(57)【要約】【課題】増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する。【解決手段】本発明の信信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置は、増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値とを算出する増幅器モデル部と、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行うことを特徴とする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、
前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと、前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値と、を算出する増幅器モデル部と、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、
前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う、信号増幅装置。
【請求項２】
前記増幅器モデル部は、前記増幅器モデルに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、請求項１記載の信号増幅装置。
【請求項３】
前記逆利得処理部は、前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、請求項１または２記載の信号増幅装置。
【請求項４】
前記逆利得処理部は、前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、請求項１から３の内の１項記載の信号増幅装置。
【請求項５】
前記逆利得処理部は、前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、請求項１から４の内の１項記載の信号増幅装置。
【請求項６】
前記増幅器逆モデル部は、前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、請求項１から５の内の１項記載の信号増幅装置。
【請求項７】
前記増幅器逆モデル部は、前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、請求項１から６の内の１項記載の信号増幅装置。
【請求項８】
前記プリディストータは、前記増幅器の前段に設けられた、請求項１から７の内の１項記載の信号増幅装置。
【請求項９】
請求項１から８のいずれか１項記載の信号増幅装置を備えた、無線送信装置。
【請求項１０】
増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、
前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行う、歪み補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信装置に使用する増幅器は、高効率で低歪みな信号増幅が望まれる。増幅器の非線形増幅特性を補償して低歪みを実現する技術としては、デジタルプリディストーション（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ、以下、ＤＰＤと略す）が知られている。ＤＰＤは、増幅器に入力する信号を、デジタル処理によって予め歪ませることにより、増幅器による歪みを打ち消して低歪みな増幅を実現する方式である。
【０００３】
ＤＰＤの構成方法は、大きく分けてＤＬＡ（ｄｉｒｅｃｔ  ｌｅａｒｎｉｎｇ  ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ）とＩＬＡ（ｉｎｄｉｒｅｃｔ  ｌｅａｒｎｉｎｇ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）との２通りがあり、それぞれ非特許文献１と非特許文献２とに開示されている。
【０００４】
図３は、ＤＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す。ＤＬＡでは、まず、増幅器３１の入力信号と出力信号とから、増幅器モデル部３２において増幅器モデル（すなわち、増幅器の歪みモデル）を計算する。次に、増幅器逆モデル部３３において、増幅器モデルとプリディストータ入力信号と増幅器出力信号とに基づいて、増幅器モデルの逆特性を持つ増幅器逆モデル（すなわち、逆歪みモデル）を計算する。次に、この増幅器逆モデルを元にプリディストータ３４を構成する。プリディストータ入力信号にプリディストータ３４による歪み補償を行うことで、プリディストータ３４の入力信号と増幅器３１の出力信号とが線形になり、線形な増幅が実現する。
【０００５】
なお、最初のプリディストータ入力信号は、歪み補償はされない。すなわち、プリディストータ入力信号と増幅器入力信号とは同じとなる。上記の処理により、増幅器モデルと増幅器逆モデルが正しいモデルに収束するに伴って、プリディストータ３４はプリディストータ入力信号に正しい歪み補償を行うようになる。
【０００６】
ＤＬＡでは、増幅器３１の歪みモデルを元に逆歪みモデルを決めることから、高い歪み補償効果を安定に得られる。一方で、増幅器モデルと増幅器逆モデルの２種類のモデルを計算する必要があることから、計算量が多くなるという問題がある。
【０００７】
図４は、ＩＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す。ＩＬＡでは、増幅器４１の入力信号と出力信号とにおいて、出力信号を入力信号に、入力信号を出力信号に見なして、増幅器逆モデル部４３において、増幅器逆モデル（すなわち、逆歪みモデル）を計算する。次に、この増幅器逆モデルのパラメータを元にプリディストータ４４を構成する。
【０００８】
ＩＬＡをＤＬＡと比べると、ＩＬＡでは、増幅器モデル部を必要とせず、増幅器逆モデルの１種類のモデルの計算で済むことから、計算量が少なくなるという利点を持つ。一方で、ＩＬＡでは、増幅器自身の歪みモデルを持たない簡略的な方法であることから、ＤＬＡと比べて歪み補償効果が低い。また、増幅器が出力飽和している状態においては、増幅器逆モデルのパラメータが不安定になり、正しく歪補償ができなくなる場合があるという問題がある。
【０００９】
以上のように、既存のＤＰＤの構成方法においては、計算量と歪み補償効果にはトレードオフの関係がある。さらには、ＤＬＡやＩＬＡにおける増幅器モデルやプリディストータといった個々の構成要素においても、計算量と歪み補償効果にトレードオフの関係が存在している。以下、これについて述べる。
【００１０】
増幅器モデルを構成する際に良く知られている方法は、増幅器の入力信号の振幅成分と出力信号の振幅成分との特性を示すＡＭＡＭ特性と、増幅器の入力信号の振幅成分と増幅器の入出力信号の位相誤差を示すＡＭＰＭ特性とを、統計的に抽出する方法である。これらの統計的な抽出は、増幅器の入力信号の振幅成分に基づいたＬＵＴ（Ｌｏｏｋ  Ｕｐ  Ｔａｂｌｅ）を用いることで実現される。また、増幅器の入出力信号を複素信号として扱う場合は、ボルテラ級数を用いた入力信号の非線形多項式フィルタによって実現される。
【００１１】
上記の増幅器モデルのＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性の抽出方法は、そのままプリディストータとして用いることができる。その場合、プリディストータの入力信号を、増幅器モデルのＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性の逆特性を持つＬＵＴまたは非線形多項式フィルタによって予め作用させ、この信号を増幅器に入力する。これにより、プリディストータの入力信号に対して、増幅器の出力信号が線形になり、低歪みの増幅が可能となる。上記の方法で行われるＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性とによる歪み補償は、一般にメモリレスＤＰＤと呼ばれている。
【００１２】
メモリレスＤＰＤにより、増幅器の持つ統計的なＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性は補償可能である。しかしながら、増幅器の歪み特性は、メモリレスＤＰＤだけでは信号の歪み規格値を満たさない場合も多く存在している。その場合、増幅器モデルやプリディストータの構成としては、統計的なＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性とを抽出するだけでは不十分である。
【００１３】
メモリレスＤＰＤよりも、高い歪み補償効果を実現するためには、増幅器のメモリ効果を、増幅器モデルおよびプリディストータに組み込む必要がある。増幅器のメモリ効果とは、増幅器の出力信号の歪みが、その出力信号に同期した入力信号だけに依存せずに、その入力信号の過去の入力信号の経歴にも影響される現象である。
【００１４】
ＤＰＤの構成において、メモリレスＤＰＤよりも歪み補償効果を高めるためには、上記のメモリ効果を加味した増幅器モデルおよびプリディストータを構成する必要がある。具体的には、増幅器モデルの非線形多項式フィルタにタップを追加することにより、ある時間の出力信号が、同期したある時間の入力信号だけでなく、その過去の入力信号値によっても影響される形に置き換えることができる。
【００１５】
プリディストータも同様に、上記のメモリ効果を含んだ増幅器モデルの逆特性を実現するために、フィルタにタップを追加して、過去の入力信号の値も影響を与える形で補償を行う。この方法によって行われる歪み補償は、一般にメモリ効果補償ＤＰＤと呼ばれる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】Ｄ．Ｚｈｏｕ  ａｎｄ  Ｖ．Ｅ．ＤｅＢｒｕｎｎｅｒ，“Ｎｏｖｅｌ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｓ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｄｉｒｅｃｔ  ｌｅａｒｎｉｎｇ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓ，ｖｏｌ．５５，ｎｏ．１，ｐｐ．１２０−１３３，Ｊａｎ．２００７．
【非特許文献２】Ｃ．Ｅｕｎ  ａｎｄ  Ｅ．Ｐｏｗｅｒｓ，“Ａ  ｎｅｗ  Ｖｏｌｔｅｒｒａ  ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｉｎｄｉｒｅｃｔ  ｌｅａｒｎｉｎｇ  ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓ，ｖｏｌ．４５，ｎｏ．１，ｐｐ．２２３−２２７，Ｊａｎ．１９９７．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
ＤＰＤを構成するＤＬＡとＩＬＡのどちらの方法においても、メモリ効果補償ＤＰＤは、メモリレスＤＰＤと比べて歪み補償効果が高い。しかしながら、タップを増やすことに応じて、増幅器モデルやプリディストータのパラメータが増える。さらに、パラメータ演算のアルゴリズムが複雑化する。以上のことから、メモリ効果補償ＤＰＤでは計算量が増大してしまうという問題があった。
【００１８】
歪み補償送信機としては、近年、ますます高い歪み補償効果と、プリディストータを構成するための計算の安定性が要求されていることから、歪み補償アルゴリズムの構成としては、ＤＬＡが望ましい場合が多い。しかしながら、ＤＬＡは上記の通り、その歪み補償効果をより高めるためには、より正確な増幅器モデルと増幅器逆モデルを構成する必要がある。すなわち、メモリ効果を考慮した歪み補償を行うために、タップを含んだ非線形多項式フィルタを、増幅器モデルと増幅器逆モデルとで２種類構成する必要がある。これにより、ＤＬＡでは計算量が膨大となり問題となっていた。
【００１９】
以上のことから、増幅器のメモリ効果を取り込んだ歪み補償アルゴリズムにおいて、ＤＬＡと同等の歪み補償効果と計算の安定性を保持しつつ、ＤＬＡよりも計算量が少ないＤＰＤの構成方法が望まれている。
【００２０】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明による信号増幅装置は、増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値とを算出する増幅器モデル部と、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行うことを特徴とする。
【００２２】
本発明による歪み補償方法は、増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行うことを特徴とする。
【００２３】
本発明による無線送信装置は、増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値とを算出する増幅器モデル部と、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う信号増幅装置を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の信号増幅装置及びこれを用いた無線送信装置によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた信号増幅装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた無線送信装置の構成を示す図である。
【図３】ＤＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す図である。
【図４】ＩＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図を参照しながら、本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。
【００２７】
図１は、本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた信号増幅装置の構成を示す図である。本実施形態の信号増幅装置１は、増幅器１０と増幅器１０の前段で増幅器１０の歪みを補償するプリディストータ４０とを備える。さらに、プリディストータ４０のパラメータを決定するために、増幅器モデル部２０と逆利得処理部５０と増幅器逆モデル部３０とを備える。
【００２８】
増幅器モデル部２０は、増幅器１０の入力信号ｚｉと出力信号ｙｉとに基づいて、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａにてメモリレス増幅器モデルを求める。さらに、メモリレス増幅器モデルのパラメータから、メモリレス増幅器モデルの表す歪みの逆特性を表すモデル逆利得値ｇｉを求める。
【００２９】
メモリレス増幅器モデルのパラメータは、以下の手順により決定される。まず、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａは、増幅器１０の入力信号ｚｉの振幅成分を元に、ＬＵＴなどにより構成されるメモリレス増幅器モデルのパラメータから、推定出力信号を算出する。次に、この推定出力信号と、入力信号ｚｉと同期させた増幅器１０の出力信号ｙｉとの差を取る。そして、その差分が最小になるようにメモリレス増幅器モデルのパラメータを更新する。
【００３０】
なお増幅器１０の出力信号ｙｉおよび推定出力信号の値は、増幅器１０による増幅分による差を見えなくして、歪み分の差の比較が出来るようにする。そのため、適宜両者の値を定数倍することで、増幅器１０の増幅分による、値の増加の影響を打ち消すスケーリングを行う。
【００３１】
メモリレス増幅器モデル計算部２０ａでは、増幅器１０の入力信号の過去の履歴に影響されずに出力信号をモデル化することから、計算量が少なく、ＬＵＴや非線形多項式フィルタなどによって簡単に実現される。そして、ＬＵＴや非線形多項式フィルタの有するパラメータの更新を継続することにより、増幅器１０のデバイスの温度変化や経年劣化の影響を受けることなく、常に最新のパラメータで増幅器１０の歪み特性を構成することが可能となる。
【００３２】
すなわち、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａでのメモリレス増幅器モデルのパラメータは、増幅器１０が動作し続けている限り、入力信号ｚｉと出力信号ｙｉとに基づいて計算を続けることで、常に最新のパラメータで上記の更新が継続されることになる。ただし、パラメータの値の収束の程度によっては、更新の頻度を減らすことも可能であり、これにより計算量を減らすこともできる。
【００３３】
増幅器モデル部２０では、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａにて更新したメモリレス増幅器モデルに基づいて、増幅器１０の入力信号ｚｉに対応するモデル逆利得値ｇｉを求める。モデル逆利得値ｇｉは、メモリレス増幅器モデルの表す歪みの逆特性を表す。
【００３４】
逆利得処理部５０では、増幅器１０の入力信号ｚｉの値を出力信号ｙｉの値で割って得られた実測逆利得値Ｇｉを平均化した上で出力する。具体的には、増幅器モデル部２０のメモリレス増幅器モデル計算部２０ａで得られたメモリレス増幅器モデルのパラメータから、増幅器１０の入力信号ｚｉに対応するモデル逆利得値ｇｉと、同じ増幅器１０の入力信号ｚｉに対応した実測逆利得値Ｇｉを元に、特異値処理部５０ａと平均化処理部５０ｂとで、以下の２種類の平均化処理を行う。
【００３５】
特異値処理部５０ａは実測逆利得値Ｇｉがモデル逆利得値ｇｉと比べて大きく外れている場合は、実測逆利得値Ｇｉをモデル逆利得値ｇｉで置き換える処理を行う。ここで、大きく外れている場合とは、設定されたある閾値以上に外れた場合をいう。この理由は、実測逆利得値Ｇｉを求める際には割り算を含んでいるので、割り算の分母が何らかの原因で小さくなった場合、所望の値とはかけ離れた値になってしまい、それが原因で歪み補償の能力が劣化するためである。よって、このような場合、実測逆利得値Ｇｉをモデル逆利得値ｇｉで置き換える。
【００３６】
平均化処理部５０ｂは、増幅器入力信号や増幅器出力信号のサンプル点ごとに変わる実測逆利得値Ｇｉのモデル逆利得値ｇｉとのズレを平均化する。すなわち、実測逆利得値Ｇｉとモデル逆利得値ｇｉの差の時間変動を平均化して平均逆利得特値ｇ’ｉとする。
【００３７】
具体的には、時間ｉでの実測逆利得値Ｇｉとモデル逆利得値ｇｉにおいて、逆利得処理部５０において出力する平均逆利得値ｇ’ｉを、以下のように算出する。
ｇ’ｉ＝ｇｉ×｛（Ｇｉ−１／ｇｉ−１＋Ｇｉ／ｇｉ＋Ｇｉ＋１／ｇｉ＋１）／３｝
なお、平均化処理部５０ｂにおける平均化処理は、上記のｇ’ｉの演算に限定されずに、様々な平均化処理方法が可能である。
【００３８】
増幅器逆モデル部３０は、プリディストータ４０の入力信号ｘｉと平均逆利得値ｇ’ｉとから、増幅器逆モデル計算部３０ａにおいて増幅器逆モデルのパラメータｈを更新し、パラメータｈをプリディストータ４０に送る機能を持つ。
【００３９】
増幅器逆モデル部３０では、まず、逆利得処理部５０で得られた平均逆利得値ｇ’ｉを、遅延調整によって同期させたプリディストータ４０の入力信号ｘｉに掛けることにより、修正入力信号ｓｉを得る。
【００４０】
増幅器逆モデル計算部３０ａの増幅器逆モデルには、メモリ効果補償ＤＰＤにおいて使用される非線形多項式フィルタが用いられる。具体的には、Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎ  ｍｏｄｅｌが挙げられる。Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎ  ｍｏｄｅｌでは、非線形の次数をＰ、タップ数をＭとした場合において、フィルタ出力値ｑｉは以下の計算によって得られる。
【００４１】
【数１】
2014225832.tif 000003
【００４２】
この時、ｐは１からＰ、ｍは１からＭである。パラメータｈ２ｐ−１，ｍは、入力信号ｘｉに増幅器逆モデルの非線形多項式フィルタを作用させた値ｑｉが、修正入力信号ｓｉを近似するように設定される。
具体的には、以下の値、
Σｉ｜ｓｉ−ｑｉ｜２
が最小化されるように、パラメータｈを演算する。なお、このパラメータｈは、最小二乗法などによって簡単に算出できる。
【００４３】
なお、非線形多項式フィルタおよびパラメータｈ決定のアルゴリズムは、上記の方法には限定されない。
【００４４】
プリディストータ４０は、増幅器逆モデルと同じフィルタを構成して、プリディストータ４０の入力信号ｘｉに作用させて、増幅器１０の入力信号ｚｉを生成する。
【００４５】
なお、最初のプリディストータ入力信号ｘ１は、歪み補償はされない。すなわち、プリディストータ入力信号ｘ１と増幅器入力信号ｚ１とは同じとなる。上記の一連の処理により、パラメータｈによりプリディストータが構築されることに伴って、プリディストータ入力信号ｘｉの歪み補償が正しく行われるようになる。
【００４６】
以上の手順に依って、メモリ効果を含んだ増幅器１０の非線形性を補償した増幅が可能となる。増幅器１０としては、ＡＢ級のパワーアンプなどが考えられるが、これに限定されず、ドハティやエンベロープトラッキングといった様々な方式のアンプにも適用できる。
【００４７】
本実施形態によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法を提供することが可能となる。すなわち、本実施形態の信号増幅装置とその歪み補償方法によれば、既存のメモリ効果補償ＤＰＤのように計算量が増大してしまうという問題がない。また、増幅器のメモリ効果を取り込んだ歪み補償アルゴリズムにおいて、既存のＤＬＡと同等の歪み補償効果と計算の安定性を保持しつつ、既存のＤＬＡよりも計算量が少ないＤＰＤの構成方法が実現する。
【００４８】
図２は、本発明の実施形態の信号増幅装置１を備えた無線送信装置２の構成を示す図である。本実施形態の無線送信装置２は、増幅器１０、デジタル処理部６０、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  ｔｏ  Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７１、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）８１、アップコンバータ９１、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）８２、ダウンコンバータ９２、ＬＰＦ８３、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７２、カプラ１００を備える。
【００４９】
図１の信号増幅装置１のプリディストータ４０、増幅器モデル部２０、増幅器逆モデル部３０、逆利得処理部５０は、デジタル処理部６０内に設けられている。デジタル処理部６０としてはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）を用いることができる。
【００５０】
以下、図２の無線送信装置２の動作説明を行う。増幅器１０のＲＦ出力信号の大部分はアンテナに送られるが、カプラ１００によって分岐した信号をダウンコンバータ９２でダウンコンバートした後、ＬＰＦ８３により所望の帯域を通過させた後、ＡＤＣ７２によってデジタル信号に変換して、デジタル処理部６０内に取り込む（ＩＮ）。
【００５１】
上記過程で得られた出力信号のＩＱ成分（Ｉは波形の同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分、Ｑは直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分を示す）のデジタル値は、図１の増幅器１０の出力信号ｙｉに対応しており、プリディストータ４０のＲＦ入力信号のＩＱ成分、増幅器のＲＦ入力信号のＩＱ成分と共に、デジタル処理部６０内で、増幅器モデル部２０、増幅器逆モデル部３０、プリディストータ４０の構成に用いられる。これら各部の動作は図１と同様であることからここでは省略する。
【００５２】
デジタル処理部６０内で構成されたプリディストータ４０では、プリディストータ入力信号のＩＱ成分の変調を行う。変調されたＩＱ信号は、デジタル処理部６０から出力され（ＯＵＴ）、ＤＡＣ７１でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ８１で所望の帯域のみ通過し、アップコンバータ９１でＲＦ信号にアップコンバートされ、ＢＰＦ８２で所望の帯域のみ通過し、増幅器１０にＲＦ入力信号として入力される。
【００５３】
以上の一連の動作によって、増幅器１０の歪み補償が行われる無線送信装置が実現する。本実施形態の信号増幅装置とその歪み補償方法を用いた無線送信装置によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを搭載した信号増幅装置において、増幅器の高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する無線送信装置を提供することが可能となる。
【００５４】
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
【００５５】
また、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
【００５６】
付記
（付記１）
増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、
前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと、前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値と、を算出する増幅器モデル部と、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、
前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う、信号増幅装置。
（付記２）
前記増幅器モデル部は、前記増幅器モデルに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、付記１記載の信号増幅装置。
（付記３）
前記逆利得処理部は、前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、付記１または２記載の信号増幅装置。
（付記４）
前記逆利得処理部は、前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、付記１から３の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記５）
前記逆利得処理部は、前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、付記１から４の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記６）
前記増幅器逆モデル部は、前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、付記１から５の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記７）
前記増幅器逆モデル部は、前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、付記１から６の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記８）
前記プリディストータは、前記増幅器の前段に設けられた、付記１から７の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記９）
付記１から８のいずれか１項記載の信号増幅装置を備えた、無線送信装置。
（付記１０）
増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、
前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行う、歪み補償方法。
（付記１１）
前記増幅器モデルのパラメータに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、付記１０記載の歪み補償方法。
（付記１２）
前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、付記１０または１１記載の歪み補償方法。
（付記１３）
前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、付記１０から１２の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１４）
前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、付記１０から１３の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１５）
前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、付記１０から１４の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１６）
前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、付記１０から１５の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１７）
前記プリディストータによる歪み補償を、前記増幅器による増幅の前段で行う、付記１０から１６の内の１項記載の歪み補償方法。
【符号の説明】
【００５７】
１    信号増幅装置
２    無線送信装置
１０、３１、４１    増幅器
２０、３２、    増幅器モデル部
３０、３３、４３    増幅器逆モデル部
４０、３４、４４    プリディストータ
５０    逆利得処理部
６０    デジタル処理部
７１    ＤＡＣ
７２    ＡＤＣ
８１、８３    ＬＰＦ
８２    ＢＰＦ
９１    アップコンバータ
９２    ダウンコンバータ
１００    カプラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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