(57)【要約】【課題】最大比合成法を用いた受信信号処理装置をノイズや伝送路の歪が大きいシステムに適用すると、適正な再生信号が得られない。【解決手段】本発明の受信信号処理装置は、単一偏波信号を受信し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出するパワー比・位相差算出部と、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出するパワー比補正部と、パワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する最大比合成部、とを有する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一偏波信号を受信し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出するパワー比・位相差算出部と、
前記パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出するパワー比補正部と、
前記パワー比補正値と前記位相差を用いて、前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号を最大比合成法により合成する最大比合成部、とを有する
受信信号処理装置。
【請求項２】
前記パワー比補正値は、前記パワー比の算出対象からみた過去値と未来値を用いた前記パワー比の移動平均である
請求項１に記載した受信信号処理装置。
【請求項３】
前記過去値の個数と前記未来値の個数の比が、７５対２５から１０対９０の間である
請求項２に記載した受信信号処理装置。
【請求項４】
前記過去値の個数と前記未来値の個数との和が、約３０以上かつ約３００以下である
請求項２または３に記載した受信信号処理装置。
【請求項５】
前記単一偏波信号は、光搬送波が多値位相変調された単一偏波光信号である
請求項１から４のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【請求項６】
前記偏波分離部は、偏光ビームスプリッタと、９０度ハイブリッド回路と、局部発振器と、光電変換器、とを備え、
前記偏光ビームスプリッタは、前記単一偏波光信号を第１の偏波光信号と、前記第１の偏波光信号と偏光方向が直交する第２の偏波光信号に分離し、
前記９０度ハイブリッド回路は、前記第１の偏波光信号と前記第２の偏波光信号を前記局部発振器の発振光とそれぞれ干渉させ、前記第１の偏波光信号と前記第２の偏波光信号をそれぞれ同相成分と直交成分に分離して出力し、
前記光電変換器は、前記９０度ハイブリッド回路の出力を光電変換し、それぞれ同相成分と直交成分からなる前記第１の偏波信号および前記第２の偏波信号として出力する
請求項５に記載した受信信号処理装置。
【請求項７】
単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力し、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出し、
前記パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出し、
前記パワー比補正値と前記位相差を用いて、前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号を最大比合成法により合成する
受信信号処理方法。
【請求項８】
前記パワー比補正値の算出において、前記パワー比の算出対象からみた過去値と未来値を用いて前記パワー比の移動平均を算出する
請求項７に記載した受信信号処理方法。
【請求項９】
前記パワー比の移動平均の算出において、前記過去値の個数と前記未来値の個数の比が、７５対２５から１０対９０の間であり、前記過去値の個数と前記未来値の個数との和が、約３０以上かつ約３００以下である
請求項８に記載した受信信号処理方法。
【請求項１０】
コンピュータに、
単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する手順と、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出する手順と、
前記パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出する手順と、
前記パワー比補正値と前記位相差を用いて、前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号を最大比合成法により合成する手順
を実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号処理装置、受信信号処理方法およびプログラムに関し、特に、偏波ダイバーシティ受信において最大比合成法を用いた受信信号処理装置、受信信号処理方法およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
長距離光伝送システムにおいては、伝送距離の長距離化、あるいは歪や揺らぎが多い環境下での良好な通信の実現が期待されている。これを実現するために、高受信感度を得ることが可能な、多値変調信号を用いたコヒーレント光通信方式を採用することが提案されている。このようなコヒーレント光通信方式の一例が非特許文献１に記載されている。
【０００３】
非特許文献１に記載されたコヒーレント光通信方式では、偏波状態に依存しない偏波ダイバーシティ受信方式を用いて通信品質の向上を図っている。この方式においては、偏波ビームスプリッタが多値変調光信号を直交する２つの偏波の光信号に分離する。次に９０°ハイブリッド回路は分離された各光信号を局部発振器の発振光（局発光）と混合させ、各偏波について、それぞれ同相成分および直交成分に対応する光信号を出力する。フォトダイオードは各９０°ハイブリッド回路の出力光信号を電気信号に変換する。
【０００４】
そして、偏波ダイバーシティ受信方式を実システムに適用するために、入力信号の偏波状態による受信感度の変化を、デジタル信号処理による最大比合成法（Ｍａｘｉｍａｌ−Ｒａｔｉｏ−Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ：ＭＲＣ）を用いて補正することとしている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Satoshi Tsukamoto, Yuta Ishikawa, and Kazuro Kikuchi, ”Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and Polarization Diversities with Digital Signal Processing,” European Conference on Optical Communications, 2006. ECOC 2006, 24-28 Sept. 2006
【非特許文献２】遠藤  一臣、橋本  陽一、福知  清「楕円偏波状態単一偏波ＱＰＳＫ信号に対する最大比合成法の性能検証」、２０１１年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、通信講演論文集１、２０１１年９月１３日、Ｂ−２−２６、ｐ．２５７
【非特許文献３】Rene Schmogrow et al., ”Error Vector Magnitude as a Performance Measure for Advanced Modulation Formats,” Photonics Technology Letters, IEEE, vol.24, no.1, pp.61-63, Jan.1, 2012
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した非特許文献１に記載された最大比合成法（ＭＲＣ）を適用した、関連するコヒーレント光送受信システムについて検討する。図８に、関連するコヒーレント光送受信システム３０００の構成の一例を示す。関連するコヒーレント光送受信システム３０００においては、情報源３００からのデータ系列が送信器３１０、伝送路ファイバ３２０、および受信器３３０を介して情報受信器３４０に伝送される。
【０００７】
送信器３１０は変調処理部３１１、増幅器３１２、および電気光変換器（ＥＯ変換器）３１３を有する。変調処理部３１１は、情報源３００からのデータ系列に対して伝送方式に応じた信号変調処理を行う。増幅器３１２は信号強度を増幅する。電気光変換器（ＥＯ変換器）３１３は電気信号から光信号へ変換し、この光信号を伝送路ファイバ３２０に送出する。
【０００８】
受信器３３０は、光受信部３３１、光電気変換部（ＯＥ変換部）３３２、パワー比・位相差再生部３３３、ＭＲＣ処理部３３４、および復調処理部３３５を有する。光受信部３３１は伝送路ファイバ３２０から入力される光信号を受信する。光電気変換部（ＯＥ変換部）３３２は光信号を電気信号へ変換する。パワー比・位相差再生部３３３は受信した電気信号からパワー比と位相差を再生する。ＭＲＣ処理部３３４は最大比合成（ＭＲＣ）演算処理を行う。そして復調処理部３３５は変調された信号の復調処理を行い、復調したデータ系列を情報受信器３４０に受け渡す。
【０００９】
次に、パワー比・位相差再生部３３３の動作について説明する。図９は、関連するパワー比・位相差再生部３３３の動作を説明するためのフローチャートである。
【００１０】
パワー比・位相差再生部３３３はまず、光電気変換部（ＯＥ変換部）３３２から出力信号ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱを取得する（ステップＳ３１）。取得したＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱから下記の式（１）、（２）により複素数Ｅｘ、Ｅｙを求める（ステップＳ３２）。
Ｅｘ＝ＸＩ＋iＸＱ                                                      （１）
Ｅｙ＝ＹＩ＋iＹＱ                                                      （２）
次に、複素数Ｅｘ、Ｅｙの絶対値の大小を比較する（ステップＳ３３）。
【００１１】
比較した結果、｜Ｅｘ｜＜｜Ｅｙ｜である場合（ステップＳ３３／ＹＥＳ）、下記の式（３）により複素数振幅比ｒを求める（ステップＳ３４）。
ｒ＝Ｅｘ／Ｅｙ                                                          （３）
ここで求めた複素数振幅比ｒを用いて、下記の式（４）、（５）により光電気変換部（ＯＥ変換部）３３２の出力信号のパワー比αｒｅｐおよび位相差δを算出する（ステップＳ３５）。
αｒｅｐ＝｜ｒ｜２／（１＋｜ｒ｜２）                                    （４）
δ＝ａｒｇ（ｒ）                                                        （５）
一方、ステップＳ３３における比較結果が｜Ｅｘ｜≧｜Ｅｙ｜である場合（ステップＳ３３／ＮＯ）、パワー比・位相差再生部３３３は下記の式（６）により複素数振幅比ｉｒを求める（ステップＳ３６）。
ｉｒ＝Ｅｙ／Ｅｘ                                                        （６）
そして、ここで求めた複素数振幅比ｉｒを用いて、下記の式（７）、（８）によりパワー比αｒｅｐおよび位相差δを算出する（ステップＳ３７）。
αｒｅｐ＝１／（１＋｜ｉｒ｜２）                                        （７）
δ＝−ａｒｇ（ｉｒ）                                                    （８）
最後に、パワー比・位相差再生部３３３は算出したパワー比αｒｅｐおよびδをＭＲＣ処理部３３４に出力する（ステップＳ３８）。
【００１２】
ＭＲＣ処理部３３４は、光電気変換部（ＯＥ変換部）３３２からの出力信号ＥＸ、ＥＹを上述のパワー比αｒｅｐ（＝α）と位相差δを用いて、例えば非特許文献１に記載されているように、下記の式（９）に示す最大比合成を行うことによって元の光変調信号ＥＳを再生する。
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【００１３】
しかしながら、上述した関連するパワー比・位相差再生部を用いた受信信号処理装置には、最大比合成（ＭＲＣ）法によって光変調信号ＥＳを正しく再生できない、という問題があった。これは、空間を通して大容量光通信を行う空間光伝送システムのように、ノイズや伝送路の歪が大きいシステムにおいては、上述のパワー比αもノイズや歪の影響を受けるためである。
【００１４】
このように、最大比合成法を用いた受信信号処理装置をノイズや伝送路の歪が大きいシステムに適用すると、適正な再生信号が得られない、という問題があった。
【００１５】
本発明の目的は、上述した課題である、最大比合成法を用いた受信信号処理装置をノイズや伝送路の歪が大きいシステムに適用すると、適正な再生信号が得られない、という課題を解決する受信信号処理装置、受信信号処理方法およびプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の受信信号処理装置は、単一偏波信号を受信し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出するパワー比・位相差算出部と、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出するパワー比補正部と、パワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する最大比合成部、とを有する。
【００１７】
本発明の受信信号処理方法は、単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力し、第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出し、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出し、パワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する。
【００１８】
本発明のプログラムは、コンピュータに、単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する手順と、第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出する手順と、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出する手順と、パワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する手順を実行させる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の受信信号処理装置、受信信号処理方法およびプログラムによれば、最大比合成法を用いた受信信号処理装置をノイズや伝送路の歪が大きいシステムに適用した場合であっても、適正な再生信号が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置が備えるパワー比補正部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光送受信システムの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光送受信システムの受信信号処理装置が備える偏波分離部の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光送受信システムの受信信号処理装置の動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光送受信システムにおける、高ノイズ付加環境下におけるＱＰＳＫ受信信号のコンスタレーション図である。
【図７】関連するコヒーレント光送受信システムにおける、高ノイズ付加環境下におけるＱＰＳＫ受信信号のコンスタレーション図である。
【図８】関連するコヒーレント光送受信システムの構成を示すブロック図である。
【図９】関連するパワー比・位相差再生部の動作を説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００２２】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。受信信号処理装置１００は、偏波分離部１１０、パワー比・位相差算出部１２０、パワー比補正部１３０、および最大比合成部１４０を有する。
【００２３】
偏波分離部１１０は、単一偏波信号を受信し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号Ｅｘと第２の偏波信号Ｅｙを出力する。パワー比・位相差算出部１２０は、第１の偏波信号Ｅｘと第２の偏波信号Ｅｙとのパワー比αｒｅｐと位相差δを算出する。パワー比補正部１３０は、パワー比αｒｅｐの区間平均であるパワー比補正値αａｖｅを算出する。そして、最大比合成部１４０は、パワー比補正値αａｖｅと位相差δを用いて、第１の偏波信号Ｅｘと第２の偏波信号Ｅｙを最大比合成法により合成する。
【００２４】
また、本実施形態による受信信号処理方法は、まず、単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する。この第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出する。そして、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出する。最後に、このパワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する。
【００２５】
このように、本実施形態の受信信号処理装置および受信信号処理方法においては、最大比合成法を用いて偏波信号を合成する構成において、パワー比の区間平均を算出し、算出した区間平均値によりパワー比の補正を行う構成としている。これにより、ノイズ等の影響による合成対象となる信号強度の変動に影響されない受信が可能になる。すなわち、本実施形態の受信信号処理装置１００によれば、最大比合成法を用いた受信信号処理装置をノイズや伝送路の歪が大きいシステムに適用した場合であっても、適正な再生信号を得ることができる。
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【００２６】
ここでパワー比補正部１３０は、パワー比補正値αａｖｅとしてパワー比αｒｅｐの算出対象となるパワー比αｒｅｐ＿ｎからみた過去値と未来値を用いたパワー比αｒｅｐの移動平均を算出する構成とすることができる。具体的には、下記の式（１０）により、パワー比αｒｅｐ＿ｎにおける移動平均であるパワー比補正値αｎ＿ａｖｅを算出することができる。
【００２７】
上記の式（１０）中、Ｎは移動平均を算出する際のデータ量である。αrep_n-1は現在のパワー比αrep_nより一つ過去に算出されたパワー比αを表す。また、αrep_n+1は現在のパワー比αrep_nよりも一つ未来に算出されたパワー比αを表す。図２に、式（１０）の演算式を実行するパワー比補正部１３０のブロック図を示す。
【００２８】
ここで、ｍ、ｐは移動平均を算出する際における、算出対象となるパワー比αrep_nから見たパワー比αの過去値とパワー比αの未来値の割合比を表わす。具体的には、過去値の個数ｍと未来値ｐの個数の比は７５対２５から１０対９０の間であることが望ましい。また、データ量Ｎの大きさである過去値の個数ｍと未来値の個数ｐとの和が、約３０以上かつ約３００以下であることが望ましい。
【００２９】
なお、上記説明ではパワー比補正部１３０がパワー比補正値として移動平均を用いることとしたが、これに限らず、加重平均法等の連続して到着する信号系列の区間平均を算出することとしてもよい。
【００３０】
式（１０）から算出される補正されたパワー比補正値αｎ＿ａｖｅと算出された位相差δが、最大比合成部１４０に渡される。最大比合成部１４０は、パワー比αとしてのパワー比補正値αａｖｅと位相差δを用いて、第１の偏波信号Ｅｘと第２の偏波信号Ｅｙを最大比合成法により合成する。このとき、最大比合成部１４０は、例えば非特許文献１に記載されているように、上述の式（９）に示す最大比合成を行うことによって元の信号ＥＳを再生することができる。これに限らず、非特許文献２に記載された下記の式（１１）に示されるように、第１の偏波信号Ｅｘと第２の偏波信号Ｅｙの双方に位相補正項を掛け、位相補正量がパワー比αに比例することとした最大比合成アルゴリズムを用いることとしてもよい。
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【００３１】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態においては、コヒーレント光送受信システムに受信信号処理装置を用いる場合について説明する。
【００３２】
図３は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光送受信システム１０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光送受信システム１０００においては、情報源２００からのデータ系列が送信器２１０、伝送路ファイバ２２０、および受信器２３０を介して情報受信器２４０に伝送される。
【００３３】
送信器２１０は変調処理部２１１、増幅器２１２、および電気光変換器（ＥＯ変換器）２１３を有する。変調処理部２１１は、情報源２００からのデータ系列に対して伝送方式に応じた信号変調処理を行う。増幅器２１２は信号強度を増幅する。電気光変換器（ＥＯ変換器）２１３は電気信号から光信号へ変換し、この光信号を伝送路ファイバ２２０に送出する。
【００３４】
受信器２３０は受信信号処理装置１００と復調処理部２３５を有する。受信信号処理装置１００は第１の実施形態におけるものと同様の構成であり、偏波分離部１１０を構成する光受信部１１１と光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５、パワー比・位相差算出部１２０、パワー比補正部１３０、および最大比合成部１４０を有する。
【００３５】
光受信部１１１は伝送路ファイバ３２０から入力される光信号を受信する。ここで光信号は単一偏波信号であり、本実施形態では光搬送波が多値位相変調された単一偏波光信号とした。また、光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５は光信号を電気信号へ変換する。
【００３６】
図４に、本実施形態における偏波分離部１１０の構成を示す。偏波分離部１１０は光受信部１１１と光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５を備える。
【００３７】
光受信部１１１は、偏光ビームスプリッタ１１２、９０度ハイブリッド回路１１３、および局部発振器１１４を含んで構成される。
【００３８】
偏光ビームスプリッタ１１２は伝送路ファイバ２２０から多値位相変調された単一偏波光信号を受信し、第１の偏波光信号Ｘと、第１の偏波光信号Ｘと偏光方向が直交する第２の偏波光信号Ｙに分離する。
【００３９】
９０度ハイブリッド回路１１３は、第１の偏波光信号Ｘと第２の偏波光信号Ｙを局部発振器１１４の発振光（連続光）とそれぞれ干渉させ、第１の偏波光信号Ｘと第２の偏波光信号Ｙをそれぞれ同相成分と直交成分に分離して出力する。局部発振器１１４には、例えば、分布帰還型レーザダイオードを用いることができる。
【００４０】
光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５は光電変換器１１６〜１１９を備える。光電変換器１１６〜１１９は、９０度ハイブリッド回路１１３の出力を光電変換し、それぞれ同相成分と直交成分からなる第１の偏波信号および第２の偏波信号として出力する。すなわち、光電変換器１１６は、第１の偏波光信号Ｘの同相成分に対応する光信号を受信して同相ベースバンド信号ＸＩを出力する。光電変換器１１７は、第１の偏波光信号Ｘの直交成分に対応する光信号を受信して直交ベースバンド信号ＸＱを出力する。同様に、光電変換器１１８は、第２の偏波光信号Ｙの同相成分に対応する光信号を受信して同相ベースバンド信号ＹＩを出力する。光電変換器１１９は、第２の偏波光信号Ｙの直交成分に対応する光信号を受信して直交ベースバンド信号ＹＱを出力する。
【００４１】
再び図３を参照し、パワー比・位相差算出部１２０は各ベースバンド信号ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱに基づいて、第１の偏波光信号Ｘと第２の偏波光信号Ｙとのパワー比αｒｅｐおよび位相差δを算出する。パワー比補正部１３０は、パワー比αｒｅｐの区間平均であるパワー比補正値αａｖｅを算出する。
【００４２】
最大比合成部１４０は、算出されたパワー比補正値αａｖｅと位相差δに基づいて最大比合成（ＭＲＣ）演算処理を行い、同相ベースバンド信号ＥＩおよび直交ベースバンド信号ＥＱを算出する。そして復調処理部２３５は変調された信号の復調処理を行い、復調したデータ系列を情報受信器２４０に受け渡す。
【００４３】
なお上述した説明では、コヒーレント光送受信システム１０００は情報源２００および情報受信器２４０を配置した構成としたが、これに限らず、他のネットワーク装置と接続するためのクライアントインタフェースを備える構成であってもよい。
【００４４】
次に、パワー比・位相差算出部１２０およびパワー比補正部１３０の動作について説明する。図５は、パワー比・位相差算出部１２０およびパワー比補正部１３０の動作を説明するためのフローチャートである。
【００４５】
パワー比・位相差算出部１２０はまず、光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５から出力信号ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱを取得する（ステップＳ１１）。取得したＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱから下記の式（１２）、（１３）により複素数Ｅｘ、Ｅｙを求める（ステップＳ１２）。
Ｅｘ＝ＸＩ＋iＸＱ                                                      （１２）
Ｅｙ＝ＹＩ＋iＹＱ                                                      （１３）
次に、複素数Ｅｘ、Ｅｙの絶対値の大小を比較する（ステップＳ１３）。
【００４６】
比較した結果、｜Ｅｘ｜＜｜Ｅｙ｜である場合（ステップＳ１３／ＹＥＳ）、下記の式（１４）により複素数振幅比ｒを求める（ステップＳ１４）。
ｒ＝Ｅｘ／Ｅｙ                                                        （１４）
ここで求めた複素数振幅比ｒを用いて、下記の式（１５）、（１６）により光電気変換部（ＯＥ変換部）１１５の出力信号のパワー比αｒｅｐおよび位相差δを算出する（ステップＳ１５）。
αｒｅｐ＝｜ｒ｜２／（１＋｜ｒ｜２）                                  （１５）
δ＝ａｒｇ（ｒ）                                                      （１６）
一方、ステップＳ１３における比較結果が｜Ｅｘ｜≧｜Ｅｙ｜である場合（ステップＳ１３／ＮＯ）、パワー比・位相差算出部１２０は下記の式（１７）により複素数振幅比ｉｒを求める（ステップＳ１６）。
ｉｒ＝Ｅｙ／Ｅｘ                                                      （１７）
そして、ここで求めた複素数振幅比ｉｒを用いて、下記の式（１８）、（１９）によりパワー比αｒｅｐおよび位相差δを算出する（ステップＳ１７）。
αｒｅｐ＝１／（１＋｜ｉｒ｜２）                                      （１８）
δ＝−ａｒｇ（ｉｒ）                                                  （１９）
次に、パワー比補正部１３０はパワー比αｒｅｐの区間平均であるパワー比補正値αａｖｅを算出する。このとき、第１の実施形態と同様に、パワー比補正部１３０はパワー比αｒｅｐの移動平均を算出する構成とすることができる。すなわち、パワー比補正部１３０はパワー比補正値αａｖｅとしてパワー比αｒｅｐの算出対象となるパワー比αｒｅｐ＿ｎからみた過去値と未来値を用いたパワー比αｒｅｐの移動平均を算出する構成とすることができる。具体的には、上述した式（１０）により、パワー比αｒｅｐ＿ｎにおける移動平均であるパワー比補正値αｎ＿ａｖｅを算出する（ステップＳ１８）。
【００４７】
最後に、パワー比補正部１３０は算出したパワー比補正値αｎ＿ａｖｅおよびδを最大比合成部１４０に出力する（ステップＳ１９）。
【００４８】
最大比合成部１４０は、算出されたパワー比補正値αａｖｅをパワー比αとして用い、これと位相差δに基づいて最大比合成（ＭＲＣ）演算処理を行う。この処理によって、同相ベースバンド信号ＥＩおよび直交ベースバンド信号ＥＱを算出する。このとき、第１の実施形態と同様に、上述した式（９）または式（１１）により最大比合成を行うことができる。
【００４９】
図６に、本実施形態による受信信号処理装置１００を用いたときの、高ノイズ付加環境下におけるＱＰＳＫ受信信号のコンスタレーションを示す。図７は、関連する光受信器における、同じく高ノイズ付加環境下におけるＱＰＳＫ受信信号のコンスタレーション図である。
【００５０】
図６の結果を図７と比較すると明らかなように、本実施形態による受信信号処理装置１００を用いることにより、コンスタレーションが集中し、良好な受信特性が得られることがわかる。この結果を定量的に比較するため、両者におけるエラー・ベクトル振幅（Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）を算出した結果を以下に示す。ここでＥＶＭとは、理想信号と実信号との差分から信号品質を測る指標である（例えば、非特許文献３を参照）。
【００５１】
本実施形態による受信信号処理装置１００を用いた場合（図６）、ＥＶＭ値は１７．５％であり、関連する光受信器による場合（図７）は２０．７％であった。これより、本実施形態によればＥＶＭ値が約３％（約１．２倍）向上することがわかる。また、非特許文献３より、ＱＰＳＫ信号を受信する場合、ＥＶＭ値が２０．７％のときのビット・エラー・レート（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ：ＢＥＲ）値は１×１０−６であるのに対し、ＥＶＭ値が１７．５％のときのＢＥＲ値は１×１０−８となる。よって、ＢＥＲ値からも本実施形態による受信信号処理装置１００によって受信信号品質が向上することがわかる。
【００５２】
本実施形態においては、コヒーレント光送受信システムに受信信号処理装置を用いる場合について説明した。しかし、これに限らず、無線伝送システムの受信側ベースバンド処理においても、本実施形態による受信信号処理装置を適用することができる。
【００５３】
なお、上述した実施形態による受信信号処理装置１００は、ハードウェア装置、例えば、電子回路装置を用いて実装することができる。しかし、これに限らず、例えば、中央処理装置（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ：ＣＰＵ）などのコンピュータにプログラムを実行させることによっても実現することが出来る。すなわち、コンピュータに、単一偏波信号を取得し、偏波方向が互いに直交する第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する手順と、第１の偏波信号と第２の偏波信号とのパワー比と位相差を算出する手順と、パワー比の区間平均であるパワー比補正値を算出する手順と、パワー比補正値と位相差を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号を最大比合成法により合成する手順、を実行させることが出来る。
【００５４】
このとき、このプログラムは、例えば、受信器の内部に設けた記憶媒体または受信器の外部に設置した記憶媒体に記憶され、コンピュータによって読み出されて実行される構成とすることができる。受信器内部の記憶媒体には、例えば、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）素子やハードディスク装置等を用いることができる。また、受信器の外部に設置される記憶媒体としては、例えば、リムーバブルメディアやリムーバブルディスク等を用いることができる。
【００５５】
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００５６】
１０００    コヒーレント光送受信システム
１００    受信信号処理装置
１１０    偏波分離部
１１１    光受信部
１１２    偏光ビームスプリッタ
１１３    ９０度ハイブリッド回路
１１４    局部発振器
１１５    光電気変換部（ＯＥ変換部）
１１６、１１７、１１８、１１９    光電変換器
１２０    パワー比・位相差算出部
１３０    パワー比補正部
１４０    最大比合成部
２００、３００    情報源
２１０、３１０    送信器
２１１、３１１    変調処理部
２１２、３１２    増幅器
２１３、３１３    電気光変換器（ＥＯ変換器）
２２０、３２０    伝送路ファイバ
２３０    受信器
２３５    復調処理部
２４０    情報受信器
３０００    関連するコヒーレント光送受信システム
３３０    受信器
３３１    光受信部
３３２    光電気変換部（ＯＥ変換部）
３３３    パワー比・位相差再生部
３３４    ＭＲＣ処理部
３３５    復調処理部
３４０    情報受信器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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