(57)【要約】      （修正有）【課題】シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）変調アップリンクにおける伝送ダイバーシティからのピーク・ツー・アベレージ電力比（ＰＡＰＲ）の増大を抑制する。【解決手段】ＮポイントＤＦＴ３００によりＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、入力シンボルの周波数領域表現Ｘｋを生成し、サブキャリアマッパー３０２により、ＤＦＴ出力の夫々を、送信可能なＭ（Ｍ＞Ｎ）個の直交サブキャリアの１つにマッピングし、Ｍポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）３０４により、サブキャリア振幅を複素時間領域信号に変形する。ＣＤＤブロック３０５により、素時間領域信号の基準形３０７を第１の送信アンテナ３１０のためにＣＰ加算器３０６に送るとともに、複素時間領域信号の巡回シフト遅延形３０９を生成して、第２の送信アンテナ３１２のためにＣＰ加算器３０６に送る。【選択図】図３
2014147082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２以上であるＮＡ個のアンテナを有する無線通信装置におけるシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）アップリンク伝送ダイバーシティのための方法であって、
Ｎ個の変調されたデータシンボルのグループに関し、
前記Ｎ個の変調されたデータシンボルのＮ個の周波数領域成分の組を生成するよう、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルに対してＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行するステップと、
Ｍ（Ｍ＞Ｎ）個の複素サブキャリア振幅の組を生成するよう、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルの前記Ｎ個の周波数領域成分をサブバンドＭサブキャリアワイドにおいてＮ個のサブキャリアにマッピングするステップと、
Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを生成するよう、前記Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組に対してＭポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するステップと、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップと、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを用いて前記ＮＡ個のアンテナの中の第１のアンテナでＳＣ−ＦＤＭＡを送信するステップと、
夫々の他のアンテナについて、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの前記ＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンの夫々１つを用いて生成される夫々のＳＣ−ＦＤＭＡを送信するステップと
を有する方法。
【請求項２】
ＮＡ＝２である場合に、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップは、前記基準シーケンスに対してＭ／４だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの巡回シフト遅延バージョンを生成するステップを有する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ＮＡ＝４である場合に、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップは、前記基準シーケンスに対して夫々Ｍ／４、−Ｍ／４及びＭ／２だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの３個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップを有する、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
Ｎ個の変調されたデータシンボルに対してＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルのＮ個の周波数領域成分の組を生成するよう構成される離散フーリエ変換器と、
前記Ｎ個の変調されたデータシンボルの前記Ｎ個の周波数領域成分をサブバンドＭサブキャリアワイド（Ｍ＞Ｎ）においてＮ個のサブキャリアにマッピングして、Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組を生成するよう構成されるサブキャリアマッパーと、
前記Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組に対してＭポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行して、Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを生成するよう構成される逆離散フーリエ変換器と、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される巡回シフト遅延器と、
ＲＦ送信器と
を有し、
前記ＲＦ送信器は、
第１のアンテナについて、当該第１のアンテナでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するよう前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを用いて順次にサブバンドのＭ個のサブキャリアを変調し、且つ
少なくとも１つの他のアンテナの夫々について、当該アンテナでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するよう前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの前記ＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンの中の夫々１つを用いて順次にサブバンドのＭ個のサブキャリアを変調するよう構成される、無線送信器。
【請求項５】
前記少なくとも１つの他のアンテナは第２のアンテナを有し、
前記巡回シフト遅延器は、前記第２のアンテナでの伝送ダイバーシティのために前記基準シーケンスに対してＭ／４だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される、請求項４に記載の無線送信器。
【請求項６】
前記少なくとも１つの他のアンテナは３つの他のアンテナを有し、
前記巡回シフト遅延器は、前記基準シーケンスに対して夫々Ｍ／４、−Ｍ／４及びＭ／２だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの３つの巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される、請求項４に記載の無線送信器。
【請求項７】
請求項４乃至６のうちいずれか一項記載の無線送信器を有する無線デバイス。
【請求項８】
シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための方法であって、
バンド幅を複数のサブバンドに分割するステップと、
複数のアンテナの夫々のアンテナに各サブバンドを割り当てるステップと、
前記サブバンドに割り当てられた夫々のアンテナにより各サブバンドでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するステップと
を有する方法。
【請求項９】
前記複数のサブバンドの中のサブバンドは夫々等しいサイズである、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
複数の連続するサブバンドの夫々における伝送のためのＳＣ−ＦＤＭＡを生成するよう構成されるシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ―ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための無線送信器。
【請求項１１】
夫々のサブバンドのための夫々の信号処理経路を有し、各信号処理経路は夫々の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）を有する、請求項１１に記載の無線送信器。
【請求項１２】
各信号処理経路は、前記ＤＦＴ後に、逆離散フーリエ変換器が続くサブキャリアマッパーを有する、請求項１１に記載の無線送信器。
【請求項１３】
ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクにおけるアップリンク適応サブチャネル化のための方法であって、
無線デバイスの動作電力ヘッドルームに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップ
を有する方法。
【請求項１４】
前記無線デバイスがフェーディングピークを有するサブキャリアを決定するステップを有し、
前記複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップは、前記無線デバイスがフェーディングピークを有する前記サブキャリアと、前記無線デバイスの前記動作電力ヘッドルームとに基づいて、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップを有する、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
ＭＩＭＯ可能な無線デバイスのＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク接続の適応のための、基地局における方法であって、
前記無線デバイスの動作電力ヘッドルームをモニタするステップと、
前記無線デバイスが十分な動作電力ヘッドルームを有する場合に、チャネル強度に基づいて又は少なくともランク２伝送でマルチコードワードランク１伝送をスケジューリングするステップと
を有する方法。
【請求項１６】
ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルでの伝送ダイバーシティのための方法であって、
複数のアンテナの夫々について、
アンテナごとに異なる時間領域プレコーディングベクトルによるホッピングに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルのシーケンスをプレコーディングするステップと、
複数のプレコーディングされたＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルを送信するステップと
を有する方法。
【請求項１７】
前記プレコーディングベクトルの要素は｛１｝及び｛ｊ｝を有する、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記複数のアンテナは２つのアンテナを有し、前記プレコーディングベクトルは｛１，１｝、｛１，−１｝、｛１，ｊ｝及び｛１，−ｊ｝を有する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルは前進型エラー訂正符号化データを有する、請求項１６乃至１８のうちいずれか一項に記載の方法。
【請求項２０】
前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルはロングタームエボリューション（ＬＴＥ）・アップリンク・ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）を有する、請求項１６乃至１８のうちいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、無線通信、より具体的に、シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）におけるアップリンク通信のための方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）は、より高いビットレートを達成するよう直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）を採用してきた。
【０００３】
携帯電話用途において、ＯＦＤＭの１つの利点は、マルチパス・シングル伝播の存在下でのそのロバスト性である。マルチパスに対する安全性は、ＯＦＤＭＡシステムが、夫々情報信号のビットレートの１／Ｍ倍で動作するＭ個の直交周波数キャリアで情報を伝送するという事実から得られる。しかし、ＯＦＤＭＡ波形は、高ピーク・ツー・アベレージ電力比（ＰＡＰＲ）をもたらす非常に顕著なエンベロープ変動を示す。高ＰＡＰＲを有する信号は、過度の相互変調歪みを回避するために、極めて線形な電力増幅器を必要とする。
この線形性を達成するよう、増幅器は、自身のピーク電力からの大きなバックオフを伴って動作する。その結果、電力効率は低くなり、ポータブル型無線端末に大きな負荷を課す。
【０００４】
携帯電話アップリンク伝送におけるＯＦＤＭＡに伴う他の問題は、同時に送信する異なった端末間の周波数基準における不可避のオフセットに由来する。周波数オフセットは、伝送の直交性を破壊して、多重アクセス干渉を導入する。これらの欠点を解消するよう、３ＧＰＰは、携帯電話システムのロングタームエボリューション（ＬＴＥ）におけるアップリンク伝送のための変調された形のＯＦＤＭＡを採用してきた。変調された形のＯＦＤＭＡはシングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）と呼ばれる。
【０００５】
ＯＦＤＭＡで見られるように、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムにおける送信器は、情報シンボルを送信するために異なった直交周波数（サブキャリア）を使用する。しかし、それらは、同時によりむしろ、順次にサブキャリアを送信する。ＯＦＤＭＡと比べて、この配置は、送信される波形において大いにエンベロープ変動を低減する。然るに、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号は、本質的にＯＦＤＭＡ信号よりも低いＰＡＰＲを有する。しかし、厳格なマルチパス伝播を用いる携帯電話システムにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号は、相当のシンボル間干渉を伴って基地局に到達する。
【０００６】
従って、基地局は、通常、ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送を受信しようとする場合に、この干渉を相殺するために、適応周波数領域等化を用いる。この配置は、基地局での複雑な信号処理（周波数領域等化）と引き換えにポータブル型ユーザ装置（ＵＥ）での線形増幅の負荷を減らすので、携帯電話システムで意味をなす。
【０００７】
低ＰＡＰＲはＳＣ−ＦＤＭＡの固有の特性であり、これは、ＳＣ−ＦＤＭＡをＬＴＥアップリンクアクセス方法での使用に非常に適したものとする。低ＰＡＰＲにより、ＳＣ−ＦＤＭＡは、例えばＯＦＤＭＡと比較して、潜在的により大きい補償範囲を提供することができ、電力増幅器（ＰＡ）の電力消費量がより小さく、費用がより安い。
【０００８】
現在のＬＴＥ標準は、アップリンクにおけるデータ伝送のために物理アップリンク同期チャネルでＳＣ−ＦＤＭＡを用いる。しかし、低ＰＡＰＲ特性を保つために、ＳＣ−ＦＤＭＡのためのＵＥに割り当てられるサブキャリアは、一様に分配されるか、又はサブバンドに基づく必要がある（すなわち、連続したサブキャリアのサブバンド）。現在のＬＴＥ標準は、サブバンドに基づくアプローチを採用しており、これにより、ＵＥは、データ伝送のためにＬＴＥアップリンクにおいて連続したサブキャリアのサブバンドを割り当てられる。ＬＴＥ  ＵＬ制御チャネルＰＵＣＣＨ（物理アップリンク制御チャネル）に関し、低ＰＡＰＲ性能は、周波数領域低ＰＡＰＲシーケンス（すなわち、シーケンスはＩＦＦＴ後に低ＰＡＰＲを有する。）を送信することによって達成される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ＳＣ−ＦＤＭＡ、結果としてＬＴＥアップリンク（ＵＬ）の従前の研究は、概して、１つの送信アンテナの使用にのみ絞られていた。しかし、現在、ＬＴＥ標準の発展における次なる段階であるＬＴＥアドバンスドに関し、１よりも多いアンテナが潜在的に補償範囲及びスループットを改善するためにＵＥでサポートされることは明らかである。
【００１０】
伝送ダイバーシティは、ＬＴＥダウンリンク（ＤＬ）で利用されるＯＦＤＭＡに関してよく研究されているが、ＤＬでのＯＦＤＭＡのために開発された技術は、ＵＬでのＳＣ−ＦＤＭＡには直接に転用され得ない。これは、概して、ＵＬでのＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保つために、アップリンクで用いられる伝送ダイバーシティ技術が低ＰＡＰＲを保つよう設計されるべきであるという事実に起因する。この事実は、ＯＦＤＭＡは低ＰＡＰＲを有さないので、ＯＦＤＭＡ  ＤＬのために開発されたダイバーシティ技術には当てはまらない。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
１つの広義の態様に従って、本願は、２以上であるＮＡ個のアンテナを有する無線通信装置におけるシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）アップリンク伝送ダイバーシティのための方法であって、
Ｎ個の変調されたデータシンボルのグループに関し、
前記Ｎ個の変調されたデータシンボルのＮ個の周波数領域成分の組を生成するよう、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルに対してＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行するステップと、
Ｍ（Ｍ＞Ｎ）個の複素サブキャリア振幅の組を生成するよう、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルの前記Ｎ個の周波数領域成分をサブバンドＭサブキャリアワイドにおいてＮ個のサブキャリアにマッピングするステップと、
Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを生成するよう、前記Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組に対してＭポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するステップと、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップと、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを用いて前記ＮＡ個のアンテナの中の第１のアンテナでＳＣ−ＦＤＭＡを送信するステップと、
夫々の他のアンテナについて、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの前記ＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンの夫々１つを用いて生成される夫々のＳＣ−ＦＤＭＡを送信するステップと
を有する方法を提供する。
【００１２】
ある実施形態で、ＮＡ＝２である場合に、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップは、前記基準シーケンスに対してＭ／４だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの巡回シフト遅延バージョンを生成するステップを有する。
【００１３】
ある実施形態で、ＮＡ＝４である場合に、前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップは、前記基準シーケンスに対して夫々Ｍ／４、−Ｍ／４及びＭ／２だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの３個の巡回シフト遅延バージョンを生成するステップを有する。
【００１４】
他の広義の態様に従って、本願は、
Ｎ個の変調されたデータシンボルに対してＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、前記Ｎ個の変調されたデータシンボルのＮ個の周波数領域成分の組を生成するよう構成される離散フーリエ変換器と、
前記Ｎ個の変調されたデータシンボルの前記Ｎ個の周波数領域成分をサブバンドＭサブキャリアワイド（Ｍ＞Ｎ）においてＮ個のサブキャリアにマッピングして、Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組を生成するよう構成されるサブキャリアマッパーと、
前記Ｍ個の複素サブキャリア振幅の組に対してＭポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行して、Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを生成するよう構成される逆離散フーリエ変換器と、
前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスのＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される巡回シフト遅延器と、
ＲＦ送信器と
を有し、
前記ＲＦ送信器は、
第１のアンテナについて、当該第１のアンテナでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するよう前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスを用いて順次にサブバンドのＭ個のサブキャリアを変調し、且つ
少なくとも１つの他のアンテナの夫々について、当該アンテナでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するよう前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの前記ＮＡ−１個の巡回シフト遅延バージョンの中の夫々１つを用いて順次にサブバンドのＭ個のサブキャリアを変調するよう構成される、無線送信器を提供する。
【００１５】
ある実施形態で、前記少なくとも１つの他のアンテナは第２のアンテナを有し、前記巡回シフト遅延器は、前記第２のアンテナでの伝送ダイバーシティのために前記基準シーケンスに対してＭ／４だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される。
【００１６】
ある実施形態で、前記少なくとも１つの他のアンテナは３つの他のアンテナを有し、前記巡回シフト遅延器は、前記基準シーケンスに対して夫々Ｍ／４、−Ｍ／４及びＭ／２だけ巡回シフトされる前記Ｍ個の離散時間領域値の基準シーケンスの３つの巡回シフト遅延バージョンを生成するよう構成される。
【００１７】
本願の更なる他の広義の態様に従って、上記他の広義の態様に従う無線送信器を有する無線デバイスが提供される。
【００１８】
本願の他の広義の態様に従って、シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための方法であって、
バンド幅を複数のサブバンドに分割するステップと、
複数のアンテナの夫々のアンテナに各サブバンドを割り当てるステップと、
前記サブバンドに割り当てられた夫々のアンテナにより各サブバンドでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するステップと
を有する方法が提供される。
【００１９】
ある実施形態に従って、前記複数のサブバンドの中のサブバンドは夫々等しいサイズである。
【００２０】
本願の他の広義の態様に従って、複数の連続するサブバンドの夫々における伝送のためのＳＣ−ＦＤＭＡを生成するよう構成されるシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ―ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための無線送信器が提供される。
【００２１】
ある実施形態で、前記無線送信器は、夫々のサブバンドのための夫々の信号処理経路を有し、各信号処理経路は夫々の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）を有する。
【００２２】
ある実施形態で、各信号処理経路は、前記ＤＦＴ後に、逆離散フーリエ変換器が続くサブキャリアマッパーを有する。
【００２３】
本願の他の広義の態様に従って、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクにおけるアップリンク適応サブチャネル化のための方法であって、
無線デバイスの動作電力ヘッドルームに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップ
を有する方法が提供される。
【００２４】
ある実施形態で、方法は、前記無線デバイスがフェーディングピークを有するサブキャリアを決定するステップを有し、前記複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップは、前記無線デバイスがフェーディングピークを有する前記サブキャリアと、前記無線デバイスの前記動作電力ヘッドルームとに基づいて、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップを有する。
【００２５】
本願の他の広義の態様に従って、ＭＩＭＯ可能な無線デバイスのＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク接続の適応のための、基地局における方法であって、
前記無線デバイスの動作電力ヘッドルームをモニタするステップと、
前記無線デバイスが十分な動作電力ヘッドルームを有する場合に、チャネル強度に基づいて又は少なくともランク２伝送でマルチコードワードランク１伝送をスケジューリングするステップと
を有する方法が提供される。
【００２６】
本願の他の広義の態様で、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルでの伝送ダイバーシティのための方法であって、
複数のアンテナの夫々について、
アンテナごとに異なる時間領域プレコーディングベクトルによるホッピングに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルのシーケンスをプレコーディングするステップと、
複数のプレコーディングされたＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルを送信するステップと
を有する方法が提供される。
【００２７】
ある実施形態で、前記プレコーディングベクトルの要素は｛１｝及び｛ｊ｝を有する。
【００２８】
ある実施形態で、前記複数のアンテナは２つのアンテナを有し、前記プレコーディングベクトルは｛１，１｝、｛１，−１｝、｛１，ｊ｝及び｛１，−ｊ｝を有する。
【００２９】
ある実施形態で、前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルは前進型エラー訂正符号化データを有する。
【００３０】
ある実施形態で、前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルはロングタームエボリューション（ＬＴＥ）・アップリンク・ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）を有する。
【００３１】
本願の実施形態の他の態様及び特徴は、本願の具体的な実施形態に係る以下の記載を参照して、当業者に明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１Ａ】ＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のブロック図である。
【図１Ｂ】ＳＣ−ＦＤＭＡ受信器のブロック図である。
【図２】プレコーディングベクトルホッピングが第２のアンテナのためのシンボルに適用される場合において２つのアンテナによって送信されるべき変調されたデータシンボルを列挙する。
【図３】２つのアンテナでのアップリンク伝送ダイバーシティのために巡回シフト遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を用いるＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のブロック図である。
【図４】巡回シフト遅延がアンテナの１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに適用される場合において２つのアンテナのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの時間領域表現である。
【図５Ａ】２つの送信アンテナを有するＵＥにどのようにサブバンド伝送ダイバーシティが実装されるのかについての例を表すバンド幅割り当て図である。
【図５Ｂ】２つのアンテナでの伝送ダイバーシティのためにＳＢＴＤを利用するＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のブロック図である。
【図６】携帯電話通信システムのブロック図である。
【図７】本願のある実施形態を実施するために使用される基地局の例のブロック図である。
【図８】本願のある実施形態を実施するために使用される無線端末の例のブロック図である。
【図９】本願のある実施形態を実施するために使用される中継局の例のブロック図である。
【図１０】本願のある実施形態を実施するために使用されるＯＦＤＭ送信器アーキテクチャの例の論理上の故障のブロック図である。
【図１１】本願のある実施形態を実施するために使用されるＯＦＤＭ受信器アーキテクチャの例の論理上の故障のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
本願の実施形態について、一例として添付の図面を参照して、記載する。
【００３４】
マルチアンテナ伝送ダイバーシティの潜在的な利点を利用しながら、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保つために、以下の特性の全部ではないが多くを有するＳＣ−ＦＤＭＡアップリンク送信ダイバーシティを用いることに注目する。
【００３５】
・ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保つこと；
・１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内に全ダイバーシティサイクル（各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに存在するコードブックにおける全てのエントリ）を提供すること；
・ユーザ装置（ＵＥ）の速度に関わらず一貫した性能を提供すること；
・マルチレベルチャネル結合を提供すること；及び
・費用効率のために実施が比較的容易であること。
【００３６】
ＬＴＥ  ＵＬで用いられるようなＤＦＴベースのＳＣ−ＦＤＭＡデータチャネルにおける伝送ダイバーシティに関して考慮すべき事項を述べてきたが、かかる事項は、ＬＴＥアップリンクにおける周波数領域低ＰＡＰＲシーケンスに基づく制御チャネルやコード位相シフトキーイング（ＣＰＳＫ）ＯＦＤＭＡ等の他の多重アクセスシグナリング技術のような他の低ＰＡＰＲシグナリングスキームにも適用可能である。
【００３７】
ここで、ＳＣ−ＦＤＭＡシグナリングの態様について、図１Ａ及び１Ｂを参照して論じる。図１Ａ及び１Ｂは、シングルイン・シングルアウト（ＳＩＳＯ）通信のための従来型のＳＣ−ＦＤＭＡ送信器及び受信器の例を提供する。ＳＩＳＯで、移動局は１つのアンテナで送信し、基地局及び／又は中継局は１つのアンテナで受信する。図１Ａ及び１Ｂは、従来型のＬＴＥ  ＳＣ−ＦＤＭＡアップリンクのための送信器及び受信器で使用される基本的な信号処理ステップ／ブロックを表す。
【００３８】
図１Ａに表されるＳＣ−ＦＤＭＡ送信器２５０は、ＮポイントＤＦＴ２００と、サブキャリアマッパー（mapper）２０２と、ＭポイントＩＤＦＴ２０４と、巡回プレフィックス（ＣＰ）加算器２０６と、デジタル−アナログ変換器及び無線周波数（ＲＦ）ラジオ２０８と、送信アンテナ２１０とを有する信号処理経路を有する。
【００３９】
図１Ｂに表されるＳＣ−ＦＤＭＡ受信器２６０は、受信アンテナ２１２と、ＲＦラジオ及びアナログ−デジタル変換器２１４と、巡回プレフィックス除去器２１６と、ＭポイントＤＦＴ２１８と、サブキャリアデマッパー（demapper）／イコライザ２２０と、ＮポイントＩＤＦＴ２２２と、検出器２２４とを有する信号処理経路を有する。
【００４０】
ＳＣ−ＦＤＭＡは、３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥ）ブロードバンド無線第４世代（４Ｇ）大気インターフェース標準等に導入されている変調及び多重アクセススキームである。ＳＣ−ＦＤＭＡは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）プレコーデッド（pre-coded）ＯＦＤＭスキームと考えられてよく、又は、それはシングルキャリア（ＳＣ）多重アクセススキームと考えられてよい。ＳＣ−ＦＤＭＡ及びＯＦＤＭＡの送受信処理全体には幾つかの類似点がある。しかし、ＳＣ−ＦＤＭＡは、変調されたシンボルのＤＦＴプレコーディング及び復調されたシンボルの対応するＩＤＦＴのために、ＯＦＤＭＡとは全く異なる。このプレコーディングのために、ＳＣ−ＦＤＭＡサブキャリアは、ＯＦＤＭＡサブキャリアの場合に見られるように独立には変調されない。結果として、ＳＣ−ＦＤＭＡのピーク・ツー・アベレージ電力比（ＰＡＰＲ）は、ＯＦＤＭＡ信号のＰＡＰＲよりも低い。ＰＡＰＲがより低いことは、送信電力効率に関して移動端末にとって有利である。
【００４１】
ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの送信器は、バイナリ入力信号を、変調されたサブキャリアのシーケンスに変換する。そのようにするために、送信器は、図１Ａに示される信号処理ブロックを利用する。信号処理は、少し異なった時間間隔において反復的である。リソース割り当ては送信時間間隔（ＴＴＩ）で行われる。３ＧＰＰ  ＬＴＥで、典型的なＴＴＩは０．５ｍｓである。ＴＴＩは、更に、ブロックと呼ばれる時間間隔に分割される。１ブロックは、一度に全てのサブキャリアを送信するために使用される時間である。
【００４２】
送信器２５０の入力において、ベースバンド変調器（図示せず。）は、バイナリ入力を、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、四相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）、１６レベル直交振幅変調（１６−ＱＡＭ）及び６４−ＱＡＭを含む幾つかの可能な変調フォーマットの中の１つにおいて、複素数ｘｎのマルチレベルシーケンスへと変形する。システムは、各端末の現在のチャネル状態を整合させるよう、変調フォーマット、ひていは、伝送ビットレートを適応させてよい。
【００４３】
次に、送信器は、変調シンボルｘｎを、Ｎ個のシンボルを夫々含むブロックにグループ化する。ＳＣ−ＦＤＭＡサブキャリアの変調における第１ステップは、ＮポイントＤＦＴ２００によりＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、入力シンボルの周波数領域表現Ｘｋを生成することである。次いで、サブキャリアマッパー２０２は、Ｎ個のＤＦＴ出力の夫々を、送信可能なＭ（Ｍ＞Ｎ）個の直交サブキャリアの１つにマッピングする。
【００４４】
ＯＦＤＭＡで見られるように、Ｍの典型的な値は２５６個のサブキャリアであり、Ｎ＝Ｍ／ＱはＭの整数の約数である。Ｑはシンボルシーケンスのバンド幅拡張係数である。全ての端末がブロックごとにＮ個のシンボルを送信する場合、システムは、潜在的に、同一チャネル干渉を伴うことなくＱ個の同時送信を扱うことができる。サブキャリアマッピングの結果は、複素サブキャリア振幅の組
【００４５】
[外１]
2014147082.tif 000003
である。なお、振幅のＮは零ではない。ＯＦＤＭＡで見られるように、Ｍポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）は、サブキャリア振幅を複素時間領域信号
【００４６】
[外２]
2014147082.tif 000004
に変形する。
【００４７】
ＣＰ加算器２０６は、マルチパス伝播に起因するブロック間干渉（ＩＢＩ）を防ぐようガード時間を与えるために、巡回プレフィックス（ＣＰ）と呼ばれるシンボルの組を複素時間領域シンボル
【００４８】
[外３]
2014147082.tif 000005
に加える。
【００４９】
次いで、ＤＡＣ／ＲＦブロック２０８は、夫々の
【００５０】
[外４]
2014147082.tif 000006
（及びＣＰ）を用いてシングル周波数キャリアを変調し、全ての変調されたシンボルは、送信アンテナ２１０を介して順次に送信される。
【００５１】
ＳＣ−ＦＤＭＡ受信器２６０は、受信アンテナ２１２を介してＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルを受信し、ＲＦ／ＡＤＣ２１４により、受信したシンボルを復調して、それらをアナログからデジタルに変換し、ＣＰ除去器２１６により、巡回プレフィックスを除去する。
ＭポイントＤＦＴ２１８は、ＣＰが除去されるとＭポイントＤＦＴを実行し、ＭポイントＤＦＴ２１８の出力における周波数領域成分は、サブキャリアデマッパー２２０によってデマッピングされ（、更に、幾つかの場合に、均等化され）る。ＮポイントＩＤＦＴ２２２は、デマッピングされた周波数領域成分に対してＮポイントＩＤＦＴを実行して、複素時間領域信号を生成する。複素時間領域信号から、検出器２２４はバイナリ出力を取り出す。
【００５２】
幾つかの場合で、ＣＰはブロックの最後の部分のコピーであり、このコピーが、連続するブロック間のガード時間として働いて、離散時間線形畳み込みを離散時間巡回畳み込みに変換するよう、加えられる。このようにして、チャネルによる送信データの伝播は、周波数領域においてはＤＦＴ周波数サンプルのポイントワイズ乗算（pointwise  multiplication）である、チャネルインパルス応答と送信データブロックとの間の巡回畳み込みとしてモデル化される。その場合に、チャネル歪みを除去するよう、受信信号のＤＦＴは単純にポイントワイズのチャネルインパルス応答のＤＦＴによって分割されてよく、あるいは、より複雑な周波数領域等化技術が使用されてよい。
【００５３】
ＬＴＥ  ＤＬにおいては、現在、空間周波数ブロックコーディング（ＳＦＢＣ）が、基地局又は中継局からＵＥへの伝送ダイバーシティのために使用される。しかし、参照することによってその全文を本願に援用される３ＧＰＰ  ＴＳＧ  ＲＡＮ  ＷＧ１  Ｍｅｅｔｉｎｇ  ＃４７  Ｒ１−０６３１７８、「ST/SF  Coding  and  Mapping  Schemes  of  the  SC-FDMA  in  E-ULRA  Uplink」、ラトビア共和国リガ、２００６年１１月６〜１０日に記されているように、ＳＦＢＣは、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲを保持しない。
【００５４】
空間時間ブロックコーディング（ＳＴＢＣ）は、参照することによってその全文を本願に援用される３ＧＰＰ  ＴＳＧ  ＷＧ１  ＃４７  Ｒ１−０６３１７９、「Performance  evaluations  of  STBC/SFBC  schemes  in  E-UTRA  Uplink」、ラトビア共和国リガ、２００６年１１月６〜１０日及び３ＧＰＰ  ＴＳＧ  ＲＡＮ  ＷＧ１  Ｍｅｅｔｉｎｇ  ＃４７−２  Ｒ１−０７０１７４、「Performance  Evaluation  of  SC-FDMA  with  STBC  in  E-UTRA  Uplink」、イタリア国ソレント、２００７年１月１５〜１９日で提案されている。しかし、ＳＴＢＣは、ＵＥが敏速に移動している場合に、チャネルエージング（channel  aging）を受けやすい。例えば、ＬＴＥは、ｆｃ＝２ＧＨｚで最大３５０ｋｍ／ｈをサポートし、最大ドップラは６４８．２Ｈｚである。これは、１スロット（すなわち、７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）内で最大チャネル位相変化が約１１６度でありうることを意味する。
【００５５】
更に、ＳＴＢＣは、ＬＴＥでは保証されない偶数個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを必要とする。例えば、アップリンク制御チャネルＰＵＣＣＨフォーマット２，２ａ及び２ｂは、奇数個のシンボルを有する。
【００５６】
プレコーディングベクトルホッピング（precoding  vector  hopping）はよく知られている伝送ダイバーシティスキームであり、各シンボルが定数を乗じられ、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性に影響を及ぼさない。
【００５７】
図２は、２アンテナＵＥの伝送ダイバーシティのためにどのようにプレコーディングベクトルホッピングがＳＣ−ＦＤＭＡに適用されるのかの例を表す。図２は、４つの連続するシンボル期間にわたってプレコーディングベクトル［１，１］Ｔ、［１，−１］Ｔ、［１，ｊ］Ｔ及び［１，−１］Ｔのシーケンスによる｛Ｓ０，Ｓ１，・・・ＳＮ−１｝ホッピングによって表されるＮ個の変調シンボルのブロックを示す。４個のプレコーディングベクトルは、ＬＴＥダウンリンクについて定義されるコードブック（codebook）ベクトルに対応することが知られる。すなわち、プレコーディングベクトルの要素は±１又は±ｊのいずれかに等しい。また、当然、｛Ｓ０，Ｓ１，・・・ＳＮ−１｝は、異なる時点で異なる変調されたデータを搬送する。
【００５８】
図２で見られるように、プレコーディングベクトルホッピングは、空間ダイバーシティを達成するよう異なるベクトルにわたるホッピングを有する。これは、元の信号が時間方向（冗長性）で前進型エラー訂正（ＦＥＣ）符号化されるべきであり、且つ、送信されるシンボルがダイバーシティを達成するようベクトルの組をホップする必要があることを意味する。
【００５９】
このようなホッピング要件は、時間にわたってＦＥＣ符号化されないので、潜在的に、ＵＬ制御チャネルＰＵＣＣＨに深刻な問題を引き起こしうる。これは、ダイバーシティの代わりに、破壊的な結合がＳＣ−ＦＤＭＡシンボルごとに起こって、信頼できない性能をもたらすことを意味する。
【００６０】
巡回シフト遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、ＯＦＤＭＡのための伝送ダイバーシティ技術として考えられてきた。しかし、それは、ＯＦＤＭＡ用途のためのＳＦＢＣに対するその典型的な標準以下の性能に起因して、通常は伝送ダイバーシティの手段として使用されない。
【００６１】
ＣＤＤにおいて、周波数領域で位相角度変化として現れる時間領域での巡回シフト遅延は、送信前に、時間領域でのシンボルに適用される。ＯＦＤＭＡ用途において、ＣＤＤは、ＯＦＤＭ変調が行われた後に実施され、通常は、前進型エラー訂正（ＦＥＣ）符号化、インターリービング、変調、及びＭポイントＩＤＦＴを含む。ＩＤＦＴ後、信号はＮＡ個のアンテナブランチに分けられる。第１のアンテナの巡回シフトは零に設定され、一方、他のブランチでは、信号は、アンテナ特有の巡回シフトδｎ（ｎ＝１，・・・，ＮＡ−１）によって循環的にシフトされる。位相ダイバーシティと呼ばれる周波数領域での等価表現は、ＭポイントＩＤＦＴから直接に計算可能であり、次の式に対応する：
【００６２】
【数１】
2014147082.tif 000007
ここで、ｌ、ｋ、ｓ（ｌ）及びＳ（ｋ）は、夫々、離散時間、離散周波数、並びに、時間領域及び周波数領域での複素数値信号を表し、ｌ−δｎは、Ｍを法として計算される。
【００６３】
ＳＦＢＣ、ＳＴＢＣ及びベクトルホッピングと比較して、ＣＤＤは、ＬＴＥアップリンクで使用されるＳＣ−ＦＤＭＡにより適しているように思われる。それは、ＣＤＤが、（ＳＦＢＣとは異なり）送信されるシーケンスのＰＡＰＲ特性を保持し、（ＳＴＢＣとは異なり）偶数個又は奇数個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルから成るサブチャネルに適用可能であり、（ＳＴＢＣとは異なり）ＵＥの移動の速度に敏感ではなく、（ダイバーシティ性能を得るために多数のシンボルにわたるホッピングを必要とするプレコーディングベクトルホッピングとは異なり）ダイバーシティゲインが１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで達成され得るためである。
【００６４】
しかし、ＣＤＤは、一部のサブキャリア結合は建設的に結合するが、他はＳＣ−ＦＤＭＡ性能を劣化させうるフェーイングを引き起こしながら破壊的に結合するので、潜在的に、ＳＣ−ＦＤＭＡにおいて深刻な周波数選択フェーディングを導入しうる。劣化の重症度は、一般的に、例えば、基地局又は中継局における各送信アンテナと各受信アンテナとの間の夫々のチャネルがどのように送信シンボルに作用して、送信される信号の結合が破壊的又は建設的のいずれであるかに影響を及ぼすのか、に依存する。
【００６５】
本願の態様に従って、ＣＤＤに関連する上記の潜在的な周波数フェーディング問題は、「ダイバーシティサイクル」内に、すなわち、１つの送信されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内に可能な限り多くのチャネル結合を導入することによって、潜在的に軽減され得る。上述されるように、時間領域での巡回シフト遅延の導入は、周波数領域での位相角度シフトに変わる。これは、巡回シフト遅延が時間領域のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに適用される場合に、ある位相角度変化が、送信されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのサブキャリア成分に導入されることを意味する。
【００６６】
図３は、本願の実施形態に従うＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のブロック図であり、この送信器において、ＣＤＤは、デュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器３５０に伝送ダイバーシティを提供するために用いられる。
【００６７】
図３に表されるデュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器３５０は、ＮポイントＤＦＴ３００と、サブキャリアマッパー３０２と、ＭポイントＩＤＦＴ３０４（Ｍ＞Ｎ）と、巡回シフト遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）ブロック３０５と、循環プレフィクス加算器３０６と、ＤＡＣ／ＲＦブロック３０８と、２つの送信アンテナ３１０及び３１２とを有する信号処理経路を有する。ＮポイントＤＦＴ３００、サブキャリアマッパー３０２及びＭポイントＩＤＦＴ３０４（Ｍ＞Ｎ）は、図１Ａを参照して上述されたＮポイントＤＦＴ２００、サブキャリアマッパー２０２、及びＭポイントＩＤＦＴ２０４（Ｍ＞Ｎ）と同じように動作する。ＣＤＤブロック３０５は、複素時間領域信号
【００６８】
[外５]
2014147082.tif 000008
の基準形３０７を第１の送信アンテナ３０１のためにＣＰ加算器３０６に送るとともに、複素時間領域信号
【００６９】
[外６]
2014147082.tif 000009
の巡回シフト遅延形３０９を生成して、第２の送信アンテナ３１２のためにＣＰ加算器３０６に送る。
【００７０】
図４は、デュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器の第１及び第２のアンテナにために生成されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの離散時間成分がどのようにＣＤＤによって影響を及ぼされるのかの例を表す。図４で、第２のアンテナのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、２つの離散時間伝送間隔だけ巡回シフト遅延されるとする。
【００７１】
最終的に第２のアンテナに送られる複素時間領域信号
【００７２】
[外７]
2014147082.tif 000010
に巡回シフト遅延を加えることによって、第２のアンテナによって送信されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、周波数方向において線形に増大する位相角度変化を有する。これは、Ｅｑ．２のｅ−ｊ（２π／Ｍ）ｋδｎ項（ｋは離散周波数）によって示される。従って、巡回シフト遅延δｎがシンボル長さＭの１／４、すなわち、δｎ＝Ｍ／４に設定される場合、上記項はｅ−ｊ（π／２）ｋに等しい。これは、離散周波数サブバンドにわたる位相角度変化の９０度増大を表す。同様に、巡回シフト遅延δｎがシンボル長さＭの１／２、すなわち、δｎ＝Ｍ／２に設定される場合、離散周波数サブバンドにわたって位相角度変化は１８０度増大する。そのようなものとして、巡回シフト遅延がシンボル長さＭの１／４に設定される場合、第１のアンテナは
｛ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３，・・・，ｘＮ−１｝          （１）
に対応する変調されたデータシンボルのシーケンスを送信する。ここで、ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３，・・・，ｘＮ−１は、Ｎ個の変調されたデータシンボル｛ｘｎ｝に対応する。
一方、第２のアンテナは、
｛ｘ０，−ｊｘ１，−ｘ２，ｊｘ３，・・・，ｊｘＮ−１｝          （２）
に対応する変調されたデータシンボルのシーケンスを送信する。すなわち、シーケンス（２）の項の間には位相角度において−π／２、すなわち−９０度の増大がある。すなわち、周波数にわたる位相角度の線形な変化は、パターン｛０，ｅ−ｊ（π／２）＝−ｊ，ｅ−ｊπ＝−１，ｅ−ｊ（３π／２）＝ｊ，・・・，ｅ−ｊ（（Ｎ−１）π／２）＝−ｊ｝に従う。
【００７３】
同様に、巡回シフト遅延がＭ／４ではなく−Ｍ／４に設定される場合、周波数にわたる位相角度における結果として起こる線形増大はπ／２、すなわち９０度であり、第２のアンテナは、
｛ｘ０，ｊｘ１，−ｘ２，−ｊｘ３，・・・，−ｊｘＮ−１｝          （３）
に対応する変調されたデータシンボルのシーケンスを送信する。同様に、巡回シフト遅延δｎがシンボル長さＭの１／２、すなわち、δｎ＝Ｍ／２に設定される場合、第１のアンテナはシーケンス（１）を送信しており、一方、第２のアンテナはシーケンス
｛ｘ０，−ｘ１，ｘ２，−ｊｘ３，・・・，−ｘＮ−１｝          （４）
を送信している。
【００７４】
シンボル長さの±１／４に巡回シフト遅延を設定することにより、｛１，ｊ｝から成る要素を有する２つのアンテナによって送信されるシーケンスの要素がもたらされることが観測される。これは、受信器での実効チャネルの再構成が、複素数が含まれないために、比較的容易であることを意味する。
【００７５】
更に、フラットチャネルを仮定すれば、サブキャリアの１／４しかシーケンス（２）及び（３）で同じ結合関係を有さず、他方、シーケンス（４）におけるサブキャリアの１／２は同じ結合関係を有することが知られる。
【００７６】
提案される上記の巡回シフト遅延選択に基づくＣＤＤスキームは、プレコーディングマトリクスホッピングの視点から見られることが知られる。ＬＴＥ標準において、プレコーディング・コードブックはダウンリンクにおいて定義されている。それは、［１，１］Ｔ、［１，−１］Ｔ、［１，ｊ］Ｔ及び［１，−ｊ］Ｔから成る。
【００７７】
送信されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのサブキャリア成分について周波数方向で、及び第２のアンテナのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのサブキャリア成分の位相角度変化が
［１，１］Ｔ、［１，−ｊ］Ｔ、［１，−１］Ｔ及び［１，ｊ］Ｔ      （５）
又は
［１，１］Ｔ、［１，ｊ］Ｔ、［１，−１］Ｔ及び［１，−ｊ］Ｔ      （６）
を用いて線形に増大するようなシーケンスで、プレコーディングマトリクスホッピングが行われる場合に、低ＰＡＰＲ特性が保たれ、サブキャリアの１／４のみが同じ結合関係を有する。更に、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをプレコーディングするために要素｛１，ｊ｝のみが使用されるので、受信器で実効チャネルを再構成することは、潜在的に容易である。
【００７８】
２アンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器で上記のＰＡＰＲ保持型プレコーディングマトリクスホッピングアプローチを用いると、第１のアンテナは“１”によってのみプレコーディングされ、これにより、第１のアンテナの変調信号ブロックは、
｛ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３，・・・，ｘＮ−１｝          （７）
に等しく、一方、第２のアンテナの変調信号ブロックは、
｛ｘ０，−ｊｘ１，−ｘ２，ｊｘ３，・・・，ｊｘＮ−１｝          （８）
を生成するよう上記のシーケンス（５）にわたるホッピングによって、又は、
｛ｘ０，ｊｘ１，−ｘ２，−ｊｘ３，・・・，−ｊｘＮ−１｝          （９）
を生成するよう上記のシーケンス（６）にわたるホッピングによって、決定される。
【００７９】
ＤＬに関して定義されるＬＴＥプレコーディング・コードブックの周波数方向でのプレコーディングマトリクスホッピングによって生成されるシーケンス（８）及び（９）は、シンボル長さの１／４の巡回シフト遅延から得られるシーケンス（２）及び（３）と同じであり、結果として現れるシーケンスはコードブックの符号化要素の全てを含むことが知られる。
【００８０】
上記のシーケンス（２）、（３）、（８）及び（９）は、低ＰＡＰＲ特性を保持し、且つ、ＬＴＥダウンリンクに関して定義されるコードブックによって提供される符号化要素｛１，ｊ｝についてシングルＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内に可能な限り多くのチャネル結合を導入する。
【００８１】
上記の２つのシーケンスにおける符号化要素としての｛１，ｊ｝の使用は、位相角度変化の９０度の線形増大が第２のアンテナのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの変調されたサブキャリア間に導入されることを意味する。これは、サブキャリアの１／４のみが同じ結合関係を有する理由であり、繰り返しの前に全循環がコードを経るよう４つの９０度位相角度増大が必要とされるためである。上記の２つの特定のシーケンスによって提供される位相角度における線形増大は、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保つ。
【００８２】
上記のプレコーディングマトリクスホッピングスキームは２アンテナ送信器に関して記載されたが、以下の式を用いて、その概念を４アンテナ送信器に拡張することが可能である：
[1,1,1,1]T、[1,-j,j,-1]T、[1,-1,-1,1]T、[1,j,-j,-1]T          （１０）
これにより、４つのアンテナについての以下のプレコーディングされたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが得られる：
｛ｘ０，ｘ１，ｘ２，ｘ３，・・・，ｘＮ−１｝                    （１１）
｛ｘ０，−ｊｘ１，−１ｘ２，ｊｘ３，・・・，ｊｘＮ−１｝        （１２）
｛ｘ０，ｊｘ１，−１ｘ２，−ｊｘ３，・・・，−ｊｘＮ−１｝      （１３）
｛１，−１，＋１，・・・，−１｝                            （１４）。
シーケンス（１２）、（１３）及び（１４）は、夫々、４つのアンテナについてδｎ＝｛０，Ｍ／４，−Ｍ／４，Ｍ／２｝の巡回シフト遅延を導入することによって実現され得ることが知られる。
【００８３】
本願の実施形態に従う他のダイバーシティスキームは、本願では、サブバンドに基づく送信ダイバーシティ（ＳＢＴＤ）と呼ばれる。ＳＢＴＤで、Ｎ＿Ｔｘ個の送信アンテナ（Ｎ＿Ｔｘ≧２）を有するＵＥの連続的なバンド幅はＮ＿Ｔｘ個のサブバンドに分割され、Ｎ＿Ｔｘ個の送信アンテナの夫々は、Ｎ＿Ｔｘ個のサブバンドの夫々１つに割り当てられ、各送信アンテナは、各自のサブバンドにおいてＵＥのためのデータシンボルの１／Ｎ＿Ｔｘを送信する。
【００８４】
図５Ａは、２つの送信アンテナを有するＵＥについてどのようにＳＢＴＤが実施されるのかの例を表すバンド幅割り当て図である。図５Ａで、ＵＥのバンド幅は、ＵＥの２つの送信アンテナに夫々割り当てられる２つの等しい連続するサブバンドＳｕｂ−ｂａｎｄ１及びＳｕｂ−ｂａｎｄ２に分けられる。
【００８５】
ＬＴＥにおいて、最小パイロットシーケンスは、単一のリソースブロックが割り当て可能な最小リソースである場合に、定義によれば、１リソースブロックである。ある実施形態で、夫々のサブバンドのサイズが１リソースブロックよりも小さい場合、複数のサブバンドが、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）において同じリソースブロックバンド幅を使用してよい。
【００８６】
ある実施形態で、ＳＢＴＤは、物理的アップリンク共有チャネルでのデータ伝送のために使用される。
【００８７】
ＳＣ−ＦＤＭＡ信号は依然としてＳＢＴＤにおいて連続的なサブキャリアの連続的なサブバンド内で送信されているので、ＳＢＴＤはＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保ち、周波数選択性をＳＣ−ＦＤＭＡ処理に導入しない。更に、別々のサブバンド間及び別々のアンテナでの送信データの分割は、（アンテナごとの）ＤＦＴのサイズが非ＳＢＴＤダイバーシティスキームで必要とされるＤＦＴと比較して低減されるので、潜在的に送信器回路の複雑性を低減することができる。例えば、伝送ダイバーシティのために本願の実施形態に従うＳＢＴＤを用いるデュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器での伝送に必要とされる４つのリソースブロックが存在すると仮定して、第１のサブバンドで動作する送信アンテナの第１のアンテナにリソースブロックの２つを割り当て、第２のサブバンドで動作する第２の送信アンテナに残り２つのリソースブロックを割り当てることが可能である。２つのリソースブロックを扱うことができる夫々のＮポイントＤＦＴが、このＳＢＴＤシナリオでは、アンテナごとに使用されるので、ＤＦＴ回路の全体的な複雑性は、４つのリソースブロックを扱うことができる単一ＤＦＴが必要とされる非ＳＢＴＤシナリオよりも低い。
【００８８】
図５Ｂは、本願の実施形態に従うデュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のブロック図であり、この送信器において、ＳＢＴＤは、デュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器のための伝送ダイバーシティを提供するために用いられる。
【００８９】
図５Ｂに表されるデュアルアンテナＳＣ−ＦＤＭＡ送信器は、夫々のＮポイントＤＦＴ５００及び５０１と、共通のサブキャリアマッパー５０２と、夫々のＭポイントＩＤＦＴ５０４及び５０５（Ｍ＞Ｎ）と、共通の巡回プレフィックス（ＣＰ）加算器５０６と、共通のＤＡＣ／ＲＦブロック５０８と、夫々の送信アンテナ５１０及び５１２とを有する２つの平行な信号処理経路を有する。
【００９０】
ＮポイントＤＦＴ５００及び５０１は、夫々、図１Ａに示されるＮポイントＤＦＴ２００及び図３に示されるＮポイントＤＦＴ３００と同じように動作して、Ｎ個のグループ化された変調シンボルｘｎ＿１及びｘｎ＿２にＮポイントＤＦＴを実行し、周波数領域表現Ｘｋ＿１及びＸｋ＿２を生成する。次いで、サブキャリアマッパー５０２は、第１のＮポイントＤＦＴ５００からのＮ個のＤＦＴ出力Ｘｋ＿１の夫々を、第１のアンテナ５１０に割り当てられているサブバンドにおける夫々のサブキャリアにマッピングし、第２のＮポイントＤＦＴ５０１からのＮ個のＤＦＴ出力Ｘｋ＿２の夫々を、第２のアンテナ５１２に割り当てられているサブバンドにおける夫々のサブキャリアにマッピングする。
【００９１】
サブキャリアマッピングの結果は、複素サブキャリア振幅の２つの組
【００９２】
[外８]
2014147082.tif 000011
である。ここで、振幅のＮは、Ｍ個の振幅の各組において零でない。ＵＥバンド幅は夫々のアンテナに割り当てられている２つのサブバンド間で等しく分割されており、ＵＥバンド幅は２Ｍに等しいとする。ＭポイントＩＤＦＴ５０４及び５０５は、それらのＭ個の夫々の入力に対して各自のＭポイントＩＤＦＴを実行して、サブキャリア振幅
【００９３】
[外９]
2014147082.tif 000012
を夫々２つの複素時間領域信号
【００９４】
[外１０]
2014147082.tif 000013
に変形する。
【００９５】
ＣＰ加算器５０６は、巡回プレフィックス（ＣＰ）を複素時間領域信号
【００９６】
[外１１]
2014147082.tif 000014
に加える。ある実施形態で、各複素時間領域信号に加えられるＣＰは同じである。ある実施形態では、異なるＣＰが各複素時間領域信号に加えられる。
【００９７】
ＤＡＣ／ＲＦブロック５０８は、夫々の
【００９８】
[外１２]
2014147082.tif 000015
（及びＣＰ）を用いてシングル周波数キャリアを変調し、第１の信号処理経路に関する全ての変調されたシンボルは、第１の送信アンテナ５１０に割り当てられているサブバンドにおいて第１の送信アンテナ５１０を介して順次に送信される。ＤＡＣ／ＲＦブロック５０８は、夫々の
【００９９】
[外１３]
2014147082.tif 000016
（及びＣＰ）を用いてシングル周波数キャリアを変調し、第２の信号処理経路に関する全ての変調されたシンボルは、第２の送信アンテナ５１２に割り当てられているサブバンドにおいて第２の送信アンテナ５１２を介して順次に送信される。
【０１００】
サブキャリアマッパー５０２、ＣＰ加算器５０６及びＤＡＣ／ＲＦブロック５０８は、図５Ｂで表される実施形態では両方の信号処理経路に共通であるように図示されているが、ある実施形態では、これらのブロックの機能性は、信号処理経路ごとに別個の機能ブロック／回路によって実施されてよい。
【０１０１】
図５Ｂに示されるＳＣ−ＦＤＭＡ送信器は２つのアンテナを有するが、より一般的に、本願に従うＳＢＴＤ可能なＳＣ−ＦＤＭＡ送信器は送信アンテナを幾つ有してもよい。ある実施形態で、各アンテナはそれ自体の信号処理経路を有する。
【０１０２】
ある実施形態で、ＵＥバンド幅は、多数の送信アンテナの間で不規則に分割される。
【０１０３】
上述されるように、ＳＣ−ＦＤＭＡは、大いにその特有の低ＰＡＰＲ特性に起因して、ＬＴＥアップリンクで採用されている。低ＰＡＰＲ特性により、潜在的に、例えばＯＦＤＭＡに比べて、電力が限られたＵＥの補償範囲は広い。しかし、ＵＥが十分なヘッドルーム（headroom）を有する場合、低ＰＡＰＲは十分な電力ヘッドルームを有するＵＥにとっては問題でないため、ＬＴＥアップリンクで用いられる従来のＳＣ−ＦＤＭＡに課される制限は必要ではない。
【０１０４】
ＬＴＥ  ＤＬにおいて、ＵＥは、周波数領域多重アップフェード（upfade）を利用するよう複数のサブバンドを割り当てられてよい。これは、また、周波数領域ダイバーシティを可能にする。しかし、現在の３ＧＰＰ  ＬＴＥ標準は、ＵＬリソース授与をＵＥごとに１つのサブバンドに制限する。これは、ＵＬ性能を２つの方法で制限する。すなわち、ＵＥは、多重周波数領域アップフェードを利用することも、周波数ダイバーシティを利用することもできない。これは、潜在的にＵＬリンクレベルのスループット及び信頼性を制限する。
【０１０５】
現在のＬＴＥ標準は、また、ＵＬマルチアンテナ伝送をサポートしない。上述されるように、ＬＴＥアドバンスドにおいて、これは変わる。マルチサブバンドＵＬ割り当てに対する現在の制限は、時々、マルチアンテナＵＬ伝送に対する制限に関連する。例えば、低ＰＡＰＲを保つよう、現在のＬＴＥ標準において、サブバンドの幅がどの程度であるのかに関わらず、ただ１つのコードワードが１つのサブバンドで割り当てられる。
【０１０６】
本願の幾つかの態様は、潜在的にＬＴＥ  ＵＬ性能を改善するように、ＵＥがそれを行うことが可能である場合に、これら２つの制限を軽減することができる。
【０１０７】
［ＵＥ  ＵＬ適応サブチャネル化］
現在のＬＴＥ標準は、エボルブドノード（evolved  Node）Ｂ（ｅＮＢ）がＵＥの電力ヘッドルームを知っているところのメカニズムを提供する。本願の実施形態に従って、ＵＥが十分な電力ヘッドルームを有する場合に、ｅＮＢは複数のサブバンドをアップリンク通信のために特定のＵＥに割り当ててよい。複数のサブバンドを割り当てられたＵＥは、このとき、潜在的に改善されたアップリンク・リンクレベル性能のための周波数ダイバーシティ（開ループ）及び周波数領域での複数のフェーディングピーク（閉ループ）を利用するよう、複数のサブバンドで送信してよい。
【０１０８】
［ＵＥ  ＵＬ適応閉ループランク及びコードワード適応］
本願の他の実施形態は、ＵＥ電力ヘッドルームに基づいてＵＬ適応閉ループランク／コードワード適応を提供する。具体的に、ＵＥが十分なヘッドルームを有する場合、マルチレイヤー及びマルチコードワードＭＩＭＯ伝送が、リンクレベルのスループット／信頼性を改善するために用いられてよい。現在のＬＴＥ標準において、ＵＥは、ＵＬにおける単一送信アンテナの使用に制限され、単一サブバンドにおける単一コードワードの使用に制限される。これは、マルチレイヤー／マルチランク伝送及びマルチコードワードランク１（rank-1）伝送がＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性に影響を及ぼすためである。サブバンドにおける単一コードワードの使用は、潜在的に、ＵＥのチューン（tune）能力を通信チャネルに制限する。例えば、３つのリソースブロックが割り当てられ、異なるプレコーダベクトルが各リソースブロックに割り当てられる場合に、サブバンドのバンド幅に沿ったプレコーダベクトルの変動はＰＡＰＲに影響を及ぼしうるが、それはまた、ＵＥが複数のフェーディングピークを利用することを可能にすることができる。本願のこの実施形態に従って、ＵＥが十分でない電力ヘッドルームを有する場合に、単一コードワードランク１伝送がアップリンクで使用されてよく、これはＬＴＥ標準におけるＵＬにとってデフォルトの伝送モードである。しかし、ＵＥが十分な電力ヘッドルームを有する場合、ｅＮＢは、チャネル強度に基づいて、例えば、ランク２伝送又はマルチコードワードランク１伝送等のより高いランク／レイヤ伝送をスケジューリングすることができる。
【０１０９】
［低ＰＡＰＲを有するＵＬ  ＣＬマルチサブバンド周波数依存のスケジューリング］
本発明の他の実施形態に従って、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性が保持される必要がある環境に関し、アンテナサブグルーピングは、マルチサブバンド周波数依存のスケジューリングを可能にするために使用されてよい。
【０１１０】
ＭＩＭＯ伝送可能なＵＥに関して、ＵＥは、マルチアンテナＵＬ伝送を対象とする上記の実施形態に従って、単一サブバンドＭＩＭＯ伝送を使用してよく、又は、本願のこの実施形態に従って、ＵＥの伝送アンテナはサブグループに分けられてよく、各サブグループは夫々サブバンドで送信する。
【０１１１】
アンテナのこのようなサブグルーピングは、システムが、ＳＣ−ＦＤＭＡの低ＰＡＰＲ特性を保ちながら、夫々のプレコーディング・コードワードを有して多重周波数領域ピークを用いることを可能にする。例えば、２つの送信アンテナによれば、夫々のアンテナは、周波数選択スケジューリング（ＦＳＳ）により各自のピークで送信することができる。
なお、このアプローチからの利益は、送信アンテナが無相関である場合により顕著である。無相関とは、それらの周波数フェーディングピークが互いに独立であることを意味する。
【０１１２】
［低ＰＡＰＲを有するＵＬマルチアンテナＲＡＣＨ］
ＬＴＥ  ＤＬ同期チャネル（ＳＣＨ）において、時間領域ベクトルホッピングは、その単純さ及び性能のために採用されている。
【０１１３】
時間領域プレコーダベクトルホッピングは、各シンボルが単に定数を乗じられているので、送信されるシーケンスの低ＰＡＰＲを保つ。上述されるように、時間領域プレコーダベクトルホッピングは、空間ダイバーシティを達成するために、異なるベクトルにわたるホッピングを必要とする。これは、送信される信号が時間領域において前進型エラー訂正（ＦＥＣ）符号化されない場合に、破壊的な結合がＳＣ−ＦＤＭＡシンボルごとに起こりうるために、問題を生ずることがある。
【０１１４】
しかし、ＬＴＥ  ＵＬランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）はＦＥＣ符号（畳み込み符号）化され、従って、本願の実施形態に従って、時間領域ベクトルホッピングがマルチアンテナＲＡＣＨ伝送のために使用される。例えば、２アンテナ伝送に関して、時間領域ベクトルホッピングに使用されるベクトルは｛１，１｝、｛１，−１｝、｛１，ｊ｝及び｛１，−ｊ｝であってよい。このような例となるベクトルを用いて２つのアンテナについて送信されるシンボルのシーケンスの例が図２に示されている。
【０１１５】
４アンテナ伝送に関して、ベクトルは要素｛１｝及び｛ｊ｝から成る如何なる組合せであってもよい。しかし、ベクトル間で要素の半分を変更することは、潜在的に、より速い検出を提供することができる。すなわち、｛１，１，１，１｝、｛１，−１，１，−１｝、・・・は、４つの要素のうちの１つのみがベクトル間で変わる場合よりも速く検出され得る。
【０１１６】
［無線システムの概説］
図面を参照して、図６は、対応する基地局（ＢＳ）１４によってサービスを提供される複数のセル１２内の無線通信を制御する基地局コントローラ（ＢＳＣ）１０を示す。ある構成において、各セルは、更に、複数のセクタ１３又はゾーン（図示せず。）に分割される。一般に、各基地局１４は、対応する基地局１４に関連付けられたセル１２内にある移動体及び／又は無線端末１６とのＯＦＤＭによる通信を助ける。基地局１４に対する移動体端末１６の移動は、チャネル状態の有意な変動をもたらす。表されるように、基地局１４及び移動体端末１６は、通信のための空間ダイバーシティを提供するよう複数のアンテナを有してよい。ある構成において、中継局１５は基地局１４と無線端末１６との間の通信を支援してよい。無線端末１６は、いずれかのセル１２、セクタ１３、ゾーン（図示せず。）、基地局１４又は中継局１５から他のセル１２、セクタ１３、ゾーン（図示せず。）、基地局１４又は中継局１５へハンドオフされてよい。ある構成において、基地局１４は、バックホール（backhaul）ネットワーク１１を介して夫々の他のネットワーク（例えば、コアネットワーク又はインターネット（いずれも図示せず。））と通信する。ある構成において、基地局コントローラ１０は必要とされない。
【０１１７】
図７を参照して、基地局１４の一例が表されている。基地局１４は、概して、制御システム２０と、ベースバンドプロセッサ２２と、送信回路２４と、受信回路２６と、複数のアンテナ２８と、ネットワークインターフェース３０とを有する。受信回路２６は、（図８に表される）移動体端末１６及び（図９に表される）中継局１５によって提供される１又はそれ以上のリモート送信器から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず。）は、処理のために、信号を増幅し且つ信号からブロードバンド干渉を除去するよう協働してよい。次いで、ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず。）は、フィルタ処理された受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートし、次いで、１又はそれ以上のデジタルストリームにデジタル化する。
【０１１８】
ベースバンドプロセッサ２２は、受信信号において搬送される情報又はデータビットを取り出すよう、デジタル化された受信信号を処理する。この処理は、通常、復調動作、デコーディング動作、及びエラー訂正動作を含む。そのようなものとして、ベースバンドプロセッサ２２は、概して、１又はそれ以上のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に実装される。次いで、受信された情報は、ネットワークインターフェース３０を介して無線ネットワークにわたって送信され、あるいは、直接に又は中継局１５の助けを借りて、基地局１４によってサービスを提供される他の移動体端末１６へ送信される。
【０１１９】
送信側では、ベースバンドプロセッサ２２は、制御システム２０の制御下で、ネットワークインターフェース３０から、音声、データ又は制御情報を表しうるデジタル化されたデータを受信する。エンコードされたデータが送信回路２４に出力され、送信回路２４では、所望の送信周波数を有する１又はそれ以上のキャリア信号によって変調される。電力増幅器（図示せず。）は、この変調されたキャリア信号を、送信に適したレベルに増幅し、整合ネットワーク（図示せず。）を通ってアンテナ２８に送る。変調及び処理の詳細については、以下で、より詳細に記載する。
【０１２０】
図８を参照して、移動体端末１６の一例が表されている。基地局１４と同様に、移動体端末１６は、制御システム３２と、ベースバンドプロセッサ３４と、送信回路３６と、受信回路３８と、複数のアンテナ４０と、ユーザインターフェース回路４２とを有する。受信回路３８は、１又はそれ以上の基地局１４及び中継局１５から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず。）は、処理のために、信号を増幅し且つ信号からブロードバンド干渉を除去するよう協働してよい。次いで、ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず。）は、フィルタ処理された受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートし、次いで、１又はそれ以上のデジタルストリームにデジタル化する。
【０１２１】
ベースバンドプロセッサ３４は、受信信号において搬送される情報又はデータビットを取り出すよう、デジタル化された受信信号を処理する。この処理は、通常、復調動作、デコーディング動作、及びエラー訂正動作を含む。ベースバンドプロセッサ３４は、概して、１又はそれ以上のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に実装される。
【０１２２】
送信のために、ベースバンドプロセッサ３４は、制御システム３０から、音声、映像、データ又は制御情報を表しうるデジタル化されたデータを受信して、送信のためにエンコードする。エンコードされたデータは、送信回路３６に出力され、送信回路３６において、所望の送信周波数にある１又はそれ以上のキャリア信号を変調するために変調器によって使用される。電力増幅器（図示せず。）は、変調されたキャリア信号を、送信に適したレベルに増幅し、整合ネットワーク（図示せず。）を通ってアンテナ４０に送る。当業者にとって利用可能な様々な変調及び処理の技術が、直接に又は中継局を介して、移動体端末と基地局との間の信号伝送ために使用される。
【０１２３】
ＯＦＤＭ変調において、送信バンドは複数の直交キャリア波に分割される。各キャリア波は、送信されるべきデジタルデータに従って変調される。ＯＦＤＭは送信バンドを複数のキャリアに分割するので、キャリアごとのバンド幅は減少し、キャリアごとの変調時間は増大する。複数のキャリアが同時に送信されるので、いずれかの所与のキャリアにおけるデジタルデータ又はシンボルのための伝送レートは、単一のキャリアが使用される場合よりも低い。
【０１２４】
ＯＦＤＭ変調は、送信されるべき情報に対する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の実行を利用する。復調のために、受信される信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の実行は、送信される情報を回復する。実際に、ＩＦＦＴ及びＦＦＴは、夫々、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）及び離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行するデジタル信号処理によって提供される。然るに、ＯＦＤＭ変調の特徴的な特性は、直交キャリア波が伝送チャネル内の複数のバンドに関して生成されることである。変調された信号は、比較的低い伝送レートを有し且つ夫々のバンド内にとどまることができるデジタル信号である。個々のキャリア波は、デジタル信号によって直接には変調されない。代わりに、全てのキャリア波は、ＩＦＦＴ処理によって一度に変調される。
【０１２５】
動作において、ＯＦＤＭは、通常、少なくとも基地局１４から移動体端末１６へのダウンリンク伝送のために使用される。各基地局１４はｎ（ｎ≧１）個の送信アンテナ２８を備え、各移動体端末１６はｍ（ｍ≧１）個の受信アンテナ４０を備える。明らかに、夫々のアンテナは、適切なデュプレクサ又はスイッチを用いて受信及び送信のために使用されてよく、明りょうさのためだけにそのように呼ばれる。
【０１２６】
中継局１５が使用される場合、ＯＦＤＭは、望ましくは、基地局１４から中継局１５及び中継局１５から移動体端末１６へのダウンリンク伝送のために使用される。
【０１２７】
図９を参照して、中継局１５の一例が表されている。基地局１４及び移動体端末１６と同様に、中継局１５は、制御システム１３２と、ベースバンドプロセッサ１３４と、送信回路１３６と、受信回路１３８と、複数のアンテナ１３０と、中継回路１４２とを有する。中継回路１４２は、中継局１５が基地局１４と移動体端末１６との間の通信を支援することを可能にする。受信回路１３８は、１又はそれ以上の基地局１４及び移動体端末１６から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず。）は、処理のために、信号を増幅し且つ信号からブロードバンド干渉を除去するよう協働してよい。次いで、ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず。）は、フィルタ処理された受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートし、次いで１又はそれ以上のデジタルストリームにデジタル化する。
【０１２８】
ベースバンドプロセッサ１３４は、受信信号において搬送される情報又はデータビットを取り出すよう、デジタル化された受信信号を処理する。この処理は、通常、復調動作、デコーディング動作、及びエラー訂正動作を含む。ベースバンドプロセッサ１３４は、概して、１又はそれ以上のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）及び特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に実装される。
【０１２９】
送信のために、ベースバンドプロセッサ１３４は、制御システム１３２から、音声、映像、データ又は制御情報を表しうるデジタル化されたデータを受信して、送信のためにエンコードする。エンコードされたデータは、送信回路１３６に出力され、送信回路１３６において、所望の送信周波数にある１又はそれ以上のキャリア信号を変調するために変調器によって使用される。電力増幅器（図示せず。）は、変調されたキャリア信号を、送信に適したレベルに増幅し、整合ネットワーク（図示せず。）を通ってアンテナ１３０に送る。当業者にとって利用可能な様々な変調及び処理の技術が、上述されるように、直接に又は中継局を介して、移動体端末と基地局との間の信号伝送ために使用される。
【０１３０】
図１０を参照して、論理ＯＦＤＭ伝送アーキテクチャが記載される。最初に、基地局コントローラ１０は、様々な移動体端末１６に送信されるべきデータを、直接に又は中継局１５の助けを借りて、基地局１４に送信する。基地局１４は、移動体端末に関連付けられているチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を用いて、送信のためにデータをスケジューリングするとともに、スケジューリングされたデータを送信するための適切な符号化及び変調を選択してよい。ＣＱＩは直接に移動体端末１６から得られても、又は移動体端末１６によって提供される情報に基づいて基地局１４で決定されてもよい。いずれの場合にも、各移動体端末１６のＣＱＩは、チャネル振幅（又は応答）がＯＦＤＭ周波数バンドにわたって変化する度合いの関数である。
【０１３１】
ビットのストリームであるスケジュールされたデータ４４は、データスクランブリングロジック４６により、データに関連するピーク・ツー・アベレージ電力比を低減するようにスクランブルされる。スクランブルされたデータのための周期的冗長検査（ＣＲＣ）は、ＣＲＣ付加ロジック４８により決定されて、スクランブルされたデータに付加される。
次に、チャネル符号化がチャネルエンコーダロジック５０によって実行され、移動体端末１６での回復及びエラー訂正を容易にするよう有効に冗長性をデータに加える。先と同じく、特定の移動体端末１６のためのチャネル符号化はＣＱＩに基づく。ある実施において、チャネルエンコーダロジック５０は従来のターボエンコーディング（Turbo  encoding）技術を使用する。次いで、エンコードされたデータは、レートマッチングロジック５２によって処理されて、エンコーディングに関連するデータ拡張を補償する。
【０１３２】
ビットインターリーバロジック５４は、連続的なデータビットの損失を最小限とするよう、エンコードされたデータにおいて系統的にビットを並べ替える。結果として得られたデータビットは、マッピングロジック５６によって、選択されているベースバンド変調に依存して、対応するシンボルに系統的にマッピングされる。望ましくは、直交振幅変調（ＱＡＭ）又は直交位相シフトキー（ＱＰＳＫ）変調が使用される。望ましくは、変調の程度は、特定の移動体端末のためのＣＱＩに基づいて選択される。シンボルは、シンボルインターリーバロジック５８を用いて、周波数選択フェーディングによって引き起こされる周期的なデータ損失に対する送信信号の耐性を更に強めるよう、系統的に並べ替えられてよい。
【０１３３】
この時点で、ビットのグループは、振幅及び位相配列における位置を表すシンボルにマッピングされている。空間ダイバーシティが望まれる場合、シンボルのブロックは空間−時間ブロックコード（ＳＴＣ）エンコーダロジック６０によって処理される。ＳＴＣエンコーダロジック６０は、送信される信号に干渉に対する更なる耐性を持たせるとともに移動体端末１６でより容易にデコードされるように、シンボルを変更する。ＳＴＣエンコーダロジック６０は、入来するシンボルを処理して、基地局１４の送信アンテナ２８の数に対応するｎ個の出力を提供する。図１０に関して上述される制御システム２０及び／又はベースバンドプロセッサ２２は、ＳＴＣエンコーディングを制御するようマッピング制御信号を提供する。この時点で、ｎ個の出力についてのシンボルは、送信されるべきデータの表現であり、移動体端末１６によって回復可能であるとする。
【０１３４】
本例に関して、基地局１４は２つのアンテナ２８（ｎ＝２）を有し、ＳＴＣエンコーダロジック６０はシンボルの２つの出力ストリームを供給するとする。然るに、ＳＴＣエンコーダロジック６０によって出力されるシンボルストリームの夫々は、理解を容易にするために別々に表されている対応するＩＦＦＴプロセッサ６２に送られる。当業者には明らかなように、１又はそれ以上のプロセッサが、このようなデジタル信号処理を、単独で、又は本願で記載される他の処理と組み合わせて、提供するために使用されてよい。ＩＦＦＴプロセッサ６２は、望ましくは、逆フーリエ変換を提供するよう夫々のシンボルに対して動作する。ＩＦＦＴプロセッサ６２の出力は、時間領域におけるシンボルを供給する。
時間領域シンボルは、プレフィックス挿入ロジック６４によってプレフィックスと関連付けられるフレームにグループ化される。結果として得られる信号の夫々は、対応するデジタルアップコンバージョン（ＤＵＣ）及びデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換回路６６を介して、デジタル領域で中間周波数にアップコンバートされ、アナログ信号に変換される。次いで、結果として得られる（アナログ）信号は、ＲＦ回路６８及びアンテナ２８を介して、同時に、所望のＲＦ周波数で変調され、増幅され、送信される。特に、目的の移動体端末１６によって知られるパイロット信号は、サブキャリアの間で散在する。移動体端末１６は、以下で詳細に論じられるが、チャネル推定のためにパイロット信号を使用する。
【０１３５】
ここで、図１１を参照して、基地局１４から直接に、又は中継局１５の助けを借りて、移動体端末１６によって送信信号を受信する様子が表されている。移動体端末１６のアンテナ４０の夫々での送信信号の到達時に、夫々の信号は、対応するＲＦ回路７０によって復調されて増幅される。簡潔さ及び明りょうさのために、２つの受信経路のうちの１つについてしか詳細には記載及び図示しない。アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ及びダウンコンバージョン回路７２は、デジタル処理のためにアナログ信号をデジタル化してダウンコンバートする。結果として得られるデジタル信号は、受信信号レベルに基づいてＲＦ回路７０における増幅器のゲインを制御するよう自動ゲイン制御回路（ＡＧＣ）７４によって使用されてよい。
【０１３６】
最初に、デジタル信号は、幾つかのＯＦＤＭシンボルをバッファリングして２つの連続するＯＦＤＭシンボルの間の自己相関を計算する粗同期（coarse  synchronization）ロジック７８を有する同期ロジック７６に供給される。相関結果の最大値１０に対応する結果として得られる時間インデックスは、ヘッダに基づいて正確なフレーム開始位置を決定するために微同期（fine  synchronization）ロジック８０によって使用される微同期検索ウィンドウを決定する。微同期ロジック８０の出力は、フレーム整列ロジック８４によるフレーム取得を助ける。適切なフレーム整列が重要であり、これにより、その後のＦＦＴ処理は時間領域から周波数領域への正確な変換を提供する。微同期アルゴリズムは、ヘッダによって搬送される受信されたパイロット信号と既知のパイロットデータの局所コピーとの間の相関に基づく。フレーム整列取得が起こると、ＯＦＤＭシンボルのプレフィックはプレフィックス除去ロジック８６により除去され、結果として得られるサンプルは周波数オフセット補正ロジック８８に送られる。周波数オフセット補正ロジック８８は、送信器及び受信器で整合しない局所発振器によって引き起こされるシステム周波数オフセットを補償する。望ましくは、同期ロジック７６は、周波数オフセット及びクロック推定ロジック８２を有し、このロジック８２は、送信される信号に対するこのような効果を推定し、その推定を補正ロジック８８に供給して適切にＯＦＤＭシンボルを処理するのを助けるようヘッダに基づく。
【０１３７】
この時点で、時間領域でのＯＦＤＭシンボルは、ＦＦＴ処理ロジック９０を用いた周波数領域への変換の準備ができている。その結果、周波数領域シンボルが得られ、処理ロジック９２に送られる。処理ロジック９２は、散乱パイロット抽出ロジック９４により散乱パイロット信号を取り出し、取り出されたパイロット信号に基づいてチャネル推定ロジック９６によりチャネル推定を決定し、全てのサブキャリアについてチャネル再構成ロジック９８によりチャネル応答を提供する。サブキャリアの夫々についてのチャネル応答を決定するために、パイロット信号は、本質的に、時間及び周波数の両方において既知のパターンで全ＯＦＤＭサブキャリアにわたってデータシンボルの間で散在する複数のパイロットシンボルである。引き続き図１１を参照して、処理ロジックは、パイロットシンボルが送信されるサブキャリアについてのチャネル応答を決定するよう、受信されたシンボルを、ある時間においてあるサブキャリアで取り出されるパイロットシンボルと比較する。その結果は、パイロットシンボルが提供されない残りのサブキャリアの全てではなくとも大部分についてチャネル応答を推定するよう補間される。実際の補間されたチャネル応答は、ＯＦＤＭチャネルにおけるサブキャリアの全てではなくとも大部分についてのチャネル応答を含む全体のチャネル応答を推定するために使用される。
【０１３８】
夫々の受信経路についてチャネル応答から得られる周波数領域シンボル及びチャネル再構成情報はＳＴＣデコーダ１００に供給される。ＳＴＣデコーダ１００は、送信されるシンボルを回復するよう両受信経路でＳＴＣデコーディングを提供する。チャネル再構成情報は、夫々の周波数領域シンボルを処理する場合に送信チャネルの影響を除去するのに十分な等化情報をＳＴＣデコーダ１００に与える。
【０１３９】
回復されたシンボルは、送信器のシンボルインターリーバ５８に対応するシンボルデインターリーバロジック１０２を用いて元の順序に戻される。デインターリーブされたシンボルは、次いで、デマッピングロジック１０４により、対応するビットストリームに復調又はデマッピングされる。次いで、ビットは、送信器アーキテクチャのビットデインターリーバロジック５４に対応するビットデインターリーバロジック１０６によりデインターリーブされる。デインターリーブされたビットは、次いで、レートデマッチングロジック１０８によって処理され、最初にスクランブルされたデータ及びＣＲＣチェックサムを回復するようチャネルデコーダロジック１１０に与えられる。然るに、ＣＲＣロジック１１２は、ＣＲＣチェックサムを除去し、スクランブルされたデータを従来のやり方で検査し、それを従来の基地局デスクランブルコードを用いたデスクランブルのためにデスクランブルロジック１１４に供給して、もともと送信されたデータ１１６を回復する。
【０１４０】
データ１１６を回復するのと並行して、ＣＱＩ、又は少なくとも、基地局１４でＣＱＩを生成するのに十分な情報、が決定され、基地局１４に送信される。上述されるように、ＣＱＩは、チャネル応答がＯＦＤＭ周波数バンドにおいて様々なサブキャリアにわたって変化する度合いと同様に、キャリア対干渉比（carrier-to-interference  ratio）（ＣＲ）の関数であってよい。本実施形態に関して、情報を送信するのに使用されるＯＦＤＭ周波数バンドにおける夫々のサブキャリアについてのチャネルゲインは、チャネルゲインがＯＦＤＭ周波数にわたって変化する度合いを決定するよう互いに比較される。多数の技術が変化の程度を測定するために利用可能であるが、１つの技術は、データを送信するのに使用されるＯＦＤＭ周波数バンド全体にわたって夫々のサブキャリアについてチャネルゲインの標準偏差を計算することである。
【０１４１】
図６乃至１１は、本願の実施形態を実施するのに使用される通信システムの１つの具体例を提供する。当然、本願の実施形態は、具体例とは異なっているが、本願で記載される実施形態の実施に合致する方法で動作するアーキテクチャを有する通信システムにより実施されてよい。
【０１４２】
本発明の多数の代替案及び変形が上記の教示に照らして可能である。従って、当然、添付の特許請求の範囲の適用範囲内で、本発明は、本願で具体的に記載されるものとは別なふうに実行されてよい。
【０１４３】
［関連出願の相互参照］
本願は、参照することによってその全文に本願に援用される２００８年６月１２日付けで出願された米国特許仮出願第６１／０６１，０１３号明細書の優先権を主張するものである。
【図１Ａ】
2014147082.tif 000017
【図１Ｂ】
2014147082.tif 000018
【図２】
2014147082.tif 000019
【図３】
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【図４】
2014147082.tif 000021
【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
2014147082.tif 000023
【図６】
2014147082.tif 000024
【図７】
2014147082.tif 000025
【図８】
2014147082.tif 000026
【図９】
2014147082.tif 000027
【図１０】
2014147082.tif 000028
【図１１】
2014147082.tif 000029
【手続補正書】
【提出日】平成26年3月13日(2014.3.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための方法であって、
バンド幅を複数のサブバンドに分割するステップと、
複数のアンテナの夫々のアンテナに各サブバンドを割り当てるステップと、
前記サブバンドに割り当てられた夫々のアンテナにより各サブバンドでＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信するステップと
を有する方法。
【請求項２】
前記複数のサブバンドの中のサブバンドは夫々等しいサイズである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
複数の連続するサブバンドの夫々における伝送のためのＳＣ−ＦＤＭＡを生成するよう構成されるシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ―ＦＤＭＡ）サブバンドに基づく伝送ダイバーシティのための無線送信器。
【請求項４】
夫々のサブバンドのための夫々の信号処理経路を有し、各信号処理経路は夫々の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）を有する、請求項３に記載の無線送信器。
【請求項５】
各信号処理経路は、前記ＤＦＴ後に、逆離散フーリエ変換器が続くサブキャリアマッパーを有する、請求項４に記載の無線送信器。
【請求項６】
ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクにおけるアップリンク適応サブチャネル化のための方法であって、
無線デバイスの動作電力ヘッドルームに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップ
を有する方法。
【請求項７】
前記無線デバイスがフェーディングピークを有するサブキャリアを決定するステップを有し、
前記複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップは、前記無線デバイスがフェーディングピークを有する前記サブキャリアと、前記無線デバイスの前記動作電力ヘッドルームとに基づいて、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク伝送のための複数の不連続なサブバンドを前記無線デバイスに割り当てるステップを有する、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
ＭＩＭＯ可能な無線デバイスのＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンク接続の適応のための、基地局における方法であって、
前記無線デバイスの動作電力ヘッドルームをモニタするステップと、
前記無線デバイスが十分な動作電力ヘッドルームを有する場合に、チャネル強度に基づいて又は少なくともランク２伝送でマルチコードワードランク１伝送をスケジューリングするステップと
を有する方法。
【請求項９】
ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルでの伝送ダイバーシティのための方法であって、
複数のアンテナの夫々について、
アンテナごとに異なる時間領域プレコーディングベクトルによるホッピングに基づいてＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルのシーケンスをプレコーディングするステップと、
複数のプレコーディングされたＳＣ−ＦＤＭＡ変調シンボルを送信するステップと
を有する方法。
【請求項１０】
前記プレコーディングベクトルの要素は｛１｝及び｛ｊ｝を有する、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記複数のアンテナは２つのアンテナを有し、前記プレコーディングベクトルは｛１，１｝、｛１，−１｝、｛１，ｊ｝及び｛１，−ｊ｝を有する、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルは前進型エラー訂正符号化データを有する、請求項９乃至１１のうちいずれか一項に記載の方法。
【請求項１３】
前記ＳＣ−ＦＤＭＡ変調アップリンクチャネルはロングタームエボリューション（ＬＴＥ）・アップリンク・ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）を有する、請求項９乃至１１のうちいずれか一項に記載の方法。