(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路と、前記一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧とを比較し、該基準電圧を超えた時に過電流検出信号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路に於いて、
前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と第１の基準値とを比較して、前記電流検出値が前記第１の基準値を超えた時に前記過電流検出信号を出力する第１の演算増幅器と、
前記制御回路による前記スイッチングトランジスタのオン，オフ制御開始時に、抵抗を介して充電を開始するコンデンサと、
該コンデンサの充電開始により前記抵抗との時定数に従って上昇する該コンデンサの端子電圧と第２の基準電圧とを比較して、前記コンデンサの端子電圧が前記第２の基準電圧以下の時に、前記第１の基準電圧に対して前記電流検出値が超える値となるように前記電流検出値に電圧を付加する第２の演算増幅器と
を備えたことを特徴とする突入電流防止回路。
【請求項２】
前記トランスは三次巻線を有し、該三次巻線の誘起電圧をダイオードと抵抗とを介して前記コンデンサを充電する構成を備えたことを特徴とする請求項１記載の突入電流防止回路。
【請求項３】
トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路と、前記トランスの二次巻線の誘起電圧をダイオードを介して充電する二次側のコンデンサと、前記一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧とを比較し、該基準電圧を超えた時に過電流検出信号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路に於いて、
前記トランスの一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と第１の基準値とを比較して、前記電流検出値が前記第１の基準値を超えた時に前記過電流検出信号を出力する第１の演算増幅器と、
前記二次側のコンデンサの充電電圧又は該充電電圧を分圧した電圧と第３の基準電圧とを比較し、該第３の基準電圧が大きい時に、前記第１の基準電圧を超える値となるように前記電流検出値に電圧を付加する第３の演算増幅器と
を備えたことを特徴とする突入電流防止回路。
【請求項４】
トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路と、前記トランスの二次巻線の誘起電圧をダイオードを介して充電する二次側のコンデンサと、前記一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧とを比較し、該基準電圧を超えた時に過電流検出信号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路に於いて、
前記トランスの一次巻線に直流電圧を印加する電源のオンにより該直流電圧により抵抗を介して充電されるコンデンサと、
該コンデンサの前記抵抗との時定数に従って上昇する充電電圧を前記基準電圧として前記電流検出値と比較し、該電流検出値が前記コンデンサの充電電圧を超えている時に、過電流検出信号として前記制御回路に入力し、前記スイッチングトランジスタのオン期間短縮制御を行わせる演算増幅器と
を備えたことを特徴とする突入電流防止回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の直流電圧をスイッチング制御によって出力するスイッチング電源装置に於いて、電源オン時に流入する突入電流を防止する突入電流防止回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来例の説明図であり、フォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置の要部を示し、Ｔ６はトランス、Ｑ３は電界効果トランジスタとして示すスイッチングトランジスタ、ＲＥＣは整流回路、Ｓ１はスイッチ、Ｒ２１〜Ｒ２４は抵抗、ＣＮＴ４は制御回路、Ｄ６，Ｄ７はダイオード、Ｌ２はチョークコイル、Ｃ５はコンデンサ、ＯＡ６は演算増幅器、Ｖｒ６は基準電圧、ＯＣ３は過電流検出部を示す。
【０００３】
スイッチＳ１は、図示を省略した制御部又はタイマ等によって制御されるもので、交流電源（図示せず）をオンとする時は、スイッチＳ１を図示のようにオフ状態とする。従って、抵抗Ｒ２１を介して整流回路ＲＥＣに交流電圧が印加され、整流回路ＲＥＣにより整流された直流電圧が、トランスＴ６の一次巻線と、スイッチングトランジスタＱ３と、電流検出用の抵抗Ｒ２２との直列回路に印加され、制御回路ＣＮＴ４によりスイッチングトランジスタＱ３のオン，オフが制御されて、トランスＴ６の一次巻線に流れる電流がオン，オフ制御される。この時、電源オンによる突入電流は、抵抗Ｒ２１によって制限される。
【０００４】
そして、突入電流が所定値以下に低下する時間が経過したことをタイマ等により検出した時、又は電流が所定値以下に低下したことを検出した時に、スイッチＳ１をオンとして、抵抗Ｒ２１を短絡し、定常状態に於ける抵抗Ｒ２１による電力損失を回避する。
【０００５】
又トランスＴ６の一次巻線に流れる電流をスイッチングトランジスタＱ３によりオン，オフすることにより、二次巻線に電圧が誘起し、その電圧は、ダイオードＤ６，Ｄ７とチョークコイルＬ２とコンデンサＣ５とを含む整流平滑回路により整流されて平滑化され、図示を省略した負荷に印加される。その負荷に印加する出力電圧を制御回路ＣＮＴ４により検出して、設定した電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ３のオン期間を制御し、出力電圧を一定化する。
【０００６】
又過電流検出部ＯＣ３は、演算増幅器ＯＡ６と基準電圧Ｖｒ６と抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４とを含み、電流検出用の抵抗Ｒ２２の両端の電圧を、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４により分圧し、演算増幅器ＯＡ６により基準電圧Ｖｒ６と比較する。トランスＴ６の二次側の整流平滑回路に接続された負荷の短絡又はそれに近い状態の時に、トランスＴ６の一次側にも大きい電流が流れることになり、その時の抵抗Ｒ２２の両端の電流検出値が大きくなるから、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４による分圧電圧が基準電圧Ｖｒ６を超えるような過電流状態となって、演算増幅器ＯＡ６からの信号により、制御回路ＣＮＴ４は、スイッチングトランジスタＱ３のオン期間を短縮又は零とする。それによって、二次側の出力電圧を垂下させて、過電流を防止するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来例のスイッチング電源装置に於いては、フォワードコンバータ方式やフライバックコンバータ方式等の各種の方式が知られているが、何れも図８に示すように、電源オン時の突入電流を防止する為には、電流制限用の抵抗Ｒ２１と、定常時に、この抵抗Ｒ２１を短絡する為のスイッチＳ１とを必要とし、更に、このスイッチＳ１を制御するタイマ等の構成を必要とするものであった。抵抗Ｒ２１及びスイッチＳ１は比較的大きな電流容量を必要とするから、大型化すると共にコストアップとなる問題があった。
本発明は、電流制限用の抵抗やスイッチを省略して、突入電流を防止することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の突入電流防止回路は、図１を参照して説明すると、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路ＣＮＴ１と、一次巻線ｎ１に流れる電流を抵抗Ｒ１等により検出した電流検出値と基準電圧Ｖｒ１とを比較し、基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入力して過電流保護を行わせる過電流検出部ＯＣ１等の過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路であって、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に流れる電流を検出した電流検出値と第１の基準値Ｖｒ１とを比較して、電流検出値が第１の基準値Ｖｒ１を超えた時に、過電流検出信号を出力する第１の演算増幅器ＯＡ１と、制御回路ＣＮＴ１による前記スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御開始時に、抵抗Ｒ８を介して充電を開始するコンデンサＣ２と、このコンデンサＣ２の充電開始により抵抗Ｒ８との時定数に従って上昇するコンデンサＣ２の端子電圧と第２の基準電圧Ｖｒ２とを比較して、コンデンサＣ２の端子電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２以下の時に、第１の基準電圧Ｖｒ１に対して、電流検出値が超える値となるように、電流検出値に電圧を付加する第２の演算増幅器ＯＡ２とを備えている。
【０００９】
又トランスＴ１は三次巻線ｎ３を有し、この三次巻線ｎ３の誘起電圧をダイオードＤ３と抵抗Ｒ８とを介して、コンデンサＣ２を充電する構成を備えている。
【００１０】
又トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路と、トランスの二次巻線の誘起電圧をダイオードを介して充電する二次側のコンデンサと、トランスの一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧とを比較し、この基準電圧を超えた時に過電流検出信号を制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路であって、トランスの一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と第１の基準値とを比較して、電流検出値が第１の基準値を超えた時に、過電流検出信号を出力する第１の演算増幅器と、二次側のコンデンサの充電電圧又はこの充電電圧を分圧した電圧と第３の基準電圧とを比較し、この第３の基準電圧が大きい時に、第１の基準電圧を超える値となるように、電流検出値に電圧を付加する第３の演算増幅器とを備えている。
【００１１】
又トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行って直流出力電圧を安定化させる制御回路と、トランスの二次巻線の誘起電圧をダイオードを介して充電する二次側のコンデンサと、トランスの一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧とを比較し、基準電圧を超えた時に過電流検出信号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路であって、トランスの一次巻線に直流電圧を印加する電源のオンにより、その直流電圧により抵抗を介して充電されるコンデンサと、このコンデンサの前記抵抗との時定数に従って上昇する充電電圧を前記基準電圧として前記電流検出値と比較し、この電流検出値がコンデンサの充電電圧を超えている時に、過電流検出信号として制御回路に入力し、前記スイッチングトランジスタのオン期間短縮制御を行わせる演算増幅器とを備えている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、ＲＥＣは整流回路、ＣＮＴ１は制御回路、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｔ１はトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻線、ＯＣ１は過電流検出部、Ｒ１〜Ｒ８は抵抗、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｌ１はチョークコイル、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、ＯＡ１，ＯＡ２は第１，第２の演算増幅器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は第１，第２の基準電圧を示す。
【００１３】
この実施の形態は、フォワードコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置について示し、図示を省略した電源スイッチを介して交流電源に整流回路ＲＥＣを接続し、全波整流した電圧をトランスＴ１の一次巻線ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１と電流検出用の抵抗Ｒ１との直列回路に印加し、制御回路ＣＮＴ１によりスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御し、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の誘起電圧をダイオードＤ１，Ｄ２とチョークコイルＬ１とコンデンサＣ１とを含む整流平滑回路により整流して平滑化し、図示を省略した負荷に印加し、その負荷に印加する出力電圧を、点線で示す経路によって制御回路ＣＮＴ１に於いて検出し、設定電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を制御するものである。従って、電源オン時は、負荷に印加する出力電圧は零又は設定電圧に比較して低いので、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を長くするように制御することになる。
【００１４】
又過電流検出手段を構成する過電流検出部ＯＣ１は、電流検出用の抵抗Ｒ１と、分圧用の抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、第１の演算増幅器ＯＡ１と、第１の基準電圧Ｖｒ１とを含み、抵抗Ｒ１の両端の電流検出値が、第１の基準電圧Ｖｒ１によって設定した過電流値を超えると、第１の演算増幅器ＯＡ１から過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入力する。それにより、制御回路ＣＮＴ１はスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮又は零として、過電流を防止する。この過電流の防止機能は従来例と同様である。
【００１５】
又トランスＴ１の三次巻線ｎ３には、二次巻線ｎ２と同様に巻数比に対応した電圧が誘起する。この誘起電圧をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ２を充電する。従って、電源オン時は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であり、第２の演算増幅器ＯＡ２は、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧電圧と、第２の基準電圧Ｖｒ２とを比較するが、分圧電圧より基準電圧Ｖｒ２が高いので、抵抗Ｒ５を介して、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に基準電圧Ｖｒ２に対応した電圧を印加する。即ち、電圧付加手段を構成している。なお、コンデンサＣ２の端子電圧は、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に直流電圧を印加する電源オン時から、抵抗８を含む時定数に従って上昇する。
【００１６】
過電流検出部ＯＣ１は、前述のように、電流検出用の抵抗Ｒ１の両端の電圧を抵抗Ｒ２〜Ｒ４により分圧し、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の分圧電圧と、基準電圧Ｖｒ１とを演算増幅器ＯＡ１により比較し、分圧電圧が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流状態とするものであり、前述のように、電源オン時の演算増幅器ＯＡ２の出力電圧を、抵抗Ｒ５を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に印加することにより、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位を上昇させる。それによって、過電流検出状態とし、制御回路ＣＮＴ１によりスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮させる。このスイッチングトランジスタＱ１のオン期間の短縮により、電源オン時の突入電流を防止することができる。
【００１７】
又整流回路ＲＥＣの前段の図示を省略した電源スイッチのオンからの時間経過に従って、コンデンサＣ２の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなると、第２の演算増幅器ＯＡ２の出力電圧は零となる。それにより、過電流検出部ＯＣ１は、従来例の場合と同様に、抵抗Ｒ１により検出した電流検出値と、第１の基準電圧Ｖｒ１とを比較して過電流状態か否かの検出を行う構成となる。即ち、定常状態に於けるコンデンサＣ２の端子電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ７により分圧した電圧を第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなるように、それぞれの回路定数等を設定することになる。
【００１８】
図２は出力電圧・出力電流特性説明図であり、例えば、図１に於ける整流平滑回路の出力電圧を縦軸に、出力電流を横軸とした特性曲線図であり、出力電流がＩ１までは出力電圧をＶ１一定となるように、制御回路ＣＮＴ１によってスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を制御する。そして、出力電流がＩ１を超えると、過電流検出部ＯＣ１から制御回路ＣＮＴ１に過電流検出信号を加え、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮する。それによって、出力電圧は曲線Ｃに沿って低下する。この曲線Ｃによる領域は定電力領域である。
【００１９】
そして、この状態を継続すると、出力電流は点線曲線Ｂに従って増加し、又出力電圧は低下する。通常は、Ｐ点に達すると、曲線Ａに沿って出力電圧を垂下するように、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮又は零とするように制御する。トランスＴ１の一次巻線ｎ１には、二次側の出力電流に対応した電流が流れることになり、従って、二次側の過電流状態は、一次側の抵抗Ｒ１によって検出することができる。
【００２０】
前述の過電流検出部ＯＣ１に於いて、電源オン時に演算増幅器ＯＡ２の出力電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に印加することにより、出力電流が１１以上となったと等価な状態とする。又Ｐ点を超えた出力電流が流れた場合と等価とすることも可能であり、簡単な構成を付加することにより、電源オン時の突入電流を防止することができる。
【００２１】
図３は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、フライバックコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置について示し、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｔ２はトランス、Ｄ４はダイオード、Ｃ３はコンデンサである。即ち、スイッチングトランジスタＱ１をオンとして、トランスＴ２の一次巻線に整流回路ＲＥＣからの直流電流を流した後、スイッチングトランジスタＱ１をオフとすると、その時のトランスＴ２の二次巻線の誘起電圧をダイオードＤ４により整流し、コンデンサＣ３の充電を行うと共に、この充電電圧を直流出力電圧として図示を省略した負荷に印加する。
【００２２】
又トランスＴ２の三次巻線に誘起した電圧をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ２を充電する。演算増幅器ＯＡ２は、基準電圧Ｖｒ２と、抵抗Ｒ６，Ｒ７によりコンデンサＣ２の端子電圧を分圧した電圧と比較する。従って、電源オン時は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であるから、演算増幅器ＯＡ２の出力電圧が抵抗Ｒ５を介して、過電流検出部ＯＣ１の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に印加され、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位を、基準電圧Ｖｒ１より上昇させることにより、過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ１の出力信号により、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮し、それによって、電源オン時の突入電流を防止することができる。
【００２３】
図４は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｔ３はトランス、ＯＣ２は過電流検出部、ＣＮＴ２は制御回路、ＣＴはカレントトランス、Ｄ５はダイオード、ＯＡ３，ＯＡ４は演算増幅器、Ｖｒ３，Ｖｒ４は基準電圧、Ｒ１０〜Ｒ１７は抵抗を示す。
【００２４】
この実施の形態は、フォワードコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置について示すものであり、又過電流検出部ＯＣ２は、図１の過電流検出部ＯＣ１と同様な機能を有するものであり、電流を検出する為のカレントトランスＣＴと、ダイオードＤ５と、演算増幅器３と、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２，Ｒ１６，Ｒ１７とを含む構成を有し、トランスＴ３の一次側に流れる電流をカレントトランスＣＴにより検出し、抵抗Ｒ１６を負荷抵抗として、この抵抗Ｒ１６の両端の電圧をダイオードＤ５により整流し、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の分圧電圧を電流検出値として演算増幅器ＯＡ３に入力し、基準電圧Ｖｒ３と比較する。この基準電圧Ｖｒ３を電圧検出値が超えている場合に、過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ２に入力する。それによって、制御回路ＣＮＴ２は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮して過電流保護を行うものである。
【００２５】
又制御回路ＣＮＴ２は、トランスＴ３の二次側の整流平滑回路の出力電圧を検出して、この出力電圧が設定電圧となるようにスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を制御する構成を備えていると共に、過電流検出部ＯＣ２からの過電流検出信号が入力された場合は、前述のように、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間の短縮制御を行う構成を備えている。
【００２６】
又第３の演算増幅器ＯＡ４により、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧と第３の基準電圧Ｖｒ４とを比較し、分圧電圧が第３の基準電圧Ｖｒ４より大きい時に、抵抗Ｒ１３を介して、過電流検出部ＯＣ２の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電位を上昇させる電圧を加える。従って、電源オン時は、トランスＴ３の二次側のコンデンサＣ１の端子電圧は零であり、従って、第３の基準電圧Ｖｒ４より分圧電圧が低いので、第３の演算増幅器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の電位を上昇させる。
【００２７】
即ち、カレントトランスＣＴにより過電流を検出した時と等価な状態となり、演算増幅器ＯＡ３から過電流検出信号が制御回路ＣＮＴ２に入力され、制御回路ＣＮＴ２は、整流平滑回路の出力電圧が設定値より低い場合でも、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮する。即ち、電源オン時の突入電流を防止することができる。そして、コンデンサＣ３の端子電圧が上昇して、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が基準電圧Ｖｒ４と等しくなると、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧は零となり、過電流検出部ＯＣ２は通常の動作に移行することになる。
【００２８】
図５は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図３及び図４と同一符号は同一部分を示し、Ｔ４はトランスを示す。この実施の形態は、フライバックコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置について示すもので、トランスＴ４の二次側のコンデンサＣ３の端子電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５により分圧して、第３の基準電圧Ｖｒ４と比較するように第３の演算増幅器ＯＡ４に入力する。
【００２９】
又過電流検出部ＯＣ２及び制御回路ＣＮＴ２は、図４に於ける構成と同一であり、重複した説明は省略する。この実施の形態に於いても、電源オン時は、コンデンサＣ３の端子電圧は零であるから、基準電圧Ｖｒ４より抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が低く、従って、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の電位を基準電圧Ｖｒ３より上昇させて過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ３から過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ２に入力し、制御回路ＣＮＴ２は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮し、電源オン時の突入電流を防止する。
【００３０】
図６は本発明の第５の実施の形態の説明図であり、Ｔ５はトランス、Ｑ２はバイポーラトランジスタとして示すスイッチングトランジスタ、ＣＮＴ３は制御回路、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１，Ｃ４はコンデンサ、Ｒ１８，Ｒ１９は抵抗、ＯＡ５は演算増幅器を示す。
【００３１】
この実施の形態は、力率改善型フォワードコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置の概要を示すものであり、整流回路ＲＥＣにより交流電圧を全波整流し、制御回路ＣＮＴ３は、交流５０Ｈｚ又は６０Ｈｚに対して数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの周波数でスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフを制御する。それによって、交流電源の正弦波の電圧に対応した電流が流れることにより、交流電源に対する力率を改善することができる。又トランスＴ５の二次側の整流平滑回路の出力電圧を図示を省略した経路で制御回路ＣＮＴ３により検出し、設定した電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間を制御する。
【００３２】
又トランスＴ５の一次巻線にスイッチングトランジスタＱ２を介して流れる電流を抵抗Ｒ１８により検出した電流検出値と、コンデンサＣ４の端子電圧を基準電圧として比較するように演算増幅器ＯＡ５に入力する。コンデンサＣ４は、抵抗Ｒ１９を介して電源オンによって充電される。従って、電源オン時は、コンデンサＣ４の端子電圧は零であり、抵抗Ｒ１８による電流検出値がコンデンサＣ４の端子電圧より大きいので、演算増幅器ＯＡ５から過電流検出信号として制御回路ＣＮＴ３に入力する。従って、制御回路ＣＮＴ３は、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。それにより、電源オン時の突入電流を防止することができる。
【００３３】
又電源オンから時間の経過に従ってコンデンサＣ４の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ１８による電流検出値が定常状態の値を示す時は、コンデンサＣ４の端子電圧を電流検出値より大きくなるように回路定数を設定する。そして、過電流が流れた時は、抵抗Ｒ１８による電流検出値がコンデンサＣ４の端子電圧（基準電圧）より大きくなり、演算増幅器ＯＡ５から制御回路ＣＮＴ３に過電流検出信号を入力し、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間を短縮して、過電流保護を行うことができる。
【００３４】
図７は本発明の第５の実施の形態の動作説明図であり、縦軸を電圧、横軸を時間ｔとし、コンデンサＣ４の端子電圧をＶｃ、抵抗Ｒ１８の両端の電圧をＶｉとして示すもので、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃは、電源オン（ｔ＝０）から抵抗Ｒ１９とによる時定数に従って上昇する。又電源オンにより制御回路ＣＮＴ３によってスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフ制御が開始される。
【００３５】
電源オン時は、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃは０であり、時間ｔの経過に従って上昇する。従って、この端子電圧Ｖｃと抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉとを比較し、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃを電流検出値に相当する電圧Ｖｉが超えると、演算増幅器ＯＡ５の出力信号に従って制御回路ＣＮＴ３はスイッチングトランジスタＱ２をターンオフする。それにより、スイッチングトランジスタＱ２を介してトランスＴ５の一次巻線に流れる電流が制限される。即ち、電源オンによる突入電流を防止することができる。
【００３６】
電源オンからの時間の経過に従ってコンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃが上昇し、それに対応して、抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるまで、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が延長される。そして、トランスＴ５の二次側の整流平滑回路からの直流出力電圧を負荷に印加し、それによる電流に対応した定常電流が、スイッチングトランジスタＱ２を介してトランスＴ５の一次巻線に流れる。この定常電流による抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉは、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ以下の状態を継続する。しかし、負荷短絡等により過電流状態となると、抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるから、演算増幅器ＯＡ５からの過電流検出信号により、制御回路ＣＮＴ３は、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。
【００３７】
本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、例えば、力率改善型としては、フライバックコンバータ方式を適用したスイッチング電源装置にも適用可能であり、又電流検出用の抵抗Ｒ１８の代わりに、図４及び図５に示すようなカレントトランスＣＴを用いることも可能である。又図６に於けるコンデンサＣ４の端子電圧を抵抗により分圧して演算増幅器ＯＡ５に入力する構成とすることも可能である。その場合、電源オフ時に、分圧用の抵抗を介してコンデンサＣ４の放電を行わせる構成とすることもできる。又第１〜第４の実施の形態に於ける電圧付加手段として、図７に示すように、トランスの一次側の電源オンによる電圧を用いてコンデンサを充電し、そのコンデンサの端子電圧と第２又は第３の基準電圧と比較する構成を適用することも可能である。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、トランスの一次巻線に流れる電流を検出して基準電圧と比較し、過電流保護を行う手段を有し、この過電流保護手段の機能を利用して、電源オン時の電流検出値に、電圧付加手段によって電圧を付加し、等価的に過電流状態とすることにより、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮し、それにより、突入電流を防止するものであり、僅かな構成を付加することにより、従来例の電流容量の大きい突入電流防止用の抵抗やスイッチ手段を省略することが可能となる。従って、小型化並びにコストダウンを図ることができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】出力電圧・出力電流特性説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態の説明図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態の動作説明図である。
【図８】従来例の説明図である。
【符号の説明】
ＲＥＣ  整流回路
ＣＮＴ１  制御回路
Ｔ１  トランス
ｎ１  一次巻線
ｎ２  二次巻線
ｎ３  三次巻線
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
ＯＣ１  過電流検出部
ＯＡ１  第１の演算増幅器
ＯＡ２  第２の演算増幅器
Ｖｒ１  第１の基準電圧
Ｖｒ２  第２の基準電圧
Ｄ１〜Ｄ３  ダイオード
Ｒ１〜Ｒ８  抵抗
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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