(57)【要約】【課題】定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた受信信号処理装置では、受信感度が搬送波の偏波状態に依存して変化する。【解決手段】本発明の受信信号処理装置は、搬送波が変調された送信信号を受信し、搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号の振幅から平均パワー分岐比を算出するパワー分岐比算出部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力するフィルタ部と、平均パワー分岐比を用いて、フィルタ部の動作を規定するタップ係数を算出し、タップ係数をフィルタ部に設定するタップ係数制御部、とを有する。【選択図】      図１
2014154926.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波が変調された送信信号を受信し、前記搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号の振幅から平均パワー分岐比を算出するパワー分岐比算出部と、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力するフィルタ部と、
前記平均パワー分岐比を用いて、前記フィルタ部の動作を規定するタップ係数を算出し、前記タップ係数を前記フィルタ部に設定するタップ係数制御部、とを有する
受信信号処理装置。
【請求項２】
前記タップ係数制御部は、前記平均パワー分岐比の関数を含む誤差関数を用いて、定包絡線アルゴリズムに基づいて前記タップ係数を更新する
請求項１に記載した受信信号処理装置。
【請求項３】
前記第１の等化信号と前記第２の等化信号の絶対値を比較し、絶対値が大きい方を選択して出力する信号選択部を有する
請求項１または２に記載した受信信号処理装置。
【請求項４】
位相遅延算出部と、位相差補正部とを有し、
前記位相遅延算出部は、前記第１の等化信号と前記第２の等化信号との平均位相遅延を算出し、
前記位相差補正部は、前記平均位相遅延を用いて、前記第１の等化信号と前記第２の等化信号との位相差を補正し合成したうえで出力する
請求項１または２に記載した受信信号処理装置。
【請求項５】
位相遅延制御部をさらに有し、
前記位相遅延制御部は、前記位相遅延算出部から前記平均位相遅延を取得し、前記平均位相遅延の時間変化が所定値を超えないように制御した平均位相遅延を前記位相差補正部に出力する
請求項４に記載した受信信号処理装置。
【請求項６】
前記送信信号は、光搬送波の単一の偏波成分が多値位相変調された単一偏波光信号である
請求項１から５のいずれか一項に記載した受信信号処理装置。
【請求項７】
前記偏波分離部は、偏光ビームスプリッタと、９０度ハイブリッド回路と、局部発振器と、光電変換器、とを備え、
前記偏光ビームスプリッタは、前記単一偏波光信号を第１の偏波光信号と、前記第１の偏波光信号と偏光方向が直交する第２の偏波光信号に分離し、
前記９０度ハイブリッド回路は、前記第１の偏波光信号と前記第２の偏波光信号を前記局部発振器の発振光とそれぞれ干渉させ、前記第１の偏波光信号と前記第２の偏波光信号をそれぞれ同相成分と直交成分に分離して出力し、
前記光電変換器は、前記９０度ハイブリッド回路の出力を光電変換し、それぞれ同相成分と直交成分からなる前記第１の偏波信号および前記第２の偏波信号として出力する
請求項６に記載した受信信号処理装置。
【請求項８】
搬送波が変調された送信信号を取得し、前記搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力し、
前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号の振幅から平均パワー分岐比を算出し、
前記平均パワー分岐比の関数を含む誤差関数を用いて、定包絡線アルゴリズムに基づいて等価処理に用いるタップ係数を算出し、
前記タップ係数を用いて、前記第１の偏波信号と前記第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力する
受信信号処理方法。
【請求項９】
前記第１の等化信号と前記第２の等化信号の絶対値を比較し、絶対値が大きい方を選択して出力する
請求項８に記載した受信信号処理方法。
【請求項１０】
前記第１の等化信号と前記第２の等化信号との平均位相遅延を算出し、
前記平均位相遅延を用いて、前記第１の等化信号と前記第２の等化信号との位相差を補正し合成したうえで出力する
請求項８に記載した受信信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号処理装置および受信信号処理方法に関し、特に、定包絡線アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）を用いた受信信号処理装置および受信信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、災害時に人工衛星や航空機から陸地の様子を写した膨大な画像データを、地上へごく短時間で伝送する要求が高まっている。これを実現するため、これまでのマイクロ波通信に比べて高速かつ大容量伝送を実現することができる光空間通信が注目されている。光空間通信では、アップリンクおよびダウンリンクの信号光が同一の空間を伝播するため、アップリンクとダウンリンクとで十分なアイソレーションを確保する必要がある。そのため、例えば単一偏光でかつ円偏光の信号光を用いるのが一般的である。すなわち、送信信号には光搬送波の単一の偏波成分が変調された単一偏波光信号が用いられる。
【０００３】
一方、高速かつ大容量伝送が可能な光ファイバ通信技術分野では、デジタルコヒーレント通信方式が主流となっている。デジタルコヒーレント通信方式に用いられるデジタルコヒーレント受信装置の一例が特許文献１に記載されている。
【０００４】
特許文献１に記載された関連するデジタルコヒーレント受信装置は、偏光ビームスプリッタ、９０度ハイブリッド回路、局部発振器、光電変換器、およびアナログ／デジタル（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：Ａ／Ｄ）変換器を有する。偏光ビームスプリッタは、例えば偏光多重ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：４位相偏移変調）信号光を直交する２つの偏光の信号光に分離する。９０度ハイブリッド回路は、分離された各光信号を局部発振器からの局部発振光と混合し、同相成分および直交成分に対応する光信号をそれぞれ出力する。光電変換器としてのフォトダイオードによって９０度ハイブリッド回路の出力光信号をそれぞれ電気信号に変換した後、Ａ／Ｄ変換器によってアナログからデジタルの電気信号に変換する。
【０００５】
関連するデジタルコヒーレント受信装置では、偏光多重信号を分離し、リタイミングを行うデジタル信号処理のために、図１２に示すようなバタフライ型適応ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いている。そして、この適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を定包絡線アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）を用いて推定することとしている。図１２に示すＣＭＡを用いたバタフライ型適応ＦＩＲフィルタは、９０度ハイブリッド回路においてコヒーレント検波した後にデジタル化した信号であるｘｉｎ［ｋ］、ｙｉｎ［ｋ］を入力する。そして、入力したデジタル信号ｘｉｎ［ｋ］、ｙｉｎ［ｋ］に対して、下記に示す式（１）で表わされる誤差関数を用いて、下記の式（２）に示すようにフィルタ係数を更新する。
εｘ［ｋ］＝（ｒ２−｜ｘｏｕｔ［ｋ］｜２）ｍ
εｙ［ｋ］＝（ｒ２−｜ｙｏｕｔ［ｋ］｜２）ｍ
（１）
ここで、「ｋ」はサンプルインデックス、「ｒ」は振幅で定める定数、「ｍ」は任意定数である。また下記式（２）中の「μ」は収束係数であり任意に設定できる定数である。
ｈｘｘ［ｋ＋１］＝ｈｘｘ［ｋ］＋μεｘ［ｋ］ｘｉｎ［ｋ］ｘ＊ｏｕｔ［ｋ］
ｈｘｙ［ｋ＋１］＝ｈｘｙ［ｋ］＋μεｘ［ｋ］ｘｉｎ［ｋ］ｙ＊ｏｕｔ［ｋ］
ｈｙｘ［ｋ＋１］＝ｈｙｘ［ｋ］＋μεｙ［ｋ］ｙｉｎ［ｋ］ｘ＊ｏｕｔ［ｋ］
ｈｙｙ［ｋ＋１］＝ｈｙｙ［ｋ］＋μεｙ［ｋ］ｙｉｎ［ｋ］ｙ＊ｏｕｔ［ｋ］
（２）
【０００６】
関連するデジタルコヒーレント受信装置では、等化後の信号に対して、位相雑音や周波数オフセットの影響を補償する搬送波位相／周波数推定処理、シンボル判定処理、デコーディング処理等の一連の復調処理を行い、送信された情報を取り出すこととしている。
【０００７】
このようなデジタルコヒーレント光受信方式を光空間通信に適用することにより、光空間通信で問題となるドップラーシフトの影響をデジタル信号処理によって抑圧することが可能となり、さらに、高感度での受信を実現することが期待されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１２−０４４６２６号公報（段落「０００５」〜「００１５」、図１、図２）
【特許文献２】国際公開第２０１２／１３２３７４号（段落「０００２」〜「００１９」、「００５０」〜「００６９」）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、図１２に示したＣＭＡを用いるバタフライ型ＦＩＲフィルタは、偏光多重ＱＰＳＫ光信号に対する信号処理を想定した構成であるため、光空間通信で一般的に使用される単一偏光ＱＰＳＫ光信号を受信する際には、以下に示すような問題点がある。
【００１０】
図１３に、関連するデジタルコヒーレント受信装置において単一偏光ＱＰＳＫ光信号を受信し、搬送波位相／周波数推定処理によって補償した後のコンスタレーションを示す。同図から、受信後に再生した信号の品質は不十分であることがわかる。このときの単一偏光ＱＰＳＫ光信号の偏光状態は、ポアンカレ球で表示したとき偏光角θ＝０°、楕円率χ＝０°近傍となる偏光状態である。このような偏光状態である場合のように、コヒーレント検波した後にデジタル化した信号であるｘｉｎ［ｋ］とｙｉｎ［ｋ］との間で振幅に差が生じる場合、ＣＭＡを用いた等化処理を行っても、良好な信号品質が得られないという問題があった。
【００１１】
この原因は以下のように考えられる。デジタル信号ｘｉｎ［ｋ］、ｙｉｎ［ｋ］のうち振幅が非常に小さくＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ）比が低い信号に対しても、上記式（１）によって最大振幅になるように上式（２）で示されるようにフィルタ係数が更新される。そして、等化前のＳ／Ｎ比がもともと高い信号と、Ｓ／Ｎ比が低い信号の等化後の信号が合成されることによって、信号品質が劣化したと考えられる。
【００１２】
このように、搬送波の単一の偏波成分が変調された単一偏波信号を、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた受信信号処理装置で受信すると良好な信号品質が得られない、という問題があった。すなわち、ＣＭＡを用いた受信信号処理装置では、受信感度が搬送波の偏波状態に依存して変化する、という問題があった。
【００１３】
本発明の目的は、上述した課題である、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた受信信号処理装置では、受信感度が搬送波の偏波状態に依存して変化する、という課題を解決する受信信号処理装置および受信信号処理方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の受信信号処理装置は、搬送波が変調された送信信号を受信し、搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する偏波分離部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号の振幅から平均パワー分岐比を算出するパワー分岐比算出部と、第１の偏波信号と第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力するフィルタ部と、平均パワー分岐比を用いて、フィルタ部の動作を規定するタップ係数を算出し、タップ係数をフィルタ部に設定するタップ係数制御部、とを有する。
【００１５】
本発明の受信信号処理方法は、搬送波が変調された送信信号を取得し、搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力し、第１の偏波信号と第２の偏波信号の振幅から平均パワー分岐比を算出し、平均パワー分岐比の関数を含む誤差関数を用いて、定包絡線アルゴリズムに基づいて等価処理に用いるタップ係数を算出し、タップ係数を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力する。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の受信信号処理装置および受信信号処理方法によれば、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた場合であっても、搬送波の偏波状態に依存することなく良好な受信感度が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える信号光受信部の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器によって、単一偏光ＱＰＳＫ光信号を再生した信号のコンスタレーションを示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器によって、単一偏光ＱＰＳＫ光信号を再生した信号のコンスタレーションを示す図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の別の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器が備える偏波再生部の別の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１２】関連するデジタルコヒーレント受信装置が備えるバタフライ型適応ＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【図１３】関連するデジタルコヒーレント受信装置において単一偏光ＱＰＳＫ光信号を受信し、搬送波位相／周波数推定処理によって補償した後のコンスタレーションを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００１９】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。受信信号処理装置１００は、偏波分離部１１０、パワー分岐比算出部１２０、フィルタ部１３０、およびタップ係数制御部１４０を少なくとも有する。
【００２０】
偏波分離部１１０は、搬送波が変調された送信信号を受信し、この搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号Ｘと第２の偏波信号Ｙを出力する。パワー分岐比算出部１２０は、第１の偏波信号Ｘと第２の偏波信号Ｙの振幅から平均パワー分岐比αを算出する。
【００２１】
フィルタ部１３０は、第１の偏波信号Ｘと第２の偏波信号Ｙに等化処理を施して第１の等化信号ＸＥと第２の等化信号ＹＥを出力する。ここでタップ係数制御部１４０は、平均パワー分岐比αを用いてフィルタ部１３０の動作を規定するタップ係数を算出し、算出したタップ係数をフィルタ部１３０に設定する。
【００２２】
図１では、受信信号処理装置１００が信号選択部１５０を備える構成について示した。信号選択部１５０は、第１の等化信号ＸＥと第２の等化信号ＹＥの絶対値を比較し、絶対値が大きい方を選択して等化信号Ｅとして出力する。これに限らず、第３の実施形態で示すように、位相遅延算出部と位相差補正部を備えた構成とすることもできる。
【００２３】
ここで、タップ係数制御部１４０は、平均パワー分岐比αの関数ｆ（α）を含む誤差関数を用いて、定包絡線アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）に基づいてタップ係数を更新する構成とすることができる。送信信号としては、例えば光搬送波の単一の偏波成分が多値位相変調された単一偏波光信号を用いることができる。
【００２４】
平均パワー分岐比αとしては、具体的には例えば下記式（３）に示すような、コヒーレント検波後にデジタル化した信号であるｘｉｎ［ｋ］とｙｉｎ［ｋ］の振幅比で決まる平均パワー分岐比α［ｋ］を用いることができる。
2014154926.tif 000003
【００２５】
また、フィルタ部１３０は適応ＦＩＲフィルタとすることができる。タップ係数制御部１４０においては、ここで算出した平均パワー分岐比α［ｋ］の関数ｆ（α［ｋ］）をパラメータとして用いた下記式（４）で表わされる誤差関数によるＣＭＡアルゴリズムを用いることができる。式（４）中、ｆ（α［ｋ］）は、０≦ｆ（α［ｋ］）≦１を満たす関数であり、具体的には例えばｆ（α［ｋ］）＝α［ｋ］、ｆ（α［ｋ］）＝α［ｋ］２などの単調増加関数とすることができる。また、「Ｎ」は平均化に用いる有限のシンボル数、「ｒ」は振幅で定まる定数、「ｍ」は任意定数をそれぞれ表わす。
εｘ［ｋ］＝（ｆ（α［ｋ］）ｒ２−｜ｘｏｕｔ［ｋ］｜２）ｍ
εｙ［ｋ］＝（（１−ｆ（α［ｋ］））ｒ２−｜ｙｏｕｔ［ｋ］｜２）ｍ
（４）
【００２６】
また、本実施形態による受信信号処理方法は、まず、搬送波が変調された送信信号を取得し、搬送波を互いに直交する偏波方向に分離してそれぞれの信号成分である第１の偏波信号と第２の偏波信号を出力する。続いて、この第１の偏波信号と第２の偏波信号との平均パワー分岐比を算出する。そして、この平均パワー分岐比を用いて等価処理に用いるタップ係数を算出し、このタップ係数を用いて、第１の偏波信号と第２の偏波信号に等化処理を施して第１の等化信号と第２の等化信号を出力する。このとき、この第１の等化信号と第２の等化信号の絶対値を比較し、絶対値が大きい方を選択して出力することとすることができる。
【００２７】
このように、本実施形態の受信信号処理装置および受信信号処理方法においては、第１の偏波信号と第２の偏波信号との平均パワー分岐比を用いてタップ係数を算出し、このタップ係数を用いて等化処理を行う構成としている。これにより、第１の偏波信号と第２の偏波信号との振幅差が大きい偏波状態の場合であっても、受信感度の劣化を回避することができる。すなわち、本実施形態の受信信号処理装置１００によれば、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた場合であっても、搬送波の偏波状態に依存することなく良好な受信感度を得ることができる。
【００２８】
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態においては、受信信号処理装置をデジタルコヒーレント光受信器として用いる場合について説明する。
【００２９】
図２は、本発明の第２の実施形態に係るデジタルコヒーレント光受信器２０００の構成を示すブロック図である。デジタルコヒーレント光受信器２０００は、偏光ビームスプリッタ２１００、局部発振器２２００、および信号光受信部２３００を有する。
【００３０】
偏光ビームスプリッタ２１００は、光伝送路から入射される単一偏波光信号を第１の偏波光信号と、第１の偏波光信号と偏光方向が直交する第２の偏波光信号に分離する。例えば、単一偏波光信号としての単一偏光ＱＰＳＫ光信号を偏光が互いに直交する光信号Ｘと光信号Ｙに分離する。局部発振器２２００は連続光を出力する。局部発振器２２００として、例えば分布帰還型レーザダイオードなどを用いることができる。
【００３１】
信号光受信部２３００は、局部発振器２２００が生成する連続光を用いて、光信号Ｘおよび光信号Ｙをコヒーレント検波することにより電気信号Ｘおよび電気信号Ｙに変換する。そして、この電気信号Ｘおよび電気信号Ｙから送信された単一偏光ＱＰＳＫ変調光信号を再生する復調処理を行う。
【００３２】
図３に、信号光受信部２３００の構成を示す。信号光受信部２３００は、９０度ハイブリッド回路２３１１、２３１２、光電変換器２３２１〜２３２４、Ａ／Ｄ変換器２３３１〜２３３４、偏波再生部２４００、および復調処理部２３４０を備える。ここで、偏光ビームスプリッタ２１００、局部発振器２２００、９０度ハイブリッド回路２３１１、２３１２、光電変換器２３２１〜２３２４、およびＡ／Ｄ変換器２３３１〜２３３４が偏波分離部を構成している。
【００３３】
９０度ハイブリッド回路２３１１は、第１の偏波光信号としての光信号Ｘを局部発振器の発振光（局部発振光）と干渉させ、同相成分と直交成分に分離して対応する光信号をそれぞれ出力する。そして、光電変換器２３２１は９０度ハイブリッド回路２３１１の出力である光信号Ｘの同相成分に対応する光信号を光電変換し、同相成分からなる第１の偏波信号として同相信号ＸＩを出力する。一方、光電変換器２３２２は９０度ハイブリッド回路２３１１の出力である光信号Ｘの直交成分に対応する光信号を光電変換し、直交成分からなる第１の偏波信号として直交信号ＸＱを出力する。
【００３４】
同様に、９０度ハイブリッド回路２３１２は、第２の偏波光信号としての光信号Ｙを局部発振光と干渉させ、同相成分と直交成分に分離して対応する光信号をそれぞれ出力する。そして、光電変換器２３２３は９０度ハイブリッド回路２３１２の出力である光信号Ｙの同相成分に対応する光信号を光電変換し、同相成分からなる第２の偏波信号として同相信号ＹＩを出力する。一方、光電変換器２３２４は９０度ハイブリッド回路２３１２の出力である光信号Ｙの直交成分に対応する光信号を光電変換し、直交成分からなる第２の偏波信号として直交信号ＹＱを出力する。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換器２３３１は、光信号Ｘの同相成分に対応する同相信号ＸＩをデジタル信号に変換してデジタル信号ＸＩ［ｋ］を出力する。Ａ／Ｄ変換器２３３２は、光信号Ｘの直交成分に対応する直交信号ＸＱをデジタル信号に変換してデジタル信号ＸＱ［ｋ］を出力する。同様に、Ａ／Ｄ変換器２３３３は、光信号Ｙの同相成分に対応する同相信号ＹＩをデジタル信号に変換してデジタル信号ＹＩ［ｋ］を出力する。Ａ／Ｄ変換器２３３４は、光信号Ｙの直交成分に対応する直交信号ＹＱをデジタル信号に変換してデジタル信号ＹＱ［ｋ］を出力する。これらのデジタル信号ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、ＹＱ［ｋ］は、それぞれ偏波再生部２４００に入力される。ここで、「ｋ」はサンプルインデックスである。
【００３６】
偏波再生部２４００は、各デジタル信号ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、およびＹＱ［ｋ］を受信し、それぞれに含まれる信号成分に基づいて適応ＦＩＲフィルタによる等化処理を行う。このとき、偏光ビームスプリッタ２１００によって分岐された信号の平均パワー分岐比α［ｋ］をパラメータとして導入した誤差関数を用いることができる。そして、等化処理を施した各信号のうち、Ｓ／Ｎ比の高い信号を選択して復調処理部２３４０に出力する。なお、等化処理を施した各信号について搬送波位相／周波数推定処理をおこなうことにより位相雑音および周波数オフセットを補償した後に、Ｓ／Ｎ比の高い信号を選択することとしてもよい。
【００３７】
このように、偏波再生部２４００は検出した平均パワー分岐比α［ｋ］に基づいて、送信信号に対応する同相信号ＥＩ［ｋ］および直交信号ＥＱ［ｋ］を再生する。そして、復調処理部２３４０は同相信号ＥＩ［ｋ］および直交信号ＥＱ［ｋ］を復調処理して送信した情報を取り出す。
【００３８】
図４に、偏波再生部２４００の構成を示す。偏波再生部２４００は、パワー分岐比算出部２４１０、フィルタ部を構成するＦＩＲフィルタ２４２１〜２４２４、タップ係数制御部２４３０、位相再生部２４４０、および信号選択部２４５０を備える。ここで、上述した偏波分離部と、パワー分岐比算出部２４１０、ＦＩＲフィルタ２４２１〜２４２４、タップ係数制御部２４３０、および信号選択部２４５０が受信信号処理装置を構成している。
【００３９】
図５に、偏波再生部２４００の動作を説明するためのフローチャートを示す。以下では、図４と図５用いて偏波再生部２４００の動作を説明する。
【００４０】
まず、パワー分岐比算出部２４１０は、各デジタル信号ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、およびＹＱ［ｋ］から、下記の式（５）で表される平均パワー分岐比α［ｋ］を求める（図５のステップＳ１１）。ここで、ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、およびＹＱ［ｋ］は、それぞれＸ偏光の信号の実部と虚部、Ｙ偏光の信号の実部と虚部を表わし、「Ｎ」は平均化に用いるシンボル数である。
2014154926.tif 000004
【００４１】
タップ係数制御部２４３０は、上式（５）によって求めた平均パワー分岐比α［ｋ］を用いて、下記の式（６）で表される誤差関数εx［ｋ］、εy［ｋ］を算出する（ステップＳ１２）。この誤差関数は上式（４）中において、ｆ（α［ｋ］）＝α［ｋ］、ｍ＝１とした場合に対応する。同式中、「ｒ」は振幅で定まる定数である。
εｘ［ｋ］＝α［ｋ］ｒ２−Ｘ’Ｉ［ｋ］２−Ｘ’Ｑ［ｋ］２
εｙ［ｋ］＝（１−α［ｋ］）ｒ２−Ｙ’Ｉ［ｋ］２−Ｙ’Ｑ［ｋ］２
（６）
【００４２】
タップ係数制御部２４３０は、この誤差関数εx［ｋ］、εy［ｋ］に基づいて下記の式（７）に従ってＦＩＲフィルタ２４２１〜２４２４のタップ係数を更新する（ステップＳ１３）。式（７）中、「μ」は収束係数であり任意に設定できる定数である。
hxx[k+1]=hxx[k]+μεx[k](XI[k]+jXQ[k])(XE'I[k]-jXE'Q[k])
hxy[k+1]=hxy[k]+μεx[k](YI[k]+jYQ[k])(XE'I[k]-jXE'Q[k])
hyx[k+1]=hyx[k]+μεy[k](XI[k]+jXQ[k])(YE'I[k]-jYE'Q[k])
hyy[k+1]=hyy[k]+μεy[k](YI[k]+jYQ[k])(YE'I[k]-jYE'Q[k])
（７）
【００４３】
ＦＩＲフィルタ２４２１、２４２２は、デジタル信号ＸＩ［ｋ］＋ｊＸＱ［ｋ］に等化処理を施し、デジタル信号ＸＩ'［ｋ］＋ｊＸＱ'［ｋ］、ＹＩ''［ｋ］＋ｊＹＱ''［ｋ］をそれぞれ出力する。また、ＦＩＲフィルタ２４２３、２４２４は、デジタル信号ＹＩ［ｋ］＋ｊＹＱ［ｋ］に等化処理を施し、デジタル信号ＸＩ''［ｋ］＋ｊＸＱ''［ｋ］、ＹＩ'［ｋ］＋ｊＹＱ'［ｋ］をそれぞれ出力する。そして、これらのデジタル信号を下記の式（８）に示すように合成し、等化信号としてＸＥＩ'［ｋ］＋ｊＸＥＱ'［ｋ］、ＹＥＩ'［ｋ］＋ｊＹＥＱ'［ｋ］をそれぞれ出力する（ステップＳ１４）。また、これらの出力信号をタップ係数制御部２４３０にフィードバックすることによりタップ係数を更新する。式（８）中、「＊」はコンボリューション（たたみ込み）を表す。
XE'I[k]+jXE'Q[k] = hxx[k]*(X'I[k]+jX'Q[k])+hxy[k]*(Y'I[k]+jY'Q[k])
YE'I[k]+jYE'Q[k] = hyx[k]*(X'I[k]+jX'Q[k])+hyy[k]*(Y'I[k]+jY'Q[k])
（８）
【００４４】
本実施形態では、位相再生部２４４０を備えた構成とした。位相再生部２４４０は、光同期検波における局部発振光の線幅などに起因した位相雑音や、局部発振光と送信側光信号の周波数の不一致（周波数オフセット）によって生じる等化信号ＸＥＩ'［ｋ］＋ｊＸＥＱ'［ｋ］、ＹＥＩ'［ｋ］＋ｊＹＥＱ'［ｋ］の位相回転を搬送波位相／周波数推定処理によって補正する（ステップＳ１５）。そして、第１の等化信号ＸＥＩ［ｋ］＋ｊＸＥＱ［ｋ］、および第２の等化信号ＹＥＩ［ｋ］＋ｊＹＥＱ［ｋ］を出力する。搬送波位相／周波数推定処理には、Ｆｅｅｄ  Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｍ−ｔｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ  Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ、Ｐｒｅ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｂａｓｅｄ  Ａｎｇｌｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒなどの手法を用いることができる。
【００４５】
信号選択部２４５０は、第１の等化信号ＸＥＩ［ｋ］＋ｊＸＥＱ［ｋ］と、第２の等化信号ＹＥＩ［ｋ］＋ｊＹＥＱ［ｋ］の絶対値を比較する（ステップＳ１６）。そして、大きい方を選択して出力信号ＥＩ［ｋ］＋ｊＥＱ［ｋ］として復調処理部２３４０に出力する。すなわち、第１の等化信号の絶対値ＸＥが第２の等化信号の絶対値ＹＥよりも大きい場合（ステップＳ１６／ＹＥＳ）、信号選択部２４５０は第１の等化信号の絶対値ＸＥを出力する（ステップＳ１７）。また、第１の等化信号の絶対値ＸＥが第２の等化信号の絶対値ＹＥよりも大きくない場合（ステップＳ１６／ＮＯ）、信号選択部２４５０は第２の等化信号の絶対値ＹＥを出力する（ステップＳ１８）。
【００４６】
図６に、本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器２０００によって、単一偏光ＱＰＳＫ光信号を再生した信号のコンスタレーションを示す。このときの単一偏光ＱＰＳＫ光信号の偏光状態は、ポアンカレ球で表示したとき偏光角θ＝０°、楕円率χ＝０°近傍となる偏光状態である。図６の結果から本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器２０００によれば、図１３に示した関連するデジタルコヒーレント受信装置を用いた場合と比べ、良好な信号品質が得られることがわかる。これにより、単一偏光信号のようにＸ偏光成分とＹ偏光成分とで振幅に差が生じる場合であっても、安定した受信感度が得られることが分かる。
【００４７】
なお、信号選択部２４５０における処理を迂回することによって、偏光方向によって振幅に差が生じない偏波状態である偏光多重信号であっても、本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器２０００によって復調することが可能である。すなわち、本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器２０００によれば、定包絡線アルゴリズム（ＣＭＡ）を用いた場合であっても、搬送波の偏波状態に依存することなく良好な受信感度を得ることができる。
【００４８】
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態においては、受信信号処理装置をデジタルコヒーレント光受信器として用いる場合について説明する。
【００４９】
本実施形態によるデジタルコヒーレント光受信器３０００は、偏光ビームスプリッタ２１００、局部発振器２２００、および信号光受信部３３００を有する。そして、信号光受信部３３００は、９０度ハイブリッド回路２３１１、２３１２、光電変換器２３２１〜２３２４、Ａ／Ｄ変換器２３３１〜２３３４、偏波再生部３４００、および復調処理部２３４０を備える。本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器３０００は、偏波再生部３４００の構成が第２の実施形態によるデジタルコヒーレント光受信器２０００と異なる。その他の構成は第２の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器２０００と同様であるから、その説明は省略する。
【００５０】
図７に、本実施形態による偏波再生部３４００の構成を示す。偏波再生部３４００は、パワー分岐比算出部３４１０、フィルタ部を構成するＦＩＲフィルタ３４２１、３４２２、タップ係数制御部３４３０、位相再生部３４４０、位相遅延算出部３４５０、および位相差補正部３４６０を備える。ここで、上述した偏波分離部と、パワー分岐比算出部３４１０、ＦＩＲフィルタ３４２１、３４２２、タップ係数制御部３４３０、位相遅延算出部３４５０、および位相差補正部３４６０が受信信号処理装置を構成している。
【００５１】
偏波再生部３４００は、第２の実施形態による偏波再生部２４００と比べて、位相遅延算出部３４５０および位相差補正部３４６０を備え、信号選択部２４５０が不要である点が異なる。また、フィルタ部を構成するＦＩＲフィルタ３４２１、３４２２がバタフライ型でない点が特徴である。
【００５２】
位相遅延算出部３４５０は、各偏光信号の等化後の信号である第１の等化信号と第２の等化信号との平均位相遅延δを算出する。また、位相差補正部３４６０は、この平均位相遅延δを用いて、第１の等化信号と第２の等化信号との位相差を補正し合成したうえで出力する。
【００５３】
図８に、偏波再生部３４００の動作を説明するためのフローチャートを示す。以下では、図７と図８用いて偏波再生部３４００の動作を説明する。
【００５４】
まず、パワー分岐比算出部３４１０は、各デジタル信号ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、およびＹＱ［ｋ］から、上述の式（５）で表される平均パワー分岐比α［ｋ］を求める（図８のステップＳ２１）。ここで、ＸＩ［ｋ］、ＸＱ［ｋ］、ＹＩ［ｋ］、およびＹＱ［ｋ］は、それぞれＸ偏光の信号の実部と虚部、Ｙ偏光の信号の実部と虚部を表わす。
【００５５】
タップ係数制御部３４３０は、上述の式（５）によって求めた平均パワー分岐比α［ｋ］を用いて、上述の式（６）で表される誤差関数εx［ｋ］、εy［ｋ］を算出する（ステップＳ２２）。ここまでの動作は、第２の実施形態による偏波再生部２４００の動作と同じである。
【００５６】
タップ係数制御部３４３０は、この誤差関数εx［ｋ］、εy［ｋ］に基づいて下記の式（９）に従ってＦＩＲフィルタ３４２１、３４２２のタップ係数を更新する（ステップＳ２３）。式（９）中、「μ」は収束係数であり任意に設定できる定数である。
hxx[k+1]=hxx[k]+μεx[k](XI[k]+jXQ[k])(X'I[k]-jX'Q[k])
hyy[k+1]=hyy[k]+μεy[k](YI[k]+jYQ[k])(Y'I[k]-jY'Q[k])
（９）
【００５７】
ＦＩＲフィルタ３４２１、３４２２は、デジタル信号ＸＩ［ｋ］＋ｊＸＱ［ｋ］、およびデジタル信号ＹＩ［ｋ］＋ｊＹＱ［ｋ］にそれぞれ下記の式（１０）で表わされる等化処理を施し、第１の等化信号ＸＩ'［ｋ］＋ｊＸＱ'［ｋ］、および第２の等化信号ＹＩ'［ｋ］＋ｊＹＱ'［ｋ］をそれぞれ出力する（ステップＳ２４）。式（１０）中、「＊」はコンボリューション（たたみ込み）を表す。
Ｘ’Ｉ［ｋ］＋ｊＸ’Ｑ［ｋ］＝（ＸＩ［ｋ］＋ｊＸＱ［ｋ］）＊ｈｘｘ［ｋ］
Ｙ’Ｉ［ｋ］＋ｊＹ’Ｑ［ｋ］＝（ＹＩ［ｋ］＋ｊＹＱ［ｋ］）＊ｈｙｙ［ｋ＋１］
（１０）
【００５８】
位相遅延算出部３４５０は、第１の等化信号ＸＩ'［ｋ］＋ｊＸＱ'［ｋ］と、第２の等化信号ＹＩ'［ｋ］＋ｊＹＱ'［ｋ］の絶対値を比較する（ステップＳ２５）。そして、第２の等化信号ＹＩ'［ｋ］＋ｊＹＱ'［ｋ］に対する第１の等化信号ＸＩ'［ｋ］＋ｊＸＱ'［ｋ］の平均位相遅延δ［ｋ］を、等化信号の絶対値に応じて下記の式（１１）、（１２）により算出する。両式中、「Ｌ」は平均化に用いるシンボル数を表す。
2014154926.tif 000005
2014154926.tif 000006
【００５９】
すなわち、位相遅延算出部３４５０は、第１の等化信号Ｘ'の絶対値が第２の等化信号Ｙ'の絶対値よりも小さい場合（ステップＳ２５／ＹＥＳ）、上式（１１）で示される第１の平均位相遅延を算出する（ステップＳ２６）。逆に、第１の等化信号Ｘ'の絶対値が第２の等化信号Ｙ'の絶対値よりも小さくない場合（ステップＳ２５／ＮＯ）、上式（１２）で示される第２の平均位相遅延を算出する（ステップＳ２７）。
【００６０】
位相差補正部３４６０は、位相遅延算出部３４５０によって求められた平均位相遅延δ［ｋ］を用いて、下記の式（１３）により第１の等化信号ＸＩ'［ｋ］＋ｊＸＱ'［ｋ］と第２の等化信号ＹＩ'［ｋ］＋ｊＹＱ'［ｋ］の位相差を補正し合成信号Ｅ’を出力する（ステップＳ２８）。これにより、受信信号のＳ／Ｎ比を改善することができる。
Ｅ’Ｉ［ｋ］＋ｊＥ’Ｑ［ｋ］
＝Ｘ’Ｉ［ｋ］＋ｊＸ’Ｑ［ｋ］＋ｅｊδ［ｋ］（Ｙ’Ｉ［ｋ］＋ｊＹ’Ｑ［ｋ］）
（１３）
【００６１】
本実施形態では、位相再生部３４４０を備えた構成とした。位相再生部３４４０は、光同期検波における局部発振光の線幅などに起因した位相雑音や、局部発振光と送信側光信号の周波数の不一致（周波数オフセット）によって生じる合成信号ＥＳ'［ｋ］＝ＥＩ'［ｋ］＋ｊＥＱ'［ｋ］の位相回転を搬送波位相／周波数推定処理によって補正する（ステップＳ２９）。そして、補正後の合成信号ＥＳ［ｋ］＝ＥＩ［ｋ］＋ｊＥＱ［ｋ］を出力する。搬送波位相／周波数推定処理には、Ｆｅｅｄ  Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｍ−ｔｈ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ  Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ、Ｐｒｅ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｂａｓｅｄ  Ａｎｇｌｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒなどの手法を用いることができる。
【００６２】
図９に、本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器３０００によって、単一偏光ＱＰＳＫ光信号を再生した信号のコンスタレーションを示す。このときの単一偏光ＱＰＳＫ光信号の偏光状態は、ポアンカレ球で表示したとき偏光角θ＝０°、楕円率χ＝０°近傍となる偏光状態である。図９の結果から本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器３０００によれば、図１３に示した関連するデジタルコヒーレント受信装置を用いた場合と比べ、良好な信号品質が得られることがわかる。
【００６３】
このように、本実施形態のデジタルコヒーレント光受信器３０００によれば、単一偏光信号のようにＸ偏光成分とＹ偏光成分とで振幅に差が生じるような偏光状態の場合であっても、安定した受信感度が得られる。さらに、バタフライ型ＦＩＲフィルタに比べて回路規模を削減することができ、また、適応フィルタの収束がより安定するという効果が得られる。
【００６４】
また、偏波再生部３４００は、図１０に示すように位相遅延制御部３４７０をさらに備えた構成とすることができる。位相遅延制御部３４７０は、位相遅延算出部３４５０から平均位相遅延δ［ｋ］を取得し、平均位相遅延δ［ｋ］の時間変化が所定値を超えないように制御した平均位相遅延を位相差補正部３４６０に出力する。このような構成とすることにより、位相遅延算出部３４５０から出力される平均位相遅延δ［ｋ］がランダム値となる場合であっても、位相差補正部３４６０においてＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。
【００６５】
平均位相遅延δ［ｋ］がランダム値となる原因としては、例えば平均位相遅延δ［ｋ］が有限の値（例えば、０≦δ＜２π）であっても、上限または下限を超えた平均位相遅延δ［ｋ］の値が折り返されているラップ現象などが考えられる。そこで、位相遅延制御部３４７０において、位相遅延算出部３４５０から出力される平均位相遅延δ［ｋ］がランダムになるかどうかを判定し、平均位相遅延δ［ｋ］の時間変化が所定値を超えないように制御する構成とすることができる。
【００６６】
図１１に、位相遅延算出部３４５０と位相遅延制御部３４７０の動作を説明するためのフローチャートを示す。以下では、図１０と図１１用いて偏波再生部３４００の動作を説明する。
【００６７】
位相遅延算出部３４５０は、平均位相遅延δ［ｋ］を算出し、位相遅延制御部３４７０に出力する（ステップＳ３１）。位相遅延制御部３４７０は１サンプル前にサンプリングした平均位相遅延δ［ｋ-１］との差である平均位相遅延差Ｄ＝｜δ［ｋ］−δ［ｋ-１］｜を算出する（ステップＳ３２）。位相遅延制御部３４７０は平均位相遅延差Ｄの大きさと所定のしきい値Ｄｔｈの大きさを比較する（ステップＳ３３）。平均位相遅延差Ｄの大きさが所定のしきい値Ｄｔｈよりも大きい場合（ステップＳ３３／ＹＥＳ）、１サンプル前にサンプリングした平均位相遅延δ［ｋ-１］を出力する（ステップＳ３４）。平均位相遅延差Ｄの大きさが所定のしきい値Ｄｔｈよりも大きくない場合（ステップＳ３３／ＮＯ）、サンプリングした平均位相遅延δ[ｋ]をそのまま出力する（ステップＳ３５）。
【００６８】
ここで、しきい値Ｄｔｈの値は任意に設定することができる。また、位相遅延制御部３４７０は、所定のシンボル数ｋｒｅに達したらリセットする機能を持つこととしてもよい。リセットした時に、δ[ｋｒｅ−１]=δ[ｋｒｅ]として平均位相遅延差Ｄの算出を再開する。所定のシンボル数ｋｒｅも任意に設定することができる。
【００６９】
このような構成とすることにより、平均位相遅延δ［ｋ］がランダム値となる場合であっても、Ｓ／Ｎ比を改善することが可能となる。
【００７０】
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００７１】
１００    受信信号処理装置
１１０    偏波分離部
１２０    パワー分岐比算出部
１３０    フィルタ部
１４０    タップ係数制御部
１５０    信号選択部
２０００、３０００    デジタルコヒーレント光受信器
２１００    偏光ビームスプリッタ
２２００    局部発振器
２３００、３３００    信号光受信部
２３１１、２３１２    ９０度ハイブリッド回路
２３２１〜２３２４    光電変換器
２３３１〜２３３４    Ａ／Ｄ変換器
２３４０    復調処理部
２４００、３４００    偏波再生部
２４１０、３４１０    パワー分岐比算出部
２４２１〜２４２４、３４２１、３４２２    ＦＩＲフィルタ
２４３０、３４３０    タップ係数制御部
２４４０、３４４０    位相再生部
２４５０    信号選択部
３４５０    位相遅延算出部
３４６０    位相差補正部
３４７０    位相遅延制御部
【図１】
2014154926.tif 000007
【図２】
2014154926.tif 000008
【図３】
2014154926.tif 000009
【図４】
2014154926.tif 000010
【図５】
2014154926.tif 000011
【図６】
2014154926.tif 000012
【図７】
2014154926.tif 000013
【図８】
2014154926.tif 000014
【図９】
2014154926.tif 000015
【図１０】
2014154926.tif 000016
【図１１】
2014154926.tif 000017
【図１２】
2014154926.tif 000018
【図１３】
2014154926.tif 000019