(57)【要約】【課題】簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータの提供。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ倍電圧を出力する際に、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、または第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する。そして、制御回路４９は、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ倍電圧を出力する際に、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、または第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する。【選択図】図１
2014171313.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入出力端子に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子の他端と第１グランド端子との間に電気的に接続される第３スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子の他端と前記第１グランド端子との間に電気的に接続される第４スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子の接続点、および、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に、第１コンデンサを介して電気的に接続されるトランスの１次巻線と、
第２入出力端子に一端が電気的に接続される第５スイッチング素子、および第６スイッチング素子と、
前記第５スイッチング素子の他端と第２グランド端子との間に電気的に接続される第７スイッチング素子と、
前記第６スイッチング素子の他端と前記第２グランド端子との間に電気的に接続される第８スイッチング素子と、
前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子の接続点、および、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子の接続点との間に、第２コンデンサを介して電気的に接続される前記トランスの２次巻線と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子、前記第６スイッチング素子、前記第７スイッチング素子、前記第８スイッチング素子と接続される制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記第１入出力端子から前記第２入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第５スイッチング素子、前記第６スイッチング素子、前記第７スイッチング素子、または前記第８スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有し、
前記第２入出力端子から前記第１入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、または前記第４スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１入出力端子から前記第２入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第５スイッチング素子、前記第６スイッチング素子、前記第７スイッチング素子、または前記第８スイッチング素子のうち、前回、前記オン状態を維持していないものを選択して、前記オン状態を維持するように制御する制御状態を有し、
前記第２入出力端子から前記第１入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、または前記第４スイッチング素子のうち、前回、前記オン状態を維持していないものを選択して、前記オン状態を維持するように制御する制御状態を有するようにした請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
入力端子に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子の他端と第１グランド端子との間に電気的に接続される第３スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子の他端と前記第１グランド端子との間に電気的に接続される第４スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子の接続点、および、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に、第１コンデンサを介して電気的に接続されるトランスの１次巻線と、
出力端子にカソードが電気的に接続される第１ダイオード、および第２ダイオードと、
前記第１ダイオードのアノード、または前記第２ダイオードのアノードのいずれか一方にカソードが電気的に接続されるとともに、アノードが第２グランド端子と電気的に接続される第３ダイオードと、
前記第１ダイオードのアノード、または前記第２ダイオードのアノードのいずれか他方と、前記第２グランド端子の間に電気的に接続される第４ダイオードと、
前記第１ダイオード、前記第２ダイオード、前記第３ダイオード、または前記第４ダイオードのいずれか１つに電気的に並列接続されるスイッチと、
前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードのアノードとの間に、第２コンデンサを介して電気的に接続される前記トランスの２次巻線と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記スイッチと接続される制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記入力端子から前記出力端子へ電圧を出力する際に、前記スイッチがオン状態を維持するように制御する制御状態を有するＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記スイッチは、前記第１ダイオード、前記第２ダイオード、前記第３ダイオード、または前記第４ダイオードのいずれか１つを寄生ダイオードとして含む半導体スイッチ素子である請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、異なる電圧を有する直流電源間で電力をやり取りするためのＤＣ／ＤＣコンバータが、例えば特許文献１に提案されている。
【０００３】
このＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を図５に示す。なお、図５は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。図５において、低圧側端子１０１、１０３には直流電源（図示しないが、例えば自動車のバッテリ）が接続される。また、高圧側端子１０５、１０７にも別の直流電源（図示しないが、例えば自動車の発電機を含む直流電源）が接続される。そして、低圧側端子１０１、１０３と、高圧側端子１０５、１０７との間にはトランス１０９が接続される。
【０００４】
また、低圧側端子１０１、１０３とトランス１０９との間には低圧側スイッチング部１１１が挿入され、高圧側端子１０５、１０７とトランス１０９との間には高圧側スイッチング部１１３が挿入される。低圧側スイッチング部１１１と高圧側スイッチング部１１３は、いずれも電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などの４つのスイッチング素子（以下、ＦＥＴという）をブリッジ接続して構成される。
【０００５】
また、高圧側端子１０５、１０７とトランス１０９の高圧側巻線との間にはＬＣ共振回路１１５が挿入される。
【０００６】
なお、低圧側端子１０１、１０３間、および高圧側端子１０５、１０７間には出力平滑用のコンデンサ１１７、１１９が接続されている。
【０００７】
次に、従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、低圧側端子１０１、１０３から高圧側端子１０５、１０７へ電力を供給する場合について説明する。なお、逆方向の電力供給も以下に述べる同様の動作となる。
【０００８】
図５において、低圧側スイッチング部１１１における４つのＦＥＴにおける左上と右下のペア、および右上と左下のペアとが交互にオン・オフすることにより、トランス１０９の低圧側巻線の電圧が正極負極交互に印加されると、トランス１０９の高圧側巻線に、正負の矩形波状の電圧が発生する。高圧側巻線に誘起された電流は、ＬＣ共振回路１１５を通して高圧側スイッチング部１１３に入力され、高圧側スイッチング部１１３のＦＥＴにおける整流素子により整流され、平滑コンデンサ１１９で平滑されて出力される。このとき一次側および二次側に流れる電流は、ＬＣ共振回路１１５の存在により正弦波状になる。これにより、ＦＥＴがオフするタイミングを、電流値がほぼ零になる零クロス点付近に設定することが可能になるので、電流値の零クロス点付近でのＦＥＴのスイッチングが可能になり、スイッチング損失を大幅に低減させて、電力のやり取りを行うことが可能となる。
【０００９】
このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、高圧側端子１０５、１０７へ出力される電圧を、状況に応じて倍電圧にする必要のある場合がある。この際に、整流回路に外部回路を設けて出力を倍電圧にする構成が、例えば特許文献２に提案されている。
【００１０】
図６は、倍電圧構成を有するスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。図６において、商用交流電源１２１から整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路１２３と、２本の平滑コンデンサ１２５、１２７を備えて成る。平滑コンデンサ１２５、１２７は同じキャパシタンスを有する。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサ１２５、１２７の直列接続回路の両端電圧として得られる。また、ブリッジ整流回路１２３の負極出力端子と、平滑コンデンサ１２５、１２７の接続点との間には、リレースイッチ１２９を挿入している。リレースイッチ１２９は、整流回路切換モジュール１３１に接続されたリレー１３３の駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００１１】
このような整流回路の切り換え動作は次のようになる。リレースイッチ１２９がオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路１２３により整流して平滑コンデンサ１２５、１２７の直列接続回路に充電する。これにより、平滑コンデンサ１２５、１２７の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００１２】
また、リレー１３３をオンとすると、リレースイッチ１２９はオンの状態となり、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路１２３による整流出力が、平滑コンデンサ１２５のみに充電される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路１２３による整流出力が、平滑コンデンサ１２７のみに充電される。従って、平滑コンデンサ１２５、１２７の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルとなり、倍電圧整流回路が形成される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００４−２８２８２８号公報
【特許文献２】特開２００４−１６６４６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上記した図５の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに、図６の倍電圧整流回路を設けると、リレー１３３を制御することにより、状況に応じて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータから倍電圧を出力することができるのであるが、そのためには、２個の平滑コンデンサ１２５、１２７と、リレースイッチ１２９、リレー１３３が必要となる。従って、倍電圧を得るためには回路構成が複雑になるという課題があった。
【００１５】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記従来の課題を解決するために、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１入出力端子に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子の他端と第１グランド端子との間に電気的に接続される第３スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２スイッチング素子の他端と前記第１グランド端子との間に電気的に接続される第４スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子の接続点、および、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に、第１コンデンサを介して電気的に接続されるトランスの１次巻線を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第２入出力端子に一端が電気的に接続される第５スイッチング素子、および第６スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第５スイッチング素子の他端と第２グランド端子との間に電気的に接続される第７スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第６スイッチング素子の他端と前記第２グランド端子との間に電気的に接続される第８スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子の接続点、および、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子の接続点との間に、第２コンデンサを介して電気的に接続される前記トランスの２次巻線を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子、前記第６スイッチング素子、前記第７スイッチング素子、前記第８スイッチング素子と接続される制御回路を備える。そして、前記制御回路は、前記第１入出力端子から前記第２入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第５スイッチング素子、前記第６スイッチング素子、前記第７スイッチング素子、または前記第８スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有する。そして、前記制御回路は、前記第２入出力端子から前記第１入出力端子へ電圧を出力する際に、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、または前記第４スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有するようにしたものである。
【００１７】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力端子に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子、および第２スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子の他端と第１グランド端子との間に電気的に接続される第３スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２スイッチング素子の他端と前記第１グランド端子との間に電気的に接続される第４スイッチング素子を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子の接続点、および、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に、第１コンデンサを介して電気的に接続されるトランスの１次巻線を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力端子にカソードが電気的に接続される第１ダイオード、および第２ダイオードを備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ダイオードのアノード、または前記第２ダイオードのアノードのいずれか一方にカソードが電気的に接続されるとともに、アノードが第２グランド端子と電気的に接続される第３ダイオードを備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ダイオードのアノード、または前記第２ダイオードのアノードのいずれか他方と、前記第２グランド端子の間に電気的に接続される第４ダイオードを備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ダイオード、前記第２ダイオード、前記第３ダイオード、または前記第４ダイオードのいずれか１つに電気的に並列接続されるスイッチを備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードのアノードとの間に、第２コンデンサを介して電気的に接続される前記トランスの２次巻線を備える。また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記スイッチと接続される制御回路を備える。そして、前記制御回路は、前記入力端子から前記出力端子へ電圧を出力する際に、前記スイッチがオン状態を維持するように制御する制御状態を有するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、制御回路は、第１入出力端子から第２入出力端子へ電圧を出力する際に、第５スイッチング素子、第６スイッチング素子、第７スイッチング素子、または第８スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有する。従って、この状態で、充電された第２コンデンサが放電される際に、第２コンデンサと２次巻線からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータが得られるという効果を奏する。同様に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、制御回路は、第２入出力端子から第１入出力端子へ電圧を出力する際に、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子、または第４スイッチング素子のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電された第１コンデンサが放電される際に、第１コンデンサと１次巻線からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータが得られるという効果を奏する。
【００１９】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、制御回路は、入力端子から出力端子へ電圧を出力する際に、スイッチがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電されたコンデンサが放電される際に、コンデンサと２次巻線からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るためのスイッチを設けるだけの簡単な構成で、倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータが得られるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの第２コンデンサに流れる電流方向を示す図であり、（ａ）は第２コンデンサが充電される際の電流方向を示す図、（ｂ）は第２コンデンサが放電される際の電流方向を示す図
【図３】本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの第２コンデンサに流れる他の電流方向を示す図であり、（ａ）は第２コンデンサが充電される際の電流方向を示す図、（ｂ）は第２コンデンサが放電される際の電流方向を示す図
【図４】本発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図
【図５】従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
【図６】従来のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。
【００２２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの第２コンデンサに流れる電流方向を示す図であり、（ａ）は第２コンデンサが充電される際の電流方向を示す図、（ｂ）は第２コンデンサが放電される際の電流方向を示す図である。図３は、本発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの第２コンデンサに流れる他の電流方向を示す図であり、（ａ）は第２コンデンサが充電される際の電流方向を示す図、（ｂ）は第２コンデンサが放電される際の電流方向を示す図である。
【００２３】
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１入出力端子１３に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子１５、および第２スイッチング素子１７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５の他端と第１グランド端子１９との間に電気的に接続される第３スイッチング素子２１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第２スイッチング素子１７の他端と第１グランド端子１９との間に電気的に接続される第４スイッチング素子２３を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１の接続点、および、第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３の接続点との間に、第１コンデンサ２５を介して電気的に接続されるトランス２９の１次巻線３１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第２入出力端子３３に一端が電気的に接続される第５スイッチング素子３５、および第６スイッチング素子３７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第５スイッチング素子３５の他端と第２グランド端子３９との間に電気的に接続される第７スイッチング素子４１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第６スイッチング素子３７の他端と第２グランド端子３９との間に電気的に接続される第８スイッチング素子４３を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第５スイッチング素子３５と第７スイッチング素子４１の接続点、および、第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３の接続点との間に、第２コンデンサ４５を介して電気的に接続されるトランス２９の２次巻線４７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、第４スイッチング素子２３、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、第８スイッチング素子４３と接続される制御回路４９を備える。そして、制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧を出力する際に、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、または第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有する。そして、制御回路４９は、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ電圧を出力する際に、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、または第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有する。
【００２４】
これにより、制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧を出力する際に、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、または第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電された第２コンデンサ４５が放電される際に、第２コンデンサ４５と２次巻線４７からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。同様に、制御回路４９は、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ電圧を出力する際に、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、または第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電された第１コンデンサ２５が放電される際に、第１コンデンサ２５と１次巻線３１からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
【００２５】
以下、より具体的に本実施の形態１の構成、動作について説明する。
【００２６】
なお、本実施の形態１における第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧変換して電力を出力する例として、電気自動車用バッテリの充電器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１１について述べる。この際の電圧条件を次のように決定する。まず、交流１００Ｖ、または交流２００Ｖ（実効値）の系統電源を、図示しないＡＣ／ＤＣコンバータにより、直流１９０Ｖ（以下、直流の場合は単に１９０Ｖという）、または３８０Ｖに変換された電力がＤＣ／ＤＣコンバータ１１に入力されるとする。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、この入力された電力で満充電電圧２００Ｖの電気自動車用バッテリを充電する。
【００２７】
また、前記系統電源の電圧が交流１００Ｖ、または交流２００Ｖ（実効値）の２種類であるのは、地域によって電圧規格が異なり、それに対応するためである。
【００２８】
また、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから出力される電圧は次のようにして決めている。前記系統電源の電圧が例えば交流１００Ｖ（実効値）であった場合、その波高値は約１４１Ｖとなる。この波高値電圧でＤＣ／ＤＣコンバータ１１により電圧変換を行うと、リップルが重畳されるので、それよりも高い電圧を前記ＡＣ／ＤＣコンバータから出力するようにしている。ここでは、リップルが重畳しないように、かつ、マージンを考慮して、交流１００Ｖ（実効値）の入力電圧の場合、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは１９０Ｖを出力する仕様としている。このことから、交流２００Ｖ（実効値）の入力電圧の場合、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは３８０Ｖを出力する。ゆえに、上記したように、１９０Ｖ、または３８０Ｖの電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ１１に入力される。
【００２９】
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１入出力端子１３と第１グランド端子１９には、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを含む直流電源５１が接続される。なお、直流電源５１の出力電圧は、１９０Ｖ、または３８０Ｖである。また、直流電源５１には、前記系統電源に接続される負荷（図示せず）も含まれる。
【００３０】
第１入出力端子１３と第１グランド端子１９の間には、第１平滑コンデンサ５３が電気的に接続されている。また、第１入出力端子１３は、第１入出力端子電圧Ｖ１を検出するために、制御回路４９と電気的に接続される。なお、制御回路４９には、第１入出力端子電圧Ｖ１を求めて、制御回路４９に内蔵されるマイクロコンピュータ（図示せず）に出力するための電圧検出回路が含まれる。
【００３１】
ここで、前記電圧検出回路には、上記したように高電圧（１９０Ｖ、または３８０Ｖ）が印加されるので、例えば５Ｖで動作する前記マイクロコンピュータに出力できるレベルまで電圧を降下する回路も含まれる。この電圧降下回路には、トランスによる磁気的な絶縁や、フォトカプラによる光学的な絶縁が取られている。従って、以下の説明では、高電圧系と低電圧系とが接続される部分には、上記した絶縁が取られる回路構成が用いられているものとする。そして、このような絶縁を介した回路接続部分を単に「接続」と呼び、絶縁を取らずに接続される部分を「電気的に接続」と呼ぶ。但し、前記電圧検出回路が検出する電圧が前記マイクロコンピュータの動作電圧と同レベルである場合は、特に絶縁を取らない回路構成としてもよい。
【００３２】
第１入出力端子１３と第１グランド端子１９の間には、第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１の直列回路が電気的に接続される。第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１はＦＥＴで構成される。従って、第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１には図１に示すように、寄生ダイオードが含まれる。
【００３３】
同様に、第１入出力端子１３と第１グランド端子１９の間には、第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３の直列回路が電気的に接続される。第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３もＦＥＴで構成される。従って、第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３には寄生ダイオードが含まれる。
【００３４】
第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１の接続点、および、第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３の接続点との間には、第１コンデンサ２５とインダクタ５５の直列回路を介して、トランス２９の１次巻線３１が電気的に接続される。なお、インダクタ５５は、１次巻線３１の漏れインダクタとして代用してもよい。この場合、インダクタ５５はなくてもよい。
【００３５】
次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第２入出力端子３３と第２グランド端子３９には、他の直流電源として、満充電電圧が２００Ｖの電気自動車用バッテリ（以下、バッテリ５７という）が接続される。なお、第２入出力端子３３と第２グランド端子３９の間には、第２平滑コンデンサ５９が電気的に接続されている。また、第２入出力端子３３は、第２入出力端子電圧Ｖ２を検出するために、制御回路４９と接続される。なお、制御回路４９には、第２入出力端子電圧Ｖ２を求めて、制御回路４９に内蔵される前記マイクロコンピュータに出力するための電圧検出回路が含まれる。
【００３６】
また、第２グランド端子３９には、第２グランド端子に流れる電流Ｉを検出する電流センサ６１が接続されている。この電流センサ６１は制御回路４９と電気的に接続されるので、電流センサ６１から出力される電流Ｉの値は制御回路４９に取り込まれる。また、電流センサ６１から出力される電流Ｉの値はバッテリ５７の充電電流に相当する。
【００３７】
第２入出力端子３３と第２グランド端子３９の間には、第５スイッチング素子３５と第７スイッチング素子４１の直列回路、および、第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３の直列回路が電気的に接続される。第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３もＦＥＴで構成される。従って、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３にも寄生ダイオードが含まれる。
【００３８】
第５スイッチング素子３５と第７スイッチング素子４１の接続点、および、第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３の接続点との間には、第２コンデンサ４５を介して、トランス２９の２次巻線４７が電気的に接続される。
【００３９】
第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、第４スイッチング素子２３、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、第８スイッチング素子４３は、制御回路４９と接続される。
【００４０】
制御回路４９は、前記マイクロコンピュータと周辺回路（前記電圧検出回路や第１スイッチング素子１５から第８スイッチング素子４３の駆動回路、メモリ等）で構成されており、第１スイッチング素子１５から第８スイッチング素子４３のスイッチングを制御して、電流Ｉの流れる方向の切り替えや、第１入出力端子電圧Ｖ１、第２入出力端子電圧Ｖ２の電圧制御を行なう。
【００４１】
次に、このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作について説明する。
【００４２】
まず、第１入出力端子１３、第１グランド端子１９から第２入出力端子３３、第２グランド端子３９へ電力を供給する場合について述べる。これは、直流電源５１の１９０Ｖ、または３８０Ｖの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ１１により降圧して、バッテリ５７の満充電電圧である２００Ｖを出力する動作に相当する。なお、ここでは最初に直流電源５１の電圧が３８０Ｖである場合（前記系統電源が交流２００Ｖの地域に対応）について説明する。
【００４３】
まず、制御回路４９は第１入出力端子電圧Ｖ１を検出する。そして、第１入出力端子電圧Ｖ１が１９０Ｖであるか、または３８０Ｖであるかを判断する。ここでは、３８０Ｖであるので、以下の動作を行う。
【００４４】
制御回路４９は、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、および第８スイッチング素子４３をオフにする。これにより、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３までの前記寄生ダイオードがブリッジ回路を構成するので、整流回路として機能する。
【００４５】
次に、制御回路４９は、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、および第４スイッチング素子２３をオンオフしてスイッチング制御することにより、第１入出力端子電圧Ｖ１（３８０Ｖ）を降圧して第２入出力端子３３から電力を出力する。ここで、降圧比は２００Ｖ／３８０Ｖ＝約０．５３となるので、この比率になるようにトランス２９の１次巻線３１と２次巻線４７の巻線比が決定されている。また、図１の構成では、第１コンデンサ２５、インダクタ５５、および１次巻線３１からなる共振回路が構成されるので、スイッチング制御における周波数の制御がなされる。従って、スイッチング制御のオンオフ比は１：１となる。
【００４６】
なお、この周波数制御は、周波数が低いほど昇圧比が高くなる。従って、制御回路４９は、バッテリ５７の電圧の高低に応じて周波数を変えることで、バッテリ５７の充電を制御する。また、制御回路４９は、電流センサ６１により検出される電流Ｉの値を監視し、予め設定した、過電流よりも所定のマージンだけ低い所定電流Ｉｋの値に至れば、その電流Ｉの値を維持するように制御する。
【００４７】
ここでは、バッテリ５７の電圧が満充電電圧に近い場合について説明する。
【００４８】
制御回路４９は、第２入出力端子電圧Ｖ２を検出し、目標値である２００Ｖになるように周波数制御を行なう。その結果、直流電源５１から入力される３８０Ｖの電圧は、前記降圧比により２００Ｖに変換されて出力される。この際、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３は全てオフになっているので、それらの寄生ダイオードにより一般的なブリッジ整流回路を形成している。ゆえに、従来の図５と同様の降圧動作となる。
【００４９】
次に、本実施の形態１の特徴となる動作である直流電源５１の電圧が１９０Ｖの場合（前記系統電源が交流１００Ｖの地域に対応）について説明する。なお、この際もバッテリ５７が満充電に近い状態であるとする。
【００５０】
まず、制御回路４９は第１入出力端子電圧Ｖ１を検出し、その値が１９０Ｖであると判断する。その結果、制御回路４９は倍電圧を出力する動作を行う。具体的には、制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧を出力する際に、整流回路を構成する第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３の４つの素子の内、いずれか１つがオン状態を維持するように制御し、他のスイッチング素子をオフにするように制御する制御状態を有する。
【００５１】
ここでは、より具体的に、制御回路４９が第８スイッチング素子４３のオン状態を維持するように制御した場合について、図２を用いて動作を説明する。
【００５２】
図２（ａ）に示すように、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、および第７スイッチング素子４１はオフ状態である。従って、これらのスイッチング素子における寄生ダイオードが有効となる。これに対し、第８スイッチング素子４３はオン状態であるので、いずれの方向にも電流が流れることができる。
【００５３】
このような状態で、図２（ａ）には示されていないが、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３がオンオフ動作を行なうと、オンオフ動作に対応して２次巻線４７の両端に電圧が発生する。ここで、図２（ａ）の状態では、２次巻線４７の下側、すなわち第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３との接続点側に正の電圧が発生しているとする。この場合、２次巻線４７の正の電圧側から、図２（ａ）の太矢印で示すように電流が流れる。具体的には、２次巻線４７の正の電圧側から、第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３との接続点を介し、オン状態の第８スイッチング素子４３からグランドを経由して、第７スイッチング素子４１の寄生ダイオードを通って、第２コンデンサ４５に至る経路で電流が流れる。その結果、第２コンデンサ４５が充電される。そして、第２コンデンサ４５の、第５スイッチング素子３５と第７スイッチング素子４１との接続点側に正の電圧が発生することになる。また、この時の第２コンデンサ４５の両端電圧絶対値は、２次巻線４７の両端電圧絶対値とほぼ等しくなる。
【００５４】
この状態で、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のオンオフ状態が反転すると、図２（ｂ）に示すように、２次巻線４７に発生する電圧の正負が反転する。ゆえに、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の直列回路において、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の各両端電圧の和の電圧が発生することになる。従って、図２（ｂ）の太矢印に示すように、第２コンデンサ４５の正極から、第５スイッチング素子３５の寄生ダイオードを介して第２入出力端子３３に電流が流れる。そして、この電流は、図２（ｂ）には示していないがバッテリ５７に流れてバッテリを充電し、そのグランドから第２グランド端子３９と第８スイッチング素子４３を通して２次巻線４７に至る経路を通る。これらのことから、第２入出力端子３３と第２グランド端子３９との間には、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の各両端電圧の和の電圧、すなわち、第２コンデンサ４５は２次巻線４７とほぼ等しい電圧を有するので２次巻線４７に発生する電圧のほぼ２倍の電圧が発生することになる。従って、第８スイッチング素子４３をオン状態に維持するだけの、簡単な回路構成で倍電圧を出力することができる。
【００５５】
なお、この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に入力される電圧が１９０Ｖで、降圧比が上記したように約０．５３であるので、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３を全てオフにする通常の整流回路構成とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は１９０Ｖ×０．５３＝１００．７Ｖとなるが、上記した制御により、倍電圧を得ることで、出力電圧は計算上、１００．７Ｖ×２＝２０１．４Ｖとなる。ここで、図２（ｂ）の太矢印で示した電流経路では、第５スイッチング素子３５の寄生ダイオードを通るので、その電圧降下（約１Ｖ）が発生し、最終的なＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、ほぼ２００Ｖとなる。
【００５６】
このような動作により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１への入力電圧が１９０Ｖであっても、３８０Ｖであっても、出力電圧を２００Ｖとすることができる。ゆえに、系統電源の規格が異なる地域でＤＣ／ＤＣコンバータ１１を使用しても、簡単な回路構成でバッテリ５７を充電するために必要な電圧（ここでは２００Ｖ）を得ることができる。
【００５７】
なお、図２では、制御回路４９がローサイドの第８スイッチング素子４３のオン状態を維持する場合について説明したが、これは、制御回路４９が第８スイッチング素子４３ではなく、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、または第７スイッチング素子４１のいずれか１つのオン状態を維持するように制御してもよい。
【００５８】
ここでは、一例として、ハイサイドの第６スイッチング素子３７のオン状態を維持する場合について、図３を用いて説明する。
【００５９】
図３（ａ）に示すように、第５スイッチング素子３５、第７スイッチング素子４１、および第８スイッチング素子４３はオフ状態である。従って、これらのスイッチング素子における寄生ダイオードが有効となる。この状態で、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３がオンオフ動作を行なうと、オンオフ動作に対応して２次巻線４７の両端に電圧が発生する。ここで、図３（ａ）の状態では、２次巻線４７の上側、すなわち第２コンデンサ４５側に正の電圧が発生しているとする。この場合、２次巻線４７の正の電圧側から、図３（ａ）の太矢印で示すように電流が流れる。具体的には、２次巻線４７の正の電圧側から、第２コンデンサ４５を介し、第５スイッチング素子３５の寄生ダイオードを経由して、第６スイッチング素子３７に電流が流れる。ここで、第６スイッチング素子３７はオン状態を維持しているので、電流は第６スイッチング素子３７と第８スイッチング素子４３との接続点を介し、２次巻線４７に至る。このような電流経路により、第２コンデンサ４５が充電される。そして、第２コンデンサ４５の、２次巻線４７側に正の電圧が発生することになる。また、この時の第２コンデンサ４５の両端電圧絶対値は、図２（ａ）の場合と同様に、２次巻線４７の両端電圧絶対値とほぼ等しくなる。
【００６０】
この状態で、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のオンオフ状態が反転すると、図３（ｂ）に示すように、２次巻線４７に発生する電圧の正負が反転する。ゆえに、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の直列回路において、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の各両端電圧の和の電圧が発生することになる。従って、図３（ｂ）の太矢印に示すように、２次巻線４７から第６スイッチング素子３７を介して第２入出力端子３３に電流が流れる。そして、この電流は、図３（ｂ）には示していないがバッテリ５７に流れてバッテリを充電し、そのグランドから第２グランド端子３９と第７スイッチング素子４１の寄生ダイオードを通して第２コンデンサ４５に至る経路を通る。これらのことから、図２の場合と同様に、第２入出力端子３３と第２グランド端子３９との間には、２次巻線４７と第２コンデンサ４５の各両端電圧の和の電圧、すなわち、第２コンデンサ４５は２次巻線４７とほぼ等しい電圧を有するので、２次巻線４７に発生する電圧のほぼ２倍の電圧が発生することになる。従って、ハイサイドの第６スイッチング素子３７をオン状態に維持するだけの、簡単な回路構成で倍電圧を出力することができる。
【００６１】
同様に、第５スイッチング素子３５、または第７スイッチング素子４１のみをオン状態で維持するようにしても、図２、図３と電流が流れる経路が異なるだけで、簡単な回路構成で倍電圧を得ることができる。従って、制御回路４９は倍電圧を得る際に、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、または第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御すればよい。
【００６２】
次に、図１の構成において、第２入出力端子３３、第２グランド端子３９から、第１入出力端子１３、第１グランド端子１９へ電力を供給する場合について述べる。これは、例えばバッテリ５７に蓄えられた電力を、系統電源の規格に応じた電圧に切り替えて出力できるバックアップ電源などにＤＣ／ＤＣコンバータ１１を適用した場合に相当する。ここでは、具体的に、２００Ｖまで充電されたバッテリ５７の電力を、交流１００Ｖ系、または交流２００Ｖ系の系統電源へ出力する例について述べる。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力は、交流変換をするために、図示しないＤＣ／ＡＣインバータに入力されることになる。このＤＣ／ＡＣインバータへの入力電圧は、交流１００Ｖ系の場合が直流１９０Ｖ、交流２００Ｖ系の場合が直流３８０Ｖであるとする。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、バッテリ５７の電圧（２００Ｖ）を１９０Ｖ、または３８０Ｖに変換して出力する構成となる。
【００６３】
上記の動作条件の場合、倍電圧制御を行なわない動作時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は２００Ｖを１９０Ｖに降圧する動作を行う。従って、トランス２９の降圧比は１９０Ｖ／２００Ｖ＝０．９５となる。ゆえに、トランス２９の１次巻線３１と２次巻線４７の巻線比を０．９５とする。この構成により、倍電圧制御を行なうと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は２００Ｖ×０．９５×２＝３８０Ｖを出力することができる。
【００６４】
次に、具体的な動作について説明する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１入出力端子１３から出力する第１入出力端子電圧Ｖ１を１９０Ｖにするか、３８０Ｖにするか、の選択は、ユーザにより手動で制御回路４９に指示を出して切り替えるようにしてもよいし、制御回路４９がＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作させる前の第１入出力端子１３側の前記系統電源の電圧を検出し、どの規格の系統電源にＤＣ／ＤＣコンバータ１１が接続されているかを判断して、自動的に切り替えるようにしてもよい。
【００６５】
まず、バッテリ５７の電圧である第２入出力端子電圧Ｖ２（２００Ｖ）を１９０Ｖに降圧して第１入出力端子１３から出力する場合について述べる。
【００６６】
この動作は、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３への降圧動作であるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、通常の動作を行う。具体的には、制御回路４９は、まず第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３を全てオフにして、それぞれの寄生ダイオードを用いたブリッジ整流回路を構成する。この状態で、制御回路４９は、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３を、第１入出力端子電圧Ｖ１が所望の電圧（ここでは１９０Ｖ）になるように時比率を調整し、オンオフ制御を行なう。その結果、上記したようにトランス２９の降圧比が０．９５であるので、バッテリ５７が満充電電圧（２００Ｖ）であれば、前記時比率は約５０％となり、１９０Ｖの電圧が第１入出力端子１３から出力される。
【００６７】
以上の動作は通常の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける降圧動作と同じである。
【００６８】
次に、第２入出力端子電圧Ｖ２（２００Ｖ）を倍電圧化し、３８０Ｖとして第１入出力端子１３から出力する場合について述べる。まず、制御回路４９は第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３の内のいずれか１つをオンにし、それ以外をオフにするように制御する。そして、制御回路４９は、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３のオンオフ制御を行なう。この際、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオンであるので、図２（ａ）または図３（ａ）と同様にして第１コンデンサ２５が充電され、図２（ｂ）または図３（ｂ）と同様にして第１コンデンサ２５と１次巻線３１の直列回路から電力が放電される。従って、図２、図３で説明したように、第１入出力端子１３から出力される電圧は、倍電圧となり、具体的には、上記した通常時の出力（１９０Ｖ）の２倍である３８０Ｖが出力される。
【００６９】
このような動作により、第２入出力端子３３、第２グランド端子３９から、第１入出力端子１３、第１グランド端子１９へ電力を供給する場合についても、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のいずれか１つをオンにするだけで、簡単な構成で容易に倍電圧を得ることができる。ゆえに、系統電源の規格が異なる地域であっても、簡単な回路構成で、系統電源の規格に応じた電圧に切り替えて出力できるバックアップ電源などにＤＣ／ＤＣコンバータ１１を適用できる。
【００７０】
なお、図２、図３において、制御回路４９は第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ倍電圧を得る際に、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御すればよいと説明した。これと同じ理由により、制御回路４９は第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ倍電圧を得る際に、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有するようにすればよい。
【００７１】
以上の構成、動作により、制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧を出力する際に、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電された第２コンデンサ４５が放電される際に、第２コンデンサ４５と２次巻線４７からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。同様に、制御回路４９は、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ電圧を出力する際に、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のいずれか１つがオン状態を維持するように制御する制御状態を有することで、充電された第１コンデンサ２５が放電される際に、第１コンデンサ２５と１次巻線３１からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、倍電圧を得るための回路構成を必要とせず、簡単な構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
【００７２】
（実施の形態２）
本実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の構成は、実施の形態１の図１と同じであるので、詳細な説明を省略する。すなわち、本実施の形態２の特徴は動作であるので、以下、特徴となる動作について説明する。
【００７３】
図１において、制御回路４９は、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ電圧を出力する際に、第５スイッチング素子３５、第６スイッチング素子３７、第７スイッチング素子４１、または第８スイッチング素子４３のうち、前回、前記オン状態を維持していないものを選択して、前記オン状態を維持するように制御する制御状態を有し、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ電圧を出力する際に、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、または第４スイッチング素子２３のうち、前回、前記オン状態を維持していないものを選択して、前記オン状態を維持するように制御状態を有するようにしたものである。
【００７４】
これにより、倍電圧を出力する際に、オン状態を維持するスイッチング素子が特定のものに集中することがなくなり、スイッチング素子の寿命における均一化が図れる。その結果、簡単な構成で倍電圧が得られ、かつ高信頼性を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ１１を実現できる。
【００７５】
以下、本実施の形態２における特徴となる動作について図１を参照しながら詳細に説明する。
【００７６】
まず、倍電圧を出力しない場合の動作については、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３への出力時であっても、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３への出力時であっても、実施の形態１と同じであるので、詳細な説明を省略する。
【００７７】
次に、倍電圧動作を行う場合について説明する。
【００７８】
まず、第１入出力端子１３から第２入出力端子３３へ倍電圧を出力してバッテリ５７を充電する場合、制御回路４９は、例えば図２に示すように第８スイッチング素子４３をオン状態として維持する。その後、バッテリ５７が満充電電圧（２００Ｖ）に至れば、制御回路４９は第２入出力端子電圧Ｖ２の検出値より満充電に至ったことを判断する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止する。
【００７９】
次に、バッテリ５７の電力が、図示しない負荷で消費される。なお、前記負荷は直流電源により駆動するものとして、バッテリ５７に電気的に接続される。あるいは、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は双方向に電力をやり取りできるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して直流電源５１側に電気的に接続される負荷、または、その先に電気的に接続される前記ＤＣ／ＡＣインバータを介して交流電力により駆動される負荷であってもよい。
【００８０】
バッテリ５７の電力が消費された後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は再びバッテリ５７を充電するように動作する。この場合、倍電圧を得るために、制御回路４９は、前回、倍電圧を得るためにオン状態を維持した第８スイッチング素子４３に替わって、オン状態を維持していない３つのスイッチング素子（第５スイッチング素子３５から第７スイッチング素子４１）の内の１つである第７スイッチング素子４１を選択する。そして、第７スイッチング素子４１のオン状態を維持するように制御する。
【００８１】
そして、その次に倍電圧を得る時は、第６スイッチング素子３７を選択し、さらにその次に倍電圧を得る時は、第５スイッチング素子３５を選択するというように、例えば順番に、循環してスイッチング素子を選択する。
【００８２】
このように、倍電圧動作の開始時に、制御回路４９は、前回、オン状態を維持していないスイッチング素子の内の１つを選択してオン状態を維持するように制御する。その結果、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３に流れる電流の均等化を図ることができる。すなわち、例えば図２（ａ）の太矢印に示すように、第２コンデンサ４５の充電時には必ず第７スイッチング素子４１と第８スイッチング素子４３の両方に電流が流れるので、両者の寿命に対する影響の差はほとんどない。しかし、図２（ｂ）の太矢印に示すように、第２コンデンサ４５と２次巻線４７との直列回路の放電時には、オン状態である第８スイッチング素子４３にのみ電流が流れ、第７スイッチング素子４１には寄生ダイオードのカソード側電圧が高いためオフとなり、電流が流れない。ゆえに、倍電圧動作時に、常に第８スイッチング素子４３のみがオン状態になるように制御すれば、電流の大きさや第８スイッチング素子４３の電気的仕様によっては、第７スイッチング素子４１と比べ早く劣化し寿命に至る可能性がある。そこで、このような場合、本実施の形態２では、倍電圧動作時に、オン状態とする第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３までのいずれか１つを選択するようにしている。その結果、どのスイッチング素子も寿命を均等化できるので、高信頼性を得ることが可能となる。
【００８３】
なお、上記の説明では、制御回路４９は、第８スイッチング素子４３から第５スイッチング素子３５まで、この順番に循環して、オン状態を維持するものを選択するようにしているが、この順番に限定されるものではない。すなわち、逆まわりの順番で循環選択させてもよいし、循環させない順番で選択してもよい。但し、オン状態を維持する機会が各スイッチング素子において、できるだけ均等になるように選択する。
【００８４】
また、各スイッチング素子のオン状態を維持する期間が異なる場合、すなわち、あるスイッチング素子のオン期間が他のスイッチング素子のオン期間より長かった場合、その分、他のスイッチング素子がオン状態になる機会を増やすようにしてもよい。このように、制御回路４９は、オン状態の合計期間が各スイッチング素子で、できるだけ均等になるように制御することで、各スイッチング素子の一層の高信頼性を得ることが可能となる。
【００８５】
また、上記説明では、バッテリ５７が満充電に至ると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作を停止する例を述べたが、これは、満充電後にＤＣ／ＤＣコンバータ１１を止める動作に制限されるものではない。すなわち、バッテリ５７の種類や状態によっては、自然放電でバッテリ５７の電圧が低下していく場合があるので、制御回路４９はバッテリ５７が満充電に至っても、その電圧を維持するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作し続けてもよい。この場合も、倍電圧が必要なので、制御回路４９は第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３のいずれか１つのオン状態を維持し続ける。そして、バッテリ５７が前記負荷により電力を消費される場合に、制御回路４９はバッテリ５７の満充電電圧を維持する動作を停止する。ゆえに、満充電後のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作にかかわらず、バッテリ５７が放電され、その後再充電される際に、制御回路４９は、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３のうち、前回オン状態を維持していないものを選択してオン状態とするように制御すればよい。
【００８６】
次に、第２入出力端子３３から第１入出力端子１３へ倍電圧を出力する場合について述べる。この場合は、上記した第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３に替わって、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のうち、前回オン状態を維持していないものを選択してオン状態に維持する動作となるので、上記の説明において、第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３を、第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３に、それぞれ置き換えて動作させればよい。すなわち、倍電圧動作の開始時に、制御回路４９は第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のうち、前回、オン状態を維持していないものを選択して、今回、オン状態を維持する動作を行う。制御回路４９は、このような動作を倍電圧動作の開始時に順番に行う。
【００８７】
このような動作の詳細、および得られる本実施の形態２の特有の効果（第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３の寿命の均等化による高信頼性）は、上記した第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３の動作の場合と同じである。
【００８８】
以上の構成、動作により、倍電圧を出力する際に、オン状態を維持するスイッチング素子が特定のものに集中することがなくなり、スイッチング素子の寿命における均一化が図れる。その結果、簡単な構成で倍電圧が得られ、かつ高信頼性を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ１１を実現できる。
【００８９】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。図４において、実施の形態１の図１と同じ構成には同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
【００９０】
図４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、入力端子６２に一端が電気的に接続される第１スイッチング素子１５、および第２スイッチング素子１７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５の他端と第１グランド端子１９との間に電気的に接続される第３スイッチング素子２１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第２スイッチング素子１７の他端と第１グランド端子１９との間に電気的に接続される第４スイッチング素子２３を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５と第３スイッチング素子２１の接続点、および、第２スイッチング素子１７と第４スイッチング素子２３の接続点との間に、第１コンデンサ２５を介して電気的に接続されるトランス２９の１次巻線３１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、出力端子６３にカソードが電気的に接続される第１ダイオード６５、および第２ダイオード６７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１ダイオード６５のアノード、または第２ダイオード６７のアノードのいずれか一方にカソードが電気的に接続されるとともに、アノードが第２グランド端子３９と電気的に接続される第３ダイオード６９を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１ダイオード６５のアノード、または第２ダイオード６７のアノードのいずれか他方と、第２グランド端子３９の間に電気的に接続される第４ダイオード７１を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１ダイオード６５、第２ダイオード６７、第３ダイオード６９、または第４ダイオード７１のいずれか１つに電気的に並列接続されるスイッチ７３を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１ダイオード６５のアノードと第２ダイオード６７のアノードとの間に、第２コンデンサ４５を介して電気的に接続されるトランス２９の２次巻線４７を備える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、第１スイッチング素子１５、第２スイッチング素子１７、第３スイッチング素子２１、第４スイッチング素子２３、スイッチ７３と接続される制御回路４９と、を備える。そして、制御回路４９は、入力端子６２から出力端子６３へ電圧を出力する際に、スイッチ７３がオン状態を維持するように制御する制御状態を有するものである。
【００９１】
これにより、制御回路４９は、入力端子６２から出力端子６３へ倍電圧を出力する際に、スイッチ７３がオン状態を維持するように制御する。その結果、充電された第２コンデンサ４５が放電される際に、第２コンデンサ４５と２次巻線４７からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、スイッチ７３を設けるだけの簡単な回路構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
【００９２】
以下、本実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の詳細構成について、図４を用いて説明する。
【００９３】
まず、図４のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、図１の構成における第５スイッチング素子３５から第８スイッチング素子４３を、それぞれ第１ダイオード６５から第４ダイオード７１に置き換えるとともに、第４ダイオード７１と並列にスイッチ７３を設けた構成である。従って、本実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、第４ダイオード７１と並列にスイッチ７３を設けた構成が第８スイッチング素子４３に相当するものの、第５スイッチング素子３５から第７スイッチング素子４１がないため、バッテリ５７側から直流電源５１側への電力変換ができない。ゆえに、本実施の形態３では入力端子６２から出力端子６３へ電圧変換を行う単方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１となる。
【００９４】
まず、図４において、入力端子６２は直流電源５１と電気的に接続される。従って、制御回路４９は入力端子電圧Ｖ３を検出して取り込む機能を有する。同様に、図４の出力端子６３はバッテリ５７と電気的に接続される。従って、制御回路４９は出力端子電圧Ｖ４を検出して取り込む機能を有する。
【００９５】
次に、出力端子６３と第２グランド端子３９との間には、第１ダイオード６５と第３ダイオード６９の直列回路が電気的に接続される。この際、出力端子６３には第１ダイオード６５のカソードが、第１ダイオード６５のアノードには第３ダイオード６９のカソードが、第３ダイオード６９のアノードには第２グランド端子３９が、それぞれ接続される。そして、第１ダイオード６５と第３ダイオード６９の直列回路における接続点には、第２コンデンサ４５の一端が電気的に接続される。
【００９６】
また、出力端子６３と第２グランド端子３９との間には、第２ダイオード６７と第４ダイオード７１の直列回路が電気的に接続される。この際、出力端子６３には第２ダイオード６７のカソードが、第２ダイオード６７のアノードには第４ダイオード７１のカソードが、第４ダイオード７１のアノードには第２グランド端子３９が、それぞれ電気的に接続される。そして、第２ダイオード６７と第４ダイオード７１の直列回路における接続点には、２次巻線４７の一端が電気的に接続される。さらに、第４ダイオード７１の両端にはスイッチ７３が電気的に接続される。ここで、スイッチ７３は外部からの信号に応じてオンオフが制御できるものであればよく、例えば半導体スイッチやリレーが適用できる。本実施の形態３では、スイッチ７３として、第４ダイオード７１を寄生ダイオードとして含む半導体スイッチ素子（例えばＦＥＴ）を用いている。これにより、第４ダイオード７１を別途設ける必要がなくなるため、さらに簡単な回路構成とすることができる。
【００９７】
上記以外の構成は実施の形態１の図１と同じである。
【００９８】
次に、このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作について説明する。
【００９９】
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の倍電圧への切替については、実施の形態１、２で述べたように、制御回路４９が直流電源５１の電圧（ここでは入力端子電圧Ｖ３）を検出して自動的に切り替えるか、ユーザが外部から手動で制御回路４９に対し指示を行う。
【０１００】
次に、倍電圧を出力しない場合、制御回路４９はスイッチ７３をオフ状態として維持する。これにより、第１ダイオード６５から第４ダイオード７１までにより、ブリッジ整流回路が形成される。従って、第１ダイオード６５から第４ダイオード７１までにより、整流された直流電圧が出力端子６３から出力される。この倍電圧を出力しない場合の動作は、実質的に実施の形態１と同じであるので、詳細な説明を省略する。
【０１０１】
次に、倍電圧動作を行う場合について説明する。
【０１０２】
まず、制御回路４９はスイッチ７３をオン状態として維持する。この状態は、図２と等価である。従って、制御回路４９が第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のオンオフ制御を行なうことで、図２で説明した第２コンデンサ４５の充放電動作が起こり、出力端子６３から倍電圧が出力される。ゆえに、単方向のＤＣ／ＤＣコンバータ１１であっても、スイッチ７３を追加し、あるいはスイッチ７３として第４ダイオード７１を寄生ダイオードとして含む半導体スイッチ素子とし、上記動作を行うだけで、簡単な構成で倍電圧を出力することができる。
【０１０３】
なお、図４では、スイッチ７３として第４ダイオード７１を寄生ダイオードとして含む半導体スイッチ素子とした構成であるが、これはスイッチ７３として第１ダイオード６５、第２ダイオード６７、または第３ダイオード６９の内の１つを寄生ダイオードとして含む半導体スイッチ素子とし、第４ダイオード７１にはスイッチ７３を設けない構成としてもよい。この場合も上記と同じ効果が得られる。但し、第１ダイオード６５から第３ダイオード６９までの内の１つに電気的に並列接続されるスイッチ７３は、前記半導体スイッチに限定されるものではなく、上記したように、外部からの信号に応じてオンオフが制御できるもの（例えばリレー）であってもよい。
【０１０４】
バッテリ５７が満充電された後のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作は、実施の形態２と同様に、制御回路４９がＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止してもよいし、バッテリ５７の満充電電圧を維持するようにスイッチ７３をオンにしたまま第１スイッチング素子１５から第４スイッチング素子２３のオンオフ制御を継続してもよい。
【０１０５】
以上の構成、動作により、制御回路４９は、入力端子６２から出力端子６３へ倍電圧を出力する際に、スイッチ７３がオン状態を維持するように制御する。その結果、充電された第２コンデンサ４５が放電される際に、第２コンデンサ４５と２次巻線４７からなる直列回路が倍電圧を出力する。従って、スイッチ７３を設けるだけの簡単な回路構成で倍電圧を得ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ１１が得られる。
【０１０６】
なお、実施の形態１〜３では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が電気自動車用バッテリの充電器、およびバックアップ電源に用いられる場合について説明したが、これらに限定されるものではなく、電気自動車やプラグインハイブリッド車などの車両充放電器用、あるいは、無停電電源用、ピークシフト電源用など、系統電源の規格に対応する必要のある他の用途、そして、倍電圧切替が必要な一般のＤＣ／ＤＣコンバータにも、実施の形態１〜３の構成を適用できる。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明にかかるＤＣ／ＤＣコンバータは、簡単な構成で倍電圧切替が可能であるため、特に倍電圧切替が必要な、系統電源と接続される充電器用ＤＣ／ＤＣコンバータ等として有用である。
【符号の説明】
【０１０８】
１１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３  第１入出力端子
１５  第１スイッチング素子
１７  第２スイッチング素子
１９  第１グランド端子
２１  第３スイッチング素子
２３  第４スイッチング素子
２５  第１コンデンサ
２９  トランス
３１  １次巻線
３３  第２入出力端子
３５  第５スイッチング素子
３７  第６スイッチング素子
３９  第２グランド端子
４１  第７スイッチング素子
４３  第８スイッチング素子
４５  第２コンデンサ
４７  ２次巻線
４９  制御回路
６２  入力端子
６３  出力端子
６５  第１ダイオード
６７  第２ダイオード
６９  第３ダイオード
７１  第４ダイオード
７３  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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