(57)【要約】【課題】無線通信装置の増幅器において発生する歪を、複雑な手法を用いず低減する。【解決手段】第１局部周波数fLO1の第１局部信号を出力する第１ローカル信号源1001と、第２局部周波数fLO2の第２局部信号を出力する第２ローカル信号源1007と、第１局部信号と第２局部信号を加算する信号合成器1005と、信号合成器1005の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするミキサ1002と、ミキサ1002の出力信号を増幅する増幅器1003と、を備え、第２局部周波数fLO2は、2fLO1±fIF又は2fLO1±3fIFに設定される、歪低減回路が提供される。【選択図】図１
2014013997.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１局部周波数fLO1の第１局部信号を出力する第１局部発振器と、
第２局部周波数fLO2の第２局部信号を出力する第２局部発振器と、
前記第１局部信号と前記第２局部信号を加算する加算器と、
前記加算器の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするミキサと、
前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、
を備え、
前記第２局部周波数fLO2は、2fLO1±fIF又は2fLO1±3fIFに設定される、
歪低減回路。
【請求項２】
請求項１に記載の歪低減回路であって、
前記ミキサは、前記ミキサの前記出力信号に含まれるイメージ信号を抑圧可能に構成されている、
歪低減回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の歪低減回路であって、
前記ミキサと前記増幅器との間に、
前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfLO1+fIFである信号は通過させ、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfLO1-fIFである信号は遮断する、ローパスフィルタを更に備える、
歪低減回路。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の歪低減回路であって、
前記ミキサと前記増幅器との間に、
前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfLO2-fIFである信号は通過させ、前記ミキサの前記出力信号のうち周波数がfLO2+fIFである信号は遮断する、ハイパスフィルタを更に備える、
歪低減回路。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の歪低減回路であって、
前記ローパスフィルタ又は前記ハイパスフィルタは、
前記ミキサによって前記第１局部信号を用いてアップバージョンされた信号と、前記ミキサによって前記第２局部信号を用いてアップバージョンされた信号と、のうち何れか一方の通過ロスを制御可能に構成されている、
歪低減回路。
【請求項６】
請求項５に記載の歪低減回路であって、
前記ローパスフィルタ又は前記ハイパスフィルタは、
前記送信入力信号の振幅に基づいて、前記通過ロスを制御する、
歪低減回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置の非線形増幅器で発生する歪を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１４に従来の無線通信装置の簡略化したブロック図を示す。図１４の無線通信装置では、送信信号入力端子1000からの入力信号を、ミキサ1002において、ローカル信号源1001からの信号とミキシング、アップコンバートし、増幅器1003で増幅し、出力端子1004から出力する。この図は簡略化したブロック図であるため、実際の無線通信装置では、このブロック図に示した以外に各種のフィルタによる不要波の除去を行う素子、複数のミキサによる段階的なアップコンバージョン、複数段の増幅器が使用される場合もある。また、送信信号入力端子1000からの変調信号としては、単純な正弦波(Continuous Wave：CW)を用いる場合もあれば、帯域を持った変調信号の場合もある。これらの事項は、本発明の説明において重要な論点ではないため、ここでは省略する。
【０００３】
この従来の無線通信装置において使用される増幅器は、ほとんどの場合において、非線形素子であり、増幅された信号には非線形性を起因とする歪が発生する。これらの歪は、送信信号入力端子1000からの信号が1つ以上の周波数のCWの合成波の場合には、相互変調歪(Inter Modulation Distortion：IMD)や高調波歪(Harmonic Distortion：HD)と呼ばれるものが観測される。一方、入力信号が変調波の場合は、隣接チャネル漏洩電力(Adjacent Channel Power Ratio：ACPRもしくは、Adjacent Channel Leakage Ratio：ACLR)などとして観測される。
【０００４】
相互変調歪や高調波歪は、増幅器に入力される信号の周波数をf1とf2とした場合、nf1±mf2(n、mは0以上の整数)に観測される不要波の信号であり、IMD(n+m) (n+m次の相互変調歪)やnかmが0の場合には、HDnやHDm(n次or m次の高調波歪)の形(例えば、２次の相互変調歪をIMD2、３の相互変調歪をIMD3、２次の高調波歪をHD2、３次の高調波歪をHD3)で呼称される。これを周波数軸で示したものが図１５である。また、ACPRは、帯域を持った信号を構成する個々の信号間のIMD3の積分として考えることができ、非特許文献１に示す様にACPRの大きさとIMD3の間には相関があることが知られている。
【０００５】
これらの歪は、隣接チャネルの信号への妨害となったり、主信号と同じ周波数に観測されると、主信号のパワーを低下させることもあり、無線通信装置においては、歪の抑制、低減は課題であった。
【０００６】
従来、この歪の抑制方法として、歪と逆位相の信号を生成し、歪と相殺するという方法が一般的であった。特許文献１から特許文献９にその例を示す。
【０００７】
特許文献１は、該文献の図１から、以下の様な動作を示す。1つ目の増幅器11で発生したIMD3を、位相反転部12により位相反転を行うことで、2つ目の増幅器13で発生したIMD3と相殺する。
【０００８】
特許文献２は、該文献の図２から、以下の様な動作を示す。増幅器203の出力信号から分配回路205・検出回路210で歪を抽出し、増幅器の出力へ注入回路223を経由してフィードバックすることで、増幅器203からの歪を低減する。
【０００９】
特許文献３は、該文献の図２もしくは図３から、以下の様な動作を示す。この構成では、増幅器の出力をモニターし、その結果をアナログデジタル変換器(ADC)にかけ、入力信号等との間の演算を行うことで、歪成分のみを取り出す。これをI/Q信号を生成するデジタルブロックで逆位相の歪を生成(polynomial predistortor 301)し、増幅器103から発生する歪と相殺する。この特許文献３の方法には、フィードバックの際の方法(モニターする点の数やフィードバックの構成方法)や、デジタルブロックにおける演算式、などの異なるバリエーションが多数存在する。その例として特許文献４が存在する。
【００１０】
特許文献５は、該文献の図１から図７より、以下の動作を示す。この構成でも、特許文献３の構成と同じく、増幅器の出力をモニターし、その結果をフィードバックする。ただし、特許文献３などと異なり、フィードバックした信号は、デジタル化せず、アナログ信号のまま、入力信号と演算することにより、歪成分のみを抽出する。その歪成分の信号を逆位相で入力に加えることにより出力における歪を低減する。
【００１１】
特許文献６は、該文献の図４より、以下の動作を示す。この構成では、入力信号を２経路に分け、一方の経路では、通常に増幅、もう一方の経路ではIMD3の位相のみ反転させて増幅し、両者を加算することにより、同相の主信号は２倍となるが位相が反転しているIMD3は相殺する。特許文献７の手法もこのバリエーションで、使用しているミキサに搬送波抑圧を行うものを使用しているが原理は同じである。
【００１２】
特許文献８は、該文献の図１及び図３より、以下の動作を示す。この構成では、入力信号を分岐し、一方の経路では２乗検波器を使用し、それをミキサ(ＰM変調器)で変調する。これにより、２次歪と同じ周波数(ただし、低周波側)の信号を生成し、これを入力信号に加える。その結果、増幅器でこの２次歪から発生するIMD2と本来の信号から発生するIMD3が相殺し、歪が低減する。特許文献９も、該文献の図１から図３から、基本的動作原理は特許文献８と同じである。この特許文献９の場合、２乗検波器を用いず、元の入力信号から、２次歪と同じ信号を計算する点が異なっているだけである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開2000-332657号公報
【特許文献２】特開2003-174334号公報
【特許文献３】特許第4835241号公報
【特許文献４】特開2009-111958号公報
【特許文献５】特許第3337766号公報
【特許文献６】国際公開2007/123040号公報
【特許文献７】特開昭59-158113号公報
【特許文献８】特許第3696121号公報
【特許文献９】特許第3342746号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】マキシム(MAXIM)社  アプリケーションノート3902  「汎用RFデバイスにおける隣接チャネル漏洩電力比(ACLR)の算出」  (http://japan.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/3902)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかし、これらの従来の構成ではいくつかの問題点が存在した。
【００１６】
特許文献１の方法では、消費電流が大きくなるという問題と設計性が悪化するという問題が存在する。一般に増幅器は、出力パワーに対応して歪が増大するという傾向があり、これを3次のインターセプトポイント(OIP3)で表す。発生する歪の大きさは、下記式（１）で与えられ、2段目の増幅器は1段目のOIP3より1段目のゲイン(増幅率)の分高いものを利用する必要がある。
【００１７】
この様なOIP3が高い素子は高パワーまで線形性を保った素子であり、消費電流が高いと言う特徴を持つ。そのため、他の手法と同ゲインの増幅器を形成すると、電流が大きくなる。また、無線通信機のレベルダイヤ設計を行う際に、使用する増幅器のゲインと歪に関して束縛を受けるため、設計性が悪化する。
【００１８】
【数１】
2014013997.tif 000003
【００１９】
特許文献２の手法では、出力信号内でフィードバックを行うため、歪の補償を考える上では良い方法であるものの、高パワーで使用ができないという問題点がある。これは、この回路を大パワーで利用する場合、回路内の各素子は大パワー対応である必要があるためで、特に該文献図２の信号発振装置220は出力が大きい場合には構成することが非常に困難となる。
【００２０】
特許文献３の手法では、使用素子の増加と歪の低減が安定するまでの時間がかかるという問題が存在する。これは、フィードバックを利用していることと、デジタルへ再変換するために、回路中にAD変換器などの素子を含むため、これらの素子の増加や、フィードバックループの安定に時間がかかるためである。これは、同じデジタル回路へのフィードバックを行っている特許文献４でも同じ傾向となる。また、フィードバックをアナログ回路にした特許文献５の場合でも、同様の素子の増加の問題は存在する。
【００２１】
特許文献６の手法では、高出力での利用が難しい問題がある点と使用素子が多くなる問題がある。該文献の図４では増幅器６１と増幅器６２のパワーを合成するため、両者はほぼ同等の増幅器である必要がある。この合成は、低出力の場合であれば問題ないが、高パワーの信号の低損失の合成手段が少ないことから、この合成器でのパワーの損失や損失に伴う発熱や、効率の低下などの問題が発生する。また、経路が２つに別れそれぞれにアンプが必要となり、特許文献１から６までの手法よりは少ないものの使用素子が多くなる問題がある。これは、特許文献７でも同様の問題が生じる。
【００２２】
特許文献８の手法や特許文献９の手法は使用素子多くなる問題がある。特許文献８の場合では検波器、特許文献９の場合では、入力信号から２次高調波を計算する回路が必要となる点、そして両者に共通する点として、それを増幅回路に入力するために振幅や周波数を合わせるために、本来の回路以外にミキサや増幅器、フィルタなどの追加素子が必要となる。
【００２３】
以上の様に、従来の発明では素子数が増加する問題が存在した。特に電流消費も大きく、サイズも大きい増幅器の数の増加は装置・回路などのサイズの増加を伴い、複数の経路やフィードバックの調整など設計性の悪化を伴う問題があった。
【００２４】
本発明では、これらの問題を解消し、素子数の増加を最小限にとどめ、設計性の悪化を発生させることなく、どの様な増幅器の非線形性にも対応可能な歪補償回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本願発明の観点によれば、第１局部周波数fLO1の第１局部信号を出力する第１局部発振器と、第２局部周波数fLO2の第２局部信号を出力する第２局部発振器と、前記第１局部信号と前記第２局部信号を加算する加算器と、前記加算器の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするミキサと、前記ミキサの出力信号を増幅する増幅器と、を備え、前記第２局部周波数fLO2は、2fLO1±fIF又は2fLO1±3fIFに設定される、歪低減回路が提供される。
【発明の効果】
【００２６】
本発明では、IMD3の低減に同じ増幅器で発生するIMD2を利用することにより、従来の手法である異なるアンプや非線形素子を利用して歪を発生させる場合と異なり、同一の非線形素子から発生する歪であるため、より精度良い歪の低減が可能である。
【００２７】
また、入力する２次の相互変調歪と同じ周波数の信号の発生に、無線通信機器に備わっているミキサもしくは変調器を利用するため、追加の素子が不要であると言う利点もある。ローカル信号として複数の周波数が必要と言う点はあるものの、周波数がほぼ倍周波であるため、使用している発振回路の分周回路とその位相調整回路の追加のみで良いと言う利点がある。
【００２８】
また、本発明ではミキサや変調器に入力する信号周波数の変更のみでよいため、レベルダイヤ自体を大きく見直す必要がない利点もある。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図
【図２Ａ】IMD3の角周波数(ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO1となる）
【図２Ｂ】本発明の第１の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）
【図２Ｃ】本発明の第２の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）
【図２Ｄ】本発明の第３の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）
【図２Ｅ】本発明の第４の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）
【図２Ｆ】本発明の第５の実施の形態で発生するIMD2の角周波数(ωLO2−ωLO1のオフセットあり。0の点がωLO2−ωLO1となる）
【図３Ａ】本発明で発生するIMD3の角周波数と振幅、位相のずれ
【図３Ｂ】本発明の第１の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれ
【図３Ｃ】本発明の第２の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれ
【図３Ｄ】本発明の第３の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれ
【図３Ｅ】本発明の第４の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれ
【図３Ｆ】本発明の第５の実施の形態で発生するIMD2の角周波数と振幅、位相のずれ
【図４】入力パワー(信号源1000の出力)と歪の関係
【図５】本発明の第２の実施の形態のブロック図
【図６】本発明の第３の実施の形態のブロック図
【図７】本発明の第４の実施の形態のブロック図
【図８】本発明の第５の実施の形態のブロック図
【図９】本発明の第６の実施の形態のブロック図
【図１０】本発明の第６の実施の形態のブロック図(図９と別の構成)
【図１１】本発明の第６の実施の形態のブロック図(図９、図１0と別の構成)
【図１２】本発明の第７の実施の形態のブロック図
【図１３】本発明の第７の実施の形態のブロック図(図１２と別の構成)
【図１４】従来の無線通信装置の構成
【図１５】2つの入力信号から発生する相互変調歪と高調波歪
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の各実施形態では、増幅器出力信号の不要波である歪のうち、周波数が近いためにフィルタでの除去が困難なIMD3を、同じ増幅器から発生するIMD2を利用して低減する。通常IMD2は、入力信号を２つの近接するf1、f2の周波数の信号とした場合、前述の様にf1＋f2、f1-f2の様に主信号と大きく異なる周波数に出現するが、入力信号に2f1、2f2、f1+f2などの２次の相互変調歪と同じ周波数の信号を入力することにより、f1、f2の周波数の信号との間に発生するIMD2がIMD3と同じ周波数となり、IMD3を低減する。２次の相互変調歪と同じ周波数の信号の発生には、増幅器より手前に配置されるミキサもしくは変調器に使用するローカル信号に、本来の周波数のローカル信号だけでなく、その２倍の周波数のローカル信号を追加することで実現している。
【００３１】
換言すれば、増幅器の手前に配置されるミキサへ第１のローカル信号(角周波数fLO1)と第２のローカル信号(fLO2)を入力し、第１のローカル信号から送信信号を、第２のローカル信号から歪抑圧用の信号を生成する。増幅器では、送信信号から発生するIMD3、送信信号と歪抑圧用の信号から発生するIMD2が発生し、その両者を相殺することで、歪を低減する。
【００３２】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
(第一の実施の形態)
図1は本発明の第1の実施の形態を示すブロック図である。図1では、第1のローカル信号源1001（第１局部発振器）は信号合成器1005（加算器）の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007（第２局部発振器）は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。信号合成器1005は、第1のローカル信号源1001からの出力信号（第１局部信号）と第2のローカル信号源1007からの出力信号（第２局部信号）を加算する。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000の信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサ1002は、信号合成器1005の出力信号を用いて、周波数をfIFとする送信入力信号をアップコンバージョンするものである。ミキサの出力端子は増幅器1003の入力端子に接続される。増幅器1003は、ミキサ1002の出力信号を増幅するものである。増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。
【００３４】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数（第１局部周波数fLO1）をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数（第２局部周波数fLO2）は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。また、第2のローカル信号源の信号周波数（第２局部周波数fLO2）は2f0±3fIFの関係を持つものとしてもよい。
【００３５】
次に図1から図4を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。説明を単純化するために、送信信号入力端子1000からの信号を2つの近接する角周波数ωIF1とωIF2(ωIF1<ωIF2)、その位相差をφIF、振幅をAとし、第1のローカル信号源からの角周波数をωLO1、位相差をφLO1、振幅をB1、第2のローカル信号源からの角周波数をωLO2、位相差をφLO2、振幅をB2とした場合について説明する。
【００３６】
この場合、送信信号入力端子1000からの信号PIFは、2つの信号の位相差をφIFとすると、下記式（２）で表される。
【００３７】
【数２】
2014013997.tif 000004
【００３８】
一方、ローカル信号(信号合成器1005の出力)は、下記式（３）で表される。
【００３９】
【数３】
2014013997.tif 000005
【００４０】
この結果、ミキサ1002の出力は、下記式（４）となる。
【００４１】
【数４】
2014013997.tif 000006
【００４２】
つまり、ミキサの出力として、ωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2、ωLO1-ωIF1、ωLO1-ωIF2、ωLO2+ωIF1、ωLO2+ωIF2、ωLO2-ωIF1、ωLO2-ωIF2、の8種類の角周波数の信号が発生する。この8種類の信号を区別するため、各角周波数の信号を次の様に呼称する。ωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2、を「主信号」、ωLO1-ωIF1、ωLO1-ωIF2を「主信号のイメージ」、ωLO2+ωIF1、ωLO2+ωIF2を「2倍波」、ωLO2-ωIF1、ωLO2-ωIF2を「2倍波のイメージ」とし、主信号の振幅をAM、主信号のイメージの振幅をAMI、2倍波の振幅をAD、2倍波のイメージの振幅をADIとする。
【００４３】
これらの信号が、増幅器1003に入力されるが、増幅器1003は非線形な増幅器であるため、一般に入力PINに対し、出力POUTは下記式（５）の様な関係にある。ただし、k0、k1、k2、k3は増幅器の非線形性により決定される定数である。
【００４４】
【数５】
2014013997.tif 000007
【００４５】
この式においてIMD2は偶数次の項、IMD3は3乗以上の奇数次の項から出力されるため、近似的に一番寄与度の高い2乗及び3乗の項のみで考えることでIMD2とIMD3の算出が可能である。 (4) 式を (5) 式に代入して算出される角周波数は多数存在するため、ここでは、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現する信号について説明する。
【００４６】
近傍のIMD2とIMD3の信号は、図３Aと図３Bの表に示す様に、いくつかの信号が観測され、それぞれ異なる位相を持つ。従来の構成(図14)では、第2のローカル信号源1007が存在しないため、この角周波数近傍にはIMD3のみが観測されることになる。
【００４７】
本実施形態では、第2のローカル信号源1007が接続されているため、この領域にIMD2も発生する。このIMD2は、図３Bに示す角周波数であり、この角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、歪を低減することが可能である。例えば、図３Aの1番の角周波数と図３Bの3番の角周波数が同一とする条件、すなわち、ωLO2=2ωLO1-ωIF1の点では、φLO2-φLO1が両者の位相のずれとなるため、前期の位相器1006の位相を調整することで、2つの信号の位相を逆転させることが可能である。一方、振幅は、下記式（６）を満たす点で歪が最小となる。
【００４８】
【数６】
2014013997.tif 000008
【００４９】
これらのAM、AMI、AD、ADIは(4)式から(7)式の様に算出ができる。
【００５０】
【数７】
2014013997.tif 000009
【００５１】
これを(6)式に代入すると、第2のローカル信号源1007の出力振幅B2が第1のローカル信号源1001の出力振幅B1と、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅Aの関数として下記式（８）として算出できる。
【００５２】
【数８】
2014013997.tif 000010
【００５３】
(8)式は、送信信号入力端子1000からの信号振幅に応じて、ローカル信号源1007の振幅B2に歪を最小とする最適な値が存在することを意味している。しかし、一般にローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(8)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅がある特定の値の際にIMD3が最小となることを示している。実際に第1の実施の形態による歪の低減効果を算出したものが図4である。図４の横軸は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅である。図４の縦軸は、IMD3の値である。特定の出力振幅で歪が低減すると言っても、その振幅の付近で歪を低減できるため、発生するIMD2と本来のIMD3がほぼ同一となる点で、歪が極小となり、その周辺±2dB付近で本来の歪より改善していることが分かる。
【００５４】
例として算出したものは図３Aの1番の角周波数と図３Bの1番の角周波数を相殺する場合であり、どの組み合わせでIMD3を相殺するかは自由に選択可能である。そのため、第2のローカル信号源の信号角周波数は、2ωLO1±ωIF1、2ωLO1±ωIF2、2ωLO1±3ωIF1、2ωLO1±3ωIF2などが選択可能である。なお、ωIF1、ωIF2は送信信号入力端子1000に入力した信号の角周波数の1つであるため、一般化すれば添え字の1、2を取り除き、ωIFと表される。すなわち、第2のローカル信号源の信号角周波数は2ωLO1±ωIFあるいは、2ωLO1±3ωIFが選択可能である。また、第1のローカル信号と第2のローカル信号を入れ替えても、前記の式において、振幅B1とB2、位相φLO1、φLO2が入れ替わるだけであり本実施形態の効果は失われない。また、送信信号が変調波の場合であっても、非特許文献1記載の通り、IMD3とACPR(ACLR)の発生要因は同一であるため、ACPRの低減効果を得ることが可能である。以上の様に第1の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００５５】
(第二の実施の形態)
図5は本発明の第2の実施の形態を示すブロック図である。図5では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はローパスフィルタ1008を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。
【００５６】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００５７】
ミキサ1002の出力に接続されたローパスフィルタ1008は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っている。
【００５８】
次に図2、図5を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第2の実施の形態の動作原理の基本は第1の実施の形態と同一である。異なる点は、ローパスフィルタ1008により、2倍波が遮断され、2倍波のイメージ信号が減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Cの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が 下記(9)式の様に変化する以外は同一である。
【００５９】
【数９】
2014013997.tif 000011
【００６０】
これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。
以上の様に第2の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００６１】
(第三の実施の形態)
図6は本発明の第3の実施の形態を示すブロック図である。図6では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はハイパスフィルタ1009を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。
【００６２】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００６３】
ミキサ1002の出力に接続されたハイパスフィルタ1009は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っている。
【００６４】
次に図2、図6を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第3の実施の形態の動作原理の基本は第1から第2の実施の形態と同一である。異なる点は、ハイパスフィルタ1009により、イメージ信号が遮断され、主信号が減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Dの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が (10)式の様に変化する以外は同一である。
【００６５】
【数１０】
2014013997.tif 000012
【００６６】
これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1及び第2の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。以上の様に第3の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００６７】
(第四の実施の形態)
図7は本発明の第4の実施の形態を示すブロック図である。図7では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子はバンドパスフィルタ1010を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。
【００６８】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００６９】
ミキサ1002の出力に接続されたバンドパスフィルタ1010は第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っている。
【００７０】
次に図2、図7を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第4の実施の形態の動作原理の基本は第1から第3の実施の形態と同一である。異なる点は、バンドパスフィルタ1010により、イメージ信号と2倍波が遮断され、主信号と2倍波のイメージが減衰により振幅が変化している点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Eの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が 下記(11)式の様に変化する以外は同一である。
【００７１】
【数１１】
2014013997.tif 000013
【００７２】
これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1から第3の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。また、2倍波のイメージ信号の減衰自体は、(8)式における第2のローカル信号源の振幅に影響を与えるものの、本実施形態の基本的動作には影響を与えない。以上の様に第4の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００７３】
(第五の実施の形態)
図8は本発明の第5の実施の形態を示すブロック図である。図8では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサブロック1014は、ミキサブロックの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力し、イメージ信号を抑圧する機能を有する素子で、該ミキサブロック1014の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサブロック1014の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサブロックの出力端子は増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。
【００７４】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００７５】
ミキサブロック1014は、前述の通り、イメージ信号を抑圧するミキサで、その構成の一例として図8の符号1014の点線内の構成を示す。送信信号入力端子1000からの入力信号は、2つの経路に分岐し、片方は90度位相器1011を介して、第1のミキサ1015の第1の入力端子に入力され、もう一方は、第2のミキサ1016の第2の入力端子に入力される。信号合成器1005から出力されるローカル信号は同じく2つの経路に分配され、片方は90度位相器1013を介して第1のミキサ1015に、もう一方は、第2のミキサ1016に入力される。第1第2のミキサの出力は信号合成器1012を介して出力される。なお、第1第2のミキサ1015、1016は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子である。
【００７６】
このミキサブロックにより、出力される信号はイメージ信号が抑圧される。その結果、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2の信号(主信号)と、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波の信号)が出力され、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2の信号(イメージ信号)と、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ信号)が抑圧される。
【００７７】
次に図2、図8を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第5の実施の形態の動作原理の基本は第1から第4の実施の形態と同一である。異なる点は、ミキサブロック1014により、イメージ信号と2倍波のイメージが抑圧される点である。その点を考慮して、主信号であるωLO1+ωIF1、ωLO1+ωIF2の2つの角周波数の近傍に出現するIMD2の信号を求めると図2Fの様になる。IMD3の信号は、図3Aの表におけるAの値が下記(12)式の様に変化する以外は同一である。
【００７８】
【数１２】
2014013997.tif 000014
【００７９】
これらのIMD2の角周波数をIMD3と同一の角周波数とし、位相を180度逆にすることで、第1から第4の実施の形態と同様に歪を低減することが可能である。以上の様に第5の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００８０】
(第六の実施の形態)
図9、図10、図11は本発明の第6の実施の形態を示すブロック図である。図9、図10、図11では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサ1002は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子で、該ミキサ1002の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサ1002の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサの出力端子は減衰量を可変に調整可能なフィルタ(図9ではローパスフィルタ1019、図10ではハイパスフィルタ1020、図11ではバンドパスフィルタ1021)を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。送信信号入力端子1000とミキサ1002の間には検波器1017が接続され、検波器1017の出力は信号処理部1018を介して、フィルタ1019、1020、1021の減衰量の制御端子に接続される。
【００８１】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIF、とした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００８２】
ミキサ1002の出力に接続されたフィルタ(図9ではローパスフィルタ1019、図10ではハイパスフィルタ1020、図11ではバンドパスフィルタ1021)は、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、以下の様な特性を持っている。
【００８３】
図9のローパスフィルタの場合、第2の実施の形態と同様にfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。
【００８４】
図10のハイパスフィルタの場合、第3の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。
【００８５】
図11のバンドパスフィルタの場合、第4の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。
【００８６】
次に図2、図9を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。第6の実施の形態の動作原理の基本は第2から第4の実施の形態と同一である。異なる点は、フィルタ1019、1020、1021の減衰量が制御される点である。
【００８７】
図9のローパスフィルタ1019を使用する場合を説明する。この条件で第1の実施の形態の動作の説明に記載した(6)式と(7)式から(8)式を導出する過程を計算すると、まず、(7)式の条件が前記のフィルタの特性から下記(13)式の様に表される。
【００８８】
【数１３】
2014013997.tif 000015
【００８９】
この時、(8)式は、下記(14)式の様に算出される。
【００９０】
【数１４】
2014013997.tif 000016
【００９１】
(14)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に応じて、歪を最小とする最適な値がローカル信号源1007の振幅B2とkの積に存在することを意味している。第1の実施の形態の動作の説明に記載した様に、ローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(14)式は、送信信号入力端子100から入力される信号振幅に応じてIMD3が最小となるkの値が存在することを示している。つまり、図9の信号処理部1018で、検波器1017で検出した信号振幅に対応して、(14)式を満たす様にロスL2を制御することで、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に依存せず、IMD3を低減することが可能である。
【００９２】
上記では図9のローパスフィルタの場合について述べたが、図10のハイパスフィルタや図11のバンドパスフィルタを用いる場合においても、同様の手法でIMD3の低減が可能である。以上の様に第6の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【００９３】
第6の実施の形態(図9、図10、図11)では、前記のフィルタの条件を例に示したが、fLO1でアップコンバージョンされる信号(主信号、主信号のイメージ)と、fLO2でアップコンバージョンされる信号(2倍波、2倍波のイメージ)のロスが異なっており、その一方を制御できれば、本実施形態と同様の効果を得ることが可能である。
【００９４】
(第七の実施の形態)
図１２、図１３は本発明の第7の実施の形態を示すブロック図である。図１２、図１３では、第1のローカル信号源1001は信号合成器1005の第1の入力端子に接続され、第2のローカル信号源1007は信号の位相を調整する位相器1006を介して、信号合成器1005の第2の入力端子に接続される。ミキサブロック1014は、ミキサブロックの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力し、イメージ信号を抑圧する機能を有する素子で、該ミキサブロック1014の第1の入力端子には送信信号入力端子1000からの信号を入力し、ミキサブロック1014の第2の入力端子に信号合成器1005の出力端子を接続する。ミキサブロックの出力端子はフィルタ(図１２ではローパスフィルタ1019、図１３ではハイパスフィルタ1020)を介して増幅器1003の入力端子に接続され、増幅器1003の出力端子は回路全体の出力端子1004に接続される。送信信号入力端子1000とミキサブロック1014の間には検波器1017が接続され、検波器1017の出力は信号処理部1018を介して、フィルタ1019、1020の減衰量の制御端子に接続される。
【００９５】
第1のローカル信号源1001と第2のローカル信号源1007は、第1のローカル信号源の信号周波数をf0とし、送信信号入力端子1000から入力される信号周波数をfIFとした場合、第2のローカル信号源の信号周波数は2f0±fIFの関係を持つ。あるいは、前記の第1のローカル信号源の信号周波数と第2のローカル信号源の信号周波数が逆となっても良い。
【００９６】
ミキサブロック1014は、前述の通り、イメージ信号を抑圧するミキサで、その構成の一例として図8の符号1014の点線内の構成を示す。送信信号入力端子1000からの入力信号は、2つの経路に分岐し、片方は90度位相器1011を介して、第1のミキサ1015の第1の入力端子に入力され、もう一方は、第2のミキサ1016の第2の入力端子に入力される。信号合成器1005から出力されるローカル信号は同じく2つの経路に分配され、片方は90度位相器1013を介して第1のミキサ1015に、もう一方は、第2のミキサ1016に入力される。第1第2のミキサの出力は信号合成器1012を介して出力される。なお、第1第2のミキサ1015、1016は、ミキサの第1の入力端子からの信号と第2の入力端子からの信号をミキシングして出力端子に出力する機能を有する素子である。
【００９７】
このミキサブロックにより、出力される信号はイメージ信号が抑圧される。その結果、第2のローカル信号の信号周波数をfLO2とすると、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2の信号(主信号)と、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波の信号)が出力され、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2の信号(イメージ信号)と、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ信号)が抑圧される。
【００９８】
更にフィルタによって、ミキサブロックの出力信号は減衰する。
【００９９】
図１２のローパスフィルタの場合、第2の実施の形態と同様にfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)と、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロス、L1(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を遮断する特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。
【０１００】
図１３のハイパスフィルタの場合、第3の実施の形態と同様に、fLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)を遮断し、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)を一定のロスL2(dB)で通過させ、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)とfLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)を一定のロスL1(dB)で通過させる特性を持っており、このロスL2(dB)を減衰量の制御端子により制御可能としている。
【０１０１】
ミキサブロックとフィルタの組み合わせにより、図１２の場合はfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)は抑圧され、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)は一定のロス、L1(dB)で通過し、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)は一定のロスL2(dB)で通過し、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)は抑圧される。また、図１３の場合はfLO1-fIF1、fLO1-fIF2(イメージ信号)は抑圧され、fLO1+fIF1、fLO1+fIF2(主信号)は一定のロス、L2(dB)で通過し、fLO2-fIF1、fLO2-fIF2の信号(2倍波のイメージ)は一定のロスL1(dB)で通過し、fLO2+fIF1、fLO2+fIF2の信号(2倍波)は抑圧される。
【０１０２】
次に図１２を使用して、本実施形態の動作の原理について説明する。この第7の実施の形態の動作原理の基本は第5の実施の形態と同一である。異なる点は、フィルタ1019、1020により、主信号と2倍波の出力ハ゜ワーが異なり、その減衰量が制御される点である。
【０１０３】
図１２のローパスフィルタ1019を使用する場合を説明する。この条件で第1の実施の形態の動作の説明に記載した(6)式と(7)式から(8)式を導出する過程を計算すると、まず、(7)式の条件が前記のフィルタの特性から(15)式の様に表される。
【０１０４】
【数１５】
2014013997.tif 000017
【０１０５】
この時、(8)式は、(16)式の様に算出される。
【０１０６】
【数１６】
2014013997.tif 000018
【０１０７】
(16)式は、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に応じて、歪を最小とする最適な値がローカル信号源1007の振幅B2とkの積に存在することを意味している。第1の実施の形態の動作の説明に記載した様に、ローカル信号源1001、1007の振幅B1、B2は送信信号源の信号振幅に応じて変化させることはないため、(16)式は、送信信号入力端子から入力される信号振幅に応じてIMD3歪が最小となるkの値が存在することを示している。つまり、図１２の信号処理部1018で、検波器1017で検出した信号振幅に対応して、(16)式を満たす様にロスL2を制御することで、送信信号入力端子1000から入力される信号振幅に依存せず、IMD3を低減することが可能である。
【０１０８】
上記では図１２のローパスフィルタの場合について述べたが、図１３のハイパスフィルタにおいても、同様の手法でIMD3の低減が可能である。以上の様に第7の実施の形態を用いることによりIMD3やACPR(ACLR)低減の効果を得ることができる。
【０１０９】
上記に記載した本実施形態の実施の形態では、ローカル信号を2つ使用し、発生するIMD3の1つを相殺し低減したが、ローカル信号を3つ以上使用して個々の角周波数の歪を低減することも可能である。
【０１１０】
また、本実施形態の実施の形態のブロック図(図1、図5から図13)では、実施形態の動作に必要な最小限度の素子しか含まれていない。実際の無線通信機の動作においては、これらの素子に加え、ミキサ(変調器を含む)やアンプやフィルタや減衰器やスイッチなどの素子が使用される場合がある。
【０１１１】
（付記１）
送信入力信号(周波数ｆIF)と第１のローカル信号(周波数をｆＬＯ)を用いて、ｆＬＯ＋ｆIFの周波数にアップコンバージョンするミキサを有し、該アップコンバージョンされた信号を増幅する非線形増幅器を有する無線通信装置において、
該ミキサに入力する第１のローカル信号に周波数２ｆＬＯ±ｆIFあるいは２ｆＬＯ±３ｆIFの第２のローカル信号を加えることを特徴とする、
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記２）
非線形性のため歪が発生する増幅器を有する無線通信装置において、
該無線通信装置が通信に使用する周波数の信号に、他の周波数の信号を加え、該非線形増幅器に入力することにより、
該通信に利用する周波数の信号から発生する３次の歪と、該通信に利用する周波数の信号と該他の周波数の信号から発生する２次の歪が相殺することを特徴とする
無線通信装置の歪低減手法。
（付記３）
付記２記載の無線通信装置において、
該他の周波数の信号を、該非線形増幅器より手前に配置されたミキサに入力するローカル信号に追加の信号を加えることにより実現することを特徴とする
無線通信装置の歪低減手法。
（付記４）
付記１記載の無線通信装置において、
該アップコンバージョンするミキサがイメージ信号を抑圧するミキサであることを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記５）
付記１記載の無線通信装置において、
ミキサと非線形増幅器の間に周波数をｆLO＋ｆIF通過させ、ｆLO−ｆIFの周波数を遮断するローパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記６）
付記４記載の無線通信装置において、
ミキサと非線形増幅器の間に周波数をｆLO＋ｆIF通過させ、ｆLO−ｆIFの周波数を遮断するローパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記７）
付記１、あるいは付記４、あるいは付記５記載の無線通信装置において、
該第２のローカル信号の周波数をｆLO２とした場合、
ミキサと非線形増幅器の間にｆLO２−ｆIFの周波数を通過させ、ｆLO２＋ｆIFの周波数を遮断するハイパスフィルタを追加したことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記８）
付記５から６記載の無線通信装置において、
該フィルタが、第１のローカル信号によりアップコンバージョンされる信号と、第２のローカル信号によりアップコンバージョンされる信号、のいずれか一方の通過ロスを制御可能としたことを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
（付記９）
付記８記載の無線通信装置において、
該フィルタの通過ロスを該送信入力信号の振幅に応じて、変化させることを特徴とする
歪低減機能を有する無線通信装置。
【符号の説明】
【０１１２】
1000  送信信号入力端子
1001  第１のローカル信号源
1002、1015、1016  ミキサ
1003  増幅器
1004  出力端子
1005、1012  信号合成素子
1006  位相器
1007  第２のローカル信号源
1008  ローパスフィルタ
1009  ハイパスフィルタ
1010  バンドパスフィルタ
1011、1013  90度位相器
1014  ミキサブロック
1017  検波器
1018  信号処理部
1019  減衰量可変ローパスフィルタ
1020  減衰量可変ハイパスフィルタ
1021  減衰量可変バンドパスフィルタ
1200  増幅器から発生するIMD3
1201  増幅器から発生するIMD2
1202  第１の実施の形態でのIMD3
【図１】
2014013997.tif 000019
【図２Ａ】
2014013997.tif 000020
【図２Ｂ】
2014013997.tif 000021
【図２Ｃ】
2014013997.tif 000022
【図２Ｄ】
2014013997.tif 000023
【図２Ｅ】
2014013997.tif 000024
【図２Ｆ】
2014013997.tif 000025
【図３Ａ】
2014013997.tif 000026
【図３Ｂ】
2014013997.tif 000027
【図３Ｃ】
2014013997.tif 000028
【図３Ｄ】
2014013997.tif 000029
【図３Ｅ】
2014013997.tif 000030
【図３Ｆ】
2014013997.tif 000031
【図４】
2014013997.tif 000032
【図５】
2014013997.tif 000033
【図６】
2014013997.tif 000034
【図７】
2014013997.tif 000035
【図８】
2014013997.tif 000036
【図９】
2014013997.tif 000037
【図１０】
2014013997.tif 000038
【図１１】
2014013997.tif 000039
【図１２】
2014013997.tif 000040
【図１３】
2014013997.tif 000041
【図１４】
2014013997.tif 000042
【図１５】
2014013997.tif 000043