(57)【要約】【課題】  限られた電力供給能力を有効に使って、できるだけ多くの電気負荷Ｌに対して信頼性の高い電力供給を維持できるようにする。【解決手段】  過負荷時振幅低減量設定部１１０は、過負荷によって直流電圧Ｖdcが低下した場合には、予め設定した目標直流電圧Ｖdcdownから直流電圧Ｖdcを減算した値である不足電圧値ΔＶdcdownを使ったＰＩ演算により振幅調整量ΔＡを算出する。振幅調整部１２０は、基本目標振幅Ａ’*から振幅調整量ΔＡを減算して最終的な目標振幅Ａ*を算出する。ＰＩ制御部１２４は、目標振幅Ａ*を使って計算された目標出力電圧Ｖac*と出力電圧Ｖacとの偏差ΔＶacに基づいて、ＰＩ演算によってインバータ回路５０の出力電圧の目標値であるインバータ出力電圧指令Ｖinv*を算出する。【選択図】  図２
2014176254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から出力された電力を入力して、一定の設定電圧に制御した直流電力に変換して出力する直流電力出力部と、
前記直流電力出力部から出力された直流電力を入力して交流に変換するインバータ回路と、
装置出力電圧が予め設定された設定振幅の正弦波となるように前記インバータ回路の作動を制御するインバータ制御手段と
を備えた交流電力供給装置において、
前記直流電力出力部から前記インバータ回路に供給される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、前記直流電圧が前記設定電圧よりも低い過負荷判定閾値を下回った状態である過負荷状態を検出する過負荷状態検出手段と、
前記過負荷状態が検出されたとき、前記装置出力電圧の目標値を前記設定振幅よりも小さい振幅の正弦波電圧に変更し、前記装置出力電圧が変更後の目標値に追従するように前記インバータの電圧指令を設定する過負荷時制御手段と
を備えたことを特徴とする交流電力供給装置。
【請求項２】
前記過負荷時制御手段は、
前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧が予め設定した基準電圧よりも低下している量が大きいほど、前記装置出力電圧の振幅を小さくする振幅調整量を演算する振幅調整量演算手段と、
前記装置出力電圧の目標値を、前記設定振幅を前記振幅調整量で調整した調整後振幅の正弦波電圧に設定する振幅調整手段と
を備えたことを特徴とする請求項１記載の交流電力供給装置。
【請求項３】
前記振幅調整量演算手段は、前記基準電圧をフィードバック制御上における目標値として設定して、前記直流電圧が前記基準電圧に追従するように前記装置出力電圧の振幅を制御することを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力をインバータによって交流に変換して電力供給する交流電力供給装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、商用電源が停止した場合でも、商用電源に代わって電力供給する交流電力供給装置が知られている。例えば、特許文献１等において提案されている。こうした交流電力供給装置は、例えば、発電機やバッテリから電力供給を受けてコンバータにより一定電圧の直流電力に変換した後に、その直流電力をインバータで商用電源と同じ電圧波形となる交流に変換する。
【０００３】
商用電源は、その電圧の許容範囲が規定されている。例えば、２００Ｖ系電源では、２０２Ｖを基準として±１０％の許容範囲が設定されている。従って、交流電力供給装置は、この規定された範囲の電圧にて電力供給する必要がある。例えば、交流電力供給装置の出力電圧を２０２Ｖに設定した場合には、交流電圧の振幅が２８６Ｖ（＝２０２×√２）となることから、インバータの入力電圧が２８６Ｖ以上になるようにコンバータの出力電圧が設定される。インバータの入力電圧が２８６Ｖ以上（例えば、３００Ｖ、３５０Ｖ等）であれば、インバータのスイッチング素子のＰＷＭ制御により、振幅が２８６Ｖの正弦波形となる交流電圧を出力することができる。
【０００４】
また、交流電力供給装置から電力供給を受ける電気機器は、本来、商用電源から電力供給されることを想定して設計されている。従って、交流電力供給装置から出力される電力の電圧波形は、商用電源と同程度に整形された正弦波であって歪み率が少ないことが望まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−８６８７０号公報
【発明の概要】
【０００６】
（発明が解決しようとする課題）
電気負荷への電力供給量が増大してコンバータの定格出力を上回ってしまうと、コンバータは、自身の電圧制御にかかわらず、一定の設定電圧の出力を維持することができなくなる。これによりコンバータの出力電圧が２８６Ｖを下回ると、インバータは、２０２Ｖ（実効値）の交流電圧の出力を目標としたＰＷＭ制御を実行するにもかかわらず、目標とした交流電圧を出力することができなくなる。この場合、図４に示すように、交流電力供給装置の出力電圧波形は、正弦波とならずに頂部を切った山形波形となり、出力電圧の歪み率が大きくなる。この電圧波形の歪みは、特に、コンデンサインプット型の電気機器において好ましくない。
【０００７】
また、できるだけ多くの電気負荷を使用したいというユーザのニーズがあるにもかかわらず、交流電力供給装置の出力電圧の低下およびの歪み率の増大により、そうしたニーズに応えられない。
【０００８】
また、特許文献１に提案されている装置では、過負荷によりインバータの出力電流が所定値を超えた場合に、インバータのスイッチング素子に対して所定の時間だけゲートブロックする構成を採用している。しかし、インバータの出力電圧が不連続となり、インバータの出力電圧が大きく歪むという問題がある。
【０００９】
本発明は、上記課題に対処するためになされたもので、限られた電力供給能力を有効に使って、できるだけ多くの電気負荷に対して信頼性の高い電力供給を維持できるようにすることを目的とする。
【００１０】
（課題を解決するための手段）
上記課題を解決する本発明の特徴は、電源（２０）から出力された電力を入力して、一定の設定電圧に制御した直流電力に変換して出力する直流電力出力部（３０，４０）と、前記直流電力出力部から出力された直流電力を入力して交流に変換するインバータ回路（５０）と、装置出力電圧（Ｖac）が予め設定された設定振幅の正弦波となるように前記インバータ回路の作動を制御するインバータ制御手段（１００）とを備えた交流電力供給装置において、
前記直流電力出力部から前記インバータ回路に供給される直流電圧（Ｖdc）を検出する直流電圧検出手段（４１）と、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、前記直流電圧が前記設定電圧よりも低い過負荷判定閾値（Ｖdc1）を下回った状態である過負荷状態を検出する過負荷状態検出手段（１１１）と、前記過負荷状態が検出されたとき、前記装置出力電圧の目標値を前記設定振幅（Ａ’*）よりも小さい振幅（Ａ’*−ΔＡ）の正弦波電圧に変更し、前記装置出力電圧が変更後の目標値に追従するように前記インバータの電圧指令（Ｖinv*）を設定する過負荷時制御手段（１１０，１２０〜１２４）とを備えたことにある。
【００１１】
本発明においては、直流電力出力部が、電源から出力された電力を入力して、一定の設定電圧に制御した直流電力に変換してインバータ回路に出力する。電源としては、商用電源以外のもの、例えば、発電機やバッテリ等を使用することができる。直流電力出力部は、例えば、発電機の出力する交流電力を直流に変換するコンバータ回路とコンバータ回路の出力電圧を一定の設定電圧に制御するコンバータ制御手段にて構成することができる。あるいは、バッテリ等の直流電源の出力する直流電力の電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路とＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧を一定の設定電圧に制御するコンバータ制御手段にて構成することができる。
【００１２】
インバータ回路は、直流電力出力部から出力された直流電力を入力して交流に変換する。インバータ制御手段は、装置出力電圧（交流電力供給装置の出力電圧）が予め設定された設定振幅の正弦波となるようにインバータ回路の作動を制御する。
【００１３】
直流電力出力部は、電気負荷への電力供給量が定格出力を超える過負荷状態になると、電力供給量が定格出力を超過する程度が大きいほど、直流出力電圧が大きく低下する垂下特性を有する。このため、交流電力供給装置は、過負荷状態になると、設定振幅の正弦波電圧を出力することができなくなり、装置出力電圧の歪み率が大きくなる。そこで、本発明においては、直流電圧検出手段と過負荷状態検出手段と過負荷時制御手段とを備えている。直流電圧検出手段は、直流電力出力部からインバータ回路に供給される直流電圧を検出する。過負荷状態検出手段は、直流電圧検出手段により検出された直流電圧に基づいて、直流電圧が設定電圧よりも低い過負荷判定閾値を下回った状態である過負荷状態を検出する。
【００１４】
過負荷時制御手段は、過負荷状態が検出されたとき、装置出力電圧の目標値を非過負荷時における設定振幅よりも小さい振幅の正弦波電圧に変更し、装置出力電圧が変更後の目標値に追従するようにインバータの電圧指令を設定する。従って、歪み率の少ない正弦波電圧の交流電力を供給することができる。また、電気負荷への電力供給量が絞られるため、直流電力出力部の出力電圧を上昇させることができ、結果として、装置出力電圧の落ち込みを抑制することができる。これらの結果、限られた電力供給能力を有効に使って、できるだけ多くの電気負荷に対して信頼性の高い電力供給を維持することができる。
【００１５】
本発明の他の特徴は、前記過負荷時制御手段は、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧（Ｖdc）が予め設定した基準電圧（Ｖdcdown）よりも低下している量（ΔＶdown）が大きいほど、前記装置出力電圧の振幅を小さくする振幅調整量（ΔＡ）を演算する振幅調整量演算手段（１１２，１１３）と、前記装置出力電圧の目標値を、前記設定振幅を前記振幅調整量で調整した調整後振幅（Ａ’*−ΔＡ）の正弦波電圧に設定する振幅調整手段（１２０）とを備えたことにある。
【００１６】
本発明においては、振幅調整量演算手段が、直流電圧検出手段により検出された直流電圧が予め設定した基準電圧よりも低下している量が大きいほど、装置出力電圧の振幅を小さくする振幅調整量を演算する。そして、振幅調整手段が、装置出力電圧の目標値を、設定振幅を振幅調整量で調整した調整後振幅の正弦波電圧に設定する。従って、インバータ回路の入力電圧に応じた適正な振幅の装置出力電圧の目標値を設定することができる。
【００１７】
本発明の他の特徴は、前記振幅調整量演算手段は、前記基準電圧（Ｖdcdown）をフィードバック制御上における目標値として設定して、前記直流電圧（Ｖdc）が前記基準電圧に追従するように前記装置出力電圧の振幅を制御することにある。
【００１８】
本発明においては、基準電圧がフィードバック制御上における目標値として設定され、直流電圧が基準電圧に追従するように装置出力電圧の振幅が制御される。このため、装置出力電圧の振幅制御を容易に行うことができる。
【００１９】
尚、上記説明においては、発明の理解を助けるために、実施形態に対応する発明の構成に対して、実施形態で用いた符号を括弧書きで添えているが、本発明の各構成要件は前記符号によって規定される実施形態に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本実施形態に係る交流電力供給装置の概略構成図である。
【図２】インバータコントローラの機能ブロック図である。
【図３】出力抑制制御によって振幅が調整された装置出力電圧波形を表すグラフである。
【図４】出力抑制制御を実施しない場合の過負荷時における装置出力電圧波形を表すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の一実施形態に係る交流電力供給装置について図面を用いて説明する。図１は、電気負荷へ交流電力を供給する交流電力供給装置１の概略構成を表す。交流電力供給装置１は、エンジン１０と、エンジン１０に連結されてエンジン１０の作動によって三相交流電力を発生する発電機２０と、発電機２０の出力する三相交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路３０と、コンバータ回路３０の作動を制御するコンバータコントローラ４０と、コンバータ回路３０の出力する直流電力を交流電力に変換するインバータ回路５０と、インバータ回路５０の作動を制御するインバータコントローラ１００と、インバータ回路５０の出力を平滑するフィルタ回路６０とを備えている。
【００２２】
本実施形態の交流電力供給装置１は、図示しないエンジン駆動式空調装置の室外機に設けられている。このエンジン駆動式空調装置は、エンジン１０の動力によって駆動される圧縮機を備え、圧縮機によって冷媒を圧縮する。エンジン駆動式空調装置は、商用電源の供給が停止した停電時でも、空調装置内の電気機器を作動できるように交流電力供給装置１を備えている。停電時においては、バッテリによりエンジン１０を起動することにより、エンジン１０の動力で発電機２０を駆動して空調装置内の電気機器（例えば、ファン等）に電力供給する。また、交流電力供給装置１は、空調装置内の電気機器だけでなく、家庭、オフィス、工場等で使用される電気器具の非常電源としても利用できるように外部出力端子７０、７１を備えている。このため、交流電力供給装置１は、商用電源から電力供給を受けられない非常時における電気負荷への電力供給源となっている。
【００２３】
発電機２０は、発電した三相交流電力をコンバータ回路３０に出力する。コンバータ回路３０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field  Effect  Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）などの半導体スイッチング素子３１〜３６をブリッジ接続した３相ブリッジ回路であって、コンバータコントローラ４０から出力されるゲート信号にしたがってスイッチング素子３１〜３６のオン／オフ状態が切り替えられて三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ回路３０は、２本の直流ライン３７，３８を介してインバータ回路５０と接続されており、変換した直流電力をインバータ回路５０に出力する。
【００２４】
２本の直流ライン３７，３８間には、平滑用コンデンサ３９が設けられている。また、直流ライン３７，３８間の電圧を検出する直流電圧センサ４１が設けられている。直流電圧センサ４１は、その検出値である直流電圧Ｖdcをコンバータコントローラ４０とインバータコントローラ１００とに供給する。コンバータコントローラ４０は、直流電圧Ｖdcをフィードバックして、直流電圧Ｖdcが目標直流電圧Ｖdc*と一致するようにデューティ比を設定したゲート信号をコンバータ回路３０の各スイッチング素子３１〜３６に出力する。これにより、コンバータ回路３０の出力直流電圧が目標直流電圧Ｖdc*に維持される。
【００２５】
インバータ回路５０は、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子５１〜５４をブリッジ接続したＨブリッジ回路であって、インバータコントローラ１００から出力されるゲート信号にしたがってスイッチング素子５１〜５４のオン／オフ状態が切り替えられて直流電力を単相交流電力に変換する。上アームとなるスイッチング素子５１と下アームとなるスイッチング素子５２との接続部に交流ライン５５が接続され、他方の上アームとなるスイッチング素子５３と下アームとなるスイッチング素子５４との接続部に交流ライン５６が接続される。
【００２６】
インバータ回路５０においては、スイッチング素子５１とスイッチング素子５４とをオン状態とし、スイッチング素子５２とスイッチング素子５３とをオフ状態とすることで矢印ａ方向に電流を流し、スイッチング素子５２とスイッチング素子５３とをオン状態とし、スイッチング素子５１とスイッチング素子５４とをオフ状態とすることにより矢印ｂ方向に電流を流す。こうしたスイッチング素子５１〜５４のオン・オフ切替およびデューティ比制御により、交流ライン５５と交流ライン５６との間に交流電圧を発生させる。
【００２７】
インバータ回路５０の出力側には、フィルタ回路６０が設けられている。フィルタ回路６０は、交流ライン５５に直列に設けられるリアクトル６１と、交流ライン５５、５６間に設けられるコンデンサ６２とを備えおり、出力電流のリップルを低減する。
【００２８】
フィルタ回路６０の出力側には、外部出力端子７０，７１が設けられる。外部出力端子７０、７１には、交流電力供給を受ける複数の電気負荷Ｌが接続される。また、外部出力端子７０、７１間の電圧を検出する出力電圧センサ４３が設けられている。出力電圧センサ４３は、交流電力供給装置１の出力電圧Ｖacを検出し、その検出値である出力電圧Ｖacをインバータコントローラ１００に供給する。以下、交流電力供給装置１の出力する電圧を装置出力電圧と呼ぶ。
【００２９】
インバータコントローラ１００は、マイコン、および、スイッチング素子５１〜５４にゲート信号を出力するドライブ回路を主要部として備え、出力電圧センサ４３により検出される出力電圧Ｖacが、予め設定された目標出力電圧Ｖac*に一致するようにインバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５４を制御する。
【００３０】
本実施形態の交流電力供給装置１においては、２００Ｖ系の電気負荷Ｌに対しても電力供給できるように、その目標出力電圧が交流２０２Ｖに設定されている。従って、交流電力供給装置１の目標出力電圧Ｖac*の波形は、振幅が２８６Ｖ（＝２０２×√２）で、商用電源と同じ周波数ｆの正弦波に設定されている。また、１００Ｖ系の電気負荷Ｌに対しては、２００Ｖ電源を図示しないトランスにより降圧することにより１００Ｖ電源に変換して電力供給するように構成されている。
【００３１】
このように２０２Ｖの交流電力を電気負荷Ｌに供給するためには、インバータ回路５０の入力電圧を装置出力電圧の振幅値（２８６Ｖ）以上にする必要がある。尚、ここでは、説明を簡単にするために、フィルタ回路６０のリアクトル６１及びスイッチング素子５１〜５４の電圧降下分をゼロとみなして数値を示している。本実施形態においては、コンバータ回路３０の出力電圧の目標値である目標直流電圧Ｖdc*を２８６Ｖ以上の値、例えば、３４０Ｖに設定している。従って、コンバータコントローラ４０は、直流電圧センサ４１により検出される直流電圧Ｖdcが目標直流電圧Ｖdc*に追従するようにスイッチング素子３１〜３６のゲート信号のデューティ比を制御する。
【００３２】
交流電力供給装置１においては、発電機２０から入力した交流電力をコンバータ回路３０で直流に変換し、さらに、インバータ回路５０で交流に変換する。コンバータ回路３０は、電気負荷Ｌへの電力供給量が増大してコンバータ回路３０の定格出力を上回ると、定格出力を超過する程度が大きいほど、直流出力電圧が大きく低下する垂下特性を有する。このため、コンバータコントローラ４０の電圧フィードバック制御にかかわらず、コンバータ回路３０の出力電圧を一定の目標直流電圧Ｖdc*を維持することができなくなる。この場合、コンバータ回路３０の出力電圧が２８６Ｖ以上であれば問題ないが、２８６Ｖを下回ってしまうと、インバータ回路５０の交流出力電圧が低下する。この状態でインバータコントローラ１００による電圧フィードバック制御をそのまま継続してしまうと、インバータ回路５０の出力電圧波形は、図４に示すように、正弦波とならずに頂部を切った山形波形となってしまう。この場合は、交流電圧の歪み率が大きくなるだけでなく、電気負荷Ｌへの電力供給を抑制しないため、早い段階で交流電圧の波高値が規定範囲の下限値である２５７Ｖ（＝２０２×０．９×√２）を下回ってしまう。
【００３３】
そこで、本実施形態の交流電力供給装置１においては、交流電源の電圧規定が２０２Ｖを基準として±１０％の範囲であることを有効利用し、装置出力電圧の目標出力電圧Ｖac*の振幅を規定範囲内で低下させることにより電力供給量を絞って、できるだけ多くの電気負荷Ｌに対して適正電圧の電力供給を継続できるようにする。以下、そのために行うインバータコントローラ１００の処理について説明する。
【００３４】
図２は、インバータコントローラ１００の機能を表す機能ブロック図である。インバータコントローラ１００は、過負荷時振幅低減量設定部１１０と、振幅調整部１２０と、出力波形指令部１２１と、目標出力電圧設定部１２２と、出力電圧偏差演算部１２３と、ＰＩ制御部１２４と、ＰＷＭ制御部１２５とを備えている。また、過負荷時振幅低減量設定部１１０は、出力抑制制御判定部１１１と、直流電圧偏差演算部１１２と、ＰＩ制御部１１３と、リミッタ１１４と、制御切替部１１５とを備えている。また、インバータコントローラ１００は、直流電圧センサ４１の出力する直流電圧Ｖdc、出力電圧センサ４３の出力する出力電圧Ｖacを表す検出信号を所定のサンプリング周期でデジタル値に変換する。このデジタル値に変換されたセンサ値は、瞬時値を表している。
【００３５】
まず、通常時、つまり、インバータ回路５０に入力される直流電圧が適正値である場合の基本処理について説明する。振幅調整部１２０は、予め設定された装置出力電圧（交流電力供給装置１の出力電圧）の基本目標振幅Ａ’*、および、過負荷時振幅低減量設定部１１０にて設定した振幅調整量ΔＡを読み込む。基本目標振幅Ａ’*は、交流電力供給装置１の本来（非過負荷時）の目標出力電圧Ｖac*の振幅を表す。本実施形態においては目標出力電圧Ｖac*を実効値２０２Ｖに設定しているため、基本目標振幅Ａ’*は、２８６Ｖ（＝２０２×√２）となる。振幅調整部１２０は、基本目標振幅Ａ’*から振幅調整量ΔＡを減算して最終的な目標振幅Ａ*を算出する。振幅調整量ΔＡは、過負荷時振幅低減量設定部１１０によって演算されるもので、過負荷状態ではない通常時においてはゼロに設定される（ΔＡ＝０）。従って、通常時においては、基本目標振幅Ａ’*が最終的な目標振幅Ａ*となる（Ａ*←Ａ*’）。振幅調整部１２０は、算出した目標振幅Ａ*を目標出力電圧設定部１２２に出力する。
【００３６】
出力波形指令部１２１は、交流電力供給装置１から出力させる交流電圧の正弦波形を設定する正弦波設定信号を生成する。正弦波設定信号は、ｓｉｎ（２πｆ×ｔ）により表される信号である。ここで、ｆは、目標出力電圧Ｖac*の周波数であって、商用電源の周波数と同じ値が設定される。また、ｔは時間を表す。尚、ここで用いる正弦波とは、ｓｉｎ波とｃｏｓ波とを区別する意図はなく波形形状を表すものである。また、周波数ｆについては、必ずしも商用電源の周波数と同じにする必要はない。出力波形指令部１２１は、生成した正弦波設定信号を目標出力電圧設定部１２２に出力する。
【００３７】
目標出力電圧設定部１２２は、目標振幅Ａ*に正弦波設定信号（ｓｉｎ（２πｆ×ｔ））を乗算して最終的な目標出力電圧Ｖac*を算出する。目標出力電圧設定部１２２は、算出した目標出力電圧Ｖac*（＝Ａ*×（ｓｉｎ（２πｆ×ｔ））を出力電圧偏差演算部１２３に出力する。
【００３８】
出力電圧偏差演算部１２３は、出力電圧センサ４３により検出された出力電圧Ｖacを読み込み、目標出力電圧Ｖac*と出力電圧Ｖacとの偏差ΔＶac（＝Ｖac*−Ｖac）を演算する。出力電圧偏差演算部１２３は、演算した偏差ΔＶacをＰＩ制御部１２４に出力する。
【００３９】
ＰＩ制御部１２４は、偏差ΔＶacに基づいて、ＰＩ演算（比例積分演算）によってインバータ回路５０の出力電圧の目標値であるインバータ出力電圧指令Ｖinv*を演算する。ＰＩ制御部１２４は、演算したインバータ出力電圧指令Ｖinv*をＰＷＭ制御部１２５に出力する。
【００４０】
ＰＷＭ制御部１２５は、インバータ出力電圧指令Ｖinv*に基づいて、インバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５４のオン・オフ切替タイミングを設定したゲート信号を生成する。ＰＷＭ制御部１２５は、生成したゲート信号をインバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５４に出力する。これにより、インバータ回路５０からインバータ出力電圧指令Ｖinv*に追従した電圧が出力される。これにより、交流電力供給装置１から目標振幅Ａ*に制御された交流電力が出力される。
【００４１】
次に、過負荷時振幅低減量設定部１１０について説明する。過負荷によって装置出力電圧が規定範囲よりも下回ってしまう場合でも、目標振幅Ａ*を規定範囲内で下げることによって電気負荷Ｌへの電力供給量を絞り、正弦波状の電圧に設定された電力供給を継続させることができる。また、その結果として、インバータ回路５０に入力される直流電圧（コンバータ回路３０の出力電圧）を上昇させることができる。こうした原理により、インバータ回路５０の入力電圧が、交流電圧の規定下限値を出力できる限界電圧２５７Ｖ（＝２０２×０．９×√２）を下回ることを抑制することができ、歪み率の小さい正弦波状の交流電圧による電力供給の継続を可能にする。以下、目標振幅Ａ*を基本目標振幅Ａ’*よりも下げるように制御することを出力抑制制御と呼ぶ。
【００４２】
出力抑制制御判定部１１１は、出力抑制制御を開始するタイミングおよび終了するタイミングを決定する機能部である。出力抑制制御判定部１１１は、直流電圧センサ４１の出力する直流電圧Ｖdcを読み込み、直流電圧Ｖdcが出力抑制制御開始閾値Ｖdc1以上となっている場合には、出力抑制判定フラグＦを「０」に設定する。また、出力抑制判定フラグＦが「０」に設定されている状態において、直流電圧Ｖdcが出力抑制制御開始閾値Ｖdc1を下回った場合には、出力抑制判定フラグＦを「０」から「１」に切り替える。また、出力抑制判定フラグＦが「１」に設定されている状態において、直流電圧Ｖdcが出力抑制制御終了閾値Ｖdc2を上回った場合には、出力抑制判定フラグＦを「１」から「０」に切り替える。出力抑制制御判定部１１１は、設定した出力抑制判定フラグＦを制御切替部１１５に出力する。
【００４３】
出力抑制制御開始閾値Ｖdc1は、過負荷状態を判定する予め設定した閾値であり、コンバータ回路３０の目標直流電圧Ｖdc*よりも低い値であって、かつ、装置出力電圧が規定下限値となるときのインバータ回路５０の入力電圧以上となる電圧値に設定されている。例えば、出力抑制制御開始閾値Ｖdc1は、装置出力電圧が規定下限値（２０２×９０％）になるときのインバータ回路５０の入力電圧に設定される。この場合、出力抑制制御開始閾値Ｖdc1は、２５７Ｖ（＝２０２×０．９×√２）となる。また、出力抑制制御終了閾値Ｖdc2は、制御のチャタリングを防止するためにヒステリシスを設定したものであり、出力抑制制御開始閾値Ｖdc1よりも所定値だけ高い電圧に設定される。尚、必ずしもヒステリシスを設ける必要はなく、その場合には、出力抑制制御終了閾値Ｖdc2を出力抑制制御開始閾値Ｖdc1と同一とすればよい。
【００４４】
直流電圧偏差演算部１１２は、直流電圧センサ４１の出力する直流電圧Ｖdcを読み込み、出力抑制制御時用に予め設定した目標直流電圧Ｖdcdownから直流電圧Ｖdcを減算した値である不足電圧値ΔＶdcdown（＝Ｖdcdown−Ｖdc）を算出する。この目標直流電圧Ｖdcdownは、インバータ回路５０の出力する交流電圧が、通常（非過負荷状態）における目標値（実効値２０２Ｖ）より低く、かつ、規定下限値（実効値２０２×０．９Ｖ）以上となる範囲に入るような値に設定される。本実施形態においては、目標直流電圧Ｖdcdownは、出力抑制制御開始閾値Ｖdc1と同じ２５７Ｖ（＝２０２×０．９×√２）に設定されている。尚、目標直流電圧Ｖdcdownは、装置出力電圧の振幅を制御するためのインバータコントローラ１００における計算上の設定値であって、コンバータコントローラ４０におけるコンバータ回路３０の出力電圧の目標値ではない。あくまでも、コンバータ回路３０の出力電圧は、過負荷状態にかかわらず、コンバータコントローラ４０によって一定の目標直流電圧Ｖdc*を目標値として制御されるものである。直流電圧偏差演算部１１２は、算出した不足電圧値ΔＶdcdownをＰＩ制御部１１３に出力する。
【００４５】
ＰＩ制御部１１３は、偏差ΔＶdcdownに基づくＰＩ演算（比例積分演算）によって、振幅調整量ΔＡを計算する。この振幅調整量ΔＡは、装置出力電圧の振幅を基本目標振幅Ａ’*から低下させる低下幅を設定するものである。このＰＩ演算によって、偏差ΔＶdcdownが大きいほど大きな振幅調整量ΔＡが算出される。ＰＩ制御部１１３は、算出した振幅調整量ΔＡをリミッタ１１４に出力する。
【００４６】
リミッタ１１４は、入力した振幅調整量ΔＡがゼロ以下となる値の場合には、振幅調整量ΔＡをゼロに設定し（ΔＡ←０）、振幅調整量ΔＡが正の値の場合には、その値を振幅調整量ΔＡに設定する。リミッタ１１４は、設定した振幅調整量ΔＡを制御切替部１１５に出力する。
【００４７】
制御切替部１１５は、出力抑制制御判定部１１１から出力抑制判定フラグＦを入力し、出力抑制判定フラグＦが「１」の場合には、リミッタ１１４から入力した振幅調整量ΔＡを選択し、出力抑制判定フラグＦが「０」の場合には、値ゼロに設定された振幅調整量ΔＡを選択する。そして、選択した振幅調整量ΔＡを振幅調整部１２０に出力する。振幅調整部１２０は、上述したように基本目標振幅Ａ’*から振幅調整量ΔＡを減算して最終的な目標振幅Ａ*を算出する。従って、出力抑制制御が実行される過負荷状態においては、インバータ回路５０の入力電圧（コンバータ回路３０の出力電圧）が目標直流電圧Ｖdcdownに対して低下しているほど目標振幅Ａ*が小さな値に設定される。これにより、目標出力電圧Ｖac*の正弦波の振幅が小さくなるように調整される。従って、電気負荷Ｌに供給される電力が絞られることになる。電気負荷Ｌへの電力供給の絞り込みは、インバータ回路５０の入力電圧（コンバータ回路３０の出力電圧）を上昇させるように働く。このため、過負荷状態においては、電力供給能力の範囲でインバータ回路５０の入力電圧が目標直流電圧Ｖdcdownに追従するようになる。そして、電気負荷Ｌが使用する電力が減少すると、コンバータコントローラ４０の電圧制御によってコンバータ回路３０の出力する直流電圧が上昇して、通常の制御状態に復帰する。
【００４８】
以上説明した本実施形態の交流電力出力装置１によれば、電気負荷Ｌへの電力供給量が増加してインバータ回路５０の入力電圧が出力抑制制御開始閾値Ｖdc1を下回った場合には、交流電源の電圧規定範囲を有効利用して、装置出力電圧の目標振幅Ａ*を低下させる。従って、図３に示すように、歪み率の少ない正弦波電圧の交流電力を供給することができる。また、その場合、電気負荷Ｌへの電力供給量が絞られるため、装置出力電圧の落ち込みを抑制することができる。また、過負荷状態時においては、目標直流電圧Ｖdcdownとインバータ回路５０の入力電圧との偏差を使ったＰＩ制御によって振幅調整量ΔＡを設定するため、インバータ回路５０の入力電圧に応じた適正な目標振幅Ａ*を設定することができる。また、装置出力電圧の振幅制御を容易に実施することができる。これらの結果、限られた電力供給能力を有効に使って、できるだけ多くの電気負荷Ｌに対して信頼性の高い電力供給を維持することができる。また、装置出力電圧の歪み率を小さく抑えることができるため、コンデンサインプット型の電気機器への影響を抑制することができる。
【００４９】
また、本実施形態の交流電力供給装置１は、エンジン駆動式空調装置に設けられ、圧縮機を駆動するエンジン１０によって発電機２０を作動させ、この発電機２０で発電された電力をコンバータ回路３０で直流に変換し、その直流電力をインバータ回路５０で交流に変換するものである。従って、エンジン１０を有効利用することができる。
【００５０】
以上、本実施形態に係る交流電力供給装置１について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変更が可能である。
【００５１】
例えば、本実施形態においては、交流電力供給装置１の電源として発電機２０を用いているが、それに代えて、バッテリを用いるようにしてもよい。その場合には、コンバータ回路３０およびコンバータコントローラ４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ回路およびＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ）によって構成されるとよい。
【００５２】
また、本実施形態においては、Ｈブリッジ回路を使ったインバータ回路５０によって直流電力を単相交流電力に変換しているが、３相ブリッジ回路を使ったインバータ回路によって直流電力を三相交流電力に変換して供給する構成であってもよい。
【００５３】
また、本実施形態の交流電力供給装置１は、エンジン駆動式空調装置に設けられるものであるが、例えば、エンジンの排熱を利用して動力、温熱、冷熱を取り出すコジェネレーション装置に適用してもよい。
【符号の説明】
【００５４】
１…交流電力供給装置、１０…エンジン、２０…発電機、３０…コンバータ回路、４０…コンバータコントローラ、４１…直流電圧センサ、４３…出力電圧センサ、５０…インバータ回路、５１，５２，５３，５４…スイッチング素子、６０…フィルタ回路、７０，７１…外部出力端子、１００…インバータコントローラ、１１０…過負荷時振幅低減量設定部、１１１…出力抑制制御判定部、１１２…直流電圧偏差演算部、１１３…ＰＩ制御部、１１４…リミッタ、１１５…制御切替部、１２０…振幅調整部、１２１…出力波形指令部、１２２…目標出力電圧設定部、１２３…出力電圧偏差演算部、１２４…ＰＩ制御部、１２５…ＰＷＭ制御部、Ａ*…目標振幅、Ａ’*…基本目標振幅、Ｖac*…目標出力電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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