(57)【要約】【課題】温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して画面の輝度の急激な増加を可能とする。【解決手段】半導体集積回路１は、直列接続の複数の発光素子を含む１個のチャンネルを駆動する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は出力電圧をチャンネルの一端に供給して、電流ドライバ２０は通常表示動作期間中にチャンネルの他端を駆動する。信号供給回路４０は、通常表示動作の期間中に外部供給信号ＳＤＩに応答する振幅制御電圧ＡＭ＿Ｖｒｅｆをドライバユニット２１の差動増幅器２１１の入力端子に供給する。通常表示動作期間中の駆動電流の異常を示す検出器２１３の検出信号ＬＩＭＩＴ＜１＞に応答してロジックユニット３０はデジタルデータを増加して、第１Ｄ／Ａ変換器５０は増加したアナログ電圧を生成してコンバータ１０に基準電圧として供給する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された複数の発光素子を含む少なくとも１個のチャンネルを駆動することが可能な半導体集積回路であって、
前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、電流ドライバと、ロジックユニットと、第１Ｄ／Ａ変換器と、信号供給回路とを具備して、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧の昇圧又は降圧によって生成される出力ＤＣ電圧を、前記チャンネルの一端に供給可能とされ、
前記電流ドライバは、通常表示動作の期間中に前記チャンネルの他端を駆動可能とされたドライバユニットを有して、
前記ドライバユニットは、前記チャンネルの前記他端を駆動する駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタの制御入力端子を駆動する差動増幅器と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出することによって検出信号を生成することが可能な検出器とを含み、
前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記ドライバユニットの前記検出器から生成される前記検出信号に応答して、デジタルデータを生成して前記第１Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされ、
前記第１Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答するアナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧として供給可能とされ、
前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記検出器からの前記検出信号が前記駆動電流の前記異常を示さない前記チャンネルの正常動作における最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行するものであり、
前記信号供給回路は、前記通常表示動作の期間中の前記半導体集積回路の外部供給信号に応答する振幅制御電圧を前記ドライバユニットの前記差動増幅器の入力端子に供給して、
前記通常表示動作の期間中の前記駆動電流の前記異常を示す前記検出器からの前記検出信号に応答して前記ロジックユニットは前記デジタルデータを増加して、前記第１Ｄ／Ａ変換器は増加した前記アナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記基準電圧として供給する
半導体集積回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記半導体集積回路は、直列接続された複数の発光素子を含む複数のチャンネルを駆動することが可能なものであり、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記入力ＤＣ電圧の前記昇圧又は前記降圧によって生成される前記出力ＤＣ電圧を、前記複数のチャンネルの複数の一端に共通に供給可能とされ、
前記電流ドライバは、前記複数のチャンネルの複数の他端を駆動可能とされた複数のドライバユニットを有して、
前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記他端を駆動する前記駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタの前記制御入力端子を駆動する前記差動増幅器と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出可能な前記検出器とを含む
半導体集積回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記通常表示動作の期間中に増加する前記振幅制御電圧を前記複数のドライバユニットの前記差動増幅器の前記入力端子に供給して、
前記ロジックユニットは、前記通常表示動作の期間中において、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さないような前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定する
半導体集積回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記キャリブレーション動作の実行以前に前記ロジックユニットは所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記第１Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作の実行を開始する
半導体集積回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記通常表示動作の期間中に所定の時間が経過することに応答して、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作を定期的に実行する
半導体集積回路。
【請求項６】
請求項５において、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の非反転入力端子に、前記振幅制御電圧が供給され、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の反転入力端子に前記駆動トランジスタの共通端子が接続され、前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の出力端子に前記駆動トランジスタの前記制御入力端子が接続され、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の前記反転入力端子および前記駆動トランジスタの前記共通端子と接地電位との間に、定電流設定抵抗が接続可能とされ、
前記各ドライバユニットの前記検出器の一方の入力端子に前記駆動トランジスタの前記制御入力端子と前記共通端子とのいずれかが接続されて、前記各ドライバユニットの前記検出器の他方の入力端子に検出判定基準電圧が供給される
半導体集積回路。
【請求項７】
請求項５において、
前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの値を格納するカウンタと、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号に応答して前記カウンタに格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部とを含む
半導体集積回路。
【請求項８】
請求項５において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記半導体集積回路の外部でインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと平滑容量とが接続可能とされ、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成する
半導体集積回路。
【請求項９】
請求項８において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとのいずれか１つとして動作する
半導体集積回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記複数のチャンネルを駆動可能とされた
半導体集積回路。
【請求項１１】
直列接続された複数の発光素子を含む少なくとも１個のチャンネルを駆動することが可能な半導体集積回路の動作方法であって、
前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、電流ドライバと、ロジックユニットと、第１Ｄ／Ａ変換器と、信号供給回路とを具備して、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧の昇圧又は降圧によって生成される出力ＤＣ電圧を、前記チャンネルの一端に供給可能とされ、
前記電流ドライバは、通常表示動作の期間中に前記チャンネルの他端を駆動可能とされたドライバユニットを有して、
前記ドライバユニットは、前記チャンネルの前記他端を駆動する駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタの制御入力端子を駆動する差動増幅器と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出することによって検出信号を生成することが可能な検出器とを含み、
前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記ドライバユニットの前記検出器から生成される前記検出信号に応答して、デジタルデータを生成して前記第１Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされ、
前記第１Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答するアナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧として供給可能とされ、
前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記検出器からの前記検出信号が前記駆動電流の前記異常を示さない前記チャンネルの正常動作における最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行するものであり、
前記信号供給回路は、前記通常表示動作の期間中の前記半導体集積回路の外部供給信号に応答する振幅制御電圧を前記ドライバユニットの前記差動増幅器の入力端子に供給して、
前記通常表示動作の期間中の前記駆動電流の前記異常を示す前記検出器からの前記検出信号に応答して前記ロジックユニットは前記デジタルデータを増加して、前記第１Ｄ／Ａ変換器は増加した前記アナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに前記基準電圧として供給する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記半導体集積回路は、直列接続された複数の発光素子を含む複数のチャンネルを駆動することが可能なものであり、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記入力ＤＣ電圧の前記昇圧又は前記降圧によって生成される前記出力ＤＣ電圧を、前記複数のチャンネルの複数の一端に共通に供給可能とされ、
前記電流ドライバは、前記複数のチャンネルの複数の他端を駆動可能とされた複数のドライバユニットを有して、
前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記他端を駆動する前記駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタの前記制御入力端子を駆動する前記差動増幅器と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出可能な前記検出器とを含む
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１３】
請求項１２において、
前記通常表示動作の期間中に増加する前記振幅制御電圧を前記複数のドライバユニットの前記差動増幅器の前記入力端子に供給して、
前記ロジックユニットは、前記通常表示動作の期間中において、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さないような前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１４】
請求項１３において、
前記キャリブレーション動作の実行以前に前記ロジックユニットは所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記第１Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作の実行を開始する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記通常表示動作の期間中に所定の時間が経過することに応答して、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作を定期的に実行する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の非反転入力端子に、前記振幅制御電圧が供給され、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の反転入力端子に前記駆動トランジスタの共通端子が接続され、前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の出力端子に前記駆動トランジスタの前記制御入力端子が接続され、
前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットの前記差動増幅器の前記反転入力端子および前記駆動トランジスタの前記共通端子と接地電位との間に、定電流設定抵抗が接続可能とされ、
前記各ドライバユニットの前記検出器の一方の入力端子に前記駆動トランジスタの前記制御入力端子と前記共通端子とのいずれかが接続されて、前記各ドライバユニットの前記検出器の他方の入力端子に検出判定基準電圧が供給される
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１７】
請求項１５において、
前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの値を格納するカウンタと、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号に応答して前記カウンタに格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部とを含む
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１８】
請求項１５において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記半導体集積回路の外部でインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと平滑容量とが接続可能とされ、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項１９】
請求項１８において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとのいずれか１つとして動作する
半導体集積回路の動作方法。
【請求項２０】
請求項１９において、
前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記複数のチャンネルを駆動可能とされた
半導体集積回路の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は発光素子を制御駆動するための半導体集積回路およびその動作方法に関し、特に温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して画面の輝度の急激な増加を可能とするのに有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
発光ダイオード(ＬＥＤ：Light Emitting Diode)は順方向に電圧を印加することで発光する半導体素子であり、発光原理はエレクトロルミネセンス(ＥＬ：Electro-Luminescence)効果を利用したものであり、有機ＥＬ(ＯＬＥＤｓ：Organic light-emitting diodes)も発光ダイオード(ＬＥＤ)に含まれる。
【０００３】
発光ダイオードは半導体のＰＮ接合構造を利用するものであり、発光は電子の持つエネルギーを直接、光エネルギーに変換されるもので熱や運動のエネルギーの介在を必要としない。順方向印加電圧によって電子と正孔とはそれぞれ伝導帯と価電子帯とを流れ、ＰＮ接合部付近において禁制帯(バンドギャップ)を越えて電子と正孔とが再結合する。再結合の際には、略禁制帯幅に相当するエネルギーが、光子すなわち光として放出される。放出される光の波長は半導体材料のバンドギャップによって決定されて、基本的には単一色の発光となる。また、青色や紫や紫外線を発する発光ダイオードの表面に蛍光塗料を塗布することによって、白色や電球色等様々な中間色の発光ダイオードも製造されている。
【０００４】
発光ダイオードの発光には、ＰＮ接合の順方向電圧ＶF以上の供給電圧を陽極(アノード)と陰極(カソード)との間に印加する必要が有り、発光ダイオードの発光量は順方向電流量に応じたものとなる。また発光ダイオードの順方向電圧ＶFは発光色によって相違するものであり、赤外では１．４V程度、赤色や橙色や黄色や緑色では２．１Ｖ程度、白色や青色では３．５Ｖ程度、紫外線では４．５V−６Ｖ程度となる。
【０００５】
発光ダイオードの発光色に対応して、以下の半導体材料を使用することにより、種々の発光色の発光ダイオードを製造することが可能である。
【０００６】
アルミニウムガリウムヒ素(ＡｌＧａＡｓ)−赤外線・赤
ガリウムヒ素リン(ＧａＡｓＰ)−赤・橙・黄
インジウム窒化ガリウム(ＩｎＧａＮ)／窒化ガリウム(ＧａＮ)／アルミニウム窒化ガリウム(ＡｌＧａＮ)−(橙・黄・)緑・青・紫・紫外線
リン化ガリウム(ＧａＰ)−赤・黄・緑
セレン化亜鉛(ＺｎＳｅ)−緑・青
アルミニウムインジウムガリウムリン(ＡｌＧａＩｎＰ)−橙・黄橙・黄・緑
【０００７】
一方、白色光は可視光線全域の連続スペクトルによって実現される光であるのに対して、発光ダイオードは特定の範囲の波長のみを発光するので、本来の意味での白色発光ダイオードは実現できない。しかし人間の眼の性質を使用した擬似白色発光ダイオードが提案されている。この発光ダイオードは、人間の眼には光の三原色の混合や補色関係にある２色の混合も白色に見えると言う性質を使用したもので、これを白色光の代用とするものである。
【０００８】
例えば、蛍光体方式の白色発光ダイオードは、青またはそれよりも波長の短い発光ダイオードと蛍光体を組み合わせた方式で、発光ダイオードのチップを蛍光体で被覆した構造となっている。これを点灯させると、蛍光による光と蛍光体を透過した発光ダイオードの光との混合が得られ、蛍光波長や蛍光体の厚さ等を調整することで白色光を得ることが可能となる。
【０００９】
青黄色系擬似白色発光ダイオードは現在の白色発光ダイオードの主流であり、視感度の高い波長の黄色に蛍光する蛍光体と青色発光ダイオードとを組み合わせることによって視覚的に大変に明るい白色発光ダイオードを実現している。
【００１０】
また発光ダイオード(ＬＥＤ)は低消費電力、長寿命、小型であるため数多くの電子機器に利用されている。具体的な応用としては、信号機、交通関連での駅・空港の案内表示、大型ビジョン、看板等、液晶テレビやノートパソコンのバックライト、ＬＥＤディスプレイ、屋内・屋外照明用のＬＥＤ照明等に応用され、現在その応用範囲の拡大が進行している。
【００１１】
近年、大型液晶ディスプレイのバックライト光源としての白色発光ダイオードのＬＥＤアレーを駆動するドライバが、半導体メーカー各社から発表されている。このドライバは複数のＬＥＤストリング(系列)を並列に駆動可能とされ、複数のＬＥＤストリングの各ストリングでは複数個の発光ダイオード(ＬＥＤ)が直列に接続可能とされる。
【００１２】
下記特許文献１には、各系列に複数個の複数の発光素子を含む複数の発光素子系列を駆動可能な発光素子駆動装置において、発光素子の特性のばらつきに関係なく、定電流ドライブを行って、電力損失を低減することが記載されている。複数の発光素子系列に含まれた最上段の複数の発光素子の複数の陽極には昇圧スイッチング電源回路から生成される高電圧が共通に供給され、複数の発光素子系列に含まれた最下段の複数の発光素子の複数の陰極はそれぞれ複数の定電流ドライバによって駆動される。
【００１３】
更に最下段の複数の発光素子の複数の陰極の複数の電圧、すなわち複数の定電流ドライバに印加される複数の電圧は選択回路に供給され、選択回路は複数の電圧から最低電圧を選択して検出電圧として制御回路にフィードバックする。制御回路は検出電圧が基準電圧と等しくなるような制御信号を生成するので、昇圧スイッチング電源回路は制御信号に応答して高電圧の大きさが制御されて、検出電圧は基準電圧と等しくなる。基準電圧の値は、複数の定電流ドライバのトランジスタに確実に定電流が流れるように活性領域と飽和領域の境界よりも若干余裕を持った活性領域でトランジスタが動作するように設定される。その結果、最低電圧が基準電圧と等しくなるように昇圧スイッチング電源回路の高電圧が自動的に制御されるので、複数のＬＥＤ素子に特性のばらつきがあっても、各ＬＥＤ素子を十分発光させるとともに、複数の定電流ドライバの損失を低減することができる。
【００１４】
下記非特許文献１には、白色発光ダイオードのＬＥＤアレーを光源とする大型液晶ディスプレイのために設計された白色発光ダイオードの高効率ドライバが記載されている。ＬＥＤアレーは、ストリング当り１０個の直列接続されたＬＥＤを有する８ストリングまで並列に構成されることか可能である。８ストリングの最上段のＬＥＤの複数の陽極にはインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと整流ダイオードと容量とで構成されたステップアップコントローラから生成される出力電圧が共通に供給されて、８ストリングの最下段の複数のＬＥＤの複数の陰極はそれぞれ複数の電流源によって駆動される。複数の電流源の各電流源は、差動増幅器とＮチャンネルＭＯＳトランジスタと抵抗によって構成される。複数の電流源の駆動電圧である複数のフィードバック電圧の最低電圧をステップアップコントローラが自動的に選択することにより、出力電圧が調整される。
【００１５】
更に、本発明に先立って本発明者等によって提案された下記特許文献２には、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対して最適な駆動電圧を生成して、システムの消費電力の低減が可能な発光素子駆動装置を構成する半導体集積回路が記載されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は出力電圧を発光素子アレーの複数のチャンネルに共通に供給して、電流ドライバ２０は複数のチャンネルを駆動する複数のドライバユニット２１…２８を有し、各ドライバユニットは駆動トランジスタ２１２と駆動電流の異常を検出する検出器２１３を含む。ロジックユニット３０は複数の検出信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞に応答してデジタルデータを生成してＤ／Ａ変換器５０に供給して、Ｄ／Ａ変換器５０のアナログ基準電圧ＶREFはＤＣ−ＤＣコンバータ１０に供給される。ロジックユニット３０は、デジタルデータの逐次更新により、全チャンネルの正常動作での最低の出力ＤＣ電圧を設定するデジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２００３−３３２６２４号  公報
【特許文献２】特開２０１２−１１４３１６号  公報
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】製品名  ＭＡＸ１７０６１  データ・シート  “ＭＡＸＩＭ  ８−Ｓｔｒｉｎｇ  Ｗｈｉｔｅ  ＬＥＤ  Ｄｒｉｖｅｒ  ｗｉｔｈ  ＳＭＢｕｓ  ｆｏｒ  ＬＥＤ  Ｐａｎｅｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”ｐｐ．１〜２６，  （Ｃ）  ２００８  Ｍａｘｉｍ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｐｒｏｄｕｃｔｓｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍａｘｉｍ−ｉｃ．ｃｏｍ／ｄａｔａｓｈｅｅｔ／ｉｎｄｅｘ．ｍｖｐ／ｉｄ／５４４５[平成２２年１０月１５日検索]
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明者等は本発明に先立って、本発明に先立って本発明者等によって提案された上記特許文献２に記載された発光素子駆動装置を構成する半導体集積回路をベースに大型液晶ディスプレイや液晶テレビやノートパソコンのバックライト光源としての白色発光ダイオードのＬＥＤアレーを駆動するドライバの輝度の高速切り換えの開発に従事した。すなわち、この輝度の高速切り換えは、ＤＶＤやブルーレイデイスク(ＢＤ)やテレビ番組やゲームソフトウエアの動画再生において、画面全体の輝度が急激に変化する際に必要なものである。
【００１９】
この開発において、本発明者等は上記特許文献２に記載された技術を詳細に検討したところ、次のような問題が明らかとされた。すなわち、上記特許文献２に記載された技術では、画面の輝度調整は一定のパルス振幅で可変パルス幅のパルス幅変調(ＰＷＭ：Pulse Width Modulation)方式を採用して複数のＬＥＤストリングの各ストリングで一定のパルス振幅に対応するチャンネルＬＥＤ駆動電流が流れるようにキャリブレーション動作を実行するものである。このキャリブレーション動作の実行が完了すると、一定期間の通常表示動作が実行されて、一定期間の通常表示動作の実行が完了すると、温度変動等を考慮してチャンネルＬＥＤ駆動電流が流れるように再びキャリブレーション動作を実行するものである。
【００２０】
このように、上記特許文献２に記載された技術では、キャリブレーション動作と一定期間の通常表示動作とが反復して実行されるものであるが、一定期間の通常表示動作においては、チャンネルＬＥＤ駆動電流が流れていないとの異常検出判定信号が生成されてもロジックユニット３０は異常検出判定信号に応答しないものであった。その結果、異常検出判定信号に応答してＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧が更新されないので、チャンネルＬＥＤ駆動電流の遮断から通電へ回復することが不可能なものであった。
【００２１】
一方、画面全体の輝度の急激な変化を実現するために、画面全体の輝度の急激な変化を実現するために、可変パルス振幅の振幅変調(ＡＭ：Amplitude Modulation)方式により複数のＬＥＤストリングのチャンネルＬＥＤ駆動電流を制御することが、本発明に先立って本発明者等により検討された。
【００２２】
しかし、上記特許文献２に記載の技術では、画面全体の輝度を急激に増加するために一定期間の通常表示動作の実行期間中に振幅変調方式によってチャンネルＬＥＤ駆動電流の電流値を増加できず、直前に実行されたキャリブレーション動作によって設定された電流値に維持され、画面全体の輝度を急激に増加することが不可能であると問題が本発明者等による検討によって明らかとされた。
【００２３】
このような課題を解決するための手段等を以下に説明するが、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本願において開示される代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００２５】
すなわち、代表的な実施の形態は、直列接続された複数の発光素子(Ｄ１１…Ｄ１６)を含む少なくとも１個のチャンネルを駆動することが可能な半導体集積回路(１)である。
【００２６】
前記半導体集積回路(１)は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、第１Ｄ／Ａ変換器(５０)と、信号供給回路(４０、４１)とを具備する。
【００２７】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)は、入力ＤＣ電圧(ＶIN)の昇圧又は降圧によって生成される出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を、前記チャンネルの一端(ANODE)に供給する。
【００２８】
前記電流ドライバ(２０)は、通常表示動作の期間中に前記チャンネルの他端(CATHODE)を駆動するドライバユニット(２１)を有する。
【００２９】
前記ドライバユニット(２１)は、前記チャンネルの前記他端(CATHODE)を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の制御入力端子を駆動する差動増幅器(２１１)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の駆動電流の異常を検出して検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)を生成する検出器(２１３)とを含む。
【００３０】
前記ロジックユニット(３０)は、前記チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行する。
【００３１】
前記信号供給回路(４０、４１)は、前記通常表示動作の期間中の前記半導体集積回路(１)の外部供給信号(ＳＤＩ、ＣＶ)に応答する振幅制御電圧(ＡＭ＿Ｖref)を前記ドライバユニット(２１)の前記差動増幅器(２１１)の入力端子に供給する。
【００３２】
前記通常表示動作の期間中の前記駆動電流の前記異常を示す前記検出器(２１３)からの前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)に応答して前記ロジックユニット(３０)は前記デジタルデータを増加して、前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)は増加した前記アナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)に前記基準電圧(ＶREF)として供給することを特徴とする(図１参照)。
【発明の効果】
【００３３】
本願において開示される実施の形態のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００３４】
すなわち、本半導体集積回路(１)によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して画面の輝度の急激な増加を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、本発明の実施の形態１による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図２】図２は、図１に示す本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によって実行される出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作を説明するための半導体集積回路１の各部の波形を示す図である。
【図３】図３は、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１の通常表示動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰによる白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると、図２に示した出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作を定期的に実行する様子を示す図である。
【図４】図４は、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１で実行される出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作の処理フローを示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態２による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施の形態３による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図７】図７は、本発明の実施の形態４による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施の形態５による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図９】図９は、本発明の実施の形態６による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施の形態６による白色ＬＥＤアレーの他の制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施の形態７による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される代表的な実施の形態についてその概要を説明する。代表的な実施の形態の概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００３７】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、直列接続された複数の発光素子(Ｄ１１…Ｄ１６)を含む少なくとも１個のチャンネルを駆動することが可能な半導体集積回路(１)である。
【００３８】
前記半導体集積回路(１)は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、第１Ｄ／Ａ変換器(５０)と、信号供給回路(４０、４１)とを具備する。
【００３９】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)は、入力ＤＣ電圧(ＶIN)の昇圧又は降圧によって生成される出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を、前記チャンネルの一端(ANODE)に供給可能とされる。
【００４０】
前記電流ドライバ(２０)は、通常表示動作の期間中に前記チャンネルの他端(CATHODE)を駆動可能とされたドライバユニット(２１)を有する。
【００４１】
前記ドライバユニット(２１)は、前記チャンネルの前記他端(CATHODE)を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の制御入力端子を駆動する差動増幅器(２１１)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の駆動電流の異常を検出することによって検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)を生成することが可能な検出器(２１３)とを含む。
【００４２】
前記ロジックユニット(３０)は、前記電流ドライバ(２０)の前記ドライバユニット(２１)の前記検出器(２１３)から生成される前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)に応答して、デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を生成して前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)の入力端子に供給可能とされる。
【００４３】
前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)は、前記デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)に応答するアナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)に基準電圧(ＶREF)として供給可能とされる。
【００４４】
前記ロジックユニット(３０)は、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記検出器(２１３)からの前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)が前記駆動電流の前記異常を示さない前記チャンネルの正常動作における最低の前記出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行するものである。
【００４５】
前記信号供給回路(４０、４１)は、前記通常表示動作の期間中の前記半導体集積回路(１)の外部供給信号(ＳＤＩ、ＣＶ)に応答する振幅制御電圧(ＡＭ＿Ｖref)を前記ドライバユニット(２１)の前記差動増幅器(２１１)の入力端子に供給する。
【００４６】
前記通常表示動作の期間中の前記駆動電流の前記異常を示す前記検出器(２１３)からの前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)に応答して前記ロジックユニット(３０)は前記デジタルデータを増加して、前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)は増加した前記アナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)に前記基準電圧(ＶREF)として供給することを特徴とする(図１参照)。
【００４７】
前記実施の形態によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して画面の輝度の急激な増加を可能とすることができる。
【００４８】
好適な実施の形態では、前記半導体集積回路(１)は、直列接続された複数の発光素子を含む複数のチャンネルを駆動することが可能なものである。
【００４９】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)は、前記入力ＤＣ電圧(ＶIN)の前記昇圧又は前記降圧によって生成される前記出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を、前記複数のチャンネルの複数の一端(ANODE)に共通に供給可能とされる。
【００５０】
前記電流ドライバ(２０)は、前記複数のチャンネルの複数の他端(CATHODE)を駆動可能とされた複数のドライバユニット(２１…２８)を有する。
【００５１】
前記複数のドライバユニット(２１…２８)の各ドライバユニットは、前記他端(CATHODE)を駆動する前記駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の前記制御入力端子を駆動する前記差動増幅器(２１１)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の駆動電流の異常を検出可能な前記検出器(２１３)とを含むことを特徴とする(図１参照)。
【００５２】
他の好適な実施の形態では、前記通常表示動作の期間中に増加する前記振幅制御電圧(ＡＭ＿Ｖref)を前記複数のドライバユニット(２１…２８)の前記差動増幅器(２１１)の前記入力端子に供給する。
【００５３】
前記ロジックユニット(３０)は、前記通常表示動作の期間中において、前記複数の検出器(２１３)からの前記複数の検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞)の全てが前記駆動電流の前記異常を示さないような前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を決定することを特徴とするものである(図１参照)。
【００５４】
更に他の好適な実施の形態では、前記キャリブレーション動作の実行以前に前記ロジックユニット(３０)は所定の初期値(３Ｆｈ)に設定された前記デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)の入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニット(３０)は前記キャリブレーション動作の実行を開始することを特徴とするものである(図２参照)。
【００５５】
より好適な実施の形態は、前記通常表示動作の期間中に所定の時間が経過することに応答して、前記ロジックユニット(３０)は前記キャリブレーション動作を定期的に実行することを特徴とする(図３参照)。
【００５６】
他のより好適な実施の形態では、前記複数のドライバユニット(２１…２８)の前記各ドライバユニットの前記差動増幅器(２１１)の非反転入力端子に、前記振幅制御電圧(ＡＭ＿Ｖref)が供給される。
【００５７】
前記複数のドライバユニット(２１…２８)の前記各ドライバユニットの前記差動増幅器(２１１)の反転入力端子に前記駆動トランジスタ(２１２)の共通端子が接続され、前記複数のドライバユニット(２１…２８)の前記各ドライバユニットの前記差動増幅器(２１１)の出力端子に前記駆動トランジスタ(２１２)の前記制御入力端子が接続される。
【００５８】
前記複数のドライバユニット(２１…２８)の前記各ドライバユニットの前記差動増幅器(２１１)の前記反転入力端子および前記駆動トランジスタの前記共通端子と接地電位との間に、定電流設定抵抗(Ｒｓ)が接続可能とされる。
【００５９】
前記各ドライバユニットの前記検出器(２１３)の一方の入力端子に前記駆動トランジスタ(２１２)の前記制御入力端子と前記共通端子とのいずれかが接続されて、前記各ドライバユニットの前記検出器(２１３)の他方の入力端子に検出判定基準電圧(ＶLIM)が供給されることを特徴とするものである(図１、図５参照)。
【００６０】
更に他のより好適な実施の形態では、前記ロジックユニット(３０)は、前記デジタルデータの値を格納するカウンタ(３３)と、前記複数の検出器(２１３)からの前記複数の検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞)に応答して前記カウンタ(３３)に格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部(３２)とを含むことを特徴とする(図１、図５参照)。
【００６１】
更に別のより好適な実施の形態では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)には、前記半導体集積回路の外部でインダクタ(２)とパワーＭＯＳトランジスタ(３)と平滑容量(５)とが接続可能とされる。
【００６２】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成することを特徴とする(図１、図５参照)。
【００６３】
他のより具体的な実施の形態では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとのいずれか１つとして動作することを特徴とするものである(図１、図６、図７参照)。
【００６４】
最も具体的な実施の形態では、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記複数のチャンネルを駆動可能とされたことを特徴とするものである(図１、図５参照)。
【００６５】
〔２〕本発明の代表的な実施の形態は、直列接続された複数の発光素子(Ｄ１１…Ｄ１６)を含む少なくとも１個のチャンネルを駆動することが可能な半導体集積回路(１)の動作方法である。
【００６６】
前記半導体集積回路(１)は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、第１Ｄ／Ａ変換器(５０)と、信号供給回路(４０、４１)とを具備する。
【００６７】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)は、入力ＤＣ電圧(ＶIN)の昇圧又は降圧によって生成される出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を、前記チャンネルの一端(ANODE)に供給可能とされる。
【００６８】
前記電流ドライバ(２０)は、通常表示動作の期間中に前記チャンネルの他端(CATHODE)を駆動可能とされたドライバユニット(２１)を有する。
【００６９】
前記ドライバユニット(２１)は、前記チャンネルの前記他端(CATHODE)を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の制御入力端子を駆動する差動増幅器(２１１)と、前記駆動トランジスタ(２１２)の駆動電流の異常を検出することによって検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)を生成することが可能な検出器(２１３)とを含む。
【００７０】
前記ロジックユニット(３０)は、前記電流ドライバ(２０)の前記ドライバユニット(２１)の前記検出器(２１３)から生成される前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)に応答して、デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を生成して前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)の入力端子に供給可能とされる。
【００７１】
前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)は、前記デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)に応答するアナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)に基準電圧(ＶREF)として供給可能とされる。
【００７２】
前記ロジックユニット(３０)は、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記検出器(２１３)からの前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)が前記駆動電流の前記異常を示さない前記チャンネルの正常動作における最低の前記出力ＤＣ電圧(ＶOUT)を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行するものである。
【００７３】
前記信号供給回路(４０、４１)は、前記通常表示動作の期間中の前記半導体集積回路(１)の外部供給信号(ＳＤＩ、ＣＶ)に応答する振幅制御電圧(ＡＭ＿Ｖref)を前記ドライバユニット(２１)の前記差動増幅器(２１１)の入力端子に供給する。
【００７４】
前記通常表示動作の期間中の前記駆動電流の前記異常を示す前記検出器(２１３)からの前記検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞)に応答して前記ロジックユニット(３０)は前記デジタルデータを増加して、前記第１Ｄ／Ａ変換器(５０)は増加した前記アナログ電圧を生成して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)に前記基準電圧(ＶREF)として供給することを特徴とする(図１参照)。
【００７５】
前記実施の形態によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して画面の輝度の急激な増加を可能とすることができる。
【００７６】
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
【００７７】
［実施の形態１］
《半導体集積回路の構成》
図１は、本発明の実施の形態１による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【００７８】
図１に示した半導体集積回路１は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、８チャンネル(８ストリング)の定電流ドライバ２０と、ロジックユニット３０と、８ビットＤ／Ａ変換器４０と、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０によって構成されている。ロジックユニット３０は、１２ビット(４０９６階調)調光コントローラ３１とカウンタ制御部３２とアップ・ダウン・カウンタ３３と制御ロジック３４とを含むものである。例えば、図１の例では、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧範囲が１０Ｖ〜２６．０Ｖと比較的に低い電圧であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされている。その他の例としては、入力ＤＣ電圧ＶINが比較的に高い電圧である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされる。更に他の例としては、入力ＤＣ電圧ＶINが比較的に低い電圧と比較的に高い電圧で変化する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされる。
【００７９】
《スイッチングレギュレータ》
図１に示すように、半導体集積回路１には、例えば１０Ｖ〜２６．０Ｖの電圧範囲を有する入力ＤＣ電圧ＶINが供給され、更に半導体集積回路１には、スイッチングレギュレータを構成するためにインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と例えばショットキーダイオードである整流ダイオード４と平滑容量５とフィードバック回路６とが接続可能とされている。インダクタ２の一端に入力ＤＣ電圧ＶINが接続され、インダクタ２の他端はパワーＭＯＳトランジスタ３のドレイン端子と整流ダイオード４のアノードに接続される。整流ダイオード４のカソードは、フィードバック回路６と平滑容量５と、８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極(CATHODE)は、定電流ドライバ２０内部の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８に接続される。定電流ドライバ２０の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の定電流設定端子ＳＯ１…ＳＯ８と接地電位の間には、それぞれ定電流設定抵抗Ｒｓが接続されている。
【００８０】
《定電流ドライバ》
定電流ドライバ２０のドライバユニット２１は、差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２と異常検出比較器２１３によって構成される。差動増幅器２１１の非反転入力端子には８ビットＤ／Ａ変換器４０の出力端子から生成される振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefが供給され、差動増幅器２１１の出力端子はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート端子に接続される。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子は差動増幅器２１１の反転入力端子と定電流設定抵抗Ｒｓの一端に接続される。定電流設定抵抗Ｒｓの他端は接地電位に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン端子はドライバユニット２１の出力端子ＯＵＴ１を介して第１チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６の陰極に接続される。
【００８１】
定電流ドライバ２０に含まれるドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２とは、ボルテージフォロワとして動作する。従って、定電流設定抵抗Ｒｓの両端に振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefが供給され、第１チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６に流入する第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値が設定される。振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefを所望の定電圧に設定した場合には、調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞のハイレベルが１００％デューティー時の白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６の発光輝度を所望の値にＰＷＭ制御することができる。振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefを８ビットＤ／Ａ変換器４０によって振幅変調する場合には、８ビットＤ／Ａ変換器４０によって振幅変調される振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefが白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６の発光輝度を所望の値に振幅変調制御することができる。
【００８２】
定電流ドライバ２０に含まれるドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の非反転入力端子にはＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート端子の電圧が供給され、反転入力端子には異常検出判定基準電圧ＶLIMが供給されている。異常検出比較器２１３の出力端子の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞はロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。
【００８３】
定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に異常検出比較器を含み、更にボルテージフォロワ動作の差動増幅器とＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含むものである。その結果、その他の第２チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜2＞(図示せず)…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値の設定と同様に設定されるものである。従って、ドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞(図示せず)…ＬＩＭＩＴ＜８＞も、上述の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞と同様に、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。
【００８４】
《ロジックユニット》
ロジックユニット３０は、調光コントローラ３１とカウンタ制御部３２とアップ・ダウン・カウンタ３３と制御ロジック３４とを含んでいる。
【００８５】
ロジックユニット３０の調光コントローラ３１には、調光クロックＤＰＷＭＣＬＫに同期して、１ビットシリアル調光制御データが供給される。調光コントローラ３１は、調光制御データに応答して、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞を供給する。調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞の各駆動信号は、ハイレベルの期間とローレベルの期間の比によって、ＬＥＤの発光輝度を調光することが可能である。また更に、調光コントローラ３１から生成される調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞は、カウンタ制御部３２にも供給される。このように、ロジックユニット３０の調光コントローラ３１に調光クロックＤＰＷＭＣＬＫに同期して１ビットシリアル調光制御データが供給される場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値はＰＷＭ制御方式によって制御されるものである。
【００８６】
更にハイレベルの調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞に応答して、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２とが活性化され、第１チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６の第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の駆動が可能となる。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に構成される。ドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８はハイレベルの調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞…＜８＞に応答して、ドライバユニット２２…２８の各差動増幅器と各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタが活性化され、各チャンネルＬＥＤ駆動電流の駆動が可能となる。
【００８７】
制御ロジック３４にはシリアルクロック入力信号ＳＣＫとシリアルデータ入力信号ＳＤＩとが供給され、制御ロジック３４から８ビットＤ／Ａ変換器４０のデジタル入力端子に供給される８ビットデジタル信号が生成される。
【００８８】
８ビットＤ／Ａ変換器４０は、制御ロジック３４の出力端子から供給される８ビットデジタル信号に応答して振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefを生成して、振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefは定電流ドライバ２０のチャンネルのドライバユニット２１…ドライバユニット２８の入力端子に供給される。このようにロジックユニット３０の制御ロジック３４に振幅変調のシリアルデータ入力信号ＳＤＩが供給される場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値は振幅変調制御方式によって制御されるものである。
【００８９】
カウンタ制御部３２は、調光コントローラ３１から供給される調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞と定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８から供給される異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…ＬＩＭＩＴ＜８＞に応答して、アップ・ダウン・カウンタ３３に供給されるアップ信号ＵＰとダウン信号ＤＯＷＮとを生成する。
【００９０】
アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ制御部３２から供給される１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする一方、アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ制御部３２から供給される１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディクリメントするものである。
【００９１】
《基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器》
基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値に応答して基準電圧ＶREFを生成するＡ／Ｄ変換を実行するものである。
【００９２】
《スイッチングレギュレータ》
スイッチングレギュレータとして動作する昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、誤差増幅器１１とコントローラ１２によって構成されている。誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０から生成される基準電圧ＶREFが供給され、誤差増幅器１１の反転入力端子にフィードバック回路６から生成されるフィードバック電圧ＶFBが供給される。尚、フィードバック電圧ＶFBは、整流ダイオード４のカソードから生成される出力ＤＣ電圧ＶOUTをフィードバック回路６の２個の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧することによって生成したものである。
【００９３】
昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータは、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間とパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間とを反復する。この反復によって、整流ダイオード４のカソードから出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成するパルス幅変調(ＰＷＭ)動作が実行されるものである。
【００９４】
インダクタ２のインダクタンスをＬ、時間をｔとすると、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２とパワーＭＯＳトランジスタ３とを介して入力ＤＣ電圧ＶINから接地電位に流れる。
【００９５】
ＩON＝ＶIN・ｔ／Ｌ                            …(１)式
【００９６】
オン期間の後のパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２と整流ダイオード４を介して入力ＤＣ電圧ＶINから平滑容量５に流れる。
【００９７】
ＩOFF＝(ＶIN−ＶOUT)・ｔ／Ｌ                   …(２)式
【００９８】
パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間をＴONとし、パワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間をＴOFFとすると、この両方の期間の境界で(１)式で与えられる電流と(２)式で与えられる電流とは、等しくならなければならない。従って、次式が得られる。
【００９９】
ＶIN・ＴON／Ｌ＝(ＶIN−ＶOUT)・ＴOFF／Ｌ       …(３)式
【０１００】
この(３)式を展開すると、次式の関係が得られる。
【０１０１】
ＶOUT＝(１＋(ＴON／ＴOFF))・ＶIN               …(４)式
【０１０２】
この(４)式は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータが、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成することを示すものである。
【０１０３】
一方、出力ＤＣ電圧ＶOUTのフィードバック回路６の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によるフィードバック電圧ＶFBが誤差増幅器１１の反転入力端子に供給され、誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０からの基準電圧ＶREFが供給されている。従って、フィードバック電圧ＶFBの電圧レベルが昇圧基準電圧ＶREFの電圧レベルと一致するように誤差増幅器１１が動作して、出力ＤＣ電圧ＶOUTが生成される。すなわち、この両方の電圧レベルが一致するように、コントローラ１２はパルス幅変調(ＰＷＭ)の三角波形の上昇期間と下降期間との比によってオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFとの比を決定するものである。
【０１０４】
従って、図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTが生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が他の例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTが生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTと入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTとが生成される。
【０１０５】
《半導体集積回路のキャリブレーション動作》
図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１は、複数の白色ＬＥＤ素子が接続された白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション(校正)動作を定期的に実行するものである。
【０１０６】
このキャリブレーション動作の以前には、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０はロジックユニット３０のアップ・ダウン・カウンタ３３に事前に格納された７ビットのカウント値に応答して基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給している。従って、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は基準電圧ＶREFに応答してパルス幅変調の三角波形の上昇期間(オン期間ＴON)と下降期間(オフ期間ＴOFF)との比を決定することによって、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが設定されている。
【０１０７】
この出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルの設定条件においては、以下の状態となっているものとする。すなわち、この状態では、白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６は半導体集積回路１により駆動され、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値が正常な定電流値に設定されて、白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の全ては正常な発光輝度に設定されている。
【０１０８】
しかし、極度の温度低下によって複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧ＶFが極度に増大した場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値よりも低下するので、定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefよりも顕著に低下する。すると、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給して、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の減少を補償しようする。定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様である。すなわち、極度の温度低下によって、第２チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜2＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値も初期の正常な定電流値よりも低下する。その結果、その他のチャンネルのドライバユニット２２…２８の各差動増幅器は各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給して、各チャンネルＬＥＤ駆動電流の減少を補償しようする。
【０１０９】
このような状況では、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３は、反転入力端子に供給される異常検出判定基準電圧ＶLIMよりも非反転入力端子に供給されるＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート駆動電圧が極度に高いことを検出する。その結果、異常検出比較器２１３は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって、異常検出比較器は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞…＜８＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。
【０１１０】
複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルである場合には、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値に応答して以前よりも所定の電圧分増加された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが上昇するよう動作する。
【０１１１】
出力ＤＣ電圧ＶOUTの上昇によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰すると、全ての定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefに復帰するものとなる。すると、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てが、ローレベルとなる。その結果、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２はアップ信号ＵＰまたはダウン信号ＤＯＷＮを生成しないので、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値は更新無しにアップ・ダウン・カウンタ３３に保持されるものとなる。
【０１１２】
出力ＤＣ電圧ＶOUTの上昇によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰しなかった場合には、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号が未だにハイレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給する。従って、アップ・ダウン・カウンタ３３は７ビットのカウント値を更に＋１インクリメントするので、更に所定の電圧の分増加された基準電圧ＶREFを基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更に増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが更に上昇するよう動作する。すなわち、アップ・ダウン・カウンタ３３のインクリメント動作と基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０の基準電圧ＶREFの電圧増加と昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧増加は、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルとなるまで反復されるものである。
【０１１３】
図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１に最初に動作電源電圧としての入力ＤＣ電圧ＶINが供給される電源投入時の初期化シーケンスにおける出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作では、下記の動作が実行される。すなわち、ロジックユニット３０のアップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値の所定の初期値に応答して、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が初期値の基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、初期値の基準電圧ＶREFに応答して、初期値の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを生成するよう動作する。尚、カウンタ制御部３２は、例えば電源投入時のパワーオンリセット信号に応答してカウンタ制御部３２の内部のリードオンリーメモリ(ＲＯＭ)等の不揮発性メモリに格納された７ビットの所定の初期値を、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納するものである。それ以外にも、半導体集積回路１内部のリードオンリーメモリやフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに７ビットの所定の初期値を格納しておき、電源投入時のパワーオンリセット信号に応答して、カウンタ制御部３２が不揮発性メモリから７ビットの所定の初期値を読み出してアップ・ダウン・カウンタ３３に格納することもできる。
【０１１４】
この初期値の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが生成された状況で、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルである場合には、下記の動作が実行される。すなわち、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディクリメントする。その結果、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値に応答して以前より所定の電圧分減少された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、減少された昇圧基準電圧ＶREFに応答して、昇圧出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが低下するよう動作する。
【０１１５】
出力ＤＣ電圧ＶOUTが下降しても、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が正常な定電流値に維持されている場合には、下記の動作が実行される。すなわち、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を更に−１ディクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の２個目の−１更新カウント値に応答して更に所定の電圧分減少された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更に減少された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが更に低下するよう動作する。
【０１１６】
出力ＤＣ電圧ＶOUTの更なる低下により複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルとなった場合には、下記の動作が実行される。すなわち、カウンタ制御部３２はカウンタ値最終設定信号としてのアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ値最終設定信号のアップ信号ＵＰに応答した７ビットのカウント値の＋１インクリメントによりカウント値を出力ＤＣ電圧ＶOUTの低下直前のカウント値に復帰させる。その結果、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０はアップ・ダウン・カウンタ３３の復帰カウント値に応答して基準電圧ＶREFを出力ＤＣ電圧ＶOUTの低下直前の電圧値に復帰させて、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、コントローラ１２は復帰基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを低下直前の電圧値に復帰するように上昇するよう動作する。その結果、このカウンタ値最終設定の動作によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰するものとなる。すなわち、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧値をキャリブレーションすることによって、定電流を白色ＬＥＤアレーに供給することが可能となり、輝度を一定に保つことが可能となるものである。
【０１１７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は基準電圧ＶREFとフィードバック電圧ＶFBのみの２入力を基準として出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成するため、システムは常に安定であり不安定動作を起こしにくい。
【０１１８】
《半導体集積回路の通常表示動作》
図１に示した本発明の実施の形態１の制御駆動半導体集積回路１は、キャリブレーション動作と次のキャリブレーション動作までの期間に通常表示動作を実行するものである。この通常表示動作では、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８は、上述したＰＷＭ制御方式または振幅変調制御方式によって第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値を上述した正常な定電流に設定して、白色ＬＥＤアレーの全ＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６は正常な発光輝度に設定される。従って、この通常表示動作では、この白色ＬＥＤアレーをバックライト光源とする画面の輝度は安定に維持されることが可能である。
【０１１９】
一方、キャリブレーション動作と次のキャリブレーション動作との間に実行される通常表示動作の期間で制御ロジック３４に供給されるシリアルデータ入力信号ＳＤＩのデジタル値が振幅変調によって増加される場合には、８ビットＤ／Ａ変換器４０から生成される振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefの電圧値も増加するものである。従って、全チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が増加しなければならないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルがまだ増加されていないので、全チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値が増加できない。従って、定電流ドライバ２０の複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てが、ハイレベルとなる。
【０１２０】
従って、この通常表示動作の期間においても、ハイレベルの複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞に応答して、カウンタ制御部３２は１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。すると、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は所定の電圧の分増加された基準電圧ＶREFを生成して、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更に増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが更に上昇するよう動作する。アップ・ダウン・カウンタ３３のインクリメント動作と基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０の基準電圧ＶREFの電圧増加と昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧増加は、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルとなるまで反復されるものである。その結果、通常表示動作の期間のシリアルデータ入力信号ＳＤＩのデジタル値の振幅変調による増加に応答して、全チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値を増加することが可能となる。従って、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によれば、画面輝度を急激に増加することが可能となるものである。
【０１２１】
一方、通常表示動作の期間で制御ロジック３４に供給されるシリアルデータ入力信号ＳＤＩのデジタル値が振幅変調によって減少される場合には、８ビットＤ／Ａ変換器４０から生成される振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefの電圧値は減少する。この場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルは減少されることなく一定値に維持された状態で、全チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値を振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖrefの電圧値の減少に比例して減少することが可能となる。その結果、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によれば、画面輝度を急激に減少することも可能なるものである。
【０１２２】
《キャリブレーション動作の波形》
図２は、図１に示す本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によって実行される出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作を説明するための半導体集積回路１の各部の波形を示す図である。
【０１２３】
図２には詳しく図示されていないが、キャリブレーション動作においても通常動作期間と全く同様に、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に供給される複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞は分散駆動方式とされる。
【０１２４】
すなわち、第１駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第３駆動信号ＤＰＷＭＯ＜３＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第３駆動信号ＤＰＷＭＯ＜３＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第４駆動信号ＤＰＷＭＯ＜４＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第４駆動信号ＤＰＷＭＯ＜４＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第５駆動信号ＤＰＷＭＯ＜５＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第５駆動信号ＤＰＷＭＯ＜５＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第６駆動信号ＤＰＷＭＯ＜６＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第６駆動信号ＤＰＷＭＯ＜６＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第７駆動信号ＤＰＷＭＯ＜７＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第７駆動信号ＤＰＷＭＯ＜７＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第８駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延されたものである。その結果、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の全電流値が略同一の時刻に急激に増大することでＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが瞬間的に低下すると言う問題を軽減することが、可能となる。
【０１２５】
図２の第１期間Ｔ１は半導体集積回路１に最初に動作電源電圧の入力ＤＣ電圧ＶINが供給される電源投入時の初期化シーケンスの出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作の最初の期間であり、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値は所定の初期値３Ｆｈに設定されている。この所定の初期値３Ｆｈは、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０のＤ／Ａ変換のダイナミックレンジの略中間での入力デジタル値に設定されたものである。従って、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント初期値３Ｆｈに応答して基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が初期値の基準電圧ＶREFを生成して、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は初期値の基準電圧ＶREFに応答して、初期値の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを生成するよう動作する。
【０１２６】
図２の第１期間Ｔ１では、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルであるので、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図２の第２期間Ｔ２ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答してカウント値を−１ディクリメントする。
【０１２７】
その結果、図２の第２期間Ｔ２では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値３Ｅｈに応答して初期値の基準電圧ＶREFよりも所定の電圧減少された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、減少された基準電圧ＶREFに応答して出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが低下するよう動作する。更に図２の第２期間Ｔ２から、複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞の分散方式のローレベルからハイレベルのレベル変化が開始されている。従って、図２の第２期間Ｔ２に第１チャンネルのドライバユニット２１は、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の駆動を開始している。
【０１２８】
図２の第２期間Ｔ２に出力ＤＣ電圧ＶOUTが下降しても第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値が正常な定電流値に維持され、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞がローレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給する。従って、アップ・ダウン・カウンタ３３は、更に１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して、カウント値を更に−１ディクリメントする。
【０１２９】
その結果、図２の第３期間Ｔ３では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値３Ｄｈに応答して所定の電圧の分減少された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は、更に減少された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが更に低下するよう動作する。
【０１３０】
図２の第３期間Ｔ３に出力ＤＣ電圧ＶOUTが下降したため、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値が初期の正常な定電流値よりも低下する。従って、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞が生成されてロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。その結果、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図２の第４期間Ｔ４ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして直前の更新カウント値３Ｅｈに復帰する。
【０１３１】
その結果、図２の第４期間Ｔ４では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１復帰カウント値３Ｅｈに応答して第３期間Ｔ３の基準電圧ＶREFより所定の電圧増加された更新直前の基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更新直前の基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを更新直前の電圧レベルに上昇して復帰するように動作する。その結果、初期の正常な定電流値よりも低下していた第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値が初期の正常な定電流値に上昇するので、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞がハイレベルからローレベルに変化する。従って、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞が時刻ｔ２３でローレベルからハイレベルに変化して、更に時刻ｔ３４でハイレベルからローレベルに変化した往復状態遷移に応答して、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は出力ＤＣ電圧ＶOUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させる。
【０１３２】
更に図２の第４期間Ｔ４で出力ＤＣ電圧ＶOUTが更新直前の電圧レベルに維持される間に、第２チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜2＞…第７チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜7＞は初期の正常な定電流値に維持されているので、第２チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞から第７チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜７＞は全てローレベルに維持されている。
【０１３３】
図２の第５期間Ｔ５では第８チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞がローレベルからハイレベルに変化することに応答して、第８チャンネルのドライバユニット２８は、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の駆動を開始している。しかしながら、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が正常な定電流値より低下しているので、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されてロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図２の第５期間Ｔ５の前半ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値３Ｆｈに変化する。
【０１３４】
従って、図２の第５期間Ｔ５の前半では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値３Ｆｈに応答して第４期間Ｔ４の基準電圧ＶREFよりも所定の電圧増加された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを上昇して復帰するように動作する。
【０１３５】
しかしながら、図２の第５期間Ｔ５の前半での出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルの上昇にも拘わらず、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が、未だに正常な定電流値よりも低下している。その結果、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図２の第５期間Ｔ５の後半ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値４０ｈに変化する。
【０１３６】
従って、図２の第５期間Ｔ５の後半では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値４０ｈに応答して第４期間Ｔ４の基準電圧ＶREFよりも所定の電圧増加された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを上昇するように動作する。
【０１３７】
しかしながら、図２の第５期間Ｔ５の後半での出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルの上昇にも拘わらず、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が、未だに正常な定電流値よりも低下している。その結果、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図２の第６期間Ｔ６ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値４１ｈに変化する。
【０１３８】
従って、図２の第６期間Ｔ６では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値４１ｈに応答して第５期間Ｔ５の後半の基準電圧ＶREFよりも所定の電圧増加された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを上昇するように動作する。
【０１３９】
その結果、初期の正常な定電流値よりも低下していた第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が初期の正常な定電流値に上昇して復帰するので、第８チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞がハイレベルからローレベルに変化する。
【０１４０】
すなわち、チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が出力されない期間は、チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値が正常な範囲で消費電力を低減させるため、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧値が低くなるように、基準電圧ＶREFを小さくするように制御する。また、チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が出力される期間には、低くなったＬＥＤの輝度を正常状態にするために、基準電圧ＶREFを大きく制御することで出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧値を高くするように制御して、結果としてチャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の電流値を上昇させて正常な定電流値にすることが可能となる。
【０１４１】
《通常表示動作とキャリブレーション動作》
図３は、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１の通常表示動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰによる白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると、図２に示した出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション(校正)動作を定期的に実行する様子を示す図である。
【０１４２】
図３に示したように、所定の時間の白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰの間に、昇圧出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰが定期的に実行されるものである。また、昇圧出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰの間に、昇圧出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧調整Ｖadjが実行されることによって、半導体集積回路１の定電流ドライバ２０の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８の出力電圧Ｖ−ＯＵＴ１…Ｖ−ＯＵＴ８が可変制御されるものである。
【０１４３】
更に図３に示すように、白色ＬＥＤアレーの通常表示動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰの間に半導体集積回路１の半導体チップ温度ＴCHが低温から高温に変化する場合に、高温への変化の後に実行されるキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰによって、昇圧出力ＤＣ電圧ＶOUTと出力電圧Ｖ−ＯＵＴ１…Ｖ−ＯＵＴ８とが自動的に低い電圧レベルに調整されることが理解される。
【０１４４】
また図３に示すように、通常表示動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰの期間に、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に８ビットＤ／Ａ変換器４０から振幅変調制御方式により供給される振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref1…ＡＭ_Ｖref8が増加される。この場合に、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞が目標の振幅変調電流値よりも低くハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞が生成されている。従って、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞に応答して、期間Ｔ１と期間Ｔ２の間にカウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。その結果、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は所定の電圧の分増加された基準電圧ＶREFを生成して、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は増加した基準電圧ＶREFに応答して、図３の記号ＶOUT＿ＵＰで示したように、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが上昇するよう動作する。アップ・ダウン・カウンタ３３のインクリメント動作と基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０の基準電圧ＶREFの電圧増加と昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧増加とは、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルとなるまで反復されるものである。その結果、通常表示動作の期間のシリアルデータ入力信号ＳＤＩのデジタル値の振幅変調による増加に応答して、全チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…ＩLED＜8＞の各電流値を増加させることが可能となる。従って、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によれば、画面輝度を急激に増加することが可能とされるものである。
【０１４５】
《昇圧出力ＤＣ電圧のキャリブレーション動作》
図４は、図１に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１で実行される出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作の処理フローを示す図である。
【０１４６】
図４の最初のステップ４００では、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞は所定の初期値３Ｆｈに設定され、出力ＤＣ電圧ＶOUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤはローレベルに設定され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は初期値の基準電圧ＶREFは１．８７５Ｖに設定される。
【０１４７】
次のステップ４０１では、カウンタ制御部３２が、合計８チャンネルのドライバユニット２１の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞からドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞までの各信号のレベルを略並列に読み出すものである。実際にはカウンタ制御部３２は、ハイレベルの第１駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞の期間のドライバユニット２１の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞のレベルを読み出し、その後ハイレベルの第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞の期間のドライバユニット２２の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞のレベルを読み出す。以下同様にして、最後のハイレベルの第８駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞の期間のドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞のレベルを読み出すものである。
【０１４８】
次のステップ４０２では、カウンタ制御部３２は、出力ＤＣ電圧ＶOUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤの電圧レベルをチェックする。低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがローレベル“０”の場合には、ステップ４０３に移行して、低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベル“１”の場合には、ステップ４０８に移行する。
【０１４９】
ステップ４０３では、カウンタ制御部３２が８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てのレベルをチェックして、その全てがローレベル“０”(異常無し)の場合にはステップ４０４の−１ディクリメント処理に移行する一方、その何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合にはステップ４０５の＋１インクリメント処理に移行する。すなわち、全てがローレベル“０”(異常無し)の場合には出力ＤＣ電圧ＶOUTに余裕が有るので出力ＤＣ電圧ＶOUTを低下するためにアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の値を−１だけディクリメントする。一方、８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合には出力ＤＣ電圧ＶOUTが不足なので出力ＤＣ電圧ＶOUTを増加するためにアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の値を＋１だけインクリメントするものである。
【０１５０】
ステップ４０４の−１ディクリメント処理では、アップ・ダウン・カウンタ３３は、カウンタ制御部３２から供給される１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディクリメントする。
【０１５１】
ステップ４０５の＋１インクリメント処理では、アップ・ダウン・カウンタ３３は、カウンタ制御部３２から供給される１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。
【０１５２】
更にステップ４０５の後に実行されるステップ４０６において、カウンタ制御部３２は出力ＤＣ電圧ＶOUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させるものである。
【０１５３】
また更に、ステップ４０４の−１ディクリメント処理の後もしくはステップ４０６の後に実行されるステップ４１１において、カウンタ制御部３２は出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作によるアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定値を設定する。このステップ４１１で設定されるカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定値は、大部分はステップ４０５の＋１インクリメント処理の後のカウント値であり、例外的な一部はステップ４０９の＋１インクリメント処理の後のカウント値である。
【０１５４】
ステップ４１１のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定処理の後に、ステップ４１２では最終設定カウント値に対応する基準電圧ＶREFを基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が生成する。更にステップ４１２では、この基準電圧ＶREFを使用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルを設定するように動作する。また更にステップ４１２では、この出力ＤＣ電圧ＶOUTが８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に供給された状態において、定電流ドライバ２０内部の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８は８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極(CATHODE)を駆動するものである。その結果、正常な定電流値を有する第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞が白色ＬＥＤアレーに流れるので、白色ＬＥＤアレーに含まれる全てのＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６が全て正常な発光輝度に設定されることが可能となる。また、ステップ４１２での白色ＬＥＤアレーに含まれるＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６は、上述した本発明の実施の形態１と全く同様に複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞により分散駆動されるものである。
【０１５５】
ステップ４１２の後に実行されるステップ４０７において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の遷移時間の経過がウェイトされる。すなわち、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された＋１インクリメントもしくは−１ディクリメントされたカウント値に応答して基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は基準電圧ＶREFを更新して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作によって出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルの変化が完了するのに、暫時の遷移時間が必要とされるためである。
【０１５６】
上述したステップ４０７の後および以下に説明するステップ４１３の後に実行されるステップ４０１では、カウンタ制御部３２が合計８チャンネルのドライバユニット２１の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞からドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞までの各信号のレベルを略並列に読み出すものである。その後、ステップ４０２では、カウンタ制御部３２が出力ＤＣ電圧ＶOUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤの電圧レベルを再度チェックする。
【０１５７】
今回のステップ４０２では、以前のステップ４０６で低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させていたので、低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベル“１”と判別され、次のステップ４０８に移行する。
【０１５８】
ステップ４０８では、カウンタ制御部３２が８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てのレベルを再チェックする。ステップ４０８の再チェックの当然の結果として全てがローレベル“０”(異常無し)の場合には、ステップ４１３に移行する。それに対して、ステップ４０８の再チェックの予想外の結果として何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合には、ステップ４０９の＋１インクリメント処理に移行する。
【０１５９】
ステップ４１３では、図１の本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１の通常表示動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰにおける所定の時間が経過したか否かが判定される。ステップ４１３での判定結果が否“Ｎｏ”の場合には、ステップ４０１に移行される。一方、ステップ４１３での判定結果が是“Ｙｅｓ”の場合には、ステップ４１４に移行されて、出力ＤＣ電圧ＶOUTのキャリブレーション動作の処理が再開される。
【０１６０】
［実施の形態２］
《実施の形態２による半導体集積回路の構成》
図５は、本発明の実施の形態２による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１６１】
図５に示す本発明の実施の形態２による半導体集積回路１が、図１に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０１６２】
すなわち、図５に示した本発明の実施の形態２による半導体集積回路１の定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の反転入力端子と非反転入力端子にＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子の電圧(ドライバユニット２１の定電流設定端子ＳＯ１の電圧)と異常検出判定基準電圧ＶLIMとがそれぞれ供給されていることである。尚、異常検出判定基準電圧ＶLIMの電圧レベルは、参照電圧ＡＭ＿Ｖrefの例えば略１／２の電圧レベルに設定されている。また、定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に、構成されている。
【０１６３】
すなわち、図５に示す本発明の実施の形態２による半導体集積回路１でも、極度の温度低下やＬＥＤ素子の極度の特性ばらつきの原因により複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧ＶFが極度に増大する。この場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜8＞の各電流値が、初期の正常な定電流値よりも低下する。従って、定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧ＡＭ＿Ｖrefよりも顕著に低下するものとなる。
【０１６４】
このような場合には、図５に示した本発明の実施の形態２による半導体集積回路１では、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の反転入力端子のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子の電圧は非反転入力端子の異常検出判定基準電圧ＶLIMよりも著しく低下する。その結果、異常検出比較器２１３は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって異常検出比較器はハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞…＜８＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。
【０１６５】
複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルである場合には、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値に応答して以前より所定の電圧分増加された基準電圧ＶREFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は、増加された基準電圧ＶREFに応答して、出力ＤＣ電圧ＶOUTの電圧レベルが上昇するよう動作する。
【０１６６】
以上説明したように図５に示した本発明の実施の形態２による半導体集積回路１は、図２に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と同様の動作機能を実現することが可能となる。
【０１６７】
［実施の形態３］
《実施の形態３による半導体集積回路の構成》
図６は、本発明の実施の形態３による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１６８】
図６に示す本発明の実施の形態３による半導体集積回路１が、図１に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０１６９】
すなわち、図６に示した本発明の実施の形態３による半導体集積回路１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、図１と変更された接続形態でＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７とショットキーダイオード４とインダクタ２と平滑容量５とが接続されることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。
【０１７０】
従って、図６に示す入力ＤＣ電圧ＶINが比較的大きな電圧レベルである場合には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成する。
【０１７１】
すなわち、図６に示したように、入力ＤＣ電圧ＶINがＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のソース端子に接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のドレイン端子はインダクタ２の一端とショットキーダイオード４のカソードと接続される。ショットキーダイオード４のアノードは接地電位に接続され、インダクタ２の他端はフィードバック回路６と平滑容量５と、８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。
【０１７２】
インダクタ２のインダクタンスをＬ、時間をｔとすると、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のオン期間には、次式で与えられる電流がパワーＭＯＳトランジスタ７とインダクタ２を介して入力ＤＣ電圧ＶINから出力ＤＣ電圧ＶOUTに流れる。
【０１７３】
ＩON＝(ＶIN−ＶOUT)・ｔ／Ｌ                …(５)式
【０１７４】
オン期間の後のパワーＭＯＳトランジスタ７のオフ期間には、次式で与えられる電流が整流ダイオード４とインダクタ２とを介して接地電位から出力ＤＣ電圧ＶOUTに流れる。
【０１７５】
ＩOFF＝ＶOUT・ｔ／Ｌ                       …(６)式
【０１７６】
パワーＭＯＳトランジスタ７のオン期間をＴONとし、パワーＭＯＳトランジスタ７のオフ期間をＴOFFとすると、この両方の期間の境界で(５)式で与えられる電流と(６)式で与えられる電流とは、等しくならなければならない。従って、次式が得られる。
【０１７７】
(ＶIN−ＶOUT)・ＴON／Ｌ＝ＶOUT・ＴOFF／Ｌ  …(７)式
【０１７８】
この(７)式を展開すると、次式の関係が得られる。
【０１７９】
ＶOUT＝ＶIN ・ＴON／(ＴON＋ＴOFF )         …(８)式
【０１８０】
この(８)式は、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ７と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータが、入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成することを示すものである。
【０１８１】
一方、出力ＤＣ電圧ＶOUTのフィードバック回路６の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によるフィードバック電圧ＶFBが誤差増幅器１１の反転入力端子に供給されて、誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０からの基準電圧ＶREFが供給されている。従って、フィードバック電圧ＶFBの電圧レベルが昇圧基準電圧ＶREFの電圧レベルと一致するように誤差増幅器１１が動作して出力ＤＣ電圧ＶOUTが生成される。すなわち、この両方の電圧レベルが一致するように、コントローラ１２はパルス幅変調(ＰＷＭ)の三角波形の上昇期間と下降期間の比によってオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの比を決定するものである。
【０１８２】
［実施の形態４］
《実施の形態４による半導体集積回路の構成》
図７は、本発明の実施の形態４による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１８３】
図７に示す本発明の実施の形態４による半導体集積回路１が、図６に示す本発明の実施の形態３による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０１８４】
すなわち、図７に示す本発明の実施の形態４によるスイッチングレギュレータには、ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３とショットキーダイオード８とが追加されている。すなわち、パワーＭＯＳトランジスタ３のドレイン端子とインダクタ２の他端とはショットキーダイオード８のアノードと接続され、パワーＭＯＳトランジスタ３のソース端子は接地電位に接続され、パワーＭＯＳトランジスタ３のゲート端子は昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によって制御される。ショットキーダイオード８のカソードは、平滑容量５とフィードバック回路６と８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。
【０１８５】
≪昇圧動作モード≫
図７に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によってＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７を常時オン状態に制御してＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３をオン・オフ制御する。それによって、図７に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、図１に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と同様に入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作するものとなる。
【０１８６】
≪降圧動作モード≫
図７に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によって、ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３を常時オフ状態に制御してＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７をオン・オフ制御する。それによって、図７に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、図６に示した本発明の実施の形態３による半導体集積回路１と同様に入力ＤＣ電圧ＶINの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧ＶOUTを生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作するものとなる。
【０１８７】
［実施の形態５］
《実施の形態５による半導体集積回路の構成》
図８は、本発明の実施の形態５による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１８８】
図８に示す本発明の実施の形態５による半導体集積回路１が、図１に示す本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０１８９】
すなわち、図８に示す本発明の実施の形態５による半導体集積回路１では、単一チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６を駆動する単一チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値を生成するための単一のドライバユニット２１が定電流ドライバ２０に含まれている。
【０１９０】
その結果、図８に示した本発明の実施の形態５による半導体集積回路１は、ノートパソコンやタブレットＰＣやスマートフォン等の比較的小型の液晶デバイスのバックライトを低消費電力で駆動する際に、有効なものとなる。
【０１９１】
［実施の形態６］
図９は、本発明の実施の形態６による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１９２】
図９に示す発明の実施の形態６による半導体集積回路１が、図１に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０１９３】
すなわち、図９に示す本発明の実施の形態６による半導体集積回路１では、単一の電圧設定外部端子ＶＳＥＴを介して１個の可変電圧源から生成されるアナログ制御電圧ＣＶが供給される。このアナログ制御電圧ＣＶがアナログバッファ回路４１を介して、振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１としてドライバユニット２１の差動増幅回路２１１の非反転入力端子に供給される。
【０１９４】
その結果、図１に示されたようなデジタル信号によって振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１を指定するのではなく、アナログ制御電圧ＣＶによって振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１を直接に指定することが可能である。従って、図１に示した半導体集積回路１と比較して、図９に示す半導体集積回路１はシリアルクロック入力信号ＳＣＫとシリアルデータ入力信号ＳＤＩとの２個の外部接続端子を電圧設定外部端子ＶＳＥＴの１個の外部接続端子に外部接続端子数を低減することが可能となる。更に、図１に示した半導体集積回路１と比較して、図９に示す半導体集積回路１は制御ロジック２４と第２D／A変換器４０とをアナログバッファ回路４１に置換できるので、半導体集積回路１の回路規模を削減することが可能となる。
【０１９５】
図１０は、本発明の実施の形態６による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１９６】
一方、図１０に示す本発明の実施の形態６による半導体集積回路１では、複数の電圧設定外部端子ＶＳＥＴ１〜ＶＳＥＴ８を介して８個の可変電圧源から生成される８個のアナログ制御電圧ＣＶ１〜ＣＶ８がそれぞれ振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１〜AM_Ｖref８として各ドライバユニット２１〜２８の差動増幅回路２１１の非反転入力端子に供給される。尚、図１０には図示されないが、図９に示したアナログバッファ回路を８個に増設することにより８個の電圧設定外部端子ＶＳＥＴ１〜ＶＳＥＴ８に供給される８個のアナログ制御電圧ＣＶ１〜ＣＶ８を８個のアナログバッファ回路を介してドライバユニット２１〜２８の差動増幅回路２１１の非反転入力端子に供給することも可能である。
【０１９７】
その結果、図１０に示す本発明の実施の形態６による半導体集積回路１では、図９と比較して、複数の電圧設定外部端子ＶＳＥＴ１〜ＶＳＥＴ８により外部端子数が増加するが、複数の振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１〜AM_Ｖref８を精密な指定を容易とすることが可能となる。
【０１９８】
［実施の形態７］
図１１は、本発明の実施の形態７による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。
【０１９９】
図１１に示す本発明の実施の形態７による半導体集積回路１が、図９に示した本発明の実施の形態６による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。
【０２００】
すなわち、図１１に示す本発明の実施の形態７による半導体集積回路１では、単一の電流設定外部端子ＩＳＥＴを介して接続される１個の可変電流源から生成されるアナログ制御電流ＣＩが電流・電圧変換回路４２によって電圧値情報へ変換され、その変換された電圧値情報が振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１としてドライバユニット２１の差動増幅回路２１１の非反転入力端子に供給される。
【０２０１】
その結果、図１１に示す本発明の実施の形態７による半導体集積回路１では、図９に示したようなアナログ電圧値情報によって振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１を指定するのではなく電流値情報によっても振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１を指定することが可能である。
【０２０２】
尚、電流設定外部端子ＩＳＥＴと電流・電圧変換回路４２とをそれぞれ８個に増設することによって、８個の振幅変調参照電圧ＡＭ_Ｖref１〜AM_Ｖref８を８個のドライバユニット２１〜２８の差動増幅回路２１１の非反転入力端子に供給することも可能である。
【０２０３】
以上本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０２０４】
上述した本発明の実施の形態においては、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値の初期値は、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０のＤ／Ａ変換のダイナミックレンジの略中間の入力デジタル値に設定されたものであった。上述した本発明の実施の形態においては、１チャンネルでも異常検出されない限り入力デジタル値を逐次減少させて、異常検出された場合に入力デジタル値を＋１インクリメントして、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値を設定する方式であった。しかし、本発明はこの方式に限定されるものではなく、ダイナミックレンジの最大値または高いレベルからスタートして１チャンネルでも異常検出されない限り入力デジタル値を逐次減少させることも可能である。異常検出された場合には入力デジタル値を＋１インクリメントしてアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値を設定する方式、もしくはダイナミックレンジの最小値または低いレベルからスタートして全チャンネル正常検出されるまで入力デジタル値を逐次増加させる方式にも本発明を適用することが可能である。
【０２０５】
更に、図１や図５の半導体集積回路１の定電流ドライバ２０のドライバユニット２１に含まれるＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２は、ＮＰＮバイポーラトランジスタに置換されることができる。
【０２０６】
更に赤色発光ダイオードのチャンネル(ストリング)と緑色発光ダイオードのチャンネルと青色発光ダイオードのチャンネルとの３系統のチャンネルを並列に駆動することで白色発光を実現する３色ＬＥＤ方式にも、本発明を適用することが可能である。
【０２０７】
また更に、陰極と陽極とに電圧を印加してそれぞれ電子と正孔とを注入して、注入された電子と正孔とをそれぞれ電子輸送層と正孔輸送層とを通過させて、発光層で結合することで発光する有機ＥＬ発光素子にも、本発明を適用することが可能である。
【符号の説明】
【０２０８】
１…半導体集積回路
２…インダクタ
３…ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ
４…整流ダイオード
５…平滑容量
６…フィードバック回路
７…ＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ
８…整流ダイオード
Ｄ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６…ＬＥＤ素子
１０…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１…誤差増幅器
１２…コントローラ
２０…定電流ドライバ
２１…２８ドライバユニット
２１１…差動増幅器
２１２…ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
２１３…異常検出比較器
３０…ロジックユニット
３１…調光コントローラ
３２…カウンタ制御部
３３…アップ・ダウン・カウンタ
３４…制御ロジック
４０…８ビットＤ／Ａ変換器
４１…アナログバッファ回路
５０…基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器
ＯＵＴ１…ＯＵＴ８…出力端子
ＳＯ１…ＳＯ８…定電流設定端子
Ｒｓ…定電流設定抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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