(57)【要約】【課題】部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図り、電磁ノイズの低減も図る。【解決手段】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、トランス２２の１次側コイルとしてＬ１及びＬ２を備える。第１コイルＬ１は２次側コイルＬ３と正相結合し、第２コイルＬ２は２次側コイルＬ３と逆相結合する。２つの相の位相差を１８０度とすることで高調波成分が打ち消され、電磁ノイズが低減する。位相差を１８０度からシフトさせることで出力が制御される。トランス２２は３脚構造であり、Ｌ１，Ｌ２は、３脚の外側２脚に形成される。【選択図】図５
2014068491.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、
前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、
前記２次側コイルに接続される整流回路と、
を備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側コイルは、前記直流電源に並列接続される第１コイル及び第２コイルを備える２相コイルであって、共に単一のトランスに設けられ、
前記スイッチ素子は、前記第１コイルに直列接続される第１スイッチ素子と、前記第２コイルに直列接続される第２スイッチ素子を備え、
前記コンデンサは、前記第１スイッチ素子に並列接続される第１コンデンサと、前記第２スイッチ素子に並列接続される第２コンデンサを備え、
前記第１コイルが前記２次側コイルに形成する磁束と、前記第２コイルが前記２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続される
ことを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは３脚構造であり、
前記２次側コイルは前記３脚構造の中脚に形成され、前記第１コイル及び第２コイルはそれぞれ前記３脚構造の外脚に形成される
ことを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１，２のいずれかに記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流と、前記第２スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流の位相差を０度から１８０度の範囲で変化させる手段
を備えることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記位相差を１８０度とすることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項３記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記２次側コイルに直列接続される調整用コイルと、
前記調整用コイルに並列に接続される切替スイッチと、
を備え、前記切替スイッチをオンオフすることで前記２次側コイルの自己インダクタンスを可変とすることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両、産業用ロボット、工作機械、昇降機等の電動機を用いる動力機械には、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源からの直流電圧を所望の電圧まで昇圧あるいは降圧し、電動車両や動力機械を駆動する。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータには、電磁誘導及び共振を利用する共振型コンバータがある。特許文献１には、１石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。直流入力電源から共振用インダクタンスに流れる電流が半導体スイッチ素子によりスイッチングされ、共振用インダクタンス及び共振用コンデンサから構成される共振回路を共振させる。共振及び電磁誘導に基づいて共振用インダクタンスに現われた電圧と、直流入力電源の出力電圧とに基づく電圧が高周波トランスの１次側に印加され、高周波トランスの２次側から負荷電圧が出力される。
【０００４】
また、特許文献２には、共振型のＬＬＣコンバータが記載されている。図１３に、特許文献２に開示されたＬＬＣコンバータの回路構成を示す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−２６０７４５号公報
【特許文献２】米国特許第６３４４９７９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、一般に、回路構成の簡易化及び低コスト化が求められることから、可能な限り部品点数の増大を抑制しつつ、出力制御性の向上を図ることが求められる。
【０００７】
図１３に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、基本駆動方式がハーフブリッジ方式であり、スイッチ素子及びドライバが２つ必要となり、上側素子のドライバの電位が駆動周波数で変動するため、上側ドライバ用に主回路から絶縁された電源が必要となり、回路が複雑化して高コストとなる。また、２つのスイッチ素子が直列接続されており、これらのスイッチ素子の同時オンによるショート状態を避けるために高精度のタイミング調整が必要で高周波数化が困難となる問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図り、さらに電磁ノイズの低減も図ることができる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、前記２次側コイルに接続される整流回路とを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記１次側コイルは、前記直流電源に並列接続される第１コイル及び第２コイルを備える２相コイルであって、共に単一のトランスに設けられ、前記スイッチ素子は、前記第１コイルに直列接続される第１スイッチ素子と、前記第２コイルに直列接続される第２スイッチ素子を備え、前記コンデンサは、前記第１スイッチ素子に並列接続される第１コンデンサと、前記第２スイッチ素子に並列接続される第２コンデンサを備え、前記第１コイルが前記２次側コイルに形成する磁束と、前記第２コイルが前記２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続されることを特徴とする。
【００１０】
本発明では、１次側コイルを２相コイルとし、第１コイル、第１スイッチ素子及び第１コンデンサで１つの相（共振回路）を構成し、第２コイル、第２スイッチ素子及び第２コンデンサでもう一つの相（共振回路）を構成する。２つの相は互いに並列に接続されるため、従来のように２つのスイッチ素子が直列に接続される場合のような同時オンによるショート状態を避ける必要がない。また、第１コイルが２次側コイルに形成する磁束と、第２コイルが２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続されるため、特定の高調波成分が打ち消され電磁ノイズが低減する。さらに、本発明では、２つの相を構成する第１コイル及び第２コイルがともに単一のトランスに設けられているため、部品点数の増大が抑制される。
【００１１】
本発明の１つの実施形態では、前記トランスは３脚構造であり、前記２次側コイルは前記３脚構造の中脚に形成され、前記第１コイル及び第２コイルはそれぞれ前記３脚構造の外脚に形成されることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の他の実施形態では、前記第１スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流と、前記第２スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流の位相差を０度から１８０度の範囲で変化させる手段を備えることを特徴とする。位相差を１８０度とすることで最大出力が得られ、位相差を１８０度からシフトさせることで出力を変化させることができる。位相差を０度とすることで出力は０となる。
【００１３】
また、本発明のさらに他の実施形態では、前記２次側コイルに直列接続される調整用コイルと、前記調整用コイルに並列に接続される切替スイッチとを備え、前記切替スイッチをオンオフすることで前記２次側コイルの自己インダクタンスを可変とすることを特徴とする。位相差を１８０度とすると第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子はともにＺＶＳ（Zero Voltage Switching）／ＺＣＳ（Zero Current Switching）でターンオンし、ＺＶＳでターンオフできるためソフトスイッチングが可能であるが、位相差を１８０度からシフトさせるとソフトスイッチングから外れることとなるが、切替スイッチをオン状態からオフ状態に切り替えて調整用コイルを２次側コイルに接続し、２次側コイルの自己インダクタンスを相対的に増大させることで、ソフトスイッチングの維持が容易化される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図り、さらに電磁ノイズの低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図２】図１の回路の動作説明図である。
【図３】図１の回路の動作説明図である。
【図４】図１の回路の動作説明図である。
【図５】実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図６】実施形態の回路の電流電圧波形説明図である。
【図７】図１の回路の電流電圧波形説明図である。
【図８】実施形態のトランスの構成図である。
【図９】他の実施形態のトランスの構成図である。
【図１０】図９の等価回路図である。
【図１１】実施形態における位相差と出力との関係を示すグラフ図である。
【図１２】他の実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図１３】従来装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１７】
＜前提となる１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
まず、本実施形態の前提となる、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、このような１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを拡張ないし改良したものとして位置付けることができる。
【００１８】
図１に、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路構成図を示す。トランスは、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ３を備えている。トランスの１次側に関しては、１次側コイルＬ１の一端は、補助共振コイルＬ２を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続される。１次側コイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｔ１の一端に接続される。スイッチ素子Ｔ１にはダイオードが逆並列接続され、かつ、スイッチ素子Ｔ１には共振用のコンデンサＣ１が並列接続される。スイッチ素子Ｔ１の他端及びコンデンサＣ１の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。スイッチ素子Ｔ１は例えばスイッチングトランジスタであり、ゲート端子に制御信号が印加されてスイッチング制御される。トランスの２次側に関しては、２次側コイルＬ３は整流回路を介してコンデンサＣ３に接続され、コンデンサＣ３はフィルタ用のコイルＬ４を介して負荷ＲＬに接続される。
【００１９】
図２に、図１に示す回路の１次側の等価回路を示す。スイッチ素子Ｔ１をスイッチＳＷに、トランスの１次側コイルをＬｒに、コンデンサＣ１をＣｒに置き換えた回路である。また、図３に、各部の電流及び電圧の波形を示す。図において、スイッチＳＷに流れる電流をＩSWITCH、スイッチＳＷの電圧をＶSWITCH、ダイオードＤ１に流れる電流をＩDIODE、１次側コイルＬｒに流れる電流をＩで示す。スイッチＳＷがオンからオフに切り替わるとき、Ｃｒ電位はゼロ電位であり、このときのＬｒに流れる電流ＩをＩｏｎとする。図３における状態ａである。この状態でスイッチＳＷをオフとすると、ＬｒとＣｒで共振動作が開始され、Ｃｒの電位、すなわちスイッチＳＷの電位ＶSWITCHは上昇するが、直流電源Ｖｉｎの電圧を超えるとＬｒに負の電圧が印加され始め、Ｌｒ電流Ｉが減少に転じ、負電流になるとＣｒ電位が下がり始め、ついにはゼロになる。このときのＬｒ電流をＩｃｏとする。その後、Ｌｒの負電流はダイオードＤ１を流れるためＣｒの電位はゼロのままである。スイッチＳＷをオンにすると、Ｌｒ電流は再び増加し、再びＩｏｎとなったときにスイッチＳＷをオフにすると、上記の動作を繰り返す。
【００２０】
従って、図１の回路において、上記のような共振が生じるタイミングと同じ周波数とデューティ比でスイッチ素子Ｔ１のゲート端子を駆動することで共振が生じ、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。
【００２１】
図４に、約４０ｋＨｚで駆動した場合のシミュレーション動作波形を示す。横軸は時間、縦軸は電圧値及び電流値である。なお、図において、説明の都合上、１次側コイルＬ１に流れる電流は所定値だけ減算することで下方にシフトさせている。
【００２２】
スイッチ素子Ｔ１をオンするターンオン時は、電流は負電流（マイナス）であるためダイオードＤ１を流れており、電圧もゼロの状態でオンするため、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）／ＺＣＳ(Zero Current  Switching)のターンオンとなる。また、スイッチ素子Ｔ１のオフ時には、電流が流れているが電圧がゼロの状態でオフするため、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)のターンオフとなり、いずれもソフトスイッチングであり、スイッチング損失が原理的に発生しない。従って、この回路方式では、高周波のスイッチングが可能である。
【００２３】
なお、１次側コイルＬ１で発生した交流電力は２次側の整流回路で直流に変換されて負荷ＲＬで消費される。従って、負荷ＲＬの値により１次側コイルＬ１のインダクタンスが等価的に減少し、共振周期は小さくなる。
【００２４】
＜２並列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
次に、本実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
【００２５】
図５に、本実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の回路構成図を示す。トランス２２は１次側コイルと２次側コイルを備え、１次側コイルは第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２から構成される。
【００２６】
１次側の第１のコイルＬ１の一端は、補助共振コイルＬ４を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続される。また、第１のコイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｄ１に接続される。スイッチ素子Ｔ１にはダイオードＤ１が逆並列接続され、さらに共振用のコンデンサＤ１がスイッチ素子Ｔ１と並列に第１のコイルＬ１に接続される。スイッチ素子Ｔ１の他端及びコンデンサＣ１の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。
【００２７】
１次側の第２のコイルＬ２は、補助共振コイルＬ５を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続され、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２は、互いに並列に直流電源Ｖｉｎに接続される。第２のコイルＬ２の他端は、スイッチ素子Ｔ２に接続される。スイッチ素子Ｔ２にはダイオードＤ２が逆並列接続され、さらに共振用のコンデンサＤ２がスイッチ素子Ｔ２と並列に第２のコイルＬ２に接続される。スイッチ素子Ｔ２の他端及びコンデンサＣ２の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。
【００２８】
２次側のコイルＬ３は、１次側の第１のコイルＬ１と磁気結合する部分と、１次側の第２のコイルＬ２と磁気結合する部分を備える。図では２次側コイルＬ３は２つに分割されているが、必ずしも物理的な２つの部分から構成される必要はなく、物理的に単一のコイルから構成されていてもよい。１次側の第１のコイルＬ１と２次側のコイルＬ３は、同相結合する。また、１次側の第２のコイルＬ２と２次側のコイルＬ３は、逆相結合する。すなわち、第１のコイルＬ１が２次側コイルＬ３に形成する磁束と、第２のコイルＬ２が２次側コイルＬ３に形成する磁束は互いに逆相となるように構成される。
【００２９】
２次側コイルＬ３の第１のコイルＬ１と磁気結合する部分は、整流回路及びフィルタ用のインダクタンスＬ６を介して負荷ＲＬに接続される。また、２次側コイルＬ３の第２のコイルＬ２と磁気結合する部分も、同様に整流回路及びフィルタ用のインダクタンスＬ６を介して負荷ＲＬに接続される。
【００３０】
このように、本実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは２０は、図１に示す共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、１次側の回路を２つ並列に直流電源Ｖｉｎに接続した構成となっている。これら２つの並列的な１次側回路は、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２がともに単一のトランス２２の１次側コイルを構成し、２次側コイルＬ３も同一かつ単一トランス２２の２次側コイルを構成して一体化されており、部品点数の削減が図られている。トランス２２の具体的な構成についてはさらに後述する。
【００３１】
図５の回路では、トランス２２の１次側の回路が２つ並列に接続されており、１次側で形成される２相の磁束をトランス２２で結合して２次側に伝達する構成であるため、１次側の２相の位相を変化させることで、出力を最大出力からゼロまで変化させることが可能である。すなわち、それぞれの回路のスイッチ素子Ｔ１、Ｔ２のゲート端子に印加する制御信号を調整し、２つの回路の位相差を１８０度とすると最大出力となり、２つの回路の位相差を０度とすると最小出力（出力ゼロ）となる。第１のコイルＬ１は正相結合であるが、第２のコイルＬ２は逆相結合だからである。
【００３２】
図６に、動作時におけるコンデンサＣ３の電圧、１次コイルＬ１，Ｌ２の電流、スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の電圧の時間変化を示す。駆動周波数は約１．４ＭＨｚで直流電源Ｖｉｎの電圧は２００Ｖである。また、負荷ＲＬの抵抗は１５Ω、コンデンサＣ３の容量は１５ｎＦである。
【００３３】
また、比較のため、図７に、図１の回路構成の動作時におけるコンデンサＣ３の電圧、１次コイルＬ１の電流、スイッチ素子Ｔ１の電圧の時間変化を示す。図７において、負荷ＲＬの抵抗は３０Ω、コンデンサＣ３の容量は１５ｎＦである。図１の回路構成では、図５の回路構成における２相駆動ではなく単相駆動であり、１次コイルＬ１の電流波形は正弦波から歪み、高調波を含んでいる。ここで、単相駆動の際の電流波形Ｆ（ω・ｔ）を、
Ｆ（ωｔ）＝ａ０・ｓｉｎ（ω・ｔ）＋ｆｏｄｄ（ω・ｔ）＋ｆｅｖｅｎ（ω・ｔ）
とする。
【００３４】
この電流波形の位相を１８０度ずらすと、
ｆｏｄｄ（奇数倍波＋π）＝−ｆｏｄｄ
ｆｅｖｅｎ（偶数倍波＋π）＝ｆｅｖｅｎ
となる。つまり、１８０度位相をずらすと、奇数倍波の符号は反転し、偶数倍波の符号は元のままである。
【００３５】
従って、元の波形Ｆ（ω・ｔ）に対し、１８０度位相をずらせた波形を加算すると、奇数倍波が相殺されて消えることになる。図５の回路構成において、１次側の電池電流は、２相の高調波を含む２相の波形を１８０度位相をずらせて加算したものとなるため、奇数倍波が打ち消される。また、基本波が打ち消されるため、図６に示すように、２倍波の正弦波に近い波形となる。単相駆動では、図７に示すように１次コイル電流はのこぎり波型の電流波形であり、高調波成分を多く含むため電磁ノイズ（ＥＭＩ）も相対的に多いが、２相駆動では上記のように２倍波に近い波形となり、正弦波に近くなるため高調波成分が抑制され、電磁ノイズ（ＥＭＩ）も低減する。
【００３６】
また、２次側コイルＬ３には、１次側コイルＬ１，Ｌ２が形成する磁束に比例する起磁力が形成される。１次側コイルＬ１，Ｌ２が２次側コイルＬ３に形成する起磁力は、１次コイル電流を１８０度位相をずらせた上に、反転（１次側コイルの第２のコイルＬ２と２次側コイルＬ３は逆相結合であることに留意されたい）して加算するため、偶数倍波が打ち消され、２次側コイルＬ３の電圧、すなわちコンデンサＣ３の電圧は正弦波に近い波形となるため、高調波成分が抑制され、電磁ノイズ（ＥＭＩ）も低減する。
【００３７】
さらに、コンデンサＣ３の電圧、つまり整流後の電圧波形は、２相の場合には単相の場合よりも同一容量（１５ｎＦ）でも電圧振動幅が小さくなっており、出力電圧の変動も抑制される。
【００３８】
図６における１次側コイル電流及びコンデンサＣ３の電圧波形と、図７における１次側コイル電流及びコンデンサＣ３の電圧波形を対比すれば、本実施形態の回路構成における出力電圧の安定性及び電磁ノイズ低減の観点からの優位性は明らかであろう。
【００３９】
＜トランスの構成＞
次に、本実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランス２２の構成について説明する。
【００４０】
図８に、本実施形態におけるトランス２２の一例を示す。トランス２２は３脚構成であり、３脚の中央に２次側コイルＬ３が巻回され、３脚の両側に１次側コイルの第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２がそれぞれ巻回される。１次側コイルの第１のコイルＬ１と２次側コイルＬ３は磁気結合し、１次側コイルの第２のコイルＬ２と２次側コイルＬ３も磁気結合する。第１のコイルＬ１と２次側コイルＬ３は正相結合であり、第２のコイルＬ２と２次側コイルＬ３は逆相結合である。単一のトランス２２に１次側コイルの２相コイルＬ１，Ｌ２及び２次側コイルＬ３を設けることで、部品点数の削減が図られる。
【００４１】
図８の構成は簡易である一方、連続動作で出力範囲を大きく変える等、大きな自己インダクタンスが必要となる場合には、３脚構造の両側にコアを追加することが好適である。
【００４２】
図９に、トランス２２の他の構成を示す。図８の構成に加え、３脚の両側にコアを付加し、後述の図１０におけるインダクタンス成分であるＬ４，Ｌ５，Ｌ６の値を大きくすることが可能となる。
【００４３】
図１０に、図９の等価回路を示す。１次側コイルの２相のうちの１相のインダクタンスをＬ１、Ｌ４，Ｌ８とし、もう一つの相のインダクタンスをＬ２、Ｌ５、Ｌ７とすると、Ｌ４〜Ｌ６の自己インダクタンスは図８よりも図９の方が増大するが、その分、Ｌ１〜Ｌ３の自己インダクタンス値は小さくなる。図９の構成において、１．３ＭＨｚで駆動する場合、各インダクタンスは、例えばＬ１＝Ｌ２＝１．４６μＨ、Ｌ４＝Ｌ５＝１．１６μＨ、Ｌ７＝Ｌ８＝０．２μＨ、Ｌ３＝２．９２μＨ、Ｌ６＝１．８２μＨとすることができる。
【００４４】
＜出力電圧の制御＞
図５に示す共振型ＤＣ／ＤＣコンバータで出力電圧を制御する場合、一般的には、
（１）駆動周波数とデューティ比を変化させる
（２）回路動作を駆動周波数より十分低い周波数でオンオフさせる
（３）入力電圧を変化させる
等がある。但し、通常は入力電圧、すなわち直流電源Ｖｉｎの電圧は一定であるため、（１）あるいは（２）の方法が考えられるが、（１）の方法では制御範囲が狭く、（２）の方法では低周波でのオンオフ動作に伴い発生する出力脈動を取り除くために大きなフィルタが必要となってしまう。
【００４５】
そこで、本実施形態では、駆動周波数を一定のままに維持しつつ、位相を変化させることで出力電圧を制御する。
【００４６】
既述したように、本実施形態の回路構成は、１次側で形成される２相の磁束をトランスで結合して２次側に伝達する構成であるため、２相の位相差を変化させる、すなわち最大出力の１８０度位相差から、最小出力（出力ゼロ）の０度位相差まで、位相差を変化させることで、出力電圧を連続的に変化させることができる。
【００４７】
図１１に、２相の位相差と出力との関係を示す。図において、横軸は２相の位相差（ｄｅｇ）を示し、縦軸は出力（Ｗ）を示す。位相差を０（ｄｅｇ）から１８０（ｄｅｇ）まで変化させると、これに伴って出力もゼロから最大出力まで順次増大する。従って、図１１のグラフに従って位相差を調整することで、駆動周波数を一定に維持しつつ出力を所望の値に調整できる。
【００４８】
なお、位相差が１８０度の場合、ＺＶＳ／ＺＣＳターンオンであり、かつ、ＺＶＳターンオフであり、ソフトスイッチングであってスイッチング損失が発生しないが、位相差が１８０度からシフトするに従って、ソフトスイッチング動作から外れやすくなる。位相差が１８０度からシフトしてもソフトスイッチングを維持するためには、自己インダクタンスの値を適切な値に設定することが望ましく、図９に示すトランスとすることで、自己インダクタンスの調整が容易化される。本願出願人は、図５の回路構成において、駆動周波数＝１．３８ＭＨｚ、直流電源Ｖｉｎ＝２００Ｖ、負荷＝１５Ωとし、位相差を１８０度、１２０度、９０度と変化させ、それぞれ出力を３１２０Ｗ、１５７２Ｗ、９７２Ｗと変化させた場合に、いずれもソフトスイッチングを維持できることを確認している。因みに、位相差１８０度の場合のスイッチ素子Ｔ１，Ｔ２のデューティ比はともに０．５５、位相差１２０度及び９０度の場合のデューティ比は０．４５と０．６としている。位相差は、スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２のオンオフタイミングを調整することで変化させることができ、スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２のゲート端子にコントローラから制御信号を供給すればよい。もちろん、常に最大出力で駆動する際には、位相差を１８０度で固定すればよい。
【００４９】
また、自己インダクタンスが大きくなると、これに伴い最大出力は逆に小さくなる。従って、２次側コイルＬ３のインダクタンスを可変とし、自己インダクタンスを相対的に小さくして最大出力を維持するとともに、出力を制御するために位相差を制御する際に自己インダクタンスを相対的に増大させてソフトスイッチングを維持することができる。
【００５０】
図１２に、この場合の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の回路構成を示す。図５の回路構成と相違するのは、トランス３２の２次側コイルがＬ３ａとＬ３ｂから構成され、コイルＬ３ｂと並列にスイッチＳＷが接続されている点である。
【００５１】
ここで、コイルＬ３ａとコイルＬ３の自己インダクタンスの値が同一であるとすると、スイッチＳＷがオンの状態では、図１２の構成は図５の構成と同一となり、トランス３２の２次側コイルの自己インダクタンスは相対的に小さくなる。他方、スイッチＳＷがオフとなると、２次側コイルの自己インダクタンスはＬ３ａとＬ３ｂの合成となり相対的に増大する。従って、最大出力を得る際には、スイッチＳＷをオンにして自己インダクタンスを相対的に小さくし、位相差を１８０度からシフトさせて出力を調整する際には、スイッチＳＷをオフにして自己インダクタンスを相対的に増大させてソフトスイッチングを維持し、スイッチング損失を抑制する。このように、図１２の回路構成では、高効率で出力制御が可能となる。
【００５２】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく種々の変形が可能である。
【００５３】
例えば、本実施形態において、スイッチ素子の素子電圧は共振回路のインピーダンスを調整することにより上下するが、概ね入力電圧の２倍〜３倍程度になる。自動車の場合、直流２００Ｖ〜４００Ｖからの変換が一般的であり、この場合には素子電圧は４００Ｖｐｅａｋ〜１２００Ｖｐｅａｋになる。従って、素子耐圧は１ＫＶ〜１．７ＫＶ程度となり、この耐圧で高速スイッチングが可能な素子としてＳｉＣ−ＦＥＴがあるが、本発明はこれに限定されるものではなく、ＧａＮ−ＦＥＴを用いることもできる。また、入力電圧が低い場合には、Ｓｉ製のＭＯＳＦＥＴでもよく、駆動周波数が数１０ｋＨｚ程度以下であればＩＧＢＴも使用することができる。
【００５４】
さらに、本実施形態において、トランス２２，３２の２次側はダイオードにより整流する構成であるが、ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを２次側のダイオードの代わりに用い、通電時にＭＯＳＦＥＴを導通状態とすることで、２次側での導通損失を低下させる、いわゆる同期整流回路構成とすることもできる。
【符号の説明】
【００５５】
１０，２０，３０  共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ、２２，３２  トランス。
【図１】
2014068491.tif 000003
【図２】
2014068491.tif 000004
【図３】
2014068491.tif 000005
【図４】
2014068491.tif 000006
【図５】
2014068491.tif 000007
【図６】
2014068491.tif 000008
【図７】
2014068491.tif 000009
【図８】
2014068491.tif 000010
【図９】
2014068491.tif 000011
【図１０】
2014068491.tif 000012
【図１１】
2014068491.tif 000013
【図１２】
2014068491.tif 000014
【図１３】
2014068491.tif 000015