(57)【要約】【課題】クロック復元用の位相検出方法及び装置を提供する。【解決手段】位相検出装置は、異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行う計算手段を含み、該受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力であり、該所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である。本発明の実施例に係る方法及び装置によれば、異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。【選択図】図１０
2014078930.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行う計算手段を含み、
前記受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力であり、前記所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である、位相検出装置。
【請求項２】
前記計算手段は、下記の式により前記位相差を計算し、
【数１】
2014078930.tif 000006
下付き記号の２ｎはサンプリング点の序数であり、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であり、ｎ及びｍは共に正整数であり、合計を求める項数は２ｍであり、ｋは乗算を行う２つの電力値の相対的な遅延時間であり、ｋ＝０，１，２…となる、請求項１に記載の位相検出装置。
【請求項３】
前記計算手段は、
受信電力に対して第１の時間遅延を行う第１の時間遅延モジュールと、
受信電力に前記第１の時間遅延モジュールにより遅延された受信電力を乗ずる乗算器と、
２ｍ−１個の第２の時間遅延モジュールであって、各第２の時間遅延モジュールは、前記乗算器の出力又は現在の第２の時間遅延モジュールの直前の第２の時間遅延モジュールの出力に対して第２の時間遅延を行う、２ｍ−１個の第２の時間遅延モジュールと、
前記乗算器の出力及び各第２の時間遅延モジュールの出力に順次交互に１と−１を乗じて合計を求め、前記位相差を取得する加算モジュールと、を含む、請求項１に記載の位相検出装置。
【請求項４】
単一偏波のシステムの場合、前記受信電力は、Ｐ＝Ｉ２＋Ｑ２となり、
二重偏波のシステムの場合、前記受信電力は、Ｐ＝Ｐｘ＋Ｐｙ，Ｐｘ＝Ｉｘ２＋Ｑｘ２，Ｐｙ＝Ｉｙ２＋Ｑｙ２となり、
Ｉは受信信号のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑは受信信号のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｐｘは受信信号のｘ偏波状態の受信電力であり、Ｐｙは受信信号のｙ偏波状態の受信電力であり、Ｉｘは受信信号のｘ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｘは受信信号のｘ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｉｙは受信信号のｙ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｙは受信信号のｙ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値である、請求項１乃至３のいずれかに記載の位相検出装置。
【請求項５】
サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器を駆動する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器に接続され、位相差を検出する請求項１乃至４のいずれかに記載の位相検出装置と、を含む、クロック復元装置。
【請求項６】
受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、
前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力された受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力された受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、
前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、
クロック復元を行う請求項５に記載のクロック復元装置であって、前記クロック復元装置の電圧制御発振器は前記アナログデジタル変換器にさらに接続され、且つサンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動し、前記クロック復元装置の位相検出器は前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、クロック復元装置と、を含む、単一偏波のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項７】
受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、
前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号のそれぞれに対して波長分散を補償する波長分散補償器と、
前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、
クロック復元を行う請求項５に記載のクロック復元装置であって、前記クロック復元装置の電圧制御発振器は前記アナログデジタル変換器にさらに接続され、且つサンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動し、前記クロック復元装置の位相検出器は前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、クロック復元装置と、を含む、二重偏波のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項８】
受信された信号をサンプリングし直すリサンプラと、
前記リサンプラに接続され、位相差を検出する請求項１乃至４のいずれかに記載の位相検出装置と、を含む、クロック復元装置。
【請求項９】
受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、
前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力された受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、サンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動する発振器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、クロック復元を行う請求項８に記載のクロック復元装置と、
前記クロック復元装置に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力された受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、
前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、を含み、
前記クロック復元装置のリサンプラは、前記アナログデジタル変換器と前記波長分散補償器との間に設けられ、且つ受信された信号をサンプリングし直し、前記クロック復元装置の位相検出器は、前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、単一偏波のデジタルコヒーレント受信機。
【請求項１０】
受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、
前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、サンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動する発振器と、
前記アナログデジタル変換器に接続され、クロック復元を行う請求項８に記載のクロック復元装置と、
前記クロック復元装置に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、
前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、を含み、
前記クロック復元装置のリサンプラは、前記アナログデジタル変換器と前記波長分散補償器との間に設けられ、且つ受信された信号をサンプリングし直し、前記クロック復元装置の位相検出器は、前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、二重偏波のデジタルコヒーレント受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信に関し、特にクロック復元用の位相検出方法、位相検出装置、該位相検出装置を含むクロック復元装置、及び該クロック復元装置を含むコヒーレント光受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
１つの通信システムでは、送信側の信号がチャネルを介して受信側に伝送される。このプロセスにおいて、信号の波形は時々大きな歪みが生じてしまう。受信側では、何もしないと、送信されたデータを取得することができない。実際の受信機では、一般クロック及びデータの復元（CDR：clock  and  data  recovery）を行う必要がある。そのうち、クロック復元（CR：clock  recovery）の目的はローカルでクロック信号を発生することであり、該クロック信号の周波数及び位相は、受信信号のシンボルが変化する周波数及び位相に一致している。
【０００３】
図１及び図２は、コヒーレント通信システムを示す図である。受信側では、受信された光信号と局部発振器とはハーモニックバランス（harmonic  balance）が行われ、コヒーレント検出器が光信号を電気信号に変換し、アナログデジタル変換器（ADC：analog-digital  converter）が電気信号をサンプリングして数量化し、デジタル信号に変換する。
【０００４】
図１は、電圧制御発振器（VCO：voltage  controlled  oscillator）の出力によりＡＤＣを駆動してサンプリングする。コヒーレント光通信システムでは、一般ＡＤＣのサンプリングレートがシンボルレートの２倍であると要求されている。ＶＣＯの出力はローカルのクロック信号である。ＶＣＯの出力信号の位相（周波数）は印加された電圧により制御される。位相検出器の出力はＶＣＯに印加されることで、ＶＣＯの出力信号の位相を制御し、ＡＤＣのサンプリング位相を制御する。該実施例におけるクロック復元モジュールは位相検出器と、電圧制御発振器を含む。光信号が光チャネルを介して伝送される際に、信号の波形は波長の分散により歪みを生じる場合がある。波形の分散が大きい場合、信号の波形が激しく歪む、クロックの復元が失敗してしまう。従って、アナログデジタル変換器の後には、殆どの累積した波形の分散を補償して、クロックの復元を成功させるための波形分散補償器が設けられる。波形分散補償器の設置について、参考文献２を参照する。波形分散が補償された信号は、クロック復元モジュールに入り、データ復元モジュールに入る。クロック復元モジュール（破線枠）は、位相検出器と、電圧制御発振器とを含む。データ復元モジュールは、一系列のデジタル信号処理（例えば適応等化、位相復元など）を行い、送信されたデータを復元する。正確なデータ復元は、ＡＤＣのサンプリング周波数及び位相と信号のシンボル変化の周波数及び位相と一致することが要求され、これはまさにクロック復元により保証される。
【０００５】
図２は、コヒーレント光通信システムの他の実施例を示し、図２のコヒーレント光通信システムは、電圧制御発振器ではなく、自由の発振器を用いてＡＤＣを駆動する点において、図１とは異なっている。ＡＤＣの後では、デジタル信号をサンプリングし直す。リサンプリング（resampling）は、同等にいずれかの時間遅延が導入され、導入された遅延の長さは位相検出器の出力信号により制御されるため、サンプリングタイミングの調整と同等である。該実施例におけるクロック復元モジュールは位相検出器と、リサンプラとを含む。
【０００６】
図１及び図２の２つの実施例はいずれも、クロック復元における重要なモジュールである位相検出器（phase  detector）が用いられる。位相検出器は、現在のサンプリング位相（タイミング）がシンボル変化の位相に対して前にずらしているか、それとも後にずらしているかを示しており、これに基づいてサンプリング位相を方向的に調整することができる。図１において、この位相差に基づいて電圧制御発振器の出力信号の位相を調整でき、ＡＤＣのサンプリングタイミングを直接調整できる。図２において、この位相差に基づいてリサンプリングモジュールにより導入された遅延を調整でき、サンプリングタイミングを同等に調整できる。通常の位相検出器の方法としては、受信信号のＩ、Ｑ成分に対して位相差をそれぞれ計算するＧａｒｄｎｅｒ方法がある。
【０００７】
しかしながら、Ｇａｒｄｎｅｒ方法は一定の限界がある。例えば、コヒーレント光通信システムでは、受信側の局部発振器と送信側の発信器との間にはある程度の周波数差が存在し、それぞれはある程度の線幅を有し、位相復元が行われていない場合、受信信号から実際のＩ成分及びＱ成分を得られないため、周波数又は線幅が大きい場合、Ｇａｒｄｎｅｒ方法は失効した場合がある。一方、次世代の大容量の光通信システムはスペクトル効率がより高いナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ）信号を採用する。Ｎｙｑｕｉｓｔ信号は、バンド幅が厳しく制限されている信号であり、周波数スペクトルが区間［−B(1+α)/2，B(1+α)/2］に厳しく制限されている。ここで、Ｂはシンボルレートであり、αはロールオフ係数である。スペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号（ロールオフ係数αが小さい）は、周波数差が無くても、Ｇａｒｄｎｅｒ方法は失効した場合もある。
【０００８】
なお、上述した技術背景の説明は、本発明の技術案を明確、完全に理解させるための説明であり、当業者を理解させるために記述されているものである。これらの技術案は、単なる本発明の背景技術部分として説明されたものであり、当業者により公知されたものではない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の実施例は、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近い（周波数スペクトルのロールオフ係数が小さい）Ｎｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できるクロック復元用の位相検出方法及び位相検出装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の実施例の第１の態様によれば、異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行う計算手段を含み、前記受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力であり、前記所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である、位相検出装置を提供する。
【００１１】
本発明の実施例の第２の態様によれば、サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器を駆動する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器に接続され、位相差を検出する第１態様に記載の位相検出装置と、を含む、クロック復元装置を提供する。
【００１２】
本発明の実施例の第３の態様によれば、受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力された受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力された受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、クロック復元を行う第２の態様に記載のクロック復元装置であって、前記クロック復元装置の電圧制御発振器は前記アナログデジタル変換器にさらに接続され、且つサンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動し、前記クロック復元装置の位相検出器は前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、クロック復元装置と、を含む、単一偏波のデジタルコヒーレント受信機を提供する。
【００１３】
本発明の実施例の第４の態様によれば、受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号のそれぞれに対して波長分散を補償する波長分散補償器と、前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、クロック復元を行う第２の態様に記載のクロック復元装置であって、前記クロック復元装置の電圧制御発振器は前記アナログデジタル変換器にさらに接続され、且つサンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動し、前記クロック復元装置の位相検出器は前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、クロック復元装置と、を含む、二重偏波のデジタルコヒーレント受信機を提供する。
【００１４】
本発明の実施例の第５の態様によれば、受信された信号をサンプリングし直すリサンプラと、前記リサンプラに接続され、位相差を検出する請求項１乃至４のいずれかに記載の位相検出装置と、を含む、クロック復元装置を提供する。
【００１５】
本発明の実施例の第６の態様によれば、受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力された受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、サンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動する発振器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、クロック復元を行う第５の態様に記載のクロック復元装置と、前記クロック復元装置に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力された受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、を含み、前記クロック復元装置のリサンプラは、前記アナログデジタル変換器と前記波長分散補償器との間に設けられ、且つ受信された信号をサンプリングし直し、前記クロック復元装置の位相検出器は、前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、単一偏波のデジタルコヒーレント受信機を提供する。
【００１６】
本発明の実施例の第７の態様によれば、受信された光信号を電気信号に変換するコヒーレント検出器と、前記コヒーレント検出器に接続され、前記コヒーレント検出器により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩチャネル成分及びＱチャネル成分に対してアナログデジタル変換を行うアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、サンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動する発振器と、前記アナログデジタル変換器に接続され、クロック復元を行う第５の態様に記載のクロック復元装置と、前記クロック復元装置に接続され、前記アナログデジタル変換器により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対して波長分散を補償する波長分散補償器と、前記波長分散補償器に接続され、前記波長分散補償器により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行うデータ復元器と、を含み、前記クロック復元装置のリサンプラは、前記アナログデジタル変換器と前記波長分散補償器との間に設けられ、且つ受信された信号をサンプリングし直し、前記クロック復元装置の位相検出器は、前記波長分散補償器にさらに接続され、且つ位相差を検出する、二重偏波のデジタルコヒーレント受信機。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の実施例によれば、異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００１８】
本発明の特定の実施形態は、後述の説明及び図面に示すように、詳細に開示され、本発明の原理を採用されることが可能な方式を示している。なお、本発明の実施形態は、範囲上には限定されるものではない。本発明の実施形態は、添付されている特許請求の範囲の主旨及び内容の範囲内、各種の改変、修正、及び同等的なものが含まれる。
【００１９】
ある一つの実施形態に説明及び又は示されている特徴は、同一又は類似の方式で一つ又は多くの他の実施形態に使用されてもよく、他の実施形態における特徴と組み合わせてもよく、他の実施形態における特徴を代替してもよい。
【００２０】
なお、用語「包括／含む」は、本文に使用される際に、特徴、要素、ステップ又は構成要件の存在を意味し、一つ又は複数の他の特徴、要素、ステップ又は構成要件の存在又は追加を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
本発明は、図面を参照しながら下記説明するものにより、よりよく理解できる。図面における素子は、比例に応じて描くものではなく、本発明の原理を示すものである。本発明のある部分を示すため、図面における対応部分が拡大又は縮小されてもよい。本発明のある図面又はある実施形態に記載された構成要件及び特徴は、一つ又は多くの他の図面又は実施形態に示された構成要件及び特徴と組み合わせてもよい。また、図面において、類似の符号は、いくつの図面における対応の部材を示してもよく、複数の実施形態に用いられる対応の部材を示してもよい。
【図１】電圧制御発振器の出力によりＡＤＣを駆動してサンプリングするコヒーレント光通信システムの構成を示す図。
【図２】自由の発振器によりＡＤＣを駆動してサンプリングするコヒーレント光通信システムの構成を示す図。
【図３】位相検出器を示す図。
【図４】本発明の一の実施例に係るクロック復元装置の構成を示す図。
【図５】図４のクロック復元装置を用いる単一偏波のコヒーレント受信機の構成を示す図。
【図６】図４のクロック復元装置を用いる二重偏波のコヒーレント受信機の構成を示す図。
【図７】本発明の他の実施例に係るクロック復元装置の構成を示す図。
【図８】図７のクロック復元装置を用いる単一偏波のコヒーレント受信機の構成を示す図。
【図９】図７のクロック復元装置を用いる二重偏波のコヒーレント受信機の構成を示す図。
【図１０】本発明の実施例に係る位相検出方法のフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施例は、図面及び下記の説明により理解できるものである。これらの実施形態は、単なる例示的なものであり、本発明を制限するものではない。当業者に本発明の原理及び実施形態をより簡単に理解させるため、本発明の実施例では、図１に示されるコヒーレント受信システムを例として本発明の実施例の作動原理を説明しているが、本発明の実施例は図１に示されるコヒーレント光通信システムに限定されるものではなく、例えば、本発明の実施例の内容は、図２に示されるコヒーレント光通信システムにも適用される。また、図１及び図２は、単一偏波のコヒーレント光通信システムであり、図１及び図２それぞれに対応する二重偏波のコヒーレント光通信システムがある。本発明の実施例の内容は、図１、図２の単一偏波のコヒーレント光通信システム、及び図１、図２に対応する二重偏波のコヒーレント光通信システムで果たす作用が同じである。
【００２３】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態を説明する。
【００２４】
＜実施例１＞
本発明の実施例は位相検出器を提供する。図３は、位相検出器の構成を示す図である。図３に示すように、該位相検出器は、計算手段３１を含む。計算手段３１は、異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行う。
【００２５】
本実施例では、該受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力である。該所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である。
【００２６】
一つの実施例では、該計算手段３１は、下記の式により位相差を計算する。
【数１】
2014078930.tif 000003
【００２７】
ここで、下付き記号の２ｎはサンプリング点の序数であり、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であり、ｎ及びｍは共に正整数であり、合計を求める項数は２ｍである。
【００２８】
ここで、ｍの値は、実際の必要に応じて決定されてもよい。ｍが大きい場合、ノイズを抑制しやすいが、クロックの変動に対する追跡性能が悪く、複雑性が高い、ｍが小さい場合、クロックの変動に対する追跡性能が良く、複雑性が低いが、ノイズの影響を受けやすい。実際のシステムにおけるｍの選択は、ノイズの抑制と追跡速度と複雑性の間にトレードオフをする必要がある。
【００２９】
なお、上記の式から見ると、受信電力の二次項が含まれる。下付きのｋは乗算を行う２つの電力値の相対的な遅延時間（ｋ＝０，１，２…）を示す。加算の演算は、ループフィルタにより実現されてもよい。スペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号について、上記の式の方法により、位相差を検出することができ、クロックの復元を実現できる。
【００３０】
本実施例では、図３に示すように、計算手段３１は、第１の時間遅延モジュール３１１、乗算器３１２、２ｍ−１個の第２の時間遅延モジュール３１３、及び加算モジュール３１４を含む。
【００３１】
第１の時間遅延モジュール３１１は、受信電力に対して第１の時間遅延を行う。
【００３２】
単一偏波のシステムの場合、受信電力は、Ｐ＝Ｉ２＋Ｑ２となり、二重偏波のシステムの場合、受信電力は、Ｐ＝Ｐｘ＋Ｐｙ，Ｐｘ＝Ｉｘ２＋Ｑｘ２，Ｐｙ＝Ｉｙ２＋Ｑｙ２となる。ここで、Ｉは受信信号のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑは受信信号のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｐｘは受信信号のｘ偏波状態の受信電力であり、Ｐｙは受信信号のｙ偏波状態の受信電力であり、Ｉｘは受信信号のｘ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｘは受信信号のｘ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｉｙは受信信号のｙ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｙは受信信号のｙ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値である。
【００３３】
ここで、第１の時間遅延モジュール３１１は、受信電力に対してｋＴ／２の遅延を行う。ここで、Ｔはシンボルの周期であり、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であるため、ｋＴ／２の遅延はｋ個のサンプリングを表示する。
【００３４】
乗算器３１２は、受信電力に第１の時間遅延モジュールにより遅延された受信電力を乗ずる。
【００３５】
現在の受信電力は、時間遅延が行われない受信電力であり、遅延された受信電力は、ｋＴ／２遅延して取得された受信電力である。本実施例の乗算器３１２により、異なる時刻の受信電力を乗ずる。
【００３６】
各第２の時間遅延モジュール３１３は、乗算器３１２の出力又は現在の第２の時間遅延モジュール３１３iの直前の第２の時間遅延モジュール３１３i−１の出力に対して第２の時間遅延を行う。
【００３７】
ここで、計算手段３１は複数の第２の時間遅延モジュール３１３を含み、第２の時間遅延モジュール３１３の数は２ｍ−１個である。乗算器３１２に直接接続されている第２の時間遅延モジュール３１３は、該乗算器３１２の出力をＴ／２遅延させ、他の第２の時間遅延モジュール３１３に接続されている第２の時間遅延モジュール３１３は、その直前の第２の時間遅延モジュール３１３の出力をＴ／２遅延させる。
【００３８】
なお、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であるため、第２の時間遅延モジュールのＴ／２遅延は、一つのサンプリングで遅延することを表示し、Ｔは同様にシンボルの周期を表示する。
【００３９】
図３に示すように、加算モジュール３１４は、乗算器３１２の出力及び各第２の時間遅延モジュール３１３の出力に順次交互に１と−１（反数を求める）を乗じて合計を求め、位相差を取得する。
【００４０】
本実施例では、本実施例の計算手段３１により算出された位相差に基づいて、図１に示される電圧制御発振器（ＶＣＯ）のサンプリング位相を調整する、或いは図２に示されるリサンプラにより導入された時間遅延を調整することで、位相差をゼロに近づかせて、クロックの復元を実現することができる。
【００４１】
本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００４２】
＜実施例２＞
本発明の実施例は、クロック復元装置をさらに提供する。図４は、本発明の一の実施例に係るクロック復元装置の構成を示す図である。図４に示すように、該クロック復元装置は、電圧制御発振器４１と、位相検出器４２とを含む。
【００４３】
電圧制御発振器４１は、サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器を駆動する。電圧制御発振器４１は、従来の電圧制御発振器により実現されてもよく、ここにその内容を省略とされる。
【００４４】
位相検出器４２は、電圧制御発振器４１に接続され、位相差を検出する。位相検出器４２は、実施例１に説明された位相検出器により実現されてもよく、ここにその内容を省略とされる。
【００４５】
本実施例のクロック復元装置によれば、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、電圧制御発振器のサンプリング位相を制御することで、位相差をゼロに近づかせて、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００４６】
＜実施例３＞
本発明の実施例は、デジタルのコヒーレント受信機をさらに提供し、このデジタルコヒーレント受信機は、単一偏波のものである。図５は、該コヒーレント受信機の構成を示す図である。図５に示すように、デジタルコヒーレント受信機は、コヒーレント検出器５１、アナログデジタル変換器５２、波長分散補償器５３、データ復元器５４、及びクロック復元装置５５を含む。
【００４７】
コヒーレント検出器５１は、受信された光信号を電気信号に変換する。例えば、コヒーレント検出器５１は、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器を含んでよく、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器により、受信された光信号を電気信号に変換する。本実施例では、コヒーレント検出器５１は、従来のコヒーレント検出器により実現されてもよく、ここにその内容は省略とされる。
【００４８】
アナログデジタル変換器５２は、コヒーレント検出器５１に接続され、コヒーレント検出器５１により出力された受信信号のＩ成分及びＱ成分に対してアナログデジタル変換を行う。
【００４９】
なお、アナログデジタル変換器５２は、従来のアナログデジタル変換器により実現されてもよく、その内容は省略とされる。
【００５０】
また、具体的に実施する際に、図５に示すように、アナログデジタル変換器５２は２つがあり、Ｉ成分及びＱ成分それぞれに対してアナログデジタル変換を行ってもよい。
【００５１】
波長分散補償器５３は、アナログデジタル変換器５２に接続され、アナログデジタル変換器５２により出力された受信信号に対して波長分散を補償する。
【００５２】
なお、波長分散補償器５３は、従来の波長分散補償器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００５３】
データ復元器５４は、波長分散補償器５３に接続され、波長分散補償器５３により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行う。
【００５４】
なお、データ復元器５４は、従来のデータ復元器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００５５】
クロック復元装置５５は、電圧制御発振器５５１及び位相検出器５５２を含み、クロック復元を行う。また、クロック復元装置５５の電圧制御発振器５５１は、アナログデジタル変換器５２にさらに接続され、サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器５２を駆動しており、位相検出器５５２により検出された位相差に基づいてサンプリング位相を調整し、位相差をゼロに近づかせる。クロック復元装置５５の位相検出器５５２は、波長分散補償器５３にさらに接続され、位相差を検出する。
【００５６】
なお、クロック復元装置５５は、実施例２のクロック復元装置により実現されてもよく、その位相検出器５５２は、実施例１の位相検出器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００５７】
本実施例のデジタルコヒーレント受信機は、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、電圧制御発振器のサンプリング位相を制御することで、位相差をゼロに近づかせて、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００５８】
＜実施例４＞
本発明の実施例は、デジタルのコヒーレント受信機をさらに提供し、該デジタルのコヒーレント受信機は二重偏波のものである。図６は、デジタルコヒーレント受信機の構成を示す図である。図６に示すように、該デジタルコヒーレント受信機は、コヒーレント検出器６１、アナログデジタル変換器６２、波長分散補償器６３、データ復元器６４、及びクロック復元装置６５を含む。
【００５９】
コヒーレント検出器６１は、受信された光信号を電気信号に変換する。例えば、コヒーレント検出器６１は、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器を含んでよく、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器により、受信された光信号を電気信号に変換する。本実施例では、コヒーレント検出器６１は、従来のコヒーレント検出器により実現されてもよく、ここにその内容は省略とされる。
【００６０】
アナログデジタル変換器６２、コヒーレント検出器６１に接続され、コヒーレント検出器６１により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分に対してアナログデジタル変換を行う。
【００６１】
なお、アナログデジタル変換器６２は、従来のアナログデジタル変換器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００６２】
また、具体的に実施する際に、図６に示すように、アナログデジタル変換器６２は４つがあり、ｘ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分それぞれに対してアナログデジタル変換を行ってもよい。
【００６３】
波長分散補償器６３は、アナログデジタル変換器６２に接続され、アナログデジタル変換器６２により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号のそれぞれに対して波長分散を補償する。
【００６４】
なお、波長分散補償器６３は、従来の波長分散補償器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００６５】
なお、具体的に実施する際に、図６に示すように、波長分散補償器６３は２つがあり、ｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号それぞれに対して波長分散を補償してもよい。
【００６６】
データ復元器６４は、波長分散補償器６３に接続され、波長分散補償器６３により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行う。
【００６７】
なお、データ復元器６４は、従来のデータ復元器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００６８】
クロック復元装置６５は、電圧制御発振器６５１及び位相検出器６５２を含み、クロック復元を行う。また、クロック復元装置６５の電圧制御発振器６５１はアナログデジタル変換器６２にさらに接続され、サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器６２を駆動しており、位相検出器６５２により検出された位相差に基づいてサンプリング位相を調整し、位相差をゼロに近づかせる。クロック復元装置６５の位相検出器６５２は、波長分散補償器６３にさらに接続され、且つ位相差を検出する。
【００６９】
なお、クロック復元装置６５は、実施例２のクロック復元装置により実現されてもよく、位相検出器６５２は実施例１の位相検出器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００７０】
本実施例のデジタルコヒーレント受信機は、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、電圧制御発振器のサンプリング位相を制御することで、位相差をゼロに近づかせて、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００７１】
＜実施例５＞
本発明の実施例は、クロック復元装置をさらに提供する。図７は、クロック復元装置の構成を示す図である。図７に示すように、クロック復元装置は、リサンプラ（resampler）７１及び位相検出器７２を含む。
【００７２】
リサンプラ７１は、受信された信号をサンプリングし直す。リサンプラ７１は、デジタルのフィルタにより実現されてもよく、一つの時間遅延が導入されてもよく、遅延の大きさはフィルタのパラメータにより決定されてもよく、フィルタのパラメータを調整することでリサンプラに導入された時間遅延を調整することができ、その内容はここに省略とされる。
【００７３】
位相検出器７２は、リサンプラ７１に接続され、位相差を検出する。位相検出器７２は、実施例１に記載された位相検出器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００７４】
本実施例のクロック復元装置によれば、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、リサンプラにより導入された時間遅延を調整することで、位相差をゼロに近づかせて、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００７５】
＜実施例６＞
本発明の実施例は、デジタルのコヒーレント受信機をさらに提供し、該デジタルのコヒーレント受信機は単一偏波のものである。図８は、該デジタルコヒーレント受信機の構成を示す図である。図８に示すように、該デジタルコヒーレント受信機は、コヒーレント検出器８１、アナログデジタル変換器８２、発振器８３、クロック復元装置８４、波長分散補償器８５、及びデータ復元器８６を含む。
【００７６】
コヒーレント検出器８１は、受信された光信号を電気信号に変換する。例えば、コヒーレント検出器８１は、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器を含んでよく、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器により、受信された光信号を電気信号に変換する。本実施例では、コヒーレント検出器８１は、従来のコヒーレント検出器により実現されてもよく、ここにその内容は省略とされる。
【００７７】
アナログデジタル変換器８２は、コヒーレント検出器８１に接続され、コヒーレント検出器により出力された受信信号のＩ成分及びＱ成分に対してアナログデジタル変換を行う。
【００７８】
なお、アナログデジタル変換器８２は、従来のアナログデジタル変換器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００７９】
なお、具体的に実施する際に、図８に示すように、アナログデジタル変換器８２は２つがあり、Ｉ成分及びＱ成分それぞれに対してアナログデジタル変換を行ってもよい。
【００８０】
発振器８３は、アナログデジタル変換器８２に接続され、サンプリングを行うように前記アナログデジタル変換器を駆動する。
【００８１】
なお、サンプリングレートは、シンボルレートの２倍である。
【００８２】
また、発振器８３は、従来の発振器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００８３】
クロック復元装置８４は、アナログデジタル変換器８２に接続され、クロック復元を行う。
【００８４】
また、クロック復元装置８４は、リサンプラ８４１及び位相検出器８４２を含み、クロック復元を行う。クロック復元装置８４のリサンプラ８４１は、アナログデジタル変換器８２と波長分散補償器８５との間に設けられ、受信された信号をサンプリングし直し、位相検出器８４２により検出された位相差に基づいてリサンプラにより導入された時間遅延を調整し、位相差をゼロに近づかせる。前記クロック復元装置８４の位相検出器８４２は、波長分散補償器８５にさらに接続され、位相差を検出する。
【００８５】
なお、クロック復元装置８４は、実施例５のクロック復元装置により実現されてもよく、位相検出器８４２は実施例１の位相検出器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００８６】
波長分散補償器８５は、クロック復元装置８４に接続され、アナログデジタル変換器８２により出力された受信信号に対して波長分散を補償する。
【００８７】
データ復元器８６は、波長分散補償器８５に接続され、波長分散補償器８５により波長分散が補償された受信信号に対してデータ復元を行う。
【００８８】
なお、データ復元器８６は従来のデータ復元器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００８９】
本実施例のデジタルコヒーレント受信機は、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、リサンプラにより導入された時間遅延を調整することで、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【００９０】
＜実施例７＞
本発明の実施例は、デジタルのコヒーレント受信機をさらに提供し、該デジタルのコヒーレント受信機は二重偏波のものである。図９は、デジタルコヒーレント受信機の構成を示す図である。図９に示すように、該デジタルコヒーレント受信機は、コヒーレント検出器９１、アナログデジタル変換器９２、発振器９３、クロック復元装置９４、波長分散補償器９５、及びデータ復元器９６を含む。
【００９１】
コヒーレント検出器９１は、受信された光信号を電気信号に変換する。例えば、コヒーレント検出器９１は、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器を含んでよく、局部発振器、光ハーモニックバランサー及び光電検出器により、受信された光信号を電気信号に変換する。本実施例では、コヒーレント検出器９１は、従来のコヒーレント検出器により実現されてもよく、ここにその内容は省略とされる。
【００９２】
アナログデジタル変換器９２は、コヒーレント検出器９１に接続され、コヒーレント検出器９１により出力されたｘ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分、並びにｙ偏波状態の受信信号のＩ成分及びＱ成分に対してアナログデジタル変換を行う。
【００９３】
なお、アナログデジタル変換器９２は、従来のアナログデジタル変換器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００９４】
また、具体的に実施する際に、図９に示すように、アナログデジタル変換器９２は４つがあり、ｘ偏波状態のＩ成分及びＱ成分、並びにｙ偏波状態のＩ成分及びＱ成分それぞれに対してアナログデジタル変換を行ってもよい。
【００９５】
発振器９３は、アナログデジタル変換器９２に接続され、サンプリングを行うようにアナログデジタル変換器９２を駆動する。
【００９６】
なお、サンプリングレートは、シンボルレートの２倍である。
【００９７】
また、発振器９３は、従来の発振器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【００９８】
クロック復元装置９４は、アナログデジタル変換器９２に接続され、クロック復元を行う。
【００９９】
また、クロック復元装置９４は、リサンプラ９４１及び位相検出器９４２を含み、クロック復元を行う。クロック復元装置９４のリサンプラ９４１は、アナログデジタル変換器９２と波長分散補償器９５との間に設けられ、受信された信号をサンプリングし直しており、位相検出器９４２により検出された位相差に基づいて導入された時間遅延を調整し、該位相差をゼロに近づかせる。クロック復元装置９４の位相検出器は、波長分散補償器９５にさらに接続され、且つ位相差を検出する。
【０１００】
なお、クロック復元装置９４は、実施例５のクロック復元装置により実現されてもよく、位相検出器９４２は、実施例１の位相検出器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【０１０１】
波長分散補償器９５は、クロック復元装置９４に接続され、アナログデジタル変換器９２により出力されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対して波長分散を補償する。
【０１０２】
なお、波長分散補償器９５は、従来の波長分散補償器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【０１０３】
また、具体的に実施する際に、図９に示すように、ｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号それぞれに対して波長分散を補償してもよい。
【０１０４】
データ復元器９６は、波長分散補償器９５に接続され、波長分散補償器９５により波長分散が補償されたｘ偏波状態の受信信号及びｙ偏波状態の受信信号に対してデータ復元を行う。
【０１０５】
なお、データ復元器９６は、従来のデータ復元器により実現されてもよく、その内容はここに省略とされる。
【０１０６】
本実施例のデジタルコヒーレント受信機は、実施例１の位相検出器により検出された位相差に基づいて、リサンプラにより導入された時間遅延を調整することで、クロックの復元を実現することができる。また、本実施例の位相検出器によれば、異なる時刻の受信電力の乗積のみに基づいて位相差を計算することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【０１０７】
また、本発明の実施例は、クロック復元用の位相検出方法をさらに提供する。なお、下記の実施例８に係る方法は、問題解決の原理が実施例１の位相検出器と類似するため、具体的な実施は、実施例１の実施を参考することができ、重複する部分の説明はここに省略とされる。
【０１０８】
＜実施例８＞
本発明の実施例は、クロック復元用の位相検出方法をさらに提供する。図１０は、位相検出方法のフローチャートである。図１０に示すように、該方法は、以下のステップを含む。
【０１０９】
異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行う。ここで、受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力であり、所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である。
【０１１０】
一つの実施例では、下記の式により前記位相差を計算してもよい。
【数２】
2014078930.tif 000004
【０１１１】
ここで、下付き記号の２ｎはサンプリング点の序数であり、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であり、ｎ及びｍは共に正整数であり、合計を求める項数は２ｍであり、ｋは乗算を行う２つの電力値の相対的な遅延時間であり、ｋ＝０，１，２…となる。
【０１１２】
また、単一偏波のシステムの場合、受信電力は、Ｐ＝Ｉ２＋Ｑ２となり、二重偏波のシステムの場合、受信電力は、Ｐ＝Ｐｘ＋Ｐｙ，Ｐｘ＝Ｉｘ２＋Ｑｘ２，Ｐｙ＝Ｉｙ２＋Ｑｙ２となる。ここで、Ｉは受信信号のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑは受信信号のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｐｘは受信信号のｘ偏波状態の受信電力であり、Ｐｙは受信信号のｙ偏波状態の受信電力であり、Ｉｘは受信信号のｘ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｘは受信信号のｘ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｉｙは受信信号のｙ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｙは受信信号のｙ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値である。
【０１１３】
図１０に示すように、位相検出方法は、具体的に以下のステップを含む。
【０１１４】
ステップ１０１：受信電力に対して第１の時間遅延を行う。
【０１１５】
ここで、第１の遅延時間は、ｋＴ／２であり、Ｔはシンボルの周期であり、ｋは乗じる２つの受信電力の間の相対的な遅延時間である。
【０１１６】
ステップ１０２：受信電力に、第１の時間遅延モジュールにより遅延された受信電力を乗ずる。
【０１１７】
ステップ１０３：乗算の結果に対して、カスケーディングした２ｍ−１個の第２の時間遅延を行う。
【０１１８】
ここで、第２の遅延時間はＴ／２であり、Ｔはシンボルの周期である。
【０１１９】
ステップ１０４：乗算器の出力及び各第２の時間遅延モジュールの出力に順次交互に１と−１（反数を求める）を乗じて合計を求め、位相差を取得する。
【０１２０】
本発明の実施例に方法により位相差を検出することで、周波数差若しくは線幅が大きい場合、又は送信信号はスペクトル幅のシンボルレートに近いＮｙｑｕｉｓｔ信号である場合、従来の位相検出方向が失効した問題を解決できる。
【０１２１】
以上のように、本発明の好適な実施形態が説明された。これらの実施形態の多くの特徴及び利点は詳細な明細書に明確に記載されているため、添付された特許請求の範囲はこれらの実施形態の真実の主旨及び範囲内の全てのこれらの特徴及び利点をカバーするものである。また、当業者にとって、多くの修正及び変更を容易に想到できるため、本発明の実施形態は、例示又は記載された具体的な構成及び動作に限定されたものではなく、その範囲内の全ての適切な修正及び均等物をカバーできる。
【０１２２】
なお、本発明の各部分は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、又はそれらの組み合わせにより実現されてもよい。上述した実施形態では、複数のステップ又は方法は、メモリに記憶され、適切な指令によってシステムが実行するソフトウェア又はファームウェアを実行することで実現されてもよい。例えば、ハードウェアで実現される場合、他の実施形態と同じように、データ信号に対して論理機能を有する論理ゲート回路の離散論理回路、論理ゲート回路を適切に組み合わせる専用の集積回路、プログラミング可能ゲートアレイ（ＰＧＡ）、現場プログラミング可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）などの公知の下記の技術のうちいずれか又はそれらの組み合わせで実現してもよい。
【０１２３】
フローチャート又は他の方式に記載された如何なるプロセス、方法の記述又はブロックは、特定の論理機能又はプロセスにおけるステップの実行可能なコードを実現可能なモジュール、セグメント又は部分を表示することと理解してもよい。また、本発明の好適な実施形態の範囲は、他の実施方法を含んでもよく、例えば、示される順序に基づかなく、係る機能に応じて、基本的に同時の方式又は逆の順序に基づいて機能を実行してもよい。
【０１２４】
フローチャートに示される、或いは他の方式で記述される論理及び／又はステップ、例えば、論理機能を実現するための実行可能な指令の順序リストは、指令実行システム、装置又はデバイス（例えばコンピュータに基づくシステム、プロセッサを含むシステム、又は他の指令実行システム、装置又はデバイスから指令を取得し、指令を実行可能なシステム）に用いられる、或いはこれらの指令実行システム、装置又はデバイスと結合して使用されるため、如何なるコンピュータの読取可能な媒体に実施されてもよい。本明細書では、「コンピュータが読取可能な媒体」は、指令実行システム、装置若しくはデバイス、又はこれらの指令実行システム、装置、若しくはデバイスの組み合わせを使用させるために、プログラムを含む、記憶、通信、伝播又は伝送する如何なる装置であってもよい。コンピュータが読取可能な媒体は、例えば電気、磁気、光、電磁、赤外線又は半導体のシステム、装置、デバイス、又は伝播媒体であってもよく、これらに限られない。コンピュータが読取可能な媒体は、より具体的な例（非完全のリスト）として、一つ又は複数の配線を有する電気接続部（電子装置）、携帯式のコンピュータディスク（磁気装置）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）（電子装置）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）（電子装置）、消去可能プログラミング可能ＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ又はフラッシュメモリ）（電子装置）、光ファイバー（光装置）、及び携帯式光ディスクＲＯＭ（ＣＤＲＯＭ）（光学装置）を含む。また、コンピュータが読取可能な媒体は、プログラムがプリントされている紙又は他の適切の媒体であってもよく、例えば紙又は他の媒体を光学走査して、編集、解釈、或いは必要に応じて他の適切な方法により処理して、電子方式でプログラムを取得して、コンピュータ記憶手段に記憶する。
【０１２５】
上述した文言の説明及び図面は、本発明の各種の異なる特徴を示している。なお、当業者は、適切なコンピュータコードを用意して、上記記載され、図面に示された各ステップ及びプロセスを実現できる。また、上述した各種の端末、コンピュータ、サーバ、ネットワーク等は、如何なるタイプであってもよく、開示の内容に基づいてコンピュータコードを用意して装置を用いて本発明を実現できる。
【０１２６】
本発明の特定の実施形態はここに開示されている。本発明は他の環境において他の適用があることは、当業者として容易に認識できる。実際には、多く実施形態又は実現が存在する。本発明の範囲は、上述した具体的な実施形態に限定されるものではない。また、「…に用いられる装置」の引用は、要素及び特許請求の範囲の追加機能を記述するものであり、「…に用いられる装置」が使用されていない引用の要素は、その請求項は「装置」という用語を含んでも、ミーンズプラスファンクションの素子と理解されたくない。
【０１２７】
本発明は、特定の好適な実施形態又は複数の実施形態が説明されているが、当業者は明細書及び図面を読み、理解した上、均等的な修正例及び変形例を想到できる。特に、上述した要素（部材、構成要件、装置、構成など）により実行される各種の機能は、例外の指定を除いて、これらの要素の用語（「装置」を含む引用）に対応する該要素の具体的な機能の任意要素（即ち機能均等）に用いられる。また、例示されている幾つの実施形態のただ一つ又は複数について、本発明の具体的な特徴が記述されているが、必要、任意提供されるもの、或いは適用に有利的な面に応じて、これらの特徴と他の実施形態の一つ又は複数の他の特徴と組み合わせてもよい。
【０１２８】
また、上述の各実施例を含む実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
【０１２９】
（付記１）
異なる時刻の受信電力の乗積に基づいて位相差を計算し、該位相差によりクロック復元を行うステップを含み、
前記受信電力は、所定のサンプリングレートで入力信号をサンプリングする時に取得された受信電力であり、前記所定のサンプリングレートは、シンボルレートの２倍である、クロック復元用の位相検出方法。
【０１３０】
（付記２）
前記位相差を計算するステップにおいては、下記の式により前記位相差を計算し、
【数３】
2014078930.tif 000005
【０１３１】
下付き記号の２ｎはサンプリング点の序数であり、サンプリングレートはシンボルレートの２倍であり、ｎ及びｍは共に正整数であり、合計を求める項数は２ｍであり、ｋは乗算を行う２つの電力値の相対的な遅延時間であり、ｋ＝０，１，２…となる、付記１に記載の位相検出方法。
【０１３２】
（付記３）
単一偏波のシステムの場合、前記受信電力は、Ｐ＝Ｉ２＋Ｑ２となり、
二重偏波のシステムの場合、前記受信電力は、Ｐ＝Ｐｘ＋Ｐｙ，Ｐｘ＝Ｉｘ２＋Ｑｘ２，Ｐｙ＝Ｉｙ２＋Ｑｙ２となり、
Ｉは受信信号のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑは受信信号のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｐｘは受信信号のｘ偏波状態の受信電力であり、Ｐｙは受信信号のｙ偏波状態の受信電力であり、Ｉｘは受信信号のｘ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｘは受信信号のｘ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値であり、Ｉｙは受信信号のｙ偏波状態のＩチャネル成分のサンプリング値であり、Ｑｙは受信信号のｙ偏波状態のＱチャネル成分のサンプリング値である、付記１に記載の位相検出方法。
【０１３３】
（付記４）
受信電力に対して第１の時間遅延を行うステップＳ１であって、第１の遅延時間はｋＴ／２であり、Ｔはシンボルの周期であり、ｋは乗じる２つの受信電力の間の相対的な時間遅延のサンプリング数である、Ｓ１ステップと、
受信電力に前記第１の時間遅延モジュールにより遅延された受信電力を乗ずるステップＳ２と、
乗算の結果に対してカスケーディングした２ｍ−１個の第２の時間遅延を行うステップＳ３であって、第２の遅延時間はＴ／２であり、Ｔはシンボルの周期である、ステップＳ３と、
乗算器の出力及びカスケーディングした２ｍ−１個の第２の時間遅延モジュールの出力に順次交互に１と−１（反数を求める）を乗じて合計を求め、前記位相差を取得するステップＳ４と、を含む、付記１に記載の位相検出方法。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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