(57)【要約】      （修正有）【課題】低電圧制御信号に類似の高電圧波形の生成および該波形の装置への直接印加によって装置を駆動する増幅器を提供する。【解決手段】電源３３と接地またはコモンとの間に直列に接続される、インダクタ３１およびトランジスタ３２からなる昇圧回路と、制御回路からなり、低電圧入力波形に類似の高電圧波形を生成する。該高電圧波形は、装置に直接印加される一連のパルスである。誤差信号によって、パルスの大きさ、方向および推移が制御される。高電圧波形からのフィードバック信号を入力波形と比較し、誤差信号を生成する。【選択図】図３
2014150534.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置であって、
出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、
該出力端子に接続されるとともにディスチャージ制御入力を有するディスチャージ回路と、
該出力端子に接続されるフィードバック回路と、
制御回路であって、前記フィードバック回路に接続される入力と、波形入力と、前記チャージ制御入力に接続される第１出力と、前記ディスチャージ制御入力に接続される第２出力とを有するものと、
を有し、
フィードバック回路から受信した信号および波形入力へ供給される波形の傾斜に、少なくとも部分的に基づいて、該制御回路が、第１出力と第２出力とのいずれかにパルス変調信号を提供することで、波形に比例する高電圧波形を生成する、
直接駆動波形発生装置。
【請求項２】
前記制御回路はさらに、波形の傾斜の正負を決定する傾斜検出器を含む、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項３】
波形の傾斜が負である場合は前記第１出力のパルスを抑制する、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項４】
波形の傾斜が正である場合は前記第２出力のパルスを抑制する、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項５】
前記制御回路はデジタルである、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項６】
前記制御回路は、前記波形入力に接続される１つの入力と、前記フィードバック入力に接続される１つの入力と、出力と、を有する差動増幅器を含む、請求項５に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項７】
前記制御回路はアナログである、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項８】
前記制御回路は、チャージ制御入力と連結される第１電圧制御発振器と、ディスチャージ制御入力と連結される第２電圧制御発振器とを含む、請求項７に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項９】
負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置であって、
出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、
該出力端子に接続されるとともにディスチャージ制御入力を有するディスチャージ回路と、
フィードバック入力を有し、フィードバック入力と参照電圧との間に連結される容量装置を含むフィードバック回路と、
制御回路であって、前記フィードバック回路に接続される入力と、波形入力と、前記チャージ制御入力に接続される第１出力と、前記ディスチャージ制御入力に接続される第２出力とを有するものと、を有し、
フィードバック回路から受信した信号に少なくとも部分的に基づいて、該制御回路が、第１出力と第２出力とのいずれかへパルス変調信号を生成することで、波形入力の波形に比例する高電圧波形を生成する、
直接駆動波形発生装置。
【請求項１０】
負荷と組み合わされる、請求項９に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１１】
前記負荷は前記出力端子と前記フィードバック入力との間に連結される、請求項１０に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１２】
前記負荷は第１インピーダンスを有するとともに、前記容量素子は該第１インピーダンスより小さい第２インピーダンスを有する、請求項９に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１３】
前記制御回路はさらに、波形の傾斜の正負を決定する傾斜検出器を含む、請求項１２に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１４】
波形の傾斜が負である場合は前記第１出力のパルスを抑制する、請求項１３に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１５】
波形の傾斜が正である場合は前記第２出力のパルスを抑制する、請求項１３に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１６】
負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置であって、
出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、
該出力端子に連結され、動作の第１の態様において該出力端子を第１ステアリング出力に連結するとともに動作の第２の態様において該出力端子を第２ステアリング出力に連結するステアリング回路と、
前記第１ステアリング出力に連結される第１ディスチャージスイッチを有するとともに、該第１ディスチャージスイッチの動作を制御する第１制御ディスチャージ入力を含む第１ディスチャージ回路と、
前記第２ステアリング出力に連結される第２ディスチャージスイッチを有するとともに、該第２ディスチャージスイッチの動作を制御する第２ディスチャージ制御入力を含む第２ディスチャージ回路と、
前記第１ステアリング出力に連結されるとともに第１フィードバック信号を生成する第１フィードバック回路と、前記第２ステアリング出力に連結されるとともに第２フィードバック信号を生成する第２フィードバック回路と、フィードバック出力を有する前記第１・第２フィードバック回路に連結されるとともに動作の態様に基づいて前記第１フィードバック信号と前記第２フィードバック信号とのいずれかをフィードバック出力と連結するフィードバックセレクタと、からなるフィードバック回路と、
フィードバック出力と連結される入力と、波形入力と、チャージ制御入力と連結されるチャージ出力と、第１ディスチャージ制御入力と連結される第１出力と、第２ディスチャージ制御入力と連結される第２出力と、を有する制御回路であって、前記フィードバック出力から受信される信号と前記波形入力に供給される波形とに基づいてパルス変調信号を前記チャージ出力と第１・第２出力のいずれかに生成することで、前記波形に比例する高電圧波形を生成する制御回路、からなる直接駆動波形発生装置。
【請求項１７】
前記フィードバックセレクタが、第１の態様においては前記第１フィードバック信号を前記フィードバック出力と連結し、第２の態様においては前記第２フィードバック信号を前記フィードバック出力と連結する、請求項１６に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１８】
前記第１フィードバック回路は、前記第１ステアリング出力と参照電圧との間に連結される少なくとも２つの抵抗器を含むとともに、前記第１フィードバック信号は該少なくとも２つの抵抗器の間のノードにおいて形成される、請求項１７に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項１９】
前記フィードバックセレクタが、第２の態様においては前記第１フィードバック信号を前記フィードバック出力と連結し、第１の態様においては前記第２フィードバック信号を前記フィードバック出力と連結する、請求項１６に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項２０】
前記第１フィードバックセレクタは、前記第１ステアリング出力と参照電圧との間に連結される容量素子を含み、前記フィードバック信号は前記第１フィードバック回路への入力において形成される、請求項１９に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項２１】
前記第１ステアリング出力と前記第２ステアリング出力との間に連結される容量性負荷をさらに含む、請求項２０に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項２２】
前記ステアリング回路が第１の態様にある場合には前記制御回路は前記第２出力にパルス出力を生成するとともに前記第１出力に一定出力を生成し、前記ステアリング回路が第２の態様にある場合には前記制御回路は前記第２出力に一定出力を生成するとともに前記第１出力にパルス出力を生成する、請求項１６に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項２３】
前記波形の傾斜が負である場合にのみ前記制御回路は前記第２出力にパルス出力を生成し、前記波形の傾斜が増加している場合にのみ前記制御回路は前記第１出力にパルス出力を生成する、請求項２２に記載の直接駆動波形発生装置。
【請求項２４】
前記波形が正の振幅を有する場合は前記ステアリング回路は動作の第１の態様にあるとともに、前記波形が負の振幅を有する場合は前記ステアリング回路は動作の第２の態様にあり、波形の振幅は共通電圧から測定される、請求項１６に記載の直接駆動波形発生装置。 
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
[関連出願の相互関係]
本出願は、２０１１年６月１０日に出願された米国非仮出願１３／１３４，５９９、表題“直接駆動波形増幅器”の一部継続出願であり、該出願はその全体が参照によってここに組み込まれている。本出願は２０１３年２月１日に出願された米国仮出願６１／７５９，６４０に基づく優先権を主張し、該出願はその全体が参照によってここに組み込まれている。
【０００２】
本発明は、増幅器、特に低電圧制御信号に類似の高電圧波形の生成および該波形の装置への直接印加によって装置を駆動する増幅器に関する。
【背景技術】
【０００３】
圧電アクチュエータは、１．５〜１２．６ボルトの典型的電池電圧よりも大きい高電圧を要する。“高”電圧とは２０〜２００ボルトであり、１００〜１２０ボルトが現在の典型的駆動電圧である。電線駆動動力源には１０００ボルトをも供給するものがある。電池から高電圧を生成することは、送電線からの高電圧を生成するよりも困難である。
【０００４】
電池からの低い電圧を、ドライバのためのより高い電圧へと変換することに、昇圧コンバータを用いることができる。昇圧コンバータにおいて、インダクタに貯められたエネルギーは、高電圧の電流パルスとしてキャパシタへ供給される。
【０００５】
図１は、例えば特許文献１または特許文献２の既知の昇圧コンバータを含む回路図である。インダクタ１１およびトランジスタ１２は、電源１３と接地またはコモンとの間に、直列に接続される。トランジスタ１２が作動（導通）されると、インダクタによって生成された磁界にエネルギーを貯蔵するインダクタ１１に電流が流れる。インダクタ１１を経た電流は、電池電圧、インダクタンス、内部抵抗およびトランジスタ１２のオン抵抗に依存して急激に増加する。トランジスタ１２が断接されると、磁界は、トランジスタ１２のターンオフ特性によって決定される率で崩壊する。崩壊率はかなり急速で、磁界の増加率よりはるかに早い。インダクタ１１をわたる電圧は、磁界の崩壊率に比例する。電圧は１００ボルトまたはそれ以上でありうる。したがって、低電圧は昇圧コンバータによって高電圧に変換される。
【０００６】
トランジスタ１２が断接されると、接点１５における電圧はキャパシタ１４における電圧より略高くなり、電流は前に付勢されるダイオード１６を流れる。電流の個々のパルスがキャパシタ１４をいくらか荷電し、キャパシタ１４の電荷が漸増する。いくつかの点において、キャパシタ１４上の電圧は供給電圧より大きくなりうる。ダイオード１６によって、電流がキャパシタ１４から電源１３へ流れることが防止される。キャパシタ１４上の電圧は、増幅器２１等の他の機器のための供給電圧である。
【０００７】
増幅器２１の出力は、圧電アクチュエータ２２に接続される。増幅器２１の入力は、双方向移動のための交流信号、あるいは、一方向移動のためまたは相補駆動（圧電アクチュエータ２２の反対側の端子にそれぞれ接続されるそれぞれの極性の２つの増幅器）の一方としての直流信号を受信することができる。相補駆動においては、昇圧された電圧の絶対的な大きさは電池電圧の絶対的な大きさより大きい。相補駆動は、単一駆動の高電圧の半分を用いることができる（あるいは高電圧の２倍の提供を受けられる）が、２つの昇圧コンバータを要する。
【０００８】
例えば特許文献３、特許文献４、特許文献５に参照される、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号から低電圧波形を生成する技術が知られている。高電圧の取り扱いは、そのような電圧を分離および制御しなければならない装置の製造のため、困難となるとともにより高価である。高電圧増幅器によって、効率をさらに下げるロスが生じる。ストレージキャパシタによって貴重な基盤スペースが占められるとともに、図１に示すドライバの設計は異なる適用には容易に適応されない。
【０００９】
ここで用いる波形の“類似”とは正確な複製ではなく密接な近似を意味する。
【００１０】
上記を鑑み、本発明の一実施例によって触覚ドライバにおけるストレージキャパシタが除去される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】米国特許第３，９１３，０００号明細書（カードウェル，Ｊｒ．）
【特許文献２】米国特許第４，５２７，０９６号明細書（キンドルマン）
【特許文献３】米国特許第４，９１４，３９６号明細書（ベルティアウメ）
【特許文献４】米国特許第５，７０３，４７３号明細書（フィリップス他）
【特許文献５】米国特許第５，９９４，９７３号明細書（トキ）
【発明の概要】
【００１２】
前記の目的は、低電圧入力波形に類似である高電圧波形を生成する本発明によって達成される。該高電圧波形は、装置に直接印加される一連のパルスである。誤差信号によってパルスの周波数、大きさおよび持続時間が制御される。高電圧波形からのフィードバック信号が入力波形と比較され、誤差信号が生成される。
【００１３】
実施形態の１つによると、負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置は、出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、該出力端子に接続されるとともにディスチャージ制御入力を有するディスチャージ回路と、該出力端子に接続されるフィードバック回路と、を含む。該発生装置はまた、制御回路であって、前記フィードバック回路に接続される入力と、波形入力と、前記チャージ制御入力に接続される第１出力と、前記ディスチャージ制御入力に接続される第２出力とを有するもの、を有する。フィードバック回路から受信した信号および波形入力へ供給される波形の傾斜に、少なくとも部分的に基づいて、該制御回路が、第１出力と第２出力とのいずれかへパルス変調信号を生成することで、波形に比例する高電圧波形を生成する。
【００１４】
別の実施形態によると、負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置は、出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、該出力端子に接続されるとともにディスチャージ制御入力を有するディスチャージ回路と、該出力端子に接続されるフィードバック回路と、を含み、該フィードバック回路はフィードバック入力と参照電圧との間に接続される容量装置を含む。本実施形態の発生装置はまた、制御回路であって、前記フィードバック回路に接続される入力と、波形入力と、前記チャージ制御入力に接続される第１出力と、該ディスチャージ制御入力に接続される第２出力とを有するものと、を含む。フィードバック回路から受信した信号に少なくとも部分的に基づいて、該制御回路が、第１出力と第２出力とのいずれかへパルス変調信号を生成することで、波形入力の波形に比例する高電圧波形を生成する。
【００１５】
別の実施形態によると、負荷の駆動のための直接駆動波形発生装置は、出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、該出力端子に連結され、動作の第１の態様において該出力端子を第１ステアリング出力に連結するとともに動作の第２の態様において該出力端子を第２ステアリング出力に連結するステアリング回路と、を含む。該発生装置はまた、前記第１ステアリング出力に連結される第１ディスチャージスイッチを有するとともに、該第１ディスチャージスイッチの動作を制御する第１制御ディスチャージ入力を含む第１ディスチャージ回路と、前記第２ステアリング出力に連結される第２ディスチャージスイッチを有するとともに、該第２ディスチャージスイッチの動作を制御する第２ディスチャージ制御入力を含む第２ディスチャージ回路と、を含む。該発生装置はさらに、前記第１ステアリング出力に連結されるとともに第１フィードバック信号を生成する第１フィードバック回路と、前記第２ステアリング出力に連結されるとともに第２フィードバック信号を生成する第２フィードバック回路と、フィードバック出力を有する前記第１・第２フィードバック回路に連結されるとともに動作の態様に基づいて前記第１フィードバック信号と前記第２フィードバック信号とのいずれかをフィードバック出力と連結するフィードバックセレクタと、からなるフィードバック回路を含む。該発生装置はまた、フィードバック出力と連結される入力と、波形入力と、チャージ制御入力と連結されるチャージ出力と、第１ディスチャージ制御入力と連結される第１出力と、第２ディスチャージ制御入力と連結される第２出力と、を有する制御回路を含む。該制御回路は、前記フィードバック出力から受信される信号と前記波形入力に供給される波形とに基づいてパルス変調信号を前記チャージ出力と第１・第２出力のいずれかに生成することで、前記波形に比例する高電圧波形を生成する。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図２にディスプレイ２６およびキーパッド２７を含む電子装置２５を示す。ディスプレイおよびキーパッドの一方または両方に、キーまたはディスプレイのある部分がわずかに押された際の触覚フィードバックのための、図２に示されない圧電装置を設けることができる。フィードバックを提供するための装置は当該技術において既知である。前述のように、このような装置は単一層であるかまたは複数の層を有するとともに一方向または双方向でありうる。
【００１７】
図３は昇圧回路の一実施例のブロック図であり、それはストレージキャパシタ１４（図１）および高電圧増幅器２１（図１）を除去したものである。昇圧回路は、電源３３と接地またはコモンとの間に直列に接続される、インダクタ３１およびトランジスタ３２からなる。トランジスタ３２の制御端子は、チャージ入力に接続される。トランジスタ３２の制御端子の接点は、ダイオード３６によって出力端子３８に接続される。圧電アクチュエータとして示される負荷は、電源３３と接地との間に接続される。ここで述べる回路は、パルスを圧電アクチュエータ２２に印加するためのチャージ回路である。圧電アクチュエータ２２が負荷として図３に示されるが、ここで適用される教示は任意のタイプの負荷に提供しうるものとする。
【００１８】
パルスの周波数、大きさおよび持続時間は、チャージ入力３５に加えられる信号によって決定される。後で述べるように、パルスのエンベロープ（外形）は入力または参照信号に比例する。図３に示す昇圧回路は、制御回路（例えば図４・５・７参照）から信号を受信する複数の制御入力を有する。昇圧回路と制御回路との組み合わせをここでは増幅器とも称する。エンベロープと入力信号との比は、このような増幅器のゲインである。
【００１９】
トランジスタ４１および抵抗器４２は、出力端子３８と接地との間に、直列に接続される。トランジスタ４１の制御端子は、ディスチャージ入力４３に接続される。トランジスタ４１および抵抗器４２は、圧電アクチュエータ２２に蓄積された電荷をディスチャージし、さらに装置に加えられる波形に寄与する。トランジスタ４１が導電である場合、出力端子３８での電圧を減少させて入力信号への比例を維持することができる。
【００２０】
抵抗器４７および抵抗器４８は、出力端子３８と接地との間に、直列に接続される。抵抗器４７および抵抗器４８の接点は、フィードバック出力４９に接続される。抵抗器は、出力端子３８と接地との間の電圧の分画をフィードバック出力４９へ提供する分圧器である。この分画は、ここでは減衰率εと称するが、Ｒ４８／（Ｒｓｕｂ４７＋Ｒ４８）に等しい。フィードバック信号は、チャージおよびディスチャージ入力に加えられる信号、および圧電アクチュエータ２２に印加される電圧の波形の提供に用いられる。波形は所望の任意の形、例えば連続的（正弦）または不連続的（ランプまたはパルス）でありうる。減衰率は図３に示す昇圧回路を含む増幅器のゲインに直接的に関係しているものとする。
【００２１】
出力“波形”は、出力端子３８に加えられる信号のエンベロープに関連する（図６参照）。エンベロープは、様々な大きさおよび振幅の一連の高電圧パルスの結果である。圧電装置が容量性であるため、いくつかの平滑化が生じるとともに、波形はパルスを含まないかのようにみなすことができる。
【００２２】
図４は、図３に示す装置の制御回路５１のブロック図である。制御回路５１はアナログまたはデジタルでありうるとともに、フィードバック出力４９（図３）に接続されるフィードバック入力５２、および波形入力５３を含む。入力５３は、増幅器２１（図１）への入力に対応するとともに、ここでは入力または参照信号と呼ばれうる。制御回路５１は、チャージ入力３５（図３）に接続されるチャージ出力５５、およびディスチャージ入力４３（図３）に接続されるディスチャージ出力５６を含む。制御回路５１がデジタルの場合、入力信号は、アナログ信号、時間および電圧値の表、または基準値でありうる。
【００２３】
図５・７はそれぞれ、どのようにして図４の制御回路５１を実装するかの例を示す。図５・７において、プラス（＋）およびマイナス（−）の記号を有する三角形はコンパレータであり、すなわち出力はデジタルである（０または１）。プラス（＋）およびマイナス（−）の記号が無い三角形は差動増幅器であり、すなわち出力はアナログである。
【００２４】
図５において、マイクロコントローラ６１は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６３によってフィードバック入力６２に接続される。マイクロコントローラ６１への入力６４は、入力信号を述べる情報をマイクロコントローラ６１に接続する。該情報はアナログまたはデジタルでありうるとともに、波形それ自体を述べるか、あるいは既にマイクロコントローラ６１にプログラムされた波形の中から選択するためのデータである。波形を述べるデジタルデータはデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）６６において変換され、コンパレータ６７においてフィードバック信号と比較される基準信号が生成される。コンパレータ６７によって、信号がより大きい表示が提供され、それによってチャージ回路またはディスチャージ回路のいずれかが活性化される。
【００２５】
パルス幅変調器７１は出力７２に接続されるとともに、チャージ出力７３およびディスチャージ出力７４に接続される補足の出力を有する。任意に、ローパスフィルタ７５がパルス幅変調器７１とディスチャージ出力７４との間に接続される。ローパスフィルタ７５はパルスを平均し、ディスチャージ率を示す。パルス幅変調は、出力パルスを変調するただ１つの方式であるものとする。例えば、パルス幅変調器７１はパルス周波数変調器（例えば電圧制御発振器）またはパルス列変調器でありうる。
【００２６】
マイクロコントローラ６１は、多状態・有限状態装置である。該コントローラは２つの主要なモードを有し、それはチャージとディスチャージである。精度の向上のため、チャージサイクルおよびディスチャージサイクルの双方でいくつかのサブ状態が用いられる。圧電装置はチャージよりも急速にディスチャージすることができ、これは多状態・有限状態装置の状態に順応される。該装置の状態を示す中間コードは、本明細書の末尾の付録にある。
【００２７】
コンパレータ６７はフィードバック状態の変化に迅速に反応するとともに、誤差の１ビット量子化を行う。誤差δは、フィードバック信号の値と基準信号の値との差として定義される。該差はマイクロコントローラ６１において、ＡＤＣ６３の出力およびＤＡＣ６６への入力から算出される。誤差がこの方式で決定される場合、チャージ回路の理想的なゲインは、フィードバック減衰率εの逆である。コンパレータは、ＡＤＣ６３のサンプリングレートの１０〜１００倍速い反応時間を有するべきである。コンパレータ推移（付録を参照）と関連するインタラプトサービスルーチンは休止状態の役割を果たし、それは、別のコンパレータ推移の場合にプログラムを元の状態に戻すか、あるいは次のアナログ−デジタルサンプルが完成する際にプログラムを別の状態に送る。
【００２８】
差の値によって、有限状態機械の次の状態が決定される。負の誤差はコントローラが負荷をチャージすることを意味し、正の誤差はコントローラが負荷をディスチャージすることを意味する。エラー範囲に応じてチャージおよびディスチャージの様々な速度を有するいくつかの状態がある。これらの状態のそれぞれにおいて、パルス幅変調器のデューティサイクルは、好ましくは該状態の最大デューティサイクルまで傾斜し、なめらかな推移が保証される。
【００２９】
負荷をチャージするために、入力信号にゲイン信号を掛けて負荷上で模倣するやり方で図３の昇圧回路を切り替える。インダクタが飽和する点まで、インダクタに貯蔵されるエネルギーは、トランジスタ３２（図３）が伝導性である時間の長さに依存する。トランジスタ３２が切られると、出力電圧は磁場がインダクタによって崩壊する率に比例する。インダクタに貯蔵されるエネルギーが大きいほど、出力電圧が高くなる。よって、オン時間制御が得られる。この方式において、オン時間チャージの一連のパルスは、入力信号を模倣するエンベロープを有する。
【００３０】
実施例の１つにおいて、出力信号の最大精度を可能とするために、チャージまたはディスチャージ入力の切り替え頻度は少なくとも１０００回、好ましくは数千回であり、負荷への所望の出力信号のナイキスト周波数である。本発明の実施例の１つにおいて、１５０ｋＨｚのチャージ周波数によって周波数３００Ｈｚの出力信号が生成された。
【００３１】
信号が３２ｋＨｚにおいてサンプリングされると、信号がデジタル−アナログ変換器によって複製される際に、信号の１６ｋＨｚ（ナイキスト周波数）以上の任意の周波数成分がエイリアシングを生じる。ナイキスト周波数は、忠実性のための最小閾値である。純音は倍音を有しない。方形波は奇数倍音に豊富である。所望の出力信号が方形波の場合、ナイキスト周波数は同じ周波数の純音より高い。図６において、波形Ａおよび波形Ｂは端子３８（図３）上の入力波形および出力波形である。２４のパルスがエンベロープ７８の個々のサイクルを生成する。
【００３２】
マイクロコントローラ６１中の演算装置は、全ての制御計算をパルス幅変調器７１からの信号の単一サイクル内で行うことが可能であるべきであり、それは現代のマイクロコントローラの能力の範囲内である。
【００３３】
図７において、制御回路８０は、コンパレータ８３に接続されるフィードバック入力８１および波形入力８２を有する。コンパレータ８３の出力は、ＡＮＤゲート８６の入力の１つおよびインバータ８４に接続される。インバータ８４の出力は、ＡＮＤゲート８６の入力の１つに接続される。コンパレータ８３は、チャージ回路とディスチャージ回路のいずれが動作するかを決定し、その間インバータ８４は双方の同時の動作を防止する。フィードバック信号が波形信号より大きい場合、ディスチャージ回路が操作される。フィードバック信号が波形信号より小さい場合、チャージ回路が操作される。
【００３４】
フィードバック入力８１および波形入力８２はまた、差または誤差信号を生成する差動増幅器９３に接続される。増幅器９３の出力は、電圧制御発振器（ｖｃｏ）９２の周波数制御入力およびインバータ９４に接続される。インバータ９４の出力は、ｖｃｏ９１の周波数制御入力およびｖｃｏ９２のデューティサイクル制御入力に接続される。ｖｃｏ９１からの出力パルスは、ＡＮＤ回路８５に接続される。ｖｃｏ９２からの出力パルスは、ＡＮＤ回路８６に接続される。
【００３５】
図８は、デューティサイクル、オン時間および周波数の関係を示すチャートである。信号Ａについては、パルスは所定の周波数および５０％のデューティサイクルを有する。オン時間９６は比較的短い。信号Ｂについては、パルスは信号Ａの半分の周波数および５０％のデューティサイクルを有する。オン時間９７はオン時間９６の２倍長い。信号Ｃについては、パルスは信号Ｂと同じ周波数および７５％のデューティサイクルを有する。オン時間９８はオン時間９６の３倍長い。
【００３６】
オン時間によってチャージ回路のゲインが決定されるため、周波数とデューティサイクルとの両方が変化され、シヌソイド信号においてピークを生成するのに充分なゲインが保証される。また、増幅器９３からの誤差（差）信号が大きいと、ゲインが増加する。特に、デューティサイクルは大きい誤差に対し増加し、周波数は大きい誤差に対し減少する。反対の意味での変化はインバータ９４によってなされる
【００３７】
図９は、本発明に従って構成された波形発生器の操作を示すチャートである。チャージサイクルの間、周波数とデューティサイクルとの両方が、差動増幅器９３（図７）からの誤差信号に関して変化される。ディスチャージサイクルの間、負荷のディスチャージとともに周波数が増加する。
【００３８】
図１０は、生成された波形のチャートである。拡大された領域１０１は、チャージ回路からの個別の電流パルスによる波形におけるステップを示す。これらのステップは全ての適用に許容可能あるいは不可能でありうる。
【００３９】
図１１は、制御回路の別実施例のブロック図であり、生成された波形に対するより正確な制御を提供し、生成された波形におけるステップのサイズを削減するものである。波形入力は、所望の波形を示すアナログ制御信号または保存されたデジタルデータでありうる。図１１に示される実施例において、波形入力は保存されたデータであり、デジタル−アナログ変換器１０５においてアナログ信号に変換されるとともに、ローパスフィルタ１０６において平滑化または平均化される。ローパスフィルタ１０６の出力は、コンパレータ１０８の反転入力に接続される。フィードバック入力１０９は、コンパレータ１０８の正の入力に接続される。
【００４０】
コンパレータ１０８の出力は、マイクロコントローラ１１０のＡ／Ｄ入力に接続され、それは該入力を、大きさおよび方向だけでなく推移、すなわち状態の変化（正から負または負から正）についても監視する。本発明の実施例の１つにおいて、これは２バイトの情報のみを必要とする。誤差信号は１で示される正、または０（ゼロ）で示される負である。振幅信号は０（ゼロ）で示される低、または１で示される高である。１または０の割り当ては任意である。
【００４１】
図７に示される実施例にいくらか類似して、フィードバック信号１０９は、電圧制御発振器の周波数入力およびデューティサイクル入力に接続される。特に、フィードバック信号１０９は、電圧制御発振器１２１の周波数入力および電圧制御発振器１２２の周波数入力に接続される。フィードバック信号１０９は、インバータ１２４を経て電圧制御発振器１２１のデューティサイクル入力に接続されるとともに、インバータ１２５を経て電圧制御発振器１２１のデューティサイクル入力に接続される。電圧制御発振器１２１の出力は、ＡＮＤゲート１２７に接続される。電圧制御発振器１２２の出力は、ＡＮＤゲート１２８に接続される。マイクロコントローラ１１０のｘ出力は、ＡＮＤゲート１２７の第２入力に接続される。マイクロコントローラ１１０のｙ出力は、ＡＮＤゲート１２８の第２入力に接続される。出力信号によって、表１３１において示されるようにＡＮＤゲートが制御される。どちらかのＡＮＤゲートが可能であるか、またはいずれのＡＮＤゲートも不可能でありうる。いずれも不可能である場合、システムは“休止”状態である。
【００４２】
マイクロコントローラ１１０は、電圧制御発振器１２１に接続される出力１３３、および電圧制御発振器１２２に接続される出力１３４を含む。出力１３３・１３４によって、電圧制御発振器への入力の一方または両方のいずれかがデューティサイクルを決定するかが決定され、これによってチャージ（またはディスチャージ）が高速または低速のいずれかが決定される。
【００４３】
図１２は、本発明に従って構成されたシステムの状態図である。図１３は、複数の状態の間の移行がどのように起こるかを示す表である。２つのチャージ率を２つのディスチャージ率と組み合わせることで、たとえあるにしても非常に小さいステップで所望の出力波形を生成することができる。
【００４４】
本発明はこうして、先行技術で用いられていたストレージキャパシタおよび高電圧増幅器を除去した直接駆動波形増幅器を提供する。制御回路は、高電圧回路から独立した低電圧構成要素を用いる。外部構成要素の変更によって、より高い電圧および電流に対応するように増幅器を容易にスケーリングすることができる。
【００４５】
単一の出力端子に関して記述および図示したが、本発明は補足の、または異なる出力への高電圧波形の提供にも容易に適用される。図１４は、負荷１４０１に接続され駆動する増幅器１４００を示す。増幅器１４４０は、負荷１４０１への入力信号１４７４へ、増幅されたバージョンを提供する。実施例の１つにおいて、負荷１４０１は圧電アクチュエータである。もちろん、他のタイプの負荷を駆動することも可能である。図示される増幅器は、昇圧回路１４０３と、昇圧回路１４０３のチャージ入力１４３５に信号を提供する制御回路１４０２とを含む。該して、チャージ入力１４３５に提供される信号は上記と同一または類似の方式で生成される。
【００４６】
上記と同様、昇圧回路１４０３は、電源１４３３と接地またはコモンとの間に直列に接続されるインダクタ１４３１およびトランジスタ１４３２を含む。トランジスタ１４３２の制御端子は、チャージ入力１４３５に接続される。インダクタ１４３１とトランジスタ１４３２との接点は、ダイオード１４３６によって出力端子１４３８に接続される。負荷１４０１は、出力端子１４３８と接地との間に接続される。ここで述べる回路は、パルスを負荷１４０１に印加するためのチャージ回路である。パルスの周波数、大きさおよび持続時間は、上記と同一または類似の方式でチャージ入力１４３５に加えられる信号によって決定され、該信号は制御回路１４０２によって提供される。制御回路１４０２は、信号をチャージ入力１４３５に提供するロジック１４０４を含む。
【００４７】
先に述べた実施例とは対照的に、負荷１４０１は差動信号によって駆動される。そのため、増幅器は、多重スイッチ１４５２ａ・１４５４ａまたは他の電流指向装置からなるステアリング回路１４５０を含む。
【００４８】
ステアリング回路は、入力信号が共通電圧に関して正の場合は第１の態様において動作し、入力信号が共通電圧に関して負の場合は第２の態様において動作する。ある場合には共通電圧はゼロであり、他の場合はオフセット値である。第１の態様においては、スイッチ１４５２ａは導電でありスイッチ１４５４ａは導電ではない。そのため、ノード１４９０における電圧（第１の動作出力と称する）は出力端子１４３８に存するものと同じである。第２の態様においては、スイッチ１４５２ｂは導電でありスイッチ１４５４ｂは導電ではない。そのため、ノード１４９２における電圧（第２の動作出力と称する）は出力端子１４３８に存するものと同じである。
【００４９】
増幅器１４００が負荷１４０１に接続され第１の態様で動作している場合、負荷１４０１は出力端子１４３８および接地に、それぞれスイッチ１４５２ａ・１４５２ｂを介して連結される。第１の態様において、スイッチ１４５４ｂは出力端子１４３８の電圧をディスチャージするように動作する。このディスチャージは前記のように、または後で詳述するように少なくとも部分的に入力信号１４７４の傾斜に基づいて起こすことができる。ステアリング回路１４５０はディスチャージを制御するために１つ以上の図示しない抵抗器を含みうるものとする。
【００５０】
増幅器１４００が負荷１４０１に接続され第２の態様で動作している場合、負荷１４０１は出力端子１４３８および接地に、それぞれスイッチ１４５４ａ・１４５４ｂを介して連結される。この態様において、スイッチ１４５２ｂは出力端子１４３８の電圧をディスチャージするように動作する。このディスチャージは前記のように、または後述のように少なくとも部分的に入力信号１４７４の傾斜に基づいて起こすことができる。
【００５１】
スイッチ１４５２ｂ・１４５４ｂは、負荷１４０１を通過する電流を指向させるためにステアリング回路の一方の部分として動作するか、あるいは負荷をディスチャージする（つまり、ディスチャージ回路の一部を形成する）ために用いられることが可能であるものとする。よって、スイッチ１４５４ａ・１４５４ｂはここではディスチャージスイッチとも称されうる。
【００５２】
第１の態様の場合、第１フィードバック回路１４６０は電流を出力端子１４３８からスイッチ１４５２ａを経て流す。図示されるように、第１フィードバック回路１４６０は、ノード１４９０と接地または参照電圧との間に直列に接続される抵抗器１４６２・１４６４を含む。抵抗器１４６２と抵抗器１４６４との接点は、フィードバックセレクタ１４７０に接続される。前記のように、抵抗器１４６２・１４６４は分圧器を形成し、該分圧器は、出力端子１４３８（例えばノード１４９０での）と接地との間の電圧の分画をフィードバックセレクタ１４７０に提供することによって、減衰率εを定義する。
【００５３】
第２の態様において、第２フィードバック回路１４６６は電流を出力端子１４３８からスイッチ１４５４ａを経て流す。第１フィードバック回路１４６０は、ノード１４９２と接地との間に直列に接続される抵抗器１４６８・１４６９を含む。抵抗器１４６８と抵抗器１４６９との接点は、フィードバックセレクタ１４７０に接続され、該フィードバックセレクタ１４７０は、抵抗器１４６２・１４６４の接点と抵抗器１４６８・１４６９の接点との間の信号を、フィードバック信号１４７２として選択し、コントローラ１４０２への入力として提供する。フィードバックセレクタ１４７０はマルチプレクサとして図示しているが、例えば１つ以上のスイッチ等の他の方式で実装することもできるものとする。前記のように、抵抗器１４６８・１４６９は分圧器を形成し、該分圧器は、出力端子１４３８と接地との間の電圧の分画をフィードバックセレクタ１４７０に提供することによって、減衰率εを定義する。そのため、抵抗器１４６８をいわゆる“高電圧の”抵抗器とする場合もある。第１フィードバック回路１４６０の抵抗器１４６２にも同じことが該当しうる。
【００５４】
図示される実施例において、スイッチ１４５２ａ・１４５４ａの位置（開または閉）は、コントローラ１４０２によって提供される出力信号１４８０の値によって制御される。実施例の１つにおいて、信号は、波形信号１４７４の振幅が正負いずれかであるかに対応する１または０の値を有する。別の実施例において、コントローラ１４０２によって提供される出力信号１４８０は、フィードバック信号１４７２の振幅が正負いずれかであるかに対応する１または０の論理値を有する。スイッチ１４５２ａ・１４５４ａのいずれが動作可能であるかを出力信号１４８０の値に基づいて選択可能とするようにインバータ１４８２を設けうるものとする。もちろん、制御回路１４０２は代わりに２つの異なる出力（一方が他方の反対）を提供することもできる。図示される実施例において、２つの正のフィードバックのいずれを選択するかは出力信号１４８０に基づく。
【００５５】
スイッチ１４５２ａ・１４５４ａの位置は、それぞれディスチャージ（＋）とディスチャージ（−）との論理値に基づいて決定される。該して、出力信号１４８０が論理値０である（つまり、入力が負である）とともに増幅器１４００が負荷をディスチャージしている場合、ディスチャージ（−）は論理値１である。同様に、出力信号１４８０が論理値１である（つまり、入力が正である）とともに増幅器１４００が負荷をディスチャージしている場合、ディスチャージ（＋）は論理値１である。
【００５６】
入力信号の振幅が増加していてもディスチャージが起きる状況を、当業者は前記の開示に基づいて実現できるであろう。同様に、入力信号の振幅が減少している際にチャージが起きる状況もありうる。しかしこのような動作は、単に以下で述べるように入力信号１４７４の傾斜を考慮するだけで避けることができる。
【００５７】
チャージ状態において、ここで述べる昇圧回路のいずれかの制御入力にチャージパルス信号が加えられる。実施例の１つにおいて、チャージ信号はエラー信号とスロープ信号とによってゲートされる。参照信号が減衰出力（例えばフィードバック信号）より大きく、参照信号の傾斜が正である場合、出力はチャージされる。そうでなければ、昇圧回路への制御入力は、スイッチが高インピーダンスモードとなる（例えば、負荷にパルスが提供されない）ように設定される。
【００５８】
参照信号の傾斜が負である場合、増幅器はディスチャージ状態であり、ディスチャージパルス信号が前記のディスチャージネットワークの制御端子に加えられる。実施例の１つにおいて、ディスチャージ信号はスロープ値とエラー値とによってゲートされる。例えば、参照信号がフィードバック信号より小さく、参照信号の傾斜が負である場合、ディスチャージ信号は前記のようにして加えられる。そうでなければ、ディスチャージネットワークは高インピーダンスモードに維持される。
【００５９】
図１５に示すように、前記の制御回路の全てにおいて、チャージ出力とディスチャージ出力とが提供された。これらの制御回路（概して図１５において符号１５００で示す）のそれぞれが、入力の傾斜に基づいてチャージ出力とディスチャージ出力とを抑制する論理ゲート（例えばＡＮＤゲート１５０４・１５０６）を有しうる。既に述べたように、制御回路１５００は参照信号１５１４とフィードバック信号１５１６とを受信する。これらの信号に基づいて、任意の前記の制御回路によってチャージ信号１５０８とディスチャージ信号１５１２とを形成することができる。実施例の１つにおいて、チャージ信号１５０８とディスチャージ信号１５１０とは、参照信号１５１４の傾斜によってゲートされる。そのため、図示される傾斜ベースコントローラ１５０２は、制御回路と、参照信号１５１４の傾斜を決定する傾斜検出器１５１０とを含む。図示される実施例において、傾斜検出器１５１０は、参照の傾斜が正である際には“１”を提供し、負である際には“０”を提供する。傾斜検出器１５１０に出力される値（またはインバータ１５１４によって形成されるその逆）によって、それぞれＡＮＤゲート１５０４・１５０６を介してチャージ信号１５０８とディスチャージ信号１５１２とがゲートされ、傾斜調整チャージ出力とディスチャージ出力とが生成される。これらの出力は、チャージ入力およびディスチャージ入力として、ここで開示される任意の昇圧回路へ適用される。
【００６０】
実施例の１つにおいて、傾斜調整ディスチャージ出力を修正し、図１４に示すディスチャージ（＋）出力とディスチャージ（−）出力とを形成することができる。前記のように、また図１４〜１６に示すように、第１の態様においてディスチャージ（−）は常に一定である。これは、図１６に示すディスチャージ信号（ＮＯＲゲート１６１０の出力）をＯＲゲート１６１６へ適用することで達成されうる。ＯＲゲート１６１６はまた、入力信号が正であるかを示す信号（Ｏｕｔ（＋））を受信する。この方式において、ディスチャージ信号の値によらず、負荷の一方の側は常に接地される。Ｏｕｔ（＋）が正であるときにディスチャージ（＋）はディスチャージ信号に追従し、それはＯＲゲート１６１４におけるディスチャージ信号によってＯｕｔ（＋）（Ｏｕｔ（−））の補足をＯＲすることで形成されるものとする。
【００６１】
ディスチャージ信号の値を決定するロジックは、ＸＯＲゲート１６１０によって図示される。このゲートは、前記のように形成されるパルス列を示すベース矩形波１６０８を、入力として受信する。条件に応じて矩形波の周波数とデューティサイクルとを変化させることが可能であるものとする。そして、矩形波は、誤差信号１６０４の値と傾斜１６１０のサインとによってゲートされる。フィードバック信号が入力信号を超過している場合、誤差信号１６０４は正である。入力信号の傾斜が正であるか、またはフィードバック信号が入力信号を超過しているか、あるいはその両方の場合、ベース矩形波１６０８は抑制される。ＡＮＤゲート１６１２は、誤差信号１６０４と、入力信号の傾斜１６１０のサインと、ベース矩形波１６０８とに連結される。この方式において、入力信号の傾斜が負であるか、またはフィードバック信号が入力信号より小さいか、あるいはその両方の場合、チャージ信号は抑制される。
【００６２】
図１７は、負荷１７０１に連結され駆動する増幅器１７００を示す。増幅器１７００は、負荷１４０１への入力信号１７７４へ、増幅されたバージョンを提供する。実施例の１つにおいて、図示される負荷１７０１は、容量特性を有する圧電アクチュエータである。
【００６３】
図示される増幅器は、昇圧回路１７０３と、昇圧回路１７０３のチャージ入力１７３５に信号を提供する制御回路１７０２とを含む。該して、チャージ入力１７３５に提供される信号は上記と同一または類似の方式で生成される。もちろん、状況によって、チャージ入力１７３５は、入力信号１７７４のエラー値と傾斜との少なくとも一方によってゲートされるかあるいはされない。
【００６４】
上記と同様、昇圧回路１７０３は、電源１７３３と接地またはコモンとの間に直列に接続されるインダクタ１７３１およびトランジスタ１７３２を含む。トランジスタ１７３２の制御端子は、チャージ入力１７３５に接続される。インダクタ１７３１とトランジスタ１７３２との接点は、ダイオード１７３６によって出力端子１７３８に接続される。ここで述べる回路は、パルスを負荷１７０１に印加するためのチャージ回路である。パルスの周波数、大きさおよび持続時間は、前記と同一または類似の方式でチャージ入力１７３５に加えられる信号によって決定され、該信号は制御回路１４０２によって提供される。制御回路１４０２は、信号をチャージ入力１４３５に提供するロジック１４０４を含む。
【００６５】
増幅器１７００はまた、出力端子３８と接地との間に直列に接続されるトランジスタ１７４１と抵抗器１７４２とを含む。トランジスタ１７４１の制御端子は、制御回路１７０２によって生成されるディスチャージ信号１７４３と連結される。トランジスタ１７４１と抵抗器１７４２とは、負荷１７０１に蓄積された任意の電荷をディスチャージし、さらに装置に加えられる波形に寄与する。トランジスタ１７４１が導電である場合、出力端子１７３８での電圧を減少させて入力信号１７７４への比例を維持することができる。
【００６６】
先行例において、フィードバック信号は、出力端子１７３８と接地との間に連結される分圧器から得られた。これに対し、図１７において、フィードバック信号１７５０は、負荷１７０１とフィードバックキャパシタ１７５１との間の位置から得られる。負荷１７０１はキャパシタとして図示され、負荷が圧電アクチュエータである場合にはキャパシタ定義インピーダンスＺｌｏａｄを有する。フィードバックキャパシタ１７５１等の容量素子は、インピーダンスＺｃを有する。前記と同様の方式において、Ｚｃ／（Ｚｌｏａｄ＋Ｚｃ）によって増幅器１７００の減衰率εが定義される。フィードバックキャパシタ１７５１は、負荷に提供される信号が入力信号を追跡することを可能としたまま、２つの抵抗器を有しそのうち１つは高電圧である分圧器と置き換えられる。
【００６７】
図１７に関する教示は、図１８に示す差動出力回路にも適用することができる。特に、図１４に示す回路とは対照的に、図１８においては、フィードバック回路１４６０・１４６６は、フィードバックキャパシタ１７５１ａ・１７５１ｂと置き換えられている。図１８において、出力信号１４８０は自然値（Ａ）と反転値（Ｂ）とを有するように示され、スイッチ１４５２ａ・１４５４ａの位置を制御する。前記のように、これらのスイッチの動作は、入力信号（例えば出力信号１４８０）の値（正または負）に基づいて変化する。図示されるように、フィードバックキャパシタ１７５１は、スイッチ１８０２と負荷１４０１との間に連結される。第２の態様において、スイッチ１８０２は、フィードバックキャパシタ１７５１ａを接地へ接続し、負荷１４０１との組み合わせで、減衰フィードバック信号を提供するインピーダンス分圧器を生成する。同様に、第２の態様において、スイッチ１８０４は、フィードバックキャパシタ１７５１ｂを接地へ接続し、負荷１４０１との組み合わせで、減衰フィードバック信号を提供するインピーダンス分圧器を生成する。両方のフィードバック信号はセレクタ１４７０へと提供され、該セレクタ１４７０は、図１４に示す実施例においてはセレクタに提供される値によって他のフィードバック信号が選択されるという点を除いて、前記のように動作可能である。
【００６８】
本発明について述べてきたことから、発明の範囲内において様々な改良が可能であることは当業者には明らかであろう。例えば、機能的には、トランジスタ４１および抵抗器４２の位置が逆であっても問題にはならない。いくつかの適用においては、チャージ制御からデューティサイクルの変更を省略してもよい。外部機器として例示したが、多くのマイクロコントローラは複数のＡＤＣおよびＤＡＣ回路を内蔵し、外部機器としてのこれらの装置の必要を除いている。２レベルより多いチャージおよびディスチャージを、適用に依存して、状態の数の増加とともに用いることができる。チャージのレベルの数は固定でもプログラム可能でもよい。例えば、マイクロコントローラ上の２つの入力ピンによって、チャージの１から４のレベルを扱うことができ、本発明の単一の実装よりも増強された駆動の柔軟性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】先行技術に従って構成され圧電アクチュエータに接続される昇圧回路の概略図である。
【図２】ディスプレイおよびキーパッドを有しそれらの一方または両方に圧電アクチュエータが含まれる電子装置の斜視図である。
【図３】本発明に従って構成され負荷に接続される昇圧回路の概略図である。
【図４】図３に示す昇圧回路のための制御回路のブロック図である。
【図５】本発明に従って構成された昇圧回路のためのデジタル制御回路のブロック図である。
【図６】本発明に従って構成された増幅器の操作を示すチャートである。
【図７】本発明に従って構成された昇圧回路のためのアナログ制御回路のブロック図である。
【図８】デューティサイクル、オン時間および周波数の関係を示すチャートである。
【図９】本発明に従って構成された増幅器の操作を示すチャートである。
【図１０】生成された波形の詳細を示すものである。
【図１１】本発明の別実施例のブロック図である。
【図１２】本発明に従って構成されたシステムの状態図である。
【図１３】複数の状態の間の移行がどのように起こるかを示す表である。
【図１４】差動出力を提供する実施例に係る増幅器の模式図である。
【図１５】チャージ信号に適用可能なロジックの模式図である。
【図１６】ディスチャージ信号に適用可能なロジックの模式図である。
【図１７】本発明の実施例の１つに従って構成され、負荷に接続される増幅器の模式図である。
【図１８】図１７に示す実施例に従って構成され、アクチュエータに連結される差動駆動信号を提供する増幅器の模式図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2014150534.tif 000019
【図１８】
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【外国語明細書】
2014150534000001.pdf