(57)【要約】【課題】第１の正弦波電源１０１に物理量計測センサのインピーダンス素子１０３を接続し、第２の正弦波電源１０２に比較インピーダンス素子１０４を接続し、インピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子の接続点Ａから電流検出回路に流れる電流を計測する物理量計測回路において、温度変化等の外乱によってもたらされる電流検出回路に流れる電流の位相変動に起因する計測誤差を効果的に抑制して物理量計測の精度を高める。【解決手段】第１の正弦波電源１０１と第２の正弦波電源１０２の可変できる出力電圧の振幅と位相を調整して、前記電流検出回路に流れる電流を実質的に０になるようにした後、第１の正弦波電源１０１または第２の正弦波電源１０２の可変できる出力電圧の振幅を調整して前記電流検出回路に流れる電流を有意に０でない値にした後、前記電流検出回路に流れる電流の変化を計測する。【選択図】図１
2014159968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電位を共通にし出力周波数が等しく、少なくとも一方は出力電圧の振幅が可変でき、かつ少なくとも一方は出力電圧の位相が可変できる二つの正弦波電源を有し、第１の正弦波電源に、物理量の変化をインピーダンスの変化に変換する機能を有する物理量計測センサのインピーダンス素子を接続し、第２の正弦波電源に、比較用のインピーダンスを有する比較インピーダンス素子を接続し、前記物理量計測センサのインピーダンス素子と比較インピーダンス素子を相互に接続し、この接続点から電流検出回路に流れる電流を計測する物理量計測回路において、第１の正弦波電源と第２の正弦波電源の可変できる出力電圧の振幅と位相を調整して、前記電流検出回路に流れる電流を実質的に０になるようにした後、第１の正弦波電源または第２の正弦波電源の可変できる出力電圧の振幅を調整して前記電流検出回路に流れる電流を有意に０でない値にした後、前記電流検出回路に流れる電流の変化を計測することによって計測すべき物理量の変化を計測することを特徴とする、物理量計測センサによる物理量計測方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、物理量計測センサによる物理量計測方法に関し、特に温度変動等の外乱による測定精度への影響を受けにくい物理量計測方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
物理量計測センサによる従来の物理量計測方法としては、特許文献１に示されたような、物理量が例えば加圧力であって物理量計測センサとして静電容量型計測センサを用いた物理量計測回路による方法がある。この種の物理量計測回路の動作原理と従来の物理量計測方法の概要を、図１を用いて説明する。
【０００３】
図１に示す物理量計測回路は、基準電位を共通にし出力周波数が等しい二つの正弦波電源、すなわち第１の正弦波電源１０１と第２の正弦波電源１０２を有している。第１の正弦波電源１０１と第２の正弦波電源１０２のうち、少なくとも一方は出力電圧の振幅が可変でき、かつ少なくとも一方は出力電圧の位相が可変できるものである。ここでは、基準電位（振幅が０のときの電位）を接地電位とし、第１の正弦波電源１０１と第２の正弦波電源１０２の接地端子を共通に接地電位に接続している。第１の正弦波電源１０１に、物理量の変化をインピーダンスの変化に変換する機能を有する物理量計測センサのインピーダンス素子１０３を接続し、第２の正弦波電源１０２に、比較用のインピーダンスを有する比較インピーダンス素子１０４を接続し、これらインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４の各々の他端を相互に接続している。この接続点Ａを、抵抗１０５とオペアンプ１０６で構成し電流を電圧に変換する電流検出回路に接続している。この電流検出回路の出力電圧ｖＡＣは、正弦波電源１０１の出力電圧をｖ1、正弦波電源１０２の出力電圧をｖ２、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量値をＣ１、それに流れる電流をi１、比較インピーダンス素子１０４の静電容量値をＣ２、それに流れる電流をi２、抵抗１０５の値をＲ、発振角周波数をωとすると、次のように表わせる。
【０００４】
【数１】
2014159968.tif 000003
【０００５】
ここで、第１の正弦波電源１０１又は第２の正弦波電源１０２の出力電圧の振幅と位相を調整して以下のように電流検出回路の出力電圧ｖＡＣを０にすることができる。
【０００６】
【数２】
2014159968.tif 000004
【０００７】
このように正弦波電源１０１あるいは１０２の出力電圧を調整して電流検出回路の出力電圧を０にすることは、通常オフセット０調整と呼ばれる。オフセット０調整は、計測を行う前に、計測すべき物理量が基準値（多くの場合０）である時に実施される。オフセット０調整を行った後に物理量が変化し、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量値がＣ１からＣ１＋ΔＣ１に変化すると電流検出回路の出力電圧は次のようになる。
【０００８】
【数３】
2014159968.tif 000005
【０００９】
すなわち静電容量値の変化分ΔＣ１に比例した電圧を得ることができる。以上の例は、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３が静電容量であるが、インダクタンスや電気抵抗であっても同様な物理量計測方法が適用できる。このように物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４のインピーダンスの差を利用して、その差に比例した出力を得る方法の長所は、第１に、計測する物理量に比例した出力が得られるため物理量による物理量計測センサのインピーダンス変化が微弱であっても増幅回路で必要かつ十分な出力が得られること、第２に、計測する物理量計測回路のダイナミックレンジを最大限に利用できること、第３に、比較インピーダンスの素子構成を物理量計測センサのインピーダンス素子の構成と可能な限り共通化することにより、それらのインピーダンスの温度等の外乱による影響を相殺できること、が挙げられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−９０４０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このような従来の計測方法では、計測を行う前にオフセット０調整を必要な精度で行っておくことに加えて、計測中においてもオフセット０の条件が必要な精度で維持されていることが重要である。さもないと０でないオフセット値により測定結果に誤差を生じ計測精度を損なう。オフセット０の条件は、前述の動作原理の説明では（１）式が成り立つように正弦波電源を調整して、（２）式に示すように電流ｉ１とｉ２を相殺することであるが、より詳細に述べると（２）式は電流ｉ１、ｉ２の振幅と位相を含めて成立しなければならないことは明らかである。そして計測中においても、両電源の出力電圧の振幅を不変に保つとともに、流れる電流ｉ１とｉ２の位相差を０に保つ必要があるが、以下の理由で特に位相差を０に保つのは容易でなく、その結果生じる電流検出回路のオフセット電圧が計測精度を悪化させる。ｉ１とｉ２の位相差が発生および変化する要因は、使用する回路方式、電子部品、負荷に依存するので一概には限定できないが、正弦波電源１０１、１０２をオペアンプ回路で構成した場合、オペアンプ回路による位相遅れ、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４が有する誘電正接、伝送路のインピーダンスが代表的なものである。これらが温度変化等の外乱によって変動し、その結果電流ｉ１、ｉ２にオフセット０調整をした後に位相差が発生し、かつ変動する。特にオペアンプ回路の位相遅れは温度により顕著に変動する。また１８０°の位相差を持つ電源を構成するために用いる反転増幅回路の方が、増幅のみを行う非反転回路よりも、位相遅れは数倍大きい。
【００１２】
次に位相の変動が計測精度に与える影響を詳述する。なおここでは物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４は誘電正接を有しない純キャパシタンスとするが、誘電正接を有していても計算が複雑になるだけであり、一般性は失われない。計測方法の第１ステップは、オフセット０調整を行う。すなわち正弦波電源１０１、１０２の電圧振幅と位相を調整して、電流検出回路に流入する電流ｉを０にする。物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４に流れる電流ｉ１、ｉ２は、正弦波電源１０１，１０２の電圧をｖ1、ｖ２とし、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４の静電容量値をＣとすると、
【００１３】
【数４】
2014159968.tif 000006
【００１４】
すなわちｖ1、ｖ２は、振幅が等しく位相差がπになる。したがって次のように書ける。
【００１５】
【数５】
2014159968.tif 000007
【００１６】
オフセット０調整の後、物理量の計測を行うが、物理量計測センサへの入力によりインピーダンス素子１０３の静電容量値がＣからＣ＋ΔＣに変化するとともに、温度変動等により正弦波電源１０２の出力電流の位相がπからπ＋θに変化したとすると、電流検出回路に流入する電流ｉは次のようになる。
【００１７】
【数６】
2014159968.tif 000008
【００１８】
位相の変化が小さくθ≪1の場合、θの２次以上の項を省略して以下の近似を行う。
【００１９】
【数７】
2014159968.tif 000009
【００２０】
その結果電流は次式となる。
【００２１】
【数８】
2014159968.tif 000010
【００２２】
実際にはこの電流を前述の電流検出回路で電圧ｖＡＣに変換し、全波整流・平滑して直流電圧ｖＤＣを得るが、このｖＤＣは上記電流ｉと一定の比例関係にある（比例係数はＲ）だけなので、電流ｉの振幅を検討すればよい。物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量変化率εをセンサ入力と呼ぶと、まず位相変動が無い（θ＝０）場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅ωΔＣＶと、センサ入力が無い（ΔＣ＝０）場合に位相変動θによって流れる誤差電流の電流振幅ωＶＣθは、（３）式を見ればθ＝εの時相等しくなる。
【００２３】
静電容量型の物理量計測センサの代表的な例として、加圧力に応じて誘電体の厚さが変化することを利用するものがあるが、加圧力に比例した静電容量変化を得るには、静電容量変化率を十分小さく設計する必要がある。その理由は、静電容量値と誘電体の厚さは反比例するため、静電容量変化率と厚さの変化率は非線形な関係になるが、変化率が小さければ両者は比例するからである。さらに加えて加圧力と厚さの変化率の関係も、厚さの変化率が大きくなると比例しなくなる。詳述は省くが本発明者の解析したモデルでは、厚さの変化率（％）と非線形誤差率（％）は等しくなる。したがって精度のよい計測を行うためには厚さの変化率は１％程度までに制限しなければならない。そのようにすれば厚さの変化率と静電容量変化率εは１％程度の誤差で相等しくなる。換言すれば、よい測定精度を求めるならば静電容量変化率εは０．０１程度までに制限しなければならない。上述のθ＝εの関係に、ε＝０．０１を当てはめると、θ＝０．０１ｒａｄ＝０．５７°となる。このことからわずか０．５７°の位相変動であっても最大センサ入力時のセンサ出力に匹敵する大きな誤差をもたらすことが示される。
【００２４】
次に位相変動がある（θ≠０）場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅と、位相変動が無い（θ＝０）場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅の比を比誤差と呼ぶと、比誤差ＲＥは次式のようになる。
【００２５】
【数９】
2014159968.tif 000011
【００２６】
センサ入力εをパラメータとした位相変動による比誤差は図８のようになる。当然のことながら比誤差はセンサ入力が小さいほど大きく、また位相差が大きいほど大きくなる。センサ入力εが０．０１、つまり厚さの変化率が１％の時でも、位相変動が０．２°あれば、比誤差は約０．０６すなわち６％の誤差となる。これでは厚さの変化率を１％に制限した意味がなくなる。
【００２７】
前述の通り、以上の数値計算は物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４を純キャパシタンスでかつ等しいとして行ったが、誘電正接が存在したり、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４の間で静電容量値や誘電正接の値が異なっていても、途中の計算式が複雑になるだけで、結果は本質的に変わらない。また位相変化は正弦波電源１０２の出力電圧に生じるとして計算を行ったが、他の場所で生じる場合も、結果は本質的に変わらず一般性がある。
【００２８】
この発明は、従来の技術が有するこのような問題点に鑑みてなされたものであり、温度変化等の外乱によってもたらされる電流検出回路に流れる電流の位相変動に起因する計測誤差を低減することのできる物理量計測方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
前記目的を達成するために、請求項１の発明では、基準電位を共通にし出力周波数が等しく、少なくとも一方は出力電圧の振幅が可変でき、かつ少なくとも一方は出力電圧の位相が可変できる二つの正弦波電源を有し、第１の正弦波電源に、物理量の変化をインピーダンスの変化に変換する機能を有する物理量計測センサのインピーダンス素子を接続し、第２の正弦波電源に、比較用のインピーダンスを有する比較インピーダンス素子を接続し、前記物理量計測センサのインピーダンス素子と比較インピーダンス素子を相互に接続し、この接続点から電流検出回路に流れる電流を計測する物理量計測回路において、第１の正弦波電源と第２の正弦波電源の可変できる出力電圧の振幅と位相を調整して、前記電流検出回路に流れる電流を実質的に０になるようにした後、第１の正弦波電源または第２の正弦波電源の可変できる出力電圧の振幅を調整して前記電流検出回路に流れる電流を有意に０でない値にした後、前記電流検出回路に流れる電流の変化を計測することによって計測すべき物理量の変化を計測することを特徴とする、物理量計測センサによる物理量計測方法を提供する。
【発明の効果】
【００３０】
上記のように構成された本発明の方法によれば、温度変化等の外乱によってもたらされる位相変動に起因する計測誤差を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明による物理量計測方法に用いる物理量計測回路を示す回路図
【図２】本発明による物理量計測方法の比誤差を示すグラフ
【図３】本発明による物理量計測方法の比誤差を示すグラフ
【図４】本発明の実施例１に係る物理量計測方法に用いる物理量計測回路を示す詳細回路図
【図５】本発明の実施例２におけるシミュレーション波形図
【図６】本発明の実施例２におけるシミュレーション波形図
【図７】比較例におけるシミュレーション波形図
【図８】従来の技術による物理量計測方法の計測比誤差を示すグラフ
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明の好適な実施の形態について、詳細に説明する。本発明の実施の形態における物理量計測方法は、上記の図１に示した物理量計測回路を用いるものである。この物理量計測方法の第1ステップは、従来と同じ方法でオフセット０調整を行う。すなわち、図１に示すような第１の正弦波電源１０１と第２の正弦波電源１０２の電圧振幅と位相を調整して、電流検出回路に流入する電流ｉを０にする。そうすると、前記の数４で示した関係が成り立っている。
【００３３】
次の第２ステップは、第１ステップの直後に、言い換えれば温度変化等の外乱が変動しない間に行う。第２ステップは、正弦波電源１０１の電圧振幅を有意に増加させる。この増加率をαとする。したがって正弦波電源１０１の電圧はｖ１から（１＋α）ｖ１となる。この結果を前記と同じ手法で計算する。すなわち、第１ステップのオフセット０調整が完了していることを考慮すると、電流検出回路に流入する電流ｉは次のようになる。
【００３４】
【数１０】
2014159968.tif 000012
【００３５】
この結果は、オフセット電流が生じ、その振幅はαωＣＶであることを示している。この操作をオフセットバイアス調整と呼ぶことにする。オフセットバイアス調整の後、物理量の計測を行うが、物理量計測センサへの入力によりインピーダンス素子１０３の静電容量値がＣからＣ＋ΔＣに変化するとともに、温度変動等により正弦波発振器１０２の出力電圧の位相がπからπ＋θに変化したとすると、電流ｉは次のようになる。
【００３６】
【数１１】
2014159968.tif 000013
【００３７】
位相の変化が小さくθ≪1の場合、θの２次以上の項を省略して以下の近似を行う。
【００３８】
【数１２】
2014159968.tif 000014
【００３９】
その結果電流ｉは次のようになる。
【００４０】
【数１３】
2014159968.tif 000015
【００４１】
前記と同じように、電流ｉの振幅で見て行く。上記電流の振幅は、オフセットバイアス調整による振幅αωＣＶが加わっているので、その分を減算する。振幅αωＣＶはオフセットバイアス調整後に測定して求めることができる既知の値であるから、容易に減算結果を得ることができるのである。オフセットバイアス調整によって生じた分を差し引いた実質上の振幅は、次のようになる。
【００４２】
【数１４】
2014159968.tif 000016
【００４３】
次に位相変動がある（θ≠０）場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅と、位相変動が無い（θ＝０）場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅の比すなわち比誤差ＲＥは次式のようになる。
【００４４】
【数１５】
2014159968.tif 000017
【００４５】
センサ入力εをパラメータとした位相変動による比誤差は図２、図３のようになる。図２は増加率α＝０．０１、図３はα＝０．０３とした場合の例である。本図では、それを１％バイアス時、および３％バイアス時と記している。この結果を前記の図８の結果と比べると、比誤差が格段に減少しており、オフセットバイアス調整時の電圧増加率αが大きいほど効果が大きいことが知れる。この場合の数値計算も、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４を純キャパシタンスでかつ等しいとして行ったが、誘電正接が存在し、かつ静電容量値や誘電正接の値が異なっていても、また誘電正接の値が温度により変動する場合があるが、そのような場合にも一般性は失われない。また位相変化は正弦波電源１０２の出力電圧に生じるとして計算を行ったが、他の場所で生じる場合も、結果は変わらず一般性がある。さらにまた第１ステップのオフセット０調整を行った後、第２ステップは、正弦波電源１０１の電圧振幅を有意に増加させる場合について説明したが、逆に正弦波電源１０１の電圧振幅を有意に減少させても本発明の本質的な効果は同じである。さらに電圧振幅機能を正弦波電源１０２に持たせた場合は、正弦波電源１０２の電圧振幅を有意に増減させても同じ効果が得られる。
【００４６】
以上のように、本発明の実施の形態における物理量計測方法を用いれば、温度変化等の外乱によってもたらされる位相変動に起因する計測誤差を大幅に低減することができる。物理量計測センサは、物理量によって静電容量が変化する静電容量型計測センサに限らず、物理量によってインダクタンスや電気抵抗のようなインピーダンスが変化するものであっても同様な計測方法が適用できる。物理量としては、加圧力、温度、加速度、変位等々が適用できる。
【実施例１】
【００４７】
以下、図４で示す実施例により物理量計測回路を具体的に説明する。
【００４８】
この実施例１では、正弦波発振器１００の出力にオペアンプ１０９を用いた反転増幅回路と、ＣＲローパスフィルタを経てオペアンプ１１２によるユニティゲインの非反転増幅回路とを接続している。反転増幅回路は帰還抵抗１０８と入力抵抗１０７の比で増幅された正弦波を出力するが、図のように帰還抵抗１０８を可変抵抗にしておけば電圧振幅を可変することができる。出力電圧ｖ１の位相は正弦波発振器１００の位相と１８０°相違し、加えて反転増幅回路による遅れが存在する。その遅れ量はオペアンプの特性や帰還抵抗１０８と入力抵抗１０７の値により左右されるが、オペアンプの温度によっても変動する。この正弦波発振器１００に接続した反転増幅回路は正弦波電源１０１とみなすことができる。
【００４９】
ＣＲローパスフィルタは、コンデンサ１１０と抵抗１１１を図４のように接続したものである。このＣＲローパスフィルタのカットオフ周波数を正弦波発振器１００の周波数より十分高く設定しておくと、入力電圧に対して出力電圧の位相を遅らせることができる。図のように抵抗１１１を可変抵抗にしておけば電圧の遅れ位相を可変することができる。ＣＲローパスフィルタに続く非反転増幅回路の出力電圧ｖ２は、入力電圧に対して振幅は不変であるが位相は遅れ、この場合も遅れ量はオペアンプの特性や温度によって変動する。しかしながら先に述べたように、非反転増幅回路による位相の遅れ量は、反転増幅回路による位相の遅れ量の数分の一程度と小さい。そこでＣＲローパスフィルタによる位相の遅れ量を調整して、非反転増幅回路による位相の遅れ量とＣＲローパスフィルタによる位相の遅れ量の和が、反転増幅回路による位相の遅れ量に等しくなるように位相補償することができる。実際には負荷による位相差も存在し得るのでその分を含めて電流ｉ１とｉ２の位相差が０になるようにＣＲローパスフィルタによる位相の遅れ量を調整する。この正弦波発振器１００に接続したＣＲローパスフィルタ付き非反転増幅回路は正弦波電源１０２とみなすことができる。
【００５０】
すなわち出力周波数の等しい二つの正弦波電源１０１、１０２のうち、少なくとも一方（本実施例では正弦波電源１０１）は出力電圧の振幅が可変でき、かつ少なくとも一方（本実施例では正弦波電源１０２）は出力電圧の位相が可変できる。
【００５１】
第１の正弦波電源１０１に、物理量の変化をインピーダンスの変化に変換する機能を有する物理量計測センサ１０３を接続し、第２の正弦波電源１０２に、比較用のインピーダンスを有する比較インピーダンス素子１０４を接続する。また第１と第２の正弦波発振器１０１、１０２の接地端子を接地するとともに、前記物理量計測センサ１０３と比較インピーダンス素子１０４を接続し、この接続点Ａから接地回路に流れる電流ｉを電流電圧変換する回路をオペアンプ１０６と抵抗１０５とで構成する。その出力電圧ｖＡＣを、全波整流・平滑回路１１３で直流電圧に変換して電圧計測する。
【００５２】
物理量計測の第１ステップのオフセット０調整、第２ステップのオフセットバイアス調整、その後の物理量の計測は、図１を用いて説明した通りに行う。位相変動がある場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅と、位相変動が無い場合にセンサ入力εによって流れる電流振幅の比すなわち比誤差ＲＥは前記の数１５で示したものと同様になる。
【００５３】
その結果、オフセットバイアス調整を行うことによって、比誤差を格段に減少させることができ、オフセットバイアス調整時の電圧増加率αが大きいほど効果が大きくなる。この結果も図１を用いて説明した通りである。この場合も、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４を純キャパシタンスでかつ等しいとして行ったが、誘電正接が存在し、かつキャパシタンスや誘電正接の値が異なっていても、また誘電正接の値が温度により変動する場合があるが、そのような場合にも一般性は失われない。さらに、本実施例では、正弦波電源１０１が電圧振幅可変、正弦波電源１０２が電圧位相可変の場合を示したが、二つの正弦波電源のうち、少なくとも一方は出力電圧の振幅が可変でき、かつ少なくとも一方は出力電圧の位相が可変できるものであればよい。また上述の通り、オフセットバイアス調整時の電圧増加率αが大きいほど外乱抑制効果が大きくなるが、測定回路にはそれに比例したオフセット電圧が現れるため、αが大きいほどダイナミックレンジを狭くすることになるので、実際には効果とダイナミックレンジの広さとを勘案して、αを決めるのがことが望ましい。通常はα＝０．０１〜０．０５にすることにより、両立できる場合が多い。
【実施例２】
【００５４】
次に、実施例２で、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３に流れる電流i１、比較インピーダンス素子１０４に流れる電流i２、および電流検出回路に流入する電流ｉの波形を示して物理量計測回路の動作の例を説明する。図５及び図６は、この実施例２のシミュレーション波形である。図７は、比較例のシミュレーション波形である。これらの図において、電流iは１００倍した値を示している。シミュレーションの条件として、正弦波の周波数を１０ｋＨｚ、物理量計測センサのインピーダンス素子１０３と比較インピーダンス素子１０４の静電容量値Ｃを５００ｐＦ、正弦波電源１０１，１０２の電圧ｖ1、ｖ２の波高値を約１０Ｖとしている。
【００５５】
前述した第１ステップのオフセット０調整の後の第２ステップのオフセットバイアス調整において、正弦波電源１０１の電圧振幅の増加率αを０．０３とすると、センサ入力が無い（物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量変化率ε＝０）場合で、位相変動が無い（θ＝０）場合は、図５に示すように電流検出回路に流入する電流ｉの波高値は、０．０００００９４Ａとなる。これはオフセットバイアス調整によるオフセット電流である（数１０参照）。
【００５６】
このオフセットバイアス調整の後、センサ入力が有って物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量変化率εが例えば０．００５になると、以下のようになる。
【００５７】
位相変動が無い（θ＝０）場合は、図６（ａ）に示すように電流検出回路に流入する電流ｉの波高値は、０．００００１１０Ａとなる。よって、これからオフセットバイアス調整による上記のオフセット電流０．０００００９４Ａを差し引くと、０．０００００１６Ａとなる。
【００５８】
位相変動が有る（例えばθ＝０．２°）場合は、図６（ｂ）に示すように電流検出回路に流入する電流ｉの波高値は、０．００００１１１Ａとなる。よって、これからオフセットバイアス調整による上記のオフセット電流０．０００００９４Ａを差し引くと、０．０００００１７Ａとなる。
【００５９】
したがって、比誤差ＲＥは、０．０００００１７／０．０００００１６＝１．０６２５となる。すなわち、６．２５％の誤差となる。
【００６０】
この比較例として、第２ステップを用いない従来のオフセット０調整による方法では、オフセット０調整の後、センサ入力が有って物理量計測センサのインピーダンス素子１０３の静電容量変化率εが例えば０．００５になると、以下のようになる。
【００６１】
位相変動が無い（θ＝０）場合は、図７（ａ）に示すように電流検出回路に流入する電流ｉの波高値は、０．０００００１５７Ａとなる。
【００６２】
位相変動が有る（例えばθ＝０．２°）場合は、図７（ｂ）に示すように電流検出回路に流入する電流ｉの波高値は、０．０００００１９２Ａとなる。
【００６３】
したがって、この比較例の比誤差ＲＥは、０．０００００１９２／０．０００００１５７＝１．２２３となる。すなわち、２２．３％の誤差となる。
【００６４】
このように、第１ステップのオフセット０調整の後に第２ステップのオフセットバイアス調整を行うと、第２ステップを用いない従来のオフセット０調整による方法よりも比誤差は格段に低減している。
【符号の説明】
【００６５】
１００・・・正弦波発振器、１０１・・・第１の正弦波電源、１０２・・・第２の正弦波電源、１０３・・・物理量計測センサのインピーダンス素子、１０４・・・比較インピーダンス素子、１０５・・・電流検出回路を構成する帰還抵抗、１０６・・・電流検出回路を構成するオペアンプ、１０７・・・反転増幅回路を構成する入力抵抗、１０８・・・反転増幅回路を構成する可変帰還抵抗、１０９・・・反転増幅回路を構成するオペアンプ、１１０・・・ＣＲローパスフィルタを構成する可変抵抗、１１１・・・ＣＲローパスフィルタを構成するコンデンサ、１１２・・・ＣＲローパスフィルタを構成するオペアンプ、１１３・・・全波整流・平滑回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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