(57)【要約】【課題】電磁界の漏洩を抑制する非接触給電装置を提供する。【解決手段】交流電源１により供給される電力を１次コイル３から非接触で受電する２次コイル４と、２次コイル４からの交流電力を変換して負荷に電力を供給する変換回路６と、１次コイル３と２次コイル４の間の漏洩電磁界を推定する電磁界推定手段と、電磁界推定手段により推定された漏洩電磁界に応じて、変換回路６のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段とを備える。【選択図】  図１
2014121101.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源により供給される電力を１次コイルから非接触で受電する２次コイルと、
前記２次コイルからの交流電力を変換して負荷に電力を供給する変換回路と、
前記１次コイルと前記２次コイルの間の漏洩電磁界を推定する電磁界推定手段と、
前記電磁界推定手段により推定された前記漏洩電磁界に応じて、前記変換回路のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段とを備える
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項２】
請求項１記載の非接触給電装置において、
前記変換回路は、
前記２次コイルからの交流電力を直流電力に整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された直流電力を変換するコンバータとを有し、
前記インピーダンス制御手段は、
前記漏洩電磁界に応じて、前記コンバータに含まれるスイッチング素子のオン及びオフの切り替えのデューティ比を制御する
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の非接触給電総理において、
前記電磁界推定手段は、
前記１次コイルに流れる電流及び前記２次コイルに流れる電流から、前記漏洩電磁界を推定する
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項４】
請求項１又は２記載の非接触給電総理において、
前記電磁界推定手段は、
前記２次コイルに流れる電流、前記１次コイルと前記２次コイルとの間の結合係数、前記負荷のインピーダンス及び前記負荷に加わる電圧から、前記漏洩電磁界を推定する
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項５】
請求項１又は２記載の非接触給電装置において、
前記電磁界推定手段は、
前記１次コイルに流れる電流、前記負荷のインピーダンス及び前記負荷に加わる電圧から、前記漏洩電磁界を推定する
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項６】
請求項１又は２記載の非接触給電総理において、
前記電磁界推定手段は、
前記１次コイルと前記２次コイルとの間の結合係数、前記負荷のインピーダンス及び前記負荷に加わる電圧から、前記漏洩電磁界を推定する
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の非接触給電装置であって、
前記インピーダンス制御手段は、
前記負荷のインピーダンスが大きいほど、前記変換回路のインピーダンスを小さくする
ことを特徴とする非接触給電装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか一項に記載の非接触給電装置であって、
前記インピーダンス制御手段は、
前記変換回路のインピーダンスを制御することで、前記二次コイルの電流を一定にする
ことを特徴とする非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触給電装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両外部の一次自己共振コイルと、車両の二次自己共振コイルと磁気的に結合して、一次自己共振コイルから二次自己共振コイルへ送電可能に構成して、一次自己共振コイル及び一次コイルの背面側に、一次自己共振コイル及び一次コイルを囲うように反射壁を設け、二次自己共振コイル及び二次コイルの背面側に、二次自己共振コイル及び二次コイルを囲うように反射壁を設け、反射板によって車室内および車載電気機器への磁気漏洩を遮断する車両用給電装置が開示されている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１０６１３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、１次側及び２次側に、反射板をそれぞれ設ける分、給電装置の部品数が増加し、給電装置が大型化するという問題があった。
【０００５】
本発明は、反射板を設けることなく、電磁界の漏洩を抑制する非接触給電装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、変換回路により、２次コイルからの交流電力を変換して負荷に電力を供給し、１次コイルと２次コイルの間の漏洩電磁界を推定し、推定された漏洩電磁界に応じて変換回路のインピーダンスを制御することによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明は、変換回路のインピーダンスを制御することで、２次コイルの電流を制御することができるため、漏洩磁界を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係る非接触給電システムのブロック図である。
【図２】図１の変換回路、バッテリ及びコントローラのブロック図である。
【図３】漏洩電磁界を説明するためのベクトル図である。
【図４】図１の回路において、１次コイルの電流特性、２次コイルの電流特性、及び合成電流の特性を示すグラフである。
【図５】漏洩電磁界を説明するためのベクトル図である。
【図６】バッテリ残量に応じた、比較例と本発明の電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ１＋Ｉ２）のベクトル図である。
【図７】バッテリ残量に応じた、比較例と本発明の電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ１＋Ｉ２）のベクトル図である。
【図８】図１のコントローラの制御手順を示すフローチャートである。
【図９】コイル間距離及びバッテリ残量に応じた、比較例及び本発明の漏洩電磁界の強度を示すグラフである。
【図１０】本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、変換回路、バッテリ及びコントローラのブロック図である。
【図１１】本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち２次側の構成のブロック図である。
【図１２】本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、変換回路、バッテリ及びコントローラのブロック図である。
【図１３】本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、変換回路、バッテリ及びコントローラのブロック図である。
【図１４】本発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１０】
《第１実施形態》
図１は、本発明の非接触給電装置を含む非接触給電システムのブロック図である。本例の非接触給電装置は、電気自動車やハイブリッド車両等の車両に搭載される。また、非接触給電システムは、例えば、駐車場において、車両に設けられたバッテリに対して、交流電源から非接触で電力を供給することで、バッテリを充電するシステムとして用いられる。なお、本例の非接触給電装置は、車両に限らず、他の装置に搭載されてもよい。
【００１１】
非接触給電システムは、交流電源１と、送電側共振回路２と、１次コイル３と、２次コイル４と、受電側共振回路５と、変換回路６と、バッテリ７と、コントローラ８と、電流センサ９、１０とを備えている。
【００１２】
交流電源１、送電側共振回路２、１次コイル３及び電流センサ９が、１次側の構成であって、駐車場などの地上に設けられている。また、２次コイル４、受電側共振回路５、変換回路６、バッテリ７、コントローラ８、及び、電流センサ１０が、２次側の構成であって、車両に設けられている。
【００１３】
交流電源１は、スイッチング電源により数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の交流電力を供給する装置である。送電側共振回路２は、１次コイル３と直列に接続されたコンデンサＣｓ１と、１次コイル３と並列に接続されたコンデンサＣｐ１とを有している。送電側共振回路２は、交流電源１の駆動周波数をもつ交流成分を共振させるための回路であって、交流電源１から出力される交流電圧、交流電流の振幅及び位相を調整することで、電力を調整する回路である。送電側共振回路２は、交流電源１と１次コイル３の間に接続されている。
【００１４】
１次コイル３は、例えば地平線に沿った面と平行な面をコイル面とする送電コイルであって、地表の近く、または、地表に沿うように設けられている。１次コイル３は、非接触で電力を供給する際に、送電側のコイルとなる。
【００１５】
２次コイル４は、１次コイル３のコイル面と平行な面をコイル面とする受電コイルであって、例えば車両のシャーシに設けられている。２次コイル４は、非接触で電力を供給する際に、受電側のコイルとなる。
【００１６】
ここで、１次コイル３と２次コイル４の間の結合係数について説明する。車両が、駐車場の所定の位置に駐車されると、１次コイル３と２次コイル４が、間隔を空けた状態で対向する。しかしながら、車両の停止位置は、運転手の技量等により、様々な位置になるため、１次コイル３に対する２次コイル４の相対的な水平方向の位置は変化する。また、地面からシャーシまでの高さ（車高）は、車両によって異なるため、１次コイル３に対する２次コイル４の高さも変化する。すなわち、本例のような非接触給電システムでは、１次コイル３と２次コイル４の間の結合係数（κ）は、コイルの位置関係に応じて、大きく変化する。
【００１７】
受電側共振回路５は、１次側から送電された交流電力の基本周波数の交流成分を共振させるための回路であって、交流電圧、交流電流の振幅及び位相を調整することで、２次コイル４で受電した電力を調整する回路である。受電側共振回路５は、２次コイル４と変換回路６との間に接続されている。
【００１８】
変換回路６は、２次コイル４で受電し、受電側共振回路５を介して入力される交流電力を、直流電力に変換して、バッテリ７に供給する電力変換回路であり、整流回路６１と、コンバータ６２とを有している。変換回路６は、受電共振回路５とバッテリ７との間に接続されている。
【００１９】
整流回路６１は、受電側共振回路５から入力される交流電力を直流電力に整流する回路である。コンバータ６２は、整流回路６１により整流された直流電力を、直流電力に変換する回路である。また、コンバータ６２は、後述するように、整流回路６１の入力側（変換回路６の入力側）からみたインピーダンスを調整する回路でもある。
【００２０】
バッテリ７は、本例の非接触給電装置により充電される二次電池であって、変換回路６の出力側に接続されている。なお、本例では負荷の一例として、バッテリ７を接続しているが、バッテリ７の代わりに他の負荷を接続してもよい。
【００２１】
コントローラ８は、電流センサ９、１０により検出される検出電流に基づき、変換回路６を制御する制御部であって、電磁界推定部８１及びインピーダンス制御部８２を有している。電磁界推定部８１は、１次コイル３と２次コイル４の間の漏洩電磁界を推定している。インピーダンス制御部８２は、電磁界推定部８１で推定された漏洩電磁界に応じて、変換回路６のインピーダンスを制御している。
【００２２】
電流センサ９は、１次コイル３に接続され、１次コイル３に流れる電流を検出する。電流センサ１０は、２次コイル４に接続され、２次コイル４に流れる電流を検出する。電流センサ９及び電流センサ１０で検出された検出電流は、コントローラ８に、それぞれ出力される。
【００２３】
次に、図２を用いて、コンバータ６２の構成について説明する。図２は、変換回路６、バッテリ７及びコントローラ８のブロック図である。
【００２４】
コンバータ６２は、昇降圧形のＤＣ／ＤＣコンバータであって、スイッチング素子６２１と、ダイオード６２２と、コイル６２３と、コンデンサ６２４とを備えている。
【００２５】
スイッチング素子６２１及びダイオード６２２は直列に接続され、整流回路６１とバッテリ７との間で正極側の電力線に接続されている。スイッチング素子６２１の高電位側が整流回路に接続され、ダイオード６２２のアノードがバッテリ７に接続されている。コイル６２３は、スイッチング素子６２１の低電位側とダイオード６２２のカソードとの接続点と、負極側の電力線に接続されている。コンデンサ６２４は、ダイオード６２２のカソード側で、正極側の電力線と負極側の電力線との間に接続されている。
【００２６】
コンバータ６２は、スイッチング素子６２１のオン及びオフの切り替えのデューティ比（スイッチング周期に対するパルス（オン時間）の比）を切り替えることで、入力に対して、出力電圧を可変することができる。
【００２７】
また、コンバータ６２は、スイッチング素子のデューティ比を変えることで、整流回路６１の入力側からみたインピーダンス（ＺＬ）の大きさを変えることもできる。スイッチング素子のデューティ比をＤとして、バッテリ７のインピーダンス（負荷インピーダンス）をＲＬとすると、インピーダンス（ＺＬ）は式（１）で表される。
【数１】
2014121101.tif 000003
【００２８】
式１に示されるように、バッテリ７のインピーダンスを一定にすると、デューティ比が大きくなるほどインピーダンス（ＺＬ）は小さくなり、また、デューティ比が小さくなるほどインピーダンス（ＺＬ）は大きくなる。そして、インピーダンス制御部８２は、スイッチング素子６２１のデューティ比を設定することで、コンバータ６２のインピーダンスを制御し、さらに、インピーダンス（ＺＬ）も制御している。
【００２９】
ここで、図３〜図５を用いて、１次コイル３に流れる１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル４に流れる２次コイル電流（Ｉ２）と、漏洩電磁界との関係について説明する。図３は、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）に対する等価漏洩電磁界を説明するためのベクトル図である。図４は、１次コイル電流（Ｉ１）、２次コイル電流（Ｉ２）及び合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）の時間特性を示すグラフである。図５は、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）に対する等価漏洩電磁界を説明するためのベクトル図である。
【００３０】
１次コイル３と２次コイル４の間で漏洩する電磁界は、１次コイル電流（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）との合成電流で示すことがきるため、電流（Ｉ１）のベクトルと電流（Ｉ２）のベクトルとの合成ベクトル（Ｉ１＋Ｉ２）で等価的に表すことができる。そして、合成ベクトル（Ｉ１＋Ｉ２）が、等価漏洩電磁界に相当する。
【００３１】
図３（ａ）に示すように、２次コイル電流（Ｉ２）のベクトルに対して、１次コイル電流（Ｉ１）のベクトルの大きさ（スカラ）が同じあって、位相差がθ１２であったとする。
【００３２】
図３（ａ）で示すフェーザ（ベクトル）表示を時系列で表すと、図４のように表される。図４は、時間に対する電流特性を示しており、（ａ）は１次コイル電流（Ｉ１）の特性を、（ｂ）は２次コイル電流（Ｉ２）の特性を、（ｃ）は合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）の特性を示す。
【００３３】
図４（ｃ）に示すように、等価漏洩電磁界は、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）の合成電流と等価となり、１次コイル（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）の大きさと、１次コイル（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）との位相差（θ１２）で決まる。
【００３４】
位相差は、１次コイル３と２次コイル４との間の距離に応じて変化する。また、コイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の大きさは、インピーダンス（ＺＬ）、交流電源から出力される電力により変化する。
【００３５】
上記のように、本例では、１次コイル３に対する２次コイル４の相対位置が変化する。また、バッテリ７のインピーダンスは、バッテリ７の充電状態に応じて変化するため、インピーダンス（ＺＬ）も変化する。そのため、１次コイル３と２次コイル４との位置関係及びバッテリ７の状態に応じて、漏洩電磁界が変化することになる。
【００３６】
コイル間距離及びバッテリ７のインピーダンスが変化することで、図３（ａ）に示すコイル電流（Ｉ１、Ｉ２）が、図３（ｂ）に示すコイル電流（Ｉ１、Ｉ２）に変化したとする。図３（ｂ）の１次、２次コイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の大きさは、図３（ａ）の１次、２次コイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の大きさよりも、それぞれ小さくなっており、２次コイル電流（Ｉ２）の大きさは１次コイル電流（Ｉ１）の大きさより小さくなっている。また、図３（ｂ）の１次、２次コイル電流の位相差（θ１２）は、図３（ａ）の１次、２次コイル電流の位相差（θ１２）より小さくなっている。
【００３７】
そして、図３（ｂ）の合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）で示されるベクトルの大きさは、図３（ａ）の合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）のベクトルの大きさと比較して大きくなっている。そのため、例えば、図３（ａ）で示される状態で、漏洩電磁界が抑制されていたとする。しかし、コイルの位置関係が変化したり、あるいは、バッテリ７のインピーダンスが変化したりすることで、図３（ｂ）に示すように、漏洩電磁界が大きくなってしまう。
【００３８】
さらに、図５に示すように、１次側共振回路２及び２次側共振回路５の回路パラメータを設定して、１次コイル電流（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）との位相差（θ１２）を１８０度とする。図５は、位相差（θ１２）を１８０度とした場合において、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）に対する等価漏洩電磁界を説明するためのベクトル図である。
【００３９】
図５に示す場合でも、コイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の大きさが変化することで、合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）が変化し、漏洩電磁界は変化してしまう。
【００４０】
さらに、本発明とは異なる比較例として、１次コイル３と２次コイル４に互いに逆向きの電流を流すことで漏洩電磁界を減少させるものが知られている。しかしながら、コイル間で互いに電流の向きを逆向きにしたとしても、コイル電流の位相差（θ１２）が１８０度になるだけであるため、図５に示すように、コイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の大きさが変化することで、漏洩電磁界が大きくなる場合がある。
【００４１】
本例では、電磁界推定部８１によりコイル間の漏洩電磁界を推定する。そして、推定された漏洩電磁界が電磁界の漏洩を判定する判定閾値を越える場合には、インピーダンス制御部８２が変換回路６のインピーダンスを下げる。これにより、本例は、１次コイル電流（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）の変化を抑制することで、合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）の変化が抑制される。その結果として、本例は、漏洩電磁界を判定閾値以下に抑えることができる。
【００４２】
以下、図２に戻り、本例の制御を説明する。まず、コントローラ８は、ユーザの操作に基づく、給電システムの開始命令により、バッテリ７の充電状態（ＳＯＣ：Ｓｔａｔｅ  ｏｆ  Ｃｈａｒｇｅ）を検出する。バッテリのＳＯＣは、バッテリ７に接続されているセンサ（図示しない）の検出電圧または検出電流から測定すればよい。
【００４３】
コントローラ８は、電流センサ１０の検出電流を用いて、２次コイル４に供給される電力を演算する。また、コントローラ８は、２次コイル４に供給された電力を、変換回路６で変換することで、バッテリ７の充電に適した電力になるように、コンバータ６２のスイッチング素子６２１のデューティ比を設定する。これにより、充電電力が、１次側から２次側のバッテリ７に対して、非接触で給電される。
【００４４】
バッテリ７の充電中、電磁界推定部８１は、電流センサ９によりコイル電流（Ｉ１）を検出し、電流センサ１０によりコイル電流（Ｉ２）を検出する。そして、電磁界推定部８１は、検出したコイル電流（Ｉ１、Ｉ２）の合成ベクトルを演算することで、漏洩電磁界を推定する。
【００４５】
インピーダンス制御部８２には、上記の判定閾値が予め設定されている。判定閾値は車両に設けられた電気機器に対して影響を及ぼさない値に応じて設定され、例えば、安全基準や法規（日本国内では電波法）に基づいて設定される。
【００４６】
インピーダンス制御部８２は、電磁界推定部８１で推定された漏洩電磁界の推定値と、判定閾値とを比較する。推定された漏洩電磁界が判定閾値以下である場合には、インピーダンス制御部８２は、デューティ比を変更しない。
【００４７】
一方、推定された漏洩電磁界が判定閾値を越えた場合には、インピーダンス制御部８２は、デューティ比を上げることで、インピーダンス（ＺＬ）を一定にする。
【００４８】
ここで、バッテリ７の充電中に、漏洩電磁界が大きくなる要因について、図６を用いて、説明する。図６は、バッテリの残量に応じた、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）に対する等価漏洩電磁界を説明するためのベクトル図であって、図３と対応する図である。また、図６の比較例は、変換回路６のインピーダンスを制御しない給電システムの特性を示している。そして、バッテリ残量は、小、中、大の順で大きくなっている。バッテリ残量の表示は、バッテリ７の充電過程を大別したものである。
【００４９】
また、図６の条件として、コントローラ８は、バッテリ８の残量の変化に対して、２次コイル４の受電電力が一定になるように、交流電源１の出力を制御しているとする。
【００５０】
バッテリ７の特性として、バッテリ７の残量（ＳＯＣに相当）が大きくなると、バッテリ７のインピーダンスは高くなる。バッテリ７のインピーダンスが高くなると、上記の式（１）で示されるように、ＲＬが大きくなるため、変換回路６の入力側からみたインピーダンス（ＺＬ）が大きくなる。
【００５１】
比較例では、変換回路６のインピーダンスを制御していないため、バッテリ７の残量が大きくなると、インピーダンス（ＺＬ）は大きくなる。そして、インピーダンス（ＺＬ）が大きくなる分、２次コイル４のコイル電流（Ｉ２）は小さくなる（図６参照）。また、２次コイルの電流（Ｉ２）の低下により、２次側の受電電力の低下を防ぐために、交流電源１からの出力電力を上げなければならないため、１次側のコイル電流（Ｉ１）が大きくなる。
【００５２】
すなわち、比較例では、図６の「比較例」のベクトル図に示すように、１次コイル３及び２次コイル４の位置関係は変わらないため、コイル電流の位相差（θ１２）は変化しないが、バッテリ残量が「小」から「中」に遷移すると、２次コイル電流（Ｉ２）のベクトルの大きさは小さくなり、１次コイル電流（Ｉ１）のベクトルの大きさは大きくなる。また、バッテリ残量が「中」から「大」に遷移すると、２次コイル電流（Ｉ２）のベクトルの大きさはさらに小さくなり、１次コイル電流（Ｉ１）のベクトルの大きさはさらに、大きくなる。
そして、１次コイル電流（Ｉ１）のベクトルと２次コイル電流（Ｉ２）のベクトルとの合成ベクトルで示される等価漏洩電磁界は、バッテリ残量の増加に伴い、大きくなる。これにより、バッテリ７の充電中、バッテリ７のインピーダンスが増加することで、漏洩電磁界が大きくなる。
【００５３】
一方、本発明は、バッテリ７の残量が増加し、漏洩電磁界が判定閾値より大きくなると、コンバータ６２のデューティ比を上げている。上記の式（１）より、バッテリのインピーダンス（ＲＬ）は大きくなるが、デューティ比（Ｄ）で示される係数部分が小さくなる分、インピーダンス（ＺＬ）の大きさは変わらない。
【００５４】
そして、インピーダンス（ＺＬ）が一定になるため、２次コイル４のコイル電流（Ｉ２）の大きさは変わらず、２次コイル４の受電電力の低下は抑制される。また、２次側の受電電力が低下しないため、交流電源１からの出力を上げなくてもよく、１次コイル電流（Ｉ１）の大きさも変わらない。
【００５５】
バッテリ残量が「小」から「中」に遷移すると、コントローラ８は、コンバータ６２のインピーダンスを低くすることで、２次コイル電流（Ｉ２）が低下しないようにし、バッテリ残量「中」の時の２次コイル電流（Ｉ２）を、バッテリ残量「小」の時の２次コイル電流（Ｉ２）と同じ大きさにしている。そのため、バッテリ残量が「小」から「中」に遷移しても、漏洩電磁界の増加を抑制することができる。
【００５６】
また、バッテリ残量が「中」から「大」に遷移する時も同様に、コントローラ８は、コンバータ６２のインピーダンスをさらに低くすることで、２次コイル電流（Ｉ２）が低下しないようにし、バッテリ残量「大」の時の２次コイル電流（Ｉ２）を、バッテリ残量「中（又は小）」の時の２次コイル電流（Ｉ２）と同じ大きさにしている。
【００５７】
すなわち、本発明では、図６の「本発明」のベクトル図で示すように、バッテリの残量が増加しても、２次コイル電流（Ｉ２）のベクトルの大きさは変わらず、１次コイル電流（Ｉ１）のベクトルの大きさは変わらない。そして、合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）のベクトルで示される等価漏洩電磁界は、一定に保たれ、大きくならない。これにより、本例は、バッテリ７の充電中、バッテリ７のインピーダンスが増加しても、インピーダンス（ＺＬ）が一定になるように、デューティ比（Ｄ）を制御することで、コイル間の電磁界の漏洩を、判定閾値以下に抑制している。
【００５８】
さらに、図７を用いて、コイル電流の位相差（θ１２）が１８０度となるように、送信側共振回路２及び受信側共振回路５の回路パラメータを設定する場合について、説明する。なお、コイル電流の位相差（θ１２）を１８０度とするためには、送信側共振回路２を、直列コンデンサのみ又は並列コンデンサのみとし、受信側共振回路５を、図１と同様の回路としてもよい。
【００５９】
図７は、バッテリの残量に応じた、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）に対する等価漏洩電磁界を説明するためのベクトル図であって、図５と対応する図である。図７の比較例は図６の比較例と同様であり、図７のバッテリ残量の表示「大、中、小」についても、図６と同様である。また、図６と同様に、コントローラ８は、バッテリ８の残量の変化に対して、２次コイル４の受電電力が一定になるように、交流電源１の出力を制御しているとする。
【００６０】
図７の比較例に示すように、バッテリ残量が「小」から「大」に遷移すると、１次コイル電流（Ｉ１）の大きさは大きくなり、２次コイル電流（Ｉ２）の大きさは小さくなる。そして、合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）は大きくなるため、漏洩電磁界は大きくなる。
【００６１】
一方、本発明では、バッテリ残量が「小」から「大」に遷移し、バッテリ７のインピーダンスが大きくなるほど、変換回路６のインピーダンスを小さくすることで、インピーダンス（ＺＬ）を一定にしている。そのため、２次コイル電流（Ｉ２）の大きさが一定になり、１次コイル電流（Ｉ１）の大きさも一定になり、合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）は一定になる。その結果として、本発明は、漏洩電磁界の増加を抑制することができる。
【００６２】
次に、コントローラ８の制御手順を、図８を用いて説明する。図８は、コントローラ８の制御手順を示すフローチャートである。
【００６３】
コントローラ８は、バッテリ７の充電状態（ＳＯＣ）、２次コイル４における受電電力に応じて、バッテリ７の充電に適した充電電力を設定する。コントローラ８は、変換回路６からバッテリ７へ、当該充電電力を出力するように、スイッチング素子６２１の初期デューティ比（Ｄ、例えば、Ｄ＝０．１）を設定する。そして、コントローラ８は、当該デューティ比でスイッチング素子６２１を制御することで、変換回路６を動作させる（ステップＳ１）。
【００６４】
なお初期デューティ比は、送電側共振回路２及び受電側共振回路５の回路パラメータに対する、所定の条件（コイル間距離、バッテリ７、２次側の受電電力など）で決めたノミナル値としてもよい。
【００６５】
ステップＳ２にて、電磁界推定部８１は、電流センサ９、１０により、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）を検出する。ステップＳ３にて、電磁界推定部８１は、検出されたコイル電流（Ｉ１、Ｉ２）から合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）を演算することで、漏洩電磁界を推定する。
【００６６】
ステップＳ４にて、インピーダンス制御部８２は、電磁界推定部８１で推定された漏洩電磁界の推定値（合成電流の大きさに相当）と、判定閾値とを比較する。推定値が判定閾値より大きい場合には、ステップＳ５にて、インピーダンス制御部８２は、デューティ比を上げて、ステップＳ２に戻る。よって、ステップＳ２〜Ｓ５までの制御ループを実行させることで、コントローラ８は、漏洩電磁界の増加を抑制するように、変換回路６を制御する。
【００６７】
一方、推定値が判定閾値以下である場合には、インピーダンス制御部８２は、デューティ比を変更せずに、本例の制御を終了する。
【００６８】
そして、コントローラ８は、所定の周期で、上記のステップＳ１〜Ｓ６の制御フローを、繰り返し行い、あるいは、バッテリ７の状態に応じて、例えば、バッテリ７のＳＯＣが所定値より大きくなった場合に、上記のステップＳ１〜Ｓ６の制御フローを行う。
【００６９】
次に、図９を用いて、本発明による漏洩電磁界の抑制効果について説明する。図９は、コイル間の距離及びバッテリ残量に対する漏洩電磁界の強度を示すグラフある。Ａ１、Ｂ１は、コイル間距離が小さくバッテリ残量が小さい時の電磁界の強度を示し、Ａ２、Ｂ２は、コイル間距離が小さくバッテリ残量が大きい時の電磁界の強度を示し、Ａ３、Ｂ３は、コイル間距離が大きくバッテリ残量が小さい時の電磁界の強度を示し、Ａ４、Ｂ４は、コイル間距離が大きくバッテリ残量が大きい時の電磁界の強度を示す。Ａ１〜Ａ４は比較例の特性を、Ｂ１〜Ｂ４は本発明の特性を示す。
【００７０】
コイル間距離が小さい状態では、結合係数が高く、給電効率が高いため、比較例及び本発明ともに、漏洩電磁界の強度は基準値以下である。しかしながら、比較例では、バッテリ残量が大きくなると、漏洩電磁界の強度が大きくなっている。一方、本発明では、バッテリ残量が大きくなっても、漏洩電磁界の強度は一定に推移している。
【００７１】
コイル間距離が大きい状態では、結合係数が低く、給電効率が低いため、コイル間距離が小さい状態と比べて、漏洩電磁界の強度は大きくなっている。そして、比較例では、バッテリ残量が「小」から「大」に遷移すると、漏洩電磁界の強度が基準値（上記の判定閾値に相当）を越えている。一方、本発明では、バッテリ残量が「小」から「大」に遷移しても、漏洩電磁界の強度は増加せず、基準値より低い値になっている。
【００７２】
上記のように、本例は、１次コイル３と２次コイル４との間の漏洩電磁界を推定し、推定した漏洩電磁界に応じて、変換回路６のインピーダンスを制御する。これにより、２次コイル４の電流の大きさを制御することができるため、電磁界の漏洩を抑制することができる。
【００７３】
また、本例は、推定された漏洩電磁界に応じて、コンバータ６２のスイッチング素子のデューティ比を制御する。これにより、整流回路の入力側からみたインピーダンス（ＺＬ）を制御することができるため、電磁界の漏洩を抑制することができる。
【００７４】
また本例は、電流センサ９、１０の検出値により漏洩電磁界を推定する。これにより、漏洩電磁界を推定するために、電流センサ９、１０以外の検出装置を別途設けることなく、電磁界の漏洩を抑制することができる。
【００７５】
また、本例は、バッテリ７のインピーダンス（ＲＬ）が大きいほど、変換回路６のインピーダンスを小さくする。これにより、バッテリ７の負荷抵抗が増加しても、変換回路６の入力側からみたインピーダンスの増加を防ぐことができるため、電磁界の漏洩を抑制することができる。
【００７６】
また、本例は、変換回路６のインピーダンスを制御することで、２次コイル電流（Ｉ２）を一定にする。これにより、バッテリ７の状態又はコイル間の距離等が変化した場合でも、２次コイル電流（Ｉ２）の大きさが変わらないため、１次側で電力を一定に保つことができ、漏洩電磁界の増加を防ぐことができる。
【００７７】
なお、本例において、送電側共振回路２は、１次コイル３に対して、コンデンサＣｓ１を直列に、コンデンサＣｐ１を並列に接続し、受電側共振回路５は、２次コイル４に対して、コンデンサＣｓ２を直列に、コンデンサＣｐ２を並列に接続したが、例えば、１次コイル３に対してコンデンサＣｐ１を並列に接続し、２次コイル４に対して、コンデンサＣｓ２を直列に、コンデンサＣｐ２を並列に接続してもよい。または、送電側共振回路２は、１次コイル３に対して、コンデンサＣｓ１を直列に接続し、受電側共振回路５は、２次コイル４に対してコンデンサＣｐ２を並列に接続してもよく、それぞれの共振回路は、他の共振回路であってもよい。
【００７８】
また、本例は、図６を用いて、バッテリ７のインピーダンスが増加する場合に、変換回路３のインピーダンスを制御することで、漏洩電磁界の増加を防ぐ点について説明したが、コイル間の結合係数の変化に対して、変換回路３のインピーダンスを制御してもよい。
【００７９】
例えば、ユーザによる駐車位置の変更によるコイル間の位置ずれ、あるいは、積み荷によるコイル間距離の変化によって、結合係数が変化すると、漏洩電磁界が増加する場合がある。結合係数がある値の状態で、コントローラ８はコンバータ６２を制御して、本例のシステムを駆動させていたと仮定する。この状態から、コイル間の位置ズレが発生して、結合係数が低下したとする。
【００８０】
この時、比較例では、１次から２次への給電効率が低下するため、２次コイル電流（Ｉ２）が小さくなる。そして、２次コイル電流（Ｉ２）の低下に対して、コントローラ８は、２次側の受電電力を維持させるために、交流電源１からの出力を上げて、１次コイル電流（Ｉ１）を大きくする。
【００８１】
このように、コイル間の位置ズレ等により、結合係数（κ）が低くなると、図６に示す、バッテリ残量の「小」から「中」、又は、「中」から「大」への遷移と同様な現象が生じる。その結果として、漏洩電磁界が大きくなる。
【００８２】
一方、本例では、結合係数（κ）が低くなった場合には、コントローラ８は、２次コイル電流（Ｉ２）を一定にするよう、変換回路６のインピーダンスを低くする。そして、２次コイル電流（Ｉ２）が一定になるため、コントローラ８は交流電源１からの出力を上げなくてもよい。その結果として、１次コイル電流（Ｉ１）及び２次コイル電流（Ｉ２）の大きさを維持することができ、漏洩電磁界の増加を防ぐことができる。
【００８３】
また、本例は、コントローラ８でバッテリ７を管理しているが、コントローラ以外のバッテリコントローラで、バッテリ７を管理してもよい。その際、バッテリ７の状態の情報は、バッテリコントローラからコントローラ８に入力されてもよい。
【００８４】
上記の電磁界推定部８１が本発明の「電磁界推定手段」に相当し、バッテリ７が本発明の「負荷」に、インピーダンス制御部８２が「インピーダンス制御手段」に相当する。
《第２実施形態》
図１０は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、変換回路６、バッテリ７及びコントローラ８のブロック図である。また図１１は、本発明に係る非接触給電システムのうち、２次側の構成のブロック図である。本例では、上述した第１実施形態に対して、漏洩電磁界の推定するための構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。
【００８５】
図１０、図１１に示すように、コンバータ６２とバッテリ７との間には、電圧センサ１１及び電流センサ１２が接続されている。電圧センサ１１はバッテリ７に加わる負荷電圧（ＶＬ）を検出し、電流センサ１２はバッテリ７の負荷電流（ＩＬ）を検出する。電圧センサ１１の検出電圧及び電流センサ１２の検出電流は、コントローラ８に出力される。なお、本例では、１次側コイル電流（Ｉ１）を検出する電流センサ９が設けられていない。
【００８６】
電磁界推定部８１は、１次コイル３と２次コイル４との間の結合係数（κ）、バッテリ７のインピーダンス、及び、負荷電圧（ＶＬ）から、漏洩電磁界を推定する。上記のとおり、漏洩電磁界は、１次コイル電流（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）との合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）で近似することができる。２次コイル電流（Ｉ２）は、電流センサ１０により検出される。一方、１次コイル電流（Ｉ１）は、以下の式（２）により演算で求めることができる。
【数２】
2014121101.tif 000004
ただし、Ｍは相互インダクタンスを示し、Ｌ２は２次コイル４のインダクタンスを、Ｃ２ｐ、Ｃ２ｓは、コンデンサ（Ｃ２ｐ）及びコンデンサ（Ｃ２ｓ）のキャパシタンスをそれぞれ示す。
【００８７】
Ｌ２、Ｃ２ｐ及びＣ２ｓは２次コイル４及び受電側共振回路５の回路パラメータであり予め決まっている。角周波数（ω）は、ω＝２πｆの関係が成立し、ｆは、交流電源１の駆動周波数であるため、角周波数（ω）は予め決まる。
【００８８】
そして、バッテリ７の負荷抵抗（ＲＬ）は、電圧センサ１１の検出電圧（ＶＬ）と電流センサ１２の検出電流（ＩＬ）から演算される。さらに、相互インピーダンス（Ｍ）は結合係数（κ）により演算される。結合係数（κ）は、交流電源１に出力に対する２次コイル４の受電電力（給電効率）から演算される。なお、２次コイル４の受電電力は、２次コイル４の電圧を算出し、電流センサ１０の検出電流（Ｉ２）から求まる。
【００８９】
すなわち、電磁界推定部８１は、２次コイル電流（Ｉ２）、負荷電圧（ＶＬ）及び負荷電流（ＩＬ）から、結合係数（κ）及び負荷抵抗（ＲＬ）を演算した上で、式（２）を用いて、１次コイル電流（Ｉ１）を演算する。これにより、本例は２次側のパラメータのみで、漏洩電磁界を推定し、変換回路６のインピーダンスを制御することができる。
【００９０】
上記のように、本例は、結合係数（κ）、バッテリ７のインピーダンス、及び、負荷電圧（ＶＬ）から、漏洩電磁界を推定する。これにより、本例は、受電側の情報のみで、漏洩電磁界を推定し、変換回路６のインピーダンスを制御することができる。その結果として、電磁界の漏洩を抑制することができる。
【００９１】
なお、本例の受電側共振回路５の回路構成は、上記以外の構成であってもよい。
【００９２】
《第３実施形態》
図１２は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、２次側の構成のブロック図である。本例では、上述した第１実施形態に対して、漏洩電磁界の推定するための構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１、第２実施形態の記載を適宜、援用する。
【００９３】
電磁界推定部８１には、１次コイル３に接続された電流センサ９の検出電流（Ｉ１）が入力され、バッテリ７の入力側に接続されたセンサの検出電流（ＩＬ）及び検出電圧（ＶＬ）が入力される。
【００９４】
電磁界推定部８１は、１次コイル３のコイル電流（Ｉ１）、バッテリ７のインピーダンス、及び、負荷電圧（ＶＬ）から、漏洩電磁界を推定する。漏洩電磁界と等価な合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）を求めるにあたって、１次コイル電流（Ｉ１）は電流センサ９で検出され、２次コイル電流（Ｉ２）は、以下の式（３）により演算される。
【数３】
2014121101.tif 000005
【００９５】
すなわち、電磁界推定部８１は、バッテリ７の負荷電圧（ＶＬ）及び負荷電流（ＩＬ）からバッテリ７のインピーダンスを演算した上で、式（３）を用いて、２次コイル電流（Ｉ２）を演算する。そして、電磁界推定部８１は、１次コイル電流（Ｉ１）と２次コイル電流（Ｉ２）から漏洩電磁界を推定する。
【００９６】
上記のように、本例は、１次コイル電流（Ｉ１）、バッテリ７のインピーダンス及び負荷電圧（ＶＬ）から、漏洩電磁界を推定する。これにより、本例は漏洩電磁界を推定し、変換回路６のインピーダンスを制御することができる。
【００９７】
なお、本例の受電側共振回路５の回路構成は、上記以外の構成であってもよい。
【００９８】
《第４実施形態》
図１３は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのうち、２次側の構成のブロック図である。本例では、上述した第１実施形態に対して、漏洩電磁界の推定するための構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。
【００９９】
電磁界推定部８１には、バッテリ７の入力側に接続されたセンサの検出電流（ＩＬ）及び検出電圧（ＶＬ）が入力される。また、電磁界推定部８１は、コイル間の結合係数（κ）を演算する。結合係数（κ）は、例えば、交流電源１の出力電力に対する２次側の受電電力（給電効率）から演算され、または、１次コイル３に対する２次コイル４の相対位置を検出することで、演算してもよい。
【０１００】
電磁界推定部８１は、結合係数（κ）、バッテリ７の負荷電圧（ＶＬ）及び負荷電流（ＩＬ）から、漏洩磁界を推定する。漏洩電磁界と等価な合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）を求めるにあたって、１次コイル電流（Ｉ１）は、式（４）で演算され、２次コイル電流（Ｉ２）は、式（５）で演算される。
【数４】
2014121101.tif 000006
【数５】
2014121101.tif 000007
【０１０１】
上記のように、本例は、結合係数（κ）、バッテリ７のインピーダンス及び負荷電圧（ＶＬ）から、漏洩電磁界を推定する。これにより、本例は、２次側の回路パラメータから漏洩電磁界を推定することができ、変換回路６のインピーダンスを制御することができる。
【０１０２】
《第５実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係る非接触給電システムのブロック図である。本例では、上述した第１実施形態に対して、漏洩電磁界の推定するための構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【０１０３】
図１４に示すように、本例の非接触給電システムは、電磁界センサ１２をさらに備えている。電磁界センサ１２は、地上側の駐車場に設けられ、コイル間の漏洩電磁界を直接、検出するセンサである。そして、電磁界推定部８１は、電磁界センサ１２の値から漏洩電磁界を推定する。なお、電磁界センサ１２は車両側に設けてもよい。
【０１０４】
インピーダンス制御部８２には、上記の判定閾値と同様の閾値が予め設定されている。そして、インピーダンス制御部８２は、電磁界推定部８１で推定した漏洩電磁界と当該閾値とを比較し、その比較結果に応じて、変換回路６のインピーダンスを制御している。
【符号の説明】
【０１０５】
１…交流電源
２…送電側共振回路
３…１次コイル
４…２次コイル
５…受電側共振回路
６…変換回路
６１…整流回路
６２…コンバータ
６２１…スイッチング素子
６２２…ダイオード
６２３…コイル
６２４…コンデンサ
７…バッテリ
８…コントローラ
８１…電磁界推定部
８２…インピーダンス制御部
９、１０、１２…電流センサ
１１…電圧センサ
１２…電磁界センサ
【図１】
2014121101.tif 000008
【図２】
2014121101.tif 000009
【図３】
2014121101.tif 000010
【図４】
2014121101.tif 000011
【図５】
2014121101.tif 000012
【図６】
2014121101.tif 000013
【図７】
2014121101.tif 000014
【図８】
2014121101.tif 000015
【図９】
2014121101.tif 000016
【図１０】
2014121101.tif 000017
【図１１】
2014121101.tif 000018
【図１２】
2014121101.tif 000019
【図１３】
2014121101.tif 000020
【図１４】
2014121101.tif 000021