(57)【要約】【課題】負荷キャパシタを電源電圧よりも高い電圧に充電し、そのエネルギーを再び効率的に回収する。【解決手段】負荷キャパシタの充電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタの電圧を電源電圧よりも高く、かつ階段状に昇圧して充電する構成であり、負荷キャパシタの放電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタＣの電圧を電源電圧の１倍以上２倍以下の電圧に降圧させ、負荷キャパシタＣの電荷を階段状に回収する構成である。【選択図】  図１
2014087158.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続されるインダクタＬと、インダクタＬと負荷キャパシタＣを接続するスイッチＳＷ１と、インダクタＬとＧＮＤ端子を接続するスイッチＳＷ２からなるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて負荷キャパシタＣに対して充放電する電源回路において、
前記負荷キャパシタＣの端子電圧を検出する電圧比較器と、
前記負荷キャパシタＣの端子電圧に応じて前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記負荷キャパシタの充電時に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路として前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、前記負荷キャパシタの電圧を電源電圧よりも高く、かつ階段状に昇圧して充電する構成であり、
前記負荷キャパシタの放電時に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路として前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、前記負荷キャパシタＣの電圧を電源電圧の１倍以上２倍以下の電圧に降圧させ、前記負荷キャパシタＣの電荷を階段状に回収する構成である
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路において、
前記スイッチＳＷ１と並列に前記インダクタＬから出力端子の方向に電流を流すダイオードＤ１を接続し、前記スイッチＳＷ２と並列にＧＮＤ端子から前記インダクタＬの方向に電流を流すダイオードＤ２を接続し、
前記制御手段は、充電時には前記スイッチＳＷ１を常にＯＦＦとし、前記スイッチＳＷ２のみをＯＮ／ＯＦＦさせ、放電時には前記スイッチＳＷ２を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ１のみをＯＮ／ＯＦＦさせる構成である
ことを特徴とする電源回路。
【請求項３】
電源に接続されるインダクタＬと、インダクタＬと負荷キャパシタＣを接続するスイッチＳＷ１と、インダクタＬとＧＮＤ端子を接続するスイッチＳＷ２からなるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて負荷キャパシタＣに対して充放電する充放電方法において、
前記負荷キャパシタＣの端子電圧を検出する電圧比較器と、
前記負荷キャパシタＣの端子電圧に応じて前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記負荷キャパシタの充電時に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路として前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、前記負荷キャパシタの電圧を電源電圧よりも高く、かつ階段状に昇圧して充電し、
前記負荷キャパシタの放電時に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路として前記スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、前記負荷キャパシタＣの電圧を電源電圧の１倍以上２倍以下の電圧に降圧させ、前記負荷キャパシタＣの電荷を階段状に回収する
ことを特徴とする充放電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電時のジュール損失を低減しつつ、負荷キャパシタを電源電圧よりも高い電圧に充電する電源回路および充放電方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、通常のキャパシタに定電圧で充電する方法では、効率が50％となることが知られている。すなわち、静電容量Ｃのキャパシタを定電圧Ｖで充電すると、電源のする仕事はＱＶ＝ＣＶ2 であり、一方キャパシタのエネルギーはＣＶ2 ／２であることから効率50％である。残りの50％は抵抗においてジュール熱となっている（非特許文献１）。
【０００３】
定電圧充電の代わりに定電流充電を用いると、前述のジュール熱が大きく低減できることが知られている。すなわち、定電流Ｉでｔ時間充電を行ったときの電荷をＱ、キャパシタに蓄えられるエネルギーをＵとすると、
Ｑ＝Ｉｔ                                  …(1) 
Ｕ＝Ｑ2／(２Ｃ）                          …(2) 
となる。抵抗Ｒで失われるエネルギーＥR は
ＥR ＝ＲＩ2ｔ＝ＲＱ2／ｔ                  …(3) 
となる。すると充電時の効率Ｐc は、
Ｐc ＝Ｕ／(Ｕ＋ＥR )＝ｔ／(ｔ＋２ＲＣ)    …(4) 
となる。ｔを十分大きくすると、Ｐc が 100％となることがわかる（非特許文献２）。
【０００４】
電気２重層キャパシタは、内部抵抗の小さい電解コンデンサのようなキャパシタではなく、内部抵抗の大きなキャパシタであるが、近年、電力蓄積用途に大変注目されている。この電気２重層キャパシタを充電する方法として、前述のように通常の定電圧では効率が悪いことを考慮して、定電流電源を用いた回路により充電する方法が取られている（非特許文献１）。
【０００５】
図１１は、定電流電源回路の構成および動作例を示す。
図１１(a),(b) において、スイッチＳＷがＯＮの時にインダクタＬを流れる電流が上昇し、ＯＦＦの時には減少する。電流検出回路ＡはインダクタＬを流れる電流を検知し、電流がＩmin になったときにスイッチＳＷをＯＮし、電流がＩmax になったときにスイッチＳＷをＯＦＦし、この操作により電流をＩmin からＩmax の間に制御する。ここで、インダクタＬを流れる電流Ｉmax とＩmin を近づけることにより、ほぼ定電流とみなすことができる。この定電流を用いてキャパシタＣを充電することができる。
【０００６】
しかし、本構成では、インダクタＬを流れる電流を検知するための電流検出回路Ａが必要となる。この電流検出回路Ａはシャント抵抗を用い、シャント抵抗の両端の電圧をモニターすることにより流れる電流値を検出する。すなわち、従来の定電流電源回路では、シャント抵抗を必ず用いる必要があった。
【０００７】
これを解決するために電流検出回路を用いず、キャパシタを充電するときに、階段電圧により断熱充電を行う電源回路が特許文献１で提案された。
【０００８】
図１２は、特許文献１の電源回路の構成例およびその充電電圧の波形を示す。
図１２において、負荷キャパシタＣL を充電する電源回路は、電源Ｅに並列に接続されたキャパシタＣx と、２個のスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、インダクタＬおよびキャパシタＣy のＬＣフィルタとによるＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。電圧比較器１１は、負荷キャパシタＣL の端子電圧を検出する構成であり、制御部１２−１，１２−２は電圧比較器１１の出力に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する構成である。
【０００９】
なお、負荷キャパシタＣL に直列に接続される抵抗Ｒ1 は、ＤＣ−ＤＣコンバータと負荷キャパシタＣL を接続するスイッチングトランジスタの抵抗を表し、シャント抵抗とは異なる抵抗である。
【００１０】
この充電回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を階段状に変化させて充電することを特徴とする。ここで、負荷キャパシタＣL において、階段電圧で充電することにより充電効率が高まることを以下に示す。
【００１１】
いま、階段電圧の電位をＶi 、Ｖi の電位により充電するときに電源からキャパシタに移動する電荷量をΔＱi とする。また、初期および最終の電位をＶ0,ＶN とする。すなわち、電位はＶ0 →Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ3 →  …  →ＶN と昇圧するものとする。このとき、電源のする仕事Ｗは、次式で表される。
Ｗ＝ΣＶi ΔＱi 
＝Ｖ1Ｃ(Ｖ1−Ｖ0)＋Ｖ2Ｃ(Ｖ2−Ｖ1)＋…
…＋ＶN-1Ｃ(ＶN-1−ＶN-2)＋ＶNＣ(ＶN−ＶN-1)
＝Ｃ（Ｖ12＋Ｖ22＋…＋ＶN2−(Ｖ0Ｖ1＋Ｖ1Ｖ2＋…＋ＶN-1ＶN))
＝Ｃ/2（−Ｖ02＋(Ｖ0−Ｖ1)2＋(Ｖ1−Ｖ2)2＋…＋(ＶN-1−ＶN)2＋ＶN2 ) 
…(5) 
ここで、
ｘ1 ＝Ｖ0−Ｖ1 ，ｘ2 ＝Ｖ1−Ｖ2 ，…，ｘN ＝ＶN-1−ＶN             …(6) 
とおくと、                                                                          ｘ1 ＋ｘ2 ＋…＋ｘN ＝Ｖ0−ＶN ＝const.                            …(7) 
である。この条件の下に、Ｗの最小値と、そのときのｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN の値について考察する。
【００１２】
式(5) は、式(6) を用いて
Ｗ＝Ｃ/2（−Ｖ02＋ｘ12＋ｘ22＋…＋ｘN2＋ＶN2 )                     …(8) 
となる。Lagrangeの未定係数法（非特許文献３）により、
∂／∂ｘk（Ｗ−λ（ｘ1＋ｘ2＋…＋ｘN−Ｖ0＋ＶN ))＝０              …(9) 
が成立するときにＷは最小値をとる。ここで、λはパラメータである。したがって、ｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘN で偏微分することにより、
ｘ1 ＝ｘ2 ＝…＝ｘN ＝λ／Ｃ                                       …(10)
が得られる。
【００１３】
すなわち、これは階段電圧の電位差が等しく、(ＶN−Ｖ0)／Ｎであるときに最小値をとることを意味している。したがって、式(8) より
Ｗ＝Ｃ/2 [((ＶN−Ｖ0)／Ｎ)2Ｎ＋ＶN2−Ｖ02]                         …(11)
が得られる。
【００１４】
ここで、Ｃ/2・ＶN2−Ｃ/2・Ｖ02は、終状態と始状態のエネルギーの差を表している。また第１項は、抵抗で消費されるジュール熱を意味している。ここで、抵抗で消費されるジュール熱とは、電源と負荷キャパシタを接続するスイッチングトランジスタの抵抗Ｒ1 で消費されるジュール熱を意味している。
【００１５】
式(11)より、ステップ数Ｎを大きくすれば、このジュール熱をゼロにすることが可能なことがわかる。また、数学的解析によると、ゼロ電位からの充電でなく、ある電位Ｖ0 からの充電においても階段電圧で充電することが有効なことも明らかとなった。
【００１６】
このように階段電圧で充電することにより、定電流充電と同様に効率的に充電できることが明らかとなった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２０１１−１３５６３０号公報
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】ＥＣＳの動作原理と実験セットの運転、岡村迪夫、トランジスタ技術2001年３月号  p.332
【非特許文献２】電気２重層キャパシタに充電する、岡村迪夫、トランジスタ技術2001年２月号  p.316
【非特許文献３】応用数学便覧、丸善株式会社、1967年、p.287
【非特許文献４】パワーエレクトロニクス回路、電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、オーム社、2000年、p.246
【非特許文献５】パワーエレクトロニクスハンドブック、監修  今井孝二、Ｒ＆Ｄプラニング、2002年、p.272
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
図１２(a) に示す特許文献１の電源回路では、負荷キャパシタＣL を充電するときに、階段電圧により充電するために、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変えることにより、出力電圧を変化させている。図１２(b) は、キャパシタ電位の時間変化を示しており、Ｅ／４からＥまで６ステップで変化する場合の例である。ここに示すように、この電源回路では、キャパシタを電源電圧以下の電圧にしか充電できない問題があった。
【００２０】
本発明は、負荷キャパシタを電源電圧よりも高い電圧に充電し、そのエネルギーを再び効率的に回収する電源回路および充放電方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
第１の発明は、電源に接続されるインダクタＬと、インダクタＬと負荷キャパシタＣを接続するスイッチＳＷ１と、インダクタＬとＧＮＤ端子を接続するスイッチＳＷ２からなるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて負荷キャパシタＣに対して充放電する電源回路において、負荷キャパシタＣの端子電圧を検出する電圧比較器と、負荷キャパシタＣの端子電圧に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を制御する制御手段とを備え、制御手段は、負荷キャパシタの充電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタの電圧を電源電圧よりも高く、かつ階段状に昇圧して充電する構成であり、負荷キャパシタの放電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタＣの電圧を電源電圧の１倍以上２倍以下の電圧に降圧させ、負荷キャパシタＣの電荷を階段状に回収する構成である。
【００２２】
第１の発明の電源回路において、スイッチＳＷ１と並列にインダクタＬから出力端子の方向に電流を流すダイオードＤ１を接続し、スイッチＳＷ２と並列にＧＮＤ端子からインダクタＬの方向に電流を流すダイオードＤ２を接続し、制御手段は、充電時にはスイッチＳＷ１を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ２のみをＯＮ／ＯＦＦさせ、放電時にはスイッチＳＷ２を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ１のみをＯＮ／ＯＦＦさせる構成である。
【００２３】
第２の発明は、電源に接続されるインダクタＬと、インダクタＬと負荷キャパシタＣを接続するスイッチＳＷ１と、インダクタＬとＧＮＤ端子を接続するスイッチＳＷ２からなるＤＣ−ＤＣコンバータを用いて負荷キャパシタＣに対して充放電する充放電方法において、負荷キャパシタＣの端子電圧を検出する電圧比較器と、負荷キャパシタＣの端子電圧に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を制御する制御手段とを備え、制御手段は、負荷キャパシタの充電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタの電圧を電源電圧よりも高く、かつ階段状に昇圧して充電し、負荷キャパシタの放電時に、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変化させ、負荷キャパシタＣの電圧を電源電圧の１倍以上２倍以下の電圧に降圧させ、負荷キャパシタＣの電荷を階段状に回収する。
【発明の効果】
【００２４】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧回路として用いて、その出力電圧を階段状に昇圧することにより、充電時のジュール損失を低減しつつ、負荷キャパシタを電源電圧よりも高い電圧に充電することができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧回路として用いて、その出力電圧を降圧することにより、負荷容量に充電されたエネルギーを効率的に回収することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施例１の電源回路の構成例およびその充放電電圧の波形を示す図である。
【図２】充電時の昇圧動作を説明する図である。
【図３】充電時の昇圧動作を説明する図である。
【図４】スイッチＳＷ１の具体的な制御波形（ゲート電圧）を示す図である。
【図５】放電時の降圧動作を説明する図である。
【図６】放電時の降圧動作を説明する図である。
【図７】本発明の実施例２の電源回路の構成例を示す図である。
【図８】充電時の昇圧動作を説明する図である。
【図９】放電時の降圧動作を説明する図である。
【図１０】本発明の実施例３の電源回路の構成例を示す図である。
【図１１】定電流電源回路の構成および動作例を示す図である。
【図１２】特許文献１の電源回路の構成例およびその充電電圧の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２６】
図１は、本発明の実施例１の電源回路の構成例およびその充放電電圧の波形を示す。
図１において、負荷キャパシタＣL を充電する電源回路は、電源Ｅに接続されたインダクタＬと、インダクタＬと負荷キャパシタＣL を接続するスイッチＳＷ１と、インダクタＬとＧＮＤ端子を接続するスイッチＳＷ２とによるＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。電圧比較器１１は、負荷キャパシタＣL の端子電圧を検出する構成であり、制御部１２−１，１２−２は電圧比較器１１の出力に応じてスイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦを相補的に制御する構成である。ここで、電源ＥとインダクタＬの接続点をノードＸ、インダクタＬとスイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の接続点をノードＮ１、スイッチＳＷ１と負荷キャパシタＣL の接続点をノードＹとする。
【００２７】
なお、負荷キャパシタＣL に直列に接続される抵抗Ｒ1 は、ＤＣ−ＤＣコンバータと負荷キャパシタＣL を接続するスイッチングトランジスタの抵抗を表し、シャント抵抗とは異なる抵抗である。
【００２８】
実施例１では、負荷キャパシタＣL の電圧を階段状に昇圧して充電し、降圧して放電することを実現するために、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ比を変えることによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変化させることを特徴としている。図１(b) は、負荷キャパシタＣL の充放電電圧の時間変化を示しており、Ｅから４Ｅまで４ステップで変化する場合の例である。
【００２９】
まず、充電時の昇圧動作について、図２および図３を参照して説明する。
図２(a) は、スイッチＳＷ２がＯＮ、スイッチＳＷ１がＯＦＦの状態を示し、インダクタＬからスイッチＳＷ２の矢印の方向に電流が流れる。次に、図２(b) は、スイッチＳＷ２がＯＦＦ、スイッチＳＷ１がＯＮになった状態を示し、インダクタＬを流れていた電流は流れ続けようとして、インダクタＬからスイッチＳＷ１の矢印の方向に電流が流れる。この原理により、ノードＹの出力電圧Ｖout1を電源電圧Ｅよりも大きくすることができ、昇圧動作が可能となる（非特許文献４、５）。図３(a) に示すように、スイッチＳＷ１のＯＮの時間をｄＴ、ＯＦＦの時間を（１−ｄ）Ｔとすると、出力電圧Ｖout1は図３(b) のようにＥ／ｄとなる。ここで、ＴはスイッチＳＷ１がＯＮ／ＯＦＦする１周期の期間を表す。また、ｄはスイッチＳＷ１がＯＮとなる割合でデューティ（duty）比とよばれる。
【００３０】
図１(b) は、こうして実現した昇圧電圧を階段的に変化させた階段電位による充電を示しており、Ｖ0 ＝Ｅ、ＶN ＝４Ｅ、Ｎ＝３を示している。
【００３１】
本実施例においては、電圧の昇圧時には、Ｅ→２Ｅ→３Ｅ→４Ｅであり、これがＥ／ｄに対応しているので、デューティ比ｄは１→１／２→１／３→１／４となり、このデューティ比を用いてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変化させることが可能である。
【００３２】
図４は、スイッチＳＷ１の具体的な制御波形（ゲート電圧）を示す。スイッチＳＷ１のゲート電圧のデューティ比ｄを、図４のように１→１／２→１／３→１／４と変化させると、図１(b) のノードＹの出力電圧Ｖout1がＥ→２Ｅ→３Ｅ→４Ｅとなり、負荷キャパシタＣL への充電が行われる。
【００３３】
次に、負荷キャパシタＣL からエネルギーを回収する放電時の降圧動作について、図５および図６を参照して説明する。
【００３４】
図５(a) は、スイッチＳＷ１がＯＮ, スイッチＳＷ２がＯＦＦの状態を示し、スイッチＳＷ１からインダクタＬの矢印の方向に電流が流れる。次に、図５(b) は、スイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮになった状態を示し、インダクタＬを流れていた電流は流れ続けようとして、スイッチＳＷ２からインダクタＬの矢印の方向に電流が流れる。図５(a) のノードＮ１の電位は負荷キャパシタＣL の電位、図５(b) のノードＮ１の電位はＧＮＤとなる。インダクタＬの平滑機能により、ノードＸの出力電圧Ｖout2は高周波成分が取り除かれ一定値となる。この動作は降圧動作となっている（非特許文献４）。スイッチＳＷ１のＯＮの時間をｄＴ、ＯＦＦの時間を（１−ｄ）Ｔとすると、この降圧回路の出力電圧Ｖout2はｄＶC となる。ＶC は負荷キャパシタＣL の電位を示す。
【００３５】
ここで、放電時に、ノードＹの電位によってどのようなデューティ比とすべきかについて考察する。放電なので、ノードＹからノードＸへの電流の流れであり、ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧回路として動作する。
【００３６】
図６(a) のように、ノードＹの電圧によって４つの領域に分ける。ノードＹの電圧が領域Ａ（３Ｅ〜４Ｅ）にあるときは、図１(a) の回路において、ｄ＝１／３とする。これにより、ノードＸの電圧は、図６(b) に示すように４／３・ＥとＥの間の値となる。この時、電流が常に負荷キャパシタＣL から電源Ｅ1 に流れ、電源Ｅ1 はエネルギーを負荷キャパシタＣL から受け取ることになる。ノードＹの電圧が３Ｅになったときには、ノードＸの電圧はＥとなる。また、ノードＹの電圧が領域Ｂにあるときは、ｄ＝１／２とする。これにより、ノードＸの電圧は３／２・ＥとＥの間の値となり、電流が常に負荷キャパシタＣL から電源Ｅ1 に流れ、電源Ｅ1 は同様にエネルギーを負荷キャパシタＣL から受け取る。ノードＹの電圧が２Ｅになったときには、ノードＸの電圧はＥとなる。また、ノードＹの電圧が領域Ｃにあるときは、ｄ＝１とする。これらの操作により段階的に、すなわち断熱的に負荷キャパシタＣL のエネルギーを回収できる。
【００３７】
ここで、図１(a) の制御部１２−１，１２−２について説明する。充電時には、制御部１２−１で負荷キャパシタＣL の電圧をモニターし、電圧がｉ・Ｅに到達したら、ｄを１／（ｉ＋１）とし、Ｙを（ｉ＋１）・Ｅとする。回収時には、制御部１２−２で負荷キャパシタＣL の電圧をモニターし、電圧がｉ・Ｅに到達したらｄを１／（ｉ−１）とし、ノードＸの電圧を常にＥより大きくする。
【実施例２】
【００３８】
図７は、本発明の実施例２の電源回路の構成例を示す。
図１(a) に示す実施例１の構成では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にＯＮ／ＯＦＦさせる必要があった。本実施例では、スイッチＳＷ１と並列にインダクタＬから出力端子（ノードＹ）の方向に電流を流すダイオードＤ１を接続し、スイッチＳＷ２と並列にＧＮＤ端子からインダクタＬの方向に電流を流すダイオードＤ２を接続し、充電時にはスイッチＳＷ１を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ２のみをＯＮ／ＯＦＦさせ、放電時（エネルギー回収時）にはスイッチＳＷ２を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ１のみをＯＮ／ＯＦＦさせる構成である。
【００３９】
以下、充電時および放電時の動作例について説明する。
図８は、充電時の昇圧動作を示す。図８(a) は、スイッチＳＷ１を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ２をＯＮとした状態を示す。このとき、ＳＷ１とＳＷ２の接続点のノードＮ１は、ＧＮＤ電位であるためにダイオードＤ１がＯＦＦとなるので、等価回路は図８(b) のようになる。電流は、電源ＥからインダクタＬに流れる。図８(c) は、スイッチＳＷ２をＯＦＦとした状態を示す。このとき、インダクタＬを流れていた電流はそのまま流れようとし、ダイオードＤ１を通って流れようとするので、ダイオードＤ１がＯＮとなる。すると、ノードＮ１はＧＮＤ電位より大きいので、ダイオードＤ２がＯＦＦとなるので、等価回路は図８(d) のようになる。
【００４０】
図９は、放電時（エネルギー回収時）の降圧動作を示す。図９(a) は、スイッチＳＷ２を常にＯＦＦとし、スイッチＳＷ１をＯＮとした状態を示す。このとき、ノードＮ１はキャパシタ電位であるためにダイオードＤ２がＯＦＦとなるので、等価回路は図９(b) のようになる。電流は、負荷キャパシタＣL からインダクタＬに流れる。図９(c) は、スイッチＳＷ１をＯＦＦとした状態を示す。このとき、インダクタＬを流れていた電流はそのまま流れようとし、ダイオードＤ２を通って流れ続けようとするので、ダイオードＤ２がＯＮとなる。すると、ノードＮ１の電位はＧＮＤ電位となり、ダイオードＤ１がＯＦＦとなるので、等価回路は図９(d) のようになる。
【００４１】
以上の充電時の図８(b),(d) の等価回路は、図２(a),(b) のＤＣ−ＤＣ昇圧回路と一致する。また、回収時の図９(b),(d) の等価回路は、図５(a),(b) のＤＣ−ＤＣ降圧回路と一致する。よって機能的に図１(a) の回路と同じ回路が実現されることが分かる。
【実施例３】
【００４２】
図１０は、本発明の実施例３の電源回路の構成例を示す。
図において、図１の電源回路におけるノードＸと電源Ｅとの間に切替スイッチを挿入し、ノードＸと電源ＥまたはＬＳＩとの接続を切り替える。ここでは、負荷キャパシタＣL の蓄電エネルギーを電源Ｅに戻さず、切替スイッチを電源Ｅに接続される端子Ａから端子Ｂに接続されるＬＳＩに切り替えることにより、ＬＳＩで当該蓄電エネルギーを利用することができる。
【００４３】
以上説明した各実施例におけるスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、半導体トランジスタ（スイッチングトランジスタ）を用いてもよいし、機械的スイッチでもよい。
【００４４】
また、ノードＸ，Ｙを平滑化するために、ノードＸとＧＮＤとの間、ノードＹとＧＮＤとの間にキャパシタを挿入してもよい。
【００４５】
また、負荷キャパシタＣL は、電気２重層キャパシタに限らず、キャパシタであればよい。
【符号の説明】
【００４６】
Ｅ              電源
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
Ｌ              インダクタ
ＣL             負荷キャパシタ（電気２重層キャパシタ）
Ｄ１，Ｄ２      ダイオード
１１            電圧比較器
１２−１        制御部（充電）
１２−２        制御部（放電）
【図１】
2014087158.tif 000003
【図２】
2014087158.tif 000004
【図３】
2014087158.tif 000005
【図４】
2014087158.tif 000006
【図５】
2014087158.tif 000007
【図６】
2014087158.tif 000008
【図７】
2014087158.tif 000009
【図８】
2014087158.tif 000010
【図９】
2014087158.tif 000011
【図１０】
2014087158.tif 000012
【図１１】
2014087158.tif 000013
【図１２】
2014087158.tif 000014