(57)【要約】      （修正有）【課題】損失および電流ストレスを大幅に減少させることができるコンバータを提供する。【解決手段】電圧源から出力へエネルギーを伝達するコンバーターは、変圧器Ｔ１、結合インダクタＬ１、スイッチＳ１、エネルギー回収コンデンサーＣ、エネルギー回収巻線Ｔ１ｂを備える。変圧器Ｔ１では、１次巻線Ｔ１ａが電圧源に接続されたとき、２次巻線Ｔ１ｃが電圧源から出力へエネルギーを伝達する。インダクタＬ１では、２次巻線Ｌ１ｂは、１次巻線Ｌ１ａが電圧源に接続されたとき電圧源からのエネルギーを蓄積し、１次巻線が電圧源から分離されたときエネルギーを出力へ伝達する。スイッチＳ１は、オン状態とオフ状態とを切り替える。スイッチＳ１のオフ状態において、変圧器Ｔ１の漏れインダクタンスおよび消磁に関連するエネルギーがコンデンサーＣｓ内に伝達され、コンデンサーＣｓ内に蓄積されたエネルギーが巻線Ｔ１ｃを介して出力に伝達される。【選択図】図５
2014143911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧源から１つ以上の出力へエネルギーを伝達するコンバーターであって、
１次巻線Ｔ１ａと、前記１次巻線が前記電圧源に接続されたときに前記電圧源から前記それぞれの出力へエネルギーを伝達するよう接続された少なくとも１つの２次巻線Ｔ１ｃとを有する第１の誘導性コンポーネントＴ１と、
１次巻線Ｌ１ａと、前記１次巻線が前記電圧源に接続されたときに前記電圧源からエネルギーを蓄積し、その後に前記１次巻線が前記電圧源から分離されたときに前記蓄積されたエネルギーを前記それぞれの出力に伝達するよう接続された少なくとも１つの２次巻線Ｌ１ｂとを有する第２の誘導性コンポーネントＬ１と、
前記第１および前記第２の誘導性コンポーネントの前記１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａが前記電圧源に接続されているオン状態と、前記第１および前記第２の誘導性コンポーネントの前記１次巻線が前記電圧源から分離されているオフ状態とを周期的に切り替えるスイッチＳ１と、
前記電圧源と、前記１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａとの間の電流経路を提供するよう接続されたエネルギー回収コンデンサーＣｓと、
前記第１の誘導性コンポーネントＴ１の前記２次巻線Ｔ１ｃに誘導結合され、前記オフ状態の間に前記コンデンサーＣｓ内に蓄積されたエネルギーの少なくとも一部を、前記オン状態の間、前記巻線Ｔ１ｃを介して前記出力に伝達するように、前記オン状態の間、前記コンデンサーＣｓに電気的に接続されるエネルギー回収巻線Ｔ１ｂと、を備え、
前記エネルギー回収コンデンサーＣｓは、前記オフ状態の間、前記第１の誘導性コンポーネントＴ１の消磁に関連するエネルギーと、前記第１の誘導性コンポーネントＴ１の漏れインダクタンスに関係するエネルギーとの少なくとも一部が前記コンデンサーＣｓに伝達され、前記コンデンサーＣｓ内に蓄積されるよう接続されていることを特徴とするコンバーター。
【請求項２】
前記コンデンサーＣｓは、前記オフ状態の間、前記第１の誘導性コンポーネントＴ１の消磁に関連するエネルギーと、前記第１および前記第２の誘導性コンポーネントＴ１、Ｌ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーとの少なくとも一部が前記コンデンサーＣｓに伝達され、前記コンデンサーＣｓ内に蓄積されるよう、前記電圧源と、前記１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａとの間の電流経路を提供するよう接続されている請求項１に記載のコンバーター。
【請求項３】
前記コンデンサーＣｓの一方のプレートは、前記巻線Ｌ１ａに沿った任意の点における接続点に接続されている請求項１または２に記載のコンバーター。
【請求項４】
前記オフ状態の間に前記コンデンサーＣｓ内に蓄積された前記エネルギーの少なくとも一部は、前記コンデンサーＣｓの両端間の電圧Ｖ（Ｃｓ）が前記巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧Ｖ（Ｔ１ｂ）を超えたとき、前記オン状態の間、前記巻線Ｔ１ｃを介して前記出力に伝達される請求項１ないし３のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項５】
前記オン状態の間、Ｖ（Ｔ１ｂ）＝Ｖｏｕｔ＊Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃであり、
上記式中、Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、Ｔ１ｂの巻き数をＴ１ｃの巻き数で割った数である請求項１ないし４のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項６】
前記コンデンサーＣｓの両端間の電圧Ｖ（Ｃｓ）は、初期化期間が終了した後、実質的に一定となり、以下の式で与えられ、
Ｖ（Ｃｓ）＝Ｖｏｕｔ＊Ｔ１ｂ＊Ｔ１ｃ      （４）
上記式中、Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、Ｔ１ｂの巻き数をＴ１ｃの巻き数で割った数である請求項１ないし５のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項７】
前記巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、前記式（４）で決定されるＶ（Ｃｓ）が１００〜１５０Ｖとなるよう選択される請求項６に記載のコンバーター。
【請求項８】
巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂは、巻き数比Ｔ１ａ／Ｔ１ｃと実質的に等しい請求項１ないし７のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項９】
前記巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ＝Ｔ１ａ／Ｔ１ｃ＝Ｎは、以下の式にしたがって選択され、
Ｖｏｕｔ＊Ｎ／（Ｖ（Ｃｓ）−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＜（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）／（Ｖｏｕｔ＊Ｎ）      （３）
上記式中、Ｖｏｕｔは前記コンバーターの出力電圧であり、Ｖ（Ｃｓ）は前記コンデンサーＣｓの両端間の電圧であり、Ｖｉｎは最小要求入力電圧である請求項８に記載のコンバーター。
【請求項１０】
前記巻線Ｔ１ａのインダクタンスは、前記巻線Ｌ１ａのインダクタンスよりも大きい請求項１ないし９のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１１】
前記巻線Ｔ１ａは、前記オフ状態の間、前記巻線Ｌ１ａより前に消磁するよう選択される請求項１ないし１０のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１２】
整流器Ｄ１は、前記コンデンサーＣｓと前記電圧源の一方のレールとの間に接続され、前記１次巻線Ｔ１ａおよびＬ１ａから前記コンデンサーＣｓへのエネルギー伝達に対応する方向に流れる電流を許可し、その反対方向に流れる電流を実質的に遮断するよう接続されている請求項１ないし１１のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１３】
整流器Ｄ２は、前記コンデンサーＣｓと、前記巻線Ｔ１ｂとの間に接続され、前記コンデンサーＣｓの両端間の電圧が前記巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧を超えたとき、前記巻線Ｔ１ｂ内を流れる電流を許可し、逆方向に流れる電流を実質的に遮断するよう配向されている請求項１ないし１２のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１４】
前記巻線Ｔ１ｂおよび整流器Ｄ１およびＤ２は、直列に接続されており、
前記整流器Ｄ１およびＤ２は、前記オフ状態の間に前記巻線Ｔ１ｂ内を流れる電流に関連するエネルギーが前記電圧源に戻ることが可能なように、流れる電流を許可するよう配向されている請求項１２または１３に記載のコンバーター。
【請求項１５】
前記２次巻線Ｔ１ｃは、整流器Ｄ３を介して前記それぞれの出力に接続されており、
前記整流器Ｄ３は、前記１次巻線Ｔ１ａが前記電圧源に接続されたときに前記巻線Ｔ１ｃ内を流れる電流を許可し、反対方向に流れる電流を実質的に遮断するよう配向されている請求項１ないし１４のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１６】
前記２次巻線Ｌ１ｂは、整流器Ｄ４を介して前記それぞれの出力に接続されており、
前記整流器Ｄ４は、前記１次巻線Ｌ１ａが前記電圧源に接続されたときに前記巻線Ｌ１ｂ内を流れる電流を実質的に遮断し、反対方向に流れる電流を許可するよう配向されている請求項１ないし１５のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１７】
前記それぞれの出力は、共通の出力コンデンサーＣｏｕｔを含む請求項１ないし１６のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１８】
前記スイッチＳ１は、ＭＯＳＦＥＴである請求項１ないし１７のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項１９】
前記巻線Ｔ１ｂおよび前記コンデンサーＣｓは、前記オン状態において共振回路を形成するよう接続されている請求項１ないし１８のいずれかに記載のコンバーター。
【請求項２０】
電圧源から１つ以上の出力にエネルギーを伝達するコンバーターであって、
実質的に、添付図面の図５〜図８を参照して説明されたコンバーターであることを特徴とするコンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバーター、より具体的には、エネルギースナバ回路を有するフライフォワード（fly-forward）コンバーターに関する。
【背景技術】
【０００２】
絶縁型フライバック(flyback)コンバータートポロジー(topology;回路の接続形態)は、その部品点数の少なさおよび単純さから、スイッチモード電源装置(SMPS: Switch Mode Power Supply)用に広く用いられている。その基本トポロジーが、図１に示されている。コンバーターは、１次巻線Ｌａと、各出力用の２次巻線Ｌｂとを有する結合インダクタＬを含む。スイッチＳは、典型的には、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり、入力電圧に１次巻線を周期的に接続するために設けられている。この２次巻線は、ダイオードＤを介して、出力コンデンサーＣに接続されている。
【０００３】
図２は、図１に示された回路の典型的な電流波形を示す。スイッチＳがクローズされると、１次巻線中に電流が流れる。これにより、２次巻線の両端間の電圧が誘導され、ダイオードへ逆バイアスする。よって、２次巻線内には電流が流れず、エネルギーが１次巻線内に蓄積される。スイッチＳがオープンされると、１次巻線中の電流が急速に低下し、２次巻線の両端間の電圧が誘導され、ダイオードを順バイアスする。その結果、スイッチＳ１が閉じられていた間にインダクタ中に蓄積されたエネルギーが伝達し終わるまで、電流が２次巻線中を流れる。
【０００４】
図２からわかるように、スイッチＳがオープンされた直後から、いくつかの電流が双方の巻線内を流れている間に、転流期間（commutation interval）が発生している。１次巻線から２次巻線への電流の転流が行われている間、スイッチを保護するために、１次電流が流れることができる代替的な経路を提供する必要がある。
【０００５】
この代替的な経路は、損失スナバ（dissipative snubber）の形態を取ることができる。しかしながら、このようなスナバは、電力変換効率を低下させる。例えば、１００Ｗデザイン用の損失スナバは、電力変換効率を１〜３％低下させる。
【０００６】
あるいは、後続のスイッチングプロセスの中で、エネルギーの大部分を回収し、負荷（load）に電力を供給する電圧源に戻すエネルギー回収スナバ回路が設けられていてもよい。米国特許第４，１３０，８６２号は、これを達成するためにインダクタに結合された追加的な巻線を用いる回路を開示している。しかしながら、このアプローチでは、ＭＯＳＦＥＴをスイッチングすることにより見られるピーク電圧が入力電圧の所定の多重度（defined multiple of the input voltage）に限定されてしまう（この例では２ｘ）。
【０００７】
上述の問題に加え、フライバックコンバーターの更なる欠点は、スイッチがオープンされたときに、電力（power）が２次回路に伝達のみされるという点である。高い非連続性の波形は、スイッチが導通している間、フル出力電流を供給しなければならない出力コンデンサー内に、高いＲＭＳ電流を引き起こす。
【０００８】
図３は、いわゆる「フライフォワード（fly-forward）」コンバータートポロジーを示す。該トポロジー中において、フライバックコンバータートポロジーの機能（functionality）は、フォワードコンバータートポロジーの機能と組み合わされている。フライフォワードコンバーターは、フライバックコンバーターと比較して、出力コンデンサー内の電流ストレスを大幅に低減する。
【０００９】
フライフォワードコンバーターは、フライバックコンバーターと、変圧器（Transformer）Ｔの追加という共通点がある。変圧器Ｔは、一次巻線Ｔａと、各出力用の二次巻線Ｔｂとを有する。変圧器の一次巻線Ｔ１ａは、結合インダクタの一次巻線Ｌａと直列に接続されている。変圧器の各２次巻線は、追加的なダイオードＤＴを介して、出力コンデンサーＣに接続されている。
【００１０】
スイッチＳがクローズされたとき、電流は、１次巻線ＬａおよびＴａの双方の内部を流れる。スイッチがクローズされたとき、Ｔｂ内に誘導された電圧は、出力コンデンサーへ流れる電流を発生させる。一方、結合インダクタＬは、スイッチＳがその後にオープンされたとき、上述のフライバックコンバーターのように、出力コンデンサーにエネルギーを伝達する。
【００１１】
図４は、図３に示された回路における、典型的な電流波形を示す。図示の目的のため、Ｔ１ｂを通過する電流と、１次電流とを区別可能なように、１／１ではない巻数比を仮定している。スイッチのオンおよびオフ双方の間、２次回路内に電流が流れていることが見て取れ、さらに、適切なコンポーネント区間を用いて、電流を連続的に流すことができる。これにより、２次回路内の損失および電流ストレスを大幅に減少させることができる。
【００１２】
フライフォワードコンバータートポロジーに関連する欠点は、スイッチＳ１がクローズしている間にＴ１内に蓄積された磁化エネルギーが、スナバ内で消散（dissipate）してしまう、または追加的な回路を用いて回収しなければならない点にある。
【００１３】
ＴＤＫラムダ（TDK Lambda）のｐシリーズでは、エネルギー回収を実現するため、アクティブクランプパワーステージ（active-clamp power stage）が用いられている。しかしながら、これは、２つのパワーＭＯＳＦＥＴを要する比較的高コストの解決法である。日本国特許第８，０２３，６７６号では、Ｔ１内に蓄えられた磁化エネルギーを回収するために、共振リセットコンデンサー（resonant-reset capacitor）が用いられている。しかしながら、共振リセットコンデンサーによって回収されたエネルギーのいくらかは、ＭＯＳＦＥＴスイッチがオンに切り替わった際、消散してしまう。さらに、共振リセットコンデンサーは、典型的には、ＭＯＳＦＥＴ用のより高いオフ状態電圧をもたらす。このようなより高いオフ状態電圧は、より高いＯＮ状態損失に繋がる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の目的は、上述した従来技術における問題点を解決することにある。
【００１５】
本発明によれば、電圧源から出力へエネルギーを伝達するコンバーターが提供される。  該コンバーターは、
１次巻線Ｔ１ａと、１次巻線が電圧源に接続されたときに電圧源から出力へエネルギーを伝達するよう接続された２次巻線Ｔ１ｃとを有する第１の誘導性コンポーネントＴ１と、
１次巻線Ｌ１ａと、１次巻線が電圧源に接続されたときに電圧源からのエネルギーを蓄積し、その後に１次巻線が電圧源から分離されたときに蓄積されたエネルギーを出力に伝達するよう接続された２次巻線Ｌ１ｂとを有する第２の誘導性コンポーネントＬ１と、
第１および第２の誘導性コンポーネントの１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａが電圧源に接続されているオン状態と、第１および第２の誘導性コンポーネントの１次巻線が前記電圧源から分離されているオフ状態とを周期的に切り替えるスイッチＳ１と、
電圧源と、１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａとの間の電流経路を提供するよう接続されたエネルギー回収コンデンサーＣｓと、
第１の誘導性コンポーネントＴ１の２次巻線Ｔ１ｃに誘導結合され、オフ状態の間にコンデンサーＣｓ内に蓄積されたエネルギーの少なくとも一部を、オン状態の間、巻線Ｔ１ｃを介して出力に伝達するように、前記オン状態の間、電気的に接続されるエネルギー回収巻線Ｔ１ｂと、を備え、
前記エネルギー回収コンデンサーＣｓは、オフ状態の間、第１の誘導性コンポーネントＴ１の消磁に関連するエネルギーと、第１の誘導性コンポーネントＴ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーとの少なくとも一部がコンデンサーＣｓに伝達され、コンデンサーＣｓ内に蓄積されるよう接続されている。
【００１６】
コンデンサーＣｓは、オフ状態の間、第１の誘導性コンポーネントＴ１の消磁に関連するエネルギーと、第１および第２の誘導性コンポーネントＴ１、Ｌ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーとの少なくとも一部がコンデンサーＣｓに伝達され、コンデンサーＣｓ内に蓄積されるよう、電圧源と、１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａとの間の電流経路を提供するよう接続されていることが好ましい。
【００１７】
２つの誘導性コンポーネントＴ１、Ｌ１およびスイッチＳ１は、フライフォワードコンバーターを構成している。すなわち、第２の誘導性コンポーネントがフライバックコンバーター中の変圧器／結合インダクタとして動作する間、第１の誘導性コンポーネントは、フォワードコンバーター中の変圧器として動作する。
【００１８】
エネルギー回収コンデンサーＣｓおよびエネルギー回収巻線Ｔ１ｂは、第１の誘導性コンポーネントＴ１に関連するエネルギーと、第１の誘導性コンポーネントＴ１に関連する漏れインダクタンスと、好ましくは、第２の誘導性コンポーネントの漏れインダクタンスに関連するエネルギーとを回収可能とするエネルギー回収スナバを構成している。
【００１９】
スイッチＳ１がオン状態からオフ状態に切り替えたとき、巻線Ｔ１ａ中を流れる電流と、好ましくは巻線Ｌ１ａ中を流れる電流は、これらの影響によって、コンデンサーＣｓを介して電圧源に戻っていく。これは、コンデンサーＣｓの充電効果を有する。
【００２０】
最初に、エネルギーは、電圧源に戻っていく。しかしながら、一度コンデンサーＣｓの両端間の電圧Ｖ（Ｃｓ）が、オン状態でのエネルギー回収巻線の両端間の電圧Ｖ（Ｔ１ｂ）である電圧Ｖ（Ｔ１ｂ）を超えると、エネルギーは、オン状態の間、出力に伝達される。コンデンサーＣｓは、コンデンサーＣｓの両端間の電圧がこのレベルに到達するまで、複数のスイッチングサイクルにわたって充電される。
【００２１】
この点に関し、オン状態の間、エネルギー回収巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧Ｖ（Ｔ１ｂ）は、Ｖ（Ｔ１ｂ）＝Ｖｏｕｔ＊Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃに従って、コンバーターの出力電圧Ｖ（ｏｕｔ）および巻線Ｔ１ｂと巻線Ｔ１ｃとの巻き数比によって決定される。ここで、Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、Ｔ１ｂの巻き数をＴ１ｃの巻き数で割った数である。
【００２２】
オン状態において、コンデンサーＣｓおよび巻線Ｔ１ｂは、Ｖ（Ｃｓ）がＶ（Ｔ１ｂ）を越えている間、電流が巻線Ｔ１ｂ内を流れるように、互いに接続されている。次に、これは、誘導結合された２次巻線Ｔ１ｃ内を流れる電流を発生させる。実際、誘導結合された巻線Ｔ１ｂおよびＴ１ｃの漏れインダクタンスは、オン状態の間、コンダクターＣｓと共に共振回路を形成する。これは、Ｃｓの両端間の電圧を、おおよそ固定された電圧であるＶｏｕｔ＊Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃに保つ。この結果、オン状態の間、巻線Ｔ１ｃ内に共振波形を有する追加的な電流が発生する。したがって、オフ状態の間にコンデンサーＣｓによって蓄積されたエネルギーは、オン状態の間、巻線Ｔ１ｃを介して出力に伝達される。
【００２３】
コンデンサーＣｓの一方のプレートは、巻線Ｌ１ａに沿った任意の点における接続点に接続されていてもよい。接続点は、巻線Ｔ１ａに接続された端部に対して反対側の端部側に存在することが好ましい。この場合、Ｌ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーの実質的全てが、オフ状態の間にコンデンサーＣｓに伝達され得る。代替的に、接続点は、巻線Ｌ１ａの途中（part way along winding L1a）に位置していてもよい。この場合、Ｌ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーのある割合が、オフ状態の間にコンデンサーＣｓに伝達され得る。１つの実施形態では、接続点は、巻線Ｔ１ａに接続された巻線Ｌ１ａの端部側に位置していてもよい。この場合、Ｌ１の漏れインダクタンスに関連するエネルギーは、回収されない。コンデンサーＣｓは、巻線タップを用いて、巻線Ｌ１ａに接続することができる。
【００２４】
巻線Ｔ１ｂは、オン状態の間、コンデンサーＣｓと共に共振回路を形成するよう接続されていることが好ましい。
【００２５】
オン状態の間、Ｖ（Ｔ１ｂ）＝Ｖｏｕｔ＊Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃであることが好ましい。式中、Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、Ｔ１ｂの巻き数をＴ１ｃの巻き数で割った数である。
【００２６】
コンデンサーＣｓの両端間の電圧Ｖ（Ｃｓ）は、初期化期間が終了した後、実質的に一定となり、以下の式（４）で与えられることが好ましい。
Ｖ（Ｃｓ）＝Ｖｏｕｔ＊Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃ      （４）
式中、Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、Ｔ１ｂの巻き数をＴ１ｃの巻き数で割った数である。
【００２７】
巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、上記式（４）で決定されるＶ（Ｃｓ）が１００Ｖ±１０％以上となるよう選択されることが好ましい。巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、上記式（４）で与えられるＶ（Ｃｓ）が１５０Ｖ±１０％以下となるよう選択されることが好ましい。このような範囲は、単相電源（single-phase power supply）、汎用入力（universal input）用の低ＲＤＳＯＮジャンクションＭＯＳＦＥＴの使用を可能とする。三相電源用には、電圧は、比例的により高くなる。
【００２８】
巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、上記式（４）で与えられるＶ（Ｃｓ）が１．５＊Ｖｏｕｔ＊Ｎ以上となるよう選択されることが好ましい。式中、Ｎは巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ＝Ｔ１ａ／Ｔ１ｃであり、Ｖｏｕｔはそれぞれの出力用のコンバーターの出力電圧である。巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃは、２．５＊Ｖｏｕｔ＊Ｎ以下であることが好ましい。このような範囲は、ＭＯＳＦＥＴ上の電圧ストレスと、動作デューティーサイクルとの間の合理的な折衷（compromise）を与える。
【００２９】
巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂは、巻き数比Ｔ１ａ／Ｔ１ｃと実質的に等しいことが好ましい。
【００３０】
巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ＝Ｔ１ａ／Ｔ１ｃ＝Ｎは、以下の式（３）に従って、選択されることが好ましい。
Ｖｏｕｔ＊Ｎ／（Ｖ（Ｃｓ）−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＜（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）／（Ｖｏｕｔ＊Ｎ）      （３）
式中、Ｖｏｕｔは（それぞれの出力用の）コンバーターの出力電圧であり、Ｖ（Ｃｓ）はコンデンサーＣｓの両端間の電圧であり、Ｖｉｎは最小要求入力電圧である。
【００３１】
巻線Ｔ１ａのインダクタンスは、巻線Ｌ１ａのインダクタンスよりも大きいことが好ましい。より好ましくは、巻線Ｔ１ａのインダクタンスは、巻線Ｌ１ａのインダクタンスよりも少なくとも５倍大きい。さらに好ましくは、巻線Ｔ１ａのインダクタンスは、巻線Ｌ１ａのインダクタンスよりも少なくとも１０倍大きい。巻線Ｔ１ａのインダクタンスは、最大、巻線Ｌ１ａのインダクタンスの３０倍大きいことが好ましい。
【００３２】
巻線Ｔ１ａは、オフ状態の間、巻線Ｌ１ａより前に消磁するよう選択されることが好ましい。
【００３３】
これにより、磁化を検出するための、第２の誘導性コンポーネント上の追加的な巻線を可能にすることができる。また、これは、擬似共振（quasi-resonant）フライバックトポロジー用に設計された制御ＩＣの使用を可能とする。
【００３４】
整流器Ｄ１は、コンデンサーＣｓと、電圧源との間に接続され、１次巻線Ｔ１ａおよびＬ１ａからコンデンサーＣｓへのエネルギー伝達に対応する方向に流れる電流を許可し、反対方向に流れる電流を実質的に遮断するよう配向されていることが好ましい。
【００３５】
整流器Ｄ２は、コンデンサーＣｓと、巻線Ｔ１ｂとの間に接続され、Ｃｓの両端間の電圧が巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧を超えたとき、巻線Ｔ１ｂ内を流れる電流を許可し、反対方向に流れる電流を実質的に遮断するよう配向されていることが好ましい。
【００３６】
巻線Ｔ１ｂ並びに整流器Ｄ１およびＤ２は、直列に接続されており、整流器Ｄ１およびＤ２は、オフ状態の間に巻線Ｔ１ｂ内を流れる電流に関連するエネルギーが電圧源に戻ることが可能なように、流れる電流を許可するよう配向されていることが好ましい。
【００３７】
巻線Ｔ１ｃは、整流器Ｄ３を介して出力に接続されており、整流器Ｄ３は、１次巻線Ｔ１ａが電圧源に接続されたときに巻線Ｔ１ｃ内を流れる電流を許可し、反対方向に流れる電流を実質的に遮断するよう配向されていることが好ましい。
【００３８】
２次巻線Ｌ１ｂは、整流器Ｄ４を介して出力に接続されており、整流器Ｄ４は、１次巻線Ｌ１ａが電圧源に接続されたときに巻線Ｌ１ｂ内を流れる電流を実質的に遮断し、反対方向に流れる電流を許可するよう配向されていることがさらに好ましい。よって、第２の誘導性コンポーネントＬ１は、オン状態の間、エネルギーを蓄積し、該エネルギーは、その後に１次巻線Ｌ１ａが電圧源から分離（disconnect）されたときに、２次巻線Ｌ１ｂ内を流れる電流として放出される。
【００３９】
出力は、共通の出力コンデンサーＣｏｕｔを含むことが好ましい。コンバーターの出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｃｏｕｔの両端間の電圧であることが好ましい。スイッチＳ１は、ＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。
【００４０】
用語「整流器」は、それを通過する電流が一方向にのみ流れるようにする電気デバイスを意味する。その／各整流器は、単一のダイオードの形態をとることが好ましい。特に、同期整流器を整流器Ｄ３およびＤ４の双方または一方として用いることができる。
【００４１】
疑義が生じるのを避けるため、コンポーネントが電圧源に接続されているとして説明する場合、これは、電圧源が電圧Ｖまたは回路内における２点間（または、等価な、回路の２つのレール間）の電位差を生じさせること、および、これらの点間に接続されたコンポーネントの両端間に電圧Ｖが供給されるよう、（複数または単一の）コンポーネントが、これらの点間に電気的に接続されていることを意味する。複数のコンポーネントは、直列または並列で、同時に電圧源に接続されてもよい。このような場合、第１および第２の誘導性コンポーネントの１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａは、互いに直列で接続されていることが好ましい。
【００４２】
コンポーネントが他のコンポーネントに接続されているとして説明する場合、他の状態にない限り、電気的接続を前提とすべきである。接続されているとして説明されるコンポーネントは、互いに直接接続されている。または、追加的なコンポーネントがそれらの間に接続されていてもよい。
【００４３】
コンバーターは複数の出力を有していてもよいことは、理解されるであろう。一般的に、コンバーターは、電圧源からｎ個の出力にエネルギーを伝達するよう構成することができる。ここで、ｎは１以上の整数である。ｎ個の出力のうち少なくとも１つ用に、誘導性コンポーネントＴ１、Ｌ１のそれぞれは、それぞれの出力を供給するためのそれぞれの２次巻線を含んでいる。さらに追加の出力のため、誘導性コンポーネントＴ１、Ｌ１の一方または双方のそれぞれは、それぞれの出力を供給するためのそれぞれの２次巻線を含んでいる。
【００４４】
コンバーターは、ｎ個の出力コンデンサーＣｏｕｔ、Ｃｏｕｔ２、・・・を含んでおり、それぞれのコンデンサーは、ｎ個の出力のそれぞれに関連付けられている。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
以下、本発明を添付の図面を参照しつつ説明する。
【図１】図１は、フライバックコンバータートポロジーを示す図である。
【図２】図２は、不連続モード動作用の図１の回路用の典型的な電流波形を示す図である。
【図３】図３は、フライフォワードトポロジーを示す図である。
【図４】図４は、図２の回路用の典型的な電流波形を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第１実施形態にかかるエネルギー回収スナバを備えるフライフォワードコンバーターを示す図である。
【図６】図６は、本発明の第２実施形態にかかるエネルギー回収スナバを備えるフライフォワードコンバーターを示す図である。
【図７】図７は、本発明の第３実施形態にかかるエネルギー回収スナバを備えるフライフォワードコンバーターを示す図である。
【図８】図８は、本発明の第４実施形態にかかるエネルギー回収スナバを備えるフライフォワードコンバーターを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４６】
異なる実施形態に共通するコンポーネントは、各実施形態において、同じ参照番号を用いてラベル付されている。
【００４７】
本明細書中において、Ａ／Ｂという記法は、（Ａの巻き数）／（Ｂの巻き数）を意味する。
【００４８】
図５は、本発明の第１実施形態にかかるエネルギー回収スナバを有するフライフォワードコンバータートポロジーを示す。
【００４９】
フライフォワードコンバーターは、変圧器Ｔ１と、結合インダクタＬ１とを含む。変圧器および結合インダクタのそれぞれは、互いに直列に接続された１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａを有している。スイッチＳ１は、典型的にはＭＯＳＦＥＴであり、直列接続された１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａを、ｄｃ電圧源Ｖｄｃから供給される高電圧レールと低電圧レールとの間で周期的に接続するよう設けられている。また、電圧源Ｖｄｃは、回路の高電圧レールと低電圧レールとの間に、入力電圧Ｖｉｎを供給する。Ｔ１ａの一方の端部は、高電圧レールに接続されており、Ｔ１ａの他方の端部は、Ｌ１ａの一方の端部に接続されている。スイッチＳ１は、Ｌ１ａの他方の端部と低電圧レールとの間に接続されており、その結果、スイッチをクローズすると回路が完成され、スイッチをオープンすると回路が遮断される。この方式において、回路は、１次巻線が電圧源に接続されているオン状態と、１次巻線が電圧源から分離されているオフ状態との間で切り替えられる。スイッチＳ１は、電圧源の他方の側において代替的に用いられてもよいことは理解されるであろう。
【００５０】
変圧器Ｔ１は、２次巻線Ｔ１ｃを有している。Ｔ１ｃの一方の端部は、第１の出力ダイオードＤ３のアノードに接続されている。Ｄ３のカソードは、出力コンデンサーＣｏｕｔの第１のプレートに接続されている。Ｃｏｕｔの第２のプレートは、Ｔ１ｃの他方の端部に接続されている。巻線Ｔ１ｃは、スイッチＳ１がクローズされたときに、Ｔ１ａ内を流れる電流によって誘導された電圧がダイオードＤ３に順バイアス（forward bias）するよう、１次巻線Ｔ１ａおよびダイオードＤ３に対して配向している。
【００５１】
結合インダクタＬ１は、２次巻線Ｌ１ｂを有している。Ｌ１ｂの一方の端部は、第２の出力ダイオードＤ４のアノードに接続されている。Ｄ４のカソードもまた、出力コンデンサーＣｏｕｔの第１のプレートに接続されている。Ｃｏｕｔの第２のプレートは、Ｌ１ｂの第２の端子に接続されている。巻線Ｌ１ｂは、スイッチＳ１がクローズされたときに、Ｌ１ａ内を流れる電流によって誘導された電圧がダイオードＤ４に逆バイアスし、スイッチＳ１が続いてオープンされたときに、誘導された電圧がダイオードＤ４に順バイアスするよう、１次巻線Ｌ１ａおよびダイオードＤ４に対して配向している。
【００５２】
エネルギー回収スナバは、変圧器Ｔ１の追加巻線Ｔ１ｂ、２つのダイオードＤ１およびＤ２、並びにスナバコンデンサーＣｓを含む。
【００５３】
スナバコンデンサーＣｓの一方のプレートは、巻線Ｌ１ａとスイッチＳ１との間における回路内のノードに接続されている。コンデンサーＣｓの他方のプレートは、ダイオードＤ２のカソードおよびダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、巻線Ｔ１ｂの一方の端部に接続されており、巻線Ｔ１ｂの他方の端部は、電圧源によって供給される低電圧レールに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、電圧源によって供給される高電圧レールに接続されている。
【００５４】
巻線Ｔ１ｂは、Ｔ１ｂ内を流れる電流がＴ１ｃ内に電流を発生させるよう、巻線Ｔ１ｃおよびダイオードＤ３に対して配向している。
【００５５】
電流臨界（boundary conduction）モードにおける回路の動作は、以下に詳述される。
【００５６】
スイッチＳ１は、２つの状態を含む周期的なスイッチングサイクルで動作される。すなわち、Ｓ１がクローズ（導通）されているオン状態（時間間隔１）およびＳ１がオープン（非導通）されているオフ状態（時間間隔２）である。
【００５７】
＜時間間隔（time interval）１＞
時間間隔１の間、巻線Ｔ１ａの両端間の電圧は、Ｖ（Ｔ１ａ）≒（Ｔ１ａ／Ｔ１ｃ）＊Ｖｏｕｔに従って、出力電圧Ｖｏｕｔと、巻線Ｔ１ａおよびＴ１ｂ間の巻き数比とによって決定される。よって、Ｔ１ａの両端間の電圧は、実質的に一定であり、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。Ｌ１ａの両端間の電圧は、入力電圧ＶｉｎからＴ１ａの両端間の電圧を引いた値に等しい。その結果、Ｌ１ａ内の磁化電流が、ゼロから一定比率で増加（線形に増加）する。
【００５８】
巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧は、Ｖ（Ｔ１ｂ）＝（Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃ）＊Ｖｏｕｔに従って、出力電圧Ｖｏｕｔと、巻線Ｔ１ｂおよびＴ１ｃ間の巻き数比とによって決定される。時間間隔１の間、スナバコンデンサーＣｓの両端間の電圧が巻線Ｔ１ｂの両端間の電圧よりも大きければ、ダイオードＤ２は、順バイアスとなり、Ｔ１ｂ内に電流が流れる。そうでなければ、Ｔ１ｂ内の電流は、実質的にゼロとなる。よって、巻線Ｔ１ｂ内を流れる電流は、変圧器巻線Ｔ１ｂおよびＴ１ｃ間の漏れインダクタンスと、コンデンサーＣｓとによって決定される特性を有する共振波形を有する。
【００５９】
時間間隔１の間、Ｔ１ｃ内の電流は、巻線Ｔ１ａおよびＴ１ｂ内を流れる電流によって決定され、これら２つの巻線内を流れるアンペアターン（ampere-turn）（巻線の巻き数によって乗じられた電流）を実質的に打ち消す。Ｔ１およびＬ１は、Ｔ１ｂ内のアンペアターンがＴ１ａ内のアンペアターンよりも大幅に小さい間、巻き数比Ｔ１ｃ／Ｔ１ａがＬ１ｂ／Ｌ１ａと同じになるよう、選択される。よって、Ｔ１ｃ内の電流は、直線傾斜（linear ramp）に少量の正弦電流（これは、スナバコンデンサーＣｓから回収されたエネルギーを示す）を加算した状態のように増加する。
【００６０】
時間間隔１の間、Ｌ１ｂ内の電流は、実質的にゼロである。
【００６１】
定常状態において、おおよそＶ（Ｃｓ）＝（Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃ）＊Ｖｏｕｔの電圧まで充電されたコンデンサーＣｓは、時間間隔１を終了させる。
【００６２】
＜時間間隔２＞
時間間隔２は、４つの連続する部分２．１、２．２、２．３および２．４に分割可能である。
【００６３】
時間間隔２．１の間、電流は、以下に示すようにダイオードＤ３からＤ４へ転流（commutate）する。Ｓ１は、時間間隔２．１の開始時点においてオフ状態に切り替える。Ｔ１およびＬ１の漏れインダクタンスおよび磁化に蓄積されているエネルギーによって、電流は、最初にＴ１ａおよびＬ１ａ内を流れ続ける。この電流は、スナバコンデンサーＣｓおよびダイオードＤ１を介して、電圧源に戻るよう高電圧レール上を流れていく。時間間隔２．１の開始時点において、Ｔ１ｂ内の電圧がゼロでなければ、この巻線内の電流は、ダイオードＤ２およびＤ１を介して、電圧源に戻るよう高電圧レール上を流れていく。
【００６４】
時間間隔２．１の間、電流は、Ｔ１およびＬ１の漏れインダクタンスによって制限される有限比率で、ダイオードＤ３内において一定比率で減少し、同時に、ダイオードＤ４内において一定比率で増加する。このインダクタンス内に蓄積されているエネルギーは、時間間隔２．１の間、コンデンサーＣｓに伝達される。
【００６５】
時間間隔２．１の開始時点において、巻線Ｔ１ｂ内に電流が流れ続けている場合、この電流もまた、この時間間隔の間、ゼロにまで一定比率で減少する。
【００６６】
時間間隔２．１の終了時点において、ダイオードＤ２内の電流はゼロであり、出力は、時間間隔１の間にダイオードＤ４を介してインダクタＬ１内に蓄積されたエネルギーによって供給される。
【００６７】
時間間隔２．２の間、少量の電流がＴ１ａ内を流れ続ける。これは、変圧器Ｔ１の減衰磁化エネルギー（decaying magnetising energy）を表す。Ｔ１は、コンデンサーＣｓ上の電圧およびＬ１ａ上の反射電圧（reflected voltage）によって決定される比率で消磁する。Ｔ１は、時間間隔２が終了する前に消磁するよう選択される。ダイオードＤ１は、Ｔ１ａ内で電流が減衰している間、順バイアスを維持する。
【００６８】
時間間隔２．２の間、Ｌ１は、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔは、Ｌ１ａおよびＬ１ｂ間の巻き数比によって決定される）と、Ｌ１ｂのインダクタンスによって決定される比率で消磁する。
【００６９】
時間間隔２．２は、Ｔ１が消磁し、ダイオードＤ１内の電流がゼロまで低下すると終了し、逆バイアス（reverse bias）となる。Ｔ１およびＬ１ａの漏れインダクタンスおよび磁化内に蓄積されたエネルギーがＣｓに伝達するため、この時点において、スナバコンデンサーＣｓは、その最大電圧まで充電されている。コンデンサーＣｓによって蓄積されたエネルギーは、時間間隔１の間、消散（dissipate）または電圧源に戻るというよりは、上述のように負荷（load）に伝達される。
【００７０】
時間間隔２．３の間、大量の（significant）電流（Ｌ１ｂおよびダイオードＤ４内を流れる電流）のみが負荷に流れる。Ｌ１は、消磁し続ける。この時間間隔の間、Ｔ１ａは、寄生キャパシタンス（parasitic capacitance）と共振し、わずかな（insignificant）量の電流をＴ１ａおよびＬ１ａ内に発生させる。
【００７１】
Ｌ１は、時間間隔２が終了する前に、Ｌ１ｂ内の電流がゼロまで低下するよう、選択される。時間間隔２．３は、Ｌ１ｂおよびダイオードＤ４内の電流がゼロまで低下すると終了する。
【００７２】
時間間隔２．４の間、Ｌ１ｂの両端間の電圧は、ダイオードＤ４内にもはや電流が流れていないことから、反転（reverse）を開始する。Ｌ１ｂ内の電流がゼロに低下し、ダイオードＤ４が逆バイアスとなると、スイッチＳ１は、再度オン状態になるよう動作させられる。これは、時間間隔２の終了を意味し、時間間隔１が繰り返される。
【００７３】
電流臨界モードにおけるコンバーターの動作については、上述のように詳述した。しかしながら、インダクタＬ１は、既知の如何なる動作モードにおいても動作することができる。すなわち、連続モード、電流臨界モード（臨界導通（critical conduction）モードとしても知られる）、または不連続モードである。
【００７４】
連続モードにおける動作では、時間間隔２は、Ｌ１ｂ内の電流がゼロに低下する前に、終了する。不連続モードにおける動作用では、Ｌ１ｂ内の電流がでゼロに低下するタイミングと、Ｓ１が動作するタイミング間で時間遅延が存在する。
【００７５】
以下、本発明を具体化する回路のためのキーパラメーター選択の例について述べる。
【００７６】
説明のため、以下の事項を仮定する。
−電流臨界モードでの動作
−Ｔ１ａのインダクタンスは、Ｌ１ａのインダクタンスよりも大幅に大きい
−巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂおよびＴ１ａ／Ｔ１ｃは同じ、すなわち、Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ＝Ｔ１ａ／Ｔ１ｃ＝Ｎ
−スナバコンデンサーＣｓ上の電圧はｄｃ
−Ｔ１ａは、Ｌ１上の追加的な巻線を磁化の検出用に用いることができるように、Ｌ１ａより前に消磁するよう選択されている。これにより、擬似共振フライバックトポロジー用に設計された制御ＩＣの使用が可能となる。
【００７７】
２次の漏れインダクタンス効果を無視すれば、Ｌ１ａおよびＴ１ａ用のボルト−秒バランス方程式（Volt-second balance equation）は、以下で与えられる。
Ｌ１ａ：  （Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＊Ｔｏｎ＝Ｖｏｕｔ＊Ｎ＊Ｔｏｆｆ      （１）
Ｔ１ａ：  Ｖｏｕｔ＊Ｎ＊Ｔｏｎ＝（Ｖ（Ｃｓ）−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＊Ｔｏｆｆ  （２）
式中、Ｖｉｎは入力電圧であり、Ｖｏｕｔは出力電圧であり、Ｎは巻き数比Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ＝Ｌ１ａ／Ｌ１ｃであり、Ｔｏｎは時間間隔１においてスイッチＳ１がオンである持続時間であり、Ｔｏｆｆはそれぞれの巻線が消磁するのに要する時間であり、Ｖ（Ｃｓ）はコンデンサーＣｓ上の電圧である。
【００７８】
Ｔ１ａを最初に消磁させるために、式（２）中のＴｏｆｆは、式（１）中のＴｏｆｆよりも小さい値でなければならない。よって、以下の関係式が成立する。
Ｖｏｕｔ＊Ｎ／（Ｖ（Ｃｓ））−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＜（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）／（Ｖｏｕｔ＊Ｎ）      （３）
【００７９】
理想波形のため、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ１用のピークドレインソース電圧（peak drain-source voltage）は、Ｖｄｃ＋Ｖ（Ｃｓ）とされる。ここで、Ｖｄｃは、入力電圧である。Ｖ（Ｃｓ）は、出力電圧と巻き数比Ｔ１ｂ／Ｔ１ｃ＝Ｎ２とに依存し、以下の式が成立する。
Ｖ（Ｃｓ）＝Ｎ２＊Ｖｏｕｔ    （４）
【００８０】
Ｖ（Ｃｓ）は、使用するＭＯＳＦＥＴのドレインソース電圧に基づいて選択される。６５０または７００ＶのＭＯＳＦＥＴでは、Ｖ（Ｃｓ）を、公称４００Ｖの電圧源用に、約１５０Ｖに制限するのが好ましい。
【００８１】
Ｖ（Ｃｓ）が与えられると、最小要求入力電圧Ｖｉｎで式（３）を満足するように、Ｎの値が選択される。例えば、Ｖｏｕｔ＝２４Ｖ、Ｖ（Ｃｓ）＝１５０ＶおよびＮ＝３であり、ダイオードのオン状態電圧を考慮にいれ、Ｖｏｕｔ＊Ｎ＝７５Ｖとなり、そして、Ｖｉｎ＞１５０Ｖ用に式（３）が満足されることとなる。同じ電圧で、Ｎ＝３．５の場合、Ｖｉｎ＞２１０Ｖ用に式（３）が満足されることとなる。
【００８２】
Ｎのより大きな値は、１次サイド電流ストレスを減少させるが、所与の保圧時間（hold-up time）用に、より高い値の入力コンデンサーおよびより高い低電圧ロックアウト（under-voltage lockout）を必要とする。Ｖ（Ｃｓ）の増加は、低い入力電圧での動作を可能とするが、ＭＯＳＦＥＴ上の電圧ストレスを増加させる。
【００８３】
ＮおよびＮ２の最終的な選択は、利用可能なＭＯＳＦＥＴのレーティング（rating）およびコストに依存する。所与の現在利用可能な技術において、６５０または７００ＶのＭＯＳＦＥＴは、達成される最小コストおよび最高性能を提供可能なものと考えられている。
【００８４】
ＮおよびＮ２が選択されると、Ｌ１ａのインダクタンスは、ピーク１次電流Ｉｐｋから決定することができる。出力電力Ｐｏｕｔは、Ｉｐｋから決定することができる。
Ｉｐｋ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＊Ｔｏｎ／Ｌ１ａ      （５）
Ｐｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊Ｉｐｋ＊Ｔｏｎ／（２＊Ｔ）          （６）
Ｔｏｆｆ＝Ｉｐｋ＊Ｌ１ａ／（Ｖｏｕｔ＊Ｎ）            （７）
ここで、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。
【００８５】
式（５）、式（６）および式（７）を再整理し、効率性の評価をηと取ると、以下の式が与えられる。
Ｐｏｕｔ＝η＊（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＊（Ｖｏｕｔ＊Ｎ）＊Ｔｏｎ／（２＊Ｌ１ａ）      （８）
【００８６】
式（８）から、Ｔｏｎが与えられると、Ｌ１ａの値を決定することができる。
【００８７】
Ｔ１ａおよびＬ１ａの磁化インダクタンスがＴ１ａ＞＞Ｌ１ａであることが与えられた場合、Ｔ１のインダクタンスは、自由に選択することができる。より低い値は、より高い値の循環ＶＡ（ボルトアンペア）という結果をもたらす。Ｔ１のインダクタンスを安定化させる小さなギャップが、好ましい。Ｔ１の磁化インダクタンスのより低い値は、Ｃｓ上のリップル電圧を増加させる。
【００８８】
Ｃｓは、様々な基準にしたがって選択されてもよい。しかしながら、巻線Ｔ１ｂを介してＣｓから回収されるエネルギーは、より高い電力レベルにおいて、共振的に回収されることが好ましい。これを達成するため、Ｃｓは、Ｔ１ｂおよびＴ１ｃの漏れインダクタンスとＣｓとの間の共振周波数が、より高い電力レベルにおいて、Ｔｏｎよりも短い半周期（half-period）を有するよう、選択される。この場合、Ｔ１ｂ内の電流は、ＭＯＳＦＥＴのオンタイム（on-time）終了前にゼロまで低下し、ＭＯＳＦＥＴターンオフ損失（turn-off loss）に寄与しない。Ｔ１が非常に大きな漏れインダクタンスを有する場合、非常に小さく、さらに高いリップル電圧を有するＣｓを用いないのであれば、共振周波数がＴｏｎよりも短い半周期を有することはできないであろう。この場合、Ｃｓの値は増加し、追加的なＭＯＳＦＥＴ内のターンオフ損失が許容される必要がある。
【００８９】
また、式（８）は、出力電力Ｐｏｕｔが、電流臨界モードにおいて、Ｔｏｎに比例することを示している。軽負荷動作において、動作の最大周波数を制限すること、および不連続モードでの動作することが必要となる。
【００９０】
図６は、本発明の第２実施形態にかかるエネルギー回収スナバを有するフライフォワードコンバーターを示す。このコンバーターは、ダイオードＤ２が同期ＭＯＳＦＥＴ整流器に置き換えられていることを除き、図５に示したコンバーターと同様である。ＭＯＳＦＥＴ整流器は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ２と、ダイオードＤ７とを含む。ダイオードＤ７は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであってもよい。
【００９１】
第１実施形態と同様に、スナバコンデンサーＣｓの一方のプレートは巻線Ｌ１ａとスイッチＳ１との間の回路内のノードに接続されている。コンデンサーＣｓの他方のプレートは、巻線Ｔ１ｂの一方の端部に接続されている。Ｓ２のソースが低電圧レールに接続されている間、Ｔ１ｂの他方の端部は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ２のドレインに接続されている。ダイオードＤ７は、ＭＯＳＦＥＴスイッチに並列に接続され、そのアノードは、低電圧レールに接続されている。
【００９２】
同期ＭＯＳＦＥＴ整流器は、第１実施形態におけるダイオードＤ２に相当する役割を果たす。よって、コンバーターの動作は、第１実施形態における動作と実質的に等しい。
【００９３】
スイッチＳ２は、スイッチＳ１と同期して切り替えられてもよい。このような配置は、Ｄ７中の導電損失を減少させることができる。
【００９４】
第２実施形態の別の様態は、第１実施形態に関する部分で説明したものと同様である。
【００９５】
図７は、本発明の第３実施形態にかかるフライフォワードコンバーターの複数出力バージョンを示す。このコンバーターは、変圧器Ｔ１および結合インダクタＬ１のそれぞれが、図７において負荷（load）２によって表示されている第２の出力を供給するため、１次巻線Ｔ１ａ、Ｌ１ａにそれぞれ誘導的に接続された追加的な２次巻線Ｔ１ｄ、Ｌ１ｃを有している点を除き、図５に示したコンバーターと同様である。
【００９６】
この点において、巻線Ｔ１ｄの一方の端部は、出力ダイオードＤ５のアノードに接続されている。Ｄ５のカソードは、第２の出力コンデンサーＣｏｕｔ２の第１のプレートに接続されている。Ｃｏｕｔ２の第２のプレートは、Ｔ１ｄの他方の端部に接続されている。巻線Ｔ１ｄは、スイッチＳ１がクローズされるときＴ１ａ内を流れる電流によって誘導される電圧がダイオードＤ５へ順バイアスするよう、１次巻線Ｔ１ａおよびダイオードＤ５に対して配向している。
【００９７】
巻線Ｌ１ｃの一方の端部は、出力ダイオードＤ６のアノードに接続されている。Ｄ６のカソードもまた、第２の出力コンデンサーＣｏｕｔ２の第１のプレートに接続されている。Ｃｏｕｔ２の第２のプレートは、Ｌ１ｃの第２の端子に接続されている。巻線Ｌ１ｃは、スイッチＳ１がクローズされているときにＬ１ａ内を流れる電流によって誘導された電圧がダイオードＤ６へ逆バイアスし、さらに、その後にＳ１がオープンされたときに誘導される電圧がダイオードＤ６へ順バイアスするよう、１次巻線Ｌ１ａおよびダイオードＤ６に対して配向している。
【００９８】
第２の出力負荷２に関連する負荷が小さければ（Ｃｏｕｔ２のリップル電流レーティングによって決定される）、Ｔ１ｄおよびＤ５またはＬ１ｃおよびＤ６のいずれかを省略することができ、回路は動作を継続できる。しかしながら、良好な調整を保つため、最小（最低限の）負荷が第１の出力上に必要とされる。
【００９９】
追加的な出力が同様に方法によって提供されてもよく、そのような場合も本発明の範囲内であることは理解されるであろう。
【０１００】
第３実施形態の他の様態は、第１および第２実施形態に関する部分で説明したものと同様である。
【０１０１】
図８は、本発明の第４実施形態にかかるエネルギー回収スナバを有するフライフォワードコンバーターを示す。
【０１０２】
コンデンサーＣｓは、巻線Ｌ１ａに沿った経路（巻線Ｌ１ａの途中）に配置されている巻線タップに接続されている。Ｌ１の漏れインダクタンスに関係するエネルギーの大部分は、このようにＬ１ａにタップする（繋ぐ）ことによって回収することができる。この巻線タップは、各端部を含む巻線Ｌ１ａに沿った任意の点に配置することができる。
【０１０３】
第４実施形態の他の様態は、第１、第２および第３実施形態に関する部分で説明したものと同様である。
【０１０４】
全ての実施形態において、出力ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５およびＤ６は、特定の配向で接続されているように説明された。負の出力（negative output）用には、このダイオードの配向が反転されることは理解されるであろう。
【０１０５】
全ての実施形態において、巻線Ｔ１ｂは、例えば、追加のスイッチの使用によって、オン状態間の任意の時間、コンデンサーＣｓに接続できる。これにより、Ｃｓ上の電圧の変調または制御、もしくはオン状態の間のＣｓ内の電流用の導電期間の制御が可能となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【外国語明細書】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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