(57)【要約】【課題】効率の良い負荷駆動装置を提供する。【解決手段】負荷駆動装置１は、交流電源Ｖａｃからの交流電圧Ｖｉｎを整流し、第１の電圧Ｖ１を生成する整流回路２と、整流回路２から出力される第１の電圧Ｖ１を第２の電圧Ｖ２に変換する第１のコンバータ３と、第１のコンバータ３にて変換した第２の電圧Ｖ２に基づいて、負荷１００を定電流駆動する第２のコンバータ４と、第２のコンバータ４から入手した、第２のコンバータ４が負荷１００を定電流駆動する際の出力電圧Ｖｏに基づいて、フィードバック電圧Ｖｆを生成する電圧調整回路５とを備える。第１のコンバータ３は、電圧調整回路５から入手したフィードバック電圧Ｖｆに基づく大きさの第２の電圧Ｖ２に、第１の電圧Ｖ１を変換する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源からの交流電圧を整流し、第１の電圧を生成する整流手段と、
前記整流手段から出力される前記第１の電圧を第２の電圧に変換する第１のコンバータと、
前記第１のコンバータにて変換した前記第２の電圧に基づいて、負荷を定電流駆動する第２のコンバータと、
前記第２のコンバータから入手した、前記第２のコンバータが前記負荷を定電流駆動する際の出力電圧を指標する情報に基づいて、フィードバック情報を生成するフィードバック手段とを備え、
前記第１のコンバータは、前記フィードバック手段から入手した前記フィードバック情報に基づく大きさの前記第２の電圧に、前記第１の電圧を変換する、負荷駆動装置。
【請求項２】
前記第１のコンバータは、前記第２の電圧と前記出力電圧との差が所定の値になるような大きさの前記第２の電圧に、前記第１の電圧を変換する、請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】
前記フィードバック手段は、
定電圧である第１の基準電圧と前記出力電圧とに基づいて、第２の基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
前記第２の基準電圧と前記第２の電圧とに基づいて、前記フィードバック情報としてのフィードバック電圧を生成するフィードバック電圧生成手段とを含む、請求項１または２に記載の負荷駆動装置。
【請求項４】
前記基準電圧生成手段は、
前記第１の基準電圧と前記出力電圧とが入力された場合に、前記第２の基準電圧を出力する基準電圧設定回路を含み、
前記フィードバック電圧生成手段は、
前記第２の基準電圧と前記第２の電圧の分電圧とが入力された場合に、前記第２の基準電圧と前記分電圧との差に応じた誤差電流を出力する誤差増幅回路を含む、請求項３に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】
前記フィードバック電圧生成手段は、
前記誤差電流に応じた大きさの前記フィードバック電圧を出力するフィードバック電圧出力回路をさらに含む、請求項４に記載の負荷駆動装置。
【請求項６】
前記基準電圧設定回路は、
負荷駆動装置の起動時に前記第２の電圧の大きさを制御する微分回路を含む、請求項４または５に記載の負荷駆動装置。
【請求項７】
前記第２の電圧が入力された場合に、前記第１の基準電圧を出力する基準電圧源をさらに含む、請求項３から６のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
【請求項８】
前記第１および前記第２のコンバータの各々は、昇圧機能または降圧機能のうちいずれか一方の機能を有するコンバータである、請求項１から７のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
【請求項９】
前記整流手段にて生成する前記第１の電圧は、前記交流電圧を整流した電圧、および前記交流電圧を整流平滑した電圧のうちいずれか一方である、請求項１から８のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷駆動装置に関し、より特定的には、２コンバータ方式の負荷駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
負荷駆動装置は、商用電源などの交流電源から供給される交流電圧を、直流電力に変換して負荷に供給するものである。負荷駆動装置は、たとえば、電源装置や照明装置などに搭載されている。負荷駆動装置としては、交流電圧に含まれる脈流成分（リップルノイズ）を除去するなどの目的で、２コンバータ方式の回路構成を備えたものが知られている。従来の負荷駆動装置として、たとえば下記特許文献１には、２コンバータ方式の回路構成を備えた電源装置が開示されている。
【０００３】
下記特許文献１の電源装置は、商用電源からの交流電圧を整流する整流部と、整流部の後段に設けられた第１のコンバータ部と、第１のコンバータ部の後段に設けられた昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ部とを備えている。昇圧チョッパ回路は、所望の電圧又は電流で安定化された直流電力を、１個または複数個の発光ダイオードにより構成された負荷部へ出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１４０６７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術には次のような問題があった。
【０００６】
負荷部に対して安定した直流電力を供給しようとすると、第２のコンバータ部から出力される出力電圧は、負荷部の負荷の温度変化や、負荷部を構成する各素子の性能のばらつきなどにより変動する。したがって、第２のコンバータ部の出力電圧の変動に対応するために、第１のコンバータ部から出力される出力電圧は、第２のコンバータ部の出力電圧の最小値または最大値に対してある程度の差を設けた一定値に設定されていた。
【０００７】
具体的には、第２のコンバータ部において電圧が昇圧される場合には、第１のコンバータ部の出力電圧が、第２のコンバータ部の出力電圧の最小値よりも低い一定値に設定されていた。また、第２のコンバータ部において電圧が降圧される場合には、第１のコンバータ部の出力電圧が、第２のコンバータ部の出力電圧の最大値よりも高い一定値に設定されていた。その結果、第１のコンバータ部の出力電圧と第２のコンバータ部の出力電圧との差が大きく、効率が悪いという問題があった。
【０００８】
また、直列に接続された複数の発光ダイオード（以降、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）と記すことがある）により負荷部が構成される場合、ＬＥＤの個数（直列数）によって必要な出力電圧の値が変わる。このため、第１および第２のコンバータ部の各々は、ＬＥＤの個数に応じた出力電圧が出力されるように設計される必要があった。その結果、負荷のバリエーションに応じて負荷駆動装置を設計する必要があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためのものであり、その目的は、効率の良い負荷駆動装置を提供することである。
【００１０】
また、本発明の他の目的は、負荷のバリエーションに応じた設計が不要な負荷駆動装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一の局面に従う負荷駆動装置は、商用電源からの交流電圧を整流し、第１の電圧を生成する整流手段と、整流手段から出力される第１の電圧を第２の電圧に変換する第１のコンバータと、第１のコンバータにて変換した第２の電圧に基づいて、負荷を定電流駆動する第２のコンバータと、第２のコンバータから入手した、第２のコンバータが負荷を定電流駆動する際の出力電圧を指標する情報に基づいて、フィードバック情報を生成するフィードバック手段とを備え、第１のコンバータは、フィードバック手段から入手したフィードバック情報に基づく大きさの第２の電圧に、第１の電圧を変換する。
【００１２】
上記負荷駆動装置において好ましくは、第１のコンバータは、第２の電圧と出力電圧との差が所定の値になるような大きさの第２の電圧に、第１の電圧を変換する。
【００１３】
上記負荷駆動装置において好ましくは、フィードバック手段は、定電圧である第１の基準電圧と出力電圧とに基づいて、第２の基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、第２の基準電圧と第２の電圧とに基づいて、フィードバック情報としてのフィードバック電圧を生成するフィードバック電圧生成手段とを含む。
【００１４】
上記負荷駆動装置において好ましくは、基準電圧生成手段は、第１の基準電圧と出力電圧とが入力された場合に、第２の基準電圧を出力する基準電圧設定回路を含み、フィードバック電圧生成手段は、第２の基準電圧と第２の電圧の分電圧とが入力された場合に、第２の基準電圧と分電圧との差に応じた誤差電流を出力する誤差増幅回路を含む。
【００１５】
上記負荷駆動装置において好ましくは、フィードバック電圧生成手段は、誤差電流に応じた大きさのフィードバック電圧を出力するフィードバック電圧出力回路をさらに含む。
【００１６】
上記負荷駆動装置において好ましくは、基準電圧設定回路は、負荷駆動装置の起動時に第２の電圧の大きさを制御する微分回路を含む。
【００１７】
上記負荷駆動装置において好ましくは、第２の電圧が入力された場合に、第１の基準電圧を出力する基準電圧源をさらに含む。
【００１８】
上記負荷駆動装置において好ましくは、第１および第２のコンバータの各々は、昇圧機能または降圧機能のうちいずれか一方の機能を有するコンバータである。
【００１９】
上記負荷駆動装置において好ましくは、整流手段にて生成する第１の電圧は、交流電圧を整流した電圧、および交流電圧を整流平滑した電圧のうちいずれか一方である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、効率の良い負荷駆動装置を提供することができる。また、負荷のバリエーションに応じた設計が不要な負荷駆動装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の一実施の形態における負荷駆動装置１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態における負荷駆動装置１の整流回路２および第１のコンバータ３の具体的構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施の形態における負荷駆動装置１の第２のコンバータ４、電圧調整回路５、および基準電圧源６の具体的構成を示す回路図である。
【図４】差電圧Ｖｄと、負荷駆動装置の効率ηとの関係を模式的に示す図である。
【図５】本発明の第１の変形例における電圧調整回路５ａの具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の変形例における電圧調整回路５ｂの具体的構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の変形例における負荷駆動装置１の概略的な構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の変形例における負荷駆動装置１の動作を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の一実施の形態について、図面に基づいて説明する。
【００２３】
図１は、本発明の一実施の形態における負荷駆動装置１の概略的な構成を示すブロック図である。
【００２４】
図１に示すように、本実施の形態における負荷駆動装置１は、負荷１００を駆動する装置であり、整流回路２（整流手段の一例）と、第１のコンバータ３と、第２のコンバータ４と、電圧調整回路５（フィードバック手段の一例）と、基準電圧源６とを備えている。整流回路２は、交流電源Ｖａｃ（商用電源の一例）からの交流電圧Ｖｉｎを整流し、第１の電圧Ｖ１を生成する。第１のコンバータ３は、電圧調整回路５から入手したフィードバック電圧Ｖｆ（フィードバック情報の一例）に基づく大きさの第２の電圧Ｖ２に、整流回路２から出力された第１の電圧Ｖ１を変換する。第２のコンバータ４は、第１のコンバータ３にて変換した第２の電圧Ｖ２に基づいて、出力電圧Ｖｏを負荷１００に出力することで、負荷１００を定電流駆動する。基準電圧源６は、定電圧である第１の基準電圧Ｖｓ１を電圧調整回路５に出力する。電圧調整回路５は、第１の基準電圧Ｖｓ１と、第２のコンバータ４から入手した第２のコンバータ４の出力電圧Ｖｏ（負荷１００を定電流駆動する際の出力電圧を指標する情報の一例）とに基づいて、第１のコンバータ３にフィードバック電圧Ｖｆを出力する。出力電圧Ｖｏは、第２のコンバータ４が負荷１００を定電流駆動する際の出力電圧を指標する情報である。
【００２５】
なお、負荷駆動装置１に基準電圧源６を搭載する代わりに、負荷駆動装置１とは別構成の基準電圧源を負荷駆動装置１に接続し、その基準電圧源から第１の基準電圧Ｖｓ１を電圧調整回路５に供給してもよい。
【００２６】
続いて、本実施の形態における負荷駆動装置１の回路構成および動作について説明する。
【００２７】
図２および図３は、本発明の一実施の形態における負荷駆動装置１の具体的構成を示す回路図である。図２は、負荷駆動装置１の整流回路２および第１のコンバータ３の具体的構成を示す回路図であり、図３は、負荷駆動装置１の第２のコンバータ４、電圧調整回路５、および基準電圧源６の具体的構成を示す回路図である。
【００２８】
図２に示すように、整流回路２は、交流電源Ｖａｃから出力された交流電圧Ｖｉｎを整流し、第１の電圧Ｖ１を生成する。整流回路２は、コンデンサＣ１を平滑コンデンサとして用いることにより、交流電圧を整流平滑する整流平滑回路であり、ダイオードブリッジＤＢと、コンデンサＣ１とを含んでいる。ダイオードブリッジＤＢの２つの入力端子の各々は、交流電源Ｖａｃの２つの出力端子の各々に接続されている。ダイオードブリッジＤＢの２つの出力端子の間にはコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１の第１の電極は、整流回路２の出力端子として、第１のコンバータ３に接続されている。コンデンサＣ１の第２の電極は一次側ＧＮＤ（グランド）に接地されている。
【００２９】
ダイオードブリッジＤＢは、全波整流回路であり、交流電源Ｖａｃの交流電圧Ｖｉｎ（たとえば１００Ｖ〜２４２Ｖ）を全波整流する。コンデンサＣ１は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を平滑化することにより、第１の電圧Ｖ１を生成する。
【００３０】
第１の電圧Ｖ１は、脈流成分を含んでいるが、その大きさは、コンデンサＣ１の静電容量の大きさによって左右される。コンデンサＣ１の静電容量が大きいほど、第１の電圧Ｖ１の脈流成分は小さくなる。
【００３１】
なお、整流手段は、整流回路２のような整流平滑回路である代わりに、コンデンサＣ１を平滑機能を有さないコンデンサとして、単に交流電力を直流電力に変換する（交流電圧を整流する）だけのものであってもよい。また整流手段は、整流回路２のような全波整流回路である代わりに、半波整流回路であってもよい。整流手段が全波整流回路である場合には、上述のダイオードブリッジを用いたものの他、交流電源Ｖａｃを構成するトランスに搭載されたセンタータップを用いるセンタータップ型の全波整流回路などであってもよい。
【００３２】
第１のコンバータ３は、ダウンコンバータ（降圧機能を有するコンバータ）であり、整流回路２から出力された第１の電圧Ｖ１を、第１の電圧Ｖ１よりも低い第２の電圧Ｖ２（たとえば４０Ｖ程度）に変換する。第１のコンバータ３は、ここでは絶縁型フライバックコンバータである。第１のコンバータ３は、トランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１およびＤ２と、コンデンサＣ２、Ｃ３、およびＣ４と、制御回路３１とを含んでいる。
【００３３】
トランスＴ１は、一次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２と、二次巻線ＳＣとを含んでいる。一次巻線Ｐ１は、整流回路２の出力端子とスイッチング素子Ｑ１のドレインとの間に接続されている。補助巻線Ｐ２の第１の端子は、ダイオードＤ２のアノードに接続されており、補助巻線Ｐ２の第２の端子は一次側ＧＮＤに接地されている。二次巻線ＳＣの第１の端子は、ダイオードＤ１のアノードに接続されており、ダイオードＤ１のカソードは、第１のコンバータ３の第１の出力端子として、第２のコンバータ４、電圧調整回路５、および基準電圧源６の各々に接続されている。二次巻線ＳＣの第２の端子は、第１コンバータ３の第２の出力端子として基準電圧源６に接続されている。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１のカノードと二次巻線ＳＣの第２の端子との間に接続されている。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ１は、たとえばＮ型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。スイッチング素子Ｑ１のゲートは制御回路３１に接続されており、ソースは一次側ＧＮＤに接地されている。
【００３５】
コンデンサＣ３は、二次巻線ＳＣの第２の端子と補助巻線Ｐ２の第２の端子との間に接続されている。コンデンサＣ３における補助巻線Ｐ２側の電極は一次側ＧＮＤに接地されている。ダイオードＤ２のカソードは、制御回路３１に接続されている。コンデンサＣ４の第１の電極は、ダイオードＤ２のカソードと制御回路３１との間に接続されており、コンデンサＣ４の第２の電極は一次側ＧＮＤに接地されている。
【００３６】
制御回路３１は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を制御することにより、第１の電圧Ｖ１を第２の電圧Ｖ２に変換する。具体的には、制御回路３１は、スイッチング素子Ｑ１をオンすることにより、一次巻線Ｐ１側に磁気エネルギーを貯め、その後スイッチング素子Ｑ１をオフすることにより、二次巻線ＳＣ側に、降圧された電圧である第２の電圧Ｖ２を発生させる。その結果、第１のコンバータ３からは第２の電圧Ｖ２が出力される。
【００３７】
制御回路３１は、電圧調整回路５の出力端子に接続されている。制御回路３１は、電圧調整回路５から出力されたフィードバック電圧Ｖｆに基づいて、第２の電圧Ｖ２と、後述する出力電圧Ｖｏとの差が所定の値になるように、第２の電圧Ｖ２の大きさを調整する。具体的には、制御回路３１は、フィードバック電圧Ｖｆが、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも大きいことを示すものである場合には、第２の電圧Ｖ２を低下させ、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも小さいことを示すものである場合には、第２の電圧Ｖ２を上昇させる。第２の電圧Ｖ２の大きさは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期により調整可能である。
【００３８】
制御回路３１は、補助巻線Ｐ２、ダイオードＤ２、およびコンデンサＣ４によって構成される電圧源から出力される電力により動作する。
【００３９】
第２の電圧Ｖ２は、脈流成分を含んでいるが、その大きさは、コンデンサＣ２の静電容量の大きさによって左右される。コンデンサＣ２の静電容量が大きいほど、第２の電圧Ｖ２の脈流成分は小さくなる。
【００４０】
なお、第１のコンバータ３は、絶縁型フライバックコンバータである代わりに、非絶縁型コンバータ、絶縁型フォワードコンバータ、非絶縁型フライバックコンバータ、ハーフブリッジ型コンバータ、またはフルブリッジ型コンバータなどであってもよい。第１のコンバータ３は、ダウンコンバータである代わりに、アップコンバータ（昇圧機能を有するコンバータ）であってもよい。第１のコンバータ３は、上述のようなハイサイドスイッチ型である代わりに、ローサイドスイッチ型であってもよい。スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである代わりに、バイポーラトランジスタなどであってもよいし、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【００４１】
図３に示すように、第２のコンバータ４は、ダウンコンバータであり、第１のコンバータ３にて変換された第２の電圧Ｖ２に基づいて、一定の直流電流を負荷１００に出力する（負荷１００を定電流駆動する）。第２のコンバータ４は、ここでは非絶縁型降圧（バック）コンバータである。第２のコンバータ４は、スイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ３と、コンデンサＣ５と、コイルＬ１と、抵抗素子Ｒｓと、コンパレータＣＰ１およびＣＰ２と、フリップフロップ回路４１と、制御回路４２とを含んでいる。負荷１００は、ここではＬＥＤモジュールＬＤ（複数のＬＥＤが直列に接続された直列体）により構成されている。
【００４２】
スイッチング素子Ｑ２は、たとえばＮ型のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２のゲートは、制御回路４２に接続されており、ドレインは、第１のコンバータ３の第１の出力端子に接続されており、ソースは、ダイオードＤ３のカソードおよびコイルＬ１の第１の端子に接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、二次側ＧＮＤに接地されている。
【００４３】
コンパレータＣＰ１の非反転入力端子およびコンパレータＣＰ２の反転入力端子は、ショートされており、ノードＮ１に接続されている。コンパレータＣＰ１の反転端子には、検出電圧Ｖｄｃの上限値を規定する基準電圧Ｖａが印加されており、コンパレータＣＰ２の非反転端子には、検出電圧Ｖｄｃの下限値を規定する基準電圧Ｖｂが印加されている。コンパレータＣＰ１の出力端子は、フリップフロップ回路４１のリセット端子Ｒに接続されている。コンパレータＣＰ２の出力端子は、フリップフロップ回路４１のセット端子Ｓに接続されている。
【００４４】
コイルＬ１の第２の端子は、第２のコンバータ４の第１の出力端子として、負荷１００の第１の端子および電圧調整回路５の各々と接続されている。ノードＮ１は、第２のコンバータ４の第２の出力端子として、負荷１００の第２の端子と接続されている。
【００４５】
コンデンサＣ５は、コイルＬ１の第２の端子とノードＮ１との間に接続されている。抵抗素子Ｒｓの第１の端子はノードＮ１に接続されており、第２の端子は、二次側ＧＮＤに接地されている。
【００４６】
フリップフロップ回路４１の出力端子Ｑは、制御回路４２に接続されている。
【００４７】
制御回路４２は、第１のコンバータ３の第１の出力端子に接続されており、第２の電圧Ｖ２により動作する。制御回路４２は、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ動作を制御することにより、第２の電圧Ｖ２を電圧源として負荷１００に定電流を流す。定電流が負荷１００に流れた結果として、第２のコンバータ４は出力電圧Ｖｏを負荷１００に出力する。具体的には、制御回路４２は、スイッチング素子Ｑ２をオンすることにより、コイルＬ１に磁気エネルギーを貯め、その後スイッチング素子Ｑ２をオフすることにより、負荷１００に定電流を流す。負荷１００に流す電流の大きさは、抵抗素子Ｒｓの抵抗値により調整可能である。
【００４８】
負荷１００に流れる電流は、抵抗素子Ｒｓを介して、ノードＮ１に印加される検出電圧Ｖｄｃとして検出される。検出電圧Ｖｄｃは、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子およびコンパレータＣＰ２の反転入力端子の各々に入力される。コンパレータＣＰ１は、検出電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖａより大きい場合（Ｖｄｃ＞Ｖａ）、フリップフロップ回路４１のリセット端子Ｒに信号を出力する。コンパレータＣＰ２は、検出電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｂより小さい場合（Ｖｄｃ＜Ｖａ）、フリップフロップ回路４１のセット端子Ｓに信号を出力する。フリップフロップ回路４１は、リセット端子Ｒに信号が入力された場合には、出力端子Ｑよりロー（Ｌｏｗ）信号を制御回路４２に出力し、セット端子Ｓに信号が入力された場合には、出力端子Ｑよりハイ（Ｈｉｇｈ）信号を制御回路４２に出力する。
【００４９】
制御回路４２は、フリップフロップ回路４１からロー信号が出力されたときは、スイッチング素子Ｑ２をオフし、ハイ信号が入力されたときは、スイッチング素子Ｑ２をオンする。これにより、制御回路４２は、負荷１００に流れる電流が一定値になるように、出力電圧Ｖｏを調整する。出力電圧Ｖｏは所定の電圧範囲となる。
【００５０】
なお、第２のコンバータ４は、非絶縁型チョークコンバータである代わりに、非絶縁型フライバックコンバータ、または非絶縁型フォワードコンバータなどであってもよい。第２のコンバータ４は、ダウンコンバータである代わりに、アップコンバータ（特に非絶縁型のアップコンバータ）であってもよい。第２のコンバータ４は、上述のようなハイサイドスイッチ型である代わりに、ローサイドスイッチ型であってもよい。スイッチング素子Ｑ２は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである代わりに、バイポーラトランジスタなどであってもよいし、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【００５１】
負荷は、どのような種類のものであってもよく、ＬＥＤモジュールなどの光源に限定されるものではない。
【００５２】
基準電圧源６は、第２の電圧Ｖ２が入力された場合に、第１の基準電圧Ｖｓ１を電圧調整回路５に出力する。基準電圧源６は、トランジスタ素子Ｑ４と、抵抗素子Ｒ９と、ツェナーダイオードＺＤ１とを含んでいる。
【００５３】
トランジスタ素子Ｑ４は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ素子Ｑ４のコレクタは、第１のコンバータ３の第１の出力端子に接続されており、ベースは、第１のコンバータ３の第２の出力端子に接続されており、エミッタは、基準電圧源６の出力端子として、電圧調整回路５に接続されている。
【００５４】
抵抗素子Ｒ９の第１の端子は、第１のコンバータ３の第１の出力端子と第２の出力端子との間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、第１のコンバータ３の第２の出力端子に接続されており、アノードは二次側ＧＮＤに接地されている。
【００５５】
第２の電圧Ｖ２が上昇あるいは低下したとしても、ツェナーダイオードＺＤ１で決まる降伏電圧に基づき、基準電圧源６は、定電圧である第１の基準電圧Ｖｓ１を電圧調整回路５に出力する。
【００５６】
なお、基準電圧源は、第２の電圧が入力された場合に、第１の基準電圧を出力するものであればよく、基準電圧源６以外の構成を有するものであってもよい。また負荷駆動装置１は、既に説明したように、基準電圧源を備えていなくてもよい。しかし、負荷駆動装置１がその内部に基準電圧源を備えていることで、外部から第１の基準電圧を取り込む必要が無くなる。
【００５７】
トランジスタ素子Ｑ４は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである代わりに、ＦＥＴなどであってもよい。
【００５８】
電圧調整回路５は、基準電圧設定回路５１（基準電圧生成手段の一例）と、誤差増幅回路５２と、フィードバック電圧出力回路５３と、抵抗素子Ｒ４およびＲ５とを含んでいる。基準電圧設定回路５１は、基準電圧源６の出力端子、第２のコンバータ４の第１の出力端子、および二次側ＧＮＤに接続されている。抵抗素子Ｒ４およびＲ５は、第１のコンバータ３の第１の出力端子と二次側ＧＮＤとの間にこの順序で直列に接続されている。抵抗素子Ｒ４と抵抗素子Ｒ５との間のノードＮ３には、第３の電圧Ｖ３が印加されている。第３の電圧Ｖ３は第２の電圧Ｖ２の分電圧である。誤差増幅回路５２は、基準電圧設定回路５１の出力端子（ノードＮ２）およびノードＮ３の各々に接続されている。フィードバック電圧出力回路５３は、基準電圧源６の出力端子および誤差増幅回路５２の出力端子の各々に接続されている。フィードバック電圧出力回路５３の出力端子は、第１のコンバータ３に接続されている。
【００５９】
基準電圧設定回路５１は、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、およびＲ８と、コンデンサＣ７とを含んでいる。抵抗素子Ｒ１の第１の端部は、第２のコンバータ４の第１の出力端子に接続されており、抵抗素子Ｒ１の第２の端部はノードＮ２に接続されている。抵抗素子Ｒ２は、基準電圧源６の出力端子とノードＮ２との間に接続されている。抵抗素子Ｒ３は、ノードＮ２と二次側ＧＮＤとの間に接続されている。コンデンサＣ７および抵抗素子Ｒ８は、基準電圧源６の出力端子とノードＮ２との間にこの順序で直列に接続されている。
【００６０】
誤差増幅回路５２は、オペアンプＯＰ１と、トランジスタ素子Ｑ３と、抵抗素子Ｒ６と、コンデンサＣ６とを含んでいる。オペアンプＯＰ１の非反転端子はノードＮ３に接続されており、反転端子はノードＮ２に接続されており、出力端子はトランジスタ素子Ｑ３のベースに接続されている。コンデンサＣ６は、オペアンプＯＰ１の非反転端子と、抵抗素子Ｒ６の第１の端子との間に接続されている。抵抗素子Ｒ６の第２の端子は、誤差増幅回路５２の出力端子としてフィードバック電圧出力回路５３に接続されている。トランジスタ素子Ｑ３は、たとえばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ素子Ｑ３のコレクタは、抵抗素子Ｒ６の第２の端子に接続されており、エミッタは二次側ＧＮＤに接地されている。抵抗素子Ｒ６およびコンデンサＣ６は、誤差増幅回路５２のゲインおよび位相を決定するものである。
【００６１】
フィードバック電圧出力回路５３は、抵抗素子Ｒ７と、フォトカプラＰＣとを含んでいる。抵抗素子Ｒ７の第１の端部は、基準電圧源６の出力端子に接続されており、第２の端部はフォトカプラＰＣのアノードに接続されている。フォトカプラＰＣのカソードは、誤差増幅回路５２の出力端子に接続されている。フォトカプラＰＣのコレクタは、フィードバック電圧出力回路５３の出力端子として第１のコンバータ３に接続されており、フォトカプラＰＣのエミッタは一次側ＧＮＤに接地されている。
【００６２】
基準電圧設定回路５１は、第１の基準電圧Ｖｓ１と出力電圧Ｖｏとが入力された場合に、第２の基準電圧Ｖｓ２を誤差増幅回路５２に出力する。すなわち、第２の基準電圧Ｖｓ２は、出力電圧Ｖｏの大きさに応じて変動する。基準電圧設定回路５１がノードＮ２に出力する第２の基準電圧Ｖｓ２の大きさは、第１の基準電圧Ｖｓ１、ならびに抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、およびＲ３の値によって調整可能である。具体的には、第２の基準電圧Ｖｓ２と、第１の基準電圧Ｖｓ１、出力電圧Ｖｏ、ならびに抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、およびＲ３との間には、以下の式（１）の関係が成り立つ。
【００６３】
Ｖｓ２＝Ｒ３×｛Ｖｏ／（Ｒ１＋（（Ｒ１×Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ３）））×Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ３）＋Ｖｓ１／（Ｒ２＋（（Ｒ１×Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ３））×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３））｝  ・・・（１）
【００６４】
基準電圧設定回路５１は、コンデンサＣ７、ならびに抵抗素子Ｒ３およびＲ８によって構成される微分回路を含んでいる。この微分回路は、負荷駆動装置１の起動時にノードＮ２の第２の基準電圧Ｖｓ２を上昇させる。ノードＮ２とノードＮ３とは仮想ショートされており、第２の基準電圧Ｖｓ２と第３の電圧Ｖ３とは等しいので、第２の基準電圧Ｖｓ２が上昇すると第３の電圧Ｖ３も上昇し、それによって第２の電圧Ｖ２が上昇する。その結果、負荷駆動装置１の起動時に第２の電圧Ｖ２を所定の電圧（出力電圧Ｖｏ）よりも大きく保つことができ、第２のコンバータ４をダウンコンバータとして安定的に起動させることができる。
【００６５】
なお、微分回路は、上述以外の構成を有していてもよく、負荷駆動装置１の起動時に第２の電圧Ｖ２の大きさを制御するものであればよい。
【００６６】
誤差増幅回路５２およびフィードバック電圧出力回路５３は、第２の基準電圧Ｖｓ２と第３の電圧Ｖ３とに基づいて、フィードバック電圧Ｖｆを生成するフィードバック電圧生成手段を構成する。
【００６７】
誤差増幅回路５２は、第２の基準電圧Ｖｓ２と第３の電圧Ｖ３とが入力された場合に、第２の基準電圧Ｖｓ２と第３の電圧Ｖ３との差に応じた誤差電流Ｉｍｇをフィードバック電圧出力回路５３に出力する。フィードバック電圧出力回路５３は、誤差電流Ｉｍｇに応じた大きさのフィードバック電圧Ｖｆを第１のコンバータ３に出力する。オペアンプＯＰ１は、ノードＮ２に印加される第２の基準電圧Ｖｓ２と、ノードＮ３に印加される第３の電圧Ｖ３との差に応じた誤差電圧Ｖｍｇをトランジスタ素子Ｑ３のベースに出力する。これにより、フォトカプラＰＣおよびトランジスタ素子Ｑ３のコレクタ−エミッタ間には、誤差電圧Ｖｍｇの大きさに応じた量の誤差電流Ｉｍｇが流れる。
【００６８】
トランジスタ素子Ｑ３がオン状態である場合、第３の電圧Ｖ３および第２の基準電圧Ｖｓ２のうちいずれの電圧が大きいかによってフォトカプラＰＣに流れるダイオード電流（誤差電流Ｉｍｇ）の大きさは制御され、フォトカプラＰＣに流れるダイオード電流の大きさによってフィードバック電圧Ｖｆが設定される。制御回路３１は、第３の電圧Ｖ３と第２の基準電圧Ｖｓ２とが等しくなるように、第２の電圧Ｖ２の大きさを設定する。
【００６９】
具体的には、第３の電圧Ｖ３が第２の基準電圧Ｖｓ２より大きい場合（つまり、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも大きい場合）、フォトカプラＰＣのダイオード電流（誤差電流Ｉｍｇ）は減少し、フォトカプラＰＣのコレクタ−エミッタ間に流れる電流は減少する。その結果、この電流に応じた大きさのフィードバック電圧Ｖｆが第１のコンバータ３に出力され、制御回路３１によって第２の電圧Ｖ２が低下される。一方、第３の電圧Ｖ３が第２の基準電圧Ｖｓ２より小さい場合（つまり、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも小さい場合）、フォトカプラＰＣのダイオード電流（誤差電流Ｉｍｇ）は増加し、フォトカプラＰＣのコレクタ−エミッタ間に流れる電流は増加する。その結果、この電流に応じた大きさのフィードバック電圧Ｖｆが第１のコンバータ３に出力され、制御回路３１によって第２の電圧Ｖ２が上昇される。
【００７０】
フィードバック手段は、第２のコンバータから入手した、第２のコンバータが負荷を定電流駆動する際の出力電圧を指標する情報に基づいて、フィードバック情報を生成するものであればよく、電圧調整回路５以外の構成を有するものであってもよい。
【００７１】
フィードバック手段が、基準電圧生成手段と、フィードバック電圧生成手段とを含むものである場合、基準電圧生成手段は、定電圧である第１の基準電圧と出力電圧とに基づいて、第２の基準電圧を生成するものであればよく、基準電圧設定回路５１以外の構成を有するものであってもよい。基準電圧設定回路５１は、微分回路を含んでいなくてもよい。フィードバック電圧生成手段は、第２の基準電圧と第２の電圧とに基づいて、フィードバック情報としてのフィードバック電圧を生成するものであればよく、誤差増幅回路５２およびフィードバック電圧出力回路５３以外の構成を有するものであってもよい。
【００７２】
フィードバック電圧生成手段が、誤差増幅回路と、フィードバック電圧出力回路とにより構成される場合、誤差増幅回路は、第２の基準電圧と第２の電圧の分電圧とが入力された場合に、第２の基準電圧と第２の電圧の分電圧との差に応じた誤差電流を出力するものであればよく、誤差増幅回路５２以外の構成を有するものであってもよい。フィードバック電圧出力回路は、誤差電流に応じたフィードバック電圧を出力するものであればよく、フィードバック電圧出力回路５３以外の構成を有するものであってもよい。
【００７３】
本実施の形態のように、フィードバック電圧Ｖｆを規定するスイッチング素子としてフォトカプラＰＣを用いた場合には、第１のコンバータ３の一次巻線Ｐ１側と二次巻線ＳＣ側とを絶縁することができる。しかし、これらを絶縁する必要がなければ、フィードバック電圧Ｖｆを規定するスイッチング素子として、フォトカプラＰＣの代わりに、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴなどの他のスイッチング素子を用いてもよい。
【００７４】
トランジスタ素子Ｑ３は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである代わりに、ＦＥＴなどであってもよい。
【００７５】
続いて、本実施の形態における負荷駆動装置１の効果について説明する。
【００７６】
図４は、差電圧Ｖｄと、負荷駆動装置の効率ηとの関係を模式的に示す図である。なお、差電圧Ｖｄは、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差（Ｖ２−Ｖｏ）で定義される電圧である。
【００７７】
図４に示すように、負荷駆動装置の効率は、差電圧Ｖｄが小さいほど高いことが分かる。従来の負荷駆動装置は、負荷変動（負荷部の負荷の温度変化や、負荷部を構成する各素子の性能のばらつきなど）による第２のコンバータ部の出力電圧の変動を考慮して、第１のコンバータ部の出力電圧を一定値に設定していた。すなわち、第１のコンバータ部の出力電圧は、第２のコンバータ部の出力電圧が変動した場合の最大値よりも大きくなるような一定値に設定されていた。その結果、第１のコンバータ部の出力電圧と第２のコンバータ部の出力電圧との差が大きく、効率が悪いという問題があった。たとえば、差電圧Ｖｄが７Ｖである場合（たとえば第２のコンバータ部の出力電圧が３６Ｖであり、第１のコンバータ部の出力電圧が４３Ｖである場合）、効率は約８２％となる。
【００７８】
一方、本実施の形態の負荷駆動装置１は、負荷変動（第２のコンバータの出力電圧Ｖｏの変動）に応じて第２の電圧Ｖ２（第１のコンバータの出力電圧）の大きさが変動するので、負荷変動を考慮して第２の電圧Ｖ２を一定値に設定する必要がなく、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏ（第２のコンバータの出力電圧）との差を従来よりも小さくすることができる。たとえば、差電圧Ｖｄが３Ｖである場合（たとえば出力電圧Ｖｏが３６Ｖであり、第２の電圧Ｖ２が３９Ｖである場合）、効率は約８５％となり、従来よりも３％ほど高い値となる。その結果、第２のコンバータ４の効率を向上することができ、ひいては、効率の高い負荷駆動装置を提供することができる。
【００７９】
また、本実施の形態の負荷駆動装置１によれば、負荷のバリエーションに応じた設計が不要となる。たとえば、負荷がＬＥＤの場合、直列数が１２個である場合と１４個である場合とで、負荷の大きさが極端に変更されない限り、同じ回路構成の負荷駆動装置１で負荷を駆動することが可能となる。
【００８０】
［第１の変形例］
【００８１】
図５は、本発明の第１の変形例における電圧調整回路５ａの具体的構成を示す回路図である。
【００８２】
図５に示すように、本変形例においては、第２のコンバータがアップコンバータであり、電圧調整回路５ａの基準電圧設定回路５１ａが、上述の実施の形態の基準電圧設定回路とは異なる構成である点において、上述の実施の形態と異なっている。
【００８３】
具体的には、電圧調整回路５ａの基準電圧設定回路５１ａは、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、およびＲ８と、コンデンサＣ７とを含んでいる。抵抗素子Ｒ１の第１の端部は、第２のコンバータ４の第１の出力端子に接続されており、第２の端部はノードＮ２に接続されている。ノードＮ２には第２の基準電圧Ｖｓ２が印加される。抵抗素子Ｒ２は、基準電圧源６の出力端子とノードＮ２との間に接続されている。抵抗素子Ｒ３は、ノードＮ２と二次側ＧＮＤとの間に接続されている。コンデンサＣ７および抵抗素子Ｒ８は、ノードＮ２と二次側ＧＮＤとの間に（抵抗素子Ｒ３に対して並列に）この順序で直列に接続されている。
【００８４】
基準電圧設定回路５１ａは、コンデンサＣ７、ならびに抵抗素子Ｒ２およびＲ８によって構成される微分回路を含んでいる。この微分回路は、負荷駆動装置１の起動時にノードＮ２の第２の基準電圧Ｖｓ２を低下させる。第２の基準電圧Ｖｓ２が低下すると第３の電圧Ｖ３も低下し、それによって第２の電圧Ｖ２が低下する。その結果、負荷駆動装置１の起動時に第２の電圧Ｖ２を所定の電圧（出力電圧Ｖｏ）よりも小さく保つことができ、第２のコンバータ４をアップコンバータとして安定的に起動させることができる。
【００８５】
なお、上述以外の負荷駆動装置の構成および動作は、上述の実施の形態の場合と同じであるので、同一の部材には同一の符号を付し、その説明は繰り返さない。
【００８６】
［第２の変形例］
【００８７】
図６は、本発明の第２の変形例における電圧調整回路５ｂの具体的構成を示す回路図である。
【００８８】
図６に示すように、本変形例においては、電圧調整回路５ｂが、上述の実施の形態のフィードバック電圧出力回路を含んでいない点において、上述の実施の形態と異なっている。
【００８９】
具体的には、電圧調整回路５ｂの誤差増幅回路５２において、コンデンサＣ６は、オペアンプＯＰ１の非反転端子と、抵抗素子Ｒ６の第１の端子との間に接続されている。抵抗素子Ｒ６の第２の端子は、電圧調整回路５ｂの出力端子として第１のコンバータ３に接続されている。トランジスタ素子Ｑ３のコレクタは、抵抗素子Ｒ６の第２の端子に接続されており、エミッタは二次側ＧＮＤに接地されている。
【００９０】
オペアンプＯＰ１は、ノードＮ２に印加される第２の基準電圧Ｖｓ２と、ノードＮ３に印加される第３の電圧Ｖ３との差に応じた誤差電圧Ｖｍｇをトランジスタ素子Ｑ３のベースに出力する。これにより、トランジスタ素子Ｑ３のコレクタ−エミッタ間には、誤差電圧Ｖｍｇの大きさに応じた量の誤差電流Ｉｍｇが流れ、誤差電流Ｉｍｇに応じた大きさのフィードバック電圧Ｖｆが第１のコンバータ３に出力される。その結果、制御回路３１は、オペアンプＯＰ１の出力電圧に応じて、第２の電圧Ｖ２の大きさを制御する。なお、本変形例では、第１のコンバータ３が非絶縁型のものであることが好ましい。
【００９１】
本変形例によれば、フィードバック電圧出力回路を省略することができるので、負荷駆動装置の構成を簡略化することができる。
【００９２】
なお、上述以外の負荷駆動装置の構成および動作は、上述の実施の形態の場合と同じであるので、同一の部材には同一の符号を付し、その説明は繰り返さない。
【００９３】
［第３の変形例］
【００９４】
図７は、本発明の第３の変形例における負荷駆動装置１の概略的な構成を示すブロック図である。
【００９５】
図７に示すように、本変形例における負荷駆動装置は、フィードバック手段の一例として、上述の実施の形態の電圧調整回路の代わりに電圧調整部５ｃを備えており、上述の実施の形態の基準電圧源を備えていない点において、上述の実施の形態と異なっている。
【００９６】
具体的には、電圧調整部５ｃは、第１のコンバータ３から入手した第２の電圧Ｖ２と、第２のコンバータ４から入手した第２のコンバータ４の出力電圧Ｖｏとに基づいて、第１のコンバータ３にフィードバック情報Ｖｉｆを出力する。電圧調整部５ｃは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）２１と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）２２と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）２３などを含んでいる。ＣＰＵ２１は、ＲＯＭ２２に記憶された制御プログラムを実行する。ＲＯＭ２２は、負荷駆動装置１の動作を行うための各種プログラムと、各種固定データとを格納している。ＲＡＭ２３は、ＣＰＵ２１が制御プログラムを実行するときに必要なデータなどを一時的に記憶する。
【００９７】
図８は、本発明の第３の変形例における負荷駆動装置１の動作を示すフローチャートである。
【００９８】
図８に示すように、負荷駆動装置１が起動されると、電圧調整部５ｃのＣＰＵ２１は、第１のコンバータ３から第２の電圧Ｖ２の値を入手し（Ｓ１）、第２のコンバータ４から出力電圧Ｖｏの値を入手する（Ｓ３）。続いてＣＰＵ２１は、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも小さいか否かを判別する（Ｓ５）。
【００９９】
ステップＳ５において、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも小さいと判別した場合（Ｓ５でＹＥＳ）、第２の電圧Ｖ２が低すぎる状態にあるので、ＣＰＵ２１は、第２の電圧Ｖ２を上昇させるフィードバック情報Ｖｉｆを第１のコンバータ３に送信し（Ｓ７）、ステップＳ１の処理へ進む。
【０１００】
ステップＳ５において、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも小さくないと判別した場合（Ｓ５でＮＯ）、ＣＰＵ２１は、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも大きいか否かを判別する（Ｓ９）。
【０１０１】
ステップＳ９において、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも大きいと判別した場合（Ｓ９でＹＥＳ）、第２の電圧Ｖ２が高すぎる状態にあるので、ＣＰＵ２１は、第２の電圧Ｖ２を低下させるフィードバック情報Ｖｉｆを第１のコンバータ３に送信し（Ｓ１１）、ステップＳ１の処理へ進む。
【０１０２】
ステップＳ９において、第２の電圧Ｖ２と出力電圧Ｖｏとの差が所定の値よりも大きくないと判別した場合（Ｓ９でＮＯ）、第２の電圧Ｖ２が所定の値に等しい状態にあるので、ＣＰＵ２１は、フィードバック情報Ｖｉｆを第１のコンバータ３に送信せずにステップＳ１の処理へ進む。
【０１０３】
本変形例によれば、電圧調整部５ｃが第１および第２の基準電圧を用いずにフィードバック情報Ｖｉｆを生成するので、第１および第２の基準電圧を生成する構成が不要となり、負荷駆動装置の構成を簡略化することができる。
【０１０４】
なお、上述以外の負荷駆動装置の構成および動作は、上述の実施の形態の場合と同じであるので、同一の部材には同一の符号を付し、その説明は繰り返さない。
【０１０５】
［その他］
【０１０６】
上述の実施の形態の負荷駆動装置は、たとえば電源装置に搭載されてもよいし、照明装置などの負荷装置に搭載されてもよい。
【０１０７】
上述の実施の形態および変形例は、適宜組み合わせることができる。たとえば、第１の変形例と第２の変形例とを組み合わせて、第２のコンバータがアップコンバータであり、図５に示す微分回路を含む基準電圧設定回路５１ａを採用した構成に対して、フィードバック電圧出力回路を省略した構成を適用することも可能である。また、第１の変形例や第２の変形例において、基準電圧源を省略することも可能である。
【０１０８】
上述の実施の形態および変形例における処理は、ソフトウェアにより行なっても、ハードウェア回路を用いて行なってもよい。また、上述の実施の形態における処理を実行するプログラムを提供することもできるし、そのプログラムをＣＤ−ＲＯＭ、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＲＯＭ、ＲＡＭ、メモリカードなどの記録媒体に記録してユーザーに提供することにしてもよい。プログラムは、ＣＰＵなどのコンピューターにより実行される。また、プログラムはインターネットなどの通信回線を介して、装置にダウンロードするようにしてもよい。
【０１０９】
上述の実施の形態および変形例は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１１０】
１  負荷駆動装置
２  整流回路（整流手段の一例）
３  第１のコンバータ
４  第２のコンバータ
５，５ａ，５ｂ  電圧調整回路（フィードバック手段の一例）
５ｃ  電圧調整部（フィードバック手段の一例）
６  基準電圧源
２１  ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）
２２  ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）
２３  ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）
３１，４２  制御回路
４１  フリップフロップ回路
５１，５１ａ  基準電圧設定回路（基準電圧生成手段の一例）
５２  誤差増幅回路（フィードバック電圧生成手段）
５３  フィードバック電圧出力回路（フィードバック電圧生成手段）
１００  負荷
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７  コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ１  コンパレータ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  ダイオード
ＤＢ  ダイオードブリッジ
Ｉｍｇ  誤差電流
Ｌ１  コイル
ＬＤ  ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）モジュール
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３  ノード
ＯＰ１  オペアンプ
Ｐ１  一次巻線
Ｐ２  補助巻線
ＰＣ  フォトカプラ
Ｑ  フリップフロップ回路の出力端子
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４  トランジスタ素子
Ｒ  フリップフロップ回路のリセット端子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒｓ  抵抗素子
Ｓ  フリップフロップ回路のセット端子
ＳＣ  二次巻線
Ｔ１  トランス
Ｖ１  第１の電圧
Ｖ２  第２の電圧
Ｖ３  第３の電圧（第２の電圧の分電圧）
Ｖａ  基準電圧
Ｖａｃ  交流電源（商用電源の一例）
Ｖｂ  基準電圧
Ｖｄ  差電圧
Ｖｄｃ  検出電圧
Ｖｆ  フィードバック電圧（フィードバック情報の一例）
Ｖｉｆ  フィードバック情報
Ｖｉｎ  交流電圧
Ｖｍｇ  誤差電圧
Ｖｏ  第２のコンバータの出力電圧
Ｖｓ１  第１の基準電圧
Ｖｓ２  第２の基準電圧
ＺＤ１  ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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