さらに、速度推定器４０は、ｄｍ軸高周波電流ｉdmhおよびｑｍ軸高周波電流ｉqmhと、高周波信号vdh*とに基づき、ｄ軸またはｑ軸から電気角で４５度進んだ点と遅れた点での高周波インピーダンスＺdmとＺqmを推定する。そして、速度推定器４０は、高周波インピーダンスＺdmとＺqmとの偏差がゼロになるような速度推定値ω^を例えばＰＩ制御によって求める。
【００４１】
位置推定器４１は、速度推定値ω^、ｑ軸積分値ｖｃ、ｄ軸電流ｉdfbおよびｑ軸電流ｉqfbを入力し、回転子の初期磁極位置を推定して位置推定値（位相推定値）θ^を出力する。かかる位置推定器４１は、速度推定器４０から出力される速度推定値ω^を積分することで位置推定値θ^を演算した後、回転子の磁極位置の極性を判定し、かかる判定結果に応じて位置推定値θ^を補正する。
【００４２】
モータ２の電気角１周期に対し、モータ２のインダクタンス成分の変化周期が２周期であることから、インダクタンス成分によるｄ軸電流の変化がモータ２の電気角１周期に対して２周期となる。そのため、速度推定器４０から出力される速度推定値ω^を積分して位置推定値θ^を求めた場合、位置推定値θ^は１８０度ずれた推定値である場合がある。
【００４３】
このような推定値ずれを補償するために、位置推定器４１は、極性（Ｎ極、Ｓ極）を判別することで、位置推定値θ^を補正する。かかる位置推定器４１において、回転子が回転している場合の極性判別は、ｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分値ｖｃに基づいて行われる。
【００４４】
ｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分値ｖｃには、モータ２の固定子巻線に生じる逆起電力分の電圧、すなわち、誘起電圧に相当する値が積算される。誘起電圧の変化周期は、モータ２の電気角の周期と同じであることから、位置推定器４１は、ｑ軸積分値ｖｃに基づいて極性判別を行う。
【００４５】
なお、制御部１２は、図示しない速度推定オブザーバを有しており、回転子の速度が所定速度（例えば、定格速度の１０％）を超える場合には、かかる速度推定オブザーバによって極性判定を行うこともできる。かかる速度推定オブザーバは、例えば、電圧指令ｖd*、ｖq*や検出電流ｉdfb、ｉqfbなどを入力し、モータ２のモデルを用いてモータ２の固定子巻線に発生する誘起電圧を推定して速度推定値ω^を求める。
【００４６】
図４は、位置推定器４１の構成例を示す図である。図４に示すように、位置推定器４１は、閾値設定器６１と、極性判定器６２と、積分器６３と、補正器６４とを備えており、第１の判定方法および第２の判定方法のいずれかによって極性判定を行う。第１の判定方法は、ｄ軸インダクタンスＬdの磁気飽和特性を利用した判定方法であり、第２の判定方法は、ｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分値ｖｃを利用した判定方法である。
【００４７】
閾値設定器６１は、予め設定された電圧閾値ｖｔｈを出力する。電圧閾値ｖｔｈは、磁極極性を第１の判定方法によって行うか、第２の判定方法によって行うかを決定するための閾値である。
【００４８】
極性判定器６２は、ｑ軸積分値ｖｃの絶対値が電圧閾値ｖｔｈ以下である場合、モータ２が停止状態であると見なして第１の判定方法によって極性判定を行う。一方、ｑ軸積分値ｖｃの絶対値が電圧閾値ｖｔｈを超える場合、極性判定器６２は、モータ２が回転状態であると見なして第２の判定方法によって極性判定を行う。
【００４９】
ここで、電圧判定値ｖＪを下記式（３）に示すように定義する。ｓｉｇｎ（ω^）は、速度推定値ω^の符号であり、モータ２の回転方向が正転の場合にプラス（＋）となり、モータ２の回転方向が逆転の場合にマイナス（−）となる。
【数３】
2014200154.tif 000005
【００５０】
極性判定器６２は、ｖＪ≦ｖｔｈの場合、または、ｖＪ≧−ｖｔｈの場合、第１の判定方法によって磁極極性の判定を行い、ｖＪ＞ｖｔｈの場合、または、ｖＪ＜−ｖｔｈの場合に、第２の判定方法によって極性判定を行う。
【００５１】
第１の判定方法では、正負のパルス電圧が出力されるようにｄ軸電流指令ｉd*が生成され、また、ｄ軸電流制御器２０およびｑ軸電流制御器２１における制御がＰＩ制御からＰ（比例）制御に変更される。そして、極性判定器６２は、正極性のパルス電圧を出力した場合のｄ軸電流ｉdfbの変化率と負極性のパルス電圧を出力した場合のｄ軸電流ｉdfbの変化率との偏差に基づいて回転子の磁極位置の極性（＋ｄ軸の向き）がＳ極かＮ極かの磁極極性の判定を行う。なお、かかる第１の判定方法は、公知技術であり、例えば、特開２０１１−１９３７２６号公報に記載されている技術である。
【００５２】
第２の判定方法では、極性判定器６２は、ｑ軸積分値ｖｃの極性に基づき、極性判定を行う。制御部１２は、初期磁極位置推定処理において、ｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*を零に設定してｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqが零になるように制御する。
【００５３】
かかる制御状態において、モータ２の回転子がフリーランや負荷による連れ回りによって回転していれば、逆起電力によりモータ２の固定子巻線に誘起電圧が発生することから、ｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分項には、誘起電圧に相当する電圧ωφが積算される。また、誘起電圧は、回転子の回転方向によって極性が逆転することから、ｑ軸積分値ｖｃも同様に、回転子の回転方向によって極性が逆転する。
【００５４】
そこで、極性判定器６２は、回転子の回転方向が正回転である状態において、ｑ軸積分値ｖｃが正であれば、回転子の磁極位置の極性をＮ極と判定し、ｑ軸積分値ｖｃが負であれば、回転子の磁極位置の極性をＳ極と判定する。また、極性判定器６２は、モータ２の回転方向が逆回転である状態において、ｑ軸積分値ｖｃが正であれば、回転子の磁極位置の極性をＳ極と判定し、ｑ軸積分値ｖｃが負であれば、回転子の磁極位置の極性をＮ極と判定する。
【００５５】
そして、極性判定器６２は、回転子の磁極位置の極性をＮ極と判定した場合、Ｎ極判定情報（例えば、Ｌレベルの信号）を補正器６４へ出力し、回転子の磁極位置の極性をＳ極と判定した場合、Ｓ極判定情報（例えば、Ｈレベルの信号）を補正器６４へ出力する。
【００５６】
積分器６３は、速度推定器４０から出力される速度推定値ω＾を積分して位置推定値θ＾を求める。速度推定値ω＾を積分した位置推定値θ＾は、上述のように１８０度ずれている場合があり、補正器６４は、極性判定器６２によって判定された極性に基づいて、位置推定値θ＾の補正を行うか否かを判定する。
【００５７】
具体的には、補正器６４は、極性判定器６２からＮ極判定情報が出力された場合、位置推定値θ＾に対して補正を行わず、極性判定器６２からＳ極判定情報が出力された場合、位置推定値θ＾に対してπを加算する補正を行う。
【００５８】
このように構成される制御部１２の初期磁極判定処理の流れについて図５を参照して具体的に説明する。図５は、制御部１２の初期磁極判定処理の流れを示すフローチャートである。かかる初期磁極判定処理は、モータ２を駆動する前に行われる処理であり、初期磁極判定処理により初期磁極位置として位置推定値θ＾が求められ、かかる位置推定値θ＾に基づいてモータ２へ駆動電流が供給されることによりモータ２が駆動される。
【００５９】
図５に示すように、初期磁極判定処理において、制御部１２は、まず、初期値設定処理を行う（ステップＳ１）。初期値設定処理には、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを求める処理、ｄ軸電流制御器２０およびｑ軸電流制御器２１のＰＩ制御を開始させる処理、非干渉制御器２２の動作を停止する処理、および、後述する判定値Ｔｔｈを設定する処理などがある。
【００６０】
次に、制御部１２は、高周波重畳処理を開始する（ステップＳ２）。かかる高周波重畳処理は、高周波信号生成器２５から高周波信号ｖdh*を出力させ、加算器２６によりｄ軸電圧指令ｖd*に高周波信号ｖdh*を加算させることによって行われる。
【００６１】
次に、制御部１２は、仮磁極推定処理を開始する（ステップＳ３）。かかる仮磁極推定処理は、速度推定器４０から速度推定値ω^の出力を開始させ、位置推定器４１によって速度推定値ω^を積分して位置推定値θ^を位置推定器４１から出力させることによって行われる。仮磁極推定処理では、補正器６４による位置推定値θ^の補正は行わず、積分器６３から出力される位置推定値θ^が補正器６４からそのまま出力される。
【００６２】
その後、制御部１２は、仮磁極推定処理を開始してからの経過時間が判定値Ｔｔｈ以上であるか否かを判定する（ステップＳ４）。かかる判定処理は、経過時間が判定値Ｔｔｈ未満である場合（ステップＳ４；Ｎｏ）、制御部１２によって繰り返し行われる。なお、判定値Ｔｔｈは、例えば、３００ｍｓ程度であり、速度推定器４０による速度推定値ω^の推定が安定するまでの時間である。
【００６３】
制御部１２は、経過時間が判定値Ｔｔｈ以上であると判定した場合（ステップＳ４；Ｙｅｓ）、仮磁極推定処理を終了し、極性判定処理および補正処理を行う。具体的には、極性判定器６２は、電圧判定値ｖＪの絶対値が電圧閾値ｖｔｈ以下であるか否かを判定する（ステップＳ５）。
【００６４】
電圧判定値ｖＪの絶対値が電圧閾値ｖｔｈ以下ではないと判定した場合（ステップＳ５；Ｎｏ）、極性判定器６２は、第２の判定処理による極性判定を行う。具体的には、極性判定器６２は、まず、電圧判定値ｖＪが電圧閾値ｖｔｈを超えるか否かを判定する（ステップＳ６）。電圧判定値ｖＪが電圧閾値ｖｔｈを超える場合（ステップＳ６；Ｙｅｓ）、極性判定器６２は、回転子の磁極位置の極性がＮ極であると判定し、積分器６３によって演算された位置推定値θ＾を補正せずに補正器６４からそのまま出力する（ステップＳ７）。
【００６５】
一方、電圧判定値ｖＪが電圧閾値ｖｔｈを超えない場合（ステップＳ６；Ｎｏ）、極性判定器６２は、回転子の磁極位置の極性がＳ極であると判定し、積分器６３によって演算された位置推定値θ＾にπを加算する補正を補正器６４により行って補正後の位置推定値θ＾を出力する（ステップＳ８）。
【００６６】
ステップＳ５において、電圧判定値ｖＪの絶対値が電圧閾値ｖｔｈ以下であると判定した場合（ステップＳ５；Ｙｅｓ）、極性判定器６２は、第１の判定処理による極性判定を行う。具体的には、制御部１２は、モータ２に正負のパルス電圧を印加するパルス電圧印加処理を行う（ステップＳ９）。
【００６７】
かかるパルス電圧印加処理は、高周波信号生成器２５の動作を停止させ、ｄ軸電流制御器２０およびｑ軸電流制御器２１のＰＩ制御を比例制御（Ｐ制御）に変更し、正負のパルス電圧を生成するｄ軸電流指令ｉd*をｄ軸電流制御器２０に入力することにより行われる。
【００６８】
極性判定器６２は、正負のパルス電圧によるｄ軸電流ｉdfbの変化率の偏差（以下、電流微分偏差と記載する）が正の値であるか否かを判定する（ステップＳ１０）。電流微分偏差が正の値である場合（ステップＳ１０；Ｙｅｓ）、極性判定器６２は、回転子の磁極位置の極性がＮ極であると判定し、積分器６３によって演算された位置推定値θ＾を補正せずに補正器６４からそのまま出力する（ステップＳ１１）。
【００６９】
一方、電流微分偏差が正の値である場合（ステップＳ１０；Ｎｏ）、極性判定器６２は、回転子の磁極位置の極性がＳ極であると判定し、積分器６３によって演算された位置推定値θ＾にπを加算する補正を補正器６４により行って補正後の位置推定値θ＾を出力する（ステップＳ１２）。
【００７０】
ステップＳ７、Ｓ８、Ｓ１１、Ｓ１２の処理が終了すると、制御部１２は、初期磁極判定処理から通常運転への切替処理を行う（ステップＳ１３）。制御部１２は、かかる切替処理において、例えば、ｄ軸電流制御器２０およびｑ軸電流制御器２１のＰＩ制御を動作させる処理、非干渉制御器２２を動作させる処理、モータ２を駆動するための電流指令の生成処理、および、上述の高周波重畳処理など行う。通常運転へ切替後、制御部１２は、磁極位置を捕捉し続けるために高調波重畳処理を行うが、モータ速度が上がってくれば速度推定器４０から制御部１２に設けられた公知の誘起電圧オブザーバ（図示せず）に切替えることができ、高調波重畳処理は不要となる。なお、誘起電圧に相当する電圧ωφは非干渉制御器２２により補償されることから、制御部１２は、通常運転への切替処理において、ｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分値を零にしてｑ軸電流制御器２１をリセットする。
【００７１】
このように、制御部１２は、ｄ軸電流制御器２０およびｑ軸電流制御器２１を動作させた状態で、磁極位置の極性判定をｑ軸電流制御器２１のｑ軸積分値ｖｃによって行う。そのため、本実施形態に係るモータ制御装置３では、パルス電圧の印加による極性判定の場合に比べ、検出電流から駆動周波数成分、高周波インピーダンス成分および直流成分をそれぞれ分離するための、例えば、バンドパスフィルタなどの追加による回路構成の複雑化がなく、磁極位置の極性判定を容易に行うことができる。また、パルス電圧は全周波数成分を含む信号であり、これを完全に除去するフィルタは実現が困難であり、パルス電圧を用いない本実施形態による磁極位置の極性判定は、精度の向上が見込まれる。
【００７２】
ここで、上述したステップＳ１において行われる高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａの設定処理について説明する。上述したように、モータ２の回転子が回転している場合にはモータ２の固定子巻線に逆起電力が発生し、固定子巻線には逆起電力成分の電流が流れる。そのため、初期磁極位置推定処理において位置推定値θ^の誤差はモータ２の電気角速度ωが速いほど大きくなり、位置推定値θ^の誤差が許容できない範囲になるおそれがある。
【００７３】
そこで、本実施形態に係るモータ制御装置３では、位置推定値θ^の誤差が許容範囲内になるように、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを設定するようにしており、以下具体的に説明する。
【００７４】
ここで、モータ２の生じる誘起電圧について説明する。モータ２のｄｑ座標での電圧電流方程式は、下記式（４）のように表すことができる。下記式（４）において、ｖdおよびｖqはモータ２に印加されている電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、Ｒはモータ２の巻線抵抗値、ｐは微分演算子である。
【数４】
2014200154.tif 000006
【００７５】
初期磁極位置推定を行う場合、通常はモータ２が停止または極低速であり、この場合、上記式（４）に示す電圧電流方程式は、下記（５）のように置き換えることができる。
【数５】
2014200154.tif 000007
【００７６】
初期磁極位置推定処理においてｄ軸電流指令ｉd*およびｑ軸電流指令ｉq*が零に設定されるため、上記式（５）に示す電圧は、高周波信号ｖdh*による高周波電圧ｖdh、ｖqhであり、上記式（５）は下記式（６）のように置き換えることができる。
【数６】
2014200154.tif 000008
【００７７】
さらに、上記式（６）において、ｐ＝ｊωhへの置き換えを行うことで、上記式（６）は下記式（７）のように表すことができる。ωhは高周波信号ｖdh*の周波数である。
【数７】
2014200154.tif 000009
【００７８】
高周波信号ｖdh*はｄ軸に対して選択的に重畳されることから、ｖqh＝０とすることができ、また、抵抗Ｒに対してｄ軸インダクタンスＬdの成分が支配的であることから、上記式（７）は、下記式（８）のように表すことができる。
【数８】
2014200154.tif 000010
【００７９】
ここで、モータ２の回転子が回転している場合には、モータ２の固定子巻線に逆起電力が発生することから、ｑ軸には、誘起電圧が現れる。かかる誘起電圧は、モータ２の電気角速度ωと誘起電圧定数φにより式（９）に示すように表すことができる。
【数９】
2014200154.tif 000011
【００８０】
上記式（７）〜（９）から下記式（１０）を導くことができる。かかる式（１０）から分かるように、高周波信号ｖdh*のｄ軸電圧への重畳より、ｄ軸高周波電流ｉdhが流れ、さらに、回転子の回転により発生した逆起電力によりｑ軸高周波電流ｉqhが流れる。
【数１０】
2014200154.tif 000012
【００８１】
なお、非干渉制御器２２によって生成されるｑ軸電圧補償値ｖqffにより、回転子の回転に起因するｑ軸高周波電流ｉqhを抑制できるが、初期磁極位置推定前は回転子の磁極位置の極性が分からない。そのため、非干渉制御器２２においてｑ軸電圧補償値ｖqffの正負を逆にしてしまう可能性があり、初期磁極位置推定が完了するまでは、上述のように非干渉制御器２２の動作が停止され、モータ２の回転子が回転していれば、ｑ軸高周波電流ｉqhが流れることになる。
【００８２】
モータ２の回転子が回転している場合、高周波信号ｖdh*のｄ軸電圧への重畳よりモータ２に流れるｑ軸高周波電流ｉqhおよびｄ軸高周波電流ｉdhは、それぞれ下記式（１１）、（１２）のように表すことができる。
【数１１】
2014200154.tif 000013
【００８３】
上記式（１１）、（１２）から分かるように、高周波信号ｖdh*の周波数ωhを高くすることにより、ｑ軸高周波電流ｉqhを減少させることができるが、ｑ軸高周波電流ｉqhの減少率と同様の減少率でｄ軸高周波電流ｉdhも減少してしまう。そのため、高周波信号ｖdh*の周波数ωhを高くしても、位置推定値θ^の誤差は変わらない。
【００８４】
一方、ｑ軸高周波電流ｉqhに対するｄ軸高周波電流ｉdhの比が大きいほど、ｑ軸高周波電流ｉqhによる影響が小さくなるため、位置推定値θ^の誤差が小さくなる。そこで、本実施形態のモータ制御装置３では、逆起電力成分に対するインダクタンス成分の比、すなわち、ｑ軸高周波電流ｉqhに対するｄ軸高周波電流ｉdhの比を評価指標ＥＩとする。かかる評価指標ＥＩは下記式（１３）のように表せ、評価指標ＥＩが大きいほど位置推定値θ^の誤差が小さくなり、逆起電力の影響を抑えた磁極位置推定が可能である。
【数１２】
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【００８５】
上記式（１３）から、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを大きくすることで、評価指標ＥＩが大きくなり、位置推定値θ^の誤差が小さくなる。なお、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを大きくすると、高周波トルクリプルのレベルが上がるため、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａの増加に応じてその周波数ωhを増加させて高周波トルクリプルの上昇を抑えることが望ましい。
【００８６】
また、上記式（１３）から分かるように、モータ２の電気角速度ωが大きいほど位置推定値θ^の誤差が大きくなる。モータ２の電気角速度ωがある程度あれば、上述した速度推定オブザーバなどを使用できるが、モータ２の電気角速度ωが遅いと、モータ２の固定子巻線に生じる誘起電圧が小さいため、速度推定オブザーバによる速度推定が難しい。
【００８７】
そこで、本実施形態に係るモータ制御装置３では、モータ２の電気角速度ωが設定速度ωref（以下、判定基準速度ωrefと記載する）以下の場合に、位置推定値θ^の誤差が許容範囲内になるように、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを設定する。高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａは、上記式（１３）から下記式（１４）のように表すことができる。
【数１３】
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【００８８】
また、位置推定値θ^の誤差は、評価指標ＥＩに依存することから、例えば、位置推定値θ^の誤差を許容値上限とし、かかる許容値上限の誤差に対応する評価指標ＥＩを上記式（１４）に設定することで、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａを導くことができる。
【００８９】
ここで、位置推定値θ^の誤差と評価指標ＥＩとの関係を説明する。図６は、評価指標ＥＩが３である場合の各成分の電流波形を示す図であり、図７は、評価指標ＥＩと位置推定値θ^の誤差との関係を示す図である。なお、図６において、横軸は、回転子の電気角（磁極位置）である。
【００９０】
図６に示すように、インダクタンス成分の電流と誘起電圧成分による電流との合成電流の±４５度位相の電流差分が零となる位相（磁極位置）は、Ｎ極近辺では遅れ方向に、Ｓ極近辺では進み方向にそれぞれずれている。かかる位相ずれは、図７に示すようにｑ軸高周波電流ｉqhに対するｄ軸高周波電流ｉdhの比である評価指標ＥＩが小さくなるほど大きくなる。
【００９１】
評価指標ＥＩを大きくすると、上述のように高周波トルクリプルが大きくなるため、許容値上限の誤差内で評価指標ＥＩを抑えることが望ましい。例えば、位置推定値θ^の許容誤差上限値が１０［ｄｅｇ］である場合、評価指標ＥＩを２に設定することができ、これにより、高周波トルクリプルを抑えることができる。
【００９２】
図８は、高周波信号生成器２５の構成例を示す図である。図８に示すように、高周波信号生成器２５は、ｄ軸高周波電圧演算器７１と、増幅器７２と、リミッタ７３と、高周波周波数発生器７４と、積分器７５と、正弦演算器７６とを備える。
【００９３】
ｄ軸高周波電圧演算器７１は、モータ２の誘起電圧定数φ、ｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬq、判定基準速度ωrefに基づき、例えば、上記式（１４）に基づき、振幅基準値（＝ｖａ／ＥＩ）を演算する。判定基準速度ωrefは、例えば、モータ２の定格周波数に対して１／１０の周波数である。
【００９４】
増幅器７２は、評価指標ＥＩに対応するゲインＫを有し、ｄ軸高周波電圧演算器７１の振幅基準値をＫ倍して振幅値ｖａを求め、リミッタ７３へ出力する。ゲインＫはモータ駆動システム１において許容される高周波トルクリプルを考慮して定められ、例えば、Ｋ＝３〜５である。また、リミッタ７３は、増幅器７２の出力に対し、上限値と下限値を制限する。これにより、例えば、判定基準速度ωrefや評価指標ＥＩなどのパラメータの設定に誤りなどがあった場合でも、高周波トルクリプルを抑制することができる。
【００９５】
高周波周波数発生器７４は、周波数ωhを発生して乗算器７７へ出力する。かかる周波数ωhは、モータ２の定格周波数よりも高い周波数であり、例えば、２００〜１０００Ｈｚである。
【００９６】
積分器７５は、周波数ωhを積分して位相角θhを求める。正弦演算器７６は、積分器７５から出力される位相角θhをｓｉｎ関数で演算して、正弦波ｓｉｎθhを求め、乗算器７７へ出力する。乗算器７７は、正弦波ｓｉｎθhに振幅値ｖａを乗算することで、高周波信号ｖdh*を生成し、加算器２６や速度推定器４０へ出力する。
【００９７】
このように、高周波信号生成器２５では、判定基準速度ωref、位置推定値θ^の許容誤差に対応する評価指標ＥＩ（ゲインＫに相当）、誘起電圧定数φ、ｄ軸インダクタンスＬdおよびｑ軸インダクタンスＬqに基づいて、高周波信号ｖdh*の振幅値ｖａが設定される。
【００９８】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【００９９】
１  モータ駆動システム
２  モータ
３  モータ制御装置
４  直流電源
１０  電力変換部
１１  電流検出部
１２  制御部
２０  ｄ軸電流制御器
２１  ｑ軸電流制御器
２２  非干渉制御器
２３、２４、２６、２９、５５  加算器
２５  高周波信号生成器
２７  電圧指令生成器
２８  位相指令生成器
３０  ＰＷＭ演算器
３１  ３相／２相変換器
３２  ｄｑ座標変換器
３３、３４  バンドパスフィルタ
３５、３６、５１  減算器
４０  速度推定器
４１  位置推定器
５２、５３、７２  増幅器
５４、６３、７５  積分器
６１  閾値設定器
６２  極性判定器
６４  補正器
７１  ｄ軸高周波電圧演算器
７３  リミッタ
７４  高周波周波数発生器
７６  正弦演算器
７７  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2014200154.tif 000021
【図７】
2014200154.tif 000022
【図８】
2014200154.tif 000023