(57)【要約】【課題】  位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に入力することで、その２次側から高圧の生体印加交流を得ること。【解決手段】  位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、高周波パルスを幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号よりも充分高い直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をチョークコイルとダイオードとの並列回路およびコンデンサからなる２系統の復調回路を経て各別に復調し、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波復調済出力を得ると共に、これら各復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に供給することで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、高周波パルスを幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号よりも充分高い直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をチョークコイルとダイオードとの並列回路およびコンデンサからなる２系統の復調回路を経て各別に復調し、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波復調済出力を得ると共に、これら各復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に供給することで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【請求項２】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号で、高周波パルスを幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスを得る一方、前記半波信号よりも充分高い直流電圧を加えた昇圧トランスにおける二つの１次コイルおよびこれら各コイルに並列のコンデンサと、ダイオードを並列接続したチョークコイルとからなる２系統の復調回路を順次各別に経た前記直流をそれぞれ前記２系統の幅変調済高周波パルスで各別にスイッチング制御し、前記二つの１次コイルに復調済正弦半波電流を交互正逆に流すことで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知であるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイルに供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を得る電位治療器が周知である。
【０００３】
前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器であり、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。
【０００４】
近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者の方が、東の５０Ｈｚ地域の複数患者よりも、治療効果の有効性と速効性に優れているようだという意見が多くなりつつあり、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、今一つ物足りないという意見も多少出始めてきたという問題点が有る。
【０００５】
一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。
【０００６】
したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易いし、トランスが過熱し易いという根源的で切実な問題点が有る。
【０００７】
さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用なリンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、生体拒否反応も生じるという根源的な問題点も有る。
【０００８】
各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに供給するとした電位治療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。
【０００９】
前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特許公報であり、周知事項や願望事項を手書き漫画図面と共に断片的に羅列しているだけで、結局、この文献４の意図するところは、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無いから、当業者がこの特開２００９−２７９０２４号公報を見ても、当業者は、上記電位治療器を作れず、実施できないという根源的で切実な問題点が有る。
【００１０】
Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のスイッチング素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のものと、直列２個のスイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路構成のものとが存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるという肝心な事柄は、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。
【００１１】
反面、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプの欠点としては、負荷（昇圧トランス）ドライブ時に、主として復調用コイルの蓄積電荷等による「バス・ポンピング」現象に起因する電源電圧変動を抑制するためのフリー・ホィーリング（ｆｒｅｅ・ｗｈｅｅｌｌｉｎｇ）・ダイオードを交流が流れるアンプ回路内に接続できる箇所が無く、上記現象による電源電圧の変動を払拭できないという根源的で切実な問題点が有るという肝心な事柄も、上記特許文献４には全く記載が無いのである。
【００１２】
現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブする時に、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・バスコンデンサの値が小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になるという本質的かつ大きい問題点が有るという肝心な事柄も、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。
【００１３】
ただし、直列２個のスイッチング素子を２列用いた現用一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス・ポンピング」現象を休止中のスイッチング素子のダイオード作用で抑制防止できるから、上記現象による電源電圧の変動は生じないが、使用部品点数がハーフブリッジ構成の２倍要し、スペース的にもコスト的にも不利であるという互いに相容れない本質的問題点が有る。
【００１４】
さらに、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら正負の各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。
【００１５】
したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないという本質的かつ大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いという根源的で切実な問題点が有る。
【００１６】
また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特許第２６０９５７４号公報
【特許文献２】実開昭６１−１１８３４６号公報
【特許文献３】特開２００６−２３９０３２号公報
【特許文献４】特開２００９−２７９０２４号公報
【特許文献５】特開２０１１−２４８５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、前記多くの問題点を解決するために、位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力を復調して得た２系統の正弦半波復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に入力することで、その２次側から高圧の生体印加交流出力を得ることに有る。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記本発明の目的は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号を半波整流して位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号でパルス幅変調した周波数が１００ＫＨｚ程度の幅変調済高周波パルスにより、前記半波信号よりも充分高い直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得る。
【００２０】
その後、上記各パルス出力をチョークコイルとダイオードとの並列回路およびコンデンサからなる２系統の復調回路を経て各別に復調し、位相が互いに１８０°異なる等電圧２系統の正弦半波復調済出力を得ると共に、これら各復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に供給することで、２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで達成できた。
【００２１】
ただし、前記半波信号よりも充分高い直流電圧を加えた昇圧トランスにおける二つの１次コイルおよびこれら各コイルに並列のコンデンサと、ダイオードを並列接続したチョークコイルとからなる２系統の復調回路を順次各別に経た直流をそれぞれ位相が互いに１８０°異なる前記２系統の幅変調済高周波パルスで各別にスイッチング制御し、前記二つの１次コイルに復調済正弦半波電流を交互正逆に流すことでも、トランス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得る。
【発明の効果】
【００２２】
この発明における請求項１の発明によれば、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号から得た位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号により、高周波パルスを各別に幅変調して２系統の幅変調済高周波パルスを作り、これら各パルスで直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各出力の復調時には、チョークコイルの出力側に生じた蓄積電荷をこのコイルに並列のダイオードで入力側に戻すことで、有害無用なバス・ポンピング現象による電源電圧の変動を無理なく抑制できるという優れた効果が有る。
【００２３】
すなわち、チョークコイルに並列のダイオードは、幅変調済増幅パルス出力の復調時にチョークコイルに生じた蓄積電荷を出力側から入力側に戻すことで、バス・ポンピング現象による電源電圧の変動を抑制するための前記フリー・ホィーリング・ダイオードとして動作するから、前記２系統のパルス出力を各別に無理なく正しく復調でき、位相が互いに１８０°異なる等電圧２系統の正弦半波復調済出力を得ることができる。
【００２４】
さらに具体的には、前記幅変調済増幅パルス出力を得るためのスイッチング素子のオン期間には、入力電圧の一部をチョークコイルに蓄積しつつ出力側への供給を抑え、オフ期間にこのコイルに並列接続したダイオードを経由して上記コイルの蓄積電荷を出力側から入力側に戻せるので、バス・ポンピング現象による電源電圧変動を抑制できると共に、これら各チョークコイルとダイオードは、高周波パルスの方形波の変化分、つまり交流成分を小さくするフィルターとして動作するので、滑らかに変化する正弦半波復調済出力を効率約９０％程度と極めて高い効率で前記二つの１次コイルに交互正逆に供給でき、トランス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、消費電力の低減化が可能であるという優れた効果を奏し得た。
【００２５】
また、本発明は、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波復調済出力を昇圧トランスにおける二つの１次コイルに交互正逆に供給することで、トランス２次コイルに高圧正弦波交流を発生させ得るから、この昇圧トランスには、商用電源に対応した珪素鋼板で捲線を設定した安価な現用一般の昇圧トランスを採用できるという優れた効果が有る。
【００２６】
さらに本発明によれば、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流として、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、常に治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進できるという優れた効果が有る。
【００２７】
本発明における請求項２に記載の発明によれば、前記多くの効果のほかに、二つのスイッチング素子のエミッタやソースをそれぞれ接地できるので、パルストランスやゲートドライブＩＣは不要となり、単なる抵抗結合によりトランジスタやＦＥＴのドライブが可能になるという効果を付加できた。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明による交流電位治療器の一例を示す系統回路図
【図２】図１の回路における動作波形図
【図３】図１の回路における動作波形図
【図４】図１の回路における動作波形図
【図５】本発明による交流電位治療器の他の例を示す系統回路図
【発明を実施するための形態】
【００２９】
次に、本発明を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本発明の交流電位治療器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず、図１に示す系統回路図のように、Ｃ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などの現用一般的な正弦低周波発生回路１から得た周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度の正弦低周波信号を初段トランスＴの１次コイルに入力する。
【００３０】
上記トランスＴにおける中点接地の２次コイルの両端Ａ・Ｂに生じた図２のＡ・Ｂのような位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦波電圧をそれぞれ同方向に接続したダイオードｄでそれぞれ半波整流することで、図２のＣ・Ｅのような振幅が１０ボルト程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ることができ，これら各信号をそれぞれ現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｅに各別入力する。
【００３１】
これら各正弦半波信号で周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等による図１に示す現用一般的な高周波パルス発生回路３から得た高周波パルスをそれぞれ上記パルス幅変調回路２で各別にパルス幅変調することで、図２のＦ・Ｇのような位相が互いに１８０°異なる等電圧２系統の幅変調済高周波パルスを得ると共に、これら各パルスをパルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣ（米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有る）を経たパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の二つのスイッチング素子Ｑのゲートやベース等の制御電極Ｆ・Ｇにそれぞれ供給する。
【００３２】
次いで、図１のように商用電源を用いた現用一般の直流電源ＤＣから得た例えばプラス１３０ボルト程度の直流＋Ｖを上記スイッチング素子Ｑのドレインに供給印加すると共に、パルストランスＰＴを経て各素子Ｑのゲートに加えた前記幅変調済高周波パルスにより上記直流をスイッチング制御することで、各素子ＱのソースＨ・Ｉからそれぞれ図３のＨ・Ｉのようなほぼ櫛歯状波形の幅変調済増幅パルス出力を得ることができる。
【００３３】
ただし、昇圧トランスにおける二つの１次コイルＬ１・Ｌ１のうち、一方の１次コイルの上記パルス出力間におけるインターバルには、他方の１次コイルＬ１に流れたパルス出力による負の誘導電圧が図３のＨ・Ｉのように互いに生じるが、これら各誘導電圧の発生期間内は、上記一方のスイッチング素子はオフ期間だから、各スイッチング素子のスイッチング動作には全く支障が無い。
【００３４】
その後、前記幅変調済高周波パルス出力を復調した後、昇圧トランスＴＯにおける二つの１次コイルＬ１・Ｌ１に交互正逆に供給するのであるが、この復調に当たっては、図１のように前記フリー・ホィーリング・ダイオードｄ１を並列接続した１５０μＨ程度のチョークコイルＬと、昇圧トランスＴＯにおける二つの１次コイルＬ１・Ｌ１に並列接続した０．１μＦ程度のチタバリコンデンサＣ１・Ｃ１を有する復調回路４により、前記２系統のパルス出力を各別に復調して上記各１次コイルＬ１・Ｌ１両端Ｊ・Ｋにそれぞれ図４のＪ・Ｋのような位相が互いに１８０°異なる等電圧２系統の正弦半波復調済出力を交互正逆に供給することで、トランス２次コイルＬ２に図４のＬのような１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。
【００３５】
一方、上記昇圧トランスＴＯにおける２次コイルＬ２の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０を経て前記直流電源ＤＣにおける接地点に接続する一方、上記２次コイルＬ２の両端間には、１０Ｗ・５〜１０ＭΩ程度の大型ハイメグ抵抗Ｒ１とダイオードＤ１との並列回路と、この並列回路と直列のハイメグ抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とを用いた正電圧ブリーダ回路５を接続すると共に、その相互接続部Ｍに図４のＭのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限抵抗Ｒ３を経て供給する。
【００３６】
したがって、上記生体印加交流は、周波数が７０〜１２０Ｈｚ程度で滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流だから、健康な人体内における正負イオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を生体に前記導電マットｍを経て印加できるので、商用電源周波数に関係なく、常に治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、しかも生体拒否反応の発生を防止できた。
【００３７】
ただし、上記正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得るには、前記ハイメグ抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値比率を２対１に設定すればよい。
【本発明の他の実施形態】
【００３８】
本発明の請求項２におけるスイッチング素子Ｑに関連した回路構成は、図５のように直流＋Ｖを加えた前記二つの１次コイルＬ１・Ｌ１および、これら各コイルに並列のコンデンサＣ１・Ｃ１と、ダイオードｄ１を並列接続したチョークコイルＬとをそれぞれ有する２系統の復調回路４を順次各別に経た直流をそれぞれ位相が互いに１８０°異なる前記２系統の幅変調済高周波パルスをゲート入力とした二つのソース接地またはエミッタ接地のスイッチング素子Ｑで各別にスイッチング制御し、前記二つの１次コイルＬ１・Ｌ１に復調済正弦半波電流を交互正逆に流すようにしても、トランス２次コイルＬ２に前記実施形態と同様に高圧正弦波交流を発生させ得る。
【００３９】
上記回路構成では、各スイッチング素子Ｑのソースやエミッタは、そのまま接地できるので、パルストランスやゲートドライブＩＣは不要となり、単なる抵抗結合によりゲートドライブやベースドライブが可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対して通電導子により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。
【符号の説明】
【００４１】
１…正弦低周波発生回路
２…パルス幅変調回路
３…高周波パルス発生回路
４…復調回路
５…正電圧ブリーダ回路
Ｔ…初段低周波トランス
ＰＴ…パルストランス
Ｔ０…昇圧トランス
ｄ・ｄ1 ・Ｄ１・Ｄ２…ダイオード
Ｌ…チョークコイル
Ｌ１…昇圧トランスの１次コイル
Ｌ２…昇圧トランスの２次コイル
Ｃ１…コンデンサ
Ｑ…スイッチング素子
Ｒ１・Ｒ２・Ｒ０・Ｒ３…ハイメグ抵抗
Ｒ…ゲート（ベース）入力抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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