(57)【要約】【課題】複数の無線帯域の信号を同時に増幅する際に発生する高調波及び相互変調歪みなどの不要波の発生を抑圧する。【解決手段】送信機は、複数の送信信号を同時に増幅する増幅器と、増幅器を入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分離してモデル化した増幅器モデルに基づいて、出力周波数特性を複数の入力信号に対して補償する出力周波数特性補償部と、増幅器モデルの非線形特性に基づいて、複数の周波数帯域における増幅器の出力に対応した非線形連立方程式を解くことにより、出力周波数特性補償部による補償で得られた信号に対する補償信号を算出する非線形特性補償部と、増幅器モデルの入力周波数特性を、非線形特性補償部が算出した補償信号に対して補償し、補償により得られた信号を前記増幅器に出力する入力周波数特性補償部とを備える。【選択図】図１
2014003527.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数帯域の送信信号を同時に増幅して送信する送信機であって、
複数の前記送信信号を同時に増幅する増幅器と、
前記増幅器を入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分離してモデル化した増幅器モデルに基づいて、前記出力周波数特性を複数の入力信号に対して補償する出力周波数特性補償部と、
前記増幅器モデルの前記非線形特性に基づいて、前記複数の周波数帯域における前記増幅器の出力に対応した非線形連立方程式を解くことにより、前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号に対する補償信号を算出する非線形特性補償部と、
前記増幅器モデルの前記入力周波数特性を前記非線形特性補償部が算出した補償信号に対して補償し、補償により得られた信号を前記増幅器に出力する入力周波数特性補償部と
を備えることを特徴とする送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の送信機であって、
前記非線形特性補償部は、
前記非線形連立方程式を解く際に、前記送信信号の周波数帯域において発生する不要波を抑圧する補償信号を算出する
ことを特徴とする送信機。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の送信機であって、
前記非線形特性補償部は、
前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号の周波数帯域と異なる周波数帯域の補償信号を算出する
ことを特徴とする送信機。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の送信機であって、
前記非線形特性補償部は、
算出した前記補償信号のうち、予め定められた第１の閾値より電力レベルが低い補償信号を出力しない
ことを特徴とする送信機。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の送信機であって、
前記出力周波数特性補償部は、前記入力信号のうち、予め定められた第２の閾値より電力レベルが低い入力信号に対する補償を行わない
あるいは、前記非線形特性補償部は、前記非線形連立方程式を解く際に、前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号のうち、前記第２の閾値より電力レベルが低い信号に関して、予め定められた次数以上の項を０とみなす
ことを特徴とする送信機。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の送信機であって、
前記出力周波数特性補償部と前記入力周波数特性補償部とのいずれか一方又は両方は、
前記入力信号の周波数帯域における利得の最大値と最小値との差分が予め定められた第３の閾値以下である場合、補償を行わない
ことを特徴とする送信機。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の送信機であって、
前記非線形特性補償部は、
前記非線形連立方程式を解く際に、前記送信信号の高調波成分に基づいて中心周波数の低い補償信号から順に算出する
ことを特徴とする送信機。
【請求項８】
請求項７に記載の送信機であって、
前記非線形特性補償部は、
前記送信信号の高調波成分に基づいて中心周波数の低い順に算出した補償信号を初期値とした反復法により相互変調歪み又は混変調歪みを反映した補償信号を算出する
ことを特徴とする送信機。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の送信機であって、
前記入力周波数特性補償部と前記増幅器との間に設けられ、前記入力周波数特性補償部による補償で得られた信号を前記送信信号の周波数帯に周波数変換して前記増幅器に出力する周波数変換部
を更に備えることを特徴とする送信機。
【請求項１０】
複数の周波数帯域の信号を１つの増幅器で増幅する際に生じる歪みを補償する歪み補償方法であって、
前記増幅器を入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分離してモデル化した増幅器モデルに基づいて、前記出力周波数特性を複数の入力信号に対して補償する出力周波数特性補償ステップと、
前記増幅器モデルの前記非線形特性に基づいて、前記複数の周波数帯域における前記増幅器の出力に対応した非線形連立方程式を解くことにより、前記出力周波数特性補償ステップにおける補償により得られた信号に対する補償信号を算出する非線形特性補償ステップと、
前記増幅器モデルの前記入力周波数特性を、前記非線形特性補償ステップにおいて算出した補償信号に対して補償する入力周波数補償ステップと
を有することを特徴とする歪み補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の周波数帯域の成分を含む信号を増幅する際に生じる歪みを補償する歪み補償方法、及び、この歪み補償方法を用いた送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の用途が高度かつ多様化するにしたがって、多種多様な無線システムを統合的に収容するために複数の周波数帯域の信号を同時に送信できる送信機が求められている。このような送信機を実現するには、無線帯域のマルチバンド化又は広帯域化が必要である。
【０００３】
送信機が対応する無線帯域が広帯域化することにより、ある無線帯域の信号の高調波、複数の無線帯域の信号間における相互変調歪みや混変調歪み、送信ミキサで発生するスプリアスなどの不要波が、他の無線帯域の信号に対する干渉成分になるという問題が生じることになる。不要波の除去には、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタ、導波管フィルタなどの無線帯域において良好な特性を有するバンドパスフィルタが広く使われている。
【０００４】
しかし、例えば３００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯との信号を同時に送信する場合において、送信用増幅器の非線形性により生じる３００ＭＨｚ帯の信号に対する３倍波の高調波（不要波）をバンドパスフィルタで抑圧すると、送信すべき９００ＭＨｚ帯の信号も抑圧することになってしまう。このような場合において、バンドパスフィルタを用いて不要波を抑圧することは適当ではない。
【０００５】
また、３００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯との信号を同時に送信する場合において、２次の相互変調歪みにより６００ＭＨｚ帯や１２００ＭＨｚ帯の不要波や、３次の相互変調歪みにより１５００ＭＨｚ帯の不要波が発生することがあるが、６００ＭＨｚ帯、１２００ＭＨｚ帯、又は１５００ＭＨｚ帯にも送信すべき信号が存在するときには、バンドパスフィルタを用いて不要波を抑圧することは適当ではない。
【０００６】
また、３００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯との信号を同時に送信する場合において、送信用増幅器の非線形性により、基本波成分である３００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯に３次や５次の混変調歪みが生じたとしても、同様に、バンドパスフィルタを用いて不要波を抑圧することは適当ではない。
【０００７】
上述のように、複数の周波数帯域の信号を同時に送信する場合には、生じた不要波をバンドパスフィルタにより抑圧すると、送信すべき信号まで抑圧してしまうことがあるので、バンドパスフィルタを用いずに高調波や相互変調歪み、混変調歪みの発生そのものを抑圧する必要がある。
【０００８】
増幅器で発生する非線形歪みを抑圧する１つの方法として、増幅器の出力飽和電力に対し十分に低い電力の信号のみを出力する方法（線形領域での動作）があるが、増幅器の電力効率が低くなってしまう。また、増幅器で発生する非線形歪みを抑圧する他の方法として、デジタル前置補償型歪み補償方法や、アナログ前置補償型歪み補償方法、フィードバック型歪み補償方法、フィードフォワード型歪み補償方法などの歪み補償技術がある（非特許文献１から非特許文献４）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】野島、岡本、大山、「マイクロ波ＳＳＢ−ＡＭ方式用プリディストーション非線形ひずみ補償回路」、電子通信学会論文誌、 Vol. J67-B No. 1, pp.78-85, 1984.
【非特許文献２】J.C. Pedro, J. Perez,”An MMIC linearized amplifier using active feedBack,” IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symp. Dig., pp.113-116, 1993.
【非特許文献３】S. Andreoli, H.G. McClure, P. Banelli, S. Cacopardi, “Digital linearizer for RF amplifiers,” IEEE Trans. on Broadcasting, vol.43, 1, pp.12-19, 1997.
【非特許文献４】H. Seidel, “A feedforward experiment applied to an L-4 Carrier System Amplifier”, IEEE Trans. on Communication Technology, Vol.COM-19, No.3, pp.320-325, June 1971.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、非特許文献１から非特許文献４に記載の技術は、送信に用いる周波数帯域内に生じる相互変調歪みを低減することを目的としており、他の周波数帯域に生じる高調波や相互変調歪みを低減することを目的としていない。また、これらの技術では、複数の周波数帯域の信号に対して同時に歪み補償をすることを想定していないため、周波数帯域ごとに非線形特性が異なる場合、対応することが困難であるか、あるいは、対応できたとしても歪み補償処理を行う上で計算が非常に複雑になるという問題がある。
【００１１】
すなわち、上記の歪み補償技術は、送信に用いるある周波数帯域内に生じる相互変調歪みを低減することを目的としており、他の周波数帯域に生じる高調波や相互変調歪みを低減することはしていない。また、周波数帯域ごとに異なる非線形特性を同時に扱うことが難しく、補償処理に関しても複雑になるので、無線帯域のマルチバンド化又は広帯域化に適した手法が必要となる。
【００１２】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、複数の無線帯域の信号を同時に増幅する際に発生する高調波及び相互変調歪みなどの不要波の発生を抑圧できる送信機、及び歪み補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題を解決するために、本発明は、複数の周波数帯域の送信信号を同時に増幅して送信する送信機であって、複数の前記送信信号を同時に増幅する増幅器と、前記増幅器を入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分離してモデル化した増幅器モデルに基づいて、前記出力周波数特性を複数の入力信号に対して補償する出力周波数特性補償部と、前記増幅器モデルの前記非線形特性に基づいて、前記複数の周波数帯域における前記増幅器の出力に対応した非線形連立方程式を解くことにより、前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号に対する補償信号を算出する非線形特性補償部と、前記増幅器モデルの前記入力周波数特性を、前記非線形特性補償部が算出した補償信号に対して補償し、補償により得られた信号を前記増幅器に出力する入力周波数特性補償部とを備えることを特徴とする送信機である。
【００１４】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記非線形特性補償部は、前記非線形連立方程式を解く際に、前記送信信号の周波数帯域において発生する不要波を抑圧する補償信号を算出することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記非線形特性補償部は、前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号の周波数帯域と異なる周波数帯域の補償信号を算出することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記非線形特性補償部は、算出した前記補償信号のうち、予め定められた第１の閾値より電力レベルが低い補償信号を出力しないことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記出力周波数特性補償部は、前記入力信号のうち、予め定められた第２の閾値より電力レベルが低い入力信号に対する補償を行わないあるいは、前記非線形特性補償部は、前記非線形連立方程式を解く際に、前記出力周波数特性補償部による補償で得られた信号のうち、前記第２の閾値より電力レベルが低い信号に関して、予め定められた次数以上の項を０とみなすことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記出力周波数特性補償部と前記入力周波数特性補償部とのいずれか一方又は両方は、前記入力信号の周波数帯域における利得の最大値と最小値との差分が予め定められた第３の閾値以下である場合、補償を行わないことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記非線形特性補償部は、前記非線形連立方程式を解く際に、前記送信信号の高調波成分に基づいて中心周波数の低い補償信号から順に算出することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記非線形特性補償部は、前記送信信号の高調波成分に基づいて中心周波数の低い順に算出した補償信号を初期値とした反復法により相互変調歪み又は混変調歪みを反映した補償信号を算出することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記入力周波数特性補償部と前記増幅器との間に設けられ、前記入力周波数特性補償部による補償で得られた信号を前記送信信号の周波数帯に周波数変換して前記増幅器に出力する周波数変換部を更に備えることを特徴とする。
【００２２】
また、上記問題を解決するために、本発明は、複数の周波数帯域の信号を１つの増幅器で増幅する際に生じる歪みを補償する歪み補償方法であって、前記増幅器を入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分離してモデル化した増幅器モデルに基づいて、前記出力周波数特性を複数の入力信号に対して補償する出力周波数特性補償ステップと、前記増幅器モデルの前記非線形特性に基づいて、前記複数の周波数帯域における前記増幅器の出力に対応した非線形連立方程式を解くことにより、前記出力周波数特性補償ステップにおける補償により得られた信号に対する補償信号を算出する非線形特性補償ステップと、前記増幅器モデルの前記入力周波数特性を、前記非線形特性補償ステップにおいて算出した補償信号に対して補償する入力周波数補償ステップとを有することを特徴とする歪み補償方法である。
【発明の効果】
【００２３】
この発明によれば、増幅器の特性を入力周波数特性、非線形特性、及び出力周波数特性の特性ごとにモデル化を行い、入力信号及び出力信号の周波数に依存しない非線形特性に基づいて、入力信号に対する補償信号を算出するようにした。これにより、周波数帯域ごとに異なる非線形特性を同時に扱うことを容易にすることができ、複数の無線帯域の信号を同時に増幅する際に発生する高調波及び相互変調歪みなどの不要波の発生を抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施形態における送信機１０の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態における増幅器５００のモデルを示す概略ブロック図である。
【図３】同実施形態における歪み補償部２００が行う歪み補償処理を示すフローチャートである。
【図４】同実施形態におけるステップＳ１０２の処理を示す図である。
【図５】増幅器５００とアンテナ６００との間に帯域制限部７００を設けた構成例を示す図である。
【図６】第１の実施形態における送信機１０の変形例である送信機１１を示す図である。
【図７】第２の実施形態における送信機２０の構成を示す概略ブロック図である。
【図８】同実施形態における歪み補償部２１０が行う歪み補償処理を示すフローチャートである。
【図９】第３の実施形態における送信機３０の構成を示す概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面を参照して、本発明に係る実施形態における送信機、及び歪み補償方法を説明する。
【００２６】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における送信機１０の構成を示す概略ブロック図である。送信機１０は、複数の周波数帯域Ｂ１〜ＢＭの信号を送信する。送信機１０は、同図に示すように、信号生成部１００と、歪み補償部２００と、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３００−１〜３００−Ｍと、合成器４００と、増幅器５００と、アンテナ６００とを具備している。
【００２７】
信号生成部１００は、デジタル信号処理により送信する送信信号Ｓ１〜ＳＭを生成する。送信信号Ｓ１は周波数帯域Ｂ１のデジタル信号である。送信信号Ｓ２〜ＳＭは、同様に、周波数帯域Ｂ２〜ＢＭのデジタル信号である。
【００２８】
歪み補償部２００は、信号生成部１００が生成する送信信号Ｓ１〜ＳＭに対して、増幅器５００において送信信号Ｓ１〜ＳＭを増幅した際に生じる不要波を低減する処理を行う。ここで、送信信号Ｓ１〜ＳＭを増幅した際に生じる不要波は、例えば、送信信号Ｓ１〜ＳＭから生じる高調波や、送信信号Ｓ１〜ＳＭ間に生じる相互変調歪み及び混変調歪みなどである。また、歪み補償部２００は、一般化ウィーナモデルを用いて、増幅器５００をモデル化したものに基づいている。
【００２９】
図２は、本実施形態における増幅器５００のモデルを示す概略ブロック図である。同図に示す増幅器５００をモデル化した増幅器モデルは、上述したように、一般化ウィーナモデルを用いてモデル化したものである。同図に示すように、増幅器５００は、線形素子５０１及び線形素子５０３と、非線形素子５０２とを用いてモデル化される。線形素子５０１は、増幅器５００の入力周波数特性を有する素子である。線形素子５０３は、増幅器５００の出力周波数特性を有する素子である。非線形素子５０２は、増幅器５００の非線形特性を有する素子である。すなわち、増幅器５００は、入力周波数特性、非線形特性、及び出力周波数特性に分離してモデル化される。
【００３０】
増幅器５００のモデルは、線形素子５０１、非線形素子５０２、線形素子５０３の順で縦続接続されたモデルである。このモデルでは、入力信号が線形素子５０１に入力され、線形素子５０１の出力が非線形素子５０２に入力され、非線形素子５０２の出力が線形素子５０３に入力され、線形素子５０３の出力が出力信号として出力される。
【００３１】
図１に戻って、送信機１０の構成について説明を続ける。
歪み補償部２００は、出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍと、非線形特性補償部２０２と、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍとを備えている。
【００３２】
出力周波数特性補償部２０３−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、送信信号Ｓｉに対応して設けられている。出力周波数特性補償部２０３−ｉは、送信信号Ｓｉの周波数帯域Ｂｉにおける線形素子５０３の出力周波数特性を補償するための逆特性を有する。出力周波数特性補償部２０３−ｉは、入力される送信信号Ｓｉに対して、逆特性による補償を行い非線形特性補償部２０２に出力する。
【００３３】
非線形特性補償部２０２は、出力周波数特性補償部２０３−２〜２０３−Ｍから入力された信号に対して、非線形素子５０２で生じる高調波、相互変調歪み、混変調歪みを含む不要波を増幅器５００において抑圧する各周波数帯域Ｂ１〜ＢＭの信号を算出する。非線形特性補償部２０２は、算出した周波数帯域Ｂ１〜ＢＭの信号を補償信号として入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍに出力する。
【００３４】
入力周波数特性補償部２０１−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、非線形特性補償部２０２から入力される周波数帯域Ｂｉの信号に対して、周波数帯域Ｂｉにおける線形素子５０１の入力周波数特性を補償するための逆特性を有する。入力周波数特性補償部２０１−ｉは、入力される周波数帯域Ｂｉの信号に対して、逆特性による補償を行いデジタル−アナログ変換器３００−ｉに出力する。
【００３５】
デジタル−アナログ変換器３００−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、歪み補償部２００から入力される信号をアナログ信号に変換する。デジタル−アナログ変換器３００−ｉは、変換により得られたアナログ信号を合成器４００に出力する。
【００３６】
合成器４００は、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍそれぞれから入力されるアナログ信号を１つのアナログ信号に合成する。合成器４００は、合成により得られたアナログ信号を増幅器５００に出力する。
増幅器５００は、合成器４００から入力される信号を増幅して、増幅した信号をアンテナ６００から送信する。
【００３７】
図３は、本実施形態における歪み補償部２００が行う歪み補償処理を示すフローチャートである。
歪み補償部２００において、歪み補償処理が開始されると、各出力周波数特性補償部２０３−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、それぞれに入力される送信信号Ｓｉの周波数帯域に応じて、送信信号Ｓｉに対して線形素子５０３の出力周波数特性を補償する（ステップＳ１０１）。
【００３８】
非線形特性補償部２０２は、出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍが出力周波数特性を補償した信号と、非線形素子５０２の非線形特性とに基づいて、高調波、相互変調歪み、混変調歪みを含む不要波を増幅器５００において抑圧する補償信号を算出し、算出した補償信号を入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍに出力する（ステップＳ１０２）。
【００３９】
入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍは、非線形特性補償部２０２が算出した補償信号の周波数帯域に応じて、補償信号に対して線形素子５０１の入力周波数特性を補償し、補償により得られた信号をデジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍに出力して（ステップＳ１０３）、歪み補償処理を終了する。
歪み補償処理において算出した補償信号を増幅器５００に入力することにより、送信時の不要波を抑圧した増幅信号を得ることができる。
【００４０】
ここで、ステップＳ１０２における処理を詳細に説明する。
図４は、本実施形態におけるステップＳ１０２の処理を示す図である。同図は、Ｍ個の周波数帯域の信号を入力し、Ｍ個以上のＬ個の周波数帯域から信号を出力する場合の歪み補償を示している。ステップＳ１０２における処理は、周波数帯域における入力信号Ｘ１（ω１），…，ＸＭ（ωＭ）に対応する補償信号であって、理想的な出力信号である理想出力Ｙ（ω１），…，Ｙ（ωＭ），Ｙ（ωＭ＋１），…，Ｙ（ωＬ）を非線形素子５０２が出力するための周波数領域における補償信号Ｘ’１(ω１)，…，Ｘ’Ｍ（ωＭ）を算出することに対応する。
【００４１】
非線形素子５０２の非線形特性はボルテラ級数展開で表現することができ、非線形素子５０２の入力信号をｘ（ｔ）とし、出力信号をｙ（ｔ）とすると、出力信号ｙ（ｔ）は次式（１）で表される。
【００４２】
【数１】
2014003527.tif 000003
【００４３】
式（１）におけるｈｎ（τ１，…，τｎ）はｎ次核関数であり、ｙｎ（ｔ）はｎ次核関数で表現される出力信号成分である。
【００４４】
次に、中心周波数ωｍ、振幅Ａｍ、位相φｍの信号ｘｍ（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）が合成されて増幅器５００に入力されるとき、入力信号ｘ（ｔ）及び信号ｘｍ（ｔ）をフーリエ変換した周波数成分Ｘ（ω）、Ｘｍ（ω）は以下の式（２）〜式（４）となる。
【００４５】
【数２】
2014003527.tif 000004
【００４６】
【数３】
2014003527.tif 000005
【００４７】
【数４】
2014003527.tif 000006
【００４８】
ｎ次核関数のｎ次フーリエ変換をＨｎ（Ω１，…，Ωｎ）とすると、信号ｙ（ｔ）、ｙｎ（ｔ）をフーリエ変換した周波数成分Ｙ（Ω）、Ｙｎ（Ω）は、以下の式（５）〜式（７）となる。
【００４９】
【数５】
2014003527.tif 000007
【００５０】
【数６】
2014003527.tif 000008
【００５１】
【数７】
2014003527.tif 000009
【００５２】
ここで、信号ｘｍ（ｔ）の中心周波数ωｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）より、Ω１，…，Ωｎ∈｛±ω１，…，±ωＭ｝とすると、周波数ωｌの出力信号Ｙ（ωｌ）（ｌ＝１，…，Ｌ；Ｍ≦Ｌ）は、次式（８）となる。
【００５３】
【数８】
2014003527.tif 000010
【００５４】
ここで、周波数ωｌは次式（９）である。
【００５５】
【数９】
2014003527.tif 000011
【００５６】
式（８）の各項について以下に説明する。
（Ａ）ωｌ＝ωｍ，Ω１，…，Ωｎ∈｛±ωｍ｝のとき、各項は、周波数ωｍ上の入力信号Ｘｍ（ω）のｎ次基本波成分を示す。
（Ｂ）Ω１，…，Ωｎ∈｛±ωｉ｝（ｉ＝１，…，Ｍ；ｉ≠ｍ）のとき、各項は、入力信号Ｘｉ（ω）から発生した周波数ωｌ上のｎ次高調波成分を示す。
（Ｃ）ωｌ＝ωｍ，Ω１，…，Ωｎ∈｛±ω１，…，±ωＭ｝のうちΩ１，…，Ωｎのうち少なくとも１つは±ωｍであり、上記の（Ａ）及び（Ｂ）以外のとき、各項は、入力信号Ｘｍ（ｔ）を含む複数の入力信号の間より発生した周波数ωｍ上のｎ次混変調歪み成分を示す。
（Ｄ）上記の（Ａ）〜（Ｃ）以外のとき、各項は、複数の入力信号の間より発生した周波数ωｌ上のｎ次相互変調歪み成分を示す。
【００５７】
補償信号をＸ’（ωｍ）とし、周波数ωｌに対応する出力信号の周波数成分であるＹ（ωｌ）を補償するステップＳ１０２における計算は、式（８）で示す非線形特性を用いて実施する。
【００５８】
入力信号Ｘ（ωｌ）を理想的に線形増幅した信号をＹ’（ωｌ）とすると、信号Ｙ’（ωｌ）は次式（１０）となる。
【００５９】
【数１０】
2014003527.tif 000012
【００６０】
式（８）のＸ（Ωｋ）にＸ’（Ωｋ）を代入し、そのときの解をＹ’（ωｌ）とするとＹ’（ωｌ）は次式（１１）となる。
【００６１】
【数１１】
2014003527.tif 000013
【００６２】
周波数ωｌ（ｌ＝１，…，Ｌ）ごとに等式が成り立つと仮定し、この理想的に線形増幅した信号Ｙ’（ωｌ）を出力する補償信号Ｘ’（ωｍ）について非線形連立方程式を解くことによって算出する。この非線形連立方程式を満足する補償信号Ｘ’（ωｍ）を求める方法として、ニュートン法や非線形特性より導出した逆システムなどを用いてもよい。
【００６３】
ここで、非線形性を補償するために式（１１）の複素係数となる全てのｎ次核関数Ｈｎ（Ω１，…，Ωｎ）について予め求めておく必要があるが、図２の増幅器５００のモデル構成において示したように、非線形特性は入出力の周波数特性に依存しない。このため、ｎ次核関数Ｈｎ（Ω１，…，Ωｎ）に入力される周波数成分が、全て定数α倍の関係であるとき、次式（１２）の関係を満たす。
【００６４】
【数１２】
2014003527.tif 000014
【００６５】
これにより、非線形歪み補償に必要な複素係数の推定値の数を削減することができる。また、異なる周波数の信号の入力に対しても他の周波数の信号で推定した複素係数を利用して、補償信号の算出を行うことができる。
【００６６】
式（１１）において、周波数ωｌに対応した出力信号の周波数成分は、式（９）で求められる周波数の数だけ必要となり、次数ｎの値を大きくした高次非線形性まで考慮する場合、あるいは、異なる周波数の入力信号の数としてＭが大きい場合に、その補償する周波数成分の数Ｌが多くなり、式（１１）を解くための演算量も増加する。そこで、補償する出力信号の周波数成分を送信機１０から送信する信号の周波数帯域に限定することで、式（１１）の演算量を削減することができる。
【００６７】
限定する周波数帯域は、増幅器５００からアンテナ６００までを含めた送信機１０の周波数利得で決められる。例えば、増幅器５００とアンテナ６００との間に、無線周波数帯の帯域制限部（バンドパスフィルタ）が接続される場合は、増幅器５００からアンテナ６００までの周波数利得が閾値Ｔｈ１を超える周波数帯域を送信周波数帯域として、補償対象とする。ただし、送信周波数帯域に該当しなくても計算上補償する帯域を補償対象の周波数帯域に加えてもよい。
【００６８】
図５は、増幅器５００とアンテナ６００との間に帯域制限部７００を設けた構成例を示す図である。図５（Ａ）は図１に示した本実施形態における構成であり、図５（Ｂ）〜図５（Ｅ）が帯域制限部７００を設けた構成例を示す図である。
【００６９】
図５（Ｂ）に示す構成例は、広帯域又は複数帯域の信号を通過させる帯域制限部７００を備え、帯域制限部７００が出力する信号をアンテナ６００から送信する。図５（Ｃ）に示す構成例は、広帯域又は複数帯域の信号を通過させる帯域制限部７００を備え、帯域制限部７００が出力する信号を、信号の帯域に応じた複数のアンテナ６００−１〜６００−Ｌから送信する。
【００７０】
図５（Ｄ）に示す構成例は、送信する信号の帯域それぞれに対応する帯域制限部７００−１〜７００−Ｌを備え、帯域制限部７００−１〜７００−Ｌそれぞれに接続されたアンテナ６００−１〜６００−Ｌから信号を送信する。図５（Ｅ）に示す構成例は、送信する信号の帯域それぞれに対応する帯域制限部７００−１〜７００−Ｌを備え、帯域制限部７００−１〜７００−Ｌが出力する信号を１つのアンテナ６００から送信する。
【００７１】
図５に示したように送信周波数帯域が帯域制限部７００により定められる場合、周波数利得が閾値Ｔｈ１を超える周波数帯域に対して歪み補償処理をすることにより、歪み補償処理における演算量を削減することができる。
【００７２】
また、信号生成部１００において生成される送信信号の中で他の送信信号に比べて電力レベルの小さい送信信号がある場合、式（８）においてその電力レベルの小さい送信信号が高い次数でべき乗されている項は、その他の送信信号から構成される項が含まれる出力信号の値に対してほとんど影響しないことが考えられる。そこで、予め定められた閾値Ｔｈ２よりも小さな電力レベルの送信信号が次数βでべき乗されている項を微小な値又は「０（零）」とみなし、式（８）から得られるその微小な値の項を式（１１）から削除し、式（１１）を計算する際の演算量を削減することも可能である。
【００７３】
次に、歪み補償処理（図３）におけるステップＳ１０１及びステップＳ１０３の省略について説明する。
出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍは、信号生成部１００から入力される送信信号Ｓ１〜ＳＭに対応する各周波数帯域の利得の最大値と最小値との差ΔＧＯが予め定められた閾値Ｔｈ３以下である場合、増幅器５００における出力周波数特性が一定であるとみなし、ステップＳ１０１における補償処理を省略して入力された送信信号Ｓ１〜ＳＭをそのまま出力することもできる。
【００７４】
また、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍは、非線形特性補償部２０２から入力された補償信号に対応する各周波数帯域の利得の最大値と最小値との差ΔＧｉが予め定められた閾値Ｔｈ４以内である場合、増幅器５００における入力周波数特性が一定であるとみなし、ステップＳ１０３における補償処理を省略して入力された補償信号をそのまま出力することもできる。
また、歪み補償部２００を、出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍ、及び入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍの両方、又は一方を取り除いた構成としてもよい。
【００７５】
なお、本実施形態では、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍが出力する信号をデジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍでアナログ化した後で合成する構成について説明した。しかし、これに限ることなく、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍが出力する信号をアナログ化する前に合成してもよい。図６は、第１の実施形態における送信機１０の変形例である送信機１１を示す図である。同図に示すように、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｍが出力する信号を１つの信号に合成した後に、デジタル−アナログ変換器３００で信号をアナログ化するようにしてもよい。
【００７６】
（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態における送信機２０の構成を示す概略ブロック図である。送信機２０は、同図に示すように、信号生成部１００と、歪み補償部２１０と、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｐと、合成器４００と、増幅器５００と、アンテナ６００とを具備している。なお、送信機２０において、第１の実施形態における送信機１０（図１）と同じ構成に対しては同じ符号を付してその説明を省略する。
【００７７】
歪み補償部２１０は、出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍと、非線形特性補償部２１２と、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｐとを備えている。
本実施形態における非線形特性補償部２１２は、第１の実施形態における非線形特性補償部２０２が入力信号の周波数に対応した補償信号を出力するのに対して、入力信号の周波数以外の周波数に対応した補償信号を出力する、もしくは、入力信号の周波数うち一部の周波数に対応した補償信号を出力する点が異なる。非線形特性補償部２１２は、Ｍ個の入力信号に対してＰ（Ｐ≠Ｍ）個の補償信号を出力する。
【００７８】
非線形特性補償部２１２が出力する補償信号がＰ個であるので、補償信号に対応して設けられている入力周波数特性補償部２０１の個数、及びデジタル−アナログ変換器３００の個数も、第１の実施形態と異なり、Ｐ個となっている。
上述のように、本実施形態における送信機２０は、歪み補償部２１０に備えられている非線形特性補償部２１２の構成が、第１の実施形態（図１）と異なっている。
【００７９】
図８は、本実施形態における歪み補償部２１０が行う歪み補償処理を示すフローチャートである。
歪み補償部２１０において、歪み補償処理が開始されると、各出力周波数特性補償部２０３−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は、それぞれに入力される送信信号Ｓｉの周波数帯域に応じて、送信信号Ｓｉに対して線形素子５０３の出力周波数特性を補償する（ステップＳ２０１）。すなわち、ステップＳ２０１においてＭ個の送信信号Ｓ１〜ＳＭに対する出力周波数特性の補償が行われる。
【００８０】
非線形特性補償部２１２は、出力周波数特性補償部２０３−１〜２０３−Ｍにより出力周波数特性が補償された中心周波数ωｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）の信号が入力される。非線形特性補償部２１２は、補償対象となる周波数ωｌ（ｌ＝１，…，Ｌ）に対応した出力信号の周波数成分を補償するため、式（１１）により補償信号Ｘ’（ωｐ）（ｐ＝１，…，Ｐ；Ｐ≠Ｍ）を算出し、算出した補償信号Ｘ’（ωｐ）を入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｐに出力する（ステップＳ２０２）。
【００８１】
入力周波数特性補償部２０１−ｉ（ｉ＝１，…，Ｐ）は、非線形特性補償部２１２から補償信号Ｘ’（ωｉ）が入力される。入力周波数特性補償部２０１−ｉは、入力された補償信号Ｘ’（ωｉ）の周波数帯域に応じて、補償信号Ｘ’（ωｉ）に対して線形素子５０１の入力周波数特性を補償する。入力周波数特性補償部２０１−ｉは、補償により得られた信号をデジタル−アナログ変換器３００−ｉに出力して（ステップＳ２０３）、歪み補償処理を終了する。すなわち、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｐは、Ｐ個の補償信号の入力周波数特性を補償する。
このように、送信信号Ｓ１〜ＳＭの周波数以外の周波数に対応した補償信号を追加することにより、補償の精度を向上することができる。
【００８２】
また、ステップＳ２０２において算出した補償信号の電力レベルが、予め定められた閾値Ｔｈ５以下となる場合、その補償信号の出力を停止するようにしてもよい。これにより、入力周波数特性補償部２０１−１〜２０１−Ｐにおける演算量を削減し、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｐの動作量を削減して消費電力を抑えることができる。なお、補償信号を合成したあとに信号をアナログ化する構成（例えば、図６の構成）の場合、合成器４００における演算を削減することができる。更に、この補償信号出力を停止する判定の対象を例えば送信信号Ｓ１〜ＳＭの周波数以外の周波数に対応した補償信号のみに限定してもよい。これにより、送信電力の低い送信信号に対する補償信号の出力を保護した上で、補償信号の追加による演算量の増加を抑えつつ、不要波の発生を抑圧することができる。
【００８３】
（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態における送信機３０の構成を示す概略ブロック図である。送信機３０は、同図に示すように、信号生成部１２０と、歪み補償部２２０と、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍと、アップコンバータ８００−１〜８００−Ｍと、合成器４００と、増幅器５００と、アンテナ６００とを備える。なお、送信機３０において、第２の実施形態における送信機１０（図１）と同じ構成に対しては同じ符号を付してその説明を省略する。
【００８４】
信号生成部１２０は、無線周波数帯における各送信信号Ｓ１〜ＳＭの周波数間の比例関係がそのまま維持された中間周波数帯の中間信号ｓ１〜ｓＭを生成し、生成した中間信号ｓ１〜ｓＭを歪み補償部２２０に出力する。中間周波数帯は、例えば、無線周波数帯が１ＧＨｚと２ＧＨｚの場合において、１ＭＨｚと２ＭＨｚとにする。また、中間信号ｓ１〜ｓＭは、送信信号Ｓ１〜ＳＭと同様に、送信すべき情報を含む信号である。
【００８５】
歪み補償部２２０は、出力周波数特性補償部２２３−１〜２２３−Ｍと、非線形特性補償部２２２と、入力周波数特性補償部２２１−１〜２２１−Ｍとを備えている。
出力周波数特性補償部２２３−ｉ（ｉ＝１，…，Ｍ）は、信号生成部１２０が生成した中間信号ｓｉに対して、中間信号ｓｉに対応する送信信号Ｓｉの周波数帯域Ｂｉにおける線形素子５０３の出力周波数特性に対応する補償を行う。すなわち、出力周波数特性補償部２２３−ｉは、周波数帯域Ｂｉにおける線形素子５０３の出力周波数特性の逆特性による補償を中間信号ｓｉに対して行う。出力周波数特性補償部２２３−ｉは、補償により得られた信号を非線形特性補償部２２２に出力する。
【００８６】
非線形特性補償部２２２は、各出力周波数特性補償部２２３−１〜２２３−Ｍから入力される信号に対して、非線形素子５０２で生じる高調波、相互変調歪み、混変調歪みを含む不要波を増幅器５００において抑圧する各周波数帯域Ｂ１〜ＢＭに対応する中間周波数帯の補償信号を算出する。すなわち、非線形特性補償部２２２は、各出力周波数特性補償部２２３−１〜２２３−Ｍから入力される信号に対して、中間周波数帯の信号のままで非線形特性の補償を行い、補償により得られた中間周波数帯の補償信号を入力周波数特性補償部２２１−１〜２２１−Ｍに出力する。
【００８７】
入力周波数特性補償部２２１−ｉ（ｉ＝１，…，Ｍ）は、非線形特性補償部２２２から入力される中間周波数帯の補償信号に対して、周波数帯域Ｂｉにおける線形素子５０１の入力周波数特性に対応する補償を行う。入力周波数特性補償部２２１−ｉ（ｉ＝１，…，Ｍ）は、入力周波数特性の補償により得られた補償信号であって中間周波数帯の補償信号をデジタル−アナログ変換器３００−ｉに出力する。
【００８８】
アップコンバータ８００−ｉ（ｉ＝１，…，Ｍ）は、デジタル−アナログ変換器３００−ｉによりアナログ信号に変換された補償信号を、中間周波数帯から無線周波数帯への周波数変換を行い、合成器４００に出力する。
【００８９】
上述のように、本実施形態における送信機３０は、出力周波数特性、非線形特性、及び入力周波数特性に対する補償を、無線周波数帯より周波数が低い中間周波数帯において行う点が第１及び第２の実施形態における送信機１０、２０と異なっている。また、出力周波数特性、非線形特性、及び入力周波数特性に対する補償により得られた補償信号を無線周波数帯の信号に変換するためのアップコンバータ８００−１〜８００−Ｍを備えている点も他の実施形態における送信機１０、２０と異なっている。
なお、歪み補償部２２０が行う歪み補償処理は、対象とする信号の周波数帯が異なること以外、第１の実施形態における歪み補償処理と同じであるので、その説明を省略する。
【００９０】
第１の実施形態における送信機１０、又は第２の実施形態における送信機２０では、歪み補償部２００に入力される送信信号は無線周波数帯の信号であり、無線周波数帯の補償信号を出力する。しかし、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍにおいて、サンプリングレートによっては無線周波数帯の補償信号を正しくアナログ化できない場合がある。このような場合、増幅器５００において生じる不要波を十分に抑圧できない可能性がある。これに対して、本実施形態における送信機３０は、低い周波数である中間周波数帯の補償信号としてアナログ化するため、補償信号を正しくアナログ化することができる。これにより、送信機３０は、デジタル−アナログ変換器３００−１〜３００−Ｍのサンプリングレートによらず、増幅器５００において生じる不要波を抑圧することができる。
【００９１】
また、無線周波数帯の信号をアナログ化するデジタル−アナログ変換器は、低い周波数帯の信号をアナログ化するデジタル−アナログ変換器に比べ、一般的に高価であり、かつ高消費電力である。そこで、補償信号を中間周波数帯の信号に変換し、低速なサンプリングレートのデジタル−アナログ変換器を用いて送信機を実装することにより、送信機の製造コスト及び消費電力を下げることができる。
【００９２】
上述の各実施形態で説明したように、送信機１０、１１、２０、３０は、歪み補償処理において補償信号を算出することにより、高調波やミキサのスプリアスなどの干渉波を送信帯域内に限らずに抑圧することができる。また、増幅器５００をモデル化する際に、入力周波数特性、非線形特性、出力周波数特性に分けることにより、周波数特性に依存せずに非線形特性を補償することができ、演算の複雑さを低減しつつ、複数帯域の非線形歪みを同時に補償することができる。
【００９３】
ここで、送信信号の周波数帯域が整数倍の関係をもち、かつ各送信信号を同時に送信するときに他の周波数の信号重畳される不要波のうち高調波が支配的な場合における、非線形特性補償部２０２による補償信号の算出について説明する。なお、第２の実施形態における非線形特性補償部２１２及び第３の実施形態における非線形特性補償部２２２についても同様である。
【００９４】
例として、中心周波数ω、振幅Ａ１、位相φ１の送信信号Ｘ１（ω）と、中心周波数３ω、振幅Ａ２、位相φ２の送信信号Ｘ２（３ω）とを同時に送信する場合における、非線形特性補償部２０２による振幅Ａ’１位相φ’１の補償信号Ｘ’１（ω）と振幅Ａ’２位相φ’２の補償信号Ｘ’２（３ω）との算出方法について説明する。
【００９５】
式（１０）及び式（１１）を用いて送信信号と補償信号とに対する５次非線形連立方程式をたてると、次式（１３）及び次式（１４）となる。
【００９６】
【数１３】
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【００９７】
【数１４】
2014003527.tif 000016
【００９８】
ここで、式（１３）及び式（１４）の連立方程式の項の中で、不要波として高調波成分のみが支配的な項であるとすると、相互変調歪み成分及び混変調歪み成分を省略して、基本波成分と高調波成分のみの式として、次式（１５）及び次式（１６）のように整理できる。
【００９９】
【数１５】
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【０１００】
【数１６】
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【０１０１】
送信信号の振幅及び位相と、補償信号の振幅及び位相とを式（１５）及び式（１６）に代入すると、次式（１７）及び次式（１８）となる。
【０１０２】
【数１７】
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【０１０３】
【数１８】
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【０１０４】
このとき、１、３、５次核関数から示される各複素係数が予め求められているとすると、式（１７）より、振幅Ａ’１、位相φ’１の補償信号Ｘ’１（ω）を求めることができる。この補償信号Ｘ’１（ω）を式（１８）に代入することで、振幅Ａ’２、位相φ’２の補償信号Ｘ’２（３ω）を求めることができる。
【０１０５】
このように、中心周波数が整数倍の関係をもつＭ個の送信信号を同時に送信する際に発生する非線形歪みによる不要波において高調波成分が支配的であると考えられる場合、最も低い周波数の補償信号から順に算出することで式（１１）の演算量を削減でき、容易な演算にすることができる。
【０１０６】
更に、ここまでで省略した相互変調歪み成分及び混変調歪み成分を反映させて補償信号の精度を向上させるために、基本波成分及び高調波成分のみから算出した補償信号を初期値とした反復法を用いるようにしてもよい。これにより、補償信号の精度を向上させることができ、不要波を更に抑圧することができる。
【０１０７】
なお、本発明における歪み補償部、又は送信機の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより歪み補償処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
【０１０８】
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【符号の説明】
【０１０９】
１０，１１，２０，３０…送信機
１００，１２０…信号生成部
２００，２１０，２２０…歪み補償部
２０１−１，２０１−Ｍ，２０１−Ｐ，２２１−１，２２１−Ｍ…入力周波数特性補償部
２０２，２１２，２２２…非線形特性補償部
２０３−１，２０３−Ｍ，２２３−１，２２３−Ｍ…出力周波数特性補償部
３００，３００−１，３００−Ｍ，３００−Ｐ…デジタル−アナログ変換器
４００…合成器
５００…増幅器
５０１，５０３…線形素子
５０２…非線形素子
６００，６００−１，６００−Ｌ…アンテナ
７００，７００−１，７００−Ｌ…帯域制限部
８００−１，８００−Ｍ…アップコンバータ
【図１】
2014003527.tif 000021
【図２】
2014003527.tif 000022
【図３】
2014003527.tif 000023
【図４】
2014003527.tif 000024
【図５】
2014003527.tif 000025
【図６】
2014003527.tif 000026
【図７】
2014003527.tif 000027
【図８】
2014003527.tif 000028
【図９】
2014003527.tif 000029