(57)【要約】【課題】高効率化等が図れる単相ブラシレスモータを提供する。【解決手段】単一の相で構成された複数のコイル３ｂやロータ２の回転に伴う磁極変化を検出するセンサ５、ロータ２を所定の回転速度で駆動する通電機構４などを備える単相ブラシレスモータである。通電機構４は、コイル３ｂに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電と、に切り替え可能である。矩形波通電と疑似正弦波通電との間の切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる。【選択図】    図７
2014014197.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転軸を中心に回転するロータと、
前記ロータと隙間を隔てて対向するステータと、
前記ステータに設けられ、単一の相で構成された複数のコイルと、
前記ロータの回転に伴う磁極位置を検出するセンサと、
前記センサから出力される磁極情報に基づいて前記コイルに対する通電方向を切り替え、前記ロータを所定の回転速度で駆動する通電機構と、
を備え、
前記通電機構は、前記コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、前記印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電と、に切り替え可能であり、
前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる単相ブラシレスモータ。
【請求項２】
請求項１に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、前記ロータに加わる負荷に応じて行われる単相ブラシレスモータ。
【請求項３】
請求項１に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記印加電圧が相対的に低い低電圧領域では前記疑似正弦波通電が行われ、
前記印加電圧が前記低電圧領域より高い高電圧領域では、前記疑似正弦波通電と前記矩形波通電との間の切り替えが行われ、
前記低電圧領域と前記高電圧領域との境界が印加電圧の実効値に設定されている単相ブラシレスモータ。
【請求項４】
請求項２に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記矩形波通電が行われている領域は、前記疑似正弦波通電が行われている領域よりも高負荷領域である単相ブラシレスモータ。
【請求項５】
請求項４に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記通電機構は、
複数の半導体スイッチング素子を有する半導体スイッチング素子群と、
前記半導体スイッチング素子群を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記磁極情報に基づいて、前記通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報を生成する切替タイミング生成部と、
前記磁極情報に基づいて、前記矩形波通電が行われる場合における前記印加電圧の基準値に関する基準電圧情報を生成する基準電圧生成部と、
前記疑似正弦波波形に関する波形情報を生成する波形調整部と、
前記基準電圧情報及び前記波形情報に基づいて、所定のデューティー比でＰＷＭパルス情報を生成するＰＷＭ制御部と、
前記タイミング情報及び前記ＰＷＭパルス情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子群へ制御情報を出力する出力部と、
を有する単相ブラシレスモータ。
【請求項６】
請求項５に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記基準電圧生成部は、
前記磁極情報に基づいて、前記ロータの回転速度に関する実速度情報を生成する実速度演算部と、
前記実速度情報と所定の回転速度の目標値とを比較して得られる速度偏差に基づいて前記基準電圧情報を生成し、前記ＰＷＭ制御部に出力する速度制御部と、
を有し、
前記波形調整部は、前記速度偏差及び前記基準電圧情報に基づいて前記波形情報を生成し、前記ＰＷＭ制御部に出力する単相ブラシレスモータ。
【請求項７】
請求項６に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記波形情報は、
波形を半周期ごとにｎ分割して生成される振幅情報Ａｍｐを含み、
通電開始側からｍ番目の前記振幅情報Ａｍｐ（ｍ）は、波形係数ＷＦを用いて次の第１式に基づいて生成される単相ブラシレスモータ。
第１式：Ａｍｐ（ｍ）＝ＷＦ＋（１−ＷＦ）×ｓｉｎ（π×（ｍ−１）／ｎ）
【請求項８】
請求項７に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記ＰＷＭ制御部は、前記基準電圧情報に対し、前記振幅情報を乗算する処理を行うことによって前記デューティー比を決定し、前記ＰＷＭパルス情報を生成する単相ブラシレスモータ。
【請求項９】
請求項５に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記コイルに流れる電流量を検出する通電量検出機構を更に備え、
前記波形調整部が、前記電流量の変化に基づいて前記波形情報を生成し、前記ＰＷＭ制御部に出力する単相ブラシレスモータ。
【請求項１０】
請求項３に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記通電機構は、
複数の半導体スイッチング素子を有する半導体スイッチング素子群と、
前記半導体スイッチング素子群を制御する制御部と、
を有し、
前記制御部は、
前記磁極情報に基づいて、前記通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報を生成する切替タイミング生成部と、
前記矩形波通電が行われる場合における前記印加電圧の基準値に関する基準電圧情報を生成する基準電圧生成部と、
前記基準電圧情報に基づいて、前記疑似正弦波波形に関する波形情報を生成する波形調整部と、
前記波形情報に基づいて、所定のデューティー比でＰＷＭパルス情報を生成するＰＷＭ制御部と、
前記タイミング情報及び前記ＰＷＭパルス情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子群へ制御情報を出力する出力部と、
を有し、
前記基準電圧生成部が、外部から入力される電圧指令情報に基づいて前記基準電圧情報が生成される単相ブラシレスモータ。
【請求項１１】
請求項１０に記載の単相ブラシレスモータにおいて、
前記基準電圧生成部は、更に、前記磁極情報に基づいて、前記ロータの回転速度に関する実速度情報を生成する実速度演算部を有し、
前記基準電圧生成部が、前記実速度情報と所定の回転速度の目標値とを比較して得られる速度偏差に基づいて、前記基準電圧情報が生成される単相ブラシレスモータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相ブラシレスモータに関し、その中でも、コイルに印加される電圧波形の制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータには、コイルが複数の相で構成された多相ブラシレスモータと、コイルが単一の相で構成された単相ブラシレスモータとがある。構造が簡素な単相ブラシレスモータは、特に高度な回転精度が求められないファンの駆動モータなどに用いられる。単相ブラシレスモータでは、１８０°（電気角）ごとに通電方向を切り替えてトルクを発生させる。この場合、例えば図１の（ａ）に示すように、印加電圧の制御も単純な矩形波の繰り返しで電圧を印加する矩形波通電が行われるのが一般的である。
【０００３】
矩形波通電を行った場合、図１の（ｂ）に示すように、コイルに流れる電流の波形に歪みが生じることが確認されている。特に、通電方向の切り替え前後では、ロータ磁束のうち、コイルに鎖交する磁束成分の絶対値が極大となり、コイルに発生する逆起電力は極小となるため、電流量が相対的に増加する傾向が認められる。
【０００４】
コイルに流れる電流を、トルクを発生させる成分と、磁束を変化させる成分とに分解すると、ステータに対するロータの位置関係から、通電方向を切り替える前後付近でコイルに流れる電流は磁束の大きさを変化させる成分が支配的となり、そこから電気角９０°回転した付近（電気角９０°，２７０°）でコイルに流れる電流はトルクを発生させる成分が支配的となる。したがって、通電方向を切り替える前後付近でコイルに流れる電流は、トルクの発生にはあまり寄与しない。そのため、通電方向を切り替える前後でコイルに流れる電流量の増加はモータ効率の低下を招く。また、電流量の急激な変化は騒音や振動の原因ともなる。
【０００５】
そこで、例えば、特許文献１および特許文献２には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いて、通電方向の切り替え前後の印加電圧を徐々に変化させ、通電方向の切り替え前後での電流量の増加を抑制する技術（ソフトスイッチング）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−８８８７０号公報
【特許文献２】特開２００７−１７４７７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ソフトスイッチングの適用により、通電方向の切り替え前後での電流量の増加を抑制することができる。しかし、その抑制効果は部分的であるため、改良の余地がある。
【０００８】
そこで本発明の目的は、更なる高効率化、低騒音化、低振動化が図れる単相ブラシレスモータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の単相ブラシレスモータは、回転軸を中心に回転するロータと、前記ロータと隙間を隔てて対向するステータと、前記ステータに設けられ、単一の相で構成された複数のコイルと、前記ロータの回転に伴う磁極位置を検出するセンサと、前記センサから出力される磁極情報に基づいて前記コイルに対する通電方向を切り替え、前記ロータを所定の回転速度で駆動する通電機構と、を備える。
【００１０】
前記通電機構は、前記コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、前記印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電と、に切り替え可能である。そして、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる。
【００１１】
この単相ブラシレスモータによれば、コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電とに切り替えることができ、その切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる。従って、切り替えの前後だけでなく、全通電期間において印加電圧の変化を滑らかにできるので、ソフトスイッチングよりも更にコイルに流れる電流の波形の歪みを抑制できる。従って、モータ効率の向上や騒音、振動の抑制ができる。
【００１２】
例えば、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えは、前記ロータに加わる負荷に応じて行われるようにすることができる。
【００１３】
単相ブラシレスモータの場合、後述するように、疑似正弦波通電を行った場合、矩形波通電と比べてトルク特性が悪化する。それに対し、このように、モータ効率等に優れた疑似正弦波通電と、トルク特性に優れた矩形波通電とに、ロータに加わる負荷に応じて印加電圧の波形が切り替わるようにすることで、バランス良くトルク特性やモータ効率を発揮する単相ブラシレスモータの実現が可能になる。
【００１４】
また、例えば、ロータの回転速度が相対的に低い場合では前記疑似正弦波通電が行われ、ロータの回転速度が高くなるにつれて矩形波通電への切り替えが行われるようにすることもできる。そして、この場合、擬似正弦波通電から矩形波通電への切り替え印加電圧の実効値については、比例して増加するように設定することが好ましい。
【００１５】
そうすれば、矩形波通電及び疑似正弦波通電の各々の特徴を活かしながら、電源電圧の利用率を高めることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、矩形波通電を行う従来の単相ブラシレスモータに比べて、高効率化、低騒音化、低振動化が図れる単相ブラシレスモータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】（ａ）は、従来の単相ブラシレスモータにおける印加電圧の波形を示す概略図である。（ｂ）は、（ａ）の印加電圧に対応した電流の波形を示す概略図である。
【図２】第１実施形態のモータの構成を示す概略図である。
【図３】第１実施形態のモータの印加電圧の波形を示す概略図である。（ａ）は矩形波通電時の波形、（ｂ）は疑似正弦波通電時の波形、（ｃ）は疑似正弦波通電と矩形波通電の間での波形である。
【図４】疑似正弦波通電時における電流の波形を示す概略図である。
【図５】各通電状態におけるロータの回転数とトルクとの関係を示す図である。破線は疑似正弦波通電、２点鎖線は矩形波通電、実線は切替通電を表している。
【図６】各通電状態におけるモータの効率とトルクとの関係を示す図である。破線は疑似正弦波通電、２点鎖線は矩形波通電、実線は切替通電を表している。
【図７】通電機構の詳細を示すブロック図である。
【図８】半導体スイッチング素子群の一例を示す図である。
【図９】第１実施形態の変形例のモータにおける通電機構の詳細を示すブロック図である。
【図１０】第２実施形態のモータの通電機構の詳細を示すブロック図である。
【図１１】波形値演算部での演算処理を説明するための図である。
【図１２】矩形波通電及び疑似正弦波通電での、電源電圧の利用の違いを説明するための図である。
【図１３】基準電圧情報Ｖｃ、ＲＭＳ、及びピーク電圧値との関係を示す図である。
【図１４】速度フィードバック制御が行われる場合における第２実施形態のモータの通電機構の詳細を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。ただし、以下の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物あるいはその用途を制限するものではない。
【００１９】
［第１実施形態］
図２に、本実施形態のモータ１を示す。モータ１には、ロータ２やステータ３、電子部品等で構成された通電機構４などが備えられている。モータ１は、アウターロータ型のブラシレスモータであり、ロータ２は、矢印Ｒで示すように回転軸Ａを中心に回転する。
【００２０】
ロータ２は、ホルダ２ａや磁石２ｂなどで構成されている。ホルダ２ａは、中心が回転軸Ａに一致する円筒状の周壁部を有し、その周壁部の内周面に磁石２ｂが固定されている。磁石２ｂは、複数（本実施形態では４つ）の磁極を有し、Ｎ極とＳ極とが周方向に交互に配置されている。ロータ２の内側にはステータ３が配置され、ロータ２と僅かな隙間を隔てて対向している。
【００２１】
ステータ３は、ステータコア３ａやコイル３ｂなどで構成されている。ステータコア３ａは、断面略Ｔ字状の複数（本実施形態では４つ）のティース部を有している。これらティース部のそれぞれに導電線を巻き付けることにより、複数のコイル３ｂが形成されている。これらコイル３ｂは、１本の導電線で形成されていて、単一の相で構成されている。導電線の両端部は通電機構４に電気的に接続されている。
【００２２】
ロータ２の近傍には、ホールＩＣ５（センサ）が配置されている。ホールＩＣ５は通電機構４と電気的に接続されている。ホールＩＣ５は、ロータ２の回転に伴う磁極位置を検出し、その検出結果を示す磁極情報であるホール信号ｈを通電機構４に出力する（図７参照）。ロータ２の回転位置やロータ２の回転速度などは、このホール信号ｈに基づいて取得することができる。なお、センサはホールＩＣ５に限らない。ロータ２の回転位置等が検出できれば、ホール素子等、他のセンサでも良い。
【００２３】
通電機構４は、電源（不図示）と電気的に接続されている。通電機構４は、コイル３ｂに対する印加電圧の大きさを制御し、ホール信号ｈに基づいてコイル３ｂに対する通電方向を切り替えることで、ロータ２を回転させる。また、モータ１には、ロータ２の回転速度をフィードバックする機能が備えられていて、所望する一定の回転速度でロータ２を回転させることができる（速度フィードバック制御）。
【００２４】
更に、通電機構４には、コイル３ｂに対する通電方式を、矩形波通電と、疑似正弦波通電とに切り替え可能な切替手段が備えられている。矩形波通電は、図３の（ａ）に示すように、コイル３ｂに印加される印加電圧が矩形波形を示す通電状態をいう。また、疑似正弦波通電は、図３の（ｂ）に示すように、コイル３ｂに印加される印加電圧が疑似正弦波波形を示す通電状態をいう。
【００２５】
詳しくは、モータ１では、半周期（電気角で１８０°）ごとに通電方向が切り替わる。矩形波通電では、その半周期部分の印加電圧の波形が矩形形状を示す。一方、疑似正弦波通電では、その半周期部分の印加電圧の波形が階段状に連続する正弦曲線形状を示す。なお、ここでいう正弦曲線形状とは、ピークを中心にその両側の曲線が対称形な正弦曲線に限るものではなく、ピークを中心にその両側の曲線が非対称形で、正弦曲線に近似した曲線も含む概念である。
【００２６】
そして、このモータ１には、ロータ２に加わる負荷に応じて矩形波通電と疑似正弦波通電とに切り替える機能が備えられていて、ロータ２に加わる負荷の変化に連動して、印加電圧の波形が自動的に切り替わる（自動波形調整制御）。具体的には、低負荷領域側では疑似正弦波通電が行われ、高負荷領域側では矩形波通電が行われる。つまり、矩形波通電が行われている領域は、疑似正弦波通電が行われている領域よりも高負荷領域である。
【００２７】
矩形波通電では、先に述べたように、コイル３ｂに流れる電流の波形が歪むために、モータ効率の低下や騒音、振動等を招くおそれがある。一方、疑似正弦波通電では、印加電圧の変化が全体的に滑らかになるために、図４に示すように、コイル３ｂに流れる電流の波形が歪みの少ない台形状の波形になる。従って、疑似正弦波通電を行うことで、矩形波通電と比べてモータ効率が向上し、騒音や振動を軽減することができる。
【００２８】
ところが、疑似正弦波通電を行った場合、トルク特性の悪化を招くという問題がある。
【００２９】
図５に、各通電状態におけるロータ２の回転数とトルクとの関係を示す。図５における破線は疑似正弦波通電を表し、２点鎖線は矩形波通電を表している。そして、図５における実線は、自動波形調整制御により疑似正弦波通電と矩形波通電とを切り替えた場合（この場合を単に切替通電とも称する）を表している。
【００３０】
図５に示すように、疑似正弦波通電では、矩形波通電に比べて高負荷領域の制御範囲が狭くなる。振幅の最大値の大きさが等しい矩形波電圧と疑似正弦波電圧を比較した場合、疑似正弦波電圧の実効値は矩形波電圧の振幅の略１／√２倍となる。その結果、疑似正弦波通電では、矩形波電圧の振幅と疑似正弦波電圧の実効値との差に相当する分だけ電源電圧の利用率が低下する。この点に関しては、第２実施形態においても説明する。高負荷領域の制御範囲が狭くなれば、一定の回転速度に維持できるトルク範囲も狭くなるため、トルク特性が悪化する。
【００３１】
切替通電の場合、高負荷領域（トルクの増加により、疑似正弦波通電では一定の回転数が維持できなくなる領域）側ではトルク特性に優れた矩形波通電に徐々に切り替わっていく。その結果、図５に示したように、切替通電の高負荷領域の制御範囲は矩形波通電の制御範囲に徐々に近づいていくため、疑似正弦波通電に比べてトルク特性が改善される。
【００３２】
また、切替通電では、低負荷領域側でモータ効率に優れた疑似正弦波通電が行われるため、モータ効率も矩形波通電に比べて改善される。図６に、各通電状態におけるモータ効率とトルクとの関係を示す。図６においても図５と同様に、破線は疑似正弦波通電、２点鎖線は矩形波通電、実線は切替通電を表している。
【００３３】
矩形波通電のモータ効率は、疑似正弦波通電に比べて全体的に低くなっている。それに対し、切替通電の場合には、そのモータ効率が疑似正弦波通電のモータ効率に近づくため、矩形波通電に比べてモータ効率が改善される。すなわち、切替通電を行うことで、矩形波通電及び疑似正弦波波形のそれぞれのデメリットを改善することができる。そして、トルク特性やモータ効率がバランスよく発揮されるモータの実現が可能となる。
【００３４】
また、ロータ２に加わる負荷には、電圧の変動も含まれる。例えば、電源電圧（印加電圧）が低下すれば、ロータ２に加わる負荷が相対的に高くなってトルク特性が悪化するからである。そのため、モータには、自動波形調整制御により、電源電圧（印加電圧）に応じて疑似正弦波通電と矩形波通電とを切り替える機能も備えるのが好ましい。
【００３５】
具体的には、電源電圧の低下に連動して、疑似正弦波通電から矩形波通電に自動的に切り替わり、そして、電源電圧の上昇（回復）に連動して、矩形波通電から疑似正弦波通電に自動的に切り替わるようにすればよい。そうすれば、車両に搭載される車載モータに好適となる。車載モータはバッテリで駆動されるため、電源電圧の大きさが変動する場合があるからである。
【００３６】
切替通電における矩形波と疑似正弦波との間での波形の切り替わりは、次第に波形が変化して切り替わるように設定されている。例えば、図３の（ｃ）に示したように、疑似正弦波通電と矩形波通電の間における波形は、疑似正弦波波形と矩形波形の中間の形状を示す。波形を連続的に変化させて切り替えることで、モータ１の回転を滑らかにすることができ、安定した駆動を実現できる。
【００３７】
図７に、通電機構４の詳細を示す。本実施形態の通電機構４は、マイクロコントローラ１１（制御部）やインバータ１２などで構成されている。
【００３８】
インバータ１２は、例えば、Ｈブリッジ回路などの、複数の半導体スイッチング素子１２ａからなる半導体スイッチング素子群１２ｂを備える。半導体スイッチング素子群１２ｂの一例を図８に示す。インバータ１２は、所定の制御情報ｉ１の入力に対応して、コイル３ｂへの通電方向を反転させる。それに伴って各コイル３ｂの磁極が反転するため、磁石２ｂとの間の磁界が変化し、ロータ２を回転するトルクが発生する。
【００３９】
また、インバータ１２は、所定の制御情報ｉ１の入力に対応して、コイル３ｂへの印加電圧を上下させる。例えば、インバータ１２に供給される電源電圧をチョッピングすることにより、コイル３ｂに印加する平均印加電圧の調整が行われる。インバータ１２へ入力される制御情報ｉ１は、マイクロコントローラ１１（マイコン１１とも称する）から出力される。
【００４０】
マイコン１１には、演算回路や制御回路、記憶回路、入出力回路などのハードウエアと、これらハードウエアに実装され、ハードウエアと協働して一連の処理を実行するソフトウエアとが備えられている。これらハードウエアとソフトウエアにより、上述した切替手段が構成されている。
【００４１】
詳しくは、マイコン１１には、切替タイミング生成部１５や基準電圧生成部１６、波形調整部１７、ＰＷＭ制御部１８、出力部１９などが備えられている。これらの協働により、速度フィードバック制御や自動波形調整制御が実現される。
【００４２】
切替タイミング生成部１５は、通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報ｉ２を生成する機能を有している。切替タイミング生成部１５は、周期カウンタ部２１や進角制御部２２を含む。
【００４３】
周期カウンタ部２１には、ホールＩＣ５から連続的にホール信号ｈが入力される。周期カウンタ部２１は、入力されるホール信号ｈの所定の時間間隔をカウントし、ホール信号ｈの周期に関する周期情報ｉ３を取得する。
【００４４】
進角制御部２２は、周期情報ｉ３に基づいてコイル３ｂへの通電方向を切り替える最適なタイミングを算出し、タイミング情報ｉ２を生成する。進角制御部２２は、生成したタイミング情報ｉ２を出力部１９に出力する。
【００４５】
基準電圧生成部１６は、磁極情報に基づいて、矩形波通電が行われる場合における印加電圧の基準値に関する基準電圧情報Ｖｃを生成する機能を有している。基準電圧生成部１６は、実速度演算部２４や速度制御部２５を含む。本実施形態の速度制御部２５は、目標値生成部２６や基準電圧演算部２７を含む。なお、ここでいう基準電圧情報Ｖｃとは、矩形波の形や大きさを決定する基準となる電圧に関する情報である。
【００４６】
実速度演算部２４には、周期カウンタ部２１から周期情報ｉ３が入力される。実速度演算部２４は、磁極情報に基づいて、ロータ２の回転速度に関する実速度情報ｉ４を演算する。より具体的には、入力される周期情報ｉ３に基づいて、ロータ２の回転速度に関する実速度情報ｉ４を演算する。なお、ここでいう実速度情報ｉ４とは、回転しているロータ２の実際の速度に関する情報である。
【００４７】
速度制御部２５は、実速度情報ｉ４と所定の回転速度の目標値ｔとを比較して得られる速度偏差Ｓに基づいて基準電圧情報Ｖｃを生成し、ＰＷＭ制御部１８に出力する機能を有している。
【００４８】
目標値生成部２６は、設定すべきロータ２の回転速度の目標値ｔを生成する。例えば、外部から入力される速度指令情報ｉ５に基づいてロータ２の回転速度の制御が行われる場合には、目標値生成部２６は、その速度指令情報ｉ５を変換し、スケーリング処理等を行うことにより実速度情報ｉ４と比較可能な目標値ｔを生成する。
【００４９】
速度制御部２５は、実速度情報ｉ４と目標値ｔとを比較してその差分である速度偏差Ｓを取得する。基準電圧演算部２７は、その速度偏差Ｓに対してＰＩ制御演算を行い、基準電圧に関する基準電圧情報Ｖｃを生成する。基準電圧演算部２７は、生成した基準電圧情報ＶｃをＰＷＭ制御部１８に出力する。
【００５０】
図３に符号Ｖｓで示すように、基準電圧は、矩形波通電における矩形波の印加電圧に相当する。また、基準電圧は、疑似正弦波通電における疑似正弦波の波形や、矩形波と疑似正弦波との間の波形でのピークの印加電圧に相当する。
【００５１】
波形調整部１７は、疑似正弦波波形に関する波形情報ｉ６を生成する機能を有する。波形調整部１７には、速度制御部２５から速度偏差Ｓ及び基準電圧情報Ｖｃが入力され、波形情報ｉ６は、速度偏差Ｓ及び基準電圧Ｖｃに基づいて生成される。また、切替タイミング生成部１５から周期情報ｉ３も入力される。
【００５２】
波形調整部１７では、印加電圧の波形が半周期ごとに複数のステップに分割される。図３の（ｂ）に１ステップを符号ｐで示す。例えば、８つのステップに分割する場合には、半周期ごとの波形（単位波形）は電気角が２２．５°の８つのステップに分割される。各ステップを切り替えるタイミングは、周期情報ｉ３に基づいて決定される。
【００５３】
そして、各ステップごとに疑似正弦波波形を構成する振幅情報Ａｍｐが算出される。具体的には、波形をｎ個のステップに分割した場合、通電開始側からｍ番目（ｍは１〜ｎの整数）のステップの振幅情報Ａｍｐ（ｍ）は、次の第１式により決定される。
【００５４】
【数１】
2014014197.tif 000003
【００５５】
ここで示すＷＦは、矩形波通電と疑似正弦波通電との間をリニアに切り替えるための係数（波形係数）であり、０〜１の範囲の小数値で構成されている。波形係数ＷＦの値が０に近いほど、印加電圧の波形は疑似正弦波波形に近づき、波形係数ＷＦの値が１に近いほど、印加電圧の波形は矩形波形に近づく。波形係数ＷＦは、速度偏差Ｓと基準電圧情報Ｖｃとに基づいて、次の第２式により決定される。
【００５６】
【数２】
2014014197.tif 000004
【００５７】
ここで示すｆα，ｆβは分配関数であり、波形係数ＷＦの最大値が１となるように決定される。
【００５８】
波形係数ＷＦは、０〜１の範囲の値であり、ロータ２の負荷が大きくなれば１に近づき、ロータ２の負荷が小さくなれば０に近づく。そして、波形係数ＷＦの値が０に近いほど、第１式により振幅情報Ａｍｐは疑似正弦波波形に近づく。詳しくは、振幅情報Ａｍｐが正弦波波形に近づくことによって印加電圧の波形は疑似正弦波波形に近づく。波形係数ＷＦの値が１に近いほど、第１式により振幅情報Ａｍｐは矩形波形に近づき、印加電圧の波形も矩形波形に近づく。振幅情報Ａｍｐを含む波形情報ｉ６は、ＰＷＭ制御部１８に出力される。
【００５９】
ＰＷＭ制御部１８は、公知のＰＷＭ制御を行う機能を有し、基準電圧情報Ｖｃや波形情報ｉ６に基づいて、所定のデューティー比でＰＷＭパルス情報ｉ７を生成する処理を行う。具体的には、次の第３式に示すように、ＰＷＭ制御部１８は、基準電圧情報Ｖｃに対し、振幅情報Ａｍｐを乗算する処理を行うことにより、対応するデューティー比（Ｄｕｔｙ）を決定する。ＰＷＭ制御部１８は、生成したＰＷＭパルス情報ｉ７を出力部１９に出力する。
【００６０】
【数３】
2014014197.tif 000005
【００６１】
出力部１９は、入力されるタイミング情報ｉ２やＰＷＭパルス情報ｉ７に基づいて制御情報ｉ１を生成する機能を有している。具体的には、タイミング情報ｉ２とＰＷＭパルス情報ｉ７とを重畳し、所定の制御情報ｉ１を生成する。生成した制御情報ｉ１はインバータ１２へ出力される。
【００６２】
（変形例）
図９に、モータ１の変形例であるモータ１Ａを示す。上述した実施形態のモータ１では、フィードバックされるロータ２の回転速度を利用してロータ２に加わる負荷変化を判断しているが、このモータ１Ａでは、コイル３ｂを流れる電流量の変化からロータ２に加わる負荷変化が判断できるように構成されている。
【００６３】
具体的には、モータ１Ａの通電機構４は、モータ１の通電機構４に対して、更にコイル３ｂに流れる電流量を検出する通電量検出機構３１が備えられている。通電量検出機構３１は、電流センサ３２と、電流値変換部３３とを含む。
【００６４】
ロータ２の負荷が大きくなれば、コイル３ｂに流れる電流量も増加する。電流センサ３２は、この電流量の変化を検出し、電流値変換部３３にその検出信号を出力する。電流値変換部３３は、電流センサ３２から入力される検出信号に基づいて波形係数ＷＦを生成する。そして波形調整部１７が、電流量の変化に基づいて波形情報ｉ６を生成し、ＰＷＭ制御部１８に出力する。
【００６５】
一般に、ロータ２の回転速度の変化よりもコイル３ｂの電流量の変化の方が、ロータ２に加わる負荷を精度高く検出できる。従って、モータ１Ａであれば、より安定したトルク特性が実現できる。
【００６６】
［第２実施形態］
第１実施形態のモータ１では、ロータ２の回転速度をフィードバックしてその速度制御を行う、いわゆる速度フィードバック制御の機能が備えられており、その速度フィードバック制御を利用して矩形波通電と疑似正弦波通電との間での切り替えが行われている。すなわち、モータ１では、速度フィードバック制御に基づく速度偏差Ｓの入力を必要とする。
【００６７】
そのため、モータ１で切り替えを行うためには、速度フィードバック制御を行う必要があり、速度フィードバック制御が行われないファン等ではその機能を十分に発揮させることができない。そこで、本実施形態では、速度フィードバック制御が行われない場合でも切り替えができるモータ１Ｂを例示する。
【００６８】
図１０に、そのモータ１Ｂの通電機構４Ｂを示す。通電機構４Ｂが部分的に異なるだけで、ロータやステータ等、このモータ１Ｂの大部分の構成は、第１実施形態のモータ１と同様である。従って、第１実施形態のモータ１と同様の構成については同じ符号を用いてその説明は省略する。
【００６９】
モータ１Ｂでは、速度偏差Ｓを用いずに、矩形波通電と疑似正弦波通電との間の切り替えができるように構成されている。具体的には、周期情報ｉ３及び基準電圧情報Ｖｃに基づいてこれらの切り替えができるように、特に、基準電圧生成部１６Ｂや波形調整部１７Ｂの構成が変更されている。
【００７０】
通電機構４Ｂは、第１実施形態の通電機構４と同様に、マイコン１１やインバータ１２などで構成されている。マイコン１１には、切替タイミング生成部１５や基準電圧生成部１６Ｂ、波形調整部１７Ｂ、ＰＷＭ制御部１８、出力部１９などが備えられている。
【００７１】
基準電圧生成部１６Ｂは、モータ１Ｂの出力に関する電圧指令情報ｉｖを外部から入力する機能を有している。基準電圧生成部１６Ｂは、また、電圧指令情報ｉｖがアナログ信号である場合に、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換機能や、スケーリング処理等を行うことにより、電圧指令情報ｉｖから波形調整部１７Ｂ等で利用可能な基準電圧情報Ｖｃを生成する機能を有している。
【００７２】
例えば、基準電圧生成部１６Ｂは、入力される電圧指令情報ｉｖの最小値〜最大値に対応した０〜１の範囲の小数値からなる基準電圧情報Ｖｃを生成し、生成した基準電圧情報Ｖｃを波形調整部１７Ｂに出力する。
【００７３】
波形調整部１７Ｂは、第１実施形態の波形調整部１７と同様、波形情報ｉ６を生成する機能を有する。ただし、波形調整部１７Ｂには、波形調整部１７とは異なり、速度偏差Ｓは入力されない。そのため、波形調整部１７Ｂには、基準電圧情報Ｖｃと周期情報ｉ３とに基づいて波形情報ｉ６を生成する波形値演算部５０が備えられている。波形値演算部５０では、所定の数式を用いて演算処理が行われる。
【００７４】
例えば、図１１に示すように、演算処理に際し、印加電圧の波形は、周期情報ｉ３に基づいて、半周期ごとに複数のステップに分割される。ここでは、８つのステップに分割する場合を例に説明する。
【００７５】
そして、波形値演算部５０により、電気角（２２．５°）の各ステップごとに振幅デューティ値であるＤ値が算出される。印加電圧の波形は、これらＤ値によって規定される。具体的には、波形をｎ個（本実施形態では８個）のステップに分割した場合、通電開始側からｍ番目（ｍは１〜ｎの整数）のステップのＤ値（ｍ）は、次の第４式により決定される。
【００７６】
【数４】
2014014197.tif 000006
【００７７】
ｎが８（偶数）である場合には、図１１に示したように、Ｄ（１）＝Ｄ（７）、Ｄ（２）＝Ｄ（６）、Ｄ（３）＝Ｄ（５）となるため、いずれか一方を演算するだけでよく、演算量が省略できる利点がある。
【００７８】
ＲＭＳ（実効値係数）は、次の第５式によって決定される。
【００７９】
【数５】
2014014197.tif 000007
【００８０】
波形値演算部５０では、これら第４式等を用いることにより、入力される基準電圧情報Ｖｃ及び周期情報ｉ３から、印加電圧の波形を規定する各ステップのＤ値が算出される。
【００８１】
特に、このモータ１Ｂでは、印加電圧の実効値を境界にして、印加電圧の低い領域で一律に疑似正弦波通電が行われ、印加電圧の高い領域で疑似正弦波通電と矩形波通電との切り替えが行われるように設定されている。
【００８２】
具体的には、基準電圧情報Ｖｃの値が１／√２以下である場合には、ＷＦ＝０、つまりＲＭＳ＝１／√２とされ、第４式は次の第６式となる。なお、ここでの１／√２の値は印加電圧の実効値としての最適値を例示したものである。印加電圧の実効値は、厳密に１／√２でなくても、１／√２に前後する近似値であってもよい（略１／√２）。
【００８３】
【数６】
2014014197.tif 000008
【００８４】
すなわち、基準電圧情報Ｖｃの値が０〜１／√２となる、印加電圧が相対的に低い低電圧領域では、Ｄ値の演算に第６式が一律に適用される。その結果、基準電圧情報Ｖｃの値が０〜１／√２となる低電圧領域では、印加電圧の波形は、ピークを中心にその両側の曲線がほぼ対称な略正弦曲線を示す、正弦波に最も近似した疑似正弦波である真性疑似正弦波となり、真性疑似正弦波の振幅のピーク値が例えば０〜１の間で変化する。
【００８５】
そして、基準電圧情報Ｖｃの値が１／√２〜１となる、低電圧領域よりも印加電圧の高い高電圧領域では、ＲＭＳの大きさがリニアに増加するように波形係数ＷＦが設定されている。その結果、基準電圧情報Ｖｃの値が大きくなるに従って、印加電圧の波形は、疑似正弦波から矩形波に近づく。高電圧領域では、振幅のピーク値は最大値（例えば１）となり、一定である。そして、基準電圧情報Ｖｃの値が１の時には、完全な矩形波通電となる。
【００８６】
このように、印加電圧の実効値に相当する、基準電圧情報Ｖｃの値が略１／√２となる点を境界にして、真性疑似正弦波による疑似正弦波通電が行われる領域と、疑似正弦波通電から矩形波通電への切り替えが行われる領域とを設定することで、電源電圧の利用率を高めることができる。
【００８７】
図１２に、矩形波通電における印加電圧の電圧波形と、それに対応した疑似正弦波通電における印加電圧の電圧波形とを示す。疑似正弦波通電の振幅のピーク値は、矩形波通電の振幅と一致している。
【００８８】
矩形波通電の場合、電圧波形のピーク値と実効値は等しいため、基準電圧情報Ｖｃはそのまま実効値として取り扱うことができる。
【００８９】
ところが、疑似正弦波通電の場合、基準電圧情報Ｖｃをその振幅のピーク値として取り扱うと、矩形波通電と比べて斜線で示す部分の電圧が利用されなくなり、その実効値は矩形波通電の１／√２となってしまう。その結果、疑似正弦波通電での電源電圧の利用率は、矩形波通電の場合に比べて約０．７０７（１／√２）倍に低下してしまう。
【００９０】
そこで、このモータ１Ｂでは、基準電圧情報Ｖｃを実効値として取り扱うこととし、基準電圧情報Ｖｃが最大振幅値の略１／√２以下の低電圧領域では、一律に真性疑似正弦波通電を行い、基準電圧情報Ｖｃが最大振幅値の略１／√２を超えた高電圧領域では、疑似正弦波通電から次第に矩形波通電に近づけるようにした。
【００９１】
図１３に、基準電圧情報Ｖｃ、ＲＭＳ、及びピーク電圧値との関係を示す。図中、実線がＲＭＳを表し、破線が振幅のピーク値を表している。
【００９２】
このモータ１Ｂによれば、外部から電圧指令情報ｉｖが入力されると、基準電圧生成部１６Ｂによって基準電圧情報Ｖｃが生成され、生成された基準電圧情報Ｖｃは波形調整部１７Ｂに出力される。波形調整部１７Ｂでは、基準電圧情報Ｖｃが入力されると、波形値演算部５０により、その基準電圧情報Ｖｃに基づいて、印加電圧のステップごとにＤ値が算出される。そうして、これらＤ値を含む波形情報ｉ６が生成され、その波形情報ｉ６がＰＷＭ制御部１８に出力される。
【００９３】
ＰＷＭ制御部１８は、公知のＰＷＭ制御を行う機能を有し、波形情報ｉ６に基づいて、所定のデューティー比でＰＷＭパルス情報ｉ７を生成する処理を行う。ＰＷＭ制御部１８は、生成したＰＷＭパルス情報ｉ７を出力部１９に出力する。
【００９４】
後は、第１実施形態のモータ１と同様に、出力部１９が所定の制御情報ｉ１を生成し、インバータ１２へ出力する。
【００９５】
（フィードバック制御が行われる場合）
モータ１Ｂは、第１実施形態のモータ１と同様に、フィードバック制御を利用して、矩形波通電と疑似正弦波通電との間の切り替えができるように構成されている。フィードバック制御を利用する場合の通電機構４Ｂの構成を、図１４に示す。
【００９６】
基準電圧生成部１６Ｂは、実速度演算部２４や速度制御部２５を含み、速度制御部２５は目標値生成部２６や基準電圧演算部２７を含む。フィードバック制御に関連するこれらの各部は、フィードバック制御が行われる場合に作動してその機能を発揮する。具体的には、基準電圧生成部１６Ｂが、実速度演算部２４により演算されたロータ２の実速度情報ｉ４と所定の回転速度の目標値ｔとを比較して得られる速度偏差Ｓに基づいて、速度制御部２５において基準電圧情報Ｖｃが生成される。
【００９７】
この場合、モータ１Ｂでは、速度制御部２５で生成される基準電圧情報Ｖｃは、ＰＷＭ制御部１８に出力されることなく、波形調整部１７Ｂに入力される。また、速度偏差Ｓは、基準電圧生成部１６Ｂから波形調整部１７Ｂに出力されない。
【００９８】
なお、本発明にかかるモータは、上述した実施形態に限定されず、それ以外の種々の構成をも包含する。
【００９９】
例えば、インバータ１２やマイクロコントローラ１１は特定用途のために設計された専用ＩＣであってもよい。また、インバータ１２やマイクロコントローラ１１に備えられた各部の配置は一例に過ぎない。これら各部の配置や組み合わせは適宜選択することができる。
【０１００】
速度指令情報ｉ５や電圧指令情報ｉｖは、外部から入力されるのではなく、目標値生成部２６の内部で生成してもよい。マイクロコントローラ１１内で実行される情報処理は、予め記憶したテーブルを参照することにより簡略化してもよい。モータ１の変形例は、第２実施形態のモータ１Ｂにも適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１０１】
本発明は、ファンの駆動モータなど、単相ブラシレスモータ全般に利用できる。
【符号の説明】
【０１０２】
１  モータ
２  ロータ
３  ステータ
３ｂ  コイル
４  通電機構
５  ホールＩＣ（センサ）
１１  マイクロコントローラ（制御部）
１２  インバータ
１２ｂ  半導体スイッチング素子群
１５  切替タイミング生成部
１６  基準電圧生成部
１７  波形調整部
１８  ＰＷＭ制御部
１９  出力部
２１  周期カウンタ部
２２  進角制御部
２４  実速度演算部
２５  速度制御部
２６  目標値生成部
２７  基準電圧演算部
Ａ  回転軸
Ｓ  速度偏差
Ｖｃ  基準電圧情報
【図１】
2014014197.tif 000009
【図２】
2014014197.tif 000010
【図３】
2014014197.tif 000011
【図４】
2014014197.tif 000012
【図５】
2014014197.tif 000013
【図６】
2014014197.tif 000014
【図７】
2014014197.tif 000015
【図８】
2014014197.tif 000016
【図９】
2014014197.tif 000017
【図１０】
2014014197.tif 000018
【図１１】
2014014197.tif 000019
【図１２】
2014014197.tif 000020
【図１３】
2014014197.tif 000021
【図１４】
2014014197.tif 000022