(57)【要約】【課題】部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上及び高効率を図ることができる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の１次側コイルは、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を備えてトランス２２に設けられる。第１コイルＬ１に第１補助コイルＬ４、第２コイルＬ２に第２補助コイルＬ５が直列接続される。第１コイルが２次側コイルに形成する磁束と、第２コイルが２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続され、第１補助コイルＬ４及び第２補助コイルＬ５は磁気的に順結合される。スイッチ素子Ｔ１、Ｔ２に供給する信号の位相差を０度〜１８０度で変化させて出力制御する。【選択図】図７
2014171310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、
前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、
前記２次側コイルに接続される整流回路と、
を備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側コイルは、前記直流電源に並列接続される第１コイル及び第２コイルを備える２相コイルであって、共に単一のトランスに設けられ、
前記第１コイルに第１補助コイルが直列接続されるとともに、前記第２コイルに第２補助コイルが直列接続され、
前記スイッチ素子は、前記第１コイルに直列接続される第１スイッチ素子と、前記第２コイルに直列接続される第２スイッチ素子を備え、
前記コンデンサは、前記第１スイッチ素子に並列接続される第１コンデンサと、前記第２スイッチ素子に並列接続される第２コンデンサを備え、
前記第１コイルが前記２次側コイルに形成する磁束と、前記第２コイルが前記２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続され、
前記第１補助コイル及び前記第２補助コイルは、磁気的に順結合される
ことを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流と、前記第２スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流の位相差を０度から１８０度の範囲で変化させる位相差制御手段
を備えることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記位相差の変化に応じて前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの少なくともいずれかの容量を変化させる容量制御手段
を備えることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、
前記１次側コイルに直列接続される補助コイルと、
前記１次側コイルに直列接続されるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、
前記２次側コイルに接続される整流回路と、
を備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを２個以上並列接続し、
各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子を駆動状態と停止状態に切り替えることで各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態と停止状態を切り替えて出力制御することを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
請求項４記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記２個以上の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは第１グループと第２グループに分割され、
前記第１グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子に印加される駆動信号と、前記第２グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子に印加される駆動信号の位相差は１８０度であることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
請求項５記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
前記第１グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ数と前記第２グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ数は同一であることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
請求項４〜６のいずれかに記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置において、
各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの前記１次側コイル及び前記補助コイルは同一のプリント基板上に形成される
ことを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両、産業用ロボット、工作機械、昇降機等の電動機を用いる動力機械には、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源からの直流電圧を所望の電圧まで昇圧あるいは降圧し、電動車両や動力機械を駆動する。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータには、電磁誘導及び共振を利用する共振型コンバータがある。特許文献１には、一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。直流入力電源から共振用インダクタンスに流れる電流が半導体スイッチ素子によりスイッチングされ、共振用インダクタンス及び共振用コンデンサから構成される共振回路を共振させる。共振及び電磁誘導に基づいて共振用インダクタンスに現われた電圧と、直流入力電源の出力電圧とに基づく電圧が高周波トランスの１次側に印加され、高周波トランスの２次側から負荷電圧が出力される。
【０００４】
また、特許文献２には、共振型のＬＬＣコンバータが記載されている。図１８に、特許文献２に開示されたＬＬＣコンバータの回路構成を示す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−２６０７４５号公報
【特許文献２】米国特許第６３４４９７９号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、一般に、回路構成が複雑化及び高コスト化する傾向にあることから、可能な限り部品点数の増大を抑制しつつ、出力制御性の向上を図ることが求められる。
【０００７】
図１８に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、基本駆動方式がハーフブリッジ方式であり、スイッチ素子及びドライバが２つ必要となり、上側素子のドライバの電位が駆動周波数で変動するため、上側ドライバ用に主回路から絶縁された電源が必要となり、回路が複雑化して高コストとなる。また、２つのスイッチ素子が直列接続されており、これらのスイッチ素子の同時オンによるショート状態を避けるために高精度のタイミング調整が必要で高周波数化が困難となる問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上及び高効率を図ることができる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、前記１次側コイルに接続されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、前記２次側コイルに接続される整流回路とを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記１次側コイルは、前記直流電源に並列接続される第１コイル及び第２コイルを備える２相コイルであって、共に単一のトランスに設けられ、前記第１コイルに第１補助コイルが直列接続されるとともに、前記第２コイルに第２補助コイルが直列接続され、前記スイッチ素子は、前記第１コイルに直列接続される第１スイッチ素子と、前記第２コイルに直列接続される第２スイッチ素子を備え、前記コンデンサは、前記第１スイッチ素子に並列接続される第１コンデンサと、前記第２スイッチ素子に並列接続される第２コンデンサを備え、前記第１コイルが前記２次側コイルに形成する磁束と、前記第２コイルが前記２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続され、前記第１補助コイル及び前記第２補助コイルは、磁気的に順結合されることを特徴とする。
【００１０】
本発明では、１次側コイルを２相コイルとし、第１コイル、第１補助コイル、第１スイッチ素子及び第１コンデンサで１つの相（共振回路）を構成し、第２コイル、第２補助コイル、第２スイッチ素子及び第２コンデンサでもう一つの相（共振回路）を構成する。２つの相は互いに並列に接続されるため、従来のように２つのスイッチ素子が直列に接続される場合のような同時オンによるショート状態を避ける必要がない。また、第１コイルが２次側コイルに形成する磁束と、第２コイルが２次側コイルに形成する磁束が互いに逆相となるように接続されるため、特定の高調波成分が打ち消され電磁ノイズが低減する。さらに、本発明では、２つの相を構成する第１コイル及び第２コイルがともに単一のトランスに設けられているため、部品点数の増大が抑制される。２相の位相差を変化させることでＤＣ／ＤＣコンバータの出力を制御することができるが、位相差が小さい場合、トランスの１次側の第１コイル及び第２コイルは逆結合であるためインダクタンス値は等価的に減少するが、第１コイルに直列接続された第１補助コイルと、第２コイルに直列接続された第２補助コイルは磁気的に順結合されているので等価的にインダクタンス値が増大し、結局、位相差を変化させてもトランスの１次コイルと補助コイルを併せたインダクタンス値の変動を抑制し、高効率を維持できる。
【００１１】
本発明の１つの実施形態では、前記第１スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流と、前記第２スイッチ素子をオンオフすることにより生じる電流の位相差を０度から１８０度の範囲で変化させる位相差制御手段を備えることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の他の実施形態では、前記位相差の変化に応じて前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの少なくともいずれかの容量を変化させる容量制御手段を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、直流電源に接続される１次側コイル、及び出力負荷に接続される２次側コイルを備えるトランスと、前記１次側コイルに直列接続される補助コイルと、前記１次側コイルに直列接続されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列接続されるコンデンサと、前記２次側コイルに接続される整流回路とを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを２個以上並列接続し、各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子を駆動状態と停止状態に切り替えることで各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態と停止状態を切り替えて出力制御することを特徴とする。
【００１４】
本発明の１つの実施形態では、前記２個以上の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは第１グループと第２グループに分割され、前記第１グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子に印加される駆動信号と、前記第２グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの各スイッチ素子に印加される駆動信号の位相差は１８０度であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の他の実施形態では、前記第１グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ数と前記第２グループに属する共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ数は同一であることを特徴とする。
【００１６】
本発明のさらに他の実施形態では、各共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの前記１次側コイル及び前記補助コイルは同一のプリント基板上に形成されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、部品点数の増加を抑制しつつ、出力制御性の向上を図り、かつ高効率を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図２】図１の回路の動作説明図である。
【図３】図１の回路の動作説明図である。
【図４】図１の回路の動作説明図である。
【図５】実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図６】実施形態のトランス構成図である。
【図７】実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図８】実施形態のシミュレーション結果を示す電流電圧波形図（位相差１８０度）である。
【図９】実施形態のシミュレーション結果を示す電流電圧波形図（位相差９０度）である。
【図１０】実施形態のシミュレーション結果を示す電流電圧波形図（位相差６０度）である。
【図１１】実施形態のシミュレーション結果を示す電流電圧波形図（位相差３０度）である。
【図１２】位相差と出力電力及び出力電圧の関係を示すグラフ図である。
【図１３】位相差と最大素子電圧及び最大素子電流の関係を示すグラフ図である。
【図１４】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの模式図である。
【図１５】複数個の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを備えた他の実施形態の構成図である。
【図１６】他の実施形態の構成図である。
【図１７】他の実施形態の構成図である。
【図１８】従来装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
＜前提となる１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
まず、本実施形態の前提となる、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本実施形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、このような１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを拡張ないし改良したものとして位置付けることができる。
【００２１】
図１に、１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路構成図を示す。トランスは、１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ３を備えている。
【００２２】
トランスの１次側に関しては、１次側コイルＬ１の一端は、補助共振コイルＬ２を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続される。１次側コイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｔ１の一端に接続される。スイッチ素子Ｔ１にはダイオードが逆並列接続され、かつ、スイッチ素子Ｔ１には共振用のコンデンサＣ１が並列接続される。１次側コイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｔ１の一端に接続されるとともにコンデンサＣ１の一端にも接続される。スイッチ素子Ｔ１の他端及びコンデンサＣ１の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。スイッチ素子Ｔ１は例えばスイッチングトランジスタであり、ゲート端子に制御信号が印加されてスイッチング制御される。
【００２３】
トランスの２次側に関しては、２次側コイルＬ３は整流回路を介してコンデンサＣ３に接続され、コンデンサＣ３はフィルタ用のコイルＬ６を介して負荷ＲＬに接続される。
【００２４】
図２に、図１に示す回路の１次側の等価回路を示す。スイッチ素子Ｔ１をスイッチＳＷに、トランスの１次側コイルをＬｒに、コンデンサＣ１をＣｒに置き換えた回路である。また、図３に、各部の電流及び電圧の波形を示す。図において、スイッチＳＷに流れる電流をＩＳＷＩＴＣＨ、スイッチＳＷの電圧をＶＳＷＩＴＣＨ、ダイオードＤ１に流れる電流をＩＤＩＯＤＥ、１次側コイルＬｒに流れる電流をＩで示す。スイッチＳＷがオンからオフに切り替わるとき、Ｃｒ電位はゼロ電位であり、このときのＬｒに流れる電流ＩをＩｏｎとする。図３における状態ａである。この状態でスイッチＳＷをオフとすると、ＬｒとＣｒで共振動作が開始され、Ｃｒの電位、すなわちスイッチＳＷの電位ＶＳＷＩＴＣＨは上昇するが、直流電源Ｖｉｎの電圧を超えるとＬｒに負の電圧が印加され始め、Ｌｒ電流Ｉが減少に転じ、負電流になるとＣｒ電位が下がり始め、ついにはゼロになる。このときのＬｒ電流をＩｃｏとする。その後、Ｌｒの負電流はダイオードＤ１を流れるためＣｒの電位はゼロのままである。スイッチＳＷをオンにすると、Ｌｒ電流は再び増加し、再びＩｏｎとなったときにスイッチＳＷをオフにすると、上記の動作を繰り返す。
【００２５】
従って、図１の回路において、上記のような共振が生じるタイミングと同じ周波数とデューティ比でスイッチ素子Ｔ１のゲート端子を駆動することで共振が生じ、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。
【００２６】
図４に、約４０ｋＨｚで駆動した場合のシミュレーション動作波形を示す。横軸は時間、縦軸は電圧値及び電流値である。なお、図において、説明の都合上、１次側コイルＬ１に流れる電流は所定値だけ減算することで下方にシフトさせている。
【００２７】
スイッチ素子Ｔ１をオンするターンオン時は、電流は負電流（マイナス）であるためダイオードＤ１を流れており、電圧もゼロの状態でオンするため、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）／ＺＣＳ(Zero Current Switching)のターンオンとなる。また、スイッチ素子Ｔ１のオフ時には、電流が流れているが電圧がゼロの状態でオフするため、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)のターンオフとなり、いずれもソフトスイッチングであり、スイッチング損失が原理的に発生しない。従って、この回路方式では、高周波のスイッチングが可能である。
【００２８】
なお、１次側コイルＬ１で発生した交流電力は２次側の整流回路で直流に変換されて負荷ＲＬで消費される。従って、負荷ＲＬの値により１次側コイルＬ１のインダクタンスが等価的に減少し、共振周期は小さくなる。１次側電圧を４００Ｖとすると、スイッチ素子Ｔ１に最大２２０Ａの電流が流れる。この場合の変換電力は約８ＫＷである。
【００２９】
＜２並列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成＞
次に、本実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。
【００３０】
図５に、本実施形態における共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の回路構成図を示す。トランス２２は１次側コイルと２次側コイルを備え、１次側コイルは第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２から構成される。
【００３１】
１次側の第１のコイルＬ１の一端は、補助共振コイルＬ４を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続される。また、第１のコイルＬ１の他端は、スイッチ素子Ｄ１に接続される。スイッチ素子Ｔ１にはダイオードＤ１が逆並列接続され、さらに共振用のコンデンサＣ１がスイッチ素子Ｔ１と並列に第１のコイルＬ１に接続される。スイッチ素子Ｔ１の他端及びコンデンサＣ１の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。
【００３２】
１次側の第２のコイルＬ２は、補助共振コイルＬ５を介して直流電源Ｖｉｎの正極側に接続され、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２は、互いに並列に直流電源Ｖｉｎに接続される。第２のコイルＬ２の他端は、スイッチ素子Ｔ２に接続される。スイッチ素子Ｔ２にはダイオードＤ２が逆並列接続され、さらに共振用のコンデンサＣ２がスイッチ素子Ｔ２と並列に第２のコイルＬ２に接続される。スイッチ素子Ｔ２の他端及びコンデンサＣ２の他端は、ともに直流電源Ｖｉｎの負極側に接続される。
【００３３】
２次側のコイルＬ３は、１次側の第１のコイルＬ１と磁気結合する部分と、１次側の第２のコイルＬ２と磁気結合する部分を備える。図では２次側コイルＬ３は２つに分割されているが、必ずしも物理的な２つの部分から構成される必要はなく、物理的に単一のコイルから構成されていてもよい。１次側の第１のコイルＬ１と２次側のコイルＬ３は、同相結合する。また、１次側の第２のコイルＬ２と２次側のコイルＬ３は、逆相結合する。すなわち、第１のコイルＬ１が２次側コイルＬ３に形成する磁束と、第２のコイルＬ２が２次側コイルＬ３に形成する磁束は互いに逆相となるように構成される。
【００３４】
２次側コイルＬ３の第１のコイルＬ１の上部に記載された部分は、整流回路及びフィルタ用のインダクタンスＬ６、平滑用コンデンサＣ３を介して負荷ＲＬに接続される。また、２次側コイルＬ３の第２のコイルＬ２の上部に記載された部分も、同様に整流回路及びフィルタ用のインダクタンスＬ６、平滑用コンデンサＣ３を介して負荷ＲＬに接続される。
【００３５】
このように、図５に示す共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、図１に示す共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、１次側の回路を２つ並列に直流電源Ｖｉｎに接続した構成となっている。これら２つの並列的な１次側回路は、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２がともに単一のトランス２２の１次側コイルを構成し、２次側コイルＬ３も同一かつ単一トランス２２の２次側コイルを構成して一体化されており、部品点数の削減が図られている。
【００３６】
図５の回路では、トランス２２の１次側の回路が２つ並列に接続されており、１次側で形成される２相の磁束をトランス２２で結合して２次側に伝達する構成であるため、１次側の２相の位相を変化させることで、出力を最大出力からゼロまで変化させることが可能である。すなわち、それぞれの回路のスイッチ素子Ｔ１、Ｔ２のゲート端子に印加する制御信号を調整し、２つの回路の位相差を１８０度とすると最大出力となり、２つの回路の位相差を０度とすると最小出力（出力ゼロ）となる。第１のコイルＬ１は正相結合であるが、第２のコイルＬ２は逆相結合だからである。
【００３７】
ところが、２つの回路の位相差を制御することで出力制御する場合において、低出力側で共振電流が増加し、１次側での回路損失が増大するため低出力側で効率が著しく低下してしまう。
【００３８】
そこで、本実施形態では、図５の回路構成においてトランス２２として図６に示すトランス構造を用い、補助共振コイルＬ４，Ｌ５を磁気的に順結合させたものを図６のトランスとは別に設置する。
【００３９】
図６に、トランス２２の構成を示す。三脚の中央に１次側の２相分のコイルを設け、三脚の外側に２次側コイルを設ける構成である。図において、１次側の第１の補助コイルＬ４、第２の補助コイルＬ５は説明の都合上、省略してある。１次側の２相コイルＬ１，Ｌ２は、回路上で同じ方向に電流が流れた場合にそれぞれ形成する磁束が打ち消し合うように設けられているため、磁気的には逆結合となっている。このため、位相差が０度の場合には対称性から２相に同じ電流が流れることになる。２相の通電電流がトランス２２にそれぞれ形成する磁束が打ち消し合って磁束が形成されないため、インダクタンスとして機能しない。このため、位相差０度の場合にはトランス１次側コイルのインダクタンス値は等価的にゼロとなり、共振Ｌ値が補助共振コイルのみになるため大きな素子電流が流れることになる。補助共振コイルＬ４，Ｌ５は、１次側において回路上に同じ方向に電流が流れた場合に共振Ｌ成分が大きくなるように順結合される。具体的には、図６においてＬ３を省略し、Ｌ１，Ｌ２をＬ４，Ｌ５とした構造となる。
【００４０】
図７に、補助共振コイルＬ４，Ｌ５を磁気的に順結合させた場合の回路構成図を示す。図５と異なる点は、補助共振コイルＬ４，Ｌ５が磁気的に順結合している点と、２次側に補助コイルＬ７，Ｌ８を接続した点である。
【００４１】
図７の構成において、２つの回路の位相差を小さくした場合、トランス２２の一次コイルＬ１，Ｌ２は逆結合となり、Ｌ値が等価的に減少するが、補助共振コイルＬ４，Ｌ５は順結合のため位相差が小さい場合に等価的にＬ値が増加するため、位相差を変えてもトランス２２の１次側コイルと補助共振コイルを直列接続したインダクタンス値は等価的にあまり変動しない。結果として、位相差制御を行ってもスイッチ素子はソフトスイッチング状態を維持することが可能となり、素子電流も１８０度位相差の場合と同程度とすることができる。また、２次側にＬ７，Ｌ８を設置することにより、インダクタに蓄積されるエネルギが増大するため、共振状態における図３のＩｃｏの値を負値によりし易くなるため、ソフトスイッチング状態を確保し易い。
【００４２】
図７において、各素子を具体的に例示すると以下の通りである。なお、以下は例示であって、これらの数値に限定されないのは言うまでもない。
Ｌ値：
Ｌ１＝Ｌ２＝２．５８μＨ
Ｌ３＝０．０３５μＨ×２個
Ｌ４＝Ｌ５＝１．０μＨ
Ｌ６＝２μＨ
Ｌ７＝Ｌ８＝０．０１μＨ
結合率：
ｋ（Ｌ１／Ｌ２）＝−０．９
Ｋ（Ｌ１／Ｌ３）＝０．９５
ｋ（Ｌ２／Ｌ３）＝−０．９５
Ｋ（Ｌ４／Ｌ５）＝０．６
Ｃ値：
Ｃ１＝３．０ｎＦ
Ｃ２＝３．０ｎＦ
Ｃ３＝２．０μＦ
【００４３】
また、図８〜図１１に、コンピュータを用いたシミュレーション結果を示す。図８は位相差１８０度の場合、図９は位相差９０度の場合、図１０は位相差６０度の場合、図１１は位相差３０度の場合である。図において、入力２００Ｖ、出力１５Ｖ仕様で駆動周波数を１．３８ＭＨｚとしている。
【００４４】
図８〜図１１において、共振電圧波形が完全な共振波形であることから、この間でのスイッチングは発生しておらず、素子電圧ゼロの状態のみでのスイッチングであることから、全てソフトスイッチングとなっており、出力は図８に示す位相差１８０度の場合に最大で、２．１９ＫＷとなっている。
【００４５】
図１２に、図８〜図１１の結果をまとめて示す。横軸に位相差を示し、縦軸に出力電力及び出力電圧を示す。出力電圧は１５Ｖになるように調整されており、位相差制御により負荷に対して出力電力の制御が可能であることが分かる。
【００４６】
図１３に、図８〜図１１の結果を別にまとめて示す。横軸に位相差を示し、縦軸に最大素子電圧及び最大素子電流を示す。位相差が１２０度近傍で最大素子電圧及び最大素子電流が最大となっているが、位相差が１２０度から３０度までは順結合した補助共振コイルＬ４，Ｌ５の効果で素子電流は低下している。従って、この結果より、スイッチ素子としては１２００Ｖ耐圧で３０Ａ程度のものを用いればよいことが分かる。
【００４７】
また、図９〜図１１に示すように、位相差を１８０度より小さくした場合、２相間の対称性が崩れ、素子電圧の最大値が２相間で異なる。この差異を小さくするためには、図９〜図１１において、共振コンデンサの値を位相差１８０度の場合から変更すればよい。具体的には、位相差１８０度の場合
Ｃ１＝Ｃ２＝３．０ｎＦ
であるが、位相差９０度、６０度、３０度の場合には、
Ｃ１＝３．５ｎＦ
Ｃ２＝３．０ｎＦ
に変更する。なお、実際の回路構成では、３．０ｎＦのコンデンサを直付けにして残りの０．５ｎＦをＩＧＢＴ素子とダイオードを並列接続したものを直列接続し、ＩＧＢＴ素子のオン／オフにより０．５ｎＦの接続／非接続状態を切り替えればよい。これにより、位相差に応じて共振コンデンサの容量を容易に変更できる。もちろんこれは一例であり、Ｃ１あるいはＣ２の少なくともいずれかの容量を増減変更できる任意の回路構成を用いることができる。
【００４８】
２相間の位相差を変えて出力制御を行う場合、図１３に示すように、出力が小さい場合にも１次側スイッチ素子に同様の共振電流が流れる。このため、低出力側で変換効率が小さくなってしまう。
【００４９】
そこで、最大電力の供給を、図１に示す回路をｎ個（ｎ相：但し、ｎは２以上）並列化し、図７の回路と並列構成とすることにより、大きな電力制御は図１５で行い、微調整を図７の回路とすることも可能である。勿論、図１５の構成のみとしても問題ない。
【００５０】
図１４及び図１５に、ｎ個並列化した場合の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の回路構成を示す。図１４（ａ）は１個の回路構成であり、図１４（ｂ）は図１４（ａ）に示す回路構成を模式化したものである。図１５は、ｎ個の回路を並列化したものであり、図１４（ｂ）に示す模式化した回路を用いて表現している。並列化に際しては、２次側のダイオード以降を並列接続して平滑コンデンサに接続し、フィルタのコイルＬ６を介して負荷に接続する。出力制御は、動作する個数（相数）を変化させることにより行う。
【００５１】
具体的なゲートの駆動方法は、図１５に示すように、ゲート信号１と、ゲート信号１に対して１８０度位相の異なるゲート信号２を用いて行う。各単相の共振回路は２つのグループに分け、一方のグループはゲート信号１で駆動し、他方のグループはゲート信号２で駆動する。駆動されるグループにはスイッチをオンにしてゲート信号を供給し、停止するグループにはゲート信号がオフ状態のままとなるようにする。
【００５２】
動作／停止の切替に際しては、ゲート信号１のグループ中で動作している個数とゲート信号２のグループで動作している個数とができるだけ等しくなるように制御する。好適な実施例は２つのグループの個数を同数とするものであり、同数が動作している場合には１次側の電流成分の奇数波となる基本波と３倍波以降の奇数倍波が一方のグループと他方のグループで打ち消し合い、１次側電流成分が直流成分に２倍波を主とする偶数倍波を加えたものとなり、１次側回路の高周波電流成分を大きく減少させることができる。このため、１次側フィルタの小型化やＥＭＩの低減に効果がある。なお、２つのグループの個数がたとえ同数でなくても、その個数の差が１個程度であれば、実質的に同数とみなすことができる。本実施形態は、２つのグループの個数の差が１個の場合を排除するものではない。
【００５３】
さらに、並列化時のインダクタやトランスの構成に関しては、単体を並列に並べたのでは体格やコストの観点で不利となる可能性がある。
【００５４】
そこで、この場合には、図１６、図１７に示すように一体成形とするのが好適である。図１に示す共振型回路は比較的簡易な構成であるためＭＨｚでの駆動を容易に行うことができる。この周波数帯では小さなインダクタンス値で良く、具体的には数μＨ以下のインダクタンス値になる。この程度の値であればコイルをプリント基板上に形成することが可能である。すなわち、図１６に示すように、図１４のトランスの１次側のコイルＬ１及び補助共振コイルＬ２を一括でプリント基板５０上に形成しておき、複数を一体化したフェライトコア６０をプリント基板５０の上下方向から嵌め込む構造とすることで、配線及びコイルを形成したプリント基板５０にフェライトコア６０を嵌め込むだけで並列化した共振回路を形成することができる。また、図１７に示すように、図１４のトランスの２次側回路は別の基板に形成するか、あるいは銅コイルを絶縁基板上に一体成形し、１次側コイルに重ねた状態でフェライトコアを嵌め込んで図１４のトランスを一括形成することができる。図１７において、トランジスタスイッチ７０は図１５におけるゲート信号１，２を各単相回路のスイッチ素子のゲート（図１５におけるＡ）に供給するためのスイッチであり、２次側のダイオード７２及び２次側のコンデンサ７４は１次側とは別の基板に形成される。
【００５５】
素子仕様として、自動車の場合には直流２００Ｖ〜４００Ｖからの変換であり、素子電圧は４００Ｖｐｅａｋ〜１２００Ｖｐｅａｋになる。従って、素子耐圧は１ｋＶ〜１．７ｋＶ程度になる。この耐圧で高速スイッチングが可能な素子としてはＳｉＣ−ＦＥＴがあるが、もちろんこれに限定されるわけではなく、ＧａＮ−ＦＥＴを用いることも可能である。入力電圧が低い場合にはＳｉ製のＭＯＳＦＥＴも使用可能であり、駆動周波数が数１０ｋＨｚ程度以下であればＩＧＢＴ素子も使用可能である。
【００５６】
本実施形態において、２次側はダイオードにより整流する回路構成としているが、ＭＯＳＦＥＴのボデイーダイオードを２次側ダイオードの代わりとして用い、通電時にＭＯＳＦＥＴを導通状態とすることで２次側での導通損失を低下させる、いわゆる同期整流回路構成としてもよい。
【符号の説明】
【００５７】
２０  共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ、２２  トランス、Ｌ１，Ｌ２  １次側コイル、Ｌ３  ２次側コイル、Ｌ４，Ｌ５  補助共振コイル、Ｔ１，Ｔ２  スイッチ素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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