(57)【要約】      （修正有）【課題】短パルス放電と直流重畳を両立させ、放電ガス処理装置における高損失を大幅低減し、放電注入エネルギーのガス処理効率を高める。【解決手段】放電ガス処理装置は、直流高圧電源5に接続される高電圧蓄積コンデンサ4と放電容器1との間を半導体スイッチ3で接続し、半導体スイッチ3の放電容器1側に並列抵抗2を接続して構成する。半導体スイッチ3がオンする直前のコンデンサ4の充電電圧を、放電容器1における放電開始電圧の1.4倍以上とし、半導体スイッチ3の導通動作の充電電圧低下が30％以内となるようにコンデンサ4のキャパシタンスを設定する。その上で、半導体スイッチ3の導通時間を、低充電圧放電の放電容器1の充電時間と同程度として、放電容器1内に蓄積された電荷を放出させ、並列抵抗2を半導体スイッチ3の遮断期間中の抵抗値の1/3以上とし、半導体スイッチ3がオフの際の漏れ電流による直流電圧を放電容器1に重畳させる。【選択図】図１
2014004541.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流高圧電源に接続される高電圧蓄積コンデンサと放電容器との間を、半導体スイッチを介して接続し、該半導体スイッチの前記放電容器側に該放電容器に対して並列接続される並列抵抗を備えた放電ガス処理装置において、
前記半導体スイッチがオンする直前における前記高電圧蓄積コンデンサの充電電圧を、前記放電容器における放電開始電圧の１.４倍以上とするとともに、前記半導体スイッチの導通動作に伴う前記充電電圧の低下が３０％以内となるように前記高電圧蓄積コンデンサのキャパシタンスを設定し、前記半導体スイッチの導通時間を、放電電流量の影響がない低電圧放電における放電容器の充電時間と同程度として、前記放電容器内に蓄積された電荷をほぼ零となるまで一挙に放出させるようにし、かつ、前記並列抵抗の抵抗値を高め、前記半導体スイッチの遮断期間中の抵抗値の１／３以上とすることにより、前記半導体スイッチがオフしている際の漏れ電流による直流電圧を前記放電容器に重畳させたことを特徴とする放電ガス処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、放電を利用してオゾン生成や汚染ガスの浄化を行う放電ガス処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大気圧環境下で放電を行い、オゾン生成やガス浄化を行う装置が種々開発されている。特にオゾン生成装置は、大型装置から小型のハンディタイプまで種々のものが市販されている。近年、これらの放電ガス処理装置の電源として半導体スイッチを利用する方法が研究されており、特に小型の放電ガス処理装置の電源用として有望である。
【０００３】
半導体スイッチを用いたオゾン生成では、小型軽量というメリットはあるものの、大型のオゾン生成装置に比べると、エネルギー効率はかなり低いのが現状である。そこで、効率向上の方法として、放電パルスの短パルス化が有効である。
半導体スイッチを用いて短パルス化を行う方法の一つとして、ＭＯＳＦＥＴを用いる方法があり、８ｋＶ程度の電圧であれば、１０ｎｓ〜２０ｎｓの導通時間でスイッチのオンオフ制御が可能である。
【０００４】
下記非特許文献１に記載されているように、放電電極の間隔を調整することにより、８ｋＶ程度の電圧パルスを用いた放電は十分に可能であり、パルスの時間幅も４０ｎｓ程度以下とすることにより、高いエネルギー効率が期待できる。
【０００５】
また、下記特許文献１には、高圧直流電源に接続された高電圧蓄積コンデンサと、放電電極−対向電極間との間をスイッチングする半導体スイッチを設け、放電電極−対向電極間に抵抗を並列接続した高電圧パルス発生装置が示されている。
さらに、同文献には、並列抵抗の抵抗値を大きくすることにより、放電終了時に残存する電圧の減衰時間を長くし、次パルス発生時に直流電圧を重畳させることにより、スイッチの損失低減が可能であることが示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−３２３１３４号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】M.Fujiwara, Japanese Journal of Applied Physics, Vol.45, p.948(2006)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、上記特許文献１の高電圧パルス発生装置で直流を重畳した場合には、スイッチの損失低減は可能であるが、電圧波形は時間幅の長いパルス波形となり、放電形態としては直流放電に近い放電となるため、放電注入エネルギーに対し、実際にガス処理に作用するエネルギーが少なく、効率が極端に低下する。このため、総合的な効率の向上は望めない。
また、パルス幅が長くなるために、アーク放電へ移行しやすく、大量のＮＯxを生成したり、機器損傷を招く危険性が高い。
【０００９】
さらに、上記特許文献１においては、放電電極−対向電極間に並列に接続した並列抵抗は、次パルス開始時の電圧(直流重畳電圧)を、放電開始電圧以下になるように調整するとしているが、後述の図６に示すように、並列抵抗の値によらず、直流重畳電圧は放電開始電圧以下になるので、並列抵抗の範囲をどのように選定すべきかについて、実質的な検討がなされていない。
【００１０】
そこで、上記の直流重畳高電圧パルス発生装置に短パルス放電を適用し、放電注入エネルギーの高効率利用を図ることが考えられる。
しかし、短パルス放電とは、電圧パルスに急峻な単峰性パルスを適用することを意味するため、放電後の電圧は零電位近傍まで低下し、放電容器には電圧は残存しなくなる。
このため、過大な並列抵抗の設置により残存電圧を維持するという特許文献１記載の高電圧パルス発生装置では、短パルス放電に対する直流の重畳は不可能である。
【００１１】
一方、短パルス放電の形成が可能な高電圧・高速動作のＭＯＳＦＥＴ素子には、
（１）耐電圧が低い。
（２）高電圧電極間の静電容量が大きい。
（３）遮断期間中の漏れ電流が大きい。
という３つの欠点がある。
このうち、(２)は、遮断期間中に高電圧電極間の静電容量に蓄積されたエネルギーが、導通動作により消滅するため、損失が発生し、(３)は、遮断期間中に微少な漏れ電流が流れ続けることに伴う損失であり、両者の損失を合わせると、全損失の５０％を超える場合もある。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、短パルス放電と直流重畳を両立させることにより、高電圧パルス発生装置の(２)，(３)に係わる損失の大幅低減と、放電注入エネルギーの高効率活用の両立を実現することにある。
より具体的には、高速ＭＯＳＦＥＴの使用条件を特定して短パルス放電を実現するとともに、高速ＭＯＳＦＥＴの欠点である(３)の漏れ電流を積極的に有効活用して直流重畳を実現する。
さらに、(１)の耐電圧に関しても、小型軽量という利点を活かしつつ、スイッチ素子の耐電圧以上のピーク電圧を印加することを可能にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この課題を解決するため、本発明の放電ガス処理装置は、直流高圧電源に接続される高電圧蓄積コンデンサと放電容器との間を、半導体スイッチを介して接続し、該半導体スイッチの前記放電容器側に、該放電容器に対して並列接続される並列抵抗を備えた放電ガス処理装置において、前記半導体スイッチがオンする直前における前記高電圧蓄積コンデンサの充電電圧を、前記放電容器における放電開始電圧の１.４倍以上とするとともに、前記半導体スイッチの導通動作に伴う前記充電電圧の低下が３０％以内となるように前記高電圧蓄積コンデンサのキャパシタンスを設定する。
その上で、前記半導体スイッチの導通時間を、放電電流量の影響がない低充電圧放電における放電容器の充電時間と同程度として、前記放電容器内に蓄積された電荷をほぼ零となるまで一挙に放出させ、かつ、前記並列抵抗の抵抗値を高め、前記半導体スイッチの遮断期間中の抵抗値の１／３以上とすることにより、前記半導体スイッチがオフしている際の漏れ電流による直流電圧を前記放電容器に重畳させるようにした。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の放電ガス処理装置は、パルス放電を用いてガス処理を行う際に、以下のような効果を有する。
（１）追加装置を必要とせずにパルス放電に直流を重畳することができる。
（２）直流を重畳することにより、スイッチ素子の遮断期間中の漏れ電流が大幅に減少し、その結果、漏れ電流に伴う損失を低減することができる。
（３）直流の重畳により、遮断期間中にスイッチ素子の高電圧電極間のキャパシタンスに蓄積する電荷が大幅に減少する。この電荷は、スイッチの導通動作時には消滅する。従って、直流重畳により、その損失を大幅に低減することができる。
（４）パルス放電に直流を重畳することにより、同じ放電入力に対し、活性種の生成に関するエネルギー効率を向上させることができる。
（５）放電容器に並列に設置する抵抗の抵抗値が十分に大きく、スイッチ素子の遮断期間中の抵抗値の２倍程度の場合に、直流重畳電圧が、微小直流放電の開始電圧近傍となるように、自動的に調整されるため、直流重畳に伴う損失を抑制しつつ、エネルギー効率が最大となる動作点が自動的に選定される。
以上により、電源効率を含めた総合的なエネルギー効率の向上が簡便な構成で実現できる上、装置の小型化も可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施例１の回路構成。
【図２】放電容器の電圧・電流波形１(比較例)を示す。
【図３】放電容器の電圧・電流波形２(比較例)を示す。
【図４】本発明の実施例において放電容器の電圧・電流波形を示す。
【図５】直流放電の電圧・電流特性を示す。
【図６】並列抵抗と直流重畳電圧の関係を示す。
【図７】総合オゾン生成効率と並列抵抗の関係を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施例について説明する。
【実施例】
【００１７】
本実施例の構成図を図１に示す。これは、従来の放電ガス処理と同様な構成であり、直流高電圧電源５からコンデンサ４に蓄えた電荷を、半導体スイッチ３を瞬時的に導通させることにより放電容器１へ供給し、パルス放電により化学反応を誘起し、ガス処理を行うものである。
【００１８】
まず、コンデンサ４の容量を十分に大きくして、半導体スイッチ３の導通動作によるコンデンサの充電電圧の低下が、電源電圧との比較において２％以内となるように設定した。
【００１９】
図２は、比較例として充電電圧４.４ｋＶ、並列抵抗２を１ＭΩとした場合、図３は、やはり比較例として、充電電圧のみ６ｋＶに高めた場合、図４は、さらに、並列抵抗２を１００ＭΩとした本発明の実施例の実験結果を示している。なお、半導体スイッチ３の導通期間は、いずれの場合も約２０ｎｓとした。
【００２０】
なお、この実験では、放電容器１として、同軸円筒放電容器を用い、中心電極は直径０．３ｍｍのタングステン線を、接地電極としては、内直径１０ｍｍのステンレス管を用い、放電部の長さは３０ｃｍの放電管を２本並列に接続している。
また、半導体スイッチ３としては、８ｋＶまでの電圧を、導通時間２０ｎｓでオン／オフ操作が可能な、独Behlke社製HTS80-12UF(option：20ns on time)を使用している。
この半導体スイッチ３がＯＮに切り換えられると、ＯＦＦ時にコンデンサ４に充電されていた電荷が、放電容器１に流れ、放電容器１の電圧が上昇することにより放電が発生し、半導体スイッチ３のＯＦＦ動作で、放電容器１への電流を遮断することにより放電が停止し、短パルス放電が形成される。
【００２１】
一方、半導体スイッチ３と放電容器１との間は、並列抵抗２によりアースされている。
この並列抵抗２は、放電パルス終了時に放電容器１に残留する電荷をアースして、すみやかに消去し、次の放電に備えるためのものである。
すなわち、放電容器１に電荷が残留していると、半導体スイッチ３がＯＦＦになった後も、放電容器１に電圧が残るため、半導体スイッチ３がＯＮした時にトリガされる放電パルスのパルス幅が長くなってしまう。このため、アーク放電に移行して、大量のＮＯxを生成したり、放電ガス処理装置が損傷する危険性が高まることになる。
【００２２】
これを避けるためには、充電電圧を下げざるを得ず、その結果、ガス処理量やエネルギー効率が低下してしまうことから、並列抵抗２により、放電パルス終了時に放電容器１に残留する電荷をアースする必要がある。
ただし、並列抵抗２の抵抗値が低いと、半導体スイッチ３がＯＮしたときに並列抵抗２によりアースされる電流が増大し、パルス放電へ影響を及ぼすことから、これを回避するために、少なくとも、放電現象のインピーダンス(１ｋΩ程度)よりも十分に高いことが条件である。
【００２３】
図２に示すように、充電電圧条件(４.４ｋＶ)、並列抵抗(１ＭΩ)としたものでは、コンデンサ４から放電容器１までのキャパシタンスとインダクタンスにより、半導体スイッチ３のＯＦＦ後、上側の電流波形、下側の電圧波形とも共振波形を形成している。また両者は、約９０°の位相差を有し、共振周期は、ともにピークの間隔が半導体スイッチ３の導通期間(約２０ｎｓ)の約２倍(約４０ｎｓ)となっている。このように、図２では、放電容器１に電圧が残るため、単峰性の電圧波形が得られない。
また、この共振の影響で、電圧ピーク値は約８ｋＶと、充電電圧４.４ｋＶよりも高いピーク値となっており、両者の差である過電圧は、約３.６ｋＶとなっている。
【００２４】
そこで、並列抵抗１ＭΩのまま、充電電圧を６ｋＶまで上昇させた場合、図３に示すように、上側の電流波形については、２峰性ピークを形成し、十分な放電電流を得ることができる。
このため、下側の電圧波形については、半導体スイッチ３の遮断後の共振波形は、ほぼ消滅し、ピーク値の１／２の値になる前後２つの時点の時間差である全半値幅が４０ｎｓの単峰性の電圧パルスが得られている。その結果、放電後の電圧は零電位近傍まで低下し、放電容器には電圧は残存しないことが分かる。
また、ピーク電圧は９.８ｋＶと、充電電圧よりも約３.８ｋＶ高い過電圧ピークが得られている。
【００２５】
図３に示す電流波形の２峰性ピークのうち、前半のピークは、半導体スイッチ３のスイッチオンに連動して、放電容器１のキャパシタンスへ充電される際の充電電流であり、後半のピークは、電圧上昇後に開始する放電電流に起因する電流ピークである。
ただし、実際に放電場を流れる放電電流は、前半のピーク電流によるキャパシタンスへの充電電荷が、電圧上昇後に放電場に流れ始め、その後、後半のピーク電流が放電電流に加わるので、実際の放電電流は、後半のピーク電流よりも早く立ち上がることになる。
この影響で、半導体スイッチ３のスイッチオフ時の電流値が、図３では、図２よりも高い値となっている。
【００２６】
本実験で使用している半導体スイッチ３は、高速スイッチングが可能な反面、損失に直結する短所として、前述のように、次の２点の短所を有する。
（１）遮断期間中の抵抗値が１３０〜１６０ＭΩと比較的低く、その結果、漏れ電流が比較的大きい。
（２）高電圧極間のキャパシタンスが１１０ｐＦ程度と比較的大きく、遮断期間中に高電圧極間に蓄積した静電エネルギーは、半導体スイッチ３の導通動作に伴い消滅するため、損失が発生する。
これらの損失を簡単に見積もると、充電電圧を６ｋＶ、放電頻度を５００ｐｐｓ(pulse per second)とした場合には、遮断期間中の漏れ電流に伴う損失は、０.２３〜０.２８ｍＪ、静電エネルギー消滅に伴う損失は、２.０ｍＪと試算される。
一方、図３の条件下では、放電入力は、４.１ｍＪであり、両損失は、放電入力の約５５％にも達する。放電頻度が低い場合には、漏れ電流による損失がさらに増大する。
【００２７】
そこで、これらの損失低減を目的として、図３と同様、充電電圧を６ｋＶとした上で、並列抵抗２を１００ＭΩとした場合の放電波形を図４に示す。
この図から、パルス放電開始時に２.６ｋＶの直流電圧が重畳していることが確認できる。この直流電圧は、半導体スイッチ３オフ時の漏れ電流が放電容器１に蓄積後、並列抵抗２を流れる際に発生する電圧である。なお、この電圧領域では直流放電電流は流れないので、このときの漏れ電流は、２６００Ｖ÷(１００ＭΩ)＝０.０２６ｍＡである。
一方、図２の漏れ電流は、
６０００Ｖ÷(１３０〜１６０ＭΩ)＝０.０３７５〜０.０４６ｍＡである。
【００２８】
このように、並列抵抗２が１ＭΩから１００ＭΩへ増大することにより、漏れ電流が３０〜４０％程度小さくなる。また、半導体スイッチ３の導通時に高電圧極のキャパシタンスに蓄積した電荷が消滅することに伴う損失も、約１／３に縮小する。さらに、図４では、放電パルス終了後の放電容器の電圧が零電位近傍まで低下しており、直流重畳に伴って放電容器に充電された電荷も一挙に放出させてほぼ零となり、短パルス放電の放電電流として有効に活用していることが分かる。これより、図４では、短パルス放電と直流重畳の両立に成功していることが分かる。
ただし、直流電圧の重畳に伴い、共振に伴う過電圧が減少するため、ピーク電圧は、図３における９.８ｋＶより低下し、７.５ｋＶ程度となる。
【００２９】
重畳される直流電圧の値は、主に、半導体スイッチ３オフ期間中の半導体スイッチ３の抵抗値と、並列抵抗４の比により決定されるが、直流放電のインピーダンスも関与する。
そこで、図５に直流放電の電圧・電流特性を示す。
同図より、放電開始電圧は約３.５ｋＶであり、この電圧を超えると急激に放電電流が上昇することが分かる。すなわち、放電開始電圧を超えると、直流放電のインピーダンスが急激に低下する。
【００３０】
この直流放電特性を基に、並列抵抗２を変化させた場合の直流重畳電圧の変化を図６に示す。同図は、充電電圧Ｖ0が５ｋＶと６ｋＶの場合について、半導体スイッチ３の遮断期間中の抵抗を１６０ＭΩとした計算結果である。
この値は、半導体スイッチ３の使用条件により、１３０ＭΩ〜１６０ＭΩの範囲で変化するが、同図より、並列抵抗２の増大に伴い、直流重畳電圧が急激に上昇した後、直流放電の開始電圧３.５ｋＶに到達すると、ほぼ一定値となることが分かる。すなわち、直流重畳電圧が３.５ｋＶを超えると、放電電流が発生することになるが、半導体スイッチ３は遮断されているため、遮断時抵抗で電流が抑えられるので、直流重畳電圧は、放電開始電圧である３.５ｋＶを超えて上昇することはない。
【００３１】
これより、有効な直流重畳を行うには、並列抵抗２を５０ＭΩ程度以上の抵抗値に設定することが必要であることが分かる。
これは、半導体スイッチ３の遮断期間中の抵抗値の１／３程度に相当する。
また、並列抵抗２が半導体スイッチ３の遮断期間中の抵抗値の２倍程度以上の場合には、重畳電圧は直流放電開始電圧近傍に自動的に調整されることが分かる。特に、並列抵抗２を取り外した場合(並列抵抗∞)においても、重畳電圧は、電源電圧まで上昇することなく、直流放電開始電圧近傍に自動的に調整されることが分かる。
【００３２】
なお、直流重畳電圧が放電開始電圧を超えると、直流放電が発生するが、直流放電は、活性種生成のエネルギー効率が極端に低いため、直流重畳電圧は放電開始電圧以下に止めることが望ましい。その一方で、後述の図７より放電開始電圧以下では、直流重畳電圧は高い方が総合的エネルギー効率が高い。よって、並列抵抗２の過大設定により、直流重畳が最大効用となる動作点への自動調節が可能であることが分かる。
【００３３】
以上のように、急峻な単峰性パルスを実現した上で、半導体スイッチ３の遮断期間中の漏れ電流を直流重畳電圧源として利用し、半導体スイッチ３における高電圧極間のキャパシタンスから消滅する静電エネルギーや漏れ電流損失を抑制すれば、放電に寄与しない損失分を最小限にして、効率を飛躍的に高めることができる。
そこで、以上の実験結果に基づき、これを実現するための条件について考察する。
【００３４】
まず、導通時間に関して考察する。非特許文献１の結果より、この放電容器１では、電圧パルスの全半値幅が４０ｎｓより長い場合には、電流が急速に増大し、放電注入エネルギーの有効利用率は大幅に低下する。また、アーク放電への移行の危険性も増大する。アーク放電への移行を避けるためには、電圧を下げ、放電電流を抑制すればよいが、その場合には、放電電流に勢いがないので、放電容器には電圧が残り、過大な並列抵抗を設置した場合には、パルス幅が長くなるため、やはりアーク放電への移行の危険性増大とエネルギー効率の低下を招く。
【００３５】
本実験の電圧パルスの全半値幅は約４０ｎｓであり、高効率の達成には限界のパルス幅である。逆に、導通時間をこれより短くすると、同じピーク電圧を達成するには、充電電圧を上げることが必要となる。しかし、半導体スイッチ３の耐電圧に限界があるので、充電電圧を十分に上げることは困難である上、スイッチの損失が大幅に増大するため、効率が大幅に低下することになる。
【００３６】
このように、本放電容器１では、半導体スイッチ３の導通時間は、２０ｎｓがほぼ最適である。この理由は、図２に示すように、充電電圧を４.４ｋＶとした場合には、電圧ピークとスイッチオフのタイミングがほぼ一致していることにある。このように、充電終了とほぼ同じタイミングで半導体スイッチ３を遮断するのが最適である。すなわち、半導体スイッチ３の導通時間を放電容器１の充電時間と同程度に設定することが重要である。
【００３７】
一方、図３、図４では、スイッチオフのタイミングは、電圧のピークよりもかなり遅れている。これは、スイッチ遮断時には、既に放電電流が流れ始めているため、電圧がより早く下がり始めることに起因する。
したがって、放電容器１への充電時間は、放電電流の影響を排除するため、図２のように放電の弱い場合の電圧波形を元に決定することが必要となる。
なお、放電容器１への充電時間は、半導体スイッチ３の導通時の内部抵抗や、線路の浮遊インダクタンス、放電容器のキャパシタンス等によって決定される。
【００３８】
次に、充電電圧に関しては、図２の４.４ｋＶでは、放電が弱すぎて、急峻な単峰化電圧パルスが形成ができないため、過大な並列抵抗を設定する効果は期待できない、
一方、５ｋＶでは、単峰化電圧パルスを形成しており(図面省略)、さらに、後述の図７より、１ＭΩと無限大の比較で、１５％程度の効率向上が認められることから、５ｋＶ、すなわち、放電開始電圧の約１.４倍以上の充電電圧とすることが必要である。なお、放電開始電圧は、放電容器の電極形状によって異なるので、この電圧を基準として充電電圧の範囲を決定することが有効である。
【００３９】
以上は、コンデンサ４のキャパシタンスが十分に大きく、コンデンサ４の充電電圧Ｖ0の変動が２％以内であることを前提としたが、次に、コンデンサ４のキャパシタンスの下限について考察する。
充電電圧を６ｋＶとした図３では、半導体スイッチ３の遮断後に、１番目のピークとほぼ同程度の３０Ａ程度の電流ピークが発生している。
【００４０】
遮断後にもかかわらず、このような大きな電流が流れる理由は、半導体スイッチ３の遮断後に、その出力側電極(放電容器１側)が零電位近傍まで低下することに伴い、半導体スイッチ３の高電圧電極(直流高電圧電源５側)との間に充電電圧相当の電位差が発生し、両電極間に電荷が蓄積され、これに伴い、放電容器１にも電流が流れるためである。
一般に、半導体スイッチ３として使用しているような短パルス化が可能なＭＯＳＦＥＴスイッチは、電極間のキャパシタンスが大きく、それに伴って、遮断後に流れる電流も大きくなる。
しかしながら、コンデンサ４のキャパシタンスが小さくなると、半導体スイッチ３の導通動作に伴い充電電圧Ｖ0が著しく低下する。この場合、過電圧の生成が小さくなる上、遮断後のピーク電流も充電電圧Ｖ0の低下に伴い小さくなる。その結果、放電の注入エネルギーが大幅に減少する。
【００４１】
一方で、半導体スイッチ３に関連する損失は同程度なので、総合的なエネルギー効率が大幅に低下する。これより、短パルス放電の高い効率を維持するためには、コンデンサ４のキャパシタンスの下限として、半導体スイッチ３の導通動作に伴うコンデンサ４の充電電圧の低下を、３０％以内に抑えることが目安となる。
【００４２】
以上より、急峻な単峰性電圧パルスを形成するための条件は、
（１）導通時間を、放電電流の影響を排除した波形における放電容器１の充電時間と同程度とすること。
（２）充電電圧を放電開始電圧の約１.４倍以上に設定すること。
（３）コンデンサ４のキャパシタンスを大きくし、半導体スイッチ３の導通動作に伴うコンデンサ４の充電電圧の低下を、３０％以内に抑えること。
の３点である。
【００４３】
このように、放電容器の充電時間とスイッチ素子の導通時間の関係、充電電圧と直流放電開始電圧との関係、高圧直流電源に接続される高電圧蓄積コンデンサのキャパシタンスの下限を定めることにより、充電電圧よりも高いピーク電圧を有する急峻な単峰性電圧パルスを形成することができる。また、放電容器に過大な並列抵抗を設置し、スイッチ素子の漏れ電流を利用することにより、特に付加装置を追加することなく直流重畳を行うことができる。すなわち、単峰性パルスと直流重畳の両立により、ガス処理の総合的なエネルギー効率を向上させることができる。
なお、本実施例では、インダクタンスやキャパシタンスの調整は行っていないが、必要に応じてコイルやコンデンサを設置し、微弱放電時における放電容器の充電時間と同程度の導通時間に調整することが必要となる場合もある。
【００４４】
次に、本発明の効果を実証するため、この実験装置を用いて、オゾン生成実験を行った。実験は大気圧の乾燥空気を２Ｌ／ｍｉｎの流量で流通させ、放電容器出口におけるオゾン濃度を測定した。放電の繰り返し頻度は５００ｐｐｓである。
【００４５】
図７に充電電圧Ｖ0が５ｋＶと６ｋＶの場合の実験結果を示す。同図は、並列抵抗２を変化させた場合のオゾン生成効率(単位エネルギー入力当たりのオゾン生成量)を示している。
オゾン生成効率の分母となるエネルギー入力値としては、半導体スイッチ３の導通期間と遮断期間を合わせた１パルス周期(２ｍｓｅｃ)中にコンデンサ４へ充電される電力を用いた。これにより、漏れ電流やスイッチ動作に伴う損失も含めた総合的なオゾン生成効率を評価した。
【００４６】
この結果から明らかなように、並列抵抗２は、高いほど効率向上に有効であり、効果を発揮するには、少なくとも５０ＭΩ程度以上とすることが望ましいことが分かる。この抵抗値は、スイッチ３の遮断期間中の抵抗値の１／３程度に相当する。
また、充電電圧Ｖ0に関しては、５ｋＶよりも６ｋＶの方が、効率向上が顕著である。これは、５ｋＶでは、放電開始電圧との差が小さいため、過電圧が小さくなるためと考えられる。
【００４７】
したがって、５ｋＶ以下の充電電圧では、直流重畳の効果は乏しくなる。これより、充電電圧は、５ｋＶすなわち、直流放電開始電圧の１.４倍程度以上が望ましいことが分かる。このような直流重畳による効率向上の要因として、以下の３点が挙げられる。
具体的な数値比較は、充電電圧が６ｋＶの場合に関して、並列抵抗２が無限大と１ＭΩの場合について行っている。
【００４８】
（１）スイッチ導通動作前に半導体スイッチ３の高電圧極間の静電容量(約１１０ｐＦ)に蓄積している電荷は、スイッチ動作により消滅するが、直流重畳電圧によりスイッチ３の高電圧極間の電圧が低下するため、この損失が１／５以下に減少する。
（２）直流重畳に伴い、半導体スイッチ３の高電圧極間の電圧が低下するため、遮断期間中の漏れ電流も大幅に低下する。充電電圧６ｋＶでは、直流重畳電圧により４０％程度まで減少する。
（３）直流電圧重畳の短所として、ＬＣ共振を利用した過電圧が減少し、電圧パルスのピーク値の低下、同じ電源電圧に対する放電入力の低下を招くが、同じ放電入力に対しては、直流重畳電圧パルスの方がオゾン生成効率が高いため、ＬＣ共振を利用した過電圧の減少を補ってあまりあるオゾン生成のエネルギー効率を得ることができる。
【００４９】
このようなオゾン生成のエネルギー効率向上は、放電による高速電子の生成に関するエネルギー効率が向上することを示している。高速電子は、衝突により反応性の高い活性種を生成し、化学反応を誘起する。従って、化学反応を伴う種々の放電ガス処理に関して、本発明を適用することによりエネルギー効率の向上を実現することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
本発明は、放電により化学反応を誘起してガス処理を行う技術分野に利用可能であり、効率の高いオゾナイザや、汚染ガスの浄化装置等として広く採用されることが期待できる。
【符号の説明】
【００５１】
１  放電容器
２  並列抵抗
３  スイッチ
４  コンデンサ
５  直流高電圧電源
【図１】
2014004541.tif 000003
【図２】
2014004541.tif 000004
【図３】
2014004541.tif 000005
【図４】
2014004541.tif 000006
【図５】
2014004541.tif 000007
【図６】
2014004541.tif 000008
【図７】
2014004541.tif 000009