(57)【要約】【課題】チョッパ回路に代表されるように低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性をもつ場合において、出力電流・出力電圧特性の補正を適正に行うことにより出力電流の全領域にわたって出力電圧を一定に保つことができるようにする。【解決手段】帰還制御部２０は、出力端側の検出電圧によって電源供給ライン１に介装のチョッパ回路４０を制御する。出力電圧補正部３０は、出力電流の増加に伴って出力電圧が単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１を付与する第１の特性補正部３１と、第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電圧を一定値に抑えた第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２を付与する第２の特性補正部３２との組み合わせで構成されている。【選択図】図１
2014230291.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源供給ラインに介装されて出力電圧を調整するチョッパ回路と、
前記電源供給ラインの出力端側の検出電圧によって前記チョッパ回路を帰還制御する帰還制御部と、
前記帰還制御において出力電流に対する出力電圧の関係を表す出力電流・出力電圧特性を補正するための出力電圧補正部とを備え、
前記出力電圧補正部は、
前記出力電流の増加に伴って出力電圧が単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性を付与する第１の特性補正と、
前記第１の特性補正による前記第１の出力電流・出力電圧特性に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電圧を一定値に抑えた第２の出力電流・出力電圧特性を付与する第２の特性補正とを行う、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記第１および第２の特性補正は、出力電流を電圧に変換し、その変換した電圧を前記帰還制御部に送出する補正であり、
前記帰還制御部は、前記電源供給ラインの出力端側の検出電圧と、前記補正により前記変換した電圧との差分に基づいて前記チョッパ回路を制御する、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第２の特性補正では、単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電圧を一定にフラット化して、傾斜特性線から水平特性線に連続する屈折特性に補正する、請求項１または請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第２の特性補正は、
単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電圧を一定にフラット化して、傾斜特性線から水平特性線に連続する屈折特性に補正するフラット化補正と、
前記水平特性線の出力電圧負方向のシフト量を補正するシフト量補正との組み合わせである、請求項１または請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記フラット化補正のための手段は、前記帰還制御部における電源供給ラインの出力端側の電圧検出部が前記電源供給ラインに接続される接続点でその電流方向上流側に挿入された単調増加用のシャント抵抗に対して、クリップダイオードを並列に接続することによって構成されている請求項３に記載の電源装置。
【請求項６】
前記シフト量補正のための手段は、前記帰還制御部における電源供給ラインの出力端側の電圧検出部が前記電源供給ラインに接続される接続点でその電流方向上流側に挿入された単調増加用のシャント抵抗に対して、直列回路をなすように前記接続点でその電流方向下流側に挿入されたシフト量補正用抵抗をもって構成され、
前記フラット化補正のための手段は、前記単調増加用のシャント抵抗と前記シフト量補正用抵抗との直列回路に並列接続されたクリップダイオードをもって構成され、
前記帰還制御部における電源供給ラインの出力端側の電圧検出部が前記単調増加用のシャント抵抗と前記シフト量補正用抵抗との接続点に接続されている請求項４に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングレギュレータとして好適な電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチングレギュレータは、チョッパ回路、帰還制御部および電圧検出部を備える。
【０００３】
チョッパ回路はスイッチング素子、チョークコイル、平滑コンデンサ、フライホイールダイオードなどを備え、直流の入力電圧を降圧して出力電圧として出力する。
【０００４】
前記の電圧検出部で検出した検出電圧により帰還制御部をフィードバック動作させて、チョッパ回路におけるスイッチング素子を高周波でオン／オフ制御する。これにより、スイッチングレギュレータの出力電圧を一定レベルに安定化させて、負荷に供給する。
【０００５】
チョッパ回路において、そのチョークコイルのインダクタンス値を大きくできない場合に、負荷が低負荷または無負荷となると、スイッチングモードが連続モードから不連続モードに切り替わり、帰還制御部におけるフィードバックループの利得が増加する。
【０００６】
連続モードとは、チョークコイルを流れる電流につき、その電流値が実質的にゼロとなる有限の期間が皆無であるスイッチングモードのことである。
【０００７】
不連続モードとは、チョークコイルの電流値が実質的にゼロとなる有限の期間が存在するスイッチングモードのことである。
【０００８】
上記の場合、低負荷時から無負荷時にかけて、すなわち、出力電流の低レベル領域において、帰還制御部におけるフィードバックの利得が増加するため、出力電圧が不用意に上昇してしまう。
【０００９】
図７は、理想的な出力電流・出力電圧特性Ｙに対して、低負荷領域だけ右下がりとなり、低負荷領域とそれ以上の負荷領域とで出力電流・出力電圧特性の傾きが切り替わってしまった出力電流・出力電圧特性Ｘを示す。スイッチングモードが不連続モードに切り替わると、無負荷状態から低負荷状態までの領域、すなわち、出力電流の低レベル領域で出力電圧の下降割合が大きくなる。ある大きさ以上の負荷領域では出力電流が増大しても出力電圧は一定となる。
【００１０】
低負荷領域での出力電流・出力電圧特性の傾きを抑制するための従来の対策としては、出力端側の電圧検出抵抗と並列にダミー抵抗を挿入するものがある。無負荷時であってもこのダミー抵抗に電流を流れさせ続けることにより、出力電圧を一定化する。しかし、ダミー抵抗に電流を流し続けることは電力損失につながり、出力電圧の高い回路においては損失がますます大きくなってしまう。
【００１１】
出力電流・出力電圧特性の傾きを補正する対策として、特許文献１に記載の技術がある。これを図８を参照して説明する。
【００１２】
図８において、２０は帰還制御部、２５は電圧検出部、３０は出力電圧補正部、４０はチョッパ回路である。チョッパ回路４０は、スイッチング素子Ｑ１、チョークコイルＬ１、平滑コンデンサＣ１、フライホイールダイオードＤ１およびＰＷＭ制御回路１５を備える。帰還制御部２０は、コンパレータＣｍおよび基準電圧用電源としてＤＣ電源Ｖref を備える。
【００１３】
チョッパ回路４０は、直流電圧Ｖｉｎを降圧し、その降圧した直流電圧Ｖｉｎを平滑コンデンサＣ１から出力電圧Ｖout として出力する。電圧検出部２５は、分割抵抗Ｒ１，Ｒ２からなり、一方の分割抵抗Ｒ２の両端電圧で前記出力電圧Ｖout の変動を監視し、帰還制御部２０のコンパレータＣｍに出力電圧Ｖout の変動を伝え、コンパレータＣｍからＰＷＭ制御回路１５を介してスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する（ＰＷＭ制御）。このフィードバック制御により出力電圧Ｖout を一定に保つ。
【００１４】
特許文献１にあっては、上記のような電源装置において、電源供給ライン１のアースライン１ｂに出力電圧補正部３０の特性補正用のシャント抵抗Ｒ３を挿入し、接続点Ｐ１をコンパレータＣｍの反転入力端子（−）に接続されているＤＣ電源Ｖref のマイナス（−）側に接続している。Ｐ２はシャント抵抗Ｒ３と電圧検出部２５の分割抵抗Ｒ２との接続点である。
【００１５】
出力電流をＩ、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２に流れる電流をｉ1 とする。シャント抵抗Ｒ３の両端電圧Ｖ３がＤＣ電源Ｖref の（−）側に印加されると、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点すなわち接続点Ｐ２との間での電位差が出力電流Ｉによってシャント抵抗Ｒ３の両端にＩ×Ｒ３の電位差を生じる。オペアンプの特性として非反転入力端子（＋）の電圧と反転入力端子（−）の電圧は必ず等しくなる。反転入力端子（−）の電圧は、出力電流にかかわらず常にＶref（Ｖ）になる。
【００１６】
Ｖref ＝Ｒ２×ｉ1 −Ｒ３×Ｉ
となり、電流ｉ1 は
ｉ1 ＝（Ｖref ＋Ｒ３×Ｉ）／Ｒ２
として求められ、
Ｖout ＝（Ｒ１＋Ｒ２）×ｉ1 −Ｒ３×Ｉ
＝（Ｒ１×Ｒ３／Ｒ２）×Ｉ＋（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖref／Ｒ２
と求められるので、出力電流Ｉが大きいほど、（Ｒ１×Ｒ３／Ｒ２）×Ｉが大きくなり、図９の出力電流・出力電圧特性Ａ１のようになる。出力電流・出力電圧特性Ａ１は、出力電流Ｉの増加に伴い出力電圧Ｖout がリニア（一次関数的）に単調増加する。
【００１７】
この出力電流・出力電圧特性Ａ１は、図７で破線で示す出力電流・出力電圧特性Ｂの電源装置には効果がある。すなわち、右下がりの出力電流・出力電圧特性Ｂを右上がりの出力電流・出力電圧特性Ａ１で打ち消すため、出力電圧Ｖout を一定に保つことができる。無負荷時には電流を流さなくてもよく、旧来のダミー抵抗を用いる場合の電力損失の問題はない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開平７−１０７６７７号公報
【特許文献２】特開２００３−３４７０７９号公報
【特許文献３】特開平８−３３１８４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、ここで問題としているのは、図７で実線で示す出力電流・出力電圧特性Ｘのように、スイッチングモードが不連続モードに切り替わって低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性をもつ場合の対策である。そもそも、特許文献１には低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性Ｘのことについては何ら言及がなされてない。特許文献２，３も同様である。
【００２０】
出力電流・出力電圧特性の変化割合（出力電流・出力電圧特性の傾きの一次導関数）が、一定でなくて低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性Ｘの場合に特許文献１の対策を適用すれば、図１０のＺに示すように、出力電流の高レベル領域で出力電圧Ｖout が大きく増大してしまう。
【００２１】
つまり、出力電流の全領域にわたって一律に補正する結果、無負荷から低負荷の領域で出力電圧Ｖout の変動は解消できるとしても、高負荷領域では出力電圧Ｖout が大きく増大してしまう。
【００２２】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性をもつ場合において、出力電流・出力電圧特性の補正を適正に行うことにより出力電流の全領域にわたって出力電圧を一定に保つことができる電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明に係る電源装置は、電源供給ラインに介装されて出力電圧を調整するチョッパ回路と、前記電源供給ラインの出力端側の検出電圧によって前記チョッパ回路を帰還制御する帰還制御部と、出力電流・出力電圧特性を補正するための出力電圧補正部とを備えている。
【００２４】
前記出力電流・出力電圧特性は、出力電流に対する出力電圧の関係を表すものである。
【００２５】
前記出力電圧補正部は、次の第１の特性補正と、第２の特性補正とを行う。
【００２６】
前記第１の特性補正では、出力電流の増加に伴って出力電圧が単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性を付与する。
【００２７】
前記第２の特性補正では、前記第１の特性補正部による第１の出力電流・出力電圧特性に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電流の増減にかかわらず出力電圧を一定値に抑えた第２の出力電流・出力電圧特性を付与する。
【００２８】
第１および第２の特性補正がないとした場合の出力電流・出力電圧特性を基準の出力電流・出力電圧特性とする。その基準の出力電流・出力電圧特性として、出力電流の変化に対して出力電圧がフラットとなるものを想定する。
【００２９】
第１の特性補正では、そのフラット特性線をもつ基準の出力電流・出力電圧特性に対して、出力電流の増加に伴い出力電圧がリニアに単調増加する形態の第１の出力電流・出力電圧特性を付与する。
【００３０】
従来技術で説明したように、図７のＢのように出力電流の増加に伴って出力電圧がリニアに単調減少するのであれば、課題解決上、上記の第１の特性補正のみの対応すなわち出力電圧が単調増加する形態の第１の出力電流・出力電圧特性を付与するだけでよい。理由は、出力電流の増加に伴い出力電圧がリニアに単調減少することになる出力電流・出力電圧特性を単純に打ち消すだけでよいからである。
【００３１】
しかし、ここでは、出力電流の低負荷領域だけ右下がりの出力電流・出力電圧特性となっていて、出力電流のゼロレベル付近では出力電流の増加に伴って出力電圧が減少し、出力電流がある一定以上増加すると出力電圧は一定となる（出力電流・出力電圧特性の傾きがフラットになる）特性線となっている。これは、負荷が小さくなってスイッチングモードが連続モードから不連続モードに切り替わる結果、フィードバックの利得が増大するためである。
【００３２】
この低負荷領域だけ右下がりになる特性線に対してリニアな単調増加の特性線の付与をもって補正して、出力電流の低レベル領域で出力電圧の特性線がフラットになったとしても、出力電流の高レベル領域では出力電圧の特性線は増加してしまうことになる（図１０のＺ参照）。つまり、出力電圧の特性線は出力電流が増加するのに伴って過剰な上昇を引き起こすことになってしまう。この最終結果の出力電流・出力電圧特性をＺで表す。
【００３３】
ここで有効となるのが第２の特性補正による第２の出力電流・出力電圧特性の付与である。第１の特性補正による第１の出力電流・出力電圧特性に対して第２の特性補正が第２の出力電流・出力電圧特性を付与することにより、出力電流の基準値以上の領域で出力電流の増減にかかわらず出力電圧を一定値に抑える。
【００３４】
以上の結果、得られる出力電流・出力電圧特性は、出力電流の低レベル領域から高レベル領域の広い範囲にわたって出力電圧がほぼフラットとなる特性線のものとなる（図５、図６参照）。したがって、特性補正をしないままであれば低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性をもつ電源装置に対して、本発明を適用することにより、出力電流の低レベル領域から高レベル領域までの広い範囲にわたって出力電圧をほぼ一定に保つことが可能となる。旧来のダミー抵抗を用いることに起因した無負荷時の電力損失の問題も生じない。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、出力電流・出力電圧特性の変化割合（出力電流・出力電圧特性の傾きの一次導関数）が一定でなくて低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性をもつ電源装置において、出力電流の低レベル領域から高レベル領域までの広い範囲にわたって出力電圧をほぼ一定に保つことができる。すなわち、本発明による電源装置によれば、全負荷範囲にわたって安定性の高い出力電圧を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施形態に係る電源装置（スイッチングレギュレータ）の概略構成図と出力電圧補正部の構成図
【図２】本発明の実施形態の単調増加用のシャント抵抗とクリップダイオードからなる出力電圧補正部の回路図と第２の出力電流・出力電圧特性図
【図３】本発明の実施形態の出力電圧補正部の別態様の構成図
【図４】本発明の実施例の電源装置（降圧チョッパ方式のスイッチングレギュレータ）の回路図
【図５】本発明の実施例の電源装置で３要素（Ｒ３，Ｄ２，Ｒ４）を用いる場合の出力電流・出力電圧特性図
【図６】本発明の実施例の出力電流・出力電圧特性の補正の説明図
【図７】従来例の電源装置の出力電流・出力電圧特性図
【図８】従来例の電源装置の回路構成図
【図９】従来例の電源装置の出力電流・出力電圧特性図
【図１０】従来例の電源装置の出力電流・出力電圧特性図
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施形態に係る電源装置（スイッチングレギュレータ）を、図面を参照して説明する。図１は電源装置の構成を示す概略図で、図１（ａ）は概略構成図、図１（ｂ）は出力電圧補正部の構成図である。図１（ａ）において、１は電源供給ライン、１ａはホットライン、１ｂはアースライン、４０はチョッパ回路、２０は帰還制御部、２５は電圧検出部、３０は出力電圧補正部を示す。図１（ｂ）において、３０は前記出力電圧補正部、３１は第１の特性補正部、３２は第２の特性補正部を示す。
【００３８】
チョッパ回路４０は、ホットライン１ａとアースライン１ｂとに介装されて出力電圧を調整する。電圧検出部２５はホットライン１ａとアースライン１ｂとの間に介装されて出力電圧を検出し、その検出した検出電圧を帰還制御部２０に与える。帰還制御部２０は受け取った検出電圧に基づいてチョッパ回路４０のデューティ比を制御する。
【００３９】
出力電圧補正部３０は、出力電流・出力電圧特性を補正するものであり、この出力電圧補正部３０は、図１（ｂ）に示すように、第１の特性補正部３１と第２の特性補正部３２とで構成される。
【００４０】
第１の特性補正部３１は、電源供給ライン１（ホットライン１ａとアースライン１ｂとを含む）における出力電流の増加に伴って出力電圧がリニアに単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１を付与するものである。
【００４１】
第２の特性補正部３２は、第１の特性補正部３１による第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１に対して、出力電流の基準値以上の領域で出力電流の増減にかかわらず出力電圧を一定値に抑えた第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２を付与するものである。
【００４２】
第１および第２の特性補正部３１，３２については、出力電流を電圧に変換して検出し、その検出した電圧を帰還制御部２０に送出するように構成する。
【００４３】
帰還制御部２０は、電圧検出部２５による検出電圧と出力電圧補正部３０において出力電流Ｉによって生じる検出電圧とに基づいてチョッパ回路４０を制御するように構成する。
【００４４】
この態様による作用は、次のとおりである。
【００４５】
すなわち、帰還制御部２０がチョッパ回路４０を制御する際の基準は電圧検出部２５による検出電圧と出力電流Ｉによって生じる出力電圧補正部３０による検出電圧の２つの検出した電圧であるが、そのうち出力電圧補正部３０からの検出電圧は出力電流を電圧に変換したもので、これは単調増加用のシャント抵抗を電源供給ライン１（アースラインまたはホットライン）に直列に挿入することによって取得可能である。
【００４６】
換言すれば、出力端子間にダミー抵抗を挿入しないでもよい。出力端子間にダミー抵抗を挿入する場合は、無負荷時にもそのダミー抵抗に電流が流れ続けることとなって、無負荷時の電力損失が増加する。これに対して、単調増加用のシャント抵抗を電源供給ライン１に挿入する方式では、無負荷時には電源供給ライン１に電流が流れないため、無負荷時の電力損失は生じさせないですむ。
【００４７】
また、上記の構成において次のように構成することが好ましい。図１（ｂ）はその好ましい態様を表す出力電圧補正部３０の構成図である。
【００４８】
第２の特性補正部３２については、次のような構成のフラット化補正部３３として構成する。そのフラット化補正部３３は、単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１に対して、出力電流の基準値以上の領域で、出力電流の増減にかかわらず出力電圧を一定にフラット化（クリップ）して、傾斜特性線から水平特性線に連続する屈折特性を有する第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２に補正するものである。
【００４９】
このフラット化補正部３３は、図２（ａ）に示すように、例えば単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とそれに順方向で並列接続したクリップダイオードＤ２で構成することが可能である。
【００５０】
こうすれば、図２（ｂ）に示すように、出力電流を増加させていったときの出力電圧の上限を、出力電流が０のときの出力電圧Ｖａに対して、クリップダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆに電圧検出部２５の分圧比を乗算した電圧だけ高位の電圧（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）に抑え込むことが可能となる。
【００５１】
すなわち、傾斜特性線の下限がＶａ、上限が（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）であり、水平特性線のレベルも（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）となる。水平特性線のレベルはクリップダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆに依存する。
【００５２】
ところが、水平特性線のレベル（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）は、傾斜特性線の下限Ｖａから高位方向に（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆだけ離れたレベルになっており、それより低いレベルまで抑え込むことができない。
【００５３】
仕様によっては水平特性線のレベルをさらに低くしたい場合があり、そのためには次のように構成することが好ましい。すなわち、上記の構成において、さらに次のような別の好ましい態様がある。
【００５４】
図３（ａ）はその好ましい態様の出力電圧補正部３０の構成を示す。図３（ｂ）、図３（ｃ）は出力電流・出力電圧特性の拡大図である。
【００５５】
第２の特性補正部３２を次のような構成のフラット化補正部３３とシフト量補正部３４との組み合わせをもって構成する。そのフラット化補正部３３は、単調増加する第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１に対して、出力電流の基準値以上の領域で、出力電圧を一定にフラット化して、傾斜特性線から水平特性線に連続する屈折特性の第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２に補正する。
【００５６】
シフト量補正部３４は、前記の水平特性線の出力電圧負方向のシフト量を補正し、第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２をよりフラット化された出力電流・出力電圧特性Ａ３に補正する。
【００５７】
例えば、シフト量を（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆの２分の１とすれば、水平特性線のレベルを、傾斜特性線の下限Ｖａから高位方向に[（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ]×１／２だけ離れたレベル（Ｖａ＋[（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ]×１／２）まで抑え込むことが可能となる。
【００５８】
シフト量は（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆの２分の１に限らない。フラット化補正部３３の構成要素である単調増加用のシャント抵抗を２分割して分圧抵抗とする。帰還制御部２０における電源供給ライン１の出力端側の電圧検出部は分圧抵抗の抵抗分割点に接続するものとする。
【００５９】
２つの分圧抵抗の抵抗値を互いに等しく設定した場合には、前記のシフト量は[（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ]×１／２となる。しかし、２つの分圧抵抗の抵抗値を例えば比率ｍ：ｎで設定すれば、シフト量は（ｍ／（ｍ＋ｎ））×（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆとなる。（ｍ／（ｍ＋ｎ））＜１であるから、この場合のシフト量は（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆより小さいものとなる。
【００６０】
２つの分圧抵抗の抵抗値を例えば比率３：１で設定すれば、３／（３＋１）＝３／４より、シフト量は（３／４）×（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆとなる。また、２つの分圧抵抗の抵抗値を例えば比率２：１で設定すれば、２／（２＋１）＝２／３より、シフト量は（２／３）×（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆとなる。
【００６１】
さらに、２つの分圧抵抗の抵抗値を例えば比率１：２で設定すれば、１／（２＋１）＝１／３より、シフト量は（１／３）×（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆとなる。また、２つの分圧抵抗の抵抗値を例えば比率１：３で設定すれば、１／（３＋１）＝１／４より、シフト量は（１／４）×（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆとなる。
【００６２】
いずれにしても、フラット化補正部３３とシフト量補正部３４との組み合わせで第２の特性補正部３２を構成する場合には、単にフラット化補正部３３のみで構成する場合に比べて、屈折特性線における水平特性線のレベル抑え込みにおいてより柔軟に対応することが可能となる。
【実施例】
【００６３】
以下、本発明にかかわる電源装置の実施例を、図面を参照して詳細に説明する。
【００６４】
図４は本発明の実施例に係る電源装置（降圧チョッパ方式のスイッチングレギュレータ）の構成を示す回路図である。
【００６５】
まず、構成要素を列挙する。図４において、Ａは電源装置、１０はスイッチング部、１５はＰＷＭ制御回路、２０は帰還制御部、２５は帰還制御部２０における電圧検出部、３０は出力電圧補正部を示す。
【００６６】
Ｑ１はＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体による電界効果トランジスタ）からなるスイッチング素子、Ｄ１はフライホイールダイオード、Ｌ１はチョークコイル（リアクトル）、Ｃ１は平滑コンデンサ、Ｃｍはオペアンプで構成されたコンパレータ、Ｒ１，Ｒ２は出力端側の電圧検出部２５を構成する分割抵抗、Ｒ３は単調増加用のシャント抵抗、Ｒ４はシフト量補正用抵抗、Ｄ２はクリップダイオードである。
【００６７】
スイッチング素子（スイッチング部）Ｑ１は電源供給ライン１のホットライン１ａに挿入されている。スイッチング素子Ｑ１はＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタであり、そのドレインは図外の直流電源（整流回路）に接続されている。
【００６８】
チョークコイルＬ１はホットライン１ａに挿入されており、その一端はスイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。チョークコイルＬ１の他端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。
【００６９】
スイッチング素子Ｑ１とチョークコイルＬ１との接続点にフライホイールダイオードＤ１のカソードが接続され、そのアノードは電源供給ライン１のアースライン１ｂに接続されている。
【００７０】
ＰＷＭ制御回路１５とスイッチング素子Ｑ１とフライホイールダイオードＤ１とチョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ１とで降圧型のチョッパ回路４０が構成される。
【００７１】
互いに直列に接続された分割抵抗Ｒ１，Ｒ２はホットライン１ａとアースライン１ｂとの間に接続され、帰還制御部２０における電圧検出部２５を構成している。帰還制御部２０にはコンパレータＣｍとＤＣ電源Ｖref も含まれている。
【００７２】
コンパレータＣｍの非反転入力端子（＋）は分割抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割点に接続され、その反転入力端子（−）はＤＣ電源Ｖref の（＋)端子に接続されている。
【００７３】
コンパレータＣｍの出力端子はＰＷＭ制御回路１５の入力端子に接続され、ＰＷＭ制御回路１５の出力端子はスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。
【００７４】
単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とシフト量補正用抵抗Ｒ４とクリップダイオードＤ２とで出力電圧補正部３０が構成されている。単調増加用のシャント抵抗Ｒ３はアースライン１ｂに対して接続点Ｐ１と接続点Ｐ２との間に挿入されている。
【００７５】
接続点Ｐ１は帰還制御部２０におけるＤＣ電源Ｖref の（−)端子とアースライン１ｂとの接続点である。
【００７６】
接続点Ｐ２は電圧検出部２５における分割抵抗Ｒ２とアースライン１ｂとの接続点である。
【００７７】
この単調増加用のシャント抵抗Ｒ３は図８に示す従来技術の場合にも採用されている。
【００７８】
単調増加用のシャント抵抗Ｒ３は、分割抵抗Ｒ２とアースライン１ｂとの接続点Ｐ２に対して電流方向上流側でアースライン１ｂに挿入されている。シフト量補正用抵抗Ｒ４は接続点Ｐ２と接続点Ｐ３との間でアースライン１ｂに挿入されている。接続点Ｐ３は接続点Ｐ２に対して電流方向下流側に位置している。
【００７９】
単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とシフト量補正用抵抗Ｒ４とは直列回路を形成するが、この直列回路に対してクリップダイオードＤ２が並列に接続されている。クリップダイオードＤ２のアノードは接続点Ｐ１に接続され、そのカソードは接続点Ｐ３に接続されている。
【００８０】
次に、電源装置Ａの基本的な動作の概要を説明する。
【００８１】
チョッパ回路４０の動作によって図外の直流電源（整流回路）から入力されてくる直流電圧が降圧される。スイッチング部１０におけるスイッチング素子Ｑ１はＰＷＭ制御回路１５からのＰＷＭ制御信号により高周波でスイッチング制御される。
【００８２】
コンパレータＣｍの非反転入力端子（＋）とＧＮＤに印加される電圧を考える。
【００８３】
オペアンプの性質として非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）の電圧は必ず等しくなる。反転入力端子（−）の電圧は、出力電流にかかわらず常にＶref（Ｖ）になる。
【００８４】
このことより、出力電圧Ｖout は以下のように求められる。
【００８５】
分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２に流れる電流をｉ1 とする。出力電流はIとする。
【００８６】
Ｖref ＝Ｒ２×ｉ1 −Ｒ３×Ｉ
より
ｉ1 ＝（Ｖref ＋Ｒ３×Ｉ）／Ｒ２
Ｖout ＝（Ｒ１＋Ｒ２）×ｉ1 −Ｒ３×Ｉ
＝（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖref／Ｒ２＋（Ｒ１×Ｒ３／Ｒ２）×Ｉ
と求められる。
【００８７】
すなわち、出力電流Ｉが増加すると、（Ｒ１×Ｒ３／Ｒ２）×Ｉだけ高い電圧が生じるような、出力電流・出力電圧特性がリニアな単調増加となる。
【００８８】
単調増加用のシャント抵抗Ｒ３は図３の第１の特性補正部３１に相当し、フラットな基準の出力電流・出力電圧特性Ａ０を単調増加するプラス傾斜の第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１へと補正する。
【００８９】
したがって、出力電流Ｉの高域側ほど電位が低くなるマイナス傾斜の出力電流・出力電圧特性を補正対象とするなら、これを打ち消すことができる。
【００９０】
しかしながら、チョッパ回路のように、負荷が小さくなって出力電流・出力電圧特性はリニアではなくなり、低負荷領域だけ右下がりになるようなとき、この低負荷領域だけ右下がりになる出力電流・出力電圧特性を補正対象とする場合には、前記の単調増加用のシャント抵抗Ｒ３による第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１を用いるだけでは、打ち消すことができない。
【００９１】
つまり、出力電流Ｉが増加するにつれて出力電圧Ｖout が上昇し、出力電流Ｉの高域では出力電圧Ｖout が過剰に上昇してしまう。ここまでが単調増加用のシャント抵抗Ｒ３つまり第１の特性補正部３１による補正の限界である。
【００９２】
次に、クリップダイオードＤ２の役割について説明する。ここでは、取り敢えずシフト量補正用抵抗Ｒ４はないものとしておく。出力電流Ｉの増加に伴って単調増加用のシャント抵抗Ｒ３の両端電圧Ｖ３（＝Ｒ３・Ｉ）が上昇し、クリップダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆを上回ると、クリップダイオードＤ２が導通する。これ以降、出力電流Ｉがさらに増加しても単調増加用のシャント抵抗Ｒ３の両端電圧Ｖ３は増加せず、順方向電圧Ｖｆのレベルでクリップされる（切り取りによる頭打ち）。
【００９３】
クリップダイオードＤ２は図３の第２の特性補正部３２のうちのフラット化補正部３３に相当し、単調増加するプラス傾斜の第１の出力電流・出力電圧特性Ａ１を屈折特性線の第２の出力電流・出力電圧特性Ａ２へと補正する。
【００９４】
しかし、クリップダイオードＤ２による補正には次のような限界がある。これを図３（ｂ）を用いて説明する。基準の出力電流・出力電圧特性Ａ０の起点は出力電圧Ｖout がＶａのときに対応する。出力電流が０のときの出力電圧Ｖａに対して（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆだけ高位の電圧（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）に抑え込んでいる。水平特性線のレベル（Ｖａ＋（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆ）は、傾斜特性線の下限Ｖａから高位方向に（Ｒ１／Ｒ２）×Ｖｆだけ離れたレベルまでが限界であり、それより低いレベルまで抑え込むことができないでいる。
【００９５】
次に、シフト量補正用抵抗Ｒ４の役割について説明する。単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とシフト量補正用抵抗Ｒ４とが直列回路をなしており、この直列回路に対してクリップダイオードＤ２が並列に接続されている。したがって、クリップダイオードＤ２に対しては単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とシフト量補正用抵抗Ｒ４とは分割抵抗を形成していることになる。クリップダイオードＤ２が導通しているときの接続点Ｐ３−Ｐ１間の電圧はクリップダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆである。この順方向電圧Ｖｆを単調増加用のシャント抵抗Ｒ３とシフト量補正用抵抗Ｒ４とで抵抗分割することになる。単調増加用のシャント抵抗Ｒ３の両端電圧Ｖ３は、
Ｖ３＝Ｒ３・Ｖｆ／（Ｒ３＋Ｒ４）
シフト量補正用抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖ４は、
Ｖ４＝Ｒ４・Ｖｆ／（Ｒ３＋Ｒ４）
これら２つの電圧Ｖ３，Ｖ４を足し合わせると順方向電圧Ｖｆになる。
【００９６】
２つの電圧Ｖ３，Ｖ４のうち、出力電圧の補正に影響を与えるのは、単調増加用のシャント抵抗Ｒ３による電圧Ｖ３（＝Ｒ３・Ｖｆ／（Ｒ３＋Ｒ４））である。これが図５に示されている。
【００９７】
単調増加用抵抗Ｒ３とクリップダイオードＤ２とシフト量補正用抵抗Ｒ４との３要素による差分電圧ΔＶ＝Ｒ３・Ｖｆ／（Ｒ３＋Ｒ４）と、単調増加用のシャント抵抗Ｒ３およびクリップダイオードＤ２の２要素による差分電圧ΔＶ＝Ｖｆとを比較する。Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）＜１ゆえに、３要素による差分電圧ΔＶ（Ｒ３、Ｄ２、Ｒ４）は２要素による差分電圧ΔＶ（Ｒ３、Ｄ２）よりも小さくなる。
【００９８】
出力電圧補正部３０において、構成要素の単調増加用のシャント抵抗Ｒ３は図３の第１の特性補正部３１に対応し、クリップダイオードＤ２は第２の特性補正部３２におけるフラット化補正部３３に対応し、シフト量補正用抵抗Ｒ４は第２の特性補正部３２におけるシフト量補正部３４に対応している。
【００９９】
以上の相乗により、３要素（Ｒ３，Ｄ２，Ｒ４）を用いる場合の出力電流・出力電圧特性Ａ３は、その屈折特性線における水平特性線のレベル抑え込みが、２要素（Ｒ３，Ｄ２）だけを用いる場合の出力電流・出力電圧特性Ａ２に比べて優れたものになる。
【０１００】
図６は出力電流の広い範囲にわたって出力電流・出力電圧特性を描いたものである。図６のＸが補正前の状況であり、これに対し図６（ａ）のＡ３の補正を施し、その結果として図６（ｂ）のＹのような補正後の状況となっている。従来技術の場合は図１０に示すような最終結果の出力電流・出力電圧特性Ｚとなる。
【０１０１】
図６の補正前の出力電流・出力電圧特性Ｘを出力電流・出力電圧特性Ａ３によって補正すると、本実施例での最終結果の出力電流・出力電圧特性Ｙは出力電流の広範囲にわたってフラットな特性になっている。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明は、チョッパ回路に代表されるように出力電流・出力電圧特性がリニアな単調変化ではなく、無負荷から低負荷の領域とそれ以上の領域で出力電流・出力電圧特性の傾きが２段階で変わるような状況下において、出力電流の広範囲の領域にわたって出力電圧を安定化させる技術として有用である。
【符号の説明】
【０１０３】
１  電源供給ライン
２０  帰還制御部
３０  出力電圧補正部
３１  第１の特性補正部
３２  第２の特性補正部
３３  フラット化補正部
３４  シフト量補正部
４０  チョッパ回路
Ａ１  第１の出力電流・出力電圧特性
Ａ２  第２の出力電流・出力電圧特性
Ｒ３  単調増加用のシャント抵抗
Ｒ４  シフト量補正用抵抗
Ｄ２  クリップダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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