(57)【要約】【課題】本発明は半導体集積回路に外付けされる部品点数を削減するモータドライバ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。【解決手段】直流モータが逆起電力を発生する逆起電力発生期間を指示する指示信号を生成する信号生成部４３〜４８，Ｃｔと、指示信号の示す逆起電力発生期間に直流モータで発生した逆起電力により電源電圧に生じた電圧変動を検出し、電源電圧から、検出した電圧変動を除去する除去部４１，４２，Ｃｒ，Ｍ５と、除去部より高速動作で電源電圧を所定電圧以下に制限する制限部５１，Ｍ５とを有する。【選択図】      図１
2014209815.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源を供給され直流モータを駆動する半導体集積回路のモータドライバ装置であって、
前記直流モータが逆起電力を発生する逆起電力発生期間を指示する指示信号を生成する信号生成部と、
前記指示信号の示す逆起電力発生期間に前記直流モータで発生した逆起電力により電源電圧に生じた電圧変動を検出し、前記電源電圧から、検出した前記電圧変動を除去する除去部と、
前記除去部より高速動作で前記電源電圧を所定電圧以下に制限する制限部と、
を有することを特徴とするモータドライバ装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータドライバ装置において、
前記除去部は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して前記電源電圧に生じた電圧変動を検出し、
前記制限部は、前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する
ことを特徴とするモータドライバ装置。
【請求項３】
請求項２記載のモータドライバ装置において、
前記制限部は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する
ことを特徴とするモータドライバ装置。
【請求項４】
請求項１記載のモータドライバ装置において、
前記除去部は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して前記電源電圧に生じた電圧変動を検出し、
前記制限部は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する
ことを特徴とするモータドライバ装置。
【請求項５】
電源を供給され直流モータを駆動する半導体集積回路のモータドライバ装置の制御方法であって、
前記直流モータが逆起電力を発生する逆起電力発生期間を指示する指示信号を生成し、
前記指示信号の示す逆起電力発生期間に前記直流モータで発生した逆起電力により電源電圧に生じた電圧変動を検出し、前記電源電圧から、検出した前記電圧変動を除去し、
また、前記電圧変動の除去より高速動作で前記電源電圧を所定電圧以下に制限する
ことを特徴とするモータドライバ装置の制御方法。
【請求項６】
請求項５記載のモータドライバ装置の制御方法において、
前記電圧変動の検出は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して行い、
前記電源電圧の制限は、前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて行う
ことを特徴とするモータドライバ装置の制御方法。
【請求項７】
請求項６記載のモータドライバ装置の制御方法において、
前記電源電圧の制限は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて行う
ことを特徴とするモータドライバ装置の制御方法。
【請求項８】
請求項５記載のモータドライバ装置の制御方法において、
前記電圧変動の検出は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して行い、
前記電源電圧の制限は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを比較した比較結果に応じて行う
ことを特徴とするモータドライバ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流モータを駆動するモータドライバ装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は従来のモータドライバ装置の一例の構成図を示す。図６において、モータドライバ装置１０は電気機器１１に装着されて使用される。電気機器１１内には直流電源１２及び集積回路（ＩＣ）１３が設けられている。端子１４，１５は直流電源１２の正極端子と負極端子に接続されている。
【０００３】
モータドライバ装置１０はモータドライバＩＣ２０を有しており、端子１４，１５はモータドライバＩＣ２０の電源端子ＶＤＤと接地端子ＧＮＤに接続されている。モータドライバＩＣ２０はブリッジ構成のｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４を用いて、端子２１，２２間に両端を接続された直流モータ２３の巻線に電流を流し、直流モータ２３の回転駆動を行う。
【０００４】
つまり、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオン、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオフして端子２１，２２の向きで直流モータ２３に電流を流す第１状態と、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオン、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオフして端子２２，２１の向きで直流モータ２３に電流を流す第２状態と、を交互に切替えて直流モータ２３の回転駆動を行う。なお、上記の切替えタイミングを得るために、図示しないホール素子等の回転位相の検出素子が用いられる。
【０００５】
ところで、モータ駆動装置として、例えば特許文献１に記載のような技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００９−２７８７３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図６の従来回路では、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオン、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオフして端子２１，２２の向きで直流モータ２３に電流を流す第１状態から、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオン、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオフして端子２２，２１の向きで直流モータ２３に電流を流す第２状態に切替わるタイミングで、直流モータ２３の巻線のインダクタが逆起電力を発生する。この逆起電力による電源端子ＶＤＤへの電流が逆接続防止用のダイオードＤ１で阻止されると、モータドライバＩＣ２０の電源端子ＶＤＤの電圧が上昇してモータドライバＩＣ２０の耐圧を超えてしまうおそれがある。この電源端子ＶＤＤの電圧が耐圧を超えることを防止するためには、ツェナーダイオードＺＤ１を追加し、また、電源端子ＶＤＤの電圧上昇を遅延させるために、通常のバイパスコンデンサＣ１より大容量のデカップリングコンデンサＣ２を追加する必要があり、モータドライバＩＣ２０に外付けされる部品点数が多くなるという問題があった。
【０００８】
本発明は、上記の点に鑑みなされたものであり、半導体集積回路に外付けされる部品点数を削減するモータドライバ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一実施態様によるモータドライバ装置は、電源を供給され直流モータ（２３）を駆動する半導体集積回路のモータドライバ装置であって、
前記直流モータが逆起電力を発生する逆起電力発生期間を指示する指示信号を生成する信号生成部（４３〜４８，Ｃｔ）と、
前記指示信号の示す逆起電力発生期間に前記直流モータで発生した逆起電力により電源電圧に生じた電圧変動を検出し、前記電源電圧から、検出した前記電圧変動を除去する除去部（４１，４２，Ｃｒ，Ｍ５）と、
前記除去部より高速動作で前記電源電圧を所定電圧以下に制限する制限部（５１，Ｍ５）と、を有する。
【００１０】
好ましくは、前記除去部（４１，４２，Ｃｒ，Ｍ５）は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して前記電源電圧に生じた電圧変動を検出し、
前記制限部（５１，Ｍ５）は、前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する。
【００１１】
好ましくは、前記制限部は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する。
【００１２】
好ましくは、前記除去部（４１，４２，Ｃｒ，Ｍ５）は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して前記電源電圧に生じた電圧変動を検出し、
前記制限部（５２，５３，Ｃｒ２，Ｍ５）は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを比較した比較結果に応じて前記電源電圧を制限する。
【００１３】
本発明の一実施態様によるモータドライバ装置の制御方法は、電源を供給され直流モータを駆動する半導体集積回路のモータドライバ装置の制御方法であって、
前記直流モータが逆起電力を発生する逆起電力発生期間を指示する指示信号を生成し、
前記指示信号の示す逆起電力発生期間に前記直流モータで発生した逆起電力により電源電圧に生じた電圧変動を検出し、前記電源電圧から、検出した前記電圧変動を除去し、
また、前記電圧変動の除去より高速動作で前記電源電圧を所定電圧以下に制限する。
【００１４】
好ましくは、前記電圧変動の検出は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して行い、
前記電源電圧の制限は、前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて行う。
【００１５】
好ましくは、前記電源電圧の制限は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧と前記所定電圧とを比較した比較結果に応じて行う。
【００１６】
好ましくは、前記電圧変動の検出は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを差動増幅して行い、
前記電源電圧の制限は、前記指示信号の示す逆起電力発生期間以外で保持した前記電源電圧と前記指示信号の示す逆起電力発生期間の前記電源電圧とを比較した比較結果に応じて行う。
【００１７】
なお、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、図示の態様に限定されるものではない。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、半導体集積回路に外付けされる部品点数を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明のモータドライバ装置の第１実施形態の構成図である。
【図２】モータドライバ装置各部の信号波形図である。
【図３】モータドライバ装置各部の信号波形図である。
【図４】モータドライバ装置各部の信号波形図である。
【図５】本発明のモータドライバ装置の第２実施形態の構成図である。
【図６】従来のモータドライバ装置の一例の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について説明する。
【００２１】
＜モータドライバ装置の第１実施形態＞
図１は本発明のモータドライバ装置の第１実施形態の構成図を示す。図１において、図６と同一部分には同一符号を付す。モータドライバ装置３０は、直流モータ２３を除き全体が半導体集積回路化されており、モータドライバ装置３０自体がモータドライバＩＣである。モータドライバ装置３０は図示しない電気機器に装着されて使用される。この電気機器内の直流電源１２の正極端子は逆接続時の保護用のダイオードＤ１を介して端子１４に接続され、直流電源１２の負極端子は端子１５に接続されている。また、端子１４は電圧変動を吸収するためのバイパスコンデンサＣ１を介して接地されている。
【００２２】
端子１４，１５にはモータドライバ装置３０の電源端子ＶＤＤと接地端子ＧＮＤが接続される。モータドライバ装置３０はブリッジ構成のｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４を用いて、端子２１，２２間に両端を接続された直流モータ２３の巻線に電流を流し、直流モータ２３の回転駆動を行う。
【００２３】
つまり、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオン、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオフして端子２１，２２の向きで直流モータ２３に電流を流す第１状態と、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオン、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオフして端子２２，２１の向きで直流モータ２３に電流を流す第２状態と、を交互に切替えて直流モータ２３の回転駆動を行う。
【００２４】
なお、上記の切替えタイミングを得るために、図示しないホール素子等の回転位相の検出素子が用いられる。この検出素子の検出信号からＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４のゲートに供給される駆動信号ＶＧＨ１，ＶＧＬ２と、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに供給される駆動信号ＶＧＬ１，ＶＧＨ２が生成される。なお、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４それぞれはバックゲートがソースに接続されてソース，ドレイン間にはボディダイオード（寄生ダイオード）Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４が形成されており、逆起電力による電源端子ＶＤＤへの電流はこのボディダイオードを経て供給される。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ３のドレインは電源端子ＶＤＤつまり端子１４に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ４のソースは直接もしくは抵抗Ｒ５を介して接地される。
【００２５】
＜第１制御部＞
モータドライバ装置３０は、ブリッジ構成のＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の他に、第１制御部４０と第２制御部５０を有している。第１制御部４０は、電源端子ＶＤＤと接地との間の直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に非反転入力端子を接続された差動増幅器４１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点と差動増幅器４１の反転入力端子との間に接続されたアナログスイッチ４２と、差動増幅器４１の反転入力端子と接地との間に設けられたコンデンサＣｒと、端子４３から信号ＴＤＥＡＤを供給されて遅延する４段のインバータ４４〜４７及び電流源４８及びコンデンサＣｔよりなる波形整形部と、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ５を有している。
【００２６】
ここで、例えばモータ相切替信号が図２（Ａ）に示すような矩形信号である場合、信号ＴＤＥＡＤは図２（Ｂ）に示すように、モータ相切替信号の立ち上がり及び立ち下がりを含む期間にハイレベルとなる信号である。信号ＴＤＥＡＤはホール素子等の検出素子の検出信号から生成されたものであり、例えば駆動信号ＶＧＨ１，ＶＧＬ２と駆動信号ＶＧＬ１，ＶＧＨ２が同時にハイレベルとなるのを回避するために使用される一般的な信号である。なお、ＶＧＬ１，ＶＧＨ２が同時にハイレベルとなるのを回避するのはＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の経路又はＭ３，Ｍ４の経路で貫通電流が流れるのを防止するためである。
【００２７】
電流源４８及びコンデンサＣｔはインバータ４４の出力が立ち上がるのを遅延し、図２（Ｂ）に示す信号ＴＤＥＡＤに対し、インバータ４４の出力波形は図２（Ｃ）に示すような波形となる。これにより、インバータ４７の出力波形は図２（Ｄ）に示すように直流モータ２３が逆起電力を発生する逆起電力発生期間をハイレベルで示す信号であり、差動増幅器４１とアナログスイッチ４２の制御端子に供給される。
【００２８】
アナログスイッチ４２はインバータ４７の出力信号がローレベルのときにオンし、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電源端子ＶＤＤの分圧電圧をコンデンサＣｒに保持する。アナログスイッチ４２はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときにオフし、コンデンサＣｒに保持された分圧電圧を差動増幅器４１の反転入力端子に供給する。
【００２９】
差動増幅器４１はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときに差動増幅動作を行う。図２（Ａ）に示すモータ相切替信号の立ち上がり時と立ち下がり時には、直流モータ２３の巻線のインダクタが逆起電力を発生するため、電源端子ＶＤＤの電圧は図２（Ｅ）に示すように逆起電力による変動Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が発生する。
【００３０】
なお、図２（Ｄ）に示すインバータ４７の出力波形のローレベル期間、つまり期間〜ｔ１，期間ｔ２〜ｔ３，期間ｔ４〜ｔ５，期間ｔ６〜においては、図２（Ｅ）に示す電源端子ＶＤＤの分圧電圧がコンデンサＣｒに保持されている。差動増幅器４１の動作期間はインバータ４７の出力波形のハイレベル期間、つまり期間ｔ１〜ｔ２，期間ｔ３〜ｔ４，期間ｔ５〜ｔ６であり、差動増幅器４１は図２（Ｅ）の変動Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と同様な電圧波形を出力する。差動増幅器４１の出力はｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに供給される。ＭＯＳトランジスタＭ５はソースを接地され、ドレインを電源端子ＶＤＤに接続されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ５は図２（Ｅ）の変動Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に応じたソース電流Ｉｏを流すことで上記の変動Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を吸収し、電源端子ＶＤＤの電圧を平坦にするように動作する。
【００３１】
＜第２制御部＞
第２制御部５０は、電源端子ＶＤＤと接地との間の直列接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に非反転入力端子を接続されたコンパレータ５１を有している。コンパレータ５１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。基準電圧Ｖｒｅｆは直流電源１２の電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧より高く、かつ、モータドライバ装置３０の半導体集積回路の耐圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧した電圧よりわずか低い電圧である。
【００３２】
コンパレータ５１は電源端子ＶＤＤの分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えた期間にハイレベルの検出信号を生成してＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに供給する。ＭＯＳトランジスタＭ５はコンパレータ５１から検出信号を供給される期間にオンして、電源端子ＶＤＤの電圧を半導体集積回路の耐圧未満の所定電圧に制限する。
【００３３】
コンパレータ５１は差動増幅器４１に比して非常にゲインが大きいため、差動増幅器４１より高速動作を行う。このため、変動Ｐ１等のピーク値が高くなり、差動増幅器４１では変動Ｐ１等のピーク値に追従できず、変動Ｐ１等を吸収できない場合が生じても、電源端子ＶＤＤの分圧電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えた場合に高速に追従してＭＯＳトランジスタＭ５をオンして、電源端子ＶＤＤの電圧を半導体集積回路の耐圧未満に制限することが可能となる。
【００３４】
＜変動のピーク値が低い場合＞
図３に変動のピーク値が低い場合のモータドライバ装置各部の信号波形図を示す。図３（Ａ）に示すモータ相切替信号と、図３（Ｂ）に実線で示す駆動信号ＶＧＨ１，ＶＧＬ２と破線で示す駆動信号ＶＧＬ１，ＶＧＨ２に対し、インバータ４７の出力する電圧ＶＢは図３（Ｃ）に示すような波形となる。また、直流モータ２３の巻線のインダクタが発生する逆起電力による電流は図３（Ｄ）に示すような波形となる。ここで、逆起電力による電流Ｐ１０のピーク値は低く、電源端子ＶＤＤの電圧における図３（Ｅ）に示す変動Ｐ１１のピーク値は半導体集積回路の耐圧Ｖｔｈ未満である。
【００３５】
図３（Ｅ）の変動Ｐ１１により、差動増幅器４１の出力電圧は図３（Ｆ）に示すようになり、ＭＯＳトランジスタＭ５は図３（Ｇ）に示す波形のソース電流Ｉｏを流し、電源端子ＶＤＤの電圧を平坦にするように動作する。
【００３６】
＜変動のピーク値が高い場合＞
図４に変動のピーク値が高い場合のモータドライバ装置各部の信号波形図を示す。図４（Ａ）に示すモータ相切替信号と、図４（Ｂ）に実線で示す駆動信号ＶＧＨ１，ＶＧＬ２と破線で示す駆動信号ＶＧＬ１，ＶＧＨ２に対し、インバータ４７の出力する電圧ＶＢは図４（Ｃ）に示すような波形となる。また、直流モータ２３の巻線のインダクタが発生する逆起電力による電流Ｐ２０は図４（Ｄ）に示すような波形となる。ここで、逆起電力による電流Ｐ２０のピーク値が高く、電源端子ＶＤＤの電圧における図４（Ｅ）に示す変動のピーク値は半導体集積回路の耐圧Ｖｔｈを超えることになる。しかし、変動のピーク値が半導体集積回路の耐圧Ｖｔｈを超える前にコンパレータ５１から図４（Ｇ）に示すハイレベルの検出信号が出力され、ＭＯＳトランジスタＭ５がオンして電源端子ＶＤＤの電圧は半導体集積回路の耐圧Ｖｔｈ未満となるよう制限される。
【００３７】
これにより、電源端子ＶＤＤの電圧は図４（Ｅ）に示すように耐圧Ｖｔｈ未満に制限され、また、差動増幅器４１の出力電圧は図４（Ｆ）に示すようになり、ＭＯＳトランジスタＭ５のゲート電圧ＶＧは図４（Ｆ）と図４（Ｇ）を合成した図４（Ｈ）に示す波形となる。このため、ＭＯＳトランジスタＭ５は図４（Ｉ）に示す波形のソース電流Ｉｏを流し、電源端子ＶＤＤの電圧を平坦にするように動作する。
【００３８】
このように、半導体集積回路化されたモータドライバ装置３０内に第１制御部４０と第２制御部５０を設けることで、従来必要とされていたツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２と、大容量のデカップリングコンデンサＣ２などの外付け部品を削減することが可能となる。
【００３９】
なお、上記実施形態において、インバータ４７の出力する直流モータ２３が逆起電力を発生する期間をハイレベルで示す信号をコンパレータ５１の制御端子に供給し、コンパレータ５１をインバータ４７出力がハイレベルである逆起電力発生期間にのみ動作させるように構成しても良い。
【００４０】
＜モータドライバ装置の第２実施形態＞
図５は本発明のモータドライバ装置の第２実施形態の構成図を示す。図５において、図１と同一部分には同一符号を付す。この第２実施形態では、図１に対し第２制御部５０の構成が異なっている。
【００４１】
モータドライバ装置３０は全体が半導体集積回路化されており、モータドライバ装置３０自体がモータドライバＩＣである。モータドライバ装置３０は図示しない電気機器に装着されて使用される。この電気機器内の直流電源１２の正極端子は逆接続時の保護用のダイオードＤ１を介して端子１４に接続され、直流電源１２の負極端子は端子１５に接続されている。また、端子１４は電圧変動を吸収するためのバイパスコンデンサＣ１を介して接地されている。
【００４２】
端子１４，１５にはモータドライバ装置３０の電源端子ＶＤＤと接地端子ＧＮＤが接続される。モータドライバ装置３０はブリッジ構成のｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４を用いて、端子２１，２２間に両端を接続された直流モータ２３の巻線に電流を流し、直流モータ２３の回転駆動を行う。
【００４３】
つまり、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオン、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオフして端子２１，２２の向きで直流モータ２３に電流を流す第１状態と、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３をオン、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオフして端子２２，２１の向きで直流モータ２３に電流を流す第２状態と、を交互に切替えて直流モータ２３の回転駆動を行う。
【００４４】
なお、上記の切替えタイミングを得るために、図示しないホール素子等の回転位相の検出素子が用いられる。この検出素子の検出信号からＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４のゲートに供給される駆動信号ＶＧＨ１，ＶＧＬ２と、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３のゲートに供給される駆動信号ＶＧＬ１，ＶＧＨ２が生成される。なお、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４それぞれはバックゲートがソースに接続されてソース，ドレイン間にはボディダイオード（寄生ダイオード）Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４が形成されており、逆起電力による電源端子ＶＤＤへの電流はボディダイオードを経て供給される。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ３のドレインは電源端子ＶＤＤつまり端子１４に接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ４のソースは直接もしくは抵抗Ｒ５を介して接地される。
【００４５】
＜第１制御部＞
モータドライバ装置３０は、ブリッジ構成のＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４の他に、第１制御部４０と第２制御部５０を有している。第１制御部４０は、電源端子ＶＤＤと接地との間の直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に非反転入力端子を接続された差動増幅器４１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点と差動増幅器４１の反転入力端子との間に接続されたアナログスイッチ４２と、差動増幅器４１の反転入力端子と接地との間に設けられたコンデンサＣｒと、端子４３から信号ＴＤＥＡＤを供給されて遅延する４段のインバータ４４〜４７及び電流源４８及びコンデンサＣｔよりなる波形整形部と、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ５を有している。
【００４６】
電流源４８及びコンデンサＣｔはインバータ４４の出力が立ち上がるのを遅延し、インバータ４７の出力波形は信号ＴＤＥＡＤの立ち下がりを遅延した波形となる。これにより、インバータ４７の出力波形は直流モータ２３が逆起電力を発生する逆起電力発生期間をハイレベルで示す信号であり、差動増幅器４１とアナログスイッチ４２の制御端子、更に、コンパレータ５２とアナログスイッチ５３の制御端子に供給される。
【００４７】
アナログスイッチ４２はインバータ４７の出力信号がローレベルのときにオンし、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電源端子ＶＤＤの分圧電圧をコンデンサＣｒに保持する。アナログスイッチ４２はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときにオフし、コンデンサＣｒに保持された分圧電圧を差動増幅器４１の反転入力端子に供給する。
【００４８】
差動増幅器４１はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときに比較動作を行う。モータ相切替信号の立ち上がり時と立ち下がり時には、直流モータ２３の巻線のインダクタが逆起電力を発生するため、電源端子ＶＤＤの電圧は逆起電力による変動が発生する。なお、インバータ４７の出力波形のローレベル期間には、電源端子ＶＤＤの分圧電圧がコンデンサＣｒに保持されているため、差動増幅器４１は逆起電力による変動と同様な電圧波形を出力する。差動増幅器４１の出力はｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに供給される。ＭＯＳトランジスタＭ５はソースを接地され、ドレインを電源端子ＶＤＤに接続されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ５は電圧ＶＤＤの変動時にソース電流Ｉｏを流すことで上記電源端子ＶＤＤの電圧の変動を吸収し、電源端子ＶＤＤの電圧を平坦にするように動作する。
【００４９】
＜第２制御部＞
第２制御部５０は、電源端子ＶＤＤと接地との間の直列接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に非反転入力端子を接続されたコンパレータ５２と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点とコンパレータ５２の反転入力端子との間に接続されたアナログスイッチ５３と、コンパレータ５２の反転入力端子と接地との間に設けられたコンデンサＣｒ２を有している。
【００５０】
アナログスイッチ５３はインバータ４７の出力信号がローレベルのときにオンし、抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧された電源端子ＶＤＤの分圧電圧をコンデンサＣｒ２に保持する。アナログスイッチ５３はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときにオフし、コンデンサＣｒ２に保持された分圧電圧をコンパレータ５２の反転入力端子に供給する。
【００５１】
コンパレータ５２はインバータ４７の出力信号がハイレベルのときに電源端子ＶＤＤの分圧電圧とコンデンサＣｒ２の保持電圧との比較動作を行い、電源端子ＶＤＤの分圧電圧が高い場合にハイレベルの検出信号を生成してＭＯＳトランジスタＭ５のゲートに供給する。ＭＯＳトランジスタＭ５はコンパレータ５２から検出信号を供給される期間にオンして、電源端子ＶＤＤの電圧を低下させる。
【００５２】
コンパレータ５２は差動増幅器４１に比して非常にゲインが大きいため高速動作を行う。このため、電源端子ＶＤＤの電圧変動のピーク値が高くなり、差動増幅器４１では電圧変動のピーク値に追従できず、電圧変動を吸収できない場合が生じても、高速に追従してＭＯＳトランジスタＭ５をオンでき、電源端子ＶＤＤの電圧を低下させることが可能となる。
【符号の説明】
【００５３】
１２  直流電源
２１，２２  端子
２３  直流モータ
３０  モータドライバ装置
４０  第１制御部
４２，５３  アナログスイッチ
４４〜４７  インバータ
４８  電流源
５０  第２制御部
５１，５２  コンパレータ
Ｃｒ，Ｃｔ  コンデンサ
Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｄｉ３，Ｄｉ４  ダイオード
Ｍ１〜Ｍ５  ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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