(57)【要約】【課題】周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供する。【解決手段】電動機の磁石磁束位置と磁石磁束推定位置との誤差を推定する軸誤差推定手段と、軸誤差推定値に応じて修正した修正磁石磁束推定位置を推定するｄｃ’ｑｃ’座標変換手段と、モータ電流を前記磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃｑｃ軸回転座標系に対応するｄｃ軸電流成分とｑｃ軸電流成分に変換して推定するｄｃｑｃ座標変換手段と、を備え、ｄ軸及びｑ軸電流補正指令発生手段は、ｄｃ’軸およびｑｃ’軸電流成分に基づいて、該ｄｃ’軸およびｑｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｄｃ’軸およびｑｃ’軸電流変動分を検出し、該ｄｃ’軸およびｑｃ’軸電流変動分を抑制するｄｃ’軸およびｑｃ’軸電流補正指令を生成して、ｄ軸およびｑ軸電流指令を補正する。【選択図】図１
2014212584.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の磁石磁束位置と電動機制御装置内部で仮定している磁石磁束推定位置との軸誤差推定値を推定する軸誤差推定手段と、
前記電動機に流れるモータ電流の再現値に基づいて前記モータ電流を、前記磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃｑｃ軸回転座標系に対応するｄｃ軸電流成分とｑｃ軸電流成分に変換して推定するｄｃｑｃ座標変換手段と、
前記ｑｃ軸電流成分に基づいてｑ軸電流指令を発生するｑ軸電流指令発生手段と、
前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電流指令を発生するｄ軸電流指令発生手段と、
前記モータ電流を前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定手段で推定した軸誤差推定値に応じて修正した修正磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃ’ｑｃ’軸回転座標系に対応するｄｃ’軸電流成分とｑｃ’軸電流成分に変換して推定するｄｃ’ｑｃ’座標変換手段と、
前記ｄｃ’軸電流成分に基づいて、該ｄｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｄｃ’軸電流変動分を検出し、該ｄｃ’軸電流変動分を抑制するｄ軸電流補正指令を生成して、前記ｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正指令発生手段と、
前記ｑｃ’軸電流成分に基づいて、該ｑｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｑｃ’軸電流変動分を検出し、該ｑｃ’軸電流変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正するｑ軸電流補正指令発生手段と、
を備えることを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動機制御装置において、
さらに、
前記ｄ軸電流補正指令発生手段によって補正されたｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流補正指令発生手段によって補正されたｑ軸電流指令と前記電動機の角周波数指令とに基づいてｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を生成する電圧指令演算手段と、
前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換する逆変換手段と、
前記交流電圧指令に基づいてパルス幅変調信号を生成して前記電動機を駆動するインバータを制御するＰＷＭ信号発生手段と、
を備えることを特徴とする電動機制御装置。
【請求項３】
請求項１または、請求項２に記載の電動機制御装置において、
前記修正磁石磁束推定位置は、前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定値を減じた位置であることを特徴とする電動機制御装置。
【請求項４】
請求項１または、請求項２に記載の電動機制御装置において、
前記軸誤差推定手段に前記軸誤差推定値の絶対値を所定値以下に制限する軸誤差推定値リミッタ部を備えることを特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機制御装置に関する。特に同期電動機及び負荷が発生する周期的なトルク外乱によるモータ電流の変動を抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機の負荷が発生する周期的なトルク外乱（例えば、負荷としての圧縮機の圧縮工程に同期した脈動）によるモータ電流の変動の抑制方法としては、特許文献１、２に記載された技術が知られている。また、電動機制御に関連する従来技術として特許文献３、４が知られている。
【０００３】
特許文献１では負荷に連結された電動機を駆動するインバータと、該インバータをパルス幅変調制御により駆動する制御器とを備えた電動機制御装置において、前記制御器は、前記電動機に流れるモータ電流の実効値に関する電流変動分を抽出し、該電流変動分を抑制する補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する電流変動補償手段を備えることにより、周期的なトルク外乱による入力電流の増加を抑制する電動機制御装置の技術が開示されている。
特許文献２では電動機の速度検出値に含まれる脈動分を抽出し、これを打ち消すようにインバータ出力電圧を補正するようにしている。特に、負荷としてのロータリ圧縮機を駆動する電動機の速度変動が、圧縮機の数回転分の平均速度変動より小さい場合は速度変動補償を行わず、平均速度変動より大きい場合に速度変動の一次成分に対応する補償を行うようにしている。これにより、常に速度変動を０とする制御を行う場合に比べて、モータ電流のピーク値を低減する圧縮機のトルク制御方法およびその装置の技術が開示されている。
【０００４】
また、特許文献３では速度制御器や、電流制御器を持たず、磁極軸を基準とした座標軸上（ｄｃ−ｑｃ軸上）で、電動機への印加電圧を演算し、その際、電圧指令演算には、回転速度指令，電流指令などの指令値を用い、トルク電流指令に相当するＩｑ＊を、電流検出値に基づいて演算し与える。このようにすることにより、制御構成を単純化して調整個所を少なくして、制御系の安定化を図り、従来技術のベクトル制御型センサレス方式と同等となる同期電動機の駆動装置の技術が開示されている。
特許文献４ではＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）インバータの主回路の直流側の電流を検出し、ＰＷＭ波形にしたがった主回路の各相アームのスイッチング直前と直後の検出電流を順次サンプリング・記憶し、両サンプリング値の引き算を順次行ってスイッチング前後の直流電流の変化分を求める。この変化分は、各相別の出力電流の情報を含んだ形で変化し、これを各相別に分配して相別の検出電流を得る。また、ＰＷＭ波形からサンプリングタイミングと相別の分配のためのタイミング信号を得る。このようにすることにより、１つの電流センサによる直流側の電流検出により３相交流電流を検出するＰＷＭインバータの出力電流検出装置の技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１６６６９０号公報
【特許文献２】特開平１０−１７４４８８号公報
【特許文献３】特開２００２−２７２１９４号公報
【特許文献４】特開平０８−０１９２６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１では周期的なトルク外乱を抑制することは可能であるが、入力電流を低減してインバータの損失を低減するための軸電流の補正を制御器内部で仮定した仮想磁束軸上の仮想軸電流に基づいて行っているので、補正が適正に行われるとは限らず、入力電流を低減が十分とは言えない。
特許文献２では周期的なトルク外乱を抑制することは可能であるが、同文献には入力電流を低減してインバータの損失を低減することについては十分に配慮されていない。
特許文献３は、一般的なトルク外乱を抑制することを対象としており、周期的なトルク外乱を抑制するにあたってのインバータの損失を低減することについては十分に配慮されていない。
特許文献４は、トルク外乱については対象としていない。
【０００７】
そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の電動機制御装置は、電動機の磁石磁束位置と電動機制御装置内部で仮定している磁石磁束推定位置との軸誤差推定値を推定する軸誤差推定手段と、前記電動機に流れるモータ電流の再現値に基づいて前記モータ電流を、前記磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃｑｃ軸回転座標系に対応するｄｃ軸電流成分とｑｃ軸電流成分に変換して推定するｄｃｑｃ座標変換手段と、前記ｑｃ軸電流成分に基づいてｑ軸電流指令を発生するｑ軸電流指令発生手段と、前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電流指令を発生するｄ軸電流指令発生手段と、前記モータ電流を前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定手段で推定した軸誤差推定値に応じて修正した修正磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃ’ｑｃ’軸回転座標系に対応するｄｃ’軸電流成分とｑｃ’軸電流成分に変換して推定するｄｃ’ｑｃ’座標変換手段と、前記ｄｃ’軸電流成分に基づいて、該ｄｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｄｃ’軸電流変動分を検出し、該ｄｃ’軸電流変動分を抑制するｄ軸電流補正指令を生成して、前記ｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正指令発生手段と、前記ｑｃ’軸電流成分に基づいて、該ｑｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｑｃ’軸電流変動分を検出し、該ｑｃ’軸電流変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正するｑ軸電流補正指令発生手段と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る電動機制御装置がインバータを制御する構成の電動機駆動装置を用いて、ＰＭモータを駆動するモータ駆動制御システムの構成を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る電動機制御装置に備えられた周期Ｉｄ＊発生器と周期Ｉｑ＊発生器の構成例を示す図であり、（ａ）は周期Ｉｄ＊発生器のブロック構成図、（ｂ）は周期Ｉｑ＊発生器のブロック構成図である。
【図４】本発明の実施形態に係る電動機制御装置内で仮定されるｄｃｑｃ軸座標、及びｄｃ’ｑｃ’軸座標とＰＭモータのｄｑ軸座標との関係を説明する図である。
【図５】比較例の電動機制御装置を用いたモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及び参考としてのｄｃ’ｑｃ’軸座標で説明する図である。
【図６】比較例の電動機制御装置の構成と、この電動機制御装置に制御されるインバータと、直流電源と、インバータによって駆動されるＰＭモータと圧縮機の関連する構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
【００１３】
（実施形態）
本発明の実施形態に係る電動機制御装置について図を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成を示すブロック図である。
また、図２は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１がインバータ３を制御する構成の電動機駆動装置２を用いて、永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ：Permanent Magnet motor、以下、ＰＭモータと略す。）５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を示す図である。
【００１４】
まず、図１、図２を参照して、電動機制御装置１と前記したモータ駆動制御システムの構成を説明する。その後、図１を参照して、電動機制御装置１の詳細を説明する。
【００１５】
［電動機制御装置およびモータ駆動制御システムの構成］
前記したように、本発明の実施形態の電動機制御装置１の詳細を説明する前に、電動機制御装置１が制御するインバータ３がＰＭモータ５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を先に説明する。
【００１６】
＜モータ駆動制御システムの構成＞
図２は、前記したように、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１がインバータ３を制御する構成の電動機駆動装置２を用いて、ＰＭモータ５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を示す図である。ただし、図２では、直流電源４、空気調和機（不図示）の圧縮機６、電流検出器７、ωｒ＊発生器９もあり、これらを含めて次に説明する。
図２において、ＰＭモータ５を駆動する電動機駆動装置２は、直流電源４から出力される直流を所望の周波数及び電圧を有する交流に変換する三相ブリッジ構成のインバータ３と、このインバータ３を制御する電動機制御装置１と、電動機制御装置１に電動機の回転数指令ωｒ＊を与える回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）９と、インバータ３の直流電源側に流れる電流を検出する電流検出器７を備えて構成されている。
【００１７】
インバータ３は、電動機制御装置１から出力されるパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に従って駆動、制御され、直流電源４の直流電力（電圧）を所望の周波数及び電圧の三相交流電力（電圧）に変換し、この三相交流電圧をＰＭモータ５に印加する。
なお、インバータ３によって駆動されるＰＭモータ５の負荷は、一例として空気調和機（不図示）の圧縮機６である。空気調和機に備えられた圧縮機６は、圧縮工程に同期した脈動を有する。
また、インバータ３に直流電力（電圧）を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を直流に整流するダイオードブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動分を抑制する平滑コンデンサ４３を有して構成されている。
【００１８】
＜電動機制御装置の構成の概要＞
本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成の概要について、以下に説明する。
なお、以下の説明において、各記号の添え字の「＊」は指令を意味し、「ｃ」は電動機制御装置１内における推定値等を意味し、「ｃ’」は磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減じた修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とする修正を意味するものとする。
また、ＰＭモータ５内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸として、併せてｄｑ軸（ｄ−ｑ軸）とする。
これに対し、後記する図４に示すように、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸（ｄｃ−ｑｃ軸）と定義し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とするｄｑ軸をｄｃ’ｑｃ’軸（ｄｃ’−ｑｃ’軸）と定義して両者のずれを軸誤差推定値Δθｄｃとする。
なお、図４のｄｑ軸、ｄｃｑｃ軸、ｄｃ’ｑｃ’軸のベクトル関係の詳細については後記する。
【００１９】
前記したように、図１は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成を示すブロック図である。
まず、図１に示した電動機制御装置１の構成の概要を先に説明し、その後、各部における動作、機能、および細部の構成を説明する。
【００２０】
《指令変換器２２、加減算器１９ω》
図１において、回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）９（図２）から入力される回転数指令ωｒ＊は、指令変換器２２に入力される。
指令変換器２２は、入力される回転数指令ωｒ＊を角周波数指令ω１＊に変換して、電圧指令演算器１５と加減算器１９ωに出力する。
加減算器１９ωにおいて、角周波数指令ω１＊から、後記する比例補償器２１の出力信号Δω１を減算し、その信号ω１ｃを積分器２３に出力する。
【００２１】
《積分器２３、加減算器１９θ》
積分器２３は、入力される電気角の角周波数指令ω１＊を補正したω１ｃを積分してＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置（位相角）θｄにほぼ相当する磁石磁束推定位置θｄｃに変換する。
磁石磁束推定位置θｄｃの信号は、加減算器１９θとｄｑ逆変換器１６とｄｃｑｃ座標変換器２０に入力する。
次に、加減算器１９θへの信号の流れについて説明する。なお、ｄｑ逆変換器１６とｄｃｑｃ座標変換器２０については後記する。
【００２２】
加減算器１９θは、入力された磁石磁束推定位置θｄｃから後記する軸誤差推定値リミッタ部２８を通過後の軸誤差推定値Δθｄｃを減算し、磁石磁束推定位置θｄｃよりもＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄに近い修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を生成する。
この磁石磁束推定位置θｄｃは、後記するように、電動機制御装置１の内部で仮定しているＰＭモータ５の磁石磁束位置である。
【００２３】
《電流再現器８》
一方、電流検出器７（図２）により検出される直流電流Ｉ０は、電流再現器８に入力される。電流再現器８（図１）は、直流電流Ｉ０に基づいてＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算により再現して、ｄｃｑｃ座標変換器２０、及び、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２に出力する。
【００２４】
《ｄｃｑｃ座標変換器２０、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２、Ｉｄ＊発生器１３、Ｉｑ＊発生器１４》
ｄｃｑｃ座標変換器（ｄｃｑｃ座標変換手段）２０は、入力される三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを前記した磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄｃ、ｑｃ各軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに座標変換する。
変換されたｄｃ軸電流成分Ｉｄｃとｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、後記するΔθ推定器１８に入力される。
また、変換されたｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、Ｉｑ＊発生器１４に入力される。
【００２５】
Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流指令発生手段）１４は、前記Ｉｑｃに基づいてｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。
このｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、加減算器１９ｑとＩｄ＊発生器１３とに入力される。
Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流指令発生手段）１３は、前記ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいてｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。
【００２６】
ｄｃ’ｑｃ’座標変換器（ｄｃ’ｑｃ’座標変換手段）１２は、入力される三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、前記した修正磁石磁束推定位置θｄｃ’に基づいて、ｄｃ’、ｑｃ’各軸上の電流成分Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’に座標変換する。
【００２７】
また、変換されたｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’は、後記する周期Ｉｄ＊発生器１０に入力される。
また、変換されたｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’は、後記する周期Ｉｑ＊発生器１１に入力される。
【００２８】
なお、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃ、ｄｃ’軸上の電流成分Ｉｄｃ’、ｑｃ’軸上の電流成分Ｉｑｃ’、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、磁石磁束推定位置θｄｃ、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を、適宜、それぞれ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｉｄｃ’、 Ｉｑｃ’、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、θｄｃ、θｄｃ’と簡略化して表記する。
【００２９】
《周期Ｉｄ＊発生器１０、周期Ｉｑ＊発生器１１》
周期Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流補正指令発生手段）１０は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２により変換されたｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’の変動分を計算し、その変動分（脈動分）を打ち消すようにｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を求める。なお、ｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊は正弦波状の指令である。
また、周期Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流補正指令発生手段）１１は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２により変換されたｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’の変動分を計算し、その変動分を打ち消すようにｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊を求める。また、ｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊は正弦波状の指令である。
なお、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の回路構成および動作の詳細は後記する。
【００３０】
《加減算器１９ｄ、加減算器１９ｑ、電圧指令演算器１５》
加減算器１９ｄでは、前記したｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を加算し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を補正した補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊を出力する。
加減算器１９ｑでは、前記したｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊を加算し、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正した補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊を出力する。
【００３１】
電圧指令演算器（電圧指令演算手段）１５には、前記補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊及び指令変換器２２から出力される角周波数指令ω１＊を入力し、それらに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算して、これらのＶｄｃ＊とＶｑｃ＊をｄｑ逆変換器１６に出力する。
【００３２】
なお、補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を、適宜、それぞれ、Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と簡略化して表記する。
【００３３】
《ｄｑ逆変換器１６、ＰＷＭ信号発生器１７》
ｄｑ逆変換器（逆変換手段）１６は、前記した積分器２３から出力される磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換して、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ信号発生手段）１７に出力する。
【００３４】
ＰＷＭ信号発生器１７は、入力される三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ３（図２）のスイッチ素子を制御するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させ、このＰＷＭ信号（計６信号）をインバータ３に出力する。
これにより、インバータ３は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた周波数及び電圧の交流電圧を発生してＰＭモータ５（図２）に供給する。
【００３５】
《Δθ推定器１８、軸誤差推定値リミッタ部２８、比例補償器２１》
また、Δθ推定器（軸誤差推定手段）１８は、ＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄと、電動機制御装置１内部で仮定している磁石磁束推定位置θｄｃとの誤差に相当する軸誤差推定値Δθｄｃを演算して比例補償器２１と前記した軸誤差推定値リミッタ部２８に出力する。
なお、この際にΔθ推定器１８が入力として必要な信号（情報）は、Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊である。
【００３６】
軸誤差推定値リミッタ部２８は、入力した軸誤差推定値Δθｄｃの絶対値を所定値以下に制限する。所定値以下であれば、軸誤差推定値Δθｄｃは、そのまま加減算器１９θに入力する。
この軸誤差推定値リミッタ部２８により、負荷変動が激しいときにΔθ推定器１８の出力する軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値となった場合においても、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
なお、前記の所定値は、発散することなしに制御を安定して継続する観点から定める値である。ただし、ＰＭモータの諸定数によって、適切な値が異なるため、実験により求めることが望ましい。
【００３７】
比例補償器２１は、軸誤差推定値Δθｄｃを零に制御するための角周波数の補正値Δω１を演算し、この信号を加減算器１９ωに入力する。
そして、加減算器１９ωを介して、前述したように角周波数指令ω１＊を補正し、磁石磁束推定位置θｄｃを生成する際に関与している。
【００３８】
以上の構成によって、磁石磁束位置θｄに位相の近い磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄｃｑｃ座標変換器２０及びｄｑ逆変換器１６において座標変換が行われ、また、磁石磁束位置θｄに位相の極めて近い修正磁石磁束推定位置θｄｃ’に基づいて、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２において座標変換が行われる。
【００３９】
＜実施形態の各部の動作、機能、細部の構成＞
以上、電動機制御装置１の構成の概要について、述べたが、次に、実施形態の各部の動作、機能、および細部の構成について説明する。
【００４０】
《回転数指令ωｒ＊、角周波数ω１＊、ω１ｃ》
回転数指令発生器９（図２）から入力される回転数指令ωｒ＊は、指令変換器（Ｐ／２）２２において、ＰＭモータ５の極数Ｐを用い、ＰＭモータ５の角周波数ω１＊に変換される。
ω１＊＝（Ｐ／２）・ωｒ＊        ・・・（式１）
【００４１】
また、加減算器１９ωでω１＊は比例補償器２１の出力Δω１だけ補正されて角周波数ω１ｃとなる。
ω１ｃ＝ω１＊−Δω１            ・・・（式２）
【００４２】
《磁石磁束推定位置θｄｃ、軸誤差推定値Δθｄｃ、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’》
また、積分器２３でＰＭモータ５に印加する交流電圧の磁石磁束推定位置（位相）θｄｃが求められる。
θｄｃ＝（１／ｓ）・ω１ｃ        ・・・（式３）
なお、ｓはラプラス変換の微分演算子であり、（１／ｓ）は積分を意味する。
【００４３】
また、加減算器１９θにおいて、磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減算して、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が求められる。
θｄｃ’＝θｄｃ−Δθｄｃ        ・・・（式４）
【００４４】
《三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃ》
一方、電流再現器８は、電流検出器７により検出された直流電流Ｉ０に基づいて、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算により求めて再現する。
この電流再現器８による再現演算は、スイッチング制御される三相ブリッジ接続された各相のスイッチ素子がオンからオフ及びオフからオンに変化するタイミングをＰＷＭ信号に基づいて検出し、各相のスイッチ素子のオン・オフ変化タイミングの前後における直流電流Ｉ０の差を求め、その差電流を三相の各相の交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃとするものである。
【００４５】
《Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊》
このようにして再現された三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｃｑｃ座標変換器２０において、角周波数ω１ｃで回転する回転直交座標軸（ｄｃｑｃ軸）上のｄｃ軸電流成分Ｉｄｃとｑｃ軸電流成分Ｉｑｃに変換される。
また、三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２において、角周波数ω１ｃで回転する回転直交座標軸（ｄｃ’ｑｃ’軸）上のｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’とｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’に変換される。
なお、ｄｑ軸、ｄｃｑｃ軸、ｄｃ’ｑｃ’軸のベクトル関係の詳細については後記する。
【００４６】
ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、Ｉｑ＊発生器１４で処理されて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊が発生する。
また、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃは、Ｉｄ＊発生器１３で処理されて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が発生する。ただし、非突極型回転子のＰＭモータ５では、通常はＩｄ＊＝０である。
【００４７】
また、ｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’は、周期Ｉｄ＊発生器１０で処理されてｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊が発生する。
また、ｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’は、周期Ｉｑ＊発生器１１で処理されてｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊が発生する。
なお、ｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊とｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊の詳細については後記する。
【００４８】
Ｉｄ＊発生器１３のｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、加減算器１９ｄでｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を加えられて補正され、補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊となる。
Ｉｑ＊発生器１４のｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、加減算器１９ｑでｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊により補正され、補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊となる。
補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊は、ともに電圧指令演算器１５に入力される。
【００４９】
《ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊》
電圧指令演算器１５は、前記の補正された補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊、および指令変換器２２から入力される角周波数指令ω１＊に基づいて、ＰＭモータ５への印加電圧のｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算する。
【００５０】
《三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊》
電圧指令演算器１５で求められたｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊は、ｄｑ逆変換器１６に入力され、積分器２３から出力される交流電圧の磁石磁束推定位置（位相）θｄｃに従って三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。
【００５１】
ＰＷＭ信号発生器１７は、交流量の三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅と極性に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。
このＰＷＭ信号の生成は演算等により生成することができるが、概念的には三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を三角波等の搬送波により変調して生成することに相当する。
このＰＷＭ信号発生器１７のＰＷＭ信号によりインバータ３の三相ブリッジ構成された上下アームの各スイッチ素子がオン・オフ制御され、ＰＭモータ５は三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた電圧により駆動制御される。
【００５２】
《Δθｄｃ、θｄｃ、θｄｃ’》
Δθ推定器１８では、電圧指令演算器１５の出力信号Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と、ｄｃｑｃ座標変換器２０の出力信号であるｄｃ、ｑｃ各軸上に座標変換されたＩｄｃ、Ｉｑｃとに基づき、ＰＭモータ５の磁石磁束位置θｄと、電動機制御装置１内の磁石磁束推定位置θｄｃとの軸誤差推定値Δθｄｃの演算を行う。
ここで、軸誤差推定値Δθｄｃは、後記する図４に示すベクトル図によって定義される。
【００５３】
後記する図４に示すように、ＰＭモータ５内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これに対し、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸と定義し、両者のずれが軸誤差推定値Δθｄｃに相当する。
したがって、軸誤差推定値Δθｄｃを求めることができれば、磁石磁束推定位置θｄｃを修正することにより、電動機制御装置１内で仮定しているｄｃｑｃ軸をＰＭモータ５の実際の磁石磁束に係るｄｑ軸に収束させることができ、いわゆる磁極位置センサレス制御を実現できる。
具体的に、Δθｄｃの推定演算は、詳細な導出過程を省略するが、次の式５によってΔθｄｃを求められる。
【００５４】
【数１】
2014212584.tif 000003
ここで、ＲはＰＭモータの巻線抵抗、ＬはＰＭモータのインダクタンス（非突極型の場合：Ｌ＝Ｌｄ＝Ｌｑ）、ω（ω１ｃ）は角周波数である。
【００５５】
このようにして求められた軸誤差推定値Δθｄｃを磁石磁束推定位置θｄｃから加減算器１９θで減算することで、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が求められる。
この修正磁石磁束推定位置θｄｃ’とＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄとの差が修正軸誤差推定値Δθｄｃ’になる。
なお、前記したように、軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値（所定値より大）となりすぎて、制御が発散する可能性がある場合には、軸誤差推定値リミッタ部２８で軸誤差推定値Δθｄｃは、前記の所定値に抑えられる。
また、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’は、前記したように、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２に入力している。
【００５６】
また、軸誤差推定値Δθｄｃに基づき、これが零になるように比例補償器（ＫＰＬＬ）２１を介して角周波数ω１＊に補正を加えるフィードバック制御を行うことで、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’も零になる。
なお、比例補償器（ＫＰＬＬ）２１は、前記したように、Δθｄｃを零に制御するための角周波数の補正値Δω１を演算し、加減算器１９ωを介して、前述したように角周波数指令ω１＊を補正して磁石磁束推定位置θｄｃを生成するようになっている。また、比例補償器２１における実際の動作は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて行っているので、比例の定数を「ＫＰＬＬ」と表記している。
【００５７】
なお、磁石磁束位置θｄ、磁石磁束推定位置θｄｃ、軸誤差推定値Δθｄｃ、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’を、適宜、それぞれ、θｄ、θｄｃ、Δθｄｃ、Δθｄｃ’と簡略化して表記する。
【００５８】
＜ｄｑ軸座標と、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標の関係＞
図４は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置内で仮定されるｄｃｑｃ軸座標、及びｄｃ’ｑｃ’軸座標とＰＭモータのｄｑ軸座標との関係を説明する図である。なお、図３については後記する。
図４において、ＰＭモータ５（図２）内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。
これに対し、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸と定義し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とするｄｑ軸をｄｃ’ｑｃ’軸と定義して両者のずれを軸誤差推定値Δθｄｃとする。
図４のベクトル図に示すように、ｄｃ軸とｄ軸との角度差であるΔθｄｃが正の場合、電動機制御装置１内で仮定されるｄｃｑｃ軸が、ＰＭモータ５におけるｄｑ軸よりも進んでいることになる。
【００５９】
この場合には、電動機制御装置１（図１）内で角周波数ω１＊を補正量Δω１だけ下げることで、Δθｄｃを減少させることができる。
逆に、Δθｄｃが負の場合は、補正量Δω１だけ角周波数ω１＊を上げて、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸を一致させることができる。
なお、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸が一致した場合には、補正量Δω１を０として、元の角周波数ω１＊に戻る。
このように制御することで、ＰＭモータ５の磁極の位置センサを用いることなく、制御器内部の磁石磁束位置θｄｃを、実際のＰＭモータ５内の磁石磁束位置θｄに収束させることができる。
【００６０】
＜モータの入力電流（電力）の低減について＞
次に、モータの入力電流（電力）の低減について述べる。
負荷として圧縮工程に同期した脈動を伴う圧縮機６（図２）の入力電力（消費電力）が最小になるのは、モータ電流の波高値が時間軸において揃った場合であることが知られている。
この場合、周期的に変動するモータ電流の変動低減を行うために、モータ電流の変動を抑制する補正信号をインバータに付加するとともに、その補正量をリミッタで制限して、交流実効値の低減をすることが行われている。
しかし、圧縮機のモータ電流の変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なり、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化する。そのため、リミッタに常に最適な値を設定することは非常に困難である。
【００６１】
そこで、本実施形態では、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１を設けて、ＰＭモータ５の入力電流を効果的に低減するようにしている。
これについて図３を用いて説明する。
【００６２】
＜周期Ｉｄ＊発生器と周期Ｉｑ＊発生器：その１＞
図３は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置に備えられた周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の構成例を示す図であり、（ａ）は周期Ｉｄ＊発生器のブロック構成図、（ｂ）は周期Ｉｑ＊発生器のブロック構成図である。
【００６３】
《周期Ｉｄ＊発生器１０》
図３（ａ）において、周期Ｉｄ＊発生器１０は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２から出力されるｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’を取り込んで、その変動分ΔＩｄｃ’を単相−ｄｑ座標変換器２５１ｄにて、ｓｉｎ成分のΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分のΔＩｄｑｓに分解する。
次いで、一次遅れフィルタ２５２ｄにて交流成分を削除し、ｓｉｎ成分のΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分のΔＩｄｑｓのそれぞれの脈動分を抽出する。
なお、図３（ａ）において、一次遅れフィルタ２５２ｄのブロックに表記したＴＩｄＡＣＲは、１次遅れの定数を表す所定の定数である。また、ｓはラプラス変換の微分演算子を表記している。
【００６４】
そして、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９１、１９２により零発生器２０１から与えられる零との偏差をｄ軸およびｑ軸に関して演算する。
これらの偏差に基づき、積分制御器２５３ｄが積分補償を行い、脈動分を零に制御する。
なお、図３（ａ）において、積分制御器２５３ｄのブロックに表記したＫｉＩｄＡＣＲは、比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。また、１／ｓは積分の演算を表記している。
【００６５】
補正電流値リミッタ部２５５ｄでは、積分制御器２５３ｄが算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。
補正電流値リミッタ部２５５ｄから出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、それぞれｄｑ−単相逆変換器２５４ｄによって単相信号に逆変換され、周期Ｉｄ＊発生器１０においては、ｄ軸電流成分の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊として出力される。
この補正指令Ｉｄｓｉｎ＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に加減算器１９ｄを介して加算され、電圧指令演算器１５（図１）に入力されるＩｄ＊＊となる。
なお、補正電流値リミッタ部２５５ｄは、図３（ａ）においては、単に「リミッタ」と表記している。
【００６６】
《周期Ｉｑ＊発生器１１》
図３（ｂ）に示した、周期Ｉｑ＊発生器１１についても同様に、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２から出力されるｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’を取り込む。
その変動分ΔＩｑｃ’をｓｉｎ成分ΔＩｑｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｑｑｓに分解する。
次いで、一次遅れフィルタ２５２ｑにて交流成分を削除し、ｓｉｎ成分ΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｄｑｓの脈動分を抽出する。
次いで、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９１、１９２により零発生器２０１から与えられる零との偏差を求め、積分制御器２５３ｑによって積分補償を行い、脈動分を零に制御する。
なお、図３（ｂ）において、一次遅れフィルタ２５２ｑのブロックに表記したＴＩｑＡＣＲは、１次遅れの定数を表す所定の定数である。ｓはラプラス変換の微分演算子を表記している。
【００６７】
また、積分制御器２５３ｑのブロックに表記したＫｉＩｑＡＣＲは、比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。また、１／ｓは積分の演算を表記している。
そして、補正電流値リミッタ部２５５ｑは、積分制御器２５３ｑから出力される補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。リミッタ部２５５ｑから出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、ｄｑ−単相変換器２５４ｑによって単相信号に逆変換され、ｑ軸電流成分の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊として出力される。
この補正指令Ｉｑｓｉｎ＊は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に加減算器１９ｑを介して加算され、電圧指令演算器１５に入力されるＩｑ＊＊となる。
【００６８】
＜周期Ｉｄ＊発生器と周期Ｉｑ＊発生器：その２＞
以上説明したように、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１によれば、ｄｃ’、ｑｃ’軸各軸における各周波数成分の脈動を打ち消すような補正電流指令Ｉｄｓｉｎ＊、Ｉｑｓｉｎ＊を発生させることができる。
そして、これらの補正電流指令をｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ加え合わせて補正し、インバータ３を駆動する指令電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を調整することにより、モータ電流の波高値を揃えることができる。
【００６９】
一般に、圧縮機の負荷トルクの変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なることから、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化してしまうため、予め補正量を設定することでは、対応することができない。
それに対して、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１による補償制御は、モータ電流の波高値を揃えることを直接、狙ったものであり、格別なリミッタ調整の必要がないため、容易にモータの入力電流の低減を行うことができる。したがって、圧縮機の種類、運転圧力条件等が異なっていてもモータの入力電流の低減が可能となる。
【００７０】
＜本実施形態の効果＞
本実施形態によれば、モータ電流の検出値に相関するｄｃ’、ｑｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’の変動分を求め、その変動分を低減するようにｄ、ｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を補正するようにしているので、リミッタ調整をすることなく、モータの入力電流の低減を行うことができる。
【００７１】
また、本実施形態によれば、周期的なモータ電流の変動を抑制することで入力電流を低減でき、インバータの損失を低減して、高効率な圧縮機の運転を可能にした空気調和機を実現できる。また、振動、騒音により低回転で運転できなかった圧縮機を用いた空気調和機に対しても、低回転で高効率な運転ができる。これにより、低速高効率モータを使用でき大幅な省エネルギを期待できる。
【００７２】
また、Δθ推定器１８やＩｑ＊発生器１４に入力するモータ電流を、磁石磁束推定位置θｄｃを磁束軸とするｄｃｑｃ座標変換器２０で求めたｄｃ軸上の電流成分Ｉｄｃやｑｃ軸上の電流成分ＩｑｃをΔθ推定器１８やＩｑ＊発生器１４に入力する。
この方法をとることで、磁極位置センサレス制御の主な部分は、従来から実施されて信頼性も確かな方法で構成できる。
また、モータ電流の変動を抑制する部分は、モータ電流の変動分をより正確に抽出できるように、軸誤差推定値を加味した座標変換によって得られたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分に基づいて求める。
これらの方法をとることにより、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令を補正してモータ電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減することができる。
【００７３】
＜比較例＞
次に、電動機の制御装置の比較例をあげて、本発明の実施形態との相異について説明する。
一般に、電動機の制御装置では、負荷トルクが変動したときに、モータ電流Ｉｍと軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃが変動する。そして、暫時の振動の後に、負荷トルクに見合ったモータ電流Ｉｍで収束するとともに、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃも零になるように制御される。
負荷トルクが周期的に変動した場合は、負荷トルクの変動周期で、モータ電流Ｉｍと軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃも変動し続ける。
また、前記したように、モータの入力電力が最小になるのは、モータ電流の波高値が揃った場合である。
【００７４】
比較例の電動機制御装置として、負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの振幅を減衰させるため、ｄｑ軸電流指令発生手段からのｄｑ軸電流指令をｄｑ軸電流補正指令発生手段からのｄｑ軸電流補正指令で補正する方法を、次に説明する。
【００７５】
《比較例の電動機制御装置の概略回路構成》
比較例の電動機制御装置６０１の概略の回路構成を説明する。
図６は、比較例の電動機制御装置６０１の構成と、この電動機制御装置６０１に制御されるインバータ３と、直流電源４と、インバータ３によって駆動されるＰＭモータ５と圧縮機６の関連する構成を示す図である。なお、図５については後記する。
また、図６に示す比較例の回路構成は、本発明の実施形態の回路構成である図１、図２と、共通する要素が多い。この共通する部分における重複する説明は省略する。
比較例の図６と、本発明の実施形態の図１との相違点を主として説明する。
【００７６】
比較例の電動機制御装置６０１の概略の回路を表す図６では、電圧指令演算器１５に負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃを補正する方法として、周期Ｉｄ＊発生器６１０と周期Ｉｑ＊発生器６１１の信号を用いている。
周期Ｉｄ＊発生器６１０には、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが入力し、周期Ｉｑ＊発生器６１１には、ｑｃ軸電流Ｉｑｃが入力している回路構成となっている。
この回路構成では、ｄｑ軸電流補正指令発生手段は、電動機制御装置内部で仮定している磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて座標変換して推定したｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃを用いて補正量を演算する。
つまり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正をそれぞれｄｃｑｃ軸電流成分のＩｄｃ、Ｉｑｃを用いて行っている。
この場合のモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及び参考としてのｄｃ’ｑｃ’軸座標のベクトルの関連を次に説明する。
【００７７】
《比較例におけるｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標について》
図５は、比較例の電動機制御装置６０１を用いたモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及び参考としてのｄｃ’ｑｃ’軸座標で説明する図である。
図５において、ｄ軸およびｑ軸に、モータ電流のそれぞれｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが表記されている。
また、電動機制御装置６０１の内部に仮定されたｄｃｑｃ軸座標と、その座標上に表されるｄｃ軸電流（成分）Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流（成分）Ｉｑｃが表記されている。
なお、図６の回路において、ｄｃ’ｑｃ’軸座標は、存在しないが、本実施形態の図１の回路および図４のベクトル図との比較のために、参考に表記している。
【００７８】
図５に示すように、比較例の場合には、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸との軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは、ｄｑ軸とｄｃ’ｑｃ’軸との軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃ’よりも大きい。
したがって、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃが大きいところでは、同じ電流のｄ、ｑ軸電流成分Ｉｄ、Ｉｑとの差が大きく、補正量を適正に演算できない場合があり、不適正な補正によって、モータ電流の変動がなかなか収束しない要因となっている。
なお、図５におけるＩｍは、モータ電流であり、
Ｉｍ２＝Ｉｄ２＋Ｉｑ２＝Ｉｄｃ２＋Ｉｑｃ２＝Ｉｄｃ’２＋Ｉｑｃ’２
の関係がある。
また、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは、前述の式５から計算できるが、式５にはモータの諸定数（Ｒ、Ｌ）が含まれ、モータの諸定数はモータ１台毎にバラツキがあり、制御ソフトでは代表的な値で演算するため、演算で求めた軸誤差と実際の軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは多少異なっている。
【００７９】
＜電動機制御装置の実施形態と比較例との比較＞
本発明の実施形態の電動機制御装置は、前記したように図１の回路を構成している。
図１においては、電圧指令演算器１５に負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃを補正する方法として、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の信号を用いており、周期Ｉｄ＊発生器１０には、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ’が入力し、周期Ｉｑ＊発生器１１には、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃ’が入力している回路構成となっている。
つまり、本発明の実施形態の電動機制御装置１においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正を、それぞれｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’、ｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’を用いて行っている。
これは、前記の比較例の電動機制御装置６０１において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正を、それぞれｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃを用いて行っていることと異なる点である。
【００８０】
この場合のモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標のベクトルの関連を前記した図５で重ねて説明する。
図５（図４）において、ｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標の関連が示されている。前記したように、本発明の実施形態の電動機制御装置１においては、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の補正をＩｄｃ’、Ｉｑｃ’を用いて行っているので、ｄｑ軸座標とｄｃ’ｑｃ’軸座標の間のΔθｄｃ’の変換となる。このΔθｄｃ’は、前記した比較例のｄｑ軸座標とｄｃｑｃ軸座標の間のΔθｄｃよりも小さい。
【００８１】
このように、本発明の実施形態の電動機制御装置では、ｄｑ座標変換の磁束軸を従来の磁石磁束推定位置θｄｃより、ＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄに近い位置になる修正磁石磁束推定位置θｄｃ’にして、座標変換する。
したがって、変換されたｄｃ’軸電流成分、ｑｃ’軸電流成分は、ＰＭモータの実際のｄ軸電流成分、ｑ軸電流成分に近い値となって、素早く収束し、制御の安定性が向上する。
また、負荷トルクの変動に起因する軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの脈動も、ＰＭモータの実際の磁束軸の近辺での小さな脈動になるので、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの脈動によって生ずるモータ電流の変動が抑制され、インバータの損失を低減することができる。
この場合、ＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄに近い位置になる修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準として、座標変換するので、モータ電流の変動分をより正確に抽出できる。
【００８２】
また、本発明の実施形態の電動機制御装置では、Δθ推定器１８の後に、比較例にはない軸誤差推定値リミッタ部２８を備えている。前記したように、この軸誤差推定値リミッタ部２８の作用により、負荷変動が激しいときに軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値となった場合においても、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
この優れた安定性は、比較例を大きく上回る。
【００８３】
以上により、ＰＭモータの磁極位置センサレス制御の主な部分として、ｄ軸電流指令の発生、ｑ軸電流指令の発生に従来から使用実績がある技術を使用した方法を採用して信頼性を確保し、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令に対する補正はモータ電流の変動分をより正確に抽出できるように、軸誤差推定値を加味した座標変換によって得られたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分に基づいて求め、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令を補正してモータ電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
【００８４】
以上、説明した実施形態の構成とそれによる効果について、一部重複するが以下にあらためて列挙する。
【００８５】
《構成と効果１》
以上の実施形態の構成において、電動機制御装置１においては、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減じた位置である。
これにより、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’はＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄに極めて接近し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を座標軸（ｄｃ’ｑｃ’軸）として、座標変換して求めたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分はＰＭモータ５の実際のｄ軸上の電流成分、ｑ軸上の電流成分に極めて近くなり、これに基づいて補正したｄ軸電流補正指令、ｑ軸電流補正指令により、電動機を素早く安定させて制御することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
【００８６】
《構成と効果２》
また、電動機制御装置１は、軸誤差推定手段であるΔθ推定器１８の出力に軸誤差推定値リミッタ部２８を備え、軸誤差推定値Δθｄｃの絶対値を所定値以下に制限している。
これにより、比例補償器２１などの定数の設定で、制御上の特異点が生じた場合や、負荷の変動が激しい場合でも、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機（ＰＭモータ５）の入力電流の変動を抑制し、インバータ３の損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
【００８７】
《構成と効果３》
また、電動機制御装置１は、周期Ｉｄ＊発生器１０および周期Ｉｑ＊発生器１１において、補正電流値リミッタ部２５５ｄ、２５５ｑで、積分制御器２５３ｄ、２５３ｑが算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。すなわち、周期Ｉｄ＊発生器１０および周期Ｉｑ＊発生器１１のそれぞれの出力であるｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊、ｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊の補正指令値に制限をかける。
これにより、負荷の変動が激しい場合でも、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機（ＰＭモータ５）の入力電流の変動を抑制し、インバータ３の損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
【００８８】
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
【００８９】
《回路構成》
本発明の電動機制御装置の実施形態を示す図１の回路構成において、各回路の機能をブロック図で説明したが、それぞれの機能ブロックを個別のハードの回路で構成してもよいし、また、ＭＰＵ（Micro-Processing Unit）やＣＰＵ（Central Processing Unit）などの制御用ＩＣを媒体としたソフトウェアプログラムによって、全体で一括して制御する構成にしてもよい。
【００９０】
《電動機および圧縮機》
本発明の実施形態において、図２における電動機をＰＭモータ５として説明した。しかし、本発明が対象とする電動機は、ＰＭモータに限られるものではなく、例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなど、他の同期電動機ついても同様に適用することができる。
また、圧縮機には、スクロール圧縮機、ロータリ圧縮機、レシプロ圧縮機を用いることができる。
また、圧縮機６は、空気調和機に備えられているとしたが、冷蔵装置や冷凍装置に備えられた圧縮機でもよい。
【００９１】
《モータ電流の検出方法》
また、本発明の実施形態の説明では、図２において、インバータ３に流れる直流電流Ｉ０を電流検出器７で検出して、モータ電流を再現する例を示した。しかし、本発明は、これに限らず、直流電流Ｉ０に代えて、モータ巻き線の各相に流れる電流をそれぞれシャント抵抗や直接ホールＣＴ（Ｃurrent Ｔransformer）により検出する、あるいは、交流電源４１とダイオードブリッジ４２の間にトランス等を用いた電流検出手段により検出した電流を用いても同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【００９２】
１    電動機制御装置
２    電動機駆動装置
３    インバータ
４    直流電源
５    ＰＭモータ（電動機）
６    圧縮機
７    電流検出器
８    電流再現器、
９    回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）
１０    周期Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流補正指令発生手段）
１１    周期Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流補正指令発生手段）
１２    ｄｃ’ｄｑ’座標変換器（ｄｃ’ｄｑ’／３φ、ｄｃ’ｄｑ’座標変換手段）
１３    Iｄ＊発生器（ｄ軸電流指令発生手段）
１４    Iｑ＊発生器（ｑ軸電流指令発生手段）
１５    電圧指令演算器（電圧指令演算手段）
１６    ｄｑ逆変換器（３φ／ｄｑ、逆変換手段）
１７    ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ、ＰＷＭ信号発生手段）
１８    Δθ推定器（軸誤差推定手段）
１９ｄ、１９ｑ、１９θ、１９ω、１９１、１９２    加減算器
２０    ｄｃｑｃ座標変換器（ｄｃｑｃ／３φ、ｄｃｑｃ座標変換手段）
２１    比例補償器（ＫＰＬＬ）
２２    指令変換器（Ｐ／２）
２３    積分器（１／Ｓ）
２８    軸誤差推定値リミッタ部
４１    交流電源
４２    ダイオードブリッジ
４３    平滑コンデンサ
２０１    零発生器（０）
２５１ｄ、２５１ｑ    単相−ｄｑ座標変換器（ｄｑ／α）
２５２ｄ、２５２ｑ    一次遅れフィルタ
２５３ｄ、２５３ｑ    積分制御器
２５４ｄ、２５４ｑ    ｄｑ−単相逆変換器（α／ｄｑ）
２５５ｄ、２５５ｑ    補正電流値リミッタ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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