(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数チャネルを含む入力信号が入力されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力するフィルタ手段と、
アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号の前記イメージ帯域を抑圧して出力するイメージ抑圧手段と、
前記イメージ抑圧手段の出力の前記複数チャネルの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャネル選択手段とを具備したことを特徴とする受信機。
【請求項２】
複数チャネルを含む入力信号が入力されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力するフィルタ手段と、
アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャネル選択手段と、
前記チャネル選択手段の前記ディジタル処理の処理前、処理中又は処理後において前記イメージ帯域を抑圧するイメージ抑圧手段とを具備したことを特徴とする受信機。
【請求項３】
前記周波数変換手段は、前記複数チャネルの帯域の範囲外の周波数のローカル発振出力を出力するローカル発振器と、
前記ローカル発振出力と前記入力信号との乗算によって前記複数チャネルの入力信号を一括して低域に周波数変換するアナログ直交復調手段とを具備したことを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。
【請求項４】
前記チャネル選択手段は、前記所望チャネルの周波数のローカル発振出力を出力する発振周波数が可変の可変ローカル発振器と、
前記可変ローカル発振器のローカル発振出力と低域に周波数変換されたディジタルの前記複数チャネルの信号との乗算によって前記所望チャネルを復調するディジタル直交復調手段と、
前記ディジタル直交復調手段の出力から前記所望チャネルを選択するディジタルフィルタ手段とを具備したことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
前記チャネル選択手段は、前記所望チャネルの周波数のローカル発振出力を出力する発振周波数が可変の可変ローカル発振器と、
前記可変ローカル発振器のローカル発振出力と低域に周波数変換されたディジタルの前記複数チャネルの信号との乗算によって前記所望チャネルを復調するディジタル直交復調手段と、
前記ディジタル直交復調手段の出力から前記所望チャネルを選択するディジタルフィルタ手段とを具備したことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項６】
前記イメージ抑圧手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力、前記ディジタル直交復調手段の出力又は前記ディジタルフィルタ手段の出力から前記イメージ帯域を抑圧した出力を得ることを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
前記周波数変換手段は、前記複数チャネルを含む入力信号を複数のサブバンドに分割し、前記フィルタ手段の出力を前記サブバンド毎に一括して低域に周波数変換することを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。
【請求項８】
前記周波数変換手段は、前記複数チャネルの帯域を複数のサブバンドに分割し、前記サブバンドの帯域幅以上の間隔で周波数を変更したローカル発振出力を出力するローカル発振器と、
前記ローカル発振出力と前記入力信号との乗算によって前記複数チャネルの入力信号を前記サブバンド毎に一括して低域に周波数変換するアナログ直交復調手段とを具備したことを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。
【請求項９】
前記周波数変換手段は、前記複数チャネルの帯域を複数のサブバンドに分割し、各サブバンドの帯域の範囲外の周波数であって、前記サブバンドの帯域幅以上の間隔で周波数を変更したローカル発振出力を出力するローカル発振器と、
前記ローカル発振出力と前記入力信号との乗算によって前記複数チャネルの入力信号を前記サブバンド毎に一括して低域に周波数変換するアナログ直交復調手段とを具備したことを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、対象とするシステム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャネル選択を行なう広帯域の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、データ伝送等の分野においては、伝送情報量の増大に対処するためや各無線通信システムの特徴にあわせて、種々の無線通信システムが研究、開発されている。これらの複数の無線通信システムによる複数のチャネルは混在して伝送されている。
【０００３】
図３１（ａ）はこのような種々の無線通信システムのうちの１つの通信システムのデータを受信して復調する従来の受信機を示す回路図である。この装置は、文献１（Ｐ．  Ｒ．  Ｇｒａｙ  ａｎｄ  Ｒ．  Ｇ．  Ｍａｙｅｒ，  ”Ｆｕｔｕｒｅ  ｄｉｒｅｃｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｓｉｌｉｃｏｎ  ＩＣ’ｓ  ｆｏｒ  ＲＦ  ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”  Ｐｒｏｃ．  Ｃｕｓｔｏｍ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ’９５，  ｐｐ．８３−−９０，  １９９５）にて開示されたものである。
【０００４】
図３１（ａ）の装置で受信する信号は、高周波信号帯域に直交軸（Ｉ，Ｑ軸）で変調を行うことによって、データを多重伝送している。アンテナ１にはこのような高周波数ｆＲＦの高周波信号（ＲＦ信号）が誘起する。このＲＦ信号はＲＦフィルタであるバンドパスフィルタ２によって帯域制限された後、直交復調部を構成するアナログミキサ３，４に供給される。
【０００５】
ローカル発振器５はＲＦ信号をベースバンド信号に変換するために、発振周波数ｆＣ  が固定の局部発振出力を移相器６に出力する。移相器６は、局部発振出力をπ／２だけ移相して、相互に直交した局部発振出力をミキサ３，４に供給する。ミキサ３，４は、入力ＲＦ信号と局部発振出力との乗算によってベースバンドへの周波数変換を行う。
【０００６】
ミキサ３，４の出力は夫々アナログローパスフィルタ７，８によって帯域制限されて直交復調部を構成するアナログ乗算器９乃至１２に供給される。乗算器９乃至１２にはローカル発振器１３からの局部発振出力が移相器１４によってπ／２だけ移相されて供給される。ローカル発振器１３の局部発振周波数ｆＣＫは可変である。即ち、ローカル発振器１３からの局部発振出力は、選択する通信システム（チャネル）を復調するための周波数に設定される。
【０００７】
乗算器９，１１はローパスフィルタ７の出力に相互に直交する局部発振出力を乗算し、乗算器１０，１２はローパスフィルタ８の出力に相互に直交する局部発振出力を乗算する。乗算器９，１０の出力をアナログ加算器１５によって加算することによってＩ軸信号が得られる。乗算器１１，１２の出力をアナログ加算器１６によって加算することによってＱ軸信号が得られる。加算器１５，１６の加算処理によってイメージ成分の抑圧が行われる。
【０００８】
加算器１５，１６の出力はアナログローパスフィルタ１７，１８によって帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器１９，２０に供給される。Ａ／Ｄ変換器１９，２０は入力されたＩ，Ｑ軸のアナログ信号をディジタルＩ，Ｑ信号に変換して出力する。
【０００９】
図３１（ｂ）は、図３１（ａ）の回路図をブロック図によって表現したものである。
【００１０】
即ち、図３１（ａ），（ｂ）の比較から明らかなように、ＲＦフィルタ２１はバンドパスフィルタ２に相当し、直交復調部２２はミキサ３，４及びフィルタ７，８に相当し、固定ローカル発振部２３はローカル発振器５及び移相器６に相当し、直交復調部２４は乗算器９乃至１２に相当し、可変ローカル発振部２５はローカル発振器１３及び移相器１４に相当し、イメージ抑圧部２６は加算器１５，１６に相当し、チャネル選択部２７はフィルタ１７，１８に相当し、Ａ／Ｄ変換部２８はＡ／Ｄ変換器１９，２０に相当する。
【００１１】
即ち、図３１（ｂ）の装置は、直交復調部２４の出力に対してイメージ抑圧部２６でイメージ成分の抑圧を行なった後、アナログのチャネル選択部２７で所望波を選択し、Ａ／Ｄ変換部２８にてディジタル信号に変換して出力するようになっている。
【００１２】
しかし、ミキサ３，４、フィルタ７，８、移相器６及びアナログ乗算器９，１０，１１，１２のアナログ回路の不完全性により、イメージ抑圧精度は低い。また、このような構成では、チャネル選択部２７を構成するフィルタがアナログフィルタ１７，１８であるので、複数のシステムに対応して帯域、カットオフを変更する際の柔軟性に欠ける。
【００１３】
図３２（ａ）は従来の受信機の他の例を示す回路図である。この装置は、文献２（Ｊ．  Ｃｒｏｌｓ  ａｎｄ  Ｍ．  Ｓｔｅｙａｅｒｔ，  ”Ａ  ｓｉｎｇｌｅ−ｃｈｉｐ  ９００  ＭＨｚ  ＣＭＯＳ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｒｏｎｔ−ｅｎｄ  ｗｉｔｈ  ａ  ｈｉｇｈ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｌｏｗ−ＩＦ  ｔｏｐｏｌｏｇｙ，”  ＩＥＥＥ  Ｊ．  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，  ｖｏｌ．３０，  ｎｏ．１２，  ｐｐ．１４８３−−１４９２，  １９９５  ）にて開示されたものである。
【００１４】
図３２（ｂ）は図３２（ａ）の回路図をブロック図で表現したものである。図３２（ａ），（ｂ）の装置は、Ａ／Ｄ変換部４６に相当するＡ／Ｄ変換器３１，３２を直交復調部４７に相当する乗算器３３乃至３６の前段に設けたものである。また、ローカル発振器３０の発振周波数ｆＣ  は可変である。可変ローカル発振部４５を構成するローカル発振器３０は、選択するチャネルに対応した発振周波数の発振出力を出力する。この発振周波数は、ミキサ３，４の出力を固定ローカル発振部４８を構成するローカル発振器３７の固定発振周波数ｆＣＫに対応した周波数にするものである。
【００１５】
ローパスフィルタ７，８の出力はＡ／Ｄ変換器３１，３２によってディジタル信号に変換された後、直交復調部４７を構成するディジタル乗算器３３乃至３６に供給される。ディジタル乗算器３３乃至３６は、ローカル発振器３７の発振出力が移相器３８によってπ／２だけ移相されて与えられる。乗算器３３乃至３６によってＩ，Ｑ軸の信号が得られる。乗算器３３，３４の出力及び乗算器３５，３６の出力は、夫々イメージ抑圧部４９を構成する加算器３９，４０によって減算され、イメージ成分が抑圧されてローパスフィルタ４１，４２に供給される。チャネル選択部５０を構成するディジタルローパスフィルタ４１，４２は、夫々Ｉ，Ｑ軸の信号を帯域制限して出力する。
【００１６】
この構成では、所望チャネルを選択する時に、可変ローカル発振部４５（ローカル発振器３０）の周波数を変化させている。即ち、直交復調部２２及び可変ローカル発振部４５によってチャネル選択の機能も備えている。しかしながら、可変ローカル発振部４５は、アナログ高周波発振器であるので、プログラマブルな周波数変更は容易でなく、広帯域に渡ってチャネル間隔毎に周波数を可変にすることは困難である。また、この構成では、ローカル発振器３０の発振周波数が所望チャネルの帯域内に存在するので、図３１の例と異なり、ＲＦフィルタ２１を設けることができない。従って、ＲＦフィルタ２１によって実現していたイメージ抑圧度が得られず、受信系全体のイメージ抑圧度が低くなってしまう。
【００１７】
また、図３３は従来の受信機の他の例を示す回路図である。この装置は、文献３（Ｊ．  Ｃｒｏｌｓ  ａｎｄ  Ｍ．  Ｓｔｅｙａｅｒｔ，  ”Ｌｏｗ−ＩＦ  ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ−ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ａｎａｌｏｇ  ｆｒｏｎｔ  ｅｎｄｓ  ｏｆ  ｆｕｌｌｙ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ＆  Ｓｙｓｔ．，  ｖｏｌ．４５，  ｎｏ．３，  ｐｐ．２６３０−−２８２，  １３０３０８）で開示されたものである。
【００１８】
図３３（ｂ）は図３３（ａ）の回路図をブロック図で表現したものである。図３３の装置は、図３２の装置のローパスフィルタ４１，４２を省略し、ローパスフィルタ７，８に夫々代えて、バンドパスフィルタ５１，５２を採用したものである。バンドパスフィルタ５１，５２は、ミキサ３，４及びローカル発振器３０と共にチャネル選択を行う。即ち、図３３の装置は、図３２の装置と同様に、所望チャネルにローカル発振器３０の周波数を振り直交復調した後、所望チャネルをアナログのバンドパスフィルタ５１、５２によって選択している。
【００１９】
この構成では、図３２の装置と同様に、ＲＦフィルタによるイメージ抑圧度を得ることができず、また、チャネル帯域が異なる場合には、バンドパスフィルタ５１、５２の帯域幅をアナログ的に可変にする必要がある。
【００２０】
このように、図３１乃至図３３に示すこれらの従来の受信機では、チャネル選択をアナログ回路によって実現している。近年、１つの端末で複数システムの信号を受信可能とすることが要求されている。異なるシステムでは、チャネル当たりの帯域幅や波形整形フィルタの特性等が異なることから、各システムに柔軟に対応するためには、ディジタル処理によってチャネル選択を行なうことが望ましい。
【００２１】
この理由から、ディジタルフィルタ前段までは、受信対象とする無線通信システムの全帯域を一括して受信する広帯域の受信機が必要となる。広帯域受信機を実現する為の無線方式として、近年ダイレクトコンバージ受信機が注目を集めている。
【００２２】
図３４はこのようなダイレクトコンバージョン方式として考えられる従来の受信機の構成を示す回路図である。
【００２３】
アンテナ１で受信された高周波信号は、２系統に分配されたミキサ３、４で、夫々固定発振出力のローカル発振器５から移相器６を介して供給される搬送波と乗算され、ベースバンド周波数帯に、受信対象とする所望波を含むシステム帯域毎一括して周波数変換される。固定発振出力のローカル発振器５の発振周波数は、受信対象とするシステムの周波数帯域内に設定される。
【００２４】
ローカル発振器５の出力は、移相器６を介してミキサ３、４に夫々供給されている。従って、べ−スバンドに周波数変換されたＩ，Ｑ２系統の信号は、互いに相互にπ／２の位相差を有する。この２系統のベースバンド信号は、夫々、アンチエリアジング用ローパスフィルタ７、８によって帯域制限され、π／２移相器６１によって、一方チャネルのみπ／２だけ移相された後、加算器６２によって減算され、イメージ成分が抑圧される。
【００２５】
加算器６２の出力は、Ａ／Ｄ変換器６３によってシステム帯域毎一括してＡ／Ｄ変換される。この後、ディジタル乗算器６５、６６、ディジタルπ／２移相器６８、可変発振出力のローカル発振器６７、ディジタルフィルタ６９、７０によって構成されるディジタル処理部６４で、ディジタル的な直交復調動作が行われる。乗算器６５，６６からの直交復調出力は、ディジタルフィルタ６９、７０によって、所望信号がディジタル的に選択されて、Ｉ，Ｑ信号が得られる。
【００２６】
次に、以上の動作を図３５を用いて周波数軸上で説明する。
【００２７】
いま、図３５（ａ）に示す、チャネル１（ｃｈ１）乃至チャネル８（ｃｈ８）の８チャネルの信号を含む無線通信システムにおいて、８チャネルを一括して受信し、ｃｈ６のみを斜線にて示す所望波として選択するものとする。固定ローカル発振器５の発振周波数を図３５（ａ）に示すように、ｃｈ４とｃｈ５との間の周波数に設定すると、ｃｈ３はｃｈ６に対するイメージ信号（格子模様）になる。
【００２８】
乗算器３，４による直交復調によって、加算器６２出力は図３５（ｂ）に示すものとなる。即ち、システム帯域が一括受信される。この場合には、イメージ信号ｃｈ３は抑圧される。次に、図３５（ｂ）に示す信号を、Ａ／Ｄ変換した後、ディジタル処理部６４によって直交復調する。この場合には、可変ローカル発振器６７の発振周波数は所望チャネルに一致させる。つまり、この場合には、ｃｈ６の周波数に合わせる。こうして、ディジタル処理部６４からは、図３５（ｃ）に示す直交復調出力が得られる。所望チャネルｃｈ６はＤＣ（直流）成分となり、ディジタルフィルタ６９、７０によって所望チャネルｃｈ６を選択する。このように、図３４の装置では、システム帯域を一括して受信し、所望チャネルをディジタル的に選択することができる。
【００２９】
しかしながら、実際には、アナログ直交復調部を構成するミキサ３，４、ローパスフィルタ７，８のＩ，Ｑチャネル間の振幅位相のアンバランスによって、アナログ直交復調部は理想的な動作を行わない。このため、イメージ成分抑圧が十分に行われないという問題があった。
【００３０】
図３６はこの問題を説明するための周波数スペクトル図である。アナログ直交復調部が理想的に動作しないことから、図３６（ｂ）に示すように、加算器６２の出力には所望チャネルｃｈ６（斜線）に重畳してｃｈ３のイメージ信号（格子模様）が残っている。図３６（ｂ）に示すように、ｃｈ６成分とｃｈ３のイメージ信号成分との比がイメージ抑圧度である。
【００３１】
例えば、２ＧＨｚ帯の回路の場合には、イメージ抑圧部に相当する加算器６２においては、３０ｄＢ程度のイメージ抑圧度しか実現することができない。通常の無線通信システムでは、イメージ抑圧度として６０〜７０ｄＢ程度の値が要求される。このため、図３４の構成のままでは、対象とするシステムによっては、充分なイメージ抑圧特性が得られないことになる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上述した従来の受信機においては、対象とするシステムの帯域を一括して受信し、ディジタル処理にてチャネル選択を行なう広帯域受信機を実現しようとした場合には、アナログ部の不完全性によって直交復調器における精度が比較的低く、十分なイメージ抑圧特性が得られないという問題点があった。
【００３３】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、システム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧度を得ることができる受信機を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力するフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号の前記イメージ帯域を抑圧して出力するイメージ抑圧手段と、前記イメージ抑圧手段の出力の前記複数チャネルの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャネル選択手段とを具備したものであり、
本発明の請求項２に係る受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力するフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャネル選択手段と、前記チャネル選択手段の前記ディジタル処理の処理前、処理中又は処理後において前記イメージ帯域を抑圧するイメージ抑圧手段とを具備したものである。
【００３５】
本発明の請求項１において、複数チャネルを含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネルが一括して低域に周波数変換される。イメージ抑圧手段は、低域に周波数変換された複数チャネルの信号のイメージ帯域を抑圧する。Ａ／Ｄ変換手段は、イメージ抑圧手段の出力をディジタル信号に変換し、チャネル選択手段は、ディジタル処理によって複数チャネルの信号のうち所望チャネルを選択する。
【００３６】
本発明の請求項２において、複数チャネルを含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネルが一括して低域に周波数変換される。Ａ／Ｄ変換手段は、周波数変換手段の出力をディジタル信号に変換する。チャネル選択手段は、ディジタル処理によって複数チャネルの信号のうち所望チャネルを選択する。このチャネル選択手段のディジタル処理の処理前、処理中又は処理後において、イメージ抑圧手段はイメージ帯域を抑圧する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１乃至図４は本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図である。
【００３８】
図１において、アンテナ１には高周波信号が誘起する。アンテナ１が受信する信号には複数システムの複数チャネルが含まれる。アンテナ１に誘起した高周波信号は、ＲＦフィルタ７７に供給される。ＲＦフィルタ７７は、所望波に対するイメージ成分を抑圧するようになっている。ＲＦフィルタ７７の出力は直交復調部２２に供給される。
【００３９】
直交復調部２２はアナログ構成であり、固定ローカル発振部２３から直交復調のための基準信号（ローカル発振出力）が与えられる。固定ローカル発振部２３は、発振周波数が受信を所望する対象システムの信号帯域の範囲外の周波数に設定される。直交復調部２２は、ローカル発振出力を用いて、入力されたＲＦ信号の全チャネルを低い周波数帯域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換する。
【００４０】
直交復調部２２の出力はイメージ抑圧部７５に供給される。イメージ抑圧部７５は、直交復調部２２の直交復調処理に付随する処理であり、直交復調部２２の出力のイメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部７１に出力する。
【００４１】
Ａ／Ｄ変換部７１は、入力された信号をディジタル信号に変換して直交復調部７２に供給する。直交復調部７２はディジタル構成であり、可変ローカル発振部７３から直交復調のための基準信号であるローカル発振出力が与えられる。可変ローカル発振部７３は、所望のチャネルに対応した発振周波数の発振出力を出力する。直交復調部７２は、ローカル発振出力を用いて、入力された信号から所望のチャネルを直交復調して、チャネル選択部７４に出力する。チャネル選択部７４はディジタル構成であり、直交復調部７２の出力から所望のチャネルの信号を選択して出力するようになっている。チャネル選択部７４は例えばディジタルフィルタで構成される。
【００４２】
図１乃至図４は、イメージ抑圧部７５を設ける位置が相互に異なるのみである。イメージ抑圧部７６はイメージ抑圧部７５と同様の動作をディジタル処理によって行うものである。即ち、図２の受信機はイメージ抑圧部７６をＡ／Ｄ変換部７１と直交復調部７２との間に設けたものであり、図３の受信機はイメージ抑圧部７６を直交復調部７２とチャネル選択部７４との間に設けたものであり、図４の受信機はイメージ抑圧部７６をチャネル選択部７４の後段に設けたものである。イメージ抑圧部７５，７６は、直交復調処理に付随するものであるが、回路の構成の仕方によっては、直交復調部２２以降のいずれの位置に設けてもよい。
【００４３】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図５のスペクトル図を参照して説明する。図５（ａ）は受信信号を示し、図５（ｂ）はＲＦフィルタ７７の出力を示し、図５（ｃ）はイメージ抑圧部７５の出力を示し、図５（ｄ）はチャネル選択部７４の出力を示している。図５においては、希望波を斜線で表し、イメージ成分を格子で表している。
【００４４】
いま、受信対象とする無線通信システムチャネルが図５（ａ）に示すチャネル１（ｃｈ１）〜チャネル８（ｃｈ８）であるものとする。ここで、ｃｈ１を所望信号とし、ｃｈ１〜ｃｈ８の中から選択受信するものとする。
【００４５】
本実施の形態においては、固定ローカル発振部２３の周波数を、図５（ａ）に示すように、少なくとも対象とするシステムの全てのチャネルの帯域の範囲外に設定する。そして、受信不要なその他のシステムのチャネルのうち、少なくとも所望信号のイメージ成分を含む帯域をイメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ７７によって抑圧する。
【００４６】
図５（ａ）の例では、所望波はｃｈ１であり、このｃｈ１に対応するイメージ信号（格子模様）を抑圧することができるように、ＲＦフィルタ７７の帯域特性が設定されている。アンテナ１によって受信したＲＦ信号はＲＦフィルタ７７によってイメージ信号が抑圧されて直交復調部２２に供給される。
【００４７】
原理的には、ＲＦフィルタ７７は、バンドパスフィルタによって構成してもよく、また、図５（ａ）のようにローワーローカルの場合にはハイパスフィルタによって構成してもよく、逆に、アッパーローカルの場合はローパスフィルタで構成してもよい。図５（ａ）のようにローワーローカルの場合には、ｃｈ１に対応するイメージ信号が対象とするシステムのチャネル１に周波数的に最も隣接するので、このイメージ信号を抑圧することができるように、ＲＦフィルタ７７の帯域を設定しておけばよい。図５（ｂ）はイメージ抑圧を行なった後のＲＦフィルタ７７の出力を示している。図５（ｂ）の格子模様に示すように、イメージ信号成分は、抑圧されている。通常ＲＦフィルタ７７では、３０〜４０ｄＢ程度のイメージ抑圧が得られる。
【００４８】
直交復調部２２は、固定ローカル発振部２３からのローカル発振出力を用いて、ＲＦフィルタ７７の出力を直交復調する。直交復調された信号はイメージ抑圧部７５に供給されてイメージ抑圧される。図５（ｃ）はイメージ抑圧部７５の出力を示している。ローカル発振周波数ｆＣ  を用いた直交復調によって、全てのチャネルｃｈ１〜ｃｈ８を含むシステム全体が、低域に周波数変換されている。そして、イメージ抑圧部７５によって、イメージ成分（格子模様）は十分に抑圧されている。直交復調に付随したイメージ抑圧部７５のイメージ抑圧度は３０〜４０ｄＢ程度である。従って、ＲＦフィルタ７７とイメージ抑圧部７５とによるイメージ抑圧度は、７０ｄＢ程度以上となり、実用上充分なイメージ応答特性が得られる。
【００４９】
イメージ抑圧部７５の出力はＡ／Ｄ変換部７１に供給され、図５（ｃ）の全チャネルが一括してＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換部７１の出力は直交復調部７２に供給される。直交復調部７２は、可変ローカル発振部７３からのローカル発振出力を用いて、所望チャネル（図５の例ではｃｈ１）を直交復調する。これにより、図５（ｄ）に示すように、ｃｈ１が復調される。チャネル選択部７４は、直交復調出力から所望チャネルｃｈ１を選択して出力する。
【００５０】
このように、本実施の形態においては、受信信号をシステム帯域（ｃｈ１〜ｃｈ８）の全てに亘って一括受信してＡ／Ｄ変換することにより、ディジタル処理による所望チャネルの復調及び選択を可能にした汎用性に優れた広帯域受信機を実現している。そして、固定ローカル発振部２３の発振周波数をシステム帯域外に設定することにより、イメージ成分を抑圧するＲＦフィルタ７７を設けることを可能にしており、直交復調部２２以降に設けるイメージ抑圧部７５とＲＦフィルタ７７とで十分なイメージ抑圧度を得ている。これにより、良好なイメージ抑圧特性が得られる。また、チャネル選択部７４のディジタルフィルタの帯域幅、カットオフ周波数は外部制御により柔軟に制御及び変更することができるので、帯域幅の異なる複数システムに容易に対応することができる。
【００５１】
図６は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図１の実施の形態の具体回路を示すものである。
【００５２】
アンテナ１の出力はＲＦフィルタ７７を構成するバンドパスフィルタ８１に供給される。バンドパスフィルタ８１は、入力された信号のイメージ成分を抑圧して直交復調部２２に出力する。固定ローカル発振部２３を構成するローカル発振器８２及び移相器６によって、基準信号となるローカル発振出力がミキサ３，４に供給される。ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用いて、入力された信号を直交復調し、低域の帯域の周波数変換してローパスフィルタ７，８に供給する。
【００５３】
ローパスフィルタ７，８は、ミキサ３，４の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ７の出力は移相器６１に供給され、ローパスフィルタ８の出力は加算器６２に供給される。移相器６１はローパスフィルタ７の出力をπ／２だけ移相して加算器６２に与える。ローパスフィルタ７，８、移相器６１及び加算器６２によってイメージ抑圧部７５が構成され、加算器６２は移相器６１の出力からローパスフィルタ８の出力を減算することで、イメージ成分を抑圧した出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）６３に供給する。
【００５４】
Ａ／Ｄ変換器６３は、入力された全チャネルの信号を一括してディジタル信号に変換した後、ディジタル処理部６４の乗算器６５，６６に出力する。乗算器６５，６６は直交復調部７２を構成し、可変ローカル発振部７３を構成するローカル発振器６７及び移相器６８からローカル発振出力が与えられる。乗算器６５，６６はローカル発振出力を用いて、入力された全チャネルから所望のチャネルを復調する。ローカル発振器６７は、所望チャネルの周波数に対応した周波数に設定される。
【００５５】
乗算器６５，６６の出力は、夫々ローパスフィルタ６９，７０に供給される。ローパスフィルタ６９，７０はチャネル選択部７４を構成しており、所望チャネルを選択して、Ｉ，Ｑ軸の信号を出力するようになっている。
【００５６】
このように構成された実施の形態においては、図５（ａ）の信号がアンテナ１に誘起すると、バンドパスフィルタ８１によって、図５（ｂ）に示すように、イメージ成分が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカル発振器８２の発振周波数ｆＣ  は、全チャネルの帯域外に設定されており、乗算器３，４は、ローカル発振器８２の発振出力を用いて直交復調を行って、全チャネルを低域に周波数変換する。
【００５７】
乗算器３の出力はローパスフィルタ７によって帯域制限された後移相器６１を介して加算器６２に供給され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ８によって帯域制限された後加算器６２に供給されて、加算器６２による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧される。加算器６２からは図５（ｃ）に示すアナログ直交復調出力が得られる。
【００５８】
加算器６２の出力はＡ／Ｄ変換器６３によってディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部６４に供給される。ディジタル処理部６４の乗算器６５，６６は、ローカル発振器６７からの所望チャネルに対応した発振出力を用いて、入力された信号を直交復調する。こうして、図５（ｄ）に示す直交復調出力が得られる。ローパスフィルタ６９，７０は、所望チャネルｃｈ１のみを選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００５９】
このように、本実施の形態においては、ミキサ３、４、固定ローカル発振器８２、π／２移相器６、ローパスフィルタ７、８、π／２移相器６１、加算器６２迄でイメージ抑圧を行なっている。この構成は、公知のイメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）となっており、３０ｄＢ程度のイメージ抑圧を実現することができる。従って、バンドパスフィルタ８１のイメージ抑圧度（３０〜４０ｄＢ）と併せて、受信機全体で６０〜７０ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度を達成することができる。
【００６０】
図７は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図７において図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００６１】
本実施の形態は、図６のπ／２移相器６１の機能を、固定ローカル発振器８７、ミキサ８５、８６、π／２移相器８８を用いて実現したものである。固定ローカル発振器８７は所定の発振周波数ｆＣ２で発振して、発振出力を移相器８８に出力する。移相器８８は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器８５，８６に相互に反転した発振出力を与える。乗算器８５，８６は、夫々ローパスフィルタ７，８の出力に移相器８８からの発振出力を乗算して加算器６２に出力する。
【００６２】
このように構成された実施の形態においては、ローパスフィルタ７，８の出力は乗算器８５，８６に与えられて同相となって加算器６２に供給される。こうして、加算器６２によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図７の実施の形態においても、図６の実施の形態と同様に、ミキサ３、４入力から、加算器６２出力迄において、イメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）が構成される。
【００６３】
図８は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図２の実施の形態の具体回路を示すものである。図８において図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００６４】
本実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器６３に代えて、Ａ／Ｄ変換器９１，９２を採用すると共に、移相器６１及び加算器６２に夫々代えて移相器９３及び加算器９４を採用した点が図６の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器９１，９２はローパスフィルタ７，８の出力をディジタル信号に変換して、夫々移相器９３又は加算器９４に出力する。移相器９３はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換器９１の出力をπ／２だけ移相して加算器９４に出力する。加算器９４は、ディジタル処理によって、移相器９３の出力からＡ／Ｄ変換器９２の出力を減算して、減算結果をディジタル処理部６４に出力する。即ち、本実施の形態は、図６のπ／２移相器６１に相当する移相器９３以降をディジタル構成としたものである。移相器９３及び加算器９４によってイメージ成分の抑圧が行われる。
【００６５】
このように構成された実施の形態においては、ローパスフィルタ７，８の出力をディジタル変換した後にイメージ抑圧を行う点が図６の実施の形態の作用と異なるのみである。
【００６６】
このように本実施の形態は、機能的には図６の実施の形態と同様であるが、移相器９３はディジタル構成であるので、アナログのπ／２移相器６１よりも広帯域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／Ｄ変換器９１，９２が必要になるので、消費電力は多くなる。なお、図８の構成で、π／２移相器９３に代えて、Ａ／Ｄ変換器９１，９２の前段にアナログπ／２移相器として設けても同様の作用を呈することは明らかである。
【００６７】
図９は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図９において図８と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００６８】
本実施の形態は、図８のπ／２移相器９３の機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器１０３  、ミキサ１０１  ，１０２  、π／２移相器１０４  を用いて実現したものである。固定ローカル発振器１０３  は所定の発振周波数ｆＣ２で発振して、発振出力を移相器１０４  に出力する。移相器１０４  は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器１０１  ，１０２  に相互に反転した発振出力を与える。乗算器１０１  ，１０２  は、夫々Ａ／Ｄ変換器９１，９２の出力に移相器１０４  からの発振出力を乗算して加算器９４に出力する。
【００６９】
このように構成された実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器９１，９２の出力は乗算器１０１  ，１０２  に与えられて同相となって加算器９４に供給される。こうして、加算器９４によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図９の実施の形態においては、固定ローカル発振器１０３  、ミキサ１０１  ，１０２  、π／２移相器１０４  及び加算器９４によってイメージの抑圧を実現する。
【００７０】
このように、本実施の形態においても図８の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７１】
図１０は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図３の実施の形態の具体回路を示すものである。図１０において図８と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００７２】
本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器９１の出力は乗算器１１１  ，１１３  に供給され、Ａ／Ｄ変換器９２の出力は乗算器１１２  ，１１４  に供給される。移相器１１６  は可変ローカル発振器６７の発振出力をπ／２だけ移相させて、乗算器１１１  ，１１４  と乗算器１１２  ，１１３  との夫々相互に反転した発振出力を供給する。乗算器１１１  乃至１１４  は入力された信号と移相器１１６  からの発振出力とを乗算して直交復調を行う。
【００７３】
乗算器１１１  ，１１２  の出力は加算器１１７  に与えられ、乗算器１１３  ，１１４  の出力は加算器１１８  に与えられる。加算器１１７  は乗算器１１１  ，１１２  の出力の減算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィルタ１１９  に出力する。加算器１１８  は乗算器１１３  ，１１４  の出力の減算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィルタ１２０  に出力する。ローパスフィルタ１１９  ，１２０  は入力された信号から希望チャネルのみを選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００７４】
このように構成された実施の形態においては、加算器１１７  ，１１８  によってイメージ抑圧が行われる。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器１１７  ，１１８  迄でイメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）を構成している。アンテナ１によって図５（ａ）に示す信号が受信されるものとし、ｃｈ１を選択復調するものとすると、バンドパスフィルタ８１の出力は図５（ｂ）に示すものとなる。
【００７５】
そして、図５（ｃ）の状態を経ることなく、加算器１１７  ，１１８  の出力から図５（ｄ）に示すイメージ抑圧された所望チャネルｃｈ１の復調出力が得られる。ローパスフィルタ１１９  ，１２０  によって所望チャネルｃｈ１を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００７６】
このように構成された実施の形態においても上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
即ち、図１０の実施の形態における受信機は、従来例で示した図３１（ａ）にて示す受信機に対して、ディジタル処理によってチャネル選択のための直交復調処理を行っていることから、高いイメージ抑圧度を得ることができる。また、所望チャネルを選択するためのローパスフィルタ１１９  ，１２０  もディジタル構成であり、帯域及びカットオフ特性の変更等に容易に対応することができる。
【００７８】
また、図１０の実施の形態における受信機は、従来例で示した図３２（ａ）にて示す受信機に対して、ＲＦフィルタ７７として機能するバンドパスフィルタ８１を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得ることができる。また、所望チャネルを選択するための可変ローカル発振器６７はディジタル構成であり、広帯域に渡って高精度の発振出力を得ることが可能である。また、ディジタル構成なのでプログラマブルに周波数を変更することができる。
【００７９】
また、図１０の実施の形態における受信機は、従来例で示した図３３（ａ）にて示す受信機に対してもＲＦフィルタ７７として機能するバンドパスフィルタ８１を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得ることができる。また、図３３（ａ）の構成では、ミキサ３，４後段のフィルタ５１では選択チャネルに応じて特性をアナログ的に変更する必要があるが、本実施の形態におけるフィルタ７，８は、アンチエリアジング用であり、チャネル選択のためのフィルタはディジタルフィルタ１１９  ，１２０  によって構成しているので、選択チャネルの変化に柔軟に対応することができる。
【００８０】
図１１は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図４の実施の形態の具体回路を示すものである。図１１において図１０と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００８１】
本実施の形態はローパスフィルタ１１９  に代えてローパスフィルタ１２１  ，１２２  を採用し、ローパスフィルタ１２０  に代えてローパスフィルタ１２３  ，１２４  を採用した点が図１０の実施の形態と異なる。ローパスフィルタ１２１  ，１２２  は夫々乗算器１１１  ，１１２  の出力から所望チャネル成分を選択して加算器１１７  に出力する。また、ローパスフィルタ１２３  ，１２４  は夫々乗算器１１３  ，１１４  の出力から所望チャネル成分を選択して加算器１１８  に出力する。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が最終段に設けられている。
【００８２】
このように構成された実施の形態においても図１０の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施の形態は図１０の実施の形態に比してフィルタ部分の演算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部について、例えば、ハリス社「ＨＳＰ５００２７」等の既製品を利用することができるという利点がある。
【００８３】
このように、本実施の形態においては、図１０の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯域な受信機を構成することができるという利点を有する。
【００８４】
図１２は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図１２において図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫々複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能にした例である。
【００８５】
いま、アンテナ１の受信信号が複数チャネルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるものとする。図６の実施の形態における受信機においては、図１３に示すように、システムＡ，Ｂ，Ｃの全チャネルの全帯域の範囲外にローカル発振器８２の発振周波数設定する。この場合には、バンドパスフィルタ８１について、システムＡ，Ｂ，Ｃの信号毎にイメージ抑圧に最適な周波数特性は異なる。即ち、システムＡ，Ｂ，Ｃの順にローパスフィルタ７、８の周波数が高くなり、ローパスフィルタ７、８の消費電力、帯域幅の観点から実現性が困難となることが考えらる。
【００８６】
そこで、本実施の形態においては、システム毎にローカル発振器の発振周波数を変化させるようになっている。即ち、本実施の形態はバンドパスフィルタ８１に代えて、バンドパスフィルタ１３１  乃至１３３  を設けると共に、ローカル発振器８２に代えて、ローカル発振器１３４  を採用した点が図６の実施の形態と異なる。バンドパスフィルタ１３１  乃至１３３  は相互に異なる周波数帯域に設定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振器１３４  は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数で発振する。なお、各発振周波数は、夫々各システムの帯域外に設定される。
【００８７】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図１４を参照して説明する。図１４は複数のシステムに対して適用する場合の動作を説明するためのスペクトル図である。図１４ではシステムＡ，Ｂ，Ｃは夫々異なる周波数帯のシステムである。
【００８８】
アンテナ１の受信信号はバンドパスフィルタ１３１  乃至１３３  に与えられる。バンドパスフィルタ１３１  乃至１３３  は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィルタ１３１  によってイメージ成分を抑圧し、同様に、システムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィルタ１３２  ，１３３  によってイメージ成分を抑圧する。
【００８９】
また、ローカル発振器１３４  の発振周波数は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。各システムは、システム帯域ごと一括して直交復調される。他の作用は、図６の実施の形態と同様である。
【００９０】
即ち、各システム内でのチャネル切り換えは、ローカル発振器１３４  では行なわず、あくまでも可変ローカル発振器６７によるディジタル処理によって行なう。また、チャネル選択も、アナログフィルタでは行なわずに、ローパスフィルタ６９，７０によってディジタル的に行う。
【００９１】
このように、本実施の形態においては、夫々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステムを受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成することができる。
【００９２】
なお、図１２の実施の形態においては、図６の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカル発振器とを変更したが、図７乃至図１１の実施の形態に適用して、同様の変更が可能であることは明らかである。
【００９３】
図１５乃至図１８は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図１５乃至図１８において図１乃至図４と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００９４】
ところで、図１乃至図４に示す構成においては、Ａ／Ｄ変換部７１は、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のシステム帯域を全てＡ／Ｄ変換することを前提としている。一般的には、無線通信のシステム帯域は、２０ＭＨｚ以上であり、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の全帯域を受信するためには、極めて広帯域のＡ／Ｄ変換器が必要である。近年、デバイスの進歩と共に、この様なＡ／Ｄ変換器は、技術的には実現可能になって来ており基地局に適用する場合には特には問題はないが、端末への適用については、特に消費電力や放熱の面で、直近の実用化は困難である。
【００９５】
そこで、本実施の形態においては、対象とするシステム帯域を複数のサブバンドに分割して受信することで、Ａ／Ｄ変換器の負担を低減して、プログラマブルにチャネル選択を行なうことにより、最低限の汎用性を確保するようにしたものである。
【００９６】
本実施の形態は、ＲＦフィルタ７７、固定ローカル発振部２３、イメージ抑圧部７５，７６及びＡ／Ｄ変換部７１に代えて夫々ＲＦフィルタ２０１  、可変ローカル発振部２０２  、イメージ抑圧部２０５  ，２０６  及びＡ／Ｄ変換部２０３  を採用した点が図１乃至図４の実施の形態と異なる。
【００９７】
なお、図１５乃至図１８は、図１乃至図４と同様に、イメージ抑圧部２０５  ，２０６  を設ける位置が相互に異なるのみである。イメージ抑圧部２０６  はイメージ抑圧部２０５  と同様の動作をディジタル処理によって行うものである。
【００９８】
可変ローカル発振部２０２  は、図１乃至図４に示す固定ローカル発振部２３と異なり、発振周波数が可変である。可変ローカル発振部２０２  の発振周波数を適宜設定することにより、直交復調部２２は、システム帯域（ｃｈ１〜ｃｈ８）を複数のサブバンドに分割して直交復調することができ、Ａ／Ｄ変換部２０３  はサブバンド毎にＡ／Ｄ変換処理を行うことができるようになっている。
【００９９】
アンテナ１からの信号はＲＦフィルタ２０１  に与えられる。ＲＦフィルタ２０１  は、所望波に対するイメージ成分を抑圧して直交復調部２２に出力する。直交復調部２２にはローカル発振部２０２  の発振出力が与えられる。可変ローカル発振部２０２  の発振出力は可変であり、可変ローカル発振部２０２  は、システム帯域を複数のサブバンドに分割して処理するための複数の発振出力を出力する。
【０１００】
直交復調部２２は、ローカル発振出力を用いて、入力されたＲＦ信号をサブバンド毎に低い周波数帯域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換する。
【０１０１】
図１５では、直交復調部２２の出力はイメージ抑圧部２０５  に供給される。イメージ抑圧部２０５  は、直交復調部２２の直交復調処理に付随する処理であり、直交復調部２２の出力のイメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部２０３  に出力する。Ａ／Ｄ変換部２０３  はイメージ抑圧部２０５  の出力をディジタル信号に変換して直交復調部７２に出力する。
【０１０２】
図１６乃至図１８では、直交復調部２２の出力はＡ／Ｄ変換部２０３  に与えられてディジタル信号に変換されるようになっている。図１６においては、Ａ／Ｄ変換部２０３  の出力はイメージ抑圧部２０６  に与えられる。イメージ抑圧部２０６  は、ディジタル処理によってイメージ成分を抑圧する。例えば、イメージ抑圧部２０６  の処理は直交復調部２２の直交復調処理に付随した処理として行われる。イメージ抑圧部２０６  の出力が直交復調部７２に供給されるようになっている。
【０１０３】
図１７及び図１８では、Ａ／Ｄ変換部２０３  の出力は直交復調部７２に与えられる。図１７では、直交復調部７２の出力がイメージ抑圧部２０６  に与えられるようになっている。イメージ抑圧部２０６  は、直交復調部７２の直交復調処理に付随した処理であり、直交復調部７２の出力のイメージ成分をディジタル処理によって抑圧してチャネル選択部７４に出力する。
【０１０４】
図１８では、直交復調部７２の出力はチャネル選択部７４を介してイメージ抑圧部２０６  に与えられる。例えば、イメージ抑圧部２０６  の処理は直交復調部７２の直交復調処理に付随した処理として行われる。
【０１０５】
イメージ抑圧部２０５  ，２０６  は、直交復調処理がサブバンド毎に行われるので、アンチエリアス用のフィルタの帯域を図１乃至図４の実施の形態よりも狭く設定することができる。
【０１０６】
また、ＲＦフィルタ２０１  についても、後段の処理がサブバンド毎に行われるので、図１乃至図４のＲＦフィルタ７７よりも低い特性でよい。逆に、ＲＦフィルタ７７と同一特性のフィルタを用いた場合には、ＲＦフィルタ２０１  によるイメージ帯域の減衰量は向上する。
【０１０７】
また、Ａ／Ｄ変換部２０３  は、直交復調部２２又はイメージ抑圧部２０５  の出力をディジタル信号に変換してイメージ抑圧部２０６  又は直交復調部７２に出力する。Ａ／Ｄ変換部２０３  においても、サブバンド毎にディジタル信号への変換を行えばよく、変換する帯域は狭い。
【０１０８】
次に、図１５の場合について、このように構成された実施の形態の動作について図１９及び図２０のスペクトル図を参照して説明する。図１９（ａ）及び図２０（ａ）は受信信号を示し、図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）はＲＦフィルタ２０１  の出力を示し、図１９（ｃ）及び図２０（ｃ）はイメージ抑圧部２０５  の出力を示し、図１９（ｄ）及び図２０（ｄ）はチャネル選択部７４の出力を示している。図１９はｃｈ１〜ｃｈ４のうちのいずれかのチャネルを選択する場合を示し、図２０はｃｈ５〜ｃｈ８のうちのいずれかのチャネルを選択する場合を示している。図１９及び図２０においては、希望波を斜線で表し、イメージ成分を格子で表している。
【０１０９】
いま、受信対象とする無線通信システムチャネルが図１９（ａ）及び図２０（ａ）に示すチャネル１（ｃｈ１）〜チャネル８（ｃｈ８）であるものとする。ここで、ｃｈ１又はｃｈ５を所望信号とし、ｃｈ１〜ｃｈ８の中から選択受信するものとする。この場合において、本実施の形態では、ｃｈ１〜ｃｈ８を複数のサブバンドに分割し、各サブバンド毎にアナログ直交復調を行う。例えば、ｃｈ１〜ｃｈ４とｃｈ５〜ｃｈ８の２つのサブバンドに分割するものとすると、可変ローカル発振部２０２  は、２つの発振周波数の出力を出力すればよい。
【０１１０】
即ち、ｃｈ１〜ｃｈ４のうちの１つのチャネルを選択受信する場合には、可変ローカル発振部２０２の周波数を、図１９（ａ）に示すように、ローカル発振周波数Ｌに設定し、ｃｈ５〜ｃｈ８の１つのチャネルを選択受信する場合には、可変ローカル発振部２０２の周波数を、図２０（ａ）に示すように、ローカル発振周波数Ｈに設定する。
【０１１１】
ローカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈの周波数差は、２つのサブバンドの差の周波数、即ち、ｃｈ５とｃｈ１との差の周波数に設定する。一般的には、可変ローカル発振部２０２  は、対象とするシステム帯域をサブバンドに分割するために、分割するサブバンド数の発振出力を分割するサブバンドの帯域幅に相当する周波数差で出力すればよい。
【０１１２】
そして、受信不要なその他のシステム（非対象システム）のチャネルのうち、少なくとも所望信号のイメージ成分を含む帯域をイメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ２０１  によって抑圧する。この場合には、図５の例に比して低域側に４ｃｈ分だけ余裕が生じるので、ＲＦフィルタ２０１  の構成を容易にすることができる。図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）はイメージ抑圧を行なった後のＲＦフィルタ２０１  の出力を示している。図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）の格子模様に示すように、イメージ信号成分は、抑圧されている。
【０１１３】
アナログの直交復調部２２は、ローカル発振周波数Ｌを用いてｃｈ１〜ｃｈ４を直交復調し、ローカル発振周波数Ｈを用いてｃｈ５〜ｃｈ８を直交復調することにより、図１９（ｃ）及び図２０（ｃ）に示すように、ｃｈ１〜ｃｈ４及びｃｈ５〜ｃｈ８をいずれも同一の周波数帯域に周波数変換する。
【０１１４】
従って、ｃｈ１〜ｃｈ４内の所望チャネルを受信する場合でも、ｃｈ５〜ｃｈ８内の所望チャネルを受信する場合でも、イメージ抑圧部２０５  として共通のアンチエリアスフィルタ（ローパスフィルタ）を用いることができる。イメージ抑圧部２０５  は、後段のＡ／Ｄ変換部２０３  のためのアンチエリアスフィルタを構成し、図１乃至図４のイメージ抑圧部２０５  を構成するアンチエリアスフィルタよりも、この例では帯域を半分にすることができる。
【０１１５】
イメージ抑圧部２０５  の出力は、Ａ／Ｄ変換部２０３  において、ｃｈ１〜ｃｈ４、ｃｈ５〜ｃｈ８の夫々４チャネル分がまとめてＡ／Ｄ変換される。
【０１１６】
そして、ｃｈ１〜ｃｈ４の内のいずれかのチャネルを選択する場合には、図１９（ｃ）に示すように、ｃｈ１〜ｃｈ４の内の所望チャネルに可変ローカル発振部７３の周波数を合わせ、ディジタル直交復調部７２によってディジタル的に直交復調し、チャネル選択部７４にて所望チャネル（図１９ではｃｈ１）を選択する（図１９（ｄ））。
【０１１７】
また、ｃｈ５〜ｃｈ８の内のいずれかのチャネルを選択する場合にも同様に、図２０（ｃ）に示すように、ｃｈ５〜ｃｈ８の内の所望チャネルに可変ローカル発振部７３の周波数を合わせてディジタル的に直交復調し、チャネル選択部７４にて所望チャネル（図２０では５ｃｈ）を選択する（図２０（ｄ））。
【０１１８】
なお、ローカル発振周波数Ｌ、ローカル発振周波数Ｈのいずれを用いる場合でも、ｃｈ１〜ｃｈ８のイメージ信号２２は、アナログの直交復調部２２の前段で、イメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ２０１  によって抑圧しておく（図１９（ａ）、図２０（ａ））。このＲＦフィルタ２０１  は、ローカル発振周波数Ｌ、ローカル発振周波数Ｈに拘わらず、同一のフィルタである。
【０１１９】
このように、本実施の形態においては、アナログの直交復調処理以降の処理がサブバンドに分割されて行われるので、イメージ抑圧部２０５  の帯域をサブバンド数に応じて狭く設定することができ、従って、Ａ／Ｄ変換部２０３  の信号通過帯域を狭くすることができるので、、Ａ／Ｄ変換部２０３  の低消費電力化を図ることができる。
【０１２０】
また、所要帯域が低減された結果として、ＲＦフィルタ２０１  のイメージ抑圧特性に余裕が生じ、イメージ帯域での減衰量を向上させることができる。
【０１２１】
なお、本実施の形態では、ｃｈ１〜ｃｈ８を一括受信して、ディジタルフィルタを用いて所望チャネルを選択する場合に比して、少ないチャネル数（図１９及び図２０の例では４チャネル）の中から所望波をディジタルフィルタで選択することになる。従って、図１乃至図４の実施の形態に比して汎用性は後退するものの、複数チャネルを一括して受信してプログラマブルなディジタルフィルタにてチャネル選択を行うことができるという点での柔軟性は維持している。すなわち、チャネル選択部７４のディジタルフィルタの帯域幅、カットオフ周波数は外部制御により柔軟に制御及び変更することができるので、帯域幅の異なる複数システムに容易に対応することができる。また、２つのイメージ抑圧部２０５  ，２０６によって十分なイメージ抑圧効果が得られることも、図１乃至図４の実施の形態と同様である。
【０１２２】
図２１は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図１５の実施の形態の具体回路を示すものである。図２１において図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１２３】
アンテナ１の出力はＲＦフィルタ２０１  を構成するバンドパスフィルタ２１１に供給される。バンドパスフィルタ２１１は、入力された信号のイメージ成分を抑圧して直交復調部２２に出力する。可変ローカル発振部２０２  を構成するローカル発振器２１２  及び移相器６によって、基準信号となるローカル発振出力がミキサ３，４に供給される。ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用いて、入力された信号を直交復調し、低域の帯域の周波数変換してローパスフィルタ２１３  ，２１４  に供給する。
【０１２４】
ローパスフィルタ２１３  ，２１４  は、ミキサ３，４の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ２１３  の出力は移相器６１に供給され、ローパスフィルタ２１４  の出力は加算器６２に供給される。移相器６１はローパスフィルタ２１３  の出力をπ／２だけ移相して加算器６２に与える。移相器６１及び加算器６２によってイメージ抑圧部２０５  が構成され、加算器６２は移相器６１の出力からローパスフィルタ２１４  の出力を減算することで、イメージ成分を抑圧した出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）２１５  に供給する。Ａ／Ｄ変換器２１５  は、入力された全チャネルの信号を一括してディジタル信号に変換した後、ディジタル処理部６４の乗算器６５，６６に出力するようになっている。
【０１２５】
このように構成された実施の形態においては、図１９（ａ）又は図２０（ａ）の信号がアンテナ１に誘起すると、バンドパスフィルタ２０１  によって、図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）に示すように、イメージ成分が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカル発振器２１２  の発振周波数ｆＣ  （図１９ではＬ，図２０ではＨ）は、対象システムのチャネルの帯域外に設定されており、乗算器３，４は、ローカル発振器２１２  の発振出力を用いて直交復調を行って、サブバンド毎に低域に周波数変換する。
【０１２６】
乗算器３の出力はローパスフィルタ２１３  によって帯域制限された後移相器６１を介して加算器６２に供給され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ２１４  によって帯域制限された後加算器６２に供給されて、加算器６２による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧される。加算器６２からは図１９（ｃ）又は図２０（ｃ）に示すアナログ直交復調出力が得られる。
【０１２７】
加算器６２の出力はＡ／Ｄ変換器２１５  によってディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部６４に供給される。ディジタル処理部６４の乗算器６５，６６は、ローカル発振器６７からの所望チャネルに対応した発振出力を用いて、入力された信号を直交復調する。こうして、図１９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示す直交復調出力が得られる。ローパスフィルタ６９，７０は、所望チャネル（図１９ではｃｈ１、図２０ではｃｈ５）のみを選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１２８】
このように、本実施の形態においては、図６と同様に、ミキサ３、４、可変ローカル発振器２１２  、π／２移相器６、ローパスフィルタ２１３  ，２１４  、π／２移相器６１、加算器６２迄でイメージ抑圧を行なっている。この構成は、公知のイメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）となっており、３０ｄＢ程度のイメージ抑圧を実現することができる。従って、バンドパスフィルタ２１１  のイメージ抑圧度（３０〜４０ｄＢ）と併せて、受信機全体で６０〜７０ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度を達成することができる。また、可変ローカル発振器２１２  を用いて、サブバンド毎に処理を行っているので、バンドパスフィルタ２１１  、ローパスフィルタ２１３  ，２１４  及びＡ／Ｄ変換器２１５  の構成を容易にすることができる。
【０１２９】
図２２は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図２２において図７及び図２１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３０】
本実施の形態は、図６のπ／２移相器６１の機能を、固定ローカル発振器８７、ミキサ８５、８６、π／２移相器８８を用いて実現したものである。固定ローカル発振器８７は所定の発振周波数ｆＣ２で発振して、発振出力を移相器８８に出力する。移相器８８は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器８５，８６に相互に反転した発振出力を与える。乗算器８５，８６は、夫々ローパスフィルタ２１３  ，２１４  の出力に移相器８８からの発振出力を乗算して加算器６２に出力する。
【０１３１】
このように構成された実施の形態においては、ローパスフィルタ２１３  ，２１４  の出力は乗算器８５，８６に与えられて加算器６２に供給される。こうして、加算器６２によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図２２の実施の形態においても、図２１の実施の形態と同様に、ミキサ３、４入力から、加算器６２出力迄において、イメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）が構成されと共に、サブバンド毎に処理を行っているので、バンドパスフィルタ２１１  、ローパスフィルタ２１３  ，２１４  及びＡ／Ｄ変換器２１５  の構成を容易にすることができる。
【０１３２】
図２３は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図１６の実施の形態の具体回路を示すものである。図２３において図８及び図２１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３３】
本実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器６３に代えて、Ａ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  を採用すると共に、移相器６１及び加算器６２に夫々代えて移相器９３及び加算器９４を採用した点が図２１の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  はローパスフィルタ２１３  ，２１４  の出力をディジタル信号に変換して、夫々移相器９３又は加算器９４に出力する。移相器９３はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換器２１６  の出力をπ／２だけ移相して加算器９４に出力する。加算器９４は、ディジタル処理によって、移相器９３の出力からＡ／Ｄ変換器２１７  の出力を減算して、減算結果をディジタル処理部６４に出力する。即ち、本実施の形態は、図２１のπ／２移相器６１に相当する移相器９３以降をディジタル構成としたものである。移相器９３及び加算器９４によってイメージ成分の抑圧が行われる。
【０１３４】
このように構成された実施の形態においては、ローパスフィルタ２１３  ，２１４  の出力をディジタル変換した後にイメージ抑圧を行う点が図２１の実施の形態の作用と異なるのみである。
【０１３５】
このように本実施の形態は、機能的には図２１の実施の形態と同様であるが、移相器９３はディジタル構成であるので、アナログのπ／２移相器６１よりも広帯域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  が必要になるので、消費電力は多くなる。なお、図２３の構成で、π／２移相器９３に代えて、Ａ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  の前段にアナログπ／２移相器として設けても同様の作用を呈することは明らかである。
【０１３６】
図２４は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図２４において図９及び図２３と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３７】
本実施の形態は、図２３のπ／２移相器９３の機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器１０３  、ミキサ１０１  ，１０２  、π／２移相器１０４  を用いて実現したものである。固定ローカル発振器１０３  は所定の発振周波数ｆＣ２で発振して、発振出力を移相器１０４  に出力する。移相器１０４  は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器１０１  ，１０２  に相互に反転した発振出力を与える。乗算器１０１  ，１０２  は、夫々Ａ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  の出力に移相器１０４  からの発振出力を乗算して加算器９４に出力する。
【０１３８】
このように構成された実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器２１６  ，２１７  の出力は乗算器１０１  ，１０２  に与えられて同相となって加算器９４に供給される。こうして、加算器９４によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図２４の実施の形態においては、固定ローカル発振器１０３  、ミキサ１０１  ，１０２  、π／２移相器１０４  及び加算器９４によってイメージの抑圧を実現する。
【０１３９】
このように、本実施の形態においても図２３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１４０】
図２５は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図１７の実施の形態の具体回路を示すものである。図２５において図１０及び図２３と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４１】
本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器２１６  の出力は乗算器１１１  ，１１３  に供給され、Ａ／Ｄ変換器２１７  の出力は乗算器１１２  ，１１４  に供給される。移相器１１６  は可変ローカル発振器６７の発振出力をπ／２だけ移相させて、乗算器１１１  ，１１４  と乗算器１１２  ，１１３  とに発振出力を供給する。乗算器１１１  乃至１１４  は入力された信号と移相器１１６  からの発振出力とを乗算して直交復調を行う。
【０１４２】
乗算器１１１  ，１１２  の出力は加算器１１７  に与えられ、乗算器１１３  ，１１４  の出力は加算器１１８  に与えられる。加算器１１７  は乗算器１１１  ，１１２  の出力の減算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィルタ２３１  に出力する。加算器１１８  は乗算器１１３  ，１１４  の出力の加算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィルタ２３２  に出力する。ローパスフィルタ２３１  ，２３２  は入力された信号から希望チャネルのみを選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１４３】
このように構成された実施の形態においては、加算器１１７  ，１１８  によってイメージ抑圧が行われる。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器１１７  ，１１８  迄でイメージ抑圧ミキサ（ｉｍａｇｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  ｍｉｘｅｒ）を構成している。アンテナ１によって図１９（ａ）又は図２０（ａ）に示す信号が受信されるものとし、ｃｈ１又はｃｈ５を選択復調するものとすると、バンドパスフィルタ２１１  の出力は図１９（ｂ）又は図２０（ｂ）に示すものとなる。
【０１４４】
そして、図１９（ｃ）又は図２０（ｂ）の状態を経ることなく、加算器１１７  ，１１８  の出力から図１９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示すイメージ抑圧された所望チャネルｃｈ１又はｃｈ５の復調出力が得られる。ローパスフィルタ２３１  ，２３２  によって所望チャネルｃｈ１又はｃｈ５を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１４５】
このように構成された実施の形態においても上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１４６】
図２６は本発明の他の実施の形態を示す回路図であり、図１８の実施の形態の具体回路を示すものである。図２６において図１１及び図２５と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４７】
本実施の形態はローパスフィルタ２３１  に代えてローパスフィルタ２３５  ，２３６  を採用し、ローパスフィルタ２３２  に代えてローパスフィルタ２３７  ，２３８  を採用した点が図２５の実施の形態と異なる。ローパスフィルタ２３５  ，２３６  は夫々乗算器１１１  ，１１２  の出力から所望チャネル成分を選択して加算器１１７  に出力する。また、ローパスフィルタ２３７  ，２３８  は夫々乗算器１１３  ，１１４  の出力から所望チャネル成分を選択して加算器１１８  に出力する。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が最終段に設けられている。
【０１４８】
このように構成された実施の形態においても図２５の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施の形態は図２５の実施の形態に比してフィルタ部分の演算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部について、例えば、ハリス社「ＨＳＰ５００２７」等の既製品を利用することができるという利点がある。
【０１４９】
このように、本実施の形態においては、図２５の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯域な受信機を構成することができるという利点を有する。
【０１５０】
図２７は本発明の他の実施の形態を示す回路図である。図２７において図２１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫々複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能にした例である。
【０１５１】
いま、アンテナ１の受信信号が複数チャネルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるものとする。本実施の形態においては、サブバンド毎にローカル発振器の発振周波数を変化させると共に、システム毎にもローカル発振器の発振周波数を変化させるようになっている。
【０１５２】
即ち、本実施の形態はバンドパスフィルタ２１１  に代えて、バンドパスフィルタ２４１  乃至２４３  を設けると共に、ローカル発振器２１２  に代えて、ローカル発振器２４４  を採用した点が図２１の実施の形態と異なる。バンドパスフィルタ２４１  乃至２４３  は、夫々システムＡ，Ｂ，Ｃに対応したものであり、相互に異なる周波数帯域に設定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振器２４４  は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数であって、各サブバンド毎に適した発振周波数で発振する。
【０１５３】
図２８は図２７中のローカル発振器２４４  の発振周波数を説明するためのスペクトル図である。図２８の例は、各システムを２つのサブバンドに分けた場合の例であり、ローカル発振器２４４  は、各システム毎にＬ，Ｈ２つのローカル発振周波数で発振する。なお、各発振周波数は、夫々各対象システムの帯域外に設定される。
【０１５４】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図２９及び図３０を参照して説明する。図２９及び図３０は複数のシステムに対して適用する場合の動作を説明するためのスペクトル図である。図２９は図２８のシステムＣのチャネルｃｈ１を所望波として選択する例であり、図３０は図２８のシステムＣのチャネルｃｈ２を所望波として選択する例である。図２９及び図３０においては、希望波を斜線で表し、イメージ成分を格子で表している。
【０１５５】
アンテナ１の受信信号はバンドパスフィルタ２４１  乃至２４３  に与えられる。バンドパスフィルタ２４１  乃至２４３  は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィルタ２４１  によってイメージ成分を抑圧し、同様に、システムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィルタ２４２  ，２４３  によってイメージ成分を抑圧する。
【０１５６】
また、ローカル発振器２４４  の発振周波数は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。更に、各システムＡ，Ｂ，Ｃの各帯域を２つのサブバンドに分割するために、ローカル発振器２４４  は、各システム毎にローカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの２つの周波数に切り換えて発振する。
【０１５７】
いま、図２８に示すように、所望とするシステムＣがチャネルｃｈ１，ｃｈ２の２チャネルによって構成されているものとする。ｃｈ１を選択する場合には、可変ローカル発振器２４４  をローカル発振周波数Ｌに合わせ（図２９）、ｃｈ２を選択する場合には可変ローカル発振器２４４  をローカル発振周波数Ｈに合わせる（図３０）。
【０１５８】
こうして、各システムは、各システムのサブバンド毎に一括して直交復調される。他の作用は、図２１の実施の形態と同様である。
【０１５９】
即ち、各システム内でのチャネル切り換えは、ローカル発振器２４４  では行なわずに、可変ローカル発振器６７によるディジタル処理によって行なう。また、チャネル選択も、アナログフィルタでは行なわずに、ローパスフィルタ６９，７０によってディジタル的に行う。
【０１６０】
なお、ローカル発振周波数Ｌ、ローカル発振周波数Ｈとの差周波数は、少なくとも、取り扱うシステムのうちの、最もチャネル間隔の広いシステムのチャネル間隔以上に設定することが有効である。これは、最低でも、１チャネル分の周波数帯域分はＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換する必要があり、最低限この１チャネル分の帯域を通過させる機能のＡ／Ｄ変換器は、受信機に搭載しておく必要があるためである。
【０１６１】
図２９及び図３０の例では、１チャネル当たりの帯域が最も広いシステムＣのチャネル間隔に、ローカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの差周波数を設定している。
【０１６２】
このように、本実施の形態においては、夫々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステムを受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成することができる。
【０１６３】
なお、図２７の実施の形態においては、図２１の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカル発振器とを変更したが、図２２乃至図２６の実施の形態に適用して、同様の変更が可能であることは明らかである。
【０１６４】
また、上記各実施の形態においては、可変ローカル発振部２０２  の出力周波数をローカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとに限って説明したが、２周波出力のみならず、取り扱うシステム帯域に応じてより多くの周波数を出力してもよいことは明らかである。
【０１６５】
更に、上記各実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換処理以降をソフトウェア処理によって実現してもよいことは明らかである。
【０１６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、システム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧度を得ることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図。
【図２】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図。
【図３】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図。
【図４】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図。
【図５】実施の形態の動作を説明するためのスペクトル図。
【図６】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図７】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図８】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図９】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１０】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１１】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１２】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１３】図１２の実施の形態を説明するためのスペクトル。
【図１４】図１２の実施の形態を説明するためのスペクトル。
【図１５】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１６】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１７】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１８】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１９】図１５乃至図１８の実施の形態の動作を説明するためのスペクトル図。
【図２０】図１５乃至図１８の実施の形態の動作を説明するためのスペクトル図。
【図２１】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２２】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２３】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２４】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２５】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２６】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２７】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２８】図２７の実施の形態を説明するためのスペクトル図。
【図２９】図２７の実施の形態を説明するためのスペクトル図。
【図３０】図２７の実施の形態を説明するためのスペクトル図。
【図３１】従来の受信機を説明するための図。
【図３２】従来の受信機を説明するための図。
【図３３】従来の受信機を説明するための図。
【図３４】従来の受信機を説明するための図。
【図３５】従来例を説明するためのスペクトル図。
【図３６】従来例の問題点を説明するためのスペクトル図。
【符号の説明】
２２，７２…直交復調部、２３…固定ローカル発振部、７１…Ａ／Ｄ変換部、７３…可変ローカル発振部、７４…チャネル選択部、７５…イメージ抑圧部、７７…ＲＦフィルタ。
【図１】
0003615099.tif 000002
【図２】
0003615099.tif 000003
【図３】
0003615099.tif 000004
【図４】
0003615099.tif 000005
【図５】
0003615099.tif 000006
【図６】
0003615099.tif 000007
【図７】
0003615099.tif 000008
【図８】
0003615099.tif 000009
【図９】
0003615099.tif 000010
【図１０】
0003615099.tif 000011
【図１１】
0003615099.tif 000012
【図１２】
0003615099.tif 000013
【図１３】
0003615099.tif 000014
【図１４】
0003615099.tif 000015
【図１５】
0003615099.tif 000016
【図１６】
0003615099.tif 000017
【図１７】
0003615099.tif 000018
【図１８】
0003615099.tif 000019
【図１９】
0003615099.tif 000020
【図２０】
0003615099.tif 000021
【図２１】
0003615099.tif 000022
【図２２】
0003615099.tif 000023
【図２３】
0003615099.tif 000024
【図２４】
0003615099.tif 000025
【図２５】
0003615099.tif 000026
【図２６】
0003615099.tif 000027
【図２７】
0003615099.tif 000028
【図２８】
0003615099.tif 000029
【図２９】
0003615099.tif 000030
【図３０】
0003615099.tif 000031
【図３１】
0003615099.tif 000032
【図３２】
0003615099.tif 000033
【図３３】
0003615099.tif 000034
【図３４】
0003615099.tif 000035
【図３５】
0003615099.tif 000036
【図３６】
0003615099.tif 000037