(57)【要約】【課題】スイッチング素子の直列回路を直流電源と並列接続した電力変換回路で、スイッチング時のサージ電圧やノイズの低減のため、ゲート抵抗値を大きくする方法やスイッチング素子のゲート・エミッタ間にコンデンサを接続する方向があるが、ゲート信号の遅れが大きくなることやスイッチング損失が増加することなどの問題がある。【解決手段】コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第１のスイッチ素子との直列回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路と、前記二つの直列回路を直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に接続された第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与える。【選択図】図１
2014079086.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に接続された第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与えることを特徴とした電圧駆動型半導体素子の駆動回路。
【請求項２】
電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第３の抵抗と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、を備え、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとを直接又は抵抗を介して接続し、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与えることを特徴とした電圧駆動型半導体素子の駆動回路。
【請求項３】
電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、オン用の第１のスイッチ素子と、オフ用の第２のスイッチ素子と、を備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に、コンデンサと第１の抵抗との並列回路とダイオードとの直列回路と、前記直列回路と並列接続される第２の抵抗と、前記第１の抵抗とダイオードとの直列回路と前記第２の抵抗との並列回路と直列接続される第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与えることを特徴とした電圧駆動型半導体素子の駆動回路。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、前記電圧駆動型半導体素子のゲート電圧がゲート閾値電圧値に達する時点の駆動電流値が、前記電圧駆動型半導体素子のターンオン時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を所定値以下に抑制する駆動電流値になるように、前記コンデンサの静電容量値及び第１の抵抗の抵抗値が設定されることを特徴とした電圧駆動型半導体素子の駆動回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか1項に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、前記第1の抵抗の抵抗と並列接続されるコンデンサの容量値は、前記電圧駆動型半導体素子の入力容量の１．５倍から２．０倍に設定することを特徴とする電圧駆動型半導体素子の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの電圧駆動型半導体素子を駆動する駆動回路に関し、電圧駆動型半導体素子がスイッチングを行う時に発生するサージ電圧や、主端子間の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）によるスイッチングノイズを抑制する駆動回路の構成技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図９に、電圧駆動型半導体素子としてのＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路の一般的な回路構成を示す。電力用のＩＧＢＴはＩＧＢＴ素子７にダイオード８が逆並列接続され、ゲート内蔵抵抗９などとモジュール化されたものが多い。図９において、１は駆動回路の正側電源、２は負側電源であり、直列接続された構成で正極、負極、中性極をそなえる。スイッチング回路は、抵抗３とスイッチ素子４（この例ではＮＰＮトランジスタ）からなるオン用スイッチ回路と、抵抗６とスイッチ素子５（この例ではＰＮＰトランジスタ）からなるオフ用スイッチ回路とが直列接続された直列スイッチ回路で、一般的にはトーテンポール接続と呼ばれる。駆動用電源と直列スイッチ回路は並列接続され、直列スイッチ回路のスイッチ素子４とスイッチ素子５との接続点がＩＧＢＴ７のゲートと直列に接続された内蔵抵抗９に接続され、オン用の正側電源１とオフ用の負側電源２の接続点がＩＧＢＴ７のエミッタに接続される。
【０００３】
ＩＧＢＴなどの高速スイッチングが可能な素子を使用すると、この素子がスイッチングする時に回路配線等各部の浮遊インダクタンスによって過大なサージ電圧が発生し、ＩＧＢＴの主端子間に大きな電圧変化率(ｄｖ／ｄｔ)が発生する。これがスイッチングノイズとして、素子の誤動作を引き起こすばかりでなくＩＧＢＴ自身を破壊させてしまう問題がある。これを防止し、ＩＧＢＴを緩やかにスイッチングさせるため、従来は前述の駆動回路のゲート抵抗３及び６を問題が生じなくなる値まで大きくする方法等が採られている。
【０００４】
図１１に、ＩＧＢＴを用いたインバータの一般的な回路図を示す。インバータはそれぞれダイオードが逆並列接続された6個のＩＧＢＴＴ１〜Ｔ６で構成され、直流電源ＤＰと並列接続される。上アームと下アームのＩＧＢＴを交互にスイッチすることで、交流出力から負荷に電力を供給するものである。
【０００５】
図１２に、インバータ回路の１相分の回路図を示す。図１２の駆動回路部分ＧＤＵ１、ＧＤＵ２が図９の駆動回路に対応している。
図9において、外部より指令されるオンオフ信号に基づいたＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥは、オン時はオン用の正側電源１からターンオン用ゲート抵抗３とスイッチ素子４との直列回路とゲート抵抗９とを介して、オフ時はオフ用の負側電源２からスイッチ素子５とターンオフ用ゲート抵抗6とゲート抵抗９との直列回路を介して、各々ゲートに供給される。電力変換回路においては、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧は、オン時は順バイアスの電圧に、オフ時は逆バイアスの電圧とする駆動方式が一般的である。
【０００６】
ＩＧＢＴ７のゲート入力にはＩＧＢＴ７の構造上コンデンサ容量があるので、ゲート駆動回路によるゲート容量の充放電時間をターンオン用ゲート抵抗3及びターンオフ用ゲート抵抗６により調整できる。ターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６を増加させることにより、ＩＧＢＴ７のゲート入力容量とターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗6から決まる充放電の時定数が長くなり、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥの立ち上がりと立ち下がりを緩やかにすることができる。その結果、ＩＧＢＴ７は緩やかなスイッチングを行い、電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）や電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が低減され、サージ電圧の抑制によりスイッチングノイズが低減される。充放電の時定数を長くする別の手段としては、ゲート容量を増加させることであり、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間にコンデンサを接続することに相当する。
【０００７】
図１０にターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６の値を変えた場合のスイッチング波形の違いを示す。上アームのＩＧＢＴＴ１と並列接続されたダイオードを介して還流電流が流れている時に下アームのＩＧＢＴをオンさせた時の波形で、下アームのＩＧＢＴをオンさせると、上アームのダイオードが逆回復してオフ状態となり、下アームのＩＧＢＴＴ２が電流を流す動作となる。図１０（ａ）は図１２における下アームのＩＧＢＴＴ２のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥを、図１０（ｂ）は下アームのＩＧＢＴ２のゲート電流Igを、図（ｃ）は下アームのＩＧＢＴＴ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＧＥとコレクタ電流Ｉｃを、図１０（ｄ）は上アームのダイオードのアノード（ＩＧＢＴＴ１のエミッタ）・カソード（ＩＧＢＴＴ１のコレクタ）間電圧ＶＡＫとダイオードの順方向電流IFを、各々示している。細線はターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６の値を小さくした時の波形例で、太線はターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６の値を大きくした時の波形例である。ゲート抵抗値を大きくすると、ＩＧＢＴとダイオードのスイッチング時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）と電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が小さくなる。ゲート抵抗値を大きくしてノイズ発生を低減する方法とその対策例は特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平９−４７０１５号公報
【特許文献２】特許第３５６８８４８号公報
【特許文献３】特許第３６６６８４３号号公報
【特許文献４】特許第３９４１３０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のような方法はゲートの入力容量の充放電に時間がかかり、駆動回路にオンオフ信号が入力されてから実際にＩＧＢＴが動作するまでの時間が増加してしまうため、短時間でのＩＧＢＴのスイッチングが困難であり、スイッチング損失が増加するなどの問題がある。又、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間にコンデンサを接続する方法にはＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量を充放電する電流とコンデンサを充放電する電流が流れるため、駆動回路の電流容量を増加させる必要があり、駆動回路の電源容量が増加する問題がある。これらを解決するための発明として、特許文献２〜４があるが、いずれも高速化で低損失化は図れるがノイズ低減効果が小さいこと、部品点数が増加すること、制御が複雑化することなどの問題がある。
【００１０】
従って、本発明の課題は、スイッチング時間の遅れが小さく且つスイッチング損失を増加させずに、ノイズ低減効果の大きな電圧駆動型半導体素子の駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述の課題を解決するために、第１の発明においては、電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に接続された第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与える。
【００１２】
第２の発明においては、電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第３の抵抗と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、を備え、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとを直接又は抵抗を介して接続し、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与える。
【００１３】
第３の発明においては、電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、駆動回路用電源と、オン用の第１のスイッチ素子と、オフ用の第２のスイッチ素子と、を備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と前記電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に、コンデンサと第１の抵抗との並列回路とダイオードとの直列回路と、前記直列回路と並列接続される第２の抵抗と、前記第１の抵抗とダイオードとの直列回路と前記第２の抵抗との並列回路と直列接続される第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は前記駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与える。
【００１４】
第４の発明においては、第１〜第３の発明の何れか１項に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、前記電圧駆動型半導体素子のゲート駆動電圧がゲート閾値電圧値に達する時点の駆動電流値が、前記電圧駆動型半導体素子のターンオン時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を所定値以下に抑制する駆動電流値になるように、前記コンデンサの静電容量値及び第１の抵抗の抵抗値が設定される。
【００１５】
第５の発明においては、第１〜第4の発明の何れか1項に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動回路において、前記第１の抵抗と並列接続されるコンデンサの容量値は、前記電圧駆動型半導体素子の入力容量の１．５倍から２．０倍に設定する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明では、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に接続された第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与えるようにしている。
【００１７】
この結果、少ない部品で、半導体素子のターンオン時のスイッチング損失を増加させることなく、ノイズを低減することができる電圧駆動型半導体素子の駆動回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第1の実施例を示す駆動回路図である。
【図２】図１の各部の動作波形図である。
【図３】図１の動作説明図である。
【図４】図3のコンデンサ容量とゲート閾値点電流との関係を示すグラフである。
【図５】本発明を適用した時のダイオード逆回復時の電圧波形例である。
【図６】従来のダイオード逆回復時の電圧波形例である。
【図７】本発明の第２の実施例を示す駆動回路図である。
【図８】本発明の第３の実施例を示す駆動回路図である。
【図９】従来例を示す駆動回路図例である。
【図１０】図９における動作波形例である。
【図１１】インバータ回路図例である。
【図１２】図１１の１相分のゲート駆動回路適用図例である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の要点は、コンデンサと第１の抵抗との並列回路と第１のスイッチ素子との直列回路からなるオン用の第１のスイッチング回路と、第２の抵抗と第２のスイッチ素子との直列回路からなるオフ用の第２のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路とを直列接続した駆動用スイッチ回路の直列接続点と電圧駆動型半導体素子のゲートとの間に接続された第３の抵抗と、を備え、前記駆動用スイッチ回路は駆動回路用電源と並列接続され、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに前記電圧駆動型半導体素子用のオンオフ信号を外部から与えるようにしている点である。
【実施例１】
【００２０】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。従来技術の図9と同一部分には同一番号を付けてその説明を省略している。図１において、ＩＧＢＴ７のオンオフ信号はスイッチ素子としてのＮＰＮトランジスタ４及びＰＮＰトランジスタ５のベースに接続されており、トランジスタ４及びトランジスタ５はオンオフ信号に従ってそれぞれオンオフする。コンデンサ１０を並列接続したターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６を介して、トランジスタ４及びトランジスタ５のエミッタが共通接続されてＩＧＢＴ７のゲートに直列接続された内蔵抵抗９に接続され、ＩＧＢＴ７に対してゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥを発生させる。トランジスタ４のコレクタはターンオン用ゲート抵抗３及びコンデンサ１０を介してオン用の正側電源１の正極に接続され、トランジスタ５のコレクタはターンオフ用ゲート抵抗６を介してオフ用の負側電源２の負極に接続されている。
【００２１】
次に図１の回路動作について説明する。ＩＧＢＴ７をターンオフさせる動作については、従来技術で説明した動作と同様であるのでその説明は省略する。
外部より指令されるオンオフ信号が入力されると、その信号はトランジスタ４及びトランジスタ５へ入力される。この信号がオン信号であるとオフ用トランジスタ５をオフさせ、同時にオン用トランジスタ4をオンさせる。オン用トランジスタ4がオンすることにより、ＩＧＢＴ７のゲートの電荷は主に充電用コンデンサ１０を通して充電され、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥが増加し、ＶＧＥがＩＧＢＴ７のゲート閾値電圧値ＶＧＥｔｈに達するとＩＧＢＴ７はターンオンを始める。ゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥがＩＧＢＴ７のゲート閾値電圧値に達してＩＧＢＴ７がターンオンを始めた時のゲート電流値をIGthと定める。
【００２２】
図２に、図１の動作波形を示す。図２（ａ）は下アームのＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥを、図２（ｂ）は下アームのＩＧＢＴのゲート電流Igを、図２（ｃ）は下アームのＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流Ｉｃを、図２（ｄ）は上アームのダイオードのアノード（ＩＧＢＴのエミッタ）・カソード（ＩＧＢＴのコレクタ）間電圧ＶＡＫとダイオードの順方向電流ＩＦを、各々示している。
【００２３】
図３（ａ）は、図１の構成を簡略化したもので、オン用トランジスタ４及びオン用正側電源１を省略し、オン用正側電源１の代わりにステップ電圧源１３を接続したものである。オン用トランジスタ4のオン及びオフ用トランジスタ５のオフは、ステップ電圧源１３の電圧がオフ用負側電源２の設定電圧値からオン用正側電源１での設定電圧値に達することに相当する。ＩＧＢＴ７のゲートには内蔵抵抗9が接続されており、ＩＧＢＴ7のゲートと接続されていない片方をゲート端子として構成されている。ＩＧＢＴ７におけるゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥは、ＩＧＢＴ7のゲートと接続されていない片方の端子とエミッタとの間の電圧である。又、ＩＧＢＴ７におけるゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥｃｈｉｐは、ＩＧＢＴ7（チップ）のゲートとエミッタとの間の電圧である。ステップ電源１３の正極と、オン用ゲート抵抗３とオン用ゲート抵抗３と並列に接続された充電用コンデンサ１０からなる構成部品とＩＧＢＴ７の内蔵抵抗９が直列接続され、ＩＧＢＴ７のゲートと接続される。
【００２４】
ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間には容量成分(Cies) があるため、ステップ電圧源１３の負極とは容量成分(Cies) を介した接続形態となる。図３（a）において、ステップ電圧源１３がオンになった瞬間には、図３（ｂ）で示すように充電用コンデンサ１０は無電圧状態であり、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間ＶＧＥにはステップ電圧源１３の設定電圧が印加される。その後、ターンオン用オン抵抗３、充電用コンデンサ１０、内蔵抵抗9を介して容量成分(Cies)を充電していく。この間には一旦、ステップ電圧源１３の設定電圧、ターンオン用オン抵抗３、充電用コンデンサ１０、内蔵抵抗9及び容量成分(Cies) の各値で決まる電圧値になり、その後に再度ステップ電圧源１３の設定電圧になる。即ち、図３（a）の回路構成ではステップ電圧源がオンになった瞬間のＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥは、充電用コンデンサ１０が無い従来の駆動回路の場合より高くなる。又、これにより、駆動電流の立ち上がり時間及び減衰時間が短くなることが実験的に確かめられている。
【００２５】
又、ステップ電圧源１３の設定電圧、ターンオン用オン抵抗３、充電用コンデンサ１０、内蔵抵抗9及び容量成分(Cies)の値を適宜に設定することで、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥがＩＧＢＴ７のゲート閾値電圧値ＶＧＥｔｈに達し、ＩＧＢＴ７がターンオンする時の駆動電流の値を極小にする事が可能になる。この条件は、下記の条件式で説明される。
【００２６】
ステップ電圧源１３の設定電圧をＥ、ターンオン用オン抵抗３の値をRgon、充電用コンデンサ１０の容量値をCsu、内蔵抵抗9の値をRgin及びIGBT７の容量成分(Cies)の値をCesとして、T1=Rgon・Csu、T2=Rgin・Ces、α=Rgon/Rgin とすると、
図３（a）のＶＧＥは、下記のように求められる。
【００２７】
ＶＧＥ（ｓ）＝（T1*s+1）*(T2*s+1)*E/((T1*T2*s2+(T1+T2+α*T2)*s+1)*s・・・（１）
ＶＧＥ（ｓ）はラプラス変換式である。この逆変換式 ＶＧＥ（t）は、
ＶＧＥ（ｔ）＝E+E*(1/T1+1/T2+α/T1)*(ep*t-eq*t) /(p-q)・・・（２）
p=(-1/2)*((1/T1+1/T2+α/T1)-√((1/T1+1/T2+α/T1)2-4/T1/T2)
q=(-1/2)*((1/T1+1/T2+α/T1)+√((1/T1+1/T2+α/T1)2-4/T1/T2)
となり、ＶＧＥ（０）＝Ｅ、ＶＧＥ（∞）＝Ｅとなるので、ステップ電圧源１３がオンになった瞬間には、ＩＧＢＴ７のゲート・エミッタ間にはステップ電圧源１３の設定電圧が印加されることがわかる。
【００２８】
容量成分(Cies)はＩＧＢＴ７固有の値であるため、極小値をＩＧＢＴ７のゲート閾値電圧値にするには、ステップ電圧源１３の設定電圧、ターンオン用オン抵抗３、充電用コンデンサ１０、内蔵抵抗９の値の選び方をかえることになる。
【００２９】
図３の回路における電流Ｉは、下記のように求められる。
Ｉ（ｓ）＝Ces*(T1*s+1)*E/(T1*T2*s2+(T1+T2+αT2)*s+1)・・・（３）
Ｉ（ｓ）はラプラス変換式である。この逆変換式 Ｉ（t）は、
Ｉ（ｔ）＝E*((p+1/T1)*ep*t-(q+1/T1)*eq*t) /Rgin/(p-q)・・・（４）
となる。
【００３０】
ターンオン時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）の大きさは、従来技術でも説明したようにターンオン用ゲート抵抗３の値でも変えることが可能であるが、本発明でゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥがＩＧＢＴ７のゲート閾値電圧値ＶＧＥｔｈに達してＩＧＢＴ７がターンオンを始めた時のゲート電流値IGthを式（４）の関係を用いて、コレクタ電流Ｉｃが問題のないターンオン時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）になるようなゲート電流値IGthにするためのステップ電圧源１３の設定電圧、ターンオン用オン抵抗３、充電用コンデンサ１０、内蔵抵抗9の各値を見出すことが可能となる。
【００３１】
図4は、ＩＧＢＴ7のゲート・エミッタ間容量成分(Cies)の値(Ces)が０．０２２μFの場合に対して、本発明の図３での充電用コンデンサ１０の容量値を変化させた場合のゲート閾値電圧でのゲート電流値IGthの変化を示したものであり、極小値があることがわかる。図４からわかるように、極小値になる時の充電用コンデンサ１０の容量値は、ＩＧＢＴ７の容量成分(Cies)の値(Ces）に対して１．５倍から２．０倍になっている。
【００３２】
図５は本発明の駆動回路を用いて実際にＩＧＢＴをスイッチングさせた時のターンオン波形を、図６は従来技術でＩＧＢＴをスイッチングさせた時のターンオン波形である。上アームのＩＧＢＴをターンオンさせた時に下アームのダイオードが逆回復した時の波形であり、本発明を用いた場合のダイオード電圧（対向アームのＩＧＢＴの電圧と同じ）ＶＡＫのサージ電圧及び振動は従来に比べて低いことがわかる。
【実施例２】
【００３３】
図７に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、ＩＧＢＴ７の内蔵抵抗９がない場合の例であり、ターンオン用ゲート抵抗３を抵抗１１と１２に分割し、抵抗１１と並列に充電コンデンサ１０接続した構成である。第１の実施例で内蔵されていた抵抗９を抵抗１２に置き換えたことになるが、実際には内蔵抵抗９がない場合にはターンオフ時のスイッチング速度が高速になりすぎる場合もあり、駆動回路とＩＧＢＴ７のゲートとの間に抵抗を接続する場合もある。この場合には、抵抗１２の一部を駆動回路とＩＧＢＴ７のゲートとの間に接続すれば第１の実施例と同等の効果が得られる。
【実施例３】
【００３４】
図８に、本発明の第３の実施例を示す。第１の実施例との違いは、ターンオン用ゲート抵抗３及びターンオフ用ゲート抵抗６を用いず、オン用トランジスタ４とオフ用トランジスタ５のエミッタ共通接続点と内蔵抵抗をゲート接続したＩＧＢＴモジュールとの間に第１の実施例と同様の機能を有する抵抗１４、１５とコンデンサ１０とダイオード１６とからなる回路を接続している点である。この回路の構成は、ターンオン用ゲート抵抗１４と充電用コンデンサ１０の並列回路とダイオード１６とを直列接続した直列回路と並列にターンオフ用ゲート抵抗１５を接続した構成である。効果は図１と同等である。ＩＧＢＴ７のゲート内蔵抵抗９を接続したモジュールでの実施例であるが、内蔵抵抗が無い場合には
外側に内蔵抵抗９と同等の抵抗を接続すれば同等の効果が得られる。
【００３５】
尚、本発明の実施例は電圧駆動型半導体素子としてＩＧＢＴを用いた場合を説明したが、電圧駆動型半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴなどについても同様の効果が得られる。また、実施例ではオン用正側電源とオフ用負側電源を用いたが、オン用正側電源のみでも有効に働くことは明らかである。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、電圧駆動型半導体素子の駆動回路に関するものであり、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを適用した電力変換装置全般に適用可能である。
【符号の説明】
【００３７】
１・・・オン用正側電源          ２・・・オフ用負側電源
３、６、９、１１、１２、１４、１５・・・抵抗
４・・・スイッチ素子（ＮＰＮトランジスタ）
５・・・スイッチ素子（ＰＮＰトランジスタ）
７、Ｔ１〜Ｔ６・・・ＩＧＢＴ          ８、１６・・・ダイオード
１０・・・コンデンサ          ＤＰ・・・直流電源
ＧＤＵ１、ＧＤＵ２・・・ゲート駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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