(57)【要約】      （修正有）【課題】入出力電圧範囲が広い用途にも適用可能な共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】直流電圧源１，２に接続されたブリッジ回路１８，１９と、その交流側を絶縁する絶縁トランス１７と、ブリッジ回路１８，１９の交流側と絶縁トランス１７との間のＬＣ共振回路と、直流電圧源１，２の電圧，電流を検出する検出回路と、半導体スイッチ５〜１２を制御する制御回路と、を備える。制御回路は、ＬＣ共振周波数ｆｒ付近で固定周波数制御する制御手段と、ｆｒよりも低い周波数で周波数変調制御する制御手段と、をそれぞれ有する。制御回路は、直流電圧源１→２のパワーフローでは制御量に基づいて固定周波数制御と周波数変調制御とを切り替え、制御回路は、直流電圧源２→１のパワーフローでは制御量に基づいて固定周波数制御と周波数変調制御とを切替える。これにより、入出力電圧範囲が広い用途にも適用可能とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁トランスを介して第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との間で相互に電力を供給可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１の直流電圧源に接続された複数の半導体スイッチ素子からなる第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続された複数の半導体スイッチ素子からなる第２のブリッジ回路と、第１のブリッジ回路の交流側と第２のブリッジ回路の交流側との間に接続された前記絶縁トランスと、第１，第２のブリッジ回路のうち少なくとも一つのブリッジ回路の交流側と前記絶縁トランスとの間に接続されたリアクトル及びコンデンサからなるＬＣ共振回路と、第１の直流電圧源の電圧及び電流を検出する第１の検出回路と、第２の直流電圧源の電圧及び電流を検出する第２の検出回路と、第１のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を制御する第１の制御回路と、第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を制御する第２の制御回路と、を備え、
第１の制御回路は、前記ＬＣ共振回路の共振周波数付近で第１のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を固定周波数制御する制御手段と、前記共振周波数よりも低い周波数で第１のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を周波数変調制御する制御手段と、を備え、
第２の制御回路は、前記ＬＣ共振回路の共振周波数付近で第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を固定周波数制御する制御手段と、前記共振周波数よりも低い周波数で第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を周波数変調制御する制御手段と、を備えると共に、
第１の制御回路は、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力を供給するときに、第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて、第１のブリッジ回路に対する固定周波数制御と周波数変調制御とを切り替える第１の切替手段を有し、
第２の制御回路は、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力を供給するときに、第１の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて、第２のブリッジ回路に対する固定周波数制御と周波数変調制御とを切り替える第２の切替手段を有することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１の制御回路は、第２の直流電圧源の電圧を第１のブリッジ回路の固定周波数制御領域で出力可能な最大電圧以上の値に制御する場合に、第１の切替手段を操作して、第１のブリッジ回路の制御を固定周波数制御から周波数変調制御に切り替えることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１または２に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第２の制御回路は、第１の直流電圧源の電圧を第２のブリッジ回路の周波数変調制御領域で出力可能な最小電圧を下回る値に制御する場合に、第２の切替手段を操作して、第２のブリッジ回路の制御を周波数変調制御から固定周波数制御に切り替えることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記固定周波数制御として、半導体スイッチ素子をパルス幅変調制御することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記固定周波数制御として、半導体スイッチ素子を位相変調制御することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に入出力電圧範囲が広い用途、例えばバッテリの充電器に適用される絶縁型かつ共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来の絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。
図４において、１は第１の直流電圧源（その電圧値をＶ１とする）、２は第２の直流電圧源（同じくＶ２とする）、３，４は平滑用コンデンサ、１７は絶縁トランス、１８は第１のブリッジ回路、１９は第２のブリッジ回路、２４は平滑用リアクトルである。なお、絶縁トランス１７の一次，二次巻線をＮ１，Ｎ２とし、それぞれの巻数も同じ符号にて表すものとする。
【０００３】
第１のブリッジ回路１８は、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２のときに直流電力を交流電力に変換し、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１のときに交流電力を直流電力に変換する半導体スイッチ素子により構成されている。また、第２のブリッジ回路１９は、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２のときに交流電力を直流電力に変換し、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１のときに直流電力を交流電力に変換する半導体スイッチ素子により構成されている。
第１，第２のブリッジ回路１８，１９を構成する半導体スイッチ素子には、例えば、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の逆方向導通型の素子が使用される。
この種の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと同等の従来技術は、例えば特許文献１に開示されている。
【０００４】
図４において、第１，第２のブリッジ回路１８，１９は、交流電力を直流電力に変換する機能と、直流電力を交流電力に変換する機能とをそれぞれ持っている。このため、パワーフローに応じて個別に専用回路を設ける必要がなく、回路の簡略化及び装置の小型化を可能にしている。
【０００５】
ここで、特許文献１に開示されている双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御によるハード・スイッチングを行っている。このため、例えば、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２である場合、整流動作している第２のブリッジ回路１９の半導体スイッチ素子がオフ（ダイオードが逆回復）する際に、半導体スイッチ素子の両端には直流電圧源２の電圧Ｖ２を超えるサージ電圧（Ｖ２＋ΔＶ）が印加される。このため、第２のブリッジ回路１９を構成する半導体スイッチ素子には、一般的に発生損失が大きい高耐圧の素子が必要となり、装置効率が低くなるという問題がある。この問題は、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１である場合の第１のブリッジ回路１８についても同様に生じる。
【０００６】
上記の問題を解決する従来技術として、ＬＣ共振回路の共振現象を利用してパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御する共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが知られており、この種の従来技術は、例えば特許文献２に開示されている。
図５は、従来の共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。図５において、図４に記載した回路要素と同様の機能を有するものには同じ符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を主に説明する。
【０００７】
まず、図５において、１３，１４は共振用リアクトル、１５，１６は共振用コンデンサである。また、第１のブリッジ回路１８は、ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ５〜８により構成され、同様に、第２のブリッジ回路１９はＩＧＢＴ９〜１２により構成されている。なお、Ｇ１〜Ｇ８はＩＧＢＴ５〜１２のゲート（ゲート信号も同じ符号とする）を示す。
【０００８】
図６及び図７は、ＩＧＢＴ５〜１２のゲート信号Ｇ１〜Ｇ８を生成する制御手段の構成図である。
図６は、ＩＧＢＴ５〜８のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するための構成であり、直流電圧源２の電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を検出する第２の検出回路２１と、この検出回路２１による検出値を用いてゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する第１の制御回路２５とを備えている。また、図７は、ＩＧＢＴ９〜１２のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成するための構成であり、直流電圧源１の電圧Ｖ１及び電流Ｉ１を検出する第１の検出回路２０と、この検出回路２０による検出値を用いてゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する第２の制御回路２６とを備えている。
すべてのゲート信号Ｇ１〜Ｇ８は、図示されていないゲート駆動回路を介してＩＧＢＴ５〜１２に与えられる。
【０００９】
図５において、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２であるときは、整流動作する半導体スイッチ素子９〜１２のダイオードが逆回復する際に印加される電圧が、直流電圧源２の電圧Ｖ２にクランプされる。また、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１であるときは、整流動作する半導体スイッチ素子５〜７のダイオードが逆回復する際に印加される電圧が、直流電圧源１の電圧Ｖ１にクランプされる。
このため、半導体スイッチ素子５〜１２として、一般的に発生損失の小さい低耐圧素子を使用することができ、図４に示した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータよりも高い装置効率を得ることが可能である。
【００１０】
上述したように、周波数変調制御される共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いれば、装置効率を向上させることができる。
しかしながら、この場合、特許文献３に指摘されているように、負荷の大小によってスイッチング周波数に対する出力電圧の特性が変化してしまい、特に軽負荷や無負荷の場合には、スイッチング周波数を無限に増加させても出力電圧を一定値以下にすることができないため、バッテリの充電器のように入出力電圧範囲が広い用途に適用することが困難であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００１−０３７２２６号公報（段落［００１６］〜［００４１］、図２等）
【特許文献２】特開２０１１−１２０３７０号公報（段落［００１０］〜［００４４］、図１，図２等）
【特許文献３】特開２００２−２６２５６９号公報（段落［０００２］，［０００３］）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前述の特許文献３に指摘されている問題点を具体的に説明すると、以下のとおりである。
いま、図５に示した共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの装置仕様として、例えば、第１の直流電圧源１の電圧がＶ１であり、第２の直流電圧源２の電圧をＶ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の範囲で制御するものとする。このとき、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２の動作を基準にして装置を設計すると、前述したように、共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、軽負荷時や無負荷時に出力電圧を一定値以下にすることができないので、絶縁トランス１７の巻数比ａは、ａ＝Ｎ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２（ｍｉｎ）となる。
【００１３】
その結果、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２である場合、第２のブリッジ回路１９からの最小出力電圧は、Ｖ２（ｍｉｎ）＝（１／ａ）×Ｖ１（その時のＩＧＢＴ５〜８のスイッチング周波数は、共振用リアクトル１３及び共振用コンデンサ１５からなるＬＣ回路の共振周波数ｆｒに設定する）、最大出力電圧は、Ｖ２（ｍａｘ）＝（１／ａ）×Ｖ１×α（α：スイッチング周波数を共振周波数ｆｒ以下にしたときの電圧変換ゲイン）となり、Ｖ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の範囲の電圧が出力される。
【００１４】
次に、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１である場合、第２のブリッジ回路１９への入力電圧が最小入力電圧Ｖ２（ｍｉｎ）である時には、Ｖ１＝ａ×Ｖ２（ｍｉｎ）となり、ＩＧＢＴ９〜１２のスイッチング周波数を共振周波数ｆｒに設定することにより、電圧Ｖ１を出力することができる。しかし、第２のブリッジ回路１９への入力電圧が最大入力電圧Ｖ２（ｍａｘ）である時には、Ｖ１＜ａ×Ｖ２（ｍａｘ）となるため、スイッチング周波数をｆｒよりも増加させる必要がある。
前述したように、共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータではスイッチング周波数を無限に増加させても出力電圧を一定値以下に制御できないため、軽負荷や無負荷時には、所望の出力電圧Ｖ１が得られない恐れがある。
すなわち、パルス周波数変調制御を用いた共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、入出力電圧範囲が広い装置への適用が困難であることがわかる。
【００１５】
そこで、本発明の解決課題は、入出力電圧範囲が広い用途にも適用可能な共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載するように、第１の直流電圧源に接続された第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続された第２のブリッジ回路と、第１のブリッジ回路の交流側と第２のブリッジ回路の交流側との間にＬＣ共振回路を介して接続された絶縁トランスと、第１の直流電圧源の電圧及び電流を検出する第１の検出回路と、第２の直流電圧源の電圧及び電流を検出する第２の検出回路と、第１のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を制御する第１の制御回路と、第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を制御する第２の制御回路と、を備えている。
また、第１，第２の制御回路は、前記ＬＣ共振回路の共振周波数付近で第１，第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を固定周波数制御する制御手段と、前記共振周波数よりも低い周波数で第１，第２のブリッジ回路の半導体スイッチ素子を周波数変調制御する制御手段と、をそれぞれ備えている。
そして、第１の制御回路は、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力を供給するときに、第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて、第１のブリッジ回路に対する固定周波数制御と周波数変調制御とを第１の切替手段によって切り替えると共に、第２の制御回路は、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力を供給するときに、第１の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて、第２のブリッジ回路に対する固定周波数制御と周波数変調制御とを第２の切替手段によって切り替えるものである。
【００１７】
なお、請求項２に記載するように、第１の制御回路は、第２の直流電圧源の電圧を第１のブリッジ回路の固定周波数制御領域で出力可能な最大電圧以上の値に制御する場合に、第１の切替手段を操作して、第１のブリッジ回路の制御を固定周波数制御から周波数変調制御に切り替える。
また、請求項３に記載するように、第２の制御回路は、第１の直流電圧源の電圧を第２のブリッジ回路の周波数変調制御領域で出力可能な最小電圧を下回る値に制御する場合に、第２の切替手段を操作して、第２のブリッジ回路の制御を周波数変調制御から固定周波数制御に切り替える。
ここで、前記固定周波数制御としては、請求項４または請求項５に記載するように、各ブリッジ回路をパルス幅変調制御または位相変調制御することが望ましい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との間で直流電圧を双方向に変換する際に出力可能な電圧範囲を拡大することができ、例えばバッテリの充電器として好適な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。
【図２】図１における第１のブリッジ回路に対するゲート信号を作成するための制御手段の構成図である。
【図３】図１における第２のブリッジ回路に対するゲート信号を作成するための制御手段の構成図である。
【図４】従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。
【図５】従来の共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。
【図６】図５における第１のブリッジ回路に対するゲート信号を作成するための制御手段の構成図である。
【図７】図５における第２のブリッジ回路に対するゲート信号を作成するための制御手段の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。この主回路は図５と同一であるが、回路構成を明確にするため、再度説明する。
【００２１】
図１において、第１の直流電圧源１（その電圧値をＶ１とする）と平滑用コンデンサ３との並列接続回路の両端には、第１のブリッジ回路１８の一対の直流端子が接続されている。このブリッジ回路１８は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ５〜８により構成され、一対の交流端子の間には、共振用リアクトル１３と絶縁トランス１７の一方の巻線Ｎ１と共振用コンデンサ１５とが直列に接続されている。
【００２２】
絶縁トランス１７の他方の巻線Ｎ２の一端は共振用リアクトル１４を介して第２のブリッジ回路１９の一方の交流端子に接続され、巻線Ｎ２の他端は共振用コンデンサ１６を介して第２のブリッジ回路１９の他方の交流端子に接続されている。
第２のブリッジ回路１９は、第１のブリッジ回路１８と同様に、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ９〜１２により構成されている。そして、ブリッジ回路１９の一対の直流端子の間には、第２の直流電圧源２（その電圧値をＶ２とする）と平滑用コンデンサ４との並列接続回路が接続されている。
なお、共振用リアクトル１３，１４のインダクタンス値は等しく、共振用コンデンサ１５，１６の容量値も等しいものとし、以下では、共振用リアクトル１３及び共振用コンデンサ１５（共振用リアクトル１４及び共振用コンデンサ１６）からなるＬＣ回路の共振周波数をｆｒとする。
【００２３】
次に、図２はＩＧＢＴ５〜８のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する制御手段の構成図であり、図３はＩＧＢＴ９〜１２のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する制御手段の構成図である。
まず、図２に示す制御手段は、直流電圧源２の電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を検出する第２の検出回路２１と、この検出回路２１の出力信号を用いてＩＧＢＴ５〜８のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する第１の制御回路２２とを備えている。
また、図３に示す制御手段は、直流電圧源１の電圧Ｖ１及び電流Ｉ１を検出する第１の検出回路２０と、この検出回路２０の出力信号を用いてＩＧＢＴ９〜１２のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する第２の制御回路２３とを備えている。
すべてのゲート信号Ｇ１〜Ｇ８は、図示されていないゲート駆動回路を介してＩＧＢＴ５〜１２に与えられる。
【００２４】
ここで、第１の制御回路２２は、共振周波数ｆｒ付近の固定周波数のキャリアを用いてゲート信号を生成する固定周波数制御手段２２ａと、共振周波数ｆｒよりも低い周波数のキャリアを用いてゲート信号を生成する周波数変調（パルス周波数変調）制御手段２２ｂとを備えている。なお、固定周波数制御手段２２ａによる制御には、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ）制御や位相変調制御を用いることができる。
そして、検出回路２１による電圧Ｖ２、電流Ｉ２の検出値にて決定される制御量２２ｃに基づき、電圧Ｖ２の大きさに応じて切替手段２２ｄを操作することにより、固定周波数制御手段２２ａまたは周波数変調制御手段２２ｂを選択してＩＧＢＴ５〜８に対するゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。
【００２５】
同様にして、第２の制御回路２３は、共振周波数ｆｒ付近の固定周波数のキャリアを用いてゲート信号を生成する固定周波数制御手段２３ａと、共振周波数ｆｒよりも低い周波数のキャリアを用いてゲート信号を生成する周波数変調（パルス周波数変調）制御手段２３ｂとを備え、検出回路２０による電圧Ｖ１、電流Ｉ１の検出値にて決定される制御量２３ｃに基づき、電圧Ｖ２の大きさに応じて切替手段２３ｄを操作することにより、固定周波数制御手段２３ａまたは周波数変調制御手段２３ｂを選択してＩＧＢＴ９〜１２に対するゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する。上記の固定周波数制御手段２３ａも、パルス幅変調制御や位相変調制御を行うものである。
【００２６】
なお、図２の制御量２２ｃは、電圧Ｖ２及び電流Ｉ２の検出値をそれぞれの指令値に一致させ、図３の制御量２３ｃは、電圧Ｖ１及び電流Ｉ１の検出値をそれぞれの指令値に一致させるための制御量である。
【００２７】
いま、装置仕様として、従来技術と同様に、第１の直流電圧源１の電圧がＶ１であるときに第２の直流電圧源２の電圧をＶ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の範囲で制御するものとし、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２である動作を基準に設計することとする。
この場合、図２における固定周波数制御手段２２ａと周波数変調制御手段２２ｂとを切替手段２２ｄにより切り替える際の電圧Ｖ２の大きさを、Ｖ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の中間値Ｖ２（ｍｉｄ）に設定する。すなわち、Ｖ２（ｍｉｄ）を基準として電圧Ｖ２がＶ２（ｍｉｄ）未満であれば固定周波数制御手段２２ａを選択し、Ｖ２（ｍｉｄ）以上であれば周波数変調制御手段２２ｂを選択するものであり、言い換えれば、周波数変調制御手段２２ｂの動作時の最低出力電圧をＶ２（ｍｉｄ）とする。なお、絶縁トランス１７の巻数比ａを、ａ＝Ｎ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２（ｍｉｄ）とする。
【００２８】
これにより、負荷の大小によらず、固定周波数制御手段２２ａと周波数変調制御手段２２ｂとが切り替わる時の電圧Ｖ２（ｍｉｄ）及び周波数が固定され、固定周波数制御時のスイッチング周波数は常に共振周波数ｆｒとなり、周波数変調制御時のスイッチング周波数は共振周波数ｆｒより低い値で制御されることになる。
【００２９】
つまり、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２である場合、第１の制御回路２２は、制御量２２ｃに応じて、第２の直流電圧源２の電圧をＶ２（ｍｉｄ）未満の値に制御するときは、第１のブリッジ回路１８を固定周波数制御に切り替え、第２の直流電圧源２の電圧をＶ２（ｍｉｄ）以上の電圧に制御するときは、第１のブリッジ回路１８を周波数変調制御（スイッチング周波数＜ｆｒ）に切り替えるように、切替手段２２ｄを操作する。
これにより、第１の直流電圧源１の電圧がＶ１であるときに、第２の直流電圧源２の電圧Ｖ２をＶ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の範囲で変化させることができる。
【００３０】
また、パワーフローが直流電圧源２→直流電圧源１である場合、第２の制御回路２３は、制御量２３ｃに応じて、第２の直流電圧源２の電圧Ｖ２がＶ２（ｍｉｄ）未満であるときは、第２のブリッジ回路１９を周波数変調制御（スイッチング周波数＜ｆｒ）に切り替えて第１の直流電圧源１の電圧をＶ１に制御し、また、第２の直流電圧源２の電圧Ｖ２がＶ２（ｍｉｄ）以上であって、目的とする電圧Ｖ１が周波数変調制御により出力可能な電圧を下回るときは、第２のブリッジ回路１９を固定周波数制御（スイッチング周波数＝ｆｒ）に切り替えて第１の直流電圧源１の電圧をＶ１に制御するように、切替手段２３ｄを操作する。
これにより、第２の直流電圧源２の電圧がＶ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）の範囲にあるときに、第１の直流電圧源１の電圧をＶ１に制御することができる。
【００３１】
以上のように、この実施形態によれば、パワーフローが直流電圧源１→直流電圧源２，直流電圧源２→直流電圧源１となるどちらの動作においても、ブリッジ回路の制御方式として固定周波数制御と周波数変調制御とを切り替えることにより、第１の直流電圧源１の電圧をＶ１とし、第２の直流電圧源２の電圧をＶ２（ｍｉｎ）〜Ｖ２（ｍａｘ）とする入出力電圧の関係を保つことができる。
【００３２】
上記実施形態では、第１，第２のブリッジ回路１８，１９を構成する半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いた場合を説明したが、半導体スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合でも同様な効果が得られることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００３３】
１，２：直流電圧源
３，４：平滑用コンデンサ
５〜１２：半導体スイッチ
１３，１４：共振用リアクトル
１５，１６：共振用コンデンサ
１７：絶縁トランス
１８，１９：ブリッジ回路
２０，２１：検出回路
２２，２３：制御回路
２２ａ，２３ａ：固定周波数制御手段
２２ｂ，２３ｂ：周波数変調制御手段
２２ｃ，２３ｃ：制御量
２２ｄ，２３ｄ：切替手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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