(57)【要約】【課題】ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止する。【解決手段】受信装置２は、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号を生成するフーリエ変換部２０３と、パイロット信号を生成するパイロット信号生成部２０４と、複素ベースバンド信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部２０５と、伝送路応答を算出する伝送路応答推定部２０６と、複素ベースバンド信号から伝送路応答を用いてキャリア変調信号を生成する時空間符号復号部２１と、キャリア変調信号に対してサブキャリアごとに復調してキャリア復調データを生成するキャリア復調部２２と、キャリア復調データを誤り訂正処理して復号信号を生成する誤り訂正符号復号部２３とを備える。パイロット信号生成部２０４は、キャリア変調信号を解析することにより得られる受信品質情報から推定した送信局に対応するパイロット信号を生成する。【選択図】図６
2014022983.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信局からＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号を直交復調してベースバンド信号を生成する直交復調部と、
前記ベースバンド信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、
送信局に対応する所定のパターンのパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に基づいて、前記複素ベースバンド信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
前記パイロット信号抽出部により抽出されたパイロット信号を用いて伝送路応答を算出する伝送路応答推定部と、
前記複素ベースバンド信号から、前記伝送路応答を用いてキャリア変調信号を生成する時空間符号復号部と、
前記キャリア変調信号に対してサブキャリアごとに復調を行ってキャリア復調データを生成するキャリア復調部と、
前記キャリア復調データを誤り訂正処理して復号信号を生成する誤り訂正符号復号部と、を備え、
前記パイロット信号生成部は、前記キャリア変調信号を解析することにより得られる受信品質情報から、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局を推定し、該送信局に対応するパイロット信号を生成することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記受信品質情報は、前記誤り訂正符号復号部による誤り訂正処理時に検出されるビット誤り数であることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記受信品質情報は、前記誤り訂正符号復号部により生成された復号信号を再度誤り訂正符号により符号化した符号化データと、前記キャリア復調データとをビットごとに比較した時の一致しないビット数であることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
前記時空間符号復号部により生成されたキャリア変調信号から雑音分散を推定し、推定した雑音分散を前記受信品質情報として出力する雑音分散推定部を更に備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
【請求項５】
前記送信局は、時空間符号化された信号をＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ信号を２本のアンテナを介して送信し、
前記推定される送信局は、第１の送信局、第２の送信局、又は第１の送信局及び第２の送信局であり、
前記パイロット信号生成部は、送信局が前記第１の送信局のみと仮定した場合、送信局が前記第２の送信局のみと仮定した場合、及び送信局が前記第１の送信局及び前記第２の送信局と仮定した場合のそれぞれにおける前記受信品質情報から、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局を推定することを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記パイロット信号生成部は、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第１の送信局であると推定すると第１のパターン及び第２のパターンのパイロット信号を生成し、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第２の送信局であると推定すると第３のパターン及び第４のパターンのパイロット信号を生成し、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第１の送信局及び前記第２の送信局であると推定すると、第１のパターンから第４のパターンのパイロット信号を生成することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
コンピュータを、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を用いてＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）伝送を行う伝送システムにおける、受信装置及びそのプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）は、固定受信機向けにハイビジョン放送（又は複数標準画質放送）を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、３Ｄハイビジョン放送やハイビジョンの１６倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、複数の送受信アンテナを用いてＭＩＭＯ伝送を行うＭＩＭＯシステムが提案されている。
【０００３】
ＭＩＭＯシステムでは、空間分割多重（ＳＤＭ：Space Division Multiplexing）や、時空間符号（ＳＴＣ：Space Time Codes）が行われることが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１３６４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、地上デジタル放送エリアにおいてＳＦＮ（Single Frequency Network）を組む場合、複数の送信局から同一周波数の電波が送信されるため、受信点によってはＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングが発生するという問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することが可能なＯＦＤＭ信号の受信装置、及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、送信局からＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調してベースバンド信号を生成する直交復調部と、前記ベースバンド信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、送信局に対応する所定のパターンのパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に基づいて、前記複素ベースバンド信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号抽出部により抽出されたパイロット信号を用いて伝送路応答を算出する伝送路応答推定部と、前記複素ベースバンド信号から、前記伝送路応答を用いてキャリア変調信号を生成する時空間符号復号部と、前記キャリア変調信号に対してサブキャリアごとに復調を行ってキャリア復調データを生成するキャリア復調部と、前記キャリア復調データを誤り訂正処理して復号信号を生成する誤り訂正符号復号部と、を備え、前記パイロット信号生成部は、前記キャリア変調信号を解析することにより得られる受信品質情報から、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局を推定し、該送信局に対応するパイロット信号を生成することを特徴とする。
【０００８】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記受信品質情報は、前記誤り訂正符号復号部による誤り訂正処理時に検出されるビット誤り数であることを特徴とする。
【０００９】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記受信品質情報は、前記誤り訂正符号復号部により生成された復号信号を再度誤り訂正符号により符号化した符号化データと、前記キャリア復調データとをビットごとに比較した時の一致しないビット数であることを特徴とする。
【００１０】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記時空間符号復号部により生成されたキャリア変調信号から雑音分散を推定し、推定した雑音分散を前記受信品質情報として出力する雑音分散推定部を更に備えることを特徴とする。
【００１１】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記送信局は、時空間符号化された信号をＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ信号を２本のアンテナを介して送信し、前記推定される送信局は、第１の送信局、第２の送信局、又は第１の送信局及び第２の送信局であり、前記パイロット信号生成部は、送信局が前記第１の送信局のみと仮定した場合、送信局が前記第２の送信局のみと仮定した場合、及び送信局が前記第１の送信局及び前記第２の送信局と仮定した場合のそれぞれにおける前記受信品質情報から、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局を推定することを特徴とする。
【００１２】
さらに、本発明に係る受信装置において、前記パイロット信号生成部は、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第１の送信局であると推定すると第１のパターン及び第２のパターンのパイロット信号を生成し、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第２の送信局であると推定すると第３のパターン及び第４のパターンのパイロット信号を生成し、当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局が前記第１の送信局及び前記第２の送信局であると推定すると、第１のパターンから第４のパターンのパイロット信号を生成することを特徴とする。
【００１３】
また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを上記受信装置として機能させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る受信装置に対応する送信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】４×２ＭＩＭＯシステムを示す図である。
【図３】送信局の送信エリアの例を示す図である。
【図４】本発明に係る受信装置に対応する送信装置におけるＯＦＤＭ変調部の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明に係る受信装置に対応する送信装置が送信するＯＦＤＭ信号のパイロット信号の配置例を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第１の実施形態に係る受信装置における誤り訂正符号復号部の第１の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第１の実施形態に係る受信装置における誤り訂正符号復号部の第２の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明に係る受信装置の送信局推定動作を示すフローチャートである。
【図１０】本発明に係る受信装置におけるＯＦＤＭ復調部の構成例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の雑音分散部の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。本発明に係る受信装置は、ＳＴＣ符号をＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ信号を複数のアンテナからＳＤＭにより送信する送信装置からＯＦＤＭ信号を受信することを想定としている。そこで、まず本発明に係る受信装置に対応する送信装置について説明し、その後本発明に係る受信装置について説明する。
【００１７】
［送信装置］
送信装置は、ＯＦＤＭ信号をｎ個の送信局から各２本の送信アンテナを介して送信する。本実施形態では、ｎ＝２の場合を例に説明する。図１は、本発明に係る受信装置に対応する送信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、送信装置１は、誤り訂正符号化部１０（１０−１及び１０−２）と、キャリア変調部１１（１１−１及び１１−２）と、時空間符号化部１２（１２−１及び１２−２）と、ＯＦＤＭ変調部１３と、を備える。送信装置１への入力信号は、２系統のＴＳ（Transport Stream）信号（ＴＳ１及びＴＳ２）とする。なお、送信装置１の入力前段にＴＳ分割装置などを配置し、１系統のＴＳを２系統に分割した後のＴＳ信号を送信装置１に入力してもよい。送信装置１は２系統４種類のＯＦＤＭ信号を出力し、２種類のＯＦＤＭ信号は第１の送信局１４−１（以下、「送信局Ａ」又は「Ａ局」という）に送信され、残りの２種類のＯＦＤＭ信号は第２の送信局１４−２（以下、「送信局Ｂ」又は「Ｂ局」という）に送信される。
【００１８】
誤り訂正符号化部１０は、ＴＳ信号を誤り訂正符号化し、キャリア変調部１１へ出力する。誤り訂正は、例えば外符号としてＢＣＨ符号を用い、内符号としてＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号を用いる。
【００１９】
キャリア変調部１１−１は、送信信号をサブキャリアごとに所定の変調方式に応じてＩＱ平面へマッピングして、第１のキャリア変調信号ａを生成し、時空間符号化部１２−１に出力する。キャリア変調部１１−２は、送信信号をサブキャリアごとに所定の変調方式に応じてＩＱ平面へマッピングして、第２のキャリア変調信号ｂを生成し、時空間符号化部１２−２に出力する。
【００２０】
時空間符号化部１２は、キャリア変調部１１により生成されたキャリア変調信号を時空間符号化して時空間符号化信号を生成し、ＯＦＤＭ変調部１３に出力する。時空間符号化としてAlamoutiのＳＴＢＣ（Space-Time Block Coding）を適用した場合、時空間符号化部１２−１は、キャリア変調部１１−１により生成された第１のキャリア変調信号ａを時空間符号化（ＳＴＢＣ符号化）して、第１の時空間符号化信号ａ１及び第２の時空間符号化信号ａ２を生成し、ＯＦＤＭ変調部１３に出力する。同様に、時空間符号化部１２−２は、キャリア変調部１１−２により生成された第２のキャリア変調信号ｂを時空間符号化（ＳＴＢＣ符号化）して、第３の時空間符号化信号ｂ１及び第４の時空間符号化信号ｂ２を生成し、ＯＦＤＭ変調部１３に出力する。
【００２１】
送信したい複素ベースバンド信号がx１，x２，x３，x４（ここで、ｘ１＝ａ（ｍ），ｘ２＝ａ（ｍ＋１），ｘ３＝ｂ（ｍ），ｘ４＝ｂ（ｍ＋１）である）とすると、ＳＴＢＣ符号化により時空間符号化信号ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は以下のような値となる。ここで、ｍはある離散時間を表し、＊は複素共役を表す。
ａ１（ｍ）＝ｘ１
ａ１（ｍ＋１）＝−ｘ＊２
ａ２（ｍ）＝ｘ２
ａ２（ｍ＋１）＝ｘ＊１
ｂ１（ｍ）＝ｘ３
ｂ１（ｍ＋１）＝−ｘ＊４
ｂ２（ｍ）＝ｘ４
ｂ２（ｍ＋１）＝ｘ＊３
【００２２】
ＯＦＤＭ変調部１３は、時空間符号化部１２により生成された４種類の時空間符号化信号（ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２）にパイロット信号及び制御信号を挿入して２系統４種類のＯＦＤＭ信号を生成し、送信局Ａ及び送信局Ｂに送信する。このとき、ＯＦＤＭ変調部１３は、第１の時空間符号化信号及び第３の時空間符号化信号（ａ１，ｂ１）のＯＦＤＭ信号を送信局Ａに送信し、第２の時空間符号化信号及び第４の時空間符号化信号（ａ２，ｂ２）のＯＦＤＭ信号を送信局Ｂに送信する。つまり、送信装置１は、送信局Ａ，Ｂを組みとしてＳＴＢＣ符号化を行う。
【００２３】
送信局１４−１（送信局Ａ）は、送信アンテナＡ−ｔｘ１及びＡ−ｔｘ２から、ＳＤＭによるＭＩＭＯ送信を行う。送信局１４−２（送信局Ｂ）は、送信アンテナＢ−ｔｘ１及びＢ−ｔｘ２から、ＳＤＭによるＭＩＭＯ送信を行う。例えば、送信局１４は２本のアンテナのうち、一方を水平偏波とし、他方を垂直偏波とすることによりＳＤＭを実現する。
【００２４】
図２は、４×２ＭＩＭＯシステムを示す図である。２つの送信局１４から時刻ｍに送信される信号｛ａ１（ｍ），ａ２（ｍ），ｂ１（ｍ），ｂ２（ｍ）｝は、上述したように｛ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４｝であり、全て異なる信号である。そのため、ＳＦＮ間干渉のＤ／Ｕ比が０ｄＢとなる領域に受信装置２が位置する場合であっても、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することができる。
【００２５】
図３は、送信局の送信エリア（放送エリア、サービスエリア）の例を示す図である。図中には４つの送信局Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄとその送信エリアａ，ｂ，ｃ，ｄを示している。送信局Ａ，Ｂを組みとしてＳＴＢＣ符号化を行い、送信局Ｃ，Ｄを組みとしてＳＴＢＣ符号化を行うことにより、送信局Ａ，Ｃから送信される信号と、送信局Ｂ，Ｄから送信される信号を異なる信号とすることができる。図中では、送信局Ａ，Ｃから送信される信号が同一であることを示すために符号Ａ，Ｃを丸で囲って示している。また、送信局Ｂ，Ｄから送信される信号が同一であり、かつ送信局Ａ，Ｃから送信される信号と異なることを示すために符号Ｂ，Ｄを四角で囲って示している。送信エリアａ，ｂの重なる領域に位置する受信装置は、送信局Ａ，Ｂから送信される信号を同時に受信することになるが、送信局Ａ，Ｂから送信される信号は異なるため、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することができる。同様に、送信エリアａ，ｄの重なる領域に位置する受信装置は、送信局Ａ，Ｄから送信される信号を同時に受信することになるが、送信局Ａ，Ｄから送信される信号は異なるため、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することができる。
【００２６】
図４は、ＯＦＤＭ変調部１３の構成を示すブロック図である。図４に示すように、ＯＦＤＭ変調部１３は、パイロット・制御信号挿入部１３０と、ＯＦＤＭ信号生成部１３４とを備える。
【００２７】
パイロット・制御信号挿入部１３０は、時空間符号化部１２により生成された４種類の送信信号（ａ１，ｂ１，ａ２，ｂ２）にそれぞれ異なるパターンのパイロット信号（ＳＰ信号）及び制御信号（ＴＭＣＣ信号やＡＣ信号）を挿入して４種類のＯＦＤＭシンボルを生成する。より詳細には、パイロット・制御信号挿入部１３０は、パイロット信号生成部１３１と、制御信号生成部１３２と、ＯＦＤＭシンボル構成部１３３（１３３−１〜１３３−４）と、を備える。
【００２８】
パイロット信号生成部１３１は、予め定められた振幅と位相を有し、伝送路応答を推定するためのパイロット信号を予め定められた位置に挿入するためにパイロット信号を生成し、ＯＦＤＭシンボル構成部１３３に出力する。
【００２９】
制御信号生成部１３２は、予め定められた振幅と位相を有し、制御情報を受信装置に通知するための制御信号を予め定められた位置に挿入するために制御信号を生成し、ＯＦＤＭシンボル構成部１３３に出力する。制御情報には、キャリア変調方式、インターリーブ長、セグメント数などの伝送パラメータに関する情報が含まれる。
【００３０】
ＯＦＤＭシンボル構成部１３３は、キャリア変調部１１から入力される４種類の送信信号（ａ１，ｂ１，ａ２，ｂ２）に対して、パイロット信号生成部１３１から入力されるパイロット信号及び制御信号を挿入して配置することによりＯＦＤＭシンボルを生成し、ＯＦＤＭ信号生成部１３４に出力する。
【００３１】
ＯＦＤＭ信号生成部１３４は、パイロット・制御信号挿入部１３０により生成された４種類のＯＦＤＭシンボルの各キャリアを逆フーリエ変換及び直交変調して４種類のＯＦＤＭ信号を生成し、送信局１４を介して４本の送信アンテナＡ−ｔｘ１，Ａ−ｔｘ２，Ｂ−ｔｘ１，Ｂ−ｔｘ２に出力する。より詳細には、ＯＦＤＭ信号生成部１３４は、逆フーリエ変換部１３５（１３５−１及び１３５−２）と、ＧＩ付加部１３６（１３６−１及び１３６−２）と、直交変調部１３７（１３７−１及び１３７−２）と、Ｄ／Ａ変換部１３８（１３８−１及び１３８−２）と、を備える。なお、４本のＯＦＤＭ信号の同期を取るために、ＯＦＤＭ信号生成部１３４は、各ブロックに同一周波数のクロックを供給する。
【００３２】
逆フーリエ変換部１３５は、ＯＦＤＭシンボル構成部１３３から入力されるＯＦＤＭシンボルに対して、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）処理を施して時間領域の有効シンボル信号を生成し、ＧＩ付加部１３６に出力する。
【００３３】
ＧＩ付加部１３６は、逆フーリエ変換部１３５から入力される有効シンボル信号の先頭に、有効シンボル信号の後半部分をコピーしたガードインターバルを挿入し、直交変調部１３７に出力する。ガードインターバルは、ＯＦＤＭ信号を受信する際にシンボル間干渉を低減させるために挿入されるものであり、マルチパス遅延波の遅延時間がガードインターバル長を超えないように設定される。
【００３４】
直交変調部１３７は、ＧＩ付加部１３６から入力されるベースバンド信号に対して直交変調処理を施してＯＦＤＭ信号を生成し、Ｄ／Ａ変換部１３８に出力する。
【００３５】
Ｄ／Ａ変換部１３８は、直交変調部１３７から入力されるＯＦＤＭ信号をアナログ信号に変換する。
【００３６】
図５は、パイロット信号生成部１３１が生成するパイロット信号の配置パターン（以下、「パイロットパターン」という）の例を示す図である。パターン１〜４は、各送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のパイロットパターンを示している。図中において、丸は無信号のヌルパイロット信号であることを意味する。また、１と−１は、それぞれ符号が反転したパイロット信号であることを意味する。その他は、データ信号や制御信号などの非パイロット信号を意味する。このパイロットパターンは、２つの送信局Ａ，Ｂから送信される４つの信号を受信側で分離可能であり、かつ一方の送信局から送信される２つの信号だけでも受信側で分離可能なパターンである。なお、図中のＯＦＤＭ信号は、右方向がキャリア（周波数）方向であり、下方向がシンボル（時間）方向である。
【００３７】
パイロット信号生成部１３１は、送信局Ａ用にパターン１，２に示すパイロット信号を生成し、送信局Ｂ用にパターン３，４に示すパイロット信号を生成する。つまり、送信局Ａの送信アンテナＡ−ｔｘ１からパターン１のＯＦＤＭ信号を送信し、送信局Ａの送信アンテナＡ−ｔｘ２からパターン２のＯＦＤＭ信号を送信し、送信局Ｂの送信アンテナＢ−ｔｘ１からパターン３のＯＦＤＭ信号を送信し、送信局Ｂの送信アンテナＢ−ｔｘ２からパターン４のＯＦＤＭ信号を送信する。
【００３８】
このように、送信装置１は、複数の送信局１４間でＳＴＣ−ＭＩＭＯを構築し、複素共役の関係にある変調波を生成し、複数の送信局１４の各２つのアンテナからＳＤＭによるＭＩＭＯ送信を行う。受信装置２は、２つのアンテナを用いて、それぞれがＳＴＣ受信を行う。本実施形態のように２つの送信局１４を用いて４×２ＭＩＭＯ伝送を行う場合には、時刻ｍに送信される信号｛ａ１（ｍ），ａ２（ｍ），ｂ１（ｍ），ｂ２（ｍ）｝は｛ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４｝となり全て異なる信号である。そのため、ＳＦＮ干渉のＤ／Ｕ比が０ｄＢとなる場合でも、周波数選択性フェージングを防止することができる。
【００３９】
受信装置２が１つの送信局Ａから送信される信号のみを受信する場合は、２×２ＭＩＭＯ伝送となる。この場合、受信装置２は時空間符号化信号ａ１，ｂ１のみ受信していることになり、データの冗長性はなくダイバーシチ効果は得られないが、送信局Ａから送信される信号｛ａ１（ｍ），ａ１（ｍ＋１），ｂ１（ｍ），ｂ１（ｍ＋１）｝は上述したように｛ｘ１，−ｘ＊２，ｘ３，−ｘ＊４｝であり、送信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４を伝送可能である。同様に、受信装置２が送信局Ｂの送信信号のみを受信する場合は、信号ａ２,ｂ２のみ受信していることになり、送信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４を伝送可能である。
【００４０】
なお、本発明は４×２ＭＩＭＯ伝送や２×２ＭＩＭＯ伝送に限定して適用されるものではない。例えば、３シンボルを４シンボル時間で送信するＳＴＢＣ符号を用いて４×４ＭＩＭＯ伝送を行ってもよい。ｓ（ｍ）、ｓ（ｍ＋１）、ｓ（ｍ＋２）を４本の送信アンテナで送信する場合には、ＳＴＢＣ符号化による時空間符号化信号ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は以下のような値となる。
ａ１（ｍ）＝ｓ（ｍ）
ａ１（ｍ＋１）＝ｓ（ｍ＋１）
ａ１（ｍ＋２）＝ｓ（ｍ＋２）
ａ１（ｍ＋３）＝０
ａ２（ｍ）＝−ｓ＊（ｍ＋１）
ａ２（ｍ＋１）＝ｓ＊（ｍ）
ａ２（ｍ＋２）＝０
ａ２（ｍ＋３）＝ｓ（ｍ＋２）
ｂ１（ｍ）＝−ｓ＊（ｍ＋２）
ｂ１（ｍ＋１）＝０
ｂ１（ｍ＋２）＝ｓ＊（ｍ）
ｂ１（ｍ＋３）＝−ｓ（ｍ＋１）
ｂ２（ｍ）＝０
ｂ２（ｍ＋１）＝−ｓ＊（ｍ＋２）
ｂ２（ｍ＋２）＝ｓ＊（ｍ＋１）
ｂ２（ｍ＋３）＝ｓ（ｍ）
【００４１】
［受信装置］
次に、本発明の一実施形態に係る受信装置について説明する。受信装置は、上述した送信装置１から送信される、ＳＴＣ符号をＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ信号を複数のアンテナにより受信する。本実施形態では、受信アンテナの数が２本の場合を例に説明する。
【００４２】
図３に示した送信エリアの例では、送信エリアａ，ｂの重なる領域、又は送信エリアａ，ｄの重なる領域に位置する受信装置は、４×２ＭＩＭＯとして伝送路応答を算出することにより、周波数選択性フェージングを防止することができる。しかし、それ以外の領域に受信装置が位置し、１つの送信局からの信号しか受信しない場合であっても常に４×２ＭＩＭＯとして伝送路応答を算出した場合、伝送路応答の一部の成分に０ではなく雑音成分を適用することになる。その結果、図３に示す送信エリアｃのように、他の送信局の送信エリアと隣接せずに孤立する送信エリア（孤立送信エリア）においては、２×２ＭＩＭＯとして伝送路応答を算出した場合よりも復号精度が悪くなってしまう。
【００４３】
さらに、図５に示したパイロット信号を用いる場合、受信装置は、４パターンのＯＦＤＭ信号全てを用いて４×２ＭＩＭＯを復調する場合は、パターン１，２のみ又はパターン３，４のみのＯＦＤＭ信号を用いて２×２ＭＩＭＯを復調する場合と比較して、伝送路応答の補間にかかるシンボル期間が長いために受信レベルの時間変動が発生するおそれがあり、動特性が劣化する。２×２ＭＩＭＯを復調する場合は、伝送路応答の補間にかかるシンボル期間は８シンボルであり、４×２ＭＩＭＯを復調する場合は、伝送路応答の補間にかかるシンボル期間は１６シンボルである。そのため、孤立送信エリアでない場合には４×２ＭＩＭＯとすることでＳＴＣによるダイバーシチ効果が期待できるが、孤立送信エリアである場合には、４×２ＭＩＭＯとするとＳＴＣによるダイバーシチ効果が期待できないだけでなく、動特性が劣化してしまう。
【００４４】
そこで、本発明に係る受信装置は、送信局がＡ局のみと仮定した場合、送信局がＢ局のみと仮定した場合、送信局がＡ局及びＢ局と仮定した場合のそれぞれについて復号処理を行う。仮定が正しい場合に受信品質が最も良くなるため、受信装置はキャリア変調信号を解析することにより得られる受信品質情報から、受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局を推定する。以下の説明では、受信装置のこの動作を「送信局推定動作」と称する。
【００４５】
[受信装置の第１の実施形態]
図６は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図６に示すように、受信装置２は、ＯＦＤＭ復調部２０と、時空間符号復号部２１と、キャリア復調部２２（２２−１及び２２−２）と、誤り訂正符号復号部２３（２３−１及び２３−２）と、を備える。受信装置２は、送信装置１から送信されるＯＦＤＭ信号を２本の受信アンテナｒｘ１及びｒｘ２を介して受信する。
【００４６】
ＯＦＤＭ復調部２０は、誤り訂正符号復号部２３から入力される受信品質情報に基づいてＯＦＤＭ信号を復調してベースバンド信号ｃ１，ｃ２を生成するとともに、パイロット信号を用いて伝送路応答ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，ｈ１４，ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，ｈ２４（図６中ではｈ１，ｈ２と記す）を推定する。ＯＦＤＭ復調部２０の詳細については後述する。
【００４７】
時空間符号復号部２１は、ＯＦＤＭ復調部２０により生成された複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２から、ＯＦＤＭ復調部２０により算出された伝送路応答ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，ｈ１４，ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，ｈ２４を用いて時空間符号復号し、キャリア変調信号を生成する。時空間符号復号の方法については後述する。
【００４８】
キャリア復調部２２は、時空間符号復号部２１により生成されたキャリア変調信号に対して、サブキャリアごとに復調を行い、キャリア復調データを誤り訂正符号復号部２３に出力する。
【００４９】
誤り訂正符号復号部２３は、キャリア復調部２２により復調されたキャリア復調データを誤り訂正処理して復号データを生成して外部に出力する。また、誤り訂正符号復号部２３は、該復号信号のビット誤り数を受信品質情報として生成し、ＯＦＤＭ復調部２０に出力する。
【００５０】
誤り訂正符号復号部２３は、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号、ＢＣＨ符号、ＲＳ符号のようなブロック符号である場合には、誤り訂正処理時に検出されるビット誤り数を受信品質情報とする。また、誤り訂正符号復号部２３は、誤り訂正符号が畳み込み符号、ターボ符号のような非ブロック符号である場合には、キャリア復調データを誤り訂正処理して復号信号を生成した後に、該復号信号を再度誤り訂正符号により符号化した符号化データを生成し、該符号化データとキャリア復調データとをビットごとに比較し、一致しないビット数を受信品質情報とする。
【００５１】
図７は、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号である場合の誤り訂正符号復号部２３の構成を示すブロック図である。図７に示す例では、誤り訂正符号復号部２３は、尤度比算出部２３１と、行処理部２３２と、列処理部２３３と、推定語算出部２３４と、パリティチェック部２３５と、を備える。尤度比算出部２３１は、キャリア復調部２２により復調されたキャリア復調データの各ビットの尤度比を算出し、行処理部２３２に出力する。行処理部２３２は尤度比及び事前値を用いて外部値を更新し、列処理部２３３は外部値を用いて事前値を更新する。推定語算出部２３４は、尤度比及び外部値から推定語を算出する。
【００５２】
パリティチェック部２３５は、検査行列Ｈを用いて推定語ｃが符号語になっているか（ｃＨＴ＝０を満たすか）否かのパリティチェックを行い、推定語が符号語になっている場合には推定語を復号結果として出力し、推定語符合語になっていない場合には、繰り返し処理を行うために、推定語を行処理部２３２に出力する。また、パリティチェック部２３５は、繰り返し復号処理終了後のビット誤り数を受信品質情報としてＯＦＤＭ復調部２０に出力する。
【００５３】
誤り訂正符号がＢＣＨ符号やＲＳ符号のようなブロック符号である場合には、誤り訂正符号復号部２３は、復号時に生成多項式を用いてビット誤り数を算出し、算出したビット誤り数を受信品質情報としてＯＦＤＭ復調部２０に出力する。
【００５４】
図８は、誤り訂正符号が畳み込み符号やターボ符号のような非ブロック符号である場合の誤り訂正符号復号部２３の構成を示すブロック図である。図８に示す例では、誤り訂正符号復号部２３は、復号処理部２３６と、再符号化部２３７と、誤り数カウント部２３８と、を備える。復号処理部２３６は、キャリア復調部２２により復調されたキャリア復調データの誤り訂正処理を行い、生成した復号データを外部に出力するとともに、再符号化部２３７にも出力する。
【００５５】
再符号化部２３７は、復号処理部２３６により生成された復号データを再度誤り訂正符号により符号化し、生成した符号化データを誤り数カウント部２３８に出力する。誤り数カウント部２３８は、再符号化部２３７により生成された符号化データとキャリア復調部２２により復調されたキャリア復調データとをビットごとに比較し、一致しないビットを検出するごとに誤り数をカウントする。そして、誤り数カウント部２３８は、ビット誤り数を受信品質情報としてＯＦＤＭ復調部２０に出力する。
【００５６】
図９は、受信装置２の送信局推定動作を示すフローチャートである。ステップＳ１０１では、受信装置２は送信局をＡ局のみと仮定して復号処理を行う。ステップＳ１０２では、受信装置２は送信局をＢ局のみと仮定して復号処理を行う。ステップＳ１０３では、受信装置２は送信局をＡ局及びＢ局と仮定して復号処理を行う。なお、ステップＳ１０１〜１０３の処理順序についてはどのような順序で行ってもよい。
【００５７】
ステップＳ１０４では、受信装置２はキャリア変調信号を解析することにより得られる受信品質情報（第１の実施形態では誤り訂正符号復号部２３により検出される復号信号のビット誤り数）から送信局を推定する。つまり、送信局がＡ局のみと仮定したときの誤り訂正符号復号部２３により検出されるビット誤り数が最も少なくなる場合には、送信局がＡ局のみであると推定する。送信局がＢ局のみと仮定したときの誤り訂正符号復号部２３により検出されるビット誤り数が最も少なくなる場合には、送信局がＢ局のみであると推定する。送信局がＡ局及びＢ局と仮定したときの誤り訂正符号復号部２３により検出されるビット誤り数が最も少なくなる場合には、送信局がＡ局及びＢ局であると推定する。受信装置２は、ステップＳ１０４により送信局を推定すると、その後は推定した送信局に基づいて復号処理を行う。受信環境は時間とともに変化するため、受信装置２はこの送信局推定動作を定期的に行うのが好適である。
【００５８】
図１０は、ＯＦＤＭ復調部２０の構成を示すブロック図である。図７に示すように、ＯＦＤＭ復調部２０は、Ａ／Ｄ変換部２００（２００−１及び２００−２）と、直交復調部２０１（２０１−１及び２０１−２）と、ＧＩ除去部２０２（２０２−１及び２０２−２）と、フーリエ変換部２０３（２０３−１及び２０３−２）と、パイロット信号生成部２０４と、パイロット信号抽出部２０５（２０５−１及び２０５−２）と、伝送路応答推定部２０６（２０６−１及び２０６−２）と、伝送路応答補間部２０７（２０７−１及び２０７−２）と、を備える。
【００５９】
Ａ／Ｄ変換部２００は、受信アンテｒｘから入力されるアナログの受信信号をデジタル信号に変換し、直交復調部２０１に出力する。
【００６０】
直交復調部２０１は、Ａ／Ｄ変換部２００から入力される信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、ＧＩ除去部２０２に出力する。
【００６１】
ＧＩ除去部２０２は、直交復調部２０１から入力される信号に対して、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換部２０３に出力する。
【００６２】
フーリエ変換部２０３は、ＧＩ除去部２０２により抽出された有効シンボル信号に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を施して複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２を生成し、パイロット信号抽出部２０５に出力する。
【００６３】
パイロット信号生成部２０４は、誤り訂正符号復号部２３により検出される復号信号のビット誤り数（受信品質情報）から、受信装置２にＯＦＤＭ信号を送信している送信局１４を推定し、該送信局１４に対応するパイロット信号（送信装置１により挿入されるパイロット信号と同じ振幅及び位相をもつパイロット信号）を生成する。そして、パイロット信号生成部２０４は、送信装置１により挿入されるパイロット信号の位置情報をパイロット信号抽出部２０５に出力し、パイロット信号の振幅値及び位相値を伝送路応答推定部２０６に出力する。
【００６４】
パイロット信号生成部２０４は、図９に示した送信局推定動作時において、送信局をＡ局のみと仮定して復号処理を行う場合には、図５のパターン１，２に示すパイロット信号を生成し、送信局をＢ局のみと仮定して復号処理を行う場合には、図５のパターン３，４に示すパイロット信号を生成し、送信局をＡ局及びＢ局と仮定して復号処理を行う場合には、図５のパターン１〜４に示すパイロット信号を生成する。そして、誤り訂正符号復号部２３から入力される受信品質情報から送信局を推定すると、それ以降は推定した送信局に対応するパイロット信号を生成する。
【００６５】
パイロット信号抽出部２０５は、フーリエ変換部２０３により生成された複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２から、パイロット信号生成部２０４から入力される位置情報に基づいてパイロット信号を抽出し、伝送路応答推定部２０６に出力する。
【００６６】
伝送路応答推定部２０６は、パイロット信号抽出部２０５により抽出されたパイロット信号を用いて伝送路応答を算出し、伝送路応答補間部２０７に出力する。
【００６７】
伝送路応答補間部２０７は、伝送路応答推定部２０６により算出された伝送路応答の一部又は全部を基にして伝送路応答の補間処理を行い、全サブキャリアについて伝送路応答を算出する。伝送路応答補間部２０７−１は伝送路応答ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，ｈ１４を出力し、伝送路応答補間部２０７−２は伝送路応答ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，ｈ２４を出力する。
【００６８】
次に、時空間符号復号部２１の時空間符号復号の方法について説明する。ここでは、送信局推定動作において、送信局がＡ局及びＢ局であると推定された場合について説明する。時空間符号復号部２１への入力となる複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２は、送信装置１から送信された複素ベースバンド信号ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２が、次式（１）で表される伝送路応答ｈを有する伝送路を通過し、ノイズｚ１，ｚ２が付加されたものと考えられる。よって、複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２は次式（２）で表される。
【００６９】
【数１】
2014022983.tif 000003
【００７０】
【数２】
2014022983.tif 000004
【００７１】
時刻ｍ＋１において伝送路応答が変化しないとすると、時刻ｍ＋１における入力ｃ１，ｃ２は次式（３）で表され、式(３)の両辺の複素共役をとると、次式（４）が導出される。
【００７２】
【数３】
2014022983.tif 000005
【００７３】
【数４】
2014022983.tif 000006
【００７４】
式(２)，(４)より、ＳＴＢＣの復号は、次式（５）を解いてｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４を求めることに相当する。
【００７５】
【数５】
2014022983.tif 000007
【００７６】
式(４)を解くには、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）などを適用することができる。４つのストリームの分離にＺＦを適用する場合、以下の手順となる。式(５)において、ウェイト行列Ｗを次式（６）で定義する。
【００７７】
【数６】
2014022983.tif 000008
【００７８】
式(５)の両辺に、左からウェイト行列Ｗを乗算すると、次式（７）が導出される。
【００７９】
【数７】
2014022983.tif 000009
【００８０】
式(６)の雑音成分を無視すると、ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４は次式（８）により求められる。
【００８１】
【数８】
2014022983.tif 000010
【００８２】
このように、時空間符号復号部２１は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力される複素ベースバンド信号ｃ１，ｃ２、伝送路応答ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，ｈ１４、及び伝送路応答ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，ｈ２４を用いて、式（７）によりキャリア変調信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４（すなわち、ａ（ｍ），ａ（ｍ＋１），ｂ（ｍ），ｂ（ｍ＋１））を算出する。
【００８３】
なお、時空間符号化としてＳＦＢＣ（Space-Frequency Block Coding）を適用した場合も、ＳＴＢＣと同様の手順で符号化、復号が可能である。ＳＴＢＣの説明において、ｍはある離散時間を表しているが、ｍがあるサブキャリア番号を表すものとして読み替えることで、ＳＦＢＣを適用できる。
【００８４】
上述したように、受信装置２は、誤り訂正符号復号部２３により復号信号のビット誤り数を受信品質情報として生成し、パイロット信号生成部１３１により受信品質情報に基づいて当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局１４を推定し、該送信局１４に対応するパイロット信号を生成する。そのため、常に送信局Ａ，Ｂが存在するものとして４×２ＭＩＭＯのＳＴＣ−ＳＦＮとして復号する場合に比べて、動特性を改善することができるようになる。
【００８５】
[受信装置の第２の実施形態]
次に、本発明の第２の実施形態に係る受信装置について説明する。図１１は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１１に示すように、受信装置２は、ＯＦＤＭ復調部２０と、時空間符号復号部２１と、キャリア復調部２２（２２−１及び２２−２）と、誤り訂正符号復号部２３（２３−１及び２３−２）と、雑音分散推定部２４（２４−１及び２４−２）と、を備える。第２の実施形態に係る受信装置は、第２の実施形態に係る受信装置と比較して、雑音分散推定部２４を更に備える点が相違する。以下、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
【００８６】
第２の実施形態では、パイロット信号生成部２０４は、雑音分散推定部２４により検出される雑音分散（受信品質情報）から、受信装置２にＯＦＤＭ信号を送信している送信局１４を推定し、該送信局１４に対応するパイロット信号を生成する。
【００８７】
図１２は、雑音分散推定部２４の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、雑音分散推定部２４は、ＡＣ／ＴＭＣＣ信号判定部２４１と、雑音分散算出部２４２と、を備える。雑音分散推定部２４は、時空間符号復号部２１により生成されたキャリア変調信号から雑音分散を推定し、推定した雑音分散を受信品質情報としてＯＦＤＭ復調部２０に出力する。
【００８８】
キャリア変調信号（キャリアシンボル）の雑音分散は、キャリア変調信号が本来あるべきＩＱ座標上の信号点と実際に観測したキャリアシンボルの信号点とのずれを意味し、変調誤差比を求めて逆数を取ることで得られる。これは、帯域内平均電力を１とする正規化係数を乗じているためである。ただし、データキャリアの変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）は、キャリア変調信号の雑音が大きい場合に本来あるべき信号点を誤って定めてしまう可能性がある。その点、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号はデータ信号よりも変調多値数の少ない変調方式により変調されているため（日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−ＴではＢＰＳＫ変調）誤る可能性が低く、高精度で雑音分散の推定が期待できる。よって、雑音分散推定部２４は、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散を算出するのが好適である。
【００８９】
ＡＣ／ＴＭＣＣ信号判定部２４１は、時空間符号復号部２１により生成されたキャリア変調信号が、ＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号であるか否かを判定する。そして、ＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号であると判定したキャリア変調信号のみ、雑音分散算出部２４２に出力する。
【００９０】
雑音分散算出部２４２は、ＡＣ／ＴＭＣＣ信号判定部２４１によりＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号であると判定されたキャリア変調信号の雑音分散を算出し、受信品質情報としてＯＦＤＭ復調部２０に出力する。ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点が（Ｉｉ，Ｑｉ）であり、ＢＰＳＫ変調されているＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点が（Ｂ，０）及び（−Ｂ，０）であるとき、ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の雑音分散σｉ２は次式（９）により算出される。ここで、ＢはＡＣ，ＴＭＣＣ信号のブースト比であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は４／３となる。ｍｉｎ（ ）は小さいほうの値を選択することを意味する。添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。
【００９１】
【数９】
2014022983.tif 000011
【００９２】
第２の実施形態では、受信装置２の送信局推定動作は、図９に示したステップＳ１０４において、雑音分散推定部２４により検出される雑音分散値から送信局を推定する。つまり、送信局がＡ局のみと仮定したときの雑音分散推定部２４により検出される雑音分散値が最も小さくなる場合には、送信局がＡ局のみであると推定する。送信局がＢ局のみと仮定したときの雑音分散推定部２４により検出される雑音分散値が最も小さくなる場合には、送信局がＢ局のみであると推定する。送信局がＡ局及びＢ局と仮定したときの雑音分散推定部２４により検出される雑音分散値が最も小さくなる場合には、送信局がＡ局及びＢ局であると推定する。ステップＳ１０４により送信局を推定すると、その後は推定した送信局に基づいて復号処理を行う。受信環境は時間とともに変化するため、第１の実施形態と同様に、受信装置２はこの送信局推定動作を定期的に行うのが好適である。
【００９３】
上述したように、第２の実施形態に係る受信装置２は、雑音分散推定部２４により雑音分散を受信品質情報として生成し、パイロット信号生成部１３１により受信品質情報に基づいて当該受信装置にＯＦＤＭ信号を送信している送信局１４を推定し、該送信局１４に対応するパイロット信号を生成する。そのため、常に送信局Ａ，Ｂが存在するものとして４×２ＭＩＭＯのＳＴＣ−ＳＦＮとして復号する場合に比べて、動特性を改善することができるようになる。また、第１の実施形態では、誤り訂正符号が畳み込み符号やターボ符号のような非ブロック符号である場合には再符号化処理をする必要があるため受信品質情報の検出に時間がかかるが、第２の実施形態では短時間で受信品質情報を検出することができる。
【００９４】
以上、本発明に係る受信装置の代表的な例を説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
このように、本発明によれば、ＳＦＮ間干渉による周波数選択性フェージングを防止することができるので、ＭＩＭＯ伝送を行う任意の用途に有用である。
【符号の説明】
【００９６】
１      送信装置
２      受信装置
１０    誤り訂正符号化部
１１    キャリア変調部
１２    時空間符号化部
１３    ＯＦＤＭ変調部
１４    送信局
２０    ＯＦＤＭ復調部
２１    時空間符号復号部
２２    キャリア復調部
２３    誤り訂正符号復号部
２４    雑音分散推定部
１３０  パイロット・制御信号挿入部
１３１  パイロット信号生成部
１３２  制御信号生成部
１３３  ＯＦＤＭシンボル構成部
１３４  ＯＦＤＭ信号生成部
１３５  逆フーリエ変換部
１３６  ＧＩ付加部
１３７  直交変調部
１３８  Ｄ／Ａ変換部
２００  Ａ／Ｄ変換部
２０１  直交復調部
２０２  ＧＩ除去部
２０３  フーリエ変換部
２０４  パイロット信号生成部
２０５  パイロット信号抽出部
２０６  伝送路応答推定部
２０７  伝送路応答補間部
２３１  尤度比算出部
２３２  行処理部
２３３  列処理部
２３４  推定語算出部
２３５  パリティチェック部
２３６  復号処理部
２３７  再符号化部
２３８  誤り数カウント部
２４１  ＡＣ／ＴＭＣＣ信号判定部
２４２  雑音分散算出部
【図１】
2014022983.tif 000012
【図２】
2014022983.tif 000013
【図３】
2014022983.tif 000014
【図４】
2014022983.tif 000015
【図５】
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【図６】
2014022983.tif 000017
【図７】
2014022983.tif 000018
【図８】
2014022983.tif 000019
【図９】
2014022983.tif 000020
【図１０】
2014022983.tif 000021
【図１１】
2014022983.tif 000022
【図１２】
2014022983.tif 000023