(57)【要約】【課題】防振ゴムを設けたモータやファンでなくても、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供する。【解決手段】直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、を備え、前記高次成分生成部が、３相の印加電圧の基本波成分の（６ｍ−１）次と（６ｍ＋１）次の両方あるいはどちらかの高次成分を生成して前記電圧加算部に印加し、前記３相モータの回転周波数の６ｍ倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減する。【選択図】図１
2014087167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、
負荷を回転駆動する前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、
該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
を備え、
前記高次成分生成部が、３相の印加電圧の基本波成分の（６ｍ−１）次と（６ｍ＋１）次の両方またはどちらか一方の高次成分を生成して前記電圧加算部に印加し、前記３相モータの回転周波数の６ｍ倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、
負荷を回転駆動する前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、
固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
該ＰＷＭパルス生成部が有する前記複数の変調方式を選択する変調方式選択部と、
を備え、
前記ベクトル制御部が得た前記３相モータの回転情報に基づいて、共振周波数成分が所定の範囲を超えた際に、前記変調方式選択部が前記複数の変調方式のいずれかを選択し、該選択された変調方式で前記ＰＷＭパルス生成部が前記インバータを制御し、前記３相モータの回転周波数の（６ｍ＋３）倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、
負荷を回転駆動する前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、
前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、
固定２相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
該ＰＷＭパルス生成部が有する前記複数の変調方式を選択する変調方式選択部と、
を備え、
前記高次成分生成部が、３相の印加電圧の基本波成分の（６ｍ−１）次と（６ｍ＋１）次の両方またはどちらか一方の高次成分を生成して前記電圧加算部に印加し、前記３相モータの回転周波数の６ｍ倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減する機能と、
前記ベクトル制御部が得た前記３相モータの回転情報に基づいて、共振周波数成分が所定の範囲を超えた際に、前記変調方式選択部が前記変調方式のいずれかを選択し、該選択された変調方式で前記ＰＷＭパルス生成部が前記インバータを制御し、前記３相モータの回転周波数の（６ｍ＋３）倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減する機能と、
を併せて有することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
前記固定２相変調方式は、固定相６０度切り替え方式、または上固定相１２０度切り替え方式、または下固定相１２０度切り替え方式であることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記複数の変調方式に３相変調方式が備えられていることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記３相モータの負荷がファンであることを特徴する請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた空気調和機に関するものである。特にファン用のモータに起因する音の低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、空気調和機に使用されている小型ファンモータは、ロータとファンの共振を原因とした特定回転数で発生する騒音が問題となっていた。この共振による騒音の問題を解決するためロータ部に防振ゴムを設けたり、ファンのシャフト受け部に防振ゴムを設けたりして音を低減していた。
この原因の一つとしてモータの誘起電圧の歪と印加電圧との差による電流波形の歪が挙げられ、この電流波形の歪を取り除くべく種々の方法が提案されている。
例えば、特許文献１において、誘起電圧の歪みに起因して発生するトルクリプルを相殺する電圧を事前に誘起電圧リプルテーブルとして作成し、指令電圧に加算するという技術が開示されている。
また、特許文献２においては、高効率運転を実現するために、トルクと回転数のマップまたはｉｄ電流（ｄ軸）、ｉｑ電流（ｑ軸）の２次元座標に従い、変調方式を切り替える制御方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２１９９６６号公報
【特許文献２】特開２００５−２２９６７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、ファンとロータの共振音を下げるために防振ゴムを設ける方法は、モータやファンの構造が複雑になり、かつ原価が高くなるという問題があった。
また、特許文献１に開示された電流の正弦波化の技術では、ファンとロータの共振音は消えないことを、本発明者は実験により確認した。
また、特許文献２に開示された変調方式を切り替える方法では、ファンとロータの共振音が消える場合と消えない場合があることを、本発明者は実験により確認した。
【０００５】
そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、防振ゴムを設けたモータやファンでなくても、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、を備え、前記高次成分生成部が、３相の印加電圧の基本波成分の（６ｍ−１）次と（６ｍ＋１）次の両方あるいはどちらかの高次成分を生成して前記電圧加算部に印加し、前記３相モータの回転周波数の６ｍ倍（ｍは正の整数）の周波数で共振する共振音を低減することを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、防振ゴムを設けたモータやファンでなくても、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と３相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部２３で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
【図４】ファンの騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。
【図５】モータの回転数が４５０ｍｉｎ−１におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【図６】モータの回転数が５１０ｍｉｎ−１におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【図７】モータの回転数が６００ｍｉｎ−１におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【図８】モータの回転数が６５０ｍｉｎ−１におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【図９】本発明の第１実施形態において、高次成分の印加式でＧ５＝３％、φ５＝６０度、Ｇ７＝５％、φ７＝２０度の場合の騒音のスペクトルの一例を示す図である。
【図１０】図９のスペクトルを示したときのモータ波形と、モータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形の一例を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
【図１１】下固定相１２０度切り替え方式でモータを動作させた場合のモータ波形（電圧、電流）とモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形の一例を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
【図１２】比較例１のモータ制御装置の全体の構成を示す図である。
【図１３】誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１４】誘起電圧波形が歪んだ場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１５】誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１６】誘起電圧波形が歪んだ場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１７】誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の固定座標での概略波形を示す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１８】誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の回転座標系での概略波形を示す図であり、（ａ）は誘起電圧、（ｂ）は印加する指令電圧、（ｃ）はモータ電流を示している。
【図１９】一般的な３相変調におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図２０】２相変調方式である固定相６０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図２１】２相変調方式である上固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図２２】２相変調方式である下固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形を示す図である。
【図２３】本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と直流電源と３相モータとファンとの関係を示す図である。
【図２４】本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と直流電源と３相モータとファンとの関連を示す図である。
【図２５】５１０ｍｉｎ−１において、５次成分の印加と、２相変調の固定相６０°切替方式を実施した場合のモータ端子電圧とモータ電流の波形と、ＦＦＴ解析を実行した波形を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
【図２６】図２５のモータの測定条件時のファンの騒音スペクトルを示す図である。
【図２７】本発明の第４実施形態に係る空気調和機の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
【００１０】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置を図１〜図３を参照して説明する。
【００１１】
［モータ制御装置の構成：その１］
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２と３相交流同期電動機（適宜「モータ」もしくは「３相モータ」と略す）１３と負荷（ファン）１４との関連を示す図である。
図１において、モータ制御装置１１は、ＤＣ−ＡＣ電力変換器であるインバータ１５とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。
また、制御装置１７は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス生成部２４とベクトル制御部２１と高次成分生成部２２と電圧加算部２３とを備えて構成されている。
第１実施形態のモータ制御装置１１の特徴は、制御装置１７に高次成分生成部２２を備え、制御装置１７がインバータ１５をＰＷＭ制御する際に、高次成分生成部２２から電圧加算部２３へ誘起電圧の高次成分を加算することである。この方法によって、モータ１３と負荷であるファン１４の共鳴による騒音を除去するものである。
この共鳴による騒音を除去する方法を特徴とする第１実施形態のモータ制御装置１１の詳細を説明する前に、モータとファンの共鳴による騒音について先に説明し、その後、あらためて、図１の第１実施形態のモータ制御装置１１について詳細に説明する。
【００１２】
＜ファンの騒音について＞
モータ１３（図１）でファン１４（図１）を駆動した際のファン１４の発生する騒音について説明する。
図４は、ファン１４の騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。なお、図２、図３については、後で説明する。
図４において、横軸は回転数［ｍｉｎ−１］であり、縦軸は騒音［ｄＢ］である。なお、回転数［ｍｉｎ−１］とは回転数／分である。また、ｒｐｍ（rotation per minute）に相当する。また、以下においては、例えば５１０回転数／分を５１０ｍｉｎ−１とのように簡略化して表記するものとする。
ファン１４の騒音は、図４で、２５０ｍｉｎ−１、５１０ｍｉｎ−１、６５０ｍｉｎ−１のようにファン１４の特定の回転数の付近に出現している。
次に、これらの複数の特定の回転数における周波数スペクトルを図５〜図８に示す。
【００１３】
図５は、モータ１３の回転数が４５０ｍｉｎ−１におけるファン１４の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【００１４】
図６は、モータ１３の回転数が５１０ｍｉｎ−１におけるファン１４の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【００１５】
図７は、モータ１３の回転数が６００ｍｉｎ−１におけるファン１４の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【００１６】
図８は、モータ１３の回転数が６５０ｍｉｎ−１におけるファン１４の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。
【００１７】
以上の図５〜図８において、横軸は周波数［Ｈｚ］であり、縦軸は騒音［ｄＢ］を表記している。また、横軸においては、１／３オクターブ単位で測定点をとっている。したがって２００Ｈｚの測定点から３番目の測定点は４００Ｈｚであるが、測定の際の設定上の端数の蓄積から３９８Ｈｚとなっている。同様に７９４Ｈｚ、１５８５Ｈｚ、３１６２Ｈｚ、６３１０Ｈｚ、１２５８９Ｈｚは、それぞれ順に８００Ｈｚ、１６００Ｈｚ、３２００Ｈｚ、６４００Ｈｚ、１２８００Ｈｚに対応するものである。
【００１８】
図５〜図８の周波数解析結果において、図５の４５０ｍｉｎ−１と図７の６００ｍｉｎ−１とにおいては、騒音が突出した測定点はみられない。
しかし、図６の５１０ｍｉｎ−１においては、２００Ｈｚと３１６Ｈｚに騒音が突出した測定点がある。また、図８の６５０ｍｉｎ−１においては、２５１Ｈｚに騒音が突出した測定点がある。
このように、ファン１４とモータ１３の共振音は２００〜３００Ｈｚ付近に出現する。
また、回転数５１０ｍｉｎ−１を基準とすれば、モータが３相交流同期電動機であるので、モータの極数が８極であれば、モータの電気周波数は３４Ｈｚ［５１０／｛６０×（２／８）｝］である。この３４Ｈｚを基本周波数として６次成分の２０４Ｈｚ（３４×６、図６の２００Ｈｚに対応）と９次成分の３０６Ｈｚ（３４×９、図６の３１６Ｈｚに対応）付近の加振トルクにより音が発生していることがわかる。
したがって、ファン１４とモータ（モータのロータ）１３との共振音を消去するには、これらの高次成分への対策をとることになる。
【００１９】
［モータ制御装置の構成：その２］
図１の本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成について、あらためて詳細に説明する。
【００２０】
＜モータ制御装置と直流電源、モータ、ファンとの関連＞
前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成と、直流電源１２とモータ１３とファン（負荷）１４との関連を示す図である。
図１において、モータ制御装置１１は、直流電源１２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（３相交流同期電動機）１３は、モータ制御装置１１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、ファン１４を回転駆動させる。
次に、モータ制御装置１１の、詳細について説明する。
【００２１】
＜モータ制御装置＞
図１において、前記したように、モータ制御装置１１は、直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換するインバータ１５（電力変換器）とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。また、直流母線電流検出回路１６をインバータ１５の直流電源に備えている。
【００２２】
《インバータ》
また、インバータ１５は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路５１と、後記するＰＷＭパルス生成部２４からのＰＷＭパルス信号１７Ａに基づいて電力変換主回路５１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ５２とを備えて構成されている。
ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｐ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。
【００２３】
同様に直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｖｐ、Ｓｖｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｖｐ）と下アーム（Ｓｖｎ）の接続点は、Ｖ相の交流出力端子となっている。
また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。
以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置１７がゲート・ドライバ５２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源１２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力（３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。
【００２４】
《制御装置》
また、制御装置１７は、ＰＷＭパルス生成部２４とベクトル制御部２１と高次成分生成部２２と電圧加算部２３とを備えて構成されている。
ベクトル制御部２１は、直流母線電流検出回路１６で検出された直流母線電流情報（適宜「相電流の情報」と表記する）１６Ａをもとに前記永久磁石同期モータ１３への基本波印加電圧指令２１Ｂと前記永久磁石同期モータ１３のモータ回転数・位相情報２１Ａを算出する。
また、高次成分生成部２２は、前記モータ回転数・位相情報（回転情報）２１Ａをもとに、前記永久磁石同期モータ１３の誘起電圧の高次成分２２Ａを電圧加算部２３へ出力する。
また、電圧加算部２３は、前記の基本波印加電圧指令２１Ｂに前記の誘起電圧の高次成分２２Ａを加算して印加電圧指令２３Ａを出力する。
【００２５】
また、ＰＷＭパルス生成部２４は、前記の印加電圧指令２３Ａと内部に有するキャリア信号を基づき、インバータ１５をパルス幅制御するＰＷＭパルス信号１７Ａへ変換する。
なお、ベクトル制御部２１のベクトル制御は、例えば、非特許文献１としての「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、非特許文献２としての「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」に示されている方式を用いることで実現可能である。
【００２６】
《直流母線電流検出回路》
直流母線電流検出回路１６は、直流電源１２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混載した直流母線電流ＩＤＣから相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）１６Ａとして、ベクトル制御部２１へ出力される。
なお、相電流情報の取得する方法は、例えば、特許文献３として特開２００４−４８８８６号に開示されている方式などで可能である。
【００２７】
［高次成分生成部と電圧加算部の動作］
第１実施形態では、騒音を低減するため以下に示す誘起電圧の高次成分生成部２２と電圧加算部２３により、高次成分を印加する構成をとっている。
以下において、誘起電圧の高次成分２２Ａを生成する高次成分生成部２２と、高次成分２２Ａを基本波印加電圧指令２１Ｂへ加算する電圧加算部２３の動作を、図２、図３、図１７、図１８を参照して説明する。
【００２８】
＜高次成分の生成＞
高次成分生成部２２では、あらかじめ設定した後記する（式１）、（式２）におけるＧとφの値を用いて前記モータ回転数・位相情報２１Ａをもとに高次成分を生成し、高次成分２２Ａを電圧加算部２３へ出力する。
【００２９】
＜印加電圧への加算＞
電圧加算部２３では、ベクトル制御部２１が出力した基本波印加電圧指令２１Ｂと、高次成分生成部２２が出力した誘起電圧の高次成分２２Ａとを加算し、ＰＷＭパルス生成部２４へ出力する。
具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。次に、これらの方法について順に説明する。
【００３０】
《回転座標系での加算》
回転座標系での加算の方式について、図２を参照して説明する。
図２は、本発明の第１実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（誘起電圧の高次成分２２Ａ）をベクトル制御部２１の基本波（基本波印加電圧指令２１Ｂ）へ、電圧加算部２３で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。
図２において、ベクトル制御部２１は、相電流の情報１６Ａに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向（ｄ軸）を基準とし、このｄ軸と直角方向（ｑ軸）とによる回転座標系であるｄｑ座標軸上において、基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）と、モータ回転数・位相情報（回転情報）２１Ａを出力する。なお、Ｖｄ＊がｄ軸、Ｖｑ＊がｑ軸に関わる基本波印加電圧指令２１Ｂ（図１）である。
【００３１】
高次成分生成部２２は、ベクトル制御部２１からのモータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、ｄｑ座標軸上における高次成分２２Ａ−ｄ（ｄ軸）、２２Ａ−ｑ（ｑ軸）を生成する。なお、高次成分２２Ａ−ｄ、２２Ａ−ｑは、図１では高次成分２２Ａに相当する。
電圧加算部２３は、ｄ軸において、基本波印加電圧指令（Ｖｄ＊）と高次成分２２Ａ‐ｄを加算して、ｄ軸の印加電圧指令２３Ａ−ｄを出力する。
また、電圧加算部２３は、ｑ軸において、基本波印加電圧指令（Ｖｑ＊）と高次成分２２Ａ−ｑを加算して、ｑ軸の印加電圧指令２３Ａ−ｑを出力する。
なお、印加電圧指令２３Ａ−ｄ、２３Ａ−ｑは、図示していない変換部によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の成分に変換されて、ＰＷＭパルス生成部２４（図１）に入力される。
【００３２】
《固定座標系での加算》
また、固定座標系での加算の方式について、図３を参照して説明する。
図３は、本発明の第１実施形態において、高次成分生成部２２の高次成分（誘起電圧の高次成分２２Ａ）をベクトル制御部２１の基本波（基本波印加電圧指令２１Ｂ）へ、電圧加算部２３で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。
図３において、ベクトル制御部２１は、相電流の情報１６Ａに基づき、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、モータ回転数・位相情報２１Ａとを出力する。
高次成分生成部２２は、ベクトル制御部２１からのモータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、各相の高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを生成する。
電圧加算部２３は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令２１Ｂ（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と高次成分２２Ａ−Ｕ、２２Ａ−Ｖ、２２Ａ−Ｗを、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）毎に加算して、それぞれ印加電圧指令２３Ａ−Ｕ、２３Ａ−Ｖ、２３Ａ−Ｗを出力する。
【００３３】
［６次振動の低減］
次に、モータ回転数の６次倍で発生するファン１４とロータ（モータ１３のロータ）の共振音の低減方法について説明する。
ファン１４とロータ（１３）による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。モータの１２０度（２π／３）毎に位相の異なる３相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。したがって、３相モータ（モータ）の各相の電圧ではなく、回転座標系のｄｑ座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。
【００３４】
一般に３相モータの各相での（３ｍ−１）次成分と（３ｍ＋１）次成分とは、ｄｑ座標系の３ｍ次成分に変換される。ここで、ｍは正の整数とする。
なお、基本波（１次成分）と（３ｍ−１）次成分の合成の際の和の作用により３ｍ次成分が生成される。また、基本波（１次成分）と（３ｍ＋１）次成分の合成の際の差の作用により３ｍ次成分が生成される。
この変換を発展させ、ｄｑ座標系、つまり回転座標系での６次成分（ｍ＝２）を消すために、３相モータの各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の印加電圧に誘起電圧成分の５次成分と７次成分（ｍ＝２）を加えることを本発明者らは考案した。以下に説明する。
【００３５】
＜高次成分の印加式について＞
この場合に、誘起電圧１次成分Ｅ１、高次成分の印加式Ｅ５、Ｅ７は、次の（式１）と（式２）と（式３）とになる。
《１次成分の式》
【数１】
2014087167.tif 000003
【００３６】
《５次成分の印加式》
各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）への５次成分の印加式については、以下の式となる。
【数２】
2014087167.tif 000004
【００３７】
《７次成分の印加式》
また、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）への７次成分の印加式については、以下の式となる。
【数３】
2014087167.tif 000005
【００３８】
この（式１）、（式２）、（式３）において、ω：モータ電気角周波数、Ｋｅ：誘起電圧定数、θ：位相、Ｇ５：誘起電圧基本波振幅に対する５次波振幅の割合、Ｇ７：誘起電圧基本波振幅に対する７次波振幅の割合、φ５：基本波成分と５次成分の位相差、φ７：基本波成分と７次成分の位相差である。
（式１）、（式２）、（式３）で表される１次成分と５次成分と７次成分をベクトル制御で用いられているｄｑ変換することで次に示す（式４）となり、（式２）と（式３）の５次成分と７次成分は、ｄｑ座標系（トルク系）の６次成分とすることができる。この６次成分が加振トルクを打ち消すトルクとして作用し、回転数の６次成分の音を消すことができる。
【００３９】
《ｄｑ座標系への変換》
誘起電圧１次成分Ｅ１と高次成分Ｅ５、Ｅ７から、ｄｑ座標系のそれぞれの電圧Ｅｄ、Ｅｑは、次の（４式）によって変換される。
【数４】
2014087167.tif 000006
【００４０】
＜各種の高次成分の低減＞
また、（式１）、（式２）は、誘起電圧の振幅に対する比率Ｇ（Ｇ５、Ｇ７）と誘起電圧成分に対する位相差φ（φ５、φ７）で表現しているが、Ｇとφを変更することによって、自在に高次成分を印加することができる。
【００４１】
《５１０ｍｉｎ−１における６次音の低減》
次に、５１０ｍｉｎ−１における６次音を低減するための実験例を示す。
本発明者らは実験的にＧ５、Ｇ７、φ５、φ７の値を変更し、Ｇ５＝３％、φ５＝６０度、Ｇ７＝５％、φ７＝２０度の場合が６次音、つまり略２００Ｈｚの騒音の低減に効果的であることを見出した。
図９は、高次成分の印加式において、Ｇ５＝３％、φ５＝６０度、Ｇ７＝５％、φ７＝２０度の場合の騒音のスペクトルの一例を示す図である。なお、横軸は周波数［Ｈｚ］であり、縦軸は騒音［ｄＢ］を表記している。また、横軸においては、１／３オクターブ単位で測定点をとっている。
図９において、図６で見られた２００Ｈｚの騒音の突出した測定点はなくなっている。２００Ｈｚのスペクトルはあるものの、２００Ｈｚ前後のスペクトラムと大きな差はない測定結果が得られている。したがって、６次音（略２００Ｈｚ）の低減に効果があったことを示している。
【００４２】
また、図１０は、図９のスペクトルを示したときのモータ波形（電圧、電流）とモータ電流のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析を実行した波形の一例を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
また、図１０（ａ）、（ｂ）の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。また、図１０（ｃ）の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。
図１０（ｃ）のＦＦＴをみると５次成分が大きく含まれている。ただし、このモータの５次成分は、ファンとは共鳴しない（ファンで減衰してしまう）ので、残っていても問題はない。
【００４３】
《２５０ｍｉｎ−１における１２次音の低減》
次に、２５０ｍｉｎ−１における１２次音の低減方法について説明する。
図４においては、２５０ｍｉｎ−１に騒音の突出点がある。スペクトラムは図示していないが、略２００Ｈｚの騒音である。
モータの極数が８極の場合には、２５０ｍｉｎ−１における略２００Ｈｚの音は、モータ電気周波数で１６．６７Ｈｚ［２５０／｛６０×（２／８）｝］に相当する。
したがって、１２次（≒２００／１６．６７）の高次成分に起因する騒音である。この１２次の高次成分の低減の仕方について説明する。
６次の場合と同様に、高次成分と基本波の和と差の関係により、１２次に対しては、１１次と１３次の高次成分を３相モータに印加する。
この１２次に対しては、１１次と１３次の高次成分の両方、もしくはどちらか一方を印加することによって、ファン回転数の１２倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。
【００４４】
《６ｍ次の音の低減》
以上において、６次と１２次の場合について説明した。
さらに、正弦波駆動をしている場合、一周期内において対称形である各相の偶数次は、消えることになる。
したがって、第１実施形態で説明した手法で効果があるのは、前記した６次、１２次の他、一般にｍを正の整数として６ｍ次（ｍは正の整数、すなわちｍ＝１、２、３・・・）の音の低減ができる。
【００４５】
＜印加するときのソフトスタート、ソフトエンド＞
高次成分を印加する場合の最初（スタート）と最後（エンド）の印加する手法について、説明する。
高次成分生成部２２において、高次成分を印加する回転数となったときは、高次成分の振幅値を０から所定の振幅まで徐々に増やす（ソフトスタート）。例えば、５次と７次の成分を印加する（式１）と（式２）においては、Ｇ５、Ｇ７（誘起電圧基本波振幅に対する割合）の係数を徐々に増やすことに相当する。
また、高次成分を印加している状態から高次成分を印加しない回転数となったときは高次成分の振幅値を所定の振幅から０まで徐々に減らす（ソフトエンド）。
この高次成分を印加するときのソフトスタート、ソフトエンドを採用することにより、高次成分の印加を開始したときと終了したときのショックがなく、安定した制御となる。
【００４６】
＜第１実施形態の効果＞
図１に示した第１実施形態により６ｍ次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ回転数の６ｍ倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。
【００４７】
≪比較例１≫
次に比較例１として、電流制御器によって電流波形を正弦波状に制御する方式を、説明する。なお、この方式は、非特許文献１としての「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」等に同じ、あるいは類似の技術が開示されている。
【００４８】
＜電流波形を正弦波状に制御する方式＞
まず、電流制御器によって電流波形を正弦波状に制御する方式を、図１２〜図１６を参照して説明する。
図１２は、比較例１の全体の構成を示す図である。なお、図１と同一の符号を付したものは、同一の機能を有するものとして重複する説明は省略する。
図１２が図１と異なる構成は、制御装置１８がベクトル制御部２１とＰＷＭパルス生成部２４（出力はＰＷＭパルス信号１８Ａ）とによって構成されていることである。つまり、図１における高次成分生成部２２と電圧加算部２３が、図１２には存在していない。
制御装置１８では、直流母線電流情報１６Ａから再現した相電流情報を基にベクトル制御部２１で演算を行っている。すなわち、高次成分を印加しない方式である。
【００４９】
次に、図１３〜図１６を参照して、誘起電圧波形と電圧・電流の関係を述べる。
図１３は、誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧Ｅ１［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧Ｖ１［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流Ｉ１［Ａ］を示している。
【００５０】
また、図１４は、誘起電圧波形が歪んだ場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧Ｅ１［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧Ｖ１［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流Ｉ１［Ａ］を示している。
【００５１】
また、図１５は、誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧Ｅ［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧Ｖ［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流Ｉ［Ａ］を示している。
【００５２】
また、図１６は、誘起電圧波形が歪んだ場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、（ａ）は誘起電圧Ｅ［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧Ｖ［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流Ｉ［Ａ］を示している。
【００５３】
また、図１３〜図１６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は、電気角θν［ｒａｄ］である。
また、図１３、図１４の（ａ）、（ｂ）におけるφは、指令電圧と誘起電圧との位相差である。
また、図１５、図１６において、誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑ、指令電圧Ｖｄ、Ｖｑ、モータ電流Ｉｄ、Ｉｑにおける添え字ｄ、ｑは、それぞれｄ軸、ｑ軸に対応するものである。
【００５４】
永久磁石同期モータの誘起電圧波形が理想的な正弦波状の場合、図１３（ｂ）、（ｃ）に示すように、印加電圧指令の指令電圧、およびモータ電流は正弦波状の波形となり、回転座標系では図１５（ｂ）、（ｃ）に示すように一定の値となる。
【００５５】
しかし、図１４、図１６に示すように、誘起電圧波形が正弦波状から歪んだ場合（ａ）、これらの歪みに起因してモータ電流波形にも歪み（ｃ）、トルクに回転数の高次成分が発生する。
トルクの高次成分がファンやモータの構造に起因する共振周波数と一致すると振動・騒音の発生となる。
以上より、図１２に示した比較例１のモータ制御装置は、振動・騒音の発生が起きる可能性の高い構成である。
【００５６】
≪比較例２≫
次に比較例２として、誘起電圧の高次成分２２Ａを、そのまま基本波印加電圧指令２１Ｂに加算する方式について、図１７、図１８を参照して説明する。なお、比較例２を構成する回路の図示は省略する。
図１７は、誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の固定座標での概略波形を示す図であり、（ａ）は誘起電圧［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流［Ａ］を示している。
図１８は、誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の回転座標系での概略波形を示す図であり、（ａ）は誘起電圧［Ｖ］、（ｂ）は印加する指令電圧［Ｖ］、（ｃ）はモータ電流［Ａ］を示している。
また、図１７、図１８の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は、電気角θν［ｒａｄ］である。
また、図１７の（ａ）、（ｂ）におけるφは指令電圧と誘起電圧との位相差である。
また、図１７、図１８において、誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑ、指令電圧Ｖｄ、Ｖｑ、モータ電流Ｉｄ、Ｉｑにおける添え字ｄ、ｑは、それぞれｄ軸、ｑ軸に対応するものである。
【００５７】
比較例２では、高次成分２２Ａを基本波印加電圧指令２１Ｂに加算する。このため、図１７（ｂ）、図１８（ｂ）に示すように、印加電圧指令２３Ａには高次成分２２Ａが印加された電圧が出力される。
この電圧の高次成分印加により、モータ電流として、図１７（ｃ）、図１８（ｃ）には電圧の高次成分印加により電流（Ｉｄ、Ｉｑ）の高次成分が除去された波形が出力されている。
このように高次成分の電圧を印加することにより電流に含まれる高次成分を除去することができる。そして、電流の高次成分を除去することによりトルクの高次成分も減ることになるはずである。
しかしながら、ファンとロータの共振音に関しては相電流の５次成分を低減しても消えなかった。したがって、単純に電圧の高次成分を印加する方式では、騒音が消去できない場合がある。
【００５８】
また、図１７（ｃ）、図１８（ｃ）のように、モータ電流を綺麗な正弦波形としても、モータとしてのトルクは回転に関わるものであるので、相の座標と回転座標との相異により、トルクに起因するファンとロータの共振音は必ずしも消えるとは限らない。したがって、第１実施形態では、５次、７次の高次成分をさらに積極的に印加する方法をとっている。
【００５９】
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置を図１９〜図２３、図１１を参照して説明する。
第２実施形態においては、３相交流モータのＰＷＭ制御の変調方式として、後記する固定相６０度切り替え方式、または固定相１２０度切り替え方式を採用した場合において、発生する９次成分、さらに（６ｍ＋３）次成分（ｍは正の整数）のファンとモータの共鳴する騒音を低減する方法について説明する。
なお、後記する固定相６０度切り替え方式と、固定相１２０度切り替え方式とを含めて、所定の電気角において、１相の電位を固定し、他の２相を変調する方式を固定２相変調と称するものとする。
まず、モータ制御装置の制御方法である固定相６０度切り替え方式と、固定相１２０度切り替え方式について先に説明する。そして、その後で、この制御方法で発生する９次成分、さらに（６ｍ＋３）次成分を低減する方法、および具体的な回路構成について説明する。
【００６０】
＜固定相６０度切り替え方式＞
ここでモータ制御装置におけるＰＷＭ制御の変調方式について説明する。
一般的な３相交流モータのＰＷＭ制御は３相変調（３相変調方式）であるが、３相交流モータがＹ結線の場合には、相電圧と相間電圧が異なることを利用して２相変調（２相変調方式）で行う方法がある。
すなわち、モータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されることを利用して、相間電圧を確保しつつ、各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π／３（６０度、６０°）だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減する方法である。
なお、この方法では前記したように、所定の区間において１相が電位的に固定され、他の２相のみが変調（ＰＷＭ制御）される。そして、この電位的に固定される相が順番に繰り返される。したがって、どの時間においても、変調されているのは２相のみであるので、２相変調と称される。
以下、前記の２相変調方式を固定相６０度切り替え方式と呼ぶものとする。
【００６１】
次に、固定相６０度切り替え方式の電圧波形（電圧指令）を図２０に示して、この方式について説明する。
図２０は、２相変調方式である固定相６０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。
また、図１９は、参考として、一般的な３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。
図２０と図１９において、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は各電気角における電圧の最大電圧に対する比、すなわちデューティ［％］を示している。
【００６２】
図２０において、Ｗ相は電気角が０度（［°］に相当）から６０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定としている。
このＷ相がデューティ０％の電圧の区間である０度から６０度において、Ｕ相とＶ相とは、Ｗ相との電圧差、位相を、図１９に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。すなわち、０度から６０度においては、Ｗ相がデューティ０％のため、Ｕ相とＶ相とは、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。
【００６３】
また、６０度から１２０度においては、Ｕ相がデューティ１００％の上限の電圧で一定となる。この区間においては、Ｖ相とＷ相は、Ｕ相との電圧差、位相を、図１９に示した３相変調の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや高めの値をとる。なお、Ｕ相が一挙にデューティ１００％となる６０度においては、Ｖ相とＷ相は、急に電圧が上昇する。
【００６４】
また、１２０度から１８０度においては、Ｖ相がデューティ０％の下限の電圧で一定となる。この区間においては、Ｗ相とＵ相は、Ｖ相との電圧差、位相を、図１９に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。なお、Ｖ相が一挙にデューティ０％となる１２０度においては、Ｗ相とＵ相は、急に電圧が下降する。
【００６５】
以上のようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の動作波形となるように繰り返して制御する。
図２０に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相間電圧は、正弦波と異なる波形であるが、Ｕ相−Ｖ相の線間電圧、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧、Ｗ相−Ｕ相の線間電圧は、それぞれ正弦波形となっているので、３相の線間電圧によって駆動されるモータ１３（図２３）、およびファン１４（図２３）は、図１９に示した３相変調方式の場合と同じように動作する。
しかしながら、Ｗ相は０度から６０度において、Ｕ相は６０度から１２０度において、Ｖ相は１２０度から１８０度において、それぞれ一定となっているので、インバータ１５によるＰＷＭ制御の動作回数が低減できる。したがって、インバータ１５の低消費電力化に効果がある。
【００６６】
なお、０度から３６０度、およびそれが繰り返されるすべて区間において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相が固定されていて、変調されるのは残りの２相である。したがって、前記したように２相変調である。
また、非特許文献３としての「半導体電力変換回路」１９８７年３月の社団法人電気学会発行の第１１０、１１１、１２５頁等に以上と同じ、あるいは類似の技術が示されている。
【００６７】
＜固定相１２０度切り替え方式：その１＞
次に、１相あたりの固定区間が前記の固定相６０度切り替え方式より長い、固定相１２０度切り替え方式について説明する。
なお、固定相１２０度切り替え方式には、固定相を直流電圧の高電位に固定する上固定相１２０度切り替え方式と、固定相を直流電圧の低電位に固定するものを下固定相１２０度切り替え方式の２種類がある。次に、順に、上固定相１２０度切り替え方式と下固定相１２０度切り替え方式について説明する。
【００６８】
《上固定相１２０度切り替え方式》
図２１は、２相変調方式である上固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。なお、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は電圧のデューティ［％］を示している。
図２１において、Ｕ相は３０度（［°］に相当）から１５０度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
また、Ｗ相は１５０度から２７０度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
また、Ｖ相は２７０度から（３９０）度において、デューティ１００％の上限の電圧で一定となっている。
【００６９】
以上のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ともそれぞれ１相毎に、電気角２π／３（１２０度）の間に高位電源レベルに固定する。
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの１相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図１９に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるように制御する。
したがって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をＹ結線として、それぞれの線間電圧で３相交流モータを駆動することができる。
【００７０】
《下固定相１２０度切り替え方式》
図２２は、２相変調方式である下固定相１２０度切り替え方式におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形（電圧指令）を示す図である。なお、横軸は電気角の角度［°］であり、縦軸は電圧のデューティ［％］を示している。
図２２において、Ｖ相は９０度（［°］に相当）から２１０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
また、Ｕ相は２１０度から３３０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
また、Ｗ相は３３０度から（４５０）度において、また、（−３０）度から９０度において、デューティ０％の下限の電圧で一定となっている。
【００７１】
以上のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ともそれぞれ１相毎に、電気角２π／３（１２０度）の間に低電位電源レベルに固定する。
また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの１相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図１９に示した３相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。
したがって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相をＹ結線として、それぞれの線間電圧で３相モータを駆動することができる。
【００７２】
＜固定相１２０度切り替え方式：その２＞
以上のように、上固定相１２０度切り替え方式および下固定相１２０度切り替え方式とも、１相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角２π／３（１２０度、１２０°）だけ順次固定するので、インバータのスイッチング損失を低減できる。
なお、相電圧の振幅が所定の電圧値より低くなると、図２１や図２２に示した制御が適切でない状況が生ずる場合には、２相変調方式を停止して３相変調方式によってモータに３相電圧を印加する方法もある。
また、特許文献２において、以上と同じ、あるいは類似の技術が開示されている。
【００７３】
［９次成分の低減］
前記した２相変調方式の固定相６０度切り替え方式や、固定相１２０度切り替え方式においては、９次成分が発生する。
すなわち、３相モータを正弦波駆動している場合には、一般に３相の偶数次成分は発生しないが、図２２に示す下固定相１２０度切り替え方式を行い、波形が上下対象となっていない場合に偶数次数が発生する。この偶数次数である８次、１０次成分（各相の成分）により、９次成分（回転座標系の成分）が発生して、９次成分の騒音の原因となりうる。
したがって、３相モータの９次成分（回転座標系の成分）を低減するために、３相の８次、１０次成分（各相の成分）を低減することが必要となることがある。
なお、基本波（１次成分）と８次成分の合成の際の和の作用により９次成分が生成される。また、基本波（１次成分）と１０次成分の合成の際の差の作用により９次成分が生成される。
【００７４】
なお、図１１は、前記の下固定相１２０度切り替え方式でモータを動作させた場合のモータ波形（電圧、電流）とモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形の一例を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
また、図１１（ａ）、（ｂ）の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。また、１１（ｃ）の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。
図１１（ｃ）のＦＦＴをみると８次成分と１０次成分が比較的、多く含まれている。
次に、前記した固定相６０度切り替え方式を行い、その際に発生する偶数次数（８次と１０次）を低減することで９次の音を低減する方式について説明する。
なお、この変調方式の選択で音低減効果のある次数は９次の他に、１５次、２１次、・・・、などの一般に（６ｍ＋３）次（ｍは正の整数）である。
【００７５】
＜回路構成＞
次に、２相変調方式の固定相６０度切り替え方式や、固定相１２０度切り替え方式において、（６ｍ＋３）次（ｍは正の整数）の高次成分を低減するモータ制御装置の構成について説明する。
図２３は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２とモータ（３相モータ）１３とファン１４との関連を示す図である。
図２３において、モータ制御装置１１の制御装置１７１の構成に第２実施形態としての特徴がある。
なお、直流電源１２、モータ１３、ファン１４、インバータ１５、直流母線電流検出回路１６については、図１の第１実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。
【００７６】
制御装置１９は、ベクトル制御部２１と、ＰＷＭパルス生成部２４と、変調方式選択部２５とを備えて構成される。
ベクトル制御部２１は、直流母線電流検出回路１６から相電流の情報１６Ａを取得し、モータ回転数・位相情報（回転情報）２１Ａを演算して、変調方式選択部２５に出力する。また、ベクトル制御部２１は、併せて、基本波印加電圧指令２１ＢをＰＷＭパルス生成部２４に出力する。
変調方式選択部２５は、モータ回転数・位相情報（回転情報）２１Ａに基づき、共振周波数成分が騒音の限度となる所定の範囲を超えた際に、２相変調方式の固定相６０度（もしくは１２０度）切り替え方式か、３相変調方式かを選択し、変調方式選択信号１２ＡをＰＷＭパルス生成部２４に出力する。
ＰＷＭパルス生成部２４は、基本波印加電圧指令２１Ｂと変調方式選択信号２５Ａとに基づき、インバータ１５をパルス幅制御するＰＷＭパルス情報１９Ａを生成する。
以上の構成により、２相変調方式の固定相６０度切り替え方式や、固定相１２０度切り替え方式において、（６ｍ＋２）次と（６ｍ＋４）次の高次成分を制御装置１９で前記の２相変調方式の基本成分に印加して、（６ｍ＋３）次の高次成分を低減する。
【００７７】
＜第２実施形態の効果＞
第２実施形態により３相変調あるいは固定相６０度切り替え方式の２相変調にすることで、低消費電力化を図りながら、かつ、モータ回転数の（６ｍ＋３）次（ｍは正の整数）の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。
【００７８】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置を、図２４を参照して説明する。
第３実施形態は、第１実施形態の高次成分生成部２２および電圧加算部２３と、第２実施形態の変調方式選択部２５を併せて備えるものである。
【００７９】
＜３実施形態に係るモータ制御装置の構成＞
図２４は、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２と３相モータ１３とファン１４との関連を示す図である。
図２４において、モータ制御装置１１の制御装置２０の構成に第３実施形態としての特徴がある。
なお、直流電源１２、モータ１３、ファン１４、インバータ１５、直流母線電流検出回路１６については、図１の第１実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。
【００８０】
制御装置２０は、ベクトル制御部２１と、ＰＷＭパルス生成部２４と、高次成分生成部２２と、電圧加算部２３と、変調方式選択部２５とを備えて構成される。
ベクトル制御部２１は、直流母線電流検出回路１６から相電流の情報１６Ａを取得し、モータ回転数・位相情報２１Ａを演算して、高次成分生成部２２と変調方式選択部２５とに出力する。また、ベクトル制御部２１は、併せて、電圧加算部２３に基本波印加電圧指令２１Ｂを出力する。
高次成分生成部２２は、モータ回転数・位相情報２１Ａに基づき高次成分２２Ａを生成し、電圧加算部２３に出力する。
電圧加算部２３は、基本波印加電圧指令２１Ｂと高次成分２２Ａとを加算して印加電圧指令２３Ａを出力する。
【００８１】
変調方式選択部２５は、モータ回転数・位相情報２１Ａに基づき、２相変調方式の固定相６０度（もしくは１２０度）切り替え方式か、３相変調方式かを選択し、変調方式選択信号２５ＡをＰＷＭパルス生成部２４に出力する。
ＰＷＭパルス生成部２４は、印加電圧指令２３Ａと変調方式選択信号２５Ａとに基づき、ＰＷＭパルス情報２０Ａを生成する。
以上の構成により、６ｍ次の高次成分を所定の位相、振幅で印加して、周波数のファン１４とロータ（１３）の共振音を低減する。また、３相変調あるいは固定相６０度切り替え方式の２相変調にすることでモータ回転数の３ｍ次（ｍは正の整数）の周波数のファン１４とロータ（１３）の共振音を低減することができる。
【００８２】
＜３実施形態の騒音の低減の測定結果＞
次に、３実施形態の騒音の低減の測定結果を図２５〜図２６を参照して説明する。
【００８３】
《測定波形》
図２５は、５１０ｍｉｎ−１において、５次成分の印加と、２相変調の固定相６０°切替方式を実施した場合のモータ端子電圧とモータ電流の波形と、ＦＦＴ解析を実行した波形を示す図であり、（ａ）はモータ端子電圧の波形、（ｂ）はモータ電流の波形、（ｃ）はモータ電流のＦＦＴ解析を実行した波形である。
また、図２５（ａ）、（ｂ）の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。また、図２５（ｃ）の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。
なお、５１０ｍｉｎ−１における５次成分の印加は、（式１）において位相θを６２度、誘起電圧基本波振幅に対する比率Ｇ５を３％としている。
【００８４】
《騒音スペクトル》
また、図２６は、図２５のモータの測定条件時のファンの騒音スペクトルを示す図である。
図２６の騒音スペクトルを図６の騒音スペクトルと比較すると、図６にみられた２００Ｈｚと３１６Ｈｚの周波数の突発した騒音が低減されている。
【００８５】
＜第３実施形態の効果＞
したがって、第３実施形態は、ファンとロータの多種の共振音を低減する効果がある。
【００８６】
（第４実施形態）
次に、第１実施形態から第３実施形態で説明したモータ制御装置１１を、空気調和機１００の室外機１０１のファンのモータ制御装置１０８に適用した形態を第４実施形態として説明する。
図２７は、本発明の第４実施形態に係る空気調和機１００の構成例を示す図である。
図２７において、空気調和機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１、室内と熱交換を行う室内機１０２、両者をつなぐ配管１０３とを備えて構成される。
室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、外気と熱交換する熱交換機１０５と、この熱交換機１０５に送風する室外ファン１０６と、この室外ファン１０６を回転する室外ファンモータ１０７と、この室外ファンモータ１０７を駆動するモータ制御装置１０８とを備えて構成される。なお、モータ制御装置１０８には、前記の第１実施形態から第３実施形態のモータ制御装置１１が適用される。
【００８７】
また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０９と、室内に送風する送風機１１０とを備えて構成される。
第４実施形態では、前記したように、第１実施形態から第３実施形態のモータ制御装置１１を空気調和機１００に適用する。すなわち、インバータ１５を制御する制御装置（１７、１９、２０）において、高次成分を印加したり、変調方式を選択したりすることでモータ回転数の高次の周波数のファン１４とロータ（モータ１３）の共振音を低減する。
【００８８】
＜第４実施形態の効果＞
第４実施形態により、室外ファンモータ１０７のロータ部の防振ゴムやファン部の防振ゴムを使うことなく、音の低減ができるので静かな空気調和機１００を安価に製作することが可能となる。
【００８９】
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
【００９０】
《各構成、機能の実現》
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
【００９１】
《各構成、機能の組み合わせ、置き換え》
ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【００９２】
《負荷、騒音源》
また、説明を明確に行うために、主に負荷としてファンを駆動する場合の説明を行ったが、構造的な共振周波数を起因する音の低減に本発明は有効であり、負荷としてファンに限定するものではない。
【００９３】
《相電流情報の取得》
直流母線電流検出回路１６による相電流情報の取得は、特許文献３として特開２００４−４８８８６号に開示されている方式など、一般的な方式を用いる事で可能であり、検出方式を特定するものではない。
【００９４】
《ベクトル制御》
ベクトル制御部２１は前記した非特許文献１や非特許文献２で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。
【００９５】
《スイッチング素子、半導体素子》
また電力変換主回路５１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。また、素子の組成として、ＳｉＣ（Silicon Carbide、炭化ケイ素）やＧａＮ（Gallium Nitride、窒化ガリウム）を用いた半導体素子でもよい。
【００９６】
《高次成分の印加式のＧとφの変更》
高次成分の印加式におけるＧ（誘起電圧基本波振幅に対する高次波振幅の割合）とφ（基本波成分と高次成分の位相差）については当初、設定した値を用いる場合について、説明したが、直流母線電流検出回路１６の情報を基に、ベクトル制御部２１において、Ｇとφを状況に応じて適宜、変更して、最適な制御をする方法もある。
【００９７】
《ゲート・ドライバ》
図１におけるゲート・ドライバ５２は、ＰＷＭパルス生成部２４の信号の駆動能力を高めることに主機能があるので、ＰＷＭパルス生成部２４の出力部に充分な駆動能力があるか、もしくはゲート・ドライバ５２の機能をＰＷＭパルス生成部２４に内蔵すれば、インバータ１５にゲート・ドライバ５２を備えなくともよい。
【符号の説明】
【００９８】
１１、１０８    モータ制御装置
１２    直流電源
１３    モータ、３相モータ、３相交流同期電動機
１４    負荷、ファン
１５    インバータ、電力変換回路
１６    直流母線電流検出回路
１７、１８、１９、２０    制御装置
２１    ベクトル制御部
２２    高次成分生成部
２３    電圧加算部
２４    ＰＷＭパルス生成部
２５    変調方式選択部
５１    電力変換主回路
５２    ゲート・ドライバ
１００  空気調和機
１０１  室外機
１０２  室内機
１０３  配管
１０４  圧縮機
１０５  熱交換器（室外の熱交換器）
１０６  室外ファン
１０７  室外ファンモータ
１０９  熱交換器（室内の熱交換器）
１１０  送風機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２７】
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【図１０】
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【図１１】
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【図２５】
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【図２６】
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