(57)【要約】【課題】  交流電位治療器の昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流を効率よく発生させること。【解決手段】  位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号でパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、正負の各直流電圧を各別交互にスイッチング制御して正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をそれぞれ２個のチョークコイルと２個のダイオードと単一のコンデンサとを有する復調回路で各別交互に復調することで、位相が互いに１８０°異る正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした。【選択図】図１
2014223234.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記低周波信号よりも充分大きい正負の各直流電圧をそれぞれスイッチング素子で各別交互にスイッチング制御することで、前記各素子の出力端から互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をそれぞれ２個のチョークコイルと２個のダイオードと共通単一のコンデンサとを有する２系統の復調回路で各別交互に復調することで、位相が互いに１８０°異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【請求項２】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記低周波信号よりも充分大きい直流正電圧と直流負電圧とを各別に印加した２個のスイッチング素子を各別交互にスイッチング制御することで、各素子の出力端から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る一方、これら各出力端間に前記負電圧側から正電圧側に向けて導通する直列２個のフリー・ホィーリング・ダイオードを接続し、これらダイオードの各他端に接続した直列２個のチョークコイルの相互接続部を、前記各ダイオードの相互接続部に共通単一のコンデンサを経て接続すると共に、この接続部を接地した２系統の復調回路により、それぞれ前記正負２系統のパルス出力を各別交互に復調することで、前記各コイルの相互接続部から位相が互いに１８０°異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負２系統の正弦半波出力を昇圧トランスにおける１端接地の１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知であるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイルに供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を得る電位治療器が周知である。
【０００３】
前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。
【０００４】
近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。
【０００５】
一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。
【０００６】
したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。
【０００７】
さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用なリンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。
【０００８】
各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。
【０００９】
前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特許公報であり、周知事項や願望事項を手書きマンガ図面と共に断片的に羅列しているだけで、この文献４の意図する処は、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無いから、これでは当業者がこの特開公報を見ても、上記電位治療器を作れず、実施できないという本質的な大きい問題点が有る。
【００１０】
Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の導通制御素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のアンプと、直列２個の導通制御素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のアンプが存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるが、復調用チョークコイルの自己誘導電流等による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）現象に起因する電源電圧変動が大きいという根源的で切実な問題点が有り、上記フルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプは、上記問題点は軽減できるが、使用部品点数がハーフブリッジ構成の２倍要するという互いに相容れない根源的な問題点が有ることは、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。
【００１１】
すなわち、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）ドライブ時に、復調用チョークコイル出力側から流出しようとする自己誘導電流をコイル出力側から入力側に戻すことで、前記「バス・ポンピング」現象に起因する電源電圧変動を抑制するための通常、フリー・ホィーリング・ダイオード（Ｆｒｅｅ・Ｗｈｅｅｌｌｉｎｇ・Ｄｉｏｄｅ）と称する高周波特性に優れたダイオードを音声その他の音響による低周波信号電流が流れるアンプ回路内に、この低周波信号に歪みを与えること無く接続できる箇所が無く、上記現象による電源電圧の変動を払拭できないという根源的で切実な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無い。
【００１２】
現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時には、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・直流電源と負荷に接続したバスコンデンサとの値がそれぞれ小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に、前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になることも、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。
【００１３】
ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等の直列２個のスイッチング素子を２列用いた一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス・ポンピング」現象を上記寄生ダイオードにより、ある程度抑制できるが、上記寄生ダイオードは、前記フリー・ホィーリング・ダイオードと大きく異なり、高周波特性が悪く、逆回復時間が長いので、復調用チョークコイルの自己誘導電流をその復調出力端から入力端に確実には戻せず、特に負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時は、前記段落００１２で述べたように、「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動を完全には払拭できないという根源的で切実な問題点と、寄生ダイオード作用を有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴは、一般に発熱が大で、厳重な放熱が必要であるという問題点とは、上記特許文献４には全く記載が無いのである。
【００１４】
一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。
【００１５】
したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないという根源的な大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いという根源的で切実な問題点が有る。
【００１６】
また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特許第２６０９５７４号公報
【特許文献２】実開昭６１−１１８３４６号公報
【特許文献３】特開２００６−２３９０３２号公報
【特許文献４】特開２００９−２７９０２４号公報
【特許文献５】特開２０１１−２４８５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、交流電位治療器の昇圧トランスに入力する６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦波交流を効率よく発生させることに有る。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記低周波信号よりも充分大きい正負の各直流電圧をそれぞれスイッチング素子で各別交互にスイッチング制御することで、前記素子の出力端から互いに１８０°異なる正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をそれぞれ２個のチョークコイルと２個のフリー・ホィーリング・ダイオードと単一共通のコンデンサとを含む２系統の復調回路で各別交互に復調することで、位相が互いに１８０°異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を得ると共に、これら正負の正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで達成できた。
【００２０】
ただし、上記復調回路としては、前記正負２系統のパルス出力端間に負電圧側から正電圧側に向けて導通する直列２個のフリー・ホィーリング・ダイオードを接続し、これら各ダイオードの他端間に接続した直列２個のチョークコイルの相互接続部を前記各ダイオードの相互接続部に共通単一のコンデンサを経て接続すると共に、この接続部を接地した２系統の復調回路を用いてもよい。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によれば、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で、実効値が５ボルト程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、各別にパルス幅変調した波高値が５ボルト程度の２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記低周波信号よりも充分大きい、例えば１３５ボルト程度の直流正電圧と直流負電圧とを各別に印加した２個のスイッチング素子を各別交互にスイッチング制御することで、各素子の出力端から位相が互いに１８０°異なる例えば１３５ボルト程度の正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を９５％以上の高効率で取り出せるし、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に上記各出力の復調出力で昇圧トランスをドライブできるから、交流電位治療器としてのランニングコストを大幅に削減でき、省エネ効果が大きい。
【００２２】
また、本発明では、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で位相が互いに１８０°異なる正負２系統の復調済正弦半波出力を昇圧トランスの１次コイルに、例えば実効値が９５〜１００ボルト程度で交互に供給できるから、この昇圧トランスを上記周波数範囲と電圧で使用する場合には、商用電源周波数（５０または６０Ｈｚの正弦波）と電圧（実効値が１００ボルト）に対応した現用一般の珪素鋼板コア材を用いた安価な昇圧トランスを改変せずにそのまま採用でき、オーディオ周波数用の高価な珪素鋼板コア材が不要だから、本発明による交流電位治療器は、その製造コストの削減効果が著しく大きい。
【００２３】
さらに本発明による復調回路は、復調動作中のチョークコイルの出力端に生じる自己誘導電流を、共通単一のコンデンサを経て２個のフリー・ホィーリング・ダイオードに交互に分流させつつ、休止中のコイルに影響を与えずに、上記動作中のコイルの入力端だけに各別交互に効率よく確実に戻せるので、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の低周波数で昇圧トランスをバスドライブする時にも、有害無用な前記バス・ポンピング現象を確実に防止でき、この現象による電源電圧の変動を確実に抑制除去できたという優れた効果も有る。
【００２４】
より具体的には、本発明による上記単一のコンデンサは、各ダイオードの相互接続部と共に接地してあるので、各チョークコイルと共に正負２系統のローパスフィルタを構成できるから、コンデンサ本来のパルス幅変調済パルスを復調する作用を初めとして、前記のように復調動作中のコイルに生じた自己誘導電流を各ダイオードを各別交互に経て上記動作中コイルの入力端に交互に戻す自己誘導電流通電作用との計二つの作用を１個だけのコンデンサで全部賄えるから、上記各ダイオードにそれぞれ並列のコンデンサを各別に用いたこの種の復調回路よりも、加工性良く安価に実施できるという効果も有る。
【００２５】
さらに詳しくは、前記正負２系統の幅変調済増幅パルス出力を得るための各スイッチング素子のオン期間には、それぞれ入力電圧の一部をチョークコイルに蓄積しつつ出力側への供給を抑え、上記素子のオフ期間に前記フリー・ホィーリング・ダイオードと、単一のコンデンサとを経由して各コイルの自己誘導電流をその出力側から入力側に戻せるし、上記各チョークコイルとダイオードおよび単一のコンデンサは、高周波パルスの方形波の変化分、つまり交流成分を小さくするローパスフィルターとして動作するので、滑らかに変化する正負２系統の復調済正弦半波出力を復調効率約９５％以上と極めて高い効率で昇圧トランスの１次コイルに交互に供給でき、トランス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、消費電力の低減化が可能であるという優れた効果も奏し得た。
【００２６】
また本発明では、６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度の周波数、例えば７０〜１２０Ｈｚ程度の周波数で滑らかに変化する正弦波高電圧から、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て、この交流電圧を生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、治療効果の有効性と速効性に優れた交流電位治療が実行できると共に、生体拒否反応も著減できたという優れた効果も有る。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明による交流電位治療器の一例を示す系統回路図
【図２】図１の回路における動作波形図
【図３】図１の回路における動作波形図
【発明を実施するための形態】
【００２８】
次に、本発明を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本発明の交流電位治療器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などを用いた現用一般の直流電源ＤＣで動作する正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で実効値が５ボルト程度の正弦低周波信号を低周波トランスＴ１の１次コイルに入力する。
【００２９】
そして、上記トランスＴ１における中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２のＡ・Ｂのような実効値が５ボルト程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続したダイオードｄで半波整流することで、図２のＣ・Ｄのような振幅が７ボルト程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得た後、これら各信号をそれぞれ図１のように前記直流電源ＤＣで動作する現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｄに各別入力する。
【００３０】
一方、周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等による前記直流電源ＤＣで動作する現用一般的な高周波パルス発生回路３から得た繰り返し周波数が１００ＫＨｚ程度で振幅が５ボルト程度の高周波パルスを得ると共に、この高周波パルスを図１に示す前記パルス幅変調回路２を用い、前記２系統の正弦半波信号により、各別にパルス幅変調することで、図２のＥ・Ｆのようにほぼ櫛歯状波形で、振幅が５ボルト程度の位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済高周波パルスを得る。
【００３１】
その後、上記各パルスを図１のようにパルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣを経て、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２の各ゲートやベース等の制御電極Ｅ・Ｆとソース（エミッタ）との間にそれぞれ各別に供給する。なお、上記ゲートドライブＩＣとしては、米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有り、これらのゲートドライブＩＣをその接続仕様に基づき使用すればよい。
【００３２】
次いで、図１のように前記直流電源ＤＣから得た正負２系統の直流電圧、例えばプラス１３０ボルト程度の直流電圧＋Ｖとマイナス１３０ボルト程度の直流電圧−Ｖとを、それぞれ前記二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２のドレインとソース（コレクタとエミッタ）に図１のように各別印加する。
【００３３】
次いで、前記パルストランスＰＴを経て図１のように各素子Ｑ１・Ｑ２の前記制御電極Ｅ・Ｆとソース（エミッタ）との間に各別に加えた前記２系統の幅変調済高周波パルスにより、上記正負２系統の各直流電圧を上記二つのスイッチング素子Ｑ１・Ｑ２でスイッチング制御することで、各素子Ｑ１・Ｑ２のソース（エミッタ）等の出力端Ｇ・Ｈにそれぞれ位相が互いに１８０°異なり、波高値がプラス・マイナス各１３０ボルト程度の正負２系統の図２のＧ・Ｈのような幅変調済増幅パルス出力を発生させ得る。
【００３４】
また、上記各幅変調済増幅パルス出力を復調するに当たっては、図１における前記負電圧側のスイッチング素子Ｑ２から正電圧側のスイッチング素子Ｑ１に向けて導通する直列２個のフリー・ホィーリング・ダイオードＤ１・Ｄ２を上記各素子Ｑ１・Ｑ２に接続し、上記各ダイオードの他端Ｇ・Ｈ間に、図１のように互いに結合させずに接続した直列２個のチョークコイルＬ１・Ｌ２の相互接続部Ｉを、前記各ダイオードＤ１・Ｄ２の相互接続部ｄ0 にコンデンサＣを経て接続すると共に、この接続部ｄ0 を接地して構成した正負２系統の復調回路４でそれぞれ前記正負２系統のパルス出力を各別に復調できる。
【００３５】
その結果、各コイルＬ１・Ｌ２の上記相互接続部Ｉに図２のＩに示すような実効値が正負各１３０ボルト程度の正弦波による交流が発生するから、この交流を昇圧トランスＴにおける１端接地の１次コイルｔ1 の他端に供給することで、トランス２次コイルｔ2 のホット側Ｊに図２のＪのような１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。
【００３６】
より具体的には、図１のように前記各スイッチング素子Ｑ１・Ｑ２間を橋絡接続した直列２個のフリー・ホィーリング・ダイオードＤ１・Ｄ２の各他端Ｇ・Ｈにそれぞれ前記結線例のように接続した１８０μＨ程度で互いに結合させないチョークコイルＬ１・Ｌ２と、０．１μＦ程度のセラミックコンデンサやチタバリコンデンサＣとをそれぞれ有する正負２系路の復調回路４の復調動作時には、この動作中の例えばコイルＬ１の出力側から流出しようとする自己誘導電流は、休止中のコイルＬ２の方向には、逆向きのダイオードＤ２により流れず、上記動作中のコイルＬ１の入力端だけに効率よく確実に戻せるので、上記休止中のコイルＬ２には悪影響を与えない。
【００３７】
その後、今度は、他方のコイルＬ２が復調動作をする番となり、このコイルＬ２の出力側から流出しようとする自己誘導電流は、休止中のコイルＬ１の方向には、逆向きのダイオードＤ１により流れず、上記休止中のコイルＬ１には悪影響を与えずに、ダイオードＤ２とコンデンサＣとの直列回路を経て上記動作中のコイルＬ２の入力端だけに効率よく確実に戻りつつ、各コイルＬ１・Ｌ２とコンデンサＣとで構成した本来のローパスフィルタによる幅変調済パルスの復調作用で、前記正負２系統のパルス出力を各別交互に正しく復調できるから、昇圧トランスＴを６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な「バス・ポンピング現象」は生ぜず、電源電圧の変動を確実に抑制払拭できた。
【００３８】
次いで、前記昇圧トランスＴにおける２次コイルｔ2 の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０（５ＭΩ程度）を経て前記直流電源ＤＣにおける現用一般の接地点に接続すると共に、上記２次コイルｔ2 の両端には、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗によるブリーダ抵抗Ｒ１とダイオードｄ1 との並列回路と、この並列回路に対して直列の大型ハイメグ抵抗によるブリーダ抵抗Ｒ２とダイオードｄ2 用いた正電圧ブリーダ回路５を接続すると共に、その相互接続部Ｋに図２のＫのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地と生体に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給する。
【００３９】
ただし、本発明による上記生体印加交流は、周波数が６０Ｈｚ〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する高電圧の正弦波交流を前記各ブリーダ抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値比率を２対１に設定することで、波高値比率が１対３の生体印加交流となしたので、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に対して前記導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に、上記周波数で滑らかに変化する生体印加交流で、常時治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発生を確実に防止できた。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対して通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。
【符号の説明】
【００４１】
１…正弦低周波発生回路            Ｃ…コンデンサ
２…パルス幅変調回路              Ｑ１・Ｑ２…スイッチング素子
３…高周波パルス発生回路          ｄ・ｄ1 ・ｄ2 ・Ｄ１・Ｄ２…ダイオード
４…復調回路                      Ｒ１〜Ｒ３・Ｒ０…ハイメグ抵抗
５…正電圧ブリーダ回路            Ｔ…昇圧トランス
Ｔ１…低周波トランス              ｔ1 …昇圧トランスの１次コイル
ＰＴ…パルストランス              ｔ2 …昇圧トランスの２次コイル
Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗      ｍ…導電マット
Ｌ１・Ｌ２…チョークコイル
【図１】
2014223234.tif 000003
【図２】
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【図３】
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