(57)【要約】【課題】直流−直流コンバータを構成する電気部品に流れる電流のリプルが増加し、直流−直流コンバータの信頼性低下や、電磁ノイズによる周辺機器への悪影響が懸念される。【解決手段】直流−直流コンバータ（ＤＣ１）は、直流入力電圧（Ｖｉｎ）が印加される１対の直流入力端子と、直流入力電圧を昇圧した直流出力電圧（Ｖｏｕｔ）を出力する１対の直流出力端子と、１対の中間タップ（Ｎ１ａ１／Ｎ１ｂ１）を有する１対のインダクタ（Ｌ１ａ／Ｌ１ｂ）、および１対のスイッチ（ＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂ）を有する昇圧部（２）と、を備える。昇圧部は、１対の中間タップに生成される電圧に応答して、直流出力電圧を生成する。【選択図】図１
2014204500.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流−直流コンバータであって、
直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、
直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、
１対の中間タップを有する１対のインダクタ、および１対のスイッチを有する昇圧部と、を備え、
前記１対のインダクタの一方の端子対は、前記１対の直流入力端子の一方と接続され、
前記１対のインダクタの他方の端子対は、前記１対のスイッチで交互に駆動され、
前記昇圧部は、前記１対の中間タップに生成される電圧に応答して、前記直流出力電圧を生成する、直流−直流コンバータ。
【請求項２】
前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
前記１対のダイオードのアノード対は、前記１対の中間タップと接続され、
前記１対のダイオードのカソード対は、互いに接続されるとともに、昇圧パルスを生成する、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
【請求項３】
直流−直流コンバータは、さらに、前記１対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部を備え、
前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成する、請求項２記載の直流−直流コンバータ。
【請求項４】
前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
前記平滑インダクタの一端は、前記１対のダイオードのカソード対と接続され、
前記平滑インダクタの他端は、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項３記載の直流−直流コンバータ。
【請求項５】
前記１対のインダクタは、磁気的に相殺されるようにコアに形成される、請求項１記載の直流−直流コンバータ。
【請求項６】
前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
前記制御回路は、前記１対のスイッチの導通状態を交互に反転させる、請求項５記載の直流−直流コンバータ。
【請求項７】
前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
前記１対の中間タップは、第１中間タップおよび第２中間タップを有し
前記１対のインダクタの一方は、
前記１対の直流入力端子の高電位側および前記第１中間タップに接続される第１インダクタと、
前記第１中間タップおよび前記１対のスイッチの一方と接続される第２インダクタと、
を備え、
前記１対のインダクタの他方は、
前記１対の直流入力端子の高電位側および前記第２中間タップに接続される第３インダクタと、
前記第２中間タップおよび前記１対のスイッチの他方と接続される第４インダクタと、
を備え、
前記１対のダイオードは、
アノードが前記第１中間タップと接続された第１ダイオードと、
アノードが前記第２中間タップと接続された第２ダイオードと、
を備え、
前記第１ダイオードのカソードおよび前記第２ダイオードのカソードは、互いに接続される、請求項５記載の直流−直流コンバータ。
【請求項８】
前記１対のスイッチは、
前記第２インダクタおよび前記１対の直流入力端子の低電位側と接続される第１スイッチと、
前記第４インダクタおよび前記１対の直流入力端子の低電位側と接続される第２スイッチと、を備え、
前記第１スイッチまたは前記第２スイッチの導通時間は、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチがともに非導通である時間より大きい、請求項７記載の直流−直流コンバータ。
【請求項９】
前記第１インダクタの巻き数および前記第３インダクタの巻き数は、互いに等しく、
前記第２インダクタの巻き数および前記第４インダクタの巻き数は、互いに等しい、
請求項８記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１０】
直流−直流コンバータであって、
直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、
前記直流入力電圧を昇圧した直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、
第１インダクタ対、第２インダクタ対、およびスイッチ対を有する昇圧部と、を備え、
前記第１インダクタ対の一方の端子対は、前記１対の直流入力端子の一方と接続され、
前記第１インダクタ対の他方の端子対は、ノード対と接続され、
前記第２インダクタ対の一方の端子対は、前記ノード対と接続され、
前記第２インダクタ対の他方の端子対は、前記スイッチ対で駆動され、
前記昇圧部は、前記ノード対に生成される電圧に応答して、前記直流出力電圧を生成する、直流−直流コンバータ。
【請求項１１】
前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
前記１対のダイオードのアノード対は、前記ノード対と接続され、
前記１対のカソード対は、互いに接続されるとともに、昇圧パルスを生成する、請求項１０記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１２】
直流−直流コンバータは、さらに、前記１対の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサを有する平滑部を備え、
前記平滑部は、前記平滑コンデンサで前記昇圧パルスを平滑して、前記直流出力電圧を生成する、請求項１１記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１３】
前記平滑部は、さらに、平滑インダクタを備え、
前記平滑インダクタの一端は、前記１対のダイオードのカソード対と接続され、
前記平滑コンダクタの他端は、前記１対の直流出力端子の高電位側と接続される、請求項１２記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１４】
前記第１インダクタ対は、磁気的に相殺されるように第１コアに形成され、
前記第２インダクタ対は、磁気的に相殺されるように第２コアに形成される、請求項１０記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１５】
前記昇圧部は、さらに、制御回路を有し、
前記制御回路は、前記スイッチ対の導通状態を交互に反転させる、請求項１４記載の直流−直流コンバータ。
【請求項１６】
前記昇圧部は、さらに、１対のダイオードを備え、
前記第１インダクタ対は、
前記１対の直流入力端子の一方および前記ノード対の一方との間に接続された第１インダクタと、
前記１対の直流入力端子の一方および前記ノード対の他方との間に接続された第２インダクタと、
を備え、
前記第２インダクタ対は、
前記ノード対の一方と前記スイッチ対の一方と接続される第３インダクタと、
前記ノード対の他方と前記スイッチ対の他方と接続される第４インダクタと、
を備え、
前記１対のダイオードは、
アノードが前記ノード対の一方と接続された第１ダイオードと、
アノードが前記ノード対の他方と接続された第２ダイオードと、
を備え、
前記第１ダイオードのカソードおよび前記第２ダイオードのカソードは、互いに接続される、請求項１４記載の直流−直流コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧の電圧値よりも高い出力電圧を生成する直流−直流コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、トランス、１対のトランジスタ、１対の出力ダイオード、チョークコイル、および平滑用コンデンサを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを開示する。トランスを構成する１対の巻線の一端は直流電源が接続される入力端子と接続され、１対の巻線の他端は１対のトランジスタを介して、他の入力端子と接続される。１対の巻線からの出力は、１対のダイオードおよびチョークコイルを介して、平滑用コンデンサおよび負荷が接続される出力端子に供給される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−２２２４４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１が開示するＤＣ−ＤＣコンバータは、１対のトランジスタで交互に駆動される１対の巻線の他端に発生する電圧を、１対のダイオード、チョークコイル、および平滑コンデンサ等の電気部品を介して、出力電圧を発生する。この出力電圧は、直流電源の電圧値の略２倍程度に昇圧された直流電圧である。
【０００５】
しかしながら、入力される直流電源の電圧値の２倍より小さい昇圧電圧を生成する場合、直流−直流コンバータを構成する電気部品に流れる電流のリプルが増加し、直流−直流コンバータの信頼性低下や、電磁ノイズによる周辺機器への悪影響が懸念される。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
直流−直流コンバータは、直流入力電圧が印加される１対の直流入力端子と、直流出力電圧を出力する１対の直流出力端子と、１対の中間タップを有する１対のインダクタ、および１対のスイッチを有する昇圧部と、を備える。１対のインダクタの一方の端子対は、１対の直流入力端子の一方と接続され、１対のインダクタの他方の端子対は、１対のスイッチで交互に駆動される。昇圧部は、１対の中間タップに生成される電圧に応答して、直流出力電圧を生成する。
【発明の効果】
【０００７】
電気部品に流れる電流のリプルが低減され、信頼性が向上した直流−直流コンバータが実現される。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る直流−直流コンバータの回路図である。
【図２】実施の形態１に係る直流−直流コンバータの昇圧動作を説明するタイミング図である。
【図３】実施の形態１に係る直流−直流コンバータとの比較例である直流−直流コンバータの回路図である。
【図４】実施の形態１に係る直流−直流コンバータとの比較例である直流−直流コンバータの昇圧動作を説明するタイミング図である。
【図５】実施の形態２に係る直流−直流コンバータの回路図である。
【図６】実施の形態２に係る直流−直流コンバータの昇圧動作を説明するタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。実施の形態の説明において、個数、量などに言及する場合、特に記載ある場合を除き、必ずしもその個数、量などに限定されない。実施の形態の図面において、同一の参照符号や参照番号は、同一部分または相当部分を表わすものとする。また、実施の形態の説明において、同一の参照符号等を付した部分等に対しては、重複する説明は繰り返さない場合がある。
【００１０】
＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の回路図を示す。
【００１１】
直流−直流コンバータＤＣ１は、１対の直流入力端子、昇圧部２、平滑部３、および１対の直流出力端子を備える。ここで、１対の直流入力端子は、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋および低電位側直流入力端子ＧＮＤで構成される。さらに、１対の直流出力端子は、高電位側直流出力端子ＤＣ＿ｏｕｔ＋および低電位側直流出力端子ＧＮＤで構成される。なお、本明細書において、記号ＧＮＤは、接地電位を意味するとともに、上述の各端子の記号としても使用される。
【００１２】
１対の直流入力端子には、直流電源１が出力する直流入力電圧Ｖｉｎが印加され、１対の直流出力端子からは、直流入力電圧Ｖｉｎを昇圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。即ち、直流−直流コンバータＤＣ１は、昇圧型の直流−直流コンバータである。
【００１３】
昇圧部２は、トランスＬ１、ダイオードＤ１ａ、ダイオードＤ１ｂ、スイッチＳＷ１ａ、スイッチＳＷ１ｂ、および制御回路２Ｃを備える。昇圧部２は、１対の直流入力端子に印加された直流入力電圧Ｖｉｎを、昇圧パルスＶｓに変換する機能を有する。
【００１４】
トランスＬ１は、同一のコアに形成されたインダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂを有する。インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂは、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。
【００１５】
インダクタＬ１ａは、ノードＮ０および中間タップＮ１ａ１間に接続されたインダクタＬ１ａ１（巻数ｎ１）と、中間タップＮ１ａ１およびノードＮ１ａ間に接続されたインダクタＬ１ａ２（巻数ｎ３）と、を有する。即ち、インダクタＬ１ａは、中間タップＮ１ａ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ａ１およびインダクタＬ１ａ２で構成される。なお、巻数とは、コイルの巻数である。
【００１６】
インダクタＬ１ｂは、ノードＮ０および中間タップＮ１ｂ１間に接続されたインダクタＬ１ｂ１（巻数ｎ２）と、中間タップＮ１ｂ１およびノードＮ１ｂ間に接続されたインダクタＬ１ｂ２（巻数ｎ４）と、を有する。即ち、インダクタＬ１ｂは、中間タップＮ１ｂ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ｂ１およびインダクタＬ１ｂ２で構成される。
【００１７】
なお、インダクタＬ１ａの巻数（ｎ１＋ｎ３）とインダクタＬ１ｂの巻数（ｎ２＋ｎ４）は、等しく設定される。さらに、インダクタＬ１ａ１の巻数ｎ１およびインダクタＬ１ｂ１の巻数ｎ２は等しく、インダクタＬ１ａ２の巻数ｎ３およびインダクタＬ１ｂ２の巻数ｎ４は等しい。
【００１８】
ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂのアノードは、それぞれ、中間タップＮ１ａ１および中間タップＮ１ｂ１と接続され、各ダイオードのカソードは、ともに、ノードＮ２と接続される。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂは、いずれも、トランジスタである。スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの一端（トランジスタのドレイン）は、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続され、各スイッチの他端（トランジスタのソース）は、低電位側直流入力端子ＧＮＤと接続される。
【００１９】
制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの導通状態を制御する。より具体的には、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂの導通状態を、交互に反転させる。即ち、一方のスイッチが導通状態（ｏｎ）に設定される期間、他方のスイッチは非導通状態（ｏｆｆ）に設定される。各スイッチの導通状態制御は、トランジスタのゲート電圧の制御により行われる。なお、スイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂは、電界効果トランジスタに限定されず、他の電気的なスイッチング素子や、その他機械的なスイッチング素子でもよい。
【００２０】
平滑部３は、平滑インダクタＬｃおよび平滑コンデンサＣ１を有する。平滑インダクタＬｃの一端は、ノードＮ２と接続され、その他端は、ノードＮ３と接続される。平滑コンデンサＣ１の一端は、ノードＮ３と接続され、その他端は、低電位側直流出力端子ＧＮＤと接続される。平滑部３は、リプルを有する昇圧パルスＶｓを平滑して、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２１】
図２は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１の昇圧動作を説明するタイミング図である。
【００２２】
図２において、横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。
【００２３】
時刻ｔａ１に、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ｂの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ａを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチＳＷ１ａで駆動されたインダクタＬ１ａには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。上述の通り、インダクタＬ１ａの巻数（ｎ１＋ｎ３）およびインダクタＬ１ｂの巻数（ｎ２＋ｎ４）は、互いに等しく設定されている。その結果、インダクタＬ１ａを流れる電流により、インダクタＬ１ｂの両端（ノードＮ０−ノードＮ１ｂ間）には、直流入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい誘導電圧が誘起される。ここでは、インダクタＬ１ｂの誘導電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎに等しいとする。
【００２４】
インダクタＬ１ｂの両端に誘導電圧が生成されると、中間タップＮ１ｂ１には、その誘導電圧をインダクタＬ１ｂ１の巻数ｎ２およびインダクタＬ１ｂ２の巻数ｎ４の比で分圧した、分圧電圧が発生する。この時、ノードＮ０は直流入力電圧Ｖｉｎまで上昇しているため、中間タップＮ１ｂ１の電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎ（ノードＮ０の電圧）に上記分圧電圧を加えた値となる。
【００２５】
（昇圧パルスＶｓ）
ダイオードＤ１ｂのアノードには中間タップＮ１ｂ１の電圧が印加され、そのカソードから昇圧パルスＶｓが出力される。ダイオードＤ１ｂの順電圧は、中間タップＮ１ｂ１の電圧に対して無視できる程度に小さい。以上を考慮すると、時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間（スイッチＳＷ１ａの導通期間）における昇圧パルスＶｓの値は、式１で求められる。
Ｖｓ＝Ｖｉｎ＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４）＊Ｖｉｎ
＝（１＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４））Ｖｉｎ＝Ｖｓａｂ  ……  式１
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００２６】
時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間は、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂとも、非導通状態に設定される。その理由は、以下の通りである。即ち、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを同時に導通状態に設定すると、インダクタＬ１ａが生成する磁束とインダクタＬ１ｂが生成する磁束は互いに打ち消しあい、トランスＬ１のインダクタ成分は、ほとんど喪失される。このインダクタ成分の喪失に起因する直流電源１の出力端子間（即ち、１対の直流入力端子間）の短絡を防止するため、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂとも、非導通状態とする期間が設定される。
【００２７】
時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間にインダクタＬ１ａに蓄積された励磁エネルギーは、時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間にわたり、ダイオードＤ１ａを介して、平滑部３へ放出される。同時に、インダクタＬ１ｂの電流も連続して、平滑部３へ流れる。平滑部３は、リプルを有する昇圧パルスＶｓを平滑し、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２８】
時刻ｔｂ１に、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ｂを非導通状態から導通状態に変化させる。すると、スイッチＳＷ１ｂで駆動されたインダクタＬ１ｂには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。上述の通り、インダクタＬ１ａの巻数（ｎ１＋ｎ３）およびインダクタＬ１ｂの巻数（ｎ２＋ｎ４）は、互いに等しく設定されている。その結果、インダクタＬ１ｂに流れる電流により、インダクタＬ１ａの両端（ノードＮ０−ノードＮ１ａ間）には、直流入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい誘導電圧が誘起される。ここでは、インダクタＬ１ａの誘導電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎに等しいとする。
【００２９】
インダクタＬ１ａの両端に誘導電圧が生成されると、中間タップＮ１ａ１には、その誘導電圧を、インダクタＬ１ａ１の巻数ｎ１およびインダクタＬ１ａ２の巻数ｎ３の比で分圧した分圧電圧が発生する。この時、ノードＮ０は直流入力電圧Ｖｉｎまで上昇しているため、中間タップＮ１ａ１の電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎ（ノードＮ０の電圧）に上記分圧電圧を加えた値となる。
【００３０】
ダイオードＤ１ａのアノードには中間タップＮ１ａ１の電圧が印加され、そのカソードから昇圧パルスＶｓが出力される。ダイオードＤ１ａの順電圧は、中間タップＮ１ａ１の電圧に対して無視できる程度に小さい。以上を考慮すると、時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２の期間（スイッチＳＷ１ｂの導通期間）における昇圧パルスＶｓの値は、式２で求められる。
Ｖｓ＝Ｖｉｎ＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３）＊Ｖｉｎ
＝（１＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３））Ｖｉｎ＝Ｖｓａｂ  ……  式２
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００３１】
巻数ｎ１および巻数ｎ２は互いに等しく、巻数ｎ３および巻数ｎ４も互いに等しい。その結果、スイッチＳＷ１ａが導通状態となる期間（時刻ｔａ１−ｔａ２）、およびスイッチＳＷ１ｂが導通状態となる期間（時刻ｔｂ１−ｔｂ２）における昇圧パルスＶｓの値は、ともに、電圧値Ｖｓａｂとなる。
【００３２】
時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２の期間にインダクタＬ１ｂに蓄積された励磁エネルギーは、時刻ｔｂ２から時刻ｔａ３の期間にわたり、ダイオードＤ１ｂを介して、平滑部３へ放出される。同時に、インダクタＬ１ａの電流も連続して、平滑部３へ流れる。平滑部３は、リプルを有する昇圧パルスＶｓを平滑し、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００３３】
時刻ｔａ１からスイッチング周期Ｔ経過後の時刻ｔａ３以降も、制御回路２Ｃは、各スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを交互に導通状態に設定し、昇圧部２は、昇圧パルスＶｓを生成する。平滑部３は、昇圧パルスＶｓを平滑し、以下の通り、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００３４】
（直流出力電圧Ｖｏｕｔ）
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４）＊Ｖｉｎ＊Ｄｕｔｙ
＋Ｖｉｎ＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３）＊Ｖｉｎ＊Ｄｕｔｙ  ……  式３
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００３５】
巻数ｎ１は巻数ｎ２と等しく、巻数ｎ３は巻数ｎ４と等しい。従って、式３は、式４ａまたは式４ｂに変形可能である。
Ｖｏｕｔ＝（１＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３））＊Ｖｉｎ＊２＊Ｄｕｔｙ  ……  式４ａ
Ｖｏｕｔ＝（１＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４））＊Ｖｉｎ＊２＊Ｄｕｔｙ  ……  式４ｂ
ここで、デューティ比Ｄｕｔｙは、スイッチング周期Ｔに対する、スイッチＳＷ１ａの導通時間、またはスイッチＳＷ１ｂの導通期間の比率である。
【００３６】
スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを同時に導通状態に設定できない。従って、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂのデューティ比Ｄｕｔｙは、いずれも、０．５以下に設定される。その結果、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂに設定されたデューティ比Ｄｕｔｙに対し、直流出力電圧Ｖｏｕｔの値は、直流入力電圧Ｖｉｎから式４ａおよび式４ｂで決定される電圧値の範囲にある。
【００３７】
一例として、巻数ｎ３に対する巻数ｎ１の比率（インダクタＬ１ａの巻数比率）、および巻数ｎ４に対する巻数ｎ２の比率（インダクタＬ１ｂの巻数比率）が、いずれも１／２である場合、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、直流入力電圧Ｖｉｎの１．２５倍に昇圧される。
【００３８】
（昇圧パルスＶｓのリプル率）
昇圧パルスＶｓの最大値低下に伴い、リプル率が改善される。リプル率は、以下の式で求められる。
リプル率＝（昇圧パルスＶｓの最大値−最小値）／昇圧パルスＶｓの平均値  ……  式５
巻数ｎ３に対する巻数ｎ１の比率（インダクタＬ１ａの巻数比率）、および巻数ｎ４に対する巻数ｎ２の比率（インダクタＬ１ｂの巻数比率）が、いずれも１／２である場合、昇圧パルスＶｓの値は、図２に示される通り変化する。
【００３９】
即ち、スイッチング周期Ｔの半周期（Ｔ／２）に対して、昇圧パルスＶｓの値が電圧値Ｖｓａｂ（式１参照）である期間の割合は０．７５となる。同様に、スイッチング周期Ｔの半周期（Ｔ／２）に対して、昇圧パルスＶｓの値が直流入力電圧Ｖｉｎである期間の割合は、０．２５となる。
【００４０】
その結果、式１、式５、および図２より、リプル率は、
リプル率＝（４／３＊Ｖｉｎ−Ｖｉｎ）／（１．２５＊Ｖｉｎ）＝０．２７  ……  式６
と、求められる。
【００４１】
（平滑インダクタＬｃの磁束密度Ｂの変化量ΔＢ）
平滑インダクタＬｃの両端に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）は、式７に示される範囲で変動する。
ＶＬｃ１≦Ｖｓ−Ｖｏｕｔ≦ＶＬｃ２  ……  式７
ここで、（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）の下限値ＶＬｃ１および上限値ＶＬｃ２は、それぞれ、
ＶＬｃ１＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式７ａ
ＶＬｃ２＝（１＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式７ｂ
ＶＬｃ２＝（１＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式７ｃ
である。
【００４２】
磁束密度Ｂの変化量ΔＢは、（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）に比例する。従って、磁束密度Ｂの変化量ΔＢと、平滑インダクタＬｃの両端に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）の下限値ＶＬｃ１および上限値ＶＬｃ２とは、式８の関係にある。
ΔＢ∝ＶＬｃ２−ＶＬｃ１  ……  式８
ＶＬｃ２−ＶＬｃ１
＝（（１＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）−（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）
＝ｎ１／（ｎ１＋ｎ３）＊Ｖｉｎ  ……  式８ａ
＝（（１＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）−（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）
＝ｎ２／（ｎ２＋ｎ４）＊Ｖｉｎ  ……  式８ｂ
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００４３】
平滑インダクタＬｃの鉄損は、磁束密度Ｂの変化量ΔＢに比例する。従って、式８ａより、鉄損は、インダクタＬ１ａの巻数（ｎ１＋ｎ３）に対するインダクタＬ１ａ１の巻数ｎ１の比率に、直流入力電圧Ｖｉｎを乗算した結果に比例する。同様に、式８ｂより、鉄損は、インダクタＬ１ｂの巻数（ｎ２＋ｎ４）に対するインダクタＬ１ｂ１の巻数ｎ２の比率に、直流入力電圧Ｖｉｎを乗算した結果に比例する。
【００４４】
（平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍ）
平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍは、平滑インダクタＬｃ両端に加わる電圧に比例する。その結果、両者は、以下の関係にある。
Ｂｍ∝（１＋ｎ１／（ｎ１＋ｎ３））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式９ａ
Ｂｍ∝（１＋ｎ２／（ｎ２＋ｎ４））＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式９ｂ
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００４５】
図３は、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１との比較例である直流−直流コンバータＤＣＲの回路図である。
【００４６】
図３において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。
【００４７】
昇圧部２Ｒは、トランスＬｒを備える。トランスＬｒは、同一のコアに形成されるインダクタＬｒａおよびインダクタＬｒｂを有する。インダクタＬｒａおよびインダクタＬｒｂは、同一の巻数を有するとともに、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。インダクタＬｒａおよびインダクタＬｒｂの一端には、ノードＮ０を介して、直流入力電圧Ｖｉｎが印加される。インダクタＬｒａの他端およびインダクタＬｒｂの他端は、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続される。
【００４８】
図４は、直流−直流コンバータＤＣＲの昇圧動作を説明するタイミング図である。
横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。
【００４９】
（昇圧パルスＶｓｒ）
時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ｂの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ａを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチＳＷ１ａで駆動されたインダクタＬ１ａには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。上述の通り、インダクタＬｒａの巻数およびインダクタＬｒｂの巻数は、互いに等しく設定されている。
【００５０】
その結果、インダクタＬｒａを流れる電流により、インダクタＬｒｂの両端（ノードＮ０−ノードＮ１ｂ間）には、直流入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい誘導電圧が誘起される。ここでは、インダクタＬ１ｂの誘導電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎに等しいとする。この時、ノードＮ０には直流入力電圧Ｖｉｎが印加されているため、ノードＮ２には、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の値を有する昇圧パルスＶｓｒが生成される。なお、ダイオードＤ１ｂの順電圧は、直流入力電圧Ｖｉｎと比較して無視できる程度に小さく、昇圧パルスＶｓｒの計算には影響を及ぼさないと見なされる。
【００５１】
時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂは、いずれも非導通状態に設定される。
【００５２】
時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２の期間、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ｂを非導通状態から導通状態に変化させる。この期間にわたり、ノードＮ１ａおよびダイオードＤ１ａを介して、直流入力電圧の２倍の値を有する昇圧パルスＶｓｒがノードＮ２から出力される。
【００５３】
（直流出力電圧Ｖｏｕｔ）
時刻ｔａ１からスイッチング周期Ｔ経過後の時刻ｔａ３以降も、制御回路２Ｃは、各スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを交互に導通状態に設定し、昇圧部２は、昇圧パルスＶｓｒを生成する。平滑部３は、昇圧パルスＶｓｒを平滑し、直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００５４】
直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式で求められる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ＊２＊Ｄｕｔｙ  ……  式１０
ここで、デューティ比Ｄｕｔｙは、スイッチング周期Ｔに対する、スイッチＳＷ１ａの導通時間、またはスイッチＳＷ１ｂの導通期間の比率である。実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１における直流出力電圧Ｖｏｕｔの計算式（式２）と異なり、式９には、インダクタＬｒａおよびインダクタＬｒｂの巻数は現れない。
【００５５】
スイッチング周期Ｔにおいて、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを同時に導通状態に設定できない。従って、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂのデューティ比Ｄｕｔｙは、いずれも、０．５以下に設定される。その結果、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂに設定されたデューティ比Ｄｕｔｙに対し、直流出力電圧Ｖｏｕｔの値は、直流入力電圧Ｖｉｎから直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の範囲にある。
【００５６】
（昇圧パルスＶｓｒのリプル率）
実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１との対比のため、直流出力電圧Ｖｏｕｔを、直流入力電圧Ｖｉｎの１．２５倍に昇圧する場合の条件を検討する。その条件は、図４に示される通りである。即ち、スイッチング周期Ｔのうち、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧を有する昇圧パルスＶｓｒを、０．２５／２（＝０．１２５）のデューティ比Ｄｕｔｙで生成し、残りの期間は直流入力電圧Ｖｉｎと等しい昇圧パルスＶｓｒを直流入力電圧にすることで得られる。なお、図４において、数値０．２５および数値０．７５は、スイッチング周期Ｔの半周期（Ｔ／２）に対する各波形幅の比率である。
【００５７】
図４に示される昇圧パルスＶｓｒのリプル率は、以下の通りとなる。即ち、式５、および図４より、
リプル率＝（２＊Ｖｉｎ−Ｖｉｎ）／（１．２５＊Ｖｉｎ）＝０．８  ……  式１１
と、計算される。
【００５８】
（平滑インダクタＬｃの磁束密度Ｂの変化量ΔＢ）
平滑インダクタＬｃの両端に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）は、式１２に示される範囲で変動する。
ＶＬｃ１≦Ｖｓ−Ｖｏｕｔ≦ＶＬｃ２  ……  式１２
ここで、（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）の下限値ＶＬｃ１および上限値ＶＬｃ２は、
ＶＬｃ１＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式１２ａ
ＶＬｃ２＝２＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式１２ｂ
である。
【００５９】
磁束密度Ｂの変化量ΔＢは、（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）に比例する。従って、磁束密度Ｂの変化量ΔＢと、平滑インダクタＬｃの両端に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）の下限値ＶＬｃ１および上限値ＶＬｃ２とは、式１３の関係にある。
ΔＢ∝ＶＬｃ２−ＶＬｃ１
＝（２＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）−（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）＝Ｖｉｎ  ……  式１３ａ
平滑インダクタＬｃの鉄損は、磁束密度Ｂの変化量ΔＢに比例する。従って、式１３ａより、鉄損は、直流入力電圧Ｖｉｎに比例する。
【００６０】
（平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍ）
平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍは、平滑インダクタＬｃの両端に加わる電圧に比例する。その結果、両者は、以下の関係にある。
Ｂｍ∝２＊Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ  ……  式１３ｂ
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００６１】
図３に示される比較例である直流−直流コンバータＤＣＲとの対比において、図１に示される実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１は、以下の効果を奏する。
【００６２】
上述の通り、直流−直流コンバータＤＣ１および直流−直流コンバータＤＣＲの両者とも、直流入力電圧Ｖｉｎを１．２５倍昇圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。そのため、両者において、各インダクタの巻数およびスイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂのデューティ比Ｄｕｔｙは、適宜、調整される。
【００６３】
１）昇圧パルスＶｓのリプル率低減
図４および式１１に示される通り、直流−直流コンバータＤＣＲにおける昇圧パルスＶｓのリプル率は、０．８である。それに対し、図２および式６に示される通り、直流−直流コンバータＤＣ１における昇圧パルスＶｓのリプル率は、０．２７である。直流−直流コンバータＤＣＲは、直流入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧を有する昇圧パルスＶｓを、デューティ比０．１２５で生成する。
【００６４】
それに対し、直流−直流コンバータＤＣ１は、より低い電圧値（式２のＶｓａｂ）に設定された昇圧パルスＶｓを、より大きいデューティ比で生成する。この昇圧パルスＶｓは、式２に示される通り、インダクタＬ１ａの両端電圧を分圧する中間タップＮ１ａ１の電圧と、インダクタＬ１ｂの両端電圧を分圧する中間タップＮ１ｂ１と、に基づき生成される。
【００６５】
昇圧パルスＶｓのリプル率が低下するに従い、直流−直流コンバータＤＣ１が発生する電磁ノイズが低減し、周囲に配置される電子回路への悪影響が回避される。さらに、平滑コンデンサＣ１の自己発熱量減少による長寿命化と、平滑インダクタＬｃの銅損低下で可能となるコイル巻線の細線化による小型化が実現される。
【００６６】
２）平滑インダクタＬｃの磁束密度Ｂの変化量ΔＢ低減
式１３ａに示される通り、直流−直流コンバータＤＣＲにおける磁束密度Ｂの変化量ΔＢは、直流入力電圧Ｖｉｎに比例する。その結果、平滑インダクタＬｃの鉄損は、直流入力電圧Ｖｉｎに比例する。
【００６７】
それに対し、直流−直流コンバータＤＣ１における磁束密度Ｂの変化量ΔＢは、式８ａおよび式８ｂに示される通り、直流入力電圧Ｖｉｎに数値１より小さい係数を乗じた値に比例する。その結果、直流−直流コンバータＤＣ１における磁束密度Ｂの変化量ΔＢは、直流−直流コンバータＤＣＲと比較し、小さくなる。磁束密度Ｂの変化量ΔＢの低下は、平滑インダクタＬｃの鉄損を減少させ、平滑インダクタＬｃのエネルギー効率が改善される。
【００６８】
３）最大磁束密度Ｂｍの低下
直流−直流コンバータＤＣＲにおける平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍ（式１３ｂ参照）に対し、直流−直流コンバータＤＣ１における平滑インダクタＬｃの最大磁束密度Ｂｍ（式９ａおよび式９ｂ参照）は、小さい。その結果、飽和磁束密度の小さいコア材選択が可能となり、コア材の選択肢が広がる。
【００６９】
一般的に、飽和磁束密度の大きいコア材ほど透磁率が低く、必要なインダクタンス値を得るにはコアの外形を大きくする必要がある。従って、飽和磁束密度の小さいコア材を選択することにより、平滑インダクタＬｃの小型化が実現される。
【００７０】
＜実施の形態２＞
図５は、実施の形態２に係る直流−直流コンバータＤＣ２の回路図である。
【００７１】
図５において、図１と同一符号が付されたものは両者とも同一構成を有し、それらの重複説明は省略される。
【００７２】
昇圧部２１は、図１に示される昇圧部２と、次の点で相違する。即ち、昇圧部２１は、図１に示されるトランスＬ１を中間タップＮ１ａ１／Ｎ１ｂ１で左右の２つに分離し、それぞれ、トランスＬ２およびトランスＬ３に置き換えたものである。より正確かつ詳細な相違点の説明は、以下の通りである。
【００７３】
図１に示される昇圧部２は、トランスＬ１を備える。トランスＬ１は、同一のコアに形成されたインダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂで構成される。インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂは、それぞれ、中間タップＮ１ａ１および中間タップＮ１ｂ１を有する。
【００７４】
インダクタＬ１ａは、ノードＮ０および中間タップＮ１ａ１間に接続されたインダクタＬ１ａ１（巻数ｎ１）と、中間タップＮ１ａ１およびノードＮ１ａ間に接続されたインダクタＬ１ａ２（巻数ｎ３）を、を有する。即ち、インダクタＬ１ａは、中間タップＮ１ａ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ａ１およびインダクタＬ１ａ２で構成される。
【００７５】
インダクタＬ１ｂは、ノードＮ０および中間タップＮ１ｂ１間に接続されたインダクタＬ１ｂ１（巻数ｎ２）と、中間タップＮ１ｂ１およびノードＮ１ｂ間に接続されたインダクタＬ１ｂ２（巻数ｎ４）を、を有する。即ち、インダクタＬ１ｂは、中間タップＮ１ｂ１を介して直列接続されたインダクタＬ１ｂ１およびインダクタＬ１ｂ２で構成される。
【００７６】
一方、図５に示される昇圧部は２１は、トランスＬ２およびトランスＬ３を備える。トランスＬ２は、インダクタＬ２ａ（巻数ｎ１）およびインダクタＬ２ｂ（巻数ｎ２）を有する。インダクタＬ２ａおよびインダクタＬ２ｂは、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。トランスＬ３は、インダクタＬ３ａ（巻数ｎ３）およびインダクタＬ３ｂ（巻数ｎ４）を有する。インダクタＬ３ａおよびインダクタＬ３ｂは、磁気的に相殺されるように、同一のコアに形成される。
【００７７】
インダクタＬ２ａの一端およびインダクタＬ２ｂの一端は、ノードＮ０を介して、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋と接続される。インダクタＬ２ａの他端およびインダクタＬ３ａの一端は、ノードＮ１ａｔを介して、互いに接続される。インダクタＬ２ｂの他端およびインダクタＬ３ｂの一端は、ノードＮ１ｂｔを介して、互いに接続される。インダクタＬ３ａの他端およびインダクタＬ３ｂの他端は、それぞれ、ノードＮ１ａおよびノードＮ１ｂと接続される。
【００７８】
ノードＮ１ａｔは、ダイオードＤ１ａのアノードと接続され、ノードＮ１ｂｔは、ダイオードＤ１ｂのアノードと接続される。ノードＮ１ａは、スイッチＳＷ１ａの一端と接続される。ノードＮ１ｂは、スイッチＳＷ１ｂの一端と接続される。
【００７９】
図６は、実施の形態２に係る直流−直流コンバータＤＣ２の昇圧動作を説明するタイミング図である。
【００８０】
図６において、横軸は、時刻を示し、縦軸は、主要部の動作を説明する波形を示す。縦軸および横軸とも、任意スケールである。
【００８１】
時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間ｔａにわたり、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ｂの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ａを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチＳＷ１ａで駆動されたインダクタＬ２ａおよびインダクタＬ３ａには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から、低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。
【００８２】
時刻ｔａ２から時刻ｔｂ１の期間ｔｃにわたり、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂを、ともに非導通状態に設定する。
【００８３】
その後、時刻ｔｂ１から時刻ｔ３の期間ｔｂにわたり、制御回路２Ｃは、スイッチＳＷ１ａの非導通状態を維持しつつ、スイッチＳＷ１ｂを非導通状態から導通状態へ変化させる。すると、スイッチＳＷ１ｂで駆動されたインダクタＬ２ｂおよびインダクタＬ３ｂには、高電位側直流入力端子ＤＣ＿ｉｎ＋から、低電位側直流入力端子ＧＮＤに流れる電流が供給される。
【００８４】
スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂが同時に導通状態とならないように、期間ｔａおよび期間ｔｂの設定値は、以下の通り制限される。
ｔａ／Ｔ≦０．５  ……  式１４ａ
ｔｂ／Ｔ≦０．５  ……  式１４ｂ
ここで、記号”Ｔ”は、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂのスイッチング周期である。
【００８５】
一方、トランスＬ２のインダクタＬ２ａおよびインダクタＬ２ｂの磁化、並びにトランスＬ３のインダクタＬ３ａおよびインダクタＬ３ｂの磁化が、いずれも相殺される条件は、以下の通りである。
ｔａ＊ｎ２／（ｎ２＋ｎ４）＊（ｎ２＋ｎ４）／（ｎ１＋ｎ３）
＝ｔｂ＊ｎ１／（ｎ１＋ｎ３）＊（ｎ１＋ｎ３）／（ｎ２＋ｎ４）
従って、スイッチＳＷ１ｂの導通時間ｔｂは、以下の式で求められる。
ｔｂ＝ｔａ＊（ｎ２＊（ｎ２＋ｎ４））／（ｎ１＊（ｎ１＋ｎ３））  ……  式１５
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００８６】
図６は、トランスＬ２およびトランスＬ３の各インダクタの巻数ｎ１からｎ４を、以下の条件で設定した場合の昇圧パルスＶｓの波形を示す。
ｎ１：ｎ３＝ｎ２：ｎ４＝１：２
（ｎ１＋ｎ３）：（ｎ２＋ｎ４）＝１：２
この場合、直流出力電圧Ｖｏｕｔの値は、１．２５＊Ｖｉｎに設定される。
【００８７】
各期間における昇圧パルスＶｓの値は、以下の通りである。
（期間ｔａ）
Ｖｓ＝Ｖｓａ
Ｖｓａ＝（１＋ｎ２／（ｎ１＋ｎ３））＊Ｖｉｎ＝５／３＊Ｖｉｎ  ……  式１６ａ
ｔａ／Ｔ＝０．１２５
（期間ｔｂ）
Ｖｓ＝Ｖｓｂ
Ｖｓｂ＝（１＋ｎ１／（ｎ２＋ｎ４））＊Ｖｉｎ＝７／６＊Ｖｉｎ  ……  式１６ｂ
ｔｂ／Ｔ＝０．５
（期間ｔｃ）
Ｖｓ＝Ｖｉｎ
ｔｃ／Ｔ＝０．３７５  ……  式１６ｃ
ここで、記号”＊”および記号”／”は、それぞれ、乗算記号および乗算記号である。
【００８８】
上記各期間における昇圧パルスＶｓの平均値から、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の通りとなる。
Ｖｏｕｔ＝（ｎ２／（ｎ１＋ｎ３）＊Ｖｉｎ＊ｔａ
＋ｎ１／（ｎ２＋ｎ４）＊Ｖｉｎ＊ｔｂ）＋Ｖｉｎ  ……  式１７
式１５を式１７に当てはめると、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の通りとなる。
Ｖｏｕｔ＝２＊Ｖｉｎ＊ｔａ＊ｎ２／（（ｎ１＋ｎ３）＊Ｔ）＋Ｖｉｎ  ……  式１８
なお、式１７の導出に際し、ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂの順電圧は無視されている。
【００８９】
直流−直流コンバータＤＣ２の効果は、以下の通りである。
まず、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１と同様に、比較例である直流−直流コンバータＤＣＲと対比すると、昇圧パルスＶｓのリプル率が大きく改善される。また、平滑コンデンサＣ１の長寿命化や、平滑インダクタＬｃの小型化が図れる。
【００９０】
さらに、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１のトランスＬ１に対し、直流−直流コンバータＤＣ３が備えるトランスＬ２およびトランスＬ３の各トランスは、個別に分割された形状で形成される。その結果、各トランスの重量あたりの表面積が増加し、放熱性が向上するとともに、各トランスで発生する熱は分散して放熱される。
【００９１】
また、昇圧動作を行うトランスを分割して形成することで、トランスＬ２およびトランスＬ３の高さを低く設計することが可能となる。その結果、直流−直流コンバータを格納する筺体の高さを、より低くすることが可能となる。
【００９２】
インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂを構成する各インダクタの巻数ｎ１〜ｎ４の値を適宜設定することで、スイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂおよびダイオードＤ１ａ／Ｄ１ｂに印加される最大電圧を変更することが可能となる。即ち、スイッチＳＷ１ａおよびスイッチＳＷ１ｂに印加される最大電圧を適宜設定することで、スイッチＳＷ１ａ／ＳＷ１ｂを構成するトランジスタ等の電気部品の選択自由度が増加する。同様に、ダイオードＤ１ａおよびダイオードＤ１ｂの各アノードの最大電圧を適宜設定することで、必要なリカバリー電流特性を備えるダイオードの選択自由度が増加する。
【００９３】
なお、実施の形態１に係る直流−直流コンバータＤＣ１において、インダクタＬ１ａおよびインダクタＬ１ｂを構成する各インダクタの巻数は、一定の条件が加えられていた。しかしながら、それらの条件は、一例であり、実施の形態２に係る直流−直流コンバータＤＣ２と同様に、各インダクタの巻数は、それら条件に限定されない。
【００９４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９５】
１  直流電源、２  昇圧部、２Ｃ  制御回路、２Ｒ  昇圧部、３  平滑部、２１  昇圧部、Ｂ  磁束密度、Ｂｍ  最大磁束密度、Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ  ダイオード、ＤＣ＿ｉｎ  高電位側直流入力端子、ＤＣ＿ｏｕｔ  高電位側直流出力端子、ＤＣ１，ＤＣ２，ＤＣ３，ＤＣＲ  直流コンバータ、Ｄｕｔｙ  デューティ比、ＧＮＤ  接地電位、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌｒ  トランス、Ｌ１ａ，Ｌ１ａ１，Ｌ１ａ２，Ｌ１ｂ，Ｌ１ｂ１，Ｌ１ｂ２，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ，Ｌｒａ，Ｌｒｂ  インダクタ、Ｌｃ  平滑インダクタ、ｎ１，ｎ２，ｎ３，ｎ４  巻数、Ｎ０，Ｎ１ａ，Ｎ１ａｔ，Ｎ１ｂ，Ｎ１ｂｔ，Ｎ２，Ｎ３  ノード、Ｎ１ａ１，Ｎ１ｂ１  中間タップ、ＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ  スイッチ、Ｔ  スイッチング周期、Ｖｉｎ  直流入力電圧、Ｖｏｕｔ  直流出力電圧、Ｖｓ，Ｖｓｒ  昇圧パルス、Ｖｓａｂ  電圧値、ΔＢ  磁束密度の変化量。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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