(57)【要約】      （修正有）【課題】動作状態の変更時に、回路の負担を低減する電源装置を提供する。【解決手段】第１端子ＴＰ１，ＴＮ１の間に接続された第１コンデンサＣinと、フルブリッジ接続された第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する第１ブリッジ回路１１と、トランス１３と、第２端子ＴＰ２，ＴＮ２の間に接続された第２コンデンサＣoutと、フルブリッジ接続された第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８により、トランス１３が出力する交流電圧を直流電圧に変換して、出力する第２ブリッジ回路１２と、運転モードから、休止モードに移行する場合において、第２ブリッジ回路１２が出力する直流電圧が０とみなせる状態となった後に休止モードに移行するように、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する制御器とを備える。【選択図】図２
2014121194.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の第１端子と、
前記一対の第１端子の間に接続された第１コンデンサと、
フルブリッジ接続された複数の第１スイッチング素子により、前記一対の第１端子に入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する第１ブリッジ回路と、
前記第１ブリッジ回路が出力する交流電圧を１次側に入力し、２次側に出力するトランスと、
一対の第２端子と、
前記一対の第２端子の間に接続された第２コンデンサと、
フルブリッジ接続された複数の第２スイッチング素子により、前記トランスが出力する交流電圧を直流電圧に変換して、前記一対の第２端子に出力する第２ブリッジ回路と、
前記第２ブリッジ回路が直流電圧を出力する運転モードから、前記第２ブリッジ回路が直流電圧の出力を休止する休止モードに移行する場合において、前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧が０とみなせる状態となった後に休止モードに移行するように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御する制御器と
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第２端子の低電位側端子は、前記第１端子の高電位側端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御器は、前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧を下降させる遷移時間を経た後に休止モードに移行するように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御器は、前記遷移時間と、前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧を０に保持する待機時間とを経た後に休止モードに移行するように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御器は、前記遷移時間において、前記第２コンデンサが蓄えるエネルギーを前記トランスにおいて消費させるように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項３又は４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御器は、前記遷移時間において、前記第２コンデンサが蓄えるエネルギーを前記一対の第１端子に伝達するように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
前記遷移時間は、式（Ａ）に示す下限時間ｔＬ以上、前記第１及び第２スイッチング素子の、式（Ｂ）に示す前記遷移時間での実効電流Ｉｅにおける許容運転時間である上限時間以下であることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源装置。
ｔＬ＝Ｅ２Ｃ／（Ｉａ＋Ｉ２）                           …（Ａ）
Ｉｅ＝（１８０／φmax）／√３                         …（Ｂ）
但し、Ｅ２は前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧、Ｃは前記第２コンデンサの容量、Ｉａは前記複数の第２スイッチング素子の最大瞬時許容電流、Ｉ２は前記第２ブリッジ回路が出力する直流電流、φmaxは前記第２ブリッジ回路が出力する直流電流が最大になるときの、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子のスイッチング周波数の位相差である。
【請求項８】
前記制御器は、前記下限時間ｔＬと前記上限時間とが一致した場合において、前記休止モードに移行するように、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【請求項９】
前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧に基づいて、前記遷移時間における前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧を、前記制御器を介してフィードバック制御する積分補償器を更に備え、
前記積分補償器は、前記休止モードに移行する時に、積分値を消去することを特徴とする請求項３〜８のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のそれぞれに、コンデンサを並列接続すると共に、前記制御器は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子をソフトスイッチング動作させることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記制御器は、前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧が、式（Ｃ）に示す臨界電圧ＥＣ以下となった場合において、前記第２ブリッジ回路が出力する直流電圧が０となったものとみなすことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電源装置。
ＥＣ＝Ｉａ√（ＬＰ／Ｃ）                        …（Ｃ）
但し、Ｉａは前記複数の第２スイッチング素子の最大瞬時許容電流、ＬＰは前記複数の第２スイッチング素子と前記第２コンデンサとの間の寄生インダクタンス、Ｃは前記第２コンデンサの容量である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）回路を備える双方向電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用の回路として、ＤＡＢ回路が知られている（特許文献１参照）。ＤＡＢ回路は、１次側及び２次側の平滑コンデンサと、それぞれ４つのスイッチング素子から構成される１次側及び２次側のフルブリッジ回路と、トランスとを備える。ＤＡＢ回路の通常の動作は以下の通りである。１次側のフルブリッジ回路は、対角に配置されたスイッチング素子の組を交互に切り替えることによりトランスに交流電圧を出力する。２次側のフルブリッジ回路は、対角に配置されたスイッチング素子の組を交互に切り替えることにより、トランスから出力された交流電圧を直流に変換する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−１６５４４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、ＤＡＢ回路の動作時において、２次側の平滑コンデンサが充電された状態で、２次側のフルブリッジ回路の４つのスイッチング素子を同時にオンにする場合、大電流が２次側の回路素子に流れ、電気的な衝撃により回路に負担がかかる恐れがある。
本発明は、動作状態の変更時に、回路の負担を低減する電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
電源装置は、一対の第１端子と、第１コンデンサと、第１ブリッジ回路と、トランスと、一対の第２端子と、第２コンデンサと、第２ブリッジ回路と、制御器とを備える。第１コンデンサは、一対の第１端子の間に接続される。第１ブリッジ回路は、フルブリッジ接続された複数の第１スイッチング素子により、一対の第１端子に入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する。トランスは、第１ブリッジ回路が出力する交流電圧を１次側に入力し、２次側に出力する。第２コンデンサは、一対の第２端子の間に接続される。第２ブリッジ回路は、フルブリッジ接続された複数の第２スイッチング素子により、トランスが出力する交流電圧を直流電圧に変換して、一対の第２端子に出力する。制御器は、第２ブリッジ回路が直流電圧を出力する運転モードから、第２ブリッジ回路が直流電圧の出力を休止する休止モードに移行する場合において、第２ブリッジ回路が出力する直流電圧が０とみなせる状態となった後に休止モードに移行するように、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を制御する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、２次側の出力電圧を休止する場合に、予め出力電圧を制御することにより、動作状態の変更時に、回路の負担を低減する電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置が車両に適用された場合の基本的な構成を説明する模式的な回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置が備えるＤＡＢ回路を説明する回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電源装置の負荷電圧対エネルギー伝達効率特性を図示した一例である。
【図４】本発明の実施の形態に係る電源装置の基本的な構成を説明する回路図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る電源装置が備える制御器の構成を説明する回路図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電源装置が備える制御器の動作を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る電源装置の等価的な制御モデルである。
【図８】本発明の実施の形態に係る電源装置に用いる遷移時間を説明する図である。
【図９】本発明の実施の形態に係る電源装置に用いる遷移時間を説明する図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係る電源装置による効果を説明する図である。
【図１１】本発明の他の実施の形態に係る電源装置が備えるＤＡＢ回路を説明する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【０００９】
（電源装置）
本発明の実施の形態に係る電源装置は、図１に示すように、ＤＡＢ回路１と、ＤＡＢ回路１の動作を制御する制御器２と、制御器２の動作に必要な演算を処理する処理部７とを備える。ＤＡＢ回路１は、例えば車両Ｃに搭載され、バッテリ（電源）３の一対の電源端子ＢＰ，ＢＮから直流の電源電圧を入力し、制御器２の制御に応じて、直流電圧を出力する。本発明の実施の形態に係る電源装置は、車両Ｃの駆動部４を負荷として、駆動部４に接続されて使用される。
【００１０】
ＤＡＢ回路１は、図２に示すように、一対の第１端子ＴＰ１，ＴＮ１と、一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２と、第１コンデンサＣinと、第２コンデンサＣoutと、第１ブリッジ回路１１と、第２ブリッジ回路１２と、トランス１３とを備える。ＤＡＢ回路１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。
【００１１】
第１コンデンサＣinは、１次側の一対の第１端子ＴＰ１，ＴＮ１の間に接続される。第１ブリッジ回路１１は、４つの第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４から構成されるフルブリッジ回路である。第１端子ＴＰ１，ＴＮ１の間には、第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、第１スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とが、それぞれ直列に接続される。
【００１２】
４つの第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、それぞれ、フリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が並列に接続されている。第１ブリッジ回路１１は、フルブリッジ接続された４つの第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により、電源端子ＢＰ，ＢＮから一対の第１端子ＴＰ１，ＴＮ１に入力された直流電圧Ｅ１を交流電圧に変換してトランス１３に出力する。
【００１３】
トランス１３は、１次側コイルと、１次側コイルとコアを介して磁気的に結合する２次側コイルとを備える。トランス１３の１次側コイルは、第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間の接点Ｎ１と、第１スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間の接点Ｎ２との間に接続される。トランス１３は、第１ブリッジ回路１１が出力する交流電圧を１次側コイルから入力し、１次側及び２次側コイルの巻線比に応じて、２次側コイルに伝達して、第２ブリッジ回路１２に出力する。トランス１３は、１次側と２次側とが直流的に絶縁されている。
【００１４】
第２コンデンサＣoutは、２次側の一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２の間に接続される。第２ブリッジ回路１２は、４つの第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８から構成されるフルブリッジ回路である。第２端子ＴＰ２，ＴＮ２の間には、第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、第２スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８とが、それぞれ直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の間の接点Ｎ３と、第２スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の間の接点Ｎ４との間に、トランス１３の２次側コイルが接続される。
【００１５】
４つの第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８は、それぞれ、フリーホイールダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８が並列に接続されている。第２ブリッジ回路１２は、フルブリッジ接続された４つの第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８により、トランス１３が出力する交流電圧を整流し、直流電圧Ｅ２に変換して、一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２から出力する。一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２から出力される直流電圧Ｅ２は、第２コンデンサＣoutにより平滑化されている。
【００１６】
バッテリ３の一対の電源端子ＢＰ，ＢＮは、高電位側の電源端子ＢＰ、低電位側の電源端子ＢＮからなり、それぞれ、ＤＡＢ回路１の一対の第１端子ＴＰ１，ＴＮ１に接続される。ＤＡＢ回路１の一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２のうち、低電位側の第２端子ＴＮ２は、第１端子の高電位側端子ＴＰ１に接続される。
【００１７】
駆動部４は、一対の入力端子ＬＰ，ＬＮと、一対の入力端子ＬＰ，ＬＮに入力された直流電圧を、三相交流に変換して出力するインバータ４１と、インバータ４１が出力する三相交流に応じて駆動するモータ４２とを備える。一対の入力端子ＬＰ，ＬＮのうち、高電位側の入力端子ＬＰは、ＤＡＢ回路１の第２端子の高電位側端子ＴＰ２に接続される。低電位側の入力端子ＬＮは、バッテリ３の低電位側の電源端子ＢＮに接続される。
【００１８】
本発明の実施の形態に係る電源装置は、処理部７の制御に応じて、運転モード、休止モードの２つの動作モードを有する。運転モードにおいて、第１ブリッジ回路１１は、それぞれ対角に配置された第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４及び第１スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を、デューティ比５０％で交互に切り替えることにより、トランス１３の１次側コイルに交流電圧を出力する。第２ブリッジ回路１２は、それぞれ対角に配置された第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８及び第２スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を、デューティ比５０％で交互に切り替えることにより、トランス１３の２次側コイルから出力された交流電圧を直流電圧Ｅ２に変換する。
【００１９】
ＤＡＢ回路１は、後述する第１制御器及び第２制御器の制御によるスイッチングの位相差、及びトランス１３の巻線比に応じて、直流電圧Ｅ２を出力する。ＤＡＢ回路１第２端子の低電位側端子ＴＮ２が第１端子の高電位側端子ＴＰ１に接続されることにより、駆動部４の一対の入力端子ＬＰ，ＬＮ間の負荷電圧ＥＬは、バッテリ３の電源電圧ＥＢと２次側直流電圧Ｅ２との和となる。
【００２０】
図３に示すように、負荷電圧ＥＬは、トランス１３の巻線比に応じて１次側の直流電圧Ｅ１及び２次側の直流電圧Ｅ２間のエネルギー伝達効率が最大となる最適電圧ＥLOを有する。負荷電圧ＥＬが最適電圧ＥLOから離れると、トランス１３に流れる電流が増加し、効率が悪くなる領域Ｒが存在する。
【００２１】
一方、第２ブリッジ回路１２の第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を全てオンにし、第２端子ＴＰ２，ＴＮ２間を短絡させた場合において、負荷電圧ＥＬは、図３に示す休止時電圧ＥLD（＝ＥＢ）のようになり、効率が領域Ｒの効率より高くなる。このため、運転モードにおいて、領域Ｒでの動作となった場合、第１ブリッジ回路１１の第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を全てオフ（開放）にし、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を全てオンにする休止モードに切り替えた方が、効率の高い動作条件を増加させることができる。
【００２２】
しかしながら、運転モードにおいて、２次側の第２コンデンサＣoutが充電された状態のまま突然休止モードに切り替えると、第２ブリッジ回路１２に大電流が流れ、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８、第２コンデンサＣoutに負担がかかる恐れがある。本発明の実施の形態における電源装置は、第２端子ＴＰ２，ＴＮ２間の直流電圧Ｅ２が０とみなせる状態になった後に休止モードに移行することにより、突入電流から回路素子を保護し、回路の負担を低減できる。
【００２３】
制御器２は、図４に示すように、第１ブリッジ回路１１の第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する第１制御器２１と、第２ブリッジ回路１２の第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する第２制御器２２と、補償器５を備える。
【００２４】
補償器５は、減算器５１と、増幅器５２と、積分器５３と、加算器５４と、除算器５５と、リミッタ５６とを備える積分補償器である。補償器５は、ＤＡＢ回路１の２次側直流電圧Ｅ２を入力し、直流電圧Ｅ２が、処理部７から入力される２次側の目標電圧Ｅ2REFとなるように、逐次、第１制御器２１及び第２制御器２２に位相を出力することによりフィードバック制御する。２次側直流電圧Ｅ２は、一対の第２端子ＴＰ２，ＴＮ２の間に接続された検出器１５により検出される。
【００２５】
減算器５１は、検出器１５が検出した２次側直流電圧Ｅ２を入力し、目標電圧Ｅ2REFとの偏差を算出する。増幅器５２は、減算器５１が算出した偏差を、増幅率２πｆＣＣωＬとして増幅して出力する。ｆＣは補償器５の制御帯域のバンド幅[Ｈｚ]（但し、トランス１３の駆動周波数より十分小さい）、Ｃは第２コンデンサＣoutの容量[Ｆ]、ωはキャリア周波数ｆの角周波数２πｆ[ｒａｄ／ｓ]、Ｌはトランス１３の漏れインダクタンス[Ｈ]である。積分器５３は、減算器５１が算出した偏差を、積分演算子１／Ｔｓを用いて積分し、積分値を算出する。加算器５４は、増幅器５２及び積分器５３が算出した値を加算する。
【００２６】
除算器５５は、加算器５４が算出した値を、一対の第１端子ＴＰ１，ＴＮ１の間に接続された検出器１６が検出した１次側直流電圧Ｅ１を除数として除算する。リミッタ５６は、除算器５５が算出した値の上限値及び下限値を制限して、位相として増幅器５７及び増幅器５８に出力する。増幅器５７及び増幅器５８は、リミッタ５６が出力した位相をそれぞれ０．５、−０．５ずらし、それぞれ第１制御器２１、第２制御器２２に入力する。
【００２７】
処理部７は、補償器５の減算器５１に目標電圧Ｅ2REFを入力する他、積分器５３、第１制御器２１及び第２制御器２２に休止信号Ｓを出力する。休止信号Ｓは、休止モードへの移行を指示する信号である。積分器５３は、処理部７が出力した休止信号Ｓをリセット信号として入力し、リセット信号の入力に応じて、算出する積分値を消去（クリア）する。また、処理部７は、第１制御器２１及び第２制御器２２にキャリア周波数ｆを出力する。
【００２８】
第１制御器２１は、処理部７が出力した休止信号Ｓをフルオフ信号として入力する。第１制御器２１は、フルオフ信号の入力に伴い、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を全てオフにする。また、第１制御器２１は、全ての第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が同時にオンしないように制御している。
【００２９】
第２制御器２２は、処理部７が出力した休止信号Ｓをフルオン信号として入力する。第２制御器２２は、フルオン信号の入力に伴い、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を全てオンにする。また、第２制御器２２は、全ての第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が同時にオフしないように制御している。
【００３０】
第１制御器２１は、図５に示すように、搬送波生成器２０１、コンパレータ２０２、論理和（ＯＲ）ゲート２０３，２０５、否定（ＮＯＴ）ゲート２０４，２０６、論理積（ＡＮＤ）ゲート２０７，２０８と、増幅器２０９，２１０，２１１，２１２と、補償器６とを備える。
【００３１】
補償器６は、減算器６１と、ＰＩ処理部６２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６３とを備える。補償器６は、トランス１３の直流電流成分が０となるように、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフィードバック制御するための積分補償器である。トランス１３の１次側コイルに流れる電流は、検出器１７によって検出され、ＬＰＦ１８を介して直流成分となって補償器６にフィードバックされる。
【００３２】
減算器６１は、トランス１３に流れる電流の直流成分を入力し、目標値０との偏差を算出する。ＰＩ処理部６２は、減算器６１が算出した偏差に対して、比例演算及び積分演算を行う。ＬＰＦ６３は、ＰＩ処理部６２が算出した値についてフィルタ処理を行う。ＬＰＦ６３を通過した信号は、変調率としてコンパレータ２０２の非反転入力端子に入力される。
【００３３】
搬送波生成器２０１は、処理部７から入力されたキャリア周波数ｆと、補償器６から出力された位相とに基づいて、三角波であるキャリア波を生成し、コンパレータ２０２の反転入力端子に出力する。コンパレータ２０２は、搬送波生成器２０１及び補償器６からの入力に基づいて、矩形波を生成する。
【００３４】
コンパレータ２０２が生成した矩形波は、ＯＲゲート２０３の一方の入力端子と、ＮＯＴゲート２０４を介したＯＲゲート２０５の一方の入力端子とに出力される。ＯＲゲート２０３，２０５の、それぞれ他方の入力端子には、フルオン信号として０（ロー）が入力される。ＯＲゲート２０３，２０５の出力端子は、それぞれ、ＡＮＤゲート２０７，２０８の一方の入力端子に接続される。ＡＮＤゲート２０７，２０８のそれぞれ他方の入力端子には、フルオフ信号として休止信号Ｓが、ＮＯＴゲート２０６を介して入力される。ＡＮＤゲート２０７の出力信号は、増幅器２０９，２１０において増幅され、第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート電極（制御電極）に入力される。ＡＮＤゲート２０８の出力信号は、増幅器２１１，２１２において増幅され、第１スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２のゲート電極に入力される。
【００３５】
ＤＡＢ回路１の２次側を制御する第２制御器２２は、休止信号Ｓがフルオン信号として入力され、フルオフ信号として０（ロー）が入力される点で第１制御器２１と異なるが、他の動作は、第１制御器２１と実質的に同様であるので、重複する説明を省略する。尚、電源装置の失陥時等、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をフルオフする必要があることが想定される場合は、フルオフ信号を常に０とせず、状況に応じてフルオフを指令する信号を入力するように構成してもよい。
【００３６】
運転モードにおいて、第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２のキャリア波の位相差をφとすると、ＤＡＢ回路１の１次側及び２次側の間の伝達電力Ｐは式（１）の様に表される。
Ｐ＝（Ｅ１Ｅ２／ωＬ）φ（１−φ／π）                 …（１）
休止モードにおいて、ＤＡＢ回路１の１次側直流電流Ｉ１＝０、２次側直流電圧Ｅ２＝０であり、１次側及び２次側の間の伝達電力Ｐは、０である。
【００３７】
制御器２は、図６に示すように、処理部７の制御に応じて、ＤＡＢ回路１の２次側直流電圧Ｅ２が、処理部７が出力する目標電圧Ｅ2REFとなるように制御する。制御器２は、休止モード２の状態から時間ｔ１において、運転モードに移行する。制御器２は、時間ｔ１からｔ２までの所定時間を待機時間として、２次側直流電圧Ｅ２を０とみなせる状態に保持するように、第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２を制御する。制御器２は、時間ｔ２からｔ３までの間を遷移時間として、目標電圧Ｅ2REFに基づいて、２次側直流電圧Ｅ２を上昇させるように、ＤＡＢ回路１の第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２を制御する。
【００３８】
制御器２は、時間ｔ３からｔ４までの間、ＤＡＢ回路１を、休止モードにおける１次側及び２次側のエネルギー伝達効率よりも高い効率で動作させる。トランス１３の駆動周波数ｆＴは、遷移時間における直流電圧Ｅ２の変化速度よりも十分高速である。
【００３９】
制御器２は、時間ｔ４からｔ５までの間を２次側直流電圧Ｅ２を下降させる遷移時間として、目標電圧Ｅ2REFに基づいて、２次側直流電圧Ｅ２を下降させるように、ＤＡＢ回路１の第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２を制御する。制御器２は、時間ｔ５において、２次側直流電圧Ｅ２が０とみなせる状態となったら、時間ｔ５からｔ６までの所定時間を待機時間として、２次側直流電圧Ｅ２を０とみなせる状態に保持するように、第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２を制御する。
【００４０】
本発明において、「直流電圧Ｅ２が０とみなせる状態」とは、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がオンし、第２ブリッジ回路１２に第２コンデンサＣoutによる電圧が印加されても、回路素子が破壊される恐れがなく、実質的に０とみなせる状態であることをいう。具体的には、例えば直流電圧Ｅ２が、式（２）に示す臨界電圧ＥＣ以下となる状態である。
ＥＣ＝Ｉａ√（ＬＰ／Ｃ）                       …（２）
【００４１】
但し、Ｉａは第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の最大瞬時許容電流、ＬＰは第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と第２コンデンサＣoutとの間の寄生インダクタンスあるいは、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と第２コンデンサＣoutの間にインダクタを直列に配置した場合にはそのインダクタンス値と寄生インダクタンス値の和、Ｃは第２コンデンサＣoutの容量である。
その他、遷移時間の終了条件は、例えば、遷移時間の開始から所定時間経過した場合であってもよい。
【００４２】
制御器２は、運転モードの状態から、遷移時間ｔ４〜ｔ５、待機時間ｔ５〜ｔ６を経た後に、休止モードに移行するように第１ブリッジ回路１１及び第２ブリッジ回路１２を制御する。
【００４３】
その他、制御器２は、遷移時間において、第２コンデンサＣoutが蓄えるエネルギーを、トランス１３においてジュール熱として消費させるように、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御することができる。この場合、制御器２は、処理部７の制御に応じて、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を全てオフにし、それぞれ対角に配置された第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８及び第２スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を交互に切り替えればよい。
【００４４】
また、制御器２は、遷移時間において、第２コンデンサＣoutが蓄えるエネルギーを第１端子ＴＰ１，ＴＮ１に伝達するように、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御することができる。この場合、制御器２は、処理部７の制御に応じて、それぞれ対角に配置された第２スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８及び第２スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を交互に切り替えることにより、第２コンデンサＣoutが蓄えるエネルギーから交流電圧を発生する。そして、トランス１３を介して伝達された交流電圧を、それぞれ対角に配置された第１スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４及び第１スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互に切り替えることにより、交流電圧を整流し、第１端子ＴＰ１，ＴＮ１に直流電圧として出力する。
【００４５】
ＤＡＢ回路１及び補償器５は、図７に示すような制御モデルで表すことができる。図７において、補償器５は、関数要素５０１，５０２を備え、ＤＡＢ回路１は、関数要素１０１，１０２を備える。関数要素５０１の伝達関数は１／Ｔｓである。関数要素５０２の関数ｋＦは式（３）のように表される。
ｋＦ＝２πｆＣＣωＬ／Ｅ１                                    …（３）
【００４６】
関数要素１０１の伝達関数はＩLOAD／ｓＣであり、関数要素１０１の伝達関数はＥ１／ｓＣωＬである。ＩLOADは、本発明の実施の形態に係る電源装置から、負荷である駆動部４に流れる直流電流である。このとき制御系安定化の条件は、式（４）のように表される。
Ｔ＞＞１／２πｆＣｋＦ                                      …（４）
また、２次側直流電圧Ｅ２は、式（５）のように表される。
Ｅ２＝［（Ｅ１／ωＬ）φ（１−φ／π）−ＩLOAD］／Ｃ            …（５）
【００４７】
但し、遷移時間における周波数帯域において、２次側の負荷（駆動部４）のインピーダンスは、第２コンデンサＣoutのインピーダンスよりも十分に高いと仮定している。
【００４８】
運転モードから休止モードに移行する場合の遷移時間の範囲は、例えば、図８に示すように、下限時間ｔＬ以上、上限時間ｔＵ以下とすることができる。処理部７が制御器２に対して設定する遷移時間の下限時間ｔＬは、式（６）のように表すことができる。
ｔＬ＝Ｅ２Ｃ／（Ｉａ＋Ｉ２）                                  …（６）
但し、Ｉ２は第２ブリッジ回路１２が出力する直流電流である。
【００４９】
遷移時間が早すぎると、第２コンデンサＣoutにチャージされた電荷により、第２ブリッジ回路１２に大電流が流れ、回路が破損してしまう恐れがある。従って、下限時間ｔＬを設定することにより、回路の破損を低減することができる。
【００５０】
遷移時間の上限時間ｔＵは、式（７）に示す遷移時間での実効電流Ｉｅにおける許容運転時間である。上限時間ｔＵは、速やかに休止モードに移行するために、所定時間以上、遷移時間が長くならないための閾値である。
Ｉｅ＝（１８０／φmax）／√３                                …（７）
但し、φmaxは第２ブリッジ回路１２が出力する直流電流が最大になるときの、第１ブリッジ回路１１と第２ブリッジ回路１２の位相差である。
【００５１】
図９に示すように、条件によっては、下限時間ｔＬの値が上限時間ｔＵを超えてしまい、遷移時間を決定できなくなる場合が考えられる。すると、本発明の実施の形態に係る電源装置は、休止モードに移行することができなくなってしまう。このため、制御器２は、下限時間ｔＬと上限時間ｔＵとが一致した場合において、遷移時間及び待機時間を経た後、休止モードに移行するように、第１スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及び複数の第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を制御する。
【００５２】
本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、ＤＡＢ回路の２次側直流電圧の出力を休止する場合に、予め２次側直流電圧を制御することにより、動作状態の変更時に、回路素子を突入電流から保護し、回路の負担を低減することができる。具体的には、制御器２による遷移時間における制御なしに、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を同時にオンにした場合、第２ブリッジ回路１２への突入電流ＩPEAKは、式（８）のように表すことができる。
ＩPEAK＝Ｅ２√（Ｃ／ＬＰ）                             …（８）
【００５３】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電源装置が備える制御器２による、遷移時間における制御ありの場合、第２ブリッジ回路１２への突入電流ＩPEAKは、Ｉmaxを２次側直流電流Ｉ２の最大値とすると、式（９）のように表すことができる。
ＩPEAK＝Ｉmaxπ／φmax                                          …（９）
【００５４】
図１０に示すように、第２コンデンサＣoutの容量Ｃが１００μＦ、第２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と第２コンデンサＣoutとの間の寄生インダクタンスＬＰが１０ｎＨのとき、遷移時間における制御なしの場合の突入電流ＩPEAKは７５００Ａとなった。これに対して、遷移時間における制御ありの場合の突入電流ＩPEAKは、２０Ａとなり、本発明の実施の形態における電源装置による効果が理解できる。
【００５５】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、第２端子の低電位側端子ＴＮ２が、第１端子の高電位側端子ＴＰ１に接続されることにより、休止モードにおいて、電源電圧ＶＢを出力することができ、高効率なエネルギー伝達が可能になる。
【００５６】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、遷移時間を経た後に休止モードに移行するので、確実に回路の負担を低減することができる。
【００５７】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、遷移時間と待機時間を経た後に休止モードに移行するので、更に確実に回路の負担を低減することができる。
【００５８】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、第２コンデンサＣoutが蓄えるエネルギーをトランス１３において消費させることができるので、簡単な処理により、遷移時間における制御が可能となる。
【００５９】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、第２コンデンサＣoutが蓄えるエネルギーを第１端子ＴＰ１，ＴＮ１に伝達することにより、回生動作を行い、エネルギー利用率を向上できる。
【００６０】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、遷移時間の範囲を規定することにより、確実に回路の負担を低減しつつ、休止モードへの移行時間を低減させることができる。
【００６１】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、遷移時間の下限時間ｔＬと上限時間ｔＵとが一致した場合において、休止モードへの移行処理を開始することにより、休止モードに移行できなくなることを未然に防止できる。
【００６２】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、直流電圧Ｅ２が、臨界電圧ＥＣ以下となった場合において、直流電圧Ｅ２が０になったものとみなすことにより、確実に回路の負担を低減しつつ、休止モードへの移行時間を低減させることができる。
【００６３】
また、本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、休止モードに移行する時に、補償器５の積分値を消去することにより、より確実に回路の負担を低減できる。
【００６４】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明を実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００６５】
例えば、既に述べた実施の形態の説明においては、電源装置のＤＡＢ回路１は、図１１に示すように、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８に、それぞれ、コンデンサＣ１〜Ｃ８が並列に接続される構成としてもよい。これにより、ＤＡＢ回路１を用いて、共振型ソフトスイッチング動作を行うことができ、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング損失を低減することができる。ソフトスイッチング動作については、例えば特開２００９−１１２１４２号公報に説明されている。
【００６６】
また、既に述べた実施の形態の説明においては、制御器２、処理部７が入力する２次側直流電圧Ｅ２は、実測値である必要ななく、理論値であってもよい。
【００６７】
この様に、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。従って、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。  
【符号の説明】
【００６８】
Ｃin  第１コンデンサ
Ｃout  第２コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ４  第１スイッチング素子
Ｑ５〜Ｑ８  第２スイッチング素子
ＴＰ１，ＴＮ１  第１端子
ＴＰ２，ＴＮ２  第２端子
２  制御器
５  補償器（積分補償器）
１１  第１ブリッジ回路
１２  第２ブリッジ回路
１３  トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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