(57)【要約】【課題】マルチユーザー（ＭＵ）ＭＩＭＯシステムのための一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）プリコーダを実現するための技術を提供する。【解決手段】ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルは、これに関連する１つのフィードフォーワードフィルタを有する、ＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局における、ＧＤＦＥプリコーダを構成するための方法が提供される。この方法は、本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算するステップと、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算するステップと、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算するステップとを備える。【選択図】図４
2014158277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局であって、
複数のユーザーターミナルに信号ストリームを送信するように構成された複数のアンテナと、そして
一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）プリコーダであって、前記複数のユーザーターミナルに向けた前記信号ストリームを作るように構成され、フィードフォワードパスに送信フィルタ行列Ｂを使う送信フィルタを含み、フィードバックパスに干渉プリキャンセル行列Ｇを使う干渉プリキャンセラを含む前記ＧＤＦＥプリコーダと、を備え
前記送信フィルタ行列Ｂと前記干渉プリキャンセル行列Ｇは、ダウンリンクチャネルＳの共分散行列から計算され、そして
前記ダウンリンクチャネルＳはマルチアクセスチャネル行列Ｄと、前記複数のアンテナと前記複数のユーザーターミナルとの間のチャネル利得行列Ｈで計算される、
ことを特徴とする、前記基地局。
【請求項２】
請求項１記載の基地局であって、 
前記基地局が前記複数のユーザーターミナルの各々のための前記フィードフォワードフィルタＦを前記マルチアクセスチャネル行列Ｄと前記チャネル利得行列Ｈに基づいて計算するように構成された前記基地局。
【請求項３】
請求項２記載の基地局であって、
前記基地局が、各々がＬｋ個のアンテナを有するｋ個のユーザーターミナルのマルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システム用であって、
前記ユーザーターミナル用の前記フィードフォワードフィルタがＦ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋによって表わされ、フィードフォワードフィルタ行列Ｆを形成し、そして
前記ＧＤＦＥプリコーダは、前記フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇによって示される干渉プリキャンセルブロックを備え、ここでＩは、恒等行列であり、Ｇは、干渉プリキャンセル行列であることを特徴とする、前記基地局。
【請求項４】
請求項３記載の基地局であって、
前記ＧＤＦＥプリコーダがさらに、前記フィードバックパス内に配置された前記干渉プリキャンセルブロックを通してフィードバックされた、フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生する、前記フィードフォワードパス内に配置されたモジュロユニットを備えることを特徴とする、前記基地局。
【請求項５】
請求項４記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロックの出力信号がユーザーシンボルのストリームから差し引かれ、前記フィードフォワードパス内の前記モジュロユニットに適用されることを特徴とする、前記基地局。
【請求項６】
請求項４記載の基地局であって、
前記送信フィルタ行列Ｂで表わされる前記送信フィルタが、前記フィードフォワードパス内に配置された前記モジュロユニットで作られた前記フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームをフィルタするように構成され、そして
前記送信フィルタ行列Ｂが
Ｂ＝ＶΣ１／２Ｍ
である、
ここで、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列である、
ことを特徴とする、前記基地局。
【請求項７】
請求項３記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロックの前記干渉プリキャンセル行列Ｇが、
前記ダウンリンクチャネルの入力共分散行列Ｓｘｘとして前記ダウンリンクチャネルＳを計算する必要がある式、あるいはＳｘｘの計算が必要ない式の１つを使ってフィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、Ｆ＝ＧＭＨＣによって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数
であり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記基地局。
【請求項８】
請求項７記載の基地局であって、
Ｓｘｘの計算が必要な式を使って前記フィルタ行列Ｃを計算し、
【数１】
2014158277.tif 000054
をつかってＳｘｘを計算する、
ここで、
Ｉは、恒等行列であり、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表し、
前記マルチアクセスチャネル行列Ｄは、容量が最適であるように選択された
無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）
のための入力共分散行列であり、そして
λは、所定の総送信パワーＰｔに対するスカラー変数であり、
λ＝trace(Ｉ−[ＨＨＤＨ＋Ｉ]−１)/Ｐｔ
で表わされる、
ことを特徴とする、前記基地局。
【請求項９】
請求項３記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロック内の前記干渉プリキャンセル行列Ｇが、
【数２】
2014158277.tif 000055
により階数が行の数以上となっているチャネル利得行列Ｈに対して前記フィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表わし、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示し、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列であり、
λは所定の総送信パワーＰｔに対するスカラー変数であり、
λ＝trace(Ｉ−[ＨＨＤＨ＋Ｉ]−１)/Ｐｔ
で表わされ、
ここで、
Ｉは、恒等行列であり、
前記マルチアクセスチャネル行列Ｄは、容量が最適であるように選択された
無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）
のための入力共分散行列であり、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、Ｆ＝ＧＭＨＣによって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数で
あり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により前記干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記基地局。
【請求項１０】
請求項３記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロック内の前記干渉プリキャンセル行列Ｇが
【数３】
2014158277.tif 000056
により階数が行の数以上となっているチャネル利得行列Ｈに対して前記フィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表わし、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示し、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列であり、
λは、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、
Ｆ＝ＧＭＨＣ
によって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数で
あり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記基地局。
【請求項１１】
基地局の複数のアンテナから複数のユーザーターミナルに信号ストリームを送信する方法であって、
一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）プリコーダであって、前記複数のユーザーターミナルに向けた前記信号ストリームを作るように構成され、フィードフォワードパスに送信フィルタ行列Ｂを使う送信フィルタを含み、フィードバックパスに干渉プリキャンセル行列Ｇを使う干渉プリキャンセラを含む前記ＧＤＦＥプリコーダを使用し、
前記送信フィルタ行列Ｂと前記干渉プリキャンセル行列Ｇは、ダウンリンクチャネルＳの共分散行列から計算され、そして
前記ダウンリンクチャネルＳはマルチアクセスチャネル行列Ｄと、前記複数のアンテナと前記複数のユーザーターミナルとの間のチャネル利得行列Ｈで計算される、
ことを特徴とする、前記方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法であって、 
前記複数のユーザーターミナルの各々のための前記フィードフォワードフィルタＦが前記マルチアクセスチャネル行列Ｄと前記チャネル利得行列Ｈに基づいて計算される前記方法。
【請求項１３】
請求項１２記載の方法であって、
前記基地局が、各々がＬｋ個のアンテナを有するｋ個のユーザーターミナルのマルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システム用であって、
前記ユーザーターミナル用の前記フィードフォワードフィルタがＦ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋによって表わされ、フィードフォワードフィルタ行列Ｆを形成し、そして
前記ＧＤＦＥプリコーダは、前記フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇによって示される干渉プリキャンセルブロックを備え、ここでＩは、恒等行列であり、Ｇは、干渉プリキャンセル行列であることを特徴とする、前記方法。
【請求項１４】
請求項１３記載の方法であって、
前記ＧＤＦＥプリコーダがさらに、前記フィードバックパス内に配置された前記干渉プリキャンセルブロックを通してフィードバックされた、フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生する、前記フィードフォワードパス内に配置されたモジュロユニットを備えることを特徴とする、前記方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロックの出力信号をユーザーシンボルのストリームから差し引き、前記フィードフォワードパス内の前記モジュロユニットに適用されることを特徴とする、前記方法。
【請求項１６】
請求項１４記載の基地局であって、
前記送信フィルタ行列Ｂで表わされる前記送信フィルタが、前記フィードフォワードパス内に配置された前記モジュロユニットで作られた前記フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームをフィルタするように構成され、そして
前記送信フィルタ行列Ｂが
Ｂ＝ＶΣ１／２Ｍ
である、
ここで、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列である、
ことを特徴とする、前記方法。
【請求項１７】
請求項１３記載の方法であって、
前記干渉プリキャンセルブロックの前記干渉プリキャンセル行列Ｇが、
前記ダウンリンクチャネルの入力共分散行列Ｓｘｘとして前記ダウンリンクチャネルＳを計算する必要がある式、あるいはＳｘｘの計算が必要ない式の１つを使ってフィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、Ｆ＝ＧＭＨＣによって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数
であり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の方法であって、
Ｓｘｘの計算が必要な式を使って前記フィルタ行列Ｃを計算し、
【数４】
2014158277.tif 000057
をつかってＳｘｘを計算する、
ここで、
Ｉは、恒等行列であり、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表し、
前記マルチアクセスチャネル行列Ｄは、容量が最適であるように選択された
無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）
のための入力共分散行列であり、そして
λは、所定の総送信パワーＰｔに対するスカラー変数であり、
λ＝trace(Ｉ−[ＨＨＤＨ＋Ｉ]−１)/Ｐｔ
で表わされる、
ことを特徴とする、前記方法。
【請求項１９】
請求項１３記載の方法であって、
前記干渉プリキャンセルブロック内の前記干渉プリキャンセル行列Ｇが、
【数５】
2014158277.tif 000058
により階数が行の数以上となっているチャネル利得行列Ｈに対して前記フィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表わし、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示し、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列であり、
λは所定の総送信パワーＰｔに対するスカラー変数であり、
λ＝trace(Ｉ−[ＨＨＤＨ＋Ｉ]−１)/Ｐｔ
で表わされ、
ここで、
Ｉは、恒等行列であり、
前記マルチアクセスチャネル行列Ｄは、容量が最適であるように選択された
無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）
のための入力共分散行列であり、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、Ｆ＝ＧＭＨＣによって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数で
あり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により前記干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記方法。
【請求項２０】
請求項１３記載の基地局であって、
前記干渉プリキャンセルブロック内の前記干渉プリキャンセル行列Ｇが
【数６】
2014158277.tif 000059
により階数が行の数以上となっているチャネル利得行列Ｈに対して前記フィルタ行列Ｃを計算し、
ここで、
前記チャネル利得行列Ｈは無線システム内で通信が行われるチャネルを表わし、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示し、
Ｖは、ユニタリ行列であり、
Σは、負でない成分を有する対角行列であり、
λは、
前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆは、
Ｆ＝ＧＭＨＣ
によって示され、
Ｍは、ユニタリ行列であり、
Ｃ＝ＭＲ
によりＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、前記行列Ｍを計算し、
Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
により前記フィードフォワードフィルタ行列Ｆを計算し、
ここで、
ＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、行列Ｒのブロック対角から
サイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブ行列Ｆ１、Ｆ２、．．．、Ｆｋを抽出し、
ａｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数で
あり、Ｆｋの階数に等しく、そして
Ｇ＝ＦＲ†
により干渉プリキャンセル行列Ｇを計算する、
ここで、
添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆行列を示す、
ことで決定されることを特徴とする、前記方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）の通信システムに関する。より詳細には、本発明は、ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーダコンフィギュレーションに関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダは、マルチユーザーのマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムに対して最適な容量の解決案を提供する。しかしながらＧＤＦＥプリコーダに関連する種々のフィルタを決定する計算上のコストが、禁止的な額となることが多く、このプリコーダは、多くの実用的なシステムには適していない。
【０００３】
多数のアンテナが設けられた基地局（ＢＳ）が、多数のユーザーターミナル（ＵＴ）に同時にデータストリームを送り、システム容量を最適にすることができるいくつかの公知のプリ符号化技術が存在する。一般に、ＭＵ−ＭＩＭＯシステムのためのプリ符号化は、所定の基準、例えばシステム容量またはビット誤り率を最適にすることを目的とする。提案されている技術の適当な特徴の説明と共に、以下、選択された参照文献について記載する。
【０００４】
Ｑ．Ｈ．スペンサー、Ａ．Ｌ．スウィンドルハーストおよびＭ．ハールトの論文「マルチユーザーのＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間マルチプレクシングのためのゼロ強制方法」（信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション、４６１〜４７１ページ、２００４年２月［１］）は、ブロック対角化（ＢＤ）として知られるリニアプリ符号化技術について述べおり、この技術は犠牲ＵＴチャネルのゼロ空間に干渉が広がることを求めることにより、データストリームを異なるＵＴに分離する。このＢＤ技術は、有効チャネルマトリックスを対角化し、ＢＳとＵＴとの間に多数のアイソレートされたＭＩＭＯサブチャネルを形成する。この方式は実施が簡単であるが、システム容量を多少制限する。
【０００５】
Ｃ．ウィンドパシンガー、Ｒ．Ｆ．Ｈ．フィッシャー、Ｔ．ベンセルおよびＪ．Ｂ．ヒューバーの論文「マルチアンテナおよびマルチユーザー通信におけるプリコーディング」（無線通信に関するＩＥＥＥトランザクション、１３０５〜１３１６ページ、２００４年７月［２］）は、トムリンソン−ハラシマプリコーディング（ＴＨＰ）として知られる非リニアプリ符号化方式について述べている。この方式は、ＢＳにおける連続的な干渉プリキャンセルに依拠している。送信パワーを越えないことを保証するために、モジュロ演算が使用される。ＢＤと異なり、ＴＨＰは、有効チャネルマトリックスを三角マトリックスとし、ＢＤと比較したとき、多少高いシステム容量を提供している。
【０００６】
Ｗ．ユーの博士論文「マルチユーザー通信環境における競合と協力」（スタンフォード大学、２００２年２月、［３］）およびＷ．ユー、Ｊ．チオッピーの論文「ガウスベクトル放送チャネルの合計容量」（情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月、［４］）において、ウェイ・ユー氏はＧＤＦＥプリコーダを紹介し、このプリコーダは高度のシステム容量を達成することを証明した。図１にはこの方式の基本コンポーネントが示されている。ＧＤＦＥプリコーダは、干渉プリキャンセルブロック１０１を含む。上記参考文献［２］で検討されたＴＨＰプリ符号化方式と同じように、この干渉プリキャンセルは、ｋ番目のステップで符号化されたシンボルベクトルは（ｋ−１）個のシンボルベクトルからしか干渉を受けないことを保証するのに役立つ。情報シンボルｕは、干渉プリキャンセルブロック１０１に処理され、フィルタにかけられたベクトルシンボルｘを発生する。
【０００７】
次に、フィルタにかけられたベクトルシンボルｘは、マトリックスＢにより表示された送信フィルタ１０３を通過させられ、送信される信号ｙを発生する。非特許文献３および４では、ＧＤＦＥプリコーダコンポーネントを計算するために、「好ましい最低ノイズ」に対応する共分散マトリックス（Ｓｚｚ）に基づく技術が提案されている。この技術は、高度のシステム容量を達成するが、ほとんどの実用的システムが必要とするリアルタイムの実施に対し、ＧＤＦＥプリコーダコンポーネントを決定する計算コストが実際上禁止的な額となり得る。
【０００８】
Ｘ．シャオ、Ｊ．ユアンおよびＰ．ラパジックの論文「ＭＩＭＯ放送チャネルのためのプリコーダの設計」（通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ）、７８８〜７９４ページ、２００５年５月、［５］）は、理論的に最大のシステム容量に近い容量を達成する異なるプリ符号化技術を提案している。提案されているこの方法は、ＧＤＦＥプリコーダ技術と比較し、計算上、複雑度が低い。しかしながら、提案されている方法は、すべてのデータストリームに等しいパワーを割り当てており、このことは、有限数の量子化されたビットレートを使用する実用的なシステムに対する有効な技術とはなり得ない。更に、この提案されている技術は、可逆的なチャネルマトリックスに限定されているが、常にそのようケースになるとは限らない。
【０００９】
Ｎ．ジンダール、Ｗ．リー、Ｓ．ビシュアナ、Ｓ．Ａ．ジャファーおよびＡ．ゴールドスミスの論文「マルチアンテナガウス放送チャネルのための合計パワー繰り返しウォーターフィリング」（情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１５７０〜１５８０ページ、２００５年４月、［６］）は、ＭＡＣ／ＢＣ（マルチアクセスチャネル／放送チャネル）二重性と称される極めて有効な結果を引き出しており、ウェイ・ユー氏の離散的数学および理論的コンピュータサイエンスにおけるＤＩＭＡＣＳシリーズ第６６巻「ネットワークインフォメーション理論における発展」（１５９〜１４７ページ、［７］）は、最低の好ましい雑音の概念を発展させている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Ｑ．Ｈ．スペンサー、Ａ．Ｌ．スウィンドルハーストおよびＭ．ハールトの論文「マルチユーザーのＭＩＭＯチャンネルにおけるダウンリンク空間マルチプレクシングのためのゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション、４６１〜４７１ページ、２００４年２月
【非特許文献２】Ｃ．ウィンドパシンガー、Ｒ．Ｆ．Ｈ．フィッシャー、Ｔ．ベンセルおよびＪ．Ｂ．ヒューバーの論文「マルチアンテナおよびマルチユーザー通信におけるプリコーディング」（無線通信に関するＩＥＥＥトランザクション、１３０５〜１３１６ページ、２００４年７月［２］）
【非特許文献３】Ｗ．ユーの博士論文「マルチユーザー通信環境における競合と協力」、スタンフォード大学、２００２年２月
【非特許文献４】Ｗ．ユー、Ｊ．チオッピーの論文「ガウスベクトル放送チャンネルの合計容量」、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月
【非特許文献５】Ｘ．シャオ、Ｊ．ユアンおよびＰ．ラパジックの論文「ＭＩＭＯ放送チャンネルのためのプリコーダの設計」、通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ）、７８８〜７９４ページ、２００５年５月
【非特許文献６】Ｎ．ジンダール、Ｗ．リー、Ｓ．ビシュアナ、Ｓ．Ａ．ジャファーおよびＡ．ゴールドスミスの論文「マルチアンテナガウス放送チャンネルのための合計パワー繰り返しウォーターフィリング」、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１５７０〜１５８０ページ、２００５年４月
【非特許文献７】ウェイ・ユー氏の離散的数学および理論的コンピュータサイエンスにおけるＤＩＭＡＣＳシリーズ第６６巻「ネットワークインフォメーション理論における発展」、１５９〜１４７ページ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
（発明の概要）
マルチユーザー（ＭＵ）ＭＩＭＯシステムのためのＧＤＦＥプリコーダを実現するための技術が使用され、この技術は、計算上のコストを大幅に低減するが、容量損失は生じさせない。この技術は、現在計画中の、将来（第４世代）のセルラーネットワークを含む種々のＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの性能を改善するのに適す。
【００１２】
ＧＤＦＥプリコーダの説明する実現例の実施は、「好ましい最低ノイズ」に対応する共分散マトリックス（Ｓｚｚ）の知識の必要性を緩和する。このことは、ＧＤＦＥプリコーダの従来の設計におけるキーとなるコンポーネントであり、増大し得る計算上のコストを必要とする。更に、ＧＤＦＥプリコーダを実現するための均一なフレームワークも提供する。従来のＧＤＦＥプリコーダ設計と異なり、ここに提案する方法は、ダウンリンクチャネルのための入力共分散マトリックス（Ｓｘｘ）の階数が不足しているときには、チャネルを低減しなくてもよい。
ＧＤＦＥプリコーダの、以下に説明する実現例は、従来のＧＤＦＥプリコーダよりも計算上のコストを大幅に改善するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の特徴は、ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）を有し、各ユーザーターミナル（ＵＴ）が、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有する、マルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムの基地局における一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づき、プリコーダを構成するための方法に関する。この方法は、下記のように本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算するステップと、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算するステップと、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算するステップとを備える。
【００１４】
本発明の別の特徴は、ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルが、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有するＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局におけるＧＤＦＥに基づくプリコーダに関する。このＧＤＦＥプリコーダは、フィードフォワードパスと、フィードバックパスと、フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇで表示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、Ｉは恒等マトリックスであり、Ｇは干渉プリキャンセルマトリックスである。干渉プリキャンセルマトリックスには、後述するような新規な式により、フィードフォワードフィルタマトリックスＦが関係している。
【００１５】
本発明の更に別の特徴は、ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルがこれに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有するＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局におけるＧＤＦＥに基づくプリコーダに関する。このＧＤＦＥプリコーダは、フィードフォワードパスと、フィードバックパスと、フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇで表示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、Ｉは恒等マトリックスであり、Ｇは干渉プリキャンセルマトリックスである。干渉プリキャンセルブロック内の干渉プリキャンセルマトリックスＧは、下記のように本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算し、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算し、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算することにより決定される。
【００１６】
以下に記載する詳細な説明、図面および特許請求の範囲から、本発明の別の特徴および利点が明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
（図面の簡単な説明）
本発明の種々の実施形態の添付図面および詳細な説明から、本発明をより完全に理解できようが、本発明を特定の実施形態だけに限定すべきでなく、以下の説明は単に発明を説明し、理解させるためのものにすぎない。
【図１】公知のＧＤＦＥプリコーダのブロック図である。
【図２】ＧＤＦＥプリコーディングを使用する通信システムのブロック図である。
【図３】ＧＤＦＥプリコーダのフィードフォワードフィルタを構成するブロック図である。
【図４】ＧＤＦＥプリコーダを構成するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
（詳細な説明）
以下、ＧＤＦＥプリコーダの実施の説明により、まずサブセクションＡで、次にサブセクションＢで、システムモデルおよび対応する従来技術について説明する。
【００１９】
当業者であれば、本発明の次の詳細な説明は単に説明のためのものに過ぎず、いかなる意味においても限定的でないことを認識できよう。本開示に関心を有するかかる当業者には、本発明の別の実施形態を容易に想到できよう。本発明を実施するには、これら特定の細部は必要でないことは、当業者には明らかとなろう。その他の場合において、本発明を不明瞭にしないように、周知の回路およびデバイスはブロック図にて示されている。次の実施形態の説明において、実質的に同一の部品は同一の参照番号で表示する。
【００２０】
まずシステムのモデルおよび以下使用する表示について記載する。基地局（ＢＳ）は、Ｎ個のアンテナを有し、各々がＬｋ個のアンテナを有するＫ個のユーザーターミナル（ＵＴ）が存在するものとする。ＵＴにおけるアンテナの総数を
【数１】
2014158277.tif 000003
と表示する。ここで、Ｈｋは、ＢＳとｋ番目のＵＴとの間の次元｛Ｌｋ×Ｎ｝のチャネル利得マトリックスを示すものとする。ＢＳとＫ個のＵＴとの間の組み合わされたチャネル利得マトリックスは、｛Ｌ×Ｎ｝であり、
【数２】
2014158277.tif 000004
で示され、ここで、添え字Ｔは、マトリックスの転置を示す。
【００２１】
ｕｋは、ｋ番目のＵＴに向けられた入力シンボルベクトルを示すものとし、よってスタックされた入力ベクトルを
【数３】
2014158277.tif 000005
と表示できる。ｕの長さは、ＢＳにおけるアンテナの数を越えないものと仮定する。更に、Ｓｕｕ＝Ｅ[ｕｕＨ]＝Ｉの別の制限を仮定し、ここでＥ［．］は、その引数の時間平均を示し、添え字Ｈは、共役転置を示し、Ｉは恒等マトリックスを示す。
【００２２】
Ａ．１  定義
【００２３】
図２を参照する。ここには、基地局２１０とユーザーターミナル２２０１−２２０ｋを有するＭＵ−ＭＩＭＯシステムの機能ブロック図が示されている。各ユーザーターミナルは、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタＦ１−Ｆｋを有する。チャネルマトリックスＨによって示されるチャネル２３１を通して通信が行われる。基地局は、フィードフォワードパスおよびフィードバックパスを含むＧＤＦＥプレコーダを備える。フィードフォワードパスでは、モジュロユニット２３３がフィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生し、これらベクトルシンボルは、送信フィルタ２３５によりフィルタ処理され、送信されるシンボルストリームｙを発生する。フィードバックパスでは、干渉プリキャンセルブロック２３７を介してシンボルＸがフィードバックされる。干渉プリキャンセルブロック２３７は、恒等マトリックスＩから減算された干渉プリキャンセルマトリックスＧによって示される。ユーザーシンボルｕのストリームから干渉プリキャンセルブロック２３７の出力信号が減算され、この結果はモジュロユニット２３３に加えられる。
【００２４】
以下、このシステムモデルに関連する、他のアスペクト／パラメータについて説明する。
【００２５】
１）干渉プリキャンセルマトリックス（Ｇ）：このマトリックスは、図１に示されるようにＧＤＦＥプリコーダの干渉プリキャンセルステージにて送信機で使用される。このマトリックスの主な目的は、干渉プリキャンセル目的のために入力シンボルベクトルｕを処理することである。その構造は、各々サイズａｋの恒等マトリックスであるブロック対角サブマトリックスを有する上部右三角マトリックスの構造である。
【００２６】
２）ダウンリンクチャネルのための入力共分散マトリックス：（Ｓｘｘ）：このマトリックスはＳｘｘ＝Ｅ[ｘｘＨ]と定義され、送信パワー制限を満たす。すなわちトレース
【数４】
2014158277.tif 000006
であり、ここでＰｔは利用可能な総送信パワーを示し、トレース（．）は、マトリックス引数の対角要素の和を示す。ダウンリンクチャネルのためのこの入力共分散マトリックスは、前記Ｎ個の送信アンテナの異なる１つずつから送信されるシンボルの依存性を示し；対角マトリックス要素の和は、Ｎ個の送信アンテナからの意図する総送信パワーを示す。以下の記載では、次のように固有値分解（ＥＶＤ）を使ってＳｘｘ
３）を表示する。
Ｓｘｘ＝ＶΣＶＨ            (1)
ここでＶは、ユニタリマトリックスであり、Σは、負でない成分を有する対角マトリックスである。
【００２７】
３）送信フィルタ（Ｂ）：図２に示されるように、ＧＤＦＥプリコーダのＤＦＥステージの後で得られるシンボルベクトルｘを処理するのに、このマトリックスを使用する。このフィルタは、次の式で示される。
Ｂ＝ＶΣ１/２Ｍ          (2)
ここでＭは、ユニタリマトリックスであり、マトリックス｛Ｖ、Σ｝は（１）で定義されているものと同じである。
【００２８】
４）好ましい最低ノイズ共分散マトリックス（Ｓｚｚ）：このマトリックスは、すべてのＵＴの間のフルコーディネーションを仮定したときに最小のシステム容量を生じさせるようなノイズ共分散マトリックスであると見なすことができる。このマトリックスは、ブロック対角サブマトリックスがサイズａｋの恒等マトリックスとなっている正の定エルミット行列である。このマトリックスは、非特許文献４の式（６７）で示されるのと同様に定義される。
【００２９】
５）等価的アップリンクチャネルのための入力共分散マトリックス（Ｄ）：このマトリックスは、チャネルマトリックスＨＨを有する等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）に対する入力ベクトルのシンボル間の相関性として、非特許文献７の式（３.６）と同様に定義される。マトリックスＤの構造は、ブロック対角マトリックスの構造であり、送信パワー制限を満たす。すなわち
【数５】
2014158277.tif 000007
であり、ここで、Ｐｔは、利用できる総送信パワーを示す。Ｄの各ブロック対角サブマトリックスは、アップリンクチャネル内の特定のＵＴに対する入力共分散マトリックスを示す。非特許文献６内に示された方法を使って、容量の最適マトリックスＤを計算できる。
【００３０】
Ａ．２  送信機の処理
【００３１】
図２に示されるように、ＧＤＦＥプリコーダは、Ｉ−Ｇによって表示される干渉プリキャンセルブロックを含む。ここで、Ｇはブロック上部右三角マトリックスの構造を有する。非特許文献２のＴＨＰプリ符号化方式と同様に、フィードバックマトリックスＧの三角構造は、ｋ番目のステップにおいて符号化されるシンボルベクトルが（ｋ−１）のシンボルベクトルからしか干渉を受けないことを保証することを補助する。次の関係を使って、
【数６】
2014158277.tif 000008
のｘｋ番目のサブベクトルを発生する。
【数７】
2014158277.tif 000009
ここでＧｋｍは、ｘｋからのベクトルシンボルｘｍに起因する干渉をプリキャンセルするのに必要なＧのサブマトリックスを示す。これらサブベクトルは、ｘｋが最初に発生されるベクトルとなり、ｘ１が最後に発生されるベクトルとなるように、逆の順序で発生される。次に、３つのＵＴのシナリオに対するマトリックスＧの構造の一例を示す。
【数８】
2014158277.tif 000010
【００３２】
この特定の例では、最初にｘ３を発生し、次にｘ２を発生し、サブマトリックスＧ２３を使ってｘ２からｘ３に起因する干渉を予め減算する。最後に、ｘ２およびｘ３に起因する干渉を予め減算した後に、最後にｘ１を発生する。次の集合から（３）におけるベクトルαｋの各複素要素を選択する。
【数９】
2014158277.tif 000011
【００３３】
結果として生じるベクトルｘｋの要素の境界が、幅
【数１０】
2014158277.tif 000012
の平方領域によって定められるようにαｋの要素を選択する。この機構は、干渉のプリキャンセルを可能にしながら、総送信パワーも制限する。
【００３４】
次の関係式で示されるベクトルｙを発生するように、送信フィルタＢにベクトルｘを通過させる。
ｙ＝Ｂｘ            (6)
【００３５】
基地局のそれぞれのアンテナ素子にベクトルｙの要素をマッピングすることによってベクトルｙを送信する。
【００３６】
Ａ．３  受信機の処理
【００３７】
次元｛ａｋ×Ｌｋ｝のマトリックスであるＦｋにより、ｋ番目のＵＴによって使用されるフィードフォワードフィルタを表示するものとする。ここで、ａｋはベクトルｕｋの長さを示す。次に、ｋ番目のＵＴに対応する受信されたベースバンドベクトルを次のように示す。
ｒｋ＝ＦｋＨＢｘ＋Ｆｋｎｋ            (7)
ここでｘは、図２に示されるような干渉プリキャンセルステップ後の入力シンボルベクトルｕから誘導されたシンボルベクトルである。フィルタＢが送信フィルタを示し、ｋ番目のＵＴにおけるノイズをｎｋで表示する。すべてのＫ個のＵＴに対応する、受信され、スタックされたベースバンドベクトルを次のように示すことができる。
ｒ＝ＦＨＢｘ＋Ｆｎ            (8)
ここでＦ＝diag(Ｆ１，Ｆ２，…Ｆｋ)は、フィードフォワードフィルタを示すブロック対角マトリックスであり、ｎはスタックされたノイズベクトルを示す。
【００３８】
次の記載において、前に定義したようなマトリックスＢ、ＧおよびＦを計算するための異なる方法を示す。１つの方法では、Ｓｚｚの知識を仮定し、別の方法では、Ｓｚｚの知識を用いないでＧＤＦＥマトリックスを計算するための方法を説明する。
【００３９】
Ｂ．ＧＤＦＥプリコーダマトリックスの計算
【００４０】
従来の方法とは異なり、本方法では、フィードフォワードフィルタＦを次のように表記する。
Ｆ＝ＧＭＨ(ＨＶΣ１/２)Ｈ[ＨＳｘｘＨＨ＋Ｓｚｚ]−１            (9)
ここで、「好ましい最低ノイズ」Ｓｚｚを、すべてのＵＴ間でフルコーディネーションが生じるときに、システム容量を最小にするノイズ共分散マトリックスと見なす。このＳｚｚは、非特許文献４内に記載された技術を使って計算できる。マトリックス｛Ｖ、Σ｝は、（１）で定義されたものと同じである。
【００４１】
チャネル利得マトリックスＨＨを有する等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）に対する入力共分散マトリックスＤをまず計算することにより、ダウンリンクチャネルに対する入力共分散マトリックスＳｘｘを計算できる。提案されるＧＤＦＥ方法によって達成される容量は、等価的アップリンクチャネルに対するＤの選択によって得られる容量と同じである。非特許文献６に示される方法を使って、容量の最適マトリックスＤを計算できる。次に、非特許文献７に示された次の式を使って、ダウンリンクチャネルに対する入力共分散マトリックスＳｘｘを計算できる。
【数１１】
2014158277.tif 000013
ここで所定の総送信パワーＰｔに対するスカラー変数λを次のように計算できる。
【数１２】
2014158277.tif 000014
【００４２】
次に、図４を参照し、次のようにフィルタマトリックスＣを定義する。
【数１３】
2014158277.tif 000015
（図４におけるステップ４０３）。次に下記のようにフィードフォワードフィルタＦを示すことができる。
Ｆ＝ＧＭＨＣ            (13)
【００４３】
Ｆは、ブロック対角マトリックスであり、Ｇは、この対角ブロックを形成する恒等マトリックスを有するブロック上部右三角マトリックスであることが理解できよう。Ｍがユニタリマトリックスであると仮定する。ＭＨをＣで乗算すると、その結果、ブロック上部右三角マトリックスＲが生じるはずである。従って、次のようなＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使用して、Ｍを得ることができる。
Ｃ＝ＭＲ            (14)
（ステップ４０６）。
同じベクトル空間に広がるＣのゼロでない列のすべては、マトリックスＭ内の１つの列ベクトルにしか機能しないようにＱＲＤを実行すると理解しなければならない。次のようにマトリックスＢ、ＧおよびＦの計算を実行する。
【００４４】
下式を計算する。
Ｂ＝ＶΣ１/２Ｍ（ステップ４０７）            (15)
【００４５】
下式をセットする。
Ｆ＝Blockdiagonal(Ｒ)（ステップ４０８）        (16)
Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、図３に示されるようにマトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａｋ×Ｌｋ｝のサブマトリックスＦ１、Ｆ２、．．．、ＦＫを抽出する。ｋ番目のＵＴに割り当てられるシンボルの数ａｋは、Ｆｋの階数に等しい。
【００４６】
下式を計算する。
Ｇ＝ＦＲ†（ステップ４０９）            (17)
ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す。
【００４７】
Ｂ．１  Ｃを計算するための別の方法
【００４８】
この方法では、マトリックスＣを計算し、その後、ＧＤＦＥプリコーダの別の従属マトリックスを計算するために、Ｓｚｚの使用を回避する。
【００４９】
式（１２）は、次のように書き換えられる。
【数１４】
2014158277.tif 000016
【００５０】
次に、非特許文献７で示された式ＨＨ[ＨＳｘｘＨＨ＋Ｓｚｚ]−１Ｈ＝λＩを次のように別の形で表記する。
[ＨＳｘｘＨＨ＋Ｓｚｚ]＝λ−１ＨＨＨ            (19)
ここでλは、（１１）を使って計算する。
【００５１】
次に、（１９）内の式を（１８）内に代入すると、次の等式が得られる。
【数１５】
2014158277.tif 000017
【００５２】
階数がその行の数以上となっているチャネルマトリックスＨに対しては、マトリックスＣを次のようにユニークに決定できる。
【数１６】
2014158277.tif 000018
（図４内のステップ４０４）
ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す。更に、上記式内のスカラー演算λを省略しても、ＧＤＦＥプリコーダの性能は変化しない。従って、Ｈの階数がＨ内の行の数以上であればいつも、チャネルに対して次の式を使用することもできる。
【数１７】
2014158277.tif 000019
【００５３】
階数がその行の数未満であるチャネルマトリックスＨに対しては、次の極限により、マトリックスＣを決定できる。
【数１８】
2014158277.tif 000020
ここでＸは、Ｈと同じ数の行を有する任意のマトリックスである。Ｘ内の行の数は、結果として生じるマトリックス[Ｈ Ｘ]の階数がＨ内の行の数以上となるように選択する。ここでマトリックスＳｘｘは、有効なダウンリンクチャネルマトリックス[Ｈ Ｘ]に対する入力共分散マトリックスを示す。
【００５４】
次のような、あるマトリックス操作と共に、（１０）を使って（２３）内の式を簡略化できる。
【数１９】
2014158277.tif 000021
【００５５】
この式は次のようなマトリックス反転アイデンティティを使って更に簡略化できる。
【数２０】
2014158277.tif 000022
ここで（２５）内のマトリックスの積（ＨＶ）†ＨＶは、前方対角成分が１であり、後方成分の残りが０となっている対角マトリックスに等しい。１に等しい対角成分の数は、Ｈの階数と同じである。マトリックス積ＨＶの階数が常にΣの階数以上であることを観察すれば、マトリックス積（ＨＶ）†ＨＶ内の後方の０の数が常にΣのうちの０の数以下となるようにすることができる。
【００５６】
従って、（２５）内の上記式を次のように更に簡略化できる。
【数２１】
2014158277.tif 000023
（図４内のステップ４０５）
ここで任意のチャネルマトリックスＨに対して式（２４）、（２５）および（２６）を使用できることに留意すべきである。しかしながら、チャネルマトリックスの階数が行の数以上であるとき、可能な計算上の効率により、（２１）または（２２）内の式を使用してもよい。
【００５７】
Ｂ．２  数値例
【００５８】
例−１：Ｃを計算するため式（１２）を使用
【００５９】
次の数値例は、Ｓｚｚが予め分かっているとき、すなわち式（１２）を使ってＣを計算したときのケースに対するＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。
【００６０】
双方のユーザーに関係するチャネルマトリックスが２×４のディメンジョンとなるように、４つのアンテナを有する１つのＢＳと、各々が２つのアンテナを有する２人のユーザーを検討する。ここで、全体のチャネルマトリックスを次のように見なす。
【数２２】
2014158277.tif 000024
【００６１】
２０の固定された送信パワーに対し、まず非特許文献６に記載されたような等価的アップリンク／ＭＡＣチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＤを計算し、次に式（１０）を使用することによりダウンリンクチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＳｘｘを計算できる。
【数２３】
2014158277.tif 000025
【００６２】
次のようにＳｘｘの固有値分解（ＥＶＤ）を計算できる。
【数２４】
2014158277.tif 000026
および
【数２５】
2014158277.tif 000027
【００６３】
次のように、非特許文献４に記載された技術を使って「好ましい最低ノイズ」の共分散マトリックスＳｚｚを計算できる。
【数２６】
2014158277.tif 000028
【００６４】
方法−Ｉに概略を述べた詳細の後で、まず次のＱＲ分解を計算する。
【数２７】
2014158277.tif 000029
【００６５】
次にこの方法は、次のような送信フィルタマトリックスＢを計算する。
【数２８】
2014158277.tif 000030
【００６６】
次のように、有効フィードフォワードフィルタを計算する。
【数２９】
2014158277.tif 000031
【００６７】
従って、２人のユーザーは、式（７）に示されるようなベースバンド信号処理用のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。
【数３０】
2014158277.tif 000032
【００６８】
また、次のように干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算できる。
【数３１】
2014158277.tif 000033
【００６９】
例−２：Ｃを計算するため式（２２）を使用
【００７０】
次の数値例は、Ｓｚｚが未知のときのＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。式（２７）〜（３０）によってそれぞれマトリックスＨ、Ｓｘｘ、ＶおよびΣが示されるように、２０に固定された送信パワーを有する例１と同じシステムを仮定する。
【００７１】
Ｂ．１に概略を述べた詳細の後で、マトリックスＣおよびそのＱＲ分解を計算する。
【数３２】
2014158277.tif 000034
【００７２】
次に、下記のように、この方法は送信フィルタマトリックスＢを計算する。
【数３３】
2014158277.tif 000035
【００７３】
また、下記のように有効フィードフォワードフィルタも計算する。
【数３４】
2014158277.tif 000036
【００７４】
従って、２人のユーザーは式（７）に示されるように、ベースバンド信号処理のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。
【数３５】
2014158277.tif 000037
【００７５】
また下記のように、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算する。
【数３６】
2014158277.tif 000038
【００７６】
例−３：Ｃを計算するため式（２２）を使用
【００７７】
前の例と同じシステムを検討するが、前の２つの例のように２０の代わりに送信パワーを１０に固定する。この場合、ＧＤＦＥに関連するマトリックスが次のようになることを示すことができる。
【数３７】
2014158277.tif 000039
【００７８】
式（４２）からＢの２番目の列は０となることが明らかであり、このことは、ｘ１内の第２要素には０の送信パワーが割り当てられることを意味する。従って、ＵＴ−１には１つのシンボルしか送信せず、ＵＴ−２には２つのシンボルを送信することが示唆される。すなわちｕ１＝[ｕ１１０]Ｔ，ｕ２＝[ｕ２１ｕ２２]Ｔをセットするので、
【数３８】
2014158277.tif 000040
となる。ＧＤＦＥプリコーダに関連するマトリックスの他の部分は次のようになることを示すことができる。
【数３９】
2014158277.tif 000041
および
【数４０】
2014158277.tif 000042
【００７９】
例−４：Ｃを計算するため式（２６）を使用
【００８０】
次の数値例はチャネルマトリックスＨが正方マトリックスであるときのＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。ここで、４つのアンテナを有する１つのＢＳおよび各々が３つのアンテナを有する２人のユーザーを検討し、よって双方のユーザーに関連するチャネルマトリックスは、３×４のディメンジョンとなる。全体のチャネルマトリックスは、例えば次のように非正方マトリックスとなる。
【数４１】
2014158277.tif 000043
【００８１】
次に、２０の固定された送信パワーに対し、非特許文献６のＭＡＣ／ＢＣデュアルティを使って、ダウンリンクチャネルのための最適入力共分散マトリックスＳｘｘを計算でき、これを次の式で与えられる。
【数４２】
2014158277.tif 000044
【００８２】
Ｓｘｘの固有値分解（ＥＶＤ）を次のように計算できる。
【数４３】
2014158277.tif 000045
および
【数４４】
2014158277.tif 000046
【００８３】
次のように非特許文献６内に記載されている方法を使って、等価的アップリンク／ＭＡＣチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＤを計算できる。
【数４５】
2014158277.tif 000047
【００８４】
次に、下記のように式（２６）を使ってマトリックスＣを計算できる。
【数４６】
2014158277.tif 000048
【００８５】
次に、この方法は、下記のように送信フィルタマトリックスＢを計算する。
【数４７】
2014158277.tif 000049
【００８６】
下記のように有効フィードフォワードフィルタを計算できる。
【数４８】
2014158277.tif 000050
【００８７】
従って、２人のユーザーは、式（７）内に示されるようなベースバンド信号処理のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。
【数４９】
2014158277.tif 000051
【００８８】
式５２および５３から、第１ユーザーには１つのシンボルしか割り当てられないが、他方、第２ユーザーには３つのシンボルが割り当てられることが明らかである。すなわちｕ１＝[ｕ１１]，ｕ２＝[ｕ２１ｕ２２ｕ２３]Ｔであるので、
【数５０】
2014158277.tif 000052
となる。従って、次のように干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算できる。
【数５１】
2014158277.tif 000053
【００８９】
これまでの方法は、妥当な限度内の計算コストでＭＵ−ＭＩＭＯシステムのスペクトル効率を改善する方法を提供するものである。性能の改善は、より計算上複雑なＧＤＦＥプリコーダによって得られる改善と実質的に同じである。従って、これら方法はＩＭＴ−アドヴァンストのような開発規格を含む高速デジタルセルラー電話または有線通信を含む他の形態の高速デジタル通信に良好に適すものである。
【００９０】
これまでの方法は、種々の形態で具現化でき、方法、プロセス、システムおよび集積回路のようなコンポーネントとして実現できる。１つの代表的な実現例では、これら方法はデジタル信号プロセッサによって実行されるソフトウェアで実施される。
【００９１】
以上で、本発明の特定の実施形態について図示し、説明したが、本明細書の教示に基づけば、当業者には、本発明およびそのより広い様相から逸脱することなく、変更および変形を行うことができることは明らかとなろう。従って、添付した特許請求の範囲は、本発明の真の要旨にある、かかるすべての変形例および変更例を含むものである。
【図１】
2014158277.tif 000060
【図２】
2014158277.tif 000061
【図３】
2014158277.tif 000062
【図４】
2014158277.tif 000063