(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両に搭載された電源から車両に搭載された電気負荷への電力供給を制御する電力素子と、
当該電力素子に流れる電流が所定以上であることを検出する過電流検出手段と、
当該電力素子の温度が所定以上であることを検出する過温度検出手段とを備え、
前記過電流検出手段が過電流を検出し、かつ前記過温度検出手段が過温度を検出した場合に、前記負荷への電力供給を遮断する車両用電力供給制御装置。
【請求項２】
バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御する電力素子と、
当該電力素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
当該検出電流量を電圧信号に変換する電流電圧変換手段と、
当該電圧信号と所定の基準電圧との比較により前記電力素子の過電流を検出する過電流検出手段と、
前記電力素子の温度を検出する温度検出手段と、
当該検出温度を電圧信号に変換する温度電圧変換手段と、
当該電圧信号と所定の基準電圧との比較により前記電力素子の過温度を検出する過温度検出手段と、
前記過電流検出手段が過電流を検出し、かつ前記過温度検出手段が過温度を検出した場合に前記電力素子を遮断する制御手段と、
を具備することを特徴とした車両用電力供給制御装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記温度検出手段は、ツェナダイオードの端子間電位差の温度変化により前記電力素子の温度を検出することを特徴とする車両用電力供給制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ランプ，モータのオン／オフスイッチ動作を制御する、及び過負荷を検出して遮断に移行するパワー素子半導体を用いた保護機能付のスイッチ制御回路装置に関する。また、本発明は車両の多くの負荷（ランプ，モータ等）をシリアル通信ラインのネットワークで制御する系に適用すると更に効果的である。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術として一般的なのは負荷に供給される電流を検出してこの電流が過度に大きくなった場合、これを自動的に遮断する方式である。これをＭＯＳ−
ＦＥＴを用いて実現したものとして特開昭61−261920号，特開昭62−11916号，特開昭62−143450号，特開昭63−87128 号等が知られている。
【０００３】
特に、負荷の短絡や定常負荷の瞬時電流を許容し、更に異常な短絡事故時には自動的に回路を遮断する技術が特願平8−303018 号に開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の技術では、負荷端子が半ショートであるような異常によるバッテリーの異常な消耗，モータが動作途中に障害物によって物理的にロック状態となった場合の不具合、極わずかずつの電流経路の発熱の蓄積によるシステム全体の不具合（発熱，発火）にまでは対処できない。
【０００５】
つまり、温度あるいは電流によって単一の保護機能しか有しない電力素子では導通開始直後の必要な大電流で遮断されないように設計すると、その後の定常電流の比較的少量の異常を感知して遮断する制御ができなくなる。また電流もしくは温度の異常を各負荷毎に検出して遮断する方法では回路構成が複雑で高価なものとなってしまう。更に電流検出等に負荷に直列に検出抵抗を付加しては検出抵抗でのパワーロスが大きく、無駄な発熱が大きくなる。
【０００６】
本発明は、電力素子を導通状態とした直後の起動電流には反応せず、定常状態に移行した後には感度の良い保護機能を実現することを目的とする。また、別の発明では、無駄な電力消費が少なく簡単で安価な保護回路を持つ車両の電力制御装置を実現することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、車両に搭載された電源から車両に搭載された電気負荷への電力供給を制御する電力素子と、当該電力素子に流れる電流が所定以上であることを検出する過電流検出手段と、当該電力素子の温度が所定以上であることを検出する過温度検出手段とを備え、前記過電流検出手段が過電流を検出し、かつ前記過温度検出手段が過温度を検出した場合に、前記負荷への電力供給を遮断することとした。あるいは、バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御する電力素子と、当該電力素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、当該検出電流量を電圧信号に変換する電流電圧変換手段と、当該電圧信号と所定の基準電圧との比較により前記電力素子の過電流を検出する過電流検出手段と、前記電力素子の温度を検出する温度検出手段と、当該検出温度を電圧信号に変換する温度電圧変換手段と、当該電圧信号と所定の基準電圧との比較により前記電力素子の過温度を検出する過温度検出手段と、前記過電流検出手段が過電流を検出し、かつ前記過温度検出手段が過温度を検出した場合に前記電力素子を遮断する制御手段とを具備する構成とした。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図２９，図３０，図３１，図３２を用いて本発明の基礎技術を説明する。図２９において１はＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、２はスイッチとなるＭＯＳ−ＦＥＴ、３は負荷、４はＭＯＳ−ＦＥＴに流れる電流あるいはその温度の検出手段、６は一定値との比較回路、７は遮断回路である。
【０００９】
まず要素２のパワー素子内に負荷３に供給される過電流を検出する構成要素を付加した場合、定常電流の何倍かの異常な値である一定値と、現状値との比較を要素６で行い、現状値が超えた場合に遮断回路７により遮断動作に移行させる。実際には検出手段５は、流れる電流で変化する値、例えば抵抗或いはダイオードの両端の電位差を必要な場合には増幅器等含めて構成する。また、一定電圧との比較回路６はコンパレータ等の電圧比較回路によって構成することができる。遮断回路は例えばＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電位をオフ電位にする回路を付加することで実現できる。
【００１０】
これらの電流検出手法は時として不具合を生ずる。例えば自動車のヘッドランプ等の負荷においてはオフ状態から点灯開始に移行する際の瞬時的な大電流を遮断すると円滑な点灯動作を損なう。これを図示したのが図３１である。図中、縦軸は電流，温度軸、横軸は時間軸であり、１０は電流特性、１１，１２，１３は温度特性、１４は温度閾値である。通常ランプ等の点灯時の（ランプに流れる）電流、ＭＯＳ−ＦＥＴの温度は特性１０，１２のような時間変化を呈す。即ち、点灯開始時にはランプのフィラメント（図示していない）温度が低いことから極めて低い抵抗値となっていて、急激な電流が流れる（特性１０）。しかしその後フィラメント温度が上昇するに従ってフィラメントの抵抗値が増し、電流は急激に減少する。今、この立ち上がり時の電流にも反応してＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的に遮断するようにしてしまうと（図示はせず）ランプのフィラメントは必要な点灯をせず、発熱もしない。このため点灯，遮断を極短い周期で繰り返す状態に陥る（特性１３は温度を示しているがこれを電流に置換し、繰り返し周波数を高く、つまり時間軸を短縮した形となる）。ここにおいて点灯するまで著しい時間を要し、必要なタイミングでの点灯を阻害する。従って、この定常の使用状態での急激な電流は必要不可欠である。このため、電流ではなく温度をモニタする。上記のように電流は点灯開始時瞬時で急激に上昇する（特性１０）。一方、この時の温度１２はやや遅れて上昇しようとするが、電流に対して鈍い応答を示し、その後電流が定常値になるに伴い、ほぼ一定値に落ちつく。このため定常動作は阻害されない。ところが負荷であるランプ、或いはモータ等の状態が異常であり、短絡状態に近い場合には、電流は継続して非常に大きな値に保たれるので、ＭＯＳ−ＦＥＴの温度上昇も大きくなる。これを一定値(温度に換算して１４値)にてリミットするようにＭＯＳ−ＦＥＴ遮断回路を加える。ただこの場合、閾値に達することで遮断するのみの構成では特性１３のように閾値１４近傍で温度の増減サイクルが生ずる。筆者らは先に出願した特願平8−303018 号においてこれらの不具合を回避する技術を、温度保護機能を付加したスイッチ回路にて開示した。ここで温度保護機能付スイッチ回路の概要を図３０のブロック構成図、図３１の動作説明図によって述べる。
【００１１】
図３０において５は温度検出手段、６は一定値との比較回路、８は遮断保持回路、７は遮断回路である。ここで遮断保持回路はＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段のオフ動作にてリセットされ、比較回路６の出力によってセットされる。ここで温度異常により、温度が一定値に対し大きくなると比較回路６が遮断保持回路８を動作させ遮断回路７によりＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的且つ強制的に遮断せしめる。これはＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１がオン信号を継続していても強制的になされる。更に遮断保持動作はＭＯＳ−ＦＥＴ制御出力が次にオフとなる時点まで継続されるので、前記した温度の増減サイクルは回避される。こうして特性１１のように温度が一定値１４に達した後、冷却方向に制御せしめられ、異常高温によるMOS−ＦＥＴ等の素子破壊，電流供給路の発熱，発火が阻止される。
【００１２】
国際公開ＷＯ  ９６／26570 号公報の第２図における各Ｉ／Ｏインタフェイスはランプ，モータのオン／オフを制御するよう各部に分散しており、各部でスイッチ装置が必要になる。従って本発明の特徴を有するスイッチ制御装置をＷＯ  ９６／26570 号公報の第２図における各Ｉ／Ｏインタフェイス内に設けることで、負荷の異常等による過大な電流が印加されないよう、保護作用を付加することができる。こうして、本発明により車両の各負荷を通信ラインを用いて制御すること、及び短絡事故等では自動的に遮断する装置を実現することが可能となる。本発明の主要概念を示す実施例を図１に示す。図中、１００は過電流検出手段、１０１はタイマ、１０２，１０３はオン／オフスイッチ、１０４，１０５は低電流源、１０６は電圧比較器、１０７，１０８はそれぞれ１００Ｒ，Ｒなる抵抗値を有する抵抗、１０９も抵抗である。本実施例における動作を図２の要部波形図により説明する。波形図において縦軸は電圧、横軸は時間を示す。又、１２０，１２１，１２２，１２３，１２５，１２８，１３３は電圧信号、１２４は時間、１２６，１２７は時点を示す。
【００１３】
先ず要素１のＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段が信号１２５により時点１２６において電圧１２８から零に変化する。すると時点１２６以前はオフしていたＭＯＳ−ＦＥＴ２がオンし負荷３に電流を供給し始める。今、負荷３がランプであると仮定すると点灯以前はフィラメントの温度が低いため、初期大電流が流れる。その後、電流によるフィラメントの発熱で抵抗値が上がり次第に電流は減少する。このため抵抗による電圧降下に当たる電圧信号は図２の１２０に示すように変化する。一方、抵抗１０７は定電流１０５と定電流１０４の電流から電圧降下を生じる。先ず初期においてスイッチ１０３はオンしており、定電流１０４，１０５の和電流が抵抗１０７に流れる。この時抵抗１０７に流す電流を節約するために抵抗１０８は小さく、抵抗１０７は大きくする。本例では両者の比を１００として考える。今、初期の大電流を１０アンペアで制限する場合、電圧１２８を１２ボルト，電圧降下１２２を１０ボルトとして抵抗１０８は
Ｒ＝１０／１０＝１（オーム）
と設計できる。すると１０７はその百倍である１００オームとなる。負荷３の定常電流を１アンペアとし、時間１２４以降の定常状態において異常を検出する値を３アンペアとすると定電流１０５はその１００分の１である３０ミリアンペア、定電流１０４は７０ミリアンペアとすることができる。なぜなら、１００オームの抵抗１０７の電圧降下１２２が１０ボルト、電流が１００ミリアンペアであるためには定電流１０４は７０ミリアンペアでなければならないからである。時間１２４はタイマ１０１で計測され、時点１２６で変化する信号１２５によってトリガされる。以上のようにして抵抗１０７へ流す電流は時点１２７以前には１００ミリアンペア、以降は３０ミリアンペアとすることができる。電圧比較器１０６は電圧１２０と電圧１２１とを比較し、電圧１２０が高いときに高電圧、逆の場合に零電圧を信号１３２として発生する。またスイッチ１０２は信号132が高電圧であるときにオンするものを用いる。通常動作において電圧１２０は常に電圧１２１より大きいから信号１３２は常に高電圧を発生、結果的にスイッチ１０２はオン状態を維持する。
【００１４】
さて次に異常が発生した場合の動作を図３と図４とによって説明する。図中１２０ａ，１２０ｂ，１３２ａ，１３２ｂはともに電圧信号、１２９，１３１は時点を示す。今、導通初期の大電流導通から電流減少領域を経た後、何らかの理由で負荷３に異常が発生し、電流が徐々に増してゆく場合を考える。すると図３の電圧１２０ａに示すように抵抗１０８での電圧降下が増し（電位は下降）、時点１２９以前と以後とで電圧信号１２０ａと電圧信号１２１との大小関係が逆転するので、電圧比較器１０６の出力である電圧１３２ａは図３のように変化する。従って、スイッチ１０２は時点１２９以降はオフ状態に移行する。同様にして初期の大電流導通時に既に負荷３がショート状態にある場合には図４の電圧120bのように点灯開始直後、瞬時に電位は減少し、比較出力１３２ｂは時点１３１で零電位に変化。結果的に瞬時にスイッチ１０２をオフとする。
【００１５】
以上、電流検出方式での実施例の概念を示したが温度検出によっても同様の効果を上げることができる。この実施例を図５，図６に示し、以下説明する。先ず図５において１３３，１３５，１３６ａ，１３６ｂ，１３７，１３８，１３９は電圧信号、１５２はツェナーダイオード、１５１はＭＯＳ−ＦＥＴ、１５０はＭＯＳ−ＦＥＴ１５１とツェナーダイオード１５２とを同一チップ上に配置し、両者の温度をほぼ共通にしたもの、１５３は過温度検出手段、１５５は定電流源、１５６，１５７，１５８は抵抗、１６０は切り替えスイッチである。さて、周知のようにツェナーダイオードに逆方向に電流を流した場合、カソード，アノード間にはほぼ一定の電圧が発生する。この電圧は温度によって正の温度勾配を有する。今抵抗１５６での電圧降下を６ボルトとすると抵抗１５６，抵抗１５７の抵抗は６対（１２−６）ボルトとなる。この時ツェナーダイオード１５２に適当な電流（数ミリアンペア）を流しておくため、定電流１５５を設け、ツェナーダイオード１５２での電圧降下が６Ｖを下回るようにする。すると、電圧信号136aは６Ｖを上回る。さて前記の例と同様に異常電流が生じ、電圧信号１２０ａが生ずるような場合には要素１５０内の温度も徐々に上昇するためツェナーダイオードの両端電位差は大きくなる。こうして、図７の電圧信号１３６ａが生じ、これと電圧信号１３５(６Ｖ)とを要素１５４により比較することで信号１３７を得ることができる。切り替えスイッチ１６０は信号１３３が高電位で信号１３８を、低電位で信号１３７を信号１３９に出力する働きをする。こうして、時点１２７以降は信号１３７が信号１３９に等しく、過温度検出手段１５３の出力である信号１３７により、オン／オフスイッチ１０２はオフ状態に移行せしめられる。以上のようにしてタイマ１０１の計測による時点１２７以前の異常は要素１００の出力信号１３８の変化によって、時点１２７以降の異常は要素１５３の出力信号１３７の変化によって検出される。これらの模様を示したのが図８，図９である。図中の信号は図５の各信号を示す。つまり電流の異常は信号１３８の変化によってもモニタできる他、温度異常となっても現れる。また逆に定常状態に移行後の僅かな電流異常も徐々に増加して過電流検出手段１００の閾値に達することもあり得るわけである。従って信号１３７，１３８はそれぞれ前後して、異常時に高電位から低電位に変化する。異常が生じない場合は高電位であり、電流，温度それぞれの異常時には低電位に変化するから、要素１６０の切り替えスイッチはアンド回路に置換することも可能である。
【００１６】
さて、図６の実施例ではＭＯＳ−ＦＥＴ１５１の温度変化をツェナーダイオードで検出したが、これを一般的なダイオードの順方向電位の変化で検出する方法を開示したのが図６の実施例である。図６において、１６２はダイオードを直列に接続したもので多数重ねることで温度変化による電圧変化をより大きく検知できる。１５８は抵抗である。図５の例のように定電流源でも構成可能である。ダイオード順方向の電圧は１個あたり０.６Ｖ 程度であるので例えば１０個ほど直列に接続すると定電圧源４の電圧の１／２（＝６Ｖ）近傍に設定できる。抵抗１５６，１５７の比を適当に選び、この場合、電圧１３５が電圧１３６ｂより若干高くなるようにする。すると温度が上昇した場合の温度勾配がツェナーダイオードと逆でマイナスであることから温度増加時は図７の１３６ｂのように上昇する。これが電圧１３５より大きくなるとやはり信号１３７のように高電位から低電位に変化する（このため電圧比較器１５４の入力である信号１３５と１３６とを図５の実施例とは逆に接続している）。こうして図５と同様の効果を本実施例によっても実現できる。以降、既に説明した過電流検出手段や、過温度検出手段を駆使して本発明の目的を達成する実施例を開示する。
【００１７】
本発明における発明の他の実施例を図１０のブロック図を用いて説明をする。図１０において１ａが(パワー素子の一種である)ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、２がＭＯＳ−ＦＥＴ、３が負荷、４がバッテリー(定電圧源)、２５がＭＯＳ−ＦＥＴの電流検出手段、６１は電流電圧変換器、２６がＡ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル変換器）、３０が第１閾値データ出力手段、３１が第２閾値データ出力手段、３２が閾値切り替え手段、３３が時間計測手段、６１は電流信号を電圧信号に変換する手段、５０，５１，５６，５７，５８は電気信号である。本実施例の動作を図１１を用いて説明する。図１１において４０は時間、４４，４５は時点、４２，４３は第１，第２の閾値データ、１６′は定常電流値データである。本実施例の主眼は負荷をオンした初期の大電流を大きな閾値と比較する、その後の定常電流を小さな閾値と比較するという２モードをオンした瞬間からの時間計測により切り替え、前記目的の保護機能を実現しようとするものである。図１０におけるＭＯＳ−ＦＥＴ２がＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１ａによって動作を開始（導通）を開始する瞬間を図１１の時点４４とすると、導通により負荷３にバッテリー４からエネルギーが供給される。ここで、前記負荷３がランプ負荷の場合にはＭＯＳ−ＦＥＴ２と負荷３には前記したように特性１０のように電流が流れる。つまり時点４４において信号５０をトリガとして時間計測手段３３が時間計測を開始する。この計測は一定の発振クロック（簡単のため図示せず）を一般的なディジタルカウンタで計数する手法、或いは単安定マルチバイブレータによる時定数充電電圧を定電圧と比較する等の手法により実現される。
【００１８】
今、大電流が流れる所定計測時間を図１１の４０であるとするとこの時間は点灯開始時間帯を示す。この時間帯では初期の大きな電流（ＩＢと命々）を許容することでランプの正常点灯を促す必要がある。そしてこの所定の時間後には比較的わずかな電流異常を検出する必要がある。このため信号５１を閾値切り替え信号として閾値切り替え手段３２に印加する。これを受けた閾値切り替え手段３２は電流監視手段２８に供給する閾値を図１１のように切り替える。つまり時間４０においては比較的大きな閾値データ４２を、その後は比較的小さな閾値データ４３を供給する。すると時点４５以前は閾値切り替え手段の出力は大きな値４２となっているため、ランプ負荷の瞬時電流以上の閾値データ（データ出力手段３０の出力）が、時点４５以後は定常電流１６′の２倍程度である小さな閾値データ（データ出力手段３１の出力）が要素３２により切り替えられ信号ライン５５から供給される。電流監視手段２８はその時々の電流データ（のアナログ／ディジタル変換値）５６と閾値データ５５とを比較し、前者が後者より大きくなった場合（図中時点４６）に信号５７によって遮断要求を発する。その時々の電流データを得る仕組みの詳細は後述するが、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の負荷３への供給電流を分流する等して得た電流信号５８を検出し、要素６１にて電圧信号に変換し、要素２６でディジタル量に変換する。電流監視手段２８はディジタル量同士の大小を比較する（ディジタル）コンパレータにより具現化される。コンパレータ出力である信号５７は定常状態での電流異常信号と考えることもでき、この信号の発生を検知したＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１ａはＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的に遮断に移行させる。
【００１９】
以上のように、本実施例によれば定常値の数倍の異常電流を検知して自動的に遮断させることができる。尚信号５０を出力し、信号５７を入力するという点で前記図の要素１と区別し、ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段を要素１ａとした。本実施例では電流データをディジタル量に変換してからデータ比較等処理を施す回路開示を行ったが、電流データをアナログ電圧データに変換して総てアナログ回路にて実現することも勿論可能である。次に点灯開始等の起動時大電流のみアナログ電圧に変換してＭＯＳ−ＦＥＴ２を含んだＩＣ内に内蔵し、起動時大電流の異常時にこの部分で自動遮断する本発明の他の実施例を図１２に示し、以下説明を施す。
【００２０】
図１２は本発明の他の実施例のブロック図である。図１２において６０は第１の電流検出手段、７０は第２の電流検出手段、６１，６１ａは電流信号を電圧信号に変換する手段、６２は定電圧源、６３は電圧比較器、７１は閾値データ出力手段、６４は遮断回路であり、前出の例と同一要素には同一番号を付加している。また要素６５は初期の大電流印加時の起動電流が異常に大きくなることを自動遮断する改良型ＭＯＳ−ＦＥＴブロックのまとまりであり、ＩＣ内に内蔵するなどされる部分として、後述の例では改良したＭＯＳ−ＦＥＴとして示している。即ち、要素６５はランプの瞬時電流（前記ＩＢ）等よりも大きな電流の制限のために用意されているブロックであり、他は一定時間(前実施例における時間４０)後に比較的小さな電流値の検出及び自動遮断動作に関係する。そして前者と後者は切り替え制御ではなく、大電流リミットは常時、小電流リミットは動作時間  （或いは状態）を限って動作するようにしたものである。即ち要素６５においては電流の検出手段出力（要素６０出力）を要素６１により電圧信号に変換して要素６２が供給する一定の電圧と比較する。この時の一定電圧６２はランプ等の点灯に必要な瞬時大電流（前記ＩＢ）に対応した大電圧（ＶＢと命々）である。比較により要素６５の出力がＶＢより大きくなれば電圧比較器６３の出力により遮断回路６４によりＭＯＳ−ＦＥＴ２の遮断がなされる。前述のように本大電流リミット制御は比較的誤差やバラツキを多く含んでいても許容できるので改良型ＭＯＳ−ＦＥＴとしてＩＣチップ内部に同居させることが可能である。
【００２１】
一方、定常状態に移行した後の比較的小電流でのリミッタ動作を実現する他の部分は前述の実施例の一部動作と一致する。即ち第２の電流検出手段７０はＩＣ化も可能である前記ブロック６５の外部或いは内部に設けられ、分流等で負荷３への電流量を反映する電流信号を抽出する。前記と同様に抵抗素子等で実現される要素６１ａで電圧信号に変換された信号は要素２６によりディジタル量に変換される。このディジタル値と閾値データ出力手段７１の出力である閾値データとを電流監視手段２８（前記のようにコンパレータ等で具現化できる）にて比較して異常を監視する。図中の閾値データ出力手段７１は前記図１の第２の閾値データ（図１１の４３）と一致する。通常この閾値データは、定常電流を要素６１ａで電圧信号に変換し、更に要素２６でディジタル量に変換した値の２〜３倍に設定する。ところが（定常的な）電流値は負荷の種類や個々の装置によってバラツキを持つ。そこで定常状態におけるデータをマイクロプロッセッサ等の記憶作用を有する要素に保持しておき、そこから個々の負荷に適した閾値データを算出し用いる手法を本発明に実施した例を次図１３に示す。
【００２２】
図１３において６８は定常データ記憶手段、２９は閾値データの算出手段、
８０はマイクロプロセッサ、８１，８２，８３は電気信号、６５は前記した(大)電流リミッタを付加した改良型のＭＯＳ−ＦＥＴ、１ｂはＭＯＳ−ＦＥＴの制御手段である。工場出荷或いはサービス時にマイクロプロセッサ８０は所定データを記憶させるように各部を制御する。この作業を初期設定モードとすれば、初期設定は負荷３への供給電流が定常値に落ちついた時点で行われなければならないので、前記した時間計測手段（要素３３）の出力５１と初期設定指令信号８２とを同時に使用する。つまり、信号５１と信号８２との論理積をとることで定常状態に移行した時点をとらえ、この時点の定常電流に対する所定データを初期設定値として（信号ライン８３から）定常データ記憶手段２８に取り込むことができる。即ち信号８３のビット数に合わせ、ディジタルラッチを設けておき、このラッチ回路へ次の信号をトリガとしてデータを記憶保持する。トリガ信号は前記信号５１と８２との論理積（或いは更に他のクロック信号との論理処理出力）とする。本記憶動作においては同時にマイクロプロセッサ８０から活性化信号８１がＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１ｂに対して発せられ、改良ＭＯＳ−ＦＥＴ６５を活性化する。このようにマイクロプロセッサ８０からの指令８１を動作トリガとして入力する新たな入力端子を持つということで前出の他の例と区別すべくＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段に１ｂなる番号を付加している。勿論マイクロプロセッサからの信号８１の印加は初期設定時のみとは限らないので信号８１と信号８２とは本実施例では別途記載している。さて所定の初期設定値が定常データ記憶手段６８に記憶された後にはこれを２，３或いは適当な倍数を掛ける（或いは加える）処理を閾値データ算出手段２９にて行う。閾値データ算出手段２９は一般的なかけ算（或いは加算器等）で実現できるし、２倍固定としたければシフトレジスタで実現することも可能である。異常を検出する感度は通常データを基に（閾値データ算出手段２９によって）演算する際の乗数によって適当に調整することができる。即ち乗数を大きくすれば異常検出感度が鈍くなり、逆にすれば敏感になる。本実施例では説明上要素１ｂ，要素３３，要素２９，要素６８，要素２８等を独立したブロックにて表記したがこれらをマイクロプロセッサ８０内の処理（プログラム）に置換することも勿論可能である。
【００２３】
次に前記したＭＯＳ−ＦＥＴの制御や保護のための自動遮断処理をマイクロプロセッサにて行い、電流検出等を具体的素子で記述した実施例を図１４のブロック図と図１５の動作説明図とによって説明する。図１４において２６０，２７０は前記電流検出手段として用いたＭＯＳ−ＦＥＴ，２６１，２６３，７５は前記電流電圧変換手段として用いた抵抗、９０は（例えば前記図１２中の定電圧源６２，電圧比較器６３，遮断回路６４を統合した役目を果たす）自動遮断用MOS−ＦＥＴ、９１はＭＯＳ−ＦＥＴのドライブ回路、９２は降圧安定化回路、９３は前記ＭＯＳ−ＦＥＴ９０が導通した時にドライブ回路９１との間で大電流を生じないための保護用抵抗、９４はマイクロプロセッサ８０内の中央処理ユニット、９５は記憶ブロック、９６はタイマ回路、３００は(保護用)ダイオード、ｉ１〜ｉ３は電流である。また図１５の大部分は図１１の説明図と一致し、１００は時間、１０２〜１０６は電流量を電圧に変換し更にＡ／Ｄ変換してマイクロプロセッサに取り込んだ電流データ１７のサンプリングデータを示す。
【００２４】
図１４中のＭＯＳ−ＦＥＴ２６０，２７０はＭＯＳ−ＦＥＴ２との間に電流比例関係を持つ。従って、図中のｉ１，ｉ２，ｉ３で示した電流間には比例関係を有する。特にＭＯＳ−ＦＥＴ要素２，２６０を改良ＭＯＳ−ＦＥＴ内に隣接してサイズ比をとりつつ配置することで（ｉ１，ｉ２間に）精度の良い電流比が実現される。更に電流ｉ１に負荷３に流れる電流の大部分を占めさせ、電流ｉ２を僅かにすることで、検出用の電流を少なくし、負荷３の駆動効率を上げることができる。このためにＭＯＳ−ＦＥＴ２，２６０，２７０のサイズ比を例えば１００対１対１とすればｉ１とｉ２，ｉ３の比も１００対１対１とでき、もし、負荷３に１アンペアの電流を供給するときに（ＭＯＳ−ＦＥＴ２６０，２７０に）検出用に流す電流は１０ミリアンペアで済む。
【００２５】
では、以下に全体的な動作説明を加える。まず負荷３がヘッドランプであることを想定し、これをマイクロプロセッサ８０の制御により点灯させることとする。まずマイクロプロセッサ８０中の中央処理ユニット９４が点灯のためドライブ回路９１に司令信号を出力し、ドライブ回路９１は抵抗９３の左端子にハイ電位を出力する。この時点は図１５の時点４４に一致する。するとＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になり負荷３（ランプ）に電力供給を始める。では給電開始時の自動遮断動作を例にとり、電流監視方法を述べる。まず給電開始時はランプのタングステンは低温であり、抵抗値は低い。このため、図１５における特性１０のピークにあたる大電流ＩＢがＭＯＳ−ＦＥＴ２に流れる。このピーク電流を２０アンペアとすると、２０アンペアの１００分の１である２００ミリアンペアの電流がＭＯＳ−ＦＥＴ２６０，２７０に流れる。今、ピーク電流に対するＭＯＳ−ＦＥＴ９０の自動遮断電流マージンを２倍にとる。つまり、４０アンペアの負荷電流(図１５中の値４２)を異常値とし、更にＭＯＳ−ＦＥＴ９０の導通のためのゲート電圧を１ボルトとすると４００ミリアンペアの電流（４０アンペアの100分の１）が抵抗２６１に流れた時１ボルトとなるように設計する。また、要素２６１の抵抗値を２.５ オームとすれば、電流ｉ２が４００ミリアンペア流れた場合にＭＯＳ−ＦＥＴ２６２のゲート電圧は１ボルトとなる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２６２のゲート電圧が１ボルトの時に同様にドレイン電流４００ミリアンペアが流れるとすれば抵抗２６３は２.５ オームとすれば良い。抵抗２６１，２６３の値を適当に選択することで自動遮断動作が実行される電流を自由に選ぶことができる。通常の点灯ではＩＢ＝２０アンペア、ＭＯＳ−ＦＥＴ９０のゲート電圧は０.５ ボルトまでしか上昇しないため要素９０は導通状態に移行しない。もし異常電流によりＭＯＳ−ＦＥＴ９０が導通すると抵抗９３を介して印加される電荷は素子９０によりグランド側へ逃がされ、ＭＯＳ−ＦＥＴ２を導通させることがない（遮断状態）。こうして改良ＭＯＳ−ＦＥＴ６５の構成によって極めて大きな電流に対する自動遮断動作が実現される。
【００２６】
次にランプフィラメントの発熱により負荷の抵抗分が増して定常状態に移行し、電流値も比較的低く変化した時点からの保護動作を記述する。ＭＯＳ−ＦＥＴ２７０に流れる電流ｉ３も負荷電流ｉ１に比例することから抵抗７５の両端の電位差を測定することにより負荷電流の増減を監視できる。電位差はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）２５によりディジタル量としてマイクロプロセッサ８０に取り込まれる。マイクロプロセッサ８０は中央処理ユニット９４によってドライブ回路９１を駆動し、ランプ点灯の開始タイミング（図１５の４４）を管理しているからこの時点でタイマ回路９６を始動せしめる。その後所定の時間（図１５の時間４０）経過後にタイマ回路９６は中央処理ユニット９４にその旨を伝達する。この時点（図１５の４５）で中央処理ユニット９４は予めセットしてあった記憶ブロック９５のデータ（図１０の第２閾値データ３１、あるいは図１２の閾値データ出力手段７１の出力データ、さらには図１５の４３に対応）とＡ／Ｄ変換器２５の出力とを比較する。比較により、電流データが閾値を超えると中央処理ユニット９４はドライブ回路９１への信号をオフする。比較動作に処理が占有されてしまうと他の処理が不可能になるので適当なサンプリング時間間隔（図１５の時間１００）で電流監視(Ａ／Ｄ変換データの監視)を行うようマイクロプロセッサ８０の処理プログラミングを設計する。サンプリング時間設定は上記タイマ回路９６の時間設定をし直す、あるいは他のタイマ回路を動作させる等により行う。勿論時間４０と時間１００とを同じ値に選定できれば一定の時間を設定するのみで良い。図１５のようにサンプリングデータは１０２，１０３，１０４・・・増加すれば閾値データ４３を超えたデータ１０５を得た時点において電流異常を検出できる。
【００２７】
尚、車両ではバッテリー電圧（電圧源４の供給電位）は１２ボルト程度であり、マイクロプロセッサ８０の一般的な使用電圧（５ボルト程度）をはるかに超えているので、図中の降圧安定化回路９２を用いて電圧変換している。また、ダイオード３００は抵抗７５の端子電位、つまりマイクロプロセッサ８０のＡ／Ｄ変換入力が高圧電源９２の電圧より大きくなり、マイクロプロセッサを破壊することを防止するために挿入されている。
【００２８】
さて以上の実施例は電流検出手法に本発明を実施した物であるがＭＯＳ−FET温度検出手段との組み合わせも勿論可能である。図１６はこれを示したものである。図中１１０は電圧比較器、１１１は改良ＭＯＳ−ＦＥＴ６５（大電流自動遮断機能付きＭＯＳ−ＦＥＴ）の温度を検出する検出手段、１１２は温度を電圧に変換する手段、１１３は定電圧源、１１４は遮断回路でありこれらにより、温度保護改良ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０を構成する。また前記した定常電流の保護回路を一括してブロック１２１で示した。遮断回路１１４や定電圧源１１３は要素６５内の素子と共用することが可能である。温度保護改良ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０はワンチップＩＣ化も可能である。温度検出手段は一般に電流検出より遅延を有するので温度保護は大電流ＩＢが流れた後、定常電流に対して定常電流保護回路121が保護動作を開始するまでの過渡の異常を検出し、加熱しすぎた場合等に自動遮断するように動作する。本図では簡単化のため温度保護改良ＭＯＳ−FET120に状態保持（ラッチ，フリップフリップ）回路を設けていないが、状態保持回路を加えた構成とすることも可能である。
【００２９】
定常電流に関する保護は数十ミリ秒といった若干の遅延は許容されるため、これを温度保護回路で置換することが可能である。これに対応した実施例を図１７に示し、若干の説明を加える。
【００３０】
図１７において１１１ａは第２のＭＯＳ−ＦＥＴの温度検出手段、１１２ａは温度電圧変換手段、１２７はＡ／Ｄ変換器、７１ａは閾値データ出力手段、129は温度監視手段、３３ａは時間計測手段であり、これらは前出の例、図１２の定常電流検出機能の実現例に対応する。まず第２の温度検出手段１１１ａから検出された温度は第２の温度電圧変換手段１１２ａで電圧信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１２７によりディジタルデータになる。これを要素７１ａからの閾値データと要素１２９で比較することで定常状態での異常温度の監視を行う。勿論、ランプ負荷のような場合には初期電流による温度上昇が若干ある場合もあるので、時間計測手段３３ａにより初期の大電流による影響時間のみ、本制御をオフする構成を具備している。
【００３１】
さて次に数種類の負荷の駆動に対して本発明を実施した例について図１８のブロック図と、図１９，図２０の動作説明図とによって説明する。図１８において３ａは第１の負荷、３ｂは第２の負荷、２ａ，２ｂはスイッチとなるＭＯＳ−ＦＥＴ、２６０ａ，２６０ｂは電流検出手段として用いたＭＯＳ−ＦＥＴ、261a，２６１ｂ，７５は電流電圧変換手段として用いた抵抗、６５ａ，６５ｂは大電流ＩＢで自動遮断する改良ＭＯＳ−ＦＥＴをＩＣ化したブロック、２７０ａ，２７０ｂはこれらＩＣの外部に設けた電流検出手段として用いたＭＯＳ−ＦＥＴ、９１ａ，９１ｂはドライブ回路、９３ａ，９３ｂは保護用抵抗、９４ａは中央処理ユニット、９６ａ，９６ｂ，９６ｃは第１,第２,第３のタイマ回路、９５ａは記憶ブロック、８０ａはマイクロプロセッサ、ｉ１からｉ７は電流である。また、図１９において、１４０，１４１は負荷２ａ，２ｂに流れる電流データ、１４２，１４４はこれら負荷の定常電流、１４３，１４５はこれら定常電流から換算した閾値（例では定常電流の約２倍としている）、１４６，１４７は時点、１４８，１４９，１６０は時間である。また図２０において１５０はマイクロプロセッサ８０ａに入力される電流データ、１５１，１５２はそれぞれ正常な場合，異常な場合の電流データ、１５３は異常検出閾値、１５４,１５５,１５６は時点である。尚、本実施例では第１，第２の負荷を電源側に接続しているが、前記の例のように接地側に接続することも勿論可能である。本実施例では図面のスペースの関係から構成要素の少ない実施例を掲載したままである。また負荷を接地側に接続した場合、ＭＯＳ−ＦＥＴの種類，ドライブ回路９１，９１ａ等の極性が反転することには注意を要する（例えば、図１８の実施例ではドライブ回路９１ａ，９１ｂの出力が高電位でＭＯＳ−ＦＥＴ２ａ，２ｂ等はオン、図１７以前の実施例ではＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１或いはドライブ回路９１の出力が低電位で後段のＭＯＳ−ＦＥＴがオンする）。
【００３２】
では以下に動作を説明する。前記図１４の実施例からランプ負荷２ａの電流データの変化が図１９の１４０の如くになり、モータ負荷２ｂの変化が１４１のようになるとする。勿論、起動タイミングや大電流導通時間等は負荷によって異なっているのが、一般的であり、本実施例においても図１９，図２０の時点１４６，１４７に示す起動タイミング、時間１４８，１４９に示す大電流導通時間のように負荷による違いを呈する。第１の負荷３１にはドライブ回路９１ａ，抵抗９３ａ，ＭＯＳ−ＦＥＴ２ａが、第２の負荷３ｂにはドライブ回路９１ｂ，抵抗９３ｂ，ＭＯＳ−ＦＥＴ２ｂが関係する。これらの起動電流ＩＢに対する大電流保護は第１の負荷に対しては要素２６０ａ，２６１ａ，９０ａにより、第２の負荷に対しては要素２６０ｂ，２６１ｂ，９０ｂによりそれぞれ実現される。このための電流比あるいは素子サイズの比（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ２ａとＭＯＳ−ＦＥＴ９０の電流及びサイズの比）はこの例においてもとれていると仮定する。また同時にｉ１対ｉ２対ｉ３，ｉ４対ｉ５対ｉ６の電流比がとれているとする。この結果、ｉ３とｉ６との加算結果であるｉ７は第１，第２の負荷電流を加算したデータを反映する。次にこの電流ｉ７は抵抗７５により電圧に変換される。この値をマイクロプロセッサに備えられた要素２５でＡ／Ｄ変換するとデータの増減は図２０の特性１５０のようになる。従って、正常である場合、図１９の特性１４０，１４１のそれぞれの電流データを加算した定常値１５２に落ちつく。定常値の監視には記憶ブロックからのデータを用いる。ここで第１，第２閾値データはそれぞれ閾値１４３，１４４に対応したデータ、第１，第２の時間データは時間１４８，１４９の時間を計測するため、第１タイマ９６ａ，第２タイマ96ｂにセットするデータを示している。またサンプリング時間はＡ／Ｄ変換データをサンプリングして取り込むインターバル（時間１６０）を計測するためのタイマ回路９６ｃにセットするデータを示している。中央処理ユニットはこれらのデータを順序よくセットし、制御することで定常電流の監視ができる。
【００３３】
以下マイクロプロセッサの動作に焦点をあて、更に詳細な動作説明を行う。まず中央処理ユニット９４ａは時点１４６でドライブ回路９１ａに高電位を与えるよう出力ポートを制御し、同時に第１データを第１タイマ回路９６ａにセットする。第１タイマ回路が時間１４８を計測し終わるまでに、閾値１４３に対応した閾値データをセットする。時間１４８が経過した時点で、第１タイマ回路は中央処理ユニットに割り込みトリガを入力する。この時点で第３データである閾値と現在の電流データとの比較が有効となる。その後タイマ回路９６ｃが動作させられ時間１６０を経て、Ａ／Ｄ変換データをサンプリングして取り込み比較する動作を開始する。本例では時間１６０が経過する前に、別の負荷３ｂをオンしているのでこの負荷に対する初期大電流経過時間（時間１４９）にあたるため比較動作を行わない。時間１４９経過後には負荷３ａ，３ｂともに定常状態に移行する。双方の負荷電流は適当な比でｉ３，ｉ６に変換されるから、加算された電流ｉ７は２つの負荷電流の和を反映する。これを要素７５で電圧に変換、更に要素２５でＡ／Ｄ変換し中央処理ユニットに取り込んだデータは負荷電流の和データとなる。前記した時間１４９が経過した時点においては再び和電流データに対して比較動作がなされる。この場合の閾値は閾値データ１４３と１４５との和、即ち図２０の閾値１５３となる。通常の場合、和電流データは１５２のようになるが何らかの異常、例えばモータ動作途中で障害物を挟み込みロックするといった異常が発生した場合は電流データが１５１のように変化するので、比較動作により時点１５４に検出可能となる。実際には比較動作及び検出は前記した第３タイマ回路９６ｃの決定するタイミング（時点１５５，１５６等）になされるため初めて検出されるのは時点１５６となる。以上のようにして異常の発生は検出されるが、定常状態において緩やかに電流値が増加するような場合にははたしてどの負荷に異常が発生したのかが不明である。多数の負荷の内いずれが異常かを検出するアルゴリズムをも含め、以下の実施例で中央処理ユニット９４ａの制御フロー図の例を示す。
【００３４】
上記例ではスイッチ素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いていたが図２１のようにこれをバイポーラトランジスタに置換することも可能である。図２１中、１４０〜１４３はｎｐｎトランジスタ、１４４，１４５は抵抗である。但しこの場合、負荷電流ｉ１とｉ２あるいはｉ３との電流比精度を取るため新たに抵抗１４４，１４５を必要とする場合もある。
【００３５】
図２２，図２３は中央処理ユニットの処理フロー図を例示している。前提処理として、初期設定部で閾値を格納しておく変数をｓ，（和）電流データの格納変数をｗとして宣言しておく。まず本例は複数負荷でも最少の２つの負荷を駆動する場合を想定する。動作としては図１９，図２０に対応し、第１のタイマ回路は第１の負荷の初期大電流印加時間を、第２のタイマ回路は第２の負荷の初期大電流印加時間をそれぞれ計測するためのものである。第３のタイマは電流データのサンプリング監視インターバルを計測するためのものであり、サンプリング及びデータ比較により和データが閾値より大きい時は異常モードを示しているのでまず試みにオフして電流データと閾値とを再度比較してみる操作を繰り返す。試みのオフ時間は本装置の使用者の感知範囲外のごくわずかな時間、例えば０.１ 秒程度とする。この０.１ 秒計測のため新たに（第４の）タイマを設けても良いがここでは簡単のために具体的な０.１ 秒計測ルーチンについては言及しない。まず試みに第１の負荷を駆動するスイッチをオフしてみて電流データと閾値との比較動作を行う。この時の閾値は第２の閾値データとなる。結果が異常を示す場合には試みにオフした負荷（つまり第１の負荷）の異常ではないものとして（第１の負荷の給電ＭＯＳ−ＦＥＴを）オンし直す。また第２の負荷駆動を停止して異常表示を行う。そして、逆の場合つまり試みにオフして異常が解消された場合には試みにオフした第１の負荷の異常として第１の負荷駆動を停止しての異常表示を行う。異常を生ずる原因となった負荷の処理については様々な手法が考えられるが、個々では負荷の駆動は停止（オフ）状態として、異常の旨を表示装置（図示外）に表示して装置使用者に修理が必要である旨伝達する等が一般的であろう。
【００３６】
本実施例の処理をＮ個の負荷駆動に展開して一般化した第３タイマ割り込みの処理を図２４に示す。Ｎ個の負荷について一つ一つ試みに極わずかな時間オフしてみて電流データと閾値の比較を繰り返す。この時の閾値はオンしている負荷に対応した閾値データの総和から、オフした負荷に対応した分量だけ減算したものとなる。
【００３７】
さて、多くの負荷を駆動する場合にはそれぞれに対応して初期大電流導通期間を計測する必要性が生じるので、一つのタイマでのＮ個の負荷電流監視を実現せねばならない。以下、図２５によりこのアルゴリズムを簡単に説明する。図２５において１５４はマイクロプロセッサ内に設けられたフリーランニングカウンタのカウント値を縦軸として時間変化を示したもの、１５３は繰り返し割り込みを発生できる一つのタイマ（の割り込み）タイミング、１５５，１５６，１５７，１６５，１６６，１６７は時点、１５０，１５１,１５２は時間、１６０,１６１，１６２は負荷に供給される電流データの時間変化を示したもの、ｍ０はフリーランニングカウンタの最大値、ｍ１〜ｍ８はフリーランニングカウンタの値である。まずフリーランニングカウンタは０〜ｍ０までのカウントを繰り返し継続する。今、それぞれの負荷駆動開始時点１６５，１６６，１６７でのカウンタ値がそれぞれ、ｍ３，ｍ５，ｍ７であるとし、時間１５０〜１５２にフリーランニングカウンタがｌ１，ｌ２，ｌ３なるカウントを要すると仮定する。すると、タイマ割り込み発生時点にそれぞれｍｘ１，ｍｘ２，ｍｘ３なるカウンタ値を得る場合、初期の大電流導通時間を経過したことを示す条件はｍｘ３−ｍ１＞ｌ１，ｍｘ２−ｍ５＞ｌ２，ｍｘ３−ｍ７＞ｌ３となる。図２５ではｍ４−ｍ３＞ｌ１，ｍ６−ｍ５＞ｌ２，ｍ８−ｍ７＞ｌ３となるため、時点１５５,１５６,１５７でそれぞれ大電流導通時間を経過し、定常電流に移行したことを検出できる。以上のようにカウンタ値の差を計算する方法以外にもタイマ割り込み回数を計数する方法がある。例えば割り込み間に計数する値（例えばｍ２−ｍ１＝ｌ０）は一定であるから、それぞれｌ１，ｌ２，ｌ３なるカウントを完了するためにはｈ１＝ｌ１／ｌ０，ｈ２＝ｌ２／ｌ０，ｈ３＝ｌ３／ｌ０なる割り込み回数を計数すれば良く、具体的には時点１６５，１６６，１６７に割り込み回数の新たなカウンタ（変数）、ｊ１，ｊ２，ｊ３をクリアしておき、タイマ割り込みが生ずる毎にこれらをインクリメントし、ｊ１＞＝ｈ１，ｊ２＞＝ｈ２，ｊ３＝ｈ３となる条件が成立した時点、１５５，１５６，１５７を検出することができる。
【００３８】
さて、以上の例では異常を検出した場合のみ試みにオフする操作で異常原因を自動的に調べる方法を開示した。これに対して、図２６には常に周期的にかつ複数の負荷に時分割でオン／オフ制御を施す動作例を示している。図中１７０〜１７７は時間軸上の電流データ特性、１８０は時間、１８２，１８３は電流データである。本例は４つの負荷を時間を前後させてオン／オフする模様を示しており、時間１８０を周期として定常状態に移行した後に使用者の感知範囲外の極わずかな時間(０.１秒程度）オフすることで和電流の変化量を検出し、変化量が一定の閾値より大きい場合には異常と判断するものである。例えば変化特性１７１〜１７４までは正常な電流データを示し、時間周期１８０で０.１ 秒間ずつオフすることにより電流データは周期的に零となる。各負荷をオフするタイミングは一致させてしまうと各負荷それぞれの電流データが不明となるので各負荷間で若干の時間シフトを加える。本例では４つの負荷とも同程度の定常電流を想定しており、和電流特性１７５においてオフ時の電流データ変化は常に同程度であることが見て取れる。さて、今負荷３の時間変化が１７６のように一定の定常電流に収束せず、増加する場合、例えばオフすることによる１８２の電流変化が和電流１７７においてもデータ差１８３として検出できる。本アルゴリズムを実施する制御フロー図例を図２７に示し、動作を説明する。
【００３９】
図２７において１９０は条件分岐である。まず図２６における周期タイマを  （上位）メインルーチンで動作させておき周期タイマで割り込み要求が生ずると本ルーチンに制御が移るようプログラムする。本処理の１番目では初期大電流導通期間かどうかを判断する（第１の負荷について調べる場合には第１の負荷に対して大電流が流れている期間かどうかを調べれば良いが、検出の精度を増すために本例のように総ての負荷について大電流導通期間でないことを条件としても良い）。次に負荷データを加算した和電流データｗを変数ｗ０に記憶する。次に第１の負荷をオフしてみて０.１ 秒間程待つ。そして和データｗをｗ１に読み込んで差ｕ１＝ｗ１−ｗ０を演算する。そしてｕ１が閾値より大きいかどうかを調べ、大きい時には定常電流異常とする。更に第２，第３，第Ｎ番目の負荷に対して同様の処理を行う。以上のように本発明によって定常電流に対して過大異常を検出できるが同時に負荷の断線による過小異常も検出できる。この場合には図２７の判別式を次のようにする。即ち、ｕ１＞ｓ１(過大異常)？或いはｕ１＜ｓｓ１（過小異常）？とし、ｓｓ１を定値の５０％とすれば良い。尚、上記の過大異常は回路系に異物混入や素子劣化が生じたり、モータが動作途中でロックする等、ショートに近い状態となって過大な電流が流れる場合、過小異常は断線，素子破壊，接点不良等が原因となる。
【００４０】
以上の例では初期大電流の導通時間をオンしてからの時間計測によって得ていた。そしてこの時間計測後は定常電流検出可能としていた。これを電流変化の監視によって実現する手段を以下に述べる。つまり、電流変化が一定範囲に入り、落ちついた状態を検出することで定常電流動作状態になったとするわけである。図２８は動作説明図である。図中ｄ１〜ｄ７は電流データ、１９０は時間である。時間１９０を周期として電流データを記憶し常に一つ前のデータとの差を見る。つまり｜ｄ２−ｄ１｜，｜ｄ３−ｄ２｜，｜ｄ４−ｄ３｜，｜ｄ５−ｄ４｜，｜ｄ６−ｄ５｜，・・・を監視し、これが一定値以下になり、電流データ自体が一定範囲に入ったことを検出して定常状態に移行したと判断する。
【００４１】
本発明の適用時には、備えた負荷（或いはＭＯＳ−ＦＥＴ）総てに、同様の電流保護機能を付加する必要はない。即ち特に必要と考えられる（例えばロックが頻繁に生じると思われる）モータ、あるいは消費電力の大きいランプ等のみ定常電流の保護機能を付加することも勿論可能である。
【００４２】
さて次にマイクロプロセッサのピン数に余裕がある場合の本発明の実施例（図２９）について述べる。図２９中、３００，３０１はＭＯＳ−ＦＥＴ、３０２，３０３は抵抗、３０４，３０５は入力バッファである。またｉ１０，ｉ１１等は電流、３０６，３０７は電圧信号であり、他の要素は図１８とほぼ同様である。ＭＯＳ−ＦＥＴ３００，３０１は負荷電流ｉ１，ｉ４を反映しており、これが大きくなると電流ｉ１０,ｉ１１もそれぞれ大きくなる。従って電圧３０６,３０７も下がる。勿論、ここで電圧信号３０６，３０７の低下による電流異常の検出およびドライブ回路９１ａ，９１ｂへの遮断電圧印加動作は、定常状態に移行してから必要になるので、タイマ回路９６を使用するなどして前述の方法にて大電流導通開始時期にオフしておく。
【００４３】
また、本発明におけるそれぞれの実施例においてそれぞれの構成要素は、おのおのハードウェアで実現しても良いし、マイクロコンピュータのような高機能演算装置で構成しソフトウェアで実現してもよい。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、入力信号の変化で遮断保持のリセットがかかる過温度，過電流保護機能を有するパワー素子において導通初期の大電流を許容しつつ、その後の定常電流を監視することで過温度，過電流保護が十分に機能することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のブロック図。
【図２】図１の実施例の動作説明図。
【図３】図１の実施例の動作説明図。
【図４】図１の実施例の動作説明図。
【図５】本発明の他の実施例のブロック図。
【図６】本発明の他の実施例のブロック図。
【図７】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図８】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図９】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図１０】本発明の実施例のブロック図。
【図１１】図１の実施例の動作説明図。
【図１２】各部の動作説明図。
【図１３】本発明の他の実施例のブロック図。
【図１４】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１５】図５の実施例の動作説明図。
【図１６】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１７】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１８】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１９】図９の実施例の動作説明図。
【図２０】図９の実施例の動作説明図。
【図２１】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図２２】図９の実施例の処理フロー図。
【図２３】図９の実施例の処理フロー図。
【図２４】図９の実施例の処理フロー図。
【図２５】図９の実施例の動作説明図。
【図２６】図９の実施例の動作説明図。
【図２７】図９の実施例の処理フロー図。
【図２８】図９の実施例の動作説明図。
【図２９】従来のパワー素子の接続例。
【図３０】従来のパワー素子の接続例。
【図３１】従来の技術例の動作説明図。
【図３２】従来の技術例の動作説明図。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ…ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、２，６０ａ，６０ｂ,７０ａ,７０ｂ，９０ａ，９０ｂ…ＭＯＳ−ＦＥＴ、３，３ａ，３ｂ…負荷、４…バッテリ、２６…Ａ／Ｄ変換器、２８…電流監視手段、３０…第１閾値データ出力手段、３１…第２閾値データ出力手段、３２…閾値切り替え手段、３３…時間計測手段、２５，６０，７０…ＭＯＳ電流検出手段、６１…電流電圧変換器、６１ａ，６１ｂ，９３ａ…抵抗、６２…定電圧源、６３…電圧比較器、６４…遮断回路、６５…改良ＭＯＳ−ＦＥＴ、８０，８０ａ…マイクロプロセッサ、９１，９１ａ，９１ｂ…ドライブ回路、９２…降圧安定化回路、９４ａ…中央処理ユニット、９５ａ…記憶ブロック、９６ａ，９６ｂ，９６ｃ…タイマ回路、１４０，１４１，１４２，１４３…バイポーラトランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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