(57)【要約】【課題】  電力損失を低減して変換効率を向上することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】  本発明の電力変換装置は、交流電源１１と、平滑コンデンサ１２と、インダクタ１３と、オン時にインダクタに電流を通流させる第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５と、平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第１のダイオード１６及び第２のダイオード１７と、第１のスイッチング素子１４または第２のスイッチング素子１５に流れる電流を検出するシャント抵抗２６と、シャント抵抗２６とアノード側が接地された第３のダイオード２０及び第４のダイオード２１とを有する。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の入力端子間に接続された交流電源と、
一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサと、
前記入力端子および前記出力端子の間に接続されたインダクタと、
前記交流電源の電圧の正の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時に前記インダクタに電流を通流させる第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子がオフ時に前記インダクタの逆起電力により生じる電流で前記平滑コンデンサを充電する電流経路を形成する第１のダイオードと、
前記交流電源の電圧の負の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時に前記インダクタに電流を通流させる第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子がオフ時に前記インダクタの逆起電力により生じる電流で前記平滑コンデンサを充電する電流経路を形成する第２のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に流れる電流を検出するシャント抵抗と、
前記第１のスイッチング素子と前記シャント抵抗に並列に配置され、前記シャント抵抗とアノード側が接地された第３のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子と前記シャント抵抗に並列に配置され、前記シャント抵抗とアノード側が接地された第４のダイオードと、
を有する電力変換装置。
【請求項２】
前記シャント抵抗は、前記第１のスイッチング素子と前記第３のダイオードの間に接続された第１のシャント抵抗と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のダイオードの間に接続された第２のシャント抵抗とからなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴからなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子は、ＦＥＴからなることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７は、昇圧チョッパと呼ばれる従来の電力変換装置の回路図である。一般的には交流電源１０１の一端には、リアクタ１０２を介して、第１のスイッチング素子１０３及び第１のシャント抵抗１０５からなる直列回路と、第１のダイオード１０７が接続されている。また、交流電源１０１の他端には、第２のスイッチング素子１０４及び第２のシャント抵抗１０６からなる直列回路と、第２のダイオード１０８が接続されている。さらに、ダイオード１０７、１０８の出力側と、シャント抵抗１０５、１０６の出力側の間には平滑コンデンサ１０９が接続されている。
【０００３】
次に、図８を用いて、上記構成の電力変換装置の電流経路を説明する。図８（ａ）は交流電源１０１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１０３がオンの場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１０１、リアクタ１０２、第１のスイッチング素子１０３、第１のシャント抵抗１０５、第２のシャント抵抗１０６、第２のスイッチング素子１０４または第２のスイッチング素子１０４の寄生ダイオード１１１、電源１０１の経路で流れる。このとき、リアクタ１０２にエネルギーが蓄えられる。
【０００４】
図８（ｂ）は、交流電源１０１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１０３がオフの場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１０１、リアクタ１０２、第１のダイオード１０７、平滑コンデンサ１０９、第２のシャント抵抗１０６、第２のスイッチング素子１０４または第２のスイッチング素子１０４の寄生ダイオード１１１、電源１０１の経路で流れる。このとき、リアクタ１０２に蓄えられたエネルギーが、平滑コンデンサ１０９に出力される。
【０００５】
上記と同様に、交流電源１０１の交流電圧が負で、第２のスイッチング素子１０４がオンとオフのそれぞれの場合の電流経路を図８（ｃ）と（ｄ）に示す。ここでも、第２のスイッチング素子１０４がオンのときにリアクタ１０２にエネルギーが蓄えられ、第２のスイッチング素子１０４がオフのときに平滑コンデンサ１０９に出力される。
【０００６】
このように、従来の電力変換装置は、第１のスイッチング素子１０３と第２のスイッチング素子１０４がスイッチング動作を繰り返して、リアクタ１０２に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ１０９に出力することにより出力電圧を昇圧する。
【０００７】
なお、第１のスイッチング素子１０３のスイッチング動作は、第１のシャント抵抗１０５に流れる電流を検出して制御される。また、第２のスイッチング素子１０４のスイッチング動作は、第２のシャント抵抗１０６に流れる電流を検出して制御される。
【０００８】
上述した昇圧チョッパ型の電力変換装置としては、例えば、特許文献１や特許文献２を挙げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−２０８２９０号公報
【特許文献２】特開２００３−３３３８５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、従来の電力変換装置は、第１のスイッチング素子１０３と第２のスイッチング素子１０４のスイッチング動作中、第１のシャント抵抗１０５と第２のシャント抵抗１０６の両方またはどちらか一方に絶えず電流が流れることで電力損失が生じ、変換効率が低下するという問題があった。
【００１１】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、電力損失を低減して変換効率を向上することができる電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、一対の入力端子間に接続された交流電源と、一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサと、入力端子および出力端子の間に接続されたインダクタと、交流電源の電圧の正の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタに電流を通流させる第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子がオフ時にインダクタの逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサを充電する電流経路を形成する第１のダイオードと、交流電源の電圧の負の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタに電流を通流させる第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子がオフ時にインダクタの逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサを充電する電流経路を形成する第２のダイオードと、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子に流れる電流を検出するシャント抵抗と、第１のスイッチング素子とシャント抵抗に並列に配置され、シャント抵抗とアノード側が接地された第３のダイオードと、第２のスイッチング素子とシャント抵抗に並列に配置され、シャント抵抗とアノード側が接地された第４のダイオードとを有することを特徴とする。
【００１３】
また、シャント抵抗は、第１のスイッチング素子と第３のダイオードの間に接続された第１のシャント抵抗と、第２のスイッチング素子と第４のダイオードの間に接続された第２のシャント抵抗とからなることを特徴とする。
【００１４】
また、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴからなることを特徴とする
また、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子は、ＦＥＴからなることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の電力変換装置によれば、電力損失を低減して電力変換効率を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の電力変換装置に係る第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】第１の実施形態における電流経路を説明する図である。
【図３】本発明の電力変換装置に係る第２の実施形態を示す回路図である。
【図４】第２の実施形態における電流経路を説明する図である。
【図５】本発明の電力変換装置に係る第３の実施形態を示す回路図である。
【図６】第３の実施形態における電流経路を説明する図である。
【図７】従来の電力変換装置の回路図である。
【図８】従来の電力変換装置における電流経路を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明の電力変換装置に係る実施形態について、図を参照しながら以下に説明する。なお、本発明の図面において、同一の参照符号は、同一部分または相当部分を表わすものとする。
【００１８】
〔実施形態１〕
図１は、本発明の電力変換装置に係る第１の実施形態を示す回路図である。本発明の電力変換装置は、一対の入力端子間に接続された交流電源１１と、一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサ１２と、入力端子および出力端子の間に接続されたインダクタ１３とを備える。
【００１９】
また、交流電源１１の交流電圧が正の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第１のスイッチング素子１４と、第１のスイッチング素子１４がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第１のダイオード１６とを備える。
【００２０】
また、交流電源１１の交流電圧が負の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第２のスイッチング素子１５と、第２のスイッチング素子１５がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第２のダイオード１７とを備える。
【００２１】
また、第１のスイッチング素子１４に流れる電流を検出するための第１のシャント抵抗１８と、第２のスイッチング素子１５に流れる電流を検出するための第２のシャント抵抗１９とを備える。
【００２２】
さらに、第１のスイッチング素子１４と第１のシャント抵抗１８からなる直列回路と並列に配置され、第１のシャント抵抗１８とアノード側が接地された第３のダイオード２０と、第２のスイッチング素子１５と第２のシャント抵抗１９からなる直列回路と並列に配置され、第２のシャント抵抗１９とアノード側が接地された第４のダイオード２１とを備える。
【００２３】
第１の実施形態において、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５には、電圧駆動時に駆動電力が少ないＦＥＴ（Field effect transistor）を用いており、ソース・ドレイン間には寄生ダイオード２２、２３を保有している。
【００２４】
図２は、第１の実施形態の電力変換装置の電流経路を説明するものである。図２（ａ）は交流電源１１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１４がオンの場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１１、リアクタ１３、第１のスイッチング素子１４、シャント抵抗１８、第４のダイオード２１、電源１１の経路で流れ、リアクタ１３にエネルギーが蓄えられる。
【００２５】
ここで、従来の電力変換装置では、交流電源１１に還るリターン電流が、一点鎖線の矢印で示すように、第２のシャント抵抗１９と、第２のスイッチング素子１５または第２のスイッチング素子１５の寄生ダイオード２３に流れることで電力損失を生じさせていた。これに対して、第１の実施形態の電力変換装置では、第２のシャント抵抗１９及び第２のスイッチング素子１５と並列に第４のダイオード２１を設けたため、破線の矢印で示すように、リターン電流が抵抗の低い第４のダイオード２１を経由して交流電源１１に還る。このため、第２のシャント抵抗１９と第２のスイッチング素子１５（寄生ダイオード２３）にはリターン電流が流れなくなり、電力損失を低減することができる。
【００２６】
図２（ｂ）は、交流電源１１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１４がオフになった場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１１、リアクタ１３、第１のダイオード１６、平滑コンデンサ１２、第４のダイオード２１、電源１１の経路で流れ、このときリアクタ１３に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ１２に出力される。
【００２７】
ここでも、従来の電力変換装置では、交流電源１１に還るリターン電流が、一点鎖線の矢印で示すように、第２のシャント抵抗１９と、第２のスイッチング素子１５または第２のスイッチング素子１５の寄生ダイオード２３に流れることで電力損失を生じさせていた。これに対して、第１の実施形態の電力変換装置では、第２のシャント抵抗１９及び第２のスイッチング素子１５と並列に第４のダイオード２１を設けたため、リターン電流が抵抗の低い第４のダイオード２１を経由して交流電源１１に還る。このため、第２のシャント抵抗１９と第２のスイッチング素子１５（寄生ダイオード２３）にはリターン電流が流れなくなり、電力損失を低減することができる。
【００２８】
図２（ｃ）、（ｄ）は、交流電源１１の交流電圧が負のときに、第２のスイッチング素子１５がオンとオフのそれぞれの場合の電流経路を示すものである。ここでも、従来の電力変換装置では、リアクタ１３及び交流電源１１へ流れる電流が、一点鎖線の矢印で示すように、第１のシャント抵抗１８と、第１のスイッチング素子１４または第１のスイッチング素子１４の寄生ダイオード２２を経由して流れることで電力損失を生じさせていた。これに対して、第１の実施形態の電力変換装置では、第１のシャント抵抗１８及び第１のスイッチング素子１４と並列に第３のダイオード２０を設けたため、リアクタ１３及び交流電源１１に流れる電流が、抵抗の低い第３のダイオード２０を経由して流れる。このため、第１のシャント抵抗１８と第１のスイッチング素子１４（寄生ダイオード２２）には電流が流れなくなり、電力損失を低減することができる。
【００２９】
以上のように、第１の実施形態の電力変換装置では、第１のスイッチング素子１４と第１のシャント抵抗１８に並列に配置され、第１のシャント抵抗１８とアノード側が接地された第３のダイオード２０と、第２のスイッチング素子１５と第２のシャント抵抗１９に並列に配置され、第２のシャント抵抗１９とアノード側が接地された第４のダイオード２１とを有する。
【００３０】
これにより、交流電源１１に還るリターン電流は、シャント抵抗とスイッチング素子からなる直列回路よりも抵抗の低い、第３のダイオード２０または第４のダイオード２１に迂回して流れる。このため、第１のシャント抵抗１８と第１のスイッチング素子１４（寄生ダイオード２２）、または、第２のシャント抵抗１９と第２のスイッチング素子１５（寄生ダイオード２３）にリターン電流が流れることによる電力損失が低減されて、電力変換装置の変換効率を向上することができる。
【００３１】
〔実施形態２〕
図３は、本発明の電力変換装置の第２の実施形態を示す回路図である。第１の実施形態との違いは、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いたことであり、他の構成については第１の実施形態と同じであるため、同じ符号を付記して詳細な説明は省略する。
【００３２】
ＩＧＢＴは、ＦＥＴと同様に電圧駆動時の駆動電力が少ないという特徴を備え、さらにオン時にコレクターエミッタ間の電圧降下が小さく通電損失が少ないという特徴を有する。
【００３３】
従来の電力変換装置では、例えば正の交流電圧のとき、電流をリアクタと第１のスイッチング素子及び第１のシャント抵抗に流した後、第２のスイッチング素子を介して交流電源に還すために、第２のスイッチング素子には双方向にスイッチングできるＦＥＴを用いる必要があった。そして、ＦＥＴをＯＮ状態とするか、または、ＦＥＴのＯＦＦ状態の寄生ダイオードによって、第２のスイッチング素子の逆方向に電流を流していた。また、負の交流電圧のときも、電流を交流電源に還すためにＦＥＴを用いる必要があった。
【００３４】
本発明の電力変換装置では、第１のスイッチング素子１４及び第１のシャント抵抗１８と並列に第３のダイオード２０を備え、第２のスイッチング素子１５及び第２のシャント抵抗１９と並列に第４のダイオード２１を備える。このため、交流電源１１に還る電流が第３のダイオード２０または第４のダイオード２１にバイパスして流れるので、スイッチング素子の逆方向に電流を流す必要はなくなり、ＦＥＴに代えて安価なＩＧＢＴを用いることができる。
【００３５】
図４は、第２の実施形態の電力変換装置の電流経路を説明するものである。図４に示すように、第２の実施形態の電力変換装置においても、第１の実施形態と同様の電流経路となり、特に、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５がＩＧＢＴの場合、スイッチング素子の逆方向には電流を流さないため、交流電源１１やリアクタ１３に還るリターン電流は、完全に第３のダイオード２０または第４のダイオード２１を経由して流れる。このため、第１のシャント抵抗１８や第２のシャント抵抗１９には電流検出時以外には電流が全く流れないので、シャント抵抗に電流が流れることによる電力損失をさらに低減することができる。
【００３６】
また、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５にＩＧＢＴを用いることにより、第１のスイッチング素子１４または第２のスイッチング素子１５のオン時にコレクターエミッタ間の電圧降下が小さくなり、スイッチング素子に電流が流れることによる通電損失を減少させることができる。
【００３７】
〔実施形態３〕
図５は、本発明の電力変換装置の第３の実施形態を示す回路図である。第２の実施形態との違いは、第１のシャント抵抗１８と第２のシャント抵抗１９を共通のシャント抵抗２６に置き換えたことであり、他の構成については第２の実施形態と同じであるため、同じ符号を付記して詳細な説明は省略する。
【００３８】
図５に示すように、第３の実施形態の電力変換装置は、一対の入力端子間に接続された交流電源１１と、一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサ１２と、入力端子および出力端子の間に接続されたインダクタ１３とを備える。
【００３９】
また、交流電源１１の交流電圧が正の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第１のスイッチング素子１４と、第１のスイッチング素子１４がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第１のダイオード１６とを備える。
【００４０】
また、交流電源１１の交流電圧が負の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第２のスイッチング素子１５と、第２のスイッチング素子１５がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第２のダイオード１７とを備える。
【００４１】
そして、第１のスイッチング素子１４または第２のスイッチング素子１５に流れる電流を検出する共通のシャント抵抗２６と、第１のスイッチング素子１４と共通のシャント抵抗２６に並列に配置され、シャント抵抗２６とアノード側が接地された第３のダイオード２０と、第２のスイッチング素子１５と共通のシャント抵抗２６に並列に配置され、シャント抵抗２６とアノード側が接地された第４のダイオード２１とを備える。
【００４２】
上記のように、第３の実施形態の電力変換装置では、第１のシャント抵抗１８と第２のシャント抵抗１９を共通の１つのシャント抵抗２６で構成することにより、電力変換装置を小型化して、さらに低コストで実現することができる。
【００４３】
図６は、第３の実施形態の電力変換装置の電流経路を説明するものである。図６に示すように、第３の実施形態の電力変換装置においても、第１の実施形態や第２の実施形態と同様の電流経路となる。
【００４４】
図６（ａ）は交流電源１１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１４がオンの場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１１、リアクタ１３、第１のスイッチング素子１４、共通のシャント抵抗２６、第４のダイオード２１、電源１１の経路で流れ、リアクタ１３にエネルギーが蓄えられる。
【００４５】
ここで、従来の電力変換装置では、第１のシャント抵抗１８と第２のシャント抵抗１９を共通の１つのシャント抵抗２６で構成すると、第４のダイオード２１を備えていないので、リターン電流を交流電源１１に還すための電流経路を形成できなかったが、第３の実施形態の電力変換装置では、破線の矢印で示すように、リターン電流を第４のダイオード２１に経由させて交流電源１１に還す電流経路を形成することができ、また、電流経路に存在する抵抗成分で生じる電力損失を低減することができる。
【００４６】
また、図６（ｂ）に、交流電源１１の交流電圧が正で、第１のスイッチング素子１４がオフになった場合の電流経路を示す。ここで電流は、破線矢印で示すように、電源１１、リアクタ１３、第１のダイオード１６、平滑コンデンサ１２、第４のダイオード２１、電源１１の経路で流れ、このときリアクタ１３に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ１２に出力される。
【００４７】
ここでも、リターン電流を第４のダイオード２１に経由させて交流電源１１に還す電流経路を形成することができ、また、電流経路に存在する抵抗成分で生じる電力損失を低減することができる。
【００４８】
また、図６（ｃ）、（ｄ）に示すように、交流電源１１の交流電圧が負の場合も同様に、リターン電流を第３のダイオード２０に経由させて交流電源１１に還す電流経路を形成することができるため、電流経路に存在する抵抗成分で生じる電力損失を低減することができる。
【００４９】
なお、第３の実施形態の電力変換装置のように、第１のシャント抵抗１８と第２のシャント抵抗１９を共通の１つのシャント抵抗２６で構成する場合、第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５として、ＦＥＴに代えてＩＧＢＴしか用いることができない。
【００５０】
第１のスイッチング素子１４及び第２のスイッチング素子１５をＦＥＴで構成すると、例えば、図６（ａ）の場合に、第２のスイッチング素子１５のＦＥＴをオフにしても内部に保有する寄生ダイオードにより、共通のシャント抵抗２６に流れるべき電流の全ての電流が第２のスイッチング素子１５にリークするため、シャント抵抗２６で正確な電流を検出することができずＰＦＣ回路が制御不能に陥る。
【００５１】
これに対して、ＩＧＢＴはスイッチングのオン・オフに関わらず、スイッチング素子の逆方向には電流を流さない特性を有するため、第２のスイッチング素子１５への電流のリークを防止することができ、共通のシャント抵抗２６により第１のスイッチング素子１４に流れる電流を正確に検出することができる。同様に、第２のスイッチング素子１５に流れる電流についても、第１のスイッチング素子１４へのリークを防止することができ、共通のシャント抵抗２６により正確に検出することができる。
【００５２】
以上説明したように、本発明の電力変換装置は、一対の入力端子間に接続された交流電源１１と、一対の出力端子間に接続された平滑コンデンサ１２と、入力端子および出力端子の間に接続されたインダクタ１３と、交流電源の電圧の正の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第１のスイッチング素子１４と、第１のスイッチング素子１４がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第１のダイオード１６と、交流電源の電圧の負の半周期に順方向電圧が印加されて、オン時にインダクタ１３に電流を通流させる第２のスイッチング素子１５と、第２のスイッチング素子１５がオフ時にインダクタ１３の逆起電力により生じる電流で平滑コンデンサ１２を充電する電流経路を形成する第２のダイオード１７と、第１のスイッチング素子１４または第２のスイッチング素子１５に流れる電流を検出するシャント抵抗２６と、第１のスイッチング素子１４とシャント抵抗２６に並列に配置され、シャント抵抗２６とアノード側が接地された第３のダイオード２０と、第２のスイッチング素子１５とシャント抵抗２６に並列に配置され、シャント抵抗２６とアノード側が接地された第４のダイオード２１とを有することにより、シャント抵抗とスイッチング素子が保有する寄生ダイオードを経由して電流が流れることによる電力損失を低減し、電力変換装置の変換効率をさらに向上することができる。
【００５３】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組合せて得られる実施形態についても本発明の技術的に範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、エアコンやデジタル家電製品をはじめ、鉄道、電気自動車、ロボット、さらには、スマートグリッドなど、様々な分野で幅広く利用することが可能であり、電力損失が格段に低く、また小型で大電力を扱える電力変換装置を実現することができる。
【符号の説明】
【００５５】
１１  交流電源
１２  平滑コンデンサ
１３  インダクタ
１４  第１のスイッチング素子
１５  第２のスイッチング素子
１６  第１のダイオード
１７  第２のダイオード
１８  第１のシャント抵抗
１９  第２のシャント抵抗
２０  第３のダイオード
２１  第４のダイオード
２６  共通シャント抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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