(57)【要約】【課題】回路面積に影響を与えずに、希望帯域の信号を減衰させずに、隣接周波数の妨害波を減衰させることが可能なフィルタ回路を提供する。【解決手段】所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する１以上の第１キャパシタと、入力端子側から前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記入力端子への入力電圧に比例した電流を出力する１以上の第１の増幅器と、出力端子側から各前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記出力端子からの出力電圧に比例した電流を出力する１以上の第２の増幅器と、を備え、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は任意に設定される、フィルタ回路が提供される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する１以上の第１キャパシタと、
入力端子側から前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記入力端子への入力電圧に比例した電流を出力する１以上の第１の増幅器と、
出力端子側から各前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記出力端子からの出力電圧に比例した電流を出力する１以上の第２の増幅器と、
を備え、
前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は任意に設定される、フィルタ回路。
【請求項２】
前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は、マイナス、ゼロ、プラスのいずれかに設定される、請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
各前記第１の増幅器の比例係数と、各前記第２の増幅器の比例係数との総和は一定である、請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記第１キャパシタに対応して設けられ、所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する第２キャパシタを更に備え、
前記第１キャパシタと、前記第２キャパシタとの容量比に応じて各前記第１の増幅器の比例係数の比が設定される、請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項５】
請求項１に記載のフィルタ回路を備える、集積回路。
【請求項６】
請求項５に記載の集積回路と、
デュプレクサと、
を備える、通信モジュール。
【請求項７】
請求項６に記載の通信モジュールと、
電波を送信及び受信し、該電波を前記通信モジュールとの間で授受するアンテナと、
を備える、通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、フィルタ回路、集積回路、通信モジュール及び通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スマートフォンに代表される高機能な無線通信端末の普及と、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）−Ａｄｖａｎｃｅｄのような高速な無線通信システムによる移動体通信のブロードバンド化が進展している。そこで、広範囲の周波数で様々な無線通信システムに対応可能な、コグニティブ無線の技術による周波数資源の有効活用に期待が寄せられている。また、そのような無線通信システムに適用される離散時間チャージドメインフィルタが、例えば非特許文献１で開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】M. Tohidian, I. Madadi, and R. B. Staszewski, “A 2mW 800MS/s7th-order discrete-time IIR filter with 400kHz-30MHz BW and 100dB stop-bandrejection in 65nm CMOS,” Proc. of IEEE Solid-State Circuits Conf., sec. 10.2,19 Feb. 2013.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記事情に鑑みれば、通信端末の回路面積に影響を与えずに、また通信端末が希望する帯域の信号を減衰させずに、隣接周波数の妨害波を減衰させるようなフィルタ回路が望まれる。
【０００５】
そこで本開示は、回路面積に影響を与えずに、希望帯域の信号を減衰させずに、隣接周波数の妨害波を減衰させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路、集積回路及び通信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示によれば、所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する１以上の第１キャパシタと、入力端子側から前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記入力端子への入力電圧に比例した電流を出力する１以上の第１の増幅器と、出力端子側から各前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記出力端子からの出力電圧に比例した電流を出力する１以上の第２の増幅器と、を備え、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は任意に設定される、フィルタ回路が提供される。
【０００７】
また本開示によれば、上記フィルタ回路を備える、集積回路、が提供される。
【０００８】
また本開示によれば、上記集積回路と、デュプレクサと、を備える、通信モジュールが提供される。
【０００９】
また本開示によれば、上記通信モジュールと、電波を送信及び受信し、該電波を前記通信モジュールとの間で授受するアンテナと、を備える、通信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
以上説明したように本開示によれば、回路面積に影響を与えずに、希望帯域の信号を減衰させずに、隣接周波数の妨害波を減衰させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路、集積回路、通信モジュール及び通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】高速な無線通信システムを使用可能な無線通信端末の機能構成例を示す説明図である。
【図２】離散時間チャージドメインフィルタの構成例を示す説明図である。
【図３】図２に示したスイッチをオン・オフさせるためのパルスの波形を示す説明図である。
【図４】離散時間チャージドメインフィルタの構成例を示す説明図である。
【図５】非特許文献１で示されている、離散時間チャージドメイン６０を示す説明図である。
【図６】図５に示された離散時間チャージドメイン６０に印加されるパルスの波形を示す説明図である
【図７】図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０の周波数特性の例を示す説明図である。
【図８】本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００の回路構成例を示す説明図である。
【図９】離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性をグラフで示す説明図である。
【図１０】離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性をグラフで示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１３】
なお、説明は以下の順序で行うものとする。
＜１．本開示の一実施形態＞
［概要］
［回路構成例］
＜２．まとめ＞
【００１４】
＜１．本開示の一実施形態＞
［概要］
まず、本開示の一実施形態について詳細に説明する前に、本開示の一実施形態に至るまでの概要を説明する。
【００１５】
上述したように、スマートフォンに代表される高機能な無線通信端末の普及と、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄのような高速な無線通信システムによる移動体通信のブロードバンド化が進展してきている。移動体通信で利用できる周波数帯には限りがあるので、このような高機能な無線通信端末の普及や、移動体通信のブロードバンド化の進展につれて、無線通信トラヒックが増大するとともに、周波数資源の枯渇が問題となっている。
【００１６】
移動体通信に適した周波数範囲には、既存の無線通信システムに割り当てられた周波数帯域が既に広く存在するため、新しい無線通信システムの周波数帯域を広帯域に確保することは非常に困難である。従って、広範囲の周波数で様々な無線通信システムに対応可能なコグニティブ無線の技術による周波数資源の有効活用に期待が寄せられている。
【００１７】
図１は、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄのような高速な無線通信システムを使用可能な無線通信端末の機能構成例を示す説明図である。図１に示した無線通信端末１０は、アンテナ１１と、受信部２０と、ベースバンド処理部３０と、送信部４０と、を含んで構成される。
【００１８】
受信部２０は、他の装置（例えば基地局や無線ＬＡＮの親機等）から送信され、アンテナ１１で受信した電波を処理してベースバンド処理部３０に送る。受信部２０は、デュプレクサ２２と、ＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２３と、ミキサ２４ａ、２４ｂと、ＬＰＦ２５ａ、２５ｂと、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）２６ａ、２６ｂと、を含んで構成される。
【００１９】
アンテナ１１で受信された電波はデュプレクサ２２を通過することで、アンテナ１１から送信される送信波との混合が防止され、ＬＮＡ２３で増幅される。ＬＮＡ２３で増幅された電波は、ミキサ２４ａ、２４ｂでそれぞれ余弦波と正弦波と混合され、ＬＰＦ２５ａ、２５ｂで所定の周波数成分を通過させる。ＬＰＦ２５ａ、２５ｂを通過した信号はＡＤコンバータ２６ａ、２６ｂでそれぞれデジタル信号に変換されて、ベースバンド処理部３０に送られる。
【００２０】
送信部４０は、ベースバンド処理部３０からの信号を、アンテナ１１から送信するための信号処理を行なう。送信部４０は、デジタル信号からアナログ信号への変換を行ったり、フィルタ処理を行ったりする送信モジュール４１と、アンテナ１１で受信された電波との混合を防ぐデュプレクサ４２と、を含んで構成される。
【００２１】
ＬＰＦ２５ａ、２５ｂは、チャネル選択用のローパスフィルタである。チャネル選択用のローパスフィルタとして用いられるＬＰＦ２５ａ、２５ｂは、様々な無線通信システムに対応するために、カットオフ周波数がチューナブルであること、隣接周波数からの妨害を低減するため急峻なカットオフ特性と高い線形性があること、さらに低雑音かつ低消費電力であることが要求される。
【００２２】
このような、高性能のチャネル選択用ローパスフィルタを、低コストのＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセスで実現することが求められる。ＣＭＯＳプロセスは、ムーアの法則に沿って微細化を続けており、電源電圧が低下しているために、従来のアナログ回路の設計手法を用いてフィルタ回路を実現し続けることが次第に困難になっている。
【００２３】
一方、ＣＭＯＳプロセスの微細化によって、トランジスタのトランスコンダクタンス係数は大きくなり、デジタル回路やスイッチ回路は高速に動作するようになり、キャパシタの容量密度も上昇している。従って、スイッチトキャパシタフィルタを、従来では考えられないＧＨｚオーダーの高速クロックで動作させ、離散時間のアナログ信号処理を行なうことが可能になってきている。オペアンプを用いない離散時間チャージドメインフィルタは低雑音で線形性に優れ、ムーアの法則に従ってスケーリングが可能であることから、盛んに研究開発が行われている。
【００２４】
図２は、離散時間チャージドメインフィルタの構成例を示す説明図である。図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０は、トランスコンダクタンスアンプＧｍと、ヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２と、ローテーションキャパシタＣｒと、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３と、を含んで構成される。
【００２５】
トランスコンダクタンスアンプＧｍは、入力電圧を電流に変換して出力するアンプである。ヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２は、所定のタイミングで電荷を蓄積または放出するキャパシタである。ヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２が電荷を蓄積または放出するタイミングは、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３のオン、オフのタイミングによって決まる。ローテーションキャパシタＣｒは、所定のタイミングでヒストリキャパシタＣｈ１が蓄えた電荷を受け取って蓄積したり、蓄積した電荷をヒストリキャパシタＣｈ２へ供給したりするキャパシタである。また図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０におけるＶ１は１次の出力電圧を表す。
【００２６】
図３は、図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３をオン・オフさせるためのパルスの波形を示す説明図である。
【００２７】
トランスコンダクタンスアンプＧｍは、離散時間チャージドメインフィルタ５０の入力端子Ｖｉｎに印加される電圧に比例した電流を出力するトランスコンダクタンスアンプである。トランスコンダクタンスアンプＧｍが出力する電流は、ヒストリキャパシタＣｈ１に電荷として蓄積される。
【００２８】
図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０の動作を説明する。スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、図３に示したパルスｐ１、ｐ２、ｐ３がハイの時にオン状態になり、ローのときはオフ状態になるスイッチである。パルスｐ１、ｐ２、ｐ３は、図３に示したように、ハイになるタイミングが、サンプリングクロックＣＬＫの１周期（Ｔｓ）ずつシフトして、互いにオーバーラップしないパルスである。
【００２９】
パルスｐ１のみがハイになる時は、スイッチＳ１がオン状態となり、スイッチＳ２、Ｓ３がオフ状態となる。スイッチＳ１のみがオン状態になると、ローテーションキャパシタＣｒには、ヒストリキャパシタＣｈ１に蓄積されている電荷が分配される。
【００３０】
パルスｐ２のみがハイになる時は、スイッチＳ２がオン状態となり、スイッチＳ１、Ｓ３がオフ状態となる。スイッチＳ２のみがオン状態になると、ローテーションキャパシタＣｒはヒストリキャパシタＣｈ２と接続される。ローテーションキャパシタＣｒがヒストリキャパシタＣｈ２と接続されると、ローテーションキャパシタＣｒに蓄えられている電荷がヒストリキャパシタＣｈ２に分配される。ヒストリキャパシタＣｈ２に蓄えられた電荷は、離散時間チャージドメインフィルタ５０の出力Ｖｏｕｔから出力される。
【００３１】
パルスｐ３のみがハイになる時は、スイッチＳ３がオン状態となり、スイッチＳ１、Ｓ２がオフ状態となる。スイッチＳ３のみがオン状態になると、ローテーションキャパシタＣｒが接地されるので、ローテーションキャパシタＣｒに蓄えられている電荷は放電される。図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０のヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２には、それぞれ電荷が蓄積されるので、離散時間チャージドメインフィルタ５０は積分器として機能する。
【００３２】
これらのパルスｐ１、ｐ２、ｐ３の各ステージによる離散時間チャージドメインフィルタ５０の一連の動作は、サンプリングクロックＣＬＫの周期Ｔｓの３周期毎に繰り返される。そこで、図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０を並列化することで、サンプリングクロックＣＬＫの周期Ｔｓの１周期毎に連続的に動作させることができる。
【００３３】
図４は、離散時間チャージドメインフィルタの構成例を示す説明図である。図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１は、図２に示した離散時間チャージドメインフィルタ５０を３つ用いて並列化したチャージドメインフィルタである。
【００３４】
図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１は、トランスコンダクタンスアンプＧｍと、ヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２と、ローテーションキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３と、スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３と、を含んで構成される。スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３の近傍に付しているｐ１、ｐ２、ｐ３は、図３に示したパルスｐ１、ｐ２、ｐ３がそれぞれのスイッチに印加されることを示している。すなわち、スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３は、図３に示したパルスｐ１、ｐ２、ｐ３がハイの時にオン状態になり、ローのときはオフ状態になるスイッチである。
【００３５】
図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１では、ヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２は同じ容量であり、ローテーションキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３は同じ容量であるとする。また図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１におけるＶ１は１次の出力電圧を表す。
【００３６】
図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１の離散時間伝達関数を数式１に示す。数式１におけるＧｍは、トランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数、Ｔｓはサンプリングクロックの周期、ＣｒはローテーションキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３の容量、ＣｈはヒストリキャパシタＣｈ１，Ｃｈ２の容量である。
【００３７】
【数１】
2014220616.tif 000003
【００３８】
このように、無線通信システムに適用される、オペアンプを用いない離散時間チャージドメインフィルタの研究が進められている。例えば非特許文献１では、７次のＩＩＲローパスフィルタを、オペアンプを用いない離散時間チャージドメインフィルタで実現したことが開示されている。
【００３９】
図５は、非特許文献１で示されている、離散時間チャージドメインフィルタ６０を示す説明図であり、図６は、離散時間チャージドメインフィルタ６０に印加されるパルスの波形を示す説明図である。
【００４０】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０は、トランスコンダクタンスアンプＧｍと、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７と、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８と、スイッチＳｎｍ（なお、１≦ｎ≦８，１≦ｍ≦８）と、を含んで構成される。スイッチＳｎｍの近傍に付しているｐ１〜ｐ８は、図６に示したパルスｐ１〜ｐ８がそれぞれのスイッチに印加されることを示している。
【００４１】
トランスコンダクタンスアンプＧｍは、離散時間チャージドメインフィルタ６０への入力端子ＶｉｎからヒストリキャパシタＣｈ１に向かうトランスコンダクタンスアンプである。
【００４２】
ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７は、それぞれ所定のタイミングで電荷を蓄積または放出するキャパシタである。ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７が電荷を蓄積または放出するタイミングは、スイッチＳｎｍのオン、オフのタイミングによって決まる。ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８は、所定のタイミングでヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７が蓄えた電荷を受け取って蓄積したり、蓄積した電荷をヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７へ供給したりするキャパシタである。
【００４３】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０は、ヒストリキャパシタＣｈ７に蓄えられた電荷が出力Ｖｏｕｔから出力されるよう構成されている。また図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０におけるＶ１〜Ｖ６は、それぞれ１次〜６次の出力電圧を表す。
【００４４】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０の動作を説明する。パルスｐ１のみがハイになる時は、スイッチＳ１１、Ｓ２１、・・・、Ｓ８１がオン状態となり、ローテーションキャパシタＣｒ１とヒストリキャパシタＣｈ１とに、ローテーションキャパシタＣｒ３とヒストリキャパシタＣｈ７とに、ローテーションキャパシタＣｒ４とヒストリキャパシタＣｈ６とに、ローテーションキャパシタＣｒ５とヒストリキャパシタＣｈ５とに、ローテーションキャパシタＣｒ６とヒストリキャパシタＣｈ４とに、ローテーションキャパシタＣｒ７とヒストリキャパシタＣｈ３とに、ローテーションキャパシタＣｒ８とヒストリキャパシタＣｈ２とに、それぞれ電荷が分配される。またローテーションキャパシタＣｒ２が接地されるので、ローテーションキャパシタＣｒ２に蓄えられている電荷は放電される。
【００４５】
続いてパルスｐ２のみがハイになる時は、スイッチＳ１２、Ｓ２２、・・・、Ｓ８２がオン状態となり、ローテーションキャパシタＣｒ１とヒストリキャパシタＣｈ２とに、ローテーションキャパシタＣｒ２とヒストリキャパシタＣｈ１とに、ローテーションキャパシタＣｒ４とヒストリキャパシタＣｈ７とに、ローテーションキャパシタＣｒ５とヒストリキャパシタＣｈ６とに、ローテーションキャパシタＣｒ６とヒストリキャパシタＣｈ５とに、ローテーションキャパシタＣｒ７とヒストリキャパシタＣｈ４とに、ローテーションキャパシタＣｒ８とヒストリキャパシタＣｈ３とに、それぞれ電荷が分配される。またローテーションキャパシタＣｒ３が接地されるので、ローテーションキャパシタＣｒ３に蓄えられている電荷は放電される。
【００４６】
以後、同様にパルスｐ３以降のハイとローとが繰り返されることで、スイッチＳｎｍのオン状態とオフ状態とが順次切り替わり、各キャパシタに蓄えられている電荷の分配及び放電が繰り返される。このようにパルスｐ１〜ｐ８のパルスのハイとローとが繰り返されることによって、電荷の分配及び放電が繰り返される。図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０は、７つのヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７を有していることで、７次ＩＩＲローパスフィルタとして動作する。
【００４７】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０では、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７は同じ容量であり、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８は同じ容量であるとする。
【００４８】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０の伝達関数を数式２に示す。数式２におけるＧｍは、トランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数、Ｔｓはサンプリングクロックの周期、ＣｒはローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量、ＣｈはヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量である。
【００４９】
【数２】
2014220616.tif 000004
【００５０】
図４に示した離散時間チャージドメインフィルタ５１と、図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０とから、オペアンプを用いない離散時間チャージドメインフィルタの回路規模は、次数ｎに１を加えた（ｎ＋１）の二乗に比例して大きくなることが分かる。また、離散時間チャージドメインフィルタで使用されるスイッチの数は（ｎ＋１）２であることもわかる。
【００５１】
図７は、図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０の周波数特性の例を示す説明図である。図７に示したのは、図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０において、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量Ｃｈ＝２０［ｐＦ］、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量Ｃｒ＝０．５［ｐＦ］、トランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数Ｇｍ＝０．５［ｍＳ］、サンプリングクロックの周期Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］とした場合の周波数特性である。
【００５２】
図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０は、図７に示したような周波数特性を有する。図７に示したように、離散時間チャージドメインフィルタ６０はカットオフ特性が緩やかである。従って、図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０は、隣接周波数の妨害波を十分に減衰できず、希望信号帯域も減衰させてしまう。隣接周波数の減衰量を大きくしようとして次数を高くすると、上述したように、回路規模は次数ｎに１を加えた（ｎ＋１）の二乗に比例して増大するので、スイッチやキャパシタの数の増加に伴って、消費電力が増加したり、チップ面積が増大したりする。
【００５３】
そこで以下において、回路規模に影響を与えることなく、隣接周波数の妨害波を十分に減衰させることが出来るとともに、希望信号帯域の減衰を抑制できる離散時間チャージドメインフィルタについて説明する。
【００５４】
［回路構成例］
図８は、本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００の回路構成例を示す説明図である。以下、図８を用いて本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００の回路構成例について説明する。
【００５５】
図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００は、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６と、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７と、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８と、スイッチＳｎｍ（１≦ｎ≦８，１≦ｍ≦８）と、を含んで構成される。スイッチＳｎｍの近傍に付しているｐ１〜ｐ８は、図６に示したパルスｐ１〜ｐ８がそれぞれのスイッチに印加されることを示している。
【００５６】
トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６は、離散時間チャージドメインフィルタ１００への入力端子ＶｉｎからヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６に向かう、フィードフォワード用のトランスコンダクタンスアンプである。
【００５７】
トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６は、離散時間チャージドメインフィルタ１００からの出力ＶｏｕｔからヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６に向かう、フィードバック用のトランスコンダクタンスアンプである。
【００５８】
ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７は、本開示の第１キャパシタの一例であり、それぞれ所定のタイミングで電荷を蓄積または放出するキャパシタである。ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７が電荷を蓄積または放出するタイミングは、スイッチＳｎｍのオン、オフのタイミングによって決まる。ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８は、本開示の第２キャパシタの一例であり、所定のタイミングでヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７が蓄えた電荷を受け取って蓄積したり、蓄積した電荷をヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７へ供給したりするキャパシタである。
【００５９】
図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００は、ヒストリキャパシタＣｈ７に蓄えられた電荷が出力Ｖｏｕｔから出力されるよう構成されている。また図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００におけるＶ１〜Ｖ６は、それぞれ１次〜６次の出力電圧を表す。
【００６０】
そして本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００は、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６の各トランスコンダクタンス係数がプログラマブルである。例えばトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６の各トランスコンダクタンス係数は、マイナス、ゼロ、プラスの何れかの値に設定され得る。
【００６１】
図８に示したトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６によって、離散時間チャージドメインフィルタ１００から出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流がヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６に流れる。従って、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６には、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６からの電流と、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６からの電流によって電荷が蓄積される。
【００６２】
図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００の動作を説明する。パルスｐ１のみがハイになる時は、スイッチＳ１１、Ｓ２１、・・・、Ｓ８１がオン状態となる。すると、ローテーションキャパシタＣｒ１とヒストリキャパシタＣｈ１とに、ローテーションキャパシタＣｒ３とヒストリキャパシタＣｈ７とに、ローテーションキャパシタＣｒ４とヒストリキャパシタＣｈ６とに、ローテーションキャパシタＣｒ５とヒストリキャパシタＣｈ５とに、ローテーションキャパシタＣｒ６とヒストリキャパシタＣｈ４とに、ローテーションキャパシタＣｒ７とヒストリキャパシタＣｈ３とに、ローテーションキャパシタＣｒ８とヒストリキャパシタＣｈ２とに、それぞれ電荷が分配される。またローテーションキャパシタＣｒ２が接地されるので、ローテーションキャパシタＣｒ２に蓄えられている電荷は放電される。
【００６３】
続いてパルスｐ２のみがハイになる時は、スイッチＳ１２、Ｓ２２、・・・、Ｓ８２がオン状態となる。すると、ローテーションキャパシタＣｒ１とヒストリキャパシタＣｈ２とに、ローテーションキャパシタＣｒ２とヒストリキャパシタＣｈ１とに、ローテーションキャパシタＣｒ４とヒストリキャパシタＣｈ７とに、ローテーションキャパシタＣｒ５とヒストリキャパシタＣｈ６とに、ローテーションキャパシタＣｒ６とヒストリキャパシタＣｈ５とに、ローテーションキャパシタＣｒ７とヒストリキャパシタＣｈ４とに、ローテーションキャパシタＣｒ８とヒストリキャパシタＣｈ３とに、それぞれ電荷が分配される。またローテーションキャパシタＣｒ３が接地されるので、ローテーションキャパシタＣｒ３に蓄えられている電荷は放電される。
【００６４】
以後、同様にパルスｐ３以降のハイとローとが繰り返されることで、スイッチＳｎｍのオン状態とオフ状態とが順次切り替わり、各キャパシタに蓄えられている電荷の分配及び放電が繰り返される。ローテーションキャパシタＣｒ１，・・・，Ｃｒ８に蓄えられた電荷は、それぞれスイッチＳ１８，・・・，Ｓ８７がオンになった時に放電される。
【００６５】
このようにパルスｐ１〜ｐ８のパルスのハイとローとが繰り返されることによって、電荷の分配及び放電が繰り返される。図８に示した本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００は、７つのヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７を有していることで、７次ＩＩＲローパスフィルタとして動作する。
【００６６】
図７に示した本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００では、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７は同じ容量であり、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８は同じ容量であるとする。
【００６７】
図８に示した、本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００の離散時間伝達関数を数式３に示す。数式３において、ｎは次数である。図８に示した本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００では、次数ｎは７である。
【００６８】
【数３】
2014220616.tif 000005
【００６９】
離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性の例を説明する。まず、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量Ｃｈ＝２０［ｐＦ］、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量Ｃｒ＝０．５［ｐＦ］、サンプリングクロックの周期Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］とし、さらに各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数を下記の表１のように設定した場合の周波数特性の例を示す。
【００７０】
【表１】
2014220616.tif 000006
【００７１】
上記表１では、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ３、ＧｍＦＢ４のトランスコンダクタンス係数が負の値に設定されている。すなわち、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ３、ＧｍＦＢ４では電流が逆に流れる（出力Ｖｏｕｔに向けて流れる）ことになる。
【００７２】
図９は、上記のように回路定数を設定した場合の、離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性をグラフで示す説明図である。図９に示したグラフにおいて、実線が表１のように回路定数を設定した場合の周波数特性であり、破線が図７に示した周波数特性である。
【００７３】
上記のように回路定数を設定すると、離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性は、カットオフ周波数付近の周波数特性がフラットに持ち上がり、図７に示した周波数特性と比べて、−３ｄＢ帯域幅が１．２５ＭＨｚから１．９ＭＨｚに拡大している。
【００７４】
表１に示したように、各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和は０．５［ｍＳ］である。これは図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０のトランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数Ｇｍの値と同じである。各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和を、離散時間チャージドメインフィルタ６０のトランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数Ｇｍと同じ値にすることで、離散時間チャージドメインフィルタ６０と同じＤＣゲインを得ることが出来る。
【００７５】
言い換えれば、各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和によって、離散時間チャージドメインフィルタ１００のＤＣゲインが定まることになる。
【００７６】
また表１に示したように、離散時間チャージドメインフィルタ１００の出力Ｖｏｕｔから各ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６に向かう各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の和は、ゼロとなるように設定されている。このようにトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の和がゼロになるように設定することで、離散時間チャージドメインフィルタ１００は、離散時間チャージドメインフィルタ６０と同じＤＣゲインに設定される。
【００７７】
離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性の別の例を説明する。まず、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量Ｃｈ＝２０［ｐＦ］、ローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量Ｃｒ＝０．５［ｐＦ］、サンプリングクロックの周期Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］とし、さらに各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数を下記の表２のように設定した場合の周波数特性の例を示す。
【００７８】
【表２】
2014220616.tif 000007
【００７９】
図１０は、上記のように回路定数を設定した場合の、離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性をグラフで示す説明図である。図１０に示したグラフにおいて、実線が表２のように回路定数を設定した場合の周波数特性であり、破線が図７に示した周波数特性である。
【００８０】
表２に示したように、各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和は０．５［ｍＳ］である。これは図５に示した離散時間チャージドメインフィルタ６０のトランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数Ｇｍの値と同じである。各トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和を、離散時間チャージドメインフィルタ６０のトランスコンダクタンスアンプＧｍのトランスコンダクタンス係数Ｇｍと同じ値にすることで、離散時間チャージドメインフィルタ６０と同じＤＣゲインを得ることが出来る。
【００８１】
また表２にように回路定数を設定すると、離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性は、カットオフ周波数付近の周波数特性がフラットに持ち上がり、図７に示した周波数特性と比べて、−３ｄＢ帯域幅が１．２５ＭＨｚから１．９ＭＨｚに拡大している。上記のように回路定数を設定すると、離散時間チャージドメインフィルタ１００の周波数特性は、６．５ＭＨｚ付近に減衰極を設定することができるので、近接周波数の減衰量を高めている。
【００８２】
減衰極を生じさせるために設定されるＧｍＦＦ４とＧｍＦＦ１との比は、下記の数式４に示すように、ヒストリキャパシタの容量Ｃｈとローテーションキャパシタの容量Ｃｒの比Ｎに応じて定められる値である。この数式４に示したＧｍＦＦ４とＧｍＦＦ１との比は、数式３においてＧｍＦＦ４とＧｍＦＦ１に値を設定した場合に、分子が０となる条件に相当する。
【００８３】
【数４】
2014220616.tif 000008
【００８４】
ただし、数式４におけるＸは、以下の数式５で定められる。
【００８５】
【数５】
2014220616.tif 000009
【００８６】
数式５にＮ＝４０を代入すると、数式４でのＧｍＦＦ４とＧｍＦＦ１の比が０．１３９となる。従って、ＧｍＦＦ１＝０．５［ｍＳ］と設定されれば、ＧｍＦＦ４＝０．０７［ｍＳ］になる。
【００８７】
数式４及び数式５から分かるように、ＧｍＦＦ４とＧｍＦＦ１の比は、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量ＣｈとローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量Ｃｒの比Ｎに応じて定められる値である。従って、この比はＣＭＯＳプロセスのばらつきに対して変化しにくい特徴がある。
【００８８】
離散時間チャージドメインフィルタ１００のＤＣゲインを、図５に示した構成を有する離散時間チャージドメインフィルタ６０と同じＤＣゲインにするために、表２に示したように、ＧｍＦＦ４にトランスコンダクタンス係数が設定されることで増加したトランスコンダクタンス係数の総和を、ＧｍＦＢ６の値を減らすことで調整している。このように、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数の総和によって、離散時間チャージドメインフィルタ１００のＤＣゲインが定まる。
【００８９】
図１０に示した周波数特性において、減衰極が生じる周波数ｆｎｏｔｃｈは、下記の数式６に示すように、ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ７の容量ＣｈとローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ８の容量Ｃｒの比Ｎ、およびサンプリングクロックＣＬＫの周期Ｔｓで定まる。従って、減衰極が生じる周波数はＣＭＯＳプロセスのばらつきに対して変化しにくい特徴がある。
【００９０】
【数６】
2014220616.tif 000010
【００９１】
数式５と数式６に、Ｎ＝４０とＴｓ＝１．０［ｎｓ］を代入すると、減衰極が生じる周波数はｆｎｏｔｃｈ＝６．４９６［ＭＨｚ］となる。
【００９２】
また、図１０に示した周波数特性において、減衰極が生じる周波数ｆｎｏｔｃｈは、どのトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６に値を設定するかによって変化し得る。例えば、図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００の回路構成例において、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１に近い側（時間的にローテーションキャパシタに電荷が渡るのが近い側）のトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ２，ＧｍＦＦ３に値を設定すると、より高い周波数に減衰極を生じさせることが出来る。
【００９３】
一方、図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００の回路構成例において、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１から遠い側（時間的にローテーションキャパシタに電荷が渡るのが遠い側）のトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ５，ＧｍＦＦ６に値を設定すると、より低い周波数に減衰極を生じさせることが出来る。
【００９４】
図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００は、トランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数を適切な値に設定することで回路規模に影響を与えることなく、隣接周波数の妨害波を十分に減衰させることが出来るとともに、希望信号帯域の減衰を抑制できる。従って、図８に示した離散時間チャージドメインフィルタ１００は、図１に示した無線通信端末１０のＬＰＦ２５ａ、２５ｂに用いるのに適したＩＩＲフィルタである。
【００９５】
また、ＬＰＦ２５ａ、２５ｂに離散時間チャージドメインフィルタ１００を用いることで、ＬＮＡ２３と、ミキサ２４ａ、２４ｂと、ＬＰＦ２５ａ、２５ｂと、Ａ／Ｄコンバータ２６ａ、２６ｂと、が本開示の集積回路の一例になり、その集積回路にさらにデュプレクサ２２を加えたものが本開示の通信モジュールの一例になる。そして、その通信モジュールにアンテナ１１を加えたものが、本開示の通信装置の一例になる。
【００９６】
＜２．まとめ＞
本開示の一実施形態によれば、フィードフォワード用のトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６と、フィードバック用のトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６が設けられた離散時間チャージドメインフィルタ１００が提供される。
【００９７】
これらトランスコンダクタンスアンプＧｍＦＦ１〜ＧｍＦＦ６、ＧｍＦＢ１〜ＧｍＦＢ６のトランスコンダクタンス係数を適切な値に設定することで、本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００は、カットオフ特性を急峻にして、−３ｄＢ帯域幅を拡大することができる。また本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００は、減衰極を設定して、近接周波数の減衰量を高めることができる。
【００９８】
すなわち、本開示の一実施形態に係る離散時間チャージドメインフィルタ１００は、回路規模に影響を与えることなく、隣接周波数の妨害波を十分に減衰させることが出来るとともに、希望信号帯域の減衰を抑制できる。
【００９９】
なお、上述の説明では、ＬＰＦ２５ａ、２５ｂに離散時間チャージドメインフィルタ１００を適用する例を示したが、本開示は係る例に限定されるものではない。送信モジュール４１に含まれるフィルタに離散時間チャージドメインフィルタ１００が適用されても良い。
【０１００】
また上述の説明では、離散時間チャージドメインフィルタ１００は単相構成である実施形態を示したが、本開示は係る例に限定されるものではない。離散時間チャージドメインフィルタ１００は差動構成であってもよい。離散時間チャージドメインフィルタ１００を差動構成とすることで極性の入れ替えが容易になる。
【０１０１】
また上述の説明では、離散時間チャージドメインフィルタ１００に含まれるヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６及びローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ７の容量値は、それぞれ固定の値であるとして説明したが、本開示は係る例に限定されるものではない。ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６及びローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ７の容量値が可変であってもよい。ヒストリキャパシタＣｈ１〜Ｃｈ６及びローテーションキャパシタＣｒ１〜Ｃｒ７の容量値が可変であることで、容量値を変化させることで周波数特性を変化させることが可能となる。
【０１０２】
以上、添付図面を参照しながら本開示の好適な実施形態について詳細に説明したが、本開示はかかる例に限定されない。本開示の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１０３】
なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する１以上の第１キャパシタと、
入力端子側から前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記入力端子への入力電圧に比例した電流を出力する１以上の第１の増幅器と、
出力端子側から各前記第１キャパシタに向けて設けられ、前記出力端子からの出力電圧に比例した電流を出力する１以上の第２の増幅器と、
を備え、
前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は任意に設定される、フィルタ回路。
（２）
前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の比例係数は、マイナス、ゼロ、プラスのいずれかに設定される、前記（１）に記載のフィルタ回路。
（３）
各前記第１の増幅器の比例係数と、各前記第２の増幅器の比例係数との総和は一定である、前記（１）または（２）に記載のフィルタ回路。
（４）
前記第１キャパシタに対応して設けられ、所定のタイミングで電荷を蓄積及び放出する第２キャパシタを更に備え、
前記第１キャパシタと、前記第２キャパシタとの容量比に応じて各前記第１の増幅器の比例係数の比が設定される、前記（１）〜（３）のいずれかに記載のフィルタ回路。
（５）
前記（１）〜（４）のいずれかに記載のフィルタ回路を備える、集積回路。
（６）
前記（５）に記載の集積回路と、
デュプレクサと、
を備える、通信モジュール。
（７）
前記（６）に記載の通信モジュールと、
電波を送信及び受信し、該電波を前記通信モジュールとの間で授受するアンテナと、
を備える、通信装置。
【符号の説明】
【０１０４】
１０    無線通信端末
１１    アンテナ
２０    受信部
２２    デュプレクサ
２３    ＬＮＡ
２４ａ、２４ｂ    ミキサ
２５ａ、２５ｂ    ＬＰＦ
２６ａ、２６ｂ    ＡＤＣ
３０    ベースバンド処理部
４０    送信部
４１    送信モジュール
４２    デュプレクサ
【図１】
2014220616.tif 000011
【図２】
2014220616.tif 000012
【図３】
2014220616.tif 000013
【図４】
2014220616.tif 000014
【図５】
2014220616.tif 000015
【図６】
2014220616.tif 000016
【図７】
2014220616.tif 000017
【図８】
2014220616.tif 000018
【図９】
2014220616.tif 000019
【図１０】
2014220616.tif 000020