(57)【要約】【課題】回路構成に要する素子数が増大することを抑制しつつ、昇圧比（変圧比）を増大させた場合のリップル電流を低減する。【解決手段】第１の直流電力変換回路１１は昇圧動作によって負荷１３の正極電位と電源ＢＴの正極電位との電位差を増大させ、第２の直流電力変換回路１２は昇圧動作によって負荷１３の負極電位と電源ＢＴの負極電位との電位差を増大させる。制御装置１５は、第１の直流電力変換回路１１の第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング動作を第１デューティによって制御する。制御装置１５は、第２の直流電力変換回路１２の第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４のスイッチング動作を、第２デューティによって制御する。制御装置１５は、負荷電圧Ｖ０を電源電圧ＶＢ以上の任意の電圧に制御する。【選択図】図１
2014239581.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と、
前記電源から供給される電力によって駆動する負荷と、
前記負荷に印加する電圧を制御する電圧制御手段と、
を備え、
前記電圧制御手段は、
第１リアクトルおよび第２リアクトルと、
複数のスイッチと、
第１キャパシタおよび第２キャパシタと、
第１の昇圧回路および第２の昇圧回路と、を備え、
第１ノードに前記電源の正極が接続され、
第２ノードに前記電源の負極が接続され、
第３ノードと前記第１ノードとに前記第１リアクトルの両端が接続され、
第４ノードと前記第２ノードとに前記第２リアクトルの両端が接続され、
第５ノードと前記第２ノードとに前記第１キャパシタの両端が接続され、
第６ノードと前記第１ノードとに前記第２キャパシタの両端が接続され、
前記複数のスイッチは、
前記第５ノードと前記第３ノードとに両端が接続された第１の前記スイッチと、
前記第３ノードと前記第２ノードとに両端が接続された第２の前記スイッチと、
前記第１ノードと前記第４ノードとに両端が接続された第３の前記スイッチと、
前記第４ノードと前記第６ノードとに両端が接続された第４の前記スイッチと、を備え、
前記第１の昇圧回路は、前記第１リアクトルと、前記第１キャパシタと、前記第１および前記第２の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、
前記第２の昇圧回路は、前記第２リアクトルと、前記第２キャパシタと、前記第３および前記第４の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、
前記電圧制御手段は、前記スイッチのオンおよびオフのスイッチング動作のデューティによって、前記負荷に印加する電圧を、前記電源の電圧以上の任意の電圧に制御する、
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電圧制御手段は、
前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作とを実行する場合に、前記第１スイッチング動作の位相と前記第２スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とする、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気的に結合されている、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気相殺するように設けられている、
ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１および前記第４の前記スイッチは前記電源を充電するような通電を遮断する、
ことを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１つに記載の電源装置。
【請求項６】
前記電圧制御手段は、
第３リアクトルおよび第４リアクトルと、
第３キャパシタおよび第４キャパシタと、
第３の昇圧回路および第４の昇圧回路と、を備え、
第７ノードと前記第１ノードとに前記第３リアクトルの両端が接続され、
第８ノードと前記第２ノードとに前記第４リアクトルの両端が接続され、
第５ノードと前記第２ノードとに前記第３キャパシタの両端が接続され、
第６ノードと前記第１ノードとに前記第４キャパシタの両端が接続され、
前記複数のスイッチは、
前記第５ノードと前記第７ノードとに両端が接続された第５の前記スイッチと、
前記第７ノードと前記第２ノードとに両端が接続された第６の前記スイッチと、
前記第１ノードと前記第８ノードとに両端が接続された第７の前記スイッチと、
前記第８ノードと前記第６ノードとに両端が接続された第８の前記スイッチと、を備え、
前記第３の昇圧回路は、前記第３リアクトルと、前記第３キャパシタと、前記第５および前記第６の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、
前記第４の昇圧回路は、前記第４リアクトルと、前記第４キャパシタと、前記第７および前記第８の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項７】
前記電圧制御手段は、
前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作と、前記第３の昇圧回路の前記第５および前記第６の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第３スイッチング動作と、前記第４の昇圧回路の前記第７および前記第８の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第４スイッチング動作と、を実行する場合に、
前記第１スイッチング動作の位相と前記第２スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とし、
前記第３スイッチング動作の位相と前記第４スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とする、
ことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記電圧制御手段は、前記第１スイッチング動作および前記第２スイッチング動作の組の位相と、前記第３スイッチング動作および前記第４スイッチング動作の組の位相とを、同位相からずらした位相とする、
ことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【請求項９】
前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気的に結合され、前記第３リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気的に結合されている、
ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気相殺するように設けられ、前記第３リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気相殺するように設けられている、
ことを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記電圧制御手段は、
前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作と、前記第３の昇圧回路の前記第５および前記第６の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第３スイッチング動作と、前記第４の昇圧回路の前記第７および前記第８の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第４スイッチング動作と、を実行する場合に、
前記第１スイッチング動作の位相と前記第３スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とし、前記第２スイッチング動作の位相と前記第４スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とする、
ことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項１２】
前記電圧制御手段は、前記第１スイッチング動作および前記第３スイッチング動作の組の位相と、前記第２スイッチング動作および前記第４スイッチング動作の組の位相とを、同位相からずらした位相とする、
ことを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
【請求項１３】
前記第１リアクトルおよび前記第３リアクトルは磁気的に結合され、前記第２リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気的に結合されている、
ことを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の電源装置。
【請求項１４】
前記第１リアクトルおよび前記第３リアクトルは磁気相殺するように設けられ、前記第２リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気相殺するように設けられている、
ことを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。
【請求項１５】
前記第１、前記第４、前記第５、および前記第８の前記スイッチは前記電源を充電するような通電を遮断する、
ことを特徴とする請求項６から請求項１４の何れか１つに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、２つの昇圧コンバータを並列に接続し、インダクタを磁気相殺型の変圧器とするＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１，２参照）。
従来、３つ以上の昇圧コンバータを並列に接続し、リップル電流を低減する電力変換回路が知られている（例えば、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−２２４０５８号公報
【特許文献２】特開２００６−１４９０５４号公報
【特許文献３】特開２００９−１７０６２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、入力電圧と出力電圧との比である昇圧比（変圧比）を２以上に増大させると、インダクタを通過するリップル電流が増大することから、素子を大型化する必要が生じ、回路の損失が増大するという問題が生じる。
また、上記従来技術に係る電力変換回路によれば、並列に接続される昇圧コンバータが増えることによって、回路構成に要する素子数が増大し、回路が大型化するという問題が生じる。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、回路構成に要する素子数が増大することを抑制しつつ、昇圧比（変圧比）を増大させた場合のリップル電流を低減することが可能な電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明は以下の態様を採用した。
（１）本発明の一態様に係る電源装置は、電源（例えば、実施形態での電源ＢＴ）と、前記電源から供給される電力によって駆動する負荷（例えば、実施形態での負荷１３）と、前記負荷に印加する電圧を制御する電圧制御手段（例えば、実施形態での制御装置１５、第１から第４の直流電力変換回路１１，１２，３１，３２）と、を備え、前記電圧制御手段は、第１リアクトル（例えば、実施形態での第１リアクトルＬ１）および第２リアクトル（例えば、実施形態での第２リアクトルＬ２）と、複数のスイッチ（例えば、実施形態での第１〜第８スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ８）と、第１キャパシタ（例えば、実施形態での第１キャパシタＣＡ１）および第２キャパシタ（例えば、実施形態での第２キャパシタＣＡ２）と、第１の昇圧回路（例えば、実施形態での第１の直流電力変換回路１１）および第２の昇圧回路（例えば、実施形態での第２の直流電力変換回路１２）と、を備え、第１ノード（例えば、実施形態での第１ノードＡ）に前記電源の正極が接続され、第２ノード（例えば、実施形態での第２ノードＢ）に前記電源の負極が接続され、第３ノード（例えば、実施形態での第３ノードＣ）と前記第１ノードとに前記第１リアクトルの両端が接続され、第４ノード（例えば、実施形態での第４ノードＤ）と前記第２ノードとに前記第２リアクトルの両端が接続され、第５ノード（例えば、実施形態での第５ノードＥ）と前記第２ノードとに前記第１キャパシタの両端が接続され、第６ノード（例えば、実施形態での第６ノードＦ）と前記第１ノードとに前記第２キャパシタの両端が接続され、前記複数のスイッチは、前記第５ノードと前記第３ノードとに両端が接続された第１の前記スイッチ（例えば、実施形態での第１スイッチング素子ＳＷ１）と、前記第３ノードと前記第２ノードとに両端が接続された第２の前記スイッチ（例えば、実施形態での第２スイッチング素子ＳＷ２）と、前記第１ノードと前記第４ノードとに両端が接続された第３の前記スイッチ（例えば、実施形態での第３スイッチング素子ＳＷ３）と、前記第４ノードと前記第６ノードとに両端が接続された第４の前記スイッチ（例えば、実施形態での第４スイッチング素子ＳＷ４）と、を備え、前記第１の昇圧回路は、前記第１リアクトルと、前記第１キャパシタと、前記第１および前記第２の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、前記第２の昇圧回路は、前記第２リアクトルと、前記第２キャパシタと、前記第３および前記第４の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、前記電圧制御手段は、前記スイッチのオンおよびオフのスイッチング動作のデューティによって、前記負荷に印加する電圧を、前記電源の電圧以上の任意の電圧に制御する。
【０００７】
（２）上記（１）に記載の電源装置では、前記電圧制御手段は、前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作とを実行する場合に、前記第１スイッチング動作の位相と前記第２スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相としてもよい。
【０００８】
（３）上記（１）または（２）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気的に結合されてもよい。
【０００９】
（４）上記（３）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気相殺するように設けられてもよい。
【００１０】
（５）上記（１）から（４）の何れか１つに記載の電源装置では、前記第１および前記第４の前記スイッチは前記電源を充電するような通電を遮断してもよい。
【００１１】
（６）上記（１）に記載の電源装置では、前記電圧制御手段は、第３リアクトル（例えば、実施形態での第３リアクトルＬ３）および第４リアクトル（例えば、実施形態での第４リアクトルＬ４）と、第３キャパシタ（例えば、実施形態での第３キャパシタＣＡ３）および第４キャパシタ（例えば、実施形態での第４キャパシタＣＡ４）と、第３の昇圧回路（例えば、実施形態での第３の直流電力変換回路３１）および第４の昇圧回路（例えば、実施形態での第４の直流電力変換回路３２）と、を備え、第７ノード（例えば、実施形態での第７ノードＧ）と前記第１ノードとに前記第３リアクトルの両端が接続され、第８ノード（例えば、実施形態での第８ノードＨ）と前記第２ノードとに前記第４リアクトルの両端が接続され、第５ノードと前記第２ノードとに前記第３キャパシタの両端が接続され、第６ノードと前記第１ノードとに前記第４キャパシタの両端が接続され、前記複数のスイッチは、前記第５ノードと前記第７ノードとに両端が接続された第５の前記スイッチ（例えば、実施形態での第５スイッチング素子ＳＷ５）と、前記第７ノードと前記第２ノードとに両端が接続された第６の前記スイッチ（例えば、実施形態での第６スイッチング素子ＳＷ６）と、前記第１ノードと前記第８ノードとに両端が接続された第７の前記スイッチ（例えば、実施形態での第７スイッチング素子ＳＷ７）と、前記第８ノードと前記第６ノードとに両端が接続された第８の前記スイッチ（例えば、実施形態での第８スイッチング素子ＳＷ８）と、を備え、前記第３の昇圧回路は、前記第３リアクトルと、前記第３キャパシタと、前記第５および前記第６の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続され、前記第４の昇圧回路は、前記第４リアクトルと、前記第４キャパシタと、前記第７および前記第８の前記スイッチを備えるとともに、前記電源に接続されてもよい。
【００１２】
（７）上記（６）に記載の電源装置では、前記電圧制御手段は、前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作と、前記第３の昇圧回路の前記第５および前記第６の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第３スイッチング動作と、前記第４の昇圧回路の前記第７および前記第８の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第４スイッチング動作と、を実行する場合に、前記第１スイッチング動作の位相と前記第２スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とし、前記第３スイッチング動作の位相と前記第４スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相としてもよい。
【００１３】
（８）上記（７）に記載の電源装置では、前記電圧制御手段は、前記第１スイッチング動作および前記第２スイッチング動作の組の位相と、前記第３スイッチング動作および前記第４スイッチング動作の組の位相とを、同位相からずらした位相としてもよい。
【００１４】
（９）上記（７）または（８）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気的に結合され、前記第３リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気的に結合されてもよい。
【００１５】
（１０）上記（９）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第２リアクトルは磁気相殺するように設けられ、前記第３リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気相殺するように設けられていてもよい。
【００１６】
（１１）上記（６）に記載の電源装置では、前記電圧制御手段は、前記第１の昇圧回路の前記第１および前記第２の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第１スイッチング動作と、前記第２の昇圧回路の前記第３および前記第４の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第２スイッチング動作と、前記第３の昇圧回路の前記第５および前記第６の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第３スイッチング動作と、前記第４の昇圧回路の前記第７および前記第８の前記スイッチを反転して交互にオンおよびオフに切り替える第４スイッチング動作と、を実行する場合に、前記第１スイッチング動作の位相と前記第３スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相とし、前記第２スイッチング動作の位相と前記第４スイッチング動作の位相とを同位相からずらした位相としてもよい。
【００１７】
（１２）上記（１１）に記載の電源装置では、前記第１スイッチング動作および前記第３スイッチング動作の組の位相と、前記第２スイッチング動作および前記第４スイッチング動作の組の位相とを、同位相からずらした位相としてもよい。
【００１８】
（１３）上記（１１）または（１２）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第３リアクトルは磁気的に結合され、前記第２リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気的に結合されてもよい。
【００１９】
（１４）上記（１３）に記載の電源装置では、前記第１リアクトルおよび前記第３リアクトルは磁気相殺するように設けられ、前記第２リアクトルおよび前記第４リアクトルは磁気相殺するように設けられてもよい。
【００２０】
（１５）上記（６）から（１４）の何れか１つに記載の電源装置では、前記第１、前記第４、前記第５、および前記第８の前記スイッチは前記電源を充電するような通電を遮断してもよい。
【発明の効果】
【００２１】
上記（１）に記載の態様に係る電源装置によれば、第１の昇圧回路は昇圧動作によって負荷の正極電位と電源の正極電位との電位差を増大させ、第２の昇圧回路は昇圧動作によって負荷の負極電位と電源の負極電位との電位差を増大させる。これによって、例えば電源に対して複数の昇圧コンバータを並列に接続する場合に比べて、所望の昇圧比を得るために必要とされるデューティをより低くすることができる。さらに、昇圧比（変圧比）を増大させた場合のリップル電流を低減することができ、素子を大型化する必要が生じることを防止し、回路の損失が増大することを抑制することができる。また、例えば３つ以上の昇圧コンバータを電源に並列に接続する場合に比べて、回路構成に要する素子数が増大すること、および回路が大型化することを防止しつつ、リップル電流を低減することができる。さらに、第１および第２キャパシタの耐圧をより低くすることができ、回路全体をより小型化することができる。
【００２２】
さらに、上記（２）の場合、並列に接続されたキャパシタを含む負荷および電源の電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば、スイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷および電源にて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。特に、逆位相のスイッチング動作によれば、第１および第２の昇圧回路の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳されるので、同位相に比べて、電源および負荷を通過する電流のリップルをより小さくすることができる。
【００２３】
さらに、上記（３）の場合、第１および第２リアクトルの電流の周波数をスイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば逆位相のスイッチング動作によって、第１および第２リアクトルの電流の周波数をスイッチング周波数の２倍まで増大させることができ、第１リアクトルおよび第２リアクトルにて発生する磁歪騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
【００２４】
さらに、上記（４）の場合、第１リアクトルおよび第２リアクトルにおける磁気飽和の発生を抑制し、各素子を小型化することができる。
さらに、上記（５）の場合、電源が放電のみが可能な燃料電池や発電機などであっても、適正な動作を実行可能である。
【００２５】
さらに、上記（６）の場合、各昇圧回路毎に負担する電力を低減することができる。
さらに、上記（７）または（１１）の場合、並列に接続されたキャパシタを含む負荷および電源の電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば、スイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷および電源にて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。特に、逆位相のスイッチング動作によれば、第１〜第４の昇圧回路の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳されるので、同位相に比べて、電源および負荷を通過する電流のリップルをより小さくすることができる。
さらに、上記（８）または（１２）の場合、負荷および電源の電流のリップル周波数を、より高くすることができる。
【００２６】
さらに、上記（９）または（１３）の場合、並列に接続されたキャパシタを含む負荷および電源の電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば逆位相のスイッチング動作の組み合わせによる組同士を同位相から９０°ずらした位相とすることによって、負荷および電源の電流のリップル周波数をスイッチング周波数の４倍まで増大させることができ、負荷および電源にて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
【００２７】
さらに、上記（１０）または（１４）の場合、第１〜第４リアクトルにおける磁気飽和の発生を抑制し、各素子を小型化することができる。
さらに、上記（１５）の場合、電源が放電のみが可能な燃料電池や発電機などであっても、適正な動作を実行可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係る電源装置の第１および第２の直流電力変換回路の力行時と回生時とにおける各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦと電流の流れを示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る電源装置の第２制御モードにおける負荷電圧と電源の電圧と各出力電圧との関係を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係る電源装置の第３制御モードにおける各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦと、各電流との変化を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る電源装置の第４制御モードにおける各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦと、各電流との変化を示す図である。
【図６】本発明の実施形態の比較例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。
【図７】本発明の実施形態の比較例に係る電源装置の第３制御モードにおける各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦと、各電流との変化を示す図である。
【図８】本発明の実施形態の比較例に係る電源装置の第４制御モードにおける各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦと、各電流との変化を示す図である。
【図９】本発明の実施形態に係る電源装置および比較例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第３制御モードにおける、デューティ（第１および第２デューティ）と昇圧比との対応関係を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る電源装置および比較例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第４制御モードにおける、昇圧比とリップル電流の対応関係を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態の変形例に係る電源装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施形態に係る電源装置について添付図面を参照しながら説明する。
本発明の実施形態に係る電源装置は、例えば車両の走行駆動力を発生可能な電動機の力行および回生を制御するインバータなどの負荷に直流電力を供給する電源装置を成している。
【００３０】
本発明の実施形態による電源装置１０は、図１に示すように、例えばバッテリなどの電源ＢＴと、第１の直流電力変換回路（ＲＥＧ１）１１と、第２の直流電力変換回路（ＲＥＧ２）１２と、負荷（ＬＤ）１３と、キャパシタ（ＣＡ）１４と、制御装置１５と、を備えている。負荷１３は、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２から供給される直流電力によって駆動可能であるとともに、発電による直流電力を第１および第２の直流電力変換回路１１，１２に供給可能である。キャパシタ（ＣＡ）１４は負荷１３の両端に接続されている。
【００３１】
第１の直流電力変換回路（ＲＥＧ１）１１は、電源ＢＴに接続され、第１スイッチ群を構成するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar mode Transistor）などの第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、第１リアクトルＬ１と、第１キャパシタＣＡ１と、を備えている。
第２の直流電力変換回路（ＲＥＧ２）１２は、電源ＢＴに接続され、第２スイッチ群を構成するＩＧＢＴなどの第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４と、第２リアクトルＬ２と、第２キャパシタＣＡ２と、を備えている。
【００３２】
電源装置１０は、第１ノードＡ〜第６ノードＦを備えている。
第１ノードＡには電源ＢＴの正極が接続され、第２ノードＢには電源ＢＴの負極が接続されている。第３ノードＣと第１ノードＡとには第１リアクトルＬ１の両端が接続され、第４ノードＤと第２ノードＢとには第２リアクトルＬ２の両端が接続されている。
第１スイッチング素子ＳＷ１のコレクタは第５ノードＥに接続され、エミッタは第３ノードＣに接続されている。第２スイッチング素子ＳＷ２のコレクタは第３ノードＣに接続され、エミッタは第２ノードＢに接続されている。第３スイッチング素子ＳＷ３のコレクタは第１ノードＡに接続され、エミッタは第４ノードＤに接続されている。第４スイッチング素子ＳＷ４のコレクタは第４ノードＤに接続され、エミッタは第６ノードＦに接続されている。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のエミッタ−コレクタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向になるようにして各ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。
第１キャパシタＣＡ１は、第５ノードＥおよび第２ノードＢ間に接続され、第２キャパシタＣＡ２は、第１ノードＡおよび第６ノードＦ間に接続されている。
【００３３】
第１および第２の直流電力変換回路１１，１２は、制御装置１５から出力されて各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲートに入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号（ＰＷＭ信号）によって互いに独立に駆動可能に制御される。
より詳細には、第１の直流電力変換回路１１の第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の組と、第２の直流電力変換回路１２の第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の組とのうち、少なくとも何れか１つの組がスイッチング動作を行なうように制御される。このスイッチング動作では、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が交互に閉接（ＯＮ）および開放（ＯＦＦ）に切り替えられる。
【００３４】
第１の直流電力変換回路１１は、例えば図２（Ａ）に示すように、負荷１３が停止している状態（つまり、電力消費および回生を行なわない状態）で第１キャパシタＣＡ１を充電するときに、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＮにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第１リアクトルＬ１と、第２スイッチング素子ＳＷ２と、を経由する還流電流を流して第１リアクトルＬ１を励磁し、第１リアクトルＬ１を通過する第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を増大させる。一方、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＮかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにすることによって、順次、電源ＢＴと、第１リアクトルＬ１と、第１スイッチング素子ＳＷ１および第１ダイオードＤ１と、を経由して第１キャパシタＣＡ１に電流を流す。
また、第１の直流電力変換回路１１は、例えば図２（Ｂ）に示すように、負荷１３が停止している状態で第１キャパシタＣＡ１を放電するときに、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＮかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにする。これによって、順次、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第１リアクトルＬ１と、電源ＢＴと、を経由する電流を流す。一方、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＮにすることによって、順次、第２スイッチング素子ＳＷ２および第２ダイオードＤ２と、第１リアクトルＬ１と、電源ＢＴと、を経由する還流電流を流す。
【００３５】
第２の直流電力変換回路１２は、例えば図２（Ａ）に示すように、負荷１３が停止している状態で第２キャパシタＣＡ２を充電するときに、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＦＦかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＮにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２リアクトルＬ２と、を経由する還流電流を流して第２リアクトルＬ２を励磁し、第２リアクトルＬ２を通過する第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を増大させる。一方、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＮかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦにすることによって、順次、第４スイッチング素子ＳＷ４および第４ダイオードＤ４と、第２リアクトルＬ２と、電源ＢＴと、を経由して第２キャパシタＣＡ２に電流を流す。
また、第２の直流電力変換回路１２は、例えば図２（Ｂ）に示すように、負荷１３が停止している状態で第２キャパシタＣＡ２を放電するときに、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＮかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第２リアクトルＬ２と、第４スイッチング素子ＳＷ４と、を経由する電流を流す。一方、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＦＦかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＮにすることによって、順次、第２リアクトルＬ２と、第３スイッチング素子ＳＷ３および第３ダイオードＤ３と、電源ＢＴと、を経由する還流電流を流す。
【００３６】
制御装置１５は、負荷制御部２１と、接続切替制御部２２と、を備えている。
負荷制御部２１は、負荷１３の動作を制御する。例えば、負荷１３が３相のブラシレスＤＣモータなどの電動機と、この電動機の力行および回生を制御するインバータとを備える場合には、負荷制御部２１はインバータの電力変換動作を制御する。より詳細には、電動機の力行運転時には、負荷制御部２１は、インバータの直流側の両極間に印加される直流電力を３相交流電力に変換し、電動機の各相への通電を順次転流させることで交流の各相電流を通電する。一方、電動機の回生運転時には、負荷制御部２１は、電動機の回転角に基づいて同期を取りつつ電動機から出力される交流の発電電力を直流電力に変換する。
【００３７】
接続切替制御部２２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）による信号（ＰＷＭ信号）を各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲートに入力することによって、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を互いに独立に駆動可能である。接続切替制御部２２は、第１の直流電力変換回路１１の第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の組と、第２の直流電力変換回路１２の第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の組とのうち、少なくとも何れか１つの組がスイッチング動作を行なうように制御する。これによって、負荷１３に印加される電圧（負荷電圧）Ｖ０を、電源ＢＴの端子間の電圧（電源電圧）ＶＢ以上の電圧に制御する。
【００３８】
接続切替制御部２２は、第１の直流電力変換回路１１の第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放（ＯＮ／ＯＦＦ）に切り替えるスイッチング動作を、第１デューティＤｕｔｙ１によって制御する。第１デューティＤｕｔｙ１は、下記数式（１）に示すように、第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間ｔ（ＳＷ１）と第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間ｔ（ＳＷ２）とにより定義されている。
例えば、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＮかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦとする状態は、第１デューティＤｕｔｙ１＝０％の状態である。一方、第１スイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦかつ第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＮとする状態は、第１デューティＤｕｔｙ１＝１００％の状態である。
接続切替制御部２２は、第１デューティＤｕｔｙ１によって電源電圧ＶＢを昇圧して第１の直流電力変換回路１１から出力可能であり、第１の直流電力変換回路１１の出力電圧Ｖ１０（つまり、第５ノードＥと第２ノードＢとの間の電圧）を、電源電圧ＶＢと第１デューティＤｕｔｙ１とに応じて制御する。
【００３９】
【数１】
2014239581.tif 000003
【００４０】
接続切替制御部２２は、第２の直流電力変換回路１２の第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を反転して交互に閉接および開放（ＯＮ／ＯＦＦ）に切り替えるスイッチング動作を、第２デューティＤｕｔｙ２によって制御する。第２デューティＤｕｔｙ２は、下記数式（２）に示すように、第３スイッチング素子ＳＷ３のオン時間ｔ（ＳＷ３）と第４スイッチング素子ＳＷ４のオン時間ｔ（ＳＷ４）とにより定義されている。
例えば、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＮかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦとする状態は、第２デューティＤｕｔｙ２＝０％の状態である。一方、第４スイッチング素子ＳＷ４をＯＦＦかつ第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＮとする状態は、第２デューティＤｕｔｙ２＝１００％の状態である。
接続切替制御部２２は、第２デューティＤｕｔｙ２によって電源電圧ＶＢを昇圧して第２の直流電力変換回路１２から出力可能であり、第２の直流電力変換回路１２の出力電圧Ｖ２０（つまり、第１ノードＡと第６ノードＦとの間の電圧）を、電源電圧ＶＢと第２デューティＤｕｔｙ２とに応じて制御する。
【００４１】
【数２】
2014239581.tif 000004
【００４２】
本発明の実施形態による電源装置１０は上記構成を備えており、次に、電源装置１０の動作、つまり接続切替制御部２２の制御動作について説明する。
【００４３】
（第１制御モード）
接続切替制御部２２は、第１制御モードとして、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を排他的に駆動する。これによって、負荷電圧Ｖ０を、電源電圧ＶＢ以上の任意の電圧に制御可能である。
【００４４】
例えば、接続切替制御部２２は、第１および第４スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をＯＮかつ第２および第３スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３をＯＦＦにすることによって、負荷１３に対して電源ＢＴを接続状態にする。
接続切替制御部２２は、負荷１３に対する電源ＢＴの接続状態で第１デューティＤｕｔｙ１をゼロから徐々に増大させるスイッチング動作を実行する。これによって、第１リアクトルＬ１の逆起電力によって第１の直流電力変換回路１１の出力電圧Ｖ１０を徐々に電源電圧ＶＢよりも増大させる。これに伴い、キャパシタ１４は充電され、負荷電圧Ｖ０は出力電圧Ｖ１０に応じて徐々に増大する。
さらに、接続切替制御部２２は、第１デューティＤｕｔｙ１をゼロに向かい徐々に減少させるスイッチング動作を実行する。これによって、キャパシタ１４に充電された電荷を負荷１３で消費させるとともに電源ＢＴに供給する。これに伴い、電源ＢＴは充電され、負荷電圧Ｖ０は出力電圧Ｖ１０に応じて徐々に低下する。そして、第１デューティＤｕｔｙ１がゼロに到達すると、負荷電圧Ｖ０は電源電圧ＶＢになる。
【００４５】
同様にして、接続切替制御部２２は、負荷１３に対する電源ＢＴの接続状態で第２デューティＤｕｔｙ２をゼロから徐々に増大させるスイッチング動作を実行する。これによって、第２リアクトルＬ２の逆起電力によって第２の直流電力変換回路１２の出力電圧Ｖ２０を徐々に電源電圧ＶＢよりも増大させる。これに伴い、キャパシタ１４は充電され、負荷電圧Ｖ０は出力電圧Ｖ２０に応じて徐々に増大する。
さらに、接続切替制御部２２は、第２デューティＤｕｔｙ２をゼロに向かい徐々に減少させるスイッチング動作を実行する。これによって、キャパシタ１４に充電された電荷を負荷１３で消費させるとともに電源ＢＴに供給する。これに伴い、電源ＢＴは充電され、負荷電圧Ｖ０は出力電圧Ｖ２０に応じて徐々に低下する。そして、第２デューティＤｕｔｙ２がゼロに到達すると、負荷電圧Ｖ０は電源電圧ＶＢになる。
【００４６】
（第２制御モード）
また、接続切替制御部２２は、第２制御モードとして、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同時に同位相のスイッチング動作で駆動する。これによって、負荷電圧Ｖ０を、電源電圧ＶＢ以上の電圧に制御可能である。この場合、電源ＢＴと負荷１３およびキャパシタ１４とを通過する電流は、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２の互いの動作による電流の合成によって生成される。また、負荷電圧Ｖ０は、例えば第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２が同一であれば、図３および下記数式（３）に示すように記述される。
【００４７】
【数３】
2014239581.tif 000005
【００４８】
例えば、接続切替制御部２２は、第１および第４スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をＯＮかつ第２および第３スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３をＯＦＦにすることによって、負荷１３に対して電源を接続状態にする。
接続切替制御部２２は、負荷１３に対する電源ＢＴの接続状態で第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２をゼロから徐々に増大させるスイッチング動作を実行する。これによって、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２の逆起電力によって第１および第２の直流電力変換回路１１，１２の出力電圧Ｖ１０，Ｖ２０を徐々に電源電圧ＶＢよりも増大させ、負荷１３およびキャパシタ１４に電力を供給する。これに伴い、キャパシタ１４は充電され、負荷電圧Ｖ０は第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２に応じて徐々に増大する。
さらに、接続切替制御部２２は、第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２をゼロに向かい徐々に減少させるスイッチング動作を実行する。これによって、キャパシタ１４に充電された電荷を負荷１３で消費させるとともに電源ＢＴに供給する。これに伴い、電源ＢＴは充電され、負荷電圧Ｖ０は、第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２に応じて徐々に低下する。そして、第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２がゼロに到達すると、負荷電圧Ｖ０は電源電圧ＶＢになる。
【００４９】
（第３制御モード）
また、接続切替制御部２２は、第３制御モードとして、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同時に駆動する際に、同位相から任意にずらした位相（例えば、図４（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。これによって、負荷電圧Ｖ０を、電源電圧ＶＢ以上の電圧に制御可能である。さらに、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば、スイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。
特に、逆位相のスイッチング動作によれば、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳されるので、第２制御モードに比べて、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴを通過する電流のリップルをより小さくすることができる。
【００５０】
なお、図４（Ａ）〜（Ｃ）に示す時間ｔに応じた電流の波形において、図１に示すように、第１リアクトルＬ１を通過する第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）は第１ノードＡから第３ノードＣに向かう方向を正としている。第２リアクトルＬ２を通過する第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）は第４ノードＤから第２ノードＢに向かう方向を正としている。電源ＢＴを通過する電流Ｉ（ＢＴ）は、負極から正極に向かう方向を正としている。負荷１３およびキャパシタ１４を通過する電流を合算した電流Ｉ（ＬＤ）は第５ノードＥから第６ノードＦに向かう方向を正としている。
【００５１】
（第４制御モード）
さらに、上述した第３制御モードにおいて、図４（Ａ）〜（Ｃ）に示すように第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合されていない場合には、第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の周波数はスイッチング周波数に等しくなる。これに対して、図５（Ａ）〜（Ｃ）に示すように第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合されている場合には、第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の周波数をスイッチング周波数よりも高くすることができる。
すなわち、接続切替制御部２２は、第４制御モードとして、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合されている状態で第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同時に駆動する際に、同位相から任意にずらした位相（例えば、図５（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。
なお、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２は、例えば、磁路を共用するように共通のコアに巻回されることによって、磁気的に結合される。さらに、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２は、例えば磁路を共用する共通のコアに互いに逆向き（逆相）に巻回されることによって、磁路の磁化を相殺する方向に各第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）が流れるように設けられてもよい。
【００５２】
例えば図５（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合されている状態において、接続切替制御部２２は、第１の直流電力変換回路１１において第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＮにすることによって、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を増大させる。そして、第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにすることによって、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を減少させる状態で、第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＮにすることによって、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を増大させる。これによって、磁気結合に起因して第１リアクトルＬ１に誘起電圧を発生させ、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）の減少を妨げるようにして、減少から増大に変化させる、または減少を抑制する。そして、第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦにすることによって、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を減少させるとともに、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を減少させる。
さらに、接続切替制御部２２は、第２の直流電力変換回路１２において第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＮにすることによって、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を増大させる。そして、第３スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦにすることによって、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を減少させる状態で、第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＮにすることによって、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を増大させる。これによって、磁気結合に起因して第２リアクトルＬ２に誘起電圧を発生させ、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）の減少を妨げるようにして、減少から増大に変化させる、または減少を抑制する。そして、第２スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにすることによって、第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）を減少させるとともに、第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）を減少させる。
これらによって、接続切替制御部２２は、第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の周波数をスイッチング周波数の２倍まで増大させ、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２にて発生する磁歪騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
【００５３】
上述したように、本発明の実施形態による電源装置１０によれば、第１デューティＤｕｔｙ１および第２デューティＤｕｔｙ２を制御することによって、負荷電圧Ｖ０を電源電圧ＶＢ以上の任意の電圧に容易に制御可能である。つまり、第１の直流電力変換回路１１は昇圧動作によって負荷１３の正極電位と電源ＢＴの正極電位との電位差を増大させ、第２の直流電力変換回路１２は昇圧動作によって負荷１３の負極電位と電源ＢＴの負極電位との電位差を増大させる。
さらに、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同位相から任意にずらした位相のスイッチング動作で同時に駆動することによって、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。これによって、例えばスイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。
さらに、第１リアクトルＬ１および第２リアクトルＬ２が磁気的に結合された状態で第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同位相から任意にずらした位相のスイッチング動作で同時に駆動することによって、第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の周波数をスイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば逆位相のスイッチング動作によって、第１および第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）の周波数をスイッチング周波数の２倍まで増大させることができ、第１リアクトルＬ１および第２リアクトルＬ２にて発生する磁歪騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
さらに、第１リアクトルＬ１および第２リアクトルＬ２が磁気相殺するように設けられていることによって、第１リアクトルＬ１および第２リアクトルＬ２における磁気飽和の発生を抑制し、各素子を小型化することができる。
【００５４】
さらに、例えば図６に示すように、上記特許文献１（特開２００５−２２４０５８号公報）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００を比較例とした場合、この比較例に比べて、本発明の実施形態の電源装置１０によれば、所望の昇圧比を得るために必要とされる第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２をより低くすることができる。さらに、昇圧比が２を超える領域においてリップル電流をより低減することができる。しかも、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２に必要とされる第１および第２キャパシタＣＡ１，ＣＡ２の耐圧をより低くすることができ、回路全体をより小型化することができる。
【００５５】
（比較例）  
なお、図６に示す比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、電源ＢＴに対して２つの昇圧コンバータが並列に接続されたものであって、第１ノードＡ〜第５ノードＥを備えている。
第１ノードＡには電源ＢＴの正極が接続され、第２ノードＢには電源ＢＴの負極が接続されている。第３ノードＣと第１ノードＡとには第１リアクトルＬ１の両端が接続され、第４ノードＤと第１ノードＡとには第２リアクトルＬ２の両端が接続されている。
第１スイッチング素子ＳＷ１のコレクタは第５ノードＥに接続され、エミッタは第３ノードＣに接続されている。第２スイッチング素子ＳＷ２のコレクタは第３ノードＣに接続され、エミッタは第２ノードＢに接続されている。第３スイッチング素子ＳＷ３のコレクタは第５ノードＥに接続され、エミッタは第４ノードＤに接続されている。第４スイッチング素子ＳＷ４のコレクタは第４ノードＤに接続され、エミッタは第２ノードＢに接続されている。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のエミッタ−コレクタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向になるようにして各ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。
第１および第２キャパシタＣＡ１，ＣＡ２は、第５ノードＥおよび第２ノードＢ間に接続されている。
【００５６】
図６に示す比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００において、上述した本発明の実施形態による電源装置１０の第３制御モードおよび第４制御モードと同様の制御動作を行なった場合の各電流Ｉ（ＢＴ），Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ１），Ｉ（ＬＤ）の変化を図７（Ａ）〜（Ｃ）および図８（Ａ）〜（Ｃ）に示した。これらの比較例の図７（Ａ）〜（Ｃ）および図８（Ａ）〜（Ｃ）では、上述した本発明の実施形態の図４（Ａ）〜（Ｃ）および図５（Ａ）〜（Ｃ）と同一の昇圧比（例えば、昇圧比＝２．０、２．５、３．０）が設定されている。
なお、図７（Ａ）〜（Ｃ）および図８（Ａ）〜（Ｃ）に示す時間ｔに応じた電流の波形において、図６に示すように、第１リアクトルＬ１を通過する第１リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）は第１ノードＡから第３ノードＣに向かう方向を正としている。第２リアクトルＬ２を通過する第２リアクトル電流Ｉ（Ｌ２）は第１ノードＡから第４ノードＤに向かう方向を正としている。電源ＢＴを通過する電流Ｉ（ＢＴ）は、負極から正極に向かう方向を正としている。負荷１３およびキャパシタ１４を通過する電流を合算した電流Ｉ（ＬＤ）は第５ノードＥから第２ノードＢに向かう方向を正としている。
【００５７】
本発明の実施形態において負荷電圧Ｖ０は上記数式（３）に示すように記述されることに対して、比較例において負荷電圧Ｖ０は下記数式（４）に示すように記述される。これによって、図９に示すように、本発明の実施形態によれば、比較例に比べて、所望の昇圧比を得るために必要とされる第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２をより低くすることができる。  
【００５８】
【数４】
2014239581.tif 000006
【００５９】
また、実施形態および比較例において、第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２を増大させることによって昇圧比を増大させると、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２を通過するリップル電流が増大傾向に変化する。そして、特に、第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２が０．５よりも大きくなる領域において、リップル電流の増大が顕著になる。第１および第２デューティＤｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２が０．５よりも大きくなるときに、比較例の昇圧比は２よりも大きくなるだけであることに対して、実施形態の昇圧比は３よりも大きくなる。これによって、図１０に示すように、本発明の実施形態によれば、比較例に比べて、昇圧比が２を超える領域においてリップル電流をより低減することができる。
しかも、比較例では第１および第２キャパシタＣＡ１，ＣＡ２に負荷電圧Ｖ０の全電圧が印加されることに対して、本発明の実施形態では各第１および第２キャパシタＣＡ１，ＣＡ２に各出力電圧Ｖ１０，Ｖ２０が印加されるだけであり、第１および第２キャパシタＣＡ１，ＣＡ２に必要とされる耐圧をより低くすることができ、回路全体をより小型化することができる。
【００６０】
（変形例）
なお、上述した実施形態においては、図１１に示す変形例による電源装置１０のように、さらに、第７および第８ノードＧ，Ｈと、第３の直流電力変換回路（ＲＥＧ３）３１と、第４の直流電力変換回路（ＲＥＧ４）３２と、を備えてもよい。
第３の直流電力変換回路（ＲＥＧ３）３１は、電源ＢＴに接続され、第３スイッチ群を構成するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar mode Transistor）などの第５および第６スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６と、第３リアクトルＬ３と、第３キャパシタＣＡ３と、を備えている。
第４の直流電力変換回路（ＲＥＧ４）３２は、電源ＢＴに接続され、第４スイッチ群を構成するＩＧＢＴなどの第７および第８スイッチング素子ＳＷ７，ＳＷ８と、第４リアクトルＬ４と、第４キャパシタＣＡ４と、を備えている。
【００６１】
第１ノードＡと第７ノードＧとには第３リアクトルＬ３の両端が接続され、第２ノードＢと第８ノードＨとには第４リアクトルＬ４の両端が接続されている。
第５スイッチング素子ＳＷ５のコレクタは第５ノードＥに接続され、エミッタは第７ノードＧに接続されている。第６スイッチング素子ＳＷ６のコレクタは第７ノードＧに接続され、エミッタは第２ノードＢに接続されている。第７スイッチング素子ＳＷ７のコレクタは第１ノードＡに接続され、エミッタは第８ノードＨに接続されている。第８スイッチング素子ＳＷ８のコレクタは第８ノードＨに接続され、エミッタは第６ノードＦに接続されている。各スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のエミッタ−コレクタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向になるようにして各ダイオードＤ５〜Ｄ８が接続されている。
第３キャパシタＣＡ３は、第５ノードＥおよび第２ノードＢ間に接続され、第４キャパシタＣＡ４は、第１ノードＡおよび第６ノードＦ間に接続されている。
【００６２】
この変形例において、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２は、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２と同様にして、制御装置１５から出力されて各スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のゲートに入力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号（ＰＷＭ信号）によって互いに独立に駆動可能に制御される。
【００６３】
第３の直流電力変換回路３１は、負荷１３が停止している状態（つまり、電力消費および回生を行なわない状態）で第３キャパシタＣＡ３を充電するときに、第５スイッチング素子ＳＷ５をＯＦＦかつ第６スイッチング素子ＳＷ６をＯＮにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第３リアクトルＬ３と、第６スイッチング素子ＳＷ６と、を経由する還流電流を流して第３リアクトルＬ３を励磁し、第３リアクトルＬ３を通過する第３リアクトル電流Ｉ（Ｌ３）を増大させる。一方、第５スイッチング素子ＳＷ５をＯＮかつ第６スイッチング素子ＳＷ６をＯＦＦにすることによって、順次、電源ＢＴと、第３リアクトルＬ３と、第５スイッチング素子ＳＷ５および第５ダイオードＤ５と、を経由して第３キャパシタＣＡ３に電流を流す。
また、第３の直流電力変換回路３１は、負荷１３が停止している状態で第３キャパシタＣＡ３を放電するときに、第５スイッチング素子ＳＷ５をＯＮかつ第６スイッチング素子ＳＷ６をＯＦＦにする。これによって、順次、第５スイッチング素子ＳＷ５と、第３リアクトルＬ３と、電源ＢＴと、を経由する電流を流す。一方、第５スイッチング素子ＳＷ５をＯＦＦかつ第６スイッチング素子ＳＷ６をＯＮにすることによって、順次、第６スイッチング素子ＳＷ６および第６ダイオードＤ６と、第３リアクトルＬ３と、電源ＢＴと、を経由する還流電流を流す。
【００６４】
第４の直流電力変換回路３２は、負荷１３が停止している状態で第４キャパシタＣＡ４を充電するときに、第８スイッチング素子ＳＷ８をＯＦＦかつ第７スイッチング素子ＳＷ７をＯＮにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第７スイッチング素子ＳＷ７と、第４リアクトルＬ４と、を経由する還流電流を流して第４リアクトルＬ４を励磁し、第４リアクトルＬ４を通過する第４リアクトル電流Ｉ（Ｌ４）を増大させる。一方、第８スイッチング素子ＳＷ８をＯＮかつ第７スイッチング素子ＳＷ７をＯＦＦにすることによって、順次、第８スイッチング素子ＳＷ８および第８ダイオードＤ８と、第４リアクトルＬ４と、電源ＢＴと、を経由して第４キャパシタＣＡ４に電流を流す。
また、第４の直流電力変換回路３２は、負荷１３が停止している状態で第４キャパシタＣＡ４を放電するときに、第８スイッチング素子ＳＷ８をＯＮかつ第７スイッチング素子ＳＷ７をＯＦＦにする。これによって、順次、電源ＢＴと、第４リアクトルＬ４と、第８スイッチング素子ＳＷ８と、を経由する電流を流す。一方、第８スイッチング素子ＳＷ８をＯＦＦかつ第７スイッチング素子ＳＷ７をＯＮにすることによって、順次、第４リアクトルＬ４と、第７スイッチング素子ＳＷ７および第７ダイオードＤ７と、電源ＢＴと、を経由する還流電流を流す。
【００６５】
この変形例によれば、上述した実施形態に比べて、各直流電力変換回路１１，１２，３１，３２毎に負担する電力を低減することができる。
【００６６】
（変形例の第１制御モード）
この変形例において、接続切替制御部２２は、第１制御モードとして、第１〜第４の直流電力変換回路１１，１２，３１，３２を同時に駆動する際に、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２を同位相から任意にずらした位相（例えば、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。さらに、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２を同位相から任意にずらした位相（例えば、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。これらによって、負荷電圧Ｖ０を、電源電圧ＶＢ以上の電圧に制御可能である。さらに、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば、スイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。
特に、逆位相のスイッチング動作によれば、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳され、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳されるので、同位相のスイッチング動作に比べて、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴを通過する電流のリップルをより小さくすることができる。
【００６７】
（変形例の第２制御モード）
さらに、上述した変形例の第１制御モードにおいて、接続切替制御部２２は、第２制御モードとして、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２の組と、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２の組とを、同位相から任意にずらした位相（例えば、９０°ずれた位相など）のスイッチング動作で駆動する。これによって、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、さらに高くすることができる。
【００６８】
（変形例の第３制御モード）
さらに、上述した変形例の第２制御モードにおいて、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合され、第３および第４リアクトルＬ３，Ｌ４が磁気的に結合されている場合には、第１〜第４リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）〜Ｉ（Ｌ４）の周波数をスイッチング周波数よりも高くすることができる。さらに、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２は磁気相殺するように設けられ、第３および第４リアクトルＬ３，Ｌ４は磁気相殺するように設けられてもよい。
すなわち、接続切替制御部２２は、第３制御モードとして、第１および第２リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気的に結合され、第３および第４リアクトルＬ３，Ｌ４が磁気的に結合されている状態で、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２のスイッチング動作を同位相から任意にずらした位相とし、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２のスイッチング動作を同位相から任意にずらした位相とする。さらに、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２のスイッチング動作の組と、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２のスイッチング動作の組とを、同位相から任意にずらした位相とする。
特に、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２のスイッチング動作を逆位相とし、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２のスイッチング動作を逆位相とし、第１および第２の直流電力変換回路１１，１２のスイッチング動作の組と、第３および第４の直流電力変換回路３１，３２のスイッチング動作の組とを、同位相から９０°ずらした位相とする。これによって、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数をスイッチング周波数の４倍まで増大させ、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
【００６９】
（変形例の第４制御モード）
この変形例において、接続切替制御部２２は、第４制御モードとして、第１〜第４の直流電力変換回路１１，１２，３１，３２を同時に駆動する際に、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１を同位相から任意にずらした位相（例えば、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。さらに、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２を同位相から任意にずらした位相（例えば、１８０°ずれた位相である逆位相など）のスイッチング動作で駆動する。これらによって、負荷電圧Ｖ０を、電源電圧ＶＢ以上の電圧に制御可能である。さらに、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、スイッチング周波数よりも高くすることができる。例えば、スイッチング周波数が可聴帯域であっても、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外として、騒音を抑制することができる。
特に、逆位相のスイッチング動作によれば、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳され、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２の互いの動作による電流のリップルが逆位相で重畳されるので、同位相のスイッチング動作に比べて、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴを通過する電流のリップルをより小さくすることができる。
【００７０】
（変形例の第５制御モード）
さらに、上述した変形例の第４制御モードにおいて、接続切替制御部２２は、第５制御モードとして、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１の組と、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２の組とを、同位相から任意にずらした位相（例えば、９０°ずれた位相など）のスイッチング動作で駆動する。これによって、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数を、さらに高くすることができる。
【００７１】
（変形例の第６制御モード）
さらに、上述した変形例の第５制御モードにおいて、第１および第３リアクトルＬ１，Ｌ３が磁気的に結合され、第２および第４リアクトルＬ２，Ｌ４が磁気的に結合されている場合には、第１〜第４リアクトル電流Ｉ（Ｌ１）〜Ｉ（Ｌ４）の周波数をスイッチング周波数よりも高くすることができる。さらに、第１および第３リアクトルＬ１，Ｌ３は磁気相殺するように設けられ、第２および第４リアクトルＬ２，Ｌ４は磁気相殺するように設けられてもよい。
すなわち、接続切替制御部２２は、第５制御モードとして、第１および第３リアクトルＬ１，Ｌ３が磁気的に結合され、第２および第４リアクトルＬ２，Ｌ４が磁気的に結合されている状態で、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１のスイッチング動作を同位相から任意にずらした位相とし、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２のスイッチング動作を同位相から任意にずらした位相とする。さらに、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１のスイッチング動作の組と、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２のスイッチング動作の組とを、同位相から任意にずらした位相とする。
特に、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１のスイッチング動作を逆位相とし、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２のスイッチング動作を逆位相とし、第１および第３の直流電力変換回路１１，３１のスイッチング動作の組と、第２および第４の直流電力変換回路１２，３２のスイッチング動作の組とを、同位相から９０°ずらした位相とする。これによって、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴの電流のリップル周波数をスイッチング周波数の４倍まで増大させ、負荷１３およびキャパシタ１４および電源ＢＴにて発生するリップル電流に起因する騒音の周波数を可聴帯域外まで高くすることができる。
【００７２】
なお、本発明の技術的範囲は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上述した実施形態に種々の変更を加えたものを含む。すなわち、上述した実施形態の構成はほんの一例に過ぎず、適宜変更が可能である。
例えば、電源ＢＴは、放電および充電が可能なバッテリなどに限定されず、放電のみが可能な燃料電池や発電機などであってもよい。この場合には、負荷１３から電源ＢＴへの充電を遮断するようにして、上述した実施形態での第１および第４スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、上述した実施形態の変形例での第１、第４、第５、および第８スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ８と、をダイオード（つまり、順方向電圧の印加によって順方向に通電可能なスイッチ）に変更すればよい。
【符号の説明】
【００７３】
１０  電源装置
１１  第１の直流電力変換回路（電圧制御手段、第１の昇圧回路）
１２  第２の直流電力変換回路（電圧制御手段、第２の昇圧回路）
１３  負荷
１５  制御装置（電圧制御手段）
３１  第３の直流電力変換回路（電圧制御手段、第３の昇圧回路）
３２  第４の直流電力変換回路（電圧制御手段、第４の昇圧回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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