(57)【要約】【課題】半導体素子とその制御回路を接続する制御信号線に挿入するノイズフィルタによる損失を低減し、かつ制御信号線に流れるノイズ電流を抑制して発生する放射ノイズを低減する。【解決手段】上アームの半導体素子同士を接続する配線と下アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスを同一とし、上アームの半導体素子と制御回路とを接続する制御信号線に流れるノイズ電流を抑制することによって、下アームの半導体素子と制御回路とを接続する制御信号線のみにノイズフィルタを設ける。【選択図】図１
2014171280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体素子と、上記半導体素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
上アームの半導体素子と下アームの半導体素子とを直列接続したハーフブリッジ回路を複数備え、上記ハーフブリッジ回路は並列接続され、隣り合うハーフブリッジ回路を並列接続する配線は、上記上アームの半導体素子同士を接続する配線と、上記下アームの半導体素子同士を接続する配線とを備え、
隣り合うハーフブリッジ回路において、上記上アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスと、上記下アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスとを同一とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記半導体素子は、それぞれの半導体素子に割り当てられた制御信号線によって上記制御回路に接続され、
上記各制御信号線のうち、上記下アームの半導体素子に接続される制御信号線に、スイッチング動作により発生するノイズ電流を除去するノイズフィルタを挿入することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記各制御信号線は、上記各半導体素子を駆動する信号を送信するための第１及び第２の信号線を含むことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御回路は、上記各半導体素子に流れる電流をセンスするための電流センス回路をそれぞれに備え、
上記各制御信号線は、上記各半導体素子のコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流量を示す信号を送信する第３の信号線をさらに含むことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記ノイズフィルタは、コモンモードインダクタであることを特徴とする請求項２〜４のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記ノイズフィルタは、ノーマルモードインダクタであることを特徴とする請求項２又は３記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記ノイズフィルタは、ノーマルモードインダクタであることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記コモンモードインダクタは、コモンモードコイルであることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記コモンモードインダクタは、上記制御信号線それぞれに中空のコアを設け、上記各コアに上記各制御信号線を貫通させるように形成することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記ノーマルモードインダクタは、ノーマルモードコイルであることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記ノーマルモードインダクタは、ノーマルモードコイルであることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１２】
上記ノーマルモードインダクタは、上記各第１及び第２の信号線それぞれに中空のコアを設け、各コアに上記各第１及び第２の信号線を貫通させるように形成することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項１３】
上記ノーマルモードインダクタは、上記各第１〜第３の信号線それぞれに中空のコアを設け、各コアに上記各第１〜第３の信号線を貫通させるように形成することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１４】
上記コアは、上記制御信号線に磁気的に結合するように近接して貫通させるリング形状を有することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１５】
上記ノイズフィルタは、上記制御回路内に設けたことを特徴とする請求項２〜１４のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１６】
上記ノイズフィルタは、上記制御回路と、上記下アームの半導体素子との接続部に設けることを特徴とする請求項２〜１４のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体素子を制御する制御回路を備えた電力変換装置に関し、特に、半導体素子から制御回路に流れるノイズ電流を抑制することによって放射ノイズを低減する手段を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体素子がスイッチング動作することによって、電力変換装置と電源とを接続する入力ケーブル及び電力変換装置と負荷とを接続する出力ケーブルにノイズ電流が流れ、入力ケーブル及び出力ケーブルから放射ノイズが発生するという問題がある。この主要な要因は、半導体素子と制御回路とを接続する制御信号線にスイッチング動作に基づくノイズ電流が流れることにある。このノイズ電流を抑制する手段として、例えば特許文献１にはノイズフィルタとしてコモンモードリアクトルを上記制御信号線に挿入することが開示され、特に当該コモンモードリアクトルを半導体素子近傍に配置されることが開示されている。ここにおいて、同技術を実施するにあたって、電力変換装置を構成する上下アームの６個の半導体素子に接続される制御信号線すべてにコモンモードリアクトルが挿入されることは一般的な技術である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−２４４５７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、引用文献１に開示の電力変換装置の構成においては、たとえノイズフィルタとしてコモンモードリアクトルを利用したとしても、制御信号線に挿入されるノイズフィルタのインピーダンスのノーマルモード成分はゼロではなく、さらに半導体素子のスイッチング動作を制御するための信号はノーマルモードで伝わるので、ノイズフィルタにおいて挿入損失が発生する。従って、上述したような上下アームの６個の半導体素子に接続される制御信号線すべてにノイズフィルタを挿入する場合には、ノイズフィルタを挿入しない場合に比べて挿入損失が増加してしまうという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、ノイズフィルタを挿入することによる挿入損失を低減し、かつ放射ノイズを低減する電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る電力変換装置は、半導体素子と、上記半導体素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
上アームの半導体素子と下アームの半導体素子とを直列接続したハーフブリッジ回路を複数備え、上記ハーフブリッジ回路は並列接続され、隣り合うハーフブリッジ回路を並列接続する配線は、上記上アームの半導体素子同士を接続する配線と、上記下アームの半導体素子同士を接続する配線とを備え、
隣り合うハーフブリッジ回路において、上記上アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスと、上記下アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスとを同一とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る電力変換装置によれば、上アームの半導体素子と制御回路を接続する制御信号線へのノイズフィルタ挿入が不要となるので、ノイズフィルタ挿入による挿入損失を従来に比べて低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置１００及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。
【図２】図１の電力変換装置１００の主回路１に流れるノイズ電流２３の一例を示すブロック図である。
【図３】図２のノイズ電流２３発生時において、図１の主回路１に誘起されたノイズ電圧３１、３２を示すブロック図である。
【図４】図３のノイズ電圧３１、３２発生時において、図１の制御回路２０に流れるノイズ電流４１の一例を示すブロック図である。
【図５】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの構成を図示するブロック図である。
【図６】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。
【図７】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。
【図８】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態に係る電力変換装置１００Ａ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。
【図１０】図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの構成を図示するブロック図である。
【図１１】図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。
【図１２】図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。
【図１３】図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。
【図１４】図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を示す斜視図である。
【図１５】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。
【図１６】図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。
【図１７】本発明の第１２の実施の形態に係る電力変換装置１００Ｂ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。
【図１８Ａ】図１７の電力変換装置１００Ｂの発生する放射ノイズを測定したグラフである。
【図１８Ｂ】図１７の電力変換装置１００Ｂの発生する放射ノイズを測定したグラフである。
【図１９】本発明の第１３の実施の形態に係る電力変換装置の主回路１Ｂ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である
【図２０】本発明の第１３の実施の形態に係る電力変換装置のコモンモードコイル９１の構成を図示するブロック図である。
【図２１】本発明の第１４の実施の形態に係るコモンモードコイル９２の構成を図示するブロック図である。
【図２２】本発明の第１の実施の形態に係る図１の電力変換装置１００の上面図である。
【図２３】本発明の第１５の実施の形態に係る電力変換装置の上面図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施の形態において、同様の構成要素については同一の符号を付して説明は省略する。
【００１０】
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置１００及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。図１において、電力変換装置１００は、主回路電源６から供給された直流電圧を所定の電圧及び所定の周波数の交流電圧に変換してモータ８に出力する主回路１と、当該主回路１を制御する制御回路２０と、当該制御回路２０に電力を供給する制御回路電源１３と、主回路１及び制御回路２０間に挿入されたノイズフィルタ５ａ，５ｂ，５ｃとから構成される。また、主回路１は、６個の第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃと、当該第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃそれぞれに対して逆並列にフリーホイールダイオードとして接続された高周波用ダイオード２ａｄ，２ｂｄ，２ｃｄ，３ａｄ，３ｂｄ及び３ｃｄと、主回路電源６に並列接続された平滑コンデンサ４とから構成される。
【００１１】
図１において、第１の半導体素子２ａと第２の半導体素子３ａとを直列接続した第１のハーフブリッジ回路と、第３の半導体素子と第４の半導体素子とを直列接続した第２のハーフブリッジ回路と、第５の半導体素子と第６の半導体素子とを直列接続した第３のハーフブリッジ回路とを構成し、第１及び第２のハーフブリッジ回路を並列接続し、第２及び第３のハーフブリッジ回路を並列接続する。ここで、第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃとしてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用し、各第１、第３及び第５の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃのコレクタ端子Ｔ１、Ｔ２及びＴ３がそれぞれ接続された３個の第１、第３及び第５の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃが上アーム２を構成し、各第２、第４及び第６の半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃのエミッタ端子Ｔ４、Ｔ５及びＴ６がそれぞれ接続された３個の第２、第４及び第６の半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃが下アーム３を構成する。
【００１２】
図１において、上アーム２の第１、第３及び第５の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃのコレクタ端子Ｔ１、Ｔ２及びＴ３は、当該コレクタ端子Ｔ１、Ｔ２及びＴ３間を接続する配線並びに入力ケーブル７を介して主回路電源６の正側と接続され、下アーム３の第２、第４及び第６の半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃのエミッタ端子Ｔ４、Ｔ５及びＴ６は、当該コレクタ端子Ｔ４、Ｔ５及びＴ６間を接続する配線並びに入力ケーブル７を介して主回路電源６の負側と接続される。ここで、上アーム２の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１と上アーム２の第３の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２とを接続する配線の長さＬ１と、下アーム３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４と下アーム３の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５とを接続する配線の長さＬ２とは同一である。また、上アーム２の第３の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２と上アーム２の第５の半導体素子２ｃのコレクタ端子Ｔ３とを接続する配線の長さＬ３と、下アーム３の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５と下アーム３の第６の半導体素子３ｃのエミッタ端子Ｔ６とを接続する配線の長さＬ４とは同一である。すなわち、上アームの半導体素子と下アームの半導体素子とを直列接続したハーフブリッジ回路を複数備え、ハーフブリッジ回路は並列接続され、隣り合うハーフブリッジ回路を並列接続する配線は、上アームの半導体素子同士を接続する配線とを備え、上アームの半導体素子同士を接続する配線の長さと下アームの半導体素子同士を接続する配線の長さは同一である。
【００１３】
上述した構成によれば、隣り合うハーフブリッジ回路において、上アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスと、下アームの半導体素子同士を接続する配線のインダクタンスとは同一となるので、すなわち、図２のインダクタンス２４と図２のインダクタンス２５とは同一となるので、後述するように、図３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子と第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子との電位差３３が図２のノイズ電流２３発生時に誘起されるノイズ電圧３１、３２から受ける影響を抑制することができる。従って、上アーム２の半導体素子２ａ、２ｂと駆動回路２１ａ、２１ｂとを接続する制御信号線Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２に流れるノイズ電流を抑制することができるので、後述するように、制御信号線Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２にスイッチング動作により発生するノイズ電流を除去するノイズフィルタを設ける必要がなくなる。
【００１４】
図１において、上アーム２の第１の半導体素子２ａのエミッタ端子と下アーム３の第２の半導体素子３ａのコレクタ端子とが接続され、上アーム２の第３の半導体素子２ｂのエミッタ端子と下アーム３の第４の半導体素子３ｂのコレクタ端子とが接続され、上アーム２の第５の半導体素子２ｃのエミッタ端子と下アーム３の第６の半導体素子３ｃのコレクタ端子とが接続され、各接続部は出力ケーブル９を介してモータ８と接続される。
【００１５】
図１において、Ｕ相の上アーム２の第１の半導体素子２ａのゲート端子は、制御信号線Ｓ１１によって制御回路２０の駆動回路２１ａに接続され、Ｖ相の上アーム２の第３の半導体素子２ｂのゲート端子は、制御信号線Ｓ２１によって制御回路２０の駆動回路２１ｂに接続され、Ｗ相の上アーム２の第５の半導体素子２ｃのゲート端子は、制御信号線Ｓ３１によって制御回路２０の駆動回路２１ｃに接続される。また、Ｕ相の上アーム２の第１の半導体素子２ａのエミッタ端子は、制御信号線Ｓ１２によって制御回路２０の駆動回路２２ａに接続され、Ｖ相の上アーム２の第３の半導体素子２ｂのエミッタ端子は、制御信号線Ｓ２２によって制御回路２０の駆動回路２１ｂに接続され、Ｗ相の上アーム２の第５の半導体素子２ｃのエミッタ端子は、制御信号線Ｓ３２によって制御回路２０の駆動回路２１ｃに接続される。
【００１６】
図１において、Ｕ相の下アーム３の第２の半導体素子３ａのゲート端子は、ノイズフィルタ５ａを介して駆動回路２２ａに制御信号線１２ａによって接続され、Ｖ相の下アーム３の第４の半導体素子３ｂのゲート端子は、ノイズフィルタ５ｂを介して駆動回路２２ｂに制御信号線１２ｂによって接続され、Ｗ相の下アーム３の第６の半導体素子３ｃのゲート端子は、ノイズフィルタ５ｃを介して駆動回路２２ｃに制御信号線１２ｃによって接続される。すなわち、各半導体素子は、それぞれの半導体素子に割り当てられた制御信号線によって制御回路に接続され、各制御信号線のうち、下アームの半導体素子に接続される制御信号線に、スイッチング動作により発生するノイズ電流を除去するノイズフィルタを挿入する。
【００１７】
また、図１において、Ｕ相の下アーム３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子は、ノイズフィルタ５ａを介して制御回路２０の駆動回路２２ａに制御信号線１２ａによって接続され、Ｖ相の下アーム３の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子は、ノイズフィルタ５ｂを介して制御回路２０の駆動回路２２ｂに制御信号線１２ｂによって接続され、Ｗ相の下アーム３の第６の半導体素子３ｃのエミッタ端子は、ノイズフィルタ５ｃを介して制御回路２０の駆動回路２２ｃに制御信号線１２ｃによって接続される。ここで、ノイズフィルタ５ａ、５ｂ及び５ｃは、各第２、第４及び第６の半導体素子３ａ、３ｂ及び３ｃのスイッチング動作により発生するノイズ電流を除去する。
【００１８】
図１において、制御信号線１２ａは、第２の半導体素子３ａのゲート端子に接続される第１の信号線と、第２の半導体素子３ｂのエミッタ端子に接続される第２の信号線とから構成され、当該第１及び第２の信号線は、半導体素子３ａを駆動させる信号を送信する。すなわち、各制御信号線は、各半導体素子を駆動する信号を送信するための第１及び第２の信号線を含む。なお、他の制御信号線１２ｂ及び１２ｃにおいても同様である。
【００１９】
図１において、駆動回路２２ａ、２２ｂは、下アーム３の第２及び第４半導体素子３ａ、３ｂを制御するための駆動信号を生成して、当該駆動信号を制御信号線１２ａ、１２ｂによってノーマルモードで半導体素子３ａ、３ｂに送信する。ここで、ノイズフィルタ５ａ、５ｂのインピーダンスのノーマルモード成分によりノイズフィルタ５ａ、５ｂにおいて挿入損失が発生する。
【００２０】
上述した構成によると、上アーム２の第１及び第３の半導体素子２ａ、２ｂと駆動回路２１ａ、２１ｂとを接続する制御信号線Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２にはノイズフィルタを挿入せず、下アーム３の第２及び第４の半導体素子３ａ、３ｂと駆動回路２２ａ、２２ｂとを接続する制御信号線１２ａ、１２ｂのみにノイズフィルタ５ａ、５ｂを挿入するので、第１〜第６の半導体素子それぞれに対してノイズフィルタを挿入する従来技術と比較すると、ノイズフィルタを削減することができ、強いてはノイズフィルタによる挿入損失を低減し、かつ従来と同等の放射ノイズ低減効果を得ることができる。なお、図４に図示するように、駆動回路２１ａ，２１ｂ，２１ｃは、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ４２を介して制御回路電源１３と接続されてもよく、下アーム３の半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃのコレクタ端子とゲート端子との間に発生するミラー電流が流れるように半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃのゲート端子とエミッタ端子Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６との間に容量Ｃ１、Ｃ２及びＣ３をそれぞれ接続してもよい。この場合においても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２１】
以上のように構成された電力変換装置１００の動作及び作用効果について以下に説明する。
【００２２】
図２は、図１の電力変換装置１００の主回路１に流れるノイズ電流２３の一例を示すブロック図である。図２において、主回路電源６からの直流電圧が平滑コンデンサ４によって平滑され、主回路１を構成する第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ，３ｃのスイッチング動作に基づいて、平滑された直流電圧を所定の周波数及び電圧の交流電圧に変換してモータ８に出力する。ここで、例えば、Ｕ相の第１及び第２の半導体素子２ａ、３ａと、Ｖ相の第３及び第４の半導体素子２ｂ、３ｂとのスイッチング動作によって、ノイズ電流２３が発生する。
【００２３】
図３は、図２のノイズ電流２３発生時において、図１の主回路１に誘起されたノイズ電圧３１、３２を示すブロック図である。図３において、主回路１に図２のノイズ電流２３が流れると、上アーム２の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１と上アーム２の第３の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２との配線によるインダクタンス２４によってノイズ電圧３１が誘起され、下アーム３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４と下アーム３の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５との配線によるインダクタンス２５によってノイズ電圧３２が誘起される。従って、図３のノイズ電圧３２は、下アーム３のＵ相の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４と下アーム３のＶ相の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５との電位差３４として現れ、ノイズ電圧３１とノイズ電圧３２との差分の電圧は、上アーム２のＵ相の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子とＶ相の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子との電位差３３として現れる。
【００２４】
図４は、図３のノイズ電圧３１、３２発生時において、図１の制御回路２０に流れるノイズ電流４１の一例を示すブロック図である。図４において、図３において述べたように下アーム３のＵ相の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４とＶ相の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５との間に電位差３４が発生し、第２の半導体素子３ａから制御回路２０の方向にノイズ電流４１が流れる。従って、Ｕ相の第２の半導体素子３ａと駆動回路２１ａとを接続する制御信号線１２ａ、１２ｂ及び制御回路電源ケーブル１４に流れるノイズ電流４１によって放射ノイズが発生する。
【００２５】
図５は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの構成を図示するブロック図である。図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａとして、図５に図示するコモンモードインダクタであるコモンモードコイル５１が用いられている。このコモンモードコイル５１は、例えば第１の制御信号線１２ａを中空の円形状のコアに貫通させるようにコイル状に巻きつけて（巻回して）形成し、図４のノイズ電流４１のような、第１の制御信号線１２ａにコモンモードで流れるノイズ電流を抑制し、第１の制御信号線１２ａと制御回路電源ケーブル１４から発生する放射ノイズを低減することができる。なお、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ｂ、５ｃについても同様にコモンモードコイルが用いられており、第２及び第３の制御信号線１２ｂ、１２ｃにコモンモードで流れるノイズ電流を抑制し、第２及び第３の制御信号線１２ｂ、１２ｃ及び制御回路電源ケーブル１４から発生される放射ノイズを低減することができる。
【００２６】
以上の実施の形態に係る電力変換装置１００によれば、上アーム２の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１と第２の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２とを接続する配線のインダクタンス２４と、下アーム３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４と第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５とを接続する配線のインダクタンス２５とを同一とするので、上アーム２の半導体素子２ａ、２ｂと駆動回路２１ａ、２１ｂとを接続する制御信号線Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２に流れるノイズ電流を抑制することができる。
【００２７】
また、本実施の形態に係る電力変換装置１００によれば、上アーム２の第１及び第３の半導体素子２ａ、２ｂと駆動回路２１ａ、２１ｂとを接続する制御信号線Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２にはノイズフィルタを挿入せず、下アーム３の第２及び第４の半導体素子３ａ、３ｂと駆動回路２２ａ、２２ｂとを接続する制御信号線１２ａ、１２ｂのみにノイズフィルタ５ａ、５ｂを挿入するので、半導体素子それぞれに対してノイズフィルタを挿入する従来技術と比較すると、挿入するノイズフィルタを削減することができ、強いてはノイズフィルタによる挿入損失を低減し、かつ従来と同等の放射ノイズ低減効果を得ることができる。
【００２８】
以上の実施の形態において、図２のインダクタンス２４と図２のインダクタンス２３とを同一とするために、上アーム２の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１と上アーム２の第４の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２とを接続する配線の長さＬ１と、下アーム３の第２の半導体素子３ａのエミッタ端子Ｔ４と下アーム３の第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子Ｔ５とを接続する配線の長さＬ２とを同一としたが、本発明はこれに限らず、これら配線の長さＬ１とＬ２とが少し異なっていても、配線Ｌ１、Ｌ２の幅及び厚さを調整することによってインダクタンス２４とインダクタンス２５とが同一となるように調整してもよいし、もしくは配線Ｌ１、Ｌ２を並列導体で構成することによってインダクタンス２４とインダクタンス２５とが同一となるように調整してもよい。
【００２９】
また、以上の実施の形態において、一例としてＵＶ相間に流れるノイズ電流２３及びノイズ電流４１について説明したが、本発明はこれに限らず、ＵＷ相間及びＶＷ相間に流れるノイズ電流に対しても同様である。
【００３０】
さらに、以上の実施の形態において、第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃとしてＩＧＢＴを用いるが、本発明はこれに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）、サイリスタなどのＩＧＢＴ以外の制御系半導体素子を用いてもよい。この場合においても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００３１】
なお、本実施の形態の変形例として、図１の主回路電源６を用いる代わりに交流電源を用いてもよく、その場合は例えばダイオードの整流回路などの交流直流変換回路が図１の主回路１内に備えられる。この場合においても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００３２】
第２の実施の形態．
図６は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａは、図６に図示するように、電力変換装置１００の第１の制御信号線１２ａを中空の円形状のコア５２に一括して貫通させた構成となっている。
【００３３】
以上の構成によれば、中空の円形状のコア５２に貫通させた第１の制御信号線１２ａのコア５２の挿入前後間の浮遊容量は、第１の実施の形態における図５のコモンモードコイル５１の巻線間の浮遊容量と比較すると小さくなる。従って、コア５２のインピーダンスの共振周波数は、コモンモードコイル５１のインピーダンスの共振周波数よりも高くなるので、第１の実施の形態に比較すると、より高周波のノイズ電流を抑制することが可能となる。なお、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ｂ、５ｃについても同様である。
【００３４】
第３の実施の形態．
図７は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａは、図７に図示するように、電力変換装置１００の第１の制御信号線１２ａを構成する各信号線にノーマルモードインダクタであるノーマルモードコイル５３を挿入した構成となっている。
【００３５】
以上の構成によれば、ノーマルモードコイル５３は、第１の実施の形態に係る図５のコモンモードコイル５１のようにコイルを磁気的結合させる必要がなくなる。従って、ノーマルモードコイル５３に小型のコイルを用いることができるので、第１の実施の形態に比較すると、図１のノイズフィルタ５ａをより小型化することができる。さらに、ノーマルモードコイル５３のインピーダンスのノーマルモード成分は、第１の実施の形態に係る図５のコモンモードコイル５１のインピーダンスのノーマルモード成分よりも大きくなるので、第１の実施の形態に比較すると、図１のノイズフィルタ５ａの挿入による挿入損失をより低減することが可能となる。なお、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ｂ、５ｃについても同様である。
【００３６】
第４の実施の形態．
図８は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａは、図８に図示するように、電力変換装置１００の第１の制御信号線１２ａを構成する各信号線毎に中空の円形状のコア５４ａ、５４ｂを貫通させた構成となっている。
【００３７】
以上の構成によれば、第２の実施の形態に係る図６の中空の円形状のコア５２のように信号線２本をコア５２に貫通させる必要がなく、コア５４ａ、５４ｂの中空領域を第２の実施の形態に係る図６のコア５２よりも小さくすることができるので、第１の実施の形態に比較すると、図１のノイズフィルタ５ａをより小型化することができる。
【００３８】
なお、コア５４ａ、５４ｂの形状は、上述したような中空の円形状ではなく、例えば第１〜第３の制御信号線を構成する各信号線に磁気的に結合するように近接して貫通させるリング形状を有する形状であってもよく、その場合は、コア５４のインピーダンスのノーマルモード成分は、第２の実施の形態に係る図６のコア５２のインピーダンスのノーマルモード成分よりも大きくなるので、第２の実施の形態に比較すると、図１のノイズフィルタ５ａの挿入による挿入損失をより低減することが可能となる。なお、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ｂ、５ｃについても同様である。
【００３９】
第５の実施の形態．
図９は、本発明の第５の実施の形態に係る電力変換装置１００Ａ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。図１において、図９の電力変換装置１００Ａは、図１の電力変換装置１００に比較して、主回路１の代わりに主回路１Ａを備え、また制御回路２０の代わりに制御回路２０Ａを備えたことを特徴とする。また、主回路１Ａは、図１の主回路１に比較して、上アーム２Ａを構成する第１、第３及び第５の半導体素子２ａ、２ｂ、２ｃそれぞれのコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流を少量分流させて出力するための電流センス端子１６ａ，１６ｂ，１６ｃをそれぞれに備え、さらに下アーム３Ａを構成する第２、第４及び第６の半導体素子３ａ，３ｂ，３ｃのそれぞれのコレクタとエミッタとの間に流れる電流を少量分流させて出力するための電流センス端子１７ａ，１７ｂ，１７ｃをそれぞれに備えたことを特徴とする。
【００４０】
図９において、制御回路２０Ａは、図１の制御回路２０に比較して、上アーム２Ａの第１、第３及び第５の半導体素子２ａ、２ｂ及び２ｃのコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流をそれぞれにセンスするための電流センス回路１８ａ、１８ｂ及び１８ｃを備え、さらに下アーム３Ａの第２、第４及び第６の半導体素子３ａ、３ｂ及び３ｃのコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流をそれぞれにセンスするための電流センス回路１９ａ、１９ｂ及び１９ｃを備えたことを特徴とする。
【００４１】
図９において、電流センス回路１８ａは、Ｕ相の上アーム２Ａの第１の半導体素子２ａの電流センス端子１６ａと、第１の半導体素子２ａのエミッタ端子との間に第１の制御信号線１２ａａにより接続される。また、電流センス回路１８ｂは、Ｖ相の上アーム２Ａの第３の半導体素子２ｂの電流センス端子１６ｂと、第３の半導体素子２ｂのエミッタ端子との間に第２の制御信号線１２ｂｂにより接続される。さらに、電流センス回路１８ｃは、Ｗ相の上アーム２Ａの第５の半導体素子２ｃの電流センス端子１６ｃと、第５の半導体素子２ｃのエミッタ端子との間に第３の制御信号線１２ｃｃにより接続される。
【００４２】
図９において、電流センス回路１９ａは、Ｕ相の下アーム３Ａの第２の半導体素子３ａの電流センス端子１７ａと、第２の半導体素子３ａのエミッタ端子との間にノイズフィルタ５ａａを介して第１の制御信号線１２ａａにより接続される。また、電流センス回路１９ｂは、Ｖ相の下アーム３Ａの第４の半導体素子３ｂの電流センス端子１７ｂと、第４の半導体素子３ｂのエミッタ端子との間にノイズフィルタ５ｂｂを介して第２の制御信号線１２ｂｂにより接続される。さらに、電流センス回路１９ｃは、Ｗ相の下アーム３Ａの第６の半導体素子３ｃの電流センス端子１７ｃと、第６の半導体素子３ｃのエミッタ端子との間にノイズフィルタ５ｃｃを介して第３の制御信号線１２ｃｃにより接続される。ここで、ノイズフィルタ５ａａ、５ｂｂ及び５ｃｃは、各第２、第４及び第６の半導体素子３ａ、３ｂ及び３ｃのスイッチング動作により発生するノイズ電流を除去する。
【００４３】
図９において、第１の制御信号線１２ａａは、第２の半導体素子３ａのゲート端子に接続される第１の信号線と、第２の半導体素子３ｂのエミッタ端子に接続される第２の信号線と、第２の半導体素子のコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流量を示す信号を送信する第３の信号線とから構成される。すなわち、制御回路は、各半導体素子に流れる電流をセンスするための電流センス回路をそれぞれに備え、各制御信号線は、各半導体素子のコレクタ端子及びエミッタ端子間に流れる電流量を示す信号を送信する第３の信号線をさらに含む。なお、他の第２及び第３の制御信号線１２ｂｂ、１２ｃｃにおいても同様である。
【００４４】
図１０は、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの構成を図示するブロック図である。図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａとして図１０に図示するコモンモードインダクタであるコモンモードコイル６１が用いられている。このコモンモードコイル６１は、例えば中空のコアに第１の制御信号線１２ａａを貫通させるように当該コアにコイル状に巻きつけて（巻回して）形成し、図４のノイズ電流４１のような、第１の制御信号線１２ａａにコモンモードで流れるノイズ電流を抑制し、第１の制御信号線１２ａａと制御回路電源ケーブル１４から発生される放射ノイズを低減することができる。なお、図１の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ｂｂ、５ｃｃについても同様にコモンモードコイル６１が用いられており、第２及び第３の制御信号線１２ｂｂ、１２ｃｃにコモンモードで流れるノイズ電流を抑制し、第２及び第３の制御信号線１２ｂｂ、１２ｃｃ及び制御回路電源ケーブル１４から発生される放射ノイズを低減することができる。
【００４５】
以上のように構成され電力変換装置１００Ａによれば、上述した本発明の第１の実施の形態と同様の効果が得られるとともに、さらに下アーム３の第２の半導体素子３ａと電流センス回路１９ａとの間を接続する第１の制御信号線１２ａａにノイズフィルタ５ａａを挿入するので、下アーム３Ａの第２の半導体素子３ａの電流センス端子１７ａ及び電流センス回路１９ａ間の第１の制御信号線１２ａａに流れるノイズ電流も抑制することができ、より高い放射ノイズ低減効果を得ることができる。同様に、下アーム３の第４及び第６の半導体素子３ｂ及び３ｃにおいても、当該第４及び第６の半導体素子３ｂ及び３ｃと電流センス回路１９ｂ及び１９ｃとの間の第２及び第３の制御信号線１２ｂｂ、１２ｃｃに流れるノイズ電流を抑制することができる。
【００４６】
第６の実施の形態．
図１１は、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａは、図１１に図示するように、電力変換装置１００Ａの第１の制御信号線１２ａａを中空の円形状のコア６２に一括して貫通させた構成となっている。
【００４７】
以上の構成によれば、コア６２に貫通させた第１の制御信号線１２ａａのコア６２の挿入前後間の浮遊容量は、第５の実施の形態における図１０のコモンモードコイル６１の巻線間の浮遊容量と比較すると小さくなる。従って、コア６２のインピーダンスの共振周波数は、コモンモードコイル６１のインピーダンスの共振周波数よりも高くなるので、第５の実施の形態に比較すると、より高周波のノイズ電流を抑制することが可能となる。なお、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ｂｂ、５ｃｃについても同様である。
【００４８】
第７の実施の形態．
図１２は、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａは、図１２に図示するように、電力変換装置１００Ａの第１の制御信号線１２ａａを構成する各信号線にノーマルモモードコイル６３を挿入した構成となっている。
【００４９】
以上の構成によれば、ノーマルモードインダクタであるノーマルモードコイル６３は、第５の実施の形態に係る図９のコモンモードコイル６１のようにコイルを磁気的結合させる必要がなくなる。従って、ノーマルモードコイル６３として小型のコイルを用いることができるので、第５の実施の形態に比較すると、図９のノイズフィルタ５ａａをより小型化することができる。さらに、ノーマルモードコイル６３のインピーダンスのノーマルモード成分は、第５の実施の形態に係る図１０のコモンモードコイル５１のインピーダンスのノーマルモード成分よりも大きくなるので、第５の実施の形態に比較すると、図９のノイズフィルタ５ａａの挿入による挿入損失をより低減することが可能となる。なお、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ｂｂ、５ｃｃについても同様である。
【００５０】
第８の実施の形態．
図１３は、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を図示するブロック図である。図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａは、図１３に図示するように、電力変換装置１００Ａの第１の制御信号線１２ａａを構成する各信号線毎に中空のコア６４ａ、６４ｂ及び６４ｃを貫通させた構成となっている。
【００５１】
以上の構成によれば、第６の実施の形態に係る図１１のコア６２のように信号線３本をコア６２に貫通させる必要がなく、コア６４ａ、６４ｂ及び６４ｃの中空領域を第６の実施の形態に係る図６のコア６２よりも小さくすることができるので、第６の実施の形態に比較すると、図９のノイズフィルタ５ａをより小型化することができる。
【００５２】
なお、コア６４ａ、６４ｂ及び６４ｃの形状として、円形ではなく扁平な形状のものを用いても良く、その場合は、コア６４のインピーダンスのノーマルモード成分は、第６の実施の形態に係る図１１のコア６２のインピーダンスのノーマルモード成分よりも大きくなるので、第６の実施の形態に比較すると、図９のノイズフィルタ５ａａの挿入による挿入損失をより低減することが可能となる。なお、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ｂｂ、５ｃｃについても同様である。
【００５３】
第９の実施の形態．
図１４は、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａの別の構成を示す斜視図である。図１４において、図９の第２の半導体素子２ｂが内蔵されたＩＧＢＴ本体７１と制御回路２０Ａとを接続する接続部７５において、第１の制御信号線１２ａａに接続された制御端子７２ａ，７２ｂ，７２ｃが横並びに配置されている。ここで、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａは、図１４に図示するように、制御端子７２ａ，７２ｂ，７２ｃに中空のコア７３を貫通させた構成となっており、当該コア７３は、第１〜第３の制御信号線１２ａａ、１２ｂｂ及び１２ｃｃに磁気的に結合するように近接して貫通させるリング形状を有している。なお、他の第４及び第６の半導体素子３ｂ、３ｃについても同様である。
【００５４】
以上の構成によれば、本実施の形態に係る中空の扁平形状のコア７３は、第６の実施の形態に係る図１１の中空の円形状のコア６２よりも中空領域を小さくすることができるので、第６の実施の形態と比較すると、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａをより小型化することが可能となる。さらに、第１の制御信号線１２ａａにおいて、図９の制御回路２０Ａを構成する駆動回路２２ａからのノーマルモード信号に対して、漏れ磁束７４が発生しやすくなって、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａのインピーダンスのノーマルモード成分が第５の実施の形態に係る図１０のコモンモードコイル５１のインピーダンスのノーマルモード成分よりも大きくなるので、第５の実施の形態に比較すると、図９のノイズフィルタ５ａａの挿入による挿入損失をより低減することが可能となる。なお、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ｂｂ、５ｃｃについても同様である。
【００５５】
以上の実施の形態において、コア７３に第１の制御信号線１２ａａに接続される制御端子７２ａ，７２ｂ，７２ｃの３本を挿入する場合について説明したが、本発明はこれに限らず、コア７３に例えば制御端子７２ａ、７２ｂなどの２本だけを挿入する構成としてもよい。
【００５６】
第１０の実施の形態．
図１５は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。図１５のコモンモードコイル５１は、第１の実施の形態と比較すると、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａとしてコモンモードインダクタであるコモンモードコイル５１を制御回路２０の内部に配置したことを特徴とする。この構成によると、図１の制御回路２０を内蔵する基板に面実装可能な小型のコモンモードコイルを使用することが可能となるので、第１の実施の形態と比較すると、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａをより小型化することが可能となる。
【００５７】
以上の実施の形態において、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａとしてコモンモードコイル５１を用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らず、図６に示すようなコア５２、図７に示すようなノーマルモードコイル５３、図８に示すようなコア５４を使用してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５８】
また、以上の実施の形態において、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａについて説明したが、本発明はこれに限らず、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａについて実施してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００５９】
第１１の実施の形態．
図１６は、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａの別の構成を図示するブロック図である。図１６の中空の円形状のコア５２は、第１の実施の形態と比較すると、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａとしてコア５２を制御回路２０と半導体素子３ａとの接続部７５に配置したことを特徴とする。この構成によると、図１４に図示するように中空のコア７３をＩＧＢＴ本体７１と一体に組み込むことができるので、第１の実施の形態と比較すると、図１の電力変換装置１００の組み立ての作業効率をより向上させることが可能となる。なお、第４及び第６の半導体素子３ｂ、３ｃにおいても同様である。
【００６０】
以上の実施の形態において、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａとしてコア５２を用いた場合について説明したが、本発明はこれに限らず、図７に示すようなノーマルモードコイル５３、図８に示すようなコア５４を使用してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００６１】
また、以上の実施の形態において、図１の電力変換装置１００のノイズフィルタ５ａについて説明したが、本発明はこれに限らず、図９の電力変換装置１００Ａのノイズフィルタ５ａａについて実施してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
第１２の実施の形態．
図１７は、本発明の第１２の実施の形態に係る電力変換装置１００Ｂ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。図１７の電力変換装置１００Ｂは、図９の電力変換装置１００Ａに比較して、主回路電源６と主回路１Ａとを接続する入力ケーブル７に疑似電源回路網８１を挿入し、制御回路電源１３と制御回路２０Ａとを接続する制御回路電源ケーブル１４に疑似電源回路網８２を挿入し、図９の駆動回路２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２２ａ，２２ｂ，２２ｃにＰＷＭ信号を与えるＰＷＭ信号発生器８３をさらに備えたことを特徴とする。図１７において、制御回路電源ケーブル１４の負側は疑似電源回路網８２の制御回路２０Ａ側において接地され、駆動回路２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２２ａ，２２ｂ，２２ｃは、ＰＷＭ信号ケーブル８４を介してＰＷＭ信号発生器８３にそれぞれ接続される。図１７において、電力変換装置１００Ｂから発生される放射ノイズは測定アンテナ８５により測定される。
【００６３】
図１８Ａは、図１７の電力変換装置１００Ｂの発生する放射ノイズを測定したグラフである。ここで、横軸は周波数を表し、縦軸は放射ノイズの強度を表す。図１８Ａにおいて、Ｌ１は６個の第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃと制御回路２０Ａとを接続する上述したすべての制御信号線にノイズフィルタを挿入しない場合に測定された放射ノイズの強度を示し、Ｌ２は図１７のノイズフィルタ５ａａ、５ｂｂ及び５ｃｃとして図１１のコア６２をそれぞれ挿入し、さらに制御信号線Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３及びＳ３１〜Ｓ３３それぞれに図１１のコア６２を挿入した場合に測定された放射ノイズの強度を示す。
【００６４】
図１８Ｂは、図１７の電力変換装置１００Ｂの発生する放射ノイズを測定したグラフである。ここで、横軸は周波数を表し、縦軸は放射ノイズの強度を表す。図１８Ｂにおいて、Ｌ２は図１７のノイズフィルタ５ａａ、５ｂｂ及び５ｃｃとして図１１のコア６２をそれぞれ挿入し、さらに制御信号線Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３及びＳ３１〜Ｓ３３それぞれにノイズフィルタとして図１１のコア６２を挿入した場合に測定された放射ノイズの強度を示し、Ｌ３は図１７のノイズフィルタ５ａａ、５ｂｂ及び５ｃｃとして図１１のコア６２をそれぞれ挿入し、制御信号線Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３及びＳ３１〜Ｓ３３にノイズフィルタを挿入しない場合に測定された放射ノイズの強度を示す。
【００６５】
図１８Ａ及び図１８Ｂにおいて、上アーム４の３個の第１、第３及び第５の半導体素子２ａ、２ｂ及び２ｃと制御回路２０Ａとを接続した制御信号線Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３、Ｓ３１〜Ｓ３３にノイズフィルタを挿入した場合におけるスイッチング動作により発生するノイズ電流の低減効果はほとんど生じないことがわかる。従って、上アーム４の３個の第１、第３及び第５の半導体素子２ａ、２ｂ及び２ｃと制御回路２０Ａとを接続した制御信号線Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２１〜Ｓ２３、Ｓ３１〜Ｓ３３にノイズフィルタを挿入する必要がないことが理解できる。なお、制御回路電源ケーブル１４は５（ｍ）程度の長いケーブルで接続されており、制御回路ケーブル１４にノイズ電流が流れると放射ノイズが発生しすくなるため、本実施の形態を適用することによるノイズ低減効果はより大きくなる。
【００６６】
第１３の実施の形態．
図１９は、本発明の第１３の実施の形態に係る電力変換装置の主回路１Ｂ及びその周辺の構成要素を示すブロック図である。図１９の主回路１Ｂは、図９の電力変換装置１００Ａの主回路１Ａに比較して、図９の第１の半導体素子２ａの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２を備え、図９の第３の半導体素子２ｂの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｂ３及び半導体素子ｂ４を備え、図９の第５の半導体素子２ｃの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｂ５及び半導体素子ｂ６を備えたことを特徴とする。また、図１９の主回路１Ｂは、図９の電力変換装置１００Ａの主回路１Ａに比較して、図９の第２の半導体素子３ａの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｃ１及び半導体素子ｃ２を備え、図９の第４の半導体素子３ｂの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｃ３及び半導体素子ｃ４を備え、図９の第６の半導体素子３ｃの代わりに相互に並列接続された、半導体素子ｃ５及び半導体素子ｃ６を備えたことを特徴とする。
【００６７】
図１９において、主回路１Ｂは、主回路電源６から供給された直流電圧を所定の電圧及び所定の周波数の交流電圧に変換して出力ケーブル９を介してモータ８に出力する。例えば、図２０の制御回路５０の駆動回路５５は、半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２のスイッチング動作を制御する。なお、半導体素子ｂ３〜ｂ６及びｃ１〜ｃ６についても同様である。
【００６８】
図２０は、本発明の第１３の実施の形態に係る電力変換装置のコモンモードコイル９１の構成を図示するブロック図である。図２０において、制御回路５０は、半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２のスイッチング動作を制御する駆動回路５５と、半導体素子ｂ１のコレクタ端子とエミッタ端子との間に流れる電流をセンスする電流センス回路１７とを備えて構成される。
【００６９】
図２０において、駆動回路５５は、コモンモードコイル９１ｂを介して半導体素子ｂ１のゲート端子と制御信号線Ｓ２により接続されており、コモンモードコイル９１ａを介して半導体素子ｂ２のゲート端子に制御信号線Ｓ１により接続されている。また、電流センス回路１７は、コモンモードコイル９１ｃを介して半導体素子ｂ１の電流センス端子に制御信号線Ｓ３により接続され、コモンモードコイル９１ｅを介して半導体素子ｂ１のエミッタ端子に制御信号線Ｓ５により接続される。さらに、電流センス回路１７は、コモンモードコイル９１ｄを介して半導体素子ｂ２の電流センス端子に制御信号線Ｓ４により接続され、コモンモードコイル９１ｆを介して半導体素子ｂ２のエミッタ端子に制御信号線Ｓ６により接続される。すなわち、制御回路５０と半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２との間を６本の制御信号線Ｓ１〜Ｓ６によって接続される。なお、半導体素子ｂ３〜ｂ６及びｃ１〜ｃ６についても同様である。
【００７０】
以上の構成によれば、制御信号線Ｓ１〜Ｓ６それぞれにコモンモードインダクタであるコモンモードコイル９１ａ〜９１ｆを挿入するので、半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２から、駆動回路５５及び電流センス回路１７に流れるノイズ電流を抑制することができ、強いては放射ノイズを低減することが可能となる。
【００７１】
以上の実施の形態において、コモンモードコイル９１を用いて説明したが、本発明はこれに限らず、図７に示すようなノーマルモードコイル５３、図８に示すようなコア５４を使用してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７２】
第１４の実施の形態．
図２１は、本発明の第１４の実施の形態に係るコモンモードコイル９２の構成を図示するブロック図である。図２１は、図２０のコモンモードコイル９１の代わりにコモンモード９２を備えたことを特徴とする。
【００７３】
図２０において、駆動回路５５は、コモンモードコイル９２ａを介して半導体素子ｂ１のゲート端子と制御信号線Ｓ２により接続されており、コモンモードコイル９２ａを介して半導体素子ｂ２のゲート端子に制御信号線Ｓ１により接続されている。また、電流センス回路１７は、コモンモードコイル９２ｂを介して半導体素子ｂ１の電流センス端子に制御信号線Ｓ３により接続され、コモンモードコイル９２ｄを介して半導体素子ｂ１のエミッタ端子に制御信号線Ｓ５により接続される。さらに、電流センス回路１７は、コモンモードコイル９２ｃを介して半導体素子ｂ２の電流センス端子に制御信号線Ｓ４により接続され、コモンモードコイル９２ｄを介して半導体素子ｂ２のエミッタ端子に制御信号線Ｓ６により接続される。すなわち、第１３の実施の形態に係る図２０のコモンモードコイル９１に比較して、半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２のゲート端子に接続されたコモンモードコイル９１ａ、９１ｂをコモンモードコイル９２ａに共通化し、さらに半導体素子ｂ１及び半導体素子ｂ２のエミッタ端子に接続されたコモンモードコイル９１ｅ、９１ｆをコモンモードコイル９２ｄに共通化したことを特徴とする。なお、半導体素子ｂ３〜ｂ６及びｃ１〜ｃ６についても同様である。
【００７４】
以上の構成によれば、第１３の実施の形態と同様の効果を得ることができるとともに、さらにコモンモードコイルを小型化することができる。
【００７５】
以上の実施の形態において、コモンモードコイル９２を用いて説明したが、本発明はこれに限らず、図７に示すようなノーマルモードコイル５３、図８に示すようなコア５４を使用してもよく、この場合においても本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７６】
第１５の実施の形態．
図２２は、本発明の第１の実施の形態に係る図１の電力変換装置１００の上面図である。図２２において、第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃの配置と、当該第１〜第６の半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃそれぞれを接続する配線とを図示し、上述したような制御信号線については省略する。また、図２２において、端子Ｐ及び端子Ｎには主回路電源６が接続され、端子Ｕ、端子Ｖ及び端子Ｗにはモータ８が接続される。図２２において、第１の実施の形態において説明したように、Ｕ相の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１とＶ相の第３の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２とを接続する配線の長さＬ１と、Ｕ相の第２の半導体素子３ａのコレクタ端子Ｔ４とＶ相の第４の半導体素子３ｂのコレクタ端子Ｔ５とを接続する配線の長さＬ２とは同一であるので、これらの配線のインダクタンス２４及びインダクタンス２５は同一である。
【００７７】
図２３は、本発明の第１５の実施の形態に係る電力変換装置の上面図である。図２３において、半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃの配置を一列に並べて配置することを特徴とする。この場合においても、Ｕ相の第１の半導体素子２ａのコレクタ端子Ｔ１とＶ相の第３の半導体素子２ｂのコレクタ端子Ｔ２とを接続する配線２４の長さＬ１と、Ｕ相の第２の半導体素子３ａのコレクタ端子Ｔ４とＶ相の第４の半導体素子３ｂのコレクタ端子Ｔ５とを接続する配線２５の長さＬ２とは同一とすることができる。この構成においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
なお、半導体素子２ａ，２ｂ，２ｃ，３ａ，３ｂ及び３ｃは、回路基板に実装されるディスクリート部品でも、モジュール内に実装されるチップでもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置によれば、上アームの半導体素子と制御回路を接続する制御信号線へのノイズフィルタの挿入が不要となるので、ノイズフィルタ挿入による挿入損失を従来に比べて低減することができる。
【符号の説明】
【００８０】
１００，１００Ａ，１００Ｂ  電力変換装置、１，１Ａ，１Ｂ  主回路、２，２Ａ  上アーム、２ａ  第１の半導体素子、２ｂ  第３の半導体素子、２ｃ  第５の半導体素子、３、３Ａ  下アーム、３ａ  第２の半導体素子、３ｂ  第４の半導体素子、３ｃ  第６の半導体素子、４  平滑コンデンサ、６  主回路電源、７  入力ケーブル、８  モータ、９  出力ケーブル、２０，２０Ａ，５０  制御回路、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，５５  駆動回路、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ａａ，５ｂｂ，５ｃｃ  ノイズフィルタ、１３  制御回路電源、１４  制御回路電源ケーブル、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，１２ａａ，１２ｂｂ，１２ｃｃ，Ｓ１〜Ｓ６  制御信号線、２ａｄ，２ｂｄ，２ｃｄ，３ａｄ，３ｂｄ，３ｃｄ  高周波用ダイオード、５１，６１，９１，９１ａ〜９１ｆ，９２，９２ａ〜９２ｄ  コモンモードコイル、５２，５４，５４ａ，５４ｂ，６２，６４，６４ａ，６４ｂ，６４ｃ，７３  コア、５３，６３  ノーマルコードコイル、１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１９ａ，１９ｂ，１９ｃ  電流センス回路、７１  ＩＧＢＴ本体、７２，７２ａ，７２ｂ，７２ｃ  制御端子、７４  漏れ磁束、７５  接続部、８１，８２  擬似電源回路網、８３  ＰＷＭ信号発生器、８４  ＰＷＭ信号ケーブル、８５  測定アンテナ、ｂ１〜ｂ６，ｃ１〜ｃ６  半導体素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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