(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源入力端子から電源出力端子に至る電流経路に介在し駆動信号に応じて電圧を降下させる主トランジスタと、
前記電源出力端子における出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記出力電圧を電源電圧として動作し、出力トランジスタと遮断用トランジスタとが直列接続された出力回路を備えたオペアンプと、
このオペアンプと前記主トランジスタとの間に設けられ、前記オペアンプの出力回路がオフした状態において前記主トランジスタに対し当該主トランジスタを十分にオンさせる第２の駆動信号を出力する駆動回路とを備え、
前記オペアンプは、前記電圧検出回路により検出された出力電圧を目標電圧に一致させるための第１の駆動信号が前記駆動回路から前記主トランジスタに与えられるように前記出力トランジスタを制御する電圧制御回路と、前記出力電圧が所定電圧よりも低い低出力電圧の期間、前記遮断用トランジスタをオフ状態とする起動回路とを備えて構成されていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記目標電圧に対応した基準電圧を生成する基準電圧発生回路を備え、
この基準電圧発生回路も前記電源出力端子における出力電圧を電源電圧として動作するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項３】
前記電源入力端子にバッテリ電圧が入力された状態で用いられることを特徴とする請求項１または２記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、シリーズレギュレータ形式の電源回路に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
図３（ａ）は、車両に搭載されたＥＣＵ(Electronic Control Unit) などにおいて従来より用いられているシリーズレギュレータ形式の電源回路の電気的構成を示している。この図３（ａ）において、電源回路１は、ＣＭＯＳプロセスにより製造される制御用のＩＣ２、電圧を降下させるためのトランジスタＱ１、当該トランジスタＱ１を駆動するトランジスタＱ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４および逆接続保護用のダイオードＤ１から構成されている。電源入力端子３にはバッテリ（図示せず）からバッテリ電圧ＶＢが供給され、ＩＣ２による定電圧制御により端子４には５Ｖの定電圧が生成されるようになっている。
【０００３】
ＩＣ２は、基準電圧Ｖｒを生成する基準電圧回路５（例えばバンドギャップ基準電圧回路）、抵抗Ｒ５とＲ６とからなる出力電圧検出回路６、前記基準電圧Ｖｒと検出電圧Ｖａとの差分に基づいてＩＣ２の端子７を介して前記トランジスタＱ２を制御するオペアンプ８、基準電圧回路５とオペアンプ８に対し動作用電源電圧（約５Ｖ）を供給するクランプ回路９、生成された５Ｖの定電圧を電源電圧として動作するその他の回路などを備えている。
【０００４】
ここで、クランプ回路９は、図３（ｂ）に示すようにゲート・ドレイン間が接続されたＰチャネル型のトランジスタＱ３〜Ｑ６およびＮチャネル型のトランジスタＱ７が縦続接続された構成を備えている。電源入力端子３のバッテリ電圧ＶＢは、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ４、ＩＣ２の端子１０を介してクランプ回路９に印加されるようになっている。
【０００５】
クランプ回路９に供給する電流ＩCLMPを決める抵抗Ｒ４の値は、バッテリ電圧ＶＢが仕様上決められている最低電圧（例えば８Ｖ）となった場合にも基準電圧回路５とオペアンプ８に対し十分な動作電流が供給されるように、比較的小さい値に設定されている。そのため、バッテリ電圧ＶＢが上昇するほど電流ＩCLMPが増大し、それに伴って電源回路１の消費電流が増大するという問題があった。特に、電源回路１がＥＣＵなどの車両搭載機器に用いられている場合、バッテリの消費を早める原因となるため改善が望まれていた。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、消費電流を低減したシリーズレギュレータ形式の電源回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した電源回路によれば、電圧制御回路は本電源回路自身の出力電圧を電源電圧として動作するので、電圧制御回路を動作させるための専用別電源を設ける必要がなく、この専用別電源（例えばクランプ回路）を設けていた従来構成に比べ、当該専用別電源の動作に必要となる消費電流を低減することができる。しかし、この構成のみでは、電源立ち上げ時のように出力電圧が所定電圧よりも低い低出力電圧の期間、電圧制御回路による閉ループ制御が不安定となり、出力電圧が目標電圧まで上昇しなかったり上昇に長時間を要するなどの不安定状態に陥る虞がある。
【０００８】
そこで、本手段では、低出力電圧の期間、電圧制御回路による閉ループ制御に替わって起動回路による開ループ制御が行われるようになっている。すなわち、低出力電圧の期間、電源入出力端子間の電流経路に介在する主トランジスタには、出力電圧の大きさとは関係なく十分なオン状態を確保するために必要な第２の駆動信号が与えられる。これにより、電源立ち上げ時において出力電圧が短時間で安定して上昇する。また、出力電圧が所定電圧以上に上昇した後は通常の閉ループ制御が行われるので、目標電圧に一致した出力電圧を得ることができる。なお、付加される起動回路は信号処理回路であるためその消費電流は小さく、電源回路全体としての消費電流を小さく維持できる。
電圧制御回路と起動回路は一つのオペアンプとして構成されており、そのオペアンプの出力回路は、出力トランジスタと遮断用トランジスタとが直列接続された構成を備えている。低出力電圧の期間、オペアンプの出力トランジスタの制御端子を所定電位に固定し、さらに遮断用トランジスタもオフする。これにより、駆動回路は主トランジスタに対し確実に第２の駆動信号を与えることができ、電源立ち上げ時において出力電圧を安定して上昇させることができる。
【０００９】
請求項２に記載した電源回路によれば、目標電圧に対応した基準電圧を出力する基準電圧発生回路も本電源回路自身の出力電圧を電源電圧として動作するので、基準電圧発生回路を動作させるための専用電源も不要となり、消費電流を一層低減できる。この基準電圧発生回路も電源電圧が低い場合に動作が不安定になり易いが、請求項１記載の手段によって出力電圧を確実に立ち上げることができるので、基準電圧発生回路に起因する不安定状態は発生しない。
【００１２】
請求項３に記載した電源回路は、電源入力端子にバッテリ電圧が入力された状態で用いられる。バッテリ電圧は電圧変動が大きいため、電圧制御回路を動作させるための専用別電源を設けていた従来構成においては特に消費電流が大きくなり易かった。従って、車両搭載機器など電源入力端子にバッテリ電圧が入力される環境の下で本電源回路を使用することにより、消費電流の低減効果がより大きく現れる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。
図１（ａ）は、シリーズレギュレータ形式の電源回路の電気的構成を示している。この電源回路１１は、車両に搭載されたＥＣＵで用いられるＩＣ１２およびＥＣＵの５Ｖ系回路に電源電圧を供給するもので、バッテリ（図示せず）から電源入力端子１３を介してバッテリ電圧ＶＢ（標準電圧１２Ｖ）の供給を受け、ＩＣ１２の端子１４（電源出力端子に相当）に５Ｖの定電圧Ｖｏを生成する定電圧電源回路である。
【００１４】
ＩＣ１２には、ＥＣＵの制御に係る種々のアナログ／ディジタル回路、電源回路１１の制御回路などが形成されている。また、ＩＣ１２はＣＭＯＳプロセスにより製造されているため耐圧が低く（例えば５．５Ｖ）、以下に説明するようにＩＣ１２にバッテリ電圧ＶＢがそのまま印加されないような回路構成となっている。
【００１５】
電源入力端子１３は、逆接続保護用のダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１１およびＰＮＰ型トランジスタＱ１１（主トランジスタに相当）のエミッタ・コレクタ間を介してＩＣ１２の端子１４に接続されている。トランジスタＱ１１のベースとグランド線１５との間にはＮＰＮ型トランジスタＱ１２のコレクタ・エミッタ間が接続され、そのトランジスタＱ１２のベースはＩＣ１２の端子１６に接続されている。また、これらトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースは、それぞれ抵抗Ｒ１２、Ｒ１３を介してダイオードＤ１１のカソードに接続されている。ここで、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２、Ｒ１３とは、トランジスタＱ１１を駆動するための駆動回路１７を構成している。
【００１６】
ＩＣ１２の内部において、端子１４とグランド線１８（グランド線１５と同電位）との間には分圧用の抵抗Ｒ１４、Ｒ１５の直列回路からなる電圧検出回路１９が接続されている。この電圧検出回路１９は、出力電圧Ｖｏを分圧した検出電圧Ｖａを出力するようになっている。また、バンドギャップ基準電圧回路などの基準電圧回路２０（基準電圧発生回路に相当）は、端子１４に生成される出力電圧Ｖｏを電源電圧として動作し、出力電圧Ｖｏの目標電圧（５Ｖ）に対応した基準電圧Ｖｒを生成するようになっている。
【００１７】
オペアンプ２１は、本発明でいう電圧制御回路および起動回路に相当し、基準電圧回路２０と同様に端子１４に生成される出力電圧Ｖｏを電源電圧として動作する。その反転入力端子および非反転入力端子には、それぞれ上記検出電圧Ｖａおよび基準電圧Ｖｒが入力され、その出力端子は端子１６に接続されている。このオペアンプ２１の出力部は、図１（ｂ）に示す電気的構成を備えている。
【００１８】
この図１（ｂ）において、端子１６とグランド線１８との間には、Ｎチャネル型のトランジスタＱ１３（遮断用トランジスタに相当）とＱ１４とが直列に接続されており、オープンドレインの回路形態となっている。トランジスタＱ１４はオペアンプ２１の出力トランジスタであって、そのゲートには差動増幅部（図示せず）から信号線２２を介して差動増幅信号が与えられるようになっている。この差動増幅信号は、検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとの差分電圧を増幅した信号である。
【００１９】
端子１４とグランド線１８との間には、Ｐチャネル型トランジスタＱ１５のソース・ドレイン間と抵抗Ｒ１６とＲ１７とが直列に接続されている。ここで、トランジスタＱ１５のドレインとゲートおよびトランジスタＱ１３のゲートは共通に接続されている。また、端子１４とグランド線１８との間には、抵抗Ｒ１８とＮチャネル型トランジスタＱ１６のドレイン・ソース間とが直列に接続されており、そのトランジスタＱ１６のゲートおよびドレインはそれぞれ抵抗Ｒ１６とＲ１７との共通接続点およびＮチャネル型トランジスタＱ１７のゲートに接続されている。トランジスタＱ１７のドレインおよびソースは、それぞれ信号線２２およびグランド線１８に接続されている。なお、以上説明したオペアンプ２１の出力部のうちトランジスタＱ１４を除く回路部分により起動回路２３が構成されている。
【００２０】
次に、電源回路１１の作用および効果について図２も参照しながら説明する。電源回路１１の制御回路のうち基準電圧回路２０とオペアンプ２１は、電源回路１１自身が生成した出力電圧Ｖｏを電源電圧として動作する。このため、これら制御回路を動作させるための専用別電源（例えばクランプ回路）を設ける必要がなく、クランプ回路９を設けていた図３に示す電源回路１に比べ、当該クランプ回路９の動作に必要となる消費電流を低減することができる。特に、電圧変動の大きいバッテリ電圧ＶＢ（仕様上の最小電圧８Ｖ）を入力電圧とする場合、従来のクランプ回路９の消費電流は大きくなり易いという事情があった。
【００２１】
一例を示せば、電源回路の定格出力が５Ｖ、３００ｍＡの場合、図３に示す電源回路１では端子７、１０を介してオペアンプ８の出力端子およびクランプ回路９に流れ込む電流は合わせて２００μＡ〜５００μＡであった。これに対し、図１に示す電源回路１１では端子１６を介してオペアンプ２１の出力端子に流れ込む電流が３０μＡ〜６０μＡ、基準電圧回路２０とオペアンプ２１の消費電流が合わせて２０μＡ〜３０μＡである。起動回路２３の抵抗Ｒ１６〜Ｒ１８は高抵抗（数ＭΩ）とすることができるため、起動回路２３自体の消費電流は十分に小さくできる。従って、本実施形態の電源回路１１によれば従来構成の電源回路１と比べて消費電流を大幅に低減することができる。
【００２２】
ところで、電源回路１１が生成した出力電圧Ｖｏを基準電圧回路２０とオペアンプ２１の電源電圧とすると、電源立ち上げ時など出力電圧Ｖｏが低い場合に、フィードバック制御による定電圧制御が不安定となり、出力電圧Ｖｏが目標電圧まで上昇しなかったり上昇に長時間を要するなどの不安定状態に陥る虞がある。起動回路２３は、この不安定状態の発生を抑制するために設けられたもので、この作用について図２に示す電圧波形図を用いて説明する。なお、図２および以下の説明では、便宜上ダイオードＤ１１の順方向電圧を０としている。
【００２３】
図２には、電源立ち上げ時におけるバッテリ電圧ＶＢ、出力電圧Ｖｏ、トランジスタＱ１４のゲート電位、トランジスタＱ１７のゲート電位の波形が示されている。時刻ｔ０において車両のイグニッションスイッチがオンされると、電源入力端子１３におけるバッテリ電圧ＶＢが上昇を開始する。後述するように、バッテリ電圧ＶＢが低い期間はオペアンプ２１の出力トランジスタＱ１４がオフするため、抵抗Ｒ１３に流れる電流は全てトランジスタＱ１２のベース電流となる。これにより、トランジスタＱ１２がオンとなりトランジスタＱ１１に十分なベース電流（第２の駆動信号に相当）が供給され、トランジスタＱ１１がオンとなる。このオン状態では、端子１４の出力電圧Ｖｏはバッテリ電圧ＶＢにほぼ等しくなる。
【００２４】
この低電圧期間において、バッテリ電圧ＶＢが起動回路２３のＰチャネル型トランジスタＱ１５のしきい値電圧Ｖthp よりも低い時、トランジスタＱ１５はオフとなり、これに伴ってトランジスタＱ１３、Ｑ１６もオフとなる。このため、トランジスタＱ１７のゲートには抵抗Ｒ１８を介して出力電圧Ｖｏ（バッテリ電圧ＶＢにほぼ等しい）が印加され、この出力電圧ＶｏがＮチャネル型トランジスタＱ１７のしきい値電圧Ｖthn 以上となった時、トランジスタＱ１７がオンとなる。これにより、トランジスタＱ１４のゲート電位がほぼ０Ｖに固定され、差動増幅部からの差動増幅信号にかかわらずトランジスタＱ１４がオフとなる。トランジスタＱ１３は、出力電圧Ｖｏがしきい値電圧Ｖthn 未満である時に、端子１６とグランド線１８との間を確実に開放状態とするために設けられている。
【００２５】
バッテリ電圧ＶＢがトランジスタＱ１５のしきい値電圧Ｖthp 以上になると、トランジスタＱ１５、Ｑ１３がオンとなる。そして、出力電圧Ｖｏ（バッテリ電圧ＶＢにほぼ等しい）が以下の（１）式で示される電圧Ｖｃに達すると（時刻ｔ１）、トランジスタＱ１６がオンとなりトランジスタＱ１７のゲート電位が低下する。この電圧Ｖｃは、基準電圧回路２０とオペアンプ２１が安定動作するのに十分な電圧に設定されている。
Ｖｃ＝Ｖthp ＋（Ｒ１６＋Ｒ１７）／Ｒ１７・Ｖthn         …（１）
ただし、Ｒ１６、Ｒ１７はそれぞれ抵抗Ｒ１６、Ｒ１７の抵抗値
【００２６】
トランジスタＱ１７のゲート電位がしきい値電圧Ｖthn に近付くと、トランジスタＱ１７のドレイン・ソース間電圧つまりトランジスタＱ１４のゲート電位が上昇する（時刻ｔ２）。やがて、トランジスタＱ１７のゲート電位がしきい値電圧Ｖthn 未満となった時点（時刻ｔ３）でトランジスタＱ１７が完全にオフとなり、上記開ループ制御から検出電圧Ｖａと基準電圧Ｖｒとの差分に基づくフィードバック制御に移行する。この時、トランジスタＱ１３は既に完全なオン状態となっている。その結果、起動回路２３はオペアンプ２１の出力部から電気的に切り離され、これ以降オペアンプ２１のフィードバック制御によって駆動回路１７からトランジスタＱ１１にベース電流（第１の駆動信号に相当）が供給され、出力電圧Ｖｏが目標電圧（５Ｖ）に定電圧制御される（時刻ｔ４以降）。
【００２７】
以上説明したように、本実施形態の電源回路１１は、自ら生成した出力電圧Ｖｏを制御回路である基準電圧回路２０とオペアンプ２１の電源電圧とすることに加え、起動回路２３を設けて出力電圧Ｖｏが低い期間トランジスタＱ１１が十分にオンする構成となっている。この構成により、電源立ち上げ時における不安定状態の発生を抑制しつつ、電源回路１１の消費電流を低減することができる。また、出力電圧Ｖｏの立ち上がり時間も短縮される。さらに、電源入力端子１３への入力電圧が変動した場合であっても消費電流の変動が小さいので、電圧変動の大きいバッテリを電源とする車両搭載機器に特に適した電源回路となる。
【００２８】
また、オペアンプ２１の出力トランジスタＱ１４に遮断用トランジスタＱ１３を直列に接続し、Ｎチャネル型トランジスタＱ１７によって制御されるトランジスタＱ１４のゲート電位が不定となり易い低出力電圧時において、Ｐチャネル型トランジスタＱ１５によって制御されるトランジスタＱ１３が確実にオフ状態となるため、電源立ち上げ時において一層確実に出力電圧Ｖｏを安定して上昇させることができる。
【００２９】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
オペアンプから駆動回路に電流を流し出すことによりトランジスタＱ１１がオンするような構成となっている場合には、端子１４とオペアンプの出力端子との間に出力トランジスタを設け、低出力電圧の期間その出力トランジスタを十分にオンさせる構成とすれば良い。
基準電圧発生回路としては、バンドギャップ基準電圧回路に限られず、他の回路構成を持つ基準電圧回路であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す電源回路の電気的構成図
【図２】電源立ち上げ時における各電圧の波形図
【図３】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
１１は電源回路、１３は電源入力端子、１４は端子（電源出力端子）、１７は駆動回路、１９は電圧検出回路、２０は基準電圧回路（基準電圧発生回路）、２１はオペアンプ、２３は起動回路、Ｑ１１はトランジスタ（主トランジスタ）、Ｑ１３はトランジスタ（遮断用トランジスタ）、Ｑ１４はトランジスタ（出力トランジスタ）である。
【図１】
0003680784.tif 000002
【図２】
0003680784.tif 000003
【図３】
0003680784.tif 000004