(57)【要約】【課題】オン抵抗が低い低耐圧のＭＯＳＦＥＴの使用可能な回路構成とすることにより、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子のスイッチング損失の低減化および高効率化を安価に実現したＤＣ−ＤＣコンバ−タを得る。【解決手段】直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎを、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２を用いて任意の直流電圧に分圧する。コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点に、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１を介してスイッチング素子Ｑ２を接続する。【選択図】図１
2014017992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの直流電圧が１次巻線に供給されるトランスと、
前記トランスの１次巻線とグランドとの間に挿入されたスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線に接続されて直流出力電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記スイッチング素子のゲート信号を制御するコントロール回路と、
前記直流電源に並列接続された直列コンデンサ回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直列コンデンサ回路は、互いに直列接続された複数のコンデンサからなり、
前記トランスの１次巻線は、前記複数のコンデンサの任意の接続点に接続されたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記複数のコンデンサは、それぞれ同一特性からなることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記複数のコンデンサの各々の充電電圧差を低減するための充電電圧制御回路を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記充電電圧制御回路は、
前記直流電源と前記複数のコンデンサの接続点との間に挿入された第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子のゲート信号を制御する補助コントロール回路と、
により構成されたことを特徴とする請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記補助コントロール回路は、
前記複数のコンデンサの各々の充電電圧を検出する複数の電圧検出器と、
前記複数の電圧検出器の各々の検出値を比較する比較器と、を備え、
前記比較器の比較結果に応じて前記第２のスイッチング素子に対する制御信号を生成することを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記トランスは、フライバックトランスからなることを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電源装置として機能する直流入力−直流出力変換装置（以下、「ＤＣ−ＤＣコンバータ」という）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、直流電圧を直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバ−タとして、昇圧型または降圧型のスイッチングレギュレータが知られている。また、この種のスイッチングレギュレータとしては、たとえば、１次コイルと２次コイルとの位相が逆の関係を有するフライバックトランスを用いたフライバックコンバータが提案されている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
図３は上記特許文献１に記載された従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックコンバータ）を示す回路図であり、図４は図３の回路動作を示す波形図である。
図３において、フライバックコンバータは、直流電源Ｅに接続されたフライバックトランスＴと、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１に接続されたスイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳＦＥＴおよび並列ダイオード）と、スイッチング素子Ｑ１を制御するコントロール回路１０と、フライバックトランスＴの２次巻線Ｎ２に接続された整流ダイオードＤｏと、整流ダイオードＤｏに接続されて直流出力電圧Ｖｏを生成する平滑コンデンサＣｏと、を備えている。
【０００４】
図３に示すフライバックコンバータは、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎを、スイッチング素子Ｑ１により所定のタイミングでスイッチングして、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１（巻数ｎｐ）に供給し、フライバックトランスＴの２次巻線Ｎ２（巻数ｎｓ）に誘起されるパルス状の電圧を整流ダイオードＤｏで整流し、さらに平滑コンデンサＣｏで平滑して、直流出力電圧Ｖｏとして負荷Ｒに供給するように構成されている。
【０００５】
また、コントロール回路１０は、帰還された直流出力電圧Ｖｏの高低に応じて、スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給するゲート信号Ｑ１Ｇ（ゲート電圧）を制御する。
すなわち、コントロール回路１０は、直流出力電圧Ｖｏに応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチングタイミングを変化させることにより、直流出力電圧Ｖｏの安定化を実現している。
【０００６】
図４はスイッチング素子Ｑ１の動作を示す波形図であり、ゲート信号Ｑ１Ｇ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１Ｄおよびドレイン・ソース間電圧ＶＱ１ＤＳの各波形を示している。
図３のフライバックコンバータの場合、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧ＶＱ１ＤＳの波形は、図４の最下段に示すようになる。
【０００７】
図４から明らかなように、ドレイン・ソース間電圧ＶＱ１ＤＳは、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎと、フライバックトランスＴの２次巻線Ｎ２に誘起される電圧の１次換算電圧（ｎｐ／ｎｓ）＊Ｖｏと、スパイク電圧Ｖｓと、の和「Ｖｉｎ＋（ｎｐ／ｎｓ）＊Ｖｏ＋Ｖｓ」が最大値となる。
【０００８】
この結果、スイッチング素子Ｑ１の特性としては、ドレイン・ソース間電圧ＶＱ１ＤＳに関して、最大値「Ｖｉｎ＋（ｎｐ／ｎｓ）＊Ｖｏ＋Ｖｓ」以上の耐圧を有することが要求されることが分かる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−１２７７２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タは、特許文献１に記載のフライバックコンバータの場合、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎが高くなればなるほど、耐圧の高いスイッチング素子Ｑ１を採用する必要があるが、スイッチング素子Ｑ１が高耐圧になるにつれて、スイッチング損失が大きくなるうえ、価格も高価になるという課題があった。
【００１１】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、低耐圧で安価なスイッチング素子を採用可能な回路構成とすることにより、スイッチング損失の低減化を可能にしたＤＣ−ＤＣコンバ−タを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバ−タは、直流電源からの直流電圧が１次巻線に供給されるトランスと、トランスの１次巻線とグランドとの間に挿入されたスイッチング素子と、トランスの２次巻線に接続されて直流出力電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、スイッチング素子のゲート信号を制御するコントロール回路と、直流電源に並列接続された直列コンデンサ回路と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、直列コンデンサ回路は、互いに直列接続された複数のコンデンサからなり、トランスの１次巻線は、複数のコンデンサの任意の接続点に接続されたものである。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、スイッチング素子に対する印加電圧を、直列コンデンサ回路を介して、直流電源Ｅの直流入力電圧Ｖｉｎよりも低減することができるので、高価な高耐圧のスイッチング素子を使用する必要がなく、安価にＤＣ−ＤＣコンバータを構成することが可能になるとともに、スイッチング損失の少ない高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明の実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバ−タ（フライバックコンバータ）を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバ−タ（フライバックコンバータ）を示す回路図である。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タ（フライバックコンバータ）を示す回路図である。
【図４】図３内のスイッチング素子の動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係るＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回路図であり、フライバックコンバータの場合の回路構成を示している。
【００１６】
図１において、フライバックコンバータは、直流電源Ｅに並列接続された直列のコンデンサＣ１、Ｃ２と、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点に接続されたフライバックトランスＴと、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１（巻数ｎｐ）に接続されたスイッチング素子Ｑ２（たとえば、ＭＯＳＦＥＴおよび並列ダイオード）と、スイッチング素子Ｑ２を制御するコントロール回路１と、フライバックトランスＴの２次巻線Ｎ２（巻数ｎｓ）に接続された整流ダイオードＤｏと、整流ダイオードＤｏに接続されて直流出力電圧Ｖｏを生成する平滑コンデンサＣｏと、を備えている。
【００１７】
直列接続された２個のコンデンサＣ１、Ｃ２は、それぞれ同一特性からなり、直列コンデンサ回路を構成している。また、整流ダイオードＤｏおよび平滑コンデンサＣｏは、整流平滑回路を構成している。
【００１８】
コントロール回路１は、帰還された直流出力電圧Ｖｏの高低に応じて、スイッチング素子Ｑ２のゲートに供給するゲート信号Ｑ２Ｇ（ゲート電圧）を制御することにより、直流出力電圧Ｖｏの安定化を実現している。
【００１９】
図１のフライバックコンバータは、直流電源Ｅ（直流入力電圧Ｖｉｎ）に対して、直列のコンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されており、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点（中点）から、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１（巻数ｎｐ）を介してスイッチング素子Ｑ２に直流電圧を供給するように構成されている。
【００２０】
また、コンデンサＣ１、Ｃ２は、同一特性であることから、一方のコンデンサＣ１に充電される充電電圧ＶＣ１と、他方のコンデンサＣ２に充電される充電電圧ＶＣ２とは、それぞれ同一電圧となるので、スイッチング素子Ｑ２に印加される直流電圧は、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎの１／２となる。
【００２１】
したがって、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧ＶＱ２ＤＳの最大値は、「Ｖｉｎ／２＋（ｎｐ／ｎｓ）＊Ｖｏ＋Ｖｓ」となるので、スイッチング素子Ｑ２の低耐圧化が実現可能となり、高耐圧のスイッチング素子に比べて、格段に損失を低減させることが可能になる。
【００２２】
以上のように、この発明の実施の形態１（図１）に係るＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックコンバータ）は、直流電源Ｅからの直流電圧が１次巻線Ｎ１に供給されるフライバックトランスＴと、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１とグランドとの間に挿入されたスイッチング素子Ｑ２と、フライバックトランスＴの２次巻線Ｎ２に接続されて直流出力電圧Ｖｏを負荷Ｒに供給する整流平滑回路（整流ダイオードＤｏおよび平滑コンデンサＣｏ）と、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２Ｇを制御するコントロール回路１と、直流電源Ｅに並列接続された直列コンデンサ回路（コンデンサＣ１、Ｃ２）と、を備えている。
【００２３】
この場合、直列コンデンサ回路は、互いに直列接続された２個のコンデンサＣ１、Ｃ２からなり、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１は、コンデンサＣ１、Ｃ２の中点の接続点に接続されている。
【００２４】
このように、直列接続された２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を直流電源Ｅに対して並列接続し、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点（中点）から分圧された直流電圧を、フライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１（巻数ｎｐ）を介して、スイッチング素子Ｑ２に供給することにより、スイッチング素子Ｑ２として、オン抵抗が低い低耐圧のＭＯＳＦＥＴを使用することが可能になるので、スイッチング損失の低減化および高効率化を安価に実現することができる。
【００２５】
なお、図１においては、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉｎを、同一特性の２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を用いて１／２に分圧したが、異なる特性のコンデンサまたは３個以上のコンデンサを用いて任意の電圧に分圧し、任意の接続点にフライバックトランスＴの１次巻線Ｎ１を接続してもよい。
【００２６】
また、スイッチング素子Ｑ２としては、ＭＯＳＦＥＴに限られることはなく、任意のトランジスタが適用可能なことは言うまでもないことである。
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、フライバックコンバータを例にとって説明したが、これに限られることはなく、フォワードコンバータであっても適用可能なことは言うまでもない。
【００２７】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、コンデンサＣ１、Ｃ２の各々の耐圧について考慮しなかったが、図２のように、コンデンサＣ１、Ｃ２の各々の充電電圧差を低減するための充電電圧制御回路を設け、コンデンサＣ１、Ｃ２の耐圧を均等化してもよい。
【００２８】
図２はこの発明の実施の形態２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバックコンバータ）を示す回路図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
【００２９】
図２において、フライバックコンバータは、前述（図１）の構成に加えて、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧ＶＣ１、ＶＣ２を同程度にするための充電電圧制御回路を備えている。
充電電圧制御回路は、コンデンサＣ１に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に対するゲート信号Ｑ３Ｇを制御する補助コントロール回路２と、により構成されている。
【００３０】
また、補助コントロール回路２は、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧ＶＣ１、ＶＣ２を検出する電圧検出器３、４と、電圧検出器３、４の各検出値の高低を比較する比較器５と、比較器５の比較結果に応じてゲート信号Ｑ３Ｇ（ゲート電圧）を生成するバッファ６と、により構成されている。
【００３１】
図２のフライバックコンバータにおいては、比較器５の差分に応じてスイッチング素子Ｑ３のゲートに供給するゲート信号Ｑ３Ｇを制御することにより、スイッチング素子Ｑ３のスイッチングタイミングを変化させることが可能となるので、充電電圧ＶＣ１、ＶＣ２の差を低減することができる。
【００３２】
以上のように、この発明の実施の形態２（図２）によれば、直流電源Ｅと２個のコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点との間に挿入されたスイッチング素子Ｑ３（第２のスイッチング素子）と、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｑ３Ｇを制御する補助コントロール回路２とを設け、直列接続された２個のコンデンサＣ１、Ｃ２の各充電電圧が均等化することにより、コンデンサＣ１、Ｃ２の耐圧を、それぞれ直流入力電圧Ｖｉｎの１／２に設定することができ、さらにコストダウンを実現することが可能となる。
【符号の説明】
【００３３】
１  コントロール回路、２  補助コントロール回路、３、４  電圧検出器、５  比較器、６  バッファ、Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ、Ｃｏ  平滑コンデンサ、Ｄｏ  整流ダイオード、Ｅ  直流電源、Ｎ１  １次巻線、Ｎ２  ２次巻線、Ｑ２、Ｑ３  スイッチング素子、Ｑ２Ｇ、Ｑ３Ｇ  ゲート信号、Ｒ  負荷、Ｔ  フライバックトランス、ＶＣ１、ＶＣ２  充電電圧、Ｖｉｎ  直流入力電圧、Ｖｏ  直流出力電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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