(57)【要約】【課題】インバータの出力電流に歪みを生じることなく、インバータの出力電流の実効値に変動を生じることもなく、モータの各相巻線に流れる電流を確実に読取ってモータを適正に駆動できるモータ駆動装置を提供する。【解決手段】モータに流れる電流を検出し、この検出電流から前記モータの速度を推定し、この推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ指令信号を生成し、この指令信号に基づくパルス幅変調信号をインバータのスイッチング素子に対する駆動信号として生成する。【選択図】図１
2014230382.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子のオン，オフによりモータへの駆動電力を出力するインバータと、
前記モータに流れる電流を検出し、この検出電流から前記モータの速度を推定し、この推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ指令信号を生成し、この指令信号に基づくパルス幅変調信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号として生成する制御部と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記推定速度と前記目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記補正バイアスを含まない指令信号を所定の補正ゲインで補正することにより、前記推定速度と前記目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ指令信号を生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記補正ゲインを前記生成済みの指令信号の実効値または前記検出電流の実効値に基づいて算出する、
ことを特徴とする請求項２記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記インバータに設けた１つのシャント抵抗を備え、
前記制御部は、前記シャント抵抗に生じる電圧から前記モータに流れる電流を検出し、この検出電流から前記モータの速度を推定し、前記モータの負荷が所定値以上の場合は前記推定速度と前記目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号を生成し、前記モータの負荷が前記所定値未満の場合は前記推定速度と前記目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを低レベル側に含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ第２指令信号を生成し、これら第１または第２指令信号に基づくパルス幅変調信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号として生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記インバータに設けた複数のシャント抵抗を備え、
前記制御部は、前記各シャント抵抗に生じる電圧から前記モータに流れる電流を検出し、この検出電流から前記モータの速度を推定し、前記モータの負荷が所定値未満の場合は前記推定速度と前記目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号を生成し、前記モータの負荷が前記所定値以上の場合は前記推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを高レベル側に含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ第２指令信号を生成し、これら第１または第２指令信号に基づくパルス幅変調信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号として生成する、
ことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の相巻線を有するステータおよび複数の永久磁石を有するロータからなる永久磁石同期モータ（ブラシレスＤＣモータともいう）が知られている。この永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置は、モータへの駆動電力を出力するインバータを備え、モータの各相巻線に流れる電流を検出し、その検出電流に基づいてモータの速度（ロータ速度；角速度）を推定し、この推定速度が目標速度となるようインバータのスイッチングを制御するいわゆるセンサレス・ベクトル制御を行う。
【０００３】
インバータのスイッチング制御に際しては、推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化する二相通電用の二相変調波信号（または三相通電用の三相正弦波信号）を指令信号として生成し、その指令信号のレベルと三角波信号（キャリア信号）のレベルとの比較に基づき、インバータのスイッチング素子に対するオン,オフ駆動用のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。
【０００４】
電流検出手段として例えばシャント抵抗がインバータに設けられ、そのシャント抵抗に生じる電圧がアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）されて電流値として読取られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１０−６８６５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
１つのシャント抵抗によって各相巻線の電流を検出する１シャント電流検出方式では、モータの負荷が低い場合に、電流レベルの低い領域において、ＰＷＭ信号のＯＮ期間が短くなり、モータ電流を読み取る事ができるタイミングが短く、電流値読み取りのためのＡ／Ｄ変換のサンプリングやＡ／Ｄ変換の時間が確保できず、結果的にモータ電流の検出ができなくなる期間が生じる。電流値の読取りができないと、モータの適正な駆動が困難となる。
【０００７】
対策として、ＰＷＭ信号のＯＮ期間を長くなるように指令信号に一定の補正バイアスを付加することが行われるが、そうすると、インバータの出力電流に歪が生じたり、インバータの出力電流の実効値が変動してしまうという問題がある。
【０００８】
本発明の実施形態の目的は、インバータの出力電流に歪みを生じることなく、インバータの出力電流の実効値に変動を生じることもなく、モータの各相巻線に流れる電流を確実に読取ってモータを適正に駆動できるモータ駆動装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１のモータ駆動装置は、インバータおよび制御部を有する。インバータは、複数のスイッチング素子を有し、これらスイッチング素子のオン，オフによりモータへの駆動電力を出力する。制御部は、前記モータに流れる電流を検出し、この検出電流から前記モータの速度を推定し、この推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ前記電流の検出に必要な補正バイアスを含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ指令信号を生成し、この指令信号に基づくパルス幅変調信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号として生成する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態の制御回路の構成を示す図。
【図２】第１実施形態における第１指令信号（二相変調波信号）の波形を示す図。
【図３】第１実施形態の第１指令信号と三角波信号との比較により得られるＰＷＭ信号および母線流れる電流の波形を示す図。
【図４】第１実施形態における第２指令信号（二相変調波信号）の波形を第１指令信号の波形と対比して示す図。
【図５】第１実施形態の第２指令信号と三角波信号との比較により得られるＰＷＭ信号および母線電流の波形を示す図。
【図６】第１実施形態における補正ゲインの求め方を説明するための図。
【図７】第１実施形態における第１および第２指令信号が三相正弦波信号である場合の指令信号の波形を変形例として示す図。
【図８】第２実施形態の制御回路の構成を示す図。
【図９】第２実施形態における第１指令信号（三相正弦波信号）の波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
［１］以下、第１実施形態について図面を参照して説明する。  
図１に示すように、商用交流電源１の交流電圧をダイオードブリッジ２および平滑コンデンサ３からなる整流回路４で直流電圧に変換する。この直流電圧をスイッチング回路１０のスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧を永久磁石同期モータ２０へ駆動電力として供給する。これら整流回路４およびスイッチング回路１０により、インバータを構成している。
【００１２】
スイッチング回路１０は、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側の関係となるＵ相用の一対のスイッチング素子１１ａ，１１ｂの直列回路、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側の関係となるＶ相用の一対のスイッチング素子１２ａ，１２ｂの直列回路、直流電圧の印加方向に沿って上流側および下流側の関係となるＷ相用の一対のスイッチング素子１３ａ，１３ｂの直列回路を有し、これら直列回路における各スイッチング素子の相互接続点が出力端子となる。このスイッチング回路１０の母線（負側ライン）に、電流検出手段としてシャント抵抗１４を挿入接続する。スイッチング素子としては、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いる。
【００１３】
永久磁石同期モータ２０は、入力端子２１、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）２２、複数例えば４つの永久磁石を４極として埋設したロータ（回転子）２３を有する。相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗのそれぞれ一端が入力端子２１を介してスイッチング回路１０の３つの出力端子に接続され、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端が中性点として相互接続される。
【００１４】
ロータ２３の位置は、電気角基準の０度〜３６０度（＝０度）の位置、または空間ベクトルの第１〜第６セクションで表わすことができる。電気角９０度〜１５０度の位置は、空間ベクトルの第１セクション（０度〜６０度）に相当する。電気角１５０度〜２１０度の位置は、空間ベクトルの第２セクション（６０度〜１２０度）に相当する。電気角２１０度〜２７０度の位置は、空間ベクトルの第３セクション（１２０度〜１８０度）に相当する。電気角２７０度〜３３０度の位置は、空間ベクトルの第４セクション（１８０度〜２４０度）に相当する。電気角３３０度〜３０度の位置は空間ベクトルの第５セクション（２４０度〜３００度）に相当する。電気角３０度〜９０度の位置は、空間ベクトルの第６セクション（３００度〜３６０度）に相当する。
【００１５】
センサレス・ベクトル制御部３０は、永久磁石同期モータ２０の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流をシャント抵抗１４に生じる電圧から検出し、その検出電流に基づいて永久磁石同期モータ２０の速度（ロータ速度；角速度）を推定し、この推定速度が目標速度となるようスイッチング回路１０のスイッチングを制御するいわゆるセンサレス・ベクトル制御を行うもので、電流検出部３１、速度推定部３２、速度制御部３３、ＰＷＭ信号生成部３４を有する。
【００１６】
電流検出部３１は、シャント抵抗１４に生じる電圧をアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）して読取ることにより、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流（母線電流）を検出する。
【００１７】
速度推定部３２は、電流検出部３１の検出電流に基づく演算により永久磁石同期モータ２０の速度（ロータ速度；角速度）を推定する。
【００１８】
速度制御部３３は、主要な機能として次の（１）〜（３）の手段を有する。  
（１）永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上であるか所定値未満であるかを電流検出部３１の検出電流から判定する判定手段。
【００１９】
（２）上記判定手段の判定結果が所定値以上の場合、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを生成する第１生成手段。
【００２０】
（３）上記判定手段の判定結果が所定値未満の場合、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と上記目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ電流検出部３１の電流検出に必要な補正バイアスＩbiasを低レベル側に含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗを生成する第２生成手段。この第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗに補正バイアスＩbiasを付加するとともにこの補正バイアスＩbiasを付加する前と同じ実効値となるための条件を考慮した所定の補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）で補正することにより、得ることができる。なお、Ｉ１は、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗに基づくインバータ出力の最大値を、Ｉ２は、第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗに基づくインバータ出力の最大値から固定値である補正バイアスＩbias分差し引いた値を表わしている。
【００２１】
ＰＷＭ信号生成部３４は、速度制御部３３で生成された第１または第２指令信号のレベルと三角波信号（キャリア信号）のレベルとの比較に基づくパルス幅変調（Pulse Width Modulation）により、スイッチング回路１０の各スイッチング素子に対するオン,オフ駆動用のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号という）を生成する。
【００２２】
作用を説明する。
【００２３】
永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上の場合、速度制御部３３は、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号（二相変調波信号）Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを生成する。
【００２４】
第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗは、三相正弦波信号を変調することにより得られるもので、図２に示すように、三相正弦波信号の周期（＝２π）の１／３（＝２π／３）に相当する期間がスイッチング休止期間として零レベルを保つ波形を有し、互いに位相角が１２０度ずれた信号である。
【００２５】
ＰＷＭ信号生成部３４は、図３に示すように、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗのレベルと三角波信号（キャリア信号）Ｉｏのレベルとの比較に基づくパルス幅変調により、スイッチング回路１０の各スイッチング素子に対するオン,オフ駆動用のＵ相用ＰＷＭ信号，Ｖ相用ＰＷＭ信号，Ｗ相用ＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。
【００２６】
これらＰＷＭ信号に応じてスイッチング回路１０の各スイッチング素子がオン，オフする。これにより、永久磁石同期モータ２０の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れる。この電流はスイッチング回路１０のシャント抵抗１４を通り、そのシャント抵抗１４に電圧が生じる。
【００２７】
電流検出部３１は、シャント抵抗１４に生じる電圧をＡ／Ｄ変換して読取ることにより、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流（母線電流）を検出する。この場合、図３に破線で示すように、電流検出のためのＡ／Ｄ変換（処理時間ｔｘ）は、電流レベルの変化に十分に追従する状態となる。よって、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を確実に検出することができる。
【００２８】
ただし、１つのシャント抵抗１４によって相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流を検出する１シャント電流検出方式の場合、永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値未満のとき、電流レベルの低い領域（図２に点々で示す領域）つまり電気角９０度の位置（空間ベクトルの第６セクションと第１セクションの境界）・電気角２１０度の位置（空間ベクトルの第２セクションと第３セクションの境界）・電気角３３０度の位置（空間ベクトルの第２セクションと第３セクションの境界）において、電流検出のためのＡ／Ｄ変換が電流レベルの変化に追従できず、電流値の読取りができなくなる。読取りができないと、モータの適切な駆動が困難となる。
【００２９】
そこで、永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値未満と低い場合、速度制御部３３は、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ電流検出部３１の電流検出に必要な補正バイアスＩbiasを低レベル側に含みながらその補正バイアスＩbiasがない状態と同じ実効値を持つ第２指令信号（二相変調波信号）Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗを生成する。
【００３０】
第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗに補正バイアスＩbiasを付加するとともに実効値の同一条件を考慮した所定の補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）で補正することにより得られるもので、図４に示すように、電流レベルの低い領域（点々で示す領域）つまり電気角９０度の位置（空間ベクトルの第６セクションと第１セクションの境界）・電気角２１０度の位置（空間ベクトルの第２セクションと第３セクションの境界）・電気角３３０度の位置（空間ベクトルの第２セクションと第３セクションの境界）において、低レベル側に補正バイアスＩbiasを付加した波形を有する。また、第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗの波形は、上限レベルが第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの上限レベルよりも低くなり、下限レベルが第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの下限レベルよりも高くなる。
【００３１】
ＰＷＭ信号生成部３４は、図５に示すように、第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗのレベルと三角波信号（キャリア信号）Ｉｏのレベルとの比較に基づくパルス幅変調により、スイッチング回路１０の各スイッチング素子に対するオン,オフ駆動用のＵ相用ＰＷＭ信号，Ｖ相用ＰＷＭ信号，Ｗ相用ＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。
【００３２】
これらＰＷＭ信号に応じてスイッチング回路１０の各スイッチング素子がオン，オフする。これにより、永久磁石同期モータ２０の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れる。この電流はスイッチング回路１０のシャント抵抗１４を通り、そのシャント抵抗１４に電圧が生じる。
【００３３】
この場合、補正バイアスＩbiasを低レベル側に含む第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗによってＰＷＭ信号を生成するので、たとえ永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値未満と低い状況であっても、電流検出部３１の電流検出のためのＡ／Ｄ変換（処理時間ｔｘ）を図５に破線で示すように電流レベルの変化に十分に追従させることができる。よって、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を確実に検出することができ、永久磁石同期モータ２０を適正に駆動することができる。
【００３４】
補正バイアスＩbiasの値は、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの振幅の例えば１０％〜２０％であって、電流検出部３１の電流検出のためのＡ／Ｄ変換（処理時間ｔｘ）を電流レベルの変化に十分に追従させることのできる値を予め確かめた上で選定している。
【００３５】
しかも、第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、補正バイアスＩbiasがない第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗと同じ実効値を持つので、たとえ補正バイアスＩbiasを付加していても、スイッチング回路１０の出力電流に歪が生じることはなく、スイッチング回路１０の出力電流の実効値に変動を生じることもない。出力電流に歪が生じないので、不快な周期音の発生を回避できる。第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗの上限レベルが第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの上限レベルよりも低くなるが、実効値は同じなので、モータ駆動性能が低下することもない。
【００３６】
補正ゲインＧain_hoseiまたは補正バイアスＩbiasについては、そのいずれか一方を予め決めておき、図６に示すように、本来のインバータが出力すべき第１指令信号の１周期分の実効値と補正バイアスＩbiasを加えて新たに生成する第２指令信号の実効値が同じになるように他方を算出により求める。
【００３７】
なお、第１および第２指令信号が二相変調波信号である場合を例に説明したが、図７に示す三相正弦波信号である場合も同様に実施できる。
【００３８】
ここで、補正ゲインＧain_hoseiまたは補正バイアスＩbiasの求め方について説明する。
【００３９】
（１）指令信号が二相変調波信号である場合について、電気角９０度〜２１０度を代表に検討する。
【００４０】
（１―ａ）先に補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）を決めてから補正バイアスＩbiasを求める場合；Ｉ１は、第１指令信号を生成する際に、インバータの出力すべき値によって定まっている。なお、第１指令信号及び第２指令信号から補正バイアスＩbiasを差し引いた信号によるインバータの出力はいずれも正弦波を前提とする。
【００４１】
補正バイアスＩbiasを付加しない第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの実効値（左辺）と、補正バイアスＩbiasを付加した第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗの実効値（右辺）とを等しいとおく。
【数１】
2014230382.tif 000003
【００４２】
次に上式の両辺をそれぞれ二乗し、加法定理を用いて展開して整理する。
【数２】
2014230382.tif 000004
【００４３】
数２の式の左辺を展開すると以下となる。なお、以後の数式中、大文字「Ｃ」は、積分定数を表している。
【数３】
2014230382.tif 000005
【００４４】
同様に数２の式の右辺は、
【数４】
2014230382.tif 000006
【００４５】
数３の式と数４の式を両辺に組み込み、さらに左辺を右辺に移項すると、
【数５】
2014230382.tif 000007
【００４６】
数５の最後の式に示す補正バイアスＩbiasの２次方程式における各係数ａ，ｂ，ｃは、
【数６】
2014230382.tif 000008
【００４７】
数５の式を２次方程式の解の公式で解くと補正バイアスＩbias＞０の条件からＩbiasは次式となる。ここで、補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）を予め決めているため、数６の式の各係数を算出すれば、補正バイアスＩbiasが求まる。
【数７】
2014230382.tif 000009
【００４８】
なお、各数式の変形の際に使用する公式を、以下に示す。
【数８】
2014230382.tif 000010
【００４９】
（１−ｂ）先に補正バイアスＩbiasを決めてから補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）を求める場合；数５の式の両辺をＩ１の２乗で割る。
【数９】
2014230382.tif 000011
【００５０】
数９の最後の方程式は、補正ゲインＧain_hosei（Ｉ２／Ｉ１）の２次方程式となるため、補正ゲインＧain_hoseiは、２次方程式の解の公式及びＧain_hosei＞０より次のようになる。なお、ここで、（Ｉ２／Ｉ１）の２次方程式の各係数を、ａ，ｂ,ｃとする。
【数１０】
2014230382.tif 000012
【００５１】
（２）続いて、もとの指令信号、すなわち、補正バイアスＩbiasを付加しない第１指令信号Ｉ１が三相正弦波信号である場合の補正バイアスＩbias及び補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）の関係について検討する。
【００５２】
（２―ａ）補正バイアスＩbiasを付加しない第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの実効値（左辺）と、補正バイアスＩbiasを付加した第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗの実効値（右辺）とを等しいとおく。なお、補正バイアスＩbiasは、正負のいずれの方向においても波形をかさ上げするためのものであり、第１指令信号Ｉ１が正の範囲では＋、負の範囲では−となるように付加される。
【数１１】
2014230382.tif 000013
【００５３】
次に上式の両辺を二乗して等しいとおく。
【数１２】
2014230382.tif 000014
【００５４】
ここで、数１２の式の左辺は、
【数１３】
2014230382.tif 000015
【００５５】
続いて右辺１項は、
【数１４】
2014230382.tif 000016
【００５６】
また、右辺２項は、
【数１５】
2014230382.tif 000017
【００５７】
右辺＝右辺１項＋右辺２項なので、
【数１６】
2014230382.tif 000018
【００５８】
右辺＝左辺なので、
【数１７】
2014230382.tif 000019
【００５９】
となる。続いて、上式を用いて、補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）または補正バイアスＩbiasを求める。
【００６０】
（２―ｂ）先に補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）を決めてから補正バイアスＩbiasを求める場合；
上式を補正バイアスＩbiasで整理すると、下式に示す補正バイアスＩbiasの２次方程式となる。
【数１８】
2014230382.tif 000020
【００６１】
補正バイアスＩbiasは、２次方程式の解の公式より次のようになる。
【数１９】
2014230382.tif 000021
【００６２】
Ｉbias＞０の条件から次式でＩbiasが決まる。
【数２０】
2014230382.tif 000022
【００６３】
（２―ｃ）先に補正バイアスＩbiasを決めてから補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）を求める場合；数１８の最初の式の両辺をI２の二乗で割ると、
【数２１】
2014230382.tif 000023
【００６４】
各係数ａ，ｂ，ｃを以下とすると、
【数２２】
2014230382.tif 000024
【００６５】
補正ゲインＧain_hoseiは、２次方程式の解の公式及び補正ゲインＧain_hosei＞０の条件から次式となる。
【数２３】
2014230382.tif 000025
【００６６】
以上のとおり、三相変調及び二相変調のいずれの変調方式を用いても、補正バイアスＩbiasを付加しない場合の実効値と補正バイアスＩbiasを加えた場合の実効値とを同じにする補正バイアスＩbiasと補正ゲインＧain_hoseiの関係が得られる。したがって、必要な補正バイアスＩbiasまたは補正ゲインＧain_hoseiのいずれか一方を定めれば、他方は計算にて算出が可能となる。
【００６７】
［２］第２実施形態について説明する。
【００６８】
この実施形態では、モータの各巻線毎に電流検出用のシャント抵抗を設ける。図８に示すように、スイッチング回路１０において、Ｕ相用のスイッチング素子１１ａ，１１ｂの直列回路と母線（負側ライン）との接続間に電流検出手段としてシャント抵抗１４ｕを挿入接続し、Ｖ相用のスイッチング素子１２ａ，１２ｂの直列回路と母線（負側ライン）との接続間に電流検出手段としてシャント抵抗１４ｖを挿入接続し、Ｗ相用のスイッチング素子１３ａ，１３ｂの直列回路と母線（負側ライン）との接続間に電流検出手段としてシャント抵抗１４ｗを挿入接続する。
【００６９】
電流検出部３１は、シャント抵抗１４ｕ，１４ｖ，１４ｗに生じる電圧をそれぞれアナログ／ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）して読取ることにより、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流（母線電流）をそれぞれ検出する。
【００７０】
速度制御部３３は、主要な機能として次の（１１）〜（１３）の手段を有する。  
（１１）永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上であるか所定値未満であるかを電流検出部３１の検出電流から判定する判定手段。
【００７１】
（１２）上記判定手段の判定結果が所定値未満の場合、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを生成する第１生成手段。
【００７２】
（１３）上記判定手段の判定結果が所定値以上の場合、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と上記目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ電流検出部３１の電流検出に必要な補正バイアスＩbiasを低レベル側に含みながらその補正バイアスがない場合と同じ実効値を持つ第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗを生成する第２生成手段。この第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを所定の補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）で補正することにより、得ることができる。
【００７３】
他の構成は、第１実施形態と同じである。
【００７４】
作用を説明する。
【００７５】
永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値未満と低い場合、速度制御部３３は、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化する第１指令信号（三相正弦波信号）Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを生成する。この第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗの波形を図９に示す。
【００７６】
複数のシャント抵抗１４ｕ，１４ｖ，１４ｗによって相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流を検出する３シャント電流検出方式では、永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上の場合、電流レベルの正側および負側のそれぞれ高い領域（図９に点々で示す領域）において、電流検出のためのＡ／Ｄ変換が電流レベルの変化に追従できず、電流値の読取りができなくなる。
【００７７】
そこで、永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上と高い場合、速度制御部３３は、電流検出部３１の検出電流に応じて周波数が変化し且つ速度推定部３２の推定速度と外部から入力される目標速度との差に応じてレベルが変化し且つ電流検出部３１の電流検出に必要な補正バイアスＩbiasを正側レベルおよび負側レベルのそれぞれ高い側に含みながらその補正バイアスＩbiasがない状態と同じ実効値を持つ第２指令信号（三相変調波信号）Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗを生成する。
【００７８】
第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、具体的には、第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗを所定の補正ゲインＧain_hosei（＝Ｉ２／Ｉ１）で補正することにより得られる。
【００７９】
このように、補正バイアスＩbiasを含む第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗによってＰＷＭ信号を生成するので、たとえ永久磁石同期モータ２０の負荷が所定値以上と高い状況であっても、電流検出部３１の電流検出のためのＡ／Ｄ変換（処理時間ｔｘ）は、電流レベルの変化に十分に追従する状態となる。よって、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流を確実に検出することができ、永久磁石同期モータ２０を適正に駆動することができる。
【００８０】
しかも、第２指令信号Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖ，Ｉ２ｗは、補正バイアスＩbiasがない第１指令信号Ｉ１ｕ，Ｉ１ｖ，Ｉ１ｗと同じ実効値を持つので、たとえ補正バイアスＩbiasを付加していても、スイッチング回路１０の出力電流に歪が生じることはなく、スイッチング回路１０の出力電流の実効値に変動を生じることもない。
【００８１】
なお、第１および第２指令信号が三相正弦波信号である場合を例に説明したが、二相変調波信号である場合も同様に実施できる。
【００８２】
［変形例］  
なお、上記実施形態及び変形例においては、モータに流れる電流からモータの速度を推定し、この推定速度と目標速度との差に応じてレベルが変化する指令信号を生成したが、指令信号の生成において、推定速度と目標速度との差のみでなく、目標速度の大きさも加味して指令信号を生成してもよい。
【００８３】
また、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８４】
１…商用交流電源、２…ダイオードブリッジ、３…平滑コンデンサ、４…整流回路、１０…スイッチング回路、１１ａ，１１ｂ，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ…スイッチング素子）、２０…永久磁石同期モータ、２１…入力端子、２２…ステータ、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…相巻線、２３…ロータ、２３ａ…ロータ軸、Ｍ１，Ｍ２…永久磁石、３１，３２，３３…電流センサ、４０…コントロールユニット、４１…主制御部、４２…記憶部、５０…センサレス・ベクトル制御部、５１…電流検出部、５２…速度推定演算部、５３…積分部、５４…減算部、５５…速度制御部、５６…演算部、５７，５８…、減算部、６１…電流制御部、６２…電流制御部、６３…ＰＷＭ信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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