(57)【要約】【課題】空間多重伝送において伝送効率を向上させる。【解決手段】複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、基地局装置と端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける端末装置は、基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御部と、通信制御部が分散させた送信開始タイミングに応じてデータを送信する第２の無線信号処理部とを備える。【選択図】図１
2014068175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、
前記基地局装置は、
複数の前記端末装置から送信されたトレーニング信号に基づいて、複数の前記アンテナ素子で受信した信号を同位相合成するための各周波数成分に対する受信ウエイトを前記端末装置と前記アンテナ素子の組み合わせごとに算出し、算出した受信ウエイトを記憶する送受信ウエイト算出部と、
前記アンテナ素子ごとに設けられ該アンテナ素子で受信された受信信号を周波数成分ごとの信号に分離する第１の無線信号処理部と、
前記端末装置ごとに設けられ該端末装置に対応する周波数成分とアンテナ素子との組み合わせに応じた前記受信ウエイトを前記第１の無線信号処理部それぞれが分離した各周波数成分の信号に乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに加算合成する受信ウエイト乗算部と、
前記端末装置ごとに設けられ該端末装置に対応する前記受信ウエイト乗算部による加算合成結果に基づいて、対応する端末装置からの信号の有無を判定し、該端末装置からの信号がある場合、前記加算合成結果に対して受信処理を行う受信信号処理部と
を備え
複数の前記端末装置は、
前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御部と、
前記通信制御部が分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第２の無線信号処理部と
を備える
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信システムであって、
前記通信制御部は、
ダウンリンクの時間帯と該ダウンリンクの時間帯に続くアップリンクの時間帯とを含むフレーム周期又は該フレーム周期を所定の時間ΔＴだけ前方にシフトしたフレーム周期を１周期として、該１周期においてデータが発生した時刻に応じて該データの該アップリンクの時間帯における送信開始タイミングを決定する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項３】
請求項１に記載の無線通信システムであって、
前記通信制御部は、
アップリンクの時間帯と該アップリンクの時間帯に続くダウンリンクの時間帯とを含むフレーム周期又は該フレーム周期を所定の時間ΔＴだけ前方にシフトしたフレーム周期を１周期として、該１周期において発生したデータに対して、該ダウンリンクの時間帯に続くアップリンクの時間帯における送信開始タイミングを該データの発生順序を維持しつつランダムに決定する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項４】
請求項３に記載の無線通信システムであって、
前記通信制御部は、
アップリンクの時間帯の長さＴｕｌに対し、０≦δＴ＜Ｔｕｌである所定の時間をδＴとしたとき、０からＴｕｌ−δＴまでの範囲内で、前記発生したデータ数分の乱数を発生させ、発生させた乱数に基づいて送信開始タイミングを決定して各データに割り当てる
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項５】
請求項３に記載の無線通信システムであって、
前記通信制御部は、
アップリンクの時間帯の長さＴｕｌに対し、０≦δＴ＜Ｔｕｌである所定の時間をδＴとしたとき、０から（Ｔｕｌ／ｊ−δＴ）までの範囲内で発生させた乱数に基づいて最初のデータの送信開始タイミングを決定し、Ｔｕｌを前記発生したデータ数ｊで除算したＴｕｌ／ｊ間隔で残りの各データの送信開始タイミングを決定する
ことを特徴とする無線通信システム。
【請求項６】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける端末装置であって、
前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御部と、
前記通信制御部が分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第２の無線信号処理部と
を備えることを特徴とする端末装置。
【請求項７】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、
前記基地局装置において、複数の前記端末装置から送信されたトレーニング信号に基づいて、複数の前記アンテナ素子で受信した信号を同位相合成するための各周波数成分に対する受信ウエイトを前記端末装置と前記アンテナ素子の組み合わせごとに算出し、算出した受信ウエイトを記憶する送受信ウエイト算出ステップと、
前記端末装置において、前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御ステップと、
前記通信制御ステップにおいて分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第１の無線信号処理ステップと、
前記基地局装置において、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子で受信された受信信号を周波数成分ごとの信号に分離する第２の無線信号処理ステップと、
前記基地局装置において、前記端末装置ごとに該端末装置に対応する周波数成分とアンテナ素子との組み合わせに応じた前記受信ウエイトを前記第２の無線信号処理ステップにおいて分離した各周波数成分の信号に乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに加算合成する受信ウエイト乗算ステップと、
前記基地局装置において、前記受信ウエイト乗算ステップにおける前記端末装置それぞれに対応する加算合成結果に基づいて、該端末装置からの信号の有無を判定し、該端末装置からの信号がある場合、前記加算合成結果に対して受信処理を行う受信信号処理ステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システム、端末装置、及び無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のインターネットの普及とともに、既に全世帯の９０％にも及ぶ世帯で光ファイバを用いた回線が利用可能となっている。このようにブロードバンド化の流れは確実に進展してはいるが、実際には、光回線の敷設による採算が見込めない地域があることから、ブロードバンド・ゼロ地域の解消を如何にして実現するかという問題はなかなか解決する術が見つからない現状がある。このような光回線の敷設による採算が見込めない地域を不採算地域（条件不利地域）という。
【０００３】
このような不採算地域における対策としては、無線回線を利用することが有利とされており、例えば、ＷｉＭＡＸ（Worldwide interoperability for microwave access）（登録商標、以下同様）と呼ばれる無線規格を用いたサービスのための周波数チャネルを１０［ＭＨｚ］確保し、この周波数チャネルを用いたＷｉＭＡＸサービスを、条件不利地域を中心に適用する「地域ＷｉＭＡＸ」と呼ばれる施策が実施されている。この施策に用いられているＷｉＭＡＸでは、例えば基地局装置は１０［Ｗ］程度の大きな送信電力で信号送信を行い、この結果、半径３ｋｍ程度のエリアを１局でカバーすることが可能となっている。
【０００４】
一般に、見通しがきく環境では送信局と受信局の間での伝搬に伴い受信信号強度は、距離の２乗に反比例する。見通し外の場合には受信信号強度は距離の３〜４乗に反比例するようになり、回線設計上にはより厳しい制限が課せられることになる。仮に見通しを想定したとしても、伝送距離を２倍に伸ばすためには、送信電力を２２＝４倍にする必要があり、より線形性の高い送信アンプを必要とする。しかし、そのような送信アンプは高価であるとともに、そのような送信アンプを用いると、電力効率は著しく低下するため消費電力は急激に増加してしまう。
【０００５】
近年は特に環境問題が注目され、無線を含めたインフラの低消費電力化が要求されており、高出力の送信アンプを用いた非効率的な通信は好ましくない。このような問題を解決するための方法としては、例えば、非特許文献１に記載のように、複数の中継局を介在させたコヒーレント伝送が有効である。非特許文献１では、中継においては非再生中継を仮定しているが、このコヒーレント伝送のポイントは、中継の形態が「非再生中継」であるか、又は「再生中継」であるかに依存しておらず、あくまでも受信側において各信号が同位相で合成されるように送信することである。このようなコヒーレント伝送を行う場合の別の形態の１つとして、例えば非特許文献２に記載のように分散アンテナシステムがある。
【０００６】
分散アンテナシステムは、１つの制御局に場所的に分散されて設置された複数のアンテナ（厳密にはアンテナに、光・電気変換や信号増幅等を行う装置が組み合わされた無線モジュールないしはリモート基地局）が接続された構成であり、制御局と各アンテナ間は光ファイバ等で接続される。
また、他の形態として、１つの基地局に複数の中継局が無線接続された構成（無線中継システム）をとることもできる。この場合は、基地局が制御局となり、中継局がアンテナないしは無線モジュールとなり、全体として分散アンテナシステムを構成することになるが、基地局と中継局とが無線により接続される点で異なる構成である。
いずれの場合も、複数のアンテナ（中継局）が受信端末側で各信号が同位相で合成されるように送信するコヒーレント伝送を行う。以下、その詳細な説明を行う。
【０００７】
［従来技術におけるコヒーレント伝送のシステム概要］
（無線中継システム）
図２は、従来技術における無線中継システムの概要を示す図である。
同図に示すように、無線中継システムは、送信局９０１と、Ｎ１個の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１と、受信局９０３とを具備している。送信局９０１は、受信局９０３宛ての無線パケットを一旦中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１に対して送信する。中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、送信局９０１から受信した信号に対して各種受信信号処理を行い、送信局９０１が送信した無線パケットを再生（復元）する。次に、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、再生した同一の無線パケットを同時刻に受信局９０３に対して送信する。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、それぞれが送信した信号が受信局９０３において同一の位相で受信されるように、送信信号の位相を調整する。受信局９０３では、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号全てが伝送路上で合成されて受信される。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号が、受信局９０３において同程度の受信電力で受信されるとするならば、合成された後の信号は、合成される前の信号に対して振幅でＮ１倍となる。また、受信電力は、振幅の２乗に比例するため（Ｎ１）２倍となる。
【０００８】
ここで、無線中継システムにおける中継局９０２が１局の場合と、Ｎ１局の場合とで比較する。評価条件を公平にするために、１局で中継する場合には単一の中継局９０２が送信電力をＰとして送信し、Ｎ１局で中継する場合には中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１がそれぞれ送信電力をＰ／Ｎ１として（総送信電力が一定の条件）送信するものとして比較する。Ｎ１局の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信した場合、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号は伝送路で合成され、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１のいずれか１局からの受信信号に比べ、受信局９０３における受信信号の振幅はＮ１倍になり、その結果、総受信電力は（Ｎ１）２倍となる。しかし、Ｎ１局で送信した場合、１つの中継局９０２当たりの送信電力は、単一の中継局９０２で送信した場合の１／Ｎ１となっている。そのため、受信電力は、（１／Ｎ１）×（Ｎ１）２＝Ｎ１倍となる。
つまり、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１の総送信電力を一定としているにもかかわらず、１局で中継する場合と比較して受信局９０３における受信電力がＮ１倍となり、回線利得として１０×Ｌｏｇ１０Ｎ１［ｄＢ］を稼ぐことが可能になる。
【０００９】
（分散アンテナシステム）
図３は、従来技術における分散アンテナシステムの概要を示す図である。
同図に示すように、分散アンテナシステムは、協調的な通信を行う３つのセル９１１−１〜９１１−３を形成するリモート基地局９１２−１〜９１２−３と、複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と、光ファイバ９１５を介して各リモート基地局９１２−１〜９１２−３に接続された制御局９１４とを具備している。なお、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３と制御局９１４とを接続する光ファイバ９１５は、同軸ケーブルなどであってもよい。また、ここでは３つのセル９１１−１〜９１１−３と３つのリモート基地局９１２−１〜９１２−３を想定して説明を行うが、一般的には３以外の数であっても良い。
【００１０】
各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが形成するセル内に位置する各端末装置９１３−１〜９１３−６と、同一の周波数チャネルを用いて通信を行う。制御局９１４は、光ファイバ９１５を介して、リモート基地局９１２−１〜９１２−３を制御する。同一の周波数チャネルを用いた通信を行うため、各端末装置９１３−１〜９１３−６は、複数のリモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号を同時に受信することができる。例えば、端末装置９１３−４は、全てのリモート基地局９１２−１〜９１２−３から信号を受信することができる。
ここで、リモート基地局９１２−１〜９１２−３それぞれと端末装置９１３−４との間のチャネル情報が既知であれば、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが端末装置９１３−４宛てに送信する際に、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号が端末装置９１３−４において同位相となるように送信ウエイト乗算を施すことができる。この場合、端末装置９１３−４において受信される信号は、同位相合成されるので受信電力が増加する。その結果、端末装置９１３−４における通信特性が改善される。このような、同位相合成を行うための信号処理の制御は全て制御局９１４で実施され、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は制御局９１４の指示に従い動作する。
【００１１】
分散アンテナシステムにおいて、制御局９１４と各リモート基地局９１２−１〜９１２−３との間は光ファイバ９１５で接続されており、この光ファイバ９１５上で転送される信号を各リモート基地局９１２−１〜９１２−３では光／電気変換を行うことで無線回線上において送信する電気信号を生成し、信号増幅などの処理の後にこれをアンテナから送信する。このような制御を利用することで、全てのチャネル情報を把握した制御局９１４に受信側において同位相合成となるような信号処理の機能を集約し、その結果、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３における位相制御の不確定性を回避しながら通信品質の向上を図ることを可能としている。
【００１２】
なお、厳密な意味での分散アンテナシステムでは、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は同時に複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と同一周波数上で空間多重を行うマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術を利用してさらなる特性改善を図ることができる。マルチユーザＭＩＭＯ技術を利用する際の制御は、多数の送信アンテナを利用することで、端末装置９１３における希望信号の同位相合成と、異なる端末装置９１３間の干渉信号の除去のためのヌル制御とを両立しているという点を除けば、基本的にはコヒーレント伝送を基礎とした制御である。
【００１３】
［コヒーレント伝送におけるチャネルフィードバックの概要］
コヒーレント伝送を行うためには、送受信局間のチャネルの状態を把握する必要がある。これは、複数の送信局又は中継局から送信された信号が同位相で受信局に届くようにするために、送信局及び中継局において、受信局との間のチャネルの状態を把握し、チャネルの状態に応じた送信ウエイトを用いて信号を送信するためである。
【００１４】
図４は、従来技術におけるチャネルフィードバックの処理を示すフローチャートである。従来技術におけるチャネルフィードバックの方法は大別して２種類の方法がある。ここでは、フォワードリンクのチャネル推定結果を直接取得する「（Ａ）直接的な方法」と、バックワードリンクの情報を用いて換算推定する「（Ｂ）間接的な方法」とについて説明する。
【００１５】
一般的には、フォワードリンクとその逆方向のバックワードリンクのチャネル情報は一致しない。それは、フォワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせと、バックワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせが異なり、フォワードリンクのチャネル情報とバックワードリンクのチャネル情報との間で複素位相や振幅が異なるからである。
しかし、後述する換算処理（キャリブレーション処理）を実施することで、バックワードリンクのチャネル情報からフォワードリンクの情報を換算推定することが可能である。なお、以降の説明においては、先の説明における「リモート基地局」及び「中継局」を区別しない場合は「無線モジュール」と呼ぶことにする。
【００１６】
図４（Ａ）は、直接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、直接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０１）と、各無線モジュールから端末装置宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０２）。
端末装置は、各無線モジュールから送信された無線パケットを受信し、受信した無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９０３）。端末装置では、このチャネル推定結果を「制御情報収容用の無線パケット」に収容し、無線モジュールに送信する（ステップＳ９０４）。
無線モジュールは、端末装置が送信した「制御情報収容用の無線パケット」を受信し、チャネル情報を取得する（ステップＳ９０５）。更に、無線モジュールは、受信したチャネル情報をメモリに保存し、チャネル情報に関するデータベースを構築し（ステップＳ９０６）、処理を終了する（ステップＳ９０７）。
【００１７】
図４（Ｂ）は、間接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、間接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０８）と、端末装置から無線モジュール宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０９）。
無線モジュールは、端末装置から送信された無線パケットを受信し、無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９１０）。無線モジュールは、このバックワードリンクにおけるチャネル情報の推定結果に、換算処理を施し、フォワードリンク側のチャネル情報を取得する（ステップＳ９１１）。
【００１８】
バックワードリンクにおけるチャネル情報からフォワードリンクにおけるチャネル情報を算出する換算処理は、フォワードリンクにおけるハイパワーアンプと、バックワードリンクにおけるローノイズアンプとの相違を補正する係数を用いることにより実施することが可能である。具体的には、バックワードリンクにおけるチャネル情報に、ハイパワーアンプとローノイズアンプとの相違を補正する係数を乗算することによって、ステップＳ９１１における変換処理を実施することができる。
更に、無線モジュールは、端末装置から受信したバックワードリンクにおけるチャネル情報と、変換処理により得られたフォワードリンクにおけるチャネル情報とをメモリに保存し、チャネル情報を記憶するデータベースを構築し（ステップＳ９１２）、処理を終了する（ステップＳ９１３）。
【００１９】
このようにしてチャネル情報を事前に取得しておき、一般的には実際に通信を行う際にこのチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。なお、チャネル情報は時間とともに変動するため、状況に応じて例えば周期的に更新することが一般的である。また、上記の中でチャネル情報をデータベース化して保存するのは、無線モジュール以外のその他の制御局等で行っても構わない。
【００２０】
また、分散アンテナシステムを例にとれば、この送信ウエイト算出処理は各無線モジュールで個別に行うのではなく、制御局において集中制御的に一括処理を行うことが一般的である。特に、マルチユーザＭＩＭＯにより複数の端末装置と同時に同一周波数チャネルで通信を行う際には、全てのチャネル情報を用いなければ送信ウエイトを算出することはできない。ただし、マルチユーザＭＩＭＯではなく、１台の端末装置との間での１対１通信を行う場合に限定すれば、チャネル情報から得られる伝送路上での複素位相の回転をキャンセルする送信ウエイト（つまり、全ての無線モジュールでチャネル情報と送信ウエイトを乗算すると複素位相が定数となる）を利用可能であるので、無線モジュールで個別に処理をすることも可能である。
【００２１】
なお、ここではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式及びＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization：周波数領域等化シングルキャリア伝送）方式を用いる場合を例にとり説明を行う。なお、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）方式は、物理レイヤにおける処理は基本的にＯＦＤＭ変調方式を利用しているため、下記の説明ではＯＦＤＭとＯＦＤＭＡは同等の方式として扱うことにする。
【００２２】
［フェーズドアレーアンテナ技術について］
なお、コヒーレント伝送と類似の技術として、多数のアンテナ素子を用いたフェーズドアレーアンテナ技術がある（例えば、非特許文献３）。
図５は、フェーズドアレーアンテナの原理を示す図である。同図には、５つのアンテナ素子９６１−１〜９６１−５が、互いに間隔ｄを隔てて直線状に配置されているフェーズドアレーアンテナが示されている。フェーズドアレーアンテナにおいてアンテナ素子９６１−１〜９６１−５の配列方向に対して角度θ方向の指向性を形成する場合、その方向に対してアンテナ素子９６１−１〜９６１−５ごとの経路長差がｄＣｏｓθであることを考慮して、同位相合成するように各アンテナ素子９６１−１〜９６１−５を用いて送受信する信号それぞれに対して調整を行えばよい。
【００２３】
ここで、送受信する信号の波長がλである場合、隣接するアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間で（（２πｄＣｏｓθ）／λ）ずつ位相をずらした信号を出力することにより、角度θ方向に対して指向性を形成することができる。この位相差（（２πｄＣｏｓθ）／λ）は、送受信する信号にアナログ的に移相器を用いて与えてもよいし、デジタル信号処理において与えてもよい。
フェーズドアレーアンテナでは、このようにして、所定の角度方向に対するアンテナ利得を稼ぐことができる。なお、一般には、指向性利得が最大となるメインローブ方向の周りに細かな利得のうねりを示すサブローブが生じるため、その影響を低減しメインローブを安定的に運用するために、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５の間隔ｄをλ／２以下にする。
【００２４】
ただし、波長λに対しアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間隔が短くなるにつれ、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５同士の素子間結合や様々な要因により、単純な同位相合成の場合に比べ大幅に利得は低減する。この場合、個々のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５から送受信される信号は、送受信点において独立な波として振幅を単純に加算できる波動と異なり、あたかも多数のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５全体で一つの仮想的なアンテナ素子を構成し、その仮想的なアンテナ素子から一つの信号（波動）を送信するといった振る舞いとなる。この点で、単純な同位相合成が成り立つコヒーレント伝送とは異なる現象と見ることができる。
【００２５】
［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局装置でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献４にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
【００２６】
図６は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。例えば、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。
【００２７】
基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本しかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。
【００２８】
以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図６において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ１を（ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，…，ｈ１８，ｈ１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ２ｊ及びｈ３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ２及びｈ３を（ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，…，ｈ２８，ｈ２９）及び（ｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，…，ｈ３８，ｈ３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番をふり、行ベクトルｈ４〜ｈ９を（ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，…，ｈ４８，ｈ４９）〜（ｈ９１，ｈ９２，ｈ９３，…，ｈ９８，ｈ９９）と表記する。
【００２９】
加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ１〜ｔ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ［ａｌｌ］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔ８，ｔ９）Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ１〜ｒ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ［ａｌｌ］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒ８，ｒ９）Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ１〜ｈ９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル情報行列Ｈ［ａｌｌ］と表記する。また、ノイズをｎと表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。
【００３０】
【数１】
2014068175.tif 000003
【００３１】
これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。
【００３２】
【数２】
2014068175.tif 000004
【００３３】
更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ１〜ｗ９に分解し、Ｗ＝（ｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗ８，ｗ９）と表記すると、式（２）における「Ｈ［ａｌｌ］・Ｗ」を次式（３）のように表せる。
【００３４】
【数３】
2014068175.tif 000005
【００３５】
ここで、例えば６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９と、３つの列ベクトルｗ１〜ｗ３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ１〜ｗ３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ１〜ｈ３及びｈ７〜ｈ９と列ベクトルｗ４〜ｗ６との乗算、行ベクトルｈ１〜ｈ６と列ベクトルｗ７〜ｗ９との乗算が全てゼロになるように、ｗ４〜ｗ９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。
【００３６】
【数４】
2014068175.tif 000006
【００３７】
式（４）において、Ｈ［１］、Ｈ［２］、及びＨ［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。
【００３８】
【数５】
2014068175.tif 000007
【００３９】
ここで、Ｔｘ［１］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３）Ｔ、Ｔｘ［２］＝（ｔ４，ｔ５，ｔ６）Ｔ、Ｔｘ［３］＝（ｔ７，ｔ８，ｔ９）Ｔ、Ｒｘ［１］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３）Ｔ、Ｒｘ［２］＝（ｒ４，ｒ５，ｒ６）Ｔ、Ｒｘ［３］＝（ｒ７，ｒ８，ｒ９）Ｔとした。このようにして、一つの基地局装置が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。
【００４０】
次に、送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ４〜ｗ６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ７〜ｗ９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ４とする。基底ベクトルｅ４は次式（６）として表される。
【００４１】
【数６】
2014068175.tif 000008
【００４２】
式（６）における（ｈ４ｈ４Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ４を規格化することを意味する。また、「ｈ４Ｈ」は、行ベクトルｈ４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役を取ることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ５’と基底ベクトルｅ５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。
【００４３】
【数７】
2014068175.tif 000009
【００４４】
式（７−１）における（ｈ５ｅ４Ｈ）は、行ベクトルｈ５の基底ベクトルｅ４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。
【００４５】
【数８】
2014068175.tif 000010
【００４６】
ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を求める。まず、行ベクトルｈ１〜ｈ３から、基底ベクトルｅ４〜ｅ９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。
【００４７】
【数９】
2014068175.tif 000011
【００４８】
ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ１’〜ｈ３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ４〜ｈ９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。
なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
【００４９】
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方である。
【００５０】
図７は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、全ての端末装置８０２へのチャネル情報行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報（ここでは便宜上、Ｈｍａｉｎと表記する。）を抽出し（ステップＳ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル情報行列（ここでは便宜上、Ｈｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。
【００５１】
更に、部分チャネル行列Ｈｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報行列ＨｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。
【００５２】
更に、行列〜Ｈｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｉ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃１）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を決定する（ステップＳ８０９）。
【００５３】
ここで、全ての宛先の端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。
なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイトを算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合を例に取り説明したため、ステップＳ８０８にて〜Ｈｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に〜Ｈｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。
【００５４】
（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図８は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
【００５５】
図９は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図８において示した通信制御回路８２０に接続されている。
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。
ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ系統数を表す。
【００５６】
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。
【００５７】
加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。
【００５８】
なお、図９では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理をさす。
なお、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１で別途チャネル情報を取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時にマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。
また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。
【００５９】
図１０は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図８において示した通信制御回路８２０に接続されている。
受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
【００６０】
アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
【００６１】
チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。
【００６２】
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８４７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
【００６３】
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。
【００６４】
（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図１１は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。
【００６５】
基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトを周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。
【００６６】
送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｌはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｌごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
【００６７】
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。
【００６８】
（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図１２は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、受信処理を開始すると（ステップＳ８４０）、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。
続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４２−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例に取れば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。
【００６９】
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。
ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。
【００７０】
なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜Ｓ８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図７に示した送信ウエイトの算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、Ｌの値がＫの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。
【００７１】
以上説明を行ったが、マルチユーザＭＩＭＯの典型的な特徴は、アップリンクにおける基地局装置８０での受信処理において送信側と受信側との間のチャネル情報を基に、受信の都度、受信ウエイトを算出する点（ステップＳ８４４）、及び、ダウンリンクにおける送信処理において最新のチャネル情報を読み出し（ステップＳ８２２）、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する点（ステップＳ８２３）にある。つまり、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出は、送信ないし受信の都度行う点にある。これは、チャネルの時変動に起因したものであり、良好なチャネル推定精度を得るためには周期的にチャネル情報のフィードバック処理をする必要がある。チャネルのフィードバック周期を短く設定するに従い、チャネルフィードバックのための制御情報の送受信が必要になりオーバーヘッドは増大する。更に、基地局装置８０において空間多重された信号を受信する際には複数の端末装置のチャネル推定をそれぞれ個別に行う必要があり、そのために所望の数の直交したプリアンブルが必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要であり、空間多重数の増大に従ってそのオーバーヘッドも増大する。
【００７２】
［実際のシステムに求められる要求条件］
上述したコヒーレント伝送及び分散アンテナシステムでは、チャネル情報が送信側で既知である必要がある。そのため、実際のシステムでは、以下の要求条件をクリアする必要がある。
【００７３】
（要求条件１）
例えば、１００局の無線モジュールを利用して２０［ｄＢ］の回線利得を稼ぐ場合について考える。通信において、２０［ｄＢ］の回線利得改善を前提として無線通信装置等の回路を設計するため、一つの無線モジュールと端末装置との間のチャネル推定を行う際には、通信時に比べて２０［ｄＢ］劣化した環境でチャネル推定を行わなければならない。例えば、実際の通信における所要ＳＮＲが１０［ｄＢ］であったとすると、チャネル推定はＳＮＲが−１０［ｄＢ］という雑音が支配的な環境で実施しなければならない。しかし、このような雑音が支配的な環境では、推定した極めて不確かなチャネル情報から送信ウエイトを求めても同位相合成を実現することはできない。
【００７４】
なお、分散アンテナシステムは、図３に示したように、複数のセルがオーバーラップする領域に存在する端末装置を想定している。すなわち、分散アンテナシステムで送受信に関与するリモート基地局は地理的に端末装置に比較的近接する数局のみであり、その結果低ＳＮＲとはならず、そもそも上述のチャネル推定精度の問題は発生していなかった。また、複数の中継局を利用したコヒーレント伝送が記載されている非特許文献１では、その「まとめ」の章においても記載があるように、チャネル情報の推定法を含む各種制御の達成方法についてはこの文献内で「あえて言及しないこと」を明言している。すなわち、著者は現時点ではコヒーレント伝送の実現は困難であるとの認識であり、非特許文献１ではこれらの数々の課題を解決できさえすれば有益な効果が得られる可能性があるという主張を行っていると推察される。このように従来技術では、コヒーレント伝送に必要な超低ＳＮＲ領域でのチャネル情報のフィードバックを行うための方法が確立されていない。したがって、実際のシステムではこれらの技術が確立されることが求められる。
【００７５】
（要求条件２）
都市部のように自動車の往来が常に絶えない環境を想定すると、チャネルの状況は時間とともに変動する。仮にチャネル推定精度が所望のレベルにありチャネルのフィードバックが可能な場合であっても、チャネルのフィードバックに要するオーバーヘッドによる伝送効率の低下を考慮すれば、チャネルをフィードバックする周期は比較的長めに設定する必要があり、この結果、実際の送受信時刻よりも過去のチャネル情報を基にした送受信ウエイトを利用することになる。しかし、チャネルの時変動により最適な送受信ウエイトは変化するため、期待する回線利得は得られないことがあり、通信が不安定化してしまうという問題がある。したがって、実際のシステムでは、このチャネル時変動に対する対策技術の確立が求められている。
【００７６】
以上説明したように、複数の無線モジュール又は複数のアンテナ素子を介したコヒーレント伝送を行うためには、上記の「受信電力が低い環境ではチャネル情報の精度が低くなることに対する対策」（要求条件１）、「チャネルの時変動に起因して通信が不安定化してしまうことに対する対策」（要求条件２）に関する技術を確立し、受信側としての端末装置において同位相で信号が合成されるように、各無線モジュール又は各アンテナ素子から送信する信号を調整するための新たな技術が求められることになる。また、送信側と同様に、各無線モジュール又は各アンテナ素子で受信した信号に対する受信信号処理においても、全く同様の要求条件が存在する。
【００７７】
（要求条件３）
上記の要求条件をクリアできる状況であったとしても、２０［ｄＢ］などの高い回線利得を稼ぐことが可能である場合、非常に広域のエリアを一括してサービスエリアとすることができるようになるため、広域のエリア内に位置する多数の端末装置で周波数資源を共用しなければならない。エリアが広くなり周波数資源を共用する端末装置数が増えると、１台の端末装置あたりのスループットが結果的に低下する。端末装置あたりのスループットを所定の値以上にするには、システム全体におけるスループットを高める必要がある。しかし、周波数資源は限られているため、通信に利用する周波数帯域を広げることはできない。つまり、周波数利用効率を高めることで、１台の端末装置あたりのスループットを向上させる必要がある。つまり、このような環境での利用におけるシステムの大容量化技術の確立が求められる。
【００７８】
上述の（要求条件３）に対しては、マルチユーザＭＩＭＯ技術が有効であるが、大幅なスループットの増大のためには空間多重数を膨大にする必要があり、このために様々な要求条件が新たに生じる。
例えば、超多数（例えば、１００本）のアンテナ素子を用いたマルチユーザＭＩＭＯ伝送では、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出において、「総送信アンテナ素子数」×「総受信アンテナ素子数」の行列を扱うことになり、この行列のサイズの増加に合わせてデータの送受信ごとに求められる送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に対する影響が大きくなる。一般に、逆行列算出や特異値分解等の演算処理量（具体的には、回路として構成する際に加算回路に比べて乗算回路は回路規模が大きくなるため、乗算回数ないし除算回数を基準として評価される）は、行列サイズの３乗に比例して増加するといわれている。一般的に想定されるマルチユーザＭＩＭＯに用いられるアンテナ素子数に対して１桁以上多いアンテナ素子の数を用いる場合、要求される演算量は１０００倍以上になってしまう。また、チャネルが時変動する環境であれば、データの送受信ごとに送信ウエイト又は受信ウエイトを算出する必要があるので、逐次、演算負荷による影響は著しく大きくなる。すなわち、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に要する時間が長くなり、空間多重化を効率よく行うことが困難になってしまうという問題がある。
【００７９】
更に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送で超多数の信号を空間多重する場合には、少なくともアップリンクにおいて、空間多重した信号を分離した上で、受信側で個別のパスのチャネル推定が必要となる。このようなチャネル推定を行うためには、少なくとも空間多重数の直交したプリアンブル信号が必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要となる。これはＭＡＣレイヤの効率を低下させることとなり、周波数利用効率を低くしてしまうことになる。つまり、（要求条件３）に対する従来の対策技術では、新たな課題を生むことになっている。したがって、実際のシステムでは、現実的な演算負荷で、且つチャネルフィードバックやチャネル推定用のプリアンブルなどを含めたオーバーヘッドによるＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて、大幅なスループットの増大のための高次の空間多重を効果的に実現することが求められている。
【００８０】
（要求条件４）
以上の説明は、基本的に物理レイヤにおける信号処理を中心に説明を行っていた。しかし実際の無線システムの運用においては、物理レイヤの処理に加えてアクセス制御を管理するＭＡＣレイヤの動作も合わせて重要になる。例えば、ＷｉＦｉ（登録商標、以下同様）などでは自律分散型のＣＳＭＡ／ＣＡ（Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance：搬送波感知多重アクセス／衝突回避方式）が適用されている。このＣＳＭＡ／ＣＡでは、他の無線機からの信号の送信の有無をキャリアセンスにより把握し、無線パケットの送信が衝突しないように所定のルールで乱数を発生させ、キャリアセンスで信号負検出の時間の累積値がその乱数に応じた時間長に一致した段階で送信を開始する（この制御を「ランダムバックオフ」と呼ぶ）。このような自立分散型の制御により、基地局装置は帯域割り当てのスケジューリング処理を回避し、簡易なアクセス制御を実現することが可能となる。この制御は複数の信号系列を空間多重する場合であっても、基地局装置と１台の端末装置が１対１でＭＩＭＯ伝送するシングルユーザＭＩＭＯであれば、このＣＳＭＡ／ＣＡによる自律分散型のアクセス制御をそのまま流用できる。しかし、上述のマルチユーザＭＩＭＯなどの技術では、同時に空間多重する端末装置の組み合わせを基地局装置が集中管理する必要があり、自律分散型とは異なる基地局装置における集中制御型（以下、基地局集中制御型という。）のアクセス制御が必要となる。
【００８１】
アップリンクを例に取れば、基地局装置が同時に空間多重された信号を分離するためには端末装置ごとのチャネル情報の推定が必要である。このチャネル推定のためには端末装置ごとに直交したチャネル推定用のパイロット信号（プリアンブル信号）の受信と、どのパイロット信号がどの端末装置に対応するかの管理が必要となる。このパイロット信号の直交関係とは、一般的には時間軸（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数軸（サブキャリア）の組み合わせで他の端末装置と重複しない組み合わせを設定することで実現したり、複数ＯＦＤＭシンボルの受信信号の所定の係数を乗じた加算合成などで実現する。しかし、例えば１００台以上の端末装置が存在するような状況で、各端末装置に対して異なる直交プリアンブルを用意することは困難（ないしは非効率）であるため、実際には比較的少数の直交したパイロット信号を使いまわすのが一般的である。つまり、利用するパイロット信号の条件を帯域割り当て時に合わせて端末装置に対して指示し、それらのチャネル推定用のパイロット信号の同期を図って送受信を行う必要がある。このため、少なくともアップリンクに関しては、帯域が割り当てられる端末装置の選択と送信開始タイミング及びパイロット信号の使用条件についての指示とを基地局装置が行う必要があり、結果的に基地局集中制御型の動作にならざるを得ない。
【００８２】
この基地局集中制御では、基地局装置は各端末装置がアップリンクでデータを送信するために必要となる帯域を把握する必要がある。つまり、何らかの制御情報用パケットを用いて基地局装置に通知することになる。このような基地局集中制御は、通常はＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：時分割多元接続）方式の適用が想定される。標準規格の中にマルチユーザＭＩＭＯが部分的に導入されたシステムとしてはＷｉＭＡＸが上げられるが、ここでもＴＤＭＡフレームを用い、端末装置は割り当てられたスロットを用いて帯域要求を行う。端末装置からは必要な帯域（例えば、収容すべき情報のバイト数とその際の伝送モードなど）に関する情報を含む制御情報を基地局装置に送信し、基地局装置はその要求に応じて帯域を割り当てる。基地局装置は端末装置が割り当て不要の場合でも、その帯域要求用の制御情報を送信するためのスロットの割り当てを行わなければならない。そのため、比較的トラヒックの密度の低い超多数の端末装置を基地局装置が収容する場合には、帯域要求などの制御情報を送受信するための帯域がオーバーヘッドとなり、ＭＡＣレイヤの効率を低下させることになる。自律分散型のＣＳＭＡ／ＣＡ方式は、ランダムバックオフを行う際の時間が送受信のために利用できないため、この分だけＭＡＣレイヤの効率を下げることになるが、本当に送信すべきデータを有する端末装置のみがデータ送信を行うため、比較的トラヒック密度の低い超多数の端末装置を収容する場合には、むしろ効率的には優れることになる。例えば、上述した条件不利地域において広域エリアを一台の基地局装置で収容する無線システムを想定するならば、非常に広いサービスエリア内に点在する超多数の端末装置を一括して収容することになる。このため、このような条件で運用する場合であっても、ＭＡＣレイヤの効率を落とすことなく、効率的に運用可能なアクセス制御方式が求められている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００８３】
【非特許文献１】原晋介他、「コヒーレント送信による消費電力の削減」、電子情報通信学会ソサイエティ大会ＢＳ−３−１、２００９年９月
【非特許文献２】松田大輝他、「最大比送信を用いる分散アンテナシステムのチャネル容量に関する一検討」、信学技法ＲＣＳ２００７−１９６、ｐｐ．６１−６６、２００８年２月
【非特許文献３】築地武彦著、「電波・アンテナ工学入門」、総合電子出版社、ｐｐ．１６６−１６８、２００２年３月
【非特許文献４】鷹取泰司他、「次世代高速無線アクセスシステムへの下りリンクマルチユーザＭＩＭＯ技術の適用」電子情報通信学会論文誌  Ｂ、通信  Ｊ９３−Ｂ（９）、  ｐｐ１１２７−１１３９、２０１０年０９月
【非特許文献５】庄納崇編著、「ＷｉＭＡＸ教科書」、株式会社インプレスＲ＆Ｄ発行、２００８年７月２１日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００８４】
マルチユーザＭＩＭＯ伝送技術においては、送受信指向性制御のための送受信ウエイトの演算負荷や、直交性の高いユーザの組み合わせ選択の演算負荷に加えて、ＭＡＣレイヤに係わる課題も残されている。ＭＡＣレイヤに係わる課題の中でも、端末装置ごとのトラヒックのばらつきを考慮しながら、効率的に帯域割り当てを行うスケジューリング技術の確立は重要である。
【００８５】
例えば、異なる２台の端末装置に対する空間多重において、１５００バイトのパケットと６４バイトのパケットとを空間多重する場合を考える。６４バイトのパケットを送信するのに要する時間は圧倒的に１５００バイトのパケットを送信する時間よりも短いので、単純に並べて空間多重を行うと実効的に空間多重が行われるのは６４バイトの前半部分のみになってしまう。ほとんどの時間は、１５００バイトのデータの単独送信（空間多重ではない）が行われることになる。したがって、トラヒックのばらつきを考慮しながらスケジューリングを行わない場合、空間多重による伝送用量の改善効果は極めて限定的となる。
【００８６】
一般には、各端末装置の送受信データ量は時間的にはばらつきがあるために、ＭＡＣレイヤの効率を高く維持するためには工夫が必要である。このような端末装置ごとのデータ量のばらつきに対し柔軟に対応可能な方式として、既存の方式の中ではＯＦＤＭＡ方式の適用が考えられる。先にも触れたが、部分的にマルチユーザＭＩＭＯを標準規格に採用したＷｉＭＡＸにおいても、このＯＦＤＭＡ方式が採用されている。ＷｉＭＡＸに適用されるようなＯＦＤＭＡ方式においては、非特許文献５に示すように、端末装置ごとに割り当てが必要な帯域を把握した上で、その帯域に合わせてサブキャリアの割り当て数を変更する。情報量の多い端末装置に対しては多くのサブキャリアを、少ない端末装置に対しては少ないサブキャリアを割り当てれば良い。
【００８７】
更に、ＯＦＤＭＡ方式では、周波数軸と時間軸の２次元的な配列の中に、パッチワーク状に割り当て領域を設定することになる。例えば先ほどの例では、１５００バイトは６４バイトの約２３．４倍である。仮に６４バイトのデータのために２サブキャリアを割り当てるならば、１５００バイトのためには４７サブキャリアを割り当てれば同等の時間で送信が完了することになる。この例は周波数軸だけで比較したが、周波数軸と時間軸で表される配列の割り当て個数で調整することも可能である。このように、ＯＦＤＭＡ方式はスケジューリングの自由度が高まることから、複数端末装置を基地局集中制御型のシステムに収容するための効率的な方法として期待される。
【００８８】
しかし、ＯＦＤＭＡ方式では、そのスケジューリングの柔軟さ故に、膨大な数の割り当ての選択肢の中から最適な割り当てを選択する必要があり、その処理の負荷は思いのほか大きい。例えばＮ台の端末装置を同時に同一周波数上で空間多重する場合には、スケジューリング処理の負荷は最低でもＮ倍となる。更に端末装置の組み合わせと空間多重特性の関係も考慮すれば、その演算負荷は更に大きくなる。
また、図９及び図１０において示した基地局装置８０の送信部８１（図９）及び受信部８５（図１０）において、ＯＦＤＭＡ方式を利用する場合には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（図９）及び受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌ（図１０）に対応付けられる端末装置がサブキャリアごと、及び時間ごとに異なることになるため、各端末装置に対応する処理回路を適宜切り替える制御が非常に複雑になる。また、図８に示した送信部８１（図９）及び受信部８５（図１０）を固定的な回路で実装した場合、ＭＡＣ層処理回路８８が通信制御回路８２０からの指示を受けて入出力するデータ＃１〜＃Ｌと、個々の送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ又は受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌとの対応関係を切り替えることになり、ＭＡＣ層処理回路８８における処理が非常に複雑になる。
【００８９】
このように、スケジューリング処理と信号処理との双方において、ＭＡＣ層の処理が複雑化し、応答性能が低下してしまうという問題が生じる。
更に言えば、上述の（要求条件４）にも記載したとおり、条件不利地域などにおいて広域エリアを一台の基地局装置で収容する無線システムを想定する場合、非常に広いサービスエリア内に点在する比較的トラヒック密度の低い超多数の端末装置を一括して収容することになる。この場合、ＭＡＣレイヤの効率を損なうことなく、各端末装置が必要とする帯域を示す帯域情報を取得して効率的な運用を行う基地局集中制御型のアクセス制御方式が必要となる。しかし、このような基地局集中制御型のアクセス制御方式においては、仮に送信すべきデータの存在しない端末装置であっても、帯域要求情報を定期的に送受信しなければならず、これらの制御情報のオーバーヘッドが実際に流れるデータの容量に比べて無視できない量になる可能性がある。この結果、ＭＡＣレイヤにおける伝送効率が低下し、無線システムの大容量化の妨げとなる可能性がある。
【００９０】
従来技術において、特に汎用のＩＥＥＥ８０２．１１系の無線ＬＡＮ規格においては、この様な問題を自律分散的なアクセス制御で回避してきた。いわゆるキャリアセンスと呼ばれるメカニズムを導入し、データの送信開始前には基地局装置および端末装置共に所定の時間だけ他の無線局からの送信信号の有無を検出し、所定のレベル以上で受信される信号がないことを確認した上で信号送信を開始していた。さらには、ランダムバックオフと呼ばれるメカニズムを導入し、たまたま偶然、複数の無線局の送信が同時に重なり無線パケットの衝突が発生した場合には、受信側からのＡＣＫ信号の未受信を判断条件として、次の再送信までの待ち時間を乱数を振って調整し、個々のアクセスの衝突確率を低減するなどしていた。
このように、従来技術であれば無線パケットの衝突が発生しないように自律分散的なアクセス制御を行っていたが、空間多重を行う場合のアクセス制御では無線通信システムにおいて伝送効率を向上させるように空間多重数を調整する特殊なアクセス制御が求められる。
【００９１】
本発明は、このような状況を鑑みてなされたものであり、空間多重伝送において伝送効率を向上させる無線通信システム、端末装置、無線通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００９２】
上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、前記基地局装置は、複数の前記端末装置から送信されたトレーニング信号に基づいて、複数の前記アンテナ素子で受信した信号を同位相合成するための各周波数成分に対する受信ウエイトを前記端末装置と前記アンテナ素子の組み合わせごとに算出し、算出した受信ウエイトを記憶する送受信ウエイト算出部と、前記アンテナ素子ごとに設けられ該アンテナ素子で受信された受信信号を周波数成分ごとの信号に分離する第１の無線信号処理部と、前記端末装置ごとに設けられ該端末装置に対応する周波数成分とアンテナ素子との組み合わせに応じた前記受信ウエイトを前記第１の無線信号処理部それぞれが分離した各周波数成分の信号に乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに加算合成する受信ウエイト乗算部と、前記端末装置ごとに設けられ該端末装置に対応する前記受信ウエイト乗算部による加算合成結果に基づいて、対応する端末装置からの信号の有無を判定し、該端末装置からの信号がある場合、前記加算合成結果に対して受信処理を行う受信信号処理部とを備え複数の前記端末装置は、前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御部と、前記通信制御部が分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第２の無線信号処理部とを備えることを特徴とする無線通信システムである。
【００９３】
また、本発明は、上記の発明において、前記通信制御部は、ダウンリンクの時間帯と該ダウンリンクの時間帯に続くアップリンクの時間帯とを含むフレーム周期又は該フレーム周期を所定の時間ΔＴだけ前方にシフトしたフレーム周期を１周期として、該１周期においてデータが発生した時刻に応じて該データの該アップリンクの時間帯における送信開始タイミングを決定することを特徴とする。
【００９４】
また、本発明は、上記の発明において、前記通信制御部は、アップリンクの時間帯と該アップリンクの時間帯に続くダウンリンクの時間帯とを含むフレーム周期又は該フレーム周期を所定の時間ΔＴだけ前方にシフトしたフレーム周期を１周期として、該１周期において発生したデータに対して、該ダウンリンクの時間帯に続くアップリンクの時間帯における送信開始タイミングを該データの発生順序を維持しつつランダムに決定することを特徴とする。
【００９５】
また、本発明は、上記の発明において、前記通信制御部は、アップリンクの時間帯の長さＴｕｌに対し、０≦δＴ＜Ｔｕｌである所定の時間をδＴとしたとき、０からＴｕｌ−δＴまでの範囲内で、前記発生したデータ数分の乱数を発生させ、発生させた乱数に基づいて送信開始タイミングを決定して各データに割り当てることを特徴とする。
【００９６】
また、本発明は、上記の発明において、前記通信制御部は、アップリンクの時間帯の長さＴｕｌに対し、０≦δＴ＜Ｔｕｌである所定の時間をδＴとしたとき、０から（Ｔｕｌ／ｊ−δＴ）までの範囲内で発生させた乱数に基づいて最初のデータの送信開始タイミングを決定し、Ｔｕｌを前記発生したデータ数ｊで除算したＴｕｌ／ｊ間隔で残りの各データの送信開始タイミングを決定するすることを特徴とする。
【００９７】
また、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける端末装置であって、前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御部と、前記通信制御部が分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第２の無線信号処理部と
を備えることを特徴とする端末装置である。
【００９８】
また、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、複数の端末装置とを具備し、前記基地局装置と前記端末装置とがＴＤＤ方式を用いて同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記基地局装置において、複数の前記端末装置から送信されたトレーニング信号に基づいて、複数の前記アンテナ素子で受信した信号を同位相合成するための各周波数成分に対する受信ウエイトを前記端末装置と前記アンテナ素子の組み合わせごとに算出し、算出した受信ウエイトを記憶する送受信ウエイト算出ステップと、前記端末装置において、前記基地局装置に送信するデータであってダウンリンクの時間帯に発生したデータに対する送信開始タイミングをアップリンクの時間帯において分散させる通信制御ステップと、前記通信制御ステップにおいて分散させた送信開始タイミングに応じて前記データを送信する第１の無線信号処理ステップと、前記基地局装置において、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子で受信された受信信号を周波数成分ごとの信号に分離する第２の無線信号処理ステップと、前記基地局装置において、前記端末装置ごとに該端末装置に対応する周波数成分とアンテナ素子との組み合わせに応じた前記受信ウエイトを前記第２の無線信号処理ステップにおいて分離した各周波数成分の信号に乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに加算合成する受信ウエイト乗算ステップと、前記基地局装置において、前記受信ウエイト乗算ステップにおける前記端末装置それぞれに対応する加算合成結果に基づいて、該端末装置からの信号の有無を判定し、該端末装置からの信号がある場合、前記加算合成結果に対して受信処理を行う受信信号処理ステップとを有することを特徴とする無線通信方法である。
【発明の効果】
【００９９】
この発明によれば、各端末装置がアップリンクの時間帯において、データの送信開始タイミングを分散させることにより、多数の端末装置が同時にデータの送信を開始して空間多重度が他の時間帯に比べ極端に高くなることを抑制し、空間多重数の均一化を図ることができ、空間多重伝送において伝送効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明に係る一実施形態における端末装置の動作の一例を示す概略図である。
【図２】従来技術における無線中継システムの概要を示す図である。
【図３】従来技術における分散アンテナシステムの概要を示す図である。
【図４】従来技術におけるチャネルフィードバックの処理を示すフローチャートである。
【図５】フェーズドアレーアンテナの原理を示す図である。
【図６】マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。
【図７】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。
【図８】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図９】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１０】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１１】マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。
【図１２】マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。
【図１３】通信方式の例を示す図である。
【図１４】本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例を示す図である。
【図１５】本発明に係る基地局装置が行う信号合成の動作例を示す図である。
【図１６】本発明におけるトレーニング信号の例を示す図である。
【図１７】アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。
【図１８】キャリブレーションの概要を示す図である。
【図１９】本発明関連技術の構成例における基地局装置４００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２０】同構成例における無線信号処理回路４１０の構成例（ＴＤＤの場合）を示す概略ブロック図である。
【図２１】同構成例における無線信号処理回路４１０ａの構成例（ＦＤＤの場合）を示す概略ブロック図である。
【図２２】同構成例における送受信ウエイト算出部４０２の構成例を示す概略ブロック図である。
【図２３】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理を示すフローチャートである。
【図２４】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理を示すフローチャートである。
【図２５】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理を示すフローチャートである。
【図２６】同構成例におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理を示すフローチャートである。
【図２７】同構成例の基地局装置４００における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。
【図２８】同構成例における基地局装置４００の受信処理を示すフローチャートである。
【図２９】同構成例における基地局装置４００の送信処理を示すフローチャートである。
【図３０】各構成例においてアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する他の相対成分取得処理を示すフローチャートである。
【図３１】本発明関連技術の構成例においてＴＤＤ方式を適用した場合の処理例を示す概略図である。
【図３２】本発明に係る第１の実施形態における端末装置７００の構成を示す概略ブロック図である。
【図３３】本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。
【図３４】本実施形態における端末装置７００が行う送信開始判断処理のフローチャートである。
【図３５】第２の実施形態における動作の概要を示す図である。
【図３６】本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。
【図３７】第３の実施形態における動作の概要を示す図である。
【図３８】本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。
【図３９】各実施形態に共通する送信開始タイミングの補正の概要を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０１０１】
［本発明の動作原理について］
本発明の本質の一つは、基地局装置が、基地局装置に備えられている多数の無線モジュールと、端末装置との間のチャネルの特性を示すチャネル情報の推定値を長時間に亘って測定し、チャネル情報の推定値の平均値に基づいて算出した送信ウエイト及び受信ウエイトを用いることにより、複数の無線モジュールを用いてチャネル時変動の影響を低減させながら、同位相合成を用いたコヒーレント伝送に伴う回線利得の獲得と、ピンポイントで同位相合成となる地域以外での低い回線利得を利用した高次の空間多重を実現することにある。
【０１０２】
また、本発明は、上述のチャネル情報を平均して得られた推定値に基づいて算出した固定的な送信ウエイト及び受信ウエイトを用いて、各端末装置に対する送信処理及び受信処理を定常的に実施する。この際の受信ウエイトは、基地局装置の複数のアンテナにて受信されたある端末装置が送信した信号を、同位相で合成するための受信ウエイトである。同様に送信ウエイトは、基地局装置の複数のアンテナから送信される信号を端末装置にて同位相で合成されて受信できるようにするための送信ウエイトである。つまり、同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存せず、各端末装置で独立に設定可能な送受信ウエイトである。これらの送受信ウエイトを用い、基地局装置は、ある端末装置に対して送信すべき送信信号の有無に拘わらずに送信ウエイトを用いた送信処理を行い、また、ある端末装置から受信すべき受信信号の有無に拘わらず受信ウエイトを用いた受信処理を行う。
【０１０３】
具体的には、基地局装置は、複数のアンテナで受信した受信信号それぞれを周波数軸上の信号に変換し、変換により得られた各周波数成分に対し、想定する端末装置、アンテナ及び周波数成分ごとに対応する受信ウエイトを乗算し、各周波数成分において各アンテナに対応する受信ウエイトの乗算結果を全アンテナに亘り加算合成する。このとき、各周波数成分に乗算される受信ウエイトは、アンテナ、周波数成分、及び端末装置の組み合わせに対応し、予め算出されたものである。
【０１０４】
ここで、ある端末装置のみが基地局装置に信号を送信する場合について考える。基地局装置において、信号を送信した端末装置に対応する受信ウエイトを受信信号に乗算した場合、多数のアンテナで受信した受信信号それぞれが同位相合成されて有意な受信レベルの信号となり信号を検出することができる。一方、他の端末装置に対応する受信ウエイトを受信信号に乗算した場合、各アンテナの信号がランダムな位相で加算合成されることになり、その結果得られる信号の受信レベルは非常に低い信号となり信号を検出することができない。すなわち、各端末装置に対応する受信ウエイトを用いて全周波数成分（ないしは一部の周波数成分でも良い）の信号を合成すると、信号を送信した端末装置に対応する受信ウエイトを用いて得られた合成結果において有意な受信レベルの信号を検出することができ、当該端末装置から信号が送信されたことを把握することができる。一方、端末装置が信号を送信していない場合には、上述の受信ウエイトを用いて得られた合成結果においても有意な受信レベルの信号が検出されず、当該端末装置から信号が送信されていないことを把握することができる。
【０１０５】
基地局装置は、上述の受信ウエイトを用いた受信処理を行うことにより、各端末装置が信号を送信したか否かを把握することができるので、各端末装置の信号送信の有無を事前に把握せずとも各端末装置からの信号を受信することができる。すなわち、基地局装置は、収容した全ての端末装置それぞれに対応する受信処理を行う受信信号処理回路を備えることにより、各端末装置から送信される信号の有無を事前に把握せずとも各端末装置から信号を受信することができるようになり、この結果、各端末装置に対する無線リソースの割り当て管理を省略することが可能になる。
【０１０６】
同様に、基地局装置から端末装置へ信号を送信する際にも、上述の送信ウエイトを用いた送信処理を行うことにより、複数のアンテナから送信された信号が所望の端末装置で同位相合成され、当該端末装置宛の信号が有意な受信レベルの信号として当該端末装置において検出されるようにすることができる。このとき、他の端末装置においては同位相合成ではなくランダムな位相合成となるため、有意な受信レベルの信号として検出されない。換言すると、チャネル情報を平均して得られた推定値に基づいて算出した送信ウエイトを用いることにより、他の端末装置宛の信号の有無に拘わらずに、所望の端末装置宛の信号を送信することができる。
【０１０７】
このように、本発明における基地局装置では、チャネル情報を平均化して得られた推定値に基づいて算出した送信ウエイト及び受信ウエイトを用いて定常的に送受信処理を行うことにより、基地局集中制御による各端末装置に対する無線リソースの割り当て管理を行わずとも、各端末装置との間で空間多重された伝送を行うことができる。更に、通信の対象となる端末装置ごとに、受信処理と送信処理とを行う処理部を基地局装置が個別に備えることで、各端末装置との通信を独立且つ並行に行うことができる。これにより、各端末装置が必要とする帯域を帯域要求用の制御情報などを用いて把握する必要がなくなり、余計な制御信号を送受信することによるオーバーヘッドを回避し、ＭＡＣレイヤの効率を損なうことなく複数の端末装置と空間多重伝送を行うことができる。
さらに、各端末装置と基地局装置が個別のＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信を並列で実施しながらも、空間多重数の上限が特性劣化に至らないように管理することで、安定的な通信を効率的に実現することが可能になる。
【０１０８】
上述のようなＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信を並列で行う無線通信システムにおいて時分割複信（Time Division Duplexing：ＴＤＤ）方式を用いた場合、例えばダウンリンクの時間帯に端末装置に取得（入力）されたデータは、即座にアップリンクでデータの送信を開始することが出来ない。同様に、アップリンクの時間帯に基地局装置に取得（入力）されたデータは、即座にダウンリンクでデータの送信を開始することが出来ない。この様な送信不可能な時間帯に送信すべきデータを取得すると取得したデータを記憶し、送信可能な時間帯で当該データを送信することになる。この場合に、例えば端末装置において、ダウンリンクの期間（ダウンリンク・フレーム）からアップリンクの期間（アップリンク・フレーム）に切り替わった直後に、各端末装置が記憶していたデータを基地局装置に一斉に送信してしまうと、このアップリンク・フレームの先頭領域において空間多重数が極端に増加することがある。また、基地局装置の場合には、アップリンク・フレームからダウンリンクフレームに切り替わった直後に、基地局装置が各端末装置にデータを一斉に送信して空間多重数が極端に増加することがある。
【０１０９】
周波数分割複信（Frequency Division Duplexing：ＦＤＤ）方式を用いた場合であれば、データが取得された直後に送信を開始することで、あくまでも確率的ではあるが、特定の時間に空間多重が集中することは確率的に低く、空間多重数は概ね一様になるものと期待できる。しかし、ＴＤＤ方式を適用する場合のこの空間多重数の極端な時間的な偏りは伝送品質の劣化や、伝送効率の低下につながる。そこで、本発明の無線通信システムでは、ダウンリンク又はアップリンクの期間において空間多重数の極端な偏りを抑え、また空間多重数が著しく高くならないようにデータを送信するタイミングを制御する。
【０１１０】
具体的な方法としては、例えば、アップリンクとダウンリンクとを含む全体のフレーム期間中の入力タイミングを記録しておき、その入力タイミングに対して所定の演算で与えられる送信タイミングに再調整して送信を開始する。ないしは送信不可能な時間帯の直後の送信可能な時間帯（端末装置であれば、ダウンリンク・フレームの直後のアップリンク・フレームに相当、基地局装置であれば、アップリンク・フレームの直後のダウンリンク・フレームに相当）に、ランダムに送信開始タイミングを再調整して送信を開始する。これにより、アップリンク・フレームまたはダウンリンク・フレームの各期間において確率的には概ね一様にデータが分布することになり、特定のタイミングで空間多重数が高くなることによる特性劣化を回避することが可能となる。
【０１１１】
［本発明のベースとなる関連技術の概要］
以上に記した本発明の動作概要を実現するために、そのベースとなる関連技術について以下に説明を行う。以降の説明における関連技術とは、先に説明したコヒーレント伝送における無線中継システム、分散アンテナシステム、フェーズドアレイアンテナ技術、及びマルチユーザＭＩＭＯ技術などの従来技術をさすものではなく、本発明を実現する際に組み合わせて利用するそのベースとなる技術を意味している。つまり本発明は、物理レイヤにおける処理及び動作原理的には、以下に示す関連技術の構成例に示す動作をベースとしている。そして、その特徴を利用しながらも、装置構成及び処理内容の一部を修正することで、ＭＡＣレイヤの処理を簡易化することを可能にしている。なお、以下に示す本発明のベースとなる関連技術の構成例に示す処理においては、空間多重に用いる送受信ウエイトは空間多重する端末装置の組み合わせに依存せず、且つ時間とともに変動しない固定的な送受信ウエイトであるために、制御が大幅に簡易化されている。
以下、前提条件、システムの設置例などから順番に説明を行う。
【０１１２】
（前提条件）
まず本発明の前提条件としては、基地局装置において送信する信号と受信する信号とが混信しない通信を前提としている。図１３は、本発明関連技術において用いられる通信方式の例を示す図である。この混信を回避するため、本無線通信システムは、ＷｉＭＡＸ等で用いられている通信方式であって図１３（Ａ）に示されている送信と受信とが行われる時間が異なる時分割複信方式、ないしは図１３（Ｂ）に示されている送信と受信とで利用する周波数帯域が異なる周波数分割複信方式のいずれかを用いる。このように、本発明では、送信と受信とが時間的ないしは周波数的に分離されている無線通信システムを想定している。
【０１１３】
さらには、ＯＦＤＭシンボルタイミングは、基地局装置と端末装置との間においてタイミング同期が図られているものとする。このタイミング同期を図る方法としては、例えばＧＰＳなどのシステムを利用した同期であっても良いし、他の如何なる方法であっても構わない。シンボルタイミング同期の精度としては、そのタイミング同期の誤差が、ＯＦＤＭシンボルに含まれているガードインターバル長よりも十分に小さければよい。例えばＷｉＭＡＸなどでは１ＯＦＤＭシンボル長が約１００μ秒、ガードインターバル長も約２０μ秒であるので、ＧＰＳよりも同期精度の低い電波時計や他の様々な方法を活用することも可能である。
【０１１４】
また本発明では、各無線モジュールと端末装置との見通しが必ずしも確保できている必要はないが、無線モジュールと端末装置とは比較的高所に固定されていることが推奨される。この場合、各無線モジュールと端末装置との間の伝送路（チャネル）は、「直接的な見通し波」と、固定的な巨大な建築物等による「安定した反射波」と、地上（低所）付近の車や人などの「移動を伴う物体からの多重反射波」とが混在したものとみなすことができる。この場合、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とは、「移動を伴う物体からの多重反射波」に比べ、受信レベルが相対的に高く、更に時変動が小さい。一方、「移動を伴う物体からの多重反射波」は、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とに比べ、受信レベルが低く、時変動が大きく激しい。
【０１１５】
何らかのチャネル推定用の信号（以降、「トレーニング信号」と呼ぶ）を連続的、又は間欠的に長時間に亘り送信し、受信側では受信した信号を長時間に亘り平均化すると、その結果、「移動を伴う物体からの多重反射波」の信号は、そのランダム性故に複素位相及び振幅の変動の平均値はゼロに近づく。一方で、「直接的な見通し波」及び「安定的な反射波」に関する成分は非ゼロの一定値に収束する。結果的に、時変動成分が相対的に小さな安定したパスに相当するチャネル推定結果が抽出されることになる。
【０１１６】
なお、従来技術におけるコヒーレント伝送の説明においては「無線モジュール」とは「中継局」又は分散アンテナシステムにおける「リモート基地局」であった。これらは、当然ながら従来技術における制御局ないしは基地局から物理的に離れた場所に位置していた。分散アンテナシステムを例にとれば、複数のセルの中心にリモート基地局が位置する形態であるし、無線を用いた中継局であれば、無線を用いる必要があるほどには離れていることになる。しかし、本発明で意図する個別の無線モジュールからの信号の（送信及び受信の両方に対しての）同位相合成においては、必ずしも無線モジュールをリモート基地局や中継局のように遠くまで離す必要はない。
また、各無線モジュールのアンテナ素子とアンテナ素子の間隔が、通信の搬送波周波数の波長よりも小さくなると、アンテナ素子間の相互結合により想定している信号の同位相合成が乱される可能性があるが、概ね１波長以上の間隔がアンテナ素子相互に確保されていれば、この問題は回避できる。
【０１１７】
つまり、本発明においては１波長以上の間隔が相互に確保された多数のアンテナ素子が、一つの基地局装置に接続された構成が基本となる。当然ながら、各アンテナ素子から送受信される信号は送受信ウエイトの係数が異なるため、アンテナ素子ごとに、ハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯におけるＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）回路が個別に設けられるとともに、接続されており、これらが一つの無線モジュールを構成する。
これまでの説明においては、各無線モジュールが物理的に制御局などと異なる場所に離散的に配置されていたために、アンテナ素子とほぼ一体型の無線モジュールを意図して「無線モジュール」という用語で様々な説明を行っていたが、本発明においては制御局と多数の無線モジュールが１箇所に集約され、一般的には一つの基地局装置という形態が自然であるため、その実現の構成によっては「無線モジュール」という表現が適切でない場合がありうる。
【０１１８】
例えば、機能的にはベースバンド信号処理等の制御局に相当する機能と複数のハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯でのＲＦ回路の機能が一つの筐体内に実装され、その筐体と多数のアンテナ素子間を同軸ケーブルで接続する構成を想定するならば、送受信時のアンプ、フィルタ系での振幅／複素位相の変動に対する補正を行うことを考慮した上で、「端末装置と無線モジュール間のチャネル情報」という表現は実質的には「端末装置のアンテナ素子と無線モジュールのアンテナ素子間のチャネル情報」と表現されることが多い。したがって、以降、チャネルの説明においては無線モジュールという用語の代わりにアンテナ素子という用語を用いて説明することにする。
【０１１９】
（無線通信システムの設置例と関連技術の基本原理）
図１４は、本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例を示す図である。同図において、符号１１は基地局装置が設置されている建築物を示し、符号１２−１〜１２−２は端末装置を示し、符号１３−１〜１３−４は基地局装置が備えているアンテナ素子を示し、符号１４−１〜１４−３は地上の移動体を示し、符号１５−１〜１５−２は大型の建築物（当然、静止状態）を示している。
【０１２０】
ここで、基地局装置が備えるアンテナ素子１３−１〜１３−４は、建築物１１の屋上など非常に高所に設置されている。端末装置１２−１〜１２−２は、電信柱などの上や、一般のビルの屋上など、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４よりは相対的に低所であるかも知れないが、比較的高所に設置されている。一方、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４や、端末装置１２−１〜１２−２よりも比較的低所に位置する場所には、地上の移動体１４−１〜１４−３である車に加え、人や風に揺れる樹木など、ランダムに変動する反射波の起点（反射点）が多数存在する。
【０１２１】
例えば、端末装置１２−１と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、見通し環境（図中、太い実線の矢印で直接波を表示）にある。一方、端末装置１２−２と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、大型の建築物１５−２の遮蔽により見通し環境にはないが、大型の建築物１５−１などの反射体があり、安定した反射波（図中、太い実線の矢印で表示）が到達している。
【０１２２】
また、見通し環境の端末装置１２−１にとって、見通し波以外に大型の建築物による安定的な反射波が存在し、常にそれらが合成されて信号が到達する状況であるかもしれない。このような太い実線の矢印で表した信号を安定的な入射波とみなす。一方、地上の移動体１４−１〜１４−３等からの反射波は、多数回のランダムな多重反射として到達する信号が多く、相対的に受信される信号のレベルは低く、更に複素位相成分及び振幅は時間とともにランダムに変動する。
多数の微弱かつランダムな波を合成すると、その結果得られる信号は、安定的な入射波に対して相対的に信号強度が小さい。したがって、「安定的な入射波」に「ランダムな多重反射波」を合成して得られる「時変動する入射波」は、「安定的な入射波」の周りに微小な誤差が加わった信号と見ることができる。
【０１２３】
次に、このような状況において、基地局装置が行う信号の合成について説明する。
図１５は、本発明に係る基地局装置が行う信号合成の動作例を示す図である。ここでは、一例として、図１４における端末装置１２−１から送信された信号を、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４にて受信した際に、適切な受信ウエイトを用いて合成する場合を示している。
基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４では、「時変動する入射波」を受信している。これらを合成する際に用いる受信ウエイトは、「安定的な入射波」を基準にして、各アンテナ素子での信号が同位相合成されるように定められている。図１５において点線で示した信号は、「安定的な入射波」に対して受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子１３−１〜１３−４で位相が同位相に揃えられた信号である。
【０１２４】
実際の「時変動する入射波」に受信ウエイトを乗算した信号、即ち図１５における細い実線で示した「時変動する入射波」は、点線で示した「安定的な入射波」から微小にずれているため厳密には各アンテナ素子で同位相合成とはなっていないが、「時変動する入射波」は「安定的な入射波」に近い振る舞いを示すため、多数のアンテナ素子の信号を「安定的な入射波」を基準にして設定した受信ウエイトを用いて合成すると、太い実線で示した大きな振幅の合成された信号となる。つまり、基地局装置で用いるアンテナ素子の数を膨大な数に増やせば、統計的な効果として各アンテナ素子の「安定的な入射波」成分は同位相合成され、「ランダムな多重反射波」は相互に打ち消しあうために、「安定的な入射波」に対して時変動成分は相対的に非常に小さなレベルに抑えられる。
ここで、図１４及び図１５の説明においては、あくまでも簡単のために基地局装置に４本のアンテナ素子を備える場合について説明を行ったが、以下に示すように、本発明では非常に多数のアンテナ素子を備えることで統計的な効果を得ることが可能になる。
【０１２５】
なお、この「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成は、送信時に用いる送信ウエイトと受信時に用いる受信ウエイトの双方において同様に利用することができる。基地局装置で用いる送受信ウエイトはチャネル推定結果に基づき算出されるものであるが、そのチャネル推定は基地局装置が送信するトレーニング信号を端末装置で受信して行っても、端末装置が送信する信号を基地局装置で受信してチャネル推定しても構わない。一般的に、ダウンリンクとアップリンクのチャネル情報は送信／受信に用いるアンプ／フィルタ等が異なるために非対称であるが、アップリンクのチャネル推定結果とダウンリンクのチャネル推定結果には所定の換算式が成り立ち、後述するキャリブレーション処理を用いれば、端末装置が送信したトレーニング信号を基地局装置の全てのアンテナ素子で同時に受信し、その結果を用いたチャネル推定によりアップリンクのチャネル情報を取得し、これに所定の換算式を適用することでダウンリンク方向のチャネル情報を取得することが可能である。
【０１２６】
以上に説明したように、基地局装置の各アンテナ素子と、各端末装置のアンテナ素子との間のチャネル情報に対する長時間に亘る平均化処理により、ランダムな時変動成分を抑制し、時間変動のない見通し波ないしは安定的な構造物等からの安定的な入射波を抽出することが可能になる。この抽出された長時間平均のチャネル情報を基に、ターゲットとする端末装置に対して同位相合成を行うことで、高い回線利得を獲得することが可能となる。一般に、ある１本のアンテナ素子から送信された信号が別の場所の１本のアンテナ素子で受信される際の振幅を１としたときに、Ｎ本のアンテナ素子から送信された信号を同位相合成すると、受信信号の振幅の期待値はＮ倍になる。受信電力は振幅の２乗に比例するので、受信電力はＮ２倍となる。つまり１０Ｌｏｇ１０（Ｎ２）［ｄＢ］の利得を得ることが可能になり、Ｎが仮に１００であれば同位相合成によるコヒーレント伝送に伴う回線利得は４０［ｄＢ］に相当する。
【０１２７】
次に、与・被干渉の低減を利用した高次の空間多重に関して説明する。上述の同位相合成は、特定の端末装置をターゲットにして行うものであり、当該端末装置に対してのみピンポイントで高い回線利得を得ることができる。例えば、図１４の端末装置１２−１に対して同位相合成を行えば、端末装置１２−２のように同位相合成とならない他の地点では、ランダムな位相合成となる。図１４では基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４が４素子の場合を示したが、アンテナ素子がＮ本の場合、ランダムな位相合成の結果、期待値として受信電力はＮ倍になる。このような状況で、２つの信号系列を同時に空間多重した場合、同位相合成がなされている希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ２倍であるのに対して、干渉となる非希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ倍となる。そのため、相対的なＳＩＲ値は１０Ｌｏｇ１０（Ｎ）［ｄＢ］となる。
【０１２８】
このように、送信アンテナ素子の数（Ｎ）が仮に１００であれば、空間多重を行いながらも期待値として２０［ｄＢ］のＳＩＲを稼ぐことができる。つまり、図１４における太い実線で示した二つのパスを利用し、端末装置１２−１及び端末装置１２−２の両方と基地局装置との通信を同時に同一周波数帯で実施することが可能となる。
通常、アンテナの本数が膨大な場合に、一般的なマルチユーザＭＩＭＯ技術で空間多重を行う際、アンテナの本数の３乗に比例する信号処理の演算量が見込まれるため、回路規模的に現実的な数のアンテナ素子による運用が強いられてきた。特に、重要なのはある端末装置への信号が他の端末装置に対して干渉とならないようにするためのヌル制御であるが、本発明においてはこのヌル制御を実現するための送受信ウエイトの算出をリアルタイムで行う必要がなく、事前に算出したウエイトを読み出す形で通信における信号処理を実現できる。このため、多数のアンテナ素子を利用しながらも、運用中の演算量及び回路規模を抑えた高次の空間多重が実現可能である。さらには、本発明では上述のヌル制御を行わずとも、もともとある程度高いＳＩＲを確保することができ、このためチャネル時変動により多少ヌル制御が破れてもＳＩＲ値は比較的高いままで、安定的に空間多重を行うことができるという特徴も併せ持つ。
【０１２９】
なお、先ほどの例を基に説明を行えば、送信アンテナの数（Ｎ）が１００である場合、１０系統の信号を空間多重すると干渉電力は相対的に約１０倍となるために、ＳＩＲの期待値は約１０［ｄＢ］となる。もちろん、平均ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］でもある程度の分布の広がりがあるため、所要ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］の場合でも１０多重ないしはそれ以上の空間多重を行うためには、ＳＩＲ特性が良好な端末装置の組み合わせを行うスケジューリング機能や、干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることが好ましい。ただし、ここで行うスケジューリング機能及び指向性制御機能は、時間とともに変動するチャネル情報を反映したリアルタイムの制御を前提とする必要はなく、先に説明した長時間平均により時変動成分を平均化した固定的なチャネル情報を用いて行うことができる。そのため、通信を行うたびに逐次複雑な信号処理を行うことを避け、通信の開始の前に行う事前処理において、その負荷の大きい処理を完了させ、処理の結果を用いた運用を行うことにより、運用中の負荷を低減させることができる。本発明は、上述のようにヌル制御なしでもＳＩＲ特性に優れる安定的な条件を構築するとともに、更に干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることで、より高次の空間多重を安定的に実現可能とする。
【０１３０】
このように本発明では、リアルタイムのチャネル情報を用いて厳密な同位相合成を目指す代わりに、厳密な送受信ウエイトからは若干の誤差を伴う送受信ウエイトであったとしてもある程度の誤差以内に抑えられる送受信ウエイトを用い、多数のアンテナ素子を用いて合成することで統計的な効果により安定的かつ高い回線利得を引き出す準最適な同位相合成を目指す点が第１の重要なポイントである。
更に本発明では、送受信ウエイトはチャネルの時変動を意識することなく固定的な値となるため、例えば通信サービスの運用開始前に事前に取得しておけば、データの送受信を行うサービス運用時には、個々に演算をすることなく単純にメモリに記憶された送受信ウエイトを読み出すだけで良いため、通信に用いるアンテナ素子数を膨大な数に増やしたとしても信号処理の負荷を低く抑えることが可能であり、この点が第２の重要なポイントである。
更に本発明では、通信の都度、送受信ウエイトの算出のために個別のアンテナ素子間のチャネル推定を行わないので、空間多重数と同数のチャネル推定用のプリアンブル信号を付与する必要がない。このため、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合を例に取れば、従来であれば１０多重の空間多重のためには異なる１０シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号が必要であったが、本発明では空間多重数に依存せずに１シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号で足りることになる。この結果、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて高次の空間多重を実施することが可能となり、この点が第３の重要なポイントである。
以上の動作原理に対し、詳細な実施形態の説明の前に、これらを実現するための補足事項を以下に簡単に整理しておく。
【０１３１】
（チャネル推定の平均化処理について）
本発明に係る基地局装置は、「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成を行うための送受信ウエイトを用いることが特徴であるが、この「安定的な入射波」に対応したチャネル推定の概要について、ここで説明しておく。
先ほども説明した通り、基地局装置は、移動体において反射しランダムに変動する多重反射波の影響を取り除くことで「安定的な入射波」に関する成分を抽出する。基地局装置は、多数のアンテナ素子による統計的な効果を得る前段として、各アンテナ素子においても「安定的な入射波」に関する成分を抽出するために、基地局装置の各アンテナ素子と端末装置のアンテナ素子との間の個々のチャネルのチャネル推定を長時間に亘り実施し、その結果を平均化することで「安定的な入射波」に対応したチャネル情報を取得する。
【０１３２】
その具体的な取得方法を説明する前に、まず、図１４における車等の移動体１４−１〜１４−３において反射する反射の影響について考える。これらの移動体からの反射波の状況は、移動体の位置があまり変位しない短時間ではそれ程大きくは変動しないが、これらの移動体が物理的に異なる位置に移動すれば反射波の影響は全く異なるものになることが予想される。つまり、移動体において反射しランダムな多重反射の状況がそれ程大きく変動しない短時間の間でチャネル情報の平均化処理を行ったとしても、ランダムな反射波の基になる移動体が大きく移動した際には、また別のチャネル状態になっていることが予想される。
【０１３３】
次に、この長時間平均のチャネル情報の求め方について、注意すべき点を中心に説明する。一般に、基地局装置のクロック信号と、端末装置のクロック信号とは完全に同期が取れておらず、ある程度の周波数誤差が存在する。例えば、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ伝送技術のようなブロック伝送を行う場合には、１シンボルのシンボル周期（ないしはブロック周期）は少しずつシンボルタイミングが基地局装置と端末装置との間でずれることになり、このシンボルタイミングのずれは全周波数で共通の複素位相の回転として表れる。なお、基地局装置のクロック信号、及び端末装置のクロック信号は、Ａ／Ｄ変換や、Ｄ／Ａ変換を行う際のサンプリング周期を定めるクロック信号のことである。
【０１３４】
同様の複素位相の回転という課題は、ベースバンド信号と無線周波数信号との間のアップコンバート、ダウンコンバートで用いるローカル発振器が出力する局部発振信号の基地局装置と端末装置との間の非同期性や周波数誤差によっても問題となる。
送信と受信との間が非同期で周波数誤差が伴う場合、仮に空間上のチャネル情報に時変動がない場合でも、異なる時刻に測定するチャネル情報は、その時間差と周波数誤差とに依存する形で複素位相成分が変動する。
【０１３５】
これは、例えば、受信側のダウンコンバート処理でミキサにおいて乗算するローカル発振器から入力される局部発振信号の初期複素位相を通信の都度、毎回一致させることができないことに起因する。通信における信号検出処理では、トレーニング信号でチャネル推定を行う際に、その初期複素位相の影響まで含めた結果としてのチャネル情報を取得するため、トレーニング信号に後続する信号の信号検出処理において問題となることはない。しかし、離散時間で平均化する際には、仮にチャネル情報に時変動がなくてもこの初期複素位相の不確定性により時変動があったように見えてしまうために問題となる。
【０１３６】
しかし、受信時の同位相合成を実現するための送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に必要となるチャネル情報は、伝送路の特性を示すチャネル情報の複素位相を含む絶対的な値そのものではなく、アンテナ素子ごとのチャネル情報における複素位相の相対的な関係さえ分かれば十分なのである。したがって、離散的な時刻に測定したチャネル推定結果を平均化する際には、基地局装置の複数のアンテナ素子から基準となるアンテナ素子を１つ設定し、そのアンテナ素子で推定されたチャネル情報の複素位相成分だけ、各アンテナ素子におけるチャネル情報の複素位相成分にマイナスのオフセットを付加すれば良い。
【０１３７】
具体的には、基地局装置がＫ個のアンテナ素子を備えている場合、アンテナ素子＃ｉ（ｉ＝１，…，Ｋ）で観測された第ｋ周波数成分のチャネル情報がＡｉ・Ｅｘｐ（φｉ（ｋ）ｊ）であるとする。ここでｊは虚数単位を表し、Ａｉはアンテナ素子＃ｉのチャネル情報の振幅成分を表し、φｉ（ｋ）はアンテナ素子＃ｉの第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相を表す。
このとき、アンテナ素子＃１の複素位相φ１（ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１（ｋ）のオフセットを加えると、オフセットによる補正後のアンテナ素子＃ｋのチャネル情報としてＡｉ・Ｅｘｐ｛（φｉ（ｋ）−φ１（ｋ））ｊ｝が得られる。空間上のチャネル情報が不変であるならば、この補正後のチャネル情報は基地局装置と端末装置とのクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差の影響（すなわち複素位相の初期位相の不確定性の影響）を受けない。以降の説明では、この初期位相の不確定性除去のための補正後のチャネル情報を「（チャネル情報の）相対成分」と呼ぶことにする。なお、この補正は周波数成分ごとに個別に行うものとする。
【０１３８】
したがって、チャネル情報の平均化を行う際には、このような補正を行い、複素位相成分の不確定性を排除した上で平均化を実施する必要がある。その他、この平均化を行う上で、本発明における課題の（課題１）で示した回線利得が大幅に不足する領域では、チャネル推定により取得したチャネル情報の平均化を行う以前に、その基になる情報の取得が困難な場合があることに注意しなければならない。このような状況では、何らかのチャネル推定用のトレーニング信号を受信したとしても、一般にはその信号の受信を検知することができない。ＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、ＯＦＤＭシンボルタイミングの検出ができないことを意味し、当然ながらガードインターバルの除去もできなければＦＦＴを実施することもできない。以下に、このような低ＳＮＲ環境におけるチャネル推定の平均化処理の方法と具体的なトレーニング信号の例を示す。
【０１３９】
（本発明におけるトレーニング信号の例）
図１６は、本発明におけるトレーニング信号の例を示す図である。同図において符号１−１〜１−３は一般的なＯＦＤＭシンボルを示し、符号２−１〜２−３はガードインターバルを含まない有効な信号領域を示し、符号３−１〜３−３は本発明におけるトレーニング信号を示し、符号４−１〜４−３は信号の末尾領域を示し、符号５−１〜５−３はガードインターバルを示し、符号６−１〜６−３は実際のチャネル推定に用いる信号周期を示している。なお、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリア成分を含むが、本図ではあるサブキャリア一つを抜き出して正弦波として図示している。
【０１４０】
従来のＯＦＤＭ信号であれば、ＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）周期の信号は、実際のデータとして有効な信号領域（２−１〜２−３）を生成し、この信号の末尾領域（４−１〜４−３）を信号の先頭領域にガードインターバル（５−１〜５−３）としてコピーして貼り付け、全体のＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）を生成していた。通常の通信においては、ガードインターバルを取り除いた有効な信号領域（２−１〜２−３）の先頭部分のタイミングをタイミング検出により抽出し、そのタイミングを起点とした場合の振幅及び複素位相に関する情報をチャネル推定では取得する。
【０１４１】
しかし、本発明の送受信ウエイトの算出においては各アンテナ素子の相対的な位相関係を取得できれば十分であるために、正確な初期複素位相の把握までは不要であり、ＯＦＤＭシンボルの先頭のような適切なタイミングを起点とする必要はない。したがって、ガードインターバルを設定したＯＦＤＭ信号である必要はなく、ＯＦＤＭシンボルの有効な信号領域（２−１〜２−３）を取り出して連続させた信号であるトレーニング信号（３−１〜３−３）を多数回繰り返し送信すれば良い。ここで各区間は連続的につながっているために、この複数の周期に亘るトレーニング信号においては実質的にはシンボルタイミングというものは意味を成さない。受信側では、受信したトレーニング信号（３−１〜３−３）に対して任意の開始タイミング、例えば実際のチャネル推定に用いる信号周期（６−１〜６−３）で信号を切り取り、区間６−１、区間６−２、区間６−３の信号に対して加算処理を行えばよい。
【０１４２】
（基地局装置と端末装置とのローカル発振器周波数誤差の補償）
なお、このトレーニング信号を用いたチャネル平均化においては、複数の連続する区間６−１、区間６−２、区間６−３の比較的短時間平均を行うことになるが、この「比較的短時間」の定量的な意味は、基地局装置と端末装置との間のクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差に依存する影響（厳密には、下記に示す周波数誤差補償処理後に残る、残留周波数誤差の影響）を無視できる範囲での平均化を意味する。
例えば、中心周波数が２．４［ＧＨｚ］の局部発振信号において、ローカル発振器の周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．である場合、局部発振信号の周波数誤差の最大値は２．４［ｋＨｚ］である。つまり、４１６μ秒で位相が２π回転してしまう誤差である。このとき、平均化を行う時間長の中で周波数誤差に伴う複素位相の回転が１周期（２π）の１／１０以内に抑えたいと考えるならば、平均化に使える時間長は約４０μ秒となる。
しかし、広域をサービスエリアにするＷｉＭＡＸの例を見れば、長遅延波の影響を排除するための１シンボル周期は約１００μ秒に設定されており、平均化処理を行う時間としては十分ではない。これらの問題を解決するために、ここでは周波数誤差を補償するための以下の補正処理を行う。
【０１４３】
一般的には周波数誤差補正はＡＦＣ（Automatic Frequency Control）と呼ばれる信号処理で対処可能である。今回のトレーニング信号のように同一の信号が繰り返し受信される状況であれば、一般には１周期分だけシフトした信号を乗算することで周波数誤差成分を抽出することが可能である。このＡＦＣ処理を適用して周波数誤差を抽出し、その周波数誤差をキャンセルする補正を行うことが可能である。しかし、受信信号が低ＳＮＲである場合、ＡＦＣ処理を適用して隣接するシンボルから周波数誤差を抽出しようとしても、ノイズに埋もれて誤った周波数誤差を抽出してしまう可能性がある。したがって、ＡＦＣ処理も、もともとの信号のＳＮＲを改善可能な時間長に亘り実施する必要がある。
【０１４４】
例えば、時刻ｔにおける複素数で表されるサンプリングデータをＳ（ｔ）と表し、周波数誤差をΔｆと表すと、時刻ｔにおける複素位相の回転量は２πΔｆ・ｔとなる。そこで、サンプリングデータＳ（ｔ）に対して理想的に周波数補償すると、周波数補償されたサンプリングデータは、Ｓ（ｔ）・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・ｔ）となる。
また、サンプリング周期をΔｔと表し、１シンボルの周期をＴとすると、１周期のデータ数はＮ＝Ｔ／Δｔで与えられる。このとき、時刻ｔ＝ｍ’・Δｔとし、更に、ｍとＭとをｍ＝ｍｏｄ（ｍ’，Ｎ）、Ｍ＝Ｉｎｔ（ｍ’／Ｎ）とすれば、サンプリングデータＳ（ｔ）を離散的な時刻により定められる数列｛Ｓｍ（Ｍ）｝と表記できる。ここで、関数「ｍｏｄ（ｘ，ｙ）」は、ｘをｙで除算した際の余りを求める関数である。また、関数「Ｉｎｔ（ｘ）」は、ｘの整数部を求める関数（小数点以下を切り捨てる関数）である。
更に、サンプリングデータＳ（ｔ）を理想的に周波数補償した数列を｛Ｓｍ（Ｍ）・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝と表記できる。ここで、全体としてＭ０シンボル周期のサンプリングを行うものとする。
【０１４５】
周波数補償した数列｛Ｓｍ（Ｍ）・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝を、ｍごとに多数のＭでの加算したサンプリングデータ〜Ｓｍは次式（１０）で表される。ここで、式（１０）において、「〜（チルダ）」が上に付されたＳを「〜Ｓ」と表記する。
【０１４６】
【数１０】
2014068175.tif 000012
【０１４７】
ＡＦＣ処理によりＳＮＲを改善するには、式（１０）で表される〜Ｓｍの振幅を最大にするΔｆを求めればよい。そこで、次式（１１）で表される評価関数Ｇ（Δｆ）を定める。
【０１４８】
【数１１】
2014068175.tif 000013
【０１４９】
式（１１）における＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）は、次式（１２）で表される。
【０１５０】
【数１２】
2014068175.tif 000014
【０１５１】
評価関数Ｇ（Δｆ）を最大にするΔｆを求めれば良いので、次式（１３）で表される条件式が求まる。
【０１５２】
【数１３】
2014068175.tif 000015
【０１５３】
条件式（１３）を満たす実数Δｆを数値的に求めれば、基地局装置と端末装置との間の周波数誤差が算出され、このΔｆを用いて式（１０）で与えられる１周期分の加算・平均化されたサンプリングデータを用い、チャネル推定を行えばよい。ＯＦＤＭ変調方式であれば、この１周期のサンプリングデータを基にＦＦＴ処理により、各サブキャリア成分のチャネル情報を算出する。
【０１５４】
なお、必ずしも式（１３）を用いなくても、Δｆのとりうる範囲が限定されているならば、その範囲内の適当な刻み幅でΔｆを設定し、それらのΔｆに対して式（１１）を算出して最大値を与えるΔｆを検索しても良い。この場合、先ほど例示したのと同様に使用する中心周波数が仮に２．４ＧＨｚで周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．であるならば、Δｆの範囲は−２．４ｋＨｚから＋２．４ｋＨｚ以内となる。この刻み幅の最適値は求められる精度に応じて変わるが、例えば、１０Ｈｚ刻みでΔｆを設定し、式（１１）を算出するならば、式（１１）を最大にする真のΔｆに対して±５Ｈｚ以内の残留周波数誤差の範囲でΔｆを検索することが可能である。つまり、周波数誤差は５Ｈｚ以内に抑えられ、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（Ｍ０×Ｔ）を５ｍ秒程度と想定しても、平均化を行う期間内の位相の誤差は２πの１／４０（角度は９度）以内に収まる。平均化の期間中に位相は定常的に回転することを考慮すれば、運用上、支障のない程度の精度でチャネル情報を算出することが可能である。これは逆にいえば、平均化を行う期間内の位相の誤差を所定の値に抑えられる範囲で、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（つまりＭ０の値）が制限されることになる。
【０１５５】
このように、平均化処理を行う際には、連続する比較的短い時間スケールでの平均化と離散時間のチャネル推定結果での平均化を２段階で行う。なお、比較的短い時間スケールでの平均化を行う際の時間長は上述の制限を受けることに注意を要する。また、離散時間のチャネル推定結果においては、上述のようにアンテナ素子＃１の複素位相φ１（ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１（ｋ）のオフセットを加えることで、初期複素位相の不確定性の問題は回避できる。
【０１５６】
（アンプの個体差による影響（キャリブレーション）について）
実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。
【０１５７】
特に、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量には、周波数依存性がある。周波数依存性を伴う増幅率及び複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差は時間的にはほぼ安定しているため、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。
【０１５８】
以下の実施形態における基地局装置では、アップリンクのチャネル推定結果に長時間平均を行ったチャネル情報を用いて、送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する。先の説明においても、実際にはハイパワーアンプやローノイズアンプ（厳密にはその他のフィルタ等の回路を含めた送信系及び受信系の回路等）により、振幅や複素位相が変化する場合がある。この場合、振幅や複素位相の変化に応じた補正をするためのキャリブレーション係数を事前に取得しておき、これを補正に用いると説明した。キャリブレーション処理は、公知の技術を用いても構わないが、以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。
【０１５９】
図１７は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。同図において、符号２５−１〜２５−３は無線モジュールを示し、符号２１−１〜２１−３はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）を示し、符号２２−１〜２２−３はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示し、符号２３−１〜２３−３は時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）を示し、符号２４−１〜２４−３はアンテナ素子を示している。
ここでは、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略したが、無線モジュール２５−１〜２５−３にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ２１−１〜２１−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）に応じて変化するものとする。また、信号がローノイズアンプ２２−１〜２２−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）に応じて変化するものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋ周波数成分に対する周波数「（ｆｋ）」の表記を行っている。
【０１６０】
ここで、例えば、無線モジュール２５−１及び無線モジュール２５−２から試験用の無線モジュール２５−３に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール２５−１のアンテナ素子２４−１と、無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−２のアンテナ素子２４−２と無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ２（ｆｋ）で表されている。
【０１６１】
このとき、実際に無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
【０１６２】
したがって、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）／ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【０１６３】
この状況は受信側においても同様であり、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−１の通過にともなる変化を示す係数ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
【０１６４】
したがって、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）／ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【０１６５】
上述したように、実施形態における基地局装置は、受信したトレーニング信号に対して長時間平均をとることにより、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能である。
しかし、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子２４−１〜２４−３に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３及びハイパワーアンプ２１−１〜２１−３の個体差の影響をキャンセルする必要がある。
【０１６６】
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール２５−３を用意し、試験用の無線モジュール２５−３のアンテナ端子と、無線モジュール２５−１、２５−２のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続し、伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ２１−１〜２１−３及びローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。
【０１６７】
図１８は、キャリブレーションの概要を示す図である。同図において、符号２６−１〜２６−３はアンテナ端子を示し、符号２７は同軸ケーブルを示している。なお、図１７に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。
図１８（Ａ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−１とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図１８（Ｂ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−２とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図１７が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図１８がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル上を信号が伝搬した状態を示している。
【０１６８】
無線モジュール２５−１、２５−２と、無線モジュール２５−３とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル２７のチャネル情報は、ｈ０（ｆｋ）である。
このとき、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。
また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。
【０１６９】
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次式（１４）及び式（１５）で表されるキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を算出しておく。
【０１７０】
【数１４】
2014068175.tif 000016
【０１７１】
【数１５】
2014068175.tif 000017
【０１７２】
先ほど、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３・（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されると説明した。これらに式（１４）及び式（１５）のキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を乗算すると次式（１６）及び式（１７）が得られる。
【０１７３】
【数１６】
2014068175.tif 000018
【０１７４】
【数１７】
2014068175.tif 000019
【０１７５】
式（１６）及び式（１７）の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報、及び、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報に一致している。
このように、式（１４）及び式（１５）に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーション係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。
【０１７６】
なお、以下の実施形態では、これらのキャリブレーション係数を予め取得し、その値をデジタル信号処理上で利用する場合の説明を中心に行うが、当然ながらアナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値（複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない）となるように基地局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が１であるとみなした処理に読み替えることも可能である。同様に、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整されている場合にも、結果的に式（１４）及び式（１５）で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。
【０１７７】
以上説明したように、見通し波及び安定的な反射波を抽出する形で、基地局装置及び端末装置の各アンテナ間のアップリンク及びダウンリンクのチャネル情報を取得することが可能になる。このチャネル情報を用いることで通信において固定的に用いる送信ウエイト及び受信ウエイトを求めることが可能になる。この送信ウエイトは、基地局装置の複数のアンテナ素子から端末装置のアンテナ素子に送信された複数の信号が端末装置のアンテナ素子において同位相合成されるように設定される。受信ウエイトは、端末装置のアンテナ素子から送信された信号を基地局装置の複数のアンテナ素子で受信した複数の信号を同位相合成できるように設定される。つまり、送信ウエイト及び受信ウエイトは、同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存せず、各端末装置に対して独立に設定可能である。これらの送信ウエイト及び受信ウエイトを用いて行う本発明関連技術について、装置構成及び処理フローの詳細を以下に示す。
【０１７８】
［本発明のベースとなる関連技術の構成例］
本発明のベースとなる関連技術の構成例では、複数のアンテナ素子を備える基地局装置と、基地局装置と通信をする複数の端末装置を具備する無線通信システムを例にして説明を行う。まず本発明の具体的な実施形態を説明する前に、その実施形態のベースとなる関連技術の構成例を先に説明する。
【０１７９】
（本発明関連技術における基地局装置の構成例）
図１９は、本発明関連技術の構成例における基地局装置４００の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置４００は、複数の端末装置と同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う。また、基地局装置４００は、同図に示すように、Ｋ本のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋと、Ｋ個の無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋと、Ｎ個の送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎと、送受信ウエイト算出部４０２と、通信制御回路４０３と、インタフェース回路４０４とを備えている。以下、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋの全体又はいずれか一つを示す場合にアンテナ素子４０１という。同様に、無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋの全体又はいずれか一つを示す場合に無線信号処理回路４１０、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎの全体又はいずれか一つを示す場合に送受信信号処理部４３０という。
【０１８０】
アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋは、それぞれが無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋと一対一に対応付けられ、対応する無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに接続されている。
無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋは、接続されているアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋを介して受信した受信信号に対し信号増幅の後に、ベースバンド帯域への周波数変換、フィルタによる帯域外成分の除去、サンプリング処理（Ａ／Ｄ変換処理）、ガードインターバルの除去、ＦＦＴ処理を実施し各周波数成分のデジタル信号に変換し、変換により得られたデジタル信号を送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに出力する。      
【０１８１】
また、無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋは、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎそれぞれから入力される各周波数成分のデジタル信号を加算合成し、加算合成により得られた各周波数成分の信号をＩＦＦＴ処理及びガードインターバルの付与によりベースバンド帯のデジタル信号に変換し、これをＤ／Ａ変換し更に無線周波数帯域のアナログ信号に周波数変換（帯域外成分の除去含む）して、信号増幅の後に接続されているアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋを介して送信する。以下、無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋの具体的な構成例を説明する。
【０１８２】
図２０は、本構成例における無線信号処理回路４１０の構成例（ＴＤＤ方式の場合）を示す概略ブロック図である。同図に示すように、無線信号処理回路４１０は、ＴＤＤスイッチ４１１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）４１２、ローカル発振器４１３、ミキサ４１４、フィルタ４１５、Ａ／Ｄ変換器４１６、ＦＦＴ回路４１７、加算合成回路４２１、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２、Ｄ／Ａ変換器４２３、ローカル発振器４２４、ミキサ４２５、フィルタ４２６、及び、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）４２７を有している。
【０１８３】
ＴＤＤスイッチ４１１は、アンテナ素子４０１を介して受信した信号をローノイズアンプ４１２に出力する。ローノイズアンプ４１２は、ＴＤＤスイッチ４１１から出力される信号を増幅して、ミキサ４１４に出力する。ローカル発振器４１３は、予め定められた周波数（Ｆ１）を有する局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を各ミキサ４１４に出力する。ここで、各ミキサ４１４に入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ４１４に入力される。
【０１８４】
ミキサ４１４は、ローノイズアンプ４１２から入力された信号に対し、ローカル発振器４１３から入力される局部発振信号を乗算してダウンコンバートしてフィルタ４１５に出力する。フィルタ４１５は、ミキサ４１４がダウンコンバートした信号に含まれる受信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、Ａ／Ｄ変換器４１６に出力する。
【０１８５】
Ａ／Ｄ変換器４１６は、フィルタ４１５から入力されるベースバンド信号をデジタル化する。ＦＦＴ回路４１７は、Ａ／Ｄ変換器４１６から入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号を含む信号であれば、当該デジタル・ベースバンド信号を周波数成分ごとの信号に分離する。この際、ＦＦＴ回路４１７は、各周波数成分の信号に対して、ＯＦＤＭシンボル（ないしはブロック伝送のブロック）ごとにガードインターバルを除去し、残りのサンプリングデータに対してＦＦＴ処理を施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、当該信号を送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに出力する。更に、ＦＦＴ回路４１７は、通信制御回路４０３の制御に応じて、入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号であれば、当該信号を送受信ウエイト算出部４０２に出力する。ＦＦＴ回路４１７に入力されるデジタル・ベースバンド信号がデータ通信信号を含む信号であるか、それとは異なるトレーニング信号であるかの判定は、通信制御回路４０３が行う。
【０１８６】
ここで、「通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号」とは、本構成例において送受信ウエイトの算出に用いるチャネル情報の推定処理において使用される図１６に示すトレーニング信号３−１〜３−３信号であって、無線通信におけるユーザ・データないしは各種制御情報を収容した無線パケットとは全く異なる信号である。本関連技術では一部の構成例を除き、通常のデータ通信とは異なる信号処理（以下の図２３に示すチャネル情報の短時間平均化処理等）を行う必要があり、この信号は図１６にて説明した通り、従来のＯＦＤＭ信号等とは異なるため、信号処理の内容も微妙に異なる。このため、ＦＦＴ回路４１７では、この通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号に対しては、ＦＦＴに伴う一連の処理を施さず、デジタル・ベースバンド信号のまま送受信ウエイト算出部４０２に出力し、送受信ウエイト算出部４０２においてＦＦＴを含む処理を実施する機能が実装されているものとしている。ただ、ここに記載された機能を実現するために、他の機能ブロックに同等の処理を実施することで代替することは当然可能であり、それも本関連技術の実現方法の一部であるとみなす。
【０１８７】
加算合成回路４２１は、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎが生成した信号を周波数成分ごとに合成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２に出力する。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２は、加算合成回路４２１において合成された信号に対しＩＦＦＴ処理を施し、周波数軸上から時間軸上の信号に変換し、更にガードインターバルを付与し、必要に応じて波形整形を行い送信すべきデジタル・ベースバンド信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器４２３に出力する。なお、デジタル・ベースバンド信号は、アンテナ素子４０１それぞれに対応し、個別に信号処理される。
【０１８８】
Ｄ／Ａ変換器４２３は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２から入力された信号をアナログ信号に変換しミキサ４２５に出力する。
ローカル発振器４２４は、アップコンバートに用いられる局部発振信号であって所定の周波数（Ｆ１）を有する局部発振信号をミキサ４２５に出力する。
ミキサ４２５は、Ｄ／Ａ変換器４２３から入力されるアナログ信号に対し、ローカル発振器４２４から入力される局部発振信号を乗算して無線周波数にアップコンバートした信号をフィルタ４２６に出力する。なお、ミキサ４２５に入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ４２５に入力される。
【０１８９】
フィルタ４２６は、ミキサ４２５から入力される信号に含まれ送信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、ハイパワーアンプ４２７に出力する。
ハイパワーアンプ４２７は、フィルタ４２６から入力される信号を増幅し、ＴＤＤスイッチ４１１を介してアンテナ素子４０１より送信する。
通信制御回路４０３は、更に、送信タイミングや、宛先の端末装置の管理、ＴＤＤスイッチ４１１の切り替えの制御を行う。
なお、加算合成回路４２１には、図１９に示す各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎにおいて生成された送信信号それぞれの各周波数成分が入力される。
【０１９０】
なお、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおける各ローカル発振器４１３は同期した局部発振信号（Ｆ１）を生成する。この際、通常は各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおいて同期した局部発振信号をミキサ４１４が利用するために、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋが共通の受信用のローカル発振器４１３の出力を分岐した局部発振信号を利用する構成をとる。すなわちローカル発振器４１３は、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋのいずれか一つの内部に配置されるか、又は各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋの外部に一つ配置される。そして、ローカル発振器４１３が出力する局部発振信号（Ｆ１）を分岐させて各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに入力する構成であっても良い。
【０１９１】
また、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおける各ローカル発振器４２４は同期した局部発振信号（Ｆ１）を生成する。この際、通常は各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおいて同期した局部発振信号をミキサ４２５が利用するために、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋが共通の送信用のローカル発振器４２４の出力を分岐した信号を利用する構成をとる。すなわちローカル発振器４２４は、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋのいずれか一つの内部に配置されるか、又は各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋの外部に一つ配置される。そして、ローカル発振器４２４が出力する局部発振信号（Ｆ１）を分岐させて各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに入力する構成であっても良い。
【０１９２】
更に、図２０に示したＴＤＤ方式を採用する場合には、アップコンバート／ダウンコンバートの周波数変換に用いる周波数は共通なので、ローカル発振器４１３とローカル発振器４２４とを共通化することも可能である。この場合、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおいて用いる局部発振信号を一つのローカル発振器で生成することになる。なお、一つのローカル発振器で生成した局部発振信号を分岐させることにより信号強度が低下する場合には、適宜、増幅器を用いて信号増幅しても構わない。
また、ここではＴＤＤ方式を適用した場合における無線信号処理回路４１０の構成を示したが、先にも説明した通りＦＤＤ方式の適用も可能である。
【０１９３】
図２１は、本構成例における無線信号処理回路４１０ａの構成例（ＦＤＤの場合）を示す概略ブロック図である。ＦＤＤ方式が適用される場合、無線信号処理回路４１０ａは、受信系統（ローノイズアンプ４１２、ローカル発振器４１３、ミキサ４１４、フィルタ４１５、Ａ／Ｄ変換器４１６、及びＦＦＴ回路４１７）と、送信系統（加算合成回路４２１、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２、Ｄ／Ａ変換器４２３、ローカル発振器４２４ａ、ミキサ４２５、フィルタ４２６ａ、及びハイパワーアンプ（ＨＰＡ）４２７）とそれぞれに異なるアンテナ素子（受信アンテナ素子４０１ｒと送信アンテナ素子４０１ｔ）を接続し、ＴＤＤスイッチ４１１を不要とする構成になる。
【０１９４】
図１９ではアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋで示したように、各無線信号処理回路４１０にはアンテナ素子が1本ずつ配置されるＴＤＤ方式の場合を例示していたが、ＦＤＤ方式の場合には図２１の様に各２本ずつ設置される。また、ローカル発振器４１３が生成する局部発振信号の周波数がＦ１であるのに対し、ローカル発振器４２４ａが生成する局部発振信号の周波数はＦ１とは異なるＦ２を用いる。このため、ＦＤＤ方式の場合にはローカル発振器４１３とローカル発振器４２４ａを共用化することは出来ない。また、フィルタ４２６ａも、ＦＤＤ方式の場合にはアップリンクとダウンリンクで異なる周波数を用いため、フィルタの通過帯域が異なることになり、ＴＤＤの場合とは異なる設計のフィルタを利用する。その他の動作に関しては、図２０に示すＴＤＤ方式の場合と同様である。
【０１９５】
図１９に戻って、基地局装置４００の説明を続ける。
また、無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋは、通信制御回路４０３に接続されており、通信制御回路４０３から各種制御情報が入力される。例えば、通信制御回路４０３は、基地局装置４００における受信と送信とを切り替える際に、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−ＫのＴＤＤスイッチ４１１を制御する。また、フレームタイミングや送信及び受信のシンボルタイミングに関する情報も通信制御回路４０３から無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに入力され、このシンボルタイミングに従ってＦＦＴやＩＦＦＴなどの信号処理を実施する。
【０１９６】
送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎは、基地局装置４００が空間多重伝送の対象とする端末装置と一対一に対応付けられており、対応する端末装置との間で送受信する信号の処理を行う。送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎは、図１９に示すように、それぞれが受信ウエイト乗算回路４３１、受信信号処理回路４３２、ＭＡＣ層処理回路４３３、送信信号処理回路４３４、及び、送信ウエイト乗算回路４３５を有している。
【０１９７】
受信ウエイト乗算回路４３１は、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋから入力される信号に対して、自回路が対応付けられている端末装置と各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋとの組み合わせに対応する受信ウエイトを周波数成分ごとに乗算し、それぞれの乗算結果を周波数成分ごとに加算合成して得られた信号を受信信号処理回路４３２に出力する。
受信信号処理回路４３２は、チャネル推定処理、受信信号の信号検出処理、復調及び誤り訂正復号などの処理を行う。具体的には、受信信号処理回路４３２は、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、加算合成された信号に対してサブキャリアごとの復調処理を行い、ＳＣ−ＦＤＥが用いられている場合、加算合成された各周波数成分の信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対する復調処理を行う。ここでの復調処理には、加算合成等の信号処理が施された後の信号に対するチャネル推定を含み、ここで推定されたチャネル情報を基に信号検出処理が行われる。更に、必要に応じて誤り訂正の復号処理を施し、自回路が対応付けられている端末装置から送信されたデータを取得し、ＭＡＣ層処理回路４３３に出力する。
【０１９８】
ＭＡＣ層処理回路４３３は、受信信号処理回路４３２から入力されるデータの宛先や内容に対して、ＭＡＣヘッダなどの終端やアクセス制御に関わるＭＡＣレイヤの信号処理を行い、得られた信号を通信制御回路４０３又はインタフェース回路４０４のいずれかに出力する。また、ＭＡＣ層処理回路４３３は、通信制御回路４０３又はインタフェース回路４０４のいずれかから入力されるデータに対して、プリアンブル信号の付加、ＭＡＣヘッダなどの終端やアクセス制御に関わるＭＡＣレイヤの信号処理を行い、送信信号処理回路４３４に出力する。
【０１９９】
送信信号処理回路４３４は、ＭＡＣ層処理回路４３３から入力されるデータに対して、誤り訂正符号化及び変調や、プリアンブル信号の付加などの処理を行う。具体的には、送信信号処理回路４３４は、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられる場合、誤り訂正符号化処理に加えてサブキャリアごとの信号の変調処理を行う。また、ＳＣ−ＦＤＥが用いられる場合、誤り訂正符号化処理の後にシングルキャリアの変調処理が施された信号を、送信信号のブロック単位でＦＦＴにより各周波数成分に分離する。以上の周波数軸上の信号は送信ウエイト乗算回路４３５に出力される。
送信ウエイト乗算回路４３５は、送信信号処理回路４３４から入力される信号に対して、自回路に対応付けられている端末装置と各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋとの組み合わせに対応する送信ウエイトを周波数成分ごとに乗算する。送信ウエイト乗算回路４３５は、乗算に用いた送信ウエイトに対応する無線信号処理回路４１０に、当該送信ウエイトを乗算して得られた周波数成分ごとの結果を出力する。
【０２００】
また、送受信信号処理部４３０は、無線信号処理回路４１０と同様に、通信制御回路４０３に接続されており、各種制御情報が入出力される。例えば、フレームタイミングや送信及び受信のシンボルタイミングに関する情報も送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに入力され、このシンボルタイミングに従って、基地局装置４００が通信を行う端末装置のそれぞれ個別の信号処理を行う。ここで行う信号処理とは、受信ウエイトの乗算、加算合成処理、チャネル推定処理、受信信号の信号検出・復調処理、必要に応じて誤り訂正などの処理などの物理レイヤの受信信号処理に加え、誤り訂正符号化、信号変調処理、プリアンブル信号等の付加、送信ウエイトの乗算などの物理レイヤの送信信号処理、及び制御情報やＭＡＣヘッダなどの終端やアクセス制御に係わるＭＡＣレイヤの信号処理などが含まれる。ＭＡＣ層処理回路４３３にて制御信号が受信された場合には、必要に応じてこれを通信制御回路４０３にも通知する。端末装置に送信すべき制御情報が通信制御回路４０３から入力された場合には、ＭＡＣ層処理回路４３３は、適宜ＭＡＣレイヤの処理を行い、送信信号処理回路４３４に出力する。
【０２０１】
送受信ウエイト算出部４０２の具体的な構成についての説明は後述する。
通信制御回路４０３は、上述したように、無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋと、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎとを制御する。
インタフェース回路４０４は、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎと、外部のネットワークとに接続されている。インタフェース回路４０４は、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎとネットワークと間のデータの中継処理を行う。
【０２０２】
なお、本実施形態においては、送受信ウエイト算出部４０２において算出された受信ウエイトを受信ウエイト乗算回路４３１に記憶させるようにしてもよい。同様に、送信ウエイトを送信ウエイト乗算回路４３５に記憶させるようにしてもよい。
【０２０３】
なお、補足であるが、通信制御回路４０３は、自装置（基地局装置４００）と端末装置との間のタイミングの同期に関して、ＧＰＳ等を用いた絶対的な時刻・タイミングの同期を用いるようにしてもよい。
また、絶対的な時刻の同期の他にも、基地局装置４００と端末装置との間の大まかな距離が分かっていれば、その距離に相当する伝搬遅延を端末装置に事前に設定しておき、端末装置は、基地局装置４００のタイミングの基準となる信号の受信時刻に対し、所定のオフセットとして伝搬遅延を減算した時間にアップリンクの信号を送信開始するようにしてもよい。
【０２０４】
具体的には、時分割多元接続（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）を用いたアクセス制御の例を用いれば、端末装置は、ＴＤＭＡフレーム先頭のプリアンブル等のタイミング検出により得られるフレームタイミングを基準とし、フレーム内のスロット割り当ての内容を把握して通信の動作を行う。通常であれば、アップリンクのタイムスロットのタイミングで信号を送信するが、いわゆるタイム・アライメントと呼ばれる制御では、伝搬遅延を見込んでその遅延分だけ端末が自らの認識しているタイミングに対して先行した時間のタイミングで信号の送信を開始し、結果的に基地局装置４００にその信号が到着する時刻を、基地局が認識しているタイミング通りになるように調整する。
【０２０５】
この際に必要となる調整量は、実際の信号は基地局装置４００から端末装置、更に基地局装置４００へと往復することになるため、端末装置は伝搬遅延の２倍の時間だけ前倒しで送信を開始することになる。なお、このタイミングの調整は必ずしも端末装置で行わなくてもよく、基地局装置４００が自装置と端末装置との距離ないしはその距離に相当する伝搬遅延を把握することができれば、基地局装置４００において信号が受信される時刻をその時間分（伝搬遅延の２倍）だけ後ろ倒しに調整することで、タイミング調整を行うことも可能である。ないしは、直接的に基地局装置から端末装置に対し、その時間分だけ前倒しした時間を送信タイミングであると指示を行ってもよい。
このように、ＧＰＳを用いた絶対時刻の同期ないしはタイム・アライメント制御等のいずれかの手段で把握したタイミングで基地局装置４００は受信処理を開始し、シンボルタイミングも既知として処理を行うことが可能である。これらのタイミング制御、アクセス制御、ＴＤＤスイッチ４１１の切り替え、受信ウエイトを読み出すときにおける送信元である端末装置情報の提供など、これらを合わせて全て通信制御回路１１０が制御・管理を行う。
【０２０６】
次に、送受信ウエイト算出部４０２の構成について説明する。
図２２は、本発明関連技術の構成例における送受信ウエイト算出部４０２の構成例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送受信ウエイト算出部４０２は、チャネル情報短時間平均回路１２１、相対成分取得回路１２２、チャネル情報長時間平均回路１２３、受信ウエイト算出回路１２４、受信ウエイト記憶回路１２５、キャリブレーション回路１２６、送信ウエイト算出回路１２７、送信ウエイト記憶回路１２８、及びキャリブレーション係数記憶回路１２９を有している。なお、以下に示す説明におけるチャネル情報、送受信ウエイト、キャリブレーション係数等は、全て周波数成分ごとに異なるものであり、それらは周波数成分ごとに個別に算出、処理、記録、管理されるものである。
【０２０７】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、通信制御回路１１０の指示に従い、ＦＦＴ回路４１７から入力される信号に対してトレーニング信号の短時間平均化処理（必要に応じ周波数誤差補償を行い、更に時間軸上の信号をＦＦＴ処理により周波数成分ごとに分離する）を行い、端末装置ごとに、端末装置とアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれとの間のアップリンクのチャネル情報を周波数成分ごとに取得する。相対成分取得回路１２２は、例えばアンテナ素子４０１−１の複素位相を基準とし、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれのチャネル情報のアンテナ素子４０１−１との相対成分を取得する。チャネル情報長時間平均回路１２３は、端末装置ごとに、相対成分取得回路１２２が取得した離散的な時刻に取得された複数回分のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれに対する相対成分から、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれに対する相対成分の平均値を算出する長時間平均化処理を行い、算出した平均値をチャネル情報として出力する。
【０２０８】
受信ウエイト算出回路１２４は、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に基づいて、端末装置ごとにアンテナ素子と周波数成分の各組み合わせに対応する受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５に出力する。受信ウエイト記憶回路１２５は、受信ウエイト算出回路１２４が出力した受信ウエイトと、端末装置、アンテナ素子及び周波数の組み合わせとを対応付けて記憶する。
【０２０９】
キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に予め定められたキャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得する。送信ウエイト算出回路１２７は、キャリブレーション回路１２６が取得したダウンリンクのチャネル情報に基づいて、端末装置ごとにアンテナ素子と周波数成分の各組み合わせに対応する送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８に出力する。送信ウエイト記憶回路１２８は、送信ウエイト算出回路１２７が出力した送信ウエイトと、端末装置、アンテナ素子及び周波数の組み合わせとを対応付けて記憶する。
キャリブレーション係数記憶回路１２９には、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋごとに、アップリンクのチャネル情報から、ダウンリンクのチャネル情報を算出する際に用いる各周波数及び各アンテナ素子におけるキャリブレーション係数を予め記憶している。
【０２１０】
なお、送受信ウエイト算出部４０２にて行うチャネル情報の推定に係わる一連の処理、及びそれに後続する送受信ウエイトの算出とその記憶等の一連の処理は、全て周波数成分ごとに行われる。つまり、式（１１）又は式（１３）を用いて行う周波数誤差を推定した後は、周波数誤差を補正した式（１０）で与えられる短時間平均化後の各ｍに対するサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴ処理を行い、各周波数成分に分離することでアップリンクの短時間平均化されたチャネル情報を取得した後、それを基に各周波数成分に対して一連の処理を行う。
【０２１１】
（チャネル推定から送受信ウエイトの算出処理）
以下、図２３から図２７を用いて、本構成例の基地局装置４００におけるチャネル推定から送信ウエイト及び受信ウエイトの算出までの処理を説明する。これらの一連処理は、端末装置と通信を開始する前に行うことが基本であるが、一旦、これらの処理を行った上で、逐次学習を行いながらチャネル情報の精度の向上、すなわち送信ウエイト及び受信ウエイトの精度の向上を図ることも可能である。
また、基地局装置４００は、ブロードバンドサービスの中で利用されることを想定し、ある程度の帯域幅で通信を行う場合を対象とした。このため、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式や、ＳＣ−ＦＤＥ等の通信方式が用いられることを想定し、ブロック単位で各周波数成分を分離して信号処理をする説明を行っている。
【０２１２】
アップリンクのチャネル推定においては、例えば、図１６に示したようなトレーニング信号を端末装置から連続的に送信し、それを基地局装置４００が受信し、比較的短い時間での平均化処理（図２３）を行う。更に、基地局装置４００において、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれの相対的なチャネル情報の差を示す相対成分を取得し（図２４）、長時間での平均化処理（図２５）を行う３段階の信号処理を行う。
このようにして求めたアップリンクのチャネル情報に対し、キャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得し（図２６）、アップリンク及びダウンリンクのチャネル情報に基づいて送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する（図２７）。
以下、各処理を説明する。
【０２１３】
図２３は、本発明関連技術の構成例におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理を示すフローチャートである。
基地局装置４００において、チャネル情報短時間平均回路１２１は、端末装置から短時間平均化用のチャネル推定のトレーニング信号の受信が開始されると（ステップＳ１０１）、サンプリングのカウンタとしてのｍ及びＭをゼロにリセットする（ステップＳ１０２）。ここで、カウンタとは、式（１０）におけるｍ、Ｍのことであり、第Ｍシンボルの第ｍサンプルの意味である。チャネル情報短時間平均回路１２１は、ＦＦＴ回路４１７から入力されるトレーニング信号に対してサンプリングを行い、サンプリングした信号をＳｍ（Ｍ）とする（ステップＳ１０３）。
【０２１４】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、サンプリング周期Δｔが経過するたびに、カウンタｍに「１」を加算し（ステップＳ１０４）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した（ｍ＝Ｎ）か否かを判定し（ステップＳ１０５）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致していない（ｍ≠Ｎ）場合（ステップＳ１０５：ＮＯ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０５を繰り返す。ここで、データ数Ｎは、１シンボル当たりのサンプル数であり、予め定められた値である。
一方、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した場合（ステップＳ１０５：ＹＥＳ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、１シンボル分のサンプリングが完了したとみなし、次のシンボルをサンプリングするために、カウンタｍに０を代入し、カウンタＭに「１」を加算する（ステップＳ１０６）。
【０２１５】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、カウンタＭが所定の値（式（１０）のＭ０）に達したか否かに応じてサンプリング終了か否かを判定し（ステップＳ１０７）、一続きのサンプリングが完了していない場合（ステップＳ１０７：ＮＯ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０６の処理を繰り返して行う。ここで、一続きのサンプリングとは、予め定められたシンボル数Ｍ０のサンプリングのことである。
一方、一続きのサンプリングが完了した場合（ステップＳ１０７：ＹＥＳ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、式（１２）を用いて＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）を算出し（ステップＳ１０８）、式（１３）の解ないしは式（１１）を最大にする周波数誤差Δｆを算出する（ステップＳ１０９）。
【０２１６】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、算出した周波数誤差Δｆを用い、式（１０）から複数周期に亘り加算平均化されたサンプリングデータ〜Ｓｍを算出する（ステップＳ１１０）。
チャネル情報短時間平均回路１２１は、短時間平均されたサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴを行い、各周波数成分の情報を算出し（ステップＳ１１１）、短時間平均化の処理を終了する（ステップＳ１１２）。
なお、周波数誤差Δｆが無視可能なほどに小さいことが事前に分かっている場合（設計上、このような設定となっている場合）、ないしは短時間平均化を行う時間（Ｔ×Ｍ０）が十分に短く設定されている場合には、周波数誤差Δｆの補正に相当するステップＳ１０８及びＳ１０９を省略し、Δｆ＝０としてステップＳ１１０を直接実施することも可能である。
チャネル情報短時間平均回路１２１は、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋごとに、複数の周期に亘るトレーニング信号を周期ごとに分離し、分離した各トレーニング信号を合成して短時間の平均化処理を行う。更に、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋで受信した信号に含まれる異なる周期を有する各周波数成分の信号をＦＦＴにて周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの信号から各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋと端末装置との間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得する。
【０２１７】
図２４は、本発明関連技術の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理を示すフローチャートである。相対成分取得回路１２２は、チャネル情報短時間平均回路１２１が第１のアンテナ素子４０１−１から第Ｋのアンテナ素子４０１−Ｋそれぞれに対応する信号に対して短時間平均化処理を終了すると（ステップＳ１２１−１〜Ｓ１２１−Ｋ）、短時間平均化処理が終了した各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ１（ｋ），…，＾ｈＫ（ｋ）がチャネル情報短時間平均回路１２１から入力される（ステップＳ１２２−１〜Ｓ１２２−Ｋ）。
【０２１８】
相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子４０１−１におけるチャネル情報（＾ｈ１（ｋ））と、その複素共役（＾ｈ１（ｋ））＊とから、オフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）（＝（＾ｈ１（ｋ））＊／‖＾ｈ１（ｋ）‖）を算出する（ステップＳ１２３）。ここで「‖ｘ‖」は、ｘの絶対値を表す。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
相対成分取得回路１２２は、算出した第ｋ周波数成分に対するオフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）を各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋに対応する第ｋ周波数成分＾ｈ１（ｋ）、…、＾ｈＫ（ｋ）に乗算し（ステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋ）、相対的な複素位相関係を示すチャネル情報〜ｈ１（ｋ），…，〜ｈＫ（ｋ）を求め、処理を終了する（ステップＳ１２５−１〜Ｓ１２５−Ｋ）。
上述のように、相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子４０１−１のチャネル情報を基準として、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋの相対的なチャネル情報〜ｈ１（ｋ），…，〜ｈＫ（ｋ）を算出する。なお、相対成分取得回路１２２は、端末装置ごとに、全ての周波数成分について上記のステップＳ１２１−１〜ステップＳ１２５−Ｋまでの処理を行い、各端末装置に対する全ての周波数成分における短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ１（ｋ），…，〜ｈＫ（ｋ）を算出する。
【０２１９】
図２５は、本発明関連技術の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理を示すフローチャートである。上述の図２３及び図２４の各処理は、連続又は離散的な時間で複数回実施され、各処理において算出された短時間平均のチャネル情報を基に、長時間平均化処理において長時間平均化されたチャネル情報を算出する。
チャネル情報長時間平均回路１２３は、１回目からＱ回目の短時間平均化処理（相対成分取得を含む）が完了すると（ステップＳ１３１−１〜Ｓ１３１−Ｑ）、相対成分取得回路１２２から短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ１（ｋ）［ｑ］，…，〜ｈＫ（ｋ）［ｑ］（ｑ＝１，…，Ｑ）が入力される（ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑ）。ここで、短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ１（ｋ）［ｑ］は、ｑ回目に算出された第１のアンテナ素子４０１−１の第ｋ周波数成分に対するチャネル情報の相対成分である。したがって、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで行われる処理に相当する。なお、長時間平均化処理の対象になる回数Ｑは、無線通信システムを運用する環境などに基づいて予め定められる。
また、チャネル情報長時間平均回路１２３は、次式（１８）を用いて、長時間平均のチャネル情報ｈｉ（ｋ）（ｉ＝１，…，Ｋ）を算出する（ステップＳ１３３）。なお、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで処理が完了するため、長時間平均化処理であるステップＳ１３３の実施までの間、このチャネル情報の相対成分を一時的にメモリに記憶しておき、一度にステップＳ１３３を実施しても構わない。ないしは、ステップＳ１３３のΣによる総和の個々の加算処理を、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑの個々の処理が完了ごとに実施し、次の処理までの間メモリに記憶しておいて、加算の都度、それらを読み出してステップＳ１３３を実施しても構わない。
【０２２０】
【数１８】
2014068175.tif 000020
【０２２１】
チャネル情報長時間平均回路１２３は、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋごとに、各周波数成分のチャネル情報それぞれを平均化した長時間平均のチャネル情報ｈｉ（ｋ）を算出すると、長時間平均化処理を終了する（ステップＳ１３４）。なお、後述の図２７を用いて説明する受信ウエイトの算出は、ここで取得したアップリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり、一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
以上の処理により、アップリンクのチャネル情報が直接的に取得できる。また、本構成例では、相対成分取得処理（図２４）を行っているので、１回目からＱ回目までの各短時間平均処理における位相のずれの影響を受けることなく長時間平均のチャネル情報を算出することができる。なお、上述のチャネル情報ｈｉ（ｋ）等の右肩の添え字ｋは周波数成分を識別する番号を表している。
【０２２２】
図２６は、本発明関連技術の構成例におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理を示すフローチャートである。基地局装置４００は、基地局装置４００から端末装置へのダウンリンクに関しては、アップリンクのように直接的にチャネル情報を取得することが困難なので、アップリンクのチャネル情報を基にダウンリンクのチャネル情報を推定する。
【０２２３】
基地局装置４００において、キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３からアップリンクのチャネル情報ｈｉ（ｋ）が入力され（ステップＳ１４２）、入力されたチャネル情報ｈｉ（ｋ）に対する第ｉのアンテナ素子４０１−ｉにおける第ｋ周波数成分に対応するキャリブレーション係数Ｃｉ（ｋ）をキャリブレーション係数記憶回路１２９から読み出す（ステップＳ１４３）。
キャリブレーション回路１２６は、入力されたチャネル情報ｈｉ（ｋ）と、読み出したキャリブレーション係数Ｃｉ（ｋ）とを乗算し（ステップＳ１４４）、乗算結果をダウンリンクのチャネル情報として、処理を終了する（ステップＳ１４５）。この場合も、後述の図２７を用いて説明する送信ウエイトの算出は、ここで取得したダウンリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
キャリブレーション回路１２６は、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに上述のステップＳ１４２からステップＳ１４４の処理を行う。
【０２２４】
図２７は、本発明関連技術の構成例の基地局装置４００における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。アップリンクにおけるチャネル情報に対する受信ウエイトの算出処理と、ダウンリンクにおけるチャネル情報に対する送信ウエイトの算出処理とは同等であるので、ここでは、ダウンリンクにおける送信ウエイトを算出する処理について説明し、アップリンクにおける受信ウエイトを算出する処理の具体的な説明を省略する。
【０２２５】
送信ウエイト算出回路１２７は、処理を開始すると（ステップＳ４５１）、第ｉのアンテナ素子４０１−ｉにおける着目するある端末装置に関する第ｋ周波数成分のダウンリンクにおけるチャネル情報ｈｉ（ｋ）がキャリブレーション回路１２６から入力される（ステップＳ４５２）。
送信ウエイト算出回路１２７は、キャリブレーション回路１２６から入力されたチャネル情報ｈｉ（ｋ）の複素共役（ｈｉ（ｋ））＊を算出し、算出した複素共役（ｈｉ（ｋ））＊をチャネル情報ｈｉ（ｋ）の絶対値で除算した値を送信ウエイトｗｉ（ｋ）にする（ステップＳ４５３）。すなわち、送信ウエイト算出回路１２７は、次式（１９）を用いて、送信ウエイトｗｉ（ｋ）を算出する（ステップＳ４５３）。
【０２２６】
【数１９】
2014068175.tif 000021
【０２２７】
送信ウエイト算出回路１２７は、算出した送信ウエイトｗｉ（ｋ）を送信ウエイト記憶回路１２８に記憶させ（ステップＳ４５４）、処理を終了する（ステップＳ４５５）。
送信ウエイト算出回路１２７は、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに全ての端末装置に対して上述のステップＳ４５２からステップＳ４５３の処理を行う。
なお、受信ウエイト算出回路１２４は、送信ウエイト算出回路１２７と同様の演算により、チャネル情報長時間平均回路１２３から入力されるチャネル情報ｈｉ（ｋ）から受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５に記憶させる。
なお、一般に複数のアンテナで受信した場合の信号合成のためのウエイトとしては、フェージング等の影響によりアンテナごとの信号の受信レベルに大きな差が見られる場合があり、その場合には受信レベルの低いアンテナ素子の受信信号の雑音の影響を抑制するために、以下に示す最大比合成のウエイトを用いることが多い。したがって、本構成例では式（１９）の代わりに、以下に示す式（２０）を用いることも可能である。
【０２２８】
【数２０】
2014068175.tif 000022
【０２２９】
式（１９）と式（２０）との二つのウエイトの違いは、第ｉアンテナ素子の係数の大きさ（絶対値）がアンテナ素子ごとに微妙に異なるか同一であるかの差であり、式（２０）では相対的に雑音のレベルが高い（すなわち受信レベルの低い）信号の重みを軽くする効果を取り込んでいる。しかし、長時間平均化されたチャネル情報との乗算後にはともに複素位相がゼロないし一定値となるように調整されている点では両者は共通している。広義の意味では式（２０）も同位相合成のウエイトの一種といえる。本構成例では、このように長時間平均化されたチャネル情報との乗算後に複素位相がゼロないし一定値となるウエイトであればその他のウエイトを用いても同様の効果を得ることができる。
【０２３０】
一般には、送信ウエイトとしては式（１９）のウエイトを、受信ウエイトとしては式（２０）のウエイトを用いるのが好ましい。なお、本構成例では基地局装置と端末装置の間の見通しが確保できるように設置されることが推奨されるので、非常に多くの多重反射波が存在するマルチパス環境とは異なり見通し波が支配的な環境であるため、アンテナ素子ごとの受信レベルの差は比較的つきにくい。この結果、式（２０）で求めたウエイトは、実効的には式（１９）と等価なウエイトとなる。
なお、送受信ウエイトは、アンテナ素子ごとのウエイトの値を各要素の成分として構成されるベクトル（ウエイトベクトル）の示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるウエイトベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたウエイトベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価である。つまり、式（１９）や式（２０）で与えられる各ベクトルの成分全体に共通の係数が乗算されたウエイトは、全て本発明関連技術におけるウエイトと等価なものである。
図２７に関する以上の説明は送信ウエイトの算出に関するものであったが、受信ウエイトに関しても対応する回路（例えば、キャリブレーション回路１２６に対してチャネル情報長時間平均回路１２３、送信ウエイト算出回路１２７に対して受信ウエイト算出回路１２４、送信ウエイト記憶回路１２８に対して受信ウエイト記憶回路１２５）に置き換えて、同様の処理を行うことで受信ウエイトの算出処理を実施することができる。
【０２３１】
図２３から図２７に示した上述の処理を事前に実施し、そこで得られた送信ウエイト及び受信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８及び受信ウエイト記憶回路１２５に記憶させておく。なお、図２３及び図２７に示した処理は、通信開始後も適当な周期で通信を一時的に休止させて実行することが可能である。そこで得られた短時間平均のチャネル情報を用いて図２５から図２７に示した処理を行い、逐次、送信ウエイト及び受信ウエイトを更新するようにしてもよい。
【０２３２】
（受信処理）
図２８は、本関連技術における基地局装置４００の受信処理を示すフローチャートである。基地局装置４００における受信処理は、基本的に基地局装置４００と各端末装置との間で同期が図られているシンボル単位で処理を行う。一般的なＯＦＤＭ方式を用いた通信であれば、所定のプリアンブル信号を用いた受信信号のタイミング検出の有無の判断により受信処理の開始を判断しているが、本関連技術における受信処理は、そのような判断を行わずに常にシンボル単位で受信処理を繰り返して行う。
【０２３３】
基地局装置４００において受信処理が開始されると、第１のアンテナ素子４０１−１において受信された信号が第１の無線信号処理回路４１０−１に入力される（ステップＳ４０１−１）。同様に、第２のアンテナ素子４０１−２から第Ｋのアンテナ素子４０１−Ｋのそれぞれにおいて受信された信号が、各アンテナ素子４０１−２〜４０１−Ｋに対応する無線信号処理回路４１０−２〜４１０−Ｋに入力される（ステップＳ４０１−２〜Ｓ４０１−Ｋ）。
各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋは、入力された信号をローノイズアンプ４１２で増幅し、増幅された信号をミキサ４１４でベースバンド帯域にダウンコンバートし、帯域外成分をフィルタ４１５で除去し、その結果をＡ／Ｄ変換器４１６でデジタル化する。更に、ＦＦＴ回路４１７がデジタル化されたベースバンド信号からガードインターバルを除去し、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換する（ステップＳ４０２−１〜Ｓ４０２−Ｋ）。
【０２３４】
各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−ＫがステップＳ４０２−１〜Ｓ４０２−Ｋにおいて算出した周波数軸上のベースバンド信号はコピーされ、Ｎ台の端末装置それぞれに対応する送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに入力される。第１の送受信信号処理部４３０−１に入力された各ベースバンド信号に対して、受信ウエイト乗算回路４３１が各ベースバンド信号に対応する受信ウエイトを周波数成分ごとに乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに全アンテナ素子に亘り加算合成して受信信号処理回路４３２に出力する（ステップＳ４０３−１）。同様に、第２の送受信信号処理部４３０−２から第Ｎの送受信信号処理部４３０−Ｎそれぞれにおいても、各受信ウエイト乗算回路４３１が入力されるベースバンド信号に受信ウエイトを周波数成分ごとに乗算し、乗算結果を周波数成分ごとに全アンテナ素子に亘り加算合成して受信信号処理回路４３２に出力する（ステップＳ４０３−２〜Ｓ４０３−Ｎ）。
【０２３５】
なお、ベースバンド信号に対応する受信ウエイトとは、ベースバンド信号を取得した無線信号処理回路４１０に接続されているアンテナ素子４０１と、送受信信号処理部４３０に対応付けられた端末装置との組み合わせに対応する受信ウエイトであって各周波数成分の受信ウエイトである。
【０２３６】
送受信信号処理部４３０−１において、受信信号処理回路４３２は、受信ウエイト乗算回路４３１が加算合成して得られた信号から有意な信号を検出したか否かを判定し（ステップＳ４０４−１）、有意な信号を検出しなかった場合（ステップＳ４０４−１：ＮＯ）、受信処理を終了する。同様に、第２の送受信信号処理部４３０−２から第Ｎの送受信信号処理部４３０−Ｎにおいても、各受信信号処理回路４３２は、加算合成により得られた信号から有意な信号を検出したか否かを判定し（ステップＳ４０４−２〜Ｓ４０４−Ｎ）、有意な信号を検出しなかった場合（ステップＳ４０４−２〜Ｓ４０４−Ｎ：ＮＯ）、受信処理を終了する。
【０２３７】
一方、送受信信号処理部４３０−１において、加算合成により得られた信号から有意な信号を検出した場合（ステップＳ４０４−１：ＹＥＳ）、受信信号処理回路４３２は、検出した信号に対して受信信号処理を行い（ステップＳ４０５−１）、受信処理を終了する。同様に、送受信信号処理部４３０−２〜４３０−Ｎにおいても、加算合成により得られた信号から有意な信号を検出した場合（ステップＳ４０４−２〜Ｓ４０４−Ｎ：ＹＥＳ）、受信信号処理回路４３２は検出した信号に対して受信処理を行い（ステップＳ４０５−２〜Ｓ４０５−Ｎ）、受信処理を終了する。
【０２３８】
なお、ステップＳ４０４−１〜Ｓ４０４−Ｎにおける有意な信号の検出は、加算合成により得られた信号（例えば、複素数で表される信号）の絶対値を二乗して全周波数成分で合算した値で得られる受信信号レベル（ないしは他の方法で求める受信信号レベルの近似量でも良い）が、予め定められた閾値レベル以上であるか否かにより行う。ないしは、各周波数成分の値の絶対値がある閾値を超えるか否かを評価し、一定数以上の周波数成分で所定の閾値を超える場合に有意な信号の検出としても良い。また、同様に信号の有無を判定できる方法なら如何なる方法であっても構わない。
【０２３９】
また、ここでの受信信号処理とは、フレームフォーマットも意識したチャネル推定処理や、そのチャネル推定結果を基にした信号検出処理（復調処理等）、さらには必要に応じて誤り訂正処理など物理レイヤを中心とした処理を指す。ここでＯＦＤＭを用いる場合には、加算合成された信号に対してサブキャリアごとの復調処理を行い、ＳＣ−ＦＤＥを用いる場合には、加算合成された各周波数成分の信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対する復調処理を行う。当然ながらＭＡＣレイヤ等の上位レイヤの処理やインタフェース部の処理なども必要であるが、これらはシンボル単位の処理とは異なり、信号の有無などに応じて適宜、従来技術と同様に処理されるものである。
また、ステップＳ４０３−２〜Ｓ４０３−Ｎの処理において、全アンテナ素子に対応する信号を加算合成すると説明したが、有意な信号の検出や、復調・復号等を行える受信信号レベルを得ることができるのであれば、一部のアンテナ素子に対応する信号を加算合成するようにしてもよい。
【０２４０】
なお、ここでの有意な信号の検出と送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎで行う受信信号処理は、一続きの無線パケットに対して一体的に判断される。例えば有意な信号検出がない状態から信号検出がある状態に変化したら、それを無線パケットの受信開始と見なして処理を開始し、フレームフォーマットに従って例えばデータ長を表す制御情報などを取得し、そのデータ長の間は仮に有意な信号検出がなくても受信信号処理を継続するとしても構わない。さらには、受信レベルの変化から無線パケットの受信開始と見なされた際に、真に無線パケットの先頭であるか否かの判断の処理を加え、この判断で間違いなく無線パケットの先頭だと判断された場合に上述の受信信号処理の継続を行うこととしても良い。この判断の方法は、例えば誤り検出符号によるチェック（例えばＣＲＣチェック）などでも良いし、チャネル推定後にユニークワード的なパターンを利用し、そのパターンとのマッチングで判断しても良い。
【０２４１】
さらには、チャネル推定結果の周波数軸上の成分を、プリアンブル信号になされた変調処理の逆処理を実施し、その結果をＩＦＦＴ処理することで得られるインパルス応答ないしは遅延プロファイルにおいて、先頭部分に位置する所定の領域内の成分の絶対値の２乗和が残りの領域の成分の２乗和に対して所定の割合以上となっていることで、近似的なタイミング検出を行っても良い。さらには、周波数成分の信号を時間軸上の成分に戻し、時間軸上の信号に対して従来のタイミング検出と等価な処理を行っても構わない。このような様々な既存の技術の組み合わせにより実施することは可能であり、その如何なる方法であっても本発明を実施することは可能である。
【０２４２】
（送信処理）
図２９は、本関連技術における基地局装置４００の送信処理を示すフローチャートである。送信処理においても、基本的に基地局装置４００と各端末装置との間で同期が図られているシンボル単位で定常的に以下の処理を実施する。一般的に、送信処理は送信すべき信号がある場合にのみ実施する処理であるが、本発明の基地局装置４００における送信処理は、送信すべき信号の有無を判断せずに、常にシンボル単位で以下の送信処理を繰り返して行う。
【０２４３】
基地局装置４００において送信処理が開始されると、第１の送受信信号処理部４３０−１において、送信信号処理回路４３４は自身に対応する端末装置に送信すべき信号の有無（厳密にはＭＡＣ層処理回路４３３から入力される信号の有無）を判断し（ステップＳ４１１−１）、送信すべき信号がない場合（ステップＳ４１１−１：ＮＯ）、第１の送受信信号処理部４３０−１における送信処理を終了させる。同様に、第２の送受信信号処理部４３０−２から第Ｎの送受信信号処理部４３０−Ｎにおいても、送信信号処理回路４３４は自身に対応する端末装置に送信すべき信号の有無を個別に判断し（ステップＳ４１１−２〜Ｓ４１１−Ｎ）、送信すべき信号がない場合（ステップＳ４１１−２〜Ｓ４１１−Ｎ：ＮＯ）、第２から第Ｎの送受信信号処理部４３０−２〜４３０−Ｎにおける送信信号処理を終了させる。
【０２４４】
一方、第１の送受信信号処理部４３０−１において、自身に対応する端末装置に送信すべき信号がある場合（ステップＳ４１１−１：ＹＥＳ）、送信信号処理回路４３４は、当該信号に対して送信信号処理を行う（ステップＳ４１２−１）。ここでの送信信号処理は、いわゆる変調処理や必要に応じて付与されるプリアンブル信号の付加などの従来技術と同様な処理を指す。例えばＯＦＤＭであれば、ＭＡＣレイヤの制御情報なども付与された送信データに必要に応じて誤り訂正符号化を施し、この結果をサブキャリアごとのビット列に分け、分けた各ビット列をＩＱ平面上の信号点にマッピングし、周波数軸上の送信信号として形成する。その他にもＳＣ−ＦＤＥであれば、ＭＡＣレイヤの制御情報なども付与された送信データに必要に応じて誤り訂正符号化を施し、この結果にシングルキャリアの変調処理を施し、さらに送信信号のブロック単位でＦＦＴにより各周波数成分に分離する。同様に、第２から第Ｎの送受信信号処理部４３０−２〜４３０−Ｎにおいても、自身に対応する端末装置に送信すべき信号がある場合（ステップＳ４１１−２〜Ｓ４１１−Ｎ：ＹＥＳ）、送信信号処理回路４３４は、当該信号に対して送信信号処理を行う（ステップＳ４１２−２〜Ｓ４１２−Ｎ）。
【０２４５】
各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎにおいて、ステップＳ４１２−１〜Ｓ４１２−Ｎで送信信号処理がなされた各周波数成分の信号に対して、送信ウエイト乗算回路４３５は、各アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋごとに、当該アンテナ素子に対応する送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８から読み出して乗算し、乗算結果を当該アンテナ素子が接続されている無線信号処理回路４１０に出力する（ステップＳ４１３−１〜Ｓ４１３−Ｎ）。
【０２４６】
第１の無線信号処理回路４１０−１において、加算合成回路４２１は、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎから入力された各周波数成分の信号（周波数軸上の信号）を周波数成分ごとに加算合成する（ステップＳ４１４−１）。同様に、第２から第Ｋの無線信号処理回路４１０−２〜４１０−Ｋにおいても、加算合成回路４２１は、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎから入力された各周波数成分の信号を周波数成分ごとに加算合成する（ステップＳ４１４−２〜Ｓ４１４−Ｋ）。
各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおいて、各ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路４２２は、加算合成された信号に対してＩＦＦＴ処理しガードインターバルを付与して時間軸上の信号に変換する（ステップＳ４１５−１〜Ｓ４１５−Ｋ）。このとき、必要であればシンボル間の波形整形を行ってもよい。
【０２４７】
更に、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋにおいて、Ｄ／Ａ変換器４２３が時間軸上の信号をアナログ信号に変換し、このアナログ信号をミキサ４２５が無線周波数帯域にアップコンバートし、アップコンバートされた信号に含まれる帯域外の周波数成分をフィルタ４２６が除去する（ステップＳ４１６−１〜Ｓ４１６−Ｋ）。ハイパワーアンプ４２７は、フィルタ４２６により帯域外の周波数成分が除去された信号を増幅し、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋから送信して（ステップＳ４１７−１〜Ｓ４１７−Ｋ）、送信処理を終了する。
【０２４８】
なお、ステップＳ４１１−１〜Ｓ４１１−Ｎにおいて、送信すべき信号がない場合（ステップＳ４１１−１〜Ｓ４１１−Ｎ：ＮＯ）、送信処理を終了するとしたが、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎは、ステップＳ４１２−１〜Ｓ４１２−ＮからステップＳ４１３−１〜Ｓ４１３−Ｎの処理を行わずに、各周波数成分においてオール・ゼロの信号を各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに出力するようにしても構わない。この場合においても、各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋは、ステップＳ４１４−１〜Ｓ４１４−ＫからステップＳ４１７−１〜Ｓ４１７−Ｋまでの処理を上述のように実施する。また、これと全く等価であるが、ステップＳ４１３−１〜Ｓ４１３−Ｎの処理における送信ウエイトを乗算する対象の送信信号を信号「０（ゼロ）」と設定してステップＳ４１３−１〜Ｓ４１３−Ｎの処理に遷移しても構わない。この処理を行うようにしても、加算合成においてはゼロが加算されるだけで実質的に影響を与えることがなく、実効的には有効な信号が送信されていないのと等価になる。
【０２４９】
（関連技術にかかる補足事項）
なお、本関連技術における補足事項であるが、仮にＦＤＤ方式を用いる場合にはアップリンクとダウンリンクとの間のチャネル推定結果には全く相関がないものとなる。したがって、アップリンクのチャネル推定結果からキャリブレーションを行いダウンリンクのチャネル情報を推定することはできない。したがって、ダウンリンクのチャネル推定は、チャネルフィードバックの直接的な方法によって実現するなど、別途、追加の処理が必要となる場合があるが、それらの処理を実施すればＦＤＤ方式を用いる場合であっても同様に適用可能である。ＦＤＤ方式を用いる場合のダウンリンクのチャネル推定では、基地局装置４００からは１本ずつ順番に全てのアンテナ素子４０１からトレーニング信号等を順に送信する必要がある。しかし、基地局装置４００からのチャネル推定用の信号の送信に対して、全ての端末装置は同時並行的にチャネル推定を行うことが可能である。アップリンクの場合においては、本発明関連技術で示したのと同様に信号が混信しないように各端末装置が個別にタイミングを分けて送信することになるが、この場合には本発明では基地局装置４００のアンテナ素子からの送信において各アンテナ素子からの信号が混信しないように調整を行うことになり、アップリンクとダウンリンクでは非対象の処理となっている点に注意を要する。
【０２５０】
上述のように、本関連技術における基地局装置４００は、通信対象とするＮ台全ての端末装置に一対一に対応するＮ個の送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎを備えるようにした。更に各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎにおいて、チャネル情報に対して短時間平均化処理（図２３）、相対成分取得処理（図２４）、長時間平均化処理（図２５）を行って得られた受信ウエイトを用いて複数のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋで受信した各受信信号を常に同位相合成して、有意な信号が含まれているか否かを判断する。すなわち、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎにおいて、対応する端末装置が信号を送信したか否かを判断し、送信された信号がある場合に受信処理をすることができる。これにより、各端末装置に対する無線リソースの割り当てを把握することなくアップリンクの通信を並列に行うことができる。
【０２５１】
また、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎは、対応する端末装置に送信すべき信号がある場合には、短時間平均化処理、相対成分取得処理、長時間平均化処理を行って得られた送信ウエイトを用いて当該端末装置において同位相合成される信号を送信する。これにより、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎは、複数台の端末装置と空間多重伝送を行う場合においても、それぞれに対応する端末装置に送信すべき信号の有無に応じて処理を並列に行うことができる。
【０２５２】
これにより、基地局装置４００は、各端末装置に無線リソースを割り当てるスケジューリング処理を行わずとも、各端末装置と空間多重伝送を行うことができる。つまり、基地局装置４００における送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎと各端末装置との間で見れば、あたかもＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信を行っている状況であり、シンボルタイミング同期の条件、及びＴＤＤ方式の場合には送信／受信区間の制約や、メンテナンス作業等において無線通信が中断されることはあるが、それらを除けば任意のタイミングでデータの送信及び受信を実施することができる。したがって、基地局装置４００において、スケジューリングに付随する処理に関する負荷を削減することができる。
【０２５３】
更に、端末装置に対する帯域割り当て管理が不要になるので、必要とする帯域を各端末装置に問い合わせたり、各端末装置が基地局装置に帯域の割り当てを要求したりする制御情報の送受信が不要となり、ＭＡＣレイヤにおける処理を削減することができるとともに、無駄なオーバーヘッドとなる制御情報を省略することでＭＡＣレイヤの効率を向上することができる。例えば複数の端末装置との間の通常の多元接続であれば、信号の衝突を許容するランダムアクセス制御を除けば、帯域要求用及び帯域割り当てのための制御信号を相互に交換することが避けられないため、そのオーバーヘッドによるＭＡＣレイヤの効率の低下が無視できなかった。特に、そのオーバーヘッドは端末装置の数に比例する傾向があるため、大多数の端末装置との多元接続では致命的であった。しかし、基地局装置４００は、端末装置ごとのトラヒックに大きな偏りがある場合や、時間に応じてトラヒックに大きな偏りがある場合においても、このようなオーバーヘッドによるＭＡＣレイヤの効率を低下させることなく、各端末装置と空間多重伝送を行うことができる。また、基地局装置４００においては、各端末装置から送信される信号の混信を回避するためのアクセス制御は不要であるため、実際には例えばＴＤＭＡ方式におけるスロット割り当て的な処理や、ＣＳＭＡ／ＣＡ方式におけるランダムバックオフなどの制御は不要となる。
これにより、基地局装置４００を具備する無線通信システムにおいては、ＭＡＣレイヤ効率の向上とそれに伴うスループット特性の向上とが期待できる。
【０２５４】
なお、基地局装置４００において、既存の無線標準規格に従い動作するのであれば、ＭＡＣ層処理回路においてそのようなアクセス制御が実施されていたとしても問題はない。具体的には、端末装置が無線標準規格のＷｉＭＡＸに従う端末装置であるとすれば、実効的にはＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ通信でありながらも、基地局装置４００の各ＭＡＣ層処理回路４３３はＷｉＭＡＸのフレーム構成におけるＵＬ−ＭａｐやＤＬ−Ｍａｐなどのスケジューリングに関する報知情報を生成するようにしてもよい。
【０２５５】
また、ＦＤＤ方式を用いる場合には、送信と受信を別の周波数チャネルで行うという修正を行えば、無線標準規格のＷｉＦｉに従う端末装置であっても、従来と同等の処理を実施することができる。なお、ＷｉＦｉの場合には複数の端末装置の送信タイミングの衝突を回避するためのランダムバックオフ制御が必須であるが、本発明を適用する場合では、基本的に異なる端末装置同士で無線パケットの衝突（混信）は発生しないため、ランダムバックオフ制御も当該の基地局装置及び端末装置間の衝突のみを回避できれば十分である。
【０２５６】
また、本発明で規定している動作は、必ずしも全ての時間帯で定常的に実施しなくても良い。例えば、ＴＤＤ方式を用いる場合もＦＤＤ方式を用いる場合も同様に、ある一定の周期で基地局装置よりアップリンク及びダウンリンクの双方の帯域割り当てを指示する基地局集中制御的な動作を行う時間帯と、本発明にて規定される各端末装置と基地局装置があたかも自律分散的なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ通信を並列に動作する時間帯とを時分割で分け、その決められた時間帯においてのみ本発明を利用する構成としても構わない。具体例としては、アップリンクにおける帯域要求信号のみを本発明を用いて送信し、従来と同様にユーザデータに関しては基地局集中制御により送受信するとしても構わない。この場合、基地局集中制御に伴うスケジューリングの負荷を軽減する効果は期待できなくなるが、帯域要求用の制御信号に関してはスケジューリング処理が不要になり、さらには必要な時だけ帯域要求情報を送信すればよいために、無用なオーバーヘッドを低減し、ＭＡＣレイヤの効率を高めることは可能である。
【０２５７】
また、本発明関連技術の構成例における基地局装置４００では、アップリンクにおけるチャネル情報を取得する際に図２３に示した短時間平均処理を実施する構成を説明した。しかし、これは（要求条件１）への対応を前提とするものであった。例えば、回線設計的にはチャネル推定は実施可能なレベルであるが、より高い伝送レートでの通信のために、回線利得を更に得るための手段として基地局装置４００を用いる場合には、必ずしも短時間平均を行う必要はない。この場合、アップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理（図２３）は、単に、チャネル推定処理に置き換えることができる。
【０２５８】
また同様に本発明関連技術の構成例における基地局装置４００では、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出する際に、式（１４）及び式（１５）に示したキャリブレーション係数を用いる構成を説明した。しかし、ローノイズアンプ４１２、フィルタ４１５、ハイパワーアンプ４２７、フィルタ４２６などにおける周波数成分ごとの複素位相の回転量のアップリンクとダウンリンクとの間の相対値（複素位相の角度差）が全てのアンテナ素子に対応する回路で一定値になるようにアナログ的な信号処理で調整を行ってある場合（例えば、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整していても良い）、キャリブレーション係数を用いた処理を行う必要はない。この場合、ダウンリンクのチャネル情報を取得する処理（図２６）は、省略することができ、上りリンクのチャネル情報とダウンリンクのチャネル情報とが等価になるので、送信ウエイトと受信ウエイトとは共通の値になる。この場合、ダウンリンクにおける送信ウエイト算出に係わる回路と、アップリンクにおける受信ウエイトの算出に係わる回路は共用化を図ることが可能である。
【０２５９】
またこの場合、本発明関連技術の構成例における基地局装置では、受信ウエイト算出回路１２４及び受信ウエイト記憶回路１２５が、送信ウエイトと受信ウエイトとの算出及び記憶を兼ねて行う構成となる。この結果、キャリブレーション回路１２６、送信ウエイト算出回路１２７、送信ウエイト記憶回路１２８、及びキャリブレーション係数記憶回路１２９が省略される。しかし、これに限ることなく、本発明関連技術の構成例における基地局装置４００と同じ構成のままで、キャリブレーション係数をアンテナ素子及び周波数成分の全ての組み合わせにおいて「１」とみなして送信ウエイトを算出するようにしてもよい。
更にこの場合、各周波数成分の必ずしも全てのアンテナ素子において複素位相の回転量が同一（ないしは、キャリブレーション係数が１）である必要はなく、この条件が一部の少数のアンテナ素子において例外的に満たされない状況であっても、少なくとも半数以上のアンテナ素子でこの条件を満たしていれば、全体として本発明の意図する動作を実現することは可能である。
【０２６０】
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイトは全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いていた。一方、ＯＦＤＭＡでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書中ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明関連技術を適用することができる。
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で送信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。
【０２６１】
更に、受信ウエイトを乗算した信号を複数のアンテナ素子に亘り加算合成する際に、必ずしも全てのアンテナ素子に亘り加算合成する必要はなく、全体の中の一部の複数のアンテナ素子に亘り加算合成を行ったとしても、全体として本発明関連技術の意図する動作を実現することは可能であり、結果として同様の効果を得ることができる。同様に、送信ウエイトを乗算した複数の端末装置宛の信号をアンテナ素子ごとに加算合成する際においても、加算合成を全てのアンテナ素子に亘り実施せず、一部の複数のアンテナ素子において加算合成を行ったとしても、全体として本発明関連技術の意図する動作を実現することは可能である。
また同様に、本発明関連技術においてはデータ通信の際に用いるチャネル推定用のプリアンブル信号は全ての端末装置において共通のプリアンブル信号とすることは可能であるが、一部の端末装置で他のプリアンブル信号を用いる構成とすることも当然ながら可能であり、少なくとも複数の端末装置に対して同時に空間多重して信号を送受信する際に共通のプリアンブルを用いたとすれば、それは本発明関連技術の意図する動作に相当する。
【０２６２】
更に、本発明関連技術における図２３から図２５で示したチャネル情報の取得処理において、それらの処理を開始するための指示等の各種制御情報の基地局装置と端末装置の間の交換処理は如何なる方法で実現しても構わない。これらの処理は基本的にはサービス運用開始前に行うものであり、その場合には適切な送受信ウエイトが当初は未知であるために、基地局装置と端末装置の間で十分な回線利得が確保できない状況で各種制御が行われることが想定される。しかし、サービス運用開始前であれば、例えば作業員が端末装置の設置作業において手動で処理開始の指示を行うことも可能であるし、一時的に他の無線規格を利用して制御を行っても構わない。したがって、チャネル情報の取得処理を開始するための指示等の各種制御処理方法に係わりなく、本発明関連技術を実施することは可能である。
【０２６３】
また更に、相対成分を取得する際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）は、図２４に示した処理以外の方法で取得することも可能である。
図３０は、上述の本発明関連技術の各構成例においてアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する他の相対成分取得処理を示すフローチャートである。同図に示す処理と図２４に示した処理との差分は、相対成分の取得の際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）を、特定のアンテナ素子４０１−１の複素位相を基準とする代わりに、ステップＳ１９３において全てのアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋの複素位相（すなわち０〜２πで表される角度）の平均値を用いる点である。ステップＳ１２２−１〜Ｓ１２２−Ｋにてアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ１（ｋ），…，＾ｈＫ（ｋ）を基に、次式（２１）を用いて第ｋ周波数成分に対する全アンテナの複素位相の平均値φ（ｋ）を求め、これをステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋにて用いることで相対成分の取得を実現する。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
個々のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｋの複素位相成分は誤差を含む場合においても、式（２１）では誤差の平均化を行うことになるので、結果的に精度の高い相対成分を求めることができる。
【０２６４】
【数２１】
2014068175.tif 000023
【０２６５】
また、ダウンリンクのチャネル情報の取得方法としては、本明細書で示したアップリンクのチャネル情報を利用する方法の他に、従来技術の図４（Ａ）の直接的な方法で示したように、ダウンリンクで直接トレーニング信号を送信し、そのトレーニング信号を受信した端末装置が取得したチャネル情報をフィードバックする形で基地局装置に設定する方法も考えられる。この場合、図１６で示したトレーニング信号を、基地局装置が備えるアンテナ素子から１本ずつ順番に送信し、図２３から図２５で示した処理と同様の処理を端末装置で実施し、その結果得られた平均化されたアンテナ素子ごと及び周波数成分ごとのチャネル情報を何らかの方法で基地局にフィードバックして設定し、基地局装置ではこれを利用して送信ウエイトを算出する構成としても同様の効果を得ることは可能である。ただし、この場合であってもアップリンクのチャネル情報の取得においては各端末装置からのトレーニング信号の送信は必須であり、この点に関しては上述の本発明関連技術と全く同様である。
【０２６６】
また、例えば式（２１）ではチャネル情報＾ｈｉ（ｋ）の複素位相を抽出する処理を行っているが、チャネル情報＾ｈｉ（ｋ）の実数部と虚数部の比率から複素位相の角度情報を取得し、その角度情報を基に式（２１）と等価な値を算出することも可能である。これは数式的には異なる処理に見えるが、数学的には全く等価な処理であり、全ての演算処理に対しこのような数学的に等価な代替の手段で処理を代用することも当然ながら可能である。
また同様に本発明関連技術の構成例における基地局装置４００では、図２４に示すアップリンクのチャネル情報の相対成分の取得後の処理として、図２５に示す長時間平均化処理を行った後、図２７に示す送受信ウエイト算出処理を行っていた。しかし、式（１９）ないし式（２０）で示すウエイトは単純な複素位相成分の抽出に相当するため、図２４に示す相対成分の取得後に図２７に示すウエイト算出処理を実施し、図２５のステップＳ１３１−１〜Ｓ１３１−Ｑを個々の受信ウエイトの取得に読み替えて、ステップＳ１３３に示す長時間平均化の対象をこの受信ウエイトに置き換えることでも近似的に同等の長時間平均の受信ウエイトを取得することは可能である。つまり、先の本発明関連技術の構成例では長時間平均化の対象となる物理量はチャネル情報の相対成分であったが、チャネル情報の相対成分から算出した受信ウエイトを長時間平均化の対象となる物理量に置き換えることも可能である。
【０２６７】
更に、図１４に示した本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例では、端末装置１２−１〜１２−２は１本のアンテナを備えるものとして図示したが、端末装置が複数のアンテナを備えていたとしても同様の処理を行うことは可能である。原理的には、端末装置１２−１〜１２−２が複数本のアンテナを備えていれば、一つの端末局に複数の信号系列を空間多重することも可能である。この場合、端末装置１２−１〜１２−２の各アンテナを個々の端末局のアンテナ素子とみなすことで、本発明関連技術を同様に実施することが可能である。ただし、本発明では端末装置１２−１〜１２−２と基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４は相互に見通し環境であることを想定しているため、一般的には基地局と一つの端末局の間でＭＩＭＯ伝送を行うことは困難（第２固有値以降がゼロに近づく）であることが多い。
【０２６８】
そこで端末局が複数本のアンテナを備えている場合には、実際には単一信号系列の送受信を複数アンテナのダイバーシチ構成として運用するのが現実的である。この場合には、複数のアンテナを適当なウエイトで合成することで、仮想的な１本のアンテナとみなすことが可能であり、この仮想的な１本のアンテナとの間で同様の処理を実現すれば、全く同様に本発明関連技術を適用することが可能である。
また更に、以上の動作原理及び本発明関連技術の構成例の説明の中では、各アンテナ素子に対応したチャネル情報や送受信ウエイトについて述べてきたが、各アンテナ素子のチャネル情報ないしは送受信ウエイトを成分として構成されるベクトルは、そのベクトルの示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価な意味合いをもつことになる。
【０２６９】
一方で、本発明の前提条件で説明した通り、基地局装置と端末装置のアンテナはそれぞれ見通し環境ないしは見通し環境に近い環境を想定しているため、各アンテナ素子で受信される信号の強度及び振幅は概ね一定の値となっていることが期待される。このため、例えば各アンテナ素子のチャネル情報のベクトルは、実効的にはベクトルの各成分の絶対値はそれほど大きな意味をもたず、チャネル情報の値を規格化した値（チャネル情報をその絶対値で除算して得られる複素数）が有意な情報となる。このため、以上の動作原理及びの説明の中で用いられた「チャネル情報」を、近似的に「チャネル情報の値を規格化した値」とみなした処理は本発明及び本発明の関連技術と全く等価なものであり、その意味で上述の「チャネル情報」とは広義の意味で「チャネル情報の値を規格化した値」までを含むものとする。
【０２７０】
また更に、本発明の明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。例えば、式（３）におけるチャネル情報ベクトルｈiは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗjは列ベクトルであり、ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれは「転置」などの記号などを使って表記すべきである。しかし、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味をもたないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。
【０２７１】
また更に、以上の関連技術の主たる特徴は、実際の通信に先行した事前処理として、アップリンク及び又はダウンリンクのチャネル情報を事前に取得し、その情報を基に事前に受信ウエイト及び又は送信ウエイトを算出しておき、実際の通信に際しては事前に取得しておいた受信ウエイト又は送信ウエイトを参照して送受信の信号処理を実施する点である。この結果、アンテナ素子数が膨大な数になっても送受信ウエイトの取得処理において非常に重い演算の負荷を伴わず、回路規模も抑えながら、リアルタイムでの処理を実施することが可能という効果を得ることが可能となる。したがって、必ずしもチャネル情報のアンテナ素子ごとの相対成分の取得や、その平均化処理などを行わず、事前処理として１回のチャネル情報の取得結果を用いて送受信ウエイトを取得したとしても、信号分離のための送受信ウエイトによる信号分離の精度は幾分落ちるかもしれないが、本関連技術の目的とする効果を得ることも可能である。本発明においては、この関連技術の利用を主として想定しているが、本発明の効果を得るための必須条件としては、チャネル情報の相対成分の取得と平均化処理は必要ではない。
【０２７２】
［関連技術に基づく具体的な本発明の実施形態］
以上の動作原理のもと、具体的な本発明の実施形態について以下に説明を行う。本発明の実施形態は、本発明のベースとなる関連技術との組み合わせで実施されるものである。以下、基地局装置が空間多重伝送の対象とする端末装置の数をＮ、基地局装置が備えるアンテナ素子の数をＫ（ＦＤＤ方式の場合には送信アンテナ素子と受信アンテナ素子とのペアの数をＫ組）として説明する。
【０２７３】
図１９に示した基地局装置４００を具備し、空間多重伝送を行う無線通信システムでは、上述したように、ＦＤＤ方式を適用する場合とＴＤＤ方式を適用する場合とがありうる。ＴＤＤ方式を適用した場合、図１３（Ａ）に示したようにＴＤＤフレームを組み、アップリンクに割り当てられた時間帯とダウンリンクに割り当てられた時間帯とが交互に配置される。また、アップリンクに割り当てられた時間帯とダウンリンクに割り当てられた時間帯との隙間に切り替えのためのガードタイムが設定されている。このため、例えばアップリンクに着目すれば、送信バッファに送信すべきデータがある状態であっても、即座に送信できる時間帯（アップリンクの時間帯）と即座には送信できない時間帯（ダウンリンクの時間帯、及び、その前後のガードタイム）が存在する。以下の説明では、まずはデータを送信できるタイミングにおいて、送信可能であればなるべく早くデータを送信することとした場合に空間多重数が不均一化する状況（図３１）と、その問題を解決するための処理を施した本発明における空間多重数が均一化する状況（図１）を順次、図を用いて説明する。
【０２７４】
図３１は、本発明関連技術の構成例においてＴＤＤ方式を適用した場合の処理例を示す概略図である。同図において横軸は時間を示し、各端末装置＃１〜＃４において基地局装置に送信するデータが入力（到着）するタイミングと、データが送信されるタイミングとが示されている。同図の上半分には、端末装置＃１〜＃４が送信すべきデータの入力（到着）状況が示されている。同図の下半分には、無線回線上での各データの送信状況が表されている。送信すべきデータとしてデータ「ａ」からデータ「ｑ」があり、上半分と下半分との対応を矢印により対比できるように示されている。
【０２７５】
同図において、アップリンクの時間帯において到着した送信すべきデータ「ａ」〜データ「ｄ」及びデータ「ｉ」〜データ「ｌ」は、概ね即座にアップリンクで送信されている。唯一、送信すべきデータ「ｉ」のみが、前のデータ「ｆ」の送信終了まで送信開始を待ち合わせている。その他の送信すべきデータ「ａ」〜データ「ｄ」及びデータ「ｊ」〜データ「ｌ」は実質的な待ち時間なしに送信されている。厳密には送信信号処理時間分の待ち時間が存在するが、ここで信号処理に伴う送信待ちは無視して説明を行っている。
【０２７６】
しかし、送信すべデータ「ｅ」〜データ「ｈ」及びデータ「ｍ」〜データ「ｑ」はダウンリンクの時間帯であるが故に送信待ちせざるを得ない状況であり、送信可能となる次のアップリンクの時間帯になるまで送信待ちする。アップリンクの時間帯になると、アップリンクの先頭タイミングから一斉に送信開始を行う。この結果、同図において点線で示すアップリンクの時間帯の先頭の領域に送信データが集中し、このようなタイミングでの空間多重度が他の時間帯に比べ極端に高くなることが予想される。この空間多重度の不均一性は、空間多重数の超過の原因となり、特性を大幅に劣化させることになる。従来技術の説明でも触れたが、汎用のＩＥＥＥ８０２．１１系の無線ＬＡＮ規格ではキャリアセンスというメカニズムでこの様な問題を自律分散的なアクセス制御で回避してきたが、本発明の関連技術で想定しているシステムでは、各端末装置は他の端末装置の信号送信を認識することが出来ないため、この様な空間多重度の上昇（衝突）を回避するためには新しいメカニズムが必要になる。
【０２７７】
そこで、本実施形態における端末装置は、以下に説明する動作を行うことにより、空間多重伝送における空間多重数の不均一化を抑える。
図１は、本発明に係る一実施形態における端末装置の動作の一例を示す概略図である。ここでは、アップリンクの末尾から次のフレームのアップリンクの末尾までの1フレームを単位にデータを送信するタイミングを決定する。同図において、このフレームは、例えば上半分の点線で囲まれた領域に相当する。また、このフレームの時間長をＴｆと表記する。具体的には、このフレームにおける送信すべきデータが入力されるタイミングを、アップリンクの時間帯のタイミングに相似形的に時間の縮尺を換算して送信開始タイミングを決定する。同図において、アップリンクの時間帯は、例えば下半分の実線で囲まれた領域に相当する。また、アップリンクの時間長をＴｕｌと表記する。
【０２７８】
上述のように送信開始タイミングを決定することにより、データ「ｅ」〜データ「ｈ」は、図３１に示されているように送信開始タイミングが揃うことなく、アップリンクの時間帯の前半部分に散らばることになる。その結果、アップリンクの時間帯において特定のタイミングで極端に空間多重数が高まることが回避されている。また、図３１ではアップリンクの時間帯に到着した送信すべきデータ「ａ」〜データ「ｄ」及びデータ「ｉ」〜データ「ｌ」は概ね即座に信号送信することができた。しかし、点線の領域内と太い実線の領域内とで相似形的に送信開始タイミングが決められるため、同図ではアップリンクの時間内で比較的均等に散らばっていた送信すべきデータ「ａ」〜データ「ｄ」及びデータ「ｉ」〜データ「ｌ」もアップリンクの時間帯の後半にシフトして送信開始を行うことになっている。
【０２７９】
この相似形的な送信開始タイミングの換算と補正とに対し、各送信すべきデータの送信時間長（すなわち無線パケットの送信期間）は当然ながら相似形的な圧縮を受けないので、点線で囲まれた領域と太い実線で囲まれた領域との内部が完全に相似形になる訳ではないが、それ以外は概ね同一の比率で時間の縮尺を換算している。厳密に言えば、実際のデータの送信中の時刻に、相似形的な送信タイミングの換算によって与えられる次のデータの送信開始タイミングとなることがあり得るが、これらは従来の他の通信の場合と同様に、送信バッファ内に収容されて先のデータ送信が終了するのを待って送信を開始することになる。
【０２８０】
この結果、例えばアップリンクの時間内に送信を完了できない場合があるが、そのような場合にはいわゆるパケットの分割（セグメンテーション）処理を行い、アップリンクの時間帯の終了時に送信を停止し、次のアップリンクの時間帯の先頭タイミングから送信を再開する動作を行えばよい。このパケットの分割に当たっては、次のアップリンク領域で送信する残りのパケットに対して、必要に応じて無線パケット用のヘッダ情報等の再割り付けなどを行う。
【０２８１】
なお、本実施形態における無線通信システムでは、基地局装置と端末装置とはシンボル同期が図られており、従って送信可能なタイミングはシンボルの先頭タイミングに量子化されている。この結果、厳密な意味での相似形ではなく、送信タイミングの量子化（シンボルタイミングへの同期化）の誤差は当然ながら含まれている。つまり、具体的には換算された送信タイミング、ないしはそれよりも時間的に後方（または前方）のシンボル先頭タイミングが送信開始タイミングとして設定される。
【０２８２】
また、本発明の意図は送信タイミングの均一化による、局所的な空間多重数の超過を回避することにある。このため、その送信開始タイミングは必ずしも上述の相似形である必要はない。例えば、ある端末装置においてアップリンクの時間帯内でＮ個の無線パケットを送信する場合、アップリンクの時間帯内にランダムでＮヶ所の送信開始タイミングを設定したり、アップリンクの時間帯全体を概ね１／Ｎに分割した周期（当然ながらシンボルタイミングで量子化されて微調整される）で送信を開始しても良い。この場合にも、図３１に示すようにアップリンクの時間帯の先頭にデータの送信が集中しない様に、Ｎ個のデータの送信開始タイミングを０〜Ｔｕｌ／Ｎの時間内のシンボルタイミングにランダムに散らして送信開始すれば、データの空間多重度の均一化を図ることが可能になる。
【０２８３】
（第１の実施形態）
図３２は、本発明に係る第１の実施形態における端末装置７００の構成を示す概略ブロック図である。端末装置７００は、同図に示すように、通信制御回路７１０、インタフェース回路７２０、ＭＡＣ層処理回路７３０、受信信号処理回路７４０、送信信号処理回路７５０、無線信号処理回路７６０、及び、アンテナ素子７７０を備えている。
【０２８４】
通信制御回路７１０は、端末装置７００の各部の制御を行う。例えば、各種のタイミング制御などの一連の送受信動作の基本制御は、通信制御回路７１０が指示をする。
インタフェース回路７２０は外部とデータの入出力を行う。インタフェース回路７２０は入力されるデータをＭＡＣ層処理回路７３０に出力する。
ＭＡＣ層処理回路７３０は、インタフェース回路７２０から入力されるデータに対して必要なＭＡＣ層の処理を行い、外部のネットワーク上を流れる通常の信号から基地局装置との無線通信に用いる信号のフォーマットに変換する。ＭＡＣ層処理回路７３０はフォーマットの変換により得られた信号を通信制御回路７１０からの指示に従い送信信号処理回路７５０に出力する。
【０２８５】
送信信号処理回路７５０は、通信制御回路７１０の指示に従いＭＡＣ層処理回路７３０から入力された信号に対して所定の物理レイヤの処理を施す。
無線信号処理回路７６０は、送信信号処理回路７５０において物理レイヤの処理が施された信号に所定の処理を行い、無線周波数帯のアナログ信号に変換してアンテナ素子７７０を介して信号送信する。
無線信号処理回路７６０は、アンテナ素子７７０で受信した信号をベースバンド帯域のデジタル信号に変換し、変換により得られたデジタル・ベースバンド信号を受信信号処理回路７４０に出力する。
【０２８６】
受信信号処理回路７４０は、無線信号処理回路７６０から入力されるデジタル・ベースバンド信号に所定の物理レイヤの処理を施す。
ＭＡＣ層処理回路７３０は、物理レイヤの処理が施された信号を無線回線上で送受信される信号のフォーマットから通常のネットワーク上で伝送される信号のフォーマットに変換する。ＭＡＣ層処理回路７３０は、変換により得られたデータを、インタフェース回路７２０を介して外部に出力する。
【０２８７】
本実施形態における端末装置７００の動作概要は図１に示したとおりである。本実施形態では、アップリンクの末尾から次のフレームのアップリンクの末尾までの１フレームに着目し、このフレーム内での時間を用いて送信開始時刻を決定する。フレームの時間長をＴｆと表記しアップリンクの時間帯の時間長をＴｕｌと表記すると、時間の圧縮率はＴｕｌ／Ｔｆになる。アップリンクの時間帯の末尾から起動させるタイマの時刻をｔとし、次のアップリンクの時間帯の先頭から経過した時間をｔ’とすると、時刻ｔに入力された（到着した）データの送信を開始するタイミングは、ｔ’＝ｔ×（Ｔｕｌ／Ｔｆ）になる。すなわち、アップリンクの時間帯が終了してから次のアップリンクの時間帯が終了するまでの期間を、圧縮率（Ｔｕｌ／Ｔｆ）で次のアップリンクの時間帯に換算して、データの送信開始タイミングを決定する。
【０２８８】
図３３は、本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。
端末装置７００において、アップリンクの時間帯の末尾タイミングで送信タイミング取得処理が開始されると、通信制御回路７１０がタイマ（不図示）の時刻ｔを０にするリセットを行い、タイマを起動させる（ステップＳ１０１）。
【０２８９】
通信制御回路７１０は、送信すべきデータを含むパケットが到着したか否かを判定する（ステップＳ１０２）。
パケットの到着がない場合（ステップＳ１０２：ＮＯ）、通信制御回路７１０は、処理をステップＳ１０５に進める。
【０２９０】
パケットの到着がある場合（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、到着したパケットの送信を開始するタイミングｔ’を、ｔ’＝ｔ×（Ｔｕｌ／Ｔｆ）で算出する（ステップＳ１０３）。パケットの到着は一つとは限らないので、ＭＡＣ層処理回路７３０はパケットを識別する通し番号ｋなどを付与し、通し番号ｋとパケットとを対応付けて記憶する。
通信制御回路７１０は、通し番号ｋと通し番号ｋで識別されるパケットとに対して、当該パケットの送信を開始する送信開始タイミングｔ’（以降、送信開始タイミングｔ’ｋ）とを対応付けて管理する（ステップＳ１０４）。なお、必要な送信信号処理をこの時点で行っても構わない。
続けて、通信制御回路７１０は、タイマの時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達したか否かを判定する（ステップＳ１０５）。時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達しておらずまだ残り時間がある場合（ステップＳ１０５：ＮＯ）、処理をステップＳ１０２に戻す。
【０２９１】
一方、ステップＳ１０５において、タイマの時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達している場合（ステップＳ１０５：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、送信タイミング取得処理を終了する。なお、この終了と同時に次のフレームにおける送信タイミング取得処理のフローが開始される。
【０２９２】
なお、時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達しているかどうかの確認処理（ないしは一連のループ処理）は、どの程度の時間刻みで行っても構わない。例えば、シンボル周期をＴｓとした場合、Ｔｓ×（Ｔｆ／Ｔｕｌ）の周期で一連のループ処理を行えば、Ｔｕｌ／Ｔｆ倍の圧縮後にちょうどシンボル周期に一致するため、送信開始タイミングがシンボル周期で量子化されている（送信開始タイミングが離散的な時刻に限定されている）ことを考慮したタイミングに一致させることが可能である。
【０２９３】
これ以外の周期で行う場合には、このタイミングの量子化を考慮した補正が別途必要になる。具体的には、算出された送信開始タイミングの前後のシンボルタイミングの先頭に一致するタイミングに送信開始タイミングｔ’ｋを補正する。例えば、関数Ｒｏｕｎｄｄｏｗｎ［ｘ］（引数ｘに対し、ｘの小数部分を切り捨て、整数部分のみを返す関数）を用い、ｔ’ｋをｔ’ｋ＝Ｔｓ×Ｒｏｕｎｄｄｏｗｎ［（ｔ／Ｔｓ）×（Ｔｕｌ／Ｔｆ）］で与えるとしても良い。ないしは、関数Ｒｏｕｎｄｕｐ［ｘ］（引数ｘに対し、ｘの小数部分を切り上げ、ｘ以上の最小の整数を返す関数）を用い、ｔ’ｋをｔ’ｋ＝Ｔｓ×Ｒｏｕｎｄｕｐ［（ｔ／Ｔｓ）×（Ｔｕｌ／Ｔｆ）］で与えるとしても良い。なお、このフレーム周期Ｔｆの最後のＴｓ×（Ｔｆ／Ｔｕｌ）の区間内に到着したパケットに対して、上述の補正を行うと送信開始タイミングがアップリンクの時間帯の末尾に一致してしまうことがあるが、当然ながらこの時刻には送信が禁止されているため、当該パケットは次のアップリンクの時間帯の先頭タイミングから送信することになる。
【０２９４】
なお、厳密にはアップリンクの先頭タイミングから送信を開始するには、送信信号処理に要する時間であるタイムラグを考慮して、送信信号処理はこれよりも先行して処理を開始する必要がある。このタイムラグを考慮した時間のシフト量をΔＴとするならば、送信タイミング取得処理の開始はアップリンクの時間帯の末尾タイミングではなく、送信信号処理のための仮想的なフレームを前方向にΔＴだけシフトして捉え、送信タイミング取得処理を開始するタイミングをアップリンクの時間帯の末尾タイミングよりもΔＴ（ないしはそれ以上）だけ前のタイミングに設定する必要がある。
【０２９５】
次に本実施形態における端末装置７００が行う送信開始判断処理について説明する。なお、以下の説明において、番号ｋに対応するパケットの送信開始タイミングをｔ’ｋとする。図３４は、本実施形態における端末装置７００が行う送信開始判断処理のフローチャートである。
【０２９６】
端末装置７００において、アップリンクの時間帯の先頭タイミングで送信開始判断処理が開始されると、通信制御回路７１０はタイマ（不図示）の時刻ｔ’を０にするリセットを行い、タイマを起動させる（ステップＳ２０１）。
通信制御回路７１０に記憶されているパケットの送信開始タイミングｔ’ｋのうち、時刻ｔ’と一致する送信開始タイミングｔ’ｋがあるか否かを判定する（ステップＳ２０２）。すなわち、各パケットの送信開始タイミングが到来したか否か判定する。
【０２９７】
時刻ｔ’と一致する送信開始タイミングｔ’ｋがある場合（ステップＳ２０２：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、送信開始タイミングｔ’ｋに対応するパケットを送信信号処理回路７５０に出力させる指示をＭＡＣ層処理回路７３０に対して行う。送信信号処理回路７５０は、送信開始タイミングｔ’ｋに対応するパケットがＭＡＣ層処理回路７３０から入力されると、入力されたパケットに含まれるデータに対して所定の物理レイヤの処理を施し、無線信号処理回路７６０に出力して送信を開始させ（ステップＳ２０３）、処理をステップＳ２０２に戻す。
一方、時刻ｔ’と一致する送信開始タイミングｔ’ｋがない場合（ステップＳ２０２：ＮＯ）、通信制御回路７１０は、時刻ｔ’がアップリンクの時間帯の末尾タイミング（Ｔｕｌ）に達したか否かを判定する（ステップＳ２０４）。
【０２９８】
時刻ｔ’がアップリンクの時間帯の末尾タイミングに達した（ｔ’ｋ＝Ｔｕｌ）場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、送信開始判断処理を終了する。
一方、時刻ｔ’がアップリンクの時間帯の末尾タイミングに達していない（ｔ’ｋ≠Ｔｕｌ）場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、通信制御回路７１０は、処理をステップＳ２０２に戻して、ステップＳ２０２からステップＳ２０４までの処理を繰り返す。
【０２９９】
なお、先にも説明したように厳密にはＭＡＣ層処理回路７３０に記憶された信号に対し送信信号処理回路７５０が所定の物理レイヤの処理を施すのには、ある程度の処理時間のタイムラグΔＴが避けられない。したがって、所定の時刻に送信開始できるようにするためには、この処理時間ΔＴを考慮して、送信開始判断処理の開始はアップリンクの時間帯の先頭タイミングではなく、前方向にΔＴだけシフトしたタイミングで送信開始判断処理を開始する必要がある。
【０３００】
ないしは、通信制御回路７１０は、ＭＡＣ層処理回路７３０から送信信号処理回路７５０にパケットを入力するタイミングを管理するのではなく、無線信号処理回路７６０が信号を送信するタイミングを管理するようにしてもよい。この場合、送信信号処理回路７５０と無線信号処理回路７６０との間に送信バッファを設け、通信制御回路７１０は、送信バッファが記憶する信号であって送信信号処理回路７５０が所定の物理レイヤの処理を施した信号を読み出して送信させる制御を無線信号処理回路７６０に対して行う。また、ＭＡＣ層処理回路７３０はインタフェース回路７２０から入力されるデータを無線通信に用いる信号のフォーマットに変換すると、変換により得られた信号を送信信号処理回路７５０に出力する。また、送信信号処理回路７５０は、入力された信号に所定の物理レイヤの処理を施して送信バッファに記憶させることになる。
【０３０１】
これらは実現方法が若干異なる。しかし、無線パケットの送信タイミングを所定のタイミングで開始するためのタイミング管理の実現方法であり、ｔ’ｋ＝ｔ×（Ｔｕｌ／Ｔｆ）で与えられるタイミングに送信タイミングを換算補正する点では共通である。
また、補正後のデータの送信開始タイミングがアップリンクの末尾とならないように、比較的短い所定の時間δＴ（例えば数シンボル程度）を設定し、送信タイミングの補正をｔ’ｋ＝ｔ×（｛Ｔｕｌ−δＴ｝／Ｔｆ）で与えられるタイミングに送信タイミンに置き換えて設定しても良い。
【０３０２】
（第２の実施形態）
図３５は、第２の実施形態における動作の概要を示す図である。同図において、横軸は時間を表している。同図には、データが入力されるタイミングが端末装置＃１〜＃４ごとに示され、端末装置＃１〜＃４がデータを送信するタイミングが示されている。
【０３０３】
データの入力条件としては図１と同じ条件を想定して説明を行う。第１の実施形態では、アップリンクの時間帯の末尾から始まるフレーム周期を想定し、このフレーム内に到着するデータ「ｅ」〜データ「ｌ」をそのフレーム内の後半に位置するアップリンクの時間帯に相似形的なタイミング配置で収容して送信を行っていた。これに対して本実施形態においては、アップリンク内での相似形的な配置の代わりに、アップリンクの先頭タイミング（ないしは、アップリンクの先頭タイミングよりもガードタイム分だけ前のタイミング）から始まるフレーム周期を想定し、このフレーム内に到着するデータ「ａ」〜データ「ｈ」をそのフレームの直後に位置するアップリンクの時間帯にランダムなタイミング配置で収容して送信開始を行う。ただしこの場合には、複数個のデータの送信順序の時系列を崩さないようにする。
【０３０４】
例えば端末装置＃１に入力されるデータ「ａ」及びデータ「ｆ」に着目すれば、下側の太い実線の四角で囲まれているアップリンクの時間帯においてランダムに２ヶ所の送信タイミングを設定し、その２つの送信タイミングのうちの時間的に先の送信タイミングで端末装置＃１に到着したデータ「ａ」を送信開始し、後のタイミングで残りのデータ「ｆ」を送信開始する。同様に端末装置＃２に関しては、入力されるデータ「ｂ」及びデータ「ｅ」は、下側の太い実線の四角で囲まれているアップリンクの時間帯においてランダムに設定された２ヶ所の送信タイミングで、その２つの送信タイミングのうちの時間的に先のタイミングで端末装置＃２に先に到着したデータ「ｂ」を、後のタイミングで残りのデータ「ｅ」を送信開始する。
【０３０５】
この時系列の保存は同一端末装置内において実施されるため、端末装置が異なれば時系列は崩れても構わない。例えば、図３５において各端末装置にデータが到着した時刻の順番は、ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆ→ｇ→ｈとなっているが、基地局装置にデータが到着する順番は、ｂ→ｄ→ｃ→ａ→ｆ→ｈ→ｅ→ｇとなっている。しかし、各端末装置でみれば、端末装置＃１がデータを送信した順番はａ→ｆであり、端末装置＃２がデータを送信した順番はｂ→ｅであり、端末装置＃３がデータを送信した順番はｃ→ｇであり、端末装置＃４がデータを送信した順番はｄ→ｈであり、データが到着した順番は保存されており、実効的には問題とならない。
【０３０６】
また、このような送信開始タイミングの補正を行うためには、アップリンクの時間帯の先頭タイミングで当該アップリンクの時間帯における送信開始タイミングを決定済みである必要がある。ここで、送信開始タイミングを決定するためには、アップリンクの時間帯の開始までに全てのデータが到着している必要がある。そこで、第２の実施形態ではアップリンクの時間帯の先頭から始まるフレーム周期で送信開始タイミングを管理する必要がある。
【０３０７】
図３６は、本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。
端末装置７００において、アップリンクの時間帯の先頭タイミングで送信タイミング取得処理が開始されると、通信制御回路７１０は、タイマの時刻ｔを０にするリセットを行った後にタイマを起動させるとともに、到着したパケット数をカウントするカウンタｊを０にするリセットを行う（ステップＳ３０１）。
通信制御回路７１０は、送信すべきデータを含むパケットが到着したか否かを判定する（ステップＳ３０２）。
【０３０８】
パケットの到着がある場合（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、カウンタｊに「１」を加算するカウントアップし（ステップＳ３０３）、ＭＡＣ層処理回路７３０を制御する。ＭＡＣ層処理回路７３０は、到着したパケットに対して処理を施して到着した順を記憶して管理する（ステップＳ３０４）。
一方、ステップＳ３０２の判定においてパケットの到着がない場合（ステップＳ３０２：ＮＯ）、通信制御回路７１０は、処理をステップＳ３０５に進める。
【０３０９】
通信制御回路７１０は、タイマの時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達したか否かを判定し（ステップＳ３０５）、時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達していない場合（ステップＳ３０５：ＮＯ）、処理をステップＳ３０２に戻す。すなわち、１フレーム分の時間が経過するまではステップＳ３０２からステップＳ３０５までの処理を繰り返して行う。
一方、時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達している場合（ステップＳ３０５：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、アップリンクの時間帯における送信開始タイミングを決定する処理に移行する。ここまでの処理で、１フレーム内に到着したデータはカウントした結果としてｊ個である。
【０３１０】
そこで、通信制御回路７１０は、０からＴｕｌまでの範囲となる乱数をｊ個生成し、生成した時刻をＯＦＤＭシンボル単位で量子化した値に焼きなおす（ステップＳ３０６）。この後、通信制御回路７１０は、ｊ個の時刻を早い時刻から順番に並べ替え、順番に１≦ｋ≦ｊとなる時刻ｔ’ｋを設定し、ＭＡＣ層処理回路７３０に記憶されているパケットそれぞれに時刻ｔ’ｋを対応付けて記憶し（ステップＳ３０７）、送信タイミング取得処理を終了する。
なおこのとき、異なるｋ個の時刻ｔ’ｋが同一時刻に重複する場合には、ｔ’ｋが０からＴｕｌまでの範囲となる様に１シンボルずつ前後にシフトして重複を回避しても構わない。ないしは、時刻の重複を回避するように重複した時刻に対しては再度乱数を発生させ時刻を更新することとしても良い。この様にして、通信制御回路７１０は時刻ｔ’１〜ｔ’ｊを設定する。また、補正後のデータの送信開始タイミングがアップリンクの末尾とならないように、比較的短い所定の時間δＴ（例えば数シンボル程度）を設定し、乱数の生成範囲を０からＴｕｌまでの範囲の代わりに０から（Ｔｕｌ−δＴ）までの範囲に設定しても良い。
【０３１１】
端末装置７００は、この様にして設定した送信開始タイミングを用いて、図３４と同じ送信開始判断処理にてパケットの送信を実施する。この結果、各端末装置は、図３５に示されるように、アップリンクの時間帯のデータ「ａ」〜データ「ｈ」の送信タイミングでデータ送信する。
なお、先ほども説明したように、厳密にはアップリンクの先頭タイミングから送信を開始するために送信信号処理に要するタイムラグを考慮して、フレームタイミングおよび送信開始タイミングをシフト量ΔＴだけ前倒しして管理する必要がある点は、第1の実施形態と同様である。
【０３１２】
（第３の実施形態）
図３７は、第３の実施形態における動作の概要を示す図である。データの入力条件としては、図３５と同じ条件を想定して説明を行う。本実施例においても、第２の実施例と同様に、アップリンクの時間帯の先頭タイミング（ないしは、アップリンクの先頭タイミングよりもガードタイム分だけ前のタイミング）から始まるフレーム周期で送信開始タイミングを管理する。ここでは、基本的に1フレーム内に到着したデータの数ＮでＴｕｌを除算した間隔Ｔｕｌ／Ｎでデータの送信を行い、アップリンクの時間帯の最初の送信タイミングは０〜Ｔｕｌ／Ｎの範囲で乱数で与える。
【０３１３】
図３７には、図３５と同様に端末装置＃１から端末装置＃４に入力されたデータ「a」〜データ「ｈ」の送信開始タイミングが示されている。例えば、端末装置＃１にはデータ「a」とデータ「ｆ」とが入力されており、２個のデータが入力されたことでデータの送信間隔はＴｕｌ／２となっている。また、最初のデータ「a」の送信開始タイミングΔｔ’１は０〜Ｔｕｌ／２の間で乱数により決定する。図３５の例ではたまたま全ての端末に２個づつのデータが入力されているため、全ての端末装置で送信間隔はＴｕｌ／２となっているが、当然ながら入力されたデータ数が異なれば一般的には各端末は異なる間隔でデータを送信することになる。また、最後のデータの送信開始タイミングがアップリンクの末尾とならないように、比較的短い所定の時間δＴ（例えば数シンボル程度）を設定し、最初のデータ「a」の送信開始タイミングΔｔ’１を０〜（Ｔｕｌ／２−δＴ）の間で乱数により決定しても良い。
【０３１４】
図３８は、本実施形態における端末装置７００が行う送信タイミング取得処理のフローチャートである。図３６の場合と同様に、通信制御回路７１０がフレーム周期内に到着するデータ数をカウントし、そのデータをＭＡＣ層処理回路７３０が記憶して管理する。
【０３１５】
端末装置７００において、アップリンクの時間帯の先頭タイミングで送信タイミング取得処理が開始されると、通信制御回路７１０は、タイマの時刻ｔを０にするリセットを行った後にタイマを起動させるとともに、到着したパケット数をカウントするカウンタｊを０にするリセットを行う（ステップＳ４０１）。
通信制御回路７１０は、送信すべきデータを含むパケットが到着したか否かを判定する（ステップＳ４０２）。
【０３１６】
パケットの到着がある場合（ステップＳ４０２：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、カウンタｊに「１」を加算するカウントアップし（ステップＳ４０３）、ＭＡＣ層処理回路７３０を制御する。ＭＡＣ層処理回路７３０は、到着したパケットに対して処理を施し、処理済みのパケットを到着した順に記憶して管理する（ステップＳ４０４）。
一方、ステップＳ４０２の判定においてパケットの到着がない場合（ステップＳ４０２：ＮＯ）、通信制御回路７１０は、処理をステップＳ４０５に進める。
【０３１７】
通信制御回路７１０は、タイマの時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達したか否かを判定し（ステップＳ４０５）、時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達していない場合（ステップＳ４０５：ＮＯ）、処理をステップＳ４０２に戻す。すなわち、１フレーム分の時間が経過するまではステップＳ４０２からステップＳ４０５までの処理を繰り返して行う。
一方、時刻ｔがフレームエンド（Ｔｆ）に達している場合（ステップＳ４０５：ＹＥＳ）、通信制御回路７１０は、アップリンクの時間帯における送信開始タイミングを決定する処理に移行する。ここまでの処理で、１フレーム内に到着したデータはカウントした結果としてｊ個である。
【０３１８】
通信制御回路７１０は、０からＴｕｌ／j（ないしはＴｕｌ／ｊ−δＴでも良い）までの範囲となる乱数を生成し、生成した乱数をＯＦＤＭシンボル単位で量子化した値として初期値Δｔを設定する（ステップＳ４０６）。
通信制御回路７１０は、ｊ個のデータそれぞれの送信開始タイミングを順番に１≦ｋ≦ｊとなる時刻ｔ’ｋをｔ’ｋ＝Δｔ＋（Ｔｕｌ／ｊ）×（ｋ−１）で算出し、ＭＡＣ層処理回路７３０に記憶されているパケットそれぞれに時刻ｔ’ｋを対応付けて記憶させ（ステップＳ４０７）、送信タイミング取得処理を終了する。
【０３１９】
ここで、上述の例と同様に厳密にはＯＦＤＭシンボル単位で量子化した値としてｔ’ｋの時刻を設定する。例えば、ｔ’ｋをｔ’ｋ＝Ｔｓ×Ｒｏｕｎｄｄｏｗｎ［｛Δｔ＋（Ｔｕｌ／ｊ）×（ｋ−１）｝／Ｔｓ］、ないしはｔ’ｋ＝Ｔｓ×Ｒｏｕｎｄｕｐ［｛Δｔ＋（Ｔｕｌ／ｊ）×（ｋ−１）｝／Ｔｓ］で与えるとしても良い。この様にして設定した送信タイミングを用いて、図３４と同じ処理にてパケットの送信を実施する。この結果、各端末装置において図３７のアップリンク領域のデータ「a」〜データ「ｈ」の送信タイミングでデータ送信される。
【０３２０】
以上のように、端末装置７００は、ダウンリンクの時間帯において発生したデータを、アップリンクの時間帯においてデータの発生順序を維持しつつ、送信開始タイミングを分散させる。これにより、アップリンクの時間帯の先頭タイミングにおいて、複数の端末装置が同時にデータの送信を開始して空間多重度が他の時間帯に比べ極端に高くなることを抑制し、空間多重数の均一化を図ることができ、空間多重伝送において伝送効率を向上させることができる。
【０３２１】
［実施形態に関する共通の補足事項］
なお、以上の第１から第３の実施形態の全ての説明においては、データの送信に要する時間については説明を省略していたが、データ部分の送信時間は送るべきデータのビット長と無線区間での伝送速度に依存するために、仮に第１の実施形態を想定しても当然ながら相似形型のタイミングの圧縮は出来ない。したがって、この影響を考慮すれば実際の送信においては次のデータの送信開始タイミングになっても前のデータの送信が完了していない場合が想定される。この様な場合には、前のデータの送信完了の後に次のデータの送信を開始すればよい。
【０３２２】
図３９は、各実施形態に共通する送信開始タイミングの補正の概要を示す図である。同図において、横軸は時間軸であり、ＯＦＤＭシンボル周期が点線で示されている。また、同図には、端末装置から送信すべき３つのデータ＃ｋ、＃ｋ＋１、＃ｋ＋２が示されている。データ＃ｋ、＃ｋ＋１、＃ｋ＋２それぞれの送信開始タイミングが太い上向き矢印で示されているように、ＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングに量子化されている。例えば、時刻ｔ’ｋはデータ＃ｋの送信開始タイミングであり、この送信開始タイミングで端末装置はデータ＃ｋの送信を開始する。
【０３２３】
同図に示すように、時刻ｔ’ｋの２シンボル後の時刻ｔ’ｋ＋１にてデータ＃ｋ＋１の送信開始タイミングが訪れるが、この時点ではまだデータ＃ｋの送信が完了していないため、データ＃ｋ＋１の送信は見合わせることになる。その後、データ＃ｋの送信が完了し、１シンボルのガードタイムを設定した後に、当初の予定より４シンボル遅れてデータ＃ｋ＋１の送信を開始する。その後のデータ＃ｋ＋２に関しては、送信開始タイミングの時点で前のデータ＃ｋ＋１の送信は完了しているので、特に待ち合わせを行なうことなしにデータ送信を予定通り開始する。
【０３２４】
この様に、端末装置は送信開始タイミングの調整を行なうことが可能であり、これによりデータの送信の重複を回避することが可能である。この際、図３９ではデータ＃ｋとデータ＃ｋ＋１との２つのデータの間にガードタイムとして１シンボルの空白を設定したが、場合によってはガードタイムを設定せずにデータの送信を連続させても構わないし、ないしは２シンボル以上のデータ送信のない待ち時間をガードタイムとして設定しても構わない。ガードタイムを設けずにデータが連続する場合には、データの切れ目を認識可能なタイミング検出用のパターンなどがデータの先頭領域に設定されていることも好ましい。
【０３２５】
また、一つのデータの送信がアップリンク領域の時間内に送信完了できない場合には、一旦送信を終了して、パケットの分割（セグメンテーション）を行い次のフレームのアップリンク領域で送信を再開しても構わない。このとき、必要に応じてヘッダ／テイラー（先頭／末尾）情報などを追加しても構わない。ヘッダ情報には例えば物理レイヤのタイミング検出、チャネル推定、ＡＧＣ（自動利得制御：Automatic Gain Control）、ＡＦＣ（自動周波数制御：Automatic Frequency Control）、変調方式やバースト長を通知する情報などのためのプリアンブル情報やＭＡＣレイヤの制御に係わるＭＡＣヘッダなど、テイラー情報には誤り訂正符号化のテイルビットや誤り検出符号などが含まれていても良い。また例えば、アップリンク領域の末尾領域にてデータ送信を行う場合、付与されるヘッダ情報に対してアップリンク領域内に送信可能なデータのビット長の割合が小さく、明らかに通信の効率が悪いと判断された場合には、データを分割するセグメンテーション処理を行わずに、全て次のアップリンク領域において送信を行うものとしても構わない。
【０３２６】
また、上述の各実施形態では、各端末装置がアップリンクの時間帯の先頭タイミングでデータの送信を開始して空間多重数を急激に増加させることにより通信特性の劣化を生じさせないように、データの送信開始タイミングを分散させている。同様に、基地局装置においても、各端末装置に対するデータの送信開始タイミングを分散させるようにしてもよい。これにより、ダウンリンクの時間帯の先頭タイミングなどにおいて、空間多重数が著しく増加して通信特性の劣化が生じることを抑えることができる。
【０３２７】
なお、上述の第１の実施形態における端末装置７００において、通信制御回路７１０がＭＡＣ層処理回路７３０から送信信号処理回路７５０に入力するタイミングを管理する構成の代わりに、送信信号処理回路７５０と無線信号処理回路７６０の間に送信バッファを設ける構成について説明した。これと同様の構成を第２及び第３の実施形態においても適用することは可能である。
またさらに、アップリンクの時間帯の末尾の数シンボルに関しては、チャネル推定様の信号を無線パケットに付与して送信することを考慮すると、送信を開始しても直ぐに送信を終了しなければならなくなるため、ｔ’ｋがある値を越えたら全て次のフレームのアップリンクの時間帯の先頭領域にて送信を開始するとすることも可能である。この点を考慮して、先にも説明したとおり、アップリンクの時間帯の中での送信タイミングの補正処理においては、比較的短い所定の時間δＴ（例えば数シンボル程度）を設定し、０〜Ｔｕｌ−δＴの期間内に補正後の送信開始タイミングが限定されるように設定することも好ましい。
【０３２８】
なお、図１９には、図２０の無線信号処理回路４１０の構成例、あるいは図２１の無線信号処理回路４１０ａの構成例に記載したローカル発振器４１３及び４２４（または４２４ａ）は明示的に記載していない。ただし、先の説明でも記載したとおり、図１９の各無線信号処理回路４１０−１〜４１０−Ｋに含まれるローカル発振器４１３及び４２４は、基地局全体で共用化が図られるのが一般的であり、本来であれば無線信号処理回路４１０の外部にローカル発振器４１３及び４２４を図示するのが適当である。しかし、ここでは説明の都合上、各無線信号処理回路４１０内にこれらを記載し、実際の運用では全体が共用化されているものとして説明を行っている。
【０３２９】
［その他の補足事項］
なお、本発明における端末装置及び基地局装置の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、送信開始タイミング取得処理及び送信開始判断処理や、送信ウエイト及び受信ウエイト、並びに送受信ウエイトを算出する処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウエアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
【０３３０】
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【符号の説明】
【０３３１】
１−１、１−２、１−３  ＯＦＤＭシンボル
２−１、２−２、２−３  有効な信号領域
３−１、３−２、３−３  トレーニング信号
４−１、４−２、４−３  末尾領域
５−１、５−２、５−３  ガードインターバル
６−１、６−２、６−３  信号周期
１１  建築物
１２−１、１２−２  端末装置
１３−１、１３−２、１３−３、１３−４  基地局装置のアンテナ素子
１４−１、１４−２、１４−３  地上の移動体
１５−１、１５−２  建築物
２１−１、２１−２、２１−３  ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
２２−１、２２−２、２２−３  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２３−１、２３−２、２３−３  時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）
２４−１、２４−２、２４−３  アンテナ素子
２５−１、２５−２、２５−３  無線モジュール
２６−１、２６−２、２６−３  アンテナ端子
２７  同軸ケーブル
８０  基地局装置
８１  送信部
８５  受信部
８７  インタフェース回路
８８  ＭＡＣ層処理回路
１１０  通信制御回路
１２１  チャネル情報短時間平均回路
１２２  相対成分取得回路
１２３  チャネル情報長時間平均回路
１２４  受信ウエイト算出回路
１２５  受信ウエイト記憶回路
１２６  キャリブレーション回路
１２７  送信ウエイト算出回路
１２８  送信ウエイト記憶回路
１２９  キャリブレーション係数記憶回路
４００  基地局装置
４０１、４０１−１、４０１−２、４０１−Ｋ  アンテナ素子
４０１ｒ  受信アンテナ素子
４０１ｔ  送信アンテナ素子
４０２  送受信ウエイト算出部（送受信ウエイト算出部）
４０３  通信制御回路
４０４  インタフェース回路
４１０、４１０ａ、４１０−１、４１０−２、４１０−Ｋ  無線信号処理回路（第１の無線信号処理部）
４１１  ＴＤＤスイッチ
４１２  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
４１３、４２４、４２４ａ  ローカル発振器
４１４、４２５  ミキサ
４１５、４２６、４２６ａ  フィルタ
４１６  Ａ／Ｄ変換器
４１７  ＦＦＴ回路
４２１  加算合成回路
４２２  ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
４２３  Ｄ／Ａ変換器
４２７  ハイパワーアンプ
４３０、４３０−１、４３０−２、４３０−Ｎ  送受信信号処理部
４３１  受信ウエイト乗算回路（受信ウエイト乗算部）
４３２  受信信号処理回路（受信信号処理部）
４３３  ＭＡＣ層処理回路
４３４  送信信号処理回路
４３５  送信ウエイト乗算回路
７００  端末装置
７１０  通信制御回路（通信制御部）
７２０  インタフェース回路
７３０  ＭＡＣ層処理回路
７４０  受信信号処理回路
７５０  送信信号処理回路
７６０  無線信号処理回路（第２の無線信号処理部）
７７０  アンテナ素子
８０１  基地局装置
８０２−１、８０２−２、８０２−３  端末装置
８１１−１、８１１−２、８１１−Ｌ  送信信号処理回路
８１２−１、８１２−２、８１２−Ｋ  加算合成回路
８１３−１、８１３−２、８１３−Ｋ  ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１、８１４−２、８１４−Ｋ  Ｄ／Ａ変換器
８１５  ローカル発振器
８１６−１、８１６−２、８１６−Ｋ  ミキサ
８１７−１、８１７−２、８１７−Ｋ  フィルタ
８１８−１、８１８−２、８１８−Ｋ  ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１、８１９−２、８１９−Ｋ  アンテナ素子
８２０  通信制御回路
８３０  送信ウエイト処理部
８３１  チャネル情報取得回路
８３２  チャネル情報記憶回路
８３３  マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路
８５１−１、８５１−２、８５１−Ｋ  アンテナ素子
８５２−１、８５２−２、８５２−Ｋ  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３  ローカル発振器
８５４−１、８５４−２、８５４−Ｋ  ミキサ
８５５−１、８５５−２、８５５−Ｋ  フィルタ
８５６−１、８５６−２、８５６−Ｋ  Ａ／Ｄ変換器
８５７−１、８５７−２、８５７−Ｋ  ＦＦＴ回路
８５８−１、８５８−２、８５８−Ｌ  受信信号処理回路
８６０  受信ウエイト処理部
８６１  チャネル情報推定回路
８６２  マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路
８８１  スケジューリング処理回路
９０１  送信局
９０２−１、９０２−２、９０２−３、９０２−Ｎ１  中継局
９０３  受信局
９１１−１、９１１−２、９１１−３  セル
９１２−１、９１２−２、９１２−３  リモート基地局
９１３−１、９１３−２、９１３−３、９１３−４、９１３−５、９１３−６  端末装置
９１４  制御局
９１５  光ファイバ
９６１−１、９６１−２、９６１−３、９６１−４、９６１−５  アンテナ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
2014068175.tif 000049
【図２７】
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【図２８】
2014068175.tif 000051
【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
2014068175.tif 000055
【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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