(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光量制御のための制御電流と重畳されて半導体レーザに駆動電流として供給される高周波電流を発生する高周波電流発生回路を含む半導体集積回路において、
前記高周波電流発生回路は、
前記高周波電流を出力する出力端子と、
電流吐き出し型の第１の電流源と、
電流吸い込み型の第２の電流源と、
前記第１の電流源と前記出力端子との間に接続された単一の第１ＭＯＳトランジスタからなる第１の電流スイッチと、
前記第２の電流源と前記出力端子との間に接続された単一の第２ＭＯＳトランジスタからなる第２の電流スイッチと、
所望周波数で発振する発振回路と、
前記発振回路の出力信号の高周波成分を除去するフィルタ手段を含み、該高周波成分を除去した信号により前記第１および第２の電流スイッチを相補的にオン・オフ制御するスイッチドライブ回路とを有することを特徴とする半導体集積回路。
前記スイッチドライブ回路のフィルタ手段は帯域制限抵抗を含み、該帯域制限抵抗と前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量により前記発振回路の出力信号の高周波成分を除去することを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
前記スイッチドライブ回路のフィルタ手段は帯域制限抵抗を含み、該帯域制限抵抗と前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量により前記発振回路の出力信号の高周波成分を除去することを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
【請求項３】
前記発振回路は、外部からの制御信号に従って発振動作のオン・オフ制御が可能に構成され、前記半導体レーザが動作状態にあるときのみ所望周波数で発振動作を行い、該半導体レーザが非動作状態にあるとき発振動作を停止するように制御されることを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
【請求項４】
前記第１および第２の電流源の各々は、所定の電圧がゲート端子に入力されることにより電流増幅を行うＭＯＳトランジスタと、該ＭＯＳトランジスタのゲート端子の電圧を安定化するキャパシタとを有することを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
【請求項５】
前記出力端子の端子電圧を監視することにより半導体レーザが動作状態にあるか非動作状態にあるかを判定する判定手段を有し、該判定手段により前記半導体レーザが非動作状態と判定されたとき前記発振回路の発振動作を停止すると共に、前記第１および第２の電流スイッチをオフ状態とすることを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の半導体集積回路と、
レーザ光を出射する半導体レーザと、
前記半導体レーザの出射光量をモニタして光量制御回路に制御信号を供給する光量モニタ用光検出器と
を備えたことを特徴とする光ピックアップ光学系ユニット。
【請求項７】
請求項６に記載の光ピックアップ光学系ユニットと、
前記半導体レーザの出射光を光学式記録媒体の記録面に集束させる対物レンズと、
前記光学式記録媒体からの反射光を検出する再生用光検出器と、
前記再生用光検出器の出力信号から求められたフォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号に基づいて前記対物レンズを駆動してフォーカス制御およびトラッキング制御を行うアクチュエータと
を備えたことを特徴とする光ピックアップ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路と該半導体集積回路を用いて光ディスクのような光学式記録媒体に記録された信号の読み取りを行うための光ピックアップ光学系ユニット及びこれを含む光ピックアップ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、パーソナルコンピュータなどの情報処理機器の外部記憶装置としてＣＤ−ＲＯＭ装置、ＤＶＤ装置などの光ディスク装置が多く使用されている。また、ブック型コンピュータやモバイル機器のような携帯機器の普及に伴い、これらの光ディスク装置には、大容量化と共により一層の小型・薄型・軽量化が要求されている。
【０００３】
光ディスク装置の構成要素のうち、光ディスクに記録された信号の読み取りを行う光ピックアップ装置は、半導体レーザ、対物レンズ、ミラー、ホログラム素子、光検出器など多くの光学部品や素子を含んでおり、容量・重量ともに大きな比重を占める。このため、光ディスク装置の小型・薄型・軽量化は光ピックアップ装置に依存するところが大きい。そこで、従来より光ピックアップ装置について様々な改良がなされてきた。
【０００４】
半導体レーザを光ピックアップ装置に使用する場合、いわゆる戻り光ノイズの発生という問題がある。これは半導体レーザから出射された光を光ディスクに照射した際、光ディスク盤面からの反射光の一部が半導体レーザに戻り、ノイズを発生させるという現象である。半導体レーザはシングルモードで発振しているために、戻り光があるとモードホッピングが生じ、出力光量が大きく変化することにより、このような戻り光ノイズが発生するのである。
【０００５】
従って、戻り光ノイズを減らすには、半導体レーザをマルチモードで発振させることにより、モードホッピングが生じても出力光量が変動しないようにすればよい。そこで、２００ＭＨｚ以上の周波数で、２０〜３０ｍＡ以上の振幅を有する高周波電流を半導体レーザの制御電流に重畳して駆動電流とすることにより、半導体レーザをマルチモードで発振させ、戻り光ノイズを低減させる方法が知られている。
【０００６】
この高周波電流重畳法を実施する場合、駆動損失を小さくするためと光ピックアップの小型・薄型化のために、集積化された高周波電流発生回路を半導体レーザの近傍に配設することが望ましいが、一般的に高周波電流発生回路の電源電圧は５Ｖであり、消費電力は３００ｍＷ以上に及ぶため、相当の熱を発生させる。半導体レーザは高温の環境下では発光特性が劣化し、特に摂氏８０℃以上になると発光しなくなるという性質がある。この対策のため、例えば特開平１０−２４７３２９においては、高周波電流発生回路の消費電力を効果的に低減させる回路構成として、高周波電流発生回路を半導体レーザの近傍に配設することを可能としていた。
【０００７】
高速・大容量の光ディスク装置においては、読み出し時のデータ転送レートの高速化が要求されている。この要求に応えるためには、半導体レーザの駆動電流として制御電流に重畳させる高周波電流の周波数を３００〜５００ＭＨｚと高くする必要がある。一方、半導体レーザにおいては、低コスト化と一層の高温動作を可能とするために、接合容量が大きくなる傾向にある。このように重畳する高周波電流の周波数が高くなり、かつ半導体レーザの接合容量が大きくなると、駆動損失が増大するため、重畳する高周波電流の振幅をさらに大きくする必要がある。この結果、高周波電流発生回路の消費電力が増大し、半導体レーザの近傍に高周波電流発生回路を配設することが非常に困難になってしまう。
【０００８】
一方、ＤＶＤドライブ装置では一般にＤＶＤディスク再生用として赤色半導体レーザ（波長＝６５０ｎｍ）を含む光学系と、ＣＤ−ＲＯＭや記録可能なＣＤ−Ｒ／ＲＷディスク再生用として近赤外半導体レーザ（波長＝７８０ｎｍ）を含む光学系を備えている。このような波長の異なる二つの半導体レーザを備えた光ディスク装置において、各半導体レーザに対応して独立した二つの高周波電流発生回路を用意することは、高周波電流発生回路を含む集積回路の回路規模増大によりコストアップを招くことが懸念される。二つの波長を切り替えて発光させる半導体レーザの開発も進められているが、その場合でも各波長に対応して独立した二つの高周波電流発生回路を設けると、上記と同様の問題が発生する。
【０００９】
半導体レーザの駆動系には、一般に自動光量制御（ＡＰＣ）が用いられる。具体的には、半導体レーザからの出射光の一部が光量モニタ用の光検出器で受光され、その出力電流が電流−電圧変換抵抗によって電圧に変換された後、ＡＰＣ回路に光量制御のための制御信号として供給される。ＡＰＣ回路は、半導体レーザの出射光量を制御するための制御電流を発生する。この制御電流は半導体レーザの主たる駆動電流として用いられ、これに先の高周波電流が重畳される。半導体レーザと光量モニタ用光検出器は、通常、同一パッケージ内に実装される。
【００１０】
前述した波長の異なる二つの半導体レーザを備えた光ディスク装置に、このようなＡＰＣを適用する場合、次のような問題が発生する。一つは、各半導体レーザに対応して個別に光量モニタ用光検出器を設けると、半導体レーザと光量モニタ用光検出器を実装するパッケージのピン数が増えてしまうことである。もう一つの問題は、二つの半導体レーザを一つのチップ内に形成したモノリシック構造とすると、各波長の光を分離して各モニタ用光検出器に入射させるために、ダイクロイックプリズムのような波長選択性を有する光路分離のための光学素子が必要となり、パッケージが大型化してしまうことである。これらの問題は、光ピックアップ装置の小型・薄型・軽量化を実現する上で大きな障害となる。
【００１１】
これらの問題は、光量モニタ用光検出器を二つの半導体レーザに対して共通にすることで解決できると考えられる。しかし、光検出器の検出感度は一般に波長依存性があり、一定の光量に対して入射光の波長により出力電流が変化してしまうため、一つのモニタ用光検出器を用いた構成では各半導体レーザの光量制御を的確に行うことが困難となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来の高周波電流重畳技術では、データ転送レートの高速化のために半導体レーザの制御電流に重畳する高周波電流の周波数が高くなり、かつ半導体レーザの接合容量が大きくなることにより駆動損失が増大すると、重畳する高周波電流の振幅を大きくする必要がある。このため、高周波電流発生回路の消費電力が増大して発熱が大きくなり、高周波電流発生回路を半導体レーザの近傍に配設して光ピックアップ装置の小型・薄型化を図ることが難しくなるという問題点があった。
【００１３】
本発明の主たる目的は、消費電力を抑えつつ半導体レーザの制御電流に重畳する高周波電流の振幅を大きくでき、発熱量の少ない高周波電流発生回路を含む半導体集積回路とこれを含む光ピックアップ光学系ユニット及び光ピックアップ装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る半導体集積回路では光量制御のための制御電流と重畳されて半導体レーザに駆動電流として供給される高周波電流を発生する高周波電流発生回路は、高周波電流を出力する出力端子と、電流吐き出し型の第１の電流源および電流吸い込み型の第２の電流源と、第１および第２の電流源と出力端子との間にそれぞれ接続された第１および第２の電流スイッチと、所望周波数で発振する発振回路と、この発振回路の出力信号の高周波成分を除去する手段を含み、該高周波成分を除去した信号により第１および第２の電流スイッチを相補的にオン・オフ制御するスイッチドライブ回路とを有することを特徴とする。
【００１７】
このように構成された半導体集積回路においては、発振回路の発振周波数で第１および第２の電流スイッチが相補的にオン・オフ制御されることに伴い、高周波電流発生回路の出力端子では電流吐き出し型電流源からの電流の吐き出しと電流吸い込み型電流源への電流の吸い込みが交互に行われることにより、ＤＣオフセットのない高周波電流が出力され、この高周波電流が制御電流に重畳されて半導体レーザに駆動電流として供給される。
【００１８】
この高周波電流発生回路の高周波電流発生時の消費電流は、電流吐き出し型電流源から吐き出される電流のみであり、吸い込み型電流源に吸い込まれる電流は消費電流とならない。すなわち、消費電流は吐き出される電流の平均値となり、これは高周波電流発生回路の出力端子から出力される高周波電流の振幅（ピーク−ピーク値）のほぼ１／４となるから、吐き出される電流にオフセット電流を加えて所定の振幅の高周波電流を発生させる場合に比較して消費電力が大幅に低減され、発熱も小さくなる。従って、高周波電流発生回路を半導体レーザの近傍に配置することも容易である。
【００１９】
また、発振回路の出力信号の高周波成分を除去して立上がり・立下がり応答特性を劣化させた信号により電流スイッチをオン・オフ制御することによって、高周波電流発生回路からの高周波電流出力や電流源を構成するトランジスタの制御入力へのスイッチングノイズの漏れ込みを防止でき、高周波電流出力の歪が改善される。
【００２０】
本発明に係る他の半導体集積回路における高周波電流発生回路では、第１および第２の電流スイッチを相補的にオン・オフ制御するスイッチドライブ回路に接続される発振回路が外部からの制御信号に従って発振動作のオン・オフ制御が可能に構成される。そして、この発振回路は半導体レーザが動作状態にあるときのみ所望周波数で発振動作を行い、半導体レーザが非動作状態にあるとき発振動作を停止するように制御される。
【００２１】
このようにゲーティッド発振回路を構成し、半導体レーザが動作状態にあるか非動作状態にあるかに応じて発振動作・停止を行うことにより、発振の起動不良等の不安定性が解消され、確実に高周波電流を発生することが可能となる。
【００３２】
高周波電流発生回路内の第１および第２の電流源は、好ましくは、所定の電圧がゲート端子に入力されることにより電流増幅を行うＭＯＳトランジスタに加えて、さらに該ＭＯＳトランジスタのゲート端子の電圧を安定化するキャパシタを有する。このように電流源を構成すると、電流スイッチのオン・オフ動作に対してゲート端子の電圧安定化がなされるため、電流源に生じるノイズが低減され、高周波電流発生回路からの高周波電流出力波形の歪、特に二次歪が効果的に低減される。
【００３３】
本発明における高周波電流発生回路においては、出力端子の端子電圧を監視することにより半導体レーザが動作状態にあるか非動作状態にあるかを判定する判定手段を有し、この判定手段により半導体レーザが非動作状態と判定されたとき発振回路の発振動作を停止すると共に、第１および第２の電流スイッチをオフ状態とする構成としてもよい。判定手段は、例えば高周波電流発生回路の出力端子の端子電圧と基準電圧とを比較する電圧コンパレータにより実現できる。このような構成とすれば、半導体レーザの非動作時、つまり待機時の無駄な消費電流を大幅に軽減することが可能となる。
【００３４】
また、本発明によれば上述した半導体集積回路と、レーザ光を出射する半導体レーザと、この半導体レーザの出射光量をモニタして光量制御回路に制御信号を供給する光量モニタ用光検出器とを備えた光ピックアップ光学系ユニットが提供される。
【００３５】
さらに、本発明によれば上述した光ピックアップ光学系ユニットと、半導体レーザの出射光を光学式記録媒体の記録面に集束させる対物レンズと、この光学式記録媒体からの反射光を検出する再生用光検出器と、この再生用光検出器の出力信号から求められたフォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号に基づいて前記対物レンズを駆動してフォーカス制御およびトラッキング制御を行うアクチュエータとを備えた光ピックアップ装置が提供される。
【００３６】
これらの光ピックアップ光学系ユニット及びこれを含む光ピックアップ装置では、前述した本発明に基づく半導体集積回路を備えていることにより、電力消費が小さく、小型・薄型・軽量化を図ることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る半導体集積回路を含む半導体装置の全体的な構成を示す回路図である。この半導体装置は、半導体レーザ１、光量モニタ用光検出器２、電流−電圧変換抵抗３、ＡＰＣ（自動光量制御）回路４、高周波阻止用フィルタ５および高周波電流発生回路１０からなる。
【００３８】
半導体レーザ１は、例えば後述する光ピックアップ光学系ユニットの光源を構成し、ＤＶＤなどの光ディスクに照射するレーザ光を発生する。この半導体レーザ１からの出射光の一部は、光量モニタ用光検出器２で受光される。光量モニタ用光検出器２は例えばフォトダイオードであり、半導体レーザ１の出射光量を検知してそれに対応した出力電流を発生する。光検出器２の出力電流は電流−電圧変換抵抗３によって電圧に変換され、ＡＰＣ回路４に光量制御のための制御信号として供給される。
【００３９】
ＡＰＣ回路４は、半導体レーザ１の出射光量を制御するための制御電流を発生する。この制御電流は半導体レーザ１の主たる駆動電流として用いられ、キャパシタＣとインダクタＬからなる高周波阻止用フィルタ５を介して半導体レーザ１のアノード端子に供給される。半導体レーザ１のカソード端子は、光量モニタ用光検出器２のフォトダイオードのアノード端子と共に接地されている。半導体レーザ１→光検出器２→電流−電圧変換抵抗３→ＡＰＣ回路４→フィルタ５→半導体レーザ１のフィードバックループにより、半導体レーザ１の出射光量は所望の一定値に制御される。
【００４０】
この場合、電流−電圧変換抵抗３の値によって半導体レーザ１の光量を調整することができる。すなわち、半導体レーザ１の光量が同じでも、電流−電圧変換抵抗３の値を変えるとその両端電圧、つまりＡＰＣ回路４に入力される制御信号の大きさが変わるので、ＡＰＣ回路４によって制御される光量も変わることになる。
【００４１】
高周波電流発生回路１０は、ＡＰＣ回路４から半導体レーザ１に供給される制御電流に重畳させる高周波電流を発生する回路である。この高周波電流発生回路１０は集積回路により構成され、この集積回路の外部の外付け抵抗からなる電流振幅設定用抵抗１１および周波数設定用抵抗１２にそれぞれ接続された電流変換回路１３，１４、基準電圧源１５、振幅調整回路１６、ゲーティッド可変周波数発振器（Ｇ−ＶＣＯ）１７、電圧コンパレータ１８および最終段のドライブ回路１９からなる。
【００４２】
ドライブ回路１９は高周波電流を出力するドライブ出力端子２０を有し、ドライブ出力端子２０は半導体レーザ１のアノード端子に接続される。ドライブ回路１９においては、ドライブ出力端子２０と正の電源Ｖccとの間に電流吐き出し型の第１の電流源（以下、電流吐き出し型電流源という）２１と第１の電流スイッチ２３が直列に接続され、ドライブ出力端子２０とグラウンドＧＮＤ間に第２の電流スイッチ２４と電流吸い込み型の第２の電流源（以下、電流吸い込み型電流源という）２２が直列に接続されている。
【００４３】
ドライブ回路１９内には、さらに電流スイッチ２３，２４をオン・オフ制御するためのスイッチドライブ回路として、インバータ２５、ＯＲゲート２６およびＡＮＤゲート２７が設けられている。
【００４４】
［高周波電流発生回路１０について］
次に、図２に示す波形図を参照して高周波電流発生回路１０のさらに詳細な構成と動作を説明する。
電流変換回路１３では、外付けの電流振幅設定用抵抗１１と基準電圧源１５からの基準電圧Ｖｒを基に、高周波電流発生回路１０から出力される高周波電流の振幅の設定基準となる振幅設定電流が生成される。この振幅設定電流は振幅調整回路１６によって電圧に変換され、電流源２１，２２の電流制御入力端子に供給される。
【００４５】
もう一つの電流変換回路１４では、外付けの周波数設定用抵抗１２と基準電圧源１５からの基準電圧Ｖｒを基に、高周波電流発生回路１０から出力される高周波電流の周波数の設定基準となる周波数設定電流が生成される。この周波数設定電流はＧ−ＶＣＯ１７の周波数制御入力端子に供給される。
【００４６】
Ｇ−ＶＣＯ１７は、ゲート制御入力端子に入力される信号によって発振動作のオン・オフが制御可能な矩形波発振回路であり、本実施形態では電圧コンパレータ１８の出力がゲート制御入力端子に入力される。電圧コンパレータ１８は、ドライブ出力端子２０の端子電圧を監視することによって半導体レーザ１が動作状態にあるか非動作状態にあるかを判定する。すなわち、電圧コンパレータ１８はドライブ出力端子２０の端子電圧と基準電圧源１５からの基準電圧Ｖｒとを比較することにより、半導体レーザ１が動作状態にあるか非動作状態にあるかを示す状態判定信号を出力する。
【００４７】
図２（ａ）に電圧コンパレータ１８から出力される状態判定信号の波形、図２（ｂ）にＧ−ＶＣＯ１７の出力波形をそれぞれ示すように、Ｇ−ＶＣＯ１７は電圧コンパレータ１８の出力である状態判定信号が半導体レーザ１が動作状態であることを示す“Ｈ”レベルになると発振動作を行い、半導体レーザ１が非動作状態であることを示す“Ｌ”レベルになると発振動作を停止するように構成されている。Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力は図２（ｂ）に示されるように矩形波信号であり、その周波数は電流変換回路１４から出力される周波数設定電流により決定される。
【００４８】
Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力である矩形波信号は、ドライブ回路１９内のＯＲゲート２６とＡＮＤゲート２７のそれぞれの一方の入力端に供給される。ＯＲゲート２６の他方の入力端には、電圧コンパレータ１８の出力をインバータ２５で反転した信号が供給され、ＡＮＤゲート２７の他方の入力端には、電圧コンパレータ１８の出力が供給される。
【００４９】
すなわち、ＯＲゲート２６、ＡＮＤゲート２７は電圧コンパレータ１８から出力される状態判定信号によって、Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力の通過を制御する。ＯＲゲート２６、ＡＮＤゲート２７からは、図２（ｃ）（ｄ）に示すように基本的には図２（ｂ）に示したＧ−ＶＣＯ１７の発振出力と同様の出力が得られる。ＯＲゲート２６の出力は第１の電流スイッチ２３の制御入力に与えられ、ＡＮＤゲート２７の出力は第２の電流スイッチ２４の制御入力に与えられる。
【００５０】
ＯＲゲート２６は、Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力が“Ｌ”レベルの時に電流スイッチ２３をオンとする。これにより図２（ｅ）に示すように、電流スイッチ２３を介して電流吐き出し型電流源２１の出力電流Ｉ１がドライブ出力端子２０に供給される。ＡＮＤゲート２７は、Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力が“Ｈ”レベルの時に電流スイッチ２４をオンとする。これにより図２（ｆ）に示すように、ドライブ出力端子２０から電流スイッチ２４を介して電流吸い込み型電流源２２に電流Ｉ２が吸い込まれる。Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力は図２（ｂ）に示したように発振周期で“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベルを繰り返し、これに伴い電流スイッチ２３，２４は交互に、つまり相補的にオン・オフを行うので、ドライブ出力端子２０においては電流吐き出しと電流吸い込みが交互に繰り返される。従って、ドライブ出力端子２０からは図２（ｇ）に示すように、図２（ｅ）と図２（ｆ）の電流波形を合成したＤＣオフセットのない高周波電流Ｉoutが出力されることになる。
【００５１】
ドライブ出力端子２０より出力された高周波電流Ｉoutは、ＡＰＣ回路４から出力される制御電流に重畳されて半導体レーザ１のアノード端子に供給される。このとき高周波電流は高周波阻止用フィルタ５の出力側にも供給されるが、フィルタ５のインダクタＬでブロックされることにより、ＡＰＣ回路４に伝達されることはなく、大部分が半導体レーザ１へ供給されることになる。
【００５２】
ドライブ出力端子２０の端子電圧は、半導体レーザ１がＡＰＣ回路４からの制御電流が供給されている時は半導体レーザ１の動作電圧（通常、２Ｖ〜３Ｖ）となり、制御電流が供給されていない時はゼロとなる。高周波電流発生回路１０では、このような半導体レーザ１のアノード端子の電圧変化に着目して、アノード端子に接続されたドライブ出力端子２０の端子電圧を電圧コンパレータ１８で基準電圧源１５からの基準電圧Ｖｒと比較することにより、半導体レーザ１が動作状態にあるか非動作状態にあるかを示す状態判定信号を発生する。
【００５３】
電圧コンパレータ１８から出力される状態判定信号をＧ−ＶＣＯ１７のゲート制御入力端子に供給すると共に、インバータ２５を介してＯＲゲート２６に供給し、さらにＡＮＤゲート２７に供給することにより、半導体レーザ１が動作状態にあるときはＧ−ＶＣＯ１７の発振動作を行わせると共に、ドライブ回路１９内の電流スイッチ２３，２４をＧ−ＶＣＯ１７の発振出力に従ってオン・オフ動作させ、半導体レーザ１が非動作状態にあるときはＧ−ＶＣＯ１７の発振動作を停止させると共に、電流スイッチ２３，２４をオフ状態とする。
【００５４】
すなわち、ドライブ出力端子２０の端子電圧が基準電圧Ｖｒを越えることにより図２（ａ）のように電圧コンパレータ１８の出力が“Ｈ”レベルになると、図２（ｂ）のようにＧ−ＶＣＯ１７が発振動作を行うと共に、図２（ｃ）（ｄ）のようにＯＲゲート２６、ＡＮＤゲート２７がＧ−ＶＣＯ１７の発振出力をいずれも通過させて電流スイッチ２３，２４の制御入力端子にそれぞれ供給する。これにより電流スイッチ２３，２４はＧ−ＶＣＯ１７の発振出力に従って相補的にスイッチ動作を行い、電流吐き出し型電流源２１、電流吸い込み型電流源２２を交互にドライブ出力端子２０に接続するため、電流スイッチ２３，２４には図２（ｅ）（ｆ）のように電流Ｉ１，Ｉ２が流れ、これらが合成されてドライブ出力端子２０から図２（ｇ）のように高周波電流Ｉoutが出力され、これが半導体レーザ１への制御電流に重畳されて供給される。
【００５５】
一方、ドライブ出力端子２０の端子電圧が基準電圧Ｖｒを下回り、電圧コンパレータ１８の出力が“Ｌ”レベルになると、Ｇ−ＶＣＯ１７は発振動作を停止すると共に、ＯＲゲート２６の出力は“Ｈ”レベル、ＡＮＤゲート２７の出力は“Ｌ”レベルとなって、電流スイッチ２３，２４はオフ状態を保ち、ドライブ出力端子２０から高周波電流は出力されなくなる。
【００５６】
このようにドライブ出力端子２０の端子電圧を監視する電圧コンパレータ１８の出力によって、Ｇ−ＶＣＯ１７の発振動作のオン・オフを制御すると共に、ドライブ回路１９の電流スイッチ２３，２４の動作を制御することにより、高周波電流発生回路１０を半導体レーザ１の発光動作に関連させて制御するための特別な制御信号を用意する必要がなくなるためにコストを下げることができ、さらに非動作時の消費電流を略ゼロとして、一層の省電力効果を得ることができる。
【００５７】
［高周波電流発生回路１０内の振幅調整回路１６およびドライブ回路１９について］
次に、図３に示す回路図を用いて図１の振幅調整回路１６とドライブ回路１９について詳細に説明する。なお、以下の説明ではＰチャネルＭＯＳトランジスタをＰＭＯＳトランジスタ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタをＮＭＯＳトランジスタという。また、図３においては各ＭＯＳトランジスタのサイズＷ／Ｌ（ゲート幅／ゲート長）の関係についても記入されている。
【００５８】
図３において、電流吐き出し型電流源２１はソース端子が電源Ｖccに接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ１と、このトランジスタＭ１のソース端子・ゲート端子間に接続されたキャパシタＣ１で構成され、電流吸い込み型電流源２２はソース端子がグラウンドＧＮＤに接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ２と、このトランジスタＭ２のソース端子・ゲート端子間に接続されたキャパシタＣ２で構成されている。キャパシタＣ１，Ｃ２は、ドライブ出力端子２０から出力される高周波電流Ｉoutの安定化、具体的には後述するように高周波電流出力波形の歪改善のために設けられている。
【００５９】
第１の電流スイッチ２３はＰＭＯＳトランジスタＭ３からなり、このトランジスタＭ３のソース端子は電流吐き出し型電流源２１のトランジスタＭ１のドレイン端子に接続され、ドレイン端子はドライブ出力端子２０に接続されている。第２の電流スイッチ２４はＮＭＯＳトランジスタＭ４からなり、このトランジスタＭ４のソース端子は電流吸い込み型電流源２２のトランジスタＭ２のドレイン端子に接続され、ドレイン端子はドライブ出力端子２０に接続されている。なお、ＣapはトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート入力容量を表す。
【００６０】
振幅調整回路１６は、ＰＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６とＮＭＯＳトランジスタＭ７で構成されている。図１の電流変換回路１３から入力端子ＩＮ３に与えられる振幅設定電流Ｉcntgは、ダイオード接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ５のゲート端子に供給されることにより電圧に変換され、ＰＭＯＳトランジスタＭ５と共にカレントミラーを形成するＰＭＯＳトランジスタＭ６と同じくＰＭＯＳトランジスタＭ５と共にカレントミラーを形成する電流吐き出し型電流源２１のＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子に供給される。
【００６１】
ＰＭＯＳトランジスタＭ６はＰＭＯＳトランジスタＭ５と同一サイズであり、このＰＭＯＳトランジスタＭ６により振幅設定電流Ｉcntgが反転される。反転された振幅設定電流Ｉcntgはダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ７のゲート端子に供給されることにより電圧に変換され、ＮＭＯＳトランジスタＭ７と共にカレントミラーを形成する電流吸い込み型電流源２２のＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲート端子に供給される。
【００６２】
ＰＭＯＳトランジスタＭ５に対してＰＭＯＳトランジスタＭ１のサイズ比はＮ倍に選定されているので、ＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン端子から出力される電流吐き出し型電流源２１の電流は振幅設定電流ＩcntgのＮ倍となる。この電流は電流スイッチ２３のＰＭＯＳトランジスタＭ３がオン状態とされた時に、ドライブ出力端子２０より吐き出される。
【００６３】
同様に、ＮＭＯＳトランジスタＭ７に対して電流吸い込み型電流源２２のＮＭＯＳトランジスタＭ２のサイズ比はＮ倍に選定されているので、電流スイッチ２４のＮＭＯＳトランジスタＭ４がオン状態とされた時に、振幅設定電流ＩcntgのＮ倍の電流がドライブ出力端子２０から吸い込まれる。
【００６４】
ＯＲゲート２６はＮＯＲゲート２８、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２および帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって構成され、図１のＧ−ＶＣＯ１７からの発振出力（矩形波信号）を電流スイッチ２３のＰＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子へ供給する。
【００６５】
帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３のゲート入力容量Ｃapの影響と相俟って、ＯＲゲート２６から出力される矩形波信号の高周波成分を除去することで、図２（ｃ）に破線で示すように帯域制限を行い、電流スイッチ２３のトランジスタＭ３を駆動するスイッチドライブ信号の立ち上がり・立ち下がり特性（スリューレート）を劣化させるように働く。
【００６６】
ＡＮＤゲート２７は、ＮＡＮＤゲート２９、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３、ＮＭＯＳトランジスタＭ１４および帯域制限用抵抗Ｒ１３，Ｒ１４によって構成され、図１のＧ−ＶＣＯ１７からの発振出力（矩形波信号）を電流スイッチ２４のＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲート端子へ供給する。
【００６７】
帯域制限用抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と同様に、ＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲート入力容量Ｃapの影響と相俟って、ＡＮＤゲート２７から出力される矩形波信号の高周波成分を除去することで、図２（ｄ）に示すように帯域制限を行い、電流スイッチ２４のトランジスタＭ４を駆動するスイッチドライブ信号の立ち上がり・立ち下がり特性（スリューレート）を劣化させるように働く。
【００６８】
このような帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２およびＲ１３，Ｒ１４により、電流スイッチ２３，２４のトランジスタＭ３，Ｍ４のゲート端子に供給するスイッチドライブ信号のスリューレートを低下させることによって、不所望なスイッチングノイズの発生を防ぐと同時に、高周波電流出力の波形歪を大きく低減させることができる。
【００６９】
入力端子ＩＮ１には図１のＧ−ＶＣＯ１７からの発振出力が入力され、もう一つの入力端子ＩＮ２には図１の電圧コンパレータ１８の出力である状態判定信号が入力される。ここで、入力端子ＩＮ２が“Ｈ”レベルの時は、Ｇ−ＶＣＯ１７からの発振出力がＯＲゲート２６を介して電流スイッチ２３のＰＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子に、またＡＮＤゲート２７を介して電流スイッチ２４のＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲート端子にそれぞれ与えられる。ＰＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子とＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲート端子には、同位相の矩形波信号が与えられることになる。
【００７０】
トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート電圧が“Ｌ”レベルの時はトランジスタＭ３のみがオン状態となり、ドライブ出力端子２０から図２（ｅ）に示したように電流Ｉ１が吐き出される。トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート電圧が“Ｈ”レベルの時はトランジスタＭ４のみがオン状態となり、図２（ｆ）に示したようにドライブ出力端子２０から電流Ｉ２が内部に吸い込まれる。このような動作により、ドライブ出力端子２０においては図２（ｇ）に示したように図２（ｂ）に示したＧ−ＶＣＯ１７からの発振出力の矩形波信号と逆相で、かつＤＣオフセットのない高周波電流Ｉout（＝Ｉ１＋Ｉ２）が出力される。
【００７１】
ここで、高周波電流発生回路１０の高周波電流発生時（半導体レーザ１のドライブ時）の消費電流は、図２（ｅ）に示した吐き出し電流Ｉ１のみであり、図２（ｆ）に示した吸い込み電流Ｉ２は消費電流とならない。すなわち、消費電流は吐き出し電流Ｉ１の平均値（最大電流値の略１／２）であり、これはドライブ出力端子２０から出力される図２（ｇ）に示した高周波電流Ｉoutの振幅Ｉp-p（ピーク−ピーク値）の略１／４と大幅に小さい。従来の高周波電流発生回路では、これと同じ振幅の高周波電流を出力しようとすると、少なくともＩp-p／２のオフセット電流を必要としたが、本実施形態ではこのようなオフセット電流を必要としないため、大幅な低消費電力化を実現することが可能となる。
【００７２】
［キャパシタＣ１，Ｃ２による効果について］
次に、図４および図５を参照して、電流源２１，２２内に含まれるゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２による効果について説明する。
電流スイッチ２３のＰＭＯＳトランジスタＭ３と電流スイッチ２４のＮＭＯＳトランジスタＭ４は、上述したように交互にオン・オフを繰り返す。ＰＭＯＳトランジスタＭ３とＮＭＯＳトランジスタＭ４のオン・オフにより、電流吐き出し型電流源２１のＰＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子と電流吸い込み型電流源２２のＮＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン端子は、Ｇ−ＶＣＯ１７からの発振出力と同じ周波数で大きな電圧変化を生じる。
【００７３】
ここで、ゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２がないとすると、上述した電流源２１，２２のトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン端子に生じた電圧変化により、トランジスタＭ１，Ｍ２のそれぞれのゲート電圧に寄生容量を介して高周波ノイズが位相差を持って漏れ込むことにより、電流源２１，２２の出力にノイズが混入して、ドライブ出力端子２０からの高周波電流出力波形に２次歪を生じさせる。電流源２１，２２にゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２を挿入することにより、このような高周波ノイズを抑圧して高周波電流出力波形の２次歪を改善することができる。
【００７４】
図４に、ゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２が挿入されない場合と挿入された場合の高周波電流出力波形を曲線Ａ（破線）、曲線Ｂ（実線）でそれぞれ示す。ゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２の挿入により、高周波電流のピーク値とボトム値のアンバランスが大きく改善され、２次歪が低減されていることが分かる。
【００７５】
さらに、図５にゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２が挿入されない場合と挿入された場合の高周波電流出力の周波数スペクトラムを曲線Ｃ（破線）、曲線Ｄ（実線）でそれぞれ示す。ゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２の挿入により、２次歪が改善されると共に、低周波側のノイズも改善されることが分かる。
【００７６】
［帯域制限用抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４による効果について］
次に、図６および図７を参照して、帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４による効果について説明する。
前述したように、ＯＲゲート２６およびＡＮＤゲート２７内にそれぞれ帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２およびＲ１３，Ｒ１４を挿入すると、電流スイッチ２３のＰＭＯＳトランジスタＭ３と電流スイッチ２４のＮＭＯＳトランジスタＭ４のゲート入力容量Ｃapとによる帯域制限作用により、Ｇ−ＶＣＯ１７の発振出力である矩形波信号の高周波成分が除去され、トランジスタＭ３，Ｍ４のゲート端子に供給されるスイッチドライブ信号の立上がり・立下がり応答特性が劣化され、ドライブ出力端子２０へのスイッチングノイズの低減と電流源の各ＭＯＳトランジスタのゲートへの漏れ込みノイズの抑制を図ることができる。
【００７７】
図６に、帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４が挿入されない場合と挿入された場合の高周波電流出力波形を曲線Ｅ（破線）、曲線Ｆ（実線）でそれぞれ示す。帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の挿入により、スイッチングノイズが大きく改善されることが分かる。
【００７８】
図７には、帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４が挿入されない場合と挿入された場合の高周波電流出力の周波数スペクトラムを曲線Ｇ（破線）、曲線Ｈ（実線）でそれぞれ示す。帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の挿入により、高周波電流出力の２次及び３次歪が改善されることが分かる。また、高周波電流出力の基本波のスペクトラムは急峻になっており、高品質の高周波電流を出力することができる。
【００７９】
さらに、２次歪は不要輻射ノイズとして他の機器への影響が問題となるために抑制されることが求められているが、ゲート電圧安定化用キャパシタＣ１，Ｃ２および帯域制限用抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の挿入による２次歪の抑制効果は極めて高い。
【００８０】
［Ｇ−ＶＣＯ１７について］
次に、図８を用いてＧ−ＶＣＯ（ゲーティッド可変周波数発振回路）１７の具体的な回路構成について説明する。
図８において、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１とＮＭＯＳトランジスタＭ２２のペアは第１のインバータ、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３とＮＭＯＳトランジスタＭ２４のペアは第２のインバータをそれぞれ構成しており、第１のインバータの出力は第２のインバータの入力に接続される。第２のインバータの出力はＮＡＮＤゲート３０の一方の入力に接続され、ＮＡＮＤゲート３０の出力が第１のインバータの入力へ帰還されることにより、インバータ２段によるリングオシレータが構成されている。
【００８１】
第１のインバータの電源Ｖcc側にはＰＭＯＳトランジスタＭ２５で構成される電流源、グラウンドＧＮＤ側にはＮＭＯＳトランジスタＭ２６で構成される電流源がそれぞれ接続されており、同様の第２のインバータの電源Ｖcc側にはＰＭＯＳトランジスタＭ２７で構成される電流源、グラウンドＧＮＤ側にはＮＭＯＳトランジスタＭ２８で構成される電流源がそれぞれ接続されている。
【００８２】
これらの電流源によって第１、第２のインバータに供給される電流の値を可変とすることで、インバータの遅延量（電流とゲート寄生容量で決定される）が変化し、発振周波数が可変となる。
【００８３】
すなわち、周波数制御入力端子ＩＮ４に図１の電流変換回路１４からの周波数設定電流Ｉcntfが与えられ、ダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ３０のゲート端子に供給されることにより電圧に変換され、ＮＭＯＳトランジスタＭ３０と共にカレントミラーを形成するＮＭＯＳトランジスタＭ３２およびグラウンドＧＮＤ側の電流源のＮＭＯＳトランジスタＭ２６，Ｍ２８のゲート端子に供給される。
【００８４】
ＮＭＯＳトランジスタＭ３２により周波数設定電流Ｉcntfが反転された後、ダイオード接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート端子に供給されることにより電圧に変換され、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１と共にカレントミラーを形成する電源Ｖcc側の電流源のＰＭＯＳトランジスタＭ２５，Ｍ２７のゲート端子に供給される。このような構成により、周波数設定電流Ｉcntfに従って発振周波数を変化させることが可能となる。
【００８５】
一方、ゲート制御入力端子ＩＮ５には図１の電圧コンパレータ１８からの状態判定信号がゲート制御信号として入力され、ＮＡＮＤゲート３０の他方の入力端に供給される。ＮＡＮＤゲート３０は、リングオシレータの帰還路に挿入されており、ゲート制御信号が“Ｈ”レベル（ＲＵＮ）の時、つまり半導体レーザ１が動作状態の時、第２のインバータの出力を第１のインバータの入力に帰還することにより、発振動作をオンとする。ゲート制御信号が“Ｌ”レベル（ＳＴＯＰ）の時、つまり半導体レーザ１が非動作状態の時は、第２のインバータの出力はＮＡＮＤゲート３０で阻止されて第１のインバータの入力に帰還されず、発振動作はオフとなる。
【００８６】
このような構成とすることにより、半導体レーザ１が動作状態の時に発振動作を確実に行うことが可能である。すなわち、ＮＡＮＤゲート３０によるゲート作用がないとすると、回路は３段のインバータで構成されることになるために負帰還動作となり、例えば電源投入直後に中電位で回路が安定してしまい、発振しない場合が生じる可能性がある。しかしながら、上述した構成によれば、ＮＡＮＤゲート３０のゲート作用により、かつゲート制御信号を発振のトリガとして確実にＧ−ＶＣＯ１７を発振状態にすることができるため、中電位での安定状態を回避でき、このような問題を解決できる。
【００８７】
（第２の実施形態）
次に、図９を参照して本発明の第２の実施形態を説明する。図９は、発光波長の異なる二つの半導体レーザを選択的に駆動する半導体装置に本発明を適用した例を示す図である。
【００８８】
図９において、図１と同一の構成要素に同一参照符号を付して説明すると、本実施形態では半導体レーザ１に加え、半導体レーザ６が設けられている。第１の半導体レーザ１は例えばＤＶＤに対応したλ＝６５０ｎｍ、第２の半導体レーザ６は例えばＣＤ−ＲＯＭに対応したλ＝７８０ｎｍの発光波長でそれぞれ発光するものとする。
【００８９】
また、追加された第２の半導体レーザ６に対応して、光量モニタ用光検出器７と、高周波阻止用フィルタ８が新たに設けられている。二つの光量モニタ用光検出器２，７のカソード端子は共通に接続され、この共通化カソード端子に接続された電流−電圧変換抵抗３により光量モニタ用光検出器２，７からの出力電流が電圧に変換されてＡＰＣ回路４に入力される。
【００９０】
二つの半導体レーザ１，６は同時に使用されることはないため、ＡＰＣ回路４から出力される制御電流はスイッチ９で切り替えられ、高周波阻止用フィルタ５，８をそれぞれ介して半導体レーザ１，６に選択的に供給される。
【００９１】
一方、集積回路で構成される高周波電流発生回路４０Ａにおいては、二つの半導体レーザ１，６にそれぞれ供給する高周波電流の振幅が所望の高周波電流重畳効果を得るために異なることから、これらを独立に設定可能なように用意された二つの外付け抵抗からなる電流振幅設定用抵抗１１−１，１１−２を切り換えて電流変換回路１３に接続するための抵抗切換スイッチ４１が設けられている。また、二つの半導体レーザ１，６に対しそれぞれ独立に高周波電流を供給するために、それぞれ二つのＧ−ＶＣＯ１７−１，１７−２とドライブ回路１９−１，１９−２が設けられている。
【００９２】
さらに、高周波電流発生回路４０Ａには、半導体レーザ１，６のいずれが動作状態となったかに応じて半導体レーザ１，６への制御電流に重畳する高周波電流を自動的に切り替えるために、各々のドライブ出力端子２０−１，２０−２の端子電圧を基準電圧源１５からの基準電圧Ｖｒと比較して監視する二つの電圧コンパレータ１８−１，１８−２が設けられている。すなわち、電圧コンパレータ１８−１，１８−２からそれぞれ出力される状態判定信号に従って、半導体レーザ１，６がそれぞれ動作状態にある時だけ、対応するＧ−ＶＣＯ１７−１，１７−２が発振動作を行い、かつ対応するドライブ回路１９−１，１９−２がオン状態となるように制御される。
【００９３】
コンパレータ１８−１の出力は、前述した抵抗切換スイッチ４１にもスイッチ切換信号として供給される。すなわち、コンパレータ１８−１の出力は半導体レーザ１のみが動作状態にあるとき“Ｈ”レベルとなり、このとき抵抗切換スイッチ４１は電流振幅設定用抵抗１１−１を選択して電流変換回路１３に接続する。また、コンパレータ１８−１の出力は半導体レーザ１が非動作状態にあるとき、つまり半導体レーザ６のみが動作状態にあるときだけ“Ｌ”レベルとなり、このとき抵抗切換スイッチ４１は電流振幅設定用抵抗１１−２を選択して電流変換回路１３に接続する。
【００９４】
また、高周波電流発生回路４０Ａには、何らかの原因により二つのドライブ回路１９−１，１９−２が同時に動作しないようにするためのＮＡＮＤゲート４２およびＡＮＤゲート４３，４４が設けられている。すなわち、ＮＡＮＤゲート４２は電圧コンパレータ１８−１，１８−２からの状態判定信号が共に“Ｈ”レベルになった時、ＡＮＤゲート４３，４４に“Ｌ”レベルを与え、状態判定信号に関わらずドライブ回路１９−１，１９−２の動作を強制的に停止させる。
【００９５】
このように本実施形態では二波長の半導体レーザ１，６に対応させた高周波発生回路４０Ａにおいて、高周波電流の振幅設定用および周波数設定用の電流変換回路１３，１４を二つの波長で共用することにより、回路規模の増大を防いで低コスト化を達成でき、またＮＡＮＤゲート４２およびＡＮＤゲート４３，４４により、本来同時には動作しない二つの半導体レーザ１，６が同時に動作状態にあると誤判定された時の誤動作を防止することができる。
【００９６】
なお、二波長の光を選択的に出射する一つの半導体レーザを用いた場合に対しても、本実施形態の高周波電流発生回路は有効である。
【００９７】
（第３の実施形態）
次に、図１０を参照して本発明の第３の実施形態を説明する。本実施形態は、第２の実施形態と同様に発光波長の異なる二つの半導体レーザを選択的に駆動する半導体装置に本発明を適用した例である。
【００９８】
図１０において、図９と同一の構成要素に同一参照符号を付して説明すると、図９では二つの半導体レーザ１，６に対応してそれぞれ光量モニタ光検出器２，７が設けられていたのに対して、本実施形態では共通の一つの光量モニタ用光検出器２によって半導体レーザ１，６からの出射光が受光される。
【００９９】
図１１に示すように、半導体レーザ１，６は一つの半導体チップ内に形成されたいわゆるモノリシック２波長半導体レーザ（ＴＷＩＮ−ＬＤ：Two Wavelength Integrated Laser Diode）５５である。光量モニタ用光検出器２は、ＴＷＩＮ−ＬＤ５５からの背面出射光を検出するように配置されている。そして、これらのＴＷＩＮ−ＬＤ５５および光量モニタ用光検出器２が一つのパッケージ５０内に実装されている。
【０１００】
この場合、パッケージ５０にはＴＷＩＮ−ＬＤ５５の二つの半導体レーザ１，６のアノード端子から引き出されたピン５１，５２、光検出器２のカソード端子から引き出されたピン５３および半導体レーザ１，６のカソード端子と光検出器２のアノード端子から共通に引き出されたピン５４の計４個の入出力ピンが設けられる。これにより、４ピン構造のパッケージに対応した既存の製造設備が使用可能となる。
【０１０１】
前述したように、ＴＷＩＮ−ＬＤ内の二つの半導体レーザにそれぞれ対応して個別に光量モニタ用の光検出器を設けると、ＴＷＩＮ−ＬＤから出射される２種類の波長の光の光路を分離して二つの光量モニタ用光検出器に導くために、ダイクロイックプリズムのような光学素子が必要となり、パッケージが大型化する問題がある。これに対し、本実施形態のようにＴＷＩＮ−ＬＤ５５内の二つの半導体レーザ１，６からの出射光を共通の光量モニタ光検出器２で受光するようにすれば、このような光学素子は不要となる。
【０１０２】
このように二つの半導体レーザ１，６からの出射光を共通の光量モニタ光検出器２で検出する場合に、各半導体レーザ１，６の光量を個別に制御するため、本実施形態では各半導体レーザ１，６にそれぞれ対応して第１および第２の電流−電圧変換抵抗３−１，３−２が集積回路で構成される高周波電流発生回路４０Ｂの外部の外付け抵抗として設けられている。これらの抵抗３−１，３−２は、可変抵抗器であることが望ましい。
【０１０３】
一方、高周波電流発生回路４０Ｂには、電流−電圧変換抵抗３−１，３−２を切り換えてＡＰＣ回路４に接続するための第３の抵抗切換スイッチ４１Ｃが設けられている。この第３の抵抗切換スイッチ４１Ｃは、コンパレータ１８−１の出力がスイッチ切換信号ＰＳＷとして与えられることにより、半導体レーザ１のみが動作状態にあるときは電流−電圧変換抵抗３−１をＡＰＣ回路４に接続し、半導体レーザ６のみが動作状態にあるときは電流−電圧変換抵抗３−２をＡＰＣ回路４に接続する。
【０１０４】
この場合、ＡＰＣ回路４によるＡＰＣ（自動光量制御）動作開始後、半導体レーザ１，６の動作状態が検知されてスイッチ４１ＣがＡＰＣループを閉じるように働くことは、動作上奇異と考えられる。しかし、コンパレータ１８−１，１８−２の検知速度とスイッチ４１Ｃの動作速度はＡＰＣの応答動作より極めて速く、またコンパレータ１８−１，１８−２は半導体レーザ１，６に電流が流れると、速やかに半導体レーザ１，６が実際に発光する前に半導体レーザ１，６が動作状態になったことを検知するため、ＡＰＣ動作の過渡時に不所望の動作をきたすことはない。
【０１０５】
このような構成とすることにより、電流−電圧変換抵抗３−１，３−２の値を個別に調整すれば、半導体レーザ１，６の光量を個別に設定することができる。すなわち、半導体レーザ１，６からそれぞれ出射される異なる波長の光に対して、共通の光量モニタ用光検出器２の感度が波長選択性を持っていても、電流−電圧変換抵抗３−１，３−２の調整により、半導体レーザ１，６のそれぞれの光量をＤＶＤ、ＣＤ−ＲＯＭといった異なる媒体に対して最適な値に設定することが可能となる。
【０１０６】
また、図９に示した第２の実施形態では各半導体レーザ１，６に対応して電流振幅設定用抵抗１１−１，１１−２が個別に設けられていたが、本実施形態ではさらに周波数設定用抵抗１２−１，１２−２も各半導体レーザ１，６に対応して個別に設けられている。これらの周波数設定用抵抗１２−１，１２−２も、電流振幅設定用抵抗１１−１，１１−２を切り換えて電流変換回路１３に接続する第１の抵抗切換スイッチ４１Ａや、電流−電圧変換抵抗３−１，３−２を切り換えてＡＰＣ回路４に接続するための第３の抵抗切換スイッチ４１Ｃと同様に、コンパレータ１８−１の出力がスイッチ切換信号ＰＳＷとして与えられることにより動作する第２の抵抗切換スイッチ４１Ｂにより切り換えられる。
【０１０７】
すなわち、第２の抵抗切換スイッチ４１Ｂは半導体レーザ１のみが動作状態にあるときは周波数設定用抵抗１２−１を電流変換回路１４に接続し、半導体レーザ６のみが動作状態にあるときは周波数設定用抵抗１２−２を電流変換回路１４に接続する。これにより、二つの半導体レーザ１，６にそれぞれ供給する高周波電流の周波数を所望の高周波電流重畳効果を得る上で最適な値にそれぞれ設定することが可能となる。
【０１０８】
このように本実施形態によれば、選択的に動作状態とされる波長の異なる半導体レーザ１，６の光量を検出する共通の光量モニタ用光検出器２と、この光検出器２からの出力電流を電流−電圧変換するために半導体レーザ１，６にそれぞれ対応して設けられた第１および第２の電流−電圧変換抵抗３−１，３−２と、半導体レーザ１，６のいずれが動作状態にあるかを判定する判定手段であるコンパレータ１８−１と、電流−電圧変換抵抗３−１，３−２からコンパレータ１８−１により動作状態にあると判定された方の半導体レーザに対応する電流−電圧変換抵抗を選択する抵抗切換スイッチ４１Ｃと、このスイッチ４１Ｃにより選択された電流−電圧変換抵抗により電流−電圧変換して得られた電圧に基づいて半導体レーザ１，６の光量を制御するＡＰＣ回路４からなる光量制御装置を備えることにより、共通の光量モニタ用光検出器２を用いつつ、各半導体レーザ１，６毎に個別に光量制御を行うことが可能となる。
【０１０９】
従って、半導体レーザ１，６に対して一つの光量モニタ用光検出器２を共通にしていることから、パッケージ５０のピン数が４個でよく、しかも半導体レーザ１，６を１チップ化したＴＷＩＮ−ＬＤ５５から出射される各波長の光を光路分離することなく同一の光量モニタ用光検出器２に導くことができるので、ダイクロイックプリズムのような光学素子も不要となり、パッケージ５０の小型化を図ることができる。これは光ピックアップ全体の小型・軽量化に大きく寄与する。
【０１１０】
（第４の実施形態）
図１２は、本発明の第４の実施形態を示す図である。既に述べた第２、第３の実施形態では、ＡＰＣ回路４からの制御電流を半導体レーザ１，６に切り換えて供給するためのスイッチ６を高周波電流発生回路４０Ａ，４０Ｂの外部に設けていた。
【０１１１】
これに対し、本実施形態では集積回路で構成される高周波電流発生回路４０Ｃの内部にスイッチ６が設けられている。但し、スイッチ６の制御は外部、例えば光ディスク装置のセット側から高周波電流発生回路４０Ｃの内部に供給される制御信号によって行われる。本実施形態における高周波電流発生回路４０Ｃの構成は、上述のようにスイッチ６を内蔵した点以外、第３の実施形態と同様であるため、詳しい説明は省略する。
【０１１２】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態として、本発明に係る光ピックアップ光学系ユニットについて説明する。図１３は、光ピックアップ光学系ユニット１００の内部構成を示す斜視図である。
【０１１３】
図１３において、本発明に関係する部分を中心に説明すると、セラミック基板１０１上のケース１０２に、第１の実施形態で説明した半導体装置を構成する半導体レーザ１（または、第３、第４の実施形態で説明した半導体レーザ１，６を１チップに形成したＴＷＩＮ−ＬＤ５５）、光量モニタ用光検出器２、集積化されたＡＰＣ回路４、高周波阻止用フィルタ５および高周波電流発生回路１０（または、第３、第４の実施形態で説明した高周波電流発生回路４０Ｂ、４０Ｃ）、さらに再生用光検出器１０３およびヘッドアンプ１０４が実装され、ボンディングワイヤによって配線されている。ケース１０２にはカバー１０５が設けられており、この上に偏光ホログラム素子１０６および偏光プリズム１０７が配置されている。
【０１１４】
この光ピックアップ光学系ユニット１００は、先に説明した高周波電流発生回路１０（または、高周波電流発生回路４０Ｂ，４０Ｃ）を備えているため、消費電力が極めて小さく、半導体レーザおよびその駆動系の温度上昇を防止でき、小型・軽量化を容易に実現できるという特徴がある。
【０１１５】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態として、本発明に係る光ピックアップ装置について説明する。図１４は、図１３により説明した光ピックアップ光学系ユニット１００を含む光ピックアップ装置２００の内部構成を示す斜視図である。
【０１１６】
光ピックアップ光学系ユニット１００においては、半導体レーザ１から出射したレーザ光は偏光ホログラム素子１０６を透過し、対物レンズ１０８を経て図示しない光ディスク、例えばＤＶＤに照射される。
【０１１７】
光ディスクからの反射光は、半導体レーザ１からの出射光と逆の経路つまり、対物レンズ１０８、偏光ホログラム素子１０６を順次介して、図１３に示した再生用光検出器１０３に入射する。再生用光検出器１０３は、例えば受光面を６分割した６チャネルフォトダイオードであり、その出力は図１４に示したヘッドアンプ１０４で増幅され、かつ所定の演算処理がなされることにより、フォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号が生成される。
【０１１８】
これらフォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号に基づいて、別途設けられる図示しないサーボ回路によりレンズアクチュエータ１０９が制御され、このレンズアクチュエータ１０９により対物レンズ１０８がフォーカス方向およびトラッキング方向に駆動されることによって、フォーカス制御およびトラッキング制御が行われる。
【０１１９】
そして、この状態で光ディスクにピットとして記録された情報の再生信号がヘッドアンプ１０４内で生成され、この再生信号が図示しない再生信号処理系で等化、二値化、復調、復号などの処理を経て再生データとして出力される。この再生データは、例えばパーソナルコンピュータに転送されたり、あるいは所定フォーマットの映像信号に変換されてＤＶＤプレーヤの出力として取り出される。
【０１２０】
この光ピックアップ装置２００は、先に説明した高周波電流発生回路１０（または、高周波電流発生回路４０Ｂ，４０Ｃ）を含む光ピックアップ光学系ユニット１００を使用しているために、消費電流が極めて低く、温度上昇を防止でき、小型かつ薄型・軽量化を図ることができる。さらに、半導体レーザ１の近傍に高周波電流発生回路１０が配設されるため、３００〜５００ＭＨｚの周波数での損失を少なくできると共に、高速転送レートのデータ読み出しが可能となる。
【０１２１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の半導体集積回路によれば、消費電力を抑えつつ半導体レーザの制御電流に重畳する高周波電流を発生する高周波電流発生回路を電流吐き出し型の第１の電流源、電流吸い込み型の第２の電流源、第１、第２の電流源と高周波電流発生回路の出力端子との間にそれぞれ接続された第１、第２の電流スイッチ、所望周波数で発振する発振回路と、発振回路の出力信号に従って第１、第２の電流スイッチを相補的にオン・オフ制御するスイッチドライブ回路とにより構成したことによって、高周波電流の振幅を大きくし、かつ低消費電流として発熱量を少なくすることができる。
【０１２４】
さらに、本発明によれば上述した本発明に基づく半導体集積回路を用いて、電力消費が小さく、小型・薄型・軽量化が容易な光ピックアップ光学系ユニット及びこれを含む光ピックアップ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る半導体集積回路を含む半導体装置の概略的構成を示す回路図
【図２】同実施形態における高周波電流発生回路の動作を説明するための波形図
【図３】同実施形態における高周波電流発生回路のより具体的な構成を示す回路図
【図４】同実施形態におけるゲート電圧安定化用キャパシタが挿入された場合と挿入されない場合の高周波電流出力波形を示す図
【図５】同実施形態におけるゲート電圧安定化用キャパシタが挿入された場合と挿入されない場合の高周波電流出力の周波数スペクトラムを示す図
【図６】同実施形態におけるスイッチドライブ信号の帯域制限用抵抗が挿入された場合と挿入されない場合の高周波電流出力波形を示す図
【図７】同実施形態におけるスイッチドライブ信号の帯域制限用抵抗が挿入された場合と挿入されない場合の高周波電流出力の周波数スペクトラムを示す図
【図８】同実施形態におけるゲーティッド可変周波数発振回路の具体的な構成を示す回路図
【図９】本発明の第２の実施形態に係る半導体集積回路を含む半導体装置の概略的構成を示す回路図
【図１０】本発明の第３の実施形態に係る半導体集積回路を含む半導体装置の概略的構成を示す回路図
【図１１】同実施形態における二波長の半導体レーザを１チップに形成したモノリシック二波長レーザおよび光量モニタ用光検出器の部分の概略と実装構造を示す図
【図１２】本発明の第４の実施形態に係る半導体集積回路を含む半導体装置の概略的構成を示す回路図
【図１３】本発明の第５の実施形態に係る光ピックアップ光学系ユニットの内部構成を示す斜視図
【図１４】本発明の第６の実施形態に係る光ピックアップ装置の内部構成を示す斜視図
【符号の説明】
１，６…半導体レーザ
２，７…光量モニタ用光検出器
３…電流−電圧変換抵抗
３−１，３−２…電流−電圧変換抵抗（外付け抵抗）
４…自動光量制御回路
５，８…高周波阻止用フィルタ
９…制御電流切換スイッチ
１０…高周波電流発生回路（集積回路）
１１，１１−１，１１−２…電流振幅設定用抵抗（外付け抵抗）
１２，１２−１，１２−２…周波数設定用抵抗（外付け抵抗）
１３…第１の電流変換回路
１４…第２の電流変換回路
１５…基準電圧源
１６…振幅調整回路
１７，１７−１，１７−２…ゲーティッド可変周波数発振回路
１８，１８−１，１８−２…電圧コンパレータ
１９，１９−１，１９−２…ドライブ回路
２０，２０−１，２０−２…ドライブ出力端子
２１…電流吐き出し型電流源（第１の電流源）
２２…電流吸い込み型電流源（第２の電流源）
２３…第１の電流スイッチ
２４…第２の電流スイッチ
４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ…高周波電流発生回路（集積回路）
４１Ａ…第１の抵抗切換スイッチ（第１の抵抗選択手段）
４１Ｂ…第２の抵抗切換スイッチ（第２の抵抗選択手段）
４１Ｃ…第３の抵抗切換スイッチ（第３の抵抗選択手段）
５０…パッケージ
５１〜５４…入出力ピン
５５…モノリシック２波長半導体レーザ（ＴＷＩＮ−ＬＤ）
ＩＮ１…発振回路出力入力端子
ＩＮ２…状態判定信号入力端子
ＩＮ３…振幅設定電流入力端子
ＩＮ４…周波数設定電流入力端子
ＩＮ５…ゲート制御入力端子
Ｍ１〜Ｍ７，Ｍ１１〜Ｍ１４，Ｍ２１〜Ｍ２８，Ｍ３０〜Ｍ３２…ＭＯＳトランジスタ
Ｃ１，Ｃ２…ゲート電圧安定化用キャパシタ
Ｒ１１〜Ｒ１４…帯域制限用抵抗
１００…光ピックアップ光学系ユニット
２００…光ピックアップ装置
【図１】
0003708767.tif 000002
【図２】
0003708767.tif 000003
【図３】
0003708767.tif 000004
【図４】
0003708767.tif 000005
【図５】
0003708767.tif 000006
【図６】
0003708767.tif 000007
【図７】
0003708767.tif 000008
【図８】
0003708767.tif 000009
【図９】
0003708767.tif 000010
【図１０】
0003708767.tif 000011
【図１１】
0003708767.tif 000012
【図１２】
0003708767.tif 000013
【図１３】
0003708767.tif 000014
【図１４】
0003708767.tif 000015