(57)【要約】【課題】高調波を低減することができる電力変換装置及び電力変換方法を提供する。【解決手段】電力変換装置１０２は、Ｍが奇数の場合と偶数の場合とそれぞれに応じてＰ側アームとＮ側アームの位相差φを出力するφ指令部４０２と、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アームの各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定する＊θk指令装置４０３と、キャリア波を生成するキャリア波生成部４０４と、単位変換器毎に該当する変調波とキャリア波を大小比較してゲートパルスを生成するゲートパルス生成部３１２を備える。φ指令装置４０２は、Ｍが奇数の場合と偶数の場合に応じてＰ側アームのキャリア波と、Ｎ側アームのキャリア波の間に位相差φを設定して、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧パルスがずれるようにする。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサを有する単位変換器を所定数直列に接続した単位変換器列を複数列備えて、入力端子と出力端子の間で、直流を交流に又は交流を直流に変換する変換回路と、
前記単位変換器の個数Ｍを検出する単位変換器数検出部と、
単位変換器列内の前記単位変換器の位置ｋに応じて、前記単位変換器列の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定するキャリア位相指令部と、
前記単位変換器毎に該当する変調波と生成したキャリア波とを大小比較してゲートパルスを生成するゲートパルス生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
第１単位変換器列と第２単位変換器列とが直列接続されており、
前記Ｍが奇数の場合と偶数の場合とそれぞれに応じて前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列の位相差φを出力する位相差指令部をさらに備え、
前記キャリア位相指令部は、前記Ｍが奇数の場合と偶数の場合とに基づいて、前記第１単位変換器列のキャリア波と、前記第２単位変換器列のキャリア波の間に位相差φを設定して、前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列の出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記位相差指令部は、前記単位変換器数検出部の検出結果により前記Ｍが変わった時に、再度前記Ｍが奇数か偶数かを判断し、判断結果に基づいて位相差指令信号を出力することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記位相差指令部は、前記Ｍが偶数の場合には、前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列のキャリア位相差をπ／Ｍとし、また、前記Ｍが奇数の場合には、前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列のキャリア位相差をゼロに設定することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記位相差指令部は、前記Ｍが奇数の場合、前記第１単位変換器列の出力電圧と前記第２単位変換器列の出力電圧パルスとが重ならないように位相差φを指定することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記単位変換器列はアームであり、
前記変換回路は、第１のアームと第２のアームの一端同士を直列に接続してレグを構成し、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流の前記出力端子を接続し、前記第１のアームの他端を前記入力端子のうちの正側の直流端子とし、前記第２のアームの他端を前記入力端子のうちの負側の直流端子としたモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器である
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記変換回路は、前記単位変換器列を３列と、前記単位変換器列に接続されたΔ結線及び千鳥形結線とを有する変圧器と、を備える零相キャンセル形モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器である
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１のアームと前記第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に備えることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項９】
電力変換装置に備わる制御装置が、
変換回路を介して、コンデンサを有する単位変換器を所定数直列に接続した単位変換器列を複数列備えて、入力端子と出力端子の間で、直流を交流に又は交流を直流に変換し、
単位変換器数検出部を介して、前記単位変換器の個数Ｍを検出し、
キャリア位相指令部を介して、単位変換器列内の前記単位変換器の位置ｋに応じて、前記単位変換器列の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定し、
ゲートパルス生成部を介して、前記単位変換器毎に該当する変調波と生成したキャリア波とを大小比較してゲートパルスを生成することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１０】
第１単位変換器列と第２単位変換器列とが直列接続されており、
さらに位相差指令部を介して、前記Ｍが奇数の場合と偶数の場合とそれぞれに応じて前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列の位相差φを出力し、
前記キャリア位相指令部では、前記Ｍが奇数の場合と偶数の場合とに基づいて、前記第１単位変換器列のキャリア波と、前記第２単位変換器列のキャリア波の間に位相差φを設定して、前記第１単位変換器列と前記第２単位変換器列の出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧型電力変換装置及び電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、交流を直流にあるいは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。この種の電力変換装置は高電圧の分野にも応用されている。その場合に、例えば、半導体スイッチング素子（Insulated-gate bipolar transistor：ＩＧＢＴなど）を含んだ単位変換器を利用して、この単位変換器を複数直列に接続する。このような構成であれば高い電圧に耐えられる。
【０００３】
このような構成では、例えば、単位変換器を直列に接続しアームとして構成し、さらに、このアームを直列に接続してレグとして構成する。レグにおいてアームの接続点を交流端子とし、一方、レグの他端を直流端子とする。各単位変換器の動作を制御することで、アームに流れる電流を制御して、交流端子と直流端子の間で電力変換を行う。
【０００４】
一般に、電力変換の分野では、複数の相を扱うことが多い。そのため、各々のレグにおいてアームの接続点を交流端子とすると共に、一方、各々のレグの直流端子を互いに接続する。そして、このような構成において、各々のアームに交流端子が接続される交流系統の周波数の逆数で決まる周期的な電流が流れるように制御することで、複数の相を扱いながら、直流端子と交流端子の間で電力変換を行う（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
非特許文献１には、モジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器（Modular Multilevel PMW Converter：ＭＭＣ）記載されている。
ＭＭＣは、直列（カスケード）接続された１つ又は複数の単位変換器（以下、セルと呼ぶことにする）で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成されている。各セルは、例えば双方向チョッパ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。アームのうち半数はＭＭＣの正側直流母線に接続されており、残りの半数はＭＭＣの負側直流母線に接続されている。以下の説明において、正側直流母線に接続されたアームを正側アーム（Ｐ側アーム）、負側直流母線に接続されたアームを負側アーム（Ｎ側アーム）と呼称する。ＭＭＣは、正側アームと、２つのリアクトルと、負側アームの直列回路の並列接続で構成されており、２つのリアクトルの接続点が、ＭＭＣの交流端子となる。
【０００６】
各単位変換器をＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）制御している場合、各単位変換器に与えるキャリア波の位相を適切にシフトすることによって、ＭＭＣの出力電圧波形をマルチレベル波形にできる。これによって、２レベル変換器に比較して交流出力の高調波成分を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１１−２５０５３４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２３３４１１号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８巻７号、ｐｐ．９５７−９６５。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
非特許文献１のＰＷＭ制御方式では、１アームの単位変換器の直列数Ｍ（以下、単位変換器の個数Ｍという）が４の場合、各単位変換器のキャリア波の初期位相を２π／（２×４）＝π／４ずらすことによって高調波低減と制御性向上を実現できることが報告されている。しかしながら、１アームの単位変換器の直列数Ｍが偶数の場合、確かに上記の方法で高調波低減は実現できるものの、Ｍが奇数の場合に同じ方法で位相を設定すると、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧が重なってしまい高調波が増えるという欠点がある。すなわち、各単位変換器のキャリア波の初期位相をずらす方法では、１アームの単位変換器の個数Ｍが奇数である場合には、対応することができない。
このように、非特許文献１のＰＷＭ制御方式では、単位変換器の個数の偶数／奇数については考慮されていない。単位変換器の個数の偶数／奇数を考慮していないので、単位変換器の個数が偶数から奇数、また奇数から偶数に変わったことを認識することができず、高調波が増える場合がある。
【００１０】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、高調波を低減することができる電力変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、コンデンサを有する単位変換器を所定数直列に接続した単位変換器列を複数列備えて、入力端子と出力端子の間で、直流を交流に又は交流を直流に変換する変換回路と、前記単位変換器の個数Ｍを検出する単位変換器数検出部と、単位変換器列内の前記単位変換器の位置ｋに応じて、前記単位変換器列の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定するキャリア位相指令部と、前記単位変換器毎に該当する変調波と生成したキャリア波とを大小比較してゲートパルスを生成するゲートパルス生成部と、備える。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、高調波を低減することができる電力変換装置及び電力変換方法を提供する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の双方向チョッパ型単位変換器の内部構成を示す図である。
【図３】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の制御装置の内部で実行されている制御を示す図である。
【図４】上記第１の実施形態に係る電力変換装置のＲ相Ｐ側アームゲートパルス生成部の内部で実行されている演算を示すブロック図である。
【図５】上記第１の実施形態に係る電力変換装置のＲ相Ｎ側アームゲートパルス生成部の内部で実行されている演算を示すブロック図である。
【図６】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の単位変換器の個数Ｍが４（偶数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝π／Ｍの場合の各種波形を示す図である。
【図７】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の単位変換器の個数Ｍが４（偶数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０の場合の各種波形を示す図である。
【図８】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の単位変換器の個数Ｍが３（奇数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝π／Ｍの場合の各種波形を示す図である。
【図９】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の単位変換器の個数Ｍが３（奇数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０の場合の各種波形を示す図である。
【図１０】上記第１の実施形態に係る電力変換装置のＰ側アームとＮ側アームの出力電圧位相をベクトルで示す図である。
【図１１】上記第１の実施形態に係る電力変換装置の動作できる単位変換器Ｍが偶数から奇数に変わった場合のキャリア波の変化を説明する図である。
【図１２】本発明の第２の実施形態に係るＺＣ−ＭＭＣの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。本実施形態の電力変換装置は、モジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器型の電力変換装置に適用した例である。本実施形態の電力変換装置では、各アームは双方向チョッパ回路型単位変換器で構成される。ここでは、双方向チョッパ回路型単位変換器の例で説明するが、その他の、例えばフルブリッジ型単位変換器を用いても同等の効果があり、単位変換器として他の型の単位変換器を使ってもよい。以下、双方向チョッパ型単位変換器について適宜、単位変換器又はセルと略称する。
【００１５】
[電力変換装置の構成]
図１に示すように、直流送電システムは、交流系統１０１ａに接続される電力変換装置１０２ａと、電力変換装置１０２ａの直流端子（正側出力端子）Ｐ点及び直流端子（負側出力端子）Ｎ点と交流系統１０１ｂに接続される電力変換装置１０２ｂと、を備える。電力変換装置１０２ａは、電力変換装置１０２ｂと直流電力授受を行う。電力変換装置１０２ｂは、電力変換装置１０２ａと同一構成であるため、電力変換装置１０２ａを代表して説明する。なお、以下の説明において、電力変換装置１０２ａ，１０２ｂを特に区別しない場合には、電力変換装置１０２と記す。
ここでは、上下アームを持つＭＭＣ（Modular Multilevel Converter）型で構成された直流送電システムを例に説明するが、後記する第２の実施形態のようにＺＣ−ＭＭＣ（Zero-Sequence Cancelling Modular Multilevel Converter：特許文献２参照）に適用してもよい。
【００１６】
まず、電力変換装置１０２ａと外部回路との接続状態を説明する。
電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３を介して交流系統１０１ａに接続している。本実施形態では、変圧器１０３の交流系統１０１ａ側を１次側とし、Ｒ点、Ｓ点、Ｔ点と称し、また、変圧器１０３の２次側をＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点と称する。
電力変換装置１０２ａは、正側直流母線に接続された直流端子Ｐ点と負側直流母線に接続された直流端子Ｎ点とを備えており、Ｐ点とＮ点は他の電力変換装置１０２ｂの直流端子Ｐ点と直流端子Ｎ点にそれぞれ接続される。ここで、直流端子Ｐ点の電位は、直流端子Ｎ点の電位よりも高いものとする。
【００１７】
[電力変換装置１０２ａの内部構成]
次に、電力変換装置１０２ａの内部構成を説明する。
電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３、Ｒ相レグ１０４Ｒ、Ｓ相レグ１０４Ｓ、Ｔ相レグ１０４Ｔ、電圧センサ１１０，１１５、電流センサ１１１、制御装置１１２、ゲート信号線１１３、及びコンデンサ電圧検出線１１４を備えている。なお、図１では、ゲート信号線１１３、コンデンサ電圧検出線１１４は、それぞれ３本で示されているが、これは図面描画上の制約であって、実際はセル数分の信号線の数で構成されている。また、電力変換装置１０２ａの内部構成のうち、制御装置１１２を除く部分が変換回路を構成する。
【００１８】
Ｒ相レグ１０４Ｒは、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮを直列接続した回路であり、ＲＰアーム１０５ＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮの接続点を変圧器１０３のＲ′点に接続するとともに、ＲＰアーム１０５ＲＰのＲＮアーム１０５ＲＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続する。また、ＲＮアーム１０５ＲＮのＲＰアーム１０５ＲＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。
【００１９】
Ｒ相レグと同様に、Ｓ相レグ１０４Ｓは、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＳＮアーム１０５ＳＮを直列接続した回路であり、ＳＰアーム１０５ＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮの接続点を変圧器１０３のＳ′点に接続するとともに、ＳＰアーム１０５ＳＰのＳＮアーム１０５ＳＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続する。また、ＳＮアーム１０５ＳＮのＳＰアーム１０５ＳＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。
【００２０】
Ｒ相レグと同様に、Ｔ相レグ１０４Ｔは、ＴＰアーム１０５ＴＰ、ＴＮアーム１０５ＴＮを直列接続した回路であり、ＴＰアーム１０５ＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮの接続点を変圧器１０３のＴ′点に接続するとともに、ＴＰアーム１０５ＴＰのＴＮアーム１０５ＴＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続する。また、ＴＮアーム１０５ＴＮのＴＰアーム１０５ＴＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。
【００２１】
なお、各アーム１０５等の番号に付した２桁の記号は、左側がこのアームの属するレグの記号、右側がこのアームが接続される直流端子の極性を意味している。以下の説明では、同様の約束に基づく記号付与を随所で行っており、その都度の説明を省略する。
【００２２】
[各アームの内部構成]
次に、各アームの内部構成を説明する。
ＲＰ側アーム１０５ＲＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＰと、Ｐ側のリアクトル１０７ＲＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧をＶＲＰと称する。
【００２３】
ＲＮ側アーム１０５ＲＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＮと、Ｎ側のリアクトル１０７ＲＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧をＶＲＮと称する。
【００２４】
ＳＰ側アーム１０５ＳＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＰと、Ｐ側のリアクトル１０７ＳＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧をＶＳＰと称する。
【００２５】
ＳＮ側アーム１０５ＳＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＮと、Ｎ側のリアクトル１０７ＳＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧をＶＳＮと称する。
【００２６】
ＴＰ側アーム１０５ＴＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＰと、Ｐ側のリアクトル１０７ＴＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧をＶＴＰと称する。
【００２７】
ＴＮ側アーム１０５ＴＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＮと、Ｎ側のリアクトル１０７ＴＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧をＶＴＮと称する。
【００２８】
各アーム１０５ＲＰ、１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮは、そのアームを流れるアーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮ（図示略）を検出する電流センサ１１１（図１）を備えており、検出結果を制御装置１１２に伝送する。
【００２９】
電圧センサ１１０は、変圧器１０３のＲ点、Ｓ点、Ｔ点に接続されており、変圧器１０３の巻線と同じ巻線構造とすることで、Ｒ′点、Ｓ′点、Ｔ′点の位相と同じ位相の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを検出する。電圧センサ１１０は、系統電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを取り込み、検出結果を制御装置１１２に伝送する。電圧センサ１１５は、電圧ＶＤＣを取り込み、検出結果を制御装置１１２に伝送する。
【００３０】
制御装置１１２は、電力変換装置１０２ａ全体を制御する。制御装置１１２は、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴ、アーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮ、単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋ（図２）を取り込み、図示しないゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ，ｋ＝１，２，…，Ｍ）を、ゲート信号線１１３を介して各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。ゲート信号ＧＨｊｋは、後記するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号であり、ゲート信号ＧＬｊｋは、後記するローサイドスイッチング素子を駆動する信号である。
【００３１】
[双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成]
次に、双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を説明する。
図２は、双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を示す図である。図２では、ＲＰ側アーム１０５ＲＰについて説明する。他のアーム１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮについても同様の構成であるので説明は省略する。
【００３２】
双方向チョッパ型単位変換器１０８の主回路は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路とを直列接続した回路と、コンデンサ２０３とを並列接続した構成である。ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌを総称して、スイッチング素子と呼ぶ。
【００３３】
ダイオード２０２Ｈ，２０２Ｌは、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ，ｋ＝１，２，…，Ｍ）に対して電流を流さない方向に直列に接続される。ダイオード２０２Ｈ，２０２Ｌと並列に接続されたスイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌは、状態がＯＮの時にコンデンサ電圧ＶＣｊｋを放電する方向に取り付ける。コンデンサ電圧の電位が高い方に付く素子（記号Ｈ付）を、ここではハイサイドと呼ぶ。逆をローサイド（記号Ｌ付）と呼ぶ。
【００３４】
ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路の印加電圧Ｖｊｋを、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧と称する。
【００３５】
なお、図２では、スイッチング素子２０１Ｈ，２０１ＬにＩＧＢＴの記号を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、ＧＣＴ（Ｇate commutated Turn-off Thyristor）、ＧＴＯ（Gate-Turn-Off Thysistor）、その他のオン・オフ制御素子であれば、スイッチング素子２０１Ｈ，２０１Ｌとして用いることができる。
【００３６】
双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ，ｋ＝１，２，…，Ｍ）を検出する電圧センサ２０４を備えており、セル電圧検出線１１４を介して制御装置１１２（図１）に接続している。
【００３７】
また、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、制御装置１１２からゲート信号線１１３を介して伝送されたゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋに基づいて、スイッチング素子２０１Ｈ，２０１Ｌのそれぞれのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するゲートドライバ２０５を備えている。
【００３８】
次に、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋと、スイッチング素子２０１Ｈ，２０１Ｌのオン・オフ状態の関係を説明する。
ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフの場合、単位変換器１０８の電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋはコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。
ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオンの場合、電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは零と概ね等しくなる。
【００３９】
[制御装置１１２の制御]
次に、制御装置１１２の内部で実行されている制御を説明する。
図３は、制御装置１１２の内部で実行されている制御を示す図である。本実施形態では、変圧器１０３の巻数比が１：１である場合を想定して説明する。
【００４０】
図３に示すように、制御装置１１２は、アーム電圧指令値生成部３１１と、ゲートパルス生成部３１２を有する指令分配部３１３と、を備える。アーム電圧指令値生成部３１１は、位相検出器（Phase angle detector）３０１、フィードバック電流演算器３０２、電流調整器３０３、１／２定数器３０４、交流側電力演算器３０５、加算器３０７及び比例積分器（ＰＩ）３０８からなる指令値生成部（ＡＰＲ，ＡＱＲ）から構成される。
【００４１】
アーム電圧指令値生成部３１１は、ゲートパルス生成部３１２に与えるアーム電圧指令値を生成する。
【００４２】
指令値分配部３１３は、アーム電圧指令値生成部３１１により生成されたゲートパルス指令値を各単位変換器１０８に分配する。なお、ゲートパルス生成部３１２については、後記する。
【００４３】
[ゲートパルス生成部３１２の内部構成]
図４及び図５は、ゲートパルス生成部３１２の内部で実行されている演算を示すブロック図である。図４は、Ｒ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２の内部で実行されている演算を、また図５は、Ｒ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２の内部で実行されている演算をブロック図として示す。Ｓ相、Ｔ相も同様の動作のため、説明は省略する。
【００４４】
図４に示すように、Ｒ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２は、パルス数Ｄ乗算器４００、単位変換器数検出装置４０１、＊θk指令装置４０３、キャリア波生成部４０４、及びコンパレーター４０５を備える。
【００４５】
図５に示すように、Ｒ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２は、パルス数Ｄ乗算器４００、単位変換器数検出装置４０１、φ指令装置４０２、＊θk指令装置４０３、キャリア波生成部４０４、及びコンパレーター４０５を備える。Ｒ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２は、図４のＲ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２に、さらにφ指令装置４０２が追加された構成である。
【００４６】
パルス数Ｄ出力部４００は、位相検出器３０１により検出された位相θを基に、単位変換器の１周期分のパルス数Ｄをθに乗算し、Ｄθを出力する。
【００４７】
単位変換器数検出装置４０１は、動作している単位変換器の個数Ｍを出力する。
【００４８】
φ指令装置４０２は、偶数・奇数判定部４０２ａと、選択部４０２ｂとを備える。偶数・奇数判定部４０２ａは、１アーム中で動作している単位変換器１０８が何個有るかの個数（以下、動作している単位変換器１０８の個数という）Ｍとｋを単位変換器数検出装置４０１から取り込み、Ｍが奇数か偶数かを判定する。選択部４０２ｂは、Ｍが奇数か偶数かに応じてＰ側アームとＮ側アームの位相差φを選択する。具体的には、選択部４０２ｂは、Ｍが奇数の場合は、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０を選択し、Ｍが偶数の場合は、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝π／Ｍを選択する。因みに、従来は、位相差φは固定値であった。
【００４９】
＊θk指令装置４０３は、動作している単位変換器１０８の個数Ｍを単位変換器数検出装置４０１から取り込み、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アーム内の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれる位相差指令値＊θkを出力する。
【００５０】
Ｐ側キャリア波生成部４０４は、位相検出器３０１から位相Ｄθを取り込み、Ｎ側キャリア波生成部４０４は位相Ｄθ＋φを取り込み、アーム内の単位変換器の位相差指令値＊θkに基づいて、単位変換器毎のキャリア波を生成する。
【００５１】
コンパレーター４０５は、キャリア生成部４０４より生成されたキャリア波と電流調整器３０３の電圧指令値（図４はＶＲＰ＊、図５はＶＲＮ＊）を比較し、ゲートパルス信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（図４、図５ではｊ＝ＲＰ，ＲＮ、ｋ＝１，２，３，…，Ｍ）を出力する。
【００５２】
以下、上述のように構成された電力変換装置１０２の動作について説明する。
[アーム電圧指令値生成部３１１の動作]
まず、アーム電圧指令値生成部３１１の動作を説明する。
アーム電圧指令値生成部３１１は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する電力を一定に制御する電力制御機能ＡＰＲ，ＡＱＲと、アーム１０５ｊに流す電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を制御する電流制御機能３０３と、上記２つの制御機能を実現するためのアーム電圧指令値Ｖｊ＊（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，ＳＮ，ＴＮ）を生成する機能を備えている。
【００５３】
[ゲートパルス生成部３１２の概略動作]
次に、ゲートパルス生成部３１２の動作を説明する。
チョッパ群１０６ＲＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＲＰ＊と双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧ＶＲＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＰを制御するゲート信号ＧＨＲＰｋ、ＧＬＲＰｋを生成する。
【００５４】
同様に、チョッパ群１０６ＲＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＲＮ＊と双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧ＶＲＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＮを制御するゲート信号ＧＨＲＮｋ、ＧＬＲＮｋを生成する。
【００５５】
同様に、チョッパ群１０６ＳＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＳＰ＊と双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧ＶＳＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＳＰｋ、ＧＬＳＰｋを生成する。
【００５６】
同様に、チョッパ群１０６ＳＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＳＮ＊と双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧ＶＳＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＮを制御するゲート信号ＧＨＳＮｋ、ＧＬＳＮｋを生成する。
【００５７】
同様に、チョッパ群１０６ＴＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＴＰ＊と双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧ＶＴＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＰを制御するゲート信号ＧＨＴＰｋ、ＧＬＴＰｋを生成する。
【００５８】
同様に、チョッパ群１０６ＴＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、電圧指令値ＶＴＮ＊と双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧ＶＴＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＮを制御するゲート信号ＧＨＴＮｋ、ＧＬＴＮｋを生成する。
【００５９】
[ゲートパルス生成部３１２の詳細動作]
次に、ゲートパルス生成部３１２の詳細動作について説明する。
まず、Ｒ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２の動作について述べ、次いでＲ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２と異なる点のＲ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２の動作について述べる。
【００６０】
[Ｒ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２の動作]
図４に示すように、Ｒ相Ｐ側アームゲートパルス生成部３１２では、単位変換器数検出装置４０１は、例えば単位変換器１０８のコンデンサ２０３の電圧を測定し、異常な放電又は充電を観測した場合にその単位変換器が故障したと診断するなど、なんらかの方法で動作している単位変換器の個数Ｍを出力する。
【００６１】
＊θk指令装置４０３は、動作している単位変換器１０８の個数Ｍを単位変換器数検出装置４０１から取り込み、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アーム内の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるようにする。
【００６２】
キャリア生成部４０４は、位相検出器３０１から位相Ｄθを取り込み、アーム内の単位変換器の位相差指令値＊θkに従い、単位変換器毎のキャリア波を生成する。
コンパレーター４０５は、上記キャリア生成部４０４より生成されたキャリア波と電流調整器３０３の電圧指令値（ＶＲＰ＊）を比較し、ゲートパルス信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ，ｋ＝１，２，３，…，Ｍ）を出力する。
【００６３】
[Ｒ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２の動作]
図５に示すように、Ｒ相Ｎ側アームゲートパルス生成部３１２では、φ指令装置４０２は、動作している単位変換器１０８の個数Ｍを単位変換器数検出装置４０１から取り込み、Ｍが奇数か偶数かに応じてＰ側アームとの位相差φを出力する。
【００６４】
＊θk指令装置４０３は、動作している単位変換器１０８の個数Ｍを単位変換器数検出装置４０１から取り込み、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アーム内の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるようにする。
【００６５】
キャリア生成部４０４は、位相検出器３０１より位相θを取り込み、単位変換器の1周期分のパルス数Ｄ、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ、及びアーム内の単位変換器の位相差指令値＊θkに従い、単位変換器毎のキャリア波を生成する。
【００６６】
コンパレーター４０５は、上記キャリア生成部４０４より生成されたキャリア波と電流調整器３０３の電圧指令値（ＶＲＮ＊）を比較し、ゲートパルス信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＮ，ｋ＝１，２，３，…，Ｍ）を出力する。
【００６７】
[キャリア波、変調波、及び出力電圧]
次に、図６乃至図９を参照して、Ｐ側アーム及びＮ側アームのキャリア波、変調波、及び出力電圧について説明する。
【００６８】
図６は、単位変換器１０８の個数Ｍが４（偶数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝π／Ｍの場合の各種波形を示し、（ａ）はＰ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｂ）はＮ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｃ）は（ａ）の変調波とキャリア波を大小比較した出力電圧波形を、（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧をそれぞれ表す。
【００６９】
図７は、単位変換器１０８の個数Ｍが４（偶数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０の場合の各種波形を示し、（ａ）はＰ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｂ）はＮ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｃ）はＰ側アームの出力電圧波形を、（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧をそれぞれ表す。
【００７０】
図８は、単位変換器１０８の個数Ｍが３（奇数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝π／Ｍの場合の各種波形を示し、（ａ）はＰ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｂ）はＮ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｃ）はＰ側アームの出力電圧波形を、（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧をそれぞれ表す。
【００７１】
図９は、単位変換器１０８の個数Ｍが３（奇数）、パルス数Ｄを２とし、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０の場合の各種波形を示し、（ａ）はＰ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｂ）はＮ側アームの変調波と各単位変換器のキャリア波を、（ｃ）はＰ側の出力電圧波形を、（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧をそれぞれ表す。
【００７２】
図６及び図７は、Ｍが偶数の場合の各波形を示し、図８及び図９は、Ｍが奇数の場合の各波形を示す。また、図７及び図８は、従来の各波形を示し、図６及び図９は、本実施形態の各波形を表す。
【００７３】
まず、従来の位相差φ制御について簡単に説明する。
<従来の位相差φ制御>
図６及び図８は、従来のＰ側アーム及びＮ側アームのキャリア波、変調波、及び出力電圧を示す。図６（ａ）に示すように、Ｐ側アームでは、Ｍが偶数の場合、Ｐ側アーム変調波とキャリア波を比較してパルスを出力する。この場合、例えばキャリア波ｋ＝１は、電力変換装置１０２ａ（図１）のＲ相レグ１０４ＲのＲＰアーム１０５ＲＰの最上位の単位変換器１０８に用いられ、以下同様に、ｋ＝２，…，４が下位の単位変換器１０８に用いられる。キャリア波ｋ＝１，…，４の位相差指令値＊θkは、＊θk＝π(k-1)／Ｍである。また、図６（ｂ）に示すように、Ｎ側アームでは、Ｍが偶数の場合、Ｎ側アーム変調波とキャリア波を比較してパルスを出力する。この場合、例えばキャリア波ｋ＝１は、電力変換装置１０２ａ（図１）のＲ相レグ１０４ＲのＲＰアーム１０５ＲＮの最上位の単位変換器１０８に用いられ、以下同様に、ｋ＝２，…，４が下位の単位変換器１０８に用いられる。キャリア波ｋ＝１，…，４の位相差指令値＊θkは、*θk＝π(k-1)／Ｍである。但し、図６（ａ）に示すＰ側アームのｋ＝１，…，４のキャリア波と図６（ｂ）に示すＮ側アームｋ＝１，…，４のキャリア波は、位相がφ＝π／Ｍ＝π／４ずれている。また、図６（ａ）に示すＰ側アーム変調波と図６（ｂ）に示すＮ側アーム変調波とは、互いに周期が１８０°ずれている。
【００７４】
そして、Ｐ側アームの各単位変換器は、図６（ａ）に示す変調波とキャリア波を大小比較して、（ｃ）に示す出力電圧波形を出力する。また図示は省略するが、Ｎ側アームの各単位変換器も同様に、（ｂ）に示す変調波とキャリア波を大小比較して、（ｃ）と同様な出力電圧波形を出力する（図示略）。（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧である。（ｄ）に示すように、単位変換器の個数Ｍが偶数の場合、Ｐ側アームとＮ側アームの合計出力電圧の段数が、Ｐ側アーム又はＮ側アーム単独の出力電圧の段数より増える。出力電圧の段数がより多くなることで、目的の正弦波により近い波形を出力することができ、高調波の次数をより高い次数にずらすことができる。そもそもＭＭＣは、正弦波を出力するときにいかに細かくより正弦波に近い電圧を出力できるかが特性上重要であり、段数の多い合計出力電圧波形が求められている。
このように、従来の位相差φ制御は、Ｐ側アームの出力電圧とＮ側アームの出力電圧とが重ならないようにする（後述する図１０（ｄ）のベクトル図参照）。
【００７５】
<従来の位相差φ制御の欠点>
１アームの単位変換器の個数Ｍが偶数の場合、上記方法で高調波低減は実現できる。しかし、Ｍが奇数の場合に同じ方法で位相を設定するとＰ側アームとＮ側アームの出力電圧が重なってしまい、電圧高調波が増えるという欠点がある。
【００７６】
すなわち、図８（ａ）（ｂ）に示すように、Ｐ側アーム及びＮ側アームのキャリア波（ｋ＝１，…，３）は、位相φ＝π／Ｍ＝π／３シフトしている。また、図８（ａ）に示すＰ側アーム変調波と図８（ｂ）に示すＮ側アーム変調波とは、互いに周期が１８０°ずれている。このため、図８（ｃ）に示すＰ側アームの出力電圧と、図示は省略するがＮ側アームの出力電圧とは位相も含めて同じ出力電圧波形となる。その結果、図８（ｄ）に示すように、Ｐ側アームとＮ側アームの合計出力電圧の段数は、Ｐ側アーム又はＮ側アーム単独の出力電圧の段数と変わらない。すなわち、Ｍが奇数の場合にはＰ側アームとＮ側アームの出力電圧が重なってしまい（後述する図１０（ａ）のベクトル図参照）、出力電圧の段数を増やすことはできない。
【００７７】
図６（ｄ）の合計出力電圧と図８（ｄ）の合計出力電圧とを比較して明らかなように、従来の位相差φ制御では、Ｍが奇数の場合に、同じ方法で位相を設定するとＰ側アームとＮ側アームの出力電圧が重なってしまい、合計出力電圧の段数を増やすことはできない。
【００７８】
次に、本実施形態の、単位変換器の個数Ｍの奇数／偶数によるＰ側アームとＮ側アームの位相差φ制御ついて説明する。
本実施形態では、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アームの各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定し、Ｍが奇数の場合と偶数の場合とそれぞれに応じてＰ側アームとＮ側アームの位相差φを制御する。
【００７９】
[Ｍが偶数の場合]
Ｍが偶数の場合、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φと高調波低減の関係について図６及び図７を用いて説明する。上述したように図６は従来例、図７は本実施形態の各波形図である。
【００８０】
図６（ａ）に示すｋ＝１のキャリア波と図６（ｂ）に示すｋ＝１のキャリア波を比べると、位相がφ＝π／Ｍ＝π／４ずれていることが分かる。同様に、ｋ＝２、ｋ＝３、ｋ＝４のキャリア位相もπ／４ずれている。また、図６（ａ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピークが重なっていることに対して、図６（ｂ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピークはπ／８ずれている。
つまり図６の例では、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相をπ／８ずらしたため、Ｐ側アームとＮ側アームの各セルが出力するパルス波形がπ／８ずれ、図６（ｄ）に示すように、合計出力電圧の段数が１アーム分の倍に増え、電圧高調波が減る結果となる。
【００８１】
一方で、図７（ａ）に示すｋ＝１のキャリア波と図７（ｂ）に示すｋ＝１のキャリア波の位相差φ＝０である。同様にｋ＝２、ｋ＝３、ｋ＝４のキャリア位相差φ＝０である。また、図７（ａ）（ｂ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピーク位置は両方ともＤθ＝３６０°の時点で重なっている。
つまり図７の例では、Ｐ側アームとＮ側アームの出力するパルス波形が重なるため、図７（ｄ）に示すように、合計出力電圧の段数は変わらず、図６（ｄ）の例と比べて段数が半分に減り、電圧高調波が増える結果となる。
【００８２】
[Ｍが奇数の場合]
Ｍが奇数の場合、Ｐ側アームとＮ側アームの位相差φと高調波低減の関係について図８及び図９を用いて説明する。上述したように図８は従来例、図９は本実施形態の各波形図である。
【００８３】
図８（ａ）に示すｋ＝１のキャリア波と図８（ｂ）に示すｋ＝１のキャリア波を比べると、位相がφ＝π／Ｍ＝π／３ずれていることが分かる。同様に、ｋ＝２、ｋ＝３のキャリア位相もπ／３ずれている。しかし、図８（ａ）（ｂ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピーク位置はＤθ＝３６０°の時点で両方とも重なっている。
つまり図８の例では、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相をπ／３ずらしたため、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧波形が重なり、図８（ｄ）の通り、合計出力電圧の段数は変わらず、電圧高調波が増える結果となる。
【００８４】
一方で、図９（ａ）に示すｋ＝１のキャリア波と図９（ｂ）に示すｋ＝１のキャリア波の位相差φ＝０である。同様に、ｋ＝２、ｋ＝３のキャリア位相差φ＝０である。図９（ａ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピーク位置が重なっていることに対して、図９（ｂ）の変調波ピーク位置（Ｄθ＝３６０°）とキャリア波ピーク位置はπ／３ずれている。
つまり図９の例では、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相をなくしたため(φ＝０)、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧波形がπ／３ずれ、図９（ｄ）に示すように、合計出力電圧の段数が１アーム分の倍に増え、電圧高調波が減る結果となる。
【００８５】
このように、本実施形態では、Ｍが奇数の場合、図９（ａ）（ｂ）に示すように、Ｐ側アーム及びＮ側アームのキャリア波（ｋ＝１，…，３）は、位相φ＝０の同一波形である。これにより、１アームの単位変換器の個数Ｍが奇数である時もＰ側アームとＮ側アームの出力電圧が重ならないようキャリア位相を制御する（後述する図１０（ｃ）のベクトル図参照）。
【００８６】
そして、Ｐ側アームの各単位変換器は、図９（ａ）に示す変調波とキャリア波を大小比較して、（ｃ）に示す出力電圧波形を出力する。また図示は省略するが、Ｎ側アームの各単位変換器も同様に、（ｂ）に示す変調波とキャリア波を大小比較して、（ｃ）と同様な出力電圧波形を出力する（図示略）。（ｄ）はＰ側アームとＮ側アームの合計出力電圧である。（ｄ）に示すように、Ｍが奇数の場合、Ｐ側アームとＮ側アームの合計出力電圧の段数がより多くなる。出力電圧の段数がより多くなることで、目的の正弦波により近い波形を出力することができ、高調波の次数をより高い次数にずらすことができる。
【００８７】
[出力電圧位相がずれる条件]
次に、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧位相がずれる条件について説明する。
Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧位相がずれる条件は、図１０のベクトル図によっても表される。
【００８８】
図１０は、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧位相をベクトルで示す図であり、（ａ）はキャリア位相差φ＝０，Ｍ＝３（奇数）、（ｂ）はキャリア位相差φ＝０，Ｍ＝４（偶数）、（ｃ）はキャリア位相差φ＝π／Ｍ，Ｍ＝３（奇数）、（ｄ）はキャリア位相差φ＝π／Ｍ，Ｍ＝４（偶数）をそれぞれ表す。図１０中、実線で示すベクトルは、Ｐ側アームの出力電圧を表し、破線で示すベクトルは、Ｎ側アームの出力電圧を表す。なお、図示の関係で、ベクトル同士をわずかにずらして描いているが、実際には原点は同一である。図１０のベクトルの３６０°はキャリア波の１周期を表している。
【００８９】
図１０では、Ｍが奇数の場合と偶数の場合、それぞれでＰ側アームとＮ側アームの位相差φ＝０の時とφ＝π／Ｍの時の出力電圧位相をベクトルで示す。
【００９０】
図１０（ａ）（ｂ）に示すように、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相差φ＝０の時、Ｐ側変調波とＮ側変調波は１８０°ずれているため、Ｐ側ｋ＝１出力電圧とＮ側ｋ＝１出力電圧も１８０°ずれている。図１０（ａ）に示すように、Ｍが奇数の場合は、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧位相がずれるが、Ｍが偶数の場合は出力電圧パルスの位相が重なってしまい、電圧高調波が増える結果となる。
【００９１】
図１０（ｃ）（ｄ）ではＮ側アームのキャリア波を、Ｐ側アームのキャリア波よりφ＝π／Ｍずらしている。これは図１０（ｃ）のようにＭが奇数の場合Ｐ側とＮ側の出力電圧が重なってしまい、図１０（ｄ）のようにＭが偶数の場合は位相がずれる。
【００９２】
本実施形態では、Ｐ側アーム、Ｎ側アームのそれぞれにおいて、Ｐ側アームの出力電圧パルスの位相とＮ側アームの出力電圧パルスの位相とが重ならないように制御することを特徴とする。すなわち、Ｐ側アームの出力電圧パルスの位相とＮ側アームの出力電圧パルスの位相とが、図１０（ａ）（ｄ）となるように制御する。図１０（ａ）に示すように、Ｍが奇数の場合、Ｐ側アームとＮ側アームがキャリア位相差φ＝０，Ｍ＝３（奇数）の出力電圧位相となるように制御し、またＭが偶数の場合、図１０（ｄ）に示すようにキャリア位相差φ＝π／Ｍ，Ｍ＝４（奇数）の出力電圧位相となるように制御する。
【００９３】
以上、Ｍが偶数の時は位相差φ＝π／Ｍ、奇数の場合はφ＝０の時に高調波低減ができることを図６乃至図１０を用いて説明した。
【００９４】
[Ｍの偶数／偶数の変更例]
次に、動作できる単位変換器の個数Ｍが、故障等により奇数から偶数、又は偶数から奇数に変わった時のゲートパルス生成部３１２の動作と、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア波について説明する。
【００９５】
図１１は、動作できる単位変換器Ｍが偶数から奇数に変わった場合のキャリア波の変化を説明する図であり、（ａ）はＭ＝４（偶数），キャリア位相差φ＝π／ＭのＰ側アームのキャリア波を、（ｂ）は、Ｍ＝４（偶数），キャリア位相差φ＝π／ＭのＮ側アームのキャリア波を、（ｃ）はＭ＝３（奇数），キャリア位相差φ＝０のＮ側アームのキャリア波を、（ｄ）はＭ＝３（奇数），キャリア位相差φ＝０のＮ側アームのキャリア波をそれぞれ表す。
【００９６】
故障が発生していない場合（偶数）、（ａ）に示すＰ側アームのキャリア波に対し、（ｂ）に示すＮ側アームのキャリア波は、キャリア位相差φ＝π／Ｍの位相差がある。
【００９７】
単位変換器数検出装置４０１（図５）は、単位変換器の異常・故障を検出し、動作している単位変換器の数、（ｋ＝１，２，３，…，Ｍ）を検出し、φ指令装置４０２に出力する。
【００９８】
φ指令装置４０２は、再度Ｍが偶数か奇数かを判断し、Ｍが偶数か奇数かに応じてＰ側アームとＮ側アームのキャリア位相差φを出力する。図１１の例では、単位変換器ｋ＝４が故障し、動作できる単位変換器Ｍが、図１１（ａ）（ｂ）に示すＭ＝４（偶数）から図１１（ｃ）（ｄ）に示すＭ＝３（奇数）に変わったことを表している。ｋ＝４が故障し、動作できる単位変換器Ｍが、図１１（ａ）（ｂ）に示すＭ＝４（偶数）から図１１（ｃ）（ｄ）に示すＭ＝３（奇数）に変わった時、φ指令装置４０２は、故障が発生していない場合（偶数）のキャリア位相差φ＝π／Ｍを、故障が発生した場合（奇数）のキャリア位相差φ＝０に変える。図１１（ｃ）（ｄ）に示すように、Ｐ側アームのキャリア波とＮ側アームのキャリア波のキャリア位相差φ＝０とする。図１１では、単位変換器ｋ＝４が故障したため、Ｍは４（偶数）から３（奇数）に変化し、φはπ／Ｍから０に変わった。
【００９９】
＊θk指令装置４０３は、動作している単位変換器１０８の個数Ｍを単位変換器数検出装置４０５から取り込み、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アーム内の動作している各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるよう指定する。
以上、Ｍが偶数から奇数、又は奇数から偶数に変わった時のゲートパルス生成部３１２の動作とキャリア波形を説明した。なお、図示は省略するが、このＭ＝３（奇数）の状態から更に故障が発生し、Ｍ＝２（偶数）となった場合、図１１（ａ）（ｂ）に示すようなキャリア位相差φ＝π／Ｍに変わる。但し、Ｍ＝２であるためＭ＝４の場合よりキャリア位相差φは大きくなる。
【０１００】
以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１０２は、単位変換器の個数Ｍを検出する単位変換器数検出装置４０１と、Ｍが奇数の場合と偶数の場合とそれぞれに応じてＰ側アームとＮ側アームの位相差φを出力するφ指令部４０２と、アーム内の単位変換器の位置ｋに応じて、アームの各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように位相差指令値＊θkを指定する＊θk指令装置４０３と、キャリア波を生成するキャリア波生成部４０４と、単位変換器毎に該当する変調波とキャリア波を大小比較してゲートパルスを生成するゲートパルス生成部３１２を備える。
【０１０１】
＊θk指令装置４０３は、Ｍが奇数の場合と偶数の場合に応じてＰ側アームのキャリア波と、Ｎ側アームのキャリア波の間に位相差φを設定して、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧パルスがずれるようスイッチングする。特に、＊θk指令装置４０３は、Ｍが偶数の場合には、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相差をπ／Ｍとし、また、Ｍが奇数の場合には、Ｐ側アームとＮ側アームのキャリア位相差をゼロに設定する。すなわち、単位変換器のパルス数をＤとし、直列接続された双方向チョッパ型単位変換器の個数Ｍが奇数の時に限りＰ側アームとＮ側アームのキャリア位相差をゼロに設定し、また、Ｍが偶数の時はＰ側アームとＮ側アームのキャリア位相差をπ／Ｍに設定する。また、双方向チョッパ型単位変換器の単数故障などによりＭが奇数から偶数、又はその逆に変わった場合、Ｍを常時監視し、変化時にＰ側アームとＮ側アームに上記キャリア位相差を指令する。
【０１０２】
この構成により、１アームの単位変換器の個数Ｍが奇数である時もＰ側アームとＮ側アームの出力電圧が重ならないようキャリア位相を制御することができる。例えば、直列接続された双方向チョッパ型単位変換器の個数Ｍが奇数から偶数、又はその逆に変わった時にパルスタイミングの重なりを避けることができる。これにより、合計パルス数が従来の倍になり、高調波対策にかける費用等を減らすことができる。
【０１０３】
（第２の実施形態）
第１の実施形態は、上下アームを持つＭＭＣ方式の電圧型電力変換装置に適用した例であるが、どのようなＭＭＣにも適用することが可能である。
第２の実施形態は、本発明に係る電力変換装置をＺＣ−ＭＭＣに適用した例である。
一般に、ＺＣ−ＭＭＣは、第１アーム（Ｐ側アーム）と第２アーム（Ｎ側アーム）の接続点がない。第２の実施形態では、第１の実施形態の各構成要素を引用する説明の便宜上、単位変換器１０８を所定数直列に接続した単位変換器列を、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＴＰアーム１０５ＴＰと呼んでいる。
【０１０４】
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るＺＣ−ＭＭＣの構成を示す図である。図１と同一構成部分には、同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
図１０に示すように、直流送電システムは、変圧器１００１を介して交流系統１０１ａに接続されるＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００を備える。
変圧器１００１は、交流系統１０１ａ側を１次側とし、Ｒ点、Ｓ点、Ｔ点に接続されたΔ結線と、２次側をＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点に接続した千鳥形結線とを有し、直流端子Ｎ点は、変圧器１００１千鳥形結線の中性点に接続されている。直流端子Ｎ点を中性点に接続することで、接点電位を安定化する。
【０１０５】
ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００は、コンデンサを有する単位変換器１０８を所定数直列に接続した単位変換器列を複数列備える。図１０では、上記単位変換器列は、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＳＰアーム１０５ＳＰ、及びＴＰアーム１０５ＴＰである。また、上記単位変換器列の複数列は、３列（三相）である。
ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００は、変圧器１００１、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＴＰアーム１０５ＴＰ、電圧センサ１１０，１１５、制御装置１１２、ゲート信号線１１３、及びコンデンサ電圧検出線１１４を備えている。
各アーム１０５ＲＰ、１０５ＳＰ、１０５ＴＰは、そのアームを流れるアーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ（図示略）を検出する電流センサ１１１を備えており、検出結果を制御装置１１２に伝送する。なお、ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００の構成のうち、制御装置１１２を除く部分が変換回路を構成する。
【０１０６】
制御装置１１２は、ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００全体を制御する。制御装置１０９は、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴ、アーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋ（図２）をセル電圧検出線２０８と故障及び電圧信号検出線１１４を介して取り込み、ゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（図２）（ｊ＝ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ｋ＝１，２，…，Ｍ）を、ゲート信号線１１３を介して単位変換器１０８に転送する。
【０１０７】
このように、本実施形態では、ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置１０００は、制御装置１１２の＊θk指令装置４０３（図４）が、単位変換器の個数Ｍを基に、単位変換器列の各単位変換器のキャリア位相が２π／Ｍずつずれるように＊θkを指定するので、ＺＣ−ＭＭＣにあっても第１の実施形態と同様の効果、すなわち、パルスタイミングの重なりを避けることができ、ノイズフィルタの小型化などのノイズ対策にかけるリソースを減らすことができる。
【０１０８】
[変形例]
（１）上記各実施形態では、図１に示すように、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが変圧器１０３の２次巻線に接続されている、すなわちＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点に接続している回路を例示しているが、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰが直流端子Ｐ点との間に、また、リアクトル１０７ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが直流端子Ｎ点との間に接続している回路でも同様の効果を得られる。
【０１０９】
（２）上記各実施形態では、ＭＭＣ方式の電圧型電力変換装置に適用した例であるが、どのようなＭＭＣであってもよく、例えば図１２のようなＺＣ−ＭＭＣも含まれる。一般に、ＭＭＣは、レグに流れる過電流を制御するために各レグにリアクトルが必要である。本実施形態は、Ｐ側のアームとＮ側のアームを直列接続してレグを構成し、Ｐ側のアームとＮ側のアームの接続部分に交流端子を接続し、Ｐ側のアームの他端をＰ側の直流端子とし、Ｎ側のアームの他端をＮ側の直流端子とし、Ｐ側の端子を正側、Ｎ側の端子を負側としたレグを複数設ける電力変換装置であればよく、Ｐ側のアームとＮ側のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するためのリアクトルは、必須の構成ではない。
【０１１０】
（３）上記各実施形態では、電力変換装置１０２として三相電力系統に連系する三相ＭＭＣに適用例を示したが、同様の理由で、上記Ｐ側のアームとＮ側のアームが直列接続されたレグが１つの単相系統に連系する単相ＭＭＣにも適用可能である。
【０１１１】
（４）上記各実施形態では、各単位変換器をＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）制御している。各単位変換器に与えるキャリア波の位相を適切にシフトすることによって、ＭＭＣの出力電圧波形をマルチレベル波形にして交流出力の高調波成分を低減している。かかるマルチレベルの方法において、マルチレベル数、変調波周波数、搬送波周波数などはどのようなものでもよい。
【０１１２】
（５）上記各実施形態では、入力端子からの直流を交流に変換して出力端子から出力する例について説明したが、入力端子と出力端子の間で、交流を直流に電力変換する変換回路にも容易に適用可能である。例えば交流ラインと直流ラインとの間に接続されたスイッチング素子を、制御装置から出力される高周波パルスでスイッチングすることにより交流から直流に電力変換を行うことができる。
【０１１３】
本発明は上記の実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態例の構成に他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【０１１４】
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、又は、ＩＣ（Integrated Circuit）カード、ＳＤ（Secure Digital）カード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。また、本明細書において、時系列的な処理を記述する処理ステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理（例えば、並列処理あるいはオブジェクトによる処理）をも含むものである。
【０１１５】
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
【符号の説明】
【０１１６】
１０１ａ，１０１ｂ  交流系統
１０２，１０２ａ，１０２ｂ  電力変換装置
１０３，１００１  変圧器
１０４Ｒ  Ｒ相レグ
１０４Ｓ  Ｓ相レグ
１０４Ｔ  Ｔ相レグ
１０５ＲＰ  ＲＰアーム（単位変換器列）
１０５ＲＮ  ＲＮアーム（単位変換器列）
１０５ＳＰ  ＳＰアーム（単位変換器列）
１０５ＳＮ  ＳＮアーム（単位変換器列）
１０５ＴＰ  ＴＰアーム（単位変換器列）
１０５ＴＮ  ＴＮアーム（単位変換器列）
１０７  リアクトル（誘導性素子）
１０８  双方向チョッパ型単位変換器（セル）
１１２  制御装置
３１１  アーム電圧指令値生成部
３１２  ゲートパルス生成部
３１３  指令分配部
４０１  単位変換器数検出装置
４０２  φ指令部
４０３  ＊θk指令部
４０４  キャリア波生成部
１０００  ＺＣ−ＭＭＣ型電力変換装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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