(57)【要約】【課題】  偶数次高調波を低減することができる信号伝送方式を提供する。【解決手段】  送信機１は、信号生成機２および差動増幅器５を備える。信号生成機２は、データの元信号Ｓ1を生成する元信号生成部３と、元信号Ｓ1を１ビット遅延させた遅延信号Ｓ2を生成する遅延信号生成部４とを備える。信号生成機２の出力ポート２Ａ，２Ｂは、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2を出力する。信号生成機２の出力ポート２Ａ，２Ｂには、差動増幅器５の２つの入力端子がそれぞれ接続される。差動増幅器５は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を演算し、自己遅延差分信号Ｓ3を出力する。自己遅延差分信号Ｓ3は、伝送線路６を介して受信機７に伝送される。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数ビットのデータを伝送する信号伝送方式であって、
前記データの元信号と該元信号を１ビット遅延させた遅延信号との差分を取った自己遅延差分信号を伝送する信号伝送方式。
【請求項２】
前記自己遅延差分信号は、高値と低値とこれらの間の中間値との３値を含み、
前記自己遅延差分信号が中間値のときには１ビット前と同じ値として前記データを復調してなる請求項１に記載の信号伝送方式。
【請求項３】
２本の伝送線路のうち一方には前記自己遅延差分信号を伝送し、他方には前記自己遅延差分信号と逆相になった逆相信号を伝送してなる請求項１または２に記載の信号伝送方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数ビットのデータを伝送する信号伝送方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号伝送方式として、２本の伝送線路に互いに位相が反転した信号を伝送する平衡伝送方式が知られている（例えば、特許文献１参照）。この平衡伝送方式では、伝送線路を遠方から眺めたときに、あたかも信号が０（零）であるかのように見える。このため、伝送線路からのノイズ輻射を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭５１−９７３１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、平衡伝送方式であっても実際にはノイズ輻射が存在する。その原因としては、（ａ）２つの信号の立上りや立下りのタイミングがずれる、（ｂ）信号の立上り速度と立下り速度が異なる、（ｃ）２本の伝送線路のインピーダンスや電気長がずれてしまい、２つの信号の位相や振幅がずれてしまう等が挙げられる。最も大きな原因と思われるのが、信号の立上りと立下りのタイミングのずれ（スキュー）である。このスキューが僅かでも存在すると、偶数次高調波については、ノイズ輻射が殆ど減らないという問題がある。
【０００５】
本発明は前述の問題に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、偶数次高調波を低減することができる信号伝送方式を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、複数ビットのデータを伝送する信号伝送方式であって、前記データの元信号と該元信号を１ビット遅延させた遅延信号との差分を取った自己遅延差分信号を伝送する構成としている。
【０００７】
請求項２の発明では、前記自己遅延差分信号は、高値と低値とこれらの間の中間値との３値を含み、前記自己遅延差分信号が中間値のときには１ビット前と同じ値として前記データを復調する。
【０００８】
請求項３の発明では、２本の伝送線路のうち一方には前記自己遅延差分信号を伝送し、他方には前記自己遅延差分信号と逆相になった逆相信号を伝送している。
【発明の効果】
【０００９】
請求項１の発明によれば、元信号と遅延信号の差分を取った自己遅延差分信号を伝送する。ここで、元信号に対して遅延信号は時間が１ビット分遅れているだけなので、元信号および遅延信号のスペクトラムは基本的に同一になる。また、データ伝送速度の１／２の周波数に対応した基本波成分に関しては、元信号および遅延信号は、互いの位相が１８０°ずれる。このとき、自己遅延差分信号は元信号と遅延信号の差分を取るため、自己遅延差分信号の基本波成分は強め合って出力される。一方、データ伝送速度の周波数である２倍高調波成分（第２高調波成分）に関しては、元信号および遅延信号は、互いの位相が３６０°ずれる。このため、自己遅延差分信号の２倍高調波成分は弱め合って出力される。従って、自己遅延差分信号では、偶数次高調波が弱められるから、偶数次高調波によるノイズ輻射を低減することができる。
【００１０】
請求項２の発明によれば、元信号は２値のディジタル信号であるから、元信号と遅延信号の差分を取った自己遅延差分信号は、高値、低値、中間値の３値を含む。このとき、自己遅延差分信号が高値または低値となったときには、元信号の高値と低値が１ビット毎に切り換わっており、例えば元信号の値が反映されている。このため、データの復調信号の値を自己遅延差分信号の高値と低値に対応させることによって、データを復調することができる。一方、自己遅延差分信号が中間値となったときには、元信号の高値または低値が２ビット以上連続しており、元信号の１ビット前の値が反映されている。このため、データの復調信号の値を１ビット前と同じ値にすることによって、データを復調することができる。
【００１１】
請求項３の発明によれば、２本の伝送線路のうち一方には自己遅延差分信号を伝送し、他方には自己遅延差分信号と逆相になった逆相信号を伝送したから、自己遅延差分信号を用いた平衡伝送を行うことができる。このため、伝送線路からのノイズ輻射をより一層低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施の形態による信号伝送方式の送信機と受信機を示すブロック図である。
【図２】図１中の変換ロジックを示す説明図である。
【図３】元信号、遅延信号および自己遅延差分信号の時間変化を示す特性線図である。
【図４】元信号、遅延信号および自己遅延差分信号のスペクトラムを示す特性線図である。
【図５】変形例による元信号、遅延信号および自己遅延差分信号の時間変化を示す特性線図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による信号伝送方式の送信機を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態による信号伝送方式の送信機を示すブロック図である。
【図８】図７中の差分演算部による論理ロジックを示す説明図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態による信号伝送方式の送信機を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態による信号伝送方式について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００１４】
図１に、第１の実施の形態による信号伝送方式に用いる送信機１および受信機７を示す。なお、以下では、現在のビットを現ビットといい、１ビット前のビットを前ビットという。
【００１５】
送信機１は、信号生成機２および差動増幅器５を備えている。信号生成機２は、例えばマイクロコンピュータによって構成されると共に、データの元信号Ｓ1を生成する元信号生成部３と、元信号Ｓ1を１ビット遅延させた遅延信号Ｓ2を生成する遅延信号生成部４とを備える。このとき、元信号Ｓ1は、ディジタル信号からなり、複数ビットからなるデータを構成している。元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、例えばビットの値「１」，「０」に応じて電圧が決まる電圧信号であり、信号生成機２の出力ポート２Ａ，２Ｂからそれぞれ出力される。
【００１６】
差動増幅器５は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を演算し、自己遅延差分信号Ｓ3を出力する。具体的には、差動増幅器５は、元信号Ｓ1から遅延信号Ｓ2を減算して自己遅延差分信号Ｓ3を算出する。
【００１７】
なお、差動増幅器５は、例えば増幅率が１倍の演算増幅器によって構成される。また、差動増幅器５は、例えば帯域幅（ＦＴ）が元信号Ｓ1のデータレートの１０倍程度以上で、入力３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）が信号電圧よりも十分に高いものを使用するのが好ましい。また、自己遅延差分信号Ｓ3は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分に対応していればよく、例えば遅延信号Ｓ2から元信号Ｓ1を減算したものでもよい。
【００１８】
ここで、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、いずれも２値のディジタル信号である。即ち、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、例えば「１」に対応した高値Ｈ（Ｈｉｇｈ）と、「０」に対応した低値Ｌ（Ｌｏｗ）とを有している。一方、自己遅延差分信号Ｓ3は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分に対応しているから、高値Ｈと低値Ｌに加えて、これらの間の中間値Ｍ（Ｍｉｄｄｌｅ）の３値を含む。なお、自己遅延差分信号Ｓ3の３値を明確化するためには、例えば元信号Ｓ1の高値Ｈと遅延信号Ｓ2の高値Ｈはほぼ同じ電圧であり、元信号Ｓ1の低値Ｌと遅延信号Ｓ2の低値Ｌはほぼ同じ電圧であるのが好ましい。
【００１９】
そして、差動増幅器５は、入力端子が信号生成機２の出力ポート２Ａ，２Ｂに接続され、出力端子が１本の伝送線路６に接続されている。このため、差動増幅器５から出力された自己遅延差分信号Ｓ3は、伝送線路６を通じて受信機７に向けて伝送される。
【００２０】
なお、自己遅延差分信号Ｓ3の前には、先頭部分を識別するためのヘッダＨＤと、例えばデータのビット数に対応したパケット長データＰＬＤとが付加される。これにより、例えば中間値Ｍの値がパケット内の復調すべきデータであるか、捨てるべきデータであるかを仕分けることができる。
【００２１】
受信機７は、ＡＤコンバータ８および復調機９を備えている。ＡＤコンバータ８は、伝送線路６から入力されるアナログ信号からなる自己遅延差分信号Ｓ3をディジタル信号に変換する。
【００２２】
復調機９は、入力ポート９Ａを通じてＡＤコンバータ８に接続されると共に、図２に示す変換ロジック１０を備える。変換ロジック１０は、自己遅延差分信号Ｓ3から元信号Ｓ1に対応した復調信号Ｓ4を検出し、データを復調する。
【００２３】
具体的には、変換ロジック１０は、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットが高値Ｈのときには、復調信号Ｓ4の現ビットを高値Ｈに判定する。また、変換ロジック１０は、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットが低値Ｌのときは、復調信号Ｓ4の現ビットを低値Ｌに判定する。一方、変換ロジック１０は、自己遅延差分信号Ｓ3が中間値Ｍのときは、復調信号Ｓ4の現ビットを１ビット前である前ビットと同じ値に判定する。即ち、変換ロジック１０は、自己遅延差分信号Ｓ3が中間値Ｍの場合は、復調信号Ｓ4の前ビットが高値Ｈと判定されたときに、復調信号Ｓ4の現ビットを高値Ｈと判定し、復調信号Ｓ4の前ビットが低値Ｌと判定されたときに、復調信号Ｓ4の現ビットを低値Ｌと判定する。
【００２４】
本実施の形態による信号伝送方式は上述の構成により実現されるものであり、次にその動作について、図１ないし図４を参照しつつ説明する。
【００２５】
送信機１は、例えば画像、音声等の各種のデータを伝送するときに、信号生成機２によってデータの元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2とを生成する。ここで、遅延信号Ｓ2は、元信号Ｓ1を１ビット遅延させたものである。図３に示すように、例えば元信号Ｓ1が先頭から末尾に向けて［1,0,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,1,0,1,1,1,0,0,1］であるときには、遅延信号Ｓ2は、元信号Ｓ1の先頭に低値Ｌまたは無信号を１ビット分だけ付加したものと同等である。なお、図３では、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、低値Ｌでグランド電位となり、高値Ｈで予め決められた所定電圧Ｖ0となる場合を示している。
【００２６】
これらの元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2は、信号生成機２の出力ポート２Ａ，２Ｂからそれぞれ出力されると共に、差動増幅器５によってこれらの差分が演算される。即ち、差動増幅器５は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2をビット毎に対比し、これらの差分に応じた自己遅延差分信号Ｓ3を出力する。このため、元信号Ｓ1の現ビットが「１」になり、元信号Ｓ1の前ビットに対応した遅延信号Ｓ2の現ビットが「０」になるときには、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは、正の所定電圧（＋Ｖ0）に対応した高値Ｈが出力される。元信号Ｓ1の現ビットが「０」になり、遅延信号Ｓ2の現ビットが「１」になるときには、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは、負の所定電圧（−Ｖ0）に対応した低値Ｌが出力される。さらに、元信号Ｓ1の現ビットと遅延信号Ｓ2の現ビットが同じ値になる場合には、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは、グランド電位に対応した中間値Ｍが出力される。
【００２７】
これにより、差動増幅器５から出力される自己遅延差分信号Ｓ3は、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2が２値の信号であるのに対し、３値の信号になる。図３に示すように、例えば元信号Ｓ1が［1,0,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,1,0,1,1,1,0,0,1］であるときには、自己遅延差分信号Ｓ3は［1,-1,1,-1,1,-1,1,0,-1,0,1,-1,1,0,0,-1,0,1,-1］になる。このとき、自己遅延差分信号Ｓ3の「１」は高値Ｈに対応し、「−１」は低値Ｌに対応し、「０」は中間値Ｍに対応している。そして、自己遅延差分信号Ｓ3は、１本の伝送線路６を通じて受信機７に伝送される。
【００２８】
受信機７は、自己遅延差分信号Ｓ3を受信すると、ＡＤコンバータ８によって自己遅延差分信号Ｓ3をディジタル信号に変換し、復調機９に入力する。図３に示すように、復調機９は、変換ロジック１０を用いて自己遅延差分信号Ｓ3から復調信号Ｓ4を検出する。例えば自己遅延差分信号Ｓ3は［1,-1,1,-1,1,-1,1,0,-1,0,1,-1,1,0,0,-1,0,1,-1］であるときには、復調信号Ｓ4は［1,0,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,1,1,1,0,0,1,0］になる。
【００２９】
図３に示すように、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2の差分を取った自己遅延差分信号Ｓ3は、高値Ｈ、低値Ｌ、中間値Ｍの３値を含む。このとき、自己遅延差分信号Ｓ3が高値Ｈまたは低値Ｌとなったときには、元信号Ｓ1の高値Ｈと低値Ｌが１ビット毎に切り換わっており、元信号Ｓ1の現ビットの値が反映されている。このため、復調信号Ｓ4の現ビットの値を自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットの値に対応させることによって、データを復調することができる。一方、自己遅延差分信号Ｓ3が中間値Ｍとなったときには、元信号Ｓ1の高値Ｈまたは低値Ｌが２ビット以上連続しており、元信号Ｓ1の１ビット前の値、即ち元信号Ｓ1の前ビットの値が反映されている。このため、復調信号Ｓ4の現ビットの値を前ビットと同じ値にすることによって、データを復調することができる。
【００３０】
なお、復調信号Ｓ4のビット数は、自己遅延差分信号Ｓ3のビット数に応じて元信号Ｓ1よりも１ビット多くなる。これに対し、自己遅延差分信号Ｓ3の前には、予めヘッダＨＤとパケット長データＰＬＤが付加されている。このため、復調機９は、ヘッダＨＤを用いて自己遅延差分信号Ｓ3の先頭部分を識別すると共に、パケット長データＰＬＤに基づいて元信号Ｓ1のビット数を把握することができる。このため、復調信号Ｓ4の末尾の１ビットを削除することによって、伝送されたデータを復調することができる。これにより、受信機７は、送信機１から伝送されたデータを復元する。
【００３１】
次に、本実施の形態による偶数次高調波の低減効果について、以下に具体的に説明する。
【００３２】
例えば信号の立上り時間と立下り時間が同一で、ランダムなデータ列が無限に続くような理想的な信号の場合には、信号のスペクトラムに本来偶数次高調波は存在しない。しかし、実際のデータ伝送では信号の立上り時間と立下り時間が異なるのに加え、データ列は有限な時間区間だけ存在するパケット構造をしている。このような場合には、偶数次高調波が発生する。
【００３３】
これに対し、本実施の形態による信号伝送方式では、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2の差分を取った自己遅延差分信号Ｓ3を伝送する。ここで、遅延信号Ｓ2は、元信号Ｓ1に対して時間が１ビット分遅れているだけである。このため、図４に示すように、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2のスペクトラムは基本的に同一になる。なお、図４は、一例として、基本周波数ｆ1が５０ＭＨｚで、データレートが１００Ｍｂｐｓの場合を示している。
【００３４】
また、データ伝送速度の１／２の周波数ｆ1に対応した基本波成分に関しては、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、互いの位相が１８０°ずれる。自己遅延差分信号Ｓ3は元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2の差分を取るため、自己遅延差分信号Ｓ3の基本波成分は強め合って出力される。
【００３５】
一方、データ伝送速度の周波数ｆ2である２倍高調波成分（第２高調波成分）に関しては、元信号Ｓ1および遅延信号Ｓ2は、互いの位相が３６０°ずれる。このため、自己遅延差分信号Ｓ3の２倍高調波成分は弱め合って出力される。従って、自己遅延差分信号Ｓ3では、例えば周波数ｆ2，ｆ4等のように周波数ｆ1の偶数倍に対応した偶数次高調波が弱められる。
【００３６】
かくして、本実施の形態による信号伝送方式では、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2の差分を取った自己遅延差分信号Ｓ3を伝送するから、偶数次高調波を低減することができ、偶数次高調波によるノイズ輻射を低減することができる。この結果、信号の立上りと立下りのタイミングのずれによるスキューが存在した場合でも、平衡伝送方式に比べて、偶数次高調波によるノイズ輻射の少ない信号伝送が可能になる。
【００３７】
また、平衡伝送方式では、２本の伝送線路を用いて互いに逆相の信号を伝送するのに対し、本実施の形態による信号伝送方式では、１本の伝送線路６を用いて自己遅延差分信号Ｓ3を伝送する。このため、１本の伝送線路６しかない場合にも適用することができる。
【００３８】
さらに、平衡伝送方式の場合には、２本の伝送線路の物理的な線路長やインピーダンス、位相、電圧の立上り時間と立下り時間等を完全に揃えることは難しく、２本の伝送線路間でこれらの値にばらつきが生じ易い。特に、データ伝送速度の周波数である２倍高調波成分（第２高調波成分）では、ノイズ輻射が増加する傾向があり、ノイズ対策の必要に迫られることが多い。
【００３９】
これに対し、本実施の形態では、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2を含む自己遅延差分信号Ｓ3は１本の同じ伝送線路６を伝送するから、平衡伝送方式のようは２本の伝送線路間のばらつきの問題が発生せず、理論通りの特性が得られ易い。
【００４０】
また、平衡伝送方式では、正（＋）と負（−）のペアで電圧を反転させることで、全周波数で逆相となるような信号を作成することを狙っているが、実際には立上り時間と立下り時間の差によって発生する偶数次高調波は位相が逆相になっていない。このため、偶数次高調波は非常に輻射し易い傾向がある。
【００４１】
本実施の形態では、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を取る行為によって、偶数次高調波を低減している。このため、立上り時間と立下り時間が異なるときでも、偶数次高調波の除去が可能になっている。
【００４２】
また、例えば検出信号が高値Ｈか低値Ｌかを判断するような２値検出の場合に、検出信号が高値Ｈと低値Ｌの中間の値となったときには、そのビットの値を判定することができず、不定になる。これに対し、本実施の形態では、自己遅延差分信号Ｓ3は、高値Ｈと低値Ｌに加えて、これらの中間に位置する中間値Ｍを有するから、復調時に自己遅延差分信号Ｓ3が不定になる確率が低下し、ビットエラーレートを低減することができる。
【００４３】
さらに、一般的な３値ロジックでは、例えば高値Ｈ、低値Ｌ、中間値Ｍのいずれに近いかに応じて、判定結果を３つの値に振り分ける必要がある。これに対して、本実施の形態では、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットが中間値Ｍになるときには、復調信号Ｓ4の現ビットを復調信号Ｓ4の前ビットと同じ値に判定する。即ち、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットが中間値Ｍになると、復調信号Ｓ4の前ビットが高値Ｈか低値Ｌかに応じて、復調信号Ｓ4の現ビットが高値Ｈか低値Ｌかの判定が変わる。このようにヒステリシス性をもって３値の自己遅延差分信号Ｓ3から２値の復調信号Ｓ4を復調するから、例えば復調信号Ｓ4の前ビットが高値Ｈのときには、自己遅延差分信号Ｓ3が中間値Ｍよりも高値Ｈに近いときには、復調信号Ｓ4の現ビットを高値Ｈに判定すればよく、データの電圧に関して冗長性が生じ、誤判定の可能性が低下する。
【００４４】
また、自己遅延差分信号Ｓ3の前にはヘッダＨＤとパケット長データＰＬＤを付加した。このため、受信機７は、例えば自己遅延差分信号Ｓ3が中間値Ｍまたは低値Ｌとして無信号と同じ値を含む場合でも、自己遅延差分信号Ｓ3と無信号を区別することができ、ヘッダＨＤによって自己遅延差分信号Ｓ3の先頭部分を検出することができる。これに加え、受信機７は、パケット長データＰＬＤによって元信号Ｓ1のビット数を把握することができる。このため、自己遅延差分信号Ｓ3が元信号Ｓ1よりも１ビット多くなっても、自己遅延差分信号Ｓ3に基づく復調信号Ｓ4から元信号Ｓ1のビット数に応じた信号を取り出すことによって、データを確実に復調することができる。
【００４５】
なお、第１の実施の形態では、自己遅延差分信号Ｓ3は高値Ｈ、低値Ｌ、中間値Ｍの３値の論理値を有するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図５に示す変形例による自己遅延差分信号Ｓ3のように、５値の論理値を有してもよい。
【００４６】
図５では、元信号Ｓ1の「１」を高値Ｈとして正の所定電圧（＋Ｖ0）に対応させ、元信号Ｓ1の「０」を低値Ｌとして負の所定電圧（−Ｖ0）に対応させ、無信号状態をグランド電位に対応させた場合を例示している。この場合、自己遅延差分信号Ｓ3の先頭ビットは、元信号Ｓ1の先頭ビットと同じ電圧になり、自己遅延差分信号Ｓ3の最終ビットは、元信号Ｓ1の最終ビットと符号が逆の電圧になる。図５では、元信号Ｓ1の先頭ビットと最終ビットがいずれも「１」になっているため、自己遅延差分信号Ｓ3の先頭ビットは「１」に対応して正の所定電圧（＋Ｖ0）になり、自己遅延差分信号Ｓ3の最終ビットは「−１」に対応して負の所定電圧（＋Ｖ0）になる。一方、自己遅延差分信号Ｓ3の残余のビットは、「±２」に対応して正または負の所定電圧Ｖ0の２倍の値（±２Ｖ0）、または「０」に対応してグランド電位になる。
【００４７】
このように、５値の自己遅延差分信号Ｓ3を用いた場合には、自己遅延差分信号Ｓ3の先頭ビットと最終ビットだけを残余のビットと異なる値に設定することができる。このため、この点を利用して自己遅延差分信号Ｓ3の先頭と末尾（最後）を検出することができる。
【００４８】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図６に示す。第２の実施の形態の特徴は、遅延器を用いて元信号を遅延させることにある。なお、第２の実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００４９】
第２の実施の形態による送信機１１は、信号生成機１２、遅延器１３および差動増幅器５を備えている。信号生成機１２は、例えばマイクロコンピュータによって構成されると共に、元信号生成部３を備え、出力ポート１２Ａから元信号Ｓ1を出力する。出力ポート１２Ａには、差動増幅器５の非反転入力端子が接続されている。このため、差動増幅器５の非反転入力端子には、元信号Ｓ1がそのまま入力される。また、出力ポート１２Ａには、遅延器１３を介して差動増幅器５の反転入力端子が接続されている。このとき、遅延器１３は、元信号Ｓ1を１ビット遅延させて、遅延信号Ｓ2を生成する。このため、差動増幅器５の反転入力端子には、遅延信号Ｓ2が入力される。この結果、差動増幅器５は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を演算し、自己遅延差分信号Ｓ3を出力する。
【００５０】
かくして、第２の実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。第２の実施の形態では、信号生成機１２の個体差によって、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との間で立上り、立下り等に差異が生じることがなくなり、自己遅延差分信号Ｓ3の精度が向上する。なお、遅延器１３によって遅延信号Ｓ2に損失が生じることがあり、この損失分による特性劣化については留意する必要がある。
【００５１】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図７に示す。第３の実施の形態の特徴は、信号生成機が元信号と遅延信号の差分を演算することにある。なお、第３の実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００５２】
第３の実施の形態による送信機２１は、信号生成機２２を備えている。信号生成機２２は、例えばマイクロコンピュータによって構成されると共に、元信号生成部３と遅延信号生成部４に加えて、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を演算する差分演算部２３を備えている。差分演算部２３は、例えば図８に示す演算ロジック２４に基づいて、ディジタル信号からなる元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2との差分を演算し、自己遅延差分信号Ｓ3を出力する。
【００５３】
具体的には、差分演算部２３は、元信号Ｓ1と遅延信号Ｓ2とを用いて、例えば元信号Ｓ1の現ビットの値と、元信号Ｓ1の前ビットの値との差分を演算する。例えば、元信号Ｓ1の現ビットが「１」（高値Ｈ）になり、前ビットが「０」（低値Ｌ）になるときには、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは高値Ｈが出力される。元信号Ｓ1の現ビットが「０」（低値Ｌ）になり、前ビットが「１」（高値Ｈ）になるときには、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは低値Ｌが出力される。さらに、元信号Ｓ1の現ビットと前ビットが同じ値になる場合には、自己遅延差分信号Ｓ3の現ビットは中間値Ｍが出力される。
【００５４】
そして、差分演算部２３は、信号生成機２２の出力ポート２２Ａを通じて伝送線路６に接続される。これにより、差分演算部２３から出力された自己遅延差分信号Ｓ3は、伝送線路６を通じて外部に伝送される。
【００５５】
かくして、第３の実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００５６】
なお、第３の実施の形態では、信号生成機２２は、３値の自己遅延差分信号Ｓ3を出力するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、信号生成機２２は、例えば図５に示す変形例のように、５値の自己遅延差分信号Ｓ3を出力する構成としてもよい。信号生成機２２は、ディジタル信号の演算によって自己遅延差分信号Ｓ3を生成するため、所望の性能に応じて３値と５値のいずれの論理値も容易に選択することができる。
【００５７】
また、第３の実施の形態では、ディジタル信号の演算処理によって自己遅延差分信号Ｓ3を生成するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、信号生成機２２を例えばアナログ信号の演算が可能な専用ＩＣ等で構成することによって、アナログ信号の演算処理によって自己遅延差分信号Ｓ3を生成してもよい。
【００５８】
次に、本発明の第４の実施の形態を、図９に示す。第４の実施の形態の特徴は、２本の伝送線路のうち一方には自己遅延差分信号を伝送し、他方には自己遅延差分信号と逆相になった逆相信号を伝送させることにある。なお、第４の実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００５９】
第４の実施の形態による送信機３１は、信号生成機２および差動増幅器５を備えるのに加えて、逆相信号（−Ｓ3）を出力する差動増幅器３２を備えている。このとき、差動増幅器５は、非反転入力端子に元信号Ｓ1が入力され、反転入力端子に遅延信号Ｓ2が入力される。これにより、差動増幅器５は、自己遅延差分信号Ｓ3（＋Ｓ3）を出力する。
【００６０】
これに対し、差動増幅器３２は、反転入力端子に元信号Ｓ1が入力され、非反転入力端子に遅延信号Ｓ2が入力される。これにより、差動増幅器３２は、差動増幅器５から出力される自己遅延差分信号Ｓ3と位相が１８０°異なる逆相信号（−Ｓ3）を出力する。
【００６１】
そして、差動増幅器５の出力端子は伝送線路６に接続され、差動増幅器３２の出力端子は伝送線路６と対になった別個の伝送線路３３に接続される。これにより、受信側では、伝送線路６，３３間の電位差によって、自己遅延差分信号Ｓ3を受信することができる。
【００６２】
かくして、第４の実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。第４の実施の形態では、２本の伝送線路６，３３を用いた平衡伝送によって自己遅延差分信号Ｓ3を伝送するから、偶数次高調波のノイズ抑制効果に加えて、平衡伝送における全周波数のノイズ抑制効果を得ることができる。このため、伝送線路６，３３からのノイズ輻射をより一層低減することができる。
【００６３】
なお、第４の実施の形態では、第１の実施の形態に適用したが、第２および第３の実施の形態にも適用することができる。第４の実施の形態を第３の実施の形態に適用した場合には、信号生成機中で逆相信号を演算してもよく、信号生成機から出力された自己遅延差分信号を反転させて逆相信号を生成してもよい。また、前記第２および第４の実施の形態でも、５値の自己遅延差分信号Ｓ3を用いることができる。
【００６４】
また、前記各実施の形態では、自己遅延差分信号Ｓ3は、高値Ｈで正の電圧になり、低値Ｌで負の電圧になり、中間値Ｍでグランド電位になるものとした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば自己遅延差分信号Ｓ3は、高値Ｈで正の電圧になり、低値Ｌでグランド電位になると共に、中間値Ｍでこれらの中間の正の電圧になってもよい。
【符号の説明】
【００６５】
１，１１，２１，３１  送信機
２，１２，２２  信号生成機
３  元信号生成部
４  遅延信号生成部
５，３２  差動増幅器
６，３３  伝送線路
７  受信機
８  ＡＤコンバータ
９  復調機
１０  変換ロジック
１３  遅延器
２３  差分演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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