(57)【要約】【課題】  シャント抵抗の両端の同相電圧の振れが大きくても、正確に電流量を測定する。【解決手段】  第１オペアンプＯｐ１は非反転入力端子が接地された反転増幅器１０を構成しており、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ１の数分の１以下の抵抗値とされていることから増幅度が数分の１以下の反転増幅器として機能している。この第１オペアンプＯｐ１から出力される数分の１以下とされた反転された電圧と電圧信号Ｖｓ１とが第２オペアンプＯｐ２で構成される反転加算器１１で加算されることにより、第２オペアンプＯｐ２から電圧信号Ｖｓを増幅した電圧が出力されるようになる。このように、差動増幅器に替えて反転増幅器と反転加算器とを用いてシャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差を増幅した電圧を得ていることから、第１オペアンプ、第２オペアンプの入力に大きな同相電圧が加わることはないため、測定される電流量にノイズが乗りにくく、また、第１オペアンプ、第２オペアンプのＣＭＲＲ特性による出力誤差も生じにくいようになる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、
前記シャント抵抗の一端の第１電圧信号が入力される減衰器として機能している反転増幅器と、
前記シャント抵抗の他端の第２電圧信号と前記反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算して、前記第１電圧信号と前記第２電圧信号との差の電圧信号を出力する反転加算器とを備え、
前記第１電圧信号に対する前記反転増幅器と前記反転加算器との増幅度の和が、前記第２電圧信号に対する前記反転加算器の増幅度とほぼ等しくされていることを特徴とする負荷電流検出回路。
【請求項２】
前記第１電圧信号および前記第２電圧信号の電圧は、前記反転増幅器および前記反転加算器が出力可能な電圧範囲を超えた範囲で変動可能な電圧であって、
前記反転増幅器の増幅度が、該反転増幅器に入力される前記第１電圧信号の電圧が最大値ないし最小値となっても、該反転増幅器の出力が前記電圧範囲を超えてクリップしないよう、前記第１電圧信号の電圧を減衰させる値とされていることを特徴とする請求項１に記載の負荷電流検出回路。
【請求項３】
負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子に前記シャント抵抗の一端が第１抵抗を介して接続され、該反転入力端子と出力端子との間に第２抵抗が接続されて反転増幅器を構成している第１オペアンプと、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子に前記シャント抵抗の他端が第３抵抗を介して接続されていると共に前記第１オペアンプの出力端子が第４抵抗を介して接続され、該反転入力端子と出力端子との間に第５抵抗が接続されて反転加算器を構成している第２オペアンプとを備え、
前記第１抵抗と前記第３抵抗は、ともに第１の抵抗値を、また、前記第２の抵抗と前記第４の抵抗は、ともに第２の抵抗値をそれぞれ有しており、
前記第１のオペアンプが出力可能な電圧範囲は、前記シャント抵抗の両端の電圧の変動可能範囲よりも狭くされ、前記第１の抵抗値に対する前記第２の抵抗値の比は、前記反転増幅器を、該シャント抵抗の一端の電圧を前記電圧範囲内に入るよう減衰させる減衰器として動作させる値とされていることを特徴とする負荷電流検出回路。
【請求項４】
前記シャント抵抗は、オーディオパワーアンプの出力段とスピーカとの間に直列に挿入されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の負荷電流検出回路。
【請求項５】
前記シャント抵抗は、負荷の接地されていない側に直列に挿入されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の負荷電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、パワーアンプの負荷電流を検出して、スピーカやアンプを保護する保護回路のための負荷電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のオーディオ用のパワーアンプ１００の回路構成を示す回路ブロック図を図２に示す。
図２に示すパワーアンプ１００において、入力端子ＩＮからの入力信号はＤＳＰ１３０に入力される。ＤＳＰ１３０は、１ないし複数のＤＳＰ（Digital Signal Processor）を備えており、信号処理部１３０ａにおいて入力されたディジタルの入力信号に信号処理を行っている。信号処理は、クロスオーバ処理、ディレイ処理、イコライザ処理、リミッタ処理、ハイパスフィルタ処理、音量制御処理などの信号処理とされ、信号処理後の入力信号をＤＡＣ１３１に出力している。ＤＡＣ１３１はＤ／Ａ変換器により構成されており、音響信号はアナログ信号に変換されてアンプ（ＡＭＰ）１３２に出力されている。アンプ１３２は、電力増幅部であり、パルス幅変調器（ＰＷＭ）１３２ａにより、アナログの音響信号がＰＷＭ信号に変換される。このＰＷＭ１３２ａは、入力信号と発生させた三角波とのレベルを比較器で比較することによりパルス幅変調する他励式ＰＷＭ回路、あるいは、三角波発生器に入力信号を印加することにより三角波の傾きを変化させることでパルス幅変調する自励式ＰＷＭ回路のいずれとしてもよい。なお、ＰＷＭ信号のキャリア周波数は数百ｋＨｚ（好適には２００ｋＨｚないし５００ｋＨｚ）とされる。
【０００３】
ＰＷＭ１３２ａから出力されるＰＷＭ信号によりスイッチングトランジスタＳ１とスイッチングトランジスタＳ２とが相補的に駆動される。スイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２としては、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。スイッチングトランジスタＳ１により正側電源（＋Ｂ）がスイッチングされ、スイッチングトランジスタＳ２により負側電源（−Ｂ）がスイッチングされる。また、正側電源（＋Ｂ）とアース間には平滑コンデンサＣ１０１が並列接続されており、トランジスタＳ１を流れる電流は正側電源（＋Ｂ）とコンデンサＣ１０１とから供給される。さらに、負側電源（−Ｂ）には平滑コンデンサＣ１０２が並列接続されており、トランジスタＳ２を流れる電流は負側電源（−Ｂ）とコンデンサＣ１０２とから供給される。スイッチングトランジスタＳ１とスイッチングトランジスタＳ２との接続点から出力される電力増幅されたＰＷＭ信号は、ディスクリート回路とされているＬＣ形のＬＰＦ１３２ｂにより不要周波数成分が除去されて音響信号が抽出される。この音響信号により、電流センサ１３３を介して一端がアースされたスピーカ１０３が駆動され、スピーカ１０３から大音量の音響信号を放音することが可能とされる。
【０００４】
電流センサ１３３は、アンプ１３２から負荷とされるスピーカ１０３に流れる負荷電流を検出しており、電流センサ１３３からは負荷電流を示す電圧信号が出力され、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１４０により負荷電流値を示すディジタル信号とされて制御部１４１に出力される。制御部１４１では、電流センサ１３３で検出された電流の大きさから過電流を検出し、過電流が検出された際にアンプ１３２の動作を停止させるように制御したり、信号処理部１３０ａにおいて入力信号にリミッタ処理を施すことにより、アンプ１３２の出力電力を制限して、スピーカ１０３に過大な電力が供給されないように制御している。電流センサとしては、電流値を電磁気的に検出するカレントトランスやホール素子を用いた電流検出回路が一般的に用いられているが、カレントトランスやホール素子を用いた電流検出回路は、回路構成が複雑となりコストがかかることになる。これに替えて、負荷電流が流れる電流路に直列に小さな抵抗値のシャント抵抗を挿入して、シャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより電流値を検出する構成とするとコストダウンを図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２００５５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
スピーカ１０３に流れる負荷電流を、負荷電流が流れる電流路に直列にシャント抵抗を挿入して、シャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより検出する電流センサ１３３の従来の回路例を図３に示す。
図３に示す電流センサ１３３では、アンプ１３２のアンプ出力のホット側に直列にシャント抵抗Ｒｓ１０が挿入されており、アンプ１３２の出力電圧信号Ｖｉはシャント抵抗Ｒｓ１０を介してスピーカ１０３のホット側に供給されている。シャント抵抗Ｒｓ１０の両端間に生じる電圧信号Ｖｓ１０は、スピーカ１０３に流れる負荷電流をＩＬとすると、
Ｖｓ１０＝Ｒｓ１０・ＩＬ            （１）
と表される。電圧信号Ｖｓ１０は、スピーカ１０３に流れる負荷電流ＩＬを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Ｒｓ１０のアンプ側の端子の電圧信号をＶｓ１１とし、スピーカ１０３側の端子の電圧信号をＶｓ１２とすると、電圧信号Ｖｓ１０は、シャント抵抗Ｒｓ１０の両端の電圧差であるから、
Ｖｓ１０＝Ｖｓ１１−Ｖｓ１２      （２）
と表される。
【０００７】
電圧信号Ｖｓ１１は、抵抗Ｒ１３と一端がアースされたポテンショメータＲｘとの直列回路で分圧されて、この分圧された電圧が第１オペアンプＯｐ１１の非反転入力端子（＋）に入力されている。また、電圧信号Ｖｓ１２は抵抗Ｒ１１を介して第１オペアンプＯｐ１１の反転入力端子（−）に入力され、第１オペアンプＯｐ１１の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗Ｒ１２が接続されている。ここで、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１３との値を等しくすると共に、抵抗Ｒ１２とポテンショメータＲｘの値とを等しくすると、第１オペアンプＯｐ１１の出力電圧信号Ｖｏ１３３は、
Ｖｏ１３３＝（Ｖｓ１１−Ｖｓ１２）・Ｒ１２／Ｒ１１      （３）
で表される。ポテンショメータＲｘを用いるのは、ポテンショメータＲｘを調整して、抵抗Ｒ１１ないし抵抗Ｒ１３の抵抗値の誤差を吸収するためである。上記（３）式と上記（２）式を組み合わせると、
Ｖｏ１３３＝Ｖｓ１０・Ｒ１２／Ｒ１１      （４）
となる。このように、第１オペアンプＯｐ１１は電圧信号Ｖｓ１０を増幅する差動増幅器１３３ａを構成している。この差動増幅器１３３ａの増幅度は（４）式に示す通り（Ｒ１２／Ｒ１１）となる。
【０００８】
そして、差動増幅器１３３ａでは所望とするレベルの出力電圧が得られない場合は、図３に示すように差動増幅器１３３ａの出力電圧信号Ｖｏ１３３を増幅する反転増幅器１３３ｂを設ける。反転増幅器１３３ｂは第２オペアンプＯｐ１２を備えており、差動増幅器１３３ａの出力電圧信号Ｖｏ１３３は抵抗Ｒ１４を介して第２オペアンプＯｐ１２の反転入力端子（−）に入力され、第２オペアンプＯｐ１２の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗Ｒ１５が接続されている。また、第２オペアンプＯｐ１２の非反転入力端子（＋）はアースされて、反転増幅器１３３ｂが構成されている。反転増幅器１３３ｂの出力電圧信号Ｖｏ１３４は、
Ｖｏ１３４＝−Ｖｏ１３３・Ｒ１５／Ｒ１４      （５）
で表される。反転増幅器１３３ｂの出力電圧信号Ｖｏ１３４は、スピーカ１０３に流れる負荷電流ＩＬを示す電圧信号であり、コンデンサＣ１０を介してＡＤＣ１４０に供給される。反転増幅器１３３ｂの増幅度は（５）式に示すように（Ｒ１５／Ｒ１４）となる。
【０００９】
ここで、シャント抵抗Ｒｓ１０をスピーカ１０３のコールド側とアースとの間に直列に挿入することが考えられるが、シャント抵抗Ｒｓ１０をスピーカ１０３のホット側に直列に挿入するのは、次の理由による。アンプ１３２はＢＴＬ可能なパワーアンプとされている。ＢＴＬ接続する場合はアンプ１３２を２台用意して、第１のアンプと第２のアンプとする。入力信号は第１のアンプに入力されると共に、第２のアンプには位相反転されて入力される。そして、第１のアンプにおけるアンプ出力のホット側がスピーカのホット側に接続され、第２のアンプにおけるアンプ出力のホット側がスピーカのコールド側に接続される。これにより、スピーカに供給される出力電圧は実質的に２倍となり、出力電力は実質的に４倍となる。このようなＢＴＬ接続においては、スピーカの電流はアンプ出力のホット側のみに流れ、アンプ出力のコールド側（グラウンド）には流れないので、該コールド側で電圧測定しても負荷電流は検出できない。このため、ＢＴＬ可能なパワーアンプでは、ＢＴＬ接続された場合であっても負荷電流を検出できるように、シャント抵抗をアンプ出力のホット側に挿入し、その両端の電圧を測定して負荷電流を測定するようになっているのである。
【００１０】
このように、シャント抵抗Ｒｓ１０をスピーカ１０３のホット側に挿入していることから、 シャント抵抗Ｒｓ１０の両端の電圧は大きく振れることになる。例えば、スピーカ１０３が８Ωで、出力が１２５０Ｗの場合、アンプ１３２の出力電圧信号Ｖｉの振幅電圧は最大±１４１Ｖになる。このように、シャント抵抗Ｒｓ１０の両端の電圧信号Ｖｓ１１，Ｖｓ１２が第１オペアンプＯｐ１１の動作可能範囲を超えて高くなることから、電圧信号Ｖｓ１１は、抵抗Ｒ１３とポテンショメータＲｘとの直列回路で分圧されて第１オペアンプＯｐ１１の非反転入力端子に印加され、電圧信号Ｖｓ１２は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１３との直列回路で分圧されて第１オペアンプＯｐ１１の反転入力端子に印加される。また、挿入するシャント抵抗Ｒｓ１０の値は、数十ミリΩ〜数百ミリΩであり、出力電圧信号Ｖｉの振れ幅に比べて、シャント抵抗Ｒｓ１０の両端の電圧差である電圧信号Ｖｓ１０はかなり小さくなる。上記したように抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１３との値は等しく、抵抗Ｒ１２とポテンショメータＲｘとの値は等しいことから、電圧信号Ｖｓ１１，Ｖｓ１２の分圧比は等しくされる。この分圧比は、電圧信号Ｖｓ１１，Ｖｓ１２が第１オペアンプＯｐ１１の動作可能範囲になるように、例えば、１／２０とされる。分圧比は、Ｒｘ／（Ｒ１３＋Ｒｘ）＝Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２であることから、差動増幅器１３３ａの増幅度は１／１９（約−２５．６ｄＢ）となり、差動増幅器１３３ａは減衰器として作用する。この場合、電圧信号Ｖｓ１０はかなり小さいことから、負荷電流検出の感度を十分に確保するためには、差動増幅器１３３ａと反転増幅器１３３ｂとを総合した増幅度を十分確保する必要がある。そして、差動増幅器１３３ａは減衰器として作用しているので、反転増幅器１３３ｂには大きな増幅度が求められるが、反転増幅器１３３ｂの後にさらに反転増幅器を縦続接続して全体の増幅度を確保するようにしてもよい。
図３に示す電流センサ１３３では、差動増幅器１３３ａの増幅度を下げざるを得ず、また、電圧信号Ｖｓ１１，Ｖｓ１２における同相電圧は、電圧信号Ｖｓ１０よりかなり大きいことから、測定される電流量にノイズが乗りやすく、また、第１オペアンプＯｐ１１のＣＭＲＲ特性（コモンモード除去比）による出力誤差が生じやすくなってしまうという問題点があった。
【００１１】
そこで、本発明は、シャント抵抗の両端の同相電圧の振れが大きくても、正確に電流量を測定できる負荷電流検出回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明の負荷電流検出回路は、負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、前記シャント抵抗の一端の第１電圧信号が入力される減衰器として機能している反転増幅器と、前記シャント抵抗の他端の第２電圧信号と前記反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算して、前記第１電圧信号と前記第２電圧信号との差の電圧信号を出力する反転加算器とを備え、前記第１電圧信号に対する前記反転増幅器と前記反転加算器との増幅度の和が、前記第２電圧信号に対する前記反転加算器の増幅度とほぼ等しくされていることを最も主要な特徴としている。なお、ここでの「増幅度の和」は、増幅度の単位として用いられるデシベルスケールにおける「和」であり、リニアスケールの「乗算」に相当する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、シャント抵抗の一端の第１電圧信号は反転増幅器に入力され、反転増幅器は減衰器として機能している。そして、シャント抵抗の他端の第２電圧信号と反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算する反転加算器から、第１電圧信号と第２電圧信号との差の電圧信号を出力している。このように、差動増幅器に替えて反転増幅器と反転加算器とを用いてシャント抵抗の両端の電圧差の電圧信号を得ており、反転増幅器は減衰器として機能していることから、反転増幅器および反転加算器の入力に大きな同相電圧が加わることがないため、測定される電流検出値にノイズが乗りにくく、また、反転増幅器および反転加算器がオペアンプで構成されていてもＣＭＲＲ特性による出力誤差も生じにくいようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施例の負荷電流検出回路の回路構成を示す回路図である。
【図２】従来のパワーアンプの回路構成を示す回路ブロック図である。
【図３】負荷電流を検出する電流センサの従来の回路例である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の実施例の負荷電流検出回路１の回路構成を示す回路図を図１に示すが、本発明の実施例の負荷電流検出回路１は、図２に示すパワーアンプ１００における電流センサ１３３として用いることができる。本発明の負荷電流検出回路１では、第１オペアンプＯｐ１、第２オペアンプＯｐ２、第３オペアンプＯｐ３が用いられているが、これらのオペアンプは一般的なオペアンプとされている。１
図１に示す負荷電流検出回路１は、一端がアースされたスピーカ（ＳＰ）２のホット側に直列に挿入されたシャント抵抗Ｒｓを備え、パワーアンプ１００からの出力電圧信号Ｖｉはシャント抵抗Ｒｓを介してスピーカ２のホット側に供給されている。シャント抵抗Ｒｓの両端間に生じる電圧信号Ｖｓは、スピーカ２に流れる負荷電流をＩＬとすると、
Ｖｓ＝Ｒｓ・ＩＬ            （６）
と表される。電圧信号Ｖｓは、スピーカ２に流れる負荷電流ＩＬを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Ｒｓのアンプ側の端子の電圧信号をＶｓ１とし、スピーカ２側の端子の電圧信号をＶｓ２とすると、電圧信号Ｖｓは、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差であるから、
Ｖｓ＝Ｖｓ１−Ｖｓ２        （７）
と表される。
【００１６】
電圧信号Ｖｓ２は抵抗Ｒ１を介して第１オペアンプＯｐ１の反転入力端子（−）に入力され、第１オペアンプＯｐ１の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗Ｒ２が接続されている。また、第１オペアンプＯｐ１の非反転入力端子（＋）は接地されて、第１オペアンプＯｐ１により反転増幅器１０が構成されている。この反転増幅器１０の増幅度は（Ｒ２／Ｒ１）となり、その出力電圧信号Ｖｏ１０は、
Ｖｏ１０＝−Ｖｓ２・Ｒ２／Ｒ１      （８）
と表される。ここで、抵抗Ｒ２の抵抗値は抵抗Ｒ１の抵抗値の数分の１以下とされており、反転増幅器１０の出力電圧信号Ｖｏ１０は、電圧信号Ｖｓ２の数分の１以下となると共に、第１オペアンプＯｐ１１の電源電圧以内（絶対値が該電源電圧以下）とされる。例えば、抵抗Ｒ２を約６．８ｋΩ、抵抗Ｒ１を約１００ｋΩとすると、出力電圧信号Ｖｏ１０は、約−０．０６８Ｖｓ２と、約１５分の１になる。この場合、パワーアンプ１００の出力電圧信号Ｖｉの振幅電圧が上記したように±１４１Ｖになっても、出力電圧信号Ｖｏ１０は約±９．６Ｖとなり、一般的なオペアンプの電源電圧（±１０Ｖ〜±２０Ｖ）以内となる。
【００１７】
反転増幅器１０の出力電圧信号Ｖｏ１０は、抵抗Ｒ４を介して第２オペアンプＯｐ２の反転入力端子（−）に入力され、第２オペアンプＯｐ２の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗Ｒ５が接続されている。また、電圧信号Ｖｓ１が抵抗Ｒ３を介して第２オペアンプＯｐ２の反転入力端子に入力されており、第２オペアンプＯｐ２の反転入力端子には、電圧信号Ｖｓ１と出力電圧信号Ｖｏ１０とが加算されて入力されるようになる。さらに、第２オペアンプＯｐ２の非反転入力端子（＋）は接地されて、第２オペアンプＯｐ２により反転加算器１１が構成されている。この反転加算器１１の出力電圧信号Ｖｏ１１は、
Ｖｏ１１＝Ｖｏ１０・Ｒ５／Ｒ４＋Ｖｓ１・Ｒ５／Ｒ３      （９）
と表される。（９）式に（８）式を代入すると、反転加算器１１の出力電圧信号Ｖｏ１１は、
Ｖｏ１１＝（−Ｖｓ２・Ｒ２／Ｒ１）・Ｒ５／Ｒ４＋Ｖｓ１・Ｒ５／Ｒ３
＝−Ｖｓ２・Ｒ２・Ｒ５／Ｒ１・Ｒ４＋Ｖｓ１・Ｒ５／Ｒ３      （１０）
と表される。ここで、抵抗Ｒ４の抵抗値を抵抗Ｒ２の抵抗値と等しくすると共に、抵抗Ｒ３の抵抗値を抵抗Ｒ１の抵抗値と等しくする。すると、上記（１０）式は次のように表される。
Ｖｏ１１＝−Ｖｓ２・Ｒ２・Ｒ５／Ｒ１・Ｒ４＋Ｖｓ１・Ｒ５／Ｒ３
＝−Ｖｓ２・Ｒ５／Ｒ１＋Ｖｓ１・Ｒ５／Ｒ１
＝（Ｖｓ１−Ｖｓ２）・Ｒ５／Ｒ１＝Ｖｓ・Ｒ５／Ｒ１          （１１）
（１１）式のように、反転加算器１１の出力電圧信号Ｖｏ１１は、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差である電圧信号Ｖｓを、増幅度（Ｒ５／Ｒ１）で増幅した電圧となる。例えば、抵抗Ｒ５を３３０ｋΩとし、抵抗Ｒ１を約１００ｋΩとすると、出力電圧信号Ｖｏ１１は、約３．３Ｖｓと増幅された電圧となる。
【００１８】
本発明の実施例の負荷電流検出回路１は、反転増幅器１０と反転加算器１１とを組み合わせることにより、等価的に差動増幅器を構成して、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差である電圧信号Ｖｓを検出している。そして、第１オペアンプＯｐ１と第２オペアンプＯｐ２との非反転入力端子が接地されており、反転入力端子と非反転入力端子とに同相入力が印加されないことから、反転増幅器１０から出力される電圧信号に誤差となる同相成分が混入され難くなる。すなわち、反転増幅器１０と反転加算器１１とからなる等価的な差動増幅器は、ＣＭＲＲの影響を受けることはないのである。
また、反転増幅器１０では、抵抗Ｒ２の抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値の、パワーアンプの電源電圧に対する、オペアンプの電源電圧の比（電源電圧比）以下とされて、実質的に減衰器として機能している。これは、パワーアンプからの出力電圧信号Ｖｉが百数十ボルトになることがあり、このように高い出力電圧信号Ｖｉが反転増幅器１０の第１オペアンプＯｐ１に入力された際に、第１オペアンプＯｐ１の出力電圧が最大出力電圧でリミットされないようにするためである。
このように、本発明の実施例の負荷電流検出回路１では、電圧信号Ｖｓ２を上記電源電圧比以下とすると共に極性を反転させる反転増幅器１０と、反転加算器１１とを組合せ、抵抗Ｒ４の抵抗値を抵抗Ｒ２の抵抗値と等しくすると共に、抵抗Ｒ３の抵抗値を抵抗Ｒ１の抵抗値と等しくすることにより、反転加算器１１からシャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差である電圧信号Ｖｓが出力される構成を特徴としている。そして、本発明の実施例の負荷電流検出回路１では、シャント抵抗Ｒｓの両端の同相電圧の振れが大きくても、シャント抵抗Ｒｓが挿入された電流路の負荷電流の電流量を正確に測定することができるようになる。
【００１９】
なお、負荷電流検出回路１において、反転加算器１１から得られる出力電圧信号Ｖｏ１１が所望とするレベルに達しない場合は、反転加算器１１の出力電圧信号Ｖｏ１１を増幅する第２の反転増幅器１２を、反転加算器１１に縦続して設ける。第２の反転増幅器１２では、反転加算器１１の出力電圧信号Ｖｏ１１が抵抗Ｒ６を介して第３オペアンプＯｐ３の反転入力端子（−）に入力され、第３オペアンプＯｐ３の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗Ｒ７が接続されている。また、第３オペアンプＯｐ３の非反転入力端子（＋）は接地されて、第３オペアンプＯｐ３により反転増幅器１２が構成されている。この第２の反転増幅器１２の増幅度は（Ｒ７／Ｒ６）となり、その出力電圧信号Ｖｏ１２は、
Ｖｏ１２＝−Ｖｏ１１・Ｒ７／Ｒ６＝−（Ｖｓ・Ｒ５／Ｒ１）・Ｒ７／Ｒ６
＝−Ｖｓ・（Ｒ５・Ｒ７／Ｒ１・Ｒ６）                        （１２）
と表される。ここで、抵抗Ｒ６を１ｋΩ、抵抗Ｒ７を８．２ｋΩとし、抵抗Ｒ１ないし抵抗Ｒ５を上記の通りの抵抗値とすると、第２の反転増幅器１２の出力電圧信号Ｖｏ１１２は、約−２７Ｖｓに増幅された電圧となる。この出力電圧信号Ｖｏ１２は、スピーカ２に流れる負荷電流ＩＬを示す電圧信号であり、直流成分をカットするコンデンサＣ１を介してＡ−Ｄ変換器（ＡＤＣ）に入力されてディジタル信号に変換される。
上記したように、本発明の実施例の負荷電流検出回路１においては、出力電圧信号Ｖｉの振れ幅に比べて、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧差である電圧信号Ｖｓがかなり小さくても、同相電圧が出力に混入する誤差を排除することができることから、正確に負荷電流量を測定することができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【００２０】
上記の説明では、オーディオパワーアンプの負荷電流を検出する負荷電流検出回路としたが、これに限ることはなく、他の電力を扱う回路にも適用できる。例えば、電磁モーターを駆動する回路や、電源のインバータ回路や、発光素子を駆動する回路などに適用することができる。
なお、本発明にかかる負荷電流検出回路において、もし、ゲイン調整用のポテンショメータを入れるとすれば、図１に示す抵抗Ｒ２に置き換えて入れるのが良い。そして、そのポテンショメータの調整は、Ｖｓ１とＶｓ２に同じ電圧を印加したときに、反転加算器１１の出力がゼロとなるように調整すればよい。
本発明は、最大出力電圧が一般的なオペアンプの電源電圧（±１０Ｖ〜±２０Ｖ）を超えるパワーアンプに広く適用できる。例えば、２０〜１６０の多数のスピーカを負荷とする数百ワット以上の出力のパワーアンプに適用できる。また、ハイインピーダンス接続用の数百Ω〜数ｋΩのスピーカを負荷とする１０ワット以上のパワーアンプに適用できる。その場合、そのパワーアンプの出力が最大電圧ないし最小電圧になった場合でも、該反転増幅器の出力が、オペアンプの最大出力電圧の範囲を超えてクリップしてしまわないように、負荷電流検出回路の反転増幅器の増幅率（Ｒ２／Ｒ１）を、パワーアンプの最大出力電圧に応じて決定する必要がある。各アンプの最大出力電圧はその出力段の電源電圧で決まるので、ここでは、該増幅率（Ｒ２／Ｒ１）が、上述した電源電圧比以下になるよう設計すればよい。より具体的に言うと、パワーアンプの電源電圧を±Ｖｐａ、オペアンプの電源電圧±Ｖｏｐとすると、Ｒ２／Ｒ１≦Ｖｏｐ／Ｖｐａの条件を満たすよう、抵抗Ｒ２およびＲ１の抵抗値を適宜決定すればよい。
【符号の説明】
【００２１】
１  負荷電流検出回路、２  スピーカ、１０  反転増幅器、１１  反転加算器、１２  反転増幅器、１００  パワーアンプ、１０３  スピーカ、１３０ａ  信号処理部、１３１  ＤＡＣ、１３２  アンプ、１３２ａ  ＰＷＭ、１３２ｂ  ＬＰＦ、１３３  電流センサ、１３３ａ  差動増幅器、１３３ｂ  反転増幅器、１４１  制御部、Ｏｐ１  第１オペアンプ、Ｏｐ２  第２オペアンプ、Ｏｐ３  第３オペアンプ、Ｏｐ１１  オペアンプ、Ｏｐ１２  オペアンプ、Ｒｓ  シャント抵抗、Ｒｓ１０  シャント抵抗、Ｒｘ  ポテンショメータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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