(57)【要約】【課題】ヒステリシス制御型ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置において、スイッチング周波数のスペクトラム拡散を実現する。【解決手段】ヒステリシス制御型ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の電圧帰還経路に所定の振幅及び周波数を持つ電圧波形を加算する。これにより、従来のヒステリシス制御型ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の構成要素回路に変更を加えることなく、スイッチング周波数のスペクトラム拡散を可能としたヒステリシス制御型ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置を提供できる。【選択図】図１
2014204547.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力電圧と、第２の入力電圧とを入力して比較し、比較結果に応じた信号を出力する電圧比較器と、
前記電圧比較器の出力する信号を入力し、入力した信号に基づいて制御用パルスを出力する制御用パルス生成回路と、
前記制御用パルス生成回路が出力した前記制御用パルスを入力し、前記制御用パルスに従ってスイッチングするスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路のスイッチングによって、変換対象となる直流電圧の降圧と昇圧とのいずれかの変換を行って直流電圧を生成するインダクタと、
前記インダクタによって変換された変換後の前記直流電圧に対応する対応電圧を分圧し、分圧した分圧電圧を前記第１の入力電圧として前記電圧比較器へ入力する分圧器と、
予め設定された基準電圧を、前記第２の入力電圧として前記電圧比較器に入力する基準電圧源と、
スペクトラム拡散のための交流信号を生成する交流信号生成部と、前記交流信号生成部が生成した前記交流信号から電圧を生成し、生成した電圧を拡散電圧として、前記分圧器が前記電圧比較器へ前記第１の入力電圧として入力する前記分圧電圧に重畳する重畳部とを有する拡散電圧発生器と
を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項２】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
スペクトラム拡散のための前記交流信号として、交流電圧を生成し、
前記拡散電圧発生器の前記重畳部は、
一端が、前記交流電圧が出力される前記交流信号生成部の出力端子に接続され、
他端が、前記分圧電圧が出力される前記分圧器の出力端子と、前記分圧電圧が入力される前記電圧比較器の入力端子との間に接続される抵抗要素であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項３】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
前記交流電圧として、三角波と矩形波とのいずれかの波形の交流電圧を発生することを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項４】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
前記交流電圧として前記矩形波の電圧を発生する、ＣＭＯＳインバータであることを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項５】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
スペクトラム拡散のための前記交流信号として、交流電流を生成し、生成した前記交流電流を、前記分圧電圧が出力される前記分圧器の出力端子と、前記分圧電圧が入力される前記電圧比較器の入力端子との間に出力し、
前記拡散電圧発生器の前記重畳部は、
前記分圧器が兼ねることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項６】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
前記交流電流として、三角波と矩形波とのいずれかの波形の交流電流を発生することを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項７】
前記拡散電圧発生器の前記交流信号生成部は、
前記交流電流として、矩形波電流を発生すると共に、
第１のＮＭＯＳＦＥＴと、第２のＮＭＯＳＦＥＴと、第１のＰＭＯＳＦＥＴと、第２のＰＭＯＳＦＥＴと、第１のスイッチと、第２のスイッチとを備え、
前記第１のＮＭＯＳＦＥＴは、
ゲート端子とドレイン端子が短絡され、
前記第２のＮＭＯＳＦＥＴは、
ゲート端子が前記第１のＮＭＯＳＦＥＴのゲート端子と前記第１のスイッチを介して接続され、ソース端子が前記第１のＮＭＯＳＦＥＴのソース端子と接続され、ドレイン端子が、前記分圧電圧が出力される前記分圧器の出力端子と、前記分圧電圧が入力される前記電圧比較器の入力端子との間に接続され、
前記第１のＰＭＯＳＦＥＴは、
ゲート端子とドレイン端子が短絡され、
前記第２のＰＭＯＳＦＥＴは、
ゲート端子が前記第１のＰＭＯＳＦＥＴのゲート端子と前記第２のスイッチを介して接続され、ソース端子が前記第１のＰＭＯＳＦＥＴのソース端子と接続され、ドレイン端子が、前記分圧電圧が出力される前記分圧器の出力端子と、前記分圧電圧が入力される前記電圧比較器の入力端子との間に接続され、
前記第１のＮＭＯＳＦＥＴと前記第１のＰＭＯＳＦＥＴとのドレイン端子は、
それぞれ第１の定電流源と第２の定電流源により、所定の定電流が供給され、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとは、制御クロックが入力され、
前記第１のスイッチは、
前記制御クロックが第１の論理レベルにあるときには、前記第２のＮＭＯＳＦＥＴのゲート端子と、前記第１のＮＭＯＳＦＥＴのゲート端子とを接続し、前記制御クロックが第２の論理レベルにあるときには、前記第２のＮＭＯＳＦＥＴのゲート端子を第２のＮＭＯＳＦＥＴのソース端子と接続し、
前記第２のスイッチは、
前記第１のスイッチへ入力される前記制御クロックが前記第１の論理レベルにあるときには、前記第１の論理レベルの反転クロックが入力されて、前記第２のＰＭＯＳＦＥＴのゲート端子を前記第２のＰＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続し、
前記第１のスイッチへ入力される前記制御クロックが前記第２の論理レベルにあるときには、前記第２の論理レベルの反転クロックが入力されて、前記第２のＰＭＯＳＦＥＴのゲート端子を前記第１のＰＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続とすることを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【請求項８】
ヒステリシス制御型のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の電圧帰還経路に、交流電圧波形を重畳する重畳方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置に関し、特にヒステリシス方式ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置のスペクトラム拡散に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置では、インダクタにパルス状の電流を印加することで、昇圧、もしくは降圧動作を行う。ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置では、パルス電流のＯＮ／ＯＦＦのタイミングで電流値が大きく変化することでスイッチングノイズが発生するため、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が悪化し、他の電子機器の動作に影響を及ぼしてしまう。そこで、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式等のスイッチング周波数が内部回路で決定されるＤＣ−ＤＣ電圧変換装置では、内部回路により決定されるスイッチング周波数にスイッチング周波数のスペクトラム拡散を行うことで、スイッチングノイズが特定の周波数に集中することを防ぐ手法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−６１９７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一方、ヒステリシス方式のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置では、所定の目標電圧に対して、現在の出力電圧が低いかどうかを判定し、低い場合はスイッチング周波数を高く、高い場合はスイッチング周波数を低くして出力電圧が所定の目標電圧に近づくように制御を行う。このため、スイッチング周波数は外部の負荷電流によって変化し、内部の回路では決定されない。このため、スペクトラム拡散を実現することができない。
【０００５】
本発明では、上記の課題を解決するためになされたものであり、ヒステリシス方式のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置でスペクトラム拡散を行い、ＥＭＩを低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置は、
第１の入力電圧と、第２の入力電圧とを入力して比較し、比較結果に応じた信号を出力する電圧比較器と、
前記電圧比較器の出力する信号を入力し、入力した信号に基づいて制御用パルスを出力する制御用パルス生成回路と、
前記制御用パルス生成回路が出力した前記制御用パルスを入力し、前記制御用パルスに従ってスイッチングするスイッチング素子を有するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路のスイッチングによって、変換対象となる直流電圧の降圧と昇圧とのいずれかの変換を行って直流電圧を生成するインダクタと、
前記インダクタによって変換された変換後の前記直流電圧に対応する対応電圧を分圧し、分圧した分圧電圧を前記第１の入力電圧として前記電圧比較器へ入力する分圧器と、
予め設定された基準電圧を、前記第２の入力電圧として前記電圧比較器に入力する基準電圧源と、
スペクトラム拡散のための交流信号を生成する交流信号生成部と、前記交流信号生成部が生成した前記交流信号から電圧を生成し、生成した電圧を拡散電圧として、前記分圧器が前記電圧比較器へ前記第１の入力電圧として入力する前記分圧電圧に重畳する重畳部とを有する拡散電圧発生器と
を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、従来のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置を構成する部品には変更を必要とせず、簡単な交流信号発生回路を追加することで、スペクトラム拡散を行いＥＭＩを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１によるＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１を表すブロック図。
【図２】実施の形態１による拡散信号電圧発生器２０２−１の構成を表すブロック図。
【図３】実施の形態２によるＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００２を表すブロック図。
【図４】実施の形態２による拡散信号電流発生器２０２−２の構成を表すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は実施の形態１によるヒステリシス制御方式のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置（直流直流電圧変換装置）１００１を示すブロック図である。このＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１は、出力電圧を複数の抵抗により分圧して帰還する電圧帰還部（抵抗分圧器１０７）に、所定の交流信号を重畳することで、スペクトラム拡散を実現する。ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１は、以下の（１）〜（１０）を備える。
【００１０】
（１）電圧比較器１０１：
電圧比較器１０１は、２つの入力信号の大小を比較し、その大小により、２値の出力制御信号ＶＣＴＬを出力する。
（２）制御用パルス生成回路１０２：
制御用パルス生成回路１０２は、電圧比較器１０１の出力制御信号ＶＣＴＬを受けて所定の出力トランジスタ制御用信号パルス（制御用パルス）を出力する。
（３）負荷駆動回路１０３：
負荷駆動回路１０３（スイッチング回路）は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）及びＰ型ＭＯＳＦＥＴのうち、少なくとも一方（スイッチング素子）を含み、制御用パルス生成回路１０２の出力信号（制御用パルス）を受けて負荷駆動電流を出力する。
（４）インダクタ１０４：
インダクタ１０４は、負荷駆動回路１０３の出力電流（負荷駆動電流）を受けて変換対象の直流電圧を昇圧もしくは降圧して、変換対象の直流電圧から直流電圧を生成する。
（５）ダイオード１０５：
ダイオード１０５は、インダクタ１０４を介して昇圧もしくは降圧された出力電圧を整流する。
（６）平滑コンデンサ１０６：
平滑コンデンサ１０６は、ダイオード１０５を介して出力された電圧を平滑し、出力端子１０９へ出力する。
（７）抵抗分圧器１０７：
抵抗分圧器１０７（分圧器）は、出力端子１０９の電圧を分圧して帰還電圧信号ＶＦＢを生成し、電圧比較器１０１の反転入力端子へ入力する。抵抗分圧器１０７は抵抗１０７−１、抵抗１０７−２から構成される。また、抵抗１０７−１と抵抗１０７−２との間には出力端子１０７−３が存在する。出力端子１０７−３と電圧比較器１０１の反転入力端子とを結ぶ経路は、ヒステリシス制御型のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１の電圧帰還経路である。
（８）基準電圧源１０８：
基準電圧源１０８は、電圧比較器１０１の非反転入力端子に所定の基準電圧ＶＲＥＦを入力する。
（９）拡散信号電圧発生器２０２−１：
拡散信号電圧発生器２０２−１（交流信号生成部）は、スペクトラム拡散のための任意の拡散信号ＶＳＰを発生する。
（１０）拡散信号加算抵抗器２０１：
拡散信号加算抵抗器２０１（重畳部）は、抵抗分圧器１０７が出力する帰還電圧信号ＶＦＢに拡散信号電圧発生器２０２−１の出力信号を加算する。
（１１）なお、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１において、拡散信号電圧発生器２０２−１と、拡散信号加算抵抗器２０１とは、拡散電圧発生器２１０を構成する。
【００１１】
電圧比較器１０１はヒステリシス特性を持ち、非反転入力端子に入力された基準電圧ＶＲＥＦによって決定される上側閾値電圧ＶＲＥＦＨ及び下側閾値電圧ＶＲＥＦＬを持つ。
【００１２】
（拡散信号電圧発生器２０２−１がオフ状態の場合）
図１を用いて、昇圧動作を行う場合を例に動作の説明を行う。
まず、拡散信号電圧発生器２０２−１をオフ状態とした場合、即ちスペクトラム拡散を行わない場合を説明する。この場合、電圧比較器１０１は、帰還電圧信号ＶＦＢが下側の閾値電圧ＶＲＥＦＬより低い場合、
つまり
ＶＦＢ＜ＶＲＥＦＬの場合は、
負荷駆動回路１０３が出力電流（負荷駆動電流）をインダクタ１０４に供給して負荷駆動回路１０３が出力端子１０９の電圧を上昇させるような、出力制御信号ＶＣＴＬを出力する。
【００１３】
帰還電圧信号ＶＦＢが上側閾値電圧ＶＲＥＦＨより高い場合は、
つまり（ＶＦＢ＞ＶＲＥＦＨ）の場合は、
電圧比較器１０１は、負荷駆動回路１０３のトランジスタをオフし、負荷もしくは抵抗分圧器１０７の電流により平滑コンデンサ１０６を放電させ、出力端子１０９の電圧を下降させるような、出力制御信号ＶＣＴＬを出力する。その際、負荷電流が大きくなるとＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１のスイッチング周波数（負荷駆動回路１０３のスイッチング素子のスイッチング）は高くなる。ここで「負荷電流」とは平滑コンデンサ１０６からアース１１０に向かって引き抜かれる電流である。この負荷電流が大きい場合は出力端子１０９の電圧は小さく、逆に負荷電流が小さい場合は出力端子１０９の電圧は大きい。
【００１４】
一方、負荷電流が小さくなると（出力端子１０９の電圧が上昇してくると）、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１のスイッチング周波数は低くなるが、負荷電流が一定値となり、抵抗分圧器１０７が出力する帰還電圧信号ＶＦＢが一定となると、負荷駆動回路１０３のスイッチング素子のスイッチング周波数はある１点に固定される。スイッチング周波数が１点に固定されると、スイッチングノイズのノイズ電力が、その固定された周波数に集中し、ＥＭＩノイズとして周囲の機器の動作に悪影響を及ぼす。
【００１５】
（拡散信号電圧発生器２０２−１がオン状態の場合）
ここで、拡散信号電圧発生器２０２−１をオンとした場合、即ちスペクトラム拡散を行う場合は、負荷電流が一定の値となり、抵抗分圧器１０７が出力する帰還電圧信号ＶＦＢが一定となる場合においても、拡散信号電圧発生器２０２−１が拡散信号ＶＳＰとして任意の交流信号を生成する。この場合、拡散信号電圧発生器２０２−１が生成した拡散信号ＶＳＰ（スペクトラム拡散のための交流電圧）を、拡散信号加算抵抗器２０１を介して、抵抗分圧器１０７が出力する帰還電圧信号ＶＦＢに加算（重畳）することで、帰還電圧信号ＶＦＢにリップル成分を持たせる。これによって、負荷駆動回路１０３のスイッチング素子のスイッチング周波数が一定とならず、スイッチングノイズのスペクトラムを拡散することができる。
【００１６】
拡散信号電圧発生器２０２−１が発生する拡散信号ＶＳＰは、三角波の交流電圧でもよいし、矩形波の交流電圧でもよい。これらの三角波や矩形波は比較的容易に構成することができる。特に矩形波の場合は、ＣＭＯＳインバータで構成することも可能である。
【００１７】
図２は拡散信号電圧発生器２０２−１に使用するＣＭＯＳインバータの具体的な構成例を示す図である。図２のＣＭＯＳインバータは、ＮＭＯＳＦＥＴ２０４、ＰＭＯＳＦＥＴ２０５のドレイン端子どうし、ゲート端子どうが接続され、ゲート端子にクロック信号が入力され、接続されたドレイン端子どうしは拡散信号加算抵抗器２０１の一端に接続する。
【００１８】
また、帰還電圧信号ＶＦＢに重畳されるリップルの振幅、即ちスイッチングノイズのスペクトラムを拡散する周波数幅は、拡散信号加算抵抗器２０１（重畳部）の抵抗値で任意に設定することが可能である。
【００１９】
従って、従来のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置にわずかな回路（拡散信号電圧発生器２０２−１、拡散信号加算抵抗器２０１）を付加することで、容易にスイッチングノイズのスペクトラム拡散を行うことが可能となる。
【００２０】
実施の形態２．
図３は、実施の形態２によるＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００２を示すブロック図である。ここでは、実施の形態１のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１と異なる部分を説明する。実施の形態２のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００では、図１における拡散信号電圧発生器２０２−１を、拡散信号電流発生器２０２−２に置換するとともに、拡散信号加算抵抗器２０１を、抵抗分圧器１０７の帰還電圧信号ＶＦＢの出力端子１０７−３における合成抵抗で置換した構成である。後述のように、拡散信号電流発生器２０２−２と抵抗分圧器１０７とは拡散電圧発生器２２０を構成する。
【００２１】
拡散信号電流発生器２０２−２は、スペクトラム拡散のための交流信号として交流電流を生成し、生成した交流電流を、抵抗分圧器１７０の出力端子１７０−３と、記電圧比較器１０１の反転入力端子との間に出力する。これにより、帰還電圧信号ＶＦＢに重畳されるリップルの振幅は、拡散信号電流発生器２０２−２の出力電流振幅及び抵抗分圧器１０７の帰還電圧信号ＶＦＢの出力端子１０７−３における合成抵抗値の積で定義される。よって、実施の形態１と同様に、容易にスイッチングノイズのスペクトラム拡散を行うことが可能となる。拡散信号電流発生器２０２−２と抵抗分圧器１０７（重畳部）とは、拡散電圧発生部２３０を構成する。この拡散電圧発生部２３０により、従来のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の構成要素に変更を行うことなく、電圧帰還経路に信号発生器（拡散信号電流発生器２０２−２）を接続するのみで、スイッチング周波数のスペクトラム拡散を実現することができる。なお、拡散信号電流発生器２０２−２の発生する交流電流は、三角波でもよいし矩形波でもよい。
【００２２】
図４は、矩形波の交流電流を発生する拡散信号電流発生器２０２−２の具体的な回路構成例を示す。以下に図４の拡散信号電流発生器２０２−２を説明する。
（１）拡散信号電流発生器２０２−２は、第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６、第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７、第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８、第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９、第１のスイッチ２１１、第２のスイッチ２２２を備えている。
（２）第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６は、ゲート端子とドレイン端子が短絡されている。
（３）第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７は、ゲート端子が第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６のゲート端子と第１のスイッチ２１１を介して接続され、ソース端子が第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６のソース端子と接続され、ドレイン端子が電圧比較器１０１の反転入力端子に接続されている。
（４）第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８は、ゲート端子とドレイン端子が短絡されている。
（５）第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９は、ゲート端子が第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８のゲート端子と第２のスイッチ２２２を介して接続され、ソース端子が第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８のソース端子と接続され、ドレイン端子が電圧比較器１０１の反転入力端子に接続される。
（６）また、第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６及び第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８のドレイン端子は、それぞれ第１の定電流源及び第２の定電流源（これらの定電流源は図示していない）により、所定の定電流ＩＲＥＦ１、ＩＲＥＦ２が供給される。
（７）第１のスイッチ２１１及び第２のスイッチ２２２は、制御クロックが入力される。
第１のスイッチ２１１は、制御クロックが第１の論理レベル（ＨｉｇｈあるいはＬｏｗのいずれかの信号であり、第１のスイッチ２１１をオンとする信号）にあるときには、第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７のゲート端子と、第１のＮＭＯＳＦＥＴ２０６のゲート端子とを接続して第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７をオン状態とする。一方、第１のスイッチ２１１は、制御クロックが第２の論理レベル（前記第１の論理レベルがＨｉｇｈであればＬｏｗであり、前記第１の論理レベルがＬｏｗであればＨｉｇｈ）にあるときには、第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７のゲート端子を第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７のソース端子と接続して、第２のＮＭＯＳＦＥＴ２０７をオフ状態とする。
（８）第２のスイッチ２２２は、第１のスイッチ２１１への入力の制御クロックが前記第１の論理レベル（第１のスイッチ２１１をＯＮにする信号）にあるときには、前記第１の論理レベルの反転クロックが入力されて、第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９のゲート端子を第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９のソース端子に接続して第２のＰＭＯＳＦＥＴをオフ状態とする。一方、第１のスイッチ２１１へ入力される制御クロックが前記第２の論理レベルにあるときにはその反転クロックが入力されて、第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９のゲート端子を第１のＰＭＯＳＦＥＴ２０８のゲート端子に接続して第２のＰＭＯＳＦＥＴ２０９をオン状態とする。
（９）これによって拡散信号電流発生器２０２−２は、スペクトラム拡散のための交流電流を出力する。
【００２３】
図４の拡散信号電流発生器２０２−２をスイッチ（第１のスイッチ及び第２のスイッチ）により制御された電流源とし、矩形の電流波形を出力する構成とした。よって、拡散信号電流発生器を容易に構成することが可能となる。
【００２４】
以上の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１、１００２を説明したが、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置１００１、１００２の動作を、ヒステリシス制御型のＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の電圧帰還経路に、交流電圧波形を重畳する重畳方法と把握することもできるのは、以上の説明から明らかである。
【００２５】
なお以上の実施の形態１、２では、スペクトラム拡散のための「交流信号」を説明したが、この「交流信号」を補足しておく。
まず、前提として
（１）平滑コンデンサ１０６の容量と、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の出力インピーダンスとで定まるカットオフ周波数をＦｃｏとし、
（２）抵抗分圧器１０７の分圧比をＮとする。
スペクトラム拡散は、ＥＭＩの低減と同時に、出力電圧が高く、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置のスイッチング周波数が下がるような状況においても、出力電圧の揺らぎの周波数を、強制的にＦｃｏ以上にして除去することを可能にする（ＥＭＩと、低域の出力揺らぎを両方低減できる効果を持つ）。
【００２６】
交流信号の周波数が低すぎると、出力電圧が低くスイッチング周波数が高い状況ではスペクトラムを十分拡散できないとともに、出力電圧が高くスイッチング周波数が低い状況では、スイッチング周波数がカットオフ周波数Ｆｃｏを下回り、揺らぎを除去できなくなる。
一方、交流信号の周波数が高すぎると、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置の内部の回路の動作が追いつかず、うまく機能しなくなってしまう。よって、交流信号生成部の発生する「交流信号」の周波数は、Ｆｃｏよりは高く、回路の動作可能周波数よりは低い値に設定する必要がある。
尚、一般に、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置のスイッチング周波数は数１００ｋＨｚ〜数ＭＨｚに設定されるので、Ｆｃｏは、数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚ程度に設定されることが多いと思われる。よって、交流信号生成部の発生する交流信号の周波数を、Ｆｃｏの２倍、ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置出力に１００ｍＶ程度の揺らぎを持たせようとした場合、
交流信号生成部である拡散信号電圧発生器２０２−１の発生する交流電圧信号は、周波数＝２×Ｆｃｏ［Ｈｚ］、電圧比較器１０１における入力での振幅＝１００ｍＶ／Ｎ［Ｖ］程度となる。
また拡散信号電流発生器２０２−の発生する交流電流信号の場合、この振幅（つまり１００ｍＶ／Ｎ［Ｖ］）を拡散信号加算抵抗器２０１（図１）の値で割った値程度となる。
【符号の説明】
【００２７】
１０１  電圧比較器、１０２  制御用パルス生成回路、１０３  負荷駆動回路、１０４  インダクタ、１０５  ダイオード、１０６  平滑コンデンサ、１０７  抵抗分圧器、１０７−１，１０７−２  抵抗、１０７−３  出力端子、１０８  基準電圧源、１０９  出力端子、２０１  拡散信号加算抵抗器、２０２−１  拡散信号電圧発生器、２０２−２  拡散信号電流発生器、２０４  ＮＭＯＳＦＥＴ、２０５  ＰＭＯＳＦＥＴ、２０６  第１のＮＭＯＳＦＥＴ、２０７  第２のＮＭＯＳＦＥＴ、２０８  第１のＰＭＯＳＦＥＴ、２０９  第２のＰＭＯＳＦＥＴ、２１０，２２０  拡散電圧発生器、２１１  第１のスイッチ、２２２  第２のスイッチ、１００１，１００２  ＤＣ−ＤＣ電圧変換装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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