(57)【要約】【課題】増幅器の性能に対する素子偏差の影響を小さくする。【解決手段】実施形態に係る増幅器は、増幅デバイスと整合回路を備える。増幅デバイスは、入力された信号を増幅する。整合回路は、増幅デバイスに接続されている。整合回路は、インピーダンス変換器と、並列共振回路を含む。並列共振回路は、インピーダンス変換器から増幅デバイスに至る配線に接続される。インピーダンス変換器の回路長は、並列共振回路の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長い。【選択図】図９
2014150462.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された信号を増幅する増幅デバイスと、
前記増幅デバイスに接続された整合回路を備え、
前記整合回路は、
インピーダンス変換器と、
前記インピーダンス変換器から前記増幅デバイスに至る配線に接続された並列共振回路
を含み、
前記インピーダンス変換器の回路長は、前記並列共振回路の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長い
ことを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記インピーダンス変換器は、複数のインピーダンス変換回路を備え、
前記複数のインピーダンス変換回路の回路長の合計は、前記並列共振回路の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長い
ことを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記並列共振回路は、
前記共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の８分の１以下の長さのオープンスタブと、
前記共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１以下の長さのショートスタブ
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の増幅器。
【請求項４】
前記並列共振回路の一端が、バイアス回路に接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号の増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波処理に用いられる電力増幅器は、通信機器などを含む種々の機器で用いられる重要部品であり、広帯域にわたってインピーダンス整合を改善するための研究が行われてきている。例えば、図１に示すように、高周波信号を増幅するトランジスタ１、使用周波数の１／４波長の長さの線路であるインピーダンス変換器４、直列インダクタ６、スタブ２、キャパシタ３、オープンスタブ７を備える増幅器が知られている。図１では、入力整合回路５を介して信号がトランジスタ１に入力される。図１に示す増幅器では、トランジスタ１の出力端子に直列インダクタ６の一端が接続され、直列インダクタ６の他端にスタブ２とオープンスタブ７が接続されている。スタブ２には、高周波短絡するためにキャパシタ３が接続されており、スタブ２、オープンスタブ７、キャパシタ３が共振回路として動作する。オープンスタブ７の一端とスタブ２の一端の接続点に、インピーダンス変換器４の一端が接続されている。図１に示す回路では、インピーダンス変換器４と並列に接続されている共振回路は、インピーダンス変換器のインピーダンスと、インピーダンス変換器４と共振回路の接続点から共振回路側のインピーダンスを共役整合させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−３５７６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
インピーダンス変換器のインピーダンス特性に合わせて共役整合を行う場合、並列共振回路は、インピーダンス変換器のインピーダンス特性に合わせて使用周波数のうち比較的周波数が低い領域では誘導性のリアクタンスを取り、比較的高い周波数では容量性のリアクタンスをとるように設計される。このような設計では、共振回路の動作帯域を狭くすることになるので、共振回路に含まれる素子偏差に起因するリアクタンスの変動が大きくなってしまうという問題がある。素子偏差の影響が大きいと、性質の安定した増幅器の製造は困難になる。
【０００５】
本発明は、１つの側面では、増幅器の性能に対する素子偏差の影響を小さくすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態に係る増幅器は、増幅デバイスと整合回路を備える。増幅デバイスは、入力された信号を増幅する。整合回路は、前記増幅デバイスに接続されている。前記整合回路は、インピーダンス変換器と、並列共振回路を含む。並列共振回路は、前記インピーダンス変換器から前記増幅デバイスに至る配線に接続される。また、前記インピーダンス変換器の回路長は、前記並列共振回路の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長い。
【発明の効果】
【０００７】
増幅器の性能に対する素子偏差の影響が小さくなる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】増幅器の例を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係る増幅器の例を示す図である。
【図３】高調波と基本波のインピーダンスの関係の例を示す図である。
【図４】増幅デバイスから出力された基本波のインピーダンスの例を示す図である。
【図５】増幅器の例を示す図である。
【図６】インピーダンス変換器の例を示す図である。
【図７】インピーダンス変換器の例を示す図である。
【図８】入力反射係数と入力信号の周波数の関係の例を示す図である。
【図９】入力信号の周波数の変動によるリアクタンスの変動の例を示す図である。
【図１０】整合回路の周波数特性の調整方法の例を説明する図である。
【図１１】並列共振回路の例を示す図である。
【図１２】第２の実施形態で用いられる並列共振回路の例を示す図である。
【図１３】入力信号の周波数と減衰量の関係の例を示す図である。
【図１４】第３の実施形態で使用される並列共振回路の例を示す。
【図１５】入力信号の周波数と減衰量の関係の例を示す図である。
【図１６】伝送線路でのインピーダンスの変動の例を示す図である。
【図１７】インピーダンス変換器の変形例を示す図である。
【図１８】増幅器の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
＜第１の実施形態＞
図２は、第１の実施形態に係る増幅器１０の例を示す。図２（ａ）に示す増幅器１０は、増幅デバイス１１と整合回路２０を備え、出力負荷１２に接続される。増幅デバイス１１は、例えば、トランジスタとすることができる。増幅器１０では、増幅デバイス１１と出力負荷１２の間に整合回路２０が接続される。図２（ｂ）に整合回路２０の例を示す。整合回路２０は、伝送線路２１、並列共振回路３０、インピーダンス変換器４０を備える。以下、目標の整合値、インピーダンス変換器４０の設計と、整合回路２０の周波数特性の調整に分けて第１の実施形態を説明する。
【００１０】
〔目標の整合値〕
まず整合回路２０の周波数特性を調整するときの目標とする整合値について説明する。図３（ａ）に示すように、増幅デバイス１１への入出力に整合回路（出力側の整合回路２０、入力整合回路２５）が接続されているとする。このとき、増幅デバイス１１から出力される出力電流は、入力バイアス条件に応じて、ｃｏｓ波と高調波で表される。Ｂ級増幅器のバイアス条件にした場合、出力電流は（１）式のように表される。
【数１】
2014150462.tif 000003
一方、整合回路２０の出力電圧の波形が（２）式で表せることが、以下の文献に記載されている。
【００１１】
Steve C. Cripps et. al., “On the Continuity of High Efficiency Modes in Linear RF Power Amplifiers,” IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 19, No. 10, pp. 665-667, October 2009.
【数２】
2014150462.tif 000004
ここで、αは、―１≦α≦１を満たす値であり、高調波と基本波の項の係数である。出力電流の波形は、ｃｏｓ波とｃｏｓ波の高調波の和である。（２）式のうちｓｉｎ波とｓｉｎ波の高調波で表せる電圧の成分は、出力電流のｃｏｓ波やｃｏｓ波の高調波で表される成分と直交するので、電力効率への影響がない。このため、（２）式の電圧を生じる負荷の整合回路の場合、１−ｃｏｓθの電圧を生じる負荷の整合回路と同じ効率となる。ここで、Ｂ級増幅器の場合の電圧は、１−ｃｏｓθと表せる。従って、整合回路で２倍波と基本波の両方のインピーダンスを整合させると、増幅デバイス１１をＢ級増幅器に相当する高効率の増幅器として動作させることができる。
【００１２】
図３（ｂ）は、高調波と基本波のインピーダンスの関係の例を示す図である。図３（ｂ）に示す例では、簡略化するために、増幅デバイス１１の並列負荷容量を無視できる場合について、２倍波と基本波のインピーダンスの周波数による変動を示している。基本波のインピーダンスでは、抵抗成分は変化せず、リアクタンス成分は、（２）式中のαの値が大きくなるにつれて小さな値になる。このため、基本波のインピーダンスは、図３（ｂ）のスミスチャートにおいて、等抵抗線上をαの値が増加するにつれて反時計回りに動くことになる。一方、２倍波のインピーダンスでは、抵抗成分がなく、リアクタンス成分が（２）式中のαの増加によって増大するので、図３（ｂ）のスミスチャートでは、外周上をαの増加につれて時計回りに動く。そこで、周波数に応じて高調波と基本波の両方のインピーダンスに整合させることにより、効率的に増幅できる帯域を広くすることができる。図３（ｂ）に例として、周波数ｆ１〜ｆ５の各々における、基本波と２倍波のインピーダンスの例を示す。図３（ｂ）の例では、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜ｆ４＜ｆ５の順に周波数が高くなっているものとする。
【００１３】
次に、増幅デバイス１１の並列負荷容量を無視できない場合に見られるインピーダンスの変動について説明する。図４（ａ）は、増幅デバイス１１から出力された基本波のインピーダンスの例を示す。図４（ａ）は、図４（ｂ）に示す増幅器１０で増幅デバイス１１と整合回路２０の整合が取れている場合において、増幅デバイス１１と整合回路２０の接続点から、整合回路２０側を見たときのインピーダンスである。図４（ａ）の太線で囲まれた中に示す点は、周波数ｆ１〜ｆ５の信号について、整合が取れている整合回路２０で得られるインピーダンスの理論値の例である。周波数が高くなるにつれて、整合回路２０のインピーダンスは矢印で示すように変化することになる。つまり、増幅デバイス１１からの出力の基本波と整合を取る場合、整合回路２０のインピーダンスの目標値は、図４（ａ）の太い線で囲まれた中に示す点となる。一方、２倍波については、図３で示すとおりの値に整合させることになる。
【００１４】
〔インピーダンス変換器４０の設計例〕
インピーダンス変換器４０は、出力負荷１２のインピーダンスの抵抗成分を、整合を取る目標のインピーダンスと合わせる。ここで、インピーダンス変換器４０は、入力される信号の周波数の変動によるリアクタンス成分の変動が小さくなるように設計される。インピーダンス変換器４０の回路長を、並列共振回路３０の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長くすることにより、インピーダンス変換器４０でのリアクタンスの変動を小さくすることができる。インピーダンス変換器４０でのリアクタンスの変動は、伝送線路２１よりもデバイス側での周波数の変動によるリアクタンス成分の変動より小さくなるように設計される。換言すると、周波数の変動によってインピーダンス変換器４０で見られるリアクタンスの変動は、並列共振回路３０を用いた共役整合の対象とならない程度に小さく設計される。例えば、インピーダンス変換器４０は、信号の周波数の変動によるインピーダンス変換器４０でのリアクタンスの変動の方が、信号の周波数の変動による増幅デバイス１１でのリアクタンスの変動よりも小さくなるように設計されてもよい。
【００１５】
図５は、複数のインピーダンス変換回路４１を含むインピーダンス変換器４０を備える増幅器１０の例である。図５の例では、インピーダンス変換器４０には、インピーダンス変換回路４１ａ、４１ｂが示されているが、インピーダンス変換回路４１に含まれている変換回路は２以上の任意の数である。また、個々のインピーダンス変換回路４１の電気長や特性インピーダンスの値は任意に設定されるが、インピーダンス変換器４０の回路長は、並列共振回路３０の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の４分の１よりも長い。以下、並列共振回路３０の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長をλと記載する。
【００１６】
図６は、インピーダンス変換器４０の例を示す。図６（ａ）の例では、インピーダンス変換器４０が一端で５０Ωの抵抗を挟んで発振器に接続されており、インピーダンス変換器４０の他端は１００Ωの抵抗を挟んで接地されている。図６（ａ）に示すインピーダンス変換器４０は、インピーダンス変換回路４１ａとインピーダンス変換回路４１ｂを備える。インピーダンス変換回路４１ａの特性インピーダンスは６１．２Ω、回路長はλ／４である。一方、インピーダンス変換回路４１ｂの特性インピーダンスは８６．６Ω、回路長はλ／４である。図６の図中では、特性インピーダンスをＺ０と示している。図６（ａ）に示すように、複数のインピーダンス変換回路４１は同じ回路長を有していても良いが、異なる回路長を有していても良い。図６（ａ）の場合、インピーダンス変換器４０の回路長は、λ／２となる。個々のインピーダンス変換回路４１は、例えば、線路を用いて実現することができる。従って、インピーダンス変換器４０は、一例では、線路幅の異なる複数の線路を接続して得られる線路として実現される。図６（ｂ）は、図６（ａ）に示すインピーダンス変換器４０を、線路を用いて実現した例である。図６（ｂ）では、インピーダンス変換回路４１ａとインピーダンス変換回路４１ｂのいずれも線路長が同じであるが、インピーダンス変換回路４１ｂよりもインピーダンス変換回路４１ａの方が幅の広い線路である。図６では、個々のインピーダンス変換回路４１の線路長がλ／４である場合を例として示したが、インピーダンス変換回路４１の線路長は、実装に応じて変更できる。また、インピーダンス変換回路４１の特性インピーダンスも実装に応じて調整され、インピーダンス変換器４０の設計の際には線路の太さ、基板の厚み、基板の誘電率などの関数として特性インピーダンスが計算される。インピーダンス変換回路４１の設計の際には、例えば、Binomial multisection matching transformersやChebyshev multisection matching transformersなどを用いることもできる。
【００１７】
図７（ａ）は、インピーダンス変換回路４１の線路長がλ／４ではない場合のインピーダンス変換器４０の例を示す。図７（ａ）の例では、線路長が１８．２７／３６０λの線路がインピーダンス変換回路４１（４１ｃ〜４１ｋ）として用いられ、９つのインピーダンス変換回路４１が直列に接続されている。このため、図７（ａ）に示すインピーダンス変換器４０の全体の線路長は、１６４．４７／３６０λである。図６や図７（ａ）に示す各インピーダンス変換回路４１が入力端から出力端を見たときのインピーダンスＺは、（３）式で表される。
【数３】
2014150462.tif 000005
ここで、Ｚ０は、線路の特性インピーダンス、Ｚｒは出力端の負荷、λｓはインピーダンス変換回路４１に入力される信号の波長である。
【００１８】
インピーダンス変換器４０の特性は、信号の反射（ｓ１１特性）や、入力信号の周波数の変動によるリアクタンスの変動を用いて評価することができる。
【００１９】
図８は、入力反射係数と入力信号の周波数の関係の例を示す。図８の実線は、図７（ａ）に示すインピーダンス変換器４０について、信号の入力反射係数（ｓ１１）を、信号の波長λｓの関数として示している。図８の破線は、図７（ｂ）に示すような、１つのインピーダンス変換回路４１をインピーダンス変換器として用いた場合についての、入力反射係数と入力信号の周波数の関係の例を示すグラフである。なお、図７（ａ）、図７（ｂ）のいずれも、入力信号を発振器で発生させるものとする。図８のグラフでは、１ＧＨｚから３ＧＨｚにわたる範囲のほとんどの領域で、実線が破線よりも小さな値をとっている。従って、図７（ａ）に示すインピーダンス変換器４０を用いる場合、１ＧＨｚから３ＧＨｚにわたる範囲のほとんどの領域で、図７（ｂ）に示すインピーダンス変換器を用いる場合よりも、反射係数が小さく、特性が良いといえる。
【００２０】
図９は、入力信号の周波数の変動によるリアクタンスの変動の例を示す。図９のＡは、図６（ａ）に示すインピーダンス変換器４０への入力信号の周波数をｆ１〜ｆ５まで変動させた場合の出力信号のリアクタンス成分の変動の例を示す。図９のＢは、図７（ｂ）に示すインピーダンス変換器への入力信号の周波数をｆ１〜ｆ５まで変動させた場合の出力信号のリアクタンス成分の変動を示す。ここで、図７（ｂ）に示すインピーダンス変換器は、１段のインピーダンス変換回路４１で形成されている。図９から、インピーダンス変換回路４１の数が多いほど、リアクタンス成分の変動が小さくなることが分かる。
【００２１】
言い換えると、インピーダンス変換器４０を複数のインピーダンス変換回路４１を含む多段の変換器とすることにより、インピーダンス変換器４０への入力信号の周波数変動によるリアクタンス成分の変動を小さくすることができる。リアクタンス成分の変動が小さいインピーダンス変換器４０を用いる場合、整合回路２０中の並列共振回路３０は、インピーダンス変換器４０によって生じたリアクタンス成分の変動を整合しなくて良い。このため、リアクタンス成分の変動が小さいインピーダンス変換器４０を用いると、並列共振回路３０がインピーダンス変換器４０によって生じるリアクタンスの変動に合わせて整合をとらなくても良いので、並列共振回路３０の動作帯域が広くなる。
【００２２】
〔整合回路２０の周波数特性の調整〕
図１０は、整合回路２０の周波数特性の調整方法の例を説明する図である。図１０を参照しながら、整合回路２０の周波数特性を、目標とする整合値に合わせるための設計について説明する。
【００２３】
図１０のスミスチャート中のＡは、出力負荷１２のインピーダンスを示している。増幅デバイス１１から出力される基本波のインピーダンス特性は、図４（ａ）を用いて説明したように、図１０のＢの複数の点となる。そこで、インピーダンス変換器４０により、出力負荷１２のインピーダンスと、整合を取る目標のインピーダンスの抵抗成分の値を合わせる。出力負荷１２にインピーダンス変換器４０が接続されると、インピーダンスは、図１０のＣに示すようになる。さらに、伝送線路２１を接続することにより、リアクタンス成分を目標のインピーダンスＢの周辺に合わせる。
【００２４】
増幅デバイス１１から出力される２倍波のインピーダンス特性は、図３を参照しながら説明したように、スミスチャートの外周に沿った時計回りの円状となるので、２倍波について目標とする整合値は、図１０のＤに示すようになる。そこで、並列共振回路３０を用いて、時計回りに変動する２倍波の目標インピーダンスと、反時計回りの基本波の目標インピーダンスのいずれにも整合するように、整合回路２０のインピーダンス特性を調整する。
【００２５】
図１１に並列共振回路３０の例を示す。図１１の例では、並列共振回路３０は、キャパシタ３１とインダクタ３２を備えている。キャパシタ３１の容量をＣ、インダクタ３２のインダクタンスをＬとすると、並列共振回路３０の共振周波数ｆは（４）式で表される。
【数４】
2014150462.tif 000006
並列共振回路３０の共振曲線の半値幅（帯域幅）は、共振回路に接続されているコンダクタンスに比例し（５）式で表される。
【数５】
2014150462.tif 000007
【００２６】
並列共振回路３０に入力される信号の周波数によるリアクタンス成分の変動が小さいほど、並列共振回路３０の帯域幅は広くなる。第１の実施形態に係る増幅器１０では、入力周波数によるインピーダンス変換器４０でのリアクタンスの変動が小さいので、並列共振回路３０は、インピーダンス変換器４０に起因するリアクタンスの変動分まで整合を取らなくて良い。このため、並列共振回路３０の帯域幅は、インピーダンス変換器４０に起因して発生したリアクタンスの変動まで整合する場合に比べて広くなる。その結果、第１の実施形態による増幅器１０では、並列共振回路３０に含まれている各素子の素子偏差による影響を小さく押さえることができる。
【００２７】
また、（５）式より、帯域幅は、並列共振回路３０に含まれるキャパシタ３１の容量の逆数に比例する。このため、キャパシタ３１の容量が小さいほど、並列共振回路３０の帯域幅が広くなるということもできる。並列共振回路３０の帯域幅が広くなると、素子偏差によるリアクタンス成分の変動が小さくなるため、素子偏差に強くなるともいえる。
【００２８】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態では、並列共振回路３０がオープンスタブ３３とショートスタブ３４で実現される場合の例を説明する。並列共振回路３０をオープンスタブ３３とショートスタブ３４で実現する場合、伝送線路を用いて並列共振回路３０が設計されることになるので、第１の実施形態に比べて、信号の周波数が高くても使用できるという利点がある。
【００２９】
図１２は、第２の実施形態で用いられる並列共振回路３０の例を示す。並列共振回路３０の共振周波数の電磁波の波長がλであるとすると、オープンスタブ３３のインピーダンスは、オープンスタブ３３の特性インピーダンスをＺ０ｏｐ、線路長をｌｏｐとすると（６）式で表せる。
【数６】
2014150462.tif 000008
一方、ショートスタブ３４のインピーダンスは、ショートスタブ３４の特性インピーダンスをＺ０ｓｈ、線路長をｌｓｈとすると（７）式で表される。
【数７】
2014150462.tif 000009
ここで、並列共振回路３０が波長λで共振するためには、オープンスタブ３３の線路長ｌｏｐとショートスタブ３４の線路長ｌｓｈの間には、（８）式の関係が必要となる。
【数８】
2014150462.tif 000010
【００３０】
また、オープンスタブ３３とショートスタブ３４を並列にすると、インピーダンスＺは（９）式で表せる。
【数９】
2014150462.tif 000011
【００３１】
オープンスタブ３３は、ＬＣ共振回路のコンデンサ相当の動作をするので、（９）式より、ｊω０Ｃに相当する値は、式（１０）として表せる。ここで、ω０は共振周波数である。
【数１０】
2014150462.tif 000012
また、ＬＣ共振回路の場合、共振曲線の半値幅（帯域幅）は、（１１）式で表される。
【数１１】
2014150462.tif 000013
ここで、Ｇはコンダクタンスである。このため、（１０）式と（１１）式から並列共振回路３０の共振曲線の半値幅（帯域幅）は近似的に（１２）式の値に比例すると考えられる。
【数１２】
2014150462.tif 000014
また、(８)式、（１２）式より、並列共振回路３０の共振曲線の帯域幅は近似的に（１３）式に比例するともいえる。
【数１３】
2014150462.tif 000015
【００３２】
図１３は、入力信号の周波数と減衰量の関係の例を示す図である。図１３（ａ）は、並列共振回路３０について、（１２）式または（１３）式で表される値を変動させたときの信号の減衰と入力信号の周波数の関係を示している。図１３（ｂ）のテーブルは、図１３（ａ）中の各グラフについての（１２）式または（１３）式で表される値を示す。図１３（ａ）と図１３（ｂ）より、（１２）式または（１３）式で表される値が大きいほど、入力信号の周波数が変動したときの信号の減衰量の変化が小さくなるといえる。信号の周波数の変動に伴う信号の減衰量の変化が小さいことは、並列共振回路３０を使用できる帯域が広いことを意味する。従って、（１２）式または（１３）式で表される値が大きい並列共振回路３０ほど、使用できる帯域が広いといえる。並列共振回路３０を使用できる帯域が広いと、並列共振回路３０に含まれている素子の偏差の影響が小さくなる。
【００３３】
なお、図１０を参照しながら説明したように、増幅デバイス１１から入力される２倍波に対して整合をとる場合、目標値はスミスチャートの外周である。このため、増幅しようとする信号の周波数帯域の２倍波がスタブでショートしているように設計すると、より良好な特性が得られる。並列共振回路３０の共振周波数は、増幅しようとする信号の周波数帯域のほぼ中心にある。そこで、共振周波数よりも低い周波数をショートにするため、オープンスタブ３３を、基本波の波長の１／８以下にすると効率が良くなる。従って、オープンスタブ３３は、２倍波に対しては１／４波長以下となる。
【００３４】
一方、ショートスタブ３４は、インダクタンスと類似の特性を求めているので、線路長を基本波の波長の１／４以下にすると特性が良くなる。なお、ショートスタブ３４のインピーダンスは（７）式に示したとおりであるので、ショートスタブ３４の線路長を２ｎλ／４以上、かつ、（２ｎ＋１）λ／４以下としても良い。ここで、ｎは、正の整数である。
【００３５】
第２の実施形態に係る増幅器１０が備える増幅デバイス１１、伝送線路２１、インピーダンス変換器４０は、第１の実施形態に係る増幅器１０と同様である。従って、第２の実施形態にかかる増幅器１０においても、インピーダンス変換器４０によるリアクタンス成分の変動が小さくなるため、並列共振回路３０はインピーダンス変換器４０によるリアクタンス成分の変動の影響を無視して設計することができる。このため、並列共振回路３０は、信号周波数によるリアクタンス成分の変動が大きなインピーダンス変換器が使用されている回路で使用される共振回路に比べて、帯域幅が広くなる。従って、増幅器１０は、並列共振回路３０に含まれている素子の偏差の影響を受けにくい。
【００３６】
＜第３の実施形態＞
図１４は、第３の実施形態で使用される並列共振回路３０の例を示す。図１４の例では、並列共振回路３０は、キャパシタ３１とショートスタブ３４で実現される。第３の実施形態に係る増幅器１０が備える増幅デバイス１１、伝送線路２１、インピーダンス変換器４０は、第１または第２の実施形態に係る増幅器１０と同様である。
【００３７】
並列共振回路３０の共振周波数の電磁波の波長がλ、キャパシタ３１の容量をＣ、ショートスタブ３４のスタブ部分の線路の特性インピーダンスをＺ０、線路長をｌｓｈとすると、図１４に示す並列共振回路３０の共振周波数ｆは（１４）式で表される。
【数１４】
2014150462.tif 000016
【００３８】
また、並列共振回路３０の帯域幅は、１／（２πＣ）を大きくすることで広くすることができる。１／（２πＣ）を大きくするためには、キャパシタ３１の容量（Ｃ）を小さくすることになる。
【００３９】
図１５は、入力信号の周波数と減衰量の関係の例を示す。図１５は、並列共振回路３０について、キャパシタ３１の容量を変動させたときの入力信号の周波数と減衰量の関係の例である。図１５は、キャパシタ３１の容量が小さいほど、入力信号の減衰量が少ないことを示す。また、キャパシタ３１の容量が小さいほど、入力信号の周波数が変動したときの信号の減衰量の変化が小さくなっている。広帯域にわたって信号の減衰量が小さいことや、信号の周波数の変動に伴う信号の減衰量の変化が小さいことは、並列共振回路３０を使用できる帯域が広いことを意味する。従って、図１４に示す並列共振回路３０では、キャパシタ３１の容量が小さいほど、使用できる帯域が広いといえる。並列共振回路３０を使用できる帯域が広いと、並列共振回路３０に含まれている素子の偏差の影響が小さくなる。
【００４０】
図１４に示す並列共振回路３０に含まれているショートスタブ３４のインピーダンスは、第２の実施形態で説明したように、（７）式で表せる。ショートスタブ３４は、インダクタンスと類似の特性を求めているので、線路長を基本波の波長の１／４以下にすると特性が良くなる。また、ショートスタブ３４の線路長を２ｎλ／４以上、かつ、（２ｎ＋１）λ／４以下としても良い。ここで、ｎは、正の整数である。
【００４１】
＜変形例＞
なお、実施形態は上記に限られるものではなく、様々に変形可能である。以下にその例をいくつか述べる。
【００４２】
例えば、伝送線路２１の特性インピーダンスを、出力負荷１２の特性インピーダンスよりも大きくすることができる。第１の実施形態でも述べたが、伝送線路２１は、インピーダンスのリアクタンス成分の調整に用いられている。伝送線路２１の特性インピーダンスが大きいほど、伝送線路２１のインピーダンスのリアクタンス成分がスミスチャート上で回転する角度が小さくなる。このため、リアクタンスの調整量が同じ場合、伝送線路２１の特性インピーダンスが高いほど、伝送線路２１の線路長を短くすることができる。
【００４３】
図１６に、伝送線路２１でのインピーダンスの変動の例を示す。図１６のＡは、出力負荷１２の特性インピーダンスより特性インピーダンスが高い伝送線路２１について、インピーダンスの周波数による変動の例を示している。一方、図１６のＢは、出力負荷１２の特性インピーダンスと等しい特性インピーダンスの伝送線路２１について、インピーダンスの周波数による変動の例を示している。なお、ＡとＢのいずれでも、入力信号の周波数の変動量は同じである。図１６より、Ａの曲線はＢの曲線よりも短いことが読み取れる。従って、伝送線路２１の特性インピーダンスを出力負荷１２の特性インピーダンスよりも大きくすることにより、伝送線路長を短くできることがわかる。
【００４４】
図１７は、インピーダンス変換器４０の変形例を示す図である。第１の実施形態では、図１７（ａ）に示すように線路幅の異なる線路を接続することにより、線路幅が階段状に変化するインピーダンス変換器４０の例を示した。しかし、線路幅を図１７（ｂ）に示すように連続的に変動させることもできる。この場合、線路幅の変動の角度に応じて、インピーダンス変換器４０の線路長を変動させることができるので、設計の自由度が大きくなる。図１７（ｂ）に示すように線路幅が連続的に変動するインピーダンス変換器４０は、線路幅が連続的に変動する１つのインピーダンス変換回路４１と考えることができる。また、線路幅が連続的に変動するインピーダンス変換器４０は、無数の小さな階段状のインピーダンス変換回路４１を接続したものと考えることもできる。従って、線路幅が連続的に変動するインピーダンス変換器４０を用いた場合でも、階段状の複数のインピーダンス変換回路４１を含むインピーダンス変換器４０と同様に、信号周波数の変動によるリアクタンスの変動を小さくすることができる。図１７（ｂ）に示すインピーダンス変換器４０は、並列共振回路３０の共振周波数と同じ周波数の電磁波の波長の１／４よりも長い線路長とすることができる。また、第１〜第３の実施形態を含むいずれの実施形態や変形例においても、図１７（ｂ）に示すインピーダンス変換器４０を使用することができる。
【００４５】
オープンスタブ３３やショートスタブ３４を用いる実施形態では、オープンスタブ３３やショートスタブ３４の特性インピーダンスを変動させることによって、線路長を調整することもできる。例えば、オープンスタブ３３のインピーダンスは（１５）式のとおりであるので、オープンスタブ３３の特性インピーダンスＺ０ｏｐを小さくすると、同じインピーダンスに調整する場合は、（１６）式の値を小さくすることができる。
【数１５】
2014150462.tif 000017
【数１６】
2014150462.tif 000018
【００４６】
このため、オープンスタブ３３のインピーダンスを一定に保ったまま特性インピーダンスＺ０ｏｐを小さくする場合、オープンスタブ３３の線路長ｌｏｐを短くすることができる。一方、ショートスタブ３４については、インピーダンスは（１７）式で表される。
【数１７】
2014150462.tif 000019
【００４７】
このため、ショートスタブ３４の特性インピーダンスＺ０ｓｈを小さくすると、同じインピーダンスに調整する場合は、（１８）式の値を大きくすることができる。
【数１８】
2014150462.tif 000020
そこで、ショートスタブ３４のインピーダンスを一定に保ったまま特性インピーダンスＺ０ｓｈを大きくする場合、オープンスタブ３３の線路長ｌｓｈを短くすることができる。
【００４８】
図１８は、増幅器１０の例を示す。増幅器１０は、増幅デバイス１１と整合回路５０を備える。整合回路５０は、伝送線路２１、並列共振回路３０、インピーダンス変換器４０のほかに、バイアス回路２２を備える。バイアス回路２２は、増幅デバイス１１にバイアス電源を供給する任意の回路とすることができる。なお、図１８に示す変形は、第１〜第３の実施形態やその他の変形例と併用することができる。
【００４９】
上述の実施形態や変形例では、伝送線路２１がインピーダンス変換器４０と直列に接続されている場合を例として説明したが、いずれの実施形態や変形例でも、伝送線路２１は、インピーダンス変換器４０と並列に接続されていても良い。
【符号の説明】
【００５０】
１  トランジスタ
２  スタブ
３、３１  キャパシタ
４、４０  インピーダンス変換器
５、２５  入力整合回路
６  直列インダクタ
７、３３  オープンスタブ
１０  増幅器
１１  増幅デバイス
１２  出力負荷
２０、５０  整合回路
２１  伝送線路
２２  バイアス回路
３０  並列共振回路
３２  インダクタ
３４  ショートスタブ
４１  インピーダンス変換回路
【図１】
2014150462.tif 000021
【図２】
2014150462.tif 000022
【図５】
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【図６】
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【図７】
2014150462.tif 000025
【図１１】
2014150462.tif 000026
【図１２】
2014150462.tif 000027
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2014150462.tif 000030
【図１６】
2014150462.tif 000031
【図１７】
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【図１８】
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【図３】
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【図４】
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【図８】
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【図９】
2014150462.tif 000037
【図１０】
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