(57)【要約】【課題】変動する電圧を直流入力電圧とするインバータ装置において、スイッチングサージを低くすることで、耐圧の低い素子の使用を可能にすると共に、インバータ装置の長時間の運用に対するトータル損失を低減する。【解決手段】第１および第２の半導体スイッチング素子（４〜９）でインバータブリッジを構成し、このインバータブリッジの交流出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と、２つの直列接続したコンデンサ（２，３）で形成した直流電源の中間電位点（Ｍ）との間に、第３および第４の半導体スイッチング素子（１０〜１５）からなる双方向スイッチを接続して、３レベルインバータとして動作可能な構成とし、直流入力電圧（Ｖｉｎ）を検出し、検出した直流入力電圧（Ｖｉｎ）が規定値以上のときは、インバータ装置を３レベルインバータとして動作させ、直流入力電圧（Ｖｉｎ）が規定値以下のときは、インバータ装置を２レベルインバータとして動作させる。【選択図】図１
2014107931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いたインバータ装置であって、直流電源から変動する直流入力電圧が印加される入力端子間に、２つのコンデンサからなる直列接続回路と、第１および第２の半導体スイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続回路とを並列接続し、第１および第２の半導体スイッチング素子の共通接続点を交流出力端子とし、該交流出力端子と両コンデンサの共通接続点との間に、互いに逆直列接続した第３および第４の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを接続してなるインバータ装置を運転するために、
直流入力電圧を検出し、検出した直流入力電圧が規定値以上のときは、第１および第２の半導体スイッチング素子のみならず双方向スイッチの半導体スイッチング素子もスイッチングさせることによりインバータ装置を３レベルインバータとして動作させ、検出した直流入力電圧が規定値以下のときは、双方向スイッチの半導体スイッチング素子をオフにして第１および第２の半導体スイッチング素子のみをスイッチングさせることによりインバータ装置を２レベルインバータとして動作させることを特徴とするインバータ装置の運転方法。
【請求項２】
逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いたインバータ装置であって、直流電源から変動する直流入力電圧が印加される入力端子間に、２つのコンデンサからなる直列接続回路と、第１および第２の半導体スイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続回路とを並列接続し、第１および第２の半導体スイッチング素子の共通接続点を交流出力端子とし、該交流出力端子と両コンデンサの共通接続点との間に、互いに逆直列接続した第３および第４の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを接続してなるインバータ装置において、
直流入力電圧を検出し、検出した直流入力電圧が規定値以上のときは第１モードを指令する信号を出力し、検出した直流入力電圧が規定値以下のときは第２モードを指令する信号を出力する入力電圧検出部と、
インバータ装置を３レベルインバータとして動作させるべく第１および第２の半導体スイッチング素子のみならず第３および第４の半導体スイッチング素子もスイッチングさせる第１モードの制御信号と、インバータ装置を２レベルインバータとして動作させるべく第３および第４の半導体スイッチング素子をオフにして第１および第２の半導体スイッチング素子のみをスイッチングさせる第２モードの制御信号とを、前記電圧検出部から出力される前記第１モードを指令する信号または前記第２モードを指令する信号にしたがって選択的に出力する制御回路と、
を設けたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
第３および第４の半導体スイッチング素子として、第１および第２の半導体スイッチング素子よりも電流容量の低い半導体スイッチング素子を使用することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項４】
直流電源が、太陽電池又は燃料電池であることを特徴とする請求項２又は３のいずれかに記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴを用いて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置の運転方法およびその運転方法に対応したインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２は２レベルインバータとして構成された３相インバータ装置の一般的な回路構成例を示す。１は直流電源であり、ここでは、特に、例えば太陽電池のように条件によって電圧が大きく変動する直流電源である。直流電源１が接続される正負の直流入力端子Ｐ，Ｎ間に、２つのコンデンサ２，３の直列接続回路が接続され、両コンデンサの共通接続点Ｍ（以下では、Ｍ点ともいう。）が、直流入力端子Ｐ，Ｎ間に印加される直流入力電圧Ｖｉｎに対して中間電位点を成している。４〜９は、それぞれ逆並列ダイオードを有する６個の半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴであり、所謂３相ブリッジインバータ回路を構成している。ブリッジの上アームを成す素子４，６，８とブリッジの下アームを成す素子５，７，９との各共通接続点が、各相の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを成している。３相交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、リアクトル１６，１７，１８およびコンデンサ１９，２０，２１から成る３相交流フィルタを介して負荷２２が接続されている。
【０００３】
このように構成されたインバータ装置では、例えばＵ相に関しては、スイッチング素子４をオンにすると、Ｕ点にはＰ点電位が現れ、これはＭ点に対して正電位となる。これに対して、スイッチング素子５をオンにすると、Ｕ点にはＮ点電位が現れ、これはＭ点に対して負電位となる。他の相Ｖ，Ｗに関しても、同様の動作が行なわれる。正負電圧の時間比率を制御し、得られた波形をフィルタ１６〜２１に通すことで、負荷２２に３相の正弦波電圧を与えることができる。これはパルス幅変調として良く知られた手法である。このときＵ，Ｖ，Ｗ点の電位変動は図４（ａ）に示した波形となる。回路構成から自明であるように、スイッチング素子４〜９の印加電圧も同様の波形である。
【０００４】
一方、図３に示すように、３レベルインバータとして動作可能なインバータ装置の場合には、各相の出力端子を成すＵ，Ｖ，Ｗ点と、コンデンサ２，３の共通接続点Ｍとの間に、それぞれ双方向スイッチが追加接続されている。双方向スイッチを２つの逆直列接続された半導体スイッチング素子１０および１１、１２および１３、１４および１６で構成することは公知である（例えば、特許文献１、特にそれの図８参照）。
【０００５】
このような回路構成において各双方向スイッチ１０〜１６をオンすることで、Ｍ点に対するＵ，Ｖ，Ｗ点の電圧として、正負の電圧に加えて零電圧（Ｍ点の電位である０Ｖ）が出力できるようになる。従って、前述と同様にパルス幅変調により正弦波を出力する際にＵ，Ｖ，Ｗ点の電位変動は図４（ｂ）に示した波形となる。これから分かるように電圧のステップ幅は、図４（ａ）に示した２レベルインバータの場合に比べて１／２となるので、スイッチング損失が概ね１／２になる。また、スイッチングの際に配線インダクタンスにより、半導体素子端に印加電圧を上回るサージ電圧が生じることは良く知られているが、電圧の変化幅が小さいので半導体スイッチング素子の過電圧保護が容易となる。例えば素子４は、素子５がオンしているとき、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎが印加されるので、これに相当する耐圧を持たせるが、素子５がオフして双方向スイッチ１０，１１がオンする際に、素子４の印加電圧はＶｉｎ／２なのでサージ電圧が生じたとしても耐圧に余裕がある。素子４には上述のように電圧Ｖｉｎが印加される場合があるが、これは双方向スイッチ１０，１１がオフして素子５がオンするタイミングであって、素子４には電流が流れていない状態であり、従って素子４自体はスイッチングを行なわないために、素子４に印加されるサージ電圧は極めて小さい。
【０００６】
このようにスイッチングサージが小さいことは、半導体スイッチング素子の耐圧マージンを最小にできることにつながる。耐圧の低い半導体スイッチング素子は一般に順電圧降下も低いので、導通損の低減が可能となる。一方、図３に示す回路において、上述の双方向スイッチをオンして０Ｖを出力する際、各相の電流は２個の半導体スイッチング素子を通過する。もし双方向スイッチの各半導体スイッチング素子１０〜１５の順電圧降下が、半導体スイッチング素子４〜９と等しければ、素子１０〜１５の導通時には素子４〜９の導通時に比べて２倍の導通損が発生する。しかし、素子１０〜１５は図中のＰ点とＭ点との間、又はＮ点とＭ点との間で動作するため、素子１０〜１５の印加電圧はＶｉｎ／２であり、従って素子１０〜１５として、素子４〜９よりもさらに耐圧の低い素子を設けることができる。それゆえ、さらに１個当たりの順電圧降下を小さくできるので、原理的には上述の導通損増加は回避できる。
【０００７】
しかし、たとえそうであっても、双方向スイッチに用いる半導体スイッチング素子として、必ずしもＶｉｎ／２に適した耐圧のものが市販されているとは限らない。所望の耐圧のものを用いることができない場合、素子４〜９と同じ耐圧のもの用いると導通損が増加する。このために損失低減効果が損なわれる。
【０００８】
図２および図３において、１にて示した電圧が変動する直流電源の具体例としては、太陽電池や燃料電池が挙げられるが、これらが最大電圧を示すのは開放電圧時、即ち起動前の負荷をとっていない状態である。このときの電圧に対応するために、主な運転条件での電圧に対しては余裕があるにも拘らず、２レベル回路ではサージ電圧を考慮して半導体スイッチ素子の耐圧を上げざるを得ず、導通損が増加する。３レベル回路を用いてサージ電圧を半減した場合、Ｖｉｎの１／２に適した耐圧の半導体スイッチ素子が入手できないと上述の理由によりやはり導通損が増加してしまう。
【０００９】
パルス幅変調制御により一定の直流入力電圧を可変電圧可変周波数の交流出力電圧に変換する、特に電気自動車の３相交流電動機の駆動電源に適したインバータ装置において、インバータブリッジの上下アームのそれぞれを、２つの直列接続されたスイッチング素子で構成し、上下アームの内側（交流出力端子側）にある２つのスイッチング素子の直列接続回路に２つのダイオードの直列接続回路を逆並列接続し、両ダイオードの共通接続点を直流電源の中性電位に接続し、直流入力電圧のレベルを切換制御する二段カスケード形昇圧チョッパ回路を設け、低速運転時にはインバータ直流入力電圧を低レベルで電圧制御すると共にインバータ装置を２レベル制御波形で動作させ、高速運転時にはインバータ直流入力電圧を高レベルで電圧制御すると共にインバータ装置を３レベル制御波形で動作させることは公知である（例えば、特許文献２参照）。
【００１０】
しかし、この公知のインバータ装置は、直流入力電圧が、二段カスケード形昇圧チョッパ回路によって低レベルと高レベルとの間で２段階にて切り替えられる制御された電圧であり、太陽電池のように条件によって大きく変動する電圧を入力電圧とする本発明の対象であるインバータ装置とは相違する。しかも、各アームを構成する互いに直列接続された両スイッチング素子は、等しい耐圧および電流容量を持たなければならず、２レベルおよび３レベルのいずれの制御波形の場合にも動作して導通損を発生するので、この点に関しても本発明が対象とするインバータ装置の回路構成と相違する。従って、この公知のインバータ装置における２レベルと３レベルとの間の制御波形の切り替えには、後述の本発明の課題であるスイッチング素子の導通損の低減によりインバータ装置の長時間の運用に対するトータルでの損失を低減しようとする意図は存在していない。
【００１１】
従って、本発明は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いたインバータ装置であって、直流電源から変動する直流入力電圧が印加される入力端子間に、２つのコンデンサからなる直列接続回路と、第１および第２の半導体スイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続回路とを並列接続し、第１および第２の半導体スイッチング素子の共通接続点を交流出力端子とし、該交流出力端子と両コンデンサの共通接続点との間に、互いに逆直列接続した第３および第４の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを接続したインバータ装置を出発点とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２００８−１９３７７９号公報
【特許文献２】特開２０１１−１８８６５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の課題は、電圧が変動する直流電源の場合において、スイッチングサージを低くすることで半導体スイッチング素子の電圧が耐圧を超えることを回避して、耐圧の低い素子の使用を可能にすると共に、半導体スイッチング素子の導通損の低減によりインバータ装置の長時間の運用に対するトータルでの損失を低減することができるインバータ装置の運転方法およびこれに対応したインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この課題を解決する本発明によるインバータ装置によれば、
逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いたインバータ装置であって、直流電源から変動する直流入力電圧が印加される入力端子間に、２つのコンデンサからなる直列接続回路と、第１および第２の半導体スイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続回路とを並列接続し、第１および第２の半導体スイッチング素子の共通接続点を交流出力端子とし、該交流出力端子と両コンデンサの共通接続点との間に、互いに逆直列接続した第３および第４の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを接続してなるインバータ装置を運転するために、
直流入力電圧を検出し、検出した直流入力電圧が規定値以上のときは、第１および第２の半導体スイッチング素子のみならず双方向スイッチの半導体スイッチング素子もスイッチングさせることによりインバータ装置を３レベルインバータとして動作させ、検出した直流入力電圧が規定値以下のときは、双方向スイッチの半導体スイッチング素子をオフにして第１および第２の半導体スイッチング素子のみをスイッチングさせることによりインバータ装置を２レベルインバータとして動作させる。
【００１５】
前記課題を解決する本発明によるインバータ装置は、
逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子を用いたインバータ装置であって、直流電源から変動する直流入力電圧が印加される入力端子間に、２つのコンデンサからなる直列接続回路と、第１および第２の半導体スイッチング素子からなる少なくとも１つの直列接続回路とを並列接続し、第１および第２の半導体スイッチング素子の共通接続点を交流出力端子とし、該交流出力端子と両コンデンサの共通接続点との間に、互いに逆直列接続した第３および第４の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを接続してなるインバータ装置において、
直流入力電圧を検出し、検出した直流入力電圧が規定値以上のときは第１モードを指令する信号を出力し、検出した直流入力電圧が規定値以下のときは第２モードを指令する信号を出力する入力電圧検出部と
インバータ装置を３レベルインバータとして動作させるべく第１および第２の半導体スイッチング素子のみならず第３および第４の半導体スイッチング素子もスイッチングさせる第１モードの制御信号と、インバータ装置を２レベルインバータとして動作させるべく第３および第４の半導体スイッチング素子をオフにして第１および第２の半導体スイッチング素子のみをスイッチングさせる第２モードの制御信号とを前記電圧検出部から出力される前記第１モードを指令する信号または前記第２モードを指令する信号にしたがって選択的に出力する制御回路とを設けたことを特徴とする。
【００１６】
本発明によるインバータ装置の有利な実施形態によれば、直流電源は、電圧の変動する太陽電池又は燃料電池である。更に、本発明によるインバータ装置の発展形態によれば、第３および第４の半導体スイッチング素子として、第１および第２の半導体スイッチング素子よりも電流容量の低い半導体スイッチング素子が使用される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明は、３レベルインバータ動作が可能なインバータ装置を用いて、３レベルインバータ動作と２レベルインバータ動作とを使い分けることによって、それぞれの長所を活かしながら、それぞれの欠点を除去しようとするものである。従って、本発明によれば、直流入力電圧Ｖｉｎが規定値以上のときは、双方向スイッチを用いてインバータ装置を３レベルインバータとして動作させることにより、スイッチング素子への過電圧印加を回避し、スイッチング損失を低減する。直流入力電圧Ｖｉｎが規定値以下のときは、スイッチング素子への過電圧印加の恐れがないので、双方向スイッチをオフにして２レベルインバータとして動作させることにより双方向スイッチによる導通損の増加を回避する。それによってインバータ装置の長時間の運用に対するトータルでの損失を抑制することができる。
【００１８】
本発明のインバータ装置は、電圧の変動する直流電源が、太陽電池又は燃料電池である場合に有効である。この場合、直流電源の電圧が大きくなるのは開放電圧付近であることが多い。太陽電池の運転時には極力最大出力点付近で動作するように制御され、これが太陽電池発電装置の定格電力となる。一方、最大電圧付近では太陽電池の出力電流が小さくなる。このような範囲の電圧に対してのみ、３レベルインバータ動作を行うならば、双方向スイッチは定格時に対して小さい電流しか流さないため、双方向スイッチを成すスイッチング素子の電流容量を小さくでき、インバータ装置の小形化、低価格化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は本発明による運転方法により動作させられるインバータ装置の実施例を示す回路図である。
【図２】図２は２レベルインバータとして構成されたインバータ装置の回路構成例を示す回路図である。
【図３】図３は３レベルインバータとして構成されたインバータ装置の回路構成例を示す回路図である。
【図４】図４は交流出力電圧についての動作波形図を示し、部分図（ａ）は図２に示された２レベルインバータの場合の波形図であり、部分図（ｂ）は図３に示された３レベルインバータとして構成されたインバータ装置の波形図ある。
【図５】図５は太陽電池の電圧電流特性図である。
【図６】本発明に使用する双方向スイッチの回路構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
図１に本発明による運転方法が適用されるインバータ装置の実施例を示す。このインバータ装置は、逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子４〜１５、例えばＩＧＢＴを用いて直流電圧を交流電圧に変換する３相のインバータ装置であり、図３で既に説明した３レベルインバータと同じ回路構成を有する。従って、直流電源１に接続される直流入力端子Ｐ，Ｎ間には、第１および第２のコンデンサ２，３の直列接続回路が接続され、両コンデンサの共通接続点Ｍが、正負の直流入力端子Ｐ，Ｎの電位に対して中性点電位を形成している。
【００２１】
さらに、コンデンサ直列接続回路２，３に対して並列に、それぞれ２つの半導体スイッチング素子から成る３つの直列接続回路４および５、６および７、８および９が接続され、これらの直列接続回路の中間接続点Ｕ，Ｖ，Ｗが３相の交流出力端子を成している。これの交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、リアクトル１６〜１８とコンデンサ１９〜２とから成る３相フィルタを介して負荷２２が接続される。更に、３レベルレベルインバータとして動作可能にするために、各相端子Ｕ，Ｖ，Ｗと共通接続点Ｍとの間にそれぞれ双方向スイッチが接続されており、各双方向スイッチは、互いに逆直列接続された２つの逆並列ダイオードを有する半導体スイッチング素子１０および１１、１２および１３、１４および１５から成る。
【００２２】
なお、各双方向スイッチとしては、図６（ａ）に示すように２つの半導体スイッチング素子Ｓを逆並列に接続して構成もの、また、図６（ｂ）に示すように、２つの、直列にダイードＤを接続した半導体スイッチング素子Ｓを逆並列に接続して構成したもの等を使用してもよい。
【００２３】
インバータ装置の直流入力端子Ｐ，Ｎ間に接続される直流電源１は、条件によって電圧が大きく変動する直流電源、例えば太陽電池である。直流電源１から供給される直流入力電圧Ｖｉｎを監視するために入力電圧検出部２３が設けられている。入力電圧検出部２３は、直流入力電圧Ｖｉｎを検出し、その検出値を予め設定した規定値と比較し、その比較結果を出力するように構成されている。
【００２４】
入力電圧検出部２３の出力信号は制御回路２４に入力される。この制御回路２４は、３相インバータブリッジを構成する半導体スイッチング素子４〜９および各双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子１０〜１５のＰＷＭ制御信号を生成する。この制御回路２４は、インバータ装置を、図３において説明した如き３レベルインバータとして動作させる第１モードと、図２において説明した如き２レベルインバータとして動作させる第２モードとの２つの異なる制御動作モード間で切り替えが可能に構成されている。第１モードでは、インバータブリッジの各相の上下アームを成す第１および第２の半導体スイッチング素子４および５、６および７、８および９のみならず、双方向スイッチの半導体スイッチング素子１０および１１、１２および１３、１４および１５もスイッチングさせる。第２モードでは、双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子１０および１１、１２および１３、１４および１５をオフにして、第１および第２の半導体スイッチング素子４および５、６および７、８および９のみをスイッチングさせる。
【００２５】
２つの異なる制御動作モード間の切り替えは、制御回路２４に入力される入力電圧検出部２３からの指令信号によって指令される。入力電圧検出部２３は、制御回路２４に対して、直流入力電圧Ｖｉｎが規定値以上のときは、３レベルインバータ動作である第１モードを指令する信号を出力し、直流入力電圧Ｖｉｎが規定値を以下のときは、２レベルインバータ動作である第２モードを指令する信号を出力する。
【００２６】
既に、図２〜４の説明から理解できるように、３レベルインバータは、サージ電圧によりスイッチング素子４〜９に過電圧が印加される恐れを回避するためには有利であるが、双方向スイッチを構成するスイッチング素子１０〜１５により導通損が増加するという欠点がある。一方、２レベルインバータは、双方向スイッチによる導通損の増加がないという点では有利であるが、サージ電圧によりスイッチング素子４〜９に過電圧が印加される恐れを回避するためには耐圧の大きい素子を使用しなければならず、この点では不利である。
【００２７】
本発明は、３レベルインバータ動作が可能なインバータ装置を用いて、３レベルインバータ動作と２レベルインバータ動作とを使い分けることによって、それぞれの長所を活かしながら、それぞれの欠点を除去しようとするものである。従って、本発明によれば、直流入力電圧Ｖｉｎが規定値以上の高いレベルにあるときには、双方向スイッチを用いてインバータ装置を３レベルインバータとして動作させることにより、サージ電圧によるスイッチング素子への過電圧印加を回避する。そして、直流入力電圧Ｖｉｎが規定値以下の低いレベルにあるときには、サージ電圧によるスイッチング素子への過電圧印加の恐れがないので、双方向スイッチをオフにして２レベルインバータとして動作させることによって双方向スイッチによる導通損の増加を回避する。それによって、インバータ装置の長時間の運用に対するトータルでの損失を抑制することができる。
【００２８】
ところで上述のように直流電源１の電圧が大きくなるのは開放電圧付近であることが多い。太陽電池を例にとって説明すると、その電圧−電流特性は図５に示すとおりである。ハッチングを付けた部分の面積Ｓが出力電力に相当し、特性曲線上における最大面積をもたらす点が最大出力点Ｐｍａｘである。太陽電池の運転時には極力最大出力点Ｐｍａｘの付近で動作するように制御され、これが太陽電池発電装置の定格電力となる。一方、最大電圧付近では太陽電池の出力電流が小さくなる。入力電圧検出部２３において規定値を適切に設定することによって、このような範囲の電圧に対してのみ、３レベルインバータ動作を行うならば、双方向スイッチは定格時に対して小さい電流しか流さないため、双方向スイッチを成すスイッチング素子１０〜１５の電流容量を小さくでき、インバータ装置の小形化、低価格化が実現できる。
【符号の説明】
【００２９】
１          直流電源
２，３      コンデンサ
４〜９      第１および第２の半導体スイッチング素子
１０〜１５  第３および第４の半導体スイッチング素子
１６〜２１  交流フィルタ
２２        負荷
２３        入力電圧検出部
２４        制御回路
【図１】
2014107931.tif 000003
【図２】
2014107931.tif 000004
【図３】
2014107931.tif 000005
【図４】
2014107931.tif 000006
【図５】
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【図６】
2014107931.tif 000008