(57)【要約】      （修正有）【課題】多相インバータの並列運転に伴う循環電流を抑制するインバータシステムを提供する。【解決手段】多相の電力変換システム１００はＰＷＭ制御信号３５５、３７０で各相電圧のＰＷＭ出力電圧を生成する複数のインバータ１２０、１２５と、複数のセル間トランス１７５、１８０、１８５、１９０と、制御システム１１０で構成される。制御システムでは、複数の電流共有チャネル３３０で複数のセル間トランス１７５、１８０、１８５、１９０の各々に関連付けられた複数の循環電流に応答して電流共有変調信号を生成し、電圧制御システム３２５の出力をコンバイナ３４０を介して、ＰＷＭ制御信号３５５、３７０を生成する搬送波基準回路３４５、３５０に出力する。【選択図】図１
2014147283.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相電力を供給するように構成された電力変換システム（１００）であって、前記多相電力の各相にはそれぞれ一の相電圧が関連付けられており、
ＰＷＭ制御信号（３５５、３７０）に応答して各相電圧のＰＷＭ出力電圧を生成するように構成された複数のインバータ（１２０、１２５）、
前記ＰＷＭ出力電圧を受け取って前記相電圧を生成するように構成された複数の誘導分であって、前記ＰＷＭ出力電圧により、前記複数の誘導分の中を流れる複数の循環電流が生じる、複数の誘導分、
各相電圧の電圧変調信号（６７５、６８０）を生成するように応答する電圧コントローラ（４１０）、
前記複数の誘導分の各々にそれぞれ関連付けられた複数の電流共有チャネル（３３０）であって、前記複数の循環電流の流れに応答して電流共有変調信号（４５０、４６０）を生成するように構成されている前記複数の電流共有チャネル（３３０）、並びに
変調信号に応答して前記ＰＷＭ制御信号（３５５、３７０）を生成するように構成された搬送波基準回路（３４５、３５０）であって、前記変調信号は前記電流共有変調信号（４５０、４６０）と電圧変調信号（６７５、６８０）とを結合することにより得られる、搬送波基準回路
を備える前記電力変換システム（１００）。
【請求項２】
前記誘導分は複数のセル間トランス（６６０）である、請求項１に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項３】
前記誘導分は複数のインダクタである、請求項１に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項４】
前記複数のインバータ（１２０、１２５）は第1のインバータ（１２０）と第２のインバータ（１２５）とを含み、前記第1のインバータ（１２０）及び前記第２のインバータ（１２５）は交互配置された三相ＰＷＭ出力電圧を生成する、請求項１、２、又は３に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項５】
前記複数のセル間トランス（１７５、１８０、１８５、１９０）は、前記第1のインバータ（１２０）及び前記第２のインバータ（１２５）から、交互配置された三相ＰＷＭ出力電圧（６０５）を用いて、三相供給電圧（６０５）を提供するように構成されている、請求項２から４のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項６】
前記第1のインバータ（１２０）及び前記第２のインバータ（１２５）の各々は、さらにニュートラル相電圧を提供する、請求項４に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項７】
前記複数の誘導分の各々の前記電流共有チャネル（３３０）に循環電流信号を提供するように構成された複数の電流センサ（２００、２１０、２２０、２３０）を有する電流感知回路（１９５）をさらに備える、請求項１から５のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項８】
前記電流共有チャネル（３３０）は、前記相電圧の基本周波数に近似する中心周波数を有する共振基本周波数コントローラを含む、請求項１から７のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項９】
前記電流共有チャネル（３３０）は以下の式に概ね対応する周波数変換応答を有する、請求項１から８のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）：
2014147283.tif 000032
ＤＣ          低周波数          基本周波数
ここで、
2014147283.tif 000033
であり、式中、ωｌは低周波数フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは基本周波数フィルタの中心周波数を規定し、Δωｌは低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの通過帯域のマグニチュードをそれぞれ規定し、Ｋｌ及びＫｆは低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの極大ゲインをそれぞれ規定し、
2014147283.tif 000034
は基本周波数を中心とする位相補償を行う位相遅れ補償器である。
【請求項１０】
前記複数のインバータに入力電力を提供するように構成された直流電源（１２７）をさらに備え、前記複数のインバータは共通のＤＣバスを共有する、請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換システム（１００）。
【請求項１１】
前記誘導分は前記三相電圧信号（６０５）の対応の相に関連付けられており、前記電流共有チャネル（３３０）は、前記複数の誘導分から、前記複数の循環電流（７６０、７８０）を用いて、前記三相電圧信号（６０５）の各相にそれぞれ関連付けられる電流共有変調信号（４５０、４６０）を生成し、
前記電力変換システム（１００）は、各々が前記三相電圧信号（６０５）のうちの一の相に関連付けられている複数のコンバイナ回路（３４０）をさらに備え、前記複数のコンバイナ回路（３４０）は、前記三相電圧信号（６０５）の各相にそれぞれ関連付けられる前記電流共有変調信号（４５０、４６０）と前記電圧変調信号（６７５、６８０）とを結合してＰＷＭ制御信号（３５５、３７０）を生成する、請求項１から１０のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項１２】
ＰＷＭ駆動回路、
前記複数の前記誘導分の前記出力に連結された複数の電源出力端子、
前記複数の誘導分に連結された複数の電流センサ（２００、２１０、２２０、２３０）、
前記複数の誘導分に連結された電圧コントローラ（４１０）、
前記複数の電流センサ（２００、２１０、２２０、２３０）に連結された電流共有システム（３３０）、
前記電圧制御システム（３２５）の出力と前記電流共有システム（３３０）の出力とに連結されたコンバイナ回路（３４０）、並びに
前記コンバイナ回路（３４０）に連結された駆動回路
をさらに備える請求項１から１１のいずれか一項に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項１３】
前記複数の電流センサ（２００、２１０、２２０、２３０）は、前記誘導分に連結されて、前記誘導分の各々を通って流れる循環電流（７６０、７８０）の倍に相当する信号を提供する、請求項１２に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項１４】
前記電流共有システムは、二つ一組に配置される複数の電流共有コントローラ（４４０、４４５）を含み、前記複数の電流共有コントローラ（４４０、４４５）の各組は、対応の電流センサ（２００、２１０、２２０、２３０）に連結される、請求項１２又は１３に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項１５】
電流共有コントローラ（４４０、４４５）の各組の各電流共有コントローラ（４４０、４４５）は、前記複数の電源端子における電圧の基本周波数に近似する中心周波数を有する共振コントローラを含む、請求項１２、１３、又は１４に記載の前記電力変換システム（１００）。
【請求項１６】
多相電力変換システム（１００）の制御方法であって、
前記多相電力の各相電圧に応答して電圧変調信号（６７５、６８０）を生成すること、
各々が対応の相電圧に関連づけられている複数のセル間トランス（６６０）を通って流れる循環電流（７６０、７８０）を検出すること、
前記循環電流（７６０、７８０）に対応する電流共有変調信号（４５０、４６０）の生成に従って、検出された前記循環電流（７６０、７８０）にコントローラ（４４０、４４５）を適用すること、並びに
電圧変調信号（６７５、６８０）及び電流共有変調信号（４５０、４６０）を結合してＰＷＭ制御信号（３５５、３７０）を生成すること
を含む前記方法。
【請求項１７】
前記コントローラを適用することは、前記複多相電力の各相の基本周波数に近似する中心周波数において共振コントローラを適用することを含む、請求項１６に記載の前記方法。
【請求項１８】
前記コントローラを適用することは、以下の式に概ね対応する変換周波数応答を有するコントローラを適用することを含む、請求項１６又は１７に記載の前記方法：
2014147283.tif 000035
ＤＣ          低周波数          基本周波数                    
ここで、
2014147283.tif 000036
であり、式中、ωｌは低周波数フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは基本周波数フィルタの中心周波数を規定し、Δωｌは低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの通過帯域のマグニチュードをそれぞれ規定し、Ｋｌ及びＫｆは低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの極大ゲインをそれぞれ規定し、
2014147283.tif 000037
は基本周波数を中心とする位相補償を行う位相遅れ補償器である。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
電力変換装置は、航空機の電力系統、並びに他の装置の動力系統に使用される。現在の民間航空機の電力系統は、主に４００Ｈｚ、三相１１５Ｖ又は２３０Ｖの交流電源によって給電されている。動力系統は、一又は複数の、二切り替え式低電圧直流電源（例えば、燃料電池スタック又はバッテリ）を含み、これはパルス幅変調（ＰＷＭ）電力変換システムに入力パワーを提供する。三相電圧のような多相電圧出力は航空機の配電系統に提供され、そこから下流の配電系統に提供される。下流の配電系統は、三相、単相、又はＤＣ負荷の別の変換システムなどを含むがこれらに限定されない様々な種類の負荷を有する。
【０００２】
しかしながら、多くの電力変換装置は、航空機の用途に完全に最適化されていない。このような電力変換装置は大きくて重く、航空機重量を増加させ、航空機の他のコンポーネントに利用可能な容積を制限しうる。この問題に対処するために、電力変換装置は並行に配置された又は交互に配置されたインバータを含むことができる。並行配置又は交互配置されたインバータを用いることにより、変換システムは、低格デバイスを同時に使用しながらさらに出力を高めることができ、それによりさらに効率と出力密度（ｋＷ／ｋｇ）を高め、重量と容積をセーブすることができる。加えて、交互配置されたコンバータは、そうでないコンバータと比較して、高調波低減を向上させる。しかしながら、このようなコンバータシステムは、性能低下又は異常の発生につながる循環電流を発生させることがあり、その度合いは場合によっては電力バスに接続されるユーザ装置に損傷を与えるポイントに達する場合もある。
【０００３】
並行配置又は交互配置されるインバータを採用する電力変換装置では、インバータの出力は、循環電流を制限するために誘導分に接続される。しかしながら、誘導分は、低周波数の循環電流にはうまく機能しないことが多い。低周波数の循環電流は、誘導分のコアの飽和を生じさせることがある。コアの飽和は、電力変換装置の性能を低下させ、さらにはコンバータシステムを故障させうる。  
【０００４】
また、電力変換装置の設計においては、コアの損失を低減し、高周波数の循環電流をよりよく制限するために、磁化インダクタンスが大きいことが望ましい。しかしながら、そのためにはシステムパラメータを前もって正確に知っておくことが必要であり、よって設計プロセスは複雑になり、且つ長時間を要する。例えば、制御システムの設計の複雑性は、大きな磁化インダクタンスが望ましいときに所与の磁気コアの束のマージンが少なくなることにより生じる。
【０００５】
したがって、電力変換システムに関連して少なくとも二つの問題が存在する。電力変換システムは、高い過渡荷重で使用されるときに性能が低下しうる。また、設計プロセスが複雑で長時間を要するものになりうる。
【発明の概要】
【０００６】
多相電力の各相の相電圧を含む多相電力を提供する電力変換システムが開示される。このシステムは、ＰＷＭ制御信号に基づいてＰＷＭ出力電圧を生成する複数のインバータを備える。複数の誘導分が、ＰＷＭ出力電圧を受け取って相電圧を生成するように構成される。ＰＷＭ出力電圧は、誘導分を通る循環電流の流れを生じさせる。相電圧に応答して、この相電圧に対応する電圧変調信号を生成する電圧コントローラが採用される。複数の電流共有チャネルが、複数の誘導分のうちの各一つにそれぞれ関連付けられて、循環電流の流れに応答して電流共有変調信号を生成するように構成される。ＰＷＭ制御信号は、電流共有変調信号と電圧変調信号とを結合することにより得られる変調信号に基づいて生成される。    
【０００７】
さらに、本開示内容は、以下の条項による実施形態を含む。
【０００８】
条項１
多相電力の各相にそれぞれ関連付けられた相電圧を有する多相電力を供給するように構成された電力変換システムであって、
ＰＷＭ制御信号に応答して各相電圧のＰＷＭ出力電圧を生成するように構成された複数のインバータと、
ＰＷＭ出力電圧を受け取って相電圧を生成するように構成された複数の誘導分であって、ＰＷＭ出力電圧が、複数の誘導分の中を流れる複数の循環電流の流れとなる、複数の誘導分と、
各相電圧の電圧変調信号を生成するように応答する電圧コントローラと、
複数の誘導分のうちの各一つにそれぞれ関連づけられた複数の電流共有チャネルであって、複数の循環電流の流れに応答して電流共有変調信号を生成するように構成された複数の電流共有チャネルと、
変調信号に応答してＰＷＭ制御信号を生成するように構成された搬送波基準回路であって、変調信号は電流共有変調信号と電圧変調信号とを結合することにより取得される、搬送波基準回路と
を備える電力変換システム。
【０００９】
条項２
誘導分が複数のセル間トランスである、条項１に記載の電力変換システム。
【００１０】
条項３
誘導分が複数のインダクタである、条項１に記載の電力変換システム。
【００１１】
条項４
複数のインバータが第１及び第２のインバータを含み、第１及び第２のインバータは、交互配置された三相ＰＷＭ出力電圧を生成する、条項２に記載の電力変換システム。
【００１２】
条項５
複数のセル間トランスが、第１及び第２のインバータから、交互配置された三相ＰＷＭ出力電圧を用いて三相供給電圧を提供するように構成されている、条項４に記載の電力変換システム。
【００１３】
条項６
第１及び第２のインバータの各々がニュートラル相電圧を提供する、条項４に記載の電力変換システム。
【００１４】
条項７
複数の誘導分の各々の電流共有チャネルに循環電流信号を提供する複数の電流センサを有する電力感知回路をさらに備える、条項１に記載の電力変換システム。
【００１５】
条項８
電流共有チャネルが、相電圧の基本周波数に近似する中心周波数を有する共振基本周波数コントローラを含む、条項１に記載の電力変換システム。    
【００１６】
条項９
電流共有チャネルが、概ね以下の式に対応する周波数変換応答を有している、条項１に記載の電力変換システム：
2014147283.tif 000003
ＤＣ          低周波数          基本周波数
ここで、
2014147283.tif 000004
であり、
式中、ωｌは低周波数フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは基本周波数フィルタの中心周波数を規定し、Δωｌは低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの通過帯域のマグニチュードをそれぞれ規定し、Ｋｌ及びＫｆは低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの極大ゲインをそれぞれ規定し、
2014147283.tif 000005
は基本周波数周辺の位相補償を行う位相遅れ補償器である。
【００１７】
条項１０
複数のインバータに入力電力を提供するように構成された直流電源をさらに備え、複数のインバータが共通のＤＣバスを共有する、条項１に記載の電力変換システム。
【００１８】
条項１１
電力変換システムの制御システムであって、
三相電圧信号に応答して対応する電圧変調信号を生成する電圧コントローラと、
三相電圧信号のそれぞれの位相に関連付けられた複数の誘導分からの複数の循環電流に応答する電流共有チャネルであって、複数の誘導分からの複数の循環電流を用いて、三相電圧信号の各相にそれぞれ関連付けられた電流共有変調信号を生成する、電流共有チャネルと、
各々が三相電圧信号の一相に関連付けられた複数のコンバイナ回路であって、三相電圧信号の各相にそれぞれ関連付けられた電流共有変調信号と電圧変調信号とを結合してＰＷＭ制御信号を生成する複数のコンバイナ回路と
を備える制御システム。
【００１９】
条項１２
電流共有チャネルが複数のセル間トランスから循環電流を受け取るように構成されている、条項１１に記載の制御システム。
【００２０】
条項１３
電流共有チャネルが複数のインダクタから循環電流を受け取るように構成されている、条項１１に記載の制御システム。」
【００２１】
条項１４
電流共有チャネルが、三相電圧信号の各相の基本周波数に近似する中心周波数を有する共振周波数コントローラを含む、条項１２に記載の電力変換システム。
【００２２】
条項１５
各電流共有チャネルが、概ね以下の式に対応する周波数変換応答を有している、条項１３に記載の制御システム：
2014147283.tif 000006
ＤＣ          低周波数          基本周波数                    
ここで、
2014147283.tif 000007
であり、
式中、ωｌは低周波数フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは基本周波数フィルタの中心周波数を規定し、Δωｌは低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの通過帯域のマグニチュードをそれぞれ規定し、Ｋｌ及びＫｆは低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの極大ゲインをそれぞれ規定し、
2014147283.tif 000008
は基本周波数を中心とした位相補償を行う位相遅れ補償器である。
【００２３】
条項１６
多相電力の各相にそれぞれ関連付けられた相電圧を有する多相電力を供給するように構成された電力変換システムであって、
ＰＷＭ駆動回路と、
ＰＷＭ駆動回路に連結された入力を有する複数のインバータと、
複数のインバータのＰＷＭ電圧出力に連結された複数の誘導分と、
複数の誘導分の出力に連結された複数の電源出力端子と、
複数の誘導分に連結された複数の電流センサと、
複数の誘導分に連結された電圧コントローラと、
複数の電流センサに連結された電流共有システムと、  
電圧コントローラの出力、及び電流共有システムの出力に連結されたコンバイナ回路と、
コンバイナ回路に連結された駆動回路と
を備える電力変換システム。
【００２４】
条項１７
複数の誘導分がセル間トランスを含む、条項１６に記載の電力変換システム。
【００２５】
条項１８
複数の誘導分がインダクタを含む、条項１６に記載の電力変換システム。
【００２６】
条項１９
複数の電流センサは、セル間トランスに連結されて、セル間トランスの各々を通って流れる循環電流の二倍に相当する信号を提供する、条項１７に記載の電力変換システム。
【００２７】
条項２０
電流共有システムは、二つ一組に配置される複数の電流共有コントローラを含み、複数の電流共有コントローラの各組は、それぞれの電流センサに連結される、条項１６に記載の電力変換システム。
【００２８】
条項２１
各組の電流共有コントローラの各々は、複数の電源端子において、電圧の基本周波数に近似する中心周波数を有する共振コントローラを含む、条項２０に記載の電力変換システム。
【００２９】
条項２２
複数のインバータに連結される直流電源をさらに備え、複数のインバータが共通のＤＣバスに連結される、条項１６に記載の電力変換システム。
【００３０】
条項２３
多相電力変換システムの制御方法であって、
多相電力の各相電力に応答して電圧変調信号を生成することと、
各々が対応の相電圧に関連付けられている複数のセル間トランスを通って流れる循環電流を検出することと、
循環電流に対応する電流共有変調信号の生成に従って検出された循環電流にコントローラを適用することと、
電圧変調信号及び電流共有変調信号を結合してＰＷＭ制御信号を生成することと
を含む方法。
【００３１】
条項２４
コントローラを適用することが、多相電力の各相の基本周波数に近似する中心周波数で共振コントローラを適用することを含む、条項２３に記載の方法。
【００３２】
条項２５
コントローラを適用することが、概ね以下の式に対応する変換周波数応答を有するコントローラを適用することを含む、条項２３に記載の方法：
2014147283.tif 000009
ＤＣ          低周波数          基本周波数
ここで、
2014147283.tif 000010
であり、
式中、ωｌは低周波数フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは基本周波数フィルタの中心周波数を規定し、Δωｌは低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの通過帯域のマグニチュードをそれぞれ規定し、Ｋｌ及びＫｆは低周波数フィルタ及び基本周波数フィルタの極大ゲインをそれぞれ規定し、
2014147283.tif 000011
は基本周波数を中心とする位相補償を行う位相遅れ補償器である。
【００３３】
上述のフィーチャ、機能及び利点は、様々な実施形態において独立に実現することが可能であるか、さらに別の実施形態において結合することが可能である。これらの実施形態について、以下の説明及び添付図面を参照してさらに詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】誘導分としてセル間トランスを使用する電力変換システムのブロック図である。
【図２】電力変換システム内部での図１のセル間トランスの一連結方式を示している。
【図３】図１の電力変換システム内部で採用されうる電圧制御システムを示している。
【図４】シーケンス分解を実行するための一方式を示している。
【図５】図４に示すシーケンス分解を実行するように構成されたアルゴリズムを示している。
【図６】図１の電力変換システムに採用されうる電流共有チャネルを示している。
【図７】ａ〜ｃは、電流共有コントローラの一実施例のボード線図である。
【図８】様々な信号処理作業がデジタル信号プロセッサにおいて行われる電力変換システムを示している。
【図９】電力変換システムの制御方法を示している。
【図１０】ａ〜ｂは、図１〜９の一又は複数に関連して図示及び記載される種類の制御システムを実施しない電力変換システムの電圧に関連づけられる例示的信号グラフである。
【図１１】ａ〜ｂは、図１〜９の一又は複数に関連して図示及び記載される種類の制御システムを有する電力変換システムの電圧に関連づけられる例示的信号グラフである。
【図１２】航空機の設計及び動作の観点から電力変換システムがどのように組み込まれうるかを示すフロー図である。
【図１３】電力変換システムが組み込まれた航空機を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図１は、電力変換システム１００のブロック図である。電力変換システム１００は、電力駆動部１０５と制御システム１１０とを含む。電力変換システム１００は、負荷１１５に多相電力を提供している。以下の実施形態は、互いに約１２０度位相のずれた三つの電圧を供給する三相インバータシステムの観点から記載されるが、それよりも多い又は少ない相を有するインバータシステムに拡張することが可能である。
【実施例】
【００３６】
電力駆動部１０５は、各々が複数のＰＷＭ出力電圧を有する複数のインバータを含む。各インバータによって提供されるＰＷＭ出力電圧の数は、少なくとも負荷１１５を駆動するために使用される相の数と同じである。
【００３７】
図１の例示的電力変換システム１００では、電力駆動部１０５は、第１のインバータ１２０及び第２のインバータ１２５を含み、これらは直流電源１２７から直流電力を受け取る。第１のインバータ１２０及び第２のインバータ１２５は直流電源１２７の共通ＤＣバスを共有する。
【００３８】
第１のインバータ１２０は、第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ１、第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ１、及び第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ１を提供する。同様に、第２のインバータ１２５は、第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ２、第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ２、及び第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ２を提供する。ＰＷＭ出力電圧は交互配置される。
【００３９】
本実施例の電力変換システム１００は、四線システムとして構成される。したがって、第１のインバータ１２０及び第２のインバータ１２５の各々は、ニュートラルＰＷＭ出力電圧を含む。具体的には、第１のインバータ１２０は第１のニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ１を提供し、第２のインバータ１２５は第２のニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ２を提供する。このような三相の四線インバータは、所望の範囲の負荷条件及び過渡状態にわたって各位相出力に所望の正弦波出力電圧波形を維持するために使用することができる。電力変換システム１００は、このような四線システムとして構成される必要はないが、後述ではこのようなアーキテクチャの観点から議論される。
【００４０】
電力駆動部１０５は、複数の誘導分も含む。誘導分は、インダクタ又はセル間トランスの形態とすることができる。例示的電力変換システム１００を説明する目的で、セル間トランスを誘導分として使用する。しかしながら、図１のセル間トランスは、システム設計パラメータによって、インダクタで置換されてもよい。
【００４１】
図１では、第１のセル間トランス１７５は、第１のインバータ１２０から第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ１を、第２のインバータ１２５から第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ２を、それぞれ受け取るように連結されている。第２のセル間トランス１８０は、第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ１と第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ２とを受け取るように連結されている。第３のセル間トランス１８５は、第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ１と第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ２とを受け取るように連結されている。第４のセル間トランス１９０は、ニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ１とニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ２とを受け取るように連結されている。
【００４２】
図２は、セル間トランスと電力駆動部１０５の一連結方式を示している。図示のように、第１のインバータ１２０及び第２のインバータ１２５の出力端子は、第１のセル間トランス１７５、第２のセル間トランス１８０、第３のセル間トランス１８５、及び第４のセル間トランス１９０の各端子に接続される。セル間トランスのドットは、変換器の巻線の連結構成を示している。この実施例のセル間トランスは、差動モードインダクタとして構成されている。循環電流を制限するために磁化インダクタンスが使用され、各電圧相にそれぞれ関連付けられる出力ＬＣフィルタのインダクタンスとして漏れインダクタンスが使用される。セル間トランスが高浸透性のコアを使用するとき、高い磁化インダクタンスが得られる。このようにして、循環電流の低減と効率の向上とが達成される。
【００４３】
図１に戻る。インバータ１２０と１２５とを並行動作させることにより、各セル間トランスに循環電流が生じる。この実施例では、第１のセル間トランス１７５を通る循環電流は、第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ１を運搬する端子と第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ２を運搬する端子との電流差（Ｉａ１−Ｉａ２）である。第２のセル間トランス１８０を通る循環電流は、第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ１を運搬する端子と第２のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｂ２を運搬する端子との電流差（Ｉｂ１−Ｉｂ２）である。第３のセル間トランス１８５を通る循環電流は、第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ１を運搬する端子と第３のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｃ２を運搬する端子との電流差（Ｉｃ１−Ｉｃ２）である。第４のセル間トランス１９０を通る循環電流は、ニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ１を運搬する端子とニュートラルＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖｎ２を運搬する端子との電流差（Ｉｎ１−Ｉｎ２）である。
【００４４】
セル間トランスの出力は、電流感知回路１９５に提供される。電流感知回路１９５は、セル間トランスの出力に示されているが、代替え的に、セル間トランスの入力における電流を監視するために配置されてもよい。
【００４５】
電流感知回路１９５は、各々が電圧相にそれぞれ関連付けられた複数の電流センサを含むことができる。ここでは、各セル間トランスは二つの出力端子を含む。各セル間トランスの二つの出力端子はそれぞれのホール効果電流センサに連結され、その後、負荷に多相電力を供給するように連結されたノードにおいてホール効果電流センサにより逆方向に併合する。このようにして、各セル間トランスからの二つの出力電流間に電流差又は循環電流が生じる。
【００４６】
図１及び２では、第１の電流センサ２００が第１のセル間トランス１７５の出力端子に連結されており、ノード２０５において第１の相供給電圧ＶＡが負荷１１５に提供される。第２の電流センサ２１０は第２のセル間トランス１８０の出力端子に連結されており、ノード２１５において第２の相供給電圧ＶＢが負荷１１５に提供される。第３の電流センサ２２０は第３のセル間トランス１８５の出力端子に連結されており、ノード２２５において第３の相供給電圧ＶＣが負荷１１５に提供される。第４の電流センサ２３０は第４のセル間トランス１９０の出力端子に連結されており、ノード２３５においてニュートラル相電圧Ｖｎが負荷１１５に提供される。このように、三相供給電圧（ＶＡ、ＶＢ、ＶＣ）が負荷１１５に提供される。
【００４７】
セル間トランスは高周波数循環電流を抑制する。低周波数循環電流は、各セル間トランスを通過し、低周波数循環電流の制御のための電流感知回路１９５によって感知される。
【００４８】
各ノードにはコンデンサが連結されて、電圧が負荷１１５に運ばれる。各電圧供給相のそれぞれのコンデンサと、対応するセル間トランスのインダクタンスとは、電圧供給相のフィルタとして使用される。図１では、第１のコンデンサ２４０はノード２０５に連結されて、第１のセル間トランス１７５及び第４のセル間トランス１９０の漏れインダクタンスと共にフィルタを形成し、出力相電圧ＶＡをフィルタリングする。第２のコンデンサ２４５はノード２１５に連結されて、第２のセル間トランス１８０及び第４のセル間トランス１９０の漏れインダクタンスと共にフィルタを形成し、出力相電圧ＶＢをフィルタリングする。第３のコンデンサ２５０はノード２２５に連結されて、第３のセル間トランス１８５及び第４のセル間トランス１９０の漏れインダクタンスと共にフィルタを形成し、出力相電圧ＶＣをフィルタリングする。
【００４９】
電力駆動部１０５は、電圧感知回路２６３も含むことができる。図１に示すように、電圧感知回路２６３は、コンデンサ２４０、２４５、及び２５０にまたがって配置される複数の分圧器を含み、Ｖｎに対する供給電圧ＶＡ、ＶＢ、及びＶＣのマグニチュードを監視する。制御システム１１０に給電するために、分割された電圧信号が提供される。この実施例では、分圧器は、各コンデンサに接続される抵抗器を含む。
【００５０】
電力駆動部１０５は、電流感知回路１９５及び電圧感知回路２６３にそれぞれ関連付けられた低域通過フィルタを含むことができる。図１の実施例では、低域通過フィルタ３００は、電流感知バス３０５に沿って電流感知回路１９５から信号を受け取るように連結されている。低域通過フィルタ３１０は、電圧感知回路２６３から電圧を受け取り、電圧感知バス３１５に沿って出力電圧Ｖａｎ、Ｖｂｎ、及びＶｃｎを提供する。
【００５１】
制御システム
図１に示すように、制御システム１１０は、電圧制御システム３２５に提供するために電圧感知バス３１５上に電圧信号Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎを受け取るように連結される。また、制御システム１１０は、複数の電流共有チャネル３３０に提供するために電流感知回路１９５からの信号を受け取るように連結される。電流共有チャネル３３０の出力と電圧制御システム３２５の出力とは、複数のコンバイナ３４０に提供される。コンバイナ３４０の出力は、電流共有チャネル３３０によって生成される電流共有変調信号と電圧制御システム３２５によって生成される電圧変調信号とを結合することによって得られる。これらの変調信号は、搬送波基準３４５及び搬送波基準３５０における搬送波基準信号との比較のために供給される。搬送波基準３４５は、ゲートドライバ３６０へのＰＷＭ制御信号３５５を生成し、ゲートドライバ３６０は第１のインバータ１２０にゲートドライブ信号３６５を提供する。同様に、搬送波基準３５０は、ゲートドライバ３６０へのＰＷＭ制御信号３７０を生成し、ゲートドライバ３６０は第２のインバータ１２５にゲートドライブ信号３７５を提供する。
【００５２】
例示的電圧制御システム
例示的な電圧制御システム３２５を図３に示す。この実施例では、電圧信号Ｖａｎ、Ｖｂｎ、ＶｃｎがＡ／Ｄ変換器３９８に供給され、Ａ／Ｄ変換器３９８は、受信した電圧信号を、デジタル信号バス３２７上においてデジタル信号ｖａ、ｖｂ、及びｖｃに変更する。デジタル信号バス３２７上のデジタル信号は、シーケンス分解器４００に提供される。シーケンス分解器４００によって生成される信号は、ａｂｃ／ｄｑ変換器４０５の入力に提供される。ａｂｃ／ｄｑ変換器４０５は、その入力におけるデジタル信号を、ｄｑ座標系において操作することが可能なデジタル信号に変換する。この実施例におけるこのような操作は電圧コントローラ４１０によって実行され、電圧コントローラ４１０はａｂｃ／ｄｑ変換器４０５からｄｑ信号を受け取る。電圧コントローラ４１０は、ａｂｃ／ｄｑ変換器４０５からのｄｑ信号に演算を実行し、ｄｑ／ａｂｃ変換器４１５に、対応するｄｑ出力信号を生成する。電圧変調信号決定器４２０は、ｄｑ／ａｂｃ変換器４１５からのａｂｃ信号に作用して、デジタル信号バス４２５上にそれぞれ電圧変調信号Ｖａｍ、Ｖｂｍ、Ｖｃｍ、Ｖｎｍを生成する。
【００５３】
例示的シーケンス分解
先述のように、デジタル信号バス３２７上のデジタル電圧信号は、シーケンス分解器４００によって正、負、及びゼロのシーケンスに分解される。負荷１１５が不均衡である場合、三相電圧及び電流はｄｑ座標系内で振動しうる。したがって、不均衡な電圧及び／又は電流を三つの対称な三相システムに分解することが望ましい。任意の一般的三相システムにおいてこれを行う方法の一般的な例は、以下の等式によって示される。
2014147283.tif 000012
式中、
2014147283.tif 000013
は、三相電圧及び／又は電流出力の正のシーケンスベクトルであり、
2014147283.tif 000014
は負のシーケンスベクトルであり、
2014147283.tif 000015
はゼロのシーケンスベクトルである。ベクトル
2014147283.tif 000016
は三相電圧及び／又は電流ベクトルに対応する。
【００５４】
正、負、及びゼロのシーケンスは、以下の等式を用いて得られる。
2014147283.tif 000017
2014147283.tif 000018
2014147283.tif 000019
式中、
2014147283.tif 000020
である。
2014147283.tif 000021
と過程すると、
2014147283.tif 000022
である。このシーケンス分解は、図４に図解されており、電力変換システム１００に適用可能である。
【００５５】
電圧及び／又は電流のベクトル形を得るために、ベクトルの虚数部は、三相電圧及び／又は電流時間ドメイン信号上の基本サイクル遅延を四等分することにより得られる。上記の数学的演算を実行するように構成されたこのようなシーケンス分解アルゴリズムの一実装態様を示すブロック図を図５に示す。
【００５６】
ａｂｃ／ｄｑ変換の実施例
ｄｑゼロ（ｄｑ）（direct-quadrature-zero）変換は、三相回路の解析を単純化するために使用される数学的変換である。均衡した三相回路の場合、ｄｑ変換の適用により、三つのＡＣ量が二つのＤＣ量に低減する。この場合、逆変換を行う前に、これらの虚数ＤＣ量に単純な計算を実行することにより、変調された三相ＡＣ結果を回復することができる。このように、ｄｑ変換演算は、電圧制御システム３２５によって実行される計算を単純化する。
【００５７】
ここで、三相電圧に適用されるｄｑ変換の一例を数列で示す。
2014147283.tif 000023
【００５８】
この変換は、受け取った電圧で、ａｂｃ／ｄｑ変換器４０５によって実行される。この変換の逆変換は、ｄｑ／ａｂｃ変換器４１５によって実行される。逆変換は、以下の式である。
2014147283.tif 000024
【００５９】
例示的電圧コントローラ  
電圧コントローラ４１０は、ａｂｃ／ｄｑ変換器４０５から受け取られたｄｑ信号に比例積分（ＰＩ）演算を実行する。このために、電圧コントローラ４１０は、以下の周波数応答を有するＰＩコントローラを含む。
2014147283.tif 000025
【００６０】
特定の用途において、ＰＩコントローラは、システムの安定性と動的応答要件の両方に応えるように修正することができる。したがって、二つの極を有する「二極コントローラ」が使用可能である。具体的には、二極コントローラは以下の周波数応答を有することができる。
2014147283.tif 000026
【００６１】
このような二極コントローラは、電圧コントローラ４１０に、第１の実施例のＰＩコントローラより大きな帯域幅とマグニチュード／位相マージンとを提供することができる。  
【００６２】
この二極コントローラでは、ωｖ２は、高い減衰を提供するために、システムの制御対象電圧のマグニチュードのボード線図のシューティング周波数を下回るように選択され、よってシステムに高いマグニチュードマージンが確保される。ωｖ１の値は、制御対象電圧システムに所望の位相マージン（ここに記載される三相システムでは６０度）が得られるように選択され、Ｋｖはシステムのロバスト性と帯域幅（応答スピード）との間の妥協点として選択される。Ｋｐ及びＫｉの値によって、伝達関数のゲインとゼロが決定された。ゲインはシステムのロバスト性と帯域幅（応答スピード）との間の妥協点として選択される。ゼロは、所望の位相マージンが得られるように選択される。
【００６３】
電流共有チャネルの実施例
電流共有チャネル３３０の一実施例を図６に示す。図示のように、四つの差動デジタル循環電流信号がバス４１３の個別の線において受け取られる。各差動循環電流は、各セル間トランスにそれぞれ関連付けられて、それぞれの電流共有チャネル３３０に提供される。分かりやすく示すために、第１のセル間トランス１７５の循環電流（Ｉａ１−Ｉａ２）に関連付けられた電流共有チャネル３３０のみを記載する。第２のセル間トランス１８０、第３のセル間トランス１８５、及び第４のセル間トランス１９０に関連付けられた残りの電流共有チャネル３３０は同じ構造を有している。異なる電圧位相の電流共有チャネル３３０のうちの二つ以上は、概ね同時に並行動作する。
【００６４】
循環電流信号（Ｉａ１−Ｉａ２）に対応するバス４１３上のデジタル信号は、第１の増幅器４３０の入力と、第２の増幅器４３５の入力とに提供される。第１の増幅器４３０は、循環電流信号に因数−０．５を乗じ、第２の増幅器４３５は循環電流信号に因数＋０．５を乗じる。第１の増幅器４３０の出力は、第１の電流共有コントローラ４４０の入力に提供され、第２の増幅器４３５の出力は第２の電流共有コントローラ４４５の入力に提供される。第１の電流共有コントローラ４４０の出力４５０は、第１のコンバイナ４５５の入力に提供され、第２の電流共有コントローラ４４５の出力４６０は第２のコンバイナ４６５の入力に提供される。出力４５０上の信号は、電流共有コントローラ４４０によって生成される電流変調信号に相当する。出力４６０上の信号は、第２の電流共有コントローラ４４５によって生成される電流変調信号に相当する。増幅器４３０及び４３５は、電流変調信号を互いに位相外れにする。
【００６５】
電流変調信号に加えて、各電流共有チャネル３３０は、バス４２５から、三相電圧の所与の位相についてそれぞれの電圧変調信号を受け取る。第１のセル間トランス１７５の循環電流（Ｉａ１−Ｉａ２）に関して、対応する電圧変調信号Ｖａｍが第１のコンバイナ４５５の入力と第２のコンバイナ４６５の入力とに提供される。第１のコンバイナ４５５は、電力共有コントローラ４４０によって生成される電流変調信号と電圧制御システム３２５によって生成される電圧変調信号Ｖａｍとの和に相当する第１の変調信号を出力４７０に提供する。第２のコンバイナ４６５は、第２の電力共有コントローラ４４５によって生成される電流変調信号と電圧制御システム３２５によって生成される電圧変調信号Ｖａｍとの和に相当する第２の変調信号を出力４７５に生成する。出力４７０における変調信号は、対応する搬送波信号との比較のために搬送波基準回路３４５に提供されて、第１のインバータ１２０の第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ１の制御に使用されるＰＷＭ制御信号３５５が生成される。出力４７５における変調信号は、対応する搬送波信号との比較のために搬送波基準回路３５０に提供されて、第２のインバータ１２５の第１のＰＷＭ出力電圧Ｖｉｎｖａ２の制御に使用されるＰＷＭ制御信号３７０が生成される。いずれの場合も、ＰＷＭ制御信号は、各インバータへのゲートドライバ３６０に提供される。
【００６６】
電流共有コントローラの実施例
電流共有コントローラ４４０（Ｃ（ｓ））の構造の一実施例は、以下の等式に例証される。
2014147283.tif 000027
ＤＣ          低周波数          基本周波数                    
ここで、
2014147283.tif 000028
である。
【００６７】
ここで、ωｌは低周波数共振フィルタの中心周波数を規定し、ωｆは共振基本周波数の中心周波数を規定し、Δωｌは共振低周波数フィルタの帯域幅を規定し、Δωｆは共振基本周波数フィルタの帯域幅を規定し、Ｋｌ０及びＫｆ０は共振低周波数フィルタ及び共振基本周波数フィルタそれぞれの通過帯域のマグニチュードを規定する。Ｋｌ及びＫｆは、共振低周波数フィルタ及び共振基本周波数フィルタそれぞれの極大ゲインを規定し、
2014147283.tif 000029
は基本周波数を中心とした位相補償を提供する位相遅れ補償器である。共振基本周波数コントローラは、多相（三相）電圧の各相の供給電圧の基本周波数に近似する中心周波数を有する。各電流共有チャネル３３０が対応の電流共有コントローラと同じ周波数応答を有するとみなすこともできる。
【００６８】
ｋｐ及びｋｉの値によって、伝達関数のゲイン及びゼロが決定される。値は所望のシステムロバスト性に基づいて選択される。ｋｐ及びｋｉの値は、所望のシステムロバスト性を達成するために、Ｃ（ｓ）の「ＤＣ」部分の低カットオフ周波数を保証するように選択される。
【００６９】
４００Ｈｚで動作する三相電力システムでは、４００Ｈｚという値がωｆの値として代入され、これは基本周波数に相当する。ωｌの値は、約１〜２０Ｈｚといった低周波数となるように選択される。  Δωｌの値は、小さな数であるべきΔωｆと比較して大きな数でなければならない。Ｋｌ０及びＫｆ０の値は、Ｃ（ｓ）の「低周波数」及び「基本周波数」部分の非通過周波数帯域内にユニティーゲインが得られるように選択される。Ｋｌ及びＫｆの値は、低周波数及び基本周波数共振コントローラの中心周波数に高いピーク値が得られるように、これらの値に対するΔωｌ及びΔωｆ、Ｋｌ０及びＫｆ０の影響も考慮しながら選択される。このために、Ｋｌ及びＫｆを増大させることは、Δωｌ及びΔωｆを増大させること（低周波数及び基本周波数共振コントローラの通過帯域幅を増大させること）、又はＫｌ０及びＫｆ０を増大させること（低周波数及び基本周波数共振コントローラの非通過帯域幅内のゲインを増大させること）と同様の効果を有する。
【００７０】
位相遅れ補償器Ｃｐｈ（ｓ）のパラメータは、電流感知回路によって生じる位相遅れに基づいて選択される。例えば、電流感知回路によって１０〜１００マイクロ秒の時間遅れが生じる場合があり、これは４００Ｈｚの基本周波数における１．４４°〜１４．４°に等しい。このように、位相遅れ補償器Ｃｐｈ（ｓ）は、システムの安定性を確保するうえで、基本周波数ωｆ  ａｓｓｉｓｔｓにおいて２０〜３０度の位相遅れを補償する。
【００７１】
Ｃ（ｓ）の「ＤＣ」部分の低いカットオフ周波数は、システムの安定性の提供に寄与する。Ｃ（ｓ）の低周波数共振フィルタの中心周波数を規定するωｌは、「ＤＣ」部分のカットオフ周波数とωｆの４００Ｈｚという値との間の範囲内に収まるように選択される。例えば、ωｌは、通過帯域幅が約１０Ｈｚ〜３０Ｈｚであるとき１〜２０Ｈｚの範囲内である。先述のように、Ｃ（ｓ）の「基本周波数」部分の中心周波数は、４００Ｈｚであり、極めて小さな通過帯域幅を有しうる。４００Ｈｚにおける位相遅れ補償器Ｃｐｈ（ｓ）の位相角は、電流感知回路によって生じる時間遅れを補償するように選択されなければならず、カットオフ周波数の前のマグニチュードは可能な限りユニティーに近くなければならない。
【００７２】
上述のガイドラインを使用して、三相システムの一実施形態のＣ（ｓ）の値は、
2014147283.tif 000030
であり、ここで、
2014147283.tif 000031
である。
【００７３】
図７ａ〜７ｃは、電流共有コントローラ４４０（Ｃ（ｓ））のボード図である。図７ａは、各電流共有コントローラに関連付けられた周波数及び位相応答を示し、図中、上部４８５は、ｓ平面の座標系にあって、電流共有コントローラのマグニチュード周波数応答を示しており、図４９０は電流共有コントローラ４４０の位相応答である。この実施例では、ＤＣフィルタの周波数及び位相応答は４９５に示される。低周波数共振フィルタの周波数及び位相応答は５００に示される。共振基本周波数フィルタの周波数及び位相応答は５０５に示される。
【００７４】
図７ｂは、位相遅れ補償器Ｃｐｈに関連付けられた周波数及び位相応答を示している。具体的には、上側の図５１０は、５１５に周波数応答のマグニチュードを示し、図５２０は５２５に位相応答を示す。
【００７５】
図７ｃは、電流共有コントローラの全体の複合周波数及び位相応答を、位相遅れ補償器の同周波数及び同応答を含めて示す。具体的には、上側の図５２５は、複合マグニチュード周波数応答を示し、下側の図５３０は複合位相応答を示す。図示のように、図５２５に示す応答には、負荷を駆動するために使用される電圧信号の基本周波数にピーク５３５がある。ここで、電流共有コントローラは航空機用に設計されており、したがって全体の応答において、ピーク３５３は約４００Ｈｚの周波数で起こっている。複合位相も基本周波数近傍においてピーク位相シフト５３７を示す。
【００７６】
デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）の実装態様
図８は、様々な信号処理作業がＤＳＰ６００において行われる電力変換システム１００を示している。電力変換システム１００では、作業６０５において、負荷に三相出力電圧が提供される。これらの出力電圧は電圧感知作業６１０において感知され、任意選択の低帯域通過フィルタリングがフィルタリング作業６１５において行われ、その後デジタルドメインでの操作のために、信号はＤＳＰ６００のＡ／Ｄコンバータ（図示しない）に提供される。
【００７７】
感知された電圧がデジタル信号に変換された後、電圧にはシーケンス分解作業６２０が行われる。シーケンス分解作業６２０は、デジタル信号を、正、負、及びゼロのシーケンスに分離することを含む。このような作業は、図３のシーケンス分解器４００に関連して上記に記載されている。
【００７８】
正、負、及びゼロの各シーケンスは、個別にａｂｃ／ｄｑ変換を受ける。この実施例では、正のシーケンスは、ａｂｃ／ｄｑ変換器６２５において実行される変換作業を受ける。負のシーケンスは、ａｂｃ／ｄｑ変換器６３０において実行される変換作業を受ける。ゼロのシーケンスは、ａｂｃ／ｄｑ変換器６３５によって実行される変換作業を受ける。
【００７９】
各ａｂｃ／ｄｑ変換器６２５、６３０、及び６３５のｄ軸及びｑ軸出力は、ｄｑドメインで動作する電圧コントローラに提供される。図示の実施例では、ｄｑ信号は複数の二極コントローラ６４０のうちの対応する一つに提供される。二極コントローラ６４０によって実行される作業は、図３の電圧コントローラ４１０に使用されるＰＩコントローラに関連して上記に記載されている。
【００８０】
二極コントローラ６４０の出力は、６４５においてｄｑ／ａｂｃ変換作業を受ける。結果として得られたａｂｃ信号は、三つの出力供給電圧の各電圧相について変調信号を生成することに関して使用される。ａｂｃ信号は、過変調技術を実行するために、過変調モジュール６５０に直接提供される。過変調技術は、複数のこのような技術のいずれかとすることができる。
【００８１】
ニュートラル線電圧のａｂｃ変換は、ニュートラル線変調信号発生器６５５に提供され、その後過変調モジュール６５０によって処理される。過変調モジュール６５０の出力に提供される信号は、図１、３、及び６に関連して上述した電圧制御システム３２５の電圧変調信号に相当する。
【００８２】
第１のインバータ１２０及び第２のインバータ１２５から受け取ったＰＷＭ電力信号に応答して負荷に三相出力供給電圧を提供するために、複数のセル間トランス６６０が使用される。複数のセル間トランス６６０の各々を通って流れる循環電流に対応する信号は、ＤＳＰ６００内部でＡ／Ｄ変換されるために、電流感知バス３０５上にある。循環電流感知は、図１及び２に示されるようにして行われる。電流感知バス３０５上の信号は、任意選択で低域通過フィルタ３００に提供され、その後ＤＳＰ６００内部においてＡ／Ｄ変換を受ける。循環電流はスイッチング周波数信号の倍を含んでおり、且つデジタルコントローラのサンプリング周波数は制限されうるので、デジタルコントローラのサンプリング事象のタイミングを精密に制御することが必要である。例えば、サンプリングのタイミングをＰＷＭ搬送波信号のピークにおいてトリガすることにより、サンプリングされる循環電流に偽基本周波数成分が導入されることを回避することができる。
【００８３】
図８には、電流共有チャネル３３０が一つだけ示されている。しかしながら、ＤＳＰ６００は、各々が複数のセル間トランス６６０のうちの少なくとも一つの対応するセル間トランスにそれぞれ関連付けられている複数の電流共有チャネル３３０について作業を実行する。
【００８４】
電流変調信号は、経路６７０に沿ってデジタル式に実施されたコンバイナ回路３４０の入力に提供され、コンバイナ回路３４０において対応する電圧変調信号と結合されて三相電圧の各相について二つ一組の変調信号を生成する。図８に示すように、第１の複数の変調信号６７５は、コンバイナ回路３４０から搬送波基準回路３４５に提供され、第２の複数の変調信号６８０は、コンバイナ回路３４０から搬送波基準回路３５０に提供される。搬送波基準回路３４５の出力は、ＰＷＭ制御信号３５５として使用されて、第１のインバータ１２０（ゲートドライバ３６０は示さない）の動作を制御する。搬送波基準回路３５０の出力は、ＰＷＭ制御信号３７０として使用されて、第２のインバータ１２５（ゲートドライバ３６０は示さない）の動作を制御する。
【００８５】
例示的制御方法
図９は、電力変換システムの制御方法を示している。図示のように、３相電圧は７０５において測定され、７０７において任意選択の低域通過フィルタに提供される。低域通過フィルタのアナログ出力は、７１０においてデジタル信号に変換され、このデジタル信号は次いで７１３においてシーケンス分解される。７１５では、分解された信号に、ｄｑ座標系において、電圧制御アルゴリズムが実行される。電圧制御アルゴリズムの出力は、７１７でａｂｃ座標に変換される。結果として得られるａｂｃ信号は、７２０におて電圧変調信号を生成するために使用される。
【００８６】
７０５〜７２０に示す作業と並行して、方法７００はセル間トランスを通って流れる循環電流に関連する作業を実行する。７２３では循環電流が測定され、７２５では循環電流に任意選択の低域通過フィルタが適用される。フィルタリングされたアナログ信号は、７２７でデジタル信号に変換される。循環電流のデジタル値を、７３０で電流共有コントローラに通す。電流共有コントローラは、７３５において複数の作業を実行することができる。その中でも、電流共有コントローラは、ＤＣカットオフフィルタ、低域通過共振フィルタ、及び基本周波数共振フィルタを適用することにより、電流共有変調信号を生成する。７４０では、７２０からの電圧変調信号と７３５からの電流共有変調信号とを使用して、ＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号がゲートドライバ回路に提供され、ゲートドライバ回路は電力変換システムに使用されるインバータにスイッチング電圧を提供する。
【００８７】
例示的シミュレーション
図１０ａ〜１０ｂは、上記の制御スキームを実施しない電力変換システムの電圧（Ｖｉｎｖａ１、Ｖｉｎｖｂ１、Ｖｉｎｖｃ１、及びＶｉｎｖａ２、Ｖｉｎｖｂ２、Ｖｉｎｖｃ２）に関連付けられた例示的な信号のグラフである。図１０ａでは、相電流７５０は、インバータ１２０からの電圧出力Ｖｉｎｖａ１、Ｖｉｎｖｂ１、Ｖｉｎｖｃ１のために生成される電流に相当する。相電流７５５は、インバータ１２５からの電圧出力Ｖｉｎｖａ２、Ｖｉｎｖｂ２、Ｖｉｎｖｃ２により生成される電流に相当する。対応するセル間トランス１７５、１８０、及び１８５を通して結果として得られる循環電流７６０は、基本周波数と比較して、経時的にゆっくりと変動する低周波数成分を有している。これにより、セル間トランス１７５、１８０、及び１８５のコアの束７６５（図１０ｃ）において対応する大きな変動が生じ、これはセル間トランスのコアに飽和の可能性を生じ、高浸透性のコア材料を用いたセル間トランスの設計可能性を制限する。
【００８８】
同様の解析が、図１０ｂに示されるニュートラル電圧Ｖｎ信号に関連付けられた電流に適用される。具体的には、相電流７７０は、第１のインバータ１２０からの電圧出力Ｖｉｎｖｎ１のために生成される電流に対応し、相電流７７５は、第２のインバータ１２５からの電圧Ｖｉｎｖｎ２のために生成される電流に対応する。第４のセル間トランス１９０を通して結果として得られる循環電流７８０は、経時的にゆっくりと変動する低周波数成分を有する。これにより、第４のセル間トランス１９０の束７８５（図１０ｃ）において対応する大きな変動が生じ、これは第４のセル間トランス１９０のコアに飽和の可能性を生じ、第４のセル間トランス１９０内での高浸透性のコア材料の使用を制限する。
【００８９】
図１１ａ〜１１ｂは、上記の制御スキームを有する電力変換システム１００の電圧（Ｖｉｎｖａ１、Ｖｉｎｖｂ１、Ｖｉｎｖｃ１、及びＶｉｎｖａ２、Ｖｉｎｖｂ２、Ｖｉｎｖｃ２）に関連付けられた例示的な信号のグラフである。図１１ａでは、相電流８００は、第１のインバータ１２０からの電圧Ｖｉｎｖａ１、Ｖｉｎｖｂ１、Ｖｉｎｖｃ１のために生成される電流に対応し、相電流８０５は、第２のインバータ１２５からの電圧Ｖｉｎｖａ２、Ｖｉｎｖｂ２、Ｖｉｎｖｃ２のために生成される電流に対応する。図示のように、図１０ａ〜１０ｂの低周波数成分は、対応するセル間トランス１７５、１８０、及び１８５を通して結果として得られる循環電流８１０には見られない。結果として、セル間トランスの束８１５（図１１ｃ）には比較的低周波数変動がなく、それらトランスは高浸透性のコア材料を用いて設計することができる。
【００９０】
電圧変換システム１００のニュートラル電圧Ｖｎに関して同様の解析が適用される。図１１ｂでは、相電流８２０は、第１のインバータ１２０からの電圧Ｖｉｎｖｎ１のために生成される電流に対応し、相電流８２５は、第２のインバータ１２５からの電圧Ｖｉｎｖｎ２のために生成される電流に対応する。図示のように、図１０ｂ〜１０ｃの低周波数成分は、第４のセル間トランス１９０を通して結果として得られる循環電流８３０には見られない。結果として、第４のセル間トランス１９０の束８３５（図１１ｃ）には比較的低周波数変動がなく、第４のセル間トランスは高浸透性のコア材料を用いて設計することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
電力変換システム１００の実施形態は、広く様々な用途に使用可能である。図１２は、例示的方法１０００の観点から電力変換システム１００がどのように組み込まれるかを記載している。図１３は、電力変換システム１００が航空機１００５にどのように組み込まれるかを記載している。製造前の段階では、例示的な方法１０００は、航空機１００５の仕様及び設計１０１０と、材料調達１０１５とを含みうる。製造段階では、航空機１００５のコンポーネント及びサブアセンブリの製造１０２０と、システムインテグレーション１０２５とが行われる。その後、航空機１００５は認可及び納品１０３０を経て運航１０３５される。顧客により運航される間に、航空機１００５は定期的な整備及び保守１０４０（電力変換システム１００の改造、再構成、改修なども含みうる）を受ける。
【００９２】
例示的方法１０００の工程の各々は、システムインテグレーター、第三者、及び／又はオペレーター（例えば顧客）によって実施又は実行されうる。本明細書の目的のために、システムインテグレーターは、限定しないが、任意の数の航空機製造者、及び主要システムの下請業者を含むことができ、第三者は、限定しないが、任意の数のベンダー、下請業者、及び供給業者を含むことができ、オペレーターは、航空会社、リース会社、軍事団体、サービス機関などでありうる。
【００９３】
図１３に示されるように、例示的方法１０００によって製造された航空機１００５は、複数の高レベルのシステム１０４５及び内装１０５０を有する機体１０４３を含むことができる。高レベルのシステム１０４５の例には、推進システム１０５５、電気システム１０６０、油圧システム１０６５、及び環境システム１０７０のうちの一又は複数が含まれる。電気システム１０６０は、開示される種類の一又は複数の電力変換システム１００を含むことができる。電力変換システム１００は、航空機１００５の、多数の高レベルシステム又は他のシステムに電力を提供する。さらに、電力変換システム１００は、図１１の方法の主題の一部として含まれうる。航空宇宙産業の例を示したが、記載される原理は、自動車産業、コンピュータ産業などの他の産業に適用可能である。
【００９４】
本明細書に具現化された装置と方法は、例示的方法１０００の段階のうちの任意の一又は複数において採用することができる。例えば、製造プロセス１０１０に対応するコンポーネント又はサブアセンブリは、航空機１００５の運航中に製造されるコンポーネント又はサブアセンブリに類似の方法で作製又は製造されうる。また、一又は複数の装置の実施形態、方法の実施形態、或いはそれらの組み合わせは、例えば、航空機１００５の組立てを実質的に効率化するか、又は航空機１００５のコストを削減することにより、製造段階の間に利用することができる。同様に、装置の実施形態、方法の実施形態、或いはそれらの組み合わせのうちの一又は複数を、航空機１００５の運航中に、例えば限定しないが、整備及び保守１０４０に利用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【外国語明細書】
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