(57)【要約】【課題】光伝送路に応じて動的な波長分散補償を行う。【解決手段】多チャネル映像信号を再生する受信装置であって、送信装置が出力するＦＭ変調光信号をＦＭ変調電流信号に変換する光電流変換回路と、光電流変換回路が出力するＦＭ変調電流信号をＦＭ変調電圧信号に変換する第１の電流電圧変換回路と、第１の電流電圧変換回路が出力するＦＭ変調電圧信号から多チャネル映像信号を再生するＦＭ復調回路と、光電流変換回路のバイアス電圧供給ラインから誘導ブリルアン散乱抑圧信号を抽出する誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路と、誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路が出力する電圧信号の位相を調整する移相回路と、を備え、移相回路は、ＦＭ復調回路が出力する電圧信号の振幅変調信号成分と逆位相になる電圧信号を出力し、受信装置は、ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力する。【選択図】図１Ｂ
2014158211.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を受信して多チャネル映像信号を再生する受信装置であって、
前記受信装置は、送信装置から送信された光信号を光ファイバネットワークを介して受信し、
前記送信装置は、周波数多重された多チャネル映像信号をＦＭ変調信号に変換して、さらに誘導ブリルアン散乱抑圧信号で波長変調して生成されたＦＭ変調光信号を送信し、
前記受信装置は、
前記送信装置が出力するＦＭ変調光信号を受信してＦＭ変調電流信号に変換する光電流変換回路と、
前記光電流変換回路が出力するＦＭ変調電流信号をＦＭ変調電圧信号に変換する第１の電流電圧変換回路と、
前記第１の電流電圧変換回路が出力するＦＭ変調電圧信号から多チャネル映像信号を再生するＦＭ復調回路と、
前記光電流変換回路のバイアス電圧供給ラインから前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号を抽出する誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路と、
前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路が出力する電圧信号の位相を調整する移相回路と、を備え、
前記移相回路は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号の振幅変調信号成分と逆位相になる電圧信号を出力し、
前記受信装置は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と前記移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置であって、
前記ＦＭ復調回路の出力側に可変利得増幅器をさらに備え、
前記可変利得増幅器は、前記移相回路が出力する電圧信号に対してリニアに調整される利得で、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号を増幅することによって、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と前記移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力することを特徴とする受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載の受信装置であって、
前記ＦＭ復調回路の出力側に乗算回路をさらに備え、
前記乗算回路は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と前記移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力することを特徴とする受信装置。
【請求項４】
請求項１に記載の受信装置であって、
前記移相回路が出力した電圧信号を利得制御端子へ印加される電圧に従って増幅し、前記移相回路の代わりに前記乗算処理の入力となる電圧信号を生成する可変利得増幅回路をさらに備え、
前記乗算された信号の振幅変調度が所定の値と等しくなるように、前記可変利得増幅回路の利得制御端子へ印加される電圧をフィードバック制御することを特徴とする受信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の受信装置であって、
前記乗算された信号から振幅変調による側波帯成分を抽出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタが出力する電圧信号の振幅を直流電圧に変換し増幅する振幅検出回路と、
基準直流電圧を生成する基準電圧生成回路と、
前記振幅検出回路が出力する第１の直流電圧と前記基準電圧生成回路が出力する第２の直流電圧とが入力され、前記可変利得増幅回路の利得制御端子へ印加される電圧を制御する自動利得制御回路と、をさらに備え、
前記自動利得制御回路が前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧の差分が０になるように前記可変利得増幅回路の利得制御端子へ印加される電圧を制御することによって、前記フィードバック制御を行うことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の受信装置であって、
前記送信装置は、前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号より高い周波数の波長分散検出用信号が追加された多チャネル映像信号を送信し、
前記バンドパスフィルタは、前記波長分散検出用信号の振幅変調による側波帯成分を抽出することを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項１に記載の受信装置であって、
前記移相回路が出力する電圧信号を一定振幅の電圧信号に変換する自動利得制御増幅回路と、
前記自動利得制御増幅回路が出力する電圧信号を利得制御端子へ印加される電圧に従って増幅し、前記移相回路の代わりに前記乗算処理へ入力される電圧信号を生成する可変利得増幅回路と、
前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号の振幅変調度と相関のある情報を取得し、前記取得した情報に基づいて前記可変利得増幅回路の利得制御端子へ印加される電圧信号を生成する演算回路と、をさらに備え、
前記乗算された信号の振幅変調度が所定の値と等しくなるように前記可変利得増幅回路の利得制御端子へ印加される電圧をフィードフォワード制御することを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項７に記載の受信装置であって、
前記振幅変調度と相関のある情報である前記光電流変換回路が出力する直流電流を前記光ファイバネットワークでの光伝送路の分岐数に比例したトランスインピーダンスで直流電圧に変換する第２の電流電圧変換回路をさらに備え、
前記演算回路は、前記可変利得増幅回路のパラメータと、前記第２の電流電圧変換回路のトランスインピーダンスと、前記自動利得制御増幅回路からの出力信号の振幅と、光送信パワーと、前記光電流変換回路の光電流変換効率と、前記光ファイバネットワークを構成する光ファイバの波長分散特性及び伝送損失特性とを用いて、前記第２の電流電圧変換回路が出力する直流電圧を変換し、前記可変利得増幅回路の利得制御端子に印加される電圧を生成することを特徴とする受信装置。
【請求項９】
請求項７に記載の受信装置であって、
前記振幅変調度と相関のある情報は、前記光ファイバネットワークのアクセス区間の距離の情報であって、
前記受信装置は、前記アクセス区間の距離に比例する直流電圧を生成するデジタルアナログ変換回路をさらに備え、
前記演算回路は、前記可変利得増幅回路のパラメータと、前記デジタルアナログ変換回路のパラメータと、前記自動利得制御増幅回路からの出力信号の振幅と、前記光ファイバネットワークを構成する光ファイバの波長分散特性とを用いて、前記デジタルアナログ変換回路が出力する直流電圧を変換し、前記可変利得増幅回路の利得制御端子に印加される電圧を生成することを特徴とする受信装置。
【請求項１０】
広帯域ＦＭ変調光信号を送信する送信装置と、前記光信号を伝送する光ファイバネットワークと、前記光信号を受信して多チャネル映像信号を再生する受信装置を備える光映像配信システムであって、
前記送信装置は、周波数多重された多チャネル映像信号をＦＭ変調信号に変換して、さらに誘導ブリルアン散乱抑圧信号で波長変調して生成されたＦＭ変調光信号を送信し、
前記受信装置は、
前記送信装置が出力するＦＭ変調光信号を受信してＦＭ変調電流信号に変換する光電流変換回路と、
前記光電流変換回路が出力するＦＭ変調電流信号をＦＭ変調電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路が出力するＦＭ変調電圧信号から多チャネル映像信号を再生するＦＭ復調回路と、
前記光電流変換回路のバイアス電圧供給ラインから前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号を抽出する誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路と、
前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路が出力する電圧信号の位相を調整する移相回路と、を有し、
前記移相回路は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号の振幅変調信号成分と逆位相になる電圧信号を出力し、
前記受信装置は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と前記移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力することを特徴とする光映像配信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号を受信する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）技術により構築されたＦＴＴＨ（Ｆｉｂｅｒ  Ｔｏ  Ｔｈｅ  Ｈｏｍｅ）サービスにおいて映像信号を伝送する方式として、周波数多重された多チャネル映像信号を一括して広帯域ＦＭ変調信号に変換して光伝送するＦＭ一括変換方式を適用した光映像配信サービスが実用化されている。Ｖ−ＯＬＴ（Ｖｉｄｅｏ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｌｉｎｅ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ）から送信される光信号は加入者宅に設置されたＶ−ＯＮＵ（Ｖｉｄｅｏ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｕｎｉｔ）で光電気変換処理及びＦＭ復調処理によって多チャネル映像信号に変換され、Ｖ−ＯＮＵに同軸ケーブルを介して接続されたテレビ受像機で映像を視聴することができる。
【０００３】
収容局から加入者宅へのアクセス区間において、ＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技術を用いて、上りデータ信号の波長を１．３１μｍ、下りデータ信号の波長を１．４９μｍ、映像信号の波長を１．５５μｍとすることによって、既設のＳＭＦ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｍｏｄｅ  ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ）ネットワークを介してデータ伝送及び映像配信の両立を可能としている。
【０００４】
ＦＴＴＨサービスを普及するためにはコスト低減が必要であり、ＰＯＮ技術を用いてコストを低減している。そして、アクセス区間の距離を延長できれば、さらなるコスト低減が可能である。長延化を実現するためには光送信パワーを高出力にする必要があり、光送信パワーの上限を制限する誘導ブリルアン散乱（ＳＢＳ：Ｓｔｉｍｕｌａｔｅｄ  Ｂｒｉｌｌｏｕｉｎ  Ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ）を抑圧する必要がある。
【０００５】
例えば、特許文献１には、キャリアビームを出力する光源と、キャリアビームを主信号に基づいて変調して光信号を光伝送路に送出する光変調器と、低周波信号を出力する発振器と、低周波信号に基づいてキャリアビームを角度変調する第１の手段と、低周波信号と逆の位相を有する逆位相信号を主信号に重畳して光変調器に供給する第２の手段とから構成される光送信機が記載されている。
【０００６】
特許文献１に記載された光送信機では、光送信部のレーザダイオードのバイアス電流に、主信号と比較して低周波のＳＢＳ抑圧信号（一般的には構成が容易になる単一周波数信号）を重畳することによって、光送信信号はＳＢＳ抑圧信号で波長変調され、スペクトル幅が拡大されるため、ＳＢＳを抑圧できる。しかし、光送信信号の波長がＳＢＳ抑圧信号の周期で変動するため、波長１．５５μｍでのＳＭＦ伝送の長延化に伴い光ファイバの波長分散の影響が顕著になる場合、波長分散によるパルス幅広がりの影響がＳＢＳ抑圧信号の周期で変動する。すなわち、光送信信号がＳＢＳ抑圧信号でＦＭ変調されるため、Ｖ−ＯＮＵの出力でＦＭ復調された多チャネル映像信号は、ＳＢＳ抑圧信号で振幅変調がかかる。各チャネル映像信号の周波数スペクトルには振幅変調による側波帯成分が発生し、複合２次歪（ＣＳＯ：Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ  Ｓｅｃｏｎｄ  Ｏｒｄｅｒ）が劣化し、アクセス区間距離を制限する要因となる。
【０００７】
アクセス区間の距離の異なる各加入者に対応して、波長分散によるＣＳＯの劣化を防ぐためには、光伝送路に応じた動的な波長分散補償が必要である。例えば、特許文献２には、光伝送路を介して入力される光信号の波長分散を補償する可変分散補償器と、可変分散補償器から出力された光信号を第１の部分と第２の部分に分岐する分岐器と、光信号の第１の部分から原信号を再生する再生部と、光信号の第２の部分を受信して、光伝送路及び可変分散補償器を経由した光信号の残留波長分散に応じて可変分散補償器を制御し、かつ残留波長分散の変動に対する感度が再生部よりも高いモニタ部とを有する光伝送装置が記載されている。また、特許文献２には、光受信装置が可変波長分散補償器及び波長分散検出器を有し、光伝送路に応じた動的な波長分散補償をする技術が記載されている。
【０００８】
さらに、特許文献３には、所定の振動信号を発生する発振回路と、この振動信号を、１以上のタップを有するトランバーサルフィルタのいずれかのタップのタップ係数に周期的に付加するための加算器と、トランバーサルフィルタの出力信号の信号品質を測定する品質測定部と、振動信号をタップ係数へ付加したときに生じる出力信号の信号品質の変化量が最適な値となるようにタップ係数の値を最適制御するタップ係数調整部と、を有するタップ係数制御装置が記載されている。また、特許文献３には、光受信装置が電気波長分散補償器（トランバーサルフィルタ）及びタップ係数最適制御部を有し、光伝送路に応じた動的な波長分散補償をする技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平１０−１６３９７４号公報
【特許文献２】特開２０１１−５５０９２号公報
【特許文献３】特開２００９−２１３０６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ＦＴＴＨに必要とされる低コスト・省スペースに対応し、アクセス区間の距離を制限しないという条件のもとで、光伝送路に応じた動的な波長分散補償を実現する技術について検討する。
【００１１】
特許文献２に記載された技術を適用した場合、ＦＭ変調光信号に波長分散補償をするため、波長分散補償器は光学部品で構成される。一般的に光学部品は電子回路と比較して高価かつ大きなサイズであるため、低コスト・省スペースに対応できない。また、光学部品の挿入損失が大きい場合、アクセス区間の距離を制限する要因となる。
【００１２】
特許文献３に記載された技術を適用した場合、Ｖ−ＯＮＵ内の光電気変換後のＦＭ変調電気信号に波長分散補償をかけるため、波長分散補償器は電子回路で構成され、低コスト・省スペースに対応できる。しかし、波長分散補償器はイコライザであるため信号周期が固定でないＦＭ変調電気信号の波長分散を補償することは困難である。
【００１３】
このように、特許文献２に記載された技術や、特許文献３に記載された技術を適用した場合、低コスト・省スペースに対応し、アクセス区間の距離を制限することなく、光伝送路に応じた動的な波長分散補償を実現することは困難である。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明の代表的な一例を示せば以下の通りである。すなわち、光信号を受信して多チャネル映像信号を再生する受信装置であって、前記受信装置は、送信装置から送信された光信号を光ファイバネットワークを介して受信し、前記送信装置は、周波数多重された多チャネル映像信号をＦＭ変調信号に変換して、さらに誘導ブリルアン散乱抑圧信号で波長変調して生成されたＦＭ変調光信号を送信し、前記受信装置は、前記送信装置が出力するＦＭ変調光信号を受信してＦＭ変調電流信号に変換する光電流変換回路と、前記光電流変換回路が出力するＦＭ変調電流信号をＦＭ変調電圧信号に変換する第１の電流電圧変換回路と、前記第１の電流電圧変換回路が出力するＦＭ変調電圧信号から多チャネル映像信号を再生するＦＭ復調回路と、前記光電流変換回路のバイアス電圧供給ラインから前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号を抽出する誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路と、前記誘導ブリルアン散乱抑圧信号抽出回路が出力する電圧信号の位相を調整する移相回路と、を備え、前記移相回路は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号の振幅変調信号成分と逆位相になる電圧信号を出力し、前記受信装置は、前記ＦＭ復調回路が出力する電圧信号と前記移相回路が出力する電圧信号とを乗算した信号を出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の代表的な実施の形態によれば、アクセス区間距離の制約を受けることなく、光伝送路に応じて動的な波長分散補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１Ａ】第１の実施例の光映像配信システムの構成を示すブロック図である。
【図１Ｂ】第１の実施例のＶ−ＯＮＵの構成を示すブロック図である。
【図２】第２の実施例のＶ−ＯＮＵの構成を示すブロック図である。
【図３】第３の実施例の光映像配信システムの構成を示すブロック図である。
【図４】第４の実施例のＶ−ＯＮＵの構成を示すブロック図である。
【図５】第５の実施例のＶ−ＯＮＵの構成を示すブロック図である。
【図６Ａ】第１の実施例の光映像送信装置に入力される多チャネル映像信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図６Ｂ】第１の実施例のＰＤの出力信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図６Ｃ】第１の実施例の再生された多チャネル映像信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図６Ｄ】第１の実施例の乗算器の出力信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図６Ｅ】第１の実施例の乗算器の出力信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図７Ａ】第１の実施例の乗算器の入出力信号のＣＳＯを示す図である（α＝０．００５）。
【図７Ｂ】第１の実施例の乗算器の入出力信号のＣＳＯを示す図である（α＝０．０１５）。
【図７Ｃ】第１の実施例の乗算器の入出力信号のＣＳＯを示す図である（α＝０．０２５）。
【図８】第３の実施例の乗算器の出力信号の周波数スペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
まず、本発明の概要を説明する。
【００１８】
最初に、波長分散補償をする手段を説明する。ＳＢＳ抑圧のため光送信部のレーザダイオードのバイアス電流にＳＢＳ抑圧信号を重畳した場合、光送信信号はＳＢＳ抑圧信号で波長変調されるだけでなく、ＳＢＳ抑圧信号で強度変調されることが一般的に知られている。そのため、Ｖ−ＯＮＵ部のＰＤ（Ｐｈｏｔｏ  Ｄｉｏｄｅ）が光送信信号を電流信号に変換すると、その電流信号の周波数スペクトルには広帯域ＦＭ変調信号成分に加え、ＳＢＳ抑圧信号成分が含まれる。ＳＢＳ抑圧信号は低周波信号であるので、ＰＤのバイアス電圧供給ラインに実装するバイパスコンデンサの容量値を調整することによって、バイアス電圧供給ラインからＳＢＳ抑圧信号を抽出することができる。
【００１９】
抽出されたＳＢＳ抑圧信号は、Ｖ−ＯＮＵの出力でＦＭ復調された多チャネル映像信号の振幅変調信号成分と周波数同期している。多チャネル映像信号の振幅変調信号成分と逆位相になるようＳＢＳ抑圧信号の位相を調整し、Ｖ−ＯＮＵ出力部で多チャネル映像信号と位相調整後のＳＢＳ抑圧信号を乗算処理することによって、多チャネル映像信号の振幅変調による側波帯成分を低減することができる。その結果、波長分散によるＣＳＯの劣化を抑制すること、すなわち波長分散補償が可能になる。
【００２０】
次に、光伝送路に応じた動的な波長分散補償をする手段を説明する。
【００２１】
光伝送路に応じた動的な波長分散補償をするために、波長分散量を検出する必要がある。前記側波帯成分の大きさは波長分散量に比例するため、前記側波帯成分をバンドパスフィルタ等で抽出できれば波長分散量を検出できる。ここでｎ番目チャネルの映像信号に着目し、その中心周波数をｆｎ、ＳＢＳ抑圧信号の周波数をｆｘとすると、Ｖ−ＯＮＵ出力での周波数スペクトルにはｎ番目チャネルの映像信号の第１の側波帯成分が発生し、第１の下側波帯成分の周波数はｆｎ−ｆｘ、第１の上側波帯成分の周波数はｆｎ＋ｆｘとなる。さらに、前記乗算処理によって周波数がｆｎ−２ｆｘの第２の下側波帯成分、及び周波数がｆｎ＋２ｆｘの第２の上側波帯成分が発生するが、ここでは第１の側波帯成分のみに着目する。
【００２２】
ＳＢＳ抑圧信号は低周波信号であり、その周波数は一般的に多チャネル映像信号の中心周波数より十分小さく設定され、ｆｘ＜＜ｆｎである。このため、ｆｎ／（ｆｎ−ｆｘ）及び（ｆｎ＋ｆｘ）／ｆｎは、ほぼ１であり、バンドパスフィルタにより側波帯成分を精度よく抽出するのは困難である。そこで、送信側において多チャネル映像信号を周波数多重により生成する際、ＳＢＳ抑圧信号より若干高い単一周波数の波長分散検出用信号を追加する。
【００２３】
Ｖ−ＯＮＵの出力での周波数スペクトルには波長分散検出用信号の第１の側波帯成分が発生する。波長分散検出用信号の周波数をｆｄとすると、第１の下側波帯成分の周波数はｆｄ−ｆｘ、第１の上側波帯成分の周波数はｆｄ＋ｆｘとなる。さらに、前記乗算処理により周波数がｆｄ−２ｆｘの第２の下側波帯成分、及び周波数がｆｄ＋２ｆｘの第２の上側波帯成分が発生する。
【００２４】
Ｖ−ＯＮＵの出力での周波数スペクトル列は、直流成分＜第２の下側波帯成分（ｆｄ−２ｆｘ）＜第１の下側波帯成分（ｆｄ−ｆｘ）＜波長分散検出用信号成分（ｆｄ）＜第１の上側波帯成分（ｆｄ＋ｆｘ）＜第２の上側波帯成分（ｆｄ＋２ｆｘ）＜多チャネル映像信号成分となる。０＜ｆｄ−ｆｘ＜＜ｆｄとなるように、ＳＢＳ抑圧信号の周波数ｆｘより若干高い波長分散検出用信号の周波数ｆｄを設定すれば、周波数スペクトル列は、直流成分＜第１の下側波帯成分（ｆｄ−ｆｘ）＜第２の下側波帯の負の周波数成分（−ｆｄ＋２ｆｘ）＜波長分散検出用信号成分（ｆｄ）＜第１の上側波帯成分（ｆｄ＋ｆｘ）＜第２の上側波帯成分（ｆｄ＋２ｆｘ）＜多チャネル映像信号成分となる。（−ｆｄ＋２ｆｘ）／（ｆｄ−ｆｘ）＞＞１であることから、バンドパスフィルタにより第１の下側波帯成分（ｆｄ−ｆｘ）を精度よく抽出することができる。
【００２５】
そして、波長分散量に比例するバンドパスフィルタの出力振幅に応じて、Ｖ−ＯＮＵ出力部で多チャネル映像信号に乗算するＳＢＳ抑圧信号の振幅をＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路等でフィードバック制御することによって、光伝送路に応じた動的な波長分散補償が可能になる。
【００２６】
次に、図面を用いて実施例を説明する。なお、実施例の各ブロックを構成する回路素子は、個別の電子回路及び受動素子によって構成してもよいし、公知の集積回路技術によって複数あるいは単一の電子回路に集約して構成してもよい。
【００２７】
＜実施例１＞
図１Ａは、本発明の第１の実施例の光映像配信システム１０の構成を示すブロック図であり、図１Ｂは、第１の実施例のＶ−ＯＮＵ１００の構成を示すブロック図である。
【００２８】
第１の実施例の光映像配信システム１０は、光映像送信装置１２、Ｖ−ＯＬＴ１３、ＷＤＭフィルタ１４、１５及びＶ−ＯＮＵ１００を有する。
【００２９】
光映像送信装置１２は、波長分散検出用信号を追加した多チャネル映像信号を一括して広帯域ＦＭ変調信号に変換してさらにＳＢＳ抑圧信号で波長変調及び強度変調された光信号を送信する。Ｖ−ＯＬＴ１３は、光映像送信装置１２が出力した光信号を加入者宅に配信する。ＷＤＭフィルタ１４、１５は、上り／下りデータ信号を多重分離する。
【００３０】
Ｖ−ＯＮＵ１００は、Ｖ−ＯＬＴ１３が出力した光信号を受信して光電気変換及びＦＭ復調処理により多チャネル映像信号を再生する。Ｖ−ＯＮＵ１００は、ＰＤ１０１、電流電圧変換回路１０２、ＦＭ復調回路１０３、ＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５、移相器１０６、可変利得増幅器１０８、乗算器１０４、バンドパスフィルタ１１０、振幅検出回路１０９、基準電圧生成回路１１３、ＡＧＣ回路１１４及びＶ−ＯＮＵ出力部１１７を有する。
【００３１】
ＰＤ１０１は、Ｖ−ＯＬＴ１３が出力した光信号を電流信号に変換する。電流電圧変換回路１０２は、ＰＤ１０１が出力した電流信号を電圧信号に変換する。ＦＭ復調回路１０３は、電流電圧変換回路１０２が出力した電圧信号からＦＭ復調処理により多チャネル映像信号を再生する。ＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５は、ＰＤ１０１のバイアス電圧供給ラインからＳＢＳ抑圧信号を抽出する。移相器１０６は、ＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５が出力した電圧信号の位相を調整する。可変利得増幅器１０８は、移相器１０６が出力した電圧信号を増幅し、利得制御端子への印加電圧値によりその利得が制御され、さらに直流バイアス電圧を重畳する。
【００３２】
乗算器１０４は、ＦＭ復調回路１０３が出力した電圧信号と可変利得増幅器１０８が出力した電圧信号を乗算処理する。バンドパスフィルタ１１０は、乗算器１０４が出力した電圧信号から前記波長分散検出用信号の側波帯成分を抽出する。振幅検出回路１０９は、バンドパスフィルタ１１０が出力した電圧信号の振幅を直流電圧に変換かつ増幅する。基準電圧生成回路１１３は、基準直流電圧を生成する。ＡＧＣ回路１１４は、振幅検出回路１０９が出力した直流電圧と基準電圧生成回路１１３が出力した直流電圧を入力とし、可変利得増幅器１０８の利得制御端子への直流電圧を制御する。
【００３３】
第１の実施例の光映像配信システム１０の構成は、ＦＭ復調回路１０３が出力するＦＭ復調電気信号に対して乗算処理、すなわち波長分散補償を行うことを特徴としている。この点で、ＦＭ変調光信号に対して波長分散補償を行う特許文献２に記載された構成と異なる。また、ＦＭ変調電気信号に対して波長分散補償を行う特許文献３に記載された構成とは異なる。
【００３４】
次に、第１の実施例の光映像配信システム１０の動作を説明する。
【００３５】
図６Ａに示すように、光映像送信装置１２には、単一周波数（その角周波数をωdとする）の波長分散検出用信号を追加した多チャネル映像信号が入力される。光映像送信装置１２は、入力された多チャネル映像信号に波長分散検出用信号を追加し、波長分散検出用信号が追加された多チャネル映像信号を纏めて広帯域ＦＭ変調信号に変換する。
【００３６】
さらに、光映像送信装置１２は、ＳＢＳ抑圧を目的として、光映像送信装置１２のレーザダイオードのバイアス電流には低周波の単一周波数であるＳＢＳ抑圧信号が重畳され、光映像送信装置１２が出力する光信号はＳＢＳ抑圧信号により波長変調される。また、その際、出力される光信号はＳＢＳ抑圧信号によって強度変調もかかるため、その光信号を光電気変換した後の周波数スペクトルは、図６Ｂに示すように、広帯域ＦＭ変調信号成分に加え、ＳＢＳ抑圧信号成分を含む。
【００３７】
出力される光信号は、Ｖ−ＯＬＴ１３及びＷＤＭフィルタ１４を介して、ＳＭＦによって構成されるアクセス区間を伝搬するが、その光信号の波長はＳＢＳ抑圧信号の周期で変動する。このため、波長１．５５μｍでのＳＭＦ伝送のアクセス距離が長くなるのに伴い光ファイバの波長分散の影響が顕著になる場合、波長分散によるパルス幅の広がりの影響がＳＢＳ抑圧信号の周期で変動する。すなわち、伝搬後の光信号はＳＢＳ抑圧信号でＦＭ変調されるため、ＷＤＭフィルタ１５でデータ信号を分離した後、ＰＤ１０１及び電流電圧変換回路１０２にて光電気変換される。さらに、ＦＭ復調回路１０３がＦＭ復調処理によって再生した多チャネル映像信号は、ＳＢＳ抑圧信号により振幅変調される。再生された多チャネル映像信号は式（１）で表される。
【００３８】
【数１】
2014158211.tif 000003
【００３９】
式（１）において、αは振幅変調度であり、光伝送路の波長分散量に比例するパラメータである。Ｎはチャネル数、Ａn（ｔ）はｎ番目チャネルの信号波、ωnはｎ番目チャネルの搬送波の角周波数、θnはｎ番目チャネルの搬送波の位相、ωxはＳＢＳ抑圧信号の角周波数、θxはＳＢＳ抑圧信号の位相である。
【００４０】
再生された多チャネル映像信号は、図６Ｃに示すように振幅変調による側波帯成分が発生し、ＣＳＯは式（２）で表される値まで劣化する。
【００４１】
【数２】
2014158211.tif 000004
【００４２】
一方、ＰＤ１０１が出力する電流信号の周波数スペクトルは図６Ｂに示すように、広帯域ＦＭ変調信号成分とＳＢＳ抑圧信号成分とを含む。ＳＢＳ抑圧信号は、低周波信号であるため、ＰＤ１０１のバイアス電圧供給ラインに実装するバイパスコンデンサ１１１の容量値を調整することによって、電流電圧変換回路等で構成されるＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５がＳＢＳ抑圧信号を同ラインから抽出することができる。ＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号は式（３）で表される。
【００４３】
【数３】
2014158211.tif 000005
【００４４】
ＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号は、ＦＭ復調回路１０３が出力する多チャネル映像信号の振幅変調信号成分と周波数同期している。式（３）において、βはＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号の片側振幅、θyはＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号の位相である。移相器１０６がＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号の位相を（θx−θy＋π）だけシフトすると、移相器１０６の出力信号は式（４）で表される。
【００４５】
【数４】
2014158211.tif 000006
【００４６】
式（４）において、（θx−θy）はＦＭ復調回路１０３の出力信号の振幅変調信号成分（式（１））とＳＢＳ抑圧信号抽出回路１０５の出力信号（式（３））の位相差である。この位相差は、光伝送路等には依存せず、Ｖ−ＯＮＵ１００のみに依存する。加えて、ＳＢＳ抑圧信号は低周波信号（ωxが小さい）なので、（θx−θy）はＶ−ＯＮＵ１００内の回路の遅延量ばらつきの影響を受けにくく、固定値をとり得る。このため、移相器１０６での位相シフト量は固定的に設定することができる。仮に、遅延量のばらつきが大きく固定的な設定が不可能な場合、Ｖ−ＯＮＵ１００毎に個別に位相シフト量を設定する調整工程を設ければよい。可変利得増幅器１０８によって、移相器１０６の出力信号が利得制御端子への印加電圧に従った利得で増幅され、さらに直流バイアス電圧が重畳される。可変利得増幅器１０８の出力信号は式（５）で表される。
【００４７】
【数５】
2014158211.tif 000007
【００４８】
式（５）において、γは、可変利得増幅器１０８の出力信号の片側振幅である。
【００４９】
乗算器１０４によって、ＦＭ復調回路１０３の出力信号（式（１））と可変利得増幅器１０８の出力信号（式（５））が乗算処理される。乗算器１０４の出力信号は式（６）で表される。
【００５０】
【数６】
2014158211.tif 000008
【００５１】
乗算器１０４の出力信号の周波数スペクトルは図６Ｄに示すようになる。式（６）において、ＳＢＳ抑圧信号の角周波数ωxと波長分散検出用信号の角周波数ωdが０＜ωd−ωx＜＜ωdとなるように、波長分散検出用信号の角周波数ωdをＳＢＳ抑圧信号の角周波数ωxより若干高く設定する。これによって、乗算器１０４の出力信号の周波数スペクトルは図６Ｅに示すようになり、中心角周波数がωd−ωxのバンドパスフィルタ１１０が波長分散検出用信号の第１の下側波帯成分を精度よく抽出することができる。振幅検出回路１０９によって、バンドパスフィルタ１１０が出力した電圧信号の振幅は直流電圧に変換された後、利得＝Ｇで増幅される。この直流電圧値は式（６）よりＧ・Ａn（ｔ）・（α−γ）となる。ここで、波長分散検出用信号は単一周波数信号なので、定数Ａを用いてＡn（ｔ）＝Ａとし、振幅検出回路１０９が出力する直流電圧値はＧ・Ａ・（α−γ）となる。基準電圧生成回路１１３が出力する基準直流電圧値をＶrとすれば、可変利得増幅器１０８と乗算器１０４とバンドパスフィルタ１１０と振幅検出回路１０９と基準電圧生成回路１１３とＡＧＣ回路１１４で構成されるフィードバックループにより、ＡＧＣ回路１１４は振幅検出回路１０９と基準電圧生成回路１１３の出力電圧の差分（Ｇ・Ａ・（α−γ）−Ｖr）が０になるよう可変利得増幅器１０８の利得をフィードバック制御する。これよりγ＝α−Ｖr／（Ｇ・Ａ）となるので、Ｋ＝Ｖr／（Ｇ・Ａ）とし、これを式（６）に代入すると乗算器１０４の出力信号は式（７）で表される。
【００５２】
【数７】
2014158211.tif 000009
【００５３】
第１の側波帯成分によるＣＳＯは式（８）で表され、第２の側波帯成分によるＣＳＯは式（９）で表される。
【００５４】
【数８】
2014158211.tif 000010
【００５５】
【数９】
2014158211.tif 000011
【００５６】
一例としてα＝０．００５、０．０１５、０．０２５の場合における、乗算器１０４の入出力部のＣＳＯを図７Ａから図７Ｃに示す。Ｋ＜αとすることによってＣＳＯを改善できる。また、Ｋ＝０、すなわち基準直流電圧値Ｖrを０とすることによりＣＳＯの改善効果は最大となり、ｄＢ単位で２倍程度まで改善できる。しかし、回路雑音等の影響により、振幅検出回路１０９が出力する直流電圧値は０とはならないため、フィードバックループが収束せず不安定な状態となる。よって、回路雑音等の影響を考慮した上で、フィードバックループが収束する範囲で、ＣＳＯの改善効果が最大となるＫの値、すなわち基準直流電圧値Ｖr及び振幅検出回路１０９の利得Ｇを設定するのがよい。一例として、Ｋをαの１／３程度に設定すれば、本実施例によりＣＳＯを１０ｄＢ程度改善することができる。
【００５７】
以上に説明したように、第１の実施例では、ＦＭ復調電気信号に波長分散補償をかけるため、波長分散補償器を電子回路で実現可能となり、光学部品を必要としない。また、追加される電子回路に要求される周波数帯域は、低周波のＳＢＳ抑圧信号を処理できればよいので、比較的安価な増幅器等で実現することができる。このため、第１の実施例によると、アクセス区間の距離を制限することなく、光伝送路に応じて動的な波長分散補償が可能なＶ−ＯＮＵ（受信端末）を提供することができる。さらに、Ｖ−ＯＮＵを、低コストかつ省スペースにすることができる。
【００５８】
＜実施例２＞
次に、本発明の第２の実施例について説明する。第２の実施例では、第１の実施例と異なる箇所のみを説明し、第１の実施例と同じ構成及び機能には同じ符号を付し、それらの説明は省略する。
【００５９】
図２は、第２の実施例のＶ−ＯＮＵ１００の構成を示すブロック図である。
【００６０】
第２の実施例のＶ−ＯＮＵ１００は、第１の実施例と異なり、乗算器１０４の代わりに可変利得増幅器１１２を有する。可変利得増幅器１１２は、可変利得増幅器１０８が出力した電圧信号に対してリニアに調整される利得で、ＦＭ復調回路１０３が出力した電圧信号を増幅する。可変利得増幅器１１２が、利得制御端子への印加電圧に対して利得をリニアに調整するタイプであり、かつ、可変利得増幅器１０８が出力した電圧信号の周波数帯域以上で利得応答が可能であれば、実施例１と同様の乗算処理を実現できる。
【００６１】
なお、ＦＭ復調回路１０３と可変利得増幅器１１２は、一つの集積回路で構成してもよい。
【００６２】
以上に説明したように、第２の実施例では、可変利得増幅器１１２によって乗算処理を行うので、例えば、ＦＭ復調回路１０３の終段の増幅器を用いて乗算処理を行うことができ、回路を簡素化することができる。
【００６３】
＜実施例３＞
次に、本発明の第３の実施例について説明する。第３の実施例では、第１の実施例と異なる箇所のみを説明し、第１の実施例と同じ構成及び機能には同じ符号を付し、それらの説明は省略する。
【００６４】
図３は、第３の実施例の光映像配信システム１０の構成を示すブロック図である。
【００６５】
第３の実施例の光映像配信システム１０は、第１の実施例と異なり、多チャネル映像信号に波長分散検出用信号を追加しない。多チャネル映像信号のうち、搬送波の周波数が最も低いチャネルのその角周波数をω1とし、搬送波の各周波数ω1とＳＢＳ抑圧信号の角周波数ωxとがある程度近接している場合に、第３の実施例を適用することができる。例えば、ω1がωxの２倍程度の場合、式（６）で表される乗算器１０４の出力信号の周波数スペクトルは図８に示すようになり、波長分散量に比例する搬送波の周波数が最も低いチャネルの第１の下側波帯成分を、バンドパスフィルタ１１０が精度よく抽出することが可能になる。これによって、波長分散検出用信号を追加することなく、第１の実施例と同様の効果を実現することができる。
【００６６】
＜実施例４＞
次に、本発明の第４の実施例について説明する。第４の実施例では、第３の実施例と異なる箇所のみを説明し、第３の実施例と同じ構成及び機能には同じ符号を付し、それらの説明は省略する。
【００６７】
図４は、第４の実施例のＶ−ＯＮＵ１００の構成を示すブロック図である。
【００６８】
第４の実施例では、第３の実施例のように、多チャネル映像信号に波長分散検出用信号を追加しない。また、第４の実施例のＶ−ＯＮＵ１００は、前述した他の実施例と異なり、移相器１０６と可変利得増幅器１０８の間に、ＡＧＣ増幅器１０７を有する。Ｖ−ＯＮＵ１００は、ＰＤ１０１が出力する直流電流から可変利得増幅器１０８の利得を制御するフィードフォワード方式をとる。
【００６９】
実施例１と同様に、移相器１０６の出力信号は式（４）で表される。移相器１０６の出力信号の振幅は、アクセス区間の距離によって変化する。このため、移相器１０６の出力信号は、ＡＧＣ増幅器１０７によって、式（１０）に示すように一定振幅の出力信号に変換される。
【００７０】
【数１０】
2014158211.tif 000012
【００７１】
式（１０）において、Ｂは同信号の片側振幅であり一定値である。可変利得増幅器１０８の利得制御端子の印加電圧ＶAと利得Ａの関係は、可変利得増幅器１０８がＶAに対してＡをｄＢ単位でリニアに調整する一般的なｄＢリニアの可変利得増幅器である場合、式（１１）で表される。なお、可変利得増幅器１０８がＶAに対してＡをリニアに調整するタイプの可変利得増幅器であってもよい。
【００７２】
【数１１】
2014158211.tif 000013
【００７３】
式（１１）において、Ａ０はＶA＝０Ｖ時の利得、ｋは可変利得増幅器のゲインスケーリング（単位はｄＢ／Ｖ）から決まる定数である。可変利得増幅器１０８は、式（１１）に示す利得で、式（１０）に示すＡＧＣ増幅器１０７の出力信号を増幅し、さらに直流バイアス電圧を重畳する。このため、可変利得増幅器１０８の出力信号は式（１２）で表される。
【００７４】
【数１２】
2014158211.tif 000014
【００７５】
次に、アクセス区間での光伝送路の分岐数をＹとし、Ｙ分岐につき光パワーが１／Ｙに減衰するとした場合、振幅変調度α∝光伝送路の波長分散量∝光伝送路の伝送距離∝光伝送路の伝送損失∝１／｛Ｙ・（Ｖ−ＯＮＵ１００での受信光パワー）｝∝１／｛Ｙ・（ＰＤ１０１が出力する直流電流）｝の関係より、振幅変調度αとＰＤ１０１が出力する直流電流ＩＰＤの間には式（１３）に示す関係が成立する。
【００７６】
【数１３】
2014158211.tif 000015
【００７７】
式（１３）において、ｈはＶ−ＯＬＴ１３の光送信パワー、ＰＤ１０１の光電流変換効率、ＳＭＦの波長分散特性、及びＳＭＦの伝送損失特性から決まる定数である。電流電圧変換回路１１５は、ＰＤ１０１が出力する直流電流ＩＰＤを式（１４）に示す直流電圧ＶPDに変換する。
【００７８】
【数１４】
2014158211.tif 000016
【００７９】
式（１４）において、Ｚtは電流電圧変換回路１１５のトランスインピーダンスであるが、Ｙ＝１の場合のＺtをＺ'tとして、Ｚt＝Ｙ・Ｚ'tとなるよう分岐数Ｙに応じて電流電圧変換回路１１５のトランスインピーダンスを変化させることによって、電流電圧変換回路１１５が出力する直流電圧ＶＰＤは式（１５）に置き換えられる。
【００８０】
【数１５】
2014158211.tif 000017
【００８１】
分岐数が全加入者で同一の場合はＹを固定的に設定すればよい。また、分岐数が全加入者で同一でない場合は、Ｖ−ＯＮＵ１００毎に分岐数Ｙの情報を取得する必要がある。このため、ＯＬＴ２１が分岐数Ｙの情報を下りデータとして送信することによって、ＯＮＵ２２が分岐数Ｙの情報を取得することが可能な場合、ＯＮＵ２２が、分岐数Ｙの情報をＶ−ＯＮＵ１００に転送してもよい。または、Ｖ−ＯＮＵ１００毎に（例えば、ディップスイッチ等によって）分岐数Ｙを設定してもよい。電流電圧変換回路１１５が出力する直流電圧ＶＰＤが入力され、可変利得増幅器１０８の利得制御端子の印加電圧ＶAを生成する演算回路１１６の入出力特性を式（１６）に示す。
【００８２】
【数１６】
2014158211.tif 000018
【００８３】
式（１６）において、Ｄ及びｋは定数であることから、例えば、演算回路１１６内で、演算増幅器、ダイオード及び抵抗で対数変換回路を構成することによって、式（１６）に示す機能を実現できる。式（１４）及び式（１６）によって、可変利得増幅器１０８の利得制御端子の印加電圧ＶAは、式（１７）で表される。
【００８４】
【数１７】
2014158211.tif 000019
【００８５】
式（１２）及び式（１７）によって、可変利得増幅器１０８の出力信号は、式（１８）で表される。
【００８６】
【数１８】
2014158211.tif 000020
【００８７】
乗算器１０４により、ＦＭ復調回路１０３の出力信号（式（１））と可変利得増幅器１０８の出力信号（式（１８））とが乗算されるため、乗算器１０４の出力信号は式（１９）で表される。
【００８８】
【数１９】
2014158211.tif 000021
【００８９】
第１の側波帯成分は存在せず、第２の側波帯成分によるＣＳＯは、式（２０）で表される。このように、本実施例によって、ＣＳＯをｄＢ単位で２倍程度まで改善することができる。
【００９０】
【数２０】
2014158211.tif 000022
【００９１】
本実施例ではフィードフォワード方式を採用し、式（１６）に示すＤ及びｋを定数と仮定しているため、これらのパラメータが安定なシステムにおいては、実施例１に比べて以下の利点がある。第１の利点は、第１の実施例では回路雑音等の影響によってＣＳＯが改善される効果が抑制される問題があったが、本実施例はこの問題を解決する点である。第２の利点は、第１の実施例では送信側で多チャネル映像信号に波長分散検出用信号を追加する必要があったが、本実施例は波長分散検出用信号の追加が不要になる点である。
【００９２】
＜実施例５＞
次に、本発明の第５の実施例について説明する。第５の実施例では、第３の実施例と異なる箇所のみを説明し、第３の実施例と同じ構成及び機能には同じ符号を付し、それらの説明は省略する。
【００９３】
図５は、第５の実施例のＶ−ＯＮＵ１００の構成を示すブロック図である。
【００９４】
第５の実施例では、第３の実施例のように、多チャネル映像信号に波長分散検出用信号を追加しない。また、第５の実施例のＶ−ＯＮＵ１００は、第４の実施例と異なり、電流電圧変換回路１１５の代わりにデジタルアナログ変換回路１１８を有する。
【００９５】
振幅変調度α∝光伝送路の波長分散量∝光伝送路の伝送距離の関係から、振幅変調度αとアクセス区間距離Ｌのと間は式（２１）に示す関係がある。
【００９６】
【数２１】
2014158211.tif 000023
【００９７】
式（２１）において、ｈ'はＳＭＦの波長分散特性から決まる定数である。デジタルアナログ変換回路１１８は、入力されたアクセス区間距離のデジタル情報を、アクセス区間距離Ｌに比例するアナログ値に変換し、式（２２）に示す直流電圧を出力する。
【００９８】
【数２２】
2014158211.tif 000024
【００９９】
式（２２）において、ｍはデジタルアナログ変換回路１１８のパラメータから決まる定数である。Ｖ−ＯＮＵ１００毎にアクセス区間距離のデジタル情報を取得する必要がある。このため、ＯＬＴ２１がアクセス区間距離のデジタル情報を下りデータとして送信することによって、ＯＮＵ２２がアクセス区間距離のデジタル情報を取得することが可能な場合、ＯＮＵ２２がアクセス区間距離のデジタル情報をＶ−ＯＮＵ１００に転送してもよい。または、Ｖ−ＯＮＵ１００毎に（例えば、ディップスイッチ等によって）アクセス区間距離のデジタル情報を設定してもよい。
【０１００】
デジタルアナログ変換回路１１８の出力する直流電圧（式（２２））を入力とし、可変利得増幅器１０８の印加電圧ＶＡを生成する演算回路１１６の入出力特性を式（２３）に示す。
【０１０１】
【数２３】
2014158211.tif 000025
【０１０２】
ここでＤ'及びｋは定数であることから、第４の実施例と同様に、例えば演算回路１１６内で、演算増幅器、ダイオード及び抵抗で対数変換回路を構成することによって、式（２３）に示す機能を実現できる。式（２２）及び式（２３）よって、可変利得増幅器１０８の利得制御端子の印加電圧ＶAは第４の実施例の式（１７）で表される。このため、本実施例は、第４の実施例と同様の効果を奏する。
【０１０３】
本実施例は、第４の実施例と同様に、フィードフォワード方式を採用し、式（２３）に示すＤ'及びｋを定数と仮定しているため、これらの定数がＶ−ＯＬＴ１３の光送信パワー、ＳＭＦの伝送損失特性、ＰＤ１０１の光電流変換効率に依存しない。よって、本実施例の実施例４に対する利点は、アクセス区間距離の情報を入手可能な場合、Ｖ−ＯＬＴ１３の光送信パワー、ＳＭＦの伝送損失特性、ＰＤ１０１の光電流変換効率が不安定なシステムにおいても適用できる点である。
【０１０４】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、添付した請求の範囲の趣旨内における様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに本発明は限定されない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えてもよい。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えてもよい。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をしてもよい。
【０１０５】
また、前述した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等により、ハードウェアで実現してもよく、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。
【０１０６】
各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記憶装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に格納することができる。
【０１０７】
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、実装上必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてよい。
【符号の説明】
【０１０８】
１０  光映像配信システム
１１  光映像送信装置入力部
１２  光映像送信装置
１３  Ｖ−ＯＬＴ
１４  ＷＤＭフィルタ
１５  ＷＤＭフィルタ
１６  ＴＶ
２０  インターネット網
２１  ＯＬＴ
２２  ＯＮＵ
２３  ＰＣ
１００  Ｖ−ＯＮＵ
１０１  ＰＤ
１０２  電流電圧変換回路
１０３  ＦＭ復調回路
１０４  乗算器
１０５  ＳＢＳ抑圧信号抽出回路
１０６  移相器
１０７  ＡＧＣ増幅器
１０８  可変利得増幅器
１０９  振幅検出回路
１１０  バンドパスフィルタ
１１１  バイパスコンデンサ
１１２  可変利得増幅器
１１３  基準電圧生成回路
１１４  ＡＧＣ回路
１１５  電流電圧変換回路
１１６  演算回路
１１７  Ｖ−ＯＮＵ出力部
１１８  デジタルアナログ変換回路
【図１Ａ】
2014158211.tif 000026
【図１Ｂ】
2014158211.tif 000027
【図２】
2014158211.tif 000028
【図３】
2014158211.tif 000029
【図４】
2014158211.tif 000030
【図５】
2014158211.tif 000031
【図６Ａ】
2014158211.tif 000032
【図６Ｂ】
2014158211.tif 000033
【図６Ｃ】
2014158211.tif 000034
【図６Ｄ】
2014158211.tif 000035
【図６Ｅ】
2014158211.tif 000036
【図７Ａ】
2014158211.tif 000037
【図７Ｂ】
2014158211.tif 000038
【図７Ｃ】
2014158211.tif 000039
【図８】
2014158211.tif 000040