(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
陰極線管の電極のためのダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段と、
動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路と、
電圧源帰路と、
前記プルアップ回路と前記電圧源帰路間にプッシュプル構成で結合され且つ前記動作電圧でバイアスされる複数のトランジスタを有する、前記変調信号用の増幅器であって、前記プッシュプル構成に故障状態が生じた場合に前記トランジスタが損傷される、前記増幅器と、
前記複数のトランジスタのうち、前記プルアップ回路の１要素と前記電圧源帰路間に直列に結合されている少なくとも１個のトランジスタと、
前記少なくとも１個のトランジスタと前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記複数のトランジスタが前記故障状態により損傷される電圧レベルよりも低い電圧の閾値を有するスイッチ手段とを含んでいる、保護回路。
【請求項２】
陰極線管の電極のためのダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段と、
動作電圧を発生し、且つ可溶性要素を含んでいるアクティブ・プルアップ回路と、
電圧源帰路と、
前記電圧源帰路と前記プルアップ回路間にプッシュプル構成で結合され且つ前記動作電圧でバイアスされる複数のトランジスタを有する、前記変調信号用の増幅器であって、前記トランジスタは前記プッシュプル構成に故障状態が生じた場合に損傷される、前記増幅器と、
前記複数のトランジスタのうち、前記プルアップ回路の前記可溶性要素と電圧源帰路間に直列に結合されている少なくとも１個のトランジスタと、
前記少なくとも１個のトランジスタと前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記複数のトランジスタが前記故障状態により損傷される電圧レベルよりも低い電圧の閾値レベルを有するスイッチ手段とを含んでいる、保護回路。
【請求項３】
負荷抵抗を含み、電圧源に結合され且つ動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路と、
電圧源帰路と、
前記動作電圧と前記電圧源帰路間に差動プッシュプル構成で結合される複数のダーリントン・ペアであって、前記ペアのうち少なくとも１個のペアが前記プルアップ回路内の負荷抵抗と直列に結合されたデバイスを有する、前記複数のダーリントン・ペアと、
前記デバイスと前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記ダーリントン・ペアの逆破壊電圧レベルよりも低い電圧の閾値を有するスイッチ手段とを含んでいる、増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、テレビジョン装置用の変調集束電圧増幅器（ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｆｏｃｕｓ  ｖｏｌｔａｇｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）における保護回路に関する。
【０００２】
偏向の中心から走査ラスタ（ｓｃａｎｎｅｄ  ｒａｓｔｅｒ）に至る、陰極線管の走査距離（ｓｃａｎｎｉｎｇ  ｄｉｓｔａｎｃｅ）は一様ではない。この走査距離は、ビームがスクリーンの中心部から水平方向および垂直方向に偏向されるとき著しく変化する。その結果、非集束（ｄｅｆｏｃｕｓｉｎｇ）は、ラスタの角で最もひどくなっている。近年では、サイズが大きく、偏向角の広い受像管（ｐｉｃｔｕｒｅ  ｔｕｂｅ）が採用されているため、走査パターンの角における非集束作用が顕著になっている。
【０００３】
静電集束管（ｅｌｅｃｔｒｏｓｔａｔｉｃａｌｌｙ  ｆｏｃｕｓｅｄ  ｔｕｂｅ）において集束を制御するために、ビームがラスタの中心から変位するに従って集束電位の大きさを変えること、すなわち、動的集束（ｄｙｎａｍｉｃ  ｆｏｃｕｓｉｎｇ）による取り組みが行われている。静電集束陰極線管の集束電極に一方向の電位を加えると、ラスタ中心で適切な集束条件が確立され、さらに適当な可変電位を同時に加えることにより、走査ラスタ全体に亘ってその条件が維持される。
【０００４】
静電集束が行われる陰極線管装置用の動的集束回路において、約８００ＶＰ−Ｐ放物線補正電圧を水平周波数で集束電極に加え、約２００ＶＰ−Ｐ放物線補正電圧を垂直周波数で集束電極に加えることが必要な場合がある。通常、水平周波数の補正電圧は、コンデンサで終端するステップアップ（ｓｔｅｐ  ｕｐ）変成器の第２次側の両端に発生される。垂直周波数の補正電圧は、通常、例えば、＋２５０Ｖの電源で動作する増幅器を介して水平補正電圧に直列に加えられる。最小のバイアス電力で対称的な応答を実現するためには、低インピーダンスを採用して負荷コンデンサを充電するＡＢ級増幅器を使用することができる。この種のプッシュプル増幅器は、両方のデバイスが同時にターンオンすると、＋２５０Ｖ電源と大地間が直接に短絡するので、破壊的な損傷を受けることがある。
【０００５】
この問題は、増幅器と＋２５０Ｖ電源の間にＲ−Ｃ減結合段（ｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇ  ｓｔａｇｅ）を設けると、通常動作時にはＤＣ電圧降下が最小になり、障害時には大きな保護電圧降下が起こるので、解決することができる。この短期間の過渡電流はフィルタ・コンデンサを介してバイパスされる。このような減結合段に必要とされるコンデンサは、サイズが大きく、例えば３００Ｖ定格の０．３３μｆであり、かつ高価である。Ｒ−Ｃフィルタ段の直列抵抗も問題の原因となっている。この直列抵抗は、通常動作時には、２０Ｖ程度の電圧損失を引き起こし、増幅器出力の振幅を制限することになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
動的集束回路に故障が発生したとき、トランジスタから成る増幅器が破壊的な損傷を受けないように保護することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の構成によると、増幅器出力の振幅が電源電圧にほぼ等しくなるように増幅器を動作させることができる。障害が発生したときは、その影響を受ける低電圧装置は、ヒューズ抵抗（ｆｕｓｉｎｇ  ｒｅｓｉｓｔｏｒ）が開放するまで電圧制限ツェナー・ダイオードにより保護される。
【０００８】
この発明による装置は、陰極線管の電極のためのダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段と；動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路と；電圧源帰路と；プルアップ回路と電圧源帰路間にプッシュプル構成で結合され動作電圧でバイアスされる複数のトランジスタを有する、変調信号用の増幅器とを含んでおり、これらのトランジスタは、プッシュプル構成に故障状態が生じた場合に損傷される。これらのトランジスタのうち少なくとも１個は、プルアップ回路の１要素と電圧源帰路間に直列に結合されており、そして、前記少なくとも１個のトランジスタと電圧源帰路間に結合されその間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングするスイッチ手段は、故障状態によりトランジスタが損傷される電圧レベルよりも低い電圧の閾値を有する。
【０００９】
故障状態は、プルアップ回路の電圧源と電圧源帰路間の、プルアップ回路と前記少なくとも１個のトランジスタを通る短絡路である。電圧の閾値はトランジスタの逆破壊電圧レベルよりも低い。
【００１０】
プルアップ回路の要素には可溶性の抵抗が含まれる。可溶性の抵抗の破壊により故障状態が終わるまで、スイッチ手段はトランジスタの損傷を防ぐ。
【００１１】
トランジスタは、差動構成で結合された低電圧のダーリントン・ペアである。スイッチ手段は、ダイオード、例えばツェナーダイオード、を含む。電圧源帰路は接地である。
【００１２】
発明的構成に従う増幅器は以下のものから成る；電圧源に結合され動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路（負荷抵抗を含んでいる）；電圧源帰路；動作電圧と電圧源帰路間に差動プッシュプル構成で結合されたダーリントン・ペア（ダーリントン・ペアのうち少なくとも１個はプルアップ回路と直列に結合されたデバイスを有する）；および、このデバイスと電圧源帰路間に結合されその間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングするスイッチ手段。このスイッチ手段は、ダーリントン・ペアの逆破壊電圧レベルよりも低い電圧の閾値を有する。
【００１３】
このスイッチ手段は、前記負荷抵抗とデバイスを通る短絡路が生じた場合、負荷抵抗が破壊して短絡路が開かれるまで、ダーリントン・ペアの逆破壊を防ぐ。この抵抗は可溶性の抵抗である。
【００１４】
スッイチ手段はダイオード、例えばツェナーダイオード、を含む。電圧源帰路は接地である。増幅器は、ダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段および陰極線管の偏向系と組み合わせて実施される。
【００１５】
この増幅器は、動的集束変調信号を発生する手段および陰極線管用の偏向装置と組み合わせることができる。
特許請求の範囲に記載された事項と実施例との対応関係を、図面で使われている参照符号で示すと次の通りである。
（請求項１）  陰極線管の電極のためのダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段（１０７）と、
動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路（１０５）と、
電圧源帰路（ＧＲＯＵＮＤ）と、
前記プルアップ回路（１０５）と前記電圧源帰路間にプッシュプル構成で結合され且つ前記動作電圧でバイアスされる複数のトランジスタ（Ｑ１０３、Ｑ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６）を有する、前記変調信号用の増幅器（１０６）であって、前記プッシュプル構成に故障状態が生じた場合に前記トランジスタが損傷される、前記増幅器と、
前記複数のトランジスタのうち、前記プルアップ回路（１０５）の１要素（Ｒ１４０）と前記電圧源帰路間に直列に結合されている少なくとも１個のトランジスタ（Ｑ１０４）と、
前記少なくとも１個のトランジスタ（Ｑ１０４）と前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記複数のトランジスタが前記故障状態により損傷される電圧レベルよりも低い電圧の閾値を有するスイッチ手段（ＣＲ１０４）とを含んでいる、保護回路。
（請求項２）  陰極線管の電極のためのダイナミック・フォーカス変調信号を発生する手段（１０７）と、
動作電圧を発生し、且つ可溶性要素（Ｒ１４０）を含んでいるアクティブ・プルアップ回路（１０５）と、
電圧源帰路（ＧＲＯＵＮＤ）と、
前記電圧源帰路と前記プルアップ回路（１０５）間にプッシュプル構成で結合され且つ前記動作電圧でバイアスされる複数のトランジスタ（Ｑ１０３、Ｑ１０４、Ｑ１０５、Ｑ１０６）を有する、前記変調信号用の増幅器（１０６）であって、前記トランジスタは前記プッシュプル構成に故障状態が生じた場合に損傷される、前記増幅器と、
前記複数のトランジスタのうち、前記プルアップ回路（１０５）の前記可溶性要素（Ｒ１４０）と電圧源帰路間に直列に結合されている少なくとも１個のトランジスタ（Ｑ１０４）と、
前記少なくとも１個のトランジスタ（Ｑ１０４）と前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記複数のトランジスタが前記故障状態により損傷される電圧レベルよりも低い電圧の閾値レベルを有するスイッチ手段（ＣＲ１０４）とを含んでいる、保護回路。
（請求項３）  負荷抵抗（Ｒ１０４）を含み、電圧源（＋２５０Ｖ）に結合され且つ動作電圧を発生するアクティブ・プルアップ回路（１０５）と、
電圧源帰路（ＧＲＯＵＮＤ）と、
前記動作電圧と前記電圧源帰路間に差動プッシュプル構成で結合される複数のダーリントン・ペア（Ｑ１０３およびＱ１０４、Ｑ１０５およびＱ１０６）であって、前記ペアのうち少なくとも１個のペアが前記プルアップ回路（１０５）内の負荷抵抗と直列に結合されたデバイス（Ｑ１０４）を有する、前記複数のダーリントン・ペアと、
前記デバイス（Ｑ１０４）と前記電圧源帰路間に結合され、その間に流れる電流を電圧の閾値に応じてスイッチングし、前記ダーリントン・ペアの逆破壊電圧レベルよりも低い電圧の閾値（５．６Ｖ）を有するスイッチ手段（ＣＲ１０４）とを含んでいる、増幅器。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、動的集束電圧発生回路１００を示したものである。細部は示していないが、従来型の垂直偏向回路１０１では、垂直偏向巻線ＬＶに直列接続されたサンプリング抵抗Ｒ０１に垂直周波数ののこぎり波ＶＳＡＷが発生する。トレース期間ＴＲＡＣＥの間は、信号ＶＳＡＷはほぼ直線上昇ランプ電圧（ｌｉｎｅａｒ  ｕｐ  ｒａｍｐｉｎｇ  ｖｏｌｔａｇｅ）になっている。リトレース期間ＲＴの間は、信号ＶＳＡＷは下降ランプ電圧（ｄｏｗｎ  ｒａｍｐｉｎｇ  ｖｏｌｔａｇｅ）になっている。
【００１７】
信号ＶＳＡＷは、非反転増幅器（ｎｏｎ−ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）として動作する増幅器Ｕ１０２の非反転入力端にＡＣ結合されている。増幅器Ｕ１０２の反転入力端は、コンデンサＣ２０ａを介してＤＣブロック・コンデンサ（ｂｌｏｃｋｉｎｇ  ｃａｐａｃｉｔｏｒ）Ｃ０１にＡＣ結合されている。コンデンサＣ０１は抵抗Ｒ０１と直列に結合されている。＋６．８Ｖの電源電圧は抵抗Ｒ１３を介して増幅器Ｕ１０２の非反転入力端に、また抵抗Ｒ１４を介して増幅器Ｕ１０２の反転入力端に結合されている。このような構成では、増幅器Ｕ１０２を駆動する電源電圧は＋１２Ｖの正電圧だけでよく、負の電源電圧は不要である。
【００１８】
増幅器Ｕ１０２は、ランプ（ｒａｍｐｉｎｇ）状に変化する出力信号Ｖ１０２を垂直トレース期間ＴＲＡＣＥの間発生する。同様に、信号ＶＳＡＷは、反転増幅器（ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）として動作する増幅器Ｕ１０３にＡＣ結合されている。増幅器Ｕ１０３は、ランプ状であるが、信号Ｖ１０２に対して反対方向または逆位相に変化する出力信号Ｖ１０３を期間ＴＲＡＣＥの間発生する。信号Ｖ１０２とＶ１０３は、それぞれがスイッチとして動作するダイオードＣＲ２０とＣＲ２１を介して、クランプ・トランジスタ（ｃｌａｍｐ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ０１のエミッタに選択的に結合される。＋５．６Ｖに等しいクランプ基準電圧（ｃｌａｍｐｉｎｇ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｖｏｌｔａｇｅ）は、トランジスタＱ０１のベースに現れる。
【００１９】
トレース期間ＴＲＡＣＥの長さのほぼ最初の１／３期間では、増加ランプ信号Ｖ１０２は＋５．６Ｖより小さくなっている。従って、ダイオードＣＲ２０は導通し、クランプ・トランジスタＱ０１は非導通状態にある。台形信号ＶＴの増加ランプ部分ＴＲ１はトランジスタＱ０１のエミッタに現れる。上昇部分ＴＲ１に続いて、信号Ｖ１０２が＋５．６Ｖより大になると、ダイオードＣＲ２０は非導通状態になり、信号ＶＴはトランジスタＱ０１によってクランプ・レベルＶＣＬＡＭＰに等しい電圧にクランプされる。クランプ・レベルＶＣＬＡＭＰは＋６．２Ｖに等しく、これら＋５．６ＶとトランジスタＱ０１の順方向エミッタ・ベース間電圧の和である。トランジスタＱ０１は信号ＶＴを、期間ＴＲＡＣＥの長さのほぼ１／３の間レベルＣＬＡＭＰに維持して、部分ＴＲ２を形成する。そのあと、トレース期間ＴＲＡＣＥの最後の１／３の期間では、減少ランプ信号Ｖ１０３は、レベルＶＣＬＡＭＰとダイオードＣＲ２０１の順方向電圧との差より小さくなっている。従って、ダイオードＣＲ２０１は導通し、トランジスタＱ０１は非導通状態になっている。その結果として、信号ＶＴの減少ランプ部分ＴＲ３が発生する。垂直リトレース期間ＲＴの間、信号ＶＴの波形は垂直ブランキング（帰線消去）であるので、なにも意味をもっていない。台形信号ＶＴはエミッタ・フォロワ・トランジスタＱ０２を介して抵抗Ｒ２３に結合される。抵抗Ｒ２３は増幅器１０４の反転入力端１０４ａに結合される。
【００２０】
ランプ部分ＴＲ１とＴＲ３の間では、ダイオードＣＲ２０またはＣＲ２１の順方向電圧の温度に関連した変化は、トランジスタＱ０２のベース・エミッタ間順方向電圧の対応する変化によって補償され、従って、トランジスタＱ０２のエミッタ電圧に影響することが防止される。同様に、部分ＴＲ２の間では、トランジスタＱ０１の順方向電圧の温度に関連した変化は、トランジスタＱ０２の変化によって補償される。
【００２１】
増幅器１０４はトランジスタＱ０２の温度補償されたエミッタ電圧（ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  ｅｍｉｔｔｅｒ  ｖｏｌｔａｇｅ）を受けて動作し、各々がエミッタ・フォロワ構成で動作するペアのトランジスタＱ０３とＱ０６によって構成され、それらのエミッタは、ペアのトランジスタＱ０４とＱ０５のベースにそれぞれ結合される。トランジスタＱ０４とＱ０６は、差動増幅器を構成するトランジスタ・ペアとして、相互に結合されている。トランジスタＱ０４のコレクタは、従来型のブートストラップ・プルアップ（ｂｏｏｔ−ｓｔｒａｐ  ｐｕｌｌ−ｕｐ）回路１０５に結合されている。この回路１０５では、トランジスタＱ０４のコレクタ負荷抵抗Ｒ３０が＋２５０Ｖの電源電圧に結合されている。トランジスタＱ０４のコレクタ電圧が増加したときエミッタ・フォロワとして動作する、アクティブ・プルアップ・トランジスタ（ａｃｔｉｖｅ  ｐｕｌｌ−ｕｐ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ０７のベースは、トランジスタＱ０４のコレクタに結合されている。トランジスタＱ０７のエミッタとトランジスタＱ０４のコレクタとの間に結合されたダイオードＣＲ０３は、トランジスタＱ０４のコレクタ電圧が減少するときアクティブ・プルダウン電流通路（ａｃｔｉｖｅ  ｐｕｌｌ−ｄｏｗｎ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｐａｔｈ）を与える。抵抗Ｒ２４を含む負帰還路（ｎｅｇａｔｉｖｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｐａｔｈ）は、反転入力端１０４ａとトランジスタＱ０４のコレクタ間に結合されている。
【００２２】
増幅器１０４の非反転入力端１０４ｂに現れる電圧基準（ｖｏｌｔａｇｅ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）は、トランジスタＱ０１がクランプ操作を行うとき、トランジスタＱ０２のエミッタ電圧に等しくなっている。抵抗Ｒ２４により、コレクタ電圧、従って増幅器１０４の出力端子１０４ｃに現れる電圧ＶＴ２は、トランジスタＱ０２のエミッタ電圧が信号ＶＴの部分ＴＲ２の間に公称的に＋５．６Ｖに等しくなった時、ほぼ０ボルトになる。信号ＶＴの部分ＴＲ３の間は、端子１０４ｃに現れる電圧ＶＴ２は減少ランプ電圧であるのに対し、部分ＴＲ１の間は、電圧ＶＴ２は増加ランプ電圧になっている。増幅器１０４のゲイン（利得）は、端子１０４ｃに現れる台形電圧ＶＴ２のピーク・レベルが＋２００Ｖになるようになっている。
【００２３】
電圧ＶＴ２の波形は、電源電圧が幅広い許容範囲の共通モード打消し（ｃｏｍｍｏｎ  ｍｏｄｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）内で変化するとき、品質が低下したり、変化したりすることがない。更に、垂直偏向周波数が異なっていても、周波数変動に影響されないので、変更を加えないで同じ回路を使用することができる。
【００２４】
端子１０４ｃに現れる、垂直周波数Ｖの台形電圧ＶＴ２は、変圧器Ｔ０１の二次巻線Ｗ２の終端Ｗ２ａに結合される。従来と同じように水平出力段９９に発生する水平周波数信号は変圧器Ｔ０１の巻線Ｗ１に供給される。巻線Ｗ２の端子Ｗ２ｂに現れる出力信号ＶＯＵＴは、端子Ｗ２ａに現れる垂直周波数波形と巻線Ｗ２に現れる水平周波数信号の和に等しくなっている。信号ＶＯＵＴは集束電極ＦにＡＣ結合され、動的集束電圧が得られる。信号ＶＯＵＴは、従来の方法でアルタ（ｕｌｔｏｒ）電圧Ｕから分圧器（ｖｏｌｔａｇｅ  ｄｉｖｉｄｅｒ）１１０を経て得た高レベルＤＣ電圧の上に重畳される。
【００２５】
＋６．８Ｖと＋５．６Ｖのバイアス電源電圧は、＋１２Ｖが入力される電源段２０によって供給される。電源段２０は定格電圧が＋６．８Ｖのツェナー・ダイオードＣＲ２５によって調整され、コンデンサＣ２６、Ｃ２５、Ｃ２４および抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３を含んでいる。抵抗Ｒ３２とＲ３３は、ツェナー・ダイオードで調整された＋６．８Ｖから＋５．６Ｖを取り出す分圧器を構成している。
【００２６】
図１のすべてのＮＰＮトランジスタは、トランジスタＱ０４とＱ０７を除き、工業用タイプＭＰＳＡ２０である。トランジスタＱ０４とＱ０７は工業用タイプＭＰＳＡ４２である。すべてのＰＮＰトランジスタは工業用タイプＭＰＳＡ５５である。
【００２７】
図１を参照して説明したような動的集束回路では、望ましいトレース波形の時間圧縮された望ましくないコピーが垂直リトレース期間に現れる。この波形は、図１に示すように、トランジスタＱ０２のエミッタに現れる波形の“ＲＴ”期間と、コンデンサＣ２２の端子間電圧の“ＲＴ”期間に現れている。この波形は、図３に示すように、トランジスタＱ１０２のエミッタにも現れている。この波形は垂直ブランキング（帰線消去）期間に現れるため、ピクチャ（画像）の集束が改善されない。それどころか、この波形が現れると、集束電圧が必要以上に変動し、この変動が高電圧調整回路といった他の回路と作用し合うことになるので、望ましくないリンギングが発生することになる。
【００２８】
この波形の望ましくない部分は、本発明の構成により除去することができる。図２とその続きの図３に詳しく示すように、垂直周波数のこぎり波形を生成する手段１０７への入力には、ＳＥＮＳＥ１とＳＥＮＳＥ２の２つがある。ＳＥＮＳＥ１入力とＳＥＮＳＥ２入力は、垂直ヨーク（図示せず）と直列に結合されるサンプリング抵抗の両端からの信号を搬送する。このサンプリング抵抗は“Ｓ”字補正コンデンサ（図示せず）と直列になっている。ＳＥＮＳＥ２信号は“Ｓ”コンデンサの端子間電圧であり、ＤＣ電圧に垂直放物線が加えられている。この
“Ｓ”電圧は垂直波形の調節と共に変化し、温度と共にドリフトする。この電圧が動的集束に及ぼす影響は除去しなければならない。これは以下に説明するように、ＳＥＮＳＥ２のＡＣ成分を反転し、それをＳＥＮＳＥ１のＡＣ成分に加えることによって行われる。
【００２９】
ＳＥＮＳＥ１での電圧は、垂直ヨーク電流に比例する垂直のこぎり波が加えられることを除けば、ＳＥＮＳＥ２での電圧と同じである。ＤＣ成分はコンデンサＣ１２０とＣ１２１によって除かれ、＋６．８Ｖの新しいＤＣレベルが各波形に挿入される。このようにしたのは、ＳＥＮＳＥ１がＳＥＮＳＥ２と等しくなった時、最終的出力のこぎり波信号が＋６．８Ｖの値になるようにするためである。これは、ヨークでの電流が０ボルトになるとき生じる。単位利得で反転された
（ｕｎｉｔｙ  ｇａｉｎ  ｉｎｖｅｒｔｅｄ）ＳＥＮＳＥ２信号は、カッド演算増幅器（ｑｕａｄ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）Ｕ１０１のピン７に現れる。これはＳＥＮＳＥ１信号に加えられ、３．９倍に増幅されて、垂直のこぎり波信号が演算増幅器Ｕ１０１のピン１から出力される。ピン１に現れるのこぎり波信号は、単位利得で反転されて、演算増幅器Ｕ１０１のピン１４から出力される。ピン１とピン１４ののこぎり波信号は、それぞれがＣＲ１２０とＣＲ１２１を介して、クランプ・トランジスタＱ１０１のエミッタにダイオード結合されている。どちらかののこぎり波電圧が＋６．２Ｖ以下である時、電圧はそれによって決まる。その結果は反転された台形であり、その最大電圧は図１に示す方法でクランプされる。この信号はリトレース期間の間、繰り返される。
【００３０】
テレビジョン受像機の他の個所に現れる、従来の垂直ブランキング・パルスを使用すると、余分の配線が必要になるので、このリトレース波形は、このパルスを使用しないで除去することが望ましい。ブランキングと同じ効果を得る為に、垂直ブランキング・パルスは、演算増幅器Ｕ１０１のピン１４に現れる波形から作られていた。この波形は、トレース期間に負の勾配をもち、垂直リトレース期間に正の勾配をもつ垂直周波数のこぎり波である。この波形はコンデンサＣ１２８と抵抗Ｒ１４２を介して、トランジスタＱ１０６のエミッタとトランジスタＱ１０５のベースの接続点に結合されている。トレース期間中、トランジスタＱ１０６はエミッタ・フォロワの働きをし、そのエミッタに現れる電圧を、そのベースに現れる＋５．７Ｖの基準電圧から０．６Ｖを引いた電圧に保持する。トレース期間中、コンデンサＣ１２８は抵抗Ｒ１４２を通して充電される。さらに、抵抗Ｒ１４２は、演算増幅器Ｕ１０１のピン１４に現れる高周波数ノイズがトランジスタＱ１０６のエミッタ・フォロワ作用に影響して、そのエミッタ・ベース接合点の逆バイアスによってトランジスタＱ１０６がターンオフするのを防止する分離（ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）の働きをする。これが重要であるのは、テレビジョン受像機内の近くにある水平パワー回路（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ  ｐｏｗｅｒ  ｃｉｒｃｕｉｔ）から結合される迷走信号（ｓｔｒａｙ  ｓｉｇｎａｌ）を、この回路がピックアップすることがあるためである。
【００３１】
リトレース期間中、演算増幅器Ｕ１０１のピン１４に現れる正方向の電圧変化の振幅はノイズよりもはるかに大きく、トランジスタＱ１０６のエミッタをターンオフするのに十分であって、その結果、トランジスタＱ１０５のベースにおける電圧を増加させる。このことにより、差動ペア・エミッタ抵抗Ｒ１２６に流れる電流は、ツェナー・ダイオードＣＲ１０４が導通するまで増加する。フィードバックにより、トランジスタＱ１０３とトランジスタＱ１０４のベースの電圧も増加し、フィードバック・ループ（トランジスタＱ１０３、トランジスタＱ１０７およびＲ１２４）が平衡するように、トランジスタＱ１０４の電流が維持される。トランジスタＱ１０３のベースの電圧が０．６Ｖ上昇すると、ダイオードＣＲ１２７はターンオンし、トランジスタＱ１０３のベースの電圧の上昇をクランプする。トランジスタＱ１０６のエミッタの電圧は増加し続けるので、トランジスタＱ１０４のエミッタの電圧が増加する。トランジスタＱ１０３についてみると、そのベースがクランプされたトランジスタＱ１０３はエミッタ・フォロワの働きをし、トランジスタＱ１０４のベース電圧を一定に維持する。その結果、トランジスタＱ１０４はターンオフする。トランジスタＱ１０４のコレクタの電圧は＋２５０Ｖの電源に近づいていく。この状態は垂直リトレース期間の間継続される。言い換えれば、トランジスタＱ１０６は、垂直トレース期間の間、エミッタ・フォロワ・モードで動作可能であるので、その期間に、コンデンサＣ１２８は、のこぎり歯波形によって第１の方向に充電される。コンデンサＣ１２８は垂直リトレース期間の間反対方向に充電されるので、トランジスタＱ１０６はターンオフし、トランジスタＱ１０５はターンオンする。
【００３２】
垂直リトレース期間の間にトランジスタＱ１０４のコレクタに現れるのが通常である、望ましくない負方向の波形は除去され、小さい正方向のパルスに置き換えられる。ツェナー・ダイオードＣＲ１０４のクランプ作用により、大きな電流がトランジスタＱ１０５に流れると、トランジスタＱ１０５がリトレース期間に飽和する可能性がある。この電流は抵抗Ｒ１４１によって制限される。ツェナー・ダイオードＣＲ１０４がなくても、この回路は働くので、ツェナー・ダイオードＣＲ１０４を使用しない場合には、抵抗Ｒ１４１は不要である。
【００３３】
図２と図３に示すような、静電集束を有する陰極線管装置用の動的集束回路において、水平周波数では約８００ＶＰ−Ｐの放物線補正電圧を、垂直周波数では約２００ＶＰ−Ｐの放物線補正電圧を、集束電極に印加する必要がある。水平周波数の補正電圧は、コンデンサで終端する昇圧変圧器の二次側の両端に現れるのが一般的である。垂直周波数の補正電圧は、典型的には、例えば、＋２５０Ｖの電源で動作する増幅器によって水平補正電圧に加えられる。最小のバイアス電力で対称応答（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を達成するためには、低インピーダンス・プルアップを採用して負荷コンデンサを充電するＡＢ級増幅器を使用することができる。この種のプッシュプル増幅器は、両方のデバイスが同時にターンオンすると、＋２５０Ｖの電源と大地の間が直接に短絡するので、重大な障害が起こることになる。
【００３４】
この問題は、増幅器と＋２５０Ｖの電源との間にＲ−Ｃ減結合段（ｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇ  ｓｔａｇｅ）を設けると、通常動作時にはＤＣ電圧降下が最小になり、障害時には大きな保護電圧降下が起こるので、解決することができる。短期の過渡電流（ｓｈｏｒｔ  ｔｅｒｍ  ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ）はフィルタ・コンデンサ（ｆｉｌｔｅｒ  ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を介してバイパスされる。この設計では例えば、３００Ｖ定格の０．３３μｆの高電圧フィルタ・コンデンサを使用する必要があり、これはサイズが大きく、高価である。Ｒ−Ｃフィルタの直列抵抗も問題の原因になっている。この直列抵抗は、通常動作時に２０Ｖ程度の電圧損失を引き起こし、増幅器出力の振幅（ｓｗｉｎｇ）を制限することになる。本発明の構成によれば、出力電圧の振幅をほぼ電源電圧に等しくして、増幅器を動作させることができる。障害が発生したときは、その影響を受ける低電圧デバイスは、ヒューズ抵抗（ｆｕｓｉｎｇ  ｒｅｓｉｓｔｏｒ）が開放するまで電圧制限ツェナー・ダイオードによって保護される。
【００３５】
特に、図３を参照して説明すると、出力段および保護回路１０６は、図１に示す増幅器１０４およびプルアップ回路１０５を改良したものである。増幅器はＡＢ級の出力をもつ差動増幅器であり、次のように動作する。抵抗Ｒ１２２の両端に発生する電圧ドライブ（ｖｏｌｔａｇｅ  ｄｒｉｖｅ）はＲ１２３とＲ１２２の接続点に印加され、電流が抵抗Ｒ１２３に流れる。シャント・フィードバック電流（ｓｈｕｎｔ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｃｕｒｒｅｎｔ）はコンデンサＣ１３０および抵抗Ｒ１２４を通って流れる。増幅器の出力電圧からは、駆動電流を打ち消す値が得られるので、約２．２Ｍ／２０Ｋ＝１１０の低周波数利得が設定される。トランジスタＱ１０３とＱ１０４はダーリントン・ペアを構成する。これらの２つのダーリントン・ペアは接続の仕方が異なっている。この構成によれば、温度ドリフトが最小になり、大きな入力インピーダンスが得られるので、演算増幅器のような動作が可能である。
【００３６】
駆動回路は、図１の回路１０４と１０５に関して説明したように、駆動信号の最大値が、反対の差動入力でバイアス電圧と等しくなるように設計されている。これにより、出力は、駆動が最大になったとき０ボルトに近くなる。トランジスタＱ１０７とＱ１０４の両方が同時に導通状態になると、問題が起こる。これは通常動作状態では起こり得ないが、デバイスの一方または両方が外部で短絡するか、あるいは障害が起こって内部で短絡すると、起こる可能性がある。同時に導通状態になると、抵抗Ｒ１４０に流れる電流は０．２５Ａまでになり、約６０Ｗを消費することになる。このようなことが起こると、抵抗Ｒ１４０が焼きついて開放状態となり、回路を壊すことになる。抵抗Ｒ１４０はプリント回路ボードの上方で、そのリード線上にマウントできるので、抵抗が焼きついて開放状態となり、回路を壊すことになる。抵抗Ｒ１４０はプリント回路ボードの上方で、そのリード線上にマウントできるので、抵抗が焼きついて開放状態になっても、プリント回路ボードが焼き焦げることがない。ツェナー・ダイオードＣＲ１０４は、垂直帰線ブランキング期間だけ導通するようなものが選択できる。抵抗を犠牲にすれば、トランジスタが救われるので、増幅回路の残り部分に起こり得る損傷を防止することにより、修理と保守が単純化される。
【００３７】
図１の場合と同じようにツェナー・ダイオードＣＲ１０４が存在しない場合には、電流が抵抗Ｒ１２５に流れると、電圧が１２５Ｖまでに高くなるおそれがある。これが起こると、逆ブレークダウンが起こるので、残りの３つの低電圧トランジスタが損傷する可能性がある。
【００３８】
＋６．８Ｖと＋５．６Ｖのバイアス電源電圧は、＋１２Ｖが入力される電源段１２０から得られる。この電源段は定格電圧が＋６．８Ｖのツェナー・ダイオードＣＲ１２６によって調整され、コンデンサＣ１２６、Ｃ１２５、Ｃ１２４および抵抗Ｒ１３１、Ｒ１３２およびＲ１３３を含んでいる。抵抗Ｒ１３２とＲ１３３は、ツェナー・ダイオードで調整された＋６．８Ｖから＋５．６Ｖを取り出す分圧器を構成している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による構成を組み入れることができる環境を理解する上で役立つ動的集束制御回路を示す図である。
【図２】本発明による保護回路構成を採用した動的集束制御回路を示す回路系統図である。
【図３】図２の続き図で、本発明による保護回路構成を採用した動的集束制御回路を示す回路系統図である。
【符号の説明】
９９    水平出力段
ＲＴ    リトレース期間
Ｕ１０２    増幅器
Ｕ１０３    増幅器
ＴＲＡＣＥ    トレース期間
ＶＳＡＷ      垂直周波数ののこぎり波信号
ＶＴ          台形信号
【図１】
0003624027.tif 000002
【図２】
0003624027.tif 000003
【図３】
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