(57)【要約】【課題】どの回転域でも適切にＰＷＭ駆動する。【解決手段】コアレス電気機械装置であって、ローター磁石と、コアレス電磁コイルと、ＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成回路と、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて前記コアレス電磁コイルを駆動するＰＷＭ駆動回路と、単位時間当たりの前記ローター磁石の回転数を検出する回転数検出部と、を備え、前記ＰＷＭ駆動信号生成回路は、前記ローター磁石の回転数に応じ前記ＰＷＭ駆動信号における１つのオン期間の幅を、ｎ１個（ｎは１以上の整数）のオン期間に分散し、前記ｎ１個のオン期間の幅の和が前記１つのオン期間の幅と同等になるＰＷＭ駆動信号を生成する。【選択図】図４
2014075865.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コアレス電気機械装置であって、
ローター磁石と、
コアレス電磁コイルと、
ＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成回路と、
前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて前記コアレス電磁コイルを駆動するＰＷＭ駆動回路と、
単位時間当たりの前記ローター磁石の回転数を検出する回転数検出部と、
を備え、
前記ＰＷＭ駆動信号生成回路は、前記ローター磁石の回転数に応じ前記ＰＷＭ駆動信号における１つのオン期間の幅を、ｎ１個（ｎ１は１以上の整数）のオン期間に分散し、前記ｎ１個のオン期間の幅の和が前記１つのオン期間の幅と同等になるＰＷＭ駆動信号を生成する、コアレス電気機械装置。
【請求項２】
請求項１に記載のコアレス電気機械装置において、
前記ＰＷＭ駆動信号生成回路は、
前記ローター磁石の回転数が予め定められた第１の回転数以下の場合には、基本ＰＷＭ周期を有する第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、
前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記基本ＰＷＭ周期をｎ２個（ｎ２は２以上の整数）に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成する、
コアレス電気機械装置。
【請求項３】
請求項２に記載のコアレス電気機械装置において、
前記第２のＰＷＭ駆動信号のパルスは、前記各基本ＰＷＭ周期において、等間隔に分散されている、コアレス電気機械装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載のコアレス電気機械装置において、
前記子周期の各パルスのパルス幅は、同等のパルス幅である、コアレス電気機械装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載のコアレス電気機械装置において、
前記ＰＷＭ駆動信号生成回路は、
基本クロックを発生する基本クロック生成部と、
前記基本クロックから前記キャリア周波数ｆｐｗｍのＰＷＭクロックを発生させるＰＷＭクロック生成部と、
前記ローター磁石の回転数Ｎと前記キャリア周波数ｆｐｗｍの値とから前記ローター磁石の電気角２π期間中のＰＷＭパルスの数である基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πを算出する第１のＰＷＭパルス数算出部と、
前記基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πと予め定められた最低ＰＷＭパルス数とを用いて、前記ｎの値を算出する分散値算出部と、
前記基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πと前記ｎの値とから第２のＰＷＭ駆動信号の電気角２π期間中のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃを算出する第２のＰＷＭパルス数算出部と、
前記第２のＰＷＭ駆動信号の各パルスのパルス幅を算出するパルス幅算出部と、
前記基本クロックと、前記ＰＷＭクロックと、前記ｎの値と、前記第２のＰＷＭ駆動信号の各パルスのパルス幅と、を用いて、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数以下の場合には、前記第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記第２のＰＷＭ駆動信号を生成する、ＰＷＭ駆動信号生成部と、
を備える、コアレス電気機械装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか一項に記載のコアレス電気機械装置を備える移動体。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか一項に記載のコアレス電気機械装置を備えるロボット。
【請求項８】
ローター磁石と、コアレス電磁コイルとを有するコアレス電気機械装置の駆動方法であって、
前記ローター磁石の回転数を検出する工程と、
前記コアレス電磁コイルを駆動するＰＷＭ駆動信号を生成する工程と、
前記ＰＷＭ駆動信号を用いて前記コアレス電磁コイルを駆動する工程と、
を備え、
前記ＰＷＭ駆動信号を生成する工程では、ＰＷＭ駆動信号生成部は、前記ローター磁石の回転数に応じ前記ＰＷＭ駆動波形のオン期間の幅を、ｎ個（ｎは２以上の整数）のオン期間に分散し、前記ｎ個のオン期間の幅の和が前記オン期間の幅と同等になるようにＰＷＭ駆動分散波形を生成する、コアレス電気機械装置の駆動方法。
【請求項９】
請求項８に記載のコアレス電気機械装置の駆動方法において、
前記ＰＷＭ駆動信号を生成する工程では、前記ＰＷＭ駆動信号生成部は、
前記ローター磁石の回転数が予め定められた第１の回転数以下の場合には、基本ＰＷＭ周期を有する第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、
前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記基本ＰＷＭ周期をｎ個（ｎは２以上の整数）に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成する、コアレス電気機械装置の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コアレス電気機械装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧指令の変調波信号と搬送波とを比較して得られるパルス幅変調により制御されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動インバーター装置が知られている（例えば特許文献１）。このインバーター装置は、変調波上限値演算部と変調波制御部を備え、搬送波の最大値以下でかつ搬送波の最小値より大きな範囲にある上限値を変調波に設ける変調波上限値を変調波上限値演算部において作成し、この変調波上限値を用いて複数相の変調波指令を変調波制御部において修正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開番号ＷＯ２００５／０８８８２２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
コアレス電気機械装置をＰＷＭ駆動した場合、電磁コイルのインダクタンスＬが小さいため、時定数（Ｒ／Ｌ）が大きくなる。その結果、コアレス電気機械装置をＰＷＭ駆動すると、ＰＷＭ駆動のオンオフ毎の電磁コイルに流れる電流の振幅が大きくなり、この大きな電流変化により電磁コイル周りの磁束の変化も大きくなる。その結果、ローター磁石を貫く磁束も大きく変化し、この磁束の大きな変化により、ローター磁石に大きな渦電流が流れ、渦電流損失が大きくなるという問題があった。特にこの問題は、コアレス電気機械装置を高回転で回転させる場合に顕著に現れた。また、ローター磁石の回転により電磁コイルに生じる誘起電圧フォームとは掛け離れたＰＷＭ駆動電圧フォームにより電流歪みが生じ、適正な回転とは異なった電流が生じる虞もあった。また、コアレス電気機械装置は、低回転から高回転まで使われるため、どの回転域でも適切にＰＷＭ駆動できるコアレス電気機械装置やコアレス電気機械装置の制御方法が望まれていた。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。
【０００６】
（１）本発明の一形態によれば、コアレス電気機械装置が提供される。この形態のコアレス電気機械装置は、ローター磁石と、コアレス電磁コイルと、ＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ駆動信号生成部と、前記ＰＷＭ駆動信号に基づいて前記コアレス電磁コイルを駆動するＰＷＭ駆動回路と、単位時間当たりの前記ローター磁石の回転数を検出する回転数検出部と、を備え、前記ＰＷＭ駆動信号生成回路は、前記ローター磁石の回転数に応じ前記ＰＷＭ駆動信号における１つのオン期間の幅を、ｎ１個（ｎ１は１以上の整数）のオン期間に分散し、前記ｎ１個のオン期間の幅の和が前記１つのオン期間の幅と同等になるＰＷＭ駆動信号を生成する。この形態のコアレス電気機械装置によれば、ＰＷＭ駆動信号における１つのオン期間の幅を、ｎ１個のオン期間に分散するので、ＰＷＭ駆動信号のオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【０００７】
（２）上記形態のコアレス電気機械装置において、前記ＰＷＭ駆動信号生成部は、前記ローター磁石の回転数が予め定められた第１の回転数以下の場合には、ＰＷＭ駆動信号生成部は、基本ＰＷＭ周期を有する第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記基本ＰＷＭ周期をｎ２個（ｎ２は２以上の整数）に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成してもよい。この形態のコアレス電気機械装置によれば、ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、ＰＷＭ駆動信号生成部は、前記基本ＰＷＭ周期をｎ２個に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成するので、ＰＷＭ駆動信号のオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【０００８】
（３）上記形態のコアレス電気機械装置において、前記第２のＰＷＭ駆動信号のパルスは、前記各基本ＰＷＭ周期において、等間隔に分散されていてもよい。この形態のコアレス電気機械装置によれば、第２のＰＷＭ駆動信号のパルスは各ＰＷＭ周期において、等間隔に分散されているので、パルスのオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【０００９】
（４）上記形態のコアレス電気機械装置において、前記子周期の各パルスのパルス幅は、同等のパルス幅であってもよい。この形態のコアレス電気機械装置によれば、子周期の各パルスのパルス幅は、同じパルス幅であるので、パルスのオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【００１０】
（５）上記形態のコアレス電気機械装置において、前記ＰＷＭ駆動信号生成部は、基本クロックを発生する基本クロック生成部と、前記基本クロックから前記キャリア周波数ｆｐｗｍのＰＷＭクロックを発生させるＰＷＭクロック生成部と、前記ローター磁石の回転数Ｎと前記キャリア周波数ｆｐｗｍの値とから前記ローター磁石の電気角２π期間中のＰＷＭパルスの数である基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πを算出する第１のＰＷＭパルス数算出部と、前記基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πと予め定められた最低ＰＷＭパルス数とを用いて、前記ｎの値を算出する分散値算出部と、前記基本ＰＷＭパルス数Ｎ２πと前記ｎの値とから第２のＰＷＭ駆動信号の電気角２π期間中のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃを算出する第２のＰＷＭパルス数算出部と、前記第２のＰＷＭ駆動信号の各パルスのパルス幅を算出するパルス幅算出部と、前記基本クロックと、前記ＰＷＭクロックと、前記ｎの値と、前記第２のＰＷＭ駆動信号の各パルスのパルス幅と、を用いて、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数以下の場合には、前記第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記第２のＰＷＭ駆動信号を生成する、ＰＷＭ駆動信号生成部と、を備えてもよい。この形態のコアレス電気機械装置によれば、第２のＰＷＭ駆動信号を容易に生成することができる。
【００１１】
（６）本発明の一形態によれば、上記形態のコアレス電気機械装置を備える移動体であってもよい。この形態のコアレス電気機械装置は、移動体に適用することができる。
【００１２】
（７）本発明の一形態によれば、上記形態のコアレス電気機械装置を備えるロボットであってもよい。この形態のコアレス電気機械装置は、ロボットに適用することができる。
【００１３】
（８）本発明の一形態によれば、ローター磁石と、コアレス電磁コイルとを有するコアレス電気機械装置の駆動方法が提供される。この形態のコアレス電気機械装置の駆動方法は、前記ローター磁石の回転数を検出する工程と、前記コアレス電磁コイルを駆動するＰＷＭ駆動信号を生成する工程と、前記ＰＷＭ駆動信号を用いて前記コアレス電磁コイルを駆動する工程と、を備え、前記ＰＷＭ駆動信号を生成する工程では、ＰＷＭ駆動信号生成部は、前記ローター磁石の回転数に応じ前記ＰＷＭ駆動波形のオン期間の幅を、ｎ個（ｎは２以上の整数）のオン期間に分散し、前記ｎ個のオン期間の幅の和が前記オン期間の幅と同等になるようにＰＷＭ駆動分散波形を生成する。この形態のコアレス電気機械装置の駆動方法によれば、ＰＷＭ駆動信号生成部は、ＰＷＭ駆動信号における１つのオン期間の幅を、ｎ１個のオン期間に分散するので、ＰＷＭ駆動信号のオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【００１４】
（９）上記形態のコアレス電気機械装置の駆動方法において、前記ＰＷＭ駆動信号を生成する工程では、前記ＰＷＭ駆動信号生成部は、前記ローター磁石の回転数が予め定められた第１の回転数以下の場合には、基本ＰＷＭ周期を有する第１のＰＷＭ駆動信号を生成し、前記ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記基本ＰＷＭ周期をｎ個（ｎは２以上の整数）に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成してもよい。この形態のコアレス電気機械装置の駆動方法によれば、ローター磁石の回転数が前記第１の回転数を超える場合には、前記基本ＰＷＭ周期をｎ個（ｎは２以上の整数）に分割した子周期を有する第２のＰＷＭ駆動信号を生成するので、パルスのオンオフに伴う電流の変化を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することが可能となる。
【００１５】
本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、コアレス電気機械装置の他、コアレス電気機械装置の制御方法等様々な形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１Ａ】電気機械装置の一実施形態としてコアレスモーターの構成を示す説明図である。
【図１Ｂ】電気機械装置の一実施形態としてコアレスモーターの構成を示す説明図である。
【図１Ｃ】コイルバックヨークの内周に沿って配列された電磁コイルを示す概略斜視図である。
【図２】コアレスモーター１０を３０００ｒｐｍで回転させたときの電磁コイルに流れる電流を示すグラフである。
【図３】コアレスモーター１０を９０００ｒｐｍで回転させたときの電磁コイルに流れる電流を示すグラフである。
【図４】電流の振幅を少なくする原理を模式的に示す説明図である。
【図５】本実施例のコアレスモーターの回路の一例を示す説明図である。
【図６】ＰＷＭ駆動信号生成回路の一例を示す説明図である。
【図７】ＰＷＭ駆動信号生成部の一例を示す説明図である。
【図８】演算部６２０で行われる処理の一例を示す説明図である。
【図９】本実施例で用いたパラメータの値を示す説明図である。
【図１０】回転数と分散処理前後のＰＷＭパルス数の演算結果との関係を示す説明図である。
【図１１】図１０の結果をグラフに示したものである。
【図１２】あるＰＷＭ周期におけるパルスＡのパルス幅を示す説明図である。
【図１３】パルスＡのパルス幅が２３１のときの分散数と子パルスＢＣのパルス幅を示す説明図である。
【図１４】本発明の変形例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。
【図１５】本発明の変形例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。
【図１６】本発明の変形例によるモーターを利用した双腕７軸ロボットの一例を示す説明図である。
【図１７】本発明の変形例によるモーターを利用した垂直多関節ロボットを示す説明図である。
【図１８】本発明の変形例によるモーターを利用した双腕キャスター付ロボットを示す説明図である。
【図１９】本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１Ａおよび図１Ｂは、電気機械装置の一実施形態としてコアレスモーター１０の構成を示す説明図である。図１Ａは、コアレスモーター１０を回転軸２３０に平行な面（図１Ｂの１Ａ−１Ａ切断面）で切った断面を模式的に示し、図１Ｂは、コアレスモーター１０を回転軸２３０に垂直な面（図１Ａの１Ｂ−１Ｂ切断面）で切った断面を模式的に示している。
【００１８】
コアレスモーター１０は、略円筒状のステーター１５が外側に配置され、円筒状のローター２０が内側に配置されたインナーローター型モーターである。ステーター１５は、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂと、ケーシング１１０と、コイルバックヨーク１１５と、磁気センサー３００とを備えている。ローター２０は、回転軸２３０と、ローター磁石２００と、磁石バックヨーク２３６と、磁石サイドヨーク２３７，２３８と、軸受け部２４０と、波バネ座金２６０と、を備えている。
【００１９】
ローター２０は、中心に回転軸２３０を有しており、回転軸２３０の外周には、円筒状の磁石バックヨーク２３６が接着剤で固定配置されている。また、磁石バックヨーク２３６の外周には、複数（本例では６個）のローター磁石２００が略円筒状に接着剤で固定配置されている。複数のローター磁石２００には、回転軸２３０の中心から外部に向かう方向（放射方向）に磁化された永久磁石と、外部側から回転軸２３０の中心に向かう方向（中心方向）に磁化された永久磁石と、が用いられる。磁化方向が放射方向のローター磁石２００と、磁化方向が中心方向のローター磁石２００とは、円周方向に沿って交互に配置されている。図１Ｂのローター磁石２００に付した「Ｎ」および「Ｓ」の符号は、ローター磁石２００の外周側の磁極の極性を示している。なお、本実施形態では、ローター磁石２００の着磁方向は、ラジアル方向（放射方向あるいは中心方向）として説明しているが、ラジアル方向ではなくパラレル方向の着磁であってもよい。
【００２０】
回転軸２３０に沿った方向（以下、単に「軸方向」と呼ぶ）のローター磁石２００の両側の端部（側面）には、磁石サイドヨーク２３７，２３８が接着剤で固定配置されている。磁石サイドヨーク２３７，２３８は、軟磁性体材料で形成された略円盤状の部材である。磁束は、空気中よりも軟磁性体材料の中を通りやすいので、ローター磁石２００からでた磁束のうち、回転軸２３０の軸方向に漏れ出た磁束を、磁石サイドヨーク２３７，２３８により抑制する。なお、磁石サイドヨーク２３７，２３８とローター磁石２００とが接する面の具体的な構造については、後で詳述する。
【００２１】
回転軸２３０は、炭素繊維強化プラスチック等の非磁性材で形成されており、貫通孔２３１を有している。回転軸２３０は、軸受け部２４０で支持されてケーシング１１０に取り付けられている。また、本実施形態では、ケーシング１１０の内側に、波バネ座金２６０が設けられている。この波バネ座金２６０は、ローター磁石２００の位置決めを行っている。但し、波バネ座金２６０は省略可能である。
【００２２】
ケーシング１１０は、ステーター１５およびローター２０を収容する筐体である。ケーシング１１０は、軸方向の中央の円筒形部分である第１のケーシング部分１１０ａと、両端の蓋部分である第２および第３のケーシング部分１１０ｂ，１１０ｃと、を備える。第１のケーシング部分１１０ａは、アルミニウムなどの熱伝導性の良い材料で形成されている。
【００２３】
第１のケーシング部分１１０ａの内周側には、コイルバックヨーク１１５が設けられている。コイルバックヨーク１１５の軸方向の長さは、ローター磁石２００の軸方向の長さとほぼ同じである。第１のケーシング部分１１０ａがアルミニウムなどの熱伝導性の良い材料で形成されているのは、コイルバックヨーク１１５に生じた熱を外部に容易に放出するためである。なお、コイルバックヨーク１１５に生じる熱の原因としては、ローター２０のローター磁石２００の回転にともなって生じる渦電流による損失（以下「渦電流損失」と呼ぶ。）があげられる。回転軸２３０からコイルバックヨーク１１５に向かって放射方向に放射線を引いたとき、放射線は、ローター磁石２００をちょうど貫く。すなわち、回転軸２３０から見ると、コイルバックヨーク１１５とローター磁石２００は、重なって見える。
【００２４】
コイルバックヨーク１１５の内周側には、コイルバックヨーク１１５の内周に沿って、二相の電磁コイル１００Ａ，１００Ｂが配列されている。二相の電磁コイル１００Ａ，１００Ｂを区別しない場合、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂを合わせて「電磁コイル１００」とも呼ぶ。なお、図１Ｃは、コイルバックヨークの内周に沿って配列された電磁コイル１００を示す概略斜視図である。電磁コイル１００Ａ，１００Ｂは、それぞれ、複数個あり、回路基板３０５に接続されている。電磁コイル１００Ａ，１００Ｂは、有効コイル領域とコイルエンド領域とを有している。ここで有効コイル領域とは、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂに電流が流れたときに、ローター２０に対して回転方向のローレンツ力を与える領域であり、コイルエンド領域は、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂに電流が流れたときに、ローター２０に対して回転方向と異なる方向（主として回転方向に垂直な方向）のローレンツ力を与える領域である。ただし、コイルエンド領域は、有効コイル領域を挟んで２つあり、それぞれのローレンツ力は、大きさが同じで、向きが反対であるので、互いに打ち消し合う。有効コイル領域においては、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂを構成する導体配線は、回転軸２３０とほぼ平行な方向であり、コイルエンド領域では、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂを構成する導体配線は、回転方向と平行である。また、回転軸２３０からコイルバックヨーク１１５に向かって放射方向に放射線を引いたとき、放射線は、有効コイル領域を貫くが、コイルエンド領域は貫かない。すなわち、回転軸２３０から見ると、有効コイル領域は、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５の両方と重なって見えるが、コイルエンド領域は、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５のいずれとも重なって見えない。電磁コイル１００Ａ，１００Ｂは、ローター磁石２００と重なっているが、コイルエンド領域では、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂは、ローター磁石２００と重なっていない。
【００２５】
また、電磁コイル１００Ａ、１００Ｂの有効コイル領域は、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５との間の円筒領域に配置されている。電磁コイル１００Ａの２つのコイルエンド領域のうち、図１Ｃに示す左側のコイルエンド領域は、有効コイル領域と同様に、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５との間の円筒領域に配置されているが、右側のコイルエンド領域は、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５との間の円筒領域よりも内側に曲げられている。逆に、電磁コイル１００Ｂの２つのコイルエンド領域のうち、図１Ｃに示す右側のコイルエンド領域は、有効コイル領域と同様に、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５との間の円筒領域に配置されているが、左のコイルエンド領域は、ローター磁石２００とコイルバックヨーク１１５との間の円筒領域よりも外側に曲げられている。このように、電磁コイル１００Ａの一方のコイルエンド領域を内側に曲げ、電磁コイル１００Ｂの一方のコイルエンド領域を外側に曲げることにより、電磁コイル１００Ａのコイルエンド領域と、電磁コイル１００Ｂのコイルエンド領域とが交わる部分での電磁コイル１００Ａと電磁コイル１００Ｂの干渉を抑制できる。また、電磁コイル１００Ａと１００Ｂとは、曲げられたコイルエンド領域の形状が若干異なるだけなので、電磁コイル１００Ａと電磁コイル１００Ｂの電気抵抗を同じ値にすることが容易である。また、電磁コイル１００Ａと１００Ｂのインダクタンスの値もほぼ同じ値にすることが可能である。
【００２６】
ステーター１５には、さらに、ローター２０の位相を検出する位置センサーとしての磁気センサー３００が、電磁コイル１００Ａ，１００Ｂの各相に１つずつ配置されている。なお、図１Ａでは、一方の磁気センサー３００のみを表示している。磁気センサー３００は、回路基板３１０の上に固定されており、回路基板３１０は、ケーシング１１０に固定されている。
【００２７】
ここで、上記したように、磁石サイドヨーク２３７，２３８は、ローター磁石２００から軸方向に磁束が漏れ出ることを抑制する目的で配置されるが、磁気センサー３００が配置される側の磁石サイドヨーク２３８は、磁気センサー３００で磁束の変化を感知できる程度の磁束の漏れを許容する必要がある。このため、磁気センサー３００が配置される側の磁石サイドヨーク２３８の軸方向の厚さは、磁気センサー３００が配置される側と反対側の磁石サイドヨーク２３７の軸方向の厚さよりも薄く設定される。なお、外部にエンコーダーを設ける場合には、磁気センサー３００および回路基板３１０を省略することができる。
【００２８】
図２は、コアレスモーター１０を３０００ｒｐｍで回転させたときの電磁コイルに流れる電流を示すグラフである。図３は、コアレスモーター１０を９０００ｒｐｍで回転させたときの電磁コイルに流れる電流を示すグラフである。図２、図３とも、横軸は電気角であり、０〜πまでの目盛りを有している。縦軸は、電磁コイル１００に流れる電流である。なお、図２、３では、電気角の０からπまでを図示しているが、電気角のπから２πまでは、電流の大きさ（絶対値）は電気角の０からπまでと同じ大きさであるが電流の向きが電気角の０からπまでと逆向きである。図２と図３からわかるように、電磁コイルを流れる電流の波形は、上下方向に振幅しながら、略正弦波の形状を有している。ＰＷＭ駆動がオンの時は、時定数Ｒ／Ｌの傾きで電流が増加し、ＰＷＭ駆動がオフの時は、時定数Ｒ／Ｌの傾きで電流が減少する。最も振幅が大きいのは、電気角がπ／２の時である。コアレスモーター１０のローター２０を３０００回転で回転させたときの電気角π／２における電流の振幅をΔＩＬ、コアレスモーター１０のローター２０を９０００回転で回転させたときの電気角π／２における電流の振幅をΔＩＨとすると、ΔＩＨ＞ΔＩＬであり、コアレスモーター１０が高回転した方が電磁コイルを流れる電流の振幅が大きい。
【００２９】
ローター磁石２００を貫く磁束は、電磁コイル１００を流れる電流に依存する。ここで、電磁コイル１００を流れる電流が変化すると、ローター磁石２００を貫く磁束が変化し、この磁束の変化を抑えようと、渦電流が流れる。渦電流が生じると、渦電流損失が生じる。電磁コイル１００を流れる電流が大きく変化するほど渦電流が大きくなり、渦電流損失も大きくなる。コアレスモーター１０では、電磁コイルのインダクタンスＬが小さいため、時定数（Ｒ／Ｌ）の値が大きく、電流の変化が大きいため、渦電流損失が大きくなる。本実施例は、電流の振幅を小さくして、渦電流損失を少なくすることを目的としている。
【００３０】
図４は、電流の振幅を少なくする原理を模式的に示す説明図である。図４（ａ）は、コアレスモーターを駆動する駆動波形を模式的に示す駆動模擬波形を表している。駆動模擬波形は、周期が電気角２πの略正弦波である。この駆動模擬波形の電気角２πを基準とした角周波数はｆ２πである。図４（ｂ）は、コアレスモーター１０を駆動するＰＷＭ駆動波形を示す。図４（ｂ）に示すＰＷＭ駆動波形をアナログ的に示すと、図４（ａ）に示す駆動模擬波形となる。図４（ｃ）は、図４（ｂ）のＰＷＭ駆動波形の一部を拡大して示すものである。図４（ｃ）では、Ａ１、Ａ２、Ａ３の３つのパルスを示している。各パルスの周期の大きさは同じ大きさであり、周波数はｆｐｗｍである。図４（ｄ）は、電磁コイルに流れる電流波形を示す。図４（ｃ）に示すパルスがオンの期間には、ＰＷＭ電流波形は上昇し、図４（ｃ）に示すパルスがオフの期間には、ＰＷＭ電流波形は下降する。図４において、ＰＷＭ電流が最も下降するのは、パルスＡ１がオフになった後パルスＡ２がオンになるまでの間であり、この期間の電流はΔＩ１少なくなる。一方、ＰＷＭ電流が最も上昇するのは、パルスＡ３がオンになっている期間であり、この期間の電流はΔＩ２多くなる。
【００３１】
図４（ｅ）は、本実施例の分散駆動波形を示す説明図である。本実施例では、パルスＡ１を２つの子パルスＢ１と１つの子パルスＣ１と、合計３つの子パルスに分散し、電磁コイル１００に駆動電力を供給する。ここで、子パルスＢ１の周期Ｂｃと子パルスＣ１の周期Ｃｃの長さは、同じ長さあるいは、同等の長さであることが好ましい。ここで、子パルスＢ１の周期Ｂｃと子パルスＣ１の周期Ｃｃが同等の長さであるとは、両者のパルス数の差が、±（Ｎｄ−１）以下であることを意味する。Ｎｄは、パルスＡ１をいくつの子パルスＢ１、Ｃ１に分散処理をするかを示す値であり、３つの子パルスに分散する場合には、Ｎｄ＝３である。なお同等でも良いとしたのは、ＰＷＭ信号処理は、デジタルの処理のため、分散数Ｎｄの値によっては、割り切れない場合が生じるためである。こうすることで、子パルスＢ１、Ｃ１はほぼ等間隔で現れる。また、子パルスＢ１と子パルスＣ１の長さについても、同じ長さあるいは、同等の長さであることが好ましい。なお、パルスＡ１の長さは、２つの子パルスＢ１と１つの子パルスＣ１の長さの和に等しい。すなわち、分散処理の前後で、ＰＷＭ駆動がオンしている時間の合計は変わらない。
【００３２】
図４（ｆ）は、電磁コイル１００を分散駆動したときの電磁コイルに流れる電流波形を示す説明図である。図４（ｄ）に示す電流波形と比較すると、図４（ｆ）に示す電流波形は、上下方向の振幅が小さい。例えば、ＰＷＭ電流が最も下降するのは、子パルスＣ１がオフになった後、子パルスＢ２がオンになるまでの間であり、この期間の電流はΔＩ３少なくなる。このΔＩ３の大きさは、図４（ｄ）のΔＩ１よりも小さい。また、ＰＷＭ電流が最も上昇するのは、子パルスＢ３がオンになっている期間であり、この期間の電流はΔＩ４多くなる。このΔＩ４の大きさは図４（ｄ）のΔＩ２よりも小さい。すなわち、図４（ｆ）に示す電流波形は、図４（ｄ）に示す電流波形よりも、電磁コイル１００を流れる電流の振幅が小さい。その結果、電磁コイル１００を流れる電流の変化により生じる磁束の変化も小さくなる。磁束は、ローター磁石２００を貫いているので、磁束の変化が小さくなれば、ローター磁石に生じる渦電流が小さくなる。すなわち、渦電流損失を低減することが可能となる。図４（ｇ）は、ＰＷＭ駆動の基本クロック信号ＰＣＬ（周波数ｆｃ）を示す図である。
【００３３】
図５は、本実施例のコアレスモーターの回路の一例を示す説明図である。コアレスモーター１０は、すでに説明した電磁コイル１００Ａ、ローター磁石２００、磁気センサー３００Ａの他に、ＣＰＵ４００と、ＰＷＭ駆動信号生成回路５００と、基本クロック生成回路５１０と、分周回路５２０と、回転数取得部４３０と、Ｈ型ブリッジ回路７００と、レベルシフター回路７１０と、を備える。ＰＷＭ駆動信号生成回路５００は、ＰＷＭ駆動信号生成部５３０を含んでいる。ＰＷＭ駆動信号生成部５３０は、分散処理後のＰＷＭ駆動信号ｄｒｐｗｍｃを生成する。
【００３４】
基本クロック生成回路５１０は、基本クロック信号ＰＣＬ（周波数ｆｃ）を発生させる。分周回路５２０は、基本クロック信号ＰＣＬを１／Ｍ分周してクロック信号ＳＤＣ（周波数ｆｐｗｍ）を生成する。なお、図５では、基本クロック信号ＰＣＬと、クロック信号ＳＤＣとを回転数取得部４３０にも入力するため、別個に記載しているが、ＰＷＭ駆動信号生成回路５００が基本クロック生成回路５１０と分周回路５２０とを備える構成にしてもよい。ＰＷＭ駆動信号生成部５３０は、分散処理後のＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃを生成し、さらに、Ｈ型ブリッジ回路７００を駆動するための駆動信号ｄｒｖＡ１Ｈ、ｄｒｖＡ１Ｌ、ｄｒｖＡ２Ｈ、ｄｒｖＡ２Ｌを生成する。回転数取得部４３０は、磁気センサー３００Ａからのセンサー信号ＳＳＡと、基本クロック信号ＰＣＬとを用いて、コアレスモーター１０の回転数Ｎを取得する。なお、Ｂ相側についても同様の回路を備えていてもよい。
【００３５】
Ｈ型ブリッジ回路７００は、電磁コイル１００Ａとスイッチング素子Ｔｒ１Ａ〜Ｔｒ４Ａを備えている。電磁コイル１００Ａを挟む対角のスイッチング素子同士、例えばスイッチング素子Ｔｒ１ＡとＴｒ４Ａとがオンし、スイッチング素子Ｔｒ２ＡとＴｒ３Ａとがオフしたときに電磁コイル１００Ａに右向きに電流が流れる。逆に、例えばスイッチング素子Ｔｒ１ＡとＴｒ４Ａとがオフし、スイッチング素子Ｔｒ２ＡとＴｒ３Ａとがオンしたときに電磁コイル１００Ａに左向きに電流が流れる。レベルシフター回路７１０は、電源側のスイッチング素子Ｔｒ１Ａ、Ｔｒ３Ａのゲートに入力されるＰＷＭ駆動信号ＤｒｖＡ１Ｈ、ＤｒｖＡ２Ｈの信号の電位を調整するために用いられる。なお、レベルシフター回路７１０は無くても良い。
【００３６】
図６は、ＰＷＭ駆動信号生成回路の一例を示す説明図である。ＰＷＭ駆動信号生成回路５００は、基本クロック生成回路５１０と、分周回路５２０と、ＰＷＭ駆動信号生成部５３０と、正逆方向指示値レジスター５４０と、乗算器５５０、５５２と、符号化部５６０、５６２と、ＡＤ変換部５７０、５７２と、電圧指令値レジスター５８０と、励磁区間設定部５９０と、を備える。なお、図６では、図５で説明した基本クロック生成回路５１０と、分周回路５２０とをＰＷＭ駆動信号生成回路５００に含めて記載している。
【００３７】
基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周回路５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｍの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｍの値は所定の一定値に設定される。このＭの値は、予めＣＰＵ４００によって分周回路５２０に設定される。ＰＷＭ駆動信号生成部５３０は、クロック信号ＰＣＬ、ＳＤＣと、乗算器５５０、５５２から供給される乗算値Ｍａ、Ｍｂと、正逆方向指示値レジスター５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０、５６２から供給される正負符号信号Ｐａ、Ｐｂと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａ、Ｅｂと、ローター２０の回転数に応じて、ＰＷＭ駆動信号ｄｒｐｗｍｃを生成する。
【００３８】
正逆方向指示値レジスター５４０内には、コアレスモーター１０の回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ４００によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにコアレスモーター１０が正転し、Ｈレベルのときに逆転する。
【００３９】
ＰＷＭ駆動信号生成部５３０に供給される他の信号Ｍａ、Ｍｂ、Ｐａ、Ｐｂ、Ｅａ、Ｅｂ、ＳＥＬは以下のように決定される。なお、乗算器５５０と符号化部５６０とＡＤ変換部５７０はＡ相用の回路であり、乗算器５５２と符号化部５６２とＡＤ変換部５７２はＢ相用の回路である。これらの回路群の動作は同じなので、以下ではＡ相用の回路の動作について主に説明する。なお、以下では、Ａ相とＢ相のパラメータ（後述する励磁区間など）は同じ値に設定されるものとして説明するが、Ａ相とＢ相のパラメータを互いに異なる値に設定することも可能である。
【００４０】
なお、本明細書において、Ａ相とＢ相とをまとめて指す場合には、符号の末尾「ａ」「ｂ」（Ａ相とＢ相を示すもの）を省略している。例えば、Ａ相とＢ相の乗算値Ｍａ、Ｍｂを区別する必要が無い場合には、これらを合わせて「乗算値Ｍ」と呼ぶ。他の符号についても同様である。
【００４１】
磁気センサー３００Ａのセンサー信号ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。この磁気センサー３００Ａのセンサー信号ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサー信号ＳＳＡをＡＤ変換して、センサー出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の”ｈ”は１６進数であることを示す）であり、プラス側の中央値を８０ｈとし、マイナス側の中央値を７Ｆｈとしてそれぞれを波形の中位点に対応させる。
【００４２】
符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサー出力値のレンジを変換するとともに、センサー出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサー出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサー出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ駆動信号生成部５３０に供給される。
【００４３】
電圧指令値レジスター５８０は、ＣＰＵ４００によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、コアレスモーター１０の印加電圧を設定する値として機能するものである。電圧指令値Ｙａは、典型的には０〜１．０の値を取るが、１．０よりも大きな値を設定可能としても良い。但し、以下では電圧指令値Ｙａが０〜１．０の範囲の値を取るものと仮定する。このとき、仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサー出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ駆動信号生成部５３０に供給する。ＰＷＭ駆動信号生成部５３０は、ＰＷＭ駆動信号ｄｒｐｗｍを生成する。
【００４４】
図７は、ＰＷＭ駆動信号生成部の一例を示す説明図である。ＰＷＭ駆動信号生成部５３０は、レジスター群６１０と、演算部６２０と、Ｎｄカウンター６５０と、Ｂカウンター６６０と、Ｃカウンター６７０と、マルチプレクサー６８０と、を備える。レジスター群６１０には、基本周波数レジスター６１１と、ＰＷＭ分解能レジスター６１２と、キャリア周波数レジスター６１３と、極数レジスター６１４と、ＰＷＭｍｉｎ数レジスター６１５と、ＰＷＭパルス数レジスター６１６と、が含まれる。
【００４５】
基本周波数レジスター６１１は、基本クロック信号ＰＣＬの周波数ｆｃを格納する。ＰＷＭ分解能レジスター６１２は、ＰＷＭ駆動の分解能（ＰＷＭパルスの一周期に含まれる基本クロックＰＣＬのパルス数）Ｎｐｗｍを格納する。キャリア周波数レジスター６１３は、クロック信号ＳＤＣの周波数ｆｐｗｍを格納する。なお、基本クロック信号ＰＣＬの周波数ｆｃと、ＰＷＭ駆動の分解能Ｎｐｗｍと、クロック信号ＳＤＣの周波数ｆｐｗｍとの間には、ｆｃ＝Ｎｐｗｍ×ｆｐｗｍの関係があるので、ＰＷＭ分解能レジスター６１２とキャリア周波数レジスター６１３のうち一方が無くても他方のレジスターの値から演算により算出することが可能である。極数レジスター６１４は、ローター２０のローター磁石２００の極数Ｐを格納する。ＰＷＭｍｉｎ数レジスター６１５は、電気角２π中のＰＷＭパルス数の最低許容値Ｎｍｉｎを格納する。ＰＷＭ駆動のキャリア周波数は変わらないので、ローターの回転数Ｎが上がると、電気角２π中のＰＷＭパルス数Ｎ２πは小さくなる。本実施例では、ローター２０が高回転になり、電気角２π中のＰＷＭパルス数Ｎ２πが最低許容値Ｎｍｉｎを下回ると、分散処理が行われる。ＰＷＭパルス数レジスター６１６は、電気角２π中のＰＷＭパルス数Ｎ２πを格納する。なお、レジスターの値は、ＣＰＵ４００により設定され、あるいは、測定結果により設定される。なお、レジスター群６１０は、ここに説明したレジスターのほか、例えば、分散処理をした後の電気角２π中のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃを格納するＰＷＭパルス数レジスター等を備える構成であってもよい。
【００４６】
演算部６２０は、分散処理後の子パルスＢ、Ｃの周期Ｂｃ、Ｃｃや、子パルスＢ、Ｃのパルス幅Ｂｎ、Ｃｎを算出する演算処理を行う。演算部６２０で行われる処理については後述する。Ｎｄカウンター６５０は、Ｂカウンター６６０、Ｃカウンター６７０の動作を制御するカウンターである。例えば、Ｎｄカウンター６５０は、クロック信号ＳＤＣの立ち上がりでリセットされ、初期値として分散値Ｎｄ（Ｎｄは１以上）が入力され、Ｂカウンター６６０の出力の立ち上がりで減算される。Ｎｄが２以上のとき、Ｂカウンター６６０の出力Ｂｏｕｔを活性化し、Ｎｄが１のとき、Ｃカウンター６７０の出力Ｃｏｕｔを活性化する。
【００４７】
Ｂカウンター６６０は、周期カウンター６６１と、オンカウンター６６２とを備える。周期カウンター６６１には、演算部６２０から、子パルスＢの周期Ｂｃが入力され、基本クロック信号ＰＣＬを用いて子パルスＢの周期をカウントする。オンカウンター６６２には、演算部６２０から、子パルスＢのオン期間の長さＢｎが入力され、基本クロック信号ＰＣＬを用いて子パルスＢのオン期間をカウントする。Ｎｄカウンター６５０の出力Ｎｄｏｕｔが２以上のとき、Ｂカウンター６６０の出力Ｂｏｕｔは、周期カウンター６６１のカウンター値により、活性、非活性に分けられ、カウント値が０からＢｎまでが活性であり、カウント値がＢｎを越えてからＢｃまでが非活性である。このようにすることで、子パルスＢのオンオフを制御できる。Ｎｄが１のときは、Ｂカウンター６６０の出力Ｂｏｕｔは、非活性化される。
【００４８】
Ｃカウンター６７０は、周期カウンター６７１と、オンカウンター６７２とを備える。周期カウンター６７１には、演算部６２０から、子パルスＣの周期Ｃｃが入力され、基本クロック信号ＰＣＬを用いて子パルスＣの周期をカウントする。オンカウンター６７２には、演算部６２０から、子パルスＣのオン期間の長さＣｎが入力され、基本クロック信号ＰＣＬを用いて子パルスＣのオン期間をカウントする。Ｎｄカウンター６５０の出力Ｎｄｏｕｔが１のとき、Ｃカウンター６７０の出力Ｃｏｕｔは、周期カウンター６７１のカウンター値により、活性、非活性に分けられ、カウント値が０からＣｎまでが活性であり、カウント値がＣｎを越えてからＣｃまでが非活性である。このようにすることで、子パルスＣのオンオフを制御できる。なお、Ｎｄの値が２以上のときは、出力Ｎｄｏｕｔが２以上でＢカウンター６６０がカウントを実行し、Ｎｄｏｕｔが１のとき、Ｃカウンター６７０がカウントを実行する。Ｎｄの値が１の時は、出力Ｎｄｏｕｔは１のみであり、Ｂカウンター６６０はカウントを実行せず、Ｃカウンター６７０のみがカウントを実行する。
【００４９】
マルチプレクサー６８０は、Ｂカウンター６６０の出力Ｂｏｕｔと、Ｃカウンター６７０の出力Ｃｏｕｔとを合成して、ＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃを生成する。すなわち、Ｎｄｏｕｔが２以上のときは、Ｂカウンター６６０の出力ＢｏｕｔとＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃは同じ値であり、Ｎｄｏｕｔが１のときは、Ｃカウンター６７０の出力ＣｏｕｔとＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃは同じ値となる。なお、本実施例では、Ｎｄカウンター６５０として減算カウンターを用いたが、加算カウンターとしてもよい。この場合、分散値Ｎｄが２以上のとき、パルスＢよりも先にパルスＣが出力されるように構成しても良い。
【００５０】
図８は、演算部６２０で行われる処理の一例を示す説明図である。なお、これらの処理は、ＣＰＵ４００により実行される。ステップＳ８００では、ＣＰＵ４００は、ローター２０の回転数Ｎと、クロック信号ＳＤＣの周波数ｆｐｗｍとを用いて、ローター２０の回転の角周波数ｆ２πと分散処理前の電気角２π中のＰＷＭパルス数Ｎ２π（電気角２π中のＰＷＭパルス数）とを算出する。ステップＳ８１０では、ＣＰＵ４００は、分散値Ｎｄを算出する。ＣＰＵ４００は、電気角２π中のＰＷＭパルス数の最低許容値ＮｍｉｎをＰＷＭパルス数Ｎ２πで割、小数点以下を切り上げて分散値Ｎｄを算出する。最低許容値Ｎｍｉｎを２５６とすると、ＰＷＭパルス数Ｎ２πが２５６以上の場合には、Ｎｍｉｎ／Ｎ２πの値は、１以下となるので、小数点以下が切り上げられてＮｄは１となる。ＰＷＭパルス数Ｎ２πが１２８以上２５６未満の場合には、Ｎｍｉｎ／Ｎ２πの値は、１を越え２以下となるので、小数点以下が切り上げられてＮｄは２となる。なお図８に示したｒｏｕｎｄｕｐ（ｘ）は、ｘの値の小数点以下を切り上げる関数である。
【００５１】
ステップＳ８２０では、ＣＰＵ４００は、分散値Ｎｄと、分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πとを用いて、分散処理後のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃを算出する。なお、ＰＷＭパルス数Ｎ２πｃと、分散値Ｎｄと、分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πとの間には、Ｎ２πｃ＝Ｎｄ×Ｎ２πの関係がある。
【００５２】
ステップＳ８３０では、ＣＰＵ４００は、各ＰＷＭ周期におけるパルスＡ（図４のＡ１、Ａ２・・・に対応）のパルス幅Ａｎ（基本クロック信号ＰＣＬの数）を算出する。ＣＰＵ４００は、各ＰＷＭ周期において、乗算値ＭａにＰＷＭ一周期の基本クロックＰＣＬのパルス数Ｎｐｗｍを掛けることにより、各ＰＷＭ周期におけるパルスＡのパルス幅Ａｎを算出することができる。
【００５３】
ステップＳ８４０では、ＣＰＵ４００は、分散値Ｎｄが１でないか否かを判断する。分散値が１でない場合（Ｎｄ≠１）、ＣＰＵ４００は処理をステップＳ８５０に移行して、子パルスＢ、Ｃの周期Ｂｃ、Ｃｃ及びパルス幅Ｂｎ、Ｃｎを算出する。ＣＰＵ４００は、分散処理後のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃを分散値Ｎｄで割ることにより、子パルスＢの周期Ｂｃを算出する。また、ＰＷＭパルス数Ｎ２πｃから、Ｂｃ×（Ｎｄ−１）を引くことにより、子パルスＣの周期Ｃｃを算出する。また、ＣＰＵ４００は、パルスＡのパルス幅Ａｎを分散値Ｎｄで割ることにより、子パルスＢのパルス幅Ｂｎを算出する。また、パルスＡのパルス幅ＡｎからＢｎ×（Ｎｄ−１）を引くことにより、子パルスＣのパルス幅Ｃｎを算出する。本実施例の場合、Ｂｃ（＝Ｎ２πｃ・Ｎｄ）の小数点以下を切り上げているので、Ｂｃ≧Ｃｃとなり、子パルスＢのパルス幅Ｂｎ（＝Ａｎ／Ｎｄ）の小数点以下を切り上げているので、Ｂｎ≧Ｃｎである。また、Ｂｃ−Ｃｃ＜Ｎｄであり、Ｂｎ−Ｃｎ＜Ｎｄであり、分散値Ｎｄは小さな値（一般的には５以下）であるので、周期ＢｃとＣｃ、子パルスのパルス幅Ｂｎ、Ｃｎは同等の大きさである。
【００５４】
ステップＳ８４０において、分散値が１の場合、ＣＰＵ４００は、処理をステップＳ８６０に移行する。Ｎｄ＝１の場合、パルスＡは、１個の子パルスＣに変換され、子パルスＢは存在しない。すなわち子パルスＢは周期もパルス幅もゼロである。また、子パルスＣは、の周期Ｃｃとパルス幅Ｃｎは、分散処理前のパルスＡの周期とパルス幅と同じである。したがって、分散処理の前後でパルスの周期やパルス幅は変わらない。
【００５５】
図９は、本実施例で用いたパラメータの値を示す説明図である。本実施例では、基本周波数として１２ＭＨｚ（１２０００ｋＨｚ）を用いた。ＰＷＭの分解能（Ｍ）を２５６段としたため、ＰＷＭ駆動のクロックＳＤＣのキャリア周波数は、４６．９ＫＨｚ（＝１２ＭＨｚ／２５６）となった。また、ローター磁石の極数は、図１から６極である。ＰＷＭパルス数Ｍｉｎ値Ｎｍｉｎは２５６とした。
【００５６】
図１０は、回転数と、分散処理前後のＰＷＭパルス数の演算結果との関係を示す説明図である。例えば、コアレスモーター１０のローター２０の回転数Ｎが３０００ｒｐｍのとき、電気角２πの角周波数ｆ２πは、１５０Ｈｚ（＝Ｐ／２×（Ｎ／６０）＝６／２×（３０００／６０））である。分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πは、３１２（＝ｆｐｗｍ／ｆ２π＝４６８７５／１５０）分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πは、ＰＷＭパルス数ｍｉｎ値Ｎｍｉｎよりも大きいので、Ｎｍｉｎ／Ｎ２πの値は、１より小さく、分散値Ｎｄは１である。したがって、分散処理後のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃの値は、分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πと変わらない。
【００５７】
また、コアレスモーター１０のローター２０の回転数Ｎが９０００ｒｐｍのとき、電気角２πの角周波数ｆ２πは４５０Ｈｚとなり、分散処理前のＰＷＭパルス数Ｎ２πは１０４となる。このとき、Ｎｍｉｎ／Ｎ２πの値は、２．４６であり、小数点以下を切り上げて分散値Ｎｄは３となる。その結果、分散処理後のＰＷＭパルス数Ｎ２πｃの値は、３１２（＝Ｎ２π×Ｎｄ）となる。ＣＰＵ４００は、他の回転数についても同様に計算することで、図１０に示す値を得ることが出来る。図１１は、図１０の結果をグラフに示したものである。
【００５８】
図１２は、あるＰＷＭ周期におけるパルスＡのパルス幅を示す説明図である。ここでは、ＰＷＭ値は２３１である。図１３は、パルスＡのパルス幅が２３１のときの分散数と子パルスＢ、Ｃのパルス幅を示す説明図である。分散値Ｎｄが１のとき、子パルスＢのパルス幅Ｂｎは２３１であり、分散処理前のパルスＡのパルス幅Ａｎと同じ大きさである。なお、分散値Ｎｄが１の時は、分散後のパルスが１つのため、子パルスＣは存在しない。分散値Ｎｄが４のとき、子パルスＢのパルス幅Ｂｎは、５８であり、子パルスＣのパルス幅Ｃｎは、５７である。子パルスＢのパルス幅Ｂｎ（（Ｎｄ−１）個）と、子パルスＣのパルス幅Ｃｎの和は、パルスＡのパルス幅Ａｎと等しい。子パルスＢ、Ｃの周期Ｂｃ、Ｃｃや、パルス幅Ｂｎ、Ｃｎは、図７のＢカウンター６６０、Ｃカウンター６７０で用いられ、ＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃの生成に用いられる。
【００５９】
以上、本実施例によれば、分散処理後の子パルスＢ、Ｃを含むＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃを容易に作成することができる。そして、ＰＷＭ分散駆動信号ｄｒｐｗｍｃを用いて電磁コイル１００を駆動する。そのため、電磁コイルに流れるＰＷＭ周期毎のＰＷＭ駆動のオンオフに伴う電流の振幅を小さくして、渦電流損失の発生を抑制することができる。
【００６０】
図１４は、本発明の変形例によるモーター／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車３３００は、前輪にモーター３３１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路３３２０と充電池３３３０とが設けられている。モーター３３１０は、充電池３３３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモーター３３１０で回生された電力が充電池３３３０に充電される。制御回路３３２０は、モーターの駆動と回生とを制御する回路である。このモーター３３１０としては、上述した各種のコアレスモーター１０を利用することが可能である。
【００６１】
図１５は、本発明の変形例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット３４００は、第１と第２のアーム３４１０，３４２０と、モーター３４３０とを有している。このモーター３４３０は、被駆動部材としての第２のアーム３４２０を水平回転させる際に使用される。このモーター３４３０としては、上述した各種のコアレスモーター１０を利用することが可能である。
【００６２】
図１６は、本発明の変形例によるモーターを利用した双腕７軸ロボットの一例を示す説明図である。双腕７軸ロボット３４５０は、関節モーター３４６０と、把持部モーター３４７０と、アーム３４８０と、把持部３４９０と、を備える。関節モーター３４６０は、肩関節、肘関節、手首関節に相当する位置に配置されている。関節モーター３４６０は、アーム３４８０と把持部３４９０とを、３次元的に動作させるため、各関節につき２つのモーターを備えている。また、把持部モーター３４７０は、把持部３５９０を開閉し、把持部３４９０に物を掴ませる。双腕７軸ロボット３４５０において、関節モーター３４６０あるいは把持部モーター３４７０として、上述した各種のコアレスモーターを利用することが可能である。
【００６３】
図１７は、本発明の変形例によるモーターを利用した垂直多関節ロボットを示す説明図である。図１７に示すように、垂直多関節ロボット３６４０は、本体部３６４１、アーム部３６４２およびロボットハンド３６４５等から構成されている。本体部３６４１は、例えば床、壁、天井、移動可能な台車の上などに固定されている。アーム部３６４２は、本体部３６４１に対して可動に設けられており、本体部３６４１にはアーム部３６４２を回転させるための動力を発生させる駆動部（不図示）や、駆動部を制御する制御部等が内蔵されている。この駆動部として、上述したコアレスモーター１０を用いることが可能である。
【００６４】
アーム部３６４２は、第１フレーム３６４２ａ、第２フレーム３６４２ｂ、第３フレーム３６４２ｃ、第４フレーム３６４２ｄおよび第５フレーム３６４２ｅから構成されている。第１フレーム３６４２ａは、回転屈折軸を介して、本体部３６４１に回転可能または屈折可能に接続されている。第２フレーム３６４２ｂは、回転屈折軸を介して、第１フレーム３６４２ａおよび第３フレーム３６４２ｃに接続されている。第３フレーム３６４２ｃは、回転屈折軸を介して、第２フレーム３６４２ｂおよび第４フレーム３６４２ｄに接続されている。第４フレーム３６４２ｄは、回転屈折軸を介して、第３フレーム３６４２ｃおよび第５フレーム３６４２ｅに接続されている。第５フレーム３６４２ｅは、回転屈折軸を介して、第４フレーム３６４２ｄに接続されている。アーム部３６４２は、制御部（図示せず）の制御によって、各フレーム３６４２ａ〜３６４２ｅが各回転屈折軸を中心に複合的に回転または屈折して動くようになっている。
【００６５】
アーム部３６４２の第５フレーム３６４２ｅのうち第４フレーム３６４２ｄが設けられた側と反対側には、ハンド接続部３６４３が接続されており、このハンド接続部３６４３にロボットハンド３６４５が取り付けられている。
【００６６】
ロボットハンド３６４５は、基部３６４５ａと、基部３６４５ａに接続された指部３６４５ｂと、を備えている。基部３６４５ａには、指部３６４５ｂを動かすためのコアレスモーター１０が組み込まれている。なお、指部３６４５ｂは関節部を有する構成であってもよく、この場合、指部３６４５ｂの関節部には、コアレスモーター１０が組み込まれていてもよい。コアレスモーター１０が駆動することによって、指部３６４５ｂが屈曲し、物体を把持することができる。このコアレスモーター１０は、超小型モーターであって、小型でありながら確実に物体を把持するロボットハンド３６４５を実現することができる。これにより、小型、軽量のロボットハンド３６４５を用いて、複雑な動作が行なえる、汎用性の高い垂直多関節ロボット３６４０を提供することができる。
【００６７】
図１８は、本発明の変形例によるモーターを利用した双腕キャスター付ロボットを示す説明図である。図１８に示すように、双腕キャスター付ロボット３７６２は車体部３７６３を備えている。車体部３７６３は車体本体３７６３ａを備え、車体本体３７６３ａの地面側には４つの車輪３７６３ｂが設置されている。そして、車体本体３７６３ａには車輪３７６３ｂを駆動する回転機構が内蔵されている。さらに、車体本体３７６３ａにはロボット３７６２の姿勢及び動作を制御する制御部３７６４が内蔵されている。
【００６８】
車体本体３７６３ａ上には本体回転部３７６５、本体部３７６６がこの順に重ねて設置されている。本体回転部３７６５には本体部３７６６を回転させる回転機構が設置されている。そして、本体部３７６６は鉛直方向を回転中心として回動する。本体部３７６６上には一対の撮像装置３７６７が設置され、撮像装置３７６７は双腕キャスター付ロボット３７６２の周囲を撮影する。そして、撮影した物と撮像装置３７６７との距離を検出することができる。
【００６９】
本体部３７６６の側面のうち対向する２つの面には左腕部３７６８及び右腕部３７６９が設置されている。左腕部３７６８及び右腕部３７６９はそれぞれ可動部としての上腕部３７７０、下腕部３７７１、ハンド部３７７２を備えている。上腕部３７７０、下腕部３７７１、ハンド部３７７２は回動または屈曲可能に接続されている。そして、本体部３７６６には本体部３７６６に対して上腕部３７７０を回動させる回転機構３７７３が内蔵されている。上腕部３７７０には上腕部３７７０に対して下腕部３７７１を回動させる回転機構３７７３が内蔵されている。下腕部３７７１には下腕部３７７１に対してハンド部３７７２を回動させる回転機構３７７３が内蔵されている。さらに、下腕部３７７１には下腕部３７７１の長手方向を回転軸にして捻る回転機構３７７３が内蔵されている。
【００７０】
ハンド部３７７２はハンド本体３７７２ａとハンド本体３７７２ａの先端に位置する一対の板状の可動部としての把持部３７７２ｂを備えている。ハンド本体３７７２ａには把持部３７７２ｂを移動しての把持部３７７２ｂの間隔を変更させる直動機構３７７４が内蔵されている。ハンド部３７７２は把持部３７７２ｂを開閉して被把持物を把持することができる。
【００７１】
回転機構３７７３及び直動機構３７７４にはコアレスモーター１０及び減速機を備えている。尚、コアレスモーター１０は上述した実施形態にて説明した電気機械装置である。従って、回転機構３７７３は回転方向を反転させるときにもガタツクことなくスムーズに回転方向を転換させることができる。そして、直動機構３７７４は移動方向を反転させるときにもガタツクことなくスムーズに移動方向を転換させることができる。従って、双腕キャスター付ロボット３７６２は左腕部３７６８及び右腕部３７６９を位置精度良く移動することができる。
【００７２】
図１９は、本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。この鉄道車両３５００は、電動モーター３５１０と、車輪３５２０とを有している。この電動モーター３５１０は、車輪３５２０を駆動する。さらに、電動モーター３５１０は、鉄道車両３５００の制動時には発電機として利用され、電力が回生される。この電動モーター３５１０としては、上述した各種のコアレスモーター１０を利用することができる。
【００７３】
以上、いくつかの実施例に基づいて本発明の実施の形態について説明してきたが、上記した発明の実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨並びに特許請求の範囲を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることはもちろんである。
【符号の説明】
【００７４】
１０…コアレスモーター
１５…ステーター
２０…ローター
１００、１００Ａ、１００Ｂ…電磁コイル
１１０…ケーシング
１１０ａ…第１のケーシング部分
１１０ｂ…第２および第３のケーシング部分
１１５…コイルバックヨーク
２００…ローター磁石
２３０…回転軸
２３１…貫通孔
２３６…磁石バックヨーク
２３７…磁石サイドヨーク
２３８…磁石サイドヨーク
２４０…軸受け部
２６０…波バネ座金
２７０…パイプ部材
３００、３００Ａ…磁気センサー
３０５…回路基板
３１０…回路基板
４００…ＣＰＵ
４３０…回転数取得部
５００…ＰＷＭ駆動信号生成回路
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周回路
５３０…ＰＷＭ駆動信号生成部
５４０…正逆方向指示値レジスター
５５０…乗算器
５５２…乗算器
５６０、５６２…符号化部
５８０…電圧指令値レジスター
５９０…励磁区間設定部
６１０…レジスター群
６１１…基本周波数レジスター
６１２…ＰＷＭ分解能レジスター
６１３…キャリア周波数レジスター
６１４…極数レジスター
６１５…ＰＷＭＭｉｎ数レジスター
６１６…ＰＷＭパルス数レジスター
６２０…演算部
６６１…周期カウンター
６６２…オンカウンター
６７１…周期カウンター
６７２…オンカウンター
６８０…マルチプレクサー
７１０…レベルシフター回路
３３００…自転車
３３１０…モーター
３３２０…制御回路
３３３０…充電池
３４００…ロボット
３４１０…第１のアーム
３４２０…第２のアーム
３４３０…モーター
３４５０…双腕７軸ロボット
３４６０…関節モーター
３４７０…把持部モーター
３４８０…アーム
３４９０…把持部
３５００…鉄道車両
３５１０…電動モーター
３５２０…車輪
３５９０…把持部
３６４０…垂直多関節ロボット
３６４１…本体部
３６４２…アーム部
３６４２ａ…第１フレーム
３６４２ｂ…第２フレーム
３６４２ｃ…第３フレーム
３６４２ｄ…第４フレーム
３６４２ｅ…第５フレーム
３６４３…ハンド接続部
３６４５…ロボットハンド
３６４５ａ…基部
３６４５ｂ…指部
３７６２…双腕キャスター付ロボット
３７６３…車体部
３７６３ａ…車体本体
３７６３ｂ…車輪
３７６４…制御部
３７６５…本体回転部
３７６６…本体部
３７６７…撮像装置
３７６８…左腕部
３７６９…右腕部
３７７０…上腕部
３７７１…下腕部
３７７２…ハンド部
３７７２ａ…ハンド本体
３７７２ｂ…把持部
３７７３…回転機構
３７７４…直動機構
Ａ…パルス
Ａｎ…パルス幅
Ａ１…パルス
Ｂ、Ｃ…子パルス
Ｂ１、Ｃ１…子パルス
Ｂｏｕｔ、Ｃｏｕｔ…出力
Ｂｎ、Ｃｎ…パルス幅
Ｂｃ、Ｃｃ…周期
ｄｒｖＡ１Ｈ、ｄｒｖＡ１Ｌ、ｄｒｖＡ２Ｈ、ｄｒｖＡ２Ｌ…駆動信号
Ｅａ…励磁区間信号
ｆｃ…周波数
ｆｐｗｍ…周波数
Ｌ…インダクタンス
Ｍ…乗算値
Ｍａ…乗算値
Ｎ…回転数
Ｎｄ…分散値
Ｎｍｉｎ…２π中のＰＷＭパルス数の最低許容値
Ｎｐｗｍ…分解能
Ｐ…極数
Ｐａ…正負符号信号
ＰＣＬ…基本クロック信号
ＲＩ…正逆方向指示値
ＳＤＣ…クロック信号
ＳＳＡ…センサー信号
Ｔｒ１Ａ〜Ｔｒ４Ａ…スイッチング素子
Ｘａ…センサー出力値
Ｙａ…電圧指令値
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2014075865.tif 000017
【図１４】
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【図１５】
2014075865.tif 000019
【図１６】
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【図１７】
2014075865.tif 000021
【図１８】
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【図１９】
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