(57)【要約】【課題】ヒータや電球などの抵抗負荷をサイン波で高力率の入力電流で電力制御する交流電力制御装置を提供する。【解決手段】交流電圧をダイオード・ブリッジで整流し，その脈動電圧をその形のまま昇圧，または降圧変換する高周波スイッチングＤＣＤＣ変換装置を用いて，脈動電圧のまま抵抗性負荷に供給することで，入力電流波形が入力電圧に比例した波形となる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を昇降圧して抵抗負荷に接続するために，交流電圧をダイオード・ブリッジで半波整流波形にし，その脈動電圧をその形のまま昇圧，または降圧して脈動電圧のまま負荷に供給する交流電力制御装置。
【請求項２】
交流電圧を昇降圧して抵抗負荷に接続するために，交流電圧をダイオード・ブリッジで半波整流波形にし，その脈動電圧をインダクタンスＬｉｎを介して半導体スイッチＭＯＳ２のオンで短絡し，オフでダイオードＤ２でコンデンサＣｍを充電する。ＭＯＳ２のオンと同時に半導体スイッチＭＯＳ１ではＣｍの電荷をＬｏｕｔを介して負荷へと放電するがオフでダイオードＤ１に電流は還流する。２つのスイッチは同時にオン，オフすることでゼロ電圧ゼロ電流のソフトスイッチングになるようにＣｍとＬｉｎまたＣｍとＬｏｕｔの共振周波数はスイッチング周波数より高く設定することが特徴とする部分共振の昇降圧変換により脈動電圧をその形のまま昇圧，または降圧する請求項１に記載の交流電力制御装置。
【請求項３】
交流電圧を昇降圧して抵抗負荷に接続するために，交流電圧をダイオードブリッジで半波整流波形にし，その脈動電圧をＤＣＤＣバック・ブースト昇降圧変換より脈動電圧をその形のまま昇圧，または降圧する請求項１に記載の交流電力制御装置。
【請求項４】
交流電圧を昇降圧して抵抗負荷に接続するために，交流電圧をダイオードブリッジで半波整流波形にし，その脈動電圧をＤＣＤＣバック降圧変換より脈動電圧をその形のまま降圧する請求項１に記載の交流電力制御装置。
【請求項５】
交流電圧を昇降圧して抵抗負荷に接続するために，交流電圧をダイオードブリッジで半波整流波形にし，その脈動電圧をＤＣＤＣブースト昇圧変換より脈動電圧をその形のまま昇圧する請求項１に記載の交流電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  この発明は、交流電圧で駆動される電気ヒータや電球などの抵抗負荷の電圧を昇圧または降圧する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】  従来，単相交流電力で駆動される電気ヒータ，白熱電球など（以下抵抗負荷と呼ぶ）の電力調整を行うには，サイリスタやトライアック（米国ＧＥ社の商品名）などの半導体スイッチを直列に接続し，交流電圧に対してスイッチのオン遅れで平均電圧を調整する所謂，サイリスタ位相制御による電力制御装置が一般に使われる。この場合，電力を制御すると交流入力電流波形が歪み，高調波電流が多く含み力率が悪くなる問題がある。電球の調光装置に最小適合容量以下の負荷が接続された場合には、サイリスタやトライアックが点弧状態を維持できず、負荷である照明灯の明るさにちらつきが発生することがある。また，電源電圧より負荷電圧を昇圧することはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１４０６３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】  サイリスタ，トライアックによる交流電力制御は力率が悪く，高調波が多いのが欠点である。
電力利用において，入力電流の力率を良くし，高調波を極力無くすることは重要である。これを解決するためにＰＦＣ（パワー・ファクター・コレクション）回路を用いて交流入力をサイン波にして力率を１にして，直流に平滑するＡＣＤＣ変換回路を用いて直流電圧にしてから抵抗負荷を駆動する方法が従来からあるが，単相交流応用では直流電圧を平滑化するための大きな電解コンデンサが必要なので，サイリスタ電力調整スイッチに比べて装置が大型になる。
本発明は，以上のような欠点をなくするためになされたものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】  まず，抵抗負荷は電圧波形に比例した電流が流れることから，図１に示すように，交流電源１はフィルタ９を介して，ダイオード・ブリッジ２に接続され，電圧は整流されて，脈動する半波の連続電圧３となる。例えば５０Ｈｚの交番電圧の場合，その折り返し電圧波形になる脈動１００Ｈｚの脈動電圧波形３を高周波スイッチングの昇降圧変換後の電圧波形４を脈動電圧波形３に比例した形にすると電圧に比例した電流が流れる。すなわち，交流半波整流電圧波形３をその形のまま，高速なスイッチングのＤＣＤＣ変換回路を用いて昇降圧し，平滑化することなく，半波脈動電圧４にして，抵抗負荷６に供給すれば交流入力電流は力率が１のサイン波のまま電力の調整が可能になる。電力制御は制御装置８によって出力電圧の大きさを計測して昇降圧変換装置のパルスを変化させる。
【発明の効果】
【０００６】  負荷が抵抗負荷では，入力脈動電圧に比例した脈動電圧で駆動して問題が無い。そのため，大型の直流用の電解コンデンサが不要で小型の電力調整装置とすることができる。高周波スイッチングＤＣＤＣ変換回路にＭＥＲＳ回路を用いて，ソフトなスイッチングのＤＣＤＣ昇降圧変換回路を使えばノイズの少ない交流昇降圧電力調整器が可能である。また，高速スイッチングＤＣＤＣ変換回路にＤＣＤＣブーストコンバータ回路の昇圧回路を用いれば，交流電力の昇圧変換回路が可能になる。ヒータを短時間で加熱するために始動時に印加電圧を昇圧する制御が必要である。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】  図１は本発明の電力制御の説明図である。
【図２】  図２は実施の形態１のシミュレーション用詳細回路である。
【図３】  図３は実施形態１のシミュレーション結果
【図４】  図４は実施の形態２のシミュレーション用詳細回路である。
【図５】  図５は実施の形態２のシミュレーション結果
【発明を実施するための形態】
【０００８】  図１により交流電力制御装置の動作の概要を説明する。単相交流電力１は高調波フィルタ９を介して接続されている。交流電圧はダイオードブリッジ回路２により半波の脈動電圧３になる。その電圧をＤＣ電圧変換回路５は入力電圧を昇圧または降圧して脈動変圧波形４にする。ＤＣ電圧変換回路は入力電圧に比例した出力電圧にすると負荷が抵抗負荷であるので，電圧に比例した電流になる。すなわち，電圧脈動と同じ形の電流波形である。この電流はダイオードブリッジへの入力電流では，サイン波形状にして力率が１になる。この場合，ＤＣ電圧変換回路５の出力側は脈動したままでよいので出力側の平滑コンデンサＣｄｃはスイッチング周波数を平均化するためなので小型のフィルムコンデンサで可能である。Ｃｄｃが小形小容量で長寿命のフィルムコンデンサを使うことができる。抵抗負荷が高周波電圧の脈動の問題が無ければこのＣｄｃを無くするも可能である。ＤＣ電圧変換回路のスイッチング周波数が高ければ従来の直流電源に比べてきわめて小容量にすることができる。例えば，ＤＣ電圧変換回路のスイッチング制御は出力電圧４のＲＭＳ値を検出しフィードバック制御するがよい方法である。
【発明実施の形態１】
【０００９】  脈動電圧３のＤＣＤＣ変換に高速なスイッチングでもスイッチング損失が無いようにソフトなスイッチングが特徴である部分共振パルスリンク昇降圧ＤＣＤＣ回路を使う方法を図２に示す。このＤＣＤＣ変換は磁気２つのスイッチＭＯＳ１とＭＯＳ２を同時にオンし，同時にオフすることを特徴とする。２つスイッチが同時のオンすることによりコンデンサＣｍが放電して，電圧が零付近まで放電する。同時に電源からＬｉｎに電流が流入するが電流は電源電圧に比例する。両スイッチが同時オフすると，Ｌｉｎの磁気エネルギーはＣｍに蓄積され，Ｌｏｕｔの電流はダイオードに流れ続ける。２つのスイッチともにゼロ電圧でオフ，ゼロ電流でオンするのが特徴でこれらの動作をＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  Ｓｗｉｔｃｈ）と呼んで発明者の特許が出願され公開されている。ＣｍとＬｏｕｔ，ＣｍとＬｉｎの共振周波数がスイッチング周波数より高く設定しておくことが重要である。
図２の実施例ではＭＥＲＳスイッチの特徴である毎放電毎に電圧がゼロまで放電する小容量のコンデンサＣｍが入力・出力のインダクタンスＬｉｎとＬｏｕｔとの部分共振によりソフトなスイッチングでパルス幅の制御で昇降圧が可能である。スイッチが２つになり，蓄積コンデンサの電圧が高圧になって，不利な点もあるが２つのスイッチの制御パルスが同一で，かつ，電源電圧の位相にかかわらずパルス幅，周波数ともに一定の単純なバーストパルス発生装置からオン・オフでよい。
パルス幅，パルス周波数の制御のみで昇圧から降圧へと連続制御できるのが特徴である。そして，パルスが一定の場合，入力電流の平均値は入力電圧に比例するので入力電流はサイン波である。この回路はソフトなスイッチングであることから，動作周波数を高くしてもスイッチング損失が無いことから動作周波数を相当高くしてインダクタンスＬｉｎ，Ｌｏｕｔ，コンデンサＣｍを小形で低損失にするが可能である。
【００１０】  次に，数１００Ｗ以下の交流１００Ｖからヒータ負荷の制御する実施例を説明する。入力ダイオードブリッジの損失は１０Ｗ以下と小さいので，ヒートシンクもサイズも小さいのでよい。
【００１１】  図２の回路では，スイッチのオン，オフにゼロ電圧，ゼロ電流のソフトなスイッチとなっているためスイッチング周波数が７０ｋＨｚと高くしてもスイッチング損失が無い。必要なインダクタンスも１００マイクロＨと小さい。ＭＥＲＳ回路の磁気エネルギー回生コンデンサＣｍは，この場合０．０２マイクロＦと小さい。
ＭＥＲＳ回路の昇降圧ＤＣＤＣ変換回路はそのＤＣ入力にダイオードブリッジで整流された交流半波の連続波，すなわち脈動波形を入力し，そのまま脈動波形を出力することで交流入力電流が力率１の電流波形になるのが特徴である。大容量のＤＣ平滑用電解コンデンサが要らないので，この場合，２マイクロＦの小形フィルムコンデンサで良く，長寿命であるのが特徴である。
【００１２】  シミュレーション計算によるとＤＣ出力Ｖｏｕｔは交流半波の連続脈動になっているので，その電圧に比例した電流波形になっており，そのまま交流入力電流はサイン波力率１になっていることがわかる。
拡大波形を図３の下に半導体スイッチのゲート信号Ｖｇ１を示すが，スイッチがオン，オフするタイミングで電流波形Ｉ（Ｌｉｎ），Ｉ（Ｌｏｕｔ）が，または電圧波形Ｖｃがゼロになっていることからソフトなスイッチングになっていることがわかる。このパルス幅を変えることで出力電力を制御することができる。この例ではスイッチング周波数７０ｋＨｚでパルス幅５μＳの場合，出力は通常１００Ｗのところが５０％大きくなって１５０Ｗになっている。パルス幅を３μＳとすると出力は２０％小さくなって８０Ｗになっている。
【発明実施の形態２】
【００１３】  脈動電圧のＤＣＤＣ変換に従来のＤＣＤＣバック降圧回路，ＤＣＤＣブースト昇圧回路を使うことも良い。図４にＤＣＤＣバック・ブースト昇降圧回路を使うことも良い。この場合，昇圧する場合と降圧する場合とで使用するスイッチを切り換える方法が一般的であるので，連続的に１００％付近を制御することが困難であるところが実施例１との違いである。また実施形態２はハードなスイッチングでもある。シミュレーションではＧ１をオン・オフし，Ｇ２は常にオンすることで昇圧となっている。図５にシミュレーション結果を示す。
【符号の説明】
【００１４】１：電源，
２：整流ブリッジ，
３：交流半波整流電圧波形
４：昇降圧変換後の電圧波形
５：昇降圧変換装置
６：負荷
７：フィルムコンデンサ
８：制御装置
９：電源フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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