(57)【要約】【課題】周期性外乱抑制制御装置において、より安定性および応答性の良い学習機能に改善する。【解決手段】  高調波振幅差分ΔＲが連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量ΔＬnが連続的に閾値以下の場合に停滞状態と判断する。発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして振幅誤差指令値Ａ*nまたは位相誤差指令値φ*nを振幅誤差推定値Ａ＾n，位相誤差推定値φ＾nに基づいて更新し、振幅誤差指令値Ａ*nまたは位相誤差指令値φ*n，振幅誤差初期値Ａ*0n，位相誤差初期値φ*0nに基づいて伝達特性の逆数Ｑ＾dn，Ｑ＾qnを補正する。停滞状態の場合は、停滞期間が閾値Ｔst以上経過した場合、振幅誤差指令値Ａ*nを振幅誤差推定値Ａ＾nに基づいて更新し、振幅誤差指令値Ａ*n，振幅誤差初期値Ａ*0nに基づいて伝達特性の逆数Ｑ＾dn，Ｑ＾qnを補正する。【選択図】図１０
2014161193.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の系統母線に接続された電力変換装置の指令値に、周期性外乱抑制指令値を重畳して高調波を抑制する周期性外乱抑制制御装置であって、
抑制対象の周期性外乱を直流成分の周期性外乱検出値として出力する周期性外乱検出部と、
制御系の伝達特性に基づいて決定された周期性外乱抑制指令値から入力信号検出値までの伝達特性の逆数を用いた積算器で前記周期性外乱検出値を掛けた信号と、周期性外乱抑制指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差を取ることにより、周期性外乱を推定する周期性外乱推定部と、
前記周期外乱オブザーバによって推定された周期性外乱推定値と、外乱を抑制する周期性外乱指令値と、の偏差をとって周期性外乱抑制指令値を算出する加算器と、
前記伝達特性の逆数を、抑制対象の高調波ベクトルにより算出された高調波振幅，高調波振幅差分，高調波ベクトルの移動量，振幅誤差推定値，位相誤差推定値に応じて補正する学習制御部と、を備え、
前記学習制御部は、
前記高調波振幅差分が連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量が連続的に任意閾値以下の場合、停滞状態と判断し、
前記発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして前記伝達特性の逆数における振幅誤差指令値または位相誤差指令値を、振幅誤差推定値，位相誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値，位相誤差指令値，位相初期値に基づいて前記伝達特性の逆数を補正し、
前記停滞状態の場合は、停滞期間が閾値以上経過した場合、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値を、振幅誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値に基づいて、前記伝達特性の逆数を補正することを特徴とする周期性外乱抑制制御装置。
【請求項２】
前記学習制御部において、
振幅誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトルの移動量と原点からの距離の比に基づいて算出し、
位相誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトル軌跡の原点方向になす角に基づいて算出することを特徴とする請求項１記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項３】
前記学習制御部は、
高調波振幅が閾値以下の場合は学習機能をＯＦＦとし、
高調波振幅が減少中あるいは発散中は学習機能をＯＮとし、
高調波振幅が増加中であるが発散方向でない場合は、学習機能をＯＦＦとし、
高調波振幅が閾値以上となった場合は、学習機能をＯＮとし、
高調波ベクトルの停滞期間が閾値以上経過した場合、前記伝達関数の逆数における振幅を補正し、
振幅誤差推定値，位相誤差推定値のばらつきや誤差量が閾値以上の期間が閾値時間以上経過した場合、前記伝達特性の逆数を更新し、
前記伝達特性の逆数における位相誤差指令値の補正中は、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値の補正を行わないことを特徴とする請求項１または２記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項４】
前記学習制御部は、
前記伝達特性の逆数における振幅初期値を１以上の値に設定することを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項５】
前記学習制御部は、
位相誤差指令値の状態に基づいて、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を設定することを特徴とする請求項４記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項６】
前記周期性外乱抑制制御装置を並列化して、複数次数の高調波を抑制することを特徴とする請求項１〜５のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項７】
前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電流高調波を抑制することを特徴とする請求項１〜６のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
【請求項８】
前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電圧高調波を抑制することを特徴とする請求項１〜６のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源系統母線に接続される電力変換装置において、系統母線の高調波を抑制するアクティブフィルタの制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スマートグリッド，マイクログリッドや，太陽光，風力発電等の新エネルギーによる分散型電源の活用に注目が集まっており、今後も普及・拡大が見込まれている。これに伴い、高調波発生源となる負荷や半導体電力変換システムの系統連系台数も増加するため、配電系統における高調波障害が懸念される。高調波は、他の系統連系機器に対して悪影響を及ぼすことから、高調波ガイドライン等で管理・規定されており、電力用アクティブフィルタ等により高調波障害に対する種々の対策がなされてきた。
【０００３】
しかしながら、不特定多数の分散型電源が至る所で複数台連系されるようになると、積み重なった高調波の増大，発生源の複雑化，配電系統の構成変更，進相コンデンサの切換，運用状況に伴う系統・負荷インピーダンス変動ならびに系統共振特性変動が考えられ、従来の対策方法では高調波補償効果や制御安定性の観点から不十分となる可能性が高い。
【０００４】
また、アクティブフィルタの適用・運用面を考えると、設置箇所に応じて所望の抑制効果が得られるように現地で制御パラメータを調整する手間があり、運用状況が変化すると再調整作業も必要となる。
【０００５】
上述の背景を踏まえて、本願発明者らがすでに提案している複素ベクトル表現を用いた一般化周期外乱オブザーバ補償法を拡張し、周期外乱の複素ベクトル軌跡情報からオブザーバの実システムの伝達特性の逆数を学習補正する手法として特許文献１が開示されている。特許文献１では、系統電流が制御対象となる電力系統用アクティブフィルタ制御系において、次数ごとに高調波周波数成分を抽出し、各次数の高調波補償指令値から検出値までの周波数伝達関数（検出器や制御演算無駄時間，インピーダンス特性など一括して考慮）を自動的に学習して、周期性外乱である高調波電流を推定・抑制する手法であり、事前のシステム同定も不要かつロバスト性の高い電力用アクティブフィルタ制御系を構築できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２―５５４１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１における学習機能では、モデル誤差の影響であるか外乱の影響であるかを判別する基準が明確でなく、かつ発散条件を見ていないことで学習機能の安定性や収束性に改善の余地があった。また、周期性外乱抑制応答に関しても改善の余地があった。
【０００８】
本発明は、周期性外乱抑制制御装置において、より安定性かつ応答性の良い学習機能に改善し、周期性外乱抑制応答も改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電源の系統母線に接続された電力変換装置の指令値に、周期性外乱抑制指令値を重畳して高調波を抑制する周期性外乱抑制制御装置であって、抑制対象の周期性外乱を直流成分の周期性外乱検出値として出力する周期性外乱検出部と、制御系の伝達特性に基づいて決定された周期性外乱抑制指令値から入力信号検出値までの伝達特性の逆数を用いた積算器で前記周期性外乱検出値を掛けた信号と、周期性外乱抑制指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差を取ることにより、周期性外乱を推定する周期性外乱推定部と、前記周期外乱オブザーバによって推定された周期性外乱推定値と、外乱を抑制する周期性外乱指令値と、の偏差をとって周期性外乱抑制指令値を算出する加算器と、前記伝達特性の逆数を、抑制対象の高調波ベクトルにより算出された高調波振幅，高調波振幅差分，高調波ベクトルの移動量，振幅誤差推定値，位相誤差推定値に応じて補正する学習制御部と、を備え、前記学習制御部は、前記高調波振幅差分が連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量が連続的に任意閾値以下の場合、停滞状態と判断し、前記発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして前記伝達特性の逆数における振幅誤差指令値または位相誤差指令値を、振幅誤差推定値，位相誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値，位相誤差指令値，位相初期値に基づいて前記伝達特性の逆数を補正し、前記停滞状態の場合は、停滞期間が閾値以上経過した場合、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値を、振幅誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値に基づいて、前記伝達特性の逆数を補正することを特徴とする。
【００１０】
また、その一態様として、前記学習制御部において、振幅誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトルの移動量と原点からの距離の比に基づいて算出し、位相誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトル軌跡の原点方向になす角に基づいて算出することを特徴とする。
【００１１】
さらに、その一態様として、前記学習制御部は、高調波振幅が閾値以下の場合は学習機能をＯＦＦとし、高調波振幅が減少中あるいは発散中は学習機能をＯＮとし、高調波振幅が増加中であるが発散方向でない場合は、学習機能をＯＦＦとし、高調波振幅が閾値以上となった場合は、学習機能をＯＮとし、高調波ベクトルの停滞期間が閾値以上経過した場合、前記伝達関数の逆数における振幅を補正し、振幅誤差推定値，位相誤差推定値のばらつきや誤差量が閾値以上の期間が閾値時間以上経過した場合、前記伝達特性の逆数を更新し、前記伝達特性の逆数における位相誤差指令値の補正中は、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値の補正を行わないことを特徴とする。
【００１２】
また、その一態様として、前記学習制御部は、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を１以上の値に設定してゲインとして与えることを特徴とする。
【００１３】
さらに、その一態様として、前記学習制御部は、位相誤差の状態に基づいて、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を設定することを特徴とする。
【００１４】
また、その一態様して、前記周期性外乱抑制制御装置を並列化して、複数次数の高調波を抑制することを特徴とする。
【００１５】
さらに、その一態様として、前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電流高調波を抑制することを特徴とする。
【００１６】
また、別の態様として、前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電圧高調波を抑制することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、周期性外乱抑制制御装置において、より安定性および応答性の良い学習機能に改善できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】配電系統システムの一例を示す概念図である。
【図２】電源電流検出方式の並列型アクティブフィルタの制御モデルを示す回路構成図である。
【図３】アクティブフィルタ制御システムの基本構成図である。
【図４】ｎ次周波数成分の高調波に対する周期性外乱オブザーバの制御構成図である。
【図５】ｄnｑn座標のｎ次周波数成分のみに着目した周期外乱オブザーバの制御システムを示す図である。
【図６】モデル誤差の安定境界条件を示すグラフである。
【図７】ｎ次高調波電流検出値の平均値の挙動を複素平面上に示した図である。
【図８】ｎ次高調波電流検出値の平均値の挙動を複素平面上に示した図である。
【図９】高調波ベクトルの複素平面上での挙動を示す図である。
【図１０】実施形態１における学習制御部を示すブロック図である。
【図１１】更新フラグ発生部を示す論理回路図である。
【図１２】学習機能の有無を応答波形およびベクトル軌跡で比較したグラフである。
【図１３】実施形態２における学習制御部を示すブロック図である。
【図１４】実施形態３における学習制御部を示すブロック図である。
【図１５】実施形態４における周期外乱抑制制御装置を示す図である。
【図１６】実施形態５における周期性外乱オブザーバの制御システムを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本願発明は、電流歪み抑制，電圧歪み抑制の制御手法ならびに学習機能について改良した発明であり、以下に示すアクティブフィルタ装置構成は本願発明の一例である。実施形態では配電系統用の並列形アクティブフィルタにおける電源電流検出方式を代表例として説明するが、そのほかの装置構成（例えば、負荷電流検出方式，電圧検出方式への展開，あるいは電流歪みではなく電源電圧歪みを補償対象とする等）であっても同様の制御手法で流用可能である。
【００２０】
［実施形態１］
図１は、従来から存在する代表的な配電系統システムの概念図である。系統電源１から各需要家Ｆｅｅｄｅｒ１，Ｆｅｅｄｅｒ２，…，ＦｅｅｄｅｒＸに電力を供給する配電網において、図中のＦｅｅｄｅｒ２が大口需要家であり、需要家受電点に電源電流検出方式の並列形アクティブフィルタＡＦを設置している。
【００２１】
需要家Ｆｅｅｄｅｒ２内には高調波発生源（高調波負荷）２ａ，２ｂが存在し、スイッチＳＷ１で高調波負荷電流の変動，スイッチＳＷ２で進相コンデンサ３ａの切換による負荷インピーダンス変動を想定する。また、アクティブフィルタＡＦから見た場合の需要家Ｆｅｅｄｅｒ２の系統インピーダンス変動や他の需要家の影響を考慮するため、需要家Ｆｅｅｄｅｒ１のスイッチＳＷ３で進相コンデンサ３ｂの切換を想定する。
【００２２】
本実施形態１では、上記のように、通常の配電系統で起こり得る「高調波負荷変動」，「高調波負荷インピーダンス変動」，「系統インピーダンス変動」を考慮して、配電系統に状態変化が生じても安定して高調波抑制制御を実現する制御機能並びに学習機能を提供する。
【００２３】
図２は、電源電流検出方式の並列型アクティブフィルタＡＦの制御モデルを示す回路構成および制御装置の構成例である。実際の系統４および負荷２ａ，２ｂ，…，２ｎ（ｎは自然数）のインピーダンスは未知であり、負荷変動により高調波発生量も変化する。
【００２４】
図２に示すように、系統連系点の電圧をｖS，系統連系点の電流をｉS，アクティブフィルタ電流をｉAF，アクティブフィルタ入力電流をｉAFi，アクティブフィルタ直流電圧をＶdc，負荷電流（総合）をｉLと定義する。アクティブフィルタ制御系の内部については後述する。
【００２５】
なお、系統連系点の電流ｉsを検出する代わりに、アクティブフィルタ入力電流ｉAFと負荷電流（総合）ｉLを検出し、コントローラ内で合算して電源電流ｉS相当にする構成ももちろん可能である。
【００２６】
配電系統において、ガイドライン値を超えて問題となる高調波の次数は例えば、５次や７次など限定的であることから、その特定次数の周波数成分を抽出して、次数毎に補償する。
【００２７】
図３に、本実施形態１の一例としてアクティブフィルタ制御システムの基本構成図を示す。
【００２８】
まず、系統連系点電圧ｖSから、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）１１によって交流電圧位相θを検出する。この交流電圧位相θを基準位相として同期したｄｑ軸直交回転座標系を構築し、ｄｑ軸上で電流ベクトル制御を行う。
【００２９】
周期性外乱抑制指令値のｄ軸電流指令値Ｉ*dおよびｑ軸電流指令値Ｉ*qは、後述する周期外乱オブザーバ（周期性外乱抑制制御装置）１２によって生成され、ｄ軸電流指令値Ｉ*dにはアクティブフィルタ直流電圧Ｖdcを一定に制御するための電流Ｉ*dcを加算する。アクティブフィルタ直流電圧Ｖdcの一定制御はＰＩ制御器１３で実現し、アクティブフィルタ直流電圧指令値Ｖ*dcに追従させる。
【００３０】
アクティブフィルタ入力電流ｉAFiの検出値は、ｄｑ座標変換部１４によりｄ軸電流検出値Ｉｄ，ｑ軸電流検出値Ｉｑに変換し、それぞれｄ軸電流指令値Ｉ*d，ｑ軸電流指令値Ｉ*qとの偏差をとり、ＰＩ制御器１５ｄ，１５ｑによってｄ軸電圧指令値Ｖ*d，ｑ軸電圧指令値Ｖ*qを生成する。これらはｄｑ座標逆変換部１６で前記交流電圧位相θに基づいて３相電圧指令値ｖ*AFiとし、三角波比較ＰＷＭ１７でＰＷＭ整流器のゲート制御信号を生成する。
【００３１】
図４は、ｎ次周波数成分の高調波に対する周期外乱オブザーバ１２の制御構成図である。ｄｑ座標変換部２１において、ｎ次周波数成分に同期したｄnｑn座標軸でｎ次高調波を抽出して抑制制御系を構築するため、（１）式に示すｄnｑn座標変換で系統連系点３相電流ｉS（＝［ｉSu  ｉSv  ｉSw］T）から高調波電流ベクトルのｄn軸成分ｉSdn，ｑn軸成分ｉSqnに変換する。
【００３２】
【数１】
2014161193.tif 000003
【００３３】
ｄn軸成分ｉSdn，ｑn軸成分ｉSqnには、特定次数として抽出するｎ次以外の周波数成分が変動として現れるため、（２）式に示すＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）２２ｄ，２２ｑを介してｄnｑn回転座標に同期した直流成分の周期性外乱検出値であるｄn軸電流値ＩSdn，ｑn軸電流値ＩSqnを抽出する。（２）式は、演算の簡素さを優先した最も簡単なＬＰＦの一例であるため、脈動成分抽出時のノイズ等の状況に応じて、次数や型の変更が可能である。あるいは、フーリエ変換等を用いることも可能である。なお、ｄｑ座標変換部２１，ＬＰＦ２２ｄ，２２ｑにより周期性外乱検出部３０を構成している。
【００３４】
【数２】
2014161193.tif 000004
【００３５】
周期外乱オブザーバ１２は、特定周波数成分のみに寄与する制御系を構築していることから、ｄnｑn座標の実システムの伝達特性Ｐnは、（３）式のようにｄn軸成分Ｐdnを実部，ｑn軸成分Ｐqnを虚部とした１次元複素ベクトルで表現できる。
【００３６】
【数３】
2014161193.tif 000005
【００３７】
この実システムの伝達特性Ｐnは、周期外乱オブザーバ１２の高調波抑制指令値Ｉ*n（＝Ｉ*dn＋ｊＩ*qn）から電流検出値（入力信号検出値）ｉSn（＝ｉSdn＋ｊｉSqn）までのｎ次周波数伝達特性を意味しており、制御対象インピーダンス特性のみならず、インバータ制御特性，演算遅延，無駄時間および電流検出遅れ等の回路特性の外乱以外に制御装置や制御に係わる周辺機器（検出器など）の伝達特性を含んで一般化されたものとなる。
【００３８】
ここで、周期外乱オブザーバ１２の動作を簡単に説明するため、ｄnｑn座標のｎ次周波数成分のみに着目した制御システムを図５に示すように表現する。図５中のベクトル表記は複素ベクトルを意味しており、（２）式で示したＧF（ｓ）は、実部・虚部成分それぞれに機能するＬＰＦである。
【００３９】
基本動作は、ＬＰＦ２２を介した電流検出値（周期性外乱検出値）ＩSn（＝ＩSdn＋ｊＩSqn）から（４）式に示す実システムの伝達特性の逆数ＱnのモデルＱ＾n（＝Ｐ＾n-1）を用いて、積算器２３により（５）式のように実システム入力電流Ｉ＾n（＝Ｉ＾dn＋ｊＩ＾qn）を推定する。
【００４０】
【数４】
2014161193.tif 000006
【００４１】
実システム入力電流Ｉnには、周期外乱電流ｄＩnが含まれているため、（６）式に示すとおり、加算器２６において（５）式の実システム入力電流の推定値Ｉ＾nから、ＧF（ｓ）２５を介した電流指令値Ｉ*n（＝Ｉ*dn＋ｊＩ*qn）を差し引くことで周期外乱電流推定値ｄＩ＾n（＝ｄＩ＾dn＋ｊｄＩ＾qn）を推定する。
【００４２】
【数５】
2014161193.tif 000007
【００４３】
加算器２７において、（６）式の周期外乱電流推定値ｄＩ＾nを、周期外乱電流指令値ｄＩ*n（＝ｄＩ*dn＋ｊｄＩ*qn）（通常０）から差し引くことで、周期外乱電流ｄＩnを打ち消すことができる。
【００４４】
図５の基本構成をｄnｑn座標のアクティブフィルタ制御に展開したものが図４となっており、伝達特性の逆数Ｑnを用いた学習機能によって、周期外乱を抑制できる高調波抑制電流指令値のｄn軸電流指令値Ｉ*dn，ｑn軸電流指令値Ｉ*qnが得られる。具体的には、まず、積算器２３ｄａ，２３ｄｂ，２３ｑａ，２３ｑｂにおいて、前記周期外乱電流検出値Ｉsdn，Ｉsqnと、実システムの伝達特性の逆数Ｑdn＋ｊＱqnとの積を取り、加算器２４ｄ、２４ｑにより加算し、実システムの入力電流推定値Ｉ＾dn，Ｉ＾qnを算出する。
【００４５】
実システムの伝達特性の逆数Ｑdn，Ｑqnは、周期性外乱抑制指令値Ｉ*d，Ｉ*qから系統連系点電流（入力信号検出値）ｉsまでの伝達特性の逆数である。これにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。なお、伝達特性の逆数は、学習制御部２９により高調波電流ベクトルｉSdn，ｉSqnに基づいて補正される。学習制御部２９については後述する。
【００４６】
次に、外乱の推定を行う。外乱は２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnが実システムを通り、実システムの伝達特性の逆数Ｑdn，Ｑqnとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの（Ｉ＾dn，Ｉ＾qn）。
（２）高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnが実システムを通らず、ＬＰＦ２５ｄ，２５ｑだけを適用したもの。
【００４７】
前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnに、ＬＰＦ２５ｄ，２５ｑを適用しただけであり、外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器２６ｄ，２６ｑによってとることで、周期外乱電流検出値ｄＩ＾dn，ｄＩ＾qnを求めることができる。
【００４８】
そして、加算器２７ｄ，２７ｑにおいて、前記で求めた周期外乱電流推定値ｄＩ＾dn，ｄＩ＾qnと周期外乱電流指令値ｄＩ*dn，ｄＩ*qnとの偏差を取る。通常は外乱を「０」に抑制するために周期外乱電流指令値を０とする。
【００４９】
この演算により高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnを求める。また、前記高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnはＬＰＦ２５ｄ，２５ｑにより、ＬＰＦ処理を行い、実システムの入力電流推定値Ｉ＾dn，Ｉ＾qnと比較し、周期外乱電流推定値ｄＩ＾dn，ｄＩ＾qnの推定に使用する。
【００５０】
ｄnｑn座標の高調波抑制電流指令値Ｉ*dn，Ｉ*qnは、（７）式に示すように、ｄｑ逆座標変換部２８において、ｄｑ座標の周期性外乱抑制指令値Ｉ*d，Ｉ*qに変換し、図３のｄｑ軸電流ベクトル制御系の指令値とする。
【００５１】
ここで、ｄｑ座標逆変換部２８において、（ｎ−１）θを入力しているのは、ｎ−１次で逆変換を行うと、基本波のｎ倍の信号は直流値となる直交２軸成分にできるためである。
【００５２】
【数６】
2014161193.tif 000008
【００５３】
［モデル誤差の影響］
次に、モデル誤差の影響について考察する。
【００５４】
実際の電力系統システムは、インピーダンス変動等があるため、実システムの伝達特性Ｐnは時変パラメータとなる。そこで、実システムの伝達特性Ｐnの逆数のモデル誤差Ｑ＾n≠Ｑnが周期外乱オブザーバ１２の安定性に与える影響を考える。
【００５５】
図５で示したｄnｑn座標の制御システムにおいて、周期外乱から検出値までの外乱応答伝達関数は（８）式となる。ただし、（２）式のＬＰＦによって他の周波数成分が除去された理想条件とする。
【００５６】
【数７】
2014161193.tif 000009
【００５７】
ここで、実システムの伝達特性の逆数Ｑｎ（＝Ｐ-1n）のモデルＱ＾nにおける振幅誤差をＡn（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｅｒｒｏｒ）（Ａn＞０），位相誤差をφn（ｐｈａｓｅ  ｅｒｒｏｒ）（−π＜φn≦π）として、（９）式のようにモデルＱ＾nを定義し、振幅誤差Ａn＝１，位相誤差φn＝０のときにモデルＱ＾が真値となる。
【００５８】
【数８】
2014161193.tif 000010
【００５９】
（９）式を（８）式に代入して整理すると、（１０）式が得られる。ここで、周期外乱応答伝達関数をＣn（ｓ）とする。
【００６０】
【数９】
2014161193.tif 000011
【００６１】
Ｃn（ｓ）の極の実部が負となる−ｗf＜０，−ｗfＡnｃｏｓφn＜０より、位相誤差φnに対するロバスト安定条件は（１１）式となる。
【００６２】
【数１０】
2014161193.tif 000012
【００６３】
振幅誤差はＡn＞０であるため、連続系での安定条件には影響しないが、真値Ａn＝１ではなく振幅誤差Ａnの値が大きいほど極は安定方向となる。Ａn＞１における代表極はＬＰＦの遮断周波数ｗfで決定づけられるものの、速応性向上を目的とした一種のオブザーバゲインとしてＡn＞１で制御することも可能である。ただし、デジタル制御に伴う演算無駄時間や代数ループ回避を必要とするため、離散系での伝達関数（１２）式でロバスト安定条件を考慮する。
【００６４】
【数１１】
2014161193.tif 000013
【００６５】
（２）式のＧF（ｓ）を演算周期ＴSで（１３）式のように双一次変換し、（１２）式に代入して特性方程式を解くと（１４）式が得られる。
【００６６】
【数１２】
2014161193.tif 000014
【００６７】
（１４）式の離散系のすべての極が単位円内に配置されれば安定となるが、代数解を求めるのは困難なため、例えば遮断周波数ｗf＝２π［ｒａｄ／ｓ］，演算周期ＴS＝１００［μｓ］として振幅誤差Ａnと位相誤差φnに対するロバスト安定性を数値的に求めると、図６に示す安定境界条件が得られる。
【００６８】
位相誤差φnがない場合、振幅誤差Ａnに対する安定余裕が最も大きくなる。位相誤差φnの増加に伴い安定度は低下し、（１１）式の範囲外で不安定となる。安定領域内ｓｔａｂｌｅ  ｒｅｇｉｏｎでは、振幅誤差Ａnを大きくして周期外乱抑圧の速応性を改善することができるが、実際の運用では系統インピーダンス変動等によるモデル誤差変動を考慮し、十分な安定余裕を確保して設定することも必要となる。
【００６９】
以上より、周期外乱オブザーバ１２はモデル誤差に対するロバスト性を有する制御系であることが分かる。また、高調波電流検出や制御演算遅れを改善して安定余裕を高めるアプローチとは異なり、制御系の一連の伝達特性を一般化した単純な一次元複素ベクトルでモデル化し、ロバストな制御系を構築できる利点がある。
【００７０】
しかしながら、例えば系統共振／反共振点の変動によって振幅・位相特性が大きく変化する厳しい条件では、モデル誤差が図６に示す不安定領域に陥る可能性がある。また、（１０）式で示したとおり、振幅誤差Ａn＜１の範囲では代表極が振幅誤差Ａnの特性に依存するため、周期外乱抑制応答性能の劣化に繋がるという問題を有していた。本実施形態１の目的は、これらの問題への対策として、不安定領域となるモデル誤差を学習・補正する手段を備えた一般化周期外乱オブザーバ補償法を提案する。
【００７１】
［モデル学習機能］
ｎ次高調波電流検出値ｉSnの平均値ｉ￣Sn（後述）の挙動を、複素平面上に描いた例を図７に示す。図７中、左側はｉ￣Sdn，ｉ￣Sqnの時間応答波形を、右側はｉ￣Snの複素ベクトル軌跡を示している。時刻０．５［ｓ］に抑制制御を開始し、時間経過を分かりやすくするため、０．１［ｓ］毎に点をプロットした。この高調波電流ベクトルが原点に収束すると高調波電流が抑制されたことを意味する。
【００７２】
モデル誤差がない場合、図７（ａ）に示すように高調波電流ベクトルは直線的に原点に収束する。位相誤差φnがある場合、安定領域では図７（ｂ）のように原点に対して位相誤差量に応じた角度で円を描きながら収束し、（１１）式の範囲外である不安定領域では図７（ｃ）に示すように円を描きながら発散する。
【００７３】
次に、図７（ｂ）の位相誤差６０［ｄｅｇ］を基準に振幅誤差０．５および２の場合のベクトル軌跡を図８（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す。図７（ｂ）の振幅誤差がないＡn＝１の場合と比較し、Ａn＜１では原点への収束が遅れ、Ａn＞１では収束が速まることが分かる。
【００７４】
以上のように、モデル誤差とベクトル軌跡には関連があり、例えば振幅誤差Ａnは原点への収束性に、位相誤差φnは原点方向とのなす角に関係している。この点に着目し、ベクトル軌跡の幾何学的情報からモデル誤差を検出する手段を以下で説明する。
【００７５】
本実施形態１における学習制御は、周期外乱オブザーバ１２の制御性能劣化・不安定化の防止を目的とした補助的機能であるため、高調波抑制制御周期と比較して高速な演算を必要としない。例えば、高調波電流ベクトル軌跡の演算負荷を考慮し、周期外乱オブザーバの演算周期ＴS＝１００［μｓ］に対して学習制御周期ＴL＝２０［ｍｓ］（５０Ｈｚ系統基本波周期）に設定する。また、（１５）式のように周期ＴLにおける高調波電流ベクトルｉSnの平均値ｉ￣Snを求める。
【００７６】
【数１３】
2014161193.tif 000015
【００７７】
高調波電流ベクトルの複素平面上での時間応答を検討するために、（１６）式のように極座標上の振幅Ｒnおよび位相Ψnを定義する。また、（１７），（１８）式および図９のように原点方向ベクトルＲn，高調波移動ベクトルＬn，および振幅Ｒnと高調波ベクトルＬnのなす角ψnを定義し、微小時間ΔＴにおける高調波ベクトル移動量ΔＬn，振幅変化量ΔＲn，位相変化量ΔΨnとすると、極座標上の幾何学的関係から（１９），（２０）式が成り立つ。
【００７８】
【数１４】
2014161193.tif 000016
【００７９】
次に、図５においてｄＩnにステップ外乱入力を与えた場合のｉ￣Snまでの周期外乱応答を逆ラプラス変換すると、（２１）式の時間応答式が得られる。ただし、微小時間ΔＴ＝学習制御周期ＴLとして、ｉ￣Snの平均演算にかかる無駄時間をＴLとする。
【００８０】
【数１５】
2014161193.tif 000017
【００８１】
ここで、（２１）式を（１６）式と比較すると、極座標上の原点方向ベクトルＲn，位相Ψnは（２２），（２３）式のように表現できる。
【００８２】
【数１６】
2014161193.tif 000018
【００８３】
（２２），（２３）式および学習制御周期ＴLにおける差分（２４），（２５）式を（１９），（２０）式に代入すると、（２６），（２７）式が得られる。
【００８４】
【数１７】
2014161193.tif 000019
【００８５】
また、（２６）式を（２２）式で除して、振幅誤差Ａnに関して整理すると（２８）式の関係が得られる。
【００８６】
【数１８】
2014161193.tif 000020
【００８７】
以上の解析結果から、複素平面上の高調波電流ベクトルの軌跡とモデル誤差の間に以下の関係が成立する。
・（２７）式より、位相誤差φnは複素平面上の高調波電流ベクトル軌跡が原点方向となす角ψnに等しい。
・（２８）式より、振幅誤差Ａnは高調波電流ベクトルの移動量ΔＬnと原点からの距離Ｒnの比から検出できる。
【００８８】
ただし、実際のモデル誤差の検出は、ステップ外乱以外の高調波特性変動，観測ノイズなどの影響を受けることに注意し、任意フィルタ処理を施して検出する。
【００８９】
本実施形態１では、高調波電流ベクトルの推定値ｉ￣Snを用いて、（２８）式より振幅誤差推定値Ａ＾n，（２０），（２７）式より位相誤差推定値φ＾nを、それぞれ（２９），（３０）式のように推定する。ここで、サフィックス［Ｎ］はサンプリングＮ番目，［Ｎ−１］はその１サンプル前の値を意味する。また、Ｒn［Ｎ］，ΔＲn［Ｎ］，ΔＬn［Ｎ］は、（３１）〜（３３）式で求める。
【００９０】
【数１９】
2014161193.tif 000021
【００９１】
（２９），（３０）式で求めたモデル誤差推定値Ａ＾n，φ＾nに基づいて自動的にモデル誤差を補正する手法を説明する。図１０は、学習機能制御部２９のブロック図である。平均値算出部４１において（１５）式より、高調波電流ベクトルｉSnに基づいて学習制御周期ＴLの高調波電流ベクトル平均値ｉ￣Snを求め、ベクトルパラメータ・モデル誤差算出部４２において、（２９）〜（３３）式より振幅誤差推定値Ａ＾n[N]，位相誤差推定値φ＾n[N]，極座標上の振幅Ｒn[N]，振幅変化量（高調波振幅差分）ΔＲn[N]，高調波電流ベクトルの移動量ΔＬn[N]を計算する。次に、フラグ判定部４３ａ〜４３ｃにおいて、振幅誤差推定値Ａ＾n[N]，位相誤差推定値φ＾n[N]における状態を示すフラグを表１に示すように生成する。
【００９２】
【表１】
2014161193.tif 000022
【００９３】
実システムの伝達特性の逆数のモデルＱ＾ｎを更新するためのフラグｆA，ｆφは、更新フラグ発生部４４において、上記のフラグを用いて図１１のように生成する。
【００９４】
図１１に示すように、更新フラグ発生部４４は、ＡＮＤ回路５１〜５４，５６，６０，ＯＲ回路５５，５９，ＮＯＴ回路６２，経過時間判定部５７，５８，６１から構成される。
【００９５】
モデル誤差推定ならびにモデル更新を正しく行うためには、高調波電流ベクトル軌跡の変化がシステム変動によるものか、外乱変動によるものかを区別する必要がある。すなわち、外乱変動によるベクトル軌跡の変化に対しては、不用意にモデルを更新しない方が望ましい。
【００９６】
そこで、本実施形態１では主に以下の点に留意して学習アルゴリズムを生成した。
（１）高調波振幅Ｒnが任意閾値以下の場合は、周期外乱オブザーバ１２がロバスト性を維持して正常に抑制していると判断し、学習機能をＯＦＦとする。
（２）高調波振幅Ｒnが減少中あるいは発散中は、モデル誤差の影響を推定できると判断し、学習機能をＯＮにする。
（３）高調波振幅Ｒnが増加中であるが発散方向ではない場合、外乱増加に対する抑制が効いていると判断して、学習機能はＯＦＦにする。
（４）高調波振幅Ｒnが任意閾値（例えば、５％）以上となった場合、モデル誤差による発散状態の検知の遅れが主要因と判断し、学習機能をＯＮにする。
（５）高調波ベクトルが停滞すると誤差推定ができない。この場合、（１）モデル振幅が真値に対して極度に小さい、（２）ランプ状の外乱変化に対して抑制が効いている状態のどちらかと考え、停滞期間がＴst以上経過した場合に（１）であると判断し、振幅誤差を補正する。
（６）外乱変動の影響を考慮し、誤差推定値のばらつきや誤差量を監視する。振幅・位相誤差がそれぞれＴA，Ｔφ以上の間、安定して検知できた場合にモデルを更新する。
（７）安定化に重要な位相補正を優先する。位相補正中の振幅補正は推定誤差を発生するため、同時に適用しない。
【００９７】
前記（１）は、図１１に示す更新フラグ発生部４４においてフラグｆut，ＡＮＤ回路５１により判断している。同様に、（２）はフラグｆΔR，ｆdiv，ＡＮＤ回路５３，５４，ＯＲ回路５５により判断し、（３）はフラグｆΔR，ｆdiv，ＡＮＤ回路５３，５４，ＯＲ回路５５により判断し、（４）はフラグｆot，ＡＮＤ回路５２により判断し、（５）はフラグｆst，継続時間判定部５８により判断し、（６）はフラグｆssA，ｆssφ，ｆleA，ｆleφ，ＡＮＤ回路５６，６０，継続時間判定部５７，６１により判断し、（７）はＮＯＴ回路６２により判断している。
【００９８】
位相誤差更新部４５ａ，振幅誤差更新部４５ｂにおいて、更新フラグｆA，ｆφの出力が「１」の場合、モデルの振幅誤差指令値Ａ*n・位相誤差指令値φ*nを振幅誤差推定値Ａ＾n，位相誤差推定値φ＾nに更新して出力する。そして、この振幅誤差推定値Ａ*n，位相誤差推定値φ*nをそれぞれ振幅初期値Ａ*onから除算，位相初期値φ*onから減算する。補正後のモデル振幅・位相に基づいて図１０に示すように実システムの伝達特性の逆数Ｑ＾dn，Ｑ＾qnを生成・更新する。
【００９９】
図１２は、振幅誤差Ａn＝０．５，位相誤差φn＝５π／９（周期外乱オブザーバのロバスト安定範囲外）において、学習機能の有無を応答波形およびベクトル軌跡で比較した一例である。図１２（ａ）は、モデル学習機能がＯＦＦであり、周期外乱オブザーバ１２の不安定領域で発散する。一方、図１２（ｂ）は、モデル学習機能がＯＮであり、まずモデルの位相誤差φnを検知・補正して収束方向に正しく抑制する。続いて振幅誤差Ａnが補正され、収束速度を向上している様子が確認できる。なお、システム変動・外乱変動等，種々の動作条件においても学習機能が有効に働くことを確認している。
【０１００】
以上示したように、本実施形態１によれば、実システムの伝達特性の逆数Ｑnの自動学習機能によって、周期外乱オブザーバ１２のロバスト安定範囲を超えた領域であっても抑制制御を安定化できる。
【０１０１】
（２９），（３０）式に基づいて周期外乱オブザーバ１２のモデルＱ＾nの振幅誤差Ａn，位相誤差φnを推定し、図１０，図１１ならびに表１によって高調波ベクトル変化の状態を考慮し、それらの状態に適した条件・タイミングで上記のモデル誤差を補正する。
【０１０２】
また、本実施形態１によれば、特許文献１では考慮されていない「発散条件」（ｆdiv）を学習条件に加えることで、モデル誤差による制御不安定に陥った場合の発散的挙動を素早く検知して補正することが可能となる。同様に、特許文献１で十分に考慮されていない「停滞状態」（ｆst）を学習条件に加えることで、停滞状態の実システムの伝達特性の逆数Ｑnが過小な誤差により生じているものか、あるいは周期外乱変動によって停滞しているように見えるのかを切り分けて判断し、モデル誤差による停滞状態の場合のみモデルを補正することができる。
【０１０３】
さらには、特許文献１ではモデル振幅誤差の補正をＸ倍あるいは１／Ｘ倍といった段階的補正を行っているのに対し、本実施形態１では（２９）式のモデル振幅誤差推定値に基づいて実際の高調波インピーダンスの真値に近い値に補正するため、モデルの振幅誤差をより早く補正できる。これによって、位相誤差が少ないときは高調波抑制の応答性の向上に繋がり、位相誤差が大きなときは発散速度の低減に効果がある。
【０１０４】
［実施形態２］
本実施形態２における実システムの伝達特性の逆数の学習制御部の構成を図１３に示す。その他の基本制御構成は実施形態１と同様であるため説明を省略する。
【０１０５】
（８）〜（１４）式および図６で求めたように、周期外乱オブザーバ１２が有するロバスト安定条件の範囲内において、実システムの伝達特性の逆数Ｑの振幅誤差Ａnを敢えて大きな方向（Ａn＞１）に設定することで、高調波抑制の応答性を向上させる。
【０１０６】
振幅初期値Ａ*onはモデル誤差をなくすために、通常は真値Ａ*on＝１に設定するが、Ａ*on＞１に設定することで実システムの伝達特性の逆数Ｑ＾dn，Ｑ＾qnに対するゲインとして与えられ、ロバスト安定条件の範囲内で応答速度を向上させることができる。
【０１０７】
また、（２９）式で推定された振幅誤差推定値Ａ＾nの結果に対して、高調波抑制制御応答性能を向上するために振幅初期値Ａ*onを図１１に示すように指令値としてフラグ判定部４３ｃに与える。フラグ判定部４３ｃでは、振幅初期値Ａ*onと振幅誤差推定値Ａ＾nの誤差を評価して振幅誤差評価フラグｆleAを生成する。
【０１０８】
本実施形態２によれば、実施形態１の作用効果に加え、振幅初期値を敢えて真値より大きく設定することで、抑制制御応答性を向上させることができる。
【０１０９】
［実施形態３］
実施形態２では、振幅初期値Ａ*onをＡ*on＞１に設定していたが、図６に示したとおり、周期外乱オブザーバ１２のロバスト安定条件は、位相誤差φnが大きくなるに連れて振幅誤差Ａnの安定余裕が小さくなる。したがって、位相誤差φnを考慮せずに振幅初期値Ａ*0nを大きく設定すると制御の安定性を損なう危険がある。
【０１１０】
そこで本実施形態３では、図４に示すように、位相誤差指令値φ*nの状態を用いて振幅初期値Ａ*onを決定する。
【０１１１】
本実施形態３によれば、モデル振幅指令値生成部４６では、予め数値解析で決定づけられる図６に示すようなロバスト安定条件に基づき、位相誤差指令値φ*nを入力とした振幅初期値Ａ*onをテーブル化しておく。また、簡易的な数式・関数として実装しても良い。これにより、実施形態１，２の作用効果に加え、振幅初期値Ａ*onが位相誤差指令値φ*nの状態に応じて可変となり、制御安定性を損なうことなく効果的に抑制制御応答性を向上させることができる。
【０１１２】
［実施形態４］
本実施形態４は、図１５に示すように学習機能付き周期外乱オブザーバ１２の制御構成を並列化して、複数の次数の高調波成分（例えば、−５次，７次，・・・，ｎ次成分）に対応したものである。
【０１１３】
各次数の周期外乱オブザーバ１２内部は、図４で示したものと同様である。各次高調波補償値のｄ軸，ｑ軸成分Ｉ*d5，Ｉ*d7，…，Ｉ*dn，Ｉ*q5，Ｉ*q7，…，Ｉ*qnはそれぞれ合算して、周期性外乱抑制指令値のｄ軸電流指令値Ｉ*d，ｑ軸電流指令Ｉ*qとする。
【０１１４】
本実施形態４によれば、実施形態１〜３の作用効果に加えて同時に複数次数の高調波成分を抑制することが可能となる。
【０１１５】
［実施形態５］
これまでの実施形態１〜４では、電源電流高調波を抑制することを目的としていたが、本実施形態５では図１６に示すように、電源電圧高調波を検出して同様の抑制制御を行うものである。
【０１１６】
例えば、アクティブフィルタ補償電流ｉAFから電源電流ｉs検出までの高調波インピーダンスの周波数伝達特性が反共振状態に陥ると、十分な精度で補償することができず、不必要に補償電流値を大きくしてしまう。そのような状態の場合は、電圧検出方式の方が精度良く検出できる可能性がある。
【０１１７】
本実施形態５の基本的な制御構成はこれまでの実施形態１〜４と同一であるが、周期外乱オブザーバ１２で電源電流検出ｉSから電源電圧検出ｖSに変更している。したがって，周期外乱オブザーバ１２で使用する実システムの伝達特性Ｐnは、補償電流指令値Ｉ*d，Ｉ*qから電圧検出ｖSまでの周波数伝達特性に相当する。
【０１１８】
本実施形態５によれば、実施形態１〜４の作用効果に加え、系統連系点の電圧高調波を抑制することができる。
【符号の説明】
【０１１９】
１２…周期外乱オブザーバ（周期性外乱抑制制御装置）
２３ｄａ，２３ｑａ，２３ｑｂ，２３ｄｂ…積算器
２９…学習制御部
３０…周期性外乱検出部
Ｑa，Ｑb…実システムの伝達特性の逆数
ｉSn（＝ｉSdn＋ｊｉSqn）…電流検出値（入力信号検出値）
Ｉ*d，Ｉ*q…周期性外乱抑制指令値
ＩSdn，ＩSqn…周期性外乱検出値
ｄＩ＾n（＝ｄＩ＾dn，ｄＩ＾qn）…周期性外乱電流推定値
Ｒn…高調波振幅
ΔＲn…高調波振幅差分
ΔＬn…高調波ベクトルの移動量
Ａ＾n…振幅誤差推定値
φ＾n…位相誤差推定値
【図１】
2014161193.tif 000023
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2014161193.tif 000034
【図１３】
2014161193.tif 000035
【図１４】
2014161193.tif 000036
【図１５】
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【図１６】
2014161193.tif 000038