(57)【要約】【課題】各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合でもコストの増加を抑制すること。【解決手段】インバータ回路が出力する交流電力を制御する電圧指令およびキャリア信号である三角波に基づき、ＩＧＢＴ４ａおよびＭＯＳＦＥＴ４ｂの導通を制御するゲート駆動信号Ａを生成するゲート駆動回路８と、キャリア信号の周波数およびインバータ回路の出力電流に基づいて、ＩＧＢＴ４ａに対する第１のゲート駆動信号ＢおよびＭＯＳＦＥＴ４ｂに対する第２のゲート駆動信号Ｃの何れか一方のみを出力するか、もしくは、第１のゲート駆動信号Ｂおよび第２のゲート駆動信号Ｃの双方を出力するかを選択するゲート駆動信号選択回路１０と、を備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続した素子対を各アーム素子として構成されるインバータ回路を備えた電力変換装置において、
前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路が検出した前記出力電流に基づき、前記インバータ回路が出力する交流電力を制御する電圧指令を生成する電圧指令生成回路と、
前記電圧指令およびキャリア信号に基づき、前記ＩＧＢＴおよび前記ＭＯＳＦＥＴの導通を制御するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路と、
前記ゲート駆動信号を前記ＩＧＢＴに対する第１のゲート駆動信号と前記ＭＯＳＦＥＴに対する第２のゲート駆動信号とに区分し、前記キャリア信号のキャリア周波数および前記インバータ回路の損失を予測できる情報に基づいて、前記第１および第２のゲート駆動信号の何れか一方のみを出力するか、もしくは、前記第１のゲート駆動信号および前記第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択するゲート駆動信号選択回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記キャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値未満の場合、前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数が前記ＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記キャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値以上の場合、前記ＩＧＢＴのスイッチング回数が前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記インバータ回路の温度が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値未満の場合、前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数が前記ＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記インバータ回路の温度が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値以上の場合、前記ＩＧＢＴのスイッチング回数が前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記インバータ回路の負荷率が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値未満の場合、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数がＩＧＢＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記インバータ回路の負荷率が予め設定した閾値を超え、かつ、前記出力電流が閾値以上の場合、前記ＩＧＢＴのスイッチング回数が前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数より多くなるように前記第１のゲート駆動信号または前記第２のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ゲート駆動信号選択回路は、前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数を前記ＩＧＢＴのスイッチング回数より多くする場合に前記第１のゲート駆動信号における所定のオンパルスを間引く制御を行い、前記ＩＧＢＴのスイッチング回数を前記ＭＯＳＦＥＴのスイッチング回数より多くする制御を行う場合に前記第２のゲート駆動信号における所定のオンパルスを間引く制御を行うことを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記ＭＯＳＦＥＴはワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置では、インバータ回路を構成する６個のスイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体（例えばＳｉＣ素子）で構成している（例えば、下記特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１８３１１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来の電力変換装置では、各アームのスイッチング素子をＳｉＣ素子のみで構成しているので、各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合には、コストの増加を招来するという課題があった。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合でもコストの増加を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続した素子対を各アーム素子として構成されるインバータ回路を備えた電力変換装置において、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路が検出した前記出力電流に基づき、前記インバータ回路が出力する交流電力を制御する電圧指令を生成する電圧指令生成回路と、前記電圧指令およびキャリア信号に基づき、前記ＩＧＢＴおよび前記ＭＯＳＦＥＴの導通を制御するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路と、前記ゲート駆動信号を前記ＩＧＢＴに対する第１のゲート駆動信号と前記ＭＯＳＦＥＴに対する第２のゲート駆動信号とに区分し、前記キャリア信号のキャリア周波数および前記インバータ回路の損失を予測できる情報に基づいて、前記第１および第２のゲート駆動信号の何れか一方のみを出力するか、もしくは、前記第１のゲート駆動信号および前記第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択するゲート駆動信号選択回路と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合でもコストの増加を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態１に係るゲート駆動回路およびゲート駆動信号選択回路の動作を説明するためのブロック図である。
【図３】図３は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続した場合の電圧−電流特性を示す図である。
【図４】図４は、低電流時におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合の導通損失を試算した結果を示す図である。
【図５】図５は、大電流時におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合の導通損失を試算した結果を示す図である。
【図６】図６は、ＭＯＳＦＥＴに対するスイッチング回数がＩＧＢＴに対するスイッチング回数より多くなるように制御する場合の動作を説明する図である。
【図７】図７は、ＩＧＢＴに対するスイッチング回数がＭＯＳＦＥＴに対するスイッチング回数より多くなるように制御する場合の動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置は、交流電源２０から供給された交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ回路１と、コンバータ回路１によって変換された直流電圧を平滑するコンデンサ２ａを有する平滑回路２と、平滑後の直流電圧をスイッチング制御により所望の交流電圧に変換して負荷であるモータ１１へ供給するインバータ回路３と、インバータ回路３が出力する交流電力を制御するための電圧指令を生成する電圧指令生成回路７と、電圧指令およびキャリア信号に基づき、インバータ回路３に具備される２種類のスイッチング素子（ＩＧＢＴ４ａ，ＭＯＳＦＥＴ４ｂ）の導通を制御するゲート駆動信号を生成するゲート駆動回路８と、インバータ回路３の出力電流を検出する電流検出回路９と、ゲート駆動回路８が生成したゲート駆動信号をＩＧＢＴ４ａに対する第１のゲート駆動信号とＭＯＳＦＥＴ４ｂに対する第２のゲート駆動信号とに区分し、これら第１および第２のゲート駆動信号の何れか一方のみを出力するか、もしくは、第１のゲート駆動信号および第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択するゲート駆動信号選択回路１０と、を備えて構成される。
【００１１】
インバータ回路３は、ＩＧＢＴ４ａとＭＯＳＦＥＴ４ｂを並列接続し、且つ、これらＩＧＢＴ４ａおよびＭＯＳＦＥＴ４ｂにダイオード４ｃを逆並列に接続した素子対を有し、これらの素子対が上下一対のアーム素子として直列に接続されて構成される。なお、ダイオード４ｃは、ＭＯＳＦＥＴ４ｂのボディダイオードで代用してもよい。また、図１では、Ｕ相回路４、Ｖ相回路５およびＷ相回路６からなる３相のインバータ回路を例示しているが、負荷が単相モータである場合には、Ｗ相回路６は不要である。また、コンバータ回路１は、単なる整流回路であっても構わない。
【００１２】
図２は、本実施の形態に係るゲート駆動回路８およびゲート駆動信号選択回路１０の動作を説明するためのブロック図である。ゲート駆動回路８は、比較器１２を備え、電圧指令生成回路７が生成した電圧指令を比較器１２にてキャリア信号である三角波と比較することでゲート駆動信号Ａを生成する。ゲート駆動信号選択回路１０は、ゲート駆動信号Ａを入力信号とし、入力される所定の情報（ＩＧＢＴ４ａおよびＭＯＳＦＥＴ４ｂの順方向電流、キャリア周波数、インバータ回路３の温度、インバータ回路３の負荷率など）に基づいて、ＩＧＢＴ４ａに対する第１のゲート駆動信号ＢおよびＭＯＳＦＥＴ４ｂに対する第２のゲート駆動信号Ｃのうちの少なくとも１つを選択して出力する。ゲート駆動信号選択回路１０には、電流検出回路９が検出したインバータ回路３の出力電流の情報は常時入力され、この情報に加え、キャリア周波数、インバータ回路３の温度およびインバータ回路３の負荷率などの損失を予測（評価）できる情報（損失予測情報）のうちの少なくとも１つの情報が入力される。なお、順方向電流や、負荷率は、インバータ回路３の出力電流に基づいてゲート駆動信号選択回路１０の内部で演算してもよいし、外部で演算しゲート駆動信号選択回路１０に入力してもよい。
【００１３】
つぎに、各アーム素子としてＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続する場合の効果について、図３を参照して説明する。図３は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを並列接続した場合の電圧−電流特性を示す図であり、横軸は各素子の順方向電圧、縦軸は順方向電流を示している。
【００１４】
図３において、実線で示す波形はＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性であり、破線で示す波形はＩＧＢＴの電圧−電流特性であり、一点鎖線で示す波形は両者の特徴を活かして制御した場合の電圧−電流特性である。
【００１５】
図３において、例えばＩＧＢＴの電圧−電流特性とＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性との交点における順方向電流を閾値電流とするとき、この閾値電流を境にしてこの閾値電流よりも電流が小さい領域（以下「低電流領域」という）では、ＩＧＢＴのロス低減効果が大となる。なお、ここでいう「ＩＧＢＴのロス低減効果」とは、各アーム素子としてＩＧＢＴのみを用いた場合を基準とするＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの双方を用いた場合の効果である。図示のように、低電流領域では、ＭＯＳＦＥＴよりもＩＧＢＴの方が同一電流に対するオン電圧が大きいため、ＩＧＢＴ単独よりもＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴを併用した方が導通損失を小さくすることができる。
【００１６】
一方、図３の閾値電流を境にしてこの閾値電流よりも電流が大きい領域（以下「大電流領域」という）では、ＭＯＳＦＥＴのロス低減効果が大となる。なお、ここでいう「ＭＯＳＦＥＴのロス低減効果」とは、各アーム素子としてＭＯＳＦＥＴのみを用いた場合を基準とするＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの双方を用いた場合の効果である。図示のように、大電流領域では、ＩＧＢＴよりもＭＯＳＦＥＴの方が同一電流に対するオン電圧が大きいため、ＭＯＳＦＥＴ単独よりもＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴを併用した方が導通損失を小さくすることができる。
【００１７】
図４は、低電流時におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合の導通損失を試算した結果を示す図である。この試算結果によれば、ある低電流時において、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合には、２０％強の損失低減効果が得られている。
【００１８】
また、図５は、大電流時におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合の導通損失を試算した結果を示す図である。この試算結果によれば、ある大電流時において、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを併用した場合には、２０％弱の損失低減効果が得られている。
【００１９】
図６および図７は、本実施の形態に係る電力変換装置の要部動作の一例であり、図６は、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数がＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数より多くなるように制御する場合の動作を説明する図であり、図７は、ＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数がＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数より多くなるように制御する場合の動作を説明する図である。これら図６および図７において、上段部の波形はゲート駆動回路８が生成したゲート駆動信号Ａであるのに対し、中段部および下段部の波形は、それぞれゲート駆動信号選択回路１０が選択した第１のゲート駆動信号Ｂおよび第２のゲート駆動信号Ｃである。
【００２０】
ここで、例えばキャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、検出電流から推定したＩＧＢＴ４ａもしくはＭＯＳＦＥＴ４ｂの順方向電流が所定の閾値未満の場合には、図６に示すように、ＩＧＢＴ４ａに出力すべき第１のゲート駆動信号Ｂのうちの一部のオン信号（オンパルス）を間引くようにして、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数がＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数より多くなるように制御することが好ましい実施態様となる。順方向電流が閾値未満の場合、図３に示したように、ＭＯＳＦＥＴ４ｂを優先動作させることによりロス低減効果が大きくなるからである。
【００２１】
一方、これとは逆に、例えばキャリア周波数が予め設定した閾値を超え、かつ、順方向電流が所定の閾値以上の場合には、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに出力すべき第２のゲート駆動信号Ｃのうちの一部のオン信号（オンパルス）を間引くようにして、ＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数がＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数より多くなる（ＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数がＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数より少なく）なるように制御することが好ましい実施態様となる。順方向電流が閾値以上の場合、図３に示したように、ＩＧＢＴ４ａを優先動作させることによりロス低減効果が大きくなるからである。
【００２２】
図６および図７のスイッチング波形から理解できるように、ゲート駆動信号選択回路１０は、ゲート駆動回路８が生成したゲート駆動信号Ａの信号パルスの一部を間引くことでスイッチング回数の制御を行っている。このため、複雑な回路は不要であり、回路構成の簡素化が可能である。なお、図６において、ＩＧＢＴ４ａに出力すべき第１のゲート駆動信号Ｂにおける全てのオンパルスを間引くようにすれば、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに出力すべき第２のゲート駆動信号Ｃのみが出力される。また、図７において、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに出力すべき第２のゲート駆動信号Ｃにおける全てのオンパルスを間引くようにすれば、ＩＧＢＴ４ａに出力すべき第１のゲート駆動信号Ｂのみが出力される。
【００２３】
また、好ましい他の実施態様として、キャリア周波数の情報に代えてインバータ回路３の温度情報を用いてもよい。すなわち、インバータ回路３の温度が予め設定した閾値を超え、かつ、順方向電流が閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数がＩＧＢＴ４ａ対するスイッチング回数より多くなるように制御する一方で、インバータ回路３の温度が予め設定した閾値を超え、かつ、順方向電流が閾値以上の場合に、ＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数がＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数より多くなるように制御することが好ましい。
【００２４】
なお、上記の説明では、電流の閾値判定に検出電流から推定したＩＧＢＴ４ａまたはＭＯＳＦＥＴ４ｂの順方向電流を用いることとしたが、推定した順方向電流を用いることなく、電流検出回路９が検出した出力電流を直接使用して制御を行ってもよい。
【００２５】
また、好ましい他の実施態様として、キャリア周波数もしくはインバータ回路３の温度情報に代えてインバータ回路３の負荷率情報を用いてもよい。すなわち、インバータ回路３の負荷率が予め設定した閾値を超え、かつ、順方向電流が閾値未満の場合に、ＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数がＩＧＢＴ４ａ対するスイッチング回数より多くなるように制御する一方で、インバータ回路３の負荷率が予め設定した閾値を超え、かつ、順方向電流が閾値以上の場合に、ＩＧＢＴ４ａに対するスイッチング回数がＭＯＳＦＥＴ４ｂに対するスイッチング回数より多くなるように制御することが好ましい。
【００２６】
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、電圧指令およびキャリア信号に基づいてゲート駆動回路が生成したゲート駆動信号をＩＧＢＴに対する第１のゲート駆動信号とＭＯＳＦＥＴに対する第２のゲート駆動信号とに区分し、ゲート駆動信号選択回路は、これらの第１および第２のゲート駆動信号の何れか一方のみを出力するか、もしくは、第１のゲート駆動信号および第２のゲート駆動信号の双方を出力するかを選択して出力可能な構成としたので、各アームのスイッチング素子として複数の素子（例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ）を用いた場合でも、各アームのスイッチング素子の全てに損失の小さなＳｉＣ素子を用いる必要がなくなり、各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合でもコストの増加を抑制することができるという効果が得られる。
【００２７】
また、実施の形態１の電力変換装置によれば、各アームのスイッチング素子として並列に設けられたＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴのそれぞれに対するスイッチング回数を電力変換装置の運転状態に応じて自在に変更できるので、スイッチング素子の導通損失、スイッチング損失、発熱量などを好適に制御することができるという効果が得られる。
【００２８】
実施の形態２．
実施の形態２では、スイッチング素子を構成する素材について説明する。インバータ回路３に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（Ｓｉ素子）が一般的であるが、特許文献１で用いられるような炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（ＳｉＣ素子）を用いて構成することもできる。
【００２９】
しかしながら、ＳｉＣ素子は現状では非常に高価であるため全てのスイッチング素子にＳｉＣ素子を用いることは効果的ではない。一方、ＭＯＳＦＥＴ構造のＳｉＣ素子は、スイッチング損失を大幅に低減できることが知られている。そこで、実施の形態２の電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ４ｂをＳｉＣ素子として構成する。
【００３０】
上記のように構成された電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ４ｂを動作させる場合のスイッチング損失を小さくすることができるので、より高効率な制御が可能になるという効果が得られる。
【００３１】
なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
【００３２】
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
【００３３】
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
【００３４】
なお、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
以上のように、本発明は、各アームのスイッチング素子として複数の素子を用いる場合でもコストの増加を抑制することができる電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００３６】
１  コンバータ回路、２  平滑回路、２ａ  コンデンサ、３  インバータ回路、４  Ｕ相回路、４ａ  ＩＧＢＴ、４ｂ  ＭＯＳＦＥＴ、４ｃ  ダイオード、５  Ｖ相回路、６  Ｗ相回路、７  電圧指令生成回路、８  ゲート駆動回路、９  電流検出回路、１０  ゲート駆動信号選択回路、１１  モータ、１２  比較器、２０  交流電源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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