(57)【要約】【課題】本発明は、歪み補償支援装置に関し、広い帯域に亘って精度よく安定にダイナミックレンジの拡大および維持が図られることを目的とする。【解決手段】第一のＤ／Ａ変換に併せて、第一の周波数変換と第一の増幅との双方または何れか一方とにより生成されたアナログ主信号と、第二のＤ／Ａ変換に併せて、第二の周波数変換と第二の増幅との双方または何れか一方とによりディジタル予歪み信号から生成されたアナログ予歪信号との和に対する特定の回路の応答に基づいて、ディジタル予歪み信号の更新をディジタル信号処理として行い、特定の回路の歪み補償を支援する歪み補償支援装置であって、和に含まれるべきアナログ主信号の帯域をアナログ主信号の占有帯域に制限する帯域制限手段と、特定の回路によって出力された出力信号と、占有帯域が制限されたアナログ主信号との差を応答としてディジタル信号処理の対象とする帰還手段とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一のＤ／Ａ変換に併せて、第一の周波数変換と第一の増幅との双方または何れか一方とにより生成されたアナログ主信号と、第二のＤ／Ａ変換に併せて、第二の周波数変換と第二の増幅との双方または何れか一方とによりディジタル予歪み信号から生成されたアナログ予歪信号との和に対する特定の回路の応答に基づいて、前記ディジタル予歪み信号の更新をディジタル信号処理として行い、前記特定の回路の歪み補償を支援する歪み補償支援装置であって、
前記和に含まれるべき前記アナログ主信号の帯域を前記アナログ主信号の占有帯域に制限する帯域制限手段と、
前記特定の回路によって出力された出力信号と、前記占有帯域が制限されたアナログ主信号との差を前記応答として前記ディジタル信号処理の対象とする帰還手段と
を備えたことを特徴とする歪み補償支援装置。
【請求項２】
請求項１に記載の歪み補償支援装置において、
前記帰還手段は、
第三のＡ／Ｄ変換に併せて、前記第一または第二の周波数変換の逆である第三の周波数変換を前記差に施し、前記ディジタル信号の対象とする
ことを特徴とする歪み補償支援装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非線形性を有する特定の回路が備えられた装置において、その非線形性に起因して生じ、かつプリディストーション法に基づいて補償されるべき前置歪みの推定を支援する歪み補償支援装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高速でダイナミックレンジが広いＡ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器が安価に入手可能となり、これらのＡ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器が搭載されることによって、ディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）法により補償が可能な前置歪み信号の帯域の制限が大幅に緩和されつつある。
【０００３】
したがって、移動通信系等の無線基地局の送信部に搭載された多くの電力増幅器では、デジタルプリディストーション法に基づく非線形歪みの補償が積極的に図られている。
図２は、デジタルプリディストーション法が適用された送信部の構成例を示す図である。
【０００４】
図において、前置歪み重畳部２１の第一の入力には、ディジタル主信号が入力される。前置歪み重畳部２１の出力は、縦続接続されたＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）２２、周波数変換器２３、増幅器２４、電力増幅器（ＰＡ）２５、方向性結合器２６を介してアンテナ２７の給電点に接続される。方向性結合器２６のモニタ端子は、周波数変換器２８およびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）２９を介して前置歪み重畳部２１の第二の入力に接続される。周波数変換器２３、２８の局発入力には、それぞれ局発信号Ｌｔｘ、Ｌｒｘが与えられる。
【０００５】
このような構成の送信部では、前置歪み重畳部２１は、ディジタル主信号と後述するディジタル帰還信号とに応じて所定のアルゴリズムに基づくディジタル信号処理を行うにより、電力増幅器２５で発生する非線形性歪みを相殺可能な振幅および位相のディジタル前置歪みを生成し、そのディジタル前置歪みを上記ディジタル主信号に重畳することにより、前置歪み付き主信号を生成する。
【０００６】
このような前置歪み付き主信号は、Ｄ／Ａ変換器２２によってアナログ信号に変換された後、周波数変換器２３によって所定の周波数帯の無線信号に変換される。この無線信号は、増幅器２４および電力増幅器２５によって所定の電力の送信波に変換され、かつ方向性結合器２６を介してアンテナ２７から放射される。
【０００７】
その送信波の一部は、方向性結合器２６によって抽出され、かつ周波数変換器２８が行う周波数変換の下でベースバンド信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）２９によってディジタル帰還信号に変換される。
【０００８】
また、Ｄ／Ａ変換器２２およびＡ／Ｄ変換器２９は、既述の通り、高速であってダイナミックレンジが広い。したがって、前置歪み重畳部２１によって行われるディジタル前置歪みの生成は、これらのＤ／Ａ変換器２２およびＡ／Ｄ変換器２９の速度に起因する帯域制限によって阻まれることなく、精度よく安定に行われる。
【０００９】
なお、本発明に関連性がある先行技術としては、後述する特許文献１に掲載されるように、「複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置において、ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力するＤＡ変換器、各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するＡＤ変換器、ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、該誤差信号をアナログに変換して出力するＤＡ変換器、該ＤＡ変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、送信信号毎に、該送信信号にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該ＡＤ変換出力と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部の出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、送信信号毎の各補正回路の出力信号を合成して前記参照信号を出力する合成部を備える」ことによって、「ＤＡ変換器やＡＤ変換器に高速、高ビット精度を必要としなくても、送信電力増幅器の歪みをプリディストーション方式で補償できる」点に特徴がある無線装置があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特許第４０９７４３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、上述した従来例では、Ｄ／Ａ変換器２２の入力から周波数変換器２３および増幅器２４を介して電力増幅器２５の入力に至る区間では、以下に列記する要因によりノイズフロアが後段ほど高くなり、そのために、ダイナミックレンジが実質的に低下する。
【００１２】
(1) Ｄ／Ａ変換器２２の分解能および応答速度の制約
(2) 周波数変換器２３および増幅器２４の非線形性
【００１３】
すなわち、上記ノイズフロアの上昇は、Ｄ／Ａ変換器２２やＡ／Ｄ変換器２９の分解能や応答速度がどのように高くなっても、周波数変換器２３や増幅器２４の非線形性で定まる限界が克服される程度に抑えられることはなかった。
【００１４】
しかも、適用される多元接続方式や変調方式がＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式のように広帯域の方式であるほど、電力増幅器２５によって増幅された無線信号の占有帯域におけるエネルギーの分布も多様に変換し得る。
【００１５】
本発明は、構成が大幅に変更されることなく、広い帯域に亘って精度よく安定にダイナミックレンジの拡大および維持が図られる歪み補償支援装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１に記載の発明では、第一のＤ／Ａ変換に併せて、第一の周波数変換と第一の増幅との双方または何れか一方とにより生成されたアナログ主信号と、第二のＤ／Ａ変換に併せて、第二の周波数変換と第二の増幅との双方または何れか一方とによりディジタル予歪み信号から生成されたアナログ予歪信号との和に対する特定の回路の応答に基づいて、前記ディジタル予歪み信号の更新をディジタル信号処理として行い、前記特定の回路の歪み補償を支援する歪み補償支援装置において、帯域制限手段は、前記和に含まれるべき前記アナログ主信号の帯域を前記アナログ主信号の占有帯域に制限する。帰還手段は、前記特定の回路によって出力された出力信号と、前記占有帯域が制限されたアナログ主信号との差を前記応答として前記ディジタル信号処理の対象とする。
【００１７】
すなわち、特定の回路の非線形歪みは、上記第一の周波数変換と第一の増幅との双方または何れか一方の過程におけるノイズフロアの上昇分が反映されることなく行われるプリディストーション法に基づいて、補償される。
【００１８】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の歪み補償支援装置において、前記帰還手段は、第三のＡ／Ｄ変換に併せて、前記第一または第二の周波数変換の逆である第三の周波数変換を前記差に施し、前記ディジタル処理の対象とする。
【００１９】
すなわち、プリディストーション法に基づいて特定の回路の非線形歪みを補償するために行われるディジタル予歪みの更新は、共通の帯域におけるディジタル信号として行われる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、アナログ主信号の占有帯域が広く、その占有帯域におけるスペクトルの分布が多様かつ広範に変化し得る場合であっても、総合的なダイナミックレンジの拡大および維持が図られる。
【００２１】
また、本発明が適用された装置は、構成の複雑化が回避され、ＦＰＧＡや汎用のプロセッサの採用による低廉化、標準化および信頼性の確保が可能となる。
【００２２】
したがって、本発明が適用された装置やシステムでは、従来例に比べて、性能、信頼性、伝送品質の何れもが高められる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の一実施形態を示す図である。
【図２】デジタルプリディストーション法が適用された送信部の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。
図において、図２に示すものと構成および機能が基本的に同じものについては、同じ符号を付与し、ここでは、その説明を省略する。
【００２５】
本実施形態と図２に示す従来例との構成の相違点は、以下の通りである。
(1) 前置歪み重畳部２１に代えて前置歪み推定部１１が備えられる。
(2) Ｄ／Ａ変換器２２の入力には、ディジタル主信号が直接与えられる。
(3) 増幅器２４の出力は電力増幅器２５の入力に接続されない。
【００２６】
(4) その増幅器２４の後段には、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２が配置される。
(5) バンドパスフィルタ１２と電力増幅器２５との段間に加算器１３が配置される。
(6) 方向性結合器２６のモニタ端子は、周波数変換器２８の入力に接続されず、加算器１４を介して周波数変換器２８の入力に接続される。
【００２７】
(7) 加算器１４の入力には、バンドパスフィルタ１２の出力が接続される。
(8) 前置歪み推定部１１の出力と、加算器１３の入力との間には、縦続接続されたＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１５、周波数変換器１６および増幅器１７が配置される。
(9) 周波数変換器１６の局発入力には、周波数変換器２３の局発入力と同様に、局発信号Ｌｔｘが与えられる。
【００２８】
以下、本実施形態の動作を説明する。
本発明の特徴は、本実施形態では、ディジタル帰還信号が後述する処理に基づいて生成される点にある。
【００２９】
前置歪み推定部１１は、そのディジタル帰還信号と、ディジタル主信号とに基づいて電力増幅器２５の非線形性に起因する歪みを相殺可能な前置ディジタル歪み信号を生成する。なお、このような前置ディジタル歪み信号の生成のために、前置歪み推定部１１によって行われる処理は、図２に示す前置歪み重畳部２１によって行われる処理と基本的に同じであるので、ここでは、その説明を省略する。
【００３０】
Ｄ／Ａ変換器１５、周波数変換器１６および増幅器１７は、上記前置ディジタル歪み信号を送信波と同じ周波数帯のアナログ前置歪み信号に変換する。
【００３１】
一方、Ｄ／Ａ変換器２２、周波数変換器２３、および増幅器２４は、既述のディジタル主信号を並行してＤ／Ａ変換、周波数変換および増幅することによって、アナログ主信号を生成する。
【００３２】
なお、これらのＤ／Ａ変換、周波数変換および増幅については、Ｄ／Ａ変換器１５、周波数変換器１６および増幅器１７によって行われるＤ／Ａ変換、周波数変換および増幅と同じである。
【００３３】
バンドパスフィルタ１２は、このようなアナログ主信号の占有帯域に通過域を有し、このアナログ主信号に付帯する雑音（Ｄ／Ａ変換器２２の分解能の限界と、周波数変換器２３の非直線性とに起因して重畳される）を周波数軸上で除去することにより、浄主信号を生成する。
【００３４】
加算器１３は、このような浄主信号と既述のアナログ前置歪み信号との和をとることによって、Ｄ／Ａ変換器２２の分解能の限界と、周波数変換器２３の非直線性との双方に起因して生じる雑音を含まない（あるいは十分に抑圧された）無線信号を生成して電力増幅器２５に与える。
【００３５】
したがって、電力増幅器２５の出力には、従来例よりノイズフロアが低く、かつ実質的にダイナミックレンジが広い送信波が得られる。
【００３６】
加算器１４は、方向性結合器２６によって抽出された上記送信波の成分と、既述の浄主信号との差を周波数変換器２８に引き渡す。
したがって、周波数変換器２８によって生成されるベースバンド信号は、従来例とは異なり、Ｄ／Ａ変換器２２の分解能の限界と、周波数変換器２３の非直線性とに起因して生じる雑音の成分が含まれない。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換器２９は、そのベースバンド信号をＡ／Ｄ変換することによってディジタル帰還信号を生成し、前置歪み推定部１１に引き渡す。
【００３８】
すなわち、本実施形態によれば、Ｄ／Ａ変換器２２の分解能がどのように高くても、周波数変換器２３の非直線性に起因する雑音によってノイズフロアが上昇することが回避され、かつ従来例より高いダイナミックレンジが確保されつつ電力増幅器２５の歪み補償が図られる。
【００３９】
したがって、本実施形態が適用された送信装置では、従来例に比べて隣接チャネル漏洩電力比(ACLR: Adjacent Channel Leakage Ratio)が大幅に高められ、かつ性能、信頼性、伝送品質の何れもが高められる。
【００４０】
なお、本実施形態では、本発明は、電力増幅器２５の非線形歪みの補償のために適用されている。
しかし、本発明は、このような電力増幅器２５に限定されず、ディジタルプリディストーション法に基づいて非線形歪みが補償されるべき回路であるならば、電力増幅器２５を代替し得る。
【００４１】
また、本実施形態では、周波数変換器１６と増幅器１７とは、これらの何れか一方が備えられなくてよく、あるいはこれらの双方もしくは何れか一方が複数段設けられてもよい。
【００４２】
さらに、本実施形態では、周波数変換器１６と増幅器１７とは、双方で行われる基本的な処理が線形処理と見なし得るならば、直列に配置される順序は如何なるものであってもよい。
【００４３】
また、本実施形態では、周波数変換器２３と増幅器２４とは、これらの何れか一方が備えられなくてよく、あるいはこれらの双方もしくは何れか一方が複数段設けられてもよい。
【００４４】
さらに、本実施形態では、周波数変換器２３と増幅器２４とは、双方で行われる基本的な処理が線形処理と見なし得るならば、直列に配置される順序は如何なるものであってもよい。
【００４５】
また、バンドパスフィルタ１２が配置されるべき箇所は、以下に列記するように、実体的な条件に応じた箇所であってもよい。
(1) 増幅器２４におけるノイズフロアの上昇が許容される場合
周波数変換器２３と増幅器２４との段間
(2) 周波数変換器２３および増幅器におけるノイズフロアの上昇が許容される（Ｄ／Ａ変換器２２によるノイズフロアの上昇より大幅に少ない）場合
Ｄ／Ａ変換器２２と周波数変換器２３との段間
【００４６】
さらに、本実施形態では、加算器１３、１４によって行われる加算および減算は、無線周波数帯に限らず、例えば、ベースバンドや所望の中間周波帯において行われてもよい。
【００４７】
また、本実施形態では、加算器１４の出力からＡ／Ｄ変換器２９の入力に至る区間では、レベルダイヤグラムやインピーダンス整合のために適宜増幅が行われてもよい。
【００４８】
さらに、このような増幅は周波数変換器２８の前段と後段との一方で行われ、あるいはこれらの前段および後段において分散されて行われてもよい。
【００４９】
また、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【符号の説明】
【００５０】
１１  前置歪み推定部
１２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３，１４  加算器
１５，２２  Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
１６，２３，２８  周波数変換器
１７，２４  増幅器
２１  前置歪み重畳部
２５  電力増幅器（ＰＡ）
２６  方向性結合器
２７  アンテナ
２９  Ａ／Ｄ変換器
【図１】
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【図２】
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