(57)【要約】【課題】電圧の脈動を抑制させた複数相の交流電圧を簡易な構成で生成することが可能な静止型空港電源を提供する。【解決手段】静止型空港電源１０１において、３相インバータ回路３は、複数のスイッチ素子を含み、受けた直流電圧を複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換する。出力フィルタ８，９，１０は、上記相に対応して設けられ、３相インバータ回路３によって変換された対応の上記相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。そして、コモンフィルタ１１は、出力フィルタ８，９，１０の共通の基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１と直流電圧を２分する中間電位ノードであるノード２２との間に接続され、スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチ素子を含み、受けた直流電圧を前記複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換するための電圧変換部と、
前記相に対応して設けられ、前記電圧変換部によって変換された対応の前記相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させるための複数の出力フィルタと、
前記複数の出力フィルタの共通の基準電位ノードと前記直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続され、前記スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させるためのコモンフィルタとを備える、静止型空港電源。
【請求項２】
前記コモンフィルタは、インダクタを含む、請求項１に記載の静止型空港電源。
【請求項３】
前記静止型空港電源は、さらに、
互いに直列接続され、かつ前記電圧変換部と並列に接続され、前記直流電圧を出力するための複数のキャパシタを備え、
前記中間電位ノードは、前記キャパシタ間のノードである、請求項１または請求項２に記載の静止型空港電源。
【請求項４】
前記出力フィルタは、
対応の前記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタと、
前記インダクタの第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタとを含み、
各前記相の前記キャパシタの第２端は互いに電気的に接続され、
前記基準電位ノードは、前記各相のキャパシタの第２端の接続ノードである、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の静止型空港電源。
【請求項５】
前記静止型空港電源は、さらに、
前記電圧変換部によって変換された前記複数相の交流電圧を、中性点を含む前記複数相の交流電圧に変換するための相変換部を備える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の静止型空港電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、静止型空港電源に関し、特に、直流電圧に基づいて、複数のスイッチ素子により生成した複数相の交流電圧を出力する静止型空港電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、航空機内の電源周波数は、電装機器の小型化および軽量化を目的として４００Ｈｚに設定される。また、航空機は、飛行中および空港内移動中において、それぞれ主エンジン発電機（Integrated Drive Generator）および補助発電機（Auxiliary Power Unit）により生成した交流電力を利用する。すなわち、航空機は、自己が発動した動力に基づいて生成した交流電力を利用する。
【０００３】
一方、航空機は、空港において駐機を行う際は、電力の供給源を補助発電機から空港に設置された静止型空港電源に切り替えた後、自己の動力を停止する。これにより、駐機中における航空機から排出される排気ガスおよび騒音を減少させることが可能となる。
【０００４】
このような静止型空港電源の一例が、特開２００６−２８２１６５号公報（特許文献１）に開示されている。すなわち、電力変換器は、たとえば６０Ｈｚ、４６０Ｖｒｍｓの電源周波数を有する電源電圧用の入力端子を備え、３相４００Ｈｚ／１１５Ｖｒｍｓの出力電圧である安定した多相交流出力電圧を発生する周波数変換器を囲むハウジングを有する。
【０００５】
この周波数変換器において、ある回路位相は、周波数変換器の個々の位相出力が他の位相出力と無関係に制御可能になるように選択する。従って、スター結線または環状結線３相変圧器による最も一般的なインバータ位相は、物理的中立点がないため使用できない。こうした結合では、出力電圧の３相は非対称性負荷に対応して非対称になる。そこで、整流器によって発生される直流電圧から中心タップが供給され、当技術分野で周知のスイッチの適切なパルス幅変調によって各出力位相の出力電圧を個別に制御するため４００Ｈｚの交流出力電圧を発生する６個のスイッチが配置される。また他の回路位相である代替位相では、１２個のスイッチが中心タップなしに直流電圧に接続したＨ（Half）−ブリッジとして配置され、個別に制御可能な出力位相電圧を供給する。また、Ｈ−ブリッジ位相は変圧器を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２８２１６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、特許文献１に記載の周波数変換器は、中心タップを中立点とすることにより各出力位相の出力電圧を個別に制御できるようにする。しかしながら、周波数変換器が出力する交流電圧には、６個のスイッチにより発生する電圧の脈動であるリプルが出力電圧に含まれてしまうという問題が発生する。
【０００８】
また、代替位相としてＨ−ブリッジ位相を用いた特許文献１に記載の周波数変換器は、１２個のスイッチが配置されるため、静止型空港電源の物理的なサイズが大きくなり、また、製造コストが高くなる問題が生じる。
【０００９】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、電圧の脈動を抑制させた複数相の交流電圧を簡易な構成で生成することが可能な静止型空港電源を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（１）上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる静止型空港電源は、複数のスイッチ素子を含み、受けた直流電圧を上記複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換するための電圧変換部と、上記相に対応して設けられ、上記電圧変換部によって変換された対応の上記相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させるための複数の出力フィルタと、上記複数の出力フィルタの共通の基準電位ノードと上記直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続され、上記スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させるためのコモンフィルタとを備える。
【００１１】
このような構成により、スイッチ素子のスイッチングにより発生する電圧の脈動であるリプルを抑制させた複数相の交流電圧を、たとえばＨ−ブリッジ位相を用いた場合におけるスイッチ素子の半分の個数のスイッチ素子を用いた簡易な構成で適切に生成することができる。
【００１２】
これにより、静止型空港電源は、スイッチングによるリプルが抑制された品質のよい交流電圧を航空機に対して適切に供給することができる。
【００１３】
（２）好ましくは、上記コモンフィルタは、インダクタを含む。
【００１４】
このような構成により、高周波成分に対しては基準電位ノードと中間電位ノードとの間のインピーダンスを高くすることができるので、複数相の交流電圧に含まれるリプルの周波数成分を高くすることができる。
【００１５】
これにより、出力フィルタによるリプルの減衰効果を向上させることができる。
【００１６】
また、低周波成分に対しては基準電位ノードと中間電位ノードとの間のインピーダンスを低くすることができるので、基準電位ノードの電位を安定させることができる。
【００１７】
これにより、複数相の交流電圧および位相を個別に制御することができるので、航空機における負荷が平衡負荷でない場合においても、適切な電圧および位相を有する交流電圧を各負荷に対して印加することができる。
【００１８】
（３）好ましくは、上記静止型空港電源は、さらに、互いに直列接続され、かつ上記電圧変換部と並列に接続され、上記直流電圧を出力するための複数のキャパシタを備え、上記中間電位ノードは、上記キャパシタ間のノードである。
【００１９】
このような構成により、高周波成分を減衰させた直流電圧を電圧変換部へ出力することができる。また、当該複数のキャパシタの接続点である中間電位ノードを中性点として選択することにより、適切な回路構成をとることができる。
【００２０】
（４）好ましくは、上記出力フィルタは、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタと、上記インダクタの第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタとを含み、各上記相の上記キャパシタの第２端は互いに電気的に接続され、上記基準電位ノードは、上記各相のキャパシタの第２端の接続ノードである。
【００２１】
このような構成により、各相に含まれる高周波成分が基準電位ノードへ出力されるので、高周波成分を減衰させた交流電圧すなわち平滑化させた交流電圧を簡易な回路で生成することができる。また、基準電位ノードを中性点として利用することができる。
【００２２】
（５）好ましくは、上記静止型空港電源は、さらに、上記電圧変換部によって変換された上記複数相の交流電圧を、中性点を含む上記複数相の交流電圧に変換するための相変換部を備える。
【００２３】
このような構成により、電圧変換部によって変換された複数相の交流電圧を航空機に適した中性点を含む複数相の交流電圧に変換することができるので、航空機に対して交流電力を適切に供給することができる。また、静止型空港電源および航空機間を電気的に絶縁することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、電圧の脈動を抑制させた複数相の交流電圧を簡易な構成で生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態に係る空港電源システムの構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例の構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る静止型空港電源により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２７】
［静止型空港電源の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る空港電源システムの構成を示す図である。
【００２８】
図１を参照して、空港電源システム２０１は、中性線ＮＬ０に接続された交流電源Ｅ０と、静止型空港電源１０１と、負荷回路１２とを含む。負荷回路１２は、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃを含み、たとえば負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃはスター結線されている。
【００２９】
静止型空港電源１０１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路（電圧変換部）３と、フィルタ回路４と、変圧器（相変換部）５と、測定部６と、制御部７と、コモンフィルタ１１とを含む。
【００３０】
平滑化回路２は、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２を含む。３相インバータ回路３は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６とを含む。
【００３１】
フィルタ回路４は、出力フィルタ８，９，１０を含む。出力フィルタ８は、インダクタＬ１と、キャパシタＣ３とを含む。また、出力フィルタ９は、インダクタＬ２と、キャパシタＣ４とを含む。また、出力フィルタ１０は、インダクタＬ３と、キャパシタＣ５とを含む。コモンフィルタ１１は、インダクタＬ４を含む。
【００３２】
静止型空港電源１０１は、たとえば空港から供給される商用電源である交流電源Ｅ０から任意の周波数および振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成し、駐機中の航空機における負荷回路１２すなわち負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに当該複数相の交流電圧または交流電流を供給する。
【００３３】
具体的には、静止型空港電源１０１は、たとえば交流電源Ｅ０から供給される３相３線式の周波数６０Ｈｚおよび電圧４００ボルトの交流電圧を、周波数４００Ｈｚ、線間電圧が２００Ｖおよび相電圧が１１５Ｖの３相４線式のａ，ｂ，ｃ相の交流電圧へ変換する。そして、静止型空港電源１０１は、変換したａ，ｂ，ｃ相の交流電圧を航空機における負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへそれぞれ供給し、かつ中性線ＮＬ１により静止型空港電源１０１におけるｎ相と負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃにおける中性点とを接続することにより当該航空機へ交流電力を供給する。
【００３４】
より詳細には、静止型空港電源１０１における整流回路１は、交流電源Ｅ０および平滑化回路２の間に設けられている。整流回路１は、図示しない１または複数の変圧器およびブリッジダイオードを含む。
【００３５】
整流回路１は、交流電源Ｅ０から受けた交流電圧を当該変圧器により昇圧または降圧し、かつ当該交流電圧をブリッジダイオードで全波整流することにより直流電圧を生成する。そして、整流回路１は、生成した直流電圧の高電圧側の電圧Ｖｈおよび低電圧側の電圧Ｖｌを、それぞれノード２１，２３を介して平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２へ出力する。
【００３６】
なお、整流回路１は、たとえば交流電源Ｅ０から受けた交流電圧を昇圧または降圧することなく所望のレベルの電圧を生成することができる場合、上記変圧器を含まなくてもよい。
【００３７】
平滑化回路２は、整流回路１および３相インバータ回路３の間に設けられている。平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の容量および周波数特性は略同じである。また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、ノード２２を介して互いに直列に接続され、かつ３相インバータ回路３と並列に接続される。
【００３８】
具体的には、平滑用キャパシタＣ１は、ノード２１を介して整流回路１と接続された第１端と、ノード２２を介して平滑用キャパシタＣ２と接続された第２端とを有する。また、平滑用キャパシタＣ２は、ノード２２を介して平滑用キャパシタＣ１の第２端と接続された第１端と、ノード２３を介して整流回路１と接続された第２端とを有する。
【００３９】
平滑用キャパシタＣ１の第１端および平滑用キャパシタＣ２の第２端は、それぞれ電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌを整流回路１から受ける。そして、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌ間に含まれる高周波成分すなわち脈動成分であるリプルを減衰させ、リプルを減衰させた直流電圧を３相インバータ回路３へ出力する。
【００４０】
また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の容量および当該容量の周波数特性は略同じであるので、ノード２２における電圧Ｖｍは、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌの略平均すなわち２分した電圧となる。以下、ノード２２を中間電位ノードとも称する。
【００４１】
３相インバータ回路３は、平滑化回路２およびフィルタ回路４の間に設けられている。３相インバータ回路３は、整流回路１から平滑化回路２を介して受けた直流電圧を複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換する。
【００４２】
具体的には、３相インバータ回路３には、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６が設けられる。この半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、整流回路１から平滑化回路２を介して供給される直流電圧を、スイッチングによって位相が略１２０度異なるＡ，Ｂ，Ｃ相の交流電圧へ変換する。
【００４３】
より詳細には、３相インバータ回路３は、Ａ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の組と、Ｂ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４の組と、Ｃ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６の組とを含む。
【００４４】
３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。
【００４５】
半導体スイッチ素子Ｔ１は、ダイオードＤ１のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ１のアノードおよびノード２４を介して半導体スイッチ素子Ｔ２と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ２は、ダイオードＤ２のカソードおよびノード２４を介して半導体スイッチ素子Ｔ１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ２のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
【００４６】
半導体スイッチ素子Ｔ３は、ダイオードＤ３のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ３のアノードおよびノード２５を介して半導体スイッチ素子Ｔ４と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ４は、ダイオードＤ４のカソードおよびノード２５を介して半導体スイッチ素子Ｔ３と接続されたコレクタと、ダイオードＤ４のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
【００４７】
半導体スイッチ素子Ｔ５は、ダイオードＤ５のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノードおよびノード２６を介して半導体スイッチ素子Ｔ６と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ６は、ダイオードＤ６のカソードおよびノード２６を介して半導体スイッチ素子Ｔ５と接続されたコレクタと、ダイオードＤ６のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
【００４８】
半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえば論理ハイレベルの駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を制御部７からそれぞれ受けるとオンする。また、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえば論理ローレベルの駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を制御部７からそれぞれ受けるとオフする。
【００４９】
ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６にそれぞれ逆電圧が印加されたときに、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６のエミッタ側からコレクタ側へ電流を流す。これにより、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６が逆電圧によって破壊されることを防ぐことができる。
【００５０】
測定部６は、図示しない電流検出部を含み、整流回路１が交流電源Ｅ０から受ける入力交流電流ｉ０と、整流回路１が出力する出力直流電流Ｉｈ，Ｉｌと、フィルタ回路４が出力する出力交流電流ｉＡ，ｉＢ，ｉＣまたは変圧器５が出力する出力交流電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを検出し、検出結果を示す信号を制御部７へ出力する。
【００５１】
また、測定部６は、図示しない電圧検出部を含み、整流回路１が交流電源Ｅ０から受ける入力交流電圧ｖ０と、整流回路１が出力する出力直流電圧Ｖｈ，Ｖｌと、フィルタ回路４が出力する出力交流電圧ｖＡ，ｖＢ，ｖＣまたは変圧器５が出力する出力交流電圧ｖａ，ｖｂ，ｖｃとを検出し、検出結果を示す信号を制御部７へ出力する。
【００５２】
制御部７は、測定部６の検出結果に基づいて駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を生成し、生成した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を３相インバータ回路３の半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力することにより、３相インバータ回路３を制御する。
【００５３】
具体的には、制御部７は、３相インバータ回路３をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
【００５４】
より詳細には、制御部７は、自己の静止型空港電源１０１が負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ出力する交流電圧の周波数である４００Ｈｚより大きいキャリア周波数Ｆｃのたとえば三角波を生成する。制御部７は、生成した三角波のレベルがたとえばあるしきい値より大きいという条件を満たす場合、論理ハイレベルの駆動信号を出力し、また、当該条件を満たさない場合、論理ローレベルの駆動信号を出力する。
【００５５】
制御部７は、当該しきい値のレベルを調整することにより、論理ハイレベルの駆動信号を出力する時間すなわち駆動信号のパルス幅を制御する。なお、制御部７が論理ハイレベルの駆動信号を出力する時間とキャリア周波数Ｆｃの逆数であるキャリア周期Ｔｃとの比がデューティ比となる。
【００５６】
制御部７は、周波数４００ＨｚのＡ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２４を介してフィルタ回路４における出力フィルタ８へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ１，Ｓ２を、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２におけるゲートへそれぞれ出力する。
【００５７】
また、制御部７は、周波数４００ＨｚのＢ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２５を介してフィルタ回路４における出力フィルタ９へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ３，Ｓ４を、半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４におけるゲートへそれぞれ出力する。
【００５８】
また、制御部７は、周波数４００ＨｚのＣ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２６を介してフィルタ回路４における出力フィルタ１０へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ５，Ｓ６を、半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力する。
【００５９】
すなわち、制御部７は、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を、キャリア周期Ｔｃ毎に半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力する。
【００６０】
そして、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、制御部７から駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をそれぞれ受けると、デューティ比に応じてキャリア周期Ｔｃ毎にオンする。従って、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるスイッチングの周波数は、キャリア周波数Ｆｃと一致する。
【００６１】
フィルタ回路４は、３相インバータ回路３および変圧器５の間に設けられている。フィルタ回路４は、３相インバータ回路３から受けた各相の交流電圧に含まれる所定の周波数以上の成分を減衰させる。
【００６２】
具体的には、フィルタ回路４には、出力フィルタ８，９，１０が相ごとに設けられる。出力フィルタ８，９，１０は、３相インバータ回路３からそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電圧に含まれる所定周波数以上の成分であるノイズを基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１へ出力する。これにより、出力フィルタ８，９，１０は、当該ノイズを減衰させた交流電圧を変圧器５へ出力する。
【００６３】
ここで、出力フィルタ８，９，１０が減衰させるノイズの周波数は、空港電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ供給すべき交流電力の周波数である４００Ｈｚより高い周波数である。
【００６４】
出力フィルタ８におけるインダクタＬ１は、ノード２４と接続された第１端と、ノード２７を介してキャパシタＣ３と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ８におけるキャパシタＣ３は、ノード２７と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
【００６５】
出力フィルタ９におけるインダクタＬ２は、ノード２５と接続された第１端と、ノード２８を介してキャパシタＣ４と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ９におけるキャパシタＣ４は、ノード２８と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
【００６６】
出力フィルタ１０におけるインダクタＬ３は、ノード２６と接続された第１端と、ノード２９を介してキャパシタＣ５と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ１０におけるキャパシタＣ５は、ノード２９と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
【００６７】
インダクタＬ１およびキャパシタＣ３は、Ａ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２４から受けたＡ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＡを変圧器５へ出力する。また、インダクタＬ２およびキャパシタＣ４は、Ｂ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２５から受けたＢ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＢを変圧器５へ出力する。また、インダクタＬ３およびキャパシタＣ５は、Ｃ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２６から受けたＣ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＣを変圧器５へ出力する。
【００６８】
変圧器５は、３相インバータ回路３からフィルタ回路４経由で受けた複数相の交流電圧を、所定の電圧レベルの、中性点を含む複数相の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を負荷回路１２へ出力する。
【００６９】
具体的には、変圧器５では、１次側コイルが環状結線および２次側コイルがスター結線されている。１次側コイルがＡ，Ｂ，Ｃ相の交流電圧を３相インバータ回路３から受けると、受けたＡ，Ｂ，Ｃ相と位相が略３０度異なるａ，ｂ，ｃ相の交流電圧が、２次側コイルにおいて生成される。変圧器５は、２次側コイルにおいて生成されたａ，ｂ，ｃ相の交流電圧を、負荷回路１２における負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへそれぞれ出力する。
【００７０】
この際、変圧器５は、３相インバータ回路３から受けた交流電圧を、線間電圧が２００Ｖおよび相電圧が１１５Ｖの３相の交流電圧へ変換する。なお、変圧器５における２次側コイルの中性点は、中性線ＮＬ１を介して負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの中性点と接続される。
【００７１】
負荷回路１２は、変圧器５における２次側コイルから交流電圧を受けると、受けた交流電圧を負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ印加することにより電力を消費する。具体的には、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃは、航空機における制御装置、空調装置および通信装置等である。
【００７２】
負荷回路１２における負荷Ｌａは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。また、負荷Ｌｂは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。また、負荷Ｌｃは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。
【００７３】
コモンフィルタ１１は、基準電位ノードと、整流回路１により出力される直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続される。具体的には、コモンフィルタ１１は、たとえばインダクタＬ４を含む。インダクタＬ４は、中間電位ノードである平滑化回路２におけるノード２２と接続された第１端と、基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
【００７４】
［静止型空港電源の比較例の構成］
ここで、比較例である静止型空港電源１５１，１７１の構成について説明する。
【００７５】
図２は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例の構成を示す図である。
【００７６】
図２を参照して、静止型空港電源１５１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路３と、フィルタ回路４と、変圧器５と、測定部６と、制御部７とを含む。なお、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７は、図１に示した静止型空港電源１０１における整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７と同等であるので詳細な説明は繰り返さない。
【００７７】
以下、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１との相違点を中心に、静止型空港電源１５１の構成を説明する。
【００７８】
静止型空港電源１５１は、図２に示すように中間電位ノードであるノード２２と、コモンノードＣＯＭ５１とが接続されていないので中性点を有しない。
【００７９】
一方、仮想中性点であり、安定した電位である直流電圧の中心タップをフィルタ回路におけるコモンノードに接続する周波数変換器が特許文献１において開示されている。以下、特許文献１に開示された技術を用いた静止型空港電源１７１の構成を他の比較例として説明する。
【００８０】
図３は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例の構成を示す図である。
【００８１】
図３を参照して、静止型空港電源１７１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路３と、フィルタ回路４と、変圧器５と、測定部６と、制御部７とを含む。図３に示すように、静止型空港電源１７１には、特許文献１における図６に示される周波数変換器が含まれる。
【００８２】
なお、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７は、図１に示した静止型空港電源１０１における、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７と同等であるので詳細な説明は繰り返さない。
【００８３】
以下、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１との相違点を中心に、静止型空港電源１７１の構成を説明する。
【００８４】
静止型空港電源１７１は、図１に示した静止型空港電源１０１におけるコモンフィルタ１１を含まない。従って、静止型空港電源１７１におけるコモンノードＣＯＭ７１は、静止型空港電源１０１と異なり、平滑化回路２におけるノード２２とコモンフィルタ１１を介さずに接続される。
【００８５】
［静止型空港電源１５１，１７１における問題点］
図４は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
【００８６】
図４は、図２に示す静止型空港電源１５１におけるコモンノードＣＯＭ５１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
【００８７】
図４に示すように、静止型空港電源１５１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示す。
【００８８】
図５は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
【００８９】
図５は、図３に示す静止型空港電源１７１におけるコモンノードＣＯＭ７１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
【００９０】
図５に示すように、静止型空港電源１７１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示すことに加えて、静止型空港電源１５１におけるＡ相の相電圧と異なり、キャリア周波数Ｆｃと同じ周波数を有するリプルを含む。
【００９１】
これは、コモンノードＣＯＭ５１およびコモンノードＣＯＭ７１における電位が変動するか否かに起因する。すなわち、図３に示す静止型空港電源１７１においては、コモンノードＣＯＭ７１と中間電位ノードであるノード２２とが接続されているので、コモンノードＣＯＭ７１の電位は安定する。
【００９２】
また、３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、キャリア周期Ｔｃ毎にオンおよびオフを繰り返すので、ノード２７，２８，２９における相電圧には、キャリア周波数Ｆｃを基本周波数とするリプルが含まれる。
【００９３】
これらのため、たとえば電位が安定したコモンノードＣＯＭ７１に対するノード２７の電圧の時間変化には、図５に示すようにＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃと一致するリプルが含まれる。
【００９４】
一方、図２に示す静止型空港電源１５１においては、コモンノードＣＯＭ５１と中間電位ノードであるノード２２とが接続されていないので、コモンノードＣＯＭ５１の電位は変動する。
【００９５】
より詳細には、コモンノードＣＯＭ５１の電位は、ノード２７，２８，２９における相電圧に応じて変動する。また、３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６がキャリア周期Ｔｃ毎にオンおよびオフを繰り返す。このため、ノード２７，２８，２９における相電圧にキャリア周波数Ｆｃを基本周波数とするリプルが含まれる。
【００９６】
また、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の組と、半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４の組と、半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６の組とが、オンおよびオフを切り替えるタイミングは異なるので、ノード２７，２８，２９における相電圧においてリプルが発生するタイミングは異なる。
【００９７】
これらのため、図４に示すように、コモンノードＣＯＭ５１に対するノード２７の電圧の時間変化には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃの２倍に相当するリプルが含まれる。また、当該電圧の時間変化の極大点または極小点の付近において当該リプルを確認することができる。
【００９８】
静止型空港電源１５１，１７１が出力する交流電圧における問題点を以下にまとめる。まず、図２に示す静止型空港電源１５１が出力する相電圧には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃの２倍に相当する周波数を有するリプルが含まれ、また、図３に示す静止型空港電源１７１が出力する相電圧には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数を有するリプルが含まれる。
【００９９】
静止型空港電源１５１が出力する相電圧に含まれるリプルの周波数は高いので、フィルタ回路４による減衰効果は大きい。一方、静止型空港電源１７１が出力する相電圧に含まれるリプルに対するフィルタ回路４による減衰効果は十分でない。
【０１００】
静止型空港電源１７１が出力する相電圧に含まれるリプルを減衰させるためには、より低周波の成分たとえばキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分から減衰効果が得られるように、フィルタ回路４の周波数特性を変更する必要がある。
【０１０１】
しかしながら、フィルタ回路４の周波数特性を変更すると、当該相電圧に含まれる４００Ｈｚの成分も減衰させてしまったり、回路設計の自由度を狭くしてしまったりするので好ましくない。
【０１０２】
一方、静止型空港電源１５１は、フィルタ回路４により相電圧に含まれるリプルを十分に減衰させることができるが、中性点を有しないので負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃが平衡負荷でない場合、すなわち負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃが等しくない場合、以下の問題が発生する。
【０１０３】
すなわち、フィルタ回路５４におけるコモンノードＣＯＭ５１の電位が変動するので、静止型空港電源１５１は、３相の交流電圧および位相を個別に制御することが困難となってしまう。
【０１０４】
［コモンフィルタによるリプルの減衰効果］
これに対して、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１は、中間電位ノードである平滑化回路２におけるノード２２と基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１とをインダクタＬ４を含むコモンフィルタ１１を介して接続する。
【０１０５】
インダクタＬ４は、インダクタンスを有するのでインダクタＬ４のインピーダンスの大きさは周波数に比例する。すなわち、インダクタＬ４は、高周波成分に対してはインピーダンスが高く、また、低周波成分に対してはインピーダンスが低い。
【０１０６】
具体的には、インダクタＬ４は、減衰すべきリプルの周波数であるキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分に対してはインピーダンスが高く、また、負荷回路１２へ出力すべき４００Ｈｚの周波数成分に対してはインピーダンスが低い。
【０１０７】
従って、静止型空港電源１０１は、キャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分に対しては、図２に示す静止型空港電源１５１のような、中間電位ノードであるノード２２および基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１の接続が切り離された状態に近い。
【０１０８】
これにより、静止型空港電源１０１における各相電圧に含まれるリプルの周波数成分は、キャリア周波数Ｆｃの２倍の成分が多く含まれることになるので、フィルタ回路４により当該リプルを適切に減衰させることができる。
【０１０９】
図６は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の他の一例を示す図である。
【０１１０】
図６は、図１に示す静止型空港電源１０１におけるコモンノードＣＯＭ１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
【０１１１】
図６に示すように、静止型空港電源１０１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示す。また、当該相電圧の時間変化および図５に示す相電圧の時間変化と比べると、相電圧に含まれるキャリア周波数Ｆｃと同じ周波数を有するリプルが大幅に減衰していることが分かる。
【０１１２】
また、静止型空港電源１０１は、４００Ｈｚの周波数成分に対しては、図３に示す静止型空港電源１７１のような、中間電位ノードであるノード２２および基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１が直接接続された状態に近い。
【０１１３】
これにより、静止型空港電源１０１におけるコモンノードＣＯＭ１の電位を安定にすることができるので、３相の各相電圧および位相を個別に制御することができる。
【０１１４】
ところで、特許文献１に記載の周波数変換器は、中心タップを中立点とすることにより各出力位相の出力電圧を個別に制御できるようにする。しかしながら、周波数変換器が出力する交流電圧には、６個のスイッチにより発生する電圧の脈動であるリプルが出力電圧に含まれてしまうという問題が発生する。
【０１１５】
また、代替位相としてＨ−ブリッジ位相を用いた周波数変換器は、１２個のスイッチが配置されるため、静止型空港電源の物理的なサイズが大きくなり、また、製造コストが高くなる問題が生じる。
【０１１６】
これに対して、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、３相インバータ回路３は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６を含み、整流回路１から平滑化回路２経由で受けた直流電圧を半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６のスイッチングによって３相の交流電圧に変換する。出力フィルタ８，９，１０は、上記３相に対応して設けられ、３相インバータ回路３によって変換された対応の３相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。そして、コモンフィルタ１１は、出力フィルタ８，９，１０の共通の基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１と上記直流電圧を２分する中間電位ノードであるノード２２との間に接続され、スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させる。
【０１１７】
このような構成により、半導体スイッチ素子のスイッチングにより発生する電圧の脈動であるリプルを抑制させた３相の交流電圧を、たとえばＨ−ブリッジ位相を用いた場合における半導体スイッチ素子の半分の個数である６個の半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６を用いた簡易な構成で適切に生成することができる。
【０１１８】
これにより、静止型空港電源１０１は、スイッチングによるリプルが抑制された品質のよい交流電圧を航空機に対して適切に供給することができる。
【０１１９】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、コモンフィルタは、インダクタＬ４を含む。
【０１２０】
このような構成により、高周波成分に対してはコモンノードＣＯＭ１とノード２２との間のインピーダンスを高くすることができるので、３相の交流電圧に含まれるリプルの周波数成分を高くすることができる。
【０１２１】
これにより、出力フィルタ８，９，１０によるリプルの減衰効果を向上させることができる。
【０１２２】
また、低周波成分に対してはコモンノードＣＯＭ１とノード２２との間のインピーダンスを低くすることができるので、コモンノードＣＯＭ１の電位を安定させることができる。
【０１２３】
これにより、３相の交流電圧および位相を個別に制御することができるので、航空機における負荷が平衡負荷でない場合においても、適切な電圧および位相を有する交流電圧を各負荷に対して印加することができる。
【０１２４】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、互いに直列接続され、かつ３相インバータ回路３と並列に接続され、直流電圧を出力する。そして、中間電位ノードであるノード２２は、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２間のノードである。
【０１２５】
このような構成により、高周波成分を減衰させた直流電圧を３相インバータ回路３へ出力することができる。また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点である中間電位ノードを中性点として選択することにより、適切な回路構成をとることができる。
【０１２６】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、出力フィルタ８は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ１と、インダクタＬ１の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ３とを含む。出力フィルタ９は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ２と、インダクタＬ２の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ４とを含む。出力フィルタ１０は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ３と、インダクタＬ３の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ５とを含む。そして、上記相のキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の第２端は互いに電気的に接続され、基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１は、上記各相のキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の第２端の接続ノードである。
【０１２７】
このような構成により、各相に含まれる高周波成分が基準電位ノードへ出力されるので、高周波成分を減衰させた交流電圧すなわち平滑化させた交流電圧を簡易な回路で生成することができる。また、基準電位ノードを中性点として利用することができる。
【０１２８】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、変圧器５は、３相インバータ回路３によって変換された３相の交流電圧を、中性点を含む３相の交流電圧に変換する。
【０１２９】
このような構成により、３相インバータ回路３によって変換された３相の交流電圧を航空機に適した中性点を含む３相の交流電圧に変換することができるので、航空機に対して交流電力を適切に供給することができる。また、静止型空港電源１０１および航空機間を電気的に絶縁することができる。
【０１３０】
なお、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、コモンフィルタ１１がインダクタＬ４を含む構成であるとしたが、これに限定するものではない。コモンフィルタ１１は、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ出力する交流電圧の周波数においてインピーダンスが低く、かつキャリア周波数Ｆｃにおいてインピーダンスが高い特性を持つフィルタであればよい。具体的には、コモンフィルタ１１は、抵抗、キャパシタおよびインダクタ等の受動素子の組み合わせであってもよい。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、平滑化回路２において平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の２個のキャパシタを含む構成としたが、これに限定するものではない。平滑化回路２は、整流回路１から受けた電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌ間に含まれるリプルを減衰させる特性を有し、かつ、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌを２分した電圧レベルの中間電位ノードを与える構成であればよい。具体的には、平滑化回路２は、ノード２１およびノード２３間において、３個以上のキャパシタが直列または並列に組み合わされて接続されていてもよい。
【０１３２】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、測定部６または制御部７を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部６または制御部７は、静止型空港電源１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
【０１３３】
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、直流電圧から３相の交流電圧を生成する構成であるとしたが、これに限定するものではない。静止型空港電源１０１は、直流電圧から２相または４相以上の交流電圧を生成する構成であってもよい。
【０１３４】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１３５】
１  整流回路
２  平滑化回路
３  ３相インバータ回路（電圧変換部）
４  フィルタ回路
５  変圧器（相変換部）
６  測定部
７  制御部
８，９，１０  出力フィルタ
１１  コモンフィルタ
１２  負荷回路
２２  中間電位ノード
１０１  静止型空港電源
２０１  空港電源システム
Ｃ１，Ｃ２  平滑用キャパシタ
Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５  キャパシタ
ＣＯＭ１  コモンノード（基準電位ノード）
Ｅ０  交流電源
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４  インダクタ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ  負荷
ＮＬ０，ＮＬ１  中性線
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６  半導体スイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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