(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルデータにより位相変調または周波数変調された受信信号を前記受信信号の搬送波とは非同期である局部発振信号により直交検波し、同相成分および直交成分から成る第１のベースバンド信号を出力する準同期検波部と、前記第１のベースバンド信号から同相成分および直交成分から成る搬送波信号を再生する搬送波再生部と、前記搬送波再生部から出力される信号を入力するフィルタと、前記フィルタから出力される同相成分および直交成分から成る再生搬送波信号により前記第１のベースバンド信号を複素乗算し、同相成分および直交成分から成る第２のベースバンド信号を出力する複素乗算部と、前記第２のベースバンド信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を示す判定位相信号を出力する判定部と、前記判定位相信号を入力してデータを復号する差動復号部とを有する同期検波復調装置であって、前記差動復号部が、前記判定位相信号と固定された特定位相を示す固定位相信号とを切り換える切換え器を有し、同期検波器として動作させる場合には、前記第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を前記切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を前記搬送波再生部に行わせると共に前記フィルタを低域通過特性に設定し且つ前記切換え器を判定位相信号側に切り換え、遅延検波器として動作させる場合には、前記第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を前記切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を前記搬送波再生部に行わせると共に前記フィルタをスルー特性に設定し且つ前記切換え器を固定位相信号側に切り換えることを特徴とする同期検波復調装置。
【請求項２】
デジタルデータにより位相変調または周波数変調された受信信号を前記受信信号の搬送波とは非同期である局部発振信号により位相検波して第１のベースバンド位相信号を出力する位相検波部と、前記第１のベースバンド位相信号から搬送波位相信号を再生する搬送波再生部と、前記搬送波再生部から出力される搬送波位相信号を入力するフィルタと、前記フィルタから出力される再生搬送波位相信号により前記第１のベースバンド位相信号を減算して第２のベースバンド位相信号を出力する減算器と、前記第２のベースバンド位相信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を示す判定位相信号を出力する判定部と、前記判定位相信号と固定された特定位相を示す固定位相信号とを切り換える切換え器を有し、同期検波器として動作させる場合には、前記第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を前記判定位相信号側に切り換えられた前記切換え器によって得られた判定位相で減算する逆変調型搬送波再生を前記搬送波再生部に行わせると共に前記フィルタを低域通過特性に設定し、遅延検波器として動作させる場合には、前記第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を前記固定位相信号側に切り換えられた前記切換え器によって得られた固定位相で減算する逆変調型搬送波再生を前記搬送波再生部に行わせると共に前記フィルタをスルー特性に設定する差動復号部と、を有することを特徴とする同期検波復調装置。
【請求項３】
前記搬送波再生部が遅延器を有し、前記遅延器がシンボルクロックで駆動されるラッチ回路又は前記シンボルクロックにより更新されるメモリから成ることを特徴とする請求項１に記載の同期検波復調装置。
【請求項４】
前記切換え器に代えて、シンボルクロックで駆動されるラッチ回路又は前記シンボルクロックにより更新されるメモリを備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の同期検波復調装置。
【請求項５】
前記フィルタの出力信号をシンボルクロックで差分した差分値をを時間的に平均化する平均化回路と、前記平均化回路の出力信号により前記フィルタの出力信号を補正する補正回路とを有し、前記補正回路の出力信号を再生搬送波位相信号とすることを特徴とする請求項２に記載の同期検波復調装置。
【請求項６】
請求項１に記載の準同期検波部、搬送波再生部、フィルタおよび複素乗算部のダイバーシティ枝分の複数組と、前記各複素乗算部から出力される第２のベースバンド信号を選択または合成した信号からシンボルを判定し、前記判定されたシンボルの位相を判定位相信号として出力する判定部と、請求項１に記載の差動復号部と、を有することを特徴とする同期検波復調装置。
【請求項７】
請求項２に記載の準同期検波部、搬送波再生部、フィルタおよび複素乗算部のダイバーシティ枝分の複数組と、前記各複素乗算部から出力される第２のベースバンド位相信号を選択または合成した信号からシンボルを判定し、前記判定されたシンボルの位相を判定位相信号として出力する判定部と、請求項２に記載の差動復号部と、を有することを特徴とする同期検波復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主にデジタルデータを無線伝送するため、デジタル信号により位相変調または周波数変調された伝送信号の復調を行う同期検波復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、秘話性の工場、ＩＳＤＮ網やコンピュータ等との親和性、周波数資源の有効利用等の観点から、自動車電話に代表される移動体通信分野において無線通信のデジタル化が進行している。デジタル移動無線通信では、例えば我国のデジタルセルラ電話あるいはデジタルコードレス電話の規格である（財）電波システム開発センタ標準規格ＲＣＲＳＴＤ−２７あるいは同ＲＣＲＳＴＤ−２８に規定されているように、変調方式としては差動符号化位相シフトキーイング（以下、「差動ＰＳＫ」という）の１種であるπ／４シフトＱＰＳＫが、また、多元接続方式としては１個の搬送波周波数上を一定時間幅のタイムスロットと称する単位に分割し、２個以上の無線チャネルを時分割で割り当てて通信を行う時分割多元接続（以下、「ＴＤＭＡ」という）がよく用いられている。
【０００３】
差動ＰＳＫを用いたデジタル無線装置の受信部においては、復調方式として遅延検波方式または同期検波方式が用いられる。同期検波方式は、遅延検波方式より構成がやや複雑となるが、ビット誤り率特性が優れており、この例として例えば特開平６−９０２６２号公報にπ／４シフトＱＰＳＫの同期検波復調装置が開示されている。同期検波復調装置には、受信信号の搬送波と等しい位相を持った正弦波すなわち再生搬送波が必要であり、これを作る回路すなわち搬送波再生回路が含まれる。具体的な搬送波再生回路としては例えば特開平５−２６０１０６号公報に逆変調器を用いたものが開示されている。また、同期検波による復調装置は、入力信号である受信信号をヘテロダイン混合回路により低い搬送周波数に変換した信号すなわち中間周波信号を再生搬送波信号で直交復調する方式がかってはよく用いられた。しかし今日では、上記特開平６−９０２６２号公報の従来例および実施例に示されているように、準同期検波すなわち受信信号の搬送波と周波数が等しく位相が非同期の局部発振信号により直交検波して一旦ベースバンドへ変換し、これをデジタル信号処理により復調する方式がよく用いられている。
【０００４】
図４は従来の同期検波復調装置を示すブロック図であり、π／４シフトＱＰＳＫの同期検波復調装置を示す。図４において、１は分配器、２は準同期検波部、２１、２２はミキサ、２３、２４はローパスフィルタ、２５は局部発振器、３１、３２はＡ／Ｄ変換器、４１、４２は遅延器、５は逆変調部、６はリミッタ、７はローパスフィルタ（再生ベースバンド搬送波信号用ローパスフィルタ）、８は複素乗算部、９は判定部、１０は差動復号部、１１は遅延器、１２は減算器である。
【０００５】
以上のように構成された同期検波復調装置について、その機能、動作等について説明する。分配器１に入力される中間周波信号はデジタルデータにより位相変調または周波数変調された信号である。分配器１は入力中間周波信号を分配する。
【０００６】
準同期検波部２は、ミキサ２１、２２およびベースバンド成分のみを抽出するローパスフィルタ２３、２４から構成され、入力中間周波信号の搬送波周波数と等しい周波数の局部発振器２５からの局部発振信号により直交検波する。Ａ／Ｄ変換器３１、３２は準同期検波部２からのベースバンド信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器では、シンボル毎に１回、シンボル期間の中心でベースバンド信号をサンプリングする。複素乗算部８はＡ／Ｄ変換器３１、３２からの非同期ベースバンド信号（第１のベースバンド信号）Ｉ´ｋ、Ｑ´ｋを再生ベースバンド搬送波信号Ｉｃｋ、Ｑｃｋで（数１）に示す複素演算によりベースバンド信号（第２のベースバンド信号）Ｉｋ、Ｑｋへ変換する。
【０００７】
【数１】
0003633174.tif 000002
【０００８】
（数１）においてｊは虚数単位である。
判定部９は、ベースバンド信号Ｉｋ、Ｑｋから（表１）、（表２）に示す規則によりシンボルの判定を行い、判定位相φｋを出力する。（表１）は偶数シンボルを示し、（表２）は奇数シンボルを示す。
【０００９】
【表１】
0003633174.tif 000003
【００１０】
【表２】
0003633174.tif 000004
【００１１】
差動復号部１０は、１シンボルの遅延器１１および減算器１２から成り、判定部９からの出力信号を（表３）に示す規則により変換する。
【００１２】
【表３】
0003633174.tif 000005
【００１３】
具体的には、（表３）中括弧で示すようにπ／４、π／２等の位相を３ビットで表現し、減算器１２は２の補数による演算を行い、減算器１２の出力信号を（表３）に示す規則により変換することにより、差動復号部１０は上記構成で（表３）の変換を実施する。遅延器４１、４２は非同期ベースバンド信号Ｉ´ｋ、Ｑ´ｋを１シンボル遅延させ、逆変調部５は遅延器４１、４２からの１シンボル前の非同期ベースバンド信号の位相を１シンボル前の判定位相だけ減じる。リミッタ６は逆変調部５の出力信号を（数２）に示す演算により変換する。
【００１４】
【数２】
0003633174.tif 000006
【００１５】
ローパスフィルタ７は逆変調部５からリミッタ６を介して得られた再生ベースバンド搬送波信号から雑音を低減させる。
【００１６】
図５は図４の同期検波復調装置を構成するフィルタを示す機能ブロック図である。図５において、７１は減算器、７２は入力信号をα倍する定数倍器、７３は加算器、７４は１シンボル遅延させる遅延器である。なお、定数倍器７２において倍率αは０≦α＜１の範囲で設定され、０でフィルタ作用がなくなり、１に近付くほど狭帯域となる。
【００１７】
次に、図４の同期検波復調装置について、その動作を説明する。
分配器１への入力中間周波信号は（数３）で示される。
【００１８】
【数３】
0003633174.tif 000007
【００１９】
（数３）において、ｔｋ、φｋ、Ａｋは第ｋシンボルのそれぞれ中心時刻、変調位相、振幅である。π／４シフトＱＰＳＫでは（表３）に示す規則により変調位相が決まるので、φ０＝０とおけば、φｋはｋが偶数のときには０、π／２、π、３π／２のいずれかを、奇数のときにはπ／４、３π／４、５π／４、７π／４のいずれかをとる。（数３）のωは搬送波の角周波数で、局部発振器２５の角周波数に等しい。θは搬送波の局部発振器２５の出力信号に対する位相差で、電波の伝播距離、フェージング等により変化する。入力中間周波信号は準同期検波部２により直交成分および同相成分の非同期ベースバンド信号へ変換される。さらに、準同期検波部２から出力される非同期ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器３１および３２によってシンボル毎にサンプリングされ、（数４）で示す非同期ベースバンド信号となる。
【００２０】
【数４】
0003633174.tif 000008
【００２１】
これら直交成分および同相成分の信号の組を複素数で表すと、（数５）のようになる。
【００２２】
【数５】
0003633174.tif 000009
【００２３】
逆変調部５には１シンボル前の非同期ベースバンド信号と１シンボル前の判定位相信号とが入力される。判定部９における判定が誤らなかったと仮定すれば、判定位相は変調位相φｋ−１と一致し、逆変調部５は（数６）に示す演算を行い、Ｉ´ｃｋ、Ｑ´ｃｋを出力する。
【００２４】
【数６】
0003633174.tif 000010
【００２５】
よってリミッタ６は、複素数表現でｅｘｐ［ｊθ］なる信号を出力する。フェージング等によるθの変化が十分遅ければｅｘｐ［ｊθ］は定数だからローパスフィルタ７をそのまま通過し、（数７）に示す再生ベースバンド搬送波信号Ｉｃｋ、Ｑｃｋを得る。
【００２６】
【数７】
0003633174.tif 000011
【００２７】
複素乗算部８は（数１）の演算により（数８）に示すベースバンド信号Ｉｋ、Ｑｋを出力する。
【００２８】
【数８】
0003633174.tif 000012
【００２９】
判定部９は（表１）、（表２）の規則により判定位相信号を出力するので、その信号の示す判定位相は変調位相φｋに一致する。差動復号部１０は（数９）に示す値を得る。
【００３０】
【数９】
0003633174.tif 000013
【００３１】
これにより差動復号部１００では、（表３）の規則に従いデータが復号されるとともに、１シンボル前の判定位相を示す判定位相信号が逆変調部５へ出力される。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の同期検波復調装置では、ローパスフィルタ７の過渡応答により、受信開始直後の再生ベースバンド搬送波信号が搬送波の位相θへ収束するまで時間がかかり、雑音が無視できる十分な受信信号レベルであってもシンボル判定誤りが生じる。また、高速なフェージングを受けた受信信号に対しては、搬送波の位相θの変動に対し、ローパスフィルタ７の帯域が狭いと追従できない。したがって、上記収束や搬送波位相の追従を速めるためローパスフィルタ（再生ベースバンド搬送波信号用ローパスフィルタ）７の帯域をある程度広くせざるを得ず、その結果、再生ベースバンド搬送波の搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）が低くなり、ビット誤り率特性が理論特性より劣化するという問題点を有していた。
【００３３】
この同期検波復調装置では、再生ベースバンド搬送波信号用ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答が生じないことが要望されている。
【００３４】
本発明は、再生ベースバンド搬送波信号用ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答が生ぜず、シンボル誤りが生じない同期検波復調装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明による同期検波復調装置は、デジタルデータにより位相変調または周波数変調された受信信号を受信信号の搬送波とは非同期である局部発振信号により直交検波し、同相成分および直交成分から成る第１のベースバンド信号を出力する準同期検波部と、第１のベースバンド信号から同相成分および直交成分から成る搬送波信号を再生する搬送波再生部と、搬送波再生部から出力される信号を入力するフィルタと、フィルタから出力される同相成分および直交成分から成る再生搬送波信号により第１のベースバンド信号を複素乗算し、同相成分および直交成分から成る第２のベースバンド信号を出力する複素乗算部と、第２のベースバンド信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を示す判定位相信号を出力する判定部と、判定位相信号を入力してデータを復号する差動復号部とを有する同期検波復調装置であって、差動復号部が、判定位相信号と固定された特定位相を示す固定位相信号とを切り換える切換え器を有し、同期検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタを低域通過特性に設定し且つ切換え器を判定位相信号側に切り換え、遅延検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタをスルー特性に設定し且つ切換え器を固定位相信号側に切り換えるように構成したものである。
【００３６】
これにより、再生ベースバンド搬送波信号用ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答が生ぜず、シンボル誤りが生じない同期検波復調装置が得られる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、デジタルデータにより位相変調または周波数変調された受信信号を受信信号の搬送波とは非同期である局部発振信号により直交検波し、同相成分および直交成分から成る第１のベースバンド信号を出力する準同期検波部と、第１のベースバンド信号から同相成分および直交成分から成る搬送波信号を再生する搬送波再生部と、搬送波再生部から出力される信号を入力するフィルタと、フィルタから出力される同相成分および直交成分から成る再生搬送波信号により第１のベースバンド信号を複素乗算し、同相成分および直交成分から成る第２のベースバンド信号を出力する複素乗算部と、第２のベースバンド信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を示す判定位相信号を出力する判定部と、判定位相信号を入力してデータを復号する差動復号部とを有する同期検波復調装置であって、差動復号部が、判定位相信号と固定された特定位相を示す固定位相信号とを切り換える切換え器を有し、同期検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタを低域通過特性に設定し且つ切換え器を判定位相信号側に切り換え、遅延検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を切換え器によって得られた位相で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタをスルー特性に設定し且つ切換え器を固定位相信号側に切り換えることとしたものであり、受信開始時には切換え器から固定位相信号が出力されて遅延検波モードで動作し、受信開始後の数シンボル受信後においては切換え器から判定位相信号が出力されて同期検波モードへ切り換えられるという作用を有する。
【００３８】
請求項２に記載の発明は、デジタルデータにより位相変調または周波数変調された受信信号を受信信号の搬送波とは非同期である局部発振信号により位相検波して第１のベースバンド位相信号を出力する位相検波部と、第１のベースバンド位相信号から搬送波位相信号を再生する搬送波再生部と、搬送波再生部から出力される搬送波位相信号を入力するフィルタと、フィルタから出力される再生搬送波位相信号により第１のベースバンド位相信号を減算して第２のベースバンド位相信号を出力する減算器と、第２のベースバンド位相信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を示す判定位相信号を出力する判定部と、判定位相信号と固定された特定位相を示す固定位相信号とを切り換える切換え器を有し、同期検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を判定位相信号側に切り換えられた切換え器によって得られた判定位相で減算する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタを低域通過特性に設定し、遅延検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を固定位相信号側に切り換えられた切換え器によって得られた固定位相で減算する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部に行わせると共にフィルタをスルー特性に設定する差動復号部とを有することとしたものであり、再生搬送波位相信号を出力するフィルタにおいては遅延検波モード時の最終シンボル位相を再生搬送波の初期位相として狭帯域フィルタ動作が開始されるという作用を有する。
【００３９】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、搬送波再生部が遅延器を有し、遅延器がシンボルクロックで駆動されるラッチ回路又はシンボルクロックにより更新されるメモリから成ることとしたものであり、各部のデータがシンボルクロックに同期して更新されるという作用を有する。
【００４０】
請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、切換え器に代えて、シンボルクロックで駆動されるラッチ回路又はシンボルクロックにより更新されるメモリを備えることとしたものであり、シンボルクロックの入力を接続または停止することにより差動復号部が判定位相信号または固定位相信号を出力するという作用を有する。
【００４１】
請求項５に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、フィルタの出力信号をシンボルクロックで差分した差分値を時間的に平均化する平均化回路と、平均化回路の出力信号によりフィルタの出力信号を補正する補正回路とを有し、補正回路の出力信号を再生搬送波位相信号とすることとしたものであり、受信信号の搬送波周波数に誤差が生じた場合でも再生搬送波の位相が補正されるという作用を有する。
【００４２】
請求項６に記載の発明は、請求項１に記載の準同期検波部、搬送波再生部、フィルタおよび複素乗算部のダイバーシティ枝分の複数組と、各複素乗算部から出力される第２のベースバンド信号を選択または合成した信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を判定位相信号として出力する判定部と、請求項１に記載の差動復号部とを有することとしたものであり、受信開始時には切換え器から固定位相信号が出力されて遅延検波モードで動作し、受信開始後の数シンボル受信時においては切換え器から判定位相信号が出力されて同期検波モードへ切り換えられるという作用を有すると共に、ダイバーシティ受信がなされ、フェージングの影響が抑制されるという作用を有する。
【００４３】
請求項７に記載の発明は、請求項２に記載の準同期検波部、搬送波再生部、フィルタおよび複素乗算部のダイバーシティ枝分の複数組と、各複素乗算部から出力される第２のベースバンド位相信号を選択または合成した信号からシンボルを判定し、判定されたシンボルの位相を判定位相信号として出力する判定部と、請求項２に記載の差動復号部とを有することとしたものであり、再生搬送波位相信号を出力するフィルタにおいては遅延検波モード時の最終シンボル位相を再生搬送波の初期位相として狭帯域フィルタ動作が開始されるという作用を有すると共に、ダイバーシティ受信がなされ、フェージングの影響が抑制されるという作用を有する。
【００４４】
以下、本発明の実施の形態について、図１〜図３、図５を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による同期検波復調装置を示すブロック図である。図１において、分配器１、準同期検波部２、逆変調部５、リミッタ６、ローパスフィルタ７、複素乗算部８、判定部９、遅延器１１、減算器１２、ミキサ２１、２２、ローパスフィルタ２３、２４、局部発振器２５、Ａ／Ｄ変換器３１、３２、遅延器４１、４２は図４と同様のものであるので、同一符号を付し、説明は省略する。１３は切換え器としてのスイッチ、１００は差動復号部である。
【００４５】
図１に示すように、差動復号部１００は、１シンボルの遅延器１１、遅延器１１の入力を切り換えるスイッチ１３および減算器１２から成り、判定部９から出力される判定位相信号を同期検波モード動作時に（表３）に示す規則により変換する。また、上記遅延器４１、４２、逆変調部５、リミッタ６は搬送波再生部を構成する。なお、遅延器１１、４１、４２、７４（図５）は遅延線等の遅延素子を用いることもできるが、シンボルクロックで駆動されるラッチ回路あるいはシンボルクロックにより更新されるメモリなどにより構成することもでき、このようなデジタル信号処理および回路の集積化に適した構成とすることは好適な対策である。
【００４６】
以上のように構成された同期検波復調装置について、その動作を説明する。分配器１への入力中間周波信号は（数３）で表現される。この（数３）で示す中間周波信号は、準同期検波部２により、直交成分および同相成分の非同期ベースバンド信号へ変換され、さらにＡ／Ｄ変換器３１、３２によってシンボル毎にサンプリングされ、（数４）で示す非同期ベースバンド信号（第１のベースバンド信号）Ｉ´ｋ、Ｑ´ｋとなる。これら直交成分および同相成分の信号の組を複素数で表すと（数５）のようになる。以上の動作は従来装置における動作と同様である。
【００４７】
まず受信開始時から説明する。受信開始時すなわちバースト受信の先頭部分ではスイッチ１３がＤ側に接続されていて、遅延器１１の出力が０になるとともにローパスフィルタ７の定数倍器７２（図５）の倍率αが０に設定される。このとき、逆変調部５には１シンボル前の非同期ベースバンド信号Ｉ´ｋ−１、Ｑ´ｋ−１および判定位相としての０（つまり固定位相）が入力されているので、逆変調部５の出力信号は入力信号と等しくなる。また、ローパスフィルタ７はαが０に設定されているので、ローパスフィルタ７の入力信号はそのまま出力される。すなわちローパスフィルタ７はスルー状態である。従って、ローパスフィルタ７の出力信号すなわち再生ベースバンド搬送波信号Ｉｃｋ、Ｑｃｋは（数１０）で示すものとなる。
【００４８】
【数１０】
0003633174.tif 000014
【００４９】
よって、複素乗算部１００の出力信号（第２のベースバンド信号）の値は（数１１）となり、本復調装置は遅延検波器として動作する。
【００５０】
【数１１】
0003633174.tif 000015
【００５１】
判定部９は、（表２）の奇数シンボルに対する規則により判定位相信号を出力するので、雑音などによる誤りがなければ、上記信号の示す判定位相ψｋは（数９）に一致する。差動復号部１００は判定位相ψｋの信号をそのまま出力し、（表３）の規則に従いデータが復号される。
【００５２】
この状態で適当なシンボル数を受信し、例えばバーストのプリアンブル期間中にスイッチ１３をＣ側へ切り換え、ローパスフィルタ７の定数倍器７２のαに適当な値を設定し、同期検波モードに切り換える。スイッチ１３がＣ側に接続されると、図１の構成は図４の構成と同一となり、本復調装置は同期検波器として動作する。このように検波モードを切り換えてもローパスフィルタ７の出力信号には過渡応答は生じない。以下、遅延検波モードから同期検波モードへの遷移過程において、第Ｌシンボルの復調データ出力直後でスイッチ１３がＤ側からＣ側へ切り換えられたとして説明する。切換え直前（ｋ＝Ｌ）のローパスフィルタ７の出力信号の値は（数１２）で示される。
【００５３】
【数１２】
0003633174.tif 000016
【００５４】
このとき遅延器１１の入力値としては（数１３）で示す判定部９の出力値が設定されている。
【００５５】
【数１３】
0003633174.tif 000017
【００５６】
次のシンボルでスイッチ１３がＣ側へ切り換えられると、遅延器１１の出力値として（数１３）の値が遅延されて現れる。これを（数１４）に示す。
【００５７】
【数１４】
0003633174.tif 000018
【００５８】
よって逆変調部５の出力値は（数１５）の値となり、リミッタ６の出力値すなわちローパスフィルタ７の入力値は（数１６）の値となる。
【００５９】
【数１５】
0003633174.tif 000019
【００６０】
【数１６】
0003633174.tif 000020
【００６１】
このように雑音や干渉が無ければ、検波モードが切り換わる前後でローパスフィルタ７の入力値は変化しない。よって減算器７１（図５）の出力は０となり、αを０以外の適当な値に設定しても過渡応答は生じない。
【００６２】
ところで、以後同期検波モードにおいては、判定位相は変調位相に対して（数１７）で示す関係となり、変調位相に対して一定のオフセットが生じる。
【００６３】
【数１７】
0003633174.tif 000021
【００６４】
しかし、π／４シフトＱＰＳＫは差動符号化変調であるから差動復号部１００の出力信号として（数１８）の値の出力信号が現れるので、判定誤りは生じない。
【００６５】
【数１８】
0003633174.tif 000022
【００６６】
なお、本実施の形態ではスイッチ１３は遅延器１１の入力側に配置したが、その出力側に配置しても良い。この場合は切換えが１シンボル遅延する。また、本実施の形態ではスイッチ１３により判定位相を０の固定位相に切り換えることにより遅延検波器として動作するが、遅延器１１が例えばラッチ回路によって構成される場合にはスイッチ１３を用いずに同ラッチ回路のクロックを停止し、データ更新を停止すれば足りる。このとき遅延器１１の出力位相は例えばπ等の特定のシンボル点位相に固定されるため、再生搬送波および同期ベースバンド信号の位相、判定部９の出力の判定位相に上記固定されたシンボル点位相分のオフセットが生じることになる。しかし、図１から明らかなように減算器１２によりそのオフセットは相殺されるので、全く同様の出力値が得られる。このような構成とすればスイッチ１３は不要であり、構成が簡単になる。
【００６７】
以上のように本実施の形態によれば、本復調装置を同期検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を判定位相信号側Ｃへ切り換えられた切換え器１３によって得られた位相（判定位相）で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部４１、４２、５、６に行わせると共にフィルタ７を低域通過特性に設定し、遅延検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド信号を１シンボル遅延させた信号を固定位相信号側Ｄへ切り換えられた切換え器１３によって得られた０の位相（固定位相）で逆変調する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部４１、４２、５、６に行わせると共にフィルタ７をスルー特性に設定するようにしたことにより、バースト受信の先頭部では遅延検波モードとし、続いて同期検波モードへ切り換えることによりローパスフィルタ７で過渡応答が生じないようにすることができるので、ローパスフィルタ７の帯域を狭くしても過渡応答によって生じるシンボル誤りが生じないようにすることができる。
【００６８】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による同期検波復調装置を示すブロック図である。図２において、分配器１、準同期検波部２、遅延器１１、減算器１２、ミキサ２１、２２、ローパスフィルタ２３、２４、局部発振器２５、Ａ／Ｄ変換器３１、３２、遅延器４１、差動復号部１００は図１と同様のものであるので、同一符号を付し、説明は省略する。３３はアークタンジェント変換部（ｔａｎ−１変換部）、５０は逆変調部、７０はローパスフィルタ、８０は減算器、９０は判定部である。上記遅延器４１、逆変調部５０は搬送波再生部を構成する。
【００６９】
以上のように構成された同期検波復調装置について、その機能、動作等について説明する。アークタンジェント変換部３３は、（数４）の値の入力信号を（数１９）に示される非同期ベースバンド位相φｋ＋θの信号（第１のベースバンド位相信号）に変換するものであり、例えば読出し専用メモリによるルックアップテーブル方式などで構成することができる。図２の分配器１、準同期検波部２、Ａ／Ｄ変換器３１、３２およびアークタンジェント変換部３３は位相検波部を構成する。判定部９０は減算器８０の出力信号（第２のベースバンド位相信号）を実施の形態１の場合と同様に（表３）に示す規則で判定し、判定位相ψｋの信号を出力する。逆変調部５０は、遅延器４１から出力される１シンボル前の非同期ベースバンド位相を１シンボル前の判定位相だけ減じ、再生ベースバンド搬送波位相として出力する。
【００７０】
ローパスフィルタ７０は、逆変調部５０から出力される再生ベースバンド搬送波位相から雑音を低減させるためのものであり、図５の１系統で構成される。
【００７１】
【数１９】
0003633174.tif 000023
【００７２】
このように、準同期検波後の直交・同相成分２チャネルの信号を処理せず、一旦位相情報に変換して処理することで、図１における複素乗算部８や逆変調部５が不要で、複素乗算処理が単なる減算処理となる。また、図１におけるリミッタ６が不要で、構成が簡単になる。さらに、これらの信号処理の全て又は一部をデジタルシグナルプロセッサで行う場合には演算速度の低いものを使うことができる。
【００７３】
なお、局部発振器２５の発振周波数と入力中間周波信号の搬送波周波数との誤差が生じた場合にはθがｋに比例して増加または減少するため、検波モードが切り換わる前後でローパスフィルタ７０の入力信号はシンボル当たりθの変化分だけのずれが生じる。このような場合は上記誤差を検出する回路、たとえばローパスフィルタ７０の出力値である再生ベースバンド搬送波位相の差分値を検出し、数シンボルにわたって平均する平均化回路（図示せず）を設けることができる。
【００７４】
すなわち、前のバースト受信で上記差分値を検出しておき、遅延検波モードから同期検波モードへの検波モード切換え時に補正回路（図示せず）により遅延器７４（図５）の入力値を補正すれば同様にローパスフィルタ７０の過渡応答は生じない。またフェージングが高速な場合には、遅延検波の方が同期検波よりも特性が優れているので、たとえば自動車電話などの場合には、移動体の速度を検出し、移動速度が一定値以上の場合には同期検波に切り換えることを禁止することもできる。
【００７５】
また、本実施の形態ではスイッチ１３は遅延器１１の入力側に配置したが、その出力側に配置しても良い。また、本実施の形態ではスイッチ１３により判定位相を０の固定位相に切り換えたが、実施の形態１の場合と同様に遅延器１１が例えばラッチ回路によって構成される場合には、同ラッチ回路のクロックを停止し、データ更新を停止すれば遅延検波器として動作し、スイッチ１３が不要で、構成が簡単になる。
【００７６】
以上のように本実施の形態によれば、同期検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を判定位相信号側に切り換えられた切換え器１３によって得られた判定位相で減算する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部４１、５０に行わせると共にフィルタ７０を低域通過特性に設定し、遅延検波器として動作させる場合には、第１のベースバンド位相信号を１シンボル遅延させた信号を固定位相信号側に切り換えた切換え器１３によって得られた固定位相で減算する逆変調型搬送波再生を搬送波再生部４１、５０に行わせると共にフィルタ７０をスルー特性に設定するようにしたことにより、再生搬送波位相信号を出力するフィルタ７０においては遅延検波モード時の最終シンボル位相を再生搬送波の初期位相として狭帯域フィルタ動作を開始することができるので、ローパスフィルタ７０で過渡応答が生じないようにすることができ、ローパスフィルタ７０の帯域を狭くしても過渡応答によって生じるシンボル誤りが生じないようにすることができる。
【００７７】
（実施の形態３）
図３は、本発明の実施の形態３による同期検波復調装置を示すブロック図である。図３において、分配器１、準同期検波部２、逆変調部５、リミッタ６、ローパスフィルタ７、複素乗算部８、判定部９、遅延器１１、減算器１２、スイッチ（切換え器）１３、ミキサ２１、２２、ローパスフィルタ２３、２４、局部発振器２５、Ａ／Ｄ変換器３１、３２、遅延器４１、４２、差動復号部１００は図１と同様のものであるので、同一符号を付し、説明は省略する。図３の同期検波装置が図１と異なる点は、図３が２種類の第２のベースバンド信号Ｉｋ、Ｑｋを生成している点である。つまり２つの複素乗算部８は第２のベースバンド信号Ｉｋ、Ｑｋを判定部９へ出力する。
【００７８】
図３に示すような構成とすることで本同期検波復調装置はダイバーシチ受信機にも適用できる。すなわち判定部９および差動復号部１００以外の部分をダイバーシチ枝数組（図３では２組）だけ有する構成とし、判定部９において複素演算部８の出力を各ダイバーシチ枝の受信電解強度に応じて選択または合成して判定する構成とすればよい。このようにダイバーシチ受信とすれば、フェージングに対する受信特性が改善される。
【００７９】
なお、図３では図１の同期検波復調装置の複素乗算部８までの構成を２組（２系統）使用した場合について説明したが、これを図２の同期検波復調装置の減算器８０までの構成を２組（２系統）使用することとしても良い。また、本実施の形態では上記構成２組の場合について説明したが、上述したようにダイバーシチ枝数に応じた組数とすることもできる。
【００８０】
以上のように本実施の形態によれば、図１の判定部９および差動復号部１００以外の部分又は図２の判定部９０および差動復号部１００以外の部分をダイバーシチ枝数組だけ有するようにしたことにより、ローパスフィルタ７又は７０で過渡応答が生じないようにして狭い帯域のローパスフィルタ７又は７０であってもシンボル誤りが生じないようにすることができると共に、ダイバーシチ受信としてフェージングに対する受信特性を改善することができる。
【００８１】
【発明の効果】
以上のように本発明の同期検波復調装置によれば、受信開始時には切換え器から固定位相信号を出力して遅延検波モードで動作させ、受信開始時から数シンボル受信した後においては切換え器から判定位相信号を出力して同期検波モードへ切り換えることができるので、ローパスフィルタで過渡応答が生じないようにすることができ、ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答によって生じるシンボル誤りが生じないようにすることができるという有利な効果が得られる。
【００８２】
また、再生搬送波位相信号を出力するフィルタにおいては遅延検波モード時の最終シンボル位相を再生搬送波の初期位相として狭帯域フィルタ動作を開始することができるので、ローパスフィルタで過渡応答が生じないようにすることができ、ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答によって生じるシンボル誤りが生じないようにすることができるという有利な効果が得られる。
【００８３】
さらに、搬送波再生部が遅延器を有し、遅延器がシンボルクロックで駆動されるラッチ回路又はシンボルクロックにより更新されるメモリから成ることにより、ラッチ回路又はメモリという簡単な構成で各部のデータをシンボルクロックに同期して更新することができるという有利な効果が得られる。
【００８４】
さらに、切換え器に代えて、シンボルクロックで駆動されるラッチ回路又はシンボルクロックにより更新されるメモリを備えることにより、シンボルクロックの入力を接続または停止することにより差動復号部が判定位相信号または固定位相信号を出力することができるので、判定位相または固定位相の発生を簡単な構成で実現できるという有利な効果が得られる。
【００８５】
さらに、フィルタの出力信号をシンボルクロックで差分した差分値を時間的に平均化する平均化回路と、平均化回路の出力信号によりフィルタの出力信号を補正する補正回路とを有し、補正回路の出力信号を再生搬送波位相信号とすることにより、受信信号の搬送波周波数に誤差が生じた場合でも再生搬送波の位相を補正できるという有利な効果が得られる。
【００８６】
さらに、準同期検波部、搬送波再生部、フィルタおよび複素乗算部をダイバーシティ枝分の複数組設けたことにより、受信開始時には切換え器から固定位相信号を出力して遅延検波モードで動作させ、受信開始時から数シンボル受信した後においては切換え器から判定位相信号を出力して同期検波モードへ切り換えることができると共にダイバーシチ受信動作が可能となるので、ローパスフィルタの帯域を狭くしても過渡応答によって生じるシンボル誤りが生じないようにすることができると共にフェージングの影響を抑制することができるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による同期検波復調装置を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２による同期検波復調装置を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態３による同期検波復調装置を示すブロック図
【図４】従来の同期検波復調装置を示すブロック図
【図５】図４の同期検波復調装置を構成するフィルタを示す機能ブロック図
【符号の説明】
１  分配器
２  準同期検波部
５、５０  逆変調部
６  リミッタ
７、２３、２４、７０  ローパスフィルタ
８  複素乗算部
９、９０  判定部
１１、４１、４２、７４  遅延器
１２、７１、８０  減算器
１３  スイッチ（切換え器）
２１、２２  ミキサ
２５  局部発振器
３１、３２  Ａ／Ｄ変換器
７２  定数倍器
７３  加算器
１００  差動復号部
【図１】
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【図２】
0003633174.tif 000025
【図３】
0003633174.tif 000026
【図４】
0003633174.tif 000027
【図５】
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