(57)【要約】【課題】良好な音響信号の補間を行えるようにする。【解決手段】歪波形生成部２では、入力端子１に供給される原信号の波形の傾斜が上向きである期間は原信号の波形に追従する信号を出力し、原信号の波形の傾斜が下向きである期間は、原信号のうちの所定の高い周波数を含まない信号を出力することによって、歪波形を生成する。高調波抽出部３では、歪波形生成部２で生成された歪波形から所定の周波数帯域の信号を原信号の高調波として抽出する。加算器５では、高調波抽出部で取り出された高調波を、入力端子１に供給される原信号に加算する。【選択図】図１
2014071403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子に供給される原信号の波形の傾斜が上向きである期間は前記原信号の波形に追従する波形を出力し、前記原信号の波形の傾斜が下向きである期間は、前記原信号のうちの所定の高い周波数を含まない信号による波形を出力することによって、歪波形を生成する歪波形生成部と、
前記歪波形生成部で生成された歪波形から所定の周波数帯域の信号を前記原信号の高調波として抽出する高調波抽出部と、
前記高調波抽出部で取り出された前記高調波を、前記入力端子に供給される原信号に加算する加算器とを有する
音響信号処理装置。
【請求項２】
前記歪波形生成部は、
オールパスフィルタとローパスフィルタの両方のフィルタ特性を備える
請求項１に記載の音響信号処理装置。
【請求項３】
前記ローパスフィルタは、ＩＩＲフィルタで構成される
請求項２に記載の音響信号処理装置。
【請求項４】
前記オールパスフィルタは、前記ＩＩＲフィルタに、前記歪波形生成部からの出力信号の値を前記歪波形生成部への入力信号の値に追従させる係数が設定された乗算器を足して構成される
請求項３に記載の音響信号処理装置。
【請求項５】
前記歪波形生成部は、
当該歪波形生成部に入力される入力信号と、入力される信号に第１の係数を乗算する第１の乗算器から出力された信号とを加算する第１の加算器と、
当該歪波形生成部に入力される入力信号に第２の係数を乗算する第２の乗算器と、
前記第２の乗算器から出力された信号、又は前記第１の加算器から出力された信号に所定の遅延を加える遅延素子と、
前記第１の加算器から出力された信号に第３の係数を乗算する第３の乗算器と、
前記第１の加算器から出力されて前記遅延素子によって遅延が加えられた信号、又は前記第２の乗算器から出力された信号に第３の係数を乗算する第４の乗算器と、
第４の乗算器から出力された信号と、前記第３の乗算器から出力された信号とを加算する第２の加算器と
前記第２の加算器から出力された出力信号の値と、当該歪波形生成部に入力される入力信号の値とを比較する比較器と、
前記遅延素子から出力された信号と、前記第２の乗算器から出力された信号のうちいずれか一方の信号を選択して、前記第１の乗算器と、前記第４の乗算器の両方に出力する選択部とを備える
請求項３に記載の音響信号処理装置。
【請求項６】
前記比較器によって前記入力信号の値が前記出力信号の値以上であると判定された場合は、前記第２の乗算器から出力された信号を前記選択部が選択され、前記第２の乗算器から出力された信号が前記遅延素子に記憶され、前記比較器によって前記入力信号の値が前記出力信号の値より未満であると判定された場合は、前記選択部によって、前記遅延素子から出力された信号が選択され、
前記第２の乗算器に設定される前記第２の係数は、以下の式で表される
第２の係数＝（１−第３の係数）／（第１の係数×第３の係数＋第３の係数）
請求項３に記載の音響信号処理装置。
【請求項７】
入力端子に供給される原信号の波形の傾斜が上向きである期間は前記原信号の波形に追従する波形を出力し、前記原信号の波形の傾斜が下向きである期間は、前記原信号のうちの所定の高い周波数を含まない信号による波形を出力することによって、歪波形を生成するステップと、
前記歪波形から所定周波数帯域の信号を抽出するステップと、
前記抽出された信号を、前記入力端子に供給される原信号に加算するステップとを含む
音響信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばデジタルオーディオ機器や携帯電話端末装置等に使用して好適な音響信号処理装置及び音響信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ノートパソコン用の機能拡張ユニットであるドッキングステーションや、スマートフォンと称される多機能携帯電話端末、携帯電話端末等の筐体に、スピーカを内蔵させることが行われている。このような小型の筐体に内蔵されるスピーカは、おのずとそのサイズも小さくなってしまう。しかし、スピーカが小型化すると、十分な低音感を得ることが難しくなるという状況が発生する。また、ＭＰ３（MPEG Audio Layer-3）等の圧縮技術を用いた圧縮が行われることによっても、低音域の周波数が失われることが知られており、このような場合にも、十分な低音感を得ることが困難となる。
【０００３】
例えば特許文献１には、スピーカが再生可能な最低周波数以下の低音成分から高調波成分を生成し、その高調波成分を原音に加算することで、その高調波成分によって低音成分が聴こえるように錯覚させる技術が記載されている。この技術は、“Missing fundamental（失われた基底音）”と称される現象を利用している。“Missing fundamental”とは、ある音から基本周波数を含む周波数域を取り除いた場合でも、元の音と同じ音高として認識してしまう現象である。この現象は、脳が音高を基本周波数だけでなく、倍音の比率も援用して音を知覚しているために起こることが知られている。
【０００４】
また、近年では、音声データを、インターネット等のネットワークを介して配信したり、ポータブルの音声再生装置や携帯端末装置に記録したりして利用することが盛んになっている。このように、ネットワークで配信されたり記録媒体に記録されたりする音声データでは、帯域が過度に広くなることによるデータ量の増大や占有帯域幅の広がりを避けるため、一般に、供給する対象の音楽等のうち一定の周波数以上の成分が除去される。例えば、ＭＰ３（MPEG1 audio layer 3）形式の音声データでは、約１６キロヘルツ以上の周波数成分が除去されて、ＡＴＲＡＣ３（Adaptive TRansformAcoustic Coding 3）形式の音声データでは、約１４キロヘルツ以上の周波数成分が除去される。このように高域の周波数成分が完全に除去された信号では、音質が微妙に変化し、オリジナルの音楽等に比べて音質が劣化してしまう。
【０００５】
例えば特許文献２には、ホワイトノイズ発生器からの信号の高域成分の抽出を行って原信号に加算することによって、高域信号の補間を行う技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−３１８５９８号公報
【特許文献２】特開平２−３１１００６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載の低域補間技術では、スピーカが再生可能な最低周波数以下の低音成分をピークホールド及び整流することで低音成分の倍音を生成し、生成した倍音を原信号に加算することにより、低域信号の補間を行っている。しかし、特許文献１に記載の技術では、入力信号が正から負、又は負から正に遷移するタイミングで、ホールドされているピーク値がリセットされる。ホールドされたピーク値がリセットされる瞬間には高調波が大きく発生するため、この部分の波形は、原信号の波形と大きく乖離したものとなる。そして、このように原信号の波形と異なる波形を有する倍音が原信号に加算された場合には、再生される音響信号の音質が劣化してしまう。
【０００８】
また、特許文献２に記載の高域補間技術では、ホワイトノイズ発生器でされた信号から高域成分を抽出しているため、抽出された高域成分は、原信号と相関のない信号となってしまう。したがって、補間後の音響信号の音質が、原信号の音質と比較して劣化してしまう。
【０００９】
本発明は、上記状況を鑑みなされたものであり、良好な音響信号の補間を行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明の音響信号処理装置は、歪波形生成部と、高調波抽出部と、加算器とを備える構成とする。そして、歪波形生成部では、入力端子に供給される原信号の波形の傾斜が上向きである期間は原信号の波形に追従する信号を出力し、原信号の波形の傾斜が下向きである期間は、原信号のうちの所定の高い周波数を含まない信号を出力することにより歪波形を生成する。高調波抽出部では、歪波形生成部で生成された歪波形から所定の周波数帯域の信号を前記原信号の高調波として抽出する。加算器では、高調波抽出部で取り出された高調波を、入力端子に供給される原信号に加算する。
【００１１】
また、本発明の音響信号処理方法は、まず、入力端子に供給される原信号の波形の傾斜が上向きである期間は原信号の波形に追従する信号を出力し、原信号の波形の傾斜が下向きである期間は、原信号のうちの所定の高い周波数を含まない信号を出力することによって歪波形を生成する。続いて、歪波形から所定周波数帯域の信号を原信号の高調波として抽出する。そして、抽出された高調波を、入力端子に供給される原信号に加算する。
【００１２】
以上のように音響信号処理装置を構成し、音響信号処理を行うことで、原信号の波形の傾きに応じた波形を有する歪波形から、所定周波数帯域の信号が原信号の高調波として抽出される。すなわち、抽出される高調波も、原信号の波形に応じた波形を有するものとなる。そして、このような高調波が原信号に加算されることにより、補間が行われた音響信号の音質が、原信号に近い、より自然で良好なものとなる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の音響信号処理装置及び音響信号処理方法によれば、良好な音響信号の補間を行えるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施の形態例による音響信号処理装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態例による歪波形生成部によって生成された歪波形を、入力信号の波形に重畳して示したグラフである。
【図３】本発明の一実施の形態例によるＢＰＦを通過した信号の波形を入力信号の波形に重畳して示したグラフである。
【図４】本発明の一実施の形態例による歪波形生成部の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の一実施の形態例による歪波形生成部の構成例を示すブロック図であり、図５ＡはＬＰＦとして動作時の構成例を示し、図５ＢはＡＰＦとして動作時の構成例を示す。
【図６】ヒルベルト変換を用いて検出されたエンベロープを、入力信号の波形に重畳して示したグラフである。
【図７】本発明の一実施の形態例による歪波形生成部で生成された歪波形を、入力信号の波形に重畳して示したグラフである。
【図８】本発明の一実施の形態例による歪波形生成部で生成された歪波形を、入力信号の波形に重畳して示したグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本開示の一実施形態に係る受信装置の一例を、図面を参照しながら下記の順で説明する。ただし、本開示は下記の例に限定されない。
［１．音響信号処理装置の構成例］
まず、本開示の一実施形態例に係る音響信号処理装置について、図１を参照して説明する。図１は音響信号処理装置１０の構成を示すブロック図である。図１に示されるように、本実施の形態例の音響信号処理装置１０は、入力端子１と、歪波形生成部２と、高調波抽出部としてのバンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」と称する）３と、遅延回路４と、加算器５と、出力端子６とからなる。
【００１６】
図１において、入力端子１には、例えばＭＰ３やＡＴＲＡＣ３のような圧縮処理を伴う機器から再生されたデジタルの音響信号が、原信号として供給される。この入力端子１に供給された原信号は、歪波形生成部２、及び遅延回路４に供給される。歪波形生成部２は、入力される原信号の波形の傾斜が上向きのときにはオールパスフィルタ（以下、「ＡＰＦ」と称する）として動作し、下向きの時にはローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と称する）として動作することにより、包絡状の波形を含んだ歪波形を生成する。なお、歪波形生成部２は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）等で構成することができ、ソフトウェア上で音響信号の歪波形を生成することができる。
【００１７】
ＢＰＦ３は、歪波形生成部２から入力される包絡状の波形を含んだ歪波形から、所定の周波数帯域の信号を抽出して、加算器５に供給する。ＢＰＦ３の通過帯域は、補間したい対象の周波数に応じた値に設定することができる。例えば、低域の周波数を補間する場合、スピーカの最低再生周波数から２倍あるいは３倍までの帯域を設定することで、ＢＰＦ３によって、補間したい対象となる低域信号の高調波のみを取り出すことが可能となる。高域の周波数を補間する場合は、圧縮処理等によってカットされた周波数から、ナイキスト周波数の手前までの帯域を設定することで、補間したい対象となる高域信号の高調波のみを取り出すことが可能となる。なお、高域の周波数を補間する場合は、ＢＰＦ３はＨＰＦ（ハイパスフィルタ）であってもよい。この場合は、圧縮処理等によってカットされた周波数より高い周波数域の高調波のみを取り出すことが可能となる。
【００１８】
図２に、歪波形生成部２で生成される歪波形の一波形例を示す。図２中の実線で示す波形が入力端子１から入力される原信号の波形（入力波形）であり、破線で示す波形が歪波形生成部２で生成される歪波形（出力波形）である。図２の横軸は時間を示し、縦軸は信号の振幅のレベルを示す。例えば、図２に「区間Ｐ１」として示した区間では、実線で示した原信号の大きさが時間に伴って増加しており、その波形の傾きは上向きとなっている。したがって、歪波形生成部２はＡＰＦとして動作する。これにより、歪波形生成部２からは、入力される原信号の波形に追従した波形が出力される。
【００１９】
一方、「Ｐ２」として示した区間では、実線で示した原信号の大きさが時間に伴って減少しており、その波形の傾きは下向きとなっている。したがって、歪波形生成部２はＬＰＦとして動作する。これにより、歪波形生成部２からは、入力される原信号のうちの、所定の高周波成分がカットされた信号が出力される。ＬＰＦを通して得られる波形は、原信号の波形の傾きよりも緩やかな傾きで下降する。
【００２０】
このような処理が行われることにより、ＡＰＦが適用される区間Ｐ１から、ＬＰＦが適用される区間Ｐ２に切り替わった時点で、歪波形生成部２で生成される歪波形の傾きが変化する。ＡＰＦが適用される区間Ｐ１とＬＰＦが適用される区間Ｐ２を足した区間は、入力信号の周波数の１周期分とほぼ一致するため、この波形の傾きの変化方向で、異なった伝達特性を施された信号が生成され原信号の高調波が発生する。つまり、本実施の形態例では、入力される原信号の波形の傾斜に応じてＡＰＦとＬＰＦとを切り換えることで、入力信号の波形の歪波を生成し、入力信号の高調波を発生させている。
【００２１】
従来のように、入力信号を絶対値回路にかけて歪ませたり、特許文献１に記載されるように保持したピーク値をゼロクロス点でリセットする処理を行う場合には、生成されるひずみ波と入力信号の波形との相関が低くなってしまう。これに対して、本実施の形態例では、ＡＰＦとＬＰＦとを切り換えることでひずみ波を生成させているため、生成されるひずみ波は、入力信号に応じた周波数応答を示したものとなる。
【００２２】
また、ＬＰＦが適用される区間Ｐ２においては、原信号の波形の傾きよりも緩やかな傾きの波形を有する包絡状の波形が生成される。すなわち、原信号に含まれる高周波成分が除去された波形が生成される。したがって、この区間では余分な高調波が生成されなくなるため、補間を行いたい対象の低い周波数の高調波を、容易に精度良く生成することが可能となる。
【００２３】
歪波形生成部２で生成されて、ＢＰＦ３によって所定の高周波成分（音響信号の高調波以外の成分）が除去された信号は、加算器５によって原信号に加算され、出力端子６に出力される。出力端子６に出力される信号は、原信号に、原信号の高調波が重畳された信号となる。つまり、出力端子６からは、所定の帯域の信号が補間された信号が出力される。
【００２４】
図３は、ＢＰＦ３を通過後の信号と、入力端子１に入力される原信号を一緒に表示したグラフである。図３中の細線で示す波形が入力端子１から入力される原信号の波形であり、太線で示す波形がＢＰＦ３を通過した信号の波形である。図３の横軸は周波数（Ｈｚ）を示し、縦軸は信号の大きさ（ｄＢ）を示す。細線で示す入力信号においては、０Ｈｚから１００Ｈｚまでの間は−３０ｄＢから−８０ｄＢである大きさが、１００Ｈｚ以上では急激に減少し−１３０ｄＢ程度に下がっている。すなわち、入力信号は１００ＭＨｚ以上の周波数の信号がカットされた音源であることが分かる。また、１００Ｈｚから２００Ｈｚの間では、歪波形生成部２で生成された高調波信号からＢＰＦ３で取り出した帯域の周波数が出力されている。
【００２５】
そして、加算器５によってこの２つの信号が加算されることにより、入力信号は太い線と細い線を合成する事になり、１００Ｈｚから２００Ｈｚまでの帯域の信号が追加され生成される。すなわち、この部分が強調された信号である。入力信号は、図３に細線で示したように１００Ｈｚまでの音源であり、例えば１００Ｈｚ以下を再生できないスピーカであれば、その音を聴くことはできない。しかし、図３に太線で示すＢＰＦ３の出力（１００Ｈｚから２００Ｈｚの高調波）を追加（加算）することによりスピーカで音を聴くことが可能となる。
【００２６】
特に高域補間においては、入力信号の振幅の変化が激しい箇所を補間によって強調することで、生成される音声がより自然なものとなることが知られており、本実施の形態例によれば、高域補間も良好に行うことが可能となる。また、本実施の形態例では、入力信号の波形の傾きが変化する箇所からはＬＰＦが機能するため、生成される歪波形はその変化点を境に緩やかな下向きの包絡状の波形になる。これにより、ピークホールドにより矩形波を得る場合のように、得られる高調波が奇数倍に限定されなくなる。すなわち、２倍、３倍、４倍等の細かい倍数の高調波も得ることが可能となるため、よりきめ細かい音が得られるようになる。
【００２７】
［２．歪波形生成部の構成及び処理の例］
続いて、本実施の形態例による歪波形生成部２の構成及び処理の例について、図４及び図５を参照して説明する。図４は、歪波形生成部２の構成例を示すブロック図である。本実施の形態例では、歪波形生成部２を、１次のＩＩＲフィルタで構成している。なお、ＩＩＲフィルタの次数は１次に限定されるものではなく、２次等の他の次数で校正してもよい。歪波形生成部２は、第１の加算器としての加算器２１と、第１の乗算器としての乗算器２２と、第２の乗算器としての乗算器２３と、遅延素子２４と、第３の乗算器としての乗算器２５と、第４の乗算器としての乗算器２６とを有する。また、歪波形生成部２は、第２の加算器としての加算器２７と、比較器２８と、選択部２９とを有する。
【００２８】
加算器２１は、歪波形生成部２に入力される値Ｘの入力信号と、第１の係数としての係数ａ１が設定された乗算器２２からの出力信号を加算して出力する。乗算器２３は、入力信号にｃ１を乗算した信号を、遅延素子２４、及び／又は乗算器２２と乗算器２６に供給する。遅延素子２４は、入力された信号に１周期分の遅延を加えて出力する。遅延素子２４には、加算器２１から出力された信号、又は乗算器２３から出力された信号が入力される。
【００２９】
選択部２９は、遅延素子２４に入力させる信号を切り換えるスイッチ２９１と、乗算器２２及び乗算器２６に入力させる信号を切り換えるスイッチ２９２とよりなる。スイッチ２９１は、乗算器２３から出力される信号の伝送ラインに接続された接点Ｃ１ａと、加算器２１から出力される信号の伝送ラインと接続された接点Ｃ１ｂと、遅延素子２４に接続された共通接点Ｃ１ｃとを有する。スイッチ２９２は、乗算器２３から出力される信号の伝送ラインに接続された接点Ｃ２ａと、遅延素子２４に接続された接点Ｃ２ｂと、乗算器２２と乗算器２６に信号を供給する伝送ラインに接続された共通接点Ｃ２ｃとを有する。
【００３０】
乗算器２２は、入力された信号に係数ａ１を乗算して加算器２１に出力する。乗算器２６は、入力された信号に係数ｂ１を乗算して加算器２７に出力する。乗算器２５は、加算器２１の出力先に設けられており、加算器２１から出力された信号に係数ｂ１を乗算して加算器２７に出力する。加算器２７は、乗算器２５から出力された信号と乗算器２６から出力された信号とを加算して、出力信号Ｙとして出力するとともに、出力信号Ｙを比較器２８にも入力する。
【００３１】
比較器２８は、入力信号の値Ｘと出力信号の値Ｙとを比較し、比較結果に応じて選択部２９の選択先を切り換える。より詳細には、Ｘ≧Ｙの場合は、スイッチ２９１の共通接点Ｃ１ｃを接点Ｃ１ａに接続させ、スイッチ２９２の共通接点Ｃ２ｃを接点Ｃ２ａに接続させる。すなわち、遅延素子２４に入力させる信号として、乗算器２３から出力された信号を選択するとともに、乗算器２２及び乗算器２６に入力させる信号として、乗算器２３から出力された信号を選択する。一方、Ｘ＜Ｙの場合は、スイッチ２９２の共通接点Ｃ１ｃを接点Ｃ１ｂに接続させ、スイッチ２９２の共通接点Ｃ２ｃを接点Ｃ２ｂに接続させる。すなわち、遅延素子２４に入力させる信号として、加算器２１から出力された信号を選択するとともに、乗算器２２及び乗算器２６に入力させる信号として、遅延素子２４から出力された信号を選択する。
【００３２】
図５は、比較器２８の比較結果に応じて切り替わる歪波形生成部２の機能を、分かりやすく説明するための図である。図５において、図４と対応する箇所には同一の符号を付してあり、重複する説明は省略する。図５Ａは、Ｘ≧Ｙの場合に動作するフィルタの構成を示し、図５Ｂは、Ｘ＜Ｙの場合に動作するフィルタの構成を示す。
【００３３】
図５Ａに示す構成は、一般的な１次のＩＩＲフィルタ（ＬＰＦ）の構成と同一である。ここで、係数ａ１，ｂ１は一般的な変換、例えばＳＺ変換によりＬＰＦのカットオフ周波数から計算される値である。遅延素子２４には、初回は入力信号の値Ｘが保持され、それ以降は、遅延素子２４で遅延が加えられて係数ａ１が乗算された入力信号Ｘと、入力信号Ｘとを加算した値が保持される。遅延素子２４で遅延が加えられた信号を“ｄ”とすると、このＬＰＦからの出力信号Ｙは、以下の式１で算出することができる。
Ｙ＝（Ｘ＋ｄ×係数ａ１）×係数ｂ１＋ｄ×係数ｂ１…式１
すなわち、Ｘ＜Ｙの場合、つまり、歪波形生成部２に入力される原信号の波形の傾斜が下向きの場合には、係数ａ１と係数ｂ１の値によって定まるフィルタ特性に応じて、所定の高周波成分がカットされる。
【００３４】
これに対して、図５Ｂに示す、Ｘ≧Ｙの場合に動作するフィルタの構成では、乗算器２２及び乗算器２６と、遅延素子２４に対して、乗算器２３によって入力信号Ｘに係数ｃ１が乗算された値が供給される。つまり、上記式１に示す“ｄ”に、Ｘ×係数ｃ１が代入される。以下の式２は、式１の“ｄ”の箇所を“ｄ”を使わずに示した式である。
Ｙ＝（Ｘ＋Ｘ×係数ｃ１×係数ａ１）×係数ｂ１＋係数ｃ１×係数ｂ１…式２
ここで、Ｘ＝Ｙとおくと、係数ｃ１は以下の式３で表される。
係数ｃ１＝（１−係数ｂ１）／（係数ａ１×係数ｂ１＋係数ｂ１）…式３
すなわち、歪波形生成部２を図５に示すように構成し、係数ｃ１を式３に示す値に設定することで、出力信号Ｙを入力信号Ｘに追従させることが可能となる。つまり、歪波形生成部２をＡＰＦとして機能させることができる。
【００３５】
また、乗算器２３で乗算が行われる都度、その結果の値を遅延素子２４に入力することで、遅延素子２４にその時点の値が保持される。これにより、アナログ回路のＬＰＦにおける、コンデンサに電圧をチャージする機能が実現される。
【００３６】
歪波形生成部２をこのように構成し、演算を行うことにより、非常に単純な計算で、かつ４回程度の非常に少ない乗算回数で出力信号Ｙを得ることが可能となる。
【００３７】
また、本実施の形態例では、上述したように、入力信号の値Ｘが出力信号の値Ｙに等しいか大きい（Ｘ≧Ｙ）場合にはＡＰＦが適用され、入力信号の値Ｘが出力信号の値Ｙより小さい（Ｘ＜Ｙ）場合にはＬＰＦが適用される。これにより、入力信号の波形の傾きが上向きの場合には入力信号の波形に追従した波形が出力され、下向きの場合に緩やかな下向きの包絡状の波形になる。すなわち、入力信号の波形に応じた波形を有する歪波形が生成される。
【００３８】
ここで、他の手法で入力信号の波形に応じた波形を有する歪波形を生成する場合と、本実施の形態例による手法で歪波形を生成する場合とを比較する。他の手法としては、ピークホールド処理によって入力信号の歪波形を検出する例を検討してみる。ピークホールド処理をデジタル信号処理で実現する手段としては、一般に「ヒルベルト変換」がよく知られている。
【００３９】
図６は、ヒルベルト変換を用いて検出された入力信号の歪波形を、入力信号の波形に重畳して示した図である。図６中の実線で示す波形が入力信号の波形（入力波形）であり、破線で示す波形が生成された歪波形の波形（出力波形）である。図６の横軸は時間を示し、縦軸は信号の振幅のレベルを示す。
【００４０】
図６に示すように、ヒルベルト変換を用いて生成された歪波形は、入力信号の高い周波数成分にも追従していることが分かる。この高い周波数成分の中には、音響信号の補間には必要のない成分も含まれており、このような不要な高周波成分を用いて音響信号の補間を行った場合には、その部分が異音として認知される。すなわち、再生される音声の音質が劣化してしまうことになる。
【００４１】
一方、図７に示すように、本実施の形態例による手法で検出された歪波形においては、下向きの包絡線が出力される区間では、楕円で囲った部分に現れているような高い周波数成分が除去される。これにより、音響信号の補間の対象に余分な高い周波数成分が含まれてしまうことがなくなり、音響信号の補間に必要な高調波のみを容易に効率よく取り出せるようになる。
【００４２】
また、本実施の形態例では、入力信号の波形の傾きに応じてＡＰＦとＬＰＦを切り替えることによって、異なった伝達特性のフィルタを交互に施した信号を生成している。よって、この波形が下向きの場合、包絡している箇所においても、入力信号の波形に応じた周波数応答を示した歪波形が出力される。例えば、図７において破線の楕円で囲った２つの箇所においては、対応する入力信号の振幅が増大していることを受けて、歪波形もそれと連動した波形となっていることが分かる。
【００４３】
なお、図７は入力信号の周波数が低い場合の歪波形を示したグラフであるが、高い周波数の入力信号が入力された場合にも、入力信号の波形に応じた周波数応答を示した歪波形が出力される。図８に、高い周波数の入力信号から生成した歪波形（出力波形）を入力信号の波形（入力波形）に重畳して示した図を示す。図８中の実線で示す波形が入力端子１から入力される原信号の波形（入力波形）であり、破線で示す波形が歪波形生成部２で生成される歪波形（出力波形）である。図２の横軸は時間を示し、縦軸は信号の振幅のレベルを示す。図８に示す、高い周波数を有する信号を処理する場合の例においても、入力信号の値が増加している区間では入力信号に追従し、入力信号の値が減少する区間では緩やかに下向きに包絡する歪波形が生成されることが分かる。
【００４４】
上述した本実施の形態例によれば、入力信号の波形の傾きに応じてＡＰＦとＬＰＦを切り替えるという単純な手法で、入力信号の高調波を生成することができる。このとき生成される高調波は、入力信号にフィルタを通して得られるものであるため、入力信号に応じた周波数応答を示したものとなる。したがって、このようにして生成された高調波から抽出された信号が原信号に加算されることで、より自然な音響信号の補間が実現される。
【００４５】
また、上述した本実施の形態例によれば、下向きの包絡線が出力される区間では、原信号が有する高い周波数成分が除去されるため、音響信号の補間の対象に余分な高い周波数成分が含まれてしまうことがなくなる。すなわち、音響信号の補間に必要な高調波のみを容易に効率よく取り出せるようになる。
【００４６】
また、上述した本実施の形態例によれば、一次のＩＩＲフィルタを用いた非常に簡単なロジックで入力信号の歪波形を生成することができるため、演算量を４回程度の非常に少ない量とすることができる。これに対して、例えば、上述したヒルベルト変換によって入力信号の歪波形を検出する場合には、本発明で得られる結果と同様の結果を得るためには、約８０次の演算が必要となる。ヒルベルト変換が、ＦＩＲフィルタをベースとしたフィルタであるためである。
【００４７】
このため、特に小型の機器において、処理回路（ＣＰＵ）を同機器が行う他の機能（映像表示等）と併用する場合などに、処理回路の負荷が増大する問題が生じる。また、処理回路の負荷が増大することで、消費電力も増大してしまう。さらに、このような問題を解消するための対策を講じることで、製造コストも増大する。本実施の形態例によれば、非常に少ない演算量で音響信号補間用の高調波を生成できるため、製造コスト及び消費電力の削減が可能となり、組み込み機器等への搭載も行い易くなる。
【００４８】
なお、本実施の形態例のように歪波形生成部２をＤＳＰで構成した場合には、上述した歪波形の生成処理はソフトウェア上で実現することができるが、本発明は、これに限定されない。上述した歪波形の各算出工程の処理回路をハードウェア（アナログ回路）で構成してもよい。
【符号の説明】
【００４９】
１…入力端子、２…歪波形生成部、３…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、４…遅延回路、５…加算器、６…出力端子、１０…音響信号処理装置、２１…加算器、２２，２３…乗算器、２４…遅延素子、２５，２６…乗算器、２７…加算器、２８…比較器、２９…選択部
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図２】
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【図６】
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