(57)【要約】【課題】瞬時回生エネルギーによるインバータ回路の過電圧破壊を防止する。【解決手段】コンバータ回路（11）は、入力交流電圧を整流する。直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を受けて入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分を含む直流電圧を生成する。インバータ回路（13）は、スイッチング動作により直流リンク部（12）からの直流電圧を出力交流電圧に変換してモータ（32）に供給する。制御部（14）は、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相閾値以下になるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。【選択図】図２
2014027804.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を受けて上記入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分を含む直流電圧を生成する直流リンク部（12）と、
スイッチング動作により上記直流リンク部（12）からの直流電圧を出力交流電圧に変換してモータ（32）に供給するインバータ回路（13）と、
上記モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相閾値以下になるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（14）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記制御部（14）は、上記モータ（32）の出力トルクに上記入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれ、且つ、該モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が上記位相閾値以下になるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２において、
上記制御部（14）は、上記モータ（32）の電流位相（β）と該モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）との差が上記位相閾値以下になるように、該モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）を制限するように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項において、
上記位相閾値は、上記モータ（32）から上記直流リンク部（12）へ瞬時的に回生されるエネルギーによって該直流リンク部（12）の直流電圧が上記インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、該インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧に基づいて設定されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項において、
上記制御部（14）は、上記モータ（32）から上記直流リンク部（12）へ瞬時的に回生されるエネルギーによって該直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）が上記インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、該インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と該直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）との差に応じて上記位相閾値を調整するように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１項において、
上記位相閾値は、９０°以下の値に設定されている
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１または２において、
上記制御部（14）は、
上記モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるような電流指令値（id*,iq*）を生成する電流指令生成部（104）と、
上記電流指令生成部（104）によって生成された電流指令値（id*,iq*）に基づいて電圧指令値（Vd*,Vq*）を生成する電流制御部（107）と、
上記電流制御部（107）によって生成された電圧指令値（Vd*,Vq*）に基づいて上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するＰＷＭ演算部（109）とを含んでいる
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング動作により入力電力を所定の出力電力に変換する電力変換装置に関し、特に、過電圧破壊を防止する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、コンバータ回路および直流リンク部によって入力交流電圧を直流リンク電圧に変換した後にインバータ回路によって直流リンク電圧を出力交流電圧に変換する電力変換装置が知られている。また、近年では、直流リンク部のコンデンサを小容量化した電力変換装置（所謂、電解コンデンサレスインバータ）が研究されている（例えば、特許文献１など）。直流リンク部のコンデンサが小容量化された電力変換装置では、コンバータ回路において整流化された入力交流電圧が直流リンク部に供給されるが、直流リンク部においてコンバータ回路の出力がほとんど平滑化されないので、直流リンク電圧に入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれることになる。そのため、特許文献１の電力変換装置では、入力交流電圧の脈動成分がモータの出力トルクに重畳されるように、モータの出力トルクを変動させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２３６３５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、特許文献１のような電力変換装置では、入力交流電圧の周波数に応じてモータの出力トルクが脈動しているので、モータのｑ軸電流およびｑ軸電圧も、入力交流電圧の周波数に応じて脈動することになる。そのため、モータの出力トルクが低下する期間においてモータのｑ軸電流の時間変化率が瞬時的に大きくなると、モータの電流位相と電圧位相との位相差が瞬時的に大きくなり、その結果、モータから直流リンク部へエネルギーが瞬時的に回生されてしまう可能性がある。また、上記のような電力変換装置では、直流リンク部のコンデンサが小容量化されているので、モータから直流リンク部へ瞬時的に回生されるエネルギー（以下、瞬時回生エネルギーと表記）を十分に吸収することが困難である。そのため、瞬時回生エネルギーによる電圧上昇からインバータ回路を保護することが困難である。なお、特許文献１の電力変換装置のように入力交流電圧の脈動成分をモータの出力トルクに重畳しない場合であっても、モータから直流リンク部へエネルギーが瞬時的に回生されてしまう可能性がある。例えば、モータの負荷が瞬時的に大きく変動した場合に、その負荷の変動に応じてモータの出力トルクを瞬時的に大きく変動させると、モータのｑ軸電流の時間変化率が瞬時的に大きくなってしまうことがある。
【０００５】
そこで、この発明は、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路の過電圧破壊を防止することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明は、入力交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を受けて上記入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分を含む直流電圧を生成する直流リンク部（12）と、スイッチング動作により上記直流リンク部（12）からの直流電圧を出力交流電圧に変換してモータ（32）に供給するインバータ回路（13）と、上記モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相閾値以下になるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（14）とを備えていることを特徴とする電力変換装置である。
【０００７】
上記第１の発明では、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を抑制することができる。
【０００８】
第２の発明は、上記第１の発明において、上記制御部（14）が、上記モータ（32）の出力トルクに上記入力交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれ、且つ、該モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が上記位相閾値以下になるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するように構成されていることを特徴とする電力変換装置である。
【０００９】
上記第２の発明では、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を抑制することができる。
【００１０】
第３の発明は、上記第１または第２の発明において、上記制御部（14）が、上記モータ（32）の電流位相（β）と該モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）との差が上記位相閾値以下になるように、該モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）を制限するように構成されていることを特徴とする電力変換装置である。
【００１１】
上記第３の発明では、モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）を制限することにより、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差を位相閾値以下にすることができる。
【００１２】
第４の発明は、上記第１〜第３の発明のいずれか１つにおいて、上記位相閾値が、上記モータ（32）から上記直流リンク部（12）へ瞬時的に回生されるエネルギーによって該直流リンク部（12）の直流電圧が上記インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、該インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧に基づいて設定されていることを特徴とする電力変換装置である。
【００１３】
上記第４の発明では、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流電圧が上昇した場合であっても、上昇後の直流電圧をインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧よりも低くすることができる。
【００１４】
第５の発明は、上記第１〜第３の発明のいずれか１つにおいて、上記制御部（14）が、上記モータ（32）から上記直流リンク部（12）へ瞬時的に回生されるエネルギーによって該直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）が上記インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、該インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と該直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）との差に応じて上記位相閾値を調整するように構成されていることを特徴とする電力変換装置である。
【００１５】
上記第５の発明では、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流電圧が上昇した場合であっても、上昇後の直流電圧をインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧よりも低くすることができる。
【００１６】
第６の発明は、上記第１〜第３の発明のいずれか１つにおいて、上記位相閾値が、９０°以下の値に設定されていることを特徴とする電力変換装置である。
【００１７】
上記第６の発明では、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を防止することができるので、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流電圧が上昇することを防止することができる。
【００１８】
第７の発明は、上記第１または第２の発明において、上記制御部（14）が、上記モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるような電流指令値（id*,iq*）を生成する電流指令生成部（104）と、上記電流指令生成部（104）によって生成された電流指令値（id*,iq*）に基づいて電圧指令値（Vd*,Vq*）を生成する電流制御部（107）と、上記電流制御部（107）によって生成された電圧指令値（Vd*,Vq*）に基づいて上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するＰＷＭ演算部（109）とを含んでいることを特徴とする電力変換装置である。
【００１９】
上記第７の発明では、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるような電流指令値（id*,iq*）を生成することにより、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差を位相閾値以下にすることができる。
【発明の効果】
【００２０】
第１，第２，第３，および第７の発明によれば、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を抑制することができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を防止することができる。
【００２１】
第４および第５の発明によれば、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流電圧が上昇した場合であっても、上昇後の直流電圧をインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧よりも低くすることができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。
【００２２】
第６の発明によれば、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流電圧が上昇することを防止することができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】電力変換装置の構成例について説明するためのブロック図。
【図２】制御部の構成例について説明するためのブロック図。
【図３】変調トルク指令値について説明するための波形図。
【図４】電流ベクトルおよび電圧ベクトルについて説明するためのベクトル図。
【図５】位相調整処理について説明するためのベクトル図。
【図６】位相調整処理の変形例１について説明するためのベクトル図。
【図７】位相調整処理の変形例２について説明するための波形図。
【図８】位相調整処理の変形例３について説明するためのブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００２５】
〔電力変換装置〕
図１は、この発明の実施形態による電力変換装置（10）の構成例を示している。電力変換装置（10）は、入力交流電圧（この例では、単相の交流電源（31）からの電源電圧）を所定の出力交流電圧（この例では、三相交流電圧）に変換してモータ（32）に供給するものであり、コンバータ回路（11）と、直流リンク部（12）と、インバータ回路（13）と、制御部（14）と、電源位相検出部（21）と、入力電流検出部（22）と、モータ電流検出部（23）と、モータ回転速度検出部（24）と、モータ位相検出部（25）とを備えている。この例では、モータ（32）は、三相交流式のモータである。例えば、モータ（32）は、４極６スロットの集中巻きのＤＣブラシレスモータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するために用いられている。
【００２６】
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクタを介して交流電源（31）に接続され、交流電源（31）からの電圧電圧を全波整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。すなわち、コンバータ回路（11）は、ダイオードブリッジ回路を構成している。
【００２７】
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力ノードに並列に接続されたコンデンサ（C12）を有し、コンバータ回路（11）の出力を受けて直流リンク電圧（直流電圧）を生成する。この例では、コンデンサ（C12）の一端は、リアクタ（L12）を介してコンバータ回路（11）の一方の出力ノードに接続されている。
【００２８】
直流リンク部（12）によって生成される直流リンク電圧には、電源電圧の周波数に応じた脈動成分（より具体的には、電源電圧の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分）が含まれている。その理由を以下に説明する。直流リンク部（12）のコンデンサ（C12）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（13）のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（C12）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路（11）の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。このようにコンデンサ（C12）が構成されているので、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されず、その結果、電源電圧の周波数に応じた脈動成分が直流リンク電圧に残留することになる。例えば、直流リンク電圧は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。
【００２９】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）の入力ノードは、コンデンサ（C12）に並列に接続されている。インバータ回路（13）は、スイッチング動作により直流リンク部（12）からの直流リンク電圧を出力交流電圧（この例では、三相交流電圧）に変換してモータ（32）に供給する。この例では、インバータ回路（13）は、三相交流電圧をモータ（32）に供給するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と６個の還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。より具体的には、インバータ回路（13）は、２個のスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３個のスイッチングレグを備え、３個のスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（32）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、それぞれ、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。
【００３０】
〈検出部〉
電源位相検出部（21）は、交流電源（31）の電源電圧の位相角（電源位相（θin））を検出する。入力電流検出部（22）は、コンバータ回路（11）から直流リンク部（12）に供給される入力電流（iin）を検出する。モータ電流検出部（23）は、モータ（32）の各相に流れるモータ電流（ｕ相電流（iu），ｖ相電流（iv），ｗ相電流（iw））を検出する。モータ回転速度検出部（24）は、モータ（32）の実回転速度（ω）を検出する。モータ位相検出部（25）は、モータ（32）の回転子の位相角（モータ位相（θm））を検出する。
【００３１】
〈制御部〉
制御部（14）は、モータ（32）の出力トルクに電源電圧の周波数に応じた脈動成分が合成され、且つ、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相閾値よりも小さくなるように、インバータ回路（13）（より具体的には、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz））のスイッチング動作を制御する。
【００３２】
〈制御部の構成〉
次に、図２を参照して、制御部（14）の構成について説明する。制御部（14）は、減算部（101）と、速度制御部（102）と、入力電流指令演算部（103）と、電流指令生成部（104）と、座標変換部（105）と、減算部（106）と、電流制御部（107）と、位相調整部（108）と、ＰＷＭ演算部（109）とを備えている。
【００３３】
《減算部および速度制御部》
減算部（101）は、速度指令値（ω*）からモータ回転速度検出部（24）によって検出された実回転速度（ω）を減算して速度偏差値を算出する。速度制御部（102）は、減算部（101）によって得られた速度偏差値を比例積分演算（ＰＩ演算）してモータ（32）の負荷トルク（所定の周期で脈動する負荷トルク）の平均値を算出し、負荷トルクの平均値（平均トルク）を示した平均トルク指令値（Tave*）を出力する。
【００３４】
《入力電流指令演算部》
入力電流指令演算部（103）は、入力電流検出部（22）によって検出された入力電流（iin）および電源位相検出部（21）によって検出された電源位相（θin）に基づいて、入力電流指令値（i103*）を算出する。この例では、入力電流指令演算部（103）は、入力電流指令生成部（111）と、絶対値演算部（112）と、減算部（113）と、増幅部（114）とを備えている。
【００３５】
入力電流指令生成部（111）は、入力電流（iin）をフーリエ変換して基本波周波数成分を抽出し、電源位相（θin）に基づいて正弦値（sin（θin））を算出し、基本波周波数成分に正弦値（sin（θin））を乗算して入力電流指令値（iin*）を生成する。絶対値演算部（112）は、入力電流（iin）の絶対値（|iin|）を算出する。減算部（113）は、入力電流指令値（iin*）から入力電流（iin）の絶対値（|iin|）を減算する。増幅部（114）は、減算部（113）によって減算処理が施された入力電流指令値（iin*）に所定のゲインを乗算し、乗算処理が施された入力電流指令値を入力電流指令値（i103*）として出力する。
【００３６】
《電流指令生成部》
電流指令生成部（104）は、モータ（32）における出力電力の波形が正弦波形に近づくように、電源位相検出部（21）によって検出された電源位相（θin）に基づいて、速度制御部（102）からの平均トルク指令値（Tave*）を変調して変調トルク指令値（T*）を生成し、変調トルク指令値（T*）および入力電流指令演算部（103）によって算出された入力電流指令値（i103*）に基づいて、ｄ軸電流指令値（id*）およびｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。この例では、電流指令生成部（104）は、トルク指令変調部（115）と、２次調波印加部（116）と、加算部（117）と、指令変換部（118）とを備えている。
【００３７】
トルク指令変調部（115）は、電源位相（θin）に基づいて正弦値（sin（θin））を算出し、正弦値（sin（θin））に基づいて変調係数（電源電圧の周期の半分の周期で変化する係数）を決定し、平均トルク指令値（Tave*）に変調係数を乗算して、変調トルク指令値（T115*）を生成する。例えば、変調係数は、正弦値（sin（θin））の絶対値（|sin（θin）|）や二乗値（sin2（θin））などである。２次調波印加部（116）は、電源位相（θin）に基づいて２次調波（電源電圧の周波数の２倍の周波数成分）を生成し、変調トルク指令値（T115*）に２次調波を印加して、変調トルク指令値（T*）を生成する。図３のように、変調トルク指令値（T*）は、電源電圧の周期（P0）の半分の周期で脈動している。
【００３８】
加算部（117）は、変調トルク指令値（T*）に入力電流指令値（i103*）を加算する。指令変換部（118）は、加算部（117）の加算処理によって得られた指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値（id*）およびｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。
【００３９】
なお、トルク指令変調部（115）は、電源位相（θin）を所定量（Δ）ずらして正弦値（sin（θin+Δ））を算出し、正弦値（sin（θin+Δ））に基づいて変調係数を決定しても良い。または、トルク指令変調部（115）は、電源周波数（例えば、50Hzまたは60Hz）に応じて変調係数を変更しても良い。このように構成した場合、電源電圧の周波数の２倍の周波数成分が変調トルク指令値（T115*）に印加されたことになるので、２次調波印加部（116）を省略しても良い。
【００４０】
《座標変換部および減算部》
座標変換部（105）は、モータ電流検出部（23）によって検出されたモータ電流（ｕ相電流（iu），ｖ相電流（iv），ｗ相電流（iw））およびモータ位相検出部（25）によって検出されたモータ位相（θm）に基づいて、ｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）を算出する。減算部（106）は、電流指令生成部（104）によって得られたｄ軸電流指令値（id*）およびｑ軸電流指令値（iq*）から座標変換部（105）によって得られたｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）を減算する。
【００４１】
《電流制御部》
電流制御部（107）は、減算部（106）によって減算処理が施されたｄ軸電流指令値（id*）およびｑ軸電流指令値（iq*）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）をそれぞれ生成する。
【００４２】
《位相調整部》
位相調整部（108）は、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるように、電流制御部（107）によって得られたｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を調整する。なお、モータ（32）の電流位相（β）は、座標変換部（105）によって得られたｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づいて算出することができ、モータ（32）の電圧位相（δ）は、電流制御部（107）からのｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づいて算出することが可能である。位相調整部（108）による位相調整処理については、後で詳しく説明する。
【００４３】
《ＰＷＭ演算部》
ＰＷＭ演算部（109）は、位相調整部（108）によって調整されたｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々を制御するためのゲート信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（109）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給されるゲート信号（G）のデューティ比を制御する。これにより、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ＰＷＭ演算部（109）によって設定されたデューティ比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。このように、位相調整部（108）からのｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づいてゲート信号（G）を制御することにより、モータ（32）の出力トルクに電源電圧の周波数に応じた脈動成分が合成され、且つ、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値よりも小さくなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することができる。
【００４４】
〈ｄ軸電圧およびｑ軸電圧〉
ここで、モータ（32）のｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）について説明する。モータ（32）のｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）は、次の数１および数２のようにそれぞれ表現できる。
【００４５】
【数１】
2014027804.tif 000003
【００４６】
【数２】
2014027804.tif 000004
【００４７】
なお、数式中の記号は、次の通りである。
【００４８】
R：巻線抵抗              p：微分演算子（d/dt）
ω：モータ（32）の実回転速度（ω）
φa：誘起電圧係数（モータ（32）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）
Ld：ｄ軸インダクタンス    Lq：ｑ軸インダクタンス
id：ｄ軸電流（id）        iq：ｑ軸電流（iq）
Vd*：ｄ軸電圧指令値（Vd*）
〈電流ベクトルおよび電圧ベクトル〉
次に、図４を参照して、モータ（32）の電流ベクトル（I）および電圧ベクトル（V）について説明する。電流ベクトル（I）は、ｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づくベクトルであり、電圧ベクトル（V）は、ｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）に基づくベクトルである。また、電圧ベクトル（V*）は、ｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づくベクトルである。すなわち、電圧ベクトル（V*）は、ｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づいてインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御した場合の電圧ベクトル（V）（仮想的な電圧ベクトル（V））に相当する。
【００４９】
なお、モータ（32）の電流ベクトル（I）と電圧ベクトル（V）との位相差が９０°を超えると（例えば、電圧ベクトル（V）が図４の電圧ベクトル（V*）の位置になると）、モータ（32）から直流リンク部（12）にエネルギーが回生されることになる。
【００５０】
〈瞬時回生エネルギー〉
この実施形態による電力変換装置（10）では、モータ（32）の出力トルクに電源電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれるように、変調トルク指令値（T*）に基づいてモータ（32）の出力トルクが制御されているので、モータ（32）のｑ軸電流（iq）およびｑ軸電圧（Vq）も、電源電圧の周波数に応じて変動することになる。例えば、図３を参照して説明すると、変調トルク指令値（T*）が増加する期間（P1）では、ｑ軸電流（iq）の時間変化率が「正」となり、上記［数２］の電圧方程式の第２項に示されたｑ軸インダクタンス（Lq）の起電圧（pLqiq）も「正」となる。一方、変調トルク指令値（T*）が減少する期間（P2）では、ｑ軸電流（iq）の時間変化率が「負」となり、ｑ軸インダクタンス（Lq）の起電圧（pLqiq）も「負」となる。
【００５１】
また、変調トルク指令値（T*）が減少する期間（P2）において、ｑ軸電流（iq）の時間変化率（すなわち、時間減少率）が瞬時的に大きくなると、ｑ軸電圧（Vq）が基準線（100）（電流ベクトル（I）と直交する基準線）を瞬時的に超えて電流ベクトル（I）の反対側に延び、その結果、モータ（32）の電流ベクトル（I）と電圧ベクトル（V）との位相差（すなわち、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差）が瞬時的に９０°を超えてしまう可能性がある。なお、電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が９０°を超えるときのｑ軸インダクタンス（Lq）の起電圧（pLqiq）のベクトルの大きさは、次の数３のように表現できる。下記の数式の各項は、ベクトルの大きさを示している。
【００５２】
【数３】
2014027804.tif 000005
【００５３】
モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が瞬時的に９０°を超えると、モータ（32）から直流リンク部（12）へエネルギーが瞬時的に回生されることになる。なお、電力変換装置（10）では、直流リンク部（12）のコンデンサ（C12）が小容量化されているので、モータ（32）から直流リンク部（12）へ瞬時的に回生されるエネルギー（以下、瞬時回生エネルギーと表記）を十分に吸収することが困難である。
【００５４】
〈位相制御〉
次に、図５を参照して、位相調整部（108）による位相調整処理について説明する。まず、位相調整部（108）は、座標変換部（105）によって得られたｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づいてモータ（32）の電流位相（β）を算出し、電流制御部（107）からのｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）に基づいてモータ（32）の電圧位相（δ）を算出する。次に、位相調整部（108）は、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値（この例では、９０°）以下であるか否かを判定する。
【００５５】
図５のように、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値よりも大きい場合、位相調整部（108）は、電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相設定値（この例では、９０°）になるように、電流制御部（107）からのｑ軸電圧指令値（Vq*）を調整する。次に、位相調整部（108）は、電流制御部（107）からのｄ軸電圧指令値（Vd*）と調整後のｑ軸電圧指令値（Vq*）とをＰＷＭ演算部（109）に出力する。なお、位相設定値は、位相閾値以下の値に設定されている。
【００５６】
一方、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下である場合、位相調整部（108）は、電流制御部（107）からのｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を調整せずにそのままＰＷＭ演算部（109）に出力する。
【００５７】
このように、位相調整部（108）によってｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を調整することにより、モータ（32）の電流位相（β）とモータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるように、モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）を制限することができる。これにより、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差を位相閾値以下にすることができる。
【００５８】
〈効果〉
以上のように、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を抑制することができる。これにより、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を防止することができる。
【００５９】
特に、位相閾値を９０°以下の値に設定することにより、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生を防止することができる。これにより、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流リンク電圧が上昇することを防止することができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。
【００６０】
なお、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が９０°よりも大きくなるほど、瞬時回生エネルギーが大きくなる傾向にある。また、瞬時回生エネルギーによって直流リンク電圧が上昇したとしても、電力変換装置（10）（特に、インバータ回路（13）を構成する素子）の耐圧が上昇後の直流リンク電圧よりも高い場合、インバータ回路（13）を構成する素子は、破壊されないことになる。したがって、位相閾値は、瞬時回生エネルギーによって直流リンク部（12）の直流リンク電圧がインバータ回路（13）を構成する素子（この例では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz））の耐圧を超えないように、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧に基づいて設定されていても良い。すなわち、位相閾値は、瞬時回生エネルギーによって直流リンク電圧が上昇した場合であっても、上昇後の直流リンク電圧がインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧よりも低くなるように、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧に基づいて設定されていても良い。このように設定することにより、瞬時回生エネルギーによって直流リンク電圧が上昇した場合であっても、上昇後の直流リンク電圧をインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧よりも低くすることができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。
【００６１】
〔位相調整処理の変形例１〕
図６のように、位相調整部（108）は、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値（この例では、９０°）よりも大きい場合に、電圧ベクトル（V*）の大きさを変化させることなく電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相設定値（この例では、９０°）になるように、電流制御部（107）からのｑ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を調整しても良い。
【００６２】
〔位相調整処理の変形例２〕
また、電流指令生成部（104）が、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値以下になるようなｄ軸電流指令値（id*）およびｑ軸電流指令値（iq*）を生成しても良い。例えば、変調トルク指令値（T*）の脈動幅（すなわち、モータ（32）の出力トルクの脈動幅）が広くなるほど、ｑ軸電流（iq）の時間変化率が大きくなる。このことを考慮して、図７のように、電流指令生成部（104）は、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が位相閾値を超えるほどｑ軸インダクタンス（Lq）の起電圧（pLqiq）のベクトルが大きくならないように、変調トルク指令値（T*）の脈動幅を調整しても良い。このように構成した場合も、モータ（32）から直流リンク部（12）へのエネルギーの瞬時的な回生が発生することを抑制することができるので、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を防止することができる。また、ｑ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を直接的に制限していないので、位相調整処理による電流制御性能の劣化を抑制することができる。なお、この場合、位相調整部（108）を省略しても良い。
【００６３】
〔位相調整処理の変形例３〕
図８のように、電力変換装置（10）は、直流リンク部（12）の直流リンク電圧（Vdc）を検出する直流リンク電圧検出部（26）をさらに備えていても良い。この場合、制御部（14）（より具体的には、位相調整部（108））は、瞬時回生エネルギーによって直流リンク電圧（Vdc）がインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と直流リンク電圧（Vdc）の検出値（直流リンク電圧検出部（26）によって検出された直流リンク電圧（Vdc）の電圧値）との差に応じて位相閾値を調整しても良い。例えば、位相調整部（108）は、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧から直流リンク電圧（Vdc）の検出値を減算して得られる値が大きくなるほど位相閾値が大きくなるように、位相閾値を調整しても良い。なお、位相調整部（108）には、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を示す情報が予め設定されていることが好ましい。このように構成した場合も、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。また、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と直流リンク電圧（Vdc）との差に応じて位相閾値を適切に設定することができるので、位相調整処理による電流制御性能の劣化を抑制することができる。
【００６４】
なお、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と直流リンク電圧（Vdc）の検出値との差が十分に大きい場合（例えば、インバータ（13）を構成する素子の耐圧から直流リンク電圧（Vdc）の検出値を減算して得られる値が、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が１８０°になったときの瞬時回生エネルギーによる直流リンク電圧（Vdc）の上昇量よりも大きい場合）、位相調整部（108）は、位相閾値を１８０°に設定しても良い。位相閾値が１８０°に設定されている場合、位相調整部（108）は、モータ（32）に印加しようとする電圧の電圧位相（δ）を制限しないことになる。すなわち、インバータ回路（13）を構成する素子の耐圧と直流リンク電圧（Vdc）の検出値との差が十分に大きくなる期間では、位相調整部（108）による電圧位相（δ）の制限が解除されることになる。
【００６５】
〔位相調整処理の変形例４〕
また、モータ（32）に印加される電圧の大きさ（図４の電圧ベクトル（V）の長さ）とモータ（32）に供給される電流の大きさ（図４の電流ベクトル（I）の長さ）との積が大きくなるほど、瞬時回生エネルギーが大きくなる傾向にある。このことを利用して、制御部（14）（より具体的には、位相調整部（108））は、瞬時回生エネルギーによって直流リンク電圧（Vdc）がインバータ回路（13）を構成する素子の耐圧を超えないように、モータ（32）に印加される電圧の大きさとモータ（32）に供給される電流の大きさとの積に応じて位相閾値を調整しても良い。例えば、位相調整部（108）は、モータ（32）に印加される電圧の大きさとモータ（32）に供給される電流の大きさとの積が小さくなるほど位相閾値が大きくなるように、位相閾値を調整しても良い。このように構成した場合も、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を確実に防止することができる。
【００６６】
〔その他の実施形態〕
なお、制御部（14）は、モータ（32）の出力トルクに電源電圧の周波数に応じた脈動成分が合成されないように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御するものであっても良い。このように制御する場合であっても、モータ（32）の電流位相（β）と電圧位相（δ）との差が予め定められた位相閾値よりも小さくなるように、制御部（14）がインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、瞬時回生エネルギーによるインバータ回路（13）の過電圧破壊を防止することが可能である。
【００６７】
また、交流電源（31）として単相の交流電源を用いた場合を例に挙げて説明したが、交流電源（31）として、三相の交流電源を用いることも可能である。
【００６８】
以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
以上説明したように、上述の電力変換装置は、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するモータなどに有用である。
【符号の説明】
【００７０】
１０        電力変換装置
１１        コンバータ回路
１２        直流リンク部
１３        インバータ回路
１４        制御部
２１        電源位相検出部
２２        入力電流検出部
２３        モータ電流検出部
２４        モータ回転速度検出部
２５        モータ位相検出部
２６        直流リンク電圧検出部
１０１      減算部
１０２      速度制御部
１０３      入力電流指令演算部
１０４      電流指令生成部
１０５      座標変換部
１０６      減算部
１０７      電流制御部
１０８      位相調整部
１０９      ＰＷＭ演算部
【図１】
2014027804.tif 000006
【図２】
2014027804.tif 000007
【図３】
2014027804.tif 000008
【図４】
2014027804.tif 000009
【図５】
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【図６】
2014027804.tif 000011
【図７】
2014027804.tif 000012
【図８】
2014027804.tif 000013