(57)【要約】【課題】検知率を向上させ、誤検知率を低下させることのできるレーダ装置を提供する。【解決手段】レーダ装置では、レンジ及び速度の測定の際に、パルス列に対して符号化した信号により変調した信号を送信し、受信した信号に対して、複数の速度毎の参照信号により相関処理し、相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度と、相関結果による位置を距離出力とする。【選択図】図１
2014182010.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス列を符号化変調して送信信号を生成し、前記送信信号を送信し、その反射信号を受信して符号化パルス列を得る送受信手段と、
観測速度範囲内の複数の速度毎に前記変調に用いた符号に基づく相関用の参照信号を生成する参照信号生成手段と、
前記送受信手段で得られた符号化パルス列について前記参照信号生成手段で生成される速度毎の参照信号と相関をとる相関処理手段と、
前記相関処理手段の相関出力が示す位置を距離情報として、前記相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度を速度情報として出力する距離・速度処理手段と
を具備するレーダ装置。
【請求項２】
さらに、前記相関出力が前記所定のスレショルドを超えるときの符号化パルス列から検出目標の角度を算出する測角手段を備える請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
移動体搭載のレーダ装置であって、
さらに、前記移動体に対するクラッタの速度範囲を算出するクラッタ速度範囲算出手段を備え、
前記参照信号生成手段は、前記クラッタの速度範囲を除く観測速度範囲内の複数の速度毎に前記変調に用いた符号に基づく相関用の参照信号を生成する請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
パルス列を符号化変調して送信信号を生成し、前記送信信号を送信し、その反射信号を受信して符号化パルス列を得る変調送受信期間と、前記パルス列を無変調で送信信号として送信し、その反射信号を受信して符号化パルス列を得る無変調送受信期間とを備える送受信手段と、
前記無変調送受信期間での受信パルス列についてドップラー周波数を抽出して速度を算出する速度算出手段と、
前記変調送受信期間で、前記速度算出手段で算出される速度を中心に所定の速度幅を持つ範囲内の複数の速度毎に前記変調に用いた符号に基づく相関用の参照信号を生成する参照信号生成手段と、
前記送受信手段で得られた符号化パルス列について前記参照信号生成手段で生成される速度毎の参照信号と相関をとる相関処理手段と、
前記相関処理手段の相関出力が示す位置を距離情報として、前記相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度を速度情報として出力する距離・速度処理手段と
を具備するレーダ装置。
【請求項５】
さらに、前記相関出力が前記所定のスレショルドを超えるときの符号化パルス列から検出目標の角度を算出する測角手段を備える請求項４記載のレーダ装置。
【請求項６】
移動体搭載のレーダ装置であって、
さらに、前記移動体に対するクラッタの速度範囲を算出するクラッタ速度範囲算出手段を備え、
前記参照信号生成手段は、前記クラッタの速度範囲を除く観測速度範囲内の複数の速度毎に前記変調に用いた符号に基づく相関用の参照信号を生成する請求項４記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本実施形態は、目標の距離、速度を算出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
周知のように、クラッタを抑圧し、かつ距離及び速度を観測する場合には、簡易なレーダ方式としてＦＭＣＷ（Frequency Modulated continuous wave）がよく用いられる。ＦＭＣＷ方式としては、一般に連続波が用いられるが、原理的に同等であるパルス列を用いて同様の処理を行う方式がある。
【０００３】
パルス列を用いる場合には、ＨＰＲＦ（High Pulse Repetition Frequency）により周波数軸でクラッタ速度成分を抑圧しつつ、距離及び速度を算出する。この場合、距離と速度が未知数となるため、送受信波形としては、アップチャープ信号とダウンチャープ信号を組み合わせて、２個のパラメータを同時に算出するのが一般的である。このため、少なくとも２種以上のＣＰＩ（Coherent Pulse Repetition Interval）において検出をあげる必要があり、検知率が低下する場合があった。また、誤検知が多い場合には、２種以上のＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）の誤ペアリングにより、距離及び速度精度が劣化する場合があった。また、２種以上のＣＰＩが必要であるため、サイクルタイムが長くなる問題があった。
【０００４】
距離を観測するには、距離アンビギュイティのないＬＰＲＦ（低ＰＲＦ）を用いる手法もあるが、速度アンビギュティが生じるため、速度を算出することができない。また、遠距離の目標やＲＣＳ（レーダ反射断面積）の小さい目標を検出するためには、パルス圧縮用レーダではパルス幅が長くなる。その結果、瞬間的に発熱する量を抑えるため冷却規模が大きくなり、また送信パルスによる近距離ブラインド距離が増える問題があった。
【０００５】
一方、速度を算出するために速度アンビギュイティの無いＨＰＲＦ（高ＰＲＦ）を用いる手法もあるが、距離に対してはアンビギュイティが生じるため、距離を確定することができない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】ＦＭＣＷ方式（アップチャープとダウンチャープ）：吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)
【非特許文献２】ＣＦＡＲ処理：吉田、改定レーダ技術、電子情報通信学会、pp.87-89(1996)
【非特許文献３】テーラー分布：吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996)
【非特許文献４】位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式：電子情報通信学会、改訂レーダ技術、pp.262-264（1996）
【非特許文献５】符号コード（Ｍ系列）発生方式：M.I.Skolnik, Introduction to radar systems,pp.429-430,McGRAW-HILL(1980)
【非特許文献６】相関処理：M.I.Skolnik, Radar Handbook Third Edition, pp.8.28-8.30, McGRAW-HILL(2008)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
以上述べたように、従来のレーダ方式には次の課題がある。  
（１）距離及び速度を観測するためのＦＭＣＷ方式では少なくとも２種以上のＣＰＩにおいて検出をあげる必要があり、検知率が低下する。  
（２）誤検知が多い場合には、誤ペアリングにより距離及び速度精度が劣化する。  
（３）２種以上のＣＰＩが必要であるため、サイクルタイムが長くなる。  
（４）距離を観測するには、距離アンビギュイティのないＬＰＲＦを用いる手法もあるが、速度アンビギュティが生じるため速度を算出できず、また遠距離の目標やＲＣＳ（レーダ反射断面積）の小さい目標を検出するためにはパルス圧縮用レーダではパルス幅が長くなり瞬間的に発熱する量を抑えるため冷却規模が大きくなり、また送信パルスによる近距離ブラインド距離が増える。  
（５）速度を算出するために速度アンビギュイティの無いＨＰＲＦを用いる手法もあるが、距離に対してはアンビギュイティが生じるため距離を確定できない。
【０００８】
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、比較的短いパルス列を用いて、距離及び速度を高い検知率及び低い誤検知率で観測することのできるレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るパルスレーダ装置は、パルス列を符号化変調して送信信号を生成し、前記送信信号を送信し、その反射信号を受信して符号化パルス列を得る送受信手段と、観測速度範囲内の複数の速度毎に前記変調に用いた符号に基づく相関用の参照信号を生成する参照信号生成手段と、前記送受信手段で得られた符号化パルス列について前記参照信号生成手段で生成される速度毎の参照信号と相関をとる相関処理手段と、前記相関処理手段の相関出力が示す位置を距離情報として、前記相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度を速度情報として出力する距離・速度処理手段とを具備する態様とする。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート。
【図３】図１に示すレーダ装置のパルス列を説明するための波形図。
【図４】図１に示すレーダ装置の処理を説明するための波形図。
【図５】第１の実施形態に係るレーダ装置の追加構成を示すブロック図。
【図６】図５に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート。
【図７】図６に示すレーダ装置の搭載用レーダの場合の処理を説明するための概念図。
【図８】図１に示すレーダ装置の相関処理を説明するためのブロック図。
【図９】第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図１０】図９に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート。
【図１１】図９に示すレーダ装置のパルス列を説明するための波形図。
【図１２】従来方式のレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図１３】図１２に示すレーダ装置の信号処理を説明するための波形図。
【図１４】図１２に示すレーダ装置の目標検出処理を説明するための波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
まず、実施形態を説明するに先立ち、従来方式のレーダ装置（非特許文献１）について、図１２乃至図１４を参照して説明する。図１２は構成を示すブロック図、図１３及び図１４は処理を説明するための波形図である。
【００１２】
図１２に示すレーダ装置では、送受信器２０の送信器２１でスイープした信号をアンテナ送信素子１１から送信し、その反射波をアンテナ受信素子１２で受信する。このアンテナ受信素子１２で得られた複数の受信信号をそれぞれミキサ２２により周波数変換し、これによって生成されるビート周波数信号を信号処理器３０に送る。信号処理器３０では、入力された各受信素子出力のビート周波数信号をＡＤ変換部３１でディジタル信号に変換し、アップ系列ダウン系列抽出部３７で各素子信号（ディジタル信号）からアップチャープ信号とダウンチャープ信号を抽出した後、ＦＦＴ処理部３３で各々ＦＦＴ処理して周波数軸上の信号に変換する。そして、この周波数軸の信号を用いて、ＤＢＦ（Digital Beam Forming）３４により、周波数毎にΣビームとΔビームを形成して、Σ信号のアップ系列とダウン系列の信号をＦＦＴした結果からそれぞれの振幅が極値をもつ周波数ピークを抽出する。続いて、ペアリング処理部３８でアップ系列とダウン系列のペアリングを実行し、測距・測速算出部３５でペアリングされたアップ系列及びダウン系列の信号から検出目標の距離／速度を算出し、測角部３６で検出目標の角度を算出する。送受信のスイープ信号を図１３（ａ），（ｂ）に示し、アップ系列とダウン系列が得られる様子を図１３（ｃ）に示し、アップ系列とダウン系列のペアリングが不明な場合の目標検出処理を図１４に示す。
【００１３】
上記送受信のスイープ信号の関係式を次に示す。  
【数１】
2014182010.tif 000003
【００１４】
【数２】
2014182010.tif 000004
【００１５】
一方、距離によるビート周波数ｆｒと目標速度によるドップラー周波数ｆｄは、次式となる。  
【数３】
2014182010.tif 000005
【００１６】
（３）式をＲとＶで展開し、（２）式を代入すると、次式となる。  
【数４】
2014182010.tif 000006
【００１７】
この方式により、距離Ｒと速度Ｖが算出できるが、ダウンチャープ系列とアップチャープ系列のピーク周波数が異なるために、周波数ペアを対応させる必要がある。単一目標や少数目標の場合には、ペアリングも比較的容易であるが、目標数や、背景の反射点が増えると、図１４（ａ）〜（ｃ）に示すように、周波数軸のピーク値が多数となり、ペアリングが困難になる問題がある。
【００１８】
以下、上記の問題を解決する実施形態を説明する。  
［第１の実施形態］
第１の実施形態について図１乃至図８を用いて説明する。
【００１９】
まず、図１は第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図、図２は図１に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート、図３は第１の実施形態において、符号化した送信パルス列を示している。符号化の方式としては、例えばＭ系列コード（非特許文献５）があり、他のコードでもよい。符号列を用いて、例えば次式に示すように、信号位相を変化させて送信用信号を生成する。
【数５】
2014182010.tif 000007
【００２０】
図１に示す第１の実施形態のレーダ装置は、複数のアンテナ素子を備える送受信アンテナ１と、送受信部２１及び符号化制御部２２を備える送受信器２と、ＡＤ（Analog Digital）変換部３１、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformer）処理部３２、相関処理部３３、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate：一定誤警報率）処理部３４、距離／速度抽出処理部３５、参照信号生成部３６、測角部３７を備える信号処理器３とを具備する。
【００２１】
送受信器２において、送受信部２１は、送信パルス列を符号化制御部２２にて発生される符号列により変調し、この変調された送信パルス列を送信信号として送受信アンテナ１から送出し、その反射信号を当該送受信アンテナ１で受信して信号処理器３に送る。
【００２２】
信号処理器３は、入力した受信信号をＡＤ変換部３１によりディジタル信号に変換してＤＢＦ処理を行い、送信パルス列の周期ＰＲＩで受信パルス列（Σビーム信号、ΔＡＺ及びΔＥＬ信号）を得る。この受信パルス列をＦＦＴ処理部３２で高速フーリエ変換して周波数領域の検出処理を行う。
【００２３】
次に、参照信号生成部３６において、相関処理の基準となる参照信号を生成する。この参照信号は、クラッタ速度範囲を除く所定の観測速度範囲を設定し、受信パルス列との相関をとるためにＦＦＴ処理することで生成される。相関処理部３３は、受信パルス列Σ信号のＦＦＴ処理結果と参照信号のＦＦＴ処理結果とを乗算し、更にサイドローブを低減するためのウェイトを乗算して逆ＦＦＴすることにより相関結果を得る。
【００２４】
上記相関処理部３３で得られたΣビーム信号はＣＦＡＲ処理部３４に送られる。ＣＦＡＲ処理部３４は、時間軸に対して、対象とするテストセルの周囲の±Ｑセルのリファレンスセルの平均値等でテストセルの値を除算した結果によりスレショルドを検出し、Σビーム信号から所定のスレショルドを超えるレンジセル番号を抽出する。ここで抽出されたレンジセル番号は距離／速度抽出処理部３５及び測角部３７に送られる。距離／速度抽出処理部３５は、入力されるレンジセル番号のデータから目標検出を行ってその距離と速度を抽出する演算を行う。また、測角部３７は、ＦＦＴ処理部３２で得られたΣビーム信号、ΔＡＺ及びΔＥＬ信号を入力し、ＣＦＡＲ処理によって得られたレンジセル番号に対応するΔＡＺ及びΔＥＬ信号を抽出して角度に換算する。
【００２５】
上記構成において、以下に図２に示すフローチャートを参照して信号処理の流れについて説明する。
【００２６】
まず、送受信器２により、送信パルス列のＰＲＦ送受信が開始される（ステップＳ１）。信号処理器３に入力された受信信号はＡＤ変換部３１によりディジタル信号に変換され、送信パルスの周期ＰＲＩで受信パルス信号列が得られる。この信号の様子を図４に示す。図４において、（ａ）は送信パルス列、（ｂ）は探知距離が０の場合の受信パルス列、（ｃ）は探知距離が最大の場合の受信パルス列を示している。すなわち、探知距離が０の場合は、送信パルスと同じ時間にパルス列が受信され、最大距離Ｒmaxでは、α＝２Ｒmax／ｃ（ｃ；光速）の時間遅延でパルス列が受信される。
【００２７】
この受信パルス列をＦＦＴ処理部３２でフーリエ変換して目標検出処理を行う。検出処理では、モノパルスビーム（Σ、ΔＡＺ，ΔＥＬ、非特許文献４参照）のうちΣビームを用いる。ＰＲＩ内ではＭ個のレンジセルΔＲ（時間セル×光速／２）があり、最大探知距離まで考慮してＦＦＴのポイント数を決める。最大探知距離に相当する時間遅延αをレンジセルに換算すると、次式となる。
【数６】
2014182010.tif 000008
【００２８】
したがって、全レンジセルは、  
【数７】
2014182010.tif 000009
【００２９】
このNallのセルの信号ｆｃに対して、参照信号との相関処理により検出レンジを抽出する。そのため、まずｆｃをＦＦＴ処理により高速フーリエ変換する。
【数８】
2014182010.tif 000010
【００３０】
次に、相関処理をするための基準参照信号を生成する（ステップＳ２）。基準参照信号としては、所定の速度範囲の速度毎に次式に示す演算により算出する。
【数９】
2014182010.tif 000011
【００３１】
ところで、所定の速度範囲としては、例えば航空機搭載用レーダの場合は、自速度をＶとすると、クラッタの速度範囲は次式で算出できるため、その範囲以外を選定すれば、クラッタを抑圧できる。この場合は、図５に示す構成図及び図６に示すフローチャートのように、参照信号生成部３６の前段にクラッタ速度算出部３８を追加し、ＰＲＦ送受信開始後、自機速度及び目標観測速度の情報からクラッタ速度範囲を算出し（ステップＳ１１の追加）、このクラッタ速度範囲を除いて参照信号速度範囲を設定する（ステップＳ２）。
【００３２】
ここで、図７に示す座標系をもとに、クラッタ速度を算出する。
【００３３】
まず、レーダ搭載機（以下、自機）の位置を原点Ｏとすると、角度θＡＺ、θＥＬ方向のクラッタ反射点のべクトルは、（Ｘ，Ｙ，Ｚ）座標で表現すると、次式となる。  
【数１０】
2014182010.tif 000012
【００３４】
次に、自機がＹ軸に沿ってフライトする場合のクラッタの速度ベクトルは次式となる。
【数１１】
2014182010.tif 000013
【００３５】
クラッタの自機に向かうラジアル速度ベクトルＶｃは、次式のように、ＰｏｓのＲを除く方向余弦とＶｃの内積となる。
【数１２】
2014182010.tif 000014
【００３６】
アンテナビームが照射する範囲をθＡＺ１〜θＡＺ２、θＥＬ１〜θＥＬ２として、（１０）式に代入すれば、クラッタの速度範囲を算出することができる。そこで、このクラッタ速度範囲を除いて、基準参照信号の速度範囲を設定すれば、クラッタを抑圧できることになる。
【００３７】
設定した基準参照信号長はＮであり、相関処理のために符号長をＮａｌｌにするために、ゼロ埋めしたものを参照信号とする。
【数１３】
2014182010.tif 000015
【００３８】
この参照信号と入力信号との相関を算出するために、参照信号をＦＦＴ処理する。
【数１４】
2014182010.tif 000016
【００３９】
そこで、図８に示すように、入力ＰＲＦ列信号のＦＦＴ結果と参照信号（Ｎコード＋ゼロα）のＦＦＴ結果を乗算し、更にサイドローブを低減するためのウェイト（Ｗ）を乗算し、逆ＦＦＴする。これにより、相関出力結果ｇが得られる。
【数１５】
2014182010.tif 000017
【００４０】
ウェイトＷとしては、例えばテーラーウェイト（非特許文献３）があるが、他のウェイトでもよい。
【００４１】
上記相関出力ｇに対して、ＣＦＡＲ検出部３３（非特許文献２）により、所定のスレショルドを超えるレンジセル番号Ｒdcellを抽出する（ステップＳ４）。以上の処理を参照信号の設定範囲が終了するまで、参照信号速度を変更（スイープ）しながら、ステップＳ３，Ｓ４の処理を繰り返し実行する（ステップＳ５，Ｓ６）。
【００４２】
ここで、ＣＦＡＲは、時間軸に対して、対象とするテストセルの周囲の±Ｑセルのリファレンスセルの平均値等により、テストセルの値を除算した結果によりスレショルド検出する処理である。このレンジセル番号より、次式によりレンジが求まる（ステップＳ７）。
【数１６】
2014182010.tif 000018
【００４３】
また、抽出した信号の参照信号の速度により、参照信号の速度に近いＨＰＲＦの検出速度を抽出することができる（ステップＳ８）。ここで求めた目標の距離／速度は観測結果として出力される（ステップＳ９）。
【００４４】
以上は、Σビームの処理について述べたが、次に測角について述べる。Σビームにより検出したレンジセル番号のデータにより、ΔＡＺ及びΔＥＬ信号を抽出し、位相モノパルス測角処理３６により測角値（ＡＺ角、ＥＬ角）を得る（ステップＳ１０）。
【００４５】
測角方式として、位相モノパルス（非特許文献４）の場合について述べる。位相モノパルスビームに用いるΣビームは次式で表現できる。
【数１７】
2014182010.tif 000019
【００４６】
また、位相モノパルスビームに用いるΔビームは次式の通りである。方位面のΔＡＺと仰角面のΔＥＬがあるが、ここでは、各々の面の信号をΔとして記述する。
【数１８】
2014182010.tif 000020
【００４７】
ΣとΔを用いて、位相モノパルスの測角に用いる誤差電圧εは、次式で表すことができる。
【数１９】
2014182010.tif 000021
【００４８】
このεと予め保存してあるεとθの対応テーブル（または、多項式近似値）を用いて、測角値θを算出できる。このようにして求められた測角値は、観測結果として出力される。
【００４９】
以上をまとめると、所定の速度範囲の参照信号の設定を行う図１（構成）及び図２（処理フロー）の方式と自速度とクラッタの角度からクラッタ速度を算出し、クラッタを抑圧するために、その速度範囲を除いた速度範囲を設定する図５（構成）及び図６（処理フロー）の方式となる。
【００５０】
本方式の効果としては、目標からの反射である符号化したパルス列のみを抽出し、無相関の信号を抑圧できるため、妨害波等の無相関な不要波を抑圧できるのは言うまでもない。
【００５１】
［第２の実施形態］
他の実施例として、図９〜図１１を用いて説明する。図９は第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図、図１０は図９に示すレーダ装置の処理の流れを示すフローチャート、図１１は図９に示すレーダ装置のパルス列を説明するための波形図である。尚、図９及び図１０において、それぞれ図１及び図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは主に異なる部分について説明する。
【００５２】
第１の実施形態では、所定の範囲（目標が存在すると予想する速度範囲）の参照信号を生成したが、速度範囲が広い場合には、処理時間を要する。この対策のために、第２の実施形態では、参照信号の速度範囲を絞り込むことを行う。
【００５３】
本実施形態では、参照信号の速度範囲を限定するために、送受信器２にＰＲＦ制御部２３を追加し、図１１に示すように、非コード化とする無変調送受信期間（ＰＲＦ１）と、コード化処理する変調送受信期間（ＰＲＦ２）を生成し、ＰＲＦ１において、非コード化パルス列による検出と測速を行い、ＰＲＦ２において、コード化パルス列による検出と測距を行うことで、速度と距離を取得し出力する。
【００５４】
具体的には、無変調送受信期間（ＰＲＦ１）において、符号化しない無変調のパルス列の信号（ＣＷ信号）を送受信する(図１０のステップＳ２１）。このＰＲＦ（パルス繰り返し周波数）は、ＰＲＦ制御部２３で制御し、速度アンビギュイティが生じないように、次式の範囲の周波数を選定する。
【数２０】
2014182010.tif 000022
【００５５】
このＰＲＦにより送受信した信号をＦＦＴ処理し、ＣＦＡＲ等のスレショルド処理をする（図１０のステップＳ２２）ことにより、検出ドップラー周波数ｆｄが決まり、次式により速度を算出できる（図１０のステップＳ２３）。
【数２１】
2014182010.tif 000023
【００５６】
そこで、参照信号生成部３６において、上記検出速度Ｖｄを速度参照信号とする（参照速度プリセット値として抽出：図１０のステップＳ２４）か、もしくは速度誤差のある場合に備えて、Ｖｄを中心にΔＶの幅を持つ速度範囲を参照信号とする（図１０のステップＳ２５）ことにより、第１の実施形態の場合の参照信号の範囲を限定することができ、相関演算の処理回数を削減することができる。
【００５７】
変調送受信期間（ＰＲＦ２）における参照信号の生成後の処理は、第１の実施形態の場合と同様であり、目標の距離と速度を算出し、測角により角度を算出することができる。
【００５８】
尚、第２の実施形態において、航空機搭載の場合には、第１の実施形態と同様に、図５及び図６で説明したクラッタ速度範囲を除いて参照信号を生成する構成とすることで、クラッタ成分を抑圧して処理することができる。
【００５９】
以上まとめると、上記実施形態のレーダ装置では、第１の手段として、レンジ（距離）及び速度の測定の際に、パルス列に対して符号化した信号により変調した信号を送信し、受信した信号に対して、複数の速度毎の参照信号により相関処理し、相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度と、相関結果による位置を距離出力とする。
【００６０】
また、第２の手段として、レンジ及び速度の測定の際に、パルス列に対して符号化した信号により変調した信号を送信し、その反射波を受信した信号に対して、当該レーダ装置搭載機の速度からクラッタの速度範囲を算出し、その範囲外に設定した複数の速度毎の参照信号により相関処理し、相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度と、相関結果による位置を距離出力とする。
【００６１】
また、第３の手段として、第１の手段において、ＣＷ信号と符号化された信号の少なくとも２系列の信号をＨＰＲＦ（High Repetition Radio Frequency）により送信し、その反射波を受信したＣＷ信号よりドップラー周波数を抽出して速度を算出し、その速度を中心に所定の速度幅を持つ参照信号を用いて、符号化パルス列の受信信号を相関処理し、相関出力が所定のスレショルドを超える参照信号の速度と、相関結果による位置を距離出力とする。
【００６２】
上記第１の手段によれば、符号化した変調信号と速度毎の参照信号により、レンジと速度を算出するため、ＦＭＣＷのように２種以上のＣＰＩ信号が不要になるため検知率を向上し、またペアリングも不要であるため誤検知率を低下できる。また１種のＣＰＩでレンジ及び速度を算出できるため、サイクルタイムも短くすることができる。
【００６３】
また、第２の手段によれば、搭載用レーダで自機速度からクラッタ速度範囲を算出し、そのクラッタ速度範囲を参照信号から除くことで、クラッタを抑圧することができる。
【００６４】
また、第３の手段によれば、ＨＰＲＦ処理により算出した速度を用いて参照信号を絞り込むことで、処理規模を小さくして、レンジ及び速度を算出することができる。
【００６５】
上述したように本実施形態のレーダ装置は、比較的短いパルス列の送受信信号により得られた信号により、クラッタ環境下等の誤検出や複数目標が存在する場合でも、レンジ及び速度を高い検知率及び低い誤検知率で観測することができる。
【００６６】
尚、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００６７】
１…送受信アンテナ
２…送受信器
２１…送受信部
２２…符号化制御部
２３…ＰＲＦ制御部
３…信号処理器
３１…ＡＤ変換部
３２…ＦＦＴ処理部
３３…相関処理部
３４…ＣＦＡＲ処理部
３５…距離／速度抽出処理部
３６…参照信号生成部
３７…測角処理部
３８…クラッタ速度算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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