(57)【要約】      （修正有）【課題】相互誘導環境のインバータの出力位相が＋９０度または−９０度になると、出力電力＝０になる。すなわち、力率＝０である。そして、±９０度を超えて運転すると、電力が逆流してしまうことに対応できる制御方法を提供する。【解決手段】相互誘導している複数の誘導加熱コイル１２a,１２,bの各々へ給電する電源３２において、運転周波数を同一にすると共に、電源出力位相θが、９０°＞｜θ｜の範囲に入るように制御する。【選択図】図１
2014029807.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互誘導している複数の誘導加熱コイル各々へ給電する電源において、運転周波数を同一にすると共に電源出力位相θが、９０°＞｜θ｜の範囲に入るように制御する誘導加熱方法。
【請求項２】
運転周波数を同一にすると共に、電源出力力率が正方向になるように制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導加熱装置に係り、特に、複数配置された誘導加熱コイル間において相互誘導が生じる誘導加熱装置を安全、安定的に運転する場合に好適な誘導加熱装置に関する。  
【背景技術】
【０００２】
従来より、急速加熱を行う手段として、誘導加熱が有効であることは知られている。しかし、誘導加熱による加熱方法は、電磁誘導を利用していることから、電力制御手段（例えばインバータ）を個別に持つ加熱用コイル（誘導加熱コイル）を複数近接配置して稼動させた場合、各誘導加熱コイルに相互誘導が生ずる。このような現象が生じると、インバータからの出力電圧と出力電流との位相が大幅にズレ、出力電力の制御が困難となると共に、過電流の発生による機器の破損といった事象が生じ得る。
【０００３】
このような問題を鑑み、特許文献１に開示されているような技術が提案されている。特許文献１に開示されている技術は、近接配置した複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルのそれぞれに接続された共振型インバータとを有する誘導加熱装置に関するものである。そして、特許文献１では、全インバータの周波数を同じにして、いずれかのインバータが共振点に一番近い位相で運転する周波数で運転させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１４３３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記運転方法は、相互誘導の無い状態で運転する制御方法と同じである。つまり、電圧型共振インバータのＺＶＳ運転用位相制御と全く同じであり、相互誘導環境で適用することはできない。
【０００６】
相互誘導環境で運転するためには、相互誘導が、回生電力を与えることを考慮する必要がある。回生電力は、インバータの電圧電流位相角による力率＝ｃｏｓθが、負になる場合である。相互誘導環境では、この力率が「−」になり、インバータに逆方向電力が入って、インバータ過電圧、過電流になる。
【０００７】
相互誘導の影響によるインバータ過電圧、過電流を回避して誘導加熱コイルに対する供給電力の安定化を図ることのできる誘導加熱装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するための本発明に係る誘導加熱方法は、相互誘導している複数の誘導加熱コイル各々へ給電する電源において、運転周波数を同一にすると共に電源出力位相θが、９０°＞｜θ｜の範囲に入るように制御する誘導加熱方法。
【０００９】
また、上記のような構成の誘導加熱方法では、運転周波数を同一にすると共に、電源出力力率が正方向（＋）になるように制御することが望ましい。
【発明の効果】
【００１０】
上記のような特徴を有する誘導加熱装置によれば、隣接配置された誘導加熱コイルを備えた回路間における周波数の合わせ込みや同期制御を行う必要性が無くなる。また、相互誘導の影響を回避して誘導加熱コイルに対する供給電力の安定化を図ることも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態に係る誘導加熱装置で採用した電圧型インバータの構成を説明するためのブロック図である。
【図３】位相角の範囲を説明するための図である。
【図４】直流電流と直流電圧の増減とインバータからの出力電圧と出力電流との間の位相角の増減の様子を示す図である。
【図５】第２の実施形態に係る誘導加熱装置で採用した電流型インバータの構成を説明するためのブロック図である。
【図６】インバータに対するゲートパルスと、出力電圧と出力電流の位相角との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の誘導加熱装置に係る実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、図１を参照して、第１の実施形態に係る誘導加熱装置について説明する。
【００１３】
本発明に係る誘導加熱装置１０は、誘導加熱コイル１２（１２ａ，１２ｂ）とインバータ２０（２０ａ，２０ｂ）、波形検出手段１４（１４ａ，１４ｂ），１６（１６ａ，１６ｂ）、位相角判定手段１８（１８ａ，１８ｂ）、および電圧制御手段２４（２４ａ，１４ｂ）を基本として構成される。
【００１４】
誘導加熱コイル１２は、被誘導加熱部材を加熱するための磁束を生じさせるためのコイルである。本実施形態では、複数（図１に示す例では２つ）の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂを近接して配置する構成としている。ここで、近接配置とは、複数（本実施形態では２つ）の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂに対して電力を供給した際に、少なくとも相互誘導の影響を受けることとなる距離、すなわち運転状態において相互誘導していることとなる距離をいう。
【００１５】
本実施形態の場合インバータ２０は、複数の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂのそれぞれに、個別に接続されている。インバータ２０は、誘導加熱コイル１２に対して所定周波数の交流電流を供給する。このため、複数の誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂのそれぞれに個別に接続することで、各誘導加熱コイル１２ａ，１２ｂに対する電力制御を個別に行うことが可能となる。
【００１６】
本実施形態では、インバータ２０として、電圧型のインバータを採用し、上述した誘導加熱コイル１２との間においては、直列共振回路を構成している。インバータ２０の具体的構成としては次の通りである。すなわち、図２に示すように、単相のフルブリッジインバータを構成している。スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ２６を採用し、負荷電流を転流させるためにダイオード２８を逆並列に接続する構成としている。ブリッジ回路の前段には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ３０が設けられている。
【００１７】
インバータ２０の上流側には、電圧変換器２２（２２ａ，２２ｂ）を介して電源３２が接続されている。電圧変換器２２は、例えばチョッパ回路や順変換器などであれば良い。チョッパ回路を用いた場合には、順変換器から出力された定電圧の直流電圧をチョッピングすることで、インバータ２０へ入力する電圧を変化させることとなる。一方、順変換器を用いて電圧制御を行う場合には、順変換部を構成するサイリスタにより、インバータ２０によって定められる周波数に応じた電圧変化を得るという方式を採ることとなる。
【００１８】
波形検出手段１４，１６は、各インバータ２０から出力される電流値、電圧値、および電流と電圧の波形を検出する役割を担う手段である。波形検出手段１４，１６は、オシロスコープなどであれば良い。本実施形態では、誘導加熱コイル１２に対して直列に、電流波形を検出する波形検出手段１６を設け、誘導加熱コイル１２に対して並列に、電圧波形を検出する波形検出手段１４を設ける構成としている。波形検出手段１４，１６によって検出された波形データは、詳細を後述する位相角判定手段１８へと出力される。また、電流値、および電圧値は、電圧変換器２２へと出力される。
【００１９】
位相角判定手段１８は、各インバータ２０から出力された電流と電圧の波形を比較することで、電流と電圧の極性変化点の位相差（位相角：電源出力位相θ）を検出し、当該位相角θが適正値の範囲内にあるか否かを判定するための手段である。このため、位相角判定手段１８ではまず、各インバータ２０から出力された電流と電圧の波形における極性変化点を測定し、測定された電流、および電圧の極性変化点の位相角θを求める。ここで、位相角θとは、電圧に対する電流の位相差として示す。すなわち、電圧に対して電流が遅れ位相となる場合には、マイナス（−）で示し、進み位相となる場合にはプラス（＋）で示すこととする。
【００２０】
電流と電圧の位相角θが検出された後、検出された位相角θが、インバータ２０を安定運転させるための位相角の範囲内にあるか否かの判定を行う。判定は、予め定められた位相角上限値、および位相角下限値のそれぞれと、検出された位相角θとの比較により行う。
【００２１】
電圧と電流の位相角θについて、図３に示すように４つの象限で示した場合、電圧型インバータ２０では、位相角θが第４象限の範囲内にある場合に、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が保たれ、かつ力率が正方向となる安定運転が可能となる。
【００２２】
なお、位相角θが第１象限、第２象限の範囲内となった場合には、電圧に対して電流が進み位相となり、ＺＶＳを保つことができなくなる。このため、ダイオード２８に電流が流れている時に、ＩＧＢＴ２６がスイッチオンすることになり、ダイオード２８にリカバリー電流が流れ、ＩＧＢＴ２６の電力損失が大きくなる。また、位相角θが第３象限の範囲内となった場合には、ＺＶＳを保つことはできるが、力率が負の方向となるため、電源回生できない場合には、電圧変換器２２からの出力電圧を過大に設定する必要が生じる。
【００２３】
このため、本実施形態では、位相角θにいついて、０°≧θ＞−９０°の範囲で、位相角上限値と位相角下限値を定めることとしている。
比較の結果、検出された位相角θが位相角上限値から位相角下限値の範囲内に無い場合には、電流と電圧の位相角θを位相角上限値と位相角下限値の範囲内に戻すための周波数調整信号をインバータ２０へ出力する。
【００２４】
ここで、位相角θは、数式１で示すことができる。
【数１】
2014029807.tif 000003
・・・（数式１）
Ｘはインピーダンスのリアクタンス成分であり、Ｒは抵抗値である。そして、ＸをＬ（インダクタンス）とＣ（キャパシタンス）を用いて示すと、数式２のように示すことができる。
【数２】
2014029807.tif 000004
・・・（数式２）
ここで、ωは交流の角周波数であり、ω＝２πｆと示すこととする。
【００２５】
このため、インバータ２０からの出力電流の周波数ｆが大きくなった場合には、位相角θも増大し、出力電流ＩＩＶの周波数ｆが小さくなった場合には、位相角θも減少する。よって、周波数調整信号は、位相角θが位相角上限値を超えた場合には、出力電流ＩＩＶの周波数ｆを小さくする旨の信号を出力する。一方、位相角θが位相角下限値を超えた場合には、出力電流ＩＩＶの周波数ｆを大きくする旨の信号を出力する。
【００２６】
このような制御を行うことにより、インバータ２０からの出力電圧ＶＩＶと出力電流ＩＩＶの位相角θを、０°≧θ＞−９０°の範囲に保つことができ、ＺＶＳ制御を行うことが可能となる。
【００２７】
また、インバータ２０からの出力電圧ＶＩＶと出力電流ＩＩＶの位相角θが０°≧θ＞−９０°の範囲内にあることで、出力電力の力率ｃｏｓθが正となる。
【００２８】
電圧制御手段２４は、電圧変換器２２からの出力電流Ｉｄｃが正方向となるように制御を行うための手段である。電圧変換器２２からの出力電流Ｉｄｃを正方向に流すためには、インバータ２０の出力電圧ＶＩＶが常に、相互誘導電圧Ｖｍよりも大きくなるように制御されている必要がある。
【００２９】
このため電圧制御手段２４では、インバータ２０からの出力電圧ＶＩＶと相互誘導電圧Ｖｍとを比較し、ＶＩＶ−Ｖｍ＞０を維持するようにインバータ２０の出力電圧ＶＩＶを制御する。ここで、インバータ２０ａの出力電圧ＶＩＶ１は、電圧変換器２２ａからの出力電圧（インバータへの入力電圧）Ｖｄｃ１と出力電流（インバータへの入力電流）Ｉｄｃ１、および出力電流ＩＩＶ１によって定まる。このため、電圧制御手段２４ａは、電圧変換器２２ａに対して電圧制御信号を出力する。
【００３０】
オームの法則より、Ｉ＝Ｖ／Ｚ（Ｚは、インピーダンス）の式にインバータ２０ａの出力電流ＩＩＶ１を当てはめると、数式３のように示すことができる。
【数３】
2014029807.tif 000005
・・・（数式３）
【００３１】
よって、本実施形態では、電圧制御手段２４ａからの電圧制御信号は、所望するインバータ２０ａからの出力電流ＩＩＶ１を得るために必要とする出力電圧ＶＩＶ１を最低電圧として出力するようにすれば良い。なお、出力電圧ＶＩＶ１については、数式３を変換することで、数式４のように示すことができる。
【数４】
2014029807.tif 000006
・・・（数式４）
上記のような誘導加熱装置１０によれば、近接配置された誘導加熱コイル１２に接続されたインバータ２０からの出力電流ＩＩＶの位相を同期制御しなくとも、最低電圧の確保による電流制御と、正方向力率による力行運転が可能となる。なお、近接配置された複数の誘導加熱コイル１２に対する電流の周波数は、それぞれ一致させた上で運転を行うようにする。また、Ｖｍについては、Ｖｍ＝ｊωＭＩＩＶ２と示すことができる。ここで、Ｍは、相互誘導インダクタンスであり、ＩＩＶ２は、誘導加熱コイル１２ａに近接配置された誘導加熱コイル１２ｂに接続されたインバータ２０ｂからの出力電流である。また、相互誘導インダクタンスＭは、Ｍ＝ｋ・√（Ｌ１・Ｌ２（ｋは結合係数、Ｌ１は対象とする回路における誘導加熱コイル１２ａの自己インダクタンス、Ｌ２は、隣接配置された誘導加熱コイル１２ｂの自己インダクタンス）と示すことができる。
【００３２】
また、電流と電圧の位相角θが大きくなると、力率の悪化、すなわちインバータ２０のＩＧＢＴ２６と平滑コンデンサ３０とによって構成される並列回路における等価抵抗（直流抵抗）が増大し、出力電流ＩＩＶ１の減少が生ずる。直流抵抗Ｒ１は、インバータ２０ａに入力される直流電圧Ｖｄｃ１と直流電流Ｉｄｃ１により、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１＝Ｒ１として求めることができる。つまり、Ｖｄｃ１に対するＩｄｃ１の割合が小さくなった場合に、直流抵抗Ｒ１が増大するということができる。ここで、Ｉｄｃ１は、図４（Ａ），（Ｂ）に示すように、Ｖｄｃ１の増加に伴って相対的に増加し、直流抵抗Ｒ１の値を低下させる。なお、図４において、図４（Ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ１、直流電流Ｉｄｃ１が所定の値以上である場合における出力電圧ＶＩＶ１、出力電流ＩＩＶ１の波形を示す図であり、（Ｂ）は、Ｖｄｃ１、Ｉｄｃ１が低下した場合におけるＶＩＶ１、ＩＩＶ１の様子を示す図である。
【００３３】
本実施形態では、直流抵抗Ｒ１と位相角θとの関係を予め調べておき、位相角θの閾値（例えば｜θ｜＞４５°）を越えることとなる直流抵抗ＲＭＡＸの値を定めるようにする。そして、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１の値を検出し、この値がＲＭＡＸに至った場合には、Ｖｄｃ１を増大させるように、電圧制御手段２４ａを制御することにより、Ｉｄｃ１の割合が増大し、直流抵抗Ｒ１を低下させ、位相角θの絶対値が小さくなり、出力力率を正方向に安定させることができる。また、このような制御を行うことによれば、インバータ２０ａからの出力電圧ＶＩＶ１がＶｍよりも小さくなる虞がなく、Ｉｄｃ１が逆流する虞が無い。よって、Ｖｄｃ１／Ｉｄｃ１がマイナス（−）となる虞も無い。
【００３４】
次に、第２の実施形態として、インバータに、電流型インバータを採用した誘導加熱装置について、図５を参照して説明する。よって、インバータ２１（２１ａ，２１ｂ）の構成以外の構成については、第１の実施形態に係る誘導加熱装置の構成を示す図５を援用することとする。本実施形態に係るインバータ２１は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ２６に対して、ダイオード２８を逆並列接続すると共に、ダイオード２７を直列に接続する構成としている。逆並列接続したダイオード２８により逆方向加圧を防止し、直列接続したダイオード２７により逆電流の阻止を図るためである。また、本実施形態に係るインバータ２１では、電圧変換器２２との間に、直流電流を平滑化するための直流リアクトル２９を直列に接続している。そして、本実施形態に係るインバータ２１は、誘導加熱コイル１２との間において並列共振回路を構成している。
【００３５】
本実施形態に係る誘導加熱装置では、インバータ２１において、力行運転を行うために、インバータからの出力電圧ＶＩＶと出力電流ＩＩＶとの位相角θの関係においてＺＣＳ（Ｚｅｒｏ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が可能となる第１象限の範囲内で運転する構成としている。よって、本実施形態の誘導加熱装置におけるインバータ２１の出力電圧ＶＩＶと出力電流ＩＩＶとの関係は、出力電圧ＶＩＶに対して出力電流ＩＩＶが進み位相となるように制御される。そして、位相角θの位相角下限値、および位相角上限値は、０°≦θ＜９０°の範囲で定めることとする。
【００３６】
なお、位相角θの調整方法は、上述した第１の実施形態に係る誘導加熱装置１０と同様である。すなわち、波形検出手段１４，１６により、インバータ２１からの出力電圧ＶＩＶと出力電流ＩＩＶの波形を検出する。検出された波形は、位相角判定手段１８へ入力され、電圧に対する電流の位相角θが求められた上で、当該位相角θが、適正値の範囲内にあるか否かを判定する。判定の結果、位相角θが、予め定められた位相角下限値と、位相角上限値との間に無い場合、位相角調整信号をインバータ２１へ出力する。
【００３７】
具体的には、位相角θが位相角下限値を下回った場合、出力電流ＩＩＶの周波数を向上させる旨の信号を出力する。一方、位相角θが位相角下限値を下回った場合には、周波数を低下させる旨の信号を出力する。このような制御を行うことにより、ＺＣＳ運転を安定的に行うことが可能となる。
【００３８】
また、本実施形態に係る誘導加熱装置では、電圧変換器２２からの直流電流の電圧Ｖｄｃが正方向となるように、電圧変換器２２へ制御信号を与える。
また、共振点よりも高い周波数で運転されている電流型インバータ２１ａでは、直流抵抗Ｒ１が小さくなった場合、インバータ２１ａからの出力電流ＩＩＶ１の出力電圧ＶＩＶ１に対する位相角θの進み度合いが増大する。位相角θの進み度合いが９０度以上になると、直流リンク電圧（直流電圧Ｖｄｃ１がマイナス（−）になり、逆方向電力となる。
【００３９】
この場合、インバータ２１ａへ入力される直流電流Ｉｄｃ１を増加させることで、直流電圧Ｖｄｃ１を増加させ、正方向電力で運転できるようにすると良い。なお、位相角θの進み度合いの増大は、インバータ２１に対して入力されるＩＧＢＴ２６のゲートパルスに基づいて判断することもできる。図６に示すように、ゲートパルスと出力電流の波形との間には、転流重なり角として必要とされるデッドタイム（ｄｔ）の存在に相違はあるものの、その波形の立ち上がりはリンクしている。このため、ゲートパルスＡ、Ｂの立ち上がりから出力電圧ＶＩＶ１のスイッチングまでの経過時間に基づいても、位相角θの進み度合いを判断することができる。
【００４０】
すなわち、図６（Ａ）のようにゲートパルスの立ち上がりから出力電圧ＶＩＶ１のスイッチングまでの時間が短い場合には、正常運転が行われていると判断し、同図（Ｂ）のように、スイッチングまでの時間が長くなった場合には、電圧に対する電流の進み角度θが大きくなったと判断することができる。なお、進み角度とスイッチングまでの経過時間の相関については、予め調べておけば良い。このようにして進み度合いの検出を行った場合であっても、Ｉｄｃ１を増大させ、Ｖｄｃ１を増加させることで、正方向電力での運転を維持することが可能となる。
【符号の説明】
【００４１】
１０………誘導加熱装置、１２（１２ａ，１２ｂ）………誘導加熱コイル、１４（１４ａ，１４ｂ）………波形検出手段、１６（１６ａ，１６ｂ）………波形検出手段、１８（１８ａ，１８ｂ）………位相角判定手段、２０（２０ａ，２０ｂ）………インバータ、２２（２２ａ，２２ｂ）………電圧変換器、２４（２４ａ，２４ｂ）………電圧制御手段、２６………ＩＧＢＴ、２８………ダイオード、３０………平滑コンデンサ、３２………電源。
【図１】
2014029807.tif 000007
【図２】
2014029807.tif 000008
【図３】
2014029807.tif 000009
【図４】
2014029807.tif 000010
【図５】
2014029807.tif 000011
【図６】
2014029807.tif 000012