(57)【要約】【課題】通流バランスを確保すると共に中性点の電位変動を抑制した３レベル電力変換装置を提供する。【解決手段】３レベル電力変換器３と、これをＰＷＭ制御する制御手段７とで構成する。制御手段７は、基本電圧基準を生成する手段と、基本電圧基準のうち最大値を検出する最大値検出手段７３２と、基本電圧基準のうち最小値を検出する最小値検出手段７３３と、これらの最大値と最小値を所定の周期で切替える切替手段７３４と、この出力を３相の基本電圧基準の各々から減算して３相電圧基準を得る補正手段７３５と、３相電圧基準と、正及び負側のキャリアとからゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段７４と、ＰＷＭ制御手段７４用の三角波基準キャリアを発生し、これと同位相で負側キャリア、逆位相で正側キャリアを生成するキャリア生成手段とを備える。切替手段７３４は、キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最小値のタイミングで作動する。【選択図】図１
2014082839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷に供給する３レベル電力変換器と、
前記３レベル電力変換器をＰＷＭ制御する制御手段と
で構成し、
前記制御手段は、
前記３レベル電力変換器の３相の基本電圧基準を生成する手段と、
前記３相の基本電圧基準のうち最大となる相の値を検出する最大値検出手段と、
前記３相の基本電圧基準のうち最小となる相の値を検出する最小値検出手段と、
前記最大値検出手段と前記最小値検出手段の出力を所定の周期で交互に切替える切替手段と、
この切替手段の出力を前記３相の基本電圧基準の各々から減算して３相電圧基準を得る補正手段と、
前記３相電圧基準と、正及び負側のキャリアとから、前記３レベル電力変換器を構成するスイッチング素子のゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段と、
このＰＷＭ制御手段用の三角波基準キャリアを発生し、これと同位相で負側キャリア、逆位相で正側キャリアを生成するキャリア生成手段と
を具備し、
前記切替手段は、前記キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最小値のタイミングで作動するようにしたことを特徴とする３レベル電力変換装置。
【請求項２】
直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷に供給する３レベル電力変換器と、
前記３レベル電力変換器をＰＷＭ制御する制御手段と
で構成し、
前記制御手段は、
前記３レベル電力変換器の３相の基本電圧基準を生成する手段と、
前記３相の基本電圧基準のうち最大となる相の値を検出する最大値検出手段と、
前記３相の基本電圧基準のうち最小となる相の値を検出する最小値検出手段と、
前記最大値検出手段と前記最小値検出手段の出力を所定の周期で交互に切替える切替手段と、
この切替手段の出力を前記３相の基本電圧基準の各々から減算して３相電圧基準を得る補正手段と、
前記３相電圧基準と、正及び負側のキャリアとから、前記３レベル電力変換器を構成するスイッチング素子のゲート制御用パルスを生成するＰＷＭ制御手段と、
このＰＷＭ制御手段用の三角波基準キャリアを発生し、これと同位相で正側キャリア、逆位相で負側キャリアを生成するキャリア生成手段と
を具備し、
前記切替手段は、前記キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最大値のタイミングで作動するようにしたことを特徴とする３レベル電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記３相基本電圧基準または前記３相電圧基準の各相の値を、前記キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最小値のタイミング毎にホールドするようにしたことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記３相基本電圧基準または前記３相電圧基準の各相の値を、前記キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最大値のタイミング毎にホールドするようにしたことを特徴とする請求項２に記載の３レベル電力変換装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ制御手段は、
前記３相電圧基準並びに前記三角波基準キャリアの周期とピーク電圧から、線形演算によって前記３レベル電力変換器を構成するスイッチング素子のゲート制御用パルスを生成するようにしたことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の３レベル電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＰＷＭ制御を行う３レベル電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、所謂ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって出力電圧を制御する電力変換装置、例えばインバータ装置は、その主回路にＩＧＢＴ等のスイッチング素子を使用し、変調周期毎に所定期間だけオン状態となるパルス状の電圧を出力し、その平均電圧を制御している。インバータ装置が３レベルになると、正電圧、負電圧に加え、零電圧を出力するモードが加わり、２レベルのインバータ装置に比較して倍となる１アーム当り４個のスイッチング素子のＰＷＭ制御を行う必要があるが、基本的な制御の考え方は変わらない。
【０００３】
３レベルインバータ装置において、その出力周波数が低く、従って出力電圧が低いとき、電圧基準と変調用キャリアとを比較してゲート制御用パルスを作る場合、そのパルスがスイッチング素子の特性上許容できないパルス幅（以下最小オンパルス幅と言う。）以下となってしまうという問題があった。
【０００４】
この問題を解決するために所謂矩形ＰＷＭ方式が提案されている。この矩形ＰＷＭ方式は、３相電圧基準に所定のバイアス値を加算して零電圧付近でのＰＷＭ変調を避け、３相電圧基準の極性を同一極性として制御し、この極性を所定の周期で切替えるものである。（例えば特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−２６８７７３号公報（第４−６頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に示されている従来の方式は、最小オンパルス幅以下の幅のパルスが生成されないようにし、且つこれを所定の周期で切替えて正側と負側のスイッチング素子の通電電流のバランスを計るようにしている。しかしながら、このように所定の周期で切替えると、切替え時に各相の電位変動が発生し、これによって中性点の電位が変動してしまうという問題があった。中性点の電位が変動すると所謂コモンモード電流が流れ、ノイズが発生したり電圧制御に悪影響を及ぼしたりする。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、通流バランスを確保すると共に中性点の電位変動を抑制した３レベル電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の３レベル電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷に供給する３レベル電力変換器と、前記３レベル電力変換器をＰＷＭ制御する制御手段とで構成し、前記制御手段は、前記３レベル電力変換器の３相の基本電圧基準を生成する手段と、前記３相の基本電圧基準のうち最大となる相の値を検出する最大値検出手段と、前記３相の基本電圧基準のうち最小となる相の値を検出する最小値検出手段と、前記最大値検出手段と前記最小値検出手段の出力を所定の周期で交互に切替える切替手段と、この切替手段の出力を前記３相の基本電圧基準の各々から減算して３相電圧基準を得る補正手段と、前記３相電圧基準と、正及び負側のキャリアとから、前記３レベル電力変換器を構成するスイッチング素子のゲートパルスを生成するＰＷＭ制御手段と、このＰＷＭ制御手段用の三角波基準キャリアを発生し、これと同位相で負側キャリア、逆位相で正側キャリアを生成するキャリア生成手段とを具備し、前記切替手段は、前記キャリア発生手段が発生する三角波基準キャリアの最小値のタイミングで作動するようにしたことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によれば、通流バランスを確保すると共に中性点の電位変動を抑制した３レベル電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の回路構成図。
【図２】本発明の３レベル電力変換器１相分の回路構成図。
【図３】最小値検出回路が選択されているときの３相電圧基準と正側キャリアの波形を示す図。
【図４】最大値検出回路が選択されているときの３相電圧基準と負側キャリアの波形を示す図。
【図５】本発明の実施例２に係る３レベル電力変換装置の回路構成図。
【図６】図３のキャリア１周期の拡大図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置を図１及び図２を参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の回路構成図である。
【００１３】
直流電源１は３レベルの直流電圧を供給し、正側平滑コンデンサ２Ａ及び負側平滑コンデンサ２Ｂを介して直流電力を３レベル電力変換器３に供給する。３レベル電力変換器３はこの直流電力を３相交流電力に変換して交流電動機４を駆動する。交流電動機４には、その回転位相を検出する回転角検出器５が設けられており、また、入力電流検出のため電流検出器６が設けられている。３レベル電力変換器３を構成するスイッチング素子は制御部７からのゲート信号によりＰＷＭ制御されている。
【００１４】
図２は３レベル電力変換器３の１アーム分を示す内部構成図である。図２に示したように１アームはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を直列接続して構成される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４には夫々フライホイールダイオードＤ１，Ｄ２、Ｄ３及びＤ４が逆並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１とＱ２間の電位はクランプダイオードＤｐに、またスイッチング素子Ｑ３とＱ４間の電位はクランプダイオードＤｎによって零電位にクランプされる構成となっている。
【００１５】
上記の構成において、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオン、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４がオフのとき出力端子には直流電圧＋Ｅｄが供給され、逆にスイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３及びＱ４がオンのとき出力端子には直流電圧−Ｅｄが供給される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオフ、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオンのとき出力端子電圧は零となる。
【００１６】
次に制御部７の内部構成について説明する。
【００１７】
回転角検出器５で検出された位相角は微分器７１により回転速度ωｒに変換され、与えられた速度基準ωｒ＊と主制御器である電動機制御器７２の内部で比較増幅されて電流基準となる。そしてこの電流基準は、同様に電動機制御器７２の内部で電流検出器６の出力と比較増幅されてｄ軸及びｑ軸の電圧基準ＥＤ＿Ｒ、ＥＱ＿Ｒを得る。これ等の２軸変換のために回転角検出器５で検出された位相角に基づく位相基準θ１が用いられる。ｄ軸電圧基準ＥＤ＿Ｒ及びｑ軸電圧基準ＥＱ＿Ｒは、その詳細を後述する電圧基準変換部７３において、３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦに変換される。そして、これらの３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦはＰＷＭ制御部７４によって正側キャリア及び負側キャリアと比較されてＰＭＷパターンに従った各スイッチング素子のゲート信号が生成される。
【００１８】
キャリア発生回路７５は所謂三角波キャリアを発生し、その三角波キャリアを負側キャリアとして直接ＰＷＭ制御部７４に与える。この三角波キャリアは反転回路７６で正負が反転され、正バイアス加算回路７７によってキャリアのピーク値相当の直流分が加算され正側キャリアを得ている。また、キャリア発生回路７５は三角波キャリアの１周期ごとにキャリア同期信号を電圧基準変換部７３に与えている。ここで、反転回路７６で正負を反転するとは、逆位相とすることを意味する。
【００１９】
電圧基準変換部７３の詳細回路構成を図１（ｂ）に示す。図１（ｂ）に示した様にｄ軸電圧基準ＥＤ＿Ｒ及びｑ軸電圧基準ＥＱ＿Ｒは、上記位相基準θ１を用いて座標変換／ホールド回路７３１によって３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒに変換される。ここで、ホールドとは、キャリア発生回路７５が出力するキャリア同期信号に従って３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒを保持し、キャリア周期毎にこれらの保持された値を新しい値に更新するということである。ここでは、キャリア発生回路７５が出力する三角キャリアの最小値（谷）のタイミングでキャリア同期信号が出力されるものとする。
【００２０】
この３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒは、最大値検出回路７３２及び最小値検出回路７３３に入力され、３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒのうちの最大値及び最小値が夫々検出される。これら検出された最大値及び最小値は、切替制御回路７３４に入力され、切替制御回路７３４はキャリア同期信号を基準として所定の間隔、例えば１０倍のキャリア周期ごとに最大値と最小値を交互に切替え、減算回路７３５に出力する。減算回路７３５においては、３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒの各々から切替制御回路７３４の出力である上記最大値または最小値を減算し、３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦを夫々得る。
【００２１】
以上のようにして得られた３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦは、通常はキャリア発生回路７５からの正側及び負側のキャリアとＰＷＭ変調部７４で比較され、その結果として３レベル電力変換器３を構成するスイッチング素子のゲート信号が得られる。尚、キャリア比較を行わないでゲート信号を得る例を実施例３で述べる。
【００２２】
以下にこの実施例１の効果について図３及び図４を参照して説明する。
【００２３】
図３は、最小値検出回路７３３が切替制御回路７３４で選択されているときの３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦと正側キャリアの波形を示した図である。
【００２４】
また、図４は、最大値検出回路７３２が切替制御回路７３４で選択されているときの３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦと負側キャリアの波形を示した図である。両図において、実線で示す三角波は正側または負側キャリア、パターン線で示した電圧波形が電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、実線で示した電圧波形が電圧基準ＶＶ＿ＲＥＦ、そして破線で示した電圧波形が電圧基準ＶＷ＿ＲＥＦである。
【００２５】
図３または図４に示すように、最大値検出回路７３２及び最小値検出回路７３３によって３相基本電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ及びＥＷ＿Ｒを補正して３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦを得ることによって、常に１相はスイッチングを行わないゼロ電圧となる所謂２相変調モードが得られる。このようにすることによって、３相電圧基準の極性を同一極性として制御するので、低い電圧でのスイッチングを行うことが減少し、最小オンパルス幅を確保することが容易になる。また、最大値検出回路７３２及び最小値検出回路７３３の出力を切替制御回路７３４によって所定の周期で交互に切替えるので、正側と負側のスイッチング素子の通流率を均等化することができる。
【００２６】
次に、中性点の電圧変動に着目した説明を行う。
【００２７】
まず、図３における最初のキャリア周期（時刻Ｔ０からＴ１）について考える。この１周期内においては、常にＶＶ＿ＲＥＦ＝０で且つＶＷ＿ＲＥＦ＞ＶＵ＿ＲＥＦとなる。そして、３相電圧基準の各々が正側キャリアより大きい期間でその電位が＋Ｅｄとなるようにするので、この１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、０）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）
となる。ここで、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）は夫々３相電圧基準ＶＵ＿ＲＥＦ、ＶＶ＿ＲＥＦ及びＶＷ＿ＲＥＦでＰＷＭ制御を行ったときの各相の電位を表わす。また０は中性点電位を表わす。
【００２８】
同様に、図４における最初のキャリア周期（時刻Ｔ０からＴ１）について考える。この図４の時刻Ｔ０、Ｔ１が図３のＴ０、Ｔ１に夫々一致しているので、この場合、図１に示した反転回路７６が無いときの図となっている点に注意が必要である。図４における１周期内では常にＶＷ＿ＲＥＦ＝０で且つＶＵ＿ＲＥＦ＞ＶＶ＿ＲＥＦとなる。そして、３相電圧基準の各々が負側キャリアより小さい期間でその電位が−Ｅｄとなるようにするので、この１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（０、−Ｅｄ、０）⇒（−Ｅｄ、−Ｅｄ、０）⇒（０、−Ｅｄ、０）⇒（０、０、０）
となる。
【００２９】
この状態において切替制御回路７３４による切替動作を考える。図４でｔ＝Ｔ１はキャリア同期信号が切替制御回路７３４に与えられるタイミングであるので、このタイミングで図３の状態から図４の状態へ切替えたとする。すると、切替によるスイッチングパターンの遷移は上記遷移順の最後の段階での遷移となるので、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、０）
となる。この遷移は、Ｕ相とＷ相の２相が同時にスイッチング動作を行ってしまうので中性点の電位が大きく変動する。
【００３０】
この対策として、図１の反転回路７６を設け、正側キャリアを反転（１８０度位相シフト）させる。このようにすると図３の時刻Ｔ０からＴ１までの期間における正側キャリアは時刻Ｔ０、Ｔ１で最大値、時刻（Ｔ１−Ｔ０）／２でゼロとなる。従っては時刻Ｔ０からＴ１までの１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、０）
となる。従って、図１に示した反転回路７６を設けることにより、ｔ＝Ｔ１のタイミングで図３の状態から図４の状態へ切替えたときのスイッチングパターンの遷移は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（０、０、０）
となる。この遷移は、スイッチング動作を行わないので、中性点の電位は変動しない。
【００３１】
上記説明は、図３、図４の１回目の周期、すなわち、図３においてはＶＶ＿ＲＥＦ＝０、図４においてはＶＷ＿ＲＥＦ＝０の期間で行ったものであるが、３相電圧基準は対称状態を保って変化しているので、他の期間で行っても成立することは明らかである。
【実施例２】
【００３２】
図５は本発明の実施例２の３レベル電力変換装置を示す回路構成図である。この実施例２の各部について、図１（ａ）の本発明の実施例１に係る３レベル電力変換装置の回路構成の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、反転回路７６を正側キャリア側から負側キャリア側に移動し、基準キャリアに対して負側キャリアを反転させるようにした点である。
【００３３】
実施例１で述べたように、キャリア発生回路７５が出力する三角キャリアの最小値（谷）のタイミングでキャリア同期信号が出力され、切替制御回路７３４はキャリア同期信号を基準として所定の間隔で最大値と最小値を交互に切替えるように構成した場合は、図１に示したように反転回路７６によって正側キャリアを反転すれば切替制御回路７３４の切替動作時の中性点変動が抑制された。
【００３４】
この実施例２は、キャリア発生回路７５が出力する三角キャリアの最大値（山）のタイミングでキャリア同期信号を出力する場合に対応している。
【００３５】
図３において、Ｔ０からＴ１の期間でキャリアを反転させるとこの場合に相当するので、
正側１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、０）
となる。
【００３６】
これに対して、図４を参照した負側１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（−Ｅｄ、−Ｅｄ、０）⇒（０、−Ｅｄ、０）⇒（０、０、０）⇒（０、−Ｅｄ、０）⇒（−Ｅｄ、−Ｅｄ、０）
となる。これらは、図１または図５において反転回路７６が無い場合の遷移である。
【００３７】
このとき、切替によるスイッチングパターンの遷移は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（（−Ｅｄ、−Ｅｄ、０）
となる。この遷移は、Ｕ相とＷ相の２相が同時にスイッチング動作を行ってしまうので中性点の電位が大きく変動する。
【００３８】
これに対して、図５のように反転回路７６によって負側キャリアを反転させると、負側１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝０、０、０）⇒（０、−Ｅｄ、０）⇒（−Ｅｄ、−Ｅｄ、０）（０、−Ｅｄ、０）⇒（０、０、０）
となる。従って、切替制御回路７３４が切替動作を行ったときのスイッチングパターンの遷移は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、０）⇒（０、０、０）
となる。この遷移は、スイッチング動作を行わないので、中性点の電位は変動しない。
【実施例３】
【００３９】
以下、本発明の実施例３に係る３レベル電力変換装置を、図６を参照して説明する。
【００４０】
図６は図３に示した波形の最初のキャリア１周期（Ｔ０からＴ１まで）の拡大図である。実施例１の説明と重複するが、３相電圧基準の各々が正側キャリアより大きい期間でその電位が＋Ｅｄとなるようにするので、この１周期におけるスイッチングパターンの遷移順は、
（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（０、０、０）⇒（０、０、＋Ｅｄ）⇒（＋Ｅｄ、０、＋Ｅｄ）
となる。図６にはこれらのスイッチングパターンが遷移するポイントの時刻ｔ１乃至ｔ４を示す。すなわち、上記の遷移パターンは、区間Ｔ０＜ｔ＜ｔ１、ｔ１＜ｔ＜ｔ２、ｔ２＜ｔ＜ｔ３、ｔ３＜ｔ＜ｔ４、ｔ４＜ｔ＜Ｔ１に夫々対応している。
【００４１】
図６から分かるように上記における遷移ポイントｔ１乃至ｔ４は以下のように簡単な線形演算によって求めることができる。但しＴはキャリアの１周期、Ｖｃｐはキャリアのピーク値である。
【００４２】
ｔ１＝Ｔ０＋Ｔ（ＶＵ＿ＲＥＦ）／Ｖｃｐ
ｔ２＝Ｔ０＋Ｔ（ＶＷ＿ＲＥＦ）／Ｖｃｐ
ｔ３＝Ｔ１−Ｔ（ＶＷ＿ＲＥＦ）／Ｖｃｐ
ｔ４＝Ｔ１−Ｔ（ＶＵ＿ＲＥＦ）／Ｖｃｐ
上記は区間Ｔ０からＴ１の１周期での説明であるが、他の全ての周期、また図４に対応する負電圧を使用する周期でも同様の考えで演算可能である。このように遷移ポイントｔ１乃至ｔ４を演算によって求めることができれば、図１におけるＰＭＷ制御回路７４において、各相電圧基準とキャリアを比較してｔ１乃至ｔ４を求める必要が無くなるので、構成が簡単になる。この場合、ＰＭＷ制御回路７４はキャリアの周期Ｔとピーク電圧Ｖｃｐの情報が与えられていればキャリアそのものの信号が無くてもＰＭＷパターンに従った各スイッチング素子のゲート信号を作ることができる。
【００４３】
以上本発明のいくつかの実施例を説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００４４】
例えば、実施例では３レベル電力変換装置の負荷は交流電動機４としたが、負荷は電動機には限らない。また、実施例では電動機制御部７２においてベクトル制御を行う説明をしたが、これに限らず３相基本電圧基準を用いて３レベル電力変換器の出力電圧を制御するものであれば良い。例えば通常の３相電圧制御であっても良い。
【００４５】
また、実施例１では座標変換／ホールド回路でキャリア同期信号に従って３相基本電圧基準をホールドするようにしたが、減算回路７３５の出力側で補正後の３相電圧基準をホールドしても良い。
【００４６】
更に、上記ホールド回路を省略しても基本的には中性点電圧変動を発生する頻度が低減するので、本願は有効である。特にキャリア周波数が３相電圧基準の周波数に対して極めて大きい場合は上記ホールド回路を設けなくてもその効果に差異はない。
【符号の説明】
【００４７】
１  直流電源
２Ａ、２Ｂ  直流コンデンサ
３  ３レベル電力変換器
４  交流電動機
５  回転位置センサ
６  電流検出器
７  制御回路
７１  微分回路
７２  電動機制御部
７３  電圧基準変換回路
７４  ＰＷＭ制御部
７５  キャリア発生回路
７６  反転回路
７７  正バイアス加算回路
７３１  座標変換／ホールド回路
７３２  最大値検出回路
７３３  最小値検出回路
７３４  切替制御回路
７３５  減算回路
【図１】
2014082839.tif 000003
【図２】
2014082839.tif 000004
【図３】
2014082839.tif 000005
【図４】
2014082839.tif 000006
【図５】
2014082839.tif 000007
【図６】
2014082839.tif 000008