(57)【要約】【課題】乗算器及びフォトカプラを不要とした定電力制御を行え、順方向電圧ＶＦのバラツキがあっても光束量の変化が少ない安価で小型なスイッチング電源装置。【解決手段】交流電源ＡＣの交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置であって、交流電源の交流電圧を整流平滑して整流平滑電圧信号を出力する整流平滑回路ＤＢ，Ｃｉｎと、一次巻線Ｗ１、二次巻線Ｗ２、補助巻線Ｗ３を有するトランスＴＲと、トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と整流平滑回路の整流平滑電圧信号とに基づきスイッチング素子をオンオフさせる制御回路１０とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置であって、
前記交流電源の交流電圧を整流平滑して整流平滑電圧信号を出力する整流平滑回路と、
一次巻線、二次巻線、補助巻線を有するトランスと、
前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と前記整流平滑回路の前記整流平滑電圧信号とに基づき前記スイッチング素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御回路は、オンオフデューティを決定するフィードバック入力端子を有し、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と前記整流平滑回路の前記整流平滑電圧信号とを前記フィードバック入力端子に入力することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子の一方の主端子と直列に接続された電流検出用抵抗と、
前記整流平滑回路の出力端子と前記フィードバック入力端子との間に接続された抵抗と、
前記スイッチング素子の一方の主端子と前記フィードバック入力端子との間に逆方向に直列接続された第１ダイオード及び第２ダイオードと、
を備えることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と前記整流平滑回路の前記整流平滑電圧信号とを加算して得られた加算出力と三角波信号とを比較することにより前記スイッチング素子をオンオフさせるためのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータと、
を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と前記トランスの補助巻線に発生する前記整流平滑電圧信号に比例した電圧とを加算して得られた加算出力と三角波信号とを比較することにより前記スイッチング素子をオンオフさせるためのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータと、
を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
オンオフデューティを決定するとともに、前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と交流電源の交流電圧を整流平滑する整流平滑回路からの整流平滑電圧信号とをフィードバック信号として入力するフィードバック入力端子と、
前記フィードバック入力端子からの前記フィードバック信号と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と三角波信号とを比較することにより前記スイッチング素子をオンオフさせるためのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータと、
を備えることを特徴とする制御ＩＣ。
【請求項７】
トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と交流電源の交流電圧を整流平滑する整流平滑回路からの整流平滑電圧信号とを加算して得られた加算出力と三角波信号とを比較することにより前記スイッチング素子をオンオフさせるためのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータと、
を備えることを特徴とする制御ＩＣ。
【請求項８】
トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と基準電圧との誤差電圧を増幅する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と前記トランスの補助巻線に発生する交流電圧を整流平滑した整流平滑電圧に比例した電圧とを加算して得られた加算出力と三角波信号とを比較することにより前記スイッチング素子をオンオフさせるためのパルス信号を生成するＰＷＭコンパレータと、
を備えることを特徴とする制御ＩＣ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤを点灯するスイッチング電源装置及び制御ＩＣに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１０は、従来のＬＥＤ点灯装置を示す構成ブロック図である。図１０において、交流電源ＡＣの両端にはＥＭＩフィルタ１が接続され、ＥＭＩフィルタ１の出力端子には交流電源ＡＣの交流電圧を整流する全波整流回路ＤＢの入力端子が接続されている。全波整流回路ＤＢの出力端子にはコンデンサＣｉｎが接続されている。全波整流回路ＤＢとコンデンサＣｉｎとは、入力側の整流平滑回路を構成している。コンデンサＣｉｎの後段はトランスＴＲ、スイッチング素子Ｑ１、制御ＩＣ（集積回路）１０、ＬＥＤ群負荷装置３を有するフライバックコンバータにより構成されている。
【０００３】
トランスＴＲは、一次巻線Ｗ１、二次巻線Ｗ２、補助巻線Ｗ３を有しており、一次巻線Ｗ１に対して、二次巻線Ｗ２及び補助巻線Ｗ３が逆相に巻回されている。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、トランスＴＲの一次巻線Ｗ１に接続され、オン／オフ駆動信号を発生する制御ＩＣ１０により駆動される。
【０００４】
トランスＴＲの二次巻線Ｗ２の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路からなる出力側の整流平滑回路が接続され、コンデンサＣ１の両端にはＬＥＤ１〜ＬＥＤｎが直列に接続されたＬＥＤ群負荷装置３が接続されている。トランスＴＲの補助巻線Ｗ３の両端にはダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路からなる整流平滑回路が接続され、コンデンサＣ２に発生した電圧が制御ＩＣ１０の電源電圧Ｖｃｃとして供給される。
【０００５】
また、ＬＥＤ群負荷装置３に流れる負荷電流を定電流制御する場合には、定電流回路（ＣＣ回路）を構成して負荷電流が予め定められた平均電流値となるように、検出された負荷電流を、制御ＩＣ１０内の図示しない電流制御用誤差増幅器へフィードバック信号ＦＢとして入力する。
【０００６】
しかし、順方向電圧ＶＦのバラツキの大きなＬＥＤを使用した場合、ＬＥＤ電流を一定で制御すると、ＬＥＤ投入電力が変化するため、点灯装置個々での光束量に差が発生してしまう。  
そこで、光束量の変化を抑えるためにＬＥＤ負荷に対して定電力制御を行う場合がある。ＬＥＤ負荷に対して定電力制御を行う場合、ＬＥＤの順方向電圧ＶＦが高い場合には、定電流ＩＦを減少させ、逆に順方向電圧ＶＦが低い場合には定電流ＩＦを増加させる動作を行う。この場合には、ＶＦ×ＩＦ＝一定の計算を回路的に行う必要がある。例えば、乗算器等を用いることにより、電力一定の情報を持つＦＢ信号を生成すれば、ＶＦ×ＩＦ＝一定を実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−２１０８３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、乗算器等を用いてＶＦ×ＩＦ＝一定を実現した場合には、乗算器等をトランスＴＲの二次側に配置することでＦＢ信号経路が一つとなるが、絶縁型電源を構成するために、フォトカプラ等が必要となる。即ち、回路構成が複雑化してしまう。また、乗算器等以外の簡易な回路を用いて定電力制御を行うことは、従来の回路技術では困難であった。
【０００９】
本発明は、乗算器及びフォトカプラを不要とした定電力制御を行うことができ、順方向電圧ＶＦのバラツキがあっても光束量の変化が少ない安価で小型なスイッチング電源装置及び制御ＩＣを提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記課題を解決するために、交流電源の交流電力を直流電力に変換して出力するスイッチング電源装置であって、前記交流電源の交流電圧を整流平滑して整流平滑電圧信号を出力する整流平滑回路と、一次巻線、二次巻線、補助巻線を有するトランスと、前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と前記整流平滑回路の前記整流平滑電圧信号とに基づき前記スイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、制御回路には、スイッチング素子に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と整流平滑回路の整流平滑電圧信号とが入力されるので、入力電圧値に関係なくフィードバック電圧値は一定となるため、定電力制御を行うことができる。従って、乗算器及びフォトカプラを不要とし定電力制御を行うことができ、順方向電圧ＶＦのバラツキがあっても光束量の変化が少ない安価で小型なスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】実施例１のスイッチング電源装置におけるＬＥＤ負荷数に対して、一定電力となるＩＬＥＤ電流値を示す図である。
【図３】実施例１のスイッチング電源装置におけるＬＥＤ負荷数の変化と入力電圧変化に対する電流、電圧、電力の誤差を示す図である。
【図４】定電流制御によるＬＥＤ点灯装置の構成を示す回路図である。
【図５】カレントモードＰＷＭ方式で定電力出力特性を得る場合の入力電圧に対するドレイン電流平均値の変化を示す図である。
【図６】実施例１のスイッチング電源装置内においてＯＣＰ信号の抽出と合成方法とを示す回路図である。
【図７】実施例２のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。
【図８】実施例３のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。
【図９】実施例４のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。
【図１０】従来のＬＥＤ点灯装置を示す構成ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
次に、図面を参照して本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。本発明のスイッチング電源装置は、トランスの一次側でのスイッチング電流をＦＢ信号とすることで、トランスの二次側の定電力フィードバック回路を削除し、定電力制御を実現する。これにより、定電力フィードバック回路やフォトカプラなどを不要とし、順方向電圧ＶＦのバラツキがあっても光束量の変化が少ない安価で小型なスイッチング電源装置を提供する。
【実施例１】
【００１４】
図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置は、ＬＥＤ点灯装置に適用される。なお、実施例１のスイッチング電源装置は、ＬＥＤ点灯装置以外の装置に適用しても良い。
【００１５】
図１に示すＬＥＤ点灯装置は、図１０に示すＬＥＤ点灯装置に対して、図１０に示すトランスＴＲの二次側の定電力フィードバック回路を削除し、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、ダイオードＤ３〜Ｄ４、コンデンサＣ３を追加して定電力制御を行うことを特徴とする。
【００１６】
全波整流回路ＤＢの出力端子とコンデンサＣｉｎの一端とトランスＴＲの一次巻線Ｗ１の一端には、抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端には抵抗Ｒ２の一端と抵抗Ｒ３の一端とが接続されている。抵抗Ｒ３の他端は制御ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢとダイオードＤ３のカソードとに接続されている。
【００１７】
抵抗Ｒ２の他端はスイッチング素子Ｑ１のソースに接続された過電流保護（ＯＣＰ）のための抵抗Ｒｏｃｐの一端とコンデンサＣ２の一端とに接続されている。抵抗Ｒｏｃｐの他端には、コンデンサＣ３の一端とダイオードＤ４のカソードとが接続され、コンデンサＣ３の他端とダイオードＤ４のアノードは、ダイオードＤ３のアノードと抵抗Ｒ４の一端とに接続されるている。
【００１８】
ダイオードＤ３のカソードは、抵抗Ｒ３の他端と制御ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに接続され、抵抗Ｒ４の他端はダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ２の他端と制御ＩＣ１０の電源端子Ｖｃｃに接続されている。
【００１９】
制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１、制御ＩＣ１０、Ｄ／ＳＴ端子、Ｓ／ＯＣＰ端子、ＧＮＤ端子、Ｃｏｍｐ端子、ＦＢ端子、Ｖｃｃ端子とを有している。
【００２０】
なお、図１に示すその他の構成は、図１０に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【００２１】
次に、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の動作を説明するに先立って、図４に示す定電流制御によるＬＥＤ点灯装置について説明する。図４に示す定電流制御によるＬＥＤ点灯装置において、ＬＥＤ数を増減してもＬＥＤの投入電力を一定（定電力制御）になるように電流値を調整する。この時、カレントモードＰＷＭで定電力出力特性とした場合のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流平均値を図５に示す。また、図５では、交流入力電圧Ｖｉｎ（ＡＣ）を変化させたときのドレイン電流平均値を示している。
【００２２】
また、ＬＥＤ直列数を９個、１０個、１１個まで変化させたときに、電流値を増減させて、ＬＥＤの投入電力を一定（定電力制御）で動作させると、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流平均値は、ＬＥＤの直列数に関係なくほぼ一定値となる。
【００２３】
ここで、交流入力電圧に反比例する曲線（図５に示すドレイン電流平均値の曲線）が定電力制御を行われている信号電圧であるが、このままフィードバック端子ＦＢ信号とすると、交流入力電圧に比例した電力制御を行ってしまうため、何らかの補正が必要である。そこで、図５に示すドレイン電流平均値に入力補正電圧として交流入力電圧の整流平滑電圧に比例した信号を重畳すれば、一定のＦＢ電圧値になる。このため、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流平均値から定電力制御を行うことができると推定できる。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流は、電流検出抵抗Ｒｏｃｐにより電圧に変換されて、平均値処理されるが、その電圧の割合はＦＢ電圧に対して、最適値が存在し、前述の入力補正電圧として交流入力電圧の整流平滑電圧に比例した信号を重畳した値が、最適値となる様な調整が必要となる。
【００２５】
以上のことから、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値と交流入力補正とを合成したものを、制御ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに入力することにより、定電力制御を行うことができる。  
図６は、実施例１のスイッチング電源装置内においてＯＣＰ信号の抽出と合成方法とを示している。
【００２６】
図６において、制御回路５のＳ／ＯＣＰ端子からのスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流は、抵抗Ｒｏｃｐにより電圧情報に変換される。そして、高速ダイオードＤ３，Ｄ４によりＦＢ端子に対してインピーダンス変換が行われる。この場合、抵抗Ｒｏｃｐの両端に発生した電圧は、ダイオードＤ３，Ｄ４を介してＦＢ端子に伝達される。また、Ｖｃｃ電圧から抵抗Ｒ４を介してダイオードＤ３，Ｄ４がバイアスされているので、ダイオードＤ４によりダイオードＤ４のアノードにおいて順方向電圧ＶＦだけ上昇する。
【００２７】
ダイオードＤ４のアノードの端子電圧は、ダイオードＤ３によりダイオードＤ３のカソードで順方向電圧ＶＦだけ減少してＦＢ端子において抵抗Ｒｏｃｐの電圧レベルに戻されて伝達される。さらに、ダイオードＤ３のカソードには、抵抗Ｒ３から交流電圧整流後の直流電圧である交流入力補正が印加される。即ち、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値に相当する電圧と交流入力補正電圧とを合成した電圧が、制御ＩＣ１０のフィードバック端子ＦＢに入力されるので、定電力制御を行うことができる。
【００２８】
このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、制御ＩＣ１０のフィードバック入力端子ＦＢには、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と整流平滑回路ＤＢ，Ｃｉｎの整流平滑電圧信号とが入力されるので、入力電圧値に関係なくフィードバック電圧値は、一定となるため、定電力制御を行うことができる。従って、乗算器及びフォトカプラを不要とし定電力制御を行うことができ、順方向電圧ＶＦのバラツキがあっても光束量の変化が少ない安価で小型なスイッチング電源装置を提供することができる。
【００２９】
図２に、実施例１のスイッチング電源装置におけるＬＥＤ負荷数に対するラインレギュレーションを示す。図２では、実施例１のスイッチング電源装置の制御ＩＣ１０のフィードバック入力端子ＦＢにスイッチング素子Ｑ１に流れる電流値の平均値に基づく電圧信号と整流平滑回路ＤＢ，Ｃｉｎの整流平滑電圧信号とが入力された場合におけるＬＥＤ負荷数に対するラインレギュレーションを示している。
【００３０】
図２からもわかるように、ＬＥＤ負荷数が減少すると、ＬＥＤの両端電圧ＶＬＥＤが減少するが、ＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤは増加している。また、ＬＥＤ負荷数が増加すると、ＬＥＤの両端電圧ＶＬＥＤが増加するが、ＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤは減少している。
【００３１】
図３に、実施例１のスイッチング電源装置におけるＬＥＤ負荷数に対する電流、電圧、電力の変化量を示す。図３からもわかるように、ＬＥＤ負荷数が増加又は減少することで、電圧ＶＬＥＤと電流ＩＬＥＤとは相反して変化している。従って、電力は一定となり、ＬＥＤ負荷率１０％の変動に対して±２％の電力変化に収まっていることがわかる。
【実施例２】
【００３２】
図７は、実施例２のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。図７に示す制御ＩＣ１０ａは、スイッチング素子Ｑ１、アンド回路１１、ＰＷＭコンパレータ１２、三角波回路１３、電流制御用誤差増幅器１４、コンデンサＣ６、過電流保護回路ＯＣＰを有している。
【００３３】
図７に示すＦＢ端子には、図６に示すＳ／ＯＣＰ信号（スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流平均値）とＡＣ整流後の直流電圧とを合成したものがＦＢ信号として入力される。電流制御用誤差増幅器１４は、ＦＢ端子からのＦＢ信号と基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電圧を増幅し、増幅誤差電圧をＰＷＭコンパレータ１２の非反転入力端子に出力する。ＰＷＭコンパレータ１２は、三角波回路１３からの三角波信号と電流制御用誤差増幅器１４からの増幅誤差電圧を比較することによりスイッチング素子Ｑ１をオンオフするパルス信号を生成する。このパルス信号は、増幅誤差電圧に応じてオン幅を変化させる。
【００３４】
過電流保護回路ＯＣＰは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流に生ずる電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えたときにアンド回路１１にＬレベルを出力する。アンド回路１１は、アンド回路１１からのＬレベルによりスイッチング素子Ｑ１をオフさせる。また、アンド回路１１は、ＰＷＭコンパレータ１２からのパルス信号のオンオフによりスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる。
【００３５】
このような制御ＩＣ１０ａによれば、スイッチング素子Ｑ１をＩＣ内部に設けるとともに、Ｓ／ＯＣＰ信号（スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流平均値）とＡＣ整流後の直流電圧とを合成したものをＦＢ信号としてＦＢ端子に入力することで、制御ＩＣ１０ａを実現できる。
【実施例３】
【００３６】
図８は、実施例３のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。図８に示す制御ＩＣは、図７に示す制御ＩＣのＦＢ端子を削除し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値をフィルタ１５を介して電流制御用誤差増幅器１４の反転入力端子に入力し、ＡＣ整流後の直流電圧をＣｏｍｐ端子に入力したことを特徴とする。
【００３７】
フィルタ１５は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値に対応する電圧に含まれるノイズを除去して電流制御用誤差増幅器１４の反転入力端子に出力する。電流制御用誤差増幅器１４は、フィルタ１５からの出力と基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電圧を増幅する。
【００３８】
ＰＷＭコンパレータ１２は、電流制御用誤差増幅器１４からの出力と抵抗Ｒ３及びＣｏｍｐ端子を介して送られてくるＡＣ整流後の直流電圧とを加算し得られた加算出力と三角波回路１３からの三角波信号とを比較することにより、パルス信号を生成する。
【００３９】
このような制御ＩＣによれば、ＦＢ端子を削除できるとともに、図６に示すダイオードＤ３，Ｄ４、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ４を削除することができる。なお、図８では、フィルタ１５を設けたが、フィルタ１５を設けずにスイッチング素子Ｑ１のソースを直接、誤差増幅器１４の反転入力端子に接続しても良い。
【実施例４】
【００４０】
図９は、実施例４のスイッチング電源装置内の制御ＩＣの内部回路図である。図９に示す制御ＩＣは、図８に示す抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を削除し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値をフィルタ１５を介して電流制御用誤差増幅器１４の反転入力端子に入力し、補助巻線Ｗ３からダイオードＤ５とコンデンサＣ８とを介して得られるフォワード電圧信号を電流変換することでＣｏｍｐ端子の出力と混合したことを特徴とする。
【００４１】
補助巻線Ｗ３にはＡＣ整流後の直流電圧に応じた電圧が発生する。補助巻線Ｗ３に発生したＡＣ整流平滑後のコンデンサＣ８の直流電圧は、ｄｅｔ端子を介してカレントミラー回路１６に出力される。カレントミラー回路１６は、ｄｅｔ端子を介するコンデンサＣ８の電圧を電流に変換して、ＰＷＭコンパレータ１２の非反転入力端子に出力する。
【００４２】
ＰＷＭコンパレータ１２は、カレントミラー回路１６からのＡＣ整流後の直流電圧に応じた電圧と電流制御用誤差増幅器１４からのスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の平均値とを加算し得られた加算出力と三角波回路１３からの三角波信号とを比較することにより、パルス信号を生成する。これにより、定電力制御が行える。
【符号の説明】
【００４３】
１ ＥＭＩフィルタ
３  ＬＥＤ群負荷装置
５  制御基板
１０  制御ＩＣ
１１  アンド回路
１２  ＰＷＭコンパレータ
１３  三角波回路
１４  電流制御用誤差増幅器
１５  フィルタ
１６  カレントミラー回路
ＡＣ  交流電源
ＤＢ  全波整流回路
Ｑ１  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ５  ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４  抵抗
Ｃ１〜Ｃ８  コンデンサ
ＴＲ  トランス  
Ｗ１  一次巻線
Ｗ２  二次巻線
Ｗ３  補助巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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