(57)【要約】【課題】波長分散の予等化演算の回路規模を低減する。【解決手段】光多値信号予等化回路に、(1) 多値符号の信号点配置の対称性を利用した中間符号の列、又は、極座標で表された中間符号の列に対し、波形応答成分を関連付けて収容する複数のルックアップテーブルと、(2) 送信対象とする多値信号に対応する前記波形応答成分を前記複数のルックアップテーブルから入力し、異なるルックアップテーブルから出力された前記波形応答成分同士を演算して、前記多値信号に対応する予等化出力波形を出力する、１つ以上の演算回路に設ける。【選択図】図７
2014107736.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値符号の信号点配置の対称性を利用した中間符号の列、又は、極座標で表された中間符号の列に対し、波形応答成分を関連付けて収容する複数のルックアップテーブルと、
送信対象とする多値信号に対応する前記波形応答成分を前記複数のルックアップテーブルから入力し、異なるルックアップテーブルから出力された前記波形応答成分同士を演算して、前記多値信号に対応する予等化出力波形を出力する、１つ以上の演算回路と
を有する光多値信号予等化回路。
【請求項２】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路において、
前記中間符号の列は、振幅成分と位相成分を組み合わせた極座標中間符号の列である
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項３】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路において、
前記中間符号の列は、送信対象とする前記多値信号の位相成分をシンボル毎に積算した中間符号の列である
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項４】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路において、
前記中間符号又は送信対象とする多値信号を、特定の演算に対する対称性に基づいて対称性を除去した中間符号と対称性を示す中間符号に変換し、前記対称性を除去した中間符号のみを前記ルックアップテーブルに出力する中間符号変換回路と、
前記ルックアップテーブルから出力される波形応答成分を入力し、前記対称性を示す中間符号の情報に基づいて前記波形応答性分を補正演算し、補正結果を前記演算回路に出力する対称性補正演算回路と
を有することを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項５】
請求項４に記載の光多値信号予等化回路において、
前記対称性は、前記中間符号又は送信対象とする前記多値信号が有するＮ（２以上の自然数）回回転対称性である
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項６】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路において、
前記中間符号又は送信対象とする前記多値信号を、Ｉ座標成分及びＱ座標を示す中間符号に変換して前記ルックアップテーブルに出力する直交座標中間符号変換回路を有し、
前記演算回路は、前記ルックアップテーブルから出力される波形応答成分に基づく演算により前記予等化出力波形を出力する
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項７】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路は、
前記多値信号の波形を時間的に補間するオーバーサンプリング機能を有する
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項８】
請求項１に記載の光多値信号予等化回路は、
光ファイバ伝送路が有する波長分散の伝達関数を送信側で予等化する機能を有する
ことを特徴とする光多値信号予等化回路。
【請求項９】
送信対象である多値信号を、前記多値信号が使用する多値符号とは異なる配列の中間符号に変換する中間符号変換回路と、
請求項１に記載の光多値信号予等化回路であり、前記中間符号変換回路から前記多値信号に対応する中間符号列を入力し、前記多値信号に対応する予等化出力波形を出力する、光多値信号予等化回路と、
前記光多値信号予等化回路から出力される予等化波形を複素光電界に変換して出力する光電界変調器と
を有する光多値予等化送信器。
【請求項１０】
請求項９に記載の回路構成を有する第１の光多値予等化送信器と、
請求項９に記載の回路構成を有する第２の光多値予等化送信器と、
前記第１及び第２の光多値予等化送信器の出力光信号を互いに偏波多重又は偏波符号化して出力する偏波多重器と
を有する偏波多重光予等化送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光情報伝送技術に関し、例えば光ファイバによる光多値信号の送受信に適した光多値信号予等化回路、光多値信号予等化送信器及び偏波多重光予等化送信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一本の光ファイバで伝送可能な情報量（伝送容量）は、波長数の増加や光信号の変調速度の高速化により、光ファイバアンプの波長帯域をほぼ使用しつくし、限界に達している。さらに、光ファイバの伝送容量を大きくするためには、信号変調方式を工夫し、限られた周波数帯域に多数の光信号を詰め込み、周波数帯域の利用効率を高くする必要があり、光多値変調の利用が検討されている。これまでにも多くの検討が報告されている。例えば非特許文献１では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が報告されている。非特許文献２では、直接検波の一種である光遅延検波を用いた１６ＱＡＭ信号の長距離伝送が報告されている。非特許文献３では、偏波多重を併用した１６ＱＡＭ信号のコヒーレント受信方式が報告されている。非特許文献４では、１６値光多値信号をコヒーレント受信した後に受信機内でデジタル的に遅延検波し、受信する方式が報告されている。
【０００３】
図１は、光伝送に用いられる複素位相平面（又は複素平面、位相面、ＩＱ平面）と、公知の各種変調方式の信号点配置を示している。図１では、複素位相平面上に、各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）がプロットされて示されている。図１の（Ａ）は、ＩＱ平面上の信号点を示している。各信号点は、複素直交座標（ＩＱ座標）又は図に示す振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。図１の（Ｂ）は、位相角φ（ｎ）として４つの値（０、π／２、π、−π／２）を用いて１シンボルで２ビットの情報（00、01、11、10）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。図１の（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）を示している。１６ＱＡＭでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能となる。図１の（Ｄ）は、前述の非特許文献２及び非特許文献４で示す方式により、遅延検波の効果を打ち消す送信側の信号処理である位相予積算処理を行った１６ＱＡＭ信号の信号点配置を示している。
【０００４】
光遅延検波や電気信号段での遅延検波は、時間的に連続する２つのシンボルを干渉させて位相差を検出する処理であり、遅延検波器からの出力信号の位相成分は時間的に連続する２つのシンボルの位相差Δφとなる。このため、１６ＱＡＭ信号などの多値信号を用いると、受信側の遅延検波器から出力される信号は元の多値信号と大きく異なる、符号間干渉のある信号点配置となる。また、遅延検波後の振幅成分も時間的に連続する２つのシンボルの振幅の積となってしまう。
【０００５】
このような符号間干渉の発生を防ぐため、非特許文献２では位相予積算処理が導入されている。本演算は、送信側で予め光信号の位相をシンボル毎に積算する処理であり、各シンボルｎの位相をφ（ｎ）とし、信号振幅ｒ（ｎ）をそのままに、信号の位相をΣφ（ｎ）に置き換える処理である。
【０００６】
位相予積算処理を施した１６ＱＡＭ信号の信号点配置は、図１の（Ｄ）のように元の信号点配置とは大きく異なるものとなるが、位相予積算（位相の加算処理）は受信器内の遅延検波（位相の差分）処理と打ち消しあい、遅延検波器から出力される信号の位相成分は元の１６ＱＡＭ信号の位相成分と同一となる。よって、受信器内で本位相成分と別途検出した振幅成分ｒ（ｎ）を組み合わせれば、図１の（Ｃ）の元の１６ＱＡＭ信号の信号点配置を再生することができる。このように送信側の位相予積算処理を用いれば、光遅延検波又は電気信号段での遅延検波を用いた光受信器を用いる場合でも、任意の信号点配置の多値信号を利用することができる。
【０００７】
一方、超高速光ファイバ伝送においては、光ファイバや使用する部品の波長分散、偏波分散、帯域制限という現象が、伝送速度や伝送距離の増加に対する大きな制限要因となっている。「波長分散（ＣＤ：Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）」とは、波長の異なる光が光ファイバ中で異なる速度で伝送される現象である。高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含み、これらの成分は分散の影響によりそれぞれ異なった時刻に受信端に到着する。その結果、伝送後の光波形は大きな波形歪を引き起こすことが知られている。
【０００８】
このような分散の影響を避けるため、現在、波長分散補償（以下、単に分散補償と記述した場合、波長分散補償を意味する）という技術が検討されている。波長分散補償とは、伝送路に用いられる光ファイバと逆の波長分散特性を持った光デバイスを光送信機や光受信機内に配置することにより、光ファイバの波長分散特性を打ち消し、光波形の歪みを防ぐ手法である。
【０００９】
従来、伝送路と逆符号の波長分散を持つ分散補償ファイバ、光干渉計、光回路、光ファイバグレーティングなどを用いる手法等が検討されていた。しかし、これらの手法は、前述した光デバイスに余分なコストが必要であり、さらに光デバイスによって得られる波長分散量や可変量に制限がある等の理由から、近年では、デジタル信号処理の適用が検討されている。
【００１０】
光予等化（プリディストーション）伝送は、このような光電界の等化を送信側の電気信号処理で実施する方式であり、送信器内部で光信号の電界に予め波長分散の逆関数を印加した光電界波形を生成し、これを光ファイバ伝送し、光ファイバ自身の持つ波長分散の影響を打ち消す方式である。このような予等化方式の基本概念は、数１０年前古くから存在するが、近年、予等化を高速デジタル信号処理で実施する、デジタル予等化光送信器が提唱されている。その詳細は、例えば非特許文献５に示されている。なお、本明細書で取り扱う予等化信号処理はやや広義のものであり、光多値伝送において送信側で必要となる線形フィルタリングである帯域狭窄化や補間などの処理をも含むものとする。
【００１１】
図２に、従来の波長分散の影響を予等化する予等化光多値送信器の基本構成を示す。従来の光多値送信部信号処理回路１００は、入力された情報信号１０１を多値符号化回路１０２に入力し、１６ＱＡＭ信号（図１の（Ｃ））のように直交複素平面上でデジタル的に表現された１サンプル／シンボルの多値信号列１０３に変換する。次に、２倍補間回路１０４は、オーバーサンプリング処理により、多値信号列１０３を２サンプル／シンボルの多値信号列１０５に変換する。多値信号列１０５は、波長分散の影響を予等化する予等化回路１０６に入力される。予等化回路１０６は、デジタル予等化処理により、多値信号列１０５に対して伝送路の波長分散特性の逆関数を重畳する。予等化後の多値信号１０７の実部と虚部のそれぞれは、線形応答補償回路１０８−１、１０８−２、非線形応答補償回路１０９−１、１０９−２など入力される。線形応答補償回路１０８−１、１０８−２、非線形応答補償回路１０９−１、１０９−２は、後続のドライバアンプや光変調器の線形・非線形応答劣化の逆補償を与えるデジタル信号処理を実行する。この信号処理により生成されたデジタル多値信号の実部と虚部は、それぞれＤＡ変換器１１０−１、１１０−２に入力されて高速のアナログ変調信号１１１−１、１１１−２に変換される。アナログ変調信号１１１−１、１１１−２は、ドライバアンプ１１２−１、１１２−２で所望の振幅に増幅された後、光ＩＱ変調器１１５の２つの変調入力端子（Ｉ，Ｑ）に入力される。光ＩＱ変調器１１５は、レーザ光源１１３から出力された無変調レーザ光１１４を、波長分散予等化された光多値信号１１７に変換し、出力光ファイバ１１６から出力する。
【００１２】
図３は、位相予積算処理を用いた予等化光多値送信器の従来の構成例を示す。本方式の送信器側は位相予積算処理を実行して光多値信号を送信する。一方、本方式の受信器側は光多値信号を光遅延検波又はコヒーレント検波した後、デジタル演算により遅延検波を行うことにより光多値伝送に付随する様々な劣化を緩和する。本方式の詳細は、非特許文献２や非特許文献４に記載されている。
【００１３】
位相予積算処理は、多値信号の位相成分（角度）を、１シンボル毎に累積加算する演算処理である。しかし、１６ＱＡＭなどの二次元多値信号に対して位相予積算処理をそのまま適用すると、(1) 直交座標で表現された信号点位置を極座標に変換する処理、(2) 抽出された位相情報を８〜１２ビットなどの高い精度で加算する処理、(3) 加算後の信号に再び振幅と組み合わせて直交座標に変換する処理といった複雑な演算処理が必要となる。これらの処理は、特許文献１に記載された中間符号を用いた演算処理により解決することが可能である。以下、特許文献１の構成に準じて図３の位相予積算処理を説明する。
【００１４】
図３の（Ａ）に、従来の位相予積算光多値送信部の信号処理回路１２０の内部構成を示す。信号処理回路１２０の場合、情報信号１０１は、中間極座標符号を用いた符号化回路１２１に入力され、極座標多値中間符号（振幅Ｎ状態、位相Ｍ状態）１２２に変換される。極座標多値中間符号１２２は、位相予積算回路１２３に入力される。位相予積算回路１２３は、位相部分の中間符号を逐次累積加算する予積算演算を実行した後、再び元の振幅部分の中間符号と組み合わせ、位相予積算後の中間符号（振幅Ｎ状態、位相Ｍ状態）１２４として出力する。位相予積算後の中間符号は、直交座標変換回路１２５で直交変換され、位相予積算後の多値信号１２６となる。以後の送信器の構成は図２と同一であり、出力光ファイバ１１６からは位相予積算・波長分散予等化された光多値信号１２７が得られる。
【００１５】
上記のように中間符号を用いた構成を取る第１の理由は、多値信号を初めから極座標で符号化することで、位相予積算処理に必要となる極座標変換を省略することである。第２の理由は、多値信号の状態数を大幅に限定（振幅の状態数Ｎ、位相の状態数Ｍ、Ｎ、Ｍは例えば４〜３２程度の整数）することによって、その後の位相予積算回路１２３や直交座標変換回路１２５の演算量を低減するためである。
【００１６】
図３の（Ｂ）は、従来の位相予積算回路１２３の構成例であり、入力される極座標多値中間符号１２２は、状態数Ｎの振幅中間符号１３０と状態数Ｍの位相情報信号１３１に分離される。振幅中間符号１３０は遅延回路１３３−１で遅延される。位相情報信号１３１は積算回路１３２に入力される。積算回路１３２の加算回路１３６は、入力された位相情報信号φi と１シンボル前までの位相積算値Σφi-1 とを加算し、その結果を予積算後の位相情報信号１３４（Σφi）として出力する。
【００１７】
位相情報信号の状態数はＭである。このため、加算回路１３６は、Ｍを法とした加算で済み、加算に必要な回路規模を低減することができる。続く、直交座標変換回路１２５には、振幅状態数がＮ、位相状態数がＭの多値信号が入力される。直交座標変換回路１２５は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）などを用いて実現される。
【００１８】
図４の（Ａ）は、特許文献１に示された１６ＱＡＭ信号と、その中間符号の例を示す。本例は、振幅を３値、位相を１６値とする。このため、中間符号の振幅を２ビットで表示し、最小値r1に00、中間値r2に01、最大値r3に10を割り当てている。また、中間符号の位相の状態数をＭ＝１６とし、中間符号の位相を0000〜1111までの4bitの16個の値で表示している。
【００１９】
図４の（Ｂ）は、位相予積算後の信号点配置である。図４の（Ｂ）は、１６ＱＡＭ信号の位相状態を２π／１６の整数倍となる位置に制限する。位相予積算前及び予積算後の位相状態数は共にＭ＝１６である。このため、位相予積算の前後で、振幅が３値、位相が１６値の中間符号を共通して用いることができる。
【００２０】
図５は、従来の波長分散予等化回路１０６を複素デジタルＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで実現した構成例である。複素デジタルＦＩＲフィルタ１４０は、複素遅延回路１４１、複素タップ乗算器１４２、加算器１４３を梯子型に並べた回路である。伝送路の波長分散の逆関数D-1(f)のインパルス応答をd-1(t)とすると、複素タップ乗算器１４２の応答特性はインパルス応答d-1 (t)に設定される。複素タップ乗算器１４２は、入力された２サンプル／シンボルの多値信号列１０５にインパルス応答d-1 (t)を畳み込む予等化機能を実現する。
【００２１】
しかし、この構成は、１タップ当たりに１回の複素乗算器（＝実数乗算器４個相当）を必要とする。さらに、この構成では、伝送距離が長くなり、波長分散の影響が大きくなると、インパルス応答d(t)を長く取る必要が生じ、波長分散量に比例して演算量（すなわち、回路規模）が急激に増大する問題がある。
【００２２】
例えば光多値信号のシンボル速度を２８Ｇシンボル／秒、デジタル信号処理のサンプリング速度をこの２倍の５６Ｇサンプル／秒、光ファイバの伝送距離を１００ｋｍ（通常分散ファイバで、波長分散量１７００ｐｓ／ｎｍ）とすると、信号帯域である±５６ＧＨｚの帯域内での波長分散による光パルスのエネルギー量は概ね７６１ｐｓ＝８シンボルとなる。このとき必要なＦＩＲフィルタのタップ数は、この２倍の１６タップである。タップ数は少ないように見えるが、これらの演算処理を行うＩＣ回路の動作速度はたかだか数１００ＭＨｚ程度であり、２００程度の並列演算でＦＩＲフィルタを構成するものとすると、必要となる実数乗算器の数は、１６ｘ４ｘ２００＝１２８００となり、非常に大規模な複素演算回路が必要となってしまう。
【００２３】
回路規模の増大の問題を緩和する方法には、例えば非特許文献５のFig.2に示すように、波長分散の予等化回路をルックアップテーブルで構成する方法がある。予等化回路では、伝送前の理想的な光多値信号を入力信号とできる。また、ルックアップテーブルを利用することで回路規模を大きく低減できる。その理由は、入力される電界信号の状態数が大きく低減するためである。すなわち、一般の複素電界の入力を仮定すると、入力電界信号は実部８ビット、虚部８ビットの１６ビット程度の状態数(６５５３６状態に相当)となるが、例えば伝送前の理想的な２値の電界信号を入力する場合にはマークとスペースの１ビットのみがあれば十分であり、回路規模は１／６５５３６に縮減される。このため、比較的規模の小さなメモリ回路を用いて予等化回路を構成できる。
【００２４】
図６の（Ａ）は、このような従来の予等化送信器の構成図である。この予等化送信器は、ルックアップテーブル型予等化回路を用いた光多値送信部信号処理回路１５０により、２値又は多値の光信号の波長分散を予等化して伝送する。伝送すべき情報信号１０１をビット列diとすると、入力信号は、バッファ回路（FIFO:First In First Out)１５１に一旦入力され、ここからnシンボル分のデータ列d(i-n+1)からdiが抽出されて、ルックアップテーブル型予等化回路１５２に入力される。
【００２５】
ルックアップテーブル型予等化回路１５２は、オーバーサンプリング処理を兼ね備えており、その出力からは例えば時刻2i及び2i+1の補間サンプルの２組の１シンボル当たり２つの時間サンプル点が、複素電界信号（実部と虚部の２組のデジタルデータ）として出力される。このようなルックアップテーブル型予等化回路１５２の使用が可能となる理由は、デジタル複素ＦＩＲフィルタの時間長をnシンボル（オーバーサンプリング係数２だと、タップ数は2n）とすれば、時刻2i及び2i+1の出力複素光信号の波形は、その時刻の直前nシンボル分の入力データだけから一意に決定されるためである。すなわち、直前nシンボルのデータをアドレスとして、これら二時刻の出力波形を値とするルックアップテーブルを作成すればＦＩＲフィルタと同一の機能が実現できることになる。
【００２６】
図６の（Ｂ）は、入力信号diが２値信号の場合のルックアップテーブル型予等化回路１５２の構成例である。入力されたnビットのデータ列di-n+1〜diをnビット分のアドレスとして利用し、タイミング2i及び2i+1のデータの実部と虚部をそれぞれ８ビットのデータして記憶している。本例では、ルックアップテーブル型予等化回路１５２のサイズは、(2n*4)byteである。例えばn=10とすれば、ルックアップテーブル型予等化回路１５２は、わずか１２８バイト程度の回路規模で済む。さらに、非特許文献５には、ルックアップテーブル型予等化回路１５２として光ＩＱ変調器１１５の非線形応答や駆動回路の帯域応答などの補正機能を含める構成が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２７】
【特許文献１】国際公開第２０１０／０６１７８４号
【非特許文献】
【００２８】
【非特許文献１】R. A. Griffin, et. al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2002
【非特許文献２】N. Kikuchi and S. Sasaki, “Highly-sensitive Optical Multilevel Transmission of arbitrary QAM (Quadrature-Amplitude Modulation) Signals with Direct Detection,” J. of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 1, 2010, pp. 123-130.
【非特許文献３】P. J. Winzer, "Spectrally Efficient Long-Haul Optical Networking Using 112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 28, NO. 4, FEBRUARY 15, 2010, pp.547-556
【非特許文献４】N. Kikuchi,“Phase-Noise Tolerant Coherent Polarization-Multiplexed 16QAM Transmission with Digital Delay-Detection,”Proceeding of ECOC 2011, Geneva, Switzerland, Sep. 2011, Tu.3.A.5
【非特許文献５】Killey, R. "Dispersion and nonlinearity compensation using electronic predistortion techniques," Optical Fibre Communications and Electronic Signal Processing, 2005. The IEE Seminar on (Ref. No. 2005-11310)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
ところが、従来のＦＩＲフィルタやルックアップテーブルを用いた予等化信号処理回路は、回路規模が非常に大きくなる問題がある。前述したように、ＦＩＲフィルタやルックアップテーブルのサイズは、補償すべきインパルス応答長に比例する。すなわち、伝送距離や変調速度が上がって波長分散の影響するサンプル長が長くなると、これに応じて必要となる乗算機の個数（回路規模）が急増してしまう。このような回路規模の増大は、帯域狭窄率の高い急峻なナイキストフィルタを実現するような場合にも問題となる。
【００３０】
このように送信側でデジタル処理を行うＦＩＲフィルタに入力される複素電界信号は、一般に、２倍以上でオーバーサンプリングされた時間サンプル列である。このため、タップ数と演算量は、オーバーサンプリング率に応じて増加する。さらに、高速光伝送のシンボル速度は、１０〜数１０ＧＢａｕｄのオーダーであり、上記の回路を現実的なＦＰＧＡやＡＳＩＣなどのＬＳＩで実現した場合には、内部の演算速度（通常数１００ＭＨｚ程度）に合わせて内部の並列数を増やす必要がある。すなわち、必要となる乗算器の個数は、上記のさらに１００〜２００倍程度となり、回路規模の低減が実用上の大きな課題となる。
【００３１】
予等化回路は、光多値送信器のデジタル信号処理の中でも信号処理量が特に大きな部分であり、その回路規模は実用上のボトルネックとなっている。回路規模が増大すると、これに比例して、本回路を含むＬＳＩや本ＬＳＩを用いた光送受信器の発熱量と消費電力が増大し、実用性や最大実装密度を低下させ、その商業的価値を大きく減じてしまう。またＬＳＩサイズの増大は、ＬＳＩの製造コストの上昇にも直結する。
【００３２】
また、予等化回路をルックアップテーブルで実装する場合にも、多値信号への適用は大きな問題となる。信号状態数の少ない２値伝送の場合、予等化に必要なインパルス応答長（チャネル長）をＮシンボルとすると、必要なルックアップテーブルのアドレス数は2Nであるが、状態数Mの多値信号を入力とする場合には、必要なアドレス数はMNに急増する。例えば10シンボル分のチャネル応答長がある場合に必要なルックアップテーブルのアドレス数は、２値伝送の場合には210=1000個であるが、これを16値伝送とするだけでアドレス数は1610=1.1e12=1.1兆個と激増し、ルックアップテーブルの実現がほぼ不可能となる。
【００３３】
また、従来例で示したような位相予積算を施す光送信器においては、極座標系で位相予積算の演算を施した後に、信号点配置を再び直交座標に戻す必要があり、これも回路規模を増大させる問題点となっていた。
【００３４】
そこで、本発明は、波長分散の予等化演算の回路規模を低減して送信器のサイズ・コスト及び消費電力を削減し、その実用性を高める光多値信号予等化回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
本発明は、送信器内での多値信号のデジタル等化処理の際に発生する課題を広く解決するものであり、例えば送信器内に用いられる電気・光部品などの周波数特性の補償、光ファイバ伝送路の非線形効果を含む送信側での伝送劣化補償、ナイキストフィルタリングに代表されるスペクトル整形、ＲＺ化、ＮＲＺ化などの波形整形や波形補間処理などを解決する。
【００３６】
上記課題を解決するために、本発明に係る光多値信号予等化回路は、(1) 多値符号の信号点配置の対称性を利用した中間符号の列、又は、極座標で表された中間符号の列に対し、波形応答成分を関連付けて収容する複数のルックアップテーブルと、(2) 送信対象とする多値信号に対応する前記波形応答成分を前記複数のルックアップテーブルから入力し、異なるルックアップテーブルから出力された前記波形応答成分同士を演算して、前記多値信号に対応する予等化出力波形を出力する、１つ以上の演算回路とを有する。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、広義の対称性を利用した中間符号の列をルックアップテーブルに入力することにより、回路規模が従来方式に比して小さい光多値信号予等化回路を実現できる。前述した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】光電界信号の表示方法と光多値変調方式の信号点を説明する図（従来例）。
【図２】波長分散予等化光多値送信器を示す図（従来例）。
【図３】位相予積算を用いる波長分散予等化光多値送信器を示す図（従来例）。
【図４】１６ＱＡＭ信号（図３）とその位相予積算後の信号点配置を示す図（従来例）。
【図５】複素デジタルＦＩＲフィルタを用いる波長分散予等化回路１０６を示す図（従来例）。
【図６】ルックアップテーブルを用いる予等化送信器を示す図（従来例）。
【図７】第１の実施例における光多値信号予等化送信器を示す図。
【図８】第１の実施例における多値中間符号とサブルックアップテーブルを説明する図。
【図９】第１の実施例における直接検波予等化光多値伝送システムを示す図。
【図１０】第１の実施例におけるデジタル遅延検波とコヒーレント受信予等化光多値伝送システムを示す図。
【図１１】第１の実施例における光多値信号予等化回路の並列実装の例を示す図。
【図１２】第２の実施例におけるサブルックアップテーブルを示す図。
【図１３】第２中間符号と内部ルックアップテーブルを説明する図。
【図１４】第３の実施例におけるサブルックアップテーブルを示す図。
【図１５】第３の実施例における定数乗算回路の例を示す図。
【図１６】第３の実施例における多値中間符号と内部ルックアップテーブルを説明する図。
【図１７】第４の実施例における光多値信号予等化回路の構成を示す図。
【図１８】第４の実施例におけるサブルックアップテーブルを説明する図。
【図１９】第５の実施例におけるサブルックアップテーブルを説明する図。
【図２０】第５の実施例における多値中間符号と内部ルックアップテーブル説明する図。
【図２１】第６の実施例におけるサブルックアップテーブルを説明する図。
【図２２】第６の実施例における多値中間符号と内部ルックアップテーブルを説明する図。
【図２３】第７の実施例におけるサブルックアップテーブルを説明する図。
【図２４】第８の実施例における光多値信号予等化回路を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、図面に基づいて、本発明の実施の形態を説明する。なお、本発明の実施態様は、後述する形態例に限定されるものではなく、その技術思想の範囲において、種々の変形が可能である。
【００４０】
（概要）
以下に説明する各実施形態は、送信対象とする多値信号を当該多値信号が使用する送信多値符号とは異なる配置に変換した中間符号列を入力とし、それぞれの中間符号に対する波形応答成分を収容した複数のルックアップテーブルと一つ以上の複素演算回路を有する光多値信号予等化回路に関する。この光多値信号予等化回路は、送信すべき多値信号を送信多値符号とは異なる配置に変換した中間符号列を複数のルックアップテーブルに入力し、出力として得られた応答成分を他の該ルックアップテーブルから出力として得られた応答成分と複素演算して予等化出力波形を得る。
【００４１】
また、実施形態は、前述した光多値信号予等化回路と、予等化波形を複素光電界に変換して出力する光電界変調器とを有する光多値信号送信器に関する。この光多値信号送信器は、前述した光多値信号予等化回路において送信すべき多値信号に対応する予等化波形を光電界変調器に入力し、予等化光電界信号に変換して送信する。また、このような光多値信号送信器を２組組み合わせ、出力光信号を互いに偏波多重又は偏波符号化して出力することにより、伝送容量を増やした偏波多重光予等化送信器に関する。
【００４２】
前述した回路構成の削減効果は、中間符号として振幅成分と位相成分を組み合わせた極座標中間符号を用いた場合に特に効果的に達成できる。このような極座標の中間符号を用いる例としては、受信側で光遅延検波又はデジタル遅延検波を行うために、多値信号の位相成分をシンボル毎に予積算した中間符号列を用いる場合が挙げられる。
【００４３】
このように生成した光多値予等化信号は、これを受信するコヒーレント光受信機と一組にして実装することにより、実用的な光トランスポンダを実現できる。また、中間符号を用いて光多値信号の位相予積算と予等化を行う光送信器の場合には、本信号の受信に適した光遅延検波受信器又はコヒーレントデジタル遅延検波光受信器と一組にして実装して光トランスポンダを構成するのが実用的な構成となる。
【００４４】
また、各実施形態における光多値信号予等化回路は、対称性に基づく中間符号変換回路及び対称性補正演算回路を備え、中間符号又は送信すべき多値信号を対称性に基づく中間符号変換回路に入力する。中間符号変換回路は、特定の複素演算に対する対称性に基づいて対称性を除去した中間符号と対称性を示す中間符号に変換して出力し、対象性を除去した中間符号部分のみをルックアップテーブルの入力とする。さらに、ルックアップテーブルから得られる応答成分を対称性補正演算回路に入力し、対称性を示す中間符号の情報に基づいて補正演算を施して予等化波形を得る。この構成により、予等化回路規模、すなわちルックアップテーブルサイズを縮減する。このような対称性としては、中間符号ないしは送信すべき多値信号のもつＮ回回転対称性が有効に利用できる。
【００４５】
また、ＱＡＭ信号のように直交座標（ＩＱ座標）に共通の座標値が多く存在する場合、直交座標中間符号変換回路及び座標演算回路を光多値信号予等化回路に設ける構成を採用する。この場合、中間符号又は送信すべき多値信号を直交座標（Ｉ、Ｑ）成分に基づく直交座標中間符号変換回路に入力し、Ｉ座標成分及びＱ座標を示す中間符号に変換して複数のルックアップテーブルの入力とし、ルックアップテーブルから得られる応答成分を座標演算回路に入力して演算することにより予等化波形を得る。この手法により、回路規模の削減をより効率化できる。
【００４６】
また、以下に説明する実施形態における予等化回路の機能には、波形を時間的に補間するオーバーサンプリングや波長分散の伝達関数を送信側で予等化する機能、光スペクトル形状を矩形に近付けて帯域低減を行う機能などが挙げられる。これらの機能のうち、複数の機能を同時に実現することも可能である。
【００４７】
（実施例１）
（光多値予等化送信器の構成）
図７の（Ａ）に、光多値予等化送信器の実施例を示す。光多値予等化送信器は、光多値送信部信号処理回路２００と、レーザ光源１１３と、光ＩＱ変調器１１５とで構成される。
【００４８】
光多値送信部信号処理回路２００が、本実施例に特有の構成である。図３に示す位相予積算光多値送信部信号処理回路１２０では、位相予積算回路１２３の後に、直交座標変換回路１２５、２倍補間回路１０４、予等化回路１０６の３回路を配置したが、光多値送信部信号処理回路２００では、これらの３回路を中間符号予等化回路２０１で置換し、回路構成を大幅に簡素化する。
【００４９】
上記のような簡素な構成が可能となる理由は、位相予積算回路１２３から出力される中間符号を複素座標に変換せず、そのまま中間符号予等化回路２０１に入力して予等化処理を実施するためである。
【００５０】
図７の（Ｂ）は、中間符号予等化回路２０１の構成例である。前段の位相予積算回路１２３から出力された位相予積算後の中間符号（振幅状態数Ｎ、位相状態数Ｍ）１２４は、中間符号予等化回路２０１に入力されて内部で２つに分岐され、奇サンプル算出回路２０２と偶サンプル算出回路２０３に入力される。奇サンプル算出回路２０２の内部では、入力された中間符号列は、奇サンプル用サブルックアップテーブル２０４−１〜２０４−ｎと遅延回路２２３−１〜２２３−ｎ−１で構成される梯子型回路に入力される。奇サンプル用サブルックアップテーブル２０４は、入力された多値中間符号に対応した複素データを一つ出力し、これらが複素加算回路１４３で逐次加算されることで複素ＦＩＲフィルタと同様の機能を果たし、出力となる複素光電界を算出することができる。
【００５１】
偶サンプル算出回路２０３の構成は、前述した奇サンプル算出回路２０２の構造と同一である。奇偶２つのサンプル算出回路を備える理由は、従来構成（図３）における２倍補間回路１０４の果たしていた複素波形の２倍のオーバーサンプリングを実施するためである。例えば奇数サンプルは複素波形シンボルの中央値、偶数サンプルはその直後の複素波形シンボルの境界値となる。本構成で実現できるオーバーサンプリングは２倍にとどまるものではない。例えばＫ倍のアップサンプリングが必要な場合、同様に１〜Ｋ番目の補完サンプルを算出するサンプル算出回路を設ければよい。
【００５２】
上記のように算出された奇サンプル複素出力信号２０６と偶サンプル複素出力信号２０７は、多重化回路２０８に入力されてその内部でサンプルの順に時間多重されて予等化後の多値信号１０７として出力される。
【００５３】
なお、本例のように補完サンプルの算出回路２０２及び２０３を並列に並べる理由は、同じ処理結果をより少ない回路規模で実現するためである。すなわち、図７の（Ａ）の構成でチャネル応答長がｎシンボルの予等化処理を実現する際に、図３の従来例のように予等化処理の前にＫ倍補完を行うことも可能であり、この場合には奇サンプル算出回路２０２のみを用いた構成で、同一の機能を実現できる。しかしながらＫ倍のオーバーサンプリングにより、奇サンプル算出回路２０２を含む中間符号予等化回路２０１の全体の動作速度がＫ倍に上昇するとともに、同じｎシンボル分のチャネル応答長を得るために奇サンプル用サブルックアップテーブル２０４の個数をＫ倍のＫｎ個に増やす必要がある。本回路を実装するＦＰＧＡやＬＳＩの動作速度には上限があるので、Ｋ倍の動作速度の向上分を補うには回路の並列数をＫ倍に増やす必要があり、結局回路規模がＫ2倍に増大してしまう。１つだけの演算器で処理する場合に比して、図７の（Ｂ）のように並列構成を用いた場合には、シンボル速度で動作する補完サンプルを求める算出回路をＫ個用意すればよいため、回路規模を１／Ｋに低減することが可能となる。
【００５４】
なお、奇サンプル用サブルックアップテーブル２０４−１〜２０４−ｎと偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−１〜２０５−ｎには、テーブル更新用データ信号２０９が接続されており、必要に応じて各サブルックアップテーブルに保存された複素数列を異なる値に更新することができる。例えば波長分散の予等化においては、距離に応じて表の値を変更することによって波形劣化の等化量を最適値に設定したり、順次距離に応じた表を更新しつつ受信器側で得られる受信品質を最適化することによって、予等化送信器の自動立ち上げや自動最適化を実現することが可能となる。また、必要に応じて波形の帯域狭窄用フィルタの帯域幅やロールオフ率を変更したり、波形の補間フィルタを変更して伝送波形を変更するなどの用途にも利用可能である。
【００５５】
図８の（Ａ）は、第１の実施例における多値中間符号の説明図である。入力となる位相予積算後の中間符号１２４は、図４の例と同一であると仮定し、振幅には内側から順番にr1(00)、r2(01)、r3(10)の２ビット３通りの中間符号を割り当て、位相には0000〜1111までの４ビット１６通りの中間符号を割り当てている。以下では簡便のため、図８の（Ａ）に示すように、各中間符号を１６進数で表記し、振幅rを0〜2の１桁、位相pを0〜fの１桁の16進数で表記し、各信号点をＥｒｐと表示する。
【００５６】
図８の（Ｂ）は、第１の実施例におけるサブルックアップテーブル２０４−ｋ、２０５−ｋの説明図である。各ルックアップテーブルの入力は、振幅ｒと位相ｐの組み合わせた６ビットの中間符号である。これを索引としてサブルックアップテーブル２０４−ｋ（ＬＵＴ  Ａｋ）とサブルックアップテーブル２０５−ｋ（ＬＵＴ  Ｂｋ）には、それぞれ出力複素数値の実部と虚部（通常６〜１２ビット程度のデジタル値）が格納される。例えば位相ｒ振幅ｐの位置に格納されるデジタル数値は、ＬＵＴ  Ａｋでは、複素タップｗｋと信号点Ｅｒｐの座標の複素積の実部（real(ｗｋ＊Ｅｒｐ)）と虚部（imag(ｗｋ＊Ｅｒｐ)）、ＬＵＴ  Ｂｋでは、複素タップｖkと信号点Ｅｒｐの座標の複素積の実部（real(ｖｋ＊Ｅｒｐ)）と虚部（imag(ｖｋ＊Ｅｒｐ)）である。
【００５７】
この結果、図７の構成の出力信号は、式１及び式２と表記され、複素デジタルＦＩＲフィルタを用いた演算と等価な結果となる。
［数１］
ｐ2i-1＝ｗ1＊Ｅｒｐ(i-n+1)＋ｗ2＊Ｅｒｐ(i-n+2)＋...＋ｗｎ＊Ｅｒｐ(i)  …式（１）
［数２］
ｐ2i＝ｖ1＊Ｅｒｐ(i-n+1)＋ｖ2＊Ｅｒｐ(i-n+2)＋...＋vｎ＊Ｅｒｐ(i)  …式（２）
なお、Ｅｒｐ(i)は、時刻iの多値シンボルＥｒｐである。
【００５８】
（直接検波予等化光多値伝送システムの構成）
図９に、第１の実施例における直接検波予等化光多値伝送システムを示す。直接検波予等化光多値伝送システムは、光予等化送信器３００と非コヒーレント光電界受信器３０３とで構成される。本実施例に係る光予等化送信器３００には、前述した光多値送信部信号処理回路２００が配置され、入力された情報信号１０１に位相予積算と光予等化を施した複素電界信号を出力する。複素電界信号は光ＩＱ変調器１１５を駆動し、位相予積算・波長分散予等化された光多値信号１２７を得る。
【００５９】
光多値信号１２７は光増幅器３０１−１で増幅され、光ファイバ伝送路３０２を介して伝送される。この伝送の際、光多値信号１２７は、光ファイバの波長分散による波形劣化を受ける。なお、光多値信号１２７の伝送損は光増幅器３０１−２で補償される。伝送損を補償した後の光多値信号１２７は、受信光多値信号３０４として非コヒーレント光電界受信器３０３に入力される。なお、波長分散による受信光多値信号３０４の波形劣化は、光多値送信部信号処理回路２００で予め印加した波長分散予等化処理と相互に打ち消されている。
【００６０】
本信号を受信する非コヒーレント光電界受信器は、従来構成（例えば特許文献１や非特許文献３に示す構成）と同一で良い。以下に、その構成例を示す。受信光多値信号３０４は、光分岐回路３０５によって３つの光信号経路に分岐され、第１の光遅延検波器３０６−１、第２の光遅延検波器３０６−２、光強度検出器３０７に入力される。
【００６１】
第１の光遅延検波器３０６−１は、２つの経路の一方の遅延時間Ｔdが受信する光多値情報信号のシンボル時間Ｔに略等しく、かつ、両経路の光位相差が０となるように設定されている。第２の光遅延検波器３０６−２は、２つの経路の一方に遅延時間Ｔd＝Ｔを持ち、両経路の光位相差がπ／２となるように設定されている。
【００６２】
第１及び第２の光遅延検波器３０６−１及び３０６−２の２つの出力光は、それぞれバランス型光検出器３０８−１及び３０８−２で電気信号に変換され、その後、それぞれＡ／Ｄ変換器３０９−１及び３０９−２でデジタル信号dI(n)及びdQ(n)に変換される。また、光強度検出器３０７の出力電気信号もＡ／Ｄ変換器３０９−３でデジタル信号P(n)に変換される。
【００６３】
その後、デジタル信号dI(n)及びdQ(n)は逆正接演算回路３１０に入力される。逆正接演算回路３１０は、直前のシンボルとの位相差Δθ(n)を算出する。本実施例では、送信側で位相予積算を行っているため、光遅延検波後の逆正接演算回路３１０の出力信号は、Δθ(n)＝Σφ(n)−Σφ(n-1)＝φ(n)となり、元の複素多値情報信号の位相成分φ(t)を抽出できる。
【００６４】
一方、Ａ／Ｄ変換器３０９−３から出力されるデジタル信号P(n)は、平方根回路３１１に入力される。平方根回路３１１からは出力として元の電界振幅r(n)が与えられる。振幅成分r(n)と位相成分φ(n)を直交座標変換回路３１２に入力すると、位相予積算前の元の複素多値情報信号が復元される。本信号を多値符号判定回路３１３に入力してシンボル判定することにより、出力情報信号３１４を再生することができる。
【００６５】
（偏波多重光予等化送受信機の構成）
図１０に、第１の実施例に係る偏波多重光予等化送受信器３４２を示す。偏波多重光予等化送受信器３４２は、実施例に係る偏波多重光予等化送信器３２０と、従来のデジタル遅延検波を用いた偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器３３０を一体化した構成を有する。
【００６６】
光ファイバ通信においては、図１０のように送受信機（トランスポンダ）を一体として配置したパッケージが広く用いられている。図１０における光受信器は、入力電界をコヒーレント受信した後、受信信号にデジタル信号処理による遅延検波を実行することにより、送信信号を再生する。図１０における光受信器の利点や構成は非特許文献５に示す利点や構成と同じである。
【００６７】
実施例に係る偏波多重予等化光送信器３２０では、レーザ光源１１３から出力された無変調のレーザ光が２つに分岐された後、２つの光ＩＱ変調器１１５−１と１１５−２に入力される。本実施例の場合、情報信号１０１は、分離回路３２１でＸ偏波の情報信号３２２とＹ偏波の情報信号３２３に分離され、その後、前述した光多値送信部信号処理回路２００−１及び２００−２に入力される。光多値送信部信号処理回路２００−１及び２００−２は、図７の（Ａ）に示す光多値送信部信号処理回路２００と同じ構成を有している。光多値送信部信号処理回路２００−１及び２００−２では、情報信号１０１に対し、位相予積算及び波長分散などの予等化処理が与えられる。
【００６８】
これらの２つの信号処理回路の出力信号は、ドライバアンプ１１２−１〜１１２−４に入力されて増幅された後、２つの光ＩＱ変調器１１５−１及び１１５−２の変調信号として用いられる。光ＩＱ変調器１１５−１からは、Ｘ偏波について位相予積算・波長分散予等化された光多値信号３２４が得られる。光ＩＱ変調器１１５−２からは、Ｙ偏波について位相予積算・波長分散予等化された光多値信号３２５が得られる。光多値信号３２４と光多値信号３２５は、偏波多重器３２６において互いに直交する他方の偏波に多重化され、偏波多重光多値信号３２７として出力される。
【００６９】
一方、一対で実装されたデジタル遅延検波を用いた偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器３３０は、前述した偏波多重光多値信号３２７と同じ変調が施された偏波多重受信多値信号３２８を受信する。
【００７０】
偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器３３０は、受信器内部に配置された局発レーザ光源３３１の出力光を光電界及び光位相の基準に利用する。偏波多重された受信光信号３２８は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４によって、Ｓ偏波成分３４０及びＰ偏波成分３４１に分離され、４台のバランス型光受信器３３２−１、３３２−２、３３２−３、３３２−４で受光される。
【００７１】
受信器内に配置された局発レーザ光源３３１の光周波数は、受信光信号３２８と略同一に設定されている。局発レーザ光源３３１の出力光は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４の別の入力ポートに接続され、信号光と同様、バランス型光受信器３３２−１、３３２−２、３３２−３、３３２−４に分配される。
【００７２】
各バランス型光受信器では、入力された信号光と局発光が干渉して電気信号に変換される。各バランス型光受信器から出力された高速電気信号は、それぞれ対応するＡ／Ｄ変換器３３３−１、３３３−２、３３３−３、３３３−４でサンプリングされ、デジタル信号に変換される。変換後のデジタル信号は、偏波分離・周波数／位相推定回路３３５に与えられる。
【００７３】
偏波分離・周波数／位相推定回路３３５は、入力デジタル信号に対して伝送路の波長分散や非線形効果の等化、偏波成分の分離などの処理を行う。この結果、偏波分離・周波数／位相推定回路３３５からはＸ偏波成分とＹ偏波成分が分離されて出力される。
【００７４】
これらの偏波成分は、デジタル遅延検波回路３３７−１及び３３７−２に入力され、デジタル数値演算により遅延検波される。デジタル遅延検波回路３３７−１及び３３７−２の内部では、入力信号の中心時刻の位相成分φ(n)が抽出され、位相差演算回路３３８−１及び３３８−２に入力される。位相差演算回路３３８−１及び３３８−２は、遅延回路３３９−１及び３３９−２から得られる１シンボル前の位相成分φ(n-1)を入力された位相成分φ(n)から差し引くことにより、図９の非コヒーレント光電界受信器３０３と同じ遅延検波効果を得る。すなわち、図９の場合と同様、デジタル遅延検波による位相差の演算効果が送信側の位相予積算効果を打ち消すことになる。このため、デジタル遅延検波回路３３７−１及び３３７−２の出力信号は、光多値送信部信号処理回路２００−１及び２００−２の内部で生成した元の多値信号と同一となる。
【００７５】
多値信号判定回路３３６は、これらの多値信号の復号処理を行って情報信号３１４を出力する。なお、本構成では示していないが、一般には、送受信機（トランスポンダ）の入出力部にはフレーマや誤り訂正回路が配置される。
【００７６】
（予等化回路の並列実装例）
図１１に、第１の実施例に係る予等化回路２０１の並列実装例を示す。これまでの説明では、図７の（Ａ）に示すように、予等化回路２０１が光多値送信部信号処理回路２００内に一個だけ用いられる構成について説明したが、現実のＬＳＩでは並列演算が必須となる。図１１は、等化すべきチャネル応答長がｎシンボル、並列数８０の実装例について表している。
【００７７】
本例の場合、入力される位相予積算後の中間符号１２４は、バッファ回路（ＦＩＦＯ）１５１−１に一旦入力された後、８０個並列に配置された中間符号予等化回路２０１−１〜２０１−８０に分配される。この際、各中間符号予等化回路２０１−１〜２０１−８０に入力するｎ個ずつのシンボル列の始点を１つずつずらすことにより、各中間符号予等化回路２０１−１〜２０１−８０からは異なる時刻のサンプル列（本例では奇サンプルと偶サンプルの２個）が得られる。これらの出力はバッファ回路１５１−２に書き込まれ、時系列順に１つずつ読み出すことにより所望の並列演算が実現できる。
【００７８】
（実施例２）
続いて、光多値予等化送信器の２つ目の実施例を示す。本実施例の基本構成は、図７の（Ａ）に示す構成と同じであるが、中間符号予等化回路２０１の回路規模が削減されている。
【００７９】
図１２に、本実施例に係る中間符号予等化回路２０１で使用するサブルックアップテーブルの構成例を示す。なお、図１２は、実施例１における偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋを演算回路に用いる構成を示す。図１３の（Ａ）には、偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋの内部で用いる第２中間符号を示し、図１３の（Ｂ）には、内部ルックアップテーブル２１０−ｋの構成を示す。なお、本実施例で示す構成は、奇サンプル用サブルックアップテーブル２０４−ｋでも共通である。
【００８０】
本明細書で提案する中間符号予等化回路の回路規模は、ルックアップテーブルの大きさや個数で決定される。このため、テーブルのデータを削減するほど回路規模の削減発明の効果を高めることができる。そこで、本実施例では、各中間符号の符号反転の効果を考慮して、ルックアップテーブルのサイズを実施例１の場合のおよそ１／２に削減する。
【００８１】
図１２の説明に戻る。偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋに入力される中間符号２１４（ｐｉ）は内部で２つに分岐され、一方は符号・回転量判定回路２１１に入力され、他方は第２の中間符号化回路２１２に入力される。
【００８２】
符号・回転量回路２１１は、図８の（Ａ）に示す中間符号から符号検出を行う回路である。第２の中間符号化回路２１２は、符号や回転を除去した新たな中間符号を割り当てる回路である。本実施例の場合、第２の中間符号化回路２１２が割り当てる符号無し中間符号として、図１３の（Ａ）に示す上半平面の２４点を選択することができ、この場合には特に簡易な実装が可能となる。この場合、符号・回転量判定回路２１１は符号情報として４ビットの位相中間符号の上位１ビットを抽出し、第２の中間符号化回路２１２は位相中間符号の下位３ビットと振幅中間符号の２ビットをそのまま利用する。
【００８３】
本実施例の場合、内部ルックアップテーブル２１０−ｋは、図１３の（Ａ）に示す上半平面の２４個の点を入力とするためアドレス数が半減し、図１３の（Ｂ）に示すように２４列の表として実装される。図１３の（Ｂ）に示す回路規模は、図８の（Ｂ）に示す回路規模の１／２になる。
【００８４】
より一般には、第２の中間符号化回路２１２は、信号点の符号反転と信号点の位置の関係−ｘ＝ｘが成り立つように並べ直した完全に新しい第２中間符号２１５を割り当てる符号化回路として構成することが可能であり、これにより入力中間符号２１４の配置や順序に依らず、任意の配置の中間符号に対して本例に示す対称性を利用したテーブルサイズの縮減が可能になる。これら以外の点が入力された場合の出力信号は、符号・回転補正信号２１８に従って符号補正演算を行って得ることができる。例えば図１３の（Ａ）における信号点ｉ'やｖ'の点は、それぞれ信号点ｉ及びｖのＩ軸とＱ軸の双方の符号を反転した点に当たる。
【００８５】
これらの信号点が入力されたときの出力信号は、信号点ｉ及びｖが入力された場合の出力信号の符号反転とすれば良い。これは、図１３の（Ｂ）に示すサブルックアップテーブルに記入されたタップ重みｗｋと信号点Ｅｖ'の複素積が式（３）の関係を持つためであり、入力信号点Ｅｖの符号が反転であるＥｖ'＝−Ｅｖが入力された場合には、元の出力信号ｗｋ＊Ｅｖの符号を反転して出力すればよいことがわかる。
［数３］
ｗｋ＊Ｅｖ' ＝ ｗｋ＊（−Ｅｖ）＝ −（ｗｋ＊Ｅｖ)  …式（３）
【００８６】
図１２においては、第２中間符号２１５は、内部ルックアップテーブル２１０−ｋに入力され、符号・回転除去出力信号２１６が得られる。本信号は、符号・回転補正回路２１３に入力された後、式（３）の特性を利用して、符号回転補正信号２１８に応じた符号変換を受けて偶サンプル信号２１７として出力される。
【００８７】
より一般的には、サブルックアップテーブルの簡素化に回転対称性が利用可能となる。タップ重みをｗｋ、位相角ｐの回転演算をexp(jp)、入力信号点をＥｖ'＝Ｅｖ＊ｅｘｐ(jp)と置くと、式（４）の関係が得られる。
［数４］
ｗｋ＊Ｅｖ' ＝ ｗｋ＊Ｅｖ＊ｅｘｐ(jp) ＝ (ｗｋ＊Ｅｖ)＊ｅｘｐ(jp)  …式（４）
【００８８】
すなわち、入力信号点が原点を中心に角度ｐだけ回転したら、元の出力信号を角度ｐだけ回転することで出力信号が得られる。この関係を利用すると、Ｎ回回転対称性のある多値信号が入力された場合の複素タップ積を効率よく計算できる。サブルックアップテーブルの出力信号が直交複素座標となることを考える、２回（前述の符号反転と同一）、４回、８回の回転対称性が比較的容易に実装しやすいことがわかる。これらの回転対称は出力信号の座標の入れ替えと符号反転だけを用いて比較的簡単に実装できるためであり、それぞれの場合にルックアップテーブルのサイズを、実施例１の場合に比して、それぞれ１／２、１／４、１／８に縮減できる。
【００８９】
なお、本実施例で用いるような極座標中間符号は、回転対称性の利用にも極めて適している。例えば４回回転対称性を利用する場合、図１２の構成においては、符号・回転量判定回路２１１に入力された位相中間符号の上位２ビットを抽出すれば、これが４回回転対称を利用する際の90度単位の回転の検出、すなわち第１〜第４の象限の判定信号に利用できる。８回回転対称性を利用する場合には、同様に上位３ビットを利用すれば良い。また、４回回転対称性の利用時には、第２中間符号化回路２１２では２ビットの振幅中間符号と位相中間符号の下位２ビットを組み合わせた４ビット分を新しい中間符号とすれば良い。なお、４回回転対称の実現例は、後述のＱＡＭ信号の符号化で詳細に説明を行う。
【００９０】
（実施例３）
続いて、光多値予等化送信器の３つ目の実施例を示す。本実施例の基本構成も、図７の（Ａ）に示す構成と同じである。本実施例も、中間符号予等化回路２０１の回路規模の削減を目的とする。
【００９１】
図１４に、本実施例に係る中間符号予等化回路２０１で使用するサブルックアップテーブルの構成例を示す。図１４は、実施例１における偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋを演算回路に用いる構成を示す。本実施例では、振幅情報についても演算を行うことで回路規模の更に縮減する。
【００９２】
よって、本実施例における偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋの構成は、図１２に示す回路構成に振幅乗数設定回路２３２を付加した構成となる。振幅乗数設定回路２３２には、入力中間符号２１４のうち２ビットの振幅情報が入力され、本情報に基づいて振幅乗数信号２３３を出力する。
【００９３】
第２の中間符号化回路２１２は、入力された位相情報の下位３ビットを抽出し、図１６の（Ａ）に示す８個の信号点を中間符号ａ〜ｈに変換した第２中間符号２１５を出力する。図１６の（Ｂ）は、本実施例で使用する内部ルックアップテーブル２１０−ｋの構成例である。内部ルックアップテーブル２１０−ｋは、８個の第２中間符号をアドレスとし、入力された第２中間符号２１５に対応し、内部に収納されたタップと各信号点の複素乗算結果を符号無し振幅正規化出力信号２３１として出力する。
【００９４】
図１４において、定数乗算器２３０は、入力された符号無し振幅正規化出力信号２３１に対し、振幅乗数信号２３３で設定された実数値を乗算して出力する。その後、偶サンプル用サブルックアップテーブル２０５−ｋは、実施例２の場合と同様に、符号・回転補正回路２１３で符号反転補正を行って偶サンプル出力信号２１７を得る。
【００９５】
本実施例の回路規模削減には、定数乗数器２３０の小型実装が必要となる。定数乗数器２３０として一般的な実数乗算器（例えば８ビットｘ８ビット）を用いる場合、その回路規模は、本来の複素タップ乗算（Ｗｋ＊Ｅｖ）に要する実数乗算器の１／２となる。ある程度の小型化は可能であるが、抜本的な改善とはならない。
【００９６】
ここで、図１５は、定数乗算回路２３０の振幅の乗算を大幅に簡素化する構成例を示している。図１５の（Ａ）は、定数乗算回路２３０で利用する振幅乗数の例であり、１６ＱＡＭ信号の信号点配置における内周(00)・中間(01)・外周(10)の振幅比である。振幅値を自由なデジタル値とすると乗算回路の構成が複雑化するため、本例では、図１６の（Ａ）に示すように、多値信号の振幅比を内周から5/16、10/16、16/16に設定する。そして、振幅値を乗算の容易な定数である5倍、10倍、16倍に限定し、最後に16で除算することにより回路構成の簡素化を図る。定数乗算回路においては、２のＮ乗や２のＮ乗分の１はＮビットシフトに当たり、配線の接続をシフトするだけで回路規模を増やすことなく実現できる。図１５の例では、この演算手法と加算器を組み合わせ、ごく簡素な構成により、5/16、10/16、16/16の３つの振幅乗算結果を求めている。
【００９７】
すなわち、図１５の定数乗算器２３０では、入力された符号無し振幅正規化出力信号２３１を複素数値Ａとし、これを３つに分岐し、左から１つ目の信号を２ビット左シフト回路２３４に入力し、２つ目の信号はそのままとし、３つ目の信号を４ビット左シフト回路２３５に入力し、４Ａ、Ａ、１６Ａの３つの数値を得ている。
【００９８】
複素加算器１４３は、これら３つの数値のうち４ＡとＡを加算して５Ａを生成し、これを１ビット左シフト選択回路２３６に入力する。１ビット左シフト選択回路２３６は、振幅乗数信号２３３の下位ビット（図１５（Ａ）のr2ビット）に応じてシフト動作の有無を選択する。この選択により、５Ａ又は１０Ａの２つの乗算結果が得られる。
【００９９】
その後、セレクタ回路２３７は、振幅定数信号２３３の上位ビット（図１５の（Ａ）のr1）に応じての２つの入力信号、すなわち１ビット左シフト選択回路２３６からの出力である５Ａ又は１０Ａと、４ビット左シフト回路２３５からの出力である１６Ａのうちの１つを選択して出力する。
【０１００】
これらの数値は最後に４ビット右シフト回路２３８によって、1/16に除算されて出力される。この回路構成により、極めて少ないゲート規模で5/16倍、10/16倍、16/16倍の３種の振幅乗算を行う定数乗算回路２３０が構成できる。
【０１０１】
なお、定数乗算回路２３０で実現できる乗算値の種類や値は、前述の値に限るものではなく、分母を１６より大きくしたり、他の値を選択することも可能である。
【０１０２】
（実施例４）
続いて、光多値予等化送信器の４つ目の実施例を示す。本実施例では、図３と図１１に示す回路の組み合わせとは異なる形態で、実施例に係る予等化回路を並列に構成した例である。本例も図１１に示す回路構成の場合と同様に、等化すべきチャネル応答長をｎシンボル、並列数を８０とする実装例である。
【０１０３】
図３及び図１１では、１つのサブルックアップテーブル２０１−ｉは、ｎ個のシンボル列を入力とし、ある１シンボル時間内の出力電界波形を算出する。これに対し、図１７に示すサブルックアップテーブル２２０は、１個のシンボルを入力とし、複数時刻の出力電界波形を一度に出力する。このため、各サブルックアップテーブル２２０−１〜２２０−ｎ＋８０は、それぞれ入力シンボルｐｉ〜ｐｉ＋８０＋ｎに対するインパルス応答を出力する。
【０１０４】
入力される位相予積算後の中間符号１２４は、バッファ回路（ＦＩＦＯ）１５１−１に入力される。バッファ回路１５１−１からは、ｐｉ〜ｐｉ＋８０＋ｎまでのデータが読み出され、これがサブルックアップテーブル２２０−１（ＬＵＴ  １）〜２２０−ｎ＋８０（ＬＵＴ  ｎ＋８０）までの８０＋ｎ個のルックアップテーブルに順に１個ずつ入力される。
【０１０５】
図１８に、サブルックアップテーブル２２０の構成例を示す。本構成では、６ビットの位相予積算後の中間符号（振幅２ビット、位相４ビット）がアドレスとなり、本アドレスに対してオーバーサンプリング数（本例では２）＊チャネル応答（本例ではｎ）の２ｎ個の複素データが収容されており、これらを一斉が出力される。例えばアドレス「101111」（＝２ｆ）に収納されるデータは、振幅10、位相11111の信号点Ｅ２ｆと複素インパルス応答（W1,V1,W2,V2,...,Wk,Vk）の乗算結果である(W1*E2f,V1*E2f,W2*E2f,V2*E2f,...,Wn*E2f,Vn*E2f)である。
【０１０６】
これらのサブルックアップテーブル２２０の出力信号である奇サンプル複素出力信号２２１と偶サンプル複素出力信号２２２は、それぞれ加算器１４３によって１つずつ入力時刻のずれた中間符号ｐに対するｎ個の応答と加算されることで出力サンプルｐｋ〜ｐｋ＋１６１が計算され、出力バッファ回路１５１−２に書き込まれる。これらを時刻順に読み出すことにより所望の並列演算が実現できる。
【０１０７】
（実施例５）
続いて、光多値予等化送信器の５つ目の実施例を示す。本実施例も、中間符号予等化回路２０１の回路規模を削減する回路例について説明する。
【０１０８】
図１９に、本実施例に係るサブルックアップテーブル２２０−ｋの構成例を示す。本構成は、ＱＡＭ符号などに代表される一般の多値符号を、中間符号に一旦変換することで予等化回路を簡素化する。
【０１０９】
本構成では、サブルックアップテーブル２２０−ｋに入力されるＱＡＭ多値符号２４１を２つに分離し、一方を符号・回転量判定回路２１１に入力し、他方を直交座標中間符号化回路２４０に入力する。
【０１１０】
符号・回転量判定回路２１１は、前述の実施例と同様、多値符号の回転対称性を検出する回路である。ここでは、ＱＡＭ信号の４回対称性を利用する例を示す。図２０の（Ａ）は、入力多値信号の中間符号の割り当て例であり、本実施例では入力ＱＡＭ多値符号を３２ＱＡＭ信号と仮定した。この場合、符号・回転量判定回路２１１は、入力信号の信号点が直交座標系の４つの象限のうちどの象限に属すかを検出し、検出結果を符号・回転補正信号２１８として出力する。
【０１１１】
直交座標中間符号化回路２４０は、図２０の（Ａ）のように各象限内の信号点の位置を回転対称に符号化して、０〜７の象限内中間符号２４２を出力する。ここで、第１〜第４の４つの象限における０〜７の中間符号は、第１象限の中間符号を９０度ずつ回転配置した配置となっている。直交座標中間符号化回路２４０から出力された象限内中間符号２４２は、偶サンプル用内部ルックアップテーブル２４３−ｋ及び奇サンプル用内部ルックアップテーブル２４４−ｋに入力される。
【０１１２】
図２０の（Ｂ）には、２つの内部ルックアップテーブルのうち偶サンプル用内部ルックアップテーブル２４３（ＬＵＴ  Ａｋ）の構成例を示す。ＬＵＴ  Ａｋは、７つの象限内中間符号２４２をアドレスとして利用し、各アドレスには予等化ＦＩＲフィルタの重みＷkと各中間符号に対応する信号点（Ｅ0〜Ｅ7）との複素乗算の結果の実部と虚部のデータが収納されている。このようにすることで複素乗算器より簡単な構成で、ｗｋと第１象限内の信号点Ｅ０〜Ｅ７の乗算結果である複素座標が得られる。
【０１１３】
偶サンプル用内部ルックアップテーブル２４３−ｋ及び奇サンプル用内部ルックアップテーブル２４４−ｋの出力信号は、それぞれ符号・回転補正回路２１３−１及び２１３−２に入力される。符号・回転補正回路２１３−１及び２１３−２は、符号・回転補正信号２１８に従い、各内部ルックアップテーブルの出力信号に９０度単位の回転演算を施し、その結果をそれぞれ偶サンプル複素出力信号２４５及び奇サンプル複素出力信号２４６として出力する。
【０１１４】
前述の例の場合と同様、９０度単位の回転演算は、ＩＱ座標の交換と出力座標の符号反転で簡易に実装できる。本実施例では、回転すべき元の信号点は全て第１象限に属するため、９０度回転はＩＱ座標成分の交換とＩ座標成分の符号反転、１８０度回転は複素符号反転、２７０度回転はＩＱ座標成分の交換とＱ座標成分の符号反転で実現可能である。
【０１１５】
本実施例では、３２ＱＡＭ符号に適用する例を示したが、原則、対象となる多値符号はどのようなものであっても構わず、例えば１６値、６４値などの他の多値数のＱＡＭ符号に適用することが可能である。また、振幅変調と位相変調を組み合わせた多値ＡＰＳＫ変調などを含む、任意の多値変調に適用することも可能である。
【０１１６】
（実施例６）
続いて、光多値予等化送信器の６つ目の実施例を示す。本実施例も、中間符号予等化回路２０１の回路規模を削減する回路例について説明する。
【０１１７】
図２１に、本実施例に係るサブルックアップテーブル２２０−ｋの構成例を示す。本実施例におけるサブルックアップテーブル２２０−ｋは、特にＱＡＭ信号に適した構成である。すなわち、実施例５における象限内中間符号をさらにＩＱ座標を示す第２中間符号に変換することでサブルックアップテーブルの回路規模をさらに半減した例である。
【０１１８】
タップ重みＷｋ,ｖkと信号点Ｅｘ（入力中間符号ｐｘに対応）との複素乗算において、ＥｘがＱＡＭ信号の場合、ある多値信号点Ｅ０＝(s,s)を基準とすると、残る多値信号は、Ｅｘ＝Ｉｓ＋ｊＱｓと書き表すことができる。ここで、sは実定数、Ｉ，Ｑは整数定数である。このとき、タップ乗算の結果は、式（５）、式（６）のようになる。
［数５］
Ｗｋ＊Ｅｘ ＝ (Ｗｋ＊ｓ)＊Ｉ＋(ｊＷｋ＊ｓ)＊Ｑ ＝ Ａ＊Ｉ＋Ｂ＊Ｑ  …式（５）
［数６］
Ｖｋ＊Ｅｘ ＝ (ｖｋ＊ｓ)＊Ｉ＋(ｊｖｋ＊ｓ)＊Ｑ ＝ Ｃ＊Ｉ＋Ｄ＊Ｑ  …式（６）
すなわち、基本となる複素積Ａ＝(Ｗｋ＊ｓ)、Ｂ＝(jＷｋ＊ｓ)、Ｃ＝(ｖｋ＊ｓ)、Ｄ＝(jｖｋ＊ｓ)の４つの複素数値をメモリに保存しておけば、残る全ての信号点が入力された場合の応答は式（５）及び式（６）に示すように、これらの複素数値の整数倍の和で簡単に算出することができる。
【０１１９】
図２１は、前述の関係を利用した偶サンプル用内部ルックアップテーブル２２０−ｋの構成であり、入力されたＱＡＭ多値符号２４１は２つに分岐され、一方は符号・回転量判定回路２１１に入力され、他方は直交座標中間符号化回路２４０に入力される。前述の実施例５の場合と同様、符号・回転量判定回路２１１は、ＱＡＭ信号の４回対称性を検出する。また、中間符号化回路２４０は、図２０のように、各象限内の信号点の位置を第１象限内で符号化し、０〜７の象限内中間符号２４２を出力する。
【０１２０】
図２２の（Ａ）は、入力多値信号の中間符号の割り当て例であり、原則として図２０の例と同じである。ただし、本実施例では、第１象限の最内周の点Ｅ0＝(ｓ,ｓ)を基準点とし、残る点のＩＱ座標が全てＥ0の1倍、3倍、5倍に配置されている。よって式（５）及び式（６）中の整数値Ｉ，Ｑは、1,3,5のいずれかの整数値となる。
【０１２１】
図２１の構成では、象限内中間符号２４２を乗算定数ルックアップテーブル（ＣＬＵＴ）２５０に入力し、Ｉ方向乗算定数信号２５１（上記の整数値Ｉ）、Ｑ方向乗算定数信号２５２（上記の整数値Ｑ）を得る。図２２の（Ｂ）は、乗算定数ルックアップテーブル（ＣＬＵＴ）２５０の構成例であり、各信号点位置に対応したＩ方向、Ｑ方向の整数乗数が格納されている。例えば中間符号７で表された図２２の（Ａ）に示す信号点Ｅ７は、Ｉ座標が３ｓ、Ｑ座標が５ｓであり、アドレス７の位置にはＩ＝３、Ｑ＝５が格納される。なお、格納するデータは必ずしも実際の数値である必要はなく、本例では1倍、3倍、5倍の区別が付く３値のデジタル情報（例えば00,01,11）などを格納してもよい。
【０１２２】
乗算定数ルックアップテーブルから出力されたＩ方向乗算定数信号２５１及びＱ方向乗算定数信号２５２は、それぞれ複素定数乗算器２５７−１及び２５７−３及び複素定数乗算器２５７−２及び２５７−４に接続されており、これらの乗算器でＩ＝1,3,5倍、Ｑ＝1,3,5倍のいずれかの乗算演算を実施する。また、これらの乗算器には被乗数として、偶サンプルＩ方向基底複素定数２５３、偶サンプルＱ方向基底複素定数２５４、奇サンプルＩ方向基底複素定数２５５、奇サンプルＱ方向基底複素定数２５６が入力されている。これらにはそれぞれ前述の複素数Ａ＝(Ｗｋ＊ｓ)、Ｂ＝(ｊＷｋ＊ｓ)、Ｃ＝(ｖｋ＊ｓ)、Ｄ＝(ｊｖｋ＊ｓ)が格納される。本構成により、複素定数乗算器２５７−１はＡ＊Ｉを算出し、複素定数乗算器２５７−２はＢ＊Ｑを算出し、複素定数乗算器２５７−３はＣ＊Ｉを算出し、複素定数乗算器２５７−２はＤ＊Ｑを算出する。
【０１２３】
複素加算回路１４３−１はＡ＊ＩとＢ＊Ｑを加算して出力し、複素加算回路１４３−２はＣ＊ＩとＤ＊Ｑを加算して出力する。最後に、これらの加算出力信号に対し、符号・回転補正回路２１３−１、２１３−２がそれぞれ回転補正を行い、所望の偶サンプル複素出力信号２４５−ｋ（Ｗｋ＊Ｅｘ）、奇サンプル複素出力信号２４６−ｋ（ｖｋ＊Ｅｘ）を得る。
【０１２４】
なお、前述の実施例の場合、ＢはＡを単に虚数に変換した値であるので、必ずしもＢの値を保存する必要はなく、Ａの値を利用して算出すればよい。ＣとＤについても同様である。より一般的なＱＡＭ信号では、必ずしもＩＱに対称な信号点配置とは限らないので、この場合には上述の構成のようにＩとＱに異なる基底複素定数を用いればよい。なお、本実施例では、直交座標の中間符号化に回転対称性の利用を併用する例を示したが、必ずしも併用しなくても一定の回路規模の縮減を図ることが可能である。
【０１２５】
（実施例７）
続いて、光多値予等化送信器の７つ目の実施例を示す。本実施例も、中間符号予等化回路２０１の回路規模を削減する回路例について説明する。
【０１２６】
図２３に、本実施例に係るサブルックアップテーブル２を０−ｋの構成例を示す。図２３に示す回路構成は、実施例６の回路構成を簡素化した構成に該当する。ＩＱ成分符号化回路２７０には、１サンプル／シンボルの多値信号列１０３（Ｃｘ）が入力されている。ＩＱ成分符号化回路２７０は、これらの多値信号列１０３のＩ座標とＱ座標の採り得る値を中間符号としたＩ成分中間符号２７１及びＱ成分中間符号２７２を出力する。
【０１２７】
本実施例で用いるＩ座標成分中間符号２７１は、例えば各信号点の持つＬ個のＩ座標成分を全てリストアップし、例えば０〜Ｌ−１までのＬ個の中間符号を割り当てることにより実現できる。Ｑ座標成分中間符号２７２についても同様である。
【０１２８】
多値符号が図２２の（Ａ）に示すような３２ＱＡＭ信号の場合、Ｉ座標及びＱ座標の採り得る値は、−５ｓ、−３ｓ、−ｓ、ｓ、３ｓ、５ｓの７通りであり、７個の中間符号で表現することができる。
【０１２９】
このような中間符号の利用はＱＡＭ信号に限られず、２次元平面上に離散的に配置された信号点配置を有する任意の多値信号に適用できる。本実施例は、例えば図８の（Ａ）に示すように４８値（振幅３値、位相１６値）の信号点配置にも適用できる。この場合、内周・中間・外周の３つの振幅レベルを有する１６値位相変調された信号点は、それぞれ９個（最外周だとＥ２０,Ｅ２１,Ｅ２２,...,Ｅ２７,Ｅ２８の９個の信号点のＩ座標）の独立したＩ座標とＱ座標を持つ。これらの信号点は、共通の座標値として0を含むので、Ｉ座標とＱ座標の採り得る値は、一般にはそれぞれ２５個となる。なお、本実施例の技術は、伝送すべき元の多値信号に限るものではなく、位相予積算信号を表す中間符号等にも適用できる。
【０１３０】
Ｉ座標成分中間符号２７１は、偶サンプルＩ成分ルックアップテーブル２７３と奇サンプルＩ成分ルックアップテーブル２７５に入力される。Ｑ座標成分中間符号２７２は、偶サンプルＱ成分ルックアップテーブル２７４と奇サンプルＱ成分ルックアップテーブル２７６に入力される。各成分のルックアップテーブルは、いずれも前述したＬ個のアドレスを有し、それぞれのアドレスにタップ係数と座標値の積を収容する。例えば偶サンプルＩ成分ルックアップテーブル２７３には、タップ乗数Ｗｋと各中間符号に対するＩ座標の積が収容される。また、偶サンプルＱ成分ルックアップテーブル２７４には、タップ乗数Ｖｋと各中間符号に対するＱ座標の積が収納される。
【０１３１】
偶サンプルＩ成分ルックアップテーブル２７３の出力と偶サンプルＱ成分ルックアップテーブル２７４の出力を複素加算器１４３−１で複素加算すると、タップ重みＷkと入力多値信号Ｃｘの座標Ｅｘ＝(Ｉｘ,Ｑｘ)の積である偶サンプル出力信号２４５−ｋ、すなわちＷｋ＊Ｅｘ＝(Ｗｋ＊Ｉｘ＋ｊＷｋ＊Ｑｘ)を求めることができる。
【０１３２】
同様に、奇サンプルＩ成分ルックアップテーブル２７５の出力と奇サンプルＱ成分ルックアップテーブル２７６の出力を複素加算器１４３−２で複素加算すると、タップ重みＶｋと入力多値信号Ｃｘの座標Ｅｘ＝(Ｉｘ,Ｑｘ)の積である奇サンプル出力信号２４６−ｋ、すなわちVk*Ex=(Wk*Ix+jWk*Qx)を求めることが可能となる。
【０１３３】
なお、本実施例では、符号・回転対称性を利用しない例を示したが、前述の実施例と同様、これらの特性を利用して回路規模を縮小することができる。
【０１３４】
（実施例８）
続いて、光多値予等化送信器の８つ目の実施例を示す。本実施例も、中間符号予等化回路の回路規模を削減する回路例について説明する。
【０１３５】
図２４に、本実施例に係る中間符号予等化回路２４２の構成例を示す。本実施例に係る中間符号予等化回路２４２は、複数の多値信号又は中間符号を入力とするマルチシンボルルックアップテーブルを用いて構成する。
【０１３６】
本実施例の場合、中間符号予等化回路２４２には、位相予積算後の中間符号１２４が入力される。中間符号１２４は、遅延回路２２３（２２３−１、…、２２３−２ｎ）によって１シンボルずつ遅延される。この実施例の場合、連続する２つの中間符号をペアとしてマルチシンボルサブルックアップテーブル２８０（２８０−１、…、２８０−ｎ）に入力する。
【０１３７】
各マルチシンボルサブルックアップテーブル２８０は、各中間符号の状態数をＭとするとＭ２のアドレスを有し、各アドレスに対して偶サンプル複素出力信号２４５（２４５−１、…、２４５−ｎ）、奇サンプル複素出力信号２４６（２４６−１、…、２４６−ｎ）を出力する。マルチシンボルサブルックアップテーブル２８０は、これらの出力信号値が前述の単一入力のサブルックアップテーブルの出力信号の複素加算となるように生成すればよい。
【０１３８】
これらの出力信号値は、図７の（Ｂ）の場合と同様、他の時刻のマルチシンボルサブルックアップテーブルの出力信号値と複素加算器１４３で加算され、奇サンプル複素出力信号２０６及び偶サンプル複素出力信号２０７となる。奇サンプル複素出力信号２０６及び偶サンプル複素出力信号２０７は、多重化回路２０８で交互に時間多重され、予等化後の多値信号１０７として出力される。
【０１３９】
このように、ルックアップテーブルの入力信号は必ずしも単一の中間符号又は多値シンボルに限るものではなく、時間の異なる複数の中間符号や多値シンボルを入力とするように構成しても構わない。
【０１４０】
（まとめ）
最後に、以上説明した各実施例のまとめを説明する。前述したように、中間符号を入力とするルックアップテーブルと複素演算回路とを併用して、各ルックアップテーブルに対する信号の入力状態数を大きく低減することにより、必要となるルックアップテーブルのサイズ（すなわち、予等化回路の規模）を大きく縮減することができる。
【０１４１】
例えば極座標を用いた光多値信号や中間符号を入力とする場合、これらの信号をそのままルックアップテーブルに入力することにより、極座標を直交座標に変換する変換回路を省くことができ、その分、回路規模の縮減効果を高めることができる。この効果は、送信側で位相予積算演算を行う場合に特に有効である。位相予積算演算は、送信側で位相成分のみを抽出してシンボル毎に累積加算する演算であるため、極座標の実現が容易なためである。
【０１４２】
また、中間符号又は送信すべき多値信号をその複素対称性に基づいて中間符号に変換してルックアップテーブルに入力し、その出力に対称性補正を適用することにより、対称性の分、ルックアップテーブルを縮減できる。このため、回路規模・消費電力の縮減に大きな効果がある。このような対称性補正の例には、複素符号反転（２回回転対称）や４回回転対称などのＮ回回転対称演算が挙げられ、ルックアップテーブルのサイズを１／Ｎに縮減する効果が得られる。
【０１４３】
また、情報信号としてＱＡＭ信号を用いる場合、Ｉ座標成分及びＱ座標の採り得る値を中間符号に変換してルックアップテーブルの入力とし、ルックアップテーブルから得られる応答成分を座標演算回路に入力して予等化波形を得ると、回路規模をさらに縮小する効果が得られる。
【０１４４】
また予等化回路の機能として、波形を時間的に補間するオーバーサンプリング、波長分散の送信側予等化、光スペクトル狭窄などの複数の機能を同時に実装することで信号処理に必要な回路規模を大幅に削減する効果も得られる。
【０１４５】
（他の実施例）
本発明は上述した実施例に限定されるものでなく、様々な変形を含んでいる。例えば、上述した実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備える必要はない。また、ある実施例の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能である。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成を追加、削除又は置換することも可能である。
【０１４６】
また、上述した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路その他のハードウェアとして実現しても良い。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することにより実現しても良い。すなわち、ソフトウェアとして実現しても良い。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリやハードディスク、SSD（Solid State Drive）等の記憶装置、ICカード、SDカード、DVD等の記憶媒体に格納することができる。
【０１４７】
また、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示すものであり、製品上必要な全ての制御線や情報線を表すものでない。実際にはほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えて良い。
【産業上の利用可能性】
【０１４８】
本発明は、送信側で光信号の波長分散などの影響による線形伝送劣化や帯域狭窄化などのデジタル予等化処理を行う光多値送信器に適用可能である。またこれらの光多値信号を光ファイバ伝送して受信する光送受信器に適用可能である。
【符号の説明】
【０１４９】
１０１：情報信号、１０７：予等化後の多値信号（２ｓｐｓ、直交デジタル値表現）、１０８：線型応答補償回路、１０９：非線型応答補償回路、１１１：アナログ変調信号、１１２：ドライブアンプ、１１３：レーザ光源、１１４：無変調レーザ光源、１１５：光ＩＱ変調器、１１６：出力光ファイバ、１２１：中間極座標符号を用いた符号化回路、１２２：極座標多値中間符号（振幅状態数Ｎ、位相状態数Ｍ）、１２３：位相予積算回路、１２４：位相予積算後の中間符号（振幅状態数Ｎ、位相状態数Ｍ）、１２７：位相予積算・波長分散予等化された光多値信号、２００：光多値送信部信号処理回路、２０１：中間符号予等化回路、２０２：奇サンプル算出回路、２０３：偶サンプル算出回路、２０４：奇サンプル用サブルックアップテーブル、２０５：偶サンプル用サブルックアップテーブル、２０６：奇サンプル複素出力信号、２０７：偶サンプル複素出力信号、２０８：多重化回路、２０９：テーブル更新用データ信号、２１０：内部ルックアップテーブル、２１１：符号・回転量判定回路、２１２：第２中間符号化回路、２１３：符号・回転補正回路、２１４：入力中間符号、２１５：第２中間符号、２１６：符号・回転除去出力信号、２１７：偶サンプル出力信号、２１８：符号・回転補正信号、２２０：サブルックアップテーブル、２２１：奇サンプル複素出力信号、２２２：偶サンプル複素出力信号、２３０：定数乗算器、２３１：符号無し振幅正規化出力信号、２３２：振幅乗数設定回路、２３３：振幅乗数信号、２３４：２ビット左シフト回路、２３５：４ビット左シフト回路、２３６：１ビット左シフト選択回路、２３７：セレクタ回路、２３８：４ビット右シフト回路、２４０：直交座標中間符号化回路、２４１：ＱＡＭ多値符号、２４２：象限内中間符号、２４３：偶サンプル用内部ルックアップテーブル、２４４：奇サンプル用内部ルックアップテーブル、２４５：偶サンプル複素出力信号、２４６：奇サンプル複素出力信号、２５０：乗算定数ルックアップテーブル、２５１：Ｉ方向乗算定数信号、２５２：Ｑ方向乗算定数信号、２５３：偶サンプルＩ方向基底複素定数、２５４：偶サンプルＱ方向基底複素定数、２５５：奇サンプルＩ方向基底複素定数、２５６：奇サンプルＱ方向基底複素定数、２５７：複素定数乗算器、２７０：ＩＱ成分符号化回路、２７１：Ｉ成分中間符号、２７２：Ｑ成分中間符号、２７３：偶サンプルＩ成分ルックアップテーブル、２７４：偶サンプルＱ成分ルックアップテーブル、２７５：奇サンプルＩ成分ルックアップテーブル、２７６：奇サンプルＱ成分ルックアップテーブル、２８０：マルチシンボルサブルックアップテーブル、３００：光予等化送信器、３０１：光増幅器、３０２：光ファイバ伝送路、３０３：非コヒーレント光電界受信器、３０４：受信光電界信号、３０５：光分岐器、３０６：光遅延検波器、３０７：光強度検出器、３０８：バランス型光受信器、３０９：ＡＤ変換器、３１０：逆正接演算回路、３１１：平方根回路、３１２：直交座標変換回路、３１３：多値判定回路、３１４：出力情報信号、３２０：偏波多重光予等化送信器、３２１：分離回路、３２２：Ｘ偏波の情報信号、３２３：Ｙ偏波の情報信号、３２４：Ｘ偏波の位相予積算・波長分散予等化された光多値信号、３２５：Ｙ偏波の位相予積算・波長分散予等化された光多値信号、３２６：偏波多重器、３２７：偏波多重光多値信号、３２８：偏波多重受信多値信号、３３０：デジタル遅延検波を用いた偏波ダイバーシティコヒーレント光受信器、３３１：局発レーザ光源、３３２：バランス型光検出器、３３３：ＡＤ変換器、３３４：偏波分離・光９０度ハイブリッド回路、３３５：偏波分離・周波数／位相推定回路、３３６：多値信号判定回路、３３７：デジタル遅延検波回路、３３８：位相差演算回路、３４０：受信光信号と局発光のＳ偏波成分、３４１：受信光信号と局発光のＰ偏波成分、３４２：本発明の偏波多重光予等化送受信機（トランスポンダ）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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