(57)【要約】【課題】ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供する。【解決手段】直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、ベクトル制御部の演算した印加電圧に高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいてインバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部とを備え、３相モータとその負荷の共振により発生する共振音について、高次成分生成部が共振音の共振周波数又はモータ周波数であらわされる次数の高次成分を演算し、電圧加算部が高次成分を印加電圧に加えることで、共振音を低減する。【選択図】図１
2014166082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、
該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
を備え、
前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電圧加算部が前記高次成分を印加電圧に加えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、
前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
前記指令電流に前記高次成分生成部が演算した前記高次成分を加算する電流加算部と、
前記電流加算部の出力から前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
を備え、
前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電流加算部が前記高次成分を指令電流に加えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、
前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分補正部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、
を備え、
前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記高次成分が補正した前記高次成分を前記電圧加算部が印加電圧に加えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、
前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、
前記指令電流に前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を加算する電流加算部と、
前記電流加算部の出力から前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
を備え、
前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、
変調方式に応じて、前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を前記電流加算部が前記指令電流に加えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
前記高次成分の振幅は前記基本波の振幅の５％以下であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記高次成分は基本波の３ｍ次（ｍ＝１，２，３，・・・）であることを特徴とした請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記３相モータの負荷がファンであることを特徴する請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた空気調和機に関するものである。特にファン用のモータに起因する音の低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、空気調和機に使用されている小型ファンモータは、ロータとファンの共振を原因とした特定回転数で発生する騒音が問題となっていた。この共振による騒音の問題を解決するためロータ部に防振ゴムを設けたり、ファンのシャフト受け部に防振ゴムを設けたりして音を低減していた。
【０００３】
この原因の一つとしてモータの誘起電圧の歪と印加電圧との差による電流波形の歪が挙げられ、この電流波形の歪を取り除くべく種々の方法が提案されている。
【０００４】
例えば、特許文献１において、誘起電圧の歪みに起因して発生するトルクリプルを相殺する電圧を事前に誘起電圧リプルテーブルとして作成し、指令電圧に加算するという技術が開示されている。
【０００５】
また、特許文献２においては、高効率運転を実現するために、トルクと回転数のマップまたはｉｄ電流（ｄ軸）、ｉｑ電流（ｑ軸）の２次元座標に従い、変調方式を切り替える制御方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２１９９６６号公報
【特許文献２】特開２００５−２２９６７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、ファンとロータの共振音を下げるために防振ゴムを設ける方法は、モータやファンの構造が複雑になり、原価が高くなるという問題があった。
【０００８】
また、特許文献１に開示された電流の正弦波化の技術では、ファンとロータの共振音は消えないことを、本発明者は実験により確認した。
【０００９】
また、特許文献２に開示された変調方式を切り替える方法では、ファンとロータの共振音が消える場合と消えない場合があることを、本発明者は実験により確認した。
【００１０】
そこで、本発明は、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、ベクトル制御部の演算した印加電圧に高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいてインバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部とを備え、３相モータとその負荷の共振により発生する共振音について、高次成分生成部が共振音の共振周波数又はモータ周波数であらわされる次数の高次成分を演算し、電圧加算部が高次成分を印加電圧に加えることで、共振音を低減する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と３相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図４】回転数と音周波数に対するファン騒音の特性を示す図である。
【図５】１３０ｍｉｎ−１における３６次の高次成分を印加した場合の騒音変化を示す図である。
【図６】回転数に対して複数の次数の高次成分を印加する制御の一例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と３相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電流加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図９】本発明の第２実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電流加算部で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図１０】一般的な３相変調におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図１１】２相変調方式である固定相６０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図１２】２相変調方式である上固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図１３】２相変調方式である下固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と３相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。
【図１５】本発明の第４実施形態に係る空気調和機の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比（前記共振音の共振周波数周波／モータ周波数）であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電圧加算部が前記高次成分を印加電圧に加える。
【００１５】
また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記指令電流に前記高次成分生成部が演算した前記高次成分を加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力から前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比（前記共振音の共振周波数周波／モータ周波数）であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電流加算部が前記高次成分を指令電流に加える。
【００１６】
また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分補正部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比（前記共振音の共振周波数周波／モータ周波数）であらわされる次数の高次成分を演算し、前記高次成分が補正した前記高次成分を前記電圧加算部が印加電圧に加える。
【００１７】
また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、前記指令電流に前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力から前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比（前記共振音の共振周波数周波／モータ周波数）であらわされる次数の高次成分を演算し、変調方式に応じて、前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を前記電流加算部が前記指令電流に加えるこ。
【００１８】
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置を図１〜図３を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２と３相交流同期電動機（適宜「モータ」もしくは「３相モータ」と略す）１３と負荷（ファン）１４との関連を示す図である。
【００１９】
図１において、モータ制御装置１１は、ＤＣ−ＡＣ電力変換器であるインバータ１５とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。
【００２０】
また、制御装置１７は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス生成部２４とベクトル制御部２１と高次成分生成部２２と電圧加算部２３とを備えて構成されている。
【００２１】
第１実施形態のモータ制御装置１１の特徴は、制御装置１７に高次成分生成部２２を備え、制御装置１７がインバータ１５をＰＷＭ制御する際に、高次成分生成部２２から電圧加算部２３へ電圧の高次成分を加算することである。この方法によって、モータ１３と負荷であるファン１４の共振による騒音を除去するものである。
【００２２】
この共振による騒音を除去する方法を特徴とする第１実施形態のモータ制御装置１１の詳細を説明する前に、モータとファンの共振による騒音について先に説明し、その後、あらためて、図１の第１実施形態のモータ制御装置１１について詳細に説明する。
【００２３】
モータ１３（図１）でファン１４（図１）を駆動した際のファン３の発生する騒音について説明する。
【００２４】
図４は、ファン１４の騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。なお、図２、図３については、後で説明する。
【００２５】
図４において、横軸は回転数［ｍｉｎ-1］であり、縦軸は音周波数で、色の濃さが騒音［ｄＢ］を示している。なお、回転数［ｍｉｎ-1］とは回転数／分である。また、ｒｐｍ（rotation per minute）に相当する。また、以下においては、例えば５２０回転数／分を５２０ｍｉｎ-1とのように簡略化して表記するものとする。データは回転数を１０ｍｉｎ-1毎に振ってデータを取得したものである。色の濃いところは音周波数で２８０Hz、３１０Ｈｚ近傍に現れるが、音が大きい回転数と小さい回転数があることがわかる。ここで音の大きい回転数とは７８０ｍｉｎ-1、５２０ｍｉｎ-1、３９０ｍｉｎ-1、２７０ｍｉｎ-1、１３０ｍｉｎ-1近傍である。これはまた高回転に比べて低回転はファンが発生する音の合計が小さいため、３１０Hzの周波数の騒音の絶対値が小さくても聴感が悪くなるという特徴がある。
【００２６】
回転数７８０ｍｉｎ−１を基準とすれば、モータが３相交流同期電動機であるので、モータの極数が８極であれば、モータの電気周波数は５２Ｈｚ［５２０／｛６０×（２／８）｝］である。この５４Ｈｚを基本周波数として６次成分の３１２Ｈｚ付近の加振トルクにより音が発生していることがわかる。このような考え方を展開すると５２０、３９０、３１０、２６０、１９０、１６０、１３０、１１０ｍｉｎ−１は順に９次、１２次、１５次、１８次、２４次、３０次、３６次、４２次となる。グラフ中にはそれぞれの次数の周波数とファン回転数の関係を点線の直線で表しており、この直線と音の共振周波数（グラフ中の実線）が公差する点が、共振音が発生する回転数とそのときの周波数を表すことになる。
【００２７】
したがって、ファン１４とモータ（モータのロータ）１３との共振音を消去するには、これらの高次成分への対策をとることになる。
（モータ制御装置の構成：その２）
図１の本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成について、あらためて詳細に説明する。
【００２８】
前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成と、直流電源１２とモータ１３とファン（負荷）１４との関連を示す図である。
【００２９】
図１において、モータ制御装置１１は、直流電源１２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（３相交流同期電動機）１３は、モータ制御装置１１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、ファン１４を回転駆動させる。
【００３０】
次に、モータ制御装置１１の、詳細について説明する。
【００３１】
図１において、前記したように、モータ制御装置１１は、直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換するインバータ１５（電力変換器）とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。また、直流母線電流検出回路１６をインバータ１５の直流電源に備えている。
【００３２】
また、インバータ１５は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路５１と、後記するＰＷＭパルス生成部２４からのＰＷＭパルス信号１７Ａに基づいて電力変換主回路５１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ５２とを備えて構成されている。
【００３３】
ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｐ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。
【００３４】
同様に直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｖｐ、Ｓｖｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｖｐ）と下アーム（Ｓｖｎ）の接続点は、Ｖ相の交流出力端子となっている。
【００３５】
また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。
【００３６】
以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置１７がゲート・ドライバ５２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源１２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。
【００３７】
また、制御装置１７は、ＰＷＭパルス生成部２４とベクトル制御部２１と高次成分生成部２２と電圧加算部２３とを備えて構成されている。
【００３８】
ベクトル制御部２１は、直流母線電流検出回路１６で検出された直流母線電流情報（適宜「相電流の情報」と表記する）１６Ａをもとに永久磁石同期モータ１３への基本波印加電圧指令２１Ｂと永久磁石同期モータ１３のモータ回転数・位相情報２１Ａを算出する。
【００３９】
また、高次成分生成部２２は、モータ回転数・位相情報２１Ａをもとに、永久磁石同期モータ１３の電圧の高次成分２２Ａを電圧加算部２３へ出力する。
【００４０】
また、電圧加算部２３は、基本波印加電圧指令２１Ｂに電圧の高次成分２２Ａを加算して印加電圧指令２３Ａを出力する。
【００４１】
また、ＰＷＭパルス生成部２４は、印加電圧指令２３Ａと内部に有するキャリア信号を基にしてＰＷＭパルス信号１７Ａへ変換する。
【００４２】
なお、ベクトル制御部２１のベクトル制御は、例えば、「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」に示されている方式を用いることで実現可能である。
【００４３】
直流母線電流検出回路１６は、直流電源１２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混載した相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）１６Ａとして、ベクトル制御部２１へ出力される。
【００４４】
なお、相電流情報の取得する方法は、例えば、特開２００４−４８８８６号に開示されている方式などで可能である。
【００４５】
第１実施形態では、騒音を低減するため以下に示す電圧の高次成分生成部２２と電圧加算部２３により、高次成分を印加する構成をとっている。
【００４６】
以下において、電圧の高次成分２２Ａを生成する高次成分生成部２２と、高次成分２２Ａを基本波印加電圧指令２１Ｂへ加算する電圧加算部２３の動作を、図２、図３を参照して説明する。
【００４７】
高次成分生成部２２では、あらかじめ設定した後記する（数２）、（数４）におけるＧとφの値を用いてモータ回転数・位相情報２１Ａをもとに高次成分を生成し、高次成分２２Ａを電圧加算部２３へ出力する。
【００４８】
電圧加算部２３では、ベクトル制御部２１が出力した基本波印加電圧指令２１Ｂと、高次成分生成部２２が出力した電圧の高次成分２２Ａとを加算し、ＰＷＭパルス生成部２４へ出力する。
【００４９】
具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。次に、これらの方法について順に説明する。
【００５０】
回転座標系での加算の方式について、図２を参照して説明する。
【００５１】
図２は、本発明の第１実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（電圧の高次成分２２Ａ）をベクトル制御部２１の基本波（基本波印加電圧指令２１Ｂ）へ、電圧加算部２３で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【００５２】
図２において、ベクトル制御部２１は、相電流の情報１６Ａに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向（ｄ軸）を基準とし、このｄ軸と直角方向（ｑ軸）とによる回転座標系であるｄｑ座標軸上において、基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｄ*、Ｖｑ*）と、モータ回転数・位相情報２１Ａを出力する。なお、Ｖｄ*がｄ軸、Ｖｑ*がｑ軸に関わる基本波印加電圧指令２１Ｂ（図１）である。
【００５３】
高次成分生成部２２は、ベクトル制御部２１からのモータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、ｄｑ座標軸上における高次成分２２Ａ‐ｄ（ｄ軸）、２２Ａ−ｑ（ｑ軸）を生成する。なお、高次成分２２Ａ‐ｄ、２２Ａ−ｑは、図１では高次成分２２Ａに相当する。
【００５４】
電圧加算部２３は、ｄ軸において、基本波印加電圧指令（Ｖｄ*）と高次成分２２Ａ‐ｄを加算して、ｄ軸の印加電圧指令２３Ａ−ｄを出力する。
【００５５】
また、電圧加算部２３は、ｑ軸において、基本波印加電圧指令（Ｖｑ*）と高次成分２２Ａ−ｑを加算して、ｑ軸の印加電圧指令２３Ａ−ｑを出力する。
【００５６】
なお、印加電圧指令２３Ａ−ｄ、２３Ａ−ｑは、図示していない変換部によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の成分に変換されて、ＰＷＭパルス生成部２４（図１）に入力される。
【００５７】
また、固定座標系での加算の方式について、図３を参照して説明する。
【００５８】
図３は、本発明の第１実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（電圧の高次成分２２Ａ）をベクトル制御部２１の基本波（基本波印加電圧指令２１Ｂ）へ、電圧加算部２３で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【００５９】
図３において、ベクトル制御部２１は、相電流の情報１６Ａに基づき、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）と、モータ回転数・位相情報２１Ａとを出力する。
【００６０】
高次成分生成部２２は、ベクトル制御部２１からのモータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、各相の高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを生成する。
【００６１】
電圧加算部２３は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*）と高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）毎に加算して、それぞれ印加電圧指令２３Ａ−Ｕ、２３Ａ−Ｖ、２３Ａ−Ｗを出力する。
【００６２】
次に、モータ回転数のｎ倍で発生するファン１４とロータ（モータ１３のロータ）の共振音の低減方法について説明する。
【００６３】
ファン１４とロータ（１３）による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。モータの１２０度（２π／３）毎に位相の異なる３相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。したがって、３相モータ（モータ）の各相の電圧ではなく、回転座標系のｄｑ座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。
【００６４】
一般にベクトル制御においてｄｑ座標での電圧指令は（数１）のように与えられる。
【００６５】
【数１】
2014166082.tif 000003
ここで、ｒ：モータ相抵抗、ω1*：指令角速度、Ｌd、Ｌq：ｄ軸とｑ軸のリアクタンス、Ｉd*、Ｉq*：ｄ軸とｑ軸の指令電流、ＫE：誘起電圧定数。
【００６６】
これに対して（数２）のように高次成分を演算し、（数３）のように加算して新たな電圧指令Ｖd**、Ｖq**とする。
【００６７】
【数２】
2014166082.tif 000004
【００６８】
【数３】
2014166082.tif 000005
ここでＶdn*、Ｖqn*：ｄ軸とｑ軸の電圧高次成分、Ｇn：ｎ次高次成分の振幅係数、ｎ：高次次数、θd：ｄ軸位相、φn：ｎ次高次成分の初期位相。
【００６９】
この（数２）でＧnとφnを最適に選ぶことでモータ周波数のｎ倍の音が低減することを本発明者は実験にて確認した。ｎ次成分電圧を印加することにより音の発生源となっているトルク変動を抑制し音を低減できる。
【００７０】
図３のように固定座標系で電圧を印加する場合の高次成分の式は（数４）となる。
【００７１】
【数４】
2014166082.tif 000006
ここでＶUn*、ＶVn*、ＶWn*：Ｕ，Ｖ，Ｗ相のｎ次電圧高次成分。
【００７２】
また、（数２）は、電圧の振幅に対する比率Ｇnと電圧成分に対する位相差φnで表現しているが、Ｇnとφnを変更することによって、自在に高次成分を印加することができる。
【００７３】
次に１３０ｍｉｎ-1のときの騒音の低減例を示す。高次電圧を印加しない場合、３１２Ｈｚに３５ｄＢの騒音が発生していた。図５に横軸を３６次の初期位相φ36、縦軸を騒音変化値とし、３６次の高次成分の振幅係数Ｇ36＝０．５％としてφ36を−１８０［ｄｅｇ］から１８０［ｄｅｇ］まで変化さえた場合の騒音変化値とφ36＝−１３４［ｄｅｇ］のときにＧ36を変化させた場合の騒音変化値を示す。このようにφ36＝−１３４ｄｅｇ、Ｇ36＝０．４％とすることで騒音を１９ｄＢ低減することができた。
【００７４】
高次成分を印加する場合の最初（スタート）と最後（エンド）の印加する手法について、説明する。
【００７５】
高次成分生成部２２において、高次成分を印加する回転数となったときは、高次成分の振幅値を０から所定の振幅まで徐々に増やす（ソフトスタート）。例えば、６次の成分を印加する（数２）においては、Ｇ6（電圧基本波振幅に対する割合）の係数を徐々に増やすことに相当する。
【００７６】
また、高次成分を印加している状態から高次成分を印加しない回転数となったときは高次成分の振幅値を所定の振幅から０まで徐々に減らす（ソフトエンド）。
【００７７】
この高次成分を印加するときのソフトスタート、ソフトエンドを採用することにより、高次成分の印加を開始したときと終了したときのショックがなく、安定した制御となる。
【００７８】
高次成分を複数組み合わせる場合について図６を用いて説明する。図６の縦軸は各次数の振幅の係数の大きさ、横軸をファン回転数としている。ファン回転数に応じて各次数の振幅の係数を図６のように実施すれば、ある共振音に対して全回転数で音を低減できるようになる。また図６の例ではある次数はある回転数近傍で現れた場合、他の回転数で現れないが、共振点が複数ある場合、同じ次数でも複数の回転数で設定してもよい。
【００７９】
本発明者らは高次成分の振幅の適正値について１次成分の振幅（ＶｄとＶｑの２乗和の２乗根）を基準にした場合５％以下で、それ以上大きくすると音が大きくなってしまうことを確認した。
【００８０】
図１に示した第１実施形態によりｎ次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ周波数のｎ倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。
【００８１】
第２実施形態について図７〜図９を用いて説明する。これまでは電圧の高次成分を印加して音を低減できることを説明したが、電流の高次成分を印加しても実現できる。
【００８２】
図７は本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２と３相交流同期電動機（適宜「モータ」もしくは「３相モータ」と略す）１３と負荷（ファン）１４との関連を示す図である。
【００８３】
図７において、モータ制御装置１１の制御装置１８の構成に第２実施形態としての特徴がある。
【００８４】
なお、直流電源１２、モータ１３、ファン１４、インバータ１５、直流母線電流検出回路１６については、図１の第１実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。
【００８５】
制御装置１８は、ベクトル制御部２１と、高次成分生成部２２と、ＰＷＭパルス生成部２４を備え、ベクトル制御部２１は電流指令生成部２５と、電流加算部２６と、電圧指令演算部を備えて構成される。
【００８６】
電流指令生成部２５は、直流母線電流検出回路１６から相電流の情報１６Ａを取得し、モータ回転数・位相情報２５Ａを演算して、高次成分生成部２２に出力する。また、指令電流生成部２５は、併せて、基本波電流指令２５Ｂを電流加算部２６に出力する。
【００８７】
高次成分生成部２２は、モータ回転数・位相情報２５Ａをもとに、永久磁石同期モータ１３の電流の高次成分２２Ａを電流加算部２６へ出力する。
【００８８】
電流加算部２６は、基本波印加電流指令２５Ｂに電流の高次成分２２Ａを加算して電流指令２６Ａを出力する。
【００８９】
電圧指令演算部２７は、電流指令２６Ａをもとに電圧指令２７Ａを演算しＰＷＭパルス生成部２４に出力する。
【００９０】
その他第１実施形態と同じ構成のものは説明を省略する。
【００９１】
第２実施形態では、騒音を低減するため以下に示す電流の高次成分生成部２２と電流加算部２６により、高次成分を印加する構成をとっている。
【００９２】
以下において、電流の高次成分２２Ａを生成する高次成分生成部２２と、高次成分２２Ａを基本波電流指令２５Ｂへ加算する電流加算部２６の動作を、図８、図９を参照して説明する。
【００９３】
高次成分生成部２２では、あらかじめ設定した後記する（数５）、（数６）におけるＧとφの値を用いてモータ回転数・位相情報２１Ａをもとに高次成分を生成し、高次成分２２Ａを電圧加算部２３へ出力する。
【００９４】
電圧加算部２３では、ベクトル制御部２１が出力した基本波印加電圧指令２１Ｂと、高次成分生成部２２が出力した電圧の高次成分２２Ａとを加算し、ＰＷＭパルス生成部２４へ出力する。
【００９５】
具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。次に、これらの方法について順に説明する。
【００９６】
回転座標系での加算の方式について、図８を参照して説明する。
【００９７】
図８は、本発明の第２実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（電流の高次成分２２Ａ）を電流指令生成部２５の基本波（基本波電流指令２５Ｂ）へ、電流加算部２６で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【００９８】
図８において、電流指令生成部２５は、相電流の情報１６Ａに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向（ｄ軸）を基準とし、このｄ軸と直角方向（ｑ軸）とによる回転座標系であるｄｑ座標軸上において、基本波電流指令２５Ｂ（Ｉｄ*、Ｉｑ*）と、モータ回転数・位相情報２５Ａを出力する。なお、Ｉｄ*がｄ軸、Ｉｑ*がｑ軸に関わる基本波電流指令２５Ｂ（図７）である。
【００９９】
高次成分生成部２２は、電流指令生成部２５からのモータ回転数・位相情報２５Ａに基づき、ｄｑ座標軸上における高次成分２２Ａ‐ｄ（ｄ軸）、２２Ａ−ｑ（ｑ軸）を生成する。なお、高次成分２２Ａ‐ｄ、２２Ａ−ｑは、図７では高次成分２２Ａに相当する。
【０１００】
電流加算部２６は、ｄ軸において、基本波電流指令（Ｉｄ*）と高次成分２２Ａ‐ｄを加算して、ｄ軸の電流指令２３Ａ−ｄを出力する。
【０１０１】
また、電流加算部２３は、ｑ軸において、基本波電流指令（Ｉｑ*）と高次成分２２Ａ−ｑを加算して、ｑ軸の印加電流指令２３Ａ−ｑを出力する。
【０１０２】
なお、印加電流指令２３Ａ−ｄ、２３Ａ−ｑは、図示していない変換部によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の成分に変換されて、ＰＷＭパルス生成部２４（図７）に入力される。
【０１０３】
また、固定座標系での加算の方式について、図９を参照して説明する。
【０１０４】
図９は、本発明の第２実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（電流の高次成分２２Ａ）を電流指令生成部２５の基本波（基本波電流指令２５Ｂ）へ、電流加算部２６で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【０１０５】
図９において、電流指令生成部２５は、相電流の情報１６Ａに基づき、固定座標系の三相交流の基本波電流指令２５Ｂ（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）と、モータ回転数・位相情報２５Ａとを出力する。
【０１０６】
高次成分生成部２２は、電流指令生成部２５からのモータ回転数・位相情報２５Ａに基づき、各相の高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを生成する。
【０１０７】
電流加算部２６は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令２５Ｂ（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*）と高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）毎に加算して、それぞれ印加電圧指令２３Ａ−Ｕ、２３Ａ−Ｖ、２３Ａ−Ｗを出力する。
【０１０８】
次に、モータ回転数のｎ倍で発生するファン１４とロータ（モータ１３のロータ）の共振音の低減方法について説明する。
【０１０９】
ファン１４とロータ（１３）による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。モータの１２０度（２π／３）毎に位相の異なる３相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。したがって、３相モータ（モータ）の各相の電圧ではなく、回転座標系のｄｑ座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。
【０１１０】
一般にベクトル制御においてｄｑ座標での電圧指令は（数１）のように与えられる。
【０１１１】
共振音の低減に対しては電流の高次成分を（数５）で定義し（数１）のｄｑ軸のＩd*,Ｉq*に加算することで実現できる。
【０１１２】
【数５】
2014166082.tif 000007
【０１１３】
また、Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*で加算してもよい。この場合の高次電流は（数６）のようになる。
【０１１４】
【数６】
2014166082.tif 000008
【０１１５】
図７に示した第１実施形態によりｎ次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ周波数のｎ倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。
【０１１６】
本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置を図１０〜図１４を参照して説明する。第３実施形態は、第１実施形態の高次成分生成部２２および電圧加算部２３と、後述する３相交流モータのＰＷＭ制御の変調方式を切り替える制御とを両方備えるものである。
【０１１７】
一般に変調方式を高効率化や音の低減や電気的ノイズの低減のため切り替えることは知られている。
【０１１８】
なお、後記する固定相６０度切り替え方式と、固定相１２０度切り替え方式とを含めて、所定の電気角において、１相の電位を固定し、他の２相を変調する方式を固定２相変調と称するものとする。
【０１１９】
まず、モータ制御装置の制御方法である固定相６０度切り替え方式と、固定相１２０度切り替え方式について先に説明する。そして、その後で、この制御方式が音に与える影響を説明し高次電圧印加制御と組み合わせた制御について説明する。
【０１２０】
ここでモータ制御装置におけるＰＷＭ制御の変調方式について説明する。
【０１２１】
一般的な３相交流モータのＰＷＭ制御は３相変調（３相変調方式）であるが、３相交流モータがＹ結線の場合には、相電圧と相間電圧が異なることを利用して２相変調（２相変調方式）で行う方法がある。
【０１２２】
すなわち、モータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されることを利用して、相間電圧を確保しつつ、各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π／３（６０度、６０°）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減する方法である。
【０１２３】
なお、この方法では前記したように、所定の区間において１相が電位的に固定され、他の２相のみが変調（ＰＷＭ制御）される。そして、この電位的に固定される相が順番に繰り返される。したがって、どの時間においても、変調されているのは２相のみであるので、２相変調と称される。
【０１２４】
以下、前記の２相変調方式を固定相６０度切り替え方式と呼ぶものとする。
【０１２５】
次に、固定相６０度切り替え方式の電圧波形（電圧指令）を図１１に示して、この方式について説明する。
【０１２６】
図１１は、２相変調方式である固定相６０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。
【０１２７】
また、図１０は、参考として、一般的な３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。
【０１２８】
図１１と図１０において、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は各電気角における電圧の最大電圧に対する比、すなわちデューティ［％］を示している。
【０１２９】
図１１において、Ｗ相は電気角が０度（［°］に相当）から６０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定としている。
【０１３０】
このＷ相がデューティ０％の電圧の区間である０度から６０度において、Ｕ相とＶ相とは、Ｗ相との電圧差、位相を、図１０に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。すなわち、０度から６０度においては、Ｗ相がデューティ０％のため、Ｕ相とＶ相とは、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。
【０１３１】
また、６０度から１２０度においては、Ｕ相がデューティ１００％の上限の電圧で一定となる。この区間においては、Ｖ相とＷ相は、Ｕ相との電圧差、位相を、図１０に示した３相変調の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや高めの値をとる。なお、Ｕ相が一挙にデューティ１００％となる６０度においては、Ｖ相とＷ相は、急に電圧が上昇する。
【０１３２】
また、１２０度から１８０度においては、Ｖ相がデューティ０％の下限の電圧で一定となる。この区間においては、Ｗ相とＵ相は、Ｖ相との電圧差、位相を、図１０に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。なお、Ｖ相が一挙にデューティ０％となる１２０度においては、Ｗ相とＵ相は、急に電圧が下降する。
【０１３３】
以上のようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の動作波形となるように繰り返して制御する。
【０１３４】
図１１に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相間電圧は、正弦波と異なる波形であるが、Ｕ相−Ｖ相の線間電圧、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧、Ｗ相−Ｕ相の線間電圧は、それぞれ正弦波形となっているので、３相の線間電圧によって駆動されるモータ１３（図１４）、およびファン１４（図１４）は、図１０に示した３相変調方式の場合と同じように動作する。
【０１３５】
しかしながら、Ｗ相は０度から６０度において、Ｕ相は６０度から１２０度において、Ｗ相は１２０度から１８０度において、それぞれ一定となっているので、インバータ１５によるＰＷＭ制御の動作回数が低減できる。したがって、インバータ１５の低消費電力化に効果がある。
【０１３６】
なお、０度から３６０度、およびそれが繰り返されるすべて区間において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相が固定されていて、変調されるのは残りの２相である。したがって、前記したように２相変調である。
【０１３７】
また、「半導体電力変換回路」１９８７年３月の社団法人電気学会発行の第１１０、１１１、１２５頁等に以上と同じ、あるいは類似の技術が示されている。
【０１３８】
次に、１相あたりの固定区間が前記の固定相６０度切り替え方式より長い、固定相１２０度切り替え方式について説明する。
【０１３９】
なお、固定相１２０度切り替え方式には、固定相を直流電圧の高電位に固定する上固定相１２０度切り替え方式と、固定相を直流電圧の低電位に固定するものを下固定相１２０度切り替え方式の２種類がある。次に、順に、上固定相１２０度切り替え方式と下固定相１２０度切り替え方式について説明する。
【０１４０】
図１２は、２相変調方式である上固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。なお、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は電圧のデューティ［％］を示している。
【０１４１】
図１２において、Ｕ相は３０度（［°］に相当）から１５０度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
【０１４２】
また、Ｗ相は１５０度から２７０度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
【０１４３】
また、Ｖ相は２７０度から（３９０）度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
【０１４４】
以上のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ともそれぞれ１相毎に、電気角２π／３（１２０度）の間に高位電源レベルに固定する。
【０１４５】
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの１相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図１０に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるように制御する。
【０１４６】
したがって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をＹ結線として、それぞれの線間電圧で３相交流モータを駆動することができる。
【０１４７】
図１３は、２相変調方式である下固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。なお、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は電圧のデューティ［％］を示している。
【０１４８】
図１３において、Ｖ相は９０度（［°］に相当）から２１０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
【０１４９】
また、Ｕ相は２１０度から３３０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
【０１５０】
また、Ｗ相は３３０度から（４５０）度において、また、（−３０）度から９０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
【０１５１】
以上のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ともそれぞれ１相毎に、電気角２π／３（１２０度）の間に低電位電源レベルに固定する。
【０１５２】
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの１相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図１０に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。
【０１５３】
したがって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をＹ結線として、それぞれの線間電圧で３相モータを駆動することができる。
【０１５４】
以上のように、上固定相１２０度切り替え方式および下固定相１２０度切り替え方式とも、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角２π／３（１２０度、１２０°）だけ順次固定するので、インバータのスイッチング損失を低減できる。
【０１５５】
なお、相電圧の振幅が所定の電圧値より低くなると、図１２や図１３に示した制御が適切でない状況が生ずる場合には、２相変調方式を停止して３相変調方式によってモータに３相電圧を印加する方法もある。
【０１５６】
また、特許文献２において、以上と同じ、あるいは類似の技術が開示されている。
【０１５７】
変調方式の変更により電圧変動が変わる。例えば2相変調方式の固定相６０°切替方式では電圧の不連続点が1回転につき６回あるため、６の倍数次に影響を与える。例えば下固定相１２０°切替方式とした場合は不連続点が図１３において９０，２１０、３３０°の３回あるため、３の倍数次に影響を与える。これらの説明は変調方式の変更は線間電圧として変わらないという上記の説明に矛盾するようであるが、変調方式の誤差は印加電圧1次振幅に対して数％以下の誤差であるため計測はほぼ不可能であり音に影響してしまう。
【０１５８】
従って変調方式が変わった場合、位相φｎと振幅Ｇｎに補正値を加えることにより変調方式が変わっても同様な音低減効果が得られる。
【０１５９】
次に、変調方式切替制御において、音を低減するモータ制御装置の構成について説明する。
【０１６０】
図１４は、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２とモータ（３相モータ）１３とファン１４との関連を示す図である。
【０１６１】
図１４において、モータ制御装置１１の制御装置２０の構成に第３実施形態としての特徴がある。
【０１６２】
なお、直流電源１２、モータ１３、ファン１４、インバータ１５、直流母線電流検出回路１６については、図１の第１実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。
【０１６３】
制御装置２０は、ベクトル制御部２１と、ＰＷＭパルス生成部２４と、高次成分生成部２２と、電圧加算部２３と、高次成分補正部２８と、変調方式選択部２９とを備えて構成される。
【０１６４】
ベクトル制御部２１は、直流母線電流検出回路１６から相電流の情報１６Ａを取得し、モータ回転数・位相情報２１Ａを演算して、高次成分生成部２２と変調方式選択部２９とに出力する。また、ベクトル制御部２１は、併せて、電圧加算部２３に基本波印加電圧指令２１Ｂを出力する。
【０１６５】
高次成分生成部２２は、モータ回転数・位相情報２１Ａに基づき高次成分２２Ａを生成し、高次電圧補正部２８に出力する。
【０１６６】
変調方式選択部２９は、モータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、２相変調方式の固定相６０度（もしくは１２０度）切り替え方式か、３相変調方式かを選択し、変調方式選択信号２５ＡをＰＷＭパルス生成部２４と高次成分補正部２８に出力する。
【０１６７】
高次電圧補正部２８は、変調方式情報２５Ａと高次成分２２Ａから高次成分を補正し補正後高次成分２６Ａとして電圧加算部２３に出力する。
【０１６８】
電圧加算部２３は、基本波印加電圧指令２１Ｂと高次成分２２Ａとを加算して印加電圧指令２３Ａを出力する。  ＰＷＭパルス生成部２４は、印加電圧指令２３Ａと変調方式選択信号２５Ａとに基づき、ＰＷＭパルス情報２０Ａを生成する。
【０１６９】
以上の構成により、２相変調方式の固定相６０度切り替え方式や、固定相１２０度切り替え方式において、電圧高次成分を印加することによりファンとロータの共振音を低減する。
【０１７０】
したがって、第３実施形態は、変調方式の変更による高効率化や音の低減や電気的ノイズの低減に加えてファンとロータの共振音を低減する効果がある。
【０１７１】
以上第３実施形態は電圧高次成分を加算する場合で説明したが、電流高次成分を加算する方式でも電圧高次成分を加算する方式と同様な効果を期待できる。
【０１７２】
本発明の第４実施形態に係るモータ制御装置を説明する。第４実施形態は、第２実施形態の高次成分生成部２２および電流加算部２６と、第３実施形態の高次成分補正部２８と変調方式選択部２９とを備えるものである。実施方法は第３実施形態の高次電圧を高次電流におきかえたものとなる。
【０１７３】
次に、第５実施形態について説明する。本実施形態では、第１実施形態から第３実施形態で説明したモータ制御装置１１を、空気調和機１００の室外機１０１のファンのモータ制御装置１０８に適用する。
【０１７４】
図１５は、本発明の第５実施形態に係る空気調和機１００の構成例を示す図である。図１５において、空気調和機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１、室内と熱交換を行う室内機１０２、両者をつなぐ配管１０３とを備えて構成される。
【０１７５】
室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、外気と熱交換する熱交換機１０５と、この熱交換機１０５に送風する室外ファン１０６と、この室外ファン１０６を回転する室外ファンモータ１０７と、この室外ファンモータ１０７を駆動するモータ制御装置１０８とを備えて構成される。なお、モータ制御装置１０８には、前記の第１実施形態から第４実施形態のモータ制御装置１１が適用され、室外ファンモータ１０７は３相モータ１３、室外ファン１０６は負荷１４に相当する。
【０１７６】
また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０９と、室内に送風する送風機１１０とを備えて構成される。
【０１７７】
第５実施形態では、前記したように、第１実施形態から第４実施形態のモータ制御装置１１を空気調和機１００に適用する。すなわち、インバータ１５を制御する制御装置（１７、１８、２０）において、高次成分を印加したり、変調方式を選択したりすることでモータ回転数の高次の周波数のファン１４とロータ（モータ１３）の共振音を低減する。
【０１７８】
第４実施形態により、室外ファンモータ１０７のロータ部の防振ゴムやファン部の防振ゴムを使うことなく、音の低減ができるので静かな空気調和機１００を安価に製作することが可能となる。
【０１７９】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
【０１８０】
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。
【０１８１】
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
【０１８２】
ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【０１８３】
また、説明を明確に行うために、主に負荷としてファンを駆動する場合の説明を行ったが、構造的な共振周波数を起因する音の低減に本発明は有効であり、負荷としてファンに限定するものではない。
【０１８４】
直流母線電流検出回路１６による相電流情報の取得は、特開２００４−４８８８６号に開示されている方式など、一般的な方式を用いる事で可能であり、検出方式を特定するものではない。
【０１８５】
ベクトル制御部２１は前記した「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。
【０１８６】
また電力変換主回路５１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。また、素子の組成として、ＳｉＣ（Silicon Carbide、炭化ケイ素）やＧａＮ（Gallium Nitride、窒化ガリウム）を用いた半導体素子でもよい。
【０１８７】
高次成分の印加式におけるＧ（電圧基本波振幅に対する高次波振幅の割合）とφ（基本波成分と高次成分の位相差）については当初、設定した値を用いる場合について、説明したが、直流母線電流検出回路１６の情報を基に、ベクトル制御部２１において、Ｇとφを状況に応じて適宜、変更して、最適な制御をする方法もある。
【０１８８】
図１におけるゲート・ドライバ５２は、ＰＷＭパルス生成部２４の信号の駆動能力を高めることに主機能があるので、ＰＷＭパルス生成部２４の出力部に充分な駆動能力があるか、もしくはゲート・ドライバ５２の機能をＰＷＭパルス生成部２４に内蔵すれば、インバータ１５にゲート・ドライバ５２を備えなくともよい。
【符号の説明】
【０１８９】
１１、１０８    モータ制御装置
１２    直流電源
１３    モータ、３相モータ、３相交流同期電動機
１４    負荷、ファン
１５    インバータ、電力変換回路
１６    直流母線電流検出回路
１７、１８、２０    制御装置
２１    ベクトル制御部
２２    高次成分生成部
２３    電圧加算部
２４    ＰＷＭパルス生成部
２５    指令電流生成部
２６    電流加算部
２７    電圧指令演算部
２８    高次成分補正部
２９    変調方式選択部
５１    電力変換主回路
５２    ゲート・ドライバ
１００  空気調和機
１０１  室外機
１０２  室内機
１０３  配管
１０４  圧縮機
１０５  熱交換器（室外の熱交換器）
１０６  室外ファン
１０７  室外ファンモータ
１０９  熱交換器（室内の熱交換器）
１１０  送風機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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