(57)【要約】【課題】所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を図ることで、従来の送信器よりも平均的な消費電力を低く抑えるようにした送信器を提供すること。【解決手段】並列に配置された混合器セル２００２，２００２’，２００３，２００３’と、周波数分周器セル２０００，２００１と、加算ノード２００４と、位相検出器と、容量調整電圧を生成する容量調整電圧生成回路２００６と、その容量調整電圧と周波数分周器セル２００１との接続を制御するスイッチＳＷ１とからなり、周波数分周器の動作／非動作に応じて容量調整電圧を接続／非接続することにより、高周波信号ノードの容量の変化を補正する。【選択図】図７
2014096614.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、
前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、
前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、
前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、
前記周波数分周器セルの信号入力トランジスタに接続される容量調整電圧を生成する容量調整電圧生成回路と、
前記容量調整電圧を前記周波数分周器セルの動作／非動作に応じて非接続／接続するＮ−１個のスイッチとを含み、
前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、
前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器。
【請求項２】
前記容量調整電圧生成回路は、温度依存性を持つ電流を流す定電流源と、前記周波数分周器セルの入力トランジスタと同種であるトランジスタを用いて、一定の電圧を生成して出力することを特徴とする請求項１に記載の送信器。
【請求項３】
前記周波数分周器セルは、複数の周波数帯域に対応した複数の入力電圧信号を電流信号に変換するＶＩ変換器と、前記電流信号を周波数を分周しながら出力電圧信号に変換する１つのＩＶ変換器とを含み、
全ての前記ＶＩ変換器から出力される電流信号は共通化されてＩＶ変換器に接続され、出力するＲＦ変調信号の周波数帯域に応じて、一組の前記電流信号を流すＶＩ変換器と前記入力電圧信号を選択することで、一つの出力端子から複数の周波数帯域の信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の送信器。
【請求項４】
前記ＶＩ変換器は、前記入力電圧信号を受けて前記電流信号に変換する入力差動対と、前記差動対のテイル電流である定電流源と、前記差動対の入力ＤＣ電圧を生成して付加するＤＣ付加回路と、前記差動対と前記定電流源を結ぶノードと前記容量調整電圧を接続されたスイッチを含み、前記スイッチは、前記周波数分周器セルの動作／非動作に応じて非接続／接続することを特徴とする請求項３に記載の送信器。
【請求項５】
前記ＤＣ付加回路は、定電流源と複数の抵抗を含み、前記定電流源は、前記ＶＩ変換器の動作／非動作に応じて動作／非動作し、前記定電流源に電流が流れるときは、前記ＶＩ変換器における前記入力差動対の動作状態が適切になるようなＤＣ電圧を生成して印加し、前記定電流源に電流が流れないときは、前記ＶＩ変換器における前記入力差動対が線形領域でオンするように電源電圧に近い値を生成することを特徴とする請求項３に記載の送信器。
【請求項６】
前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとは同一であり、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを１対１で接続したことを特徴とする請求項１または請求項３に記載の送信器。
【請求項７】
前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを１対１もしくは１対複数で接続したことを特徴とする請求項１又は３に記載の送信器。
【請求項８】
同相（Ｉ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第１混合器と、
直交（Ｑ）ベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第２混合器と、
前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号と、前記第２混合器に入力され、第１高周波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号とを生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器と、
前記第１混合器の出力信号と前記第２混合器の出力信号とを加算する加算部と
を含むことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低消費電力化を図るようにした送信器に関し、より詳細には、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を図ることで、従来の送信器よりも平均的な消費電力を低く抑えるようにしたＩＱ直交変調型の送信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話に代表される携帯型の通信端末装置（以下、「携帯端末」という）の送信器において、送信出力信号の出力電力（以下、「送信出力電力」という）は、広い可変幅と低消費電力であることが求められている。低消費電力であることは、携帯端末のバッテリーを長持ちさせることに不可欠であり、時々刻々と変化する携帯端末の使用状態において、その平均的な消費電力を低く抑える事が重要である。また、消費電力は、消費電流と電源電圧との積であるため、消費電流を低減させることは、すなわち、消費電力を低減させることになる。
【０００３】
例えば、特許文献１に記載の送信器は、電力調整型の送信器である。この送信器では、消費電流を低減させるための手段として、入力されるベースバンド信号の振幅を変化させなくとも、並列に配置された複数個の変調器を、動作もしくは非動作させることで、所望の送信出力電力を実現している。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、この特許文献１に記載の送信出力電力の調整方法によれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。これにより、電源電圧と消費電流との積で求められる消費電力も低減できることになる。
【０００４】
ところで、上述した特許文献１に記載の送信器は、ベースバンド部とＩＱ直交変調器とバンドパスフィルタとパワーアンプ（ＰＡ）とアンテナと電力検出器とインターフェース回路とから構成されている。ベースバンド部は、デジタル信号処理部とデジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）とローパスフィルタとアナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）とからなっている。また、ＩＱ直交変調器は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）と周波数分周器と２つの混合器と加算ノードとからなっている。なお、ＩＱ直交変調の“Ｉ”は波形の同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分、“Ｑ”は直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分を示している。
【０００５】
また、２つの混合器は、それぞれ以下のような構成となっている。すなわち、ベースバンド部のローパスフィルタからの信号は、ＩＱ直交変調器の有効信号入力部を介して、混合器の並列に接続された４つの混合器セルに入力される。そして、各混合器セルから出力される電流の総和は、カレントミラーを介して、局所発振器入力部からの局所発振器信号を他方の入力とする４つのトランジスタに供給される。また、この４つのトランジスタの出力は、２つの高周波数出力部から出力される。
【０００６】
ここで、上述した特許文献１の混合器では、制御入力部からの信号に応じて、４つの混合器セル間を接続しているスイッチによって各混合器セル間を接続又は切断することで、送信出力電力を調整できる。これにより、ベースバンド信号の振幅を変化させて送信出力電力を調整する方法よりも、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。すなわち、混合器自体の平均的な消費電力を低く抑えることが可能である。
【０００７】
次に、上述した特許文献１における２つの混合器を駆動する周波数分周器の電力消費に関して説明する。周波数分周器は、高周波回路において多くの場合、ＣＭＬ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ  Ｌｏｇｉｃ）回路で実現される。
図１４は、従来の２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の回路構成図である。図１４に示されるＣＭＬ回路は、Ｎ型ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ９０１，９０２，９０３と負荷抵抗９０４と定電流源９００とから構成されている。このＣＭＬ回路は、キャリア波周波数の２倍の周波数の高周波差動信号ＬＯＰ，ＬＯＮを入力とし、キャリア波周波数と同じ周波数の差動出力ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮと、これらの差動出力と各々９０度位相の異なる差動出力ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮを出力する。
【０００８】
ここで、差動出力ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮは、２つの混合器のうちの一方の混合器に入力され、差動出力ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮは、他方の混合器に入力される。周波数分周器を図１４に示した２分周器で実現したとき、２分周器の出力ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮ，ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮの各々の出力先である各混合器内のトランジスタの容量性負荷をＣＬとし、２分周器の負荷抵抗９０４の抵抗値をＲとすると、ＣＬとＲとからなる時定数はＲ・ＣＬとなる。混合器回路がＭＯＳトランジスタで構成される場合、容量性負荷ＣＬの支配要因は、ＭＯＳトランジスタのゲート酸化膜が形成するゲートの面積に比例する。
【０００９】
なお、ここでは、図１４に示したトランジスタ９０２のドレインの寄生容量と、トランジスタ９０３のゲートの寄生容量と、配線の寄生効果などは無視して数式を簡易化している。
キャリア波の周波数をｆｃとするとき、時定数Ｒ・ＣＬが周期１／２・π・ｆｃよりも小さいことが必要であるとすると、抵抗値Ｒの選択範囲は、以下の式（１）を満たす。
【００１０】
【数１】
2014096614.tif 000003
【００１１】
次に、出力ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮ，ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮの出力振幅が、シングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとすると、定電流源９００の電流値Ｉ０は、上記式（１）を考慮すると、以下の式（２）を満たす。
【００１２】
【数２】
2014096614.tif 000004
【００１３】
上記式（１）及び上記式（２）より、２分周器での消費電流は、混合器内のトランジスタの容量性負荷ＣＬに比例して増大することがわかる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特表２００４−５３４４７２号公報（特許第４０４７２７４号）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、従来の送信器をＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）回路で実現した場合、混合器自体の平均的な電力消費を抑えることは可能であるが、混合器を駆動するためのキャリア波信号である高周波信号を生成する周波数分周器の電力消費は、送信出力電力とは無関係であり、その平均電力は高いままであるという課題がある。
【００１６】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を図ることで、従来の送信器よりも平均的な消費電力を低く抑えるようにしたＩＱ直交変調型の送信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セル（２００２，２００２’，２００３，２００３’）からなり、前記Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器（５，５’）と、前記Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セル（２０００，２００１）からなる周波数分周器（５０）と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路（５０００）と、前記Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器（１５）と、前記周波数分周器セルの信号入力トランジスタに接続される容量調整電圧を生成する容量調整電圧生成回路（２００６）と、前記容量調整電圧を前記周波数分周器セルの動作／非動作に応じて非接続／接続するＮ−１個のスイッチ（ＳＷ１）とを含み、前記制御回路（５０００）は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする。（図１，図６，図７）
【００１８】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記容量調整電圧生成回路（２００６）は、温度依存性を持つ電流を流す定電流源（４２）と、前記周波数分周器セルの入力トランジスタ（１０１）と同種であるトランジスタ（４６）を用いて、一定の電圧（Ｖｃ）を生成して出力することを特徴とする。
【００１９】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記周波数分周器セル（６０’）は、複数の周波数帯域に対応した複数の入力電圧信号を電流信号に変換するＶＩ変換器（７０，８０）と、前記電流信号を周波数を分周しながら出力電圧信号に変換する１つのＩＶ変換器（９０）とを含み、全ての前記ＶＩ変換器から出力される電流信号は共通化されてＩＶ変換器に接続され、出力するＲＦ変調信号の周波数帯域に応じて、一組の前記電流信号を流すＶＩ変換器と前記入力電圧信号を選択することで、一つの出力端子から複数の周波数帯域の信号を出力することを特徴とする。（図１０，図１１，図１２）
【００２０】
また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、前記ＶＩ変換器は、前記入力電圧信号を受けて前記電流信号に変換する入力差動対（１０１）と、前記差動対のテイル電流である定電流源（１００）と、前記差動対の入力ＤＣ電圧を生成して付加するＤＣ付加回路（７１）と、前記差動対と前記定電流源を結ぶノードと前記容量調整電圧を接続されたスイッチ（ＳＷ１）を含み、前記スイッチは、前記周波数分周器セルの動作／非動作に応じて非接続／接続することを特徴とする。（図１２）
【００２１】
また、請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、前記ＤＣ付加回路（７１）は、定電流源と複数の抵抗を含み、前記定電流源は、前記ＶＩ変換器の動作／非動作に応じて動作／非動作し、前記定電流源に電流が流れるときは、前記ＶＩ変換器における前記入力差動対の動作状態が適切になるようなＤＣ電圧を生成して印加し、前記定電流源に電流が流れないときは、前記ＶＩ変換器における前記入力差動対が線形領域でオンするように電源電圧に近い値を生成することを特徴とする。（図１３）
【００２２】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１又は３に記載の発明において、前記周波数分周器セルの個数Ｎと前記混合器セルの個数Ｋとは同一であり、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを１対１で接続したことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項７に記載の発明は、請求項１又は３に記載の発明において、前記周波数分周器セルの個数Ｎが前記混合器セルの個数Ｋよりも小さく、前記Ｋ個の混合器セルと前記Ｎ個の周波数分周器セルを１対１もしくは１対複数で接続したことを特徴とする。
【００２４】
また、請求項８に記載の発明は、請求項１乃至７のいずれかに記載の発明において、同相（Ｉ）ベースバンド信号（ＢＩＰ１，ＢＩＮ１）が入力される前記混合器を有する第１混合器（２００２，２００３）と、直交（Ｑ）ベースバンド信号（ＢＱＰ１，ＢＱＮ１）が入力される前記混合器を有する第２混合器（２００２’，２００３’）と、前記第１混合器に入力される第１キャリア波信号（ＬＩＰ１，ＬＩＮ１，ＬＩＰ２，ＬＩＮ２）と、前記第２混合器に入力され、第１高周波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号（ＬＱＰ１，ＬＱＮ１，ＬＱＰ２，ＬＱＮ２）とを生成する前記周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器（２０００，２００１）と、前記第１混合器の出力信号と前記第２混合器の出力信号とを加算する加算部（２００４）とを含むことを特徴とする。（図４，図５）
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明に係るＩＱ直交変調型の送信器の回路構成図である。
【図２】本発明に係る送信器における混合器の一例を示す回路構成図である。
【図３】本発明に係る送信器における周波数分周器セルの回路構成図である。
【図４】図３に示した周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成されるＩＱ直交変調型の送信器の回路構成図である。
【図５】ＭＯＳトランジスタのゲート端子にあらわれる容量とバイアス条件の関係を表す図である。
【図６】本発明に係る送信器における周波数分周器セルの他の回路構成図である。
【図７】図６に示した周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成されるＩＱ直交変調型の送信器の他の回路構成図である。
【図８】図７に示す容量調整電圧生成回路の回路構成図である。
【図９】図８に示す抵抗ラダーセルの回路構成図である。
【図１０】周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成される複数の周波数帯域に対応したＩＱ直交変調型の送信器の回路構成図である。
【図１１】本発明に係る複数の周波数帯域に対応した周波数分周器の回路構成図である。
【図１２】本発明に係る複数の周波数帯域に対応した周波数分周器の他の回路構成図である。
【図１３】図９に示すＤＣ付加回路の回路構成図である。
【図１４】従来の２分周器をＣＭＬ回路で実現した場合の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。  
以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示してある。また、以下に説明する構成において用いられるトランジスタは、すべてＮ型ＭＯＳトランジスタである。
図１は、本発明に係るＩＱ直交変調型の送信器の回路構成図である。図１に示されるＩＱ直交変調型の送信器は、ベースバンド部２０とＩＱ直交変調器３０と制御回路５０００とバンドパスフィルタ９とパワーアンプ（ＰＡ）１０とアンテナ１１と電力検出器１２とインターフェース回路１４と位相検出器１５とから構成されている。
【００２８】
ベースバンド部２０は、ＩＱ直交変調器３０と接続されており、このＩＱ直交変調器３０は、制御回路５０００とバンドパスフィルタ９と位相検出器１５とインターフェース回路１４と接続されている。また、パワーアンプ（ＰＡ）１０はバンドパスフィルタ９と接続されており、アンテナ１１はパワーアンプ（ＰＡ）１０と接続されている。また、電力検出器１２はベースバンド部２０及びパワーアンプ（ＰＡ）１０と接続されており、インターフェース回路１４は、ベースバンド部２０及び制御回路５０００とも接続されている。
【００２９】
つまり、本発明の送信器は、少なくとも、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セルからなり、Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器５，５’と、Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セルからなる周波数分周器５０と、混合器５，５’と周波数分周器５０の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路５０００と、Ｎ個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器１５とを備えている。
【００３０】
また、ベースバンド部２０は、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１とデジタル／アナログ変換器３（ＤＡＣ；ＤＡ変換器）とローパスフィルタ４とアナログ／デジタル変換器１３（ＡＤＣ；ＡＤ変換器）とから構成され、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１は、デジタル／アナログ変換器３及びアナログ／デジタル変換器１３と接続され、デジタル／アナログ変換器３はそれぞれローパスフィルタ４と接続されている。また、それぞれのローパスフィルタ４は、ＩＱ直交変調器３０を構成する混合器５，５’と接続され、アナログ／デジタル変換器１３は、電力検出器１２と接続されている。
【００３１】
また、ＩＱ直交変調器３０は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）７と周波数分周器５０と２つの混合器５，５’と加算ノード８とから構成され、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）７は、周波数分周器５０と接続され、周波数分周器５０は、２つの混合器５，５’及び加算ノード８と接続されている。また、加算ノード８は、２つの混合器５，５’及びバンドパスフィルタ９と接続されており、２つの混合器５，５’は、それぞれ位相検出器１５及び制御回路５０００と接続されている。
【００３２】
周波数分周器５０からの差動出力は、混合器５の高周波差動入力（後述する図２の高周波差動入力１２０１，１３０１）へと接続される。同様に、周波数分周器５０からの差動出力は、混合器５’の高周波差動入力（後述する図２の高周波差動入力１２０１，１３０１）へと接続される。なお、混合器５，５’及び周波数分周器５０の構成については後述する。
【００３３】
また、制御回路５０００は、インターフェース回路１４からの送信電力設定を受けて、周波数分周器５０内部の複数の周波数分周器セルと、混合器５，５’の複数の混合器セルとについて、動作もしくは非動作の状態を制御する。具体的には、制御回路５０００は、あらかじめ設定された制御テーブルに従い、インターフェース回路１４からの送信電力設定に応じて、動作もしくは非動作の制御信号を混合器５，５’及び分周器５０に送信する。
【００３４】
つまり、制御回路５０００は、互いに接続された混合器セル１６０１〜１６０Ｋと周波数分周器セル５０’とを独立して動作状態を設定し、混合器セル１６０１〜１６０Ｋは、位相検出器１５の検出結果に応じて、入力されるベースバンド信号の位相を調整する。
以下に、制御回路５０００の動作について説明する。  
図２は、本発明に係る送信器における混合器の一例を示す回路構成図である。ただし、図２においては、制御回路５０００の動作に限定して説明するために、位相検出器１５からの出力信号が入力される回路部分については省略して図示している。
【００３５】
図１に示した混合器５，５’は、Ｋ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セル１６０１〜１６０Ｋを備えている。混合器セル１６０１は、ベースバンド入力１１００，１１０１のそれぞれを電圧から電流に変換するためのＮＭＯＳ１０１１と、抵抗１００１と、カスコードトランジスタ１０２１と、高周波差動入力１２０１、１３０１に応じて周波数変換を行うトランジスタ１０３１と、カスコードトランジスタ１０２１のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５０１に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４１と、反転論理素子１０５０とから構成されている。
【００３６】
動作／非動作制御信号１５０１は、図２に示した混合器５（５’）の動作状態を設定するための制御信号であり、図１に示した制御回路５０００から混合器５（５’）に入力される。動作／非動作制御信号１５０１が論理的にハイの場合、カスコードトランジスタ１０２１のゲートにはバイアス電圧Ｖｂが入力され、混合器セル１６０１は適切にバイアスされた状態（動作状態）となる。
【００３７】
一方、動作／非動作制御信号１５０１が論理的にローの場合、カスコードトランジスタ１０２１のゲートにはグランド電圧が入力され、抵抗１００１とトランジスタ１０１１との接続点における電圧がグランド電圧に等しくなる。
これにより、混合器セル１６０１に流れる電流がゼロとなり、その動作を停止（非動作）する。なお、混合器セル１６０２〜１６０Ｋの動作も同様である。
【００３８】
図３は、本発明に係る送信器における周波数分周器セルの回路構成図である。この周波数分周器セル５０’を、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）用いることで図１の周波数分周器５０を構成することができる。この周波数分周器５０は、図２に示した混合器５，５’を駆動するための高周波信号を生成する。
図３に示した周波数分周器セル５０’は、図１４と同様に、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０１，１０２，１０３と、負荷抵抗１０４と、定電流源１００とを有する周波数分周器の構成に、図２と同様の、カスコードトランジスタ１０２０と、カスコードトランジスタ１０２０のゲート電圧を動作／非動作制御信号１５００に応じてバイアス電圧Ｖｂもしくはグランドに設定するためのトランジスタ１０４０と、反転論理素子１０５０とが付加されたものである。
【００３９】
また、図３に示した周波数分周器セル５０’の差動出力ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮは、図２に示した高周波差動入力１２０１，１３０１へと接続される。同様に、差動出力ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮも、図２に示した高周波差動入力１２０１，１３０１へと接続される（高周波差動入力１２０２〜１２０Ｋ，１３０２〜１３０Ｋについても同様である）。
つまり、混合器セル１６０１と接続される周波数分周器セル５０’も、動作／非動作制御信号１５００に応じて、その電源とグランド間に流れる電流をゼロとし、その動作を停止させる。具体的には、動作／非動作制御信号１５００が論理的にハイの場合、定電流源１００は所定の電流を流し、動作／非動作制御信号１５００が論理的にローの場合、定電流源１００の電流をゼロとすることで、動作もしくは非動作の設定が実現される。
【００４０】
また、図２に示した混合器における混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、混合器セル１６０１と同一の構造を有する。すなわち、混合器セル１６０２〜１６０Ｋは、抵抗１００２〜１００Ｋとトランジスタ１０１２〜１０１Ｋと１０２２〜１０２Ｋと１０３２〜１０３Ｋと１０４２〜１０４Ｋ及び反転論理素子１０５０とから構成されている。
なお、各々の混合器セル１６０１〜１６０Ｋに入力される動作／非動作制御信号１５０１〜１５０Ｋは、制御回路５０００により独立に制御される。また、高周波差動入力１２０１〜１２０Ｋと１３０１〜１３０Ｋは、Ｎ個の周波数分周器セルと１対１もしくは複数対１で接続されている。つまり、周波数分周器セル５０’の個数Ｎが、混合器セル１６０１〜１６０Ｋの個数Ｋよりも小さく、Ｋ個の混合器セル１６０１〜１６０ＫとＮ個の周波数分周器セル５０’を１対１もしくは１対複数で接続されている。
【００４１】
ここでＫ≧Ｎである。なお、Ｎ個の周波数分周器セルは、例えば、図３に示した周波数分周器セル５０’をＮ個設置することで実現される。
制御回路５０００によりＫ個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定することで、ベースバンド信号の振幅を変化させることなく、所望の送信出力電力を実現することが出来る。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器５，５’に流れる電流を減らすことはできないが、これに対し、本発明のように、ベースバンド信号の振幅を変化させずに送信出力電力を調整する方法であれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。
【００４２】
さらに、非動作に設定された混合器セル１６０１〜１６０Ｋへ接続された周波数分周器セル５０’を、非動作となるように制御することで、周波数分周器セル５０’で不要に消費される電流を削減することができる。よって、電源電圧と消費電流の積で求められる消費電力も低減できる。
次に、本発明に係る送信器の周波数分周器５０における電力消費について説明する。なお、以下の説明においては、簡単のため、周波数分周器５０を構成する周波数分周器セル５０’の個数Ｎは、混合器セル１６０１〜１６０Ｋの個数Ｋと同一であるとして説明する。つまり、周波数分周器セル５０’の個数Ｎと混合器セル１６０１〜１６０Ｋの個数Ｋとは同一であり、Ｋ個の混合器セル１６０１〜１６０ＫとＮ個の周波数分周器セル５０’を１対１で接続している。
【００４３】
なお、図３に示した周波数分周器セル５０’から高周波信号が入力される図２に示したトランジスタ１０３１〜１０３Ｋは、上述した特許文献１に記載の局所発振器入力部からの局所発振器信号を入力とする４つのトランジスタに相当する。
図２に示した混合器５，５’と、上述した特許文献１に記載の混合器とにおいて、同じ電流を出力する場合、上述した特許文献１においてカレントミラーを介して各混合器セルからの電流の総和が入力される４つのトランジスタのゲート面積の総和をＳ０とすると、図２に示したトランジスタ１０３１〜１０３Ｋのゲート面積の総和はＳ０となる。
【００４４】
なお、ここでは、全てのＭＯＳトランジスタは、同じ種類かつ、ゲート長を全て同一としており、また、高周波信号の周波数も同一であるとした。また、上述した特許文献１では、カレントミラーと、これに接続される４つのトランジスタとがグランドから２段で構成されている一方、本発明に係る送信器における混合器５，５’では、抵抗１００１とトランジスタ１０１１，１０２１，１０３１とから多段接続で構成されている。しかし、簡単のため、消費電力に関してはこの点は考慮していない。
【００４５】
ここで、混合器セル１６０１〜１６０Ｋが同一であるとすると、トランジスタ１０３１の面積はＳ０／Ｋで示される。これは、上述した特許文献１の４つのトランジスタのゲートの容量性負荷の値ＣＬに対し、本発明に係る図２に示したトランジスタ１０３１の容量性負荷の値がＣＬ／Ｋとなることを示している。このとき、図２に示した混合器セル１６０１と１対１の関係で図３に示した周波数分周器（２分周器）セル５０’が接続されるとすると、その定電流源１００の電流値Ｉ０ｘは、以下の式（３）で示される。
【００４６】
【数３】
2014096614.tif 000005
【００４７】
ここで、２分周器の出力の高周波信号出力振幅はシングルエンドのピーク・ピーク値でＶ０必要であるとし、送信キャリア波の周波数をｆｃとした。また、上述した特許文献１の混合器を駆動する２分周器の定電流源の電流値Ｉ０と、電流値Ｉ０ｘとの間には、Ｉ０＝Ｋ・Ｉ０ｘの関係が成り立っている。
【００４８】
本発明では、混合器セル１６０１〜１６０Ｋの動作／非動作に合わせて２分周器も動作／非動作となる。そのため、Ｋ個の混合器セル１６０１〜１６０ＫとＮ（＝Ｋ）個の周波数分周器セル５０’とが動作する際の送信出力電力が最大の場合、本発明では、２分周器の定電流源１００の電流値は、上述した特許文献１の場合と同一である。一方、送信出力電力が非常に小さく、図２に示したＫ個の混合器セル１６０１〜１６０Ｋのうちの１つのみが動作し、Ｋ個の周波数分周器セル５０’のうちの１つのみが動作するような状況では、定電流源１００の電流値はＩ０ｘとなる。上述した特許文献１と比較して、１／Ｋの消費電流となり、すなわち、１／Ｋの消費電力となる。
【００４９】
上述したように、本発明においては、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の低消費電力化が可能である。
図２に示した混合器５，５’の代わりに、高周波入力用のトランジスタとベースバンド入力用トランジスタを混合器セルごとに設置し、さらに、混合器セルを独立に動作／非動作制御可能な他の混合器を使用してもよい。この場合も同様に、送信器の平均的な消費電力を低減することができる。
【００５０】
ところで、本発明では、図１に示した電圧制御発振器（ＶＣＯ）７と接続されるＫ個の周波数分周器セル５０’の動作／非動作切り替え時に、以下に説明する理由によって、電圧制御発振器７の出力に発生する容量の微小な変化にともない、電圧制御発振器７の発振周波数（ｆｖｃｏ）が瞬間的に変化する場合がある。この瞬間的なｆｖｃｏの変化は、送信出力信号周波数の瞬間的変化を引き起こし、送信器として正しく通信ができない場合がある。そこで、周波数分周器セル５０’の動作／非動作切り替えに伴う容量の微小変化を補正する回路の設置が好ましい。
【００５１】
図４は、図３に示した周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成されるＩＱ直交変調型の送信器の回路構成図である。このＩＱ直交変調型の送信器は、周波数分周器セル２０００，２００１と混合器セル２００２，２００２’，２００３，２００３’と加算ノード（加算部）２００４とで構成され、周波数分周器セル２０００は、混合器セル２００２と混合器セル２００２’とに接続され、周波数分周器セル２００１は、混合器セル２００３と混合器セル２００３’とに接続され、加算ノード２００４は、混合器セル２００２，２００２’，２００３，２００３’に接続されている。
【００５２】
つまり、図４に示した送信器は、同相（Ｉ）ベースバンド信号ＢＩＰ１，ＢＩＮ１が入力される混合器を有する第１混合器２００２，２００３と、直交（Ｑ）ベースバンド信号ＢＱＰ１，ＢＱＮ１が入力される前記混合器を有する第２混合器２００２’，２００３’と、第１混合器に入力される第１キャリア波信号ＬＩＰ１，ＬＩＮ１，ＬＩＰ２，ＬＩＮ２と、第２混合器に入力され、第１高周波信号と位相が９０度異なる第２キャリア波信号ＬＱＰ１，ＬＱＮ１，ＬＱＰ２，ＬＱＮ２とを生成する周波数分周器を有するＩＱ周波数分周器２０００，２００１と、第１混合器の出力信号と第２混合器の出力信号とを加算する加算部２００４とを備えている。
【００５３】
周波数分周器セル２０００，２００１は、それぞれ、図３に示した周波数分周器（２分周器）セル５０’と同様の構成の周波数分周器セルであり、混合器セル２００２，２００３，２００２’，２００３’は、それぞれ、図２に示した１６０１，１６０２と同様の構成の混合器セルである。ここで、電圧制御発振器７の発振周波数は、周波数分周器セル５０’の分周数が２であるため、送信キャリア周波数（ｆｃ）の２倍の周波数に等しい。
【００５４】
周波数分周器セル２０００，２００１と、混合器２００２，２００３，２００２’，２００３’が動作状態であるとき、大きな送信出力電力を得ることができ、周波数分周器セル２０００と混合器２００２と２００２’を動作状態としたとき、小さな送信出力電力を得ることができる。周波数分周器セル２０００，２００１に入力される差動の高周波信号は、電圧制御発振器７の出力である。このため電圧制御発振器７の差動出力の一方には、周波数分周器５０’のトランジスタ１０１が４つ接続され、電圧制御発振器７の差動出力のもう一方には周波数分周器セル５０’のトランジスタ１０１が４つ接続される。
【００５５】
図５は、ＭＯＳトランジスタのゲート端子にあらわれる容量とバイアス条件の関係を表す図である。トランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量は、ゲート−ドレイン間容量ＣＧＤとゲート−ソース間容量ＣＧＳの和で表すことができ、図５で示される曲線に従って、バイアス条件（ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ）に依存する。
特に、トランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量は、トランジスタ１０１が飽和領域で動作している時に式（４）で示され、三極管領域で動作している時に式（５）で示される。
【００５６】
２／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋２・Ｗ・Ｃｏｖ  ・・・（４）
Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋２・Ｗ・Ｃｏｖ  ・・・（５）
ここでＷはゲート幅である。Ｌはゲート長である。Ｃｏｘは単位面積当たりのゲート容量である。Ｃｏｖはゲートポリとソース領域もしくはドレイン領域の間のオーバーラップ容量である。
周波数分周器セル５０’が動作状態であるとき、トランジスタ１０１は飽和領域で動作し、また、周波数分周器セル５０’が非動作状態であるとき、トランジスタ１０１は三極間領域で動作する。
【００５７】
さらに、周波数分周器セル５０’が動作状態であるときであって、入力振幅がピークに達する場合などは、トランジスタ１０１は三極管領域に近いところで動作する。特に、低消費電力化のために電源電圧が低く、ドレイン−ソース間の電圧が低くなる場合などは、それが顕著になるが、周波数分周器セル５０’は、多くの場合、線形性が重要ではなく、問題にならない。
【００５８】
その場合、周波数分周器セル５０’が動作状態であるときの、トランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量は、式（４）から式（５）に近づき、図５で示す、曲線領域の値になる。
一方、周波数分周器セル５０’が非動作状態であるときであって、ドレイン端子とソース端子の電位を高くして、ゲート端子の電位に近づけた場合などは、ゲート端子にあらわれる容量は、式（５）から式（４）に近づき、図５で示す、曲線領域の値になる。
【００５９】
以下では、説明を単純化させるために、周波数分周器セル５０’が動作状態であるとき、トランジスタ１０１は飽和領域で動作するとする。また、周波数分周器セル５０’が非動作状態であるとき、トランジスタ１０１は三極間領域で動作するとする。
この場合、大きな送信出力を得ることができる周波数分周器セル２０００，２００１が動作状態であるとき、電圧制御発振器７の出力の差動の高周波信号各々には、トランジスタ１０１が４つずつ接続され、その容量負荷は式（６）で示される。
【００６０】
８／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋８・Ｗ・Ｃｏｖ  ・・・（６）
また、小さな送信出力を得ることができる周波数分周器セル２０００のみが動作状態であるとき、電圧制御発振器７の出力の差動の高周波信号各々にあらわれる容量負荷は、式（７）で示される。
【００６１】
１０／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋８・Ｗ・Ｃｏｖ  ・・・（７）
よって、大きな送信出力から小さな送信出力へ状態が変化する場合、すなわち周波数分周器セル２００１が動作状態から非動作状態に切り替わる際の、電圧制御発振器７の出力の高周波信号各々に容量負荷の変化は、式（７）−式（６）＝式（８）で示される。
【００６２】
１０／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋８・Ｗ・Ｃｏｖ
−８／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ＋８・Ｗ・Ｃｏｖ
＝２／３・Ｗ・Ｌ・Ｃｏｘ  ・・・（８）
図１には示されていないが、電圧制御発振器７は、通常ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）の一部として動作している。ここで電圧制御発振器７の発振周波数は、ＬＣ共振型発振器である場合、式（９）で示される。
【００６３】
１／（２π√Ｌ（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３））  ・・・（９）
ここでＬはインダクタンスである。Ｃ１は可変容量であり、ＰＬＬの帰還動作により所望の発振周波数を実現する容量に調整される。Ｃ２は固定の容量成分である。Ｃ３は周波数分周器セル５０’の入力容量であり、周波数分周器セル５０’の動作／非動作によって値が変化する。
【００６４】
容量の合計値Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３が瞬間的に変化した場合、容量の変化に合わせ電圧制御発振器７の発振周波数が変化し、所望の周波数からずれが発生する。その後、ＰＬＬの帰還動作によってＣ１の容量が調整され、一定時間経過したのちに、所望の発振周波数に復帰し安定する。このＣ１の容量値を調整する動作に要する時間は、式（８）に示される容量負荷の変化ΔＣが大きいほど長く、また、ＰＬＬのループ帯域幅が狭いほど長い。このＣ１の容量が調整されている間の電圧制御発振器７の発振周波数は所望の周波数からずれたままであり、送信器として正しく通信ができない場合がある。
【００６５】
図６は、本発明に係る送信器における周波数分周器セルの他の回路構成図で、容量変化の補正を行ったものである。図６に示した周波数分周器セル６０’は、図３で示す周波数分周器セル５０’の構成に、動作／非動作制御信号１５００に応じて、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ１０１のドレイン端子及びソース端子に、容量調整電圧Ｖｃを非接続／接続するスイッチＳＷ１が付加されたものである。
【００６６】
つまり、周波数分周器セル６０’は、複数の周波数帯域に対応した複数の入力電圧信号を電流信号に変換するＶＩ変換器７０，８０と、電流信号を周波数を分周しながら出力電圧信号に変換する１つのＩＶ変換器９０とを含み、全てのＶＩ変換器から出力される電流信号は共通化されてＩＶ変換器に接続され、出力するＲＦ変調信号の周波数帯域に応じて、一組の電流信号を流すＶＩ変換器と入力電圧信号を選択することで、一つの出力端子から複数の周波数帯域の信号を出力する。
【００６７】
また、ＶＩ変換器は、入力電圧信号を受けて電流信号に変換する入力差動対１０１と、差動対のテイル電流である定電流源１００と、差動対の入力ＤＣ電圧を生成して付加するＤＣ付加回路７１と、差動対と定電流源を結ぶノードと容量調整電圧を接続されたスイッチＳＷ１を含み、スイッチＳＷ１は、周波数分周器セルの動作／非動作に応じて非接続／接続する。
【００６８】
図７は、図６に示した周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成されるＩＱ直交変調型の送信器の他の回路構成図で、容量変化の補正を行ったものである。
つまり、図７に示した送信器は、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セル２００２，２００２’，２００３，２００３’からなり、Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器５，５’と、Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）の周波数分周器セル２０００，２００５と、周波数分周器セル２００５が非動作時に周波数分周器セル２００１に入力する容量調整電圧Ｖｃを生成する容量調整電圧生成回路２００６から構成される。
【００６９】
周波数分周器セル２０００は、図３に示した周波数分周器（２分周器）セル５０’と同様の構成の周波数分周器セルであり、周波数分周器セル２００５は、図６に示した周波数分周器（２分周器）セル６０’と同様の構成の周波数分周器セルである。
図７に示す容量調整電圧生成回路２００６から周波数分周器セル２００５に容量調整電圧Ｖｃを入力することで、上述の周波数の瞬間的変化を防ぐことができる。図６に示すスイッチＳＷ１は、大きな送信出力を得ることができる動作状態のときオフ状態であり、小さな送信出力を得ることができる非動作状態であるときオン状態である。
【００７０】
図６に示す周波数分周器セル６０’の非動作中のとき、トランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量値が、動作中のときのゲート端子にあらわれる容量値と等しくなるときの、トランジスタ１０１のドレイン端子及びソース端子の電圧を、以下文中では、Ｖｅｖｎとする。
容量調整電圧生成回路において、Ｖｃ＝Ｖｅｖｎとなるように、容量調整電圧Ｖｃを生成することにより、小さい送信出力状態と大きい送信出力状態の切り替わりの瞬間の、電圧制御発振器７の出力に発生する容量負荷の変化が発生しない。
【００７１】
このように、周波数分周器セル６０が非動作状態であるとき、トランジスタ１０１のドレイン端子とソース端子の電位を外部の回路から与えることで、動作状態であるときと、ゲート端子にあらわれる容量を等しくすることができる。
次に、容量調整電圧生成回路について説明する。  
図８は、図７に示す容量調整電圧生成回路の回路構成図である。この容量調整電圧生成回路２００６は、抵抗ラダーセル４１と、定電流源４２と、抵抗ラダーセル４１に入力されるスイッチ選択信号４３０を出力する制御回路４３と、定電流源４２の電流値を決定するバイアス４４０を出力するバンドギャップ４４と、バッファ４５と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ４６と、抵抗４７から構成される。
【００７２】
つまり、容量調整電圧生成回路２００６は、温度依存性を持つ電流を流す定電流源４２と、周波数分周器セルの入力トランジスタ１０１と同種であるトランジスタ４６を用いて、一定の電圧（Ｖｃ）を生成して出力する。
図９は、図８に示す抵抗ラダーセルの回路構成図で、抵抗ラダーセル４１の抵抗４１０１とスイッチＳＷ＿ｍのペアを示している。抵抗ラダーセル４１は、図９に示す抵抗とスイッチのｎ個のペアが直列に接続されて構成される。また、抵抗ラダーセル４１のｎ個の抵抗４１０１は全て同じ値で、それをＲｘとする。一番上の抵抗とスイッチのペア、すなわち電源電圧に接続されたペアのスイッチをＳＷ＿１とし、直列接続されて上からｍ番目のペアのスイッチをＳＷ＿ｍと順番に番号づけることにする。
電源電圧をＶＤＤで表し、制御回路４３によって抵抗ラダーセル４１の中でオンしているスイッチをＳＷ＿ｍとすると、バッファ４５の入力電圧Ｖｃｘは、式（１０）に従う。
【００７３】
Ｖｃｘ＝ＶＤＤ−Ｉｄｃ・ｍ・Ｒｘ  ・・・（１０）
バッファ４５は一般的なオペアンプを負帰還接続したもので、入力電圧を利得１倍にして出力電圧を得る。Ｎ型ＭＯＳトランジスタ４６は、ダイオード接続、つまり、ゲート電圧とドレイン電圧が同電位になるように接続されており、抵抗４７が十分大きいとき、Ｖｃは、おおよそＶｃｘ−Ｖｔｈで与えられる。ただし、Ｖｔｈは、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ４６の閾値電圧を示す。
従って、容量調整電圧生成回路２００６出力する容量調整電圧Ｖｃは式（１１）に従う。
【００７４】
ＶＤＤ−Ｉｄｃ・ｍ・Ｒｘ−Ｖｔｈ  ・・・（１１）
一方で、容量調整電圧ＶｃはＶｅｖｎになることが求められるので、式（１１）がＶｅｖｎと等しくなるように、抵抗値Ｒｘ，定電流Ｉｄｃが設定される。
【００７５】
製造上の個体バラツキや温度の変化によって、Ｖｅｖｎが変動しても、制御回路４３によって、抵抗ラダーセル４１の中でオンしているスイッチを変えて、式（１１）におけるｍを変更することで、常に、式（１１）をＶｅｖｎと等しくすることができる。
しかし、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ４６を、図６におけるトランジスタ１０１と同一の種類のトランジスタを用いることで、製造上の個体バラツキや温度の変化によるＶｅｖｎの変動に対して、ｍを変更せずに式（１１）で与えられる値を追従させることができる。
【００７６】
ＭＯＳトランジスタの閾値電圧などのパラメーターは、個体毎で設計上の理想的な値を中心に様々な値にばらつき、温度変化に対しても変動するが、同一チップ上においては、同種のＭＯＳトランジスタのこれらのパラメーターは、おおよそ同じ傾向に変動することが期待できる。
例えば、図６における、トランジスタ１０１の閾値電圧が高くなると、動作状態においてトランジスタ１０１にドレイン電流が流れるときの、ドレイン−ソース間の電位差が小さくなり、ソース端子の電圧は高くなる。従って、そのときのトランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量は、図５で示す、曲線領域において、三極管領域側である右にシフトし、大きくなる。一方で、図８におけるＮ型ＭＯＳトランジスタ４２の閾値電圧Ｖｔｈが高くなると、式（１１）から容量調整電圧Ｖｃは低くなることがわかる。
【００７７】
すなわち、図６における、トランジスタ１０１の非動作状態におけるゲート−ソース間の電位差は大きくなる。従って、そのときのトランジスタ１０１のゲート端子にあらわれる容量は、図５で示す、曲線領域において、三極管領域側である右にシフトし、大きくなる。
このように、Ｎ型ＭＯＳトランジスタの閾値電圧の変動によって、Ｖｅｖｎが変動しても、式（１１）で与えられるＶｃも同じ傾向に変動する。
【００７８】
また、抵抗値の個体バラツキや温度変化に対しては、定電流源に流れる電流が、ある一定の基準電圧と抵抗によって生成されているならば、同一チップ内においては、同種類の抵抗に対しては、抵抗値と電流の積は一定であることが期待できる。これは一般的に用いられる手法で、図８で示すバンドギャップ４４が生成する定電流源４２の電流Ｉｄｃと抵抗ラダー４１の抵抗Ｒｘにも当てはまることとする。また、図６における、定電流源１００の電流と抵抗１０４の関係も同様とする。
【００７９】
また、以上に加えて、温度変化に対しては、図８におけるバンドギャップ４４において、定電流源４２に与えるバイアス４４０に温度依存性を持たせることで、容量調整電圧Ｖｃの温度依存性を更に調整して、温度変化によるＶｅｖｎの変動に対してより精度よく追従させることができる。
次に、複数の周波数帯域（バンド）に対応した送信器において、容量変化の補正を行う場合の回路構成とその動作について説明する。
【００８０】
図１０は、周波数分周器セルと混合器セルと加算ノードとで構成されるＩＱ直交変調型の送信器の他の回路構成図で、複数の周波数帯域（バンド）に対応して、かつ、容量変化の補正を行ったものである。
図１０に示した送信器は、バンドＡ及びバンドＢの周波数帯域のＲＦ変調信号を出力し、並列に配置されたＫ個（Ｋは２以上の自然数）の混合器セル２００２，２００２’，２００３，２００３’からなり、Ｋ個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器５，５’と、Ｋ個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、Ｎ個（ＮはＫ≧Ｎの自然数）のＩＶ変換器セル３０００，３００１と、バンドＡに対応する高周波信号Ａを電流信号に変換するＶＩ変換器セル３００２，３００２’と、バンドＢに対応する高周波信号Ｂを電流信号に変換するＶＩ変換器セル３００３，３００３’と、ＶＩ変換器セル３００２’及び３００３’に入力する容量調整電圧Ｖｃを生成する容量調整電圧生成回路３００６から構成されている。
【００８１】
ＩＶ変換器セル３０００は、ＶＩ変換器セル３００２及びＶＩ変換器セル３００４に接続され、ＩＶ変換器セル３００１は、ＶＩ変換器セル３００３及びＶＩ変換器セル３００５に接続される。
ＩＶ変換器セル３０００，３００１及びＶＩ変換器セル３００２，３００２’が動作状態で、ＶＩ変換器セル３００３，３００３’が非動作状態であるとき、バンドＡのＲＦ変調信号の大きな送信出力電力を得ることができ、ＩＶ変換器セル３０００及びＶＩ変換器セル３００２のみが動作状態で、ＩＶ変換器セル３００１，ＶＩ変換器セル３００２’とＶＩ変換器セル３００３，３００３’が非動作状態であるとき、バンドＡのＲＦ変調信号の小さな送信出力電力を得ることができる。
【００８２】
ＩＶ変換器セル３０００，３００１及びＶＩ変換器セル３００３，３００３’が動作状態で、ＶＩ変換器セル３００２，３００２’が非動作状態であるとき、バンドＢのＲＦ変調信号の大きな送信出力電力を得ることができ、ＩＶ変換器セル３０００及びＶＩ変換器セル３００３のみが動作状態で、ＩＶ変換器セル３００１，ＶＩ変換器セル３００３’とＶＩ変換器セル３００２，３００２’が非動作状態であるとき、バンドＢのＲＦ変調信号の小さな送信出力電力を得ることができる。
【００８３】
図１１は、本発明に係る複数の周波数帯域に対応した周波数分周器の回路構成図で、本発明に係る送信器におけるＩＶ変換器７０と２つのＶＩ変換器８０、９０の回路構成を示している。
ＩＶ変換器セル３０００，３００１は、ＩＶ変換器７０と同様の回路構成であり、ＶＩ変換器セル３００２は、ＶＩ変換器８０と同様の回路構成であり、ＶＩ変換器セル３００３は、ＶＩ変換器９０と同様の回路構成である。ＩＶ変換器７０をＶＩ変換器８０またはＶＩ変換器９０と接続したそれぞれの回路構成は、図３で示す分周器５０’と同一の回路構成になる。ＶＩ変換器８０が非動作状態であるときは、定電流源８１０に電流が流れない。ＶＩ変換器９０が非動作状態であるときは、定電流源９１０に電流が流れない。
【００８４】
図１２は、本発明に係る複数の周波数帯域に対応した周波数分周器の他の回路構成図で、本発明に係る送信器におけるＩＶ変換器７０と２つのＶＩ変換器８０’，９０’の回路構成を示している。
ＩＶ変換器７０は、図１１におけるＩＶ変換器７０と同様の回路構成であり、ＶＩ変換器セル３００２’は、ＶＩ変換器８０’と同様の回路構成であり、ＶＩ変換器セル３００３’は、ＶＩ変換器９０’と同様の回路構成である。ＩＶ変換器７０をＶＩ変換器８０’またはＶＩ変換器９０’と接続したそれぞれの回路構成は、図６で示す分周器６０からトランジスタ１０１のドレイン電圧に接続するスイッチＳＷ１を削除した回路構成と同一になる。ＶＩ変換器８０’が非動作状態であるときは、定電流源８２０に電流が流れない。ＶＩ変換器９０’が非動作状態であるときは、定電流源９２０に電流が流れない。
【００８５】
ＶＩ変換器８０’，９０’は、それぞれ入力部にＤＣ付加回路８１，９１を持ち、入力された高周波信号のＤＣ成分を除去し、適切なＤＣ電圧を付加する。尚、このＤＣ付加回路は、上述のＶＩ変換器８０，９０や、周波数分周器セル５０，  ５０’の入力部には明記しなかったが、あってもよい。
従って、バンドＡのキャリア周波数は、高周波信号Ａを２分周して得られ、バンドＢのキャリア周波数は、高周波信号Ｂを２分周して得られる。
【００８６】
スイッチＳＷ１は、出力するＲＦ変調信号のバンドに係らず、大きな送信出力を得ることができる動作状態のときオフ状態であり、小さな送信出力を得ることができる非動作状態であるときオン状態である。
次に、トランジスタ８２１，９２１のゲート端子に印加されるＤＣ電圧について説明する。
【００８７】
図１３は、図９に示すＤＣ付加回路の回路構成図で、ＤＣ付加回路７１の回路構成を示している。ＤＣ付加回路７１は、ＤＣ電圧を生成する定電流源７１３と、抵抗７１１，７１２と、入力高周波信号ＬＯＰ’，ＬＯＮ’のＤＣ成分を除去するコンデンサ７１５と、ＤＣ成分が除去された高周波信号に前記ＤＣ電圧Ｖｄｃを供給する抵抗７１４から構成される。
【００８８】
ＤＣ付加回路７１は、図１２に示すＶＩ変換器８０’におけるＤＣ付加回路９１及びＤＣ付加回路９１と同様の回路構成である。
つまり、ＤＣ付加回路７１は、定電流源と複数の抵抗を含み、定電流源は、ＶＩ変換器の動作／非動作に応じて動作／非動作し、定電流源に電流が流れるときは、ＶＩ変換器における入力差動対の動作状態が適切になるようなＤＣ電圧を生成して印加し、定電流源に電流が流れないときは、ＶＩ変換器における入力差動対が線形領域でオンするように電源電圧に近い値を生成する。
【００８９】
ＶＩ変換器が動作状態のときは、それに付随するＤＣ付加回路７１における定電流源７１３に一定の電流が流れ、その電流が抵抗７１１，７１２に流れる。このとき、ＤＣ電圧Ｖｄｃは、ＶＩ変換器の入力トランジスタが適切な動作状態になるように、電流源７１３の電流及び抵抗７１１，７１２の値が設定される。ＶＩ変換器が非動作状態のときは、それに付随するバイアス回路７１における定電流源７１３には電流が流れず、ＤＣ電圧Ｖｄｃは電源電圧に近いハイの電位になる。
【００９０】
従って、トランジスタ８２１のゲート端子に入力されるＤＣ電圧は、バンドＡのＲＦ変調信号の大きな送信出力を得ることができる動作状態のときは適切な電位が与えられ、出力するＲＦ変調信号のバンドに係らず、小さな送信出力を得ることができる非動作状態であるときは、電源電圧に近いハイの電位が与えられる。トランジスタ９２１のゲート端子に入力されるＤＣ電圧は、バンドＢのＲＦ変調信号の大きな送信出力を得ることができる動作状態のときは適切な電位が与えられ、出力するＲＦ変調信号のバンドに係らず、小さな送信出力を得ることができる非動作状態であるときは、電源電圧に近いハイの電位が与えられる。
【００９１】
バンドＡのＲＦ変調信号の小さな送信出力を得ることができる動作状態のときは、トランジスタ８２１のソース端子に対しては、スイッチＳＷ１のみを介して容量調整電圧Ｖｃが接続される。トランジスタ８２１のドレイン電圧に対しては、スイッチＳＷ１とトランジスタ９２１を介して容量調整電圧Ｖｃが接続される。このとき、トランジスタ９２１のゲート端子に与えられるＤＣ電圧はハイの電位であり、高周波信号Ｂは入力されないので、トランジスタ９２１はオン状態にある。
【００９２】
バンドＢのＲＦ変調信号の小さな送信出力を得ることができる動作状態のときは、トランジスタ９２１のソース端子に対しては、スイッチＳＷ１のみを介して容量調整電圧Ｖｃが接続される。トランジスタ９２１のドレイン電圧に対しては、スイッチＳＷ１とトランジスタ８２１を介して容量調整電圧Ｖｃが接続される。このとき、トランジスタ８２１のゲート端子に与えられるＤＣ電圧はハイの電位であり、高周波信号Ａは入力されないので、トランジスタ８２１はオン状態にある。
【００９３】
ＶＩ変換器８０’または、ＶＩ変換器９０’が動作状態のときは、トランジスタ８２１，９２１のそれぞれのドレイン端子の負荷容量が大きいと、分周できる限界周波数が低くなることなどの特性劣化が起こる。しかし、このように、スイッチＳＷ１がトランジスタ８２１，９２１のドレイン端子に接続されず、トランジスタ８２１に対してはトランジスタ９２１を、トランジスタ９２１に対してはトランジスタ８２１を、それぞれスイッチとして機能させることで、動作状態のときに余分な負荷容量を付加させないという効果が得られる。
【００９４】
以上、本発明のＩＱ直交変調型の送信器について説明したが、本発明の技術的範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含んでいる。さらに、本発明の技術的範囲は、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって構成されうる。
【符号の説明】
【００９５】
１  デジタル信号処理部
３  デジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）
４  ローパスフィルタ
５，５’  混合器
７  電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
８  加算ノード
９  バンドパスフィルタ
１０  パワーアンプ
１１  アンテナ
１２  電力検出器
１３  アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）
１４  インターフェース回路
１５  位相検出器
２０  ベースバンド部
３０  ＩＱ直交変調器
４０  容量調整電圧生成回路（容量調整電圧生成回路セル）
４１  抵抗ラダーセル
４２  定電流源
４３  制御回路
４４  バンドギャップ
４５  バッファ
４６  Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
４７  抵抗
４１０  抵抗ラダー
４１０１  抵抗
４１０２  スイッチ
５０  周波数分周器
５０’  周波数分周器（周波数分周器セル）
６０’  周波数分周器（周波数分周器セル）  
１００，８１０，９１０，８２０，９２０  定電流源
１０１，１０２，１０３，８１１，９１１，８２１，９２１  トランジスタ
１０４  負荷抵抗
９００  定電流源
９０１，９０２，９０３  トランジスタ
９０４  負荷抵抗
１００１〜１００Ｋ  抵抗
１０１１〜１０１Ｋ  トランジスタ
１０２１〜１０２Ｋ  カスコードトランジスタ
１０３１〜１０３Ｋ  トランジスタ
１０４１〜１０４Ｋ  トランジスタ
１０５０  反転論理素子
１１００，１１０１  ベースバンド入力
１２０１〜１２０Ｋ  高周波差動入力
１３０１〜１３０Ｋ  高周波差動入力
１４００，１４０１  ＲＦ出力
１５００  動作／非動作制御信号
１５０１〜１５０Ｋ  動作／非動作制御信号
１６０１〜１６０Ｋ  混合器セル
２０００，２００１，  ２００５    周波数分周器セル
２００２，２００３，２００２’，２００３’  混合器セル
２００４  加算ノード
２００６  容量調整電圧生成回路
３０００，３００１  ＩＶ変換器セル
３００２，３００２’，３００３，３００３’  ＶＩ変換器セル
７０  ＩＶ変換器
８０，９０，８０’，９０’  ＶＩ変換器
７１  ＤＣ付加回路
７１１，７１２  抵抗
７１３  定電流源
７１４  抵抗
７１５  コンデンサ
８１，９１  ＤＣ付加回路セル
５０００  制御回路
ＬＯＰ，ＬＯＮ  高周波差動信号
ＬＯＩＰ，ＬＯＩＮ  差動出力信号
ＬＯＱＰ，ＬＯＱＮ  差動出力信号
Ｖｂ  バイアス電圧
ＳＷ１  スイッチ
ＢＩＰ１，ＢＩＮ１  同相（Ｉ）ベースバンド信号
ＢＱＰ１，ＢＱＮ１  直交（Ｑ）ベースバンド信号
ＬＩＰ１，ＬＩＮ１，ＬＩＰ２，ＬＩＮ２  第１キャリア波信号
ＬＱＰ１，ＬＱＮ１，ＬＱＰ２，ＬＱＮ２  第２キャリア波信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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