(57)【要約】      （修正有）【課題】LPFを用いることなく、交流電力量を正確に測定する。【解決手段】平均値算出回路１１は、各周期の電力平均値を算出し、ラッチ回路１２から１周期前の平均値を現周期の間出力する。比較器１４は、前周期の平均値が一方に印加され、該平均値と他方に印加される信号とを対比し、これらの信号の小さい方を出力するようにスイッチング手段１５を制御する。加算器１６は比較手段の他方に印加される信号から、スイッチング手段から出力される信号を減算し、前回値保持回路１７は減算により得られた信号を記憶し、１サンプリング前の減算により得られた信号を出力する。加算器１３は前回値保持回路１７からの信号と現サンプリング時点の電力値とを加算して比較器の他方に印加する。スイッチング回路１５の出力が一定となるため、積算器１０５による積算値Wh2が線形増大され、パルス化回路１０６からのパルス列の周期に粗密が生じることがない。【選択図】図５
2014115183.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数でサンプリングされた交流（AC）信号入力のレベルを該レベルに対応する直流（DC）信号レベルに変換して出力端から出力する装置であって、
AC信号入力の各周期の平均値を算出し、１周期前の平均値を現周期の間出力する平均値算出／保持手段と、
平均値算出／保持手段から出力される信号が一方の入力端に印加され、該信号と他方の入力端に印加される信号とを対比する比較手段と、
比較手段の出力により切り換えられて、比較手段の一方の入力端に印加される信号と他方の入力端に印加される信号とを選択的に出力するスイッチング手段であって、値が小さい方の信号を出力するスイッチング手段と、
比較手段の他方の入力端に印加される信号から、スイッチング手段から出力される信号を減算する減算手段と、
減算手段により得られた信号を記憶して、１サンプリング前の減算により得られた信号を出力する前回値保持手段と、
前回値保持手段からの信号と現サンプリングのAC信号入力とを加算して、得られた値を、比較器の他の入力端及びスイッチング手段に供給する加算手段と
からなることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置。
【請求項２】
請求項１記載のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置において、平均値算出／保持手段は、AC入力の最大値及び最小値を検出して、それらの和の１／２を算出することにより、平均値を算出するよう構成されていることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置において、平均値算出／保持手段はさらに、算出された１周期前の平均値に、前回値保持手段に記憶された前回値であって、該１周期前の最後のサンプリングの前回値を１周期のサンプリング数で除算した値を加算した値を、現周期の間平均値として出力するよう構成されていることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３いずれかに記載のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置において、該装置はさらに、
AC入力の符号が反転した時点を検出して、該時点から少なくとも１周期分、スイッチング手段からの出力を強制的にゼロレベルに設定する手段
を備えていることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４いずれかに記載のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置において、該装置はさらに、
平均値算出／保持手段により算出された平均値を監視し、該平均値が所定の範囲以外の場合に、該平均値を強制的にゼロ値として出力する手段
を備えていることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置。
【請求項６】
入力端に供給された交流（AC）信号入力のレベルを該レベルに対応する周波数に変換して出力端から出力するAC信号レベル／周波数変換装置であって、
請求項１〜５いずれかに記載のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置と、
該AC信号レベル／DC信号レベル変換装置の出力を積算する積算手段と、
積算手段の出力が所定値に達する毎にパルスを出力する手段であって、該パルスにより積算器をリセットすることにより、AC信号入力のレベルに対応する周波数のパルス列を発生するパルス発生手段と
を備えていることを特徴とするAC信号レベル／周波数変換装置。
【請求項７】
入力する交流（AC）電源の電力量を測定する電力量計であって、請求項６記載のAC信号レベル／周波数変換装置を備えていることを特徴とする電力量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、AC信号レベル／DC信号レベル変換装置及び該装置を用いたAC信号レベル／周波数変換装置に関する。より詳細には、本発明は、交流（AC）信号入力のレベルを該レベルに対応する直流（DC）信号レベルに変換する装置、及び、AC信号入力のレベルを該レベルに対応する周波数に変換するAC信号レベル／周波数変換装置に関する。本発明はまた、このようなAC信号レベル／周波数変換装置を用いた電力量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来例の交流（AC）入力である電力のレベルを周波数に変換する装置を備えた電力量計を示しており、該電力量計は、電源線から供給される電力のAC電圧V及びAC電流Iを、アナログ／デジタル（A／D）変換器１０１、１０２において所定の周波数（例えば、２MHｚ）でそれぞれサンプリングし、該サンプリングされた電圧値V及び電流値Iを、それぞれフィルタ（不図示）を介して乗算器１０３で乗算して瞬時電力値W（例えば、約７．８ｋHzのサンプリング周波数）を出力し、得られた瞬時電力値Wをローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４を介して積算器１０５に入力して積算し、その結果得られた積算値Wh1を、パルス化回路１０６を介して出力するよう構成されている。パルス化回路１０６は、積算器１０５からの積算値Wh1が所定のしきい値になったときにパルスを出力し、後段に接続されたカウンタ（不図示）に出力するとともに、該出力パルスにより積算器１０５をリセットするよう構成されている。
このようにして、パルス化回路１０６よりパルス列を出力し、該パルス列の出力周波数（又は周期）を監視することにより、電力量を測定することができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図２は、図１に示した電力量計におけるそれぞれの構成要素の出力を模式的に表している波形図である。なお、図１に示したように、電力量計は通常、ＬＰＦ１０４によって電力値Wの周波数成分を除去するように構成されているが、図２のグラフにおいて、パターンＡは、ＬＰＦ１０４を備えていない場合、又はＬＰＦ１０４を備えていてもその出力にリップル分が含まれている場合の、積算器１０５の出力波形(すなわち、積算値Wh1)を模式的に示しており、また、パターンＢは、リップル分が含まれていない場合の積算器１０５の出力波形(すなわち、積算値Wh2)を示している。
【０００４】
図２のパターンAで示すように、積算器１０５の積算値Wh1は、瞬時電力値Wに依存するリップル分を含んでいるため、特に、瞬時電力値Wが大きいところでは、しきい値を超える時点が早くなる。このため、パルス化回路１０６からのパルスが早く出力されることにより、順次出力されるパルスの間隔が一定とならず、出力される一連のパルス列にパルス間隔の粗密が生じてしまう。それに対して、リップル分を含んでいないパターンBの積算値Wh2では、等間隔でパルスが出力される。
このように、積算値Wh1にリップルが含まれている場合、パルス間の周期が異なってしまいパルス列に粗密が生じる。これにより、パルス列の周波数にばらつきが生じるため、電力値の測定精度に影響を及ぼしてしまう。
【０００５】
なお、図２においては、説明を容易にするために、積算器１０５の出力及びパルス化回路１０６に設定されたしきい値が段階的に順次増大するように示しているが、実際には、パルス化回路１０６に設定されるしきい値は１つであり、該しきい値に到達する度にパルス化回路１０６からの出力パルスによって、積算器１０５がリセットされるよう構成されている。したがって、積算器１０５の出力は、出力パルスの発生毎にゼロ値からしきい値に向かって増大する波形を一周期とする波形で表されるものである。
【０００６】
そして、図１に示したように、従来例においては、電力量計にＬＰＦ１０４を設けて、瞬時電力値Wに含まれる高調波〜商用電源周波数帯域のリップル分を抑圧するように構成しているが、商用電源の電圧V及び電流Iの掛け算によって生じたAC成分を確実に除去するためには、回路規模が大型のローパスフィルタを用いる必要があり、したがって、商用電源等の電力量計としては実用的ではない。
【０００７】
このようなパルス間隔の粗密は、AC電力波形の瞬時電力値Wをそのまま積算していることから生じる積算値Wh1の増加分が一定ではないことに起因しており、電力量計を短時間使用する電力量計の検定等の短時間測定をする際の障害となってしまう。例えば、電力量計の出荷前に、定格電力（１００Ｖ、３０Ａ）でパルス化回路１０６から１０００Hzのパルスが出力されるかどうかを短時間でテストしているが、特に重負荷の場合、粗密の影響が定格電力付近で特に大きくなってしまう。また、パルス列の周波数のばらつきは、比較的長時間の測定の場合には、ある程度平均化することができるが、短時間測定の場合はばらつきがそのまま測定結果に現れてしまう。また、高精度の電力量計では、出力パルス列の周波数のばらつきが短時間であっても極めて小さいことが要求されることから、高精度の電力計を実現する際にも、出力パルス列の粗密が問題となる。
【０００８】
また、図３に示すように、電圧Vと電流Iとの位相がずれた電力波形の場合、１周期の内で瞬時電力値Wの符号が正から負に切り替わって負電力となる期間ｔ１〜ｔ２がある。この場合、図１に示した従来例による装置では、積算器１０５において、正電力の期間では正の積算を行い、負電力の期間では負の積算を行うことになる。このような場合、負電力の大きさによっては、負電力積算値が所定のしきい値を超えることにより、負電力を積算したことによるパルスが出力されてしまうことになる。有効電力値を検出する場合、正電力と負電力とを相殺して本来の電力値を算出する必要があるため、正負のパルスを相殺して出力する処理が必要となる。そのため、従来例では、パルス化回路１０６の後段に、正負のパルスを相殺する回路を設けている。
しかしながら、正負のパルスを相殺することは、パルスを出力しない期間が生じることに繋がり、結局のところ、パルス列に粗密が生じてしまう。
【０００９】
さらに、出力パルス列の粗密の問題を解決するために、図１に示したパルス化回路１０６の後段（又はその回路内）にパルス間隔の平均化処理を行う機能を設けた電力量計も提案されている。図４は、パルス化回路１０６の後段にパルス間隔の平均化処理を行う回路を配置した従来例を示している。該平均化処理回路においては、パルス化回路１０６からのパルス列をカウンタ１０７でカウントし、周期測定手段１０８において測定されたAC入力の周期で該カウント値を除算手段１０８で除算し、得られた除算値に相当する周期であって一定周期のパルス列をパルス発生手段１１０から出力するよう構成されている。これにより、パルス間隔を平均化することができ、粗密周期ではなく等間隔のパルス列が出力される。
しかしながら、パルス列の平均化処理を行って一定周期のパルス列を出力するためには、図４に示したようなカウンタ、周期測定手段、除算手段、パルス発生手段を備える必要があり、このため、構成が複雑化するとともに処理時間も増大するという問題が生じる。
【００１０】
このように、上記した問題点を解決することが切望されており、これは、電力量計だけではなく、計器の技術分野において共通に切望されていることである。本発明の目的は、このような問題点を解決して、リップル除去用のフィルタ及びパルス列の間隔の平均化回路を用いることなく、AC信号入力のレベルに高精度に対応するDCレベルを出力することができるAC信号レベル／周波数変換装置を提供することである。本発明の他の目的は、このようなAC信号レベル／周波数変換装置を具備した電力量計、及び、AC信号レベル／周波数変換装置に具備されて、AC信号入力レベルをDCレベルに変換するAC信号レベル／DC信号レベル変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記した目的を達成するために、本発明は、所定の周波数でサンプリングされたAC（交流）信号入力のレベルを該レベルに対応するDC（直流）信号レベルに変換して出力端から出力する装置であって、
AC信号入力の各周期の平均値を算出し、１周期前の平均値を現周期の間、出力する平均値算出／保持手段と、
平均値算出／保持手段から出力される信号が一方の入力端に印加され、該信号と他方の入力端に印加される信号とを対比する比較手段と、
比較手段の出力により切り換えられて、比較手段の一方の入力端に印加される信号と他方の入力端に印加される信号とを選択的に出力するスイッチング手段であって、値が小さい方の信号を出力するスイッチング手段と、
比較手段の他方の入力端に印加される信号から、スイッチング手段から出力される信号を減算する減算手段と、
減算手段により得られた信号を記憶して、１サンプリング前の減算により得られた信号を出力する前回値保持手段と、
前回値保持手段からの信号と現サンプリングのAC信号入力とを加算して、得られた値を、比較器の他の入力端及びスイッチング手段に供給する加算手段と
からなることを特徴とするAC信号レベル／DC信号レベル変換装置を提供する。
【００１２】
上記したAC信号レベル／DC信号レベル変換装置において、平均値算出／保持手段は、AC信号入力の最大値及び最小値を検出して、それらの和の１／２を算出することにより、平均値を算出することが好ましい。また、平均値算出／保持手段はさらに、算出された１周期前の平均値に、前回値保持手段に記憶された前回値であって、該１周期前の最後のサンプリングの前回値を１周期のサンプリング数で除算した値を加算した値を、現周期の間平均値として出力するよう構成されていることが好ましい。さらに、AC信号レベル／DC信号レベル変換装置はさらに、AC信号入力の符号が反転した時点を検出して、該時点から少なくとも１周期分、スイッチング手段からの出力を強制的にゼロレベルに設定する手段を備えていることが好ましい。さらにまた、平均値算出／保持手段により算出された平均値を監視し、該平均値が所定の範囲以外の場合に、該平均値を強制的にゼロ値として出力する手段を備えていることが好ましい。
【００１３】
本発明はまた、入力端に供給されたAC信号入力のレベルを該レベルに対応する周波数に変換して出力端から出力するAC信号レベル／周波数変換装置であって、上記したAC信号レベル／DC信号レベル変換装置と、該AC信号レベル／DC信号レベル変換装置の出力を積算する積算手段と、積算手段の出力が所定値に達する毎にパルスを出力する手段であって、該パルスにより積算器をリセットすることにより、AC信号入力のレベルに対応する周波数のパルス列を発生するパルス発生手段とを備えているAC信号レベル／周波数変換装置を提供する。
本発明はさらに、上記したAC信号レベル／周波数変換装置を備えている電力量計も提供する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来例の電力量計の構成を示す回路図である。
【図２】従来例の電力量計における問題点を説明するための波形図である。
【図３】従来例の電力量計における問題点を説明するための波形図である。
【図４】従来例の電力量計におけるパルス列の間隔を平均化する回路構成を示す回路図である。
【図５】本発明のAC信号レベル／周波数変換装置の一実施例の構成を示す回路図である。
【図６】図５に示したAC信号レベル／周波数変換装置の基本的な動作を説明するための波形図である。
【図７】図５に示したAC信号レベル／周波数変換装置において、AC信号入力のレベルの符号が反転する場合の動作を説明するための波形図である。
【図８】図５に示したAC信号レベル／周波数変換装置において、AC信号入力のレベルが順次増大する場合の動作を説明するための波形図である。
【図９】本発明のAC信号レベル／周波数変換装置の他の実施例の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図５は、本発明に係る、AC信号入力のレベルをそれに対応する周波数に変換するためのAC信号レベル／周波数変換装置の第１の実施例を示している。図５において、図１の構成と同様な構成は同一の参照符号で示されている。符号１０は本発明の特徴であるAC信号入力のレベルに対応するDC信号レベルの出力を出力する回路すなわちAC信号レベル／DC信号レベル変換装置であり、該装置１０は、平均値算出部１１と、ラッチ回路１２、加算器１３、比較器１４、スイッチング回路１５、加算器（減算器）１６、及び前回値保持回路（Z-）１７を備えている。
【００１６】
この実施例の具体的構成を詳細に説明する前に、本発明の原理について説明する。
上述したように、従来例においては、瞬時電力WにAC（交流）成分が含まれていることにより積算値Wh1にリップル成分が含まれしまうことが原因で、パルス列の周期に粗密が生じてしまっていた。上記したパルス列におけるパルス間隔の粗密の問題は、AC電力波形の瞬時電力値Wをそのまま積算していることによって積算値Wh1の増加分が一定ではない、すなわち、リップル分が含まれることに起因して生じている。そこで、本発明者は、積算される瞬時電力値Wh1が均一であれば粗密周期を防止することができることに着目し、本発明に至ったものである。
【００１７】
より具体的には、AC（交流）波形の１周期分の出力は、平均値すなわち一定値を算出することにより直流的に扱うことができる。そこで、以下の式に示すように、１周期を積算することにより、次の１周期に積算する値の上限値WUPを平均値として求める。
WUP=(W(1)+W(2)+W(3)+W(4)+ … +W(N))／N
＝ΣW(i)／N
上記した式において、ｉは１周期内のサンプリング番号、Nは１周期のサンプル数（例えば、約７．８ｋHzの周波数）を表しており、また、Σはｉ＝１、２、・・・ＮについてのW(i)の加算を表している。
【００１８】
出力値WOUT（すなわち、積算器によって積算される値である積算用出力値）を決定する際に、平均値WUPに関して以下のような場合分けを行う。なお、この説明においては、入力値の符号が正を持続していると仮定する。また、WRESTは、加算器（減算器）１６の出力であって、加算器１３の出力WSUMからスイッチング回路１５の出力WOUTを減算した値であり、WSUMは、入力される電力値Wに１サンプリング前のWRESTを加算した値である。
（イ）WSUMがWUP以下（WSUM≦WUP）の場合、
WOUT=WSUM
WREST=WSUM−WOUT=0
（ロ）WSUMがWUPより大きい（WSUM＞WUP）の場合、
WOUT=WUP
WREST=WSUM−WOUT
【００１９】
このような場合分けを行って積算用出力値WOUTを決定すると、WOUTはWUPと等しくなり、これにより、積算値は一定の増加となる。ただし、初期状態において、WUPが決まるまでの最初の１周期は、W(1)、W(2)、・・・、W(i)、・・・、W(N)をそのまま出力することになる。最初の１周期目では、WOUTとしてゼロレベルを出力するように、設定してもよい。
【００２０】
図６は、上記の場合分けを行うことにより、WOUT＝WUPとなることを説明するための模式的な波形図であり、（A）、（B）及び（C）はそれぞれ、瞬時電力値W、WSUM（＝W+（１サンプリング前のWREST））、及びWOUTを表している。
上記したように、電力値Wの１周期目では、Wの平均値を求め、該平均値をWUPとして記憶する。したがって、最初の１周期目では、入力されるWが出力WOUTとして出力され、また、WSUMはゼロである。
２周期目において、入力Wが平均値WUP以下の状態では、W＝WSUMであるため、WSUM≦WUPであり（（イ）の場合）、WSUM（＝W）がWOUTとして出力される。そして、時点t1において、WSUM＞WUPとなると（（ロ）の場合）、WOUTとしてWUPすなわち平均値が出力され、また、時点t2において再度WSUM≦WUP（（イ）の場合）となると、WOUTとしてWSUMが出力される。
３周期目以降においては、常にWSUM＞WUPであるため（（ロ）の場合）、WOUTとしてWUPが出力される。
【００２１】
これにより、図６の(C)に示すように、３周期目以上において、Wの値が平均値WUP以上及び未満のいずれにおいても積算器への入力であるWOUTが一定となるため、積算器からの出力が一定量の増加すなわち線形となり、上述したパルス列の粗密の問題を防止することができる。
また、１周期の平均値を上限値WUPとしているため、位相がずれた電力Wが入力し、かつ該上限値とWの符号が相違する場合、それを検出することにより、WOUTを強制的にゼロにすることができる。したがって、従来例において具備されている相殺回路を設ける必要がない。
【００２２】
図５に戻って、上記した原理に基づいた本発明のAC／周波数変換装置の一実施例の構成及び動作を詳細に説明する。
平均値算出部１１は、乗算器１０３から出力される電力値を示す信号Wが入力され、各周期ｊの商用電源の電力の平均値を算出する。算出された平均値はラッチ回路１２にラッチされ、周期ｊ＋１において上限値WUPとして用いられ、比較器１４の一方の入力端及びスイッチング回路１５の一方の入力端に供給される。
このように、電力Wの周期ｊにおいて算出された平均値はラッチされて、周期ｊ＋１において、比較器１４及びスイッチング回路１５に供給され、スイッチング回路１５からの出力の上限値として用いられる。
【００２３】
平均値算出部１１におけるWの平均値の算出は、上述したように、Wの１周期分のサンプル値を積算し、該積算値を１周期分のサンプル数で除算することにより求めることができる。また、Wが正弦波で電流及び電圧の位相が一致している場合、電力量W=(VPIP/2) cosθから電力の一周期の平均値を算出するためには、最大値と最小値とが分かれば算出することができるため、１周期内の最大値WMAX及び最小値WMINを検出し、これらの加算値を２で除算することにより算出することもできる。
WUP＝（WMAX+WMIN)／２
このとき、波形の周期が既知である場合には、ゼロクロスタイミングを検出することにより、該ゼロクロスタイミングを基準として最大値WMAX及び最小値WMINをサンプリングできるタイミングが分かっているため、測定の開始と終了点とを設定することで最大値WMAX及び最小値WMINを検出し、平均値を算出すればよい。
【００２４】
このような上限値WUPの算出後、２周期目以降において電力量の実質的な測定が開始されるが、実質的な測定の１周期中に供給される電力信号を、上述のように、ｉをサンプリング番号として、W(i)（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ）で表すことにする。
スイッチング回路１５は、比較器１４の出力が制御信号として印加されて切り替えられ、WSUM(i)≦WUPの場合（（イ）の場合）に加算器１３の出力WSUM(i)を、そしてWUP＜WSUMの場合（（ロ）の場合）にラッチ回路１２の出力WUPを、出力信号WOUT(i)として積算器１０５に供給する。図５のスイッチング回路１５の状態は、WUP＜WSUMの場合を表している。
加算器１６は、加算器１３の出力WSUM(i)とスイッチング回路１５の出力WOUT(i)の反転信号とを加算、すなわち、WSUM(i)からWOUT(i)を減算し、信号WREST(i)を出力する。該信号WREST(i)は前回値保持回路１７に保持される。前回値保持回路１７は、サンプリングｉのタイミングでは、前回入力されたWREST(i-1)を出力し、この出力は加算器１３の他方の入力端に供給される。
【００２５】
加算器１３の出力WSUM(i)は、電力W(i)に前回値保持回路１７の出力WREST(i-1)を加算した値となり、以下のように表すことができる。
WSUM(i)＝W(i)＋WREST(i-1)
また、加算器６の出力WREST(i)は、加算器１３の出力WSUM(i)からWOUT(i)を減算したものであるから、以下のように表すことができる。
WRESET(i-1)＝WSUM(i-1)−WOUT(i-1)
これら２つの式から、
WSUN(i)＝W(i)＋WSUM(i-1)−WOUT(i-1)
＝W(i)+(W(i-1)+WSUM(i-2)−WOUT(i-2))−WOUT(i-1)
＝ΣW(i)＋WSUM(0)−ΣWOUT(i-1)
が得られる。
【００２６】
上記の式から明らかなように、図５の装置において、加算器１３から出力されるWSUMは、図６の（B）に示されるようになる。特に、２周期目において、WSUM(0)は、１周期目の最後のサンプル番号NのWSUM(N)に相当するため０であって無視することができ、また、W(1)=0であるから、WSUN(1)＝0、WSUN(2)＝W(2)、WSUN(3)＝W(3)であり、WSUN(4)は、W(4)に（W(3)−WOUT(2)−WOUT(3)）が加算された値となる。さらに、３周期目のWSUM(0)は、２周期目の最後のサンプル番号NのWSUM(N)に相当し、該WSUM(N)はWUPよりも大きいので、スイッチング回路１５は、ラッチ回路１２の出力WUPをWOUT(i)として出力する。４周期目以降は３周期目と同一である。
このように、図５に示したAC信号レベル／DC信号レベル変換装置１０により、図６に示したWSUM、WOUTの波形を得ることができることが分かる。
【００２７】
なお、上記したように、入力波形が正弦波の場合、３周期目以降においては、WOUTとしてWUPが常に出力される。その後、周期の途中で電力が遮断された場合、WSUMがラッチされたWUPよりも低下してWSUM≦WUPとなるため、スイッチング回路がWSUMを出力することになる。そして、WSUMはWに依存して低下するとともに、WOUTが加算器１６において減算されるので、WOUT＝WSUMは急速にゼロレベルとなる。したがって、電源が遮断されたにも拘わらず、WUPを出力し続けることがない。これにより、実際の電力Wに正確に対応する出力を得ることができる。
【００２８】
ところで、図７に示すように、前周期ｊ−１の電力値Wj-1が正で、現周期ｊ以降の周期において電力値の符号が負となる場合がある。例えば、軽負荷（電力使用量が少ない）とき、ラインノイズの影響で電流側の入力の正負が定まらない状態では、前周期と現周期の電力の符号が反転することが想定される。このような場合、図５に示したAC信号レベル／DC信号レベル変換装置１０においては、現周期ｊの入力電力Wjは平均値以下となるため、AC成分を含んだ電力値Wj-1がそのまま出力されることになる。
このように、平均値と入力値Wの符号が異なる場合には、それを検出する符号反転検出部（不図示）を設けて、符号反転した直後の１周期分の出力WOUTをゼロに保持し、そして、周期ｊ＋１において検出された平均値をWUPとして用いることにより、AC成分を含まない一定の出力を得ることができる。
【００２９】
また、例えば、センサによって暗さを感知し、それに応じて照明の強度を自動的に増大させる場合等のように、入力電力Wの振幅が一定ではなく徐々に増大する場合がある。図８は、入力電力Wが徐々に増大し、しかも平均値が徐々に増大する場合の波形図を示している。このような場合、現周期ｊの入力電力値Wjが、前周期ｊ−１の平均値＝上限値WjUPよりも大きな平均値を有することになり、WSUMがオーバーフローを引き起こしてしまう。例えば、加算器１３として３２ビット積算用カウンタを用い、１２８ずつ前の周期よりWjが大きくなると仮定すると、約５時間（33554432サンプル）でWSUMがオーバーフローしてしまう。
これを防止するために、平均値WUPに１２８／（１周期のサンプル数）を上乗せすることにより、WUPを徐々に増大させるように構成すればよい。
【００３０】
すなわち、
WjUP＝算出平均値Wj-1UP＋（Wj-1REST（残り電力）／１周期のサンプル数）
上記式において、平均値算出回路１１において算出される算出平均値自体が入力電力の増大に応じて増大するものであるが、該算出平均値にさらに（Wj-1REST／１周期のサンプル数）を加算することにより、前周期ｊ−１のWj-1RESTを現周期ｊで出力することができ、これにより、次の周期ｊ＋１に余り分を持ち越すことがないため、加算器１３のオーバーフローを防止することができる。
【００３１】
さらに、負荷が軽負荷等で電力計測範囲が決まっている場合がある。例えば、始動電流値がJIS規格により規定されている機器があり、このような機器では、始動電流が規定されていることから、電力量計の計測範囲を使用者が所定範囲に設定している。このように電力計測範囲を決めている場合、計測範囲以外の場合に、WOUTとしてゼロが出力されるように構成すればよい。
図９は、計測範囲以外の場合にWOUTとしてゼロが出力されるよう構成した本発明の別の実施例を示している。該実施例においては、図９に示すように、図１に示したAC信号レベル／DC信号レベル変換装置１０に、範囲設定手段１８及びスイッチ１９が追加されている。そして、使用者が計測範囲を範囲設定手段１８に設定し、該範囲設定手段１８において、平均値算出回路１１において算出される算出平均値が設定範囲内であるか否かを監視し、軽負荷等で所定範囲に入らない場合に、範囲設定手段１８の出力によりスイッチ１９を切り替えて、比較器１４への入力を強制的にゼロにするよう構成している。これにより、平均値すなわち上限値WUPが出力されないようにすることができる。また、スイッチ１９の切換に連動して、スイッチング回路１５の出力が強制的にゼロとなるようにしてもよい。
【００３２】
本発明は上記したように構成されているので、大型のLPFを用いることなく、AC信号入力レベルに対応するDC信号レベルを出力することができ、また、該DC信号レベルを用いて、AC信号入力レベルに対応する周波数のパルス列を発生させる場合に、パルス列に粗密が生じることがない。さらに、電力量計に本発明を適用した場合には、比較的簡単で小型の電力量計を提供することができ、また、電源変動が生じた場合に、直ちにそれに追従したDC信号レベルを出力することができるので、電源変動に高精度で追従する出力を電力量計から発生させることができる。
【００３３】
上記においては、電力値をAC信号入力として説明したが、電力値に限定されずに、本発明のAC信号レベル／DC信号レベル変換装置及びAC信号レベル／周波数変換装置を、任意のAC信号入力のレベルを計測する場合に適用が可能であることは、明らかであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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