(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された第１の交流スイッチ（S1）と第２の交流スイッチ（S2）と、直列に接続された第４の交流スイッチ（S4）と第３の交流スイッチ（S3）とを、交流入力の一端（４）側と他端（５）側との間にそれぞれ並列に接続し、
前記第１の交流スイッチ（S1）と前記第２の交流スイッチ（S2）との接続点にトランス（Ｔ）の１次巻線の一端を接続し、前記第４の交流スイッチ（S4）と前記第３の交流スイッチ（S3）との接続点に前記１次巻線の他端を接続し、
前記トランス（Ｔ）の２次巻線の一端には第５の交流スイッチ（S5）の一端を接続し、この２次巻線の他端には第６の交流スイッチ（S6）の一端を接続し、
前記第５および前記第６の交流スイッチ（S5,S6）の他端同士をそれぞれ接続して出力の一端（６）側とし、前記２次巻線の中点を出力の他端（７）側として、この出力の一端と他端との間を交流出力とし、
前記第１の交流スイッチ（S1）、前記第３の交流スイッチ（S3）、および前記第５の交流スイッチ（S5）と、前記第２の交流スイッチ（S2）、前記第４の交流スイッチ（S4）、および前記第６の交流スイッチ（S6）とを交互に入力周波数より高い周波数で動作させる制御手段（３）からなるAC/ACコンバータであって、
前記交流入力の一端（４）側と前記交流入力の他端（５）側の間に、直列に接続された２つのコンデンサ（C2,C3）を設け、
前記第１の交流スイッチ（S1）と前記第２の交流スイッチ（S2）との接続点と前記１次巻線の一端との接続を切り離して、この接続点と、前記２つのコンデンサ（C2,C3）の接続点とのいずれかに前記１次巻線の一端の接続を切り替える入力切換スイッチ（S0）を設け、
前記制御手段（３）は、前記第１の交流スイッチ（S1）と前記第３の交流スイッチ（S3）とに対して、前記入力周波数より高い周波数の第１の駆動パルスを供給し、前記第２の交流スイッチ（S2）と前記第４の交流スイッチ（S4）とに対して前記第１の駆動パルスと逆相の第２の駆動パルスを供給し、前記第５の交流スイッチ（S5）に対して前記第１の駆動パルスを位相制御した第３の駆動パルスを供給し、前記第６の交流スイッチ（S6）に対して前記第３の駆動パルスと逆相の第４の駆動パルスを供給し、
前記各交流スイッチ（S1〜S6）はそれぞれ２つのMOSFET（Q1,Q2）を備え、これらのMOSFET（Q1,Q2）の被制御端子間にそれぞれの導通方向とは逆接続したダイオード（D1,D2）をそれぞれ設け、それぞれのMOSFET（Q1,Q2）の同一極の被制御端子同士を接続した構成とし、制御入力端子には前記駆動パルスを入力することにより、２つのMOSFET（Q1,Q2）の他の被制御端子間にて交流をオン・オフ可能とし、
前記出力の他端（７）に前記交流入力の一端（４）を接続し、前記交流入力の他端（５）を出力端子（９）に接続し、前記出力の一端（６）を出力端子（８）に接続して、前記交流出力と前記交流入力とを組み合わせて、これらの出力端子（９、８）間からの全体出力としたことを特徴とするAC/ACコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器、家電機器、自家発電設備、各種工業設備、発電設備等に広く使用され、電力エネルギーの電圧／電流変換機能を有するAC/ACコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のAC/ACコンバータである交流用変圧器として、例えば図20に示すような変圧器が一般的に使用されている。しかしながら、このようなトランスはその１次巻線と２次巻線との巻線比により出力電圧が規定されるため、任意の電圧を得ることは困難である。しかも、鉄と銅を主な材料としていることから大型で非常に重いという欠点がある。
【０００３】
一方、従来より半導体素子を用いた交流入力／交流出力の交流制御装置が種々提案されているが、例えば図21、図22に示す装置が知られている。
【０００４】
図21において、11は整流器、12は平滑回路、13はインバータ、14は高周波フィルタ、15は昇圧トランスである。このような構成の装置では、交流入力を整流器11にて整流して直流とし、平滑回路12で平滑してリップル成分を除去し、これを周知のPWM（Pulse Width Modulation）制御によるインバータ13で高速スイッチング処理し、高周波フィルタ14により再び低周波の交流とし、必要に応じて昇圧トランス15により所望の電圧に変換している。
【０００５】
また図22の装置においては、交流入力を整流器11で整流し、平滑回路12の出力を電力増幅器16に入力して所望の電力の交流とし、必要により昇圧トランス15にて所望の電圧に変換するものである。
【０００６】
このような交流制御装置は高速制御が可能で、例えばAC100V入力で±20％の入力変動に対し、100V±0.1％の出力が可能である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、交流入力を一度直流に変換して再び交流に変換するため、回路構成が複雑となり、信頼性の面で劣ると共に変換効率も悪い。また、昇圧トランス15が低周波トランスであるため、大型で重量が有り、装置の小型、軽量化を困難とする要因となっていた。
【０００８】
本発明は、小型、軽量で信頼性の高いAC/ACコンバータを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、直列に接続された第１の交流スイッチと第２の交流スイッチと、直列に接続された第４の交流スイッチと第３の交流スイッチとを、交流入力の一端側と他端側との間にそれぞれ並列に接続し、前記第１の交流スイッチと前記第２の交流スイッチとの接続点にトランスの１次巻線の一端を接続し、前記第４の交流スイッチと前記第３の交流スイッチとの接続点に前記１次巻線の他端を接続し、前記トランスの２次巻線の一端には第５の交流スイッチの一端を接続し、この２次巻線の他端には第６の交流スイッチの一端を接続し、前記第５および前記第６の交流スイッチの他端同士をそれぞれ接続して出力の一端側とし、前記２次巻線の中点を出力の他端側として、この出力の一端と他端との間を交流出力とし、前記第１の交流スイッチ、前記第３の交流スイッチ、および前記第５の交流スイッチと、前記第２の交流スイッチ、前記第４の交流スイッチ、および前記第６の交流スイッチとを交互に入力周波数より高い周波数で動作させる制御手段からなるAC/ACコンバータであって、前記交流入力の一端側と前記交流入力の他端側の間に、直列に接続された２つのコンデンサを設け、前記第１の交流スイッチと前記第２の交流スイッチとの接続点と前記１次巻線の一端との接続を切り離して、この接続点と、前記２つのコンデンサの接続点とのいずれかに前記１次巻線の一端の接続を切り替える入力切換スイッチを設け、前記制御手段は、前記第１の交流スイッチと前記第３の交流スイッチとに対して、前記入力周波数より高い周波数の第１の駆動パルスを供給し、前記第２の交流スイッチと前記第４の交流スイッチとに対して前記第１の駆動パルスと逆相の第２の駆動パルスを供給し、前記第５の交流スイッチに対して前記第１の駆動パルスを位相制御した第３の駆動パルスを供給し、前記第６の交流スイッチに対して前記第３の駆動パルスと逆相の第４の駆動パルスを供給し、前記各交流スイッチはそれぞれ２つのMOSFETを備え、これらのMOSFETの被制御端子間にそれぞれの導通方向とは逆接続したダイオードをそれぞれ設け、それぞれのMOSFETの同一極の被制御端子同士を接続した構成とし、制御入力端子には前記駆動パルスを入力することにより、２つのMOSFETの他の被制御端子間にて交流をオン・オフ可能とし、前記出力の他端に前記交流入力の一端を接続し、前記交流入力の他端を出力端子に接続し、前記出力の一端を出力端子に接続して、前記交流出力と前記交流入力とを組み合わせて、これらの出力端子間からの全体出力としたことにより達成される。
【００１０】
すなわち、前記各交流スイッチにより、入力交流はその周波数よりも十分高い周波数でトランスの１次巻線に対し、それぞれ交互に異なる方向への導通を繰り返すことになる。つまり高い周波数に変換される。そして、高い周波数のままトランスの２次側にその巻線比に応じた任意の電圧として現れる。さらに、１次側の交流スイッチと同期して動作する２次側の交流スイッチにより、再び導通方向が統一され、もとの波形に近似、相似の波形となる。このように高周波がトランスに印加されるため、トランスは小型で済み、効率も向上する。
【００１１】
また、交流スイッチはそれぞれ２つの半導体素子を備え、この半導体素子の被制御端子間に、それぞれその導通方向とは逆接続したダイオードを設け、それぞれの半導体素子の同一極の被制御端子同士を接続し、制御入力端子には同一制御信号を入力することにより２つの半導体素子の他の被制御端子間にて交流をオン・オフ可能としている。これにより、高速動作が可能となる。
【００１２】
また、トランスの１次側の各交流スイッチより入力側であって交流入力の一端側と他端側の間に直列に接続された２つのコンデンサを設け、この２つのコンデンサの間と、第１の交流スイッチと第２の交流スイッチとの間とのいずれかにトランスの１次巻線の他端の接続を切り替える切換手段を有することとしている。これにより、容易に入力電圧の1/2の値に応じた出力電圧に切り換えることができる。
【００１３】
また、前記制御手段は第５の交流スイッチと第６の交流スイッチとをそれぞれパルス位相（PPM）制御することとしている。これにより、パルス位相に応じて、任意の電圧を容易に得ることができる。
【００１４】
あるいは、前記制御手段は少なくとも第１の交流スイッチと第２の交流スイッチあるいは第３の交流スイッチと第４の交流スイッチの１組を交互にオン・オフすることとしている。
【００１５】
あるいは、トランスの１次側には第４の交流スイッチと第３の交流スイッチを有し、この各交流スイッチより入力側であって交流入力の一端側と他端側の間に直列に接続された２つのコンデンサを設け、この２つのコンデンサの中間点とトランスの１次巻線の他端とを接続することとした。これにより、入力電圧は擬似的に1/2となるが、第１の交流スイッチと第２の交流スイッチが不要となり、回路構成が簡単で低コストのAC/ACコンバータとなる。
【００１６】
あるいは、前記制御手段は、第５の交流スイッチと第６の交流スイッチの制御信号の位相を第１の交流スイッチないし第４の交流スイッチの制御信号の位相に対して０゜ないし90゜まで連続的に可変させ等価的に時比率制御とするパルス位相（PPM）制御としている。これにより、そのような構成の回路でも、パルス位相に応じて任意の電圧を容易に得ることができる。
【００１７】
さらに、第５の交流スイッチと第６の交流スイッチの制御信号の位相を第１の交流スイッチないし第４の交流スイッチの制御信号の位相に対して90゜ないし180゜まで連続的に可変させ等価的に時比率制御としている。これにより、交流出力の場合はその位相が逆転し、時比率に応じて任意の電圧を容易に得ることができる。
【００１８】
あるいは、上記に記載されたAC/ACコンバータの出力と交流入力とを組み合わせて複合出力することとした。これにより、両者の電圧が組み合わされて、（入力電圧）＋（AC/ACコンバータの出力電圧）から（入力電圧）−（AC/ACコンバータの出力電圧）までの任意の電圧を得ることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下本発明にかかるAC/ACコンバータを、その実施例を示す図面を参照しつつ説明する。
【００２０】
図１は本発明にかかるAC/ACコンバータの一実施例を示した回路図である。図中ACは入力される交流電源、１は入力フィルタ、２は出力フィルタ、３は制御手段、S1は第１の交流スイッチ、S2は第２の交流スイッチ、S3は第３の交流スイッチ、S4は第４の交流スイッチ、S5は第５の交流スイッチ、S6は第６の交流スイッチ、S0は切換手段としての入力切換スイッチである。
【００２１】
次に、回路の接続について説明する。入力端子の一端４と他端５は、それぞれ入力フィルタ１の各入力端子であるインダクタL1の一端とコンデンサC1の一端、あるいはインダクタL1'の一端とコンデンサC1の他端に接続されるとともに、タイミング検出および第１の交流スイッチS1ないし第６の交流スイッチS6を駆動するため制御手段３に接続されている。入力フィルタ１の出力の一端であるインダクタL1の他端は、コンデンサC2の一端と第１の交流スイッチS1および第４の交流スイッチS4の一端に接続され、入力フィルタ１の出力の他端であるインダクタL1'の他端は、コンデンサC3の一端と第２の交流スイッチS2および第３の交流スイッチS3の一端に接続されている。
【００２２】
前記コンデンサC2およびC3の他端同士はそれぞれ接続されるとともに、入力切換スイッチS0のａ接点へ接続されている。前記第４の交流スイッチS4の他端と第３の交流スイッチS3の他端同士はそれぞれ接続されるとともに、トランスＴの１次巻線n1の一端に接続され、第１の交流スイッチS1の他端と第２の交流スイッチS2の他端同士はそれぞれ接続されるとともに、入力切換スイッチ０のｂ接点に接続され、この入力切換スイッチS0のコモンはトランスＴの１次巻線n1の他端に接続されている。なお、この例では入力切換スイッチS0はｂ接点側に接続されている。また、各交流スイッチS1〜６の制御端子Ａ〜Ｆにはそれぞれ制御手段３に対応する制御出力Ａ〜Ｆが接続されている。
【００２３】
前記トランスＴの２次巻線n2の一端は第５の交流スイッチS5の一端に接続され、その２次巻線n2の他端は第６の交流スイッチS6の一端に接続されている。前記第５および第６の交流スイッチS5,S6の他端同士はそれぞれ接続されるとともに出力フィルタ２の入力の一端であるインダクタL2の一端に接続され、前記トランスＴの２次巻線の中点は出力フィルタ２の入力の他端であるコンデンサC4の他端に接続されるとともに、出力フィルタ２の出力の他端を介して出力端子の他端７に接続されている。前記出力フィルタ２のインダクタL2の他端はコンデンサC4の一端に接続されるとともに、この出力フィルタ２の出力の一端を介して出力端子６に接続されている。
【００２４】
さらに、回路の出力の他端７に入力の一端４が接続され、出力の一端６が新たな出力の一端８となり、入力の他端５に新たな出力の他端９が接続されている。
【００２５】
前記各交流スイッチS1〜S6の具体的な構成例を図５に示す。図において、Q1,Q2はｎチャンネルMOSFET、D1,D2はダイオードである。ｎチャンネルMOSFETの被制御端子の一極であるソース同士を接続し、多極の被制御端子であるドレイン間に制御する交流ACを印加する。また、前記ｎチャンネルMOSFETQ1,Q2の被制御端子（D,S）間にはその導通方向（ドレイン→ソース）とは逆方向に前記ダイオードD1,D2がそれぞれ接続されている。つまり、各FETのドレイン側にカソードが、ソース側にアノードがそれぞれ接続される。そして、各ｎチャンネルMOSFETQ1,Q2の制御端子であるゲートに共通の制御信号を入力することにより、交流を制御できる。すなわち、各FETをオンにすると交流の半サイクルでは、Q1のＤ→Ｓ→D2という矢印Ａの経路で電流が流れ、次の半サイクルでは、Q2のＤ→Ｓ→D1という矢印Ｂの経路で電流が流れる。
【００２６】
次に、このような構成のAC/ACコンバータの動作について説明する。いま、制御手段３からは、交流スイッチS1,S3に対しては駆動パルスの正相を、交流スイッチS2,S4に対しては逆相がそれぞれ供給され、交流スイッチS5に対しては交流スイッチS1,S3の制御信号の位相に対し位相制御された駆動パルスを、交流スイッチS6に対しては交流スイッチS2,S4の制御信号の位相に対し位相制御された駆動パルスがそれぞれ供給される。
【００２７】
このAC/ACコンバータの入力端子4,5に交流が入力されると入力フィルタ１を介してそれぞれ交流スイッチS1,S4の一端および交流スイッチS2,S3の一端に交流電圧が印加される。各交流スイッチS1〜S4は前述のようにS1,S3とS2,S4とが交互にオン・オフを繰り返しており、このオン・オフ周期が入力された交流電源の周波数に対し十分高い場合、
（１）交流スイッチS1→トランスＴ→交流スイッチS3
あるいは、
（２）交流スイッチS4→トランスＴ→交流スイッチS2
というトランスＴに対し方向の異なる２つの経路で交互にスイッチされることになる。商用周波数の半サイクルを高周波双極性に変換する。即ち、商用周波数でエンベロープ変調された高周波電力に変換されることとなる。このように高周波に変換された交流入力はトランスＴの１次巻線n1に印加され、その２次巻線n2に伝達される。
【００２８】
このトランスＴの２次巻線n2はその両端に交流スイッチS5と交流スイッチS6の一端がそれぞれ接続され、この２つの交流スイッチS5,S6の他端同士は共に接続されて出力の一端として出力フィルタ２に入力される。また、トランスＴの２次巻線n2の中点は出力の他端として出力フィルタ２に入力されている。ここで、交流スイッチS5は交流スイッチS1,S3に対してPPM制御されて動作し、交流スイッチS6は交流スイッチS2,S4に対してPPM制御されて動作している。
【００２９】
この結果、本発明では、入力交流を高周波の交流に変換し、この後、この高周波の交流から、再び入力交流と同じ周波数の交流を出力する。
【００３０】
図２は本発明の一実施例における各部の波形を示したものである。図中N1〜N4は図１におけるノードN1〜N4における波形である。
【００３１】
ノードN3の波形において交流波形を復元する際の各高周波成分のパルス振幅が上下（プラス側とマイナス側）に生じている。このため、出力フィルタ２を通過したノードN4の波形は上下に現れたパルス振幅を平均化した信号波形、つまり、上下の差の電圧値となる。つまり交流スイッチS1〜S4の制御信号の位相に対して、交流スイッチS5,S6の制御信号の位相を変化（遅らせる、あるいは進ませる）させることにより、交流スイッチS5,S6のオン期間中に交流スイッチS1,S3と交流スイッチS2,S4との動作が入れ替わり、出力電圧がプラス側とマイナス側に現れることになる。ここで、このような位相制御をPWMに対して、PPM（パルス位相変調）方式と呼ぶ。従って、例えば、交流スイッチS1〜S4の制御信号の位相に対して、交流スイッチS5,S6の制御信号の位相が90゜遅れた場合にはノードN3に現れるパルス電圧は、上下の振幅、およびパルス幅が等しいものとなり、その平均値はゼロとなる。
【００３２】
図３はこのような動作を行う制御手段３の制御信号とノードN3の波形との関係を示した図で、ノードN3の波形に重複して破線で示される波形はノードN4の出力波形である。この例では、交流スイッチS1〜S4の制御信号の位相に対して、交流スイッチS5,S6の制御信号の位相を45゜程度遅らせた場合の波形を示している。図から明らかなように、例えば最初の交流スイッチS5のオン期間に交流スイッチS1,S3から交流スイッチS2,S4に切り替わり、ノードN3においてプラス側からマイナス側にパルス波形の一部が現れている。
【００３３】
そして、さらに交流スイッチS5,S6の制御信号の位相が90゜を越して180゜まで遅れた場合には、図３の波形はプラス側のパルス波形がマイナス側より狭いものとなり、出力フィルタ２を通過したノードN4における波形は交流波形であれば位相が反転し、直流であれば極性が逆転したものとなる。すなわち、交流スイッチS5,S6の制御信号の位相を０゜〜180゜まで連続的に変化させた場合、交流出力電圧では、正相の最大値からゼロ（90゜）を経て逆相の最大値迄連続した出力を得ることができる。
【００３４】
図４はこのような制御信号を供給する制御手段３の構成例を示した図である。図において、CLKはクロック信号発生器、FFはフリップフロップ、ＤはＤ型フリップフロップ、INV1〜３はインバータ、PC1〜６はフォトカプラである。フォトカプラPC5とフォトカプラPC6のカソード側は抵抗Ｒを介して接地されている。しかして、クロック信号発生器CLKで発生したクロック信号は、フリップフロップFFでそれぞれ正、逆相のパルスとされ、フォトカプラPC1,PC3,PC5あるいはフォトカプラPC2,PC4,PC6に供給される。前記クロック信号発生器CLKからのクロック信号はＤ型フリップフロップに入力され、１パルス分遅延され、クロックの反転信号としてインバータINV3を介して前記フリップフロップの信号とともに、各フォトカプラを駆動する。
【００３５】
入力信号の前半のサイクルと後半のサイクルとを検出器Detで検出して識別信号HCSを作成する。そして、この信号を用いて各NORゲートNOR1〜４あるいはNOR5〜８によりフリップフロップFFの正論理／負論理出力信号であるINV1あるいはINV2の信号を選択して、遅延回路DL1あるいはDL2を介してフォトカプラPC5あるいはPC6を駆動する。なお、スイッチSWはこのようなDC出力動作を行うか、AC出力動作を行うかを選択するスイッチで、AC出力とする場合には常にハイレベルとなり、識別信号HCSはNOR4,NOR8には入力されず、通常の動作となる。
【００３６】
このように構成することにより、フォトカプラPC5とフォトカプラPC6の出力を、Ｄ型フリップフロップＤの出力に支配されることなく、オン・オフ期間（波形）はそのままで位相だけを遅延回路DL1,DL2により可変することができる。
【００３７】
ここで、上記制御手段３におけるクロック周波数とトランスＴの関係について説明する。交流スイッチS1,S3および交流スイッチS2,S4により、入力交流波形は高周波に変換されるが、トランスＴに加わる電圧V,周波数f,コイルの巻数N,鉄芯の断面積A,最大磁束密度Bmとすれば、
Ｖ＝４・ｆ・Ｎ・Ａ・Bm
となり、同一印加電圧では周波数が1000倍高ければ（例えば50Hzに対して50KHz）、コイルの巻数N,鉄芯の断面積Ａ、最大磁束密度Bmをそれぞれ1/10にすることができる。このため、極めて小型軽量でしかも電力損失の少ないトランスを用いることが可能となる。しかも、その巻線比に応じた電圧に変換することにより、交流エネルギーを任意の電圧、電流に変換できる。
【００３８】
次に、入力切換スイッチS0がａ接点側に接続された場合の動作について説明する。前述のように、入力切換スイッチS0のａ接点は直列接続されたコンデンサC2とコンデンサC3との間に接続されている。この２つのコンデンサC2,C3の容量が等しければ、入力切換スイッチS0のａ接点における電位は入力電圧の1/2となる。従って、入力切換スイッチS0をａ接点側に接続した場合、見かけの入力が1/2となり、出力電圧も1/2となる。この場合、交流スイッチS1,S2は使用されない。従って、常にコンデンサC2,C3で分圧する回路に固定して使用する場合は、この交流スイッチS1,S2を省略できる。
【００３９】
以上、本発明にかかるAC/ACコンバータの基本構成およびその動作について説明したが、続いて図１におけるAC/ACコンバータの回路の機能について説明する。例えば、交流スイッチS5,S6の制御信号の相対位相をPPM制御の場合は０゜〜180゜迄変化させることにより端子6,7間に表れる交流電圧はプラス位相の最大→ゼロ→マイナス位相の最大値と変化する。従って、この可変出力をV1とすれば、交流入力電圧V0に対して端子8,9間に表れる全体の出力Ｖは、
Ｖ＝V0±V1
で連続的に変化できることになる。なお、同等の機能を持つものとしてインダクションレギュレータがあるが、本発明に依れば容積、重量を格段に小さくでき、しかも入出力間の位相変化が生じない点で、本発明の装置が優れている。
【００４０】
次に本発明にかかるAC/ACコンバータの試験回路およびその実測結果を図６〜図９に示し説明する。図６に示す構成の試験回路において、スイッチング周波数を約20KHzとした場合の各ノードN11〜N14の波形を図7,図8,図９に示す。図７下段はノードN11における波形、上段は交流スイッチS3と交流スイッチS4とでスイッチングされた後のノードN12における波形である。図８下段はノードN13における波形で、図からは明らかではないが実際には高周波成分が含まれている。上段はN14における波形で、インダクタL2とコンデンサC4により高周波成分が除去されている。図９上段はN12における波形の周波数レンジを拡大したもので、高周波に変調されている様子がわかる。図９下段はN13における波形で、同図上段の線形が交流スイッチS5とS6により同一極（プラス）側に調整されている様子がわかる。
【００４１】
図10は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図である。図10においてａはノードN2での周波数レンジを拡大した場合の入力波形図、ｂは交流スイッチS5の制御信号、ｃは交流スイッチS6の制御信号、ｄは交流スイッチS1〜S4の制御信号である。この図10の場合、交流スイッチS5（反転した交流スイッチS6）の制御信号と交流スイッチS1〜S4の制御信号とは略同一位相であるため、その出力電圧波形は図11に示すように、正相で最大電圧の交流波形となっている。
【００４２】
図12は同様に図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図である。図12における符号は図10と同一であり、説明を省略する。この場合、交流スイッチS5の制御信号（反転した交流スイッチS6の制御信号）は交流スイッチS1〜S4の制御信号に対して、約45゜前後遅れている。このため、その出力電圧波形は図13に示すように、正相で最大電圧に対して50％程度の交流電圧波形となっている。
【００４３】
図14は同様に図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図である。図14における符号は図10と同一であり、説明を省略する。この図の場合、交流スイッチS5（反転した交流スイッチS6）の制御信号は交流スイッチS1〜S4の制御信号に対して、約90゜遅れている。このため、その出力電圧波形は図15に示すように、略ゼロとなる。なお、図15中上下対称に現れている波形は、ノイズ成分であり、平均電圧は略ゼロボルトとなっている。
【００４４】
図16は同様に図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図である。図16における符号は図10と同一であり、説明を省略する。この図の場合、交流スイッチS5（反転した交流スイッチS6）の制御信号は交流スイッチS1〜S4の制御信号に対して、約135゜前後遅れて（45゜進んで）いる。このため、その出力電圧波形は図17に示すように、逆相で最大電圧に対して50％程度の交流電圧波形となっている。
【００４５】
図18は同様に図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図である。図18における符号は図10と同一であり、説明を省略する。この図の場合、交流スイッチS6（反転した交流スイッチS5）の制御信号が交流スイッチS1〜S4の制御信号に対して、略同期している。つまり、図10の場合とは逆位相になっている。このため、その出力電圧波形は図19に示すように、逆相で最大電圧の交流電圧波形となっている。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、MOSFETを用いた交流スイッチにより入力交流電源を高周波に変換し、その後再び入力波形と近似あるいは相似の波形に復元しているので、
（１）入力交流を高周波の交流に変換し、この後、再び入力交流と同じ周波数の交流を出力するので、トランスＴは高周波で動作するため、容積を小さくでき、装置全体の小型、軽量化を図ることができる。
（２）出力波形は入力波形に追従した類似あるいは相似の波形であり、高周波歪みの発生も殆どない。
（３）６つの交流スイッチを用いて、入力交流を高周波の交流に変換し、この後、再び入力交流と同じ周波数の交流に変換するために、従来の半導体素子を用いた交流電源装置に比べ回路構成がシンプルとなり、信頼性が向上するとともに、電源効率、力率が改善される。
（４）出力の一端と他端との間の出力電圧はゼロ付近から設定電圧の最大値まで連続的に任意の電圧を出力できる。
（５）この可変出力をV1とすれば、交流入力電圧V0に対して全体の出力Ｖは、Ｖ＝V0±V1となり連続的に変化できる。
（６）さらに、本発明にかかる単相用のAC/ACコンバータを２回路用い、Ｖ結線とすることにより、容易に３相交流回路に適用できる。
等の種々の効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例であるAC/ACコンバータの構成を示した回路図、
【図２】図２は図１におけるN1〜N4各点の波形を示した図、
【図３】図３は図２の動作における各交流スイッチの制御信号を示した図、
【図４】図４は図３のようなPPM制御信号を発生させる制御手段の具体的構成例を示したブロック図、
【図５】図５は本発明のAC/ACコンバータで使用される交流スイッチの構成例を示した図、
【図６】図６は本発明にかかるAC/ACコンバータの各部の波形を実測するための第１の回路を示した図、
【図７】図７は図６の回路におけるノードN11,N12の波形を示した図、
【図８】図８は図６の回路におけるノードN13,N14の波形を示した図、
【図９】図９は図６の回路におけるノードN12,N13の波形の周波数レンジを拡大して示した図、
【図１０】図10は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図であって、位相遅れが０゜の場合、
【図１１】図11は図10の場合における出力信号の波形図、
【図１２】図12は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図であって、位相遅れが45゜の場合、
【図１３】図13は図12の場合における出力信号の波形図、
【図１４】図14は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図であって、位相遅れが90゜の場合、
【図１５】図15は図14の場合における出力信号の波形図、
【図１６】図16は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図であって、位相遅れが135゜の場合、
【図１７】図17は図16の場合における出力信号の波形図、
【図１８】図18は図１の回路と図４に示す制御手段によりPPM制御を行った場合の各部の波形を測定した波形図であって、位相遅れが180゜の場合、
【図１９】図19は図18の場合における出力信号の波形図、
【図２０】図20は従来の変圧器であるトランスを示した図、
【図２１】図21は従来のインバータによる交流電源装置の構成を示すブロック図、
【図２２】図22は従来の電力増幅器を用いた交流電源装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  入力フィルタ
２  出力フィルタ
３  制御手段
４  入力の一端
５  入力の他端
６、８  出力の一端
７、９  出力の他端
S0  入力切換スイッチ
S1  第１の交流スイッチ
S2  第２の交流スイッチ
S3  第３の交流スイッチ
S4  第４の交流スイッチ
S5  第５の交流スイッチ
S6  第６の交流スイッチ
AC  入力される交流電源、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図２０】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１１】
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【図１８】
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【図１９】
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【図１２】
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【図２１】
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【図２２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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