(57)【要約】【課題】半導体集積回路装置の温度を精度良く検出する。バンドギャップリファレンスを用いる方法で検出精度を高めるためには、半導体集積回路装置に含まれるアナログ素子の面積が大きくなってしまう。リーク電流を用いて半導体集積回路装置の温度を検出する方法によれば、回路面積を小さく抑えることが可能となるが、電源電圧の変動によってリーク電流も変動するため、検出精度が低下してしまう。【解決手段】温度によって変化するリーク電流で充放電されるキャパシタを、第１電源側および第２電源側の両方に設けることで、温度検出の精度が向上する。【選択図】図３Ｂ
2014048046.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源および第１のノードの間に接続されて、温度に応じて変化する電流を生成する電流源と、
前記第１のノードおよび第２の電源との間に接続された第１の容量素子と、
前記第１の電源および前記第１のノードの間に接続された第２の容量素子と、
前記第１のノードと、前記第２の電源とを導通または遮断するスイッチと、
前記第１のノードの電圧を入力し、前記第１のノードの電圧が所定の第１電圧から所定の第２電圧まで変化するに要する時間または所定の時間で変化する前記第１のノードの電圧の変化量を検出して前記温度を表す信号を生成する判定回路と
を具備する
温度センサー回路。
【請求項２】
請求項１に記載の温度センサー回路において、
前記判定回路は、
前記第１のノードの電圧と、前記所定の第２電圧とを比較する比較回路と、
前記スイッチの状態が切り替わってから前記第１のノードの電圧が前記所定の第２電圧に達するまでの時間を計測するカウンタと
を具備する
温度センサー回路。
【請求項３】
請求項１に記載の温度センサー回路において、
前記判定回路は、
前記第１のノードの電圧を検出してデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、
前記所定の時間が経過した瞬間の前記デジタル信号を保持して出力するフリップフロップと
を具備する
温度センサー回路。
【請求項４】
請求項２に記載の温度センサー回路において、
前記比較回路は、
入力部が前記第１のノードに接続されたインバータ回路
を具備し、
前記インバータ回路は、
前記所定の第２電圧に等しい閾値電圧
を具備する
温度センサー回路。
【請求項５】
請求項４に記載の温度センサー回路において、
前記インバータ回路の出力信号と、前記スイッチの状態を制御するトリガ信号とを入力し、前記第１のノードが前記所定の第２電圧に達し、かつ、前記トリガ信号が切り替わる瞬間を検出して生成した信号を前記カウンタに向けて出力する論理回路
をさらに具備する
温度センサー回路。
【請求項６】
請求項２に記載の温度センサー回路において、
前記比較回路は、
前記所定の第２電圧を生成する分圧回路と、
前記分圧回路が出力する前記第２電圧と、前記第１のノードの電圧とを比較する比較器と
を具備する
温度センサー回路。
【請求項７】
請求項２に記載の温度センサー回路において、
前記比較回路は、
極性が異なる２つのＭＯＸトランジスタ
を具備し、
前記２つのＭＯＸトランジスタは、前記第１の電源と、前記第２の電源との間に直列に接続されており、ゲートは前記第１のノードに接続されており、かつ、ソースは前記カウンタの前段に接続されている
温度センサー回路。
【請求項８】
請求項７に記載の温度センサー回路において、
前記電流源は、
オフ状態に接続されたＭＯＸトランジスタ
を具備する
温度センサー回路。
【請求項９】
請求項４に記載の温度センサー回路において、
前記インバータは、
第１のゲート長を有する第１のＭＯＳトランジスタ
を具備し、
前記カウンタは、
前記第１のゲート長より細い第２のゲート長を有する第２のＭＯＳトランジスタ
を具備する
温度センサー回路。
【請求項１０】
請求項４に記載の温度センサー回路において、
前記電流源は、
前記第１の電源と、前記第１のノードとの間に並列に、かつ、オフ状態に接続された複数のトランジスタと、
前記複数のトランジスタにそれぞれ直列に接続された複数のスイッチと
を具備する
温度センサー回路。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路において、
前記第１の電源は、グランドである
温度センサー回路。
【請求項１２】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路において、
前記第２の電源は、グランドである
温度センサー回路。
【請求項１３】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路において、
前記第１および前記第２のキャパシタは、
配線容量
を具備する
温度センサー回路。
【請求項１４】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路において、
前記第１および前記第２のキャパシタは、
ゲート容量
を具備する
温度センサー回路。
【請求項１５】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路において、
前記第１のキャパシタの容量と、前記第２のキャパシタの容量との比率は、前記第１電圧と、前記第２電圧との比率に基づいて設定されている
温度センサー回路。
【請求項１６】
請求項１〜１０のいずれかに記載の温度センサー回路
を具備する
半導体集積回路装置。
【請求項１７】
請求項１６に記載の半導体集積回路装置において、
前記温度センサー回路は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ：中央演算装置）、ＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ：グラフィック演算装置）またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理器）のいずれかに隣接している
半導体集積回路装置。
【請求項１８】
請求項１６に記載の半導体集積回路装置において、
前記温度センサー回路に隣接する電源パッド
を具備する
半導体集積回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体集積回路装置に係り、特に温度センサーを内蔵した半導体集積回路装置に好適に利用出来るものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体集積回路装置の温度が上昇すると、リーク電力が増加し、熱暴走に至る場合がある。したがって、半導体集積回路装置の温度を監視することが重要である。
【０００３】
半導体集積回路装置の温度を検出するために、バンドギャップリファレンスを用いる方法が知られている。しかし、この方法で検出精度を高めるためには、抵抗のトリミングなどが必要となる場合があり、半導体集積回路装置に含まれるアナログ素子の面積が大きくなってしまう。
【０００４】
また、リーク電流を用いて半導体集積回路装置の温度を検出する方法も知られている。この方法によれば、回路面積を小さく抑えることが可能となる。しかし、電源電圧の変動によってリーク電流も変動するため、検出精度が低下してしまう。
【０００５】
上記に関連して、特許文献１（ＷＯ２００９−０８４３５２号公報）には、温度測定装置に係る記載が開示されている。この温度測定装置は、電流源と、電流読み出し手段と、媒介変数決定手段と、温度変換手段と、基準温度測定手段とを有している。ここで、電流源は、温度の変化に応じて出力電流が変化する。電流読み出し手段は、電流源の出力電流を検出し、出力電流に比例する値を出力する。媒介変数決定手段は、電流読み出し手段の出力値を温度の情報に変換するための媒介変数を決定する。温度変換手段は、媒介変数を用いて電流読み出し手段の出力値を温度の情報に変換する。基準温度測定手段は、媒介変数の決定に用いる、電流読み出し手段の出力値に対応する電流源の温度を実測する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開２００９−０８４３５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
温度を精度良く検出する。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下に、（発明を実施するための形態）で使用される番号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号は、（特許請求の範囲）の記載と（発明を実施するための形態）との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号を、（特許請求の範囲）に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【０００９】
前記一実施の形態によれば、温度によって変化するリーク電流で充放電されるキャパシタ（Ｃ１およびＣ２）を、第１電源（ＶＤＤなど）側および第２電源（グランドなど）側の両方に設ける。
【発明の効果】
【００１０】
前記一実施の形態によれば、温度検出の精度が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、特許文献１で開示されている温度測定装置を示す。
【図２】図２は、従来の温度センサー回路の動作を考察するための図である。
【図３Ａ】図３Ａは、第１の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、第１の実施形態による温度センサー回路のより詳細な構成例を示す回路図である。
【図４】図４は、第１の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【図５】図５は、第１の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すグラフである。
【図６】図６は、第１の実施形態による温度センサー回路の他の構成例を示す回路図である。
【図７】図７は、第２の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図８】図８は、第２の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【図９】図９は、第３の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】図１０は、第４の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１１は、第５の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】図１２は、第６の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】図１３は、第７の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】図１４は、第８の実施形態による半導体集積回路装置の構成例を示す上面図である。
【図１５】図１５は、第９の実施形態による半導体集積回路装置の構成例を示す上面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
添付図面を参照して、本発明による温度センサー回路、この温度センサー回路を用いた半導体集積回路装置およびこの温度センサー回路を用いた温度測定方法を実施するための形態を以下に説明する。
【００１３】
まず、従来の温度測定装置について考察する。
【００１４】
図１は、特許文献１（ＷＯ２００９−０８４３５２号公報）で開示されている温度測定装置を示す。図１に示した温度測定装置は、第１の電源Ｖｄｄと、第２の電源Ｖｓｓと、電流源２０１と、キャパシタ２０２と、第１のノード２０３と、第１のインバータ回路２０４と、第２のインバータ回路２０５と、第２のノード２０６と、カウンタ２０７と、スイッチ２０８とを有している。ここで、電流源２０１としてＰチャネル型ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：金属酸化膜半導体）−ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）が用いられている。
【００１５】
電流源２０１としてのＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴにおいて、ドレインおよびゲートは第１の電源Ｖｄｄに接続されており、ソースは第１のノード２０３に接続されている。キャパシタ２０２において、一方の端部は第２の電源Ｖｓｓに接続されており、他方の端部は第１のノード２０３に接続されている。第１のインバータ回路２０４において、入力部は第１のノードに接続されており、出力部は第２のインバータ回路２０５の入力部に接続されている。第２のインバータ回路２０５の出力部は、第２のノード２０６に接続されている。カウンタ２０７の入力部は、第２のノード２０６に接続されている。スイッチ２０８において、一方の端部は第２の電源Ｖｓｓに接続されており、他方の端部は第１のノード２０３に接続されている。
【００１６】
ここで、図１の温度測定装置が温度計測の最中に第１の電源Ｖｄｄの電圧が変動した場合について考える。これは温度測定装置の置かれる実環境を想定したものである。なお、本明細書では、図１の温度測定装置が回路のブロック図を示したものであるので以下温度センサー回路と称する。
【００１７】
図２は、従来の温度センサー回路の動作を考察するための図である。図２には、第１〜第３のグラフ（ａ）〜（ｃ）が示されている。第１のグラフ（ａ）は、第１の電源Ｖｄｄが供給する第１電源電圧の時間変化を表す。第２のグラフ（ｂ）は、第１電源電圧が一定である場合の、第１のノード２０３における電圧の時間変化を表す。第３のグラフ（ｃ）は、第１電源電圧が変動する場合の、第１のノード２０３における電圧の時間変化を表す。第１〜第３のグラフ（ａ）〜（ｃ）において、横軸は時間の経過を表し、縦軸は電圧の強度を表す。
【００１８】
ここで、温度計測の最中に第１電源電圧が変動した場合として、次のような変動があった場合について考える。すなわち、温度計測の開始時における第１電源電圧の値をＶＤＤと置く。その後、時刻Ｔａにおいて、第１電源電圧が差分電圧ΔＶだけ低下して、以降、ＶＤＤ−ΔＶになるものとする。
【００１９】
第１電源電圧の変動に伴い、電流源２０１から供給されるリーク電流も変化する。ここでは、第１電源電圧が低下するので、リーク電流も低下する。したがって、キャパシタ２０２が充電される速度も低下する。この速度の低下は、図２において、第２のグラフ（ｂ）と、第３のグラフ（ｃ）における傾きの違いとして現れている。言い換えれば、時刻Ｔａにおいて、第１のノード２０３における電圧の変化は、第２のグラフ（ｂ）から第３のグラフ（ｃ）に切り替わる。
【００２０】
さらに、第１電源電圧が変動すると、第１のインバータ回路２０４の閾値電圧も変動するのが一般的である。これは、第１のインバータ回路２０４も第１の電源Ｖｄｄによって電力を供給されているからである。さらに、第１のインバータ回路２０４の閾値電圧は、第１電源電圧に比例するのが一般的である。ここで、この比例に係る係数をｒと置く。なお、係数ｒの値は、中間値としての０．５に設定されることが一般的である。
【００２１】
温度計測の開始時における第１のインバータ回路２０４の閾値電圧をＶＴＨと置く。このとき、時刻Ｔａ以降において、第１のインバータ回路２０４の閾値電圧は、ＶＴＨ−ｒΔＶとなる。
【００２２】
このように、図１に示した従来技術による温度センサー回路の例では、第１電源電圧の変動が、電流源２０１が供給するリーク電流と、第１のインバータ回路２０４の閾値電圧との両方に影響を与える。その結果、図２に示した例では、第１のノード２０３の電圧が第１のインバータ回路２０４の閾値電圧に到達する時刻が、変動が無い場合の時刻Ｔｃから、変動があった場合の時刻Ｔｂに早まってしまう。時刻Ｔｂから時刻Ｔｃまでの時間をΔＴと置く。ここで、開始時刻から時刻Ｔｂまでの時間が本来計測されるべき温度に対応し、開始時刻から時刻Ｔｃまでの時間が実際の温度計測結果に対応し、時間ΔＴが温度計測誤差に対応する。
【００２３】
図１に示した従来技術による温度センサー回路の例では、キャパシタ２０２を第２の電源Ｖｓｓ電位からインバータ回路２０４の閾値電圧を超えるまでの時間をカウントし、そのカウント値を温度に変換している。したがって、時間ΔＴはそのまま計測誤差となる。
【００２４】
つまり、この温度センサー回路には、計測結果が電源電圧の変動に強い影響を受けてしまう。この考察により、第１の電源電圧の変動があるような実環境では、従来の温度センサー回路では、温度を精度良く検出することは困難と言わざるを得ないことが分かる。
【００２５】
以下、電源電圧の変動による温度計測誤差を抑制する温度センサー回路の実施形態について説明する。
【００２６】
（第１の実施形態）
図３Ａは、第１の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図３Ａに示した本実施形態による温度センサー回路の構成要素について説明する。図３Ａに示した温度センサー回路は、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドと、電流源Ｆと、第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２と、第１のノードＮ１と、判定回路１と、スイッチＳＷとを含んでいる。
【００２７】
図３Ｂは、第１の実施形態による温度センサー回路のより詳細な構成例を示す回路図である。図３Ｂに示した温度センサー回路では、図３Ａに示した電流源Ｆと、判定回路１とを、より詳細な電流源Ｆ１と、判定回路１Ａとにそれぞれ置き換えている。
【００２８】
図３Ｂに示した電流源Ｆ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴを有している。図３Ｂに示した判定回路１Ａは、第１のインバータ回路Ｉ１と、第２のインバータ回路Ｉ２と、第１のノードＮ２と、カウンタＣＴ１とを含んでいる。
【００２９】
図３Ｂに示した温度センサー回路の構成要素の接続関係について説明する。電流源Ｆ１としてのＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴにおいて、ドレインおよびゲートは第１の電源ＶＤＤに接続されており、ソースは第１のノードＮ１に接続されている。第１のキャパシタＣ１において、一方の端部は第２の電源としてのグランドに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。第２のキャパシタＣ２において、一方の端部は第１の電源ＶＤＤに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。第１のインバータ回路Ｉ１において、入力部は第１のノードＮ１に接続されており、出力部は第２のインバータ回路Ｉ２の入力部に接続されている。なお、第１のインバータ回路Ｉ１は、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドとに接続されて電力を供給されている。第２のインバータ回路Ｉ２において、入力部は第１のインバータ回路Ｉ１の出力部に接続されており、出力部は第２のノードＮ２に接続されている。カウンタＣＴ１において、入力部は第２のインバータ回路Ｉ２の出力部に接続されている。なお、カウンタＣＴ１は、トリガ信号ＴＲＧを入力するトリガ信号入力部と、カウンタ用クロック信号ＣＬＫを入力するカウンタ用クロック信号入力部とをさらに有するものとする。スイッチＳＷにおいて、一方の端部は第２の電源としてのグランドに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。なお、スイッチＳＷは、さらに、トリガ信号ＴＲＧを入力する制御信号入力部を有するものとする。
【００３０】
図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の動作について説明する。第１の電源ＶＤＤは、所定の値を有する第１の電源電圧を供給する。第１の電源電圧は、不規則に変動し得るものとする。電流源Ｆ１は、第１の電源電圧と、自身の温度とに応じた強度のリーク電流を生成しているものとする。ここでは、電流源Ｆ１の温度変化速度が、第１の電源電圧の変化速度に対して無視できるほどに遅いものとする。第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２とは、電流源Ｆ１から供給されたリーク電流で充放電される。スイッチＳＷは、トリガ信号ＴＲＧによって制御されて、導通状態または遮断状態に切り替わる。判定回路１Ａは、予め放電しておいた第１のキャパシタＣ１への充電を開始してから、第１のノードＮ１の電圧が所定の基準電圧に到達するまでの時間を計測し、計測結果を表す出力信号を生成する。
【００３１】
図３Ｂに示した第１の実施形態による判定回路１Ａの動作について説明する。第１のインバータ回路Ｉ１および第２のインバータ回路Ｉ２は、それぞれ、入力した信号を反転して出力する。ここで、第１のインバータ回路Ｉ１および第２のインバータ回路Ｉ２のそれぞれにおける入力信号は、その電圧が所定の閾値電圧よりも低ければロー状態と判定され、反対に高ければハイ状態と判定されるものとする。また、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値は、第１のインバータ回路Ｉ１自身の動作電力を供給する第１の電源ＶＤＤの電圧に追従して変動するものとする。なお、一般的に、インバータ回路の閾値は、電源電圧に比例して変動する。第２のインバータ回路Ｉ２も、第１のインバータ回路Ｉ１と同様に動作するが、その入力信号はすでにある程度の精度でロー状態またはハイ状態に分けられている。第２のインバータ回路Ｉ２は、この精度をさらに上げる動作を行うものとする。
【００３２】
カウンタ用クロック信号ＣＬＫは、ロー状態からハイ状態への立ち上がりと、ハイ状態からロー状態への立ち下がりとを、所定の周期で交互に繰り返しているものとする。カウンタＣＴ１は、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号がロー状態である間にカウンタ用クロック信号ＣＬＫが立ち上がる回数または立ち下がる回数をカウントするものとする。また、カウンタＣＴ１は、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号がハイ状態である間はカウント値を保持するものとする。ただし、トリガ信号ＴＲＧがロー状態である間は、カウンタＣＴ１のカウント値はゼロにリセットされているものとする。
【００３３】
図４は、第１の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すタイミングチャートである。図４に示したタイミングチャートは、第１〜第５のタイミングチャート（ａ）〜（ｅ）を含んでいる。第１のタイミングチャート（ａ）は、カウンタＣＴ１がカウントするカウント値の時間変化を表している。第２のタイミングチャート（ｂ）は、カウンタ用クロック信号ＣＬＫの時間変化を表している。第３のタイミングチャート（ｃ）は、トリガ信号ＴＲＧの時間変化を表している。第４のタイミングチャート（ｄ）は、第１のノードＮ１における電圧の時間変化を表している。第５のタイミングチャート（ｅ）は、第２のノードＮ２における弾圧の時間変化を表している。第１〜第５のタイミングチャート（ａ）〜（ｅ）において、横軸は時間の経過を表し、縦軸は信号または電圧の強度を表している。
【００３４】
図４に示したタイミングチャートにおいて、時刻Ｔ０は温度計測の開始時刻を表し、時刻Ｔ２はカウント終了時刻を表し、時刻Ｔ３は温度計測の終了時刻を表している。
【００３５】
まず、時刻Ｔ０以前の初期状態について説明する。初期状態において、トリガ信号ＴＲＧはロー状態である。このとき、トリガ信号ＴＲＧによって制御されるスイッチＳＷは、導通状態であるものとする。また、第１のキャパシタＣ１は、その両端部が短絡されており、したがって放電されているものとする。反対に、第２のキャパシタＣ２は、その両端が第１の電源ＶＤＤおよび第２の電源にそれぞれ接続されており、したがって充電されているものとする。
【００３６】
第１のノードＮ１は、第２の電源としてのグランドに短絡されているので、その電圧はゼロである。したがって、第１のインバータ回路Ｉ１の出力信号はハイ状態であり、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号はロー状態である。カウンタＣＴ１内部のカウント値は、ゼロにリセットされているものとする。
【００３７】
次に、時刻Ｔ０において、トリガ信号ＴＲＧがロー状態からハイ状態に切り替わる。このとき、スイッチＳＷは、トリガ信号ＴＲＧに制御されて、導通状態から遮断状態に切り替わる。第１のキャパシタＣ１では、電流源Ｆ１からのリーク電流による充電が開始し、第１のキャパシタＣ１の電圧が上昇する。反対に、第２のキャパシタＣ２では、電流源Ｆ１からのリーク電流による放電が開始し、第２のキャパシタＣ２の電圧が下降する。さらに、ハイ状態に切り替わったトリガ信号ＴＲＧに応じて、カウンタＣＴ１がカウント動作を開始する。このカウント動作は、停止すまるで一定周期で継続されるものとする。
【００３８】
次に、時刻Ｔ１において、第１のノードＮ１の電圧、すなわち第１のキャパシタＣ１の電圧が、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧に到達する。このとき、第１のインバータ回路Ｉ１の出力信号が反転されて、ハイ状態からロー状態に切り替わる。同時に、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号も反転されて、第２のノードＮ２の電圧がロー状態からハイ状態に切り替わる。
【００３９】
カウンタＣＴ１は、第２のノードＮ２の電圧がハイ状態に切り替わったことを検出すると、カウント動作を停止し、そのカウント値を時刻Ｔ２まで保持する。図４の例では、カウント値は時刻Ｔ０における初期値０から、時刻Ｔ１における１３まで上昇し、その後は１３のまま変化しない。
【００４０】
したがって、カウント停止時に得られるカウント値は、放電された第１のキャパシタＣ１を電流源Ｆ１から供給されるリーク電流で充電してその電圧が第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧ＶＴＨに到達するまでの時間に比例する。ただし、電流源Ｆ１としてのＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴが供給するリーク電流は、その温度によって変動する。リーク電流の変動によって、第１のキャパシタＣ１が充電される速度が変動し、カウント値も変動する。温度と、カウント値との関係を予め調べておくことで、得られたカウント値から電流源Ｆ１周辺の温度を得ることが可能となる。
【００４１】
その後、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間、第１のキャパシタＣ１への充電は継続され、第１のノードＮ１の電圧は上昇を続け、第２のノードＮ２の電圧はハイ状態であり続ける。
【００４２】
次に、時刻Ｔ２において、トリガ信号ＴＲＧがハイ状態からロー状態に切り替わる。このとき、トリガ信号ＴＲＧはハイ状態からロー状態に切り替わり、スイッチＳＷは遮断状態から導通状態に切り替わり、第１のノードＮ１は第２の電源としてのグランドに短絡される。その結果、第１のキャパシタＣ１は放電され、第２のキャパシタＣ２は充電され、第２のノードＮ２の電圧はロー状態に戻る。
【００４３】
また、カウンタＣＴ１のカウント値は初期値０にリセットされる。ただし、時刻Ｔ１にカウント動作が停止し、時刻Ｔ２にカウント値がリセットされる間に、カウンタＣＴ１は確定したカウント値を表す出力信号を生成して外部に出力するものとする。
【００４４】
なお、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２までの長さは、計測したい温度の上限などに合わせて予め設定しておいても良いものとする。
【００４５】
このように、図３Ｂに示した温度センサー回路は、温度に応じてその強度が変化するリーク電流で第１のキャパシタＣ１を充電し、第１のキャパシタＣ１の電圧が第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧に到達するまでの時間を計測することで、温度の検出を行う。
【００４６】
なお、カウンタリセットのタイミングは、必ずしも時刻Ｔ２で行う必要性は無く、カウント動作を開始する時刻Ｔ０またはそれ以前に行っても構わない。
【００４７】
図５は、第１の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すグラフである。図５のグラフには、第１〜第３のグラフ（ａ）〜（ｃ）が示されている。第１のグラフ（ａ）は、第１の電源ＶＤＤの電圧の時間変化を表している。第２のグラフ（ｂ）は、第１のノードＮ１の電圧の、第１の電源電圧が一定である場合の時間変化を表している。第３のグラフ（ｃ）は、第１のノードＮ１の電圧の、第１の電源電圧が第１のグラフ（ａ）のように変化する場合の時間変化を表している。第１〜第３のグラフ（ａ）〜（ｃ）において、横軸は時間の経過を表し、縦軸は電圧の強度を表している。
【００４８】
時刻Ｔａは、第１のグラフ（ａ）の例で第１の電源ＶＤＤの電圧に変動が発生する時刻を表している。時刻Ｔｂは、第１の電源ＶＤＤの電圧に変動が起こらない場合に、第１のノードＮ１の電圧が、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧に到達する時刻を表している。時刻Ｔｃは、第１の電源ＶＤＤの電圧に第１のグラフ（ａ）のような変動が起きた場合に、第１のノードＮ１の電圧が、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧に到達する時刻を表している。
【００４９】
第１のグラフ（ａ）に示した例では、時刻Ｔａにおいて、第１の電源ＶＤＤの電圧が、初期値ＶＤＤから第１の差分電圧ΔＶだけ下降して、ＶＤＤ−ΔＶになる。このとき、図２に示した従来技術の場合と同様に、第１の電源電圧の下降に伴い、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧も初期値ＶＴＨから第２の差分電圧ｒΔＶだけ下降する。ここで、係数ｒは、第１の電源電圧の初期値ＶＤＤと、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧の初期値ＶＴＨとの比率に等しいものとする。
【００５０】
その一方で、時刻Ｔａにおいて、図２に示した従来技術の場合とは異なり、本実施形態では、第１のノードＮ１の電圧がある程度下降する。これは、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドとの間に直列に接続されている第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２との間で、時刻Ｔａにおいて電荷が移動するからである。第１のノードＮ１で下降する電圧ΔＶＮ１は、以下の式のように求められる。
ΔＶＮ１＝ΔＶ×Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）
ここで、Ｃ１は第１のキャパシタＣ１が有する第１の容量値を表し、Ｃ２は第２のキャパシタＣ２が有する第２の容量値を表す。
【００５１】
その結果、第１の電源ＶＤＤの電圧降下に伴う、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧の降下を、同じく第１の電源ＶＤＤの電圧降下に伴う、第１のノードＮ１の電圧の降下が相殺することで、時刻Ｔｂから時刻Ｔｃまでの測定誤差ΔＴを低減することが可能となる。
【００５２】
なお、上記の係数ｒと、第１の容量値Ｃ１と、第２の容量値Ｃ２は、以下の式のような関係を有することが好ましい。
ｒ＝Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）
例えば、ｒ＝０．５のとき、Ｃ１＝Ｃ２に設定することが好ましいことになる。
【００５３】
したがって、第２のキャパシタＣ２の容量値を適切に設定することが重要である。具体的には、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ：金属・絶縁膜・金属）構造の配線容量や、ＭＯＳキャパシタまたはゲート容量などを半導体集積回路装置の内部に明示的に設けることで、第２のキャパシタＣ２の容量値を精度よく実現することが望ましい。
【００５４】
発明者は、第１の実施形態による温度センサー回路の効果を、シミュレーションによって試算した。第１のキャパシタＣ１および電流源Ｆ１の一例として、６０μ秒で０．５Ｖ（ボルト）充電される組み合わせを想定している。第１の電源ＶＤＤにおいて、その基本電圧を１Ｖとし、６０μ秒程度の周期、かつ、±０．１Ｖ程度のゆれ幅で電圧が変動する場合について調べた。その結果、図１に示した従来技術の場合と比較して、本実施形態による温度センサー回路による温度読み取り誤差は、１／１０程度にまで低減出来ることが確認された。
【００５５】
なお、本実施形態による温度読み取り誤差は、例えば電源電圧が変動するタイミングなどあらゆるパラメータに依存するものであることは言うまでもない。すなわち上記シミュレーション結果はあくまでも一例に過ぎず、したがって権利範囲を限定するものではない。
【００５６】
図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路では、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号と、トリガ信号ＴＲＧとが、カウンタＣＴ１に直接供給されている。ここで大切なのは、トリガ信号ＴＲＧが立ち上がってから、第１のノードＮ１の電圧が所定の電圧に到達するまでの期間だけカウントが計数動作を行うことである。したがって、第１の実施形態による温度センサー回路は、第２のインバータ回路Ｉ２の出力部と、トリガ信号ＴＲＧを伝達する配線とが、カウンタＣＴ１に直接接続されない構成であっても、この条件を満たすことは可能である。その一例について以下に説明する。
【００５７】
図６は、第１の実施形態による温度センサー回路の他の構成例を示す回路図である。図６に示した温度センサー回路は、図３Ｂに示した温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した判定回路１Ａを、図６に示した判定回路１Ｂに置き換える。より具体的には、図６に示した判定回路１Ｂは、図３Ｂに示した判定回路１Ａに、第３のインバータ回路Ｉ３と、否定論理和回路ＮＯＲとを追加し、カウンタＣＴ１をカウンタＣＴ２に置き換えたものである。ここで、否定論理和回路ＮＯＲは２つの入力部を有している。また、カウンタＣＴ２は、カウンタ用クロック信号ＣＬＫを入力するカウンタ用クロック信号入力部と、否定論理和回路ＮＯＲの出力信号を入力する制御信号入力部とを有するものとする。
【００５８】
図６に示した温度センサー回路における、第３のインバータ回路Ｉ３と、否定論理和回路ＮＯＲと、カウンタＣＴ２とに係る接続関係について説明する。第３のインバータ回路Ｉ３は、トリガ信号ＴＲＧを入力する。否定論理和回路ＮＯＲにおける第１の入力部は、第２のインバータ回路Ｉ２の出力部に接続されている。否定論理和回路ＮＯＲにおける第２の入力部は、第３のインバータ回路Ｉ３の出力部に接続されている。否定論理和回路ＮＯＲの出力部は、カウンタＣＴ２における制御信号入力部に接続されている。その他の接続関係については、図３Ｂの場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００５９】
図６に示した判定回路１Ｂに係る動作について説明する。否定論理和回路ＮＯＲは、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号と、トリガ信号ＴＲＧの反転信号とを入力し、これら２つの入力信号の否定論理和を演算して出力する。したがって、否定論理和回路ＮＯＲの出力信号は、第２のインバータ回路Ｉ２の出力信号がロー状態で、かつ、トリガ信号ＴＲＧがハイ状態である場合にはハイ状態になり、その他の場合にはロー状態になる。
【００６０】
カウンタＣＴ２は、否定論理和回路ＮＯＲの出力信号のロー状態からハイ状態への立ち上がりにおいてカウントのリセットおよびカウントの開始を行うものとする。また、カウンタＣＴ２は、否定論理和回路ＮＯＲの出力信号のハイ状態からロー状態への立下りにおいてカウント動作の停止およびカウント値の保持を行うものとする。
【００６１】
以上のように設定することで、図６に示した温度センサー回路でも、図３Ｂに示した温度センサー回路と同様の動作結果および効果が得られる。なお、図６の例で用いた否定論理和回路ＮＯＲの代わりにその他の論理回路を用いても、各信号の極性などを適宜に調整することで本実施形態が成立することは、言うまでもない。
【００６２】
（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図７に示した第２の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した第１の実施形態による判定回路１Ａを、図７に示した第２の実施形態による判定回路２に置き換える。より具体的には、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドとを入れ替える。また、この入れ替えに伴い、図３Ｂに示した電流源Ｆ１としてのＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴと、第２のインバータ回路Ｉ２とを、図７に示した電流源Ｆ２としてのＮチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴと、バッファ回路ＢＦとに、それぞれ置き換える。本実施形態による温度センサー回路のその他の構成要素は、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００６３】
図７に示した第２の実施形態による温度センサー回路の構成要素の接続関係について説明する。電流源Ｆ２としてのＮチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴにおいて、ドレインおよびゲートは第２の電源としてのグランドに接続されており、ソースは第１のノードＮ１に接続されている。第１のキャパシタＣ１において、一方の端部は第１の電源ＶＤＤに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。第２のキャパシタＣ２において、一方の端部は第２の電源としてのグランドに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。第１のインバータ回路Ｉ１において、入力部は第１のノードＮ１に接続されており、出力部はバッファ回路ＢＦの入力部に接続されている。なお、第１のインバータ回路Ｉ１は、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドとに接続されて電力を供給されている。バッファ回路ＢＦにおいて、入力部は第１のインバータ回路Ｉ１の出力部に接続されており、出力部は第２のノードＮ２に接続されている。カウンタＣＴ１において、入力部はバッファ回路ＢＦの出力部に接続されている。なお、カウンタＣＴ１は、トリガ信号ＴＲＧを入力するトリガ信号入力部と、カウンタ用クロック信号ＣＬＫを入力するカウンタ用クロック信号とをさらに有するものとする。スイッチＳＷにおいて、一方の端部は第１の電源ＶＤＤに接続されており、他方の端部は第１のノードＮ１に接続されている。なお、スイッチＳＷは、さらに、トリガ信号ＴＲＧを入力する制御信号入力部を有するものとする。
【００６４】
図８は、第２の実施形態による温度センサー回路の動作例を示すタイミングチャートである。図８に示したタイミングチャートは、図４に示した第１の実施形態におけるタイミングチャートに、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、第４のグラフ（ｄ）を、縦軸方向に反転する、つまり電圧の強弱方向に反転する。
【００６５】
より具体的には、時刻Ｔ０以前において、第１のキャパシタＣ１が充電されており、第１のノードＮ１における電圧は第１の電源電圧に等しい。なお、このとき、第２のキャパシタＣ２は放電されている。
【００６６】
時刻Ｔ０から時刻Ｔ２にかけて、第１のキャパシタＣ１はリーク電流によって徐々に放電されて、第１のノードＮ１における電圧が徐々に降下する。なお、このとき、第２のキャパシタＣ２はリーク電流によって徐々に充電されている。
【００６７】
また、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間の時刻Ｔ１において、第１のノードＮ１における電圧が、第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧を割り込み、第１のインバータ回路Ｉ１の出力信号がロー状態からハイ状態に反転する。
【００６８】
本実施形態による温度センサー回路のその他の動作は、第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００６９】
（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図９に示した第３の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した第１の実施形態による判定回路１Ａを、図９に示した第３の実施形態による判定回路３に置き換える。より具体的には、図３Ｂに示した第１のインバータ回路Ｉ１と、第２のインバータ回路Ｉ２とを、比較器ＣＰ１と、第１の抵抗Ｒ１と、第２の抵抗Ｒ２とに置き換える。本実施形態による温度センサー回路のその他の構成要素は、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００７０】
図９に示した第３の実施形態による判定回路３に係る接続関係について説明する。第１の抵抗Ｒ１における一方の端部は、第１の電源ＶＤＤに接続されている。第１の抵抗Ｒ１における他方の端部は、第２の抵抗における一方の端部と、比較器ＣＰ１における第１の入力部とに共通接続されている。第２の抵抗における一方の端部は、第１の抵抗における他方の端部と、比較器ＣＰ１における第１の入力部とに共通接続されている。第２の抵抗における他方の端部は、第２の電源としてのグランドに接続されている。比較器ＣＰ１における第１の入力部は、第１の抵抗Ｒ１における他方の端部と、第２の抵抗における一方の端部とに共通接続されている。比較器ＣＰ１における第２の入力部は、第１のノードＮ１に接続されている。比較器ＣＰ１における出力部は、第２のノードＮ２に接続されている。
【００７１】
図９に示した第３の実施形態による温度センサー回路におけるその他の構成要素に係る接続関係は、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００７２】
図９に示した判定回路３の動作について説明する。第１の抵抗Ｒ１と、第２の抵抗Ｒ２とは、第１の電源ＶＤＤと、第２の電源としてのグランドとの間に直列に接続されている。したがって、第１の抵抗Ｒ１と、第２の抵抗Ｒ２とは、第１電源電圧ＶＤＤを分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。生成される基準電圧Ｖｒｅｆは、以下の式で求められる。
Ｖｒｅｆ＝ＶＤＤ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
【００７３】
比較器ＣＰ１は、第１の入力部に印加される基準電圧Ｖｒｅｆと、第２の入力部に印加される第１のノードＮ１の電圧とを比較し、その結果を出力する。ここで、第１の実施形態で用いた第１のインバータ回路Ｉ１の閾値電圧ＶＴＨと同様に、本実施形態で用いる基準電圧Ｖｒｅｆも、第１の電源電圧ＶＤＤが変動する際に変動する。特に、基準電圧Ｖｒｅｆの変動は、第１の電源電圧ＶＤＤの変動に比例する。したがって、分圧の比率を、第１の実施形態で用いた比例の係数ｒに相当するように設定することが好ましい。こうすることで、本実施形態による温度センサー回路は、第１の実施形態の場合と同様に動作するので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００７４】
本実施形態による判定回路３では、基準電圧Ｖｒｅｆが、第１の電源電圧ＶＤＤに比例して変動する一方で、温度の変化を受けにくい。したがって、本実施形態による温度センサー回路は、第１の実施形態の場合よりも、より精度の高い温度検出を可能としている。
【００７５】
（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図１０に示した第４の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサーに、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した第１の実施形態による判定回路１Ａを、図１０に示した第４の実施形態による判定回路４に置き換える。より具体的には、図３Ｂに示した第１の実施形態による第１のインバータ回路Ｉ１と、第１のインバータ回路Ｉ２と、カウンタＣＴ１とを、図１０に示した第４の実施形態によるＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：アナログデジタル）コンバータ回路ＡＤと、フリップフロップ回路ＦＦとに置き換える。本実施形態による温度センサー回路のその他の構成要素は、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００７６】
図１０に示した第４の実施形態による判定回路４に係る接続関係について説明する。Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤの入力部は、第１のノードＮ１に接続されている。Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤの出力部は、フリップフロップ回路ＦＦにおける第１の入力部に接続されている。フリップフロップ回路ＦＦにおける第２の入力部は、トリガ信号ＴＲＧを入力する。
【００７７】
図１０に示した第４の実施形態による温度センサー回路におけるその他の構成要素に係る接続関係は、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００７８】
図１０に示した第４の実施形態による判定回路４に係る動作について説明する。Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤは、第１のノードＮ１における電圧をアナログ値として入力し、所定ビット数のデジタル値に変換して出力する。フリップフロップ回路ＦＦは、Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤが出力する所定ビット数のデジタル値を入力し、保持し、出力する。なお、フリップフロップ回路ＦＦの動作は、トリガ信号ＴＲＧによって制御されるものとする。
【００７９】
図１０に示した第４の実施形態による温度センサー回路の全体的な動作についてより具体的に説明する。本実施形態による温度センサー回路の動作も、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の場合と同じ初期状態から開始する。すなわち、本実施形態による温度センサー回路の初期状態において、トリガ信号ＴＲＧはロー状態であり、スイッチＳＷは導通状態であり、第１のノードＮ１の電圧はゼロになっている。
【００８０】
本実施形態による温度センサー回路の動作が開始し、トリガ信号ＴＲＧがロー状態からハイ状態に切り替わると、スイッチＳＷは遮断状態になる。その結果、電流源Ｆ１が生成するリーク電流によって第１のキャパシタＣ１は充電され、第２のキャパシタＣ２は放電され、第１のノードＮ１の電圧は上昇する。また、トリガ信号ＴＲＧのロー状態からハイ状態への切り替わりを検出して、フリップフロップ回路ＦＦはリセット動作を行うものとする。
【００８１】
Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤは、第１のノードＮ１の電圧を入力してアナログデジタル変換を行い、その変換結果であるデジタル信号を出力する。Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤが生成するデジタル信号は、所定のビット数で構成されており、Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤの精度このビット数に依存する。
【００８２】
フリップフロップ回路ＦＦは、このデジタル信号を入力して出力する。ただし、フリップフロップ回路ＦＦは、トリガ信号ＴＲＧのハイ状態からロー状態への切り替わりを検出して、Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤがこの瞬間に出力していたデジタル信号保持するものとする。
【００８３】
ここで、トリガ信号ＴＲＧは、ロー状態からハイ状態に切り替わってから所定の時間が経過するとロー状態に切り替わるものとする。第１のノードＮ１の電圧が、この所定の時間で変化した変化量を検出することで、温度の検出が可能となる。なお、Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤが生成してフリップフロップ回路ＦＦが最終的に保持するデジタル信号の値と、温度との関係は、実測などによって予め調べておくことが望ましい。
【００８４】
図１０に示した第４の実施形態による温度センサー回路のその他の動作については、図３Ｂに示した第１の実施系板による温度センサー回路の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００８５】
第４の実施形態による温度センサー回路では、Ａ／Ｄコンバータ回路ＡＤの精度を高めることによって、温度測定の精度を高めることが可能となる。したがって、図３Ｂに示した第１の実施形態の場合と異なり、温度測定の精度をより高めるために周波数のより高いクロック信号を必要としない。
【００８６】
（第５の実施形態）
図１１は、第５の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図１１に示した第５の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した第１の実施形態による判定回路１Ａと、電流源Ｆ１とを、図１１に示した第５の実施形態による判定回路５と、電流源Ｔ１とにそれぞれ置き換える。
【００８７】
より具体的には、図３Ｂに示した第１の実施形態による第１のインバータ回路Ｉ１と、電流源Ｆ１とを、図１１に示した第５の実施形態による比較回路ＣＰ２と、電流源Ｔ１とにそれぞれ置き換える。なお、比較回路ＣＰ２の極性次第では、第２のインバータ回路Ｉ２を省略可能であるが、ここでは省略しない場合について説明する。
【００８８】
図１１に示した第５の実施形態による比較回路ＣＰ２は、パワーゲートと呼ばれる厚いゲート酸化膜を有するトランジスタ（以下、「ＭＯＸトランジスタ」と記す）を用いて形成されている。より具体的には、図１１に示した第５の実施形態による比較回路ＣＰ２は、Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ２と、Ｎチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ３とを有している。また、図１１に示した第５の実施形態による電流源Ｔ１も、Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタを用いて形成されている。
【００８９】
図１１に示した第５の実施形態による比較回路ＣＰ２と、電流源Ｔ１とに係る接続関係について説明する。まず、Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ２のドレインは、第１の電源ＶＤＤに接続されている。Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ２のゲートと、Ｎチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ３のゲートとは、第１のノードＮ１に共通接続されている。Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ２のソースと、Ｎチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ３のソースとは、第２のインバータ回路Ｉ２の入力部に共通接続されている。Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ２のドレインは、第２の電源としてのグランドに接地されている。
【００９０】
次に、電流源Ｔ１としてのＰチャネル型ＭＯＸトランジスタＴ１において、ドレインおよびゲートは第１の電源ＶＤＤに接続されており、ソースは第１のノードＮ１に接続されている。
【００９１】
図１１に示した第５の実施形態による温度センサー回路におけるその他の構成は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００９２】
一般的に、ＭＯＸトランジスタは、いわゆるコアトランジスタと比較して、より太いゲート長Ｌを用いて形成されており、したがって閾値電圧のランダムばらつきがより小さい。本実施形態では、上記のような構成を用いることで、電流源Ｔ１が生成するリーク電流値のばらつきと、比較回路ＣＰ２における論理閾値電圧のばらつきとを、それぞれより小さく抑えることで、温度検出の制度をより高めることを可能としている。
【００９３】
（第６の実施形態）
図１２は、第６の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図１２に示した第６の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した判定回路１Ａを、図１２に示した判定回路６に置き換える。
【００９４】
より具体的には、図３Ｂに示した第１の実施形態による第１のインバータ回路Ｉ１と、第２のインバータ回路Ｉ２と、カウンタＣＴ１とを、図１２に示した第６の実施形態による第１のインバータ回路Ｉ３と、第２のインバータ回路Ｉ４と、カウンタＣＴ３とに、それぞれ置き換える。ここで、図１２に示した第６の実施形態において、第１のインバータ回路Ｉ３と、第２のインバータ回路Ｉ４とは、ゲート長Ｌがより太いトランジスタを用いて構成されているものとする。また、図１２に示した第６の実施形態において、カウンタＣＴ３は、ゲート長Ｌがより細いトランジスタを用いて構成されているものとする。なお、図１２に示した第６の実施形態による温度センサー回路のその他の構成については、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【００９５】
カウンタＣＴ３を、ゲート長Ｌが寄り細いトランジスタを用いて構成することで、周波数がより高いクロック信号ＣＬＫを扱うことが可能となる。また、第１のインバータ回路Ｉ３と、第２のインバータ回路Ｉ４とを、ゲート長Ｌが寄り太いトランジスタを用いて構成することで、電流源を流れる電流値のばらつきを小さく抑えることが可能となる。したがって、上記の構成を用いることで、本実施形態による温度センサー回路における温度検出の精度を高めることが可能となる。
【００９６】
（第７の実施形態）
図１３は、第７の実施形態による温度センサー回路の構成例を示す回路図である。図１３に示した第７の実施形態による温度センサー回路は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図３Ｂに示した第１の実施形態による電流源Ｆ１を、図１３に示した第７の実施形態による電流源Ｆ２に置き換える。
【００９７】
より具体的には、電流源Ｆ２は、複数のＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｆ２ｉと、複数のスイッチＳＷｉとを有している。ここで、添え字「ｉ」は、１から所定の最大数Ｎまでの整数を示すものとする。
【００９８】
電流源Ｆ２に係る接続関係について説明する。複数のＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｆ２ｉは、それぞれ、ドレインおよびゲートが第１の電源ＶＤＤに接続されており、ソースは対応する番号のスイッチＳＷｉにおける一方の端部に接続されている。複数のスイッチＳＷｉのそれぞれにおいて、他方の端部は第１のノードＮ１に共通接続されている。言い換えれば、複数のＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｆ２ｉと、複数のスイッチＳＷｉとは、一対一に対応して直列に接続されており、その上で、第１の電源ＶＤＤおよび第１のノードＮ１の間に並列に接続されている。
【００９９】
図１３に示した第７の実施形態による温度センサー回路におけるその他の構成は、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。
【０１００】
図１３に示した第７の実施形態による電流源Ｆ２の動作について説明する。複数のスイッチＳＷｉのそれぞれは、外部からの制御によって、導通状態および遮断状態が切り替わる単極単投スイッチとして機能するものとする。この制御は、図示しない制御回路によって自動的に行われても良いが、本実施形態の本質には直接的に関係しないので、さらなる詳細な説明を省略する。
【０１０１】
また、複数のＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｆ２ｉのそれぞれは、図３Ｂに示した第１の実施形態による電流源Ｆ１と同様に機能する。これら複数のＰチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ  Ｆ２ｉのうち、直列に接続されたスイッチＳＷｉが導通状態にあるものが生成するリーク電流の総和が、第１のノードＮ１に供給される。
【０１０２】
図１３に示した第７の実施形態による温度センサー回路のその他の動作については、図３Ｂに示した第１の実施形態による温度センサー回路の場合と同様であるので、更なる詳細な説明を省略する。
【０１０３】
図１３に示した第７の実施形態による温度センサー回路で得られる効果について説明する。例えば、半導体装置の製造プロセスにばらつきなどが発生することによって、電流源として用いられるＭＯＳ−ＦＥＴの閾値電圧が設計よりも低くなり、すなわちリーク電流値が大きくなる場合がある。このような場合、温度センサー回路における温度計測時間が短く済む反面、クロック信号ＣＬＫの周波数に変わりはないので、カウンタ値として量子化される計測結果の精度は悪化してしまう。したがって、温度計測の精度を確保するためには、計測を行うモニタ時間を、リーク電流値の増大に合わせて延長する必要がある。
【０１０４】
しかし、図１３に示した第７の実施形態による電流源Ｆ２の構成を用いることで、半導体装置ごとの個体差などに合わせてスイッチＳＷｉの状態を制御し、第１のノードＮ１に供給される電流値を調整することが可能となる。その結果、ＭＯＳ−ＦＥＴの閾値電圧が低い場合でも、モニタ時間を延長することなく、温度計測の精度を向上することが可能となる。
【０１０５】
（第８の実施形態）
図１４は、第８の実施形態による半導体集積回路装置１００の構成例を示す上面図である。図１４に示した第８の実施形態による半導体集積回路装置１００の構成要素について説明する。図１４に示した半導体集積回路装置１００は、Ｉ／Ｏ（Ｉｎ／Ｏｕｔ：入出力）パッド１０１と、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ：中央演算装置）１０２と、ＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ：グラフィック演算装置）１０３と、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理器）と、Ｉ／Ｆ（ＩｎｔｅｒＦａｃｅ：インタフェース）１０５と、メモリ１０６と、温度センサー１１０とを含んでいる。ここで、温度センサー１１０は、第１〜第３の実施形態のいずれかによる温度センサー回路を含んでいるものとする。なお、図１４に示した半導体集積回路装置１００の構成は、あくまでも一例に過ぎず、権利範囲の限定的解釈などに用いられてはならない。
【０１０６】
温度センサー１１０は、半導体集積回路装置１００の中でも特にＣＰＵ１０２や、ＧＰＵ１０３や、ＤＳＰ１０４などの周辺に配置することが好ましい。こうすることで、本実施形態による半導体集積回路装置１００は、局所的に温度の高いホットスポットにおける温度を検出することが可能となる。その結果、本実施形態による半導体集積回路装置１００では、例えばＣＰＵ１０２において、熱暴走が発生する前に動作周波数を落とすなどの対策を講じることが可能となる。
【０１０７】
また、半導体集積回路装置１００では、回路ブロックごとの消費電力が、実行するタスクによって異なる場合がある。言い換えれば、半導体集積回路装置１００においてホットスポットとなる回路ブロックが、実行されるタスクによって変化する。そこで、ホットスポットになる可能性が高い回路ブロックのそれぞれに温度センサー１１０を設けることで、温度の検出漏れの可能性を低くすることが可能となる。図１４の例では、１つの半導体集積回路装置１００に複数の温度センサー１１０が設けられている。
【０１０８】
（第９の実施形態）
図１５は、第９の実施形態による半導体集積回路装置の構成例を示す上面図である。図１５に示した第９の実施形態による半導体集積回路装置１００は、図１４に示した第８の実施形態による半導体集積回路装置１００に、以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、電源パッド１０７を追加し、温度センサー１１０を電源パッド１０７の直近に配置する。図１５に示した第９の実施形態による半導体集積回路装置１００のその他の構成については、図１４に示した第８の実施形態の場合と同様であるので、さらなる詳細な説明を省略する。なお、図１５に示した半導体集積回路装置１００の構成は、あくまでも一例に過ぎず、権利範囲の限定的解釈などに用いられてはならない。
【０１０９】
半導体集積回路装置１００の電力消費が大きく、負荷変動などが発生すると、電源ノイズ、すなわち電源電圧の変動が伴う。このような電源ノイズは、ＣＰＵ１０２のコア内部などで大きく発生する場合がある。そこで、本実施形態では、温度センサー１１０をＣＰＵ１０２の外部、特に電源パッド１０７の直近に配置している。このように配置することで、温度検出への電源ノイズの影響を小さくすることが出来る。
【０１１０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。また、上記に説明した各実施形態は、技術的に矛盾しない範囲で自由に組み合わせることが可能である。
【符号の説明】
【０１１１】
１、１Ａ、１Ｂ、２〜６  判定回路
１００  半導体集積回路装置
１０１  Ｉ／Ｏパッド
１０２  ＣＰＵ
１０３  ＧＰＵ
１０４  ＤＳＰ
１０５  Ｉ／Ｆ
１０６  メモリ
１０７  電源パッド
１１０  温度センサー
２０１  電流源
２０２  キャパシタ
２０３  第１のノード
２０４、２０５  インバータ回路
２０６  第２のノード
２０７  カウンタ
２０８  スイッチ
ＡＤ  Ａ／Ｄコンバータ回路
ＢＦ  バッファ回路
Ｃ１、Ｃ２  キャパシタ
ＣＬＫ  カウンタ用クロック信号
ＣＰ１  比較器
ＣＰ２  比較回路
ＣＴ１〜ＣＴ３  カウンタ
Ｆ  電流源
Ｆ１  電流源（Ｐチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ）
Ｆ２  電流源（Ｎチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ）
ＦＦ  フリップフロップ回路
Ｉ１〜Ｉ５  インバータ回路
Ｎ１、Ｎ２  ノード
ＮＯＲ  否定論理和回路
ＯＵＴ  出力信号
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
ＳＷ  スイッチ
Ｔ１  電流源（ＭＯＸトランジスタ）
Ｔ２  Ｐチャネル型ＭＯＸトランジスタ
Ｔ３  Ｎチャネル型ＭＯＸトランジスタ
ＴＲＧ  トリガ信号
ＶＤＤ、Ｖｄｄ、Ｖｓｓ  電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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