(57)【要約】【課題】ＰＷＭ制御時のスイッチング損失を低減させ、高効率な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置によって駆動する電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置によって駆動制御される電動機によって駆動する圧縮機と、を備えた冷蔵庫であって、前記電力変換装置は、ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、前記パルス制御部から出力されたパルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間の前記パルス信号を、前記定められた区間に亘って停止させるためのパルス停止制御信号を生成し、このパルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、を具備する。【選択図】図１
2014166044.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置によって駆動する電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置によって駆動制御される電動機によって駆動する圧縮機と、を備えた冷蔵庫であって、
前記電力変換装置は、
前記ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、
前記パルス制御部から出力されたパルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、
前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、
前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間の前記パルス信号を、前記定められた区間に亘って停止させるためのパルス停止制御信号を生成し、このパルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、
を具備することを特徴とする冷蔵庫。
【請求項２】
前記パルス停止制御部は、
前記電動機の運転条件に応じて、所定の相ごとに、前記電力変換回路に流れる電流のゼロクロス点を含む区間にある前記パルス信号の停止区間を変更するための前記パルス停止制御信号を生成することを特徴とする、請求項１記載の冷蔵庫。
【請求項３】
前記電動機の運転条件は、該電動機の回転速度、該電動機の出力トルク、前記電力変換回路の直流母線電流、交流出力電流、及び交流出力周波数の少なくとも１つの動作状態であることを特徴とする、請求項２記載の冷蔵庫。
【請求項４】
前記パルス停止制御部は、
前記パルス信号の停止区間の変更を、
（ａ）所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ直ちに切り替える、
（ｂ）所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ一定の変化率で変化させる、
（ｃ）所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ非線形な変化率で変化させる、
の前記（ａ）乃至前記（ｃ）のいずれかによって行うことを特徴とする、請求項２又は３記載の冷蔵庫。
【請求項５】
前記パルス停止制御部は、
前記パルス信号の停止区間の変更を、
（ｄ）停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ直ちに切り替える、
（ｅ）停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ一定の変化率で変化させる、
（ｆ）停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ非線形な変化率で変化させる、
の前記（ｄ）乃至前記（ｆ）のいずれかによって行うことを特徴とする、請求項２又は３記載の冷蔵庫。
【請求項６】
前記パルス信号の停止区間の前後で該パルス信号のパルス列は、ＯＮ／ＯＦＦデューティ波形が非対称であることを特徴とする、請求項２又は３記載の冷蔵庫。
【請求項７】
前記パルス停止制御部は、
前記圧縮機の圧縮工程時に前記パルス信号の停止区間をゼロあるいは微小な値とし、前記圧縮機の吐出工程及び吸込工程に前記パルス信号の停止区間を設定することを特徴とする、請求項２又は３記載の冷蔵庫。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、冷蔵庫に関する。
【背景技術】
【０００２】
空調機や冷蔵庫等に使用される電動機駆動装置は、部品点数の削減による小型化や高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現させるための技術が種々開発されている。このような電動機駆動装置に使用される電力変換装置、およびその負荷となる電動機を高効率に駆動させる手法の一つとして、電力変換装置から電動機へ流れる電流を正弦波状にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する１８０度通電方式と、誘起電圧の位相を基準として１２０度ごとにＰＷＭ制御してスイッチング動作を行う１２０度通電方式とを、電動機の負荷条件や駆動条件によって切り替える１８０度／１２０度通電切替方式の技術が開示されている。この方式を用いることにより、電動機の負荷条件や駆動条件に応じて高効率な駆動が可能になると共に、広範囲な回転速度において電動機の駆動を安定化できることが記載されている（特許文献１参照）。
【０００３】
また、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置の１２０度通電時における電動機の損失を低減させる手法として、１２０度通電時の通電角をトルク指令によって１５０度通電へ拡張させることにより、電動機に流れる電流を正弦波に近づけてトルクの脈動を低減させる１２０度／１５０度通電切替方式の技術が開示されている。この方式を用いることにより、電動機の起動時、および重負荷から軽負荷に至るまで、騒音や振動の少ない回転力で高性能に電動機の駆動を行えることが記載されている（特許文献２参照）。
【０００４】
また、ＰＷＭ制御を行う三相の電力変換装置を用いて電動機を運転するときに、電力変換装置をベクトル制御する場合において、電流値がゼロに近くなった相のみスイッチングを行わないで２アーム変調（２相変調）を行う２相変調方式の技術も開示されている。この技術によれば、位置センサレスでベクトル制御を行う場合において、一定の電気角ごとのタイミングで２相変調を行うことにより、電動機の固定子電流がゼロクランプするゼロクランプ現象を回避することができる。その結果、全負荷範囲におけるベクトル制御において制御系の安定性を向上させることができる（特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１７２９４８号公報
【特許文献２】特開２００３−１６９４９１号公報
【特許文献３】特開平１１−１６４５９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１および特許文献２に記載された１２０度通電方式および１５０度通電方式は、１８０度通電方式に比べて１周期におけるスイッチング動作領域が狭いため、電力変換装置のスイッチング損失を低減させることが可能である。しかし、磁石位置センサを用いないで電動機の磁石位置を検出（つまり、位置検出）するためには、誘起電圧検出回路を設けて、スイッチング動作の停止期間に誘起電圧の位相情報を取得し、これらの位相情報に基づいてスイッチング動作を行う相を切り替える必要がある。
【０００７】
言い換えると、磁石位置センサレス方式の１２０度通電方式および１５０度通電方式は、必ず、電動機の誘起電圧のゼロクロス付近でスイッチング動作を停止する期間を設ける必要がある。よって、スイッチング動作期間を電気角１５０度以上に広げることは困難である。また、スイッチング動作の停止期間は誘起電圧位相に必ず同期して行う必要がある。ところが、負荷条件や駆動条件によっては誘起電圧位相と電動機の電流位相にズレが発生するため、１５０度通電方式を用いても、必ずしもトルク脈動の低減効果が得られるとは限らない。さらに、上記誘起電圧の位相と電動機の電流位相とのずれを防止しようとすると、１５０度通電の動作自体が不可能になることもあり得る。
【０００８】
すなわち、１２０度通電方式や１５０度通電方式は、誘起電圧の位相を基準にして通電区間と開放相区間（インバータの同相の上下アームのスイッチ素子を両方とも停止させる区間）を決めているので、磁石位置センサレス方式において位置信号を取得するためには、開放相区間に誘起電圧のゼロクロス点を含ませる必要がある。ところが、負荷条件や駆動条件によっては誘起電圧の位相と電動機の電流位相にずれが発生するため、開放相区間に誘起電圧のゼロクロス点が含まれないこともある。その結果、磁石位置センサレスで誘起電圧の位相に基づいてベクトル制御を行う場合の位置検出が正確に行われないことがある。言い換えると、所定区間のスイッチング動作の停止によってスイッチング損失を低減させることはできても、正確な位置検出によるベクトル制御を行うことができない。
【０００９】
このように、特許文献１および特許文献２の方式では、１２０度通電方式および１５０度通電方式の駆動時にスイッチングを停止させる区間を設けることで電力変換回路のスイッチング回数を低減させることは可能である。しかし、誘起電圧検出回路等を用いて誘起電圧の位相情報を取得し、この誘起電圧の位相情報に基づいてスイッチングを行う相の切替えを行っているので、電圧と電流の位相が異なる場合は正確な位置検出を行うことができない。その結果、電流歪が大きくなって電動機のトルク脈動が増加する虞がある。また、特許文献１による１８０度通電方式の駆動においては、誘起電圧検出回路等を用いないで電動機に流れる電流を正弦波状に制御することはできるが、電圧・電流一周期の間に常にスイッチング動作を行わなければならないので、スイッチング損失が増加して電力変換回路の効率が低下してしまう。
【００１０】
なお、特許文献３に開示された技術は、ＰＷＭ制御を行う三相の電力変換装置を用いてベクトル制御する場合に、電流値がゼロに近くなった相のみスイッチングを休止して２相変調を行っている。しかし、電流の休止期間が生じないために電動機の銅損が発生する。つまり、特許文献３に記載の２相変調方式を用いても、ＰＷＭ制御のスイッチング損失を低減させて電力変換装置の効率を向上させることはできない。
【００１１】
そこで、本発明は、ＰＷＭ制御時のスイッチング損失を低減させ、高効率な電力変換装置を備えた冷蔵庫を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、電力変換装置によって駆動する電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置によって駆動制御される電動機によって駆動する圧縮機と、を備えた冷蔵庫であって、前記電力変換装置は、ＰＷＭ制御を行うためのパルス信号を出力するパルス制御部と、前記パルス制御部から出力されたパルス信号を用いて、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路の電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流に基づいてベクトル制御を行い、前記パルス制御部への指令電圧を生成するベクトル制御部と、前記電力変換回路の電流位相を基準として定められた区間の前記パルス信号を、前記定められた区間に亘って停止させるためのパルス停止制御信号を生成し、このパルス停止制御信号を前記パルス制御部へ出力するパルス停止制御部と、を具備する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ＰＷＭ制御時のスイッチング損失を低減させ、高効率な電力変換装置を備えた冷蔵庫を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】比較例における、電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図であり、（ａ）はＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令とを表し、（ｂ）はＵ相交流電流を表し、（ｃ）はパルス信号を表す。
【図３】第１実施形態における、電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、（ａ）はＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令とを表し、（ｂ）はＵ相交流電流を表し、（ｃ）はパルス信号を表し、（ｄ）は開放相制御信号を表す。
【図４】第１実施形態の電力変換装置を備える実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流およびパルス信号の関係を示す波形図であり、（ａ）はＵ相端子電圧を表し、（ｂ）はＵ相電流を表し、（ｃ）はパルス信号を表す。
【図５】第１実施形態の電力変換装置による、相パルス停止区間（開放相区間）に対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図である。
【図６】比較例のＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成を示すブロック図である。
【図７】第１実施形態に係る電力変換装置の変形例における、電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、（ａ）はＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令とを表し、（ｂ）はＵ相交流電流を表し、（ｃ）はパルス信号を表し、（ｄ）は開放相制御信号を表す。
【図８】第２実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成を示すブロック図である。
【図９】第２実施形態の電力変換装置における相パルス停止区間（開放相区間）の設定例を示す特性図であり、（ａ）は理想的に回転速度Ｎ１に設定された場合を表し、（ｂ）は回転速度Ｎ２から回転速度Ｎ３まで一定の変化率で変化させた場合を表し、（ｃ）は回転速度Ｎ２から回転速度Ｎ３まで所定の曲線で変化させた場合を表す。
【図１０】第３実施形態に係る、電力変換装置を用いた空調機の全体構成図である。
【図１１】図１０に示す空調機における圧縮機駆動電動機の回転速度に対する効率の関係を示す特性図である。
【図１２】第４実施形態に係る、電力変換装置を用いた冷蔵庫の全体構成図である。
【図１３】図１２に示す冷蔵庫における圧縮機駆動電動機の機械角１回転中の圧縮機負荷トルクの変化特性を示す概要図である。
【図１４】図１３に示す圧縮機負荷トルクの変化により生じる速度変化特性を示す概要図である。
【図１５】第４実施形態における相パルス停止区間を示す概要図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
次に、発明を実施するための形態（以降、「実施形態」と称す。）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１６】
（概要）
本実施形態に係る電力変換装置は、ＰＷＭ制御のパルス信号を用いて直流電力を交流電力に変換する電力変換回路（インバータ）と、電力変換回路に流れる電流を検出してその電力変換回路をベクトル制御するベクトル制御部とを備えている。さらに、電力変換回路に流れる電流位相のゼロクロス点を基準として定められた区間のパルス信号を停止させて、同相の上下アームのスイッチ素子を停止させる開放相区間を設けている。これにより、ＰＷＭ制御時のスイッチング回数を低減させてスイッチング損失を低下させることができると共に、開放相区間を設けることで電流位相のゼロクロス点によって、電動機の磁石位置の正確な位置情報を取得することができる。その結果、安定したベクトル制御を行って、電力変換回路（インバータ）および電動機の効率を向上させることが可能となる。
【００１７】
以下、実施形態に係る電力変換装置について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各実施形態を説明するための全図において、同一の構成要素は原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。また、以下に述べる実施形態においては、理解を容易にするために、従来方式を用いた比較例と対比しながら本実施形態の内容について説明する。
【００１８】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置１ａの回路構成を示している。第１実施形態の電力変換装置１ａでは、図１に示すように、ＰＷＭ制御で駆動する三相インバータからなる電力変換回路４によって、永久磁石同期電動機である交流電動機３をベクトル制御で駆動する場合において、電力変換回路４のパルス信号に相パルス停止区間（すなわち、開放相区間）を設けたときの制御方法について説明する。
【００１９】
（電力変換装置の回路構成）
図１に示すように、電力変換装置１ａは、直流電力を交流電力に変換する３相インバータからなる電力変換回路４と、電力変換回路４に接続された交流電動機（電動機）３に流れる電動機電流を検出する相電流検出部６と、相電流検出部６で検出された相電流情報（電流）６Ａに基づいてＰＷＭ制御を行うパルス信号を用いてベクトル制御を行う制御装置５ａとを備えて構成される。また、電力変換回路４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードとが逆並列された三相構成の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎから構成された電力変換主回路４１と、パルス制御部７からのパルス信号７Ａに基づいて電力変換主回路４１のＩＧＢＴへ供給されるゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２とを備えて構成される。
【００２０】
また、制御装置５ａは、印加電圧指令（指令電圧）Ｖ＊に基づいて制御されたパルス信号７Ａをゲート・ドライバ４２へ供給するパルス制御部７と、相電流検出部６で検出された相電流情報６Ａを用いてベクトル制御を行い、印加電圧指令Ｖ＊を算出するベクトル制御部８と、ベクトル制御により算出された電流の位相情報（電流位相）８Ａに基づいて電流ゼロクロス付近で相パルス停止区間（開放相区間）δのパルス信号７Ａを停止させる相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）９Ａをパルス制御部７へ出力するパルス停止制御部９と、によって構成される。
【００２１】
ここで、ベクトル制御部８は、例えば、非特許文献１（坂本他、「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２４巻１１号（２００４年）ｐｐ．１１３３−１１４０）や非特許文献２（戸張他、「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、Ｖｏｌ．１２９巻１号（２００９年）ｐｐ．３６−４５）に記載されているように、インバータ出力電流を検出して３相−２相変換（ｄｑ変換；ｄｉｒｅｃｔ−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ変換）して制御系にフィードバックし、再び２相−３相変換してインバータを駆動する一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式については特定するものではない。したがって、ベクトル制御部８の動作は周知の技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２２】
（比較例）
ここで、第１実施形態の電力変換装置１ａにおけるＰＷＭ制御時のスイッチング動作を明確化するため、従来方式を用いた比較例の電力変換装置１ｂ（図６参照）におけるＰＷＭ制御について、図２および図６を用いて説明する。図２は、比較例における、交流電動機３に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流およびパルス信号の各レベルを示している。また、図６は、比較例のＰＷＭ制御方式の電力変換装置１ｂの回路構成を示している。なお、図６において、図１と同じ符号の要素は同じ機能を有している。また、ベクトル制御部８が行うベクトル制御は図１の場合と同様の制御方法である。
【００２３】
図６に示す制御装置５ｂは、パルス制御部７において、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ＊とを比較してＰＷＭパルス信号を生成する。また、この印加電圧指令Ｖ＊の指令値は、相電流検出部６で検出された相電流情報６Ａを基にベクトル制御部８で演算を行って得られたものである。ここで、相電流検出部６による相電流情報６Ａの取得は、例えば、特開２００４−４８８８６号公報の図１に開示されているように、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）によって交流出力電流を直接検出しても良いし、同公報の図１２に開示されているように、シャント抵抗によって直流母線の電流情報を取得し、この電流情報に基づいて相電流を再現させる方式でも良い。
【００２４】
次に、図２を用いて、電力変換装置１ｂ（図６参照）から交流電動機３へ供給される交流電圧および交流電流とパルス信号との関係について詳細に説明する。図２（ａ）はＰＷＭキャリア信号と印加電圧指令Ｖ＊とを示しており、代表としてＵ相印加電圧指令Ｖｕ＊を示している。ここで、θｖはＵ相を基準とする電圧位相を示している。
【００２５】
ＰＷＭ制御方式では、パルス制御部７において、図２（ａ）の通り、Ｕ相印加電圧指令Ｖｕ＊と三角波キャリア信号とを基にして、図２（ｃ）に示すパルス信号「ＧＰＵ＋：Ｕ相上側素子（Ｓup）のパルス信号」、「ＧＰＵ−：Ｕ相下側素子（Ｓun）のパルス信号」を生成し、このパルス信号を、電力変換主回路４１を駆動するためにゲート・ドライバ４２へ出力する。すなわち、ＧＰＵ＋のパルス信号とＧＰＵ−のパルス信号は正負（１，０）が逆の信号となっている。
【００２６】
このパルス信号（ＧＰＵ＋／ＧＰＵ−のパルス信号）によって電力変換主回路４１がＰＷＭ制御を行うことにより、交流電動機３には図２（ｂ）に示すようなＵ相交流電流Ｉｕが流れる。ここで、φは電圧と電流の位相差を示している。
【００２７】
また、ベクトル制御部８では、Ｕ相交流電流Ｉｕを含む相電流情報６Ａを基に、ベクトル制御を行うことで、電圧の振幅および電圧と電流の位相差φの制御を行っている。
【００２８】
図２に示す通り、比較例によるＰＷＭ制御では、電圧・電流の一周期の間は常にスイッチング動作を行って１８０度通電しており、スイッチング動作が停止する期間が存在する１２０度通電方式や１５０度通電方式よりスイッチング回数が多い。したがって、１８０度通電では、これに起因するスイッチング損失が多くなる。
【００２９】
（第１実施形態におけるパルス停止制御部の動作）
以下の説明においては、ＰＷＭ制御を行うパルス信号のスイッチング動作を一時停止させるパルス停止制御部９（図１参照）の動作について、図１と図３を用いて説明する。したがって、比較例で述べたＰＷＭ制御の基本的な動作については、重複を避けるために説明を省略する。
【００３０】
図３は、第１実施形態における、交流電動機３に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、パルス信号および開放相制御信号（相パルス停止制御信号）の各レベルを示している。すなわち、図３は、図２の波形図と対比して示した本実施形態の波形図である。
【００３１】
パルス停止制御部９は、図３（ｄ）に示すように、ベクトル制御により制御された電流位相のゼロクロス点φを基準として、位相φと位相φ＋πにおいて、下記の式（１）に示すように、相パルス停止区間（開放相区間）δの間、パルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−共にスイッチングを停止する相パルス停止制御信号（開放相制御信号）９Ａをパルス制御部７へ出力する。この相パルス停止制御信号９Ａは、パルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−共にスイッチングを停止する場合は“０”、スイッチングを停止せず比較例のＰＷＭ制御方式のスイッチングを行う場合は“１”を出力する。
【００３２】
【数１】
2014166044.tif 000003
【００３３】
すなわち、式（１）からわかるように、φを電圧と電流の位相差、δを相パルス停止区間（開放相区間）としたとき、Ｕ相を基準とする電圧位相θｖが、φ−δ/２＜θｖ＜φ＋δ/２のときおよびφ＋π−δ/２＜θｖ＜φ＋π＋δ/２のときは、パルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを停止する。そして、それ以外のときはパルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを行う。
【００３４】
このため、パルス制御部７からの出力状態は、相パルス停止制御信号９Ａの相パルス停止区間δでは、パルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−が共にオフとなる。したがって、パルス制御部７からは、図３（ｃ）に示すように、相パルス停止区間δで休止したパルス信号の信号列が出力される。言い換えると、電圧および電流の一周期の間に２回に亘って相パルス停止区間（開放相区間）δを設定することとなる。なお、第１実施形態の構成の場合、対象となるＰＷＭ制御の変調方式は正弦波ＰＷＭ制御方式のみではなく、二相変調型ＰＷＭ制御方式や三次調波加算型ＰＷＭ制御方式でも、同様の相パルス停止区間δを設けることが可能となる。
【００３５】
このように、第１実施形態のパルス停止制御部９によりスイッチング動作を停止する期間が設けられたパルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−では、スイッチング停止区間とスイッチング動作区間は、印加電圧位相および交流電動機３の誘起電圧位相を基準として設けられていない形状となる。すなわち、パルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−のスイッチング停止区間とスイッチング動作区間は、電流位相のゼロクロス点を基準として設定される。
【００３６】
言い換えると、比較例では、誘起電圧の電圧位相を基準にしたパルス信号であるため、図２（ｃ）に示すように、パルス信号列は、電圧のゼロクロス点の前後においてＯＮ／ＯＦＦデューティが対称となる形状になっている。ところが、第１実施形態では、電流位相を基準として相パルス停止区間δが設けられているため（つまり、電圧位相を基準にしたパルス信号ではないため）、図３(ｃ)に示すように、電圧のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは対称にはならない。すなわち、第１実施形態では、電流のゼロクロス点の前後において、パルス信号列のＯＮ／ＯＦＦデューティは非対称となっている。
【００３７】
このように、第１実施形態では、電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けているので、図３(ｃ)に示すように、相パルス停止区間δを中心とした前後のパルス信号列ＡおよびＢが非対称な形状となる。このことから、第１実施形態のように電流のゼロクロス点を含んだ区間に相パルス停止区間δを設けた場合は、相パルス停止区間δの前後のパルス信号が非対称であるか否かを観測するにより、第１実施形態が適用されたか否かを容易に判別することができる。
【００３８】
（実機による駆動時の波形）
図４は、第１実施形態の電力変換装置１ａを備える実機を駆動した場合の、Ｕ相電圧、Ｕ相電流、およびパルス信号の関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相、縦軸に電圧、電流、およびパルス信号の各レベルを示している。すなわち、図４は、第１実施形態による電流のゼロクロス点を含んだ近傍に相パルス停止区間を設けた手法で、二相変調型ＰＷＭ制御方式において相パルス停止区間を設定して実機を駆動した場合の電圧、電流およびパルス信号を示している。
【００３９】
図４（ａ）は電力変換主回路４１のＵ相端子電圧Ｖｕｎ、同図（ｂ）は交流電動機３に流れるＵ相電流Ｉｕ、同図（ｃ）にパルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−を示している。
【００４０】
図４（ｃ）に示すように、一点鎖線で挟まれた区間（δで表示）においてパルス信号ＧＰＵ＋、ＧＰＵ−のスイッチング信号が共にオフとなっており、相パルス停止区間δが設定されていることが確認できる。また、相パルス停止区間δが設定されているため、一点鎖線で挟まれた区間ではＵ相電流Ｉｕがゼロとなることも併せて確認することができる。
【００４１】
（第１実施形態の効果）
図５は、第１実施形態の電力変換装置１ａによる、相パルス停止区間（開放相区間）δに対する電力変換回路損失、電動機損失およびそれらを足し合わせた総合損失の関係を示す特性図であり、横軸に相パルス停止区間（開放相区間）δ、縦軸に損失を表わしている。すなわち、図５は、パルス停止制御部９で設定する相パルス停止区間δと電力変換回路４の損失、交流電動機３の損失およびこれらの二つの損失を合わせた総合損失の特性を示している。
【００４２】
図５に示すように、第１実施形態の電力変換回路４の損失（電力変換回路損失）は、相パルス停止区間δを大きくしていくにしたがってスイッチング回数が低減することにより、これに起因するスイッチング損失が低減する。また、交流電動機３の損失（電動機損失）は、相パルス停止区間δを設けることで電流の高調波成分が増加するため、これに起因して大きくなる。さらに、相パルス停止区間δが大きくなることにより、電流の高調波成分の増加が顕著となるため、これに起因する交流電動機３の損失（電動機損失）の増加も顕著となる。このため、図５に示すように、これら二つの損失（電力変換回路損失と電動機損失）を加算した総合損失が最少となる相パルス停止区間δｏｐｔが存在し、相パルス停止区間δをこの相パルス停止区間δｏｐｔに設定することで、電力変換装置１ａ全体の損失を低減させることが可能となる。
【００４３】
以上、説明したように、パルス停止制御部９を用いることで、比較例のＰＷＭ制御方式と同様の電力変換回路４の構成で、ＰＷＭ制御を行うパルス信号のスイッチング回数を低減させることが可能となる。言い換えると、マイコンの制御で行われるパルス停止制御部９をソフトウェアで構成した場合は、比較例の電力変換回路４の構成は変えずに、新規のハードウェアを追加することなく電力変換装置１ａの高効率化を達成することが可能となる。また、交流電動機３の電流のゼロクロス付近でスイッチング動作を停止させるため、１５０度通電方式に対してトルク脈動の増加を抑制することができる。
【００４４】
（第１実施形態の変形例）
ここで、第１実施形態の変形例として、相パルス停止区間δを１サイクル区間の片方のみとする場合と、相パルス停止区間の位相を固定の状態にする場合とについて説明する。図７は、第１実施形態の変形例に係る電力変換装置における、電動機に流れる交流電圧、交流電流およびパルス信号と、相パルス停止制御信号との関係を示す波形図であり、横軸に電圧位相θｖ、縦軸に電圧、電流、パルス信号および開放相制御信号の各レベルを表している。
【００４５】
この変形例では、図１に示すパルス停止制御部９の相パルス停止区間δを電流一周期（１サイクル）に対して１回のみ設定する方式について述べる。なお、上述した第１実施形態の電力変換装置１ａと共通する内容については説明を省略する。
【００４６】
図１に示す制御装置５ａをマイコン等の集積回路で実現させる場合は、そのマイコンの演算負荷を低減させることが好適である。そこで、図７（ｄ）に示すように、パルス停止制御部９が、相パルス停止区間δを電流一周期につき１回のみ設定するようにすれば、マイコンの演算負荷を低減させることができる。
【００４７】
すなわち、この変形例では、マイコンの制御で行われるパルス停止制御部９が、ベクトル制御により制御された電流位相のゼロクロス点φを基準として、位相φ＋πにおいて（図７（ｄ）参照）、下記の式（２）に示すように、相パルス停止区間δの間パルス信号ＧＰＵ＋とＧＰＵ−のスイッチング信号を共に停止させる相パルス停止制御信号９Ａをパルス制御部７へ出力する。
【００４８】
【数２】
2014166044.tif 000004
【００４９】
すなわち、式（２）からわかるように、φを電圧と電流との位相差、δを相パルス停止区間（開放相区間）としたとき、Ｕ相を基準とする電圧位相θｖが、φ＋π−δ/２＜θｖ＜φ＋π＋δ/２のときのみ、１回だけパルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを停止する。そして、それ以外のときはパルス信号ＧＰＵ＋およびＧＰＵ−によるスイッチングを行う。なお、電圧と電流との位相差φにおいて電流一周期につき１回のみ相パルス停止区間δを設定する構成としても良い。
【００５０】
このように、相パルス停止区間δを電流一周期につき１回だけ設定する構成とすることで、マイコンによるパルス停止制御部９の演算負荷を半減することが可能となる。また、あらかじめ駆動する負荷条件における電圧と電流との位相差φを測定しておき、パルス停止制御部９の相パルス停止制御信号９Ａにおける電圧と電流との位相差φを固定値とすることで、マイコンの演算負荷のさらなる低減が可能となる。
【００５１】
以上説明したように、第１実施形態の電力変換回路４は、パルス制御部７から出力されたパルス信号７Ａによるスイッチング動作によってＰＷＭ制御を行い、交流電動機３へ交流電力を出力している。このとき、ベクトル制御部８が、相電流検出部６からの相電流情報６Ａに基づいて算出した電流の位相情報８Ａをパルス停止制御部９ヘ出力している。これによって、パルス停止制御部９は、電流の位相情報８Ａに基づいて生成した相パルス停止制御信号９Ａをパルス制御部７へ出力する。したがって、パルス制御部７は、電力変換回路４の所定の相（例えば、Ｕ相）の電流位相のゼロクロスを基準として所定の区間のパルス信号７Ａを停止する。よって、電力変換回路４は、電流のゼロクロス付近でスイッチングを停止するのでスイッチング損失が低減される。その結果、電力変換装置１ａの効率を向上させることができると共に、出力電流の歪を低減させることができる。
【００５２】
（第２実施形態）
第２実施形態では、第１実施形態のように相パルス停止区間δを設けたＰＷＭ制御方式と、相パルス停止区間δを設けない通常のＰＷＭ制御方式との切替えについて説明する。すなわち、第２実施形態では、運転条件（例えば、交流電動機の回転速度）によって相パルス停止区間δを切り替えることができる電力変換装置について説明する。
【００５３】
図８は、第２実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置１１の回路構成を表す。図８に示すように、電力変換装置１１は、図１に示す第１実施形態の電力変換装置１ａの相電流検出部６を削除し、直流母線電流ＩDCを検出する直流母線電流検出部（電流検出部）１０に変更している。すなわち、第２実施形態の電力変換装置１１は、直流母線電流検出部１０がベクトル制御部８へ直流母線電流情報（電流）１０Ａを出力するように構成される。
【００５４】
図８において、ベクトル制御部８は、ベクトル制御によって算出された電流の位相情報８Ａと、交流電動機３の回転速度である回転速度情報８Ｂとをパルス停止制御部９１へ出力するように構成される。これによって、第２実施形態のパルス停止制御部９１は、相パルス停止区間δを運転条件（つまり、交流電動機３の回転速度）によって切り替えることができる。その他の構成内容は、図１で示した第１実施形態の電力変換装置１ａと同じであるため、説明は省略する。
【００５５】
図９は、第２実施形態の電力変換装置１１における相パルス停止区間（開放相区間）の設定例を示す特性図であり、横軸に回転速度、縦軸に開放相区間δを表わしている。すなわち、第２実施形態の電力変換装置１１においては、パルス停止制御部９１は、図９（ａ）に示すように、交流電動機３の現在の回転速度Ｎとあらかじめ設定した回転速度Ｎ１との大小関係を判定し、現在の回転速度Ｎが回転速度Ｎ１未満の場合は、相パルス停止区間δを設定した相パルス停止制御信号９１Ａをパルス制御部７へ出力する。また、現在の回転速度Ｎが回転速度Ｎ１以上の場合は、相パルス停止区間δを０とし、相パルス停止区間δを設定しない相パルス停止制御信号９１Ａをパルス制御部７へ出力する。
【００５６】
言い換えると、交流電動機３の現在の回転速度Ｎが回転速度Ｎ１未満の場合は、パルス制御部７は相パルス停止区間δのあるパルス信号を出力し、回転速度Ｎ１以上の場合は、パルス制御部７は相パルス停止区間δのないパルス信号を出力する。
【００５７】
なお、運転条件によって相パルス停止区間δを切り替えるときの交流電動機３の回転速度・トルクの過度的な変動を抑制するため、図９（ｂ）に示すように、相パルス停止区間δを回転速度Ｎ２から回転速度Ｎ３まで一定の変化率で変化させる方式としても良い。また、相パルス停止区間δの切り替えをさらにスムーズにするため、図９（ｃ）に示すように、回転速度Ｎ２から回転速度Ｎ３までは、所定の曲線に沿って非線形な変化率で相パルス停止区間δを変えるような方式としても良い。
【００５８】
また、交流電動機３の回転速度に基づいて相パルス停止区間δを切り替えるのではなく、図８の直流母線電流検出部１０で検出される直流母線電流ＩDCの平均値ＩDCaveに基づいて、相パルス停止区間δを切り替える構成としても良い。この場合は、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の特性図における横軸は、回転速度Ｎではなく、直流母線電流平均値ＩDCaveに読み替える。
【００５９】
また、交流電動機３の回転速度に基づいて相パルス停止区間δを切り替えるのではなく、交流電動機３が出力するトルクτに基づいて相パルス停止区間δを切り替える構成としても良い。この場合は、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の特性図における横軸は、回転速度Ｎではなく、出力トルクτに読み替える。
【００６０】
以上、説明したように、相パルス停止区間δを交流電動機３の運転条件（交流電動機３の回転速度Ｎ、出力トルクτまたは直流母線電流平均値ＩDCave等）によって切り替えることにより、交流電動機３が低速回転域にある場合は、相パルス停止区間δを設定することで、比較例のＰＷＭ制御方式よりも電力変換装置を高効率に駆動することが可能となる。また、交流電動機３が高速回転域の場合は、相パルス停止区間δを０とし、相パルス停止区間を設定しない１８０度通電にスムーズに移行することが可能となる。
【００６１】
なお、交流電動機３の運転条件によって相パルス停止区間δを狭める方向へ変更させる場合は、所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ直ちに切り替える、所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ一定の変化率で変化させる、または、所定の停止区間から停止区間ゼロの状態へ非線形な変化率で変化させる、のいずれかによって行うことができる。
【００６２】
また、交流電動機３の運転条件によって相パルス停止区間δを広げる方向へ変更させる場合は、停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ直ちに切り替える、停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ一定の変化率で変化させる、停止区間ゼロの状態から所定の停止区間へ非線形な変化率で変化させる、のいずれかによって行うことができる。
【００６３】
（第３実施形態）
第３実施形態では、第１実施形態の電力変換装置１ａおよび第２実施形態の電力変換装置１１を空調機の圧縮機駆動に適用した場合について、説明する。図１０は、第３実施形態に係る空調機１００の全体構成図を表している。
【００６４】
図１０に示すように、第３実施形態の空調機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１と、室内の雰囲気と熱交換を行う室内機１０２と、室外機１０１と室内機１０２とをつなぐ配管１０３とによって構成される。
【００６５】
室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、圧縮機１０４を駆動する圧縮機駆動電動機１０５と、圧縮機駆動電動機１０５を駆動制御する電動機駆動装置１０６と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換を行う熱交換機１０７とによって構成される。ここで、電動機駆動装置１０６は、第１実施形態の電力変換装置１ａまたは第２実施形態の電力変換装置１１が用いられる。また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０８と、室内に送風する送風機１０９とによって構成される。
【００６６】
ここで、圧縮機駆動電動機１０５の効率について、図１１を用いて説明する。図１１は、図１０に示す空調機１００における圧縮機駆動電動機１０５の回転速度に対する効率の関係を示す特性図であり、横軸は圧縮機駆動電動機１０５の回転速度を示し、縦軸は圧縮機駆動電動機１０５の効率を表している。
【００６７】
電動機駆動装置１０６にＰＷＭ制御を適用するとき、圧縮機駆動電動機１０５の回転速度がＮ４以上の場合は、電力変換回路４の正弦波変調方式で出力可能な電圧を上回る電圧飽和領域では、弱め界磁制御により無効電流を流すことによって界磁コイルの電流を減らすことで、圧縮機駆動電動機１０５の高速回転域における安定駆動を実現することができる。ところが、このような弱め界磁制御を行うため、図１１の実線に示すように、圧縮機駆動電動機１０５の高速回転域（回転速度Ｎ４以上）においては効率の低下が発生する。
【００６８】
そこで、第３実施形態では、例えば、第１実施形態の電力変換装置１ａを空調機１００に適用し、パルス制御部７からパルス停止制御部９により相パルス停止区間δが設けられたパルス信号７Ａを出力することにより電力変換回路４を制御する。言い換えると、相パルス停止区間δを設けたことによって、電力変換回路４のスイッチング回数を低減させることができるので、結果的に電動機駆動装置１０６の損失を低減させることができる。
【００６９】
このようにして、電力変換回路４のスイッチング損失を低減させることで、図１１の一点鎖線の特性に示すように、圧縮機駆動電動機１０５を駆動させる電動機駆動装置１０６の効率がピークとなる回転速度Ｎ４より低速回転の領域において、効率の向上を図ることが可能となる。また、回転速度Ｎ４以上の電圧飽和領域においては、図１のパルス停止制御部９により相パルス停止区間δを０としたパルス信号を出力して、１８０度通電のＰＷＭ制御方式へ切り替えて、弱め界磁制御領域の駆動を行うことが可能である。
【００７０】
以上説明したように、第３実施形態により、比較例のＰＷＭ制御方式と同様の電力変換回路４の構成で電力変換回路４のスイッチング回数を減らすことができるため、マイコンの制御で行われるパルス停止制御部９をソフトウェアにより構成した場合は、ハードウェアの追加を行うことなく、空調機１００の高効率化を実現することが可能となる。
【００７１】
（第４実施形態）
第４実施形態では、第１実施形態の電力変換装置１ａおよび第２実施形態の電力変換装置１１を冷蔵庫の圧縮機駆動に適用した場合について、説明する。図１２は、第４実施形態に係る冷蔵庫２００の全体構成図を表している。
【００７２】
図１２に示すように、第４実施形態の冷蔵庫２００は、冷媒を圧縮する圧縮機２０４と、圧縮機２０４を駆動する圧縮機駆動電動機２０５と、圧縮機駆動電動機２０５を駆動制御する電動機駆動装置２０１と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換を行う熱交換機２０２と、冷気を冷蔵庫内に送るための送風機２０３によって構成される。ここで、電動機駆動装置２０１は、第１実施形態の電力変換装置１ａまたは第２実施形態の電力変換装置１１が用いられる。
【００７３】
また、第４実施形態において使用する圧縮機２０４は、一般的な冷蔵庫に使用されているレシプロ式圧縮機として説明する。
【００７４】
圧縮機２０４は圧縮機駆動電動機の回転運動をピストンの往復運動に変換することで、冷媒の吸込、圧縮、吐出を行う。この際、圧縮機駆動電動機に加わる負荷トルクは、図１３に示すように圧縮工程時に最大トルクとなり、吐出および吸込工程では負荷トルクは小さくなる。この負荷トルクの脈動により圧縮機駆動電動機２０５の回転速度は、図１４に示すように変動する。
【００７５】
一般的なベクトル制御において、速度偏差(速度指令と実速度の差)がゼロになるようにインバータ出力電圧を制御する場合、図１４に示すような速度変動が発生するとそれによる速度偏差をゼロにするため圧縮機駆動電動機に流れる電流が脈動する。すなわち負荷トルクの変動は、速度変動や電流脈動として観測することができる。
【００７６】
冷蔵庫に適用する場合において、負荷トルクが最大となる圧縮工程中に相パルス停止区間δを設定しインバータのスイッチング動作を停止すると、微小な出力トルクの減少により速度指令に対して実速度が低下し最悪は脱調停止に至る可能性がある。また、脱調停止に至らない場合であっても、実速度が低下すると電動機駆動装置２０１により、圧縮機駆動電動機に流れる電流が増加するため、効率悪化が懸念される。
【００７７】
反対に、負荷トルクが小さい吐出および吸込工程では、出力トルクよりも負荷トルクのほうが大きくなるため、速度指令に対して実速度が過大となる。この場合、電動機駆動装置２０１により、圧縮機駆動電動機に流れる電流が減少する。すなわち、圧縮機２０４の吐出および吸込工程においては、圧縮機駆動電動機に流す電流は小さくてよいため、相パルス停止区間δを長く設定することが可能である。
【００７８】
よって、冷蔵庫の圧縮機駆動に本発明を適用する場合においては、図１５に示すように圧縮機の圧縮工程時は相パルス停止区間δをゼロあるいは微小な値とし、圧縮機の吐出および吸込工程時に相パルス停止区間δを長く設けるのが好適である。これにより、冷蔵庫の圧縮機駆動においてもインバータのスイッチング損失を低減することができ、高効率化を実現することが可能となる。
【００７９】
なお、電力変換装置１ａ，１１およびこの電力変換装置１ａ，１１を用いた電動機駆動装置１０６、並びにこの電動機駆動装置１０６を用いた空調機１００及び冷蔵庫２００の実施形態について具体的に説明したが、各実施形態の内容に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。
【００８０】
すなわち、本発明は、第１実施形態ないし第３実施形態の内容に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。言い換えると、前記した各実施形態は、本発明の内容を分かりやすく説明するために詳細に例示したものであり、必ずしも前記で説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることも可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１ａ、１１…電力変換装置、２…直流電源、３…交流電動機（電動機）、４…電力変換回路、４１…電力変換主回路、４２…ゲート・ドライバ、５ａ…制御装置、６…相電流検出部（電流検出部）、７…パルス制御部、８…ベクトル制御部、９，９１…パルス停止制御部、１０…直流母線電流検出部（電流検出部）、６Ａ…相電流情報（電流）、７Ａ…パルス信号、８Ａ…位相情報（電流位相）、８Ｂ…回転速度情報、９Ａ、９１Ａ…相パルス停止制御信号（パルス停止制御信号）、１０Ａ…直流母線電流情報（電流）、Ｖ＊…印加電圧指令（指令電圧）、δ…相パルス停止区間、１００…空調機、１０１…室外機、１０２…室内機、１０３…配管、１０４…圧縮機、１０５…圧縮機駆動電動機、１０６…電動機駆動装置、１０７，１０８…熱交換器、１０９…送風機、２００…冷蔵庫、２０１…電動機駆動装置、２０２…熱交換器、２０３…送風機、２０４…圧縮機、２０５…圧縮機駆動電動機
【図１】
2014166044.tif 000005
【図２】
2014166044.tif 000006
【図３】
2014166044.tif 000007
【図４】
2014166044.tif 000008
【図５】
2014166044.tif 000009
【図６】
2014166044.tif 000010
【図７】
2014166044.tif 000011
【図８】
2014166044.tif 000012
【図９】
2014166044.tif 000013
【図１０】
2014166044.tif 000014
【図１１】
2014166044.tif 000015
【図１２】
2014166044.tif 000016
【図１３】
2014166044.tif 000017
【図１４】
2014166044.tif 000018
【図１５】
2014166044.tif 000019