(57)【要約】【課題】太陽光発電システムはＭＰＰＴ効率向上が課題であり、スイッチング制御で太陽電池電流を電流目標値に制御する制御手段と、電流目標値可変手段を持ち、電流目標値を徐々に増加させて最大電力点の電流目標値を求める検出モードと、求めた電流目標値で動作する定常モードを持つシステムにおいて、直流コンデンサの耐圧を適切に維持しながら、電流可変のスピードを最適化する。【解決手段】スイッチング素子を制御して太陽電池の電流を電流目標値とほぼ等しい値に制御する電流制御手段と、電流目標値を可変する目標値可変手段を具備し、電流目標値をゼロから徐々に増加させながらその都度電力を演算して電力が最大となる点の電流目標値を求める検出モードと、求めた電流目標値で動作する定常モードを持つシステムにおいて、目標値可変手段における電流増加量を適宜選択し、最適な増加量を最短時間で求める。【選択図】図６
2014010587.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
太陽電池と、該太陽電池が出力する直流電圧を交流電圧に変換して出力するパワーコンディショナを有する太陽光発電システムにおいて、
前記パワーコンディショナは、
前記パワーコンディショナへの入力電流を検出する入力電流検出手段と、
前記パワーコンディショナへの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記パワーコンディショナへの入力電圧を昇圧するスイッチング素子と、
前記パワーコンディショナからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記入力電流が電流目標値と略等しい値になるように前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
を具備するとともに、
前記制御回路は、
目標値可変手段が出力する電流目標値を略ゼロから順次増加させながら前記スイッチング素子を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算するとともに、前記電力が最大となった電流目標値を最大値判定回路に記憶する検出モードと、
該最大値判定回路に記憶された電流目標値を用いて前記スイッチング素子を動作させる定常モードと、
を有するとともに、
前記検出モードでは、
前記出力電圧が第１の電圧閾値よりも小さいときは、前記目標可変手段が出力する電流目標値を順次増加させ、
前記出力電圧が第１の電圧閾値よりも大きいときは、前記目標可変手段が出力する電流目標値を維持することを特徴とする太陽光発電システム。
【請求項２】
請求項１に記載の太陽光発電システムにおいて、
前記第１の電圧閾値よりも大きい第２の電圧閾値が定められており、
前記出力電圧が第２の電圧閾値よりも小さいときは、前記スイッチング手段を動作させ、
前記出力電圧が第２の電圧閾値よりも大きいときは、前記スイッチング手段を停止することを特徴とする太陽光発電システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載の太陽光発電システムにおいて、
前記検出モードは、１ｍｓ〜数１０ｍｓのオーダーであり、
前記定常モードは、１ｓ〜数十分のオーダーであることを特徴とする太陽光発電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽光発電システムに関し、特に、太陽電池に接続した電力変換器（パワーコンディショナ（ＰＣＳ））を制御することによって、太陽電池の電力の最大点を検出し、検出した最大電力点でパワーコンディショナを動作させる太陽光発電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電システムは、太陽電池で発電した電力をパワーコンディショナで商用交流に変換し、家庭内で消費したり、商用系統に逆潮流させたりするシステムである。
【０００３】
図４において、実線は太陽電池の出力電流Ipvと出力電圧Vpvの特性（以下「電流−電圧特性」）を示すグラフであり、破線は太陽電池の出力電流Ipvと出力電力Ppvの特性（以下「電流−電力特性」）を示すグラフである。
【０００４】
ここに示すように、電流−電圧特性は、出力電圧Vpvが０のときに出力電流Ipvが短絡電流Iscとなり、出力電圧Vpvが開放電圧Vocのときに出力電流Ipvが０となる非線形の特性である。また、電流−電力特性は、出力電流IpvがIpmaxのときに出力電力Ppvが最大電力点Pmaxとなる特性を有し、最大電力点Pmaxのときの出力電圧VpvをVpmaxとする。
【０００５】
ここで説明した電流−電圧特性や電流−電力特性は、日照条件や温度条件によって変化するため、太陽電池から効率よく電力を取り出すためには常にこの最大電力点Pmaxを探索し、太陽電池の動作点が最大電力点となるようにパワーコンディショナを追従制御する必要がある。
【０００６】
最大電力追従制御法として一般によく知られた方法として、山登り法がある。この山登り法は、パワーコンディショナの入力電圧指令値を微小変更し、これに応じて太陽電池の発電電力が増加するか減少するかを判定する。そして、この判定結果に依って次の電圧指令値の変更方向を決定して指令値の微小変更を繰返す方法である。しかし、この方法は応答性が遅く、また部分影が発生した場合の二山特性に対応できないという課題を持っていた。
【０００７】
これに対しては様々な改良案が提案されており、特許文献１には、太陽電池の２端子にインダクタとスイッチング素子が直列に接続される構成のパワーコンディショナを有し、最大電力点の検出時には、スイッチング素子をオン状態に保持しインダクタに流れる電流をゼロから短絡電流まで変化させ、この時の電流−電圧特性をスキャンして最大電力点の電流、電圧を検出し、太陽電池の動作点が最大電力点の電流、電圧となるようにパワーコンディショナを動作させるものが開示されている。この方法を用いれば、太陽電池の電流−電圧特性の全域を高速にスキャンできるため、山登り法よりも応答性が早く、また二山特性が発生した場合においても確実に最大電力点を検出して移動することができる。
【０００８】
一方、上記のスキャン法は太陽電池の電流−電圧特性をスキャンする際に、スイッチング素子をオン状態に保つことにより、パワーコンディショナのチョークコイルＬに流れる電流Ipvの変化率di／dtが、
di/dt＝Vpv／Ｌ      （式１）
となることを利用してIpvを変化させている。
【０００９】
式１から分かるように、電流変化率di／dtはチョークコイルのインダクタンス値（Ｌ値）に反比例するため、Ipvの変化を精度良くスキャンするためには測定電圧や測定電流のＡＤ変換器のＡ／Ｄ変換性能との見合いにより、電流変化率di/dtを適切な値に抑える必要があり、Ｌ値は下限値を持つ。このことから、チョークコイルは下限値以上のインダクタンス値が必要である。この結果、スキャン法はチョークコイルの体積を小型化と検出精度のトレードオフを改善することが困難であるという問題がある。
【００１０】
この課題を解決する方法として、特許文献２に示す方法がある。この方法は、スイッチング素子を適切にオンし、チョークコイルに流れる電流を制御することにより、チョークコイルのインダクタを小型化することが可能となり、より自由度の高いシステムを構成することが可能である。
【００１１】
また他の例として、特許文献３に示された方法がある。この方法は太陽電池の出力電圧・電流を変化させ、複数個の電力ピークを検出し、最大電力点となる条件に再設定するものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許第４２９４３４６号公報
【特許文献２】ＰＣＴ／ＪＰ２０１１／０６９３２７
【特許文献３】特開平８−７６８６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特許文献２の方法は、正確な最大電力を得ることが出来る反面、太陽電池の電流−電圧特性をスキャンする間、最大電力点で制御できないという問題があった。
【００１４】
そこで、この電流−電圧特性をスキャンする時間を最小限とするため、より高速な電流増加を行うことが考えられるが、その際、スイッチング素子のスイッチング動作によって急激に出力電圧が増加し、出力段にあるコンデンサの耐圧を超えてしまうおそれがあった。例として図１で説明すると、スイッチング素子９（Ｓ１）の出力段であるコンデンサ１１（Cpn）に過大な電圧がかかるおそれがあった。特に系統連系インバータ１２が動作停止、あるいは出力電力を抑制している場合、前記のような現象が発生する。
【００１５】
通常、このような場合はスイッチング動作を停止するが、もし電流−電圧特性のスキャン中にこの現象が発生すると、適切な最大電力追従を行うことができなくなるが、特許文献２には、このような条件における制御については開示されていなかった。
【００１６】
本発明が解決すべき課題は、常時稼動している太陽光発電システムにおいて上記のような最大電力追従制御法を適用した場合、出力段のコンデンサ電圧を適切に維持しつつ、電流−電圧特性のスキャンを安定的に実施できる方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するため、本発明の太陽光発電システムは、太陽電池と、該太陽電池が出力する直流電圧を交流電圧に変換して出力するパワーコンディショナを有する太陽光発電システムにおいて、前記パワーコンディショナは、前記パワーコンディショナへの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記パワーコンディショナへの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記パワーコンディショナへの入力電圧を昇圧するスイッチング素子と、前記パワーコンディショナからの出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記入力電流が電流目標値と略等しい値になるように前記スイッチング素子を制御する制御回路と、を具備するとともに、前記制御回路は、目標値可変手段が出力する電流目標値を略ゼロから順次増加させながら前記スイッチング素子を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算するとともに、前記電力が最大となった電流目標値を最大値判定回路に記憶する検出モードと、該最大値判定回路に記憶された電流目標値を用いて前記スイッチング素子を動作させる定常モードと、を有するとともに、前記検出モードでは、前記出力電圧が第１の電圧閾値よりも小さいときは、前記目標可変手段が出力する電流目標値を順次増加させ、前記出力電圧が第１の電圧閾値よりも大きいときは、前記目標可変手段が出力する電流目標値を維持する。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、出力段のコンデンサ電圧を適切に維持しつつ、電流−電圧特性のスキャンを安定的に実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】一実施例の回路構成を示す図
【図２】一実施例の回路動作を示す各部波形
【図３】図１の入力フィルタの回路構成の一例
【図４】太陽電池の電流−電圧特性、および、電流−電力特性を示すグラフ
【図５】一実施例におけるタイミングチャートの例
【図６】一実施例における最適な電流出力を求めるＰＡＤ図
【発明を実施するための形態】
【００２０】
一実施例の太陽光発電システムを図１から図６を用いて説明する。
【００２１】
図１は、本実施例の太陽光発電システムの回路構成を示す図である。図１において、１は太陽電池パネル、２はパワーコンディショナ、３は商用系統であり、パワーコンディショナ２の内部には、入力フィルタ４、DC-DCコンバータ７、系統連系インバータ１２、制御回路１４がある。DC-DCコンバータ７において、８はチョークコイル、９はスイッチング素子であるパワーMOSFET、１０は昇圧ダイオード、１１はコンデンサ、１３は電流センサ、１５ａ、１５ｂは分圧抵抗である。また、制御回路１４において、１６は目標値可変手段、１７はモード切替器、１８は減算器、１９はＰＩ制御ブロック、２０は乗算器、２１ａは入力電圧を検出するＡＤ変換器（入力電圧検出器）、２１ｂは入力電流を検出するＡＤ変換器（入力電流検出器）、２２はＰＷＭ回路、２３は最大値判定回路である。
【００２２】
図１に示すように、太陽電池パネル１はその両端がパワーコンディショナ２の内部の入力フィルタ４の入力側端子に接続されており、入力フィルタ４の出力側端子はDC-DCコンバータ７の入力側端子に接続され、DC-DCコンバータ７の出力側端子は系統連系インバータ１２の入力側端子に接続されている。系統連系インバータ１２の出力側端子はパワーコンディショナ２の外部の商用系統３に接続されている。
【００２３】
ここでDC-DCコンバータ７の内部を詳細に説明する。チョークコイル８の入力側端子は入力フィルタ４の正極の出力側端子に接続され、チョークコイル８の出力側端子はパワーMOSFET９のドレインに接続される。また、入力フィルタ４の負極の出力側端子とパワーMOSFET９のソースが接続される。さらに、DC-DCコンバータ７の内部では、入力フィルタ４の出力側端子の両端に、分圧抵抗１５ａ、１５ｂの直列体が接続されている。パワーMOSFET９のドレインには昇圧ダイオード１０のアノードが接続される。昇圧ダイオード１０のカソードとパワーMOSFET９のソースの間にコンデンサ１１が接続される。コンデンサ１１の両端はDC-DCコンバータ７の外部にある系統連系インバータ１２に接続される。
【００２４】
次に、制御回路１４の内部を詳細に説明する。ＡＤ変換器２１ａは、DC-DCコンバータ７内部の分圧抵抗１５ａ、１５ｂの中点に接続され、DC-DCコンバータ７の入力電圧Vinを出力する。また、ＡＤ変換器２１ｂは、DC-DCコンバータ７内部の電流センサ１３に接続され、チョークコイル８の電流ILの平均値ILaveを出力する。乗算器２０は、ＡＤ変換器２１ａの出力Vinと、ＡＤ変換器２１ｂの出力ILaveが入力され、それらを乗算したPpvを最大値判定回路２３に出力する。また、減算器１８のマイナス側入力端子にはILaveが入力され、プラス側入力端子にはモード切替器１７の出力Irefが入力される。減算器１８の出力はＰＩ制御ブロック１９に入力される。また、Irefは最大値判定回路２３に入力される。ＰＩ制御ブロック１９の出力は、ＰＷＭ回路２２に入力される。ＰＷＭ回路２２の出力はＳ１制御信号としてDC-DCコンバータ７内のパワーMOSFET９のゲートに接続される。また、モード切替器１７の定常側端子には最大値判定回路２２ａの出力IrefMが接続され、検出側端子には目標値可変手段１６の出力が接続される。
【００２５】
次に、図２を用いて本実施例の回路動作を説明する。図２は、横軸を時間として、図１の回路各部の動作波形を示した図であり、図２（ａ）はDC-DCコンバータ７が定常モードであるか検出モードであるかを示す「DC-DCコンバータ７の動作状態」、図２（ｂ）は太陽電池パネル１の両端の電圧波形を示す「Vpv」、図２（ｃ）はモード切替器１７の出力を示す「電流目標値Iref」、図２（ｄ）はパワーMOSFET９のゲート波形を示す「Ｓ１制御信号」、図２（ｅ）の実線はチョークコイル８の電流を示す「IL」、破線はILの平均値を示す「ILave」、図２（ｆ）はDC-DCコンバータ７から系統連系インバータ１２に出力される電力を示す「DC-DCコンバータ７出力電力」である。ここで、検出モードとは、太陽電池パネル１の最大電力点を検出するモードのことであり、定常モードとは、検出モードで得た最大電力点の電流となるようにパワーコンディショナ２を動作させるモードのことである。
【００２６】
図３は、図１の入力フィルタ４内部の一例を示した図である。図３において、５ａ、５ｂはコモンモードチョーク、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅはフィルタコンデンサ、２７はノーマルモードチョークである。図３において、入力フィルタ４の入力側端子の両端にはフィルタコンデンサ６ａが接続され、フィルタコンデンサ６ａの両端にはコモンモードチョーク５ａの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ａの出力側端子はフィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体に接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの中点はフレームグランドに接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体の両端にはフィルタコンデンサ６ｄの両端が接続される。フィルタコンデンサ６ｄの両端はコモンモードチョーク５ｂの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ｂの出力側端子の一方にはノーマルモードチョーク２７が接続され、ノーマルモードチョーク２７とコモンモードチョーク５ｂの他方の端子の間にフィルタコンデンサ６ｅが接続される。そして、フィルタコンデンサ６ｅの両端子はコンバータ側端子となり入力フィルタ４の外部に引き出される。
【００２７】
次に本実施例のパワーコンディショナ２の動作を説明する。
【００２８】
まず、定常モードを説明する。定常モードにおいては、図１のモード切替器１７は定常モード側に接続されており、電流目標値Irefは最大値判定回路２３から出力されるIrefMとなる。以下では、図２（ａ）（ｃ）に示すように、先行する定常モード期間のIrefMをIrefM（n-1）、次の定常モード期間のIrefMをIrefM（n）と定義する。先行する定常モード期間では、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流IL（実線）はパワーMOSFET９のスイッチングにより脈動しているが、その平均値ILave（破線）は後述する制御によりIrefM（n-1）と一致している。脈動する電流ILから平均値ILaveを取り出す方法としては、電流センサ１３の内部にパワーMOSFET９（Ｓ１）のスイッチング周波数成分を減衰させる一次遅れフィルタを設ける方法や、ＡＤ変換器２２ａの取り込みタイミングをＰＷＭ周期と同期させて常に脈動の中心値をサンプリングするようにする方法などがあり、いずれの方法を用いても良い。
【００２９】
さて、図１に示すように、減算器１８からは、電流目標値Irefから平均値ILaveを減算した電力誤差が出力されるが、定常モードでは電流目標値Iref＝IrefM（n-1）であるため、電流誤差は（IrefM（n-1）−ILave）となる。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。ＰＩ制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率がＰＷＭ回路２２に入力され、図２（ｄ）に示すＰＷＭパルス（Ｓ１制御信号）を生成する。Ｓ１制御信号は、電流誤差が正の場合にＯＮ幅が広くなり、負の場合にＯＮ幅が狭くなるＰＷＭ制御信号である。Ｓ１制御信号はパワーMOSFET９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーMOSFET９（Ｓ１）をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。
【００３０】
パワーMOSFET９（Ｓ１）がＯＮすると、太陽電池パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−パワーMOSFET９（Ｓ１）−入力フィルタ４−太陽電池パネル１の閉回路が形成され、太陽電池パネル１からの電流がチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられる。一方、パワーMOSFET９（Ｓ１）がＯＦＦすると、太陽電池パネル１−入力フィルタ４−チョークコイル８（Ｌ）−ダイオード１０（Ｄ１）−コンデンサ１１（Cpn）−入力フィルタ４−太陽電池パネル１の回路が形成され、チョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーがコンデンサ１１（Cpn）に放出される。このように、Ｓ１制御信号のＯＮ／ＯＦＦに応じてDC-DCコンバータ７内の回路を切り替えることで、Ｓ１制御信号がＯＮのときに増加しＯＦＦのときに減少する脈動電流IL（実線）を得ることができる。
【００３１】
また、減算器１８が出力する電流誤差が正の場合には、Ｓ１制御信号のＯＮ幅を広くしてパワーMOSFET９（Ｓ１）のＯＮ時間を長くしチョークコイル８（Ｌ）が蓄える励磁エネルギーを増加させ、電流誤差（電流目標値IrefM−平均値ILave）をゼロに近づけることができる。一方、減算器１８が出力する電流誤差が負の場合には、Ｓ１制御信号のＯＮ幅を狭くしてパワーMOSFET９（Ｓ１）のＯＮ時間を短くしチョークコイル８（Ｌ）が蓄える励磁エネルギーを減少させ、電流誤差（電流目標値IrefM−平均値ILave）をゼロに近づけることができる。制御回路１４は、チョークコイル８を流れる電流ILの平均値ILaveが電流目標値Irefと一致するようにパワーMOSFET９（Ｓ１）を制御するが、定常モードでは、電流目標値IrefがIrefMに固定されているため、平均値ILaveはIrefMと等しい一定値に保持される。
【００３２】
このとき、図３の入力フィルタ４では主にノーマルモードチョーク２７とフィルタコンデンサ６ｅにより、パワーMOSFET９（Ｓ１）のスイッチングによるILの脈動成分がカットされ、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７に流入する電流Ipvは、ILaveとほぼ同じ直流値となる。一方、電圧に関しては、入力フィルタ４に入力される太陽電池パネル１の電圧Vpvと入力フィルタ４の出力電圧Vinは、ＤＣ成分はほぼ等しく、Vinにはスイッチングに伴う高周波成分が含まれる。
【００３３】
この結果、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７にはIpvかつVpvの直流電力が流入し、DC-DCコンバータ７から系統連系インバータ１２にはDC-DCコンバータ７の損失を差し引いただけの電力が出力される。系統連系インバータ１２においては、DC-DCコンバータ７から入力された直流電力を、商用系統３の電圧位相に同期した正弦波電流に変換して商用系統３に出力する。
【００３４】
次に、検出モードについて説明する。定常モードが一定時間経過すると、モード切替器１７を検出モード側に切り替え、検出モードに遷移する。このとき、目標値可変手段１６が出力する初期値はゼロであるため、切換器１７からは電流目標値Iref＝ゼロが出力される。減算器１８では、電流目標値Iref＝ゼロから平均値ILaveが減算され、電流誤差（−ILave）が出力される。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。このＰＩ制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率はＰＷＭ回路２２に入力され図２（ｄ）に示すＰＷＭパルス（Ｓ１制御信号）を生成する。Ｓ１制御信号は、パワーMOSFET９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーMOSFET９（Ｓ１）をＯＮ／ＯＦＦ駆動する。DC-DCコンバータ７は電流誤差（−ILave）がゼロになるように電流制御されるため、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流の平均値ILaveはゼロとなり、太陽電池パネル１から出力される電流Ipvもゼロとなる。
【００３５】
図４の電流−電圧特性（実線）に示すように、Ipvがゼロのとき、Vpvは開放電圧Vocに上昇する。この変化は図２にも示しており、図２（ｅ）のように、平均値ILave（破線）がゼロに低下すると、図２（ｂ）のように、VpvがVocに上昇する。
【００３６】
ILaveがゼロ、VpvがVocになると、図２（ｃ）に示すように、電流目標値Irefを傾きdi/dtでゼロから徐々に上昇させる。これは、図１に示すように、目標値可変手段１６が出力する電流目標値Irefを所定時間tx毎に微小量ΔIrefずつ増加することによって達成される。これにより、Irefはdi/dt＝ΔIref／txの傾きで増加する。このとき、図２（ｅ）に示すように、Irefの上昇に追従してILaveも上昇する。前述のように、入力フィルタ４の働きにより、太陽電池パネル１からDC-DCコンバータ７に流入する電流Ipvは、ILaveとほぼ同じ直流値となるため、検出モードにおいては、Ipvがゼロから徐々に増加することになる。
【００３７】
なお、ここでは目標値可変手段１６が出力する初期値をゼロとした例を紹介したが、パワーMOSFET９のスイッチングを一定時間だけ止める方法をとっても良い。この場合、適切なタイミングでパワーMOSFET９のスイッチングを再開することで、図２（ｃ）に示す検出モードと同等の制御を行うことができる。
【００３８】
Ipvが変化すると図４の電流−電圧特性（実線）に従いVpvも変化する。制御回路１４内のＡＤ変換器２１ａ、２１ｂは、IpvとみなすことができるILaveと、VpvとみなすことができるVinを、周期ts（ts ＜ tx）でサンプリングする。乗算器２０はILaveとVinを乗算して求めた電力Ppvを出力する。最大値判定回路２３では、乗算器２０が出力したPpvとその時のIrefを（Ppv、Iref）の組として記憶することができ、順次入力される（Ppv、Iref）の組のうちPpvが最大となるPpvをPmax、その時のIrefをIrefMとして記憶する。初期値ゼロのIrefはdi/dt＝ΔIref／txの傾きで増加するため、tx＊Isc／ΔIref経過後に図４に示すIscに達する。図４の電流−電圧特性（実線）から明らかなように、Ipvの増加に伴って、VpvはVocから徐々に低下し、Iscのとき０となる。この間に、電流−電力特性（破線）に示す最大電力点（Pmax、Ipmax）を通るため、最大値判定回路２３にはIref＝Iscの時点で、（Pmax、IrefM）＝（Pmax、Ipmax）が記憶されていることになる。図２に示す検出モードはTsの期間実行し、
tx＊Isc／ΔIref  ＜  Ts
を満たすようにΔIrefを設定しているため、電流目標値IrefはTs期間内にIscに達する。なお、IrefがIsc以上になった場合には、パワーMOSFET９をＰＷＭ回路２２で予め設定されている最大オン時間幅（例えば時比率１００％）で動作させる。
【００３９】
この結果、検出モードの終了時点、すなわち検出モード開始から時間Tsが経過した時刻において、最大値判定回路２３には（Pmax、IrefM）として（Pmax、Ipmax）が記憶されていることになる。
【００４０】
そこで、次の定常モードにおいては、最大値判定回路２３からはIrefMとしてIpmaxを出力する。定常モードにおいては前述したようにモード切替器１７は再び定常側に接続され、Iref＝IrefM（n）＝Ipmaxとし、ILの平均値ILaveがIpmaxとなるように電流制御する。このとき、定常モードでは検出した電圧、電流をもとに最大電力値を常に求めている。
【００４１】
なお、定常モードの時間Ｔは、検出モードの時間Tsに比べて十分に長い時間とする。例えば、Tsは１ｍｓ〜数１０ｍｓのオーダー、Ｔは１ｓ〜数十分のオーダーである。また、このときに使用するチョークコイル８のインダクタンス値は概ね１００μＨ〜１ｍＨの間の値であり、プリント基板上に搭載可能である。
【００４２】
このようにして、本実施例では太陽電池パネルの最大電力点を所定時間毎に検出し、パワーコンディショナ２を検出した最大電力点で動作させることができる。図２に示したように、検出モードにおいても太陽電池パネル１の電力はDC-DCコンバータ７から出力され系統連系インバータ１２を経て商用系統３側に出力される。このため、検出精度を向上させるためにdi/dtを小さく、すなわち電流変化の増加率を緩くして検出モードに時間を掛けても太陽電池パネルからの電力の損失は最小限に抑えることができる。
【００４３】
以下、本実施例の構成において、出力段のコンデンサ１１（Cpn）の直流電圧Vpn（パワーコンディショナ２の出力電圧）を、商用系統３に連系させるのに適した所定の制御電圧以上、かつ、コンデンサ１１（Cpn）の耐圧以下の電圧を適切に維持しながら検出モードを実行し電流−電圧特性をスキャンする方法について、図５、図６を用いて詳細に説明する。
【００４４】
まず、図６を用いて制御ループを説明する。ステップＳ１００では、電流目標値Irefをゼロに初期化する。ステップＳ１０１では、Irefが太陽電池の開放電流Iscに達するまで、ステップＳ１０２〜Ｓ１０５を実行する。
【００４５】
ステップＳ１０２では、直流電圧Vpnが休止電圧（第１の電圧閾値）を超えているかを判断する。
【００４６】
直流電圧Vpnが休止電圧（第１の電圧閾値）を超えていない場合は、直流電圧Vpnが正常であると判断し、ステップＳ１０５で現在の電流目標値IrefにΔIrefを加算した電流目標値を次の電流目標値Irefとし、再度ステップＳ１０２を実施する。一方、直流電圧Vpnが休止電圧（第１の電圧閾値）を超えている場合は、直流電圧Vpnが異常であると判断し、ステップＳ１０３で、パワーMOSFET９のスイッチング動作を停止するかを、直流電圧Vpnが停止電圧（第２の電圧閾値）を超えているかに基づいて判断する。
【００４７】
直流電圧Vpnが停止電圧（第２の電圧閾値）を超えていない場合は、現在の電流目標値Irefを維持したまま、再度ステップＳ１０２を実施する。一方、直流電圧Vpnが停止電圧（第２の電圧閾値）を超えている場合は、ステップＳ１０４で、パワーMOSFET９のスイッチング動作を停止して、制御ループを終了する。
【００４８】
図５は、直流電圧Vpn、電流目標値Iref、太陽電池電力Ppv、DC-DCコンバータ７と系統連系インバータ１２の動作推移を時系列に示したものである。
【００４９】
図５の開始時点はDC-DCコンバータ７が検出モード、かつ、系統連系インバータ１２が停止中の場合であり、スキャン動作を継続すると直流電圧Vpnが停止電圧（第２の電圧閾値）に達する場合である。このときは、図６に示したように、ステップＳ１０４でパワーMOSFET９のスイッチング動作を停止する。
【００５０】
一方、コンバータが検出モード、かつ、系統連系インバータ１２が動作中の場合、直流電圧Vpnは系統連系インバータ１２により制御されるため、前述の条件のように即座に停止電圧に至ることはない。しかし、系統連系インバータ１２が何らかの条件で太陽電池パネル１の最大電力よりも少ない出力で制御した場合、直流電圧Vpnが休止電圧（第１の電圧閾値）まで上昇する可能性がある。このときは、図６に示したように、ステップＳ１０３で電流目標値Irefを増加させない制御を実施する。
【００５１】
なお、本実施例において、ＰＷＭ回路２２とパワーMOSFET９の間にゲートドライブ回路を用いることも有効である。パワーMOSFET９をIGBTやSiC-MOSFETなど他のスイッチング素子に置き換えても良い。ダイオード１０にSicデバイスを適用することも効果的である。DC-DCコンバータ７の構成は図１に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。また、入力フィルタ４は同様の機能、すなわちスイッチング成分の電流が太陽電池パネル側に流れるのを防止するとともに、コモンモードノイズを低減する役割の回路構成であれば他の構成としても良い。また、制御回路１４は同様の機能を持つアナログ回路で構成しても良い。ＰＷＭ回路２２はパルス幅変調制御をおこなう回路であるが、これはパルス周波数変調制御（ＰＦＭ）やパルス密度変調制御（ＰＤＭ）などで置き換えることもできる。さらに、ＰＩ制御ブロック１９は比例積分制御をおこなうブロックであるが、前述のようにオペアンプなどのアナログ回路で構成しても良いし、ＰＩＤ（比例積分遅延）制御等に置き換えても良い。
【００５２】
以上で説明した本実施例は、家庭向けの商用系統３と連系する太陽光発電システムに適用することが可能である。また、系統との連系を行わないＤＣ給電システム等の太陽光発電システム、離島や山小屋向け太陽電池システム、スマートグリッド向け太陽電池システム、メガソーラシステム等の大型太陽光発電システムに適用できる。
【符号の説明】
【００５３】
１：太陽電池パネル
２：パワーコンディショナ
３：商用系統
４：入力フィルタ
５ａ、５ｂ：コモンモードチョーク
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ：フィルタコンデンサ
７：DC-DCコンバータ
８：チョークコイル
９：パワーMOSFET
１０：昇圧ダイオード
１１：コンデンサ
１２：系統連系インバータ
１３：電流センサ
１４：制御回路
１５ａ、１５ｂ：分圧抵抗
１６：目標値可変手段
１７：モード切替器
１８：減算器
１９：ＰＩ制御ブロック
２０：乗算器
２１ａ、２１ｂ：ＡＤ変換器
２２：ＰＷＭ回路
２３：最大値判定回路
２５：ダイオード
２６：信号処理回路
２７：ノーマルモードチョーク
２８：制御ブロック
【図１】
2014010587.tif 000003
【図２】
2014010587.tif 000004
【図３】
2014010587.tif 000005
【図４】
2014010587.tif 000006
【図５】
2014010587.tif 000007
【図６】
2014010587.tif 000008