(57)【要約】【課題】信号のデューティー比を調整する。【解決手段】入力信号の波形を変換してデューティー比を調整する波形変換器１００において、入力信号を反転する反転回路１０と、反転回路１０が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去するラグリードフィルタ２０と、ラグリードフィルタ２０が出力する信号を反転回路１０の入力部に帰還させる帰還抵抗３０とを備える。ラグリードフィルタ２０は、例えば、反転回路１０の出力部と帰還抵抗３０との間に接続された第１抵抗２２と、第１抵抗２２及び帰還抵抗３０に接続されたキャパシタ２４と、キャパシタ２４とグランドとの間に接続された第２抵抗２６とを有する。【選択図】図２
2014033289.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の波形を変換する波形変換器であって、
前記入力信号を反転する反転回路と、
前記反転回路が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去するラグリードフィルタと、
前記ラグリードフィルタが出力する信号を前記反転回路の入力部に帰還させる帰還抵抗と
を備える波形変換器。
【請求項２】
前記ラグリードフィルタは、
前記反転回路の出力部と前記帰還抵抗との間に接続された第１抵抗と、
前記第１抵抗及び前記帰還抵抗に接続されたキャパシタと、
前記キャパシタとグランドとの間に接続された第２抵抗と
を有する請求項１に記載の波形変換器。
【請求項３】
前記第１抵抗及び前記帰還抵抗が、前記第２抵抗の抵抗値よりも大きな抵抗値を有する請求項２に記載の波形変換器。
【請求項４】
前記第２抵抗の精度が、前記第１抵抗及び前記帰還抵抗の精度よりも高い請求項２又は３に記載の波形変換器。
【請求項５】
水晶振動子と、
前記水晶振動子を発振させる発振回路と、
前記発振回路の出力信号から直流成分を除去するキャパシタと、
前記直流成分が除去された入力信号の波形を変換する波形変換器と
を備え、
前記波形変換器は、
前記入力信号を反転する反転回路と、
前記反転回路が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去するラグリードフィルタと、
前記ラグリードフィルタが出力する信号を前記反転回路の入力部に帰還させる帰還抵抗と
を有する発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、波形のデューティーを調整する波形変換器、及び、当該波形変換器を有する発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶発振器の出力信号波形には、５０％のデューティー比であることが求められる場合が多い。ところが、半導体集積回路に発振回路が内蔵されると、発振回路が有するＣＭＯＳインバータを構成するＮチャネルトランジスタ及びＰチャネルトランジスタの特性ばらつきの影響により、５０％のデューティー比を得られないことがある。
【０００３】
そこで、従来、低域通過フィルタ（ラグフィルタ）に発振信号を通して得られた低周波数成分を帰還させることにより、デューティー比を約５０％に維持する回路が知られている（例えば、特許文献１及び特許文献２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平３−１４５８１５号公報
【特許文献２】特開平８−１５４０４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図７は、従来の波形変換器５００の構成例を示す。波形変換器５００は、反転回路１０、ラグフィルタ４０及び帰還抵抗３０を有する。波形変換器５００に入力される発振信号は反転回路１０において反転され、反転後の信号がラグフィルタ４０に入力される。ラグフィルタ４０は、抵抗２２及びキャパシタ２４を有する低域通過フィルタであり、反転後の信号から直流に近い低周波成分信号を抽出して帰還抵抗３０に入力する。ラグフィルタ４０によって抽出された低周波成分信号は帰還抵抗３０を介して反転回路１０の入力段に帰還される。
【０００６】
例えば、ラグフィルタ４０に入力される方形波信号のデューティー比が６０％である場合には、方形波信号におけるハイレベル期間の割合が６０％であり、ロウレベル期間の割合が４０％である。ラグフィルタ４０は、デューティー比が６０％の方形波信号から低周波成分を抽出して、ハイレベルとロウレベルとの中間レベルよりもハイレベルに近い低周波成分信号を出力する。
【０００７】
ラグフィルタ４０が出力した低周波成分信号は、反転回路１０に入力される発振信号のバイアス信号として機能する。例えば、低周波成分信号のレベルが中間レベルよりもハイレベルに近い場合には、発振信号がハイレベル側にシフトされる。発振信号がハイレベル側にシフトすると、反転回路１０の閾値電圧よりも発振信号の電圧が大きい期間が長くなる。
【０００８】
その結果、反転回路１０が出力する反転信号においては、ハイレベル期間の割合が短くなるとともにロウレベル期間の割合が長くなるので、６０％であったデューティー比が５０％に近づく。波形変換器５００は、上記の帰還制御を繰り返すことによって、デューティー比を５０％に維持することができる。
【０００９】
ところが、位相余裕が十分に大きくないと、電源起動時や外部ノイズが印加された時などにおいて異常発振が発生するという問題が生じる。そこで、ラグフィルタ４０により構成される波形変換器５００においては、大容量のキャパシタ２４を用いることにより十分な位相余裕を確保して異常発振を抑制していた。
【００１０】
しかし、キャパシタ２４の容量を大きくするとキャパシタ２４のサイズが大きくなるという問題が生じる。特に、波形変換器５００を半導体集積回路に内蔵させる場合には、集積回路においてキャパシタ２４が占める面積が大きくなるので、集積回路のコストが高くなるという問題が生じていた。
【００１１】
そこで、本発明はこれらの点を鑑みてなされたものであり、デューティー比を調整する波形変換器において十分な位相余裕を確保しつつキャパシタの容量を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様においては、入力信号を反転する反転回路と、反転回路が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去するラグリードフィルタと、ラグリードフィルタが出力する信号を反転回路の入力部に帰還する帰還抵抗とを備える波形変換器を提供する。
【００１３】
上記のラグリードフィルタは、反転回路の出力部と帰還抵抗との間に接続された第１抵抗と、第１抵抗及び帰還抵抗に接続されたキャパシタと、キャパシタとグランドとの間に接続された第２抵抗とを有する。上記の第１抵抗及び帰還抵抗は、例えば、第２抵抗の抵抗値よりも大きな抵抗値を有する。一例として、第２抵抗の精度は、第１抵抗及び帰還抵抗の精度よりも高い。
【００１４】
本発明の第２の態様においては、水晶振動子と、水晶振動子を発振させる発振回路と、上記の発振回路の出力信号から直流成分を除去するキャパシタと、当該キャパシタによって直流成分が除去された入力信号の波形を変換する波形変換器とを備える発振器を提供する。当該発振器における波形変換器は、入力信号を反転する反転回路と、反転回路が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去するラグリードフィルタと、ラグリードフィルタが出力する信号を反転回路の入力部に帰還させる帰還抵抗とを有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係る波形変換器及び発振器によれば、デューティーを調整する波形変換器において十分な位相余裕を確保しつつキャパシタの容量を低減することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】波形変換器を含む発振器の構成例を示す。
【図２】波形変換器の構成例を示す。
【図３】キャパシタの容量と位相余裕との関係の一例を示す。
【図４Ａ】第１抵抗の抵抗値を８０ｋΩに固定した状態で帰還抵抗の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。
【図４Ｂ】帰還抵抗の抵抗値を８０ｋΩに固定した状態で第１抵抗の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。
【図５】第１抵抗及び帰還抵抗の抵抗値を同時に変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。
【図６】第１抵抗及び帰還抵抗の抵抗値が１００ｋΩ、キャパシタの容量が５０ｐＦの状態で第２抵抗の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。
【図７】従来の波形変換器の構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
［波形変換器１００を有する発振器４００の基本構成］
図１は、本実施形態に係る波形変換器１００を含む発振器４００の構成例を示す。発振器４００は、波形変換器１００、発振回路２００及び出力回路３００を備える。発振回路２００は、例えば、水晶振動子２１０の共振周波数で発振する発振信号を生成するコルピッツ発振回路又はハートレー発振回路である。発振回路２００において生成された発振信号は、キャパシタ２２０を介して波形変換器１００に入力される。キャパシタ２２０は発振信号における直流成分を除去する。
【００１８】
波形変換器１００は、キャパシタ２２０を介して入力される発振信号の波形を変換して、デューティー比を約５０％に調整する。波形変換器１００によりデューティー比が約５０％に調整された発振信号は、出力回路３００を介して出力される。出力回路３００は、例えば、波形変換器１００から入力された信号を反転して出力するインバータである。
【００１９】
［波形変換器１００の基本構成］
図２は、波形変換器１００の構成例を示す。波形変換器１００は、反転回路１０、ラグリードフィルタ２０及び帰還抵抗３０を有する。反転回路１０は、キャパシタ２２０を介して入力される発振信号を反転する。例えば、反転回路１０は、Ｐチャネルトランジスタ１２及びＮチャネルトランジスタ１４を有するＣＭＯＳインバータであり、入力される発振信号の論理値を反転する。
【００２０】
反転回路１０は、入力される発振信号の電圧が閾値電圧よりも高い期間においてはＮチャネルトランジスタ１４が導通状態になることにより、ロウレベル電圧（グランド電圧）を出力する。反転回路１０は、入力される発振信号の電圧が閾値電圧以下の期間においては、Ｐチャネルトランジスタ１２が導通状態になることにより、ハイレベル電圧（電源電圧）を出力する。反転回路１０の出力信号は、ラグリードフィルタ２０及び出力回路３００に入力される。
【００２１】
ラグリードフィルタ２０は、反転回路１０が出力した信号から所定の周波数より高い周波数成分を除去する。ラグリードフィルタ２０は、第１抵抗として機能する抵抗２２、キャパシタ２４、及び、第２抵抗として機能する抵抗２６を有する。抵抗２２は、反転回路１０の出力部と帰還抵抗３０との間に接続されている。具体的には、抵抗２２は、Ｐチャネルトランジスタ１２のドレイン及びＮチャネルトランジスタ１４のドレインと帰還抵抗３０との間に接続されている。
【００２２】
キャパシタ２４の１つの端子は、第１抵抗２２及び帰還抵抗３０と接続されている。キャパシタ２４の他方の端子は、抵抗２６に接続されている。すなわち、キャパシタ２４は、抵抗２６と第１抵抗２２及び帰還抵抗３０との間に接続されている。抵抗２６は、キャパシタ２４とグランドとの間に接続されている。
【００２３】
反転回路１０への入力信号の位相と反転回路１０からの出力信号の位相との間の位相差が１８０度で、波形変換器１００における帰還ループ利得が１（０ｄＢ）以上あると、異常発振が生じる可能性がある。そこで、ラグリードフィルタ２０は、抵抗２６を有することにより、図７に示したラグフィルタ４０に比べて大きな位相余裕を有することで、異常発振を防ぐことができる。ここで、位相余裕とは、反転回路１０への入力信号の位相と反転回路１０からの出力信号の位相との間の位相差が１８０度である状態に対する位相差の値である。波形変換器１００は、４５度以上の位相余裕を有することが好ましく、５０度以上の位相余裕を有することがさらに好ましい。
【００２４】
［位相余裕のシミュレーション特性］
図３は、キャパシタ２４の容量と位相余裕との関係の一例を示す。図３における鎖線は、図７に示した従来の波形変換器５００におけるキャパシタ２４の容量を変化させた時の位相余裕の大きさを示す。図３における実線は、図２に示した波形変換器１００におけるキャパシタ２４の容量を変化させた時の位相余裕の大きさを示す。ここで、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値は１００ｋΩであり、抵抗２６の抵抗値は５ｋΩである。
【００２５】
図３に示すように、波形変換器５００における位相余裕を４５度以上にするためには、キャパシタ２４の容量値を４００ｐＦよりも大きくしなければならないのに対して、波形変換器１００においては、キャパシタ２４の容量値が約５０ｐＦ以上である場合に位相余裕が４５度以上になっている。したがって、波形変換器１００によれば、キャパシタ２４の容量を従来の８分の１にすることができる。
【００２６】
図４Ａは、抵抗２２の抵抗値を８０ｋΩに固定した状態で帰還抵抗３０の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。図４Ｂは、帰還抵抗３０の抵抗値を８０ｋΩに固定した状態で抵抗２２の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。図４Ａ及び図４Ｂにおいて、抵抗２６の抵抗値は７ｋΩである。
【００２７】
図４Ａにおいては、抵抗２２の抵抗値が８０ｋΩであり、帰還抵抗３０の抵抗値が約４５ｋΩ以上８０ｋΩ以下の場合に、位相余裕が５０度以上である。すなわち、抵抗２２の抵抗値に対する帰還抵抗３０の抵抗値の比（帰還抵抗３０／抵抗２２）が０．５６以上１以下の範囲において、位相余裕が５０度以上であるので好ましい。
【００２８】
図４Ｂにおいては、帰還抵抗３０の抵抗値が８０ｋΩであり、抵抗２２の抵抗値が６０ｋΩ以上８０ｋΩ以下の場合に、位相余裕が５０度以上である。すなわち、抵抗２２の抵抗値に対する帰還抵抗３０の抵抗値の比が１以上１．３３以下の範囲において、位相余裕が５０度以上であるので好ましい。
【００２９】
図４Ａ及び図４Ｂに示した特性から、抵抗２２の抵抗値に対する帰還抵抗３０の抵抗値の比が０．５６以上１．３３以下の範囲であることが好ましく、抵抗２２の抵抗値と帰還抵抗３０の抵抗値が等しいことがさらに好ましいことがわかる。
【００３０】
図５は、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値を同時に変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。図５に示すように、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値が３５ｋΩ以上１００ｋΩ以下において位相余裕が４５度以上であり、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値が６０ｋΩ以上８０ｋΩ以下において位相余裕が５０度以上である。したがって、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値は、３５ｋΩ以上１００ｋΩ以下であることが好ましく、６０ｋΩ以上８０ｋΩ以下であることがさらに好ましい。
【００３１】
図６は、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値が１００ｋΩ、キャパシタ２４の容量値が５０ｐＦの状態で抵抗２６の抵抗値を変化させた場合の位相余裕の変化特性を示す。図６に示すように、抵抗２６の抵抗値が約５．５ｋΩ以上８．５ｋΩ以下の場合に位相余裕が４５度以上になるので好ましい。
【００３２】
図６によれば、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値が抵抗２６の抵抗値よりも大きいことが好ましいこともわかる。抵抗２６の抵抗値は、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値の５．５％以上８．５％以下であることが特に好ましい。
【００３３】
図５及び図６を比べると、位相余裕が４５度以上になるために、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値は３５ｋΩ以上１００ｋΩ以下であることが好ましく、抵抗２６の抵抗値は５．５ｋΩ以上８．５ｋΩ以下であることが好ましい。すなわち、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値は、６７．５ｋΩ±３２．５ｋΩ＝６７．５ｋΩ±４８％であることが好ましく、抵抗２６の抵抗値は、７ｋΩ±１．５ｋΩ＝７ｋΩ±２１％であることが好ましい。
【００３４】
このことからもわかるように、抵抗２６の抵抗値は、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値に比べて位相余裕の大きさに与える影響が大きい。したがって、抵抗２６の抵抗値の精度は、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値の精度よりも高いことが好ましい。例えば、波形変換器１００を集積回路に内蔵する場合に、抵抗２６の抵抗値の製造ばらつきは、抵抗２２及び帰還抵抗３０の抵抗値の製造ばらつきよりも小さいことが好ましい。
【００３５】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【符号の説明】
【００３６】
１０・・・反転回路、１２・・・Ｐチャネルトランジスタ、１４・・・Ｎチャネルトランジスタ、２０・・・ラグリードフィルタ、２２・・・抵抗、２４・・・キャパシタ、２６・・・抵抗、３０・・・帰還抵抗、４０・・・ラグフィルタ、１００・・・波形変換器、２００・・・発振回路、２１０・・・水晶振動子、２２０・・・キャパシタ、３００・・・出力回路、４００・・・発振器、５００・・・波形変換器
【図１】
2014033289.tif 000003
【図２】
2014033289.tif 000004
【図３】
2014033289.tif 000005
【図４Ａ】
2014033289.tif 000006
【図４Ｂ】
2014033289.tif 000007
【図５】
2014033289.tif 000008
【図６】
2014033289.tif 000009
【図７】
2014033289.tif 000010