(57)【要約】【課題】ＡＣ入力電圧のピーク値の大きさが変わっても平均ＬＥＤ電流を安定化させることができ、また、高力率を得ることができるＬＥＤ電流制御装置を提供する。【解決手段】実施形態のＬＥＤ電流制御装置１は、擬似正弦波生成部１１と、同期制御部１２と、比較器１３と、スイッチ制御部１４と、波高値補正部１５と、パルスモニター制御部１６とを備える。擬似正弦波生成部１１は、一定の波高値の擬似正弦波ＰＳを生成する。同期制御部１２は、擬似正弦波ＰＳの周期を整流波ＡＳに同期させる。比較器１３は、スイッチングトランジスタＭＴ１に流れる電流を変換した電圧値Ｖｍを擬似正弦波ＰＳの電圧値と比較する。スイッチ制御部１４は、比較器１３の比較結果に応じてスイッチングトランジスタＭＴ１の導通を制御する。波高値補正部１５は、擬似正弦波ＰＳの波高値を補正する。パルスモニター制御部１６は、スイッチ制御部１４のスイッチ周波数を調整する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側にＡＣ入力を整流した整流波が入力され、２次側にＬＥＤが接続されるフライバックコンバータの１次巻線に接続されるスイッチングトランジスタの導通を制御するＬＥＤ電流制御装置であって、
一定の波高値の擬似正弦波を生成する擬似正弦波生成部と、
前記擬似正弦波の周期を前記整流波の周期に同期させる同期制御部と、
前記スイッチングトランジスタに流れる電流を電圧に変換した電圧値を前記擬似正弦波の電圧値と比較する第１の比較器と、
前記第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチングトランジスタの導通を制御するスイッチ制御部と、
前記整流波の波高値の変動に応じて前記擬似正弦波の波高値を補正する波高値補正部と、
前記フライバックコンバータの３次巻線を使って前記２次巻線に供給するパルス幅をモニターし、前記スイッチ制御部のスイッチ周波数を調整するパルスモニター制御部と
を備えることを特徴とするＬＥＤ電流制御装置。
【請求項２】
前記擬似正弦波の位相を調整する位相調整部をさらに備える
ことを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ電流制御装置。
【請求項３】
前記擬似正弦波生成部が、
カウンタと、
前記カウンタの値に対する正弦波値が記載された正弦波テーブルと、
前記正弦波テーブルから読み出された前記正弦波値をＤＡ変換するＤＡコンバータと、
前記ＤＡコンバータへ印加する基準電圧を生成する基準電圧生成部と
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のＬＥＤ電流制御装置。
【請求項４】
前記同期制御部が、
前記整流波の周波数をｎ逓倍したクロック信号を出力するＰＬＬ回路と、
前記整流波の電圧が予め設定された閾値を超える期間、前記クロック信号を前記擬似正弦波生成部の前記カウンタへ印加するクロック印加制御部と
を備えることを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ電流制御装置。
【請求項５】
前記波高値補正部が、
前記整流波を積分する第１の積分回路と、
前記擬似正弦波を積分する第２の積分回路と、
前記第１の積分回路の積分値と前記第２の積分回路の積分値とを比較する第２の比較器と、
前記第２の比較器の比較結果に応じた、前記擬似正弦波生成部の前記基準電圧に重畳するバイアス電圧を生成バイアス電圧生成部と
を備える請求項３または４に記載のＬＥＤ電流制御装置。
【請求項６】
前記位相調整部が、
前記擬似正弦波生成部の前記正弦波テーブルの値に対する補正値が記載された補正テーブルと、
前記正弦波テーブルの値を前記補正テーブルから読み出した前記補正値で補正する補正部と
を備えることを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載のＬＥＤ電流制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ＬＥＤ電流制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用ＡＣ電源によりＬＥＤ照明を行う場合、ＡＣ電源に接続された調光器の出力をダイオードブリッジ回路により全波整流し、フライバック構造を有する変圧器（フライバックコンバータ）を介してＬＥＤを駆動する。その際、ＬＥＤ電流制御装置が、フライバックコンバータの１次側巻線に流れる電流をスイッチ回路で制御し、２次側巻線に流れる電流を制御する。このとき、従来のＬＥＤ電流制御装置は、例えば、２次側巻線に流れる電流幅をモニターし、１次側巻線に接続されるスイッチ回路のスイッチングタイミングをＰＷＭ制御し、２次側巻線に接続されるＬＥＤを平均電流制御で点灯させている。
【０００３】
したがって、ＡＣ入力電圧のピークが一定であれば、フライバックコンバータの１次側巻線に蓄えられるエネルギーも一定であり、フライバックコンバータの２次側巻線に接続されるＬＥＤへ供給されるエネルギーも一定であり、ＬＥＤ照明の明るさも安定している。
【０００４】
ところが、商用ＡＣ電源のピーク電圧は、地域およびインフラ環境により様々であり、標準で１００Ｖ〜２４０Ｖと、大きく変化する。そのため、従来のＬＥＤ電流制御装置では、ＡＣ電源のピーク電圧の大きさに比例して平均ＬＥＤ電流が変動し、ＬＥＤ照明の明るさも変動するという問題があった。
【０００５】
また、ＬＥＤ照明は従来の白熱電球に比べて消費電力が小さく、かつ、誘導負荷でないため、ＡＣ入力電流波形の位相が遅れないことが多く、高力率を得ることが難しいという問題もあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１６７０５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明が解決しようとする課題は、ＡＣ入力電圧のピーク値の大きさが変わっても平均ＬＥＤ電流を安定化させることができ、また、高力率を得ることができるＬＥＤ電流制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態のＬＥＤ電流制御装置は、１次側にＡＣ入力を整流した整流波が入力され、２次側にＬＥＤが接続されるフライバックコンバータの１次巻線に接続されるスイッチングトランジスタの導通を制御するＬＥＤ電流制御装置である。このＬＥＤ電流制御装置は、擬似正弦波生成部と、同期制御部と、第１の比較器と、スイッチ制御部と、波高値補正部と、パルスモニター制御部とを備える。擬似正弦波生成部は、一定の波高値の擬似正弦波を生成する。同期制御部は、前記擬似正弦波の周期を前記整流波の周期に同期させる。第１の比較器は、前記スイッチングトランジスタに流れる電流を電圧に変換した電圧値を前記擬似正弦波の電圧値と比較する。スイッチ制御部は、前記第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチングトランジスタの導通を制御する。波高値補正部は、前記整流波の波高値の変動に応じて前記擬似正弦波の波高値を補正する。パルスモニター制御部は、前記フライバックコンバータの３次巻線を使って前記２次巻線に供給するパルス幅をモニターし、前記スイッチ制御部のスイッチ周波数を調整する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の構成の例を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の同期制御部の構成の例を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の同期制御部の動作の例を示す波形図。
【図４】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の擬似正弦波生成部の構成の例を示すブロック図。
【図５】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置における擬似正弦波の例を示す図。
【図６】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の波高値補正部の構成の例を示すブロック図。
【図７】第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の波高値補正部の動作の例を示す波形図。
【図８】第２の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の構成の例を示すブロック図。
【図９】第２の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の擬似正弦波生成部および位相調整部の構成の例を示すブロック図。
【図１０】第２の実施形態のＬＥＤ電流制御装置における擬似正弦波の例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、図中、同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の構成の例を示すブロック図である。
【００１２】
本実施形態のＬＥＤ電流制御装置１は、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮに接続された調光器１００１の出力を全波整流する整流器１００２から出力される整流波ＡＳが１次側に入力され、２次側にＬＥＤ１００４が接続されるフライバックコンバータ１００３の１次巻線に接続されるスイッチングトランジスタＭＴ１の導通を制御する装置である。
【００１３】
本実施形態のＬＥＤ電流制御装置１は、一定の波高値の擬似正弦波ＰＳを生成する擬似正弦波生成部１１と、擬似正弦波ＰＳの周期を整流器１００２から出力される整流波ＡＳの周期に同期させる同期制御部１２と、スイッチングトランジスタＭＴ１に流れる電流を電圧に変換するセンス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍを擬似正弦波ＰＳの電圧値と比較する比較器１３と、比較器１３の比較結果に応じてスイッチングトランジスタＭＴ１の導通を制御するスイッチ制御部１４と、整流波ＡＳの波高値の変動に応じて擬似正弦波ＰＳの波高値を補正する波高値補正部１５と、フライバックコンバータ１００３の３次巻線を使って２次巻線に供給するパルス幅をモニターし、スイッチ制御部１４のスイッチ周波数を調整するパルスモニター制御部１６と、を備える。
【００１４】
図２は、同期制御部１２の内部構成の例を示すブロック図である。
【００１５】
図２に示す例では、同期制御部１２は、整流器１００２から出力される整流波ＡＳの電圧を予め設定された閾値Ｖｔと比較し、整流波ＡＳの電圧が閾値Ｖｔを超える期間をＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとするイネーブル信号ＥＮを出力する電圧コンパレータ１２１と、イネーブル信号ＥＮの周波数をｎ逓倍したクロック信号ＣＫを出力するＰＬＬ回路１２２と、イネーブル信号ＥＮがＨレベルである期間、クロック信号ＣＫが出力される信号Ｓ１を擬似正弦波生成部１１へ出力するクロック印加制御部１２３と、を備える。
【００１６】
ＰＬＬ回路１２２は、位相比較器１２２ａと、ループフィルタ１２２ｂと、ＶＣＯ１２２ｃと、１／Ｎ分周器１２２ｄと、を有する。
【００１７】
１／Ｎ分周器１２２ｄは、ＶＣＯ１２２ｃの出力ＣＫの周波数を１／Ｎに分周する。
【００１８】
位相比較器１２２ａは、イネーブル信号ＥＮと１／Ｎ分周器１２２ｄの出力の位相差を検出する。ループフィルタ１２２ｂは、位相比較器１２２ａから出力される位相差信号を低域濾波し、ＶＣＯ１２２ｃの制御電圧とする。
【００１９】
これにより、ＶＣＯ１２２ｃの出力ＣＫは、イネーブル信号ＥＮに同期し、周波数がイネーブル信号ＥＮの周波数のＮ倍となるよう制御される。
【００２０】
図３に、同期制御部１２の動作波形の例を示す。
【００２１】
商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧波形を全波整流した整流波ＡＳが閾値Ｖｔを超える期間、電圧コンパレータ１２１から出力されるネーブル信号ＥＮはＨレベルとなる。
【００２２】
ＰＬＬ回路１２２からは、イネーブル信号ＥＮに同期し、周波数がイネーブル信号ＥＮの周波数のＮ倍となるクロック信号ＣＫが出力される。
【００２３】
クロック印加制御部１２３から出力される信号Ｓ１には、イネーブル信号ＥＮがＨレベルである期間、クロック信号ＣＫが出力される。
【００２４】
図４は、擬似正弦波生成部１１の内部構成の例を示すブロック図である。
【００２５】
図４に示す例では、擬似正弦波生成部１１は、同期制御部１２から出力される信号Ｓ１をカウントクロックとするカウンタ１１１と、カウンタ１１１のカウント値Ｃ１に対する正弦波値が記載された正弦波テーブル１１２と、正弦波テーブル１１２から読み出された正弦波値Ｔ１をＤＡ変換するＤＡコンバータ１１３と、ＤＡコンバータ１１３へ印加する基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧生成部１１４、とを備える。
【００２６】
カウンタ１１１は、同期制御部１２から出力される信号Ｓ１をカウントクロックとする。したがって、ＰＬＬ回路１２２の１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎが大きいほど、信号Ｓ１の周波数は高くなり、カウンタ１１１のカウントの刻みは細かくなる。
【００２７】
このカウンタ１１１のカウントの刻みに応じて、正弦波テーブル１１２に記載される正弦波値の刻みも変化する。そのため、ＰＬＬ回路１２２の１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎが大きいほど、ＤＡコンバータ１１３から出力される擬似正弦波ＰＳの精度は向上する。
【００２８】
図５に、ＰＬＬ回路１２２の１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎの違いに対する、正弦波テーブル１１２の違いおよび擬似正弦波ＰＳの違いを示す。
【００２９】
図５（ａ）は、１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎが小さいときの正弦波テーブル１１２の例であり、図５（ｂ）は、このときの擬似正弦波ＰＳの波形である。
【００３０】
一方、図５（ｃ）は、１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎが大きいときの正弦波テーブル１１２の例であり、図５（ｄ）は、そのときの擬似正弦波ＰＳの波形である。
【００３１】
図５（ｂ）と図５（ｄ）を比較してわかるように、１／Ｎ分周器１２２ｄの分周比Ｎが大きいほど、擬似正弦波ＰＳの波形は滑らかになる。
【００３２】
この擬似正弦波ＰＳの波高値は、基準電圧生成部１１４から印加される基準電圧Ｖｒｅｆによって決定される。基準電圧Ｖｒｅｆの大きさは、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧によらず一定である。
【００３３】
したがって、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧が、例えば世界の標準電圧の１００Ｖ〜２４０Ｖのいずれかであっても、擬似正弦波生成部１１からは、常に一定の波高値の擬似正弦波ＰＳを得ることができる。
【００３４】
比較器１３は、この擬似正弦波ＰＳの電圧値と、スイッチングトランジスタにＭＴ１に接続されたセンス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍとを比較する。
【００３５】
また、スイッチ制御部１４は、比較器１３の比較結果Ｓ２に応じてスイッチングトランジスタＭＴ１の導通を制御する。このスイッチ制御部１４による制御は、例えばＰＷＭ制御である。その場合、スイッチ制御部１４は、比較器１３の比較結果Ｓ２と、パルスモニター制御部１６の結果に応じて、制御信号Ｓ３のオン幅を変化させ、スイッチングトランジスタＭＴ１の導通時間を制御する。
【００３６】
このスイッチ制御部１４の制御により、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍは、擬似正弦波ＰＳの電圧値に一致するように変化する。擬似正弦波ＰＳの波高値は、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧の大きさに関わらず一定であるので、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍの大きさも、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧の大きさに関わらず一定の範囲に収まる。
【００３７】
したがって、スイッチングトランジスタＭＴ１に流れる電流も、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧の大きさに関わらず、安定した大きさとなる。これにより、フライバックコンバータ１００３の２次側に接続されるＬＥＤ１００４の平均ＬＥＤ電流も安定する。
【００３８】
ただし、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮのピーク値が高くなるときに、フライバックコンバータ１００３のインダクタに流れる電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが急峻になり、スイッチングトランジスタＭＴ１のスイッチング応答が遅れ、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍが擬似正弦波ＰＳの値よりも大きくなることがある。
【００３９】
このような場合、本実施形態では、波高値補正部１５が擬似正弦波ＰＳの波高値を補正し、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍと擬似正弦波ＰＳの間のずれを小さくする。
【００４０】
図６は、波高値補正部１５の内部構成の例を示すブロック図である。
【００４１】
図６に示す例では、波高値補正部１５は、整流波ＡＳを積分する積分回路１５１と、擬似正弦波ＰＳを積分する積分回路１５２と、積分回路１５１の積分値と積分回路１５２の積分値とを比較する比較器１５３と、比較器１５３の比較結果に応じたバイアス電圧Ｖｂを生成するバイアス電圧生成部１５４と、を備える。バイアス電圧Ｖｂは、擬似正弦波生成部１１の基準電圧生成部１１４で生成される基準電圧Ｖｒｅｆに重畳される。
【００４２】
商用ＡＣ電源ＡＣＩＮのピーク値が高くなると、積分回路１５１の積分値が、積分回路１５２の積分値よりも大きくなる。この場合、バイアス電圧生成部１５４は、基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げる方向に、バイアス電圧Ｖｂを生成する。
【００４３】
基準電圧Ｖｒｅｆが低くなると擬似正弦波ＰＳの波高値も低くなり、それに追随してセンス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍも低下する。これにより、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍと擬似正弦波ＰＳのずれが小さくなる。
【００４４】
図７に、波高値補正部１５による擬似正弦波ＰＳの波高値補正動作の例を示す。
【００４５】
図７（ａ）は、基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ１である（Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ１）ときの擬似正弦波ＰＳと、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍの波形を示す。この場合、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍと擬似正弦波ＰＳのずれが大きい。
【００４６】
そこで、バイアス電圧生成部１５４は、基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げる方向に、バイアス電圧Ｖｂを生成する。これにより、基準電圧Ｖｒｅｆは、Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ２（Ｖｒｅｆ２＜Ｖｒｅｆ１）となる。
【００４７】
図７（ｂ）に、基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ２へ変化したときの擬似正弦波ＰＳと、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍの波形を示す。
【００４８】
基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ１からＶｒｅｆ２へ変化したことにより、擬似正弦波ＰＳの波高値も、ＶＨ１からＶＨ２へ低下する。これに伴い、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍも低下し、擬似正弦波ＰＳとのずれが小さくなる。
【００４９】
このような本実施形態によれば、フライバックコンバータ１００３の１次巻線に接続されるスイッチングトランジスタＭＴ１に接続されたセンス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍを、波高値が一定の擬似正弦波ＰＳと比較し、スイッチングトランジスタＭＴ１の導通を制御する。これにより、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮの電圧の大きさに関わらず、スイッチングトランジスタＭＴ１に流れる電流を安定にすることができ、フライバックコンバータ１００３の２次側に接続されるＬＥＤ１００４の平均ＬＥＤ電流も安定にすることができる。
【００５０】
また、商用ＡＣ電源ＡＣＩＮのピーク変化の大きさに応じて、擬似正弦波ＰＳのピーク値を補正することができるので、フライバックコンバータ１００３のインダクタに流れる電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが急峻になっても、センス抵抗Ｒ１の出力電圧値Ｖｍと擬似正弦波ＰＳのずれを小さくすることができる。
【００５１】
（第２の実施形態）
一般的に、ＬＥＤ照明は、従来の白熱電球に比べて消費電力が小さく、かつ、ＬＥＤが誘導負荷でないため、ＡＣ入力電流波形の位相が遅れないことが多く、高力率を得ることが難しい。そこで、本実施形態では、ＡＣ入力電流波形の位相を遅らせることのできるＬＥＤ電流制御装置の例を示す。
【００５２】
図８は、第２の実施形態のＬＥＤ電流制御装置の構成の例を示すブロック図である。
【００５３】
本実施形態のＬＥＤ電流制御装置２は、第１の実施形態のＬＥＤ電流制御装置１に位相調整部２１を追加し、擬似正弦波生成部１１を擬似正弦波生成部１１Ａに変更したものである。
【００５４】
位相調整部２１は、擬似正弦波生成部１１Ａで生成される擬似正弦波ＰＳの位相を調整する。
【００５５】
図９は、位相調整部２１および似正弦波生成部１１Ａの内部構成の例を示すブロック図である。
【００５６】
位相調整部２１は、擬似正弦波生成部１１Ａの正弦波テーブル１１２の値Ｔ１に対する補正値Ｐ１が記載された補正テーブル２１１と、正弦波テーブル１１２の値Ｔ１を補正テーブル２１１から読み出した補正値Ｐ１で補正する補正部２１２と、を備える。補正部２１２の出力Ｔ２ は、擬似正弦波生成部１１Ａへ出力される。
【００５７】
擬似正弦波生成部１１Ａは、その構成は第１の実施形態の擬似正弦波生成部１１と同じである。しかし、正弦波テーブル１１２の値Ｔ１が位相調整部２１の補正部２１２へ出力され、補正部２１２の出力Ｔ２がＤＡコンバータ１１３へ入力される点が、擬似正弦波生成部１１とは異なる。
【００５８】
図１０に、位相調整部２１による擬似正弦波ＰＳの位相調整動作の例を示す。
【００５９】
図１０（ａ）は、正弦波テーブル１１２の例、図１０（ｂ）は、補正テーブル２１１の例、図１０（ｃ）は、補正部２１２の出力Ｔ２を示す。
【００６０】
図１０（ｄ）は、補正部２１２の出力Ｔ２に対してＤＡコンバータ１１３から出力される擬似正弦波ＰＳの波形を示す。
【００６１】
補正テーブル２１１に記載された補正値Ｐ１による補正の結果、擬似正弦波ＰＳは、補正前に比べて位相の遅れた波形となる。
【００６２】
したがって、この位相の遅れに追随してセンス抵抗Ｒ１の出力電圧の位相も遅れる。すなわち、センス抵抗Ｒ１に流れるスイッチングトランジスタＭＴ１の電流の位相も遅れる。これにより、ＡＣ入力電流波形の位相を遅らせることができる。
【００６３】
このような本実施形態によれば、擬似正弦波ＰＳの位相を遅らせることによりＡＣ入力電流波形の位相を遅らせることができ、ＬＥＤ駆動の力率を改善することができる。
【００６４】
以上説明した少なくとも１つの実施形態のＬＥＤ電流制御装置によれば、ＡＣ入力電圧のピーク値の大きさが変わっても平均ＬＥＤ電流を安定化させることができる。また、高力率を得ることができる。
【００６５】
また、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００６６】
１、２  ＬＥＤ電流制御装置
１１、１１Ａ  擬似正弦波生成部
１２  同期制御部
１３  比較器
１４  スイッチ制御部
１５  波高値補正部
１６  パルスモニター制御部
２１  位相調整部
１１１  カウンタ
１１２  正弦波テーブル
１１３  ＤＡコンバータ
１１４  基準電圧生成部
１２１  電圧コンパレータ
１２２  ＰＬＬ回路
１２２ａ  位相比較器
１２２ｂ  ループフィルタ
１２２ｃ  ＶＣＯ
１２２ｄ  １／Ｎ分周器
１２３  クロック印加制御部
１５１  積分回路
１５２  積分回路
１５３  比較器
１５４  バイアス電圧生成部
２１１  補正テーブル
２１２  補正部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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