(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の電力を調節する電力調節手段と、
前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅器と、
外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制御する制御部と、
所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足し、かつ、前記高周波増幅器の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得、出力電力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブルを備え、
前記制御部は、
前記所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、
前記出力電力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電力を指示した時には、前記最大出力電力を指示した時に比べて、前記高周波増幅器の動作バイアス点をＢ級寄りに制御し、かつ、
前記電力調節手段の出力である前記入力電力を、前記テーブルを用いて前記入力電力と前記電力利得との和が前記出力電力となるように制御することを特徴とする高周波回路。
【請求項２】
前記テーブルの情報がソフトウェアプログラムで記述されていることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項３】
前記テーブルの情報がハードウェアによりアナログ的に出力されていることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項４】
前記テーブルは、
所定の無線通信システムで定められている全出力電力範囲において、前記高周波増幅器から出力される不要波と所望信号成分の比率が、前記所定の無線通信システムの歪み基準値以下で、かつ、この歪み基準値の近傍であるという条件下で、前記高周波増幅器がＡ級動作からＢ級動作するまでの各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得及び出力電力のうち少なくとも二つの情報を測定することによって、求められていることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項５】
所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、
前記制御部から前記高周波増幅器に供給される制御信号は少なくとも第１の値と第２の値を有し、
前記第１の値は、前記高周波増幅器の出力電力が前記最大出力電力になるように前記テーブルから求められ、
前記第２の値は、前記高周波増幅器の最大出力時の電力利得の１／８以下になるように前記テーブルから求められることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項６】
前記第１及び第２の値は、前記テーブルから補間されて求まることを特徴とする請求項５記載の高周波回路。
【請求項７】
前記制御部から前記高周波回路へ供給される制御信号を一旦入力し、前記制御信号の代わりに、前記制御信号を変換した信号を前記高周波増幅器に供給する制御信号変換器をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の高周波回路。
【請求項８】
高周波信号の電力を調節する電力調節手段と、前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅器と、外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制御する制御部と、所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足し、かつ、前記高周波増幅器の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得、出力電力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブルを備え、前記制御部は、前記所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記出力電力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電力を指示した時には、前記最大出力電力を指示した時に比べて、前記高周波増幅器の動作バイアス点をＢ級寄りに制御し、かつ、前記電力調節手段の出力である前記入力電力を、前記テーブルを用いて前記入力電力と前記電力利得との和が前記出力電力となるように制御する高周波回路と、
前記高周波回路の高周波増幅器から出力された信号を出力するアンテナを備えることを特徴とする通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広範囲な出力（送信）電力制御が行われる無線通信システム用の電力増幅器（以下、高周波増幅器という）に関し、特に、低出力時における電力利得を減じるとともに、消費電流を削減し、出力電力制御の下において実効的な平均消費電流を削減する回路方式及び通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信、特に移動体無線通信では送信電力制御が行われる場合が多く、低出力電力時に高周波増幅器及びこの高周波増幅器の前段に配置されるドライバ増幅器等の前段部の電力付加効率の劣化が問題となる。
【０００３】
以下、この送信電力制御と低出力電力時における電力付加効率の劣化について説明する。ここで、電力付加効率とは、ＲＦ（高周波）出力電力をＤＣ（直流）入力電力で除したものである。
【０００４】
まず、図１０に送信電力制御を行う無線通信システムの送信電力確率密度関数の一例を示す。この例では送信電力が最大で30dBm（dBmW、以下dBmと略す）に達するが、最も送信する確率の多い電力は10dBm付近にある。また、送信電力は0dBm以下の値を取る場合もある。
【０００５】
次に、図９は一般的な移動体通信向け線形アンプに用いられるＡＢ級にバイアスされた高周波増幅器のRF（高周波）出力電力とDC（直流）消費電流の関係を示したものである。
【０００６】
一見すると、RF出力電力に伴い消費電流も増加しているように見えるが、電力付加効率が出力電力によらずに一定であれば、出力30dBm時に400mAであった消費電流は、20dBm出力時には１／１０の40mAになっていなければならない。しかし、この例では130mA消費している。後で説明するが、高周波増幅器では原理的に電力付加効率が出力電力の低下に伴い劣化するためである。
【０００７】
また、RF出力電力が１０dBm以下ではＲＦ出力電力によらず消費電流が有限の一定値に漸近する。図９の場合は約60mAである。これは、ＡＢ級にバイアスするための設定電流（アイドル電流、セット電流又はquiescent currentという）である。
【０００８】
尚、B級にバイアスすれば、低出力時の消費電流は０に漸近する。しかし、線形変調用の増幅器の場合、歪みを抑えるためにAB級にバイアスする必要がある。AB級では、低出力時において高周波電力に寄与しない無駄な電流を消費するという問題点がある。
【０００９】
上述した図１０に示した送信電力の確率密度関数を、図９に示したＲＦ出力電力に対するＤＣ消費電流に当てはめると、消費電流の確率分布関数が得られる。この消費電流の確率分布関数を図１１に実線で示す。破線で示したのが平均消費電流で、約84mAである。50%以上の確率でアイドル電流である約60mAの電流が消費され、100mA以上の電流が消費されるのは全体の14%、200mA以上は3.5%、300mA以上は僅かに1%である。図１１より、明らかに、平均消費電流はアイドル電流に依存していることがわかる。広範囲の送信電力制御を行う無線通信システムでは、高周波増幅器のアイドル電流削減が重要であり、技術課題である。
【００１０】
次に、高周波増幅器の電力付加効率が、飽和出力付近で最大となり、低出力時に劣化するメカニズムについて、アイドル電流が０となるＢ級アンプの場合を例に取り、図１２を用いて説明する。図１２（ａ）は電力付加効率とＲＦ出力電力の関係の一例である。ここで電力付加効率とは、前述したように、ＲＦ出力電力をＤＣ入力電力で除したものであり、バイポーラトランジスタの場合はコレクタ効率、電界効果トランジスタの場合はドレイン効率のことである。図１２（ｂ）は同図（ａ）の電力付加効率の逆数を対数目盛りで示したグラフである。出力されるＲＦ電力に対して、何倍の直流電力を高周波増幅器に投入しているかを示している。図１２の例では、出力電力３０ｄＢｍ時に７２％あった電力付加効率が、２０ｄＢｍ出力時には２１．８％、１０ｄＢｍ出力時には４．７％、５ｄＢｍ出力時には１．５％にまで劣化している。投入しているＤＣ入力電力はＲＦ出力電力に対して３０ｄＢｍ出力時に１．４倍、２０ｄＢｍ出力時に４．６倍、１０ｄＢｍ出力時は２１．２倍、５ｄＢｍ出力時には６７．１倍にまで増加し、低出力時にはＲＦ出力電力に供さない無駄なＤＣ入力電力が消費されていることがわかる。
【００１１】
低出力時に電力付加効率が劣化するメカニズムを単純理想化したトランジスタモデルを用いて説明する（図１３）。電流、電圧の瞬時値を静特性上に重ね合わせた動的な負荷線が折れ線ＫＢＣで表され、出力電圧はバイアス電圧を平均値とした正弦波で表され、出力電流は半波整流波で表されると仮定する。点Ｂがバイアス点に相当する。図１３の場合はＢ級動作である。ＲＦ出力電力は、出力電圧の基本波成分Vout(t)の実効値と出力電流の基本波成分I1(t)の実効値の積で与えられる。点Rと点Bを対角とする四角形の面積の１／２がRF出力電力に相当する。図中点線で示した四角形がこれに相当する。DC入力電力はバイアス電圧と出力電流Iout(t)の平均値の積で与えられるので、図中では点Dと点Bを対角とする破線で示した四角形の面積に相当する。電力付加効率は両者（破線と点線の四角形）の面積比で与えられる。また、ここで、点Ｒと点Ｂを結んだ直線が、基本波に対する負荷線となる。
【００１２】
図１３（ａ）に対して同図（ｂ）は電流振幅および電圧振幅が半減しており、ＲＦ出力電力は１／４となっている。一方、直流電流はＲＦ電流の平均値であるので同じ割合で半減するが、直流電圧は点Ｂで固定であるため、四角形ＤＢの面積は１／２である。この結果、ＲＦ出力電力が１／４（−６ｄＢ）となる毎に電力付加効率は半減していく。このように、高周波増幅器で低出力時に電力付加効率が劣化するのは動作原理に基づく本質的な問題である。
【００１３】
従来、この様な本質的な電力付加効率の劣化を補償する手段として、図１５に示す高周波回路がある。すなわち、出力電力の低下に合わせて、バイアス電圧を変化させて、例えば、出力電力が１／４になる時には、図１５（ｂ）に示すようにバイアス電圧をB2からB1に変化させることで、電力付加効率の劣化を抑止しようとするものである。しかし、この方式を実現するには大電流が供給可能な可変電圧源V1が必要である。一般的には図１５（ｃ）で示すようなDC-DCコンバータが用いられるが、部品点数の増加、実装面積の増加、価格の増加を招く。また、この方法では、低出力時になるにつれてバイアス電圧に占めるニー電圧の割合が増して効率の維持が困難になる。加えて、可変電源Ｖ１の最低出力電圧が内部のレギュレータの基準電圧の関係で約１Ｖ程度であること、低電圧出力時にはDC-DCコンバータの効率が劣化することなどの理由で、広い出力電力範囲において高い効率を維持することは難しい。
【００１４】
また、図１５（ａ）に示すように、可変電源Ｖ２を併用してバイアス電流を制御することも行われる。しかし、従来のこの方式においては、出力低下に伴う電力付加効率劣化の抑制が目的であるために、増幅器の電力利得を維持しつつ（低出力時においても電力利得を極力低下させないように）、アイドル電流（バイアス電流）を調整している。
【００１５】
同様に、図１５（ａ）において、電源Ｖ１は固定にして固定バイアス電圧の下で、可変電源Ｖ２によるバイアス電流制御のみを行う方法も提案されている。但し、従来のこの方法においても上述同様に、出力低下に伴う電力付加効率劣化の抑制が目的であるために、増幅器の電力利得を維持しつつ（低出力時においても電力利得を極力低下させないように）、アイドル電流（バイアス電流）を調整している。例えば、増幅段が２段の高周波増幅器において、最大出力時の電力利得が約２４ｄＢの場合は低出力時であっても２１ｄＢ程度の電力利得を有するようにバイアス点が調整されている。
【００１６】
図８を用いて、従来の可変電源Ｖ２によるバイアス電流制御のみを行う方法の原理を説明する。図８に示すように、可変電源V2を固定した場合、V２の値は、出力電力に対して歪みが基準値Rに対して一定の余裕をもって推移し、最大出力Pにおいて基準値Rを超える様に調整されている。アンプのバイアス点を上記固定時のV２の値よりもＢ級寄りのV2’に設定すると、歪み特性は全体的に図８のグラフの上側に移動する（若干形状が変化する）。このとき、歪み特性が、最大出力電力より低電力側で一旦持ち上がる個所が基準値Rを越えなければ、最大出力電力Ｐが若干低下するだけですむ。従来の方法は、この特性を利用している。
【００１７】
別の電力付加効率の劣化を補償する方法として、図１４に示す高周波回路がある。すなわち、従来の高周波回路では、最大出力電力の異なる複数の増幅器、AMP1（最大出力電力 −20dBm）、AMP2（最大出力電力 5dBm）、AMP3（最大出力電力 30dBm）を直列に配置するとともに、後段のAMP2及びAMP3にバイパス回路７５，７６を設け、スイッチ回路Ｓ７１，Ｓ７２，Ｓ７３，Ｓ７４を切り換えることによって接続形態を選択して適切な電力増幅を行う。
【００１８】
低出力時に不要な電力増幅段を取り除くことで、高出力用電力増幅段が低出力時に消費するアイドル電流を削減するのがこの方法の狙いである。例えば、スイッチＳ７１乃至Ｓ７４、および、バイパス経路の７５、７６の損失が無いものと仮定すると、５ｄＢｍ以上の電力を出力するにはＡＭＰ３が必要であるが、５ｄＢｍ以下であればＡＭＰ２で出力可能なためＡＭＰ３は切り離すことが出来る。同様に、−２０ｄＢｍ以下であれば、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の両方を切り離すことが出来て、ＡＭＰ３やＡＭＰ２が消費するアイドル電流を削減できる。
【００１９】
しかし、図１４のようなスイッチによる方法は簡便であるが、スイッチの挿入損失が問題となる。特に最終段増幅器となるAMP3の出力側に設けられたスイッチＳ７４の挿入損失は、増幅段全体を見た場合の電力付加効率を大きく劣化させる。
【００２０】
スイッチの挿入損失を１ｄＢと仮定すると、ＡＭＰ３の出力電力は３１ｄＢｍでなければならない。ＡＭＰ３の最大出力時の電力付加効率が４０％、電源電圧が３．５Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、消費電流は８９６ｍＡである。スイッチが無ければ３０ｄＢｍを出力すればよく、電力付加効率４０％、電源電圧３．５Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、消費電流は７１２ｍＡで済む。ＡＭＰ３の出力側に１ｄＢのスイッチを挿入することにより消費電流は１．２６倍になりかえって増加する。これは、１ｄＢ出力電力を増すために、デバイスのサイズを１．２６倍にしていることに他ならず、全出力電力の範囲において消費電流が１．２６倍になる。当然のことながらアイドル電流も１．２６倍になる。また、ＡＭＰ２とＡＭＰ３の間に設けたスイッチＳ７３とＳ７２の挿入損失各１ｄＢを補償するために、ＡＭＰ２はＳ７４も含めた合計３ｄＢを補償する必要がある。また、ＡＭＰ２にはＡＭＰ３よりも厳しい歪み基準が課せられる場合が多く、線形性を確保するために電力付加効率は４％程度と低くなるのが一般的である。ＡＭＰ２の特性を出力電力８ｄＢｍ、電力付加効率４％、電源電圧３Ｖ、電力利得２５ｄＢと仮定すると、消費電流は５２．４ｍＡとなる。一方、Ｓ７４とＳ７３を廃して、常にＡＭＰ３を接続している状態を仮定すると、ＡＭＰ２は６ｄＢｍを出力すればよく、消費電流は３３．１ｍＡで済む。ＡＭＰ３をバイパスする場合の６３％に相当する。ＡＭＰ３とＡＭＰ２の合計では、７８％低消費電流になる。
【００２１】
スイッチによりバイパスする方法は、一見簡単で効果があるように思われるが、出力電力が高くなるのに伴い消費電流の増加が大きくなるため、従来はＡＭＰ２のバイパス７５は積極的に利用される反面、ＡＭＰ３のバイパス７６は殆ど行われていない。また、スイッチによる実装面積の増加、部品点数の増加、スイッチによる歪みも問題であった。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、ＡＢ級高周波増幅器における低出力時の消費電流（例えばアイドル電流）を削減し、送信電力制御の下での実効的な直流消費電力を削減した、広いダイナミックレンジの高周波増幅器及びその前段に配置される前段部を、実装面積が少なく、かつ、部品点数が少ない簡易な方式で実現することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
第１の発明は、高周波信号の電力を調節する電力調節手段（１１）と、前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅器（１２）と、外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制御する制御部（１８）と、所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足し、かつ、前記高周波増幅器の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得、出力電力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブル（１９）を備え、前記制御部は、前記所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記出力電力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電力を指示した時には、前記最大出力電力を指示した時に比べて、前記高周波増幅器の動作バイアス点をＢ級寄りに制御し、かつ、前記電力調節手段の出力である前記入力電力を、前記テーブルを用いて前記入力電力と前記電力利得との和が前記出力電力となるように制御することを特徴とする高周波回路である。
【００２４】
第２の発明は、前記テーブルの情報がソフトウェアプログラムで記述されていることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路である。
【００２５】
第３の発明は、前記テーブルの情報がハードウェアによりアナログ的に出力されていることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路である。
【００２６】
第４の発明は、前記テーブルは、所定の無線通信システムで定められている全出力電力範囲において、前記高周波増幅器から出力される不要波と所望信号成分の比率が、前記所定の無線通信システムの歪み基準値以下で、かつ、この歪み基準値の近傍であるという条件下で、前記高周波増幅器がＡ級動作からＢ級動作するまでの各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得及び出力電力のうち少なくとも二つの情報を測定することによって、求められていることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路である。
【００２７】
第５の発明は、所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記制御部から前記高周波増幅器に供給される制御信号は少なくとも第１の値と第２の値を有し、前記第１の値は、前記高周波増幅器の出力電力が前記最大出力電力になるように前記テーブルから求められ、前記第２の値は、前記高周波増幅器の最大出力時の電力利得の１／８以下になるように前記テーブルから求められることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路である。
【００２８】
第６の発明は、前記第１及び第２の値は、前記テーブルから補間されて求まることを特徴とする第５の発明記載の高周波回路である。
【００２９】
第７の発明は、前記制御部から前記高周波回路へ供給される制御信号を一旦入力し、前記制御信号の代わりに、前記制御信号を変換した信号を前記高周波増幅器に供給する制御信号変換器（２１）をさらに備えることを特徴とする第１の発明記載の高周波回路である。
【００３０】
第８の発明は、高周波信号の電力を調節する電力調節手段（１１）と、前記電力調節手段の出力を増幅して出力する高周波増幅器（１４）と、外部からの出力電力指示に応じて前記高周波増幅器を制御する制御部（１８）と、所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足し、かつ、前記高周波増幅器の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得、出力電力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブル（１９）を備え、前記制御部は、前記所定の無線通信システムで定められた歪み基準値を満足する前記高周波増幅器の出力電力のうち最大の値を最大出力電力とし、前記出力電力指示が前記最大出力電力よりも低い出力電力を指示した時には、前記最大出力電力を指示した時に比べて、前記高周波増幅器の動作バイアス点をＢ級寄りに制御し、かつ、前記電力調節手段の出力である前記入力電力を、前記テーブルを用いて前記入力電力と前記電力利得との和が前記出力電力となるように制御する高周波回路と、前記高周波回路の高周波増幅器から出力された信号を出力するアンテナ（１０１）を備えることを特徴とする通信システムである。
【００３４】
本発明によれば、高周波増幅器の動作バイアス点を制御することによって、電力利得をほぼ０となるスルーの状態を作り上げ、消費電流を大幅に削減することができる。
【００３５】
また、高周波増幅器の動作バイアス点を制御することによって、アイドル電流も大幅に削減することもでき、また、電力付加効率も改善される。これらは、Ｂ級に近い動作級を選べば良い。
【００３６】
さらに、高周波増幅器の入力電力を不要波のレベル（高周波増幅器から出力される不要波と所望信号成分の比率）が所定の所定の無線通信システムのひずみ基準値以下で、かつ、このひずみ基準値の近傍になるように制御することもできる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００３８】
まず、図８〜図１１を用いて、本発明の原理を説明する。図８は一般的なＡＢ級線形増幅器の出力電力と歪み成分の関係を示すグラフである。ＡＢ級の動作点にバイアスされた高周波線形増幅器の、出力電力と出力信号に含まれる増幅器の歪みに起因する不要波と所望信号成分の比率（以下、不要波のレベルという）の関係を示した。縦軸が不要波のレベル、横軸が出力電力である。ここで言う不要波とは、３次高調波歪や隣接チャネル漏洩電力などの、無線通信システムで重要な、歪みに関して規定した項目である。この不要波には使用する無線通信システム毎に歪み基準値が設けられている。さらに、無線システム内部で各コンポーネントに歪みの配分が行われて、高周波増幅器に対する最終的な歪み基準が決定される。使用する高周波増幅器にはこの歪み基準値を満足することが要求されている。すなわち、高周波増幅器は、不要波のレベルがこの歪基準値以下の値になるような出力電力を出さなければならない。図中では歪み基準値をＲとして記した。歪み基準値Ｒを満足する最大の出力電力をＰとした。
【００３９】
ここに示したような一般的な高周波線形増幅器の場合、出力電力の増加に伴い不要波のレベルが増加する傾向にあるため、高周波増幅器の整合回路やバイアス点は出力電力Ｐにて最適化される。従って、出力電力に応じてバイアス点を制御しなければ、実線で示したグラフのように変曲点を持った形状なる。出力電力の増加に伴い、一旦、不要波の増加が緩やかになり、場合によっては図８に示すように一旦減少し、その後急激に増加するのが特徴である。一般的に、このカーブはＡ級動作になるにつれて直線的になり、Ｂ級になるにつれて増減が激しくなる傾向にある。
【００４０】
高周波増幅器においては、Ａ級になるにつれて歪みが低減するが電力付加効率も劣化し、Ｂ級になるにつれ歪みは増加するが電力付加効率も改善される。歪みと電力付加効率はトレードオフの関係にある。
【００４１】
また、Ａ級動作では、図１３において負荷線が点Ｋと点Ｃを結んだ線であり、電流Iout(t)は正弦波になり、アイドル電流は振幅の半分に相当する電流になる。B級では図１３同様アイドル電流が０になる（点Ｂ）。すなわち、電力付加効率改善とアイドル電流削減の観点から、Ｂ級に近い動作級を選ぶのが有利である。そこで、図８に示すように、出力電力の増加に伴い、基準値Ｒと一定のマージンをもって不要波レベルが推移するように、可能な限り動作級をＡＢ級の中でもＢ級寄りに設定するよう、バイアス点を制御すればよい。
【００４２】
図８から明らかなように、出力電力が低下するに従い、歪み基準値Ｒに対するマージンが生じ、低出力時にはより深いバイアス点（可能な限りB級寄り）で動作させることが重要である。
【００４３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波回路のブロック図である。１１は出力電力調節手段である信号源、１２は高周波増幅器、１３は信号源１１から高周波増幅器へ供給されるＲＦ入力信号、１４は高周波増幅器から出力されるＲＦ出力信号、１５は高周波増幅器の制御端子、１６は信号源１１の出力電力を制御する第１の制御信号、１７は制御端子１５に供給され、前記高周波増幅器の動作バイアス点を制御する第２の制御信号、１８は第１及び第２の制御信号を生成する制御部、１９は高周波増幅器の各動作バイアス点に対応する、入力電力、電力利得及び出力電力の３つのうちいずれか２つの情報を格納するテーブル、２０はＣＰＵなどの通信システム全体の制御装置（不図示）から供給された出力電力指示を示す。
【００４４】
制御端子１５は、高周波増幅器１２の出力電力に応じて、高周波増幅器１２の動作バイアス点を第２の制御信号１７により設定変更するためのものである。制御端子の一例としては、高周波増幅器１２がエミッタ接地バイポーラトランジスタの場合は直接あるいはバイアス回路等を介してベースに接続されている端子が挙げられる。
【００４５】
制御端子１５に与えられる第２の制御信号１７は少なくとも２つ以上の離散的な値を取り（デジタル制御の場合）、制御部１８により発生される。制御部１８と高周波増幅器１２の制御端子１５との間の信号の電流の向き、および駆動方式（電流駆動、電圧駆動）は、制御端子１５以降の、高周波増幅器内部の回路構成に依存する。
【００４６】
動作の説明を明確にするために、以下では電圧駆動として、高電圧側でバイアスが浅くなり（Ａ級寄り）、低電圧側でバイアスが深くなる（Ｂ級寄り）ものとして説明する。もちろん、実際の回路ではこの論理が逆転していても差し支えない。また、よりきめ細やかに制御を行うには、高周波増幅器１２に含まれる増幅段数に相当するだけの制御端子が存在し、個別に制御をかけることが望ましいが、ここでは、動作説明を簡単にするため、１つの制御端子による例を示す。
【００４７】
先ず、図８を使って動作説明する。従来においては不要波レベルが最大出力Ｐ以上の電力において基準値Ｒを超える様に、最大出力Ｐにおいて、バイアス点、整合点を最適化しており、このときの不要波レベルの出力電力依存性を、便宜上、「従来の不要波レベル」、またこの時与えられていたバイアスを「従来のバイアス点」と呼ぶことにする。図８には制御端子１５に与えられる第２の制御信号１７が「従来のバイアス点」で固定されたときの「従来の不要波レベル」が示されている。
【００４８】
本発明は、不要波レベルが、最大出力Ｐ以下の出力電力において、「従来の不要波レベル」以上かつ、歪み基準値Ｒ以下になるように制御することを特徴としている。
【００４９】
本実施形態では第２の制御信号１７により「従来のバイアス点」よりもＢ級寄りのバイアス点を選ぶ。このため、基準値Ｒを満足できる最大出力電力はＰよりも下がる。また、一般的に、バイアス点がＢ級寄りになれば電力利得も低下する。従って、本実施形態では、動作バイアス点を変更した場合にも歪み基準Ｒを満足できるようにするため、各動作バイアス点に対応する、出力電力（Pout）、電力利得（Gain）、入力電力（Pin）の３つのうちいずれか２つの情報をテーブル１９に格納している。尚、出力電力（Pout）、電力利得（Gain）、入力電力（Pin）の３つのうちいずれか２つの情報を持てば、Pin＋Gain＝Poutの式より残りの情報を求めることができる。
【００５０】
そして、システムからの出力電力指示２０（Pout）に応じて、最適な（すなわち、不要波のレベルが歪み基準値以下で、かつこの歪み基準値の近傍である）動作バイアス点を第２の制御信号１７により設定する。すると、高周波増幅器１２の電力利得（Gain）が決まる。従って、高周波増幅器１２に入力するＲＦ入力信号１３の電力（Pin）を、上式Pin＋Gain＝Poutを満たすように第１の制御信号により調整する。
【００５１】
本実施形態では、動作バイアス点を「従来のバイアス点」よりも深く（Ｂ級寄り）に設定するために、制御端子１５に与える第２の制御信号１７の電圧を、最大出力Ｐの時よりも低出力側において、下げる操作を行っている。
【００５２】
テーブル１９の作り方は、まず、使用する無線通信システムに応じて高周波増幅器１２を決め、この決めた高周波増幅器１２のＲＦ入力信号１３、ＲＦ出力信号１４、第２の制御信号１７の三つうちの一つを定めて他の二つが歪み基準値Ｒを満足する条件を測定すればよい。例えば、ＲＦ入力信号１３を定めて、第２の制御信号１７を調整して、歪みレベルが歪み基準値Ｒを満足する値を探す。そしてこの入力信号１３のレベルと第２の制御信号１７の値を選んだときの、ＲＦ出力信号１４を測定する場合がある。
【００５３】
信号源１１は、出力電力調節機能（例えば、可変利得増幅器、減衰器）を少なくとも含んでおればよい。さらに、ベースバンド部、Ｄ／Ａ変換器、変調器、アップコンバータなどを含んでいても良い。この出力電力調節機能により高周波増幅器１１に入力されるＲＦ入力信号１６の出力電力が調整される。
【００５４】
制御部１８は、信号源１１や高周波増幅器１２を第１の制御信号１６および第２の制御信号１７により制御することによって、ＲＦ出力１４の出力電力を任意に設定したり、また、ＲＦ出力が無い場合には、信号源１１や高周波増幅器１２を電流を消費しないＯＦＦ状態（シャットダウン状態）に切り替える機能を持つ。
【００５５】
ＣＰＵなどの通信システム全体の制御装置から供給された出力電力指示２０が制御部１８に与えられると、制御部１８は、出力電力指示２０に対応する、高周波増幅器１２の入力電力および第２の制御信号をテーブル１９から読み出す。このとき、テーブル１９に入力電力、出力電力のセットではなく、入力電力と電力利得、あるいは、電力利得と出力電力のセットで格納されている場合にはこれから換算して求める。
【００５６】
尚、テーブル１９に記録されてる対応表は離散的なデータなので、制御部１８で必要に応じて補間される。補間方法としては、直線補間又はスプライン補間などが挙げられる。また、補完は真数で行っても、対数で行ってもよい。
【００５７】
読み出されたデータである高周波増幅器１２の入力信号１３に基づき、制御部１８で第１の制御信号１６が生成され、この第１の制御信号によって信号源１１の出力電力が、高周波増幅器１２に入力すべきRF入力電力の所望の値に調整される。さらに、制御部１８で出力電力指示２０に応じてテーブル１９から求められた第２の制御信号１７が生成され、高周波増幅器１２は、制御端子１５に供給された第２の制御信号１７によって動作バイアス点が制御される。上述したように、本実施形態では、制御端子１５に与える第２の制御信号１７の電圧を、最大出力Ｐの時よりも低出力側において、下げる操作を行っている。この結果、あらゆる出力電力においても歪み基準Ｒを満足する範囲で動作バイアス点を「従来のバイアス点」よりも深く（Ｂ級寄り）設定することが可能になる。
【００５８】
また、本方式は、制御信号により動作バイアス点を深く（Ｂ級寄りに）すると共に、高周波増幅器１２の電力利得を低下させてゲインコントロールの機能をもたせ、更に、ピンチオフ（遮断領域）近傍に動作バイアス点を設定することで、電力利得がほぼ０となるスルーの状態を作り上げ、消費電流を大幅に削減することを特徴としている。このスルー状態によりAB級増幅器特有のアイドル電流を大幅に削減でき、送信電力制御を行う無線通信システムにおける消費電流も大幅に削減できる。
【００５９】
（変形例）
図２は、図１で説明した高周波回路の変形例のブロック図である。図１と同じ符号については図１の説明を参照していただき、ここでは図１と異なる点のみ説明する。
【００６０】
図１と異なる点は、制御部１８から供給される第２の制御信号１７がそのまま高周波増幅器１２の制御端子１５に入力されるのではなく、第２の制御信号１７は制御信号変換器２１に入力し、対応する第３の制御信号２２が制御端子１５に供給される点である。このような制御信号変換器２１は高周波増幅器１１のバイアス回路としての機能も備えるので、高周波増幅器１１の温度補償ができる点で有効である。
【００６１】
図２では制御信号変換器２１は高周波増幅器１とは別のブロックで記載したが、両者が物理的に同一のパッケージもしくはモジュールもしくは集積回路に組み込まれる場合もある。
【００６２】
図３から図６に、歪みの基準値が−３８ｄＢｃの時の図１で説明した高周波回路の実験結果を示す。
【００６３】
図３は出力電力−制御電圧の特性、図４は出力電力−隣接チャネル漏洩電力の特性である。従来の制御電圧を固定する方式（すなわち、第２の制御信号１７が無い場合）（点線）では出力電力の低下に伴い隣接チャネル漏洩電力が減少し、基準値−３８ｄＢｃよりもかなり低い値をとるようになる。一方、本実施形態に基づく制御方式（実線）では、隣接チャネル漏洩電力が−３８ｄＢｃとなるように、出力電力が低下するにつれて、制御端子１５に与える第２の制御信号１７である制御電圧を２．９Ｖから２Ｖへ変化させている。この制御電圧が変化することにより、高周波増幅器の電力利得も変化する。
【００６４】
図５は、出力電力−電力利得Ｇａの特性、出力電力−入力電力Ｐｉｎの特性を示すグラフである。従来の制御電圧固定の方式（点線）では電力利得Ｇａは出力電力に殆ど依存していないが、本実施形態の方式（実線）では低出力時に電力利得Ｇａが０ｄＢ付近まで低下している。電力利得制御範囲は２５ｄＢ確保できていることがわかる。
【００６５】
本実施形態の方式では、隣接チャネル漏洩電力の基準値−３８ｄＢｃを満たすために、制御電圧に応じて入力電力Ｐｉｎに制限がかかるのが特徴である。
【００６６】
図６は出力電力と消費電流の関係を示している。従来の制御電圧固定の方式（点線）では低出力時に７０ｍＡのアイドル電流に漸近するが、本実施形態の方式（実線）では、約１／１０の７ｍＡにまで消費電流が削減されている。この結果を送信電力制御による送信電力の確率密度関数に当てはめ評価した結果、最高で５０％の消費電流の削減が実現できた。
【００６７】
図５と図６より、本実施形態の方式によれば、電力利得Gaを２４ｄBから１５ｄBへ９ｄB下げれば、すなわち、最大出力時の電力利得の１／８以下にすれば、消費電流も格段と下げることができる。さらに、電力利得Gaを６ｄBまで下げれば、消費電流はさらに下げることができる。尚、電力利得Ｇａが０ｄB〜−３ｄＢの範囲であっても、同様に消費電流は下がった。つまり、電力利得Gaを６ｄＢ〜−３ｄＢのほぼ０ｄBにすれば、消費電流はさらに下げることができる。
【００６８】
（第２の実施形態）
第１の実施形態に係る高周波回路は、特に出力電力範囲の広い高周波増幅器を必要とするシステムに好適である。例えば、移動局との通信や、あるいは固定局同士であっても電波伝播の環境が変化しやすい場合に有効である。特に携帯電話などの移動体通信システムや無線ＬＡＮ機器などに代表される無線アクセスシステム、とりわけ広いダイナミックレンジを必要とするＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access；符号分割多元接続）方式によるシステムでは有効である。
【００６９】
以下では、第２の実施形態として、第１の実施形態に係る高周波回路が、通信システムの送受信用増幅器に適用できることを説明する。
【００７０】
即ち、図７（ａ）に示すように、本実施形態に係る無線通信システムは、電波信号を送受信するアンテナ１０１及び１０２と、これらアンテナ１０１や１０２を切り換え接続するアンテナ共用器／切り換え器１０３と、上述した第１の実施形態にかかる高周波回路を内蔵した送信用増幅器１０４及び受信用増幅器１０５と、これらの送受信用増幅器１０４及び１０５に対して変調又は復調された信号を入出力する変調器１０６及び復調器１０８と、送受周波数を生成し、またベースバンド信号処理部１０９との同期処理を行うシンセ部（シンセサイザ）１０７とを有する無線部１００を備えている。
【００７１】
また、本実施形態に係る無線通信システムは、無線部１００から入出力される信号を変換処理するベースバンド信号処理部１０９と、このベースバンド信号処理部１０９に対して外部からの信号を入出力する入出力部１１０を有しており、これら無線部１００、ベースバンド信号処理部１０９、及び入出力部１１０は、電源１１２から供給される電源電圧により駆動するとともに、制御部１１１によりその動作が制御される。なお、入出力部１１０は、外部からの音声や入力操作を受けるインターフェースとしてマイク１１０ａ、キー１１０ｄを有しており、また外部への出力インターフェースとしてスピーカ１１０ｂや表示部１１０ｃ、バイブ１１０ｅ、データ入出力装置１１０ｆを有している。データ入出力装置１１０ｆとは、Bluetoothモジュールや、USB、IEEE1394などのインターフェース、メモリカードやＣＦカードやSDカード等の各種カード類のインターフェース、PDAやＰＣとの接続に用いるインターフェースなどをいう。
【００７２】
そして、このような無線システムによれば、マイク１１０ａ、キー操作１１０ｄ及びデータ入出力装置１１０ｆ等の入出力部１１０により入力された音声、操作信号及びデータは、制御部１１１の制御によりベースバンド信号処理部１０９で信号処理され、変調器１０６を介して送信用増幅器１０４に入力される。この送信用増幅器１０４では、上述した第１の実施形態に係る増幅処理によって増幅され、アンテナ共用器／切り替え器１０３を介して、アンテナ１０１や１０２より送信される。
【００７３】
なお、アンテナ１０１や１０２で受信された電波は、制御部１１１の制御によりアンテナ共用器／切り替え器１０３を介して受信用増幅器１０５により増幅され、復調器１０８、ベースバンド信号処理部１０９により制御信号に変換され、入出力部１１０のスピーカ１１０ｂや表示部１１０ｃ、バイブ１１０ｅ、データ入出力装置１１０ｆの動作を制御する。
【００７４】
また、本発明は図７（ｂ）に示すような、移動体通信システムの基地局についても採用することができる。
【００７５】
即ち、同図（ｂ）に示すように、本実施形態に係る移動体通信システムは、電波信号を送受信するアンテナ２０１及び２０２と、これらアンテナ２０１や２０２を切り換え接続するアンテナ共用器／切り換え器２０３と、上述した第１の実施形態に係る高周波回路を内蔵した送信用増幅器２０４及び受信用増幅器２０５と、これらの送受信用増幅器２０４及び２０５に対して変調又は復調された信号を入出力する変復調器２０６とを有する無線部２００を１以上備えている。
【００７６】
また、本実施形態に係る移動体通信システムは、無線部２００から入出力される信号を処理するベースバンド信号処理部２０７と、このベースバンド信号処理部２０７に対して外部からの信号を入出力する伝送路接続部２０８を有しており、これら無線部２００、ベースバンド信号処理部２０７、及び伝送路接続部２０８は、電源２１０から供給される電源電圧により駆動するとともに、制御部２０９によりその動作が制御される。
【００７７】
そして、このような移動体通信システムでは、外部から入力された信号は、伝送路接続部２０８を通じてベースバンド信号処理部２０７に入力され、このベースバンド信号処理部２０７において信号処理され、変調器２０６を介して送信用増幅器２０４に入力される。この送信用増幅器２０４では、上述した第１の実施形態に係る増幅処理によって増幅され、アンテナ共用器／切り替え器２０３を介して、アンテナ２０１や２０２より送信される。
【００７８】
なお、アンテナ２０１や２０２で受信された電波は、アンテナ共用器／切り替え器２０３を介して受信用増幅器２０５により増幅され、変復調器２０６、ベースバンド信号処理部２０７により制御信号に変換され、伝送路接続部２０８を通じて外部に出力される。
【００７９】
以上、第１及び第２の実施形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例えば、図１のテーブル１９の代わりに、高周波増幅器１２の各動作バイアス点に対応する入力電力、電力利得及び出力電力のうち少なくとも二つの情報が関数で記述（ソフトウェアプログラム）されていても良い。また、これらの情報は、例えばオペアンプ等のハードウェアによりアナログ的に出力されても良い。その他本発明の主旨を逸脱しない範囲内で適宜変形できる。
【００８０】
上述した本発明によれば、送信電力制御を行う高周波増幅器において、低出力時の消費電流を従来比で1／10に削減できる。この優れた特性により、送信電力制御を考慮した実効的な平均消費電流を最高で５０％まで削減する効果がある。本発明に必要な回路はMMICあるいはLSIに搭載可能であるため、小型、低価格が要求される、携帯電話用の高周波増幅器などに応用出来る。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、ＡＢ級高周波増幅器における低出力時の消費電流を削減し、送信電力制御の下での実効的な直流消費電力を削減した、広いダイナミックレンジの高周波増幅器及びその前段に配置される前段部を、実装面積が少なく、かつ、部品点数が少ない簡易な方式で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態に係る高周波回路のブロック図。
【図２】  図１で説明した高周波回路の変形例のブロック図。
【図３】  第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力−制御電圧の特性図。
【図４】  第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力−隣接チャネル漏洩電力の特性図。
【図５】  第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力−電力利得Ｇａの特性及び出力電力−入力電力Ｐｉｎの特性図。
【図６】  第１の実施形態に係る高周波回路の出力電力と消費電流の関係を示すグラフ。
【図７】  本発明の第２の実施形態に係る通信システムのブロック図。
【図８】  一般的なＡＢ級線形増幅器の出力電力と歪成分の関係を示すグラフ。
【図９】  一般的なＡＢ級高周波増幅器のRF出力電力とDC消費電流の関係を示すグラフ。
【図１０】  送信電力制御を行う無線通信システムに用いられる高周波増幅器の送信電力確率密度関数の一例を示すグラフ。
【図１１】  図１０の確率密度関数を用いた場合の、消費電流の確率分布関数のグラフ。
【図１２】  Ｂ級高周波増幅器のRF出力電力と電力付加効率の関係の一例を示すグラフ。
【図１３】  高周波増幅器の低出力時における電力付加効率の低下を説明する原理図。
【図１４】  従来の高周波回路の説明図。
【図１５】  従来の別の高周波回路の説明図。
【符号の説明】
１１  信号源
１２  高周波増幅器
１３  ＲＦ入力信号
１４  ＲＦ出力信号
１５  制御端子
１６  第１の制御信号
１７  第２の制御信号
１８  制御部
１９  テーブル
２０  出力電力表示
２１  制御信号発生回路
２２  第３の制御信号
１００，２００  通信部
１０１，１０２，２０１，２０２  アンテナ
１０３，２０３  アンテナ共用器／切り換え器
１０４，２０４  送信用増幅器
１０５，２０５  受信用増幅器
１０６  変調器
１０７  シンセ部
１０８  復調部
１０９，２０７  ベースバンド信号処理部
１１０  入出力部
１１１，２０９  制御部
１１２，２１０  電源
２０８  伝送路接続部
【図１】
0003664990.tif 000002
【図２】
0003664990.tif 000003
【図３】
0003664990.tif 000004
【図４】
0003664990.tif 000005
【図５】
0003664990.tif 000006
【図６】
0003664990.tif 000007
【図７】
0003664990.tif 000008
【図８】
0003664990.tif 000009
【図９】
0003664990.tif 000010
【図１０】
0003664990.tif 000011
【図１１】
0003664990.tif 000012
【図１２】
0003664990.tif 000013
【図１３】
0003664990.tif 000014
【図１４】
0003664990.tif 000015
【図１５】
0003664990.tif 000016