(57)【要約】【課題】インバータのＰＷＭ電圧発生時に、高調波成分を抑制しつつ過変調率を拡大する。【解決手段】、過変調率演算部を設け、この過変調率演算部により電圧指令振幅をＶdc／√２で除して過変調率を求める。求めた過変調率に応じて電圧指令を出力するのに使用される2つの電圧ベクトル時比率の割合を変化させて過変調率を拡大する。この拡大のために、時比率の割合はテーブルに予め格納された過変調率に対応して設定されるパラメータを参照しながら行う。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧指令と、この電圧指令よりも十分に短い周期の搬送波を振幅比較してインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ電圧発生装置において、
前記電圧指令に基づいてインバータの出力電圧を零相変調し、過変調時に、零相変調後の電圧指令をＶdc／√２で除して求められる過変調率に応じて電圧指令を出力するのに使用される2つの電圧ベクトル時比率の割合を変化させて過変調率を拡大する過変調率演算部を備えたことを特徴とするＰＷＭ電圧発生装置。
ただし、Ｖdcはインバータの直流電圧。
【請求項２】
前記電圧ベクトル時比率の拡大は、予め過変調率に対応して設定され、テーブルに格納されたパラメータを参照して行うことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ電圧発生装置。
【請求項３】
前記過変調率演算手段における過変調率Ｖe、２つの電圧ベクトル時比率ｄ100，ｄ110は、それぞれ次式で求めることを特徴とする請求項2又は3記載のＰＷＭ電圧発生装置。
【数１−１】
2014039425.tif 000020
【数１−２】
2014039425.tif 000021
【数１−３】
2014039425.tif 000022
ただし、電圧位相は0≦θ≦π/6の例であり、Ｋはパラメータ、Ａfは係数でＡf＝cosθ／coc（π／３−θ）
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータのＰＷＭ電圧発生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は直流電圧Ｖdcを電源とし、交流電動機に三相交流電圧を出力するインバータ装置におけるインバータと負荷モデル図である。Ｅは直流電源、ＩＮＶはインバータで、ＩＧＢＴなどによるスイッチング素子Ｓu，Ｓv，Ｓwをそれぞれ正側＋と負側−に直列接続されている。Ｍは負荷モデルの一例として示した交流電動機である。図５はインバータの出力可能な電圧のベクトル図で、空間ベクトル電圧の出力限界と最大正弦波電圧の関係を示したものである。また、図６は電圧飽和時の出力電圧軌道を示したものである。
【０００３】
ＰＷＭ電圧を発生させるためには、電圧指令と、この電圧指令よりも十分に短い周期の搬送波とを振幅比較して得られた信号に基づきインバータＩＮＶの対応する相のゲート信号を生成して各スイッチング素子をオン・オフ制御する。
【０００４】
図４で示すインバータＩＮＶと負荷モデルにおいて、負荷電圧をＶ1[Ｖrms-LL]とし、負荷の中性点を基準とする三相の相電圧Ｖu(t)，Ｖv(t)，Ｖw(t)を（１）式のような正弦波として定義する。ここでは、位相角θは時刻ｔ＝0にてＵ相電圧の振幅が最大になるように設定した。
【０００５】
【数１】
2014039425.tif 000003
【０００６】
出力可能な電圧の最大値は（１）式の相電圧の最大値√２（Ｖ1[Ｖrms-LL]／
√３）が直流電圧Ｖdc／√２に達する条件である。従って、最大電圧
Ｖ1-max-non[Ｖrms-LL]は（２）式のようになる。
【０００７】
【数２】
2014039425.tif 000004
【０００８】
この最大電圧を拡大させる方式として特許文献１が公知となっている。この方式は、３相の電圧指令の大小を比較器で比較して最大値と最小値を除いた中間値を求め、この中間値を１／２倍した値を各相電圧指令に加算して新たな電圧指令値としたものである。
また、過変調時の電圧制限と位相操作を行う方法として特許文献２が公知となっている。特許文献２の方法は、電圧ベクトル指令が図５で示す六角形の制限電圧領域を超えた場合、この指令から六角形の辺に垂線を引いた点に制限する補正を行っている。これにより、電圧振幅の制限と六角形の頂点方向への位相補正という両方の効果を実現し、過変調時にも基本波電圧を小さい歪で出力させるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平３−１０７３７３
【特許文献２】特開平４−７９７９１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１の方式は零相変調と呼ばれるもので、各相の電圧は通常零相分が、零となり、従って（３）式となる。
【００１１】
【数３】
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【００１２】
ここで、相電圧の大小関係が、Ｖu≧Ｖv≧Ｖwである場合について考えると、これら三相電圧を互いに大小比較した結果の中間値はＶvであり、零相変調量をＶmとすると（３）式から（４）式となり、この変調量を各相に加算すると（５）式となる。
【００１３】
【数４】
2014039425.tif 000006
【００１４】
【数５】
2014039425.tif 000007
【００１５】
変調量を加算する前後で線間電圧は変化していない。Ｕ相の零相変調量加算後（以下、零相変調後）の電圧Ｖu´をみるとＶu−Ｖwは線間電圧となるので、相電圧振幅の√３倍と等しくなる。従って、零相変調後の相電圧の振幅は√３／２倍に小さくなり、（６）式となる。つまり、零相変調後の出力可能な相電圧の最大電圧値Ｖ1-max0[Ｖrms-LL]は（７）式となる。
【００１６】
【数６】
2014039425.tif 000008
【００１７】
【数７】
2014039425.tif 000009
【００１８】
従って、（２）式と（７）式を比較すると、零相変調することにより、相電圧の最大電圧を２／√３倍（約１．１５倍）まで拡大させることが可能となる。
【００１９】
零相変調後の相電圧の最大電圧よりもさらに電圧指令Ｖs*を大きくする場合を過変調と呼んでおり、過変調率Ｖｅを零相変調後の出力可能な最大電圧に対する基本波成分の振幅増加率として定義する。
零相変調の場合、過大な電圧指令を三相電圧指令に変換すると最大振幅が直流電圧±Ｖdc／√２を超えるので、図６で示すように電圧制限にかかって電圧指令の頂点部分が太線で示すように平坦になる。その一方、基本波成分の零位相付近の電圧変化率は急になり、基本波成分は台形波状になる。三相電圧指令を無限大の振幅にすると１８０度方形波になり、これが出力可能な電圧限界である。しかし、基本波成分が１８０度方形波の場合では正弦波に対し、無視できない大きな高調波が生じ、鉄損の増加や高調波電流による銅損の増加などを引き起こす問題を有している。
【００２０】
特許文献２では、電圧ベクトル指令が図７で示すように電圧ベクトルの出力限界を超えた場合、この指令から六角形の空間ベクトルの辺に垂線を引いた点に制限する補正を行って置換された指令電圧ベクトルとしている。これより、過変調時の電圧制限を超えた場合でも電圧歪みを抑制した出力電圧の拡大ができる。しかし、この方式では過変調率Ｖｅを大きくしていくと、出力電圧の制限値である六角形の空間ベクトルで出力電圧が制限されるため、電圧指令Ｖs*の頂点部分が平坦な角を持つ台形波状となり高調波成分を含んでしまう。また、過変調率Ｖｅを大きくするには、電圧指令Ｖs*の振幅を大きく補正する必要があり、ＣＰＵ等で振幅補正の演算を行う場合には、変数のビット長を大きくする対策が必要となることや変数がオーバーフローして過変調制御に不具合が生じる虞がある。
【００２１】
上記特許文献によるＰＷＭ電圧発生方式よりも、更に出力電圧を拡大した上で、出力波形の歪みが小さい方式が要望されている。
【００２２】
本発明の目的は、高調波成分を抑制しつつ、インバータの出力電圧の拡大を可能とするＰＷＭ電圧発生装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の請求項１は、電圧指令と、この電圧指令よりも十分に短い周期の搬送波を振幅比較してインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ電圧発生装置において、
前記電圧指令に基づいてインバータの出力電圧を零相変調し、過変調時に、零相変調後の電圧指令をＶdc／√２で除して求められる過変調率Ｖｅに応じて電圧指令を出力するのに使用される2つの電圧ベクトル時比率の割合を変化させて過変調率Ｖｅを拡大する過変調率演算部を備えたことを特徴としたものである。
ただし、Ｖdcはインバータの直流電圧。
【００２４】
本発明の請求項２は、前記電圧ベクトル時比率の拡大は、予め過変調率Ｖｅに対応して設定されてテーブルに格納されたパラメータを参照して行うことを特徴としたものである。
【００２５】
本発明の請求項３は、前記過変調率演算手段における過変調率Ｖe、２つの電圧ベクトル時比率ｄ100，ｄ110は、それぞれ次式で求めることを特徴としたものである。
【００２６】
【数２−１】
2014039425.tif 000010
【００２７】
【数２−２】
2014039425.tif 000011
【００２８】
【数２−３】
2014039425.tif 000012
【００２９】
ただし、電圧位相は０≦θ≦π／６の例であり、Ｋはパラメータ、Ａfは係数でＡf＝cosθ／coc（π／３−θ）
【発明の効果】
【００３０】
以上のとおり、本発明によれば、空間ベクトル電圧の出力限界内の領域で2つの電圧ベクトルの時比率の割合を変えることにより、過変調率Ｖｅを1.10まで拡大することができるものである。また、過変調時に低次高調波電圧を抑制できるので、モータ駆動に適用した場合には高調波電流が抑制され、高調波損失を低減できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態を示すＰＷＭ電圧発生装置の概略構成図。
【図２】過変調率０≦θ≦π／６の時比率図。
【図３】過変調率の実験結果図。
【図４】インバータと負荷モデル図。
【図５】空間ベクトル電圧の出力限界と最大正弦波電圧図。
【図６】電圧飽和時の出力電圧軌道図。
【図７】電圧ベクトル補正図。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
図６は電圧指令Ｖs*がＶs*≧Ｖdc／√２の時の出力電圧Vsの軌道を示している。電圧指令Ｖs*が出力電圧の制限値である六角形の内側にあるときは電圧指令通りの電圧が出力できるが、電圧指令が六角形の外側にあるとき、電圧飽和により六角形の辺に沿った電圧出力となる。このとき出力電圧の基本波は指令値以下となるため、従来制御法では指令値通りの電圧を出力することができない。
そこで本発明は、過変調率Veの算出後に時比率を変化させるためのパラメータＫを関与させる手法を採ることで、空間ベクトル電圧の出力限界内の領域で過変調率Ｖｅを1.10まで拡大可能としたものである。
【００３３】
図１は本発明のインバータのＰＷＭ電圧発生装置で、電圧指令が０≦θ≦
π／６の時における実施例を示したものである。
１は電圧指令発生手段で、発生した電圧指令Ｖs*は電圧指令補正部７と電圧指令振幅演算部２に入力される。３は正弦波電圧の出力可能最大値設定部で、零相変調前の相電圧最大値であるインバータの直流電源Ｅの直流電圧値Ｖdc／√２が予め設定される。
【００３４】
４は過変調率演算部で、電圧指令振幅演算部２で演算された電圧指令振幅を、出力可能最大値設定部３による出力可能最大値で除算して過変調率Veを算出する。５はパラメータＫのテーブルで、このテーブル５には過変調率Veに対応したパラメータＫが設定され記憶されている。６は時比率演算部で、この時比率演算部６で後述の演算を実行して時比率ｄ100，ｄ110を算出する。電圧指令補正部７は、入力された時比率ｄ100，ｄ110に応じて零相変調後に電圧指令Ｖs*を補正する。補正された電圧指令Ｖs*´をＰＷＭ処理部８に入力して搬送波（例えば、三角波）と大小比較して三相分のＰＷＭ信号を生成し、ゲート信号としてインバータ９に出力してスイッチング素子をオン・オフ制御する。
【００３５】
次に作用について説明する。
【００３６】
本発明は、過変調率Ｖｅの最大値を1.10まで拡大するものである。
位相が０≦θ≦π／６の範囲の場合を例にすると、この領域で使用される電圧ベクトルは図５で示すＶ4(1,0,0)，Ｖ6(1,1,0)の２つである。過変調率Ｖｅが1.049の時に出力電圧ベクトルは六角形の辺上を通ることから、それぞれの電圧ベクトルの時比率ｄ100f，ｄ110fは次式で与えられる。
【００３７】
【数８】
2014039425.tif 000013
【００３８】
【数９】
2014039425.tif 000014
【００３９】
過変調率Ｖｅを1.049より大きくするためにｄ100f，ｄ110fの割合を変更する。０≦θ≦π／６の範囲ではＶ4(1,0,0)の時比率を高めたｄ100f，ｄ110fに従って電圧を出力することで、基本波電圧を高くすることが可能となる。０≦θ≦π／６における過変調率Ｖeは（１０）式で与えられ、その演算は過変調率演算部４で行う。
【００４０】
【数１０】
2014039425.tif 000015
【００４１】
演算後の時比率ｄ100を増加させるためにパラメータＫを導入し、ｄ100を（１１）式で、ｄ110を（１２）で求める。また、基本波寄与率（係数）Ａfは（１３）式で求め、これらの演算は時比率演算部６で行われる。
【００４２】
【数１１】
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【００４３】
【数１２】
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【００４４】
【数１３】
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【００４５】
表1は電圧拡大率（過変調率）Ｖeを1.049から1.10とするパラメータＫの値を示し、過変調率ＶeとパラメータＫの関係は、予め演算によって求められる。
具体的には、任意の過変調率Ｖｅのときの時比率ｄ100，ｄ110は一義的に決まるので、（１３）式に（１４）〜（１６）式を代入し、所望の過変調率ＶｅとなるようなパラメータＫの値を求める。
【００４６】
【表１】
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【００４７】
図２は各過変調率Ｖeにおける電圧位相θが０≦θ≦π／６の時比率ｄ100である。また、図３は、実験結果による電圧拡大率Ｖe＝1.00，1.049，1.08，1.10の電圧指令波形で、図３で明らかなように過変調率Ｖeが大きくなるにしたがい、六角形の空間ベクトルの頂点方向の電圧を出力している時間が長くなり、電圧位相θがπ/2付近の電圧指令Ｖs*が正から負（又は負から正）への変化時はＳ字のように角を持たず滑らかに変化していることが分かる。
【００４８】
したがって、本発明によれば、2つの電圧ベクトルの時比率の割合を変えることにより、空間ベクトル電圧の出力限界内の領域で過変調率Ｖｅを1.10まで拡大することができ、インバータの出力電圧の制御範囲が拡大されるものである。また、過変調時に低次高調波電圧を抑制できるので、モータ駆動に適用した場合には高調波電流が抑制され、高調波損失を低減できるものである。
【符号の説明】
【００４９】
１…  電圧指令発生手段
２…  電圧指令振幅演算部
３…  出力可能最大値設定部
４…  過変調率演算部
５…  テーブル
６…  時比率演算部
７…  電圧指令補正部
８…  ＰＷＭ処理部
９…  インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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