(57)【要約】【課題】フィードバック信号の観測帯域を狭くした場合であっても適切に電力増幅器で生じる歪を補償することが可能な高周波増幅装置を提供する。【解決手段】デジタルプレディストーション方式により送信データに対して補正するデータ補正部を備え、データ補正部は、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して出力する直交化部と、直交化部の出力に対して電力増幅器のメモリ効果を補償する補償部と、を含むことを特徴とする、高周波増幅装置が提供される。【選択図】図４
2014116691.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルプレディストーション方式により送信データに対して補正するデータ補正部と、
補正された前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅部と、
前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記送信電力増幅後の前記送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力部と、
前記帰還信号の信号形態を変換して出力する信号変換部と、
前記変換された帰還信号と前記データ補正部が出力する参照信号との差を用いて、前記データ補正部での補正に用いられる、前記差を最小化するような補正値を算出して前記データ補正部へ更新する誤差検出部と、
を備え、
前記データ補正部は、
前記デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して出力する直交化部と、
前記直交化部の出力に対して前記電力増幅器のメモリ効果を補償する補償部と、
を含むことを特徴とする、高周波増幅装置。
【請求項２】
前記補償部は、前記送信データから前記送信信号が生成される際のサンプリングレートと前記帰還信号の帯域との比に基づいて遅延間隔が設定されるＦＩＲフィルタであることを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項３】
前記遅延間隔は、前記サンプリングレートと前記帰還信号の帯域とに合わせて調整可能であることを特徴とする、請求項２に記載の高周波増幅装置。
【請求項４】
前記誤差検出部は、算出した前記補正値を前記ＦＩＲフィルタへ供給することを特徴とする、請求項２に記載の高周波増幅装置。
【請求項５】
前記データ補正部の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を備え、
前記信号変換部は、前記帰還信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、
前記Ｄ／Ａ変換器は、前記Ａ／Ｄ変換器より高速に動作することを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項６】
前記データ補正部の出力をフィルタリングする第１のフィルタを備え、
前記信号変換部は、前記帰還信号をフィルタリングする第２のフィルタを含み、
前記第１のフィルタの通過帯域は、前記第２のフィルタの通過帯域より広いことを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項７】
デジタルプレディストーション方式により送信データに対して補正するデータ補正ステップと、
補正された前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅ステップと、
前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記送信電力増幅後の前記送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力ステップと、
前記帰還信号の信号形態を変換して出力する信号変換ステップと、
前記変換された帰還信号と前記データ補正ステップでの補正時に用いられる参照信号との差を用いて、前記データ補正ステップでの補正に用いられる、前記差を最小化するような補正値を算出して更新する誤差検出ステップと、
を備え、
前記データ補正ステップは、
前記デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して出力する直交化ステップと、
前記直交化ステップの出力に対して前記電力増幅器のメモリ効果を補償する補償ステップと、
を含むことを特徴とする、歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波増幅装置及び歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体及び固定の無線通信のブロードバンド化に伴い、無線基地局等で用いられる電力増幅器の消費電力も増大する傾向にあり、高効率の電力増幅を実現する高周波増幅装置が望まれている。高効率の電力増幅を実現する方法としては、例えば、増幅回路の非線形動作を利用する方法が提案されている。この方法を用いる非線形回路では歪補償技術が必須となる。歪補償方法としては、例えば、非線形回路である増幅器の非線形性の逆特性を予め送信信号に施し、系全体として歪を低減するプレディストーション（ＰＤ：Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が知られている。このプレディストーションによる電力歪補償をデジタル処理で行うＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）方式が知られている。
【０００３】
プレディストーション方式によって電力増幅器の歪を補償する技術を開示するものとして、例えば特許文献１、２がある。特許文献１は、増幅器で発生する歪を補償するプレディストータで、プレディストーションのための係数を効率的に収束させる技術を開示している。また特許文献２は、プレディストーションによる歪補償だけでなく、電力増幅装置のメモリ効果に起因する出力信号の歪を低減する技術を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１１１９５８号公報
【特許文献２】特開２００８−２５８７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
既存のＤＰＤ方式による歪補償は、電力増幅器で増幅された信号をフィードバックさせているが、ＤＰＤ処理が施された信号とフィードバック信号との誤差を計算するために信号帯域外の歪信号も観測する必要があり、信号帯域と比較して観測帯域を数倍広くとらなければならない。観測帯域を広くとるためには、高速なＡ／Ｄコンバータが必要となる。例えば、送信信号帯域が２０ＭＨｚの場合、サンプリング周波数が１００ＭＨｚ以上のＡ／Ｄコンバータが必要である。一般的にＡ／Ｄコンバータは高速になればなるほど消費電力が増大し、コストも高くなる。ＤＰＤによって電力増幅器の効率向上を行っても、ＤＰＤ処理によって消費される電力が大きいと、システム全体としての効率が上がらない問題があった。
【０００６】
そこで、低速のＡ／Ｄコンバータを使用してフィードバック信号の観測帯域を狭くすることで消費電力を抑える方法が考えられる。しかし、低速のＡ／Ｄコンバータを使用してフィードバック信号の観測帯域を狭くした場合では、歪信号は失われ、歪は送信信号帯域内にほとんど含まれることになる。フィードバック信号の観測帯域を狭くすると、フィードバック観測帯域外に歪が残ってしまう可能性があり、歪を充分に補償できない問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、フィードバック信号の観測帯域を狭くした場合であっても適切に電力増幅器で生じる歪を補償することが可能な、新規かつ改良された高周波増幅装置及び歪補償方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、デジタルプレディストーション方式により送信データに対して補正するデータ補正部と、補正された前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記送信電力増幅後の前記送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力部と、前記帰還信号の信号形態を変換して出力する信号変換部と、前記変換された帰還信号と前記データ補正部が出力する参照信号との差を用いて、前記データ補正部での補正に用いられる、前記差を最小化するような補正値を算出して前記データ補正部へ更新する誤差検出部と、を備え、前記データ補正部は、前記デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して出力する直交化部と、前記直交化部の出力に対して前記電力増幅器のメモリ効果を補償する補償部と、を含むことを特徴とする特徴とする、高周波増幅装置が提供される。
【０００９】
前記補償部は、前記送信データから前記送信信号が生成される際のサンプリングレートと前記帰還信号の帯域との比に基づいて遅延間隔が設定されるＦＩＲフィルタであってもよい。
【００１０】
前記遅延間隔は、前記サンプリングレートと前記帰還信号の帯域とに合わせて調整可能であってもよい。
【００１１】
前記誤差検出部は、算出した前記補正値を前記ＦＩＲフィルタへ供給するようにしてもよい。
【００１２】
上記高周波増幅装置は、前記データ補正部の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を備え、前記信号変換部は、前記帰還信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、前記Ｄ／Ａ変換器は、前記Ａ／Ｄ変換器より高速に動作するようにしてもよい。
【００１３】
上記高周波増幅装置は、前記データ補正部の出力をフィルタリングする第１のフィルタを備え、前記信号変換部は、前記帰還信号をフィルタリングする第２のフィルタを含み、前記第１のフィルタの通過帯域は、前記第２のフィルタの通過帯域より広くてもよい。
【００１４】
また、上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、デジタルプレディストーション方式により送信データに対して補正するデータ補正ステップと、補正された前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅ステップと、前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記送信電力増幅後の前記送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力ステップと、前記帰還信号の信号形態を変換して出力する信号変換ステップと、前記変換された帰還信号と前記データ補正ステップでの補正時に用いられる参照信号との差を用いて、前記データ補正ステップでの補正に用いられる、前記差を最小化するような補正値を算出して更新する誤差検出ステップと、を備え、前記データ補正ステップは、前記デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して出力する直交化ステップと、前記直交化ステップの出力に対して前記電力増幅器のメモリ効果を補償する補償ステップと、を含むことを特徴とする、歪補償方法が提供される。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように本発明によれば、フィードバック信号の観測帯域を狭くした場合であっても適切に電力増幅器で生じる歪を補償することが可能な、新規かつ改良された高周波増幅装置及び歪補償方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置の構成例を示す説明図である。
【図２】送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。
【図３】送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。
【図４】本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００の機能構成例を示す説明図である。
【図５】ＤＰＤ部１１１の機能構成例を示す説明図である。
【図６】直交化部１２１の具体的な構成例を示す説明図である。
【図７】補償部１２２に含まれるＦＩＲフィルタの具体的な構成例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１８】
＜１．既存の増幅装置＞
まず、本発明の公的な実施の形態について詳細に説明する前に、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置の構成例を示すとともに、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの増幅装置の問題点について説明する。
【００１９】
図１は、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置１の構成例を示す説明図である。以下、図１を用いて既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置１の構成例について説明する。
【００２０】
図１に示した電力増幅装置１は、ＤＰＤ部１１と、Ｄ／Ａコンバータ１２と、フィルタ１３、１８と、周波数変換部１４、１７と、増幅器１５と、方向性結合器１６と、Ａ／Ｄコンバータ１９と、誤差検出部２０と、を含んで構成される。
【００２１】
ＤＰＤ部１１は、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１５の非線形特性の逆特性をデジタルの入力信号に与えて出力するものである。ＤＰＤ部１１は、増幅器１５の非線形特性の逆特性を与えた信号（デジタル信号）をＤ／Ａコンバータ１２に出力するとともに、参照信号として誤差検出部２０に出力する。
【００２２】
Ｄ／Ａコンバータ１２は、ＤＰＤ部１１からのデジタルの出力信号をアナログ信号に変換してフィルタ１３に出力する。フィルタ１３は、Ｄ／Ａコンバータ１２が変換したアナログ信号からサンプリング時の折り返し信号を除去するためにフィルタリングして、周波数変換部１４に出力する。周波数変換部１４は、フィルタ１３を通過した後の、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。
【００２３】
増幅器１５は、周波数変換部１４が出力する信号（アナログ信号）を所定量増幅して出力する。ＤＰＤ部１１で増幅器１５の非線形特性の逆特性があらかじめ与えられているので、増幅器１５で増幅する際には、相殺されて歪のない信号（アナログ信号）がアンテナから出力される。
【００２４】
方向性結合器１６は、増幅器１５が出力する電力増幅後の送信信号（アナログ信号）をアンテナ（図示せず）へ出力するとともに、その送信信号（アナログ信号）を帰還信号として周波数変換部１７に出力する。
【００２５】
周波数変換部１７は、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号（アナログ信号）をベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。フィルタ１８は、Ａ／Ｄコンバータ１９でのサンプリング時の折り返しが起こらないように周波数帯を除去して出力する。Ａ／Ｄコンバータ１９は、フィルタ１８を通過したアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。
【００２６】
誤差検出部２０は、ＤＰＤ部１１によって増幅器１５の非線形特性の逆特性が与えられた信号と、Ａ／Ｄコンバータ１９が出力するフィードバック信号との誤差を求め、ＤＰＤ部１１に与える補正値を算出する。誤差検出部２０が、ＤＰＤ部１１が出力する信号と、フィードバック信号との誤差を最小化するような補正値を計算し、ＤＰＤ部１１が使用する補正値を更新することで、図１に示した電力増幅装置１は、環境や経年変化に対して適応的に制御することが出来る。
【００２７】
ＤＰＤ部１１に実装される非線形特性モデルには様々なものが提案されているが、例えば、次の数式１のような、過去の入力を考慮したメモリ多項式でモデル化される。
【００２８】
【数１】
2014116691.tif 000003
【００２９】
上記数式１において、ｙｔは時刻ｔの時のＤＰＤ部１１の出力信号、ｘｔは時刻ｔの時のＤＰＤ部１１に入力される信号、ｍは過去の入力をどの程度考慮するかを示すサンプル数を表している。従ってｘｔ―ｍは時刻ｔの時からｍサンプル前の、ＤＰＤ部１１に入力される信号を表している。またｎは次数を表し、ｂｎｍはｍサンプル前の入力信号ｘｔ―ｍに対するｎ次歪補償係数を表す。
【００３０】
図１に示した電力増幅装置１における誤差検出部２０で計算される補正値は、ＤＰＤ部１１が出力する信号とフィードバック信号との誤差を、上記数式１で示したモデルに適合させるように計算された各次数の係数ｂｎｍである。
【００３１】
図１に示したような既存の電力増幅装置１は、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１５による歪を補償することが可能になるが、その一方で次のような問題を抱えていた。
【００３２】
まず、誤差検出部２０でＤＰＤ部１１が出力する信号とフィードバック信号との正確な誤差を計算するために、送信信号帯域外の歪信号も観測する必要があった。図２は、送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。図２の符号２１は送信信号を示し、符号２２は増幅器で発生する歪が含まれた信号を示す。また図２の横軸は周波数を表わしている。
【００３３】
図２に示したように、誤差検出部２０でＤＰＤ部１１が出力する信号とフィードバック信号との正確な誤差を計算するためには、送信信号帯域外の歪信号も観測する必要がある。フィードバック信号の観測帯域を広くするためには、Ａ／Ｄコンバータ１９の動作が高速である必要がある。例えば、送信信号帯域が２０ＭＨｚの場合、Ａ／Ｄコンバータ１９のサンプリング周波数は１００ＭＨｚ以上必要である。一般的に、Ａ／Ｄコンバータは高速になればなるほど消費電力が増大し、コストも高くなる。従って、ＤＰＤによって電力増幅装置の効率向上を行っても、ＤＰＤ処理によって消費される電力が大きいと、結果としてシステム全体としての効率が上がらない問題があった。
【００３４】
ＤＰＤ処理によって消費される電力を抑えるために低速なＡ／Ｄコンバータが電力増幅装置に用いられと、フィードバック信号の観測帯域が狭められてしまう。図３は、送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図であり、図２に比べて歪が含まれた信号の観測帯域を狭め、送信信号帯域と同程度の帯域にした場合を示したものである。図３の符号２１は送信信号を示し、符号２３は増幅器で発生する歪が含まれた信号を示す。また図３の横軸は周波数を表わしている。図３に示したようにフィードバック信号の観測帯域が狭くなると、歪信号が失われ、送信信号帯域内にほとんど含まれることになる。上述したような一般的なメモリ多項式モデルの場合、送信信号内に含まれる歪の各次数成分同士は相関があるため、ｎ次歪補償係数ｂｎｍを決定することが困難になってしまう。
【００３５】
また、上述したような一般的なメモリ多項式モデルの場合、フィードバック信号の帯域を狭くすると、誤差情報が失われてしまう。従ってフィードバック信号の帯域を狭くすると、送信信号の１サンプル遅延間隔の歪補償係数ｂｎｍを誤差情報から推定することが出来なくなり、観測帯域外に歪が残ってしまう可能性がある。
【００３６】
そこで以下で説明する本発明の一実施形態では、図３のように、フィードバック信号の観測帯域が送信信号帯域と同程度の場合であっても、増幅器で発生する歪を補償できる電力増幅装置、及びその電力増幅装置を用いた歪補償方法について説明する。
【００３７】
＜２．本発明の一実施形態＞
［電力増幅装置の構成例］
図４は、本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００の機能構成例を示す説明図である。以下、図４を用いて本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００の機能構成例について説明する。
【００３８】
図４に示したように、本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００は、ＤＰＤ部１１１と、Ｄ／Ａコンバータ１１２と、フィルタ１１３、１１８と、周波数変換部１１４、１１７と、増幅器１１５と、方向性結合器１１６と、Ａ／Ｄコンバータ１１９と、誤差検出部１２０と、を含んで構成される。
【００３９】
ＤＰＤ部１１１は、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１１５の非線形特性の逆特性をデジタルの入力信号に与えて出力するものである。ＤＰＤ部１１１は、増幅器１１５の非線形特性の逆特性を与えた信号（デジタル信号）をＤ／Ａコンバータ１１２に出力するとともに、参照信号として誤差検出部１２０に出力する。
【００４０】
本実施形態では、ＤＰＤ部１１１は、フィードバック信号の観測帯域が送信信号帯域と同程度の場合であっても増幅器１１５で発生する歪を補償できるような処理を入力信号に施す。ＤＰＤ部１１１の詳細な構成については後に詳述する。
【００４１】
Ｄ／Ａコンバータ１１２は、ＤＰＤ部１１１からのデジタルの出力信号をアナログ信号に変換してフィルタ１１３に出力する。フィルタ１１３は、Ｄ／Ａコンバータ１１２が変換したアナログ信号からサンプリング時の折り返し信号を除去するためにフィルタリングして、周波数変換部１１４に出力する。周波数変換部１１４は、フィルタ１１３を通過した後の、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。
【００４２】
増幅器１１５は、周波数変換部１１４が出力する信号（アナログ信号）を所定量増幅して出力する。ＤＰＤ部１１１で増幅器１１５の非線形特性の逆特性があらかじめ与えられているので、増幅器１１５で増幅する際には、相殺されて歪のない信号（アナログ信号）がアンテナから出力される。
【００４３】
方向性結合器１１６は、本発明の帰還信号出力部の一例であり、増幅器１１５が出力する電力増幅後の送信信号（アナログ信号）をアンテナ（図示せず）へ出力するとともに、その送信信号（アナログ信号）を帰還信号として周波数変換部１１７に出力する。
【００４４】
周波数変換部１１７は、方向性結合器１１６が出力するＲＦ帯の信号（アナログ信号）をベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。フィルタ１１８は、Ａ／Ｄコンバータ１１９でのサンプリング時の折り返しが起こらないように周波数帯を除去して出力する。Ａ／Ｄコンバータ１１９は、フィルタ１１８を通過したアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。
【００４５】
フィルタ１１８の通過帯域は、フィルタ１１３の通過帯域と同程度か、または広くても１．５倍程度とすることが望ましい。またＡ／Ｄコンバータ１１９の動作速度は、図１に示した既存の電力増幅装置１で用いられるＡ／Ｄコンバータ１９に比べて低速に動作するものを用いることが望ましい。
【００４６】
誤差検出部１２０は、ＤＰＤ部１１１によって増幅器１１５の非線形特性の逆特性が与えられた信号と、Ａ／Ｄコンバータ１１９が出力するフィードバック信号との誤差を求め、ＤＰＤ部１１１に与える補正値を算出する。誤差検出部１２０が、ＤＰＤ部１１１が出力する信号と、フィードバック信号との誤差を最小化するような補正値を計算し、ＤＰＤ部１１１が使用する補正値を更新することで、図４に示した電力増幅装置１００は、環境や経年変化に対して適応的に制御することが出来る。
【００４７】
本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００は、図４に示したような構成を有することで、フィードバック信号の観測帯域が送信信号帯域と同程度の場合であっても、増幅器で発生する歪を補償することを可能にする。
【００４８】
以上、図４を用いて本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００の機能構成例について説明した。次に、本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００に含まれるＤＰＤ部１１１の機能構成例について説明する。
【００４９】
［ＤＰＤ部の構成例］
図５は、本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００に含まれるＤＰＤ部１１１の機能構成例を示す説明図である。以下、図５を用いて本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００に含まれるＤＰＤ部１１１の機能構成例について説明する。
【００５０】
図５に示したように、本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００に含まれるＤＰＤ部１１１は、直交化部１２１と、補償部１２２と、を含んで構成される。
【００５１】
直交化部１２１は、ＤＰＤ部１１１に入力される入力信号に対し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して、補償部１２２に出力する。直交化部１２１は、多項式モデルの各次数成分を直交化することで、各次数成分を独立して検出できるようにする。
【００５２】
本実施形態では、直交化部１２１は、例えばＧｒａｍ−Ｓｈｍｉｄｔの直交化アルゴリズムを用いて、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化する。Ｇｒａｍ−Ｓｈｍｉｄｔの直交化アルゴリズムについて簡単に説明すれば以下の通りである。まず、一般的な多項式モデルを以下のように規定する。
【００５３】
【数２】
2014116691.tif 000004
【００５４】
上記数式２で示した一般的な多項式モデルは、以下の様な直交化モデルに変換することができる。
【００５５】
【数３】
2014116691.tif 000005
【００５６】
【数４】
2014116691.tif 000006
【００５７】
【数５】
2014116691.tif 000007
【００５８】
上述したように、直交化した各次数成分Ｕｎは、数式２の多項式モデルの各次数成分｜ｘ｜ｎ−１ｘから、下位次数への相関成分を引いて直交化したものである。数式５における＜＞はベクトルの内積を表すものであり、時系列データをベクトルとみなしている。例えば、＜ｕｍ，ｕｎ＞は以下のように定義される。
【００５９】
【数６】
2014116691.tif 000008
【００６０】
ここで、ｕ＊ｎ，ｉはｕｎ，ｉの複素共役を表している。また、数式５において、｜｜ｕｍ｜｜はベクトルｕｍのノルムを表す。
【００６１】
補償部１２２は、直交化部１２１によって直交化された入力信号の各次数成分に対し、増幅器１１５でのメモリ効果を補償し、各次数成分を加算して出力する。補償部１２２は、増幅器１１５でのメモリ効果を補償する際に、誤差検出部１２０が求めた補正値を使用する。
【００６２】
本実施形態では、補償部１２２には、増幅器１１５でのメモリ効果を補償するためにＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが用いられる。ＦＩＲフィルタによって過去の入力を考慮することで、補償部１２２は増幅器１１５でのメモリ効果を補償することができる。ここで、フィードバック信号の狭帯域化に対応するために、ＦＩＲフィルタにおける遅延間隔δを以下のように定義する。
【００６３】
【数７】
2014116691.tif 000009
【００６４】
上記数式７で、“ＴＸｓａｍｐｌｉｎｇ＿ｒａｔｅ”は送信信号のサンプリングレートであり、“ＦＢ＿ＢＷ”は、フィードバック信号の帯域幅である。
【００６５】
ＤＰＤ部１１１が図５のように構成されることで、ＤＰＤ部１１１からの時刻ｔにおける出力信号ｙｔは以下のようになる。
【００６６】
【数８】
2014116691.tif 000010
【００６７】
数式８から分かるように、ＤＰＤ部１１１は、信号帯域内に影響を与える線形成分（前半部）と、信号帯域外に影響を与える非線形歪成分（後半部）に分けることができる出力信号ｙｔを出力することができる。
【００６８】
以上、図５を用いて本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００に含まれるＤＰＤ部１１１の機能構成例について説明した。次に、直交化部１２１及び補償部１２２の具体的な構成例についてより詳細に説明する。
【００６９】
図６は、本発明の一実施形態に係る直交化部１２１の具体的な構成例を示す説明図である。以下、図６を用いて本発明の一実施形態に係る直交化部１２１の具体的な構成例及び直交化部１２１の動作例について説明する。
【００７０】
図６には、上述の直交化モデル、特に数式４で示したｕｎを求めるための直交化部１２１の構成を示している。なお、図６では、ｎ＝１，３，５，７とした場合の直交化部１２１の構成が示されている。
【００７１】
直交化部１２１に送られた信号ｘ（ｔ）は、累乗部１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃでそれぞれ絶対値が累乗される。累乗部１３１ａはｘ（ｔ）を２乗して、累乗部１３１ｂはｘ（ｔ）を４乗して、累乗部１３１ｃはｘ（ｔ）を６乗して出力する。
【００７２】
累乗されたｘ（ｔ）は、乗算部１３２ａ、１３２ｂ、１３２ｃでそれぞれｘ（ｔ）と乗算される。乗算部１３２ｂの出力は、後述する係数計算部１３６ａでの係数の計算に用いられ、乗算部１３２ｃの出力は、後述する係数計算部１３６ｂ、１３９での係数の計算に用いられる。
【００７３】
以降の処理は、まず３次成分を例にして説明する。乗算部１３２ａでｘ（ｔ）の絶対値の２乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ａは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ａの出力から係数α３１を計算する。係数α３１は、数式５から以下のように求められる。なお、下記の数式９では時刻ｔを表す（ｔ）は省略している。
【００７４】
【数９】
2014116691.tif 000011
【００７５】
係数計算部１３３ａで係数α３１が計算されると、乗算部１３４ａは、係数α３１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１３５は、乗算部１３２ａの出力から乗算部１３４ａの出力を減算することで、入力信号と直交した３次成分ｕ３を作る。３次成分ｕ３は以下の数式で表される。
【００７６】
【数１０】
2014116691.tif 000012
【００７７】
３次成分ｕ３は、ＦＩＲフィルタ１２３ｂに出力されるとともに、係数計算部１３６ａ、１３６ｂでの係数α５３、α７３の計算に用いられる。また、係数計算部１３６ａが出力する係数α５３は、乗算部１３７ａにおいて３次成分ｕ３と乗じされる。
【００７８】
次に５次成分を例にして説明する。乗算部１３２ｂでｘ（ｔ）の絶対値の４乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ｂは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ｂの出力から係数α５１を計算する。
【００７９】
係数計算部１３３ｂで係数α５１が計算されると、乗算部１３４ｂは、係数α５１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１３８は、乗算部１３２ｂの出力から乗算部１３４ｂの出力及び乗算部１３７ａの出力を減算することで、入力信号と直交した５次成分ｕ５を作る。
【００８０】
５次成分ｕ５は、ＦＩＲフィルタ１２３ｃに出力されるとともに、係数計算部１３９での係数α７５の計算に用いられる。また、係数計算部１３９が出力する係数α７５は、乗算部１４０において５次成分ｕ５と乗じされる。
【００８１】
最後に７次成分を例にして説明する。乗算部１３２ｃでｘ（ｔ）の絶対値の６乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ｃは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ｃの出力から係数α７１を計算する。
【００８２】
係数計算部１３３ｃで係数α７１が計算されると、乗算部１３４ｃは、係数α７１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１４１は、乗算部１３２ｃの出力から乗算部１３４ｃの出力、乗算部１３７ｂの出力及び乗算部１４０の出力を減算することで、入力信号と直交した７次成分ｕ７を作る。７次成分ｕ７は、ＦＩＲフィルタ１２３ｄに出力される。
【００８３】
直交化部１２１は、図６に示したような構成及び上述したような動作を実行することにより、多項式モデルの各次数成分を直交化して、各次数成分を独立して検出可能にする。
【００８４】
図７は、本発明の一実施形態に係る補償部１２２に含まれるＦＩＲフィルタの具体的な構成例を示す説明図である。以下、図７を用いて本発明の一実施形態に係る補償部１２２に含まれるＦＩＲフィルタの具体的な構成例及び補償部１２２に含まれるＦＩＲフィルタの動作例について説明する。
【００８５】
図７に示したＦＩＲフィルタ１２３ａは、例えば１次成分ｕ１に対するフィルタ処理を実行する。図７に示したように、ＦＩＲフィルタ１２３ａは遅延部１５１ａ、１５１ｂと、乗算部１５２ａ、１５２ｂ、１５２ｃと、加算部１５３と、を含んで構成される。
【００８６】
遅延部１５１ａ、１５１ｂは、入力に対してそれぞれδ遅延させて出力する。この遅延間隔δは、上述した数式７において定義される遅延間隔であり、送信信号のサンプリングレートとフィードバック信号の帯域幅とから設定される。
【００８７】
乗算部１５２ａは、入力に係数ｃｎ１を、乗算部１５２ｂは、入力に係数ｃｎ３を、乗算部１５２ｃは、入力に係数ｃｎ３を、それぞれ乗じて出力する。ここでのｎは次数を表す。また、それぞれの乗算部で乗じられる係数は、下記の数式において、誤差信号ｅｒｒを下記の数式のように近似できる係数である。
【００８８】
【数１１】
2014116691.tif 000013
【００８９】
上記数式１１は、ＤＰＤ部１１１が出力する信号と、フィードバック信号との誤差をモデル化したものであり、上記数式１１における係数ｃ１λ、ｃ３λ、ｃ５λ、ｃ７λは、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用いることで求めることができる。
【００９０】
なお図７に示したＦＩＲフィルタ１２３ａは、２つの遅延部１５１ａ、１５１ｂ及び３つの乗算部１５２ａ、１５２ｂ、１５２ｃを備える構成であったが、本発明においては、補償部１２２で用いられるＦＩＲフィルタの構成は係る例に限定されるものではないことは言うまでもない。
【００９１】
再び図６に戻り、ＦＩＲフィルタ１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃ、１２３ｄの出力は、加算部１２４で加算される。加算部１２４での加算結果は、ＤＰＤ部１１１からの出力に相当し、以下の数式で規定される。
【００９２】
【数１２】
2014116691.tif 000014
【００９３】
直交化部１２１及び補償部１２２は、図６及び図７に示したような構成を有することで、信号帯域内に影響を与える線形成分（前半部）と、信号帯域外に影響を与える非線形歪成分（後半部）に分けることができる出力信号ｙｔを出力することができる。以上、直交化部１２１及び補償部１２２の具体的な構成例及び直交化部１２１及び補償部１２２の動作例について説明した。
【００９４】
＜３．まとめ＞
以上説明したように本発明の一実施形態によれば、フィードバック信号の観測帯域を狭くした場合であっても適切に電力増幅器で生じる歪を補償することが可能な電力増幅装置１００を提供することが出来る。
【００９５】
本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００は、観測する帯域が狭い場合でも十分に歪を補償することができるので、フィードバック信号の受信用として、安くて低消費電力なＡ／Ｄコンバータを使用することができる。従って本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００は、歪補償にかかる消費電力やコストを低減できる。
【００９６】
また本発明の一実施形態に係る電力増幅装置１００は、送信信号分しか観測帯域を必要としないので、ＤＰＤ方式によって歪を補償することができる帯域の広帯域化を図ることができる。
【００９７】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【００９８】
１００    電力増幅装置
１１１    ＤＰＤ部
１１２    Ｄ／Ａコンバータ
１１３、１１８    フィルタ
１１４、１１７    周波数変換部
１１５    増幅器
１１６    方向性結合器
１１７    周波数変換部
１１９    Ａ／Ｄコンバータ
１２０    誤差検出部
１２１    直交化部
１２２    補償部
【図１】
2014116691.tif 000015
【図２】
2014116691.tif 000016
【図３】
2014116691.tif 000017
【図４】
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【図５】
2014116691.tif 000019
【図６】
2014116691.tif 000020
【図７】
2014116691.tif 000021