(57)【要約】【課題】安定した通信を行いつつ周波数利用効率を向上させる【解決手段】基地局装置は、端末装置から送信されたトレーニング信号に基づいて、複数のアンテナ素子で受信した信号を同位相合成するための各周波数成分に対する受信ウエイトを端末装置とアンテナ素子の組み合わせごと算出し、受信ウエイトと空間多重伝送を行う端末装置の組み合わせとに基づいて受信信号補正情報を算出する送受信ウエイト算出部と、受信した受信信号を周波数成分ごとの信号に分離し、分離した周波数成分ごとの信号に対して端末装置に対応した受信ウエイトを乗算してアンテナ素子に亘り加算合成した信号から端末装置が送信した信号を検出する受信部と、受信部において加算合成された信号を受信信号補正情報を用いて補正する受信信号補正部とを備える。【選択図】図１
2014017678.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける基地局装置であって、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理部と、
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得部と、
前記アップリンクチャネル情報取得部が取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、
前記受信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する受信ウエイト記憶部と、
前記受信ウエイト算出部が算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出部と、
前記受信信号補正情報算出部が算出した受信信号補正情報を記憶する受信信号補正情報記憶部と、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部から読み出した前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理部と、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正部と、
を備え、
前記受信信号処理部は、
前記受信信号補正部が補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出する
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項２】
請求項１に記載の基地局装置であって、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と自装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるアップリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＵｉとし、該チャネル情報ベクトルに対応した受信ウエイトベクトルをｗＵｉとした際に、
前記受信信号補正部において、
前記受信信号補正情報とは、第ｉの前記端末装置に対応する２つのベクトルの積ｗｉｈｉの逆数を成分とする行列ＷＵｄ−１と、第j（１≦j≦Ｎ、ｉ≠ｊ、jは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記受信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｗＵｉｈＵｊ／ｗＵｉｈＵｉを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＵであり、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得する加算合成信号を成分とする信号ベクトルをＲｘとおくと、
第０次の初期ベクトルδＲｘ（0）は次式（Ａ）で与えられ、
【数１】
2014017678.tif 000057
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｂ）で与えられ、
【数２】
2014017678.tif 000058
式（Ｂ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＲｘ（0）からベクトルδＲｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記受信信号処理部に出力する
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２のいずれかに記載の基地局装置であって、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と自装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるアップリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＵｉとし、該チャネル情報ベクトルに対応した受信ウエイトベクトルをｗＵｉとした際に、
前記受信信号補正部において、
前記受信信号補正情報とは、第j（１≦j≦Ｎ、ｉ≠ｊ、jは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記受信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｗＵｉｈＵｊを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＵであり、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得する加算合成信号を成分とする信号ベクトルをＲｘとおくと、
第０次の初期ベクトルδＲｘ（0）は次式（Ｃ）で与えられ、
【数３】
2014017678.tif 000059
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｄ）で与えられ、
【数４】
2014017678.tif 000060
式（Ｄ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＲｘ（0）からベクトルδＲｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記受信信号処理部に出力し、
前記第ｉ端末装置に関して前記受信ウエイト算出部にて算出されるある周波数成分の受信ウエイトｗＵｉは次式（Ｅ）で与えられる
【数５】
2014017678.tif 000061
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の基地局装置であって、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子と前記端末装置との間のアップリンクにおけるチャネル情報からダウンリンクにおけるチャネル情報を算出する際に用いるキャリブレーション係数を周波数成分ごとに記憶しているキャリブレーション係数記憶部と、
前記アップリンクチャネル情報取得部が前記端末装置ごとに算出した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報それぞれに、前記アンテナ素子及び周波数成分の組み合わせに対応するキャリブレーション係数を乗じてダウンリンクにおけるチャネル情報を算出するダウンリンクチャネル情報算出部と、
前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したダウンリンクにおける前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分の空間多重伝送のための送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部と、
前記送信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する送信ウエイト記憶部と、
前記送信ウエイト算出部が算出した前記送信ウエイトと、前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したチャネル情報とに基づいて、送信信号補正情報を算出する送信信号補正情報算出部と、
前記送信信号補正情報算出部が算出した送信信号補正情報を記憶する送信信号補正情報記憶部と、
データの送信先として選択された前記端末装置ごとに、該端末装置に送信する送信信号を生成して周波数成分ごとの信号に分離する送信信号処理部と、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記送信信号処理部が分離した周波数成分ごとの信号を、前記送信信号補正情報記憶部が記憶する送信信号補正情報に基づいて補正する送信信号補正部と、
を更に備え、
前記送信信号処理部は、
データの送信先となる前記端末装置に対応した各周波数成分の前記送信ウエイトを前記送信ウエイト記憶部から読み出し、読み出した各周波数成分の送信ウエイトを前記送信信号補正部が補正した周波数成分ごとの信号に対し乗じて複数の前記アンテナ素子から送信する
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項５】
請求項４に記載の基地局装置であって、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と該基地局装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるダウンリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＤｉ、該チャネル情報ベクトルに対応した送信ウエイトベクトルをｗＤｉとした際に、
前記送信信号補正部において、
前記送信信号補正情報とは、第ｊの前記端末装置に対応する第ｊ（１≦ｊ≦Ｎ、ｉ≠ｊ、ｊは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記送信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｈＤｉｗＤｊ／ｈＤｉｗＤｉを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＤであり、
ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記送信信号処理部が分離した周波数成分ごとの信号を成分とする信号ベクトルをＴｘとおくと、
第０次の初期ベクトルδＴｘ（0）は次式（Ｆ）で与えられ、
【数６】
2014017678.tif 000062
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｇ）で与えられ、
【数７】
2014017678.tif 000063
式（Ｇ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＴｘ（0）からベクトルδＴｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記送信信号処理部に出力する
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項６】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理ステップと、
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得ステップと、
前記アップリンクチャネル情報取得ステップにおいて取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、
前記受信ウエイト算出ステップにおいて算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶部に記憶させる受信ウエイト記憶ステップと、
前記受信ウエイト算出ステップで算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得ステップにおいて取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出ステップと、
前記受信信号補正情報算出ステップにおいて算出した受信信号補正情報を受信信号補正情報記憶部に記憶させる受信信号補正情報記憶ステップと、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部に記憶されている前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理ステップと、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理ステップにおいて取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正ステップと、
前記受信信号補正ステップにおいて補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出する信号検出ステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項７】
複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、
前記基地局装置は、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理部と、
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得部と、
前記アップリンクチャネル情報取得部が取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、
前記受信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する受信ウエイト記憶部と、
前記受信ウエイト算出部が算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出部と、
前記受信信号補正情報算出部が算出した受信信号補正情報を記憶する受信信号補正情報記憶部と、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部から読み出した前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理部と、
同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正部と、
を備え、
前記受信信号処理部は、
前記受信信号補正部が補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出する
ことを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、限られた周波数資源を用い、且つ無線伝送における伝送距離の長距離化により回線設計上の厳しい制限が強いられる環境において、送信側の総送信電力を抑えながらも受信側の受信電力ないしは信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise Power Ratio）を向上させ、省電力で大容量の効率的な伝送を可能にする基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のインターネットの普及とともに、既に全世帯の９０％にも及ぶ世帯で光ファイバを用いた回線が利用可能となっている。このようにブロードバンド化の流れは確実に進展してはいるが、実際には、光回線の敷設による採算が見込めない地域があることから、ブロードバンド・ゼロ地域の解消を如何にして実現するかという問題はなかなか解決する術が見つからない現状がある。このような光回線の敷設による採算が見込めない地域を不採算地域（条件不利地域）という。
【０００３】
このような不採算地域における対策としては、無線回線を利用することが有利とされており、例えば、ＷｉＭＡＸ（Worldwide interoperability for microwave access）（登録商標、以下同様）と呼ばれる無線規格を用いたサービスのための周波数チャネルを１０［ＭＨｚ］確保し、この周波数チャネルを用いたＷｉＭＡＸサービスを、条件不利地域を中心に適用する「地域ＷｉＭＡＸ」と呼ばれる施策が実施されている。この施策に用いられているＷｉＭＡＸでは、例えば基地局は１０［Ｗ］程度の大きな送信電力で信号送信を行い、この結果、半径３ｋｍ程度のエリアを１局でカバーすることが可能となっている。
【０００４】
一般に、見通しがきく環境では送信局と受信局の間での伝搬に伴い受信信号強度は、距離の２乗に反比例する。見通し外の場合には受信信号強度は距離の３〜４乗に反比例するようになり、回線設計上にはより厳しい制限が課せられることになる。仮に見通しを想定したとしても、伝送距離を２倍に伸ばすためには、送信電力を２２＝４倍にする必要があり、より線形性の高い送信アンプを必要とする。しかし、そのような送信アンプは高価であるとともに、そのような送信アンプを用いると、電力効率は著しく低下するため消費電力は急激に増加してしまう。
【０００５】
近年は特に環境問題が注目され、無線を含めたインフラの低消費電力化が要求されており、高出力の送信アンプを用いた非効率的な通信は好ましくない。このような問題を解決するための方法としては、例えば、非特許文献１に記載のように、複数の中継局を介在させたコヒーレント伝送が有効である。非特許文献１では、中継においては非再生中継を仮定しているが、このコヒーレント伝送のポイントは、中継の形態が「非再生中継」であるか、又は「再生中継」であるかに依存しておらず、あくまでも受信側において各信号が同位相で合成されるように送信することである。このようなコヒーレント伝送を行う場合の別の形態の１つとして、例えば非特許文献２に記載のように分散アンテナシステムがある。
【０００６】
分散アンテナシステムは、１つの制御局に場所的に分散されて設置された複数のアンテナ（厳密にはアンテナに、光・電気変換や信号増幅等を行う装置が組み合わされた無線モジュールないしはリモート基地局）が接続された構成であり、制御局と各アンテナ間は光ファイバ等で接続される。
また、他の形態として、１つの基地局に複数の中継局が無線接続された構成（無線中継システム）をとることもできる。この場合は、基地局が制御局となり、中継局がアンテナないしは無線モジュールとなり、全体として分散アンテナシステムを構成することになるが、基地局と中継局とが無線により接続される点で異なる構成である。
いずれの場合も、複数のアンテナ（中継局）が受信端末側で各信号が同位相で合成されるように送信するコヒーレント伝送を行う。以下、その詳細な説明を行う。
【０００７】
［従来技術におけるコヒーレント伝送のシステム概要］
（無線中継システム）
図２は、従来技術における無線中継システムの概要を示す図である。
同図に示すように、無線中継システムは、送信局９０１と、Ｎ１個の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１と、受信局９０３とを具備している。送信局９０１は、受信局９０３宛ての無線パケットを一旦中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１に対して送信する。中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、送信局９０１から受信した信号に対して各種受信信号処理を行い、送信局９０１が送信した無線パケットを再生（復元）する。次に、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、再生した同一の無線パケットを同時刻に受信局９０３に対して送信する。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、それぞれが送信した信号が受信局９０３において同一の位相で受信されるように、送信信号の位相を調整する。受信局９０３では、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号全てが伝送路上で合成されて受信される。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号が、受信局９０３において同程度の受信電力で受信されるとするならば、合成された後の信号は、合成される前の信号に対して振幅でＮ１倍となる。また、受信電力は、振幅の２乗に比例するため（Ｎ１）２倍となる。
【０００８】
ここで、無線中継システムにおける中継局９０２が１局の場合と、Ｎ１局の場合とで比較する。評価条件を公平にするために、１局で中継する場合には単一の中継局９０２が送信電力をＰとして送信し、Ｎ１局で中継する場合には中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１がそれぞれ送信電力をＰ／Ｎ１として（総送信電力が一定の条件）送信するものとして比較する。Ｎ１局の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信した場合、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号は伝送路で合成され、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１のいずれか１局からの受信信号に比べ、受信局９０３における受信信号の振幅はＮ１倍になり、その結果、総受信電力は（Ｎ１）２倍となる。しかし、Ｎ１局で送信した場合、１つの中継局９０２当たりの送信電力は、単一の中継局９０２で送信した場合の１／Ｎ１となっている。そのため、受信電力は、（１／Ｎ１）×（Ｎ１）２＝Ｎ１倍となる。
つまり、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１の総送信電力を一定としているにもかかわらず、１局で中継する場合と比較して受信局９０３における受信電力がＮ１倍となり、回線利得として１０×Ｌｏｇ１０Ｎ１［ｄＢ］を稼ぐことが可能になる。
【０００９】
（分散アンテナシステム）
図３は、従来技術における分散アンテナシステムの概要を示す図である。
同図に示すように、分散アンテナシステムは、協調的な通信を行う３つのセル９１１−１〜９１１−３を形成するリモート基地局９１２−１〜９１２−３と、複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と、光ファイバ９１５を介して各リモート基地局９１２−１〜９１２−３に接続された制御局９１４とを具備している。なお、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３と制御局９１４とを接続する光ファイバ９１５は、同軸ケーブルなどであってもよい。また、ここでは３つのセル９１１−１〜９１１−３と３つのリモート基地局９１２−１〜９１２−３を想定して説明を行うが、一般的には３以外の数であっても良い。
【００１０】
各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが形成するセル内に位置する各端末装置９１３−１〜９１３−６と、同一の周波数チャネルを用いて通信を行う。制御局９１４は、光ファイバ９１５を介して、リモート基地局９１２−１〜９１２−３を制御する。同一の周波数チャネルを用いた通信を行うため、各端末装置９１３−１〜９１３−６は、複数のリモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号を同時に受信することができる。例えば、端末装置９１３−４は、全てのリモート基地局９１２−１〜９１２−３から信号を受信することができる。
ここで、リモート基地局９１２−１〜９１２−３それぞれと端末装置９１３−４との間のチャネル情報が既知であれば、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが端末装置９１３−４宛てに送信する際に、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号が端末装置９１３−４において同位相となるように送信ウエイト乗算を施すことができる。この場合、端末装置９１３−４において受信される信号は、同位相合成されるので受信電力が増加する。その結果、端末装置９１３−４における通信特性が改善される。このような、同位相合成を行うための信号処理の制御は全て制御局９１４で実施され、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は制御局９１４の指示に従い動作する。
【００１１】
分散アンテナシステムにおいて、制御局９１４と各リモート基地局９１２−１〜９１２−３との間は光ファイバ９１５で接続されており、この光ファイバ９１５上で転送される信号を各リモート基地局９１２−１〜９１２−３では光／電気変換を行うことで無線回線上において送信する電気信号を生成し、信号増幅などの処理の後にこれをアンテナから送信する。このような制御を利用することで、全てのチャネル情報を把握した制御局９１４に受信側において同位相合成となるような信号処理の機能を集約し、その結果、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３における位相制御の不確定性を回避しながら通信品質の向上を図ることを可能としている。
【００１２】
なお、厳密な意味での分散アンテナシステムでは、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は同時に複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と同一周波数上で空間多重を行うマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術を利用してさらなる特性改善を図ることができる。マルチユーザＭＩＭＯ技術を利用する際の制御は、多数の送信アンテナを利用することで、端末装置９１３における希望信号の同位相合成と、異なる端末装置９１３間の干渉信号の除去のためのヌル制御とを両立しているという点を除けば、基本的にはコヒーレント伝送を基礎とした制御である。
【００１３】
［コヒーレント伝送におけるチャネルフィードバックの概要］
コヒーレント伝送を行うためには、送受信局間のチャネルの状態を把握する必要がある。これは、複数の送信局又は中継局から送信された信号が同位相で受信局に届くようにするために、送信局及び中継局において、受信局との間のチャネルの状態を把握し、チャネルの状態に応じた送信ウエイトを用いて信号を送信するためである。
【００１４】
図４は、従来技術におけるチャネルフィードバックの処理を示すフローチャートである。従来技術におけるチャネルフィードバックの方法は大別して２種類の方法がある。ここでは、フォワードリンクのチャネル推定結果を直接取得する「（Ａ）直接的な方法」と、バックワードリンクの情報を用いて換算推定する「（Ｂ）間接的な方法」とについて説明する。
【００１５】
一般的には、フォワードリンクとその逆方向のバックワードリンクのチャネル情報は一致しない。それは、フォワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせと、バックワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせが異なり、フォワードリンクのチャネル情報とバックワードリンクのチャネル情報との間で複素位相や振幅が異なるからである。
しかし、後述する換算処理（キャリブレーション処理）を実施することで、バックワードリンクのチャネル情報からフォワードリンクの情報を換算推定することが可能である。なお、以降の説明においては、先の説明における「リモート基地局」及び「中継局」を区別しない場合は「無線モジュール」と呼ぶことにする。
【００１６】
図４（Ａ）は、直接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、直接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０１）と、各無線モジュールから端末装置宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０２）。
端末装置は、各無線モジュールから送信された無線パケットを受信し、受信した無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９０３）。端末装置では、このチャネル推定結果を「制御情報収容用の無線パケット」に収容し、無線モジュールに送信する（ステップＳ９０４）。
無線モジュールは、端末装置が送信した「制御情報収容用の無線パケット」を受信し、チャネル情報を取得する（ステップＳ９０５）。更に、無線モジュールは、受信したチャネル情報をメモリに保存し、チャネル情報に関するデータベースを構築し（ステップＳ９０６）、処理を終了する（ステップＳ９０７）。
【００１７】
図４（Ｂ）は、間接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、間接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０８）と、端末装置から無線モジュール宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０９）。
無線モジュールは、端末装置から送信された無線パケットを受信し、無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９１０）。無線モジュールは、このバックワードリンクにおけるチャネル情報の推定結果に、換算処理を施し、フォワードリンク側のチャネル情報を取得する（ステップＳ９１１）。
【００１８】
バックワードリンクにおけるチャネル情報からフォワードリンクにおけるチャネル情報を算出する換算処理は、フォワードリンクにおけるハイパワーアンプと、バックワードリンクにおけるローノイズアンプとの相違を補正する係数を用いることにより実施することが可能である。具体的には、バックワードリンクにおけるチャネル情報に、ハイパワーアンプとローノイズアンプとの相違を補正する係数を乗算することによって、ステップＳ９１１における変換処理を実施することができる。
更に、無線モジュールは、端末装置から受信したバックワードリンクにおけるチャネル情報と、変換処理により得られたフォワードリンクにおけるチャネル情報とをメモリに保存し、チャネル情報を記憶するデータベースを構築し（ステップＳ９１２）、処理を終了する（ステップＳ９１３）。
【００１９】
このようにしてチャネル情報を事前に取得しておき、一般的には実際に通信を行う際にこのチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。なお、チャネル情報は時間とともに変動するため、状況に応じて例えば周期的に更新することが一般的である。また、上記の中でチャネル情報をデータベース化して保存するのは、無線モジュール以外のその他の制御局等で行っても構わない。
【００２０】
また、分散アンテナシステムを例にとれば、この送信ウエイト算出処理は各無線モジュールで個別に行うのではなく、制御局において集中制御的に一括処理を行うことが一般的である。特に、マルチユーザＭＩＭＯにより複数の端末装置と同時に同一周波数チャネルで通信を行う際には、全てのチャネル情報を用いなければ送信ウエイトを算出することはできない。ただし、マルチユーザＭＩＭＯではなく、１台の端末装置との間での１対１通信を行う場合に限定すれば、チャネル情報から得られる伝送路上での複素位相の回転をキャンセルする送信ウエイト（つまり、全ての無線モジュールでチャネル情報と送信ウエイトを乗算すると複素位相が定数となる）を利用可能であるので、無線モジュールで個別に処理をすることも可能である。
【００２１】
なお、ここではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式及びＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization：周波数領域等化シングルキャリア伝送）方式を用いる場合を例にとり説明を行う。なお、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）方式は、物理レイヤにおける処理は基本的にＯＦＤＭ変調方式を利用しているため、下記の説明ではＯＦＤＭとＯＦＤＭＡは同等の方式として扱うことにする。
【００２２】
［フェーズドアレーアンテナ技術について］
なお、コヒーレント伝送と類似の技術として、多数のアンテナ素子を用いたフェーズドアレーアンテナ技術がある（例えば、非特許文献３）。
図５は、フェーズドアレーアンテナの原理を示す図である。同図には、５つのアンテナ素子９６１−１〜９６１−５が、互いに間隔ｄを隔てて直線状に配置されているフェーズドアレーアンテナが示されている。フェーズドアレーアンテナにおいてアンテナ素子９６１−１〜９６１−５の配列方向に対して角度θ方向の指向性を形成する場合、その方向に対してアンテナ素子９６１−１〜９６１−５ごとの経路長差がｄＣｏｓθであることを考慮して、同位相合成するように各アンテナ素子９６１−１〜９６１−５を用いて送受信する信号それぞれに対して調整を行えばよい。
【００２３】
ここで、送受信する信号の波長がλである場合、隣接するアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間で（（２πｄＣｏｓθ）／λ）ずつ位相をずらした信号を出力することにより、角度θ方向に対して指向性を形成することができる。この位相差（（２πｄＣｏｓθ）／λ）は、送受信する信号にアナログ的に移相器を用いて与えてもよいし、デジタル信号処理において与えてもよい。
フェーズドアレーアンテナでは、このようにして、所定の角度方向に対するアンテナ利得を稼ぐことができる。なお、一般には、指向性利得が最大となるメインローブ方向の周りに細かな利得のうねりを示すサブローブが生じるため、その影響を低減しメインローブを安定的に運用するために、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５の間隔ｄをλ／２以下にする。
【００２４】
ただし、波長λに対しアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間隔が短くなるにつれ、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５同士の素子間結合や様々な要因により、単純な同位相合成の場合に比べ大幅に利得は低減する。この場合、個々のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５から送受信される信号は、送受信点において独立な波として振幅を単純に加算できる波動と異なり、あたかも多数のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５全体で一つの仮想的なアンテナ素子を構成し、その仮想的なアンテナ素子から一つの信号（波動）を送信するといった振る舞いとなる。この点で、単純な同位相合成が成り立つコヒーレント伝送とは異なる現象と見ることができる。
【００２５】
［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局装置でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献４にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
【００２６】
図６は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。例えば、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。
【００２７】
基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本しかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。
【００２８】
以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図６において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ１を（ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，…，ｈ１８，ｈ１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ２ｊ及びｈ３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ２及びｈ３を（ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，…，ｈ２８，ｈ２９）及び（ｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，…，ｈ３８，ｈ３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番をふり、行ベクトルｈ４〜ｈ９を（ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，…，ｈ４８，ｈ４９）〜（ｈ９１，ｈ９２，ｈ９３，…，ｈ９８，ｈ９９）と表記する。
【００２９】
加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ１〜ｔ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ［ａｌｌ］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔ８，ｔ９）Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ１〜ｒ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ［ａｌｌ］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒ８，ｒ９）Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ１〜ｈ９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル情報行列Ｈ［ａｌｌ］と表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。
【００３０】
【数１】
2014017678.tif 000003
【００３１】
これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。
【００３２】
【数２】
2014017678.tif 000004
【００３３】
更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ１〜ｗ９に分解し、Ｗ＝（ｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗ８，ｗ９）と表記すると、式（２）における「Ｈ［ａｌｌ］・Ｗ」を次式（３）のように表せる。
【００３４】
【数３】
2014017678.tif 000005
【００３５】
ここで、例えば６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９と、３つの列ベクトルｗ１〜ｗ３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ１〜ｗ３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ１〜ｈ３及びｈ７〜ｈ９と列ベクトルｗ４〜ｗ６との乗算、行ベクトルｈ１〜ｈ６と列ベクトルｗ７〜ｗ９との乗算が全てゼロになるように、ｗ４〜ｗ９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。
【００３６】
【数４】
2014017678.tif 000006
【００３７】
式（４）において、Ｈ［１］、Ｈ［２］、及びＨ［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。
【００３８】
【数５】
2014017678.tif 000007
【００３９】
ここで、Ｔｘ［１］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３）Ｔ、Ｔｘ［２］＝（ｔ４，ｔ５，ｔ６）Ｔ、Ｔｘ［３］＝（ｔ７，ｔ８，ｔ９）Ｔ、Ｒｘ［１］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３）Ｔ、Ｒｘ［２］＝（ｒ４，ｒ５，ｒ６）Ｔ、Ｒｘ［３］＝（ｒ７，ｒ８，ｒ９）Ｔとした。このようにして、一つの基地局装置が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。
【００４０】
次に、送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ４〜ｗ６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ７〜ｗ９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ４とする。基底ベクトルｅ４は次式（６）として表される。
【００４１】
【数６】
2014017678.tif 000008
【００４２】
式（６）における（ｈ４ｈ４Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ４を規格化することを意味する。また、「ｈ４Ｈ」は、行ベクトルｈ４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役を取ることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ５’と基底ベクトルｅ５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。
【００４３】
【数７】
2014017678.tif 000009
【００４４】
式（７−１）における（ｈ５ｅ４Ｈ）は、行ベクトルｈ５の基底ベクトルｅ４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。
【００４５】
【数８】
2014017678.tif 000010
【００４６】
ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を求める。まず、行ベクトルｈ１〜ｈ３から、基底ベクトルｅ４〜ｅ９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。
【００４７】
【数９】
2014017678.tif 000011
【００４８】
ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ１’〜ｈ３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ４〜ｈ９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。
なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
【００４９】
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方である。
【００５０】
図７は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、全ての端末装置８０２へのチャネル情報行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報（ここでは便宜上、Ｈｍａｉｎと表記する。）を抽出し（ステップＳ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル情報行列（ここでは便宜上、Ｈｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。
【００５１】
更に、部分チャネル行列Ｈｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報行列ＨｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。
【００５２】
更に、行列〜Ｈｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｉ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃１）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を決定する（ステップＳ８０９）。
【００５３】
ここで、全ての宛先の端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。
なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイトを算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合を例に取り説明したため、ステップＳ８０８にて〜Ｈｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に〜Ｈｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。
【００５４】
（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図８は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
【００５５】
図９は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（Digigal / Analogue：デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図８において示した通信制御回路８２０に接続されている。
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。
ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ系統数を表す。
【００５６】
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。
【００５７】
加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。
【００５８】
なお、図９では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理をさす。
なお、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１で別途チャネル情報を取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時にマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。
また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。
【００５９】
図１０は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（Analogue / Digital：アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図８において示した通信制御回路８２０に接続されている。
受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
【００６０】
アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
【００６１】
チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。
【００６２】
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８４７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
【００６３】
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。
【００６４】
（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図１１は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。
【００６５】
基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトを周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。
【００６６】
送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｌはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｌごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
【００６７】
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。
【００６８】
（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図１２は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、受信処理を開始すると（ステップＳ８４０）、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。
続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例に取れば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。
【００６９】
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。
ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜８４５−Ｌにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。
【００７０】
なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜Ｓ８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図７に示した送信ウエイトの算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、Ｌの値がＫの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。
【００７１】
以上説明を行ったが、マルチユーザＭＩＭＯの典型的な特徴は、アップリンクにおける基地局装置８０での受信処理において送信側と受信側との間のチャネル情報を基に、受信の都度、受信ウエイトを算出する点（ステップＳ８４４）、及び、ダウンリンクにおける送信処理において最新のチャネル情報を読み出し（ステップＳ８２２）、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する点（ステップＳ８２３）にある。つまり、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出は、送信ないし受信の都度行う点にある。これは、チャネルの時変動に起因したものであり、良好なチャネル推定精度を得るためには周期的にチャネル情報のフィードバック処理をする必要がある。チャネルのフィードバック周期を短く設定するに従い、チャネルフィードバックのための制御情報の送受信が必要になりオーバーヘッドは増大する。更に、基地局装置８０において空間多重された信号を受信する際には複数の端末装置のチャネル推定をそれぞれ個別に行う必要があり、そのために所望の数の直交したプリアンブルが必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要であり、空間多重数の増大に従ってそのオーバーヘッドも増大する。
【００７２】
［実際のシステムに求められる要求条件］
上述したコヒーレント伝送及び分散アンテナシステムでは、チャネル情報が送信側で既知である必要がある。そのため、実際のシステムでは、以下の要求条件をクリアする必要がある。
【００７３】
（要求条件１）
例えば、１００局の無線モジュールを利用して２０［ｄＢ］の回線利得を稼ぐ場合について考える。通信において、２０［ｄＢ］の回線利得改善を前提として無線通信装置等の回路を設計するため、一つの無線モジュールと端末装置との間のチャネル推定を行う際には、通信時に比べて２０［ｄＢ］劣化した環境でチャネル推定を行わなければならない。例えば、実際の通信における所要ＳＮＲが１０［ｄＢ］であったとすると、チャネル推定はＳＮＲが−１０［ｄＢ］という雑音が支配的な環境で実施しなければならない。しかし、このような雑音が支配的な環境では、推定した極めて不確かなチャネル情報から送信ウエイトを求めても同位相合成を実現することはできない。
【００７４】
なお、分散アンテナシステムは、図３に示したように、複数のセルがオーバーラップする領域に存在する端末装置を想定している。すなわち、分散アンテナシステムで送受信に関与するリモート基地局は地理的に端末装置に比較的近接する数局のみであり、その結果低ＳＮＲとはならず、そもそも上述のチャネル推定精度の問題は発生していなかった。また、複数の中継局を利用したコヒーレント伝送が記載されている非特許文献１では、その「まとめ」の章においても記載があるように、チャネル情報の推定法を含む各種制御の達成方法についてはこの文献内で「あえて言及しないこと」を明言している。すなわち、著者は現時点ではコヒーレント伝送の実現は困難であるとの認識であり、非特許文献１ではこれらの数々の課題を解決できさえすれば有益な効果が得られる可能性があるという主張を行っていると推察される。このように従来技術では、コヒーレント伝送に必要な超低ＳＮＲ領域でのチャネル情報のフィードバックを行うための方法が確立されていない。したがって、実際のシステムではこれらの技術が確立されることが求められる。
【００７５】
（要求条件２）
都市部のように自動車の往来が常に絶えない環境を想定すると、チャネルの状況は時間とともに変動する。仮にチャネル推定精度が所望のレベルにありチャネルのフィードバックが可能な場合であっても、チャネルのフィードバックに要するオーバーヘッドによる伝送効率の低下を考慮すれば、チャネルをフィードバックする周期は比較的長めに設定する必要があり、この結果、実際の送受信時刻よりも過去のチャネル情報を基にした送受信ウエイトを利用することになる。しかし、チャネルの時変動により最適な送受信ウエイトは変化するため、期待する回線利得は得られないことがあり、通信が不安定化してしまうという問題がある。したがって、実際のシステムでは、このチャネル時変動に対する対策技術の確立が求められている。
【００７６】
以上説明したように、複数の無線モジュール又は複数のアンテナ素子を介したコヒーレント伝送を行うためには、上記の「受信電力が低い環境ではチャネル情報の精度が低くなることに対する対策」（要求条件１）、「チャネルの時変動に起因して通信が不安定化してしまうことに対する対策」（要求条件２）に関する技術を確立し、受信側としての端末装置において同位相で信号が合成されるように、各無線モジュール又は各アンテナ素子から送信する信号を調整するための新たな技術が求められることになる。また、送信側と同様に、各無線モジュール又は各アンテナ素子で受信した信号に対する受信信号処理においても、全く同様の要求条件が存在する。
【００７７】
（要求条件３）
上記の要求条件をクリアできる状況であったとしても、２０［ｄＢ］などの高い回線利得を稼ぐことが可能である場合、非常に広域のエリアを一括してサービスエリアとすることができるようになるため、広域のエリア内に位置する多数の端末装置で周波数資源を共用しなければならない。エリアが広くなり周波数資源を共用する端末装置数が増えると、１台の端末装置あたりのスループットが結果的に低下する。端末装置あたりのスループットを所定の値以上にするには、システム全体におけるスループットを高める必要がある。しかし、周波数資源は限られているため、通信に利用する周波数帯域を広げることはできない。つまり、周波数利用効率を高めることで、１台の端末装置あたりのスループットを向上させる必要がある。つまり、この様な環境での利用におけるシステムの大容量化技術の確立が求められる。
【００７８】
更に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送で超多数の信号を空間多重する場合には、少なくともアップリンクにおいて、空間多重した信号を分離した上で、受信側で個別のパスのチャネル推定が必要となる。このようなチャネル推定を行うためには、少なくとも空間多重数の直交したプリアンブル信号が必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要となる。これはＭＡＣレイヤの効率を低下させることとなり、周波数利用効率を低くしてしまうことになる。つまり、（要求条件３）に対する従来の対策技術では、新たな課題を生むことになっている。したがって、実際のシステムでは、現実的な演算負荷で、且つチャネルフィードバックやチャネル推定用のプリアンブルなどを含めたオーバーヘッドによるＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて、大幅なスループットの増大のための高次の空間多重を効果的に実現することが求められている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００７９】
【非特許文献１】原晋介他、「コヒーレント送信による消費電力の削減」、電子情報通信学会ソサイエティ大会ＢＳ−３−１、２００９年９月
【非特許文献２】松田大輝他、「最大比送信を用いる分散アンテナシステムのチャネル容量に関する一検討」、信学技法ＲＣＳ２００７−１９６、ｐｐ．６１−６６、２００８年２月
【非特許文献３】築地武彦著、「電波・アンテナ工学入門」、総合電子出版社、ｐｐ．１６６−１６８、２００２年３月
【非特許文献４】鷹取泰司他、「次世代高速無線アクセスシステムへの下りリンクマルチユーザＭＩＭＯ技術の適用」電子情報通信学会論文誌  Ｂ、通信  Ｊ９３−Ｂ（９）、  ｐｐ１１２７−１１３９、２０１０年０９月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００８０】
上述したように、（要求条件３）に対してはマルチユーザＭＩＭＯ技術が有効であるが、大幅なスループットの増大のためには空間多重数を膨大にする必要があり、このために様々な要求条件が新たに生じる。
例えば、超多数（例えば、１００本）のアンテナ素子を用いたマルチユーザＭＩＭＯ伝送では、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出において、「総送信アンテナ素子数」×「総受信アンテナ素子数」の行列を扱うことになり、この行列のサイズの増加に合わせてデータの送受信ごとに求められる送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に対する影響が大きくなる。一般に、逆行列算出や特異値分解等の演算処理量（具体的には、回路として構成する際に加算回路に比べて乗算回路は回路規模が大きくなるため、乗算回数ないし除算回数を基準として評価される）は、行列サイズの３乗に比例して増加するといわれている。机上検討や一部の実験レベルでの検討を除けば、現在の技術水準ではマルチユーザＭＩＭＯによる空間多重数は４多重程度が上限だと考えられており、その場合のアンテナ素子数も４〜６本程度である。この一般的に想定されるマルチユーザＭＩＭＯに用いられるアンテナ素子数に対して１桁以上多いアンテナ素子の数を用いる場合、要求される演算量は１０００倍以上になってしまう。また、一般的なモバイル環境であればチャネル時変動が無視できず、データの送受信ごとに送信ウエイト又は受信ウエイトを算出する必要があるので、逐次、演算負荷による影響は著しく大きくなる。すなわち、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に要する時間が長くなり、空間多重化を効率よく行うことが困難になってしまうという問題がある。
【００８１】
本発明は、このような状況を鑑みてなされたものであり、基地局装置で多数のアンテナ素子を用いて高次の空間多重を実施する際に、安定した通信を行いつつ周波数利用効率を向上させることができる基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００８２】
上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける基地局装置であって、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理部と、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得部と、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、前記受信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する受信ウエイト記憶部と、前記受信ウエイト算出部が算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出部と、前記受信信号補正情報算出部が算出した受信信号補正情報を記憶する受信信号補正情報記憶部と、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部から読み出した前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理部と、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正部と、を備え、前記受信信号処理部は、前記受信信号補正部が補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出することを特徴とする基地局装置である。
【００８３】
また、上記に記載の発明において、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と自装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるアップリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＵｉとし、該チャネル情報ベクトルに対応した受信ウエイトベクトルをｗＵｉとした際に、前記受信信号補正部において、前記受信信号補正情報とは、第ｉの前記端末装置に対応する２つのベクトルの積ｗｉｈｉの逆数を成分とする行列ＷＵｄ−１と、第j（１≦j≦Ｎ、ｉ≠ｊ、jは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記受信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｗＵｉｈＵｊ／ｗＵｉｈＵｉを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＵであり、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得する加算合成信号を成分とする信号ベクトルをＲｘとおくと、第０次の初期ベクトルδＲｘ（0）は次式（Ａ）で与えられ、
【数１０】
2014017678.tif 000012
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｂ）で与えられ、
【数１１】
2014017678.tif 000013
式（Ｂ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＲｘ（0）からベクトルδＲｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記受信信号処理部に出力することを特徴とする。
【００８４】
また、上記に記載の発明において、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と自装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるアップリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＵｉとし、該チャネル情報ベクトルに対応した受信ウエイトベクトルをｗＵｉとした際に、前記受信信号補正部において、前記受信信号補正情報とは、第j（１≦j≦Ｎ、ｉ≠ｊ、jは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記受信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｗＵｉｈＵｊを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＵであり、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得する加算合成信号を成分とする信号ベクトルをＲｘとおくと、第０次の初期ベクトルδＲｘ（0）は次式（Ｃ）で与えられ、
【数１２】
2014017678.tif 000014
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｄ）で与えられ、
【数１３】
2014017678.tif 000015
式（Ｄ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＲｘ（0）からベクトルδＲｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記受信信号処理部に出力し、前記第ｉ端末装置に関して前記受信ウエイト算出部にて算出されるある周波数成分の受信ウエイトｗＵｉは次式（Ｅ）で与えられる
【数１４】
2014017678.tif 000016
ことを特徴とする。
【００８５】
また、上記に記載の発明において、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子と前記端末装置との間のアップリンクにおけるチャネル情報からダウンリンクにおけるチャネル情報を算出する際に用いるキャリブレーション係数を周波数成分ごとに記憶しているキャリブレーション係数記憶部と、前記アップリンクチャネル情報取得部が前記端末装置ごとに算出した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報それぞれに、前記アンテナ素子及び周波数成分の組み合わせに対応するキャリブレーション係数を乗じてダウンリンクにおけるチャネル情報を算出するダウンリンクチャネル情報算出部と、前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したダウンリンクにおける前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分の空間多重伝送のための送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部と、前記送信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する送信ウエイト記憶部と、前記送信ウエイト算出部が算出した前記送信ウエイトと、前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したチャネル情報とに基づいて、送信信号補正情報を算出する送信信号補正情報算出部と、前記送信信号補正情報算出部が算出した送信信号補正情報を記憶する送信信号補正情報記憶部と、データの送信先として選択された前記端末装置ごとに、該端末装置に送信する送信信号を生成して周波数成分ごとの信号に分離する送信信号処理部と、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記送信信号処理部が分離した周波数成分ごとの信号を、前記送信信号補正情報記憶部が記憶する送信信号補正情報に基づいて補正する送信信号補正部と、を更に備え、前記送信信号処理部は、データの送信先となる前記端末装置に対応した各周波数成分の前記送信ウエイトを前記送信ウエイト記憶部から読み出し、読み出したく周波数成分の送信ウエイトを前記送信信号補正部が補正した周波数成分ごとの信号に対し乗じて複数の前記アンテナ素子から送信することを特徴とする。
【００８６】
また、上記に記載の発明において、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行うＮ（Ｎは正の整数）局の前記端末装置に対し、第ｉ端末装置（１≦ｉ≦Ｎ、ｉは整数）と該基地局装置が備える複数の前記アンテナ素子との間の前記所定の周波数成分におけるチャネル情報により構成されるダウンリンクにおけるチャネル情報ベクトルをｈＤｉ、該チャネル情報ベクトルに対応した送信ウエイトベクトルをｗＤｉとした際に、前記送信信号補正部において、前記送信信号補正情報とは、第ｊの前記端末装置に対応する第ｊ（１≦ｊ≦Ｎ、ｉ≠ｊ、ｊは整数）と第ｉの前記端末装置に対応する前記チャネル情報ベクトル及び前記送信ウエイトベクトルのベクトル演算により与えられる値−ｈＤｉｗＤｊ／ｈＤｉｗＤｉを第（ｉ，ｊ）成分とし且つ対角成分（ｉ＝ｊ）は全てゼロで与えられる行列ΔＷＤであり、ある時刻に所定の周波数成分において同時に空間多重を行う前記端末装置に対応する前記送信信号処理部が分離した周波数成分ごとの信号を成分とする信号ベクトルをＴｘとおくと、第０次の初期ベクトルδＴｘ（0）は次式（Ｆ）で与えられ、
【数１５】
2014017678.tif 000017
第ｋ次（０≦ｋ，ｋは整数）と第（ｋ＋１）次のベクトルの間の漸化式は次式（Ｇ）で与えられ、
【数１６】
2014017678.tif 000018
式（Ｇ）の漸化式により目標とする次数α次（１≦α、αは整数）までのベクトルを算出した後、ベクトルδＴｘ（0）からベクトルδＴｘ（α）までのベクトル和を算出し、算出されたベクトルを前記補正した周波数成分ごとの信号として前記送信信号処理部に出力することを特徴とする。
【００８７】
また、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理ステップと、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得ステップと、前記アップリンクチャネル情報取得ステップにおいて取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、前記受信ウエイト算出ステップにおいて算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶部に記憶させる受信ウエイト記憶ステップと、前記受信ウエイト算出ステップで算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得ステップにおいて取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出ステップと、前記受信信号補正情報算出ステップにおいて算出した受信信号補正情報を受信信号補正情報記憶部に記憶させる受信信号補正情報記憶ステップと、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部に記憶されている前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理ステップと、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理ステップにおいて取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正ステップと、前記受信信号補正ステップにおいて補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出する信号検出ステップとを有することを特徴とする無線通信方法である。
【００８８】
また、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、前記基地局装置は、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置の組み合わせを選択するスケジューリング処理部と、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するアップリンクチャネル情報取得部と、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得した前記端末装置ごとの各周波数成分のアップリンクにおけるチャネル情報又は該チャネル情報から算出された物理量に基づいて、複数の前記アンテナ素子それぞれに対し各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、前記受信ウエイト算出部が算出した受信ウエイトを記憶する受信ウエイト記憶部と、前記受信ウエイト算出部が算出した前記受信ウエイトと、前記アップリンクチャネル情報取得部が取得したチャネル情報とに基づいて、受信信号補正情報を算出する受信信号補正情報算出部と、前記受信信号補正情報算出部が算出した受信信号補正情報を記憶する受信信号補正情報記憶部と、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの受信信号に前記受信ウエイト記憶部から読み出した前記端末装置に対応した各周波数成分の前記受信ウエイトを乗算し、該乗算された信号を全てまたは一部の前記アンテナ素子に亘り加算合成して得られた加算合成信号を周波数成分毎に取得する受信信号処理部と、同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う前記端末装置に対応する前記受信信号処理部が取得した加算合成信号を、前記受信信号補正情報記憶部が記憶する受信信号補正情報に基づいて補正する受信信号補正部と、を備え、前記受信信号処理部は、前記受信信号補正部が補正した信号から前記端末装置が送信した信号を検出することを特徴とする無線通信システムである。
【発明の効果】
【００８９】
この発明によれば、基地局装置は、実際のデータ通信に先行して、所定のトレーニング信号を端末装置から受信することでチャネル情報を取得して受信ウエイトを事前に算出し、この空間多重の受信ウエイトを用いて受信処理を行う。
さらに、この受信ウエイトを用いながら、受信信号に対して空間多重された各信号系列に対して、同時に空間多重を行う端末装置の全体の組み合わせに含まれるふたつの端末装置に対する受信ウエイトとチャネル情報との組み合わせに基づいた受信信号補正情報を用いた補正を行うことにより信号系列間の干渉成分を抑圧し、より精度の高い信号検出処理を行うことができる。
また、この際に用いる受信ウエイトを端末装置の組み合わせに依存しない端末装置ごとに個別に算出されるウエイトとした場合には、端末装置の組み合わせに依存した受信ウエイトを用いる場合に比べて、事前に算出すべき情報量を抑制し演算量を大幅に抑えられると共に、その演算結果を記憶すべき情報量も圧倒的に少なく抑えることが可能となる。さらには、同時に空間多重する端末装置を選択するスケジューリング処理において、組み合わせに関する制約をなくし、任意の端末装置の組み合わせに対して対処することが可能になる。
また、この際に用いる受信ウエイトは、端末装置の組み合わせに依存しない端末装置固有のウエイトであり、端末装置の組み合わせに依存した受信ウエイトを用いる場合に比べて事前に算出し、且つ、その結果を記憶すべき情報量が圧倒的に少なく抑えることが可能となり、さらには同時に空間多重する端末装置を選択するスケジューリング処理において、任意の端末装置の組み合わせに対して対処することが可能になる。
この結果、同時に空間多重を行う信号系統数が多くなっても良好なＳＩＲ特性を達成可能となり、且つ、スケジューリングにおける自由度を高め、安定した通信を行いつつ周波数利用効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明実施形態における基地局装置２００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】従来技術における無線中継システムの概要を示す図である。
【図３】従来技術における分散アンテナシステムの概要を示す図である。
【図４】従来技術におけるチャネルフィードバックの処理を示すフローチャートである。
【図５】フェーズドアレーアンテナの原理を示す図である。
【図６】マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。
【図７】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。
【図８】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図９】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１０】マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１１】マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。
【図１２】マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。
【図１３】本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例を示す図である。
【図１４】本発明に係る基地局装置が行う信号合成の動作例を示す図である。
【図１５】本発明におけるトレーニング信号の例を示す図である。
【図１６】アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。
【図１７】キャリブレーションの概要を示す図である。
【図１８】関連技術の第１の構成例における基地局装置１０の構成を示す概略ブロック図である。
【図１９】同構成例における基地局装置１０が備える受信部１００の構成の一例を示す図である。
【図２０】同構成例における送受信ウエイト算出部１２０ａの構成例を示す概略ブロック図である。
【図２１】同構成例における基地局装置１０における送信部１４０の構成の一例を示す図である。
【図２２】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理を示すフローチャートである。
【図２３】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理を示すフローチャートである。
【図２４】同構成例におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理を示すフローチャートである。
【図２５】同構成例におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理を示すフローチャートである。
【図２６】同構成例の基地局装置１０における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。
【図２７】同構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。
【図２８】同構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。
【図２９】関連技術の第２の構成例における送受信ウエイト算出部１２０ｂの構成例を示す概略ブロック図である。
【図３０】同構成例の基地局装置１０における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。
【図３１】同構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。
【図３２】同構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。
【図３３】各構成例においてアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する他の相対成分取得処理を示すフローチャートである。
【図３４】本発明関連技術の第２の構成例における受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌの構成を示す図である。
【図３５】本発明実施形態における受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌおよび受信信号補正部２３０の構成を示す概略ブロック図である。
【図３６】本発明関連技術の第２の構成例における送信信号処理回路１４０−１〜１４０−Ｌの構成を示す図である。
【図３７】本発明実施形態における送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌおよび送信信号補正部２５０の構成を示す概略ブロック図である。
【図３８】本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の構成を示す概略ブロック図である。
【図３９】本発明実施形態における受信信号の補正処理のフローを表す図である。
【図４０】本発明実施形態における送信信号の補正処理のフローを表す図である。
【図４１】本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の受信信号補正情報に係る処理フローを表す図である。
【図４２】本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の送信信号補正情報に係る処理フローを表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００９１】
［本発明の動作原理について］
本発明の本質の一つは、基地局装置が、基地局装置に備えられている多数の無線モジュールと、端末装置との間のチャネルの特性を示すチャネル情報の推定値を長時間に亘って測定し、チャネル情報の推定値の平均値に基づいて算出した送信ウエイト及び受信ウエイトを用いることにより、複数の無線モジュールを用いてチャネル時変動の影響を低減させながら、同位相合成を用いたコヒーレント伝送に伴う回線利得の獲得と、ピンポイントで同位相合成となる地域以外での低い回線利得を利用した高次の空間多重を実現することにある。なお、高次の空間多重の実現に関しては、ＳＩＲ特性を管理するためのスケジューリング技術、ＳＩＲ特性改善のための指向性制御技術等との併用により、より効果的な運用が可能になる。
【００９２】
（前提条件）
本発明では、各無線モジュールと端末装置との見通しが必ずしも確保できている必要はないが、無線モジュールと端末装置とは比較的高所に固定されていることが推奨される。この場合、各無線モジュールと端末装置との間の伝送路（チャネル）は、「直接的な見通し波」と、固定的な巨大な建築物等による「安定した反射波」と、地上（低所）付近の車や人などの「移動を伴う物体からの多重反射波」とが混在したものとみなすことができる。この場合、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とは、「移動を伴う物体からの多重反射波」に比べ、受信レベルが相対的に高く、更に時変動が小さい。一方、「移動を伴う物体からの多重反射波」は、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とに比べ、受信レベルが低く、時変動が大きく激しい。
【００９３】
何らかのチャネル推定用の信号（以降、「トレーニング信号」と呼ぶ）を連続的、又は間欠的に長時間に亘り送信し、受信側では受信した信号を長時間に亘り平均化すると、その結果、「移動を伴う物体からの多重反射波」の信号は、そのランダム性故に複素位相及び振幅の変動の平均値はゼロに近づく。一方で、「直接的な見通し波」及び「安定的な反射波」に関する成分は非ゼロの一定値に収束する。結果的に、時変動成分が相対的に小さな安定したパスに相当するチャネル推定結果が抽出されることになる。
【００９４】
なお、従来技術におけるコヒーレント伝送の説明においては「無線モジュール」とは「中継局」又は分散アンテナシステムにおける「リモート基地局」であった。これらは、当然ながら従来技術における制御局ないしは基地局から物理的に離れた場所に位置していた。分散アンテナシステムを例にとれば、複数のセルの中心にリモート基地局が位置する形態であるし、無線を用いた中継局であれば、無線を用いる必要があるほどには離れていることになる。しかし、本発明で意図する個別の無線モジュールからの信号の（送信及び受信の両方に対しての）同位相合成においては、必ずしも無線モジュールをリモート基地局や中継局のように遠くまで離す必要はない。
また、各無線モジュールのアンテナ素子とアンテナ素子の間隔が、通信の搬送波周波数の波長よりも小さくなると、アンテナ素子間の相互結合により想定している信号の同位相合成が乱される可能性があるが、概ね１波長以上の間隔がアンテナ素子相互に確保されていれば、この問題は回避できる。
【００９５】
つまり、本発明においては１波長以上の間隔が相互に確保された多数のアンテナ素子が、一つの基地局装置に接続された構成が基本となる。当然ながら、各アンテナ素子から送受信される信号は送受信ウエイトの係数が異なるため、アンテナ素子ごとに、ハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯におけるＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）回路が個別に設けられるとともに、接続されており、これらが一つの無線モジュールを構成する。
これまでの説明においては、各無線モジュールが物理的に制御局などと異なる場所に離散的に配置されていたために、アンテナ素子とほぼ一体型の無線モジュールを意図して「無線モジュール」という用語で様々な説明を行っていたが、本発明においては制御局と多数の無線モジュールが１箇所に集約され、一般的には一つの基地局装置という形態が自然であるため、その実現の構成によっては「無線モジュール」という表現が適切でない場合がありうる。
【００９６】
例えば、機能的にはベースバンド信号処理等の制御局に相当する機能と複数のハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯でのＲＦ回路の機能が一つの筐体内に実装され、その筐体と多数のアンテナ素子間を同軸ケーブルで接続する構成を想定するならば、送受信時のアンプ、フィルタ系での振幅／複素位相の変動に対する補正を行うことを考慮した上で、「端末装置と無線モジュール間のチャネル情報」という表現は実質的には「端末装置のアンテナ素子と無線モジュールのアンテナ素子間のチャネル情報」と表現されることが多い。したがって、以降、チャネルの説明においては無線モジュールという用語の代わりにアンテナ素子という用語を用いて説明することにする。
【００９７】
（無線通信システムの設置例と基本原理）
図１３は、本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例を示す図である。同図において、符号１１は基地局装置が設置されている建築物を示し、符号１２−１〜１２−２は端末装置を示し、符号１３−１〜１３−４は基地局装置が備えているアンテナ素子を示し、符号１４−１〜１４−３は地上の移動体を示し、符号１５−１〜１５−２は大型の建築物（当然、静止状態）を示している。
【００９８】
ここで、基地局装置が備えるアンテナ素子１３−１〜１３−４は、建築物１１の屋上など非常に高所に設置されている。端末装置１２−１〜１２−２は、電信柱などの上や、一般のビルの屋上など、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４よりは相対的に低所であるかも知れないが、比較的高所に設置されている。一方、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４や、端末装置１２−１〜１２−２よりも比較的低所に位置する場所には、地上の移動体１４−１〜１４−３である車に加え、人や風に揺れる樹木など、ランダムに変動する反射波の起点（反射点）が多数存在する。
【００９９】
例えば、端末装置１２−１と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、見通し環境（図中、太い実線の矢印で直接波を表示）にある。一方、端末装置１２−２と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、大型の建築物１５−２の遮蔽により見通し環境にはないが、大型の建築物１５−１などの反射体があり、安定した反射波（図中、太い実線の矢印で表示）が到達している。
【０１００】
また、見通し環境の端末装置１２−１にとって、見通し波以外に大型の建築物による安定的な反射波が存在し、常にそれらが合成されて信号が到達する状況であるかもしれない。このような太い実線の矢印で表した信号を安定的な入射波とみなす。一方、地上の移動体１４−１〜１４−３等からの反射波は、多数回のランダムな多重反射として到達する信号が多く、相対的に受信される信号のレベルは低く、更に複素位相成分及び振幅は時間とともにランダムに変動する。
多数の微弱かつランダムな波を合成すると、その結果得られる信号は、安定的な入射波に対して相対的に信号強度が小さい。したがって、「安定的な入射波」に「ランダムな多重反射波」を合成して得られる「時変動する入射波」は、「安定的な入射波」の周りに微小な誤差が加わった信号と見ることができる。
【０１０１】
次に、このような状況において、基地局装置が行う信号の合成について説明する。
図１４は、本発明に係る基地局装置が行う信号合成の動作例を示す図である。ここでは、一例として、図１３における端末装置１２−１から送信された信号を、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４にて受信した際に、適切な受信ウエイトを用いて合成する場合を示している。
基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４では、「時変動する入射波」を受信している。これらを合成する際に用いる受信ウエイトは、「安定的な入射波」を基準にして、各アンテナ素子での信号が同位相合成されるように定められている。図１４において点線で示した信号は、「安定的な入射波」に対して受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子１３−１〜１３−４で位相が同位相に揃えられた信号である。
【０１０２】
実際の「時変動する入射波」に受信ウエイトを乗算した信号、即ち図１４における細い実線で示した「時変動する入射波」は、点線で示した「安定的な入射波」から微小にずれているため厳密には各アンテナ素子で同位相合成とはなっていないが、「時変動する入射波」は「安定的な入射波」に近い振る舞いを示すため、多数のアンテナ素子の信号を「安定的な入射波」を基準にして設定した受信ウエイトを用いて合成すると、太い実線で示した大きな振幅の合成された信号となる。つまり、基地局装置で用いるアンテナ素子の数を膨大な数に増やせば、統計的な効果として各アンテナ素子の「安定的な入射波」成分は同位相合成され、「ランダムな多重反射波」は相互に打ち消しあうために、「安定的な入射波」に対して時変動成分は相対的に非常に小さなレベルに抑えられる。
ここで、図１３及び図１４の説明においては、あくまでも簡単のために基地局装置に４本のアンテナ素子を備える場合について説明を行ったが、以下に示すように、本発明では非常に多数のアンテナ素子を備えることで統計的な効果を得ることが可能になる。
【０１０３】
なお、この「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成は、送信時に用いる送信ウエイトと受信時に用いる受信ウエイトの双方において同様に利用することができる。基地局装置で用いる送受信ウエイトはチャネル推定結果に基づき算出されるものであるが、そのチャネル推定は基地局装置が送信するトレーニング信号を端末装置で受信して行っても、端末装置が送信する信号を基地局装置で受信してチャネル推定しても構わない。一般的に、ダウンリンクとアップリンクのチャネル情報は送信／受信に用いるアンプ／フィルタ等が異なるために非対称であるが、アップリンクのチャネル推定結果とダウンリンクのチャネル推定結果には所定の換算式が成り立ち、後述するキャリブレーション処理を用いれば、端末装置が送信したトレーニング信号を基地局装置の全てのアンテナ素子で同時に受信し、その結果を用いたチャネル推定によりアップリンクのチャネル情報を取得し、これに所定の換算式を適用することでダウンリンク方向のチャネル情報を取得することが可能である。
【０１０４】
以上に説明したように、基地局装置の各アンテナ素子と、各端末装置のアンテナ素子との間のチャネル情報に対する長時間に亘る平均化処理により、ランダムな時変動成分を抑制し、時間変動のない見通し波ないしは安定的な構造物等からの安定的な入射波を抽出することが可能になる。この抽出された長時間平均のチャネル情報を基に、ターゲットとする端末装置に対して同位相合成を行うことで、高い回線利得を獲得することが可能となる。一般に、ある１本のアンテナ素子から送信された信号が別の場所の１本のアンテナ素子で受信される際の振幅を１としたときに、Ｎ本のアンテナ素子から送信された信号を同位相合成すると、受信信号の振幅の期待値はＮ倍になる。受信電力は振幅の２乗に比例するので、受信電力はＮ２倍となる。つまり１０Ｌｏｇ１０（Ｎ２）［ｄＢ］の利得を得ることが可能になり、Ｎが仮に１００であれば同位相合成によるコヒーレント伝送に伴う回線利得は４０［ｄＢ］に相当する。
【０１０５】
次に、与・被干渉の低減を利用した高次の空間多重に関して説明する。上述の同位相合成は、特定の端末装置をターゲットにして行うものであり、当該端末装置に対してのみピンポイントで高い回線利得を得ることができる。例えば、図１３の端末装置１２−１に対して同位相合成を行えば、端末装置１２−２のように同位相合成とならない他の地点では、ランダムな位相合成となる。図１３では基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４が４素子の場合を示したが、アンテナ素子がＮ個の場合、ランダムな位相合成の結果、期待値として受信電力はＮ倍になる。このような状況で、２つの信号系列を同時に空間多重した場合、同位相合成がなされている希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ２倍であるのに対して、干渉となる非希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ倍となる。そのため、相対的なＳＩＲ値は１０Ｌｏｇ１０（Ｎ）［ｄＢ］となる。
【０１０６】
このように、送信アンテナ素子の数（Ｎ）が仮に１００であれば、空間多重を行いながらも期待値として２０［ｄＢ］のＳＩＲを稼ぐことができる。つまり、図１３における太い実線で示した二つのパスを利用し、端末装置１２−１及び端末装置１２−２の両方と基地局装置との通信を同時に同一周波数帯で実施することが可能となる。
通常、アンテナの本数が膨大な場合に、一般的なマルチユーザＭＩＭＯ技術で空間多重を行う際、アンテナの本数の３乗に比例する信号処理の演算量が見込まれるため、回路規模的に現実的な数のアンテナ素子による運用が強いられてきた。特に、重要なのはある端末装置への信号が他の端末装置に対して干渉とならないようにするためのヌル制御であるが、本発明においてはこのヌル制御を実現するための送受信ウエイトの算出をリアルタイムで行う必要がなく、事前に算出したウエイトを読み出す形で通信における信号処理を実現できる。このため、多数のアンテナ素子を利用しながらも、運用中の演算量及び回路規模を抑えた高次の空間多重が実現可能である。更には、本発明では上述のヌル制御を行わずとも、もともとある程度高いＳＩＲを確保することができ、このためチャネル時変動により多少ヌル制御が破れてもＳＩＲ値は比較的高いままで、安定的に空間多重を行うことができるという特徴も併せ持つ。
【０１０７】
なお、先ほどの例を基に説明を行えば、送信アンテナの数（Ｎ）が１００である場合、１０系統の信号を空間多重すると干渉電力は相対的に約１０倍となるために、ＳＩＲの期待値は約１０［ｄＢ］となる。もちろん、平均ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］でもある程度の分布の広がりがあるため、所要ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］の場合でも１０多重ないしはそれ以上の空間多重を行うためには、ＳＩＲ特性が良好な端末装置の組み合わせを行うスケジューリング機能や、干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることが好ましい。ただし、ここで行うスケジューリング機能及び指向性制御機能は、時間とともに変動するチャネル情報を反映したリアルタイムの制御を前提とする必要はなく、先に説明した長時間平均により時変動成分を平均化した固定的なチャネル情報を用いて行うことができる。そのため、通信を行うたびに逐次複雑な信号処理を行うことを避け、通信の開始の前に行う事前処理において、その負荷の大きい処理を完了させ、処理の結果を用いた運用を行うことにより、運用中の負荷を低減させることができる。本発明は、上述のようにヌル制御なしでもＳＩＲ特性に優れる安定的な条件を構築するとともに、更に干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることで、より高次の空間多重を安定的に実現可能とする。
【０１０８】
このように本発明では、リアルタイムのチャネル情報を用いて厳密な同位相合成を目指す代わりに、厳密な送受信ウエイトからは若干の誤差を伴う送受信ウエイトであったとしてもある程度の誤差以内に抑えられる送受信ウエイトを用い、多数のアンテナ素子を用いて合成することで統計的な効果により安定的かつ高い回線利得を引き出す準最適な同位相合成を目指す点が第１の重要なポイントである。
更に本発明では、送受信ウエイトはチャネルの時変動を意識することなく固定的な値となるため、例えば通信サービスの運用開始前に事前に取得しておけば、データの送受信を行うサービス運用時には、個々に演算をすることなく単純にメモリに記憶された送受信ウエイトを読み出すだけで良いため、通信に用いるアンテナ素子数を膨大な数に増やしたとしても信号処理の負荷を低く抑えることが可能であり、この点が第２の重要なポイントである。
更に本発明では、通信の都度、送受信ウエイトの算出のために個別のアンテナ素子間のチャネル推定を行わないので、空間多重数と同数のチャネル推定用のプリアンブル信号を付与する必要がない。このため、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合を例に取れば、従来であれば１０多重の空間多重のためには異なる１０シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号が必要であったが、本発明では空間多重数に依存せずに１シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号で足りることになる。この結果、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて高次の空間多重を実施することが可能となり、この点が第３の重要なポイントである。
以上の動作原理に対し、詳細な実施形態の説明の前に、これらを実現するための補足事項を以下に簡単に整理しておく。
【０１０９】
（チャネル推定の平均化処理について）
本発明に係る基地局装置は、「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成を行うための送受信ウエイトを用いることが特徴であるが、この「安定的な入射波」に対応したチャネル推定の概要について、ここで説明しておく。
先ほども説明した通り、基地局装置は、移動体において反射しランダムに変動する多重反射波の影響を取り除くことで「安定的な入射波」に関する成分を抽出する。基地局装置は、多数のアンテナ素子による統計的な効果を得る前段として、各アンテナ素子においても「安定的な入射波」に関する成分を抽出するために、基地局装置の各アンテナ素子と端末装置のアンテナ素子との間の個々のチャネルのチャネル推定を長時間に亘り実施し、その結果を平均化することで「安定的な入射波」に対応したチャネル情報を取得する。
【０１１０】
その具体的な取得方法を説明する前に、まず、図１３における車等の移動体１４−１〜１４−３において反射する反射の影響について考える。これらの移動体からの反射波の状況は、移動体の位置があまり変位しない短時間ではそれ程大きくは変動しないが、これらの移動体が物理的に異なる位置に移動すれば反射波の影響は全く異なるものになることが予想される。つまり、移動体において反射しランダムな多重反射の状況がそれ程大きく変動しない短時間の間でチャネル情報の平均化処理を行ったとしても、ランダムな反射波の基になる移動体が大きく移動した際には、また別のチャネル状態になっていることが予想される。
【０１１１】
次に、この長時間平均のチャネル情報の求め方について、注意すべき点を中心に説明する。一般に、基地局装置のクロック信号と、端末装置のクロック信号とは完全に同期が取れておらず、ある程度の周波数誤差が存在する。例えば、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ伝送技術のようなブロック伝送を行う場合には、１シンボルのシンボル周期（ないしはブロック周期）は少しずつシンボルタイミングが基地局装置と端末装置との間でずれることになり、このシンボルタイミングのずれは全周波数で共通の複素位相の回転として表れる。なお、基地局装置のクロック信号、及び端末装置のクロック信号は、Ａ／Ｄ変換や、Ｄ／Ａ変換を行う際のサンプリング周期を定めるクロック信号のことである。
【０１１２】
同様の複素位相の回転という課題は、ベースバンド信号と無線周波数信号との間のアップコンバート、ダウンコンバートで用いるローカル発振器が出力する局部発振信号の基地局装置と端末装置との間の非同期性や周波数誤差によっても問題となる。
送信と受信との間が非同期で周波数誤差が伴う場合、仮に空間上のチャネル情報に時変動がない場合でも、異なる時刻に測定するチャネル情報は、その時間差と周波数誤差とに依存する形で複素位相成分が変動する。
【０１１３】
これは、例えば、受信側のダウンコンバート処理でミキサにおいて乗算するローカル発振器から入力される局部発振信号の初期複素位相を通信の都度、毎回一致させることができないことに起因する。通信における信号検出処理では、トレーニング信号でチャネル推定を行う際に、その初期複素位相の影響まで含めた結果としてのチャネル情報を取得するため、トレーニング信号に後続する信号の信号検出処理において問題となることはない。しかし、離散時間で平均化する際には、仮にチャネル情報に時変動がなくてもこの初期複素位相の不確定性により時変動があったように見えてしまうために問題となる。
【０１１４】
しかし、受信時の同位相合成を実現するための送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に必要となるチャネル情報は、伝送路の特性を示すチャネル情報の複素位相を含む絶対的な値そのものではなく、アンテナ素子ごとのチャネル情報における複素位相の相対的な関係さえ分かれば十分なのである。したがって、離散的な時刻に測定したチャネル推定結果を平均化する際には、基地局装置の複数のアンテナ素子から基準となるアンテナ素子を１つ設定し、そのアンテナ素子で推定されたチャネル情報の複素位相成分だけ、各アンテナ素子におけるチャネル情報の複素位相成分にオフセットを付加すれば良い。
【０１１５】
具体的には、基地局装置がＫ個のアンテナ素子を備えている場合、アンテナ素子＃ｉ（ｉ＝１，…，Ｋ）で観測された第ｋ周波数成分のチャネル情報がＡｉ・Ｅｘｐ（φｉ（ｋ）ｊ）であるとする。ここでｊは虚数単位を表し、Ａｉはアンテナ素子＃ｉのチャネル情報の振幅成分を表し、φｉ（ｋ）はアンテナ素子＃ｉの第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相を表す。
このとき、アンテナ素子＃１の複素位相φ１（ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１（ｋ）のオフセットを加えると、オフセットによる補正後のアンテナ素子＃ｋのチャネル情報としてＡｉ・Ｅｘｐ｛（φｉ（ｋ）−φ１（ｋ））ｊ｝が得られる。空間上のチャネル情報が不変であるならば、この補正後のチャネル情報は基地局装置と端末装置とのクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差の影響（すなわち複素位相の初期位相の不確定性の影響）を受けない。以降の説明では、この初期位相の不確定性除去のための補正後のチャネル情報を「（チャネル情報の）相対成分」と呼ぶことにする。なお、この補正は周波数成分ごとに個別に行うものとする。
【０１１６】
したがって、チャネル情報の平均化を行う際には、このような補正を行い、複素位相成分の不確定性を排除した上で平均化を実施する必要がある。その他、この平均化を行う上で、本発明における課題の（課題１）で示した回線利得が大幅に不足する領域では、チャネル推定により取得したチャネル情報の平均化を行う以前に、その基になる情報の取得が困難な場合があることに注意しなければならない。このような状況では、何らかのチャネル推定用のトレーニング信号を受信したとしても、一般にはその信号の受信を検知することができない。ＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、ＯＦＤＭシンボルタイミングの検出ができないことを意味し、当然ながらガードインターバルの除去もできなければＦＦＴを実施することもできない。以下に、このような低ＳＮＲ環境におけるチャネル推定の平均化処理の方法と具体的なトレーニング信号の例を示す。
【０１１７】
（本発明におけるトレーニング信号の例）
図１５は、本発明におけるトレーニング信号の例を示す図である。同図において符号１−１〜１−３は一般的なＯＦＤＭシンボルを示し、符号２−１〜２−３はガードインターバルを含まない有効な信号領域を示し、符号３−１〜３−３は本発明におけるトレーニング信号を示し、符号４−１〜４−３は信号の末尾領域を示し、符号５−１〜５−３はガードインターバルを示し、符号６−１〜６−３は実際のチャネル推定に用いる信号周期を示している。なお、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリア成分を含むが、本図ではあるサブキャリア一つを抜き出して正弦波として図示している。
【０１１８】
従来のＯＦＤＭ信号であれば、ＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）周期の信号は、実際のデータとして有効な信号領域（２−１〜２−３）を生成し、この信号の末尾領域（４−１〜４−３）を信号の先頭領域にガードインターバル（５−１〜５−３）としてコピーして貼り付け、全体のＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）を生成していた。通常の通信においては、ガードインターバルを取り除いた有効な信号領域（２−１〜２−３）の先頭部分のタイミングをタイミング検出により抽出し、そのタイミングを起点とした場合の振幅及び複素位相に関する情報をチャネル推定では取得する。
【０１１９】
しかし、本発明の送受信ウエイトの算出においては各アンテナ素子の相対的な位相関係を取得できれば十分であるために、正確な初期複素位相の把握までは不要であり、ＯＦＤＭシンボルの先頭のような適切なタイミングを起点とする必要はない。したがって、ガードインターバルを設定したＯＦＤＭ信号である必要はなく、ＯＦＤＭシンボルの有効な信号領域（２−１〜２−３）を取り出して連続させた信号であるトレーニング信号（３−１〜３−３）を多数回繰り返し送信すれば良い。ここで各区間は連続的につながっているために、この複数の周期に亘るトレーニング信号においては実質的にはシンボルタイミングというものは意味を成さない。受信側では、受信したトレーニング信号（３−１〜３−３）に対して任意の開始タイミング、例えば実際のチャネル推定に用いる信号周期（６−１〜６−３）で信号を切り取り、区間６−１、区間６−２、区間６−３の信号に対して加算処理を行えばよい。
【０１２０】
（基地局装置と端末装置とのローカル発振器周波数誤差の補償）
なお、このトレーニング信号を用いたチャネル平均化においては、複数の連続する区間６−１、区間６−２、区間６−３の比較的短時間平均を行うことになるが、この「比較的短時間」の定量的な意味は、基地局装置と端末装置との間のクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差に依存する影響（厳密には、下記に示す周波数誤差補償処理後に残る、残留周波数誤差の影響）を無視できる範囲での平均化を意味する。
例えば、中心周波数が２．４［ＧＨｚ］の局部発振信号において、ローカル発振器の周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．である場合、局部発振信号の周波数誤差の最大値は２．４［ｋＨｚ］である。つまり、４１６μ秒で位相が２π回転してしまう誤差である。このとき、平均化を行う時間長の中で周波数誤差に伴う複素位相の回転が１周期（２π）の１／１０以内に抑えたいと考えるならば、平均化に使える時間長は約４０μ秒となる。
しかし、広域をサービスエリアにするＷｉＭＡＸの例を見れば、長遅延波の影響を排除するための１シンボル周期は約１００μ秒に設定されており、平均化処理を行う時間としては十分ではない。これらの問題を解決するために、ここでは周波数誤差を補償するための以下の補正処理を行う。
【０１２１】
一般的には周波数誤差補正はＡＦＣ（Automatic Frequency Control）と呼ばれる信号処理で対処可能である。今回のトレーニング信号のように同一の信号が繰り返し受信される状況であれば、一般には１周期分だけシフトした信号を乗算することで周波数誤差成分を抽出することが可能である。このＡＦＣ処理を適用して周波数誤差を抽出し、その周波数誤差をキャンセルする補正を行うことが可能である。しかし、受信信号が低ＳＮＲである場合、ＡＦＣ処理を適用して隣接するシンボルから周波数誤差を抽出しようとしても、ノイズに埋もれて誤った周波数誤差を抽出してしまう可能性がある。したがって、ＡＦＣ処理も、もともとの信号のＳＮＲを改善可能な時間長に亘り実施する必要がある。
【０１２２】
例えば、時刻ｔにおける複素数で表されるサンプリングデータをＳ（ｔ）と表し、周波数誤差をΔｆと表すと、時刻ｔにおける複素位相の回転量は２πΔｆ・ｔとなる。そこで、サンプリングデータＳ（ｔ）に対して理想的に周波数補償すると、周波数補償されたサンプリングデータは、Ｓ（ｔ）・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・ｔ）となる。
また、サンプリング周期をΔｔと表し、１シンボルの周期をＴとすると、１周期のデータ数はＮ＝Ｔ／Δｔで与えられる。このとき、時刻ｔ＝ｍ’・Δｔとし、更に、ｍとＭとをｍ＝ｍｏｄ（ｍ’，Ｎ）、Ｍ＝Ｉｎｔ（ｍ’／Ｎ）とすれば、サンプリングデータＳ（ｔ）を離散的な時刻により定められる数列｛Ｓ（Ｍ）ｍ｝と表記できる。ここで、関数「ｍｏｄ（ｘ，ｙ）」は、ｘをｙで除算した際の余りを求める関数である。また、関数「Ｉｎｔ（ｘ）」は、ｘの整数部を求める関数（小数点以下を切り捨てする関数）である。
更に、サンプリングデータＳ（ｔ）を理想的に周波数補償した数列を｛Ｓ（Ｍ）ｍ・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝と表記できる。ここで、全体としてＭ０シンボル周期のサンプリングを行うものとする。
【０１２３】
周波数補償した数列｛Ｓ（Ｍ）ｍ・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝を、ｍごとに多数のＭでの加算したサンプリングデータ〜Ｓｍは次式（１０）で表される。ここで、式（１０）において、「〜（チルダ）」が上に付されたＳを「〜Ｓ」と表記する。また、「Ｅｘｐ（Ｘ）」は自然対数の底ｅのＸ乗を示す関数である。
【０１２４】
【数１７】
2014017678.tif 000019
【０１２５】
ＡＦＣ処理によりＳＮＲを改善するには、式（１０）で表される〜Ｓｍの振幅を最大にするΔｆを求めればよい。そこで、次式（１１）で表される評価関数Ｇ（Δｆ）を定める。
【０１２６】
【数１８】
2014017678.tif 000020
【０１２７】
式（１１）における＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）は、次式（１２）で表される。
【０１２８】
【数１９】
2014017678.tif 000021
【０１２９】
評価関数Ｇ（Δｆ）を最大にするΔｆを求めれば良いので、次式（１３）で表される条件式が求まる。
【０１３０】
【数２０】
2014017678.tif 000022
【０１３１】
条件式（１３）を満たす実数Δｆを数値的に求めれば、基地局装置と端末装置との間の周波数誤差が算出され、このΔｆを用いて式（１０）で与えられる１周期分の加算・平均化されたサンプリングデータを用い、チャネル推定を行えばよい。ＯＦＤＭ変調方式であれば、この１周期のサンプリングデータを基にＦＦＴ処理により、各サブキャリア成分のチャネル情報を算出する。
【０１３２】
なお、必ずしも式（１３）を用いなくても、Δｆのとりうる範囲が限定されているならば、その範囲内の適当な刻み幅でΔｆを設定し、それらのΔｆに対して式（１１）を算出して最大値を与えるΔｆを検索しても良い。この場合、先ほど例示したのと同様に使用する中心周波数が仮に２．４ＧＨｚで周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．であるならば、Δｆの範囲は−２．４ｋＨｚから＋２．４ｋＨｚ以内となる。この刻み幅の最適値は求められる精度に応じて変わるが、例えば、１０Ｈｚ刻みでΔｆを設定し、式（１１）を算出するならば、式（１１）を最大にする真のΔｆに対して±５Ｈｚ以内の残留周波数誤差の範囲でΔｆを検索することが可能である。つまり、周波数誤差は５Ｈｚ以内に抑えられ、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（Ｍ０×Ｔ）を５ｍ秒程度と想定しても、平均化を行う期間内の位相の誤差は２πの１／４０（角度は９度）以内に収まる。平均化の期間中に位相は定常的に回転することを考慮すれば、運用上、支障のない程度の精度でチャネル情報を算出することが可能である。これは逆にいえば、平均化を行う期間内の位相の誤差を所定の値に抑えられる範囲で、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（つまりＭ０の値）が制限されることになる。
【０１３３】
このように、平均化処理を行う際には、連続する比較的短い時間スケールでの平均化と離散時間のチャネル推定結果での平均化を２段階で行う。なお、比較的短い時間スケールでの平均化を行う際の時間長は上述の制限を受けることに注意を要する。また、離散時間のチャネル推定結果においては、上述のようにアンテナ素子＃１の複素位相φ１（ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１（ｋ）のオフセットを加えることで、初期複素位相の不確定性の問題は回避できる。
【０１３４】
（アンプの個体差による影響（キャリブレーション）について）
実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。
【０１３５】
特に、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量には、周波数依存性がある。周波数依存性を伴う増幅率および複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差は時間的にはほぼ安定しているため、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。
【０１３６】
以下の実施形態における基地局装置では、アップリンクのチャネル推定結果に長時間平均を行ったチャネル情報を用いて、送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する。先の説明においても、実際にはハイパワーアンプやローノイズアンプ（厳密にはその他のフィルタ等の回路を含めた送信系及び受信系の回路等）により、振幅や複素位相が変化する場合がある。この場合、振幅や複素位相の変化に応じた補正をするためのキャリブレーション係数を事前に取得しておき、これを補正に用いると説明した。キャリブレーション処理は、公知の技術を用いても構わないが、以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。
【０１３７】
図１６は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。同図において、符号２５−１〜２５−３は無線モジュールを示し、符号２１−１〜２１−３はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）を示し、符号２２−１〜２２−３はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示し、符号２３−１〜２３−３は時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）を示し、符号２４−１〜２４−３はアンテナ素子を示している。
ここでは、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略したが、無線モジュール２５−１〜２５−３にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ２１−１〜２１−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）に応じて変化するものとする。また、信号がローノイズアンプ２２−１〜２２−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）に応じて変化するものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋ周波数成分に対する周波数「（ｆｋ）」の表記を行っている。
【０１３８】
ここで、例えば、無線モジュール２５−１及び無線モジュール２５−２から試験用の無線モジュール２５−３に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール２５−１のアンテナ素子２４−１と、無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−２のアンテナ素子２４−２と無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ２（ｆｋ）で表されている。
【０１３９】
このとき、実際に無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
【０１４０】
したがって、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）／ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【０１４１】
この状況は受信側においても同様であり、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−１の通過にともなる変化を示す係数ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
【０１４２】
したがって、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）／ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【０１４３】
上述したように、実施形態における基地局装置は、受信したトレーニング信号に対して長時間平均をとることにより、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能である。
しかし、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子２４−１〜２４−３に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３及びハイパワーアンプ２１−１〜２１−３の個体差の影響をキャンセルする必要がある。
【０１４４】
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール２５−３を用意し、試験用の無線モジュール２５−３のアンテナ端子と、無線モジュール２５−１、２５−２のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続し、伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ２１−１〜２１−３及びローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。
【０１４５】
図１７は、キャリブレーションの概要を示す図である。同図において、符号２６−１〜２６−３はアンテナ端子を示し、符号２７は同軸ケーブルを示している。なお、図１６に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。
図１７（Ａ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−１とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図１７（Ｂ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−２とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図１６が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図１７がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル上を信号が伝搬した状態を示している。
【０１４６】
無線モジュール２５−１、２５−２と、無線モジュール２５−３とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル２７のチャネル情報は、ｈ０（ｆｋ）である。
このとき、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。
また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。
【０１４７】
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次式（１４）及び式（１５）で表されるキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を算出しておく。
【０１４８】
【数２１】
2014017678.tif 000023
【０１４９】
【数２２】
2014017678.tif 000024
【０１５０】
先ほど、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３・（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されると説明した。これらに式（１４）及び式（１５）のキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を乗算すると次式（１６）及び式（１７）が得られる。
【０１５１】
【数２３】
2014017678.tif 000025
【０１５２】
【数２４】
2014017678.tif 000026
【０１５３】
式（１６）及び式（１７）の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報、及び、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報に一致している。
このように、式（１４）及び式（１５）に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーション係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。
【０１５４】
なお、以下の実施形態では、これらのキャリブレーション係数を予め取得し、その値をデジタル信号処理上で利用する場合の説明を中心に行うが、当然ながらアナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値（複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない）となるように基地局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が１であるとみなした処理に読み替えることも可能である。同様に、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整されている場合にも、結果的に式（１４）及び式（１５）で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。
【０１５５】
（漸化式による残留干渉のキャンセル処理）
動作原理についてのここまでの説明では、チャネル情報の短時間平均化処理、相対成分取得、長時間平均化処理、送受信ウエイトの取得に関する説明と、それらに付随するキャリブレーションや周波数誤差等に関する説明を行ってきた。これらの技術を用いることで、より高次の空間多重をリアルタイムに対処可能な簡易な制御で実現することが可能になるが、一般に送受信ウエイトは同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせに依存するため、最初にその組み合わせを定めて送受信ウエイトを算出しなければならない。以降に示す本発明の関連技術の第１の構成例では、その組み合わせに対して適切な送受信ウエイトを算出する場合について説明している。
【０１５６】
しかし、例えば１００台の端末装置から最大で３０台の端末装置の空間多重を行う場合を考えれば、その組み合わせの数は１００Ｃ３０であり、３×１０２５程度の天文学的な数の組み合わせが存在する。このため、事前に送受信ウエイトを求めておく場合であっても、この数の組み合わせに対して全ての送受信ウエイトを算出するのは現実的ではない。さらには、それをメモリに記憶しておくとしても、そのメモリの容量は膨大なものとなる。仮にアンテナ素子数を１００本、サブキャリア数を１０２４、空間多重数を３０多重、ひとつの周波数成分とアンテナ素子の組み合わせに対するウエイトの値を４バイトで記載したとする。この場合、ひとつの端末装置の組み合わせパターンに対して全サブキャリアで、１００×１０２４×３０×４＝１２．２８８Ｍバイトのメモリ容量が必要である。全体ではこれの３×１０２５倍の容量が必要になるので、それは現実的な記憶容量の限界をはるかに超えるものとなる。したがって、実際に利用可能な端末装置の組み合わせパターンを限定し、そのパターンの中から選択して空間多重を実施しなければならない。
【０１５７】
一方、以下に示す本発明の関連技術の第２の構成例では、単純に送受信ウエイトを各アンテナ素子に対して信号が同位相合成されるように設定するため、同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存せずに送受信ウエイトが決まる。このため、特に同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを限定することなく、任意の組み合わせで空間多重を行うことが可能となる。しかし、これは本発明の関連技術の第１の構成例に示すような完全なヌル制御により相互の干渉成分を抑圧する訳ではないので、ＳＩＲ（ないしはＳＩＮＲ）特性は本発明の関連技術の第１の構成例よりも第２の構成例の方が劣化する。この結果、所望の特性を満たす範囲で同時に空間多重することができる信号系統数が少なくなり、その分だけ周波数利用効率は低くなる。
【０１５８】
本発明では、アップリンクに着目すれば各アンテナ素子において受信された周波数成分ごとの信号に、着目する端末装置に対応した受信ウエイトを乗算して加算合成した信号を求め、同時に空間多重を行う複数の端末装置に対応したこれらの受信信号をもとに、先の受信ウエイトでは除去しきれない干渉信号をさらに抑圧するための信号処理を受信側である基地局装置において行う。同様に、ダウンリンクにおいても、同時に空間多重を行う複数の各端末装置宛に生成した送信信号の各周波数成分に対し、これらの信号をもとに先の送信ウエイトでは端末装置側において除去しきれない干渉信号をさらに抑圧するための信号処理を送信側である基地局装置側で行う。
【０１５９】
この信号処理においては、同時に空間多重を行う複数の端末装置の中の個別の２台の端末装置の組み合わせに対し、その端末装置に対応したチャネル情報と送受信ウエイトの各情報をもとに算出される送受信信号の補正情報を事前に算出及び記憶しておき、記憶されたこれらの情報を読み出して信号処理を行う。さらに信号処理は、行列×ベクトルの形式で表される漸化式で表されるものであり、この漸化式の繰り返し処理により、全体の演算量の増加を抑制する。一般に、Ｎ×Ｎの行列同士の乗算演算（ないしは行列の逆行列演算や特異値分解等も同様）には、Ｎの３乗に比例する回数の乗算演算が必要となるが、行列×ベクトルの演算では乗算回数はＮの２乗に抑えられ、且つ、逆行列演算などと比べると、単純なルーチン処理で実現できる。このため、ハードウエアとして回路構成的にも実現が容易となり、リアルタイム処理を実現するのに有効である。
【０１６０】
したがって本発明においては、この本発明の関連技術の第２の構成例で示す送受信ウエイト（本発明の関連技術の第１の構成例の様なヌル制御による完全な干渉抑圧が行われていない、即ち不完全な送受信ウエイト）を用いながらも、その送受信ウエイトを用いることで残る残留干渉を漸化式を用いた演算処理で推定し、その残留干渉成分をキャンセルする信号を付加することで、残留干渉成分を抑圧する信号処理を実現する。
【０１６１】
［本発明の関連技術の構成例］
本発明は、チャネルの時変動量の推定と通信品質管理制御に係わる技術と、その関連技術の組み合わせにより構成される。本発明の具体的な実施形態を説明する前に、その実施形態のベースとなる関連技術の構成例を先に説明する。
【０１６２】
（関連技術の第１の構成例）
本発明の関連技術の第１の構成例では、複数のアンテナ素子を備える基地局装置と、基地局装置と通信をする複数の端末装置を具備する無線通信システムを例にして説明を行う。
図１８は、本発明関連技術の第１の構成例における基地局装置１０の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置１０は、受信部１００、送信部１４０、送受信ウエイト算出部１２０ａ、インタフェース回路１７０、ＭＡＣ層処理回路１８０、通信制御回路１１０および記憶回路１１５を備えている。ＭＡＣ層処理回路１８０はスケジューリング処理回路１８１を有している。
基地局装置１０は、インタフェース回路１７０を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路１７０は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路１８０に出力する。ＭＡＣ層処理回路１８０は、基地局装置１０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１１０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路１７０で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路１８１は、同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路１８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１１０に出力する。
【０１６３】
空間多重伝送において、送信時には複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路１８０から送信部１４０に出力される。また、受信時には複数の端末装置から送信された複数系統の信号系列が受信部１００からＭＡＣ層処理回路１８０に出力される。送受信ウエイト算出部１２０ａは、受信部１００と送信部１４０とが空間多重してデータを送受信する際に用いる受信ウエイト及び送信ウエイトを管理する。
記憶回路１１５は、無線通信システムにおいて各端末装置の様々な情報など（例えば、ＳＮＲ情報、時変動の程度の情報や最適伝送モードなどに関する情報）を予め記憶している。記憶回路１１５が記憶している端末装置のＳＮＲ情報や最適伝送モードなどの情報は、スケジューリング実施時において用いられる。なお、この記憶回路１１５は、本発明の実施形態及びその関連技術の双方において、必ずしも必要ではなく、場合によっては省略する構成とすることも可能である。
以下、基地局装置１０における受信（アップリンク）に係る構成（受信部１００）と、送信（ダウンリンク）に係る構成（送信部１４０）とに分けて説明する。
【０１６４】
図１９は、本発明関連技術の第１の構成例における基地局装置１０が備える受信部１００の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信部１００は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０３−１〜１０３−Ｋ、ローカル発振器１０４、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋ、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋ、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋ、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋ、及び受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌを備えている。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌと、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋとは、図１８に示した通信制御回路１１０に接続されている。また、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋと、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、図１８に示した送受信ウエイト算出部１２０ａと接続されている。なお、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋは、図１３におけるアンテナ素子１３−１〜１３−４に対応する。また、本構成例ではＴＤＤ方式を前提として説明を行うが、原理的にはＦＤＤ方式にも拡張可能である。
【０１６５】
本構成例の基地局装置１０には、Ｋ個のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対応する、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−ＫからＡ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋまでの回路が並列に設けられ、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋの出力にＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋが接続されている。また、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定するために、送受信で同一のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを用いている。ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋが送信信号と受信信号との流れを切り替えている。
【０１６６】
ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋは、アンテナ素子１０１−１〜１０２−Ｋを介して受信した信号をローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋに出力する。ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋは、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋから出力される信号を増幅して、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに出力する。ローカル発振器１０４は、予め定められた周波数を有する局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに出力する。ここで、各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに入力される。
【０１６７】
ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋは、ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋから入力された信号に対し、ローカル発振器１０４から入力される局部発振信号を乗算してダウンコンバートしてフィルタ１０６−１〜１０６−Ｋに出力する。フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋは、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋがダウンコンバートした信号に含まれる受信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋに出力する。
【０１６８】
Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋは、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋから入力されるベースバンド信号をデジタル化する。ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋから入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号を含む信号であれば、当該デジタル・ベースバンド信号を周波数成分ごとの信号に分離する。この際、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、各周波数成分の信号に対して、ＯＦＤＭシンボル（ないしはブロック伝送のブロック）ごとにガードインターバルを除去し、残りのサンプリングデータに対してＦＦＴ処理を施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、当該信号を受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌに出力する。更に、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、通信制御回路１１０の制御に応じて、入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号であれば、当該信号を送受信ウエイト算出部１２０ａに出力する。ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋに入力されるデジタル・ベースバンド信号がデータ通信信号を含む信号であるか、それとは異なるトレーニング信号であるかの判定は、通信制御回路１１０が行う。
【０１６９】
ここで、「通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号」とは、本構成例において送受信ウエイトの算出に用いるチャネル情報の推定処理において使用される図１５に示すトレーニング信号３−１〜３−３信号であって、無線通信におけるユーザ・データないしは各種制御情報を収容した無線パケットとは全く異なる信号である。本関連技術では一部の構成例を除き、通常のデータ通信とは異なる信号処理（以下の図２２に示すチャネル情報の短時間平均化処理等）を行う必要があり、この信号は図１５にて説明した通り、従来のＯＦＤＭ信号等とは異なるため、信号処理の内容も微妙に異なる。このため、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋでは、この通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号に対しては、ＦＦＴに伴う一連の処理を施さず、デジタル・ベースバンド信号のまま送受信ウエイト算出部１２０ａに出力し、送受信ウエイト算出部１２０ａにおいてＦＦＴを含む処理を実施する機能が実装されているものとしている。ただ、詳細は後述するが、ここに記載された機能を実現するために、他の機能ブロックに同等の処理を実施することで代替することは当然可能であり、それも本関連技術の実現方法の一部であるとみなす。
【０１７０】
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、それぞれが、空間多重を用いてデータを送信する端末装置ないしは空間多重された信号系列に対応付けられ、受信信号から対応する端末装置のデータを検出する信号検出処理を行う。具体的には、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、各周波数成分に分離した信号に対して、それぞれに割り当てられた送信元の端末装置に対応する受信ウエイトを送受信ウエイト算出部１２０ａから入力し、周波数成分ごとに受信ウエイトを乗算する。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、周波数成分ごとに、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対し、受信ウエイトを乗算した信号を加算合成し、加算合成した信号に対して信号検出処理を行い、得られたデータ出力＃１〜＃ＬをＭＡＣ層処理回路１８０に出力する。
【０１７１】
具体的には、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、加算合成された信号に対してサブキャリアごとの復調処理を行い、ＳＣ−ＦＤＥが用いられている場合、加算合成された各周波数成分の信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対する復調処理を行う。ここでの復調処理には、加算合成等の信号処理が施された後の信号に対するチャネル推定を含み、ここで推定されたチャネル情報を基に信号検出処理が行われる。更に、必要に応じて誤り訂正の復号処理を施し、データを出力する。ＭＡＣ層処理回路１８０におけるＭＡＣ層上での信号処理などは、公知の技術を用いた処理と同じであり、ここでは説明を省略する。
【０１７２】
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌが信号処理を行う際、送信元の端末装置ごとに異なる受信ウエイトを用いる必要がある。通信制御回路１１０は、一連の通信に係る制御全般を管理するが、特に、どのタイミングでどの端末装置からの信号を受信するか、どの受信ウエイトを用いるのかを管理する。そのため、本構成例における基地局装置１０と端末装置との間のアクセス制御は、基地局装置１０の集中制御により管理している。
【０１７３】
なお、補足であるが、通信制御回路１１０は、自装置（基地局装置１０）と端末装置との間のタイミングの同期に関して、ＧＰＳ等を用いた絶対的な時刻・タイミングの同期を用いるようにしてもよい。
また、絶対的な時刻の同期の他にも、基地局装置１０と端末装置との間の大まかな距離が分かっていれば、その距離に相当する伝搬遅延を端末装置に事前に設定しておき、端末装置は、基地局装置１０のタイミングの基準となる信号の受信時刻に対し、所定のオフセットとして伝搬遅延を減算した時間にアップリンクの信号を送信開始するようにしてもよい。
【０１７４】
具体的には、時分割多元接続（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）を用いたアクセス制御の例を用いれば、端末装置は、ＴＤＭＡフレーム先頭のプリアンブル等のタイミング検出により得られるフレームタイミングを基準とし、フレーム内のスロット割り当ての内容を把握して通信の動作を行う。通常であれば、アップリンクのタイムスロットのタイミングで信号を送信するが、いわゆるタイム・アライメントと呼ばれる制御では、伝搬遅延を見込んでその遅延分だけ端末が自らの認識しているタイミングに対して先行した時間のタイミングで信号の送信を開始し、結果的に基地局装置１０にその信号が到着する時刻を、基地局が認識しているタイミング通りになるように調整する。
【０１７５】
この際に必要となる調整量は、実際の信号は基地局装置１０から端末装置、更に基地局装置１０へと往復することになるため、端末装置は伝搬遅延の２倍の時間だけ前倒しで送信を開始することになる。なお、このタイミングの調整は必ずしも端末装置で行わなくてもよく、基地局装置１０が自装置と端末装置との距離ないしはその距離に相当する伝搬遅延を把握することができれば、基地局装置１０において信号が受信される時刻をその時間分（伝搬遅延の２倍）だけ後ろ倒しに調整することで、タイミング調整を行うことも可能である。ないしは、直接的に基地局装置から端末装置に対し、その時間分だけ前倒しした時間を送信タイミングであると指示を行ってもよい。
【０１７６】
このように、ＧＰＳを用いた絶対時刻の同期ないしはタイム・アライメント制御等のいずれかの手段で把握したタイミングで基地局装置１０は受信処理を開始し、シンボルタイミングも既知として処理を行うことが可能である。これらのタイミング制御、アクセス制御、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋの切替え、受信ウエイトを読み出すときにおける送信元である端末装置情報の提供など、これらを合わせて全て通信制御回路１１０が制御・管理を行う。
【０１７７】
次に、送受信ウエイト算出部１２０ａの構成について説明する。
図２０は、本発明関連技術の第１の構成例における送受信ウエイト算出部１２０ａの構成例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送受信ウエイト算出部１２０ａは、チャネル情報短時間平均回路１２１、相対成分取得回路１２２、チャネル情報長時間平均回路１２３、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト記憶回路１２５ａ、キャリブレーション回路１２６、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路１２７ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト記憶回路１２８ａ、及びキャリブレーション係数記憶回路１２９を有している。なお、以下に示す説明におけるチャネル情報、送受信ウエイト、キャリブレーション係数等は、全て周波数成分ごとに異なるものであり、それらは周波数成分ごとに個別に算出、処理、記録、管理されるものである。
【０１７８】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、通信制御回路１１０の指示に従い、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋから入力される信号に対してトレーニング信号の短時間平均化処理（必要に応じ周波数誤差補償を行い、更に時間軸上の信号をＦＦＴ処理により周波数成分ごとに分離する）を行い、端末装置ごとに、端末装置とアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれとの間のアップリンクのチャネル情報を周波数成分ごとに取得する。相対成分取得回路１２２は、例えばアンテナ素子１０１−１の複素位相を基準とし、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれのチャネル情報のアンテナ素子１０１−１との相対成分を取得する。チャネル情報長時間平均回路１２３は、端末装置ごとに、相対成分取得回路１２２が取得した離散的な時刻に取得された複数回分のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対する相対成分から、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対する相対成分の平均値を算出する長時間平均化処理を行い、算出した平均値をチャネル情報として出力する。
【０１７９】
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａは、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に基づいて、端末装置の予め定められた組み合わせごとに、受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトと当該組み合わせとを対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａに出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａは、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａが出力した、受信ウエイトと、端末装置の組み合わせとを対応付けて記憶する。ここで、端末装置の組み合わせは、無線通信システムに具備されている複数の端末装置の全ての組み合わせでもよいし、頻繁に利用される限定的な組み合わせでもよい。
【０１８０】
キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に予め定められたキャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、キャリブレーション回路１２６が取得したダウンリンクのチャネル情報に基づいて、端末装置の予め定められた組み合わせごとに、送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトと当該組み合わせとを対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに出力する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａが出力した送信ウエイトと端末装置の組み合わせとを対応付けて記憶する。
キャリブレーション係数記憶回路１２９には、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、アップリングのチャネル情報から、ダウンリンクのチャネル情報を算出する際に用いる各周波数成分におけるキャリブレーション係数を予め記憶している。
【０１８１】
なお、送受信ウエイト算出部１２０ａにて行うチャネル情報の推定に係わる一連の処理、及びそれに後続する送受信ウエイトの算出とその記憶等の一連の処理は、全て周波数成分ごとに行われる。つまり、式（１１）又は式（１３）を用いて行う周波数誤差を推定した後は、周波数誤差を補正した式（１０）で与えられる短時間平均化後の各ｍに対するサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴ処理を行い、各周波数成分に分離することでアップリンクの短時間平均化されたチャネル情報を取得した後、それを基に各周波数成分に対して一連の処理を行う。
【０１８２】
図２１は、本発明関連技術の第１の構成例における基地局装置１０における送信部１４０の構成の一例を示す図である。同図に示すように、送信部１４０は、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌ、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋ、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋ、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋ、ローカル発振器１４５、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋ、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋ、及びハイパワーアンプ（ＨＰＡ）１４８−１〜１４８−Ｋを更に備えている。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌと、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋとは、図１８に示した通信制御回路１１０に接続されている。また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、図１８に示した送受信ウエイト算出部１２０ａに接続されている。ここで、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ、及びＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋは、アップリンクに係る構成（受信側）とで共通に用いられる。実際には、基地局装置１０において、アップリンクに係る構成と、ダウンリンクに係る構成とが一体となって動作するものであるが、説明の都合上、分けて説明をしている。
【０１８３】
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、それぞれが、空間多重を用いてデータを送信する宛先の端末装置に対応付けられ、対応付けられた端末装置に送信するデータに対して信号処理を行う。具体的には、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、送信すべきデータ入力＃１〜＃ＬがＭＡＣ層処理回路１８０から入力されると、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式又はＳＣ−ＦＤＥにおける所定の送信処理を実行する。データ入力＃１〜＃Ｌは、宛先の端末装置ないしは空間多重する信号系列それぞれに対応するデータであり、宛先の端末装置に対応付けられた送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌに入力される。
【０１８４】
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、基地局装置１０においてＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられる場合、誤り訂正符号化の後にサブキャリアごとの信号の変調処理を行う。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている送信ウエイトのうち、それぞれに割り当てられた宛先の端末装置に対応する各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの送信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａから読み出し、変調処理を行ったサブキャリアごとの信号に対し、読み出した送信ウエイトをサブキャリアごとに乗算する。
【０１８５】
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、基地局装置１０においてＳＣ−ＦＤＥが用いられる場合、シングルキャリアの変調処理が施された信号を、送信信号のブロック単位でＦＦＴにより各周波数成分に分離する。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている送信ウエイトのうち、宛先の端末装置に対応した送信ウエイトを読み出し、周波数成分に分離した信号に対し、読み出した送信ウエイトを周波数成分ごとに乗算する。
【０１８６】
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、基地局装置１０においてＳＣ−ＦＤＥが用いられる場合、誤り訂正符号化の後にシングルキャリアの変調処理が施された信号を、送信信号のブロック単位でＦＦＴにより各周波数成分に分離する。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８に記憶されている送信ウエイトのうち、宛先の端末装置の組み合わせに対応した送信ウエイトを読み出し、周波数成分に分離した信号に対し、読み出した送信ウエイトを周波数成分ごとに乗算する。
【０１８７】
その後、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式及びＳＣ−ＦＤＥのいずれが用いられる場合においても、送信ウエイトを乗算したアンテナ素子ごとの各周波数成分の信号を加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する。加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋは、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが生成した信号を周波数成分ごとに合成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋに出力する。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋは、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋにおいて合成された信号に対しＩＦＦＴ処理を施し、周波数軸上から時間軸上の信号に変換し、更にガードインターバルを付与し、必要に応じて波形整形を行い送信すべきデジタル・ベースバンド信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋに出力する。なお、デジタル・ベースバンド信号は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対応し、個別に信号処理される。
【０１８８】
Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋから入力された信号をアナログ信号に変換しミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに出力する。
ローカル発振器１４５は、アップコンバートに用いられる局部発振信号であって所定の周波数を有する局部発振信号をミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに出力する。
ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋは、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋから入力されるアナログ信号に対し、ローカル発振器１４５から入力される局部発振信号を乗算して無線周波数にアップコンバートした信号をフィルタ１４７−１〜１４７−Ｋに出力する。なお、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに入力される。
【０１８９】
フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋは、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋから入力される信号に含まれ送信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋに出力する。
ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋは、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋから入力される信号を増幅し、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋを介してアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋより送信する。
通信制御回路１１０は、更に、送信タイミングや、宛先の端末装置の管理、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋの切替えの制御を行う。
【０１９０】
なお、以上の説明では、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにおいて行う信号処理が加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋの後段において処理される場合について説明を行ったが、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにおいて行う信号処理を送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌにて実施し、時間軸上のデジタル・サンプリングデータとした上で、各サンプリング時刻のサンプリングデータを加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋにて全宛先の端末局に亘り加算合成するという処理に置き換えても、同等の信号処理が可能であり、どちらの構成を選択しても構わない。ただし、この場合、ＩＦＦＴを行う回数が上記説明よりも多くなるため、全体的な回路規模抑制の観点からは図２１の構成が好ましいと思われる。
【０１９１】
＜チャネル推定から送受信ウエイトの算出処理＞
以下、図２２から図２７を用いて、本構成例の基地局装置１０におけるチャネル推定から送信ウエイト及び受信ウエイトの算出までの処理を説明する。これらの一連処理は、端末装置と通信を開始する前に行うことが基本であるが、一旦、これらの処理を行った上で、逐次学習を行いながらチャネル情報の精度の向上、すなわち送信ウエイト及び受信ウエイトの精度の向上を図ることも可能である。
また、基地局装置１０は、ブロードバンドサービスの中で利用されることを想定し、ある程度の帯域幅で通信を行う場合を対象とした。このため、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式や、ＳＣ−ＦＤＥ等の通信方式が用いられることを想定し、ブロック単位で各周波数成分を分離して信号処理をする説明を行っている。
【０１９２】
アップリンクのチャネル推定においては、例えば、図１５に示したようなトレーニング信号を端末装置から連続的に送信し、それを基地局装置１０が受信し、比較的短い時間での平均化処理（図２２）を行う。更に、基地局装置１０において、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの相対的なチャネル情報の差を示す相対成分を取得し（図２３）、長時間での平均化処理（図２４）を行う３段階の信号処理を行う。
このようにして求めたアップリンクのチャネル情報に対し、キャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得し（図２５）、アップリンク及びダウンリンクのチャネル情報に基づいて送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する（図２６）。
以下、各処理を説明する。
【０１９３】
図２２は、本発明関連技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理を示すフローチャートである。
基地局装置１０において、チャネル情報短時間平均回路１２１は、端末装置から短時間平均化用のチャネル推定のトレーニング信号の受信が開始されると（ステップＳ１０１）、サンプリングのカウンタとしてのｍ及びＭをゼロにリセットする（ステップＳ１０２）。ここで、カウンタとは、式（１０）におけるｍ、Ｍのことであり、第Ｍシンボルの第ｍサンプルの意味である。チャネル情報短時間平均回路１２１は、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋから入力されるトレーニング信号に対してサンプリングを行い、サンプリングした信号をＳ（Ｍ）ｍとする（ステップＳ１０３）。
【０１９４】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、サンプリング周期Δｔが経過するたびに、カウンタｍに「１」を加算し（ステップＳ１０４）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した（ｍ＝Ｎ）か否かを判定し（ステップＳ１０５）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致していない（ｍ≠Ｎ）場合（ステップＳ１０５：ＮＯ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０５を繰り返す。ここで、データ数Ｎは、１シンボル当たりのサンプル数であり、予め定められた値である。
一方、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した場合（ステップＳ１０５：ＹＥＳ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、１シンボル分のサンプリングが完了したとみなし、次のシンボルをサンプリングするために、カウンタｍに０を代入し、カウンタＭに「１」を加算する（ステップＳ１０６）。
【０１９５】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、カウンタＭが所定の値（式（１０）のＭ０）に達したか否かに応じてサンプリング終了か否かを判定し（ステップＳ１０７）、一続きのサンプリングが完了していない場合（ステップＳ１０７：ＮＯ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０６の処理を繰り返して行う。ここで、一続きのサンプリングとは、予め定められたシンボル数Ｍ０のサンプリングのことである。
一方、一続きのサンプリングが完了した場合（ステップＳ１０７：ＹＥＳ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、式（１２）を用いて＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）を算出し（ステップＳ１０８）、式（１３）の解ないしは式（１１）を最大にする周波数誤差Δｆを算出する（ステップＳ１０９）。
【０１９６】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、算出した周波数誤差Δｆを用い、式（１０）から複数周期に亘り加算平均化されたサンプリングデータ〜Ｓｍを算出する（ステップＳ１１０）。
チャネル情報短時間平均回路１２１は、短時間平均されたサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴを行い、各周波数成分の情報を算出し（ステップＳ１１１）、短時間平均化の処理を終了する（ステップＳ１１２）。
なお、周波数誤差Δｆが無視可能なほどに小さいことが事前に分かっている場合（設計上、この様な設定となっている場合）、ないしは短時間平均化を行う時間（Ｔ×Ｍ０）が十分に短く設定されている場合には、周波数誤差Δｆの補正に相当するステップＳ１０８及びステップＳ１０９の処理を省略し、Δｆ＝０としてステップＳ１１０を直接実施することも可能である。
【０１９７】
チャネル情報短時間平均回路１２１は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、複数の周期に亘るトレーニング信号を周期ごとに分離し、分離した各トレーニング信号を合成して短時間の平均化処理を行う。更に、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋで受信した信号に含まれる異なる周期を有する各周波数成分の信号をＦＦＴにて周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの信号から各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋと端末装置との間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得する。
【０１９８】
図２３は、本発明関連技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理を示すフローチャートである。相対成分取得回路１２２は、チャネル情報短時間平均回路１２１が第１のアンテナ素子１０１−１から第Ｋのアンテナ素子１０１−Ｋそれぞれに対応する信号に対して短時間平均化処理を終了すると（ステップＳ１２１−１〜Ｓ１２１−Ｋ）、短時間平均化処理が終了した各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ）１，…，＾ｈ（ｋ）Ｋがチャネル情報短時間平均回路１２１から入力される（ステップＳ１２２−１〜１２２−Ｋ）。
【０１９９】
相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子１０１−１におけるチャネル情報（＾ｈ（ｋ）１）と、その複素共役（＾ｈ（ｋ）１）＊とから、オフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）（＝（＾ｈ（ｋ）１）＊／‖＾ｈ（ｋ）１‖）を算出する（ステップＳ１２３）。ここで「‖ｘ‖」は、ｘの絶対値を表す。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
相対成分取得回路１２２は、算出した第ｋ周波数成分に対するオフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）を各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応する第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ）１、…、＾ｈ（ｋ）Ｋに乗算し（ステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋ）、相対的な複素位相関係を示すチャネル情報〜ｈ（ｋ）１，…〜ｈ（ｋ）Ｋを求め、処理を終了する（ステップＳ１２５−１〜Ｓ１２５−Ｋ）。
【０２００】
上述のように、相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子１０１−１のチャネル情報を基準として、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの相対的なチャネル情報〜ｈ（ｋ）１，…〜ｈ（ｋ）Ｋを算出する。なお、相対成分取得回路１２２は、端末装置ごとに、全ての周波数成分について上記のステップＳ１２１−１〜ステップＳ１２５−Ｋまでの処理を行い、各端末装置に対する全ての周波数成分における短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ）１，…，〜ｈ（ｋ）Ｋを算出する。
【０２０１】
図２４は、本発明関連技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理を示すフローチャートである。上述の図２２及び図２３の各処理は、連続又は離散的な時間で複数回実施され、各処理において算出された短時間平均のチャネル情報を基に、長時間平均化処理において長時間平均化されたチャネル情報を算出する。
【０２０２】
チャネル情報長時間平均回路１２３は、１回目からＱ回目の短時間平均化処理（相対成分取得を含む）が完了すると（ステップＳ１３１−１〜Ｓ１３１−Ｑ）、相対成分取得回路１２２から短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ）１［ｑ］，…，〜ｈ（ｋ）Ｋ［ｑ］（ｑ＝１，…，Ｑ）が入力される（ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑ）。ここで、短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ）１［ｑ］は、ｑ回目に算出された第１のアンテナ素子１０１−１の第ｋ周波数成分に対するチャネル情報の相対成分である。したがって、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで行われる処理に相当する。なお、長時間平均化処理の対象になる回数Ｑは、無線通信システムを運用する環境などに基づいて予め定められる。
【０２０３】
また、チャネル情報長時間平均回路１２３は、次式（１８）を用いて、長時間平均のチャネル情報ｈ（ｋ）ｉ（ｉ＝１，…，Ｋ）を算出する（ステップＳ１３３）。なお、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで処理が完了するため、長時間平均化処理であるステップＳ１３３の実施までの間、このチャネル情報の相対成分を一時的にメモリに記憶しておき、一度にステップＳ１３３を実施しても構わない。ないしは、ステップＳ１３３のΣによる総和の個々の加算処理を、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑの個々の処理が完了ごとに実施し、次の処理までの間メモリに記憶しておいて、加算の都度、それらを読み出してステップＳ１３３を実施しても構わない。
【０２０４】
【数２５】
2014017678.tif 000027
【０２０５】
チャネル情報長時間平均回路１２３は、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、各周波数成分のチャネル情報それぞれを平均化した長時間平均のチャネル情報ｈ（ｋ）ｉを算出すると、長時間平均化処理を終了する（ステップＳ１３４）。なお、後述の図２６を用いて説明する受信ウエイトの算出は、ここで取得したアップリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり、一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
【０２０６】
以上の処理により、アップリンクのチャネル情報が直接的に取得できる。また、本構成例では、相対成分取得処理（図２３）を行っているので、１回目からＱ回目までの各短時間平均処理における位相のずれの影響を受けることなく長時間平均のチャネル情報を算出することができる。なお、上述のチャネル情報ｈ（ｋ）ｉ等の右肩の添え字ｋは周波数成分を識別する番号（サブキャリア番号）を表している。
【０２０７】
図２５は、本発明関連技術の第１の構成例におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理を示すフローチャートである。基地局装置１０は、基地局装置１０から端末装置へのダウンリンクに関しては、アップリンクのように直接的にチャネル情報を取得することが困難なので、アップリンクのチャネル情報を基にダウンリンクのチャネル情報を推定する。
【０２０８】
基地局装置１０において、キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３からアップリンクのチャネル情報ｈ（ｋ）ｉが入力され（ステップＳ１４２）、入力されたチャネル情報ｈ（ｋ）ｉに対する第ｉのアンテナ素子１０１−ｉにおける第ｋ周波数成分に対応するキャリブレーション係数Ｃ（ｋ）ｉをキャリブレーション係数記憶回路１２９から読み出す（ステップＳ１４３）。
キャリブレーション回路１２６は、入力されたチャネル情報ｈ（ｋ）ｉと、読み出したキャリブレーション係数Ｃ（ｋ）ｉとを乗算し（ステップＳ１４４）、乗算結果をダウンリンクのチャネル情報として、処理を終了する（ステップＳ１４５）。この場合も、後述の図２６を用いて説明する送信ウエイトの算出は、ここで取得したダウンリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
キャリブレーション回路１２６は、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに上述のステップＳ１４２からステップＳ１４４の処理を行う。
【０２０９】
図２６は、本発明関連技術の第１の構成例の基地局装置１０における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。アップリンクにおけるチャネル情報に対する受信ウエイトの算出処理と、ダウンリンクにおけるチャネル情報に対する送信ウエイトの算出処理とは同等であるので、ここでは、ダウンリンクにおける送信ウエイトを算出する処理について説明し、アップリンクにおける受信ウエイトを算出する処理の具体的な説明を省略する。
【０２１０】
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、処理を開始すると（ステップＳ１５１）、空間多重を用いてデータを同時に送信する宛先となる端末装置の組み合わせパターンが入力される（ステップＳ１５２）。この端末装置の組み合わせパターンは、予め何らかの方法を用いて定められたパターンであり、例えば、無線通信システムに具備されている端末装置の全ての組み合わせや、頻繁に利用される限定的な組み合わせ、所定の条件を満たす組み合わせなどを用いるようにしてもよい。なお、全ての端末装置が必ず一つ以上の組み合わせに属するものとする。また、ＯＦＤＭＡのようにサブキャリアごとに異なる組み合わせによる帯域割り当てが可能な場合には、全ての周波数成分で同一のバリエーションの組み合わせを用意する必要はなく、周波数成分ごとに異なるバリエーションとなっても構わない。この場合、いずれかの周波数成分において一つ以上の組み合わせに属しているならば、全ての周波数成分において属する組み合わせが存在しなくても、動作的には問題ない。
【０２１１】
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、入力された組み合わせパターン＃ｓ（１≦ｓ≦Ｓ）ごとに、組み合わせパターンに含まれる端末装置に対応するダウンリンクのチャネル情報をキャリブレーション回路１２６から取得し（ステップＳ１５３−１〜Ｓ１５３−Ｓ）、組み合わせパターンに対応する送信ウエイトを算出する（ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓ）。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、算出した各送信ウエイトを、それぞれの組み合わせパターンに対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶させる（ステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓ）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、ステップＳ１５３−１〜Ｓ１５３−ＳからステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓまでの処理を全ての周波数成分に対して行う。
【０２１２】
なお、同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせパターンを決める方法として、端末装置の数が比較的少なければ、その全体の端末装置から空間多重数であるＮ個の端末装置を抜き出す組み合わせの数だけ用意してもよい。ただし、全ての端末装置の数ＭからＮ個を選び出す組み合わせはＭＣＮだけあり、「Ｍ」や「Ｎ」の値が大きいとその組み合わせの数は天文学的な膨大な数になる。その場合には、例えば全ての端末装置から適当にＮ個の組み合わせに分ける幾つかのパターンを厳選し、必ず各端末装置がいずれかのパターンに属するようにしておく。厳選の方法は、例えばランダムにＮ個を選ぶ組み合わせを多数作成し、なるべく各端末装置が同程度に数のパターンに属するように選び出してもよい。その作業は、何らかのプログラムを用いて実施してもよいし、人為的に組み合わせを設定してもよい。また、その際に何らかのルールを設定してもよいし、あくまで適当（ランダム）な作業で実施してもよい。ステップＳ１５１−１〜Ｓ１５１−ＳからステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓまでの処理は、この組み合わせパターンの作成の方法に影響を受けることなく実施できる。
【０２１３】
更に、端末装置の組み合わせパターンに対する送信ウエイトの算出処理（ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓ）について説明を追加しておく。ここでの送信ウエイトは、一般的なマルチユーザＭＩＭＯにおける送信ウエイトの算出と同様の方法、すなわち公知の算出方法を用いてもよい。例えば、図７に示した算出方法を用いるようにしてもよい。図７に示した方法では、式（６）〜式（９）として具体的な演算を示している。なお、同様の送信ウエイトの算出法としては、以下に示す方法もあり、いずれの方法を用いてもよい。
【０２１４】
まず、基地局装置１０の送信に相当するダウンリンクの送信ウエイトに関しては、式（１）等に示した全体のチャネル行列Ｈ［ａｌｌ］に対し、次式（１９）で表される擬似逆行列を算出し、これを送信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
【０２１５】
【数２６】
2014017678.tif 000028
【０２１６】
ここで、空間多重する端末装置数をＮ台、基地局装置１０のアンテナ素子の数をＫ本（Ｎ＜Ｋ）とすると、チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＮ×Ｋ（Ｎ行Ｋ列）である。Ｈ［ａｌｌ］のランクがＮであれば、行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｈ［ａｌｌ］ＨのサイズはＮ×Ｎで逆行列が存在し、式（１９）を用いて擬似逆行列を得ることができる。一般に、Ｎに対してＫの値が十分冗長であれば、このＮ×Ｎの行列のランクは安定的にＮとなり、逆行列が安定的に存在する。
【０２１７】
同様に、基地局装置１０の受信に相当するアップリンクの受信ウエイトに関しては、次式（２０）で表される擬似逆行列を算出し、これを受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
【０２１８】
【数２７】
2014017678.tif 000029
【０２１９】
アップリンクの場合、チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＫ×Ｎ（Ｋ行Ｎ列）であり、行列Ｈ［ａｌｌ］Ｈ・Ｈ［ａｌｌ］のサイズでもＮ×Ｎで一般には逆行列が存在し、式（２０）を受信ウエイトとして用いてもよい。
【０２２０】
なお、同様の送受信ウエイトとして知られているＭＭＳＥウエイトでは、雑音電力をσ２とすれば、次式（２１−１）及び次式（２１−２）を式（１９）及び式（２０）の代わりに用いてもよい。
【０２２１】
【数２８】
2014017678.tif 000030
【０２２２】
また、基地局装置１０からの送信に対応するダウンリンクと、受信に対応するアップリンクとでは、チャネル行列が異なるので、送信ウエイトと受信ウエイトとを個別に算出する必要がある。なお、式（２１−１）及び式（２１−２）における「Ｉ」はＮ×Ｎ（Ｎ行Ｎ列）の単位行列である。
【０２２３】
以上のように、ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓにおける処理でウエイトを算出し、ステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓにおける処理で算出したウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶させる。
なお、送受信ウエイトは、アンテナ素子ごとのウエイトの値を各要素の成分として構成されるベクトル（ウエイトベクトル）の示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるウエイトベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたウエイトベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価である。つまり、式（１９）から式（２１−２）などで与えられる行列の各行ベクトルないしは列ベクトル（従来からの公知の技術により求められる送受信ウエイトベクトル）の成分全体に共通の係数が乗算されたウエイトは、全て本発明関連技術におけるウエイトと等価なものである。
【０２２４】
図２６に関する以上の説明は送信ウエイトの算出に関するものであったが、受信ウエイトに関しても対応する回路（例えば、キャリブレーション回路１２６に対してチャネル情報長時間平均回路１２３、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａに対してマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに対してマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａ）に置き換えて、同様の処理を行うことで受信ウエイトの算出処理を実施することができる。
【０２２５】
図２２から図２６に示した上述の処理を事前に実施し、そこで得られた送信ウエイト及び受信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａ及びマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａに記憶させておく。なお、図２２及び図２６に示した処理は、通信開始後も適当な周期で通信を一時的に休止させて実行することが可能である。そこで得られた短時間平均のチャネル情報を用いて図２４から図２６に示した処理を行い、逐次、送信ウエイト及び受信ウエイトを更新するようにしてもよい。
【０２２６】
＜送信処理＞
次に、基地局装置１０における信号の送信処理について図を参照して説明する。
図２７は、本発明関連技術の第１の構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。先にも触れたが、ここではＯＦＤＭ（Ａ）変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いている場合について説明する。
基地局装置１０において、送信処理が開始されると（ステップＳ１６１）、通信制御回路１１０またはスケジューリング処理回路１８１が公知の技術を用いて空間多重の対象となる端末装置を選択する（ステップＳ１６２）。なお、ここでは同時に空間多重する端末装置の選択方法、すなわちスケジューリング方法の詳細についての説明を省略する。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、入力されるデータ入力＃１〜＃Ｌから各周波数成分の送信信号の生成を行う（ステップＳ１６３）。
【０２２７】
ステップＳ１６３における送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが行う処理は、例えば、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式を用いている場合、ＭＡＣレイヤの信号処理を施した無線パケットを構成するビット列に対し必要に応じて誤り訂正のための符号化処理、タイミング検出信号やチャネル推定用信号等からなるオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与等を施し、サブキャリアごとにビットを分けて所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）での信号点のマッピング処理等を行う。
【０２２８】
また、ＳＣ−ＦＤＥを用いている場合、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式と同様にＭＡＣレイヤの信号処理を施した無線パケットを構成するビット列に対し必要に応じて誤り訂正のための符号化処理、タイミング検出信号やチャネル推定用信号等からなるオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与等を施し、所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）での信号点のマッピング処理等のシングルキャリアの送信信号処理を行い、周波数軸上での送信ウエイト乗算処理を行うためにブロック単位でＦＦＴを実施し、送信信号の各周波数成分を生成する。
【０２２９】
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、通信制御回路１１０が選択した端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトのうち、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の送信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａから読み出す（ステップＳ１６４）。
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、それぞれが各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋで送信する送信信号ごとに、ステップＳ１６３において生成した各周波数成分に分離した送信信号と、ステップＳ１６４において読み出した各周波数成分の送信ウエイトとを乗算し、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する（ステップＳ１６５）。
【０２３０】
加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋは、それぞれが各送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌから入力された信号を加算合成し、この信号に対しＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するとともにガードインターバルが付与され、必要に応じて波形整形等の一連の処理を行う（ステップＳ１６６−１〜Ｓ１６６−Ｋ）。この信号それぞれに対して、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−ＫによるサンプリングデータのＤ／Ａ変換や、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋによる無線周波数へのアップコンバート、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋによる帯域外信号の除去、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋによる増幅が行われ、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信され（ステップＳ１６７−１〜Ｓ１６７−Ｋ）、送信処理が終了する（ステップＳ１６８−１〜Ｓ１６８−Ｋ）。
【０２３１】
これらの一連の処理（ステップＳ１６３からステップＳ１６７−１〜Ｓ１６７−Ｋ）は、無線パケットが複数シンボル又は複数ブロックに亘る場合には、ＯＦＤＭシンボルやＳＣ−ＦＤＥのブロック単位での処理がシンボル数ないしブロック数分だけ引き続き実施されることで無線パケット全体の送信信号処理が実施される。
また、送信ウエイトは図２６に関連して説明したように、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンは必ずしも全ての端末装置の組み合わせを含むわけではないため、この場合にはスケジューリング処理回路１８１がステップＳ１６２にて行う端末装置の組み合わせ選択では、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンに対応した端末を選ぶことになる。
【０２３２】
本構成例における基地局装置１０の送信処理の特徴としては、ステップＳ１６４においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている、端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトを読み出して利用する点であり、時々刻々と微妙に変化するチャネル情報を意識せず、端末装置の組み合わせごとに事前に算出された送信ウエイトを利用することである。これにより、送信する都度、送信ウエイトを算出することなく、送信処理を行うことができる。
【０２３３】
また、このようにして送信された信号は、各端末装置のアンテナ素子において、基地局装置１０のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が、周波数成分ごとに概ね同位相（厳密には、与・被干渉回避のヌル制御により、完全な同位相合成からは若干ずれている）で受信されることになる。各端末装置において受信された信号は、特に基地局装置１０が行う各種信号処理を意識することなく受信できる通常の信号として処理することが可能である。
【０２３４】
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−ＬがステップＳ１６３において行うチャネル推定用信号等のオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与においては、複数の端末装置に対して共通のパターンの信号を利用することが可能である。これはステップＳ１６５において行う送信ウエイトの乗算により、各端末装置において他の端末装置宛の信号が十分に抑圧された状態で受信可能となるために、各端末装置に個別のプリアンブル信号を割り当てる必要がないからである。この結果、高次の空間多重を行いながらも、空間多重数に依存したシンボル数のプリアンブル信号を付与する必要がなくなり、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えることが可能となる。
【０２３５】
＜受信処理＞
図２８は、本発明関連技術の第１の構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。端末装置が送信する信号は、本構成例における基地局装置１０が実施する各種信号処理を意識することなく、通常の信号として送信される。ここでは、同時に空間多重する端末装置の選択方法、即ちスケジューリング方法の詳細は省略するが、ＭＡＣ層処理回路１８０は公知の技術を用いて、空間多重してデータを伝送する端末装置を選択する。
【０２３６】
基地局装置１０において、受信処理が開始されると（ステップＳ１７１）、通信制御回路１１０は、空間多重してデータを伝送する端末装置の組み合わせを選択し（ステップＳ１７２）、アップリンクに関するスケジューリング内容を選択された端末装置に対して通知する（ステップＳ１７３）。ここでの通知方法は、例えばＴＤＭＡフレームを用いた基地局集中制御を採用するＷｉＭＡＸのようなシステムであれば、フレーム先頭部分におけるＵＬ−ＭＡＰ（アップリンクの割り当てマップ）にて、割り当てのあるサブキャリア番号やタイムスロット（ＯＦＤＭシンボル位置）、更には継続する時間（ＯＦＤＭシンボル数）などを通知する。もちろん、他の方法で割り当てを端末装置に通知してもよいし、アクセス制御の方法次第では端末装置側に通知するステップＳ１７３を省略することも可能である。なお、ステップＳ１７２における端末装置の組み合わせは、上位の装置から指示された端末装置の組み合わせを用いるようにしてもよい。
【０２３７】
ステップＳ１７３の処理に合わせて、送信元の端末装置の組み合わせに対応する受信ウエイトのうち、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の受信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａから読み出しを行う（ステップＳ１７６）。
これと並行して、割り当て指示（端末装置への送信指示）を行った所定のタイミングから各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して信号を受信する（ステップＳ１７４−１〜Ｓ１７４−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。その後、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋにてシンボル単位で信号を抽出し、ガードインターバルを除去してＦＦＴ処理を実施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換するなどの各種の受信信号処理を実施する（ステップＳ１７５−１〜Ｓ１７５−Ｋ）。
【０２３８】
更に、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａから読み出した受信ウエイトと、周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算する（ステップＳ１７７−１〜Ｓ１７７−Ｋ）。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは乗算結果を送信元の端末装置ごとに加算合成する（ステップＳ１７８−１〜Ｓ１７８−Ｌ）。ステップＳ１７７−１〜Ｓ１７７−Ｋ及びステップＳ１７８−１〜Ｓ１７８−Ｌにおける処理は、それ全体で受信信号ベクトルに受信ウエイト行列を乗算する演算に相当する。
【０２３９】
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、このようにして信号分離された各信号系列（データ出力＃１〜＃Ｌ）に対して、所定の受信信号処理を行い（ステップＳ１７９−１〜Ｓ１７９−Ｌ）、一連の処理を終了する（ステップＳ１８０−１〜Ｓ１８０−Ｌ）。
ここで、所定の受信信号処理とは、空間多重された信号を信号分離した後の処理である。したがって、通常のＳＩＳＯ通信と同様の信号処理である。
【０２４０】
また、受信信号処理には、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、サブキャリアごとの復調処理を含み、ＳＣ−ＦＤＥが用いられている場合、各周波数成分の受信信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対するシングルキャリアの復調処理を含む。更には、必要に応じて誤り訂正の復号処理などを実施してもよい。当然ながら、以上の処理の後段でＭＡＣレイヤ等の信号処理も行われるが、公知の技術による処理と変わらないためここでは省略する。
【０２４１】
また、送信処理においても説明したように、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンは必ずしも全ての端末装置の組み合わせを含むわけではないため、この場合にはスケジューリング処理回路１８１がステップＳ１７２にて行う端末装置の組み合わせ選択では、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンに対応した端末を選ぶことになる。
【０２４２】
なお、シンボルタイミングに関しては、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋでの受信信号の受信レベルが非常に微弱な場合には、受信信号からタイミング検出を行うのは困難な場合がある。この場合には、例えばＧＰＳを用いた絶対的な時間同期の他に、周期的なフレーム構成を用いて、直前のフレームタイミング検出用の信号などで得られたタイミングを基準にして、後続するフレームの受信タイミングを推定するなど、如何なる同期手段を用いて受信信号の受信タイミング及びシンボルタイミングを決定するようにしてもよい。このとき、端末装置は送信タイミングを決定する際に、同期された受信タイミングを基準として基地局からの指示等に従い所定のタイミングで信号を送信すればよい。
【０２４３】
上述のように、本構成例の無線通信システムでは、基地局装置１０及び端末装置が双方ともに比較的高所に設置され、この結果として見通し波ないしは固定的な巨大な建築物等からの安定的な反射波が基地局装置及び端末装置間で期待される環境で、見通し波及び安定した反射波の合成により与えられる安定した入射波成分に対応するチャネル情報を取得する。基地局装置１０は、取得したチャネル情報に基づいて、送信ウエイト及び受信ウエイトを生成し、この受信ウエイトを用いることで基地局装置及び端末装置における信号の同位相合成を実現する。また、基地局装置１０が生成した送信ウエイトを用いて複数のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから信号を送信することで、端末装置は伝搬路上において合成された信号を高い精度で位相が揃えられた信号として受信することができる。
【０２４４】
また、基地局装置１０におけるチャネル情報の取得では、短時間平均を行うことでチャネル推定の推定精度を向上している。更に、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して受信する離散した時刻の複数の受信信号を合成することにより、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して受信する受信信号におけるランダムな時変動成分の安定的な成分に対する相対的な比率を統計的に抑圧することができ、時変動の影響を低減させることができる。
これにより、端末装置とアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋとの間のチャネル情報の取得が困難なほどに、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋによる回線利得が不足する環境であっても、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が端末装置において同位相合成される送信ウエイトを算出することができる。
【０２４５】
また、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に係わるチャネル情報のフィードバックにおいて、リアルタイムのチャネル情報のフィードバックを頻繁に行う場合には問題となるチャネル推定のためのオーバーヘッドによる伝送効率の低下を回避することができる。実際、サービス開始前に長時間平均化チャネル情報を取得しておけば、データ通信を行うサービス中にはチャネル情報フィードバックを一切行わなくても運用可能である。更には従来であれば逐次行われていた送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に伴う演算の負荷も、無線通信システムの運用開始時に１回だけ算出すれば良くなるため、通常運用時の負荷の低減を図ることも可能である。これらの送信ウエイト及び受信ウエイトの算出は、リアルタイム処理が前提の従来技術では短時間での演算処理完了が求められる場合が多く、このために高速演算が可能なハードウエア処理が前提となることが多かった。しかし、従来技術では膨大な演算量ゆえにハードウエア規模が増大する問題があったが、基地局装置１０によれば無線通信システムの運用開始時に時間をかけて演算処理を行うことが許されるようになるために、演算処理時間の遅いソフトウエア処理であっても対処可能になり、全体的なハードウエア規模を低減するといった副次的な効果も得ることができるようになる。
【０２４６】
このように、上述の送信ウエイト及び受信ウエイトを利用してＫ個のアンテナ素子（無線モジュール）を用いて送受信を行うことで、総送信電力が一定の条件下において最大で１０Ｌｏｇ１０Ｋ［ｄＢ］の回線利得を得ることが可能となる。この結果、総送信電力を抑える省エネ効果や、高出力の高価な線形性の高い高利得アンプの代わりに安価なアンプが利用可能になる経済効果などを得ることができる。これと同時に、Ｌ系統の信号系列を同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことで、伝送容量の増大、すなわち周波数利用効率の向上をもたらすことができる。
【０２４７】
また、図１０に示した基地局装置８０の受信部８５は、信号を受信する都度、チャネル推定に用いるプリアンブル信号等をＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋからチャネル情報推定回路８６１に出力し、チャネル情報推定回路８６１が受信信号のチャネル推定を行う。チャネル推定の結果は、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に入力され、ここでＭＩＭＯのチャネル行列に対する所定の演算処理から受信ウエイトを算出し、これを受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに出力し、これを基に受信信号検出処理を行う。最も典型的な処理例では、ＭＩＭＯチャネル行列の逆行列ないしは擬似逆行列を受信ウエイトとして算出するが、当然ながら、宛先の端末装置の組み合わせが異なる場合、仮に着目する端末装置のチャネル情報（チャネルベクトル）として同一のベクトルを選択したとしても、他のチャネルベクトルが異なるときには逆行列演算により求められる受信ウエイト行列を構成する該当端末装置に対応した行ベクトルは異なるものとなり、受信ウエイトは異なる。
これに対して、本構成例における基地局装置１０は、信号を受信する都度、空間多重された信号系列を分離するための受信ウエイトを生成するための情報取得を目的としてチャネル推定をし、推定結果から受信ウエイトを算出することは不要である。この点が図１０に示した基地局装置８０の受信部８５とは本質的に異なる。特に、基地局装置１０では、長時間平均を行った多数のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報、及び端末装置の組み合わせを基に、事前に算出した受信ウエイトを用いる。
【０２４８】
また、従来のマルチユーザＭＩＭＯ技術において信号を受信する都度受信ウエイトを算出するのは、空間多重されている各信号系列（データ入力＃１〜＃Ｌ）からの干渉信号の強度が無視できないレベルであり、これを抑圧するためにヌル制御として他の端末装置の信号を合成時にキャンセルする係数を算出する必要があるからである。この信号抑圧のための信号処理が先に示した（擬似）逆行列などの算出であるが、行列サイズの３乗に比例して演算負荷が増大し、リアルタイム処理が不可能になる傾向にある。
これに対して、本構成例における基地局装置１０は、端末装置の組み合わせが定まると、当該組み合わせに対応した受信ウエイトを読み出して受信信号処理を行うのみでよいので、受信ウエイト算出演算に関してリアルタイム処理を必要としない（すなわち受信ウエイトはメモリからの単純な読み出しだけでよい）ため、膨大なアンテナ素子数を想定しても現実的なハードウエア構成で実現可能である。
【０２４９】
また、基地局装置８０は、マルチユーザＭＩＭＯ技術において信号を受信する都度、同時に空間多重される端末装置ごとにそれぞれ個別にチャネル推定を行う必要があり、その結果を用いて受信ウエイトを算出していた。この個別のチャネル推定のためには、空間多重数と同数の直交プリアンブルないしは空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用信号のプリアンブル信号が必要であった。この場合、空間多重数と同数のシンボル数だけのオーバーヘッドが発生することから、ＭＡＣレイヤの効率の低下につながっていた。
【０２５０】
しかし本発明関連技術では、空間多重されている端末装置ごとにチャネル推定を行うことなくステップＳ１７７−１〜Ｓ１７７−Ｋにて受信ウエイトを受信信号に対して乗算し、その結果として送信元の端末装置ごとに信号分離がなされる。これにより、ステップＳ１７９−１〜Ｓ１７９−Ｌにおいて行う信号系列ごとの受信信号処理においては、あたかも空間多重数が１であるかの様に単一のチャネル推定用のプリアンブル信号（例えば１シンボル）があれば信号検出処理を実施することが可能である。この結果、高次の空間多重を行いながらも、空間多重数に依存したシンボル数のプリアンブル信号を付与する必要がなくなり、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えることが可能となる。
【０２５１】
また、基地局装置１０に具備されているアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの数を非常に大きな数とした場合、個々の送信アンテナ素子対受信アンテナ素子のチャネルの時間変動があっても、多数のアンテナ素子間にてランダムに変化すれば、全体として統計的に平均化された状態とみなすことができ、時間変動の影響を低減することが可能である。
また、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに端末装置の組み合わせごとに算出した送信ウエイトを予め記憶させておくことにより、空間多重してデータを送信する際に、端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトを読み出し、送信信号処理を行うため、送信の都度、送信ウエイトを算出することなく、空間多重してデータを送信することができ、簡易な処理で膨大なアンテナ素子数を用いた高次の空間多重を実現し、その結果としてダウンリンクの周波数利用効率を向上させることができる。
【０２５２】
（関連技術の第２の構成例）
上述した関連技術の第１の構成例では、基地局装置１０は、ヌル制御を伴う指向性制御を行っているが、本構成例では、ヌル制御を伴わない指向制御により与干渉及び被干渉を抑圧する。本構成例では、第１の構成例との差分を中心に説明する。
上述の第１の構成例の説明において、図１８〜図１９および図２１に関する送信部１４０および受信部１００の構成の例、図２２〜図２５に示したチャネル情報取得に係わるフローチャートの説明を行ったが、これらは第２の構成例においても共通であり、変更はない。主なる差分は、送受信ウエイトの算出方法が同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行う端末装置の組み合わせに依存しない方法に変更になった点である。それに関連して、送受信ウエイト算出部１２０ａの構成例を示す図２０、送信ウエイトおよび受信ウエイトの算出処理を示す図２６、送信処理を示すフローチャートである図２７、受信処理を示すフローチャートである図２８が、それぞれ対応する内容に変更となっている。
【０２５３】
図２９は、本発明関連技術の第２の構成例における送受信ウエイト算出部１２０ｂの構成を示す概略ブロック図である。本構成例における基地局装置は、第１の構成例の基地局装置１０（図１９及び図２１）において、送受信ウエイト算出部１２０ａを送受信ウエイト算出部１２０ｂに置き換えた構成となっている。
同図に示す送受信ウエイト算出部１２０ｂが、図１９に示す基地局装置１０と異なる点は、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト記憶回路１２５ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路１２７ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト記憶回路１２８ａに代えて、受信ウエイト算出回路１２４ｂ、受信ウエイト記憶回路１２５ｂ、送信ウエイト算出回路１２７ｂ、送信ウエイト記憶回路１２８ｂを備える点である。
【０２５４】
受信ウエイト算出回路１２４ｂは、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に基づいて、端末装置ごとに受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂに出力する。受信ウエイト記憶回路１２５ｂは、受信ウエイト算出回路１２４ｂが算出した受信ウエイトを記憶する。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、キャリブレーション回路１２６が取得したダウンリンクのチャネル情報に基づいて、端末装置ごとに送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂに出力する。送信ウエイト記憶回路１２８ｂは、送信ウエイト算出回路１２７ｂが算出した送信ウエイトを記憶する。なお、送信ウエイト記憶回路１２８ｂは、基地局装置１０が備えるアップリンクに係る構成の一部にもなっている。
【０２５５】
＜チャネル推定から送受信ウエイトの算出処理＞
本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理は、図２２に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理は、図２３に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理は、図２４に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理は、図２５に示す第１の構成例と同様である。
【０２５６】
図３０は、本発明関連技術の第２の構成例の基地局装置における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、処理を開始すると（ステップＳ４５１）、第ｉのアンテナ素子１０１−ｉにおける第ｋ周波数成分のチャネル情報ｈ（ｋ）ｉがキャリブレーション回路１２６から入力される（ステップＳ４５２）。
【０２５７】
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、キャリブレーション回路１２６から入力されたチャネル情報ｈ（ｋ）ｉの複素共役（ｈ（ｋ）ｉ）＊を算出し、算出した複素共役（ｈ（ｋ）ｉ）＊をチャネル情報ｈ（ｋ）ｉの絶対値で除算した値を送信ウエイトｗ（ｋ）ｉにする（ステップＳ４５３）。すなわち、送信ウエイト算出回路１２７ｂは、次式（２２）を用いて、送信ウエイトｗ（ｋ）ｉを算出する（ステップＳ４５３）。
【０２５８】
【数２９】
2014017678.tif 000031
【０２５９】
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、算出した送信ウエイトｗ（ｋ）ｉを送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶させ（ステップＳ４５４）、処理を終了する（ステップＳ４５５）。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに全ての端末装置に対して上述のステップＳ４５２からステップＳ４５３の処理を行う。
なお、受信ウエイト算出回路１２４ｂは、送信ウエイト算出回路１２７ｂと同様の演算により、チャネル情報長時間平均回路１２３から入力されるチャネル情報ｈ（ｋ）ｉから受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂに記憶させる。
【０２６０】
なお、一般に複数のアンテナで受信した場合の信号合成のためのウエイトとしては、フェージング等の影響によりアンテナごとの信号の受信レベルに大きな差が見られる場合があり、その場合には受信レベルの低いアンテナ素子の受信信号の雑音の影響を抑制するために、以下に示す最大比合成のウエイトを用いることが多い。したがって、本構成例では式（２２）の代わりに、以下に示す式（２３）を用いることも可能である。
【０２６１】
【数３０】
2014017678.tif 000032
【０２６２】
式（２２）と式（２３）との二つのウエイトの違いは、第ｉアンテナ素子の係数の大きさ（絶対値）がアンテナ素子ごとに微妙に異なるか同一であるかの差であり、式（２３）では相対的に雑音のレベルが高い（すなわち受信レベルの低い）信号の重みを軽くする効果を取り込んでいる。しかし、長時間平均化されたチャネル情報との乗算後にはともに複素位相がゼロないし一定値となるように調整されている点では両者は共通している。広義の意味では式（２３）も同位相合成のウエイトの一種といえる。本構成例では、このように長時間平均化されたチャネル情報との乗算後に複素位相がゼロないし一定値となるウエイトであればその他のウエイトを用いても同様の効果を得ることができる。
【０２６３】
一般には、送信ウエイトとしては式（２２）のウエイトを、受信ウエイトとしては式（２３）のウエイトを用いるのが好ましい。なお、本構成例では基地局装置と端末装置の間の見通しが確保できるように設置されることが推奨されるので、非常に多くの多重反射波が存在するマルチパス環境とは異なり見通し波が支配的な環境であるため、アンテナ素子ごとの受信レベルの差は比較的つきにくい。この結果、式（２３）で求めたウエイトは、実効的には式（２２）と等価なウエイトとなる。
【０２６４】
なお、送受信ウエイトは、アンテナ素子ごとのウエイトの値を各要素の成分として構成されるベクトル（ウエイトベクトル）の示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるウエイトベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたウエイトベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価である。つまり、式（２２）や式（２３）で与えられる各ベクトルの成分全体に共通の係数が乗算されたウエイトは、全て本発明関連技術におけるウエイトと等価なものである。
【０２６５】
図３０に関する以上の説明は送信ウエイトの算出に関するものであったが、受信ウエイトに関しても対応する回路（例えば、キャリブレーション回路１２６に対してチャネル情報長時間平均回路１２３、送信ウエイト算出回路１２７ｂに対して受信ウエイト算出回路１２４ｂ、送信ウエイト記憶回路１２８ｂに対して受信ウエイト記憶回路１２５ｂ）に置き換えて、同様の処理を行うことで受信ウエイトの算出処理を実施することができる。
【０２６６】
図２２から図２５、及び図３０に示した上述の処理を事前に実施し、そこで得られた送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶させ、受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂに記憶させておく。なお、図２２及び図３０に示した処理は、通信開始後も適当な周期で通信を一時的に休止させて実行することが可能である。そこで得られた短時間平均のチャネル情報を用いて図２４から図２５、及び図３０に示した処理を行い、逐次、送信ウエイト及び受信ウエイトを更新するようにしてもよい。
【０２６７】
＜送信処理＞
次に、本構成例の基地局装置１０における信号の送信処理について図を参照して説明する。
図３１は、本構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。ここではＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡ）変調ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いている場合について説明する。また、図２７と共通の処理には同一の番号を付与した。
ステップＳ１６９以外の処理は、図２７に示す第１の構成例の送信処理と同様である。本構成例の第１の構成例との差分は、ステップＳ１６９で読み出す送信ウエイトが同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存しない点であり、ステップＳ１６２で行ったスケジューリングの結果を受けて、同時に空間多重を行う各端末装置に固有の送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂから読み出して利用する。
【０２６８】
本構成例における基地局装置１０の送信処理の特徴としては、ステップＳ１６９において、送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶されている送信ウエイトのうち、宛先の端末装置に対応する送信ウエイトを読み出して利用する点であり、端末装置の組み合わせや時々刻々と微妙に変化するチャネル情報を意識せず、事前に算出された各端末装置に対応する送信ウエイトを利用することである。すなわち、受信ウエイト算出回路１２４ｂが算出する空間多重伝送のための受信ウエイトと、送信ウエイト算出回路１２７ｂが算出する空間多重伝送のための送信ウエイトとは、同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせに依存しないウエイトであることを特徴としている。
【０２６９】
なお、第１の構成例においては端末装置の組み合わせ毎に送受信ウエイトを算出する必要があった。ここで、全ての端末装置の数ＭからＮ個を選び出す組み合わせはＭＣＮだけあり、「Ｍ」や「Ｎ」の値が大きいとその組み合わせの数は天文学的な膨大な数になるのであるが、利用する送信ウエイトが端末装置の組み合わせに依存しないということは、その天文学的な数の全てのバリエーションに対しても対処可能であることを意味している。同時に、送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶すべき情報量は、周波数成分の数（例えばサブキャリア数）×収容する端末装置数の送信ウエイトベクトルのみで良く、端末装置数が増えた場合においても送信ウエイト記憶回路１２８ｂの記憶容量の増加を抑制することができるという特徴も併せ持つ。
【０２７０】
また、このようにして送信された信号は、各端末装置のアンテナ素子において、基地局装置１０のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が、周波数成分ごとに同位相で受信されることになる。各端末装置において受信された信号は、特に基地局装置１０が行う各種信号処理を意識することなく受信できる通常の信号として処理することが可能である。
【０２７１】
＜受信処理＞
図３２は、本発明関連技術の第２の構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。また、図２８と共通の処理には同一の番号を付与した。
ステップＳ１８１以外の処理は、図２８に示す第１の構成例の受信処理と同様である。本構成例の第１の構成例との差分は、ステップＳ１８１で読み出す受信ウエイトが同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存しない点であり、ステップＳ１７２で行ったスケジューリングの結果を受けて、同時に空間多重を行う各端末装置に固有の送信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂから読み出して利用する。
【０２７２】
なお、ステップＳ１８１の処理では端末装置の組み合わせを意識せずに、単純に各端末装置に対応した受信ウエイトを端末装置毎に個別に読み出せば良い。このため、上記の送信処理で説明したのと同様に、任意の端末局の組み合わせに対する受信処理を行うことができる。また、端末装置数が増えた場合においても、受信ウエイト記憶回路１２５ｂの記憶容量の増加を抑制することができる。
【０２７３】
（構成例に関する補足）
以上が、本発明関連技術の構成例の説明である。以下に、これらの構成例に共通な補足事項を示しておく。
第１および第２の構成例における基地局装置１０では、アップリンクにおけるチャネル情報を取得する際に図２２に示した短時間平均処理を実施する構成を説明した。しかし、これは（要求条件１）への対応を前提とするものであった。例えば、回線設計的にはチャネル推定は実施可能なレベルであるが、より高い伝送レートでの通信のために、回線利得を更に得るための手段として基地局装置１０を用いる場合には、必ずしも短時間平均を行う必要はない。この場合、アップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理（図２２）は、単に、チャネル推定処理に置き換えることができる。
【０２７４】
また同様に第１および第２の構成例における基地局装置１０では、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出する際に、式（１４）及び式（１５）に示したキャリブレーション係数を用いる構成を説明した。しかし、先にも説明したが、ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋ、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋ、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋ、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋなどにおける周波数成分ごとの複素位相の回転量のアップリンクとダウンリンクとの間の相対値（複素位相の角度差）が全てのアンテナ素子に対応する回路で一定値になるようにアナログ的な信号処理で調整を行ってある場合（例えば、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整していても良い）、キャリブレーション係数を用いた処理を行う必要はない。この場合、ダウンリンクのチャネル情報を取得する処理（図２５）は、省略することができ、上りリンクのチャネル情報とダウンリンクのチャネル情報とが等価になるので、送信ウエイトと受信ウエイトとは共通の値になる。この場合、ダウンリンクにおける送信ウエイト算出に係わる回路と、アップリンクにおける受信ウエイトの算出に係わる回路は共用化を図ることが可能である。
【０２７５】
またこの場合、本発明関連技術の第１および第２の構成例における基地局装置では、マルチユーザＭＩＭＯ送受信ウエイト算出回路１２４ａ及びマルチユーザＭＩＭＯ送受信ウエイト記憶回路１２５ａ、あるいは、送受信ウエイト算出回路１２４ｂ及び送受信ウエイト記憶回路１２５ｂのいずれかが、送信ウエイトと受信ウエイトとの算出及び記憶を行う構成となることに相当するが、しかし、これに限ることなく、本発明関連技術の第１および第２の構成例における基地局装置１０と同じ構成のままで、キャリブレーション係数をアンテナ素子及び周波数成分の全ての組み合わせにおいて「１」とみなして送信ウエイトを算出するようにしてもよい。
【０２７６】
更にこの場合、各周波数成分の必ずしも全てのアンテナ素子において複素位相の回転量が同一（ないしは、キャリブレーション係数が１）である必要はなく、この条件が一部の少数のアンテナ素子において例外的に満たされない状況であっても、少なくとも半数以上のアンテナ素子でこの条件を満たしていれば、全体として本発明の意図する動作を実現することは可能である。
【０２７７】
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイトは全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いていた。しかし、ＯＦＤＭＡでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。この場合には、複数面で構成される受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌおよび送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、周波数および時刻に関係なく通信相手となる端末装置に対応しているというものではなく、ある各周波数成分ないしは各時刻（ＯＦＤＭシンボル）に着目した場合に通信相手となる端末装置に対応していると理解すべきである。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書中ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明関連技術を適用することができる。
【０２７８】
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で送信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。
【０２７９】
更に、受信ウエイトを乗算した信号を複数のアンテナ素子に亘り加算合成する際に、必ずしも全てのアンテナ素子に亘り加算合成する必要はなく、全体の中の一部の複数のアンテナ素子に亘り加算合成を行ったとしても、全体として本発明関連技術の意図する動作を実現することは可能であり、結果として同様の効果を得ることができる。同様に、送信ウエイトを乗算した複数の端末装置宛の信号をアンテナ素子ごとに加算合成する際においても、加算合成を全てのアンテナ素子に亘り実施せず、一部の複数のアンテナ素子において加算合成を行ったとしても、全体として本発明関連技術の意図する動作を実現することは可能である。
【０２８０】
また同様に、本発明関連技術においてはデータ通信の際に用いるチャネル推定用のプリアンブル信号は全ての端末装置において共通のプリアンブル信号とすることは可能であるが、一部の端末装置で他のプリアンブル信号を用いる構成とすることも当然ながら可能であり、少なくとも複数の端末装置に対して同時に空間多重して信号を送受信する際に共通のプリアンブルを用いたとすれば、それは本発明関連技術の意図する動作に相当する。
【０２８１】
更に、本発明関連技術における図２２から図２４で示したチャネル情報の取得処理において、それらの処理を開始するための指示等の各種制御情報の基地局装置と端末装置の間の交換処理は如何なる方法で実現しても構わない。これらの処理は基本的にはサービス運用開始前に行うものであり、その場合には適切な送受信ウエイトが当初は未知であるために、基地局装置と端末装置の間で十分な回線利得が確保できない状況で各種制御が行われることが想定される。しかし、サービス運用開始前であれば、例えば作業員が端末装置の設置作業において手動で処理開始の指示を行うことも可能であるし、一時的に他の無線規格を利用して制御を行っても構わない。したがって、チャネル情報の取得処理を開始するための指示等の各種制御処理方法に係わりなく、本発明関連技術を実施することは可能である。
【０２８２】
また更に、相対成分を取得する際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）は、図２３に示した処理以外の方法で取得することも可能である。
図３３は、上述の本発明関連技術の各構成例においてアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する他の相対成分取得処理を示すフローチャートである。同図に示す処理と図２３に示した処理との差分は、相対成分の取得の際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）を、特定のアンテナ素子１０１−１の複素位相を基準とする代わりに、ステップＳ１９３において全てのアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの複素位相（すなわち０〜２πで表される角度）の平均値を用いる点である。ステップＳ１２２−１〜Ｓ１２２−Ｋにてアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ）１，…，＾ｈ（ｋ）Ｋを基に、次式（２４）を用いて第ｋ周波数成分に対する全アンテナの複素位相の平均値φ（ｋ）を求め、これをステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋにて用いることで相対成分の取得を実現する。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
個々のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの複素位相成分は誤差を含む場合においても、式（２４）では誤差の平均化を行うことになるので、結果的に精度の高い相対成分を求めることができる。
【０２８３】
【数３１】
2014017678.tif 000033
【０２８４】
また、ダウンリンクのチャネル情報の取得方法としては、本明細書で示したアップリンクのチャネル情報を利用する方法の他に、従来技術の図４（Ａ）の直接的な方法で示したように、ダウンリンクで直接トレーニング信号を送信し、そのトレーニング信号を受信した端末装置が取得したチャネル情報をフィードバックする形で基地局装置に設定する方法も考えられる。この場合、図１５で示したトレーニング信号を、基地局装置が備えるアンテナ素子から１本ずつ順番に送信し、図２２から図２４で示した処理と同様の処理を端末装置側で実施し、その結果得られた平均化されたアンテナ素子ごと及び周波数成分ごとのチャネル情報を何らかの方法で基地局にフィードバックして設定し、基地局装置側ではこれを利用して送信ウエイトを算出する構成としても同様の効果を得ることは可能である。ただし、この場合であってもアップリンクのチャネル情報の取得においては各端末装置からのトレーニング信号の送信は必須であり、この点に関しては上述の本発明関連技術と全く同様である。
【０２８５】
また、例えば式（２４）ではチャネル情報＾ｈ（ｋ）ｉの複素位相を抽出する処理を行っているが、チャネル情報＾ｈ（ｋ）ｉの実数部と虚数部の比率から複素位相の角度情報を取得し、その角度情報を基に式（２４）と等価な値を算出することも可能である。これは数式的には異なる処理に見えるが、数学的には全く等価な処理であり、全ての演算処理に対しこのような数学的に等価な代替の手段で処理を代用することも当然ながら可能である。
【０２８６】
また同様に第２の構成例における基地局装置１０では、図２３に示すアップリンクのチャネル情報の相対成分の取得後の処理として、図２４に示す長時間平均化処理を行った後、図３１に示す送受信ウエイト算出処理を行っていた。しかし、式（２５）ないし式（２６）で示すウエイトは単純な複素位相成分の抽出に相当するため、図２３に示す相対成分の取得後に図３１に示すウエイト算出処理を実施し、図２４のステップＳ１３１−１〜Ｓ１３１−Ｑを個々の受信ウエイトの取得に読み替えて、ステップＳ１３３に示す長時間平均化の対象をこの受信ウエイトに置き換えることでも近似的に同等の長時間平均の受信ウエイトを取得することは可能である。つまり、先の第１及び第２の構成例では長時間平均化の対象となる物理量はチャネル情報の相対成分であったが、チャネル情報の相対成分から算出した受信ウエイトを長時間平均化の対象となる物理量に置き換えることも可能である。
【０２８７】
更に、図１３に示した本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例では、端末装置１２−１〜１２−２は１本のアンテナを備えるものとして図示したが、端末装置が複数のアンテナを備えていたとしても同様の処理を行うことは可能である。原理的には、端末装置１２−１〜１２−２が複数本のアンテナを備えていれば、一つの端末局に複数の信号系列を空間多重することも可能である。この場合、端末装置１２−１〜１２−２の各アンテナを個々の端末局のアンテナ素子とみなすことで、本発明関連技術を同様に実施することが可能である。ただし、本発明では端末装置１２−１〜１２−２と基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４は相互に見通し環境であることを想定しているため、一般的には基地局と一つの端末局の間でＭＩＭＯ伝送を行うことは困難（第２固有値以降がゼロに近づく）であることが多い。そこで端末局が複数本のアンテナを備えている場合には、実際には単一信号系列の送受信を複数アンテナのダイバーシチ構成として運用するのが現実的である。この場合には、複数のアンテナを適当なウエイトで合成することで、仮想的な１本のアンテナとみなすことが可能であり、この仮想的な１本のアンテナとの間で同様の処理を実現すれば、全く同様に本発明関連技術を適用することが可能である。
【０２８８】
また更に、以上の動作原理及び本発明関連技術の構成例の説明の中では、各アンテナ素子に対応したチャネル情報や送受信ウエイトについて述べてきたが、各アンテナ素子のチャネル情報ないしは送受信ウエイトを成分として構成されるベクトルは、そのベクトルの示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価な意味合いをもつことになる。
一方で、本発明の前提条件で説明した通り、基地局装置と端末装置のアンテナはそれぞれ見通し環境ないしは見通し環境に近い環境を想定しているため、各アンテナ素子で受信される信号の強度及び振幅は概ね一定の値となっていることが期待される。このため、例えば各アンテナ素子のチャネル情報のベクトルは、実効的にはベクトルの各成分の絶対値はそれほど大きな意味をもたず、チャネル情報の値を規格化した値（チャネル情報をその絶対値で除算して得られる複素数）が有意な情報となる。このため、以上の動作原理及びの説明の中で用いられた「チャネル情報」を、近似的に「チャネル情報の値を規格化した値」とみなした処理は本発明及び本発明の関連技術と全く等価なものであり、その意味で上述の「チャネル情報」とは広義の意味で「チャネル情報の値を規格化した値」までを含むものとする。
【０２８９】
また更に、本発明の明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。例えば、式（３）におけるチャネル情報ベクトルｈiは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗjは列ベクトルであり、ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれは「転置」などの記号などを使って表記すべきである。しかし、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味をもたないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。
【０２９０】
また更に、以上の関連技術の主たる特徴は、実際の通信に先行した事前処理として、アップリンク及び又はダウンリンクのチャネル情報を事前に取得し、その情報を基に事前に受信ウエイト及び又は送信ウエイトを算出しておき、実際の通信に際しては事前に取得しておいた受信ウエイト又は送信ウエイトを参照して送受信の信号処理を実施する点である。この結果、アンテナ素子数が膨大な数になっても送受信ウエイトの取得処理において非常に重い演算の負荷を伴わず、回路規模も抑えながら、リアルタイムでの処理を実施することが可能という効果を得ることが可能となる。したがって、必ずしもチャネル情報のアンテナ素子ごとの相対成分の取得や、その平均化処理などを行わず、事前処理として１回のチャネル情報の取得結果を用いて送受信ウエイトを取得したとしても、信号分離のための送受信ウエイトによる信号分離の精度は幾分落ちるかもしれないが、本関連技術の目的とする効果を得ることも可能である。本発明においては、この関連技術の利用を主として想定しているが、本発明の効果を得るための必須条件としては、チャネル情報の相対成分の取得と平均化処理は必要ではない。
【０２９１】
また更に、図２７および図３２のステップＳ１６２、および図２８および図３３のステップＳ１７２に示すスケジューリング処理に関しては、例えば時変動などの影響で劣化する各端末装置のＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Power Ratio：信号対干渉雑音電力比）値の予想値が所定の条件を満たせるか否かの判断により行うようにしても構わない。例えば、ｉ番目の端末装置である第ｉ端末のＳＮＲ値がｘｉ［ｄＢ］、時変動指標の階級値に対応したＳＩＲ値がｙｉ［ｄＢ］、適用する伝送モードの所要ＳＩＮＲ値がｚｉ［ｄＢ］であったとする。この場合、所望の通信品質を満たすためには次式（２５）を満たす必要がある。
【０２９２】
【数３２】
2014017678.tif 000034
【０２９３】
ここで、式（２５）の左辺第２項のΣの総和をとる範囲は、空間多重伝送の対象として想定する端末番号ｊに対し、式（２５）の品質評価対象とする第ｉ端末のみを除外した範囲（ｊ≠ｊ）である。例えば、スケジューリングのある段階で空間多重を想定する端末装置の全てを空間多重対象とした場合、ある番号ｊの端末装置に対し式（２５）が満たされなかった場合には、その第ｉ端末を空間多重伝送の対象から除外すると共に、以降の式（２５）の成立可否判断におけるΣの総和をとる範囲から、その端末番号を除外すれば良い。このような条件を満たせる範囲で、スケジューリング処理回路１８１は空間多重する端末装置の絞り込みを行う。なお、ここで、式（２５）の右辺に表れる適用する伝送モードの所要ＳＩＮＲ値（ｚｉ［ｄＢ］）は、適用する伝送モードを変えることで条件が変るので、そのような伝送モードの適応的な変更により対処しても構わない。この様に、スケジューリングに際しては様々な条件判断や端末装置の組み合わせの検索処理などが必要となるが、そのスケジューリング処理に依存せずに本発明の関連技術は適用可能であり、得に制限条件が必要となるものではない。
【０２９４】
［関連技術に基づく具体的な本発明の実施形態］
以上の動作原理のもと、具体的な本発明の実施形態について以下に説明を行う。本発明の実施形態は、本発明関連技術の第２の構成例と組み合わせて実施されるものである。なお、以下の説明においては簡略化のためにチャネル情報ベクトル、送受信ウエイトベクトル（さらには、それらを組み合わせ行列）などに対して明示的にアップリンク／ダウンリンク、送信／受信、および周波数成分（サブキャリア番号）を表す添え字を省略し、例えば着目するサブキャリアの第ｉ端末装置のチャネル情報ベクトルをｈｉ、第ｉ端末装置のウエイトベクトルをｗｉと同一の表記とする。したがって、これらの情報は各周波数成分ごとに別々の値のベクトル及び行列が存在すると共に、アップリンク／ダウンリンクに関しても個別の値のベクトル及び行列が存在し、同様の処理を行うことになる。また、各アンテナ素子に対応する要素で構成されているベクトルという点で共通であることから、行ベクトルないしは列ベクトルの区別もつけずに表記することにする。厳密な数学の表記では、行ベクトル（サイズは１×Ｎ）と列ベクトル（サイズはＮ×１）の積はスカラー量（サイズは１×１）、列ベクトル（サイズはＮ×１）と行ベクトル（サイズは１×Ｎ）の積はサイズがＮ×Ｎの行列を表すことになるが、ここでは行ベクトルないしは列ベクトルの区別をつけずに、単純にベクトルの各成分の乗算結果の総和で得られるベクトル積の演算（各成分が複素数であるため、いわゆるベクトルの内積とは別物である）を意味している。
【０２９５】
（残留干渉抑圧処理について）
＜送信側の信号処理＞
第１から第Ｎ端末装置に対する空間多重を想定し、ダウンリンクにおける着目するサブキャリアの第ｉ端末装置（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のチャネル情報ベクトルをｈｉ（厳密には行ベクトル）に対して送信ウエイトをｗｉ（厳密には列ベクトル）とすれば、これらのベクトルを各行および各列に用いて構成されるチャネル情報行列Ｈと送信ウエイト行列Ｗの積は、次式（２６）で表される対角成分のみの行列Ｗｄと、次式（２７）で表される非対角成分のみの行列Ｗｎｄとの和、即ちＷｄ＋Ｗｎｄとして、次式（２８）で表すことが出来る。
【０２９６】
【数３３】
2014017678.tif 000035
【０２９７】
【数３４】
2014017678.tif 000036
【０２９８】
【数３５】
2014017678.tif 000037
【０２９９】
また、あるＯＦＤＭシンボルにおいて第ｉ端末装置宛の送信信号をｔｉとすると、各端末装置に対応したｔ１〜ｔＮを成分とする送信信号ベクトルをＴｘとする。また、仮想的な第ｋ次の第ｉ端末装置宛の送信信号補正信号をδｔｉ（ｋ）とし、この送信信号補正信号δｔｉ（ｋ）を第ｉ成分とする第ｋ次の送信信号補正信号ベクトルをδＴｘ（ｋ）とおく。初期条件として、δＴｘ（０）をＴｘとする。０次からｋ次までの送信信号補正信号を加算した信号を送信ウエイト行列Ｗを用いて送信した際の各端末装置で受信される信号は次式（２９）で表される。
【０３００】
【数３６】
2014017678.tif 000038
【０３０１】
式（２９）の右辺では、第ｉ次の対角項と第（ｉ−１）次の非対角項とをペアにして表記している。ここで、このペアとなっている部分がゼロとなる条件を次式（３０）で設定する。
【０３０２】
【数３７】
2014017678.tif 000039
【０３０３】
式（３０）を変形すると、次式（３１）の漸化式を得る。
【０３０４】
【数３８】
2014017678.tif 000040
【０３０５】
式（３１）における行列ΔＷは次式（３２）で与えられる。なお、式（３２）における行列Ｗｄ−１はチャネル情報ベクトルｈｉと送信ウエイトをｗｉとの積ｈｉｗｉの逆数を対角成分とする行列である。
【０３０６】
【数３９】
2014017678.tif 000041
【０３０７】
式（３０）の条件を式（２９）に代入することで次式（３３）を得る。
【０３０８】
【数４０】
2014017678.tif 000042
【０３０９】
ここで、式（３３）の右辺第１項は対角行列に送信信号ベクトルを乗算しているので、端末装置間の相互干渉成分は存在しない。一方、右辺第２項には相互干渉成分が含まれるので、この右辺第２項を小さくすることで干渉抑圧が図られる。
さらに、式（３２）の行列ΔＷの各要素を見ると、分母にはチャネル情報ベクトルに対応した送信ウエイト（すなわち、ベクトルの添え字が共通）を乗算することで各アンテナ素子にて複素位相が同一となる条件で各成分が加算合成されるが、分子はベクトルの添え字が異なることからも分かるとおり、同位相合成とはならずに複素位相がランダムな状態で加算されるために、アンテナ素子数が非常に大きな状態では圧倒的に同位相合成の分母がランダム位相合成の分子よりも大きくなる。つまり、行列の各成分が全て１よりも十分に小さな行列となっていることが非常に高い確率で期待されるために、ΔＷを乗算する毎に送信信号補正信号ベクトルδＴｘ（ｋ）の絶対値は小さくなる。つまり、近似の次数ｋを上げることで、干渉成分を抑圧することが可能である。
【０３１０】
ここで、式（３２）の行列ΔＷの第（ｉ，ｊ）成分は−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉであり、基地局装置と複数の端末装置とがデータの通信を行うサービス運用の開始前に事前に−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉを算出しメモリ等に記憶させておけば、サービス開始後の実際の信号送信時には、事前に算出して記憶していた−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉをメモリ等より読み出して各成分に代入して行列ΔＷを構成すればよい。
例えば、１００台の端末装置が基地局装置の配下にいる場合には、全ての（ｉ，ｊ）の組み合わせとして１００×１００＝１００００回のベクトル演算を事前に行えば良いので、サービス運用開始前の処理であることを考慮すれば全周波数成分に対して同様の処理を行ったところで演算量的には問題とはならないレベルである。
【０３１１】
一方で、式（３１）の漸化式において、乗算回数はＮ×（Ｎ−１）回である。アンテナ素子数をＭとすれば、式（６）〜式（９）で表される直交化された送信ウエイトの算出には平方根の演算などをテーブルを参照して求めるなどの工夫を行っても乗算回数はＭ×Ｎ×（Ｎ−１）回以上となる。Ｍ＝１００、Ｎ＝２０、ｋ＝３程度の値を想定しても、演算量は約１／３３の量で済み、しかもグラムシュミットの直交化の様な複雑な手順を順番に繰り返すのではなく、単純な行列とベクトルの乗算だけで済むために、単に乗算回数が少ないだけではなく、回路構成的にも簡易で同様の演算に同一回路を流用し易い効率的な構成で実現することができる。よって、アンテナ素子数が多く、且つ空間多重数Ｎが大きな場合であっても、現実的な演算量で実現することが可能である。
なお、これらの演算は周波数成分ごとに個別に行われるものとする。
【０３１２】
＜受信側の信号処理＞
アップリンクの場合も同様に、干渉抑圧の手順を以下に説明する。第１から第Ｎ端末装置に対する空間多重を想定し、アップリンクにおける着目する周波数成分の第ｉ端末装置（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のチャネル情報ベクトルをｈｉ（厳密には列ベクトル）に対して受信ウエイトをｗｉ（厳密には行ベクトル）とすれば、これらのベクトルを用いて構成される受信ウエイト行列Ｗとチャネル情報行列Ｈの積は、次式（３４）で表される対角成分のみの行列Ｗｄと、次式（３５）で表される非対角成分のみの行列Ｗｎｄとの和、即ちＷｄ＋Ｗｎｄとして、次式（３６）で表すことが出来る。
【０３１３】
【数４１】
2014017678.tif 000043
【０３１４】
【数４２】
2014017678.tif 000044
【０３１５】
【数４３】
2014017678.tif 000045
【０３１６】
なお、最初に述べたように表記を簡単にするために、送信と受信（ないしはダウンリンクとアップリンク）での表記に同一の記号を用いているが、実際には異なる値のベクトル（数学的には、行ベクトルと列ベクトルという意味でも異なる）である。また、各行列の成分はウエイトベクトルとチャネル情報ベクトルが左右逆になっているが、これは受信ウエイトはチャネル行列が乗算された受信信号に対して乗算するために、この形式になっているからである。ただし、本明細書では行ベクトルと列ベクトルを区別せずに扱っているため、行列の各成分において、ウエイトベクトルとチャネル情報ベクトルが左右逆になっていることは、演算結果に対しては影響を与えない。
【０３１７】
次に、あるＯＦＤＭシンボルにおいて各アンテナ素子にて受信された信号に受信ウエイトを乗算した結果得られる第ｉ端末装置からの受信信号をｒｉとし、ｒ１〜ｒＮを成分とする受信信号ベクトルをＲｘとする。式（３６）を用いれば、各端末装置からの送信信号を各成分に持つ送信信号ベクトルをＴｘとした場合に、受信信号に受信ウエイトを乗算後の信号は次式（３７）で表される。
【０３１８】
【数４４】
2014017678.tif 000046
【０３１９】
ここで、行列Ｗｄは非ゼロの対角成分のみの正方行列であるから逆行列が存在し、式（３７）にＷｄの逆行列を左から乗算すると、次式（３８）が得られる。
【０３２０】
【数４５】
2014017678.tif 000047
【０３２１】
なお、式（３８）における行列ΔＷは次式（３９）で表される。式（３９）における行列Ｗｄ−１は、受信ウエイトｗｉとチャネル情報ベクトルｈｉとの積ｗｉｈｉの逆数を対角成分とする行列である。
【０３２２】
【数４６】
2014017678.tif 000048
【０３２３】
また、仮想的な第ｋ次の第ｉ端末装置からの受信信号補正信号をδｒｉ（ｋ）とし、この受信信号補正信号をδｒｉ（ｋ）を第ｉ成分とする第ｋ次の受信信号補正信号ベクトルをδＲｘ（ｋ）とおく。初期条件として、δＲｘ（０）を次式（４０）で与える。
【０３２４】
【数４７】
2014017678.tif 000049
【０３２５】
さらに、（ｋ−１）次とｋ次の受信信号補正信号ベクトルの間の漸化式を次式（４１）で定義し、初期条件を用いて順次漸化式を解いた場合の一般解を次式（４２）で定める。
【０３２６】
【数４８】
2014017678.tif 000050
【０３２７】
【数４９】
2014017678.tif 000051
【０３２８】
さらに、式（４２）に式（４０）及び式（３８）を代入すると、次式（４３）を得る。
【０３２９】
【数５０】
2014017678.tif 000052
【０３３０】
この式（４３）を用いて、０次からｋ次までの受信信号補正信号を加算した補正後受信信号は次式（４４）で表される。
【０３３１】
【数５１】
2014017678.tif 000053
【０３３２】
式（４４）の右辺では、第（ｉ＋１）次のΣの中の第１項と第ｉ次のΣの中の第２項が相殺されるため、最終的に残るのは次式（４５）の右辺のみである。
【０３３３】
【数５２】
2014017678.tif 000054
【０３３４】
ここで、式（４５）の右辺第１項は第ｉ成分が第ｉ端末装置からの送信信号になっているため、端末装置相互の干渉成分のない受信信号検出が実施できたことを意味し、第２項が相互干渉成分となっているので、この右辺第２項を小さくすることで干渉抑圧が図られる。
【０３３５】
さらに同様に、式（３９）の行列の各要素を見ると、分母にはチャネル情報ベクトルに対応した受信ウエイト（すなわち、ベクトルの添え字が共通）を乗算することで各アンテナ素子にて複素位相が同一となる条件で各成分が加算合成されるが、分子はベクトルの添え字が異なることからも分かるとおり、同位相合成とはならずに複素位相がランダムな状態で加算されるために、アンテナ素子数が非常に大きな状態では圧倒的に同位相合成の分母がランダム位相合成の分子よりも大きくなる。つまり、行列の各成分の絶対値が全て１よりも十分に小さな行列となっていることが非常に高い確率で期待されるために、行列ΔＷを乗算する毎に受信信号補正信号ベクトルδＲｘ（ｋ）の絶対値は小さくなる。つまり、近似の次数ｋを上げることで、干渉成分を抑圧することが可能である。
なお、この近似の次数ｋはいかなる方法で与えても構わない。例えば、ダウンリンクに関しては式（３３）の右辺の第２項、アップリンクであれば式（４５）の右辺第２項が残留干渉であることから、事前のシミュレーション等で所望の特性が得られるように値を定めても良いし、一時的な値を一旦定めた後、運用においてｋの値を適宜調整することとしても構わない。
【０３３６】
ここで、式（３９）の行列ΔＷの第（ｉ，ｊ）成分は−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉであり、サービス運用開始前に事前に−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉを算出しメモリ等に記憶させておけば、サービス開始後の実際の信号受信時には、事前に算出した−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉをメモリ等より読み出して各成分に代入して行列ΔＷを構成すればよい。送信側における処理と同様に、受信側においても大幅に乗算回数を少なくするだけではなく、回路構成的にも簡易で同様の演算に同一回路を流用し易い効率的な構成で実現することができるため、アンテナ素子数が多く、且つ空間多重数Ｎが大きな場合であっても、現実的な演算量で実現することが可能である。
【０３３７】
なお、以上の処理に用いる送受信ウエイトは、式（２２）、式（２３）などを用いて得られる一般的なウエイトに対して適用可能であり、これらの送受信ウエイトの不完全さを補正することにより、不完全さに起因した残留干渉を抑圧することが出来る。
なお、受信ウエイトに関しては、式（２２）、式（２３）などを用いる代わりに、次式（４６）で与えられる受信ウエイトｗｉを用いても良い。
【０３３８】
【数５３】
2014017678.tif 000055
【０３３９】
なお、ここでは式（２２）、式（２３）とは異なり説明を簡単にするために周波数成分（サブキャリア）を表す添え字を省略して表記しているが、当然ながら周波数成分ごとに値の異なるウエイトとなる。この受信ウエイトを用いると次式（４７）の関係式を得る。
【０３４０】
【数５４】
2014017678.tif 000056
【０３４１】
つまり、行列Ｗｄ−１は単位行列になるため、上述の漸化式の初期値である初期ベクトルはδＲｘ（０）は受信ウエイトを乗算して加算合成を行った後の受信信号Ｒｘと一致するため、演算処理を若干簡略化することが可能である。
なお、これらの演算は各周波数成分ごとに個別に行われるものとする。
【０３４２】
（回路構成に係る実施形態について）
＜全体構成について＞
上述の信号処理を実現するための装置構成に関する実施形態を以下に示す。
図１は、本発明実施形態における基地局装置２００の構成を示す概略ブロック図である。図１８と同一の機能には同一の符号を用いている。同図に示すように、基地局装置２００は、通信制御回路１１０、記憶回路１１５、インタフェース回路１７０、ＭＡＣ層処理回路１８０、受信部２１０、送受信ウエイト算出部２９０、送信部２４０、受信信号補正部２３０、送信信号補正部２５０を備えている。ＭＡＣ層処理回路１８０はスケジューリング処理回路１８１を有している。
【０３４３】
本実施形態における基地局装置２００と図１８に示した基地局装置１０との差分は、受信信号補正部２３０および送信信号補正部２５０が追加され、これに合わせて受信部２１０、送信部２４０、送受信ウエイト算出部２９０に変更が加えられている点である。
受信信号補正部２３０は送受信ウエイト算出部２９０と接続され、式（３９）で与えられる受信信号補正行列ΔＷが送受信ウエイト算出部２９０から入力される。送信信号補正部２５０も送受信ウエイト算出部２９０と接続され、式（３２）で与えられる送信信号補正行列ΔＷが送受信ウエイト算出部２９０から入力される。
またさらに、受信信号補正部２３０は、受信部２１０と接続され、受信ウエイトを乗算後の受信信号ベクトルＲｘが受信部２１０から入力され、受信信号を補正して受信部２１０に出力する。送信信号補正部２５０は、送信部２４０と接続され、送信信号ベクトルＴｘが送信部２４０から入力され、送信信号を補正して送信部２４０に出力する。
【０３４４】
＜受信側の構成＞
図３４は、本発明関連技術の第２の構成例における受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌの構成を示す図である。図１９に示した受信部１００の構成においてはＬ面の受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌを備えていたが、図３４はこの各受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌの構成を示している。
【０３４５】
同図において、１２０ｂは送受信ウエイト算出部、１０９−ｉは第ｉ端末装置に対応する受信信号処理回路、２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋは乗算回路、２０２−ｉは受信ウエイトベクトル一時記憶部、２０３−ｉは加算合成回路、２０４−ｉは復調処理回路を表す。受信信号処理回路１０９−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｌ）は、Ｋ個の乗算回路２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋと、受信ウエイトベクトル一時記憶部２０２−ｉと、加算合成回路２０３−ｉと、復調処理回路２０４−ｉとを有している。
【０３４６】
基地局装置１０において、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋにて受信された信号は、受信部１００のＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋを介して受信信号処理回路１０９−ｉに入力される。
受信信号処理回路１０９−ｉにおいて、受信ウエイトベクトル一時記憶部２０２−ｉが、送受信ウエイト算出部１２０ｂより第ｉ端末装置に対応する受信ウエイトベクトルを読み込み、これを記憶する。ＯＦＤＭシンボル毎にＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋから入力される信号と、受信ウエイトベクトル一時記憶部２０２−ｉに記憶された受信ウエイトとを乗算回路２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋが乗算し、乗算結果を加算合成回路２０３−ｉに出力する。乗算回路２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋから入力される信号を加算合成回路２０３−ｉが加算合成し、受信ウエイト乗算後の受信信号である加算合成信号を得る。復調処理回路２０４−ｉは、加算合成回路２０３−ｉが得た加算合成信号に対する信号検出処理により各端末装置から送信された信号の信号検出処理を行う。復調処理回路２０４−ｉは、端末装置から送信された信号を検出すると、検出した信号をデータ出力＃ｉとして出力する。
【０３４７】
以上が基本的な動作であるが、ＯＦＤＭ（Ａ）ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いたシステムでは、同様の処理を各周波数成分において実施する必要がある。このため、以上の処理を複数の周波数成分において実施するために、例えば関連技術におけるＬ面の受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌ内にはそれぞれ更にサブキャリア数に相当する面数の回路を備えているとしても良いし、複数サブキャリアの処理を時間的に順番に並べて同一回路を使いまわして全体の周波数成分の処理を実施することとしても良いし、その中間的な複数面構成で且つ時間的にも順番に並べて同一回路を使いまわして処理する構成としても構わない。したがって、以下の説明では簡単のためにある周波数成分に着目した回路構成および処理について説明を行うが、全周波数成分においても同様の処理を実施可能な構成となっているものとして理解されるべきである。
【０３４８】
なお補足であるが、図１９は本来は本発明関連技術における第１の構成例の基地局装置１０の受信部１００の構成を示す概略ブロック図であったが、第１の構成例と第２の構成例では送受信ウエイト算出部１２０ａが送受信ウエイト算出部１２０ｂに置き換わるだけであり、この図を参照して説明を行った。
【０３４９】
以上がこれまでの関連技術における処理であったが、本発明の実施形態ではこれを以下の様に変更する。
図３５は、本発明実施形態における受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌおよび受信信号補正部２３０の構成を示す概略ブロック図である。図３４と同一の構成には同一の符号を付与している。受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌは、受信部２１０に備えられ、本発明関連技術における受信部１００の受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌに対応する。
【０３５０】
同図において、２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋは乗算回路、２０２−ｉは受信ウエイトベクトル一時記憶部、２０３−ｉは加算合成回路、２０４−ｉは復調処理回路、２０９−ｉは第ｉ端末装置に対応する受信信号処理回路、２３０は受信信号補正部、２３１は受信信号補正管理回路、２３２は受信信号ベクトル一時記憶部、２３３は行列・ベクトル乗算回路、２３４は受信信号補正行列一時記憶回路、２９０は送受信ウエイト算出部を表す。
同図に示すように、受信信号処理回路２０９−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｌ）は、Ｋ個の乗算回路２０１−ｉ−１〜２０１−ｉ−Ｋと、受信ウエイトベクトル一時記憶部２０２−ｉと、加算合成回路２０３−ｉと、復調処理回路２０４−ｉとを有している。受信信号補正部２３０は、受信信号補正管理回路２３１と、受信信号ベクトル一時記憶部２３２と、行列・ベクトル乗算回路２３３と、受信信号補正行列一時記憶回路２３４とを有している。
【０３５１】
また、図１９のＬ面の受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌが同じくＬ面の受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌに置き換えられ、図３５ではこのＬ面の中の第ｉ面（第ｉ端末装置に対応）の受信信号処理回路２０９−ｉに着目して図示しているが、同様の受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌが存在していることになる。
【０３５２】
本実施形態の特徴としては、図３４の関連技術においては、加算合成回路２０３−ｉからの出力である加算合成信号を直接、復調処理回路２０４−ｉに入力していたが、本実施形態ではこの加算合成回路２０３−ｉからの出力である、受信ウエイト乗算後に加算合成した信号（加算合成信号）を受信信号補正部２３０に入力する。受信信号補正部２３０には、全ての端末装置に対応する受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌからこの信号が入力され、これを受信信号補正管理回路２３１にて管理する。受信信号補正管理回路２３１は、一連の漸化式演算を管理し、さらに補正前の受信信号が入力され、補正後の受信信号を補正後受信信号として受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌ内の復調処理回路２０４−ｉに出力する。なお、受信信号補正部２３０による補正は各周波数成分で行われる。加算合成回路２０３−ｉから受信信号補正管理回路２３１への入力信号、及び受信信号補正管理回路２３１から受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌに出力される信号は、対応する端末装置に対する周波数成分ごとの信号であり、同様の処理を全ての周波数成分に対して実施する。
【０３５３】
漸化式に関する処理は、受信信号補正管理回路２３１→受信信号ベクトル一時記憶部２３２→行列・ベクトル乗算回路２３３→受信信号補正管理回路２３１→受信信号ベクトル一時記憶部２３２→行列・ベクトル乗算回路２３３→・・・と順番に信号を転送しながら処理を実行する。
【０３５４】
まず最初に、受信信号補正管理回路２３１に受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌから対応する端末装置からの受信信号ｒｉが入力される。受信信号補正管理回路２３１は、入力された受信信号ｒｉを全て合わせた受信信号ベクトルＲｘ＝｛ｒ１，ｒ２，…，ｒＮ｝を受信信号ベクトル一時記憶部２３２に記憶させる。一方、送受信ウエイト算出部２９０から受信信号補正行列一時記憶回路２３４には、まずは行列Ｗｄ−１が入力される。厳密には、これは対角行列なので対角成分に相当する１／ｗ１ｈ１〜１／ｗＮｈＮの値が入力されればそれでも良い。
【０３５５】
この行列を用いて、まずは受信信号補正信号ベクトルの初期値δＲｘ（０）を求める。δＲｘ（０）は式（４０）で与えられるが、これは（ｒ１／ｗ１ｈ１，ｒ２／ｗ２ｈ２，・・・，ｒＮ／ｗＮｈＮ）として求めることが可能であり、行列演算の代わりに単にそのまま（ｒ１／ｗ１ｈ１，ｒ２／ｗ２ｈ２，・・・，ｒＮ／ｗＮｈＮ）の演算を実行して求めても良い。この様にして求めた初期値δＲｘ（０）を、行列・ベクトル乗算回路２３３から受信信号補正管理回路２３１に戻す。
なお、式（４６）で表される受信ウエイトを用いる場合、受信ウエイトとチャネル情報の積ｗｉｈｉは式（４７）に示すように１であるため、行列Ｗｄ−１は単位行列となり、その場合にはδＲｘ（０）はＲｘと一致する。この場合、処理においては行列Ｗｄ−１の情報は不要であり、送受信ウエイト算出部２９０から受信信号補正行列一時記憶回路２３４への行列Ｗｄ−１の情報入力は省略可能である。
【０３５６】
受信信号補正管理回路２３１は、算出した初期値δＲｘ（０）を更に受信信号ベクトル一時記憶部２３２に記憶させる。次に、式（４１）で表される漸化式を順次解くために、式（３９）で表される行列ΔＷを送受信ウエイト算出部２９０から読み出し、これを受信信号補正行列一時記憶回路２３４が記憶する。行列・ベクトル乗算回路２３３は、受信信号補正行列一時記憶回路２３４に記憶された行列と、受信信号ベクトル一時記憶部２３２に記憶されたベクトルとの乗算を行い、これにより漸化式の次数をｊ次から（ｊ＋１）次に上げる。
【０３５７】
さらに、行列・ベクトル乗算回路２３３は、この結果を同様に受信信号補正管理回路２３１に戻す。受信信号補正管理回路２３１では、これらのループ処理の回数から目標とする次数ｋまでの近似処理が実施できたか否かを管理し、目標の次数に達した時点でδＲｘ（０）からδＲｘ（ｋ）までを加算して、受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌの個々に対してそれぞれの成分を補正後受信信号として出力する。
【０３５８】
復調処理回路２０４−ｉには０からｋまでのｊに対して総和をとった補正後受信信号ベクトルΣδＲｘ（ｊ）の第ｉ成分が受信信号補正部２３０より入力される。復調処理回路２０４−ｉは、これを用いて信号検出処理を行う。なお、この信号は式（４５）に示されているように、既に送信信号Ｔｘの推定が可能な状態となっており、逆マッピングによる硬判定ないしは軟判定処理や誤り訂正などの処理が行われることになる。
【０３５９】
なお、行列・ベクトル乗算回路２３３での行列演算は必ずしも一括で行う必要なく、行列の成分とベクトルの成分を順次乗算して、最後に加算する処理を行っても構わない。このため、適宜、ベクトルの成分を読み出せるように受信信号ベクトル一時記憶部２３２を設けているが、一括で行列演算を行う場合には必ずしも受信信号ベクトル一時記憶部２３２を設ける必要はなく、受信信号補正管理回路２３１から直接、行列・ベクトル乗算回路２３３に入力する構成であっても構わない。
【０３６０】
さらには、最初にも触れたが、ＯＦＤＭ（Ａ）やＳＣ−ＦＤＥなどを採用するシステムでは、それぞれのベクトルや行列は周波数成分毎に値が異なり、これらの処理を全ての周波数成分にて個別に行う必要がある。それらは個別の回路で並列的に処理しても、同一の回路を使いまわして直列的に実施しても、どちらでも構わない。
【０３６１】
＜送信側の構成＞
図３６は、本発明関連技術の第２の構成例における送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌの内部構成を示す図である。図２１に示した送信部１４０の構成においては、Ｌ面の送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌを備えていたが、図３６はこの各送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌの構成を示している。
【０３６２】
同図において、１２０ｂは送受信ウエイト算出部、１４１−ｉは第ｉ端末装置に対応する送信信号処理回路、２０５−ｉは変調処理回路、２０６−ｉは信号複製回路、２０７−ｉは送信ウエイトベクトル一時記憶部、２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋは乗算回路を表す。送信信号処理回路１４１−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｌ）は、変調処理回路２０５−ｉと、信号複製回路２０６−ｉと、送信ウエイトベクトル一時記憶部２０７−ｉと、Ｋ個の乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋとを有している。
【０３６３】
基地局装置１０において、送信信号処理回路１４１−ｉに入力された周波数成分ごとの送信データは、変調処理回路２０５−ｉにて一連の変調処理がなされ、これを信号複製回路２０６−ｉにて各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ向けにコピーする。
送信信号処理回路１４１−ｉにおいて、送信ウエイトベクトル一時記憶部２０７−ｉが、送受信ウエイト算出部１２０ｂより第ｉ端末装置に対応する送信ウエイトベクトルを読み込み、これを記憶する。ＯＦＤＭシンボル毎に送信ウエイトベクトルの各成分と、信号複製回路２０６−ｉから入力された信号とを乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋが乗算する。乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋは、乗算結果を送信部１４０内の加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する。
【０３６４】
以上が基本的な動作であるが、ＯＦＤＭ（Ａ）ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いたシステムでは、同様の処理を各周波数成分において実施する必要がある。このため、以上の処理を複数の周波数成分において実施するために、例えば関連技術におけるＬ面の送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌ内にはそれぞれ更にサブキャリア数に相当する面数の回路を備えているとしても良いし、複数サブキャリアの処理を時間的に順番に並べて同一回路を使いまわして全体の周波数成分の処理を実施することとしても良いし、その中間的な複数面構成で且つ時間的にも順番に並べて同一回路を使いまわして処理する構成としても構わない。したがって、以下の説明では簡単のためにある周波数成分に着目した回路構成および処理について説明を行うが、全周波数成分においても同様の処理を実施可能な構成となっているものとして理解されるべきである。
【０３６５】
なお補足であるが、図２１は本来は本発明関連技術における第１の構成例の基地局装置２００のの送信部１４０の構成を示す概略ブロック図であったが、第１の構成例と第２の構成例では送受信ウエイト算出部１２０ａが送受信ウエイト算出部１２０ｂに置き換わるだけであり、この図を参照して説明を行った。
【０３６６】
以上がこれまでの関連技術における処理であったが、本発明の実施形態ではこれを以下の様に変更する。図３７は、本発明実施形態における送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌおよび送信信号補正部２５０の構成を示す概略ブロック図である。図３６と同一の構成には同一の符号を付与している。送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌは、送信部２４０に備えられ、本発明関連技術における送信部１４０の送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌに対応する。
【０３６７】
同図において、１２０ｂは送受信ウエイト算出部、２４１−ｉは第ｉ端末装置に対応する送信信号処理回路、２０５−ｉは変調処理回路、２０６−ｉは信号複製回路、２０７−ｉは送信ウエイトベクトル一時記憶部、２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋは乗算回路、２５０は送信信号補正部、２５１は送信信号補正管理部、２５２は送信信号ベクトル一時記憶部、２５３は行列・ベクトル乗算回路、２５４は送信信号補正行列一時記憶回路、２９０は送受信ウエイト算出部を表す。
【０３６８】
同図に示すように、送信信号処理回路２４１−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｌ）は、変調処理回路２０５−ｉと、信号複製回路２０６−ｉと、送信ウエイトベクトル一時記憶部２０７−ｉと、Ｋ個の乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋとを有している。送信信号補正部２５０は、送信信号補正管理回路２５１と、送信信号ベクトル一時記憶部２５２と、行列・ベクトル乗算回路２５３と、送信信号補正行列一時記憶回路２５４とを有している。
【０３６９】
また、図２１のＬ面の送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが同じくＬ面の送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌに置き換えられ、図３７ではこのＬ面の中の第ｉ面（第ｉ端末装置に対応）の送信信号処理回路２４１−ｉに着目して図示しているが、同様の送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌが存在していることになる。
【０３７０】
本実施形態の特徴としては、図３６の関連技術においては、変調処理回路２０５−ｉからの出力を直接、信号複製回路２０６−ｉに入力していたが、本実施形態ではこの変調処理回路２０５−ｉからの出力を、送信信号補正部２５０に入力する。送信信号補正部２５０には、全ての端末装置に対応する送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌからこの信号が入力され、これを送信信号補正管理回路２５１にて管理する。送信信号補正管理回路２５１は、一連の漸化式演算を管理し、さらに補正前の送信信号が入力され、補正後の送信信号を補正後送信信号として送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌ内の信号複製回路２０６−ｉに出力する。なお、送信信号補正部２５０による補正は各周波数成分で行われる。変調処理回路２０５−ｉから送信信号補正管理回路２５１への入力信号、及び送信信号補正管理回路２５１から送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌに出力される信号は、対応する端末装置に対する周波数成分ごとの信号であり、同様の処理を全ての周波数成分に対して実施する。
【０３７１】
漸化式に関する処理は、送信信号補正管理回路２５１→送信信号ベクトル一時記憶部２５２→行列・ベクトル乗算回路２５３→送信信号補正管理回路２５１→送信信号ベクトル一時記憶部２５２→行列・ベクトル乗算回路２５３→・・・と順番に信号を転送しながら処理を実行する。
【０３７２】
まず最初に、送信信号補正管理回路２５１に送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌから対応する端末装置宛の送信信号ｔｉが入力される。送信信号補正管理回路２５１は、入力された送信信号ｔｉを全て合わせた送信信号ベクトルＴｘ＝｛ｔ１，ｔ２，…，ｔＮ｝を送信信号補正信号ベクトルの初期値δＴｘ（０）と設定し、これを送信信号ベクトル一時記憶部２５２に記憶させる。次に、式（３１）で表される漸化式を順次解くために、式（３２）で表される行列ΔＷを送受信ウエイト算出部２９０から読み出し、これを送信信号補正行列一時記憶回路２５４に記憶する。行列・ベクトル乗算回路２５３では、送信信号補正行列一時記憶回路２５４に記憶された行列ΔＷと、送信信号ベクトル一時記憶部２５２に記憶された送信信号補正信号ベクトルとの乗算を行い、これにより漸化式の次数をｊ次から（ｊ＋１）次に上げる。
【０３７３】
さらに、行列・ベクトル乗算回路２５３は、この結果を同様に送信信号補正管理回路２５１に戻す。送信信号補正管理回路２５１では、これらのループ処理の回数から目標とする次数ｋまでの近似処理が実施できたか否かを管理し、目標の次数に達した時点でδＴｘ（０）からδＴｘ（ｋ）までを加算して、送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌに対してそれぞれの成分を補正後送信信号として出力する。
【０３７４】
信号複製回路２０６−ｉには、０からｋまでのｊに対して総和をとった補正後送信信号ベクトルΣδＴｘ（ｊ）の第ｉ成分が送信信号補正部２５０より入力される。信号複製回路２０６−ｉは、この補正された送信信号の複製を乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋに出力する。乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋは、送信ウエイトベクトル一時記憶部２０７−ｉに記憶されている各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの送信ウエイトを、補正された送信信号に乗算する。乗算回路２０８−ｉ−１〜２０８−ｉ−Ｋは、乗算結果を送信部２４０内の加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する。
【０３７５】
なお、行列・ベクトル乗算回路２５３での行列演算は必ずしも一括で行う必要なく、行列の成分とベクトルの成分を順次乗算して、最後に加算する処理を行っても構わない。このため、適宜、ベクトルの成分を読み出せるように送信信号ベクトル一時記憶部２５２を設けているが、一括で行列演算を行う場合には必ずしも送信信号ベクトル一時記憶部２５２を設ける必要はなく、送信信号補正管理回路２５１から直接、行列・ベクトル乗算回路２５３に入力する構成であっても構わない。
【０３７６】
さらには、最初にも触れたが、ＯＦＤＭ（Ａ）やＳＣ−ＦＤＥなどを採用するシステムでは、それぞれのベクトルや行列は周波数成分毎に値が異なり、これらの処理を全ての周波数成分にて個別に行う必要がある。それらは個別の回路で並列的に処理しても、同一の回路を使いまわして直列的に実施しても、どちらでも構わない。
【０３７７】
＜送受信ウエイト算出部の構成＞
図３８は、本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態における送受信ウエイト算出部２９０は、図２９における送受信ウエイト算出部１２０ｂに機能を追加した構成となる。したがって、同一の機能に関しては同一の符号を振ることとする。
【０３７８】
同図に示すように送受信ウエイト算出部２９０は、チャネル情報短時間平均回路１２１、相対成分取得回路１２２、チャネル情報長時間平均回路１２３、受信ウエイト算出回路１２４ｂ、受信ウエイト記憶回路１２５ｂ、キャリブレーション回路１２６、送信ウエイト算出回路１２７ｂ、送信ウエイト記憶回路１２８ｂ、キャリブレーション係数記憶回路１２９、受信信号補正情報算出回路２９１、受信信号補正情報記憶回路２９２、送信信号補正情報算出回路２９３、送信信号補正情報記憶回路２９４を有している。
【０３７９】
同図に示す送受信ウエイト算出部２９０が、図２９に示す関連技術における第２の構成例の送受信ウエイト算出部１２０ｂと異なる点は、受信信号補正情報算出回路２９１、受信信号補正情報記憶回路２９２、送信信号補正情報算出回路２９３、送信信号補正情報記憶回路２９４を備える点である。また、信号処理の差分もこれらの回路に関する処理のみであるため、その差分の処理のみをここでは説明する。
【０３８０】
チャネル情報長時間平均回路１２３にてアップリンクのチャネル情報が取得されると、受信ウエイト算出回路１２４ｂにおける受信ウエイトの算出とは別に、受信信号補正情報算出回路２９１は、受信ウエイト算出回路１２４ｂから入力される受信ウエイトとチャネル情報長時間平均回路１２３から入力されるアップリンクのチャネル情報とを用い、式（３９）の行列ΔＷの第（ｉ，ｊ）成分に相当する−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉに関する情報、および漸化式（４１）の初期条件であるδＲｘ（０）を求める際に必要なｗｉｈｉまたは１／ｗｉｈｉに関する情報を算出し、これらの情報を受信信号補正情報として受信信号補正情報記憶回路２９２に記憶しておく。受信信号補正情報記憶回路２９２は、通信制御回路１１０からの指示に従い、必要に応じて受信信号補正部２３０内の受信信号補正行列一時記憶回路２３４に対し、受信信号補正情報を出力する。なお、説明では受信信号補正情報算出回路２９１において受信ウエイトは受信ウエイト算出回路１２４ｂから入力されるものとしたが、受信ウエイト記憶回路１２５ｂから入力される構成であっても構わない。
【０３８１】
なお、式（４６）で表される受信ウエイトを用いる場合、受信ウエイトとチャネル情報の積ｗｉｈｉは式（４７）に示すように１であるため、行列Ｗｄ−１は単位行列となり、その場合にはδＲｘ（０）はＲｘと一致する。この場合、処理においては行列Ｗｄ−１の情報は不要であり、送受信ウエイト算出部２９０における受信ウエイトとチャネル情報の積ｗｉｈｉ（つまり同一の端末装置の受信ウエイトとチャネル情報の積）の算出、受信信号補正情報記憶回路２９２へのこの情報の記憶、及び受信信号補正情報記憶回路２９２から受信信号補正部２３０内の受信信号補正行列一時記憶回路２３４への行列Ｗｄ−１の情報入力は省略可能である。
【０３８２】
同様にキャリブレーション回路１２６にてダウンリンクのチャネル情報が取得されると、送信ウエイト算出回路１２７ｂにおける送信ウエイトの算出とは別に、送信信号補正情報算出回路２９３は、送信ウエイト算出回路１２７ｂから入力される送信ウエイトとキャリブレーション回路１２６から入力されるダウンリンクのチャネル情報を用い、式（３２）の行列ΔＷの第（ｉ，ｊ）成分に相当する−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉに関する情報を算出し、これらの情報を送信信号補正情報として送信信号補正情報記憶回路２９４に記憶させる。送信信号補正情報記憶回路２９４は、通信制御回路１１０からの指示に従い、必要に応じて送信信号補正部２５０内の送信信号補正行列一時記憶回路２５４に対し、送信信号補正情報を出力する。なお、説明では送信信号補正情報算出回路２９３において送信ウエイトは送信ウエイト算出回路１２７ｂから入力されるものとしたが、送信ウエイト記憶回路１２８ｂから入力される構成であっても構わない。
【０３８３】
なお、式（３２）および式（３９）で与えられる行列ΔＷは同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせにより決まるのであるが、行列ΔＷの第（ｉ，ｊ）成分に相当する−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉ及び−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉに関する情報は全ての端末装置の組み合わせパターンとは関係なく、２台の端末装置の各ペアに対応して算出することが可能である。つまり、これらの各ペアに対する−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉ及び−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉに関する情報を算出しておけば、それらの情報を適宜選び出して行列の各成分に値を埋め込み設定することで、同時に空間多重を行う多数の端末装置の任意の組み合わせパターンに対して利用することが可能である。つまり、端末装置の組み合わせパターンが先に述べたように天文学的な数となっても、現実的なメモリ容量で収容可能な情報量で対処可能である。
【０３８４】
＜受信側の信号補正処理フロー＞
図３９は本発明実施形態における受信信号の補正処理のフローを表す図である。基本的に受信信号の補正処理に用いる式（３９）で表される受信信号補正行列ΔＷなどは、同時に空間多重する端末装置の組み合わせ毎に異なり、逆に言えば一連のＯＦＤＭシンボルに関する信号処理においては、同時に空間多重する端末装置の組み合わせが変らなければ受信信号補正行列などを差し替える必要はない。以下の処理の説明においては、この様な受信信号補正行列などを差し替える単位で行う処理について説明する。
【０３８５】
処理を開始すると（ステップＳ２０１）、通信制御回路１１０からの指示に従い、受信信号補正行列一時記憶回路２３４は、受信信号補正行列の各成分の情報−ｗｉｈｊ／ｗｉｈｉ、および初期条件であるδＲｘ（０）を求める際に必要なｗｉｈｉまたは１／ｗｉｈｉに関する受信信号補正情報を送受信ウエイト算出部２９０の受信信号補正情報記憶回路２９２から読み出す（ステップＳ２０２）。
その後、この情報をもとに行うシンボル単位の処理を開始する（ステップＳ２０３）。ステップＳ２０３は実行的には特に意味を持たないが、以降のステップＳ２１１との間でシンボル単位の処理を行うことを明示するために記載している。このシンボル単位の処理としては、端末装置＃ｉに対応する受信信号処理回路２０９−ｉ内の加算合成回路２０３−ｉが、加算合成信号を受信信号補正管理回路２３１に入力する（ステップＳ２０４）。
【０３８６】
行列・ベクトル乗算回路２３３は、加算合成回路２０３−１〜２０３−Ｌから入力された加算合成信号と、行列Ｗｄ−１をもとに初期値δＲｘ（０）を算出する（ステップＳ２０５）。
ステップＳ２０５の処理を実行するに当たっては、受信信号補正管理回路２３１は、受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌから最初に入力された受信信号ベクトルＲｘを受信信号ベクトル一時記憶部２３２に一旦記憶させる。行列・ベクトル乗算回路２３３が、受信信号補正行列一時記憶回路２３４が記憶するｗｉｈｉまたは１／ｗｉｈｉに関する受信信号補正情報と、受信信号ベクトル一時記憶部２３２に記憶されている受信信号ベクトルＲｘとに基づいて、式（４０）により初期値δＲｘ（０）を算出することになる。
【０３８７】
なお、式（４６）で表される受信ウエイトを用いる場合、受信ウエイトとチャネル情報の積ｗｉｈｉは式（４７）に示すように１であるため、行列Ｗｄ−１は単位行列となり、その場合にはδＲｘ（０）はＲｘと一致する。この場合、処理においては行列Ｗｄ−１の情報は不要であり、ステップＳ２０２の処理におけるδＲｘ（０）を求める際に必要なｗｉｈｉまたは１／ｗｉｈｉ（つまり同一の端末装置の受信ウエイトとチャネル情報の積に対応する情報）に関する受信信号補正情報の送受信ウエイト算出部２９０の受信信号補正情報記憶回路２９２からの読み出し処理は省略し、さらにステップＳ２０５の処理においては初期値δＲｘ（０）はＲｘにより与える処理に置き換えられる。
【０３８８】
ここで、受信信号補正管理回路２３１は、漸化式の近似の次数を管理するｊを０にする初期化をし（ステップＳ２０６）、行列・ベクトル乗算回路２３３が式（４１）の漸化式によりｊ次の近似解であるδＲｘ（ｊ）からｊ＋１次の近似解であるδＲｘ（ｊ＋１）を算出する（ステップＳ２０７）。この処理についても、受信信号補正管理回路２３１にて管理されている受信信号補正信号ベクトルδＲｘ（ｊ）を受信信号ベクトル一時記憶部２３２に一旦記憶させ、受信信号補正行列一時記憶回路２３４に記憶させた行列ΔＷに関する受信信号補正情報と受信信号補正信号ベクトルδＲｘ（ｊ）とに基づいて、行列・ベクトル乗算回路２３３が行列演算を行い、δＲｘ（ｊ＋１）を算出することになる。
【０３８９】
さらに、受信信号補正管理回路２３１は、漸化式の近似の次数を管理するｊをｊ＋１に加算し（ステップＳ２０８）、近似の次数の目標値ｋとｊが一致しているかをチェックし（ステップＳ２０９）、一致しない場合（ステップＳ２０９：ＮＯに相当）、処理をステップＳ２０７に戻してステップＳ２０７からステップＳ２０９の処理を近似の目標数ｋ回まで繰り返す。
一方、ｋとｊが一致する場合（ステップＳ２０９：ＹＥＳに相当）、受信信号補正管理回路２３１は、漸化式の処理を終了し、ｊが０からｋまでのδＲｘ（ｊ）を加算し、加算後のベクトルの各成分を受信信号処理回路２０９−１〜２０９−Ｌ内の復調処理回路２０４−ｉに出力する（ステップＳ２１０）。
【０３９０】
以上のステップＳ２０３からステップＳ２１０までの処理をシンボル単位で実施するが、受信信号補正管理回路２３１は、同一の端末装置の組み合わせで空間多重を継続する同一の受信信号補正行列を使いまわす範囲の全シンボルの処理を終了したか否かを判断し（ステップＳ２１１）、完了していない場合（ステップＳ２１１：ＮＯに相当）には処理をステップＳ２０３に戻し、ステップＳ２０３からステップＳ２１１までの処理を繰り返す。
一方、完了している場合（ステップＳ２１１：ＹＥＳに相当）には、受信信号補正管理回路２３１は、処理を終了する（ステップＳ２１２）。
【０３９１】
なお、ここでは説明を簡単にするため行列やベクトルの各記号などにもサブキャリア番号の添え字を省略しているが、以上の処理はＯＦＤＭ（Ａ）やＳＣ−ＦＤＥを用いる場合には、各サブキャリアに対して同様の実施を行うことになる。特にＯＦＤＭＡを用いる場合には、サブキャリア毎に同一の受信信号補正行列ΔＷを使いまわすＯＦＤＭシンボルが異なる場合があるが、各サブキャリアにおいて新しい受信信号補正行列ΔＷを用いる条件になる毎に、処理ステップＳ２０２を実施することになる。
【０３９２】
＜送信側の信号補正処理フロー＞
図４０は本発明実施形態における送信信号の補正処理のフローを表す図である。基本的に送信信号の補正処理に用いる式（３２）で表される送信信号補正行列ΔＷなどは、同時に空間多重する端末装置の組み合わせ毎に異なり、逆に言えば一連のＯＦＤＭシンボルに関する信号処理においては、同時に空間多重する端末装置の組み合わせが変らなければ送信信号補正行列などを差し替える必要はない。以下の処理の説明においては、この様な送信信号補正行列などを差し替える単位で行う処理について説明する。
【０３９３】
処理を開始すると（ステップＳ２２１）、送信信号補正行列一時記憶回路２５４は、送信信号補正行列の各成分の情報−ｈｉｗｊ／ｈｉｗｉに関する送信信号補正情報を送受信ウエイト算出部２９０の送信信号補正情報記憶回路２９４から読み出す（ステップＳ２２２）。
その後、この情報をもとに行うシンボル単位の処理を開始する（ステップＳ２２３）。ステップＳ２２３は実行的には特に意味を持たないが、以降のステップＳ２３１との間でシンボル単位の処理を行うことを明示するために記載している。このシンボル単位の処理としては、同時に空間多重を行う端末装置に対応する送信信号処理回路２４１−１〜２４１−Ｌ内の変調処理回路２０５−１〜２０５−Ｌが、変調処理結果を送信信号補正管理回路２５１に入力する（ステップＳ２２４）。
【０３９４】
送信信号補正管理回路２５１は、各変調処理回路２０５−１〜２０５−Ｌから入力された信号を束ねた送信信号ベクトルＴｘをそのまま初期値δＴｘ（０）に設定する（ステップＳ２２５）。
ここで、送信信号補正管理回路２５１は、漸化式の近似の次数を管理するｊを０にする初期化をし（ステップＳ２２６）、行列・ベクトル乗算回路２５３が式（３１）の漸化式によりｊ次の近似解であるδＴｘ（ｊ）からｊ＋１次の近似解であるδＴｘ（ｊ＋１）を算出する（ステップＳ２２７）。この処理についても、送信信号補正管理回路２５１にて管理されている送信信号補正信号ベクトルδＴｘ（ｊ）を送信信号ベクトル一時記憶部２５２に一旦記憶させ、送信信号補正行列一時記憶回路２５４に記憶させた行列ΔＷに関する送信信号補正情報と送信信号補正信号ベクトルδＴｘ（ｊ）とに基づいて、行列・ベクトル乗算回路２５３が行列演算を行い、δＴｘ（ｊ＋１）を算出することになる。
【０３９５】
さらに、送信信号補正管理回路２５１は、漸化式の近似の次数を管理するｊをｊ＋１に加算し（ステップＳ２２８）、近似の次数の目標値ｋとｊが一致しているかをチェックし（ステップＳ２２９）、一致しない場合（ステップＳ２２９：ＮＯに相当）、処理をステップＳ２２７に戻してステップＳ２２７からステップＳ２２９の処理を近似の目標数ｋ回まで繰り返す。
一方、ｋとｊが一致する場合（ステップＳ２２９：ＹＥＳに相当）、送信信号補正管理回路２５１は、漸化式の処理を終了し、ｊが０からｋまでのδＴｘ（ｊ）を加算し、加算後のベクトルの各成分を送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌ内の信号複製回路２０６−ｉに補正後送信信号として出力する（ステップＳ２３０）。
【０３９６】
以上のステップＳ２２３からステップＳ２３０までの処理をシンボル単位で実施するが、送信信号補正管理回路２５１は、同一の端末装置の組み合わせで空間多重を継続する同一の送信信号補正行列を使いまわす範囲の全シンボルの処理を終了したか否かを判断し（ステップＳ２３１）、完了していない場合（ステップＳ２３１：ＮＯに相当）には処理をステップＳ２２３に戻し、ステップＳ２２３からステップＳ２３１までの処理を繰り返す。
一方、完了している場合（ステップＳ２３１：ＹＥＳに相当）場合には、送信信号補正管理回路２５１は、処理を終了する（ステップＳ２３２）。
【０３９７】
なお、ここでは説明を簡単にするため行列やベクトルの各記号などにもサブキャリア番号の添え字を省略しているが、以上の処理はＯＦＤＭ（Ａ）やＳＣ−ＦＤＥを用いる場合には、各サブキャリアに対して同様の実施を行うことになる。特にＯＦＤＭＡを用いる場合には、サブキャリア毎に同一の受信信号補正行列ΔＷを使いまわすＯＦＤＭシンボルが異なる場合があるが、新しい受信信号補正行列ΔＷを用いる条件になる毎に、処理ステップＳ２２２を実施することになる。
【０３９８】
＜送受信ウエイト算出部の処理フロー＞
図４１は、本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の受信信号補正情報に係る処理フローを表す。本処理フローは、サービス運用開始前に事前に行う送受信ウエイトを算出する処理と共に行われる。また、以下の説明で用いる第ｉ’端末装置と第ｊ’端末装置の組み合わせの表記における（ｉ’，ｊ’）とは、システムにおいて任意に割り振られた端末装置の通し番号ｉ’、ｊ’の組み合わせを意味している。なお、式（３２）および式（３９）に関連した説明おける（ｉ，ｊ）とは、同時に空間多重する端末装置の組み合わせパターン内の端末装置のみに対して逐次割り振られた通し番号をもとに指定する第ｉ及び第ｊ端末装置の組み合わせに対応している。したがって、式（３２）および式（３９）を利用するためには、行列の成分（ｉ，ｊ）と、システムにおいて任意に割り振られたもともとの通し番号で与えられた（ｉ’，ｊ’）の対応をとり、その（ｉ’，ｊ’）に対応した値を受信信号補正情報記憶回路２９２より読み出して各行列の各成分に設定し、それを利用することになる。また、この様な管理を行うことで、全ての（ｉ’，ｊ’）の組み合わせに対応する情報を事前に求めておけば、その値を使いまわすことで、同時に空間多重する端末装置の任意の組み合わせパターンに対しても、簡易にこれらの行列を取得することが可能となる。
【０３９９】
送受信ウエイト算出部２９０において受信信号補正情報に係る処理が開始されると（ステップＳ２６１）、これらの一連の処理の中で、受信信号補正情報算出回路２９１は、チャネル情報長時間平均回路１２３にて長時間平均化処理を行い得られたアップリンクのチャネル情報を収集する（ステップＳ２６２）。また、受信信号補正情報算出回路２９１は、受信ウエイト算出回路１２４ｂが算出した受信ウエイト情報を収集する（ステップＳ２６３）。
【０４００】
受信信号補正情報算出回路２９１は、一連の情報を収集し終わると、第ｉ’端末装置に対応するアップリンクのチャネル情報ベクトルｈｉ’と受信ウエイトベクトルｗｉ’より１／ｗｉ’ｈｉ’を算出する（ステップＳ２６４）。
さらに、受信信号補正情報算出回路２９１は、全ての第ｉ’端末装置と第ｊ’端末装置の（ｉ’，ｊ’）の組み合わせに対してｗｉ’ｈｊ’を算出し（ステップＳ２６５）、式（３９）で表される行列の各成分となる−ｗｉ’ｈｊ’／ｗｉ’ｈｉ’を算出する（ステップＳ２６６）。
【０４０１】
その後、受信信号補正情報算出回路２９１は、ステップＳ２６４で算出した情報１／ｗｉ’ｈｉ’と、ステップＳ２６６で算出した情報−ｗｉ’ｈｊ’／ｗｉ’ｈｉ’とを受信信号補正情報記憶回路２９２に記憶させ（ステップＳ２６７）、処理を終了する（ステップＳ２６８）。
なおステップＳ２６５とステップＳ２６６は、ここではステップＳ２６４とステップＳ２６５の結果を用いてステップＳ２６６を実施するものとして処理を分けて記述したが、ひとつにまとめてステップＳ２６６としても構わない。
また、式（４６）で表される受信ウエイトを用いる場合、受信ウエイトとチャネル情報の積ｗｉ’ｈｉ’は式（４７）に示すように１であるため、ステップＳ２６４の処理は省略可能である。また、ステップＳ２６６は−ｗｉ’ｈｊ’の算出処理に置き換えられる。さらに、ステップＳ２６７における受信信号補正情報記憶回路２９２への記憶処理においても、１／ｗｉ’ｈｉ’に関する情報は記憶する必要がなく、情報−ｗｉ’ｈｊ’／ｗｉ’ｈｉ’の代わりに情報−ｗｉ’ｈｊ’が記憶されることになる。
【０４０２】
図４２は、本発明実施形態における送受信ウエイト算出部２９０の送信信号補正情報に係る処理フローを表す。先ほどの説明と同様に、本処理フローはサービス運用開始前に事前に行う処理である。
送受信ウエイト算出部２９０において送信信号補正情報に係る処理が開始されると（ステップＳ２７１）、これらの一連の処理の中で、送信信号補正情報算出回路２９３は、キャリブレーション回路１２６にて得られたダウンリンクのチャネル情報を収集する（ステップＳ２７２）。また、送信信号補正情報算出回路２９３は、送信ウエイト算出回路１２７ｂが算出した送信ウエイト情報を収集する（ステップＳ２７３）。
【０４０３】
送信信号補正情報算出回路２９３は、一連の情報を収集し終わると、第ｉ’端末装置に対応するダウンリンクのチャネル情報ベクトルｈｉ’と送信ウエイトベクトルｗｉ’より１／ｈｉ’ｗｉ’を算出する（ステップＳ２７４）。
さらに、送信信号補正情報算出回路２９３は、全ての（ｉ’，ｊ’）の組み合わせに対してｈｉ’ｗｊ’を算出し（ステップＳ２７５）、式（３２）で表される行列の各成分となる−ｈｉ’ｗｊ’／ｈｉ’ｗｉ’を算出する（ステップＳ２７６）。
【０４０４】
その後、送信信号補正情報算出回路２９３は、ステップＳ２７６で算出した情報−ｈｉ’ｗｊ’／ｈｉ’ｗｉ’を送信信号補正情報記憶回路２９４に記憶させ（ステップＳ２７７）、処理を終了する（ステップＳ２７８）。
なおステップＳ２７５とステップＳ２７６は、ここではステップＳ２７４とステップＳ２７５の結果を用いてステップＳ２７６を実施するものとして処理を分けて記述したが、ひとつにまとめてステップＳ２７６としても構わない。
【０４０５】
なお先ほども説明したように、ここでは説明を簡単にするため行列やベクトルの各記号などにもサブキャリア番号の添え字を省略しているが、以上の処理はＯＦＤＭ（Ａ）やＳＣ−ＦＤＥを用いる場合には、以上の図４１および図４２の信号処理において各サブキャリアに対して同様の処理を行うことになる。
【０４０６】
以上が送受信信号を補正する際に必要となる情報を算出するための処理である。これらの処理の結果得られた情報は、空間多重を行う様々な端末装置の組み合わせパターンにおいて流用可能であり、例えば式（３２）や式（３９）で示される行列の（ｉ，ｊ）成分は、ふたつの端末装置の組み合わせを指定することにより受信信号補正情報記憶回路２９２ないしは送信信号補正情報記憶回路２９４より読み出すことが可能である。
【０４０７】
この同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせパターンはスケジューリング処理回路１８１で行うスケジューリングにより定まるが、このスケジューリング結果を受けて通信制御回路１１０を介して送受信ウエイト算出部２９０に対して端末装置の組み合わせパターンが指示されると、送受信ウエイト算出部２９０は行列の成分である（ｉ，ｊ）と、それに対応する端末装置の通し番号である（ｉ’，ｊ’）の対応をとり、その組み合わせパターンに対応した受信信号補正情報ないしは送信信号補正情報を受信信号補正部２３０ないしは送信信号補正部２５０に対して出力する。出力された情報は受信信号補正行列一時記憶回路２３４ないしは送信信号補正行列一時記憶回路２５４に記憶され、漸化式演算に用いられることになる。なお、行列の成分である（ｉ，ｊ）と、それに対応する端末装置の通し番号である（ｉ’，ｊ’）の対応は、通信制御回路１１０が管理して指示を行う構成とすることも可能である。
【０４０８】
以上の本発明の実施形態に関する説明においては、システムにおいて任意に割り振られた端末装置の通し番号、同時に空間多重を行う端末装置に逐次割り振られる端末装置の通し番号（行列の成分を表す通し番号）、繰り返し行われる漸化式処理の中途段階を示す次数、漸化式の目標とする繰り返し回数、及び周波数成分の番号（サブキャリア番号）、等においてｉ、ｊ、ｋ、ｉ’、ｊ’などの変数を用いたが、これらは説明の都合上、同一の記号を異なる意味の変数としても重複して用いていた。したがって、これらの変数の意味は、個別の説明ごとに指示があるとおりに変数を理解すべきである。
【０４０９】
本実施形態における基地局装置２００は、実際のデータ通信に先行して、所定のトレーニング信号を各端末装置から受信することでチャネル情報を取得し、更に時間的に異なるタイミングで複数回に亘り取得されたチャネル情報の相対成分を平均化することでチャネル情報を精度良く推定し、このチャネル情報を用いて実際のデータ通信で複数端末装置を同時に空間多重する際に用いる受信ウエイトを事前に算出し、この空間多重の受信ウエイトを用いて受信処理を行う。
さらに、基地局装置２００は、端末装置の組み合わせに依存しない受信ウエイトを用いながら、受信信号に対して空間多重された各信号系列に対する漸化式を繰り返し演算することで、信号系列間の干渉成分を抑圧し、より精度の高い信号検出処理を行うことができる。この結果、同時に空間多重を行う信号系統数が多くなっても良好なＳＩＲ特性を達成可能となり、より高い周波数利用効率を実現することができる。
【０４１０】
［その他の補足事項］
なお、本発明における基地局装置の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、送信ウエイト及び受信ウエイト、並びに送受信ウエイトを算出する処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウエアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
【０４１１】
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【符号の説明】
【０４１２】
１−１、１−２、１−３  ＯＦＤＭシンボル
２−１、２−２、２−３  有効な信号領域
３−１、３−２、３−３  トレーニング信号
４−１、４−２、４−３  末尾領域
５−１、５−２、５−３  ガードインターバル
６−１、６−２６−３  信号周期
１０  基地局装置
１１  建築物
１２−１、１２−２  端末装置
１３−１、１３−２、１３−３、１３−４  基地局装置のアンテナ素子
１４−１、１４−２、１４−３  地上の移動体
１５−１、１５−２、１５−３  建築物
１６  長時間平均のチャネル情報に対応するベクトル
１７−１、１７−２、１７−３、１７−４  短時間平均のチャネル情報に対応するベクトル
１８  チャネル推定誤差の範囲
２１−１、２１−２、２１−３  ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
２２−１、２２−２、２２−３  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２３−１、２３−２、２３−３  時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）
２４−１、２４−２、２４−３  アンテナ素子
２５−１、２５−２、２５−３  無線モジュール
２６−１、２６−２、２６−３  アンテナ端子
２７  同軸ケーブル
８０  基地局装置
８１  送信部
８５  受信部
８７  インタフェース回路
８８  ＭＡＣ層処理回路
１００  受信部
１０１−１、１０１−２、１０１−Ｋ  アンテナ素子
１０２−１、１０２−２、１０２−Ｋ  ＴＤＤスイッチ
１０３−１、１０３−２、１０３−Ｋ  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
１０４  ローカル発振器
１０５−１、１０５−２、１０５−Ｋ  ミキサ
１０６−１、１０６−２、１０６−Ｋ  フィルタ
１０７−１、１０７−２、１０７−Ｋ  Ａ／Ｄ変換器
１０８−１、１０８−２、１０８−Ｋ  ＦＦＴ回路
１０９−１、１０９−２、１０９−Ｌ、１０９−ｉ  受信信号処理回路（受信信号処理部）
１１０  通信制御回路（通信制御部）
１１５  記憶回路
１２０ａ、１２０ｂ  送受信ウエイト算出部
１２１  チャネル情報短時間平均回路
１２２  相対成分取得回路
１２３  チャネル情報長時間平均回路
１２４ａ  マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路（受信ウエイト算出部）
１２４ｂ  受信ウエイト算出回路（受信ウエイト算出部）
１２５ａ  マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路
１２５ｂ  受信ウエイト記憶回路（受信ウエイト記憶部）
１２６  キャリブレーション回路（ダウンリンクチャネル情報算出部）
１２７ａ  マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路（送信ウエイト算出部）
１２７ｂ  送信ウエイト算出回路（送信ウエイト算出部）
１２８ａマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路
１２８ｂ  送信ウエイト記憶回路
１２９  キャリブレーション係数記憶回路（キャリブレーション係数記憶部）
１４０  送信部
１４１−１、１４１−２、１４１−Ｌ、１４１−ｉ  送信信号処理回路（送信信号処理部）
１４２−１、１４２−２、１４２−Ｋ  加算合成回路
１４３−１、１４３−２、１４３−Ｋ  ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
１４４−１、１４４−２、１４４−Ｋ  Ｄ／Ａ変換器
１４５  ローカル発振器
１４６−１、１４６−２、１４６−Ｋ  ミキサ
１４７−１、１４７−２、１４７−Ｋ  フィルタ
１４８−１、１４８−２、１４８−Ｋ  ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
１７０  インタフェース回路
１８０  ＭＡＣ層処理回路
１８１  スケジューリング処理回路（スケジューリング処理部）
２００  基地局装置
２０１−ｉ−１、２０１−ｉ−２、２０１−ｉ−Ｋ  乗算回路
２０２−ｉ  受信ウエイトベクトル一時記憶部
２０３−ｉ  加算合成回路
２０４−ｉ  復調処理回路
２０５−ｉ  変調処理回路
２０６−ｉ  信号複製回路
２０７−ｉ  送信ウエイトベクトル一時記憶部
２０８−ｉ−１、２０８−ｉ−２、２０８−ｉ−Ｋ  乗算回路
２０９−ｉ  受信信号処理回路
２１０  受信部
２３０  受信信号補正部
２３１  受信信号補正管理回路
２３２  受信信号ベクトル一時記憶部
２３３  行列・ベクトル乗算回路
２３４  受信信号補正行列一時記憶回路
２４０  送信部
２４１−ｉ  送信信号処理回路
２５０  送信信号補正部
２５１  送信信号補正管理回路
２５２  送信信号ベクトル一時記憶部
２５３  行列・ベクトル乗算回路
２５４  送信信号補正行列一時記憶回路
２９０  送受信ウエイト算出部
２９１  受信信号補正情報算出回路（受信信号補正情報算出部）
２９２  受信信号補正情報記憶回路（受信信号補正情報記憶部）
２９３  送信信号補正情報算出回路（送信信号補正情報算出部）
２９４  送信信号補正情報記憶回路（送信信号補正情報記憶部）
８０１  基地局装置
８０２−１、８０２−２、８０２−３  端末装置
８１１−１、８１１−２、８１１−Ｌ  送信信号処理回路
８１２−１、８１２−２、８１２−Ｋ  加算合成回路
８１３−１、８１３−２、８１３−Ｋ  ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１、８１４−２、８１４−Ｋ  Ｄ／Ａ変換器
８１５  ローカル発振器
８１６−１、８１６−２、８１６−Ｋ  ミキサ
８１７−１、８１７−２、８１７−Ｋ  フィルタ
８１８−１、８１８−２、８１８−Ｋ  ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１、８１９−２、８１９−Ｋ  アンテナ素子
８２０  通信制御回路
８３０  送信ウエイト処理部
８３１  チャネル情報取得回路
８３２  チャネル情報記憶回路
８３３  マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路
８５１−１、８５１−２、８５１−Ｋ  アンテナ素子
８５２−１、８５２−２、８５２−Ｋ  ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３  ローカル発振器
８５４−１、８５４−２、８５４−Ｋ  ミキサ
８５５−１、８５５−２、８５５−Ｋ  フィルタ
８５６−１、８５６−２、８５６−Ｋ  Ａ／Ｄ変換器
８５７−１、８５７−２、８５７−Ｋ  ＦＦＴ回路
８５８−１、８５８−２、８５８−Ｌ  受信信号処理回路
８６０  受信ウエイト処理部
８６１  チャネル情報推定回路
８６２  マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路
８８１  スケジューリング処理回路
９０１  送信局
９０２−１、９０２−Ｎ１  中継局
９０３  受信局
９１１−１、９１１−２、９１１−３  セル
９１２−１、９１２−２、９１２−３  リモート基地局
９１３−１、９１３−２、９１３−３、９１３−４、９１３−５、９１３−６  端末装置
９１４  制御局
９１５  光ファイバ
９６１−１、９６１−２、９６１−３、９６１−４、９６１−５  アンテナ素子
【図１】
2014017678.tif 000064
【図２】
2014017678.tif 000065
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2014017678.tif 000070
【図８】
2014017678.tif 000071
【図９】
2014017678.tif 000072
【図１０】
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【図１１】
2014017678.tif 000074
【図１２】
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【図１３】
2014017678.tif 000076
【図１４】
2014017678.tif 000077
【図１５】
2014017678.tif 000078
【図１６】
2014017678.tif 000079
【図１７】
2014017678.tif 000080
【図１８】
2014017678.tif 000081
【図１９】
2014017678.tif 000082
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
2014017678.tif 000093
【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
2014017678.tif 000099
【図３７】
2014017678.tif 000100
【図３８】
2014017678.tif 000101
【図３９】
2014017678.tif 000102
【図４０】
2014017678.tif 000103
【図４１】
2014017678.tif 000104
【図４２】
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