(57)【要約】      （修正有）【課題】電源電圧の変動があっても、内部に基準電圧源を使用せずに、負荷となる非線形特性を有する負荷を適切に駆動でき、さらに非線形特性を有する負荷の特性に応じて負荷を適切に駆動できる電力調整回路を提供する。【解決手段】非線形特性を有する負荷を適切に駆動するために、回路内部に基準電源を設けず、負荷に流れる動作電流を電圧へ変換し、この変換した電圧にて直接負荷への供給電圧を調整することのできる電力調整回路を提供する。【選択図】図１
2014229152.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から印加される電源電圧の変動がある非線形特性を有する負荷を駆動する負荷駆動回路において、
外部から第１の電源電圧が印加される第１の入力端子と、
外部から第２の電源電圧が印加される第２の入力端子と、
第１の駆動負荷の第１の端子が接続される第１の出力端子と、
前記第１の駆動負荷の第２の端子が接続される第２の出力端子と、
を具備し、
前記第１の駆動負荷への電力の供給を制御する為の第１の電力調整回路と、
前記第１の電力調整回路を制御するための第１の電力制御回路と、
前記第１の駆動負荷に流れる電流を検出するための第１の電流検出回路と、
前記第１の出力端子の出力電圧を平滑化するための第１の容量回路と、
を具備し、
前記第１の電力調整回路の第１の非制御端子が、前記第１の入力端子に、
前記第１の電力調整回路の第２の非制御端子が、前記第１の出力端子に、
前記第１の電力調整回路の第１の制御端子が、前記第１の電力制御回路の第１の非制御端子に、
前記第１の電力制御回路の第２の非制御端子が、前記第２の入力端子に、
前記第１の電力制御回路の第１の制御端子が、前記第２の出力端子と第１の電流検出回路の第１の端子に、
前記第１の電流検出回路の第２の端子が、前記第２の入力端子に、
前記第１の容量回路の第１の端子が前記第１の出力端子に、
前記第１の容量回路の第２の端子が前記第２の入力端子に、
接続され、
前記第１の電力制御回路が、前記第１の駆動負荷を動作させることで、前記第１の駆動負荷に生じる第１の負荷電流が流れ、この前記第１の負荷電流が前記第１の電流検出回路に流れることにより生じる電圧降下により制御され、
前記第１の電力調整回路が前記第１の電力制御回路により制御され
ることを特徴とする負荷駆動回路。
【請求項２】
前記第１の電力調整回路は、
前記第１の電力調整回路を確実に導通状態とするための第１の起動支援回路と、
を具備し、
前記第１の起動支援回路の第１の端子が前記第１の入力端子と前記第１の電力調整回路の第１の非制御端子に、
前記第１の起動支援回路の第２の端子が前記第１の電力調整回路の第１の制御端子に、
接続され、
前記第１の電力調整回路が確実に起動することを特長とする請求項１の負荷駆動回路。
【請求項３】
前記第１の電力調整回路の第１の制御端子の電圧を制御する際に生じる過電流から前記第１の電力制御回路を保護するための第１の電流保護回路と、
を具備し、
前記第１の電流保護回路の第１の端子が、前記第１の電力調整回路の第１の制御端子に、
前記第１の電流保護回路の第２の端子が、前記第１の電力制御回路の第１の非制御端子に、
接続され
前記第１の電力制御回路の第１の非制御端子を流れる電流から保護することを特徴とする請求項１乃至請求項２の負荷駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ   Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）で代表される非線形特性を有する発光素子（以下、発光素子）を確実に、かつ、発光素子の非線形特性の変動や製造上のばらつきが大きくても安定して動作させるための負荷駆動回路に関する発明である。
【背景技術】
【０００２】
発光素子はその発光特性から、従来からの照明とほぼ同等の明るさでありながら、一層の低消費電力化が図れるため、昨今の電力受給を考慮した場合、極めて省エネルギー効果のある発光素子である。
【０００３】
発光素子を駆動する場合、発光素子は非線形特性を有するため、順方向に所定の電流を生じさせるための順方向電圧があり、この順方向電圧の増減が発光状態の発光素子の輝度に大きく影響する。
【０００４】
このため、発光素子を点灯させるためには、発光素子に順方向電圧として正しく調整された電圧を発光素子の端子間に印加する必要がある。
【０００５】
このため、発光素子を点灯するに当たっては、発光素子の順方向電圧以上の電位差を発光素子の端子間に印加し、発光素子の所定の順方向電流となるように発光素子と直列に電流制限抵抗を挿入し、発光素子の順方向電圧と挿入した抵抗の値ならびに印加する正しく調整された印加電圧により、所定の順方向電流が発光素子を流れるようにする必要がある。
【０００６】
駆動する発光素子が複数段直接接続であった場合、直列接続された発光素子の両端の端子間に、直列接続されている発光素子の順方向総和電圧以上の電位差を印加し、直列接続されている発光素子の所定の順方向電流となるように直列接続されている発光素子と直列に電流制限抵抗を挿入し、直列接続されている発光素子の順方向総和電圧と挿入した抵抗の値ならびに印加する正しく調整された印加電圧により、所定の順方向電流が発光素子を流れるようにする必要がある。
【０００７】
しかし実際の発光素子では、製造上のばらつきにより、個々の発光素子に同一の順方向電流を流すための順方向電圧の電圧値が異なり、さらには発光素子の点灯に伴う発熱等の影響をうけて順方向電圧の値が変動する。
【０００８】
また、発光素子を駆動するための電源電圧が大きく変動すると、発光素子を流れる順方向電流が大きく変動して、発光素子の輝度が大きく変動してしまう。
【０００９】
例えば図２の如く商用電源により直列接続されている発光素子を駆動する場合、商用電源を整流し、大容量のコンデンサーで可能な限り平滑化し、得られた整流電圧を基準に発光素子の直列段数を決定する回路構成がある。
【００１０】
この場合、発光素子の直列段数は商用電源を整流することで得られる整流電圧と直列接続されている発光素子の順方向総和電圧と発光素子に直列に接続されている電流制限抵抗の値により決定される。
【００１１】
このため、発光素子の直列段数が大きすぎる場合、電流制限抵抗の値を小さくしたとしても、発光素子の順方向総和電圧が整流電圧を超えてしまい発光素子が導通しない。
【００１２】
逆に、発光素子の直列段数が小さすぎる場合、電流制限抵抗の端子間に生じる電圧降下が大きくなることで、電流制限抵抗の定格を大きなものにする必要が生じ、更に電流制限抵抗にて発生するジュール熱による発熱等の問題が発生する為、発光素子の直列段数には極めて制約を受けることとなる。
【００１３】
更に、発光素子を駆動するために外部から印加される電源電圧の変動が平滑用コンデンサーの容量を超えて脈流となった場合、発光素子の順方向電圧が変動することなるため、順方向電流が大きく変動し、輝度が大きく変わってしまう。
【００１４】
上記の問題を回避するために図３の如く商用電源を整流し、得られる直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバーター回路で降圧、または昇圧することで調整出力電圧を得て、この調整出力電圧と直列接続されている発光素子の順方向総和電圧により発光素子の直列段数を決定する回路構成がある。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバーター回路では、ツェナー・ダイオード等を基準電圧源として、このツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚにより電力制御素子を制御して、必要な調整出力電圧を生成し出力する。
【００１６】
<-- ＤＣ−ＤＣコンバーター回路では、所定の調整出力電圧を得るため、ツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚ特性を利用して調整出力電圧を設定する。 -->
【００１７】
ツェナー・ダイオードは図５の特性を有し、降伏電圧Ｖｚを利用するため、ＤＣ−ＤＣコンバーターの基準電圧生成回路部分では、通常のダイオードとは逆に電流の流れを阻止するようにカソード電極を高電位側に、アノード電極を低電位側に接続する。
【００１８】
ＤＣ−ＤＣコンバーター内の平滑用コンデンサーに電荷が充電されるまでは、高電位側電圧がツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚを超えないため、ツェナー・ダイオードは降伏せず、ＤＣ−ＤＣコンバーター内の電力制御素子は、入力電圧を後段の平滑用コンデンサーへ伝播させるとともに、負荷駆動出力電圧として出力する。
【００１９】
平滑用コンデンサーが充電され、高電位側電位がツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚを超えると、図５に示す通りツェナー・ダイオードは急激に電流を導通させる。
【００２０】
この急激な電流変化を、電力制御素子を制御するための制御素子を介して、ＤＣ−ＤＣコンバーター内の電力制御素子を遮断状態とすることで、平滑用コンデンサーへの充電を停止するとともに、負荷駆動出力電圧の上昇を停止させる。
【００２１】
駆動している負荷により平滑用コンデンサーの電荷が消費され、負荷駆動出力電圧が下がりツェナー・ダイオードのアノード電極−カソード電極の電圧がツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚを下回ると、ツェナー・ダイオードが非導通となり、ＤＣ−ＤＣコンバーター内の電力制御素子が導通状態となり、入力電圧により、平滑用コンデンサーへ伝播させ充電を開始するとともに、負荷駆動出力電圧を上昇させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特許公開２０１２−００９４００
【特許文献２】特許公開２０１０−２２０７８３
【特許文献３】特許公開２００８−０７９８３８
【特許文献４】ＥＮＤＪａｐａｎ電子版２０１１年１０月号
【特許文献５】ＥＮＤ Ｊａｐａｎ電子版２０１１年１１月号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
直列接続されている発光素子を駆動する場合、前記の通りＤＣ−ＤＣコンバーター回路の負荷駆動出力電圧を直列接続されている発光素子の順方向電圧以上にする必要があるため、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路内部のツェナー・ダイオードの降伏電圧Ｖｚを調整する。
【００２４】
これによりＤＣ−ＤＣコンバーター回路の負荷駆動出力電圧は、直列接続されている発光素子の順方向総和電圧以上の電圧にすることが可能となるため、発光素子の直列段数の制約は緩和されるものの、発光素子の特性が大きく変わった場合、調整出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバーター回路の再設計が必要となってしまう。
【００２５】
しかも、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路で得られる調整出力電圧は、直列接続されている発光素子の順方向電圧の特性変動や製造上のばらつきを考慮し、直列接続されている各発光素子の順方向電圧が最大となった場合に所定の順方向電流が複数段直列の発光素子に流れるように電流制限抵抗の値を設定する。
【００２６】
このため、実際の直列接続されている発光素子の順方向電圧が、製造上のばらつきにより最少電圧であった場合、所定の順方向電流以上の電流が各発光素子へ流れてしまい、点灯した時の輝度が異なってしまう。
【００２７】
更には、直列接続されている発光素子が動作することにより生じる発熱で非線形特性が変動した場合、各発光素子に流れる順方向電流の値が変動する為、点灯時の輝度が異なってしまう。
【００２８】
この発光素子の特性変動や製造上のばらつきによる発光素子の動作状態の差異を少なくするため、電流制限抵抗の代わりに定電流回路を直列接続されている発光素子に直列に接続し、直列接続されている発光素子の特性変動や製造上の順方向電圧のばらつきによらず、一定の電流が複数段の発光素子に流れるようにすることも可能である。
【００２９】
しかし、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路の調整出力電圧が一定で直列接続されている発光素子の順方向電圧が最少となった場合、定電流回路で消費する電力が大きくなり、定電流回路を構成する素子の発熱の問題が発生することとなる。
【００３０】
このように、商用電源を単に整流して負荷を駆動する場合、負荷となる発光素子の段数や個数に極めて大きな制約を受けることとなったり、大きな電力損と発熱を伴うこととなる。
【００３１】
また、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路を使用した場合、商用電源を整流後ＤＣ−ＤＣコンバーター回路で負荷を駆動するに十分な調整出力電圧を生成し、この調整出力電圧から実際の負荷に対して過剰な電圧を定電流回路等で電力損として消費することとなるため効率が悪くなる。
【００３２】
更に、ＤＣ−ＤＣコンバーター回路内部の基準電圧生成回路に使用するツェナー・ダイオードにおいても、負荷を駆動するに十分な調整出力電圧に該当する特性のツェナー・ダイオードが存在することは少なく、ツェナー・ダイオードの製造上のばらつきも大きいため、調整出力電圧のばらつきも大きくなってしまう。
【００３３】
しかも、ツェナー・ダイオードの特性の製造上のばらつきと、負荷となる発光素子の製造上のばらつきにはなんら相関が無いのも事実であり、確実な負荷の動作を行うには、調整電圧と発光素子の順方向電圧との電位差を大きくする必要がある為、結果として定電流回路等での電力損も大きくなってしまう。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記の問題を鑑み、本発明の負荷駆動回路では、少ない部品点数で効率よく負荷が必要とする負荷駆動電圧を生成することができ、これにより無駄に消費される電力を低減することが可能となる。
【００３５】
図１に示す本発明の負荷駆動回路では、発光素子列１５への電力供給を調整する電力調整回路１１の制御を、発光素子列１５を流れた電流を電流検出回路１３で電圧に変換し、電力制御回路１２を介して行う。
【００３６】
そのため、電力調整回路１１は発光素子列１５へ動作電圧を供給しつつ、発光素子列１５の電流制限抵抗として機能していることとなる。
【発明の効果】
【００３７】
これにより、制御すべき発光素子列１５の順方向電圧により、電力調整回路の負荷駆動出力電圧を制御し、この負荷駆動出力電圧で発光素子列１５を駆動する。
【００３８】
また、発光素子を使用した照明器具では、少なくとも１つ以上の発光素子が直並列接続された発光素子（以下、発光素子群）で構成されており、発光素子群２を構成する発光素子の製造上の特性のばらつきを抑えるとともに、発光素子群の並列接続部分での発光素子に故障が発生しても、照明器具全体が動作しなくなることを防止する為である。
【００３９】
発光素子群の並列接続部分での発光素子が故障した場合、故障した発光素子と並列接続されている他の発光素子の順方向電流は、故障した発光素子の順方向電流が分散して増加することで、故障した発光素子と並列に接続されている発光素子群の順方向電圧が上昇する。
【００４０】
このような場合でも、発光素子群全体の順方向総和電圧が上昇したのと同等であるため、本発明の負荷駆動回路では、駆動する発光素子群への供給電圧を増加させるため、発光素子群は動作し続ける。
【００４１】
ＤＣ−ＤＣコンバーター回路を使用した回路では、このような発光素子群の順方向総和電圧の上昇は、直列接続された発光素子の順方向総和電圧以上電源電圧以下の調整電圧に限られるが、本発明の電力調整回路の場合、電源電圧まで許容される。
【００４２】
このため、安価で汎用性が高く、発光素子を駆動する電源電圧が大きく変動しても、ないしは負荷である発光素子の特性が大きく変動しても、発光素子を安定して駆動できる負荷駆動回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の概要を示す回路図
【図２】整流のみを行う回路の回路図
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバーター回路の回路図
【図４】本発明の実施例を示す回路図
【図５】ツェナー・ダイオードの電圧−電流特性図
【図６】非線形特性を有する負荷の電圧−電流特性図
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、本発明の好適な実施の形態についての詳細な説明を、図を用いて説明する。なお以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【実施例】
【００４５】
本発明の負荷駆動回路の詳細な動作を、図４を用いて説明する。
【００４６】
負荷駆動回路４には、外部から動作に必要な電圧を印加される入力端子４ａと入力端子４ｂ、出力端子４ｃと出力端子４ｄを具備し、電力調整回路としてＮ−ｃｈ
ＭＯＳ ＦＥＴ４１と、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１を制御するための負荷駆動回路としてＮＰＮトランジスター４２と、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１の起動支援回路としてスタートアップ抵抗４３と、電流保護回路として電流制限抵抗４４と、駆動発光素子に流れる電流の電流を検出する電流検出回路として電流検出抵抗４５と、出力端子４ｃの出力電圧を平滑化するための平滑回路として平滑用コンデンサー４６とを具備する。
【００４７】
出力端子４ｃには駆動すべき少なくとも１段以上直列接続ないしは直並列接続された発光素子等の非線形特性を有する発光素子（以下、発光素子列と記す）４７のアノード端子４７１に、出力端子４ｄは駆動すべき発光素子列４７のカソード端子４７２にそれぞれ接続される。
【００４８】
Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のドレイン端子４１２は入力端子４ａに接続され、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のソース端子４１１は出力端子４ｃに接続され、Ｎ−ｃｈ
ＭＯＳ ＦＥＴ４１のゲート端子４１３は、スタートアップ抵抗４３の一方の端子と電流制限抵抗４４の一方の端子に接続される。
【００４９】
スタートアップ抵抗４３の他方の端子は入力端子４ａに接続される。
【００５０】
ＮＰＮトランジスター４２のコレクター端子４２３は、電流制限抵抗４４の他方の端子に接続され、ＮＰＮトランジスター４２のエミッター端子４２２は入力端子４ｂに接続され、ＮＰＮトランジスター４２のベース端子４２１は、出力端子４ｄと電流検出抵抗４５の一方の端子に接続される。
【００５１】
電流検出抵抗４５の他方の端子は入力端子４ｂに接続される。
【００５２】
平滑用コンデンサー４６の高電位側端子４６１は出力端子４ｃに接続され、平滑用コンデンサー３６の低電位側端子４６２は入力端子３ｂに接続される。
【００５３】
発光素子制御回路に入力端子４ａから電圧が印加されていない、あるいは入力端子４ｂと同電位の場合、Ｎ−ｃｈ
ＭＯＳ ＦＥＴ４１のソース端子４１１とドレイン端子４１２とゲート端子４１３は同電位であり、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１は遮断状態である。
【００５４】
この時、出力端子４ｄの電位は、発光素子列４７が導通していないため、電流検出抵抗４５により入力端子４ｂと同電位となる。
【００５５】
ＮＰＮトランジスター４２のベース端子４２１とエミッター端子４２２は同電位であり、ＮＰＮトランジスター４２のベース−エミッター端子間閾値電圧以下であるためＮＰＮトランジスター４２は遮断状態である。
【００５６】
入力端子４ａに外部から電圧が印加され、入力端子４ａの電圧が入力端子４ｂの電圧より高電位になると、Ｎ−ｃｈ
ＭＯＳ ＦＥＴ４１のドレイン端子４１２の電位が上昇し、スタートアップ抵抗４３を介してＮ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のゲート端子４１３の電位も上昇する。
【００５７】
この時、ＮＰＮトランジスター４２は遮断状態であるため、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のゲート端子４１３の電位は、スタートアップ抵抗４３により入力端子４ａの電位と等しい。
【００５８】
このため、Ｎ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のソース端子４１１とＮ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１のゲート端子４１３間には電位差が生じ、この電位差がＮ−ｃｈ
ＭＯＳ ＦＥＴ４１の閾値電圧を超えるとＮ−ｃｈ ＭＯＳ ＦＥＴ４１が導通状態となり、入力端子４ａに印加されている電圧が、平滑用コンデンサー４６を充電し、平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が出力端子４ｃへ伝播される。
【００５９】
平滑用コンデンサー４６が充電されている間は、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のソース端子から出力される電圧の多くが、平滑用コンデンサー４６の充電に使用されるため、出力端子４ｃから出力される電圧の上昇は緩慢な変化となる。
【００６０】
このため、為、発光素子列４７のアノード端子４７１の電圧上昇も緩慢であり、発光素子列４７のアノード端子４７１とカソード端子４７２間の電位差が、発光素子列４７の順方向総和電圧以上の電位差となるまでは電流を流すことが無い。
【００６１】
このため、発光素子列４７のアノード端子４７１とカソード端子４７２間の電位差が、発光素子列４７の順方向総和電圧以上の電位差となるまでは、発光素子列４７を流れる電流は発生せず、電流検出抵抗４５の端子間には電圧降下は発生しないため、出力端子４ｄの電位は入力端子４ｂと同電位のままである。
【００６２】
このため、発光素子列４７のアノード端子４７１とカソード端子４７２間の電位差が、発光素子列４７の順方向総和電圧以上の電位差となるまでは、ＮＰＮトランジスター４２は遮断状態を維持し続け、入力端子４ａに印加されている電圧が、平滑用コンデンサー４６を充電し続け、平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が上昇し、この平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が出力端子４ｃへ伝播される。
【００６３】
平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が上昇し、この平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が、発光素子列４７の順方向総和電圧以上の電位差以上となると、出力端子４ｃから出力される出力電圧が発光素子列４７の順方向総和電圧近傍となり、発光素子列４７が導通状態になると出力端子４ｄの電圧が上昇する。
【００６４】
更に出力端子４ｄの電圧が上昇し、入力端子４ｂと電位差が生じると、電流検出抵抗４５に電流が流れるため、電流検出抵抗４５の両端の端子間に電圧降下が生じる。
【００６５】
更に平滑用コンデンサー４６の高電位側端子の電圧が上昇し、発光素子列４７を流れる順方向電流が増大すると、電流検出抵抗４５に流れる電流も増大するため、電流検出抵抗４５の両端の端子間に生じる電圧降下も大きくなる。
【００６６】
この電流検出抵抗４５に生じた電位差がＮＰＮトランジスター４２のベース−エミッター端子間閾値電圧を超えると、ＮＰＮトランジスター４２が導通状態となり、電流制限抵抗４４を介してＮ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のゲート端子電圧を低下させ、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のソース端子電圧との電位差がＮ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１の閾値電圧以下になると、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１が遮断状態となる。
【００６７】
Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１が遮断状態となっても、平滑用コンデンサー４６に充電されている電荷により、出力端子４ｃの電圧は維持され、発光素子列４７は導通状態を維持する。
【００６８】
Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１が遮断状態であるにも拘らず発光素子列４７が導通していることにより平滑用コンデンサー４６の電荷が減少すると、平滑用コンデンサー４６の高電位側端子電圧が降下する為、出力端子４ｃの電圧が降下し、発光素子列４７を流れる電流が減少し、電流検出抵抗４５を流れる電流も減少し、電流検出抵抗４５の両端の端子間に生じている電圧降下が小さくなる。
【００６９】
電流検出抵抗４５の両端の端子間に生じている電圧降下が小さくなり、ＮＰＮトランジスター４２のベース−エミッター端子間閾値電圧を下回ると、ＮＰＮトランジスター４２が遮断状態となり、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のゲート端子４１３の電位は、スタートアップ抵抗４３により、入力端子４ａの電位へと遷移することにより、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１が再度導通状態となり、入力端子４ａに印加されている電圧で平滑用コンデンサー４６を再充電し、平滑用コンデンサー４６の高電位側端子電圧が上昇し、出力端子４ｃの電圧を上昇させる。
【００７０】
一度平滑用コンデンサー４６に所定の電荷が充電され、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１がＮＰＮトランジスター４２により遮断状態へ遷移する場合、ＮＰＮトランジスター４２やＮ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１の遷移には遅延時間がある為、平滑用コンデンサー４６に充電される電荷は、所定の電荷より多くなる。
【００７１】
逆に、平滑用コンデンサー４６に蓄えられていた電荷により発光素子列４７を駆動する場合でも、ＮＰＮトランジスター４２を介してＮ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１を遮断状態から導通状態へ遷移する際にも遅延時間が発生するため、平滑用コンデンサー４６に残った電荷は所定の電荷より少なくなる。
【００７２】
このためＮ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のゲート端子電圧は、発光素子列４７での電力消費と平滑用コンデンサー４６の容量により、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１の閾値電圧近傍で自励振動するため、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１での電力消費も低減される。
【００７３】
この動作を繰り返すことで、発光素子列４７に対して一定の電圧を供給できるため、発光素子列４７に流れる順方向電流が一定となり、発光素子列４７の光度が一定に保たれることとなる。
【００７４】
このため、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１は、発光素子列４７への電圧を供給しつつ、発光素子列４７の電流制限抵抗として機能していることとなる。
【００７５】
発光素子列４７を構成している発光素子の特性が変わり、発光素子列４７の順方向総和電圧が変化しても、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ４１のソース端子電圧が変わることを除き、前記の動作が繰り返されるため、発光素子列４７に対しては、所定の順方向電流を発生させるに必要な順方向総和電圧を供給し続けることになる為、発光素子列４７の特性の変動を吸収することとなる。
【００７６】
図６に示す通り、発光素子列４７の順方向総和電圧が本来のＶｆ０からＶｆ１に変化すると、所定の順方向電流により生じる電流検出抵抗４５にて生じる電圧降下が、ＮＰＮトランジスター４２のベース−エミッター端子間閾値電圧に等しくなるのは、発光素子列４７のアノード端子４７１の電圧が発光素子列４７の順方向総和電圧が変化する前から（Ｖｆ１−Ｖｆ０）［Ｖ］上昇した電圧となる。
【００７７】
このため、図６に示す通り発光素子列４７の順方向総和電圧が変化したとしても、出力端子４ｃの電圧が変化することで、発光素子列４７に対しては所定の順方向電流が流れる電圧を供給することとなる。
【００７８】
このように本発明の負荷駆動回路を発光素子列の駆動回路に適用することにより、駆動する発光素子列の特性が変更されても、負荷駆動回路を再設計することが不要であるばかりか、極めて少ない部品点数で実現できるため、製造する製品における専有面積を低減し、かつ製造コストの低減に大きく寄与することが可能である。
【００７９】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは、当業者ならびに有識者には容易に理解可能である。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、上記説明では、本発明の動作を簡便に説明する為、負荷となる発光素子列への電力調整をN-ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴにより直接行っているが、Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴの代わりにトランス等を用いてスイッチング型に変更することも可能である。更に、本実施形態で説明した変形例の組み合わせた構成についても、本発明の範囲に含むことができる。
【符号の説明】
【００８０】
１        本発明の負荷駆動回路
１ａ      入力端子
１ｂ      入力端子
１ｃ      出力端子
１ｄ      出力端子
１１      電力調整回路
１２      電力制御回路
１３      電流検出回路
１４      平滑回路
１５      非線形特性負荷回路
２        整流のみ行う負荷駆動回路
２ａ      入力端子
２ｂ      入力端子
２ｃ      出力端子
２ｄ      出力端子
２１      ダイオード・ブリッジ回路
２２      平滑回路
２３      電流制限抵抗
２４      非線形特性負荷回路
３        ＤＣ−ＤＣコンバーター回路を使用した負荷駆動回路
３ａ      入力端子
３ｂ      入力端子
３ｃ      出力端子
３ｄ      出力端子
３１      ダイオード・ブリッジ回路
３２      ＤＣ−ＤＣコンバーター回路
３３      平滑回路
３４      非線形特性負荷回路
４        本発明の負荷駆動回路に実施例
４ａ      入力端子
４ｂ      入力端子
４ｃ      出力端子
４ｄ      出力端子
４１      Ｎ−ｃｈ  ＭＯＳ  ＦＥＴ
４１１    ソース端子
４１２    ドレイン端子
４１３    ゲート端子
４２      ＮＰＮトランジスター
４２１    ベース端子
４２２    コレクター端子
４２３    エミッター端子
４３      スタートアップ抵抗
４４      過電流保護抵抗
４５      電流検出抵抗
４６      平滑用コンデンサー
４７      非線形特性負荷回路
【図１】
2014229152.tif 000003
【図２】
2014229152.tif 000004
【図３】
2014229152.tif 000005
【図４】
2014229152.tif 000006
【図５】
2014229152.tif 000007
【図６】
2014229152.tif 000008