(57)【要約】【課題】負荷の大きさによらず波形整形回路のインダクタンス値が一定の場合と比較して軽負荷時の効率を高めることの可能なインバータ装置を提供する。【解決手段】重負荷時は、負荷に多くの電流を流すため波形整形回路２１のインダクタンス値を小さくする（インバータ装置１の出力インピーダンスを小さくする）が、そうするとピーク電流が大きくなるため、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を大きくしてピーク電流を抑える。一方、軽負荷時は、負荷に流す電流は多くないため、波形整形回路２１のインダクタンス値を大きくしてピーク電流を抑える。また、スイッチングロスを低減するために、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を低くする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力電圧を正弦波状に変換する波形整形回路と、を備え、負荷の大きさに応じて前記波形整形回路のインダクタンス値を制御する、インバータ装置。
【請求項２】
前記波形整形回路がＬＣフィルタを含む請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記波形整形回路は並列に設けられた複数のコイルを含み、負荷の大きさに応じてコイルの並列接続数を制御する、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
少なくともいずれかの列のコイルにリレースイッチが直列接続され、前記リレースイッチのオンオフによりコイルの並列接続数を変更する、請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
負荷が大きいときは前記インダクタンス値を小さくし、負荷が小さいときは前記インダクタンス値を大きくする、請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
負荷の大きさに応じて、前記スイッチング回路を駆動するＰＷＭ信号の周波数を設定する、請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
負荷が大きいときは前記ＰＷＭ信号の周波数を高くし、負荷が小さいときは前記ＰＷＭ信号の周波数を低くする、請求項６に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記入力直流電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力を整流して平滑する整流・平滑回路と、を有し、前記整流・平滑回路の出力が前記スイッチング回路に入力される、請求項１から請求項７のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記波形整形回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック回路と、前記フィードバック回路によるフィードバック電圧に基づいて前記スイッチング回路の駆動信号のデューティー比を制御する制御手段と、を備える、請求項１から８のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項１０】
前記フィードバック回路は、前記波形整形回路の２つの出力端子に一端がそれぞれ接続された同極性のダイオードを含み、各ダイオードの他端同士が相互に接続されて共通経路を成し、前記共通経路の電流を電圧に変換してフィードバックする、請求項９に記載のインバータ装置。
【請求項１１】
入力直流電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力電圧を正弦波状に変換する波形整形回路と、
前記波形整形回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック回路と、
前記フィードバック回路によるフィードバック電圧に基づいて前記スイッチング回路の駆動信号のデューティー比を制御する制御手段と、を備え、
前記フィードバック回路は、前記波形整形回路の２つの出力端子に一端がそれぞれ接続された同極性のダイオードを含み、各ダイオードの他端同士が相互に接続されて共通経路を成し、前記共通経路の電流を電圧に変換してフィードバックする、インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池電圧等の直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電池電圧等の直流電圧を交流電圧に変換する場合に、インバータ装置が用いられる（例えば下記特許文献１）。正弦波状の交流電圧を出力する場合には、インバータ装置の出力段にＬＣフィルタ等の波形整形回路を設ける。波形整形回路は、直流電圧をスイッチングして得られる電圧を正弦波に変換する。入力直流電圧（電池電圧等）が目標とする交流電圧の振幅と異なる場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータを設けて入力直流電圧を目標とする交流電圧の振幅と等しくする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−０３０３２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
波形整形回路のインダクタンス値は、一般に、定格負荷に適した値となっている。この場合、常に定格負荷に近い負荷を駆動するのであればよいが、負荷が変動して定格に比べて相当軽負荷になった場合や、元々軽負荷の電気機器につなぎ替えて使用する場合には、波形整形回路のインダクタンス値が適切値に対して小さい値となり、ピーク電流が大きくなり、効率が悪化するという問題がある。
【０００５】
また、入力直流電圧のレベルを変換するＤＣ−ＤＣコンバータを設ける構成は、小型化と低コスト化に不利であるという問題がある。
【０００６】
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その第１の目的は、負荷の大きさによらず波形整形回路のインダクタンス値が一定の場合と比較して軽負荷時の効率を高めることの可能なインバータ装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の第２の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータを設けずに所望の振幅の交流電圧を出力することの可能なインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様は、インバータ装置である。このインバータ装置は、入力直流電圧をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力電圧を正弦波状に変換する波形整形回路と、を備え、負荷の大きさに応じて前記波形整形回路のインダクタンス値を制御する。
【０００９】
前記波形整形回路がＬＣフィルタを含んでもよい。
【００１０】
前記波形整形回路は並列に設けられた複数のコイルを含み、負荷の大きさに応じてコイルの並列接続数を制御してもよい。
【００１１】
少なくともいずれかの列のコイルにリレースイッチが直列接続され、前記リレースイッチのオンオフによりコイルの並列接続数を変更してもよい。
【００１２】
負荷が大きいときは前記インダクタンス値を小さくし、負荷が小さいときは前記インダクタンス値を大きくしてもよい。
【００１３】
負荷の大きさに応じて、前記スイッチング回路を駆動するＰＷＭ信号の周波数を設定してもよい。
【００１４】
負荷が大きいときは前記ＰＷＭ信号の周波数を高くし、負荷が小さいときは前記ＰＷＭ信号の周波数を低くしてもよい。
【００１５】
前記入力直流電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力を整流して平滑する整流・平滑回路と、を有し、前記整流・平滑回路の出力が前記スイッチング回路に入力されてもよい。
【００１６】
前記波形整形回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック回路と、前記フィードバック回路によるフィードバック電圧に基づいて前記スイッチング回路の駆動信号のデューティー比を制御する制御手段と、を備えてもよい。
【００１７】
前記フィードバック回路は、前記波形整形回路の２つの出力端子に一端がそれぞれ接続された同極性のダイオードを含み、各ダイオードの他端同士が相互に接続されて共通経路を成し、前記共通経路の電流を電圧に変換してフィードバックしてもよい。
【００１８】
本発明の第２の態様は、インバータ装置である。このインバータ装置は、
入力直流電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力電圧を正弦波状に変換する波形整形回路と、
前記波形整形回路の出力電圧をフィードバックするフィードバック回路と、
前記フィードバック回路によるフィードバック電圧に基づいて前記スイッチング回路の駆動信号のデューティー比を制御する制御手段と、を備え、
前記フィードバック回路は、前記波形整形回路の２つの出力端子に一端がそれぞれ接続された同極性のダイオードを含み、各ダイオードの他端同士が相互に接続されて共通経路を成し、前記共通経路の電流を電圧に変換してフィードバックする。
【００１９】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の第１の態様によれば、負荷の大きさによらず波形整形回路のインダクタンス値が一定の場合と比較して軽負荷時の効率を高めることの可能なインバータ装置を実現できる。
【００２１】
本発明の第２の態様によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータを設けずに所望の振幅の交流電圧を出力することの可能なインバータ装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータ装置１の回路図。
【図２】負荷の大きさに対する波形整形回路２１のインダクタンス値（Ｌ値）とスイッチング回路１６のスイッチング周波数（ＰＷＭ周波数）との関係を示す説明図。
【図３】ピーク電流の説明図。
【図４】重負荷時における波形整形回路２１への入力電流の波形図。
【図５】軽負荷時における波形整形回路２１への入力電流の波形図。
【図６】波形整形回路２１のインダクタンス値（Ｌ値）とスイッチング回路１６のスイッチング周波数の決定手順のフローチャート。
【図７】本発明の実施の形態２に係るインバータ装置１Ａの回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２４】
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置１の回路図である。インバータ装置１は、電池パック２（バッテリユニット）から供給された直流電力を交流電力に変換して電気機器３（例えば電動工具）のＡＣモータ３１に供給する。インバータ装置１は、電池パック２と電気機器３との間に接続されている。ＡＣモータ３１には、電気機器３のトリガスイッチ３２が操作されると、インバータ装置１から交流電力が供給される。インバータ装置１は、電池パック２と電気機器３との間で着脱可能であるが、以下では、接続されているものとして説明する。 
【００２５】
インバータ装置１は、電池電圧検出部１１と、電源部１２と、スイッチング回路１６と、波形整形回路２１と、フィードバック回路２２と、ＰＷＭ信号出力部１８（ドライバＩＣ）と、制御部としてのマイコン１９と、電流検出抵抗１７と、を備えている。
【００２６】
電池電圧検出部１１は、電池電圧検出抵抗１１１,１１２を備えている。電池電圧検出抵抗１１１,１１２は、電池パック２のプラス側端子とマイナス側端子の間に直列に接続されており、電池パック２の電池電圧の、電池電圧検出抵抗１１１,１１２による分圧電圧をマイコン１９に出力する。なお、図１に示す電池パック２は、３.６Ｖ／セルのリチウム電池セルを複数本直列接続したものであり、所定の定格電圧（例えば１８０Ｖ）を出力する。電池パック２における電池セルの直列接続数と並列接続数は、必要な電圧や容量によって適宜設定される。電池パック２のプラス側端子とマイナス側端子の間には、バイパスコンデンサ１２９が設けられている。
【００２７】
電源部１２は、電池パック２のプラス側端子とマイコン１９との間に直列に接続された電源スイッチ１２１及び定電圧回路１２２を備えている。定電圧回路１２２は、三端子レギュレータ１２２ａと、発振防止用コンデンサ１２２ｂ,１２２ｃと、を備えており、ユーザにより電源スイッチ１２１がオンされると、電池パック２からの電圧を所定の直流電圧（例えば５Ｖ）に変換し、マイコン１９に駆動電力として供給する。なお、電源スイッチ１２１がオフされると、マイコン１９に駆動電力が供給されなくなるので、インバータ装置１全体がオフされることとなる。
【００２８】
スイッチング回路１６は、４つのＦＥＴ１６１−１６４を有し、直列に接続されたＦＥＴ１６１及び１６２と、直列に接続されたＦＥＴ１６３及び１６４とが、電池パック２のプラス側端子とマイナス側端子の間にそれぞれ直列に接続されている。詳細には、ＦＥＴ１６１のドレインは、電池パック２のプラス側端子と接続され、ＦＥＴ１６１のソースは、ＦＥＴ１６２のドレインに接続されている。また、ＦＥＴ１６３のドレインは、電池パック２のプラス側端子と接続され、ＦＥＴ１６３のソースは、ＦＥＴ１６４のドレインに接続されている。 
【００２９】
更に、ＦＥＴ１６１のソース及びＦＥＴ１６２のドレイン、ＦＥＴ１６３のソース及びＦＥＴ１６４のドレインは、それぞれ、波形整形回路２１と接続されている。ＦＥＴ１６１−１６４のゲートには、ＦＥＴ１６１−１６４をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号がＰＷＭ信号出力部１８から抵抗を介して入力される。
【００３０】
波形整形回路２１は、ＦＥＴ１６１のソース及びＦＥＴ１６２のドレインの電圧、並びにＦＥＴ１６３のソース及びＦＥＴ１６４のドレインの電圧を入力とするＬＣフィルタである。具体的には、ＦＥＴ１６１のソース及びＦＥＴ１６２のドレインにコイルＬ１の一端が接続され、コイルＬ１の他端はキャパシタＣの一端に接続される。ＦＥＴ１６３のソース及びＦＥＴ１６４のドレインにコイルＬ３の一端が接続され、コイルＬ３の他端はキャパシタＣの他端に接続される。また、ＦＥＴ１６１のソース及びＦＥＴ１６２のドレインにリレースイッチ１７２を介してコイルＬ２の一端が接続され、コイルＬ２の他端はキャパシタＣの一端に接続される（すなわちコイルＬ２はコイルＬ１と並列に設けられる）。ＦＥＴ１６３のソース及びＦＥＴ１６４のドレインにリレースイッチ１７４を介してコイルＬ４の一端が接続され、コイルＬ４の他端はキャパシタＣの他端に接続される（すなわちコイルＬ４はコイルＬ３と並列に設けられる）。スイッチ１７５は、リレースイッチ１７２,１７４の励磁コイルＬ５,Ｌ６への通電のオンオフ（リレースイッチ１７２,１７４の開閉）のために励磁コイルＬ５,Ｌ６に対して直列に設けられる。ダイオードＤ５,Ｄ６は、スイッチ１７５をオフしたときの励磁コイルＬ５,Ｌ６の誘導起電力を消費するために励磁コイルＬ５,Ｌ６と並列に設けられる。波形整形回路２１の両出力端子はラインフィルタ１７６を介してインバータ装置１の出力端子１６５,１６６に接続される。インバータ装置１の出力端子１６５,１６６は、ＡＣモータ３１に接続される。ＦＥＴ１６１−１６４のオン・オフにより、電池パック２から出力された直流電力は交流電力に変換され、波形整形回路２１で正弦波状に変換されて、電気機器３（ＡＣモータ３１）に出力される。 
【００３１】
フィードバック回路２２は、波形整形回路２１の両出力端子にアノードがそれぞれ接続されたダイオードＤ１,Ｄ２を含む。ダイオードＤ１,Ｄ２のカソードは相互に接続され、その相互接続点と電池パック２のマイナス側端子との間に抵抗Ｒ１,Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１,Ｒ２の相互接続点の電圧はマイコン１９に入力される。なお、抵抗Ｒ１,Ｒ２の合成抵抗値は電気機器３と比較して大きなインピーダンスとなるように設定され、波形整形回路２１からフィードバック回路２２に流れる電流は電気機器３への供給電流（負荷電流）と比較して無視できる程度に小さいものとする。
【００３２】
電流検出抵抗１７は、ＦＥＴ１６２のソース及びＦＥＴ１６４のソースと、電池パック２のマイナス側端子との間に接続されており、電流検出抵抗１７の高電圧側の端子はマイコン１９と接続されている。このような構成により、電流検出抵抗１７は、ＡＣモータ３１に流れる電流を検出し、電圧としてマイコン１９に出力する。 
【００３３】
マイコン１９は、フィードバック回路２２からのフィードバック電圧（抵抗Ｒ１,Ｒ２による分圧電圧）に基づき、目標実効値（例えば、１００Ｖ）を有する交流電力がＡＣモータ３１に出力されるようなＰＷＭ信号をＰＷＭ信号出力部１８を介してＦＥＴ１６１−１６４のゲートに出力する。具体的には、フィードバック回路２２からのフィードバック電圧の例えば平均値を監視し、この平均値が所定値（例えば２.５Ｖ）となるようなＰＷＭ信号をＦＥＴ１６１−１６４のゲートに出力し、結果としてインバータ装置１からの出力電圧の実効値を目標値（例えば１００Ｖ）に制御する。本実施の形態では、マイコン１９は、ＦＥＴ１６１とＦＥＴ１６４（以降、第１のセット）と、ＦＥＴ１６２とＦＥＴ１６３（以降、第２のセット）とを、それぞれ１セットとして、第１のセットと第２のセットを所定のデューティ比で交互にオン・オフさせるようなＰＷＭ信号を出力する。
【００３４】
また、マイコン１９は、電池電圧検出部１１によって検出された電池電圧に基づき、電池パック２の過放電を判別する。具体的には、電池電圧検出部１１によって検出された電池電圧が所定の過放電電圧より小さい場合には、電池パック２に過放電が生じていると判断し、ＡＣモータ３１への出力を停止させるためのＰＷＭ信号及びＰＷＭ信号を出力する（各ＦＥＴをオフする）。また、電池パック２は、その内部に保護ＩＣやマイコン（不図示）を備え、自ら過放電を検出して過放電信号をマイコン１９に出力する機能を有しており、マイコン１９は、信号端子ＬＤから過放電信号を受信した場合にも、ＡＣモータ３１への出力を停止させるためのＰＷＭ信号を出力する（各ＦＥＴをオフする）。このような構成により、電池パック２の寿命が短くなることを防止することができる。 
【００３５】
図２は、負荷の大きさに対する波形整形回路２１のインダクタンス値（Ｌ値）とスイッチング回路１６のスイッチング周波数（ＰＷＭ周波数）との関係を示す説明図である。本図に示すように、インバータ装置１では、軽負荷時には波形整形回路２１のインダクタンス値を大きくするとともにスイッチング回路１６のスイッチング周波数を低くする一方、重負荷時には波形整形回路２１のインダクタンス値を小さくするとともにスイッチング回路１６のスイッチング周波数を高くする。
【００３６】
こうした制御を行う理由は次のとおりである。波形整形回路２１のインダクタンス値（Ｌ値）が大きいと、波形整形回路２１への入力電流の最大値（ピーク電流、図３参照）は小さい。一方、Ｌ値が小さいとピーク電流は大きい。ピーク電流が大きいと効率は悪化する。図４に示すように、重負荷時は、負荷に多くの電流を流すため波形整形回路２１のインダクタンス値を小さくする（インバータ装置１の出力インピーダンスを小さくする）が、そうするとピーク電流が大きくなるため、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を大きくしてピーク電流を抑える。一方、図５に示すように、軽負荷時は、負荷に流す電流は多くないため、波形整形回路２１のインダクタンス値を大きくしてピーク電流を抑える。また、スイッチングロスを低減するために、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を低くする。ここで、スイッチング周波数を低くするとピーク電流が大きくなるため、ピーク電流によるロスとスイッチングロスとの関係で最適なスイッチング周波数を設定するとよい。
【００３７】
図６は、波形整形回路２１のインダクタンス値（Ｌ値）とスイッチング回路１６のスイッチング周波数の決定手順のフローチャートである。インバータ装置１に電池パック２を装着し（Ｓ１）、使用者が電気機器３のトリガスイッチ３２をオンすると（Ｓ２）、電気機器３に電流が供給される。マイコン１９は、電流検出抵抗１７の端子電圧に基づいて負荷の大小を判別する（Ｓ３）。そして、軽負荷であれば、マイコン１９は、スイッチ１７５をオフしてリレースイッチ１７２,１７４をオフすることで波形整形回路２１のインダクタンス値を大きくするとともに、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を低くする（Ｓ４）。一方、重負荷であれば、マイコン１９は、スイッチ１７５をオンしてリレースイッチ１７２,１７４をオンすることで波形整形回路２１のインダクタンス値を小さくするとともに、スイッチング回路１６のスイッチング周波数を大きくする（Ｓ５）。電動工具のように負荷が変動する電気機器の場合は、使用状況によって軽負荷と重負荷の間で遷移するため、遷移のたびにインダクタンス値とスイッチング周波数を切り替える。一方、テレビやラジオのように負荷変動が少ない電気機器の場合は、Ｓ３〜Ｓ５で一度設定すれば、その設定状態を維持することになる。
【００３８】
本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
【００３９】
(1) 負荷の大きさ（重負荷か軽負荷か）に応じて波形整形回路２１のインダクタンス値とスイッチング回路１６のスイッチング周波数を切り替えるため、負荷によらずインダクタンス値とスイッチング周波数が固定の場合と比較して効率を高めることができる。
【００４０】
(2) フィードバック回路２２により波形整形回路２１の出力電圧をフィードバックして定電圧制御を行うことで、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いる必要がなくなるため、小型化と低コスト化に有利である。
【００４１】
図７は、本発明の実施の形態２に係るインバータ装置１Ａの回路図である。このインバータ装置１Ａは、図１に示した実施の形態１のものと比較して、昇圧回路（変圧回路）１３と、整流・平滑回路１４と、昇圧電圧検出部１５とをさらに備える点と、フィードバック回路２２が無くなった点で相違し、その他の点で一致する。
【００４２】
昇圧回路１３及び整流・平滑回路１４はスイッチング方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックコンバータ）を成す。また、昇圧回路１３を設けることにより、実施の形態１のように、スイッチング回路１６から交流１００Ｖを出力するために必要な電圧（１４１Ｖ以上）を有する電池パック（例えば１８０Ｖ）を接続する必要はなく、本実施の形態２では電池パックの定格電圧を１４．４Ｖとしている。
【００４３】
昇圧回路１３は、トランス１３１と、スイッチング素子としてのＦＥＴ１３２と、を備えており、トランス１３１は、一次側巻線１３１ａと、二次側巻線１３１ｂと、を備えている。一次側巻線１３１ａは、電池パック２のプラス側端子とマイナス側端子の間に接続されており、トランス１３１の一次側巻線１３１ａとマイナス側端子の間には、更に、ＦＥＴ１３２が配置されている。ＦＥＴ１３２のゲートには、ＦＥＴ１３２をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号がマイコン１９から入力され、ＦＥＴ１３２のオン・オフにより、電池パック２から供給された直流電力は交流電力に変換されてトランス１３１の一次側巻線１３１ａに出力（印加）される。一次側巻線１３１ａに入力された交流電力は、一次側巻線１３１ａと二次側巻線１３１ｂとの巻数比に応じて変圧されて二次側巻線１３１ｂから出力される。
【００４４】
整流・平滑回路１４は、整流ダイオード１４１,１４２と、平滑コンデンサ１４３と、を備えており、これらにより、トランス１３１により昇圧された交流電力を整流・平滑して直流電力として出力する。昇圧電圧検出部１５は、互いに直列接続された抵抗１５１,１５２から構成されており、整流・平滑回路１４から出力された直流の昇圧電圧（平滑コンデンサ電圧、例えば１４０Ｖ）を検出し、昇圧電圧の、抵抗１５１,１５２による分圧電圧をマイコン１９に出力する。マイコン１９は、昇圧電圧検出部１５によって検出された昇圧電圧に基づき、目標実効値（例えば、１４１Ｖ）を有する交流電力がトランス１３１の二次側から出力される（すなわちスイッチング回路１６に１４１Ｖの直流電圧が印加される）ようなＰＷＭ信号をＦＥＴ１３２のゲートに出力する。本実施の形態では、マイコン１９は、スイッチング回路１６のＦＥＴの第１のセットと第２のセットをデューティー１００％で交互にオン・オフさせることで、スイッチング回路１６は直流１４１Ｖを交流１００Ｖに変換して出力している。なお、本実施の形態では、昇圧回路１３によってスイッチング回路１６への入力電圧を１４１Ｖになるように制御し各ＦＥＴセットのデューティー比を１００％とすることでスイッチング回路１６の出力が交流１００Ｖになるため、フィードバック回路を削除することができる。実施の形態１では高電圧の電池パックからの入力によって各ＦＥＴセットのデューティー比を制御する必要があったためフィードバック回路を設けていた。また、実施の形態１ではフィードバック回路２２の信号（スイッチング回路１６の出力）に基づいて各ＦＥＴセットのデューティーを制御したが、本実施の形態では昇圧回路１３で昇圧して整流・平滑回路１４で直流に変換した出力電圧を抵抗１５１と１５２で分圧した電圧に基づいてＦＥＴ１３２を制御する。ＦＥＴ１３２のスイッチング周波数の制御は実施の形態１で各ＦＥＴセットに対して行ったものと同様（重負荷時：高、軽負荷時：低）である。
【００４５】
本実施の形態も、負荷の大きさ（重負荷か軽負荷か）に応じて波形整形回路２１のインダクタンス値を切り替えることで、効率を高めることができる。
【００４６】
以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。
【００４７】
波形整形回路２１のインダクタンス値は２通りに限定されず３通り以上としてもよい。波形整形回路２１において並列に設けるコイルの数を増やすことで、インダクタンス値のパターン数を増やすことができる。また、スイッチング回路１６のスイッチング周波数も２通りに限定されず３通り以上としてもよい。上記実施の形態によれば、インバータ装置において正弦波を出力する場合に一般的に設けられているＬＣフィルタ等の波形成形回路を利用することができ、コイルを追加するだけで容易に負荷に応じて効率を高めながら最適な制御を行うことができる。また、負荷として負荷電流に基づいてインダクタンス値やスイッチング周波数を切り替えたが電池電圧に基づいてもよい。電池電圧は負荷に応じて変動（負荷が大きければ電圧降下が大きい）するため、電池電圧検出部１１の出力に応じてインダクタンス値やスイッチング周波数を切り替えてもよい。
【符号の説明】
【００４８】
１  インバータ装置
２  電池パック 
３  電気機器 
１３  昇圧回路 
１４  整流・平滑回路 
１５  昇圧電圧検出部 
１６  スイッチング回路 
１９  マイコン 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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