(57)【要約】【課題】１個の直流電圧源で動作するマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器において、低電圧出力時でも出力電流と出力電圧の高調波成分を抑制する。【解決手段】直流電圧源ＶDCの正極端，負極端にＭ個の第１スイッチングデバイスＳ1１〜ＳM１，Ｍ個の第２スイッチングデバイスＳ1２〜ＳM２を並列接続し、第１スイッチングデバイスＳ1１〜ＳM１と第２スイッチングデバイスＳ1２〜ＳM２との間にＭ個のＨブリッジ回路２1〜２Mを接続する。Ｈブリッジ回路２1〜２Mは、第３スイッチングデバイスＳ1３〜ＳM３と第４スイッチングデバイスＳ1４〜ＳM４とを直列接続した第１直列回路と、コンデンサＣ1１〜ＣM１と、第５スイッチングデバイスＳ1５〜ＳM５と第６スイッチングデバイスＳ1６〜ＳM６とを直列接続した第２直列回路と、を並列接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１リアクトルと第１ダイオードと第１スイッチングデバイスとを直列接続し、直流電圧源の正極端にＭ個（Ｍは１以上の自然数）並列接続された正極群と、
第２リアクトルと第２ダイオードと第２スイッチングデバイスとを直列接続し、直流電圧源の負極端にＭ個並列接続された負極群と、
正極群と負極群との間に接続されたＭ個のＨブリッジ回路と、
を有するＮ相（Ｎは１以上の自然数）の相ユニットと、
前記直流電圧源の正負極端間を接続した並列回路に備えられた第３，第４ダイオードと、
を備え、
前記Ｈブリッジ回路は、
前記正極群と負極群との間に、第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスとを直列接続した第１直列回路と、コンデンサと、第５スイッチングデバイスと第６スイッチングデバイスとを直列接続した第２直列回路と、を並列接続し、
前記第３，第４ダイオードの中点と、１番目のＨブリッジ回路の第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点と、を接続し、
ｍ番目（ｍは、１からＭ−１までの自然数）におけるＨブリッジ回路の第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点と、ｍ＋１番目におけるＨブリッジ回路の第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点と、を接続して１番目のＨブリッジ回路からＭ番目のＨブリッジ回路まで直列接続し、
Ｍ番目におけるＨブリッジ回路の第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点を出力端子とし、
直流電圧を（２Ｍ＋１）レベルの交流電圧に変換して出力することを特徴とするマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器。
【請求項２】
前記相ユニットが、３相設けられたことを特徴とする請求項１記載のマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器の代表構成として、図５に示す５レベルインバータの構成が知られている図５に示す回路のＰＮ間直流電圧は、電源電圧Ｖｉｎによって定められる。ここでは、ＰＮ間直流電圧＝４Ｅと定める。また、図５に示す回路の直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｄｃ３，Ｃｄｃ４の印加直流電圧は、すべてＥとなるように電圧均一回路（Ｖｏｌｔａｇｅ−ｂａｌａｎｃｉｎｇ  ｃｉｒｃｕｉｔｓ）１で制御される。
【０００３】
さらに、スイッチＳ１〜Ｓ８のオンオフ状態により、下記表１の電圧がＡＭ端子間に出力される。
【０００４】
【表１】
2014204520.tif 000003
【０００５】
したがって、表１に示すスイッチＳ１〜Ｓ８のオンオフ状態の組み合わせによって、端子ＡＭ間には、下記（ａ），（ｂ）のいずれかが出力できる。
（ａ）図６に示すような電圧レベルが２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの、５レベルの交流電圧
（ｂ）図７に示すような電圧レベルがＥ，０，−Ｅの３レベルの交流電圧
図６と図７の電圧波形を比較すると、図６の電圧波形の方が高調波成分の低い正弦波に近似した波形であり、インバータ出力電流の高調波電流を抑制することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０―２２０３６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図５に示す回路では、直流コンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４の印加直流電圧は、すべてＥに制御されている。したがって、端子ＡＭ間へ実効値の低い低電圧（例：ピーク電圧がＥ以下の電圧）を出力する時は、図６に示す５レベル電圧波形にはならず、図７に示す３レベル電圧波形と成らざるを得ない。
【０００８】
低電圧出力時に３レベル電圧波形となることにより、インバータ負荷に印加される出力電圧およびインバータ負荷へ流れる出力電流の高調波成分が増加して、インバータ負荷に悪影響を与える問題点があった。
【０００９】
以上示したようなことから、１個の直流電圧源で動作するマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器において、低電圧出力時でも出力電圧と出力電流の高調波成分を抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、第１リアクトルと第１ダイオードと第１スイッチングデバイスとを直列接続し、直流電圧源の正極端にＭ個（Ｍは１以上の自然数）並列接続された正極群と、第２リアクトルと第２ダイオードと第２スイッチングデバイスとを直列接続し、直流電圧源の負極端にＭ個並列接続された負極群と、正極群と負極群との間に接続されたＭ個のＨブリッジ回路と、を有するＮ相（Ｎは１以上の自然数）の相ユニットと、前記直流電圧源の正負極端間を接続した並列回路に備えられた第３，第４ダイオードと、を備え、前記Ｈブリッジ回路は、前記正極群と負極群との間に、第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスとを直列接続した第１直列回路と、コンデンサと、第５スイッチングデバイスと第６スイッチングデバイスとを直列接続した第２直列回路と、を並列接続し、前記第３，第４ダイオードの中点と、１番目のＨブリッジ回路の第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点と、を接続し、ｍ番目（ｍは、１からＭ−１までの自然数）におけるＨブリッジ回路の第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点と、ｍ＋１番目におけるＨブリッジ回路の第３，第４スイッチングデバイスの共通接続点と、を接続して１番目のＨブリッジ回路からＭ番目のＨブリッジ回路まで直列接続し、Ｍ番目におけるＨブリッジ回路の第５，第６スイッチングデバイスの共通接続点を出力端子とし、直流電圧を（２Ｍ＋１）レベルの交流電圧に変換して出力することを特徴とする。
【００１１】
また、その一態様として、前記相ユニットが、３相設けられたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、１個の直流電圧源で動作するマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器において、低電圧出力時でも出力電流と出力電圧の高調波成分を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態１におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器を示す回路構成図である。
【図２】各モード１〜４における電流経路を示す図である。
【図３】実施形態１における５レベルインバータの低電圧出力時の相電圧を示す波形図である。
【図４】実施形態２におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器を示す回路構成図である。
【図５】従来の５レベルインバータの一例を示す回路構成図である。
【図６】従来の５レベル出力時のＡＭ端子間電圧を示す波形図である。
【図７】従来の３レベル出力時のＡＭ端子間電圧を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器を図１〜図４に基づいて説明する。
【００１５】
［実施形態１］ 
図１は、本実施形態１におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器の回路構成図である。図１に示すように、直流電圧源ＶDCの正極側には、第１リアクトルＬM１と第１ダイオードＤM１と第１スイッチングデバイスＳM１とを直列接続した正極群がＭ個並列に接続される。ここで、Ｍは１以上の自然数であり、上記正極群の並列接続数である。
【００１６】
また、直流電圧源ＶDCの負極側には、第２リアクトルＬM２と第２ダイオードＤM２と第２スイッチングデバイスＳM２とを直列接続した負極群がＭ個並列に接続される。Ｍは１以上の自然数で、上記負極群の並列接続数である。
【００１７】
さらに、直流電圧源ＶDCの正極端と負極端とを接続し、並列回路を形成する。この並列回路は第３，第４ダイオードＤ３，Ｄ４を備え、その中点をＭＰとする。
【００１８】
前記第１スイッチングデバイスＳ1１〜ＳM１と第２スイッチングデバイスＳ1２〜ＳM２との間には、Ｍ個のＨブリッジ回路２1〜２Mがそれぞれ直列接続される。前記Ｍ個の正極群と、Ｍ個の負極群と、Ｍ個のＨブリッジ回路２1〜２Mで相ユニット３が構成される。
【００１９】
Ｈブリッジ回路２1〜２Mは、第３スイッチングデバイスＳ1３〜ＳM３と第４スイッチングデバイスＳ1４〜ＳM４とを直列接続した第１直列回路と、コンデンサＣ1１〜ＣM１と、第５スイッチングデバイスＳ1５〜ＳM５と第６スイッチングデバイスＳ1６〜ＳM６とを直列接続した第２直列回路と、を並列接続してそれぞれ構成されている。
【００２０】
また、第３スイッチングデバイスＳ1３〜ＳM３と第５スイッチングデバイスＳ1５〜ＳM５とコンデンサＣ1１〜ＣM１との共通接続点Ｐ1〜ＰMは、上記正極群の第１スイッチングデバイスＳ1１〜ＳM１とそれぞれ接続する。また、第４スイッチングデバイスＳ1４〜ＳM４と第６スイッチングデバイスＳ1６〜ＳM６とコンデンサＣ1１〜ＣM１との共通接続点Ｎ1〜ＮMは、上記負極群の第２スイッチングデバイスＳ1２〜ＳM２とそれぞれ接続する。
【００２１】
１番目の第３スイッチングデバイスＳ1３と第４スイッチングデバイスＳ1４との共通接続点Ａ1は、前記中点ＭＰと接続される。ｍ番目（ｍは、１からＭ−１までの自然数）におけるＨブリッジ回路２の第５，第６スイッチングデバイスＳ1５〜ＳM-1５，Ｓ1６〜ＳM-1６の共通接続点Ｂと、ｍ＋１番目におけるＨブリッジ回路２の第３，第４スイッチングデバイスＳ2３〜ＳM３，Ｓ2４〜ＳM４の共通接続点Ａと、を接続して１番目からＭ番目までのＨブリッジ回路２1〜２Mを直列接続する。
【００２２】
例えば、１番目のＨブリッジ回路２1における第５スイッチングデバイスＳ1５と第６スイッチングデバイスＳ1６との共通接続点Ｂ1は、２番目のＨブリッジ回路（図示省略）における第３スイッチングデバイス（図示省略）と第４スイッチングデバイス（図示省略）との共通接続点（図示省略）と接続される。そして、Ｍ番目のＨブリッジ回路２Mの第５スイッチングデバイスＳM５と第６スイッチングデバイスＳM６の共通接続点ＢMは相ユニット３の出力端子ＯＵＴと接続される。
【００２３】
なお、Ｈブリッジ回路２1〜２M内のコンデンサＣ1１〜ＣM１に印加される電圧は、すべてＶＣM１とする。
【００２４】
次に、 Ｈブリッジ回路２1〜２Mの動作を図２に基づいて説明する。
【００２５】
（ａ）モード１
第３，第５スイッチングデバイスＳ３，Ｓ５がオン、第４，第６スイッチングデバイスＳ４，Ｓ６がオフのとき、電流は共通接続点Ａ→第３スイッチングデバイスＳ３→第５スイッチングデバイスＳ５→共通接続点Ｂの経路で流れ、共通接続点ＡＢ間の電圧はゼロとなる。
【００２６】
（ｂ）モード２
第４，第６スイッチングデバイスＳ４，Ｓ６がオン、第３，第５スイッチングデバイスＳ３，Ｓ５がオフのとき、電流は共通接続点Ａ→第４スイッチングデバイスＳ４→第６スイッチングデバイスＳ６→共通接続点Ｂの経路で流れる。共通接続点ＡＢ間の電圧はゼロとなる。
【００２７】
（ｃ）モード３
第４，第５スイッチングデバイスＳ４，Ｓ５がオン、 第３，第６スイッチングデバイスＳ３，Ｓ６がオフのとき、電流は共通接続点Ａ→第４スイッチングデバイスＳ４→コンデンサＣM１→第５スイッチングデバイスＳ５→共通接続点Ｂの経路で流れる。共通接続点ＡＢ間にはコンデンサＣM１の負側→正側が接続され、共通接続点ＡＢ間の電圧はＶＣM１となる。
【００２８】
（ｄ）モード４
第３，第６スイッチングデバイスＳ３，Ｓ６がオン、第４，第５スイッチングデバイスＳ４，Ｓ５がオフのとき、電流は共通接続点Ａ→第３スイッチングデバイスＳ３→コンデンサＣM１→第６スイッチングデバイスＳ６→共通接続点Ｂの経路で流れる。共通接続点ＡＢ間にはコンデンサＣM１の正側→負側が接続され、共通接続点ＡＢ間の電圧は−ＶＣＭ１となる。
【００２９】
図１に示すマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器において、各Ｈブリッジ回路２1〜２MのスイッチングデバイスＳ３〜Ｓ６を選択的にオンオフすることにより、各共通接続点ＡＢ間電圧を−ＶＣM１，０，ＶＣM１に選択することができる。そして、各Ｈブリッジ回路２1〜２Mの共通接続点ＡＢ間の電圧（−ＶＣM１，０，ＶＣM１）を組み合わせることにより、共通接続点Ａ1からＢMまでＭ個直列接続したＨブリッジ回路２1〜２Mは、中点ＭＰを基準として出力端子ＯＵＴから、−Ｍ・ＶＣM１、−（Ｍ−１）・ＶＣM１、…、０、…、（Ｍ−１）・ＶＣM１、Ｍ・ＶＣM１の（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力することができる。
【００３０】
また、第１，第２スイッチングデバイスＳ1１〜ＳM１，Ｓ1２〜ＳM２をオンすることにより、コンデンサＣ1１〜ＣM１は、第１，第２リアクトルＬM１，ＬM２と第１，第２ダイオードＤ1１〜ＤM１，Ｄ1２〜ＤM２を介して直流電圧源ＶDCと接続される。これにより、図２に示すモード３、モード４以外にもコンデンサＣ1１〜ＣM１を充電できる経路ができるため、コンデンサＣ1１〜ＣM１の印加電圧ＶＣM１を任意の値に調整することができる。
【００３１】
従来の５レベルＤＣ／ＡＣ変換器では、低電圧出力時に図７に示すような３レベルの電圧波形となり高調波成分が増加してしまっていた。
【００３２】
しかしながら、本実施形態１では、印加電圧ＶＣM１の可変機能によって、出力電圧に応じてコンデンサＣ1１〜ＣM１の印加電圧ＶＣ1１〜ＶＣM１の値を低い値に設定することができ、出力相電圧の実効値の低い低電圧出力時においても、（２Ｍ＋１）レベルのマルチレベル電圧を出力することが可能となる。
【００３３】
図３は、本実施形態１におけるＭ＝２での低電圧出力時の出力相電圧を示す波波形図である。図３に示すように、本実施形態１におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器は、低電圧出力時においても出力相電圧の波形は５レベルの電圧波形となっている。
【００３４】
その結果、出力電圧と出力電流の高調波成分が低減されて、正弦波により近い波形となる。そのため、インバータ負荷に悪影響を与えることを抑制することが可能となる。
【００３５】
［実施形態２］
図４は、本実施形態２におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器を示す回路構成図である。本実施形態２では、実施形態１の相ユニット３を３相（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）用いて、三相交流出力を行うものである。
【００３６】
本実施形態２におけるマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏することが可能となる。
【００３７】
また、実施形態１の相ユニット３は３相に限られるものではなく、相ユニット３をＮ相用いることにより、Ｎ相出力が可能となる。
【００３８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 
【符号の説明】
【００３９】
Ｓ1１〜ＳM１…第１スイッチングデバイス
Ｓ1２〜ＳM２…第２スイッチングデバイス
Ｓ1３〜ＳM３…第３スイッチングデバイス
Ｓ1４〜ＳM４…第４スイッチングデバイス
Ｓ1５〜ＳM５…第５スイッチングデバイス
Ｓ1６〜ＳM６…第６スイッチングデバイス
２1〜２M…Ｈブリッジ回路
３（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）…相ユニット
Ｃ1１〜ＣM１…コンデンサ
ＭＰ…中点
Ａ1〜ＡM，Ｂ1〜ＢM…共通接続点
ＯＵＴ…出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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