(57)【要約】【課題】磁気軸受の制御電源電圧を得るのに使われていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略することで、回路の低コスト化、小型化を図った磁気軸受装置、及び該磁気軸受装置を備えた真空ポンプを提供する。【解決手段】回転体の半径方向位置と軸方向位置を検出する位置検出手段と、位置検出手段で検出された半径方向位置と軸方向位置を基に半径方向位置と軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段と、電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、電磁石を流れる電流を信号検出する電磁石電流検出手段と、電源の電圧を信号検出する電源電圧検出手段と、スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、パルス幅が、電源電圧検出手段で検出された電源の電圧及び電磁石電流検出手段で検出された電流を基に演算される。【選択図】図１
2014209016.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転体と、
該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を検出する位置検出手段と、
該半径方向位置又は該軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段と、
前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、
前記電磁石を流れる電流を検出する電磁石電流検出手段と、
前記電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、
前記パルス幅が、
前記電源電圧検出手段で検出された前記電圧及び前記電磁石電流検出手段で検出された前記電流を基に演算されるものであることを特徴とする磁気軸受装置。
【請求項２】
前記電磁石電流検出手段で検出された前記電流の電流値と電流指令値との電流誤差に基づき第１の補正演算がされ、
現在の前記パルス幅に基づき第２の補正演算がされ、
前記電磁石の抵抗分による電圧降下に基づき第３の補正演算がされ、
該第３の補正演算と前記第２の補正演算に含まれている直流分の誤差が積分により補正演算されることを特徴とする請求項１記載の磁気軸受装置。
【請求項３】
前記励磁回路の前記スイッチング素子を断接するスイッチング周波数が前記位置検出手段のキャリア周波数の偶数倍とされたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の磁気軸受装置。
【請求項４】
回転体と、
該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を検出する位置検出手段と、
該半径方向位置又は該軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段と、
前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、
前記電磁石を流れる電流を検出する電磁石電流検出手段とを備え、
前記電磁石電流検出手段が前記スイッチング素子のアース側に配置されたことを特徴とする磁気軸受装置。
【請求項５】
前記電磁石電流検出手段は、
少なくとも抵抗素子と差動増幅器からなり、
前記電磁石に流れる電流による前記抵抗素子の電圧降下によって生じる前記抵抗素子両端の電圧を前記差動増幅器に入力し、
該差動増幅器の出力電圧に基づいて、前記電磁石に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の磁気軸受装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁気軸受装置を備えたことを特徴とする真空ポンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は磁気軸受装置、及び該磁気軸受装置を備えた真空ポンプに係わり、特に磁気軸受の制御電源電圧を得るのに使われていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略することで、回路の低コスト化、小型化を図った磁気軸受装置、及び該磁気軸受装置を備えた真空ポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気軸受は半導体製造工程で使用されるターボ分子ポンプ等の回転機器に使用される。ターボ分子ポンプの磁気軸受の構成例に基づき、従来の磁気軸受励磁回路について説明する。
【０００３】
磁気軸受の構成例としてターボ分子ポンプの断面図を図４に示す。図４において、ターボ分子ポンプは、ガスを排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ…を多段に備えた回転体１０３を備える。
【０００４】
この回転体１０３を軸承するために、上側ラジアル方向電磁石１０５ａ、下側ラジアル方向電磁石１０７ａ及びアキシャル方向電磁石１０９ａを配設することにより磁気軸受が構成されている。また、上側ラジアル方向センサ１０５ｂ、下側ラジアル方向センサ１０７ｂ、アキシャル方向センサ１０９ｂを備える。
【０００５】
上側ラジアル方向電磁石１０５ａ及び下側ラジアル方向電磁石１０７ａは、それぞれの横断面図を示す図５のように構成された電磁石巻線により４個の電磁石が構成される。これらの４個の電磁石は、２個ずつ対向配置され、Ｘ軸方向及びＹ軸方向の２軸の磁気軸受を構成する。
【０００６】
詳細には、隣接する２個のコア凸部にそれぞれ巻回された電磁石巻線１１１、１１１を１組として互いに逆極性に配置することにより１つの電磁石が形成される。この電磁石は、回転体１０３を挟んで対向するコア凸部の電磁石巻線１１３、１１３による電磁石と１つの対を構成し、それぞれが回転体１０３をＸ軸の正方向又は負方向に吸引する。
【０００７】
また、Ｘ軸と直交するＹ軸方向においては、２個の電磁石巻線１１５、１１５と、これに対向する２個の電磁石巻線１１７、１１７についても、上記同様に、Ｙ軸方向について対向する電磁石として１つの対を構成する。
【０００８】
アキシャル方向電磁石１０９ａ、１０９ａは、その縦断面図を示す図６のように、回転体１０３のアーマチャ１０３ａを挟む２つの電磁石巻線１２１、１２３により、１つの対として構成される。各電磁石巻線１２１、１２３による２個の電磁石１０９ａ、１０９ａは、それぞれアーマチャ１０３ａを回転軸線の正方向又は負方向に吸引力を作用する。
【０００９】
また、上側ラジアル方向センサ１０５ｂ、下側ラジアル方向センサ１０７ｂは、上記電磁石１０５ａ、１０７ａと対応するＸＹ２軸に配置された４個のセンシングコイルからなり、回転体１０３の径方向変位を検出する。アキシャル方向センサ１０９ｂは回転体１０３の軸方向変位を検出する。これらセンサは、それぞれの検出信号を図示せぬ磁気軸受制御装置に送るように構成されている。
【００１０】
これらのセンサ検出信号に基づき、磁気軸受制御装置がＰＩＤ制御等により上側ラジアル方向電磁石１０５ａ、下側ラジアル方向電磁石１０７ａ及びアキシャル方向電磁石１０９ａ、１０９ａを構成する計１０個の電磁石の吸引力を個々に調節することにより、回転体１０３を磁気浮上支持するように構成されている。
【００１１】
次に、上述のように構成される磁気軸受の各電磁石を励磁駆動する磁気軸受励磁回路について説明する。電磁石巻線に流れる電流をパルス幅変調方式により制御する磁気軸受励磁回路の例を図７に示す。
【００１２】
図７において、１個の電磁石を構成する電磁石巻線１１１は、その一端がトランジスタ１３１を介して電源１３３の正極に接続され、他端がトランジスタ１３２を介して電源１３３の負極に接続されている。
【００１３】
そして、電流回生用のダイオード１３５のカソードが電磁石巻線１１１の一端に接続され、アノードが電源１３３の負極に接続されている。同様に、ダイオード１３６のカソードが電源１３３の正極に接続され、アノードが電磁石巻線１１１の他端に接続されている。電源１３３の正極と負極間には安定化のため電解コンデンサ１４１が接続されている。
【００１４】
また、トランジスタ１３２のソース側には電流検出回路１３９が介設され、この電流検出回路１３９で検出された電流が制御回路１３７に入力されるようになっている。
【００１５】
以上のように構成される励磁回路１１０は、電磁石巻線１１１に対応されるものであり、他の電磁石巻線１１３、１１５、１１７、１２１、１２３に対しても同じ励磁回路１１０が構成される。従って、５軸制御型磁気軸受の場合には、合計１０個の励磁回路１１０が電解コンデンサ１４１と並列に接続されている。
【００１６】
かかる構成において、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｎすると電流が増加し、両方をｏｆｆすると電流が減少する。そして、どちらか１個ｏｎするとフライホイール電流が保持される。フライホイール電流を流すことで、ヒステリシス損を減少させ、消費電力を低く抑えることができる。
【００１７】
また、高調波等の高周波ノイズを低減できる。そして、このフライホイール電流を電流検出回路１３９で測定することで電磁石巻線１１１を流れる電磁石電流ＩＬが検出可能である。制御回路１３７は、電流指令値と電流検出回路１３９による検出値とを比較してパルス幅変調による１周期内のパルス幅を決め、トランジスタ１３１、１３２のゲートに信号送出する。
【００１８】
電流指令値が検出値より大きい場合には、図８に示すように１周期Ｔｓ（例えばＴｓ＝１００μｓ）中で１回だけパルス幅時間Ｔｐに相当する時間分、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｎする。このとき電磁石電流ＩＬが増加する。
【００１９】
一方、電流指令値が検出値より小さい場合には、図９に示すように１周期Ｔｓ中で１回だけパルス幅時間Ｔｐに相当する時間分、トランジスタ１３１、１３２の両方をｏｆｆする。このとき電磁石電流ＩＬが減少する。
【００２０】
ここに、パルス幅Ｔｐは電流指令値ＩＲ、電磁石電流ＩＬ、電磁石インダクタンスＬｍ、電磁石抵抗Ｒｍ、電源電圧Ｖｄから求める。キルヒホッフの法則によれば、電磁石巻線１１１を流れる電磁石電流ＩＬと電源電圧Ｖｄの間には、数１が成立する。
【００２１】
【数１】
2014209016.tif 000003
【００２２】
従って、ＩＲ−ＩＬだけ電流値を変化させるのに必要なパルス幅Ｔｐは、数２のように求められる。
【００２３】
【数２】
2014209016.tif 000004
【００２４】
ここに、電源電圧Ｖｄは図１０に示すように、ＡＣ入力電源１よりＡＣ／ＤＣ主電源３及びＤＣ／ＤＣコンバータ５を経て低電圧化されたものである。そして、この電源電圧Ｖｄは電磁石パワーアンプ７に入力され励磁回路１１０の電源として使用されている（特許文献１参照）。
【００２５】
なお、ＡＣ／ＤＣ主電源３の出力はモータ駆動回路９にも入力されモータ１２１に電力供給されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力は小型補助電源１１に入力された後、５Ｖ、＋１５Ｖ、−１５Ｖ等の制御電源として生成され制御回路１３７に送られている。この制御回路１３７にはＤＳＰ１５（ディジタルシグナルプロセッサー）が内蔵されている。
【００２６】
このように、電源電圧ＶｄはＤＣ／ＤＣコンバータ５を経て低電圧化されたものを用いているため、ＡＣ／ＤＣ主電源３の出力電圧はモータ１２１の加速若しくは減速等の回転状態で大きく変動するが、電源電圧Ｖｄは常に安定している。
従って、従来は、電源電圧変動をあまり考慮しなくても電磁石パワーアンプ７の出力を安定に制御できた。
このように、従来の電源装置では電源電圧Ｖｄを得るのにＤＣ／ＤＣコンバータ５を搭載していたので、回路のコストが高く、寸法も大きかった。また、部品点数が多いので、故障率も高くなっていた。
【００２７】
更に、現在主流となりつつある制御装置と真空ポンプの一体型の製品では回路実装スペースが少ないので、寸法の小型化が特に重要になっている。
この点、ベアリングレスモータで、電磁石パワーアンプをＤＣ／ＤＣコンバータを介さずに主電源の高い電圧で駆動している例（特許文献２参照）もあるが、この例では特に電圧電源変動を考慮しておらず、磁気軸受の安定性が劣るおそれがあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２８】
【特許文献１】特開２００３−２９３９８０号公報
【特許文献２】特開２０１０−２００５２４号公報
【特許文献３】特開２００３−１７２３５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、磁気軸受の制御電源電圧を得るのに使われていたＤＣ／ＤＣコンバータを省略することで、回路の低コスト化、小型化を図った磁気軸受装置、及び該磁気軸受装置を備えた真空ポンプを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
このため本発明（請求項１）は、回転体と、該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を検出する位置検出手段と、該半径方向位置又は該軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段と、前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、前記電磁石を流れる電流を検出する電磁石電流検出手段と、前記電源の電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記スイッチング素子をパルス制御するパルス幅をタイミング毎に演算するパルス幅演算手段とを備え、前記パルス幅が、前記電源電圧検出手段で検出された前記電圧及び前記電磁石電流検出手段で検出された前記電流を基に演算されるものであることを特徴とする。
【００３１】
パルス幅が、電源電圧検出手段で検出された電源の電圧及び電磁石電流検出手段で検出された電流を基に演算される。このため、電圧が上がった分パルス幅の変化を減らすことができ磁気軸受制御を安定させることができる。即ち、電源電圧に応じて電磁石アンプ制御特性を変更することで、安定性の確保が可能である。
以上により、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略し、電磁石パワーアンプも高電圧の状態で駆動可能である。このため、回路の低コスト化、小型化が図れる。また、回路の故障率を減少できる。
【００３２】
また、本発明（請求項２）は、前記電磁石電流検出手段で検出された前記電流の電流値と電流指令値との電流誤差に基づき第１の補正演算がされ、現在の前記パルス幅に基づき第２の補正演算がされ、前記電磁石の抵抗分による電圧降下に基づき第３の補正演算がされ、該第３の補正演算と前記第２の補正演算に含まれている直流分の誤差が積分により補正演算されることを特徴とする。
【００３３】
第２の補正演算と第３の補正演算を行うことに伴い生ずる直流分の誤差を積分により補正演算する。即ち、ＰＷＭ制御パルス幅の予測制御の誤差により生じる電流の直流誤差を減少するため、予測制御ループとは別に積分補償項を追加する。
【００３４】
更に、本発明（請求項３）は、前記励磁回路の前記スイッチング素子を断接するスイッチング周波数が前記位置検出手段のキャリア周波数の偶数倍とされたことを特徴とする。
【００３５】
電源電圧が高電圧の場合、ＰＷＭ制御によるノイズの発生もその分大きくなることが想定される。そこで、励磁回路のスイッチング素子を断接するスイッチング周波数を位置検出手段のキャリア周波数の２倍に同期させることで位置検出手段に混入するノイズを抑制する。
以上により、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略し、電源電圧が高電圧となる場合でも安定した磁気軸受制御が行える。
【００３６】
更に、本発明（請求項４）は、回転体と、該回転体の半径方向位置又は軸方向位置を検出する位置検出手段と、該半径方向位置又は該軸方向位置を電磁石により制御する磁気軸受手段と、前記電磁石と電源との間を断接するスイッチング素子を含む励磁回路と、前記電磁石を流れる電流を検出する電磁石電流検出手段とを備え、前記電磁石電流検出手段が前記スイッチング素子のアース側に配置されたことを特徴とする。
【００３７】
スイッチング素子のアース側に電磁石電流検出手段を配置したことで、電源電圧が高電圧であった場合でも電磁石を流れる電流の検出に際して電磁石の電圧スイングの影響を受け難くできる。このため、低コストでノイズの少ない電磁石電流が得られる。
また、スイッチング素子のアース側に電磁石電流検出手段を配置したことで、電流検出時には高電圧が掛からず、高電圧に対応した電流計測手段を使用しなくても良い。
また、電磁石に掛かる電圧スイングにより、ノイズが発生するが、検出される電磁石の電流が周期的な波形であるため、正確な電流値を計測する為には、ノイズフィルタ(例えば、ローパス・フィルタ)が使用出来ない。その為、ノイズの影響を受けやすくなるおそれがあったが、本発明（請求項４）のように、電磁石電流検出手段をスイッチング素子のアース側に配置したことによって、ノイズフィルタを用いずに、低コストで精度の高い電磁石電流の取得が可能となる。
以上により、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略し、電磁石パワーアンプも高電圧の状態で駆動可能である。このため、回路の低コスト化、小型化が図れる。また、回路の故障率を減少できる。
【００３８】
更に、本発明（請求項５）は、前記電磁石電流検出手段は、少なくとも抵抗素子と差動増幅器からなり、前記電磁石に流れる電流による前記抵抗素子の電圧降下によって生じる前記抵抗素子両端の電圧を前記差動増幅器に入力し、該差動増幅器の出力電圧に基づいて、前記電磁石に流れる電流を検出することを特徴とする。
【００３９】
このことにより、電源電圧が高電圧の場合であってもノイズに影響されることなく精度の高い電磁石電流が得られる。
【００４０】
更に、本発明（請求項６）は真空ポンプの発明であって、請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁気軸受装置を備えたことを特徴とする。
【００４１】
制御装置と真空ポンプ一体型の製品の寸法を小型化することができるので、設置スペースの少ない場所にも真空ポンプを採用できる。
【発明の効果】
【００４２】
以上説明したように本発明によれば、パルス幅が、電源電圧検出手段で検出された電源の電圧及び電磁石電流検出手段で検出された電流を基に演算されるように構成したので、電圧が上がった分パルス幅の変化を減らすことができ磁気軸受制御を安定させることができる。即ち、電源電圧に応じて電磁石アンプ制御特性を変更することで、安定性の確保が可能である。
【００４３】
そして、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略し、電磁石パワーアンプも高電圧の状態で駆動可能である。このため、回路の低コスト化、小型化が図れる。また、回路の故障率を減少できる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施形態の全体ブロック図
【図２】磁気軸受励磁回路（電流検出インターフェース部分を含む）
【図３】ＫＬと電磁石電流ＩＬの関係を示す図
【図４】ターボ分子ポンプの断面図
【図５】ラジアル方向電磁石の横断面図
【図６】アキシャル方向電磁石の縦断面図
【図７】従来の磁気軸受励磁回路の例
【図８】電流指令値が検出値より大きい場合の制御を示すタイムチャート
【図９】電流指令値が検出値より小さい場合の制御を示すタイムチャート
【図１０】従来の全体ブロック図
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明の実施形態について説明する。本発明の実施形態の全体ブロック図を図１に示す。従来の全体ブロック図である図１０と比較すると分かるように、本発明の実施形態では従来備えていたＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略している。そして、ＡＣ／ＤＣ主電源３の出力電圧は低電圧化されないまま電磁石パワーアンプ７及び小型補助電源１１に直接入力されるようになっている。
【００４６】
即ち、電源電圧Ｖｄは１２０Ｖ〜１４０Ｖ程度の高電圧の状態である。このように通常運転時の１２０Ｖより１４０Ｖ程度にまで変動するのは、モータ１２１からの回生状況次第で１４０Ｖ程度まで電圧が上昇することがあるためである。
【００４７】
また、図１に示すようにこのＡＣ／ＤＣ主電源３の出力電圧である電源電圧Ｖｄは制御回路１３７のＡ／Ｄコンバータ１７に入力されてアナログ／ディジタル変換された後、ＤＳＰ１５に入力されるようになっている。制御回路１３７のＤＳＰ１５でこの電源電圧Ｖｄを基に演算されたパルス幅信号は、図２の電磁石パワーアンプ７の磁気軸受励磁回路１１０に示すトランジスタ１３１、１３２のゲートに対し信号送出されるようになっている。
【００４８】
まず、電流指令値ＩＲが検出された電磁石電流ＩＬより大きい場合（モード１）について、数１を基に制御回路１３７のソフトウェアにより展開された演算式は数３のようになる。
【００４９】
【数３】
2014209016.tif 000005
【００５０】
ここに、Ｐ（ｎ）は極性であり、ＩＬ（記号ハット）（ｎ＋１）はタイミングｎの次のタイミングにおける電磁石電流の推定値を意味する。同様に、電流指令値ＩＲが検出された電磁石電流ＩＬより小さい場合（モード２）における制御回路１３７のソフトウェアにより展開される演算式は数４のようになる。
【００５１】
【数４】
2014209016.tif 000006
【００５２】
従って、数３と数４より数５が成立する。
【００５３】
【数５】
2014209016.tif 000007
【００５４】
これより、タイミングｎにおけるパルス幅Ｔｐ（ｎ）が小だとモード１でも電流が減る。また、数６が成立する。
【００５５】
【数６】
2014209016.tif 000008
【００５６】
パルス幅Ｔｐ（ｎ＋１）をまとめなおすと、数７のようになる。
【００５７】
【数７】
2014209016.tif 000009
【００５８】
但し、ＫＡはフィードバックゲイン、電流指令値ＩＲ（ｎ＋１）はタイミングｎの次のタイミングにおける電流指令値、ＩＬ（ｎ）は今回実測された電磁石電流値である。
【００５９】
このＰ（ｎ＋１）の極性をパルス幅Ｔｐ（ｎ＋１）が正になるようにすればよい。従って、Ｐ（ｎ＋１）＞０ならばモード１とし、一方Ｐ（ｎ＋１）≦０ならばモード２とする。
【００６０】
電磁石インダクタンスＬｍはコイル巻数Ｎ、ギャップ長ｌ、ギャップ面積Ｓ、透磁率μを用いて数８のように導出される。
【００６１】
【数８】
2014209016.tif 000010
【００６２】
透磁率μはヒステリシス特性により、電磁石電流ＩＬにより大きく変化するので、パルス幅Ｔｐ（ｎ＋１）を別の形に表現すると、数９のようになる。
【００６３】
【数９】
2014209016.tif 000011
【００６４】
ＫＬはインダクタンス補正ゲインで、検出される電磁石電流ＩＬの大きさにより電磁石インダクタンスの基準値Ｌ0を補正するための補正係数である。電磁石電流ＩＬの定常電流値が大きいほど電磁石インダクタンスＬｍが減少するので、インダクタンス補正ゲインを減少させる必要がある。
【００６５】
ＫＬと電磁石電流ＩＬの関係を図３に示す。
ここに、数９中の第１項目である（ＩＲ（ｎ＋１）−ＩＬ（ｎ））×ＫＬに相当する項は、ＤＳＰ１５で演算された電流指令値ＩＲと実際に検出された電磁石電流ＩＬとの間の電流の誤差を補正する機能を有している。
【００６６】
また、数９中の第２項目であるＰ（ｎ）×Ｖｄ×Ｔｐ（ｎ）／Ｌ0に相当する項は、現在のパルス幅をもって補正して次のパルス幅を決める項である。
ＤＳＰ１５ではマイコンが一定時間毎にサンプリング的に演算している。このため、演算の時間ずれがあり、演算から次の演算の時間までの間に実際に流れている電流が変わってしまう可能性がある。その時間の間のずれをこの前回パルス幅の第２項目で補正する機能を有している。
但し、この第２項目の補正は、現在のタイミングのすぐ次のタイミングにおいて瞬時には演算結果を反映しないようにしてもよい。例えば、何サイクルか演算して、ノイズ等による影響が無いことを確認してから演算結果を反映するようにしてもよい。
【００６７】
更に、数９中の第３項目である２ＲｍＴｓＩＬ（ｎ）／Ｌ0に相当する項は、電磁石巻線１１１には現実には抵抗分があり、その抵抗分により電圧降下を生ずる。このため、その抵抗分による電圧降下を補正する機能を有している。
【００６８】
なお、数９中の第２項目、第３項目による補正は交流成分に対しては理想的に理論通りに機能する。但し、電磁石インダクタンスの基準値Ｌ0や電磁石抵抗Ｒｍは現実的には正確に規定することは難しく、製造上のばらつきや使用環境上等による理論値からの誤差が生じている。
【００６９】
このため、直流成分に対してはこの誤差がオフセット分として残ってしまう。このような数９中の第２項目、第３項目で補正を行うことにより生ずる直流誤差を数１０のように第４項目として積分項を加えることで補正する。
即ち、ＰＷＭ制御パルス幅の予測制御の誤差により生じる電流の直流誤差を減少するため、予測制御ループとは別に積分補償項を追加する。
【００７０】
【数１０】
2014209016.tif 000012
【００７１】
但し、Ｙｉ（ｎ）は数１１の通りＤＳＰ１５で演算された電流指令値ＩＲと実際に検出された電磁石電流ＩＬとの間の電流の誤差をＫｉ倍したものを各タイミング毎に蓄積したものである。
【００７２】
【数１１】
2014209016.tif 000013
【００７３】
Ｋｉは数１２に示す積分係数であり、経験的に定めるものである。ここに、サンプリング時間Ｔｓは例えば４０μｓであり、周波数ｆは例えば約１ヘルツ程度である。
【００７４】
【数１２】
2014209016.tif 000014
【００７５】
なお、このＹｉ（ｎ）については上限値、下限値を定めクランプする。また、電源電圧Ｖｄは、一定以下とならないようにクランプする。数１０で分かるように電源電圧Ｖｄを分母に有する項があるため、発振し制御不能となるのを防止するためである。
【００７６】
かかる構成において、磁気軸受をＤＳＰ１５のソフトウェアで制御する。電源電圧ＶｄをＡＤコンバータ１７でアナログ／ディジタル変換してＤＳＰ１５に取り込む。そして、数１０のように電源電圧Ｖｄに応じたＰＷＭ制御パルス幅を演算し、電磁石１１１を駆動する。
【００７７】
例えば電源電圧Ｖｄがモータ１２１のブレーキ動作により１．２倍になった場合、電源電圧Ｖｄを考慮しないで制御すると同じパルス幅で電流が１．２倍に増えてしまう。そして、制御ループのゲインが上がり磁気軸受制御が不安定になるおそれがある。
【００７８】
しかしながら、数１０で制御すると電圧が上がった分パルス幅の変化を減らすことができ磁気軸受制御が安定する。即ち、電源電圧に応じて電磁石アンプ制御特性を変更することで、安定性の確保が可能である。
【００７９】
以上により、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略し、電磁石パワーアンプ７も高電圧の状態で駆動可能である。このため、回路の低コスト化、小型化が図れる。また、回路の故障率を減少できる。更に、制御装置と真空ポンプ一体型の製品の寸法を小型化することができるので、設置スペースの少ない場所にも真空ポンプを採用できる。
【００８０】
なお、本実施形態はＤＳＰ１５のソフトウェアで構成するとして説明したが、電子回路にて構成されてもよい。
【００８１】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略し、ＡＣ／ＤＣ主電源３の高電圧をもって電源電圧Ｖｄとした場合の上側ラジアル方向センサ１０５ｂ、下側ラジアル方向センサ１０７ｂ、アキシャル方向センサ１０９ｂへの影響について考察する。
【００８２】
これらの変位センサは例えばキャリア周波数が２５ｋＨｚで駆動されている。ここに、変位センサの変位信号抽出に際しては、変位センサの変位信号を精度高く抽出するため、この変位信号に対してキャリア周波数と周波数を等しくする矩形波の同期検波パルスをもって変調する同期検波方式を採用する。
【００８３】
しかしながら、この同期検波方式による場合、基本波以外でも３倍波、５倍波・・でも感度を有する。一方、２倍波、４倍波・・では逆に感度を有しない。本実施形態の電源電圧Ｖｄは高電圧のため、ＰＷＭ制御によるノイズの発生もその分従来よりも大きいことが想定される。
【００８４】
そこで、電磁石１１１のスイッチング周波数を変位センサのキャリア周波数の２倍に同期させることで変位センサに混入するノイズを抑制する。
以上により、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略し、電源電圧Ｖｄが高電圧であった場合でも安定した磁気軸受制御が行える。
【００８５】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略し、ＡＣ／ＤＣ主電源３の高電圧をもって電源電圧Ｖｄとした場合の電磁石電流ＩＬの電流検出への影響について考察する。図２のように、トランジスタ１３２のアース側に電流検出回路１３９を配置することで、本実施形態の電源電圧Ｖｄが高電圧であった場合でも電磁石電流ＩＬの電流検出に際して電磁石１１１の電圧スイングの影響を受け難くできる。
また、この配置により、電流検出回路１３９に高電圧が掛からず、電流検出回路１３９に高電圧対策が不要となる。
電磁石１１１に掛かる電圧スイングによるノイズは検出される電磁石の電流が周期的な波形であるため、正確な電流値を計測する為には、ノイズフィルタ(例えば、ローパス・フィルタ)が使用出来ない。
しかしながら、トランジスタ１３２のアース側に電流検出回路１３９を配置することで、ノイズフィルタを使わなくてもノイズの影響を低減することが可能となる。
このため、低コストでノイズの少ない電磁石電流ＩＬが得られる。
【００８６】
また、このとき電源電圧Ｖｄが高電圧であるため、励磁回路１１０の電源電圧Ｖｄ側のアース２１にノイズが重畳すると共に、制御回路１３７側のアース２３にもノイズが重畳しアース間に電位が生じ易い状態になっている。
【００８７】
そこで、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ５を有していたときのように電流検出回路１３９より抽出した電圧をそのままＡ／Ｄコンバータに入力するのではなく、図２の磁気軸受励磁回路における電流検出インターフェース部分を見て分かるように、一旦差動増幅器２７にて電流検出回路１３９より抽出した電圧とアース２１の電圧との差をとることにした。
【００８８】
このことにより、電源電圧Ｖｄが高電圧の場合であっても、ノイズに影響されることなく精度の高い電磁石電流ＩＬが得られる。
また上記説明では、差動増幅器２７にて電流検出回路１３９より抽出した電圧とアース２１の電圧との差をとることにしたが、−電源の電圧との差をとることにしても良い。
【００８９】
なお、本発明は、本発明の精神を逸脱しない限り種々の改変を為すことができ、上述した実施形態及び各変形例は、種々組み合わせることができる。
【符号の説明】
【００９０】
１  入力電源
３  主電源
５  ＤＣ／ＤＣコンバータ
７  電磁石パワーアンプ
９  モータ駆動回路
１１  小型補助電源
１５  ＤＳＰ
１７  Ａ／Ｄコンバータ
２１、２３  アース
２７  差動増幅器
１０３  回転体
１０５ａ  上側ラジアル方向電磁石
１０５ｂ  上側ラジアル方向センサ
１０７ａ  下側ラジアル方向電磁石
１０７ｂ  下側ラジアル方向センサ
１０９ａ  アキシャル方向電磁石
１０９ｂ  アキシャル方向センサ
１１０  励磁回路
１１１  電磁石
１２１  モータ
１３１、１３２  トランジスタ
１３３  電源
１３５、１３６  ダイオード
１３７  制御回路
１３９  電流検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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