(57)【要約】【課題】廉価な電界効果型トランジスタを用いて消費電力低減を図る。【解決手段】モーター１１０のコイル１１１〜１１３の一端部を個々に電源側に接続する第一の電界効果型トランジスタ２１，２３，２５と、個々にグランド側に接続する第二の電界効果型トランジスタ２２，２４，２６とを備え、いずれか二つのコイルに対する給電状態と循環状態とを交互に行うＰＷＭ制御を行う制御回路１３と、モーター電流の電流検出部１５とを備え、制御回路は、循環状態において、二つのコイルに電流を帰還させる第二の電界効果型トランジスタに対して同期整流と非同期整流とを選択的に実行すると共に、直前の給電状態での電流検出部の検出電流値が、同期整流による電力損失が非同期整流による電力損失を上回る電力の損失交錯点に対応する閾値に満たない場合には同期整流、閾値以上の場合には非同期整流を実行する。【選択図】  図６
2014090583.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スター結線された三相のコイルを備えるモーターに対してバイポーラ駆動を行う為に、それぞれのコイルの一端部を個々に電源側に接続する三つの第一の電界効果型トランジスタと、それぞれのコイルの一端部を個々にグランド側に接続する三つの第二の電界効果型トランジスタとを備え、
前記三相のコイルの内の二つのコイルに対して、電源から電流が流れる給電状態と電流が循環する循環状態とを任意の比率で交互に繰り返すＰＷＭ制御を行う制御回路とを備えるモーター制御装置において、
モーター電流を検出する電流検出部を備え、
前記制御回路は、
前記循環状態において、前記二つのコイルに電流を帰還させる前記第二の電界効果型トランジスタに対して、ゲート電圧を印加しながら逆バイアス電流を流す同期整流と、前記ゲート電圧を印加せずに逆バイアス電流を流す非同期整流とを選択的に実行すると共に、
直前の前記給電状態での前記電流検出部の検出電流値が、前記同期整流による電力損失が前記非同期整流による電力損失を上回る電力の損失交錯点に対応する閾値に満たない場合には前記同期整流を実行することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
スター結線された三相のコイルを備えるモーターに対してバイポーラ駆動を行う為に、それぞれのコイルの一端部を個々に電源側に接続する三つの第一の電界効果型トランジスタと、それぞれのコイルの一端部を個々にグランド側に接続する三つの第二の電界効果型トランジスタとを備え、
前記三相のコイルの内の二つのコイルに対して、電源から電流が流れる給電状態と電流が循環する循環状態とを任意の比率で交互に繰り返すＰＷＭ制御を行う制御回路とを備えるモーター制御装置において、
前記制御回路は、
前記循環状態において、前記二つのコイルに電流を帰還させる前記第二の電界効果型トランジスタに対して、ゲート電圧を印加しながら逆バイアス電流を流す同期整流と、前記ゲート電圧を印加せずに逆バイアス電流を流す非同期整流とを選択的に実行すると共に、
前記ＰＷＭ制御のデューティ比の値が、前記同期整流による電力損失が前記非同期整流による電力損失を上回る電力の損失交錯点に対応する閾値に満たない場合には前記同期整流を実行することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
前記制御回路は、
電源側の供給電圧値の変化に対応して個々に定められた、前記電力の損失交錯点に対応する前記デューティ比の閾値を記憶する記憶部を備えると共に、
前記電源側の供給電圧に応じて前記電力の損失交錯点に対応する前記デューティ比の閾値を決定することを特徴とする請求項２記載のモーター制御装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記第二の電界効果型トランジスタに対するゲート電圧印加による消費電力に対応する値を下限値、前記電力の損失交錯点に対応する閾値を上限値として、当該下限値から上限値の間で前記同期整流を実行することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ(Pulse width modulation)制御を行うモーター制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＰＷＭ制御によるモーター制御装置として、モーターの所定のコイルに対してＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、以下、単にＦＥＴとする)等の電界効果型トランジスタを用いて通電を行う場合に、ＰＷＭのOFF期間に循環電流を還流するＦＥＴのボディダイオード（寄生ダイオードともいう）の損失を低減するために、ＦＥＴのゲートをＯＮし、ダイオード電流とその損失を分散する、所謂「同期整流」方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、他の先行技術として、ＦＥＴを用いた整流回路において、回路に流れる電流の小さい領域では同期整流を行うためのＦＥＴのゲート電圧印加による電力損失が、ボディダイオードによる電力損失低減の効果を上回る場合があることに着目して、電流が所定値に満たない場合には同期整流を行わないように制御することが提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平５−２１１７８０号公報
【特許文献２】特開２０００−３５４３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、モーター制御装置では１〜20[Ａ]のような幅広いモーター巻線電流を制御することがしばしば必要となる。
特許文献１及び２の先行技術をモーター制御装置のＰＷＭ制御に適用した場合、そのOFF期間において、ＦＥＴのゲート電圧印加による電力損失を考慮したモーター電流が非常に小さい場合以外で同期整流を行うことで、ボディダイオードの損失を低減することができ、これによりＦＥＴのゲートの駆動電流に基づく損失を低減することが可能である。
【０００６】
上記従来のモーター制御装置において、幅広いモーター巻き線電流に対応する為には、電流定格が大きいＦＥＴが必要となる。ところが、ＦＥＴの電流定格を大きくするには素子の接合面積を拡大することが必要であり、これによる素子サイズの大型化やコストの上昇が電流定格の大きいＦＥＴの使用を困難としていた。
【０００７】
本発明は、定格電流の小さいＦＥＴを用いて好適なモーター制御を行うことをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１記載の発明は、スター結線された三相のコイルを備えるモーターに対してバイポーラ駆動を行う為に、それぞれのコイルの一端部を個々に電源側に接続する三つの第一の電界効果型トランジスタと、それぞれのコイルの一端部を個々にグランド側に接続する三つの第二の電界効果型トランジスタとを備え、前記三相のコイルの内の二つのコイルに対して、電源から電流が流れる給電状態と電流が循環する循環状態とを任意の比率で交互に繰り返すＰＷＭ制御を行う制御回路とを備えるモーター制御装置において、モーター電流を検出する電流検出部を備え、前記制御回路は、前記循環状態において、前記二つのコイルに電流を帰還させる前記第二の電界効果型トランジスタに対して、ゲート電圧を印加しながら逆バイアス電流を流す同期整流と、前記ゲート電圧を印加せずに逆バイアス電流を流す非同期整流とを選択的に実行すると共に、直前の前記給電状態での前記電流検出部の検出電流値が、前記同期整流による電力損失が前記非同期整流による電力損失を上回る電力の損失交錯点に対応する閾値未満の場合には前記同期整流を実行し、前記閾値以上となる場合には前記非同期整流を実行することを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明は、スター結線された三相のコイルを備えるモーターに対してバイポーラ駆動を行う為に、それぞれのコイルの一端部を個々に電源側に接続する三つの第一の電界効果型トランジスタと、それぞれのコイルの一端部を個々にグランド側に接続する三つの第二の電界効果型トランジスタとを備え、前記三相のコイルの内の二つのコイルに対して、電源から電流が流れる給電状態と電流が循環する循環状態とを任意の比率で交互に繰り返すＰＷＭ制御を行う制御回路とを備えるモーター制御装置において、前記制御回路は、前記循環状態において、前記二つのコイルに電流を帰還させる前記第二の電界効果型トランジスタに対して、ゲート電圧を印加しながら逆バイアス電流を流す同期整流と、前記ゲート電圧を印加せずに逆バイアス電流を流す非同期整流とを選択的に実行すると共に、前記ＰＷＭ制御のデューティ比の値が、前記同期整流による電力損失が前記非同期整流による電力損失を上回る電力の損失交錯点に対応する閾値未満の場合には前記同期整流を実行し、前記閾値以上となる場合には前記非同期整流を実行することを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明と同様の構成を備えると共に、前記制御回路は、電源側の供給電圧値の変化に対応して個々に定められた、前記電力の損失交錯点に対応する前記デューティ比の閾値を記憶する記憶部を備えると共に、前記電源側の供給電圧に応じて前記電力の損失交錯点に対応する前記デューティ比の閾値を決定することを特徴とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明と同様の構成を備えると共に、前記制御回路は、前記第二の電界効果型トランジスタに対するゲート電圧印加による消費電力に対応する値を下限値、前記電力の損失交錯点に対応する閾値を上限値として、当該下限値から上限値の間で前記同期整流を実行することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１記載の発明は、モーターのＰＷＭ制御を行う場合に、検出モーター電流値と予め定められた電力の損失交錯点に対応する閾値との比較結果に基づいて、同期整流の実行の有無を決定する。
これにより、同期整流による電力の損失がボディダイオードによる電力損失を上回る電流値（電力の損失交錯点に対応する閾値と同値）が比較的小さい電界効果型トランジスタを第二の電界効果型トランジスタとして使用した場合であって、当該第二の電界効果型トランジスタに大きな循環電流が流れる場合でも、同期整流による電力損失を回避することが可能となる。
従って、モーター制御装置の第二の電界効果型トランジスタとして、素子の接合面積が小さい安価で小型のものを使用することができ、装置のコストの低減を図りつつも消費電力の低減を実現することが可能となる。
【００１３】
請求項２記載の発明は、モーターのＰＷＭ制御を行う場合に、当該ＰＷＭ制御のデューティ比の値と予め定められた電力の損失交錯点に対応する閾値との比較結果に基づいて、同期整流の実行の有無を決定する。なお、「ＰＷＭ制御のデューティ比の値」とはＰＷＭ制御のON期間の比率を示す。
このＰＷＭ制御のデューティ比はモーター電流値と概ね対応する関係にあるので、当該ＰＷＭ制御のデューティ比の値について予め定められた電力の損失交錯点に対応する閾値に基づいて、同期整流の実行の有無を決定することにより、請求項１記載の発明と同様にして、第二の電界効果型トランジスタに大きな循環電流が流れる場合でも同期整流による電力損失を回避することが可能となる。
従って、モーター制御装置の第二の電界効果型トランジスタとして、素子の接合面積が小さい安価で小型のものを使用することができ、装置のコストの低減を図りつつも消費電力の低減を実現することが可能となる。
【００１４】
請求項３記載の発明は、電源側の供給電圧に応じて、電力の損失交錯点に対応するデューティ比の閾値が個々に定められているので、電源側の供給電圧によって変動するデューティ比について、より適切な閾値を定めることが出来、より効率的に消費電力の低減を実現することが可能となる。
【００１５】
請求項４記載の発明は、電界効果型トランジスタに対する同期整流実行時には、ゲート電圧印加による電力消費の発生が不可避であるため、非同期整流時におけるボディダイオードによる電力消費とゲート電圧印加による電力消費とが一致する電流値又はこれに対応するデューティ比の値を予め下限値として定め、当該下限値から前述した力の損失交錯点に対応する閾値までを上限値として、その間で同期整流を実行する。
このため、第二の電界効果型トランジスタを流れる循環電流が小さい範囲での同期整流による電力消費を回避することが出来、より効率的に消費電力の低減を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】ミシンの主制御構成を示すブロック図である。
【図２】モーター制御装置の具体的構成を示すブロック図である。
【図３】一般的なＭＯＳＦＥＴにおけるドレイン−ソース間電流とドレイン−ソース間に生じる電圧降下との関係を示す線図である。
【図４】モーター制御装置のＭＯＳＦＥＴの電流−動作抵抗特性を示す線図である。
【図５】モーター制御装置の各ＦＥＴの駆動信号及びモーターの各コイルの電流値の電気角度ごとの変化を示す線図である。
【図６】Ｕ，Ｖ相コイルに対して給電、循環を行うＦＥＴに対する制御信号及び各ＦＥＴと各コイルに流れる電流を示した線図である。
【図７】サーボモーターの速度変化のパターンとその時の電流値の変化を示した説明図である。
【図８】第三の実施形態におけるモーター制御装置の具体的構成を示すブロック図である。
【図９】図８の制御回路内のメモリに記憶されたデータテーブルの概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
［第一の実施形態］
以下、第一の実施形態として、ミシン１００の駆動源となるミシンモーターとして搭載されたサーボモーター１１０に対する制御を行うモーター制御装置１０について説明する。
【００１８】
［ミシン概略］
図１はミシン１００の主制御構成を示すブロック図である。図示のようにミシン１００には、外部電源１０１から引き出された直流給電線１０２と、サーボモーター１１０を駆動するためのモーター制御装置１０と、ミシン全体を制御する制御部１０３と、制御部１０３に対して各種操作指示を入力する操作パネル１０４と、縫い開始及び停止並びに縫い速度等を入力するペダル１０５と、制御部１０３に対して電力を供給する制御部用電源１０６とが設けられている。
このミシン１００は、基本的な動作として、ペダル１０５が踏み込まれると、サーボモーター１１０が駆動を開始し、ペダル１０５の踏み込み量に応じた回転数でサーボモーター１１０が回転を行い、ペダル１０５の踏み込みが解除されるとサーボモーター１１０が停止するよう制御される。
【００１９】
［モーター制御装置概略］
図２はモーター制御装置１０の具体的構成を示すブロック図である。図２に示すように、サーボモーター１１０はいわゆる三相交流モーターであり、Ｕ相コイル１１１、Ｖ相コイル１１２、Ｗ相コイル１１３を備え、これらコイル１１１，１１２，１１３の一端部がスター結線されている。
そして、モーター制御装置１０は、外部電源１０１に接続された電力貯蔵部１２と、Ｕ相コイル１１１の他端部を電源側に接続する第一の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｕ２１と、Ｕ相コイル１１１の他端部をグランド側に接続する第二の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２と、Ｖ相コイル１１２の他端部を電源側に接続する第一の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｖ２３と、Ｖ相コイル１１２の他端部をグランド側に接続する第二の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４と、Ｗ相コイル１１３の他端部を電源側に接続する第一の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｗ２５と、Ｗ相コイル１１３の他端部をグランド側に接続する第二の電界効果型トランジスタとしてのＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６と、ペダル１０５の操作に応じて制御部１０３から入力される回転の駆動開始若しくは停止又は回転速度の動作指令に応じてＦＥＴ−Ｕ２１，ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２，ＦＥＴ−Ｖ２３，ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４，ＦＥＴ−Ｗ２５，ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６（以下、これらを総称してＦＥＴ２１〜２６とする）のそれぞれにＰＷＭ制御に基づくＦＥＴ制御信号を出力する制御回路１３と、制御回路１３からのＦＥＴ制御信号を増幅して各ＦＥＴ２１〜２６に入力するモーター駆動回路であるプリドライバ１４と、モーター電流を検出する電流検出部としての電流検出抵抗１５とを備えている。
なお、各ＦＥＴ２１〜２６について、制御回路１３からプリドライバ１４に対して入力するＦＥＴ制御信号をそれぞれ、PWN-U、PWN-V、PWN-W、PWN-U(N)、PWN-V(N)、PWN-W(N)信号とする。
【００２０】
上記電力貯蔵部１２はコンデンサーからなり、外部電源１０１からの供給電力を貯蔵して消費電力の急変に対応すると共に、サーボモーター１１０の制動時に生じる回生電力の貯蔵も行う。
【００２１】
上記各ＦＥＴ２１〜２６はいずれもいわゆるＭＯＳＦＥＴであり、各々がソース−ドレイン間にボディダイオード（寄生ダイオードともいう）２１１〜２６１を内蔵している。
そして、ＦＥＴ−Ｕ２１，ＦＥＴ−Ｖ２３，ＦＥＴ−Ｗ２５は、外部電源１０１から各コイル１１１，１１２，１１３に電流が流れる経路に対して順バイアスで接続され、各々のボディダイオード２１１，２３１，２５１は逆バイアスで接続されている（ドレイン側が電源、ソース側がコイルに接続されている）。
また、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２，ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４，ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６は、各コイル１１１，１１２，１１３からグランドに電流が流れる経路に対して順バイアスで接続され、各々のボディダイオード２２１，２４１，２６１は逆バイアスで接続されている（ドレイン側がコイル、ソース側がグランドに接続されている）。
【００２２】
[一般的なＭＯＳＦＥＴの特性]
ここで、図３に基づいて一般的なＭＯＳＦＥＴにおけるドレイン−ソース間電流とドレイン−ソース間に生じる電圧降下との関係について説明する。
図３における縦軸の正の象限はドレイン側からソース側に向かって流れる電流値であり、負の象限はソース側からドレイン側に向かって電流が流れる場合を示す。横軸の正の象限は個々の電流値においてドレイン側からソース側にかけて生じる電圧降下の値を示しており、負の象限はソース側からドレイン側にかけて生じる電圧降下の値を示している。また、図３における実線は、ゲート電圧を10[V]印加した場合を示し、破線はゲート電圧0[V]の場合を示している。なお、ゲート電圧を0[V]とした場合、ドレイン側からソース側に向かって電流はほとんど流れないので破線の正の象限における図示は省略する。
【００２３】
図３に示すＭＯＳＦＥＴは、実線の特性曲線に示すように、ゲート電圧を印加した状態でもドレイン−ソース間において所定の電圧降下を生じ、ソース側からドレイン側に電流を流す場合も電圧降下を生じる。
この場合、接合面積が大きな大型のＭＯＳＦＥＴの場合には、接合部の抵抗が小さいので、同期整流時（ゲート電圧を印加した状態でソース側からドレイン側に電流を流す場合）において、電流値が大きな場合でもソースとドレインの間の電圧降下をボディダイオードによる電圧降下（非同期整流時の電圧降下）より小さくすることが可能である。
しかしながら、一般的なＭＯＳＦＥＴは、大電流に対応するほど接合面積が大きくないので、ソース側からドレイン側に流す電流値が10[A]を超えると、ゲート電圧を印加しない状態（非同期整流時）のボディダイオードによる電圧降下（破線）よりも同期整流時の電圧降下の方が大きくなる傾向にある。
つまり、図３に示すＭＯＳＦＥＴの場合には、ソース側からドレイン側に流す電流値が10[A]以上となる場合には同期整流を行わない方が電力消費を低減出来ることが分かる。このような同期整流と非同期整流とで電力消費の多い方が入れ替わる電流値を「電力の損失交錯点に対応する閾値」とする。
【００２４】
[モーター制御装置のＭＯＳＦＥＴの特性]
次に、モーター制御装置１０の各ＦＥＴ２１〜２６として使用されるＭＯＳＦＥＴの電流−動作抵抗特性について図４に基づいて説明する。
図４は実験的に各ＦＥＴ２１〜２６として使用されるＭＯＳＦＥＴに対するソースからドレインに流れる電流の大きさを変化させたときのドレイン−ソース間電圧（ソース側が高い場合を正とする）を計測し、同期整流の有無による差異を評価した線図である。なお、この図４では横軸を電流値、縦軸をドレイン−ソース間の電圧降下を通電電流値で除した値（＝動作抵抗値）としている。図中、特性曲線Ｄは同期制御を行った場合、特性曲線Ｂは同期制御を行わない場合を示している。
特性曲線Ｄは同期制御を行っているので接合部の動作抵抗に起因し、特性曲線Ｂは同期制御を行っていないのでボディダイオードの動作抵抗に起因する。
各ＦＥＴ２１〜２６として使用されるＭＯＳＦＥＴは、ソース側からドレイン側に流れる電流値が7.5[A]未満では同期制御を行った場合の方が動作抵抗が小さくなり、7.5[A]以上となる場合には同期整流を行わない場合の方が動作抵抗が小さくなる。
【００２５】
例えば、ソース側からドレイン側に流す電流値ドレイン電流が15[A]の条件では、
同期整流有りの場合には、動作抵抗値が0.071[Ω]なので
15×15×0.071＝15.98[W]の損失となり、
同期整流無しの場合には、動作抵抗値が0.062[Ω]なので、
15×15×0.062＝13.95[W]の損失となり、電力損失に2[W]程度の差が生じる。
上記のように、同期整流における動作抵抗値（電力損失）が非同期整流における動作抵抗値（電力損失）と一致する時にソースからドレイン側へ流れる電流値（逆バイアス電流値）が「電力の損失交錯点に対応する閾値」となる。
そして、第二の電界効果型トランジスタとしてＦＥＴ２２，２４，２６について、「電力の損失交錯点に対応する閾値」となる電流値を予め測定により求め、モーター電流値が「電力の損失交錯点に対応する閾値」未満の場合には同期整流を行い、「電力の損失交錯点に対応する閾値」以上の場合には非同期整流を行うことで、当該各ＦＥＴ２２，２４，２６による電力損失を低減することが可能となる。
【００２６】
［制御回路によるＭＯＳＦＥＴに対する制御］
従って、制御回路１３は、上記各ＦＥＴ２１〜２６に対して上記の特性を考慮して制御を行う。以下、図５乃至図６に基づいて制御回路１３が各ＦＥＴ２１〜２６を通じてサーボモーター１１０に対して行う制御について説明する。
図５は各ＦＥＴ２１〜２６の駆動信号及び各コイル１１１〜１１３の電流値の電気角度ごとの変化を示す線図である。
図６は電気角度0〜60°の期間におけるＦＥＴ−Ｕ２１，ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２，ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４の各ＦＥＴ制御信号の波形並びにＦＥＴ−Ｕ２１，ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のボディダイオード２２１及びＵ相コイル１１１の各々に流れる電流の波形を拡大して示した図である（ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のボディダイオード２２１に流れる電流を「ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）−Ｄｉ」と表記）。
【００２７】
図５の電気角度0〜60°の期間では、制御回路１３はＦＥＴ−Ｕ２１のＦＥＴ制御信号である「PWM-U」信号をＰＷＭ制御に従ってON/OFFの繰り返しで出力し、これにより電源側からＵ相コイル１１１及びＶ相コイル１１２に電力を供給している。この期間では、ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４の「PWM-V(N)」信号がONしているため、電流は「電力貯蔵部１２」→「ＦＥＴ−Ｕ２１」→「Ｕ相コイル１１１，Ｖ相コイル１１２」→「ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４)」→「電流検出抵抗１５」→「電源のグランド」の経路を沿って流れる（図２黒い矢印参照）。
ここで、ＦＥＴ−Ｕ２１はON/OFFを繰り返すスイッチング動作によりＰＷＭ制御を行っており、モーター電流が所望の電流値になるよう、そのON期間の比率であるデューティ比を調整して動作する。
また、図６に示すように、ON期間中はＦＥＴ−Ｕ２１及びＵ相コイル１１１及びＶ相コイル１１２に流れる電流値は漸次増加する。従って、目標となるモーター電流値が高い場合にはＦＥＴ−Ｕ２１のON期間のデューティ比が大きくなるように「PWM-U」信号の出力が行われる。
【００２８】
さらに、「PWM-U信号」がOFFの期間には、ＦＥＴ−Ｕ２１がOFFとなるため、コイル１１１，１１２のインダクタンスの効果により、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のボディダイオード２２１を経由して、→「Ｕ相コイル１１１，Ｖ相コイル１１２」→「ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４」→「ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２」→「Ｕ相コイル１１１，Ｖ相コイル１１２」に戻る電流の循環状態を形成する（図２白い矢印参照）。そして、上記循環経路におけるＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２は、「二つのコイルに電流を帰還させる前記第二の電界効果型トランジスタ」として機能するものである。
上記OFF期間における循環の際には、Ｕ相コイル１１１及びＶ相コイル１１２の電流は漸次減少する傾向を示す。これは以下の原因による。
(1)コイルやモーターリード線の抵抗成分に依る電力損失
(2)ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４の電圧降下による電力損失
(3)（同期整流を行わない非同期整流の場合）ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のボディダイオード２２１による電力損失／（同期整流を行う場合）ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のソース−ドレイン接合部間の通電による電力損失（逆バイアスによる電力損失）
【００２９】
従って、制御回路１３は、上記(3)による電力損失を最小とするために、前述した図４に示す各ＦＥＴ２１〜２６の電流−抵抗特性に従って、以下の制御を行う。
即ち、ＦＥＴ−Ｕ２１の直前のON期間中の電流検出抵抗１５による検出モーター電流値が前述した「電力の損失交錯点に対応する閾値」に達しない場合（7.5[A]未満である場合）には、ＦＥＴ−Ｕ２１のOFF期間中、ＦＥＴ制御信号PWN-U(N)を出力し、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２をONする。
これにより、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２は同期整流が行われ、Ｕ相コイル１１１及びＶ相コイル１１２の循環電流はＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のソース−ドレイン接合部間を流れて上記(3)の電力損失が低減される。
【００３０】
また、制御回路１３は、ＦＥＴ−Ｕ２１の直前のON期間中の電流検出抵抗１５による検出モーター電流値が前述した「電力の損失交錯点に対応する閾値」以上の場合（7.5[A]以上の場合）には、ＦＥＴ−Ｕ２１のOFF期間中にＦＥＴ制御信号PWN-U(N)を出力せず、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のOFF状態を維持する。
これにより、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２は非同期整流が行われ、Ｕ相コイル１１１及びＶ相コイル１１２の循環電流はＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２のボディダイオード２２１を流れて上記(3)の電力損失が低減される。
【００３１】
なお、図５に示すように、電気角度60〜120°の期間では、ＦＥＴ−Ｕ２１はON/OFFを繰り返し、ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６はONを維持し、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２は検出モーター電流値に基づいて同期整流／非同期整流（OFF）を選択的に実行する。
また、電気角度120〜180°の期間では、ＦＥＴ−Ｖ２３はON/OFFを繰り返し、ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６はONを維持し、ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４は検出モーター電流値に基づいて同期整流／非同期整流（OFF）を選択的に実行する。
また、電気角度180〜240°の期間では、ＦＥＴ−Ｖ２３はON/OFFを繰り返し、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２はONを維持し、ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４は検出モーター電流値に基づいて同期整流／非同期整流（OFF）を選択的に実行する。
また、電気角度240〜300°の期間では、ＦＥＴ−Ｗ２５はON/OFFを繰り返し、ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）２２はONを維持し、ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６は検出モーター電流値に基づいて同期整流／非同期整流（OFF）を選択的に実行する。
また、電気角度300〜360°の期間では、ＦＥＴ−Ｗ２５はON/OFFを繰り返し、ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）２４はONを維持し、ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）２６は検出モーター電流値に基づいて同期整流／非同期整流（OFF）を選択的に実行する。
【００３２】
［サーボモーターの電流と速度の関係］
図７は、ミシン１００のペダル１０５を最大限に踏み込む操作により、サーボモーター１１０を停止状態から最高速度まで加速させ、一定の等速期間を維持した後にペダル１０５を解放してサーボモーター１１０を停止させた場合のサーボモーターへの供給電流値の経時的変化（上図）とモーター速度の経時的変化（下図）とを示す線図である。
サーボモーター１１０の速度変化は、停止している状態から目標速度まで加速する期間である加速期間、モーターが目標とした速度で運転を継続する期間である等速期間、モーターを減速停止する期間である減速期間とに大別される。
上記加速期間の初期には、加速度を制限して機構の振動音を低減させるためのソフトスタート期間が設けられている。即ち、途中に一定電流期間を設けて二段階で最大電流値まで上昇させている。例えば、最大電流値としてはおよそ20[A]、途中の一定電流期間をおよそ10[A]としている。
また、サーボモーター１１０への供給電流値は、最大電流値に到達した後は等速期間を維持する電流値まで徐々に低減する。
【００３３】
等速期間では、ペダル１０５の踏み込み量の変動などにより大きな負荷変動がない限りサーボモーター１１０の消費電力は小さいので供給電流値も小さくなる。例えば、4[A]程度を維持する。
減速期間では、電源からの電力供給は殆ど不要である。この場合、減速に伴うブレーキ効果により、サーボモーター１１０から回生電力が還流され、電力貯蔵部１２に貯蔵される。
【００３４】
前述したように、モーター制御装置１０の各各ＦＥＴ２１〜２６は、電力の損失交錯点に対応する閾値が7.5[A]であるので、加速期間において、検出電流値が7.5[A]に達するまでは同期整流が行われ、7.5[A]以上となって最大電流値を経て再び7.5[A]未満となるまでの間は非同期整流が行われる。また、検出電流値が7.5[A]未満まで下がってからは等速期間も含めて同期整流が継続的に実行される。
これにより、大電流となる加速期間の大部分を非同期整流として電力損失の低減を図ることが可能となっている。
【００３５】
［モーター制御装置の技術的効果］
上述のように、モーター制御装置１０は、サーボモーター１１０のＰＷＭ制御を行う場合に、電流検出抵抗１５により検出されるモーター電流値と予め定められた電力の損失交錯点に対応する閾値との比較結果に基づいて各ＦＥＴ２２，２４，２６がそれぞれの対応するコイル１１１〜１１３に循環電流を流す場合の同期整流の実行の有無を決定している。
これにより、同期整流による電力の損失がボディダイオード２２１，２４１，２６１による電力損失を上回る電流値（電力の損失交錯点に対応する閾値と同値）が比較的小さい廉価なＭＯＳＦＥＴを使用した場合であって、当該ＭＯＳＦＥＴに大きな循環電流が流れる場合でも同期整流による電力損失を回避することが可能となる。
従って、モーター制御装置１０の各ＦＥＴ２２，２４，２６として素子の接合面積が小さい安価で小型のものを使用することにより、装置のコストの低減を図りつつ、消費電力の低減を実現することが可能となる。
【００３６】
さらに、上記のモーター制御装置１０は、廉価なＭＯＳＦＥＴを使用しながら、幅広い電流帯域に対して同期整流と非同期整流を適宜使い分けることで消費電力の低減を図るので、速度変化を生じる頻度が高く、モーター電流値の変動幅が大きいミシン１００のサーボモーター１１０の制御に特に好適に使用することが可能である。
特に、ミシン１００のサーボモーター１１０は、加速期間で一時的な電流値の増加を生じ、速度が一定に落ち着くと電流値は低い値に維持されることから、これらの電流値の中間の値を電力の損失交錯点に対応する閾値とするＭＯＳＦＥＴを使用することで、より効果的に消費電力の低減を実現することが可能である。
【００３７】
［第二の実施形態］
ところで、各ＦＥＴ２２，２４，２６としてのＭＯＳＦＥＴは、同期整流を実行する場合に、ゲート電圧の印加を必須とするので、逆バイアスの電流が微量な場合であってもゲート電圧印加分の電力消費が必ず発生する。一方、非同期整流時には逆バイアスの電流値が小さくなればなるほどボディダイオードによる電力損失も小さくなるので、逆バイアス電流の小さい帯域でも、非同期整流の方が同期整流よりも電力消費が小さくなる。
例えば、ＭＯＳＦＥＴに対するゲート電圧を15[V]、0.5[A]をピークとし、200[nsec]印加する場合、同期整流時には0.3[W]の電力が必ず消費されることになる。
【００３８】
従って、［ゲート電圧印加消費電力＝ボディダイオードによる消費電力］となるような非同期整流時の逆バイアス電流値を「ゲート電圧印加による消費電力に対応する値」として予め計測等により求め、当該「ゲート電圧印加による消費電力に対応する値」を同期整流を実行する為の下限値として制御回路１３に登録する。また、前述した「電力の損失交錯点に対応する閾値」を同期整流を実行する為の上限値として制御回路１３に登録する。
そして、制御回路１３は、サーボモーター１１０のＰＷＭ制御のOFF期間において、直前のON期間における検出電流値が前述した下限値から上限値の間の範囲に属する場合には同期整流を行い、下限値未満又は上限値以上となる場合には非同期整流を行うように制御する。
【００３９】
これにより、モーター電流が上記の下限値より小さくなる範囲における電力消費も低減することが可能となり、サーボモーター１１０の制御における全体的な電力消費をさらに低減することが可能となる。
【００４０】
［第三の実施形態］
また、上述のモーター制御装置１０では電流検出抵抗１５により検出されるモーター電流値について閾値を定めて同期整流の実行の有無を決定しているが、これに限らず、例えば、ＰＷＭ制御におけるデューディ比について閾値を定めて同期整流の実行の有無を決定しても良い。
即ち、モーター電流値とＰＷＭ制御のデューティ比とは相関関係が成立し、一方の値が決まれば他方の値もだいたい一定の値に定めることが出来る。
従って、前述した「電力の損失交錯点に対応する閾値」であるモーター電流値に対応するデューティ比の値を「電力の損失交錯点に対応する閾値」として制御回路１３に登録し、当該制御回路１３がサーボモーター１１０に対するＰＷＭ制御を行う場合に、現在のデューティ比が「電力の損失交錯点に対応する閾値」以上の値となるか否かを判定し、OFF期間での同期整流の実行の有無を決定するように各ＦＥＴ２２，２４，２６の制御を行ってもよい。
【００４１】
上記の場合、モーター電流値に基づいて同期整流の実行の有無を決定する場合と同一の効果を得ることが可能である。
また、電流検出抵抗１５が同期整流の実行の有無を決定するためにのみ設けられている場合には、当該電流検出抵抗１５を回路内から省略することも可能である。
【００４２】
なお、［第二の実施形態］に示した場合のように、「ゲート電圧印加による消費電力に対応する値」を同期整流の実行の為の下限値、「電力の損失交錯点に対応する閾値」を同期整流の実行の為の上限値とする場合には、それぞれのモーター電流値に対応するデューティ比を求め、下限値としてのデューティ比と上限値としてのデューティ比との間の範囲で同期整流を行うように各ＦＥＴ２２，２４，２６の制御を行うことも可能である。
【００４３】
また、モーター電流値とＰＷＭ制御のデューティ比の相関関係は、電源電圧によって比例的に変動を生じる。従って、電源電圧に変化を生じやすい環境でモーター制御を行う場合には、図８に示すように、電力貯蔵部１２に対する電源電圧検出部１６を設け、制御回路１３が電力貯蔵部１２からの供給電圧の監視を行う。
【００４４】
そして、制御回路１３に設けられた記憶部としてのメモリ１３１には、図９に示すように、所定の電圧帯域（例えば、150,200,250,300,350[V]までの各帯域）ごとに求められたデューティ比における電力の損失交錯点に対応する閾値Kmax1〜Kmax5の数値を記録したテーブルデータを記憶する。この時、上述したように、電力の損失交錯点に対応する閾値を上限値とし、ゲート電圧印加による消費電力に対応する値を下限値とする場合には、各電圧帯域ごとに電力の損失交錯点に対応する閾値Kmax1〜Kmax5とゲート電圧印加による消費電力に対応する値Kmin1〜Kmin5もテーブルデータとして含ませても良い。
【００４５】
そして、サーボモーター１１０のＰＷＭ制御を行う際に、そのOFF期間において電源電圧検出部１６で検出される検出電源電圧に対応する電圧帯域ごとに電力の損失交錯点に対応する閾値Kmax1〜Kmax5（さらには、ゲート電圧印加による消費電力に対応する値Kmin1〜Kmin5）を特定する。そして、現在のデューティ比と閾値Kmax1〜Kmax5（さらには、Kmin1〜Kmin5）の何れかの値との大小比較を行って同期整流の実行の有無を判定する。
これにより、デューティ比に基づいてより適格に消費電力の低減を図ることが可能である。
なお、電力の損失交錯点に対応する閾値及びゲート電圧印加による消費電力に対応する値については、データテーブルを使用せずに、検出電源電圧値から数値演算により求めても良い。
【符号の説明】
【００４６】
１０  モーター制御装置
１３  制御回路
１３１  メモリ（記憶部）
１５  電流検出抵抗（電流検出部）
１６  電圧検出部
２１  ＦＥＴ−Ｕ（第一の電界効果型トランジスタ）
２２  ＦＥＴ−Ｕ（Ｎ）（第二の電界効果型トランジスタ）
２３  ＦＥＴ−Ｖ（第一の電界効果型トランジスタ）
２４  ＦＥＴ−Ｖ（Ｎ）（第二の電界効果型トランジスタ）
２５  ＦＥＴ−Ｗ（第一の電界効果型トランジスタ）
２６  ＦＥＴ−Ｗ（Ｎ）（第二の電界効果型トランジスタ）
２１１，２２１，２３１，２４１，２５１，２６１  ボディダイオード
１１０  サーボモーター（モーター）
１１１  Ｕ相コイル
１１２  Ｖ相コイル
１１３  Ｗ相コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図４】
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