(57)【要約】【課題】電力変換装置において、単相インバータのサージを抑制すると共に損失を低減し、更に素子の必要耐圧を低減する。【解決手段】一実施形態に係る電力変換装置は、それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、出力電圧指令値の極性反転時にそれぞれスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続された直流コンデンサとを具備し、前記ＰＷＭアームと前記直流コンデンサ間の配線距離が、前記極性反転アームと前記直流コンデンサ間の配線距離より短い。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、
出力電圧指令値の極性反転時にそれぞれスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、
前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続された直流コンデンサとを具備し、
前記ＰＷＭアームと前記直流コンデンサ間の配線距離が、前記極性反転アームと前記直流コンデンサ間の配線距離より短いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭアームに使用される半導体素子として、前記極性反転アームに使用される半導体素子より高速スイッチングが可能な半導体素子が使用されていることを特徴とする請求項１の電力変換装置。
【請求項３】
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された２Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、
出力電圧指令値の極性反転時にそれぞれスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、
コンデンサを直列に接続したコンデンサ直列回路とを具備し、
前記コンデンサ直列回路が前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、
直列に接続された２Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の半導体スイッチを具備し、出力電圧指令値の極性反転時にスイッチングする極性反転アームと、
コンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路とを具備し、
前記コンデンサ直列回路が前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
出力端が直列接続された複数の単相インバータ、及び各単相インバータを制御する制御部から構成される電力変換装置であって、
各単相インバータは、
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、
出力電圧指令値の極性反転にそれぞれ同期してスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、
前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続された直流コンデンサとを具備し、
前記制御部は、前記出力電圧指令値の極性反転時から所定時間後、又は所定時間前に、少なくとも１つの前記極性反転アームの極性を反転させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、２以上の単相インバータの極性反転アームについて、極性を反転させるタイミングを、前記２以上の単相インバータで個別に設定することを特徴とする請求項５の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記出力電圧指令値の極性反転時から所定時間後、又は所定時間前に極性を反転させる極性反転アームを、複数の極性反転アームの中で一定の周期で入れ替えることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記ＰＷＭアームと前記直流コンデンサ間の配線距離が、前記極性反転アームと前記直流コンデンサ間の配線距離より短いことを特徴とする請求項３乃至７の１項記載の電力変換装置。
【請求項９】
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを共に具備する第１及び第２のＰＷＭアームと、前記第１及び第２のＰＷＭアームに並列に接続されたコンデンサとを具備する第１の単相インバータと、
それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、出力電圧指令値の極性反転時にそれぞれスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列に接続されたコンデンサとを具備する第２の単相インバータと、
を具備することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチをＰＷＭ(pulse width modulation)スイッチングするＰＷＭアームと、出力電圧指令の極性反転時にスイッチングする極性反転アームとを有する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として、常時ＰＷＭスイッチングを行うＰＷＭアームと、出力電圧極性が切り替わるときにスイッチングを行う１パルスアームを組み合わせることで、損失の低下、コストの低減を図ることができる単相インバータ（電力変換装置）が開示されている。また、２つ以上の単相インバータの交流出力側を直列接続した回路構成も一般に知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−１６５２２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
半導体スイッチをＰＷＭするＰＷＭアームと、出力電圧指令の極性反転時にスイッチングする極性反転アームとを有する単相インバータにおいて、極性反転アームと比べてＰＷＭアームに多くのサージが発生し、損失の増加、素子の必要耐圧の増加が問題となる。また、出力電圧指令値がゼロ付近において、極性が複数回変化したとき、極性反転アームが複数回スイッチングし、損失の増加が問題となる。例えば負荷が電車のモータである場合、車輪の空転等が発生すると、出力指令の波形が、ノイズが混入したように乱れる。このとき、出力指令値がゼロボルト付近であると、極性反転アームが複数回スイッチングすなわち極性が切替わり、このときのスイッチング損失の増加が問題となる。
【０００５】
実施形態は、電力変換装置において、単相インバータのサージの抑制及び損失の低減、素子の必要耐圧の低減を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一実施形態に係る電力変換装置は、それぞれＰＷＭスイッチングする直列に接続された半導体スイッチを具備するＰＷＭアームと、出力電圧指令値の極性反転時にそれぞれスイッチングし、直列に接続された半導体スイッチを具備する極性反転アームと、前記ＰＷＭアーム及び前記極性反転アームに並列接続された直流コンデンサとを具備し、前記ＰＷＭアームと前記直流コンデンサ間の配線距離が、前記極性反転アームと前記直流コンデンサ間の配線距離より短い。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】ＰＷＭアームと極性反転アームを有する単相インバータの構成を示す図。
【図２】図１の構成に対して、ＰＷＭアームをマルチレベル構成とした単相インバータの構成及び動作を示す図。
【図３】図１の構成に対して、極性反転アームをマルチレベル構成とした単相インバータの構成及び動作を示す図。
【図４】図１の単相インバータを２段直列接続した単相インバータの構成及び動作を示す図。
【図５】図４の当該単相インバータの他の動作を示す図。
【図６】２つのＰＷＭアームを有する単相インバータと、ＰＷＭアームと極性反転アームを有する単相インバータとを、直列接続した単相インバータの構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
【０００９】
［実施形態１］  
図１を参照して実施形態１を説明する。  
図１は極性反転アーム１００とＰＷＭアーム１０１と直流コンデンサＣ１からなる単相インバータである。極性反転アーム１００は、半導体スイッチＱ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路と、半導体スイッチＱ２とダイオードＤ２を逆並列接続した回路とが直列接続されて構成される。ＰＷＭアーム１０１は、半導体スイッチＱ３とダイオードＤ３を並列接続した回路と、半導体スイッチＱ４とダイオードＤ４を並列接続した回路とが直列接続されて構成される。
【００１０】
制御部１０は出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に基づいて、極性反転アーム１００を極性反転駆動するためのゲート指令を半導体スイッチＱ１及びＱ２に出力し、ＰＷＭアーム１０１をＰＷＭ駆動するためのゲート指令を半導体スイッチＱ３及びＱ４に出力する。充電されるコンデンサＣ１を直流電源として、ＰＷＭアーム１０１がＰＷＭ駆動され、ＰＷＭアーム１００が極性反転駆動されることで、出力端子Ｔ１、Ｔ２に交流電圧が発生される。極性反転アーム１００の動作は、いわゆる１パルス動作である。
【００１１】
インピーダンスＺ１、Ｚ２は直流コンデンサＣ１とＰＷＭアーム１０１を接続する配線または導体のインピーダンスを表し、インピーダンスＺ３、Ｚ４は直流コンデンサＣ１と極性反転アーム１００を接続する配線または導体のインピーダンスを表している。極性反転アーム１００を構成している半導体スイッチＱ１、Ｑ２はＩＧＢＴ、ＰＷＭアーム１０１を構成している半導体スイッチＱ３、Ｑ４はＦＥＴが一例として用いられる。つまり、ＰＷＭアーム１０１の半導体スイッチには、極性反転アーム１００より高速なスイッチング性能を持つ半導体素子が使用される。ＰＷＭアーム１０１の半導体スイッチには、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）などの半導体素子を好適に使用できる。
【００１２】
本実施形態に係るサージの抑制について説明する前に、サージの発生原理について説明する。サージは一般的に電流の変化とインダクタンス成分によって発生する（インダクタンス成分はインピーダンスを構成する１つの要素）。図１中のＱ３がオン状態、Ｑ４がオフ状態にあるとき、電流はＱ３を流れる。その状態から、Ｑ３がオフ状態、Ｑ４がオン状態に変化したとき、電流はＱ４を通して流れ始め、Ｑ３の電流は減少し、Ｑ４の電流は増加する。そのとき、ＰＷＭアーム１０１と直流コンデンサ間のインピーダンスＺ１、Ｚ２のインダクタンス成分Ｌ１、Ｌ２と流れる電流の変化分ΔＩによって、以下の式で示されるサージＶがｓｗ１に印加される。
【００１３】
Ｖ＝（Ｌ１＋Ｌ２）×ΔＩ／ｔ
ｔは時間を表しており、上記の式は短時間の間に大きな電流の変化があったとき、大きなサージが発生することを表している。Ｑ４はオン状態にあり低抵抗だが、Ｑ３はオフ状態にあり高抵抗であるため、Ｑ３に大きなサージが印加される。ＰＷＭアームはＰＷＭスイッチング、すなわち頻度の高い高速スイッチングをするため、短時間で大きな電流変化が起きる。結果、ＰＷＭアームに多くの大きなサージが発生する。
【００１４】
そこで、実装において、直流コンデンサＣ１とＰＷＭアーム１０１を最短距離で接続することで、インピーダンスＺ１、Ｚ２を低減することができる。すなわち本実施形態に係る電力変換装置は、ＰＷＭアームと直流コンデンサ間の配線距離は、少なくとも極性反転アーム１００と直流コンデンサ間の配線距離より短い。
【００１５】
スイッチングの大部分はＰＷＭアームで行われるため、インピーダンスＺ１、Ｚ２の低減によるサージの低減効果は、Ｚ３、Ｚ４を同様に低減するよりも大きい。結果、単相インバータ全体としてのサージを抑制することができ、スイッチング損失の低減も可能となる。
【００１６】
［実施形態２］  
図２を用いて実施形態２を説明する。  
図２（ａ）は図１の構成に対して、ＰＷＭアームを中性点クランプ型（ＮＰＣ）のマルチレベル回路とした単相インバータの構成を示す図である。ＰＷＭアームは、半導体スイッチとダイオードの並列回路が、４回路直列に接続されて構成される。尚、半導体スイッチとダイオードの並列回路が直列に接続される段数（回路数）は、マルチレベル回路として４に限らず、２Ｍ（Ｍは２以上の整数）を適用できる。
【００１７】
半導体スイッチＱ４とＱ５の直列回路両端にはダイオードの直列回路が並列に接続され、これらダイオードの相互接続点は中点Ｎに接続される。極性反転アームは図１の回路と同様に構成される。コンデンサＣ３とＣ４の直列回路が、ＰＷＭアームと極性反転アームに並列に接続され、これらコンデンサＣ３とＣ４の相互接続点は中性点Ｎである。出力端子Ｔ１、Ｔ２はそれぞれ、半導体スイッチＱ４とＱ５の接続点と半導体スイッチＱ１とＱ２の接続点に接続される。
【００１８】
インピーダンスＺ１〜Ｚ５はコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路とＰＷＭアームと極性反転アームを互いに並列に接続するための配線のインピーダンスを示す。本実施形態の場合も、インピーダンスＺ１、Ｚ２、Ｚ５のそれぞれは、インピーダンスＺ３、Ｚ４のいずれよりも小さい。すなわち、ＰＷＭアームとコンデンサ間の配線距離は、少なくとも極性反転アームとコンデンサ間の配線距離より短い。
【００１９】
図２（ｂ）は半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のゲート指令に対応する出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。図２（ｃ）は半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のスイッチングシーケンス、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、出力電圧Ｖｏｕｔを示す波形である。制御部１１は入力される出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に基づいて、各半導体スイッチＱ１〜Ｑ６に対して図２（ｂ）に示すゲート指令を出力し、電力変換装置を制御する。
【００２０】
コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧を共にＶｄｃとする。電圧Ｖ１はＮＰＣ構成としたＰＷＭアームの出力電圧（中性点Ｎと端子Ｔ１間電圧）、電圧Ｖ２は極性反転アームの出力電圧（中性点Ｎと端子Ｔ２間電圧）である。電圧Ｖ１は図２（ｃ）に示すように、Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの３レベルの出力が可能である。出力電圧Ｖｏｕｔは図２（ｂ）に示すように、半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のオン・オフ制御により、２Ｖｄｃ、Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃ、−２Ｖｄｃの５レベルとなる。また図２（ｂ）のように、電圧Ｖｏｕｔのゼロ電圧出力時のみ、半導体スイッチＱ１〜Ｑ６の制御方法として２パターンの制御方法がある。図２（ｃ）に示すように、電圧Ｖ１の指令値Ｖ１＊はＶｏｕｔの出力指令値Ｖｏｕｔ＊からＶ２の出力電圧を引いた波形となる。また図２（ｃ）のように、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の差電圧（Ｖ１−Ｖ２）である。
【００２１】
ＰＷＭアームのマルチレベル化によって、ＰＷＭインバータの出力電圧が多段化し、多段化前と同じスイッチング周波数を得るために必要な各半導体スイッチのスイッチング周波数は、多段化数に反比例する。その結果、ＰＷＭアームを構成する各半導体スイッチの損失が低減できる。
【００２２】
また、図２は中性点クランプ型のマルチレベル回路で表現しているが、フライングキャパシタ方式やモジュラーマルチレベル方式で構成することもできる。
【００２３】
［実施形態３］  
図３を用いて実施形態３を説明する。  
図３（ａ）は極性反転アームを中性点クランプ型マルチレベル回路とした単相インバータの構成を示す図である。極性反転アームは、半導体スイッチとダイオードの逆並列回路が、４回路直列に接続されて構成される。尚、半導体スイッチとダイオードの逆並列回路が直列に接続される段数（回路数）は、マルチレベル回路として４に限らず、２Ｍ（Ｍは２以上の整数）を適用できる。
【００２４】
半導体スイッチＱ１２とＱ１３の直列回路両端にはダイオードの直列回路が並列に接続され、これらダイオードの相互接続点は中点Ｎに接続される。ＰＷＭアームは図１の回路と同様に構成される。コンデンサＣ３とＣ４の直列回路が、ＰＷＭアームと極性反転アームに並列に接続され、これらコンデンサＣ３とＣ４の接続点は中性点Ｎである。出力端子Ｔ１、Ｔ２はそれぞれ、半導体スイッチＱ１５とＱ１６の接続点と半導体スイッチＱ１２とＱ１３の接続点に接続される。
【００２５】
インピーダンスＺ１〜Ｚ４、Ｚ６はコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路とＰＷＭアームと極性反転アームを互いに並列に接続するための配線のインピーダンスを示す。本実施形態の場合も、インピーダンスＺ１、Ｚ２のそれぞれは、インピーダンスＺ３、Ｚ４、Ｚ６のいずれよりも小さい。すなわち、ＰＷＭアームとコンデンサ間の配線距離は、少なくとも極性反転アームとコンデンサ間の配線距離より短い。
【００２６】
図３（ｂ）は半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１６のゲート指令に対応する出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。図３（ｃ）は半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１６のスイッチングシーケンス、電圧Ｖ３、電圧Ｖ４、出力電圧Ｖｏｕｔを示す波形である。制御部１２は入力される出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に基づいて、各半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１６に対して図３（ｂ）に示すゲート指令を出力し、電力変換装置を制御する。
【００２７】
電圧Ｖ３はＮＰＣ構成としたＰＷＭアームの出力電圧（中性点Ｎと端子Ｔ１間電圧）、電圧Ｖ４は極性反転アームの出力電圧（中性点Ｎと端子Ｔ２間電圧）である。Ｖ３は図３（ｃ）に示すように、Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃの３レベルの出力が可能である。出力電圧Ｖｏｕｔは図３（ｂ）に示すように、半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１６のオン・オフ制御により、２Ｖｄｃ、Ｖｄｃ、０、−Ｖｄｃ、−２Ｖｄｃの５レベルとなる。また図３（ｂ）のように、電圧Ｖｏｕｔのゼロ電圧出力時のみ、半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１６の制御方法として２パターンの制御方法がある。図３（ｃ）に示すように、電圧Ｖ３の指令値Ｖ３＊はＶｏｕｔの出力指令値Ｖｏｕｔ＊からＶ４の出力電圧を引いた波形となる。また図３（ｃ）のように、出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖ３と電圧Ｖ４の差電圧（Ｖ３−Ｖ４）である。
【００２８】
本実施形態によれば、極性反転アームのマルチレベル化によって、極性反転アームに比較的低耐圧の半導体素子を使用することができ、より低損失な半導体素子を使用することが可能になる。その結果、極性反転アームの損失を低減することができる。
【００２９】
［実施形態４］  
図４、５を用いて実施形態４を説明する。  
図４（ａ）はＰＷＭアームと極性反転アームをそれぞれ有する単相インバータ２００、２１１の交流出力端子を直列接続した電力変換装置の構成を示す図である。
【００３０】
単相インバータ２００，２１０の構成は、それぞれ図１の単相インバータと同様である。出力端子Ｔ３は半導体スイッチＱ２５とＱ２６の接続点（ＰＷＭアーム２０２出力端）に接続され、出力端子Ｔ４は半導体スイッチＱ２３とＱ２４の接続点（極性反転アーム２１１出力端）に接続される。半導体スイッチＱ２１とＱ２２の接続点（極性反転アーム２０１出力端）は、半導体スイッチＱ２７とＱ２８の接続点（ＰＷＭアーム２１２出力端）に接続される。
【００３１】
図４（ｂ）は図４（ａ）に示す電力変換装置の交流電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に対する半導体スイッチＱ２１〜Ｑ２４のゲート指令、及び電圧Ｖ５（インバータ２００、２１０の接続点Ｅと出力端子Ｔ３間電圧）の波形、電圧Ｖ６（インバータ２００、２１０の接続点Ｅと出力端子Ｔ４間電圧）の波形を示す図である。制御部１３は入力される出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に基づいて、各半導体スイッチＱ２１〜Ｑ２８に対してゲート指令を出力し、電力変換装置を制御する。
【００３２】
図４（ｂ）のゲート指令は、単相インバータ２０１の極性反転アーム２１１（Ｑ２３、Ｑ２４）の切り替えを遅らせる場合を示している。半導体スイッチＱ２３、Ｑ２４からなる極性反転アーム２１１は、指令値Ｖｉｎｖ＊のゼロクロス点ではなく、所定の閾値点Ｖｔｈ、−Ｖｔｈで極性を切り替えている。
【００３３】
電力変換装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、インバータ２００の出力電圧Ｖ５とインバータ２１０の出力電圧Ｖ６を加算した電圧である。インバータ２００、２１０の極性反転アーム２０１、２１１の極性状態がそれぞれ異なる期間Ｐ１、Ｐ２では、インバータ２１０の出力電圧Ｖ６はゼロであって、インバータ２００の出力電圧Ｖ５のみにより出力電圧Ｖｉｎｖが生成される。
【００３４】
電力変換装置の指令値Ｖｉｎｖがゼロ付近において、外乱の影響で極性が複数回変化するような時、極性反転アーム２１１を切り替える指令を遅らせ、一度切り替えた極性反転アームの指令をラッチする。これにより、指令値Ｖｉｎｖがゼロ付近において、極性反転アームを複数回切り替えずに動作させることができる。
【００３５】
図５は図４（ｂ）とは逆で、極性反転アームの切り替えを早くする例を示している。極性反転アームの切り替えを早くすることによっても図４（ｂ）の構成と同様の効果が得られる。
【００３６】
尚、単相インバータの極性反転アームの指令を遅らせるまたは早くする時間を、各単相インバータで個別に設定してもよい。例えば図４の構成では、インバータ２００の極性反転アーム２０１の極性反転タイミングを早め、インバータ２１０の極性反転アーム２１１の極性反転タイミングを遅くしてもよい。
【００３７】
また、出力電圧指令値の極性反転時から所定時間後、又は所定時間前に極性を反転させる極性反転アームを、複数の極性反転アームの中で一定の周期で入れ替えてもよい。これにより、各単相インバータ２００、２１０の損失を均一化することができる。
【００３８】
更に、図４、５では単相インバータが２台直列に接続され、タイミングを遅らせるまたは早くする単相インバータが１台なので、電力変換装置の電圧指令Ｖｉｎｖの最大振幅の１／２が極性反転の閾値であった。他の構成として、単相インバータがｎ台直列（ｎは整数）で接続され、タイミングを遅らせるまたは早くする単相インバータがｍ台（ｍはｎ未満の整数）である場合、電圧指令Ｖｉｎｖの最大振幅の１／（ｍ＋１）毎に閾値を設定し、各閾値で単相インバータ１台の極性反転アームを切り替える。例えば単相インバータを３台直列に接続した場合は、極性反転の閾値を電圧指令Ｖｉｎｖの最大振幅の１／３の間隔で設定する。
【００３９】
［実施形態５］  
次に、図６を用いて実施形態５を説明する。  
図６はＰＷＭアームを２回路有した単相インバータ３００と、ＰＷＭアームと極性反転アームを有した単相インバータ３１０の交流端子側を直列接続した電力変換装置である。
【００４０】
ＰＷＭアームを２回路有した単相インバータ３００は極性反転アームがないため、電力変換装置の出力指令値のゼロ付近で、極性反転アームを有した単相インバータとは異なり、損失の観点から問題を生じない。そのため、電力変換装置の出力電圧指令Ｖｉｎｖがゼロ付近で極性が複数回変化した場合においても、極性反転アームの切り替えを複数回する必要はなく、極性反転アームの損失低減が可能となる。
【００４１】
尚、図６では、ＰＷＭアームを２回路有するインバータと、ＰＷＭアームと極性反転アームを有するインバータをそれぞれ１台備えているが、それぞれ複数台備えてもよい。
【００４２】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４３】
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１６Ｑ２１〜Ｑ２８…半導体スイッチ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｚ１〜Ｚ６…インピーダンス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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