(57)【要約】【課題】ノイズの影響をうけにくい検波信号を出力するＦＳＫ復調器を提供する。【解決手段】ＦＳＫ変調された変調波の同相成分及び直交成分が入力されるとともに、これら両成分に基づき検波信号を生成する論理回路７０と、検波信号と信号レベルの判定閾値との比較を通じて変調波に含まれるデータを示すデータ信号を生成する判定回路８０と、を備えるＦＳＫ復調器において、論理回路７０は、第１の時刻における変調波に対し所定量の位相回転させたものと第１の時刻と異なる第２の時刻における変調波との内積を、第１の時刻及び第２の時刻における変調波の大きさの積で除すことにより求められる検波信号を生成するＦＳＫ復調器。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＳＫ変調された変調波の同相成分及び直交成分が入力されるとともに、これら両成分に基づき検波信号を生成する論理回路と、前記検波信号と信号レベルの判定閾値との比較を通じて前記変調波に含まれるデータを復調する判定回路と、を備えるＦＳＫ復調器において、
前記論理回路は、第１の時刻における変調波に対し所定量の位相回転させたものと前記第１の時刻と異なる第２の時刻における変調波との内積を、前記第１の時刻及び前記第２の時刻における変調波の大きさの積で除すことにより求められる検波信号を生成するＦＳＫ復調器。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＳＫ復調器において、
前記論理回路は、前記第１の時刻の変調波と、前記第２の時刻の変調波との位相差が９０°となるように、前記第１及び第２の時刻の変調波を取得するＦＳＫ復調器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のＦＳＫ復調器において、
前記論理回路は、前記第２の時刻の変調波の一つ前に取得した変調波を前記第１の時刻の変調波として前記検波信号を求めるＦＳＫ復調器。
【請求項４】
請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のＦＳＫ復調器において、
前記論理回路は、デジタル信号を処理するデジタル回路であって、
アナログ信号である変調波の同相成分及び直交成分をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータを備え、
前記アナログデジタルコンバータは、デジタル信号に変換した変調波の同相成分及び直交成分を前記論理回路に入力するＦＳＫ復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying)変調された変調波（変調信号）を復調するＦＳＫ復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、特許文献１に示されるＦＳＫ復調器が周知である。このＦＳＫ復調器では、端子においてＦＳＫ変調信号された変調波（ｓ（ｔ））を受信する。受信した変調波は２組のミキサ及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通じて変調波から同相成分（Ｉ（ｔ））及び直交成分（Ｑ（ｔ））を取り出す。同相成分（Ｉ（ｔ））及び直交成分（Ｑ（ｔ））は次の（式１）及び（式２）で表される。
【０００３】
【数１】
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これら同相成分（Ｉ（ｔ））及び直交成分（Ｑ（ｔ））は、エッヂ検出を行う位相差検出／周波数検出器を経て判定回路に送られる。判定回路は、位相差検出及び周波数検出の結果に基づき検波信号の閾値判定を行う。しかしながら、この復調器では、エッヂの出現頻度によって復調特性が規定される。そこで、上述の位相差検出／周波数検出器に代えて同相成分（Ｉ（ｔ））と直交成分（Ｑ（ｔ））とを足し合わせて検波信号を出力する論理回路を採用するＦＳＫ復調器が知られている。判定回路は、検波信号の信号レベルが閾値を超えていればＨｉ、超えていなければＬｏと判定する。信号レベルには、予め例えばＨｉに１、Ｌｏに０を割り当てることが決められている。当該判定を通じて、判定回路は、変調波に含まれるデータを取り出す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平８−２０４７６４号公報（第４図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
端子において受信される変調波は、例えば建物等によって反射することによりノイズを含むことがある。変調波にノイズが含まれると、同相成分及び直交成分の振幅が変化する。従って、これらを足し合わせて得られる検波信号にもノイズが含まれる。検波信号に含まれるノイズの大きさによっては、例えば図２中の○で示すように、判定回路は判定誤りを起こすことがある。すなわち、本来ＬｏレベルであるにもかかわらずＨｉレベルと判定されるおそれがある。
【０００６】
一方、位相の変化は周波数に等しいことが一般に知られている。すなわち、位相を微分することにより周波数を得ることができる。そこで、同相成分（Ｉ（ｔ））と直交成分（Ｑ（ｔ））とを単純に足し合わせて得られる検波信号を出力する論理回路に代えて、次の（式３）に示す検波信号を出力する論理回路を採用したＦＳＫ復調器が知られている。
【０００７】
【数２】
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現在時刻をｋ、過去の時刻をｋ−ｐとすると、同相成分Ｉ（ｔ）の微分値（式中では、Ｉ（ｔ）の上に・（ドット）を付す）、及び直交成分Ｑ（ｔ）の微分値（式中では、Ｑ（ｔ）の上に・（ドット）を付す）は、次の（式４）及び（式５）で近似できることが知られている。
【０００８】
【数３】
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（式４）及び（式５）の関係から、上述の（式３）に示す検波信号の分子項は次に示す（式６−２）、分母項は次に示す（式７）となる。
【０００９】
【数４】
2014003528.tif 000006
（式６−２）及び（式７）の関係から、検波信号は、次の（式８）で表される。
【００１０】
【数５】
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（式８）に示すように、検波信号は、周波数成分のみで表すことができない。言い換えれば、当該（式８）には、ノイズの影響を受けて変化する振幅を示す項が含まれている。すなわち、検波信号はノイズの影響を受けて値が変化するので、判定回路は、正負判定を誤り易い。
【００１１】
本発明は、こうした実状に鑑みてなされたものであり、その目的は、ノイズの影響をうけにくい検波信号を出力するＦＳＫ復調器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ＦＳＫ変調された変調波の同相成分及び直交成分が入力されるとともに、これら両成分に基づき検波信号を生成する論理回路と、前記検波信号と信号レベルの判定閾値との比較を通じて前記変調波に含まれるデータを示すデータ信号を生成する判定回路と、を備えるＦＳＫ復調器において、前記論理回路は、第１の時刻における変調波に対し所定量の位相回転させたものと前記第１の時刻と異なる第２の時刻における変調波との内積を、前記第１の時刻及び前記第２の時刻における変調波の大きさの積で除すことにより求められる検波信号を生成することを要旨とする。
【００１３】
従来のＦＳＫ復調器では、第１の時刻における変調波に対し所定量の位相回転させたものと前記第１の時刻と異なる第２の時刻における変調波との内積を、第２の時刻における変調波の大きさの二乗で除すことにより求められる検波信号を出力する論理回路を採用していた。この場合、出力される検波信号は、異なる時刻の変調波の大きさ（振幅）を１つの時刻の変調波の大きさで除しているので、周波数成分のみで表すことができない。変調波の大きさは、ノイズ等の影響により変化する。すなわち、従来の検波信号には、ノイズ等の影響を受けて変化する振幅を示す項が含まれている。このため、ノイズの影響が大きい場合、判定回路は、信号レベルの判定を誤り易い。通常、信号レベルによってデータが割り当てられていることから、判定回路は、信号レベルの判定を誤ると、誤ったデータを取り出すことになる。
【００１４】
この点、同構成によれば、論理回路は、周波数成分のみで表される検波信号を出力する。すなわち、検波信号には、ノイズの影響を受けて変化する振幅を示す項が排除されている。これにより、判定回路は、信号レベルの判定を正確におこなうことができる。ひいては、変調波に含まれるデータを正確に取り出すことができる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＦＳＫ復調器において、前記論理回路は、前記第１の時刻の変調波と、前記第２の時刻の変調波との位相差が９０°となるように、前記第１及び第２の時刻の変調波を取得することを要旨とする。
【００１６】
同構成によれば、第１の時刻における変調波に対し所定量の位相回転させたものと第１の時刻と異なる第２の時刻における変調波との内積が最大値又は最小値となる。従って、検波信号の値も最大値又は最小値となる。このため、判定回路は、より正確な正負判定を行うことができる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のＦＳＫ復調器において、前記論理回路は、前記第２の時刻の変調波の一つ前に取得した変調波を前記第１の時刻の変調波として前記検波信号を求めることを要旨とする。
【００１８】
同構成によれば、検波信号を求める際に、論理回路において処理する変調波（データ）が少ないので、論理回路にかかる負荷を抑制することができる。
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のＦＳＫ復調器において、前記論理回路は、デジタル信号を処理するデジタル回路であって、アナログ信号である変調波の同相成分及び直交成分をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータを備え、前記アナログデジタルコンバータは、デジタル信号に変換した変調波の同相成分及び直交成分を前記論理回路に入力することを要旨とする。
【００１９】
アナログ信号を処理する論理回路は、部品のばらつきによって出力が異なる。そのため、出力される検波信号の精度が低い。一方、デジタル信号を処理する論理回路であれば、処理するデータのビット数を増やすことにより、出力する検波信号の精度を高めることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明では、ノイズの影響をうけにくい検波信号を出力するＦＳＫ復調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本実施形態におけるＦＳＫ復調器の概略構成を示すブロック図。
【図２】従来のＦＳＫ復調器における判定誤りを示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明のＦＳＫ復調器を具体化した一実施形態を図１に従って説明する。
＜ＦＳＫ復調器の構成＞
図１に示すように、ＦＳＫ復調器１は、アンテナ１０と、局部発振器２０と、位相器３０と、第１及び第２の混合器（ミキサ）４１，４２と、第１及び第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１，５２と、第１及び第２のアナログデジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）６１，６２と、論理回路７０と、判定回路８０とを備えている。
【００２３】
アンテナ１０は、ＦＳＫ変調された変調波（アナログ信号）を受信する。この変調波は、予め決められた異なる２種類の周波数を有する信号である。アンテナ１０は、第１及び第２の混合器４１，４２にそれぞれ接続されており、受信した変調波を、第１及び第２の混合器４１，４２に送る。
【００２４】
第１及び第２の混合器４１，４２は、異なる２つの周波数の信号を混合させて入力された信号とは異なる周波数の信号を出力する。第１の混合器４１は、局部発振器２０と直接接続されている。第２の混合器４２は、位相器３０を介して局部発振器２０と接続されている。局部発振器２０は、変調波に含まれる異なる２種類の周波数を足し合わせて２で割った周波数で発振する。局部発振器２０により生成された発振信号は、第１の混合器４１、及び位相器３０に送られる。位相器３０は、局部発振器２０から送られてくる発振信号の位相を９０°だけずらし、この位相をシフトした発振信号を第２の混合器４２に送る。第１及び第２の混合器４１，４２は、それぞれ第１及び第２のＬＰＦ５１，５２と接続されている。第１の混合器４１は、局部発振器２０から直接入力される発振信号と変調波とを混合し、当該混合した信号を第１のＬＰＦ５１に送る。第２の混合器４２は、位相器３０によって位相が９０°だけずらされた発振信号と変調波とを混合し、当該混合した信号を第２のＬＰＦ５２に送る。
【００２５】
第１及び第２のＬＰＦ５１，５２は、入力された信号の高域の周波数成分を除去する。第１及び第２のＬＰＦ５１，５２は、第１及び第２のＡ／Ｄコンバータ６１，６２に接続されている。第１及び第２のＬＰＦ５１，５２は、高域の周波数成分を除去した信号をこれら第１及び第２のＡ／Ｄコンバータ６１，６２に送る。なお、第１のＬＰＦ５１を通過した信号を変調波の同相成分（Ｉ（ｔ））、第２のＬＰＦ５２を通過した信号を変調波の直交成分（Ｑ（ｔ））という。同相成分（Ｉ（ｔ））及び直交成分（Ｑ（ｔ））は上述の（式１）及び（式２）で表される。
【００２６】
第１のＡ／Ｄコンバータ６１は、入力された変調波の同相成分をデジタル信号に変換する。第２のＡ／Ｄコンバータ６２は、入力された変調波の直交成分をデジタル信号に変換する。第１及び第２のＡ／Ｄコンバータ６１，６２は、論理回路７０と接続されている。第１及び第２のＡ／Ｄコンバータ６１，６２は、デジタル信号に変換した変調波の同相成分及び直交成分を論理回路７０に送る。
【００２７】
論理回路７０は、同相成分及び直交成分に基づき論理演算を行うことにより、検波信号を生成する電子回路である。論理回路７０は、次の（式９）に示す検波信号（ｖ（ｔ））を出力するように、回路が組まれている。
【００２８】
【数６】
2014003528.tif 000008
なお、論理回路７０には、判定回路８０が接続されている。判定回路８０は、論理回路７０から出力される検波信号と、信号レベル判定閾値との比較を通じて変調波に含まれるデータを示すデータ信号を生成する。
【００２９】
＜論理回路の作用＞
次に、論理回路７０の作用について説明する。ここでは、論理回路７０が変調波（正確には、変調波の同相成分及び直交成分）を取得する時間間隔（サンプリング周期）を時間ｐとする。従って、現在の時刻をｋとすれば、その１つ前に取得した過去の時刻はｋ−ｐとなる。この場合、上述の（式９）に示す検波信号の分母項は次の（式１０）で表される。
【００３０】
【数７】
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なお、（式９）の分子項及び（式３）の分子項は、同一であることから、（式９）に示す検波信号の分子項は上述した（式６−２）となる。
【００３１】
（式６−２）及び（式１０）の関係から、検波信号は、次の（式１１）で表される。
【００３２】
【数８】
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（式１１）に示すように、検波信号は、周波数成分のみで表される。言い換えれば、当該式（式１１）には、ノイズの影響を受けて変化する振幅を示す項が排除されている。従って、判定回路８０は、ノイズの影響を受けにくい検波信号の信号レベルの判定を行うことができる。このため、判定回路８０は、信号レベルの判定を誤りにくい。
【００３３】
さて、変調波ｓ（ｔ）について考察する。現在の時刻をｋ、過去の時刻をｋ−ｐとすると、現在の時刻、及び過去の時刻における変調波ｓ（ｔ）は、次の（式１２）及び（式１３）で表される。
【００３４】
【数９】
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また、過去の時刻における変調波ｓ（ｋ−ｐ）を９０°位相回転させたｒｏｔ（９０°）ｓ（ｋ−ｐ）は、次の（式１４）で表される。
【００３５】
【数１０】
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ここで、過去の時刻における変調波ｓ（ｋ−ｐ）を９０°位相回転させたｒｏｔ（９０°）ｓ（ｋ−ｐ）と現在の時刻における変調波ｓ（ｋ）との内積は、次の（式１５）で表される。
【００３６】
【数１１】
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当該（式１５）は、上述の（式６−１）と等しい。すなわち、上述の（式９）の分子項は、過去の時刻における変調波ｓ（ｔ−ｐ）を９０°位相回転させたｒｏｔ（９０°）ｓ（ｔ−ｐ）と現在の時刻における変調波ｓ（ｔ）との内積である・・・（Ａ）。
【００３７】
また、現在の時刻、及び過去の時刻における変調波ｓ（ｔ）の大きさは、次の（式１６）及び（式１７）で表される。
【００３８】
【数１２】
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当該（式１６）及び（式１７）の右辺同士の積は、上述の（式９）の分母項と等しい。すなわち、（式９）の分母項は、現在の時刻、及び過去の時刻における変調波ｓ（ｔ）の大きさの積に等しい・・・（Ｂ）。
【００３９】
以上、（Ａ）及び（Ｂ）の記載から、次のことがわかる。すなわち、本例の論理回路７０は、過去の時刻における変調波ｓ（ｔ−ｐ）を９０°位相回転させたｒｏｔ（９０°）ｓ（ｔ−ｐ）と現在の時刻における変調波ｓ（ｔ）との内積を、現在の時刻、及び過去の時刻における変調波ｓ（ｔ）の大きさの積で除して求められる検波信号ｖ（ｔ）を出力するように組まれている。
【００４０】
以上詳述したように、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（１）過去の時刻における変調波ｓ（ｔ−ｐ）を９０°位相回転させたｒｏｔ（９０°）ｓ（ｔ−ｐ）と現在の時刻における変調波ｓ（ｔ）との内積を、現在の時刻、及び過去の時刻における変調波ｓ（ｔ）の大きさの積で除して求められる検波信号ｖ（ｔ）を出力するように論理回路７０を組んだ。これにより、論理回路７０が出力する検波信号ｖ（ｔ）からノイズの影響を受けて変化する振幅を示す項が排除される。このため、判定回路８０は、正確な信号レベルの判定をおこなうことができる。
【００４１】
（２）論理回路７０は、時間ｐ毎に変調波を取得する。すなわち、論理回路７０が過去の時刻ｋ−ｐにおいて取得された変調波は、現在の時刻ｋにおいて取得された変調波の１つ前に取得されたものである。論理回路７０は、現在の時刻ｋにおいて取得された変調波の１つ前に取得された変調波を用いて処理を行う。このため、検波信号ｖ（ｔ）を求める際に、論理回路７０において処理する変調波（データ）が他の場合と比べて少ない。例えば、論理回路７０が、現在の時刻ｋにおいて取得された変調波の２つ前に取得された変調波を用いて処理するとき、当該論理回路７０には、現在の時刻ｋにおいて取得された変調波の１つ前の変調波が入力されているので、この変調波の処理を一時的に停止する回路を論理回路７０に組む必要ある。このことから、論理回路７０は、現在の時刻ｋにおいて取得された変調波の１つ前に取得された変調波を用いて処理を行うので、当該論理回路７０にかかる負荷を抑制することができる。
【００４２】
（３）論理回路７０は、デジタル信号を処理するデジタル回路とした。このため、論理回路７０は、処理するデータのビット数を容易に増やすことができ、ひいては、出力する検波信号の精度を高めることができる。
【００４３】
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態において、論理回路７０は、時間ｐ毎に変調波を取得したが、例えば時間ｐとは異なる時間ｎ毎に変調波を取得してもよい。このように構成した場合であっても、上記実施形態の効果（１）と同様の効果を得ることができる。この場合であれ、論理回路７０が変調波を取得する時間間隔（サンプリング周期）を、１つ前の取得する変調波との位相差が９０°となるようにすれば、当該論理回路７０が出力する検波信号の値が最大値又は最小値となる。従って、判定回路８０は、より正確な信号レベルの判定を行うことができる。
【００４４】
・上記実施形態において、第１及び第２のＡ／Ｄコンバータ６１，６２を省略してもよい。この場合、論理回路７０は、アナログ信号を処理する論理回路とする。このように構成した場合であっても、上記実施形態の効果（１）と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
・上記実施形態では、第１の時刻を過去の時刻（ｋ−ｐ）、第２の時刻を現在の時刻ｋとした関係で説明したが、この関係は逆であってもよい。この場合、現在の時刻ｋにおける変調波ｓ（ｋ）を−９０°位相回転させると、上記実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。
【００４６】
・上記実施形態では、過去の時刻における変調波を９０°位相回転させたが、必ずしも９０°の位相回転に限るものではない。
【符号の説明】
【００４７】
１…ＦＳＫ復調器、１０…アンテナ、２０…局部発振器、３０…位相器、４１…第１の混合器、４２…第２の混合器、５１…第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）、５２…第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）、６１…第１のアナログデジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）、６２…第２のアナログデジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）、７０…論理回路、８０…判定回路。
【図１】
2014003528.tif 000015
【図２】
2014003528.tif 000016