(57)【要約】【課題】ゼロフラックス法によって直流を含む低い周波数での測定電流の測定を可能にしつつ低ノイズ化を図る。【解決手段】内部に被測定電線６１が挿通される磁気コア２と、磁気コア２に配置された磁電変換素子３と、磁気コア２に巻回された帰還コイル４と、磁電変換素子３から出力される電圧Ｖ１に基づいて磁気コア２内の磁束を打ち消す負帰還電流Ｉ２を生成して帰還コイル４の一端に供給する電圧電流変換回路７と、帰還コイル４の他端と基準電位Ｇとの間に接続されて負帰還電流Ｉ２を検出電圧Ｖｏに変換して出力する検出回路８とを備え、磁電変換素子３から電圧電流変換回路７までの経路内に位相遅れ補償回路６が配設されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部に被測定電線が挿通される磁気コアと、当該磁気コアに配置された磁電変換素子と、前記磁気コアに巻回された帰還コイルと、前記磁電変換素子から出力される電圧に基づいて前記磁気コア内の磁束を打ち消す負帰還電流を生成して前記帰還コイルの一端に供給する電圧電流変換回路と、前記帰還コイルの他端と基準電位との間に接続されて前記負帰還電流を検出電圧に変換して出力する検出回路とを備えているゼロフラックス方式の電流センサであって、
前記磁電変換素子から前記電圧電流変換回路までの経路内に位相遅れ補償回路が配設されている電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゼロフラックス法（磁気平衡方式）により被測定電線に流れる測定電流を検出する電流センサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の電流センサとして、下記非特許文献１に開示されている電流センサ（クランプセンサ）が知られている。図５に示すように、この電流センサ５１は、被測定電線（測定導体）６１が挿通される磁気コア５２、磁気コア５２に配設されたホール素子やフラックスゲートなどの磁電変換素子５３、磁気コア５２に巻回された帰還コイル５４、電圧電流変換回路（増幅器）５５および検出回路（抵抗器）５６を備えている。
【０００３】
この電流センサ５１は、図６において実線で示すように、直流を含む低い周波数帯域では（カットオフ周波数（クロスオーバー周波数）ｆｃ以下の周波数帯域では）ゼロフラックス方式（磁気平衡方式）の電流センサとして機能して、またこの周波数帯域を超える高い周波数帯域（カットオフ周波数以上）では一点鎖線で示すようにＣＴ（カレントトランス）方式の電流センサとして機能して、磁気コア５２の内部に挿通されている被測定電線６１に流れる測定電流Ｉ１の電流値に応じて電圧値が変化する電圧（検出電圧）Ｖｏを出力する。
【０００４】
この電流センサ５１では、ゼロフラックス方式（磁気平衡方式）の電流センサとして機能する場合に、磁電変換素子５３が、被測定電線６１に測定電流Ｉ１が流れることによって磁気コア５２に発生する磁束を検出して、測定電流Ｉ１の電流値に比例して電圧値が変化する出力電圧（電気信号）を出力する。次いで、電圧電流変換回路５５が、磁電変換素子５３から出力される出力電圧を負帰還電流Ｉ２に変換して、帰還コイル５４に出力する。このゼロフラックス法では、負帰還電流Ｉ２は、帰還コイル５４に負帰還電流Ｉ２が流れることによって磁気コア５２に発生する磁束で、被測定電線６１に測定電流Ｉ１が流れることによって磁気コア５２に発生する磁束を相殺するように、その電流値が制御される。このため、負帰還電流Ｉ２の電流値は、被測定電線６１に測定電流Ｉ１が流れることによって磁気コア５２に発生する磁束の大きさ、すなわち測定電流Ｉ１の電流値に比例する。検出回路５６は、この負帰還電流Ｉ２を電圧Ｖｏに変換して出力する。この電圧Ｖｏは（測定電流）／（帰還コイルの巻線数）×（検出回路の抵抗値）の式で表されるため、電圧Ｖｏに基づいて測定電流を測定することが可能になっている。
【０００５】
また、ＣＴ方式の電流センサとして機能する場合には、帰還コイル５４がカレントトランスとして機能することにより、測定電流Ｉ１に比例した電流Ｉ３を負帰還電流Ｉ２に代えて検出回路５６に流して、電圧Ｖｏを発生させる。以上の構成により、この電流センサ５１では、直流から高い周波数までの広い周波数帯域に含まれる測定電流Ｉ１を測定することが可能になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】３２７３〜３２７５  クランプオンプローブ  ユーザーズガイド、日置電機株式会社、２００２年４月１７日発行（２．動作原理）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上記した従来の電流センサ５１に対して、更なる低ノイズ化を図るための検討を行ったところ、ノイズで支配的となるのは、ホール素子などの磁電変換素子５３の素子抵抗値の大きさに起因した１／ｆノイズであり、この１／ｆノイズを低減させるためには、素子抵抗値を下げる必要があることを見出した。
【０００８】
しかしながら、磁電変換素子５３では、一般的に、素子抵抗値を下げると出力電圧も低下する（ホール素子では、素子抵抗値を下げると積感度も低下する傾向にあり、これによって出力されるホール電圧も低下する）。このため、上記したゼロフラックス法を採用した構成の電流センサでは、負帰還量が減少して、電流センサ５１の負帰還動作が行われない、または負帰還動作が行われたとしても、測定値の誤差が大きくなることがある。この場合、負帰還量を増加させるためには、電圧電流変換回路５５の増幅率を高くする（ゲインを高める）必要がある。
【０００９】
ところが、図６に示すこの電流センサ５１の負帰還動作のときの利得についての周波数特性（実線と破線で示す周波数特性）と、位相についての周波数特性（実線で示す周波数特性）とから明らかなように、電圧電流変換回路５５の増幅率を高くした場合に、負帰還動作のときの利得が、実線で示す利得から破線で示す利得に上昇するため、これに伴い、確保されていた位相余裕が減少して、負帰還動作が発振し易い状態に移行するという新たな課題が発生する。なお、図６での第１領域Ａでの利得の減衰および位相の変化量は、帰還コイル５４と検出回路５６とで構成されるＬＰＦ（低域通過型フィルタ）の１次遅れに起因したものである。また、第２領域Ｂでの利得の減衰および位相の変化量は、このＬＰＦによる減衰および位相の変化量に、電圧電流変換回路５５に１次遅れがあるとしたときの電圧電流変換回路５５の周波数特性に起因した減衰および位相の変化量を加えたものである。
【００１０】
本発明は、かかる課題を改善すべくなされたものであり、ゼロフラックス法によって直流を含む低い周波数での測定電流の測定を可能にしつつ低ノイズ化を図り得る電流センサを提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成すべく請求項１記載の電流センサは、内部に被測定電線が挿通される磁気コアと、当該磁気コアに配置された磁電変換素子と、前記磁気コアに巻回された帰還コイルと、前記磁電変換素子から出力される電圧に基づいて前記磁気コア内の磁束を打ち消す負帰還電流を生成して前記帰還コイルの一端に供給する電圧電流変換回路と、前記帰還コイルの他端と基準電位との間に接続されて前記負帰還電流を検出電圧に変換して出力する検出回路とを備えているゼロフラックス方式の電流センサであって、前記磁電変換素子から前記電圧電流変換回路までの経路内に位相遅れ補償回路が配設されている。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１記載の電流センサによれば、ゼロフラックス方式の電流センサとして機能するときに作動する磁電変換素子から電圧電流変換回路までの経路内に位相遅れ補償回路を配設したことにより、電圧電流変換回路での利得を十分な値にまで高めつつ、十分な位相余裕を確保することができる。したがって、この電流センサによれば、磁電変換素子の素子抵抗値を下げて使用することができるため（つまり、磁電変換素子で発生する１／ｆノイズを低減させて使用することができるため）、低ノイズ化を図りつつ、ゼロフラックス方式によって直流を含む低い周波数の測定電流を充分に正確に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】電流センサ１の構成図である。
【図２】位相遅れ補償回路６の回路図である。
【図３】位相遅れ補償回路６の他の構成の回路図である。
【図４】電流センサ１の利得および位相の周波数特性を説明するための説明図である。
【図５】従来の電流センサ５１の構成図である。
【図６】従来の電流センサ５１の利得および位相についての各周波数特性を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、添付図面を参照して、電流センサ１の実施の形態について説明する。
【００１５】
まず、電流センサ１の構成について、図１を参照して説明する。
【００１６】
電流センサ１は、図１に示すように、磁気コア２、磁電変換素子３、帰還コイル４、増幅回路５、位相遅れ補償回路６、電圧電流変換回路７および検出回路８を備えている。この電流センサ１は、図４の下段の利得および位相についての各周波数特性で示されるように、直流を含む低い周波数帯域（後述するカットオフ周波数（クロスオーバー周波数）ｆｃ以下の帯域）では実線で表されるようにゼロフラックス方式（磁気平衡方式）の電流センサとして機能して、またこの周波数帯域を超える高い周波数帯域（カットオフ周波数ｆｃ以上）では一点鎖線で表されるようにＣＴ方式の電流センサとして機能して、磁気コア２の内部に挿通されている被測定電線６１に流れる測定電流Ｉ１の電流値に応じて電圧値が変化する電圧Ｖｏを出力する。
【００１７】
磁気コア２は、一例として、基端部（図１中の下端部）を中心として開閉可能な分割型に形成されて、活線状態の被測定電線６１をクランプ可能（内部に被測定電線６１を挿通可能）に構成されている。なお、磁気コア２については、分割型に限定されず、貫通型（非分割型）とすることもできる。
【００１８】
磁電変換素子３は、ホール素子やフラックスゲートなどで構成されている。また、磁電変換素子３は、一例として、磁気コア２の基端部に配設されている。また、磁電変換素子３は、作動状態において、磁気コア２の内部に発生する磁束を検出して、磁束密度に応じた（具体的には、比例、またはほぼ比例した）電圧値の電圧（ホール電圧）Ｖ１を出力する。この場合、磁気コア２の内部に発生する磁束とは、磁気コア２に挿通された被測定電線６１に測定電流Ｉ１が流れることによって発生する磁束と、帰還コイル４に後述する負帰還電流Ｉ２が流れることによって発生する磁束との差分の磁束（以下、「差分磁束」ともいう）である。
【００１９】
帰還コイル４は、磁気コア２に予め規定された巻線数で巻回されている。増幅回路５は、例えばバッファとして機能して、磁電変換素子３から電圧Ｖ１を入力すると共に、振幅および位相を変えずに、低インピーダンスで電圧Ｖ２として出力する。
【００２０】
位相遅れ補償回路６は、図４の中段の利得および位相についての各周波数特性を有して、入力した電圧Ｖ２を電圧Ｖ３として出力する。具体的には、位相遅れ補償回路６は、利得については、入力した電圧Ｖ２を、直流から予め規定された第１周波数ｆ１まではほぼ一定の減衰量で減衰させ、第１周波数ｆ１からより高い第２周波数ｆ２までの領域Ｃではその減衰量を徐々に増加させ、かつ第２周波数ｆ２以上ではこの増加させた減衰量をほぼ一定に維持して、電圧Ｖ３として出力するという周波数特性を有している。
【００２１】
また、電圧Ｖ２に対する電圧Ｖ３の位相については、直流から第１周波数ｆ１の手前の周波数まではほぼ０°に維持し、この周波数よりも高い領域においては徐々に位相を遅らせて第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２の中間の周波数においてその遅れを−９０°を限度として最大に遅らせ、この中間の周波数から第２周波数ｆ２よりも若干高い周波数に向けて遅れを徐々に少なくして０°に戻し、この若干高い周波数よりも高い周波数では０°に維持するという周波数特性を有している。すなわち、位相遅れ補償回路６は、領域Ｃでは位相まわり（位相の遅延）を発生させ、領域Ｃ以外の領域では位相まわりを殆ど発生させないという位相についての周波数特性を有している。
【００２２】
また、位相遅れ補償回路６の上記の領域Ｃ（各周波数ｆ１〜ｆ２）については、図１に示す電流センサ１の構成から位相遅れ補償回路６だけを省いた構成（上記した従来の電流センサ５１と同等の構成）の電流センサについての利得および位相についての各周波数特性（図４の上段の利得および位相についての各周波数特性）において、位相余裕がある領域（上記した第１領域Ａ：帰還コイル４と検出回路（後述するように抵抗で構成された回路）８とで構成されるＬＰＦの１次遅れに起因して利得が減衰する領域）内で位相まわりが生じ、位相余裕の少ない領域（上記した第２領域Ｂ：第１領域Ａでの利得および位相の各周波数特性に、電圧電流変換回路７に１次遅れがあるとしたときの電圧電流変換回路７の周波数特性に起因した減衰および位相の変化量が加わる領域）においては位相まわりが殆ど生じないように予め規定されている。本例では一例として、領域Ｃは、図４に示すように、その下限周波数である第１周波数ｆ１がカットオフ周波数ｆｃよりも高くなる状態で第１領域Ａ内に含まれるように予め規定されている。
【００２３】
これにより、位相遅れ補償回路６を有する電流センサ１の利得および位相についての各周波数特性は、図４中の上段の利得および位相についての各周波数特性に、同図中の中段の利得および位相についての各周波数特性を加えて得られる同図中の下段において極太の実線で示すような周波数特性に規定されている。なお、同図中の下段において極太の破線で示す周波数特性は、位相遅れ補償回路６を省いた構成での利得および位相の周波数特性である。
【００２４】
この位相遅れ補償回路６を有する電流センサ１の利得についての周波数特性は、位相遅れ補償回路６を省いた構成での利得の周波数特性を基準としたときに、利得がゼロに低下する周波数が低周波数側に大きく移動した周波数特性になっている。したがって、この位相遅れ補償回路６を有する電流センサ１では、同図中において実線（細い実線）で示すように、例えば電圧電流変換回路７の利得を高めることによってゼロフラックス方式での動作時の利得を高めたとしても、十分な位相余裕を確保する（位相遅れ補償回路６を省いた構成よりも位相余裕を増加させる）ことが可能になっている。
【００２５】
なお、このような利得および位相についての各周波数特性を有する位相遅れ補償回路６は、例えば、図２に示す回路や、図３に示す回路で構成することができる。具体的には、カットオフ周波数ｆｃを一例として１０ｋＨｚとしたときに、図２に示す回路は、第１抵抗１１（例えば、３００Ω程度）および第２抵抗１２（例えば、１０ｋΩ程度）で構成される基本回路と、第２抵抗１２（基準電位Ｇ（本例ではグランド電位）側に配設された抵抗）に並列に接続された第３抵抗１３（例えば、５０Ω程度）およびコンデンサ１４（例えば、１０ｎＦ程度）で構成される直列回路とで構成することができる。
【００２６】
また、図３に示す回路は、第１抵抗１１および第２抵抗１２で構成される基本回路と、第１抵抗１１に並列に接続された第１コンデンサ１５と、第２抵抗１２に並列に接続された第２コンデンサ１６とで構成されている。この場合、各抵抗は、１つの抵抗、複数の抵抗の並列回路、および複数の抵抗の直列回路のいずれかで構成することもできるし、これらを組み合わせた回路で構成することもできる。同様にして、各コンデンサは、１つのコンデンサ、複数のコンデンサの並列回路、および複数のコンデンサの直列回路のいずれかで構成することもできるし、これらを組み合わせた回路で構成することもできる。
【００２７】
電圧電流変換回路７は、演算増幅器などで構成されて、位相遅れ補償回路６から電圧Ｖ３を入力すると共に、この電圧Ｖ３に基づいて負帰還電流Ｉ２を生成して、帰還コイル４の一端に供給する。この場合、電圧電流変換回路７は、電圧Ｖ１がゼロボルトになるように、つまり、磁電変換素子３において検出される磁気コア２の内部に発生している差分磁束の磁束密度がゼロになるように、負帰還電流Ｉ２の電流値を制御する。
【００２８】
検出回路８は、帰還コイル４の他端と基準電位Ｇとの間に接続されて、電流センサ１がゼロフラックス方式の電流センサとして機能するとき（測定電流Ｉ１の周波数がカットオフ周波数ｆｃ以下のとき）には負帰還電流Ｉ２を、また電流センサ１がＣＴ方式の電流センサとして機能するとき（測定電流Ｉ１の周波数がカットオフ周波数ｆｃ以上のとき）には、ＣＴとして機能する帰還コイル５４が発生させる電流Ｉ３（測定電流Ｉ１に比例した電流）を、電圧Ｖｏに変換して出力する。なお、検出回路８は、抵抗で構成された回路であって、１つの抵抗、複数の抵抗の並列回路、および複数の抵抗の直列回路のいずれかの回路、またはこれらを組み合わせた回路である。
【００２９】
次に、電流センサ１の動作について図面を参照して説明する。なお、磁電変換素子３は、一例としてホール素子で構成されて、発生する１／ｆノイズを低減させるために素子抵抗値が下げられているものとする。また、これによって低下する電流センサ１のゼロフラックス方式での動作時の利得については、電圧電流変換回路７の利得を増加させることで、十分な利得になるように（図４の下段において実線（細い実線）で示す利得に）予め設定されているものとする。また、磁気コア２の内部には、被測定電線６１が挿通されているものとする。
【００３０】
最初に、測定電流Ｉ１の周波数がカットオフ周波数ｆｃ以下のときの動作について説明する。
【００３１】
電流センサ１では、磁電変換素子３が、磁気コア２の内部に発生する磁束（差分磁束）を検出して、磁束密度に応じた電圧値の電圧Ｖ１を出力する。本例では、上記したように磁電変換素子３として使用されているホール素子の素子抵抗値が下げられているため、電圧Ｖ１への１／ｆノイズの影響は十分に低減されている。
【００３２】
次いで、増幅回路５がこの電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に増幅して出力し、続いて、位相遅れ補償回路６がこの電圧Ｖ２を入力すると共に電圧Ｖ３として出力する。この際に、位相遅れ補償回路６は、図４の下段に示す各周波数特性で示されるように、利得については、電圧Ｖ２からほぼ一定の減衰量だけ減衰させて電圧Ｖ３を出力し、位相については、最大で約４５％強程度遅らせて出力する。
【００３３】
次いで、電圧電流変換回路７は、位相遅れ補償回路６から電圧Ｖ３を入力すると共に、この電圧Ｖ３に基づいて負帰還電流Ｉ２を予め規定された利得（十分な利得）で生成して、帰還コイル４の一端に供給する。この場合、電圧電流変換回路７は、電圧Ｖ１がゼロボルトになるように、つまり、磁電変換素子３において検出される磁気コア２の内部に発生している差分磁束の磁束密度がゼロになるように、負帰還電流Ｉ２の電流値を制御する。最後に、検出回路８が、この負帰還電流Ｉ２を電圧Ｖｏに変換して出力する。したがって、電流センサ１は、このカットオフ周波数ｆｃ以下の周波数帯域では、ゼロフラックス方式の電流センサとして機能して電圧Ｖｏを出力する。この電圧Ｖｏは測定電流Ｉ１に比例するため、この電圧Ｖｏに基づいて、測定電流Ｉ１を測定することができる。なお、このカットオフ周波数ｆｃ以下の周波数帯域では、カレントトランスとして機能する帰還コイル４から出力される電流Ｉ３は、負帰還電流Ｉ２に比べて十分に小さいため、無視できる。
【００３４】
また、電流センサ１は、ゼロフラックス方式の電流センサとして機能するときの位相余裕が位相遅れ補償回路６を使用することによって増加させられているため、磁電変換素子３の素子抵抗値を下げて１／ｆノイズを低減させつつも、電圧電流変換回路７の利得を増加させることで十分な負帰還量を確保できる結果、低ノイズ化を図りつつ、直流を含む低い周波数の測定電流を測定誤差の少ない状態で測定することが可能になっている。
【００３５】
次に、測定電流Ｉ１の周波数がカットオフ周波数ｆｃ以上のときの動作について説明する。
【００３６】
この周波数帯域では、図４の下段に示すように、帰還コイル４がカレントトランスとして十分に機能して、測定電流Ｉ１に比例した電流Ｉ３を発生させる。一方、電流センサ１をゼロフラックス方式の電流センサとして機能させている経路（磁電変換素子３、増幅回路５、位相遅れ補償回路６、電圧電流変換回路７、帰還コイル４および検出回路８）での利得については、第１領域Ａでは、帰還コイル４と検出回路８とがＬＰＦとして機能し始めると共に、位相遅れ補償回路６が利得を低下させ始めるため、急激に低下する。これにより、カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数帯域においては、負帰還電流Ｉ２は電流Ｉ３に比べて十分に小さいため、無視できることから、検出回路８は、電流Ｉ３を電圧Ｖｏに変換して出力する。この電圧Ｖｏは測定電流Ｉ１に比例するため、この電圧Ｖｏに基づいて、測定電流Ｉ１を測定することができる。
【００３７】
このように、この電流センサ１によれば、ゼロフラックス方式の電流センサとして機能するときに作動する磁電変換素子３から電圧電流変換回路７までの経路内に位相遅れ補償回路６を配設したことにより、電圧電流変換回路７での利得を十分な値にまで高めつつ、十分な位相余裕を確保する（上記の例では位相余裕を増加させる）ことができる。したがって、この電流センサ１によれば、磁電変換素子３の素子抵抗値を下げて使用することができるため（つまり、磁電変換素子３で発生する１／ｆノイズを低減させて使用することができるため）、低ノイズ化を図りつつ、ゼロフラックス方式によって直流を含む低い周波数の測定電流を充分に正確に測定することができる。
【００３８】
なお、位相遅れ補償回路６の例として、図２，３に示す２つの回路について説明したが、図４の中段に示す利得および位相についての各周波数特性を有する回路である限り、他の構成の回路を位相遅れ補償回路６として使用することができるのは勿論である。
【符号の説明】
【００３９】
１  電流センサ
２  磁気コア
３  磁電変換素子
４  帰還コイル
６  位相遅れ補償回路
７  電圧電流変換回路
８  検出抵抗回路
Ｖ１  電圧
Ｉ２  負帰還電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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