(57)【要約】【課題】電力系統の電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制できるインバータ回路の制御回路を提供する。【解決手段】直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路２をＰＷＭ信号によって制御する制御回路３において、インバータ回路２の入力電圧を制御するための直流電圧補償信号を生成する直流電圧制御部３１と、直流電圧補償信号を入力され、電力動揺の周波数成分を減衰させて出力する電力動揺成分減衰部３２と、電力動揺成分減衰部３２が出力する信号をｄ軸電流の目標として、インバータ回路２の出力電流を制御するための電流補償信号を生成する電流制御部３５と、電流補償信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３６とを備えるようにした。出力電力を制御するための補償信号が電力動揺の周波数成分を抑制されているので、出力電力も当該周波数成分を抑制されたものになる。【選択図】図２
2014042381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ信号によって制御する制御回路であって、
前記インバータ回路の出力電力を制御するための補償信号を生成する電力制御手段と、
前記補償信号を入力され、所定周波数の成分を減衰させて出力する所定周波数減衰手段と、
前記所定周波数減衰手段が出力する信号を電流目標として、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償信号を生成する電流制御手段と、
前記電流補償信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備えていることを特徴とする制御回路。
【請求項２】
前記所定周波数は、前記電力系統の電力動揺の周波数である、
請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記電力制御手段は、前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償信号を前記補償信号として生成する、
請求項１または２に記載の制御回路。
【請求項４】
前記インバータ回路の出力有効電力を算出する有効電力算出手段をさらに備え、
前記電力制御手段は、前記インバータ回路の出力有効電力を制御するための有効電力補償信号を前記補償信号として生成する、
請求項１または２に記載の制御回路。
【請求項５】
前記所定周波数減衰手段は、前記所定周波数を前記制御回路の外部から入力される、請求項１ないし４のいずれかに記載の制御回路。
【請求項６】
前記電力系統の系統周波数を検出する周波数検出手段と、
前記系統周波数を連続的に検出した系統周波数信号を入力され、所定の周波数帯域以外の成分を減衰させて出力する所定帯域通過手段と、
前記所定帯域通過手段から出力される信号の周波数毎の出力レベルを演算するＦＦＴ処理手段と、
前記出力レベルが閾値以上となる周波数を検出する所定周波数検出手段と、
をさらに備え、
前記所定周波数減衰手段は、前記所定周波数検出手段が検出した周波数を前記所定周波数として入力される、請求項１ないし４のいずれかに記載の制御回路。
【請求項７】
前記所定周波数減衰手段は、ノッチフィルタである、請求項１ないし６のいずれかに記載の制御回路。
【請求項８】
前記インバータ回路は三相交流電力を出力し、
前記電流制御手段は、
前記インバータ回路の三相の出力電流をそれぞれ検出した三相の電流信号に対して、三相/二相変換および回転座標変換を行って、２つの軸成分信号に変換する変換手段と、
前記２つの軸成分信号とそれぞれの目標信号との偏差信号をゼロに制御するための２つの信号を生成する二相制御手段と、
前記２つの信号に対して、静止座標変換および二相/三相変換を行って、三相の前記電流補償信号に変換する逆変換手段と、
を備えており、
前記所定周波数減衰手段が出力する信号を前記２つの軸成分信号の一方の目標信号とする、
請求項１ないし７のいずれかに記載の制御回路。
【請求項９】
前記インバータ回路の出力無効電力を制御するための無効電力補償信号を生成する無効電力制御手段をさらに備え、
前記無効電力補償信号を前記２つの軸成分信号の他方の目標信号とする、
請求項８に記載の制御回路。
【請求項１０】
請求項１ないし９のいずれかに記載の制御回路と、前記インバータ回路とを備えていることを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路を制御する制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
西日本の電力系統（６０Ｈｚ系統）は、各電力会社の電力系統を５００ｋＶ送電線で連系した、東西に１０００ｋｍを超える串形系統になっている。串形系統では、その構造に起因して、電力系統全体で弱減衰性の長周期電力動揺（周期２〜５秒）が発生することが知られている。当該長周期電力動揺を、以下では、単に「電力動揺」とする。また、電力取引などに伴う連系線潮流の重潮流化や電力自由化の進展によって、電力動揺の不安定性が増す可能性がある。当該電力動揺などの状態を的確に把握し、電力系統の運用や制御を行うための系統監視の手法が開発されている（非特許文献１参照）。
【０００３】
また、近年、自然エネルギーを利用する研究が進んでいる。太陽電池が生成する電力は直流電力なので、これを電力系統に供給する場合、インバータ回路で交流電力に変換する必要がある。直流電源が出力する直流電力をインバータ回路によって交流電力に変換して電力系統に供給するシステムとして、系統連系インバータシステムが開発されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】「多地点同期計測データに基づく慣性中心周波数の推定法」、橋口他、電学論Ｂ、１３０巻１号、２０１０年、第１０６ページ〜第１１３ページ
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−１８８６６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
太陽電池は日射状態によって出力電力を変化させるので、インバータ回路の出力電力も変化する。この出力変化によって、電力系統の電力動揺を増大させる場合がある。また、電力系統に系統連系インバータシステムが大量に連系された場合、これらの出力変化によって、電力動揺を引き起こす可能性がある。
【０００７】
本発明は上述した事情のもとで考え出されたものであって、電力系統の電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができるインバータ回路の制御回路を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【０００９】
本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ信号によって制御する制御回路であって、前記インバータ回路の出力電力を制御するための補償信号を生成する電力制御手段と、前記補償信号を入力され、所定周波数の成分を減衰させて出力する所定周波数減衰手段と、前記所定周波数減衰手段が出力する信号を電流目標として、前記インバータ回路の出力電流を制御するための電流補償信号を生成する電流制御手段と、前記電流補償信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えていることを特徴とする。
【００１０】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定周波数は、前記電力系統の電力動揺の周波数である。
【００１１】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力制御手段は、前記インバータ回路の入力電圧を制御するための直流電圧補償信号を前記補償信号として生成する。
【００１２】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力有効電力を算出する有効電力算出手段をさらに備え、前記電力制御手段は、前記インバータ回路の出力有効電力を制御するための有効電力補償信号を前記補償信号として生成する。
【００１３】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定周波数減衰手段は、前記所定周波数を前記制御回路の外部から入力される。
【００１４】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力系統の系統周波数を検出する周波数検出手段と、前記系統周波数を連続的に検出した系統周波数信号を入力され、所定の周波数帯域以外の成分を減衰させて出力する所定帯域通過手段と、前記所定帯域通過手段から出力される信号の周波数毎の出力レベルを演算するＦＦＴ処理手段と、前記出力レベルが閾値以上となる周波数を検出する所定周波数検出手段とをさらに備え、前記所定周波数減衰手段は、前記所定周波数検出手段が検出した周波数を前記所定周波数として入力される。
【００１５】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定周波数減衰手段は、ノッチフィルタである。
【００１６】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は三相交流電力を出力し、前記電流制御手段は、前記インバータ回路の三相の出力電流をそれぞれ検出した三相の電流信号に対して、三相/二相変換および回転座標変換を行って、２つの軸成分信号に変換する変換手段と、前記２つの軸成分信号とそれぞれの目標信号との偏差信号をゼロに制御するための２つの信号を生成する二相制御手段と、前記２つの信号に対して、静止座標変換および二相/三相変換を行って、三相の前記電流補償信号に変換する逆変換手段とを備えており、前記所定周波数減衰手段が出力する信号を前記２つの軸成分信号の一方の目標信号とする。
【００１７】
本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力無効電力を制御するための無効電力補償信号を生成する無効電力制御手段をさらに備え、前記無効電力補償信号を前記２つの軸成分信号の他方の目標信号とする。
【００１８】
本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置は、本発明の第１の側面によって提供される制御回路と、前記インバータ回路とを備えていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によると、電力制御手段が生成する補償信号が、所定周波数の成分が減衰されたうえで電流制御手段に入力される。電流制御手段はこれを電流目標として電流補償信号を生成し、ＰＷＭ信号生成手段は電流補償信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。インバータ回路は、このＰＷＭ信号に基づいて電力変換を行って、交流電力を出力する。補償信号の所定周波数の成分が減衰されているので、インバータ回路から出力される出力電力においても、所定周波数の成分が抑制される。この所定周波数として電力動揺の周波数を用いることで、インバータ回路は、電力動揺の周波数と同じ周波数成分を出力することを抑制することができ、電力系統の電力動揺を増大させることを抑制することができる。
【００２０】
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】第１実施形態に係る制御回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。
【図２】第１実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【図３】ノッチフィルタの特性を示すボード線図である。
【図４】第１実施形態に係る電流制御部の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【図５】一機無限大母線モデルを示す図である。
【図６】一機無限大母線モデルに、系統連系インバータシステムを示すモデルを追加したモデルである。
【図７】シミュレーション結果（周波数「０．１・ｆSW」の場合）を示す図である。
【図８】シミュレーション結果（周波数「ｆSW」の場合）を示す図である。
【図９】シミュレーション結果（周波数「１０・ｆSW」の場合）を示す図である。
【図１０】シミュレーション結果（ステップ状変化の場合）を示す図である。
【図１１】第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【図１２】第３実施形態に係る大容量システムを説明するための図である。
【図１３】第４実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る制御回路を系統連系インバータシステムに用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。
【００２３】
図１は、第１実施形態に係る制御回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。
【００２４】
系統連系インバータシステムＡは、分散形電源であり、直流電源１、インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、電圧センサ５、および直流電圧センサ６を備えている。系統連系インバータシステムＡは、三相の電力系統Ｂに連系している。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力をインバータ回路２によって交流電力に変換し、図示しない負荷に供給する。負荷には、電力系統Ｂからも電力が供給される。また、系統連系インバータシステムＡは、逆潮流ありのシステムであり、交流電力を電力系統Ｂにも供給する。なお、図示しないが、インバータ回路２の出力側には、交流電圧を昇圧（または降圧）するための変圧器が設けられている。インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、電圧センサ５、および直流電圧センサ６をまとめたものがインバータ装置であり、いわゆるパワーコンディショナと呼ばれるものである。
【００２５】
直流電源１は、直流電力を出力するものであり、太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。
【００２６】
インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換して出力するものである。インバータ回路２は、図示しないＰＷＭ制御インバータとフィルタとを備えている。ＰＷＭ制御インバータは、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えた三相インバータであり、制御回路３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで直流電力を交流電力に変換する。フィルタは、スイッチングによる高周波成分を除去する。インバータ回路２の入力側の正極および負極は、直流電源１の正極および負極にそれぞれ接続されているので、インバータ回路２の入力電圧は直流電源１の出力電圧に一致する。
【００２７】
電流センサ４は、インバータ回路２の三相の出力電流の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電流センサ４は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電流信号ｉu，ｉv，ｉw（３つの電流信号をまとめて「電流信号ｉ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。電圧センサ５は、インバータ回路２の三相の出力電圧の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電圧センサ５は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電圧信号ｖu，ｖv，ｖw（３つの電圧信号をまとめて「電圧信号ｖ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。
【００２８】
直流電圧センサ６は、インバータ回路２の入力電圧（すなわち、直流電源１の出力電圧）の瞬時値を検出するものである。直流電圧センサ６は、検出した瞬時値をディジタル変換して、直流電圧信号ｅとして制御回路３に出力する。直流電圧センサ６は、インバータ回路２の入力側の正極と負極との間に設けられた電解コンデンサ（図示しない）の端子間電圧を検出している。後述するように、制御回路３が直流電圧制御を行っているので、直流電圧が一定の電圧に制御され、電解コンデンサに蓄えられる電力も一定になっている。したがって、インバータ回路２に入力される電力は、直流電源１が出力する電力に一致する。
【００２９】
制御回路３は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路３は、電流センサ４より入力される電流信号ｉ、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖ、および、直流電圧センサ６より入力される直流電圧信号ｅに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。
【００３０】
図２は、制御回路３の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【００３１】
制御回路３は、直流電圧制御部３１、電力動揺成分減衰部３２、無効電力算出部３３、無効電力制御部３４、電流制御部３５、および、ＰＷＭ信号生成部３６を備えている。なお、図示しないが、制御回路３は、過電圧、過電流、単独運転などを検出して、系統連系インバータシステムＡを電力系統Ｂから解列する保護機構を備えている。
【００３２】
直流電圧制御部３１は、インバータ回路２の入力電圧の制御を行うためのものである。直流電圧制御部３１は、直流電圧センサ６より出力される直流電圧信号ｅと直流電圧目標値ｅ*との偏差Δｅ（＝ｅ*−ｅ）を入力されて、当該偏差をゼロにするための直流電圧補償信号を電力動揺成分減衰部３２に出力する。直流電圧制御部３１は、例えば、ＰＩ制御（比例積分制御）を行っている。
【００３３】
系統連系インバータシステムＡでは、直流電源１の電力−電圧特性を利用して、最大電力点追従（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Tracking）制御が行われている。ＭＰＰＴ制御は、出力電力が最大になるように出力電圧を制御するものである。本実施形態では、直流電圧目標値ｅ*を微小変動させて直流電圧制御を行うことで、直流電源１の出力電圧を変化させ、直流電源１の出力電力がより大きくなるように直流電圧目標値ｅ*を変更する。これにより、直流電圧目標値ｅ*が最大出力動作電圧になり、直流電源１から出力される電力が最大になるようにしている。なお、インバータ回路２の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けて、インバータ回路２がＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧を一定に制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路が最大電力点追従制御を行うようにしてもよい。
【００３４】
電力動揺成分減衰部３２は、直流電圧補償信号から電力動揺の周波数と同じ周波数成分（以下では、「電力動揺成分」とする。）を除去するものである。電力動揺成分減衰部３２は、図３のボード線図に示すような振幅特性を有する、いわゆるノッチフィルタであり、所定の周波数成分を減衰させ、その他の周波数成分を減衰させずにそのまま通過させる。図３は、０．９１８［Ｈｚ］の周波数成分を除去する場合のボード線図を示している。電力動揺成分減衰部３２は、直流電圧制御部３１より直流電圧補償信号を入力され、直流電圧補償信号から電力動揺成分を除去した信号を、電流制御部３５に出力する。
【００３５】
電力動揺成分減衰部３２の伝達関数ＦN（ｓ）は、下記（１）式で表される。ｆ0は減衰させる周波数帯の中心周波数であり、ａ，ｂは減衰特性を決定するパラメータである。パラメータａ，ｂは、制御系の安定性やＭＰＰＴ制御の効率などに基づいて実機検証をもとに適宜決定する。中心周波数ｆ0には、電力動揺の周波数ｆSWを設定する。本実施形態においては、周波数ｆSWを、電力系統Ｂを管理する電力会社から受信するようにしている。なお、電力動揺の周波数ｆSWがあらかじめ分かっている場合は、あらかじめ設定しておくようにしてもよい。この場合、周波数ｆSWの変化に対応できるように、電力動揺成分減衰部３２を適応型ノッチフィルタとしてもよい。また、電力動揺成分減衰部３２は、伝達関数ＦN（ｓ）が下記（１）式のものに限定されず、所定の周波数成分を減衰させるものであればよい。
【数１】
2014042381.tif 000003
【００３６】
なお、電力動揺の周波数ｆSWが複数ある場合に対応できるように、電力動揺成分減衰部３２を複数のノッチフィルタを多段に接続したものとしてもよい。
【００３７】
無効電力算出部３３は、インバータ回路２が出力する無効電力を算出するものである。無効電力算出部３３は、電流センサ４より入力される電流信号ｉと電圧センサ５より入力される電圧信号ｖとに基づいて、無効電力値Ｑを算出して出力する。
【００３８】
無効電力制御部３４は、インバータ回路２が出力する無効電力の制御を行うためのものである。無効電力制御部３４は、無効電力算出部３３より出力される無効電力値Ｑと無効電力目標値Ｑ*との偏差（Ｑ*−Ｑ）を入力されて、当該偏差をゼロにするための無効電力補償信号を電流制御部３５に出力する。無効電力制御部３４は、例えば、ＰＩ制御を行っている。本実施形態では、力率が「１」になるように、無効電力目標値Ｑ*として「０」が設定されている。
【００３９】
電流制御部３５は、インバータ回路２の出力電流の制御を行うためのものである。電流制御部３５は、電流センサ４より入力される電流信号ｉに基づいて補償信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部３６に出力する。
【００４０】
図４は、電流制御部３５の内部構成を説明するための機能ブロック図である。
【００４１】
電流制御部３５は、三相/二相変換部３５ａ、回転座標変換部３５ｂ、ＬＰＦ３５ｃ、ＬＰＦ３５ｄ、ＰＩ制御部３５ｅ、ＰＩ制御部３５ｆ、静止座標変換部３５ｇ、および、二相/三相変換部３５ｈを備えている。
【００４２】
三相/二相変換部３５ａは、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものである。三相/二相変換処理とは、三相の交流信号をそれと等価な二相の交流信号に変換する処理であり、三相の交流信号を静止した直交座標系（以下、「静止座標系」という。）における直交するα軸とβ軸の成分にそれぞれ分解して各軸の成分を足し合わせることで、α軸成分の交流信号とβ軸成分の交流信号に変換するものである。三相/二相変換部３５ａは、電流センサ４から入力された三相の電流信号ｉu，ｉv，ｉwを、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβに変換して、回転座標変換部３５ｂに出力する。
【００４３】
三相/二相変換部３５ａで行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。
【数２】
2014042381.tif 000004
【００４４】
回転座標変換部３５ｂは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものである。回転座標変換処理とは、静止座標系の二相の信号を回転座標系の二相の信号に変換する処理である。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標変換部３５ｂは、三相/二相変換部３５ａから入力される静止座標系のα軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβを、系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号ｉdおよびｑ軸電流信号ｉqに変換して出力する。
【００４５】
回転座標変換部３５ｂで行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。
【数３】
2014042381.tif 000005
【００４６】
ＬＰＦ３５ｃおよびＬＰＦ３５ｄは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号ｉdおよびｑ軸電流信号ｉqの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号ｉdおよびｑ軸電流信号ｉqの直流成分に変換されている。つまり、ＬＰＦ３５ｃおよびＬＰＦ３５ｄは、不平衡成分や高調波成分を除去して、基本波成分のみを通過させるものである。
【００４７】
ＰＩ制御部３５ｅは、ｄ軸電流信号ｉdの直流成分と目標信号との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補償信号ｘdを出力するものである。電力動揺成分減衰部３２より入力される信号（直流電圧補償信号から電力動揺成分を除去した信号）が、ｄ軸電流信号ｉdの目標信号として用いられる。
【００４８】
ＰＩ制御部３５ｆは、ｑ軸電流信号ｉqの直流成分と目標信号との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補償信号ｘqを出力するものである。無効電力制御部３４より入力される無効電力補償信号が、ｑ軸電流信号ｉqの目標信号として用いられる。
【００４９】
静止座標変換部３５ｇは、ＰＩ制御部３５ｅおよびＰＩ制御部３５ｆからそれぞれ入力される補償信号ｘd,ｘqを、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換するものであり、回転座標変換部３５ｂとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部３５ｇは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補償信号ｘd,ｘqを、位相θに基づいて、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換する。
【００５０】
静止座標変換部３５ｇで行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。
【数４】
2014042381.tif 000006
【００５１】
二相/三相変換部３５ｈは、静止座標変換部３５ｇから入力される補償信号ｘα,ｘβを、三相の補償信号ｘu，ｘv，ｘwに変換するものである。二相/三相変換部３５ｈは、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部３５ａとは逆の変換処理を行うものである。
【００５２】
二相/三相変換部３５ｈで行われる変換処理は、下記（５）式に示す行列式で表される。
【数５】
2014042381.tif 000007
【００５３】
図２に戻って、ＰＷＭ信号生成部３６は、ＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３６は、電流制御部３５より入力される三相の補償信号ｘu，ｘv，ｘwに基づいて、インバータ回路２の各相の出力電圧の波形を指令するための指令信号を生成し、指令信号とキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。例えば、指令信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、指令信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ回路２に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部３６は、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する場合に限定されず、例えば、ヒステリシス方式でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。
【００５４】
本実施形態では、制御回路３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。
【００５５】
本実施形態において、電流制御部３５は、直流電圧制御部３１より出力された直流電圧補償信号から電力動揺成分を除去した信号をｄ軸電流信号ｉdの目標信号とし、無効電力制御部３４より入力される無効電力補償信号をｑ軸電流信号ｉqの目標信号として、電流制御を行う。そして、ＰＷＭ信号生成部３６は、電流制御部３５が生成した補償信号ｘu，ｘv，ｘwに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、ＰＷＭ信号に基づいて電力変換を行う。
【００５６】
制御回路３は、インバータ回路２に入力される直流電圧の制御と、インバータ回路２が出力する無効電力の制御を行っている。また、制御回路３は、直流電圧の制御を行うことで、入力される直流電力の制御も行い、これにより出力電力も制御している。したがって、制御回路３は、直流電圧の制御を行うことで、出力電力の制御も行っている。
【００５７】
出力電力を制御するための直流電圧補償信号から電力動揺の周波数成分を減衰させた信号が、ｄ軸電流信号ｉdの目標信号として用いられるので、インバータ回路２の出力電力も当該周波数成分を抑制されたものになる。したがって、インバータ回路２は、電力動揺を引き起こしたり増大させることを抑制することができる。
【００５８】
以下に、系統連系インバータシステムＡが電力動揺を引き起こすことを抑制することができることを確認するためのシミュレーションについて説明する。
【００５９】
まず、電力動揺の発生を調べるためのシミュレーションについて説明する。
【００６０】
図５（ａ）は、一機無限大母線モデルを示す図である。一機無限大母線モデルは、一台の発電機Ｃが送電線を介して大きな電力系統（無限大母線Ｄ）へ接続しているモデルである。当該モデルを用いて、シミュレーションを行った。本シミュレーションでは電力動揺の発生を調べるために、発電機Ｃと無限大母線Ｄとを２本の線路Ｚ１、Ｚ２で接続しているモデルとし、系統事故を想定して線路Ｚ２を切り離して再閉路を行った。なお、発電機Ｃの定格容量を６０［ＭＶＡ］、定格出力を５０［ＭＷ］、系統周波数を６０［Ｈｚ］、系統電圧を２２［ｋＶrms］としている。
【００６１】
図５（ｂ）は、発電機Ｃの内部位相を示している。また、図５（ｃ）は、発電機Ｃの回転速度の変化を示しており、電力系統の基準周波数（例えば、６０［Ｈｚ］）に対応する回転速度を基準として、回転速度と当該基準との差を基準に対するパーセンテージで示している。時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときに、線路Ｚ２を切り離して再閉路を行うと、その後、内部位相および回転速度が変動した。この変動が電力動揺であり、変動の周波数（電力動揺の周波数）は約０．９１８［Ｈｚ］であった。
【００６２】
次に、従来の系統連系インバータシステムが電力動揺を引き起こす可能性があること、および、系統連系インバータシステムＡがこの電力動揺の発生を抑制できることを、図６〜図１０を用いて説明する。
【００６３】
図６は、図５（ａ）に示す一機無限大母線モデルに、系統連系インバータシステムＡを示すモデルを追加したモデルである。その他の条件は、図５（ａ）に示すモデルと共通する。
【００６４】
まず、系統連系インバータシステムＡの制御回路３（図２参照）において電力動揺成分減衰部３２を設けない（すなわち、従来の系統連系インバータシステムであり、以下では「系統連系インバータシステムＡ１００」とする。）ようにして、系統連系インバータシステムＡ１００の出力を変動させた。なお、系統連系インバータシステムＡ１００のモデルは、ｄ軸出力（図２の直流電圧制御部３１の出力に相当する。）とｑ軸出力（図２の無効電力制御部３４の出力に相当する。）とを与えて、これに対応する三相の電流を出力する電流源としている。出力変動を以下の４つのパターンとして検証した。
【００６５】
図７（ａ）〜（ｃ）は、先のシミュレーションで発生した電力動揺の周波数（ｆSW＝０．９１８［Ｈｚ］）の０．１倍の周波数で出力が変動するようにしたものである。なお、出力変動の振幅を０．５［ＭＷ]としている。図７（ａ）は、系統連系インバータシステムＡ１００から出力される有効電力の定常時からの変化量（以下では、「有効電力出力変化量」とする。）ΔＰおよび無効電力の定常時からの変化量（以下では、「無効電力出力変化量」とする。）ΔＱを示している。無効電力は「０」に制御されているので、有効電力出力変化量ΔＰが出力変動を示している。また、図７（ｂ）および（ｃ）は、図５（ｂ）および(ｃ)と同様、発電機Ｃの内部位相および回転速度の変動を示している。なお、以下の図８〜図１０についても、（ａ）は各パターンで変動させたときの有効電力出力変化量ΔＰおよび無効電力出力変化量ΔＱを示し、（ｂ）は発電機Ｃの内部位相を示し、(ｃ)は発電機Ｃの回転速度の変動を示している。
【００６６】
図７（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰは、周波数「０．１・ｆSW」（＝０．０９１８［Ｈｚ］、周期約１０．９[ｓ]）で変動している。一方、図７（ｂ）および（ｃ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度はほとんど変動していない。つまり、系統連系インバータシステムＡ１００の出力が周波数「０．１・ｆSW」で変動しても、電力動揺成分は出力されないので、電力動揺が生じない。
【００６７】
図８（ａ）〜（ｃ）は、周波数ｆSWで出力が変動するようにしたものである。図８（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰは、周波数ｆSW（＝０．９１８［Ｈｚ］、周期約１．０９[ｓ]）で変動している。また、図８（ｂ）および（ｃ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度も同じ周波数で変動している。つまり、系統連系インバータシステムＡ１００の出力が周波数ｆSWで変動した場合、電力動揺成分が出力されて、電力動揺が生じている。
【００６８】
図９（ａ）〜（ｃ）は、周波数ｆSWの１０倍の周波数で出力が変動するようにしたものである。図９（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰは、周波数「１０・ｆSW」（＝９．１８［Ｈｚ］、周期約０．１０９[ｓ]）で変動している。一方、図９（ｂ）および（ｃ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度はほとんど変動していない。つまり、系統連系インバータシステムＡ１００の出力が周波数「１０・ｆSW」で変動しても、電力動揺成分は出力されないので、電力動揺が生じない。
【００６９】
図１０（ａ）〜（ｃ）は、出力がステップ状に大きく変化するようにしたものである。図１０（ａ）に示すように、有効電力出力変化量ΔＰは、時刻Ｔｉｍｅが１［ｓ］のときに、０［ＭＷ］から２［ＭＷ］に、ステップ状に大きく変化している。また、図１０（ｂ）および（ｃ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度は周波数ｆSW（＝０．９１８［Ｈｚ］、周期約１．０９[ｓ]）で変動している。つまり、系統連系インバータシステムＡ１００の出力がステップ状に変化した場合、ステップ状の変化には全ての周波数成分が含まれるので、電力動揺成分が出力されて、電力動揺が生じている。
【００７０】
以上のように、系統連系インバータシステムＡ１００の出力が電力動揺の周波数ｆSWで変動した場合や、ステップ状に大きく変化した場合、電力動揺が引き起こされることが確認された。
【００７１】
次に、従来の系統連系インバータシステムＡ１００に代えて系統連系インバータシステムＡを用いて、図７〜図１０の（ａ）〜（ｃ）と同様に４つのパターンで、出力を変動させるように検証を行った。なお、系統連系インバータシステムＡのモデルは、ｄ軸出力をノッチフィルタ（図２の電力動揺成分減衰部３２に相当する。）を通して与えるようにしている。図７〜図１０の（ｄ）〜（ｆ）は、それぞれ図７〜図１０の（ａ）〜（ｃ）と同様の検証を行ったものである。図７〜図１０の（ｄ）は、それぞれ図７〜図１０の（ａ）と同様、各パターンでの有効電力出力変化量ΔＰおよび無効電力出力変化量ΔＱを示している。また、図７〜図１０の（ｅ）は、それぞれ図７〜図１０の（ｂ）と同様、各パターンでの発電機Ｃの内部位相を示し、図７〜図１０の（ｆ）は、それぞれ図７〜図１０の（ｃ）と同様、各パターンでの発電機Ｃの回転速度の変動を示している。
【００７２】
図７（ｄ）は図７（ａ）とほぼ同様であり、有効電力出力変化量ΔＰが周波数「０．１・ｆSW」で変動している。また、図７（ｅ）および（ｆ）も図７（ｂ）および（ｃ）とほぼ同様であり、電力動揺は生じていない。つまり、周波数「０．１・ｆSW」の出力変動については、系統連系インバータシステムＡの場合でも、系統連系インバータシステムＡ１００の場合と同様である。
【００７３】
一方、図８（ｄ）は図８（ａ）と異なり、有効電力出力変化量ΔＰが変動していない。これは、電力動揺成分減衰部３２（図２参照）によって直流電圧補償信号から周波数ｆSWの成分（電力動揺成分）が除去されたからである。この場合、図８（ｅ）および（ｆ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度はほとんど変動していない。つまり、系統連系インバータシステムＡは、電力動揺成分減衰部３２によって電力動揺成分を除去することで、電力動揺を引き起こすことを抑制することができる。
【００７４】
図９（ｄ）は図９（ａ）とほぼ同様であり、有効電力出力変化量ΔＰが周波数「１０・ｆSW」で変動している。また、図９（ｅ）および（ｆ）も図９（ｂ）および（ｃ）とほぼ同様であり、電力動揺は生じていない。つまり、周波数「１０・ｆSW」の出力変動については、系統連系インバータシステムＡの場合でも、系統連系インバータシステムＡ１００の場合と同様である。
【００７５】
図１０（ｄ）に示す有効電力出力変化量ΔＰは、時刻Ｔｉｍｅが１〜２［ｓ］のときに変動して、２［ＭＷ］に変化している。これは、電力動揺成分減衰部３２によって直流電圧補償信号から周波数ｆSWの成分（電力動揺成分）が除去されたからである。この場合、図１０（ｅ）および（ｆ）に示すように、発電機Ｃの内部位相および回転速度はほとんど変動していない。つまり、系統連系インバータシステムＡは、電力動揺成分減衰部３２によって電力動揺成分を除去することで、電力動揺を引き起こすことを抑制することができる。
【００７６】
以上のように、系統連系インバータシステムＡを用いることで、電力動揺を引き起こすことを抑制できることが確認できた。
【００７７】
なお、上記第１実施形態においては、電流制御部３５で電流信号ｉを三相/二相変換して回転座標変換してから制御を行っているが、これに限られない。例えば、三相/二相変換部３５ａから出力されるα軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβを制御するようにしてもよい。この場合、電力動揺成分減衰部３２より入力される信号（直流電圧補償信号から電力動揺成分を除去した信号）および無効電力制御部３４より入力される無効電力補償信号を静止座標変換して、目標信号として用いればよい。また、三相の電流信号ｉを直接制御するようにしてもよい。この場合、電力動揺成分減衰部３２より入力される信号および無効電力補償信号を静止座標変換して二相/三相変換して、目標信号として用いればよい。
【００７８】
上記第１実施形態においては、電力動揺の周波数ｆSWが外部から与えられる場合について説明したが、これに限られない。例えば、周波数ｆSWを検出して用いるようにしてもよい。周波数ｆSWを検出してノッチフィルタの中心周波数を設定する場合を第２の実施形態として、以下に説明する。
【００７９】
図１１は、第２実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路３（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図１１に示すように、制御回路３’は、電力動揺周波数検出部３７を備えている点で、第１実施形態に係る制御回路３と異なる。
【００８０】
電力動揺周波数検出部３７は、電力系統Ｂの系統周波数から電力動揺の周波数ｆSWを検出して、電力動揺成分減衰部３２の減衰周波数帯の中心周波数ｆ0に設定するものである。電力動揺周波数検出部３７は、周波数検出部３７ａ、バンドパスフィルタ３７ｂ、ＦＦＴ処理部３７ｃ、および、比較部３７ｄを備えている。
【００８１】
周波数検出部３７ａは、電力系統Ｂの系統周波数を検出するものである。周波数検出部３７ａは、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖの周波数を検出する。電圧信号ｖは、インバータ回路２の出力端の電圧、すなわち、系統連系インバータシステムＡと電力系統Ｂの連系点の電圧を検出したものである。したがって、電圧信号ｖの周波数を検出することで、電力系統Ｂの系統周波数を検出することができる。周波数検出部３７ａは、系統周波数を連続的に検出して、周波数信号ｆとしてバンドパスフィルタ３７ｂに出力する。
【００８２】
バンドパスフィルタ３７ｂは、所定の周波数帯域（０．２［Ｈｚ］〜１［Ｈｚ］）の成分を抽出するものである。バンドパスフィルタ３７ｂは、周波数検出部３７ａから入力される周波数信号ｆのうち、所定の周波数帯域の成分をそのまま通過させ、その他の周波数成分を減衰させて、ＦＦＴ処理部３７ｃに出力する。電力動揺の周波数が０．２［Ｈｚ］〜１［Ｈｚ］であることが知られており、電力需要の変化に伴う電力変動の周波数が０．２［Ｈｚ］以下に含まれることが知られている。バンドパスフィルタ３７ｂは、電力需要による変動の周波数成分を除去して、電力動揺の周波数成分だけを抽出している。
【００８３】
ＦＦＴ処理部３７ｃは、高速フーリエ変換（Fast Fourier transformation）処理を行うものである。ＦＦＴ処理部３７ｃは、バンドパスフィルタ３７ｂから入力される信号（周波数信号ｆから所定の周波数帯域の周波数成分を抽出したもの）に対して高速フーリエ変換処理を行い、周波数毎の出力レベルを演算して、比較部３７ｄに出力する。
【００８４】
比較部３７ｄは、ＦＦＴ処理部３７ｃより入力される各周波数の出力レベルを閾値と比較するものである。比較部３７ｄは、出力レベルが閾値以上となった周波数を電力動揺の周波数ｆSWとして、電力動揺成分減衰部３２に出力する。
【００８５】
なお、電力動揺周波数検出部３７の構成は、これに限られない。例えば、周波数検出部３７ａから出力される周波数信号ｆに対して高速フーリエ変換処理を行い、所定の周波数帯域の周波数の出力レベルだけを比較部３７ｄに入力するようにしてもよい。また、比較部３７ｄは、出力レベルが閾値以上となった周波数のうち出力レベルが最大である周波数を周波数ｆSWとして検出するようにしてもよい。
【００８６】
第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、直流電圧補償信号から電力動揺成分を除去した信号が、電流制御部３５で電流目標として用いられる。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００８７】
なお、各系統連系インバータシステムＡがそれぞれ電力動揺の周波数ｆSWを検出すのではなく、複数の系統連系インバータシステムＡを監視する遠隔監視制御装置が周波数ｆSWを検出する方が効率がよい。遠隔監視制御装置が周波数ｆSWを検出して各系統連系インバータシステムＡに送信する場合を第３の実施形態として、以下に説明する。
【００８８】
図１２は、第３実施形態に係る大容量システムを説明するための図である。
【００８９】
大容量システムＥは、並列接続された複数の系統連系インバータシステムＡと、各系統連系インバータシステムＡを遠隔監視する遠隔監視制御装置Ｆとを備えている。遠隔監視制御装置Ｆは、各系統連系インバータシステムＡの発電状態などを監視するものであり、電力動揺周波数検出部３７を備えている。電力動揺周波数検出部３７は、第２実施形態に係る電力動揺周波数検出部３７（図１１参照）と同様のものであり、電圧センサ５より入力される電圧信号ｖに基づいて電力動揺の周波数ｆSWを検出して、各系統連系インバータシステムＡに送信する。各系統連系インバータシステムＡは、受信した周波数ｆSWを電力動揺成分減衰部３２（図２参照）の中心周波数ｆ0に設定する。
【００９０】
第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００９１】
上記第１〜第３実施形態においては、制御回路３（３’）が直流電圧制御を行う場合について説明したが、これに限られない。例えば、制御回路が有効電力制御を行う場合を第４の実施形態として、以下に説明する。
【００９２】
図１３は、第４実施形態に係る制御回路の内部構成を説明するための機能ブロック図である。同図において、第１実施形態に係る制御回路３（図２参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図１３に示すように、制御回路３”は、直流電圧制御に代えて有効電力制御を行う点で、第１実施形態に係る制御回路３と異なる。
【００９３】
有効電力算出部３３’は、インバータ回路２が出力する有効電力を算出するものである。有効電力算出部３３’は、電流センサ４より入力される電流信号ｉと電圧センサ５より入力される電圧信号ｖとに基づいて、有効電力値Ｐを算出して出力する。
【００９４】
有効電力制御部３４’は、インバータ回路２が出力する有効電力の制御を行うためのものである。有効電力制御部３４’は、有効電力算出部３３’より出力される有効電力値Ｐと有効電力目標値Ｐ*との偏差（Ｐ*−Ｐ）を入力されて、当該偏差をゼロにするための有効電力補償信号を電力動揺成分減衰部３２に出力する。有効電力制御部３４’は、例えば、ＰＩ制御を行っている。
【００９５】
電力動揺成分減衰部３２は、有効電力制御部３４’より入力される有効電力補償信号から電力動揺成分を除去して、ｄ軸電流信号ｉdの目標信号として電流制御部３５に出力する。
【００９６】
第４実施形態においては、無効電力と有効電力とが制御されることで、出力電力が制御される。そして、有効電力補償信号から電力動揺成分を除去した信号が、電流制御部３５で電流目標として用いられる。したがって、第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００９７】
本実施形態では、系統連系インバータシステムＡが三相のシステムである場合について説明したが、単相のシステムであってもよい。単相のシステムの場合、例えば、電流制御部３５（図２参照）が電流センサ４より入力される単相の電流信号と電力動揺成分減衰部３２より入力される信号との偏差に基づいて単相の補償信号を出力し、ＰＷＭ信号生成部３６が当該補償信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するようにすればよい。また、ヒルベルト変換などで単相の電流信号を直交する２つの電流信号に変換して、回転座標変換部３５ｂ（図４参照）に入力するようにしてもよい。
【００９８】
本発明に係る制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【００９９】
Ａ  系統連系インバータシステム
１  直流電源
２  インバータ回路
３，３’，３”  制御回路
３１  直流電圧制御部（電力制御手段）
３２  電力動揺成分減衰部（所定周波数減衰手段）
３３  無効電力算出部
３３’  有効電力算出部
３４  無効電力制御部
３４’  有効電力制御部（電力制御手段）
３５  電流制御部
３５ａ  三相/二相変換部（変換手段）
３５ｂ  回転座標変換部（変換手段）
３５ｃ,３５ｄ  ＬＰＦ
３５ｅ,３５ｆ  ＰＩ制御部（二相制御手段）
３５ｇ  静止座標変換部（逆変換手段）
３５ｈ  二相/三相変換部（逆変換手段）
３６  ＰＷＭ信号生成部
３７  電力動揺周波数検出部
３７ａ  周波数検出部
３７ｂ  バンドパスフィルタ（所定帯域通過手段）
３７ｃ  ＦＦＴ処理部
３７ｄ  比較部（所定周波数検出手段）
４  電流センサ
５  電圧センサ
６  直流電圧センサ
Ｂ  電力系統
Ｃ  発電機
Ｄ  無限大母線
Ｅ  大容量システム
Ｆ  遠隔監視制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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