(57)【要約】【課題】変動周波数が大きい電波環境であっても適応的に伝送路推定を行うことができるようにすること。【解決手段】等化装置１００は、第１の伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する伝送路特性分割部１３０と、分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を抽出する所望成分抽出部１４０、１５０と、抽出された所望の成分を結合することで、第２の伝送路特性を生成する伝送路特性結合部１６０と、第２の伝送路特性を用いて等化を行う等化部１７０とを備える。【選択図】図３
2014132744.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットキャリアを含む受信信号を周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
前記パイロットキャリアに作用する第１の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する伝送路特性分割部と、
前記伝送路特性分割部で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を推定して、当該所望の成分を抽出する、又は、前記伝送路特性分割部で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定し、当該不要な繰り返し成分を抑圧して、当該所望の成分を抽出する所望成分抽出部と、
前記所望成分抽出部で抽出された所望の成分を結合することで、第２の伝送路特性を生成する伝送路特性結合部と、
前記伝送路特性結合部で生成された第２の伝送路特性を用いて、前記第１のフーリエ変換部で変換された受信信号の伝送路歪みを補償する等化部と、を備えること
を特徴とする等化装置。
【請求項２】
前記複数の領域は、前記予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称となるように配置されており、
前記所望成分抽出部は、前記予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力の対称性が小さい場合に、当該二つの領域の少なくとも何れか一方の成分に、前記不要な繰り返し成分が含まれると推定すること
を特徴とする請求項１に記載の等化装置。
【請求項３】
前記所望成分抽出部は、前記予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力の差分が、予め定められた閾値よりも大きい場合に、前記対称性が小さいと判断すること
を特徴とする請求項２に記載の等化装置。
【請求項４】
前記所望成分抽出部は、前記二つの領域のうち電力の大きい方の成分に、前記不要な繰り返し成分が含まれると推定すること
を特徴とする請求項２及び３に記載の等化装置。
【請求項５】
前記所望成分抽出部は、前記不要な繰り返し成分が含まれていると推定した領域の成分をゼロにすること
を特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項６】
前記所望成分抽出部は、前記予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力に基づいて、前記不要な繰り返し成分の含有比率を算出し、当該含有比率が高い領域ほど小さな値となる抑圧比を算出し、当該算出された抑圧比を前記伝送路特性分割部で分割された成分に乗算すること
を特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項７】
前記所望成分抽出部は、
前記伝送路特性分割部で分割された成分から雑音成分の電力を算出し、
前記予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力から、前記雑音成分の電力を減算した後に、前記対称性を判断すること
を特徴とする請求項２から６の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項８】
前記伝送路特性分割部は、前記変動周波数軸における分割に複数の第１のフィルタを用い、
前記伝送路特性結合部は、前記変動周波数軸における結合に第１の加算器を用いること
を特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項９】
前記伝送路特性分割部は、前記変動周波数軸における分割にフーリエ変換を用い、
前記伝送路特性結合部は、前記変動周波数軸における結合に逆フーリエ変換を用いること
を特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１０】
前記伝送路特性分割部は、前記遅延時間軸における分割に逆フーリエ変換を用い、
前記伝送路特性結合部は、前記遅延時間軸における結合にフーリエ変換を用いること
を特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１１】
前記伝送路特性分割部は、前記遅延時間軸における分割に複数の第２のフィルタを用い、
前記伝送路特性結合部は、前記遅延時間軸における結合に第２の加算器を用いること
を特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１２】
前記伝送路特性分割部は、
前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性を、前記変動周波数軸における予め定められた複数の第３の区間の成分に分割するキャリア分割部と、
前記キャリア分割部で分割された成分を逆フーリエ変換することで、前記遅延時間軸方向における分割を行う複数の逆フーリエ変換部と、を備え、
前記伝送路特性結合部は、
前記所望成分抽出部で不要な繰り返し成分が抑圧された後の成分を、フーリエ変換することで、前記遅延時間軸における結合を行う第２のフーリエ変換部と、
前記第２のフーリエ変換部で結合された成分を、前記変動周波数軸において加算することで結合するキャリア結合部と、を備えること
を特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１３】
前記キャリア分割部は、オーバーラップ区間が生じるように、前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性を、前記複数の第３の区間の成分に分割し、
前記伝送路特性分割部は、前記キャリア分割部で分割された成分に、予め定められた窓関数を乗算する窓関数乗算部をさらに備え、
前記複数の逆フーリエ変換部は、前記窓関数乗算部で処理された成分を逆フーリエ変換し、
前記キャリア結合部は、前記第２のフーリエ変換部で変換された成分をオーバーラップして結合すること
を特徴とする請求項１２に記載の等化装置。
【請求項１４】
前記伝送路特性分割部は、
前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性を、前記複数の第１の区間に含まれるある区間の成分に分割するフィルタ部と、
前記フィルタ部で分割された成分を、前記複数の第２の区間の成分に分割する逆フーリエ変換を行う第２のキャリア逆フーリエ変換部と、
前記第２のキャリア逆フーリエ変換部で分割された、前記複数の第２の区間の各々の成分を、前記変動周波数軸において予め定められた第１のシフト量のシフトを行い、かつ、前記遅延時間軸において予め定められた第２のシフト量の巡回シフトを行うことで、前記変動周波数軸における前記ある区間とは異なる別の区間の、前記遅延時間軸における前記複数の第２の区間の各々の成分とする複数の回転部と、を複数備えること
を特徴とする請求項１から１０、１２及び１３の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１５】
前記伝送路特性分割部は、
前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性の成分のうち、変動周波数の絶対値が予め定められた閾値よりも小さい成分を、前記所望成分抽出部での処理の対象とはしないこと
を特徴とする請求項１から１４の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１６】
前記伝送路特性算出部は、前記第１の伝送路特性において、前記パイロットキャリアが含まれないキャリア周波数の成分をゼロにすること
を特徴とする請求項１から１５の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１７】
前記伝送路特性結合部は、
前記結合された成分を周波数領域の信号に変換した後に、前記パイロットキャリアが含まれないキャリア周波数の成分をゼロにすることで、前記第２の伝送路特性を生成すること
を特徴とする請求項１から１５の何れか一項に記載の等化装置。
【請求項１８】
パイロットキャリアを含む受信信号を周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換過程と、
前記パイロットキャリアに作用する第１の伝送路特性を算出する伝送路特性算出過程と、
前記伝送路特性算出過程で算出された第１の伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する伝送路特性分割過程と、
前記伝送路特性分割過程で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を推定し、当該所望の成分を抽出する、又は、前記伝送路特性分割過程で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定し、当該不要な繰り返し成分を抑圧して、当該所望の成分を抽出する所望成分抽出過程と、
前記所望成分抽出過程で抽出された所望の成分を結合することで、第２の伝送路特性を生成する伝送路特性結合過程と、
前記伝送路特性結合過程で生成された第２の伝送路特性を用いて、前記第１のフーリエ変換過程で変換された受信信号の伝送路歪みを補償する等化過程と、を有すること
を特徴とする等化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、等化装置及び等化方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
多くの無線通信システム及び地上デジタル放送は、１つのシンボル内に複数の直交する搬送波（キャリア）を多重化して伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式を用いている。このＯＦＤＭ信号を、車等の移動体において受信する場合、建物等の障害物による反射、回折、散乱、及び、移動に伴う電波環境の変動等により信号に歪みが生じる。
【０００３】
上記歪みを補償するために、受信機は、電波環境を推定し、その逆特性を受信信号に乗算する。ここで電波環境を推定するため、送信機は、有効データの他に既知信号を送信信号に挿入しており、受信機は、その既知信号を用いて伝送路歪みを算出し、キャリア間及びシンボル間に補間することで、データ区間の電波環境の推定（以下、伝送路推定と呼ぶ）を行う。激しい変動を伴う劣悪な電波環境であっても正確な受信を行うためには、伝送路推定技術の向上が必要である。
【０００４】
特許文献１には、パイロットキャリアであるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）での伝送路特性を算出し、２次元離散フーリエ変換を行い、伝送路を推定する手法が記載されている。この従来技術は、まず、キャリア周波数とシンボル時間に対して２次元フーリエ変換を施すことで、遅延時間と変動周波数からなる伝送路特性を生成する。図１は、２波ライス伝送路（直接波は時間変動なし、遅延波はレイリー波）の場合の２次元フーリエ変換の変換結果を示す概略図である。図１においては、所望の伝送路特性７００に対して、不要な繰り返し成分８００にハッチングが施されている。従来技術は、２次元フーリエ変換された信号について、予め定められた第１のフィルタ抽出領域９００から電力の大きい成分を含むように第２のフィルタ抽出領域９０１を選択し、不要な繰り返し成分８００を抑圧して、所望の伝送路特性７００を抽出する。そして、従来技術は、上記の抽出結果に２次元逆フーリエ変換を施すことで、伝送路特性を推定している。このように、従来技術は、繰り返し成分８００を抑圧することで、ＳＰ以外のデータ区間に対してキャリア周波数軸とシンボル時間軸への補間処理を行なっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３８０２０３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載の技術は、２次元フーリエ変換を用いたフィルタ抽出処理により繰り返し成分及びガウス雑音の影響を抑圧することができるが、変動周波数が大きい時、注目する領域に繰り返し成分が入り込むため、正確な伝送路特性が得られないという課題がある。例えば、図２に示されているように、時間変動が大きい２波ライス伝送路の場合、所望の伝送路特性７０１を抽出するための領域９０２、９０３、９０４に、不要な繰り返し成分８０１が含まれるため、特許文献１に記載の技術では、正確に伝送路を推定できない。
【０００７】
そこで、本発明は、変動周波数が大きい電波環境であっても適応的に伝送路推定を行うことができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様に係る等化装置は、
パイロットキャリアを含む受信信号を周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換部と、
前記パイロットキャリアに作用する第１の伝送路特性を算出する伝送路特性算出部と、
前記伝送路特性算出部で算出された第１の伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する伝送路特性分割部と、
前記伝送路特性分割部で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を推定して、当該所望の成分を抽出する、又は、前記伝送路特性分割部で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定し、当該不要な繰り返し成分を抑圧して、当該所望の成分を抽出する所望成分抽出部と、
前記所望成分抽出部で抽出された所望の成分を結合することで、第２の伝送路特性を生成する伝送路特性結合部と、
前記伝送路特性結合部で生成された第２の伝送路特性を用いて、前記第１のフーリエ変換部で変換された受信信号の伝送路歪みを補償する等化部と、を備えること
を特徴とする。
【０００９】
本発明の一態様に係る等化方法は、
パイロットキャリアを含む受信信号を周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換過程と、
前記パイロットキャリアに作用する第１の伝送路特性を算出する伝送路特性算出過程と、
前記伝送路特性算出過程で算出された第１の伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する伝送路特性分割過程と、
前記伝送路特性分割過程で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数を取る遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を推定し、当該所望の成分を抽出する、又は、前記伝送路特性分割過程で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数を取る遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定し、当該不要な繰り返し成分を抑圧して、当該所望の成分を抽出する繰り返し推定過程と、
前記所望成分抽出過程で抽出された所望の成分を結合することで、第２の伝送路特性を生成する伝送路特性結合過程と、
前記伝送路特性結合過程で生成された第２の伝送路特性を用いて、前記第１のフーリエ変換過程で変換された受信信号の伝送路歪みを補償する等化過程と、を有すること
を特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の一態様によれば、変動周波数が大きい電波環境であっても適応的に伝送路推定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】２波ライス伝送路で、時間変動が小さいときの２次元フーリエ変換の変換結果を示す概略図である。
【図２】２波ライス伝送路で、時間変動が大きいときの２次元フーリエ変換の変換結果を示す概略図である。
【図３】実施の形態１に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図４】実施の形態１におけるＯＦＤＭシンボルの構成を示す概略図である。
【図５】実施の形態１におけるＳＰ配置を示す概略図である。
【図６】実施の形態１における伝送路特性の分割例を示す概略図である。
【図７】実施の形態１における、各フィルタの通過帯域の一例を示す概略図である。
【図８】実施の形態１において、変動周波数軸方向で分割された領域を示す概略図である。
【図９】実施の形態１において、２波ライス伝送路のＳＰ伝送路特性の電力分布を、変動周波数軸と遅延時間軸とで特定される空間に示した概略図である。
【図１０】実施の形態１において、３波ライス伝送路のＳＰ伝送路特性の電力分布を、変動周波数軸と遅延時間軸とで特定される空間に示した概略図である。
【図１１】実施の形態１において、雑音電力を推定する領域を示す概略図である。
【図１２】実施の形態１において、伝送路特性電力の対称性の比較と伝送路特性抑圧の例を示す概略図である。
【図１３】実施の形態１において、ＳＰが存在し得ないキャリアの繰り返し成分の抑圧を説明する概略図である。
【図１４】実施の形態１における等化装置が行う等化方法を示すフローチャートである。
【図１５】実施の形態２に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１６】実施の形態２における伝送路特性分割部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１７】実施の形態２における伝送路特性結合部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１８】実施の形態３に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１９】実施の形態３における、遅延時間軸と変動周波数軸での伝送路特性の電力分布を示す概略図である。
【図２０】実施の形態３の変形例に係る伝送路特性分割部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２１】実施の形態３の変形例に係る伝送路特性結合部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２２】実施の形態４における伝送路特性分割部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２３】実施の形態４における特性分割部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２４】実施の形態４における、変動周波数軸方向と遅延時間軸方向におけるシフト量を示す概略図である。
【図２５】実施の形態４において、変動周波数軸方向と遅延時間軸方向におけるシフトにより算出される領域の成分を説明する概略図である。
【図２６】実施の形態５におけるキャリア逆フーリエ変換部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２７】実施の形態５において、キャリア周波数での伝送路特性をＮポイントずつ分割する例を示す概略図である。
【図２８】実施の形態５において、分割せずに算出されたＳＰ伝送路特性を示す概略図である。
【図２９】実施の形態５において、分割を行って算出されたＳＰ伝送路特性を示す概略図である。
【図３０】実施の形態５におけるキャリアフーリエ変換部の構成を概略的に示すブロック図である。
【図３１】実施の形態５における窓関数を示す概略図である。
【図３２】実施の形態５におけるキャリア逆フーリエ変換部の変形例を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図３は、実施の形態１に係る等化装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。等化装置１００は、フーリエ変換部１１０と、ＳＰ伝送路特性算出部１２０と、伝送路特性分割部１３０と、繰り返し推定部１４０と、繰り返し抑圧部１５０と、伝送路特性結合部１６０と、等化部１７０とを備える。
また、繰り返し推定部１４０と繰り返し抑圧部１５０を所望成分抽出部ともいう。
ここで、伝送路特性分割部１３０は、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍと、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍとを備える。なお、Ｍは、２以上の整数である。
また、伝送路特性結合部１６０は、加算部１６１と、キャリアフーリエ変換部１６２とを備える。
【００１３】
なお、本実施の形態では、等化装置１００を備える受信装置（図示せず）は、図４に示すような、有効シンボルの前にＧＩ（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）が挿入されたＯＦＤＭシンボルＳＢＬを受信するものとする。ここで、図４に示されているように、シンボル間隔をＴｓ、有効シンボル間隔をＴｕ、ＧＩ長をＴｇｉとする。また、ＯＦＤＭシンボルＳＢＬは、Ｆ＿ＤＦＴポイントの逆離散フーリエ変換を行うことで生成され、図５に示されているようなＳＰ配置を持つ。図５に示されているように、ＳＰは、時間方向に４シンボル毎に挿入され、周波数方向に１２キャリア毎に挿入される。また、ＳＰは、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、ＳＰが配置され得るキャリア数は、Ｆ＿ＤＦＴ／３ポイントである。また、以降の実施の形態においても、上記信号を受信するものとする。
【００１４】
図３の説明に戻り、フーリエ変換部１１０は、受信信号に対してＦ＿ＤＦＴポイントの離散フーリエ変換を行い、各キャリアの信号を得る。言い換えると、フーリエ変換部１１０は、受信信号を周波数領域の信号に変換する。なお、フーリエ変換部１１０を第１のフーリエ変換部ともいう。
【００１５】
ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、受信信号に含まれるパイロットキャリアに作用する伝送路特性を算出する伝送路特性算出部である。なお、ＳＰ伝送路特性算出部１２０で算出された伝送路特性を第１の伝送路特性又はＳＰ伝送路特性ともいう。例えば、ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、フーリエ変換部１１０で取得された各キャリアの信号から、ＳＰ信号を抽出し、既知の値で除算することで、ＳＰに作用する伝送路特性を得る。そして、ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、ＳＰが配置され得る３キャリア毎の伝送路特性を出力する。但し、ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、ＳＰが配置されていないキャリアに関してはゼロ値を出力する。ここで、ＳＰ伝送路特性は、キャリア周波数とシンボル時間を変数に持つ複素関数として考えることができる。この１シンボルあたりＦ＿ＤＦＴ／３ポイントのＳＰ伝送路特性を伝送路特性分割部１３０に入力する。
【００１６】
以降において、伝送路特性は時間軸及び周波数軸の変換によらず、伝送路特性と呼ぶこととし、適宜、扱う伝送路推定の次元を明記する。例えば、ＳＰ伝送路特性算出部１２０の出力は、キャリア周波数とシンボル時間の関数として表され、図１の伝送路特性は、キャリア周波数を逆フーリエ変換した遅延時間軸、及び、シンボル時間をフーリエ変換した変動周波数軸で表される。
【００１７】
伝送路特性分割部１３０は、ＳＰ伝送路特性算出部１２０で算出された伝送路特性を、変動周波数軸における複数の第１の区間のそれぞれと、遅延時間軸における複数の第２の区間のそれぞれとに対応する複数の領域の成分に分割する。例えば、伝送路特性分割部１３０は、ＳＰ伝送路特性算出部１２０から得られるＳＰ伝送路特性を、図６に示すように、遅延時間領域でＮ個の区間に分割するＮ分割、変動周波数領域でＭ個の区間に分割するＭ分割する。なお、これらの複数の領域は、遅延時間軸に関して対称となるように配置されていることが望ましい。ここで、本実施の形態では、１シンボルのＳＰ伝送路特性がＦ＿ＤＦＴ／３ポイントであることから、Ｎは、Ｆ＿ＤＦＴ／３ポイントとする。図６において、符号７０２は、所望の成分であり、符号８０２は、不要な繰り返し成分である。
【００１８】
次に、ＳＰ伝送路特性の具体的な分割方法について説明する。
第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍは、ＦＩＲ又はＩＩＲフィルタで構成され、それぞれ異なるフィルタ特性を持つ。なお、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍを構成するフィルタを第１のフィルタともいう。第ｍのシンボルフィルタ部１３１−ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）は、（１）式に示すように、ＳＰ伝送路特性のＮ個のＳＰ挿入キャリアに対して、シンボル方向にフィルタ処理を行う。
【００１９】
【数１】
2014132744.tif 000003
【００２０】
ここで、ｈ（・）は、ＳＰ伝送路特性である。ｋは、キャリア周波数を示すインデックスである。ｌは、シンボル時間を示すインデックスである。ａ＿ｍは、第ｍのフィルタ部１２１−ｍのフィルタ係数である。ｇ＿ｍ（・）は、フィルタ処理結果である。
【００２１】
ここで、各フィルタの通過帯域の例を図７に示す。図７では、最大変動周波数ｆｄ＿ｍａｘと最小変動周波数ｆｄ＿ｍｉｎに挟まれる区間をＭ分割していることがわかる。また後段において、繰り返し抑圧後に各フィルタ出力を図３に示されている加算部１６１で結合するため、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ特性の和が一定になるように係数を設定するのが望ましい。上記のフィルタ特性を用いることで、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍの出力は、図８に示すように、遅延時間軸と変動周波数軸において、変動周波数軸方向にＭ分割された領域に対応する。なお、図８において、符号７０３は、所望の成分であり、符号８０３は、不要な繰り返し成分である。
【００２２】
図３の説明に戻り、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍは、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍにおいて変動周波数領域で分割されたＳＰ伝送路特性を逆フーリエ変換する。これは、遅延時間領域での分割に相当する。例えば、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍは、（２）式に示すように、ＳＰ伝送路特性のキャリア周波数特性をＮポイント逆フーリエ変換することで、伝送路特性を遅延時間でＮ分割することができる。伝送路特性分割部１３０の出力は、変動周波数領域と、遅延時間領域とで分割された、Ｍ×ＮのＳＰ伝送路特性の成分である。
【００２３】
【数２】
2014132744.tif 000004
ここで、ｆ＿ｍ（・）は、第ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−ｍの出力である。τは、遅延時間を示すインデックスである。
【００２４】
ここで分割数Ｍは、対応しようとする伝送路によって所定の値を用いる。分割数を増やすことで、より細かい帯域の制御が可能となり、伝送路特性の所望成分と、繰り返し及びガウス雑音等の不要成分とを詳細に分離し、不要成分を抑圧できる。また、対応しようとする伝送路の時間変動量に合わせて、ｆｄ＿ｍａｘ及びｆｄ＿ｍｉｎは設定されればよい。さらに、分割は、等分である必要はないが、変動周波数軸の正負において対称であること、言い換えると、遅延時間軸に関して対称であることが望ましい。
【００２５】
なお、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍと、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍとは、逆に配置されていてもよい。言い換えると、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍが処理を行った後に、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍが処理を行ってもよい。
【００２６】
繰り返し推定部１４０及び繰り返し抑圧部１５０により構成される所望成分抽出部は、所望の成分を抽出する。例えば、所望成分抽出部は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、所望の成分を推定して、当該所望の成分を抽出してもよい。また、所望成分抽出部は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定し、当該不要な繰り返し成分を抑圧して、当該所望の成分を抽出してもよい。
繰り返し推定部１４０は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分について、遅延時間軸における対称性を判断することで、不要な繰り返し成分を推定する。例えば、繰り返し推定部１４０は、伝送路特性分割部１３０から出力された、Ｍ×Ｎで分割されたＳＰ伝送路特性の変動周波数領域と遅延時間領域での電力分布から、伝送路特性の予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断し、不要な繰り返し成分を推定する。ここで、繰り返し推定部１４０は、予め定められた変動周波数を取る遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力の対称性が小さい場合に、これらの二つの領域の少なくとも何れか一方、例えば、電力の大きい方の成分に、不要な繰り返し成分が含まれると推定する。そして、繰り返し推定部１４０は、分割された領域毎に繰り返し成分の有無を示す判定情報（第１の判定情報ともいう）を繰り返し抑圧部１５０に通知する。
また、繰り返し推定部１４０は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分について、遅延時間軸における対称性を判断することで、所望の成分を推定してよい。例えば、繰り返し推定部１４０は、予め定められた変動周波数を取る遅延時間軸を対称軸として対称となる二つの領域の成分の電力の対称性が大きい場合に、これらの二つの領域に、所望の成分が含まれると推定する。そして、繰り返し推定部１４０は、分割された領域毎に所望の成分の有無を示す判定情報（第２の判定情報ともいう）を繰り返し抑圧部１５０に通知する。
【００２７】
繰り返し抑圧部１５０は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分のうち、繰り返し推定部１４０で推定された不要な繰り返し成分を抑圧する。例えば、繰り返し抑圧部１５０は、繰り返し推定部１４０から通知された判定情報（第１の判定情報）に従って、分割されたＳＰ伝送路特性から、繰り返し推定部１４０で推定された繰り返し成分を解消するように、この繰り返し成分を抑圧する。ここで、繰り返し抑圧部１５０は、繰り返し推定部１４０から通知された判定情報が、繰り返し成分が有ることを示す場合には、その領域のＳＰ伝送路特性の成分に「０」を乗算し、繰り返し成分が無いことを示す場合には、その領域のＳＰ伝送路特性の成分に「１」を乗算する。
また、繰り返し抑圧部１５０は、伝送路特性分割部１３０で分割された成分のうち、繰り返し推定部１４０で推定された所望の成分を抽出するようにしてもよい。例えば、繰り返し抑圧部１５０は、繰り返し推定部１４０から通知された判定情報（第２の判定情報）が、所望の成分が有ることを示す場合には、その領域のＳＰ伝送路特性の成分に「１」を乗算し、所望の成分が無いことを示す場合には、その領域のＳＰ伝送路特性の成分に「０」を乗算する。
【００２８】
ここで、図２の符号７０１で示されている伝送路特性の所望成分は、到来角が一様だと仮定すると、変動周波数が正の伝送路特性と負の伝送路特性とで対称な電力分布を持つ。この場合、変動周波数がゼロとなる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断すればよい。
一方で、不要な繰り返し成分８０１は、ＳＰのキャリア周波数及びシンボル時間の両方向にシフトする特徴的な配置により、遅延時間と変動周波数の両方向にシフトして繰り返されるため、変動周波数軸の正負において非対称な電力分布となる。この特性を利用した、所望の伝送路特性を抽出する方法を以降で述べる。
【００２９】
まず、時間変動の大きい２波ライス伝送路について考える。図９は、２波ライス伝送路の変動周波数軸と遅延時間軸でのＳＰ伝送路特性の電力分布を示す概略図である。ここで、変動周波数の正負において対称な位置にある領域ａと領域ｂ、領域ｃと領域ｄを考える。領域ａ及び領域ｂは、どちらにも遅延波の伝送路特性を表す所望成分７０４を含むため、伝送路特性の電力は同等の値になる。しかし、領域ｃと領域ｄでは、領域ｃのみに不要な繰り返し成分８０４が含まれるため、領域ｃの電力が大きくなり、非対称な電力分布となる。
【００３０】
図３の説明に戻り、繰り返し推定部１４０は、この性質を利用して、変動周波数軸の正負において対称な位置にある分割領域の電力により電力分布の対称性を算出し、電力分布の対称性が大きい場合、所望成分と判定し、電力分布の対称性が小さい場合、繰り返し成分と判定する。具体的には、繰り返し推定部１４０は、対称な領域について、電力の差分若しくは比、又は、その両方を用いて対称性を算出し、予め定められた閾値と比較すればよい。例えば、電力の絶対値の差分であれば、予め定められた閾値よりも大きい場合に、電力分布の対称性が小さいと判断することができる。この閾値は、想定される雑音の大きさ、及び、到来角の偏りによって所望成分の電力分布が偏る場合を想定して予め決定されればよい。また、アンテナの指向性等により所望成分の電力分布が偏る場合、偏りを解消するように電力分布を補正した後、対称性を算出してもよい。
【００３１】
また、繰り返し推定部１４０は、電力の算出には、下記の（３）式を用いて、複数シンボルのＳＰ伝送路特性を用いて平均をとってもよい。また電力ではなく振幅を用いてもよい。
【数３】
2014132744.tif 000005
但し、Ｑは、シンボル数を示している。また、ｑは、シンボルを示すインデックスである。
【００３２】
繰り返し抑圧部１５０は、繰り返し推定部１４０での判定結果を用いて、分割されたＳＰ伝送路特性から、所望成分を抽出し、不要な繰り返し成分を抑圧する。
【００３３】
また、電力分布の対称性を用いた別の繰り返し推定と抑圧方法を以下に示す。
【００３４】
まず、図１０は、３波ライス伝送路（直接波は時間変動なし、遅延波はレイリー波）を示す概略図である。図９では、所望成分７０４と不要な繰り返し成分８０４は分離していた。しかし、図１０では、領域ｅにおいて、所望成分７０５と不要な繰り返し成分８０５が重なっている。ここで、上記のような対称性の閾値判定が行われた場合、領域ｅと領域ｆとの電力は非対称であるため、領域ｅ及び領域ｆの成分の全体が抑圧の対象となる。しかしながら、領域ｅと領域ｆとは、所望成分７０５も領域内に含むため、領域ｅ及び領域ｆの成分の全体を抑圧の対象としてしまうと、伝送路推定値が悪化してしまう。
【００３５】
上記のような伝送路推定値の悪化を防ぐために、繰り返し推定部１４０は、対称な領域の電力から繰り返し成分の含有比率を推定し、繰り返し抑圧部１５０にて、繰り返し推定部１４０によって推定された繰り返し成分の含有比率によってそれぞれの領域の抑圧比を設定し、不要成分を抑圧してもよい。例えば、繰り返し抑圧部１５０は、不要な繰り返し成分の含有比率が高いほど、分割された成分に乗算する抑圧比を小さくすることで、この不要な繰り返し成分を解消することができる。
【００３６】
一例として、繰り返し推定部１４０は、下記の（４）式〜（８）式により、繰り返し成分の含有比率を求めることができる。
領域ｅの電力をＰｅ、領域ｆの電力をＰｆとし、所望成分の電力をＰａ、不要な繰り返し成分の電力をＰｂとすると、
Ｐｅ＝Ｐａ＋Ｐｂ      （４）
Ｐｆ＝Ｐａ      （５）
と表すことができる。これは、伝送路特性の所望成分の分布が対象であるという仮定のもとで、領域ｅ及び領域ｆに存在する電力が共にＰａとなるためである。
そこで、（４）及び（５）式を変形すると、
Ｐｂ＝Ｐｅ−Ｐａ      （６）
Ｐａ＝Ｐｆ      （７）
となる。
このため、繰り返し推定部１４０は、領域ｅの含有比率Ｒｅを、（８）式のように算出することができる。
【数４】
2014132744.tif 000006
ここで、繰り返し成分が含まれていない領域の含有比率は「０」となる。また、繰り返し成分のみが含まれている領域の含有比率は、例えば、「Ｎｕｌｌ」とする。
【００３７】
繰り返し推定部１４０は、以上のようにして、領域毎に含有比率を算出して、算出された含有比率を繰り返し抑圧部１５０に通知する。
【００３８】
繰り返し抑圧部１５０は、図１０の領域ｅの伝送路特性の電力が領域ｆと等しくなるように領域ｅの抑圧比を算出し抑圧することで、領域ｆに含まれる所望成分を抑圧することなく、領域ｅに含まれる不要な繰り返し成分を可能な限り抑圧することができる。具体的には、繰り返し抑圧部１５０は、繰り返し推定部１４０から通知される領域毎の含有比率に応じて、例えば、下記の（９）式のようにして、領域毎の抑圧比Ｒｆを算出する。ここで、抑圧比Ｒｆは、含有比率が大きいほど小さい値となる。そして、繰り返し抑圧部１５０は、領域毎の伝送路特性の成分に、領域毎の抑圧比Ｒｆを乗算することにより、不要な繰り返し成分を抑圧することができる。
【数５】
2014132744.tif 000007
【００３９】
次に、ＳＰ伝送路特性に雑音成分が重畳されている場合について説明する。雑音成分は変動周波数軸及び遅延時間軸全体にわたって存在する。伝送路特性の電力が所定の閾値を超えない分割領域を繰り返し抑圧部１５０にて抑圧することで、不要な雑音成分を抑圧することができる。
【００４０】
また、繰り返し推定部１４０は、伝送路特性の電力を用いた繰り返し推定を示したが、図１１に示されている領域ｇで雑音電力を推定し、伝送路特性の電力からその雑音電力を減算した後に、繰り返し推定を行なってもよい。例えば、繰り返し推定部１４０は、領域ｇの雑音電力を算出し、比較を行う二つの領域の電力からこの雑音電力を減算する。ここで、繰り返し推定部１４０は、領域ｇとして、所望成分及び繰り返し成分が存在しない分割領域であり、かつ、伝送路特性の電力が所定の閾値より小さい領域、又は、伝送路特性の電力が最も小さい領域を選択すればよい。
【００４１】
図１２に伝送路特性の電力の対称性の比較と伝送路特性抑圧の例を示す。図１２は、ライス伝送路でのＳＰ伝送路特性を示す概略図である。主波は、変動周波数が小さいため、変動周波数がゼロ値を含む分割領域のみ有効となる。また、周波数軸の正負において対称な所望の遅延波成分も有効となる。また、時間変動が大きいため遅延波の繰り返し成分が注目する領域に入り込んでいるが、この成分は、変動周波数軸の正負における電力分布が非対称なため、抑圧される。また、電力の小さな領域は、雑音成分として抑圧される。これにより、繰り返し成分８０６は、クロスハッチングで示された領域で抑圧され、所望の成分７０６が抽出されている。このようにして、繰り返し成分及び電力が小さい成分を抑圧し、所望の伝送路特性のみを取得することができる。
【００４２】
図３の説明に戻り、伝送路特性結合部１６０は、所望成分抽出部で抽出された所望の成分を結合することで、等化に用いるためのキャリア周波数領域の伝送路特性を算出する。例えば、伝送路特性結合部１６０は、分割され、かつ、不要な繰り返し成分が抑圧されたＳＰ伝送路特性を結合することで、等化に用いるためのキャリア周波数領域の伝送路特性を算出する。言い換えると、伝送路特性結合部１６０は、繰り返し抑圧部１５０で不要な繰り返し成分が抑圧された後の成分を結合するとともに、結合された成分を周波数領域の信号に変換することで、伝送路特性を生成する。ここで、伝送路特性結合部１６０において生成された伝送路特性を第２の伝送路特性ともいう。
【００４３】
加算部１６１は、繰り返し抑圧部１５０の出力を、各々の遅延時間毎に、Ｍ個の領域を積算する加算器により構成され、変動周波数領域で分割された伝送路特性を結合する。なお、加算部１６１を構成する加算器を第１の加算器ともいう。
次に、キャリアフーリエ変換部１６２は、積算された、Ｎポイントからなる遅延時間領域で分割された伝送路特性に対して、Ｔｕ／３を超える区間にゼロ値を挿入して、Ｆ＿ＤＦＴポイントにする。そして、キャリアフーリエ変換部１６２は、Ｆ＿ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行うことで、遅延時間領域の伝送路特性をキャリア周波数領域の伝送路特性に変換する。ここで、離散フーリエ変換は、遅延時間領域で分割された伝送路特性を結合することに相当する。ここで、遅延時間軸での伝送路特性にゼロ値が挿入されるのは、図１３に示すτ＜０及びＴｕ／３＜τのクロスハッチングされた領域の繰り返し成分を抑圧することに相当する。ここで、クロスハッチングされた領域の繰り返し成分は、Ｆ＿ＤＦＴポイントすべてのキャリアを考えた際に、どのシンボルにもＳＰが挿入されないキャリアが存在することにより生じる。繰り返し抑圧部１５０は、このようにして、ＳＰ伝送路特性算出部１２０で算出したＳＰに作用する伝送路特性をすべてのデータ区間に内挿した伝送路推定値を得る。
【００４４】
図３の説明に戻り、最後に、等化部１７０は、伝送路特性結合部１６０から得られたキャリア周波数領域の伝送路特性を用いて、フーリエ変換された受信信号の伝送路歪みを補償する。
【００４５】
図１３に示されているクロスハッチングされた領域の繰り返し成分を抑圧するために、ＳＰが挿入され得るキャリアＦ＿ＤＦＴ／３ポイントをキャリア周波数軸で逆フーリエ変換し、繰り返し成分を抑圧した後に、遅延時間領域τ＜０及びＴｕ／３＜τにゼロ値を挿入しＦ＿ＤＦＴポイントのフーリエ変換が行われている。しかしながら、このような処理の代わりに、キャリアフーリエ変換部１６２が、Ｆ＿ＤＦＴ／３ポイントのフーリエ変換をした後に、ＳＰの存在しないキャリアにゼロ値を挿入し、別途、０≦τ≦Ｔｕ／３に通過帯域を持つキャリア方向のフィルタにより構成されるキャリア方向フィルタ部が内挿を行ってもよい。また、ＳＰ伝送路特性算出部１２０が、ＳＰの存在しないすべてのキャリアにゼロ値を挿入して、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍが、Ｆ＿ＤＦＴポイントのフーリエ変換を行い、繰り返し抑圧部１５０が、τ＜０及びＴｕ／３＜τの範囲における繰り返し成分を抑圧してもよい。
【００４６】
以上では、ＳＰが挿入され得るＳＰ挿入キャリア数をＦ＿ＤＦＴ／３として、つまり全キャリア数がＳＰ挿入キャリア数の３倍として説明したが、全キャリア数は、ＳＰ挿入キャリアの３倍である必要はない。また、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍとキャリアフーリエ変換部１６２は、ＳＰ挿入キャリア数を超えるポイント数でフーリエ変換を行なってもよい。この時、ＳＰ伝送路推定値をキャリア方向に外挿することで、フーリエ変換に用いる信号点が生成されればよい。例えば、特許文献１にその外挿方法が示されている。
【００４７】
以下、実施の形態１に係る等化装置１００での動作を説明する。
図１４は、等化装置１００が行う等化方法を示すフローチャートである。図１４に示す等化方法は、フーリエ変換ステップＳ１０と、ＳＰ伝送路特性算出ステップＳ１１と、伝送路特性分割ステップＳ１２と、繰り返し推定ステップＳ１５と、繰り返し抑圧ステップＳ１６と、伝送路特性結合ステップＳ１７と、等化ステップＳ２０とを有する。
ここで、伝送路特性分割ステップＳ１２は、第１〜第ＭのシンボルフィルタステップＳ１３と、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換ステップＳ１４とを有する。
また、繰り返し推定ステップＳ１５及び繰り返し抑圧ステップＳ１６により所望成分抽出ステップが構成される。
なお、伝送路特性結合ステップＳ１７は、加算ステップＳ１８と、キャリアフーリエ変換ステップＳ１９とを有する。
【００４８】
フーリエ変換ステップＳ１０では、フーリエ変換部１１０は、受信信号をＦ＿ＤＦＴポイントの離散フーリエ変換を行い、各キャリアの信号を得る。
【００４９】
ＳＰ伝送路特性算出ステップＳ１１では、ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、フーリエ変換部１１０で取得された各キャリアの信号から、ＳＰ信号を抽出し、既知の値で除算することで、ＳＰに作用する伝送路特性を得る。そして、ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、ＳＰが配置され得る３キャリア毎の伝送路特性を出力する。但し、ＳＰが配置されていないキャリアに関してはゼロ値を出力する。ＳＰ伝送路特性算出部１２０は、この１シンボルあたりＦ＿ＤＦＴ／３ポイントのＳＰ伝送路特性を伝送路特性分割部１３０に与える。例えば、ＳＰ伝送路特性算出ステップＳ１１の出力は、キャリア周波数とシンボル時間の関数として表される。
【００５０】
伝送路特性分割ステップＳ１２では、ＳＰ伝送路特性算出ステップＳ１１で求めたＳＰ伝送路特性を、図６に示すように、遅延時間領域でＮ分割、変動周波数領域でＭ分割する。
伝送路特性分割ステップＳ１２は、第１〜第ＭのシンボルフィルタステップＳ１３と、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換ステップＳ１４とを有する。
【００５１】
第１〜第ＭのシンボルフィルタステップＳ１３は、ＦＩＲ又はＩＩＲフィルタで処理が行われ、それぞれ異なるフィルタ特性を持つフィルタにより処理される。第ｍのシンボルフィルタステップＳ１３−ｍは、（１）式に示すように、ＳＰ伝送路特性のＮ個のＳＰ挿入キャリアに対して、シンボル方向にフィルタ処理を行う。
【００５２】
第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換ステップＳ１４では、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍは、ステップＳ１３で第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍが変動周波数領域で分割したＳＰ伝送路特性を、遅延時間領域で分割する。例えば、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍは、（２）式に示すように、ＳＰ伝送路特性のキャリア周波数特性をＮポイント逆フーリエ変換することで、伝送路特性を遅延時間でＮ分割することができる。伝送路特性分割ステップＳ１２は、変動周波数領域と遅延時間領域とで分割された、Ｍ×ＮのＳＰ伝送路特性を出力する。
【００５３】
繰り返し推定ステップＳ１５及び繰り返し抑圧ステップＳ１６により構成される所望成分抽出ステップは、所望の成分を抽出する。例えば、所望成分抽出ステップでは、伝送路特性分割ステップＳ１２で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性が判断されることで、所望の成分が推定され、当該所望の成分が抽出されてもよい。また、所望成分抽出ステップでは、伝送路特性分割ステップＳ１２で分割された成分の分布について、予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性が判断されることで、不要な繰り返し成分が推定され、当該不要な繰り返し成分が抑圧されて、当該所望の成分が抽出されてもよい。
例えば、繰り返し推定ステップＳ１５では、繰り返し推定部１４０は、伝送路特性分割ステップＳ１２から出力されたＭ×Ｎで分割されたＳＰ伝送路特性の変動周波数領域と遅延時間領域での電力分布から、伝送路特性の予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を判断し、不要な繰り返し成分を推定する。
【００５４】
繰り返し抑圧ステップＳ１６では、繰り返し抑圧部１５０は、ステップＳ１５における繰り返し推定部１４０の判定結果に従って、分割されたＳＰ伝送路特性から、繰り返し推定部１４０で推定された繰り返し成分を解消するように、この繰り返し成分を抑圧する。
【００５５】
伝送路特性結合ステップＳ１７では、伝送路特性結合部１６０は、分割され、かつ、不要な繰り返し成分が抑圧されたＳＰ伝送路特性を結合することで、等化に用いるためのキャリア周波数領域の伝送路特性を算出する。伝送路特性結合ステップＳ１７は、加算ステップＳ１８と、キャリアフーリエ変換ステップＳ１９とを有する。
【００５６】
加算ステップＳ１８では、加算部１６１は、繰り返し抑圧ステップＳ１６からの出力を、各々の遅延時間毎に、Ｍ個の領域を積算し、変動周波数領域で分割した伝送路特性を結合する。
次に、キャリアフーリエ変換ステップＳ１９では、キャリアフーリエ変換部１６２は、積算された、Ｎポイントからなる遅延時間領域で分割された伝送路特性に対して、Ｔｕ／３を超える区間にゼロ値を挿入して、Ｆ＿ＤＦＴポイントにする。そして、キャリアフーリエ変換部１６２は、Ｆ＿ＤＦＴポイント離散フーリエ変換することで、キャリア周波数領域の伝送路特性に変換する。
【００５７】
最後に、等化ステップＳ２０では、等化部１７０は、ステップＳ１９で得られたキャリア周波数領域の伝送路特性を用いてフーリエ変換された受信信号の伝送路歪みを補償する。
【００５８】
以上のように、実施の形態１に係る等化装置１００によれば、ＳＰでの伝送路特性を変動周波数領域と遅延時間領域とで分割し、伝送路特性の電力分布が予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を持つことを利用して、所望成分を推定又は繰り返し成分を推定することで、所望信号のみを取得することができる。
【００５９】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で示した伝送路特性分割部１３０の分割方法及び伝送路特性結合部１６０の結合方法とは異なる方法にて、伝送路特性の分割及び結合が実施される。実施の形態１では、ＳＰ伝送路特性の変動周波数軸での分割がフィルタを用いて行われたが、本実施の形態では、フーリエ変換が用いられる。つまり、特許文献１と同様に２次元フーリエ変換を用いて伝送路推定が行われる。
【００６０】
図１５は、実施の形態２に係る等化装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。等化装置２００は、フーリエ変換部１１０と、ＳＰ伝送路特性算出部１２０と、伝送路特性分割部２３０と、繰り返し推定部１４０と、繰り返し抑圧部１５０と、伝送路特性結合部２６０と、等化部１７０とを備える。実施の形態２に係る等化装置２００は、伝送路特性分割部２３０及び伝送路特性結合部２６０において、実施の形態１に係る等化装置１００と異なっている。
【００６１】
図１６は、伝送路特性分割部２３０の構成を概略的に示すブロック図である。伝送路特性分割部２３０は、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部２３１−１〜２３１−Ｎと、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍとを備える。
【００６２】
伝送路特性分割部２３０は、特許文献１と同様に、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部２３１−１〜２３１−Ｎと、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍとを用いて、ＳＰ伝送路特性の２次元フーリエ変換を行う。ここで、２次元フーリエ変換は、ＳＰ伝送路特性を変動周波数軸でＮ分割、遅延時間軸でＭ分割することに相当する。
【００６３】
そして、繰り返し推定部１４０は、ＳＰ伝送路特性の分布を用いて折り返しを推定する。また、繰り返し抑圧部１５０は、伝送路特性の不要な成分を抑圧し、所望成分を抽出する。ここで、繰り返し推定部１４０と繰り返し抑圧部１５０を所望成分抽出部ともいう。
【００６４】
図１７は、伝送路特性結合部２６０の構成を概略的に示すブロック図である。伝送路特性結合部２６０は、第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部２６１−１〜２６１−Ｎと、第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部２６２−１〜２６２−Ｍと、伝送路特性出力部２６３とを備える。
【００６５】
伝送路特性結合部２６０では、第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部２６１−１〜２６１−Ｎが所望成分を抽出した伝送路特性を、変動周波数方向に逆フーリエ変換することでシンボル時間領域に変換し、第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部２６２−１〜２６２−Ｍが、所望成分を抽出した伝送路特性を、遅延時間方向にフーリエ変換することでキャリア周波数領域に変換する。ここで、変動周波数方向の逆フーリエ変換は、変動周波数領域で分割された伝送路特性を結合することに相当し、遅延時間方向のフーリエ変換は、遅延時間領域で分割された伝送路特性を結合することに相当する。伝送路特性出力部２５３は、第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部２６２−１〜２６２−Ｍからの出力のうち、フーリエ変換部１１０から等化部１７０に入力される受信信号のシンボルに対応する部分の伝送路特性を等化部１７０に与える。
【００６６】
ここで、伝送路特性分割部２３０の出力である分割されたＳＰ伝送路特性の次元は、変動周波数軸方向の分割にフィルタではなくフーリエ変換が用いられることで、実施の形態１とは異なる。しかし、分割されたＳＰ伝送路特性は、伝送路特性結合部２６０において、実施の形態１と同じ次元に戻されるため、実施の形態１と同様に、繰り返し推定及び繰り返し抑圧を行うことができる。
【００６７】
また、伝送路特性結合部２６０は、変動周波数領域の結合、つまり変動周波数に対する逆フーリエ変換を先に行なっているが、遅延時間方向の結合、つまり遅延時間に対するフーリエ変換を先に行なってもよい。
【００６８】
さらに、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部２３１−１〜２３１−Ｎと、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍとは、逆に配置されていてもよい。言い換えると、第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍが処理を行った後に、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部２３１−１〜２３１−Ｎが処理を行うようにしてもよい。
【００６９】
実施の形態２では、ＳＰ伝送路特性の変動周波数軸での分割にＦＩＲ又はＩＩＲを用いたフィルタではなく、フーリエ変換が用いられる形態が示されているが、同様に、遅延時間軸での分割に、フーリエ変換ではなく複数のフィルタが用いられてもよい。このようにして用いられるフィルタを第２のフィルタともいう。このような場合、伝送路特性結合部は、遅延時間軸方向における結合に加算器（第２の加算器ともいう）を用いる。
【００７０】
一般に、分割数が小さい場合はフィルタ、分割数が大きい場合はフーリエ変換を用いる方が、回路規模及びメモリ容量が小さくなる傾向にある。このため、実施の形態２で示されているように、変動周波数軸での分割にフーリエ変換を用いることで、より詳細に不要成分を抑圧し、所望成分を抽出することができる。
【００７１】
実施の形態３．
図１８は、実施の形態３に係る等化装置３００の構成を概略的に示すブロック図である。等化装置３００は、フーリエ変換部１１０と、ＳＰ伝送路特性算出部１２０と、伝送路特性分割部３３０と、繰り返し推定部３４０と、繰り返し抑圧部３５０と、伝送路特性結合部３６０と、キャリアフィルタ部３８０と、等化部１７０とを備える。実施の形態３に係る等化装置３００は、伝送路特性分割部３３０、繰り返し推定部３４０、繰り返し抑圧部３５０及び伝送路特性結合部３６０での処理の点、並びに、キャリアフィルタ部３８０がさらに備えられている点において、実施の形態１に係る等化装置１００と異なっている。
ここで、伝送路特性分割部３３０は、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−１〜３３１−Ｍと、第１から第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３２−１〜３３２−（Ｍ−１）とを備える。
また、繰り返し推定部３４０及び繰り返し抑圧部３５０は、所望成分抽出部ともいう。
さらに、伝送路特性結合部３６０は、第１の加算部３６１と、キャリアフーリエ変換部３６２と、第２の加算部３６３とを備える。
【００７２】
第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−１〜３３１−Ｍは、実施の形態１で示されている第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍに相当する。第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３２−１〜３３２−（Ｍ−１）は、実施の形態１で示されている第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍに相当する。また、第１の加算部３６１は、実施の形態１で示されている加算部１６１に相当する。キャリアフーリエ変換部３６２は、実施の形態１で示されているキャリアフーリエ変換部１６２に相当する。
なお、第２の加算部３６３は、本実施の形態特有の構成要素である。
【００７３】
第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−１〜３３１−Ｍは、実施の形態１における第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部１３１−１〜１３１−Ｍと同様に、ＳＰ伝送路特性算出部１２０で求められた伝送路特性を変動周波数で分割する。ここで、第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−Ｍは、変動周波数がゼロの値を取る領域を通過帯域に持ち、ＳＰ伝送路特性を変動周波数軸上で分割する。
【００７４】
第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３２−１〜３３２−（Ｍ−１）は、実施の形態１における第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍと同様に、第１〜第Ｍ−１のシンボルフィルタ部３３１−１〜３３１−（Ｍ−１）で変動周波数において分割された伝送路特性を遅延時間で分割する。但し、変動周波数において分割された伝送路特性のうち、変動周波数の絶対値が最も小さい分割領域については、つまり、第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−Ｍの出力については、遅延時間での分割は行なわれない。
【００７５】
ここで、実施の形態３における、遅延時間軸と変動周波数軸での伝送路特性の電力分布を図１９に示す。図１９では、実施の形態１で説明した図１２と比較して、変動周波数の絶対値が小さい分割領域が遅延時間特性では分割されていないことを示している。
【００７６】
所望成分抽出部ともいう、繰り返し推定部３４０及び繰り返し抑圧部３５０は、実施の形態１と同様に、所望の成分を抽出する。例えば、繰り返し推定部３４０及び繰り返し抑圧部３５０は、伝送路特性の電力分布が予め定められた変動周波数をとる遅延時間軸を対称軸として対称性を持つことを利用して繰り返し成分を推定し、その繰り返し成分を抑圧する。但し、繰り返し推定部３４０及び繰り返し抑圧部３５０は、遅延時間特性で分割されていない領域、つまり第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−Ｍの出力については、繰り返し成分の推定及び抑圧を行なわない。
【００７７】
ここで、実施の形態３においても、実施の形態１において図１３を用いて示した遅延時間方向の繰り返し成分が生じる。実施の形態１と同様に遅延時間軸上で分割された領域、つまり第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３２２−１〜（Ｍ−１）の出力については、キャリアフーリエ変換部３６２にて、長遅延成分にゼロ値を挿入することで、遅延時間方向の繰り返し成分を抑圧することができる。
しかし、第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−Ｍの出力に関しては、フーリエ変換を行なわないため、繰り返し抑圧部３５０又は第２の加算部３６３の後段で遅延時間を帯域に持つキャリア方向のフィルタ処理によって繰り返し成分を抑圧する。例えば、第２の加算部３６３の後段にキャリアフィルタ部３８０を設け、このキャリアフィルタ部３８０が、このようなフィルタ処理を行うことで、第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−１〜３３１−Ｍで分割されたＳＰ伝送路特性における、全ての遅延時間方向に生じる繰り返し成分を抑圧することができる。このため、キャリアフーリエ変換部３６２で、ゼロ値挿入してＦ＿ＤＦＴポイントでフーリエ変換せずに、第２の加算部３６３の後段にてキャリア方向のフィルタ処理をするのが望ましい。
【００７８】
第１の加算部３６１とキャリアフーリエ変換部３６２は、実施の形態１と同様に、伝送路特性を結合する。その後、第２の加算部３６３にて、変動周波数の絶対値が小さい分割領域の伝送路特性である第Ｍのシンボルフィルタ部３３１−Ｍの出力と、キャリアフーリエ変換部３６２の出力とをキャリア毎に加算して結合することで、等化に用いる所望の伝送路特性が得られる。
【００７９】
伝送路特性の変動周波数が小さい領域に繰り返し成分が存在する電波環境は少ない。そのため、実施の形態３のように、変動周波数が小さい分割領域では遅延時間で伝送路特性を分割しないことにより、演算量を減らすことができる。
【００８０】
以上では、実施の形態１の構成に基づいて実施の形態３を構成する例を示したが、実施の形態３は、実施の形態２の構成に基づいて構成することもできる。このような場合、実施の形態３の変形例に係る伝送路特性分割部は、図２０に示されるように構成され、実施の形態３の変形例に係る伝送路特性結合部は、図２１に示すように構成される。
【００８１】
図２０は、実施の形態３の変形例に係る伝送路特性分割部３３０＃の構成を概略的に示すブロック図である。伝送路特性分割部３３０＃は、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部３３３−１〜３３３−Ｎと、第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３４−１〜３３４−（Ｍ−１）とを備える。
【００８２】
第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部３３３−１〜３３３−Ｎは、実施の形態２で示されている第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部２３１−１〜２３１−Ｎに相当する。第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３４−１〜３３４−（Ｍ−１）は、実施の形態１で示されている第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍ、又は、実施の形態２で示されている第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍに相当する。
【００８３】
伝送路特性分割部３３０＃は、特許文献１と同様に、第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部３３３−１〜３３３−Ｎと、第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３４−１〜３３４−（Ｍ−１）とを用いて、２次元フーリエ変換を行うことで、ＳＰ伝送路特性を分割する。但し、変動周波数において分割された伝送路特性のうち、変動周波数の絶対値が最も小さい分割領域については、遅延時間での分割は行なわれない。
【００８４】
図２１は、実施の形態３の変形例に係る伝送路特性結合部３６０＃の構成を概略的に示すブロック図である。伝送路特性結合部３６０＃は、第１〜第Ｍ−１のキャリアフーリエ変換部３６４−１〜３６４−（Ｍ−１）と、第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部３６５−１〜３６５−Ｎと、伝送路特性出力部３６６とを備える。
【００８５】
第１〜第Ｍ−１のキャリアフーリエ変換部３６４−１〜３６４−（Ｍ−１）は、実施の形態２で示されている第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部２６２−１〜２６２−Ｍに相当する。第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部３６５−１〜３６５−Ｎは、実施の形態２で示されている第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部２６１−１〜２６１−Ｎに相当する。伝送路特性出力部３６６は、実施の形態２で示されている伝送路特性出力部２６３に相当する。
【００８６】
伝送路特性結合部３６０＃は、第１〜第Ｍ−１のキャリアフーリエ変換部３６４−１〜３６４−（Ｍ−１）及び第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部３６５−１〜３６５−Ｎで、分割された伝送路特性をシンボル時間軸とキャリア周波数軸に戻し、伝送路特性出力部３６６で、戻された伝送路特性を等化部１７０に出力する。ここで、第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部３６５−１〜３６５−Ｎは、変動周波数において分割された伝送路特性のうち、変動周波数の絶対値が最も小さい分割領域についても結合を行う。
【００８７】
以上のように、実施の形態２の構成に基づいて、実施の形態３の変形例を構成することができる。また、ここまでで、変動周波数において分割された伝送路特性のうち変動周波数の絶対値が最も小さい１つの分割領域について、遅延時間での分割を行わないとして説明したが、変動周波数の絶対値が小さい複数の分割領域について、遅延時間での分割を行わないとしてもよい。
【００８８】
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態１又は３における伝送路特性の変動周波数軸での分割を、繰り返し成分の性質を用いて簡易な演算により算出する。これにより、伝送路特性分割部１３０、３３０に含まれるシンボルフィルタ部及びキャリア逆フーリエ変換部を大幅に削減することができる。
【００８９】
図２２は、実施の形態４における伝送路特性分割部４３０の構成を概略的に示すブロック図である。伝送路特性分割部４３０は、第１〜第Ｚの特性分割部４３１−１〜４３１−Ｚを備える。ここで、値Ｚは、下記の（１０）式を満たす正の整数である。
【数６】
2014132744.tif 000008
ここで、Ｌ＿ｚ＋１は、図２２に示されているように、第ｚの特性分割部４３１−ｚからの出力の数である。
【００９０】
ここで、第１〜第Ｚの特性分割部４３１−１〜４３１−Ｚに含まれる第ｚの特性分割部４３１−ｚについて説明する（ｚは、１≦ｚ≦Ｚを満たす正の整数である）。
【００９１】
図２３は、第ｚの特性分割部４３１−ｚの構成を概略的に示すブロック図である。第ｚの特性分割部４３１−ｚは、シンボルフィルタ部４３２と、キャリア逆フーリエ変換部４３３と、第１〜第Ｌ＿ｚの遅延時間シフトシンボル時間回転部４３４−１〜４３４−Ｌ＿ｚとを備える。
【００９２】
まず、シンボルフィルタ部４３２とキャリア逆フーリエ変換部４３３は、実施の形態１と同様な処理により、ＳＰ伝送路特性を遅延時間軸と変動周波数軸にて分割する。言い換えると、シンボルフィルタ部４３２は、ＳＰ伝送路特性を、変動周波数軸の複数の第１の区間に含まれるある区間の成分に分割する。そして、キャリア逆フーリエ変換部４３３は、シンボルフィルタ部４３２で分割された成分を、遅延時間軸の複数の第２の区間の成分に分割する。
【００９３】
次に、第１〜第Ｌ＿ｚの遅延時間シフトシンボル時間回転部４３４−１〜４３４−Ｌ＿ｚは、キャリア逆フーリエ変換部４３３の出力である分割された伝送路特性の成分を、変動周波数軸において予め定められた第１のシフト量のシフトを行い、かつ、遅延時間軸において予め定められた第２のシフト量の巡回シフトを行う回転部である。例えば、第１〜第Ｌ＿ｚの遅延時間シフトシンボル時間回転部４３４−１〜４３４−Ｌ＿ｚは、キャリア逆フーリエ変換部４３３の出力である分割された伝送路特性の成分を、遅延時間軸にＴｕ／１２の整数倍巡回シフトして、ｅｘｐ（ｊ２πｍ／４）の位相回転を行う（ｍはシンボル番号を示すインデックス）。以下、詳細について説明する。
【００９４】
図２４に示すように、変動周波数軸と遅延時間軸でのＳＰ伝送路特性は、ＳＰの特徴的な配置から変動周波数軸に１／４Ｔｓ、遅延時間軸にＴｕ／１２ずつシフトして繰り返し成分が生じる。この性質より、図２５の領域Ａを変動周波数軸に１／４Ｔｓシフトした領域Ｂでの伝送路特性は、領域Ａでの伝送路特性を遅延時間軸にＴｕ／１２巡回シフトすることで算出することができる。
【００９５】
一方で、実施の形態１では、変動周波数軸での分割に複数のシンボルフィルタを用いているため、ＳＰ伝送路特性を直接変動周波数軸でシフトすることはできない。そのため、ある変動周波数帯において分割された伝送路特性の成分をシンボル時間軸で位相回転することにより、他の変動周波数帯における伝送路特性を算出する。
【００９６】
よく知られるように周波数軸でのシフト処理は逆フーリエ変換した時間領域での位相回転となる。そのため、変動周波数ｆｄに対して逆フーリエ変換したシンボル時間軸ｔｌ（ｌは、シンボル番号を示すインデックス）での伝送路特性は、ｅｘｐ（ｊ２πｔｌ  １／４Ｔｓ）の回転が生じる。ここで、ｔｌは、Ｔｓの整数倍であるので、ｅｘｐ（ｊ２πｔｌ  １／４Ｔｓ）はｅｘｐ（ｊ２πｍ／４）となる。さらに、位相回転因子ｅｘｐ（ｊ２πｍ／４）は、１，ｊ，−１，−ｊの４種類のみを取り得るため、容易に計算でき回路規模を抑えることができる。
【００９７】
これらより、シンボルフィルタ部４３２で抽出された領域Ａをさらにキャリア逆フーリエ変換部により遅延時間軸上で分割し、分割された伝送路特性に対して遅延時間方向にＴｕ／１２巡回シフトし、位相回転因子ｅｘｐ（ｊ２πｍ／４）を乗算することで、領域Ｂを遅延時間軸で分割した伝送路特性が得られる。
【００９８】
同様に、他の１／４Ｔｓの整数倍離れた繰り返し成分に対しても遅延時間にＴｕ／１２の整数倍シフトと、位相回転因子ｅｘｐ（ｊ２πｍ／４）の整数乗で、分割されたＳＰ伝送路特性を算出することができる。
【００９９】
以上の演算を組み合わせることで、分割数Ｍに対し、シンボルフィルタ処理とキャリア逆フーリエ変換処理を半分程度に抑えることが可能である。例えば、第１〜第Ｚの特性分割部４３１−１〜４３１−Ｚに含まれているシンボルフィルタ部４３２により、分割する対象となる全体の領域の半分に対応する領域を、Ｍの半分の数であるＭ／２分割すればよい。
【０１００】
以上で示したように、実施の形態４では、伝送路特性の繰り返し成分の規則性を利用して、簡易な演算を追加することで、伝送路特性の分割に用いるフィルタ処理及びフーリエ変換処理を大幅に削減することができる。
【０１０１】
実施の形態５．
実施の形態５は、フーリエ変換のポイント数を削減することで、遅延時間軸の分割数Ｎを小さくするキャリア逆フーリエ変換部とキャリアフーリエ変換部を備えることを特徴とする。
【０１０２】
実施の形態５におけるキャリア逆フーリエ変換部は、実施の形態１に示した第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部１３２−１〜１３２−Ｍ、実施の形態２に示した第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部２３２−１〜２３２−Ｍ、実施の形態３に示した第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部３３２−１〜３３２−（Ｍ−１）、及び、実施の形態４に示したキャリア逆フーリエ変換４３３に置き換えることができる。
また、実施の形態５におけるキャリアフーリエ変換部は、実施の形態１に示したキャリアフーリエ変換部１６２、実施の形態２に示した第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部２６２−１〜２６２−Ｍ、及び、実施の形態３に示したキャリアフーリエ変換部３６２に置き換えることができる。
【０１０３】
図２６は、実施の形態５におけるキャリア逆フーリエ変換部５３２の構成を概略的に示すブロック図である。キャリア逆フーリエ変換部５３２は、キャリア分割部５３２ａと、逆フーリエ変換部５３２ｂとを備える。
【０１０４】
キャリア分割部５３２ａは、図２７に示すように、キャリア周波数での伝送路特性をＮポイントずつ分割する。例えば、キャリア分割部５３２ａが、ＳＰ伝送路特性を、変動周波数軸における予め定められた複数の区間の成分に分割する。ここで、キャリア分割部５３２ａが分割を行う区間を第３の区間ともいう。
【０１０５】
逆フーリエ変換部５３２ｂは、分割されたＮポイントの伝送路特性の成分を逆フーリエ変換することで、遅延時間軸方向において分割し、遅延時間軸の成分に変換する。実施の形態１、２、３及び４ではＦ＿ＤＦＴ／３ポイントの逆フーリエ変換を行なっていたが、分割することで逆フーリエ変換に用いるポイント数が減るため、演算量及びメモリ容量を低減することができる。
【０１０６】
ここで、Ｎポイントの逆フーリエ変換結果について図２７〜２９を用いて説明する。
図２７に示されているＳＰ伝送路特性を分割せずに逆フーリエ変換を行なった場合、図２８に示す遅延時間での伝送路特性が得られる。この時、検出できる最大遅延時間が、ＳＰが挿入されるキャリア間隔の逆数となり、逆フーリエ変換を行なったポイント数の伝送路特性が得られる。
一方で、分割されたＮポイントの逆フーリエ変換結果を図２９に示す。ここでも同様に、検出できる最大遅延時間が、ＳＰが挿入されるキャリア間隔の逆数となり、逆フーリエ変換を行なったポイント数の伝送路特性が得られる。このため、Ｎポイントの逆フーリエ変換部５３２ｂは、伝送路特性を遅延時間軸でＮポイントに分割していることに相当する。
【０１０７】
次に、実施の形態５では、図示していない繰り返し推定部１４０、繰り返し抑圧部１５０、及び、伝送路特性結合部１６０の加算部１６１では、実施の形態１と同様の処理を行う。但し、繰り返し推定部１４０は、逆フーリエ変換部５３２ｂが逆フーリエ変換した結果について１シンボルの分割領域すべてを用いて、伝送路特性の電力分布を算出し、繰り返し成分を推定すればよい。
【０１０８】
図３０は、実施の形態５におけるキャリアフーリエ変換部５６２の構成を概略的に示すブロック図である。キャリアフーリエ変換部５６２は、フーリエ変換部５６２ａと、キャリア結合部５６２ｂとを備える。
【０１０９】
フーリエ変換部５６２ａは、分割されたＮポイントの処理単位毎に、前段までで不要成分が抑圧された伝送路特性の成分をフーリエ変換し、キャリア周波数軸の成分に変換することで、遅延時間軸方向における結合を行う。
キャリア結合部５６２ｂは、分割された伝送路特性をもとのキャリア周波数軸に並べることで結合する。言い換えると、キャリア結合部５６２ｂは、フーリエ変換部５６２ａで結合された成分を、変動周波数軸方向において結合する。
【０１１０】
以上から、実施の形態５に示す等化装置は、伝送路特性をキャリア周波数で分割し、逆フーリエ変換することで、演算量及びメモリ容量を低減することができる。
【０１１１】
また、キャリア分割部５３２ａは、キャリア周波数でオーバーラップを生じるように分割し、図３１に示されているような窓関数を乗算してから、逆フーリエ変換部５３２ｂに入力しても良い。この場合には、図３２に示されているキャリア逆フーリエ変換部６３２のように、キャリア分割部５３２ａと、逆フーリエ変換部５３２ｂとの間に、キャリア分割部５３２ａの出力に対して窓関数を乗算する窓関数乗算部６３２ｃが設けられる。窓関数を乗算することで、分割区間の端点での不連続性により生じる歪みが低減する。窓関数の形は、すべての窓関数特性の和が一定となるような形が望ましい。例えば、三角関数を用いた窓関数が考えられるが、本発明は三角関数を用いた窓関数に限るものではない。
【０１１２】
また窓関数のルート特性を、キャリア分割部５３２ａと、キャリア結合部５６２ｂの両方で乗算しても良い。窓関数を分割することで、繰り返し抑圧部１５０での分割領域の抑圧及び抽出により生じる歪みをキャリア結合部５６２ｂでの窓関数乗算によって低減できる。
【０１１３】
上記において、逆フーリエ変換部５３２ｂと、実施の形態５では図示していない繰り返し抑圧部１５０と、加算部１６１と、フーリエ変換部５６２ａとは、キャリア分割部５３２ａで分割された区間毎に時分割処理するものとして説明したが、並列処理をしてもよい。
【０１１４】
以上のように、実施の形態５では、伝送路特性の遅延時間軸上での分割に逆フーリエ変換を用いる場合であって、伝送路特性をキャリア周波数軸で分割することで遅延時間軸上での分割数を小さくする方法を示した。これにより、フーリエ変換処理に伴う演算量とメモリ容量を低減できる。また、キャリア周波数軸での分割に窓関数を乗算することで分割や伝送路特性の所望成分の抽出に伴う歪みを低減することができる。
【符号の説明】
【０１１５】
１００，２００，３００  等化装置、  １１０  フーリエ変換部、  １２０  ＳＰ伝送路特性算出部、  １３０，２３０，３３０，３３０＃，４３０  伝送路特性分割部、  １３１−１〜１３１−Ｍ，３３１−１〜３３１−Ｍ  第１〜第Ｍのシンボルフィルタ部、  ２３１−１〜２３１−Ｎ  第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部、  ４３１−１〜４３１−Ｋ  第１〜第Ｋの特性分割部、  ４３１−ｚ  第ｚの特性分割部、  １３２−１〜１３２−Ｍ  第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部、  ２３２−１〜２３２−Ｍ  第１〜第Ｍのキャリア逆フーリエ変換部、  ３３２−１〜３３２−（Ｍ−１）  第１から第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部、  ４３２  シンボルフィルタ部、  ５３２  キャリア逆フーリエ変換部、  ５３２ａ  キャリア分割部、  ５３２ｂ  逆フーリエ変換部、  ３３３−１〜３３３−Ｎ  第１〜第Ｎのシンボルフーリエ変換部、  ４３３  キャリア逆フーリエ変換部、  ３３４−１〜３３４−（Ｍ−１）  第１〜第Ｍ−１のキャリア逆フーリエ変換部、  ４３４−１〜４３４−Ｌ＿ｚ  第１〜第Ｌ＿ｚの遅延時間シフトシンボル時間回転部、  １４０  繰り返し推定部、  １５０  繰り返し抑圧部、  ２５３  伝送路特性出力部、  １６０，２６０，３６０，３６０＃  伝送路特性結合部、  １６１  加算部、  ３６１  第１の加算部、  ２６１−１〜２６１−Ｎ  第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部、  １６２，３６２，５６２  キャリアフーリエ変換部、  ２６２−１〜２６２−Ｍ  第１〜第Ｍのキャリアフーリエ変換部、  ５６２ａ  フーリエ変換部、  ５６２ｂ  キャリア結合部、  ３６３  第２の加算部、  ３６４−１〜３６４−（Ｍ−１）  第１〜第Ｍ−１のキャリアフーリエ変換部、  ３６５−１〜３６５−Ｎ  第１〜第Ｎのシンボル逆フーリエ変換部、  ３６６  伝送路特性出力部、  １７０  等化部、  ３８０  キャリアフィルタ部。
【図１】
2014132744.tif 000009
【図２】
2014132744.tif 000010
【図３】
2014132744.tif 000011
【図４】
2014132744.tif 000012
【図５】
2014132744.tif 000013
【図６】
2014132744.tif 000014
【図７】
2014132744.tif 000015
【図８】
2014132744.tif 000016
【図９】
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【図１０】
2014132744.tif 000018
【図１１】
2014132744.tif 000019
【図１２】
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【図１３】
2014132744.tif 000021
【図１４】
2014132744.tif 000022
【図１５】
2014132744.tif 000023
【図１６】
2014132744.tif 000024
【図１７】
2014132744.tif 000025
【図１８】
2014132744.tif 000026
【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
2014132744.tif 000040