(57)【要約】【課題】  電波源の信号形式によらず、高精度に到来電波の方位角を算出することができるようにする。【解決手段】  移動体の機首方向に基線上に、到来電波の波長に対して１／２波長以上離して設けられた２つの素子アンテナと、所定の基準位相信号を出力する基準位相発振器と、前記素子アンテナにより受信された搬送波信号と前記基準位相信号との位相差を計測する前記素子アンテナに対応した数の位相差計測器と、前記計測位相差計測器からの位相差計測値を用いて前記２つの素子アンテナで受信した搬送波信号のドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を計測する周波数差計測手順と、前記ドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を用いて電波源までの方位角を演算する方位演算器と、を備える。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
測角装置であって、
移動体の機首方向に基線上に、到来電波の波長に対して１／２波長以上離して設けられた２つの素子アンテナと、
所定の基準位相信号を出力する基準位相発振器と、
前記素子アンテナにより受信された搬送波信号と前記基準位相信号との位相差を計測する前記素子アンテナに対応した数の位相差計測器と、
前記計測位相差計測器からの位相差計測値を用いて前記２つの素子アンテナで受信した搬送波信号のドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を計測する周波数差計測手順と、
前記ドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を用いて電波源までの方位角を演算する方位演算器と、を備えることを特徴とする測角装置。
【請求項２】
請求項１に記載の測角装置であって、
前記方位演算器は、前記ドップラ周波数及びドップラ周波数の変化率を用いて、２つの前記素子アンテナと前記電波源との間の擬似距離を算出し、当該擬似距離を用いて位相アンビギュイティが除去された搬送波位相差から到来電波の方向余弦を算出することを特徴とする測角装置。
【請求項３】
請求項２に記載の測角装置であって、
電波源が比較的近距離にある場合に、前記擬似距離計測値及び前記搬送波位相差計測の基づく方位角によって、電波源の位置を特定することを特徴とする測角装置。
【請求項４】
測角方法であって、
移動体の機首方向に基線上に、到来電波の波長に対して１／２波長以上離して設けられた２つの素子アンテナをかいして前記到来電波を受信する手順と、
所定の基準位相信号を出力する基準位相発振手順と、
前記素子アンテナにより受信された搬送波信号と前記基準位相信号との位相差を計測する位相差計測手順と、
前記計測位相差計測手順からの位相差計測値を用いて２つの前記素子アンテナで受信した搬送波信号のドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を計測する周波数差計測手順と、
前記ドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を用いて電波源までの方位角を演算する方位演算手順と、を含むことを特徴とする測角方法。
【請求項５】
請求項４に記載の測角方法であって、
前記方位演算手順は、前記ドップラ周波数及びドップラ周波数の変化率を用いて、２つの前記素子アンテナと前記電波源との間の擬似距離を算出し、当該擬似距離を用いて位相アンビギュイティが除去された搬送波位相差から到来電波の方向余弦を算出することを特徴とする測角方法。
【請求項６】
請求項５に記載の測角方法であって、
前記電波源が比較的近距離にある場合に、前記擬似距離計測値及び前記搬送波位相差計測の基づく方位角によって、当該電波源の位置を特定することを特徴とする測角方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測角装置及び測角方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電波源から到来するＲＦ信号の到来方向を計測するために測角装置が用いられる（例えば、特許文献１）。
【０００３】
図５は、電波の到来方向を計測する電波干渉計型測角装置の原理を示すブロック図である。図示しない航空機（移動体）等の進行方向又は機首方向を基線Ｋとして、この基線Ｋ上に素子アンテナ１、２は配置されている。そして、素子アンテナ１、２により電波源ＰからのＲＦ信号を受信し、受信機３、４で所要の信号を増幅する。増幅された信号は、相関器５に入力し、この相関器５で入力信号間の遅延時間差Δτ、又は、搬送波位相差Δφが検出される。これら遅延時間差Δτや搬送波位相差Δφを用いて方位演算器６で方位角θを求める。
【０００４】
次に、図６を参照して測角装置の動作を説明する。なお、図５は、測角装置における動作原理の説明図である。素子アンテナ１、２の間隔をＢとし、電波源Ｐの位置が、アンテナ間隔Ｂに対して十分に遠方にあるとする。このとき、到来電波の方位角θは、アンテナ１およびアンテナ２で同じ方位角θ＝θ１とみなせる。従って、アンテナ２を基準とすると、アンテナ１に到来する電波は、Δτ＝（Ｂ／ｃ）・ｃｏｓθ１だけ遅延することになる。ここで、ｃは光速を示す。よって、アンテナ１で受信される搬送波の位相をφ（ｔ）とすると、アンテナ２で受信された際の搬送波の位相は、φ（ｔ−Δτ）となる。相関器５から出力される遅延時間差Δτ、位相差Δφは、式１で与えられる。
2014010110.tif 000003
【０００５】
ただし、ωＲは受信角周波数、λは受信波長である。
【０００６】
相関器５から遅延時間差Δτが得られる場合、方位角θ１は一意的に決まる。しかし、搬送波位相差Δφのみが得られる場合は、位相アンビギュイティ値ΔＮを未知数として、式２により方位角θ１が算出できる。
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【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−３５７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上述した干渉計型測角装置においては、相関器５により遅延時間差Δτを算出するための条件は、到来信号がパルス波等の広帯域変調波である必要がある。しかも、遅延時間計測精度を向上させるためには、占有周波数帯域幅が極めて広帯域であることが必要となる。このことは、遅延時間計測精度は、電波源Ｐの変調形式に依存することになり受動方式の測角装置に適していないことを意味する。
【０００９】
電波源Ｐの変調形式に依存することなく方位角を算出するためには、搬送波位相角差Δφを計測する方法が有効であるが、この場合は搬送波の位相アンビギュイティΔＮを除去する必要が生じる。搬送波位相アンビギュイティΔＮを除去するために、素子アンテナとして指向性を有するアンテナを用いるか、又は、到来ＲＦ信号の波長λに対して基線長がλ／２以下となる素子アンテナを含む複数の基線Ｋ上での受信処理を行い、その組み合わせでΔＮを求める方法が用いられる。しかし、いずれの場合でも、アンテナ規模が大きくなり、航空機等の移動体では搭載が困難となる問題があった。
【００１０】
また、図７に示すように、電波源Ｐが移動体に搭載された素子アンテナ１、２に近接している場合は、電波源Ｐから各素子アンテナ１、２までの距離ｒ１、ｒ２及び入射角θ１、θ２は、素子アンテナ１、２で異なる。到来するＲＦ信号を平行波として扱う先の干渉計型測角装置では、遅延時間をΔτ＝（ｒ１−ｒ２）／ｃ＝（Ｂ／ｃ）・ｃｏｓθ１と仮定するため、たとえ遅延時間差Δτが計測可能であったとしても、方位角θ１に誤差が発生する問題がある。
【００１１】
そこで、本発明の主目的は、電波源の信号形式によらず、高精度に到来電波の方位角を算出することができる測角装置及び測角方法を提供することを目的とすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、測角装置は、移動体の機首方向に基線上に、到来電波の波長に対して１／２波長以上離して設けられた２つの素子アンテナと、所定の基準位相信号を出力する基準位相発振器と、素子アンテナにより受信された搬送波信号と基準位相信号との位相差を計測する素子アンテナに対応した数の位相差計測器と、  計測位相差計測器からの位相差計測値を用いて２つの素子アンテナで受信した搬送波信号のドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を計測する周波数差計測手順と、ドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を用いて電波源までの方位角を演算する方位演算器と、を備える。
【００１３】
また、測角方法は、移動体の機首方向に基線上に、到来電波の波長に対して１／２波長以上離して設けられた２つの素子アンテナをかいして到来電波を受信する手順と、所定の基準位相信号を出力する基準位相発振手順と、素子アンテナにより受信された搬送波信号と基準位相信号との位相差を計測する位相差計測手順と、計測位相差計測手順からの位相差計測値を用いて２つの素子アンテナで受信した搬送波信号のドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を計測する周波数差計測手順と、ドップラ周波数及び該ドップラ周波数の変化率を用いて電波源までの方位角を演算する方位演算手順と、を含む。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電波源の信号形式によらず、高精度に到来電波の方位角等が求めることができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態にかかる測角装置のブロック図である。
【図２】測角手順を示すフローチャートである。
【図３】位相差計測値の取得原理を示す図である。
【図４】縦軸に位相角、横軸に時間をとったときの位相差計測値を示した図である。
【図５】関連技術の説明に適用される電波の到来方向を計測する原理を示すブロック図である。
【図６】関連技術に係る測角装置の動作原理を説明するための図である。
【図７】関連技術に係る測角装置における問題点を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の実施形態にかかる測角装置のブロック図である。測角装置１０は、素子アンテナ１１、素子アンテナ１２、受信機１３、受信機１４、位相差計測器１５、位相差計測器１６、基準位相発振器１７、差分位相差計測器１８、周波数差計測器１９、方位演算器２０を備える。
【００１７】
素子アンテナ１１，１２は、図示しない航空機（移動体）等に搭載され、進行方向又は機首方向に平行な基線Ｋに沿って所定距離（以下、基線長と記載する）Ｂだけ離れて配置された無指向型のアンテナである。なお、図１においては、電波源Ｐから素子アンテナ１１までの距離をｒ１、角度をθ１、素子アンテナ１２までの距離をｒ２、角度をθ２と記載している。
【００１８】
受信機１３，１４は、素子アンテナ１１、１２で受信されたＲＦ信号から搬送波追尾信号を再生して位相差計測器１５，１６に出力する。
【００１９】
基準位相発振器１７は、位相計測するための位相基準信号を発生して位相差計測器１５，１６に出力する。位相差計測器１５，１６は、受信機１３，１４からの搬送波追尾信号と基準位相発振器１７からの基準位相信号との位相差を計測して、これを位相差計測値として出力する。
【００２０】
差分位相差計測器１８は、位相差計測器１５からの位相差計測値と位相差計測器１６からの位相差計測値との差を計測し、これを差分位相差として出力する。周波数差計測器１９は、搬送波追尾信号の位相変化率であるドップラ周波数と周波数変化率との計測を行う。方位演算器２０は、差分位相差、ドップラ周波数、ドップラ周波数の変化率を用いて電波源Ｐの方向余弦を算出する。
【００２１】
次に、このような測角装置１０の動作を図２に示すフローチャートに従い説明する。
【００２２】
ステップＳ１：（受信処理）
図１に示すように、方位計測目標である電波源Ｐから時刻ｔに送信されたＲＦ信号Ｘ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）・exp｛ｊωＲt｝は素子アンテナ１１、１２により受信される。ここで、Ｓ（ｔ）は送信情報信号であり、exp｛ｊωＲt｝は搬送波信号である。なお、ωＲは搬送波信号の角周波数であり、その時間との積ωＲｔは位相を示す。電波源Ｐから素子アンテナ１１，１２までの距離をｒ１、ｒ２とすると、各素子アンテナ１１，１２が受信したＲＦ信号は、Ｘ１（ｔ）＝Ｘ（ｔ−ｒ１／ｃ）、Ｘ２（ｔ）＝Ｘ（ｔ−ｒ２／ｃ）で与えられる。ここで、ｃは光速である。
【００２３】
ステップＳ２：（位相計測処理）
受信機１３、１４は、受信したＲＦ信号Ｘ１（ｔ），Ｘ２（ｔ）から、各種変調方式に対応した搬送波再生回路を用いてＳ（ｔ）を除去する。また、この搬送波再生回路は入力の遅延時間に追尾した搬送波信号を再生する機能を持ち、この機能により搬送波追尾信号の位相ωＲ（ｔ−ｒ１／ｃ），ωＲ（ｔ−ｒ２／ｃ）を出力する。
【００２４】
ステップＳ３：（位相差計測処理）
位相差計測器１５，１６は、搬送波追尾信号と基準位相信号との間の位相差を位相計測値として出力する。図３は、位相差計測値の取得原理を示す図である。図３に示すように、移動体が移動速度Ｖで移動する場合、位相差計測値φ１（ｔ）は、時刻ｔにおける搬送波追尾信号の位相ωＲｔ、送受信間距離ｒ１（ｔ）を用いて式３で与えられる。
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【００２５】
ここで送受信間距離ｒ１（ｔ）は、微少時間dt前の時刻to=t-dt、及び、移動速度Ｖを用いて、式４で与えられる。
2014010110.tif 000006
【００２６】
ただし、Ｖ・(ｔ-ｔ０)<<ｒ１(ｔ０)とする。
【００２７】
従って、式４を式３に代入することにより位相差計測値φ１(t)は式５となる。
2014010110.tif 000007
【００２８】
図４は、縦軸に位相角、横軸に時間をとったときの式５で与えられる位相差計測値φ１(t)を示した図である。位相差の表現範囲が（−π、＋π）であるので、位相差計測値φ１（ｔ）は、ノコギリ状の形状曲線Ｃ１となるが、これを累積することにより累積位相角Ｃ２が得られる。基準位相信号の角周波数ωＬが、搬送波追尾信号の角周波数ωＲより小さい値であれば、累積位相角Ｃ２の傾きαはα＝ｄφ/dt＝（ωＲ-ωＬ）＞０なので、（ωＲ-ωＬ）ｔは常に増加関数となる。従って、位相アンラップを容易に実現することができる。
【００２９】
ステップＳ４：（ドップラ特性演算処理）
位相差計測器１５，１６で計測された位相差計測値φ１（ｔ）、φ２（ｔ）は、周波数差計測器１９に入力する。そこで、周波数差計測器１９は、これらの位相差計測値φ１（ｔ）、φ２（ｔ）からドップラ周波数ｆｄ（ｔ）、ドップラ周波数差計測値Δ２（ｔ）を計測する。以下、ドップラ周波数ｆｄ（ｔ）、ドップラ周波数差計測値Δ２（ｔ）をドップラ特性と呼ぶ。ドップラ周波数ｆｄ（ｔ）は、図４において、累積位相角Ｃ２との傾きの差βである。即ち、時刻ｔ１における位相差計測値φ１（ｔ１）と累積位相角Ｃ２との傾きの差β１がｆｄ１（ｔ１）となる。同様に、時刻ｔ２における位相差計測値φ２（ｔ２）と累積位相角Ｃ２との傾きの差β２がｆｄ２（ｔ２）となる。
【００３０】
位相差計測値φ１(t)の傾きであるドップラ周波数計測値ｆｄ１（ｔ）は、送受信間周波数ズレであるｆＲ−ｆＬを含んで、式６のように表せる。
2014010110.tif 000008
【００３１】
また、ドップラ周波数差計測値Δ２は、式７で与えられる。
2014010110.tif 000009
【００３２】
ただし、ｆＲ-ｆＬ≒0となるように、ｆＬは設定されているとする。
【００３３】
ドップラ周波数変化率ｄ（ｆｄ１）／ｄｔ，ｄ（ｆｄ２）／ｄｔは、式８で与えられる。
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【００３４】
なお、式８の導出において、図３より半径ｒ１、ｒ２に対する円周速度を求める式９の関係式を用いた。
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【００３５】
ここで、式８の左辺の各ドップラ周波数変化率は、式６の計測値の時間差分で求めることができ、ｆＲ−ｆＬの設定誤差を計測値に含まない利点がある。
【００３６】
式８のドップラ周波数変化率の計測値の比は、式１０で与えられる。
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【００３７】
ただし、式１０の導出において、図１より半径ｒ１、ｒ２に対する式１１の正弦定理を用いた。
2014010110.tif 000013
【００３８】
さらに、式１２の関係を用いると、
2014010110.tif 000014
【００３９】
よって、式７で示されるドップラ周波数差計測値Δ２は式１３のように展開できる。
2014010110.tif 000015
【００４０】
ステップＳ５，Ｓ６：  （差分位相差計測処理、電波源情報算出処理）
これらの関係式により、円周速度を求める回転半径ｒ１、ｒ２が、式１４のように導出できる。
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【００４１】
これらの算出された回転半径ｒ１、ｒ２は電波源Ｐと素子アンテナ１１、１２間の擬似距離として扱うことができ、次の余弦定理をとくことにより、方位角θ１が式１５により得られる。
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【００４２】
式１４の擬似距離値ｒ１、ｒ２から、遅延時間差Δτ＝（ｒ１−ｒ２）／ｃを概略求めることが可能であり、搬送波の位相差アンビギュイティΔＮは、式１４の擬似距離差をｒ１−ｒ２を波長λで割り、整数部分を取り出すことにより得られるので、式１６により方位角θ１を求めることができる。
2014010110.tif 000018
【００４３】
ここで、Δφは、差分位相差計測器１８の出力で、位相差計測値φ１（ｔ）と位相差計測値φ２（ｔ）との差分位相差である。計測された擬似距離ｒ１及び、方位角θ１をもとに、電波源Ｐの発生位置（ｘ、ｙ)の測位は式１７により算出できる。ただし、計測時刻における受信局の位置を（Ｘ０，Ｙ０）とする。
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【００４４】
以上説明したように、航空機等の移動体に搭載された２つのアンテナで受信されるＲＦ信号を用いて、電波源Ｐの方位計測が精度よく実現できる。
【００４５】
また、式１４で示されるように、計測値から方位を算出する過程に移動体の移動速度Ｖは使われていないことに着目すると、移動速度Ｖはドップラ周波数を計測するための感度として寄与するが、速度Ｖを既知とする必要はない。即ち、方位計測手段は、固定した電波源Ｐに対して、航空機等の移動体に搭載される測角装置であるが、一方で、等速直線運動として仮定できる飛翔体等の移動電波源Ｐに対して地上に固定設置した測角装置とすることも可能であり、飛翔体の移動方位を計測すること実現できる。
【符号の説明】
【００４６】
１１、１２  素子アンテナ
１３、１４  受信機
１５、１６  位相差計測器
１７  基準位相発振器
１８  差分位相差計測器
１９  周波数差計測器
２０  方位演算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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