(57)【要約】 【課題】  進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムでは、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、各高周波電源装置の出力周波数に若干の違いが生じる可能性がある。【解決手段】  第１の高周波電源装置１１０の進行波電圧ＶＦを検出し、進行波検出信号Ｖｆを第２の高周波電源装置１２０に送る。高周波電源装置１２０では、フィルタ１で高調波成分を除去した入力信号Ｖｉｎの周波数情報Ｆａｖｅ［ｔ］を周波数情報検出部２で検出し、デジタルデータで高周波信号発生器３に送る。高周波信号発生器３では、周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させ、進行波電力出力部４で増幅し、進行波電力を出力する。これにより高周波電源装置１２０の出力周波数を高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせることができる。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置であって、
前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
を備えた高周波電源装置。
【請求項２】
前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖｉｎとして入力する請求項１に記載の高周波電源装置。
【請求項３】
前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）が用いられ、
前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源装置。
【請求項４】
前記周波数情報検出手段は、
前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電源装置。
【請求項５】
前記余弦値推定部は、入力信号Ｖｉｎの設定周波数ｆｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を式（１）によって演算することを特徴とする請求項４に記載の周波数情報検出部。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝  ・・・（１）
【請求項６】
前記定数Ｋを式（２）によって演算することを特徴とする請求項５に記載の周波数情報検出部。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝  ・・・（２）
【請求項７】
前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えた請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、従来の高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０は、共通の発振器１００から出力される高周波信号を進行波電力出力部（図略）で増幅して高周波電力を出力する。第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から出力された高周波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の電極（１３１，１３２）の２箇所に供給される。このような高周波電力供給システムとしては、例えば、特許文献１（特開昭５９−２０５４７７号）のようなものが提案されていた。
【０００３】
この図７では、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図８に示すように、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給することも可能である。
なお、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から負荷１３０に向かう高周波電力を進行波電力といい、負荷１３０で反射されて高周波電源装置側に戻ってくる高周波電力を反射波電力という。
【０００４】
プラズマ処理装置１３０では、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から供給された高周波電力を用いてプラズマ１３３を発生させて、エッチング等を行う。
【０００５】
なお、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０との間には、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合器が用いられることがある。第２の高周波電源装置１２０とプラズマ処理装置１３０との間にも同様にインピーダンス整合器が用いられることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開昭５９−２０５４７７号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図７及び図８の高周波電力供給システムでは、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の制御が、それぞれ別の制御回路で行われることになる。制御回路が異なると、たとえ共通の発振器１００から高周波信号が与えられても、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数が僅かに異なる場合がある。この原因としては、例えば、制御クロックが異なることによる誤差等が考えられる。特に、第１の高周波電源装置１１０と第２の高周波電源装置１２０とが別のメーカのものであれば、若干の違いが生じる可能性がある。
【０００８】
図７及び図８のような高周波電力供給システムにおいて、２つの高周波電源装置１１０及び１２０の出力周波数が僅かに異なる場合、電極（１３１，１３２）には、周波数が僅かに異なる高周波電力が供給されて混合される。すなわち、電極（１３１，１３２）に印加される２種類の高周波電圧の周波数が僅かに異なっているので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は変調されたように振幅が周期的に変動する。例えば、２種類の高周波電圧の周波数が、１３．５６ＭＨｚ近傍で１Ｈｚ異なっていると、約１ｓの周期で振幅が変動する。その結果、プラズマ処理装置１３０で発生するプラズマの電位も周期的に変動するため、悪影響を及ぼす。
例えば、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の山が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最大値となるが、一方の高周波電圧波形の山と他方の高周波電圧波形の谷が同じ位相になると重なり合って生じる電圧の波形は最小値となる。この最大値と最小値との差は大きいので、２種類の高周波電圧が重なり合って生じる電圧の波形は大きな振幅の変化を伴って周期的に変動する。
【０００９】
したがって、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を同一にする必要がある。
【００１０】
図９は、従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例であり、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０に、それぞれ発振器が備わっている例を示している。すなわち、第１の高周波電源装置１１０は、内蔵している発振器から出力される高周波信号を進行波電力出力部で増幅して進行波電力を出力するように構成されている。
また、第２の高周波電源装置１２０も同様に、内蔵している発振器から出力される高周波信号を進行波電力出力部で増幅して進行波電力を出力するように構成されている。なお、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０には、方向性結合器や出力を制御する出力制御部等も備わっているが、図９では省略している。また、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数は、ぞれぞれに内蔵した発振器から出力する高周波信号の周波数と同じである。
【００１１】
この図９のように、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０に、それぞれ発振器が備わっていても、図７及び図８の場合と同様に、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の出力周波数が僅かに異なる場合があるので、同様の問題がある。
【００１２】
本発明は、他の高周波電源装置の出力周波数を検出し、この検出した出力周波数に出力周波数を合わすことができる高周波電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１の発明によって提供される高周波電源装置は、
進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置であって、
前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の発振器から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
を備えている。
【００１４】
第２の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、
前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖｉｎとして入力することを特徴としている。
【００１５】
第３の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記高周波信号発生手段に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）が用いられ、
前記高周波信号発生手段は、前記周波数情報検出手段から出力される周波数情報が示す周波数を有する高周波信号を発生させることを特徴としている。
【００１６】
第４の発明によって提供される高周波電源装置は、前記周波数情報検出手段に関するものであり、
前記周波数情報検出手段は、
前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えていることを特徴としている。
【００１７】
第５の発明によって提供される高周波電源装置は、前記余弦値推定部に関するものであり、前記余弦値推定部は、入力信号Ｖｉｎの設定周波数ｆｓｅｔを用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を下式によって演算することを特徴としている。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝
【００１８】
第６の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記定数Ｋを下式によって演算することを特徴としている。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝
【００１９】
第７の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段で検出された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムを構成する１つの高周波電源装置の出力周波数を、前記複数の高周波電源装置のうちの他の１つの高周波電源装置の出力周波数に合わせることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】第１実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。
【図２】第２の高周波電源装置１２０の構成例である。
【図３】周波数情報検出部２の構成例である。
【図４】入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果である。
【図５】入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］の他のシミュレーション結果である。
【図６】第２実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。
【図７】従来の高周波電力供給システムの概略構成例である。
【図８】従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例である。
【図９】従来の高周波電力供給システムの他の概略構成例である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。
【００２３】
図１は、第１実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。
第１の高周波電源装置１１０は、発振器１００から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦを出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。高周波電源装置１１０から出力された進行波電力ＰＦは、伝送線路１４１を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源装置では、数百ｋＨｚ上の周波数（例えば、１３ＭＨｚ，４０ＭＨｚ等の周波数）を有する進行波電力ＰＦを出力している（第２の高周波電源装置１２０も同様）。また、説明を簡略化するため、第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０の符号は従来と同じにしている。
【００２４】
方向性結合器１５０は、第１の高周波電源装置１１０とプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、高周波電源装置１１０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖｆ（電気情報検出信号の一例）として出力する。この進行波検出信号Ｖｆは、第２の高周波電源装置１２０に送られる。
なお、方向性結合器１５０は、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。
【００２５】
第１の高周波電源装置１１０には、例えば、進行波電力を設定値に制御するために、方向性結合器を設けて進行波電圧ＶＦを検出することがある。その場合は、第１の高周波電源装置１１０内の方向性結合器から出力される進行波検出信号Ｖｆを高周波電源装置１２０に送ってもよい（図１の第１の高周波電源装置１１０から第２の高周波電源装置１２０に向かう点線の矢印参照）。
【００２６】
第２の高周波電源装置１２０は、第１の高周波電源装置１１０の出力周波数と同じ周波数を有する高周波信号を進行波電力出力部４（図２参照）で増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力ＰＦ２を出力して負荷となるプラズマ処理装置１３０に供給するための装置である。第２の高周波電源装置１２０から出力された進行波電力ＰＦ２は、伝送線路１４２を介してプラズマ処理装置１３０に供給される。
【００２７】
第１の高周波電源装置１１０及び第２の高周波電源装置１２０から出力された進行波電力は、負荷となるプラズマ処理装置１３０内の上側の電極１３１の２箇所に供給される。この図１では、上側の電極１３１の２箇所に高周波電力を供給する例を示したが、例えば、図７に示したように、電極１３１及び電極１３２のぞれぞれに進行波電力を供給することも可能である。
【００２８】
負荷となるプラズマ処理装置１３０は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。なお、加工部には、電極（図７及び図８参照）が設けられている。この加工部にプラズマ放電用ガスが導入され、電極に高周波電源装置１１０から出力された進行波電力ＰＦが供給されると、放電が生じてプラズマが発生する。プラズマ処理装置１３０は、このプラズマを利用して被加工物を加工している。
【００２９】
図２は、第２の高周波電源装置１２０の構成例である。高周波電源装置１２０は、図２に示すように、フィルタ１、周波数情報検出部２、高周波信号発生器３、進行波電力出力部４、ローパスフィルタ５、方向性結合器６、進行波電力演算部７、出力設定部８及び出力制御部９を備えている。
なお、周波数情報検出部２は周波数情報検出手段の一例であり、高周波信号発生器３は高周波信号発生手段の一例であり、進行波電力出力部４は進行波電力出力手段の一例であり、方向性結合器６は電気情報検出手段の一例であり、進行波電力演算部７は進行波電力値演算手段の一例であり、出力設定部８は出力設定手段の一例であり、出力制御部９は出力電力制御手段の一例である。
【００３０】
フィルタ１は、ローパスフィルタ又はバンドバスであり、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖｆから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部２へ送られる。本明細書では、フィルタ１から出力される信号を周波数情報検出部２への入力信号Ｖｉｎとする。
なお、入力信号Ｖｉｎは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をｆ、時間をｔ、位相オフセットをθ、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、入力信号Ｖｉｎは、式（１）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。
Ｖｉｎ＝ｓｉｎ（２π・ｆ・ｔ＋θ）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ）  ・・・（１）
【００３１】
また、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖｆに高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１を省略することも可能である。この場合は、方向性結合器１５０から出力される進行波検出信号Ｖｆを入力信号Ｖｉｎとして周波数情報検出部２に送ればよい。
【００３２】
また、フィルタ１の後段には、後述するＡ／Ｄコンバータ２１（図３参照）の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図１では省略している。
【００３３】
フィルタ１から出力された入力信号Ｖｉｎは、周波数情報検出部２に入力される。周波数情報検出部２では、後述するように入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］を出力する。出力された周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］は、高周波信号発生器３に送られる。
【００３４】
高周波信号発生器３は、周波数情報検出部２から出力された周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］(デジタルデータ)が示す通りの周波数を有する高周波信号を発生させて出力する機能を有する発振器である。また、高周波信号の電圧レベルを外部から与える指令値(デジタルデータ)通りにすることができる。この高周波信号発生器３には、例えば、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）を用いることができる。
【００３５】
進行波電力出力部４は、図示しない直流電源、増幅素子等を有し、高周波信号発生器３から出力される高周波信号を、直流電源から出力される直流電力を用いて増幅素子によって増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力を出力するものである。
【００３６】
進行波電力出力部４から出力された進行波電力は、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ５、方向性結合器６を介して図略の負荷に供給される。なお、進行波電力出力部４の増幅素子としては、例えば、ＦＥＴやトランジスタ等が用いられる。また、ローパスフィルタ５の代わりにバンドパスフィルタを用いることがある。また、ローパスフィルタ５を省略することが可能な場合もある。
【００３７】
また、進行波電力出力部４は、後述する出力制御部９によって出力する進行波電力の大きさが制御されるが、進行波電力出力部４の増幅方式によって制御方法が異なる。具体的には、（１）高周波信号発生器３から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式と、（２）図示しない直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式がある。これらの方式は周知であるので、詳細な説明は省略する。
【００３８】
方向性結合器６は、進行波電力出力部４と負荷となるプラズマ処理装置１３０との間に挿入されて、第２の高周波電源装置１２０からプラズマ処理装置１３０に向かう進行波電圧ＶＦ２を検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖｆ２として出力する。この進行波検出信号Ｖｆ２には、進行波電力出力部４から出力される進行波電力の情報が含まれる。なお、負荷で反射された反射波電圧を検出する機能も有するが、この例では必要ないので省略している。
【００３９】
進行波電力演算部７は、進行波検出信号Ｖｆ２に基づいて進行波電力検出値Ｐｆ２を演算する。なお、方向性結合器６と進行波電力演算部７との間に、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを用いることがあるが、この図２では省略している。
【００４０】
出力設定部８は、進行波電力出力部４から出力させる進行波電力の設定値である出力設定値ＰＦｓｅｔを設定する。設定された出力設定値ＰＦｓｅｔは、出力制御部９に送られる。なお、出力設定値ＰＦｓｅｔは、外部の装置から入力してもよいし、変更も可能である。
【００４１】
出力制御部９は、内部に補償器９１を有している。また、出力制御部９には、出力設定値ＰＦｓｅｔ及び進行波電力検出値Ｐｆ２が入力される。そして、出力設定値ＰＦｓｅｔから進行波電力検出値Ｐｆ２を減算したもの（出力設定値ＰＦｓｅｔと進行波電力検出値Ｐｆ２との差分）が補償器９１に入力される。
【００４２】
補償器９１は、出力設定値ＰＦｓｅｔと進行波電力検出値Ｐｆとの差分に基づいて、進行波電力検出値Ｐｆ２と出力設定値ＰＦｓｅｔとを等しくするための出力制御信号Ｐｃｎｔを高周波信号発生器３又は進行波電力出力部４に送る。
【００４３】
すなわち、上記のように、進行波電力出力部４の増幅方式には２種類あるが、このうち、（１）の高周波信号発生器３から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐｃｎｔを高周波信号発生器３に送る。この場合、出力制御信号Ｐｃｎｔが指令値となるので、高周波信号発生器３では、高周波信号の電圧レベルを出力制御信号Ｐｃｎｔが示す通りにすることができる。これにより、進行波電力検出値Ｐｆ２が、出力設定値ＰＦｓｅｔと等しくなるように制御される。
【００４４】
また、（２）の図示しない直流電源から増幅素子に与えられる直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐｃｎｔを進行波電力出力部４に送る（図２の出力制御部９から進行波電力出力部４に向かう点線の矢印参照）。この場合、進行波電力出力部４では、出力制御信号Ｐｃｎｔに基づいて直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整するので、進行波電力検出値Ｐｆ２が、出力設定値ＰＦｓｅｔと等しくなるように制御される。なお、（２）の増幅方式の場合、高周波信号発生器３は所定の電圧レベルで高周波信号を出力すればよい。
【００４５】
図３は、周波数情報検出部２の構成例である。周波数情報検出部２は、図３に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２１、余弦値推定部２２、位相推定部２３、位相変位量演算部２４、周波数推定部２５及び移動平均部２６を備えている。
【００４６】
Ａ／Ｄコンバータ２１は、フィルタ１から出力されるアナログの入力信号Ｖｉｎを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆｓの逆数：１／ｆｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ１から出力される入力信号Ｖｉｎが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄコンバータ２１から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。
【００４７】
ここで、入力信号Ｖｉｎの周波数をｆｉｎ、サンプリング周波数をｆｓ、位相オフセットをθ’、相対角周波数をωｉｎ＝２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）とすると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は、式（２）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖｉｎ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］＋θ’）
＝ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）            ・・・・・（２）
【００４８】
余弦値推定部２２は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「ｃｏｓ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」は位相推定部２３に送られる。以下、具体的に説明する。
【００４９】
「α［ｔ］＝ωｉｎ［ｔ］＋θ’＝２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］＋θ’」とすると、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、式（３）で表すことができる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）
＝｛（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）・ｃｏｓ（α［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（α［ｔ］＋ωｉｎ［ｔ］）−ｓｉｎ（α［ｔ］−ωｉｎ［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（２ωｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝／（２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］））  ・・・（３）
【００５０】
式（２）を参照すると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］＋θ’）」であるので、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが変化しなければ、サンプリング周期（１／ｆｓ）毎の相対角周波数ωｉｎの変位量は「ωｉｎ［ｔ］」で一定である。したがって、式（３）の分子は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］から、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］を減算することを表している。
【００５１】
また、式（３）の分母の「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。
【００５２】
したがって、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、時刻［ｔ−１］、［ｔ］及び［ｔ＋１］における３つの入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、Ｖｉｎ［ｔ］及びＶｉｎ［ｔ＋１］を用いて推定することができる。
【００５３】
ただし、上記のように、「ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式（３）の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値（ｓｉｎの値）は、０を中心として±１の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。
【００５４】
後述するように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定した後、位相α［ｔ］を演算し、さらに位相α［ｔ］のサンプリング周期毎の位相変位量Δα［ｔ］に基づいて入力信号Ｖｉｎの周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］を演算する。その後、演算した周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算するので、式（３）の分母の誤差は、殆ど相殺される。
【００５５】
そこで、もともと誤差のある式（３）の分母を構成する入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎを、式（４）のように、設定周波数ｆｓｅｔに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数ｆｓｅｔとは、入力信号Ｖｉｎの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図１の例では、発振器１００から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数ｆｓｅｔは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部２２に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ωｓｅｔ（＝２π・ｆｉｎ）を用いてもよい。
２ｓｉｎ（ωｉｎ［ｔ］）＝２ｓｉｎ（２π・（ｆｉｎ／ｆｓ）［ｔ］）
→  ２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）  ・・・（４）
【００５６】
ここで、式（４）を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆｓｅｔ／ｆｓ）［ｔ］）｝」を定数Ｋで表すと、式（３）は式（５）のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定する際には、式（３）を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式（５）を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛ｓｉｎ（２ωｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝
＝Ｋ・｛Ｖｉｎ［ｔ＋１］−Ｖｉｎ［ｔ−１］｝  ・・・（５）
【００５７】
上記のように、余弦値推定部２２は、Ａ／Ｄコンバータ２１によってデジタル信号となった複数の入力信号Ｖｉｎのデータを用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算する。そのため、余弦値推定部２２は図示しないメモリを有し、そのメモリにＡ／Ｄコンバータ２１から出力された入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を順次記憶していく。
【００５８】
なお、上記のように、余弦値推定部２２では、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］と、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］とを用いるが、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を用いない。しかし、後述するように位相推定部２３で行う演算には時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Ｖｉｎ［ｔ−１］、瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］及び瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］の連続する３つのデータを記憶しておく。
【００５９】
また、上記の例では、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算することができる。
【００６０】
位相推定部２３は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、式（６）に示すように、逆正接関数（ｔａｎ−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する。この位相α［ｔ］は、±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算される。演算された位相α［ｔ］は、位相変位量演算部２４に送られる。
α［ｔ］＝ｔａｎ−１（Ｖｉｎ［ｔ］／ｃｏｓα［ｔ］）  ・・・（６）
【００６１】
なお、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））が演算されるので、位相α［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。また、位相α［ｔ］の演算に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］は、余弦値推定部２２に設けたメモリから読み出せばよい。
【００６２】
位相変位量演算部２４は、位相推定部２３で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する。演算された位相変位量Δα［ｔ］は、周波数推定部２５に送られる。
【００６３】
ここで、位相変位量演算部２４は、時刻［ｔ−１］から時刻［ｔ］のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα［ｔ］を演算するのであるが、位相推定部２３から出力される時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］が、上記のように±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算されるため、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が正の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（７）を用いて演算し、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が負の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（８）を用いて演算する。
Δα［ｔ］＝α［ｔ］−α［ｔ−１］            ・・・（７）
Δα［ｔ］＝（α［ｔ］−α［ｔ−１］）＋２π  ・・・（８）
【００６４】
なお、上記のように、位相変位量演算部２４は、位相推定部２３によって演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を用いて時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算するので、位相変位量演算部２４は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部２３から出力された位相α［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を記憶しておく。
【００６５】
また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における位相α［ｔ］が演算されるので、位相変位量Δα［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。
【００６６】
周波数推定部２５は、位相変位量演算部２４で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］を演算する。演算された入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］は、移動平均部２６に送られる。
【００６７】
ここで、位相変位量Δα［ｔ］は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式（９）に示すように、位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆｓを乗算すると、１秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］［単位：ｒａｄ／ｓ］を演算することができる。また、式（１０）に示すように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆｓを乗算するとともに「２π」で除算することにより、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］［単位：Ｈｚ］を演算することができる。
ωｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆｓ              ・・・（９）
ｆｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆｓ／（２π）    ・・・（１０）
【００６８】
また、角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］と設定角周波数ωｓｅｔとの差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］は、式（１１）のように演算できる。なお、設定角周波数ωｓｅｔは、「２π・ｆｓｅｔ」である。また周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］と設定周波数ｆｓｅｔとの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、式（１２）のように演算できる。そのため、周波数推定部２５は、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部２５に設定周波数ｆｓｅｔを入力すればよい。もちろん、周波数推定部２５に設定角周波数ωｓｅｔを入力してもよい。また設定周波数ｆｓｅｔから設定角周波数ωｓｅｔを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ωｓｅｔから設定周波数ｆｓｅｔを演算してもよい。
ωｄｉｆ［ｔ］    ＝ωｅｓｔ［ｔ］−ωｓｅｔ［ｔ］    ・・・（１１）
ｆｄｉｆ［ｔ］    ＝ｆｅｓｔ［ｔ］−ｆｓｅｔ［ｔ］    ・・・（１２）
【００６９】
なお、本明細書では、入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］を総称して時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの「周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］」という。
【００７０】
また、入力信号Ｖｉｎの角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。
【００７１】
なお、上記のように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算されるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。
【００７２】
移動平均部２６は、周波数推定部２５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算する。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。
【００７３】
なお、上記のように、移動平均部２６は、周波数推定部２５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部２６は、図示しないメモリを有し、そのメモリに周波数推定部２５から出力された周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。
【００７４】
また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］が演算されるので、角周波数の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部２２に入力された後に演算される。
【００７５】
また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。
【００７６】
また、移動平均部２６は、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］又は差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を出力することもできる。
【００７７】
また、本明細書では、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を総称して、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの「周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］」という。
【００７８】
また、角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ωａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。
【００７９】
なお、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］に設定角周波数ωｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ωｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。また、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］に設定周波数ｆｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。そのため、差角周波数の推定値ωｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ωｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］、又は、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］を用いることもできる。
【００８０】
上記のようにして求めた入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］は、図１に示した高周波信号発生器３に送られ、第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を第１の高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。
【００８１】
なお、移動平均部２６から出力される入力信号Ｖｉｎの周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］をデジタルデータとするとともに、上記のように高周波信号発生器３をデジタルデータである周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］が示す周波数を有する高周波信号を発生できるように構成しておく。
【００８２】
＜移動平均値を演算する理由＞
上記のように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））には、誤差が含まれているので、位相α［ｔ］にも誤差が含まれる。もちろん、時刻［ｔ−１］における余弦値（ｃｏｓ（α）［ｔ−１］）、位相α［ｔ−１］にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα［ｔ］にも誤差が含まれる。そのため、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］にも誤差が含まれる。
【００８３】
すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］に含まれる誤差は、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））に起因する。
この時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの周波数推定値情報Ｆｅｓｔ［ｔ］の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部２６によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。
【００８４】
したがって、時刻［ｔ］における入力信号Ｖｉｎの瞬時値Ｖｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））」を推定する際に、設定周波数ｆｓｅｔを用い、式（５）の一部を定数とすることで、周波数情報を得るための演算負荷を低減させるとともに、精度のよい周波数情報を得ることができる。
【００８５】
＜シミュレーション結果＞
図４は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｂ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）の一部拡大図である。また、図４（ａ）及び図４（ｂ）は、サンプリング開始後、約１５０〜１６０μｓ間のデータであり、図４（ｃ）は、サンプリング開始後、約１５９〜１６０μｓ間のデータである。
【００８６】
なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
（１）サンプリング周波数ｆｓ      ：５０ＭＨｚ
（２）設定周波数ｆｓｅｔ          ：１３．５６ＭＨｚ
（３）入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎ：１３．５６３ＭＨｚ
（設定周波数ｆｓｅｔと３，０００Ｈｚだけずれていると想定）
（４）移動平均値の演算に用いるデータ数：５００個（１０μｓの移動平均値）
【００８７】
図５は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］の他のシミュレーション結果である。図５（ａ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｂ）は、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図５（ｃ）は、図５（ｂ）の一部拡大図である。
なお、この図５は、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが１３．５６０３ＭＨｚ（設定周波数ｆｓｅｔと３００Ｈｚだけずれていると想定）であることを除き、図４と同じ条件でのシミュレーション結果である。
【００８８】
図４（ａ）のように、入力信号Ｖｉｎの周波数が設定周波数ｆｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３，０００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±４００Ｈｚの範囲でばらついているが、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±０．６Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Ｖｉｎの周波数が設定周波数ｆｓｅｔに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部２６から出力される差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。
【００８９】
また、図５（ａ）のように、入力信号Ｖｉｎの周波数ｆｉｎが設定周波数ｆｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖｉｎの差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±４０Ｈｚの範囲でばらついているが、図５（ｂ）及び図５（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆｄｉｆ＿ａｖｅ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±０．０５Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Ｖｉｎの周波数を検出できていることが分かる。
そのため、第２の高周波電源装置１２０の出力周波数を、精度良く第１の高周波電源装置１１０の出力周波数に合わせるために用いることができる。
【００９０】
［第２実施形態］
図６は、第２実施形態の高周波電力供給システムの概略構成例である。この図６は、図９に示した高周波電力供給システムにおいて、第１の高周波電源装置１１０に内蔵している発振器から出力された高周波信号を第２の高周波電源装置１２０に入力する例を示している。すなわち、第１の高周波電源装置１１０に内蔵している発振器から出力された高周波信号は、図２に示したフィルタ１に入力される。この場合、フィルタ１は、発振器から出力された高周波信号から高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部２へ送られる。このように、第１の高周波電源装置１１０から第２の高周波電源装置１２０に送られる信号は、発振器から出力された高周波信号であってもよい。
【００９１】
なお、上記のように、発振器から出力された高周波信号に高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１を省略することも可能である。フィルタ１を省略する場合は、発振器から出力された高周波信号を入力信号Ｖｉｎとして周波数情報検出部２に送ればよい。他は第１実施形態と同じなので説明を省略する。
【００９２】
なお、これまでの説明では、進行波電力を共通の負荷に供給する複数の高周波電源装置を備えた高周波電力供給システムとして、２つの高周波電源装置を用いる場合を例にして説明したが、２つの高周波電源装置に限定される訳ではなく、３つ以上の高周波電源装置を用いる高周波電力供給システムにも適用することができる。
【符号の説明】
【００９３】
１      フィルタ
２      周波数情報検出部
３      高周波信号発生器
４      進行波電力出力部
５      ローパスフィルタ
６      方向性結合器
７      進行波電力演算部
８      出力設定部
９      出力制御部
２１    Ａ／Ｄコンバータ
２２    余弦値推定部
２３    位相推定部
２４    位相変位量演算部
２５    周波数推定部
２６    移動平均部
１００    発振器
１１０    第１の高周波電源装置
１２０    第２の高周波電源装置
１３０    プラズマ処理装置（負荷）
１３１    電極
１３２    電極
１３３    プラズマ
１４１    伝送線路
１４２    伝送線路
１５０    方向性結合器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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