(57)【要約】【課題】複数の入力直流電圧に対応できる電源装置及び照明装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子１２と、スイッチング素子１２を制御する制御部１１とを具備する電源装置１において、制御部１１は、電源装置１の出力電圧に応じて変動するとともに、電源装置１の入力電圧に対して一定である第１信号と、電源装置１の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号とが入力され、第２信号の値が第１信号の値に到達するまでの時間に応じて、スイッチング素子１２のオンまたはオフを制御する。【選択図】図１
2014064367.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と；
前記スイッチング素子を制御する制御部と；を具備する電源装置において、
前記制御部は前記電源装置の入力電圧に対して一定である第１信号と、前記電源装置の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号とが入力され、前記第２信号の値が前記第１信号の値に到達するまでの時間に応じて、前記スイッチング素子のオンまたはオフを制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御部に接続されるとともに、前記入力電圧に基づいて前記第２信号を形成し、前記第２信号を前記制御部に入力する形成部；を具備することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
発光素子と；
請求項１または２記載の電源装置と；
を具備することを特徴とする照明装置。
【請求項４】
前記発光素子に流れる電流または前記発光素子に印加される電圧を検出する検出部と；
前記検出部が検出した検出信号が入力されるとともに、前記検出信号と一定値である閾値とを比較することにより前記第１信号を生成し、前記制御部に前記第１信号を入力する誤差検出部と；
を具備することを特徴とする請求項３に記載の照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電源装置及び照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、種々の電子機器の電源装置として、ダイオードブリッジ回路等の整流回路と、コンデンサ等の平滑回路とを有し、交流電圧を直流電圧に変換する電源装置（以下では、「交流−直流電源装置」と呼ばれることがある）が知られている。
【０００３】
また、世界各国又は１つの国内において、電圧規格等を理由に、商用交流電源として複数の電圧値（１００〜２４０［Ｖ］）で交流電圧が供給されている。
【０００４】
従来の交流−直流電源装置には、力率を改善するために力率改善回路を有するものがある。力率改善回路は、例えば、コイルと、当該コイルに対して並列に接続されたダイオード及びスイッチング素子とを含む。このような力率改善回路を有することにより、従来の交流−直流電源装置は、複数の交流電圧に対応できる。すなわち、電源電圧のワイドレンジ化が図られている。
【０００５】
ところで、電源装置には直流電圧が供給されるものもある。直流電源でも、商用交流電源と同様に、複数の電圧値（１００〜２４０［Ｖ］）が用いられている。
【０００６】
しかしながら、従来の直流入力電源装置（直流−直流電源装置）は、入力電圧の変動を出力電圧の変動として検出した後、入力電圧に対して一定である値と比較することにより電源装置のスイッチング素子のオンまたはオフのタイミングを制御していたため、入力電圧の変動がスイッチング素子の制御に反映されるまで時間を要していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１１−１６７０１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明が解決しようとする課題は、複数の入力直流電圧に対応できる電源装置及び照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態に係る電源装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記制御部は、前記電源装置の出力電圧に応じて変動するとともに、前記電源装置の入力電圧に対して一定である第１信号と、前記電源装置の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号とが入力され、前記第２信号の値が前記第１信号の値に到達するまでの時間に応じて、前記スイッチング素子のオンまたはオフを制御する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、複数の入力直流電圧に対応できる電源装置及び照明装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、第１の実施形態に係る電源装置の一例を示すブロック図である。
【図２】図２は、第１の実施形態に係る電源装置の回路構成例を示す図である。
【図３】図３は、第１信号と形成部において形成される第２信号との関係の説明に供する図である。
【図４】図４（ａ）は、形成部において形成される第２信号と、スイッチング素子がオンしている期間との関係を示す図である。図４（ｂ）は、スイッチング素子のオンおよびオフの関係を示す図である。
【図５】図５は、電源装置の他の回路構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して、実施形態に係る電源装置及び照明装置を説明する。実施形態において同一の機能を有する構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略される。
【００１３】
［第１の実施形態］
［電源装置の構成］
図１は、第１の実施形態に係る電源装置の一例を示すブロック図である。図２は、第１の実施形態に係る電源装置の回路構成例を示す図である。図１において、電源装置１は、制御部１１と、スイッチング素子１２と、平滑部１３と、検出部１４と、誤差検出部１５と、形成部２１とを有する。図１には、電源装置１と、発光素子であるＬＥＤ１１１とを有する照明装置が示されている。
【００１４】
電源装置１は、直流電源１０１と入力端子（図示せず）を介して接続され、直流電圧を入力する。制御部１１は、電源装置１の入力端子（図示せず）と形成部２１を介して接続される。直流電源１０１に対してスイッチング素子１２は直列に接続され、スイッチング素子１２には直列に平滑部１３が接続される。平滑部１３に対してＬＥＤ１１１および検出部１４が順次直列に接続される。
【００１５】
検出部１４は、ＬＥＤ１１１に流れる電流またはＬＥＤ１１１に印加される電圧を検出し、検出信号として誤差検出部１５に入力する。誤差検出部１５は、制御部１１に接続されるとともに、制御部１１に第１信号Ｖｅを入力する。
【００１６】
形成部２１は、入力された直流電圧を用いて第２信号Ｖｔを形成し、形成された第２信号Ｖｔは制御部１１に入力される。
【００１７】
制御部１１は、スイッチング素子１２のゲートと接続されるとともに、誤差検出部１５から入力された第１信号Ｖｅと形成部２１から入力された第２信号Ｖｔとに基づいてスイッチング素子１２をオン又はオフに制御する制御信号を生成する。制御信号は、スイッチング素子１２のゲートに入力され、スイッチング素子は制御部１１により制御される。
【００１８】
具体的には、制御部１１は、図２に示すように、直流電源１０１の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号Ｖｔを形成する形成部２１が直流電源１０１との間に接続され、発振部２２と、コンパレータ２３と、フリップフロップ２４と、駆動部２５とを有する。また、形成部２１は、抵抗３１と、コンデンサ３２と、スイッチング素子３３とを有する。
【００１９】
抵抗３１は、一端が電源装置１の入力端子（図示せず）と接続され、他端がコンデンサ３２の一端と接続されている。コンデンサ３２は、一端が抵抗３１と接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗３１とコンデンサ３２との接続線には、スイッチング素子３３のコレクタ端子とコンパレータ２３の反転入力端子とが互いに並列に接続されている。スイッチング素子３３は、エミッタ端子がグランドと接続され、ベース端子がフリップフロップ２４のＱバー（Ｑ−）出力端子と接続されている。コンパレータ２３は、非反転入力端子が誤差検出部１５と接続され、出力端子がフリップフロップ２４のリセット（Ｒ）端子と接続されている。フリップフロップ２４は、Ｒ端子がコンパレータ２３の出力端子と接続され、セット（Ｓ）端子が発振部２２と接続され、Ｑ出力端子が駆動部２５と接続され、Ｑ−出力端子がスイッチング素子３３のベースと接続されている。
【００２０】
形成部２１は、入力直流電圧と、フリップフロップ２４のＱ−出力とを入力し、直流電源１０１の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号Ｖｔを形成する。
【００２１】
形成部２１による第２信号Ｖｔの形成過程を詳細に説明する。発振部２２は、基準周波数信号をフリップフロップ２４のＳ端子へ出力する。基準周波数信号は、例えば、立ち上がりタイミングが所定の周期Ｔ１だけ互いに離れた複数のパルスを含む。これにより、フリップフロップ２４は、周期Ｔ１毎にセットされる。フリップフロップ２４がセットされると、Ｑ出力及びＱ−出力は、それぞれＨｉｇｈ及びＬｏｗとなる。
【００２２】
発振部２２により、フリップフロップ２４のＱ−出力がＬｏｗにセットされると、スイッチング素子３３がオフされ、入力直流電圧によりコンデンサ３２に電荷が充電され、第２信号Ｖｔが上昇する。また、コンパレータ２３からフリップフロップ２４のＲ端子に信号が入力されると、フリップフロップ２４のＱ−出力がＨｉｇｈにセットされ、スイッチング素子３３がオンである期間には、コンデンサ３２の電荷がスイッチング素子３３を介して放電される。これにより、第２信号Ｖｔが下降する。こうして第２信号Ｖｔの上昇と下降とが繰り返されることにより、第２信号Ｖｔが形成される。
【００２３】
ここで、第２信号Ｖｔは、直流電源１０１の入力電圧に応じて振幅が変動するので、第２信号Ｖｔの単位時間あたりの上昇率、すなわち、電圧上昇の傾きは、入力直流電圧が大きい程、大きくなり、コンデンサ３２の放電から充電に切り替わったタイミングから所定の電圧値に達するまでに掛かる時間は、入力直流電圧が大きい程、短くなる。
【００２４】
なお、抵抗３１は、抵抗３１とコンデンサ３２との接続点の電圧レベル、つまりコンパレータ２３の反転入力端子に印加される電圧レベルとしての第２信号Ｖｔを調整するために配設されている。すなわち、抵抗３１は、第２信号Ｖｔのレベル調整のために配設されている。
【００２５】
コンパレータ２３は、非反転入力端子には第１信号Ｖｅが入力され、反転入力端子には第２信号Ｖｔが入力される。そして、コンパレータ２３は、第１信号Ｖｅと、第２信号Ｖｔとを比較し、比較結果に応じた信号をフリップフロップ２４のＲ端子へ出力する。具体的には、第２信号Ｖｔが第１信号Ｖｅより小さい場合、コンパレータ２３は、出力をＬｏｗとする。一方、第２信号Ｖｔが第１信号Ｖｅ以上となると、コンパレータ２３は、出力をＨｉｇｈとする。これにより、フリップフロップ２４がリセットされる。
【００２６】
フリップフロップ２４は、発振部２２からの基準周波数信号及びコンパレータ２３からの比較結果信号を入力する。そして、フリップフロップ２４は、基準周波数信号と比較結果信号とに基づいて、スイッチング素子３３のオンおよびオフタイミングを制御する。すなわち、フリップフロップ２４は、発振部２２からの基準周波数信号により第２信号Ｖｔの上昇開始タイミングが制御され、コンパレータ２３からの比較結果信号により第２信号Ｖｔの下降開始タイミングが制御される。
【００２７】
また、フリップフロップ２４は、基準周波数信号と比較結果信号とに基づいて、駆動部２５から出力されるパルスの幅を制御する。すなわち、フリップフロップ２４は、スイッチング素子１２のオンまたはオフのタイミングを制御する。
【００２８】
詳細には、フリップフロップ２４は、セットリセット型のフリップフロップである。そして、フリップフロップ２４は、基準周波数信号によってＴ１毎にセットされ、これにより、Ｑ出力及びＱ−出力は、それぞれＨｉｇｈ及びＬｏｗとなる。また、フリップフロップ２４は、第２信号Ｖｔが第１信号Ｖｅ以上となるとリセットされ、Ｑ出力及びＱ−出力は、それぞれＬｏｗ及びＨｉｇｈとなる。
【００２９】
駆動部２５は、フリップフロップ２４のＱ出力に基づいてオンまたはオフ制御信号をスイッチング素子１２のベースへ出力する。すなわち、駆動部２５は、フリップフロップ２４のＱ出力に基づいてパルス幅を調整したパルス信号をスイッチング素子１２のベース端子へ出力する。つまり、オンデューティが制御される。具体的には、駆動部２５は、Ｑ出力がＬｏｗからＨｉｇｈになるとパルス信号の出力を開始し、Ｑ出力がＨｉｇｈからＬｏｗになるとパルス信号の出力を停止する。すなわち、Ｑ出力がＨＩＧＨ状態である期間が長い程、パルス幅も長くなる。
【００３０】
スイッチング素子１２は、コレクタ端子が電源装置１の入力端子（図示せず）と接続され、コレクタ端子が平滑部１３と接続され、ベース端子が駆動部２５と接続される。
【００３１】
また、スイッチング素子１２は、駆動部２５から受け取るオンまたはオフ制御信号に基づいてオンまたはオフ制御される。具体的には、スイッチング素子１２は、駆動部２５からパルス信号を受け取っている状態ではオン状態となり、入力直流電圧を平滑部１３へ入力させる。また、スイッチング素子１２は、駆動部２５からパルス信号を受け取っていない状態ではオフ状態となり、入力直流電圧を平滑部１３へ入力させない。すなわち、スイッチング素子１２がＯＮしている時間を調整することにより、平滑部１３へ入力される電力量を制御することができる。
【００３２】
平滑部１３は、入力された電圧を平滑化し、平滑化された直流電圧を電力供給対象へ出力する。ここでは、電力供給対象は、ＬＥＤ１１１である。
【００３３】
具体的には、平滑部１３は、図２に示すように、コイル４１と、コンデンサ４２と、フリーホイールダイオードであるダイオード４３とを有する。コイル４１は、一端がスイッチング素子１２のエミッタ端子及びダイオード４３のカソード端子と接続され、他端がコンデンサ４２の一端及び電源装置１の出力端子（図示せず）と接続されている。コンデンサ４２は、一端がコイル４１及び電源装置１の出力端子（図示せず）と接続され、他端がグランドと接続されている。ダイオード４３は、カソード端子がコイル４１及びスイッチング素子１２のエミッタ端子と並列に接続されている。
【００３４】
検出部１４は、電力供給対象であるＬＥＤ１１１を流れる電流を検出し、電流検出値を検出信号として出力する。
【００３５】
検出部１４は、図２に示すように、抵抗５１，６１，６２，６３と、コンデンサ６４と、電流センスアンプ６５とを有する。抵抗５１は、一端がＬＥＤ１１１と電流検出部１４との接続線に接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗６１は、一端が抵抗５１とＬＥＤ１１１との接続点に接続され、他端がコンデンサ６４の一端及び電流センスアンプ６５の非反転入力端子と接続されている。コンデンサ６４は、一端が抵抗６１と電流センスアンプ６５の非反転入力端子との接続線に接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗６２は、一端が抵抗６３及び電流センスアンプ６５の反転入力端子と接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗６３は、一端が抵抗６２と電流センスアンプ６５の反転入力端子との接続線に接続され、他端が電流センスアンプ６５の出力端子と誤差検出部１５との接続線に接続されている。抵抗５１によって、ＬＥＤ１１１と検出部１４との接続線における電位は、ＬＥＤ１１１を流れる電流に応じた値となる。
【００３６】
具体的には、検出部１４は、ＬＥＤ１１１と検出部１４との接続線における電圧に応じた電圧を検出信号として出力する。詳細には、電流センスアンプ６５の非反転入力端子に印加される電圧Ｖ２は、ＬＥＤ１１１と検出部１４との接続線における電圧が抵抗６１によってレベル調整されることにより、形成される。そして、電流センスアンプ６５は、電圧Ｖ２を増幅して出力する。すなわち、電流センスアンプ６５と反対側の抵抗６２の一端の電圧をＶ１（ここでは、Ｖ１＝０）とし、抵抗６２，６３の抵抗値をそれぞれＲ１及びＲ２とすると、電流センスアンプ６５の出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式で表される。
Ｖｏｕｔ＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）×（Ｖ２−Ｖ１）
【００３７】
ここで、Ｖ２は、ＬＥＤ１１１と検出部１４との接続線における電位に応じた値となる。また、ＬＥＤ１１１と検出部１４との接続線における電位は、ＬＥＤ１１１を流れる電流に応じた値となる。従って、Ｖ２は、ＬＥＤ１１１を流れる電流に応じた値となる。
【００３８】
誤差検出部１５は、検出部１４から受け取る電流検出値としての検出信号と電流リファレンスとに基づいて、電流目標値とＬＥＤ１１１に実際に流れている電流値との誤差を検出し、誤差信号として電源装置１の出力電流、すなわちＬＥＤ１１１に流れる電流値に応じて変動するとともに、電源装置１の入力電圧に対して一定である第１信号Ｖｅを出力する。
【００３９】
誤差検出部１５は、抵抗７１，７２と、コンデンサ７３と、リファレンス電源７４と、エラーアンプ７５とを有する。抵抗７１は、一端が電流センスアンプ６５の出力端子と接続され、他端がエラーアンプ７５の反転入力端子及びコンデンサ７３と並列に接続されている。コンデンサ７３は、一端が抵抗７１とエラーアンプ７５の反転入力端子との接続線に接続され、他端が抵抗７２の一端と接続されている。抵抗７２は、一端がコンデンサ７３の一端と接続され、他端がエラーアンプ７５の出力端子と制御部１１との接続線に接続されている。エラーアンプ７５の非反転入力端子には、リファレンス電源７４が接続されている。
【００４０】
具体的には、エラーアンプ７５は、リファレンス電源７４の電圧（つまり、基準電圧）と、検出部１４からの出力電圧（つまり、検出信号としての電流検出値）との差電圧を増幅し、増幅された誤差信号を第１信号Ｖｅとして制御部１１へ出力する。このとき、抵抗７２及びコンデンサ７３からなる位相補償器によって位相補償が実行される。
【００４１】
［電源装置の動作］
以上の構成を有する電源装置１の動作について説明する。ここでは、特に、第２信号Ｖｔの形成処理について説明する。
【００４２】
制御部１１において、形成部２１は、入力直流電圧と、フリップフロップ２４のＱ−出力とを入力し、第２信号Ｖｔを形成する。
【００４３】
具体的には、フリップフロップ２４のＱ−出力がＬｏｗであり、スイッチング素子３３がＯＦＦである期間には、入力直流電圧によりコンデンサ３２に電荷が充電され、第２信号Ｖｔが上昇する。また、コンパレータ２３からフリップフロップ２４のＲ端子に信号が入力されると、フリップフロップ２４がリセットされＱ−出力がＨｉｇｈとなり、スイッチング素子３３がＯＮである期間には、コンデンサ３２の電荷がスイッチング素子３３を介して放電される。これにより、第２信号Ｖｔが下降する。第２信号Ｖｔの上昇と下降とが繰り返されることにより、第２信号Ｖｔが形成される。
【００４４】
図３は、入力直流電圧と形成部２１において形成される第２信号Ｖｔとの関係の説明に供する図である。
【００４５】
図３において、ＬＡは、入力直流電圧Ａの場合における第２信号Ｖｔの立ち上がり直線を示し、ＬＢは、入力直流電圧Ａよりも小さい入力直流電圧Ｂの場合における第２信号Ｖｔの立ち上がり直線を示す。また、誤差信号、つまり、誤差検出部１５の出力電圧を第１信号Ｖｅとして示す。また、ＴｏｎＡは、入力直流電圧Ａの場合に第２信号Ｖｔが上昇して第１信号Ｖｅと等しくなるまでに掛かる時間を示す。また、ＴｏｎＢは、入力直流電圧Ｂの場合に第２信号Ｖｔが上昇して第１信号Ｖｅと等しくなるまでに掛かる時間を示す。
【００４６】
図３に示すように、ＴｏｎＡ＜ＴｏｎＢが成立する。すなわち、第２信号Ｖｔが上昇して第１信号Ｖｅと等しくなるまでに掛かる時間は、入力直流電圧が大きい程、短くなる。
【００４７】
ここで、ＴｏｎＡ及びＴｏｎＢは、スイッチング素子１２がオンしている期間に対応する。すなわち、ＴｏｎＡ及びＴｏｎＢは、スイッチング素子１２から平滑部１３へ電圧が出力されている期間に対応する。従って、電源装置１では、入力直流電圧が小さい程、スイッチング素子１２から平滑部１３へ電圧が出力されている期間が長くなるように、つまり出力される電力が大きくなるように、制御が行われている。
【００４８】
このようなフィードフォワード制御を行うことにより、入力直流電圧の値に関わらず、誤差検出部１５の出力電圧としての第１信号Ｖｅを安定させること、つまり略一定にさせることができる。理由は以下に示す通りである。
【００４９】
図４（ａ）は、形成部２１において形成される第２信号Ｖｔと、スイッチング素子１２がＯＮしている期間との関係を示す図である。図４（ｂ）は、スイッチング素子１２のオンおよびオフの関係を示す図である。
【００５０】
図４（ａ）において、Ｖｔは、第２信号の値を示し、Ｖｅは、誤差信号、つまり、誤差検出部１５の出力電圧としての第１信号の値を示す。また、Ｔｏｎは、第２信号Ｖｔが上昇して第１信号Ｖｅと等しくなるまでに掛かる時間を示し、図４（ｂ）に示すようにスイッチング素子１２がオンしている期間に対応する。Ｔは、発振部２２からの基準周波数信号に基づくパルス波の周期を示す。
【００５１】
このとき、Ｖｅ：Ｔｏｎ＝Ｖｔ：Ｔが成立するので、Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｖｅ／Ｖｔも成立する。
Ｔｏｎ／Ｔはオンデューティ比であるので、オンデューティ比をＤｏｎで表すと、Ｄｏｎは次の式（１）で表すことができる。
Ｄｏｎ＝Ｖｅ／Ｖｔ  ・・・（１）
【００５２】
ここで、降圧ＤＣ／ＤＣの場合、オンデューティ比Ｄｏｎは次の式（２）で表すことができる。
Ｄｏｎ＝ＶＯＵＴ／ＶＩＮ  ・・・（２）
ＶＯＵＴは出力電圧を示し、ＶＩＮは入力電圧を示す。
【００５３】
式（１）及び式（２）から、次の式（３）が成立する。
ＶＯＵＴ／ＶＩＮ＝Ｖｅ／Ｖｔ  ・・・（３）
【００５４】
式（３）を変形すると、次の式（４）のようになる。
Ｖｅ＝（ＶＯＵＴ／ＶＩＮ）×Ｖｔ  ・・・（４）
【００５５】
ここで、Ｖｔが入力電圧ＶＩＮに比例するものとすると、比例係数をｋとおけば、Ｖｔは次の式（５）で表すことができる。
Ｖｔ＝ｋ×ＶＩＮ  ・・・（５）
【００５６】
よって、式（４）及び式（５）により、Ｖｅは次の式（６）で表される。
Ｖｅ＝（ＶＯＵＴ／ＶＩＮ）×ｋ×ＶＩＮ＝ｋ×ＶＯＵＴ  ・・・（６）
【００５７】
このように、誤差検出部１５の出力電圧としての第１信号Ｖｅは、入力直流電圧ＶＩＮによって変動しない。
【００５８】
以上のことから、入力直流電圧に応じて変動する、すなわち、入力直流電圧に応じた傾きを持つ第２信号Ｖｔを形成し、この第２信号Ｖｔと、入力直流電圧の値に対して一定であり変動しない誤差検出部１５の出力電圧としての第１信号Ｖｅとをコンパレータ２３により比較した結果に基づいてパルス幅変調を行う。
【００５９】
ところで、通常、入力電圧が異なると、位相特性が変化する。従って、異なる複数の入力電圧に対応しようとすれば、通常、位相補償器の構成は複雑になる。
【００６０】
しかしながら、上記した制御を行うことにより、入力直流電圧の値に関わらず、誤差検出部１５の出力電圧としての第１信号Ｖｅを略一定にさせることができるので、位相補償器を簡単な構成にすることができる。
【００６１】
また、以下のことによっても、入力電圧の値がフィードバックループのゲインに関与しないことを説明できる。
【００６２】
すなわち、式（２）を変形すると、式（７）のようになる。
ＶＯＵＴ＝Ｄｏｎ×ＶＩＮ  ・・・（７）
【００６３】
式（７）を偏微分すると、式（８）のようになる。
【００６４】
【数１】
2014064367.tif 000003
【００６５】
このように、入力直流電圧ＶＩＮの値は、フィードバックループのゲインに関与しないことがわかる。よって、電源装置１によれば、広い入力電圧範囲に渡り、安定した制御が実現される。
【００６６】
上述したように第１の実施形態によれば、電源装置１の制御部２１は電源装置１の入力電圧に対して一定である第１信号Ｖｅと、電源装置１の入力電圧に応じて振幅が変動する第２信号Ｖｔとが入力され、第２信号Ｖｔの値が第１信号Ｖｅの値に到達するまでの時間に応じて、スイッチング素子１２のオンまたはオフを制御することを特徴とするので、入力電圧の変動を出力電圧の変動として検出した後、入力電圧に対して一定である値と比較することにより電源装置のスイッチング素子のオンまたはオフのタイミングを制御する場合に比べ、入力電圧の変動がスイッチング素子の制御に反映されるまでの時間を短縮することができる。
【００６７】
また、接続された直流電圧電源の電圧値に関わらず、フィードバックループのゲインを安定化させることができる。すなわち、それぞれが異なる電圧値を持つ複数の入力直流電圧に対応できる電源装置を実現できる。
【００６８】
［他の実施形態］
［１］以上の説明では、フィードバックループにおいてＬＥＤ１１１に流れる電流が検出され、検出された電流値が第１信号Ｖｅに用いられている。しかしながら、これに限定されるものではなく、ＬＥＤ１１１の両端の電圧値が誤差検出に用いられてもよい。
【００６９】
図５は、電源装置の他の回路構成例を示す図である。図５において、電源装置２は、抵抗５２と、抵抗５３とを有する。抵抗５２と抵抗５３とは直列に接続され、両端がＬＥＤ１１１の両端に並列にそれぞれ接続されている。
【００７０】
電源装置２では、検出部１４の抵抗６１は、抵抗５２と抵抗５３との接続線に接続されている。すなわち、ＬＥＤ１１１の両端の電圧は、抵抗５２及び抵抗５３によって分圧され、分圧された電圧が、検出部１４に入力される。すなわち、電源装置２においては、１４は、電圧検出部である。
【００７１】
［２］以上の説明では、負荷をＬＥＤ１１１として説明したが、これに限定されるものではなく、定電流によって制御される負荷であってもよい。また、電源装置１または２は、負荷として有機ＥＬの駆動に用いられてもよい。
【００７２】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００７３】
１，２  電源装置
１１  制御部
１２  スイッチング素子
１４  検出部
１５  誤差検出部
２１  形成部
１１１  発光素子としてのＬＥＤ
【図１】
2014064367.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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