(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれに逆並列のダイオードを備えた第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記第１及び第２の半導体スイッチが備えている前記逆並列のダイオードと同一方向に配置されるとともに前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と並列接続された第１および第２のダイオードの直列接続体と、前記第１および第２のダイオードの各々に並列に接続された第１と第２のコンデンサと、前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と前記第１および第２のダイオードの接続点間に接続された商用電源および高圧トランスの１次巻線の直列回路と、前記第１と第２のコンデンサの両端に発生する電圧を検出する駆動電圧検出回路と、前記駆動電圧検出回路の電圧によって高圧トランスの２次巻線に伝達される電力を補正する電圧補正回路とを設け、前記２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロンを付勢し、かつ前記電圧補正回路は駆動電圧に応じて変動する伝達電力を補正して平準化するとともに、一定インターバル間隔で前記半導体スイッチ素子を一旦停止して再度駆動電圧を検出し再補正を行う構成としたマグネトロン駆動用電源。
【請求項２】
それぞれに逆並列のダイオードを備えた第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記第１及び第２の半導体スイッチが備えている前記逆並列のダイオードと同一方向に配置されるとともに前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と並列接続された第１および第２のダイオードの直列接続体と、前記第１および第２のダイオードの各々に並列に接続された第１と第２のコンデンサと、前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と前記第１および第２のダイオードの接続点間に接続された商用電源および高圧トランスの１次巻線の直列回路と、前記第１と第２のコンデンサの両端に発生する電圧を検出する駆動電圧検出回路と、前記駆動電圧検出回路の電圧によって高圧トランスの２次巻線に伝達される電力を補正する電圧補正回路とを設け、前記２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロンを付勢し、かつ前記電圧補正回路は駆動電圧に応じて変動する伝達電力を補正して平準化するとともに、前記商用電源の電圧の変動に伴って変化する回路内の特定部位の電圧変動を検出したタイミングで前記半導体スイッチ素子を一旦停止して再度駆動電圧を検出し再補正を行う構成としたマグネトロン駆動用電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジなどのマグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のマグネトロン駆動用電源について図面を用いて説明する。図８は従来のマグネトロン駆動用電源を示す回路図である。第１、第２の半導体スイッチ素子１、２の直列接続体と第１、第２のダイオード、３、４の直列接続体を並列接続し、第１、第２のダイオード３、４に各々並列に第１、第２のコンデンサ５、６を接続するとともに半導体スイッチ素子１、２の接続点とダイオード３、４の接続点間に商用電源７と高圧トランス８の直列回路を接続する構成となっている。高圧トランス８の２次巻線出力は高圧整流回路９に接続されマグネトロン１０に直流高電圧を印加する。マグネトロン１０はこの直流高電圧によって付勢され電圧がＶＡＫ（ｔｈ）以上になると電流が流れ２．４５ＧＨｚの電波を発生する。なお第１、第２の半導体スイッチ素子は順方向に導通するＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）とこれと逆並列に接続したダイオードにて記載しているが、ＭＯＳＦＥＴのように素子内部にダイオードを構成したような素子を用いても適用可能である。
【０００３】
図９はインバータ回路の各期間における電流が流れる経路を示した図であり、図１０はそれに対応した動作波形図である。商用電源７の極性が図示の状態で半導体スイッチ素子２がオンの状態から説明をはじめる。この状態では図９（ａ）に示すように商用電源７→高圧トランス８の１次巻線→半導体スイッチ素子２→ダイオード４の経路で電流が流れ、図９（ａ）の期間にＩ２に示す電流が半導体スイッチ素子２および高圧トランス８の１次巻線に流れることによって高圧トランス８の１次巻線に電力を蓄積する。半導体スイッチ素子２を所定の時間でオフすると高圧トランス８の１次巻線電流は同じ方向に流れ続けようとするので今度は図９（ｂ）に示すごとく商用電源７→高圧トランス８の１次巻線→半導体スイッチ素子１の並列ダイオード→コンデンサ５の経路で高圧トランス８の１次巻線に蓄えた電力をコンデンサ５に充電する。この動作によってコンデンサ５には商用電源７の電圧を昇圧した電圧が蓄えられる。高圧トランス８の１次巻線に蓄えた電力をすべて放出すると図９（ｃ）の経路が形成され今度はコンデンサ５に充電した電力をコンデンサ５→半導体スイッチ素子１→高圧トランス８の１次巻線→商用電源７の経路で取り出す。そして半導体スイッチ素子１を所定の時間でオフすると高圧トランス８の１次巻線は同じ方向に電流を流し続けようとするので図９（ｄ）のように商用電源７→コンデンサ６→半導体スイッチ素子２の並列ダイオード→高圧トランス８の１次巻線の経路で電流が流れる。次に半導体スイッチ素子２がオンの状態では図９（ｅ）のように商用電源７→高圧トランス８の１次巻線→半導体スイッチ素子２→コンデンサ６の経路で電流が流れる。この図９（ｄ）、図９（ｅ）の期間の特徴としてＶ４が少し電圧上昇して下降する現象として表れるが機能上全く無関係な過渡現象である。商用電源７の電圧極性が図示と逆極性の場合は半導体スイッチ素子１、２とダイオード３、４とコンデンサ５、６の動作がそれぞれ入れ替わるだけで同様の動作をすると理解すれば良い。
【０００４】
上記の動作においてコンデンサ５、６は半導体スイッチ素子１、２のオンオフによって高圧トランス８の１次巻線に高周波電流を発生させるインバータ動作と商用電源７の電圧に対して昇圧した電圧をコンデンサ５、６に発生させる動作を兼用できるような容量に設計され、コンデンサ５、６の容量は相等しい容量で構成されている。この結果商用電源７の電圧極性が図示の場合はコンデンサ５に商用電源７の電圧を昇圧した電圧を蓄え、反対に商用電源７の電圧極性が図示とは逆極性の場合はコンデンサ６に商用電源７の電圧を昇圧した電圧を蓄える動作をする。したがって商用電源７の電圧極性によらずコンデンサ５、６の両端に発生する電圧を等しくすることができるので商用電源７の電流は正負対称な波形とすることができる。そして、このような動作を継続することで図１１に示すように商用電源７の周期に対してコンデンサ５、６の電圧波形は商用電源７の電圧極性に応じて昇圧した電圧を発生する。このため高圧トランス８の１次巻線に流れる電流の包絡線波形はＶ８（Ｌｐ）に示すような波形となる。この電圧を高圧トランス８は昇圧してマグネトロン８に印加するのでマグネトロン８に印加する電圧はＶ８のような波形を示し、常に発振電圧ＶＡＫ（ｔｈ）以上の電圧を維持することが可能となる。この結果入力電流Ｉｉｎは商用電源７のいずれの期間においても電流を流すことができ、力率の改善、高調波の抑制を実現することができる。
【０００５】
また、図１０において期間（ａ）から（ｂ）へ移行する際ダイオード４をカットオフする動作になるが電流経路として半導体スイッチ素子２が直列に接続されているので電流の遮断は半導体スイッチ素子２が行うことになりダイオード４のスイッチングスピードは要求されない。また、オフ時にダイオード４に印加する電圧は零であるのでターンオフ時のスイッチング損失はまったく生じない。したがってダイオード３、４の設計としては順方向オン電圧ＶＦを重視した設計で導通時の損失を重点的に抑制するように設計することが可能となり、ダイオード３、４の小形化と同時にダイオード３、４を冷却する構成の簡素化を図ることが容易となる。特に電子レンジで用いるようなマグネトロン駆動用電源は１０００Ｗ以上の高電力を扱うのでインバータ回路の電流は４０Ａから５０Ａ程度の非常に大きな電流レベルとなりダイオード３、４の設計に関して順方向オン電圧ＶＦを重視して導通損失を低減することはインバータ回路の効率向上に有益である。このためインバータ回路のトータルの電力損失をきわめて低く抑えることができ、効率の高いマグネトロン駆動用電源を実現することができる。
【０００６】
この回路構成において制御回路のグランド電位をＡ点とすると電源電圧の測定は図１２のＶｉｎを測定することが考えられる。商用電源のラインにもっていく方法もあるが本回路方式における制御回路構成上の最適なグランド電位はＡ点になっているためＡ点を基準として電源電圧を測定する。この電源電圧の測定の意図は商用電源が変動した時、高周波出力をある程度平準化することにある。電源電圧補正をしない場合、単純に電源が下がったことによる入力電力の変動だけではなくマグネトロンの発振導通角（対商用電源周期）も含めると±１０％の商用電源電圧変動に対して高周波出力は±１５％程度変動する。従って何らかの電圧補正を加える必要がある。
【０００７】
図１２は無負荷時のインバータ回路の要部回路図である。説明を容易にするために高圧トランス８、半導体スイッチ素子１、２のＩＧＢＴ部は割愛している。無負荷時即ち半導体スイッチ素子１、２が動作していない、即ち電力伝達がない状態では図１２（ａ）（電源の極性は図による）ともう一方の極性図１２（ｂ）図では矢印で示したループで第１のコンデンサ５、第２のコンデンサ６に各々商用電源が印加されコンデンサで平滑されると考えると商用電源×√２×２のＤＣ電圧がＶｉｎに加わり、これを観測することによって商用電源の電圧ステータスを検出することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では下記にあげるような課題があった。
【０００９】
このＶｉｎ電圧は半導体スイッチ素子が動作し出すと商用電源電圧との比例関係が極めて緩やかなものとなりその電圧を検出して動作中に電圧補正をかけると誤動作を生じることがあり電圧補正の精度が著しく低下する傾向にあった。図１３（ａ）が非動作時の入力電圧とＶｉｎの関係、（ｂ）が動作時の同関係である。従ってＶｉｎ補正電圧の読み込み及び補正はスタートキーが入り機器が動作する直前に読み取り補正を加える方式をとっていた。
【００１０】
これによると、その時の電圧補正は行われるがそれ以降については、その初期の補正のみがかかり途中周辺機器が動作・停止をおこなったときの電圧変動、商用電源自体の電圧変動は考慮されないため、そのような不測の事態に関しては電力変動をきたし調理性能が低下（過加熱、加熱不足）するという可能性をもっていた。
【００１１】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、調理中の電圧変動を補正して調理中における食品への最適加熱を実現し調理性能を安定かつ向上させたマグネトロン駆動用電源を供給することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、それぞれに逆並列のダイオードを備えた第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記第１及び第２の半導体スイッチが備えている前記逆並列のダイオードと同一方向に配置されるとともに前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と並列接続された第１および第２のダイオードの直列接続体と、第１および第２のダイオードの各々に並列に接続された第１と第２のコンデンサと、第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と第１および第２のダイオードの接続点間に接続された商用電源および高圧トランスの１次巻線の直列回路と、第１と第２のコンデンサの両端に発生する電圧を検出する駆動電圧検出回路と、駆動電圧検出回路の電圧によって高圧トランスの２次巻線に伝達される電力を補正する電圧補正回路とを設け、２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロンを付勢し、かつ電圧補正回路は駆動電圧に応じて変動する伝達電力を補正して平準化するとともに、一定インターバルもしくはランダム間隔で半導体スイッチ素子を一旦停止して再度駆動電圧を検出し再補正を行う構成としたものである。
【００１３】
これによって、加熱中も調理に影響を与えない程度の短時間動作を停止し駆動電圧補正を行えるため、調理中におこった商用電源の電圧変動を補正し電圧に応じた最適な電力を投入できる。従って、電源電圧の影響を受けにくい最適な加熱調理を実現することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、それぞれに逆並列のダイオードを備えた第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記第１及び第２の半導体スイッチが備えている前記逆並列のダイオードと同一方向に配置されるとともに前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と並列接続された第１および第２のダイオードの直列接続体と、第１および第２のダイオードの各々に並列に接続された第１と第２のコンデンサと、第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と第１および第２のダイオードの接続点間に接続された商用電源および高圧トランスの１次巻線の直列回路と、第１と第２のコンデンサの両端に発生する電圧を検出する駆動電圧検出回路と、駆動電圧検出回路の電圧によって高圧トランスの２次巻線に伝達される電力を補正する電圧補正回路とを設け、２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロンを付勢し、かつ電圧補正回路は駆動電圧に応じて変動する伝達電力を補正して平準化するとともに、一定インターバルで半導体スイッチ素子を一旦停止して再度駆動電圧を検出し再補正を行うことにより、調理中の電圧変動による食品への高周波加熱の不適正を補正し最適な加熱調理を実現するものである。
【００１５】
請求項２記載の発明は、それぞれに逆並列のダイオードを備えた第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と、前記第１及び第２の半導体スイッチが備えている前記逆並列のダイオードと同一方向に配置されるとともに前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続体と並列接続された第１および第２のダイオードの直列接続体と、第１および第２のダイオードの各々に並列に接続された第１と第２のコンデンサと、第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と第１および第２のダイオードの接続点間に接続された商用電源および高圧トランスの１次巻線の直列回路と、第１と第２のコンデンサの両端に発生する電圧を検出する駆動電圧検出回路と、駆動電圧検出回路の電圧によって高圧トランスの２次巻線に伝達される電力を補正する電圧補正回路とを設け、２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグネトロンを付勢し、かつ電圧補正回路は駆動電圧に応じて変動する伝達電力を補正して平準化するとともに、前記商用電源の電圧の変動に伴って変化する回路内の特定部位の電圧変動を検出したタイミングで半導体スイッチ素子を一旦停止して再度駆動電圧を検出し再補正を行う構成とすることにより、入力電圧の何らかのの変化（この変化は正確なものでなくてよく変化があったことさえわかれば良い）を捉えその時点で一旦停止して正確な電圧補正を行うものである。従って請求項１と同様の作用・効果を得られるとともに請求項１のように頻繁に一旦停止を繰り返す必要がないため最大限の電力を調理中に引き出すことができ調理時間の短縮が期待できる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１７】
（実施例１）
図１は本実施例におけるマグネトロン駆動用電源の回路図を示している。この回路構成においては従来の技術における図８に加えて半導体スイッチ素子２に並列にスナバーコンデンサ３０を接続した構成になっている。このスナバーコンデンサ３０は図１０における電圧Ｖ２と電圧Ｖ１の立ち上がり及び立下りをなだらかにし、スイッチングロスを低減する目的で一般的に挿入されるもので詳細な動作説明は、本発明の主旨とは離れるので割愛する。さらに第１のコンデンサと第２の両端電圧を測定する駆動電圧測定回路及び後述する電圧補正を行う電圧補正回路は駆動回路１４に包含して記述していない。また図８の回路と同一符号の構成要素は同一の動作、作用をするのでここではその詳細についての説明は省略する。
【００１８】
駆動回路１４は半導体スイッチ素子１、２を駆動しインバータ回路を動作させるとともに、第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ６の両端電圧を検出してインバータ回路を伝達する電力が適正な値になるように半導体スイッチ素子１、２のオンオフをコントロールする電圧補正回路も含まれている。駆動回路１４が半導体スイッチ素子１、２へ送る駆動信号は図２（ａ）に示すようにデッドタイムを有し相補的にオンオフするような波形である。このように半導体スイッチ素子１、２を相補的にオンオフすることによってインバータ回路はマグネトロン１０へ電力を伝送している。
【００１９】
ここで半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２とインバータ回路の変換電力Ｐとの関係を図３に示す。図中で実線にて示した曲線は商用電源７の電圧極性が図１に示す極性の場合での変換電力Ｐの変化を示したものであり、破線で示した曲線はこれとは逆に商用電源１の電圧極性が図１とは逆の電圧極性の場合での変換電力Ｐの変化を示している。このように商用電源７の電圧極性によって半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２とインバータ回路の変換電力Ｐの関係は異なったものとなる。したがって、半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２が略５０％の状態では商用電源７の電圧極性によらずいずれの電圧極性においても同じ電力変換が可能なので商用電源１の電流は図４（ｂ）に示すように正負対称の波形とすることができる。しかしながら商用電源１の電流を正負対称な正弦波にしようとすると変換電力はこの一点のみで限定されてしまう。家庭用の電子レンジなどでは電子レンジで加熱する際に食品に応じてさまざまな加熱電力が選択される。たとえばレンジ“強”、“中”、“弱”などの設定によって加熱電力の調整が必要とされる。これに対応するためには半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２を所望の出力電力に応じて変化させることが必要となるが、商用電源７の電圧極性に関係なく一定のオン時間比Ｄｏｎ２で所望の出力電力に調整しようとすると図３に示した半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２と変換電力Ｐの関係からオン時間比Ｄｏｎ２が５０％から外れてくると商用電源１の電圧が正の期間と負の期間で異なった電流波形を示すことになり、たとえば図４（ａ）に示すような正負がアンバランスな電流波形となってしまう。この場合、電流波形が対称波形とならないので偶数次の高調波が発生することになり結局力率を向上することはできなくなってしまう。
【００２０】
そこで本実施例においては商用電源１の電圧極性に応じて半導体スイッチ素子１、２の駆動信号を入れ替えるように駆動回路１４が動作するようにしている。すなわち図２に示すように商用電源１の電圧極性が正の場合には図２（ａ）に示すようにＴ１、Ｔ２なるオン時間で半導体スイッチ素子１、２がそれぞれオンオフし、逆に負の電圧極性の場合は図２（ｂ）に示すように図２（ａ）の場合と半導体スイッチ素子１、２のオン時間が入れ替わるように動作する。このように動作することによってマグネトロン駆動用電源の回路での発生損失を低減しつつマグネトロン駆動電源の変換電力が変化して、半導体スイッチ素子２のオン時間比Ｄｏｎ２が略５０％の状態からいずれかの方向へずれて変換電力が増減しても常に商用電源１の電流波形は正負対称な正弦波状の波形を維持することが可能となる。このため変換電力を変化させても常に高い電力変換効率を維持したまま高い力率で電流の歪のない動作を実現することが可能となる。このようにしてマグネトロン１０による高周波電力をコントロールしつつ電流についても正弦波に近い高力率で低歪みの入力電流波形をえることができるという特長を持っている。
【００２１】
次に問題になるのが従来の技術でも説明した商用電源の変動に対する伝達電力の変動である。本回路においては駆動回路１４のグランド電位をＡ点としている。従って商用電源７の電圧を直接検知することができないが図１２に示したように第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ６による直列回路の両端をインバータ回路の非動作時に測定することによって商用電源電圧に比例した電圧が測定できることは既に述べた。本発明では動作中に周辺の機器の動作・非動作に伴って電圧が変動したり、商用電源電圧自体が変動したりした時においても伝達電力を概ね変動を許容範囲内に補正する手段に関するものである。
【００２２】
図５（ａ）〜（ｃ）を用いて本発明のポイントを説明する。図５（ａ）は商用電源電圧の変動を示す図である。（ア）点から機器は動作を開始する。開始する前に第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ６の両端電圧であるＶｉｎを測定し、Ｖｉｎに応じた最適の高周波出力を発生させるように半導体スイッチ素子１、半導体スイッチ素子２へのオンオフデューティー信号を電圧補正して出力する。その制御則はＶｉｎが低い時には図３に従って高周波出力を大きくするようにデューティー信号を制御する。逆にＶｉｎが高い時には高周波出力を低くするようにデューティー信号を制御する。まず、予めＶｉｎの電圧補正を行った後に、動作を開始する。このことによってＶｉｎ電圧に応じた最適の高周波出力を得ることができる。しかし、動作中に（キ）、（ク）、（ケ）のようにＶｉｎが変動し、（コ）で加熱を終了したら最適な加熱の出来映えが得られない。即ち初期の（ア）点でのＶｉｎのみによって補正がかけられているため加熱途上のＶｉｎ変動は高周波出力の変動として表れてしまうからである。このように商用電源電圧に対して補正をかけない場合図５（ｃ）のように高周波出力が大きく変動する。
【００２３】
そこで、本発明は所定間隔でインバータ動作を停止しＶｉｎを測定し補正の変更を行ってトータルとして極力最適高周波出力を得ようとするものである。（ア）〜（オ）点で一旦停止してＶｉｎ電圧を補正する。この間はＶｉｎ電圧が無負荷時の電圧に戻り、起動回路１４でＶｉｎ電圧補正を開始する期間が数１０ｍｓｅｃまた補正後、再起動するにしてもマグネトロン１０のカソードは既に十分暖まっているため１００ｍｓｅｃ弱で再起動する。従ってこの一旦停止に要する時間は０．１〜０．１５秒と極めて短く食品に与える高周波電力のロスは微々たるものである。（キ）点で周辺機器が動作しその動作電流によって電圧降下が生じたとする。当然それに伴い高周波出力は低下するが（イ）点で補正され正規の高周波出力に戻る。一方、補正なしの場合は電圧降下の影響を受け図５（ｃ）のように高周波出力は低下する。（ク）点の場合も（ク）点で一旦図５（ｂ）のように高周波出力が正規の値からずれるが、（ウ）点で補正され、正規の高周波出力となる。（ケ）点についても同様のことが言える。このように所定の間隔で商用電源電圧の変動に対する補正をかけることによって、商用電源電圧が変動しても適正な高周波電力が食品に照射、加熱されることになりより高精度の高周波加熱装置を提供することができる。
【００２４】
（実施例２）
図６は本実施例におけるマグネトロン駆動用電源の回路図を示している。この回路構成においては前述の実施例１に加えて入力電流を検出しそれを直流値に変換し駆動回路１４にフィードバックする回路を備えている。
【００２５】
カレントトランス１５は入力電流を検出する素子。抵抗１６は電流を電圧に変換するための負荷抵抗、全波整流回路１７は交流信号を単方向電圧に変換する回路、抵抗１８と抵抗１９とコンデンサ２０はその交流出力電圧を直流電圧に変換するローパスフィルターであり。この出力電圧は入力電流に比例する値をもつ入力電流検出電圧である。ここで入力電流検出電圧は駆動回路１４で検出され入力電流の値を電圧として検出する構成となっている。従って、入力電流検出電圧を監視していれば入力電流の変動に伴う商用電源電圧の変動を知ることが可能となる。
【００２６】
図７を用いてその動作を説明する。（ア）点で加熱（動作）が開始される前、第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ６の両端電圧であるＶｉｎを測定し、Ｖｉｎに応じた最適の高周波出力を発生させるように半導体スイッチ素子１、半導体スイッチ素子２へのオンオフデューティー信号を電圧補正して出力する。その時に入力電流検出電圧の値を記憶しておく。（イ）点で周辺機器が動作し商用電源電圧が瞬間に低下すると入力電流が低下するので入力電流検出電圧の値も図７（ｂ）の（イ）点の矢印のように低下する。これを駆動回路１４で検知してＶｉｎによる補正を加えて図７（ｃ）の（イ）点のように正規の高周波出力に戻すように入力電流の値が大きくなるような方向で補正がかかる。そうすると図７（ｃ）のように高周波出力は元の値に戻る。そうすることによって入力電流の値が増加するため図７（ｂ）（イ）点の瞬時降下の後は入力電流の値は上昇し入力電流検出電圧の値も上昇する。次に（ウ）点で周辺機器の負荷が変動し商用電源電圧がやや増加した。そうすると逆に入力電流検出電圧は（ウ）点の矢印のように増加する。これを駆動回路１４で検知してＶｉｎによる補正を加えて図７（ｃ）の（ウ）点のように正規の高周波出力に戻す。そうすると入力電流電圧検出電圧はやや減少傾向を示す。（エ）点でさらに周辺機器の負荷が変動し商用電源電圧がやや増加した。このときも同様のフィードバックがかかり図７（ｃ）の（エ）点のように高周波出力は適正値に戻り、図７（ｂ）の（エ）点のように入力電流検出電圧はやや減少する。そして最終（オ）点で加熱を終了する。この間Ｖｉｎの検出の一旦停止を除きほぼ高周波出力は一定の値になる。なお、前述したように一旦停止期間は極めて短いため高周波出力のトータル消費電力に及ぼす影響はほとんどない。
【００２７】
なお、この実施例の場合は一般的には高圧トランスの２次側の電流を検出してそれを一定制御するような電力制御方式に適している。逆に入力電流を検出して一定に制御するような電力制御の場合、高圧トランスの２次側の電流を検出してその値の変動をトリガーとして商用電源電圧補正を行えば同様の作用、効果が得られる。その他にも商用電源電圧の変動に伴って比例と言わないまでも変化する回路部位があればそれをトリガー信号として商用電源電圧補正を行える。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように、請求項１〜２に記載の発明によれば、マグネトロン動作中における周辺機器の動作、非動作によって生じる商用電源電圧変動を随時補正することができるため、上記現象が発生しても常に食品には適切かつ定量な高周波電力が照射され、電源電圧変動の影響を受けにくい高品質、高性能のマグネトロン駆動用電源を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例１におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図２】  本発明の実施例１におけるスイッチング素子の駆動電源を示す波形図
【図３】  本発明の実施例１における半導体スイッチ素子のオン信号幅Ｄｏｎ２と変換電力Ｐの関係図
【図４】  本発明の実施例１における商用電源の電流波形図
【図５】  本発明の実施例１における商用電源と高周波出力のタイミングチャート
（ａ）商用電源の食品加熱中における変動の様子を示すタイミングチャート
（ｂ）本発明の一実施例の補正を加えた時の高周波出力のタイミングチャート
（ｃ）補正を加えない時の高周波出力のタイミングチャート
【図６】  本発明の実施例２におけるマグネトロン駆動用電源の回路図
【図７】  本発明の実施例２における商用電源と入力電流検出電圧と高周波出力のタイミングチャート
（ａ）商用電源の食品加熱中における変動の様子を示すタイミングチャート
（ｂ）本発明の一実施例の補正を加えた時の入力電流検出電圧のタイミングチャート
（ｃ）同高周波出力のタイミングチャート
【図８】  従来及び本発明のマグネトロン駆動用電源の共通する要部を示す回路図
【図９】  従来及び本発明のマグネトロン駆動用電源の各動作モードの電流経路図
【図１０】  従来及び本発明のインバータ回路の各部の電流、電圧波形を示す動作波形図
【図１１】  従来及び本発明のマグネトロン駆動用電源の電流、電圧波形を示す動作波形図
【図１２】  本発明のインバータ回路での非動作時のＶｉｎ電圧の確立を示す動作説明図
【図１３】  本発明における非動作時と動作時の電源電圧とＶｉｎ電圧の関係図
【符号の説明】
１  第１の半導体スイッチ素子
２  第２の半導体スイッチ素子
３  第１のダイオード
４  第２のダイオード
５  第１のコンデンサ
６  第２のコンデンサ
７  商用電源
８  高圧トランス
１４  駆動回路（電圧補正回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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