(57)【要約】【課題】レベルシフタ及びドライバ回路の適切な動作電圧の確保に資する駆動装置を提供する。【解決手段】上側スイッチング部Ｓｘｐ及び下側スイッチング部Ｓｘｎは接続点Ｐｘを介して互いに直列に接続される。第１及び第２の直流電源４，５の各々は、高電位端と、前記接続点に接続される低電位端とを有し、第１及び第２の直流電源４，５は互いに異なる。レベルシフタ３は電位線ＬＬと第１の直流電源４の高電位端４ａとの間の直流電圧を動作電圧とし、入力される第１信号を接続点Ｐｘの電位を基準とした第２信号に変換する。ドライバ回路７は第２の直流電源５の直流電圧を動作電圧とし、第２信号を上側スイッチング部Ｓｘｐのスイッチング信号として出力する。【選択図】図１
2014027847.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位線(LH)と低電位線(LL)との間で接続点(Px)を介して互いに直列に接続され、各々が前記高電位線から前記低電位線へと向かう順方向に導通／非導通し、逆方向に導通可能な一対のスイッチング部のうち、前記高電位線側に位置する上側スイッチング部(Sxp)についての駆動装置であって、
高電位端(4a)と、前記接続点に接続される低電位端とを有する第１の直流電源(4)と、
高電位端と、前記接続点に接続される低電位端とを有し、前記第１の直流電源の直流電圧よりも小さい直流電圧を出力する第２の直流電源(5)と、
前記低電位線(LL)と前記第１の直流電源の前記高電位端との間の直流電圧を動作電圧とし、入力される第１信号を前記接続点の電位を基準とした第２信号に変換するレベルシフタ(3)と、
前記第２の直流電源の前記直流電圧を動作電圧とし、前記第２信号を前記上側スイッチング部のスイッチング信号として出力するドライバ回路(7)と
を備える、駆動装置。
【請求項２】
前記第２の直流電源(5)は、前記第１の直流電源(4)からの前記直流電圧を降圧させて前記第２の直流電源の前記高電位端(5a)と前記低電位端(5b)との間に出力する降圧回路(51)を備える、請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記第１の直流電源(4)の前記低電位端(4b)と前記接続点(Px)とを接続する第１基準線(L22)と、
前記第１基準線とは別経路で、前記第２の直流電源(5)の前記低電位端(5b)と前記接続点とを接続する第２基準線(L21)と、
前記第１基準線上に設けられる抵抗(8)と、
前記低電位線(LL)に接続されるアノードと、前記抵抗を介して前記接続点に接続されるカソードとを有するダイオード(9)と
を更に備え、
前記ドライバ回路(7)は、前記上側スイッチング部の制御電極に繋がる信号線(L6)と、前記第２基準線とを用いて、前記スイッチング信号を出力する、請求項１又は２に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記低電位線(LL)に接続される低電位端と、高電位端とを有する第３の直流電源(12)を更に備え、
前記第３の直流電源の前記高電位端と前記第１の直流電源(4)の前記高電位端(4a)との間に設けられ、前記第１の直流電源側にカソードを有するブートダイオード(BD2)と、
前記第１の直流電源(4)の前記低電位端(4b)と前記接続点(Px)とを接続する第１基準線(L22)と、
前記第１基準線とは別経路で、前記第２の直流電源(5)の前記低電位端(5b)と前記接続点とを接続する第２基準線(L21)と、
前記第１基準線上に設けられる抵抗(8)と
を更に備え、
前記第１の直流電源は前記ブートダイオードを介して第３の直流電源から充電されるブートコンデンサであり、
前記ドライバ回路(7)は、前記上側スイッチング部の制御電極に繋がる信号線(L6)と、前記第２基準線とを用いて、前記スイッチング信号を出力する、請求項１又は２に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記レベルシフタ(3)は自身の前記動作電圧に応じた電圧値を持つ前記第２信号を出力し、
前記駆動装置は、前記レベルシフタからの前記第２信号を、前記ドライバ回路の前記動作電圧に応じた値にレベルシフトして前記ドライバ回路(7)に出力するレベルシフト回路(6)を更に有する、請求項１から４のいずれか一つに記載の駆動装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一つに記載の駆動装置と、
前記一対のスイッチング部(Sxp,Sxn)と
を備え、
前記上側スイッチング部(Sxp)は、前記逆方向に導通可能な非絶縁ゲート型のトランジスタである、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動装置および電力変換装置に関し、特に高電位線と低電位線との間で一対に接続されるスイッチング部のうち、高電位側に位置するスイッチング部についての駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は従来の駆動装置１０の概念的な構成を示している。駆動装置１０は上側スイッチング部Ｓｘｐを駆動する。上側スイッチング部Ｓｘｐは高電位線ＬＨと低電位線ＬＬとの間で、接続点Ｐｘを介して下側スイッチング部Ｓｘｎと直列に接続される。上側スイッチング部Ｓｘｐは下側スイッチング部Ｓｘｎに対して高電位線ＬＨ側に位置する。
【０００３】
また高電位線ＬＨと低電位線ＬＬの間には、直流電源Ｅ１が設けられて高電位線ＬＨ側を高電位とする直流電圧が印加される。なお図１の例示では、直流電源Ｅ１の低電位端が基準電位ＧＮＤ（例えば接地電位）に接続されている。
【０００４】
スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは、高電位線ＬＨから低電位線ＬＬへと向かう順方向に導通／非導通し、逆方向に導通可能なスイッチング部である。
【０００５】
駆動装置１０はレベルシフタ２０とドライバ回路３０と直流電源４０とを有している。直流電源４０の低電位端は基準線Ｌ２０を介して接続点Ｐｘと接続されている。レベルシフタ２０は直流電源４０の高電位端と、低電位線ＬＬとの間の直流電圧を動作電圧として入力する。またレベルシフタ２０は、外部から上側スイッチング部Ｓｘｐに対するスイッチングを示す第１信号を受け取る。ただし、この第１信号の基準電位は接続点Ｐｘの電位とは異なる電位（例えば基準電位ＧＮＤ）である。レベルシフタ２０は第１信号を、接続点Ｐｘの電位を基準電位とした第２信号に変換して出力する。より詳細には基準線Ｌ２２０と信号線Ｌ１０との間に第２信号を出力する。
【０００６】
ドライバ回路３０には直流電源４０の直流電圧が動作電圧として入力される。ドライバ回路３０は第２信号を受け取って、上側スイッチング部Ｓｘｐのスイッチング信号として出力する。
【０００７】
なお本発明に関連する技術として特許文献１が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平９−９６０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
レベルシフタ２０に入力される直流電圧は、直流電源４０の直流電圧Ｖ４０と、下側スイッチング部Ｓｘｎの電圧Ｖｓｎとの和である。電圧Ｖｓｎは下側スイッチング部Ｓｘｎの導通方向によって変化する。例えば下側スイッチング部Ｓｘｎが逆方向に導通するときには電圧Ｖｓｎは低電位線ＬＬ側を高電位とする電圧値を採る。電圧Ｖｓｎの基準電位として基準電位ＧＮＤを採用すると、電圧Ｖｓｎは負の電圧値を採る。よって、レベルシフタ２０に入力される直流電圧（Ｖ４０＋Ｖｓｎ）は下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時に小さい値を採り、このときレベルシフタ２０への動作電圧が不足しえる。
【００１０】
この問題を解決すために直流電圧Ｖ４０を高めれば、ドライバ回路３０へと不必要に大きな直流電圧が印加される。ひいては上側スイッチング部Ｓｘｐにも不必要に大きなスイッチング信号が印加される。
【００１１】
そこで、本発明は、レベルシフタ及びドライバ回路の適切な動作電圧の確保に資する駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明にかかる駆動装置の第１の態様は、高電位線(LH)と低電位線(LL)との間で接続点(Px)を介して互いに直列に接続され、各々が前記高電位線から前記低電位線へと向かう順方向に導通／非導通し、逆方向に導通可能な一対のスイッチング部のうち、前記高電位線側に位置する上側スイッチング部(Sxp)についての駆動装置であって、高電位端(4a)と、前記接続点に接続される低電位端とを有する第１の直流電源(4)と、高電位端と、前記接続点に接続される低電位端とを有し、前記第１の直流電源の直流電圧よりも小さい直流電圧を出力する第２の直流電源(5)と、前記低電位線(LL)と前記第１の直流電源の前記高電位端との間の直流電圧を動作電圧とし、入力される第１信号を前記接続点の電位を基準とした第２信号に変換するレベルシフタ(3)と、前記第２の直流電源の前記直流電圧を動作電圧とし、前記第２信号を前記上側スイッチング部のスイッチング信号として出力するドライバ回路(7)とを備える。
【００１３】
本発明にかかる駆動装置の第２の態様は、第１の態様にかかる駆動装置であって、前記第２の直流電源(5)は、前記第１の直流電源(4)からの前記直流電圧を降圧させて前記第２の直流電源の前記高電位端(5a)と前記低電位端(5b)との間に出力する降圧回路(51)を備える。
【００１４】
本発明にかかる駆動装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる駆動装置であって、前記第１の直流電源(4)の前記低電位端(4b)と前記接続点(Px)とを接続する第１基準線(L22)と、前記第１基準線とは別経路で、前記第２の直流電源(5)の前記低電位端(5b)と前記接続点とを接続する第２基準線(L21)と、前記第１基準線上に設けられる抵抗(8)と、前記低電位線(LL)に接続されるアノードと、前記抵抗を介して前記接続点に接続されるカソードとを有するダイオード(9)とを更に備え、前記ドライバ回路(7)は、前記上側スイッチング部の制御電極に繋がる信号線(L6)と、前記第２基準線とを用いて、前記スイッチング信号を出力する。
【００１５】
本発明にかかる駆動装置の第４の態様は、第１又は第２の態様にかかる駆動装置であって、前記低電位線(LL)に接続される低電位端と、高電位端とを有する第３の直流電源(12)を更に備え、前記第３の直流電源の前記高電位端と前記第１の直流電源(4)の前記高電位端(4a)との間に設けられ、前記第１の直流電源側にカソードを有するブートダイオード(BD2)と、前記第１の直流電源(4)の前記低電位端(4b)と前記接続点(Px)とを接続する第１基準線(L22)と、前記第１基準線とは別経路で、前記第２の直流電源(5)の前記低電位端(5b)と前記接続点とを接続する第２基準線(L21)と、前記第１基準線上に設けられる抵抗(8)とを更に備え、前記第１の直流電源は前記ブートダイオードを介して第３の直流電源から充電されるブートコンデンサであり、前記ドライバ回路(7)は、前記上側スイッチング部の制御電極に繋がる信号線(L6)と、前記第２基準線とを用いて、前記スイッチング信号を出力する。
【００１６】
本発明にかかる駆動装置の第５の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる駆動装置であって、前記レベルシフタ(3)は自身の前記動作電圧に応じた電圧値を持つ前記第２信号を出力し、前記駆動装置は、前記レベルシフタからの前記第２信号を、前記ドライバ回路の前記動作電圧に応じた値にレベルシフトして前記ドライバ回路(7)に出力するレベルシフト回路(6)を更に有する。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置は、第１から第５のいずれか一つの態様にかかる駆動装置と、前記一対のスイッチング部(Sxp,Sxn)とを備え、前記上側スイッチング部(Sxp)は、前記逆方向に導通可能な非絶縁ゲート型のトランジスタである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明にかかる駆動装置の第１の態様によれば、接続点と低電位線との間には上側スイッチング部と一対となる他のスイッチング部（以下、下側スイッチング部と呼ぶ）が介在し、この下側スイッチング部の電圧は当該下側スイッチング部の導通方向に応じて変動する。よって低電位線と第１直流電源の高電位端との間の直流電圧（レベルシフタの動作電圧）は、下側スイッチング部の導通方向に応じて変動する。より詳細には、下側スイッチング部が逆方向に導通するときの当該直流電圧は、下側スイッチング部が順方向に導通するときの当該直流電圧に比べて低い。
【００１９】
しかしながら第１直流電源はドライバ回路に直流電圧を与える必要がない。よって第１の直流電源の直流電圧をドライバ回路の動作電圧とは無関係に設定できる。したがって第１の直流電源の直流電圧としてレベルシフタの動作電圧が十分な値を採るように設定しつつ、ドライバ回路に適切な動作電圧を与えるように、第２直流電源の直流電圧を設定することができる。
【００２０】
以上のように、本駆動装置の第１の態様は、レベルシフタ及びドライバ回路の適切な動作電圧の確保に資する。
【００２１】
しかも、一般的にはレベルシフタの動作電圧はドライバ回路の動作電圧と同程度以上であり、しかも第１の直流電源の直流電圧は、レベルシフタの動作電圧と下側スイッチング部の逆方向導通時の電圧との和以上が必要である。よって、本駆動装置の第１の態様において第１の直流電源の直流電圧よりも第２の直流電源の直流電圧を小さくすることは、その逆に比べて装置の小型化に資する。
【００２２】
本発明にかかる駆動装置の第２の態様によれば、第１の直流電源から第２の直流電源の直流電圧を得ることができるので、製造コストを抑制できる。
【００２３】
本発明にかかる駆動装置の第３の態様によれば、下側スイッチング部の電圧を抵抗とダイオードとで分圧することができる。低電位線と第１の直流電源の高電位端との間の直流電圧（レベルシフタの動作電圧）は、第１の直流電源の直流電圧とダイオードの順方向電圧との差とほぼ一致するので、レベルシフタの動作電圧の低下を抑制できる。
【００２４】
しかもドライバ回路は第１電位線とは別経路の第２電位線を介してスイッチング信号を出力する。したがって、当該抵抗によってスイッチング信号が変動することを回避することができる。
【００２５】
本発明にかかる駆動装置の第４の態様によれば、下側スイッチング部を順方向に導通させることによって、第３直流電源を用いてブートコンデンサを充電できる。一方、下側スイッチング部が逆方向に導通するときであっても、抵抗には第１直流電源から下側スイッチング部へと向かって電流が流れるので、レベルシフタに入力される直流電圧が低下することを抑制できる。
【００２６】
本発明にかかる駆動装置の第５の態様によれば、ドライバ回路に適切な電圧値を持つ第２信号を出力することができる。
【００２７】
本発明にかかる電力変換装置によれば、トランジスタの逆方向導通時の電圧が比較的高いものの、本駆動装置によればレベルシフタに入力される直流電圧が不足することを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図２】電力変換装置の概念的な内部構成の一例を示す図である。
【図３】駆動装置の概念的な内部構成の一例を示す図である。
【図４】シフトレジスト回路の概念的な内部構成の一例を示す図である。
【図５】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図６】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図７】駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【図８】従来の駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
第１の実施の形態．
図１に示すように、一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは高電位線ＬＨと低電位線ＬＬとの間で接続点Ｐｘを介して互いに直列に接続される。高電位線ＬＨと低電位線ＬＬとの間には、直流電源Ｅ１によって直流電圧が印加される。高電位線ＬＨに印加される電位は低電位線ＬＬに印加される電位よりも高い。図１の例示では、低電位線ＬＬは基準電位ＧＮＤ（例えば接地電位）に接続される。
【００３０】
スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは、スイッチング信号を受けて、高電位線ＬＨから低電位線ＬＬへと向かう順方向に導通／非導通する。またスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは逆方向に導通可能である。例えばスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは逆方向に導通可能な非絶縁ゲート型のトランジスタ（例えばＪＦＥＴ、ＨＦＥＴ）である。このトランジスタは、ゲート電極とソース電極との間にスイッチング信号が入力されて、ドレイン電極からソース電極へと向かう方向（いわゆる「順方向」）に導通／非導通する。またこのトランジスタはゲート電極とドレイン電極との間に閾値以上の電圧が印加された状態で逆方向（即ちソース電極からドレイン電極）に導通できる。
【００３１】
なおスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎの各々は必ずしも一つのトランジスタのみによって形成される必要はない。例えばスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎの各々は、順方向に導通／非導通する任意のスイッチング素子と、これと逆並列に接続されるダイオードとを有していても良い。この場合であっても、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎはダイオードを介して逆方向に導通可能である。
【００３２】
またスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは、逆方向に導通する寄生ダイオードを有するトランジスタ（例えばＭＯＳ電界効果トランジスタ）であってもよい。
【００３３】
このようなスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは順方向に互いに排他的に導通するように制御されることが望ましい。これは、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが順方向に同時に導通すれば、直流電源Ｅ１がスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎを介して短絡するからである。
【００３４】
例えばスイッチング部Ｓｘｐが順方向に導通しスイッチング部Ｓｘｎが非導通するときには、接続点Ｐｘを介して高電圧（直流電源Ｅ１の直流電圧）を出力できる。またスイッチング部Ｓｘｐが非導通し、スイッチング部Ｓｘｎが順方向に導通するときには接続点Ｐｘを介して低電圧（ほぼ零）を出力できる。
【００３５】
一方、接続点Ｐｘに接続される負荷（不図示）が例えば誘導性負荷である場合など、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは逆方向に導通し得る。例えばスイッチング部Ｓｘｐが順方向に非導通である状態で、接続点Ｐｘから誘導性負荷へと電流を流す誘導起電力が誘導性負荷に生じれば、スイッチング部Ｓｘｎが逆方向に導通する。
【００３６】
このようなスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎは例えば図２に示すように、誘導性負荷Ｍ１を駆動する電力変換装置１００（例えばインバータなど）に採用することができる。図２の例示では、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎの３組が互いに並列に設けられ、各接続点Ｐｘが誘導性負荷Ｍ１へと接続される。このような電力変換装置１００は、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適宜に制御されることで、直流電源Ｅ１の直流電圧を三相交流電圧に変換して誘導性負荷Ｍ１に出力することができる。なお、電力変換装置１００は３組のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが設けられるいわゆる三相の電力変換装置に限らず、その相数は任意である。
【００３７】
以下では、高電位線ＬＨと接続点Ｐｘとの間のスイッチング部Ｓｘｐを上側スイッチング部Ｓｘｐとも呼び、低電位線ＬＬと接続点Ｐｘとの間のスイッチング部Ｓｘｎを下側スイッチング部Ｓｘｎとも呼ぶ。
【００３８】
図１を参照して、本駆動装置１は上側スイッチング部Ｓｘｐを駆動する。駆動装置１はレベルシフタ３と直流電源４，５とドライバ回路７とを備えている。直流電源４は高電位端４ａと低電位端４ｂとを備え、低電位端４ｂは基準線Ｌ２を介して接続点Ｐｘに接続される。
【００３９】
レベルシフタ３には、直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧が動作電圧として入力される。図１の例示ではレベルシフタ３は、直流電源４の高電位端４ａと接続される配線Ｌ１と、低電位線ＬＬ（基準電位ＧＮＤ）とに接続されており、配線Ｌ１と低電位線ＬＬとの間の直流電圧を動作電圧として入力する。
【００４０】
またレベルシフタ３には例えば入力回路２からの信号Ｓ１が入力される。入力回路２は不図示の制御部からスイッチング部Ｓｘｐについての導通／非導通を示す信号Ｓ０を入力する。入力回路２は、例えば保護停止機能、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎの同時導通を防止する機能又はフィルタ機能などを有し、適宜に信号Ｓ０を修正或いはそのまま信号Ｓ１として出力する。なお入力回路２は駆動装置１の必須の構成要件ではない。
【００４１】
この信号Ｓ１はスイッチング部Ｓｘｐについての導通／非導通を示す信号である。ただし信号Ｓ１の基準電位は、接続点Ｐｘの電位とは異なる電位（例えば基準電位ＧＮＤ）である。一方で上側スイッチング部Ｓｘｐには、自身の制御電極に接続される信号線Ｌ６と、基準線Ｌ２とを用いて、スイッチング信号が入力される必要がある。そこで、まずレベルシフタ３はこの信号Ｓ１を、接続点Ｐｘ（基準線Ｌ２）の電位を基準とした信号Ｓ２に変換し、この信号Ｓ２を基準線Ｌ２と信号線Ｌ４との間に出力する。
【００４２】
このようなレベルシフタ３として、例えば信号Ｓ１についての入力側の構成と信号Ｓ２についての出力側の構成とが互いに電気的に絶縁されない非絶縁型のレベルシフタ出力回路を採用することができる。言い換えれば、レベルシフタ３は入力側と出力側とを電気的に絶縁する絶縁要素（例えばトランス又はフォトカプラなど）を有さない。このようなレベルシフタ３の具体的な内部構成の一例が図３に示される。
【００４３】
レベルシフタ３は例えば抵抗３１，３２とスイッチング素子３３，３４とフィルタ回路３５とラッチ回路３６とドライバ回路３７とパルス生成部３８とを備える。
【００４４】
パルス生成部３８は信号Ｓ１を入力し、この信号Ｓ１の立ち上がりエッジに同期したパルス信号Ｓ１１（例えばワンショットパルス信号）を生成して、これをスイッチング素子３３の制御電極に出力する。またパルス生成部３８は信号Ｓ１の立ち下がりエッジに同期したパルス信号Ｓ１２（例えばワンショットパルス信号）を生成して、これをスイッチング素子３４の制御電極に出力する。
【００４５】
スイッチング素子３３と抵抗３１とは、直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬ（基準電位ＧＮＤ）との間で接続点Ｐ３１を介して互いに直列に接続され、接続点Ｐ３１がフィルタ回路３５に接続される。スイッチング素子３３はパルス信号Ｓ１１に応じて導通する。この導通に伴って、直流電源４から抵抗３１とスイッチング素子３３とを介して電流が流れる。当該電流によって抵抗３１には電圧降下が生じるので、接続点Ｐ３１の電位は変化する。つまり接続点Ｐ３１の電位はパルス信号Ｓ１１に応じて変化する。パルス信号Ｓ１１は信号Ｓ１の立ち上がりエッジと同期したパルス信号であるので、フィルタ回路３５には、信号Ｓ１の立ち上がりエッジに対応して変化する接続点Ｐ３１の電位がパルス信号Ｓ１３１４として入力される。
【００４６】
スイッチング素子３４と抵抗３２とは、高電位端４ａと低電位線ＬＬ（基準電位ＧＮＤ）との間で接続点Ｐ３２を介して互いに直列に接続され、接続点Ｐ３２もフィルタ回路３５に接続される。スイッチング素子３４はパルス信号Ｓ１２に応じて導通する。この導通に伴って、直流電源４から抵抗３２とスイッチング素子３４とを介して電流が流れる。当該電流によって抵抗３２には電圧降下が生じるので、接続点Ｐ３２の電位は変化する。つまり接続点Ｐ３２の電位はパルス信号Ｓ１２に応じて変化する。パルス信号Ｓ１２は信号Ｓ１の立ち下がりエッジと同期したパルス信号であるので、フィルタ回路３５には、信号Ｓ１の立ち下がりエッジに対応して変化する接続点Ｐ３２の電位がパルス信号Ｓ１４１３として入力される。
【００４７】
なお抵抗３１，３２とスイッチング素子３３，３４からなる部分３９は、直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧に基づいて動作する。よって部分３９は当該直流電圧を動作電圧として入力する、とも把握できる。部分３９に印加される直流電圧については後に詳述する。
【００４８】
フィルタ回路３５には直流電源４の高電位端４ａと低電位端４ｂとの間の直流電圧Ｖ４が動作電圧として入力される。フィルタ回路３５は入力されたパルス信号Ｓ１３，Ｓ１４に対してフィルタ処理（例えばローパスフィルタ処理）を施して、パルス信号Ｓ１３’，Ｓ１４’としてラッチ回路３６へと出力する。
【００４９】
ラッチ回路３６にも直流電圧Ｖ４が動作電圧として入力される。ラッチ回路３６は例えばフリップフロップ回路であって、基準線Ｌ２の電位を基準とした信号Ｓ２’’を出力する。より詳細には、フィルタ回路３５からのパルス信号Ｓ１３’に応じて信号Ｓ２’’を活性化させ、フィルタ回路３５からのパルス信号Ｓ１４’に応じて信号Ｓ２’’を非活性化する。よってラッチ回路３６によって出力される信号Ｓ２’’は、パルス生成部３８に入力される信号Ｓ１とほぼ同じ信号となる。ただし、信号Ｓ１の基準電位は例えば基準電位ＧＮＤであるのに対して、信号Ｓ２’’の基準電位は接続点Ｐｘ（基準線Ｌ２）の電位である。
【００５０】
このようなラッチ回路３６は、例えば配線Ｌ１と信号線Ｌ５とを接続することで直流電源４の直流電圧を用いて活性化した信号Ｓ２’’を出力し、信号線Ｌ５と基準線Ｌ２とを接続することで非活性化した信号Ｓ２’’を出力する。
【００５１】
ドライバ回路３７にも直流電圧Ｖ４が動作電圧として入力される。またドライバ回路３７にはラッチ回路３６からの信号Ｓ２’’が入力される。ドライバ回路３７は例えばトーテムポール型、プルアップ型、又はプルダウン型のドライバ回路であって、信号Ｓ２を信号線Ｌ４と基準線Ｌ２との間に出力する。
【００５２】
なお図１も参照してレベルシフタ３の後段にドライバ回路７が設けられることを鑑みると、ドライバ回路３７は必ずしも必要ではない。
【００５３】
またここで説明したレベルシフタ３は一例であってこれに限らない。レベルシフタ３は、上述のように直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧を動作電圧として入力し、信号Ｓ１を接続点Ｐｘの電位を基準とした信号Ｓ２に変換して出力すればよい。
【００５４】
図１を参照して、直流電源５は高電位端５ａと低電位端５ｂとを備え、低電位端５ｂは基準線Ｌ２を介して接続点Ｐｘに接続される。直流電源５は直流電源４とは異なる直流電圧を出力する。
【００５５】
ドライバ回路７には直流電源５の直流電圧が動作電圧として入力される。図１の例示ではドライバ回路７は、直流電源５の高電位端５ａと接続される配線Ｌ３と、基準線Ｌ２とに接続されており、これらを介して直流電圧が入力される。またドライバ回路７はレベルシフタ３からの信号Ｓ２（或いは後述の信号Ｓ’）を入力する。
【００５６】
図１の例示では、レベルシフタ３からの信号Ｓ２はレベルシフト回路６を介して信号Ｓ２’としてドライバ回路７に入力される。このレベルシフト回路６は本願の課題を解決するための必須の要件ではないため、後に詳述する。
【００５７】
ドライバ回路７は信号Ｓ２（或いは信号Ｓ２’）を受け取り、上側スイッチング部Ｓｘｐのスイッチング信号Ｓとして出力する。例えばドライバ回路７はトーテムポール型、プルアップ型又はプルダウン型のドライバ回路である。ドライバ回路７は直流電源５の直流電圧に応じた電圧値を振幅として持つスイッチング信号Ｓを信号線Ｌ６と基準線Ｌ２との間に出力する。なおドライバ回路７はこれに限らず任意のドライバ回路が採用されえる。
【００５８】
上側スイッチング部Ｓｘｐはかかるスイッチング信号Ｓに応じて導通／非導通する。
【００５９】
次に、レベルシフタ３の動作電圧となる、直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧について考察する。下側スイッチング部Ｓｘｎの電圧Ｖｓｎは、下側スイッチング部Ｓｘｎの導通方向に応じて変化する。例えば電圧Ｖｓｎの基準電位に基準電位ＧＮＤを採用すれば、順方向導通時には電圧Ｖｓｎは正の電圧値を採り、逆方向導通時には電圧Ｖｓｎは負の電圧値を採る。
【００６０】
したがって直流電源４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧（Ｖ４＋Ｖｓｎ）は、下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時に低下する。言い換えれば、レベルシフタ３（より詳細には部分３９）に入力される直流電圧（Ｖ４＋Ｖｓｎ）は下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時に低下する。
【００６１】
本駆動装置１によれば、直流電源４はドライバ回路７に直流電圧を印加する必要がないので、ドライバ回路７とは無関係に直流電源４の直流電圧Ｖ４を設定することができる。したがって、下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時であっても、レベルシフタ３に入力される直流電圧（Ｖ４＋Ｖｓｎ）が十分な値を採るように、直流電圧Ｖ４を設定することができる。なお図３に即して説明すれば、下側スイッチング部Ｓｘｎが逆方向導通時であっても、パルス信号Ｓ１３，Ｓ１４の振幅が十分な値を採るように、即ち抵抗３１，３２の電圧降下が十分な値を採るように、直流電圧Ｖ４を設定できる。またここでいうパルス信号Ｓ１３，Ｓ１４の振幅についての十分な値は、フィルタ回路３５或いはラッチ回路３６による適切な動作を実行可能とする。
【００６２】
これによって、下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時であってもレベルシフタ３の動作電圧が不足することを回避できる。
【００６３】
しかもドライバ回路７には、直流電源４とは異なる直流電源５の直流電圧が動作電圧として入力される。したがって直流電源５の直流電圧をドライバ回路７に適した値に設定できる。
【００６４】
またドライバ回路７が直流電源５の直流電圧に応じた振幅を持つスイッチング信号Ｓを出力する場合、スイッチング部Ｓｘｐに適したスイッチング信号Ｓを出力するように、直流電源５の直流電圧を設定することができる。
【００６５】
また本駆動装置１によれば、レベルシフタ３には直流電源４の高電位端４ａと、低電位線ＬＬとの間の直流電圧が印加されるので、レベルシフタ３の動作電圧の基準は低電位線ＬＬの電位（基準電位ＧＮＤ）である。またドライバ回路７には直流電源４の直流電圧Ｖ４が印加されるので、ドライバ回路７の動作電圧の基準は接続点Ｐｘの電位となる。
【００６６】
一方で、スイッチング部Ｓｘｎを駆動するためのドライバ回路７０には、低電位線ＬＬを基準とした直流電源１２が印加される。よってドライバ回路７０の動作電圧の基準は低電位線ＬＬの電位である。言い換えれば、本駆動装置１０によれば、レベルシフタ３の動作電位の基準を、下側スイッチング部Ｓｘｎを駆動するドライバ回路７０の動作電圧の基準と一致させることができる。
【００６７】
よって本実施の形態では、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎを駆動するための基準電位として接続点Ｐｘの電位と低電位線ＬＬの電位の２つが設けられることとなる。
【００６８】
一方で特許文献１においては、下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通によって接続点Ｐｘの電位に負のスパイクが生じる（電圧Ｖｓｎが負の電圧値を採る）ことを問題とし、これを解決すべく、低電位線ＬＬとレベルシフタ３との間に低電位線ＬＬ側を高電位とする直流電源が設けられる。よって特許文献３では、レベルシフタ３の動作電圧の基準と、スイッチング部Ｓｘｎを駆動するドライバ回路７０の動作電圧の基準とが互いに相違する。したがって特許文献１では、スイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎを駆動するための基準電位として３つの基準電位が存在する。
【００６９】
かかる基準電位が多いほど設計が複雑となるので、本実施の形態によれば特許文献１に比して設計を容易にすることができる。
【００７０】
＜直流電源４，５の直流電圧の大小関係＞
一般に、供給すべき直流電圧が小さいほど、採用すべき電源のサイズを小さくすることができ、装置の小型化に資することとなって有利である。
【００７１】
このような電圧の大きさの観点で本駆動装置１を見れば、上述のように直流電圧Ｖ４はスイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時の直流電圧（Ｖ４＋Ｖｓｎ）がレベルシフタ３の動作電圧以上となるように設定される必要がある。言い換えれば、直流電圧Ｖ４はレベルシフタ３の動作電圧と逆方向導通時の電圧Ｖｓｎの絶対値との和以上である必要がある。一方で、直流電圧Ｖ５はドライバ回路７の動作電圧以上であれば足りる。
【００７２】
ところで、ドライバ回路７の動作電圧はスイッチング信号Ｓの振幅を規定する。このスイッチング信号Ｓの振幅の推奨値は、スイッチング部Ｓｘｐのデバイス特性によって決まる。よって、スイッチング部Ｓｘｐが決定すれば、ドライバ回路７の動作電圧は決定する。例えばスイッチング部ＳｘｐがＭＯＳ電界効果トランジスタであれば、ドライバ回路７の動作電圧として例えば１５Ｖが採用される。またスイッチング部Ｓｘｐが非絶縁ゲート型のトランジスタであれば、ドライバ回路７の動作電圧としてより小さい値を採用することができる。
【００７３】
一方、レベルシフタ３の動作電圧はレベルシフタの動作を確保する程度の値であり、一般的にドライバ回路７の動作電圧と同程度以上である。
【００７４】
よって直流電圧Ｖ４，Ｖ５のうち、直流電圧Ｖ５をより小さく選定することが望ましい。これによって、直流電圧Ｖ４を直流電圧Ｖ５よりも小さく選定する場合に比べて装置を小型化することができる。
【００７５】
＜レベルシフト回路６＞
図１の例示では、レベルシフタ３とドライバ回路７との間に、レベルシフト回路６が設けられる。このレベルシフト回路６はレベルシフタ３の動作電圧と、ドライバ回路７の動作電圧との違いによる信号Ｓ２の振幅の相違を解消するためのものである。レベルシフタ３は直流電源４の直流電圧Ｖ４に応じた信号Ｓ２’を出力する。レベルシフト回路６はレベルシフタ３から入力される信号Ｓ２を、直流電源５の直流電圧に応じた信号Ｓ２’に変換して（レベルシフトして）、ドライバ回路７へと出力する。これによってドライバ回路７にとって適切な電圧値を持つ信号Ｓ２’を出力することができる。
【００７６】
例えばレベルシフト回路６は図４に例示するように、抵抗６１とスイッチング素子６２とを備えている。抵抗６１とスイッチング素子６２とは直流電源５の高電位端５ａと低電位端５ｂとの間で互いに直列に接続される。図４の例示では抵抗６１はスイッチング素子６２に対して高電位端５ａ側に配置されている。スイッチング素子６２はレベルシフタ３からの信号Ｓ２を受けて導通／非導通する。レベルシフト回路６はスイッチング素子６２の両端電圧を信号Ｓ２として出力する。
【００７７】
かかるレベルシフト回路６において、スイッチング素子６２が導通するとスイッチング素子６２の両端電圧はオン電圧となり、スイッチング素子６２が非導通になるとスイッチング素子６２は直流電源５の直流電圧に基づく電圧が印加される。よってレベルシフト回路６は直流電源５の直流電圧に応じた信号Ｓ２を、ドライバ回路７に出力することができる。
【００７８】
なおレベルシフト回路６は図４の例示に限らない。例えば抵抗６１がスイッチング素子６２に対して低電位端５ｂ側に配置され、レベルシフト回路６が抵抗６１の電圧を出力しても良い。或いは、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子が、直流電源５の高電位端５ａと低電位端５ｂとの間に設けられてもよい（トーテムポール）。
【００７９】
＜スイッチング部Ｓｘｎ＞
本駆動装置１は、スイッチング部Ｓｘｎとして逆方向に導通可能な非絶縁ゲート型のトランジスタを採用する場合に特に有効である。このようなトランジスタは逆方向導通時のソース−ドレイン間電圧が比較的高いので、レベルシフタ３に入力される直流電圧の低下量が比較的高いからである。
【００８０】
つまり本実施の形態とは異なって、共通の直流電源がレベルシフタ３およびドライバ回路７に入力される構造（図８）であって、直流電源の直流電圧としてドライバ回路７に適した値が採用されれば、レベルシフタ３への直流電圧が不足しやすい。よって本駆動装置１は特に有効である。
【００８１】
またこのようなトランジスタのゲート電極に逆バイアスを印加する構造では、逆方向導通時のトランジスタのソース−ドレイン間電圧は特に高い。なぜなら逆方向導通時にはゲート電極−ソース電極間の電圧と、ゲート電極−ドレイン電極間の電圧との和（電圧Ｖｓｎ）が、ドレイン電極とソース電極間に印加されるからである。つまり、逆バイアス分だけ電圧が増大する。よってこの構造では、更にレベルシフタ３への直流電圧が不足しやすい。
【００８２】
また非絶縁ゲート型のトランジスタは絶縁ゲート型のトランジスタに比して、ゲート電圧の閾値は低い。よってこの場合はドライバ回路７に入力する直流電圧が小さくてかまわない。したがってレベルシフタ３及びドライバ回路７に共通の直流電源を採用し、当該直流電圧としてドライバ回路７に適した値を採用すると、更にレベルシフタ３への直流電圧が不足しやすい。
【００８３】
よって逆方向導通可能な非絶縁ゲート型のトランジスタに対して本駆動装置１を適用することの利点は高い。
【００８４】
第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる駆動装置１は、直流電源５の態様という点で、図１の駆動装置１と相違する。図５に示すように、直流電源５は降圧回路５１を備えている。降圧回路５１は配線Ｌ１と基準線Ｌ２とを介して直流電源４の直流電圧Ｖ４を入力し、直流電圧Ｖ４を降圧して配線Ｌ３と基準線Ｌ２との間に出力する。かかる直流電源５において、降圧回路５１の配線Ｌ３との接続端が高電位端５ａとして機能し、降圧回路５１の基準線Ｌ２との接続端が低電位端５ｂとして機能する。
【００８５】
なお図５の例示では、配線Ｌ３と基準線Ｌ２との間にはコンデンサ５２が設けられている。コンデンサ５２は降圧回路５１が出力する直流電圧を平滑することができるドライバ回路７以降の瞬時消費電力の増減に対して、電圧の増減を緩和することができる。
【００８６】
第２の実施の形態によれば、直流電源４から直流電源５の直流電圧を得ることができるので、製造コストを抑制できる。
【００８７】
他方、スイッチング部Ｓｘｐとして非絶縁ゲート型のトランジスタを採用すれば、直流電源５からスイッチング部Ｓｘｐの制御電極へと電流が流れる。よって降圧回路５１において消費電力が生じる。一方で図１に例示するように、例えば直流電源４，５を互いに別の直流電源で構成すれば、降圧回路５１による消費電力を回避することができる。
【００８８】
第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかる駆動装置１は、直流電源４，５の各々と接続点Ｐｘとの接続態様、及び抵抗８とダイオード９の有無という点で、図１の駆動装置１と相違する。図６の駆動装置１においては、直流電源４の低電位端４ｂが基準線Ｌ２２を介して接続点Ｐｘに接続され、直流電源５の低電位端５ｂが基準線Ｌ２２とは異なる基準線Ｌ２１を介して接続点Ｐｘに接続される。
【００８９】
また図１の駆動装置１と比較して、図６の駆動装置１は抵抗８とダイオード９とを更に備える。抵抗８は基準線Ｌ２２上に設けられる。より詳細には抵抗８は、基準線Ｌ２２とレベルシフタ３との接続点と、接続点Ｐｘとの間に設けられる。ダイオード９のアノードは低電位線ＬＬに接続され、カソードは抵抗８を介して接続点Ｐｘに接続される。ダイオード９は、接続点Ｐｘから抵抗８を介して低電位線ＬＬへと電流が流れることを防止する。つまりダイオード９は下側スイッチング部Ｓｘｎの順方向の導通／非導通の機能を確保する。
【００９０】
このような駆動装置１によれば、下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時にレベルシフタ３に入力される直流電圧は、直流電源４の直流電圧Ｖ４とダイオード９の両端にかかる電圧Ｖｆとの和（Ｖ４＋Ｖｆ）となる。なお電圧Ｖｆの基準電位に基準電位ＧＮＤを採用すると、電圧Ｖｆは負の電圧値を採る。
【００９１】
下側スイッチング部Ｓｘｎの逆方向導通時においては、抵抗８及びダイオード９は下側スイッチング部Ｓｘｎの電圧Ｖｓｎを分圧するので、電圧Ｖｆの絶対値は電圧Ｖｓｎの絶対値よりも低くなる。したがって、レベルシフタ３に入力される直流電圧の低下を抑制することができる。ひいては、直流電圧Ｖ４が小さい直流電源４を採用することができる。
【００９２】
しかも抵抗８は基準線Ｌ２２上に設けられる。一方、ドライバ回路７は基準線Ｌ２１と信号線Ｌ６とを介してスイッチング信号Ｓを上側スイッチング部Ｓｘｐへと出力する。つまり、本駆動装置１によれば、ドライバ回路７は抵抗８を経由せずに上側スイッチング部Ｓｘｐへとスイッチング信号Ｓを出力できる。よって抵抗８による、或いは抵抗８と配線インダクタンスとの協働によるスイッチング信号Ｓの変動を回避できる。
【００９３】
第４の実施の形態．
第４の実施の形態にかかる駆動装置１は、直流電源４，５の各々と接続点Ｐｘとの接続態様、直流電源５の態様、及び直流電源１２と抵抗８とブートダイオードＢＤ２の有無という点で図１の駆動装置１と相違する。図７に示すように、直流電源４の低電位端４ｂが基準線Ｌ２２を介して接続点Ｐｘに接続され、直流電源５の低電位端５ｂが基準線Ｌ２２とは異なる基準線Ｌ２１を介して接続点Ｐｘに接続される。
【００９４】
また図１の駆動装置１と比較して、図７の駆動装置１は抵抗８と直流電源１２とブートダイオードＢＤ２とを更に備え、直流電源４がブートコンデンサによって構成される。よって以下では直流電源４をブートコンデンサ４とも呼ぶ。
【００９５】
また第３の実施の形態と同様に抵抗８は基準線Ｌ２２上に設けられる。より詳細には抵抗８は、接続点Ｐｘと、基準線Ｌ２２とレベルシフタ３との接続点との間に設けられる。
【００９６】
直流電源１２の低電位端には基準電位ＧＮＤが与えられる。言い換えれば、直流電源１２の低電位端は低電位線ＬＬに接続される。
【００９７】
ブートダイオードＢＤ２は、直流電源１２の高電位端とブートコンデンサ４の高電位端４ａとの間で、ブートコンデンサ４側にカソードを向けて配置される。このブートダイオードＢＤ２はブートコンデンサ４が直流電源１２側に放電することを防止する。
【００９８】
このような駆動装置１において、下側スイッチング部Ｓｘｎを順方向に導通させると、直流電源１２を用いてブートコンデンサ４を充電することができる。直流電源１２からブートダイオードＢＤ２、ブートコンデンサ４、抵抗８及び下側スイッチング部Ｓｘｎを介して電流が流れるからである。これによってブートコンデンサ４に蓄えられた直流電圧をドライバ回路７の動作電圧として機能させることができる。言い換えれば、ブートコンデンサ４が直流電源４として適切に機能する。
【００９９】
また図７の例示では直流電源１２は下側スイッチング部Ｓｘｎへとスイッチング信号を出力するための動作電源としても機能する。例えば下側スイッチング部Ｓｘｎを駆動するドライバ回路７０が設けられ、このドライバ回路７０に直流電源１２が接続される。
【０１００】
かかる構成によれば、たとえ直流電源１２が例えば商用の交流電圧を整流して直流電圧を得る整流器を有したとしても、直流電源４はこのような整流器は不要である。したがって構成を簡易にできる。
【０１０１】
図７の例示では、ブートコンデンサ４と直流電源１２との間で、ブートダイオードＢＤ２と直列に接続される抵抗ＢＲ２が設けられている。抵抗ＢＲ２および抵抗８はブートコンデンサ４の充電時に突入電流が生じることを防止する。ただし抵抗ＢＲ２はブートコンデンサ４の充電に必須の構成要件ではない。
【０１０２】
さて下側スイッチング部Ｓｘｎが逆方向に導通するときには電圧Ｖｓｎは負の電圧値を採る。よってこのとき、ブートコンデンサ４の高電位端４ａの電位は、直流電源１２の高電位端の電位よりも低くなり、ブートダイオードＢＤ２が導通する。この導通に伴って、直流電源１２からブートダイオードＢＤ２、ブートコンデンサ４及び抵抗８を介して接続点Ｐｘへと電流が流れる。これにより、抵抗８にはブートコンデンサ４側を高電位とする電圧Ｖ８が生じる。よってブートコンデンサ４の高電位端４ａと低電位線ＬＬとの間の直流電圧は、正の直流電圧Ｖ４と正の電圧Ｖ８と負の電圧Ｖｓｎの和となる。これによって、レベルシフタ３の直流電圧の低下を抑制することができる。
【０１０３】
また第３の実施の形態と同様に、抵抗８（或いは抵抗８と配線インダクタンス）によるスイッチング信号Ｓの変動を回避することができる。
【０１０４】
なお図７の例示するように、直流電源１１とブートダイオードＢＤ１とが設けられ、直流電源５がブートコンデンサで構成されていてもよい。直流電源１１の低電位端は基準電位ＧＮＤに接続される。言い換えれば当該低電位端は低電位線ＬＬに接続される。ブートダイオードＢＤ１は、直流電源１１の高電位端とブートコンデンサ５の高電位端５ａとの間で、カソードをブートコンデンサ５側に向けて配置される。
【０１０５】
かかる構成によれば、下側スイッチング部Ｓｘｎを順方向に導通させることによって、直流電源１１を用いてブートコンデンサ５を充電することができる。直流電源１１からブートダイオードＢＤ１、ブートコンデンサ５及び下側スイッチング部Ｓｘｎを経由して電流が流れるからである。
【０１０６】
また図７の例示では、直流電源１１とブートコンデンサ５との間で、ブートダイオードＢＤ１と直列に抵抗ＢＲ１が設けられている。抵抗ＢＲ１はブートコンデンサ５の充電時に突入電流が流れることを抑制することができる。
【０１０７】
なお直流電源４又は直流電源５をブートコンデンサで構成し、低電位線ＬＬに接続された直流電源を用いてブートコンデンサを充電する態様は、第２の実施の形態の直流電源５を除き、第１および第３の実施の形態においても適宜に採用することができる。
【符号の説明】
【０１０８】
１  駆動装置
３  レベルシフタ出力回路
４，５  直流電源
６  レベルシフト回路
７  ドライバ回路
８  抵抗
９  ダイオード
Ｓｘｐ，Ｓｘｎ  スイッチング部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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