(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
次の各構成を有することを特徴とするクラッタ抑圧レーダ装置。
（イ）受信信号と混合する局部発振信号の位相が９０度だけ異なる２系統（ＩチャネルとＱチャネル）の受信出力を有するレーダ受信回路
（ロ）レーダ受信回路出力のＩチャネルとＱチャネルのそれぞれについて、各送信方位毎の受信出力を距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別に格納するＩチャネル第１のメモリおよびＱチャネル第１のメモリ
（ハ）前記Ｉチャネル第１のメモリ中の同一距離で方位方向に連なるＮ個のデータ列ｙi （ｉ＝１、２、３、……、Ｎ  以下同じ）を抽出格納するＩチャネル第２のメモリと、前記Ｑチャネル第１のメモリ中の前記同一距離で方位方向に連なるＮ個のデータ列ｚi を抽出格納するＱチャネル第２のメモリ
（ニ）レーダ送信周期がＴであるとき、０からＮＴの範囲を変域とする変数ｔを定義した場合、該ｔと、実数ｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm を用いた多項式
ｕ（ｔ）＝ｕ0 ＋ｕ1 ｔ＋ｕ2 ｔ2 ＋……＋ｕm ｔm
が前記データ列ｙi の最小２乗近似関数となるようｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm を算出するＩチャネル第１の演算手段と、
前記ｔと、実数ｖ0、ｖ1、ｖ2、……、ｖm を用いた多項式
ｖ（ｔ）＝ｖ0 ＋ｖ1 ｔ＋ｖ2 ｔ2 ＋ｖ3 ｔ3 ＋……＋ｖm ｔm
が前記データ列ｚi の最小２乗近似関数となるようｖ0、ｖ1、ｖ2、……、ｖm を算出するＱチャネル第１の演算手段
（ホ）ｔ＝ｉＴ（ｉ＝１、２、３、……、Ｎ）における前記多項式のｕ（ｔ）を算出するＩチャネル第２の演算手段と、前記多項式のｖ（ｔ）を算出するＱチャネル第２の演算手段
（ヘ）Ｉチャネル第２の演算手段によるｕ（ｔ）の算出結果列Ｔi を格納するＩチャネル第３のメモリと、Ｑチャネル第２の演算手段によるｖ（ｔ）の算出結果列Ｌi を格納するＱチャネル第３のメモリ
（ト）前記Ｉチャネル第２のメモリのデータ列ｙi から前記Ｉチャネル第３のメモリの算出結果列Ｔi を差し引いて（ｙi −Ｔi ）のデータ列を出力するＩチャネル減算器と、
前記Ｑチャネル第２のメモリのデータ列ｚi から前記Ｑチャネル第３のメモリの算出結果列Ｌi を差し引いて（ｚi −Ｌi ）のデータ列を出力するＱチャネル減算器
（チ）Ｉチャネル減算器からの出力（ｙi −Ｔi ）とＱチャネル減算器からの出力（ｚi −Ｌi ）の２乗和又は２乗和の平方根を算出し、これをクラッタの除去された受信目標として出力する複素演算器
【請求項２】
Ｉチャネル減算器からの出力（ｙi −Ｔi ）とＱチャネル減算器からの出力（ｚi −Ｌi ）を用いて受信目標のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を具備する請求項１記載のクラッタ抑圧レーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、航空機、気象エコー等の移動目標を検出するレーダ受信装置において、特に信号波形と、信号周波数に対して十分低周波数のクラッタ波形と、一般の雑音波形と、から構成された入力信号からクラッタ波形を除去する為のクラッタ除去回路に属する。
【０００２】
【従来の技術】
航空機などの移動している物体を検出する場合、グランドクラッタなどの固定物体からの反射波を抑圧しなければならない。固定物体のドップラー周波数はほとんどゼロと考えることができ、その周波数スペクトルはほぼゼロ近辺にあつまっている。クラッタスペクトルが、風で動いている雲からの反射波などに原因する場合、雨、波等からの反射波に原因してできるクラッタスペクトルよりも、広がりを持つことになる。クラッタ除去に関する技術としては、ＭＴＩの技術があげられる。
【０００３】
図２は従来のディジタルＭＴＩレーダ装置の構成を示すブロック図である。
受信機１９内で受信信号と混合する局部発振信号の位相が９０度だけ異なる２系統（普通Inphase のＩチャネルと、Qvandrature phase のＱチャネルと呼ばれる）のビデオ信号が出力され、それぞれディジタル信号に変換された後消去器２２、２３へ送られる。
【０００４】
消去器２２、２３はドップラー周波数がゼロ付近の反射波を抑圧するための定係数の線形ディジタルフィルタであり、その構成は、図３の（ａ）或いは図４の（ａ）の如きものであり遅延回路又はＦＩＦＯメモリと減算回路とで構成されており、１周期前の受信信号と次の周期の受信信号とを引き算してクラッタを消去し移動目標を出力するというものである。
【０００５】
図３の（ａ）の構成のものの周波数特性Ｈs(ｆ）は数式１であり、これを図示すると図３の（ｂ）のようになる。また、図４の（ａ）の構成のものの周波数特性Ｈd(ｆ）は数式２であり、これを図示すると図４の（ｂ）のようになる。
【０００６】
【数１】
Ｈs(ｆ）＝｜ sinπｆＴ｜
但し、Ｔは送信繰り返し周期と同じ遅延時間
【０００７】
【数２】
Ｈd(ｆ）＝sin2πｆＴ
【０００８】
いずれの場合も、πｆＴ＝ｎπ（但しｎは０、１、２、３、……）のときゼロとなるから、ｆ＝ｎ／Ｔの点でゼロとなる。即ち目標のドップラー周波数がゼロ、１／Ｔ、２／Ｔ、３／Ｔ、……のときゼロとなる。
従って、このようなドップラー周波数を生ずる速度でレーダ装置を中心とする半径方向に飛行する航空機の出力もゼロとなるのでこのような速度をブラインド（盲目）速度と呼んでいる。
【０００９】
ところで、周期Ｔの連続送信に対して完全な固定目標から反射して戻って来る受信信号の周波数スペクトルは周波数軸で見た場合、０、１／Ｔ、２／Ｔ、３／Ｔ、……の位置に立つ。従って、図３の（ｂ）や図４の（ｂ）のような周波数特性を有するディジタルフィルタを通すとその出力はゼロとなる。即ち、抑圧（消去）される。従って、グランドクラッタのような固定目標からの反射は抑圧されて、ブラインドではない航空機等の移動目標は出力されて検出されることになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＭＴＩではブラインド速度が適当の値になるようにして周波数特性が固定されたフィルタである。
これに対して、現実に陸地等の固定目標と言われている目標から反射されて戻って来るいわゆるグランドクラッタは、空中線が回転していることや、草木が風に吹かれて揺れている等の理由により完全な固定目標ではなくその周波数スペクトルも０、１／Ｔ、２／Ｔ、３／Ｔ、……の線スペクトルではなく、これらを中心に或る程度広がりのあるものとなる。そうすると図３の（ｂ）や図４の（ｂ）から明らかなように消去器の出力が０とはならず“消え残り”として出力されることになる。
【００１１】
この他のクラッタ例えば、雲、雨、海面などはもともと完全静止のものではなく動きのあるものであるからそのドップラー周波数は０、１／Ｔ、２／Ｔ、３／Ｔ、……等からずれており且つ広がりを持っており、このずれの程度および広がりの程度も固定的なものではなく変動するものである。
【００１２】
これに対し、従来のＭＴＩのフィルタの周波数特性は固定的であり、出力ゼロなる周波数を変化させたり、ゼロに近い部分の幅を広げたりということはできない。このため、完全な固定成分（ＤＣ成分ともいう）は抑圧除去できるが、スペクトルの広がりのあるクラッタに対してはクラッタの“消え残り”が生じるという問題があった。
【００１３】
一方、周波数ゼロの近辺に見られるクラッタスペクトルは、時間軸波形では、ゼロボルトからオフセットされた低周波の波形（これをトレンド波形と呼ぶ）に対応するので、時間軸波形から、トレンドを除去すれば、クラッタスペクトルも無くなる（つまりトレンド波形とクラッタ波形は同じである）ことに注目する方法が考えられる。
【００１４】
本発明の目的は、上述した問題点を解決するため、レーダ受信信号の時間軸で、入力データが入力される度に、トレンドを計算することによって、クラッタ波形を計算し、次に前記入力波形データ列からクラッタ波形データ列を減算することによって、クラッタスペクトルの広がりが変わっても抑圧除去特性の劣化しないクラッタ抑圧レーダ装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の第１の手段構成は、次の（イ）〜（チ）の各構成要素を具備する。
（イ）受信信号と混合する局部発振信号の位相が９０度だけ異なる２系統（ＩチャネルとＱチャネル）の受信出力を有するレーダ受信回路
（ロ）レーダ受信回路出力のＩチャネルとＱチャネルのそれぞれについて、各送信方位毎の受信出力を距離方向に細区分化したレンジビン毎に個別に格納するＩチャネル第１のメモリおよびＱチャネル第１のメモリ
（ハ）前記Ｉチャネル第１のメモリ中の同一距離で方位方向に連なるＮ個のデータ列ｙi （ｉ＝１、２、３、……、Ｎ  以下同じ）を抽出格納するＩチャネル第２のメモリと、前記Ｑチャネル第１のメモリ中の前記同一距離で方位方向に連なるＮ個のデータ列ｚi を抽出格納するＱチャネル第２のメモリ
（ニ）レーダ送信周期がＴであるとき、０からＮＴの範囲を変域とする変数ｔを定義した場合、該ｔと、実数ｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm を用いた多項式数式３が前記データ列ｙi の最小２乗近似関数となるようｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm を算出するＩチャネル第１の演算手段と、
前記ｔと、実数ｖ0、ｖ1、ｖ2、……、ｖm を用いた多項式数式４が前記データ列ｚi の最小２乗近似関数となるようｖ0、ｖ1、ｖ2、……、ｖm を算出するＱチャネル第１の演算手段
【００１６】
【数３】
ｕ（ｔ）＝ｕ0 ＋ｕ1 ｔ＋ｕ2 ｔ2 ＋……＋ｕm ｔm
【００１７】
【数４】
ｖ（ｔ）＝ｖ0 ＋ｖ1 ｔ＋ｖ2 ｔ2 ＋ｖ3 ｔ3 ＋……＋ｖm ｔm
【００１８】
（ホ）ｔ＝ｉＴ（ｉ＝１、２、３、……、Ｎ）における数式３のｕ（ｔ）を算出するＩチャネル第２の演算手段と、数式４のｖ（ｔ）を算出するＱチャネル第２の演算手段
（ヘ）Ｉチャネル第２の演算手段によるｕ（ｔ）の算出結果列Ｔi を格納するＩチャネル第３のメモリと、Ｑチャネル第２の演算手段によるｖ（ｔ）の算出結果列Ｌi を格納するＱチャネル第３のメモリ
（ト）前記Ｉチャネル第２のメモリのデータ列ｙi から前記Ｉチャネル第３のメモリの算出結果列Ｔi を差し引いて（ｙi −Ｔi ）のデータ列を出力するＩチャネル減算器と、
前記Ｑチャネル第２のメモリのデータ列ｚi から前記Ｑチャネル第３のメモリの算出結果列Ｌi を差し引いて（ｚi −Ｌi ）のデータ列を出力するＱチャネル減算器
（チ）Ｉチャネル減算器からの出力（ｙi −Ｔi ）とＱチャネル減算器からの出力（ｚi −Ｌi ）の２乗和又は２乗和の平方根を算出し、これをクラッタの除去された受信目標として出力する複素演算器
【００１９】
また、本発明の第２の手段構成は、第１の手段構成に加えて、Ｉチャネル減算器からの出力（ｙi −Ｔi ）とＱチャネル減算器からの出力（ｚi −Ｌi ）を用いて受信目標のドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出手段を具備する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明は、レーダ受信機のＩチャネルビデオ出力とＱチャネルビデオ出力のそれぞれについて、ディジタル信号化した後、受信信号の同一距離の方位方向における有限個のデータ列に基づき、その列位置を時間変数とする最小２乗近似関数を作成することにより時間軸におけるトレンド曲線（波形）を作りそれに、データ列の各位置に対応する変数を入れて計算し、前記データ列の個々のデータに対応する値を求め、この値を対応する個々のデータから差し引くことにより、受信信号からトレンドを除去した信号即ちクラッタスペクトルを除去した信号をＩチャネルとＱチャネルのそれぞれについて求め、これを再び複素合成することにより、クラッタが除去され航空機等の移動目標が鮮明に得られるクラッタ抑圧レーダ装置を得るものである。
【００２１】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の構成を示すブロック図である。但し、空中線から受信機までは従来と変わらないので図示を省略してある。ＡＤ変換器２０、同２１および指示器２５も従来と同じである。また、Ｉチャネル減算器７およびＱチャネル減算器１４までは、ＩチャネルおよびＱチャネルの２系統となっているが動作自体は同じであるのでＩチャネルについて説明する。
【００２２】
受信機１９（図２）から出力されたＩチャネルレーダビデオは従来同様ＡＤ変換器２０でディジタル信号に変換される。ディジタル化されたレーダビデオは第１のメモリ１へ格納される。第１のメモリ１にはレーダの探知空間を方位方向に細区分し且つ距離方向に細区分したレンジビンに対応する多数の記憶素子から構成されており、レーダ信号（受信データ）はその方位および距離に従って対応する記憶素子へ区分格納されてゆく。
【００２３】
次に、第１のメモリ１に格納されている受信データから、距離は同じで方位方向に連続するＮ個のデータ列ｙi(ｉ＝１、２、３、……、Ｎ）を抽出して第２のメモリ２へ格納する。このＮ個のデータ列はトレンド計算回路３の第１の演算手段４へ送られる。第１の演算手段４では、レーダ送信周期がＴであるとき、０からＮＴの範囲を変域とする変数ｔを定義した場合、該ｔと、実数ｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm を用いた多項式（数式３）
ｕ（ｔ）＝ｕ0 ＋ｕ1 ｔ＋ｕ2 ｔ2 ＋……＋ｕm ｔm
が前記データ列ｙi の最小２乗近似関数となるような係数ｕ0、ｕ1、ｕ2、…、ｕm を算出する。
【００２４】
ここで、ｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm の算出の仕方は次の通りである。レーダの方位方向に連なる入力データの時間間隔をＴとすると、Ｔは多くの場合１スイープ時間となる。多項式の係数を要素とするベクトルを次の数式５のｕで表し、レーダの方位方向に連なる入力データ列を次の数式６のｙで表す。
この場合はｙ≒Ｈ・ｕとなる系なので、Ｈは次の数式７のマトリックス形式にする必要がある。
【００２５】
【数５】
0003664816.tif 000002
【００２６】
【数６】
0003664816.tif 000003
【００２７】
【数７】
0003664816.tif 000004
【００２８】
ここでＮは入力データ数、ｍを近似関数の最大次数とする。マトリックスＨの行数はＮとなる。あらかじめＨT ・Ｈを計算しておき、入力データ行列ｙを得て、ＨT ・ｙを計算し、数式８の解ベクトルｕを多元連立方程式の解を反復法で計算する方法によって計算する。
【００２９】
【数８】
（ＨT Ｈ）・ｕ＝ＨT ・ｙ
【００３０】
ここで、ＨT Ｈの計算結果はＮの値に関わらず、ｍ行ｍ列のマトリックスとなっている。ＨT ・ｙもｍ行のベクトルとなっている。数式８を計算し、数式５のｕ0、ｕ1、ｕ2、……、ｕm が得られる。
ここで、（ＨT Ｈ）・ｕ＝ＨT ・ｙの解ベクトルｕを反復法で計算するかわりに数式９と数式８を変形し、掃き出し法等で逆行列（ＨT Ｈ）-1を計算する方法も考えられる。Ｑチャネルの計算も全く同様となる。
【００３１】
【数９】
ｕ＝（ＨT Ｈ）-1ＨT ｙ
【００３２】
こうして得られた数式３は、受信データ列ｙi に基づくトレンド曲線を表すことになり、これが時間軸におけるクラッタ波形を表すことになる。こうして数式３ができたならば、次は第２の演算手段５において、数式３を用いて、ｔが０、Ｔ、２Ｔ、……、ＮＴの各値の時のｕ（ｉＴ）、即ちｕ（０）、ｕ（Ｔ）、ｕ（２Ｔ）、……、ｕ（ＮＴ）を算出する。こうして得られた算出結果列ｕ（ｉＴ）はＩチャネルの第３のメモリ６へ一旦格納される。
【００３３】
次に、この格納された算出結果列ｕ（ｉＴ）はＩチャネル減算器７へ入力される。この他Ｉチャネル減算器７へは第２のメモリ２からデータ列ｙi が入力される。そして、ここでｙi の各データから対応する算出結果列ｕ（ｉＴ）を減算する。この減算により受信データからクラッタ波形が除去されたことになる。こうしてクラッタ波形が除去されたデータは複素演算器１５へ送られる。
【００３４】
以上はＩチャネルについて述べて来たが、Ｑチャネルについても全く同様の動作が行われクラッタ波形の除去されたデータが複素演算器１５へ送られる。複素演算器１５では、２つの入力信号から移動目標の振幅情報を取り出したり、ドップラー周波数スペクトラムを計算して指示器２５へ送る。複素演算器１５へ入力されるＩチャネルのデータは複素表示の実部と見ることができ、Ｑチャネルのデータは虚部と見ることができるので、両チャネル入力の２乗和を求めればそれは信号の電力振幅となるし、２乗和の平方根を求めればそれは目標信号ベクトルの電圧振幅を表すことになる。従ってＰＰＩ表示の信号として用いることができる。
【００３５】
また、ＩチャネルデータをＦＦＴ(Fast Fourier Transform)回路の実部入力データとし、ＱチャネルデータをＦＦＴ回路の虚部入力データとしてＦＦＴを行わせることによりドップラー周波数スペクトラムを得ることができる。従って指示器２５に周波数スペクトラムの表示機能があれば、これを表示させ観測することができる。
以上の説明は方位方向に連なる入力データの場合であるが、レンジ方向に連続したデータの場合も同様にして実施できる。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のレーダ装置では、周波数ゼロの近辺に見られるクラッタスペクトルは、時間軸波形では、ゼロボルトからオフセットされた低周波の波形（トレンド波形）に対応するものであることに着眼し、受信レーダビデオの時間軸波形からトレンド波形を減算することによりクラッタスペクトルを無くするようにしたので、クラッタスペクトルの広がりが大きくなっても、従来の周波数特性が固定的であるＭＴＩの消去器に較べて、クラッタ抑圧能力が劣化しない即ち消え残りが少ないという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のクラッタ抑圧レーダ装置の発明主要部の構成を示すブロック図である。
【図２】従来のディジタルＭＴＩレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図３】従来のディジタルＭＴＩの単消去器の回路構成とその周波数特性を示す図である。
【図４】従来のディジタルＭＴＩの二重消去器の回路構成とその周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１  第１のメモリ
２  第２のメモリ
３  トレンド計算回路
４  第１の演算手段
５  第２の演算手段
６  第３のメモリ
７  Ｉチャネル減算器
８  第１のメモリ
９  第２のメモリ
１０  トレンド計算回路
１１  第１の演算手段
１２  第２の演算手段
１３  第３のメモリ
１４  Ｑチャネル減算器
１５  複素演算器
１６  空中線
１７  送受切替器
１８  送信機
１９  受信機
２０  ＡＤ変換器
２１  ＡＤ変換器
２２  消去器
２３  消去器
２４  合成器
２５  指示器
【図１】
0003664816.tif 000005
【図２】
0003664816.tif 000006
【図３】
0003664816.tif 000007
【図４】
0003664816.tif 000008