(57)【要約】【課題】電力変換装置において分圧コンデンサの中性点電位変動を高速かつ高精度に制御すること。【解決手段】電力変換装置は、直流電源に直列に接続された複数の分圧コンデンサと、直流電源の電圧を前記複数の分圧コンデンサにより分圧した電圧を用いて直流電力を交流電力に変換するマルチレベルインバータと、複数の分圧コンデンサのそれぞれの両端の電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出器により検出された電圧に基づいてマルチレベルインバータに対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行うＰＷＭ制御回路と、複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整するバランス回路と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に直列に接続された複数の分圧コンデンサと、
前記直流電源の電圧を前記複数の分圧コンデンサにより分圧した電圧を用いて直流電力を交流電力に変換するマルチレベルインバータと、
前記複数の分圧コンデンサのそれぞれの両端の電圧を検出する電圧検出器と、
前記電圧検出器により検出された電圧に基づいて前記マルチレベルインバータに対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行うＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整するバランス回路と、を備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ制御回路によるフィードバック補正の制御範囲を超えた場合、前記バランス回路を動作させるバランス制御回路をさらに備える、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記バランス回路は、抵抗値が可変な可変抵抗回路と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの少なくともいずれか１つと前記可変抵抗回路とを接続するセレクタ回路と、を備える、請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記バランス制御回路は、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端に前記可変抵抗回路を接続するように前記セレクタ回路を制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記可変抵抗回路は、直列に接続された抵抗素子と第１のスイッチング素子とが複数並列に接続された構成を有する、請求項３または４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記バランス制御回路は、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧と前記設定値との差に基づいて、前記複数の第１のスイッチング素子を制御することにより、前記可変抵抗回路の抵抗値を決定する、請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記セレクタ回路は、複数の第２のスイッチング素子を備える、請求項３ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記バランス制御回路は、前記複数の第２のスイッチング素子を制御することにより、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端と前記可変抵抗回路とを、前記複数の第２のスイッチング素子のうちの少なくとも一部のスイッチング素子を介して接続する、請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
直流電源に直列に接続された複数の分圧コンデンサにより前記直流電源の電圧を分圧する工程と、
前記分圧された電圧に基づいてマルチレベルインバータにより直流電力を交流電力に変換する工程と、
前記複数の分圧コンデンサのそれぞれの両端の電圧を検出する工程と、
前記検出された電圧に基づいて前記マルチレベルインバータに対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行う工程と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整する工程と、を含む、電力変換方法。
【請求項１０】
前記フィードバック補正の制御範囲を超えた場合、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整する、請求項９に記載の電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置および電力変換方法に関し、特に、マルチレベル電力変換装置およびマルチレベル電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高効率なインバータとして、マルチレベル方式に基づくインバータが実用化されている。マルチレベル方式の１つとして、３レベル方式が知られている。３レベル方式によると、２レベル方式と比較して、インバータの交流端子側に出力し得る電圧レベルの数が増大する。また、３レベルインバータは出力電圧に含まれる高調波成分の抑制、スイッチング損失の低減などの特徴を有し、インバータの主回路方式として多く採用されている。なお、３レベルインバータは正・零・負の電圧パルスを出力するため、直流母線側の電圧として３通りの電圧が必要とされる。しかし、３通りの電圧は、直列に接続された分圧コンデンサにより直流母線側の電源電圧Ｖｄｃを分圧することで容易に生成することができるため、３レベルインバータの普及の妨げとはならない。
【０００３】
しかし、分圧コンデンサで電源電圧を分圧する際、スイッチングパルスのアンバランスや分圧コンデンサの容量バラつきなどの要因により、両分圧コンデンサの電圧バランスが崩れ、分圧コンデンサ同士を接続する接続点（中間点）の電圧（中性点電圧）の変動が生じ得る。このとき、インバータ装置の出力電圧に歪みが生じたり、分圧コンデンサやスイッチング素子の耐圧を超えた電圧が印加されるなどの不具合が生じるおそれがある。そこで、各分圧コンデンサの電圧を均等化するような対策が必要となる。
【０００４】
例えば、２つのコンデンサの直流電圧差を検出して３レベルインバータへのパルス指令を調整するフィードバック補正を行うことで、中性点電位変動を抑制する技術が、特許文献１に記載されている。
【０００５】
また、各分圧コンデンサと並列にスイッチング素子と抵抗とから成るバランス回路を接続し、両分圧コンデンサのうちの電圧が高い側のバランス回路のスイッチング素子をオンして放電を行い、電圧の変動を抑制する技術が、特許文献２に記載されている。特許文献２に記載された技術によると、３レベルインバータへのパルス指令とは独立に中性点電位制御が実施でき、分圧コンデンサの電圧変動の均等化を速やかに達成することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２０１２４８号公報
【特許文献２】特開平０５−２４４７０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１、２の全開示内容は、引用をもって本書に繰り込み記載されているものとする。以下の分析は、本発明者らによってなされたものである。
【０００８】
特許文献１に開示された技術では、変調率や力率の値によっては電圧変動を補償できず、すべての電圧レンジで完全に中点電位を抑制できないという問題がある。
【０００９】
また、特許文献２に開示された技術では、中性点電位を制御するための電流を抵抗素子に流すために損失が発生し、電力変換効率が悪化するという問題がある。さらに、抵抗素子が１つであるため、分圧コンデンサから放電させる電流値をスイッチング時間でしか制御できず、高精度に制御することができないという問題もある。
【００１０】
そこで、電力変換装置において分圧コンデンサの中性点電位変動を高速かつ高精度に制御することが要望される。本発明の目的は、かかる要望に寄与する電力変換装置および電力変換方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の視点に係る電力変換装置は、
直流電源に直列に接続された複数の分圧コンデンサと、
前記直流電源の電圧を前記複数の分圧コンデンサにより分圧した電圧を用いて直流電力を交流電力に変換するマルチレベルインバータと、
前記複数の分圧コンデンサのそれぞれの両端の電圧を検出する電圧検出器と、
前記電圧検出器により検出された電圧に基づいて前記マルチレベルインバータに対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行うＰＷＭ制御回路と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整するバランス回路と、を備える。
【００１２】
本発明の第２の視点に係る電力変換方法は、
直流電源に直列に接続された複数の分圧コンデンサにより前記直流電源の電圧を分圧する工程と、
前記分圧された電圧に基づいてマルチレベルインバータにより直流電力を交流電力に変換する工程と、
前記複数の分圧コンデンサのそれぞれの両端の電圧を検出する工程と、
前記検出された電圧に基づいて前記マルチレベルインバータに対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行う工程と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整する工程と、を含む。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係る電力変換装置および電力変換方法によると、分圧コンデンサの中性点電位変動を高速かつ高精度に制御することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】一実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す図である。
【図２】第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す図である。
【図３】マルチレベルインバータとして３レベルインバータを備えた、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す図である。
【図４】第２の実施形態に係る電力変換装置における３レベルインバータの１相分の構成を一例として示す構成図である。
【図５】第２の実施形態に係る電力変換装置におけるバランス回路の構成を一例として示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
はじめに、一実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記する図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。
【００１６】
図１は、一実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す図である。図１を参照すると、電力変換装置は、各分圧コンデンサＣｉ（ｉ＝１〜Ｍ）の電圧差を検出して、マルチレベルインバータ１２へのパルス指令を調整しフィードバック補正を行うＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御回路２２に加えて、さらにバランス回路１４を備えている。バランス回路１４は、回路合成抵抗値が可変な可変抵抗回路１６と、直列に接続された分圧コンデンサＣ１〜ＣＭのうちの電圧が高いものに可変抵抗回路１６を接続させるセレクタ回路１８とを有する。
【００１７】
より詳細には、図１を参照すると、電力変換装置は、直流電源Ｖ１に直列に接続された複数の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭと、直流電源Ｖ１の電圧を複数の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭにより分圧した電圧を用いて直流電力を交流電力に変換するマルチレベルインバータ１２と、複数の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭのそれぞれの両端の電圧を検出する電圧検出器Ｄ１〜ＤＭと、電圧検出器Ｄ１〜ＤＭにより検出された電圧に基づいてマルチレベルインバータ１２に対するパルス指令を調整してフィードバック補正を行うＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）制御回路２２と、複数の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整するバランス回路１４と、を備える。
【００１８】
ここで、マルチレベルインバータ１２は、分圧コンデンサＣ１〜ＣＭにて分圧された電圧から直流電力を交流電力に変換するとともに、交流電力を直流電力に変換するようにしてもよい。また、バランス回路１４は、ＰＷＭ制御回路２２によるフィードバック補正の制御範囲を超えた場合に動作させるようにしてもよい。さらに、ＰＷＭ制御回路２２は、マルチレベルインバータ１２の出力する電力とＭ個の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭの電圧とに基づき、Ｍ個の分圧コンデンサの電圧が規定値となるように、マルチレベルインバータ１２およびバランス回路１４にスイッチング指令を発するようにしてもよい。
【００１９】
かかる電力変換装置によると、バランス回路１４の動作が必要最低限に限定されるため、可変抵抗回路１６に設けられた抵抗素子による電力損失を低減することができる。また、マルチレベルインバータ１２に対するパルス指令によるフィードバック補正とは独立に、可変抵抗素子１６を含むバランス回路１４に基づくバランス動作を行うことで、中性点電位を高速かつ高精度に制御することができ、中性点電位の変動を抑制することが可能となる。
【００２０】
以下では、実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
＜実施形態１＞
第１の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。図２は、本実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す構成図である。
【００２２】
図２を参照すると、本実施形態の電力変換装置は、マルチレベルインバータ１２、バランス回路１４、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）制御回路２２、バランス制御回路２４、分圧コンデンサＣ１〜ＣＭ、および、分圧コンデンサの電圧をセンスする電圧検出器Ｄ１〜ＤＭを備えている。また、バランス回路１４は、可変抵抗回路１６およびセレクタ回路１８を備えている。
【００２３】
Ｍ個の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭは直列に接続され、直流電源Ｖ１と並列に接続される。マルチレベルインバータ１２は、Ｍ個の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭ同士のすべての接続点と接続され、マルチレベルインバータ１２の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭと逆側は、交流電源と接続される。バランス回路１４は、Ｍ個の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭ同士のすべての接続点と接続される。セレクタ回路１８は、Ｍ個の分圧コンデンサＣ１〜ＣＭ同士のすべての接続点と接続され、その反対側は可変抵抗回路１６と接続される。各分圧コンデンサと並列に接続された電圧検出器Ｄ１〜ＤＭの出力は、ＰＷＭ制御回路２２とバランス制御回路２４に接続される。ＰＷＭ制御回路２２の出力は、マルチレベルインバータ１２と接続される。バランス制御回路２４の出力は、バランス回路１４と接続される。バランス回路１４は、バランス制御回路２４からの信号により、可変抵抗回路１６およびセレクタ回路１８を制御する。
【００２４】
次に、図２に示した電力変換回路の動作について説明する。交流出力時に、マルチレベルインバータ１２は、直流電源Ｖ１の直流電圧をＭ個の分圧コンデンサにより分圧した電圧を用いて交流に変換し、端子Ｕ、Ｖ、Ｗに出力する。なお、分圧された電圧は、必ずしも同一の値でなくてもよい。
【００２５】
マルチレベルインバータ１２のスイッチングパルスのアンバランスや分圧コンデンサＣ１〜ＣＭの容量バラつきなどにより、分圧電圧はアンバランスとなり得る。このとき、ＰＷＭ制御回路２２は、分圧コンデンサＣ１〜ＣＭと並列に接続された電圧検出器Ｄ１〜ＤＭにより検出された分圧コンデンサＣ１〜ＣＭの電圧に基づいて、設定値よりも電圧が高い分圧コンデンサを検出し、電圧が低くなるようにマルチレベルインバータ１２のスイッチングパルスを生成する。これにより、分圧コンデンサの電圧を制御し、中性点電位の変動を抑制する。
【００２６】
しかし、ＰＷＭ制御回路２２による制御のみでは、変調率や力率の値によっては電圧変動を補償できず、すべての電圧レンジで完全に中性点電位の変動を抑制することは困難となる。そこで、ＰＷＭ制御回路２２での制御範囲を超えた場合、バランス制御回路２４がバランス回路１４を制御し、分圧コンデンサの電圧をバランスさせる。バランス回路１４では、セレクタ回路１８によって、規定値より電圧が高い分圧コンデンサに可変抵抗回路１６を接続する。ここで、可変抵抗回路１６の抵抗値は、現在の電圧と目標とする電圧の差分の大きさと、制御するパルス時間とに応じて決定してもよい。なお、可変抵抗回路１６を分圧コンデンサと同数だけ設けてもよいが、回路が冗長となり部品点数が多くなるため、セレクタ回路１８を用いて、可変抵抗回路１６と接続する分圧コンデンサを切り替えるようにすることが好ましい。
【００２７】
本実施形態に係る電力変換装置によると、バランス回路１４の動作が必要最低限に限定されるため、（可変抵抗回路１６に含まれる）抵抗素子による電力損失を低減することが可能となる。
【００２８】
また、パルス指令によるフィードバック補正とは独立に、抵抗素子によるバランス動作を実現したことにより、すなわち、ＰＷＭ制御回路２２によりパルス指令を調整するフィードバック補正と、抵抗素子を備えたバランス回路１４を組み合わせることにより、高速かつ高精度に中性点電位を制御し、中性点電位の変動を抑制することが可能となる。
【００２９】
＜実施形態２＞
第２の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。本実施形態の電力変換装置は、第１の実施形態の電力変換装置において、マルチレベルインバータを３レベルインバータとした場合に相当する。図３は、３レベルインバータを用いた本実施形態に係る電力変換装置の構成を一例として示す構成図である。
【００３０】
図３を参照すると、本実施形態の電力変換装置は、３レベルインバータ３２、バランス回路３４、ＰＷＭ制御回路４２、バランス制御回路４４、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２、および、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧をセンスする電圧検出器Ｄ１、Ｄ２を備えている。また、バランス回路３４は、可変抵抗回路３６およびセレクタ回路３８を備えている。
【００３１】
分圧コンデンサＣ１、Ｃ２は、直列に接続されている。直列接続された分圧コンデンサＣ１、Ｃ２は、直流母線を介して直流電源Ｖ１に並列接続され、直流電源Ｖ１の直流電圧を接続点Ｎｃとの間で分圧する。
【００３２】
３レベルインバータ３２は、直流を交流に変換し、かつ、交流を直流に変換する。図４は、３レベルインバータ３２の１アーム分（１相分）の回路構成を示す。図４は、３レベルインバータ３２のスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用した場合の構成を示す。
【００３３】
図４を参照すると、半導体開閉素子にて構成された各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が図示のように接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との直列回路は、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２に並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２の接続点は、交流側端子（Ｕ、ＶまたはＷ）に接続されている。さらに、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２の接続点は、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４の直列回路を介して、直流側端子にも接続されている。直流側端子は、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２同士の接続点Ｎｃに接続されている。
【００３４】
直流母線の電圧をＶｄｃとすると、３レベルインバータ３２は、正、零、負の電圧を出力する。３レベルインバータ３２の零電圧出力時の電流により、接続点Ｎｃにおける中性点電圧Ｖｃが変動する。例えば、図４に示すように交流側端子から電流が出力される場合、図４中の矢印の経路で電流が流れ、中性点電圧Ｖｃが下降する。一方、図４に示した場合と電流の極性が逆になると、中性点電圧Ｖｃが上昇する。
【００３５】
ＰＷＭ制御回路４２は、中性点電圧を用いる出力ベクトルのうち、出力に対しては同じベクトルであっても中性点に流れる電流の方向が逆である対のベクトルを利用し、このベクトルの時間比を調整して電圧を制御する。ＰＷＭ制御回路４２は、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２と並列に接続された電圧検出器Ｄ１、Ｄ２の信号から分圧コンデンサＣ１とＣ２の電圧を検出する。分圧コンデンサＣ１の電圧が規定値よりも高い場合、ＰＷＭ制御回路４２は、中性点電圧Ｖｃを下降させるように、図４中の矢印の経路で電流を流す出力ベクトルを用いる。一方、逆の場合には、ＰＷＭ制御回路４２は、中性点電圧Ｖｃを上昇させる出力ベクトルを用いる。
【００３６】
図５は、可変抵抗回路３６のスイッチング素子としてＩＧＢＴを採用した場合のバランス回路３４の構成を一例として示す回路図である。バランス回路３４は、可変抵抗回路３６およびセレクタ回路３８を備えている。
【００３７】
図５を参照すると、可変抵抗回路３６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｓｉと抵抗素子ＲｉがＮ個並列に接続された構成を有する。Ｎ個の抵抗素子Ｒ１〜ＲＮに接続されたスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１Ｎを任意の数だけオンすることで、可変抵抗回路３６の合成抵抗値を可変とすることができる。ここで、少ない個数の抵抗素子により可変抵抗回路３６の合成抵抗値を任意の値に変化させることができるようにするため、抵抗素子Ｒ１〜ＲＮの抵抗値を、２のべき乗に比例するようにとることが好ましい。一例として、Ｎ＝４の場合、４個の抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値をＲ１＝０．１Ω、Ｒ２＝０．２（＝０．１×２）Ω、Ｒ３＝０．４（＝０．１×２２）Ω、Ｒ４＝０．８（＝０．１×２３）Ωのように選ぶことが好ましい。
【００３８】
図５を参照すると、セレクタ回路３８は、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４を備えている。セレクタ回路３８は、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４を用いて、分圧コンデンサＣ１およびＣ２のいずれか一方を選択して可変抵抗回路３６と接続する。具体的には、分圧コンデンサＣ１と可変抵抗回路３６とを接続する場合、スイッチング素子Ｓ２２およびＳ２４をオンとし、スイッチング素子Ｓ２１およびＳ２３をオフとする。一方、分圧コンデンサＣ２と可変抵抗回路３６とを接続する場合、スイッチング素子Ｓ２１およびＳ２３をオンとし、スイッチング素子Ｓ２２およびＳ２４をオフとする。可変抵抗回路３６と接続された分圧コンデンサの電荷を、抵抗素子を介して放電させることで、当該分圧コンデンサの電圧を降下させて、中性点電圧Ｖｃを制御する。
【００３９】
バランス制御回路４４は、ＰＷＭ制御回路４２での制御範囲を超えた場合に動作し、分圧コンデンサＣ１、Ｃ２と並列に接続された電圧検出器Ｄ１、Ｄ２の信号から分圧コンデンサＣ１およびＣ２の電圧差を算出し、電圧が規定値より高い側の分圧コンデンサに可変抵抗回路３６を接続するように、セレクタ回路３８に指令を出力する。一方、バランス制御回路４４は、電圧差がない場合、および、バランス回路３４を動作させない場合、セレクタ回路３８にオフの指令を出力する。また、バランス制御回路４４は、例えば、電圧差が大きい場合、合成抵抗値を小さくするように、可変抵抗回路３６に指示する。合成抵抗値を小さくすることにより、電流値が増大し、高速に電圧差を解消することが可能となるからである。抵抗値を小さくするには、可変抵抗回路３６においてオンするスイッチング素子の数を増大する。さらに、セレクタ回路３８のオン時間を制御することによって、電圧を制御することができる。以上の動作により、中性点電位変動を高精度に制御することが可能となる。
【００４０】
なお、本実施形態では、３相の３レベルインバータ３２を用いて説明したが、単相の３レベルインバータであっても同様の効果がもたらされる。また、本実施形態において用いられる回路は上記の動作を満たす回路であればよく、図示した回路に限定されない。
【００４１】
なお、上記特許文献１、２の全開示内容は、引用をもって本書に繰り込み記載されているものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施形態の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。特に、本書に記載した数値範囲については、当該範囲内に含まれる任意の数値ないし小範囲が、別段の記載のない場合でも具体的に記載されているものと解釈されるべきである。
【００４２】
なお、本発明において、下記の形態が可能である。
［形態１］
上記第１の実施形態に係る電力変換装置のとおりである。
［形態２］
前記ＰＷＭ制御回路によるフィードバック補正の制御範囲を超えた場合、前記バランス回路を動作させるバランス制御回路をさらに備える、形態１に記載の電力変換装置。
［形態３］
前記バランス回路は、抵抗値が可変な可変抵抗回路と、
前記複数の分圧コンデンサのうちの少なくともいずれか１つと前記可変抵抗回路とを接続するセレクタ回路と、を備える、形態２に記載の電力変換装置。
［形態４］
前記バランス制御回路は、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端に前記可変抵抗回路を接続するように前記セレクタ回路を制御する、形態３に記載の電力変換装置。
［形態５］
前記可変抵抗回路は、直列に接続された抵抗素子と第１のスイッチング素子とが複数並列に接続された構成を有する、形態３または４に記載の電力変換装置。
［形態６］
前記バランス制御回路は、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧と前記設定値との差に基づいて、前記複数の第１のスイッチング素子を制御することにより、前記可変抵抗回路の抵抗値を決定する、形態５に記載の電力変換装置。
［形態７］
前記セレクタ回路は、複数の第２のスイッチング素子を備える、形態３ないし６のいずれか一に記載の電力変換装置。
［形態８］
前記バランス制御回路は、前記複数の第２のスイッチング素子を制御することにより、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端と前記可変抵抗回路とを、前記複数の第２のスイッチング素子のうちの少なくとも一部のスイッチング素子を介して接続する、形態７に記載の電力変換装置。
［形態９］
上記第２の視点に係る電力変換方法のとおりである。
［形態１０］
前記フィードバック補正の制御範囲を超えた場合、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧を低下させるように調整する、形態９に記載の電力変換方法。
［形態１１］
前記フィードバック補正の制御範囲を超えた場合、前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端に、抵抗値が可変な可変抵抗回路を接続する、形態９または１０に記載の電力変換方法。
［形態１２］
前記複数の分圧コンデンサのうちの両端の電圧が設定値よりも高い分圧コンデンサの両端の電圧と前記設定値との差に基づいて、前記可変抵抗回路の抵抗値を決定する工程を含む、形態１１に記載の電力変換方法。
【符号の説明】
【００４３】
１２    マルチレベルインバータ
１４、３４    バランス回路
１６、３６    可変抵抗回路
１８、３８    セレクタ回路
２２、４２    ＰＷＭ制御回路
２４、４４    バランス制御回路
３２    ３レベルインバータ
Ｃ１〜ＣＭ    分圧コンデンサ
Ｄ１〜ＤＭ    電圧検出器
Ｎｃ    接続点
Ｒ１〜ＲＮ    抵抗素子
Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１１〜Ｓ１Ｎ、Ｓ２１〜Ｓ２４    スイッチング素子
Ｖ１    直流電源
【図１】
2014233115.tif 000003
【図２】
2014233115.tif 000004
【図３】
2014233115.tif 000005
【図４】
2014233115.tif 000006
【図５】
2014233115.tif 000007