(57)【要約】【課題】安価で比較的簡単な構成で、実装場所や電流検出装置の周波数特性の影響を受けることなく、比較的短時間に高精度で交流インピーダンスを測定算出できる交流インピーダンス測定装置を実現すること。【解決手段】被測定電池が過渡的変動成分を出力するように前記被測定電池を制御する被測定電池制御手段と、前記被測定電池から出力される過渡的変動成分に基づき交流インピーダンスを求める交流インピーダンス演算部、を含むことを特徴とするもの。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電池が過渡的変動成分を出力するように前記被測定電池を制御する被測定電池制御手段と、
前記被測定電池から出力される過渡的変動成分に基づき交流インピーダンスを求める交流インピーダンス演算部、
を含むことを特徴とする交流インピーダンス測定装置。
【請求項２】
前記被測定電池制御手段は前記被測定電池の出力をオンオフするスイッチであることを特徴とする請求項１記載の交流インピーダンス測定装置。
【請求項３】
前記被測定電池制御手段は前記被測定電池に対してパルス状の電流を付与する電流発生手段であることを特徴とする請求項１記載の交流インピーダンス測定装置。
【請求項４】
あらかじめ作成されたＴ（温度）とＯＣＶ（開放電圧）の組み合わせに対するＳＯＣ（充電率）の関係を示すテーブルに基づき、前記被測定電池のＴ（温度）とＯＣＶ（開放電圧）の測定結果に対応したＳＯＣ（充電率）を推定することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の交流インピーダンス測定装置。
【請求項５】
あらかじめ作成された初期状態のＳＯＣ（充電率）とＴ（温度）の組み合わせに対する交流インピーダンスの関係を示すテーブルに基づき、前記被測定電池の劣化具合を推定することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の交流インピーダンス測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流インピーダンス測定装置に関し、詳しくは、比較的簡単な構成により短時間で二次電池の交流インピーダンスが測定できる装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
繰り返し充電が行える二次電池は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの走行モータ駆動電源として用いられるとともに、化石燃料に頼らない太陽発電や風力発電などの環境負荷が比較的少ないエネルギーを蓄えることができるという視点からも、産業界や公共機関や一般家庭などでも広く用いられつつある。
【０００３】
一般に、これらの二次電池は、所定数の電池セルを直列に接続することで所望の出力電圧が得られる電池モジュールとして構成され、所望の出力電圧が得られる所定数の電池モジュールを並列に接続することで所望の電流容量（Ａｈ）が得られる電池パックとして構成されている。
【０００４】
たとえば自動車に走行モータ駆動電源として搭載される二次電池は、充電時間、航続距離などの利便性から、当面はリチウムイオン電池が主流になると考えられている。
【０００５】
ところで、電池の状態を的確に把握するために、電池の内部インピーダンスを測定することが一般的に行われている。図６は、たとえば特許文献１にも従来例として記載されている一般的な二次電池のインピーダンス測定装置の構成例を示すブロック図である。図６において、バイポーラ電源や電子負荷装置などの摂動発生器１から電流もしくは電圧の摂動を測定対象である被測定電池（以下ＤＵＴという）２に印加する。ＤＵＴ２には電流センサとしての電流検出抵抗３が直列接続されている。これらＤＵＴ２の両端電圧はインピーダンス演算部４の電圧入力端子Ｖに入力され、電流検出抵抗３の両端電圧はインピーダンス演算部４の電流入力端子Ｉに入力される。なお、インピーダンス演算部４は、摂動発生器１を駆動制御する。
【０００６】
インピーダンス演算部４は、ＤＵＴ２の両端電圧および電流検出抵抗３の両端電圧に対してフーリエ変換またはラプラス変換を行い、各周波数におけるインピーダンスの実数部と虚数部を算出する。
【０００７】
図７は二次電池のインピーダンス測定装置における他の従来例を示すブロック図であって、図６と共通する部分には同一の符号を付けている。図７において、摂動発生器１に代えて直流電源５が接続されている。直流電源５の一端は電流制限抵抗６を介してＤＵＴ２の一端に接続され、直流電源５の他端はスイッチ７と８の直列回路を介してＤＵＴ２の他端に接続されている。そして、直流電源５の一端と電流制限抵抗６の接続点にはコンデンサ９の一端が接続され、スイッチ７と８の接続点にはコンデンサ９の他端が接続されている。すなわち、コンデンサ９は、直流電源５およびＤＵＴ２と並列に接続されている。
【０００８】
図７の動作を説明する。インピーダンス演算部４はスイッチ７と８を開閉制御し、直流電源５はＤＵＴ２の出力電圧よりも高い電圧を出力する。測定開始時点では、スイッチ７と８は開いている。インピーダンス演算部４は、スイッチ８が開いている状態でスイッチ８を閉じ、ＤＵＴ２よりも高い電圧でコンデンサ９を充電する。
【０００９】
コンデンサ９の充電が完了したらスイッチ７を開き、その後スイッチ７を閉じる。このとき、ＤＵＴ２、電流制限抵抗６、スイッチ８、コンデンサ９および電流制限抵抗６で構成される閉回路内には過渡的な電流が発生する。この過渡的な電流の発生に伴い、電池の両端電圧が変化する。このときの電流および電圧変動信号を測定することにより交流インピーダンスを算出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１１−１９１２２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかし、図６で摂動発生器１として用いるバイポーラ電源や電子負荷装置などや、図７で用いる直流電源５も、比較的大きくて小型化が困難であり、高価でかつ構成が複雑になるという傾向がみられる。
【００１２】
また、交流インピーダンスは充電率（State Of Charge、以降ＳＯＣという）により変化するため現在のＳＯＣを認識した上で測定する必要があるが、そのＳＯＣは電流積算により求めるため測定に時間がかかるとともに、誤差が大きくなるという課題がある。
【００１３】
また、電池パックを構成する各電池モジュールに付属している電流検出装置が必要な高周波数特性を満たしていない場合には、所望の交流インピーダンスを正確に算出することができない。たとえば、電流検出装置から出力される繰り返し周波数１０ｋＨｚの信号に含まれる５０ｋＨｚの高周波成分を測定するためには、サンプリング定理から１００ｋsのサンプリングクロックを用いなければならない。
【００１４】
ところが、各電池モジュールに設けられている電流検出装置の高周波数特性がたとえば５０ｋＨｚの高周波成分に対して減衰している場合には、１００ｋＨｚsのサンプリングクロックでサンプリングしても減衰した５０ｋＨｚの高周波成分を含む信号をサンプリングすることになり、所望の交流インピーダンスを正確に算出できないことになる。
【００１５】
また、ＤＵＴ２が既にたとえば車両の簡単にアクセスできない場所に組み込まれて実装されている場合には、交流インピーダンス算出に必要な電圧、電流信号をセンシングできないことになる。
【００１６】
本発明は、このような課題を解決するものであり、その目的は、安価で比較的簡単な構成で、実装場所や電流検出装置の周波数特性の影響を受けることなく、比較的短時間に高精度で交流インピーダンスを測定算出できる交流インピーダンス測定装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
被測定電池が過渡的変動成分を出力するように前記被測定電池を制御する被測定電池制御手段と、
前記被測定電池から出力される過渡的変動成分に基づき交流インピーダンスを求める交流インピーダンス演算部、
を含むことを特徴とする交流インピーダンス測定装置である。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１記載の交流インピーダンス測定装置において、
前記被測定電池制御手段は前記被測定電池の出力をオンオフするスイッチであることを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項１記載の交流インピーダンス測定装置において、
前記被測定電池制御手段は前記被測定電池に対してパルス状の電流を付与する電流発生手段であることを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の交流インピーダンス測定装置において、
あらかじめ作成されたＴ（温度）とＯＣＶ（開放電圧）の組み合わせに対するＳＯＣ（充電率）の関係を示すテーブルに基づき、前記被測定電池のＴ（温度）とＯＣＶ（開放電圧）の測定結果に対応したＳＯＣ（充電率）を推定することを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の交流インピーダンス測定装置において、
あらかじめ作成された初期状態のＳＯＣ（充電率）とＴ（温度）の組み合わせに対する交流インピーダンスの関係を示すテーブルに基づき、前記被測定電池の劣化具合を推定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
これらにより、安価で比較的簡単な構成で、実装場所や電流検出装置の周波数特性の影響を受けることなく、比較的短時間に高精度で交流インピーダンスを測定算出できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図６】一般的な二次電池のインピーダンス測定装置の構成例を示すブロック図である。
【図７】二次電池のインピーダンス測定装置における他の従来例を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示すブロック図であり、図６と共通する部分には同一の符号を付けている。図１において、ＤＵＴ２と電流検出抵抗３とスイッチ１０と電流制限抵抗６は直列接続され、閉回路を構成している。ＤＵＴ２の両端電圧はインピーダンス演算部４の電圧入力端子Ｖに入力され、電流検出抵抗３の両端電圧はインピーダンス演算部４の電流入力端子Ｉに入力されている。
【００２５】
このような構成において、スイッチ１０は、インピーダンス演算部４から出力される駆動信号により、不定期にオンオフ駆動される。これにより、パルス状の過渡的な電流が回路内に発生し、それに伴いＤＵＴ２の両端電圧が変化する。ここで、スイッチ１０は、ＤＵＴ２が過渡的変動成分を出力するようにＤＵＴ２を制御する制御手段として機能する。このときの電流、電圧変動信号を測定し、各々をフーリエ変換またはラプラス変換することにより交流インピーダンスを算出する。
【００２６】
また、求めたインピーダンス値に基づき、等価回路への定数フィッティングを行う。等価回路へ定数フィッティングすることで、その等価回路とフィッティングで求めた等価回路定数から、任意の周波数のインピーダンスを、算出することができる。
【００２７】
図２は、本発明の他の実施例を示すブロック図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図２において、ＤＵＴ２と電流検出抵抗３と電流制限抵抗６とスイッチ１０とＤＣ/ＤＣコンバータ１１とコンデンサ１２は直列接続され、閉回路を構成している。スイッチ１０とＤＣ/ＤＣコンバータ１１の直列回路と並列にスイッチ１３が接続されている。ＤＵＴ２の両端電圧はインピーダンス演算部４の電圧入力端子Ｖに入力され、電流検出抵抗３の両端電圧はインピーダンス演算部４の電流入力端子Ｉに入力されている。
【００２８】
このような構成において、ＤＣ/ＤＣコンバータ１１は、ＤＵＴ２の出力電圧を検出してＤＵＴ２の出力電圧よりも若干高めの電圧を出力する。スイッチ１０をオンにした状態でＤＵＴ２の出力電圧よりも高い電圧でコンデンサ１２に充電を行い、充電が完了したらスイッチ１０をオフにした後、スイッチ１１をオンにする。
【００２９】
このとき、回路内に過渡的な電流が発生し、それに伴ってＤＵＴ２の両端電圧が変化する。これらコンデンサ１２の充放電回路も、ＤＵＴ２が過渡的変動成分を出力するようにＤＵＴ２を制御する制御手段として機能する。このときの電流、電圧変動信号を測定することにより交流インピーダンスを算出し、等価回路フィッティングを行う。
【００３０】
図３も本発明の他の実施例を示す説明図であって、（Ａ）はブロック図、（Ｂ）はその動作説明図であり、図１と共通する部分には同一の符号を付けている。図３（Ａ）と図１との相違点は、ＤＵＴ２に温度センサ１４を設けていること、インピーダンス演算部４にはＤＵＴ２のＴ（温度）とＯＣＶ（開放電圧）、ＳＯＣ（充電率）などに関連した各種テーブルが格納されていること、そしてインピーダンス演算部４はこれらＤＵＴ２の測定温度Ｔおよび各種テーブルに基づきＤＵＴ２の劣化具合を推定することである。
【００３１】
図３において、（Ａ）に示すインピーダンス演算部４には、以下に示すＤＵＴ２に関連する２つのテーブルがあらかじめ作成され格納されている。
１）（ＯＣＶ、Ｔ）⇔ＳＯＣ
２）初期状態における（ＳＯＣ、Ｔ）⇔交流インピーダンス
【００３２】
図３（Ａ）の動作を図３（Ｂ）を用いて説明する。
ＤＵＴ２のＯＣＶ（開放電圧）とＴ（温度）を測定し（Ｓ１）、あらかじめ作成され格納されている（ＯＣＶ、Ｔ）⇔ＳＯＣテーブルを参照して（Ｓ２）、ＳＯＣ（充電率）を推定する（Ｓ３）。そして、このＳＯＣにおいて交流インピーダンスを測定し（Ｓ４）、その測定結果をあらかじめ作成され格納されている初期状態における（ＳＯＣ、Ｔ）⇔交流インピーダンステーブルと比較する（Ｓ５）。これらを比較することにより、ＤＵＴ２の劣化具合を推定できる（Ｓ６）。
【００３３】
図４も本発明の他の実施例を示すブロック図である。電流発生装置１５がたとえば充電器のように電流発生パターンが既知の場合には電流を測定してもよいが、図４の場合にはＤＵＴ２の電圧測定データのみを使用して交流インピーダンスを算出する。
【００３４】
図４において、ＤＵＴ２にはインピーダンス演算部４が接続されるとともに、電流発生装置１５が接続されている。そして、インピーダンス演算部４と電流発生装置１５は、ＣＡＮ_Ｂｕｓを介して接続されている。ここで、ＤＵＴ２とインピーダンス演算部４は電池搭載機器内に設けられ、電流発生装置１５は電池搭載機器外に設けられている。
【００３５】
電流発生パターンが複数ある場合には、どのパターンで電流を発生したかの情報をたとえばＣＡＮ_Ｂｕｓなどの通信手段を介してインピーダンス演算部４に認識させる。なお、波形情報としては、たとえば短パルスを使う場合には、パルス電流値やパルス印加時間などが必要になる。
【００３６】
図５も本発明の他の実施例を示すブロック図である。図５において、電池搭載機器内には、ＤＵＴ２と電圧電流測定装置１６が設けられている。電流発生装置１５は電池搭載機器外に設けられていて、電流検出抵抗３を介してＤＵＴ２に接続されている。
【００３７】
電圧電流測定装置１６の電圧入力端子にはＤＵＴ２の両端電圧が入力され、電圧電流測定装置１６の電流入力端子には電流検出抵抗３の両端電圧が入力されている。
【００３８】
インピーダンス演算部４も電池搭載機器外に設けられていて、ＣＡＮ_Ｂｕｓを介して電圧電流測定装置１６と接続されている。
【００３９】
このような構成において、インピーダンス演算部４はＣＡＮ_Ｂｕｓを介して電圧電流測定装置１６の測定データを取り込み、交流インピーダンスを算出する。
【００４０】
以上説明したように、本発明によれば、安価で比較的簡単な構成で、実装場所や電流検出装置の周波数特性の影響を受けることなく、比較的短時間に高精度で交流インピーダンスを測定算出できる。
【符号の説明】
【００４１】
２  ＤＵＴ
３  電流検出抵抗
４  インピーダンス演算部
６  電流制限抵抗
１０、１３  スイッチ
１１  ＤＣ/ＤＣコンバータ
１２  コンデンサ
１４  温度センサ
１５  電流発生装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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