(57)【要約】【課題】第１端子と第３端子間に通電すると第２端子と第４端子間に磁束密度に比例する電圧を出力し、第２端子と第４端子間に通電すると第３端子と第１端子間に磁束密度に比例する電圧を出力する4端子磁気検出素子の場合、素子が持っているオフセット電圧の影響を除去する必要がある。従来の除去技術によると信号処理に遅れが発生する。【解決手段】オフセット電圧が同じ極性を持つ一方において磁束密度比例電圧が異なる極性を持つ第３端子と第４端子を交互に差動増幅器の第１入力に接続する。同様にオフセット電圧が同じ極性を持つ一方において磁束密度比例電圧が異なる極性を持つ第１端子と第２端子を交互に差動増幅器の第２入力に接続する。オフセット電圧は直流成分となり、増幅後電圧に影響しなくなる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と通電用スイッチと磁気検出素子と入力側スイッチと差動増幅器と出力側スイッチと第１出力端子と第２出力端子とスイッチ切換回路を備えており、
前記磁気検出素子は、少なくとも第１端子〜第４端子を備えており、
（１）前記第１端子と前記第３端子間に通電すると、前記第２端子と前記第４端子間に、磁束密度に比例する電圧成分と素子オフセット電圧成分を含む電圧を出力し、
（２）前記第２端子と前記第４端子間に通電すると、前記第１端子と前記第３端子間に、磁束密度に比例する電圧成分と素子オフセット電圧成分を含む電圧を出力し、
前記差動増幅器は、第１入力と第２入力と第１出力と第２出力を備えており、前記第１入力と前記第２入力間の電圧差を増幅した電圧差を前記第１出力と前記第２出力間に発生し、
前記スイッチ切換回路が、
（１）前記通電用スイッチが電源と前記第１端子を接続して前記第３端子と接地線を接続し、前記入力側スイッチが前記第４端子を前記第１入力に接続して前記第２端子を前記第２入力に接続し、前記出力側スイッチが前記第１出力を前記第１出力端子に接続して前記第２出力を前記第２出力端子に接続する状態と、
（２）前記通電用スイッチが電源と前記第２端子を接続して前記第４端子と接地線を接続し、前記入力側スイッチが前記第３端子を前記第１入力に接続して前記第１端子を前記第２入力に接続し、前記出力側スイッチが前記第１出力を前記第２出力端子に接続して前記第２出力を前記第１出力端子に接続する状態を、交互に切り換えることを特徴とする磁気検出回路。
【請求項２】
前記通電用スイッチと前記入力側スイッチと前記出力側スイッチの各々が、一方がオンすると他方がオフするスイッチ対を備えており、
前記通電用スイッチと前記入力側スイッチと前記出力側スイッチの前記スイッチ対が、同時に反転することを特徴とする請求項１の磁気検出回路。
【請求項３】
前記磁気検出素子が、５以上の端子を備えており、
そのうちの4端子に、請求項１に記載の回路が接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の磁気検出回路。
【請求項４】
前記差動増幅器の前記第１入力の前段に第１サンプルホールド回路が挿入されており、
前記差動増幅器の前記第２入力の前段に第２サンプルホールド回路が挿入されており、
前記第１サンプルホールド回路と前記第２サンプルホールド回路が、前記通電用スイッチと前記入力側スイッチの切り換え直前の値を、切り換え完了後まで保持することを特徴とする請求項２から３のいずれかの１項に記載の磁気検出回路。
【請求項５】
前記第１サンプルホールド回路と第２サンプルホールド回路と差動増幅器の間に、バッファ回路が挿入されていることを特徴とする請求項４に記載の磁気検出回路。
【請求項６】
前記スイッチ切換回路が、
（１）前記通電用スイッチが電源と前記第１端子を接続して前記第３端子と接地線を接続し、その後に、前記入力側スイッチが前記第４端子を前記第１入力に接続して前記第２端子を前記第２入力に接続し、前記出力側スイッチが前記第１出力を前記第１出力端子に接続して前記第２出力を前記第２出力端子に接続する状態と、
（２）前記通電用スイッチが電源と前記第２端子を接続して前記第４端子と接地線を接続し、その後に、前記入力側スイッチが前記第３端子を前記第１入力に接続して前記第１端子を前記第２入力に接続し、前記出力側スイッチが前記第１出力を前記第２出力端子に接続して前記第２出力を前記第１出力端子に接続する状態を、交互に切り換えることを特徴とする請求項１に記載の磁気検出回路。
【請求項７】
入力側スイッチと差動増幅器の間に、バッファ回路が挿入されていることを特徴とする請求項６に記載の磁気検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書では、少なくとも４端子を備えている磁気検出素子を利用する磁気検出回路を開示する。
【背景技術】
【０００２】
非特許文献１に開示されているように、４端子を備えている磁気検出素子が開発されている。この素子は、下記の（１）と（２）の特性を備えている。
（１）第１端子と第３端子間に通電すると、第２端子と第４端子間に磁束密度に比例する電圧差が発生し、
（２）第２端子と第４端子間に通電すると、第１端子と第３端子間に磁束密度に比例する電圧差が発生する。
ただし（１）において発生する電圧差にもオフセット電圧が重畳し、（２）において発生する電圧差にもオフセット電圧が重畳する。そこでオフセット電圧の影響を除去する必要がある。
【０００３】
非特許文献1の技術では、磁束密度に比例する電圧差をＶＨとし、オフセット電圧をＶＯＦＦとしたときに、（１）において発生する電圧差Ｖ１は、近似的にＶＨ＋ＶＯＦＦとなり、（２）において発生する電圧差Ｖ２は、近似的にＶＨ―ＶＯＦＦとなる性質を利用してオフセット電圧の影響を除去する。すなわち、Ｖ１とＶ２を加算すると、（ＶＨ＋ＶＯＦＦ）＋（ＶＨ―ＶＯＦＦ）＝２・ＶＨとなる関係を利用して、オフセット電圧の影響を除去する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】東芝レビュー Vol.65, No.1, (2010), pp27-31, Siホール素子を用いた高性能な磁気センサ、武田徹、倉島杏子、望月美穂
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の（１）と（２）は同時には起こらない。非特許文献１の技術では、時間の経過に従って（１）と（２）を交互に切換える。非特許文献１の技術では、（１）の期間において観測された電圧差Ｖ１を保持しておき、（２）の期間において観測された電圧差Ｖ２に、保持しておいた電圧差Ｖ１を加える。
観測対象である磁束密度の変化速度が低速であれば、非特許文献１の技術でも問題は生じない。しかしながら、磁束密度の変化速度が高速であると、例えば期間（１）における磁束密度が期間（２）となるまでわからないという問題が顕在化される。例えば磁束密度が所定値に達したタイミングを知るために磁束密度を計測することがあり、期間（１）における磁束密度が期間（２）となるまでわからないという問題が実用上の障害となることがある。さりとて、処理装置の応答性等の制約から、期間（１）と期間（２）の切り換え周波数を高速化するのにも限度がある。磁束密度に比例する電圧を、できるだけ遅れなく増幅する技術が必要とされている。
【０００６】
本明細書では、上記した４端子を備えている磁気検出素子がもたらすオフセット電圧の影響を、「値を保持しておいて後で利用する」という手法によらないで除去する技術を開示する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書で開示する磁気検出回路は、図４に例示するように、電源１と、通電用スイッチ２と、磁気検出素子４と、入力側スイッチ２６と、差動増幅器１７と、出力側スイッチ２８と、第１出力端子Ｔ１と、第２出力端子Ｔ２と、スイッチ切換回路３６とを備えている。
磁気検出素子４は、４端子を備えており、図４中で丸に囲まれた数字が端子番号を示している。磁気検出素子４は、下記の特性を備えている。
（１）第１端子と第３端子間に通電すると、第２端子と第４端子間に、磁束密度に比例する電圧成分と素子オフセット電圧成分を含む電圧を出力し、
（２）第２端子と第４端子間に通電すると、第１端子と第３端子間に、磁束密度に比例する電圧成分と素子オフセット電圧成分を含む電圧を出力する。
本明細書では、上記期間（１）を第１モードといい、期間（２）を第２モードという。本明細書で開示する技術は、少なくても４端子を備えている磁気検出素子に適用することができ、例えば第５端子、第６端子・・・をも備えている磁気検出素子にも適用することができる。例えば、第１端子〜第８端子のうちの第５端子〜第８端子に、本技術を適用することができる。
差動増幅器１７は、第１入力ｋと第２入力ｍと第１出力ｐと第２出力ｑを備えている。第１入力ｋと第２入力ｍ間の電圧差（ｎ）を増幅した電圧差を、第１出力ｐと第２出力ｑ間に発生させる。
スイッチ切換回路３６は、
（１ａ）通電用スイッチ２が、電源１と第１端子を接続して第３端子と接地線を接続し、
（１ｂ）入力側スイッチ２６が、第４端子を第１入力ｋに接続して第２端子を第２入力ｍに接続し、
（１ｃ）出力側スイッチ２８が、第１出力ｐを第１出力端子Ｔ１に接続して第２出力ｑを第２出力端子Ｔ２に接続する状態と、
（２ａ）通電用スイッチ２が、電源１と第２端子を接続して第４端子と接地線を接続し、
（２ｂ）入力側スイッチ２６が、第３端子を第１入力ｋに接続して第１端子を第２入力ｍに接続し、
（２ｃ）出力側スイッチ２８が、第１出力ｐを第２出力端子Ｔ２に接続して第２出力ｑを第１出力端子Ｔ１に接続する状態を交互に切り換える。
前記（１ａ）〜（１ｃ）によって前記（１）の第１モードに切換えられ、前記（２ａ）〜（２ｃ）によって前記（２）の第２モードに切換えられる。
（１ａ）〜（１ｃ）は同時でなくてもよい。（１ａ）が先行して（１ｂ）（１ｃ）が遅れてもよい。あるいは（１ａ）（１ｂ）（１ｃ）の順序であってもよい。同様に、（２ａ）が先行して（２ｂ）（２ｃ）が遅れてもよい。あるいは（２ａ）（２ｂ）（２ｃ）の順序であってもよい。（１ｃ）後に（２ａ）に切り替わり、（２ｃ）後に（１ａ）に切り換われば、第１モードと第２モードが交互に切り換えられる。
【０００８】
上記の磁気検出回路によると、入力側スイッチ２６によって、差動増幅器１７の第１入力ｋと第２入力ｍに表１に示す端子が接続され、差動増幅器１７の第１入力ｋと第２入力ｍの間の電圧差は表１に示すものとなる。
【表１】
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【０００９】
表1から明らかに、差動増幅器１７に入力される電圧差は、素子オフセット電圧に、磁束密度に比例する電圧が重畳したものとなり、重畳する磁束密度比例電圧の正負が第１モードと第２モードで反転する関係となる。すなわち、差動増幅器に入力される電圧差は、素子オフセット電圧（直流電圧分）に、磁束密度比例電圧を変調した電圧（第１モードと第２モードの切換え周波数で変調した電圧）が重畳した電圧となる。
差動増幅器１７の出力端子ｐ，ｑ間には、変調した磁束密度比例電圧を増幅した電圧差が生じる。差動増幅器１７は、差動増幅器１７が備えている帰還ＣＲの時定数で決まるハイパスフィルタとして機能することから、入力電圧に直流電圧成分（素子オフセット電圧）が重畳していても、その直流電圧の影響を受けることはない。差動増幅器１７は、磁束密度比例電圧を変調した電圧を増幅した電圧を出力する。
出力側スイッチ２８は、変調した磁束密度比例電圧を増幅した電圧を復調する。第１出力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ２間には、磁束密度比例電圧を増幅した電圧差が生じる。素子オフセット電圧の影響が、第１出力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ２に生じない。
【００１０】
本明細書で開示する磁気検出回路によると、第１モードでも第２モードでも差動増幅器１７に入力される素子オフセット電圧の符号が同一であり、素子オフセット電圧は直流成分となって入力される。そのために、差動増幅器１７の出力電圧には、素子オフセット電圧の影響が現れず、変調した磁束密度比例電圧を増幅した電圧が生じる。常時に上記の関係が得られることから、素子オフセット電圧の影響を相殺するために、モードが反転するのを待つ必要がない。時間の遅れなく、素子オフセット電圧の影響を除去することができる。
【発明の効果】
【００１１】
従来の技術では、第１モードと第２モードで素子オフセット電圧の符号が反転する関係を利用し、第１モードでの検出値を保持しておいて第２モードでの検出値に加算することで素子オフセット電圧の影響を除去する。従来の技術は、モードが反転するのを待って素子オフセット電圧の影響を除去するので、検出結果に遅れが生じる。
本明細書に開示する磁気検出回路によると、差動増幅器に入力される素子オフセット電圧の符号が第１モードと第２モードを通して同一に維持される関係を得ることによって、磁気検出素子に生じる素子オフセット電圧の影響を除去し、磁束密度比例電圧を増幅した電圧を得る。素子オフセット電圧の影響を除去するためにモードが反転するのを待つ必要がない。従ってモードの反転時間だけ検出結果に遅れが生じるという現象が生じない。
本明細書に開示する磁気検出回路によると、時間の経過とともに磁束密度が変化するような場合に、磁束密度の時間変化に遅れなく追従する検出結果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】４端子磁気検出素子と、その通電モードと、得られる電圧を説明する。
【図２】従来の磁気検出回路を示す。
【図３】従来の磁気検出回路による場合の電圧変化を示す。
【図４】実施例の磁気検出回路を示す。
【図５】実施例の磁気検出回路による場合の電圧変化を示す。
【図６】実施例の磁気検出回路による場合の電圧変化の続きを示す。
【図７】電源電圧の影響を説明する。
【図８】改良された実施例の磁気検出回路を示す。
【図９】改良された実施例で利用するサンプルホールド回路を示す。
【図１０】改良された実施例の磁気検出回路による場合の電圧変化を示す。
【図１１】改良された実施例で利用するバッファ回路を示す。
【図１２】バッファ回路で得られる効果を示す。
【図１３】改良された実施例の磁気検出回路で利用するクロック信号を示す。
【図１４】改良された他の実施例の磁気検出回路を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
下記で説明する実施例の主要な特長を以下に例示する。いずれも、本発明の技術的範囲に含まれる。
（特長１）差動増幅器は、２入力と２出力である。
（特徴２）差動増幅器は、チャージアンプである。
（特徴３）差動増幅器は、帰還ＣＲの時定数で決まる周波数よりも高周波のみを通過させるハイパスフィルタとしても機能するチャージアンプである。
（特徴４）差動増幅器は、帰還容量と、帰還容量に並列に接続されている帰還抵抗を備えている。
（特徴５）帰還抵抗の値が大きく、差動増幅器の出力電圧の変化速度が遅い。
（特徴６）帰還抵抗は、ＭＯＳで構成されており、その抵抗値はメガオーム以上である。
（特徴７）差動増幅器は、素子オフセット電圧の影響を除去した電圧差を出力する。
（特徴８）差動増幅器は、オペアンプのオフセット電圧を含む電圧を出力する。ただし、出力電圧に含まれるオペアンプのオフセット電圧は増幅されておらず、一次のＬＰＦ（ローパスフィルタ）で十分に除去できる。
（特徴９）復調した磁束密度比例電圧に残るチョッパノイズ（スパイクノイズ）を除去するサンプルホールド回路を備えている。
（特徴１０）オペアンプのオフセット電圧を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）を備えている。
（特徴１１）そのＬＰＦのカットオフ周波数は、主として熱雑音を除去する帯域に設定されており、観測可能な信号周波数の上限が高い。
（特徴１２）差分回路に、上記ＬＰＦが組み込まれている。
【実施例】
【００１４】
（４端子磁気検出素子）
実施例で用いる４端子磁気検出素子は、磁束密度に比例する電圧を出力するホール素子を利用している。図１に示すように、４端子磁気検出素子は、第１端子〜４端子（図１では、丸で囲まれた数字が端子番号を示している）を備えており、第１端子と第３端子を結ぶ線分と、第２端子と第４端子を結ぶ線分が直交する位置関係にある。
４端子磁気検出素子を磁界中においた状態で、４端子磁気検出素子の第１端子から第３端子に所定値の電流を通電すると、第４端子には（１）式で示す電圧が発生し、第２端子には（２）式で示す電圧が発生する。第１端子から第３端子に通電する状態を第１モードという。図１では、丸で囲まれていない１が、第１モードを示している。式（１）と式（２）等において、ＶＨ１は、４端子磁気検出素子の扁平面に垂直な方向に伸びる磁束密度に比例する電圧である。４端子磁気検出素子の存在位置における紙面垂直方向の磁束密度をＢとすると、ＶＨ１はＢに比例する。ＶＨ１の値からＢの値を決定することができる。磁束密度Ｂの値が時間に対して変動すれば、ＶＨ１の値も時間に対して変動する。
【００１５】
式（１）等に示すように、４端子磁気検出素子の出力電圧には、ＶＨ１の他に、ＶＯＦＦ１とＶＩＮ１０が含まれている。ＶＩＮ１０は、第４端子電圧と第２端子電圧の平均電圧である。ＶＩＮ１０は、時間に対して変化しない。ＶＩＮ１０の値は、第４端子電圧と第２端子電圧を検出した結果判明する値である。ＶＩＮ１０は、第４端子電圧にも第２端子電圧にも等しく重畳する。ＶＯＦＦ１は、第４端子電圧には正の値が重畳し、第２端子電圧には負の値が重畳する。この値を本明細書では、素子オフセット電圧という。ＶＯＦＦ１は、第１モードでの素子オフセット電圧である。
【００１６】
磁界中においた４端子磁気検出素子の第２端子から第４端子に所定値の電流を通電すると、第１端子には（３）式で示す電圧が発生し、第３端子には（４）式で示す電圧が発生する。第２端子から第４端子に通電する状態を第２モードという。図１では、丸で囲まれていない２が、第２モードを示している。式（３）と式（４）等において、ＶＨ２は４端子磁気検出素子の扁平面に垂直な方向に伸びる磁束密度に比例する電圧であり、ＶＩＮ２０は第３端子電圧と第１端子電圧の平均電圧であり、ＶＯＦＦ２は、第２モードでの素子オフセット電圧である。
【００１７】
４端子磁気検出素子の場合、第１モードと第２モードでの通電電流値が等しく、第１モードと第２モードでの磁束密度が等しい場合、ＶＨ１＝ＶＨ２となる。磁束密度の変化速度に比して高速に第１モードと第２モードを切換えれば、（５）式に示すように、ＶＨ１＝ＶＨ２となる。また、第１モードと第２モードでの素子オフセット電圧に関しては、（６）式に示すように、ＶＯＦＦ１＝−ＶＯＦＦ２の関係となる。ＶＩＮ１０とＶＩＮ２０は、等しいとは限られないが、ＶＩＮ１０，ＶＩＮ２０ともに時間に対して変化しない。
（５）式に示すように、ＶＨ１＝ＶＨ２＝ＶＨとし、（６）式に示すように、ＶＯＦＦ１＝−ＶＯＦＦ２＝ＶＯＦＦとすると、第１モードでの第４端子電圧と第２端子電圧、ならびに、第２モードでの第１端子電圧と第３端子電圧は、式（１ａ）〜（４ａ）に示すものとなる。
図１のグラフは、磁束密度Ｂが時間に対して正弦波の波形で変化する場合に、（１ａ）〜（４ａ）に示される第１〜第４端子電圧の変化を示している。図１では図示の明瞭化のために第１モードと第２モードの切換え周期を実際よりも長時間化して表示している。実際には、もっと高速で切換える。
【００１８】
図２は、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの影響を排除して磁束密度比例電圧ＶＨを増幅する従来の処理回路を示している。非特許文献１に記載されている技術を、後記する実施例と対比可能となるように具体化したものである。
図２において、参照番号１は一定電流を供給する定電流回路である。参照番号４は４端子磁気検出素子である。参照番号２は通電用スイッチであり、スイッチＳ１がオンするとスイッチＳ２はオフし、スイッチＳ１がオフするとスイッチＳ２はオンする。図示しない切換え回路が、短時間間隔でスイッチＳ１をオン・オフ・オン・・・させ、スイッチＳ２をオフ・オン・オフ・・・させる。
スイッチＳ１がオンすると、４端子磁気検出素子４の第１端子から第３端子に一定の電流が通電される（第１モードとなる）。スイッチＳ２がオンすると、４端子磁気検出素子の第２端子から第４端子に一定の電流が通電される（第２モードとなる）。
【００１９】
参照番号６，８は、サンプルホールド回路である。サンプルホールド回路６は、スイッチＳ１を介して第４端子に接続されており、スイッチＳ１がオフの間、スイッチＳ１がオフする直前のタイミングにおける第４端子の電圧（第１モードの第４端子電圧）を保持する。サンプルホールド回路８は、スイッチＳ１を介して第２端子に接続されており、スイッチＳ１がオフの間、スイッチＳ１がオフする直前のタイミングにおける第２端子の電圧（第１モードの第２端子電圧）を保持する。
参照番号１０，１２は加算回路である。加算回路１０は、スイッチＳ２を介して第１端子に接続されており、サンプルホールド回路６にも接続されている。加算回路１０は、スイッチＳ２がオフする直前のタイミング（スイッチＳ１がオンする直前タイミング）における第１端子の電圧（第２モードの第１端子電圧）に、サンプルホールド回路６に保持されている電圧を加算した電圧を出力する。加算回路１２は、スイッチＳ２を介して第３端子に接続されており、サンプルホールド回路８にも接続されている。加算回路１２は、スイッチＳ２がオフする直前のタイミング（スイッチＳ１がオンする直前タイミング）における第３端子の電圧（第２モードの第３端子電圧）に、サンプルホールド回路８に保持されている電圧を加算した電圧を出力する。サンプルホールド回路６，８でサンプルホールドするタイミングと、加算回路１０，１２で加算するタイミングの間には、第１モードと第２モードを切換える周期の１／２だけの遅れ時間が生じる。
【００２０】
図３（ａ）に示す水平の実線は、サンプルホールド回路６に保持されている電圧を示している。図３（ｂ）に示す黒丸は、加算回路１０で加算する一方の電圧（第２モードの第１端子電圧）を示し、図３（ａ）に示す黒丸は、加算回路１０で加算するもう一方の電圧（第１モードの第４端子電圧）を示している。図３（ｃ）の黒丸は、加算回路１０で加算された結果を示している。なお、磁束密度Ｂの時間変化に対する第１モードと第２モードの関係が、図１と図３では逆転している。磁束密度Ｂの時間変化とモードの切り換えタイミングの関係は、制約されない。図３（ａ）に示すように、第４端子の電圧は、平均電圧ＶＩＮ１０に、プラスの素子オフセット電圧ＶＯＦＦの１／２と、磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。図３（ｂ）に示すように、第１端子の電圧は、平均電圧ＶＩＮ２０に、マイナスの素子オフセット電圧−ＶＯＦＦの１／２と、磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。したがって、図３（ｃ）に示すように、加算回路１０の出力電圧は、ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０＋２×ＶＨ（磁束密度比例電圧）となり、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの影響が除去される。実際には、ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０が電源電圧範囲から外れる可能性がある。そこで、加算回路１０は、図３（ａ）で黒丸で示した電圧の半値と図３（ｂ）で黒丸で示した電圧の半値を加算する。加算回路１０の出力電圧は、（ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０）／２＋ＶＨである。
同様に、図３（ｄ）に示す水平の実線は、サンプルホールド回路８に保持されている電圧を示している。図３（ｅ）に示す黒丸は、加算回路１２で加算する一方の電圧（第２モードの第３端子電圧）を示し、図３（ｄ）に示す黒丸は、加算回路１２で加算するもう一方の電圧（第１モードの第２端子電圧）を示している。図３の（ｆ）の黒丸は、加算回路１２で加算された結果を示している。図３の（ｄ）に示すように、第２端子の電圧は、平均電圧ＶＩＮ１０に、マイナスの素子オフセット電圧−ＶＯＦＦの１／２と、マイナスの磁束密度比例電圧−ＶＨを加算した値である。図３の（ｅ）に示すように、第３端子の電圧は、平均電圧ＶＩＮ２０に、プラスの素子オフセット電圧ＶＯＦＦの１／２と、マイナスの磁束密度比例電圧−ＶＨを加算した値である。したがって、図３（ｆ）に示すように、加算回路１２の出力電圧は、ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０−２×ＶＨ（磁束密度比例電圧）となり、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの影響が除去される。実際には、ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０が電源電圧範囲から外れる可能性がある。そこで、加算回路１２は、図３（ｄ）で黒丸で示した電圧の半値と図３（ｅ）で黒丸で示した電圧の半値を加算する。加算回路１０の出力電圧は、（ＶＩＮ１０＋ＶＩＮ２０）／２−ＶＨである。
図３（ｇ）は、図３（ｃ）と図３（ｆ）の電圧差を示しており、プラス２×ＶＨＭＡＸとマイナス２×ＶＨＭＡＸの間で反転する交流電圧となる。オペアンプ１６は、その交流電圧を増幅した電圧を出力する。オペアンプ１６の増幅後電圧からＶＨ（磁束密度比例電圧）の値を特定でき、さらには磁束密度Ｂの値を特定することができる。
【００２１】
図２のオペアンプ１６の出力電圧は、ＶＨ（磁束密度比例電圧）を増幅した電圧に、アンプオフセット電圧が重畳した電圧となる。非特許文献１の技術では、アンプオフセット電圧の影響を除去するために、スイッチＳＡとスイッチＳＢを利用した入力側スイッチ１４と出力側スイッチ１８を利用している。スイッチＳＡがオンするとスイッチＳＢがオフし、スイッチＳＡがオフするとスイッチＳＢがオンする。図示しない切換え回路が、短時間間隔でスイッチＳＡをオン・オフ・オン・・・させ、スイッチＳＢをオフ・オン・オフ・・・させる。スイッチＳＡ，ＳＢの切換え周期は、スイッチＳ１，Ｓ２の切換え周期に等しくてもよいし、異なっていてもよい。
【００２２】
スイッチＳＡがオンしている間の（ｈ）における電圧差は、Ｇ×ＶＨ＋Ｇ×ＶＡＭＰＯＦＦ（アンプオフセット電圧）となる。参照番号２２は、サンプルホールド回路であり、スイッチＳＡがオフする直前のタイミングにおける電圧差（ｈ）を保持する。ＳＢがオンしている間の（ｈ）における電圧差は、＋Ｇ×ＶＨ−Ｇ×ＶＡＭＰＯＦＦとなる。参照番号２４は、スイッチＳＢがオフする直前のタイミングにおける電圧差（Ｇ×ＶＨ−Ｇ×ＶＡＭＰＯＦＦ）に、サンプルホールド回路２２に保持されている電圧（Ｇ×ＶＨ＋Ｇ×ＶＡＭＰＯＦＦ）を加算した電圧を出力する加算回路である。加算回路２４の出力電圧は２×Ｇ×ＶＨとなり、ＶＡＭＰＯＦＦ（アンプオフセット電圧）の影響が除去される。
【００２３】
図２に示す従来の処理回路によると、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの影響を除去できるものの、そのためにはスイッチＳ１がオフしてから次にスイッチＳ２がオフするまでの間処理を待たなければならない。スイッチＳ１，Ｓ２の切換え周期の半周期分だけ処理が遅れる。
回転体に固定した磁石が磁気検出素子の近傍を通過する際に発生する磁束密度の経時的変化を検出して回転角等を検出する場合、磁束密度の変化速度が高速となる。スイッチＳ１，Ｓ２の切換え周期は回路を構成する部品の特性によって制約され、むやみと高速化することはできない。磁束密度の変化周期に対してスイッチＳ１，Ｓ２の切換え周期を十分に短くできないことがあり、検出遅れが問題となることがある。下記の実施例はそれに対応するものである。
【００２４】
（実施例）
図４は、実施例の処理回路を示している。図２と同様の部材については同一の参照番号を付して重複説明を省略する。
定電流回路１と、４端子磁気検出素子４と、通電用スイッチ２の関係は、図２と同じである。図４の回路では、サンプルホールド回路６，８と、加算回路１０，１２を利用しない。入力側スイッチ２６と４端子磁気検出素子４の間の接続関係は、図２のものと相違している。図２では、入力側スイッチ２６が、第１端子と第４端子を切換え、第２端子と第３端子を切換えるのに対し、図４では、入力側スイッチ２６が、第１端子と第２端子を切換え、第３端子と第４端子を切換える。図２では、通電用スイッチ２の切換え周期と、入力側スイッチ１４と出力側スイッチ１８の切換え周期が相違していてもよかったが、図４では、通電用スイッチ２と入力側スイッチ２６と出力側スイッチ２８の切換え周期を揃える。ただし、後記する実施例に例示されるように、位相差の存在は許容される。図４は、位相差が存在しない場合を例示している。本実施例では、通電用スイッチ２と入力側スイッチ２６と出力側スイッチ２８のそれぞれが、スイッチＳ１とスイッチＳ２を備えている。本実施例では、オペアンプ１６と、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２等によって全差動増幅器１７が構成されている。全差動増幅器１７は容量型であり、チャージアンプとして動作する。帰還抵抗Ｒ１が帰還容量Ｃ２に並列に接続されており、帰還抵抗Ｒ２が帰還容量Ｃ４に並列に接続されている。帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２はＤＣバイアス点を安定化させる。
【００２５】
スイッチ切換回路３６は、通電用スイッチ２と入力側スイッチ２６と出力側スイッチ２８のそれぞれを切換える。スイッチ切換回路３６は、通電用スイッチ２と入力側スイッチ２６と出力側スイッチ２８のそれぞれに含まれているスイッチＳ１をオンさせるとスイッチＳ２をオフさせ、スイッチＳ１をオフさせるとスイッチＳ２をオンさせる。スイッチ切換回路３６は、短時間間隔でスイッチＳ１をオン・オフ・オン・・・させ、スイッチＳ２をオフ・オン・オフ・・・させる。本実施例では、第１モードと第２モードを、５００ｋＨｚで切り換える。
【００２６】
通電用スイッチ２のスイッチＳ１がオンすると、４端子磁気検出素子４の第１端子から第３端子に一定の電流が通電され、第１モードとなる。通電用スイッチ２のスイッチＳ２がオンすると、４端子磁気検出素子４の第２端子から第４端子に一定の電流が通電され、第２モードとなる。
実施例の回路では、入力側スイッチ２６の接続関係が図２から変えられている。第１モードでは、第４端子電圧が差動増幅回路１７の第１入力ｋに入力され、第２端子電圧が差動増幅回路１７の第２入力ｍに入力される。第２モードでは、第３端子電圧が差動増幅回路１７の第１入力ｋに入力され、第１端子電圧が差動増幅回路１７の第２入力ｍに入力される。従来の回路では必要とされたサンプルホールド回路６，８や、加算回路１０，１２は不要である。
【００２７】
図５の（ｋ）は、差動増幅回路１７の第１入力ｋにおける電圧を示している。第１モードでは第４端子電圧が入力され、第２モードでは第３端子電圧が入力される。第１モードの第４端子電圧は、第４端子電圧と第２端子電圧の平均電圧ＶＩＮ１０に、プラスの素子オフセット電圧ＶＯＦＦの１／２と、プラスの磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。第２モードの第３端子電圧は、第３端子電圧と第１端子電圧の平均電圧ＶＩＮ２０に、プラスの素子オフセット電圧ＶＯＦＦの１／２と、マイナスの磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。
図５の（ｍ）は、差動増幅回路１７の第２入力ｍにおける電圧を示している。第１モードでは第２端子電圧が入力され、第２モードでは第１端子電圧が入力される。第１モードの第２端子電圧は、第４端子電圧と第２端子電圧の平均電圧ＶＩＮ１０に、マイナスの素子オフセット電圧−ＶＯＦＦの１／２と、マイナスの磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。第２モードの第１端子電圧は、第３端子電圧と第１端子電圧の平均電圧ＶＩＮ２０に、マイナスの素子オフセット電圧−ＶＯＦＦの１／２と、プラスの磁束密度比例電圧ＶＨを加算した値である。
【００２８】
図５の（ｎ）は、図４の（ｎ）に示す電圧差を示している。第１モードでは、第４端子電圧と第２端子電圧の電圧差となる。第４端子電圧と第２端子電圧には、同じ平均電圧ＶＩＮ１０が重畳しているために、電圧差から平均電圧ＶＩＮ１０の影響が除去される。その一方、第４端子電圧にはプラスの素子オフセット電圧の１／２が重畳し、第２端子電圧にはマイナスの素子オフセット電圧の１／２が重畳しているために、電圧差には素子オフセット電圧ＶＯＦＦが残留している。第１モードの電圧差（ｎ）は、２×ＶＨ＋ＶＯＦＦとなる。第２モードでは、第３端子電圧と第１端子電圧の電圧差となる。第３端子電圧と第１端子電圧には、同じ平均電圧ＶＩＮ２０が重畳しているために、電圧差から平均電圧ＶＩＮ２０の影響が除去される。その一方、第３端子電圧にはプラスの素子オフセット電２の１／２が重畳し、第１端子電圧にはマイマスの素子オフセット電圧の１／２が重畳しているために、電圧差には素子オフセット電圧ＶＯＦＦが残留している。第２モードの電圧差（ｎ）は、−２×ＶＨ＋ＶＯＦＦとなる。図５（ｎ）に示すグラフは、電圧差（ｎ）の時間的変化を示している。電圧差（ｎ）は、素子オフセット電圧ＶＯＦＦを平均値とし、モードの切換えに追従して、平均値よりも大きな電圧となる状態と平均値よりも小さな電圧となる状態の間で反転する。図５（ｎ）に示すグラフは、磁束密度Ｂが時間に対して正弦波の波形で変化する場合に観測される電圧差を示している。電圧差（ｎ）は、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの直流電圧成分に、磁束密度比例電圧を第１モードと第２モードの切換え周波数で変調した電圧が重畳したものとなる。
【００２９】
オペアンプ１６の一方の出力ｐには、電圧差（ｎ）を増幅した電圧が発生し、他方の出力ｑには、それを反転した電圧が発生する。ただし、差動増幅器１７は、帰還コンデンサＣ２，Ｃ４と、帰還コンデンサＣ２に並列に接続されている帰還抵抗Ｒ１と、帰還コンデンサＣ４に並列に接続されている帰還抵抗Ｒ２を備えており、増幅時に、低周波電圧ないし直流電圧成分を除去してしまう。差動増幅器１７は、帰還コンデンサと帰還抵抗を利用するチャージアンプであることから、ハイパスフィルタとして機能する。差動増幅器１７は、電圧差（ｎ）に含まれる電圧のうち、時間に対して変動しない直流電圧成分については増幅せず、時間に対して変動する交流電圧のみを増幅する。
詳しくは本出願人らが先に出願した特願２０１１−０２２１０６号の明細書と図面に記載されているように、第１モードと第２モードに切換えに応じて符号を反転する増幅後信号を復調すると、第１モードと第２モードに切換え周波数に対応する誤差が重複する。その誤差を低減するには、帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２がメガオームのオーダを持つ大抵抗値を持つのが有利である。本実施例では、ＭＯＳを利用して大抵抗値を実現している。本出願人らが先に出願した特願２０１１−５６７４４号の明細書と図面に記載されているように、ＭＯＳを利用すると高抵抗を小型化することができる。
正確にいうと、差動増幅器１７の出力電圧には、第１モードと第２モードに切換えに応じて符号を反転する増幅後信号に、オペアンプ１６のアンプオフセット電圧が重畳している。ただし、チャージアンプで差動増幅器１７を構成しているために、アンプオフセット電圧は増幅されない。差動増幅器１７の出力電圧に重畳するアンプオフセット電圧は、ミリボルトのオーダであり、熱雑音以下のレベルである。
【００３０】
図６の（ｐ）は、差動増幅器１７の第１出力ｐの電圧を示している。図５の（ｎ）の波形を増幅した波形となっている。図５の（ｎ）では含まれていた素子オフセット電圧ＶＯＦＦは、直流電圧成分であるので増幅後電圧に影響しない。代わって、オペアンプ１６の基準電圧ＶＲＥＦに、アンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦを加えた電圧レベルを中心に変動する。基準電圧ＶＲＥＦは、オペアンプ１６を駆動する電源電圧を抵抗分圧したものであり、電源電圧の１／２に等しい。アンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦは、前記したように、増幅されていない微小電圧である。
図６の（ｑ）は、差動増幅器１７の第２出力ｑの電圧を示している。図５の（ｎ）の波形を増幅して反転した波形となっている。図５の（ｎ）では含まれていた素子オフセット電圧ＶＯＦＦは、直流電圧成分であるので増幅後電圧に影響しない。代わって、オペアンプ１６の基準電圧ＶＲＥＦから、アンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦを減じた電圧レベルを中心に変動する。図６（ｑ）の基準電圧ＶＲＥＦは、図６（ｐ）の基準電圧ＶＲＥＦに等しい。図６（ｑ）のアンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦは、図６（ｐ）のアンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦと大きさが同じで、符号が反転している。
【００３１】
出力側スイッチ２８は、磁束密度比例電圧（入力側スイッチ２６で変調されている）を復調する。図６の（ｒ）は、図４の（ｒ）における電圧を示し、図６の（ｓ）は、図４の（ｓ）における電圧を示している。
【００３２】
正確にいうと、図６（ｒ）と図６（ｓ）の電圧には、第１モードと第２モードの切換えに同期して符号が反転するアンプオフセット電圧ＶＡＭＰＯＦＦの影響が生じる。ただしその大きさは、前記したように、増幅されておらず、熱雑音以下の微小電圧であり、無視できる大きさである。図６（ｒ）と図６（ｓ）では、無視している。
図６の（ｒ）と（ｓ）に示す電圧には、変調用のスイッチ（入力側スイッチ２６）と、復調用のスイッチ（出力側スイッチ２８）の切換えタイミングに生じるノイズ（いわゆるチョッパノイズ）が重複している。
本実施例では、チョッパノイズの除去用に、サンプルホールド機能を備えた回路３０，３２を利用する。回路３０，３２の詳細は、本出願人が先に出願した特願２０１１−０２２１０６号の明細書と図面に詳細に記載されており、重複説明を省略する。特願２０１１−０２２１０６号の明細書と図面に記載されている事項は、本出願の明細書と図面の一部を構成する。
【００３３】
図６の（ｔ）は、回路３０，３２によって得られる処理内容を図示している。回路３０，３２は、ホールド回路を内蔵しており、スイッチＳ１とＳ２が反転するタイミングｔ２の直前タイミングｔ１における電圧ＶＴを短時間の間（例えばスイッチＳ１とＳ２が反転する周期の１／４よりも短い期間）だけ保持する。保持時間が終了すると、回路３０，３２の出力電圧は、保持電圧から入力電圧に一致するように変化する。回路３０，３２を利用すると、チョッパノイズを除去できる。
【００３４】
図４の回路３４は、ローパスフィルタ機能を備えている差分回路であり、電圧（ｔ）−電圧（ｕ）の電圧を出力する。図６の（ｖ）は、差分回路３４が出力する電圧を示しており、基準電圧ＶＲＥＦを中心に、磁束に比例する電圧が重畳している。磁束に比例する電圧からは、第１モードと第２モードを切換えてから変調することで生じやすいチョッパノイズが除去されており、磁束に比例して変化する。差分回路３４が備えているローパスフィルタは、熱雑音を除去する高周波帯域に設定できる。ローパスフィルタを備えている回路３４を利用しているけれども、そのカットオフ周波数を高く設定できることから、磁束密度の高速度変化まで処理することができる。
【００３５】
図４に示すように、差動増幅器１７はコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４と、コンデンサＣ２に並列接続されている抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ４に並列接続されている抵抗Ｒ２
を利用するチャージアンプで構成することが好ましい。チャージアンプであると、磁気検出素子４のオフセット電圧が直流成分となるようにすることでオフセット電圧の影響を除去することができる。また、アンプオフセット電圧を増幅することがなく、アンプオフセット電圧の影響を除去する回路が必要とされない。
ただし、帰還コンデンサと並列に抵抗を接続した方式のチャージアンプでなければならないというものではない。例えば、Japanese Journal of Applied Physics, Vol. 46, No.4B, 2007, pp.2252-2256, “0.6V Supply Complementary Metal Oxide Semiconductor Amplifier Using Noise Reduction Technique of Autozeroing and Chopper Stabilization”に、スイッチトキャパシタ方式のチャージアンプが開示されている。この方式のチャージアンプを用いても、素子オフセット電圧の影響を除去することができる。
【００３６】
重要なことは、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に、素子オフセット電圧ＶＯＦＦの影響が除去されており、しかも磁束密度比例電圧ＶＨからの時間遅れが短い電圧を得ることである。第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に上記の電圧差が得られれば、その後の処理回路は、様々に設計することができる。本実施例では、差動増幅器１７の入力端子に素子オフセット電圧ＶＯＦＦが直流成分となって印加される一方において、磁束密度比例電圧は変調されて印加されるように、磁気検出素子４と差動増幅器１７の結線関係を切換えることで前者の目的を達成している。保持回路６，８や加算回路１０，１２が不要となっており、時間遅れを短くすることができる。
【００３７】
上記実施例では、第１モードと第２モードを切換えて用いる場合を具体的に説明した。
２モード切換えによって、素子オフセット電圧の影響を除去する。しかしながら、２モード切換えによって除去できる素子オフセット電圧は、磁気検出素子の通電量に比例する成分に限られる。磁気検出素子の通電量の二乗に比例する素子オフセット電圧等の影響を除去するには、４モードあるいは８モードといった多モード切換え技術を用いるのが有用である。例えば、４端子を備えた磁気検出装置で、第１端子から第３端子に通電する第１モードと、第２端子から第４端子に通電する第２モードと、第３端子から第１端子に通電する第３モードと、第４端子から第２端子に通電する第４モードを実現することができる。そのような場合でも、２モード切換え技術を適用することが可能である。例えば、第１・第２モード間に本発明の技術を適用すること、あるいは第３・第４モード間に本発明の技術を適用することができる。全体としては４モードあるいは８モード切換え技術でありながら、そのうちの一部に、本明細書で開示する２モード切換え技術が実施される場合もある。本出願の請求項は、そのよう場合にも適用される。
【００３８】
図５の（ｋ）に示したように、差動増幅器１７の第１入力ｋには、第４端子電圧と第３端子電圧が交互に入力する。第１モードで入力する第４端子電圧は、図１の式（１ａ）で示すものであり、第２モードで入力する第３端子電圧は、図１の式（４ａ）で示すものである。実際に、スイッチＳ１、Ｓ２の特性によっては、差動増幅器１７の第１入力ｋに、式（１ａ）で示す電圧と式（４ａ）で示す電圧が交互に入力する。同様に、差動増幅器１７の第２入力ｍに、式（２ａ）で示す電圧と式（３ａ）で示す電圧が交互に入力する。その場合には、図４の回路で問題はない。
【００３９】
しかしながら、スイッチＳ１、Ｓ２の特性によっては、スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時に電源電圧が影響することがある。図７のグラフ７２は、差動増幅器１７の第１入力ｋに入力される電圧の時間変化を示している。ここでは、磁束密度の変化速度に対して十分に高速にスイッチＳ１，Ｓ２が切り換えられる場合を例示しており、磁束密度比例電圧ＶＨは一定であるとして図示している。図４から明らかに、スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時にスイッチＳ１，Ｓ２の双方がオンすると、第１入力ｋは接地される。グラフ７２は、第１モードでの第４端子の電圧から第２モードでの第３端子の電圧に変化するまでの間に過渡的に接地電圧に変化し、第２モードでの第３端子の電圧から第１モードでの第４端子の電圧に変化するまでの間に過渡的に接地電圧に変化する様子を示している。図７のグラフ７４は、差動増幅器１７の第２入力ｍに入力される電圧の時間変化を示している。図４から明らかに、スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時にスイッチＳ１，Ｓ２の双方がオンすると、第２入力ｍに電源電圧ＶＣＣが印加される。グラフ７４は、第１モードでの第２端子の電圧から第２モードでの第１端子の電圧に変化するまでの間に過渡的に電源電圧ＶＣＣに変化し、第２モードでの第１端子の電圧から第１モードでの第２端子の電圧に変化するまでの間に過渡的に電源電圧ＶＣＣに変化する様子を示している。
【００４０】
図７の（ｎ）は、第１入力ｋと第２入力ｍの間の電圧差を示している。スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時にスイッチＳ１，Ｓ２の双方がオンする現象が生じると、電圧差は一旦は−ＶＣＣとなり、その後に、式（１ａ）に示す第４端子電圧から式（２ａ）に示す第２端子電圧を減じた値となる（第１モードになった場合）。あるいは、一旦は−ＶＣＣとなり、その後に、式（４ａ）に示す第３端子電圧から式（３ａ）に示す第１端子電圧を減じた値となる（第２モードになった場合）。差動増幅器１７は、その電圧差を増幅した電圧を出力する。差動増幅器１７の出力には、過渡期間の影響が現れてしまい、計測誤差をもたらす。あるいは、過渡期間の影響によって、差動増幅器１７に差動増幅器１７で扱える範囲外の電圧が印加されたり、出力電圧が飽和してしまって回路のリセット処理が必要とされるといった状況が出現する。
【００４１】
スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時にスイッチＳ１，Ｓ２の双方がオンする現象が生じ、差動増幅器１７の出力電圧に過渡的に電源電圧ＶＣＣまたは接地電圧の影響が生じる場合には、図８の改良を施すことが好ましい。
【００４２】
図８の回路では、図４の回路に対して、参照番号３６，３８，４０に示す回路が付加されている。図４と共通部分については重複説明を省略する。
参照番号３６は、サンプルホールド回路であり、スイッチＳ１がオフする直前の電圧（第１モードでの第４端子電圧）を、スイッチＳ２がオンして第２モードでの第３端子電圧が入力されるようになるまで保持するとともに、スイッチＳ２がオフする直前の電圧（第２モードでの第３端子電圧）を、スイッチＳ１がオンして第１モードでの第４端子電圧が入力されるようになるまで保持する。参照番号３８も、サンプルホールド回路であり、スイッチＳ１がオフする直前の電圧（第１モードでの第２端子電圧）を、スイッチＳ２がオンして第２モードでの第１端子電圧が入力されるようになるまで保持するとともに、スイッチＳ２がオフする直前の電圧（第２モードでの第１端子電圧）を、スイッチＳ１がオンして第１モードでの第２端子電圧が入力されるようになるまで保持する。
【００４３】
図９は、サンプルホールド回路３６の回路構成を示している。サンプルホールド回路３８についても同じである。以下は回路３６について説明する。
クロック信号ＣＬＫ２Ｂは、（ｂ）に示すように、スイッチＳ１がオフして第２モードに移行する直前のタイミングｔ１でローとなり、スイッチＳ２がオンして第２モードでの第３端子電圧が安定して入力され始めるタイミングｔ２でハイとなり、スイッチＳ２がオフして第１モードに移行する直前のタイミングｔ３でローとなり、スイッチＳ１がオンして第１モードでの第４端子電圧が安定して入力され始めるタイミングｔ４でハイとなる。
クロック信号ＣＬＫ２Ｂがハイの間は、スイッチＭ１がオンし、ＩＮに入力される電圧がそのままＯＵＴに出力される。スイッチＳ２がオンして第２モードに移行し、第３端子電圧が安定して入力され始めたら（タイミングｔ２以降）第３端子電圧がそのまま出力される。同様に、スイッチＳ１がオンして第１モードに移行し、第４端子電圧が安定して入力され始めたら（タイミングｔ４以降）第４端子電圧がそのまま出力される。
クロック信号ＣＬＫ２Ｂがローの間は、スイッチＭ１がオフし、ＯＵＴにコンデンサＣＨの電圧が出力される。コンデンサＣＨの電圧は、スイッチＭ１がオフする直前にＩＮに入力していた電圧に等しい。タイミングｔ１からｔ２の間は、タイミングｔ１でＩＮに入力していた電圧（第１モードでの第４端子電圧）がＯＵＴに出力される。タイミングｔ３からｔ４の間は、タイミングｔ３でＩＮに入力していた電圧（第２モードでの第３端子電圧）がＯＵＴに出力される。
後記するように、サンプルホールド回路３６、３８の出力電圧は、ＭＯＳのゲートに印加される。そのために、サンプルホールド回路３６、３８には、ボルテージフォロアとして作動するオペアンプを組み込む必要がない。サンプルホールド回路３６、３８は、簡単な回路構成で足りる。
【００４４】
スイッチＭ１はＭＯＳ型であり、オンオフの際にゲートに帯電している電荷量が変化し、その電荷量の変化がコンデンサＣＨの電圧に影響を与える。その影響を除去するためにダミースイッチＭ２が設けられている。ダミースイッチＭ２は、クロック信号ＣＬＫ２Ｂを反転したクロック信号ＣＬＫ２で動作し、スイッチＭ１によってコンデンサＣＨの電荷が減少するタイミングではダミースイッチＭ２がコンデンサＣＨに電荷を注入し、スイッチＭ１によってコンデンサＣＨの電荷が増加するタイミングではダミースイッチＭ２がコンデンサＣＨの電荷を減少させる。なお、ダミースイッチＭ２は電荷の注入放出には関与するものの、スイッチ機能は備えておらず、コンデンサＣＨとＯＵＴは常時接続されている。
【００４５】
図１０のグラフ９２は、サンプルホールド回路３６の出力電圧を示している。スイッチＳ１，Ｓ２の切り換え時に生じる接地電圧の影響が除去され、第１モードでの第４端子電圧と第２モードでの第３端子電圧が交互に入力する。同様に、サンプルホールド回路３８の出力電圧（グラフ９４）からも、スイッチＳ１，Ｓ２の切り換え時に生じる電源電圧の影響が除去され、第１モードでの第２端子電圧と第２モードでの第１端子電圧が交互に入力する。
図１０の（ｎ）は、第１入力ｋと第２入力ｍの間の電圧差を示している。スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時に生じる電源電圧・接地電圧の影響が除去され、第１モードにおける第４端子電圧と第２端子電圧の電圧差から、第２モードにおける第３端子電圧と第１端子電圧の電圧差にスムースに変化する。素子オフセット電圧（ＶＯＦＦ）を中心に、正の磁束密度比例電圧が重畳する期間（第１モードとそれに続くスイッチの切り換え期間）と、負の磁束密度比例電圧が重畳する期間（第２モードとそれに続くスイッチの切り換え期間）が交互に到来する。前記したように、差動増幅器１７は、直流電圧成分（素子オフセット電圧（ＶＯＦＦ））を除去し、時間に対して変化する電圧差を増幅することから、差動増幅器１７は、磁束密度比例電圧ＶＨを増幅した電圧を出力する。本実施例によると、素子オフセット電圧（ＶＯＦＦ）の影響を除去し、電源電圧（ＶＣＣ）の影響を除去し、接地電圧（ＧＲＤ）の影響を除去することができる。
【００４６】
図８の参照番号４０はバッファ回路であり、その詳細が図１１に示されている。ここでＶｂはバイアス電圧であり、電源電圧Ｖｃｃと接地電圧ＧＲＤの間に設定されている。バイアス電圧Ｖｂは、バッファ回路４０内の上段のＭＯＳに、一定電流を流す大きさに設定されている。ＩＮ＋には、サンプルホールド回路３６の出力電圧ＯＵＴが入力し、ＩＮ−には、サンプルホールド回路３８の出力電圧ＯＵＴが入力し、ＯＵＴ＋は、差動増幅回路１７の第１入力ｋに接続され、ＯＵＴ−は、差動増幅回路１７の第２入力ｍに接続される。
バッファ回路４０は、ソースフォロア回路であり、磁気検出素子４の抵抗と、差動増幅器１７の入力容量（Ｃ１，Ｃ３）を分離する。バッファ回路４０を付加すると、差動増幅器１７に至るまでの入力インピーダンスが低下し、差動増幅器１７の第１入力ｋと第２入力ｍに入力される電圧の時間に対する応答性が向上する。本実施例では、入力インピーダンスが、１０ｋΩのレベルから１０Ωのレベルに低下した。
図１２は、第１モードから第２モードに移行する際に第１入力ｋに入力される電圧の時間変化を示している。「保持」は、サンプルホールド回路３６がホールドしている期間を示す。保持時間が終了すると、第１入力ｋに入力される電圧は、第１モードでの第４端子電圧から第２モードでの第３端子電圧に変化する。
【００４７】
グラフ９８は、バッファ回路４０を利用しない場合を示し、第１モードでの第４端子電圧から第２モードでの第３端子電圧に変化するのに時間を要する。グラフ９６は、バッファ回路４０を利用した場合を示し、短時間のうちに第２モードでの第３端子電圧に移行する。バッファ回路を用いることで、モード切り換えに伴う過渡期間が短くなり、磁束密度の決定に有用な電圧が検出できるようになるまでの待機時間を短くすることができ、検出遅れ時間を短くすることができる。また磁束密度の決定に有用な電圧を計測できる期間が長くなる。
【００４８】
サンプルホールド回路３０，３２のサンプル期間は、サンプルホールド回路３６，３８のサンプル期間内に設定することが好ましい。例えば、サンプルホールド回路３０，３２によって、図９（ｂ）のＢに示す期間の電圧を有効とし、Ｂ以外の期間ではホールドするようにする。そうすることによって、モード切り換え時に生じるリプルの影響も、復調時に生じるリプルの影響も除去することができる。
図１３（ａ）は、スイッチＳ１、Ｓ２を切り換えるクロックＣＬＫ信号を示している。（ｂ）は、サンプルホールド回路３６，３８に指示するクロック信号ＣＬＫ２を示している。クロック信号ＣＬＫ２がハイの間はホールドし、ローの間は入力電圧を出力する。（ｃ）は復調装置（出力側スイッチ）に指示するクロック信号ＣＬＫ３を示している。(ｄ)は、サンプルホールド回路３０，３２に指示するクロック信号ＭＡＳＫ３を示している。クロック信号がハイの間はホールドし、ローの間は入力電圧を出力する。入力電圧を出力する期間をサンプリング期間という。サンプルホールド回路３０，３２のサンプリング期間Ｔ１、Ｔ２では、サンプルホールド回路３６，３８が現時点での磁束密度比例電圧VＨを決定することを可能とする電圧を出力しており、スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時に生じる電源電圧・接地電圧の影響が除去されており、復調タイミングに生じるリプルも消失している期間に相当する。サンプリング期間Ｔ１、Ｔ２で測定値は、その時点の磁束密度比例電圧VＨを決定することを可能とする。図８、図１３に示す回路によると、素子オフセット電圧、電源電圧、接地電圧、復調時のリプル等の影響を除去し、その時点での磁束密度比例電圧VＨを時間遅れなく計測することを可能とする。本実施例では、サンプルホールド回路を利用する。そのサンプルホールド回路は、ホールドしておいた値を後で利用するものでなく（そういう利用方法だと時間遅れが生じる）、ノイズやリップルの影響を除去するためのものである。期間Ｔ１、Ｔ２では、磁束密度を時間遅れなく測定することができる。
【００４９】
バッファ回路４０は、サンプルホ−ルド回路３６，３８が不要な場合にも有用である。サンプルホ−ルド回路３６，３８は付加されていないがバッファ回路４０は付加されている実施例も有用である。例えば、図１４は、モードを切り換える通電用スイッチＳ１、Ｓ２と、磁束密度比例電圧を変調する入力用スイッチＳ３，Ｓ４を、別のタイミングで切り換えることで、通電用スイッチＳ１、Ｓ２の切り換え時に、差動増幅器に入力する電圧に電源電圧等が影響するのを防止する実施例を示している。この実施例では、サンプルホ−ルド回路３６，３８は付加されていないがバッファ回路４０は付加されている。
図１４の回路では、クロック信号ＣＬＫ１でスイッチＳ１を切り換え、それを反転したクロック信号ＣＬＫ１Ｂ（その波形は図示されていない）でスイッチＳ２を切り換える。入力用スイッチＳ３，Ｓ４に指示するクロック信号を生成するために、クロック信号ＣＬＫ２Ｂを用意する。クロック信号ＣＬＫ１とクロック信号ＣＬＫ２Ｂから、クロック信号ＣＬＫ４を生成し、そのクロック信号ＣＬＫ４でスイッチＳ３を切り換える。図示しないクロック信号ＣＬＫ１Ｂとクロック信号ＣＬＫ２Ｂからクロック信号ＣＬＫ５を生成し、そのクロック信号ＣＬＫ５でスイッチＳ４を切り換える。
【００５０】
本実施例によると、モードの切り換えに伴う電源電圧や接地電圧の影響がなくなった後の電圧をバッファ回路４０に入力するために、サンプルホ−ルド回路３６，３８は必要とされない。その場合でも、バッファ回路４０を利用し、差動増幅器１７に入力する電圧の時間に対する変化速度を高速化するのが有効である。
【００５１】
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
また下記に記載する特許請求の範囲の技術的範囲は、実施例に限定されない。実施例はあくまで実施例を例示するものである。
【符号の説明】
【００５２】
１：電源
２：通電用スイッチ
４：磁気検出素子
２６：入力側スイッチ
１６：オペアンプ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４：帰還コンデンサ
１７：差動増幅器
２８：出力側スイッチ
Ｔ１：第１出力端子
Ｔ２：第２出力端子
３６：スイッチ切換回路
Ｓ１，Ｓ２：一方がオンすると他方がオフするスイッチ
３０，３２：サンプルホールド回路
３４：ローパスフィルタ回路を備えている差分回路
３６，３８：サンプルホールド回路
４０：バッファ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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