(57)【要約】【課題】インバータの電力変換効率を向上させる。【解決手段】インバータ２００は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ２００は制御部２０を備える。制御部２０は、第１の直流電源Ｖ１からの電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３からの電源電圧Ｅ３と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ２−Ｅ３）を用いて擬似正弦波を発生させる。制御部２０は、複数のスイッチのうち、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチに対して当該階調レベル切り替え時において、そのスイッチがオフとなるべき時間をゼロとする。【選択図】図１
2014171271.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、
電圧の階調を形成するために設けられている複数のスイッチのうち、隣り合う階調電圧形成時に通電状態とすべきスイッチに対して、当該階調電圧間においてそのスイッチを連続して通電状態とする制御部を備えることを特徴とするインバータ。
【請求項２】
前記階調電圧を形成する際に、ｎ（ｎは２以上の整数）個の電圧が使用される場合、交流出力のいずれかの１／４周期の間において、前記隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべきスイッチが延べｎ個以上であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のインバータを備えることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびそれを搭載した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電システムが急速に普及している。太陽光発電システムでは、太陽電池モジュールで発電された電力を、効率よく利用するためのパワーコンディショナを設置する必要がある。パワーコンディショナには、直流電力を交流電力に変換するためのインバータが搭載される。太陽光発電システムでより多くの電力を得るには、太陽電池セルでのエネルギー変換効率の向上と、パワーコンディショナでの電力変換効率の向上が重要である。パワーコンディショナを系統につなぐためには、高調波及び、電力損失の少ないインバータが求められる。
【０００３】
インバータには、多くの場合、電源電圧と接地電位との間でスイッチを直列接続した回路が含まれる。このような回路では、直列に接続されたスイッチが同時にオンとなると貫通電流が流れる危険性がある。したがって、直列に接続されたスイッチのオンオフを制御する際には、すべてのスイッチがオフとなる期間を設けるのが一般的である（たとえば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−４５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失をさらに低減することによりインバータの電力変換効率を向上させる技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のインバータは、擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、電圧の階調を形成するために設けられている複数のスイッチのうち、隣り合う階調電圧形成時に通電状態とすべきスイッチに対して、当該階調電圧間においてそのスイッチを連続して通電状態とする制御部を備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、貫通電流の発生を回避しつつインバータの電力変換効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータの回路構成を示す図である。
【図２】実施の形態１のインバータの実装回路を示す図である。
【図３】図２に示すインバータにより十三種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。
【図４】階調レベルを切り替える際のスイッチ動作を説明する説明図である。
【図５】図２に示すインバータにより、階調レベルを０から６まで変化させて交流出力の位相０からπ／２までの擬似正弦波を生成する際のスイッチのオンオフ状態と、生成される擬似正弦波を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係るインバータを搭載したパワーコンディショナを含む太陽光発電システムのシステム構成図である。
【図７】本発明の実施の形態３のインバータへの電圧供給に適した電源システムを説明するための図である。
【図８】実施の形態３のインバータにより生成された擬似正弦波を示す図である。
【図９】第３電源装置の基本回路構成を示す図である。
【図１０】第３電源装置の具体的な回路構成例を示す図である。
【図１１】図９に示した第３電源装置の回路構成と比較すべき回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態に係るインバータ２００の回路構成を示す。ここでは説明の便宜上、直流電源部１００および負荷３００も描いているが、それらはインバータ２００の構成要素には含まれない。インバータ２００は、直流電源部１００に含まれる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換する。直流電源部１００は、それぞれ電源電圧の異なる第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２および第３の直流電源Ｖ３とを含む。インバータ２００は、第１のＨブリッジ回路１０００、第２のＨブリッジ回路１００２、第３のＨブリッジ回路１００４および制御部２０を備える。制御部２０は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の差分電圧（以下、「電位差」ともよぶ）を用いて、擬似正弦波を発生させる。
【００１０】
複数のＨブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給する。制御部２０は、複数のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。
【００１１】
本実施の形態では、三種類の直流電源（第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２、第３の直流電源Ｖ３）が設けられるため、インバータ２００には、三つのＨブリッジ回路が設けられる。なお、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１＞第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２＞第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３とする。
【００１２】
第１のＨブリッジ回路１０００は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給する回路で、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第１−１スイッチＳ１１および第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１３】
より具体的には、第１−１スイッチＳ１１は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第１共通スイッチＳ３は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。
【００１４】
第１のＨブリッジ回路１０００は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧を印加する場合、制御部２０により第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオンに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオフに制御される。一方、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオフに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオンに制御される。
【００１５】
第２のＨブリッジ回路１００２は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、第２の直流電源Ｖ２の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第２の直流電源Ｖ２の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１６】
第３のＨブリッジ回路１００４は、第３の直流電源Ｖ３から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２は、第３の直流電源Ｖ３の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第３の直流電源Ｖ３の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。
【００１７】
このように、第１のＨブリッジ回路１０００と、第２のＨブリッジ回路１００２と、第３のＨブリッジ回路１００４において、それらを構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４が共通化されている。すなわち、３つのＨブリッジ回路１０００、１００２、１００４において、それらを形成する二本の低電位側経路が共通化されている。
【００１８】
本実施の形態では第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２および第３の直流電源Ｖ３の低電位側電圧を所定の固定電圧（たとえば、グラウンド電圧）とし、これらの低電位側の配線を共通化する。これにより、インバータ２００に含まれるスイッチの数が減る。
【００１９】
第２のＨブリッジ回路１００２に含まれる第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作と、第３のＨブリッジ回路１００４に含まれる第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、それぞれ、第１のＨブリッジ回路１０００に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の接続関係およびオンオフ動作と同様であるため、その説明を省略する。
【００２０】
第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＧａＮトランジスタ、ＳｉＣ−ＦＥＴ等を採用することができる。なお、本実施の形態では、特に明示した場合を除き、スイッチはすべてＮチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴである。
【００２１】
制御部２０は、第１のＨブリッジ回路１０００、第２のＨブリッジ回路１００２および第３のＨブリッジ回路１００４を制御し、負荷３００に供給される電圧を時分割に切り換え、擬似正弦波を発生させる。この電圧の数（本明細書では、「階調数」ともいう）が多いほど、滑らかな正弦波が生成できる。
【００２２】
三つの直流電源および三つのＨブリッジ回路を用いるインバータ２００は、正負合わせて六種類の電圧（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，−Ｅ３，−Ｅ２，−Ｅ１）を生成し、負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、七種類の電圧を生成する。本実施の形態では、さらに後述の方法により、直流電源およびＨブリッジ回路を増やさずに別の六種類の電圧を生成する。したがって、合計十三種類の電圧を生成する。
【００２３】
以下、別の六種類の電圧の生成方法を説明する。制御部２０は、第１のＨブリッジ回路１０００を形成する二本の高電位側経路および第２のＨブリッジ回路１００２を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路１０００を形成する二本の低電位側経路、第２のＨブリッジ回路１００２を形成する二本の低電位側経路および第３のＨブリッジ回路１００４のすべての経路を無効とすることにより、第１及び２のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１及び２のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路１０００の高電位側の半分と、第２のＨブリッジ回路１００２の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２４】
当該第１及び２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路で、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２を含む。
【００２５】
第１及び２のＨブリッジ回路は、前記の順方向に供給する場合、制御部２０により第１−１スイッチＳ１１および第２−２スイッチＳ２２をオン、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１をオフとする。一方、逆方向に供給する場合、第１−２スイッチＳ１２および第２−１スイッチＳ２１をオン、第１−１スイッチＳ１１、第２−２スイッチＳ２２をオフとする。
【００２６】
制御部２０は、第１のＨブリッジ回路１０００を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路１００４を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路１０００を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路１００４を形成する二本の低電位側経路および第２のＨブリッジ回路１００２のすべての経路を無効とすることにより、第１及び３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１及び３のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路１０００の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路１００４の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２７】
第１及び３のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。
【００２８】
制御部２０は、第２のＨブリッジ回路１００２を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路１００４を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第２のＨブリッジ回路１００２を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路１００４を形成する二本の低電位側経路および第１のＨブリッジ回路１０００のすべての経路を無効とすることにより、第２及び３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第２及び３のＨブリッジ回路は、第２のＨブリッジ回路１００２の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路１００４の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。
【００２９】
第２及び３のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。
【００３０】
第１及び３のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２のオンオフ動作と、第２及び３のＨブリッジ回路に含まれる第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２のオンオフ動作は、それぞれ、第１及び２のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２のオンオフ動作と同様であるため、その説明を省略する。
【００３１】
以上のように、制御部２０は、電源電圧Ｅ１、電源電圧Ｅ２、電源電圧Ｅ３、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）を用いて、十三種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。
【００３２】
第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、第２のＨブリッジ回路１００２を形成するときと、第１及び２のＨブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。また、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２は、第３のＨブリッジ回路１００４を形成するときと、第１及び３のＨブリッジ回路および第２及び３のＨブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。つまり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２は、双方向に電流が流れる。したがって、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２には、双方向スイッチング素子、たとえば、双方向に対応したパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを用いる。または、単方向のパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを、直列または並列にして一つの双方向スイッチング素子を構成してもよい。
【００３３】
第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、一方向にしか電流が流れない。したがって、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、一般的な単方向スイッチング素子を用いる。
【００３４】
図２は、本実施の形態のインバータ２００の実装回路を示す。第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１を９６Ｖ、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２を８２Ｖ、第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３を３２Ｖに設定している。図１と比較すると、図２において、第１−１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ０、第１−２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ２、第１共通スイッチＳ３はスイッチＳＷ１、第２共通スイッチＳ４はスイッチＳＷ３、第２−１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ４、ＳＷ５、第２−２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ６、ＳＷ７、第３−１スイッチＳ３１はスイッチＳＷ８、ＳＷ９、第３−２スイッチＳ３２はスイッチＳＷ１０、ＳＷ１１に、それぞれ対応する。なお、図１においては、左から右方向を順方向としていたが、説明の便宜上、図２においては、右から左を順方向としている。
【００３５】
図３は、図２に示すインバータ２００により十三種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、階調レベル３は電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル４は電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図３に示すように、スイッチＳＷ０〜ＳＷ１１をオンオフ制御する。
【００３６】
なお、各スイッチＳＷには、ソースドレイン間に寄生ダイオードが存在している。図３においては、階調レベル１を生成する際のスイッチＳＷ７、階調レベル２を生成する際のスイッチＳＷ８、階調レベル３を生成する際のスイッチＳＷ４およびスイッチＳＷ１１、階調レベル４を生成する際のスイッチＳＷ１１、階調レベル５を生成する際のスイッチＳＷ４をオフにしているが、これは、わざわざオンにしなくても、寄生ダイオードを経由して電流が流れてくれるためである。
【００３７】
制御部２０は、交流出力の位相０からπ／２までの間、すなわち１／４周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、電圧Ｅ３、電位差（Ｅ２−Ｅ３）、電位差（Ｅ１−Ｅ３）、電圧Ｅ２、電圧Ｅ１の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相π／２からπまでの間、出力電圧を、電圧Ｅ１、電圧Ｅ２、電位差（Ｅ１−Ｅ３）、電位差（Ｅ２−Ｅ３）、電圧Ｅ３、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、ゼロ電圧に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相πから（３／２）πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ２−Ｅ１）、電圧（−Ｅ３）、電位差（Ｅ３−Ｅ２）、電位差（Ｅ３−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電圧（−Ｅ１）の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相（３／２）πから２πまでの間、出力電圧を、電圧（−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電位差（Ｅ３−Ｅ１）、電位差（Ｅ３−Ｅ２）、電圧（−Ｅ３）、電位差（Ｅ２−Ｅ１）、ゼロ電圧に変化させる。
【００３８】
図４（ａ）〜（ｃ）は、階調レベルを切り替える際のスイッチ動作を示す。図４（ａ）は、階調レベルを切り替える際にゲート電圧がオンからオフとなるべき、すなわちスイッチの状態がオンからオフとなるべき本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表し、図４（ｂ）は、階調レベルを切り替える際にゲート電圧がオフからオンとなるべき、すなわちスイッチ状態がオフからオンとなるべき（隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき）本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表し、図４（ｃ）は、階調レベル切り替え前後で連続してゲート電圧がオンとなるべき、すなわち階調レベル切り替え前後で連続してスイッチがオンとなるべき（隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき）本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表している。図４において、Ｖｇはゲート電圧を表し、Tｄは階調レベル切り替え時において、すべてのスイッチがオフとなる期間を表している。また、Ｔｈｄは、階調レベル切り替え時において、切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチについては一旦オフにすることなくオンのままで、その他のスイッチがオフとなる期間を表している。
【００３９】
一般に、電源電圧と接地電位との間で直列に接続されたスイッチを含む回路では、直列に接続されたスイッチが同時にオンとなると貫通電流が流れうる。したがって、こうしたスイッチを制御する際、すべてのスイッチがオフとなる期間を設けるのが一般的である。しかし、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチに対して、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき期間を設けなくても、他のスイッチがオフとなる期間を設けていれば、電源電圧と接地電位との間で直列に接続されたスイッチが同時にオンとなることはないため、貫通電流は防止できる。
【００４０】
その知見をもとに、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチについては、図４（ｃ）に示すように、ゲート電圧をオンのままにして、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき時間をゼロとする。一方、他のスイッチについては、図４（ａ）および（ｂ）に示すように、ゲート電圧をオフにしてその切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき期間を設ける。
【００４１】
具体的には、図３に示すとおり、スイッチＳＷ１０は階調レベル３および階調レベル４で連続してオンとなるべき（隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき）であるため、制御部２０は、階調レベル３から階調レベル４への切り替え時および階調レベル４から階調レベル３への切り替え時において、スイッチＳＷ１０がオフとなるべき時間をゼロとする。また、スイッチＳＷ３は階調レベル５および階調レベル６で連続してオンとなるべき（隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき）であるため、制御部２０は、階調レベル５から階調レベル６への切り替え時および階調レベル６から階調レベル５への切り替え時において、スイッチＳＷ３がオフとなるべき時間をゼロとする。
【００４２】
これによりインバータの電力変換効率が向上する。階調レベル切り替え時にすべてのスイッチに対してオフとなる期間を設ける場合と比べ、貫通電流を防止しつつもスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損失を低減することができるためである。
【００４３】
本実施の形態では、インバータ２００で使用される直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を三つに設定する例を説明した。この点、直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を二つに設定することも四つ以上設定することもできる。
【００４４】
本発明者は、よりスイッチング損失を低減すべく、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべき（隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき）スイッチの延べ数と直流電源との関係について考察した。以下、電源数が三つの場合での例（図５）を示しつつ、一般にｎ（ｎは２以上の整数）個の直流電源が使用される場合を示す。
【００４５】
図５は、図２に示すインバータにより、階調レベルを０から６まで変化させて交流出力の位相０からπ／２までの擬似正弦波を生成する際のスイッチのオンオフ状態と、生成される擬似正弦波を示す図である。ここでは、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチが電源数と同じ延べ３個（点線で囲った箇所）となるよう各直流電源の電源電圧を設定したときのスイッチのオンオフ状態および生成される擬似正弦波が示される。図５では、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１を９６Ｖ、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２を６４Ｖ、第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３を１４Ｖに設定している。
【００４６】
階調レベル切り替え前後で連続して同じスイッチがオンとなるのは、隣り合う階調レベルで正負も同じ向きで同じ電圧を負荷に印加する場合である。したがって、次の（１）および（２）条件を満たすように各直流電源の電源電圧を設定すれば、階調レベルが０から６に遷移する交流出力の位相０からπ／２までの１／４周期において、隣り合う階調レベルで正負同じ向きで同じ電圧が使用される箇所をｎ箇所以上設けることができ、その結果、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチを延べｎ個以上設けることができる。
【００４７】
（１）最低電圧の直流電源を除く各直流電源について、各直流電源の電源電圧と、その直流電源の電源電圧と最低電圧の直流電源の電源電圧との差分電圧が、それぞれ隣り合う階調レベルとなる。
【００４８】
この条件を満たすことにより、最低電圧の直流電源を除くｎ−１個の直流電源の電源電圧を正負同じ向きで隣り合う階調レベルで使用すること、すなわち、正負も同じ向きで同じ直流電源の電源電圧が使用される箇所をｎ−１箇所設けることができる。
【００４９】
図５では、最低電圧の直流電源である第３の直流電源Ｖ３を除く第１の直流電源Ｖ１および第２の直流電源Ｖ２について、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１と、電源電圧Ｅ１と最低電圧の電源電圧Ｅ３との電位差（Ｅ１−Ｅ３）とが隣り合う階調レベル（階調レベル６と階調レベル５）で使用されており、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２と、電源電圧Ｅ２と最低電圧の電源電圧Ｅ３との電位差（Ｅ２−Ｅ３）とが隣り合う階調レベル（階調レベル３と階調レベル４）で使用されている。すなわち、正負も同じ向きで同じ直流電源の電源電圧が使用される箇所が２箇所（実線で囲った箇所）設けられている。
【００５０】
（２）最低電圧の直流電源の電源電圧とゼロ電圧が隣り合う階調レベルとなる。
【００５１】
この条件を満たすことにより、ゼロ電圧を隣り合う階調レベルで使用することができ、正負も同じ向きで同じ電圧が使用される箇所をさらに１箇所設けることができる。
【００５２】
図５では、最低電圧の直流電源である第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３（Ｅ３−０）とゼロ電圧（０−０）とが隣り合う階調レベルで使用されている（一点鎖線で囲った箇所）。
【００５３】
なお、上記の例では階調レベル０から６に遷移する交流出力の位相０からπ／２までの間について、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチを延べｎ個以上設けられることを説明したが、π／２からπまでの間、πから（３／２）πまでの間、（３／２）πからπまでの間についても、それぞれ、ｎ箇所以上設けることができる。
【００５４】
（実施の形態２）
本実施の形態では、インバータを搭載したパワーコンディショナを含む太陽光発電システムについて説明する。本実施の形態において、上述の実施の形態１と同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００５５】
図６は、本実施の形態に係るインバータ２００を搭載したパワーコンディショナ２１０を含む太陽光発電システム５００のシステム構成を示す。太陽光発電システム５００は、太陽電池モジュール１００ａ、接続箱１００ｂおよびパワーコンディショナ２１０を備える。パワーコンディショナ２１０は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として機能する。
【００５６】
太陽電池モジュール１００ａは、複数の太陽光パネルを含み、建物の屋根などに設置される。太陽電池モジュール１００ａは、太陽光を直流電力に変換して接続箱１００ｂに出力する。
【００５７】
接続箱１００ｂは、太陽電池モジュール１００ａに含まれる複数の太陽光パネルからの配線をまとめる。接続箱１００ｂは、本実施の形態に係るインバータ２００で使用される直流電源の数に応じた複数の直流電圧を、パワーコンディショナ２１０に供給する。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧を直接取得できる場合、そのままパワーコンディショナ４００に供給することができる。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧のすべてを取得できない場合、昇圧回路を用いて直接取得できない直流電圧を生成する。
【００５８】
パワーコンディショナ２１０は、本実施の形態に係るインバータ２００、およびフィルタ２０５を備える。インバータ２００は、接続箱１００ｂから供給される複数の直流電圧を用いて、擬似正弦波を生成する。フィルタ２０５は、インバータ２００により生成された擬似正弦波を平滑化する。
【００５９】
インバータ２００で、より滑らかな正弦波を生成する場合、階調数を増やす、すなわち、インバータ２００で使用される直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を増やす必要がある。ただし、インバータ２００で滑らかな正弦波が生成されるほど、後段のフィルタ２０５の強度を低くすることができる。
【００６０】
パワーコンディショナ２１０により生成された交流電力は、負荷３００に供給される。たとえば、家庭用の太陽光発電システム５００では、分電盤を通じて、家庭内の電気機器に供給されるか、送電線網に供給される。
【００６１】
以上、本実施の形態に係るインバータ２００を、太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用することにより、エネルギー変換効率の高い太陽光発電システム５００を構築することができる。
【００６２】
（実施の形態３）
本実施の形態では、階調数を増やすことなく擬似正弦波を滑らかにする手法と、インバータへの電圧供給に適した電源システムについて説明する。本実施の形態において、上述の実施の形態１と同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。なお、本実施の形態のインバータ２００は、実施の形態１と同様、図１に示す構成を有する。
【００６３】
図１の制御部２０は、擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生させ、インバータ２００を構成する各スイッチに供給する。すなわち、階調レベル１と階調レベル２、階調レベル２と階調レベル３といったように、隣り合う階調レベルの印加電圧間を往復することによりＰＷＭ信号を生成することができる。各階調をＰＷＭ信号で表現れば、擬似正弦波はより滑らかになる。
【００６４】
各階調をＰＷＭ信号で表現した場合、すなわち、隣り合う階調レベル間を繰り返し往復する場合、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチに対して、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき時間をゼロとすることによる、スイッチング損失の低減の効果は大きくなる。
【００６５】
本実施の形態のインバータ２００に供給する各電圧の生成に適した電源システム１００ｃについて説明する。なお、以下の説明では実施の形態１における電圧Ｅ１を高電圧ＨＶ、電圧Ｅ２を中電圧ＭＶおよび電圧Ｅ３を低電圧ＬＶと表記する。
【００６６】
図７は、本実施の形態のインバータ２００への電圧供給に適した電源システム１００ｃを説明するための図である。電源システム１００ｃには、直流電源（たとえば、太陽電池またはリチウムイオン、ニッケル水素、鉛などの二次電池）から一種類の直流電圧が供給される。電源システム１００ｃは、この直流電圧をもとに高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶおよび低電圧ＬＶを生成する。電源システム１００ｃは、第１電源装置１０１（「ＨＶ電源装置」ともいう）、第２電源装置１０２（「ＭＶ電源装置」ともいう）および第３電源装置１０３（「ＬＶ電源装置」ともいう）の三つの電源装置を備える。
【００６７】
第１電源装置１０１、第２電源装置１０２および第３電源装置１０３はそれぞれ、高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶ、低電圧ＬＶを生成し、インバータ２００に供給する。以下、高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶおよび低電圧ＬＶはそれぞれ４８Ｖ、４１Ｖおよび１６Ｖとする。
【００６８】
第１電源装置１０１および第２電源装置１０２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ（「昇圧チョッパ」ともいう）を含む、一般的な電源装置で構成される。第３電源装置１０３の構成は後述する。
【００６９】
図８は、本実施の形態のインバータ２００により生成された擬似正弦波を示す。高電圧ＨＶ：中電圧ＭＶ：低電圧ＬＶ＝４８Ｖ：４１Ｖ：１６Ｖ＝３：２．５６：１である。低電圧ＬＶに維持されるべきノードには、高電圧ＨＶおよび中電圧ＭＶの系統から電流が流れこむ（図８の斜線部参照）。すなわち、平均すれば流入電流＞流出電流の関係になる。中電圧ＭＶに維持されるべきノードにも、高電圧ＨＶの系統から電流が流入するが、接地ＧＮＤ及び低電圧ＬＶに維持されるべきノードに電流を流出するため、一周期で平均すると流入電流＜流出電流の関係になる。
【００７０】
図９は、第３電源装置１０３の基本回路構成を示す。第３電源装置１０３は、比較器ＣＰ１および昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を備える。比較器ＣＰ１は、中電圧ＭＶの系統から電流が流入するノードの電圧と、そのノードを低電圧ＬＶに維持するための参照電圧Ｖｒｅｆとを比較する。
【００７１】
図９の回路構成では、比較器ＣＰ１はオペアンプで構成され、その非反転入力端子に上記ノードの電圧が印加され、その反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが印加される。当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えるときハイレベル信号を出力し、超えないときローレベル信号を出力する。
【００７２】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、比較器ＣＰ１に入力されるノードの電圧を受け、当該電圧を中電圧ＭＶより高い電圧に昇圧し、中電圧ＭＶの系統に印加する。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、比較器ＣＰ１による比較の結果、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき昇圧機能を有効化し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のとき昇圧機能を無効化する。図９の回路構成では、比較器ＣＰ１からハイレベル信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧機能が有効化し、ローレベル信号が入力されると、無効化される。
【００７３】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０により昇圧された電圧が、第２電源装置１０２の出力系統に印加されることにより、低電圧ＬＶに維持されるべきノードに蓄積される電荷が中電圧ＭＶの系統に戻される。そのためには、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が中電圧ＭＶ（本設定例４１Ｖ）を超える電圧まで昇圧し、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０から第２電源装置１０２の出力系統に電流を流す必要がある。
【００７４】
図１０は、第３電源装置１０３の回路構成例を示す。第３電源装置１０３は、比較器ＣＰ１、可変抵抗器ＶＲ、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、パルス発生器１１、ＡＮＤゲート１２およびフォトカプラ１３を含む。
【００７５】
比較器ＣＰ１の反転入力端子に印加される参照電圧Ｖｒｅｆは、図１０に示す回路構成の電源電圧（たとえば、５Ｖ）を図示しない抵抗分割により生成され、たとえば、２．５Ｖに設定される。低電圧ＬＶは可変抵抗器ＶＲにより抵抗分割されて、比較器ＣＰ１の非反転入力端子に印加される。可変抵抗器ＶＲは、低電圧ＬＶが理想値のとき参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように抵抗分割する。
【００７６】
パルス発生器１１（たとえば、ファンクションジェネレータ）は、パルス信号を生成する。ＡＮＤゲート１２は、パルス発生器１１により生成されるパルス信号と、比較器ＣＰ１から出力される比較結果信号（イネーブル信号として利用される）を受ける。
【００７７】
ＡＮＤゲート１２は、比較器ＣＰ１の出力信号がハイレベルのとき、パルス発生器１１の出力信号をそのまま出力し、比較器ＣＰ１の出力信号がローレベルのとき、ローレベルを出力する。ＡＮＤゲート１２の出力信号は、フォトカプラ１３を介して後述するスイッチング素子Ｍ１に入力される。
【００７８】
このように、ＡＮＤゲート１２は、上記ノードの電圧（より厳密には可変抵抗器ＶＲにより分割された低電圧ＶＬ）が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき、パルス信号をスイッチング素子Ｍ１に供給し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のときスイッチング素子Ｍ１にオフ信号（ローレベル）を供給する。
【００７９】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｍ１、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２を含む。インダクタＬ１とダイオードＤ１の直列回路は、電流が流入するノード（低電圧ＬＶを維持するよう制御されている）に接続される入力端子と、電流を流出している中電圧ＭＶの系統に接続される出力端子との間に設けられる。
【００８０】
スイッチング素子Ｍ１は、インダクタＬ１とダイオードＤ１の接続点と、所定の固定電位（図１０では、グラウンド）との間に設けられる。スイッチング素子Ｍ１にパルス信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は昇圧動作を開始し、オフ信号が入力されると停止する。
【００８１】
第１キャパシタＣ１は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力端子と当該固定電位との設けられ、当該入力端子の電圧を平滑化する。第２キャパシタＣ２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子と当該固定電位との間に設けられ、当該出力端子の電圧を平滑化する。
【００８２】
以上、第３電源装置１０３は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を利用して電流が流入するノードの電圧を一定に保ちつつ、その昇圧機能を利用して余分な電荷を流出元に還流させて、無駄な消費電力の発生を抑制することができる。
【００８３】
すなわち、当該ノードへの電荷の流入により当該ノードの電位が上昇し、参照電位を上回ると比較器の出力が有意なレベル（上述した例ではハイレベル）に反転する。これにより、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが起動する。すなわち、比較器の出力は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのイネーブル信号となる。
【００８４】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始により、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上記流出元の電圧を超えると、当該流出元に電流が流れ、上記ノードの電位が低下する。そのノードの電位が比較器の参照電位を下回ると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が停止する。したがって、当該ノードの電位を一定に保つことができる。また、当該ノードに余分に蓄積される電荷は、流出元に還元されるため、原理的には無駄な消費電力がまったく発生しないことになる。
【００８５】
図１１は、図９に示した第３電源装置１０３の回路構成と比較すべき回路構成を示す図である。この比較例に係る第３電源装置１０３ｃも、電流が流入するノードの電位を一定に保つことができる。当該第３電源装置１０３ｃは、比較器ＣＰ１ｃおよびスイッチング素子Ｍ１ｃおよび抵抗Ｒｃを含む。
【００８６】
比較器ＣＰ１ｃに入力される電圧は、図１１に示した回路構成と同じである。比較器ＣＰ１ｃの出力端子は、スイッチング素子Ｍ１ｃの制御端子に接続される。スイッチング素子Ｍ１ｃの入力端子は上記ノードに接続され、その出力端子は抵抗Ｒｃを介して接地される。
【００８７】
当該ノードに余分な電荷が流入すると、スイッチング素子Ｍ１ｃがオンし、当該電荷が抵抗Ｒｃに流れ、ジュール熱として放出される。このように、図１１の回路構成と図９の回路構成を比較すると、前者が無駄なエネルギーを消費しており、後者では原理的にエネルギーロスが発生しないことが分かる。
【００８８】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００８９】
実施の形態では、インバータ２００に含まれるすべてのＨブリッジの回路の低電位側の経路を共通化する例を説明したが、共通化しない回路構成も本発明に含まれる。また、すべてのＨブリッジ回路の低電位側経路の一部を共通化し、残りを共通化しない回路構成も本発明に含まれる。
【００９０】
実施の形態に係るインバータ２００を太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用する例を説明したが、それに限定されることになく、瞬低保護装置、無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply：UPS）、その他の装置にも適用可能である。
【符号の説明】
【００９１】
１００  直流電源部、  ２００  インバータ、  Ｖ１  第１の直流電源、  Ｖ２  第２の直流電源、  Ｖ３  第３の直流電源、  Ｓ１１  第１−１スイッチ、  Ｓ１２  第１−２スイッチ、  Ｓ２１  第２−１スイッチ、  Ｓ２２  第２−２スイッチ、  Ｓ３１  第３−１スイッチ、  Ｓ３２  第３−２スイッチ、  Ｓ３  第１共通スイッチ、  Ｓ４  第２共通スイッチ、  ２０  制御部、  １００ａ  太陽電池モジュール、  １００ｂ  接続箱、  ２０５  フィルタ、  ２１０  パワーコンディショナ、  ３００  負荷、  ５００  太陽光発電システム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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