(57)【要約】      （修正有）【課題】ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置において、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器で生じる量子化ノイズの影響による再生信号のＳ／Ｎ劣化を防止する。【解決手段】光情報記録媒体に光を照射する光源と、光情報記録媒体からの信号光と、前記光源から分岐した参照光との間の位相関係が互いに異なる複数の干渉光を検出する複数の検出器と、前記複数の検出器からの差動信号を生成する差動回路と、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器とを備え、上記Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を、９ビット以上とする。【選択図】図１７
2014026708.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置であって、
光情報記録媒体に光を照射する光源と、
前記光情報記録媒体からの信号光と、前記光源から分岐した参照光との間の位相関係が互いに異なる複数の干渉光を検出する複数の検出器と、
前記複数の検出器からの差動信号を生成する差動回路と、
前記差動信号をディジタル化し、垂直分解能が９ビット以上のＡ／Ｄ変換器とを
有することを特徴とする光情報再生装置。
【請求項２】
前記垂直分解能のビット数は、最小変調度に基づいて決定されることを特徴とする請求項1記載の光情報再生装置。
【請求項３】
前記垂直分解能のビット数は、
前記ビット数をＲ、最小変調度をｍｍｉｎとし、
【数７】
2014026708.tif 000026
を満たすことを特徴とする請求項２記載の光情報再生装置。
【請求項４】
前記差動回路と前記Ａ／Ｄ変換器の間に、前記差動信号の絶対値をとる絶対値演算器を備えたことを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項５】
前記垂直分解能のビット数は、
前記ビット数をＲ、最小変調度をｍｍｉｎとし、
【数８】
2014026708.tif 000027
を満たすことを特徴とする請求項４記載の光情報再生装置。
【請求項６】
前記差動回路と前記Ａ／Ｄ変換器の間に、前記差動信号に対してゲイン調整及び／またはオフセットを印加するゲイン／オフセット調整回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項７】
前記Ａ／Ｄ変換器の後段に、ゲイン調整及び／またはオフセットを印加するゲイン／オフセット調整回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項８】
前記差動信号をSig1、Sig2としたときに、
【数１６】
2014026708.tif 000028
の係数を求める最適化回路を、更に有することを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項９】
前記検出器は、第１、第２、第３、第４の検出器を有し、
前記第１の検出器上と前記第２の検出器上とでは、前記信号光と前記参照光との間の位相関係は互いにほぼ１８０度異なり、前記第３の検出器上と前記第４の検出器上とでは互いにほぼ１８０度異なり、前記第１の検出器上と前記第３の検出器上ではほぼ９０度異なり、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記第１の検出器と前記第２の検出器の差動信号をディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記第３の検出器と前記第４の検出器の差動信号をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを有し、前記第１のＡ／Ｄ変換器及び前記第２のＡ／Ｄ変換器の垂直分解能は９ビット以上であることを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項１０】
前記検出器は、第１、第２、第３の検出器を有し、
信号光と参照光の位相差は、各検出器上で、それぞれ、ほぼ０度、ほぼ１２０度、ほぼ２４０度であることを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項１１】
前記差動信号であるSig1、Sig2を、
【数３】
2014026708.tif 000029
のように算出する自乗演算器と加算器とを有することを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項１２】
前記差動信号であるSig1、Sig2を、
【数２１】
2014026708.tif 000030
のように算出する演算回路を有することを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項１３】
前記光源は、分布帰還型半導体レーザであることを特徴とする請求項１記載の光情報再生装置。
【請求項１４】
ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置であって、
光情報記録媒体に光を照射する光源と、
前記光情報記録媒体からの信号光と、前記光源から分岐した参照光との間の位相関係が互いに異なる複数の干渉光を検出する複数の検出器と、
前記複数の検出器からの差動信号を生成する差動回路と、
前記差動信号の絶対値をとる絶対値演算器と、
前記絶対値演算器の後段に設けられたＡ／Ｄ変換器とを
有することを特徴とする光情報再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ディスク再生装置における再生信号の高Ｓ／Ｎ化技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ディスクの記録容量は、コンパクトディスク（ＣＤ）、Digital Versatile Disc（ＤＶＤ）を経てBlu-ray DiscTM（ＢＤ）に至るまで、光源の短波長化と対物レンズの高開口数化による光スポットの微小化により向上してきたが、光スポットのサイズは青色光源と高開口数対物レンズを用いるＢＤにおいてほぼ限界に達しているため、記録容量の更なる向上に対しては情報を記録する記録層の数を増やす多層化が有力な手段のひとつである。記録層を多層化するに際しては、記録層の数を増やすほど光ピックアップに戻る反射光の強度が低下するため、アンプノイズ等の検出系ノイズの影響が増大して再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が低下する。また、記録容量の向上に伴い、データ転送速度の高速化も要求されている。データ転送速度を高速化するに際しては、再生信号の広帯域化に伴う検出系ノイズの増大により再生信号のＳ／Ｎが低下する。このように、多層化や高速化は再生信号のＳ／Ｎの低下を伴うため、従来の再生方式ではデータの信頼性を確保することが困難になることが明らかであることから、今後の光ディスクの高性能化に対しては、再生信号の高Ｓ／Ｎ化技術が重要になってくる。
【０００３】
光ディスクにおける再生信号の高Ｓ／Ｎ化技術として、例えば、特許文献１にホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報検出方法が記載されている。具体的には、光ディスクから反射する信号光と、同一光源から分岐して光ディスクに当てず検出器に導入する参照光とを、検出器上で干渉させることで増幅された再生信号を得る。この際、参照光と信号光の位相関係が９０度ずつずれた４種の干渉状態の検出器出力を同時に得て演算することにより、ディスクばたつきによる光路長変動によらない安定した再生信号を得る。この方法は、アンプノイズを増大させることなく再生信号の振幅を増幅するため、Ｓ／Ｎが向上する。また、特許文献２には、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出における演算途中、演算出力、あるいはその両方をモニタし、出力が安定になるように演算の調整を行う演算調整機構を信号処理回路内に設けることにより、装置構成部品のばらつきや特性の経時変化などの影響を回避し、安定して増幅効果を得る光情報再生方法が記載されている。
【０００４】
ここで、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いない従来の検出方式（以降、通常検出方式と呼ぶ）について説明する。光源の半導体レーザから出射した光は、対物レンズで集光され、光ディスクに照射される。光ディスクからの反射光（以後、信号光と呼ぶ）は検出器によって検出されて再生信号が生成される。再生信号はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）によってサンプリングされディジタル化され、以降の処理はディジタル演算によって行われる。ディジタル化された再生信号には等化処理、復調処理、復号処理がなされ、ユーザデータが復元される。
【０００５】
Ａ／Ｄ変換器にはいくつかの変換方式があるが、一例として並列比較方式の構成を図１４に示す。この方式では、入力電圧と（２ｎ−１）個の電圧比較器で基準電圧を抵抗分割した電圧値とが比較され、その結果がエンコーダで２進数にコード化されてｎビットのディジタル値が得られる。ディジタル値のビット数ｎはＡ／Ｄ変換器の垂直分解能を表す。垂直分解能がｎビットのとき、ディジタル化後の信号レベルの数は２ｎとなる。
【０００６】
Ａ／Ｄ変換器では、アナログ値からディジタル値への変換に伴う誤差に起因して量子化ノイズが発生するが、この影響は垂直分解能が小さくなると無視できなくなり、再生信号のＳ／Ｎが劣化する。しかしながら、垂直分解能を向上させることはＡ／Ｄ変換器の回路規模の増大や動作速度の低下を伴うため、垂直分解能は、量子化ノイズの影響を無視できる必要十分な大きさに決められる。従来の通常検出方式の光ディスク再生装置においては、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を７乃至８ビットとするのが一般的であった。
【０００７】
一方、特許文献１のホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光ディスク再生装置の場合、信号光と参照光の位相関係が９０度ずつ異なる４種の干渉状態に対応した４つの光検出器ＰＤ１、ＰＤ２、ＰＤ３およびＰＤ４の出力信号ＩＰＤ１、ＩＰＤ２、ＩＰＤ３およびＩＰＤ４は、それぞれ次のようになる。
【０００８】
【数１】
2014026708.tif 000003
【０００９】
ここで、Ｅｓｉｇは信号光の振幅、Ｅｒｅｆは参照光の振幅、φｓｉｇは信号光の位相、φｒｅｆは参照光の位相である。簡単のためにＥｓｉｇとＥｒｅｆは完全コヒーレントであることを仮定している。ＩＰＤ１とＩＰＤ２およびＩＰＤ３とＩＰＤ４とでそれぞれ差動信号がとられ、２つの差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、それぞれ次のようになる。
【００１０】
【数２】
2014026708.tif 000004
【００１１】
式（５）および（６）によると、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、信号光と参照光の位相差（φｓｉｇ−φｒｅｆ）が変動すると波形のエンベロープが変動してしまう。位相差の変動は、ディスクのばたつき等によって信号光の光路長が変動することによって生じる。
【００１２】
Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２はそれぞれＡ／Ｄ変換器によりディジタル化された後、式（７）のように、それぞれ自乗されてから加算され、位相差（φｓｉｇ−φｒｅｆ）によらず、信号光の強度｜Ｅｓｉｇ｜２に比例した再生信号Ｓとなる。これ以降は通常検出方式の場合と同様の処理により記録データが復元される。
【００１３】
【数３】
2014026708.tif 000005
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】USP7,750,276
【特許文献２】特開２０１０−１７０６１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
以下、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光ディスク再生装置の実用化に際する課題を述べる。
【００１６】
図１は、通常検出における再生信号の波形を、回折光学シミュレータを用いて計算してプロットしたグラフである。横軸は時間（単位はチャネルビット周期Ｔ）、縦軸は信号強度（任意単位）である。計算条件として、光源の波長を４０５ｎｍ、対物レンズの開口数（ＮＡ）を０．８５とした。記録データはランダムパターンとし、チャネルビット長は７４．５ｎｍとした。なお、信号には媒体ノイズやアンプノイズ等のノイズは一切加えていない。図中のＩＨおよびＩＬは、それぞれ再生信号の上部エンベロープレベルおよび下部エンベロープレベルである。再生信号の変調度ｍは、再生信号の全振幅を上部エンベロープレベルで除算した値、すなわちｍ＝（ＩＨ−ＩＬ）／ＩＨと定義され、図の波形ではｍ＝０．４である。
【００１７】
図３（ａ）は、図１の再生信号に対して、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能とジッタの関係を計算してプロットしたグラフである。このグラフは、図１の再生信号の波形を、種々の垂直分解能でディジタル化し、等化処理等を施した後、Ｄａｔａ−ｔｏ−Ｃｌｏｃｋジッタを計測することにより得た。図３（ａ）によると、垂直分解能が小さくなるほどジッタが増大しており、これは垂直分解能の不足により量子化ノイズの影響が増大することを示す。図３（ｂ）は、図３（ａ）の結果から、垂直分解能と量子化ノイズによるジッタ増分の関係を求めてプロットしたグラフである。ここで、量子化ノイズによるジッタ増分Δσは、各々の垂直分解能におけるジッタ値をσ、垂直分解能が十分に大きいとき（ここでは８ビットのとき）のジッタ値をσ０として、Δσ＝√（σ２−σ０２）で算出される。ジッタ増分の大きさの目安として、経験的にΔσが３％程度を超えると量子化ノイズの影響を無視できなくなる。従って、図３（ｂ）から、従来の通常検出方式の場合、垂直分解能が５ビット以下になると量子化ノイズの影響を受けて再生信号のＳ／Ｎが劣化する。実際の再生装置では、Ａ／Ｄ変換器への入力信号の振幅マージン等を考慮して垂直分解能を７乃至８ビットにするのが一般的である。
【００１８】
次に、通常検出における再生信号の波形が図１のようになる条件で、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を行った場合の差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の波形を図２に示す。これらの波形は、通常検出による再生信号を｜Ｅｓｉｇ｜２として式（５）および（６）を用いて計算したものである。参照光の強度｜Ｅｒｅｆ｜２は信号光の強度｜Ｅｓｉｇ｜２の１００倍とした。計算の際、信号光と参照光の位相差（φｓｉｇ−φｒｅｆ）を０から２πまでの範囲で一定の変化率（周期約１４０００Ｔ）で変化させることで擬似的にディスクばたつきを与えた。図２によると、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、位相差（φｓｉｇ−φｒｅｆ）の変動に伴って波形のエンベロープが変動する。変動する波形の外側エンベロープおよび内側エンベロープは、それぞれ通常検出による再生信号の上部エンベロープおよび下部エンベロープに対応している。すなわち、差動信号における再生信号成分の振幅は、差動信号波形を表す曲線の太さに対応している。
【００１９】
図１７（ａ）は、図２の２つの差動信号に対してホモダイン・位相ダイバーシティ検出を行った場合の、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能とジッタの関係を示したグラフである。このグラフは、図２の２つの差動信号を、それぞれ種々の垂直分解能でディジタル化し、ディジタル化された２つの差動信号の自乗加算演算により再生信号を生成し、等化処理等を施した後、Ｄａｔａ−ｔｏ−Ｃｌｏｃｋジッタを計測することにより得た。図１７（ａ）によると、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合、垂直分解能が小さくなるほどジッタが増大する傾向は図３（ａ）に示した通常検出方式の場合と同様であるが、通常検出の場合より高い垂直分解能からジッタが増大し始める。図１７（ｂ）は、図１７（ａ）の結果から、垂直分解能と量子化ノイズによるジッタ増分の関係を求めてプロットしたグラフである。図１７（ｂ）の結果から、ジッタ増分の大きさに関して前述の通常検出方式の場合と同様の目安を適用すると、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合、垂直分解能が８ビット以下であると、量子化ノイズの影響を受けて再生信号のＳ／Ｎが劣化する。このように、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出方式では、量子化ノイズの影響を受け始める垂直分解能は通常検出方式の場合より高くなる。この理由を説明する。
【００２０】
特許文献１および特許文献２に記載されたホモダイン・位相ダイバーシティ検出では、２つの差動信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル化し、以降の自乗演算および加算演算はディジタル信号処理により行っている。信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル化する際には、通常、事前に入力信号の振幅をＡ／Ｄ変換器のフルスケール入力範囲に近づけるように調整し、垂直分解能を有効に使い切るようにする。例えば図１に示した通常検出方式での再生信号の場合、全振幅（ＩＨ−ＩＬ）をＡ／Ｄ変換器のフルスケール入力範囲に近づける。
【００２１】
一方、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合、図２に示した差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の全振幅ＡｄｉｆをＡ／Ｄ変換器のフルスケール入力範囲に近づけてから入力する。しかしながら、図２に示したように、差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２における再生信号成分の振幅ａＲＦは、全振幅Ａｄｉｆに対して相当に小さくなるため、再生信号成分に対する実効的な垂直分解能は、通常検出の場合と比べて相当に小さくなってしまう。このため、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能が十分に高くないと量子化ノイズの影響を受けてディジタル化後の差動信号のＳ／Ｎが劣化し、差動信号から生成される再生信号のＳ／Ｎも劣化してしまう。これが、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出方式では量子化ノイズの影響を受け始める垂直分解能が通常検出方式の場合より高くなる理由である。
【００２２】
ホモダイン・位相ダイバーシティ検出方式の場合、差動信号における再生信号成分ａＲＦに対する実効的な垂直分解能は、通常検出方式の場合の（ａＲＦ／Ａｄｉｆ）倍に小さくなる。（ａＲＦ／Ａｄｉｆ）は位相差の変動に伴うａＲＦの変動により式（８）に示した範囲で変動する。
【００２３】
【数４】
2014026708.tif 000006
【００２４】
ここで、ｍは通常検出の場合の再生信号の変調度である。
【００２５】
Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の各信号においては、（ａＲＦ／Ａｄｉｆ）が位相差（φｓｉｇ−φｒｅｆ）に応じて変化するため、実効的な垂直分解能が変化し、量子化ノイズの影響の大きさも位相差に応じて変化するが、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の自乗加算演算により生成される再生信号Ｓについては、Ｓｉｇ１における再生信号成分の振幅とＳｉｇ２における再生信号成分の振幅が等しくなるときに量子化ノイズの影響が最も大きくなる。それは位相差が、ｎを整数として（２ｎ＋１）π／４になるときであり、このとき（ａＲＦ／Ａｄｉｆ）は、式（１０）のようになる。
【００２６】
【数５】
2014026708.tif 000007
【００２７】
従って、差動信号における再生信号成分の振幅ａＲＦに対する実効垂直分解能は、通常検出による再生信号に対して、最悪で
【００２８】
【数２２】
2014026708.tif 000008
【００２９】
倍になる。すなわち、垂直分解能の損失ΔＲ（ビット）は、最悪で式（１１）のようになる。
【００３０】
【数６】
2014026708.tif 000009
【００３１】
例えば、変調度ｍの値がＢＤ規格において下限とされる０．４である場合、垂直分解能の損失ΔＲは約３．６ビットとなる。従って、垂直分解能が８ビットのＡ／Ｄ変換器を用いても、実効的には約４．４ビットの垂直分解能しか得られない。そのため、量子化ノイズの影響を受けて再生信号のＳ／Ｎが劣化し、ホモダイン検出よる信号振幅の増幅効果を最大限に得ることができなくなる。
【００３２】
本発明の目的は、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出方式を用いた光ディスク再生装置において、再生信号のＳ／Ｎを劣化させることなく情報を再生する手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
以下に、上記の目的を達成するための代表的な手段を説明する。
【００３４】
（１）位相ホモダイン・ダイバーシティ検出を用いた光ディスク再生装置において、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器の垂直分解能が、９ビット以上である光情報再生装置とした。これは、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器の垂直分解能が、通常検出の場合に必要十分な垂直分解能（即ち、通常検出の場合の再生信号に対して量子化ノイズの影響を無視できる範囲での最小の垂直分解能）よりも、所定のビット数だけ大きくなるようにしたことと同義である。
【００３５】
本構成は、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出方式において、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を、差動信号のディジタル化の際に生じる量子化ノイズの影響を無視できる範囲に限定したものである。ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合、垂直分解能と量子化ノイズによるジッタ増分の関係は図１７（ｂ）のようになる。前述のように、量子化ノイズによるジッタ増分が約３％を超えると量子化ノイズの影響を無視できなくなるが、垂直分解能を９ビット以上とすることにより、ジッタ増分を約１．５％以内に抑制することができる。本構成によれば、量子化ノイズの影響を受けることなく差動信号をディジタル化することができるため、ホモダイン検出による信号振幅の増幅効果を最大限に受けることができるようになった。
【００３６】
但し、光ディスク再生信号のような高速信号のディジタル化には並列比較方式のＡ／Ｄ変換器が用いられるが、この方式の場合、垂直分解能を１ビット増やす毎に回路規模が約２倍ずつ増大していくため、現実の回路で実現可能な垂直分解能は２０ビット程度が限界であると考えられる。従って、上限としては２０ビット程度が現実的である。
【００３７】
（２）更に、前記Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を最小変調度に基づいて決定するようにした。
【００３８】
ここで、変調度とは、通常検出の場合の再生信号の全振幅を上部エンベロープのレベルで規格化した値である。最小変調度とは媒体の使用状態においてとり得る変調度の下限のことである。
【００３９】
本構成は、前記（１）をより具体化した構成である。式（１１）に示したように、差動信号のエンベロープ変動による垂直分解能の損失は変調度に依存するため、垂直分解能のビット数の増分は変調度に基づいて決定するのが適当である。また、垂直分解能の損失は変調度が小さくなるほど大きくなることから、媒体の使用状態においてとり得る最小の変調度の場合に対して必要な垂直分解能が得られるようにしておくことにより、媒体の使用状態において常に必要な垂直分解能を得ることができるようになる。
【００４０】
（３）更に、前記Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能のビット数Ｒ（ビット）を、最小変調度をｍｍｉｎとして式（１２）のようにした。
【００４１】
【数７】
2014026708.tif 000010
【００４２】
本構成は、前記（２）におけるＡ／Ｄ変換器の垂直分解能のビット数をより具体化した構成である。式（１１）によると、差動信号のエンベロープ変動による実効垂直分解能の損失は、変調度がｍのときに
【００４３】
【数２３】
2014026708.tif 000011
【００４４】
（ビット）となるので、式（１２）の右辺第２項は、変調度が最小変調度である場合の垂直分解能の損失分を示している。前述のように，従来の通常検出方式の光ディスク再生装置においては、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能は７乃至８ビットであるので，本構成は、７ビットを基準として、変調度が最小変調度である場合の垂直分解能の損失分を予め補償しておくことにより、媒体の使用状態において常に再生信号成分に対して必要十分な垂直分解能を確保できるようにしたものである。これにより、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を必要十分な大きさに決定することができるため、装置のコストを過剰に増大させることなく、必要な再生信号品質を確保することができる。
【００４５】
（４）更に、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器の前に、差動信号の絶対値をとる絶対値演算器を備えた。
【００４６】
ホモダイン・位相ダイバーシティ検出において生じる垂直分解能の損失の要因のひとつは、差動信号のエンベロープが正負の極性で振動することであり、これだけで再生信号成分に対する実効的な垂直分解能が１／２に低下してしまう。ここで、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出では、再生信号は、ディジタル化された２つの差動信号の自乗加算演算により生成されるため、予め２つの差動信号の絶対値をとってからディジタル化し、自乗加算演算を行っても同一の再生信号が生成される。本構成は、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器の前に絶対値演算器を備え、再生信号成分の振幅はそのままに差動信号の全振幅を１／２にすることで、再生信号成分に対する実効的な垂直分解能が２倍に改善されるようにしたものである。これにより、絶対値演算器が存在しない構成と比較して、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を小さくしても、同等の再生信号Ｓ／Ｎを確保することができる。
【００４７】
（５）前記（４）の構成において、前記Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能のビット数Ｒ（ビット）を、最小変調度をｍｍｉｎとして式（１３）のようにした。
【００４８】
【数８】
2014026708.tif 000012
【００４９】
ここで、ｍｍｉｎは最小変調度、すなわち媒体の使用状態においてとり得る変調度の下限である。
【００５０】
本構成は、垂直分解能のビット数の増分ΔＲを、絶対値演算器を用いない場合と比較して、１ビットだけ小さくしたものである。これは、差動信号に対する絶対値演算により、差動信号のエンベロープ変動による垂直分解能の損失が１／２に低減する、すなわち１ビットだけ小さくなるため、ΔＲを１ビット小さくすることにより、再生信号成分に対する実効的な垂直分解能は絶対値演算器を用いない場合と同等になるからである。
【００５１】
本構成により、前記（３）の構成と同様に、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能を必要十分な大きさに決定することができるため、装置のコストを過剰に増大させることなく、必要な再生信号品質を確保することができるようになる。
【００５２】
（６）ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置において、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器の前に、差動信号の絶対値をとる絶対値演算器を備えた。
【００５３】
本構成において絶対値演算器を導入した目的は前記（４）乃至（５）の構成と同様である。本構成は、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置に絶対値演算器を単独で導入したものであるが、差動信号における再生信号成分に対する実効的な垂直分解能が２倍に改善されることにより量子化ノイズの影響が低減される効果は同様に得られる。
【発明の効果】
【００５４】
本発明によれば、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いた光情報再生装置において、差動信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器における量子化ノイズの影響が軽減されるため、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の信号増幅作用による再生信号のＳ／Ｎ改善効果をより多く得ることができるようになった。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】通常検出における再生信号波形の一例を示した図。
【図２】ホモダイン・位相ダイバーシティ検出における２つの差動信号波形の一例を示した図。
【図３】（ａ）通常検出における、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能とジッタの関係を示したグラフ、および（ｂ）垂直分解能と量子化ノイズの影響によるジッタ増分の関係を示したグラフ。
【図４】本発明を適用した光ディスク再生装置の全体構成を示した図。
【図５】信号処理回路の回路ブロックの構成を示した図。
【図６】垂直分解能を決定する手順を示したフローチャート。
【図７】信号処理回路の回路ブロックの別の構成を示した図。
【図８】信号処理回路の回路ブロックの別の構成を示した図。
【図９】信号処理回路の回路ブロックの別の構成を示した図。
【図１０】絶対値演算がなされた差動信号の波形を示した図。
【図１１】垂直分解能を決定する手順を示したフローチャート。
【図１２】通常検出の場合に必要十分な垂直分解能を求めるための信号処理回路を示した図。
【図１３】光ヘッド部の別の構成を示した図。
【図１４】並列比較型Ａ／Ｄ変換器の構成を示したブロック図。
【図１５】信号処理回路の回路ブロックの別の構成を示した図。
【図１６】信号処理回路の回路ブロックの別の構成を示した図。
【図１７】（ａ）ホモダイン・位相ダイバーシティ検出における、Ａ／Ｄ変換器の垂直分解能とジッタの関係を示したグラフ、および（ｂ）垂直分解能と量子化ノイズの影響によるジッタ増分の関係を示したグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００５６】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００５７】
図４は、本発明の光ディスク装置の一実施例のブロック図を示したものである。光ヘッド３上に搭載された波長４０５ｎｍの青色半導体レーザ３０１から出射した光は、第１のλ／２板３２１を透過することによって、偏光方向が４５度回転させられる。偏光の回転した光は第１の偏光ビームスプリッタ３４１によって直交する２つの直線偏光に分離され、一方の偏光の光（再生光）は反射されて、第１のコリメートレンズ３１２によって平行光にコリメートされ、第１のλ／４板３２２を透過することによって円偏光に変換された後、ＮＡ０．８５の対物レンズ３１１で集光され、光ディスク４に照射される。光ディスク４からの反射光（以後、信号光と呼ぶ）は、対物レンズ３１１で再び平行光に戻され、第１のλ／４板３２２で直線偏光に戻されるが、ディスク面での反射によって、円偏光の回転方向が反転するため、直線偏光の方向は元の光と直交する。このため、信号光は第１の偏光ビームスプリッタ３４１を透過し、ハーフビームスプリッタ３４２の方向に向かう。最初に第１の偏光ビームスプリッタ３４１を透過した偏光方向の光（以後、参照光と呼ぶ）は、第２のコリメートレンズ３１３にて平行光にされた後、第２のλ／４板３２３を透過し円偏光に変換され、参照光束反射手段３３１によって反射され、信号光と同様に第２のλ／４板３２３によって元の参照光と直交する直線偏光に変換される。このため、今度は第１の偏光ビームスプリッタ３４１によって反射され、信号光と合成されてハーフビームスプリッタ３４２の方向に向かう。このとき、信号光と参照光は、互いに偏光方向が直交した状態で合成されている。合成光の一部は、サーボ用ビームスプリッタ３４５により、サーボ検出器３６５へと導かれ、フォーカスやトラッキングなどのサーボ信号が生成されるサーボ回路７９に導かれる。
【００５８】
サーボ用ビームスプリッタ３４５を透過した合成光の一方は、ハーフミラーであるハーフビームスプリッタ３４２を透過し、第２のλ／２板３２４によって偏光方向を４５度回転させられた後、偏光ビームスプリッタ３４３によって直交する直線偏光に分離され、第１の検出器３６１（ＰＤ１）と第２の光検出器３６２（ＰＤ２）によって検出される。このとき得られる信号は実施例１と同様であり、式（１）、（２）で表される信号が、ＰＤ１、ＰＤ２によって検出される。ＰＤ１、ＰＤ２の出力は、差動回路３８１に入力され差動信号Ｓｉｇ１が生成される。
【００５９】
合成光のもう一方は、ハーフミラーであるビームスプリッタ３４２で反射され、信号光及び参照光の偏光方向に対し４５°回転して配置された第３のλ／４板３２５によって円偏光に変換される。このとき信号光と参照光の元の偏光方向が９０度異なるため、逆の回転方向の円偏光に変化される。この円偏光が、偏光ビームスプリッタ３４４によって直交する直線偏光に分離され、第３の検出器３６３（ＰＤ３）と第４の光検出器３６４（ＰＤ４）によって検出される。ＰＤ３、ＰＤ４の出力は、差動回路３８２に入力され差動信号Ｓｉｇ２が生成される。  このようにして生成された差動信号Ｓｉｇ１とＳｉｇ２は、再生ブロック２にある信号処理回路２５に入力される。ここでは、信号処理回路２５は入力の時点で、Ｓｉｇ１とＳｉｇ２をサンプリングしてディジタル化し、以降の処理をディジタル演算によって行う。すなわち、式（７）の処理をディジタル演算によって行う。
【００６０】
上記信号処理回路２５において生成された再生信号Ｓは、適当なディジタル等化処理の後、復調回路２４やアドレス検出回路２３に入力され、復号回路２６によって、ユーザデータとして、メモリ２９やマイクロプロセッサ２７に送られる。マイクロプロセッサは、上位装置９９からの指示によって、任意のサーボ回路７９や自動位置制御手段７６を制御し、任意のアドレスに光スポット３７を位置づける。マイクロプロセッサ２７は上位装置からの指示が再生か記録かによって、レーザドライバ２８を制御し、レーザ３０１を適当なパワー／波形で発光させる。サーボ回路７９は、サーボ信号に基づきフォーカスアクチュエータ３７１を制御すると同時に、光路差調整手段３７２を制御し、対物レンズ３１１の移動に伴う信号光の光路長の変化に併せて、光路差調整手段３７２によって参照光束反射手段３３１の位置を制御し、参照光と信号光の光路長の差が常に２０μｍ以下になるようにする。この２０μｍという距離は本実施例で用いている青色半導体レーザ３０１の可干渉距離（コヒーレント長）７０μｍと比べて十分に小さく、参照光と信号光は常にほぼ完全コヒーレントな状態が保たれる。
【００６１】
信号処理回路２５の回路ブロックの構成の具体例を図５に示す。入力された２つの差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、それぞれＡ／Ｄ変換器５０５および５０６によってディジタル化される。Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能はともに１０ビットである。このように、２つのＡ／Ｄ変換器の垂直分解能は９ビット以上であることが特徴である。ここで、垂直分解能とは、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧範囲に対応したディジタル化後の離散レベルの数であり、２進数のビット数（整数）で表現されるものである。本実施例におけるＡ／Ｄ変換器の垂直分解能は後述のように、通常検出の場合に必要十分な垂直分解能（６ビット）より４ビットだけ大きくなっている。ディジタル化された差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２のビット幅は、Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能と同じ１０ビットとなる。これ以降のディジタル信号処理はビット幅２４ビットで行われる。これは、１０ビットの垂直分解能でディジタル化された差動信号に対してディジタル信号処理を行うのに十分なビット幅である。
【００６２】
ディジタル化された差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、それぞれ自乗演算器５０９、５１０によって自乗演算がなされた後に、加算器５１１によって加算され、再生信号Ｓが生成される。すなわち、差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２を用いて、式（７）に示した演算によって再生信号Ｓが生成される。Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６のサンプリングのタイミングは、加算器５１１の出力と電圧制御可変周波数発信器（ＶＣＯ）５１２の出力を位相比較器５１３によって位相比較し、位相比較器の出力をローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１４によって平均化して、ＶＣＯの制御入力へとフィードバックすることによって生成している。すなわち、位相比較器５１３、ＶＣＯ５１２、ＬＰＦ５１４によって構成されたＰＬＬ（Phase-locked loop）回路によって位相制御されたクロック出力（ＣＫ）を得て、Ａ／Ｄ変換のタイミングを制御している。
【実施例２】
【００６３】
図６は、上記実施例１におけるＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能を決定する手順を示したフローチャートである。大きな流れとしては、ステップＳ６０１〜Ｓ６０３で通常検出の場合に必要十分な垂直分解能ＲＲＦ０を求め、ステップＳ６０４で垂直分解能の増分ΔＲを決定し、ステップＳ６０５で、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合の垂直分解能Ｒを、ＲＲＦ０とΔＲに基づいて決定する。
【００６４】
（ステップＳ６０１）：図１２は、通常検出の場合に必要十分な垂直分解能を求めるために用いる信号処理回路を示した図である。Ｓｉｇ０はホモダイン・位相ダイバーシティ検出を用いない通常検出器を用いて取得した再生信号である。再生信号Ｓｉｇ０は、例えば記録層が１層のタイプのディスク媒体を用いて取得するなど、検出系のノイズに対して十分なＳ／Ｎが得られるようにし、ディジタル化後の再生信号のＳ／Ｎに対して量子化ノイズの影響が支配的になるようにする。本実施例では、光学シミュレーションにより再生信号波形を計算し、それを任意波形発生器で出力することにより生成する。信号処理回路に入力された再生信号Ｓｉｇ０の振幅を、信号調整器１２０１によって可変調整し、Ａ／Ｄ変換器１２０５によってディジタル化してディジタル再生信号Ｓを生成する。ディジタル化のためのタイミングは、Ａ／Ｄ変換器１２０５の出力をもとに、位相比較器１２１３、ＶＣＯ１２１２、ＬＰＦ１２１４によって構成されたＰＬＬ（Phase-locked loop）回路によって位相制御されたクロック出力（ＣＫ）により得ている。生成した再生信号Ｓに、適当なディジタル信号処理を施した後、再生信号のＳ／Ｎを反映する指標値（ジッタ、ＰＲＭＬに基づいたレベルジッタ、あるいはエラー率など）を計測する。この工程を、再生信号の振幅を変化させながら複数回繰り返し、再生信号の振幅と指標値の関係を取得する。
（ステップＳ６０２）：ステップＳ６０１で取得した、再生信号の振幅とジッタの関係に基づき、再生信号の全振幅に対する実効的な垂直分解能ＲＲＦとジッタの関係をプロットする。ここで、ＲＲＦは、再生信号の全振幅をＡＲＦ、Ａ／Ｄ変換器１２０５の垂直分解能をＲＡＤ、Ａ／Ｄ変換器１２０５の入力電圧範囲をＡＡＤとして、式（１４）によって求められる。
【００６５】
【数９】
2014026708.tif 000013
【００６６】
ＲＲＦとジッタの関係は、例えば、図３（ａ）のようになる。
【００６７】
（ステップＳ６０３）：再生信号の全振幅に対する実効的な垂直分解能ＲＲＦとジッタの関係に基づき、量子化ノイズによるジッタ増分が３％以下となる範囲での最小のＲＲＦを求め、これを通常検出の場合に必要十分な垂直分解のＲＲＦ０として決定する。
【００６８】
（ステップＳ６０４）：最小変調度をｍｍｉｎとして、式（１５）を満たす最小のΔＲとして垂直分解能の増分ΔＲ０を算出する。ここで、最小変調度とは、媒体の使用状態においてとり得る変調度の下限のことであり、光ディスクにおいてはディスクの物理規格により規定される場合が多い。
【００６９】
【数１０】
2014026708.tif 000014
【００７０】
（ステップＳ６０５）：ＲＲＦ０およびΔＲを用いて、式（１６）に基づいてＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能Ｒ（ビット）を決定する。
【００７１】
【数１１】
2014026708.tif 000015
【００７２】
上記の手順に基づき、実施例１においてＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能を１０ビットと決定した根拠を示す。まず、ステップＳ６０１〜Ｓ６０３の手順において、再生信号の全振幅に対する実効的な垂直分解能ＲＲＦとジッタの関係は図３（ａ）のようになった。この結果から、ＲＲＦと量子化ノイズによるジッタ増分Δσの関係は図３（ｂ）のようになり、ジッタ増分Δσが３％以下となる範囲での最小のＲＲＦは６ビットであった。これにより通常検出の場合に必要十分な垂直分解能ＲＲＦ０は６ビットであると求められた。続いて、ステップＳ６０４において、最小変調度を０．４として、ΔＲは、式（１５）よりΔＲ≧３．６ビットとなるため、垂直分解能の増分ΔＲ０は４ビットと決定された。最後にステップＳ６０５において、Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能は、式（１６）に基づき、６＋４＝１０ビットと決定された。
【００７３】
ここで、実際には、本実施例の多層媒体のすべての層に安定した記録再生を行うため、カバー層厚の変化に対応して、球面収差を制御する事が必要であり、本実施例の装置（ヘッド）にも内蔵されているが、本発明の本質的な効果とは関係しないため、図４では図示せず、説明も省略した。
【００７４】
なお、実施例１、２では、Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能を１０ビットとしたが、RRFとジッタとの関係やΔR等に従って、９ビット以上で効果がある再生装置もあることは言うまでもない。
【実施例３】
【００７５】
図７は、信号処理回路ブロックの別の実施形態として、２つの差動信号のそれぞれに対してゲイン／オフセットを印加するゲイン／オフセット調整回路を、Ａ／Ｄ変換器の前段に追加した信号処理回路の構成を示した図である。
【００７６】
特許文献１あるいは特許文献２で指摘されているように、２つの差動信号の間に振幅のアンバランスがある場合や、それぞれの差動信号にオフセットがある場合には、式（７）の演算を行っても信号光と参照光の位相差によらない安定した再生信号が得られない。本実施例では、Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の前段に追加した信号調整器５０１および５０２により、２つの差動信号の振幅が等しく、かつ２つの差動信号のオフセットがそれぞれゼロになるように調整することにより、ディジタル化後の自乗加算演算により安定した再生信号が得られる。
【００７７】
２つの差動信号の振幅のアンバランスやオフセットは、光ヘッドにおける光学素子の特性ばらつきや配置誤差、あるいは光電変換アンプのゲインばらつきや出力オフセットなどにより生じるものであるので、基本的には上記調整を光ヘッドの組み立て後に一度行えば、それ以降は安定した状態が維持される。但し、調整後の光ヘッドの経時変化によりずれが生じる可能性はあり、その場合は同様の調整を行うことにより再び安定した再生信号が得られるようになる。
【実施例４】
【００７８】
図８は、信号処理回路ブロックの別の実施形態として、ディジタル化された差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２のそれぞれに対してゲイン調整とオフセット印加を行う信号調整器５０７および５０８を、Ａ／Ｄ変換器５０５、５０６と自乗演算器５０９、５１０の間に追加した信号処理回路の構成を示した図である。信号処理回路ブロックのその他の構成は実施例３における図７の回路ブロックと同様である。本実施例の目的は、実施例３と同様に２つの差動信号の振幅のアンバランスやオフセットを補正することにある。実施例３では、ゲイン／オフセット調整をアナログ信号部で実施するのに対して、本実施例では、ディジタル信号部で実施している。この場合も、自乗演算器５０９および５１０の前段で２つの差動信号の振幅のアンバランスやオフセットが補正されるので、実施例３の場合と同様の効果が得られる。更に、ゲイン／オフセット調整回路をディジタル信号部で実施する利点として、各々の信号調整器に設定するゲイン値およびオフセット値の更新が容易であるため、生成される再生信号の状態に応じて適応的にゲイン／オフセットの調整を行うことができる点が挙げられる。
【実施例５】
【００７９】
図９は、実施例１〜３の信号処理回路２５の回路ブロックの別の実施形態として、信号調整器５０１および５０２とＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の間にそれぞれ絶対値演算器５０３および５０４を追加したものである。その他の回路構成は実施例３における図８に示した回路と同様である。ここで、信号調整器５０１および５０２、絶対値演算器５０３および５０４は、アナログ演算器である。入力されたアナログの差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、それぞれ信号調整器５０１および５０２によって、振幅とオフセットが調整され、絶対値演算器５０３および５０４によって絶対値演算がなされる。例えば、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の波形がそれぞれ図２に示したようなものであるとき、絶対値演算後の差動信号｜Ｓｉｇ１｜および｜Ｓｉｇ２｜の波形は、それぞれ図１０に示したようになる。すなわち、絶対値演算によって差動信号の全振幅は１／２となる。
【００８０】
絶対値演算がなされた差動信号｜Ｓｉｇ１｜および｜Ｓｉｇ２｜は、それぞれ信号調整器によって振幅およびオフセットが調整され、Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の入力電圧範囲に合わせられる。Ａ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能はともに９ビットである。入力された２つの差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２は、それぞれＡ／Ｄ変換器５０５および５０６によってディジタル化される。ディジタル化された２つの差動信号はともにビット幅９ビットの信号となる。これ以降の信号処理は、実施例３と同様であるため省略する。
【実施例６】
【００８１】
図１１は、上記実施例５におけるＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能を決定する手順を示したフローチャートである。大きな流れとしては、ステップＳ１１０１〜Ｓ１１０３で通常検出の場合に必要十分な垂直分解能ＲＲＦ０を求め、ステップＳ１１０４で垂直分解能の増分ΔＲを決定し、ステップＳ１１０５で、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出の場合の垂直分解能Ｒを、ＲＲＦ０とΔＲに基づいて決定する。
（ステップＳ１１０１）：実施例２のステップＳ６０１と同様に、再生信号の振幅と指標値の関係を取得する。
（ステップＳ１１０２）：実施例２のステップＳ６０２と同様に、再生信号の全振幅に対する実効的な垂直分解能ＲＲＦとジッタの関係をプロットする。
（ステップＳ１１０３）：実施例２のステップＳ６０３と同様に、通常検出の場合に必要十分な垂直分解のＲＲＦ０として決定する。
（ステップＳ１１０４）：最小変調度をｍｍｉｎとして、式（１７）を満たす最小のΔＲとして垂直分解能の増分ΔＲ０を算出する。
【００８２】
【数１２】
2014026708.tif 000016
【００８３】
（ステップＳ１１０５）：実施例２のステップＳ６０５と同様に、式（１６）に基づいてＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能Ｒ（ビット）を決定する。
【００８４】
上記手順は実施例２とほぼ同様であるが、実施例２との違いは、垂直分解能の増分が式（１７）で規定されることにある。本実施例における垂直分解能の増分は、実施例２の場合より１ビット小さい。これは、差動信号に対する絶対値演算により、差動信号のエンベロープ変動による垂直分解能の損失が１／２に低減する、すなわち１ビットだけ小さくなるため、垂直分解能の増分を１ビット小さくしてもよいからである。従って、実施例２におけるＡ／Ｄ変換器５０５および５０６の垂直分解能を１０ビットとしたのに対して、実施例５の場合には９ビットとした。
【実施例７】
【００８５】
実際に光ヘッドを作製するにあたり、光学系の各種パラメータ、例えばハーフビームスプリッタ３４２の反射率、透過率、遅延量や、λ／２板３２４、λ／４板３２５の遅延量、設定角、あるいは光検出器３６１、３６２、３６３、３６４の変換効率、オフセットなどが理想的な値から誤差を生ずる。これらの誤差により、検出器の出力ＩＰＤ１、ＩＰＤ２、ＩＰＤ３およびＩＰＤ４はもはや式（１）（２）（３）および（４）のような式で記述できない。一般に、このような誤差がある場合の差動出力Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２はそれぞれ式（１８）および（１９）のように表される。ａ、ｒ、ｂ１、ｂ２、δは定数である。
【００８６】
【数１３】
2014026708.tif 000017
【００８７】
これらに対して理想的な場合と同じ自乗和演算を出力すると、一般には干渉位相に依存する項が残ってしまう。ところが、式（２０）（２１）および（２２）とすると、Ｓｉｇ１’およびＳｉｇ２”は理想的な場合のＳｉｇ１およびＳｉｇ２と同じ形をしており、これらの自乗和は式（２３）となって、位相に依存しない出力となる。
【００８８】
【数１４】
2014026708.tif 000018
【００８９】
式（２３）をＳｉｇ１およびＳｉｇ２を用いて表すと、式（２４）となり、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の２次の多項式となる（ただし、ｓ＝sinδである）。
【００９０】
【数１５】
2014026708.tif 000019
【００９１】
従って、演算出力をＳｉｇ１およびＳｉｇ２の２次の多項式とし、各項の係数を式（２４）の値に設定することで、理想的な状態と同じように干渉位相に依存しない出力信号を得ることができる。ただし、出力信号の振幅を理想的な場合と同等にするため、実際は以下の式のように、式（２４）を１／cosδの自乗で除算したものを各係数の目標値とし、Ｓｉｇ１の自乗項の係数は１に固定とする。
【００９２】
【数１６】
2014026708.tif 000020
【００９３】
なお、現実的なδの変動範囲約±１０度程度において１／cosδの自乗は±３％程度しか変化しないため、上記の除算は出力信号の振幅にほとんど影響を及ぼさない。また、式（２５）の定数項ｃ５は干渉位相に対する依存性と無関係であるが、以下のように他の項の係数ｃ１、ｃ２、ｃ３およびｃ４より一意に定まる。
【００９４】
【数１７】
2014026708.tif 000021
【００９５】
以上をまとめると、最適な演算の調整は図１６のようなブロック図で表される。まず、入力信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２はそれぞれＡ／Ｄ変換器５０５および５０６によってディジタル化され、ディジタル化されたＳｉｇ１およびＳｉｇ２を用いて、Ｓｉｇ１の自乗、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２の自乗、Ｓｉｇ１とＳｉｇ２の積が自乗回路６０１、６０２などを用いて生成され、最適化回路６０３から与えられる係数ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４およびｃ５とともに信号出力Ｓが生成される。ここでＳｉｇ１の自乗項の係数は１に固定し、定数項以外の他の項の係数値ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４およびｃ５をパラメータとして探索する。定数項ｃ５は定数項生成回路６０４において探索パラメータｃ１、ｃ２、ｃ３およびｃ４より式（２６）を用いて生成される。出力信号Ｓはローパスフィルタ３０８により再生信号成分を落とされた後にメモリ６０５に一定期間保存され、データ処理回路６０６はそれらの最大値、最小値を生成し、差動回路６０７によりそれらの差が出力される。ただし、ローパスフィルタは省略しても構わない。以下に述べるすべてのローパスフィルタについても同様である。この出力は干渉位相に対する依存性の大きさを表すパラメータになっており、最適化回路６０３ではこの値が最小になるようにｃ１、ｃ２、ｃ３およびｃ４の値を調整する。最適化されたパラメータは式（２５）に示される値に設定されるため、干渉位相に依存しない信号出力Ｓが得られる。なお、探索するパラメータは上記係数値とは限らず、例えばｒ、ｂ１、ｂ２、sinδを探索するパラメータとし、これらの値から式（２５）に従って２次式の係数を算出してもよい。
【００９６】
なお、演算出力の干渉位相に対する依存性の指標としては、上記のような出力の最大値と最小値の差だけに限らない。たとえばこの値を再生信号振幅の大きさや、ＤＣ成分で規格化した値を代わりに用いてもよい。
【００９７】
上述の演算調整が完了した後は、固定された設定値によって安定した再生信号を取得することができる。すなわち、調整完了後には再生信号を取得する時に調整を行わなくてよいということを意味している。ただし、装置の経時的な状態変化や、環境温度の変化などにより、理想的な設定値がシフトし、干渉位相依存性が徐々に発生する可能性があり、この場合、適切なタイミングで再度調整を行うことが必要となる。本実施例では、前記干渉依存性の大きさを表すパラメータを常にモニタし、一定値を上回った時に前述の演算調整を開始する。これ以外にも、当該装置の起動時と、最新の調整から所定の期間が経過した後に定期的に調整を行うようにしても構わない。
【実施例８】
【００９８】
本効果を得るための検出器の数や、各検出器上での信号光と参照光の位相差は上記のとおりとは限らない。ここでは、３つの検出器で、各検出器上での信号光と参照光の位相差が互いに異なるように検出を行った例を示す。図１３に、３つの検出器を用い、信号光と参照光の位相差が各検出器上でそれぞれほぼ０度、ほぼ１２０度、ほぼ２４０度となる場合の光ヘッド部の構成を示す。コリメートレンズ３１２を通過した光は、無偏光ビームスプリッタ７０１、７０２によって３つの光束に分割され、それぞれ４５度偏光を透過する偏光子７０３、７０４、７０５を通過したのちに検出器７０６、７０７、７０８によって検出される。この３つの光束のうち、ひとつには信号光と参照光の間に６０度の位相差を発生させる位相板７０９が、もうひとつには信号光と参照光との間に３００度の位相差を発生させる位相板７１０がそれぞれ挿入されている。また、各検出器上での光量が等しくなるように、無偏光ビームスプリッタ７０１は透過率と反射率の比が１対２に、無偏光ビームスプリッタ７０２は透過率と反射率が等しくなるようなものを使用する。このとき、各検出器上に入射する光の強度ＩＰＤ１、ＩＰＤ２、ＩＰＤ３は、それぞれ次式のように表せる。
【００９９】
【数１８】
2014026708.tif 000022
【０１００】
ただし、ここで無偏光ビームスプリッタ７０１、７０２での反射時に信号光と参照光の間に１８０度の位相差が発生することを考慮している。次に、これらの出力信号を演算回路７１１に入力し、以下の出力Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２を生成する。
【０１０１】
【数１９】
2014026708.tif 000023
【０１０２】
すると、これらは上記の４つの検出器の例における差動信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２と同じ形をしている。したがって次式のような演算により、信号光と参照光の間の位相差に依存しない増幅信号を得ることができる。
【０１０３】
【数２０】
2014026708.tif 000024
【０１０４】
光学系が不完全な場合は、Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２が上記の４検出器の例と同様に式（１８）および（１９）の形になるため、これらに対して上記の例と同じ演算、調整を行えばよい。
【実施例９】
【０１０５】
以上の実施例では、３つ又は４つの検出器の信号から自乗和演算によって信号を得ていたが、一般に自乗和演算では元の信号に変動があった場合、その変動が拡大される傾向がある。光路長差が変動した場合、図４に示したように各検出器での再生出力は変動する。これは、式（１）〜（４）の三角関数の係数、すなわち、信号光と参照光の干渉状態が変わることに由来する。しかしながら、実施例１等のように参照光と信号光の位相差が９０度ずつ異なる４つの検出器で信号を検出すると、いずれかの検出器で比較的大きな出力信号が得られる。そこで、本実施例では、式（５）と式（６）の差動演算信号（Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２）に係数を乗算し、加算することによって信号出力を得る方式を採用した。すなわち、式（３３）によって再生信号を得ることとした。係数αおよびβは式（３４）および（３５）の演算によって求める。
【０１０６】
【数２１】
2014026708.tif 000025
【０１０７】
ここで、上線は平均値を表す。すなわち図４の二つの差動出力Ｓｉｇ１及びＳｉｇ２を数１０ナノ秒から数１００マイクロ秒にわたって平均化し、その平均出力を用いて、式（３４）および（３５）により係数を求め、乗算器に設定し、式（３３）の係数加算演算によって最終的な信号出力を得る。式（３４）および（３５）の分母はα2＋β2＝１となるように規格化するためであって、原理的には（雑音が無ければ）分母は常に一定になるはずであり、式（３４）および（３５）の代わりに単純にＳｉｇ１の平均値をα、Ｓｉｇ２の平均値をβとしても、ほぼ同様の効果が得られる。
【０１０８】
本実施例の信号処理を実現する信号処理部のブロック図を図１５（ａ）に示す。差動信号Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２はＡＤ変換器２１１、２１２によってディジタル化され、ディジタル出力は、２つの積分器２６１、２６２に入力されて平均化される。係数算出ブロック２７０は、積分器によって平均化された値を用いて式（３４）および（３５）に従って係数α及びβを算出し、それぞれ係数保持回路（レジスタ）２７１及び２７２にセットする。乗算回路２８１及び２８２によって係数乗算された２つのディジタル化信号は加算器２３０で加算され、式（３３）に従ったディジタル信号出力Ｓが得られる。ディジタル化のためのタイミングは図５の例と同様、加算器２３０の出力をもとに、位相比較器２５２、ＶＣＯ２５１、ＬＰＦ２５３によって構成されたＰＬＬ（Phase-locked loop）回路によって位相制御されたクロック出力（ＣＫ）により得ている。
【０１０９】
ここで積分器２６１、２６２での平均の時間は、信号の取り込み周波数（サンプルレート）あるいはチャネルクロック周波数に対し、数１０倍以上の長さとするのがよい。例えば１００倍の場合、直接的な自乗和演算の場合と比べ、信号変動による係数揺らぎの影響が１／√１００すなわち１／１０に抑えられる。ただし係数は光路長の変動に応じて変化させる必要がある。ノイズの抑制の観点からは、長時間平均した方が良いが、信号光と参照光の位相差は、光情報記録媒体の上下振れに追従するフォーカスなどにより集光レンズ（対物レンズ）の移動に従って変化し、この変化に対応して、αとβを最適値に追従制御する事が必要である。例えば、ＢＤ（Blu-rayディスク）２倍速の条件を仮定する。ディスクが約０．２ｍｍｐｐの面振れ、最大加速度５ｍ／ｓを有し、半径５８ｍｍの位置で、９．８ｍ／秒の線速度（ＢＤ２ｘ）、を仮定すると、最大面振れ速度は２３ｍｍ／ｓとなる。これは、最大位相変化速度として１１５０００＊２π／秒となる。これより、位相が９０度変化するのに要する最短時間は１／１１５０００／４＝２μｓとなる。これは検出チャネルクロック周期の約２５０倍に相当する。従って、それよりも短い時間（チャネルクロックの１００倍程度以上）に亘る検出器出力を平均して、最適なαやβを求めれば、光路長の変化に追随でき、検出ノイズの影響も十分に低減できる。
【０１１０】
本実施例では、信号の平均出力を用いて、可変の係数を得ていたが、図１５（ｂ）に示したようにローパスフィルタ２９３、２９４によって得られたＳｉｇ１とＳｉｇ２の平均出力の大きさを比較器２９１によって比較し、比較結果を元により大きな方の信号を選択器２９２により選択し、ＡＤ変換回路２１０でディジタル化するという構成の信号処理を行うことによっても本発明の効果は得られる。この場合、光路長の変動により信号出力が最大３０％低下する事があるが、それでも、従来の再生方法と比べると十分に大きな信号増大効果が得られるため、本発明の効果は先の実施例と同様に得られる。
【実施例１０】
【０１１１】
上記実施例の光ヘッド３では青色半導体レーザ３０１として、コヒーレント長が７０μｍの半導体レーザを用いたが、その代わりに分布帰還型（ＤＦＢ）半導体レーザを用いてもよい。ＤＦＢレーザはＦＰレーザよりコヒーレント長が長いことが特徴である。コヒーレント長が１ｍｍ程度以上のＤＦＢレーザを用いることにより、光路差調整手段３７２によって参照光束反射手段３３１の位置を制御することなく、信号光と参照光の光路長の差を常にコヒーレント長より十分小さくすることができるため、参照光と信号光は常にほぼ完全コヒーレントな状態が保たれる。従って、この場合、光路差調整手段３７２が不要となるため光ヘッドの小型化・低価格化に有利な構成となる。
【０１１２】
本発明の光情報記録媒体の適用例として上記実施例では多層光ディスク媒体を挙げたが、これに限られるものではなく、光を照射することにより情報の記録・再生を行うものであれば他の形態のものに適用してもよい。例えば、案内溝を持たない複数の記録層と、案内溝を持つトラッキング専用のガイド層とを有するグルーブレス多層光ディスク媒体、非回転のカード型の光情報記録媒体、あるいはテープ状の光情報記録媒体などに本発明を適用しても同様の効果を得ることができる。更に、媒体中に記録層を持たず、媒体表面からの種々の深さに面状に記録領域が形成される、いわゆる体積記録型媒体についても、同様に本発明を適用し、その効果を得ることができる。
【０１１３】
また、ホモダイン・位相ダイバーシティ検出とは、光ディスクから反射する信号光と、同一光源から分岐して光ディスクに当てず検出器に導入する参照光とを、検出器上で干渉させることで増幅された再生信号を得、この際、参照光と信号光との間の位相関係が互いにずれた複数種類の干渉状態の検出器出力を同時に得て演算することにより、ディスクばたつきによる光路長変動によらない安定した再生信号を得る光信号検出方式をいう。４つの検出器を用いる代表的な構成としては、例えば、光ヘッドと、制御部と、信号処理部とを有し、前記光ヘッドは、半導体レーザと、前記半導体レーザからの光束を第１の光束と第２の光束に分岐する第１の光学素子と、前記第１の光束を光情報記録媒体の記録膜面に集光し、反射光を受光する対物レンズと、前記第２の光束の光路中に設けられた参照光束反射手段と、第１の光検出器と、第２の光検出器と、第３の光検出器と、第４の光検出器と、前記光情報記録媒体によって反射された前記第１の光束と前記参照光束反射手段によって反射された前記第２の光束とが合波された光束を分岐して前記第１の光検出器と前記第２の光検出器に入射させる第２の光学素子と、前記光情報記録媒体によって反射された前記第１の光束と前記参照光束反射手段によって反射された前記第２の光束とを前記第２光学素子による合波とはほぼ９０度位相関係が異なる状態で合波し、当該合波された光束を分岐して前記第３の光検出器と前記第４の光検出器に入射させる第３の光学素子と、前記半導体レーザ、前記第１の光学素子、前記対物レンズ、前記参照光束反射手段、前記第１の光検出器、前記第２の光検出器、前記第３の光検出器、前記第４の光検出器、前記第２の光学素子及び前記第３の光学素子を保持する筐体を含み、前記制御部は、前記光ヘッド及び前記対物レンズの位置と、前記半導体レーザの発光状態を制御し、前記信号処理部は、前記第１から第４の光検出器からの出力信号から再生信号を生成し、前記第１の光束と前記第２の光束の間の位相関係は、前記第１の検出器上と前記第２の検出器上では互いにほぼ１８０度異なり、前記第３の検出器上と前記第４の検出器上では互いにほぼ１８０度異なり、前記第１の検出器上と前記第３の検出器上ではほぼ９０度異なり、前記第１の検出器と前記第２の検出器の差動信号をディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、前記第３の検出器と前記第４の検出器の差動信号をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを有するものである。
【符号の説明】
【０１１４】
２…再生信号処理ブロック、３…光ヘッド、４…光ディスク、２３…アドレス検出回路、２４…復調回路、２５…信号処理回路、２６…復号回路、２７…マイクロプロセッサ、２８…レーザドライバ、２９…メモリ、７６…自動位置制御手段、７７…スピンドルモータ、７９…サーボ回路、８０…アンプ、８１…帰還抵抗、９９…上位装置、１０１…光ディスク装置筐体、１０２…光ディスク、１０３…スピンドルモータ、１０４…光ヘッド、１０５…半導体レーザ、１０６…λ／２板、１０７…偏光ビームスプリッタ、１０８…コリメートレンズ、１０９…λ／４板、１１０…対物レンズ、１１１…コリメートレンズ、１１２…λ／４板、１１４…参照光束反射手段、１１５…λ／２板、１１６…偏光ビームスプリッタ、１１７…第１の光検出器、１１８…第２の光検出器、１１９…第３の光検出器、１２０…第４の光検出器、１２１…フォーカシングアクチュエータ、１２２…トラッキングアクチュエータ、２１０、２１１、２１２…Ａ／Ｄ変換器、２２１、２２２、２２３、２２４…自乗演算器、２３０、２３１…加算器、２４０…平方根演算器、２５１…電圧制御発信器、２５２…位相比較器、２５３…フィルタ、２５４…２値化回路、２６１、２６２…積分器、２７０…係数算出演算制御ブロック、２７１、２７２…係数保持回路、２８１、２８２…乗算回路、２９１…比較器、２９２…選択器、２９３、２９４…ローパスフィルタ、３０１…半導体レーザ、３１１…対物レンズ、３１２…コリメートレンズ、３１３…コリメートレンズ、３２１…λ／２板、３２２、３２３…λ／４板、３２４…λ／２板、３２５…λ／４板、３２６…λ／２板、３３１…参照光束反射手段、３４１…偏光ビームスプリッタ、３４２…ハーフビームスプリッタ、３４３、３４４…偏光ビームスプリッタ、３４５…サーボ光用ビームスプリッタ、３６１…第１の光検出器、３６２…第２の光検出器、３６３…第３の光検出器、３６４…第４の光検出器、３６５…サーボ用検出器、３７１…フォーカシングアクチュエータ、３７２…光路長可変手段、３８１…差動回路、３８２…差動回路
５０１、５０２…信号調整器、５０３、５０４…絶対値演算器、５０５、５０６…Ａ／Ｄ変換器、５０７、５０８…信号調整器、５０９、５１０…自乗演算器、５１１…加算器、５１２…電圧制御可変周波数発信器（ＶＣＯ）、５１３…位相比較器、５１４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６０１、６０２…二乗回路、６０３…最適化回路、６０４…定数項生成回路、
６０５…メモリ、６０６…データ処理回路、６０７…差動回路、
７０１、７０２…無偏光ビームスプリッタ、７０３、７０４、７０５…偏光子、７０６、７０７…位相板、７０８、７０９、７１０…検出器、７１１…演算回路
１２０１…信号調整器、１２０５…Ａ／Ｄ変換器、１２１２…ＶＣＯ、１２１３…位相比較器、１２１４…ＬＰＦ
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１】
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【図２】
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【図１０】
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