(57)【要約】【課題】短絡検知した直後にターンオン時のゲート抵抗を切り替え、ターンオンを遅くしてｄｉ／ｄｔを抑制し、短絡振動を防止する。【解決手段】直交変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成し、第１のスイッチング素子と第１の抵抗と第２の抵抗と第２のスイッチング素子がこの順に直流電源端子間に配列され、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点がスイッチング素子のゲートに接続された第１の直列回路と、第３のスイッチング素子と第３の抵抗がこの順に配列され、直流電源端子の一端とスイッチング素子のゲートの間に接続された第２の直列回路とを備え、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を制御信号により交互に制御するとともに、主回路の短絡を検知して第３のスイッチング素子をターンオンさせて第１の抵抗よりも抵抗値の大きい第３の抵抗をスイッチング素子のゲートに接続する。【選択図】図１
2014117112.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流と交流の間での変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成する半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子のゲート信号を定める制御装置は、
第１のスイッチング素子と第１の抵抗と第２の抵抗と第２のスイッチング素子がこの順に直流電源端子間に配列され、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点が前記スイッチング素子のゲートに接続された第１の直列回路と、
第３のスイッチング素子と第３の抵抗がこの順に配列され、前記直流電源端子の一端と前記スイッチング素子のゲートの間に接続された第２の直列回路とを備え、
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を上位制御装置からの制御信号により交互に制御するとともに、前記主回路の短絡を検知して前記第３のスイッチング素子をターンオンさせて前記第１の抵抗よりも抵抗値の大きい前記第３の抵抗を前記スイッチング素子のゲートに接続することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の半導体制御装置であって、
前記第３のスイッチング素子をターンオンさせて前記第１の抵抗よりも抵抗値の大きい前記第３の抵抗を前記スイッチング素子のゲートに接続するとともに、前記第１のスイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする半導体制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子はセンス電流検知部を備えたものであり、検知したセンス電流の値から主回路の短絡を検知することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子のコレクタ電圧に基づいて短絡を検知することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の半導体制御装置であって、
第４の抵抗と第４のスイッチング素子とがこの順に配列され、前記スイッチング素子のゲートと前記直流電源端子の他端との間に接続された第３の直列回路とを備え、
前記主回路の短絡を検知して前記第４のスイッチング素子をターンオンさせて前記第２の抵抗よりも抵抗値の大きい前記第４の抵抗を前記スイッチング素子のゲートに接続することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項６】
直流と交流の間での変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成する半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子の制御電圧を制御するための駆動部と、前記スイッチング素子の電流をセンスするための電流センス用スイッチング素子と、該電流センス用スイッチング素子の電流をセンス電圧に変換するセンス抵抗と、前記センス電圧に基づいて短絡を検知する短絡検知部と、該短絡検知部が出力する短絡検知信号を遅延又はフィルタリングするノイズマスク部と、前記フィルタ部が出力する信号に基づいて前記スイッチング素子を遮断する駆動遮断部と、前記センス電圧に基づいて短絡を検知し短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部とを有することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載の半導体素子制御装置であって、
前記短絡検知部の検知閾値より前記短絡ｄｉ／ｄｔ制御部の検知閾値が大きいことを特徴とする半導体制御装置。
【請求項８】
直流と交流の間での変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成する半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子の制御電圧を制御するための駆動部と、前記スイッチング素子のコレクタ電圧に基づいて短絡を検知する短絡検知部と、該短絡検知部が出力する短絡検知信号を遅延又はフィルタリングするノイズマスク部と、前記フィルタ部が出力する信号と前記スイッチング素子のゲート電圧に基づいて前記スイッチング素子を遮断する駆動遮断部と、前記前スイッチング素子のコレクタ電圧と前記スイッチング素子のゲート電圧に基づいて短絡を検知し短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部とを有することを特徴とする半導体制御装置。
【請求項９】
電源と負荷の間に電気的接続され電力変換装置であって、
スイッチング用パワー半導体のチップを複数個有するパワーモジュールと、直流端子を有するコンデンサと、前記スイッチング用パワー半導体のチップを制御するための駆動回路と直流電力が供給される直流端子と、回転電機に三相コル流を供給するための交流端子とを有し、
前記スイッチング素子の制御電圧を制御するための駆動部と、前記スイッチング素子の電流をセンスするための電流センス用スイッチング素子と、該電流センス用スイッチング素子の電流をセンス電圧に変換するセンス抵抗と、前記センス電圧に基づいて短絡を検知する短絡検知部と、該短絡検知部が出力する短絡検知信号を遅延又はフィルタリングするノイズマスク部と、前記フィルタ部が出力する信号に基づいて前記スイッチング素子を遮断する駆動遮断部と、前記センス電圧に基づいて短絡を検知し短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９記載の電力変換装置であって、
前記短絡検知部の検知閾値より前記短絡ｄｉ／ｄｔ制御部の検知閾値が大きいことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
電源と負荷の間に電気的接続され電力変換装置であって、
スイッチング用パワー半導体のチップを複数個有するパワーモジュールと、直流端子を有するコンデンサと、前記スイッチング用パワー半導体のチップを制御するための駆動回路と直流電力が供給される直流端子と、回転電機に三相コル流を供給するための交流端子とを有し、
前記スイッチング素子の制御電圧を制御するための駆動部と、前記スイッチング素子のコレクタ電圧に基づいて短絡を検知する短絡検知部と、該短絡検知部が出力する短絡検知信号を遅延又はフィルタリングするノイズマスク部と、前記フィルタ部が出力する信号と前記スイッチング素子のゲート電圧に基づいて前記スイッチング素子を遮断する駆動遮断部と、前記前スイッチング素子のコレクタ電圧と前記スイッチング素子のゲート電圧に基づいて短絡を検知し短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
直流と交流の間での変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成する半導体制御装置であって、
前記スイッチング素子の制御電圧を制御するための駆動部と、前記主回路の短絡を検知する短絡検知部と、該短絡検知部が出力する短絡検知信号に基づいて前記スイッチング素子を遮断する駆動遮断部と、前記短絡検知信号に基づいて短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部とを有することを特徴とする半導体制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体制御装置及び電力変換装置に係り、特に高速性を確保しながら短絡時の短絡電流のｄｉ／ｄｔを低減することができる半導体制御装置及び電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。この変換機能を果すために電力変換装置は複数のスイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への電力変換を行う。
【０００３】
スイッチング素子を駆動する回路では、電源短絡などの異常時に保護回路がないとスイッチング素子に過大な電流が流れ、素子の発熱やスイッチングサージ電圧で破壊してしまうという問題がある。
【０００４】
この短絡時過電流を抑える技術が、特許文献１（特開平３−４０５１７号公報）に記載されている。特許文献１には、スイッチング素子として例えばセンスＩＧＢＴを使用し、そのセンス電流に基づいて過電流及び短絡を検知しスイッチング素子ＩＧＢＴを遮断することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平３−４０５１７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１は、過電流及び短絡時にスイッチング素子ＩＧＢＴを遮断する対策について開示したものであるが、以下に述べるようにターンオン側についても対策すべきである。
【０００７】
電力変換装置では運転時の電力損失を極力低減することが望ましく、この低損失化対策の一環として、スイッチング素子ターンオン時のゲート抵抗を下げてスイッチングを高速化させている。
【０００８】
この対策は通常運転時の損失低減には有効であるが、ゲート抵抗が小さいために短絡時に短絡電流のｄｉ／ｄｔが急増し、短絡電流の振動が起こり、スイッチング素子ＩＧＢＴが破壊に至る可能性が生じる。このため短絡時には、ターンオン側の対策として、ｄｉ／ｄｔを低減することが望ましい。
【０００９】
そこで、本発明の目的は短絡検知した直後にターンオン時のゲート抵抗を切り替え、ターンオンを遅くしてｄｉ／ｄｔを抑制し、短絡振動を防止できる半導体制御装置及び電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以上のことから本発明においては、直流と交流の間での変換を行うために複数のスイッチング素子により主回路を構成する半導体制御装置であって、スイッチング素子のゲート信号を定める制御装置は、第１のスイッチング素子と第１の抵抗と第２の抵抗と第２のスイッチング素子がこの順に直流電源端子間に配列され、第１の抵抗と第２の抵抗の接続点がスイッチング素子のゲートに接続された第１の直列回路と、第３のスイッチング素子と第３の抵抗がこの順に配列され、直流電源端子の一端とスイッチング素子のゲートの間に接続された第２の直列回路とを備え、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を上位制御装置からの制御信号により交互に制御するとともに、主回路の短絡を検知して第３のスイッチング素子をターンオンさせて第１の抵抗よりも抵抗値の大きい第３の抵抗をスイッチング素子のゲートに接続することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、短絡時に発生する電流振動やサージ電圧を低減でき、高速スイッチング、低損失、高耐ノイズ、高信頼の小型パワーモジュールを提供できる。
【００１２】
また、本発明の実施例によれば、駆動部と車載回転電機との間に上記パワーモジュール回路を備えた小型・高出力電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】半導体制御装置の代表的な構成を示す図。
【図２】具体的な電気的回路構成を示すブロック図。
【図３】他の半導体制御装置の構成を示す図。
【図４】他の具体的な電気的回路構成を示すブロック図。
【図５】従来方式での通常時と短絡時の各部波形を示す図。
【図６】本発明方式での通常時と短絡時の各部波形を示す図。
【図７】インバータ装置の電気的な回路構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【００１５】
以下に説明する実施例では、本発明のパワーモジュールが用いられる電力変換装置を例に挙げて説明する。
【００１６】
尚、以下に説明する構成は、ＤＣ／ＤＣコンバータや直流チョッパなどの直流−直流電力変換装置にも適用可能である。また、以下に説明する構成は、車載用、産業用や家庭用などの電力変換装置にも適用可能である。
【実施例１】
【００１７】
本発明の第１実施例を図に基づいて説明する。初めに、図７を用いて、本実施例のインバータ装置ＩＮＶの電気的な回路構成について説明する。
【００１８】
本実施例のインバータ装置ＩＮＶは、パワーモジュールＰＭＵ、駆動回路装置ＤＣＵ及び電動機制御装置ＭＣＵから構成されている。
【００１９】
パワーモジュールＰＭＵは電力変換用の主回路を構成しており、駆動回路装置ＤＣＵから出力された制御信号ＶＰ，ＶＮを受けて動作し、高圧バッテリＢＡＴから供給された直流電力を三相交流電力に変換し、モータＭの固定子巻線に供給する。
【００２０】
主回路は３相ブリッジ回路であり、３相分の直列回路Ａ（ＡＵ，ＡＶ，ＡＷ）が高圧バッテリＢＡＴの正極Ｐ側と負極Ｎ側との間に電気的に並列に接続されて構成されている。直列回路Ａ（ＡＵ，ＡＶ，ＡＷ）はアームとも呼ばれ、２つのパワー半導体素子ＭＰ，ＭＮによって構成されている。
【００２１】
アームＡ（ＡＵ，ＡＶ，ＡＷ）は、上アーム側のパワー半導体素子ＭＰと下アーム側のパワー半導体素子ＭＮとが電気的に直列に接続されて構成されている。本実施例では、パワー半導体素子ＭＰ，ＭＮとして、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いている。ＩＧＢＴは、別途、コレクタ電極とエミッタ電極との間にダイオード素子を電気的に接続する必要がある。ＩＧＢＴはコレクタ電極とエミッタ電極の他にゲート電極を備えている。なおゲート電極に駆動回路装置ＤＣＵから出力された制御信号ＶＰ，ＶＮが印加される。
【００２２】
パワー半導体素子ＭＰ，ＭＮとしてはスイッチング半導体素子であるｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体チップは、ドレイン電極、ソース電極及びゲート電極の３つの電極を備えている。また、ドレイン電極とソース電極との間には、ソース電極からドレイン電極に向かう方向が順方向である寄生のダイオードが電気的に接続されている。
【００２３】
Ｕ相アームＡｕはパワー半導体素子Ｍｐｕのエミッタ電極とパワー半導体素子Ｍｎｕのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。Ｖ相アームＡｖ及びＷ相アームＡｗもＵ相アームＡｕと同様であり、パワー半導体素子Ｍｐｖ、Ｍｐｗのエミッタ電極とパワー半導体素子Ｍｎｖ、Ｍｎｗのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。
【００２４】
なお詳細を省略するが、アームＡ、パワー半導体素子Ｍに付与されたｕ、ｖ、ｗは、モータＭの固定子巻線の交流各相を意味し、Ｐ，Ｎは高圧バッテリＢＡＴの正極、負極を意味している。この約束は、以後の記号の説明でも適用される。
【００２５】
半導体素子Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗのコレクタ電極は高圧バッテリＢＡＴの高電位側（正極側）に電気的に接続されている。パワー半導体素子Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗのエミッタ電極は高圧バッテリＢＡＴの低電位側（負極側）に電気的に接続されている。Ｕ相アームＡｕの中点（上アーム側パワー半導体素子のエミッタ電極と下アーム側パワー半導体素子のコレクタ電極との接続部分）はモータＭのＵ相の固定子巻線に電気的に接続されている。Ｖ相アームＡｖ、Ｗ相アームＡｗの中点もｕ相アームＡｕの中点と同様に、モータＭのＶ相、Ｗ相の固定子巻線に電気的に接続されている。
【００２６】
高圧バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間には、パワー半導体素子の動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するために、平滑用の電解コンデンサＳＥＣが電気的に接続されている。
【００２７】
パワーモジュールＰＭＵは、ケースによって囲われたベース上に絶縁基板を介して半導体チップが実装され、三相ブリッジ回路が形成されるように、半導体チップ間、半導体チップと入力端子との間、半導体チップと出力端子との間がアルミワイヤや板状導体などの接続導体によって電気的に接続されて構成されている。ベースは、銅やアルミニウムなどの熱伝導性部材によって構成されている。ベースの下面は空気或いは冷却水などの冷却媒体によって冷却されるようになっている。ベースの下面には、冷却媒体による冷却効率を向上させるために、フィンなどが設けられている。絶縁基板は、窒化アルミニウムなどの絶縁部材からなるものであって、両面に配線パターンがメタライズされている。半導体チップは、前述したＩＧＢＴを構成するものであり、両面に電極を有している。ベースと絶縁基板との間、絶縁基板と半導体チップとの間は、半田などの接合部材によって接合されている。
【００２８】
駆動回路装置ＤＣＵはパワー半導体素子Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗ、Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗのゲート電極に電気的に接続されている。
【００２９】
駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された上アームパワー半導体素子Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗの制御信号Ｖｐｕ＊、Ｖｐｖ＊、Ｖｐｗ＊を受けて、受けた制御信号Ｖｐｕ＊、Ｖｐｖ＊、Ｖｐｗ＊を、上アームパワー半導体素子Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗを駆動するための制御信号Ｖｐｕ、Ｖｐｖ、Ｖｐｗとして、上アームパワー半導体素子Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗのゲート電極に出力する。
【００３０】
また駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された下アームパワー半導体素子Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗの制御信号Ｖｎｕ＊、Ｖｎｖ＊、Ｖｎｗ＊を受けて、受けた制御信号Ｖｎｕ＊、Ｖｎｖ＊、Ｖｎｗ＊を、下アームパワー半導体素子Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗを駆動するための制御信号Ｖｎｕ、Ｖｎｖ、Ｖｎｗとして、下アームパワー半導体素子Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗのゲート電極に出力する。
【００３１】
電動機制御装置ＭＣＵは、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体素子を動作させるための制御値を、入力された複数の入力信号に基づいて演算し、演算された制御値を制御信号Ｖｐｕ＊、Ｖｐｖ＊、Ｖｐｗ＊、Ｖｎｕ＊、Ｖｎｖ＊、Ｖｎｗ＊として駆動回路装置ＤＣＵに出力するものであり、制御値の演算を行うマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と称する）を備えている。
【００３２】
マイコンには、入力信号として、トルク指令信号（トルク指令値）τ＊、回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊、検知信号（ｕ相〜ｗ相の電流値）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ及び検知信号（回転子の磁極位置）θが入力される。
【００３３】
トルク指令信号（トルク指令値）τ＊及び回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊は、車両の運転モードに応じて図示せぬ上位の総合制御装置から出力される。検知信号（ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流値）ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは電流センサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗから出力される。検知信号（回転子の磁極位置）θは図示せぬ磁極位置センサから出力される。
【００３４】
電流センサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗは、インバータ装置ＩＮＶ（パワーモジュールＰＭＵ）からモータＭの固定子の固定子巻線に供給されるｕ相、ｖ相、ｗ相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検知するためのものであり、シャント抵抗器、変流器（ＣＴ）などから構成されたものである。
【００３５】
磁極位置センサは、モータＭの回転子の磁極位置θを検出するためのものであり、レゾルバ、エンコーダ、ホール素子、ホールＩＣなどから構成されたものである。
【００３６】
マイコンは、ｄ軸、ｑ軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を入力信号に基づいて演算し、演算された電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて電圧制御値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算し、演算された電圧制御値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体素子を動作させるための制御信号（ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号））Ｖｐｕ＊、Ｖｐｖ＊、Ｖｐｗ＊、Ｖｎｕ＊、Ｖｎｖ＊、Ｖｎｗ＊として駆動回路装置ＤＣＵに出力する。
【００３７】
次に、図１、２を用いて、本実施例の半導体制御装置の構成について詳細に説明する。
【００３８】
図１は、本実施例の上記パワーモジュールＰＭＵのうち、Ｕ相のアームＡｕの下アーム（負極側）を構成するスイッチング素子ＭＮｕの半導体制御装置の代表的な構成を示す。なお、パワーモジュールＰＭＵの他の相、あるいは上アームの場合も同様の回路構成により対応可能であるので、ここでは図示並びに説明を省略する。なお以下の説明ではスイッチング素子ＭＮｕが例えばＩＧＢＴであり、センス電流を検知する機能が付与されたものとする。またＭＮｕをスイッチング素子２４と表記している。
【００３９】
ここでは、スイッチング素子（以下単にＩＧＢＴという）２４と並列にダイオード素子２５が電気的に接続されている。またＩＧＢＴ２４には、その主電流を検知する電流センス用ＩＧＢＴ１００が付いていて、例えば主電流の数千分の１のセンス電流が流れる。センス抵抗１０１はセンス電流をセンス電圧に変換する。
【００４０】
ＤＣＵＮｕは、駆動回路装置ＤＣＵのうち、Ｕ相のアームＡｕの下アーム（負極側）を構成するスイッチング素子ＭＮｕを制御する回路部分（ドライバ）である。ドライバＤＣＵＮｕは、電動機制御装置ＭＣＵからの制御信号Ｖｎｕ＊を駆動回路１０５に得て制御信号ＶｎｕをＩＧＢＴ２４に与えている。この回路部分は、従来周知のものであり、詳細説明を省略する。本発明においては、駆動回路１０５がＩＧＢＴ２４に与える制御信号Ｖｎｕを短絡検知信号に応じて修正することで初期の目的を達成する。
【００４１】
制御信号Ｖｎｕの修正処理のために、ドライバＤＣＵＮｕ内には、短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６と駆動遮断部１０４が備えられる。短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６は短絡時の、ターンオン側の対策としてｄｉ／ｄｔを低減する処理を実行し、駆動遮断部１０４は短絡時の遮断側の対策としてスイッチング素子ＩＧＢＴを遮断する。なお、駆動遮断部１０４の前段処理のために、短絡検知部１０２とノイズマスク部１０３が備えられている。短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６と駆動遮断部１０４は、いずれもセンス抵抗１０１で検知、変換したセンス電圧を入力として以降の処理を実行する。
【００４２】
まず、特許文献１にも述べられた駆動遮断側の動作について説明する。ここではセンス抵抗１０１で検知、変換したセンス電圧を短絡検知部１０２に与え、これが所定の閾値を超えると短絡検知信号を出力する。この検知出力はノイズマスク部１０３に入り、検知信号がＩＧＢＴ２４のスイッチングノイズによるものであれば検知信号をマスクし、それ以外は短絡検知信号を通過させる。スイッチングノイズは高調波であることから、ノイズマスク部１０３では積分機能によりこれを除去する。駆動遮断部１０４はノイズマスク部１０３からの短絡検知信号を受けて、ＩＧＢＴ２４を駆動する駆動部１０５に遮断信号を送る。
【００４３】
なお駆動遮断部１０４は、短絡時の上記遮断動作以外にも遮断動作を行う機能を備えていてもよい。これらは、ＩＧＢＴ２４のゲート電源が所定の電圧より低下した場合、あるいはＩＧＢＴ２４が所定の温度を超えた場合などであり、これらの異常状態の検知信号を受けて駆動部１０５に遮断信号を送る論理機能も有するものとされるのがよい。
【００４４】
駆動部１０５は上位の電動機制御装置ＭＣＵから送られてきた制御信号を受けてＩＧＢＴ２４をターンオン、ターンオフする制御信号を送る。尚、上位からの制御信号は通常、例えばフォトカプラなどで電気的に絶縁されている。なお駆動部１０５は駆動遮断部１０４からの遮断信号を受けて、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオフさせるソフト遮断機能も有する。
【００４５】
本発明では、短絡時のゲートオン側の対策としてｄｉ／ｄｔを低減する処理を実行するものである。短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６は、センス電圧を受けて所定の閾値を超えると、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオンさせて、短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる機能を有する。
【００４６】
図２は、本実施例の具体的な電気的回路構成をブロック図で示したものである。この回路においてまず通常運転時の動作について説明し、その後短絡時の動作について説明することにする。
【００４７】
図２において駆動部１０５は、上位の電動機制御装置ＭＣＵから送られてきた制御信号Ｖｎｕ＊を受けてＩＧＢＴ２４をターンオン、ターンオフする制御信号をＩＧＢＴ２４のゲートに送る。尚、上位からの制御信号Ｖｎｕ＊は通常、例えばフォトカプラなどで電気的に絶縁されている。
【００４８】
駆動部１０５は通常運転時の動作のために、ｐＭＯＳ２１１と、抵抗Ｒｇ（ｏｎ）と、抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）と、ｐＭＯＳ２０８とが、この順序に直列接続された直列回路を制御用電源Ｖｃｃとアースの間に接続している。
【００４９】
このうちｐＭＯＳ２１１は、上位からの制御信号Ｖｎｕ＊を受けてＩＧＢＴ２４をターンオンさせるスイッチング素子で、例えば、数アンペアクラスの電流を出力できる。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部１０５を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。オン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０は、ＩＧＢＴ２４をターンオンさせるときにＩＧＢＴ２４のゲート入力容量をチャージさせる電流を制限する抵抗器である。
【００５０】
ところで先にも述べたように、電力変換装置では運転時の電力損失を極力低減することが望ましく、この低損失化対策の一環として、スイッチング素子ターンオン時のゲート抵抗を下げてスイッチングを高速化させている。この高速化を図るための観点に沿って、オン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０の抵抗値が設定されている。
【００５１】
ｎＭＯＳ２０８は、上位からの制御信号Ｖｎｕ＊を受けてＩＧＢＴ２４をターンオフさせるスイッチング素子で、例えば、数アンペアクラスの電流を出力できる。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。オフ用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）２０９は、ＩＧＢＴ２４をターンオフさせるときにＩＧＢＴ２４のゲート入力容量に溜まったチャージを引き抜くための抵抗器である。
【００５２】
以上説明した通常運転時の動作のための駆動部１０５の回路構成に対し、特許文献１の「センス電流に基づく過電流及び短絡の検知によるスイッチング素子の遮断」動作のために、以下の回路構成が追加されている。この対策の回路が短絡検知部１０２と、ノイズマスク部１０３と、駆動遮断部１０４である。また駆動遮断部１０４からの信号を受けてＩＧＢＴ２４の遮断を行うために、駆動部１０５内の抵抗Ｒｇ（ｏｎ）と抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）の接続点（ＩＧＢＴ２４のゲート端子）とアースの間に、ソフト遮断用ゲート抵抗Ｒｇ（ｓｃ）２０７とｎＭＯＳ２０６の直列回路が接続されている。ｎＭＯＳ２０６は、駆動遮断部１０４からの遮断信号を受けて、ソフト遮断するときに動作させるスイッチング素子である。
【００５３】
短絡検知部１０２から、信号の流れに沿って順次回路構成とその動作について説明する。まず図２の短絡検知部１０２は、比較器２０１を中心に構成され、センス抵抗１０１のセンス電圧を入力し、所定の閾値Ｖｉｃ１を越えると短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）を出力する。なお閾値Ｖｉｃ１は例えばＩＧＢＴ２４の定格電流の数倍の電流をセンスＩＧＢＴ１００のセンス比とセンス抵抗に基づいて決まる基準電圧であり、例えばバンドギャップレファレンスなど高精度な基準電源から抵抗分圧などで作られている。
【００５４】
この短絡検知部１０２の検知出力はノイズマスク部１０３に入り、検知信号が例えば数マイクロ秒以下のＩＧＢＴ２４のスイッチングノイズによるものであれば検知信号をマスクし、数マイクロ秒を超える場合はＩＧＢＴ２４が短絡状態と判定して短絡検知信号を通過させる。
【００５５】
駆動遮断部１０４は短絡検知信号を受けて、ＩＧＢＴ２４を駆動する駆動部１０５に遮断信号を送る。また駆動遮断部１０４は、ＩＧＢＴ２４のゲート電源が所定の電圧より低下した場合、あるいはＩＧＢＴ２４が所定の温度を超えた場合などの異常状態の検知信号を受けて駆動部１０５に遮断信号を送る論理機能も有する。
【００５６】
駆動部１０５は駆動遮断部１０４からの遮断信号を受けて、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオフさせるソフト遮断機能を有する。駆動部１０５においてｎＭＯＳ２０６は、駆動遮断部１０４からの遮断信号を受けて、ソフト遮断するときに動作させるスイッチング素子である。またソフト遮断用ゲート抵抗Ｒｇ（ｓｃ）２０７は、ＩＧＢＴ２４をソフトターンオフさせるときに、ＩＧＢＴ２４のゲート入力容量に溜まったチャージをゆっくり引き抜く抵抗器であり、例えばオフ用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）２０９の数十から数百倍程度の抵抗値である。
【００５７】
駆動遮断部１０４からの信号を受けて駆動部１０５で行われる以上の動作は、電流遮断側の動作を行うものである。これに対し本発明ではターンオン側を対策する。短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６はこのために追加設置されている。このターンオン対策のために、駆動部１０５内の抵抗Ｒｇ（ｏｎ）と抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）の接続点（ＩＧＢＴ２４のゲート端子）とアースの間に、ソフトターンオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０５とｐＭＯＳ２０５の直列回路が接続されている。また短絡を検知するために比較器２０２と反転器２０３を備える。
【００５８】
このように構成された短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６は、センス電圧を受けてこれが所定の閾値を超えると、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオンさせて、短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる機能を有する。以下具体的な回路動作について説明する。
【００５９】
まず比較器２０２はセンス抵抗１０１のセンス電圧を入力し、所定の閾値Ｖｉｃ２を越えると短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）を出力する。閾値Ｖｉｃ２は例えばＩＧＢＴ２４の定格電流の数倍の電流をセンスＩＧＢＴ１００のセンス比とセンス抵抗に基づいて決まる基準電圧であり、例えばバンドギャップレファレンスなど高精度な基準電源から抵抗分圧などで作られている。比較器２０１の閾値Ｖｉｃ１と比較器２０２の閾値Ｖｉｃ２は同じである。反転器２０３は比較器２０２の短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）の極性を反転する信号を出力する。
【００６０】
短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６内のｐＭＯＳ２０５はスイッチング素子であり、反転器２０３の出力で駆動される。このため、短絡電流が流れて比較器２０２がこれを検知してから駆動されるので、短絡電流がピークに達するまでの途中でｐＭＯＳ２０５がターンオンされる。
【００６１】
他方において比較器２０２の出力は、駆動回路１０５のｐＭＯＳ２１１にも与えられている。これにより、ｐＭＯＳ２０５がターンオンすると同時にｐＭＯＳ２１１をターンオフさせてオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）を切り離し、ソフトターンオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０５に切り替える。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。
【００６２】
ソフトターンオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０５は、ＩＧＢＴ２４の短絡電流がピークに達するまでの途中で短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げるために、ＩＧＢＴ２４のゲート入力容量をゆっくりチャージさせる抵抗器であり、例えばオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０の数十から数百倍程度の抵抗値である。
【００６３】
尚、本実施例ではパワー半導体素子２４にＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、ＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオードは不要である。また、ＩＧＢＴ及びダイオードを１個ずつ接続しているが、それらの個数は電力変換装置の容量に依存し、Ｎ個ずつ並列に接続される場合もあり得る。また上記説明ではＵ相アームＡｕの構成について説明したが、Ｖ相アームＡｖ及びＷ相アームＡｗも同様の構成である。
【００６４】
以下本発明の処理により達成される短絡時のゲートオン部の電流抑制効果について従来方式と比較して図を用いて説明する。まず図５は従来方式での通常時と短絡時の波形を示している。図５は、横軸に時間をとり、縦軸に図２回路各部の電流、電圧波形などを示している。また前半に正常動作時の各部波形、後半に短絡時の各部波形を示している。なお従来方式は、図２において短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６を備えない回路を想定している。
【００６５】
図５に示す時系列的な波形は、上段から順次ｐＭＯＳ２１１のゲート電圧７５、ｎＭＯＳ２０８のゲート電圧７６、ｎＭＯＳ２０６のゲート電圧７７、ＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ７１、ＩＧＢＴ２４のゲート電流Ｉｇ７２、正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧７４、正極側ＩＧＢＴのコレクタ電流７３を示している。
【００６６】
この回路による正常時の動作はよく知られたものであるので詳細説明を省略するが、ターンオン用のｐＭＯＳ２１１では、その制御信号によりゲート電圧７５が周期的に高レベルＨと低レベルＬを繰り返す。ターンオフ用のｎＭＯＳ２０８でも、その制御信号によりゲート電圧７６が周期的に高レベルＨと低レベルＬを繰り返すが、ゲート電圧７６の立下げ後にゲート電圧７５が立上がり、ゲート電圧７５の立下げ後にゲート電圧７６が立上がるという時間関係が維持される。このことにより、ＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ７１は安定にターンオン、ターンオフをすることができる。なおＩＧＢＴ２４のゲート電流Ｉｇ７２は、ターンオン、ターンオフ動作の過渡時に発生している。
【００６７】
他方において、ＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）と直列に接続されてＵ相のアームを形成する正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）においても、正常動作では同様にターンオン、ターンオフ動作が行われており、その結果として図５に示す正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧７４、正極側ＩＧＢＴのコレクタ電流７３が表れている。
【００６８】
これに対し、図５の右半分の短絡時動作では以下のように波形変動する。まず短絡状態で、ターンオフ用のｎＭＯＳ２０８がその制御信号によりゲート電圧７６の立下げをおこない、これに続いてターンオン用のｐＭＯＳ２１１がその制御信号によりゲート電圧７５の立上がりを順次行う。これによりＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ７１およびＩＧＢＴ２４のゲート電流Ｉｇ７２が増大するが、その大きさは通常時の値を大きく超え、かつ急峻である。またゲート電流Ｉｇ７２が振動電流となり、増減を繰り返し始める。ゲート電流Ｉｇ７２は当初増大し、その後減少して、以後これを繰り返す。
【００６９】
他方この状態における正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）についてみると、短絡時に短絡電流（ゲート電流Ｉｇ７２）が流れ始めると、この短絡電流のｄｉ／ｄｔとスイッチング素子とバッテリとを接続する配線の寄生インダクタンスＬで誘導起電圧が発生し、コレクタ・エミッタ間電圧７４が下がる。またＩＧＢＴ２４の短絡電流（ゲート電流Ｉｇ７２）がピークに達し、下がり始めると、コレクタ・エミッタ間電圧７４が上がる。また、これに伴い正極側ＩＧＢＴのコレクタ電流７３も増減する。以降、短絡電流の増減に伴い、本図に示すような電流・電圧振動を繰り返す。また、コレクタ・エミッタ電圧の時間変化ｄｖ／ｄｔとＩＧＢＴ２４の帰還容量によってゲートに電流が流れ、更にコレクタ電圧振動を誘起する。
【００７０】
なお、短絡検知部１０２と駆動遮断部１０４を介して、駆動部１０５のｎＭＯＳ２０６が駆動され、ｎＭＯＳ２０６のゲート電圧７７を高レベルとしてＩＧＢＴ２４の遮断動作を行うことにはなるが、遮断に至るまでの間に電流・電圧振動によるダメージを受けてしまっている。特に短絡初期の状態でのダメージが大きい。
【００７１】
これに対し、図６に示す本発明波形では、電流・電圧振動を抑制している。図６でも通常時と短絡時の波形を示しているが、図５と相違しているのは、新たにｐＭＯＳ２０５のゲート電圧７８を追加している点であり、その他の波形は図５とまったく同じものを表示している。ｐＭＯＳ２０５は、短絡検知時にのみ機能するものであり、正常動作時は低レベルＬに保持されているため図５の動作とまったく同じ動作波形を示している。このため、以下の説明は短絡時動作についてのみ行う。
【００７２】
図６右半分の短絡時動作では、ターンオフ用のｎＭＯＳ２０８がその制御信号によりゲート電圧７６の立下げをおこない、これに続いてターンオン用のｐＭＯＳ２１１がその制御信号によりゲート電圧７５の立上がりを順次行う。これによりＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ７１およびＩＧＢＴ２４のゲート電流Ｉｇ７２が増大する。
【００７３】
本発明では上記動作に並行して、短絡時に短絡電流が流れ始めたことを比較器２０２が検知し、ｐＭＯＳ２１１をオフして、ｐＭＯＳ２０５をオンする。つまりｐＭＯＳ２１１は制御信号による立ち上がり直後に、比較器２０２出力で立下げられてしまう。これにより短時間のみ小さいゲート抵抗値の抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０が、ＩＧＢＴ２４のゲート端子に接続されるが、すぐに大きいゲート抵抗値の抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０４に切り替わる。この結果、ＩＧＢＴ２４のターンオン速度が遅くなる。
【００７４】
図６の波形７１（ＩＧＢＴ２４（図７のＭＮｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ）によれば、ｐＭＯＳ２１１の立ち上がりから立下りまでの短期間は電圧が急上昇するが、ｐＭＯＳ２０５のオン直後に電圧増加の傾きを急減させている。またＩＧＢＴ２４のゲート電流Ｉｇ７２も電流ピーク値が抑制され、かつその後の電流振動を生じないことが見て取れる。
【００７５】
他方この状態における正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）についてみると、短絡時に短絡電流（ゲート電流Ｉｇ７２）が流れ始めると、本発明の短絡ｄｉ／ｄｔ制御により、ＩＧＢＴ２４が短絡しはじめて、ピーク電流に達するまでに正極側ＩＧＢＴ（図７のＭＰｕ）のｄｉ／ｄｔが下がり、ピーク電流値も従来に比べて下がっている。このため、短絡電流振動がなくなっている。また、従来よりｄｉ／ｄｔが下がるので、エミッタ・コレクタ間電圧７４の落ち込み量も従来に比べて小さくなり、コレクタ・エミッタ間電圧７４のｄｖ／ｄｔも下がって、ＩＧＢＴ２４の帰還容量によって誘起されるゲート電流も下がり、コレクタ電圧振動もなくなっている。尚、Ｕ相アームＡｕに関して説明したが、Ｖ相アームＡｖ及びＷ相アームＡｗについても同様である。
【００７６】
以上、本実施例によれば、短絡時に発生する電流振動やサージ電圧を低減でき、高速スイッチング、低損失、高耐ノイズ、高信頼の小型パワーモジュールを提供できる。また、本実施例によれば、駆動部と車載回転電機との間に上記パワーモジュール回路を備えた小型・高出力電力変換装置を提供できる。
【００７７】
また、パワーモジュールの小型化が可能になるためインバータ装置ＩＮＶの冷却装置の小型化、低コスト化できる。
【００７８】
尚、モジュール化にあたっては、各相単位（２ｉｎ１）で行ってもよい。或いは全てまとめた形（６ｉｎ１）で行ってもよい。
【実施例２】
【００７９】
次に本発明の第２実施例について図２を使って説明する。実施例１では比較器２０１の閾値Ｖｉｃ１と比較器２０２の閾値Ｖｉｃ２が同じであったが、実施例２では閾値Ｖｃｅ１より閾値Ｖｃｅ２の方が大きくされる。
【００８０】
実施例１の短絡ｄｉ／ｄｔ制御部にはノイズマスク部１０３を入れていないため、ＩＧＢＴ２４のスイッチングノイズなどで短絡の誤検知により短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６が動作する懸念がある。そこで閾値Ｖｉｃ１より閾値Ｖｉｃ２を大きく設定し、スイッチングノイズよる短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６の誤動作を防止する。それ以外は実施例１の動作と全く同じである。
【００８１】
以上、本実施例によれば、短絡時に発生する電流振動やサージ電圧を低減でき、高速スイッチング、低損失、高耐ノイズ、高信頼の小型パワーモジュールを提供できる。また、本実施例によれば、駆動部と車載回転電機との間に上記パワーモジュール回路を備えた小型・高出力電力変換装置を提供できる。
【００８２】
また、パワーモジュールの小型化が可能になるためインバータ装置ＩＮＶの冷却装置の小型化、低コスト化できる。
【００８３】
尚、モジュール化にあたっては、各相単位（２ｉｎ１）で行ってもよい。或いは全てまとめた形（６ｉｎ１）で行ってもよい。
【実施例３】
【００８４】
本発明の第３実施例を図３、図４に基づいて説明する。第１実施例との違いは、短絡検知方法である。第１実施例はセンスＩＧＢＴ１００を使って短絡検知していたが、本実施例ではＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧を使って短絡検知を行っている。それ以外は第１実施例と同じ動作になる。なお、図３は、本実施例の上記パワーモジュールＰＭＵのうち、Ｕ相（Ｖ相、Ｗ相）Ａｕ（Ａｖ、Ａｗ）の下アーム（負極側）の半導体制御装置の構成を示す。
【００８５】
図３ではスイッチング素子ＩＧＢＴ２４と並列にダイオード素子２５が電気的に接続されている。またＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧ＶＣＥが短絡検知部１０２に導入され、これが所定の閾値を超えると短絡検知信号を出力する。この検知出力はノイズマスク部１０３に入り、検知信号がＩＧＢＴ２４のスイッチングノイズによるものであれば検知信号をマスクし、それ以外は短絡検知信号を通過させる。
【００８６】
駆動遮断部３０２は短絡検知信号とＩＧＢＴ２４のゲート電圧を受けて、ＩＧＢＴ２４を駆動する駆動部１０５に遮断信号を送る。ＩＧＢＴ２４のゲート電圧を入力する理由は短絡の誤検知を防止するためである。また、ＩＧＢＴ２４のゲート電源が所定の電圧より低下した場合、あるいはＩＧＢＴ２４が所定の温度を超えた場合などの異常状態の検知信号を受けて駆動部１０５に遮断信号を送る論理機能も有する。
【００８７】
駆動部１０５は上位の電動機制御装置ＭＣＵから送られてきた制御信号を受けてＩＧＢＴ２４をターンオン、ターンオフする制御信号を送る。尚、上位からの制御信号は通常、例えばフォトカプラなどで電気的に絶縁されている。また、駆動部１０５は駆動遮断３０２からの遮断信号を受けて、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオフさせるソフト遮断機能も有する。
【００８８】
短絡ｄｉ／ｄｔ制御部３０１は、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧ＶＣＥを受けて所定の閾値を超えると、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオンさせて、短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる機能を有する。
【００８９】
図４は、本実施例の具体的な電気的回路構成をブロック図で示したものである。
【００９０】
この図を用いて、まず短絡をコレクタ電圧ＶＣＥで検知するための回路構成について説明する。ダイオード４０１はＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧ＶＣＥを検知するためのもので、ＩＧＢＴ２４がターンオンしてコレクタ電圧ＶＣＥが制御電圧Ｖｃｃより下がったときに導通してＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧ＶＣＥを短絡検知１０２及び短絡ｄｉ／ｄｔ制御３０１に出力する。抵抗４０２は制御電圧Ｖｃｃとダイオード４０１に接続され、ダイオード４０１が導通するときの電流値を制限する。
【００９１】
比較器２０１は、ＩＧＢＴ２４のターンオン時のコレクタ電圧ＶＣＥとダイオード４０１の順方向電圧との加算値を入力し、所定の閾値Ｖｉｃ１を越えると短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）を出力する。閾値Ｖｉｃ１は例えばＩＧＢＴ２４の定格電流の数倍の電流が流れたときのＩＧＢＴ２４のコレクタ・エミッタ電圧に基づいて決まる基準電圧であり、例えばバンドギャップレファレンスなど高精度な基準電源から抵抗分圧などで作られている。
【００９２】
この検知出力はノイズマスク部１０３に入り、検知信号が例えば数マイクロ秒以下のＩＧＢＴ２４のスイッチングノイズによるものであれば検知信号をマスクし、数マイクロ秒を超える場合はＩＧＢＴ２４が短絡状態と判定して短絡検知信号を通過させる。
【００９３】
駆動遮断部３０２は短絡検知信号とＩＧＢＴ２４のゲート電圧を受けて、ＩＧＢＴ２４を駆動する駆動部１０５に遮断信号を送る。また駆動遮断部３０２は、ＩＧＢＴ２４のゲート電源が所定の電圧より低下した場合、あるいはＩＧＢＴ２４が所定の温度を超えた場合などの異常状態の検知信号を受けて駆動部１０５に遮断信号を送る論理機能も有する。
【００９４】
駆動部１０５は、上位の電動機制御装置ＭＣＵから送られてきた制御信号を受けてＩＧＢＴ２４をターンオン、ターンオフする制御信号を送る。尚、上位からの制御信号は通常、例えばフォトカプラなどで電気的に絶縁されている。ｐＭＯＳ２１１は上位からの制御信号を受けてＩＧＢＴ２４をターンオンさせるスイッチング素子で、例えば、数アンペアクラスの電流を出力できる。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。オン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０はＩＧＢＴ２４をターンオンさせるときにＩＧＢＴ２４のゲート入力容量をチャージさせる電流を制限する抵抗器である。
【００９５】
ｎＭＯＳ２０８は上位からの制御信号を受けてＩＧＢＴ２４をターンオフさせるスイッチング素子で、例えば、数アンペアクラスの電流を出力できる。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。オフ用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）２０９はＩＧＢＴ２４をターンオフさせるときにＩＧＢＴ２４のゲート入力容量に溜まったチャージを引き抜くための抵抗器である。また、駆動部１０５は駆動遮断３０２からの遮断信号を受けて、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオフさせるソフト遮断機能も有する。
【００９６】
ｎＭＯＳ２０６は駆動遮断部１０４からの遮断信号を受けて、ソフト遮断するときに動作させるスイッチング素子である。ソフト遮断用ゲート抵抗Ｒｇ（ｓｃ）２０７はＩＧＢＴ２４をソフトターンオフさせるときに、ＩＧＢＴ２４のゲート入力容量に溜まったチャージをゆっくり引き抜く抵抗器であり、例えばオフ用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｆｆ）２０９の数十から数百倍程度の抵抗値である。
【００９７】
短絡ｄｉ／ｄｔ制御部１０６はＩＧＢＴ２４のターンオン時のコレクタ電圧ＶＣＥとダイオード４０１の順方向電圧との加算値を受けてこれが所定の閾値を超えると、ＩＧＢＴ２４をゆっくりターンオンさせて、短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げる機能を有する。
【００９８】
比較器２０２はＩＧＢＴ２４のターンオン時のコレクタ電圧ＶＣＥとダイオード４０１の順方向電圧との加算値を入力し、所定の閾値Ｖｉｃ２を越えると短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）を出力する。閾値Ｖｉｃ２は例えばＩＧＢＴ２４の定格電流の数倍の電流が流れたときのＩＧＢＴ２４のコレクタ・エミッタ電圧に基づいて決まる基準電圧であり、例えばバンドギャップレファレンスなど高精度な基準電源から抵抗分圧などで作られている。比較器２０１の閾値Ｖｉｃ１と比較器２０２の閾値Ｖｉｃ２は同じである。
【００９９】
論理部４０３は比較器２０２の短絡検知信号（例えばＨｉｇｈ信号）とＩＧＢＴ２４のゲート電圧を入力して短絡かどうかを判断する機能を有する。ＩＧＢＴ２４のゲート電圧も入力する理由は、短絡の誤検知を防止するためであり、ＩＧＢＴ２４のコレクタ電圧ＶＣＥが比較器２０２の閾値Ｖｉｃ２を越えて、且つＩＧＢＴ２４のゲート電圧がターンオン状態のとき短絡と判断する。
【０１００】
ｐＭＯＳ２０５はスイッチング素子であり、短絡電流が流れて電流がピークに達するまでの途中でｐＭＯＳ２０５がターンオンする。ｐＭＯＳ２０５がターンオンすると同時にｐＭＯＳ２１１をターンオフさせてオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）を切り離し、ソフトターンオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０５に切り替える。尚、本図ではＭＯＳトランジスタで駆動部を構成しているが、バイポーラトランジスタでも同じ機能になる。
【０１０１】
ソフトターンオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｄｉ）２０５は、ＩＧＢＴ２４の短絡電流がピークに達するまでの途中で短絡電流のｄｉ／ｄｔを下げるために、ＩＧＢＴ２４のゲート入力容量をゆっくりチャージさせる抵抗器であり、例えばオン用ゲート抵抗Ｒｇ（ｏｎ）２１０の数十から数百倍程度の抵抗値である。
【０１０２】
尚、本実施例ではパワー半導体素子にＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、ＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオードは不要である。また、ＩＧＢＴ及びダイオードを１個ずつ接続しているが、それらの個数は電力変換装置の容量に依存し、Ｎ個ずつ並列に接続される場合もあり得る。また本図ではＵ相アームＡｕの構成について説明したが、Ｖ相アームＡｖ及びＷ相アームＡｗも同様の構成である。
【０１０３】
本実施例による短絡波形は図６と同じであり、本実施例によれば、短絡時に発生する電流振動やサージ電圧を低減でき、高速スイッチング、低損失、高耐ノイズ、高信頼の小型パワーモジュールを提供できる。また、本実施例によれば、駆動部と車載回転電機との間に上記パワーモジュール回路を備えた小型・高出力電力変換装置を提供できる。
【符号の説明】
【０１０４】
１００：電流センス用ＩＧＢＴ
１０１：センス抵抗
１０２：短絡検知部
１０３：ノイズマスク部
１０４：駆動遮断部
１０５：駆動部
１０６：短絡ｄｉ／ｄｔ制御部
Ｍｐｕ、Ｍｐｖ、Ｍｐｗ：正極側ＩＧＢＴ
Ｍｎｕ、Ｍｎｖ、Ｍｎｗ：負極側ＩＧＢＴ
Ｐ：正極側入力端子
Ｎ：負極側入力端子
Ｕ、Ｖ、Ｗ：出力端子
【図１】
2014117112.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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