(57)【要約】【課題】  インダクタを使用しないため、装置の小型化及び軽量化を図れると共に、モータの力行運転時にもコンデンサ（キャパシタ）を充電することができ、モータ駆動の効率を向上することができる電圧調整装置を提供するものである。【解決手段】  電圧調整装置１０は、第１のコンデンサＣｎｃと、ブリッジ回路をなすＣＰ回路１１と、を備え、ブリッジ回路は、当該ブリッジ回路の中間点に配設される第２のコンデンサＣｃｐと、ブリッジ回路の一の辺に配設される第１のダイオードＤ１と、当該第１のダイオードＤ１に並列接続される第１のスイッチＱｃ１と、第１のダイオードＤ１の対辺に配設される第２のダイオードＤ２と、当該第２のダイオードＤ２に並列接続される第２のスイッチＱｃ２と、アノードがブリッジ回路の一端側に接続される第３のダイオードＤ３と、アノードが第２のコンデンサＣｃｐの負極側に接続される第４のダイオードＤ４と、を備える。【選択図】        図１
2014204533.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの入力電圧で充電される第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの正極側に直列接続されるブリッジ回路と、
を備え、
前記ブリッジ回路は、
当該ブリッジ回路の中間点に配設され、前記電源の電圧未満で予め充電される第２のコンデンサと、
前記ブリッジ回路の一の辺に配設され、カソードが前記第１のコンデンサの正極側にある前記ブリッジ回路の一端側に接続され、アノードが前記第２のコンデンサの負極側に接続される第１のダイオードと、
前記第１のダイオードを還流ダイオードとして当該第１のダイオードに並列接続される第１のスイッチと、
前記第１のダイオードの対辺に配設され、カソードが前記第２のコンデンサの正極側に接続され、アノードが前記ブリッジ回路の他端側に接続される第２のダイオードと、
前記第２のダイオードを還流ダイオードとして当該第２のダイオードに並列接続される第２のスイッチと、
アノードが前記ブリッジ回路の一端側に接続され、カソードが前記第２のコンデンサの正極側に接続される第３のダイオードと、
アノードが前記第２のコンデンサの負極側に接続され、カソードが前記ブリッジ回路の他端側に接続される第４のダイオードと、
を備えることを特徴とする電圧調整装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧調整装置を備えるモータドライバにおいて、
直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータを備え、
前記ブリッジ回路の他端が、前記インバータの入力端子の一端側に接続され、
前記第１のコンデンサの負極側が、前記インバータの入力端子の他端側に接続されることを特徴とするモータドライバ。
【請求項３】
前記請求項２に記載のモータドライバにおいて、
前記ブリッジ回路の第１のスイッチ及び第２のスイッチのゲートに接続され、当該第１のスイッチ及び第２のスイッチの開閉を制御する電圧レギュレータを備え、
前記ブリッジ回路の動作モードとして、
前記電圧レギュレータが前記第１のスイッチ及び第２のスイッチを開放することにより、前記第２のコンデンサを充電し、前記電源からの入力電圧を降圧する第１のモードと、
前記電圧レギュレータが前記第１のスイッチ又は第２のスイッチのいずれか一方を投入することにより、前記電源からの入力電圧を維持する第２のモードと、
前記電圧レギュレータが前記第１のスイッチ及び第２のスイッチを投入することにより、前記第２のコンデンサを放電し、前記電源からの入力電圧を昇圧する第３のモードと、
を有することを特徴とするモータドライバ。
【請求項４】
前記請求項３に記載のモータドライバにおいて、
前記ブリッジ回路の動作モードとして、前記モータの回生運転時に、前記第２のコンデンサを充電し、前記電源からの入力電圧を昇圧する第４のモードを有することを特徴とするモータドライバ。
【請求項５】
前記請求項３又は４に記載のモータドライバにおいて、
前記電圧レギュレータが、前記ブリッジ回路の第１のスイッチ及び第２のスイッチ並びに前記インバータのスイッチの開閉を空間ベクトル変調により制御することを特徴とするモータドライバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源からの入力電圧を調整して出力する電圧調整装置に関し、特に、電圧調整装置を備え、モータ（電動機）を回転させるための駆動装置であるモータドライバに関する。
【背景技術】
【０００２】
加減速運転を頻繁に行う製品であるサーボシステムは、工場で使用される機械の基幹システムとして、工作機械、チップマウンタ又は産業用ロボットなどに組み込まれており、厳密な位置決め制御や速度制御を得意とする。
工作機械で使用されているサーボドライブシステムでは、モータ駆動の効率化やモータ制御の高速応答性が求められている。これを実現するために、モータに使用する入力電圧を高圧化することや、それができない場合に、入力電圧をシステム内部で昇圧し、ドライバの出力電圧を高圧化することが考えられる。
【０００３】
例えば、従来の交流モータ駆動回路は、電源からの直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路に駆動パルスを供給するためのチョッパドライブ回路と、前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流を交流電圧に変換して交流モータに供給するインバータ手段と、前記インバータ手段に駆動パルスを供給するインバータドライブ回路を有し、インバータドライブ回路よりの駆動パルスの出力を、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点に同期させる（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
この従来の交流モータ駆動回路は、リアクトル（インダクタ）を含む昇圧チョッパ回路（昇圧コンバータ）及び降圧チョッパ回路（降圧コンバータ）を内蔵しているが、このインダクタは、サイズが大きく重量も重いために、交流モータ駆動回路のサイズが大きく重量も重くなるという課題がある。また、従来の交流モータ駆動回路は、インダクタ内部の等価抵抗や鉄損によりモータ駆動の効率が低下するという課題もある。
【０００５】
これに対し、本願発明者は、昇圧チョッパ回路（昇圧コンバータ）及び降圧チョッパ回路（降圧コンバータ）の代わりに、チャージポンプ（Charge pump：ＣＰ）回路を使用したドライバ（Charge-pumping boost driver：ＣＰＢＤ）を提案している（例えば、非特許文献１）。このＣＰＢＤのＣＰ回路には、予め充電された電気二重層コンデンサ（Electric double-layer capacitor：ＥＤＬＣ）が使用され、このＥＤＬＣを電源に直列に接続して、直流（Direct current：ＤＣ）リンク電圧の昇圧を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−２１８２４２号公報
【非特許文献１】H.Matsumoto, “Charge Characteristics by Exciting-Axis Voltage Vibration Method in Boost Driver With EDLCs”, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS. VOL. 25, NO. 8, pp.1982-2009, AUGUST 2010
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来のＣＰＢＤは、力行運転時に充電が行えないため、運転を続けていくとＥＤＬＣの電圧が次第に低下し、満足な昇圧効果が得られないという課題がある。このため、本願発明者は、力行運転時でも充電を行える手法として、モータの励磁軸（ｄ軸）上で電圧加振動作を行うｄ軸電圧加振と呼ばれる充電法を提案したが、この手法は、ｄ軸電流を定常的に流す必要があるため、モータ駆動の効率を低下させるという課題がある。
【０００８】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、ｄ軸電圧加振を用いることなく、力行運転時にもコンデンサ（キャパシタ）を充電することができるＣＰ回路を備えたモータドライバ及びそのモータドライバに用いることができる電圧調整装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電圧調整装置においては、電源からの入力電圧で充電される第１のコンデンサと、第１のコンデンサの正極側に直列接続されるブリッジ回路と、を備え、ブリッジ回路は、当該ブリッジ回路の中間点に配設され、電源の電圧未満で予め充電される第２のコンデンサと、ブリッジ回路の一の辺に配設され、カソードが第１のコンデンサの正極側にあるブリッジ回路の一端側に接続され、アノードが第２のコンデンサの負極側に接続される第１のダイオードと、第１のダイオードを還流ダイオードとして当該第１のダイオードに並列接続される第１のスイッチと、第１のダイオードの対辺に配設され、カソードが第２のコンデンサの正極側に接続され、アノードがブリッジ回路の他端側に接続される第２のダイオードと、第２のダイオードを還流ダイオードとして当該第２のダイオードに並列接続される第２のスイッチと、アノードがブリッジ回路の一端側に接続され、カソードが第２のコンデンサの正極側に接続される第３のダイオードと、アノードが第２のコンデンサの負極側に接続され、カソードがブリッジ回路の他端側に接続される第４のダイオードと、を備えるものである。
【発明の効果】
【００１０】
開示のモータドライバは、インダクタを使用しないため、装置の小型化及び軽量化を図れると共に、モータの力行運転時にもコンデンサ（キャパシタ）を充電することができ、モータ駆動の効率を向上することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本実施形態に係るモータドライバの回路構成を示す回路図である。
【図２】（ａ）はＤＣリンク電流ｉｄｃが正である場合における第１のモードの動作を説明するための説明図であり、（ｂ）はＤＣリンク電流ｉｄｃが正である場合における第２ａのモードの動作を説明するための説明図であり、（ｃ）ＤＣリンク電流ｉｄｃが正である場合における第２ｂのモードの動作を説明するための説明図であり、（ｄ）ＤＣリンク電流ｉｄｃが正である場合における第３のモードの動作を説明するための説明図であり、（ｅ）ＤＣリンク電流ｉｄｃが負である場合における第４のモードの動作を説明するための説明図である。
【図３】モータのドライブシミュレーションを説明するための説明図である。
【図４】（ａ）は従来のドライバに用いる空間ベクトルの第１のダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｂ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第２のダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｃ）各リージョンの境界を通る必要電圧のベクトルＶｄｑを説明するための説明図である。
【図５】必要電圧Ｖｄｑが３０Ｖである条件下で空間ベクトル変調により制御された出力電圧ｖｕｖの波形図であり、（ａ）は第１のダイアグラムの場合を示し、（ｂ）は第２のダイアグラムの場合を示す。
【図６】（ａ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第３−ｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｂ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第３−ｉｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｃ）は必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調の第２のダイアグラムにより制御された出力電圧ｖｕｖの波形図であり、（ｄ）は必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調の第３−ｉのダイアグラムにより制御された出力電圧ｖｕｖの波形図であり、（ｅ）は必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調の第３−ｉｉのダイアグラムにより制御された出力電圧ｖｕｖの波形図である。
【図７】（ａ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第４−ｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｂ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第４−ｉｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｃ）は必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調の第４−ｉのダイアグラムにより制御された出力電圧ｖｕｖの波形図であり、（ｄ）は必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調の第４−ｉｉのダイアグラムにより制御された出力電圧ｖｕｖの波形図である。
【図８】（ａ）はベクトルＶｊに関する電流ベクトルＩｄｑの位相角及びダイアグラム選択のために定義されたレンジを説明するための説明図であり、（ｂ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第５−ｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｃ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第５−ｉｉのダイアグラムを説明するための説明図であり、（ｄ）は本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルの第５−ｉｉｉのダイアグラムを説明するための説明図である。
【図９】必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖである条件下で空間ベクトル変調により制御された出力電圧ｖｕｖの波形図であり、（ａ）は第５−ｉのダイアグラムの場合を示し、（ｂ）は第５−ｉｉのダイアグラムの場合を示し、（ｃ）は第５−ｉｉｉのダイアグラムの場合を示す。
【図１０】必要電圧Ｖｄｑに対する第２のコンデンサＣｃｐからの出力電力を示すグラフである。
【図１１】本実施形態に係るモータドライバに用いる空間ベクトルのダイアログを説明するための説明図であり、（ａ）は第６−ｉのダイアグラムであり、（ｂ）は第６−ｉｉのダイアグラムであり、（ｃ）は第７−ｉのダイアグラムであり、（ｄ）は第７−ｉｉのダイアグラムである。
【図１２】（ａ）は必要電圧Ｖｄｑに対する第２のコンデンサＣｃｐからの出力電力Ｐｃｐを示すグラフであり、（ｂ）はｄ軸電圧加振の充電技術を説明するための説明図である。
【図１３】（ａ）は本実施形態に係る制御系統を示すブロック図であり、（ｂ）はダイアグラムの選択手順を示すフローチャートである。
【図１４】（ａ）はモータの停止状態における充電動作中の波形であり、（ｂ）はモータの停止状態における充電動作中の電圧ｖｃｐ及びモータの回転速度Ｎを示すグラフである。
【図１５】（ａ）は加速運転及び減速運転を伴う一連の運転中の波形であり、（ｂ）は加速及び減速の繰り返し運転中の電圧ｖｃｐを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（本発明の第１の実施形態）
本実施形態に係る電圧調整装置１０は、図１に示すように、電源１からの入力電圧Ｖｓで充電（図１では上側がプラス）される第１のコンデンサＣｎｃと、第１のコンデンサＣｎｃの正極側に直列接続されるブリッジ回路をなすチャージポンプ（Charge pump：ＣＰ、スイッチトキャパシタ（Switched-Capacitor：ＳＣ））回路（以下、「ＣＰ回路１１」と称す）と、を備え、電源１からの入力電圧Ｖｓを変圧（昇圧、降圧）又は維持（中圧）する回路である。
なお、本実施形態に係る電源１は、直流電圧源であり、第１のコンデンサＣｎｃは、アノードが電源１の正極側に接続される整流ダイオードＤｓを介して、電源１に並列接続される電界コンデンサである。
【００１３】
ＣＰ回路１１は、ブリッジ回路の中間点に配設され、電源１の電圧未満で予め充電（図１では上側がプラス）される第２のコンデンサＣｃｐを備える。
なお、本実施形態に係る第２のコンデンサＣｃｐは、大容量コンデンサである電気二重層コンデンサ（Electric double-layer capacitor：ＥＤＬＣ）を用いているが、蓄電デバイスであれば、ＥＤＬＣに限定されるものではなく、例えば、蓄電池であってもよい。
【００１４】
また、ＣＰ回路１１は、ブリッジ回路の一の辺に配設され、カソードが第１のコンデンサＣｎｃの正極側にあるブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の一端１１ａ側に接続され、アノードが第２のコンデンサＣｃｐの負極側に接続される第１のダイオードＤ１と、第１のダイオードＤ１を還流ダイオードとして当該第１のダイオードＤ１に並列接続される第１のスイッチＱｃ１と、を備える。
第１のスイッチＱｃ１は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor：ＩＧＢＴ）であり、コレクタがブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の一端１１ａ側に接続され、エミッタが第２のコンデンサＣｃｐの負極側に接続される。
【００１５】
また、ＣＰ回路１１は、第１のダイオードＤ１の対辺に配設され、カソードが第２のコンデンサＣｃｐの正極側に接続され、アノードがブリッジ回路の他端１１ｂ側に接続される第２のダイオードＤ２と、第２のダイオードＤ２を還流ダイオードとして当該第２のダイオードＤ２に並列接続される第２のスイッチＱｃ２と、を備える。
第２のスイッチＱｃ２は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であり、コレクタが第２のコンデンサＣｃｐの正極側に接続され、エミッタがブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の他端１１ｂ側に接続される。
なお、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２は、スイッチング素子であれば、ＩＧＢＴに限られるものではなく、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（power metal-oxide semiconductor field-effect transistor）であってもよい。
【００１６】
さらに、ＣＰ回路１１は、アノードがブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の一端１１ａ側に接続され、カソードが第２のコンデンサＣｃｐの正極側に接続される第３のダイオードＤ３と、アノードが第２のコンデンサＣｃｐの負極側に接続され、カソードがブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の他端１１ｂ側に接続される第４のダイオードＤ４と、を備える。
【００１７】
なお、本実施形態に係る電圧調整装置１０は、出力電圧をモータ２の駆動に利用するモータドライバ１００について説明するが、モータ２以外の負荷に出力電圧を利用してもよい。
モータドライバ１００は、図１に示すように、電圧調整装置１０（第１のコンデンサＣｎｃ、ＣＰ回路１１）と、ＣＰ回路１１の第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２のゲートに接続され、当該第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２の開閉を駆動パルスにより制御する電圧レギュレータ（調整器）２０と、を少なくも備え、ＣＰ回路１１からの出力電圧に基づいてモータ２を駆動する。
【００１８】
なお、モータ２は、直流モータ、交流誘導モータ又は同期モータを問わないが、本実施形態においては、永久磁石同期モータ（Permanent Magnet Synchronous Motor：ＰＭＳＭ）を用いて説明する。
特に、本実施形態に係るモータドライバ１００は、入力電圧（直流電圧）ＶｓをＣＰ回路１１により変圧（昇圧、降圧）又は維持（中圧）した直流（Direct current：ＤＣ）リンク電圧ｖｄｃを交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）に変換するインバータ３０をさらに備え、モータ２がインバータ３０により変換された交流電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ、）で駆動され、電圧レギュレータ２０がインバータ３０の後述するスイッチの開閉も制御する。
また、ブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の他端１１ｂは、インバータ３０の入力端子の一端３０ａ側に接続され、第１のコンデンサＣｎｃの負極側が、インバータ３０の入力端子の他端３０ｂ側に接続される。
【００１９】
インバータ３０は、ＤＣリンク電圧ｖｄｃが印加される入力端子の両端（一端３０ａ、他端３０ｂ）に、後述する第５のスイッチＱ５及び第６のスイッチＱ６をＵ相とし、後述する第７のスイッチＱ７及び第８のスイッチＱ８をＶ相とし、後述する第９のスイッチＱ９及び第１０のスイッチＱ１０をＷ相として３相ブリッジで接続される。
【００２０】
インバータ３０は、カソードが入力端子の一端３０ａ（ＣＰ回路１１の他端１１ｂ）側に接続される第５のダイオードＤ５と、第５のダイオードＤ５を還流ダイオードとして当該第５のダイオードＤ５に並列接続される第５のスイッチＱ５と、アノードが入力端子の他端３０ｂ（第１のコンデンサＣｎｃの負極）側に接続される第６のダイオードＤ６と、第６のダイオードＤ６を還流ダイオードとして当該第６のダイオードＤ６に並列接続される第６のスイッチＱ６と、を備える。
【００２１】
また、インバータ３０は、カソードが入力端子の一端３０ａ（ＣＰ回路１１の他端１１ｂ）側に接続される第７のダイオードＤ７と、第７のダイオードＤ７を還流ダイオードとして当該第７のダイオードＤ７に並列接続される第７のスイッチＱ７と、アノードが入力端子の他端３０ｂ（第１のコンデンサＣｎｃの負極）側に接続される第８のダイオードＤ８と、第８のダイオードＤ８を還流ダイオードとして当該第８のダイオードＤ８に並列接続される第８のスイッチＱ８と、を備える。
【００２２】
また、インバータ３０は、カソードが入力端子の一端３０ａ（ＣＰ回路１１の他端１１ｂ）側に接続される第９のダイオードＤ９と、第９のダイオードＤ９を還流ダイオードとして当該第９のダイオードＤ９に並列接続される第９のスイッチＱ９と、アノードが入力端子の他端３０ｂ（第１のコンデンサＣｎｃの負極）側に接続される第１０のダイオードＤ１０と、第１０のダイオードＤ１０を還流ダイオードとして当該第１０のダイオードＤ１０に並列接続される第１０のスイッチＱ１０と、を備える。
【００２３】
第５のダイオードＤ５、第６のダイオードＤ６、第７のダイオードＤ７、第８のダイオードＤ８、第９のダイオードＤ９及び第１０のダイオードＤ１０は、回生運転時にモータ２で生じた交流の回生電圧を直流電圧に整流して、インバータ３０の入力端子の両端（ＣＰ回路１１の他端１１ｂ及び第１のコンデンサＣｎｃの負極）間に出力する。
【００２４】
なお、本実施形態に係る第５のスイッチＱ５、第６のスイッチＱ６、第７のスイッチＱ７、第８のスイッチＱ８、第９のスイッチＱ９及び第１０のスイッチＱ１０は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であるが、スイッチング素子であれば、ＩＧＢＴに限られるものではなく、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【００２５】
特に、第５のスイッチＱ５のエミッタ側と第６のスイッチＱ６のコレクタ側との接点（Ｕ相出力端子）は、モータ２のＵ相入力端子に接続され、第７のスイッチＱ７のエミッタ側と第８のスイッチＱ８のコレクタ側との接点（Ｖ相出力端子）は、モータ２のＶ相入力端子に接続され、第９のスイッチＱ９のエミッタ側と第１０のスイッチＱ１０のコレクタ側との接点（Ｗ相出力端子）は、モータ２のＷ相入力端子に接続される。
【００２６】
また、第５のスイッチＱ５、第７のスイッチＱ７及び第９のスイッチＱ９のコレクタは、インバータ３０の一端３０ａ（ＣＰ回路１１の他端１１ｂ）側に接続され、第６のスイッチＱ６、第８のスイッチＱ８及び第１０のスイッチＱ１０のコレクタは、インバータ３０の他端３０ｂ（第１のコンデンサＣｎｃの負極）側に接続される。
【００２７】
また、第５のスイッチＱ５、第６のスイッチＱ６、第７のスイッチＱ７、第８のスイッチＱ８、第９のスイッチＱ９及び第１０のスイッチＱ１０の各ゲートは、電圧レギュレータ２０に接続され、電圧レギュレータ２０は、第５のスイッチＱ５、第６のスイッチＱ６、第７のスイッチＱ７、第８のスイッチＱ８、第９のスイッチＱ９及び第１０のスイッチＱ１０の開閉を駆動パルスにより制御する。
【００２８】
つぎに、本実施形態に係るモータドライバ１００（ＣＰ回路１１）の動作原理について、図２を用いて説明する。
ＣＰ回路１１の回路動作は、ＤＣリンクに流れるＤＣリンク電流ｉｄｃの向きに依存しており、ＤＣリンク電流ｉｄｃが正（ＣＰ回路１１からインバータ３０に向かう方向を正とする）の場合（力行運転時）には４つのモード（第１のモード、第２ａのモード、第２ｂのモード、第３のモード）が存在し、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負の場合（回生運転時）には１つのモード（以下、「第４のモード」と称す）のみ存在する。
【００２９】
ここで、第１のスイッチＱｃ１と第２のスイッチＱｃ２とが共にオフ（開放）状態である場合（図２（ａ）参照）を「第１のモード」と称す。
この第１のモードでは、第２のコンデンサＣｃｐが電源１（第１のコンデンサＣｎｃ）の電圧未満で充電されているため、第１のコンデンサＣｎｃに対して第２のコンデンサＣｃｐが低電位となり、第１のダイオードＤ１が逆方向で電流を流さず、第３のダイオードＤ３が順方向で電流を流す。
また、第１のモードでは、第２のコンデンサＣｃｐが充電されているため、第２のコンデンサＣｃｐに対してブリッジ回路（ＣＰ回路１１）の他端１１ｂが低電位となり、第２のダイオードＤ２が逆方向で電流を流さず、第４のダイオードＤ４が順方向で電流を流す。
このため、第１のモードでは、図２（ａ）に示すように、第１のスイッチＱｃ１及び第１のダイオードＤ１並びに第２のスイッチＱｃ２及び第２のダイオードＤ２を無視して考えることができる。
そして、第１のモードにおいて、第２のコンデンサＣｃｐが第１のコンデンサＣｎｃからの充電電流ｉｃｐにより充電され、ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、第１のコンデンサＣｎｃの電圧ｖｎｃ（電源１の電圧Ｖｓ）が第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐにより降圧された電圧（ｖｎｃ−ｖｃｐ）となる。
【００３０】
また、第１のスイッチＱｃ１がオン（投入）状態であり、第２のスイッチＱｃ２がオフ（開放）状態である場合（図２（ｂ）参照）を「第２ａのモード」と称す。
この第２ａのモードでは、第１のスイッチＱｃ１がオンすることにより、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが第３のダイオードＤ３に逆方向に印加されることになり、第３のダイオードＤ３に電流は流れない。
このため、第２ａのモードでは、図２（ｂ）に示すように、第１のダイオードＤ１、第２のスイッチＱｃ２及び第２のダイオードＤ２、第３のダイオードＤ３、並びに、第２のコンデンサＣｃｐを無視して考えることができる。
そして、第２ａのモードにおいて、第２のコンデンサＣｃｐが充放電されることなく、ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、第１のコンデンサＣｎｃの電圧ｖｎｃ（電源１の電圧Ｖｓ）が維持（中圧）された電圧（ｖｎｃ）となる。
【００３１】
また、第１のスイッチＱｃ１がオフ（開放）状態であり、第２のスイッチＱｃ２がオン（投入）状態である場合（図２（ｃ）参照）を「第２ｂのモード」と称す。
この第２ｂのモードでは、第２のスイッチＱｃ２がオンすることにより、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが第４のダイオードＤ４に逆方向に印加されることになり、第４のダイオードＤ４に電流は流れない。
このため、第２ｂのモードでは、図２（ｃ）に示すように、第１のダイオードＤ１及び第１のスイッチＱｃ１、第２のダイオードＤ２、第４のダイオードＤ４、並びに、第２のコンデンサＣｃｐを無視して考えることができる。
そして、第２ｂのモードにおいて、第２のコンデンサＣｃｐが充放電されることなく、ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、第１のコンデンサＣｎｃの電圧ｖｎｃ（電源１の電圧Ｖｓ）が維持（中圧）された電圧（ｖｎｃ）となる。
【００３２】
また、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２が共にオン（投入）状態である場合（図２（ｄ）参照）を「第３のモード」と称す。
この第３のモードでは、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２がオンすることにより、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４に逆方向に印加されることになり、第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４に電流は流れない。
このため、第３のモードでは、図２（ｄ）に示すように、第１のダイオードＤ１、第２のダイオードＤ２、第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４を無視して考えることができる。
そして、第３のモードにおいて、第２のコンデンサＣｃｐが放電されることになり、ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、第１のコンデンサＣｎｃの電圧ｖｎｃ（電源１の電圧Ｖｓ）が第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐにより昇圧された電圧（ｖｎｃ＋ｖｃｐ）となる。
【００３３】
また、回生運転時である第４のモードは、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負（インバータ３０からＣＰ回路１１に向かう方向）であるため、第１のダイオードＤ１及び第２のダイオードＤ２は順方向であるが、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２並びに第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４は逆方向となり、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２並びに第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４に電流は流れない。
このため、第４のモードでは、図２（ｅ）に示すように、第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２並びに第３のダイオードＤ３及び第４のダイオードＤ４を無視して考えることができる。
そして、第４のモードにおいて、第２のコンデンサＣｃｐがＤＣリンク電流ｉｄｃにより充電され、ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、第１のコンデンサＣｎｃの電圧ｖｎｃ（電源１の電圧Ｖｓ）が第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐにより昇圧された電圧（ｖｎｃ＋ｖｃｐ）となる。
【００３４】
このように、本実施形態に係るモータドライバ１００の特長は、（１）３つのレベル（降圧（低圧）、中圧、昇圧（高圧））のＤＣリンク電圧ｖｄｃを発生できること、（２）力行運転時に第２のコンデンサＣｃｐを充電できる動作モードがある（昇圧動作（第３のモード）で第２のコンデンサＣｃｐから放電されたエネルギーを降圧動作（第１のモード）で補うことができる）こと、が挙げられる。
【００３５】
つぎに、本実施形態に係る電圧レギュレータ２０による電圧制御の概念について、図３を用いて説明する。
負荷（モータ２）がＰＭＳＭ（永久磁石同期モータ）である場合に、モータ駆動に必要な電圧のｄ軸成分ｖｄとｑ軸成分ｖｑは次式（１）で表される。なお、次式（１）において、ｉｄはｄ軸の電機子電流であり、ｉｑはｑ軸の電機子電流であり、Ｒａは電機子抵抗であり、Ｌａはインダクタンスであり、ωｅは電気角速度であり、φは永久磁石による電機子鎖交磁束である。
【００３６】
【数１】
2014204533.tif 000003
【００３７】
この式（１）に基づいてドライブシミュレーションを行ったものが図３である。
図３において、運転に必要な電圧をＶｄｑで表す（以下、「必要電圧Ｖｄｑ」と称す）。この必要電圧Ｖｄｑは、図３に示すように、モータ２の回転速度Ｎが増す毎に高くなっており、加速時（acceleration）の速度が最大となる時に最高値を示している。一方で、必要電圧Ｖｄｑの値は、定速走行時（constant speed drive）や停止時（standstill）に低い。
モータドライバ１００の電圧レギュレータ２０は、このような変動を持つ必要電圧Ｖｄｑに依存して、ＣＰ回路１１の電圧制御を行う。
【００３８】
この電圧制御の概念は、図３の縦軸で定義する閾値の高い電圧ＶｄｑＨ（以下、「閾値高電圧ＶｄｑＨ」と称す）と閾値の低い電圧ＶｄｑＬ（以下、「閾値低電圧ＶｄｑＬ」と称す）とを用いて、次のように説明することができる。
必要電圧Ｖｄｑが閾値低電圧ＶｄｑＬより低い時は、ＣＰ回路１１の第１のモード（降圧）で運転する。また、必要電圧Ｖｄｑが閾値高電圧ＶｄｑＨ及び閾値低電圧ＶｄｑＬ間にある時は、ＣＰ回路１１の第２のモード（中圧）で運転する。また、必要電圧Ｖｄｑが閾値高電圧ＶｄｑＨより高い時は、ＣＰ回路１１の第３のモード（昇圧）で運転する。さらに、減速時（deceleration）は、回生運転時となるので、前述したように、主にＣＰ回路１１の第４のモード（昇圧）で運転する。
【００３９】
このように、ＣＰ回路１１の電圧制御を行うことには、以下のメリットがある。すなわち、第２のコンデンサＣｃｐは第３のモードによる昇圧時に放電されるのであるが、必要電圧Ｖｄｑが高い時にだけ第３のモードを実行することで、放電時間を短くすることができると共に、必要電圧Ｖｄｑが低い時に第１のモードを実行することで、第２のコンデンサＣｃｐを充電することが可能になる。
なお、ＣＰ回路１１の電圧制御は、あくまでもモータ２を駆動するために必要な動作モードを実行しているだけであり、第２のコンデンサＣｃｐの充電動作は付属的なものに過ぎず、従来のＣＰＢＤ（Charge-pumping boost driver）のｄ軸電圧加振のような特別な動作を行っているわけではない。
【００４０】
つぎに、本実施形態に係る電圧レギュレータ２０による力行運転時の電圧制御について、図４〜図７を用いて説明する。
ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、ＣＰ回路１１によりステップ状に変動する。このＤＣリンク電圧ｖｄｃの変動は、従来のＣＰＢＤにおいて、ドライバの出力に悪影響を与えることが分かっている。このため、本実施形態に係るモータドライバ１００は、ＣＰ回路１１の制御とインバータ３０の制御とを１つに統一して制御する電圧レギュレータ２０を使用する。
この電圧レギュレータ２０による電圧制御は、空間ベクトル変調（Space Vector Modulation：ＳＶＭ）によって実施される。
【００４１】
ここで、図４（ａ）は、従来のドライバで使用されている空間ベクトル図（以下、「第１のダイアグラム（diag.1）」と称す）を示したものである。空間ベクトル図では、インバータのスイッチのオン状況によって、大きさがゼロであるゼロベクトルＶ０と、所定の大きさを有する６つのアクティブベクトルとが発生する。なお、図４（ａ）においては、隣り合う２つのアクティブベクトルＶｊ，Ｖｋと、その間のセクターとを示している。
【００４２】
モータ２を駆動するための必要電圧Ｖｄｑは、２つのアクティブベクトルＶｊ，ＶｋとゼロベクトルＶ０とを、それぞれ適当な時間（ここでは、ｔｊ，ｔｋ，ｔ０とそれぞれ定義する）で印加することによって合成される。このときの印加時間は、次式（２）の関係を有する。なお、次式（２）において、ｔｐは制御周期である。
【００４３】
【数２】
2014204533.tif 000004
【００４４】
図４（ｂ）は、本実施形態に係るモータドライバ１００のための空間ベクトル図（以下、「第２のダイアグラム（diag.2）」と称す）である。この第２のダイアグラムの特長は、π／３（６０°）の電気角毎に大きさの異なる３つのベクトルがあることであり、そのベクトルの大きさは、ＣＰ回路１１の動作モードによって決まる。
例えば、第２のモードの場合は、第１のコンデンサＣｎｃの直流電圧ｖｎｃに対応したベクトルＶｊ２及びベクトルＶｋ２を出力することができる。一方、第１のモードの場合は、第１のコンデンサＣｎｃの直流電圧ｖｎｃが第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐにより降圧された電圧（ｖｎｃ−ｖｃｐ）に対応したベクトルＶｊ１及びベクトルＶｋ１を出力することができる。逆に、第３のモードの場合は、第１のコンデンサＣｎｃの直流電圧ｖｎｃが第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐにより昇圧された電圧（ｖｎｃ＋ｖｃｐ）に対応したベクトルＶｊ３及びベクトルＶｋ３を出力することができる。
このため、１つのセクターは、図４（ｂ）に示すように、３つのリージョン（reg.1、reg.2、reg.3）に分割できる。また、必要電圧の所望のベクトルＶｄｑは、下表１で示されたベクトルを用いてリージョン毎に実現される。この結果、第３のリージョン（reg.3）では、昇圧された高電圧のＤＣリンク電圧ｖｄｃを出力することができ、第１のリージョン（reg.1）では、降圧された低電圧のＤＣリンク電圧ｖｄｃを出力することができる。
【００４５】
【表１】
2014204533.tif 000005
【００４６】
ここで、第２のコンデンサＣｃｐが電源１の電圧Ｖｓの半分（Ｖｓ／２）で充電されている場合に、ベクトルＶ１（Ｖｊ１、Ｖｋ１）、ベクトルＶ２（Ｖｊ２、Ｖｋ２）及びベクトルＶ３（Ｖｊ３、Ｖｋ３）の大きさの比は、１：２：３となる。なお、図４（ｃ）は、各リージョン（reg.1、reg.2、reg.3）の境界を通る必要電圧のベクトルＶｄｑ（Ｖｄｑ１、Ｖｄｑ２、Ｖｄｑ３、Ｖｄｑ４、Ｖｄｑ５、Ｖｄｑ６）をそれぞれ定義している。また、これらのベクトルの大きさは、電源１の電圧Ｖｓが９０Ｖであり、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが４５Ｖである場合に、下表２で示される。
【００４７】
【表２】
2014204533.tif 000006
【００４８】
図５は、必要電圧のベクトルＶｄｑの大きさが３０Ｖの場合（この場合に、ベクトルＶｄｑは、第１のリージョンを通る）における出力電圧ｖｕｖの波形を示している。制御条件は、電圧レギュレータ２０の制御周波数を１６ｋＨｚとし、出力の基本波周波数を２００Ｈｚとしている。
第１のダイアグラムでは、図５（ａ）に示すように、出力電圧ｖｕｖの振幅が９０Ｖであるが、第２のダイアグラムでは、図５（ｂ）に示すように、出力電圧ｖｕｖの振幅が４５Ｖである。これは、第２のダイアグラムでは、ＤＣリンク電圧ｖｄｃがＣＰ回路１１によって降圧されているからである。さらに、ＴＨＤ（total harmonic distortion：波形の歪み度）に関しても、第１のダイアグラムでは、１５１．８６％であるのに対し、第２のダイアグラムでは、８０．０３％となり、大きく改善された値を示している。このように、本実施形態に係るモータドライバ１００は、出力波形の歪みを低減することもできる。
【００４９】
ところで、第２のダイアグラムでは、各リージョン（reg.1、reg.2、reg.3）がゼロベクトルＶ０を用いて所望のベクトルＶｄｑを作っていた。一方、図６（ａ）に示す第３−ｉのダイアグラム（diag.3-i）及び図６（ｂ）に示す第３−ｉｉのダイアグラム（diag.3-ii）を用いることにより、ベクトルＶｄｑをアクティブベクトルのみで合成が可能である。
この第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムでは、第２のリージョンをさらに２つのサブリージョン（reg.2a、reg.2ｂ）に分割し、第３のリージョンをさらに２つのサブリージョン（reg.３a、reg.3b）に分割している。第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムで使用するベクトルは、リージョン毎に下表３で定義される。
【００５０】
【表３】
2014204533.tif 000007
【００５１】
図６（ｃ）、図６（ｄ）及び図６（ｅ）は、第２のダイアグラム、第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムを使用した場合における、必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖの条件下での出力電圧ｖｕｖの波形を示している。図６（ｃ）に示す第２のダイアグラムでは、出力電圧ｖｕｖが０Ｖと９０Ｖとの２値の振幅を有するのに対し、図６（ｄ）に示す第３−ｉのダイアグラム及び図６（ｅ）に示す第３−ｉｉのダイアグラムでは、出力電圧ｖｕｖが０Ｖと４５Ｖと９０Ｖとの３値を有する。結果として、第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムのＴＨＤは、約６０％であり、第２のダイアグラムのＴＨＤ９０％と比較して、大きく改善されている。ＴＨＤの改善は、所望の必要電圧Ｖｄｑが第３のリージョン（reg.３a、reg.3b）にある場合も可能である。
【００５２】
ところで、第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムの波形は、図６（ｄ）及び図６（ｅ）に示すように、左右非対称となっている。これは、ダイアグラムにおけるサブリージョンの形の非対称性が原因である。これを改善したものが、図７（ａ）に示す第４−ｉのダイアグラム（diag.4-i）と図７（ｂ）に示す第４−ｉｉ（diag.4-ii）のダイアグラムである。この第４−ｉのダイアグラム及び第４−ｉｉのダイアグラムでは、第２のリージョンを４つのサブリージョン（reg.2a、reg.2b、reg.2c、reg.2d）に分割し、第３のリージョンを４つのサブリージョン（reg.3a、reg.3b、reg.3c、reg.3d）に分割している。第４−ｉのダイアグラム及び第４−ｉｉのダイアグラムで使用するベクトルは、リージョン毎に下表４で定義される。
【００５３】
【表４】
2014204533.tif 000008
【００５４】
図７（ａ）及び図７（ｂ）に示すように、第４−ｉのダイアグラム及び第４−ｉｉのダイアグラムにおけるサブリージョンの形は対称性を有しており、図７（ｃ）及び図７（ｄ）に示すように、出力電圧ｖｕｖの波形も左右対称になっている。これらの波形のＴＨＤは、第３−ｉのダイアグラム及び第３−ｉｉのダイアグラムとほぼ同じ値を示している。これにより、例えば、回転方向によるモータ２の駆動性能の違いを抑えることができると考えられる。なお、図７（ｃ）及び図７（ｄ）は、第４−ｉのダイアグラム及び第４−ｉｉのダイアグラムを使用した場合における、必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖの条件下での出力電圧ｖｕｖの波形を示している。
【００５５】
つぎに、本実施形態に係る電圧レギュレータ２０による回生運転時の電圧制御について、図８及び図９を用いて説明する。
回生運転時には、ＤＣリンク電流ｉｄｃは専ら負となる。このとき、ＣＰ回路１１の動作は強制的に第４のモードに移行し、ＤＣリンク電圧ｖｄｃを昇圧する。仮に、電圧レギュレータ２０が第４のモードの移行を感知しないままＣＰ回路１１及びインバータ３０の制御を行った場合に、モータドライバ１００（インバータ３０）からの実際の出力電圧は意図したものとは異なり、その結果、モータ２の駆動動作に悪影響を与える。
従って、ＤＣリンク電流ｉｄｃの方向（符号）を推定する必要がある。これは、電流ベクトルＩｄｑと印加する電圧ベクトルとの位相差θを使って行うことができる。すなわち、ＤＣリンク電流ｉｄｃは、この位相差θがπ／２（９０°）を超えたときに、負となる。
【００５６】
位相差θは、図８（ａ）に示すように、４つのレンジ（第１のレンジ（range I）、第２のレンジ（range II）、第３のレンジ（range III）、第４のレンジ（range IV））に分けられる。
第１のレンジでは、ベクトルＶｊ又はベクトルＶｋのいずれを印加しても、ＤＣリンク電流ｉｄｃは正となる。それ故に、前述した第２のダイアグラム、第３−ｉのダイアグラム若しくは第３−ｉｉのダイアグラム、又は、第４−ｉのダイアグラム若しくは第４−ｉｉのダイアグラムのいずれかを使用することができる。
【００５７】
また、第２のレンジでは、ベクトルＶｊと電流ベクトルＩｄｑの位相差はπ／２を超えるが、ベクトルＶｋと電流ベクトルＩｄｑの位相差はπ／２を超えない。それ故に、ベクトルＶｊを印加する場合は、ベクトルＶｊ３のみが適用可能であり、一方、ベクトルＶｋを印加する場合は、ベクトルＶｋ１、ベクトルＶｋ２又はベクトルＶｋ３のいずれでも印加可能である。従って、図８（ｂ）に示す第５−ｉのダイアグラム（diag.5-i）は、第２のレンジで使用可能であり、この場合のベクトルを下表５に示す。
【００５８】
【表５】
2014204533.tif 000009
【００５９】
第２のレンジと対称的に、第３のレンジでは、ベクトルＶｋの印加が負のＤＣリンク電流ｉｄｃを生じさせる。このため、図８（ｃ）に示す第５−ｉｉのダイアグラム（diag.5-ii）が適用可能であり、この場合のベクトルを下表６に示す。
【００６０】
【表６】
2014204533.tif 000010
【００６１】
また、第４のレンジでは、ベクトルＶｊ又はベクトルＶｋのいずれを印加しても、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になるため、ベクトルＶｊ３又はベクトルＶｋ３が印加可能であり、結果として、図８（ｄ）に示す第５−ｉｉｉのダイアグラム（diag.5-iii）の使用が可能である。
【００６２】
図９は、これらの第５−ｉのダイアグラム、第５−ｉｉのダイアグラム及び第５−ｉｉｉのダイアグラムを使用した場合における、必要電圧Ｖｄｑが５５Ｖの条件下での出力電圧ｖｕｖの波形を示したものである。図９（ａ）及び図９（ｂ）に示すように、第５−ｉのダイアグラム及び第５−ｉｉのダイアグラムの波形は左右非対称となっており、これらのＴＨＤは、図６（ｃ）に示す第２のダイアグラムにおける出力波形のＴＨＤとほぼ同じ値である。さらに、図９（ｃ）に示す第５−ｉｉｉのダイアグラムにおける出力波形のＴＨＤは、第５−ｉのダイアグラム及び第５−ｉｉのダイアグラムにおける出力波形のＴＨＤより悪化しているが、左右対称の電圧波形となっている。従って、ＴＨＤの悪化を無視すれば、第５−ｉのダイアグラム及び第５−ｉｉのダイアグラムの替わりに、第５−ｉｉｉのダイアグラムを使用することも可能である。
【００６３】
つぎに、本実施形態に係るモータドライバ１００のエネルギー管理について、図１０〜図１２（ａ）を用いて説明する。
本実施形態に係るモータドライバ１００が十分な性能を持ってモータ２を駆動し続けるためには、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが一定に保たれなければならない。つまり、第２のコンデンサＣｃｐの入力及び出力の電力量は、平衡しなければならない。
この場合に、第２のコンデンサＣｃｐからの出力電力を増加させることは容易であり、充電動作を行うことなく、モータ２を駆動するだけでよい。一方、モータ２を駆動しながら入力電力を増加させるためには電力の入出力特性について詳細に検証する必要がある。
以下、前述した各ダイアグラムにおける電力の入出力の特性について検証する。
【００６４】
まず、第２のコンデンサＣｃｐの入力電力を増加させるダイアグラムの特性について説明する。
図１０は、必要電圧Ｖｄｑに対する第２のコンデンサＣｃｐから出力される電力Ｐｃｐについて示したものである。
図１０に示すように、電力Ｐｃｐはダイアグラムによって異なることが分かる。
例えば、第２のダイアグラム（diag.2）の電力Ｐｃｐは、必要電圧Ｖｄｑが電圧Ｖｄｑ２より低い場合に負の値（充電を意味する）を示し、一方、必要電圧Ｖｄｑが電圧Ｖｄｑ３より高い場合に正の値（放電を意味する）を示している。
【００６５】
第３のダイアグラム（diags.3（diag.3-i、diag.3-ii））及び第４のダイアグラム（diags.4（diag.4-i、diag.4-ii））は、第２のダイアグラム（diag.2）に対して、広い充電範囲を有し、８０Ｖ＜Ｖｄｑ＜１２０Ｖにおける放電電力も小さい値を示しており、第２のダイアグラム（diag.2）より優れていることが分かる。
また、これらの電力Ｐｃｐは、力率角δにも依存している。特に、力率角δが０の場合に最も大きな入出力電力Ｐｃｐを示している。また、第３のダイアグラム（diags.3（diag.3-i、diag.3-ii））及び第４のダイアグラム（diags.4（diag.4-i、daig.4-ii））の電力Ｐｃｐの値は、力率角δが０の場合にほぼ同じであるが、力率角δが負の方向に大きくなるにつれて、違いが生じている。
【００６６】
つまり、第４のダイアグラム（diags.4（diag.4-i、diag.4-ii））の電力Ｐｃｐは、ｃｏｓδに比例して減少しているが、第３のダイアグラム（diags.3（diag.3-i、diag.3-ii））の電力Ｐｃｐは、そのような変化ではない。さらに、第３−ｉのダイアグラム（diag.3-i）及び第３−ｉｉのダイアグラム（diag.3-ii）の電力Ｐｃｐの減少の傾向は互いに異なり、第３−ｉｉのダイアグラム（diag.3-ii）は、第３−ｉのダイアグラム（diag.3-i）に対して、充電量が大きく、放電量が小さいため、第３−ｉのダイアグラム（diag.3-i）より優れていることが分かる。
なお、これらは遅れ力率の場合であるが、進み力率の場合は、第３−ｉのダイアグラム（diag.3-i）と第３−ｉｉのダイアグラム（diag.3-ii）との関係は逆になる。一般的に、モータ２の力行運転時には、遅れ力率となるため、第３−ｉｉのダイアグラム（diag.3-ii）が第２のコンデンサＣｃｐの充電に最も適していることが分かる。
【００６７】
つぎに、第２のコンデンサＣｃｐの出力電力を増加させるダイアグラムについて説明する。
第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐは、過電圧を防止するために、一定の値以下に抑えなければならない。この電圧ｖｃｐの制限（低減）は、図１１（ａ）に示す第６−ｉのダイアグラム（diag.6-i）、図１１（ｂ）に示す第６−ｉｉのダイアグラム（diag.6-ii）、図１１（ｃ）に示す第７−ｉのダイアグラム（diag.7-i）及び図１１（ｄ）に示す第７−ｉｉのダイアグラム（diag.7-ii）を用いることにより、容易に実現することができる。
なお、第６−ｉのダイアグラム及び第６−ｉｉのダイアグラムでは、第３のリージョンを２つのサブリージョン（reg.3a、reg.3b）に分割しており、第６−ｉのダイアグラム及び第６−ｉｉのダイアグラムで使用するベクトルは、リージョン毎に下表７で定義される。
【００６８】
【表７】
2014204533.tif 000011
【００６９】
また、第７−ｉのダイアグラム及び第７−ｉｉのダイアグラムでは、第３のリージョンを４つのサブリージョン（reg.3a、reg.3b、reg.3c、reg.3d）に分割しており、第７−ｉのダイアグラム及び第７−ｉｉのダイアグラムで使用するベクトルは、リージョン毎に下表８で定義される。
【００７０】
【表８】
2014204533.tif 000012
【００７１】
また、前述した第５−ｉｉｉのダイアグラムも同じ目的で使用可能である。
図１２（ａ）は、必要電圧Ｖｄｑに対する第２のコンデンサＣｃｐから出力される電力Ｐｃｐについて示したものである。
これらのダイアグラム（第５−ｉｉｉのダイアグラム（diag.5-iii）、第６のダイアグラム（diags.6（diag.6-i、diag.6-ii））、第７のダイアグラム（diags.7（diag.7-i、diag.7-ii）））は、ＣＰ回路１１の動作モードである第１のモードを伴っていないため、力行運転時に、第２のコンデンサＣｃｐの充電を行わず、放電のみとなる。特に、第５−ｉｉｉのダイアグラム（diag.5-iii）は、必要電圧Ｖｄｑの全域に亘って放電を行うため、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを最も急速に低減可能なダイアグラムだといえる。
【００７２】
つぎに、停止状態でのプリチャージの技術について、図１２（ｂ）を用いて説明する。
本実施形態に係るモータドライバ１００では、第２のコンデンサＣｃｐが充電されていることが前提である。前述したように、モータ２を駆動することにより、第２のコンデンサＣｃｐを充電することも可能であるが、モータドライバ１００が組み込まれる装置によっては、停止状態で事前に充電を行う必要がある。このため、前述した非特許文献１に開示されるｄ軸電圧加振は、停止状態での充電が可能であり、この手法を本実施形態に係るモータドライバ１００に適用することにする。
【００７３】
モータドライバ１００がモータ２を停止する制御を行っている間、要求される必要電圧Ｖｄｑは、一般的にとても小さく、従って、必要電圧Ｖｄｑは、ベクトル空間において、第１のリージョンを指す。この第１のリージョンでは、ベクトルＶｊ１及びベクトルＶｋ１が適切な時間だけ印加され、所望のベクトルが合成される。そして、制御周期ｔｐのうち残りの時間は、ゼロベクトルＶ０が印加される。
ｄ軸電圧加振は、本来、ゼロベクトルＶ０が印加される時間ｔ０を、図１２（ｂ）に示すベクトルＶｄｐ及びベクトルＶｄｎの印加に使用する。また、ｄ軸電圧加振は、ｄ軸電流Ｉｄが流れている状態で動作する。
ベクトルＶｄｐは、ｄ軸電流のベクトルＩｄと同じ方向を向き、ベクトルＶｄｎは、ｄ軸電流のベクトルＩｄと逆方向を向く。そして、ベクトルＶｄｐ及びベクトルＶｄｎの大きさは同じである。従って、これらの電圧を印加することは、ゼロベクトルＶ０を印加することと同じである。ベクトルＶｄｐの合成時間をｔｄｐと定義し、ベクトルＶｄｎの合成時間をｔｄｎと定義すると、次式（３）の関係式を満足する。
【００７４】
【数３】
2014204533.tif 000013
【００７５】
ベクトルＶｄｐは、ベクトルＶｊ１及びベクトルＶｋ１から合成されるが、これらは、ＣＰ回路１１が第１のモードで駆動されているときのベクトルである。そして、このベクトルＶｄｐはｄ軸電流Ｉｄを増加させる。反対に、ベクトルＶｄｎはｄ軸電流Ｉｄを減少させる。
このとき、ベクトルＶｄｐによる増加量とベクトルＶｄｎによる減少量とは同じであるため、ｄ軸電流のベクトルＩｄは小さな振幅を持ちながらも一定の値を維持する。
また、ベクトルＶｄｎが印加されている場合は、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になるため、ＣＰ回路１１の動作モードは第４のモードになり、このベクトルを合成するために、ベクトルＶｊ’３及びベクトルＶｋ’３（ベクトルＶｊ’３及びベクトルＶｋ’３は、ベクトルＶｊ１及びベクトルＶｋ１の方向の逆方向をそれぞれ向いている）を使用する。従って、合成時間ｔｄｐ及び合成時間ｔｄｎは、次式（４）で表される。
【００７６】
【数４】
2014204533.tif 000014
【００７７】
つぎに、本実施形態に係るモータドライバ１００を用いた実験について、図１３を用いて説明する。
図１３（ａ）は、本実施形態に係るモータドライバ１００のための制御ブロック図を示す。
実験では、第２のコンデンサＣｃｐとして、４５ＶでプリチャージされたＥＤＬＣを使用する。また、第１のコンデンサＣｎｃの静電容量は１０００μＦであり、直流電圧源（電源１）の電圧Ｖｓは９０Vである。
制御器４０は、図１３（ａ）に示すように、モータ２の回転速度Nを速度パターン（Speed pattern）の指令に追従させるために必要な電流をｑ軸電流指令ｉｑ＊として出力する速度コントローラ４１と、ｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ＊に追従させる電流コントローラ４２と、を備える。なお、ｄ軸電流ｉｄは、ｑ軸電圧加振によるプリチャージ時に５．０Ａに制御され、モータ２の駆動時に０Ａに制御される。また、これらのｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、モータ２に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗから計算される。
また、電流コントローラ４２は、所望の必要電圧Ｖｄｑを出力し、この必要電圧Ｖｄｑが電圧レギュレータ２０に入力される。
【００７８】
電圧レギュレータ２０は、図１３（ｂ）に示す流れに従って、使用するダイアグラムを決定する。
電流ベクトルＩｄｑと印加する電圧ベクトルとの位相差θが求められ、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になるタイミングがあれば、位相角θのレンジに応じて、第５のダイアグラム（第５−ｉのダイアグラム、第５−ｉｉのダイアグラム、第５−ｉｉｉのダイアグラム）の中から最適なものが選択される。しかし、電流ベクトルＩｄｑの電流値Ｉｄｑが小さい場合には、位相角θが制御周期の間に大きく変動し、適切な選択が行われない可能性もある。
【００７９】
そこで、本実施形態においては、電流値Ｉｄｑと閾値Ｉｔｈ（実験では、その値を０．１Ａとした）を比較し（第１のステップＳ１）、電流値Ｉｄｑが閾値Ｉｔｈより小さい場合に、第５−ｉｉｉのダイアグラムを採用（実行）することにした（第４ｄのステップＳ４ｄ）。
そして、位相角θの推定（第２のステップＳ２）の結果に基づき、レンジを判断する（第３のステップＳ３）。
【００８０】
第３のステップＳ３において、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になると判断すれば、位相角θのレンジに応じて、位相角θが第２のレンジであれば、第５−ｉのダイアグラムを実行し（第４ｂのステップＳ４ｂ）、位相角θが第３のレンジであれば、第５−ｉｉのダイアグラムを実行し（第４ｃのステップＳ４ｃ）、位相角θが第４のレンジであれば、第５−ｉｉｉのダイアグラムを実行する（第４ｄのステップＳ４ｄ）。
【００８１】
また、第３のステップＳ３において、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になることがないと判断すれば（位相角θが第１のレンジであれば）、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを識別し（第４ａのステップＳ４ａ）、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを増加させるか又は減少させるかを判断する（第５のステップＳ５）。
第５のステップＳ５において、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを増加させたい間は、第２〜第４のダイアグラムのいずれかを使用し（第６ａのステップＳ６ａ）、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを減少させたい間は、第５−ｉｉｉのダイアグラム、第６のダイアグラム又は第７のダイアグラムのいずれかを使用する（第６ｂのステップＳ６ｂ）。
【００８２】
なお、この実験では、第６ａのステップＳ６ａに使用するダイアグラムとして第３−ｉｉのダイアグラムを採用し、第６ｂのステップＳ６ｂに使用するダイアグラムとして第５−ｉｉｉのダイアグラムを採用した。
そして、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが所定の高圧値ｖｃｐＨに達したときは、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが所定の低圧値ｖｃｐＬに減少するまで、第５−ｉｉｉのダイアグラムを使用する。
また、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが所定の低圧値ｖｃｐＬに達したときは、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐが所定の高圧値ｖｃｐＨに増加するまで、第３−ｉｉのダイアグラムを再び起用される。
なお、実験では、所定の低圧値ｖｃｐＬを４４．７５Ｖに設定し、所定の高圧値ｖｃｐＨを４５．２５Vに設定した。
【００８３】
つぎに、本実施形態に係るモータドライバ１００を用いた実験の実験結果について、図１４及び図１５を用いて説明する。
図１４（ａ）は、プリチャージ時の動作波形を示している。ＤＣリンク電圧ｖｄｃは、図１４（ａ）に示すように、２つのレベルを持って振動している。
ＤＣリンク電圧ｖｄｃが低いレベルを示している時は、ＣＰ回路１１が第１のモードで動作しており、ＤＣリンク電流ｉｄｃが正になり、モータ２に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの大きさが増加している。
対称的に、ＤＣリンク電圧ｖｄｃが高いレベルを示している時は、ＣＰ回路１１が第４のモードで動作しており、ＤＣリンク電流ｉｄｃが負になり、モータ２に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの大きさが減少している。
この動作により、第２のコンデンサＣｃｐの充電電流ｉｃｐは、第２のコンデンサＣｃｐを充電する方向に、断続的に流れ続けていることが分かる。
図１４（ｂ）は、この充電動作中における第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを示したグラフであり、モータ２の回転速度Ｎを０に制御しながら（モータ２を停止したまま）、第２のコンデンサＣｃｐの充電に成功していることが分かる。
【００８４】
図１５（ａ）は、加減速運転時の結果を示す。図１５（ａ）に示すように、モータ２の回転速度Ｎが大きくなるにつれて、必要電圧Ｖｄｑが高くなるが、それと共に、ＣＰ回路１１の第１のスイッチＱｃ１及び第２のスイッチＱｃ２がオンとなる期間が増えており、それに対応して、ＤＣリンク電圧ｖｄｃが上昇している。
すなわち、加速時においては、ｑ軸電流ｉｑが高速度でも減衰することなく出力できていることが分かる。また、減速時においては、モータ２の回転速度Ｎを制御するために、回生運転と力行運転とが混在するにもかかわらず、ｑ軸電流ｉｑ及び回転速度Ｎを安定して制御できていることが分かる。
【００８５】
図１５（ｂ）は、加減速の繰り返し運転を行ったものである。図１５（ｂ）に示すように、電圧制御の際に用いられるダイアグラムを変更するだけで、運転中に、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを増加させたり、減少させたりすることができていることが分かる。これにより、本実施形態に係るモータドライバ１００は、十分な昇圧特性を維持したまま、永続的に運転を行えることがわかる。
【００８６】
以上のように、本実施形態に係る電圧調整装置１０は、第１のコンデンサＣｎｃと、第２のコンデンサＣｃｐ、４つのダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）及び２つのスイッチ（ＱＣ１、ＤＣ２）でブリッジ回路をなすＣＰ回路１１と、から構成され、インダクタを使用しないため、装置の小型化及び軽量化を図ることができるという作用効果を奏する。
【００８７】
また、本実施形態に係るモータドライバ１００は、ＤＣリンク電圧ｖｄｃを３つのレベル（昇圧（高圧）、中圧、降圧（低圧））に変更することができると共に、モータ２の力行運転時にも第２のコンデンサＣｃｐを充電することができ、モータ２の駆動効率を向上することができるという作用効果を奏する。
【００８８】
特に、本実施形態に係るモータドライバ１００は、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）法を適用した電圧レギュレータ２０により空間ベクトルのダイアグラムを用いることで、出力電圧の波形の歪み度（ＴＨＤ）を低減して改善することができると共に、空間ベクトルダイアグラムを変更するだけで、第２のコンデンサＣｃｐの電圧ｖｃｐを一定の範囲内に制御することができるという作用効果を奏する。
また、モータドライバ１００は、十分な昇圧特性を持ってモータ２を永続的に駆動し続けることができるという作用効果を奏する。
【００８９】
なお、本実施形態に係るモータドライバ１００は、対象製品として、サーボシステムの他、電気自動車（Electric vehicle：ＥＶ）やハイブリッド自動車（Hybrid vehicle：ＨＶ）や電車などのモータ駆動の製品であれば、適用可能である。
【符号の説明】
【００９０】
１      電源
２      モータ
１０    電圧調整装置
１１    ＣＰ回路
１１ａ  一端
１１ｂ  他端
２０    電圧レギュレータ
３０    インバータ
３０ａ  一端
３０ｂ  他端
４０    制御器
４１    速度コントローラ
４２    電流コントローラ
１００  モータドライバ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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