(57)【要約】【課題】ＭＭＳＥ基準で繰り返しチャネル推定を行う方法は従来から存在するが、対象が狭帯域シングルキャリア伝送を対象とするものであり、ＯＦＤＭ伝送方式を対象とするものではなく、周波数選択性フェージングの特徴を活用できていないという問題があった。【解決手段】ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号に対し等化処理を行なう等化部と、前記ＯＦＤＭ信号に対しチャネル推定重みを乗算することによるチャネル推定を行なうチャネル推定部の処理を少なくとも２以上行う受信処理部とを備え、前記チャネル推定部は、チャネルの周波数相関を考慮して前記チャネル推定重みを算出する。【選択図】図５
2014116644.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号に対し等化処理を行なう等化部と、前記ＯＦＤＭ信号に対しチャネル推定重みを乗算することによるチャネル推定を行なうチャネル推定部の処理を少なくとも２以上行う受信処理部とを備え、
前記チャネル推定部は、チャネルの周波数相関を考慮して前記チャネル推定重みを算出することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記周波数相関は、チャネルの電力遅延プロファイルから算出されることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記電力遅延プロファイルは、繰り返しの際に、異なる電力遅延プロファイルが用いられることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
【請求項４】
前記異なる電力遅延プロファイルは、繰り返しの際に算出されるインパルス応答によって算出されることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記チャネル推定は、複数の重みの中から少なくとも１つの重みを選択し、受信した前記ＯＦＤＭ信号に乗算することでチャネル推定を行うことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の受信装置。
【請求項６】
前記複数の重みは、少なくとも逆行列演算の計算量が異なる少なくとも２つの重みを含むこと特徴とする請求項５記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＴＥ(Long Term Evolution) Ｒｅｌ−１０のアップリンクは、２つの端末装置（ＵＥ(User Equipment)とも称される）が同一ではないＲＢ (Resource Block) 割当によってＭＵ−ＭＩＭＯ（Multi-User Multiple Input Multiple Output）を行うことができる仕様となっている。これはＯＣＣ（Orthogonal Cover Code）と呼ばれる時間拡散符号を用いることで復調用参照信号（ＤＭＲＳ；DeModulation Reference Signal、パイロット信号とも称する）を２つの端末装置間で直交化することで、高精度なチャネル推定を行うためである。
【０００３】
なお、ＭＵ−ＭＩＭＯ伝送では、一般に受信機で空間フィルタリングを行うことで、ユーザ間干渉を抑圧するが、空間フィルタリング後の残留干渉によって特性が著しく劣化してしまう。そこで受信機である基地局装置（ｅＮＢ；evolved Node B）において、等化部と復号部で尤度情報を交換することでデータの信頼度を向上させる、ターボ等化を適用することで伝送特性を改善することができる。ターボ等化を行うための具体的な方法の一つとして、各端末装置の送信データのＬＬＲ（対数尤度比、Log likelihood Ratio）を用いてシンボルレプリカを生成し、生成したシンボルレプリカとチャネル推定結果を用いて干渉レプリカを生成し、受信信号から生成した干渉レプリカをキャンセル（減算）することで、干渉のない受信信号を得る方法がある。
【０００４】
ところで、チャネル推定精度を改善するため、データの判定結果を用いてチャネル推定を行う、判定帰還型の繰り返しチャネル推定が検討されている。データ判定が正しい場合、受信データ信号を受信ＤＭＲＳと見なすことできるため、等価的にＤＭＲＳの数を増加させることができる。
【０００５】
繰り返しチャネル推定に関しては、多くの検討が行なわれており、例えば非特許文献１では、受信機の復号器から出力される事後確率を用いてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）シンボルを生成し、パイロット信号として使用することが記載されている。この時、非特許文献１ではＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準で、データ信号のソフトレプリカによるチャネル推定、パイロット信号とデータ信号によるチャネル推定値の合成を、ターボ等化と組み合わせ、繰り返し行なう方法が開示されている。また非特許文献２ではＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送において、非特許文献１と同様、ＭＭＳＥ基準で繰り返しチャネル推定を行う方法が開示されている。
【０００６】
また、繰り返しチャネル推定を適用しないＯＦＤＭ伝送において、チャネルを構成するパス数が有限であるため、チャネルの周波数相関があることを利用するＭＭＳＥチャネル推定が従来から提案されている（非特許文献３）。ＭＭＳＥチャネル推定ではチャネル推定の際、チャネルの電力遅延プロファイルを用いることで良好な伝送特性を得ることができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】T. Zemen, et al, “Improved Channel Estimation for Iterative Channel Receivers,” IEEE GLOBECOM'03, pp.257-261, 2003.
【非特許文献２】X. Deng, et al, “Decision Directed Iterative Channel Estimation for MIMO Systems,” IEEE ICC'03, pp.2326-2329,2003.
【非特許文献３】S. Song and A. C. Singer, “Pilot-Aided OFDM Channel Estimation in the Presence of the Guard Band,”IEEE Transaction on Communications, Vol. 55, No. 8, Aug. 2007.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＬＴＥ  Ｒｅｌ−１０ではＯＣＣの系列長が２であるため、３以上の端末装置が同一ではないＲＢでのＭＵ−ＭＩＭＯを行った場合、時間拡散の系列が足りず、ＤＭＲＳを直交化できないため、チャネル推定精度が著しく劣化してしまう。その結果、ターボ等化を適用しても、キャンセル処理に用いるユーザ間干渉のレプリカを正しく生成することができなくなり、ターボ等化の特性改善能力を十分に活用できないという問題がある。
【０００９】
そこで繰り返しチャネル推定を適用し、チャネル推定精度向上させることが考えられるが、非特許文献２において、チャネル推定はサブキャリアで独立に行われる。しかしながら隣接するサブキャリア間には相関があるため、周波数相関を用いてチャネル推定を行った方がよい。非特許文献３は狭帯域シングルキャリア伝送におけるＭＩＭＯチャネルを対象としているため、周波数相関を用いるという概念は無い。
【００１０】
しかしながらＬＴＥのアップリンクでは、シングルキャリア周波数分割多重（ＳＣ−ＦＤＭ；Single-Carrier Frequency Division Multiplexing、離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ；Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing）とも称される）やＣｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭといった広帯域伝送を行うため、周波数相関を用いてチャネル推定を行うことができれば、チャネル推定精度を向上できる。
【００１１】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、参照信号のみによるチャネル推定では十分なチャネル推定精度が得られない広帯域伝送において、ＭＭＳＥ繰り返しチャネル推定を行うことで、チャネル推定精度を改善し、伝送特性を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決するために本発明に係る受信装置の各構成は、次の通りである。
【００１３】
（１）本発明の一様態は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号に対し等化処理を行なう等化部と、前記ＯＦＤＭ信号に対しチャネル推定重みを乗算することによるチャネル推定を行なうチャネル推定部の処理を少なくとも２以上行う受信処理部とを備え、前記チャネル推定部は、チャネルの周波数相関を考慮して前記チャネル推定重みを算出する。
【００１４】
（２）また、本発明の一様態は、前記周波数相関は、チャネルの電力遅延プロファイルから算出される。
【００１５】
（３）また、本発明の一様態は、前記電力遅延プロファイルは、繰り返しの際に、異なる電力遅延プロファイルが用いられる。
【００１６】
（４）また、本発明の一様態は、前記異なる電力遅延プロファイルは、繰り返しの際に算出されるインパルス応答によって算出される。
【００１７】
（５）また、本発明の一様態は、前記チャネル推定は、複数の重みの中から少なくとも１つの重みを選択し、受信した前記ＯＦＤＭ信号に乗算することでチャネル推定を行う。
【００１８】
（６）また、本発明の一様態は、前記複数の重みは、少なくとも逆行列演算の計算量が異なる少なくとも２つの重みを含む。
【発明の効果】
【００１９】
この発明によれば、ＯＦＤＭ伝送において、周波数相関を用いた繰り返しチャネル推定を行うことができるため、チャネル推定精度を大幅に向上できる。この結果、良好な伝送特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１の実施形態における無線通信システムの構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における端末装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態における送信フレーム構成を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における基地局装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施形態における受信処理部の構成を示す概略ブロック図である。
【図６】本発明の第１の実施形態における計算機シミュレーション結果である。
【図７】本発明の第２の実施形態における受信処理部の構成を示す概略ブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態における計算機シミュレーション結果である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】
［第１の実施形態］
以下、図面を参照しながら、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、本実施形態におけるシステムの構成の一例を示す。該システムは、基地局装置１０１、端末装置１０２、端末装置１０３から構成される。該システムは、端末装置１０２、端末装置１０３が基地局装置１０１にデータを送信するシステムである。なお、図１において２つの端末装置を記載しているが、３以上の端末装置が存在していてもよい。また本実施形態では、アップリンクのＭＵ−ＭＩＭＯを対象としているが、アップリンクのＳＵ（Single User）−ＭＩＭＯや、ダウンリンクのＭＵ−ＭＩＭＯ等、ＭＩＭＯ伝送全般に適用可能である。
【００２３】
図２は本実施形態における端末装置１０２の構成を示す概略ブロック図である。ただし、端末装置１０３やその他の端末装置についても同様の構成である。ただし、図２では、端末装置が備える送信アンテナの数を１本としているが、２本以上備え、既知のＭＩＭＯ技術を用いても良い。情報ビット系列には符号化部２０１でターボ符号や畳み込み符号といった誤り訂正符号化が適用される。符号化部２０１で符号化された符号化ビット系列は、インターリーブ部２０２に入力される。インターリーブ部２０２では、入力された符号化ビット系列をインターリーブ部２０２に記憶されている所定の順番に並び変える処理を行う。インターリーブ部２０２で並び変えられた符号化ビットは、変調部２０３に入力される。変調部２０３は、インターリーブ部２０２から入力される符号化ビット系列をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調シンボルに変換する。得られた変調シンボルはＮＤＦＴシンボルずつＤＦＴ部２０４に入力され、ＮＤＦＴポイントのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）が適用される。入力された変調シンボルは、時間領域信号から周波数領域信号（スペクトルとも称する）に変換される。なお、ＤＦＴの計算は、バタフライ演算等を用いて演算量を削減した計算であってもよい。得られた周波数領域信号はフレーム構成部２０５に入力される。ここで、本実施形態ではＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを対象とするため、端末装置はＤＦＴ部２０４を具備するが、伝送方式をＯＦＤＭとする場合は、変調部２０３の出力が、直接フレーム構成部２０５に入力される。なお、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、変調シンボルをＤＦＴ行列によって拡散および多重を行い、多重後の信号をＯＦＤＭで送信したものとも考えられるため、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭはＯＦＤＭの一種と考えることができる。
【００２４】
フレーム構成部２０５は、参照信号生成部２０６から入力されるチャネル推定用の参照信号と、ＤＦＴ部２０４から入力されるデータの周波数領域信号を時間多重することでフレームを構成する。例えば図３は、フレーム構成部２０５が１個の参照信号シンボルとＤ個のデータＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルを１送信フレームとして構成する場合の一例である。本実施形態では以降の説明を簡単にするため図３のようなフレーム構成とするが、ＬＴＥシステムのように、６個のデータＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルの中央に参照信号を１シンボル配置した７シンボルを1スロットとし、連続する２スロットすなわち１４シンボルを１サブフレームとしても問題ない。
【００２５】
フレーム構成部２０５の出力はスペクトルマッピング部２０７に入力され、ＮＦＦＴポイント（ＮＦＦＴ≧ＮＤＦＴ）の中の所定のサブキャリアにＮＤＦＴポイントの周波数領域信号を割り当てる。割り当てられなかった（ＮＦＦＴ−ＮＤＦＴ）サブキャリアにはゼロが入力される。スペクトルマッピング部２０７の出力は、ＮＦＦＴポイント毎にＩＦＦＴ部２０８に入力され、ＮＦＦＴポイントのＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）が適用される。ＩＦＦＴ部２０８においてＩＦＦＴによりによって周波数領域信号から時間領域信号に変換された信号は、ＣＰ挿入部２０９に入力される。ＣＰ挿入部２０９は、ＮＦＦＴポイントの時間領域信号の後方ＮＣＰポイントをコピーし、先頭に挿入することで、（ＮＦＦＴ＋ＮＣＰ）ポイントの時間領域信号を生成する。ＣＰ挿入部２０９は、生成した時間領域信号を無線送信部２１０に入力する。無線送信部２１０は、入力された信号に対してＤ／Ａ（Digital-to-Analog）変換、帯域制限フィルタリング、アップコンバージョンを適用する。無線送信部２１０の出力は送信アンテナ２１１を介して基地局装置１０１に送信される。
【００２６】
図４は、本実施形態における基地局装置１０１の構成を示す概略ブロック図である。各端末装置から送信された信号は、基地局装置のＮｒ本の受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒで受信される。なお基地局装置の受信アンテナ数は複数である必要はなく、１本でもよい。受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒで受信された信号は無線受信部４０１―１〜４０１−Ｎｒへそれぞれ入力される。無線受信部４０１―１〜４０１−Ｎｒは、入力された信号に対してダウンコンバージョン、帯域制限フィルタリング、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換を適用する。
【００２７】
無線受信部４０１―１〜４０１−Ｎｒの出力は、ＣＰ除去部４０２―１〜４０２−Ｎｒに入力される。ＣＰ除去部４０２−１〜４０２−Ｎｒは、受信信号を（ＮＦＦＴ＋ＮＣＰ）ポイント毎に区切り、（ＮＦＦＴ＋ＮＣＰ）ポイントの受信信号の先頭からＮＣＰポイントを除去する。ＣＰ除去部４０２―１〜４０２−Ｎｒが出力するＮＦＦＴポイント毎の信号は、ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒに入力される。ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒは、入力されたＮＦＦＴポイント毎の時間領域信号に対して、ＮＦＦＴポイントのＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）を適用することで、時間領域信号から周波数領域信号に変換する。なおＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒで行う処理は必ずしもＦＦＴでなくてもよく、例えばＤＦＴであってもよい。ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒの出力は受信処理部４０４に入力される。受信処理部４０４は、各送信装置が送信した情報を復調する処理を入力される信号に施すことで、所望の信号を生成する。
【００２８】
図５は、受信信号処理部４０４の構成を図５に示す概略ブロック図である。ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒから入力された受信周波数領域信号は、スペクトルデマッピング部５０１―１〜５０１−Ｎｒ、およびチャネル推定部５１４に入力される。スペクトルデマッピング部５０１―１〜５０１−Ｎｒは、少なくとも１つの端末装置がデータ通信に用いたサブキャリアを抽出する。ここで受信参照信号はデータではないため抽出されない。抽出された受信周波数領域信号は減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒに入力される。減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒは、受信レプリカ生成部５１５から入力される信号を、スペクトルマッピング部５０１−１〜５０１−Ｎｒから減算する。ここで、初回は受信レプリカ生成部５１５から０が入力される。つまり、減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒでは何も減算されない。減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒで得られた信号は等化部５０３に入力される。等化部５０３には、チャネル推定部５１４からチャネル推定値が入力される。等化部５０３では、入力されたチャネル推定値を用いて空間フィルタリングを行うための等化重みを算出する。次に等化部５０３は、算出した等化重みを、減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒから入力される受信周波数領域信号に乗算する。なお、等化部５０３での処理は、空間フィルタリングを行なう必要はなく、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形検出処理であってもよい。
【００２９】
等化部５０３の出力はＩＤＦＴ部５０４に入力される。ＩＤＦＴ部５０４は逆離散フーリエ変換（Inverse ＤＦＴ）を適用することで、等化後の周波数領域信号を時間領域信号に変換する。なお、逆離散フーリエ変換の計算は、バタフライ演算等を用いて演算量を削減した計算であってもよい。ＩＤＦＴ部５０４が出力する時間領域信号は合成部５０５に入力される。合成部５０５は、ＩＤＦＴ部５０４の出力とシンボルレプリカ生成部５１０の出力を加算（合成）し、得られた結果を復調部５０６に出力する。なお、初回はシンボルレプリカ生成部５１０から０が入力されるため、ＩＤＦＴ部５０４の出力がそのまま復調部５０６に入力される。
【００３０】
復調部５０６は、合成部５０５から入力された信号を送信側で用いられた変調方式を基にビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio、対数尤度比）列へ変換する。得られたビットＬＬＲ列には、デインターリーブ部５０７によって、送信側のインターリーブ部２０２による並び変えを元に戻す処理が適用される。デインターリーブ部５０７の出力は復号部５０８に入力される。復号部５０８に入力されるビットＬＬＲには、送信側で適用した誤り訂正符号を復号する処理が適用される。
【００３１】
復号部５０８が出力する符号化ビットのＬＬＲはインターリーブ部５０９に入力される。インターリーブ部５０９は、入力される符号化ビットのＬＬＲに、端末装置のインターリーブ部２０２と同様のビット系列の並び変え処理を適用する。インターリーブ部５０９の出力はシンボルレプリカ生成部５１０に入力される。シンボルレプリカ生成部５１０は、インターリーブ部５０９から入力されるビットＬＬＲを用いて、送信されたシンボルのレプリカを生成する。生成されるシンボルレプリカは、ＬＬＲの符号のみによって生成されてもよいし、ＬＬＲの大きさによってレプリカの大きさを決定されてもよい。シンボルレプリカ生成部５１０で生成されたシンボルレプリカは合成部５０５およびＤＦＴ部５１１に入力される。ＤＦＴ部５１１は、入力されるシンボルレプリカを、ＮＤＦＴポイント毎にＤＦＴを適用することで、周波数領域信号に変換する。ＤＦＴ部５１１の出力は受信レプリカ生成部５１５およびフレーム構成部５１２に入力される。フレーム構成部５１２は、参照信号生成部５１３から入力される送信側の参照信号生成部２０６と同様の構成を持つ参照信号と、ＤＦＴ部５１１からの入力を用いて図３のように送信フレームを構成する。構成された送信フレームはチャネル推定部５１４に入力される。チャネル推定部５１４は、ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒから入力される、各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒにおける受信周波数領域信号とフレーム構成部５１２から入力される送信フレームを用いてチャネル推定を行う。本実施形態におけるチャネル推定部５１４での処理については後述する。
【００３２】
チャネル推定部５１４が出力するチャネル推定値は受信レプリカ生成部５１５に入力される。受信レプリカ生成部５１５は、チャネル推定部５１４から入力されるチャネル推定値とＤＦＴ部５１１から入力される周波数領域のシンボルレプリカを用いて、各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒにおける周波数領域の受信レプリカを生成する。受信レプリカ生成部５１５で生成された各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒにおける周波数領域の受信レプリカは、それぞれ減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒに入力される。減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒでは前述の通り、受信レプリカ生成部５１５から入力される受信レプリカを、スペクトルデマッピング部５０１―１〜５０１−Ｎｒから入力される受信周波数領域信号から減算する。受信レプリカの精度が完全な場合、減算部５０２―１〜５０２−Ｎｒからは雑音のみが出力されることになる。この場合、合成部５０５においてシンボルレプリカ生成部５１０からの入力が前記雑音に加算されるため、復号部５０８は正しいデータを出力することができる。
【００３３】
受信処理部４０４が、以上の処理を任意の回数繰り返した後、復号部５０８は情報ビット系列の硬判定値を出力する。
【００３４】
次に本実施形態のチャネル推定部５１４について説明を行う。ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒの内一つのＦＦＴ部４０３−ｎがチャネル推定部５１４に入力する受信周波数領域信号ｒｎは式１で表わされる。
【００３５】
【数１】
2014116644.tif 000003
【００３６】
ここで下付き文字ｎを省略して、
【数２】
2014116644.tif 000004
と表わす。なお、
【数３】
2014116644.tif 000005
であり、下付き文字は１フレーム内の信号のどのシンボルであるかを表わす記号であり、ｐは参照信号、０からＤ−１はそれぞれ０〜Ｄ−１番目のデータＤＦＴＳ−ＯＦＤＭシンボルを表わす。ＦＦＦＴはＮＦＦＴポイントのフーリエ変換行列を表わし、
【数４】
2014116644.tif 000006
は、ＦＦＦＴを行方向にＮｓｙｍ個並べた行列を表わす。なおＮＦＦＴポイントのフーリエ変換行列は、周波数デマッピング部が抽出するサブキャリアのみを抽出することで行数を限定したり、推定するパス数をＮＦＦＴポイント以下とすることで列数を限定することができる。ここでＮｓｙｍは１送信フレーム内のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルの数を表わす。例えば図３のフレーム構成の場合、ＮｓｙｍはＤ＋１である。また、ｈｕ，ｍは第ｕ番目の端末装置の送信アンテナと受信アンテナ間の第ｍパスの複素チャネル利得である。ここで、受信機である基地局装置におけるＦＦＴのポイント数をＮＦＦＴとした時、
【数５】
2014116644.tif 000007
であり、ｒｐ（ｋ）は受信参照信号における第ｋサブキャリアの複素振幅、Ｘｕ，ｐ（ｋ）はスペクトルマッピング後の送信参照信号の複素振幅、ηｐ（ｋ）は受信参照信号における第ｋサブキャリアの雑音の複素振幅である。
【００３７】
以下、インパルス応答ベクトルを推定するために、受信周波数領域信号のベクトルｒに乗算するチャネル推定重み行列ｗの算出方法について説明する。本来のインパルス応答ベクトルｈと、推定インパルス応答ベクトル の平均二乗誤差Ｊは式６で表わされる。
【００３８】
【数６】
2014116644.tif 000008
【００３９】
式６はスカラであるため、トレース(対角和)を採ることにより式７のように変形できる。
【数７】
2014116644.tif 000009
【００４０】
ここでＲｒｈおよびＲｒｒは、それぞれ式８のように表わされる。
【００４１】
【数８】
2014116644.tif 000010
【００４２】
ここで、
【数９】
2014116644.tif 000011
としている。式７をｗで偏微分したものが０となる時、Ｊが最小値をとることから、式１０を得る。
【００４３】
【数１０】
2014116644.tif 000012
【００４４】
式１０の随伴行列は、式１１のように表わされる。
【００４５】
【数１１】
2014116644.tif 000013
【００４６】
得られたｗを受信信号ベクトルｒに乗算することで式１２の推定インパスル応答ベクトルを求めることができる。
【００４７】
【数１２】
2014116644.tif 000014
【００４８】
ただし、Ｒｈｈはインパルス応答ベクトルの共分散行列であり、遅延プロファイルを対角成分に持つ行列である。なお第ｎ受信アンテナについてのみ示したが、式１１のチャネル推定重み行列ｗは、受信アンテナに依存しない。つまり、各受信アンテナにおけるチャネルの統計的性質が同一であれば、各受信アンテナにおける受信信号に算出したチャネル推定重み行列ｗを乗算すれば、各受信アンテナにおいてチャネル推定を行うことが可能となる。
【００４９】
ここで、繰り返しの初回は送信データのビットＬＬＲが０であるため、参照信号のみを用いたチャネル推定が行なわれることになる。しかしながらターボ等化の繰り返しの度に復号部５０８から出力されるビットＬＬＲは更新される。つまりフレーム構成部５１２からチャネル推定部５１４に入力されるデータのシンボルレプリカが更新される。したがって更新されたシンボルレプリカと式１２を用いてチャネル推定が行われる。送信データのＬＬＲが十分に高い場合、参照信号だけではなく、データも含めた受信信号を用いてチャネル推定を行うことができるようになるため、高精度なチャネル推定を行えるようになる。
【００５０】
図６は、本実施形態のチャネル推定法を計算機シミュレーションで評価した特性の一例である。縦軸はフレーム誤り率、横軸は平均受信Ｅｓ／Ｎ０を示す。シミュレーション条件として、フレーム構成等はＬＴＥに準拠させている。端末装置の送信アンテナ数、基地局装置の受信アンテナ数Ｎｒ、ともに１本を仮定しており、端末装置数は１、変調方式はＱＰＳＫ、符号化率Ｒ＝１／２のターボ符号を用いている。ターボ復号は８回としている。端末は１０ＲＢ（１ＲＢ＝１８０ｋＨｚ）の帯域を固定的に用いており、チャネルモデルはＥＴＵ（Extended Typical Urban）としている。ＭＭＳＥチャネル推定では受信機である基地局で電力遅延プロファイルが必要とするが、本シミュレーションにおいては、ＣＰ内に一様電力で分布する電力遅延プロファイルを用いてチャネル推定が行われている。なお、受信機での雑音＋干渉電力の推定は理想的に行われるものとしている。
【００５１】
特性において、点線は理想チャネル推定の結果、実線は本発明である繰り返しチャネル推定の結果、一点鎖線は参照信号のみを用いたＭＭＳＥチャネル推定の結果である。なおそれぞれ繰り返し数が１の場合と、１０の場合を示している。
【００５２】
まず図６の理想チャネル推定の結果より、繰り返すことで特性が改善していることが分かる。これはＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭでは周波数選択性フェージングによるシンボル間干渉が乗じるが、繰り返し処理を適用することで、シンボル間干渉を除去することができるためである。次に参照信号のみを用いた場合の特性は、繰り返し回数が１回、１０回ともに、理想チャネル推定から劣化が見られることが分かる。これは参照信号のみによるチャネル推定では、雑音低減効果が不十分なためである。次に、実線で示しているのは、繰り返しＭＭＳＥチャネル推定の結果である。図６より繰り返し回数が１の場合、参照信号のみによるチャネル推定と同一の結果が得られていることが分かる。これは繰り返しチャネル推定において、繰り返しの初回はデータ信号のレプリカが生成されないため、参照信号のみによってチャネル推定が行なわれるためである。しかしながら繰り返し処理を適用することで、ＬＬＲの大きさに依存したデータ信号のレプリカが生成される。よって参照信号に加えてデータシンボルのレプリカも用いてチャネル推定を行うことができるため、チャネル推定精度が向上する。この結果データ復調の精度が向上し、繰り返し毎に伝送特性を向上させることができる。
【００５３】
このようにＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのような広帯域伝送において、周波数相関を考慮した繰り返しチャネル推定をおこなうことで、チャネル推定精度を大幅に改善できるため、伝送特性を向上させることができる。
【００５４】
［第２の実施形態］
第１の実施形態は端末装置の数が１の場合のチャネル推定部の処理について説明を行ったが、端末装置の数は１に限定されず、複数であってもよい。本実施形態では、端末装置の数が複数の場合について説明を行う。
【００５５】
本実施形態において各送信装置は第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。基地局装置の受信処理部の構成は、第１の実施形態と異なるため、図面を用いて説明を行う。なお、基地局装置の受信処理部以外は、第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００５６】
本実施形態における受信処理部の構成を図７に示す。ただし、ここでは一例として基地局装置に対し信号を送信する端末装置をＵとしている。第１の実施形態の受信処理部と異なる点について説明を行う。等化部７０３では各端末装置の送信信号を分離するために、端末装置毎に異なる等化重みを乗算する。等化部７０３は各端末装置用のＩＤＦＴ部７０４−１〜７０４−Ｕに等化後の信号を入力する。各ＩＤＦＴ部７０４−１〜７０４−Ｕ以降のハイフン１からハイフンＵが付加されている各部においては、各端末装置に対して第１の実施形態と同様の処理を行うことになる。
【００５７】
チャネル推定部７１４内での処理も第１の実施形態とは異なる。第１の実施形態では、ある１つの端末装置の送信アンテナ２１１と各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒの間のチャネル（伝搬路）を推定したが、本実施形態のチャネル推定部７１４では、複数の端末装置の送信アンテナ２１１との間のチャネル（伝搬路）を、各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒ毎に推定する。推定された各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒにおける各端末装置の送信アンテナ２１１との間のチャネル推定値は受信レプリカ生成部７１５に入力される。チャネル推定部７１４内での具体的な処理については後述する。
【００５８】
受信レプリカ生成部７１５の構成も第１の実施形態とは異なる。受信レプリカ生成部７１５では、端末装置毎のＤＦＴ部７１１−１〜７１１−Ｕから入力される周波数領域のシンボルレプリカと、チャネル推定部７１４から入力されるチャネル推定値を用いて、各受信アンテナ４００−１〜４００−Ｎｒにおける受信信号のレプリカを生成し、減算部７０２−１〜７０２−Ｎｒにそれぞれ入力する。
【００５９】
次に本実施形態のチャネル推定部７１４について説明を行う。ＦＦＴ部４０３―１〜４０３−Ｎｒの内一つのＦＦＴ部ｎがチャネル推定部７１４に入力する受信周波数領域信号ｒは式１３で表わされる。
【００６０】
【数１３】
2014116644.tif 000015
【００６１】
なお、第１の実施形態と同様に式１３中の下付き文字ｎを省略している。ここで、
【数１４】
2014116644.tif 000016
であり、下付き１フレーム内のどのシンボルであるかを表わし、ｐは参照信号、０からＤ−１は０〜Ｄ−１番目のデータＤＦＴＳ−ＯＦＤＭシンボルであることを表わす。また、ｈｕ，ｍは第ｕ番目の端末装置の送信アンテナと受信アンテナ間の第ｍパスの複素チャネル利得である。ここで、端末装置におけるＤＦＴのポイント数をＮＤＦＴとした時、
【数１５】
2014116644.tif 000017
であり、ｒｐ（ｋ）は受信参照信号における第ｋサブキャリアの複素振幅、Ｘｕ，ｐ（ｋ）は送信参照信号の複素振幅、ηｐ（ｋ）は受信参照信号における第ｋサブキャリアの雑音の複素振幅である。
【００６２】
端末装置の数が複数の場合も、第１の実施形態と同様にインパルス応答の推定値を求めることができ式１６となる。
【００６３】
【数１６】
2014116644.tif 000018
【００６４】
ここで、
【数１７】
2014116644.tif 000019
であり、全端末装置の電力遅延プロファイルを対角成分に持つ行列である。
【００６５】
繰り返しの初回は各端末装置の送信データのビットＬＬＲが０であるため、各端末装置が送信する参照信号のみを用いたチャネル推定が行なわれることになる。しかしながらターボ等化の繰り返しの度に復号部７０８−１〜７０８−Ｕから出力される各端末装置のビットＬＬＲは更新される。つまりフレーム構成部７１２−１〜７１２−Ｕからチャネル推定部７１４に入力されるデータのシンボルレプリカが更新される。したがって、更新された全端末装置の送信シンボルレプリカと式１６を用いてチャネル推定を行うことができる。送信データのＬＬＲが十分に大きい場合、参照信号だけではなく、データも含めた受信信号を用いてチャネル推定を行うことができるようになるため、高精度なチャネル推定を行えるようになる。
【００６６】
図８は本実施形態のチャネル推定法を計算機シミュレーションによる特性である。縦軸はフレーム誤り率、横軸は平均受信Ｅｓ／Ｎ０を示している。シミュレーション条件として、フレーム構成等はＬＴＥに準拠させている。端末装置の送信アンテナ数、基地局装置の受信アンテナ数Ｎｒ、ともに１本を仮定しており、変調方式はＱＰＳＫ、符号化率Ｒ＝１／２のターボ符号を用いている。ターボ復号は８回としている。端末装置数Ｕ＝２とし、各端末装置は１０ＲＢ（１ＲＢ＝１８０ｋＨｚ）の連続帯域を固定的に用いる。ただし割り当てのうち５ＲＢは互いに重複するものとする。つまり、２つの端末装置で１５ＲＢを使用することになる。なお、２つの端末装置は、参照信号として互いに同一のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を用い、ＯＣＣとＣＳ（Cyclic Shift）は適用せず、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の系列番号はランダムとしている。また、チャネルモデルはＥＴＵとしている。ＭＭＳＥチャネル推定では受信機である基地局装置で電力遅延プロファイルが必要となるが、本シミュレーションにおいては、ＣＰ内に一様電力で分布する電力遅延プロファイルを用いてチャネル推定が行われている。なお、受信機での雑音＋干渉電力の推定は理想的に行われるものとしている。
【００６７】
特性において、点線は理想チャネル推定の結果、実線は本発明である繰り返しチャネル推定の結果、一点鎖線は参照信号のみを用いたＭＭＳＥチャネル推定の結果である。なおそれぞれ繰り返し数が１の場合と、１０の場合を示している。
【００６８】
まず図８の理想チャネル推定の結果より、繰り返すことで特性が改善していることが分かる。これは周波数選択性フェージングによるシンボル間干渉と複数の信号が多重されることによるマルチアクセス干渉が生じるが、繰り返し処理を適用することで、シンボル間干渉とマルチアクセス干渉を除去することができるためである。次に参照信号のみを用いた場合の特性は、繰り返し回数を１０回としても、誤りフロアを引いてしまうことが分かる。これは参照信号のみによるチャネル推定では、端末装置間で参照信号が直交しない場合に、割り当てが重複したサブキャリアにおけるチャネル推定精度が著しく劣化してしまい、繰り返し処理を適用してもマルチアクセス干渉をほとんど除去できなくなるためである。次に、実線で示しているのは、繰り返しＭＭＳＥチャネル推定の結果である。図８より繰り返し回数が１の場合、参照信号のみによるチャネル推定と同一の結果が得られていることが分かる。これは繰り返しチャネル推定において、繰り返しの初回はデータ信号のレプリカが生成されないため、参照信号のみによってチャネル推定が行なわれるためである。しかしながら繰り返し処理を適用することで、送信データのビットＬＬＲを用いてチャネル推定を行うことができるため、チャネル推定精度が向上する。この結果データ復調の精度が向上し、ＬＬＲの大きさがおおきくなる。つまり繰り返しチャネル推定を行うことで、マルチアクセス干渉を除去できるようになるため、伝送特性を向上させることができる。
【００６９】
［第３の実施形態］
第１および第２の実施形態の計算機シミュレーションで、ＭＭＳＥチャネル推定の際、相関行列ＲｈｈはＣＰ内で一様分布することを仮定している。これはチャネル推定前に電力遅延プロファイルを知ることが不可能であるためである。しかしながら、繰り返しの初回以外では、暫定的なチャネル推定値が算出されている。本実施形態では繰り返し毎にＭＭＳＥチャネル推定時に必要となる電力遅延プロファイルを更新する方法について説明を行う。
【００７０】
本実施形態は、複数の端末装置の信号が多重されて受信される、第２の実施形態への適用も可能であるが、説明を簡単にするため、端末装置の信号が多重されない第１の実施形態を例に説明を行う。第１の実施形態より、チャネル推定部５１４において、繰り返しi回目のチャネル推定値は式１８により算出される。
【００７１】
【数１８】
2014116644.tif 000020
【００７２】
ここで、上付き（ｉ）はi回目の繰り返しを表わし、
【数１９】
2014116644.tif 000021
である。
【００７３】
また繰り返しの初回以外では、例えば以下の相関行列を用いる。
【００７４】
【数２０】
2014116644.tif 000022
【００７５】
ここで、○はＨａｄａｍａｒｄ積を表わし、行列の要素同士の乗算を行う処理を表わす。つまり繰り返し初回以外では、前回の繰り返し時に算出したインパルス応答ベクトルの電力（大きさの２乗）を算出し、それが対角行列となる行列を相関行列として使用する。このように繰り返し初回で用いた電力遅延プロファイルを繰り返しの最後まで用いるのではなく、繰り返しの度に更新することで本来チャネルが持つ電力遅延プロファイルに近い値を用いることができるようになる。この結果チャネル推定精度が向上するため、伝送特性を向上できる。なお更新に用いられる行列は必ずしも式２０である必要でなく、パス間の相関を考慮して、次の式２１を用いてもよい。
【００７６】
【数２１】
2014116644.tif 000023
【００７７】
あるいは、式２０あるいは式２１にチャネルによって決められる一定の値を加算された行列等、繰り返しの度に更新されれば、どのようなものであってもよい。
【００７８】
このように、繰り返しチャネル推定の際、ＭＭＳＥチャネル推定に必要となる相関行列の値に関して、繰り返し回数によらず一定の値を用いるのではなく、繰り返した際に、初回と異なる相関行列となるように相関行列を更新することで、実際のチャネルの情報を用いたチャネル推定を行うことができるため、チャネル推定精度を向上させることができる。この結果、伝送特性を向上させることができる。
［第４の実施形態］
【００７９】
第１〜３の実施形態ではそれぞれ式１２、１６、１８を用いて繰り返しチャネル推定を行うが、いずれの実施形態においても大規模な逆行列演算を行なう必要があり、回路規模が膨大となってしまう。そこで本実施形態では、第１〜３の実施形態で必要となる逆行列演算による計算量を削減する方法について説明を行う。
【００８０】
本実施形態は第１〜３の実施形態いずれに対しても適用可能であるが、説明を簡単にするため、第２の実施形態に対して適用した場合について説明を行う。第２の実施形態より、インパルス応答ベクトルの推定値は式２２により与えられる。
【００８１】
【数２２】
2014116644.tif 000024
また、逆行列の補助定理より
【数２３】
2014116644.tif 000025
が成り立つ。ここで、
【数２４】
2014116644.tif 000026
とおくと、数式２２は式２５のように変形できる。
【００８２】
【数２５】
2014116644.tif 000027
【００８３】
式２２において逆行列演算は、ＮＦＦＴＮｓｙｍ行ＮＦＦＴＮｓｙｍ列の行列に対して行うのに対し、数式２５においては、ＮＦＦＴＵ行ＮＦＦＴＵ列の行列に対して行うことになる。ただし、フーリエ変換行列は必ずしもＮＦＦＴ行ＮＦＦＴ列を用いる必要はなく、例えば使用するサブキャリアがＮＤＦＴポイントに限定し、チャネル推定を行うインパルス応答の長さをＮＬに限定することで、フーリエ変換行列のサイズをＮＤＦＴ行ＮＬ列に限定可能である。この時、式２２の逆行列演算はＮＤＦＴＮｓｙｍ行ＮＤＦＴＮｓｙｍ列の行列に対して行うことになり、式２５の逆行列演算はＮＬＵ行ＮＬＵ列の行列に対して行うことになる。つまり使用するサブキャリア数、多重される端末装置の数、推定するインパルス応答のタップ数（長さ）、１フレーム内のＯＦＤＭシンボル数によって、式２２と２５のどちらの計算量が少ないかが異なる。そこで本実施形態では、チャネル推定部内に推定重み選択部を具備する。推定重み選択部では、複数の推定重み選択部から最も計算量が少なくなる重みを選択し、選択された重みを受信信号に乗算することでインパルス応答を推定する。例えばＮＤＦＴＮｓｙｍとＮＬＵを計算し、ＮＤＦＴＮｓｙｍの方が小さい値である場合、式２２を用いてチャネル推定を行い、ＮＬＵの方が小さい値である場合、式２５を用いてチャネル推定を行う。
【００８４】
このようにチャネル推定部が推定重み選択部を具備することで低計算量での繰り返しチャネル推定を行うことができる。そのため、回路規模を小さくすることができるようになる。あるいは全体の計算量に制限がある場合、繰り返し毎の計算量を削減することで、繰り返し回数を従来よりも増やすことができるようになるため、伝送特性を改善できる。
【００８５】
本発明に関わる基地局装置および端末装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
【００８６】
また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における基地局装置および端末装置の一部、又は全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。基地局装置および端末装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、又は全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、又は汎用プロセッサで実現してもよい。各機能ブロックを集積回路化した場合に、それらを制御する集積回路制御部が付加される。
【００８７】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、又は汎用プロセッサで実現してもよい。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
【００８８】
また、本願発明は上述の実施形態に限定されるものではない。本願発明の端末装置は、移動局装置への適用に限定されるものではなく、屋内外に設置される据え置き型、又は非可動型の電子機器、たとえば、ＡＶ機器、キッチン機器、掃除・洗濯機器、空調機器、オフィス機器、自動販売機、その他生活機器などに適用出来ることは言うまでもない。
【００８９】
以上、この発明の実施形態に関して図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。また、本発明は、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。また、上記各実施形態に記載された要素であり、同様の効果を奏する要素同士を置換した構成も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
本発明は、無線基地局や無線端末や無線通信システムや無線通信方法に用いて好適である。
【符号の説明】
【００９１】
１０１・・・基地局装置、１０２・・・端末装置、１０３・・・端末装置、２０１・・・符号化部、２０２・・・インターリーブ部、２０３・・・変調部、２０４・・・ＤＦＴ部、２０５・・・フレーム構成部、２０６・・・参照信号生成部、２０７・・・スペクトルマッピング部、２０８・・・ＩＦＦＴ部、２０９・・・ＣＰ挿入部、２１０・・・無線送信部、２１１・・・送信アンテナ、４００−１〜４００−Ｎｒ・・・受信アンテナ、４０１−１〜４０１−Ｎｒ・・・無線受信部、４０２−１〜４０２−Ｎｒ・・・ＣＰ除去部、４０３−１〜４０３−Ｎｒ・・・ＦＦＴ部、４０４・・・受信処理部、４０４・・・受信処理部、５０１−１〜５０１−Ｎｒ・・・スペクトルデマッピング部、５０２−１〜５０２−Ｎｒ・・・減算部、５０３・・・等化部、５０４・・・ＩＤＦＴ部、５０５・・・合成部、５０６・・・復調部、５０７・・・デインターリーブ部、５０８・・・復号部、５０９・・・インターリーブ部、５１０・・・シンボルレプリカ生成部、５１１・・・ＤＦＴ部、５１２・・・フレーム構成部、５１３・・・参照信号生成部、５１４・・・チャネル推定部、５１５・・・受信レプリカ生成部、７０１−１〜７０１−Ｎｒ・・・スペクトルデマッピング部、７０２−１〜７０２−Ｎｒ・・・減算部、７０３・・・等化部、７０４−１〜７０４−Ｕ・・・ＩＤＦＴ部、７０５−１〜７０５−Ｕ・・・合成部、７０６−１〜７０６−Ｕ・・・復調部、７０７−１〜７０７−Ｕ・・・デインターリーブ部、７０８−１〜７０８−Ｕ・・・復号部、７０９−１〜７０９−Ｕ・・・インターリーブ部、７１０−１〜７１０−Ｕ・・・シンボルレプリカ生成部、７１１−１〜７１１−Ｕ・・・ＤＦＴ部、７１２−１〜７１２−Ｕ・・・フレーム構成部、７１３−１〜７１３−Ｕ・・・参照信号生成部、７１４・・・チャネル推定部、７１５・・・受信レプリカ生成部
【図１】
2014116644.tif 000028
【図２】
2014116644.tif 000029
【図３】
2014116644.tif 000030
【図４】
2014116644.tif 000031
【図５】
2014116644.tif 000032
【図６】
2014116644.tif 000033
【図７】
2014116644.tif 000034
【図８】
2014116644.tif 000035