(57)【要約】 【課題】  従来の周波数情報検出装置では、周波数を検出するために、微分回路、移相回路、積分回路等が必要であり演算が複雑であった。【解決手段】  余弦値推定部２０は、周波数情報を演算する際に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］及び既知の値を用いて推定する。その後、位相推定部３０で上記余弦値の位相α［ｔ］、位相変位量演算部３０で位相変位量Δα［ｔ］、周波数推定部５０で、入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報を演算する。そして、移動平均部６０で移動平均値を演算する。これにより、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。【選択図】  図２
2014199195.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログの正弦波信号Ｖｉｎの周波数情報を検出する周波数情報検出装置であって、
アナログの正弦波信号Ｖｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えた周波数情報検出装置。
【請求項２】
前記余弦値推定部は、入力信号Ｖｉｎの設定周波数ｆｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を式（１）によって演算することを特徴とする請求項１に記載の周波数情報検出装置。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝  ・・・（１）
【請求項３】
前記定数Ｋを式（２）によって演算することを特徴とする請求項２に記載の周波数情報検出装置。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝  ・・・（２）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
周波数情報検出装置は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源等で用いることが可能である。
【０００３】
図５は、高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０は、共通の発振器１００から出力される高周波信号を進行波電力出力部（図略）で増幅して高周波電力を出力する。第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の電極（１３１，１３２）の２箇所に供給される。この図５では、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図６に示すように、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給することも可能である。
【０００４】
なお、第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０からプラズマ処理装置１３０に向かう高周波電力を進行波電力といい、プラズマ処理装置１３０で反射されて高周波電源側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。
【０００５】
プラズマ処理装置１３０では、第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０から供給された高周波電力を用いてプラズマ１３３を発生させて、エッチング等を行う。
【０００６】
なお、第１の高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０との間には、第１の高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合器が用いられることがある。第２の高周波電源１２０とプラズマ処理装置１３０との間にも同様にインピーダンス整合器が用いられることがある。
【０００７】
図５及び図６の高周波電力供給システムでは、第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０の制御が、それぞれ別の制御回路で行われることになる。制御回路が異なると、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０の出力周波数が僅かに異なる場合がある。この原因としては、例えば、制御クロックが異なることによる誤差等が考えられる。特に、第１の高周波電源１１０と第２の高周波電源１２０とが別のメーカのものであれば、若干の違いが生じる可能性がある。
【０００８】
図５及び図６のような高周波電力供給システムにおいて、２つの高周波電源１１０及び１２０の出力周波数が僅かに異なる場合、電極（１３１，１３２）には、周波数が僅かに異なる高周波電力が供給されて混合される。すなわち、電極（１３１，１３２）に印加される２種類の高周波電圧の周波数が僅かに異なっているので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は変調されたように振幅が周期的に変動する。例えば、２種類の高周波電圧の周波数が、１３．５６ＭＨｚ近傍で１Ｈｚ異なっていると、約１ｓの周期で振幅が変動する。その結果、プラズマ処理装置１３０で発生するプラズマの電位も周期的に変動するため、悪影響を及ぼす。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。
【０００９】
したがって、第１の高周波電源１１０及び第２の高周波電源１２０の出力周波数を同一にする必要がある。そのためには、一方の高周波電源の出力周波数を検出し、他方の高周波電源の出力周波数を検出した周波数に合わせれば、上記の問題を解決できる。そのため、高周波電力供給システムの分野においても、周波数を検出する周波数情報検出装置が必要である。また、高周波電源の出力周波数をモニタする等の用途が考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開昭６３−６６４７２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来、高周波領域における周波数情報検出装置としては、例えば、特許文献１（特開昭６３−６６４７２）のようなものが提案されていた。しかし、この特許文献１では、周波数を検出するために、微分回路、移相回路、積分回路等が必要であり演算が複雑であった。また、周波数との対応関係を予め記憶しておくルックアップテーブルが必要であり、事前の準備を必要としていた。
【００１２】
本発明は、従来よりも簡単に周波数を検出できる周波数情報検出装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
アナログの正弦波信号Ｖｉｎの周波数情報を検出する周波数情報検出装置であって、
アナログの正弦波信号Ｖｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えている。
【００１４】
第２の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記余弦値推定部が、入力信号Ｖｉｎの設定周波数ｆｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を下式によって演算することを特徴としている。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝
【００１５】
第３の発明によって提供される周波数情報検出装置は、
前記定数Ｋを下式によって演算することを特徴としている。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝
【発明の効果】
【００１６】
本発明では、周波数情報を演算する際に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］及び既知の値を用いて演算する。これにより、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】高周波電圧の検出例を示すブロック図である。
【図２】周波数情報検出装置１の構成例である。
【図３】入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部６０から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果である。
【図４】入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部６０から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果である。
【図５】高周波電力供給システムの概略構成例である。
【図６】高周波電力供給システムの他の概略構成例である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。
【００１９】
図１は、高周波電圧の検出例を示すブロック図である。
第１の高周波電源１１０は、発振器１００から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦを出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。高周波電源１１０から出力された進行波電力ＰＦは、伝送線路１４０を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源では、数百ｋＨｚ上の周波数（例えば、１３ＭＨｚ，４０ＭＨｚ等の周波数）を有する進行波電力ＰＦを出力している。
【００２０】
負荷となるプラズマ処理装置１３０は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。なお、加工部には、電極（図５及び図６参照）が設けられている。この加工部にプラズマ放電用ガスが導入され、電極に高周波電源１１０から出力された進行波電力ＰＦが供給されると、放電が生じてプラズマが発生する。プラズマ処理装置１３０は、このプラズマを利用して被加工物を加工している。
【００２１】
方向性結合器１５０は、第１の高周波電源１１０とプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、高周波電源１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖｆとして出力する。なお、方向性結合器１５０は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。
【００２２】
フィルタ１６０は、ローパスフィルタ又はバンドバスであり、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖｆから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１６０から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出装置１へ送られる。本明細書では、フィルタ１６０から出力される信号を周波数情報検出装置１への入力信号Ｖｉｎとする。
なお、入力信号Ｖｉｎは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をｆ、時間をｔ、位相オフセットをθ、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、入力信号Ｖｉｎは、式（１）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。
Ｖｉｎ＝ｓｉｎ（２π・ｆ・ｔ＋θ）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ）  ・・・（１）
【００２３】
また、フィルタ１６０の後段には、後述するＡ／Ｄコンバータ１０の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図１では省略している。
【００２４】
フィルタ１６０から出力された入力信号Ｖｉｎは、周波数情報検出装置１に入力される。周波数情報検出装置１では、後述するように入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］を出力する。出力された周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］は、例えば、図５及び図６に示した第２の高周波電源１２０に送られ、第２の高周波電源１２０の出力周波数を第１の高周波電源１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。
【００２５】
図２は、周波数情報検出装置１の構成例である。周波数情報検出装置１は、図２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ１０、余弦値推定部２０、位相推定部３０、位相変位量演算部４０、周波数推定部５０及び移動平均部６０を備えている。
【００２６】
Ａ／Ｄコンバータ１０は、フィルタ１６０から出力されるアナログの入力信号Ｖｉｎを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ１６０から出力される入力信号Ｖｉｎが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄコンバータ１０から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。
【００２７】
ここで、入力信号Ｖｉｎの周波数をｆｉｎ、サンプリング周波数をｆｓ、位相オフセットをθ’、相対角周波数をωｉｎ＝２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）とすると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は、式（２）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖｉｎ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］＋θ’）
＝ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）            ・・・・・（２）
【００２８】
余弦値推定部２０は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「ｃｏｓ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」は位相推定部３０に送られる。以下、具体的に説明する。
【００２９】
「α［ｔ］＝ωｉｎ［ｔ］＋θ’＝２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］＋θ’」とすると、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、式（３）で表すことができる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）
＝｛（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）・ｃｏｓ（α［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（α［ｔ］＋ωｉｎ［ｔ］）−ｓｉｎ（α［ｔ］−ωｉｎ［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（２ωｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））  ・・・（３）
【００３０】
式（２）を参照すると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」であるので、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが変化しなければ、サンプリング周期（１／ｆｓ）毎の相対角周波数ωｉｎの変位量は「ωｉｎ［ｔ］」で一定である。したがって、式（３）の分子は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］から、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］を減算することを表している。
【００３１】
また、式（３）の分母の「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。
【００３２】
したがって、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、時刻［ｔ−１］、［ｔ］及び［ｔ＋１］における３つの入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、Ｖｉｎ［ｔ］及びＶｉｎ［ｔ＋１］を用いて推定することができる。
【００３３】
ただし、上記のように、「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式（３）の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値（ｓｉｎの値）は、０を中心として±１の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。
【００３４】
後述するように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定した後、位相α［ｔ］を演算し、さらに位相α［ｔ］のサンプリング周期毎の位相変位量Δα［ｔ］に基づいて入力信号Ｖｉｎの周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］を演算する。その後、演算した周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算するので、式（３）の分母の誤差は、殆ど相殺される。
【００３５】
そこで、もともと誤差のある式（３）の分母を構成する入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎを、式（４）のように、設定周波数ｆｓｅｔに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数ｆｓｅｔとは、入力信号Ｖｉｎの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図５及び図６の例では、発振器１００から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数ｆｓｅｔは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部２０に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ωｓｅｔ（＝２π・ｆｉｎ）を用いてもよい。
２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）＝２ｓｉｎ（２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］）
→  ２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）  ・・・（４）
【００３６】
ここで、式（４）を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝」を定数Ｋで表すと、式（３）は式（５）のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定する際には、式（３）を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式（５）を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛ｓｉｎ（２ωｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝
＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝  ・・・（５）
【００３７】
上記のように、余弦値推定部２０は、Ａ／Ｄコンバータ１０によってデジタル信号となった複数の入力信号Ｖｉｎのデータを用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算する。そのため、余弦値推定部２０は図示しないメモリを有し、そのメモリにＡ／Ｄコンバータ１０から出力された入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次記憶していく。
【００３８】
なお、上記のように、余弦値推定部２０では、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］と、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］とを用いるが、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を用いない。しかし、後述するように位相推定部３０で行う演算には時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］及び瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］の連続する３つのデータを記憶しておく。
【００３９】
また、上記の例では、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算することができる。
【００４０】
位相推定部３０は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、式（６）に示すように、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する。この位相α［ｔ］は、±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算される。演算された位相α［ｔ］は、位相変位量演算部３０に送られる。
α［ｔ］＝ｔａｎ−１（Ｖｉｎ［ｔ］／ｃｏｓα［ｔ］）  ・・・（６）
【００４１】
なお、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））が演算されるので、位相α［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に演算される。また、位相α［ｔ］の演算に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は、余弦値推定部２０に設けたメモリから読み出せばよい。
【００４２】
位相変位量演算部３０は、位相推定部３０で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する。演算された位相変位量Δα［ｔ］は、周波数推定部５０に送られる。
【００４３】
ここで、位相変位量演算部３０は、時刻［ｔ−１］から時刻［ｔ］のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα［ｔ］を演算するのであるが、位相推定部３０から出力される時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］が、上記のように±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算されるため、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が正の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（７）を用いて演算し、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が負の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（８）を用いて演算する。
Δα［ｔ］＝α［ｔ］−α［ｔ−１］            ・・・（７）
Δα［ｔ］＝（α［ｔ］−α［ｔ−１］）＋２π  ・・・（８）
【００４４】
なお、上記のように、位相変位量演算部３０は、位相推定部３０によって演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を用いて時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算するので、位相変位量演算部３０は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部３０から出力された位相α［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を記憶しておく。
【００４５】
また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に、時刻［ｔ］における位相α［ｔ］が演算されるので、位相変位量Δα［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に演算される。
【００４６】
周波数推定部５０は、位相変位量演算部３０で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］を演算する。演算された入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］は、移動平均部６０に送られる。
【００４７】
ここで、位相変位量Δα［ｔ］は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式（９）に示すように、位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆｓを乗算すると、１秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］［単位：ｒａｄ／ｓ］を演算することができる。また、式（１０）に示すように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆｓを乗算するとともに「２π」で除算することにより、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］［単位：Ｈｚ］を演算することができる。
ωｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆｓ              ・・・（９）
ｆｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆｓ／（２π）    ・・・（１０）
【００４８】
また、角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］と設定角周波数ωｓｅｔとの差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］は、式（１１）のように演算できる。なお、設定角周波数ωｓｅｔは、「２π・ｆｓｅｔ」である。また周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］と設定周波数ｆｓｅｔとの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、式（１２）のように演算できる。そのため、周波数推定部５０は、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部５０に設定周波数ｆｓｅｔを入力すればよい。もちろん、周波数推定部５０に設定角周波数ωｓｅｔを入力してもよい。また設定周波数ｆｓｅｔから設定角周波数ωｓｅｔを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ωｓｅｔから設定周波数ｆｓｅｔを演算してもよい。
ωｄｉｆ［ｔ］    ＝ωｅｓｔ［ｔ］−ωｓｅｔ［ｔ］    ・・・（１１）
ｆｄｉｆ［ｔ］    ＝ｆｅｓｔ［ｔ］−ｆｓｅｔ［ｔ］    ・・・（１２）
【００４９】
なお、本明細書では、入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］を総称して時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの「周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］」という。
【００５０】
また、入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。
【００５１】
なお、上記のように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に演算されるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に演算される。
【００５２】
移動平均部６０は、周波数推定部５０から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算する。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。
【００５３】
なお、上記のように、移動平均部６０は、周波数推定部５０から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部６０は、図示しないメモリを有し、そのメモリに周波数推定部５０から出力された周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。
【００５４】
また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］が演算されるので、角周波数の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２０に入力された後に演算される。
【００５５】
また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。
【００５６】
また、移動平均部６０は、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］又は差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を出力することもできる。
【００５７】
また、本明細書では、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を総称して、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの「周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］」という。
【００５８】
また、角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。
【００５９】
上記のようにして求めた入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］は、例えば、図５及び図６に示した第２の高周波電源１２０に送られ、第２の高周波電源１２０の出力周波数を第１の高周波電源１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。この場合、周波数情報検出装置１の制御クロックと第２の高周波電源１２０の制御クロックとを同一にするために、周波数情報検出装置１を第２の高周波電源１２０に組み込む等して、同一の制御クロックを用いればよい。
【００６０】
なお、移動平均部６０から出力される入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］をデジタルデータとするとともに、第２の高周波電源１２０の発振器をデジタルデータである周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］が示す周波数を有する高周波信号を発生できるように構成することが望ましい。このような発振器としては、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）を用いることができる。
【００６１】
＜移動平均値を演算する理由＞
上記のように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））には、誤差が含まれているので、位相α［ｔ］にも誤差が含まれる。もちろん、時刻［ｔ−１］における余弦値（ｃｏｓ（α）［ｔ−１］）、位相α［ｔ−１］にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα［ｔ］にも誤差が含まれる。そのため、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］にも誤差が含まれる。
【００６２】
すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］に含まれる誤差は、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））に起因する。
この時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部６０によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。
【００６３】
したがって、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））」を推定する際に、設定周波数ｆｓｅｔを用い、式（５）の一部を定数とすることで、周波数情報を得るための演算負荷を低減させるとともに、精度のよい周波数情報を得ることができる。
【００６４】
＜シミュレーション結果＞
図３は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部６０から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果である。図３（ａ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図３（ｂ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図３（ｃ）は、図３（ｂ）の一部拡大図である。また、図３（ａ）及び図３（ｂ）は、サンプリング開始後、約１５０〜１６０μｓ間のデータであり、図３（ｃ）は、サンプリング開始後、約１５９〜１６０μｓ間のデータである。
【００６５】
なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
（１）サンプリング周波数ｆｓ      ：５０ＭＨｚ
（２）設定周波数ｆｓｅｔ          ：１３．５６ＭＨｚ
（３）入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎ：１３．５６３ＭＨｚ
（設定周波数ｆｓｅｔと３，０００Ｈｚだけずれていると想定）
（４）移動平均値の演算に用いるデータ数：５００個（１０μｓの移動平均値）
【００６６】
図４は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部６０から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］の他のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｂ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）の一部拡大図である。
なお、この図４は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが１３．５６０３ＭＨｚ（設定周波数ｆｓｅｔと３００Ｈｚだけずれていると想定）であることを除き、図３と同じ条件でのシミュレーション結果である。
【００６７】
図３（ａ）のように、入力信号Ｖｉｎの周波数が設定周波数ｆｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３，０００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±４００Ｈｚの範囲でばらついているが、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±０．６Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Ｖｉｎの周波数が設定周波数ｆｓｅｔに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部６０から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。
【００６８】
また、図４（ａ）のように、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±４０Ｈｚの範囲でばらついているが、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±０．０５Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Ｖｉｎの周波数を検出できていることが分かる。
【００６９】
なお、本実施例の周波数情報検出装置は、アナログの正弦波信号Ｖｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号にＡ／Ｄ変換することによって得られるデジタルの正弦波信号の周波数情報を検出する周波数情報検出装置であり、特に用途は限定されない。そのため、上記では、周波数情報検出装置を、例えば図５及び図６のような高周波電力供給システムに用いる例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、商用周波数帯域（５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ）でも適用できる。
【符号の説明】
【００７０】
１    周波数情報検出装置
１０    Ａ／Ｄコンバータ
２０    余弦値推定部
３０    位相推定部
４０    位相変位量演算部
５０    周波数推定部
６０    移動平均部
１００    発振器
１１０    第１の高周波電源
１２０    第２の高周波電源
１３０    プラズマ処理装置（負荷）
１３１    電極
１３２    電極
１３３    プラズマ
１４０    伝送線路
１５０    方向性結合器
１６０    フィルタ
【図１】
2014199195.tif 000003
【図２】
2014199195.tif 000004
【図３】
2014199195.tif 000005
【図４】
2014199195.tif 000006
【図５】
2014199195.tif 000007
【図６】
2014199195.tif 000008