(57)【要約】【課題】回路構成の大規模化を招くことなしに過負荷を高精度に検出することのできる過負荷検出回路を備えたスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】第１のスイッチング素子を介して直流入力電力をスイッチングしてインダクタに蓄え、第２のスイッチング素子により上記インダクタに蓄えた電力を該インダクタの共振を利用して出力コンデンサに転送して直流出力電力を得る電流共振型の電力変換装置本体と、前記第１および第２のスイッチング素子を交互にオン駆動して前記インダクタを共振させる駆動制御回路と、前記インダクタの共振により発生する共振電圧のピーク値または実効値から前記電力変換装置本体の負荷状態を検出して前記駆動制御回路の動作を制御する過負荷検出回路とを備える。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子を介して直流入力電力をスイッチングしてインダクタに蓄え、第２のスイッチング素子により上記インダクタに蓄えた電力を該インダクタの共振を利用して出力コンデンサに転送して直流出力電力を得る電流共振型の電力変換装置本体と、
前記第１および第２のスイッチング素子を交互にオン駆動して前記インダクタを共振させる駆動制御回路と、
前記インダクタの共振により発生する共振電圧のピーク値または実効値から前記電力変換装置本体の負荷状態を検出して前記駆動制御回路の動作を制御する過負荷検出回路と
を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記電力変換装置本体は、直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより形成した直列共振回路と、
前記駆動制御回路により駆動され、オン時に前記直流入力電圧源からの入力電圧を前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子と、
前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記駆動制御回路によりオン駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子と、
前記絶縁トランスの二次巻線側に生起された電力を整流するダイオード、およびこのダイオードを介して整流された電力を平滑化して出力する出力コンデンサとを備えた共振型ＤＣ-ＤＣコンバータからなる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記共振電圧のピーク値または実効値は、前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧から検出されるものである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記共振電圧のピーク値または実効値は、前記絶縁トランスの一次巻線に生じる電圧を抵抗分割または容量分割して検出されるものである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電力変換装置本体は、直流電圧源に共振用リアクトルを介して接続され、前記駆動制御回路により駆動されてオン時に前記直流電圧源からの入力電圧を共振用リアクトルに印加する第１のスイッチング素子と、
この第１のスイッチング素子のオフ時に前記駆動制御回路によりオン駆動されて前記共振用リアクトルに蓄積された電力エネルギーを出力コンデンサに転送する第２のスイッチング素子とを備えた同期整流昇圧型コンバータからなる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記共振電圧のピーク値または実効値は、前記共振用リアクトルの補助巻線に生起される電圧から検出されるものである請求項５に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記過負荷検出回路は、前記第１のスイッチング素子のオン駆動、または前記第２のスイッチング素子のオン駆動に同期して、そのときの共振電圧から過負荷を検出する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、検出精度の高い簡易な構成の過負荷検出回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
共振型ＤＣ-ＤＣコンバータや同期整流昇圧型コンバータに代表される電流共振型のスイッチング電源装置は、高効率であり、薄型化に適していることから各種電子機器の電源装置として採用されている。またこの種のスイッチング電源装置には、通常、該スイッチング電源装置の過負荷状態を検出してＩＧＢＴやＭＯＳ-ＦＥＴ等のスイッチング素子のオン駆動を停止させ、これによって負荷および上記スイッチング素子等を保護する保護機能が設けられる。
【０００３】
ちなみに上述した過負荷の検出は、従来では専らスイッチング電源装置の、例えば絶縁トランスの二次側における出力電力を監視することにより行われている。しかし上記絶縁トランスの二次側に過負荷検出回路を設けた場合、その構成が大掛かりとなる上、スイッチング電源装置のコストアップの要因となることが否めない。そこで従来、例えば特許文献１,２にそれぞれ開示されるように前記絶縁トランスの一次側において負荷状態を監視することが提唱されている。
【０００４】
具体的には特許文献１には、直流電力をスイッチングして絶縁トランスに流れる電流を制御するスイッチング素子を備えたＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記絶縁トランスにおける一次巻線の一端に生じるＶＳ電圧と、該絶縁トランスの一次巻線に流れる共振電流との積の積分値から負荷に供給される実効電力を求め、この実効電力から負荷状態を検出することが提唱されている。また特許文献２には、前記絶縁トランスに流れる共振電流の平均値からその負荷状態を検出する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第６０８７７８２号明細書
【特許文献２】特開２０１２−１７０２１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら特許文献１に開示される手法においては、上述した実効電力を算出する上での回路規模が大掛かりとなることか否めない。しかも前記ＶＳ電圧および前記共振電流の検出精度、並びに積分回路での演算精度等を考慮すると、過負荷状態を高精度に検出することが難しい。また特許文献２に開示される手法においては、共振電流を平均化する上での平均化回路や乗算回路等が必要となり、回路規模が大型化すると言う問題がある。
【０００７】
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、回路構成の大規模化を招来することなしに過負荷を高精度に検出することのできる簡易な構成の過負荷検出回路を備えたスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、電流共振型のＤＣ-ＤＣコンバータや同期整流昇圧型コンバータに代表されるスイッチング電源装置において、共振回路を形成する絶縁トランスの一次巻線、或いは共振用リアクトルに流れる共振電流が、励磁電流と負荷電流とからなることに着目している。そして無負荷の場合にはスイッチング素子を駆動する上でのゲインを維持する為の所定の励磁電流が流れて共振電圧が発生すること、また負荷が重くなるに従って負荷電流が増加し、これに伴って前記共振電圧が増大することに着目している。特に前記共振電圧のピーク値が、例えば図１に示すように負荷の大きさ（重さ）に応じて比例的に増加することに着目している。
【０００９】
そこで上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、
第１のスイッチング素子を介して直流入力電力をスイッチングしてインダクタに蓄え、第２のスイッチング素子により上記インダクタに蓄えた電力を該インダクタの共振を利用して出力コンデンサに転送して直流出力電力を得る電流共振型の電力変換装置本体と、
前記第１および第２のスイッチング素子を交互にオン駆動して前記インダクタを共振させる駆動制御回路と、
前記インダクタの共振により発生する共振電圧のピーク値または実効値から前記電力変換装置本体の負荷状態を検出して前記駆動制御回路の動作を制御する過負荷検出回路と
を具備したことを特徴としている。
【００１０】
ちなみに前記電力変換装置本体は、例えば共振型ＤＣ-ＤＣコンバータからなる。具体的には上記共振型ＤＣ-ＤＣコンバータは、直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより形成した直列共振回路を備える。更に前記共振型ＤＣ-ＤＣコンバータは、駆動制御回路により駆動され、オン時に前記直流入力電圧源からの入力電圧を前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子と、前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記駆動制御回路によりオン駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子とを備える。そして前記絶縁トランスの二次巻線側に生起された電力をダイオードを介して整流し、出力コンデンサを介して上記ダイオードを介して整流された電力を平滑化して出力するように構成される。そして前記共振電圧のピーク値または実効値については、例えば前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧から、或いは前記絶縁トランスの一次巻線に生じる電圧を抵抗分割または容量分割して検出するように構成される。
【００１１】
また前記電力変換装置本体は、例えば同期整流昇圧型コンバータからなる。具体的には上記同期整流昇圧型コンバータは、直流電圧源に共振用リアクトルを介して接続され、前記駆動制御回路により駆動されてオン時に前記直流電圧源からの入力電圧を共振用リアクトルに印加する第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子のオフ時に前記駆動制御回路によりオン駆動されて前記共振用リアクトルに蓄積された電力エネルギーを出力コンデンサに転送する第２のスイッチング素子とを備えて構成される。そして前記共振電圧のピーク値または実効値については、例えば前記共振用リアクトルの補助巻線に生起される電圧から検出されるように構成される。
【００１２】
尚、前記過負荷検出回路については、前記第１のスイッチング素子のオン駆動、または前記第２のスイッチング素子のオン駆動に同期して、そのときの共振電圧から過負荷を検出するよう構成すれば十分である。
【発明の効果】
【００１３】
上記構成のスイッチング電源装置によれば、インダクタでの共振電流が負荷電流と励磁電流とにより構成されることに着目し、前記インダクタの共振により発生する共振電圧のピーク値または実効値から前記電力変換装置本体の負荷状態を検出するので、簡易に、しかも精度良く負荷状態を検出することができる。しかも絶縁トランスの一次側において従来のような煩雑な演算処理を要することなく負荷状態を簡易に検出することができる。従って過負荷検出回路を備えたスイッチング電源装置を安価に構築することができる等の効果が奏せられる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の基礎となる負荷の大きさと共振電圧のピーク値との関係を示す図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の概略構成図。
【図３】図２に示すスイッチング電源装置における駆動制御回路の概略構成を示す図。
【図４】駆動制御回路に設けられる過負荷検出回路の構成例を示す図。
【図５】過負荷検出回路の基本動作を示す図。
【図６】過負荷検出回路による過負荷検出動作を示す図。
【図７】過負荷検出回路の別の構成例を示す図。
【図８】過負荷検出回路の更に別の構成例を示す図。
【図９】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の概略構成図。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の概略構成図。
【図１１】本発明の別の実施形態に係るスイッチング電源装置の概略構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態に係る電流共振型のスイッチング電源装置について説明する。
【００１６】
図２は本発明の第１の実施形態に係る電流共振型のスイッチング電源装置（ＤＣ-ＤＣコンバータ）の概略構成図である。このスイッチング電源装置１は、直流電圧源にコンデンサＣ５を介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１を接続し、該絶縁トランスＴのリーケージインダクタンス（漏れインダクタンス）と前記コンデンサＣ５とにより形成した直列共振回路を主体として構成される。前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に直列に接続された第１のスイッチング素子Ｑ１は、他励発振動作する駆動制御回路（電源ＩＣ）２によりオン駆動されて前記直流入力電圧源からの入力電圧Ｖinを前記直列共振回路に印加する。また前記直列共振回路に並列接続された第２のスイッチング素子Ｑ２は、前記第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記駆動制御回路２によりオン駆動されて前記直列共振回路の共振電流路を形成する。これらの第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２は、例えば高耐圧のｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴからなる。
【００１７】
そして前記絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１,Ｓ２に生起された電力は、ダイオードＤ３,Ｄ４および出力コンデンサＣ６からなる出力回路を介して整流・平滑化され、出力電圧Ｖoutとして負荷（図示せず）に供給される。これらの回路部によって共振型電力変換装置本体３が構築される。そして前記出力電圧Ｖout、具体的には該出力電圧Ｖoutと出力電圧設定値との偏差は出力電圧検出回路４にて検出され、フォトカプラＰＣを介してＦＢ電圧として前記駆動制御回路２にフィードバックされる。
【００１８】
この駆動制御回路２にフィードバックされるＦＢ電圧は、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２をオン・オフ駆動する出力制御信号のパルス幅変調に供され、これによって前記出力電圧Ｖoutが安定化（一定化）される。尚、前記直流電圧源から供給される直流電力は、一般的には入力コンデンサＣ１を介してフィルタリングされた後、入力電圧Ｖinとして当該スイッチング電源装置１に給電される。
【００１９】
また前記駆動制御回路２には、前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２に生起された電圧がダイオードＤ１とコンデンサＣ３とからなる整流回路を介して該駆動制御回路２の駆動電源電圧ＶＣＣとして印加される。また前記補助巻線Ｐ２に生起された電圧は、抵抗Ｒ１,Ｒ２を介して分圧されて前記駆動制御回路２の補助巻線電圧検出端子ＶＷに入力され、後述する共振電圧のピーク値に基づく負荷状態の検出に供される。
【００２０】
さて前記駆動制御回路２は、図３にその要部概略構成を示すように前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動するローサイドドライブ回路１１と、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動するハイサイドドライブ回路１２とを備える。これらの各ドライブ回路１１,１２は、制御回路１３からの駆動制御信号を受けて前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を相反的にオン・オフ駆動し、これによって前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に流れる電流を制御する役割を担う。
【００２１】
ちなみに前記制御回路１３は、発振回路１４から与えられるパルス信号に基づいて前記各ドライブ回路１１,１２をそれぞれ駆動する駆動制御信号を生成する。特に前記発振回路１４は、前記出力電圧検出回路４からフィードバックされるＦＢ電圧に応じて前記パルス信号のパルス幅を変調（ＰＷＭ変調）することで前記制御回路１３の動作を制御し、これによって前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン期間をそれぞれ規定する。このパルス幅変調による前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン期間の制御により、該スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のスイッチング動作に伴う出力電圧Ｖoutが、前記出力電圧設定値となるように制御される。尚、前記発振回路１４については、前記ＰＷＭ信号に代えてＦＢ電圧に応じた周波数のパルス信号（ＰＦＭ信号）を前記駆動制御信号として生成するものであっても良い。
【００２２】
尚、前記駆動制御回路２は、該スイッチング電源装置の電源投入に伴う起動時には、前記入力電圧Ｖinを入力する起動回路１５の下で動作を開始する。そして前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン・オフ駆動に伴って前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２に電圧が生起された後には、前記駆動制御回路２は前述したように前記補助巻線Ｐ２に生起された電圧を受けてその動作を継続する。
【００２３】
また前記駆動制御回路２に設けられた過負荷検出回路１６は、前記補助巻線電圧検出端子ＶＷを介して検出される共振電圧Ｖxのピーク値から負荷状態を検出する。特に過負荷検出回路１６は、前記共振電圧Ｖxのピーク値が所定の基準電圧Ｖrefを超えたとき、これを過負荷として検出する。そして前記過負荷検出回路１６は、過負荷を検出したときに過負荷検出信号ＯＬＰを出力して前記制御回路１３の動作を停止させ、これによって前記各ドライブ回路１１,１２による前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン駆動を停止させる。即ち、前記過負荷検出回路１６は、過負荷検出時に前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン駆動を停止させることで、該スイッチング電源装置に接続された負荷（図示せず）、並びに前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を保護する役割を担う。
【００２４】
このような役割を担う前記過負荷検出回路１６は、例えば図４に示すように前記第２のスイッチング素子Ｑ２（ハイサイド側）のオン駆動時における共振電圧Ｖxのピーク値を検出するように構成される。具体的には前記過負荷検出回路１６は、前記補助巻線電圧検出端子ＶＷを介して検出される共振電圧Ｖxと所定の基準電圧Ｖrefとを比較器１６ａにて逐次比較する。そして前記ハイサイドドライブ回路１２を駆動する駆動制御信号ＨＩＯＮを受けてアクティブとなるゲート回路（アンド回路）１６ｂを介して上記比較器１６ａの出力をフリップフロップ１６ｃに印加し、該フリップフロップ１６ｃをセットすることで後述するように前記過負荷検出信号ＯＬＰを生成する。
【００２５】
即ち、前記過負荷検出回路１６は、図５にその動作タイミングを示すように前記第２のスイッチング素子Ｑ２がオン動作している期間において前記共振電圧Ｖxが前記基準電圧Ｖrefを超えたとき、前記フリップフロップ１６ｃをセットするように構成される。尚、前記フリップフロップ１６ｃは、前記ゲート回路（アンド回路）１６ｂの出力が［Ｌ］レベルに反転したときに起動されるタイマー回路１６ｄにより一定時間Ｔreset後にリセットされる。
【００２６】
ちなみに前記タイマー回路１６ｄは、定電流源Ｉtにより一定電流で充電されるコンデンサＣtと、前記ゲート回路（アンド回路）１６ｂの出力を受けてオン動作して前記コンデンサＣtを放電させてリセット（初期化）するスイッチＳＷと、前記コンデンサＣtの充電電圧が所定の閾値電圧を超えたときに反転動作する反転回路（ノット回路）Ｎ１を備える。このコンデンサＣtの充電電圧が前記閾値電圧を超えるまでの充電時間が前記一定時間Ｔresetである。そして前記反転回路Ｎ１の出力を、第２の反転回路（ノット回路）Ｎ２にて反転して前記フリップフロップ１６ｃをリセットするように構成される。
【００２７】
従って前記タイマー回路１６ｄは、図６にその動作タイミングを示すように前記共振電圧Ｖxが前記基準電圧Ｖrefを超えたタイミングで前記フリップフロップ１６ｃをセットする。その後、前記共振電圧Ｖxが前記基準電圧Ｖrefを下回ると、前記タイマー回路１６ｄは前記一定時間Ｔresetの経過後に前記フリップフロップ１６ｃをリセットする。このようにしてセット・リセットされる前記フリップフロップ１６ｃの出力は、所定の遅延時間Ｔdlyが設定された遅延回路１６ｅを介して遅延制御されて出力される。具体的には前記遅延回路１６ｅは、前記フリップフロップ１６ｃの出力が前記遅延時間Ｔdlyに亘って継続することを条件として前記過負荷検出信号ＯＬＰを生成するように構成される。
【００２８】
このように構成された前記過負荷検出回路１６は、図６に示すように前記共振電圧Ｖxが前記基準電圧Ｖrefを超える状態が前記遅延時間Ｔdlyに亘って継続したとき、これを過負荷状態であると判定して前記過負荷検出信号ＯＬＰを出力する。そしてこの過負荷検出信号ＯＬＰが前記制御回路１３に与えられて前記ローサイドドライブ回路１１および前記ハイサイドドライブ回路１２の駆動がそれぞれ停止制御される。この結果、過負荷が検出されてから一定時間後（前記遅延時間Ｔdly後）に前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン駆動が停止されて過負荷に対する保護動作が実行される。
【００２９】
かくして上述した如く構成されたスイッチング電源装置１によれば、前記共振型電力変換装置本体３における共振電流に着目し、該共振電流によって生起される共振電圧のピーク値に着目して負荷状態を判定するので、過負荷検出を簡易に、しかも高精度に実行することができる。特に前述した特許文献１,２にそれぞれ紹介されるような演算処理を実行することなく過負荷状態を簡易に、且つ高精度に検出することができる。従って過負荷保護機能を備えた前記駆動制御回路２を電源ＩＣとして実現する上で、その回路構成の簡素化を図ると共に、その製造コストの低廉化を図ることが可能となるので、その実用的利点が絶大である。
【００３０】
尚、上述した実施形態においては前記第２のスイッチング素子Ｑ２をオン駆動する前記ハイサイドドライブ回路１２に対する駆動制御信号ＨＩＯＮに同期させて過負荷の検出を行う例について示した。しかし前記共振型電力変換装置本体３における共振電流は、前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２の相補的なオン・オフ動作に伴って発生するので対称性を有する。従って、例えば図７に示すように前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン駆動する前記ローサイドドライブ回路１１に対する駆動制御信号ＬＷＯＮに同期させて過負荷の検出を行うことも可能である。
【００３１】
更には図８に示すように前記各ドライブ回路１１,１２に対する駆動制御信号ＬＷＯＮ,ＨＩＯＮのそれぞれに同期させて過負荷の検出を行うことも可能である。このように対称性を有する正の共振電流（共振電圧）と負の共振電流（共振電圧）とに基づいて過負荷をそれぞれ検出するように前記過負荷検出回路１６を構成すれば、過負荷の検出精度を容易に高めることが可能となる。更には過負荷検出までの時間を短くすることが可能となり、過負荷に対する保護動作をいち早く実行することが可能となる。
【００３２】
ところで前述した実施形態においては、前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２に生起される電圧から共振電圧のピーク値を検出するように構成した例について示した。しかし前記スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のオン・オフ動作に伴って前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に生じる共振電圧から直接的に過負荷を検出することも勿論可能である。
【００３３】
この場合、図９に本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１の概略構成を示すように、前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に生じる共振電圧を、直列に接続された抵抗Ｒ１１,Ｒ１２を介して抵抗分圧して検出するように構成すれば良い。或いは図１０に本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１の概略構成を示すように、前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に生じる共振電圧を、直列に接続されたコンデンサＣ１１,Ｃ１２を介して容量分圧して検出するように構成しても良い。
【００３４】
このようにして前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に生じる共振電圧Ｖxを分圧して検出し、検出した共振電圧Ｖxのピーク値を判定するように構成しても先の実施形態と同様な効果が奏せられる。尚、このような構成を採用した場合には、前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２については前記駆動制御回路２に対する電源電圧ＶＣＣの供給源として用いれば十分である。
【００３５】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではない。例えば前記共振型電力変換装置本体３として同期整流昇圧型コンバータを用いる場合にも本発明を同様に適用することができる。ちなみに前記同期整流昇圧型コンバータは、例えば図１１に示すように直流電圧源に共振用リアクトルＬを介して接続され、前記駆動制御回路２により駆動されてオン時に前記直流電圧源からの入力電圧Ｖinを前記共振用リアクトルＬに印加する第１のスイッチング素子Ｑ１を備える。更に前記同期整流昇圧型コンバータは、前記第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記駆動制御回路２によりオン駆動されて前記共振用リアクトルＬに蓄積された電力エネルギーを出力コンデンサに転送する第２のスイッチング素子Ｑ２を備えて構築される。
【００３６】
このような同期整流昇圧型コンバータ（共振型電力変換装置本体３）に本発明を適用する場合には、例えば前記共振用リアクトルＬの補助巻線に生じる共振電圧Ｖxを、抵抗Ｒ２１,Ｒ２２を介して分圧して前記駆動制御回路２に入力し、前記共振電圧Ｖxのピーク値から負荷状態を検出するようにすれば良い。またここでは前記共振電圧Ｖxのピーク値から負荷状態を検出したが、該共振電圧Ｖxの実効値から負荷状態を検出するように構成することも勿論可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【符号の説明】
【００３７】
１  スイッチング電源装置
２  駆動制御回路（電源ＩＣ）
３  共振型電力変換装置本体（ＤＣ-ＤＣコンバータ）
４  出力電圧検出回路
１１  ローサイドドライブ回路
１２  ハイサイドドライブ回路
１３  制御回路
１４  発振回路（ＰＷＭ変調）
１５  起動回路
１６  過負荷検出回路
１６ａ  比較器
１６ｂ  ゲート回路（アンド回路）
１６ｃ  フリップフロップ
１６ｄ  タイマー回路
１６ｅ  遅延回路
Ｑ１,Ｑ２  スイッチング素子
Ｔ  絶縁トランス
Ｐ１  一次巻線
Ｐ２  補助巻線
Ｓ１,Ｓ２  二次巻線
Ｒ１,Ｒ２  抵抗
Ｒ１１,Ｒ１２  抵抗
Ｃ１,Ｃ２  コンデンサ
【図１】
2014212642.tif 000003
【図１１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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