(57)【要約】【課題】昇圧コンバータの制御システムにおいて、リアクトル電流検出用の電流センサを追加することなく、電流停滞発生時のシステム電圧の急激な変動の抑制と、蓄電装置の電圧の急激な変動の抑制とを両立することである。【解決手段】制御システム１０は、蓄電装置であるバッテリ１６と負荷であるモータジェネレータ１４との間に設けられる昇降圧コンバータ１２と、昇降圧コンバータ１２を制御する制御装置２２と、システム電圧ＶＨのセンサ値を取得する電圧センサ２０とを含む。制御装置２２は、ＶＨのセンサ値に基づいて、少なくともリアクトル電流ＩＬが停滞する電流停滞が発生したと判断される所定時期を含んで、ＶＨ関係電圧において基準電圧に対する同一極性側の電圧偏差が継続する継続時間Ｔを算出し、継続時間Ｔの算出値に応じて昇降圧コンバータ１２のデューティ比を補正する。【選択図】図１
2014195361.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
蓄電装置と負荷との間に設けられ、複数のスイッチング素子及びリアクトルを含み、前記蓄電装置の電圧と前記負荷のシステム電圧との間で昇圧または降圧を行う昇降圧コンバータと、
前記昇降圧コンバータの動作を制御する制御装置とを備える昇降圧コンバータの制御システムであって、前記システム電圧ＶＨのセンサ値を取得する電圧センサを備え、前記制御装置は、前記ＶＨのセンサ値に基づいて、少なくとも前記昇降圧コンバータの昇圧と降圧との間での切替直前または切替直後のリアクトル電流が停滞する電流停滞が発生したと判断される所定時期を含んで、前記ＶＨに関係するＶＨ関係電圧において、前記システム電圧の電圧指令ＶＨ＊に対応する基準電圧に対する電圧偏差が同一極性側で継続する継続時間Ｔを算出し、前記継続時間Ｔの算出値に応じて前記昇降圧コンバータのデューティ比を補正することを特徴とする昇降圧コンバータの制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載の昇降圧コンバータの制御システムにおいて、
電流停滞による発生サージ電圧と、負荷消費電力による電圧変動とを波形の違いで区別するための電圧波形特徴量であって、前記電圧偏差の時間変化率と前記電圧偏差との積である電圧波形特徴量を算出し、前記電圧波形特徴量に基づいて前記デューティ比を補正することを特徴とする昇降圧コンバータの制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電装置と負荷との間に設けられ、蓄電装置の電圧と負荷のシステム電圧との間で昇圧または降圧を行う昇降圧コンバータの制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から昇降圧コンバータの制御装置において、蓄電装置の電圧を昇圧し負荷にシステム電圧を供給する状態で、負荷の状態が力行と回生とで切り替わり、蓄電装置と電圧変換器との間を流れる電流方向が切り替わるときに、リアクトル電流が０付近で停滞する、「電流停滞」が発生することが知られている。
【０００３】
特許文献１には、昇降圧コンバータの制御装置において、この電流停滞が発生する場合のシステム電圧の変動を抑制することが記載されている。この構成では、アクセル開度、回転電機の電力、及び電源電圧から電源電流を求めて、電源電流の極性の切替を予測した場合に、通電デューティ比を予め設定したデッドタイム相当分で補正している。
【０００４】
特許文献２には、昇降圧コンバータの制御装置において、演算回路でインバータ出力電力を求めこれを比較器で所定値と比較することで昇降圧コンバータの電流経路を判断し、その結果に応じて補正回路からシステム電圧の変動を抑制するための補正量を出力することが記載されている。
【０００５】
特許文献３には、昇降圧コンバータと負荷との間のＤＣバス電圧と目標電圧との偏差の絶対値が所定電圧以上で、昇降圧コンバータの通流電流値が所定電流以下である場合に、昇降圧コンバータのデューティ値に含まれる積分成分値を比例成分の反数に置換してＰＷＭ電圧指令値を０とすることが記載されている。
【０００６】
特許文献４には、昇降圧コンバータの制御装置において、モータ電力負荷の急変時または指令電圧の急変時の高い応答性が求められる場合に、電流センサで検出したリアクトル電流に基づいて演算した出力電圧をフィードバック制御することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１１−５５６７６号公報
【特許文献２】特開２００４−１２０８４４号公報
【特許文献３】特開２００９−１４８１１９号公報
【特許文献４】特開２００６−３１１６３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１に記載の構成では、センサの検出値を用いて所定値との比較で電流停滞を予測し、センサの検出値に応じて所定の補正量で昇降圧コンバータのデューティ比を補正している。しかしながら、センサの製造誤差、または電圧変換器のスイッチング素子の製造誤差から決まるデッドタイムばらつきの影響によって、適切な補正量でデューティ比を補正できず、補正量が過小である場合には、電流停滞が継続し、システム電圧の急激な変動を抑制できないおそれがある。また、補正量が過大である場合には、電流が急激に変化し、蓄電装置の電圧に急激な変動が発生するおそれがある。つまり、電流を滑らかに制御することができない。特許文献２、３においても、必ずしも正確な電流停滞を検出できず、従って適切なデューティー比補正が行えない場合がある。また、特許文献３、４では、追加の電流センサが必要になる。
【０００９】
本発明の目的は、リアクトル電流検出用の電流センサを追加することなく、電流を適切に制御することにより、電流停滞発生時のシステム電圧の急激な変動の抑制と、蓄電装置の電圧の急激な変動の抑制とを両立できる昇降圧コンバータの制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る昇降圧コンバータの制御システムは、蓄電装置と負荷との間に設けられ、複数のスイッチング素子及びリアクトルを含み、前記蓄電装置の電圧と前記負荷のシステム電圧との間で昇圧または降圧を行う昇降圧コンバータと、前記昇降圧コンバータの動作を制御する制御装置とを備える昇降圧コンバータの制御システムであって、前記システム電圧ＶＨのセンサ値を取得する電圧センサを備え、前記制御装置は、前記ＶＨのセンサ値に基づいて、少なくとも前記昇降圧コンバータの昇圧と降圧との間での切替直前または切替直後のリアクトル電流が停滞する電流停滞が発生したと判断される所定時期を含んで、前記ＶＨに関係するＶＨ関係電圧において、前記システム電圧の電圧指令ＶＨ＊に対応する基準電圧に対する電圧偏差が同一極性側で継続する継続時間Ｔを算出し、前記継続時間Ｔの算出値に応じて前記昇降圧コンバータのデューティ比を補正することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る昇降圧コンバータの制御システムにおいて、好ましくは、電流停滞による発生サージ電圧と、負荷消費電力による電圧変動とを波形の違いで区別するための電圧波形特徴量であって、前記電圧偏差の時間変化率と前記電圧偏差との積である電圧波形特徴量を算出し、前記電圧波形特徴量に基づいて前記デューティ比を補正する。
【００１２】
また、本発明に係る昇降圧コンバータの制御システムにおいて、好ましくは、前記制御装置は、前記電圧偏差の時間変化率と前記電圧偏差との積である電圧波形特徴量を算出し、前記継続時間Ｔの算出値と前記電圧波形特徴量の算出値との積に基づいて前記デューティ比を補正する。
【００１３】
また、本発明に係る昇降圧コンバータの制御システムにおいて、好ましくは、前記制御装置は、前記ＶＨにローパスフィルタ処理を行うことで前記ＶＨ関係電圧を求めて、前記ＶＨ関係電圧から前記継続時間Ｔを算出する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の昇降圧コンバータの制御システムによれば、予め設定した所定量でデューティ比を補正する場合に比べて、適切な補正量を用いて電流停滞発生時のシステム電圧の急激な変動の抑制と、蓄電装置の電圧の急激な変動の抑制とを両立でき、しかもリアクトル電流検出用の電流センサを追加する必要がない。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１実施形態の昇降圧コンバータの制御システムの回路図である。
【図２】図１に示した制御装置において、電圧指令ＶＨ＊に応じて駆動信号Ｐｗを出力する構成を示すブロック図である。
【図３】比較例におけるシステム電圧ＶＨ及び電源電流ＩＢの時間変化の実験結果を示す図である。
【図４】電流停滞発生時の上アーム通過電流ＩＬｃと、回転電機消費電流Ｉｍｃとの時間変化を示す図である。
【図５】第１実施形態において、ローパスフィルタ処理後のシステム電圧の電圧偏差ΔＶＨＬＰＦと、その正側変化継続時間Ｔとの時間的変化を示す図である。
【図６】第１実施形態のデューティ比補正時における制御フローの第１ステップを示すブロック図である。
【図７】第１実施形態のデューティ比補正時における制御フローの第２ステップを示すブロック図である。
【図８】第１実施形態のデューティ比補正時における制御フローの第３ステップを示すブロック図である。
【図９】第１実施形態におけるシステム電圧ＶＨ及び電源電流ＩＢの時間変化の実験結果を示す図である。
【図１０】本発明の第２実施形態において、システム電圧の電圧偏差ΔＶＨと、その正側変化継続時間Ｔとの時間的変化を示す図である。
【図１１】本発明の第３実施形態において、デューティ比補正時における制御フローの第３ステップを示すブロック図である。
【図１２】第３実施形態において、システム電圧ＶＨの波形から正弦波成分を抽出した波形と、その波形に基づく各種との実験結果を示す図である。
【図１３】第３実施形態において、電流停滞発生時のシステム電圧ＶＨの波形からＴの二次関数成分を抽出した波形と、その波形に基づく各種との実験結果を示す図である。
【図１４】第２実施形態における、システム電圧ＶＨ、電源電圧ＶＬ、リアクトル電流ＩＬ、デューティ比Ｄｕ＊、及びデューティ補正量の時間変化の実験結果を示す図である。
【図１５】第３実施形態における図１４に対応する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。以下ではすべての図面において同様の要素には同一の符号を付して説明する。
【００１７】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態の昇降圧コンバータ１２の制御システム１０の回路図を示している。制御システム１０は、車両用回転電機制御システムとしての機能も有する。制御システム１０は、回転電機であるモータジェネレータ１４と、昇降圧コンバータ１２と、蓄電装置であるバッテリ１６と、電圧センサ１８，２０と、制御装置２２とを含む。制御システム１０は、モータジェネレータ１４の他にエンジンを有し、エンジンおよびモータジェネレータ１４の少なくとも一方を駆動源として走行するハイブリッド車両に搭載される。制御システム１０は、ハイブリッド車両の代わりに、モータジェネレータ１４を駆動源とする電気自動車または燃料電池車に用いられてもよい。また、制御システム１０は、複数のモータジェネレータを制御する構成としてもよい。
【００１８】
モータジェネレータ１４は、主としてバッテリ１６からの電力で駆動され、車両の駆動力を発生する負荷である３相同期モータである。以下では、モータジェネレータ１４は「ＭＧ１４」と記載する。
【００１９】
ＭＧ１４は、発電機、すなわちエンジン駆動力を用いた発電や車両減速時に回生制動を行う際の電力回生用としても用いられる。ＭＧ１４で発生した電力は、インバータ２４で３相交流電圧から直流電圧に変換され、昇降圧コンバータ１２を介し、バッテリ１６に供給され、バッテリ１６が充電される。ＭＧ１４として、誘導モータ、または別の電動モータを用いてもよい。なお、ＭＧ１４は、主としてエンジンにより駆動される発電機としての機能を有し、補助的に、バッテリ１６により電力を供給され駆動する電動モータとして機能を有するものでもよい。
【００２０】
昇降圧コンバータ１２は、正極側の上アームＡ１及び負極側の下アームＡ２と、上アームＡ１及び下アームＡ２の中間点に一端が接続されたリアクトルＬとを含むＤＣ／ＤＣコンバータである。上アームＡ１は、上側スイッチング素子Ｓ１及びダイオードＤ１を有する。下アームＡ２は、下側スイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ２を有する。上側スイッチング素子Ｓ１及び下側スイッチング素子Ｓ２は互いに直列に接続される。ダイオードＤ１は上側スイッチング素子Ｓ１に対し逆方向電流を流すように並列に接続され、ダイオードＤ２は下側スイッチング素子Ｓ２に対し逆方向電流を流すように並列に接続される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２として、ＩＧＢＴなどのトランジスタが用いられる。昇降圧コンバータ１２は、バッテリ１６から供給された直流電圧を昇圧し、システム電圧ＶＨとしてインバータ２４に出力する。昇降圧コンバータ１２は、インバータ２４から入力された直流電圧を降圧して、バッテリ１６に出力する機能も有する。
【００２１】
インバータ２４は、昇降圧コンバータ１２から入力された直流電圧を３相の交流電圧に変換してＭＧ１４に供給し、ＭＧ１４を駆動する。インバータ２４は、車両の回生制動時に、ＭＧ１４により発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を昇降圧コンバータ１２に供給する機能も有する。
【００２２】
バッテリ１６は、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池などの二次電池により構成される。蓄電装置は、キャパシタにより構成することもできる。バッテリ１６は内部抵抗Ｒｂを有する。低圧側コンデンサ２６は、バッテリ１６の正極側及びリアクトルＬの他端の間と、バッテリ１６の負極側及び下側スイッチング素子Ｓ２の負極側の間とに接続される。高圧側コンデンサ２８は、昇降圧コンバータ１２とインバータ２４との間に接続される。
【００２３】
電圧センサ１８は、バッテリ１６両端間の電源電圧ＶＬのセンサ値を取得し、そのセンサ値は制御装置２２に送信される。電圧センサ２０は、システム電圧ＶＨのセンサ値を取得し、そのセンサ値の情報は制御装置２２に送信される。電圧センサ２０は、システム電圧ＶＨの時間的な相対変化を示す波形であるＶＨ波形を取得して、ＶＨ波形の情報を制御装置２２に送信してもよい。
【００２４】
制御装置２２は、ＥＣＵと呼ばれ、ＣＰＵ及びメモリを有するマイクロコンピュータを含む。図示の例では、制御装置２２を１つの制御装置２２として図示しているが、制御装置２２は適宜複数の構成要素に分割して、互いに信号ケーブルで接続する構成としてもよい。
【００２５】
制御装置２２には、車両の図示しないアクセルペダルの操作量を検出するアクセルセンサのセンサ値に応じて、図示しない別の制御装置で生成されたトルク指令値ＴＲ＊が入力される。制御装置２２には、電流センサ３０から、ＭＧ１４を構成する２相（例えば、Ｖ相、Ｗ相）のステータコイルを流れるステータ電流Ｉｖ，Ｉｗのセンサ値も入力される。制御装置２２には、回転角度センサ３２から、ＭＧ１４を構成するロータの回転角度θのセンサ値も入力される。
【００２６】
制御装置２２は、トルク指令値ＴＲ＊と、ステータ電流Ｉｖ，Ｉｗ及び回転角度θとに応じて、ＭＧ１４にトルク指令値ＴＲ＊に応じたトルクを発生させるように、インバータ２４にスイッチング制御用の駆動信号Ｐｉを生成して出力する。なお、制御装置２２に別の制御装置からＭＧ１４の単位時間当たりの回転数を表す回転数指令値ＭＮ＊が入力される場合に、トルク指令値ＴＲ＊と回転数指令値ＭＮ＊とに応じたトルクを発生させるように、インバータ２４に駆動信号を出力してもよい。
【００２７】
制御装置２２は、ＶＨ＊算出部３４と、ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５と、デューティ比補正部３６と、駆動信号生成部３８とを有する。ＶＨ＊算出部３４は、トルク指令値ＴＲ＊に基づいて予め設定された関係式、または記憶部で記憶されたマップに基づいて、昇降圧コンバータ１２の出力電圧であるシステム電圧の電圧指令値ＶＨ＊を算出する。ＶＨ＊算出部３４は、トルク指令値ＴＲ＊と、ＭＧ１４の回転数指令値ＭＮ＊とに基づいて、予め設定された関係式、または記憶部で記憶されたマップに基づいて電圧指令値ＶＨ＊を算出してもよい。すなわち、制御装置２２は、ＭＧ１４の駆動状態に応じて適切なＶＨ＊を算出する。制御装置２２は、電圧センサ２０のセンサ値ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に追従させるように昇降圧コンバータ１２の動作を、フィードバック制御としてＰＩ制御する。
【００２８】
駆動信号生成部３８は、デューティ比補正部３６で電圧指令値ＶＨ＊の算出値に応じて生成し出力されたデューティ比Ｄｕ＊から求められる閾値を表す信号と、後述する図２に示すキャリア信号生成部４０で生成し出力されたキャリア信号ＣＲとの比較を行って、ＰＷＭ信号としての駆動信号Ｐｗを生成する。駆動信号Ｐｗは、昇降圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に出力される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、駆動信号Ｐｗに応じてスイッチングのオンオフ状態が制御される。ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５及びデューティ比補正部３６は後述する。
【００２９】
図２は、制御装置２２において、システム電圧の電圧指令値ＶＨ＊に応じて駆動信号Ｐｗを出力する構成を示している。
【００３０】
ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５には、電源電圧ＶＬ及び電圧指令値ＶＨ＊が入力される。ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５は、ＶＬ／ＶＨ＊を算出してその算出値を出力側加算器５２に出力する。
【００３１】
デューティ比補正部３６は、入力側減算器４４、比例乗算器４６、積分乗算器４８、積分項補正部５０、及び出力側加算器５２を有する。入力側減算器４４には、電圧指令値ＶＨ＊及びシステム電圧ＶＨのセンサ値が入力される。入力側減算器４４は、システム電圧ＶＨのセンサ値から電圧指令値ＶＨ＊を減算して電圧偏差ΔＶＨ（＝ＶＨ−ＶＨ＊）を算出する。電圧偏差ΔＶＨの算出値は、比例乗算器４６と積分乗算器４８と積分項補正部５０とに出力される。なお、電圧センサ２０のセンサ誤差を考慮すると、電圧センサ２０で取得されたシステム電圧のＶＨ波形において、リアクトルＬの電流停滞が発生していない通常のＰＩ制御が行われている期間において、同一のトルク指令時でのＶＨ波形の所定時間当たりの平均値を電圧指令値ＶＨ＊としてもよい。
【００３２】
比例乗算器４６は、電圧偏差ΔＶＨの算出値に予め設定された比例ゲインＫｐを乗算し、その算出値をＰＩ制御の比例項として出力側加算器５２へ出力する。積分乗算器４８は、電圧偏差ΔＶＨの算出値に予め設定された積分ゲインＫｉを乗算し、その算出値を基本積分項として、積分項補正部５０が有する加算器５４に出力する。
【００３３】
加算器５４は、後述の積分項補正量算出部６０から出力された積分項補正量と、１シフト遅延回路５５からの前回制御周期での計算値とを加算し、出力側加算器５２に出力する。出力側加算器５２は、ＶＬ／ＶＨ＊の算出値に、比例乗算器４６の算出値と加算器５４の算出値とを加算し、その算出値をデューティ比Ｄｕ＊として生成し、駆動信号生成部３８に出力する。積分乗算器４８と、積分項補正部５０と、１シフト遅延回路５５とが、ＰＩ制御での積分項算出部を構成する。
【００３４】
積分項補正部５０は、各制御周期で、電圧偏差ΔＶＨの時間変化の波形になまし処理であるローパスフィルタ処理を行い、そのフィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨＬＰＦの波形において、同一極性側である正側の電圧偏差が継続する継続時間Ｔを算出する。
【００３５】
制御装置２２は、各制御周期で継続時間Ｔの算出値を用いて、ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５の算出値を用いて求められる昇降圧コンバータ１２のデューティ比を補正する。次に、積分項補正部５０での積分項補正量を算出する考え方と、その算出の具体的構成を説明する。
【００３６】
図３は、比較例の昇圧コンバータの制御システムにおけるシステム電圧ＶＨ及び電源電流ＩＢの時間変化の実験結果を示している。比較例が備える制御装置は、実施形態の制御装置２２の場合と異なり、積分項補正部５０を有しない。比較例において、その他の構成は図１、図２と同様である。
【００３７】
このような比較例で、ＭＧ１４が力行運転から回生運転に移行する場合、リアクトルＬを流れるリアクトル電流ＩＬがバッテリ１６からインバータ２４側に流れる場合の電流値を正とした場合に、リアクトル電流ＩＬが正から負に変化する。この場合、昇降圧コンバータ１２が昇圧動作または降圧動作を行う際に、上側スイッチング素子Ｓ１と下側スイッチング素子Ｓ２とはオンオフ時期が逆になるように、交互にオンとオフとのスイッチングを繰り返す。そして上側スイッチング素子Ｓ１及び下側スイッチング素子Ｓ２のオンとオフと切替時に、両方のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチングがオフになるデッドタイムが生じる。昇降圧コンバータ１２の昇圧と降圧との間での切替直前または切替直後に、デッドタイムが生じると、このデッドタイムではリアクトル電流ＩＬがほとんど流れずＩＬ＝０付近で停滞する電流停滞が生じる。この電流停滞は「ＩＬ０クランプ」とも呼ばれる。この電流停滞は、ダイオードＤ１またはスイッチング素子Ｓ１の抵抗相当分よりもＩＬ電流が小さくなることで生じる。
【００３８】
図３では、電源電流ＩＢを示しているが、電源電流ＩＢはリップル成分を有するリアクトル電流ＩＬがほぼ平均化されたものと一致する。電源電流ＩＢもリアクトル電流ＩＬと同様に０付近で停滞する。この電流停滞によって、システム電圧ＶＨに急激な変動であるサージ電圧が発生する。このサージ電圧の発生は、昇降圧コンバータ１２に接続された部品に過電圧を生じて耐久性を低下させる原因となる。このため、サージ電圧発生の抑制が望まれている。
【００３９】
一方、このようなサージ電圧により、システム電圧のセンサ値ＶＨと電圧指令値ＶＨ＊との間の電圧偏差ΔＶＨの変動も大きくなる。上記のようにＭＧ１４の力行運転から回生運転への移行時には、サージ電圧が正側に大きくなることに伴って、電圧偏差ΔＶＨが波形状に変動しながら正側に大きくなる。このような理由から、本実施形態では、昇降圧コンバータ１２のデューティ比Ｄｕ＊を算出する各制御周期で、ＶＨ関係電圧であるフィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨの波形の偏差が同一極性側である正側で継続する場合のΔＶＨの正側偏差を小さくするように、ＰＩ制御の積分項に大きな補正量を加算してデューティ比Ｄｕ＊を補正する。積分項の補正は、積分項補正部５０で行う。
【００４０】
また、電圧偏差ΔＶＨの大きさは、正側に変化する場合の変化の継続時間Ｔにより決まることが分かっている。次にこれを説明する。
【００４１】
図１に戻って、昇降圧コンバータ１２の出力側電流として上アームＡ１を通過する上アーム通過電流をＩＬｃ、高圧側コンデンサ２８へのコンデンサ流入電流をＩｃ、高圧側コンデンサ２８と昇降圧コンバータ１２との正極側の接続点Ｃ１からインバータ２４に流出する回転電機消費電流をＩｍｃと定義すると、（１）式の関係が成立する。
【００４２】
Ｉｃ＝ＩＬｃ−Ｉｍｃ・・・（１）
【００４３】
ここで、ＭＧ１４が力行運転から回生運転に移行する際に、図４に破線で示すように回転電機消費電流Ｉｍｃが正側から減少すると、リアクトル電流ＩＬも減少し、電流０付近で短時間一定範囲に維持される電流滞留が発生する。この場合、図４に実線で示す上アーム通過電流ＩＬｃでも、電流０付近で電流停滞が発生する。電流停滞中のコンデンサ流入電流Ｉｃは、電流停滞継続時間をＴｃとした場合に（２）式で表される。ここで、−Ｋｉｍｃ（Ａ／ｓ）は、電流０付近の回転電機消費電流Ｉｍｃの時間変化についての傾斜を表す。
【００４４】
Ｉｃ＝Ｋｉｍｃ×Ｔｃ・・・（２）
【００４５】
また、電流停滞時には高圧側コンデンサ２８にコンデンサ流入電流Ｉｃが流れて、電荷が蓄積されてシステム電圧ＶＨが増大する。システム電圧ＶＨは、電流停滞開始から増大し、回転電機消費電流Ｉｍｃが０になるまでその増大が継続する。この場合、システム電圧ＶＨの変化量も正側、すなわち大きくなる側で変化する。このため、そのときのリアクトル電流ＩＬの停滞継続時間である電圧正側変化継続時間をＴとすると、ＶＨ変化量ΔＶ１は（３）式で表される。ここで、Ｃｍは、高圧側コンデンサ２８の静電容量を表す。
【００４６】
ΔＶ１＝（１／Ｃｍ）×∫（Ｉｃ）ｄｔ＝１／Ｃｍ×１／２×Ｋｉｍｃ×Ｔ2・・・（３）
【００４７】
（３）式から、システム電圧ＶＨの電流停滞時の変化量ΔＶ１は電圧正側変化継続時間Ｔの二乗で決まり、Ｔについての二次関数の関係となることが分かる。したがって、システム電圧のセンサ値ＶＨから電圧指令値ＶＨ＊を減算した偏差ΔＶＨの大きさも正側変化継続時間Ｔの二乗で決まる。
【００４８】
本実施形態では、このような考えから制御装置２２は、電圧偏差ΔＶＨに基づくフィルタ処理後の偏差ΔＶＨＬＰＦの正側変化継続時間Ｔを求めて、このＴの二次関数を用いて積分項を補正することでデューティ比を補正する。この場合、（３）式の二次関数から予め導き出される定数Ｋａｄｊを用いた（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を、積分項に対する補正量として求める。また、フィルタ処理を用いることでサージ電圧を早期に解消できるが、これについては後述する。
【００４９】
図２に戻って示すように、積分項補正部５０は、ＶＨ波形フィルタ処理部５６、継続時間算出部５８、及び積分項補正量算出部６０を有する。ＶＨ波形フィルタ処理部５６、継続時間算出部５８、及び積分項補正量算出部６０を含む要素は、リアクトル電流ＩＬで電流停滞及び電流の急激な変動を発生させないように制御する機能を有するので、「ＩＬ電流制御部」とも呼ばれる。ＶＨ波形フィルタ処理部５６は、図５の上側の図に示す電圧偏差ΔＶＨの時間変化の波形にローパスフィルタのフィルタ処理を実行し、フィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨＬＰＦを算出する。電圧偏差ΔＶＨＬＰＦは、システム電圧ＶＨに関係するＶＨ関係電圧である。電圧偏差ΔＶＨＬＰＦの時間変化の波形は、リアクトル電流ＩＬの電流停滞時に上下に変動しながら正側に徐々に増大し、波形の谷部Ｐ１でも０を上回る。このＰ１状態の検出で電流停滞発生を検出してもよい。ΔＶＨ及びΔＶＨＦＬＰＦの波形は、電気的一次変動の正弦波状の電圧変動の波形に、電流停滞のサージ電圧発生時のＴの二次関数状の電圧変動の波形が重畳されたものである。正弦波状の電圧変動は、電流センサ３０の検出誤差によってＭＧ１４の消費電流及び消費電力が波形に変動することに起因する。ローパスフィルタ処理は、電圧偏差ΔＶＨの波形から、Ｔの二次関数状の電圧変動の波形よりも高周波数側である電気的一次変動の正弦波状の波形成分を除去するように行う。
【００５０】
図２に示す継続時間算出部５８は、電圧偏差ΔＶＨＬＰＦの波形において、システム電圧の電圧指令ＶＨ＊に対応する基準電圧である０に対する正側の電圧偏差の継続時間Ｔを各制御周期で算出する。例えば、各制御周期を図５のＴａ１，Ｔａ２・・・とすると、制御周期Ｔａ１，Ｔａ２毎に、継続時間ＴがＴ１，Ｔ２として算出される。制御周期Ｔａ４では、電圧偏差ΔＶＨＬＰＦが０以下となり、継続時間Ｔがリセットされ、０となる。また、制御周期ＴａＮでは、電圧偏差ΔＶＨＬＰＦの谷部Ｐ１でも正となることで継続時間Ｔの算出値はそれまでの継続時間が加算されて大きな値ＴＮとなる。なお、本実施形態では、電圧指令ＶＨ＊と電圧センサ２０のセンサ値との偏差ΔＶＨのフィルタ処理後の偏差ΔＶＨＬＰＦを電圧偏差としているので、基準電圧が０となるが、電圧指令ＶＨ＊とセンサ値との絶対値を残して偏差波形を求める場合、電圧指令ＶＨ＊自体を基準電圧としてもよい。
【００５１】
図２の積分項補正量算出部６０は、各制御周期で、継続時間Ｔから定数Ｋａｄｊを用いて積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を算出する。各制御周期で電圧偏差ΔＶＨＬＰＦが０以下となると、Ｔが０であるので、積分項補正量も０となる。積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）の算出値は加算器５４に出力され、加算器５４で積分乗算器４８及び１シフト遅延回路５５の出力に加算される。
【００５２】
次に、図６から図８を用いて、電圧指令ＶＨ＊及び検出電圧ＶＨに応じて積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を算出する方法を制御フローで説明する。図６（ａ）では、入力側減算器４４は、各制御周期でのシステム電圧のセンサ値ＶＨと電圧指令値ＶＨ＊との偏差をｄｖｈとして算出する。次に図６（ｂ）で、ＶＨ波形フィルタ処理部５６がその算出値ｄｖｈをフィルタ処理して、ｄｖｈＬＰＦとして算出する。
【００５３】
図７（ａ）では、継続時間算出部５８が有する切替器６２が、算出値ｄｖｈＬＰＦが正か否かを判定し、正の場合には、各制御周期で前回算出された継続時間Ｔｐに１を加算して今回の継続時間Ｔｐとして出力する。一方、算出値ｄｖｈＬＰＦが負の場合には、継続時間Ｔｐに０が入力され、継続時間Ｔｐがリセットされる。なお、図７では、フィルタ処理後の電圧偏差の算出値ｄｖｈＬＰＦが正側に変化する継続時間をＴｐで示し、算出値ｄｖｈＬＰＦが負側に変化する継続時間をＴｎで示している。本実施形態では負側の継続時間Ｔｎを用いた積分項加算の補正量算出は行わないが、後述のＭＧ１４が回生運転から力行運転に移行する場合にはシステム電圧ＶＨのサージ電圧が負側に大きくなるので、この場合には、負側の継続時間Ｔｎを用いた積分項補正量の算出を行う。
【００５４】
図７（ｂ）では、継続時間算出部５８が有する切替器６４が、算出値ｄｖｈＬＰＦが正か否かを判定し、正の場合には、継続時間Ｔｎに０が入力される。一方、切替器６４で算出値ｄｖｈＬＰＦが負と判定されると、各制御周期で前回の継続時間Ｔｎに１が加算され今回の継続時間Ｔｎとして出力される。
【００５５】
図７（ｃ）では、継続時間算出部５８が有する切替器６６が、算出値ｄｖｈＬＰＦが正か否かを判定し、正の場合には、継続時間Ｔｐが継続時間Ｔとして出力される。一方、切替器６６で算出値ｄｖｈＬＰＦが負の場合には、継続時間Ｔｎが継続時間Ｔとして出力される。このような図７の処理により、図５のΔＶＨＬＰＦが正の場合の継続時間のみが各制御周期でリセットされるまで加算される。この場合、１制御周期当たりの継続時間の加算値を１としている。このような制御はすべての制御周期で行うので、昇圧及び降圧の間の切替直前及び切替直後のそれぞれでリアクトル電流ＩＬが停滞する電流停滞が発生したと判断されるすべての所定時期を含む期間で継続時間Ｔが算出される。
【００５６】
図８では、積分項補正量算出部６０が図７（ｃ）で出力された継続時間Ｔと定数Ｋａｄｊとの積算を行って、積算結果である積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を図２の加算器５４に出力する。
【００５７】
加算器５４では、積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）が、積分乗算器４８及び１シフト遅延回路５５の出力に加算され、出力側加算器５２に出力される。出力側加算器５２では、ＶＬ／ＶＨ＊算出部３５の出力に比例乗算器４６及び加算器５４の出力が加算されて、デューティ比Ｄｕ＊が補正され、出力される。補正後のデューティ比Ｄｕ＊から求められる閾値を表す信号は、駆動信号生成部３８でキャリア信号生成部から入力された所定の三角波のキャリア信号ＣＲと大小が比較され、その比較に応じて０と１との論理状態が変化する駆動信号Ｐｗが生成される。駆動信号Ｐｗは昇降圧コンバータ１２に入力される。昇降圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチングは、駆動信号Ｐｗに応じて制御され、所定の昇圧動作または降圧動作が行われる。駆動信号Ｐｗの論理状態が、デューティ比Ｄｕ＊がキャリア信号ＣＲよりも大きいことを表す場合、上アームＡ１のスイッチング素子Ｓ１はオンされ、下アームＡ２のスイッチング素子Ｓ２はオフされる。一方、駆動信号Ｐｗの論理状態が、デューティ比Ｄｕ＊がキャリア信号ＣＲよりも小さいことを表す場合、上アームＡ１のスイッチング素子Ｓ１はオフされ、下アームＡ２のスイッチング素子Ｓ２はオンされる。昇圧動作はＭＧ１４の力行運転時に実行され、降圧動作はＭＧ１４の回生運転時に実行される。
【００５８】
上記のように構成される制御システム１０によれば、フィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨであるΔＶＨＬＰＦの波形が同一極性側の正側で継続する各制御周期で、継続時間Ｔの二次関数を用いてデューティ比Ｄｕ＊が補正される。継続時間Ｔは、ΔＶＨＬＰＦの正側の変化が長く継続するほど大きくなる。また、ΔＶＨＬＰＦの正側の継続は、システム電圧ＶＨの正側の急激な変動が大きくなるほど長くなる。このため、予め設定した所定量でデューティ比Ｄｕ＊を補正する場合と異なり、各種の電圧センサ１８，２０及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を含む部品の製造誤差の影響を受けることを抑制しながら、適切な補正量を用いて電流停滞発生時のシステム電圧ＶＨの急激な変動と、電流及び蓄電装置であるバッテリ１６の電圧の急激な変動とを抑制できる。したがって、システム電圧ＶＨ及びバッテリ１６での過電圧の発生による部品の耐久性低下を抑制できる。また、リアクトル電流ＩＬの０付近での停滞を抑制できる。また、リアクトル電流ＩＬを検出するための電流センサを新たに設けて、電流停滞を検出する必要がないので、製造コストを抑制できる。
【００５９】
また、フィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨＬＰＦの波形を用いてデューティ比Ｄｕ＊を補正するので、図５の下側の図で示すように、電流停滞が発生しているときの継続時間ＴＮの計算値を早期に大きくできる。このため、デューティ比補正に用いる積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）の定数Ｋａｄｊを小さくしても、サージ電圧を早期に解消するように積分項を早期に十分大きい値にできる。
【００６０】
一方、後述する図１０に示す第２実施形態のようにフィルタ処理を行わない電圧偏差ΔＶＨの波形で継続時間Ｔを算出する構成では、電圧偏差ΔＶＨが図５の谷部Ｐ１の以前の時間ｔＡで０以下となり、それまでの継続時間Ｔの算出値がリセットされる。この場合、定数Ｋａｄｊを小さくした状態では、電流停滞発生時の積分項補正量を早期に大きくできない可能性がある。本実施形態では、定数Ｋａｄｊを小さくしても積分項補正量を早期に大きくできるので、電流停滞が発生していない場合に、積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）が過剰に大きくなるのを防止して、積分項の過剰な補正によりシステム電圧ＶＨが不安定になるのを防止できる。図５の上側の図でΔＶＨＬＰＦ及びΔＶＨの波形には電流センサ３０の検出誤差による正弦波状の変動成分が含まれるが、ＰＩ制御での積分ゲインＫｉを大きくすることで正弦波状の変動成分は小さくできる。この場合でも、本実施形態では電流停滞発生時の二次関数状の電圧変動を早期に解消できる。
【００６１】
図９は、本実施形態におけるシステム電圧ＶＨ及び電源電流ＩＢの時間変化の実験結果を示している。図９と、比較例を示した図３との比較から分かるように、本実施形態ではシステム電圧ＶＨの急激な変動を抑制でき、電源電流ＩＢの０付近での停滞及び急激な変動を防止できた。
【００６２】
なお、上記の図６で示すように、減算器７０に入力側減算器４４の出力と、１シフト遅延回路６８通過後の入力側減算器４４の出力とを入力し、減算器７０で電圧偏差の時間変化率として、１制御周期分の電圧偏差であるｄΔＶＨ／ｄｔをｄｖｈｄｔとして算出してもよい。この算出値ｄｖｈｄｔは、継続時間Ｔの算出開始の判定に利用できる。例えば、前回制御周期でｄｖｈｄｔが負であり、今回制御周期でｄｖｈｄｔが正である場合で、電圧偏差ｄｖｈが正である場合を電流停滞発生開始と判断し、電流停滞開始以降の各制御周期で電圧偏差ｄｖｈが０以下になるまでを所定時期である電流停滞時期と判断する。そして、この所定時期の各制御周期だけで、上記の図８の積分項補正量算出部６０が継続時間Ｔと定数Ｋａｄｊとを積算し、積算結果を加算器５４に出力する。この場合、「所定時期」は、昇降圧コンバータ１２の昇圧と降圧との間での切替直前または切替直後のリアクトル電流ＩＬがほぼ一定範囲で停滞する「電流停滞」が発生したと判断される時期である。
【００６３】
このような所定時期だけでデューティ比Ｄｕ＊を補正する場合、図５の点Ｐ１以降でのみ電圧偏差ΔＶＨＬＰＦを解消できる。このため、ＰＩ制御での積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2）の定数Ｋａｄｊを大きくして電流停滞発生時の電圧変動をより早期に解消できるようにしても、電流停滞が生じていない場合に積分項が過剰に補正されることがなく、システム電圧ＶＨのさらなる安定化を図れる。
【００６４】
一方、昇圧コンバータのスイッチング素子のデッドタイムで電流停滞が発生するので、比較例として、デッドタイムを予測してデューティ比を補正することが考えられる。しかしながら、デッドタイムについては、スイッチング素子の製造誤差でばらつきが生じるため、適切な補正量でデューティ比を補正できないおそれがある。また、別の比較例として、電流センサまたは電圧センサのセンサ値自体と予め設定した所定値との比較で電流停滞時のデューティ比を補正することも考えられる。しかしながらこの場合、センサの製造誤差により、オフセット誤差またはゲイン誤差であるセンサ誤差が生じることで制御性が低下して、適切な補正量でデューティ比を補正できないおそれがある。本実施形態では、予め設定した所定量でデューティ比を補正する構成の場合と異なり、部品の製造誤差の影響である外乱の影響を抑制してロバストな制御を実現でき、比較例の不都合が生じない。
【００６５】
［第２実施形態］
図１０は、本発明の第２実施形態において、システム電圧の電圧偏差ΔＶＨと、その正側変化継続時間Ｔとの時間的変化を示している。本実施形態では、制御装置２２が有する継続時間算出部５８が、電圧偏差ΔＶＨの波形にフィルタ処理を行わないで、電圧偏差ΔＶＨの波形が同一極性側で継続する各制御周期で、電圧偏差ΔＶＨの波形からΔＶＨが正側で継続する正側変化継続時間Ｔを算出する。算出された継続時間Ｔは、積分項補正量算出部６０に入力され、加算器５４で積分乗算器４８と１シフト遅延回路５５との出力に加算される。このようにフィルタ処理を行わない電圧偏差ΔＶＨの波形からも継続時間Ｔを算出でき、その算出値を用いてデューティ比Ｄｕ＊を補正できる。この場合、ＶＨ関係電圧は電圧偏差ΔＶＨである。この構成によっても、部品の製造誤差の影響を受けることを抑制しながら、適切な補正量を用いて電流停滞発生時のシステム電圧ＶＨの急激な変動を抑制できる。その他の構成及び作用は、上記の第１実施形態と同様である。
【００６６】
［第３実施形態］
図１１は、本発明の第３実施形態において、デューティ比補正時における制御フローの第３ステップをブロック図で示している。図１１は、第１実施形態における図８に対応する。積分項補正量では、定数Ｋａｄｊ、電圧偏差ｄｖｈ、ｄｖｈｄｔ、及び継続時間Ｔの二乗を積算して、その積算結果（Ｋａｄｊ×ｄｖｈ×ｄｖｈｄｔ×Ｔ2）を加算器５４に出力する。ｄｖｈｄｔは、電圧偏差ΔＶＨの時間変化率である。本実施形態ではこの時間変化率として、図６（ａ）の１シフト遅延回路６８と減算器７０とを用いて算出された１制御周期分の電圧偏差ｄｖｈｄｔを用いる。この場合、図１１の処理として、電圧偏差ｄｖｈと、１制御周期分の電圧偏差ｄｖｈｄｔとを積算する第１段階のステップを行うことができる。この場合、第１段階のステップ後に、その積算結果を電圧波形特徴量Ｋｖｓとして、電圧波形特徴量Ｋｖｓと、積分項補正用係数である（Ｋａｄｊ×Ｔ2）とを積算し、その積算結果（Ｋａｄｊ×Ｋｖｓ×Ｔ2）を積分項補正量として加算器５４に出力する第２段階のステップを行う。
【００６７】
上記の構成によれば、電流停滞が発生しない場合にＰＩ制御の積分項が過剰に補正されることがなく、デューティ比Ｄｕ＊が不安定になってシステム電圧ＶＨが不安定になることを抑制できる。次にこの理由を説明する。制御装置２２で、電流停滞発生時以外でＰＩ制御の積分項を過剰に大きくすると、システム電圧ＶＨが不安定になる。上記の各実施形態では積分項にＴ2を含む補正量を加算しているので、Ｔの二次関数での補正の必要がない電流停滞発生時以外で補正量を加算すると、積分項が過剰に大きくなる可能性がある。
【００６８】
図１２は、システム電圧ＶＨの波形から正弦波成分を抽出した波形と、その波形に基づく各種の値であるＴ2、電圧波形特徴量Ｋｖｓ、積分項補正用係数（Ｋａｄｊ×Ｔ2）、及び積分項補正量（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）との実験結果を示している。図１３は、電流停滞発生時のシステム電圧ＶＨの波形からＴの二次関数成分を抽出した波形と、その波形に基づくＴ2、Ｋｖｓ、（Ｋａｄｊ×Ｔ2）、及び（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）との実験結果を示している。なお、図１２、図１３でＴ2は、電圧偏差ΔＴが正側に変化する継続時間だけでなく、負側に変化する継続時間についても、正負の変化時にリセットしながら算出している。また、図１２、図１３で電圧波形特徴量Ｋｖｓは絶対値で示している。
【００６９】
図１２に示すように、電圧偏差ΔＶＨの正弦波成分について、積分項補正用係数（Ｋａｄｊ×Ｔ2）は、継続時間Ｔに大きく影響され、大きく変動する。このため、積分項補正用係数（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を積分項補正量とした場合には、デューティ比Ｄｕ＊が大きく反応し、大きく変動してしまう。
【００７０】
一方、電圧波形特徴量Ｋｖｓの絶対値は、電圧偏差ΔＶＨの変動に大きく影響されて大きく変動することがない。この理由は、電圧波形特徴量Ｋｖｓは（ｄｖｈ×ｄｖｈｄｔ）であり、電圧偏差ΔＶＨの正弦波成分は絶対値が増大するほど時間に対する傾きが減少するので、ｄｖｈが増大してもｄｖｈｄｔが小さくなって相殺されるためである。本実施形態では、積分項補正量を（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）としており、電圧偏差ΔＶＨの正弦波成分の変動によって大きく影響されることがなく、デューティ比Ｄｕ＊が反応しない。
【００７１】
一方、図１３に示すように、電流停滞発生時の電圧偏差ΔＶＨのＴの二次関数成分について、積分項補正用係数（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を積分項補正量とした場合には、デューティ比Ｄｕ＊が大きく反応し、大きく変動する。また、電圧波形特徴量Ｋｖｓの絶対値も、電流停滞発生時の電圧偏差ΔＶＨの変動に大きく影響されて大きく変動する。この理由は、電圧波形特徴量Ｋｖｓは（ｄｖｈ×ｄｖｈｄｔ）であり、電圧偏差ΔＶＨの二次関数成分は絶対値が増大するほど時間に対する傾きが増大し、ｄｖｈ、ｄｖｈｄｔの両方が増大するためである。このため、積分項補正量を（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）とした本実施形態では、電圧偏差ΔＶＨの二次関数成分の変動によって大きく影響されて、デューティ比Ｄｕ＊が反応する。したがって、電圧波形特徴量Ｋｖｓは、電流停滞による発生サージ電圧と、負荷であるＭＧ１４の消費電力による電圧変動とを、波形の違いで区別するために用いられる。このような理由から、本実施形態では、電流停滞が発生しない場合にＰＩ制御の積分項が過剰に補正されることが防止され、デューティ比Ｄｕ＊が不安定になってシステム電圧ＶＨが不安定になることが抑制される。
【００７２】
図１４は、上記の図１０に示した第２実施形態における、システム電圧ＶＨ、電源電圧ＶＬ、リアクトル電流ＩＬ、デューティ比Ｄｕ＊、及びデューティ補正量の時間変化の実験結果を示している。図１４、図１５において、リアクトル電流ＩＬの変化を示す図で砂地の領域は、この領域内でリアクトル電流ＩＬの大きく変動するリップルが生じていることを示している。また、「デューティ比補正量」は、ＶＬ／ＶＬ＊算出部３５の算出値から得られるデューティ比において、デューティ比補正部３６による補正量の割合（％）を示している。
【００７３】
図１４に示す第２実施形態では、積分項補正量に（Ｋａｄｊ×Ｔ2）を用いているので、ＩＬの電流停滞領域でない場合にデューティ比補正量が大きく変動し、これに伴ってデューティ比Ｄｕ＊も大きく変動している。このため、システム電圧ＶＨも大きく変動し、不安定となっている。これに対して、図１５に示す本実施形態では、積分項補正量に電圧波形特徴量Ｋｖｓを含む（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）を用いているので、ＩＬの電流停滞領域でない場合にデューティ比補正量の変動は小さくなり、デューティ比Ｄｕ＊の変動も小さくなった。この結果、システム電圧ＶＨの変動も小さくなり、安定化することを確認できた。その他の構成及び作用は、上記の第１実施形態と同様である。
【００７４】
上記の図８の第３実施形態では、積分項補正量を（Ｋａｄｊ×Ｔ2×Ｋｖｓ）とした場合を説明したが、継続時間ＴはΔＶＨの正の場合に増大するので、積分項補正量として（Ｋａｄｊ×ｄΔＶＨ／ｄｔ×Ｔ）または（Ｋａｄｊ×ΔＶＨ×ｄΔＶＨ／ｄｔ×Ｔ）を用いてもよい。また、第３実施形態で図８の継続時間Ｔの算出開始の判定に、第１実施形態の場合と同様に、ｄｖｈｄｔを利用してもよい。
【００７５】
なお、上記の各実施形態では、回転電機が力行運転から回生運転に移行する場合の電流停滞によるシステム電圧の変動を抑制する場合を説明したが、回転電機が回生運転から力行運転に移行する場合の電流停滞によるシステム電圧の変動を抑制するために、上記の各実施形態を用いることもできる。例えば、この場合、電圧サージが負の方向に大きくなるので、継続時間の算出の際に、図５で電圧偏差ΔＶＨまたはフィルタ処理後の電圧偏差ΔＶＨＬＰＦが同一極性である負側で継続する継続時間Ｔを算出する。
【００７６】
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【符号の説明】
【００７７】
１０  制御システム、１２  昇降圧コンバータ、１４  モータジェネレータ、１６  バッテリ、１８，２０  電圧センサ、２２  制御装置、２４  インバータ、２６  低圧側コンデンサ、２８  高圧側コンデンサ、３０  電流センサ、３２  回転角度センサ、３４  ＶＨ＊算出部、３５  ＶＬ／ＶＨ＊算出部、３６  デューティ比補正部、３８  駆動信号生成部、４０  キャリア信号生成部、４４  入力側減算器、４６  比例乗算器、４８  積分乗算器、５０  積分項補正部、５２  出力側加算器、５４  加算器、５５  １シフト遅延回路、５６  ＶＨ波形フィルタ処理部、５８  継続時間算出部、６０  積分項補正量算出部、６２，６４，６６  切替器、６８  １シフト遅延回路、７０  減算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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