(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
各種電子部品を接地するために設けられた第１及び第２のアースラインと、
上記第１のアースラインに接続され、負荷に電流を供給して該負荷を駆動する駆動部と、
上記第２のアースラインに接続され、上記駆動部を制御する制御部と、
を備え、
上記駆動部に、
上記負荷に流れる電流を、上記第１のアースラインの電位を基準電位とした電圧信号として生成する信号生成手段を設けると共に、
上記制御部に、
上記信号生成手段にて生成された電圧信号を、上記第２のアースラインの電位を基準電位として処理する信号処理手段を設け、
上記制御部は、該信号処理手段にて処理された信号に基づいて上記駆動部を制御するための制御信号を生成する電子制御装置において、
上記信号処理手段は、上記信号生成手段にて上記第１のアースラインの電位を基準電位として生成された電圧信号の電圧レベルを、上記第２のアースラインの電位変動量以上のシフト電圧分だけレベルシフトさせ、上記第２のアースラインの電位以上の電圧レベルにするレベルシフト回路を備え、該レベルシフト回路にてレベルシフトされた電圧信号を処理することを特徴とする電子制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電子制御装置において、
上記第１のアースラインと第２のアースラインとの電位差が、予め設定された許容値以内となるように上記第２のアースラインの電位を制限する電圧制限手段を備えることを特徴とする電子制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電子制御装置において、
上記レベルシフト回路は、
ゲートを当該レベルシフト回路の入力とし、ソースを当該レベルシフト回路の出力とし、ドレインを上記第２のアースラインを介して接地した電界効果トランジスタと、
該電界効果トランジスタのソース，ゲート間の電位差が上記シフト電圧となるような一定電流を、該電界効果トランジスタのソース，ドレイン間に流す定電流回路と、
からなることを特徴とする電子制御装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電子制御装置において、
上記信号生成手段は、一対の電圧信号を生成し、
上記信号処理手段は、該一対の電圧信号の相対値に基づいて信号処理を行うことを特徴とする電子制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電子制御装置において、
上記信号生成手段は、上記第１のアースラインに接続された電流検出抵抗からなり、
上記信号処理手段は、上記電流検出抵抗の両端電圧を上記一対の電圧信号として差動増幅する増幅回路からなることを特徴とする電子制御装置。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載の電子制御装置において、
上記電圧信号毎に設けられる一対のレベルシフト回路が、同一チップ上の半導体回路として形成されていることを特徴とする電子制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２系統のアースラインを有する電子制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電子制御装置では、アースラインの電位（アース電位）を基準とした電圧信号によって制御が行われるため、アース電位が変動して誤動作等を引き起こすことのないように、アースラインの抵抗値はゼロであることが望まれる。ところが現実的には、アースラインは小さな抵抗値を有しているため、大きな電流を流すとアース電位は変動してしまう。
【０００３】
このため、従来より、電磁ソレノイドやモータ等、比較的大きな負荷を駆動制御する車載用の電子制御装置等では、例えば特開昭５８−３３７０２号公報に開示されているように、大きな電流が必要な駆動回路等が接続される駆動系アースラインと、比較的小さな電流にて動作可能な各種センサやプロセッサ等が接続される制御系アースラインとを別々に設けることにより、制御系アースラインのアース電位が負荷の駆動状態の影響を受けて変動しないようにされている。
【０００４】
ところで、車載用の電子制御装置の一つとして、特開昭６１−５３４３７号公報には、空気量調節用の弁の開度を調節するリニアソレノイドの負荷電流が目標値となるように、リニアソレノイドへの電源供給を行うスイッチング素子のオン／オフのデューティ比をフィードバック制御する電子制御装置が開示されている。そして、このような電子制御装置に、上述の２系統のアースラインを設けた場合の回路構成を図４に示す。
【０００５】
即ち、電子制御装置１０２は、図４に示すように、バッテリＢＴ（直流１２Ｖ）から電源供給を受けて動作するように構成されたもので、リニアソレノイド等からなる負荷Ｌに電流を供給して負荷Ｌを駆動する駆動部１１０と、各種センサＳＥからの検出信号に基づいて駆動部１１０を制御する制御部１２０とを備えている。そして、駆動部１１０は駆動系アースラインＧｄ、制御部１２０は制御系アースラインＧｃというそれぞれ別系統のアースラインを介して接地されており、負荷Ｌに大きな負荷電流ＩＬが流れて、駆動系アースラインＧｄのアース電位（以下、駆動系アース電位という）ＶＧｄが上昇したとしても、制御系アースラインＧｃのアース電位（以下、制御系アース電位という）ＶＧｃに影響を与えないようにされている。
【０００６】
なお、駆動部１１０は、制御部１２０が生成する制御信号Ｃに従って、負荷Ｌへの電源供給を断続するトランジスタ１２と、負荷電流ＩＬを検出するため負荷Ｌに直列接続され且つ一端が駆動系アースラインＧｄに接続された電流検出抵抗１４とを備えている。
【０００７】
一方、制御部１２０は、反転入力に電流検出抵抗１４の駆動系アースラインＧｄ側の電位が印加され、非反転入力に電流検出抵抗１４の負荷側の電位が印加される演算増幅器ＯＰおよび抵抗Ｒ１，Ｒ２からなり、電流検出抵抗１４の両端電圧を差動増幅する差動増幅回路２２と、差動増幅回路２２の出力をデジタル値に変換するＡＤ変換器２４と、各種センサＳＥの検出信号を入力するための入力回路２６と、入力回路２６を介して入力される各種センサＳＥの検出結果に基づいて負荷電流ＩＬの目標値を設定し、ＡＤ変換器２４を介して入力される電流検出抵抗１４での負荷電流ＩＬの検出結果が、この目標値と一致するようにトランジスタ１２を駆動するための制御信号Ｃのデューティ比を設定するマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２８と、バッテリＢＴからの１２Ｖの直流電源ＶSSをＤＣ−ＤＣ変換して５Ｖの直流電源ＶDDを生成し、制御部１２０の各部に供給する電源回路３０とを備えている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、差動増幅回路２２を構成する演算増幅器ＯＰはもちろん、ＩＣ回路等の電子回路では、周知のように、供給される電源電圧範囲（図４の演算増幅器ＯＰではＶDD〜ＶＧｃ）から外れた電圧レベルを有する信号が入力された場合、その動作は保証されないことがある。
【０００９】
しかし、近年、電子制御装置１０２の高機能化に伴い、制御部１２０には、マイコンや入出力回路等の周辺回路が多数搭載されるようになり、制御系アースラインＧｃにも比較的大きな電流が流れるようになってきたため、負荷Ｌが小さな電流で駆動されているような時には、制御系アース電位ＶＧｃが駆動系アース電位ＶＧｄを上回ってしまう（ＶＧｃ＞ＶＧｄ）場合がある。
【００１０】
そして、このような場合には、演算増幅器ＯＰの非反転入力に印加される電位、即ち駆動系アース電位ＶＧｄが、演算増幅器ＯＰの電源電圧範囲（ＶDD〜ＶＧｃ）から外れることになるため、差動増幅回路２２は電流検出抵抗１４の両端電圧を正しく差動増幅することができず、つまり負荷電流ＩＬを正確に検出することができないので、負荷Ｌを精度よく制御することができないという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するために、異なったアースラインでの電位を基準に生成された電圧信号であっても、正常に処理することが可能な電子制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた本発明の請求項１に記載の電子制御装置では、駆動部が、負荷に電流を供給して負荷を駆動し、この駆動部を制御部が制御する。そして、駆動部には、信号生成手段が設けられ、この信号生成手段が第１のアースラインの電位を基準電位として電圧信号を生成する。また、制御部には、信号処理手段が設けられ、この信号処理手段は、信号生成手段にて第１のアースラインの電位を基準電位として生成された電圧信号の電圧レベルを、レベルシフト回路にてシフト電圧分だけレベルシフトさせた後、このレベルシフトされた電圧信号を第２のアースラインの電位を基準電位として処理する。そして、制御部は、この信号処理手段にて処理された信号に基づいて駆動部を制御するための制御信号を生成する。
【００１３】
なお、シフト電圧は、第２のアースラインの電位変動量以上の大きさに設定されているため、電圧信号の信号レベルが、第２のアースラインのアース電位を下回ることがなく、換言すれば、電圧信号の電圧レベルは、常に、第２のアースラインの電位以上の電圧レベルとなる。従って、本発明の電子制御装置によれば、信号処理手段を構成する電子回路を常に正常に動作させることができ、その結果、装置の信頼性を向上させることができる。
【００１４】
なお、信号処理手段では、第２のアースラインのアース電位の変動分だけ誤差を含んだ電圧信号を処理することになるため、この変動量を検出或いは推定して、その検出値あるいは推定値に基づいて処理する信号を補正することが望ましい。
【００１５】
次に請求項２に記載の電子制御装置では、電圧制限手段が、第１のアースラインと第２のアースラインとの電位差が、予め設定された許容値以内となるように第２のアースラインの電位を制限する。
このため、本発明の電子制御装置によれば、レベルシフト回路でのシフト電圧を、電圧制限手段が制限する値より大きくしておけば、第２のアースラインにどれだけ大きな電流が流れたとしても、レベルシフトさせた電圧信号を第２のアースラインのアース電位より確実に大きなものとすることができ、より一層、装置の信頼性を向上させることができる。
【００１６】
ところで、レベルシフト回路は、例えば請求項３に記載のように、ゲートを当該レベルシフト回路の入力とし、ソースを当該レベルシフト回路の出力とし、ドレインを第２のアースラインを介して接地した電界効果トランジスタと、この電界効果トランジスタのソース，ゲート間の電位差がシフト電圧となるような一定電流を、電界効果トランジスタのソース，ドレイン間に流す定電流回路とにより、簡単な構成にて実現することができる。
【００１７】
即ち、このように接続された電界効果トランジスタでは、ドレイン電位（第２のアースラインのアース電位）によらず、ソース，ゲート間電圧（シフト電圧）分だけソースがゲートより高電位となるため、このソース電位をレベルシフト回路の出力として取り出せば、信号生成手段が生成する電圧信号をシフト電圧分だけレベルシフトさせたものが得られるのである。
【００１８】
次に請求項４に記載の電子制御装置では、信号生成手段は、一対の電圧信号を生成し、信号処理手段は、この一対の電圧信号の相対値に基づいて信号処理を行う。
この場合、信号生成手段にて生成される一対の電圧信号は、それぞれが第１及び第２のアースラインのアース電位の変動、及びレベルシフト回路によるレベルシフトの影響を受けたものとなるが、各電圧信号が受ける影響は全く同じものであるため、これら一対の電圧信号の相対値をとると、その影響が全て相殺される。
【００１９】
従って、本発明の電子制御装置によれば、信号処理手段にて、アース電位の変動に応じた特別な補正等を行わなくても、常に正確な信号処理を行うことができ、このように処理された信号を用いて負荷の制御等を高精度に行うことができる。
【００２０】
なお、請求項５に記載のように、一対の電圧信号を生成する信号生成手段としては、例えば第１のアースラインに接続され、その両端電圧を一対の電圧信号とする電流検出抵抗等が考えられ、また、一対の電圧信号の相対値に基づいて信号処理を行う信号処理手段としては、一対の電圧信号を差動増幅する増幅回路等が考えられる。
【００２１】
ところで、信号生成手段が一対の電圧信号を生成する場合、その電圧信号毎に設けられる一対のレベルシフト回路は、請求項６に記載のように、同一チップ上の半導体回路として形成されていることが望ましい。
即ち、同一チップ内では、形成される半導体素子の特性が比較的均一になるため、一対のレベルシフト回路の特性を精度よく一致させることができ、一対の電圧信号の相対値を求めた時に、誤差を生じさせないのである。
【００２２】
従って、本発明によれば、より一層精度のよい信号処理を行うことができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図１は、油圧回路のバルブを開閉するために設けられたリニアソレノイドを駆動制御する本実施例の電子制御装置の概略構成を表す回路図である。なお、本実施例において油圧回路は、クラッチを断続するレリーズレバーを操作するためのものであり、シフトレバーやアクセルペダルの操作等に応じて自動的にクラッチを断続するいわゆる自動クラッチに適用されるものである。
【００２４】
図１に示すように、本実施例の電子制御装置２は、バッテリＢＴ（直流１２Ｖ）から電源供給を受けて動作するように構成されたもので、負荷Ｌに電流を供給して負荷Ｌを駆動する駆動部１０と、各種センサＳＥからの検出信号に基づいて駆動部１０を制御する制御部２０と、制御部２０を接地するために設けられた制御系アースラインＧｃの電位（制御系アース電位）ＶＧｃが、駆動部１０を接地するために設けられた駆動系アースラインＧｄの電位（駆動系アース電位）ＶＧｄより所定電圧（本実施例では、０．５Ｖ）以上大きくなると導通して、制御系アース電位ＶＧｃを制限するダイオード４０とを備えている。
【００２５】
なお、本実施例において、負荷Ｌは、上述の油圧回路のバルブを開閉するために設けられたリニアソレノイドであり、またセンサＳＥは、エンジン回転数、変速機の入力軸の回転数、アクセルペダルの踏込量、変速機のギアを切り替えるシフトレバーのシフト位置、車速等を検出するものである。
【００２６】
また、駆動部１０は、先の図４にて説明した従来装置１０２の駆動部１１０と全く同じであり、一方、制御部２０は、同じく従来装置１０２の制御部１２０と一部異なるだけであるため、同じ構成については、同一の符号を付して説明を省略し、ここでは従来装置１０２とは構成の異なる部分についてのみ説明する。
【００２７】
即ち、制御部２０の差動増幅回路２２の反転入力及び非反転入力には、それぞれ電流検出抵抗１４の両端での各電位を表す電圧信号を所定のシフト電圧（本実施例では１．５Ｖ）分だけシフトさせるレベルシフト回路３２，３４が設けられている。
【００２８】
ここで、図２は、レベルシフト回路３２，３４の構成を表す回路図である。
図２に示すように、レベルシフト回路３２，３４は全く同様の構成をしており、ドレインが制御系アースラインＧｃ，ゲートが入力端ＴＩ，ソースが出力端ＴＯにそれぞれ接続されたＰチャネル型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３６と、ＦＥＴ３６のソースと電源ＶDDとの間に接続され、ソース−ドレイン間に一定電流を供給する定電流回路３８とにより構成されている。なお、レベルシフト回路３２，３４は、同一の半導体チップ上に形成されたものを用いている。
【００２９】
そして、レベルシフト回路３２では、入力端ＴＩが電流検出抵抗１４の負荷Ｌ側端部、出力端ＴＯが差動増幅回路２２の非反転入力に接続され、一方、レベルシフト回路３４では、入力端ＴＩが電流検出抵抗１４の駆動系アースラインＧｄ側端部、出力端ＴＯが差動増幅回路２２の反転入力に接続されている。
【００３０】
このように構成されたレベルシフト回路３２，３４では、定電流回路３８がＦＥＴ３６のソース−ドレイン間に流す定電流（以下，ドレイン電流という）Ｉsdによって、ＦＥＴ３６のゲート−ソース間電圧Ｖgsがドレイン電流Ｉsdに応じた一定値となる。なお、本実施例では、ゲート−ソース間電圧Ｖgsが上述のシフト電圧と一致するように、ドレイン電流Ｉsdが設定されている。
【００３１】
つまり、ゲート（即ち入力端ＴＩ）の電位がどのように変化したとしても、ソース（即ち出力端ＴＯ）は、常にゲート−ソース間電圧Ｖgs（＝１．５Ｖ：シフト電圧）分だけ電位が高くなり、その結果、出力端ＴＯでは、入力端ＴＩに印可される電圧信号をシフト電圧分だけシフトさせたものが得られるのである。
【００３２】
このように構成された電子制御装置２では、マイコン２８が制御信号Ｃを出力して、トランジスタ１２をオン／オフ制御すると、負荷（リニアソレノイド）Ｌには制御信号Ｃのデューティに応じた駆動電流が流れ油圧回路のバルブが作動する。
【００３３】
このとき、電流検出抵抗１４の両端での電圧ＶＨ，ＶＬが、レベルシフト回路３２，３４にてそれぞれレベルシフトされ、このレベルシフトされた電圧信号ＶＨｓ，ＶＬｓが差動増幅回路２２に入力される。すると差動増幅回路２２からは、電流検出抵抗１４の両端電圧ＶＨ−ＶＬ（＝ＶＨｓ−ＶＬｓ）、即ち負荷電流ＩＬの大きさに応じた出力が得られ、この出力は、ＡＤ変換器２４にてデジタル値に変換された後、マイコン２８に取り込まれる。
【００３４】
そして、マイコン２８では、入力回路２６を介して入力される各種センサＳＥからの検出信号に基づいて車両の運転状態を認識し、認識した運転状態に応じて負荷Ｌに流す負荷電流ＩＬの目標値を算出し、電流検出抵抗１４を介して検出される負荷電流ＩＬがこの目標値に一致するように、制御信号Ｃのデューティ比を設定する。
【００３５】
その結果、負荷（リニアソレノイド）Ｌが駆動するバルブが運転状態に応じて精度よく制御されるので、クラッチのレリーズレバーを操作する油圧、ひいてはクラッチの断続が精度よく行われることになる。
ところで、負荷電流ＩＬが比較的大きい場合には、図３（ａ）に示すように、駆動系アース電位ＶＧｄが制御系アース電位ＶＧｃより大きく（ＶＧｄ＞ＶＧｃ）なるため、レベルシフト回路３２，３４にてレベルシフトさせなくても、電流検出抵抗１４の両端の電圧ＶＨ，ＶＬは、差動増幅回路２２（演算増幅器ＯＰ）の作動領域（ＶDD〜ＶＧｃ）内に収まっている。
【００３６】
ところが、制御系アースラインＧｃに大きな電流が流れていて、しかも負荷電流ＩＬが比較的小さい場合には、図３（ｂ）に示すように、駆動系アース電位ＶＧｄが制御系アース電位ＶＧｃより小さく（ＶＧｄ＜ＶＧｃ）なるため、電流検出抵抗１４の両端の電圧ＶＨ，ＶＬ（特に駆動系アースラインＧｄ側端部の電圧ＶＬ）が、差動増幅回路２２の作動領域（ＶDD〜ＶＧｃ）から外れてしまうことがある。
【００３７】
しかし、本実施例の電子制御装置２では、ダイオード４０により、制御系アース電位ＶＧｃが駆動系アース電位ＶＧｄよりダイオードの順電圧ＶＤ（＝０．５Ｖ）以上に大きくならないように制限し、しかも、電流検出抵抗１４の両端の電圧ＶＨ，ＶＬを、レベルシフト回路３２，３４によりシフト電圧分（＝１．５Ｖ）だけレベルシフトすることにより、このレベルシフトされた電圧ＶＨｓ，ＶＬｓが、差動増幅回路２２の作動領域（ＶDD〜ＶＧｃ）内に確実に収まり、差動増幅回路２２が常に正常に動作するようにされている。
【００３８】
このように本実施例の電子制御装置２によれば、ダイオード４０とレベルシフト回路３２，３４とにより、制御系アースラインＧｃにどれだけ電流が流れても、差動増幅回路２２への入力が、差動増幅回路２２の差動領域から外れないようにされているので、当該電子制御装置２の動作状態によらず、電流検出抵抗１４の両端電圧ＶＨ−ＶＬ、即ち負荷電流ＩＬを精度よく検出することができ、ひいては負荷Ｌの制御を精度よく行うことができる。
【００３９】
また本実施例の電子制御装置２では、レベルシフト回路３２，３４が同一の半導体チップ上に形成されたものを用いているので、レベルシフト回路３２，３４間で、該回路３２，３４を構成するＦＥＴ３６や定電流回路３８の特性のばらつきが小さく、その結果、電流検出抵抗１４の両端の電圧ＶＨ，ＶＬを均一にレベルシフトすることができ、レベルシフト回路３２，３４を設けることで、差動増幅回路２２に入力される電圧信号ＶＨｓ，ＶＬｓの誤差を増大させてしまうことがない。
【００４０】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、様々な態様にて実施することができる。
例えば、上記実施例では、制御系アース電位ＶＧｃが駆動系アース電位ＶＧｄより所定電圧以上大きくなることを防止するダイオード４０を設けたが、制御系アースラインＧｃに流す最大電流が決められている場合には、レベルシフト回路３２でのシフト電圧を、最大電流が流れたときの制御系アース電位ＶＧｃより大きな値となるように設定して、ダイオード４０を省略してもよい。
【００４１】
また、上記実施例では、レベルシフト回路３２，３４の出力ＶＨｓ，ＶＬｓを差動増幅回路２２により差動増幅しているが、差動増幅回路２２を省略して直接ＡＤ変換器２４に入力するように構成してもよい。
また、上記実施例では、負荷（リニアソレノイド）Ｌが油圧回路のバルブを駆動する場合について説明したが、これに限らず負荷Ｌは、モータ等どのような車両負荷であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施例の電子制御装置２の概略構成を表す回路図である。
【図２】  レベルシフト回路３２，３４の構成を表す回路図である。
【図３】  レベルシフト回路３２，３４、及びダイオード４０の作用を表す説明図である。
【図４】  従来の電子制御装置１０２の概略構成を表す回路図である。
【符号の説明】
２…電子制御装置    １０…駆動部      １２…トランジスタ
１４…電流検出抵抗    ２０…制御部      ２２…差動増幅回路
２４…ＡＤ変換器      ２６…入力回路    ２８…マイコン
３０…電源回路        ３２，３４…レベルシフト回路
３６…電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）    ３８…定電流回路
４０…ダイオード      ＢＴ…バッテリ    ＳＥ…センサ
Ｇｃ…制御系アースライン      Ｇｄ…駆動系アースライン
ＩＬ…負荷電流          Ｌ…負荷        ＯＰ…演算増幅器
Ｒ１，Ｒ２…抵抗      ＴＩ…入力端      ＴＯ…出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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