(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相の出力巻線を備えた磁石発電機と、
この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期信号形成回路と、
前記３相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成するサイリスタブリッジ回路から成る１組の可変制御ブリッジ回路と、
前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷に給電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力するブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置において、
前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率と検出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電圧を下げる力率検出手段を備え、低力率負荷で前記可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して前記可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御することを特徴とする可搬型電源装置。
【請求項２】
前記目標周波数の波形信号が前記可搬型電源装置で生じる位相ズレを補正した波形信号であることを特徴とする請求項１記載の可搬型電源装置。
【請求項３】
前記同期信号形成回路は、単相の出力に応じて同期信号を形成することを特徴とする請求項１又は２記載の可搬型電源装置。
【請求項４】
３相の出力巻線を備えた磁石発電機と、
この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期信号形成回路と、
前記３相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成するサイリスタブリッジ回路から成る１組の可変制御ブリッジ回路と、
前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷に給電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力するブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置の制御方法において、
前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率と検出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電圧を下げることにより、低力率負荷で前記可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して前記可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御することを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用周波数等の単相交流電源として使用される可搬型電源装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、非常用電源や屋外作業、レジャー等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エンジンと同期発電機とを組み合わせたエンジン発電機が多く使用されている。
【０００３】
このような従来のエンジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存するので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率があまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ないため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題があった。
【０００４】
これに対して近年では、エンジン回転数が比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換して出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始めている（この関連出願として、たとえば、本出願人による特許文献１や特許文献２記載のものがある）。
【０００５】
ところで、上記インバータ式発電機においては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するための交流変換部との２つの電力変換部が必要になること、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要になることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難であるとともに製造コストが高くなるという問題があった。
【０００６】
このような問題に対して、本出願人はさらに特許文献３等において、インバータ式発電機のインバータ装置をサイクロコンバータ装置に変えて、発電機で発電される高周波の交流電力から商用周波数等の所定周波数の交流電力に直接変換することを提案し、上記問題を解決している。
【０００７】
【特許文献１】
特公平７−６７２２９号公報
【特許文献２】
特開平４−３５５６７２号公報
【特許文献３】
特開平１０−０５２０４６号公報（特願平８−２１８１４１号）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ式発電機のインバータ装置をサイクロコンバータ装置に変えても以下の問題がある。
【０００９】
すなわち、低力率負荷では負荷に蓄えられたエネルギーが電源に戻ってくるが、サイクロコンバータ装置ではこのエネルギーが直接発電機のメインコイルに回生されるので、サイクロコンバータ装置の入力に発電機の能力を超える電流が戻ってきた場合、即ち発電電圧よりも高い電圧が戻ってきた場合には、サイクロコンバータ装置が自己消弧不能で制御不能になるという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題を解消すべく、サイクロコンバータを構成するサイリスタが自己消弧できずに制御不能になることを防止し、低力率負荷時にも当該サイリスタが確実に転流動作を継続して安定な動作を維持することができる可搬型電源装置及びその制御方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の可搬型電源装置は、３相の出力巻線を備えた磁石発電機と、この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期信号形成回路と、前記３相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成するサイリスタブリッジ回路から成る１組の可変制御ブリッジ回路と、前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷に給電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力するブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置において、前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率と検出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電圧を下げる力率検出手段を備え、低力率負荷で前記可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して前記可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項２記載の可搬型電源装置は、請求項１記載の可搬型電源装置において、前記目標周波数の波形信号が前記可搬型電源装置で生じる位相ズレを補正した波形信号であることを特徴とする。
請求項３記載の可搬型電源装置は、請求項１又は２記載の可搬型電源装置において、前記同期信号形成回路は、単相の出力に応じて同期信号を形成することを特徴とする。
上記目的を達成するために、請求項４記載の可搬型電源装置の制御方法は、３相の出力巻線を備えた磁石発電機と、この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期信号形成回路と、前記３相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成するサイリスタブリッジ回路から成る１組の可変制御ブリッジ回路と、前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷に給電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力するブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置の制御方法において、前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率と検出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電圧を下げることにより、低力率負荷で前記可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して前記可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御することを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１７】
図１は、本発明の実施の一形態に係る可搬型電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【００１８】
図１において、１および２はそれぞれ交流発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」という）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコイル」という）である。
【００１９】
図２は、上記交流発電機の断面図であり、同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホイールを兼用している。
【００２０】
図１に戻り、３相メインコイル１の３つの出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。
【００２１】
図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すように、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバータ」という。）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という。）ＢＣ２は、主として負の電流を出力する。
【００２２】
前述のように、２４極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、クランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。
【００２３】
図１に戻り、３相メインコイル１の３つの出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロコンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去された電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単相出力を得るように構成されている。
【００２４】
出力電圧検出回路５の出力側は、この出力電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されている。
【００２５】
そして、制御関数演算回路１１の出力側は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の振幅を制御する振幅制御信号を出力する。
【００２６】
振幅制御回路１２の出力側は、この出力信号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
【００２７】
また、出力電圧検出回路５の出力側及び目標波出力回路１４の出力側は、出力電圧検出回路５から出力された単相交流出力の検出波と目標波出力回路１４から出力された目標波とを比較して力率を検出する力率検出回路１９に接続され、力率検出回路１９の出力側は近似実効値演算回路８に接続されている。
【００２８】
図４は出力電圧検出回路５から出力された単相交流出力の検出波の一例と目標波出力回路１４から出力された目標波の一例とを示す図であり、（ａ）は力率が１の場合の検出波と目標波とを示し、（ｂ）は力率が１より小さく、負荷が遅相の場合の検出波と目標波とを示し、（ｃ）は力率が１より小さく、負荷が進相の場合の検出波と目標波とを示す。
【００２９】
力率が１の場合は、図４（ａ）に示すように、検出波は目標波に比べて本実施の形態の電源装置で生ずる位相遅れに相当する固定時間ｘだけ遅れる。力率が１より小さく、負荷が遅相の場合には、検出波は上記固定時間ｘの遅れはあるが目標波に比べて力率に応じた分の位相が進む一方、力率が１より小さく、負荷が進相の場合には、検出波は上記固定時間ｘの遅れがあり、さらに目標波に比べて力率に応じた分の位相が遅れる。
【００３０】
図５は、力率検出回路１９が検出波と目標波とから力率に応じた信号を検出する方法を説明する図であり、（ａ）は図４（ａ）の目標波を固定時間ｘだけ遅らせた時の検出波と目標波とを示し、（ｂ）は図４（ｂ）の目標波を固定時間ｘだけ遅らせた時の検出波と目標波とを示す。この固定時間ｘだけ遅らせた目標波を目標波２とする。
【００３１】
まず、図５（ａ），（ｂ）において、検出波の出力値から目標波２の出力値を減算し（図５（ｃ），（ｄ））、この減算された出力値を示した減算波と目標波２の出力値とを同一時刻で比較し、減算波の出力値と目標波２の出力値とが同符号の場合には減算波の出力値を算出し（図５（ｆ））、さらにこの算出された減算波の出力値の絶対値をとる（図５（ｈ））。この絶対値のとられた減算波の出力値には本実施の形態の電源装置で生ずるノイズが含まれるため、該減算波の出力値からこのノイズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の値になった場合にはその値を０に置き換えて、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積の移動平均を算出する。これにより力率に応じた信号を検出することができる。
【００３２】
一方、減算波の出力値と目標波２の出力値とが異符号の場合には減算波の出力値を０とし（図５（ｅ））、さらに減算波の出力値の絶対値をとり（図５（ｇ））、この絶対値のとられた減算波の出力値からノイズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の値になった場合にはその値を０に置き換えて、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積の移動平均を算出することより力率に応じた信号を検出することができるが、この場合、力率が１であり減算波の出力値と目標波２の出力値とが常に異符号であるため力率に応じた信号は生じない。
【００３３】
このようにして力率検出回路１９は力率に応じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近似実効値演算回路８の近似実行値を調整する。低力率負荷の場合には近似実効値演算回路８の近似実行値を低下させて、出力電圧を下げるように調整する。
【００３４】
図１に戻り、導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲート」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａと、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
【００３５】
各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞれ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
【００３６】
比較器１６の負側入力端子には、前記出力電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベル信号を出力する。
【００３７】
比較器１６からＨレベル信号が出力されると、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、これとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
【００３８】
前記３相サブコイル２の出力側は、同期信号形成回路１８に接続されている。
【００３９】
図６は、同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とにより構成されている。
【００４０】
３相サブコイル２から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰＣｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオードＤｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そして、この取り出された電流は、後述するように、各サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期信号（たとえばノコギリ波）を生成するためにいられる。
【００４１】
図７は、図３または６のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰＣｋがオンするタイミングを示す図である。
【００４２】
各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図７のように変化したときに、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５はペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲからは、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるので、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
【００４３】
また、図７には、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを点弧（ｔｕｒｎ  ｏｎ）させるタイミングも示され、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
【００４４】
このタイミングに従って、サイクロコンバータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢＣ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣＣへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢＣ２の各ゲートを点弧する。
【００４５】
なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲートに印加しても、同様の動作が得られる。
【００４６】
図８は、導通角α＝１２０°，６０°で正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示す図である。
【００４７】
同図において、（ａ）は、導通角α＝１２０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される波形を示している。
【００４８】
たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図８（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図８（ｃ）に示すように、多量の高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣＣの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本波の周波数は、次のようになる。
【００４９】
６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力することができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
【００５０】
次に、導通角αの制御方法を説明する。
【００５１】
図９は、導通角αを制御するために生成された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギリ波は、上述した図６のフォトカプラＰＣｋの２次側光センサで検出された電流に基づいて生成される。
【００５２】
正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応する。
【００５３】
一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そして、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタＳＣＲｋ−に対応する。
【００５４】
このように、基準波形は、正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応した１２個のノコギリ波によって構成される。これらのノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角となる。
【００５５】
そして、目標波として正弦波を採り、導通角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。
【００５６】
図９では、導通角αの制御範囲を、図７で説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を説明する。
【００５７】
導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御される場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すなわち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているため、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収できず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければならなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバータＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖであるため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることになり、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるため、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保つことができる。
【００５８】
しかし、このように導通角を負側まで拡大すると、図１０に示すように、正および負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のいずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±のゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このため、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のうちいずれか一方を選択している。
【００５９】
図１に戻り、同期信号形成回路１８の出力側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明したタイミングのノコギリ波が供給される。
【００６０】
正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
【００６１】
なお、本実施の形態では、同期信号形成回路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成したが、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成するようにしてもよい。
【００６２】
以下、以上のように構成された可搬型電源装置の動作を説明する。
【００６３】
前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動されると、３相メインコイル１の各相間には、前述したように電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によりサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、これに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力され、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。このようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路８により、その近似実効値電圧が演算されて出力される。
【００６４】
この近似実効値電圧は、比較器９により、基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１により制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大するような比例関数を演算して出力する。
【００６５】
この演算され出力された制御関数に応じて、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力された、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御するための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標波を出力する。
【００６６】
ここで、力率検出回路１９は出力電圧検出回路５から出力された単相交流出力の検出波と目標波出力回路１４から出力された目標波とを比較して力率に応じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近似実効値演算回路８の近似実行値を調整する。低力率負荷の場合には近似実効値演算回路８の近似実行値を低下させて、出力電圧を下げるように調整する。
【００６７】
目標波出力回路１４からの出力値には上下限値が設けられ、目標波出力回路１４は、所定上限値よりも大きい値または所定下限値より小さい値を出力することができないように構成されている。すなわち、比較器９からの出力値が増大し、制御関数演算回路１１から出力される比例関数の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路１４から出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形される。
【００６８】
目標波出力回路１４から出力された目標波は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力された検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力されて、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部１５ｂが作動するように選択される。
【００６９】
正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器において、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対して、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導通角制御がなされる。
【００７０】
図１１は、本実施の形態の電源装置により生成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波形を示している。
【００７１】
同図に示すように、たとえば一時的な過負荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波形は、正弦波から矩形波に変形される。
【００７２】
なお、本実施の形態では、負荷の状態に応じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するようにしたが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限されるように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
【００７３】
上述したように本実施の形態では、力率検出回路１９が力率に応じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近似実効値演算回路８の近似実行値を調整し、特に低力率負荷の場合には近似実効値演算回路８の近似実行値を低下させて、出力電圧を下げるように調整するので、低力率負荷時にも安定な動作を維持することができる。
【００７４】
また、本実施の形態では、本実施の形態の電源装置で生ずる位相の遅れに相当する固定時間ｘだけ遅らせた目標波を目標波２として、検出波の出力値から目標波２の出力値を減算し（図５（ｃ），（ｄ））、この減算された出力値を示した減算波と目標波２の出力値とを同一時刻で比較し、減算波の出力値と目標波２の出力値とが同符号の場合には減算波の出力値を算出し（図５（ｆ））、さらにこの算出された減算波の出力値の絶対値をとり（図５（ｈ））、この絶対値のとられた減算波の出力値からノイズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の値になった場合にはその値を０に置き換えて、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積の移動平均を算出することにより力率に応じた信号を検出する。
【００７５】
一方、減算波の出力値と目標波２の出力値とが異符号の場合には減算波の出力値を０とし（図５（ｅ））、さらに減算波の出力値の絶対値をとり（図５（ｇ））、この絶対値のとられた減算波の出力値からノイズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の値になった場合にはその値を０に置き換えて、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積の移動平均を算出することより力率に応じた信号を検出するので、本実施の形態の電源装置で生ずる位相の遅れに相当する固定時間ｘに関わらずに力率を検出でき、さらに電流検出を行わずに力率を検出することができる。
【００７６】
なお、本実施の形態では、力率検出回路１９をハードウェアで構成したが、これに限らず、力率検出回路１９が実行する制御処理を、例えばマイクロコンピュータ及びソフトウェアによって行うようにしてもよい。
【００７７】
また、本実施の形態の力率検出方法は、サイクロコンバータを適用した電源装置のみで有効ではなく、目標波に基づいて出力電圧を制御する電源装置であって、この出力電圧を検出する検出手段を備えたものであれば、有効である。
【００７８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、請求項１記載の可搬型電源装置によれば、目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とが比較されて力率に応じた信号が検出され、低力率と検出されたときに可変制御ブリッジ回路の出力電圧が下げて、低力率負荷で可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して前記可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御されるので、サイクロコンバータを構成するサイリスタが自己消弧できずに制御不能になることを防止し、低力率負荷時にも当該サイリスタが確実に転流動作を継続して安定な動作を維持することができる。
【００８０】
請求項２記載の可搬型電源装置によれば、目標周波数の波形信号が可搬型電源装置で生じる位相ズレを補正した波形信号であるので、可搬型電源装置で生じる位相ズレに関わらず力率に応じた信号を精度よく検出することができる。
請求項３記載の可搬型電源装置によれば、同期信号形成回路は、単相の出力に応じて同期信号を形成するので、請求項１又は２記載の効果を更に奏することができる。
請求項４記載の可搬型電源装置の制御方法によれば、目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号とが比較されて力率に応じた信号が検出され、低力率と検出されたときに可変制御ブリッジ回路の出力電圧が下げることにより、低力率負荷で可変制御ブリッジ回路の入力側電圧の上昇を抑制して可変制御ブリッジ回路の各サイリスタが自己消弧不能にならないように制御されるので、サイクロコンバータを構成するサイリスタが自己消弧できずに制御不能になることを防止し、低力率負荷時にも当該サイリスタが確実に転流動作を継続して安定な動作を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る可搬型電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１の交流発電機の断面図である。
【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出した電気回路図である。
【図４】出力電圧検出回路５から出力された単相交流出力の検出波と目標波出力回路１４から出力された目標波とを示す図である。
【図５】検出波と目標波とから力率に応じた信号を検出する方法を示す図である。
【図６】同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図である。
【図７】図３または図６のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミング、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミングを示す図である。
【図８】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コンバータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバータから出力される波形を示す図である。
【図９】導通角を制御するために生成された基準ノコギリ波を示す図である。
【図１０】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ずる問題を説明するための図である。
【図１１】図１の可搬型電源装置により生成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
１  ３相メインコイル（３相出力巻線）
５  出力電圧検出回路
１４  目標波出力回路（出力電圧調整回路）
１５  導通角制御部（ブリッジ駆動回路）
１６  比較器
１８  同期信号形成回路
１９  力率検出回路
ＢＣ１  正コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＢＣ２  負コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＣＣ  サイクロコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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