(57)【要約】【課題】騒音が少なく、かつ、リアクトルの小型化が可能な電力変換装置を得ることを目的とする。【解決手段】直流電力と交流電力とを電力変換する電力変換装置であって、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとの間に接続されたＤＣリンクコンデンサと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとを協調して制御する制御回路とを備え、制御回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数がインバータのキャリア周波数よりも高くなるよう設定して制御する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成され、インバータを構成する半導体スイッチは、シリコン系材料の半導体で形成されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力と交流電力とを電力変換する電力変換装置であって、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記インバータとの間に接続されたＤＣリンクコンデンサと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記インバータとを協調して制御する制御回路とを備え、
前記制御回路が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数が前記インバータのキャリア周波数よりも高くなるよう設定して制御する電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成され、
前記インバータを構成する半導体スイッチは、シリコン系材料の半導体で形成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチに並列に接続されるダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記インバータの半導体スイッチに並列に接続されるダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換装置は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記インバータが、一つの構造体として構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続された前記ＤＣリンクコンデンサと並列にスナバ回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する前記半導体スイッチと並列にスナバ回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
交流電力側に接続される負荷が誘導負荷であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドのいずれかの材料の半導体であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、半導体スイッチを用いた電力変換装置、特にＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとにより、直流電力と交流電力とを変換する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）といった電動車両では、電力変換装置として例えばインバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、高電圧バッテリ、ＤＣリンクコンデンサを備えている。インバータは直流電力を交流電力に変換し、ＤＣ／ＤＣコンバータは力行時には高電圧バッテリの電圧を昇圧して直流電力を供給し、回生時にはインバータからの直流電力を降圧して高電圧バッテリに供給する。ＤＣリンクコンデンサはインバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に一つ以上が設置され、直流電圧を平滑化している。
【０００３】
電力変換装置は常に小型化を求められ、特に車載向けでは車内空間の制約からその要望が強い。そのため、電力変換装置を小型化するための方策が提案されており、例えば特許文献１がある。特許文献１は、比較的大きい占有体積を持つＤＣリンクコンデンサに着目したもので、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータを協調して動作させることが示されている。
【０００４】
ＤＣリンクコンデンサは耐圧、容量、許容リプル電流といった要素を考慮して選択するが、ＤＣリンクコンデンサに流れるリプル電流が大きくなれば寿命を確保するためにコンデンサ一つ当たりに流れるリプル電流を許容値以下にするためＤＣリンクコンデンサが大型化する。リプル電流はＤＣ／ＤＣコンバータから出力される電流パルスと、インバータへ供給する電流パルスからなり、これらの電流パルスが互いに影響し合ってリプル電流が増大していた。
【０００５】
そこで、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータ双方の電流パルスの発生周期を同期させるように制御することで、ＤＣリンクコンデンサを流れる電流実効値を低減してＤＣリンクコンデンサの容量の低減と小型化を可能にしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−１０１６７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電力変換装置の更なる小型化が求められており、ＤＣリンクコンデンサに流れるリプル電流を低減するために、ＤＣ／ＤＣコンバータはインバータのキャリア周波数の２倍のキャリア周波数で駆動させているが、高圧、大電流の用途で主に用いられるスイッチング素子であるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）はスイッチング損失などが大きく、駆動周波数を高くすると熱的に破綻するため実用的な駆動周波数には限界がある。そのためキャリア周波数が高くなるＤＣ／ＤＣコンバータを構成するＩＧＢＴの駆動周波数をある程度以上に高くすることができず、ＤＣ／ＤＣコンバータよりも低いキャリア周波数に設定する必要があるインバータのキャリア周波数が可聴域以下となり、騒音の問題などが生じていた。
【０００８】
本発明は、上記のような課題を解決するもので、インバータとＤＣ／ＤＣコンバータの協調制御によるＤＣリンクコンデンサの小型化が可能な能力を備え、かつ、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数を向上させることが可能な能力を備えることで、インバータのキャリア周波数を可聴域以上に設定することができるため騒音が少なく、かつ、リアクトルの小型化が可能な電力変換装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、直流電力と交流電力とを電力変換する電力変換装置であって、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとの間に接続されたＤＣリンクコンデンサと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとを協調して制御する制御回路とを備え、制御回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数がインバータのキャリア周波数よりも高くなるよう設定して制御する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成され、インバータを構成する半導体スイッチは、シリコン系材料の半導体で形成されているものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチにワイドバンドギャップ半導体を用いるようにしたので、インバータと協調制御するときにキャリア周波数をより高く設定することができ、リアクトルの小型化と共に、協調制御によるインバータのキャリア周波数向上による低騒音化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す断面模式図である。
【図３】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明する模式図である。
【図５】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の動作を説明する模式図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の別の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。電力変換装置１は、入力コンデンサ３、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、ＤＣリンクコンデンサ１０、三角波比較方式ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータ１１、制御回路２４などを備えている。電力変換装置１は、直流電源２の出力である直流電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ４により電圧変換し、インバータ１１によって交流に変換して交流三相負荷２５を駆動する。
【００１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、半導体スイッチ６、８、ダイオード７、９、リアクトル５を備えている。半導体スイッチ６、８のドレイン端子は、それぞれダイオード７、９のカソード端子に、半導体スイッチ６、８のソース端子はそれぞれダイオード７、９のアノード端子に接続されている。
【００１４】
半導体スイッチ６のドレイン端子は、ＤＣリンクコンデンサ１０の一方の端子およびインバータ１１の高電圧側端子に接続され、半導体スイッチ６のソース端子は、半導体スイッチ８のドレイン端子およびリアクトル５の一方の端子に接続されている。
【００１５】
リアクトル５のもう一方の端子は、入力コンデンサ３の一方の端子および直流電源２の正極端子に接続されている。直流電源２の負極端子は、入力コンデンサ３のもう一方の端子、半導体スイッチ８のソース端子、ＤＣリンクコンデンサ１０のもう一方の端子、およびインバータ１１の低電圧側端子に接続されている。
【００１６】
インバータ１１の出力端子であるＵ相端子、Ｖ相端子、Ｗ相端子は、それぞれ交流三相負荷２５の接続端子であるＵ相負荷端子、Ｖ相負荷端子、Ｗ相負荷端子に接続されている。インバータ１１は、半導体スイッチ１２、１４、１６、１８、２０、２２、ダイオード１３、１５、１７、１９、２１、２３を備えている。半導体スイッチ１２、１４、１６、１８、２０、２２のドレイン端子は、それぞれダイオード１３、１５、１７、１９、２１、２３のカソード端子に接続され、半導体スイッチ１２、１４、１６、１８、２０、２２のソース端子は、それぞれダイオード１３、１５、１７、１９、２１、２３のアノード端子に接続されている。
【００１７】
また、半導体スイッチ１２のドレイン端子はＰ端子に、半導体スイッチ１２のソース端子は半導体スイッチ１４のドレイン端子とＵ相端子に、半導体スイッチ１４のソース端子はＮ端子に接続され、Ｕ相アームを構成している。同様に、半導体スイッチ１６のドレイン端子はＰ端子に、半導体スイッチ１６のソース端子は半導体スイッチ１８のドレイン端子とＶ相端子に、半導体スイッチ１８のソース端子はＮ端子に接続され、Ｖ相アームを構成している。また、半導体スイッチ２０のドレイン端子はＰ端子に、半導体スイッチ２０のソース端子は半導体スイッチ２２のドレイン端子とＷ相端子に、半導体スイッチ２２のソース端子はＮ端子に接続され、Ｗ相アームを構成している。
【００１８】
制御回路２４は、半導体スイッチ６、８、１２、１４、１６、１８、２０、２２に接続され、インバータ１１とＤＣ／ＤＣコンバータ４を協調させて動作するように駆動信号を生成、送出している。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数はインバータ１１のキャリア周波数の２倍に設定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４からのリプル電流周期とインバータ１１へのリプル電流周期を同期させてＤＣリンクコンデンサのリプル電流を低減することができる。
【００１９】
このような構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の動作について説明する。半導体スイッチ６と７は相補的にスイッチングを行い、半導体スイッチ８が導通したときにリアクトル５に蓄積されたエネルギーを、半導体スイッチ６が導通したときにＤＣリンクコンデンサに送出して充電することで、直流電源２の電圧を昇圧してＤＣリンクコンデンサを充電することが可能となる。
【００２０】
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ１１のキャリア周波数の選択と半導体スイッチについて説明する。半導体スイッチとしては高耐圧、大容量を前提としてシリコン系材料の半導体であるＩＧＢＴと、シリコンよりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｃａｂｉｄｅ  Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を一例として挙げる。本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の半導体スイッチ６、８をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴで構成し、インバータ１１の半導体スイッチ１２、１４、１６、１８、２０、２２をＩＧＢＴで構成している。このとき、ＩＧＢＴを用いるインバータ１１のキャリア周波数を２０ｋＨｚとすれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いるＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数は４０ｋＨｚとなる。このようにして、インバータ１１だけではなくＤＣ／ＤＣコンバータ４においてもキャリア周波数を可聴域から外すことができるため、騒音を大幅に低減することが可能となる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いているため、キャリア周波数を向上させてもスイッチング損失などを大幅に低減することが可能となる。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の高周波化
はリアクトル５の小型化にもつながる。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはＤＣ／ＤＣコンバータ４の２カ所に用いるのみであるため、コストの増加を最小限とすることができる。
【００２１】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータにワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、インバータにシリコン半導体であるＩＧＢＴを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータを協調制御することで、コストの増加を最小限にしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数を向上させてＤＣリンクコンデンサの小型化や、動作音の低騒音化が可能となり、電力変換装置を高性能化する効果がある。
【００２２】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の半導体スイッチとインバータ１１の半導体スイッチを全てＩＧＢＴで構成する場合、ＩＧＢＴの一般的なキャリア周波数の使用域は２０ｋＨｚ程度までである。前述の通り、本発明の構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ１１を協調制御するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数はインバータ１１のキャリア周波数の２倍となるから、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数が最高でも２０ｋＨｚ、このときインバータ１１のキャリア周波数は１０ｋＨｚとなる。この場合、安価なＩＧＢＴのみで構成するためコストを低くできるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数が低いため、インバータ１１のキャリア周波数が可聴域と重なることで騒音の問題が生じる。また、交流三相負荷としてモータを用いる場合、モータの損失が増加してしまう。
【００２３】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の半導体スイッチとインバータ１１の半導体スイッチを全てＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴで構成する場合、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは１００ｋＨｚ程度のキャリア周波数でも問題なく動作可能であるから、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数は１００ｋＨｚ、インバータ１１のキャリア周波数は５０ｋＨｚとなる。この場合、リアクトル５の大幅な小型化が期待できるが、現状でまだ高価なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを多く必要とするためコストの面で厳しい。例えば、図１の構成では８個、ＥＶなどで２モータシステムに適用すれば１４個も必要となる。また、小型化という面では、負荷がモータなどの誘導負荷の場合、インバータ側の大幅な高周波化はメリットが薄く、スイッチング損失の増加を伴う。
【００２４】
なお、以上において、回路構成の半導体スイッチとしてＩＧＢＴを例に用いて説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのような他のシリコン系材料の半導体スイッチを用いても良い。
【００２５】
また、回路構成のワイドバンドギャップ半導体からなる半導体スイッチングとしてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを例に用いて説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ−Ｎｉｔｒｉｄｅ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。
【００２６】
以上のように、本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の半導体スイッチにスイッチング周波数を高くすることができるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのような、Ｓｉ（珪素）に比べてバンドギャップが大きい、いわゆるワイドバンドギャップ半導体を用い、インバータの半導体スイッチにＩＧＢＴのようなシリコン系材料の半導体を用いた。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、以上で説明したＳｉＣ（炭化珪素）のほか、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ１１を協調制御する構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数を高くすることができ、インバータ１１のキャリア周波数も可聴域以上の高い周波数とすることができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の小型化と低騒音化が同時に実現できる電力変換装置が得られる。
【００２７】
以上では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ１１の協調制御として、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数を、インバータ１１のキャリア周波数の２倍に設定したが、２倍に限らず、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のフェーズ数とキャリア周波数の積が、インバータ１１のキャリア周波数の２倍と等しくなるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数を、インバータ１１のキャリア周波数よりも高く設定することで、本発明の効果を奏する。
【００２８】
また、インバータ１１の半導体スイッチにはシリコン系材料の半導体を用いたが、この半導体スイッチに並列に接続されるダイオードは、シリコン系材料の半導体に限らず、ワイドバンドギャップ半導体であっても良い。インバータ１１の半導体スイッチに並列に接続されるダイオードがワイドバンドギャップ半導体の場合、順方向電圧が印加され順方向電流が流れた後に逆方向電圧が印加されることにより逆回復動作にともなったリカバリ損失を低減することが出来る、というメリットがある。
【００２９】
以上では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴには並列にダイオードを接続しているが、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）のみを用いる場合には接続が不必要であることは言うまでもない。
【００３０】
また、各半導体スイッチにおけるキャリア周波数は一般的な例を示したものであり、本発明はこれに限定するものではなく、キャリア周波数は任意に設定可能であることは言うまでもない。ただし、前述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の半導体スイッチにおけるキャリア周波数を、インバータ１１の半導体スイッチにおけるキャリア周波数よりも高く設定する必要がある。
【００３１】
図２は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成の一例を示す断面模式図である。図２に示すように、リアクトル５、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、ＤＣリンクコンデンサ１０、およびインバータ１１を基台１００上に設置し、例えば筐体１０１で覆って構成する。基台１００は放熱板を兼ねても良く、基台に放熱用のフィンを取り付けても良い。このように、本発明の範囲の電力変換装置を一つの構造体としてまとめることにより、小型化や低コスト化といったメリットがある。
【００３２】
実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。図２において、図１と同一符号は同一または相当する部分を示す。以下では図１との相違点のみを説明する。図２における図１との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力端子間、すなわち半導体スイッチ６のドレイン端子と半導体スイッチ８のソース端子の間に、抵抗２９とコンデンサ３０の直列接続で構成されるスナバ回路２８を接続したことにある。
【００３３】
本発明の回路構成においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチは比較的高周波でスイッチングすることになるため、スイッチング損失も増加してしまう。半導体スイッチにおけるスイッチング損失は、オン−オフ時の過渡状態における電流と電圧の積である。スイッチング損失を低減するためには過渡時間をできるだけ短くすればよく、すなわち、スイッチング速度を向上させるハードスイッチングを行う手法が挙げられる。実施の形態１の構成においては、半導体スイッチとしてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いるためＩＧＢＴを用いた場合と比較してスイッチング速度を向上させることが可能となる。
【００３４】
スイッチング速度が速い場合、回路における寄生インダクタンスによって、スイッチング時にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに印可されるサージ電圧は大きくなり、発生する電磁ノイズが増大したり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの耐電圧を超過して破壊したりしてしまうため、サージ電圧抑制の対策を行う。そこで、サージ電圧抑制のためのスナバ回路２８を付加した。
【００３５】
ここで、スナバ回路の動作について説明する。図４と図５は、説明のためＤＣ／ＤＣコンバータの回路の一部を模式的に示すものである。図４はスナバ回路を接続しない、実施の形態１の場合である。半導体スイッチ６と８には、等価的に並列接続された寄生キャパシタンス６１および８１が存在する。また、回路の配線には寄生インダクタンス５０、５１が存在する。半導体スイッチ６または８がスイッチングを行うと、図４の太い矢印で示す共振ループが形成されて半導体スイッチ６と８にサージ電圧が生じる。サージ電圧の大きさは寄生インダクタンス５０、５１が蓄積するエネルギーに依存する。
【００３６】
次に、図５に示すスナバ回路２８を接続した構成では、太い矢印で示すように、共振ループはスナバ回路でバイパスされて、共振ループに含まれる寄生インダクタンスは、図４の共振ループにおける寄生インダクタンス５０および５１から、寄生インダクタンス５０だけに低減する。共振ループに含まれる寄生インダクタンス５０を小さくするためには、スナバ回路は半導体スイッチのできるだけ直近に接続することが望ましい。また、スナバ回路２８を構成する抵抗２９によって、共振エネルギーが消費されてサージ電圧を抑制することが可能となる。
【００３７】
このような構成において、スナバ回路２８はサージ電圧を誘起する、回路の寄生インダクタンスを低下させるとともに、寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギーを吸収する。これにより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをハードスイッチングしてオン−オフ時の過渡時間を低減し、スイッチング損失を低減するとともに、電磁ノイズの低減やサージ電圧による過電圧破壊から半導体スイッチであるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを保護する効果がある。
【００３８】
このように、半導体スイッチ６のドレイン端子と半導体スイッチ８のソース端子の間にスナバ回路２８を接続することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数が高くなっても、半導体スイッチであるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの損失、電磁ノイズの増加を抑制し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの過電圧破壊から保護して信頼性を向上させることができる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４とインバータ１１を協調して制御する場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４のキャリア周波数を向上させることができる電力変換装置を得ることができる。
【００３９】
また、以上では、スナバ回路は抵抗とコンデンサの直列構成を例に用いて説明したが、スナバ回路はこれに限定するものではなく、同様の効果が得られる抵抗、コンデンサ、ダイオードなどを組み合わせた構成にすることができることは言うまでもない。
【００４０】
図６は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の別の構成を示す回路図である。図６において図３と同一符号は同一または相当する部分を示す。図３では、スナバ回路がＤＣリンクコンデンサ１０と並列接続になるように接続する構成を例に説明したが、図６に示すように、半導体スイッチ６と並列に抵抗２９１とコンデンサ３０１の直列接続で構成されるスナバ回路２８１を、半導体スイッチ８と並列に抵抗２９２とコンデンサ３０２の直列接続で構成されるスナバ回路２８２を、接続しても良く、図３の構成と同様の効果を奏する。
【００４１】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００４２】
１  電力変換装置、２  直流電源、３  入力コンデンサ、４  ＤＣ／ＤＣコンバータ、５  リアクトル、６、８  ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチ、１０  ＤＣリンクコンデンサ、１１  インバータ、
１２、１４、１６、１８、２０、２２  インバータの半導体スイッチ、
１３、１５、１７、１９、２１、２３  ダイオード、２４  制御回路、
２８、２８１、２８２  スナバ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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