(57)【要約】【課題】入力信号における周波数の変化量の検出性を向上させる技術を提供する。【解決手段】周波数検出装置２０は、入力信号の周波数の変化量を検出する。周波数検出装置２０は、入力信号とフィードバック信号との位相差を表す位相差信号に基づいて、入力信号と同期するフィードバック信号を生成し、入力信号とフィードバック信号とを用いて位相差信号を生成する位相比較部３１を備える。また、周波数検出装置２０は、位相比較部３１の出力信号を移動平均処理して検出信号として出力する移動平均部４０を備える。さらに、周波数検出装置２０は、移動平均部４０におけるサンプリング周期を制御するためのクロック信号を、位相比較部３１のフィードバック信号の周期に応じて生成するクロック信号生成部５０を備える。【選択図】図１
2014095550.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の周波数の変化量を検出するための検出信号を出力する周波数検出装置において、
位相同期部であって、
入力信号とフィードバック信号との位相差を表す位相差信号に基づいて、前記入力信号と同期するフィードバック信号を生成するフィードバック制御部と、
前記入力信号と前記フィードバック信号とを用いて前記位相差信号を生成する位相比較部と、
を有し、前記位相差信号に基づく出力信号を出力する位相同期部と、
前記位相同期部の前記出力信号を移動平均処理して前記検出信号として出力する移動平均部と、
を備えることを特徴とする、周波数検出装置。
【請求項２】
請求項１記載の周波数検出装置であって、さらに、
前記位相同期部における前記フィードバック信号の周波数に応じたクロック信号を生成するクロック信号生成部を備え、
前記移動平均部は、前記クロック信号生成部が出力するクロック信号の周波数に基づくサンプリング周波数によって前記移動平均処理を実行する、周波数検出装置。
【請求項３】
請求項２記載の周波数検出装置であって、
前記移動平均部の移動平均タップ数はｎ（ｎは２以上の自然数）であり、
前記移動平均部は、前記フィードバック信号の周波数がＦｄであるときに、
（Ｆｄ／Ｆｓ）×ｎ＝Ｎ（Ｎは任意の整数）
の関係式を満たすサンプリング周波数Ｆｓによって移動平均を実行する、周波数検出装置。
【請求項４】
請求項２または３記載の周波数検出装置であって、
前記移動平均部は、前記クロック信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングに基づいてサンプリングを実行し、
前記クロック信号は、前記フィードバック信号の周期に応じた周期を有しつつ、前記フィードバック信号とは信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングが異なる、周波数検出装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の周波数検出装置であって、
前記移動平均部は、
並列に接続され、サンプリング信号に応じて順番に駆動し、それぞれのタイミングで前記出力信号をサンプリングする複数のサンプルアンドホールド部と、
前記複数のサンプルアンドホールド部のそれぞれの出力を加算する加算部と、
を備える、周波数検出装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載の周波数検出装置であって、
前記移動平均部の移動平均タップ数が２である、周波数検出装置。
【請求項７】
周波数検知型センサであって、
検出量に応じて共振周波数が変化する発振素子を備え、前記発振素子の共振周波数を示すセンサ信号を出力するセンサ素子と、
前記センサ信号を前記入力信号として受信する、請求項１から６のいずれか一項に記載の周波数検出装置と、
を備える、周波数検知型センサ。
【請求項８】
請求項７記載の周波数検知型センサであって、
前記検出信号が示す周波数αと前記センサ信号が示す周波数βとが、
β／α＜１００
の関係式を満たす、周波数検知型センサ。
【請求項９】
請求項７または８記載の周波数検知型センサであって、
前記センサ素子は、前記センサ素子に付与される荷重に応じた前記センサ信号を出力する荷重センサ素子を含む、周波数検知型センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号の周波数の変化量を検出する周波数検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、入力信号の周波数を検出するための種々の技術が提案されている。例えば、特許文献１には、無線受信機などに用いられる周波数カウンタが開示されている。特許文献１の周波数カウンタでは、水晶発振器の出力信号を分周したクロック信号に基づいてカウンタに入力信号を導入し、その周波数を計数して表示する。特許文献２には、入力信号の周波数を電圧に変換するＦ−Ｖコンパレータが開示されている。特許文献２のＦ−Ｖコンパレータでは、入力信号の周波数を所定の周波数と比較して、その大小をＨｉｇｈレベル、Ｌｏｗレベルによって示す信号を出力する。特許文献３には、入力信号の周波数に同期する信号を、フィードバック回路を利用して生成し出力するＰＬＬ回路（Phase-Locked Loop）が開示されている。特許文献３のＰＬＬ回路では、位相比較器が出力する入力信号（外部リファレンスクロック信号）と帰還信号との位相差を示す信号を量子化して移動平均処理した周波数制御データに基づき、出力信号及び帰還信号を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特公昭５９−０１９４９６号公報
【特許文献２】特開昭６３−２６１１７３号公報
【特許文献３】特開平０５−０６３５６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、センサ素子として、その検出結果を周波数の変化量で示す共振型のセンサ素子が知られており、従来から、周波数の変化量を高い精度で検出することが要求されてきた。しかし、上記の特許文献１〜３の技術では、周波数の変化量を検出することについては考慮されていない。例えば、特許文献１の周波数カウンタでは、１Ｈｚの検出分解能を実現するためには、入力信号をカウンタに導入するための１秒間のゲート時間が必要である。そのため、急峻な周波数の変化量を検出する場合には、そのゲート時間がボトルネックとなってしまう可能性がある。
【０００５】
特許文献２のＦ−Ｖコンパレータでは、検出分解能が回路内部のクロック周波数に依存し、例えば、内部クロックが１ＧＨｚの場合には検出分解能は１ｎｓとなる。しかし、特許文献２のＦ−Ｖコンパレータでは、上記の内部クロックの場合に、２００ｋＨｚの周波数を基準としたときに検出可能な周波数変化量は４０Ｈｚであり、微小な周波数の変化の検出が困難になってしまう可能性がある。
【０００６】
特許文献３のＰＬＬ回路では、出力信号に漏洩する入力信号の高周波成分が移動平均フィルタにおける移動平均処理によって除去されるため、出力信号のノイズを低減することができる。しかし、特許文献３のＰＬＬ回路では、その移動平均処理によって遅延時間が生じ、帰還ループの応答性が低下してしまう可能性があり、急峻な周波数の変化に対応できない可能性がある。なお、広く知られているように、フィードバック経路を有する電気回路においては、フィードバック制御の安定性（発振耐性）を確保するために、十分な位相余裕が必要である。上述の移動平均処理には遅延効果が伴うため、フィードバック経路にこの移動平均処理を導入すると、その遅延効果を補償するためにその応答性を低下させざるを得なくなる。
【０００７】
このように、従来から、入力信号における周波数の変化量の検出性を向上させることについては十分な工夫がなされていなかった。より具体的には、周波数の変化量の検出については、その検出精度や応答性を向上させること、出力信号のノイズ成分を除去することに依然として改善の余地があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態として実現することが可能である。
【０００９】
（１）本発明の一形態によれば、入力信号の周波数の変化量を検出するための検出信号を出力する周波数検出装置が提供される。この周波数検出装置は、位相同期部であって、入力信号とフィードバック信号との位相差を表す位相差信号に基づいて、前記入力信号と同期するフィードバック信号を生成するフィードバック制御部と、前記入力信号と前記フィードバック信号とを用いて前記位相差信号を生成する位相比較部と、を有し、前記位相差信号に基づく出力信号を出力する位相同期部と、前記位相同期部の前記出力信号を移動平均処理して前記検出信号として出力する移動平均部と、を備える。この形態の周波数検出装置によれば、移動平均部によって、検出信号におけるノイズ成分を低減させることができ、周波数の変化量の検出精度を向上させることができる。また、移動平均部は位相同期部の帰還ループの外側に設けられているため、移動平均処理に起因して周波数の変化に対する応答性が低下してしまうことが抑制される。
【００１０】
（２）上記形態の周波数検出装置は、さらに、前記位相同期部における前記フィードバック信号の周波数に応じたクロック信号を生成するクロック信号生成部を備え、前記移動平均部は、前記クロック信号生成部が出力するクロック信号の周波数に基づくサンプリング周波数によって前記移動平均処理を実行するとしても良い。この形態の周波数検出装置によれば、入力信号の周波数変化に応じて移動平均処理のサンプリング速度が変化するため、入力信号の周波数と同じ周波数成分の高周波ノイズを適切に除去することができ、周波数の変化量の検出精度を向上させることができる。
【００１１】
（３）上記形態の周波数検出装置において、前記移動平均部の移動平均タップ数はｎ（ｎは２以上の自然数）であり、前記移動平均部は、前記フィードバック信号の周波数がＦｄであるときに、（Ｆｄ／Ｆｓ）×ｎ＝Ｎ（Ｎは任意の整数）の関係式を満たすサンプリング周波数Ｆｓによって移動平均を実行するとしても良い。この形態の周波数検出装置によれば、移動平均部によって、より確実に、入力信号の高周波成分を除去することができる。
【００１２】
（４）上記形態の周波数検出装置において、前記移動平均部は、前記クロック信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングに基づいてサンプリングを実行し、前記クロック信号は、前記フィードバック信号の周期に応じた周期を有しつつ、前記フィードバック信号とは信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングが異なる、としても良い。この形態の周波数検出装置によれば、位相比較部にフィードバック信号の信号の立ち上がり、または、立ち下がりが入力されるタイミングと、移動平均部におけるサンプリングのタイミングをずらすことができる。従って、位相比較部へのフィードバック信号の入力によって回路の電位が不安定になる場合であっても、移動平均部がその影響を受けてしまうことを抑制することができる。
【００１３】
（５）上記形態の周波数検出装置において、前記移動平均部は、並列に接続され、サンプリング信号に応じて順番に駆動し、それぞれのタイミングで前記出力信号をサンプリングする複数のサンプルアンドホールド部と、前記複数のサンプルアンドホールド部のそれぞれの出力を加算する加算部と、を備えるとしても良い。この形態の周波数検出装置によれば、移動平均部をアナログ回路として構成することができ、アナログ信号のデジタル化を省略することができる。従って、ＡＤコンバータ等の信号変換部を省略することができ、量子化ノイズの発生を回避することができる。
【００１４】
（６）上記形態の周波数検出装置において、前記移動平均部の移動平均タップ数が２であるとしても良い。この形態の周波数検出装置によれば、移動平均部を小型化でき、周波数検出装置自体を小型化することができる。
【００１５】
（７）本発明の他の形態によれば、周波数検知型センサが提供される。この周波数検知型センサは、検出量に応じて共振周波数が変化する発振素子を備え、前記発振素子の共振周波数を示すセンサ信号を出力するセンサ素子と、前記センサ信号を前記入力信号として受信する上記形態の周波数検出装置と、を備える。この形態の周波数検知型センサによれば、センサ素子が出力する共振周波数の変化量を、周波数検出装置によって高い精度で検出することができ、周波数検知型センサの検出性能を向上させることができる。
【００１６】
（８）上記形態の周波数検知型センサは、前記検出信号が示す周波数αと前記センサ信号が示す周波数βとが、β／α＜１００の関係式を満たすとしてもよい。この形態の周波数検知型センサによれば、センサの大型化を抑制しつつ、その検出精度を確保することができる。
【００１７】
（９）上記形態の周波数検知型センサにおいて、前記センサ素子は、前記センサ素子に付与される荷重に応じた前記センサ信号を出力する荷重センサ素子を含むとしても良い。この形態の周波数検知型センサによれば、荷重を高い精度で検出できる。
【００１８】
本発明は、装置以外の種々の形態で実現することも可能である。例えば、周波数検出装置の製造方法や周波数検出装置の制御方法、周波数の変化量の検出方法、その制御方法や検出方法を実現するコンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した非一時的記録媒体等の形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】荷重検出センサの構成を示す概略図。
【図２】荷重検出センサの構成をさらに詳細に示す概略図。
【図３】センサ部の出力特性を説明するための説明図。
【図４】位相比較部の回路構成を示す概略図。
【図５】入力信号およびフィードバック信号に基づいて生成される位相比較部の出力信号およびループフィルタ部の出力信号を説明するための説明図。
【図６】電圧制御発振部の出力特性の一例を示す説明図。
【図７】分周部の出力周波数を説明するための説明図。
【図８】移動平均部において実行される移動平均処理を説明するための説明図。
【図９】位相同期部における入力周波数成分の信号漏れを説明するための説明図。
【図１０】移動平均回路における信号のノッチ効果を説明するための説明図。
【図１１】移動平均回路においてノイズを除去するためのサンプリング周期を説明するための説明図。
【図１２】クロック信号生成部が生成するクロック信号を説明するための模式図。
【図１３】第１と第２のクロック信号に基づいて生成される移動平均部の出力信号を説明するための説明図。
【図１４】第２実施形態の移動平均部の構成を示す概略図。
【図１５】第２実施形態の移動平均部を駆動するクロック信号の例を示す概略図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
A．第１実施形態：
図１は、本発明の一実施形態としての周波数検知型センサである荷重検出センサ１００の構成を示す概略図である。荷重検出センサ１００は、荷重の大きさを、検出部が備える振動子の共振周波数の変化量として検出する、いわゆる共振型のセンサである。荷重検出センサ１００は、センサ部１０と、周波数検出装置２０と、を備える。
【００２１】
センサ部１０は、検知部として機能し、外部から付与されている荷重の大きさに応じて周波数が変化する信号を周波数検出装置２０に出力する。なお、後述するように、センサ部１０の出力する信号の周波数は、センサ部１０が備える振動子の共振周波数である。
【００２２】
周波数検出装置２０は、センサ部１０が出力する信号の周波数の変化量を表す信号を出力する。周波数検出装置２０は、位相同期部３０と、移動平均部４０と、クロック信号生成部５０と、を備える。
【００２３】
位相同期部３０は、いわゆるＰＬＬ回路としての構成を有している。位相同期部３０は、センサ部１０の出力信号に同期する帰還信号（以下、「フィードバック信号」とも呼ぶ）を生成し、センサ部１０の出力信号とフィードバック信号との位相差を表す信号を出力する。位相同期部３０は、位相比較部３１と、ループフィルタ部３２と、電圧制御発振部３３と、分周部３４と、を備える。
【００２４】
位相比較部３１は、センサ部１０の出力信号と、分周部３４が出力するフィードバック信号とが入力され、それら２つの信号の位相差を表す位相差信号を、ループフィルタ部３２に出力する。ループフィルタ部３２は、ローパスフィルタであり、位相比較部３１が出力する位相差信号を平坦化して出力する。
【００２５】
ループフィルタ部３２の出力信号は、位相同期部３０の後段に設けられた移動平均部４０に入力される。また、ループフィルタ部３２の出力信号は、フィードバック信号を生成するために電圧制御発振部３３に入力される。
【００２６】
電圧制御発振部３３は、電圧制御発振器（VCO:Voltage Controlled Oscillator）によって構成され、ループフィルタ部３２が出力する位相差信号に応じた周波数の信号を出力する。分周部３４は、電圧制御発振部３３の出力信号を分周して、フィードバック信号として位相比較部３１に出力する。
【００２７】
移動平均部４０は、位相同期部３０が出力する信号を、クロック信号生成部５０が生成するクロック信号の周波数に基づくサンプリング周期で移動平均処理して出力する。クロック信号生成部５０は、位相同期部３０において分周部３４が出力するフィードバック信号の周波数に応じたクロック信号を生成して移動平均部４０へと出力する。
【００２８】
このように、本実施形態の周波数検出装置２０は、位相同期部３０のフィードバック制御によって生成された信号を、移動平均部４０によって移動平均処理し、センサ部１０の出力信号の周波数の変化量を表す信号として出力する。また、周波数検出装置２０では、移動平均部４０のサンプリング周期が、位相同期部３０におけるフィードバック信号の周期に同期されている。従って、本実施形態の荷重検出センサ１００では、そうした周波数検出装置２０の構成によって、検出応答性が向上されるとともに、出力信号におけるノイズが低減され、その検出性能が向上されている。以下では、荷重検出センサ１００の構成をさらに詳細に説明する。
【００２９】
図２は、本実施形態の荷重検出センサ１００の構成をさらに詳細に示す概略図である。図２では図１に対応する構成部に同じ符号を付してある。センサ部１０は発振素子１１と、増幅器１２と、を備える。センサ部１０は、発振素子１１を共振状態にして、発振素子１１の共振周波数を有するパルス電流を出力信号として出力する。
【００３０】
図３は、センサ部１０の出力特性を説明するための説明図である。図３には、センサ部１０の出力特性の一例を、縦軸をセンサ出力とし、横軸を発振素子１１の周波数とするグラフによって図示してある。図３のグラフにはセンサ部１０が荷重を受けていないときの出力特性を示すグラフを実線で示し、センサ部１０が荷重を受けているときの出力特性を示すグラフを一点鎖線で示してある。
【００３１】
センサ部１０の出力特性は、発振素子１１の共振周波数のときを頂点とする急峻な凸状のグラフとして表される。センサ部１０は、荷重が付与されると、当該荷重に応じて発振素子１１の共振周波数が変化し、その特性が変化する。具体的には、センサ部１０に荷重が付与されると、センサ部１０の出力特性を示すグラフは、横軸方向に沿ってシフトする。従って、センサ部１０の発振素子１１の共振周波数の変化量ΔＦを検出することによって、センサ部１０に付与されている荷重を検出することができる。
【００３２】
なお、本実施形態の荷重検出センサ１００では、周波数検出装置２０の出力する周波数αと、センサ部１０が出力する周波数βとが下記の不等式（ａ）の関係を満たすように、センサ部１０の出力特性が設定されている。
β／α＜１００  …（ａ）
これによって、本実施形態の荷重検出センサ１００では、ループフィルタ部３２を大型化することを抑制しつつ、検出信号におけるノイズを低減することができる。従って、荷重検出センサ１００の大型化を抑制しつつ、その検出精度を確保することができる。
【００３３】
図４は、位相比較部３１の回路構成を示す概略図である。本実施形態の周波数検出装置２０では、位相比較部３１を、電流出力タイプの位相比較器によって構成している。位相比較部３１は、主回路部３１１と、チャージポンプ回路部３１２と、を備える。主回路部３１１は、入力信号（センサ部１０の出力信号）とフィードバック信号（分周部３４の出力信号）の入力を受け付けるロジック部３１１１を備え、それら２つの信号に基づいて、チャージポンプ回路部３１２を駆動する駆動信号を出力する。
【００３４】
チャージポンプ回路部３１２は、プラス側スイッチ３１２１と、マイナス側スイッチ３１２２と、２つの定電流源３１２３，３１２４と、を備える。プラス側スイッチ３１２１およびマイナス側スイッチ３１２２は、ループフィルタ部３２に対して互いに並列に接続されており、それぞれが各定電流源３１２３，３１２４に接続されている。チャージポンプ回路部３１２は、２つのスイッチ３１２１，３１２２が主回路部３１１からの駆動信号に応じて開閉することによって、各定電流源３１２３，３１２４の出力電流を位相比較部３１の出力信号としてループフィルタ部３２に出力する。
【００３５】
図５は、入力信号およびフィードバック信号に基づいて生成される位相比較部３１の出力信号およびループフィルタ部３２の出力信号を説明するための説明図である。図５には、入力信号およびフィードバック信号の一例と、それら２つの信号に対する２つのスイッチ３１２１，３１２２のＯＮ／ＯＦＦタイミングを示すタイミングチャートとを図示してある。また、図５には、２つのスイッチ３１２１，３１２２のＯＮ／ＯＦＦに応じた位相同期部３０の出力電流の変化と、位相同期部３０の出力電流の変化に対するループフィルタ部３２の出力の変化とを図示してある。
【００３６】
位相比較部３１では、入力信号およびフィードバック信号に対して、チャージポンプ回路部３１２の２つのスイッチ３１２１，３１２２は以下のようにＯＮ／ＯＦＦが制御される。
（１）フィードバック信号の立ち上がりエッジのタイミングで、プラス側スイッチ３１２１はＯＮにされる。
（２）入力信号の立ち上がりエッジのタイミングで、マイナス側スイッチ３１２２はＯＮにされる。
（３）２つのスイッチ３１２１，３１２２の両方がＯＮになったときには、そのタイミングから一定の微小な遅延時間ｄｔ（例えば１５ｎｓ程度の時間）の経過後に、２つのスイッチ３１２１，３１２２がともにＯＦＦにされる。
【００３７】
なお、上記の遅延時間ｄｔは、２つのスイッチ３１２１，３１２２のいずれか一方がＯＦＦのままの時間が継続されてしまうことを抑制するために敢えて設けたタイムラグである。従って、本実施形態の位相比較部３１では、この遅延時間ｄｔによって生じる微小パルスによって、スイッチ３１２１，３１２２が正常な駆動状態であることを検出することができる。
【００３８】
上記のようにチャージポンプ回路部３１２の２つのスイッチ３１２１，３１２２のＯＮ／ＯＦＦが制御されることによって、位相比較部３１からは以下のように電流が出力される。
（１）フィードバック信号のみが立ち上がっている間にはプラスの定電流（例えば１ｍＡ程度としても良い）が出力される。
（２）入力信号のみが立ち上がっている間にはマイナスの定電流（例えば−１ｍＡ程度としても良い）が出力される。
（３）入力信号およびフィードバック信号の両方が立ち上がっている間、または、立ち下がっている間は、遅延時間ｄｔの時間帯を除き、出力電流は０になる。
【００３９】
このように、位相比較部３１は、入力信号とフィードバック信号の位相差に応じたプラスの定電流またはマイナスの定電流を出力する。ループフィルタ部３２は、上記の位相比較部３１の出力する電流をほぼ積分して、直流信号（ＤＣ信号）として出力する。なお、既に説明したように、ループフィルタ部３２の出力信号は、電圧制御発振部３３と移動平均部４０とに入力される（図１，図２）。
【００４０】
図６は、電圧制御発振部３３の出力特性の一例を示す説明図である。図６には、電圧制御発振部３３に対して入力される電圧を横軸とし、電圧制御発振部３３の発振周波数（出力周波数）を縦軸とするグラフの一例を図示してある。
【００４１】
本実施形態の周波数検出装置２０では、電圧制御発振部３３は、ループフィルタ部３２の出力する電圧に応じた発振周波数（例えば、１．２ＭＨｚ〜２．０ＭＨｚ程度）を出力する。電圧制御発振部３３は、ループフィルタ部３２の出力する電圧が高くなるほど、その発振周波数が線形的に高くなる特性を有している。これによって、フィードバック信号の周波数が入力信号の周波数に同期するように制御される。
【００４２】
図７は、本実施形態の分周部３４の出力周波数を説明するための説明図である。本実施形態の分周部３４は、電圧制御発振部３３の発振周波数を分周比０，１，２，３で分周する。即ち、電圧制御発振部３３の発振周波数の１／２0，１／２1，１／２2，１／２3倍の周波数の分周信号を生成する。なお、分周比０の分周信号の周波数は、電圧制御発振部３３の発振周波数に等しい。
【００４３】
分周部３４は、分周比３で分周した周波数の信号をフィードバック信号として位相比較部３１に入力する。また、分周部３４は、分周比０，１，２，３の分周信号をクロック信号生成部５０に出力する。クロック信号生成部５０は、分周部３４からの入力信号に基づいて移動平均部４０のサンプリング周期を制御するクロック信号を生成し、移動平均部４０に出力する。
【００４４】
図８（Ａ），（Ｂ）は、移動平均部４０において実行される移動平均処理を説明するための説明図である。図８（Ａ）には、一般的な移動平均回路の回路図と、その等価式とを図示してある。移動平均回路は、過去のＭ（Ｍは任意の自然数）個のデータを平均化したデータを出力する。より具体的には、移動平均回路は、１クロックごとに、前回のクロックまでに採取されたデータを隣のブロックに送信し、新たな１個のデータを採取して先頭のブロックに入力する。そして、全ブロックの出力を加算して出力する。
【００４５】
図８（Ｂ）は、タップ数が４の移動平均回路における移動平均処理を説明するための説明図である。図８（Ｂ）には、横軸を時間とし、縦軸を入力信号の信号値として、移動平均回路に入力される信号値の時間変化を実線グラフで図示してある。また、図８（Ｂ）では、移動平均回路においてサンプリングされるデータを白丸のプロットで図示し、サンプリングデータに基づく移動平均処理の処理結果を黒丸のプロットで図示してある。移動平均処理では、過去に採取されたデータの履歴が反映された信号値が離散的に出力されるため、入力信号の変化の傾向を高い精度で検出することができる。
【００４６】
本実施形態の移動平均部４０（図２）は、タップ数が２の移動平均回路として構成されている。移動平均部４０は、第１と第２のサンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂと、加算回路４２と、を備える。各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂは、ループフィルタ部３２に対して並列に接続されており、それぞれがループフィルタ部３２からの出力信号の入力を受け付ける。また、各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂは、加算回路４２に対して並列に接続されており、それぞれの出力信号を加算回路４２に入力する。
【００４７】
各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂは、サンプリングの実行タイミングを制御するための開閉スイッチ４１１を備えている。各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂの開閉スイッチ４１１は、クロック信号生成部５０からのクロック信号がＬｏｗのときに開いた状態（ＯＦＦ）であり、Ｈｉｇｈのときに閉じた状態（ＯＮ）になる。
【００４８】
各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂでは、開閉スイッチ４１１がＯＮのときに、入力電圧に応じた電荷量がコンデンサに蓄積され（サンプル）、開閉スイッチ４１１がＯＦＦのときには、その蓄積された電荷量が保持される（ホールド）。加算回路４２は、各サンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂの出力信号を乗算するとともに加算した信号を出力する。なお、加算回路４２は、所定の低周波数成分（例えば、１０ｋＨｚ以下の周波数成分）を遮断するローパスフィルタとしても機能する。
【００４９】
ところで、本実施形態の周波数検出装置２０では、クロック信号生成部５０の生成したクロック信号に基づいたサンプリング周期によって移動平均部４０が移動平均処理を実行する。これによって、位相同期部３０から漏れる高周波成分（高周波ノイズ）を、移動平均部４０における移動平均処理によって確実に除去することができる。
【００５０】
図９〜図１１は、本実施形態の移動平均部４０が有する高周波成分の除去機能を説明するための説明図である。図９は、位相同期部３０における入力周波数成分の信号漏れを説明するための説明図である。図９には、位相同期部３０における信号特性の例を、横軸を周波数（対数表示）とし、縦軸を利得として図示してある。
【００５１】
一般に、ＰＬＬ回路では、入力周波数の整数倍の周波数において高周波成分が漏れてしまうことが知られている。そのため、ＰＬＬ回路として構成されている本実施形態の位相同期部３０の出力信号には、入力周波数Ｆの整数倍の周波数（Ｆ×１，Ｆ×２，Ｆ×３，Ｆ×４，…）において高周波成分がノイズとして含まれてしまう可能性がある。そこで、本実施形態の周波数検出装置２０では、位相同期部３０の後段側に設けられている移動平均部４０において、位相同期部３０から漏れてくる高周波成分を適切に除去する。
【００５２】
図１０は、移動平均回路における信号のノッチ効果を説明するための説明図である。図１０には、タップ数ｎが２，３，５のそれぞれの移動平均回路についての周波数特性を示すゲイン線図を図示してある。このゲイン線図に示されているとおり、タップ数ｎの移動平均回路では、通常、１／ｎの整数倍の周波数においてノッチが発生する。即ち、移動平均回路では、サンプリング周期を、入力周波数の周波数およびタップ数と所定の関係を満たすように適切に設定することによって、信号のノッチ効果によって、ノイズ成分を確実に除去することができる。
【００５３】
図１１は、移動平均回路においてノイズを除去するためのサンプリング周期を説明するための説明図である。図１１には、ノイズ信号の一例を示す波形グラフを図示してある。また、図１１では、移動平均処理においてサンプリングされるポイントを黒丸のプロットによって示してある。なお、図１１には、タップ数が４の移動平均回路の場合の移動平均の時間幅を示す矢印を図示してある。
【００５４】
移動平均処理では、その時間幅（サンプリング周期×タップ数）を、ノイズ信号の周期とサンプリング周期との公倍数とすれば、１回の移動平均処理に用いられるデータの総和が０になる（ｘ１＋ｘ２＋ｘ３＋ｘ４＝０）。従って、上記の関係を満たすサンプリング周期で移動平均処理を実行すれば、ノイズ信号をキャンセルすることができる。
【００５５】
ここで、図９で説明したように、位相同期部３０から入力される信号の周期とノイズ信号の周期とは等しい。従って、移動平均部４０において、移動平均の時間幅が、入力信号の周期（フィードバック信号の周期）とサンプリング周期の公倍数となるように調整することによって、入力周波数成分をノッチすることができる。
【００５６】
即ち、フィードバック信号の周波数がＦｄであるときに、下記の関係式（ｂ）を満たすサンプリング周波数Ｆｓで移動平均部４０に移動平均処理を実行させることによって、位相同期部３０から漏れる高周波成分を確実に除去することができる。
（Ｆｄ／Ｆｓ）×ｎ＝Ｎ（Ｎは任意の整数）…（ｂ）
【００５７】
上述したとおり、本実施形態の移動平均部４０のタップ数は２である。そこで、本実施形態のクロック信号生成部５０は、移動平均部において、フィードバック信号の周波数の２倍の周波数でサンプリングが実行されるようにクロック信号を生成する。具体的には、以下の通りである。
【００５８】
図１２は、クロック信号生成部５０が生成するクロック信号を説明するための模式図である。図１２の上段には、図７と同じ分周部３４の出力信号を図示してあり、下段には、クロック信号生成部５０が出力する２つのクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２を、紙面上段の分周部３４の出力信号に対応させて図示してある。
【００５９】
第１のクロック信号ＣＳ１は、分周部３４の出力信号のうちで、分周比０，１，３の分周信号がＨｉｇｈであり、分周比２の分周信号がＬｏｗであるときにＨｉｇｈになるように生成される。第２のクロック信号ＣＳ２は、分周部３４の出力信号のうちで、分周比０，１の分周信号がＨｉｇｈであり、分周比２，３の分周信号がＬｏｗであるときにＨｉｇｈになるように生成される。
【００６０】
ところで、本実施形態の周波数検出装置２０では、上記のように第１と第２のクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２を生成することによって、各クロック信号ＣＳ１，ＣＳ２の立ち上がりのタイミングを、フィードバック信号（分周比３の分周信号）の立ち上がりのタイミングと一致しないようにしている。これは、位相比較部３１に電流が入力されるタイミングでは、グランド（ＧＮＤ）が揺れて回路全体が不安定になりやすいため、そのタイミングでのサンプリングを回避するためである。
【００６１】
図１３は、第１と第２のクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２に基づいて生成される移動平均部４０の出力信号を説明するための説明図である。図１３の上段には、図１２の下段と同じ第１と第２のクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２を図示してある。
【００６２】
図１３の中段には、移動平均部４０の出力信号の時間変化の一例を示すグラフを、上段の第１と第２のクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２に対応させて図示してある。なお、図１３の中段には、移動平均部４０の入力信号の時間変化の一例を示すグラフを破線で図示してある。また、図１３の中段には、第１と第２のサンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂの出力信号の時間変化を示すグラフをそれぞれ一点鎖線と二点鎖線とで図示してある。
【００６３】
図１３の下段には、ノイズ成分に着目したときの移動平均部４０の出力信号の時間変化の一例を示すグラフを図示してある。なお、図１３の下段のグラフには、移動平均部４０の入力信号に含まれるノイズ成分の時間変化を示す波形グラフを破線で図示してある。また、図１３の下段のグラフには、当該ノイズ成分に対する第１と第２のサンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂの出力の時間変化を示すグラフをそれぞれ一点鎖線と二点鎖線とで示してある。
【００６４】
上述したとおり、移動平均部４０では、第１のクロック信号ＣＳ１がＨｉｇｈのときに第１のサンプルアンドホールド回路４１ａにおいてデータが採取される。また、第２のクロック信号ＣＳ２がＨｉｇｈのときに第２のサンプルアンドホールド回路４１ｂにおいてデータが採取される。移動平均部４０は、図１３の中段に示すように、第１と第２のサンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂの出力の平均の信号値を出力し、入力信号の時間変化に追従して階段状に変化する出力信号を出力する。
【００６５】
また、第１と第２のクロック信号ＣＳ１，ＣＳ２によって、移動平均部４０のサンプリング周波数は、フィードバック信号、即ち、ノイズ信号の２倍の周波数になる。従って、図１３の下段に示すように、第１と第２のサンプルアンドホールド回路４１ａ，４１ｂはそれぞれに正負が逆のノイズ成分を採取することになり、移動平均部４０において、入力信号のノイズ成分がキャンセルされる。
【００６６】
以上のように、本実施形態の荷重検出センサ１００では、周波数検出装置２０において、ＰＬＬ回路として構成されている位相同期部３０の後段側に移動平均部４０が設けられている。移動平均部４０による出力結果には信号変化の傾向が適切に反映されるため、センサ部１０が出力する共振周波数の変化量を適切に検出することができ、荷重検出センサ１００の検出精度が向上する。なお、本実施形態の周波数検出装置２０では、帰還ループ内に移動平均回路が設けられていないため、移動平均処理による遅延の発生が抑制されており、荷重検出センサ１００の応答性が向上している。また、本実施形態の周波数検出装置２０では、移動平均部４０のサンプリング周期が位相同期部３０におけるフィードバック信号の周期に応じて制御されている。従って、位相同期部３０から漏れる高周波成分が移動平均部４０において確実に除去される。
【００６７】
B．第２実施形態：
図１４は、第２実施形態としての荷重検出センサが備える周波数検出装置の移動平均部４０Ａの構成を示す概略図である。なお、第２実施形態の荷重検出センサの構成は、周波数検出装置の移動平均部４０Ａの構成が異なる点以外は、上記第１実施形態とほぼ同じである。そのため、以下の説明では、移動平均部４０Ａ以外の他の構成部についての図示および説明は省略する。
【００６８】
上記第１実施形態の周波数検出装置２０では、移動平均部４０はタップ数が２の移動平均回路として構成されていた。これに対して、第２実施形態の周波数検出装置２０では、移動平均部４０Ａは、ｎ（ｎは３以上の自然数）個のサンプルアンドホールド回路４１1〜４１nを有する、タップ数がｎの移動平均回路として構成されている。
【００６９】
図１５は、移動平均部４０Ａを駆動するためのクロック信号の例を示す概略図である。第２実施形態におけるクロック信号生成部５０は、移動平均部４０Ａのサンプリング周波数を制御するためのクロック信号として、各サンプルアンドホールド回路４１1〜４１nに対応するｎ個のクロック信号ＣＳ1〜ＣＳnを生成する。なお、各クロック信号ＣＳ1〜ＣＳnは、位相比較部３１におけるフィードバック信号と同周波数を有するとともに、互いに位相が異なるように生成されている。
【００７０】
このように、第２実施形態の移動平均部４０Ａのタップ数は、第１実施形態の移動平均部４０のタップ数よりも多い。従って、第２実施形態の荷重検出センサであれば、第１実施形態の荷重検出センサ１００よりも検出精度が向上される。ただし、第１実施形態の荷重検出センサ１００のように、移動平均部１００のタップ数が２であれば、移動平均部４０の構成を最小限にすることができるため装置構成の小型化が可能である。
【００７１】
C．変形例：
C1．変形例１：
上記各実施形態の周波数検出装置２０では、クロック信号生成部５０によって、位相同期部３０におけるフィードバック信号の周波数に応じて、移動平均部４０のサンプリング周波数を制御していた。しかし、周波数検出装置２０では、クロック信号生成部５０は省略されても良いし、位相同期部３０におけるフィードバック信号の周波数に応じて、移動平均部４０のサンプリング周波数が制御されていなくても良い。ただし、上記実施形態において説明したように、フィードバック信号の周波数に応じて移動平均部４０のサンプリング周波数を制御することによって、位相同期部３０から漏れる高周波成分を、移動平均部４０において、より確実に除去することができる。
【００７２】
C2．変形例２：
上記実施形態では、荷重検出センサ１００は、センサ部１０の出力周波数βと、周波数検出装置２０の出力周波数αとが、β／α＜１００の関係を満たすように、センサ部１０の出力特性が設定されていた。しかし、センサ部１０の出力周波数βと、周波数検出装置２０の出力周波数αとが、β／α＜１００の関係を満たしていなくても良い。
【００７３】
C3．変形例３：
上記実施形態では、クロック信号生成部５０は、移動平均部４０のサンプリングのタイミングが、位相比較部３１に電流が流れるタイミングと一致しないように、クロック信号ＣＳ１，ＣＳ２の立ち上がりのタイミングと、フィードバック信号の立ち上がりのタイミングとが異なるように、クロック信号ＣＳ１，ＣＳ２を生成していた。しかし、クロック信号生成部５０は、クロック信号ＣＳ１，ＣＳ２の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングを、フィードバック信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングと異ならせなくても良い。ただし、クロック信号ＣＳ１，ＣＳ２の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングを、フィードバック信号の立ち上がり、または、立ち下がりのタイミングと異ならせておくことによって、回路が不安定な状態の時に、移動平均部４０がサンプリングしてしまうことを抑制できるため、周波数検出装置２０の検出精度を確保することができる。
【００７４】
本発明は、上述の実施形態や実施例、変形例に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、荷重以外のパラメータを検出する共振型の検出センサに、本願発明を適用することも可能である。また、上記実施形態や実施例、変形例においてアナログ回路で構成されていた各構成部をデジタル回路に置換して構成しても良い。さらに、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態、実施例、変形例中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。さらに、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。
【符号の説明】
【００７５】
１０…センサ部
１１…振動子
１２…増幅器
２０…周波数検出装置
３０…位相同期部
３１…位相比較部
３２…ループフィルタ部
３３…電圧制御発振部
３４…分周部
４０，４０Ａ…移動平均部
４１ａ…第１のサンプルアンドホールド回路
４１ｂ…第２のサンプルアンドホールド回路
４１1〜４１n…ｎ個のサンプルアンドホールド回路
４２…加算回路
５０…クロック信号生成部
１００…荷重検出センサ
３１１…主回路部
３１１１…ロジック部
３１２…チャージポンプ回路部
３１２１…プラス側スイッチ
３１２２…マイナス側スイッチ
３１２３，３１２４…定電流源
４１１…開閉スイッチ
ＣＳ１…第１のクロック信号
ＣＳ２…第２のクロック信号
ＣＳ1〜ＣＳn…ｎ個のクロック信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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