(57)【要約】【課題】電力変換効率を向上させることができる電源装置を提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、コイルＬ１と、そのコイルＬ１に接続された４つのスイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ４とを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との差電圧に基づいて、コイルＬ１を介して入力端子ＰｉとグランドＧＮＤとを接続する第１の期間を制御するＰＷＭ信号Ｓ３を生成する第１制御部２０を有する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２の電位差に応じた帰還電圧ＶＦＢ３と基準電圧Ｖｒとの差電圧に基づいて、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とを接続する第２の期間と、コイルＬ１を介してグランドＧＮＤと出力端子Ｐｏ２とを接続する第３の期間とを制御するＰＷＭ信号Ｓ４を生成する第２制御部３０とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイルと、
前記コイルの第１端子と、入力電圧が供給される入力端子とを接続する第１スイッチ回路と、
前記コイルの第１端子と、前記入力電圧を反転した第１出力電圧が生成される第１出力端子とを接続する第２スイッチ回路と、
前記コイルの第２端子と、前記入力電圧よりも低電位の電源線とを接続する第３スイッチ回路と、
前記コイルの第２端子と、前記入力電圧よりも高い第２出力電圧が生成される第２出力端子とを接続する第４スイッチ回路と、
前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記電源線とを接続する第１の期間を制御する第１制御信号を生成する第１制御部と、
前記第１出力電圧及び前記第２出力電圧の少なくとも一方の電圧と基準電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記第２出力端子とを接続する第２の期間と、前記コイルを介して前記電源線と前記第１出力端子とを接続する第３の期間とを制御する第２制御信号を生成する第２制御部と、を有し、
前記第１制御信号と前記第２制御信号とは同一の周期を有していることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１制御信号は、前記第２制御信号に同期した信号であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１制御部は、前記第１出力電圧に応じた第１帰還電圧と、前記第２出力電圧に応じた第２帰還電圧との差電圧に応じた第１誤差信号を生成する誤差増幅回路を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１制御信号の一周期内で前記第３スイッチ回路がオフしないことを検出したときに第１検出信号を生成する第１検出回路を有し、
前記第１制御部は、前記第１検出信号に応答して、前記第２出力端子を前記誤差増幅回路から切り離すことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１制御信号の一周期内で前記第１スイッチ回路がオフしないことを検出したときに第２検出信号を生成する第２検出回路を有し、
前記第１制御部は、前記第２検出信号に応答して、前記第１出力端子を前記誤差増幅回路から切り離すことを特徴とする請求項３又は４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第２制御部は、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との電位差に応じた第３帰還電圧と前記基準電圧との差電圧に応じた第２誤差信号に基づいて、前記第２の期間と前記第３の期間との割合を制御する前記第２制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電源装置。
【請求項７】
前記第２スイッチ回路は、カソードが前記コイルの第１端子に接続され、アノードが前記第１出力端子に接続されたダイオードであり、
前記第４スイッチ回路は、アノードが前記コイルの第１端子に接続され、カソードが前記第２出力端子に接続されたダイオードであり、
前記第１制御部及び前記第２制御部は、前記第１スイッチ回路及び前記第３スイッチ回路をオン・オフ制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電源装置。
【請求項８】
コイルと、前記コイルの第１端子と入力電圧が供給される入力端子とを接続する第１スイッチ回路と、前記コイルの第１端子と前記入力電圧を反転した第１出力電圧が生成される第１出力端子とを接続する第２スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と前記入力電圧よりも低電位の電源線とを接続する第３スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と前記入力電圧よりも高い第２出力電圧が生成される第２出力端子とを接続する第４スイッチ回路と、を有する電源の制御回路であって、
前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記電源線とを接続する第１の期間を制御する第１制御信号を生成する第１制御部と、
前記第１出力電圧及び前記第２出力電圧の少なくとも一方の電圧と基準電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記第２出力端子とを接続する第２の期間と、前記コイルを介して前記電源線と前記第１出力端子とを接続する第３の期間とを制御する第２制御信号を生成する第２制御部と、を有し、
前記第１制御信号と前記第２制御信号とは同一の周期を有していることを特徴とする電源の制御回路。
【請求項９】
コイルと、前記コイルの第１端子と入力電圧が供給される入力端子とを接続する第１スイッチ回路と、前記コイルの第１端子と前記入力電圧を反転した第１出力電圧が生成される第１出力端子とを接続する第２スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と前記入力電圧よりも低電位の電源線とを接続する第３スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と前記入力電圧よりも高い第２出力電圧が生成される第２出力端子とを接続する第４スイッチ回路と、を有する電源の制御方法であって、
前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記電源線とを接続する第１の期間を制御する第１制御信号を生成し、
前記第１出力電圧及び前記第２出力電圧の少なくとも一方の電圧と基準電圧との差電圧に基づいて、前記第１制御信号と同一の周期を有し、前記コイルを介して前記入力端子と前記第２出力端子とを接続する第２の期間と、前記コイルを介して前記電源線と前記第１出力端子とを接続する第３の期間とを制御する第２制御信号を生成することを特徴とする電源の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置、電源の制御回路及び電源の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
パーソナルコンピュータ、携帯電話等の電子機器は、信号処理を行う内部回路に駆動電圧を供給するスイッチング電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を内蔵している。スイッチング電源回路は、例えばＡＣアダプタやバッテリから供給される直流電圧を、内部回路の動作に適した駆動電圧に変換する。例えばスイッチング電源回路は、主スイッチをオン・オフ制御して直流入力電圧を昇圧・降圧して直流出力電圧を生成するとともに、負荷に供給する上記直流出力電圧を一定の目標電圧に保つようにフィードバック制御を行っている。
【０００３】
ところで、近年、ノート型パーソナルコンピュータや携帯電話等の携帯型電子機器の普及に伴って、上記スイッチング電源回路に対する小型化の要求が高まっている。そこで、このような要求に応えるべく、１つのインダクタ（コイル）で複数の出力を得ることができる単一インダクタ多出力型（Single Inductor Multiple Output：ＳＩＭＯ）ＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１〜３参照）。例えば、オーディオアンプなどのようにプラス電源とマイナス電源を必要とする電源では、１つのコイルで昇圧出力と反転出力を得ることができる単一インダクタ多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータが利用されている。この種のＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数の出力で単一のコイルが共用されるため、出力数の増加に伴う部品点数の増加及び回路面積の増大を抑えることができる。
【０００４】
図７は、１つのコイルで昇圧出力と反転出力を得ることのできる単一インダクタ多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力部の一例を示している。
入力電圧Ｖｉｎが供給される入力端子Ｐｉと、入力電圧Ｖｉｎを反転した出力電圧Ｖｏｕｔ２が生成される出力端子Ｐｏ１２との間には、スイッチ回路ＳＷ１１とスイッチ回路ＳＷ１２とが直列に接続されている。これらスイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１２間のノードはコイルＬ１１の第１端子に接続されている。コイルＬ１１の第２端子はスイッチ回路ＳＷ１３の第１端子に接続され、そのスイッチ回路ＳＷ１３の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。また、コイルＬ１１の第２端子はスイッチ回路ＳＷ１４の第１端子に接続されている。そして、スイッチ回路ＳＷ１４の第２端子は、入力電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｏｕｔ１が生成される出力端子Ｐｏ１１に接続されている。そして、出力端子Ｐｏ１１から、コンデンサＣ１１の両端電圧である出力電圧Ｖｏｕｔ１及び出力電流Ｉｏｕｔ１が負荷２Ａに供給される。また、上記出力端子Ｐｏ１２から、コンデンサＣ１２の両端電圧である出力電圧Ｖｏｕｔ２及び出力電流Ｉｏｕｔ２が負荷３Ａに供給される。
【０００５】
次に、図８を併せ参照して、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチ回路ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオン・オフ制御する制御方法について説明する。
まず、スイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１３がオンされ、スイッチ回路ＳＷ１２，ＳＷ１４がオフされる。すると、コイルＬ１１の第１端子がスイッチ回路ＳＷ１１を通じて入力端子Ｐｉに接続され、コイルＬ１１の第２端子がスイッチ回路ＳＷ３を通じてグランドＧＮＤに接続される。この接続状態では、入力電圧Ｖｉｎに応じたコイル電流ＩＬがコイルＬ１１に流れ（実線矢印参照）、コイルＬ１１にエネルギーが蓄積される（実線矢印参照）。そして、図８に示すように、上記接続状態となる期間Ｐ１１では、コイル電流ＩＬが入力電圧Ｖｉｎに比例して増加する。
【０００６】
続いて、スイッチ回路ＳＷ１１，ＳＷ１３がオフされ、スイッチ回路ＳＷ１２，ＳＷ１４がオンされる。すると、コイルＬ１１の第１端子がスイッチ回路ＳＷ１２を通じて出力端子Ｐｏ１２に接続され、コイルＬ１１の第２端子がスイッチ回路ＳＷ１４を通じて出力端子Ｐｏ１１に接続される。この接続状態では、両出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２にコイル電流ＩＬが供給される（図７の波線矢印参照）。このとき、コンデンサＣ１２からコンデンサＣ１１に向かってコイル電流ＩＬが流れるため、出力電圧Ｖｏｕｔ１が入力電圧Ｖｉｎよりも高いプラス電源になり、出力電圧Ｖｏｕｔ２がマイナス電源になる。なお、図８に示すように、上記接続状態となる期間Ｐ１２では、コイル電流ＩＬが所定の傾きで減少する。
【０００７】
次に、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチ回路ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオン・オフ制御する別の制御方法について説明する。
例えば、昇圧出力である出力電圧Ｖｏｕｔ１と基準信号との差分に基づく誤差信号と三角波とを比較した第１比較結果と、反転出力である出力電圧Ｖｏｕｔ２と基準信号との差分に基づく誤差信号と三角波とを比較した第２比較結果とを生成する。さらに、第１比較結果及び第２比較結果のうち立ち上がり又は立ち下がりの早い比較結果を選択し、その選択した比較結果に基づいてスイッチ回路ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオン・オフ制御し、出力電圧Ｖｏｕｔ１と出力電圧Ｖｏｕｔ２とを別に制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００８／０１３０３３１号明細書
【特許文献２】特表２０１０−５３６３２０号公報
【特許文献３】特許第４８５７８８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上述した２つの制御方法では、コイル電流ＩＬの電流振幅が大きくなるため、損失が大きく電力変換効率が悪いという問題がある。具体的には、前者の制御方法では、期間Ｐ１２におけるコイル電流ＩＬの傾き（減少傾き）が、−（Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ２）／Ｌ１１となり、出力電圧Ｖｏｕｔ１と出力電圧Ｖｏｕｔ２との電位差に比例した傾きになる。このため、例えば出力電圧Ｖｏｕｔ１が＋５Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔ２が−５Ｖである場合には、上記期間Ｐ１２におけるコイル電流ＩＬの傾きが−１０／Ｌと大きな傾きになる。これにより、コイル電流ＩＬのリップルΔＩＬが大きくなるため、電力変換効率が劣化する。一方、後者の制御方法では、第１比較結果及び第２比較結果のうち一方の比較結果を選択する出力選択回路が上記三角波の周波数とは異なる周波数で動作することになるため、コイル電流ＩＬのリップルΔＩＬが安定しない。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔ１（昇圧出力）を制御する期間をＴ１、出力電圧Ｖｏｕｔ２（反転出力）を制御する期間をＴ２とすると、１／（Ｔ１＋Ｔ２）の周波数成分がコイル電流ＩＬに現れてしまう。このような周波数成分によってコイル電流ＩＬが揺れると、そのコイル電流ＩＬのピーク電流が必要以上に大きくなるため、電力変換効率が劣化する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一観点によれば、コイルと、前記コイルの第１端子と、入力電圧が供給される入力端子とを接続する第１スイッチ回路と、前記コイルの第１端子と、前記入力電圧を反転した第１出力電圧が生成される第１出力端子とを接続する第２スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と、前記入力電圧よりも低電位の電源線とを接続する第３スイッチ回路と、前記コイルの第２端子と、前記入力電圧よりも高い第２出力電圧が生成される第２出力端子とを接続する第４スイッチ回路と、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記電源線とを接続する第１の期間を制御する第１制御信号を生成する第１制御部と、前記第１出力電圧及び前記第２出力電圧の少なくとも一方の電圧と基準電圧との差電圧に基づいて、前記コイルを介して前記入力端子と前記第２出力端子とを接続する第２の期間と、前記コイルを介して前記電源線と前記第１出力端子とを接続する第３の期間とを制御する第２制御信号を生成する第２制御部と、を有し、前記第１制御信号と前記第２制御信号とは同一の周期を有している。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の一観点によれば、電力変換効率を向上させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図２】第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す説明図。
【図４】第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図５】検出回路の内部構成例を示す回路図。
【図６】（ａ）、（ｂ）は、検出回路の動作を示す波形図。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロック回路図。
【図８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態を図１〜図３に従って説明する。
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１つのインダクタ（コイル）Ｌ１で多数の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を生成する単一インダクタ多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータである。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入力端子Ｐｉに供給される入力電圧Ｖｉｎに基づいて、その入力電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｏ１と、入力電圧Ｖｉｎの反転電圧である出力電圧Ｖｏ２とを生成するＤＣ−ＤＣコンバータである。すなわち、出力電圧Ｖｏ１は昇圧出力（プラス電源）であり、出力電圧Ｖｏ２は反転出力（マイナス電源）である。出力電圧Ｖｏ１は、出力端子Ｐｏ１に接続される負荷２に供給され、出力電圧Ｖｏ２は、出力端子Ｐｏ２に接続される負荷３に供給される。ここで、負荷２，３の例としては、携帯型電子機器（パーソナルコンピュータ、携帯電話、ゲーム機器、デジタルカメラ等）及びその他の電子機器の内部回路や、ノート型のパーソナルコンピュータに内蔵されているリチウム電池等の充電池などが挙げられる。
【００１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチ回路群１０と、コンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と、スイッチ回路群１０を制御する制御部１１とを有している。
スイッチ回路群１０は、４つのスイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ４と、コイルＬ１とを有している。例えばスイッチ回路ＳＷ１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、スイッチ回路ＳＷ３はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。また、スイッチ回路ＳＷ２は出力電圧Ｖｏ２を出力する出力端子Ｐｏ２側をアノードとするダイオードとして常時動作し、スイッチ回路ＳＷ４は出力電圧Ｖｏ１を出力する出力端子Ｐｏ１側をカソードとするダイオードとして常時動作する。
【００１５】
スイッチ回路ＳＷ１の第１端子（例えば、ソース端子）は、入力電圧Ｖｉｎの供給される入力端子Ｐｉに接続されている。スイッチ回路ＳＷ１の第２端子（例えば、ドレイン端子）はスイッチ回路ＳＷ２のカソードに接続され、そのスイッチ回路ＳＷ２のアノードは出力端子Ｐｏ２に接続されている。この出力端子Ｐｏ２はコンデンサＣ２の第１端子に接続され、そのコンデンサＣ２の第２端子は入力電圧Ｖｉｎよりも低い電位の電源線（ここでは、グランドＧＮＤ）に接続されている。そして、出力端子Ｐｏ２からコンデンサＣ２の両端電圧である出力電圧Ｖｏ２が負荷３に供給される。なお、コンデンサＣ２は、出力電圧Ｖｏ２を平滑化する平滑化回路に含まれる。
【００１６】
スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ２との間のノードＮ１はコイルＬ１の第１端子に接続されている。コイルＬ１の第２端子はスイッチ回路ＳＷ３の第１端子（例えば、ドレイン端子）に接続され、そのスイッチ回路ＳＷ３の第２端子（例えば、ソース端子）はグランドＧＮＤに接続されている。コイルＬ１とスイッチ回路ＳＷ３との間のノードＮ２はスイッチ回路ＳＷ４のアノードに接続され、そのスイッチ回路ＳＷ４のカソードは出力端子Ｐｏ１に接続されている。この出力端子Ｐｏ１はコンデンサＣ１の第１端子に接続され、そのコンデンサＣ１の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。そして、出力端子Ｐｏ１からコンデンサＣ１の両端電圧である出力電圧Ｖｏ１が負荷２に供給される。なお、コンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏ１を平滑化する平滑化回路に含まれる。
【００１７】
スイッチ回路ＳＷ１の制御端子（例えば、ゲート端子）には、制御部１１から制御信号ＳＧ１が供給される。スイッチ回路ＳＷ３の制御端子（例えば、ゲート端子）には、制御部１１から制御信号ＳＧ３が供給される。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３は、制御信号ＳＧ１，ＳＧ３にそれぞれ応答してオン・オフする。そして、スイッチ回路ＳＷ４を介して出力端子Ｐｏ１から出力電圧Ｖｏ１及び出力電流Ｉｏ１が出力され、スイッチ回路ＳＷ２を介して出力端子Ｐｏ２から出力電圧Ｖｏ２及び出力電流Ｉｏ２が出力される。これら出力端子Ｐｏ１，Ｐｏ２は、制御部１１に接続されている。
【００１８】
なお、スイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ４、コイルＬ１及びコンデンサＣ１，Ｃ２は出力部の一例である。
制御部１１は、第１制御部２０と、第２制御部３０と、ロジック回路４０と、発振器５０とを有している。
【００１９】
第１制御部２０は、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２とを差分した結果に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓ３を生成する。第１制御部２０は、上記差分結果を目標値に近づけるように、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ３を生成する。例えば、第１制御部２０は、上記差分結果に基づいて、負荷２，３に所望の電力が供給されるように、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３のオン時間を調整する。
【００２０】
第１制御部２０は、帰還電圧生成回路２１と、帰還電圧生成回路２２と、誤差増幅回路２３と、ＰＷＭ比較回路２４とを有している。
帰還電圧生成回路２１は、出力電圧Ｖｏ１に応じた帰還電圧ＶＦＢ１を生成する。この帰還電圧生成回路２１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２を有している。具体的には、出力端子Ｐｏ１が抵抗Ｒ１の第１端子に接続され、その抵抗Ｒ１の第２端子が抵抗Ｒ２の第１端子に接続されている。また、抵抗Ｒ２の第２端子がグランドＧＮＤに接続されている。そして、これら抵抗Ｒ１，Ｒ２間のノードＮ３が誤差増幅回路２３の反転入力端子に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Ｖｏ１を分圧した帰還電圧ＶＦＢ１をノードＮ３に生成する。この帰還電圧ＶＦＢ１の値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の比と、出力電圧Ｖｏ１とグランドＧＮＤとの電位差に対応する。このため、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、出力電圧Ｖｏ１に比例した帰還電圧ＶＦＢ１を生成することになる。そして、この帰還電圧ＶＦＢ１が誤差増幅回路２３の反転入力端子に供給される。
【００２１】
帰還電圧生成回路２２は、出力電圧Ｖｏ２に応じた帰還電圧ＶＦＢ２を生成する。この帰還電圧生成回路２２は、抵抗Ｒ３，Ｒ４を有している。具体的には、抵抗Ｒ３の第１端子には基準電源Ｅ１のプラス側端子が接続され、抵抗Ｒ３の第２端子には抵抗Ｒ４の第１端子が接続されている。また、抵抗Ｒ４の第２端子が出力端子Ｐｏ２に接続されている。そして、これら抵抗Ｒ３，Ｒ４間のノードＮ４が誤差増幅回路２３の非反転入力端子に接続されている。ここで、抵抗Ｒ３，Ｒ４は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Ｖｏ２を分圧した帰還電圧ＶＦＢ２をノードＮ４に生成する。この帰還電圧ＶＦＢ２の値は、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値の比と、出力電圧Ｖｏ２と基準電源Ｅ１にて生成される基準電圧Ｖｒとの電位差に対応する。そして、この帰還電圧ＶＦＢ２が誤差増幅回路２３の非反転入力端子に供給される。
【００２２】
誤差増幅回路２３は、帰還電圧ＶＦＢ１と帰還電圧ＶＦＢ２とを比較し、両電圧の差電圧を増幅した誤差信号Ｓ１をＰＷＭ比較回路２４に出力する。
ＰＷＭ比較回路２４の非反転入力端子には、誤差増幅回路２３から誤差信号Ｓ１が供給される。ＰＷＭ比較回路２４の反転入力端子には、発振器５０から所定の周期Ｔを有する周期信号ＣＫが供給される。この周期信号ＣＫは、例えば鋸歯状波信号（基準値から所定の立ち上がり特性で上昇し、リセットにより基準値に急速低下する鋸歯状波形の信号）である。
【００２３】
ＰＷＭ比較回路２４は、誤差信号Ｓ１と周期信号ＣＫとを比較する。そして、ＰＷＭ比較回路２４は、誤差信号Ｓ１よりも周期信号ＣＫのレベルが高くなるときにはＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ３を生成し、誤差信号Ｓ１よりも周期信号ＣＫのレベルが低くなるときにはＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ３を生成する。このＰＷＭ信号Ｓ３は、上記周期Ｔと同一の周期を有する。そして、ＰＷＭ信号Ｓ３は、ロジック回路４０に供給される。
【００２４】
第２制御部３０は、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との電位差に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓ４を生成する。第２制御部３０は、上記電位差を目標値に近づけるように、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御するＰＷＭ信号Ｓ４を生成する。例えば、第２制御部３０は、上記電位差に基づいて、負荷２に所望の電力が供給されるように、スイッチ回路ＳＷ３のオフ時間を調整するとともに、負荷３に所望の電力が供給されるように、スイッチ回路ＳＷ１のオフ時間を調整する。
【００２５】
第２制御部３０は、帰還電圧生成回路３１と、誤差増幅回路３２と、ＰＷＭ比較回路３３とを有している。
帰還電圧生成回路３１は、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との電位差に応じた帰還電圧ＶＦＢ３を生成する。この帰還電圧生成回路３１は、抵抗Ｒ５，Ｒ６を有している。具体的には、出力端子Ｐｏ１が抵抗Ｒ５の第１端子に接続され、その抵抗Ｒ５の第２端子が抵抗Ｒ６の第１端子に接続されている。また、抵抗Ｒ６の第２端子がグランドＧＮＤに接続されている。そして、これら抵抗Ｒ５，Ｒ６間のノードＮ５が誤差増幅回路３２の反転入力端子に接続されている。ここで、抵抗Ｒ５，Ｒ６は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との電位差を分割した帰還電圧ＶＦＢ３をノードＮ５に生成する。この帰還電圧ＶＦＢ３の値は、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値の比と、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との電位差に対応する。そして、この帰還電圧ＶＦＢ３が誤差増幅回路３２の反転入力端子に供給される。
【００２６】
誤差増幅回路３２の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒが供給される。この誤差増幅回路３２は、帰還電圧ＶＦＢ３と基準電圧Ｖｒとを比較し、両電圧の差電圧を増幅した誤差信号Ｓ２をＰＷＭ比較回路３３に出力する。
【００２７】
ＰＷＭ比較回路３３の非反転入力端子には、誤差増幅回路３２から誤差信号Ｓ２が供給される。ＰＷＭ比較回路３３の反転入力端子には、発振器５０から周期信号ＣＫが供給される。
【００２８】
ＰＷＭ比較回路３３は、誤差信号Ｓ２と周期信号ＣＫとを比較する。そして、ＰＷＭ比較回路３３は、誤差信号Ｓ２よりも周期信号ＣＫのレベルが高くなるときにはＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ４を生成し、誤差信号Ｓ２よりも周期信号ＣＫのレベルが低くなるときにはＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ４を生成する。このＰＷＭ信号Ｓ４は、ＰＷＭ信号Ｓ３と同一の周期（周波数）を有する、つまり上記周期Ｔと同一の周期を有する。さらに、ＰＷＭ信号Ｓ４は、ＰＷＭ信号Ｓ３に同期した信号である。そして、ＰＷＭ信号Ｓ４は、ロジック回路４０に供給される。
【００２９】
ロジック回路４０は、インバータ回路４１と、ナンド回路４２と、ドライバ回路４３と、ノア回路４４と、ドライバ回路４５とを有している。
インバータ回路４１は、ＰＷＭ信号Ｓ３を論理反転した出力信号をナンド回路４２に出力する。ナンド回路４２は、インバータ回路４１の出力信号とＰＷＭ信号Ｓ４とを否定論理積演算した結果を持つ出力信号Ｓ５をドライバ回路４３に出力する。
【００３０】
ドライバ回路４３の出力端子は、スイッチ回路ＳＷ３の制御端子に接続されている。例えば、ドライバ回路４３は、Ｈレベル（例えば、入力電圧Ｖｉｎレベル）の出力信号Ｓ５に応答してＨレベル（例えば、入力電圧Ｖｉｎレベル）の制御信号ＳＧ３をスイッチ回路ＳＷ３に出力する。また、ドライバ回路４３は、Ｌレベル（例えば、グランドＧＮＤレベル）の出力信号Ｓ５に応答してＬレベル（例えば、グランドＧＮＤレベル）の制御信号ＳＧ３をスイッチ回路ＳＷ３に出力する。なお、スイッチ回路ＳＷ３は、Ｈレベルの制御信号ＳＧ３に応答してオンし、Ｌレベルの制御信号ＳＧ３に応答してオフする。
【００３１】
ノア回路４４は、ＰＷＭ信号Ｓ３とＰＷＭ信号Ｓ４とを否定論理和演算した結果を持つ出力信号Ｓ６をドライバ回路４５に出力する。
ドライバ回路４５の出力端子は、スイッチ回路ＳＷ１の制御端子に接続されている。例えば、ドライバ回路４５は、Ｈレベル（例えば、入力電圧Ｖｉｎレベル）の出力信号Ｓ６に応答してＨレベル（例えば、入力電圧Ｖｉｎレベル）の制御信号ＳＧ１をスイッチ回路ＳＷ１に出力する。また、ドライバ回路４５は、Ｌレベル（例えば、グランドＧＮＤレベル）の出力信号Ｓ６に応答してＬレベル（例えば、グランドＧＮＤレベル）の制御信号ＳＧ１をスイッチ回路ＳＷ１に出力する。なお、スイッチ回路ＳＷ１は、Ｌレベルの制御信号ＳＧ１に応答してオンし、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１に応答してオフする。
【００３２】
このようなロジック回路４０では、ＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ３が入力されると、ＰＷＭ信号Ｓ４の信号レベルに関わらず、ドライバ回路４３からＨレベルの制御信号ＳＧ３が出力され、ドライバ回路４５からＬレベルの制御信号ＳＧ１が出力される。一方、ロジック回路４０では、ＰＷＭ信号Ｓ３がＬレベルであるときに、ＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ４が入力されると、ドライバ回路４３からＬレベルの制御信号ＳＧ３が出力され、ドライバ回路４５からＬレベルの制御信号ＳＧ１が出力される。また、ロジック回路４０では、ＰＷＭ信号Ｓ３がＬレベルであるときに、ＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ４が入力されると、ドライバ回路４３からＨレベルの制御信号ＳＧ３が出力され、ドライバ回路４５からＨレベルの制御信号ＳＧ１が出力される。
【００３３】
なお、本実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が電源装置及び電源の一例、制御部１１が制御回路の一例、スイッチ回路ＳＷ１が第１スイッチ回路の一例、スイッチ回路ＳＷ２が第２スイッチ回路の一例、スイッチ回路ＳＷ３が第３スイッチ回路の一例、スイッチ回路ＳＷ４が第４スイッチ回路の一例である。出力端子Ｐｏ１が第２出力端子の一例、出力端子Ｐｏ２が第１出力端子の一例、グランドＧＮＤが電源線の一例、ＰＷＭ信号Ｓ３が第１制御信号の一例、ＰＷＭ信号Ｓ４が第２制御信号の一例、帰還電圧ＶＦＢ１が第２帰還電圧の一例、帰還電圧ＶＦＢ２が第１帰還電圧、帰還電圧ＶＦＢ３が第３帰還電圧の一例、誤差信号Ｓ１が第１誤差信号の一例である。
【００３４】
次に、図２及び図３を参照して上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明する。
図２に示した時刻ｔ１において、周期信号ＣＫが一定の周期Ｔで基準値にリセットされると、その周期信号ＣＫのレベルが誤差信号Ｓ１，Ｓ２よりも低くなる。すると、ＰＷＭ比較回路２４からＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ３が出力され、ＰＷＭ比較回路３３からＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ４が出力される。ＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ３に応答して、Ｌレベルの制御信号ＳＧ１及びＬレベルの制御信号ＳＧ３が生成される。これらＬレベルの制御信号ＳＧ１及びＬレベルの制御信号ＳＧ３に応答して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３がそれぞれオンされる。
【００３５】
すると、図３（ａ）に示すように、コイルＬ１の第１端子がスイッチ回路ＳＷ１を通じて入力端子Ｐｉに接続され、コイルＬ１の第２端子がスイッチ回路ＳＷ３を通じてグランドＧＮＤに接続される。すなわち、コイルＬ１を介して入力端子ＰｉとグランドＧＮＤとが接続される。このため、入力端子ＰｉからコイルＬ１を通じてグランドＧＮＤに至る電流経路が形成される。この接続状態の間、具体的には図２の時刻ｔ１から時刻ｔ２までの第１の期間Ｐ１では、入力電圧Ｖｉｎに応じたコイル電流ＩＬがコイルＬ１に流れ、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。この第１の期間Ｐ１では、コイル電流ＩＬが時間の経過とともに所定の傾きで増加する。具体的には、第１の期間Ｐ１におけるコイル電流ＩＬの増加傾きｍ１は、コイルＬ１のインダクタンス値をＬ１とすると、
【００３６】
【数１】
2014166092.tif 000003
となる。すなわち、第１の期間Ｐ１におけるコイル電流ＩＬは、入力電圧Ｖｉｎに比例して増加する。
【００３７】
次に、時刻ｔ１から所定の立ち上がり特性で徐々に上昇する周期信号ＣＫのレベルが誤差信号Ｓ１よりも高くなると（時刻ｔ２参照）、ＰＷＭ比較回路２４から出力されるＰＷＭ信号Ｓ３がＨレベルからＬレベルに遷移する。このＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ３とＨレベルのＰＷＭ信号Ｓ４とに応答して、Ｌレベルの制御信号ＳＧ１及びＬレベルの制御信号ＳＧ３が生成される。これにより、スイッチ回路ＳＷ１がオンされ、スイッチ回路ＳＷ３がオフされる。
【００３８】
すると、図３（ｂ）に示すように、コイルＬ１の第１端子がスイッチ回路ＳＷ１を通じて入力端子Ｐｉに接続され、コイルＬ１の第２端子がスイッチ回路ＳＷ４を通じて出力端子Ｐｏ１に接続される。すなわち、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とが接続される。このため、入力端子ＰｉからコイルＬ１を通じて出力端子Ｐｏ１に至る電流経路が形成される。この接続状態の間、具体的には図２の時刻ｔ２から時刻ｔ３までの第２の期間Ｐ２では、上記第１の期間Ｐ１でコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが出力端子Ｐｏ１に向けて放出され、コイルＬ１に誘導電流が流れる。この第２の期間Ｐ２では、コイル電流ＩＬが時間の経過とともに所定の傾きで減少する。具体的には、第２の期間Ｐ２におけるコイル電流ＩＬの減少傾きｍ２は、
【００３９】
【数２】
2014166092.tif 000004
となる。すなわち、第２の期間Ｐ２におけるコイル電流ＩＬは、出力電圧Ｖｏ１と入力電圧Ｖｉｎとの電位差に比例して減少する。なお、上記エネルギーの放電の際に、コイルＬ１の電圧方向が入力電圧Ｖｉｎと同方向であるため、入力電圧Ｖｉｎよりも昇圧された出力電圧Ｖｏ１が出力端子Ｐｏ１に生成されることになる。
【００４０】
続いて、上記周期信号ＣＫのレベルが誤差信号Ｓ２よりも高くなると（時刻ｔ３参照）、ＰＷＭ比較回路３３から出力されるＰＷＭ信号Ｓ４がＨレベルからＬレベルに遷移する。このＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ４とＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ３とに応答して、Ｈレベルの制御信号ＳＧ１及びＨレベルの制御信号ＳＧ３が生成される。これにより、スイッチ回路ＳＷ１がオフされ、スイッチ回路ＳＷ３がオンされる。
【００４１】
すると、図３（ｃ）に示すように、コイルＬ１の第１端子がスイッチ回路ＳＷ２を通じて出力端子Ｐｏ２に接続され、コイルＬ１の第２端子がスイッチ回路ＳＷ３を通じてグランドＧＮＤに接続される。すなわち、コイルＬ１を介して出力端子Ｐｏ２とグランドＧＮＤとが接続される。このため、出力端子Ｐｏ２からコイルＬ１を通じてグランドＧＮＤに至る電流経路が形成される。この接続状態の間、具体的には図２の時刻ｔ３から時刻ｔ４までの第３の期間Ｐ３では、上記第１の期間Ｐ１でコイルＬ１に蓄えられたエネルギーが出力端子Ｐｏ２からグランドＧＮＤに向けて放出され、コイルＬ１に誘導電流が流れる。この第３の期間Ｐ３では、コイル電流ＩＬが時間の経過とともに所定の傾きで減少する。具体的には、第３の期間Ｐ３におけるコイル電流ＩＬの減少傾きｍ３は、
【００４２】
【数３】
2014166092.tif 000005
となる。すなわち、第３の期間Ｐ３におけるコイル電流ＩＬは、出力電圧Ｖｏ２に比例して減少する。
【００４３】
その後、周期信号ＣＫが一定の周期Ｔで基準値に再度リセットされると（時刻ｔ４参照）、スイッチ回路ＳＷ１がオンされるとともに、スイッチ回路ＳＷ３がオンされる。これにより、次の周期Ｔが開始され、その周期Ｔにおいて、第１の期間Ｐ１、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３がこの順番で実行される。
【００４４】
ここで、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３、つまりコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出される期間におけるコイル電流ＩＬの電流量の総量（領域Ａ１＋Ａ２）を周期Ｔで平均した平均値が負荷２，３に供給される出力電流Ｉｏ１，Ｉｏ２の合計値Ｉｏ１＋Ｉｏ２となる。また、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とが接続される第２の期間Ｐ２におけるコイル電流ＩＬの電流量の総量（領域Ａ１参照）を周期Ｔで平均した平均値が負荷２に供給される出力電流Ｉｏ１となる。そして、コイルＬ１を介して出力端子Ｐｏ２とグランドＧＮＤとが接続される第３の期間Ｐ３におけるコイル電流ＩＬの電流量の総量（領域Ａ２参照）を周期Ｔで平均した平均値が負荷３に供給される出力電流Ｉｏ２となる。
【００４５】
次に、第１制御部２０及び第２制御部３０によるフィードバック制御について詳述する。まず、第１制御部２０によるフィードバック制御について説明する。
上述のような各周期Ｔにおける一連の動作において、第１制御部２０は、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２に応じてそれぞれ生成された帰還電圧ＶＦＢ１，ＶＦＢ２に基づいて、それら帰還電圧ＶＦＢ１，ＶＦＢ２が等しくなるように、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御する。すなわち、第１制御部２０は、帰還電圧ＶＦＢ１，ＶＦＢ２の差電圧が０（ゼロ）に近づくように、コイルＬ１を介して入力端子ＰｉとグランドＧＮＤとが接続される第１の期間Ｐ１の時間幅を制御する。換言すると、第１制御部２０では、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２の電位差に基づいて、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３で負荷２，３に供給する所望の電流、つまり出力電流Ｉｏ１，Ｉｏ２の合計値Ｉｏ１＋Ｉｏ２が流れるように、各周期Ｔにおけるコイル電流ＩＬの電流量の総量が制御される。
【００４６】
具体的には、上述した各周期Ｔにおける一連の動作において、出力電圧Ｖｏ１の絶対値と出力電圧Ｖｏ２の絶対値とを合算した合算値が目標値よりも高くなると、誤差増幅回路２３から出力される誤差信号Ｓ１が低下する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ３のＨレベルのパルス幅が短くなり、コイルＬ１にエネルギーを蓄積する第１の期間Ｐ１が短くなる。これにより、第１の期間Ｐ１においてコイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬの電流量が減少し、コイルＬ１に蓄積されるエネルギーが減少する。これに伴って、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３においてコイルＬ１から放出されるエネルギーが減少する。したがって、コンデンサＣ１に供給されるコイル電流ＩＬの電流量、及びコンデンサＣ２からグランドＧＮＤに供給されるコイル電流ＩＬの電流量が減少するため、上記合算値が低くなる。
【００４７】
反対に、上記合算値が目標値よりも低くなると、誤差増幅回路２３から出力される誤差信号Ｓ１が上昇する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ３のＨレベルのパルス幅が長くなり、コイルＬ１にエネルギーを蓄積する第１の期間Ｐ１が長くなる。これにより、第１の期間Ｐ１においてコイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬの電流量が増加し、コイルＬ１に蓄積されるエネルギーが増加する。これに伴って、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３においてコイルＬ１から放出されるエネルギーが増加する。したがって、コンデンサＣ１に供給されるコイル電流ＩＬの電流量、及びコンデンサＣ２からグランドＧＮＤに供給されるコイル電流ＩＬの電流量が増加するため、上記合算値が高くなる。このような動作により、上記合算値が目標値（一定値）に維持される。
【００４８】
次に、第２制御部３０によるフィードバック制御について説明する。
上記各周期Ｔにおける一連の動作において、出力電圧Ｖｏ１が目標電圧よりも高くなると、帰還電圧ＶＦＢ３が基準電圧Ｖｒよりも高くなり、誤差増幅回路３２から出力される誤差信号Ｓ２が低下する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ４のＨレベルのパルス幅が短くなり、スイッチ回路ＳＷ１がオンしているときにスイッチ回路ＳＷ３がオフする時間（第２の期間Ｐ２）が短くなる。すなわち、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とが接続され、コイル電流ＩＬがコンデンサＣ１に供給される時間が短くなる。これにより、出力電圧Ｖｏ１が低くなる。ここで、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電位差が一定と仮定した場合には、出力電圧Ｖｏ１が目標電圧よりも高くなると、残りの出力電圧Ｖｏ２（グランドＧＮＤよりも低い電圧）が目標電圧よりも高くなる。このとき、上述したように誤差信号Ｓ２が低下すると、ＰＷＭ信号Ｓ４のＬレベルのパルス幅が長くなり、スイッチ回路ＳＷ１がオフしスイッチ回路ＳＷ３がオンする時間（第３の期間Ｐ３）が長くなる。すなわち、出力端子Ｐｏ２（コンデンサＣ２）がコイルＬ１を通じてグランドＧＮＤに接続され、出力端子Ｐｏ２（コンデンサＣ２）からコイル電流ＩＬがグランドＧＮＤに供給される時間が長くなる。これにより、入力電圧Ｖｉｎの反転電圧である出力電圧Ｖｏ２が低くなる。
【００４９】
また、出力電圧Ｖｏ１が目標電圧に一致しているときに、グランドＧＮＤよりも低い出力電圧Ｖｏ２が目標電圧よりも高くなった場合にも、帰還電圧ＶＦＢ３が基準電圧Ｖｒよりも高くなり、誤差増幅回路３２から出力される誤差信号Ｓ２が低下する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ４のＬレベルのパルス幅が長くなり、スイッチ回路ＳＷ１がオフしスイッチ回路ＳＷ３がオンする時間（第３の期間Ｐ３）が長くなる。すなわち、出力端子Ｐｏ２（コンデンサＣ２）からコイル電流ＩＬがグランドＧＮＤに供給される時間が長くなる。これにより、入力電圧Ｖｉｎの反転電圧である出力電圧Ｖｏ２が低くなる。
【００５０】
反対に、出力電圧Ｖｏ１が目標電圧よりも低くなると、帰還電圧ＶＦＢ３が基準電圧Ｖｒよりも低くなり、誤差増幅回路３２から出力される誤差信号Ｓ２が上昇する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ４のＨレベルのパルス幅が長くなり、スイッチ回路ＳＷ１がオンしスイッチ回路ＳＷ３がオフする時間（第２の期間Ｐ２）が長くなる。すなわち、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とが接続され、コイル電流ＩＬがコンデンサＣ１に供給される時間が長くなる。これにより、出力電圧Ｖｏ１が高くなる。
【００５１】
また、グランドＧＮＤよりも低い出力電圧Ｖｏ２が目標電圧よりも低くなると、帰還電圧ＶＦＢ３が基準電圧Ｖｒよりも高くなり、誤差増幅回路３２から出力される誤差信号Ｓ２が上昇する。すると、ＰＷＭ信号Ｓ４のＬレベルのパルス幅が短くなり、スイッチ回路ＳＷ１がオフしスイッチ回路ＳＷ３がオンする時間（第３の期間Ｐ３）が短くなる。すなわち、出力端子Ｐｏ２（コンデンサＣ２）からコイル電流ＩＬがグランドＧＮＤに供給される時間が短くなる。これにより、入力電圧Ｖｉｎの反転電圧である出力電圧Ｖｏ２が高くなる。
【００５２】
このような動作により、出力電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｒ及び抵抗Ｒ５，Ｒ６に基づく目標電圧（一定値）に維持されるとともに、出力電圧Ｖｏ２が基準電圧Ｖｒ及び抵抗Ｒ５，Ｒ６に基づく目標電圧（一定値）に維持される。
【００５３】
このように、第２制御部３０は、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電位差に応じて生成された帰還電圧ＶＦＢ３に基づいて、その帰還電圧ＶＦＢ３が基準電圧Ｖｒに近づくように、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御する。すなわち、第２制御部３０では、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電位差が基準電圧Ｖｒ及び抵抗Ｒ５，Ｒ６に基づく目標電圧に近づくように、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３の時間幅が制御される。換言すると、第２制御部３０では、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電位差に基づいて、負荷２に所望の出力電流Ｉｏ１が流れるように、コンデンサＣ１にコイル電流ＩＬを供給するために必要な時間幅が制御（決定）されるとともに、負荷３に所望の出力電流Ｉｏ２が流れるように、コンデンサＣ２にコイル電流ＩＬを供給するために必要な時間幅が制御される。このように、第２制御部３０によるフィードバック制御によって、コイル電流ＩＬをコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とに振り分ける期間の割合が制御される。
【００５４】
以上のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１の期間Ｐ１、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３が、同一の周波数を有する２つの同期したＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４によって制御される。具体的には、ＰＷＭ信号Ｓ３によって、第１の期間Ｐ１の時間幅と、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３の合計の時間幅とが制御（決定）される。詳述すると、ＰＷＭ信号Ｓ３によって、コイルＬ１にエネルギーを蓄積する時間（第１の期間Ｐ１）の時間幅が決定される。そして、周期Ｔから上記決定された第１の期間Ｐ１の時間幅を除いた残りの時間は、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーを放出する時間（第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３）に利用される。さらに、ＰＷＭ信号Ｓ４によって、上記残りの時間においてコイル電流ＩＬをコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とに振り分ける期間（第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３）の割合が制御（決定）される。これにより、コイル電流ＩＬをコンデンサＣ１に供給する第２の期間Ｐ２の時間幅と、コイル電流ＩＬをコンデンサＣ２に供給する第３の期間Ｐ３の時間幅とをそれぞれ制御することができる。このため、出力電流Ｉｏ１と出力電流Ｉｏ２とが異なる電流値になった場合であっても、上記残り時間における第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３との割合が自動的に調整され、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が安定して生成される。
【００５５】
また、周期信号ＣＫの周期Ｔと同一の周期（同一の周波数）を持つＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（制御信号ＳＧ１，ＳＧ３）によりスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御するようにした。このため、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ３とがＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（周期信号ＣＫ）と同一の周波数でオン・オフされる。これにより、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の周波数とスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３のスイッチング周波数ｆｓｗとが異なることに起因してコイル電流ＩＬに周波数成分が現われるという問題の発生を未然に防止することができる。したがって、上記周波数成分に起因してコイル電流ＩＬのピーク電流が増大してしまうことを抑制することができる。このため、従来技術に比べて、損失を低減することができ、変換効率を向上することができる。
【００５６】
また、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御する制御信号ＳＧ１，ＳＧ３が同一周期（同一周波数）の信号であるため、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ３とが同一のスイッチング周波数ｆｓｗでオン・オフされる。これにより、制御信号ＳＧ１，ＳＧ３の周波数が異なることに起因してコイル電流ＩＬに周波数成分が現われるという問題の発生を未然に防止することができる。したがって、上記周波数成分に起因してコイル電流ＩＬのピーク電流が増大してしまうことを抑制することができる。このため、従来技術に比べて、損失を低減することができ、変換効率を向上することができる。
【００５７】
さらに、上述したようにスイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ３とが同一のスイッチング周波数ｆｓｗでオン・オフされるため、各周期においてコイル電流ＩＬが連続的に変化する電流連続モード（ＣＣＭ）で当該ＤＣ−ＤＣコンバータ１を動作させる場合であっても、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を安定して生成することができる。すなわち、制御信号ＳＧ１，ＳＧ３の周波数が異なることに起因して出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２に低周波成分が現われるという問題の発生を未然に防止することができるため、ＣＣＭ領域でＤＣ−ＤＣコンバータ１を動作させる場合であっても出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を安定して生成することができる。
【００５８】
また、別の見方をすれば、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が定常状態では、制御部１１によるフィードバック制御によって、各周期Ｔの開始時刻（時刻ｔ１参照）におけるコイル電流ＩＬの電流値と、各周期Ｔの終了時刻（時刻ｔ４参照）におけるコイル電流ＩＬの電流値とが一致するように制御される。詳述すると、第１の期間Ｐ１におけるコイル電流ＩＬの増加分と、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３におけるコイル電流ＩＬの減少分とが等しくなるように制御される。これらコイル電流ＩＬの増加分と減少分との関係は、第１〜第３の期間Ｐ１〜Ｐ３の時間をそれぞれＰ１，Ｐ２，Ｐ３とすると、上記式１〜式３より、
【００５９】
【数４】
2014166092.tif 000006
となる。また、周期Ｔと第１〜第３の期間Ｐ１〜Ｐ３との関係は、
【００６０】
【数５】
2014166092.tif 000007
となる。そして、制御部１１によるフィードバック制御によって、これら式４及び式５の関係が満たされるように、第１〜第３の期間Ｐ１〜Ｐ３の時間幅が制御される。すなわち、第１制御部２０によるフィードバック制御によって、式４及び式５の関係が満たされるように、第１の期間Ｐ１の時間幅が制御される。また、第２制御部３０によるフィードバック制御によって、式４及び式５の関係が満たされるように、第２及び第３の期間Ｐ２，Ｐ３の時間幅が制御される。
【００６１】
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との差電圧に基づいて、コイルＬ１を介して入力端子ＰｉとグランドＧＮＤとを接続する第１の期間Ｐ１（コイルＬ１にエネルギーを蓄積する第１の期間Ｐ１）の時間幅を制御するようにした。これにより、２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の差電圧に基づいて、所定の周期Ｔにおけるコイル電流ＩＬの電流量の総量が決定される。すなわち、２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の差電圧に基づいて、負荷２，３に供給する所望の電流Ｉｏ１＋Ｉｏ２が流れるように、コイル電流ＩＬの電流量の総量が制御される。したがって、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のいずれか一方の電圧のみに応じて第１の期間Ｐ１の時間幅を制御する場合に比べて、クロスレギュレーションを改善することができる。
【００６２】
また、周期信号ＣＫの周期Ｔと同一の周期（同一の周波数）を持つＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（制御信号ＳＧ１，ＳＧ３）によりスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３をオン・オフ制御するようにした。このため、スイッチ回路ＳＷ１とスイッチ回路ＳＷ３とがＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（周期信号ＣＫ）と同一の周波数でオン・オフされる。これにより、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の周波数とスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３のスイッチング周波数ｆｓｗとが異なることに起因してコイル電流ＩＬに周波数成分が現われるという問題の発生を未然に防止することができる。したがって、上記周波数成分に起因してコイル電流ＩＬのピーク電流が増大してしまうことを抑制することができる。このため、従来技術に比べて、損失を低減することができ、変換効率を向上することができる。
【００６３】
（３）さらに、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２の電位差に基づいて、第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３との割合を制御するようにした。このため、２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電位差に基づいて、コイル電流ＩＬを各コンデンサＣ１，Ｃ２に振り分ける期間の割合が決定される。これにより、コイルＬ１が１つの場合であっても、一つの周期Ｔ内で２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を連続的に制御することができる。さらに、第１〜第３の期間Ｐ１〜Ｐ３が同一の周波数を有する２つの同期したＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４によって制御されるため、出力電流Ｉｏ１と出力電流Ｉｏ２の電流値が異なっている場合であってもＣＣＭ領域で安定に動作させることができる。
【００６４】
（４）各周期Ｔにおいて、第１の期間Ｐ１でコイルＬ１にエネルギーを蓄積した後に、コイルＬ１を介して入力端子Ｐｉと出力端子Ｐｏ１とを接続して出力電圧Ｖｏ１を制御し（第２の期間Ｐ２）、コイルＬ１を介して出力端子Ｐｏ２とグランドＧＮＤとを接続して出力電圧Ｖｏ２を制御するようにした（第３の期間Ｐ３）。これにより、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーを放出する期間（第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３）におけるコイル電流ＩＬの減少傾きを小さくすることができる。このため、出力端子Ｐｏ１１と出力端子Ｐｏ１２とを接続して出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２を制御する期間Ｐ１２を有する従来技術に比べて、コイル電流ＩＬのリップルΔＩＬを小さくすることができる。この結果、従来技術に比べて、損失を低減することができ、電力変換効率を向上させることができる。
【００６５】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態を図４〜図６に従って説明する。この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａは、帰還電圧生成回路及び帰還電圧生成回路の内部構成、及び検出回路６０を追加した点が上記第１実施形態と異なっている。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、先の図１〜図３に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。
【００６６】
図４に示すように、第１制御部２０内の帰還電圧生成回路２１Ａは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ７と、スイッチＳＳ１，ＳＳ２とを有している。
抵抗Ｒ１は、その第１端子が出力端子Ｐｏ１に接続され、第２端子がスイッチＳＳ１の第１端子に接続されている。このスイッチＳＳ１の第２端子は抵抗Ｒ２の第１端子に接続されている。また、抵抗Ｒ２の第１端子はスイッチＳＳ２の第１端子に接続されている。このスイッチＳＳ２の第２端子は抵抗Ｒ７の第１端子に接続されている。抵抗Ｒ７の第２端子は基準電源Ｅ１のプラス側端子に接続されている。スイッチＳＳ１の制御端子には検出回路６０から検出信号ＶＳ１がインバータ回路６１を介して供給され、スイッチＳＳ２の制御端子には検出回路６０から検出信号ＶＳ１が供給される。これらスイッチＳＳ１，ＳＳ２は検出信号ＶＳ１に応答してオン・オフ制御される。なお、これらスイッチＳＳ１，ＳＳ２は、例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタである。
【００６７】
帰還電圧生成回路２２Ａは、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ７と、スイッチＳＳ３，ＳＳ４とを有している。
抵抗Ｒ３の第２端子はスイッチＳＳ３の第１端子に接続され、そのスイッチＳＳ３の第２端子は抵抗Ｒ４の第１端子に接続されている。また、抵抗Ｒ３の第２端子はスイッチＳＳ４の第１端子に接続され、そのスイッチＳＳ４の第２端子は抵抗Ｒ８の第１端子に接続されている。抵抗Ｒ８の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。スイッチＳＳ３の制御端子には検出回路６０から検出信号ＶＳ２がインバータ回路６２を介して供給され、スイッチＳＳ４の制御端子には検出信号ＶＳ２が供給される。これらスイッチＳＳ３，ＳＳ４は検出信号ＶＳ２に応答してオン・オフ制御される。なお、これらスイッチＳＳ３，ＳＳ４は、例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタである。
【００６８】
検出回路６０には、ＰＷＭ信号Ｓ３及びＰＷＭ信号Ｓ４が供給される。検出回路６０は、ＰＷＭ信号Ｓ３及びＰＷＭ信号Ｓ４に基づいて、第２の期間Ｐ２の時間幅が０ｓであるか否か、又は第３の期間Ｐ３の時間幅が０ｓであるか否かを検出する。検出回路６０は、上記検出結果に基づいて、スイッチＳＳ１，ＳＳ２をオン・オフ制御する検出信号ＶＳ１と、スイッチＳＳ３，ＳＳ４をオン・オフ制御する検出信号ＶＳ２を生成する。
【００６９】
例えば検出回路６０は、第２の期間Ｐ２の時間幅が０ｓであることを検出したときに、Ｈレベルの検出信号ＶＳ１及びＬレベルの検出信号ＶＳ２を生成する。ここで、第２の期間Ｐ２の時間幅が０ｓのときには、一つの周期Ｔ内で第１の期間Ｐ１及び第３の期間Ｐ３のみが実行され、一つの周期Ｔ内でスイッチ回路ＳＷ３が常にオンしている状態である。このため、検出回路６０は、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（制御信号ＳＧ１，ＳＧ３）の一周期内でスイッチ回路ＳＷ３がオフしないことを検出したときに、Ｈレベルの検出信号ＶＳ１を生成していると言える。
【００７０】
このとき、帰還電圧生成回路２１Ａでは、Ｈレベルの検出信号ＶＳ１に応答して、スイッチＳＳ１がオフされスイッチＳＳ２がオンされ、出力端子Ｐｏ１がノードＮ３及び誤差増幅回路２３から切り離される。これにより、帰還電圧生成回路２１Ａ、誤差増幅回路２３及びＰＷＭ比較回路２４を含む第１制御部２０のフィードバックループから出力端子Ｐｏ１が切り離されることになる。また、スイッチＳＳ２がオンされるため、誤差増幅回路２３の反転入力端子には、抵抗Ｒ７を介して基準電源Ｅ１が接続され、基準電圧Ｖｒに応じた帰還電圧ＶＦＢ１が供給される。その一方で、帰還電圧生成回路２２Ａでは、Ｌレベルの検出信号ＶＳ２に応答して、スイッチＳＳ３がオンされスイッチＳＳ４がオフされる。これにより、誤差増幅回路２３の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏ２と基準電圧Ｖｒとの電位差に応じた帰還電圧ＶＦＢ２が供給される。
【００７１】
この場合の誤差増幅回路２３及びＰＷＭ比較回路２４は、基準電圧Ｖｒに応じた帰還電圧ＶＦＢ１と出力電圧Ｖｏ２に応じた帰還電圧ＶＦＢ２とが等しくなるように、スイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御する。これにより、出力電圧Ｖｏ２が基準電圧Ｖｒ及び抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ７に基づく目標電圧に維持される。なお、このとき、上述したようにスイッチ回路ＳＷ３はオン状態に維持される。
【００７２】
一方、検出回路６０は、第３の期間Ｐ３の時間幅が０ｓであることを検出したときに、Ｌレベルの検出信号ＶＳ１及びＨレベルの検出信号ＶＳ２を生成する。ここで、第３の期間Ｐ３の時間幅が０ｓのときには、一つの周期Ｔ内でスイッチ回路ＳＷ１が常にオンしている状態である。このため、検出回路６０は、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４（制御信号ＳＧ１，ＳＧ３）の一周期内でスイッチ回路ＳＷ１がオフしないことを検出したときに、Ｈレベルの検出信号ＶＳ２を生成していると言える。
【００７３】
このとき、帰還電圧生成回路２２Ａでは、Ｈレベルの検出信号ＶＳ２に応答して、スイッチＳＳ３がオフされスイッチＳＳ４がオンされ、出力端子Ｐｏ２がノードＮ４及び誤差増幅回路２３から切り離される。これにより、帰還電圧生成回路２２Ａ、誤差増幅回路２３及びＰＷＭ比較回路２４を含む第１制御部２０のフィードバックループから出力端子Ｐｏ２が切り離されることになる。また、スイッチＳＳ４がオンされるため、誤差増幅回路２３の非反転入力端子には、抵抗Ｒ８を介してグランドＧＮＤが接続され、グランドＧＮＤ電位に応じた帰還電圧ＶＦＢ２が供給される。その一方で、帰還電圧生成回路２１Ａでは、Ｌレベルの検出信号ＶＳ１に応答して、スイッチＳＳ１がオンされスイッチＳＳ２がオフされる。これにより、誤差増幅回路２３の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏ１に応じた帰還電圧ＶＦＢ１が供給される。
【００７４】
この場合の誤差増幅回路２３及びＰＷＭ比較回路２４は、出力電圧Ｖｏ１に応じた帰還電圧ＶＦＢ１とグランドＧＮＤ電位に応じた帰還電圧ＶＦＢ２とが等しくなるように、スイッチ回路ＳＷ３をオン・オフ制御する。これにより、出力電圧Ｖｏ１がグランドＧＮＤ電位及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ８に基づく目標電圧に維持される。なお、このとき、上述したようにスイッチ回路ＳＷ１はオン状態に維持される。
【００７５】
次に、検出回路６０の内部構成例を説明する。
図５に示すように、検出回路６０は、インバータ回路６１，６２と、オア回路６３と、Ｄ−フリップフリップ回路（Ｄ−ＦＦ回路）６４〜６７とを有している。
【００７６】
インバータ回路６１は、ＰＷＭ信号Ｓ３を論理反転した信号をＤ−ＦＦ回路６４〜６７のクロック端子に供給する。インバータ回路６２は、ＰＷＭ信号Ｓ４を論理反転した信号をオア回路６３に出力する。オア回路６３は、インバータ回路６２の出力信号とＰＷＭ信号Ｓ３とを論理和演算した結果を持つ出力信号をＤ−ＦＦ回路６４のリセット端子Ｒに供給する。
【００７７】
Ｄ−ＦＦ回路６４の入力端子Ｄには、図示しない電源回路により生成された高電位電源電圧ＶＤＤが供給される。Ｄ−ＦＦ回路６４の出力端子Ｑから出力信号Ｑ１が次段のＤ−ＦＦ回路６５の入力端子Ｄに出力される。そして、Ｄ−ＦＦ回路６５の出力端子Ｑから上記検出信号ＶＳ１が出力される。
【００７８】
このようなＤ−ＦＦ回路６４，６５、インバータ回路６１，６２及びオア回路６３は、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一周期内でスイッチ回路ＳＷ３がオフしないことを検出したときに、Ｈレベルの検出信号ＶＳ１を生成する第１検出回路として機能する。
【００７９】
Ｄ−ＦＦ回路６６の入力端子Ｄには高電位電源電圧ＶＤＤが供給される。Ｄ−ＦＦ回路６６のリセット端子ＲにはＰＷＭ信号Ｓ４が供給される。そして、Ｄ−ＦＦ回路６６の出力端子Ｑから出力信号Ｑ２が次段のＤ−ＦＦ回路６７の入力端子Ｄに出力される。そして、Ｄ−ＦＦ回路６７の出力端子Ｑから上記検出信号ＶＳ２が出力される。
【００８０】
このようなＤ−ＦＦ回路６６，６７及びインバータ回路６１は、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一周期内でスイッチ回路ＳＷ１がオフしないことを検出したときに、Ｈレベルの検出信号ＶＳ２を生成する第２検出回路として機能する。
【００８１】
なお、本実施形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａが電源装置及び電源の一例、検出信号ＶＳ１が第１検出信号の一例、検出信号ＶＳ２が第２検出信号の一例である。
次に、上記検出回路６０の動作を説明する。まず、第３の期間Ｐ３が０ｓになるときの検出回路６０の動作について説明する。
【００８２】
図６（ａ）に示す期間Ｔａのように、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一つの周期Ｔ内にＰＷＭ信号Ｓ４がＬレベルとなる期間が発生する場合には、そのＬレベルのＰＷＭ信号Ｓ４によってＤ−ＦＦ回路６６がリセットされて出力信号Ｑ１がＬレベルになる（時刻ｔ１０参照）。このため、Ｄ−ＦＦ回路６７からはＬレベルの検出信号ＶＳ２が出力される。そして、このＬレベルの検出信号ＶＳ１に応答して、スイッチＳＳ３がオンされ、スイッチＳＳ４がオフされる。
【００８３】
一方、期間Ｔｂのように、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一つの周期Ｔ内にＰＷＭ信号Ｓ４がＬレベルとなる期間が発生しない場合、つまり第３の期間Ｐ３が０ｓとなった場合には、上記周期Ｔ内においてＤ−ＦＦ回路６６がリセットされない。詳述すると、ＰＷＭ信号Ｓ３の立ち下がりエッジに応答してＤ−ＦＦ回路６６の出力信号Ｑ２がＨレベルになる（時刻ｔ１１参照）。その後、ＰＷＭ信号Ｓ４がＬレベルに遷移しないため、上記Ｈレベルとなった出力信号Ｑ２がＬレベルに遷移せずに、次の周期ＴでもＨレベルの出力信号Ｑ２がＤ−ＦＦ回路６７の入力端子Ｄに供給される。そして、次の周期ＴのＰＷＭ信号Ｓ３の立ち下がりエッジに応答して、Ｄ−ＦＦ回路６７からＨレベルの検出信号ＶＳ２が出力される（時刻ｔ１２参照）。そして、このＨレベルの検出信号ＶＳ２に応答して、スイッチＳＳ３がオフされ、スイッチＳＳ４がオンされる。
【００８４】
次に、第２の期間Ｐ２が０ｓになるときの検出回路６０の動作について説明する。
図６（ｂ）に示す期間Ｔｃのように、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一つの周期Ｔ内において、ＰＷＭ信号Ｓ３がＬレベルの期間にＰＷＭ信号Ｓ４のＨレベルのパルスが発生する場合には、オア回路６３から出力されるＬレベルの出力信号によってＤ−ＦＦ回路６４がリセットされる（時刻ｔ２０参照）。このため、Ｄ−ＦＦ回路６４からＬレベルの出力信号Ｑ１が出力され、Ｄ−ＦＦ回路６５からＬレベルの検出信号ＶＳ１が出力される。そして、このＬレベルの検出信号ＶＳ１に応答して、スイッチＳＳ１がオンされ，スイッチＳＳ２がオフされる。
【００８５】
一方、期間Ｔｄのように、ＰＷＭ信号Ｓ３，Ｓ４の一つの周期Ｔ内において、ＰＷＭ信号Ｓ３がＬレベルの期間にＰＷＭ信号Ｓ４のＨレベルのパルスが発生しない場合、つまり第２の期間Ｐ２が０ｓになった場合には、上記周期Ｔ内においてＤ−ＦＦ回路６４がリセットされない。詳述すると、ＰＷＭ信号Ｓ３の立ち下がりエッジに応答してＤ−ＦＦ回路６６の出力信号Ｑ１がＨレベルになる。その後、ＰＷＭ信号Ｓ３がＬレベルであってＰＷＭ信号Ｓ４がＨレベルである期間が発生しないため、オア回路６３の出力信号がＬレベルに遷移しない。このため、上記Ｈレベルとなった出力信号Ｑ１がＬレベルに遷移せずに、次の周期ＴでもＨレベルの出力信号Ｑ１がＤ−ＦＦ回路６５の入力端子Ｄに供給される。そして、次の周期ＴのＰＷＭ信号Ｓ３の立ち下がりエッジに応答して、Ｄ−ＦＦ回路６５からＨレベルの検出信号ＶＳ１が出力される。そして、このＨレベルの検出信号ＶＳ１に応答して、スイッチＳＳ１がオフされ、スイッチＳＳ２がオンされる。
【００８６】
次に、負荷２が急変して無負荷になった場合のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの動作について説明する。
負荷２が急変して無負荷になると、出力電圧Ｖｏ１が急激に増加し、出力電圧Ｖｏ１が目標電圧よりも高くなる（オーバーシュートする）。この負荷２の急変後に上述のように第２の期間Ｐ２が０ｓになると、それが検出回路６０で検出され、その検出回路６０からＨレベルの検出信号ＶＳ１及びＬレベルの検出信号ＶＳ２が出力される。これら検出信号ＶＳ１，ＶＳ２に応答して、スイッチＳＳ１，ＳＳ４がオフされ、スイッチＳＳ２，ＳＳ３がオンされる。これにより、上述のようにオーバーシュートした出力電圧Ｖｏ１が生成される出力端子Ｐｏ１が誤差増幅回路２３から切り離される。したがって、第１制御部２０では、出力電圧Ｖｏ１及び出力電圧Ｖｏ２のうち出力電圧Ｖｏ２のみに応じてフィードバック制御が行われる。このため、負荷２が急変して無負荷になって出力電圧Ｖｏ１がオーバーシュートした場合であっても、その出力電圧Ｖｏ１が出力電圧Ｖｏ２に与える影響を低減することができる。すなわち、出力電圧Ｖｏ１のオーバーシュートに伴って出力電圧Ｖｏ２がオーバーシュートやアンダーシュートすることを好適に抑制することができる。そして、第１制御部２０によるフィードバック制御によって出力電圧Ｖｏ２を目標電圧に安定させることができる。
【００８７】
なお、ここでは詳細な説明を省略するが、負荷３の急変によって第３の期間Ｐ３が０ｓになった場合には、出力端子Ｐｏ２を誤差増幅回路２３から切り離すことで、出力電圧Ｖｏ１を目標電圧に安定させることができる。
【００８８】
以上説明した実施形態によれば、第１実施形態の（１）〜（４）の効果に加えて以下の効果を奏する。
（５）第２の期間Ｐ２が０ｓになったことを検出したときにＨレベルの検出信号ＶＳ１を生成し、出力端子Ｐｏ１を誤差増幅回路２３から切り離すようにした。また、第３の期間Ｐ３が０ｓになったことを検出したときにＨレベルの検出信号ＶＳ２を生成し、出力端子Ｐｏ２を誤差増幅回路２３から切り離すようにした。これらにより、負荷急変などに起因して一方の出力電圧がオーバーシュートやアンダーシュートした場合であっても、それに合わせて他方の出力電圧がアンダーシュートやオーバーシュートすることを抑制することができる。すなわち、負荷急変時の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の電圧変動を改善することができる。
【００８９】
（他の実施形態）
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記各実施形態では、各周期Ｔにおいて、第１の期間Ｐ１、第２の期間Ｐ２及び第３の期間Ｐ３の順に実行するようにした。これに限らず、例えば各周期Ｔにおいて、第１の期間Ｐ１、第３の期間Ｐ３及び第２の期間Ｐ２の順に実行するようにしてもよい。
【００９０】
・上記各実施形態では、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２との電位差に基づいて、第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３との割合を制御するようにした。これに限らず、例えば出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のうち出力電圧Ｖｏ１のみに基づいて、第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３との割合を制御するようにしてもよい。この場合には、例えば周期Ｔにおいて、第１制御部２０によって第１の期間Ｐ１の時間幅が決定されるとともに、出力電圧Ｖｏ１に基づいて、負荷２に所望の出力電流Ｉｏ１が流れるように第２の期間Ｐ２の時間幅が決定される。そして、周期Ｔから上記決定された時間幅を除いた残りの時間が第３の期間Ｐ３に割り当てられる。あるいは、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のうち出力電圧Ｖｏ２のみに基づいて、第２の期間Ｐ２と第３の期間Ｐ３との割合を制御するようにしてもよい。この場合には、例えば周期Ｔにおいて、第１制御部２０によって第１の期間Ｐ１の時間幅が決定されるとともに、出力電圧Ｖｏ２に基づいて、負荷３に所望の出力電流Ｉｏ２が流れるように第３の期間Ｐ３の時間幅が決定される。そして、周期Ｔから上記決定された時間幅を除いた残りの時間が第２の期間Ｐ２に割り当てられる。
【００９１】
・上記各実施形態では、スイッチ回路ＳＷ１の一例としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを開示したが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、スイッチ回路ＳＷ１としてバイポーラトランジスタを用いてもよい。あるいは、スイッチ回路ＳＷ１として複数のトランジスタを含むスイッチ回路を用いてもよい。
【００９２】
・上記各実施形態では、スイッチ回路ＳＷ３の一例としてＮチャネルＭＯＳトランジスタを開示したが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、スイッチ回路ＳＷ２としてバイポーラトランジスタを用いてもよい。あるいは、スイッチ回路ＳＷ２として複数のトランジスタを含むスイッチ回路を用いてもよい。
【００９３】
・上記各実施形態における制御部１１（第１制御部２０、第２制御部３０及びロジック回路４０）の内部構成は特に限定されない。
・上記各実施形態における発振器５０は、鋸歯状波信号である周期信号ＣＫを生成するようにした。これに限らず、発振器５０が三角波信号を生成するようにしてもよい。
【００９４】
・上記各実施形態では、電圧制御モードのＤＣ−ＤＣコンバータに具体化したが、電流制御モードのＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。
・上記各実施形態及び上記各変形例では、ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化したが、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータやＰＳＭ（Pulse Skipping Modulation）制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。但し、この場合であっても、スイッチ回路ＳＷ１をオン・オフ制御する制御信号と、スイッチ回路ＳＷ３をオン・オフ制御する制御信号とは同一周期の信号であることが好ましい。
【符号の説明】
【００９５】
１，１Ａ  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１  制御部
２０  第１制御部
２１，２２，２１Ａ，２２Ａ  帰還電圧生成回路
２３  誤差増幅回路
２４  ＰＷＭ比較回路
３０  第２制御部
３１  帰還電圧生成回路
３２  誤差増幅回路
３３  ＰＷＭ比較回路
４０  ロジック回路
５０  発振器
６０  検出回路
６１，６２  インバータ回路
６３  オア回路
６４〜６７  Ｄ−ＦＦ回路
Ｌ１  コイル
ＳＷ１〜ＳＷ４  スイッチ回路
Ｐｉ  入力端子
Ｐｏ１，Ｐｏ２  出力端子
【図１】
2014166092.tif 000008
【図２】
2014166092.tif 000009
【図３】
2014166092.tif 000010
【図４】
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【図５】
2014166092.tif 000012
【図６】
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【図７】
2014166092.tif 000014
【図８】
2014166092.tif 000015