(57)【要約】【課題】インバータの負荷が軽いときにスイッチング損失の両端電圧の極大値をインバータの負荷が重いときの当該極大値と異ならすことができる直接形電力変換装置の制御方法を提供する。【解決手段】インバータ５は第１電源線ＬＨと第２電源線ＬＬとの間の直流電圧を入力する。コンデンサＣ４は第１電源線ＬＨと第２電源線ＬＬとの間に接続される。交互に繰り返し現れる授与期間Ｔ１及び受納期間Ｔ２のうち、授与期間Ｔ１においてコンデンサＣ４を第１電源線ＬＨ及び第２電源線ＬＬへと放電する。授与期間Ｔ１におけるコンデンサＣ４の両端電圧の低減量を検出する。両端電圧ｖｃの平均値ｖｃａが、当該平均値についての平均指令ｖｃａ＊に近づくように、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量についての指令ｉｌ＊を、当該低減量に基づいて算出する。受納期間Ｔ２において、指令ｉｌ＊に基づいてコンデンサＣ４を充電する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を入力するインバータ（５）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続されるコンデンサ（Ｃ４）と
を備える直接形電力変換装置を制御する方法であって、
交互に繰り返し現れる授与期間（Ｔ１）及び受納期間（Ｔ２）のうち、前記授与期間において前記コンデンサを前記第１電源線及び前記第２電源線へと放電し、
前記授与期間における前記コンデンサの両端電圧の低減量を検出し、
前記両端電圧の平均値（ｖｃａ）が、前記平均値についての平均指令（ｖｃａ＊）に近づくように、前記受納期間における前記両端電圧の増大量についての指令（ｉｌ＊）を、前記低減量に基づいて算出し、
前記受納期間において、前記指令に基づいて前記コンデンサを充電する、直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
前記第１電源線（ＬＨ）は前記第２電源線（ＬＬ）よりも高い電位が印加され、
前記直接形電力変換装置は、
前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続され、前記コンデンサに対して前記第１電源線側に設けられる第１スイッチ（Ｓｃ）と、
前記コンデンサと前記第１スイッチとの接続点に接続されるカソードと、アノードとを有するダイオード（Ｄ４０）と、
前記アノードと前記第１電源線との間に設けられるリアクトル（Ｌ４）と、
前記アノードと前記第２電源線との間に設けられる第２スイッチ（Ｓｌ）と
を更に備え、
前記授与期間（Ｔ１）において前記第１スイッチをスイッチングして前記コンデンサを放電し、
前記受納期間（Ｔ２）において、前記指令に基づいて前記第２スイッチをスイッチングして前記コンデンサを充電する、請求項１に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
前記直接形電力変換装置は、単相交流電圧を入力し、出力側に前記第１電源線と前記第２電源線とが設けられる整流器（３）を更に備え、
前記指令は前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）についての指令（ｉｌ＊）であって、
前記低減量と前記平均指令（ｖｃａ＊）と前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の電源角速度（ω）と前記コンデンサ（Ｃ４）の静電容量（Ｃ）との積を、前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）で除算することで、前記整流器（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）を算出し、
前記単相交流電圧と同期する正弦波の値（sin（ωｔ））から、前記正弦波の逆数の半値を減算した値に、前記振幅（Ｉｍ）を乗算して前記指令を算出する、請求項２に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
第１電源線（ＬＨ）と、
前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を入力するインバータ（５）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられるコンデンサ（Ｃ４）と、
前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサに対して前記第１電源線側に設けられるリアクトル（Ｌ４）と、
前記リアクトルを迂回して前記コンデンサと前記第１電源線とを結ぶ放電経路と、
を備える、直接形電力変換装置を制御する方法であって、
交互に現れる授与期間（Ｔ１）及び受納期間（Ｔ２）のうち前記授与期間において、前記放電経路を介して前記コンデンサを放電させ、前記受納期間において前記リアクトルを経由して前記コンデンサを充電させ、
前記授与期間の中央(t1)及び前記受納期間の中央(t2)の少なくとも何れか一方において、前記コンデンサの両端電圧（ｖｃ）を前記両端電圧の平均値として検出し、
前記平均値についての平均指令（ｖｃａ＊）が、検出された前記両端電圧よりも大きいときに、前記リアクトルを流れる電流についての電流指令を増大させる補正を行って補正後電流指令（ｉｌ＊）を生成し、
前記受納期間において、前記補正後電流指令に基づいて前記コンデンサを充電する、直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
前記直接形電力変換装置は、
前記放電経路上に設けられる第１スイッチ（Ｓｃ）と、
前記コンデンサと前記リアクトルとの間に設けられ、アノードを前記リアクトルに向けるダイオード（Ｄ４０）と、
前記アノードと前記第２電源線との間に設けられる第２スイッチ（Ｓｌ）と
を更に備え、
前記授与期間（Ｔ１）において前記第１スイッチをスイッチングして前記コンデンサを放電し、
前記受納期間（Ｔ２）において、前記補正後電流指令に基づいて前記第２スイッチをスイッチングして前記コンデンサを充電する、請求項４に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記平均指令（ｖｃａ＊）が、検出された前記両端電圧よりも小さいときに、前記電流指令（ｉｌ＊）を低減させる補正を行って前記補正後電流指令（ｉｌ＊）を生成する、請求項４又は５に記載の直接形電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
前記直接形電力変換装置は、単相交流電圧を入力し、出力側に前記第１電源線と前記第２電源線とが設けられる整流器（３）を更に備え、
前記コンデンサ（Ｃ３）の前記両端電圧（ｖｃ）の極大値（ｖｃ１）及び極小値（ｖｃ２）を検出し、
前記電流指令（ｉｌ＊）は、前記整流器（３）に入力される入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）に基づいて生成され、
前記入力電流の振幅は、前記極大値の２乗と前記極小値の２乗との差に、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の電源角速度（ω１）と前記コンデンサ（Ｃ４）の静電容量（Ｃ）との積を乗算し、その結果を前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）で除算して算出される、請求項４から６の何れか一つに記載の直接形電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接形電力変換装置の制御方法に関し、特に直流リンクにバッファ回路と充電回路とを備える直接形電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
非特許文献３には、直接形電力変換装置が記載されている。この直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。
【０００３】
充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と充電回路とを備えている。バッファ回路は直流リンクへと電力を授与し、直流リンクから電力を受納するコンデンサを有する。バッファ回路は一対の直流電源線の間でコンデンサと直列に接続されるスイッチも有する。スイッチはコンデンサに対して直流リンクの正極側に設けられる。このスイッチのスイッチングによってコンデンサから直流リンクに授与される電力が制御される。
【０００４】
充電回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。つまり充電回路の動作によって、バッファ回路は直流リンクから電力を受納する。換言すれば、充電回路の制御によって、直流リンクからコンデンサへと受納される電力が制御される。
【０００５】
インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。
【０００６】
非特許文献３では、ダイオード整流器の入力側の入力電力が低い第１期間においてバッファ回路が直流リンクへと電力を授与し、入力電力が高い第２期間においてバッファ回路が直流リンクから電力を受納する。言い換えれば、第１期間においてコンデンサが放電し、第２期間においてコンデンサが充電される。これにより、インバータに供給される電力の脈動を低減する。またこの充放電に伴って、コンデンサの両端電圧は脈動することとなる。
【０００７】
電力の脈動を低減するという観点では、入力電力の振幅が大きいほど、バッファ回路と直流リンクとの間で授受される電力を大きくすることが望ましい。ダイオード整流器に入力される単相交流電圧は理想的には電圧源であるので、入力電力の振幅は入力電流の振幅に依存する。つまりバッファ回路は、ダイオード整流器の入力側を流れる入力電流の振幅が大きいほど、大きい電力を授受することが望ましい。これを実現すべく、非特許文献３では、スイッチおよび充電回路は入力電流の振幅に基づいて制御される。
【０００８】
また非特許文献３では、入力電流の振幅をコンデンサの両端電圧に基づいて算出している。より詳細には、入力電流の振幅は、コンデンサの両端電圧の極大値の２乗と極小値の２乗との差で表される。非特許文献３では、この両端電圧の極小値を検出し、当該両端電圧の極大値として指令値を与えることで、入力電流の振幅を算出している。
【０００９】
なお本発明に関連する技術として特許文献１及び非特許文献１，２が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特許第４１３５０２６号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】大沼、伊東：「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資，SPC-08-162（2008）
【非特許文献２】大沼、伊東：「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全大、4-057（2010）
【非特許文献３】大沼、伊東：「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」、平成22年電気学会産業応用部門大会、1-124（2010）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
コンデンサの両端電圧の変動幅はインバータの負荷が重いほど大きい。なぜならインバータの負荷が重いほどインバータへ入力される電流が増大し、コンデンサの放電電流が増大するからである。
【００１３】
しかしながら、非特許文献３では、コンデンサの両端電圧の極大値として指令値を与えているので、両端電圧の極大値はインバータの負荷に依らずほぼ一定に維持される。
【００１４】
さて、インバータのスイッチング損失はインバータに入力される直流リンクの直流電圧が大きいほど大きい。当該直流電圧は、スイッチが導通するときには、コンデンサの両端電圧と一致する。よって両端電圧が大きいほどインバータのスイッチング損失は大きい。非特許文献３では両端電圧の極大値はインバータの負荷によらずに一定に維持されるので、インバータの負荷が軽いときであっても、両端電圧の極大値は当該負荷が重いときと同じである。
【００１５】
そこで、本発明は、インバータの負荷が軽いときの両端電圧の極大値をインバータの負荷が重いときの当該極大値と異ならすことができる直接形電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を入力するインバータ（５）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続されるコンデンサ（Ｃ４）とを備える直接形電力変換装置を制御する方法であって、交互に繰り返し現れる授与期間（Ｔ１）及び受納期間（Ｔ２）のうち、前記授与期間において前記コンデンサを前記第１電源線及び前記第２電源線へと放電し、前記授与期間における前記コンデンサの両端電圧の低減量を検出し、前記両端電圧の平均値（ｖｃａ）が、前記平均値についての平均指令（ｖｃａ＊）に近づくように、前記受納期間における前記両端電圧の増大量についての指令（ｉｌ＊）を、前記低減量に基づいて算出し、前記受納期間において、前記指令に基づいて前記コンデンサを充電する。
【００１７】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記第１電源線（ＬＨ）は前記第２電源線（ＬＬ）よりも高い電位が印加され、前記直接形電力変換装置は、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサ（Ｃ４）と直列に接続され、前記コンデンサに対して前記第１電源線側に設けられる第１スイッチ（Ｓｃ）と、前記コンデンサと前記第１スイッチとの接続点に接続されるカソードと、アノードとを有するダイオード（Ｄ４０）と、前記アノードと前記第１電源線との間に設けられるリアクトル（Ｌ４）と、前記アノードと前記第２電源線との間に設けられる第２スイッチ（Ｓｌ）とを更に備え、前記授与期間（Ｔ１）において前記第１スイッチをスイッチングして前記コンデンサを放電し、前記受納期間（Ｔ２）において、前記指令に基づいて前記第２スイッチをスイッチングして前記コンデンサを充電する。
【００１８】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第２の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記直接形電力変換装置は、単相交流電圧を入力し、出力側に前記第１電源線と前記第２電源線とが設けられる整流器（３）を更に備え、前記指令は前記リアクトル（Ｌ４）を流れる電流（ｉｌ）についての指令（ｉｌ＊）であって、前記低減量と前記平均指令（ｖｃａ＊）と前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の電源角速度（ω）と前記コンデンサ（Ｃ４）の静電容量（Ｃ）との積を、前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）で除算することで、前記整流器（３）に入力する入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）を算出し、前記単相交流電圧と同期する正弦波の値（sin（ωｔ））から、前記正弦波の逆数の半値を減算した値に、前記振幅（Ｉｍ）を乗算して前記指令を算出する。
【００１９】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１電源線（ＬＨ）と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線（ＬＬ）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間の直流電圧を入力するインバータ（５）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられるコンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサに対して前記第１電源線側に設けられるリアクトル（Ｌ４）と、前記リアクトルを迂回して前記コンデンサと前記第１電源線とを結ぶ放電経路と、を備える、直接形電力変換装置を制御する方法であって、交互に現れる授与期間（Ｔ１）及び受納期間（Ｔ２）のうち前記授与期間において、前記放電経路を介して前記コンデンサを放電させ、前記受納期間において前記リアクトルを経由して前記コンデンサを充電させ、前記授与期間の中央(t1)及び前記受納期間の中央(t2)の少なくとも何れか一方において、前記コンデンサの両端電圧（ｖｃ）を前記両端電圧の平均値として検出し、前記平均値についての平均指令（ｖｃａ＊）が、検出された前記両端電圧よりも大きいときに、前記リアクトルを流れる電流についての電流指令を増大させる補正を行って補正後電流指令（ｉｌ＊）を生成し、前記受納期間において、前記補正後電流指令に基づいて前記コンデンサを充電する。
【００２０】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第４の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記直接形電力変換装置は、前記放電経路上に設けられる第１スイッチ（Ｓｃ）と、前記コンデンサと前記リアクトルとの間に設けられ、アノードを前記リアクトルに向けるダイオード（Ｄ４０）と、前記アノードと前記第２電源線との間に設けられる第２スイッチ（Ｓｌ）とを更に備え、前記授与期間（Ｔ１）において前記第１スイッチをスイッチングして前記コンデンサを放電し、前記受納期間（Ｔ２）において、前記補正後電流指令に基づいて前記第２スイッチをスイッチングして前記コンデンサを充電する。
【００２１】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第４又は第５の態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記平均指令（ｖｃａ＊）が、検出された前記両端電圧よりも小さいときに、前記電流指令（ｉｌ＊）を低減させる補正を行って前記補正後電流指令（ｉｌ＊）を生成する。
【００２２】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第７の態様は、第４から第６の何れか一つの態様にかかる直接形電力変換装置の制御方法であって、前記直接形電力変換装置は、単相交流電圧を入力し、出力側に前記第１電源線と前記第２電源線とが設けられる整流器（３）を更に備え、前記コンデンサ（Ｃ３）の前記両端電圧（ｖｃ）の極大値（ｖｃ１）及び極小値（ｖｃ２）を検出し、前記電流指令（ｉｌ＊）は、前記整流器（３）に入力される入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）に基づいて生成され、前記入力電流の振幅は、前記極大値の２乗と前記極小値の２乗との差に、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）の電源角速度（ω）と前記コンデンサ（Ｃ４）の静電容量（Ｃ）との積を乗算し、その結果を前記単相交流電圧の振幅（Ｖｍ）で除算して算出される。
【発明の効果】
【００２３】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第１及び第３の態様によれば、コンデンサの両端電圧の平均値を平均指令に近づけることができる。よってインバータの負荷が変動すると、コンデンサの両端電圧の平均値を中心として、両端電圧の振幅幅が変動する。より詳細には、インバータの負荷が軽いほど振幅幅が狭い。
【００２４】
よって、インバータの負荷が軽いときの両端電圧の極大値を、インバータの負荷が重いときの両端電圧の極大値と異ならせることができる。また平均指令として一定値を採用すれば、当該負荷が軽いときの極大値を当該負荷が重いときの極大値よりも小さくすることができる。これによって、インバータの負荷が軽いときの、インバータの損失を低減することができる。
【００２５】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、インバータの負荷が軽いときの、第１スイッチ、第２スイッチの損失を低減することができる。
【００２６】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、授与期間においてコンデンサが放電するのでその両端電圧は授与期間において低減する。よって授与期間の中央において両端電圧を平均値として検出できる。同様に、受納期間の中央において両端電圧を平均値として検出できる。
【００２７】
そして平均指令が平均値よりも大きいときに補正後電流指令は増大するので、コンデンサへと流れる充電電流も増大し、ひいてはコンデンサの両端電圧を増大でき、その平均値を平均指令に近づけることができる。
【００２８】
よって第１の態様と同様に、インバータの負荷が軽いときの両端電圧の極大値を、インバータの負荷が重いときの両端電圧の極大値よりも小さくすることができる。これによって、インバータの負荷が軽いときの、インバータ５の損失を低減することができる。
【００２９】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、インバータの負荷が軽いときの、第１スイッチ、第２スイッチの損失を低減することができる。
【００３０】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、平均指令が平均値よりも小さいときに補正後電流指令が低減するので、コンデンサへと流れる充電電流も低減し、ひいてはコンデンサの両端電圧を低減でき、その平均値を平均指令に近づけることができる。これによって、第１の態様と同様に、インバータの負荷が軽いときの両端電圧の極大値を、インバータの負荷が重いときの両端電圧の極大値と異ならせることができる。また平均指令として一定値を採用すれば、インバータ５の負荷が軽いときの、第１スイッチ、第２スイッチ及びインバータ５のスイッチング損失を低減することができる。
【００３１】
本発明にかかる直接形電力変換装置の制御方法の第７の態様によれば、入力電流の振幅を検出する電流検出部を不要にできる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図２】瞬時入力電力の一例を模式的に示す図である。
【図３】瞬時授受電力の一例を模式的に示す図である。
【図４】リアクトルに流れる瞬時電流の一例を模式的に示す図である。
【図５】直接形電力変換装置の諸量の一例を示す図である。
【図６】直接形電力変換装置の諸量の一例を示す図である。
【図７】直接形電力変換装置の諸量の一例を示す図である。
【図８】制御部の概念的な構成の一例を示す図である。
【図９】直接形電力変換装置の諸量の一例を示す図である。
【図１０】直接形電力変換装置の諸量の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
第１の実施の形態．
＜Ａ．直接形電力変換装置の構成＞
図１に示すように、本直接形電力変換装置は、直流電源線ＬＨ，ＬＬと、充放電回路４と、インバータ５とを備えている。
【００３４】
直流電源線ＬＨ，ＬＬには直流電圧が印加される。図１の例示では、ダイオード整流器３が直流電源線ＬＨ，ＬＬに接続される。またダイオード整流器３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとダイオード整流器３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２はいわゆるＬＣフィルタを形成し、電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。
【００３５】
ダイオード整流器３はダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。ダイオード整流器３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。
【００３６】
充放電回路４はバッファ回路４ａ及び充電回路４ｂを有する。バッファ回路４ａはコンデンサＣ４を含み、直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。より詳細には、バッファ回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。
【００３７】
充電回路４ｂは整流電圧を昇圧してコンデンサＣ４を充電する。より詳細には、充電回路４ｂは、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。
【００３８】
リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。
【００３９】
コンデンサＣ４は、充電回路４ｂにより充電され、整流電圧よりも高い両端電圧ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。
【００４０】
両端電圧ｖｃは整流電圧より高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。したがって第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。
【００４１】
また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。したがって第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｌのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳｌと称することがある。
【００４２】
かかる充放電回路４において、スイッチＳｃの制御により、バッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬへと与える電力を制御でき、充電回路４ｂ（より詳細にはスイッチＳｌ）の制御により、バッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬから受納する電力を制御できる。なおコンデンサＣ４の充電はリアクトルＬ４を介して行われ、コンデンサＣ４の放電はリアクトルＬ４を迂回する放電経路（スイッチＳｃを経由する経路）を介して行われる。
【００４３】
インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。
【００４４】
ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。
【００４５】
例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。
【００４６】
誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。
【００４７】
制御部１０はスイッチＳｃ，Ｓｌへとそれぞれスイッチ信号ＳＳｌ、ＳＳｃを与え、またインバータ５へとスイッチ信号を与えて、これらを制御する。
【００４８】
＜Ｂ．直接形電力変換装置の制御方法＞
＜ｂ−１．電力脈動低減の基本的な考え方＞
図１で示された直接形電力変換装置においては、ダイオード整流器３が全波整流を行う。よってインバータ５及び誘導性負荷６で消費される電力が一定である場合には（例えば誘導性負荷６が対称三相負荷である場合：これは多くの誘導性負荷に当てはまる）、直流電源線ＬＨ，ＬＬに供給される電力は、充放電回路４を無視すれば、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有して脈動してしまう。そこで充放電回路４によって当該脈動を軽減する。具体的にはバッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受することによって電力脈動を軽減する。
【００４９】
ダイオード整流器３に入力する瞬時電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、以下の式及び図２で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍ、時刻ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積は単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値として把握した。
【００５０】
【数１】
2014107935.tif 000003
【００５１】
式（１）の右辺の第２項が電力脈動を示す。かかる電力脈動を低減するためには、充放電回路４は、瞬時電力Ｐｉｎが比較的小さい期間（以下、授与期間Ｔ１と呼ぶ）において直流電源線ＬＨ，ＬＬに電力を授与し、瞬時電力Ｐｉｎが比較的大きい期間（以下、受納期間Ｔ２と呼ぶ）において直流電源線ＬＨ，ＬＬから電力を受納すればよい。
【００５２】
例えば充放電回路４が式（１）の右辺の第２項と同じ値であって極性の異なる瞬時電力（以下、瞬時授受電力と呼ぶ）Ｐｂｕｆを直流電源線ＬＨ，ＬＬとの間で授受すればよい。かかる瞬時授受電力Ｐｂｕｆは以下の式及び図３で表される。
【００５３】
【数２】
2014107935.tif 000004
【００５４】
つまり、瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から入力される瞬時電力の直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）との積で表されることになる。
【００５５】
式（２）から、充放電回路４が授受する瞬時授受電力Ｐｂｕｆは正負の値を採り得ることがわかる。瞬時授受電力Ｐｂｕｆは具体的には、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である第１期間に正の値を採り、これ以外の第２期間ときに負の値を採る。つまり充放電回路４は、第１期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬに授与し、第２期間において瞬時授受電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流電源線ＬＨ，ＬＬから受納する。なお、第１期間は授与期間Ｔ１の一例であり、第２期間は受納期間Ｔ２の一例である。これにより電力脈動が相殺される。
【００５６】
単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには充放電回路４は正の電力を出力し、振幅Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも把握できる。
【００５７】
なお充放電回路４による電力の授与はバッファ回路４ａのスイッチＳｃの導通によって実現される。スイッチＳｃの導通によりコンデンサＣ４が放電するからである。また充放電回路４による電力の受納は充電回路４ｂの動作によって実現される。充電回路４ｂによってコンデンサＣ４が充電されるからである。よって上述の制御を言い換えれば、交互に繰り返し現れる授与期間Ｔ１及び受納期間Ｔ２のうち、授与期間Ｔ１においてコンデンサＣ４を直流電源線ＬＨ，ＬＬへと放電し、受納期間Ｔ２において直流電源線ＬＨ，ＬＬからコンデンサＣ４を充電する。これにより、電力脈動が低減される。
【００５８】
＜ｂ−２．スイッチＳｌ，Ｓｃの制御＞
スイッチＳｌ，Ｓｃ及びインバータ５の制御方法は非特許文献３に詳述されている。したがって、ここでは本実施の形態の特徴的な制御方法と関連するスイッチＳｌ，Ｓｃの制御の一例について詳述し、インバータ５の制御方法の一例については説明を省略する。以下では、授与期間Ｔ１と受納期間Ｔ２の各々においてスイッチＳｌ，Ｓｃの制御について述べる。
【００５９】
まず授与期間Ｔ１においては、充放電回路４は電力を受納する必要がない。よってここでは、授与期間Ｔ１においてはスイッチＳｌを非導通に維持する。
【００６０】
一方、授与期間Ｔ１においてバッファ回路４ａは直流電源線ＬＨ，ＬＬに瞬時授受電力Ｐｂｕｆを授与する。この瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、コンデンサＣ４の放電電流ｉｃｄとコンデンサＣ４の両端電圧ｖｃとの積でも表すことができる。またスイッチＳｃが導通する時比率（以下、デューティと呼ぶ）をデューティｄｃとし、インバータ５に入力される直流電流を直流電流Ｉｄｃとすると、放電電流ｉｃｄはｄｃ・Ｉｄｃで表すことができる。よって瞬時授受電力Ｐｂｕｆは以下の式でも表される。
【００６１】
【数３】
2014107935.tif 000005
【００６２】
式（３）を式（２）に代入すれば、デューティｄｃは以下の式で表される。
【００６３】
【数４】
2014107935.tif 000006
【００６４】
かかるデューティｄｃでスイッチＳｃを導通させることで、バッファ回路４ａは授与期間Ｔ１において式（２）の瞬時授受電力Ｐｂｕｆを授与できる。これにより、授与期間Ｔ１における電力脈動が相殺される。
【００６５】
このデューティｄｃを算出すべく、単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍ及び電源角速度ωを周知の検出部によって検出し、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃを電圧検出部７によって検出する（図１も参照）。直流電流Ｉｄｃは、周知の検出部によって検出されても良いものの、図１の例示では指令値として与えられる。入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍは後に詳述するように、両端電圧ｖｃに基づいて算出される。
【００６６】
デューティｄｃに基づくスイッチＳｃの制御は任意の公知の方法で実現すればよい。例えば所定のキャリア（三角波）とデューティｄｃとの比較結果に基づいてスイッチＳｃを導通させればよい。
【００６７】
次に、受納期間Ｔ２においては、バッファ回路４ａは電力を授与する必要はない。よってここでは、受納期間Ｔ２においてスイッチＳｃを非導通に維持する。
【００６８】
受納期間Ｔ２において充放電回路４は直流電源線ＬＨ，ＬＬから瞬時授受電力Ｐｂｕｆを受納する。よって瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、充電回路４ｂに入力される瞬時電力とも把握できる。したがって瞬時授受電力Ｐｂｕｆは、充電回路４ｂに入力される電流（即ちリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌ）と、充電回路４ｂに入力される電圧（即ち整流電圧）との積で表される。よって以下の式が導かれる。
【００６９】
【数５】
2014107935.tif 000007
【００７０】
ただし｜Ｖｉｎ｜は単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値であって、理想的には整流電圧と一致する。式（５）においては受納される瞬時授受電力Ｐｂｕｆが正の値で示されるのに対して、式（２）では負の値で示されている。よって、式（２）の右辺に−１を乗算した上で、式（５）を式（２）に代入すると、以下の式が導かれる。
【００７１】
【数６】
2014107935.tif 000008
【００７２】
リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが式（６）を満足するように充電回路４ｂを制御することで、バッファ回路４ａは受納期間Ｔ２において瞬時授受電力Ｐｂｕｆを受納できる。これにより、受納期間Ｔ２における電力脈動が相殺される。
【００７３】
充電回路４ｂは、不連続モード、臨界モード及び不連続モードのいずれを用いて制御されてもよい。ここでいう不連続モードとはリアクトルＬ４を流れる電流ｉｌの瞬時値が零に至る時点以後にスイッチＳｌを導通するモードであり、臨界モードとは電流ｉｌの瞬時値が零に至る時点でスイッチＳｌを導通するモードであり、連続モードとは電流ｉｌが正の値を採る時点でスイッチＳｌを導通するモードである。ここでは、一例として不連続モードを採用する。
【００７４】
図４に不連続モードにおける電流ｉｌの瞬時値の波形の概念図を示す。なお以下では電流ｉｌと区別すべく、その瞬時値を電流ｉｌｓと呼ぶ。スイッチＳｌのスイッチング周期をＴとし、その導通期間をΔＴ１としている。よってスイッチＳｌが導通する時比率（以下、デューティｄｌと呼ぶ）はΔＴ１／Ｔで表される。また図４に示すように、スイッチＳｌがオフした後に、リアクトルＬ４に電流ｉｌｓが流れる期間をΔＴ２としている。図４の例示では、電流ｉｌｓは不連続であるので、期間ΔＴ１，ΔＴ２の和はスイッチング周期Ｔよりも小さい。ここでは簡単のため、電流ｉｌｓの波形を三角波として近似して取り扱う。電流ｉｌｓは零からピーク値Ｉｐの間の値を採る。なお電流ｉｌはスイッチング周期Ｔにおける電流ｉｌｓの平均である。
【００７５】
スイッチング周期Ｔの始期を基準（零）とする時刻ｔと期間ΔＴ１，ΔＴ２との関係から次式が成立する。なお、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃは充電回路４ｂによって単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍよりも高く充電されている。また充電経路のインダクタンスを値Ｌｍとして表した。実際には充電経路のインダクタンスはリアクトルＬ４のインダクタンスが主となるので、値ＬｍはリアクトルＬ４のインダクタンスと見ることができる。
【００７６】
【数７】
2014107935.tif 000009
【００７７】
【数８】
2014107935.tif 000010
【００７８】
【数９】
2014107935.tif 000011
【００７９】
ピーク値Ｉｐはｔ＝ΔＴ１であるときの電流ｉｌｓである。よってピーク値Ｉｐは、式（７）にｔ＝ΔＴ１を代入することでＩｐ＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／Ｌｍで求まる。
【００８０】
また式（８）においてｔ＝ΔＴ２のときにｉｌｓ＝０であることから、ΔＴ２＝Ｖｉｎ・ΔＴ１／（ｖｃ−Ｖｉｎ）が成立する。かかる関係を考慮しつつ、式（７），（８）からスイッチング周期Ｔにおける電流ｉｌｓの積分値を求め、この積分値をスイッチング周期Ｔで除算すると、スイッチング周期Ｔにおける電流ｉｌｓの平均値たる電流ｉｌは次式で求まる。
【００８１】
【数１０】
2014107935.tif 000012
【００８２】
式（６）を式（１０）に代入すると、デューティｄｌは次式で表される。
【００８３】
【数１１】
2014107935.tif 000013
【００８４】
かかるデューティｄｌでスイッチＳｌが導通することにより、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌは式（６）を満たすことができ、ひいてはバッファ回路４ａは瞬時授受電力Ｐｂｕｆを受納することができる。これにより、電力脈動が相殺される。
【００８５】
図５は、誘導性負荷６に流れる負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、両端電圧ｖｃと、振幅Ｉｍと、電流ｉｌについての電流指令ｉｌ＊と、入力電流Ｉｉｎとの一例を示している。図５では、入力する単相交流電圧Ｖｉｎの実効値として２３０［Ｖ］を採用した。図５に例示するように、入力電流Ｉｉｎは略正弦波となり、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは対称三相交流となる。つまりダイオード整流器３に入力する瞬時電力は脈動するものの、インバータ５の出力側の電力が一定となっている。言い換えれば、電力脈動が打ち消されている。
【００８６】
なお図５の例示では、両端電圧ｖｃが変動（脈動）する。これは、授与期間Ｔ１においてコンデンサＣ４が放電するので両端電圧ｖｃは低下し、受納期間Ｔ２においてコンデンサＣ４が充電されるので両端電圧ｖｃが増大するからである。よって両端電圧ｖｃは単相交流電圧Ｖｉｎの２倍の周波数で脈動することとなる。なお両端電圧ｖｃの脈動幅はコンデンサＣ４の静電容量Ｃに依存し、静電容量Ｃが小さいほど大きい。よって静電容量Ｃの設定により変動幅を調整することが可能である。
【００８７】
図５では、電流指令ｉｌ＊が示されている。電流指令ｉｌ＊は受納期間Ｔ２において式（６）で表される。また授与期間Ｔ１ではスイッチＳｌは非導通に維持されるので、電流指令ｉｌ＊は零となる。そして、電流ｉｌが電流指令ｉｌ＊となるように、充電回路４ｂが上述のように制御される。
【００８８】
＜Ｃ．入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍの算出＞
電流指令ｉｌ＊は式（６）で表されるので、電流指令ｉｌ＊の導出のために、振幅Ｉｍを得る必要がある。ここでは、入力電流Ｉｉｎの振幅ＩｍをコンデンサＣ４の両端電圧ｖｃに基づいて算出することを企図する。以下に詳述する。
【００８９】
授与期間Ｔ１においてバッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬに授与する電力量Ｗｃは、授与期間Ｔ１の始期におけるコンデンサＣ４の電力と、授与期間Ｔ１の終期におけるコンデンサＣ４の電力との差である。よって、コンデンサＣ４の静電容量Ｃを用いて、電力量Ｗｃは以下の式で表される。
【００９０】
【数１２】
2014107935.tif 000014
【００９１】
ここで、ｖｃ１は授与期間Ｔ１の始期における両端電圧ｖｃの値であり、ｖｃ２は受納期間Ｔ２の終期における両端電圧ｖｃの値である。なおコンデンサＣ４は授与期間Ｔ１において充電されることなく放電し、受納期間Ｔ２において放電されることなく充電される。よって両端電圧ｖｃは授与期間Ｔ１の始期（即ち受納期間Ｔ２の終期）において極大値を採り、その終期（即ち受納期間Ｔ２の始期）において極小値を採る。よってｖｃ１は両端電圧ｖｃの極大値と把握でき、ｖｃ２は両端電圧ｖｃの極小値と把握できる。なお極大値ｖｃ１及び極小値ｖｃ２はいずれも離散値であるものの、図５の例示では、授与期間Ｔ１及び受納期間Ｔ２において模式的に新たな離散値が得られるまでは直前の離散値を維持して示している。この点は後に参照する図面においても適宜に適用される。
【００９２】
授与期間Ｔ１においてバッファ回路４ａが直流電源線ＬＨ，ＬＬに与える電力量Ｗｃは、瞬時授受電力Ｐｂｕｆの授与期間Ｔ１における積分値とも把握できる。この積分値を算出すると以下の式が導出される。
【００９３】
【数１３】
2014107935.tif 000015
【００９４】
式（１２）を式（１３）に代入すると、以下の式が導かれる。
【００９５】
【数１４】
2014107935.tif 000016
【００９６】
式（１４）を変形すると以下の式が導かれる。
【００９７】
【数１５】
2014107935.tif 000017
【００９８】
ここで、両端電圧ｖｃの平均値ｖｃａを導入するべく、両端電圧ｖｃの波形について考慮する。両端電圧ｖｃは単相交流電圧Ｖｉｎの周波数の２倍の周波数で脈動する。特に制御によれば、両端電圧ｖｃは非特許文献１の式（２２）のように表される。以下の式は非特許文献１の式（２２）に対応する。
【００９９】
【数１６】
2014107935.tif 000018
【０１００】
式（１６）の右辺のｓｉｎ（２ωｔ）の項は両端電圧ｖｃの脈動を表すので、両端電圧ｖｃは正弦波形に近い形状で脈動する（図５も参照）。よって両端電圧ｖｃの平均値ｖｃａは極大値ｖｃ１と極小値ｖｃ２の和の半値で近似することができる。よって振幅Ｉｍは以下の式で表すことができる。
【０１０１】
【数１７】
2014107935.tif 000019
【０１０２】
極大値ｖｃ１と極小値ｖｃ２との差（授与期間Ｔ１における両端電圧ｖｃの低減量）は、電圧検出部７によって検出される両端電圧ｖｃに基づいて得ることができる。また第１の実施の形態では、平均値ｖｃａの指令値は平均指令ｖｃａ＊として与えられる。したがって、式（１７）に基づいて振幅Ｉｍを算出することができ、ひいては式（６）に基づいて電流指令ｉｌ＊を算出することができる。かかる算出方法によれば、振幅Ｉｍを検出する必要がないので、電流検出部を設ける必要がない。
【０１０３】
また平均値ｖｃａとして平均指令ｖｃａ＊が与えられる。これによって、平均値ｖｃａを平均指令ｖｃａ＊へと近づけることができる。以下、図６を参照して説明する。
【０１０４】
図６はインバータ５の負荷が変化したときの、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、両端電圧ｖｃと、振幅Ｉｍと、電流指令ｉｌ＊と、入力電流Ｉｉｎとの一例を示している。図６の例示では、平均指令ｖｃａ＊として一定値（例えば３６０［Ｖ］）が採用される。また図６の例示では負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅が約５／３倍に途中で増大する。言い換えれば、インバータ５の負荷が途中で増大する。これに伴って、授与期間Ｔ１における両端電圧ｖｃの低減量（隣接する極大値ｖｃ１と極小値ｖｃ２との差）が増大する。なぜなら、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅が増大することによってインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃが増大し、ひいては授与期間Ｔ１におけるコンデンサＣ４の放電電流が増大するからである。
【０１０５】
そして、この授与期間Ｔ１における低減量（ｖｃ１−ｖｃ２）が検出され、これと、平均指令ｖｃａ＊とを用いた式（１７）に基づいて、振幅Ｉｍが算出される。式（１７）によれば、低減量（ｖｃ１−ｖｃ２）の増大に伴って、算出される振幅Ｉｍが増大する（図６の振幅Ｉｍも参照）。次に、振幅Ｉｍを用いた式（６）に基づいて電流指令ｉｌ＊が算出される。式（６）によれば、振幅Ｉｍの増大に伴って、電流指令ｉｌ＊の振幅も増大する（図６の電流指令ｉｌ＊も参照）。
【０１０６】
そして、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが電流指令ｉｌ＊に近づくようにスイッチＳｌが制御される。電流指令ｉｌ＊の増大によって、受納期間Ｔ２においてコンデンサＣ４の充電量が増大されるので、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量は増大する。
【０１０７】
以上のように、インバータ５の負荷の増大に伴って、授与期間Ｔ１における両端電圧ｖｃの低減量が増大するものの、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量も増大する。しかも、電流ｉｌが式（６）を満足すれば、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍは式（１７）を満足し、ひいては平均値ｖｃａが平均指令ｖｃａ＊と一致することとなる。したがって、図６に示すとおり、インバータ５の負荷が変動したとしても、平均値ｖｃａは平均指令ｖｃａ＊に近づく。
【０１０８】
以上のとおり、インバータ５の負荷の増大に伴って両端電圧ｖｃの変動幅が増大するのに対して、平均値ｖｃａはほぼ一定に制御される。よってインバータ５の負荷が軽いときの両端電圧ｖｃの極大値ｖｃ１を、インバータ５の負荷が重いときの両端電圧ｖｃの極大値ｖｃ１よりも低くできる。したがって、インバータ５の負荷が軽いときのインバータ５のスイッチング損失を低減することができる。またスイッチＳｃ，Ｓｌのスイッチング損失も低減される。
【０１０９】
比較のために、非特許文献３のように極大値ｖｃ１について指令を与えた場合の、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、両端電圧ｖｃと、振幅Ｉｍと、電流指令ｉｌ＊と、入力電流Ｉｉｎとの一例が図７に示される。非特許文献３では、インバータ５の負荷に依らずに両端電圧ｖｃの極大値ｖｃ１がほぼ一定値を採る。本実施の形態によれば、非特許文献３に比してスイッチング損失を１割ほど低減できた。
【０１１０】
なお図６の例示では、入力電流Ｉｉｎの振幅は、インバータ５の負荷が増大する過渡期において増大している。これは次の理由による。即ち、図６のシミュレーション条件（単相交流電圧Ｖｉｎの実効値２３０［Ｖ］、コンデンサＣ４の静電容量３９０［μＦ］、入力電流Ｉｉｎの実効値１６［Ａ］）では、過渡期において極小値ｖｃ２が単相交流電圧Ｖｉｎの振幅Ｖｍよりも小さくなっており、これに起因して、単相交流電源１からコンデンサＣ４へと大きな電流が流れているのである。このような突入電流を防止する必要があれば、極小値ｖｃ２を振幅Ｖｍよりも大きくなるようにすればよい。これは、例えばコンデンサＣ４の静電容量を高めて電圧ｖｃの変動幅を低減させることで実現でき、或いは平均指令ｖｃａ＊を増大させて実現してもよい。この点は後に参照する図９，１０においても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【０１１１】
また本第１の実施の形態では、スイッチＳｌは受納期間Ｔ２において電流指令ｉｌ＊に基づいて制御される。これにより、受納期間Ｔ２においてコンデンサＣ４が充電されて両端電圧ｖｃが増大する。そして、電流指令ｉｌ＊が大きいほど両端電圧ｖｃの増大量は大きくなる。言い換えれば、電流指令ｉｌ＊は受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量を決定する。よって、電流指令ｉｌ＊は両端電圧ｖｃの増大量についての指令であると把握することができる。
【０１１２】
そして、この指令を次のように決定する。即ち、平均値ｖｃａが平均指令ｖｃａ＊に近づくように、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量についての指令（例えば電流指令ｉｌ＊）を、授与期間Ｔ１の低減量（ｖｃ１−ｖｃ２）と平均指令ｖｃａ＊とに応じて決定する。そして、決定された指令に基づいて受納期間Ｔ２においてコンデンサＣ４を充電する。平均値ｖｃａが平均指令ｖｃａ＊に近づけば、インバータ５の負荷が軽いときの両端電圧ｖｃの極大値ｖｃ１を低減できる。
【０１１３】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる直接形電力変換装置の概念的な構成の一例は図１の構成と同一である。ただし、電流指令ｉｌ＊の算出方法が第１の実施の形態と相違する。ここでは、補正前の電流指令ｉｌ＊＊に後述の補正を施すことで電流指令ｉｌ＊を生成する。以下に詳述する。
【０１１４】
補正前の電流指令ｉｌ＊＊は例えば第１の実施の形態と同様に入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍに基づいて生成される。より詳細には電流指令ｉｌ＊＊は式（６）に基づいて算出される。振幅Ｉｍは検出されても良いものの、ここでは式（１４）に基づいて算出する。即ち、電圧検出部７によって検出された両端電圧ｖｃに基づいて、極大値ｖｃ１と極小値ｖｃ２とを検出し、式(１４)に基づいて振幅Ｉｍを算出する。これにより、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍを検出するための電流検出部を不要にできる。
【０１１５】
第２の実施の形態では、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃの平均値ｖｃａが平均指令ｖｃａ＊に近づくように、補正前の電流指令ｉｌ＊＊を補正して電流指令（補正後電流指令）ｉｌ＊を生成する。以下に詳述する。
【０１１６】
まず平均値ｖｃａを次のように検出する。即ち、授与期間Ｔ１の中央の時点及び受納期間Ｔ２の中央の時点のうち少なくとも何れか一方において、コンデンサＣ４の両端電圧ｖｃを平均値ｖｃａとして検出する。授与期間Ｔ１においては、コンデンサＣ４は放電するので両端電圧ｖｃは低減し続ける。よって、授与期間Ｔ１の中央の時点における両端電圧ｖｃは平均値ｖｃａと近い。同様に受納期間Ｔ２においては、コンデンサＣ４が充電するので両端電圧ｖｃは増大し続ける。よって受納期間Ｔ２の中央の時点における両端電圧ｖｃは平均値ｖｃａと近い。特に上述の制御によれば、両端電圧ｖｃは式（１６）で表される。
【０１１７】
よって、理論的には授与期間Ｔ１の中央の時点（例えばω＝０，π，・・・）において両端電圧ｖｃは平均値ｖｃａと一致する。同様に受納期間Ｔ２の中央の時点（例えばω＝π／２，３π／２，・・・）における両端電圧ｖｃは、理論的には平均値ｖｃａと一致する。
【０１１８】
次に、検出した両端電圧ｖｃと平均指令ｖｃａ＊に基づいて電流指令ｉｌ＊＊を補正する。より詳細には、検出した両端電圧ｖｃが平均指令ｖｃａ＊よりも大きいときには、電流指令ｉｌ＊＊を低減する補正を行って電流指令ｉｌ＊を生成する。これによって、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量が低減するので、平均値ｖｃａを低減して平均指令ｖｃａ＊に近づけることができる。
【０１１９】
また検出した両端電圧ｖｃが平均指令ｖｃａ＊よりも小さいときには、電流指令ｉｌ＊＊を増大する補正を行って電流指令ｉｌ＊を生成する。これによって、受納期間Ｔ２における両端電圧ｖｃの増大量が増大するので、平均値ｖｃａを増大して平均指令ｖｃａ＊に近づけることができる。
【０１２０】
＜制御部の内部構成の一例＞
図８は、制御部１０の一部の内部構成の一例を示す概念図である。図８では、スイッチＳｌを制御する部分が示されている。制御部１０は電流指令生成部１１と補正部１２とを備えている。
【０１２１】
電流指令生成部１１は例えば式（６）に基づいて電流指令ｉｌ＊＊を生成する。補正部１２は、検出された両端電圧ｖｃと平均指令ｖｃａ＊と電流指令ｉｌ＊＊とを入力する。補正部１２は、検出された両端電圧ｖｃが平均指令ｖｃａ＊よりも大きいときに電流指令ｉｌ＊＊を低減し、検出された両端電圧ｖｃが平均指令ｖｃａ＊よりも小さいときに電流指令ｉｌ＊＊を増大する補正を行って、電流指令ｉｌ＊を生成する。
【０１２２】
図８の例示では、補正部１２は例えば減算部１２１と比例制御部１２２と加算部１２３とを備えている。減算部１２１は平均指令ｖｃａ＊から平均値ｖｃａを減算して偏差Δｖｃａを算出する。比例制御部１２２は偏差Δｖｃａに比例ゲイン（例えば１．０）を乗算して補正値Δｉｌを算出する。加算部１２３は電流指令ｉｌ＊＊に補正値Δｉｌを加算して電流指令ｉｌ＊を生成する。
【０１２３】
図８の例示では、制御部１０はデューティ生成部１３を有しており、電流指令ｉｌ＊はデューティ生成部１３に入力される。デューティ生成部１３は例えば式（１１）に基づいてデューティｄｌを生成する。
【０１２４】
図９は第２の実施の形態における負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、両端電圧ｖｃと、振幅Ｉｍと、電流指令ｉｌ＊と、入力電流Ｉｉｎとの一例を示している。図９の例示では、授与期間Ｔ１の中央の時点ｔ１及び受納期間Ｔ２の中央の時点ｔ２の各々において、両端電圧ｖｃを検出した場合の結果が示される。言い換えれば、位相角π／２ごと（単相交流電圧Ｖｉｎの四分の一周期ごと）に両端電圧ｖｃが検出される。また図９でも、平均指令ｖｃａ＊として一定値（例えば３６０Ｖ）が採用される。
【０１２５】
図９に例示するように、第２の実施の形態においても平均値ｖｃａを平均指令ｖｃａ＊に近づけることができる。したがって、第１の実施の形態と同様に、インバータ５の負荷が軽いときのスイッチング損失を低減できる。
【０１２６】
図１０は、第２の実施の形態とは異なって、より細かい周期で両端電圧ｖｃを検出した場合の、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、両端電圧ｖｃと、振幅Ｉｍと、電流指令ｉｌ＊と、入力電流Ｉｉｎとの一例を示している。ここでは、補正値Δｉｌは、偏差Δｖｃａに基づく比例積分制御を採用して求めた。両端電圧ｖｃの脈動成分（単相交流電圧Ｖｉｎの２倍の周波数成分）に影響を与えず、且つ、平均値ｖｃａが平均指令ｖｃａ＊に追随するように、比例ゲインとしては０．０５を採用し、積分ゲインとしては６．２８を採用した。しかしながら、図１０に示すように、この制御では、平均値ｖｃａのオーバーシュートが大きくなり、平均値ｖｃａの制御性が劣る。
【０１２７】
また図６，９の比較から見て取れるように、１周期における極小値ｖｃ２の最低値は第１の実施の形態に比して第２の実施の形態のほうが高い。よってインバータ５の負荷が変動した場合の過渡期においてインバータ５へと供給される電圧の低下を抑制できる。
【符号の説明】
【０１２８】
３  ダイオード整流器
４  充放電回路
４ａ  バッファ回路
４ｂ  充電回路
４ｃ  電流阻止部
５  インバータ
Ｃ３，Ｃ４  コンデンサ
ｄｃ，ｄｌ，ｄｚ，ｄｒｅｃ  デューティ
Ｌ３，Ｌ４  リアクトル
ＬＨ，ＬＬ  直流電源線
Ｓｃ，Ｓｌ  トランジスタ（スイッチ）
Ｖｍ，Ｉｍ  振幅
Ｔ１  授与期間
Ｔ２  受納期間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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