(57)【要約】【課題】被測定電流に高周波成分が重畳されている場合であっても、矩形波発振回路の発振を安定させ、精度良く円滑な電流計測が可能な直流電流検知装置を提供することにある。【解決手段】被測定電流が流れる導線に対して電気的絶縁を保ちながら導線に流れる電流を検知する直流電流検知装置において、導線を囲む磁気コアと、その磁気コアに巻回した励磁コイル３と、設定した閾値に応じて、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流ＩＢの極性を繰り返し反転することにより矩形波電圧を発生する矩形波発振回路４と、その矩形波発振回路４から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて被測定電流を検知する検出回路と、矩形波発振回路４に配されて、導線に流れる被測定電流に含まれる不必要な高周波成分を除去する高周波バイパス回路Ｃとを備えた。【選択図】図２
2014130061.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流が流れる導線に対して電気的絶縁を保ちながら前記導線に流れる電流を検知する直流電流検知装置において、
前記導線を囲む磁気コアと、
前記磁気コアに巻回した励磁コイルと、
設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を繰り返し反転することにより矩形波電圧を発生する矩形波発振回路と、
該矩形波発振回路から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記被測定電流を検知する検出回路と、
前記矩形波発振回路に配されて、前記導線に流れる前記被測定電流に含まれる不必要な高周波成分を除去する高周波バイパス回路とを
備えたことを特徴とする直流電流検知装置。
【請求項２】
前記矩形波発振回路は、非反転入力部、反転入力部及び出力端子を有する増幅器と、該増幅器がコンパレータとして動作するように設定する回路素子とを備え、
前記励磁コイルは、前記増幅器の反転入力部と出力端子とを結ぶ帰還経路に接続され、
前記高周波バイパス回路は、前記反転入力部とグランドとの間に設けたことを特徴とする請求項１に記載の直流電流検知装置。
【請求項３】
前記高周波バイパス回路は、前記矩形波発振回路から前記不必要な高周波成分を除去することが可能な容量値のコンデンサであることを特徴とする請求項２に記載の直流電流検知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高透磁率材料の非線形特性を利用した直流電流検知装置に関し、より詳細には、環境条件により影響を受けることが少なく微小電流検知が可能であり、直流電源を用いた設備の漏電検知に好適な直流電流検知装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として、例えば、特許文献１に記載されているように、環境条件により影響を受けることが少なく、小型、低コストで、広範囲の微小電流検知が可能な直流電流検知装置がある。また、図１４〜図１６を参照して従来技術の概略を説明する。
【０００３】
図１４は、従来技術に係る直流電流検知装置を示す概略構成図である。図１４に示すように、直流電流検知装置１０１は、被測定電流が流れる導線１に対して電気的絶縁を保ちながら導線１に流れる電流を検知するものである。この直流電流検知装置１０１は、磁気コア２と、励磁コイル３と、矩形波発振回路４０と、検出回路５とを備えている。磁気コア２は、被測定電流が流れる導線１に対して電気的絶縁を保ちながら導線１を囲むように配置されている。励磁コイル３は、磁気コア２に対し、電気的絶縁を保ちながら磁気的に結合するように巻回されている。
【０００４】
矩形波発振回路４０は、設定した閾値に応じて、磁気コア２を飽和状態又はその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流ＩＢの極性を繰り返し反転することにより矩形波の出力電圧（以下、矩形波電圧又は発振出力ともいう）ＶＸを出力端子６０から出力する機能を有する。検出回路５は、矩形波発振回路４０から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて被測定電流Ｉを検知する。
【０００５】
図１５は、図１４に示した矩形波発振回路の回路図である。図１５に示すように、矩形波発振回路４０は、非反転入力部Ｅ、反転入力部Ｄ及び出力端子６０を有するオペアンプ（増幅器）４１と、そのオペアンプ４１をコンパレータとして機能するように抵抗（回路素子）Ｒ１〜Ｒ３を備えて配線されている。励磁コイル３は、オペアンプ４１の反転入力部Ｄと出力端子６０とを結ぶ帰還経路に接続されている。
【０００６】
オペアンプ４１の出力部は、矩形波発振回路４０の出力端子６０に接続されているので、オペアンプ４１の出力部のことも出力端子６０と呼ぶ。このオペアンプ４１の出力端子６０と反転入力部Ｄとの間に励磁コイル３が接続されている。また、オペアンプ４１の反転入力部Ｄは、抵抗Ｒ１を介してグランドＧＮＤに接続されている。そして、オペアンプ４１の出力端子６０とグランドＧＮＤとの間には、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３が直列に介挿されている。これら分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との接続点Ｅは、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅに接続されている。なお、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅと、接続点Ｅとは接続されているので、同一符号Ｅを付している。
【０００７】
オペアンプ４１の非反転入力部Ｅには、分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との分圧比によって生成された閾値電圧ＶＥが入力されている。その一方で、オペアンプ４１の反転入力部Ｄには、励磁コイル３と抵抗Ｒ１との接続点Ｄに発生する電圧ＶＤが入力される。なお、オペアンプ４１の反転入力部Ｄは、励磁コイル３と抵抗Ｒ１との接続点Ｄに接続されているので、同一の符号Ｄを付している。このオペアンプ４１が、コンパレータとして機能することにより、変動する電圧ＶＤと閾値電圧ＶＥとを比較した結果、矩形波の出力電圧ＶＸを出力端子６０から出力する。
【０００８】
矩形波発振回路４０は、設定した閾値に応じて、磁気コア２を飽和状態又はその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流ＩＢの増減方向を反転させる矩形波電圧ＶＸを発生する。発生した矩形波の出力電圧ＶＸは、矩形波発振回路４０の出力端子６０から出力される。すなわち、オペアンプ４１の出力端子６０と、グランドＧＮＤとの間で、矩形波の発振出力ＶＸが出力される。図１４に示した検出回路５は、矩形波発振回路４０から出力される矩形波電圧ＶＸのデューティ変化に基づいて、被測定電流Ｉを検知する。
図１６は、図１４の導体１に高周波が重畳した場合における、図１４、図１５に示した矩形波発振回路４０から出力される発振出力ＶＸの電圧波形図である。図１６に示すように基本の矩形波に高周波を重畳させた発振波形が、出力端子６０から出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１２−２７２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例において、図１６に示すような高周波成分が、導線１の被測定電流Ｉに重畳すると、被測定電流Ｉの計測値が安定せず、測定精度が悪くなるという問題があった。その典型例として、計測対象となる直流電源に、インバータ等が発生する不必要な高周波成分が重畳された場合がある。その場合は、矩形波発振回路４０の動作が不安定になるため、円滑な電流計測ができなくなり、測定精度が劣化する。本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、被測定電流Ｉに高周波成分が重畳されている場合であっても、その影響を受けないように、矩形波発振回路の発振を安定させ、精度良く円滑な電流計測が可能な直流電流検知装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一態様に係る直流電流検知装置は、被測定電流が流れる導線に対して電気的絶縁を保ちながら導線に流れる電流を検知するものである。この直流電流検知装置は、磁気コアと、励磁コイルと、矩形波発振回路と、検出回路とを備えて主要部が構成されている。磁気コアは、被測定電流が流れる導線に対して電気的絶縁を保ちながら導線を囲むように配置されている。励磁コイルは、磁気コアに対して電気的絶縁を保ちながら磁気コアに巻回されている。矩形波発振回路は、設定した閾値に応じて、磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態で、励磁コイルに供給する励磁電流の極性を繰り返し反転することにより矩形波電圧を発生する機能を有する。検出回路は、矩形波発振回路から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて被測定電流を検知する。そして、この直流電流検知装置における矩形波発振回路には、高周波バイパス回路が配されていることを特徴とする。この高周波バイパス回路は、導線に流れる被測定電流に含まれる不必要な高周波成分を除去する機能を有する。
【００１２】
また、本発明の一態様に係る直流電流検知装置における矩形波発振回路は、オペアンプ（増幅器）が、コンパレータとして動作するように設定されている。このオペアンプは、非反転入力部、反転入力部及び出力端子を有しており、それら各部に、励磁コイル及び抵抗を含む回路素子が配線され、矩形波発振回路として動作する。また、励磁コイルは、オペアンプの反転入力部と出力端子とを結ぶ帰還経路に接続されている。さらに、高周波バイパス回路を、オペアンプの反転入力部とグランドとの間に設けている。
【００１３】
また、本発明の一態様に係る直流電流検知装置は、高周波バイパス回路が、矩形波発振回路から不必要な高周波成分を除去することが可能な容量値のコンデンサであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、被測定電流に高周波成分が重畳されている場合であっても、その影響を受けないように、矩形波発振回路の発振を安定させ、精度良く円滑な電流計測が可能な直流電流検知装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る直流電流検知装置の実施例１を示す概略構成図である。
【図２】図１に示した矩形波発振回路の回路図である。
【図３】図１の導体１に高周波が重畳した場合における、図２の矩形波発振回路４の出力波形図である。
【図４】（ａ）に示した矩形波発振回路４の出力電圧ＶＡの波形を示す模式図及び、（ｂ）励磁コイル３の電流波形ＩＢを示す模式図である。
【図５】（ａ）磁気コアの磁界の強さと磁束密度との関係を示すＢ−Ｈ特性線図及び、（ｂ）磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。
【図６】本発明に係る直流電流検知装置の実施例２の構成を示す図である。
【図７】図６の各部の構成を具体化した図である。
【図８】磁気コアのＢ−Ｈ特性曲線を説明する図である。
【図９】測定電流Ｉ＝０の時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図１０】測定電流Ｉが０〜Ｉ１の範囲にある時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図１１】測定電流ＩがＩ１〜Ｉ２の範囲にある時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図１２】測定電流ＩがＩ３以上の時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。
【図１３】図６及び図７の直流電流検知装置における各部の波形図である。
【図１４】従来技術に係る直流電流検知装置を示す概略構成図である。
【図１５】図１４に示した矩形波発振回路の回路図である。
【図１６】図１４の導体１に高周波が重畳した場合における、図１４、図１５の矩形波発振回路の出力波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明の各実施例について説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本発明に係る直流電流検知装置の実施例１を示す概略構成図である。図１に示すように、本発明に係る直流電流検知装置１００の概略構成は、図１４に示した従来技術に係る直流電流検知装置１０１を示す概略構成図をベースにしている。したがって、従来例も含めた各図に亘って、同一機能の構成要素には、同一符号を付している。図１に示すように、直流電流検知装置１００は、被測定電流が流れる導線１に対して電気的絶縁を保ちながら導線１に流れる電流を検知するものである。この直流電流検知装置１００は、磁気コア２と、励磁コイル３と、矩形波発振回路４と、検出回路５とを備えている。磁気コア２は、被測定電流Ｉが流れる導線１に対して電気的絶縁を保ちながら導線１を囲むように配置されている。励磁コイル３は、導線１及び磁気コア２に対して電気的絶縁を保ちながら、磁気コア２に巻回されている。矩形波発振回路４は、設定した閾値に応じて、磁気コア２を飽和状態又はその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流ＩＢの極性を繰り返し反転することにより矩形波電圧を発生する機能を有する。検出回路５は、矩形波発振回路４から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて被測定電流Ｉを検知する。
【００１８】
図２は、図１に示した矩形波発振回路の回路図である。矩形波発振回路（以下、単に発振回路ともいう）４は、非反転入力部Ｅ、反転入力部Ｄ及び出力端子６を有するオペアンプ（増幅器）４１と、そのオペアンプ４１を適切な動作に設定するように抵抗（回路素子）Ｒ１〜Ｒ３を備えて配線されている。励磁コイル３は、オペアンプ４１の反転入力部Ｄと出力端子６とを結ぶ帰還経路に接続されている。高周波バイパス回路Ｃは、反転入力部ＤとグランドＧＮＤとの間に介挿された抵抗Ｒ１と並列接続するように設けられている。より具体的には、この高周波バイパス回路Ｃは、矩形波発振回路４から不必要な周波数帯域の高周波成分を除去することが可能な容量値のコンデンサＣにより構成されている。すなわち、高周波バイパス回路Ｃは、矩形波発振回路４に配されて、導線１に流れる被測定電流Ｉに含まれる不必要な周波数帯域の高周波成分を、矩形波発振回路４において除去する機能を有する。
【００１９】
以下、直流電流検知装置１００を、より詳細に説明する。図１に示した導線１は、１本に簡略化しているが複数本でも構わない。導線１が複数本である場合の典型例として、複数本の導線（図６及び図７参照）に、各１０Ａ〜８００Ａが流れている漏電検知等の対象設備がある。その場合、複数の導線の合計電流は、健全状態において０である。そして、漏電や地絡などの事故発生時に、複数の導線の合計電流として、１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差電流が発生する。この微小な差電流を検出対象とする導線の周囲に、環状の磁気コア２が配置されている。つまり、環状の磁気コア２の環内に１本の導線１に相当する複数の導線が挿通されている。あるいは、１本の導線１の被測定電流Ｉに関して、例えば、下記（１）とする。そして、直流電流検知装置１００は、その微小な被測定電流Ｉを検出する。
０＜被測定電流Ｉ＜１５ｍＡ〜５００ｍＡ・・・（１）
【００２０】
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に励磁手段としての矩形波発振回路４から励磁電流ＩＢが供給される。なお、磁気コア２の材料は、軟質磁性体であることが好ましい。矩形波発振回路４は、図２に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ（増幅器）４１を備えている。このオペアンプ４１の出力部は、矩形波発振回路４の出力端子６に接続されているので、オペアンプ４１の出力部のことも出力端子６と呼ぶ。
【００２１】
そして、オペアンプ４１の出力端子６とグランドＧＮＤとの間には、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３が直列に介挿されている。これら分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との接続点Ｅは、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅに接続されている。なお、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅと、接続点Ｅとは接続されているので、同一符号Ｅを付している。オペアンプ４１の非反転入力部Ｅには、分圧抵抗Ｒ２と分圧抵抗Ｒ３との分圧比によって生成された閾値電圧ＶＥが入力されている。その一方で、オペアンプ４１の反転入力部Ｄには、励磁コイル３と抵抗Ｒ１との接続点Ｄに発生する電圧ＶＤが入力される。なお、オペアンプ４１の反転入力部Ｄは、励磁コイル３と抵抗Ｒ１との接続点Ｄに接続されているので、同一の符号Ｄを付している。オペアンプ４１は、コンパレータとして機能し、閾値電圧ＶＥと電圧ＶＤとを比較した結果、矩形波の出力電圧ＶＡを出力端子６から出力する。
【００２２】
オペアンプ４１が出力する矩形波の出力電圧ＶＡについて説明する。
図３は、図１の導体１に高周波が重畳した場合における、図２の矩形波発振回路の出力波形図である。図３に示すように、タイミングｔ１で、オペアンプ４１の出力部の出力電圧ＶＡがハイレベルとなり、これが励磁コイル３に印加される。この時、励磁コイル３を、出力電圧ＶＡと抵抗Ｒ１の抵抗値に応じた励磁電流ＩＢで励磁する。そして、図３に示すように、励磁電流ＩＢは、出力電圧ＶＡの立ち上がりタイミングｔ１から比較的急峻に立ち上がって増加する。この時、出力電圧ＶＡを、分圧抵抗Ｒ３と分圧抵抗Ｒ２とで分圧することにより、比較的大きな閾値電圧ＶＥが発生している。この閾値電圧ＶＥは、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅに入力されている。
【００２３】
一方、オペアンプ４１の反転入力部Ｄに入力される電圧ＶＤは、下記（２）に示すとおり、励磁電流ＩＢの増加に応じて上昇する。
電圧ＶＤ＝励磁電流ＩＢ×抵抗Ｒ１・・・（２）
この電圧ＶＤがタイミングｔ２で非反転入力部Ｅの閾値電圧ＶＥを上回ると、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡは、図３に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて励磁コイル３を流れる励磁電流ＩＢの極性が反転し、励磁電流ＩＢは急峻に低下する。
【００２４】
この時、出力電圧ＶＡがローレベルとなっているので、それに比例して閾値電圧ＶＥも低い電圧となっている。
図３に示すように、タイミングｔ３では、励磁電流ＩＢが低下するので、上式（１）により電圧ＶＤも低下する。この電圧ＶＤが、閾値電圧ＶＥを下回ると、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡは、タイミングｔ１と同様にハイレベルに反転する。このように、矩形波発振回路４の出力電圧ＶＡは、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流ＩＢは、図３に示すように急峻な増加及び減少を繰り返す電流となる。
【００２５】
ここで、本発明の効果を示す図３と、従来技術を示す図１６とを比較する。なお、図３と図１６とは、時間軸が異なるほか、図１６には図３で示した励磁電流ＩＢを記載していない。また、図１６に示す矩形波発振回路４０の出力電圧ＶＸには、矩形波のみであるべきところに、不必要な高周波成分Ｘが重畳している。そのため、矩形波発振回路４０の動作が不安定であり、検出精度を劣化させる原因になっている。一方、図３に示す矩形波発振回路４の出力電圧ＶＡは、理想的な矩形波に近いため、検出精度を高くすることができる。
【００２６】
以上、説明したように、本実施形態に係る直流電流検知装置１００によれば、被測定電流Ｉに高周波成分Ｘが重畳されている場合であっても、その影響を受けないように、矩形波発振回路４の発振を安定させ、精度良く円滑な電流計測を可能にする。
以下、図４及び図５を参照して、直流電流検知装置１００の動作原理を詳細に説明する。
【００２７】
図４（ａ）は、図２に示した矩形波発振回路４の出力電圧ＶＡの波形を示す模式図である。また、図４（ｂ）は、励磁コイル３の電流ＩＢの波形を示す模式図である。
図５（ａ）は、磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示すＢ−Ｈ特性線図である。図５（ａ）において、横軸は磁界Ｈ、縦軸は磁束密度Ｂを示している。また、図５（ｂ）は、磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。この図５（ｂ）において、横軸は、被測定電流Ｉの変化分、例えば、（０→Ｍ）に相当する励磁電流ＩＢの変化分を示し、それに対応した磁気コア２のインダクタンスＬを、縦軸に示している。なお、図５（ｂ）の横軸に示す変化分ｍの値から電流値Ｍを直読できるものではなく、電流値Ｍは不図示の換算手段を用いて算出する。
【００２８】
直流電流検知装置１００は、下記（１）〜（６）に示す要件に基づいて、導線１に流れる被測定電流Ｉを高精度で検出する。
（１）高透磁率材料で構成された磁気コア２のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＢが飽和電流となる動作点Ｐ（図５（ｂ））の近辺で急に消失する特性がある。
（２）磁気コア２の環内を貫通する導線１に流れる被測定電流Ｉによって、動作点Ｐは動作点Ｑ（図５（ｂ））へシフトする。すなわち、磁気コア２のインダクタンスＬが急に消失する条件が変わる。
【００２９】
（３）磁気コア２の状態を動作点Ｐに保持できるような矩形波電圧ＶＡを、矩形波発振回路４から励磁コイル３へ印加する。それにより、励磁コイル３には励磁電流ＩＢが流れる。この励磁電流ＩＢは、磁気コア２が飽和状態又はそれに近い状態になるように設定されている。
（４）０＜被測定電流Ｉとなれば、その被測定電流Ｉの大きさに応じて、磁気コア２のインダクタンスＬが減少する方向に変動する。なお、被測定電流Ｉの大きさによっては、インダクタンスＬが消失する。このようにインダクタンスＬが変動すると、励磁コイル３の電流が変化する。
【００３０】
（５）励磁コイル３の電流変化で矩形波電圧の立ち下がりが変化する。その結果、矩形波電圧のデューティが変化する。
（６）矩形波電圧のデューティ変化は、検出回路５によって検出される。デューティ変化が検出されることにより、直流電流検知装置１００は、導線１に流れる被測定電流Ｉを検知する。そして、デューティ変化の程度に応じて被測定電流Ｉの大きさを測定できる。
【００３１】
このように、直流電流検知装置１００は、高透磁率材料で構成された磁気コア２が、非線形特性であることを利用して微小な被測定電流Ｉを検知することが可能である。また、直流電流検知装置１００は、環境条件により影響を受けることが少なく、直流電源を用いた設備の漏電検知に好適である。さらに、直流電流検知装置１００は、１つの磁気コア２を用いて構成することができる。したがって、磁気コア２の材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することもなく、微小電流を高精度で検出することができる。
【００３２】
発振回路４は、分圧抵抗Ｒ２及びＲ３の接続点Ｅで、閾値電圧ＶＥを生成する。この閾値電圧ＶＥは、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅに入力される。一方、励磁コイル３及び抵抗Ｒ１との接続点Ｄの電圧ＶＤが、オペアンプ４１の反転入力部ＶＤに入力される。オペアンプ４１は、閾値電圧ＶＥと電圧ＶＤとを比較する。その比較出力が、図４（ａ）に示す矩形波として出力端子６から出力される。
【００３３】
図４（ａ）に示すように、タイミングｔ１で、オペアンプ４１の出力端子６の出力電圧ＶＡがハイレベルとなる。ハイレベルとなった出力電圧ＶＡが励磁コイル３に印加される。出力電圧ＶＡによる励磁電流ＩＢが、図４（ｂ）に示すように、出力電圧ＶＡの立ち上がりタイミングｔ１から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加する放物線状に増加する。なお、図４（ａ），（ｂ）に示す説明用に描いた模式図の波形と、図３に示すオシロスコープによる実際の観測波形とは若干異なる。
【００３４】
タイミングｔ１〜ｔ２において、オペアンプ４１の非反転入力部Ｅに、比較的大きな閾値電圧ＶＥが入力されている。一方、オペアンプ４１の反転入力部Ｄの電圧ＶＤは、励磁コイル３の励磁電流ＩＢの増加に応じて増加する。図４（ａ）に示すように、タイミングｔ２において、出力電圧ＶＤが、非反転入力部Ｅの閾値電圧ＶＥを上回ると、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡがローレベルに反転する。これに応じて励磁コイル３を流れる励磁電流ＩＢの極性が反転し、励磁電流ＩＢは急峻に低下した後、緩やかに減少する。
【００３５】
図４（ａ）に示すように、タイミングｔ２〜ｔ３において、出力電圧ＶＡはローレベルである。この時、オペアンプ４１の反転入力部Ｄの電圧ＶＤは、励磁コイル３の励磁電流ＩＢの減少に応じて低下している。したがって、出力電圧ＶＡはローレベルである。そして、タイミングｔ３において、この出力電圧ＶＤは、非反転入力部Ｅの閾値電圧ＶＥを下回る。このタイミングｔ３において、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡが、タイミングｔ１と同様にハイレベルに反転する。このため、出力電圧ＶＡは、図４（ａ）に示すように、ハイレベル及びローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３に流れる励磁電流ＩＢは、図４（ｂ）に示すように増加及び減少を繰り返す鋸歯状波電流となる。
【００３６】
（１）ところで、磁気コア２は、図５（ａ）に示すように、磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有している。すなわち、高透磁率材料に共通する非線型の特性である。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア２のインダクタンスＬは、導線１の電流Ｉ＝０である時に、図５（ｂ）に示すように飽和電流付近のＧ点で急激に消失する。
（２）磁気コア２を貫通する導線１に任意の検出対象となる微小な電流Ｍが生じると、図５（ａ）のＢ−Ｈ特性は、電流Ｍに応じて磁界の強さＨの正方向にシフトする。その結果、インダクタンスＬの消失する特性が、図５（ｂ）の破線で示すように変化する。そして、被測定電流Ｉ＝０の状態において、インダクタンスＬを消失させるのに必要な励磁電流ＩＢ（図５のＧ点）の値と、励磁電流ＩＢの増減が切り換わる時（図４のＦ点）の電流値とを一致させる。なお、図５（ｂ）において、横軸は被測定電流Ｉの変化分に相当する励磁電流ＩＢの変化分である。
【００３７】
（３）図５（ａ），（ｂ）に示す動作点Ｐにおいて、磁気コア２のインダクタンスＬが急に消失する。このように、磁気コア２の状態を動作点Ｐの近傍でＧ点にするように、励磁電流ＩＢの値を予め設定した状態を、被測定電流Ｉ＝０とする。
（４）インダクタンスＬを消失させるのに必要な励磁電流ＩＢの値（図５）が、被測定電流Ｉ＝（０→Ｍ）という変化分に応じてＧ点→Ｊ点に変化する。その結果、励磁電流ＩＢの増減が切り換わる時（図４（ｂ））の電流値も、同様にＦ点→Ｈ点へと変化する。
【００３８】
（５）この励磁電流ＩＢの増減が切り換わる時の励磁電流ＩＢの値が変化すると、励磁コイル３と抵抗Ｒ１との接続点Ｄの電圧ＶＤが、閾値電圧ＶＥを上回るタイミングが遅れる。その結果、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡは、その立ち下がりタイミングが、被測定電流Ｉ＝（０→Ｍ）という検出値に応じて遅れる。その立ち下がりタイミングの遅れは、図４（ａ）破線に示すとおりである。この立ち下がりタイミング遅れが生じるため、出力電圧ＶＡにおける矩形波のデューティ比が変化する。つまり、導線１における被測定電流Ｉ＝（０→Ｍ）という変化分に応じて、出力電圧ＶＡのデューティ比が変化する。
【００３９】
（６）図１に示すように、発振回路４の出力端子６とグランドＧＮＤとの間には、デューティ比を検出する検出回路５が接続されている。この検出回路５は、出力電圧ＶＡが、ハイレベル状態を維持している時間と、ローレベル状態を維持している時間とをそれぞれ計測する。すなわち、このハイ／ローの各レベル状態の維持時間に基づいて、デューティ比を検出する。直流電流検知装置１００は、検出回路５が検出したデューティ比に基づいて、導線１に流れる被測定電流Ｉの電流値Ｍを検知することができる。つまり、図５（ｂ）の横軸に、被測定電流Ｉの変化分、例えば、（０→Ｍ）に相当する、励磁電流ＩＢの変化分ｍを示している。その変化分ｍに対応した磁気コア２のインダクタンスＬの特性を、縦軸に示している。なお、図５（ｂ）の横軸に示す変化分ｍの値から電流値Ｍを直読できるものではなく、電流値Ｍは不図示の換算手段を用いて算出する。
【００４０】
以上説明したように、本発明に係る実施例１によれば、被測定電流に高周波成分が重畳されている場合であっても、その影響を受けないように、矩形波発振回路の発振を安定させ、精度良く円滑な電流計測が可能な直流電流検知装置を実現できる。
【実施例２】
【００４１】
ところで、実施例１に係る直流電流検知装置１００では、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題がある。
さらに、被測定電線Ｉに過大な直流電流が流れた場合に、これを検出することができないという未解決の課題もある。
そこで、本発明に係る直流電流検知装置の実施例２は、上記の課題に着目し、広い範囲の電流検出が可能であり、かつ、過大電流が流れた時にその過大電流を確実に検出可能な直流電流検知装置を提供することを目的とする。
【００４２】
以下、図６乃至図１３を用いて、本発明に係る直流電流検知装置の実施例２について説明する。なお、実施例１と同一効果の部材には同一符号を付している。
図６は、本発明に係る直流電流検知装置の実施例２の構成を示す図である。図６に示すように、この実施例２に係る直流電流検知装置２００は、導線１ａ、１ｂに流れる電流Ｉａ、Ｉｂの差である測定電流Ｉを検出するものであり、導線１ａ、１ｂの回りに環状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ、１ｂが挿通されている。
【００４３】
導線１ａ、１ｂは、例えば漏電検知などの対象物に設けられ、例えば１０Ａ〜８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ、１ｂに流れる電流の和はゼロであるが、漏電や地絡などで導線１ａ、１ｂに流れる電流の和が０にならず、検出対象とする例えば１５ｍＡ〜５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。
そして、この直流電流検知装置２００では、図６に示すように、励磁コイル３と、矩形波発振回路（単に発振回路と略す）４と、デューティ検出回路５０と、発振振幅検出回路６９と、周波数検出回路７と、２つのオア回路９ａ、９ｂと、を備えている。ここで、発振振幅検出回路６９と周波数検出回路７は、過電流検出回路８を構成する。また、励磁コイル３及び発振回路４は実施例１において、同一符号を付して説明したとおりである。なお、発振回路４に関しては、実施例２のために、図１３を用いて補足説明する。
【００４４】
図１３は、図６及び図７の直流電流検知装置における各部の波形図である。図１３（ａ）は、励磁電流ＩＢの波形図、図１３（ｂ）は、測定電流Ｉ＝０の時の出力電圧ＶＡの波形図、図１３（ｃ）は、測定電流Ｉ＝Ｉ１の時の出力電圧ＶＡの波形図、図１３（ｄ）は、測定電流Ｉ＝Ｉ２の時の出力電圧ＶＡの波形図である。そして、図１３（ａ）に示すように、ハイレベルからローレベルへの閾値に係る励磁電流をＩＢ２、ローレベルからハイレベルへの閾値に係る励磁電流をＩＢ１としている。
【００４５】
図１３（ｂ）〜（ｄ）に示すように、発振回路４は、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返す矩形波電圧ＶＡを出力する。すなわち、発振回路４は非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流ＩＢは、図１３（ａ）に示すように、増加と減少を交互に繰り返す鋸歯状波電流となる。
この発振回路４では、分圧抵抗Ｒ２及びＲ３の接続点Ｅの閾値電圧ＶＥがオペアンプ４１の非反転入力側Ｅに供給されており、この閾値電圧ＶＥと励磁コイル３及び抵抗Ｒ１との接続点Ｄの電圧ＶＤとが比較されて、その比較出力が矩形波の出力電圧ＶＡとして出力側から出力される（例えば図１３（ｂ）〜（ｄ）参照）。
【００４６】
いま、オペアンプ４１の出力側の出力電圧ＶＡがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧ＶＡと抵抗Ｒ１の抵抗値とに応じた励磁電流ＩＢで励磁する。この時、励磁電流ＩＢは、図１３（ａ）に示すように、励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗Ｒ１の抵抗値とで決まる時定数で上昇する。
この時、オペアンプ４１の非反転入力側Ｅには、抵抗Ｒ２及びＲ３の接続点４が接続されているため、抵抗Ｒ２とＲ３とで分圧された電圧が閾値電圧ＶＥとして入力されている。一方、オペアンプ４１の反転入力側の励磁コイル３及び抵抗Ｒ１の接続点Ｄの電圧ＶＤは、励磁コイル３の励磁電流ＩＢの増加に応じて増加する。そして、その電圧ＶＤ＝Ｒ１２×ＩＢが閾値電圧ＶＥを上回ると、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡがローレベルに反転する。
【００４７】
これに応じて励磁コイル３に流れる励磁電流ＩＢの極性が反転し、励磁電流ＩＢの励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗Ｒ１の抵抗値とで決まる時定数で減少する。この時、閾値電圧ＶＥは、出力電圧ＶＡがローレベルになっているので、閾値電圧ＶＥも低い電圧となる。そして、接続点Ｄの電圧ＶＤが励磁コイル３の励磁電流ＩＢの減少に応じて減少し、閾値電圧ＶＥを下回ると、オペアンプ４１の出力電圧ＶＡは図１３（ｂ）〜（ｄ）に示すようにハイレベルに反転する。
【００４８】
また、発振回路４、デューティ検出回路５０のそれぞれは、直流電流検知装置２００の発振手段、電流検出手段に相当する。また、周波数検出回路７、発振振幅検出回路６９のそれぞれは、直流電流検知装置２００の第１の過電流検出手段、第２の過電流検出手段に相当する。
磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に発振回路４から励磁電流が供給される。
【００４９】
発振回路４は、後述のように、設定した閾値に応じて、磁気コア２を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する。なお、発振回路４は、図５に明示して実施例１において説明したものと同一である。特に、発振回路４には、高周波バイパス回路Ｃを備えている。
デューティ検出回路５０は、後述のように、発振回路４の出力電圧ＶＡを基に出力電圧ＶＡのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５０は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出した時にその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００５０】
周波数検出回路７は、後述のように、発振回路４の出力電圧ＶＡの周波数に基づいて測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出した時にその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
発振振幅検出回路６９は、後述のように、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡの波高値に基づいて測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出した時に、その旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００５１】
オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６９の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５０の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
次に、図６に示すデューティ検出回路５０、発振振幅検出回路６９、及び周波数検出回路７のそれぞれの具体的な構成について、図７を参照して説明する。
【００５２】
図７は、図６の各部の構成を具体化した図である。図７に示すように、デューティ検出回路５０は、デューティ比検出回路５１と、比較回路（コンパレータ）５２とを備えている。
デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡのデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になった時に過大電流を検出した旨を示すハイレベルの信号を出力する。
【００５３】
周波数検出回路７は、図７に示すように、ハイパスフィルタ回路７１と、絶対値検出回路７２と、比較回路７３とを備えている。
ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡをフィルタ処理して出力する。絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になった時に過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００５４】
発振振幅検出回路６９は、図７に示すように、絶対値検出回路６１と、比較回路（コンパレータ）６２とを備えている。
絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡの絶対値（波高値）を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を予め定めである基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になった時に過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００５５】
図８は、磁気コアのＢ−Ｈ特性曲線を説明する図である。
ところで、磁気コア２のコア材質は高透磁率μを有する軟磁性材料が使用される。このようなコア材質を使用した磁気コア２に巻回した励磁コイル３に電流が流れると、この電流によりコアに磁界Ｈが生じてコア内部に磁束密度Ｂの磁束が発生する。コアの磁界Ｈと磁束密度の特性（Ｂ−Ｈ特性）は、図８に示すように磁界Ｈが増加すると磁束密度Ｂが急激に上昇する。そして、磁界Ｈがある値以上になると磁束密度Ｂの上昇は緩やかになり、その後は磁束密度が飽和する飽和領域（飽和磁束密度Ｂｓ）になる。
【００５６】
次に、磁気コア２と発振回路４との関係について説明する。
ここで、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、実際には図８の実線で示すようにヒステリシスを有する。しかし、説明の便宜上、磁気コア２のＢ−Ｈ特性は、図８の破線で示すヒステリシスの中心値の特性を有するものとする。
図９は、測定電流Ｉ＝０の時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。図９（ａ）は、Ｂ−Ｈ特性模式図（Ｉ＝０時）、図９（ｂ）は、ＩＢ−μ，Ｌ特性図（Ｉ＝０時）である。
【００５７】
いま、発振回路４からの矩形波電圧が、磁気コア２に巻回した励磁コイル３に印加されるものとする。この時、磁気コア２の環状部内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合は、磁気コア２の内部の磁界Ｈ及び磁束密度Ｂは、図９（ａ）のＢ−Ｈ特性の太線の部分が動作領域となる。すなわち、磁気コア２の内部の磁界Ｈ及び磁束密度Ｂは、動作領域において、正側及び負側が対称な状態である。
【００５８】
また、磁気コア２の平均磁路長をｌｍ、励磁コイル３の磁気コア２への巻数をＮとすると、Ｎ×ＩＢ＝Ｈ×ｌｍの関係があるので、磁界Ｈは励磁電流ＩＢに比例し、透磁率μはＢ−Ｈ特性の傾き（μ＝ｄＢ／ｄＨ）のため、励磁電流ＩＢと透磁率μの関係は、図９（ｂ）で表すことができる。
また、励磁コイル３のインダクタンスＬは、下記（３）で表すことができる。
【００５９】
【数１】
2014130061.tif 000003
・・・（３）
【００６０】
ここで、φは磁気コア２内の磁束、Ｓは磁気コア２の断面積である。
上式によれば、励磁コイル３のインダクタンスＬは透磁率μに比例するため、図９（ｂ）は励磁電流ＩＢとインダクタンスＬに関係を表す特性曲線をみることができる。測定電流Ｉ＝０の場合には、図９（ｂ）の動作範囲は実線の太線部分であるため、励磁コイル３のインダクタンスＬは、ほぼ一定値（Ｌ０）となる。
【００６１】
したがって、磁気コア２の環状部内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合には、発振回路４の励磁コイル３の励磁電流ＩＢの増加時、減少時にかかわらず、励磁コイル３のインダクタンスＬは同一値Ｌ０となる。このため、励磁電流ＩＢの増加時及び減少時の時定数が同一値となり、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）ＶＡのハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
【００６２】
このため、測定電流Ｉ＝０の時には、励磁コイル３の励磁電流ＩＢは図１３（ａ）の実線のようになり、発振回路４の出力電圧は図１３（ｂ）の実線のようになる。
図１０は、測定電流Ｉが０〜Ｉ１の範囲にある時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。図１０（ａ）は、Ｂ−Ｈ特性模式図（Ｉ＝Ｉ１時）、図１０（ｂ）は、ＩＢ−Ｌ特性図（Ｉ＝Ｉ１時）である。
【００６３】
次に、磁気コア２の環状部内に測定電流Ｉとして電流Ｉ１が流れたとする。
この電流Ｉ１は、導線１ａを流れる電流Ｉａと、導線１ｂに流れる電流Ｉｂの差の電流であり、漏電や地絡に対応する電流である。電流Ｉ１が流れると、電流Ｉ１による磁界Ｈ１が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ１により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図１０（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０の時の磁界Ｈに対して磁界Ｈ１の分だけシフトした特性曲線となる。
【００６４】
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図１０（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図１０（ｂ）の実線の太線部分が、動作領域における励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。図１０（ｂ）に示すように、励磁電流ＩＢ が負の時、励磁コイル３のインダクタンスＬは、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬとほぼ同一値（Ｌ０）である。一方、励磁電流ＩＢが正の場合、インダクタンスＬはＬ０より小さな値となる。
【００６５】
そのため、励磁電流ＩＢが増大する場合は、発振回路４の抵抗Ｒ１の抵抗値と励磁コイル３のインダクタンスＬとによる時定数が、測定電流Ｉ＝０の場合より小さくなるので、励磁電流ＩＢの立ち上がりが早くなる。一方、励磁電流ＩＢが減少する場合は、測定電流Ｉ＝０の場合とほぼ同じ時定数で、励磁電流ＩＢが立ち下がる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＢは図１３（ａ）の点線のようになり、発振回路４の出力電圧は図１３（ｃ）の点線のようになる。
【００６６】
したがって、発振回路４の出力電圧ＶＡのオフレベルの期間ＴＬ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオフレベルの期間ＴＬ０とほぼ同じであるが、そのオンレベルの期間ＴＨ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベルの期間ＴＨ０よりも小さくなる。このため、発振回路４の出力電圧ＶＡは、オンレベルとオフレベルのデューティが変化する。
この結果、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲では、発振回路４の矩形波電圧である出力電圧ＶＡのデューティ比が、測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。
【００６７】
図１１は、測定電流ＩがＩ１〜Ｉ２の範囲にある時の磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。図１１（ａ）は、Ｂ−Ｈ特性模式図（Ｉ＝Ｉ２時）、図１１（ｂ）は、ＩＢ−Ｌ特性図（Ｉ＝Ｉ２時）である。図１１に示すように、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２になると、電流Ｉ２  による磁界Ｈ２  が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ２  により、磁気コア２のＢ−Ｈ特性曲線は、図１１（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０の時の磁界Ｈに対して磁界Ｈ２の分だけシフトした特性曲線となる。
【００６８】
このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧ＶＡが印加されると、磁気コア２の動作領域は、図１１（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図１１（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＢが正負のいずれの場合であっても、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬ０より小さな値となる。
【００６９】
そのため、励磁電流ＩＢは、立ち上がり及び立ち下がりのいずれの場合も、測定電流Ｉ＝０の場合に比べて早くなる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＢは図１３（ａ）の一点鎖線のようになり、発振回路４の出力電圧ＶＡは図１３（ｄ）の一点鎖線のようになる。
このように、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２の場合には、発振回路４の出力電圧ＶＡのオンレベル期間ＴＨ２とオフレベル期間ＴＬ２の双方が短くなる。このため、オンレベル期間とオフレベル期間のデューティ比が測定電流Ｉに応じて比例しなくなり、デューティ比のみの検出では測定電流Ｉを検出できなくなる。
【００７０】
測定電流Ｉがこのような検出領域になると、発振回路４の矩形波からなる出力電圧ＶＡの発振周波数ｆは、下記（４）のようになり、測定電流Ｉ＝０の場合の発振周波数ｆに比べて高くなる。
ｆ＝１／（ＴＨ２＋ＴＬ２）・・・（４）
このように、発振回路４の出力電圧ＶＡの周波数が急激に高くなるので、発振回路４を構成するオペアンプの特性（スルーレートなど）により出力電圧ＶＡの波高値が減少を始める。
【００７１】
図１２は、測定電流ＩがＩ３以上の時の磁気コアと発振回路との関係を説明する図である。
その後、測定電流ＩがＩ２  よりもさらに大きなＩ３  になると、磁気コア２は図１２に示すように完全飽和領域になり、励磁コイル３のインダクタンスＬはほぼ０となり、発振回路４は発振が不可能となって発振を停止する。
【００７２】
以上述べた磁気コア２の環状部内に生じる測定電流Ｉと、発振回路４の出力電圧ＶＡの状態との関係をまとめると、以下のようになる。
（１）測定電流Ｉ＝０の時
この時には、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）ＶＡは、図１３（ｂ）の実線のように、ハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
【００７３】
（２）測定電流Ｉが０からＩ１の範囲の時
この時には、発振回路４の出力電圧ＶＡは、図１３（ｃ）の点線のようになり、そのデューティ比が測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧ＶＡのデューティ比を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
【００７４】
（３）測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲の時
この時には、発振回路４の出力電圧ＶＡは、図１３（ｄ）の一点鎖線のようになり、その発振周波数ｆが測定電流Ｉ＝０の場合に比べて高くなる。さらに、発振回路４の出力電圧ＶＡの波高値（振幅）が、図６に示すように（ＶＡ１→ＶＡ２）と減少するようになる。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧ＶＡの周波数ｆまたは振幅ＶＡ１〜ＶＡ２を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
【００７５】
（４）測定電流ＩがＩ３以上の時には、発振回路４は発振動作を停止する。
このように、測定電流Ｉと発振回路４の出力電圧ＶＡには上記の（１）〜（４）の関係がある。
そこで、この直流電流検知装置２００では、（２）（３）の関係を利用して測定電流Ｉが過大電流であるか否を検出する。このため、発振回路４の後段にデューティ検出回路５０、周波数検出回路７、及び発振振幅検出回路６９をそれぞれ設けている（図６参照）。
【００７６】
なお、直流電流検知装置２００は、発振回路４が発振動作を停止した状態（４）の場合も、測定電流Ｉが過大電流である旨を検出している。したがって、状態（４）の場合でも、過大電流である旨を出力するように、不図示の論理回路等による出力手段を備えることが好ましい。
次に、デューティ検出回路５０、周波数検出回路７、及び発振振幅検出回路６９のそれぞれの動作について、図６を参照して説明する。
【００７７】
まず、測定電流Ｉが０からＩ１  の範囲の時には、デューティ検出回路５０の動作が有効である。
すなわち、デューティ検出回路５０は、発振回路４の出力電圧ＶＡのハイレベル期間及びローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基に出力電圧ＶＡのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５０は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出した時にその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００７８】
次に、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲の時には、周波数検出回路７と発振振幅検出回路６９の動作が有効である。
すなわち、周波数検出回路７は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡの周波数を基に測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出した時にその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００７９】
また、発振振幅検出回路６９は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡの波高値を基に測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出した時にその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６９の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５０の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
【００８０】
このため、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５０、周波数検出回路７、及び発振振幅検出回路６９のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、過電流を検出した旨のハイレベルの信号を出力する。
さらに具体的には、図７に示すように、デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡのハイレベル期間及びローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基にデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めてある基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になった時に、測定電流Ｉが第１の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
【００８１】
ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧ＶＡをフィルタ処理する。ここで、発振回路４の出力電圧ＶＡの周波数が高くなると、それに応じてハイパスフィルタ回路７１の出力電圧が増加する。
絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を、第２の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になった時に測定電流Ｉが第２の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
【００８２】
また、絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される矩形波電圧の絶対値を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を、第３の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になった時に測定電流Ｉが第３の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
オア回路９ａは、比較回路７３の出力信号と比較回路６２の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。このため、オア回路９ｂは、比較回路５２、比較回路６２、比較回路７３のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、測定電流Ｉが過電流である旨を示す正式な信号としてハイレベルの信号を出力する。
【００８３】
第１乃至第３の過電流と、それらの検出動作は、次のとおりである。
（１）第１の過電流：（０＜Ｉ≦Ｉ１）
直流電流検知装置２００では、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲の時は、デューティ検出回路５０が、発振回路４の出力電圧ＶＡのデューティ比を検出し、この検出を基に第１の過電流を検出する。
【００８４】
（２）第２の過電流：（Ｉ１≦Ｉ≦Ｉ２）の範囲で低め
直流電流検知装置２００では、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲で低めの時には、周波数検出回路７が、発振回路４の出力電圧ＶＡの発振周波数の変化を基に第２の過電流を検出する。
（３）第３の過電流：（Ｉ１≦Ｉ≦Ｉ２）の範囲で高め
直流電流検知装置２００では、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲で高めの時には、発振振幅検出回路６９が、その出力電圧ＶＡの振幅の変化に基づいて第３の過電流を検出する。
【００８５】
さらに、この直流電流検知装置２００では、デューティ検出回路５０、周波数検出回路７、及び発振振幅検出回路６９のうちの何れかの１つから過電流である旨を示すハイレベルの信号が出力されると、それを出力するようにした。
このため、この直流電流検知装置２００によれば、導線１ａ、１ｂの少なくとも一方に過電流が流れた場合に、発振回路４の発振停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この直流電流検知装置２００によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
【００８６】
[実施例２の変形例]
（１）直流電流検知装置２００では、２本の導線１ａ、１ｂを用いて、これらに流れる電流の差の電流を検出する場合について説明したが、本発明に係る直流電流検知装置はこれに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出する場合にも適用できる。
【００８７】
（２）直流電流検知装置２００では、２つのオア回路９ａ、９ｂを使用するようにしたが、これを１つのオア回路に置き換えることができる。この場合には、デューティ検出回路５０、発振振幅検出回路６９、及び周波数検出回路７の各出力信号が、１つのオア回路（不図示）に入力されて処理される。
【００８８】
（３）直流電流検知装置２００において、デューティ検出回路５０、発振振幅検出回路６９、及び周波数検出回路７のそれぞれの出力信号を使用し、その信号ごとに例えばランプを点灯するようにすれば、過電流の検出状態を目視で認識できて便利である。このように、測定電流Ｉが過電流である旨を出力する出力手段を備えることにより、直流電流検知装置１００，２００を有効に機能させることができる。
【００８９】
[実施例２の要点]
実施例２に係る直流電流検知装置２００では、電流検出手段（デューティ検出回路５０）が、発振手段（発信回路４）から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて測定電流を検出するようにした。
また、第１の過電流検出手段（周波数検出回路７）は、発振手段（発信回路４）から出力される矩形波電圧（ＶＡ）の周波数に基づいて過電流を検出するようにした。
【００９０】
さらに、第２の過電流検出手段（発振振幅検出回路６９）は、発振手段（発信回路４）から出力される矩形波電圧（ＶＡ）の波高値（ＶＡ０，ＶＡ１，ＶＡ２）に基づいて測定電流（Ｉ）の過電流を検出するようにした。
このため、直流電流検知装置２００によれば、導線１に過電流が流れた場合に、発振手段４の停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
以下に、実施例２に係る直流電流検知装置の主な特徴を示す。
【００９１】
[特徴１]
直流電流検知装置の特徴１は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第１の過電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第２の過電流検出手段と、を備えることである。
【００９２】
[特徴２]
また、直流電流検知装置の特徴２は、前記特徴１に加えて、前記電流検出手段は、前記矩形波電圧のデューティ変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第２の過電流を検出し、前記第２の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第３の過電流を、検出することである。
【００９３】
[特徴３]
また、直流電流検知装置の特徴３は、前記特徴２に加えて、前記電流検出手段が前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段が前記測定電流の第２の過電流を検出し、または前記第２の過電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出した時に、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段を、さらに備えることである。
【００９４】
[特徴４]
また、直流電流検知装置の特徴４は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定した閾値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第１の過電流であること検出する電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第２の過電流であることを検出する第１の過電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第３の過電流であることを検出する第２の過電流検出手段と、を備えることである。
【００９５】
[特徴５]
また、直流電流検知装置の特徴５は、前記特徴４に加えて、前記電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出するデューティ比検出回路と、デューティ比検出回路が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、前記デューティ比が前記基準値以下になった時に前記測定電流が第１の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第１の比較回路と、を備えることである。
【００９６】
[特徴６]
また、直流電流検知装置の特徴６は、前記特徴４又は特徴５に加えて、前記第１の過電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧をフィルタ処理するハイパスフィルタ回路と、前記ハイパスフィルタ回路の出力の絶対値を検出する第１の絶対値検出回路と、前記第１の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第１の基準値と比較し、前記絶対値が前記第１の基準値以上になった時に、前記測定電流が第２の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第２の比較回路と、を備えることである。
【００９７】
[特徴７]
また、直流電流検知装置の特徴７は、前記特徴４乃至特徴６のいずれかに加えて、前記第２の過電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路と、前記第２の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第２の基準値と比較し、前記絶対値が前記第２の基準値以下になった時に、前記測定電流が第３の過大電流であることを検出した旨の信号を出力する第３の比較回路と、を備えることである。
【００９８】
[特徴８]
また、直流電流検知装置の特徴８は、前記特徴７に加えて、前記第１の比較回路の出力信号、前記第２の比較回路の出力信号、及び前記第３の比較回路の出力信号を入力するオア回路（不図示）を、さらに備え、前記出力信号のそれぞれはハイレベルの信号であることである。
【符号の説明】
【００９９】
１，１ａ、１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４，４０…矩形波発振回路（発振手段）、５…検出回路、６，６０…出力端子、４１…オペアンプ（増幅器）、５０…デューティ検出回路（電流検出手段）、６９…発振振幅検出回路（第２の過電流検出手段）、７…周波数検出回路（第１の過電流検出手段）、９ａ、９ｂ…オア回路、５１…デューティ比検出回路、５２…比較回路、６１…絶対値検出回路、６２…比較回路（コンパレータ）、７１…ハイパスフィルタ回路、７２…絶対値検出回路、７３…比較回路（コンパレータ）、１００，１０１…直流電流検知装置、Ｃ…コンデンサ（高周波バイパス回路）、Ｄ…反転入力部、Ｅ…非反転入力部、ＧＮＤ…グランド、Ｉ，Ｍ…被測定電流、ＩＢ…励磁電流、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗（回路素子）、ｔ１，ｔ２，ｔ３…タイミング、ＶＡ，ＶＸ…矩形波の出力電圧、矩形波電圧、発振出力、Ｘ…不必要な高周波成分
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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