(57)【要約】【課題】  両アーム駆動期間を短くすることが可能な電力変換装置の提供。【解決手段】電力変換装置は、高電位側端子と低電位側端子の間に直列に接続され、上下アームを構成する対のスイッチング素子と、前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧と、前記コイルのインダクタンスとに基づいて、前記コイルを流れる電流値の時間変化率を算出し、前記算出した電流値の時間変化率に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備える。【選択図】図６
2014158402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位側端子と低電位側端子の間に直列に接続され、上下アームを構成する対のスイッチング素子と、
前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、
前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧と、前記コイルのインダクタンスとに基づいて、前記コイルを流れる電流値の時間変化率を算出し、前記算出した電流値の時間変化率に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備える、電力変換装置。
【請求項２】
前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧は、センサにより検出され、前記コイルのインダクタンスは、規定値又はマップから導出された値が使用される、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記コイルの温度の検出値から前記コイルのインダクタンスの変化率を算出し、算出したインダクタンスの変化率に基づいて、前記電流値の時間変化率を補正する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御装置は、キャリア周波数の半周期毎のタイミング毎に、前記コイルを流れる電流値を取得し、前記取得した前記コイルを流れる電流値と前記時間変化率とに基づいて、前記片アーム駆動と前記両アーム駆動との間の切り換えの要否を判定し、
前記制御装置は、前記コイルを流れる電流値を取得するタイミングから、前記対のスイッチング素子のオン／オフ切り換えタイミングまでの時間が所定時間以下である場合には、今回周期で取得した前記コイルを流れる電流値と、前回周期以前に算出した前記電流値の時間変化率とに基づいて、前記切り換えの要否を判定する、請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記対のスイッチング素子及び前記コイルは、コンバータを構成し、
前記制御装置は、前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧と、前記コイルのインダクタンスと、前記コンバータの入力側に設けられる電源の電圧とに基づいて、前記電流値の時間変化率を算出する、請求項１〜４のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記コイルは、モータを構成し、前記対のスイッチング素子は、前記モータを制御するインバータを構成し、
前記制御装置は、前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧と、前記コイルのインダクタンスと、前記モータにおける誘起電圧とに基づいて、前記電流値の時間変化率を算出する、請求項１〜４のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧中の状態、ＤＣ／ＤＣコンバータが昇圧及び降圧のいずれも実質的に行っていないゼロアンペア跨ぎ状態、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータが降圧中の状態においては、両側スイッチング制御（両アーム駆動）を用い、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は昇圧中であるが１次電流がゼロアンペアに近い状態、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は降圧中であるが１次電流がゼロアンペアに近い状態においては、片側スイッチング制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置が知られている（例えば、特許文献１、２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開2011-120329号公報
【特許文献２】特開2006-74932号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の特許文献１に記載の構成のように、リアクトル電流がゼロを跨ぐゼロクロス時（ゼロアンペア跨ぎ状態）においては、上下アームのスイッチング素子を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動が実行される。かかる構成においては、両アーム駆動時のゲート干渉（ダイオード導通時にスイッチング素子のゲートがオンすることによる損失悪化）を低減するために、可能な限り両アーム駆動期間を短くするのが理想的である。尚、リアクトル電流はリプル成分を有しているため、ゼロクロスタイミングをピンポイントで精度良く予測することは、一般的に困難である。
【０００５】
そこで、本開示は、両アーム駆動期間を短くすることが可能な電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の一局面によれば、高電位側端子と低電位側端子の間に直列に接続され、上下アームを構成する対のスイッチング素子と、
前記対のスイッチング素子の間に一端が接続されるコイルと、
前記高電位側端子及び前記低電位側端子の間の電圧と、前記コイルのインダクタンスとに基づいて、前記コイルを流れる電流値の時間変化率を算出し、前記算出した電流値の時間変化率に基づいて、前記対のスイッチング素子のうちの一方のみをオン／オフ駆動する片アーム駆動と、前記対のスイッチング素子の双方を逆相でオン／オフ駆動する両アーム駆動との間を切り換える制御装置とを備える、電力変換装置が提供される。
【発明の効果】
【０００７】
本開示によれば、両アーム駆動期間を短くすることが可能な電力変換装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。
【図２】半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。
【図３】キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。
【図４】両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。
【図５】サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。
【図６】駆動モード決定部５１８による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換タイミングの一例を示す図である。
【図７】比較例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図である。
【図８】図７との対比で本実施例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図である。
【図９】インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）の波形の一例を示す図である。
【図１０】インバータ３０のＵ相電流の向きの説明図である。
【図１１】図９のＡ部及びＢ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。
【図１２】両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。
【図１３】モータ制御部５４０による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換タイミングの一例を示す図である。
【図１４】Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率の予測方法の説明図である。
【図１５】走行用モータ４０におけるＵ相電流ＩｕとインダクタンスＬｕとの関係を示す図である。
【図１６】走行用モータ４０の回転角度とインダクタンスＬｕとの関係を示す図である。
【図１７】Ｕ相コイルの温度とインダクタンスＬｕの変化率との関係を示す図である。
【図１８】Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程におけるＵ相電流ＩｕとＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗとの関係を示す図である。
【図１９】図１８の領域Ａ２における状態を示す図である。
【図２０】図１８の領域Ａ３における状態を示す図である。
【図２１】図１８の領域Ａ４における状態を示す図である。
【図２２】図１８の領域Ａ５における状態を示す図である。
【図２３】図１８の領域Ａ６における状態を示す図である。
【図２４】図１８の領域Ａ７における状態を示す図である。
【図２５】Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測処理の流れの一例を示すフローチャートである。
【図２６】サンプリングタイミングと、Ｕ相電流Ｉｕの極大値又は極小値の発生タイミングとの関係の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。
【００１０】
図１は、電動自動車用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム１は、バッテリ１０の電力を用いて走行用モータ４０を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。尚、電動自動車は、電力を用いて走行用モータ４０を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動自動車は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ４０であるハイブリッド自動車（ＨＶ）や、動力源が走行用モータ４０のみである電気自動車を含む。
【００１１】
モータ駆動システム１は、図１に示すように、バッテリ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、及び、半導体駆動装置５０を備える。
【００１２】
バッテリ１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気２重層キャパシタ等の容量性素子から構成されてもよい。
【００１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ（可逆チョッパ方式の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ）であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、例えば２００Ｖから６５０Ｖへの昇圧変換、及び、６５０Ｖから２００Ｖへの降圧変換が可能であってよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のリアクトル（コイル）Ｌ１の入力側と負極ラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続されてよい。
【００１４】
図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４と、リアクトルＬ１とを有する。２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、インバータ３０の正極ラインと負極ラインとの間に互いに直列に接続される。リアクトルＬ１は、バッテリ１０の正極側に直列に接続される。リアクトルＬ１は、出力側が２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の接続部に接続される。
【００１５】
図示の例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。尚、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、ダイオード（例えばフリーホイールダイオード）Ｄ２２，Ｄ２４を外付け素子と用いる通常のＩＧＢＴであってもよいし、ダイオードＤ２２，Ｄ２４を内蔵した逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ（Reverse Conducting）−ＩＧＢＴ）であってもよい。いずれの場合も、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のコレクタはインバータ３０の正極ラインに接続されており、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のエミッタは下アームのスイッチング素子Ｑ２４のコレクタに接続されている。また、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のエミッタは、インバータ３０の負極ライン及びバッテリ１０の負極に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)のような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。
【００１６】
インバータ３０は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１〜Ｄ６が配置される。尚、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴのような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。
【００１７】
走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されている。Ｕ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｍ１に接続され、Ｖ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点Ｍ２に接続され、Ｗ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中点Ｍ３に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタと負極ラインとの間には、平滑用コンデンサＣ２が接続される。尚、走行用モータ４０は、電磁石と永久磁石とを組み合わせたハイブリッド型の３相モータであってもよい。
【００１８】
尚、走行用モータ４０に加えて、第２の走行用モータ又は発電機が並列で追加されてもよい。この場合、対応するインバータも並列に追加されればよい。
【００１９】
半導体駆動装置５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０を制御する。半導体駆動装置５０は、マイクロコンピューターを含むＥＣＵ（電子制御ユニット）として具現化されてもよい。尚、半導体駆動装置５０の各種機能（以下で説明する機能を含む）は、任意のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの組み合わせにより実現されてもよい。例えば、半導体駆動装置５０の各種機能は、特定用途向けＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）により実現されてもよい。また、半導体駆動装置５０の各種機能は、複数のＥＣＵにより協動して実現されてもよい。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御方法の概要は任意であってよい。典型的には、半導体駆動装置５０は、インバータ３０の動作（力行又は回生）に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御する。例えば、半導体駆動装置５０は、力行時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみをオン／オフ切換し（下アームによる片アーム駆動）、バッテリ１０の電圧を昇圧してインバータ３０側に出力する。この際、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、ＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御されてもよい。また、回生時は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみをオン／オフ切換し（上アームによる片アーム駆動）、インバータ３０側の電圧を降圧してバッテリ１０側に出力する。この際、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、ＰＷＭ制御されてよい。また、リアクトルＬ１を流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）、半導体駆動装置５０は、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を逆相でオン／オフ駆動してもよい（両アーム駆動）。
【００２１】
インバータ３０の制御方法の概要は任意であってよい。典型的には、半導体駆動装置５０は、各相のコイルを流れる相電流が例えば１２０度ずつ位相がずれた関係の正弦波波形となるように、Ｕ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ駆動し、Ｖ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフ駆動し、Ｗ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオン／オフ駆動する。この際、各相において、相電流が正の領域であるときは上アームのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３，Ｑ５のみをオン／オフ切換（上アームによる片アーム駆動）し、相電流が負の領域であるときは下アームのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４，Ｑ６のみをオン／オフ切換（下アームによる片アーム駆動）することとしてよい。この際、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ制御されてよい。また、各相において、相電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）、半導体駆動装置５０は、上下アームのスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２；Ｑ３，Ｑ４；Ｑ５，Ｑ６）を逆相でオン／オフ駆動してよい（両アーム駆動）。
【００２２】
図２は、半導体駆動装置５０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００の一例を示す図である。制御ブロック５００は、例えばマイコンで構成されてよい。尚、図２には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００に関連した部（モータ制御部５４０や走行制御部５６０）も示されている。尚、モータ制御部５４０及び走行制御部５６０は、制御ブロック５００を実現するＥＣＵにより実現されてもよいし、制御ブロック５００を実現するＥＣＵとは異なるＥＣＵにより実現されてもよい。
【００２３】
尚、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００について主に説明するが、インバータ３０の制御ブロック（モータ制御部５４０の各機能部）は、以下で説明するＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００と同様の構成（特に、電流制御部５０６、電圧制御部５０８、キャリア生成部５１３、ゲート信号生成部５１４、サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８等に対応する機能部）を有してよい。但し、モータ制御部５４０は、モータトルク指令等に基づいてＩｄ指令及びＩｑ指令を生成するトルク制御部や、３相と２相間の変換を行う変換部等のような、他の機能部を含んでよい。尚、モータ制御部の基本構成（サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８に対応する機能部を除く構成）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００と同様、任意であってよい。尚、モータ制御部５４０におけるＡＤＣは各相のコイルを流れる各相電流を検出する各電流センサ（図示せず）から検出信号のサンプリングを行う。
【００２４】
走行制御部５６０は、例えばアクセル開度と車速とに基づいて、モータトルク指令値（目標駆動トルク）を決定し、モータ制御部５４０に供給してよい。モータ制御部５４０は、モータトルク指令値や各種センサ値等（例えば、電流センサによる各相電流の検出値やレゾルバによるモータ回転数の検出値）に基づいて、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ切換のためのゲート信号（モータゲート信号）を生成してよい。モータゲート信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに印加されてよい。
【００２５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御ブロック５００は、図２に示すように、フィルタ５０２、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）５０４、電流制御部５０６、電圧制御部５０８、モータ目標電圧算出部５１０、キャリア生成部５１３、ゲート信号生成部５１４、サンプリングタイミング算出部５１６、及び、駆動モード決定部５１８を含んでよい。
【００２６】
フィルタ５０２には、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流ＩＬともいう）を検出する電流センサ（図示せず）から検出信号（アナログ信号）が入力される。フィルタ５０２は、検出信号をフィルタリングし、ＡＤＣ５０４に出力する。
【００２７】
ＡＤＣ５０４は、サンプリングタイミング算出部５１６が生成したサンプリングタイミングに応じて起動してフィルタ５０２からの検出信号のサンプリングを行い、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値（デジタル値）を得る。リアクトル電流ＩＬのサンプリング値は、電流制御部５０６及び駆動モード決定部５１８に供給される。
【００２８】
電流制御部５０６は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値と、電圧制御部５０８からのリアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊とに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４を駆動（オン／オフ切換）するためのデューティを算出する。この際、ＰＩ（Proportional Integral)制御やＰＩＤ（Proportional Integral Derivative)制御が利用されてもよい。算出したデューティ(duty)は、ゲート信号生成部５１４及びサンプリングタイミング算出部５１６に供給される。尚、リアクトル電流ＩＬの目標値ＩＬ＊は、電圧制御部５０８において、モータ目標電圧ＶＨ＊と、平滑用コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨの検出値（ＶＨセンサ値）と基づいて算出されてよい。モータ目標電圧ＶＨ＊は、平滑用コンデンサＣ２の両端電圧ＶＨ（図１参照）の目標値である。モータ目標電圧ＶＨ＊は、モータ制御部５４０からのモータ回転数及びモータトルク指令値に基づいて算出されてよい。
【００２９】
キャリア生成部５１３は、所定の周波数の基準信号をキャリア信号として生成する。キャリア信号は、三角波や矩形波の波形を有してよい。以下では、キャリア信号は、三角波の波形を有するものとして説明を続ける。キャリア信号の周波数は、一定であってもよいし、可変であってもよい。例えば、キャリア信号の周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の温度が上昇したときに低下される態様で可変されてもよい。キャリア信号は、ゲート信号生成部５１４及びサンプリングタイミング算出部５１６に供給される。
【００３０】
ゲート信号生成部５１４は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、電流制御部５０６からのデューティとに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換のためのゲート信号を生成する。ゲート信号は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のそれぞれのゲートに印加される。
【００３１】
サンプリングタイミング算出部５１６は、キャリア生成部５１３からのキャリア信号と、電流制御部５０６からのデューティとに基づいて、リアクトル電流ＩＬのサンプリング（検出）を行うためのサンプリングタイミングを決定し、決定したサンプリングタイミングを示す信号をＡＤＣ５０４に送信する。サンプリングタイミングは、任意の態様で決定されてもよい。例えば、サンプリングタイミングは、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換周期毎に１回サンプリングが行われるように決定されてよい。この際、サンプリングタイミングは、そのオン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定されてよい。サンプリングタイミングの決定方法の一例は図５を参照して後述する。
【００３２】
駆動モード決定部５１８は、ＡＤＣ５０４からのリアクトル電流ＩＬのサンプリング値に基づいて、駆動モードを片アーム駆動と両アーム駆動の間で切り換える。この切換方法の詳細については後述する。
【００３３】
図３は、キャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図であり、図３（Ａ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、力行時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図であり、図３（Ｂ）は、上段から、キャリア信号とデューティの関係、回生時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態、及び、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を概略的に示す図である。
【００３４】
力行時（ゼロクロス時を除く）においては、図３（Ａ）に示すように、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のみがオン／オフ切換され、上アームのスイッチング素子Ｑ２２はオフ状態に維持されてよい（下アームによる片アーム駆動）。図３（Ａ）に示す例では、下アームのスイッチング素子Ｑ２４は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
【００３５】
下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオンすると、バッテリ１０の正極側からリアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑ２４を通ってバッテリ１０の負極側へと戻る電流ループが形成され、リアクトル電流ＩＬが上昇する。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで上昇する。次に下アームのスイッチング素子Ｑ２４がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、上アームのダイオードＤ２２を通ってインバータ３０側に流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ａ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、力行時は、リアクトル電流ＩＬは、下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン／オフ切換毎に、正の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど下アームのスイッチング素子Ｑ２４のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが増加する。
【００３６】
回生時（ゼロクロス時を除く）においては、図３（Ｂ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のみがオン／オフ切換され、下アームのスイッチング素子Ｑ２４はオフ状態に維持されてよい（上アームによる片アーム駆動）。同様に、図３（Ｂ）に示す例では、上アームのスイッチング素子Ｑ２２は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
【００３７】
上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオンすると、インバータ３０の正極側から上アームのスイッチング素子Ｑ２２及びリアクトルＬ１を通ってバッテリ１０の正極へと電流が流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで減少する（負方向では増加する）。次に上アームのスイッチング素子Ｑ２２がオフすると、リアクトルＬ１を流れ続けようとする電流は、下アームのダイオードＤ２４を通ってバッテリ１０の正極へと流れる。この際、リアクトル電流ＩＬは、図３（Ｂ）に示すように、一定の傾きで上昇する。このようにして、回生時は、リアクトル電流ＩＬは、上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン／オフ切換毎に、負の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、リアクトル電流ＩＬの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど上アームのスイッチング素子Ｑ２２のオン期間が長くなりリアクトル電流ＩＬが減少（負方向に増加）する。
【００３８】
尚、図３に示す例では、デューティは一定であるが、デューティは、キャリア信号の半周期に対応した所定のデューティ設定周期毎に変更（設定）される。この際、デューティは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）で変更されてよい。
【００３９】
また、図３に示す例では、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられているが、逆であってもよい。即ち、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２４は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オフからオンに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オンからオフに切り換えられる構成であってもよい。
【００４０】
図４は、両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。図４には、上段から、リアクトルＬ１を流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）のリアクトル電流ＩＬの波形、及び、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ状態の一例を概略的に示されている。
【００４１】
両アーム駆動時には、２つのスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４は、適切なデットタイム（図示せず）を持ちつつ、図４に示すように、逆相でオン／オフ駆動される。両アーム駆動は、例えばリアクトル電流ＩＬがゼロを跨ぐゼロクロス時に実行される。尚、図４に示す例は、リアクトルＬ１が正から負へと移行するとき（即ち力行から回生への移行時）におけるゼロクロス時に関するものであるが、リアクトルＬ１が負から正へと移行するとき（即ち回生から力行への移行時）におけるゼロクロス時の場合も同様である。
【００４２】
尚、この両アーム駆動時には、スイッチング素子Ｑ２２がオンする際、スイッチング素子Ｑ２４がオンからオフしていることによって電流が上アームのダイオードＤ２２を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。また、スイッチング素子Ｑ２４がオンする際、スイッチング素子Ｑ２３がオンからオフしていることによって電流が下アームのダイオードＤ２４を通って流れていることに起因して、ゲート干渉が生じる。かかるゲート干渉による損失は、スイッチング素子Ｑ２２及びダイオードＤ２２と、スイッチング素子Ｑ２３及びダイオードＤ２３とが、それぞれ、ＲＣ−ＩＧＢＴで構成される場合に特に顕著となる。
【００４３】
図５は、サンプリングタイミングの決定方法の一例を示す図である。図５には、キャリア信号と、電流制御部５０６により算出されるデューティ(duty０、duty１、duty２、duty３)に応じたレベルが示されている。ここでは、一例として、スイッチング素子Ｑ２２について説明するが（図３（Ｂ）の回生時について説明するが）、スイッチング素子Ｑ２４について（図３（Ａ）の力行時について）も同様であってよい。尚、両アーム駆動時には、いずれか一方のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４について同様であってよい。
【００４４】
図５に示す例では、時点ｔ０にて、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えて、スイッチング素子Ｑ２２がオフし、オフ期間が開始する。時点ｔ１には、キャリア信号の山が発生することに応じて、デューティがduty１からduty２に変更（設定）される。時刻ｔ３では、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回り、スイッチング素子Ｑ２２がオンし、時点ｔ１からのオフ期間が終了する（オン期間が開始する）。時刻ｔ４では、キャリア信号の谷が発生することに応じて、デューティがduty２からduty３に変更（設定）される。
【００４５】
サンプリングタイミングは、上述の如く、オン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定される。具体的には、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に設定されてよい。図５に示す例では、今回のオフ期間（時点ｔ０から時点ｔ３までの期間）におけるオフ期間の中間時点は、時刻ｔ２である。図５には、キャリア信号上におけるサンプリングタイミングに対応した位置が白丸で示されている。オフ期間の開始時（時点ｔ０）からキャリア信号の山までの時間を"ａ"とし、キャリア信号の山からオフ期間の終了時（時点ｔ３）までの時間を"ｂ"とすると、サンプリングタイミングは、オフ期間の開始時（時点ｔ０）から時間"（ａ＋ｂ）／２"が経過した時点に設定される。
【００４６】
尚、オン／オフ期間における中間時点は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のゲート信号の反転タイミングに基づく中間時点であってもよいし、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の導通状態に基づく厳密な中間時点であってもよい。また、サンプリングタイミングは、オン／オフ期間における中間時点に対して前後にオフセットされてもよい。
【００４７】
尚、図５に示す例では、サンプリングタイミングは、そのオン／オフ期間におけるリアクトル電流ＩＬの電流値の平均値がサンプリングされるように決定されているが、サンプリングタイミングは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）のタイミングであってもよい(図２６参照)。
【００４８】
図６は、駆動モード決定部５１８による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換タイミングの一例を示す図である。図６は、リアクトル電流ＩＬが負から正に向かって増加する場合の各波形の時系列を示す図であり、（Ａ）は、リアクトル電流ＩＬの波形の一例を示し、（Ｂ）は、片アーム駆動と両アーム駆動との間の切換態様の一例を示す。尚、ここでは、一例として、リアクトル電流ＩＬが負から正に向かって増加する場合を説明するが、リアクトル電流ＩＬが正から負に向かって減少する場合についても実質的に同様である。
【００４９】
図６においては、リプル成分を含むリアクトル電流が、負から正に向かって増加する態様（回生から力行への移行過程）で示されている。尚、リプル成分は、上述の如くスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換により発生する（図３参照）。リアクトル電流の波形上には、白丸にて、リプル成分が減少している間のサンプリングタイミングが示され、黒丸にて、リプル成分が増加している間のサンプリングタイミングが示される。白□は、リアクトル電流ＩＬの極小値に対応し、黒■は、リアクトル電流ＩＬの極大値に対応する。尚、ここでいう「極大値」及び「極小値」は、リプル成分による「極大値」及び「極小値」（即ち、１キャリア周期毎の「極大値」及び「極小値」）を意味し、波形全体における「最大値」及び「最小値」を意味しない。
【００５０】
駆動モード決定部５１８は、以下で詳説するように、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の両端電圧ＶＨ（ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧）と、リアクトルＬ１のインダクタンスＬｃと、バッテリ１０の電圧Ｖｂとに基づいて、リアクトル電流ＩＬの時間変化率を予測し、予測した時間変化率に基づいて、リアクトル電流ＩＬの極大値又は極小値を予測し、予測した極大値又は極小値とゼロとの関係に基づいて、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４の駆動モードを片アーム駆動と両アーム駆動の間で切り換える。
【００５１】
リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)の予測方法は、任意であるが、例えば以下の式（１）の関係に基づいて、以下の式（２）の通りであってよい。
ＶＨ＝Ｌｃ・di/dt＋Ｖｂ                                                  式（１）
リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)＝（ＶＨ−Ｖｂ）／Ｌｃ              式（２）
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧ＶＨは、出力電圧ＶＨを検出する電圧センサの検出値が使用されてもよい。バッテリ１０の電圧Ｖｂは、バッテリ１０の電圧Ｖｂを検出する電圧センサの検出値が使用されてもよい。尚、これらの電圧センサとしては、他の目的で設けられる電圧センサが利用されてよい。リアクトルＬ１のインダクタンスＬｃは、ゼロクロス時のインダクタンスＬｃの値（例えば試験又は計算等で導出）が使用されてもよい。
【００５２】
リアクトル電流ＩＬの極大値は、リアクトル電流ＩＬの時間変化率に基づいて、以下のように算出されてもよい。
極大値＝ＩＬ（黒丸）＋リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)×ΔＴ
ここで、ＩＬ（黒丸）は、黒丸のサンプリングタイミングで得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値である。ΔＴは、当該黒丸のサンプリングタイミングから次のリアクトル電流ＩＬの極大値が発生するまでの時間(以下、「ｄｔ時間」ともいう)に対応し、当該黒丸のサンプリングタイミングにおけるキャリア信号とデューティとの関係から算出可能である。例えば、図５に示す例では、ΔＴ＝（ａ＋ｂ）／２となる。
【００５３】
リアクトル電流ＩＬの極小値は、リアクトル電流ＩＬの時間変化率に基づいて、以下のように算出されてもよい。
極小値＝ＩＬ（白丸）＋リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)×ΔＴ
ここで、ＩＬ（白丸）は、白丸のサンプリングタイミングで得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値である。ΔＴは、当該白丸のサンプリングタイミングから次のリアクトル電流ＩＬの極小値が発生するまでの時間（ｄｔ時間）に対応し、当該白丸のサンプリングタイミングにおけるキャリア信号とデューティとの関係から算出可能である。例えば、図５に示す例では、ΔＴ＝（ａ＋ｂ）／２となる。
【００５４】
図６に示す例では、回生から力行への移行過程の片アーム駆動中、黒丸のサンプリングタイミングＴ１，Ｔ２、Ｔ３で、それぞれ次のリアクトル電流ＩＬの極大値（黒■）を予測し、予測したリアクトル電流ＩＬの極大値がゼロより小さい場合は、片アーム駆動を継続する（Ｔ１，Ｔ２参照）。他方、予測したリアクトル電流ＩＬの極大値がゼロより大きい場合は、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換える（Ｔ３参照）。
【００５５】
また、回生から力行への移行過程の両アーム駆動中、白丸のサンプリングタイミングＴ４，Ｔ５、Ｔ６で、それぞれ次のリアクトル電流ＩＬの極小値（黒□）を予測し、予測したリアクトル電流ＩＬの極小値がゼロより小さい場合は、両アーム駆動を継続する（Ｔ４，Ｔ５参照）。他方、予測したリアクトル電流ＩＬの極小値がゼロより大きい場合は、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換える（Ｔ６参照）。
【００５６】
尚、図６に示す例では、リアクトル電流の次の極大値の予測値がゼロを上回るか否かを予測的に判定しているが、リアクトル電流の次の極大値の予測値が、ゼロよりも小さい所定閾値−Ｔｈ２を上回るか否かを予測的に判定してもよい。所定閾値−Ｔｈ２は、ゼロよりも僅かに小さい値であってよい。
【００５７】
また、図６に示す例では、キャリア信号の半周期毎に１回サンプリングタイミングが設定されているが、サンプリングタイミングを増やし、他のサンプリングタイミングで同様の予測を行ってもよい。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングを追加してもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングとは、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミングである。この場合、かかるサンプリングタイミングで、次の極大値又は極小値に対して同様の予測を行ってもよい。尚、ある極小値が得られるサンプリングタイミングで、次の極大値を予測する場合や、ある極大値が得られるサンプリングタイミングで、次の極小値を予測する場合において、ｄｔ時間ΔＴは、対応するスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のゲートオン時間と実質的に同一となる。
【００５８】
また、図６に示す例において、リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)の予測処理(及びそれに伴うリアクトル電流ＩＬの極大値／極小値の算出処理、及び、ゼロクロス判定処理)は、回生から力行への移行過程の片アーム駆動中、リアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合に、開始されてもよい。これにより、処理負荷を効率的に抑制することができる。所定第１閾値Ｔｈ１は、例えば、リアクトル電流ＩＬのリプル成分の取りうる幅（リプル幅）の最大値（又はそれに余裕分を付加した値）の半分に対応してもよい。尚、上述の所定閾値−Ｔｈ２の絶対値は、所定第１閾値Ｔｈ１の絶対値よりも小さい。また、同様に、リアクトル電流ＩＬの時間変化率(di/dt)の予測処理は、回生から力行への移行過程の両アーム駆動中、上述の如く両アーム駆動から片アーム駆動への切換が実現された時点で終了されてよい。これにより、処理負荷を効率的に抑制することができる。
【００５９】
図７は、比較例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図であり、（Ａ）はリプル幅が大きい場合を示し、（Ｂ）はリプル幅が小さい場合を示す。比較例では、通常サンプリングモードが常に維持され、キャリア信号の周波数も常に一定である。また、比較例では、サンプリングタイミング（白丸）で得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以内（リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が−Ｔｈ１以上）となった場合に、図７に示すように、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換えられる。このようにして両アーム駆動に切り換えられると、その後、図７に示すように、サンプリングタイミング（白丸）で得られたリアクトル電流ＩＬのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１より大きく（リアクトル電流ＩＬのサンプリング値が所定第１閾値Ｔｈ１より大きく）なった場合に、両アーム駆動から片アーム駆動に戻される。このように図７に示す比較例では、両アーム駆動期間が比較的に長くなり、これは、図７（Ａ）及び図７（Ｂ）に示すように、リプル幅の大きさによらず、ゲート干渉による損失が常に一定割合で発生することを意味する。
【００６０】
図８は、図７との対比で本実施例による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換方法を示す図であり、（Ａ）はリプル幅が大きい場合を示し、（Ｂ）はリプル幅が小さい場合を示す。
【００６１】
図７及び図８を対比すると明らかなように、本実施例によれば、リアクトル電流ＩＬの時間変化率を予測し、予測した時間変化率に基づいてリアクトル電流ＩＬの極大値又は極小値を予測するので、両アーム駆動期間を短くして、ゲート干渉による損失を低減することができる。より具体的には、予測した時間変化率に基づいてリアクトル電流ＩＬの極大値又は極小値を予測するので、リアクトル電流ＩＬのゼロクロス開始タイミング（回生から力行への移行過程の場合は、リアクトル電流ＩＬがゼロを上回るタイミング）と、リアクトル電流ＩＬのゼロクロス終了タイミング（回生から力行への移行過程の場合は、リアクトル電流ＩＬがゼロを下回らなくなるタイミング）とを精度良く予測することができる。これにより、両アーム駆動期間を短くして、ゲート干渉による損失を低減することができる。
【００６２】
尚、上述した実施例は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０における上下アームの制御に関するものであるが、以下で説明するように、インバータ３０のＵ相に係るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（上下アーム）の制御、インバータ３０のＶ相に係るスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（上下アーム）の制御、及び、インバータ３０のＷ相に係るスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６（上下アーム）の制御にも適用可能である。
【００６３】
図９は、インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）の波形の一例を概略的に示す図である。尚、以下では、代表として、インバータ３０のＵ相のコイルを流れる電流（Ｕ相電流）に関して説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
【００６４】
図９には、比較的に誇張してリプル成分が図示されているが、Ｕ相電流には、上述したリアクトル電流ＩＬと同様、ＰＷＭ制御によりリプル成分が乗る。
【００６５】
図１０は、インバータ３０のＵ相電流の向きの説明図である。図１１（Ａ）は、図９のＡ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図であり、図１１（Ｂ）は、図９のＢ部におけるキャリア信号とデューティとの関係で切り替わるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。
【００６６】
Ｕ相電流が正の領域である場合（ゼロクロス時を除く）は、図１１（Ａ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｑ１のみがオン／オフ切換され、下アームのスイッチング素子Ｑ２はオフ状態に維持されてよい（上アームによる片アーム駆動）。図１１（Ａ）に示す例では、上アームのスイッチング素子Ｑ１は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
【００６７】
上アームのスイッチング素子Ｑ１がオンすると、バッテリ１０の正極側からリアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２２及び上アームのスイッチング素子Ｑ１を通ってＵ相のコイルへと電流が流れ（図１０のＩｕ１参照）、図１１（Ａ）に示すように、正方向のＵ相電流Ｉｕが上昇する。次に上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフすると、Ｕ相のコイルを流れ続けようとする電流は、下アームのダイオードＤ４を通ってＵ相のコイルへ流れる（図１０のＩｕ４参照）。この際、正方向のＵ相電流Ｉｕは、図１１（Ａ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、正方向のＵ相電流Ｉｕは、上アームのスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ切換毎に、正の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、正方向のＵ相電流Ｉｕの増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど上アームのスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなり正方向のＵ相電流Ｉｕ（振幅）が増加する。
【００６８】
Ｕ相電流が負の領域である場合（ゼロクロス時を除く）は、図１１（Ｂ）に示すように、下アームのスイッチング素子Ｑ２のみがオン／オフ切換され、上アームのスイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持されてよい（下アームによる片アーム駆動）。図１１（Ｂ）に示す例では、下アームのスイッチング素子Ｑ２は、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを超えると、オンからオフに切り換えられ、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回ると、オフからオンに切り換えられる。
【００６９】
下アームのスイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｕ相のコイルから下アームのスイッチング素子Ｑ２を通ってグランド側に電流が流れ（図１０のＩｕ２参照）、図１１（Ｂ）に示すように、負方向のＵ相電流Ｉｕ２が上昇する。次に下アームのスイッチング素子Ｑ２がオフすると、Ｕ相のコイルを流れ続けようとする電流は、上アームのダイオードＤ３を通って正極側へ流れる（図１０のＩｕ３参照）。この際、負方向のＵ相電流Ｉｕ２は、図１１（Ｂ）に示すように、一定の傾きで減少する。このようにして、負方向のＵ相電流Ｉｕ２は、下アームのスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ切換毎に、負の領域で傾きを変化させつつ増減する。尚、負方向のＵ相電流Ｉｕ２の増減は、デューティに依存し、デューティが大きいほど下アームのスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなり負方向のＵ相電流Ｉｕ２（振幅）が増加する。
【００７０】
図１２は、両アーム駆動時におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の時系列の一例を示す図である。図１２には、上段から、Ｕ相電流Ｉｕを流れる電流が０を跨ぐ際（ゼロクロス時）のＵ相電流Ｉｕの波形、及び、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ状態の一例を概略的に示されている。
【００７１】
両アーム駆動時には、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、適切なデットタイム（図示せず）を持ちつつ、図１２に示すように、逆相でオン／オフ駆動される。両アーム駆動は、例えばＵ相電流Ｉｕがゼロを跨ぐゼロクロス時に実行される。尚、図１２に示す例は、Ｕ相電流Ｉｕが正の領域から負の領域に移行するゼロクロス時（図９のＹ１参照）に関するものであるが、Ｕ相電流が負の領域から正の領域に移行するゼロクロス時（図９のＹ２参照）の場合も同様である。
【００７２】
尚、この両アーム駆動時には、スイッチング素子Ｑ１がオンする際、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフしていることによって電流が上アームのダイオードＤ３を通って流れていること（図１０のＩｕ３参照）に起因して、ゲート干渉が生じる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンする際、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフしていることによって電流が下アームのダイオードＤ４を通って流れていること（図１０のＩｕ４参照）に起因して、ゲート干渉が生じる。かかるゲート干渉による損失は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ３と、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ４とが、それぞれ、ＲＣ−ＩＧＢＴで構成される場合に特に顕著となる。
【００７３】
図１３は、モータ制御部５４０による片アーム駆動と両アーム駆動間の切換タイミングの一例を示す図である。図１３は、Ｕ相電流Ｉｕが負から正に向かって増加する場合の各波形の時系列を示す図であり、（Ａ）は、Ｕ相電流Ｉｕの波形の一例を示し、（Ｂ）は、片アーム駆動と両アーム駆動との間の切換態様の一例を示す。尚、ここでは、一例として、Ｕ相電流Ｉｕが負から正に向かって増加する場合を説明するが、Ｕ相電流Ｉｕが正から負に向かって減少する場合についても実質的に同様であるし、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
【００７４】
図１３においては、リプル成分を含むＵ相電流Ｉｕが、負から正に向かって増加する態様で示されている。尚、リプル成分は、上述の如くスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切換により発生する（図１１参照）。Ｕ相電流の波形上には、白丸にて、リプル成分が減少している間のサンプリングタイミングが示され、黒丸にて、リプル成分が増加している間のサンプリングタイミングが示される。白□は、Ｕ相電流Ｉｕの極小値に対応し、黒■は、Ｕ相電流Ｉｕの極大値に対応する。尚、同様に、ここでいう「極大値」及び「極小値」は、リプル成分による「極大値」及び「極小値」（即ち、１キャリア周期毎の「極大値」及び「極小値」）を意味し、波形全体における「最大値」及び「最小値」を意味しない。
【００７５】
モータ制御部５４０は、以下で詳説するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧ＶＨ（インバータ３０の入力電圧）、Ｕ相コイルのインダクタンスＬｕ、Ｕ相コイルの誘起電圧Ｖｕ等に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率を予測し、予測した時間変化率に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕの極大値又は極小値を予測し、予測した極大値又は極小値とゼロとの関係に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動モードを片アーム駆動と両アーム駆動の間で切り換える。予測方法については、後述する。
【００７６】
図１３に示す例では、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における片アーム駆動中、黒丸のサンプリングタイミングＴ１，Ｔ２、Ｔ３で、それぞれ次のＵ相電流Ｉｕの極大値（黒■）を予測し、予測したＵ相電流Ｉｕの極大値がゼロより小さい場合は、片アーム駆動を継続する（Ｔ１，Ｔ２参照）。他方、予測したＵ相電流Ｉｕの極大値がゼロより大きい場合は、片アーム駆動から両アーム駆動に切り換える（Ｔ３参照）。
【００７７】
また、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における両アーム駆動中、白丸のサンプリングタイミングＴ４，Ｔ５、Ｔ６で、それぞれ次のＵ相電流Ｉｕの極小値（黒□）を予測し、予測したＵ相電流Ｉｕの極小値がゼロより小さい場合は、両アーム駆動を継続する（Ｔ４，Ｔ５参照）。他方、予測したＵ相電流Ｉｕの極小値がゼロより大きい場合は、両アーム駆動から片アーム駆動に切り換える（Ｔ６参照）。
【００７８】
図１４は、図１３に関連したＵ相電流Ｉｕの時間変化率の予測方法の説明図であり、ある１時点におけるインバータ３０及び走行用モータ４０における電流ループ状態を模式的に示す図である。尚、図１４においては、走行用モータ４の回転磁界の時間的な変化により励起される誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが模式的に交流電源の記号で示されている。図１４において、ｉ１は、平滑用コンデンサＣ２の正極側からスイッチング素子Ｑ５、Ｗ相コイルＬｗ、Ｖ相コイルＬｖ、スイッチング素子Ｑ４を介して平滑用コンデンサＣ２の負極側に向かう電流を表す。ｉ２は、Ｕ相コイルＬｕ、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ５及びＷ相コイルＬｗを通る電流を示す。このとき、以下の式が成り立つ。
【００７９】
【数１】
2014158402.tif 000003
数１の式より、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【００８０】
【数２】
2014158402.tif 000004
ここで、インバータ３０の入力電圧（ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧）ＶＨは、電圧ＶＨを検出する電圧センサの検出値が使用されてもよい。尚、電圧ＶＨは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０の制御に使用される制御パラメータ(図２の電圧制御部５０８参照)でもあり、一般的にセンシングされている。但し、時間変化率（dU/dt）の算出に用いる電圧ＶＨの値は、検出値に代えて、ＶＨの制御目標値(図２のモータ目標電圧ＶＨ＊参照)が使用されてもよい。
【００８１】
誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、走行用モータ４０の回転数に比例するパラメータである。従って、誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、走行用モータ４０の回転数の検出値（例えばレゾルバからの信号）に基づいて算出されてもよい。例えば、誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、予め走行用モータ４０の回転数との関係でマップに定義されてよく、この場合、走行用モータ４０の回転数の検出値に応じた誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがマップから算出されてもよい。或いは、一般的に、走行用モータ４０の回転数が高くなるほどリプル成分が小さくなるので、リプル成分が最大となる走行用モータ４０の回転数がゼロのときの誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが固定値として使用されてもよい。或いは、誘起電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、測定（検出）されてもよい。
【００８２】
各相のコイルのインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、ＤＣ重畳電流値により変化するが、ゼロクロス付近での予測であるため、ＤＣ電流がゼロのときのＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各値が固定値として使用されてもよい。インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、図１５乃至図１７を参照して後述するように、所定のパラメータに応じて可変値とされてもよい。
【００８３】
Ｕ相電流Ｉｕの極大値は、上述の如く予測されたＵ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）に基づいて、以下のように算出されてもよい。
極大値＝Ｉｕ（黒丸）＋Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）×ΔＴ
ここで、Ｉｕ（黒丸）は、黒丸のサンプリングタイミング(図１３参照)で得られたＵ相電流Ｉｕのサンプリング値である。ΔＴは、当該黒丸のサンプリングタイミングから次のＵ相電流Ｉｕの極大値が発生するまでの時間（ｄｔ時間）に対応し、当該黒丸のサンプリングタイミングにおけるキャリア信号とデューティとの関係から算出可能である。
【００８４】
Ｕ相電流Ｉｕの極小値は、上述の如く予測されたＵ相電流Ｉｕの時間変化率に基づいて、以下のように算出されてもよい。
極小値＝Ｉｕ（白丸）＋Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率(di/dt)×ΔＴ
ここで、Ｉｕ（白丸）は、白丸のサンプリングタイミングで得られたＵ相電流Ｉｕのサンプリング値である。ΔＴは、当該白丸のサンプリングタイミングから次のＵ相電流Ｉｕの極小値が発生するまでの時間（ｄｔ時間）に対応し、当該白丸のサンプリングタイミングにおけるキャリア信号とデューティとの関係から算出可能である。
【００８５】
尚、図１３に示す例では、Ｕ相電流Ｉｕの次の極大値の予測値がゼロを上回るか否かを予測的に判定しているが、Ｕ相電流Ｉｕの次の極大値の予測値が、ゼロよりも小さい所定閾値−Ｔｈ２を上回るか否かを予測的に判定してもよい。所定閾値−Ｔｈ２は、ゼロよりも僅かに小さい値であってよい。
【００８６】
また、図１３に示す例では、キャリア信号の半周期毎に１回サンプリングタイミングが設定されているが、サンプリングタイミングを増やし、他のサンプリングタイミングで同様の予測を行ってもよい。例えば、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングを追加してもよい。インバータ３０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切換タイミングに同期したサンプリングタイミングとは、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミングである。この場合、かかるサンプリングタイミングで、次の極大値又は極小値に対して同様の予測を行ってもよい。尚、ある極小値が得られるサンプリングタイミングで、次の極大値を予測する場合や、ある極大値が得られるサンプリングタイミングで、次の極小値を予測する場合において、ｄｔ時間ΔＴは、対応するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートオン時間と実質的に同一となる。
【００８７】
また、図１３に示す例において、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率の予測処理(及びそれに伴うＵ相電流Ｉｕの極大値／極小値の算出処理、及び、ゼロクロス判定処理)は、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における片アーム駆動中、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合に、開始されてもよい。これにより、処理負荷を効率的に抑制することができる。所定第１閾値Ｔｈ１は、例えば、Ｕ相電流Ｉｕのリプル成分の取りうる幅（リプル幅）の最大値（又はそれに余裕分を付加した値）の半分に対応してもよい。尚、上述の所定閾値−Ｔｈ２の絶対値は、所定第１閾値Ｔｈ１の絶対値よりも小さい。また、同様に、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率の予測処理は、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における両アーム駆動中、上述の如く両アーム駆動から片アーム駆動への切換が実現された時点で終了されてよい。これにより、処理負荷を効率的に抑制することができる。
【００８８】
次に、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の算出に使用されてよいインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの算出方法について図１５乃至図１７を参照して説明する。
【００８９】
図１５は、走行用モータ４０におけるＵ相電流ＩｕとインダクタンスＬｕとの関係を示す図である。尚、ここでは、一例として、インバータ３０のＵ相について説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
【００９０】
インダクタンスＬｕは、図１５に示すように、Ｕ相電流Ｉｕに対して一定の関係を有する。従って、かかる関係に基づいて作成されたマップを参照して、Ｕ相電流Ｉｕの検出値に応じたインダクタンスＬｕが算出されてもよい。尚、かかるマップは、試験や解析等により導出されたインダクタンスＬｕとＵ相電流Ｉｕとの関係に基づいて作成されてよい。尚、Ｕ相電流Ｉｕの検出値としては、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値が使用されてよい。
【００９１】
図１６は、走行用モータ４０の回転角度(電気角)とインダクタンスＬｕとの関係を示す図である。尚、ここでは、一例として、インバータ３０のＵ相について説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。但し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に係る各関係は、１２０度ずつ位相がずれる。
【００９２】
インダクタンスＬｕは、図１６に示すように、走行用モータ４０の回転角度に対して一定の関係を有する。従って、かかる関係に基づいて作成されたマップを参照して、走行用モータ４０の回転角度の検出値に応じたインダクタンスＬｕが算出されてもよい。尚、かかるマップは、試験や解析等により導出されたインダクタンスＬｕと走行用モータ４０の回転角度との関係に基づいて作成されてよい。尚、モータ４０の回転角度は、レゾルバにより検出されてよい。
【００９３】
図１７は、Ｕ相コイルの温度とインダクタンスＬｕの変化率との関係を示す図である。尚、ここでは、一例として、インバータ３０のＵ相について説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。尚、図１７に示す例では、Ｕ相コイルの温度とインダクタンスＬｕの変化率との関係は、ヒステリシスを有する態様である。
【００９４】
インダクタンスＬｕの変化率は、図１７に示すように、Ｕ相コイルの温度に対して一定の関係を有する。従って、かかる関係に基づいて作成されたマップを参照して、Ｕ相コイルの温度の検出値に応じたインダクタンスＬｕの変化率が算出されてもよい。Ｕ相コイルの温度の検出値としては、走行用モータ４０の温度を検出するセンサの検出値が使用されてもよい。算出されたインダクタンスＬｕの変化率は補正に利用されてもよい。例えば、図１５又は図１６を参照して説明した方法で算出されたインダクタンスＬｕは、算出されたインダクタンスＬｕの変化率に応じて補正されてよい。これにより、結果として、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）が、算出されたインダクタンスＬｕの変化率に応じて補正されることになる。或いは、等価的に、補正前のインダクタンスＬｕを用いて算出されたＵ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）が、算出されたインダクタンスＬｕの変化率に応じて補正されてもよい。いずれの場合も、Ｕ相コイルの温度の変化に応じたインダクタンスＬｕの変化率が考慮されるので、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）を精度良く算出することができる。
【００９５】
尚、図１５及び図１７を参照して上述したインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの算出方法は、上述したＤＣ／ＤＣコンバータ２０におけるリアクトルＬ１のインダクタンスＬｃの算出方法として採用されてもよい。
【００９６】
また、インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、上述のような算出に代えて、測定されてもよい。この場合、インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、例えば、電圧センサやインダクタンスアナライザで測定されてもよい。
【００９７】
図１８は、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程におけるＵ相電流ＩｕとＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗとの関係を示す図である。ここで、図１８に示すように、領域Ａ１〜Ａ７における電流ループ状態と、その電流ループ状態のときの予測式について説明する。尚、上述の図１４は、図１８の領域Ａ１における電流ループ状態を示す。領域Ａ１〜Ａ７は、Ｕ相電流Ｉｕにおける隣接しあう極大値及び極小値の間の各区間に対応する。
【００９８】
図１９乃至図２４は、それぞれ、図１８の領域Ａ２〜Ａ７における電流ループ状態を示す図である。
【００９９】
図１８の領域Ａ２においては、図１９に示す電流ループ状態が形成される。このとき、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１００】
【数３】
2014158402.tif 000005
図１８の領域Ａ３においては、図２０に示す電流ループ状態が形成される。このとき、上記の数１の関係と同様の関係が成り立ち、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１０１】
【数４】
2014158402.tif 000006
図１８の領域Ａ４においては、図２１に示す電流ループ状態が形成される。このとき、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１０２】
【数５】
2014158402.tif 000007
図１８の領域Ａ５においては、図２２に示す電流ループ状態が形成される。このとき、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１０３】
【数６】
2014158402.tif 000008
図１８の領域Ａ６においては、図２３に示す電流ループ状態が形成される。このとき、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１０４】
【数７】
2014158402.tif 000009
図１８の領域Ａ７においては、図２４に示す電流ループ状態が形成される。このとき、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）は、以下の通りとなる。
【０１０５】
【数８】
2014158402.tif 000010
このようにして、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリングタイミングにおける電流ループ状態に応じて、Ｕ相コイルＬｕに流れる電流ｉｕの時間変化率（dU/dt）の算出式は、可変されてもよい。この際、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリングタイミングにおける電流ループ状態は、各相の相電流の向き及び大きさ、及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ状態により判断されてよい。尚、図１４及び図１９乃至図２４には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうちのオン状態であるスイッチング素子に対して"ＯＮ"の符合が付されている。図１４及び図１９乃至図２４において、オン状態であるスイッチング素子は、両アーム駆動時にオン状態となるスイッチング素子である。実際には片アーム駆動となる場合があり、片アーム駆動時は、図１９乃至図２４においてオン状態であるスイッチング素子のいくつかは、オフとされることになる。例えば、図１４に示す例において、片アーム駆動時は、スイッチング素子Ｑ１はオフとされる。尚、時間変化率（dU/dt）の算出式自体は、両アーム駆動時も片アーム駆動時も同一である。
【０１０６】
図２５は、モータ制御部５４０によるＵ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測処理の流れの一例を示すフローチャートである。尚、図２５に示す処理は、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値の絶対値が所定第１閾値Ｔｈ１以下となった場合に開始され、片アーム駆動に復帰するまで、サンプリングタイミング毎に繰り返し実行されてよい。
【０１０７】
ステップ２５００では、サンプリングタイミングにて、Ｕ相電流Ｉｕ、及び、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測に必要なセンサ値をサンプリングする。即ち、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリング値と、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測に必要なセンサ値とを取得する。Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測に必要なセンサ値は、上述の如く予測方法に依存するが、例えば、電圧ＶＨの値である。尚、ここでは、一例として、サンプリングタイミングは、キャリア信号の山（上側の頂点）と谷（下側の頂点）のタイミングに設定されているものとする(図２６参照)。
【０１０８】
ステップ２５０２では、電流変化率算出済みフラグが「False」か「True」かを判定する。電流変化率算出済みフラグは、電流変化率が既に算出されている場合に、セット(「True」)されるフラグである。電流変化率算出済みフラグが「False」の場合は、ステップ２５０４に進み、電流変化率算出済みフラグが「True」の場合は、ステップ２５０６に進む。
【０１０９】
ステップ２５０４では、上記ステップ２５００で取得したセンサ値に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）を予測し、予測した時間変化率（dU/dt）と、上記ステップ２５００で取得したＵ相電流Ｉｕのサンプリング値とに基づいて、次のＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）を予測する。Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測方法は、上述の通りであってよい。次のＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）を予測すると、ステップ２５０７に進む。
【０１１０】
ステップ２５０６では、上記ステップ２５００で取得したセンサ値を使用せず、前回以前に予測した時間変化率（dU/dt）と、上記ステップ２５００で取得したＵ相電流Ｉｕのサンプリング値とに基づいて、次のＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）を予測する。前回以前に予測した時間変化率（dU/dt）とは、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極大値であるときは、直前の極大値を予測したときに算出した時間変化率（dU/dt）であってよい。同様に、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極小値であるときは、直前の極小値を予測したときに算出した時間変化率（dU/dt）であってよい。或いは、前回以前に予測した時間変化率（dU/dt）とは、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極大値であるときは、それ以前の複数の極大値を予測したときに算出した複数の時間変化率（dU/dt）の平均値であってもよい。同様に、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極小値であるときは、それ以前の複数の極小値を予測したときに算出した複数の時間変化率（dU/dt）の平均値であってよい。或いは、前回以前に予測した時間変化率（dU/dt）とは、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極大値であるときは、直前の極小値を予測したときに算出した時間変化率（dU/dt）の正負反転した値であってよい。同様に、例えば次のＵ相電流Ｉｕのピーク値が極小値であるときは、直前の極大値を予測したときに算出した時間変化率（dU/dt）の正負反転した値であってよい。かかる処理によれば、時間変化率（dU/dt）を算出するのに要する処理時間を無くすと共に、処理負荷を抑制することができる。従って、ステップ２５０４の処理は、上記のステップ２５０４の処理に比べて短時間で完了することができる。次のＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）を予測すると、ステップ２５０７に進む。
【０１１１】
ステップ２５０７では、予測したＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）に基づいて、片アーム駆動から両アーム駆動への切り替えの要否、又は、両アーム駆動から片アーム駆動切り替えの要否を判定する。この判定方法については、図１３を参照して上述した通りであってよい。
【０１１２】
ステップ２５０８では、次回のｄｔ時間ΔＴが所定時間Ｔｔｈより大きいか否かを判定する。次回のｄｔ時間ΔＴは、次回のキャリア信号と次回のデューティ(duty)との関係で算出されてよい。所定時間Ｔｔｈは、上記のステップ２５０４及びステップ２５０７の処理に要する時間（以下、「電流予測演算時間」ともいう）に対応してよい。次回のｄｔ時間ΔＴが所定時間Ｔｔｈより大きい場合は、ステップ２５１０に進み、次回のｄｔ時間ΔＴが所定時間Ｔｔｈ以下である場合は、ステップ２５１２に進む。
【０１１３】
ステップ２５１０では、電流変化率算出済みフラグを「False」に設定する。この場合、次のサンプリング周期での処理では、上記のステップ２５０４の処理で予測が実行される。
【０１１４】
ステップ２５１２では、電流変化率算出済みフラグを「True」に設定する。この場合、次のサンプリング周期での処理では、上記のステップ２５０６の処理で予測が実行される。
【０１１５】
図２６は、図２５の説明図であり、サンプリングタイミングと、Ｕ相電流Ｉｕの極大値又は極小値（以下、ピーク値ともいう）の発生タイミング（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ切換タイミング）との関係の一例を示す図である。図２６において、星印は、Ｕ相電流Ｉｕの極大値又は極小値（ピーク値）、即ち予測すべき値を指す。ｄｔ１〜ｄｔ７は、各サンプリングタイミングＴ１〜Ｔ７から次のピーク値の発生タイミングまでの時間（ｄｔ時間ΔＴ）を表す。ｄｔ１〜ｄｔ７は、キャリア信号とデューティとの関係から定まる時間である。デューティが変化すると、図１６に示すように、ｄｔ時間ΔＴ（ｄｔ１〜ｄｔ７）は変化する。具体的には、キャリア信号が谷から山に向かう方向では、デューティが大きくなるほどｄｔ時間ΔＴが大きくなり、キャリア信号が山から谷に向かう方向では、デューティが小さくなるほどｄｔ時間ΔＴが大きくなる。
【０１１６】
ここで、ｄｔ時間ΔＴが短い場合、次のピーク値の発生タイミングまでに、図２５のステップ２５０７の処理を完了できない可能性がある。次のピーク値の発生タイミングまでに、図２５のステップ２５０７の処理を完了できないと、所望のタイミングで片アーム駆動及び両アーム駆動間の切換を実現できない可能性がある。例えば、予測したピーク値に基づいて例えば片アーム駆動から両アーム駆動への切り換えが必要であると判定した場合であっても、その時点で、当該ピーク値の発生タイミングを過ぎてしまっていると、例えば片アーム駆動から両アーム駆動への切り換えが遅れてしまうという問題が生じうる。
【０１１７】
これに対して、図２５に示す処理によれば、ｄｔ時間ΔＴが所定時間Ｔｔｈ以下である場合には、時間変化率（dU/dt）の予測を行わず、時間変化率（dU/dt）の前回以前の算出値を用いて次のＵ相電流Ｉｕのピーク値（極大値又は極小値）を予測するので、予測処理の時間を短縮することができる。これにより、ｄｔ時間ΔＴが所定時間Ｔｔｈ以下である場合であっても、次のピーク値の発生タイミングまでに、図２５のステップ２５０７の処理を完了することが可能となる。これにより、必要な片アーム駆動及び両アーム駆動間の切換を適切なタイミングで実現することができる。
【０１１８】
尚、図２５に示す処理は、サンプルタイミング毎に１キャリア周期当たり２回実行されているが、予測すべきピーク値の種類（極大値又は極小値）に応じて、１キャリア周期当たり１回だけ実行されてもよい。例えば、図２６に示す例では、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における片アーム駆動中は、サンプリングタイミングＴ１、Ｔ３のような、リプル成分が増加する際のサンプリングタイミングのみで図２５に示す処理が実行されてもよい。また、Ｕ相電流Ｉｕが負領域から正領域への移行する過程における両アーム駆動中(片アーム駆動から両アーム駆動に切り替わった後)は、サンプリングタイミングＴ４、Ｔ６のような、リプル成分が減少する際のサンプリングタイミングのみで図２５に示す処理が実行されてもよい。
【０１１９】
以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。
【０１２０】
例えば、上述した実施例では、Ｕ相電流Ｉｕのサンプリングタイミングと、Ｕ相電流Ｉｕの時間変化率（dU/dt）の予測に必要なセンサ値のサンプリングタイミングとが同タイミングであるが、これらのタイミング間に時間差が存在してもよい。
【０１２１】
また、上述した実施例では、片アーム駆動から両アーム駆動への切換、及び、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、サンプリングタイミングに同期して行われている場合があるが、他の態様であってもよい。例えば、片アーム駆動から両アーム駆動への切換、及び、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミング（キャリア信号のレベルがデューティのレベルを上回るタイミング、及び、キャリア信号のレベルがデューティのレベルを下回るタイミング）を含む任意のタイミングで実行されてもよい。例えば、片アーム駆動から両アーム駆動への切換、及び、両アーム駆動から片アーム駆動への切換は、次のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングのみで実行されてもよい。この場合、片アーム駆動から両アーム駆動への切換がゼロクロス前に確実に実現されるように、所定第２閾値Ｔｈ２(−Ｔｈ２)を使用することとしてもよい。例えば、図６に示す例において、サンプリングタイミングＴ３にて片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うのが理想である場合において、サンプリングタイミングＴ３までに、当該切換を行うことを事前に決定しておく必要がある場合には、サンプリングタイミングＴ２において、次の極大値が所定第２閾値−Ｔｈ２を越えると予測した場合に、それ以降のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のオン／オフ切換タイミングＰ１又はＰ２で片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うこととしてもよい。或いは、上述の如くサンプリングタイミングＴ３で、次の極大値がゼロを越えると予測した場合に、その時点で切換を行えないことから、次の切換可能なタイミングＰ３で片アーム駆動から両アーム駆動への切換を行うこととしてもよい。この場合、ゼロクロス後に切換が実現されてしまうものの、ゼロクロス後の片アーム駆動状態を最小限に抑えることができる。
【０１２２】
また、上述した実施例では、電力変換装置の一例であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０は、車両用に使用されているが、他の用途（例えば、他の電動装置の電源装置等）に使用されてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０及びインバータ３０は、車両用としても他の用途（例えば、電動ステアリング装置用）に使用されてもよい。
【符号の説明】
【０１２３】
１    モータ駆動システム
１０    バッテリ
２０    ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０    インバータ
４０    走行用モータ
５０    半導体駆動装置
Ｑ１，Ｑ２    Ｕ相に係るスイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４    Ｖ相に係るスイッチング素子
Ｑ５，Ｑ６    Ｗ相に係るスイッチング素子
Ｑ２２    上アームのスイッチング素子
Ｑ２４    下アームのスイッチング素子
５００    制御ブロック
５０２    フィルタ
５０４    ＡＤＣ
５０６    電流制御部
５０８    電圧制御部
５１０    モータ目標電圧算出部
５１３    キャリア生成部
５１４    ゲート信号生成部
５１６    サンプリングタイミング算出部
５１８    駆動モード決定部
【図１】
2014158402.tif 000011
【図２】
2014158402.tif 000012
【図３】
2014158402.tif 000013
【図４】
2014158402.tif 000014
【図５】
2014158402.tif 000015
【図６】
2014158402.tif 000016
【図７】
2014158402.tif 000017
【図８】
2014158402.tif 000018
【図９】
2014158402.tif 000019
【図１０】
2014158402.tif 000020
【図１１】
2014158402.tif 000021
【図１２】
2014158402.tif 000022
【図１３】
2014158402.tif 000023
【図１４】
2014158402.tif 000024
【図１５】
2014158402.tif 000025
【図１６】
2014158402.tif 000026
【図１７】
2014158402.tif 000027
【図１８】
2014158402.tif 000028
【図１９】
2014158402.tif 000029
【図２０】
2014158402.tif 000030
【図２１】
2014158402.tif 000031
【図２２】
2014158402.tif 000032
【図２３】
2014158402.tif 000033
【図２４】
2014158402.tif 000034
【図２５】
2014158402.tif 000035
【図２６】
2014158402.tif 000036