(57)【要約】【課題】製造コストが高くなることを抑えつつ、定電流回路の動作範囲を確保するとともにゲート酸化膜の信頼性の低下を抑制する。【解決手段】電源回路１１は、出力する駆動電圧ＶOMの電圧値を２段階に切り替える機能を有する。ゲートオン駆動回路１２は電源回路１１の出力端子ＰｏからＩＧＢＴ６のゲートに向けて定電流Ｉａを出力する。制御部４は、ターンオン時、ゲートオン駆動回路１２を動作させてＩＧＢＴ６のゲートを定電流駆動する。制御部４は、ターンオン開始時点においては駆動電圧ＶOMを比較的高い第１設定値ＶOM1に設定し、その後、ミラー期間が終了した後の切替タイミングにおいて駆動電圧ＶOMを比較的低い第２設定値ＶOM2に切り替える。【選択図】図２
2014176228.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランジスタ（６、６up〜６wn）をオン駆動するための駆動電圧を出力するものであり、その出力する駆動電圧の電圧値を少なくとも２段階に切り替える機能を有する駆動電圧生成回路（１１、１０１、１１１）と、
前記駆動電圧生成回路（１１、１０１、１１１）の出力端子から前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲート端子に向けて定電流を出力する定電流回路（１２、８２）と、
オン指令が入力されると前記定電流回路（１２、８２）を動作させて前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲートを定電流駆動する駆動制御部（４）と、
前記駆動電圧生成回路（１１、１０１、１１１）により生成される駆動電圧の電圧値を、第１設定値および前記第１設定値より低い第２設定値のいずれかに設定する電圧切替制御部（４）と、
を備え、
前記電圧切替制御部（４）は、
前記オン指令が入力されると、前記駆動電圧の電圧値を前記第１設定値に設定し、その後、前記トランジスタにおけるミラー期間が終了した後の所定の切替タイミングにおいて前記駆動電圧の電圧値を前記第１設定値から前記第２設定値に切り替えることを特徴とするゲート駆動回路。
【請求項２】
前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲート電圧を検出するゲート電圧検出回路（５２）を備え、
前記電圧切替制御部（４）は、前記ゲート電圧検出回路（５２）の検出値が任意の電圧に達した時点から所定時間が経過した時点を前記切替タイミングとすることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【請求項３】
前記任意の電圧は、前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のミラー電圧より低い第１判定閾値であることを特徴とする請求項２に記載のゲート駆動回路。
【請求項４】
前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲート電圧を、前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のミラー電圧より高く、且つ、前記第２設定値より低い制限電圧以下に制限するクランプ回路（４２）を備え、
前記クランプ回路（４２）は、前記オン指令が入力されると動作を開始し、その動作を少なくとも前記切替タイミングまで継続することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のゲート駆動回路。
【請求項５】
前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲート電圧を、前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のミラー電圧より高く、且つ、前記第２設定値より低い制限電圧以下に制限するクランプ回路（４２）を備え、
前記クランプ回路（４２）は、前記ゲート電圧が前記制限電圧に達して制限されると、前記電圧切替制御回路（４）に対してクランプ検出信号を出力し、
前記電圧切替制御部（４）は、前記クランプ検出信号を受信した時点を前記切替タイミングとすることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【請求項６】
前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のゲート電圧を検出するゲート電圧検出回路（７２）と、
前記電圧切替制御部（４）は、前記ゲート電圧検出回路（７２）の検出値が、前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のミラー電圧より高く、且つ、前記第２設定値より低い第２判定閾値に達した時点を前記切替タイミングとすることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【請求項７】
前記電圧切替制御部（４）は、前記オン指令が入力された時点から所定時間が経過した時点を前記切替タイミングとすることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【請求項８】
前記駆動電圧生成回路（１１１）は、
電源電圧の供給を受けて動作するものであり、
前記駆動電圧の電圧値が前記第１設定値に設定されると、前記電源電圧をそのまま出力し、
前記駆動電圧の電圧値が前記第２設定値に設定されると、前記電源電圧を降圧して出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のゲート駆動回路。
【請求項９】
前記電圧切替制御部（４）は、
前記ミラー期間が終了した後、且つ、前記トランジスタ（６、６up〜６wn）のオン抵抗が十分に低下した状態となる前の所定の切替タイミングにおいて前記駆動電圧の電圧値を前記第１設定値から前記第２設定値に切り替えることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタのゲート駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばＩＧＢＴなどのトランジスタのゲートを駆動するゲート駆動回路として、定電流駆動を行う構成がある。上記構成の場合、ＩＧＢＴのゲートに向けて定電流を供給する定電流回路の動作範囲を満足するように、その定電流回路の電源電圧を設定する必要がある。そのため、ＩＧＢＴが飽和領域でオン動作する（フルオンする）際におけるゲート電圧が必要以上に高くなることがある。ゲート電圧が高過ぎてＩＧＢＴのゲート耐圧ＶGESを超えると、ゲート酸化膜の信頼性の低下、ひいては寿命の低下などの問題が生じる。
【０００３】
一方、特許文献１には、ターンオン開始時は定電流駆動回路によりＩＧＢＴのゲートを定電流駆動し、ＩＧＢＴがフルオンに至る前の所定のタイミングにおいて定電圧駆動回路による定電圧駆動に切り替える構成のゲート駆動装置が開示されている。この場合、定電流駆動回路の専用電源ＶDD2の電圧は、定電圧駆動回路の専用電源ＶDD1の電圧よりも高く設定されている。そのため、定電流駆動回路の動作範囲が確保されつつ、フルオン時のゲート電圧が抑制されるようになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−０１１０４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１記載のゲート駆動装置では、２つの駆動回路（定電流駆動回路および定電圧駆動回路）と、２つの電源（専用電源ＶDD1および専用電源ＶDD2）とが必要になる。そのため、回路構成が複雑化するとともに、装置の製造コストが高くなるといった問題が生じる。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、製造コストが高くなることを抑えつつ、定電流回路の動作範囲を確保するとともにゲート酸化膜の信頼性の低下を抑制することができるゲート駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に記載のゲート駆動回路は、駆動電圧生成回路、定電流回路、駆動制御部および電圧切替制御部を備えている。駆動電圧生成回路は、トランジスタをオン駆動するための駆動電圧を出力するものであり、その出力する駆動電圧の電圧値を少なくとも２段階に切り替える機能を有する。定電流回路は、駆動電圧生成回路の出力端子からトランジスタのゲート端子に向けて定電流を出力する。駆動制御部は、オン指令が入力されると、定電流回路を動作させてトランジスタのゲートを定電流駆動する。電圧切替制御部は、駆動電圧生成回路により生成される駆動電圧の電圧値を第１設定値および第１設定値より低い第２設定値のいずれかに設定する。
【０００８】
トランジスタのターンオン開始からミラー期間が終了するまでの期間は、ゲートを定電流駆動すれば、ターンオン期間が短縮されるため、そのスイッチング損失が低減されるという効果が最大限に得られる。一方、ミラー期間が終了した後の期間は、定電流駆動により得られる上記効果が小さくなる。本手段では、このような点に着目し、電圧切替制御部は、オン指令が入力されると、駆動電圧の電圧値を第１設定値に設定し、その後、トランジスタにおけるミラー期間が終了した後の所定の切替タイミングにおいて駆動電圧の設定値を第２設定値に切り替える。
【０００９】
このようにすれば、ターンオン開始からミラー期間が終了するまでの期間、定電流回路には比較的高い駆動電圧が与えられるため、その動作範囲を十分に確保することができる。そして、ミラー期間が終了した後の期間、定電流回路には比較的低い駆動電圧が与えられるため、フルオン時のゲート電圧がむやみに高くなることはない。そのため、トランジスタのゲート酸化膜の信頼性（寿命）の低下などの問題の発生が抑制される。また、上記構成は、１つの電源（駆動電圧生成回路）と１つの駆動回路（定電流回路）とを備えたものである。そのため、上記構成では、従来技術のように回路構成が複雑化するとともに、製造コストが高くなるといった問題は生じ難い。従って、本手段によれば、製造コストが高くなることを抑えつつ、定電流回路の動作範囲を確保するとともにゲート酸化膜の信頼性低下といった問題の発生を抑制することができる。
【００１０】
請求項７に記載したように、電圧切替制御部は、オン指令が入力された時点から所定時間が経過した時点を切替タイミングとしてもよい。しかし、オン指令の入力から実際にゲート電圧が上昇し始めるまでには、回路系における遅延時間が存在し、その遅延時間は、毎回同じであるとは限らない（ばらつきがある）。従って、上記した切替タイミングの設定では、遅延時間のばらつきに応じて切替タイミングも変動する。このような点を改善するためには請求項２に記載の手段を採用するとよい。すなわち、請求項２に記載のゲート駆動回路は、トランジスタのゲート電圧を検出するゲート電圧検出回路を備えている。そして、電圧切替制御部は、ゲート電圧検出回路の検出値が任意の電圧に達した時点から所定時間が経過した時点を切替タイミングとする。このようにすれば、上記した回路系における遅延時間に関係なく、切替タイミングを正確に設定することができる。なお、上記任意の電圧は、例えば請求項３に記載したように、ミラー電圧より低い電圧（第１判定閾値）にするとよい。
【００１１】
トランジスタのミラー期間は、その素子の特性（閾値電圧）や負荷電流の大きさなどに応じて異なる長さとなる（ばらつきがある）。そのため、上記した各構成では、想定されるミラー期間の変動範囲を全て考慮した上で、切替タイミングがフルオン前の時点となるように、詳細なタイミング設計を行う必要がある。このようなタイミング設計を簡略化するためには、請求項４〜６に記載の手段を採用するとよい。
【００１２】
請求項４および５に記載のゲート駆動回路は、トランジスタのゲート電圧を、ミラー電圧より高く且つ第２設定値より低い制限電圧以下に制限するクランプ回路を備えている。そして、請求項４に記載のクランプ回路は、オン指令が入力されると動作を開始し、その動作を少なくとも切替タイミングまで継続する。このようにすれば、駆動電圧の切り替えが完了する時点（切替タイミング）までの間は、必ずクランプ回路が動作しており、ゲート電圧が制限電圧以下にクランプされるため、トランジスタがフルオンすることはない。従って、請求項４に記載した構成によれば、ミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、トランジスタがフルオンする前に駆動電圧を比較的低い第２設定値に切り替えることができる。
【００１３】
請求項５に記載のクランプ回路は、ゲート電圧が制限電圧に達して制限されると電圧切替制御部に対してクランプ検出信号を出力する。そして、電圧切替制御部は、クランプ検出信号を受信した時点を切替タイミングとする。このようにすれば、ミラー期間の長さに関わらず、ゲート電圧が制限電圧に達した時点において、駆動電圧の切り替えが行われる。従って、請求項５に記載した構成によれば、ミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、トランジスタがフルオンする直前に駆動電圧を比較的低い第２設定値に切り替えることができる。
【００１４】
請求項６に記載のゲート駆動回路は、トランジスタのゲート電圧を検出するゲート電圧検出回路を備えている。また、電圧切替制御部は、ゲート電圧検出回路の検出値が、トランジスタのミラー電圧より高く且つ第２設定値より低い第２判定閾値に達した時点を切替タイミングとする。このようにすれば、ミラー期間の長さに関わらず、ゲート電圧が第２判定閾値に達した時点において、駆動電圧の切り替えが行われる。従って、請求項６に記載した構成によれば、ミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、トランジスタがフルオンする直前に駆動電圧を比較的低い第２設定値に切り替えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態を示すもので、インバータ装置の構成図
【図２】ゲート駆動回路の構成図
【図３】ゲートオン駆動回路の構成例を示す図
【図４】駆動電圧の第１設定値および第２設定値の設定条件を示す図
【図５】ターンオン時における各部の信号、電圧および電流を示す図
【図６】第２の実施形態を示す図２相当図
【図７】図５相当図
【図８】第３の実施形態を示す図２相当図
【図９】図５相当図
【図１０】第４の実施形態を示す図２相当図
【図１１】図５相当図
【図１２】第５の実施形態を示す図２相当図
【図１３】図５相当図
【図１４】第６の実施形態を示す図２相当図
【図１５】図５相当図
【図１６】第７の実施形態を示す図２相当図
【図１７】図２相当図
【図１８】第８の実施形態を示すもので、電源回路の変形例を示す図
【図１９】第９の実施形態を示すもので、電源回路の変形例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、ゲート駆動回路の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図５を参照して説明する。
図１に示すインバータ装置１は、車載バッテリから電源線２、３を介して直流電圧ＶBATの供給を受け、マイコンなどから構成される制御部（図２に符号４を付して示す）からフォトカプラを介して与えられるＰＷＭ制御信号Ｄup、Ｄvp、Ｄwp、Ｄun、Ｄvn、Ｄwnに従ってブラシレスＤＣモータ５に交流電圧を出力する。
【００１７】
電源線２、３間には、上アームのＩＧＢＴ６up、６vp、６wpと下アームのＩＧＢＴ６un、６vn、６wnとが三相ブリッジ接続されている。ＩＧＢＴ６up〜６wnには還流用ダイオードが並列に接続されている。ＩＧＢＴ６up〜６wnは、それぞれ電流センス用のIGBTを含んで個別のモジュールとして構成されている。ＩＧＢＴ６up〜６wnは、それぞれ個別のＩＣとして構成されたゲート駆動回路７up〜７wnにより駆動される。
【００１８】
上アームのゲート駆動回路７up、７vp、７wpには、それぞれ出力ノードｎｕ、ｎｖ、ｎｗを基準電位とする電源線８ｕ、８ｖ、８ｗを介して電源電圧ＶDu、ＶDv、ＶDwが供給されている。また、下アームのゲート駆動回路７un、７vn、７wnには、グランドを基準電位とする電源線８を介して電源電圧ＶＤが供給されている。ゲート駆動回路７up〜７wnは、同一構成である。そのため、それらを一般化してゲート駆動回路７とし、同様にＩＧＢＴ６up〜６wnをＩＧＢＴ６（トランジスタに相当）とし、ＰＷＭ制御信号Ｄup〜Ｄwnを制御信号Ｄとして以下に詳述する。
【００１９】
図２に示すように、ゲート駆動回路７は、電源回路１１（駆動電圧生成回路に相当）、ゲートオン駆動回路１２（定電流回路に相当）およびゲートオフ駆動回路１３を備えている。なお、本実施形態では、制御部４は、駆動制御部および電圧切替制御部に相当する。ＩＣの端子Ｐ１は制御信号Ｄの入力端子であり、端子Ｐ２はゲート電圧ＶＧの出力端子である。制御信号ＤがＨレベルのときは、ゲート駆動回路７にオフ指令が与えられた状態である。また、制御信号ＤがＬレベルのときは、ゲート駆動回路７にオン指令が与えられた状態である。また、ＩＣの端子Ｐ３は、後述する電圧切替信号Ｓａの入力端子である。
【００２０】
電源回路１１は、入力端子Ｐｉを通じて入力される電源電圧ＶＤを所望の電圧に降圧し、出力端子Ｐｏを通じて出力するシリーズレギュレータ形式の電源回路である。電源回路１１の出力端子Ｐｏから出力される電圧は、ＩＧＢＴ６をオン駆動するための駆動電圧ＶOMとなる。
【００２１】
また、電源回路１１は、制御部４から与えられる電圧切替信号Ｓａのレベルに応じて、出力する駆動電圧ＶOMの値を２段階に切り替える機能を有している。具体的には、電源回路１１は、電圧切替信号ＳａがＨレベルのときに駆動電圧ＶOMの値を第１設定値ＶOM1に切り替える。また、電源回路１１は、電圧切替信号ＳａがＬレベルのときに駆動電圧ＶOMの値を、第１設定値よりも低い第２設定値ＶOM2に切り替える。なお、第１設定値ＶOM1および第２設定値ＶOM2の設定条件については後述する。
【００２２】
電源回路１１は、トランジスタ１６、基準電圧生成回路１７、１８、切替スイッチ１９、ＯＰアンプ２０および電圧検出回路２１を備えている。トランジスタ１６は、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタであり、入力端子Ｐｉおよび出力端子Ｐｏの間に接続されている。基準電圧生成回路１７、１８は、例えばバンドギャップリファレンス回路などから構成されている。
【００２３】
基準電圧生成回路１７は、駆動電圧ＶOMの第１の目標値である第１設定値ＶOM1を指令するための第１基準電圧Ｖr1を生成する電圧源である。基準電圧生成回路１８は、駆動電圧ＶOMの第２の目標値である第２設定値ＶOM2を指令するための第２基準電圧Ｖr2を生成する電圧源である。基準電圧生成回路１７から出力される第１基準電圧Ｖr1は、切替スイッチ１９の一方の切替端子に与えられる。基準電圧生成回路１８から出力される第２基準電圧Ｖr2は、切替スイッチ１９の他方の切替端子に与えられる。切替スイッチ１９の共通端子は、ＯＰアンプ２０の非反転入力端子に接続されている。
【００２４】
切替スイッチ１９は、制御部４から与えられる電圧切替信号Ｓａのレベルに応じて切り替えられる。具体的には、切替スイッチ１９は、電圧切替信号ＳａがＨレベルであるとき、一方の切替端子および共通端子の間を導通するように切り替えられる。これにより、第１基準電圧Ｖr1がＯＰアンプ２０の非反転入力端子に与えられる。また、切替スイッチ１９は、電圧切替信号ＳａがＬレベルであるとき、他方の切替端子および共通端子の間を導通するように切り替えられる。これにより、第２基準電圧Ｖr2がＯＰアンプ２０の非反転入力端子に与えられる。
【００２５】
電圧検出回路２１は、抵抗Ｒ１およびＲ２の直列回路により構成されている。その直列回路は、出力端子Ｐｏとグランドとの間に接続されている。抵抗Ｒ１およびＲ２の共通接続点Ｎ１の電圧、つまり駆動電圧ＶOMを抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２により分圧して得られる検出電圧Ｖｄは、ＯＰアンプ２０の反転入力端子に与えられている。抵抗Ｒ１およびＲ２の抵抗比（分圧比）は、駆動電圧ＶOMが第１設定値ＶOM1のときに検出電圧Ｖｄが第１基準電圧Ｖr1に一致するとともに、駆動電圧ＶOMが第２設定値ＶOM2のときに検出電圧Ｖｄが第２基準電圧Ｖr2に一致するような値に設定されている。ＯＰアンプ２０は、与えられた検出電圧Ｖｄと第１基準電圧Ｖr1または第２基準電圧Ｖr2との差に応じた誤差増幅信号をトランジスタ１６のベースに出力する。その誤差増幅信号により、トランジスタ１６の駆動が制御される。
【００２６】
ゲートオン駆動回路１２（定電流回路に相当）は、電流出力回路２２およびスイッチ２３を備えている。電流出力回路２２およびスイッチ２３は、電源回路１１の出力端子Ｐｏおよび端子Ｐ２の間に直列に接続されている。電流出力回路２２は、出力端子ＰｏからＩＧＢＴ６のゲート端子に向けて一定の電流Ｉａを出力する。スイッチ２３の開閉（オン／オフ）は、制御部４から与えられる制御信号Ｄに応じて制御される。具体的には、スイッチ２３は、制御信号ＤがＨレベルのときにオフされるとともに、制御信号ＤがＬレベルであるときにオンされる。
【００２７】
上記構成により、ゲートオン駆動回路１２は、制御信号ＤがＬレベルであるとき（オン指令が入力されたとき）、電流Ｉａの出力動作を実行する。これにより、一定の電流Ｉａによってゲート容量が充電されてゲート電圧ＶＧが上昇し、ＩＧＢＴ６がターンオンされる。つまり、本実施形態のゲート駆動回路７は、ターンオンする際、ＩＧＢＴ６のゲートを定電流駆動する。このとき、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧは、駆動電圧ＶOMに達するまで上昇する。また、ゲートオン駆動回路１２は、制御信号ＤがＨレベルであるとき（オフ指令が入力されたとき）、電流Ｉａの出力動作を停止する。
【００２８】
ゲートオン駆動回路１２の電流出力回路２２としては、例えば図３（ａ）に示すようなアンプ構成や、図３（ｂ）に示すようなトランジスタ構成を採用することができる。図３（ａ）に示すように、アンプ構成の電流出力回路２２ａは、抵抗２４およびＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ２５、基準電圧Ｖrefを生成する基準電圧生成回路２６およびＯＰアンプ２７を備えている。この場合、電源回路１１の出力端子Ｐｏとスイッチ２３との間には、抵抗２４およびトランジスタ２５が直列に接続される。基準電圧生成回路２６の高電位側端子は出力端子Ｐｏに接続され、低電位側端子はＯＰアンプ２７の非反転入力端子に接続される。ＯＰアンプ２７の反転入力端子には、抵抗２４の他方の端子が接続される。ＯＰアンプ２７の出力信号は、トランジスタ２５のゲートに与えられる。
【００２９】
また、図３（ｂ）に示すように、トランジスタ構成の電流出力回路２２ｂは、抵抗２８〜３０およびＰＮＰ形のバイポーラトランジスタ３１を備えている。この場合、出力端子Ｐｏとスイッチ２３との間には、抵抗２８およびトランジスタ３１が直列に接続される。また、出力端子Ｐｏとグランドとの間には、抵抗２９、３０の直列回路が接続される。抵抗２９、３０の相互接続点は、トランジスタ３１のベースに接続される。
【００３０】
このような構成の電流出力回路２２は、ゲートオン駆動回路１２の入出力端子間の電圧（駆動電圧ＶOMおよびゲート電圧ＶＧの差電圧）が、動作保証電圧以上であるとき、一定の電流Ｉａを出力することができる。言い換えると、電流出力回路２２は、上記入出力端子間の電圧が動作保証電圧未満であるときには一定の電流Ｉａを出力することができず、その出力電流は入出力端子間の電圧に応じて減少する。
【００３１】
ゲートオフ駆動回路１３は、トランジスタ３２および抵抗３３を備えている。トランジスタ３２は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、そのドレインは抵抗３３を介して端子Ｐ２に接続され、そのソースはグランドに接続されている。トランジスタ３２のゲートには、制御信号Ｄが与えられる。
【００３２】
このような構成によれば、制御信号ＤがＨレベルであるとき（オフ指令が入力されたとき）、ＩＧＢＴ６のゲートから抵抗３３およびトランジスタ３２を通じてグランド（＝ＩＧＢＴ６のエミッタ）へと至る通電経路が形成される。これにより、抵抗３３の抵抗値などにより定まる時定数でもってゲート容量が放電されてゲート電圧ＶＧが低下し、ＩＧＢＴ６がターンオフされる。
【００３３】
続いて、電源回路１１における第１設定値ＶOM1および第２設定値ＶOM2の設定条件について説明する。第１設定値ＶOM1および第２設定値ＶOM2は、それぞれの公差（min値〜max値）を考慮し、その値（typ値）が設定されている（図４参照）。以下、その具体的な設定条件について説明する。すなわち、第１設定値ＶOM1は、その最小値ＶOM1(min)が、下記（１）式を満たすように設定されている。ただし、ＩＧＢＴ６のミラー電圧の最大値をＶｍ(max)とし、電流出力回路２２の動作保証電圧をＶａとしている。
ＶOM1(min)＞Ｖｍ(max)＋Ｖａ            …（１）
【００３４】
また、第２設定値ＶOM2は、「ＩＧＢＴ６のゲート酸化膜の信頼性が低下しない」という条件と、「ＩＧＢＴ６のフルオン動作時における損失が所望する値以下に抑えられる」という条件とを満たす値に設定されている。なお、上記したフルオン動作とは、飽和領域でのオン動作のことであり、その際、ＩＧＢＴ６はオン抵抗が十分に低下した状態となる。第２設定値ＶOM2は、その最小値ＶOM2(min)が下記（２）式を満たし、その最大値ＶOM2(max)が、下記（３）式を満たすように設定されている。ただし、ＩＧＢＴ６のフルオン時における損失を所望する値以下に抑えることができるゲート電圧の値をＶＧ※とし、ゲート耐圧仕様範囲を満たすことができるゲート電圧の値をＶＧ(max)としている。
ＶOM2(min)＞ＶＧ※            …（２）
ＶOM2(max)＜ＶＧ(max)            …（３）
【００３５】
続いて、ＩＧＢＴ６をターンオンするときのゲート駆動回路７の動作について、図５を参照しながら説明する。なお、図５は、制御信号Ｄ、電源電圧ＶＤ、駆動電圧ＶOM、ゲート電圧ＶＧおよびゲート容量を充電する電流（ゲート電流）の波形を概略的に示している。
【００３６】
制御信号ＤがＨレベル（オフ指令）からＬレベル（オン指令）に転じると（時刻ｔ１）、ゲートオン駆動回路１２のスイッチ２３がオンし、ゲート容量の充電が開始されてゲート電圧ＶＧが上昇し始める（時刻ｔ２）。また、時刻ｔ１の時点またはそれ以前の時点において、制御部４は、電圧切替信号ＳａをＨレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第１設定値ＶOM1の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。なお、オン指令が与えられた時点（時刻ｔ１）から実際にゲート電圧ＶＧが上昇を開始する時点（時刻ｔ２）までの間には、スイッチ２３の動作などによる遅延時間が存在する。
【００３７】
また、制御部４は、制御信号Ｄが反転した時点（時刻ｔ１）から、第１設定時間Ｔ１の計測を開始する。第１設定時間Ｔ１は、電源回路１１の駆動電圧ＶOMを第２設定値ＶOM2に切り替える切替タイミングを決定するための所定時間である。第１設定時間Ｔ１は、上記切替タイミングが、ミラー期間が終了した後の所定タイミングとなるように設定されている。
【００３８】
その後、ゲート電圧ＶＧがＩＧＢＴ６の閾値電圧に達すると、ＩＧＢＴ６がターンオンする。なお、ターンオン時には、ゲート電圧ＶＧがミラー電圧Ｖｍに維持されるミラー期間（時刻ｔ３〜ｔ４）が存在する。このようなミラー期間が終了した後、時刻ｔ１から第１設定時間Ｔ１が経過する（時刻ｔ５）。すると、制御部４は、電圧切替信号ＳａをＬレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第２設定値ＶOM2の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。そうすると、駆動電圧ＶOMは、第２設定値ＶOM2に至るまで低下する。なお、駆動電圧ＶOMの低下に伴い、電流出力回路２２が出力する電流Ｉａ（ゲート電流）も低下する。その後、ゲート電圧ＶＧが第２設定値ＶOM2に至るまで上昇し、ＩＧＢＴ６は、飽和領域でオン動作する（フルオンする）。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態のゲート駆動回路７では、ターンオン開始時点においては駆動電圧ＶOMが比較的高い第１設定値ＶOM1に設定されており、その後、ミラー期間が終了した後の切替タイミングにおいて駆動電圧ＶOMが比較的低い第２設定値ＶOM2に切り替えられる。このようにすれば、ターンオン開始からミラー期間が終了するまでの期間、ゲートオン駆動回路１２の入出力端子間の電圧は高い値に維持されるため、電流出力回路２２が一定の電流Ｉａを出力する動作状態を確保することができる。従って、ＩＧＢＴ６のターンオン開始からミラー期間が終了するまでの期間、ゲートを定電流駆動することができ、その結果、ターンオン期間が短縮されるため、そのスイッチング損失が低減されるという効果が得られる。また、ミラー期間が終了した後の期間は、駆動電圧ＶOMは比較的低い第２設定値ＶOM2に設定されるため、ＩＧＢＴ６ゲート電圧ＶＧは、その第２設定値ＶOM2までしか上昇しない。そのため、フルオン時のＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧがむやみに高くなることがなく、ゲート酸化膜の信頼性（寿命）の低下などの問題の発生が抑制される。
【００４０】
さらに、ゲート駆動回路７は、１つの電源（電源回路１１）および１つの駆動回路（ゲートオン駆動回路１２）により、ＩＧＢＴ６のターンオンを行う構成である。なお、電源回路１１は、出力する駆動電圧ＶOMを２段階に切り替える機能を有しているが、これは２つの電圧源（基準電圧生成回路１７、１８）が生成する基準電圧Ｖr1、Ｖr2の切り替えにより実現されるものであって、２つの電源を有しているわけではない。これに対し、従来技術では、ターンオンを行うための構成として、２つの電源および２つの駆動回路が必要であった。すなわち、ゲート駆動回路７は、従来技術の構成に比べ、ターンオンを行うための構成が簡単化されている。従って、本実施形態によれば、製造コストが高くなることを抑えつつ、ゲートオン駆動回路１２の動作範囲を確保するとともに、ゲート酸化膜の信頼性低下といった問題の発生を抑制することができる。
【００４１】
本実施形態では、制御信号ＤがＨレベルからＬレベルに転じた時点から計測される第１設定時間Ｔ１により、駆動電圧ＶOMの切替タイミングが決定されるようになっている。そのため、本実施形態では、下記の点を考慮した上で、第１設定時間Ｔ１について詳細なタイミング設計を行う必要がある。すなわち、ＩＧＢＴ６のミラー期間の長さ（特に終了時点）は、その素子の特性（閾値電圧）や負荷電流の大きさなどに応じて変化する（ばらつきがある）。さらに、ミラー期間がほとんど存在しないこともあり得る。そのような場合に、ある程度のミラー期間があるものとして第１設定時間Ｔ１が設定されていると、ミラー期間が存在しない分だけ早くフルオンに達してしまうため、フルオン前に駆動電圧ＶOMの切り替えが行われない可能性がある。この場合、ゲート酸化膜の信頼性低下の問題が生じるおそれがある。また、逆に、ミラー期間が想定よりも長い場合、ミラー期間の途中で駆動電圧ＶOMの切り替えが行われてしまう可能性がある。この場合、電流出力回路２２の動作範囲を確保できなくなる可能性がある。
【００４２】
このような点を考慮し、本実施形態では、駆動対象となる可能性のあるＩＧＢＴ６の特性に基づいてミラー期間の最小値および最大値、つまりミラー期間の変動範囲を算出し、その変動範囲の全てにおいて、駆動電圧ＶOMの切り替えがうまく行われる（ミラー期間終了からフルオン前の期間に切り替えが行われる）ように、第１設定時間Ｔ１の長さを設定しておく必要がある。
【００４３】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図６および図７を参照して説明する。
図６に示すように、本実施形態のゲート駆動回路４１は、第１の実施形態のゲート駆動回路７に対し、クランプ回路４２を備えている点が異なる。
【００４４】
クランプ回路４２は、ゲート電圧ＶＧを制限電圧ＶCL以下に制限するクランプ動作を実行する。クランプ回路４２は、インバータ装置１またはモータ５において短絡故障が発生した場合に、ＩＧＢＴ６を活性領域でオンした状態（ハーフオン状態）に維持して短絡電流を低く抑えるために設けられている。
【００４５】
クランプ回路４２は、トランジスタ４３、基準電圧生成回路４４、ＯＰアンプ４５およびスイッチ４６を備えている。トランジスタ４３は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、端子Ｐ２およびグランドの間に接続されている。基準電圧生成回路４４は、例えばバンドギャップリファレンス回路などから構成されており、制限電圧ＶCLを生成する電圧源である。制限電圧ＶCLは、ＩＧＢＴ６のミラー電圧より高く、且つ、第２設定値ＶOM2より低い値に設定されている。
【００４６】
ＯＰアンプ４５は、制限電圧ＶCLおよびゲート電圧ＶＧを入力し、それらの差に応じた誤差増幅信号をトランジスタ４３のゲートに出力する。スイッチ４６は、トランジスタ４３のゲートおよびグランドの間に設けられている。スイッチ４６は、クランプ信号ＳｂがＬレベルのときにオンするとともに、Ｈレベルのときにオフする。クランプ信号Ｓｂは、端子Ｐ４を通じて制御部４から与えられるものである。
【００４７】
上記構成によれば、クランプ信号ＳｂがＨレベルのとき（スイッチ４６がオフのとき）、以下のようにしてクランプ動作が行われる。すなわち、ＯＰアンプ４５は、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCLを上回るとトランジスタ４３をオンするとともに、ゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCLを下回るとトランジスタ４３をオフする。これにより、ＩＧＢＴ６への印加電圧にかかわらず、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCL以下にクランプ（制限）される。一方、クランプ信号ＳｂがＬレベルのとき（スイッチ３７がオンのとき）には、クランプ回路４２は上記クランプ動作を停止する。
【００４８】
続いて、ＩＧＢＴ６をターンオンするときのゲート駆動回路４１の動作について、図７を参照しながら説明する。
制御信号ＤがＬレベルに転じると（時刻ｔ１）、ゲートオン駆動回路１２のスイッチ２３がオンし、ゲート容量の充電が開始されてゲート電圧ＶＧが上昇し始める（時刻ｔ２）。また、時刻ｔ１の時点またはそれ以前の時点において、制御部４は、電圧切替信号Ｓａおよびクランプ信号ＳｂをいずれもＨレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第１設定値ＶOM1の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。また、クランプ回路４２は、クランプ動作可能な状態となる。
【００４９】
また、制御部４は、制御信号Ｄが反転した時点（時刻ｔ１）から、第１設定時間Ｔ１および第２設定時間Ｔ２の計測を開始する。第２設定時間Ｔ２は、クランプ回路４２の動作を停止するタイミングを決定するための所定時間である。第２設定時間Ｔ２は、第１設定時間Ｔ１に対して所定の余裕時間を加えた時間に設定されている（Ｔ２＞Ｔ１）。
【００５０】
ゲート電圧ＶＧがＩＧＢＴ６の閾値電圧に達すると、ＩＧＢＴ６がターンオンする。その後、ミラー期間（時刻ｔ３〜ｔ４）を経て、ゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCLに達すると（時刻ｔａ）、クランプ回路４２のクランプ動作により、ゲート電圧ＶＧは制限電圧ＶCLに維持（制限）される。そして、時刻ｔ１から第１設定時間Ｔ１が経過すると（時刻ｔ５）、制御部４は、電圧切替信号ＳａをＬレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第２設定値ＶOM2の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。そうすると、駆動電圧ＶOMは、第２設定値ＶOM2に至るまで低下する。
【００５１】
そして、時刻ｔ１から第２設定時間Ｔ２が経過すると（時刻ｔｂ）、制御部４は、クランプ信号ＳｂをＬレベルに設定する。これにより、クランプ回路４２によるクランプ動作が停止される。そのため、ゲート電圧ＶＧは、第２設定値ＶOM2に至るまで上昇し、ＩＧＢＴ６は、飽和領域でオン動作する。
【００５２】
以上説明した本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。さらに、本実施形態のゲート駆動回路４１は、ゲート電圧ＶＧを第２設定値ＶOM2より低い制限電圧ＶCL以下に制限するクランプ回路４２を備えている。そして、クランプ回路４２は、少なくともオン指令が入力された時点（時刻ｔ１）からクランプ動作可能な状態にされるとともに、その状態が駆動電圧ＶOMの切り替えタイミング（時刻ｔ５）よりも後まで継続される。このような構成によれば、駆動電圧ＶOMの切り替えが完了するまでの間は、必ずクランプ回路４２の動作によりゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCL以下に制限されるため、ＩＧＢＴ６がフルオンしない。従って、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ６のミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、ＩＧＢＴ６がフルオンする前に駆動電圧ＶOMを比較的低い第２設定値ＶOM2に切り替えることができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図８および図９を参照して説明する。
図８に示すように、本実施形態のゲート駆動回路５１は、第２の実施形態のゲート駆動回路４１に対し、ゲート電圧検出回路５２を備えている点が異なる。
【００５４】
ゲート電圧検出回路５２は、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧを検出するものであり、基準電圧生成回路５３およびコンパレータ５４を備えている。基準電圧生成回路５３は、例えばバンドギャップリファレンス回路などから構成されており、第１判定閾値の電圧Ｖth1を生成する電圧源である。第１判定閾値は、ＩＧＢＴ６のミラー電圧より低い値に設定されている。コンパレータ５４は、電圧Ｖth1およびゲート電圧ＶＧを比較する。コンパレータ５４の出力信号は、電圧検出信号Ｓｃとなる。電圧検出信号Ｓｃは、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth1未満であるときにＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth1以上であるときにＨレベルとなる。電圧検出信号Ｓｃは、端子Ｐ５を通じて制御部４に与えられる。
【００５５】
本実施形態によれば、次のような作用および効果が得られる。
図９に示すように、本実施形態のゲート駆動回路５１のターンオン時における動作は、第２の実施形態のゲート駆動回路４１のものと概ね同様である。ただし、ゲート駆動回路５１の動作は、ゲート駆動回路４１の動作に対し、第１設定時間Ｔ１および第２設定時間Ｔ２の計測の開始時点が異なる。すなわち、制御部４は、ゲート電圧ＶＧがミラー電圧Ｖｍより低い第１判定閾値Ｖth1に達して電圧検出信号ＳｃがＬレベルからＨレベルに転じた時点（時刻ｔｃ）から第１設定時間Ｔ１および第２設定時間Ｔ２の計測を開始するようになっている。
【００５６】
このような構成によれば、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られるとともに、さらに次のような効果も得られる。すなわち、前述したようにオン指令の入力から実際にゲート電圧ＶＧが上昇し始めるまでには、回路系における遅延時間が存在し、その遅延時間は、毎回同じであるとは限らない（ばらつきがある）。従って、オン指令の入力時点を第１設定時間Ｔ１の計測開始時点にすると、上記遅延時間のばらつきに応じて駆動電圧ＶOMの切替タイミングが変動してしまう。これに対し、本実施形態のように、ゲート電圧検出回路５２の検出値が任意の電圧（第１判定閾値Ｖth1）に達した時点を第１設定時間Ｔ１の計測開始時点にすれば、上記した回路系における遅延時間に関係なく、駆動電圧ＶOMの切替タイミングを精度よく最適に設定することができる。
【００５７】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について図１０および図１１を参照して説明する。
図１０に示すように、本実施形態のゲート駆動回路６１は、第３の実施形態のゲート駆動回路５１に対し、ゲート電圧検出回路５２に代えてゲート電圧検出回路６２を備えている点が異なる。
【００５８】
ゲート電圧検出回路６２は、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧを検出するものであり、基準電圧生成回路６３およびコンパレータ５４を備えている。基準電圧生成回路６３は、例えばバンドギャップリファレンス回路などから構成されており、制限電圧ＶCL１を生成する電圧源である。この場合、コンパレータ５４の出力信号である電圧検出信号Ｓｃは、ゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCL未満であるときにＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCL以上であるときにＨレベルとなる。なお、本実施形態において、Ｈレベルの電圧検出信号Ｓｃは、クランプ検出信号に相当する。
【００５９】
続いて、ＩＧＢＴ６をターンオンするときのゲート駆動回路６１の動作について、図１１を参照しながら説明する。
制御信号ＤがＬレベルに転じると（時刻ｔ１）、ゲートオン駆動回路１２のスイッチ２３がオンし、ゲート容量の充電が開始されてゲート電圧ＶＧが上昇し始める（時刻ｔ２）。また、時刻ｔ１の時点またはそれ以前の時点において、制御部４は、電圧切替信号Ｓａおよびクランプ信号ＳｂをいずれもＨレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第１設定値ＶOM1の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。また、クランプ回路４２は、クランプ動作可能な状態となる。また、制御部４は、制御信号Ｄが反転した時点（時刻ｔ１）から第２設定時間Ｔ２の計測を開始する。
【００６０】
ゲート電圧ＶＧがＩＧＢＴ６の閾値電圧に達すると、ＩＧＢＴ６がターンオンする。その後、ミラー期間（時刻ｔ３〜ｔ４）を経て、ゲート電圧ＶＧが制限電圧ＶCLに達すると（時刻ｔａ）、クランプ回路４２のクランプ動作により、ゲート電圧ＶＧは制限電圧ＶCLに維持（制限）される。また、このとき、電圧検出信号ＳｃがＬレベルからＨレベルに転じる（時刻ｔａ）。制御部４は、電圧検出信号ＳｃがＨレベルに転じたことを検出すると、電圧切替信号ＳａをＬレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第２設定値ＶOM2の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。
【００６１】
そして、時刻ｔ１から第２設定時間Ｔ２が経過すると（時刻ｔｂ）、制御部４は、クランプ信号ＳｂをＬレベルに設定する。これにより、クランプ回路４２によるクランプ動作が停止される。そのため、ゲート電圧ＶＧは、第２設定値ＶOM2に至るまで上昇し、ＩＧＢＴ６は、飽和領域でオン動作する。
【００６２】
このような本実施形態によれば、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られるとともに、さらに次のような効果も得られる。すなわち、本実施形態では、ゲート電圧検出回路６２の検出値が制限電圧ＶCLに達した時点、つまりミラー期間が終了してクランプ回路４２によるクランプ動作が開始された時点において、駆動電圧ＶOMの切り替えが行われる。従って、詳細なタイミング設計が不要になるとともに、ミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、ＩＧＢＴ６がフルオンする直前に駆動電圧ＶOMを比較的低い第２設定値ＶOM2に切り替えることができる。
【００６３】
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態について図１２および図１３を参照して説明する。
図１２に示すように、本実施形態のゲート駆動回路７１は、第１の実施形態のゲート駆動回路７に対し、ゲート電圧検出回路７２を備えている点が異なる。
【００６４】
ゲート電圧検出回路７２は、ＩＧＢＴ６のゲート電圧ＶＧを検出するものであり、基準電圧生成回路７３およびコンパレータ５４を備えている。基準電圧生成回路７３は、例えばバンドギャップリファレンス回路などから構成されており、第２判定閾値の電圧Ｖth2を生成する電圧源である。第２判定閾値は、ＩＧＢＴ６のミラー電圧より高く且つ第２設定値ＶOM2より低い値に設定されている。この場合、コンパレータ５４の出力信号である電圧検出信号Ｓｃは、ゲート電圧ＶＧが第２判定閾値Ｖth2未満であるときにＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが第２判定閾値Ｖth2以上であるときにＨレベルとなる。
【００６５】
続いて、ＩＧＢＴ６をターンオンするときのゲート駆動回路７１の動作について、図１３を参照しながら説明する。
制御信号ＤがＬレベルに転じると（時刻ｔ１）、ゲートオン駆動回路１２のスイッチ２３がオンし、ゲート容量の充電が開始されてゲート電圧ＶＧが上昇し始める（時刻ｔ２）。また、時刻ｔ１の時点またはそれ以前の時点において、制御部４は、電圧切替信号ＳａをＨレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第１設定値ＶOM1の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。
【００６６】
ゲート電圧ＶＧがＩＧＢＴ６の閾値電圧に達すると、ＩＧＢＴ６がターンオンする。その後、ミラー期間（時刻ｔ３〜ｔ４）を経て、ゲート電圧ＶＧがミラー電圧Ｖｍより高い第２判定閾値Ｖth2に達すると、電圧検出信号ＳｃがＬレベルからＨレベルに転じる（時刻ｔ５）。制御部４は、電圧検出信号ＳｃがＨレベルに転じたことを検出すると、電圧切替信号ＳａをＬレベルに設定する。これにより、電源回路１１は、第２設定値ＶOM2の駆動電圧ＶOMを出力する状態に切り替えられる。その後、ゲート電圧ＶＧは、第２設定値ＶOM2に至るまで上昇し、ＩＧＢＴ６は、飽和領域でオン動作する。
【００６７】
このような本実施形態によれば、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られるとともに、さらに次のような効果も得られる。すなわち、本実施形態では、ゲート電圧検出回路７２の検出値が、ミラー電圧Ｖｍより高く且つ第２設定値ＶOM2より低い第２判定閾値Ｖth2に達した時点において、駆動電圧ＶOMの切り替えが行われる。従って、詳細なタイミング設計が不要になるとともに、ミラー期間のばらつきに関係なく、確実に、ＩＧＢＴ６がフルオンする直前に駆動電圧ＶOMを比較的低い第２設定値ＶOM2に切り替えることができる。
【００６８】
（第６の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態について図１４および図１５を参照して説明する。
図１４に示すように、本実施形態のゲート駆動回路８１は、第１の実施形態のゲート駆動回路７に対し、図８に示したゲート電圧検出回路５２を備えている点と、ゲートオン駆動回路１２に代えてゲートオン駆動回路８２を備えている点とが異なる。
【００６９】
ゲートオン駆動回路８２（定電流回路に相当）は、電流出力回路８３およびスイッチ２３を備えている。電流出力回路８３は、電流出力回路２２と同様に一定の電流Ｉａを出力するものであるが、その電流値を可変する機能を備えている。電流出力回路８３は、制御部４から端子Ｐ６を通じて与えられる電流切替信号ＳｄがＬレベルのとき、電流Ｉａの電流値を電流出力回路２２と同様の値に設定する。また、電流出力回路８３は、電流切替信号ＳｄがＨレベルのとき、電流Ｉａの電流値を上記値よりも高い値に設定する。
【００７０】
本実施形態によれば、次のような作用および効果が得られる。
図１５に示すように、本実施形態のゲート駆動回路８１のターンオン時における動作は、第１の実施形態のゲート駆動回路７のものと概ね同様である。ただし、ゲート駆動回路８１の動作は、ゲート駆動回路７の動作に対し、以下の点が異なる。すなわち、制御部４は、ゲート電圧ＶＧがミラー電圧Ｖｍより低い第１判定閾値Ｖth1に達して電圧検出信号ＳｃがＬレベルからＨレベルに転じた時点（時刻ｔｄ）から所定時間が経過した時点（時刻ｔｅ）において、電流切替信号ＳｄをＨレベルに設定する。これにより、電流出力回路８３から出力される一定の電流Ｉａの電流値が増加する。
【００７１】
このような構成によれば、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られるとともに、さらに次のような効果も得られる。すなわち、ターンオン開始からミラー期間が終了するまでの期間は、ゲートを定電流駆動することによりターンオン期間が短縮されることになる。そのターンオン期間の短縮効果は、定電流値が増加するほど一層顕著に得られる。本実施形態では、上述したようなタイミングでもって電流出力回路８３から出力される電流Ｉａを増加させるため、ターンオン期間が一層短縮され、その結果、スイッチング損失が一層低減されるという効果が得られる。
【００７２】
（第７の実施形態）
第３および第５の実施形態では、ゲート電圧ＶＧの検出値に基づいて駆動電圧ＶOMを切り替える切替タイミングを決定していたが、ゲート電圧ＶＧ以外の電圧の検出値に基づいて駆動電圧ＶOMの切替タイミングを決定してもよい。例えば、図１６に示すゲート駆動回路９１のように、ＩＧＢＴ６のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの検出値に基づいて駆動電圧ＶOMの切替タイミングを決定してもよい。
【００７３】
ゲート駆動回路９１は、図６に示したゲート駆動回路４１に対し、コレクタ電圧検出回路９２が追加されている。コレクタ電圧検出回路９２は、基準電圧生成回路９３およびコンパレータ９４を備えている。基準電圧生成回路９３は、グランド（ＩＧＢＴ６のエミッタ）を基準とした判定電圧Ｖαを生成する電圧源である。この場合、判定電圧Ｖαは、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth未満であるときに電圧検出信号ＳｃがＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth以上であるときに電圧検出信号ＳｃがＨレベルとなるような値に設定されている。
【００７４】
また、図１７に示すゲート駆動回路９５のように、ＩＧＢＴ６の電流センス用のエミッタおよびグランドの間に接続されたシャント抵抗Ｒｓの端子電圧の検出値に基づいて駆動電圧ＶOMの切替タイミングを決定してもよい。ゲート駆動回路９５は、図６に示したゲート駆動回路４１に対し、センス電圧検出回路９６が追加されている。センス電圧検出回路９６は、基準電圧生成回路９７およびコンパレータ９８を備えている。基準電圧生成回路９７は、グランドを基準とした判定電圧Ｖβを生成する電圧源である。この場合、判定電圧Ｖβは、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth未満であるときに電圧検出信号ＳｃがＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧが第１判定閾値Ｖth以上であるときに電圧検出信号ＳｃがＨレベルとなるような値に設定されている。
【００７５】
（第８の実施形態）
以下、電源回路（駆動電圧生成回路）の変形例を示す第８の実施形態について、図１８を参照して説明する。
第１〜第７の実施形態では、シリーズレギュレータ形式の電源回路（電源回路１１）における基準電圧を２段階に切り替えることにより、駆動電圧ＶOMを第１設定値ＶOM1または第２設定値ＶOM2に切り替える構成であったが、これを次のように変更してもよい。すなわち、シリーズレギュレータ形式の電源回路における検出電圧（帰還電圧）のゲインを２段階に切り替えることにより、駆動電圧ＶOMを第１設定値ＶOM1または第２設定値ＶOM2に切り替える構成としてもよい。
【００７６】
図１８は、上述した変更を加えた電源回路１０１の構成を示している。図１８に示すように、電源回路１０１（駆動電圧生成回路に相当）は、トランジスタ１６、ＯＰアンプ２０、基準電圧生成回路１０２および電圧検出回路１０３を備えている。基準電圧生成回路１０２は、駆動電圧ＶOMの目標値を指令するための基準電圧Ｖｒを生成する。基準電圧生成回路１０２から出力される基準電圧Ｖｒは、ＯＰアンプ２０の非反転入力端子に与えられる。
【００７７】
電圧検出回路１０３は、抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３の直列回路およびスイッチ１０４により構成されている。上記直列回路は、出力端子Ｐｏとグランドとの間に接続されている。抵抗Ｒ１０１およびＲ１０２の共通接続点Ｎ１０１の電圧はＯＰアンプ２０の反転入力端子に与えられている。スイッチ１０４は、抵抗Ｒ１０２およびＲ１０３の共通接続点Ｎ１０２およびグランドの間に接続されている。
【００７８】
スイッチ１０４は、制御部４から与えられる電圧切替信号Ｓａのレベルに応じて切り替えられる。具体的には、スイッチ１０４は、電圧切替信号ＳａがＨレベルであるときにオフされる。これにより、抵抗Ｒ１０１と、抵抗Ｒ１０２およびＲ１０３の直列合成抵抗とにより駆動電圧ＶOMを分圧して得られる検出電圧ＶｄがＯＰアンプ２０の反転入力端子に与えられる。また、スイッチ１０４は、電圧切替信号ＳａがＬレベルであるときにオンされる。これにより、抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２とにより駆動電圧ＶOMを分圧して得られる検出電圧ＶｄがＯＰアンプ２０の反転入力端子に与えられる。
【００７９】
抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３の抵抗比（分圧比）は、スイッチ１０４がオフであり且つ駆動電圧ＶOMが第１設定値ＶOM1ときに検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに一致するとともに、スイッチ１０４がオンであり且つ駆動電圧ＶOMが第２設定値ＶOM2のときに検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに一致するような値に設定されている。
【００８０】
以上説明したように電源回路の構成を変更した場合であっても、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られる。さらに、この場合、１つの抵抗および１つのスイッチが追加されるものの、一般にそれらよりも回路規模が大きい電圧源を１つ削減することができるため、回路構成が一層簡単化されるという効果も得られる。
【００８１】
（第９の実施形態）
以下、電源回路（駆動電圧生成回路）の変形例を示す第９の実施形態について、図１９を参照して説明する。
第１〜第７の実施形態では、シリーズレギュレータ形式の電源回路（電源回路１１）は、駆動電圧ＶOMの電圧値が第１設定値ＶOM1および第２設定値ＶOM2のいずれに設定された場合でも、電源電圧ＶＤを降圧して出力する構成であったが、これを次のように変更してもよい。すなわち、電源回路は、駆動電圧ＶOMの電圧値が第１設定値ＶOM1に設定されると、電源電圧ＶＤをそのまま出力し、第２設定値ＶOM2に設定されると、電源電圧ＶＤを降圧して出力する構成としてもよい。
【００８２】
図１９は、上述した変更を加えた電源回路１１１の構成を示している。図１９に示すように、電源回路１１１（駆動電圧生成回路に相当）は、トランジスタ１６、基準電圧生成回路１８、ＯＰアンプ２０、電圧検出回路２１、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１１２およびインバータ回路１１３を備えている。この場合、基準電圧生成回路１８から出力される第２基準電圧Ｖr2は、ＯＰアンプ２０の非反転入力端子に与えられる。
【００８３】
トランジスタ１１２は、入力端子Ｐｉおよび出力端子Ｐｏの間に接続されている。トランジスタ１１２のゲートには、インバータ回路１１３を通じて電圧切替信号Ｓａが与えられている。上記構成によれば、電圧切替信号ＳａがＨレベルのとき、トランジスタ１１２がオンし、電源電圧ＶＤがそのまま駆動電圧ＶOMとして出力される。本実施形態では、このときの駆動電圧ＶOMの電圧値（≒電源電圧ＶＤ）が第１設定値ＶOM1に相当する。また、電圧切替信号ＳａがＬレベルのとき、トランジスタ１１２がオフし、電源電圧ＶＤを降圧して得られる第２設定値ＶOM2の駆動電圧ＶOMが出力される。
【００８４】
以上説明したように電源回路の構成を変更した場合であっても、上記各実施形態と同様の作用および効果が得られる。さらに、この場合、１つのトランジスタおよび１つのインバータ回路が追加されるものの、一般にそれらよりも回路規模が大きい電圧源を１つ削減することができるため、回路構成が一層簡単化されるという効果も得られる。また、この場合、第１設定値ＶOM1は略電源電圧ＶＤであり、上記各実施形態における第１設定値ＶOM1に比べて高い。従って、駆動電圧ＶOMが第１設定値ＶOM1に設定されている場合、電流出力回路２２の動作範囲が余裕をもって確保されることになる。
【００８５】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
ゲート駆動回路の駆動対象としては、ＩＧＢＴに限らずともよく、例えばＭＯＳトランジスタなど、電圧駆動型半導体素子（トランジスタ）であればよい。
電源回路１１、１０１、１１１は、図２、図１８、図１９などに示した構成に限らずともよく、同様の機能を発揮するものであれば、他の回路構成であってもよい。例えば、電源回路１１、１０１、１１１は、シリーズレギュレータ形式の電源回路であったが、これに代えて、スイッチングレギュレータ形式の電源回路であってもよい。トランジスタ１６については、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタ、ＭＯＳトランジスタなどに変更することが可能である。
【００８６】
ゲートオン駆動回路１２は、出力端子ＰｏからＩＧＢＴ６のゲートに向けて定電流を出力する電流出力回路２２と、その定電流の出力を停止する機能を備えた構成であればよい。例えば、電流出力回路２２として図３（ａ）に示した構成を採用する場合、次のような変形が可能である。すなわち、スイッチ２３を削除するとともに、ＯＰアンプ２７に対し制御信号Ｄに応じて動作を停止する機能を追加する。そして、ＯＰアンプ２７は、制御信号ＤがＬレベルであるときに動作を行い、Ｈレベルであるときに動作を停止するような構成とする。このような構成であっても、図３（ａ）に示した構成と同様の動作を行うことができる。
【００８７】
クランプ回路４２は、図６などに示した構成に限らずともよく、同様の機能を発揮するものであれば、他の回路構成であってもよい。例えば、トランジスタ４３については、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタに変更することが可能である。また、スイッチ４６によってクランプ動作の実行および停止を行う構成に代えて、次のような構成を採用してもよい。すなわち、スイッチ４６を削除するとともに、ＯＰアンプ４５に対しクランプ信号Ｓｂに応じて動作を停止する機能を追加する。そして、ＯＰアンプ４５は、クランプ信号ＳｂがＨレベルのときに動作を行い、Ｌレベルのときに動作を停止するような構成とする。このような構成であっても、図６などに示した構成と同様の動作を行うことができる。
ゲートオフ駆動回路１３は、図２などに示した構成に限らずともよく、同様の機能を発揮するものであれば、他の回路構成であってもよい。例えば、トランジスタ３２については、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタに変更することができる。
【００８８】
第４の実施形態では、コンパレータ５４を備えたゲート電圧検出回路６２の動作により、クランプ回路４２によるクランプ動作が開始されたことを検出するようにしていたが、これに限らずともよく、同様の機能を発揮するものであれば、他の回路構成であってもよい。例えば、クランプ回路４２自身に、クランプ動作を開始したことを検出するための機能を追加してもよい。
【符号の説明】
【００８９】
図面中、４は制御部（駆動制御部、電圧切替制御部）、６、６up〜６wnはＩＧＢＴ（トランジスタ）、７、７up〜７wn、４１、５１、６１、７１、８１、９１、９５はゲート駆動回路、１１、１０１、１１１は電源回路（駆動電圧生成回路）、１２、８２はゲートオン駆動回路（定電流回路）、４２はクランプ回路、５２、７２はゲート電圧検出回路、を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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