(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交復調信号の回転角度の時間的変化率を算出する回転角度変化率算出部と、
前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率に基づいて、無変調キャリア受信中であることを判定する判定部と、
前記判定部で無変調キャリア受信中であると判定されたときに、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率を、局部発振器の発振周波数を制御するための制御値に換算する制御値換算部と、を備え、
前記判定部が、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、
前記遅延素子の入出力間の差を算出する少なくとも１つの減算器と、
前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、
前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項２】
直交復調信号の回転角度の時間的変化率を算出する回転角度変化率算出部と、
前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率に基づいて、無変調キャリア受信中であることを判定する判定部と、
前記判定部で無変調キャリア受信中であると判定されたときに、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率を、局部発振器の発振周波数を制御するための制御値に換算する制御値換算部と、を有し、
前記判定部が、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器と、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、
前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、
前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備えること特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項３】
直交復調信号の回転角度の時間的変化率を算出する回転角度変化率算出部と、
前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率に基づいて、無変調キャリア受信中であることを判定する判定部と、
前記判定部で無変調キャリア受信中であると判定されたときに、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率を、局部発振器の発振周波数を制御するための制御値に換算する制御値換算部と、を有し、
前記判定部が、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間づつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率の移動平均を前記遅延素子の出力に基づいて算出する平均値算出器と、
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、
前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、
前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項４】
前記回転角度変化率算出部が、
直交復調信号の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、
直交復調信号を所定時間遅延させる遅延素子と、
前記遅延素子で遅延された受信信号の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、
前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項５】
前記回転角度変化率算出部が、
直交復調信号を所定時間ずつ遅延させるために２Ｎ＋１個（ただし、Ｎは、１以上の整数）直列接続された遅延素子と、
直交復調信号及び前記遅延素子の中の前段Ｎ個の遅延素子の出力の平均値を算出する第１の平均値算出器と、
前記遅延素子の中の後段Ｎ＋１個の遅延素子の出力の平均値を算出する第２の平均値算出器と、
前記第１の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、
前記第２の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、
前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項６】
前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器で構成され、前記回転角度変化率算出部と前記制御値換算部の間に設置される平均化部と、を備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項７】
前記比較器が、
前記換算指令を出力した後の予め設定された期間、該換算指令の出力を更新しないタイマを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の自動周波数制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は自動周波数制御装置に係り、特にディジタル変調方法を使用した移動体通信システムの受信機に使用される自動周波数制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル変調を適用した移動体通信システムの受信機にあっては、送信機と同期を確立するだけでなく、受信機の局部発信回路の周波数を送信周波数と一致するように制御することが必要となる。
図１は従来のディジタル変調波受信機の構成図であって、中間周波信号に変換された受信波は直交復調器１０で直交復調された後、復調器１１でデータが復調される。
【０００３】
直交復調器用の局部発振器１４の発振周波数を送信周波数に追従させるために、直交復調器１０の出力である直交復調信号を周波数弁別器１２で周波数弁別し、さらにループフィルタ１３でフィルタリングした信号で局部発振器１４の発振周波数を制御している。
図２は従来の周波数弁別器の構成図であって、いわゆる「たすきがけ」回路を構成している。
【０００４】
即ち、直交復調信号の実数成分（Ｉ）は実数成分（Ｉ）を１クロックτだけ遅延させる実数成分遅延器１２１及び第１の乗算器１２２を介して加算器１２５に送られ、虚数成分（Ｑ）は虚数成分（Ｑ）を１クロックτだけ遅延させる虚数成分遅延器１２３及び第２の乗算器１２４を介して加算器１２５に送られる。
そして、第１の乗算器１２２の出力と第２の乗算器１２４の出力は加算器１２３で加算され、周波数弁別器１２の出力となる。
【０００５】
なお、第１の乗算器１２２では実数成分遅延器１２１の出力と虚数成分（Ｑ）とが乗算され、第２の乗算器１２４では虚数成分遅延器１２３の出力と実数成分（Ｉ）とが乗算される。そして、「たすきがけ」回路を使用することにより、弱電界地区であっても、基地から常時送信が行われている連続波の受信であれば、安定した周波数の弁別が可能となっている。
【０００６】
しかし、移動局相互間の通信における断続的な送信波を受信する場合には、送信開始時に迅速な周波数引き込みが困難であるため、送信開始部分の情報を受信できないおそれがある。
この課題を解決するために、情報フレームの先に無変調キャリアだけを含むフレームを追加したスーパーフレームを適用することが提案されている。
【０００７】
図３はスーパーフレームの一例であって、（イ）に示すように０〜３の４フレームが１つのスーパーフレームを構成する。そして、（ロ）に示すフレーム０の３６８ビットに相当する期間は変調されていないキャリアだけを送信し、（ハ）に示すフレーム１〜３の３４８ビット×３＝１０４４ビットで情報を送信する。そして、フレーム０に含まれる無変調キャリアを使用して受信機の局部発振器の発振周波数を制御する機会を増やすことにより、断続的な送信波を受信する場合にも受信側における周波数引き込みを容易にしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の受信機にあっては周波数弁別器１２の出力によりループフィルタ１３を介して局部発振器１４を制御しているため以下の課題が生じる。
１．ループフィルタ１３の時定数を長く設定した場合には周波数の制御速度が遅くなり、数スーパーフレーム間は復調不能となり情報が欠落するおそれがある。
２．ループフィルタ１３の時定数を短く設定した場合には、フレーム３のキャリア受信中に周波数制御を完了することが可能となるものの、フレーム０〜２のデータ受信中の位相変化に追従して局部発振器１４の発振周波数が変動するため、直交復調性能が悪化することを回避できない。
【０００９】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであって、迅速かつ確実に周波数を制御することが可能な自動周波数制御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明では、直交復調信号の回転角度の時間的変化率を算出する回転角度変化率算出部と、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率に基づいて、無変調キャリア受信中であることを判定する判定部と、前記判定部で無変調キャリア受信中であると判定されたときに、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率を、局部発振器の発振周波数を制御するための制御値に換算する制御値換算部とを備えた自動周波数制御装置において、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記遅延素子の入出力間の差を算出する少なくとも１つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器とを備える。
【００１１】
また、本発明の自動周波数制御装置においては、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備える。
【００１２】
また、本発明の自動周波数制御装置においては、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率の移動平均を前記遅延素子の出力に基づいて算出する平均値算出器と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備える。
【００１３】
そして、前記自動周波数制御装置における前記回転角度変化率算出部が、直交復調信号の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、直交復調信号を所定時間遅延させる遅延素子と、前記遅延素子で遅延された受信信号の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることとした。
【００１４】
前記自動周波数制御装置における前記回転角度変化率算出部が、直交復調信号を所定時間ずつ遅延させるために２Ｎ＋１個（ただし、Ｎは、１以上の整数）直列接続された遅延素子と、直交復調信号及び前記遅延素子の中の前段Ｎ個の遅延素子の出力の平均値を算出する第１の平均値算出器と、前記遅延素子の中の後段Ｎ＋１個の遅延素子の出力の平均値を算出する第２の平均値算出器と、前記第１の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、前記第２の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることとした。
【００１５】
さらに、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器で構成され、前記回転角度変化率算出部と前記制御値換算部の間に設置される平均化部と、を備えることとした。
【００１６】
また、前記自動周波数制御装置における前記比較器が、前記換算指令を出力した後の予め設定された期間、該換算指令の出力を更新しないタイマを備えることとした。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図4は本発明に係る自動周波数制御装置を適用したディジタル変調波受信機の構成図であって、図1と同一の構成要素に対しては同一の参照番号を用いる。
即ち従来の周波数弁別器１２に代えて本発明に係る自動周波数制御装置４が使用され、ループフィルタ１３が省略される。そして、自動周波数制御装置４の出力により直接局部発信器１４の発振周波数を制御する。
【００１８】
図５は第１の自動周波数制御装置の構成図であって、第1の自動周波数制御装置４はアナログ・ディジタル変換器、ＤＳＰ等のプログラマブルロジック、及びディジタル・アナログ変換器で構成される。
即ち、直交復調器１０から出力される直交復調信号は、アナログ・ディジタル変換器であるＡＤ変換部４１でディジタル信号に変換される。ＡＤ変換部４１から出力されるディジタル化された実数成分及び虚軸成分は回転角度変化率算出部４２に入力される。
【００１９】
回転角度変化率算出部４２では、直交復調器１０から出力される遅延のない直交復調信号の回転角度と所定時間遅延された直交復調信号の回転角度の差に基づいてベクトルの回転角度の時間的変化率が算出される。
そして、受信機の局部発振器１４の発振周波数が中間周波に変換したキャリアの周波数と一致している場合は回転角度変化率は零となるので、回転角度変化率算出部４２の出力は零となる。
【００２０】
逆に局部発信機１４の発振周波数がキャリア周波数から偏倚している場合は回転角度変化率算出部４２の出力は偏倚量に比例した値となる。
判定部４３では、回転角度変化率算出部４２から出力される回転角度変化率が一定値を維持しているか、変動しているかを判断して、スーパーフレームのフレーム０を受信中であるか、否かを判断する。
【００２１】
即ち、フレーム１〜３を受信中であればデータを受信している状態であるため位相差は常時変化するのに対し、フレーム０を受信中であれば無変調キャリアを受信している状態であるので位相差はほぼ一定値に維持されるからである。
判定部４３で無変調キャリア受信中であると判断されたときは、制御値換算部４４において回転角度変化率算出部４２の出力を制御値に換算し、ディジタル・アナログ変換器であるＤＡ変換部４５からアナログ値として出力する。そしてアナログ値に変換された制御値により局部発振器１４の発振周波数が制御される。
【００２２】
逆に、判定部４３で無変調キャリア受信中でないと判断されたときは、制御値換部４４の出力は以前の値に維持される。
なお、ＡＤ変換部４１及びＤＡ変換部４５を専用の素子で構成し、回転角度変化率算出部４２、判定部４３及び制御値換算部４４はプログラマブルロジック（例えばＤＳＰ）で構成することが望ましい。
【００２３】
図６は回転角度変化率算出部の第１の実施形態の構成図であって、Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号の実軸成分（Ｉ）と虚軸成分（Ｑ）のなす角度θが、第１の回転角度計算器６０で次式により計算される。
θ＝tan-1（Ｑ／Ｉ）
Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号はまた、遅延素子６１で１サンプリング時間遅延され、遅延後の直交復調信号の実軸成分Ｉd と虚軸成分Ｑd のなす角度θd が、第２の回転角度計算器６２で次式により計算される。
【００２４】
θd ＝tan-1（Ｑd ／Ｉd ）
そして、減算器６３において位相差Δθが次式により算出され、判定部４３及び制御値換算部４４に出力される。
Δθ  ＝  θ−θd
図７は回転角度変化率算出部の第２の実施形態の構成図であって、第１の実施形態より信号雑音比を改善するものである。なお、第１の実施形態と同一の要素に対しては同一の参照番号を使用する。
【００２５】
即ち、Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号は、２Ｎ＋１段（本実施形態にあっては５段）の遅延素子７０〜７４によって順次遅延される。
Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号並びに前Ｎ段（本実施形態にあっては第１及び第２の遅延素子７０、７１）の出力の平均値が第１の平均値算出器７５で算出され、後Ｎ＋１段（本実施形態にあっては第３、第４及び第５の遅延素子７２，７３，７４）の出力の平均値が第２の平均値算出器７６で算出される。
【００２６】
そして第１の平均値算出器７５から出力される第１の平均値ベクトル（実軸成分Ｉ1 ，虚軸成分Ｑ1 )の位相θ1 が、第１の回転角度計算器６０で次式により算出される。
θ1 ＝tan-1（Ｑ1 ／Ｉ1 ）
第２の平均値算出器７６から出力される第２の平均値ベクトル（実軸成分Ｉ2，虚軸成分Ｑ2 ）の位相θ2 が、第２の回転角度計算器６２で次式により算出される。
【００２７】
θ2 ＝tan-1（Ｑ2 ／Ｉ2 ）
そして、減算器６３において位相差Δθが次式により算出され、判定部４３及び制御値換算部４４に出力される。
Δθ  ＝  θ1 −θ2
即ち本発明に係る第１の自動周波数制御装置４によれば、発振周波数と無変調キャリア周波数間の偏倚量に比例した制御値により局部発振器１４の発振周波数が制御されるので、無変調キャリアのフレームを１回受信するだけで局部発振器１４の発振周波数を無変調キャリア周波数に一致させることが可能となる。
【００２８】
図８は回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図であって、第２の実施形態に対して回転角度計算器と平均値計算器の位置を逆にした構成を有する。
遅延されない直交変調信号及び遅延素子７０〜７４で遅延された直交変調信号の回転角度を回転角度計算器８０〜８５で算出し、前Ｎ個の回転角度計算器の出力を第１の平均値算出器７５で平均し、後Ｎ個の回転角度計算器の出力を第２の平均値算出器７６で平均する。
【００２９】
そして、第１の平均値算出器７５の出力と第２の平均値算出器７６の出力の差を減算器６３で算出し、判定部４３及び制御値換算部４４に出力する。
しかし、上記自動周波数制御装置では信号雑音比が小さい場合には制御値の精度が低下する。
図９は第２の自動周波数制御装置の構成図であって、信号雑音比が小さい場合にも制御値の精度を確保することを可能とする。
【００３０】
即ち、第２の自動周波数制御装置は、図９（ニ）に示すように第１の自動周波数制御装置４の回転角度変化率算出部４２と制御値換算部４４の間に平均化部９が挿入される。
図９（ホ）は平均化部８の構成図であって、回転角度変化率差算出部４２で算出された回転角度変化率をＭ段（Ｍは、１以上の整数であり、図９（ホ）では、Ｍ＝３の場合である）の遅延素子９０〜９２で順次遅延し、遅延された位相差と遅延されない位相差を平均値算出器９３で平均化し、回転角度変化率の信号雑音比を改善して制御値換算部４４に出力する。
【００３１】
本発明に係る第２の自動周波数制御装置によれば、信号雑音比が小さい場合、即ち受信電界強度が弱い場合にも局部発振器１４の発振周波数をキャリア周波数に確実に追従させることが可能となる。
図１０は判定部４３の第１の実施形態の構成図であって、回転角度変化率算出部４２で算出された回転角度変化率をＬ段（Ｌは、１以上の整数であり、図１０では、Ｌ＝３の場合である）の遅延素子１００〜１０２で順次遅延する。そして、各遅延素子１００〜１０２の入出力の差を減算器１０３〜１０５で算出し、算出された３つの差の絶対値の最大値を最大絶対値選択器１０６で選択する。
【００３２】
そして、最大絶対値選択器１０６で選択された最大値と、基準値発生器１０７で発生された基準値を比較器１０８で比較し、最大値が基準値より小となったときに無変調キャリア受信中であると判断し、制御値換算部４４から制御値を出力する。
これは、前述したように、回転角度変化率が所定期間一定値に維持されればフレーム０に含まれる無変調キャリアを受信していると判断することが可能であることに基づいている。
【００３３】
判定部の第１の実施形態においては隣り合う遅延素子の出力を減算するため、演算精度が低下して、キャリア受信時を誤判定するおそれがある。
図１１は判定部の第２の実施形態の構成図であって、誤判定を抑制することを目的とする。なお、判定部の第１の実施形態と同一の要素に対しては同一の参照番号を付する。
【００３４】
即ち第２の実施形態では、回転角度変化率及び各遅延素子１００〜１０２で遅延された回転角度変化率の平均値を演算する平均値算出器１１０、及び平均値演算器１１０で演算された平均値と回転角度変化率及び各遅延素子１００〜１０２で遅延された回転角度変化率との差を演算する減算器１１１〜１１４が追加される。
【００３５】
即ち、回転角度変化率の移動平均値との差を算出することにより判定精度を向上しているが、回転角度変化率の移動平均値が平均値算出器１１０で算出される。
そして、回転角度変化率と平均値の差が第１の減算器１１１で、第１の遅延素子９０の出力と平均値の差が第２の減算器１１２で、第２の遅延素子９１の出力と平均値の差が第３の減算器１１３で、第３の遅延素子９２の出力と平均値の差が第３の減算器１１４で算出される。
【００３６】
そして、４つの差の絶対値の最大値が最大絶対値選択器１０６で選択される。そして、最大絶対値選択器１０６で選択された最大値と、基準値発生器１０７で発生された基準値を比較器１０８で比較し、最大値が基準値より小となったときに無変調キャリア受信中であると判断し、制御値換算部４４から制御値を出力する。
【００３７】
実際のディジタル変調波受信機にあっては、局部発振器１４はＰＬＬ（Phase Locked Loop）で構成されることが普通であるので、発振周波数設定値がステップ状に変化したときは局部発振器１４の発振周波数が設定値に追従するまでに所定の時間を要する。そして、追従が完了する前に発振周波数設定値が変化すると、却って発振周波数の安定性が損なわれることとなる。
【００３８】
図１２は判定部の第３の実施形態の構成図であって、上記課題を解決するために、第２の実施形態の比較器１０８の出力がタイマ１２０を介して制御値換算部４４に出力される。
タイマ１２０は、ＰＬＬで構成される局部発振器１４が発振周波数設定値に完全に追従するのに要する時間、例えば５〜１０ミリ秒に設定される。
【００３９】
そして、比較器１０８の出力が更新されてから設定時間が経過するまでは、比較器１０８の出力が更新されても判定部４の出力を更新しないこととしている。なお、判定部の第１の実施形態にもタイマを追加することができることは、いうまでもない。
【００４０】
【発明の効果】
第１の発明に係る自動周波数制御装置によれば、無変調キャリアがフレームに格納されて送信される場合には、無変調キャリア受信中に局部発振器の発振周波数を無変調キャリアの周波数に追従させることが可能となるので、親局−子局間だけでなく子局−子局間でも高品質の通信を行うことができる。
【００４１】
第２及び３の発明に係る自動周波数制御装置によれば、受信電界強度が低い場合でも局部発振器の発振周波数を無変調キャリア周波数に追従させることが可能となる。
第４の発明に係る自動周波数制御装置によれば、一層安定した周波数制御値を出力することが可能となる。
【００４２】
第５及び第６の発明に係る自動周波数制御装置によれば、無変調キャリアを送信するフレームを確実に検出することが可能となる。
第７の発明に係る自動周波数制御装置によれば、PLLの発振周波数が安定するまで周波数制御値が出力されないので、安定かつ高速な周波数制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のディジタル変調波受信機の構成図である。
【図２】周波数弁別器の構成図である。
【図３】スーパーフレームの構成図である。
【図４】本発明に係る自動周波数制御装置を適用したディジタル変調波受信機の構成図である。
【図５】第１の自動周波数制御装置の構成図である。
【図６】回転角度変化率算出部の第１の実施形態の構成図である。
【図７】回転角度変化率算出部の第２の実施形態の構成図である。
【図８】回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図である。
【図９】回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図である。
【図１０】第２の自動周波数制御装置の構成図である。
【図１１】判定部の第１の実施形態の構成図である。
【図１２】判定部の第２の実施形態の構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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