(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、前記トランスの一次側に配置されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、前記トランスの二次側に発生する電力を整流及び平滑する平滑部と、前記トランスの一次側に流れる電流を第１電圧として検出する入力電流検出部と、前記入力電流検出部から出力される第１電圧と予め定められた第２電圧とを比較して、前記第１電圧が前記第２電圧よりも高いとき、前記トランスの一次側に流れる電流が過電流であると判断する電流検出部と、前記電流検出部が前記トランスの一次側に流れる電流を過電流と判断したとき、前記スイッチング制御部の制御を抑制する過電流抑制部とを備えるスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路において、
前記立ち上がり制御回路は、
前記トランスの一次側に直流電力が供給開始／供給停止されるタイミングと同期して状態変化する２値信号を受け、前記直流電力供給開始時に生じる前記２値信号の状態変化に基づいて、所定時間に亘ってトランジスタをオンするベース電圧を発生するトランジスタ制御手段と、
前記トランジスタがオンすることによって、前記入力電流検出部から出力される第１電圧を前記第２電圧よりも低下させる第１電圧制御手段と
を備えたことを特徴とするスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
過電流制御回路を備えるスイッチングコンバータの従来例について、図４を参照しながら説明する。
外部から入力端子１１，１２に入力される直流電力は、スイッチング素子ＳＷを介してトランス１３の一次側巻線に印加される。スイッチング素子ＳＷは制御回路２から出力される信号によって周期的にオンオフを繰り返すので、トランス１３の一次側巻線に流れる励磁電流ｉ１も周期的にオンオフを繰り返す。このため、トランス１３の二次側巻線には交流電力が誘起する。
【０００３】
トランス１３の二次側巻線に現れた交流電力は、ダイオード２４，２５で構成される整流回路で整流され、コイル２６及びコンデンサ１９で構成される平滑回路で平滑されて直流電力に変換される。この直流電力が負荷１８に供給される。また、制御回路２は出力端子１６に現れた出力電圧を検出し、出力電圧と目標電圧との差異あるいは出力電圧の変化をスイッチング素子ＳＷのオンオフデューティに反映し、出力電圧を安定化する。
【０００４】
この種のスイッチングコンバータにおいては、部品の故障などが生じた場合に過大な電流が流れるのを防止するために、過電流に対する保護回路が設けられている。
図４のスイッチングコンバータにおいては、スイッチング素子ＳＷと直列に接続された抵抗器２７によって、トランス１３の一次側巻線に流れる励磁電流ｉ１を検出することができる。過電流検出回路１は、抵抗器２７に現れる電圧として励磁電流ｉ１の大きさを検出する。
【０００５】
過電流検出回路１が過大電流を検出した場合には、出力電力を抑制するための制御信号が過電流検出回路１から制御回路２に入力される。その場合、制御回路２はスイッチング素子ＳＷのオンオフデューティを低減し、トランス１３の入力電力を抑制する。これにより、出力端子１６，１７に現れる出力電力も制限される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示すようなスイッチングコンバータにおいて出力電圧を安定化するためには、コンデンサ１９の容量を大きくする必要がある。ところが、コンデンサ１９の容量が大きいと次のような問題が発生する。
入力端子１１，１２への電力供給が遮断され、コンデンサ１９が放電している状態で入力端子１１，１２への電力供給が開始された場合を想定する。このときにはコンデンサ１９に対して急速充電が行われるので、トランス１３の二次側巻線に接続された回路のインピーダンスが小さくなり、トランス１３の二次側巻線には一時的に定常電流よりも大きな突入電流（ｉ２）が流れる。従って、このときにはトランス１３の一次側巻線にも過大な電流（ｉ１）が流れる。
【０００７】
トランス１３の一次側巻線にも過大な電流（ｉ１）が流れると、過電流検出回路１は電流が過大であることを検出し、制御回路２はスイッチング素子ＳＷのオンデューティを抑制する。
スイッチング素子ＳＷのオンデューティが小さくなると、トランス１３の二次側巻線に現れる出力電力が抑制され、コンデンサ１９に流れる電流が抑制されるのでコンデンサ１９の充電に要する時間が長くなる。このため、電源を投入してから出力端子１６，１７に定常電圧が現れるまでの出力電圧の立ち上がりが遅くなる。出力電圧の立ち上がりを早くするためには、コンデンサ１９の容量を小さくせざるを得ない。
【０００８】
本発明は、トランスの二次側の平滑回路に容量の大きなコンデンサを接続した場合であっても短時間で出力電圧を立ち上げることが可能なスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１のスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路は、トランスと、前記トランスの一次側に配置されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、前記トランスの二次側に発生する電力を整流及び平滑する平滑部と、前記トランスの一次側に流れる電流を第１電圧として検出する入力電流検出部と、前記入力電流検出部から出力される第１電圧と予め定められた第２電圧とを比較して、前記第１電圧が前記第２電圧よりも高いとき、前記トランスの一次側に流れる電流が過電流であると判断する電流検出部と、前記電流検出部が前記トランスの一次側に流れる電流を過電流と判断したとき、前記スイッチング制御部の制御を抑制する過電流抑制部とを備えるスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路において、前記立ち上がり制御回路は、前記トランスの一次側に直流電力が供給開始／供給停止されるタイミングと同期して状態変化する２値信号を受け、前記直流電力供給開始時に生じる前記２値信号の状態変化に基づいて、所定時間に亘ってトランジスタをオンするベース電圧を発生するトランジスタ制御手段と、前記トランジスタがオンすることによって、前記入力電流検出部から出力される第１電圧を前記第２電圧よりも低下させる第１電圧制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
請求項１においては、少なくとも電源を投入した直後は、立ち上がり制御回路の制御によって過電流抑制部の抑制を緩和あるいは抑制を禁止する状態に自動的に切り替わる。このため、電源投入時には、平滑部に設けられるコンデンサに急速充電するために一時的に過大な電流が流れてもその電流が抑制されないので、短時間でコンデンサを充電し、短時間で出力電圧を立ち上げることができる。
【００１１】
電源の投入時以外のタイミングでは、過電流抑制部の抑制機能が働くので、部品の故障などによって過大な電流が流れれば直ちに電流を抑制し、回路等を保護することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本発明のスイッチングコンバータに用いられる立ち上がり制御回路の１つの実施の形態について、図１及び図２を参照しながら説明する。
【００１７】
図１はこの形態のスイッチングコンバータの主要部を示す電気回路図である。図２は立ち上がり制御回路５６の動作例を示すタイムチャートである。
この形態では、請求項１の入力電流検出部，過電流抑制部，及び立ち上がり制御回路は、それぞれ抵抗器２７，過電流検出回路５５，及び立ち上がり制御回路５６に対応する。また、請求項１の第１電圧は電圧Ｖ１に対応し、請求項２の第２電圧は電圧Ｖ２に対応する。
【００１８】
図１を参照すると、このスイッチングコンバータにはトランス１３，スイッチング素子（ＦＥＴ）１４，制御回路１５，抵抗器２１，２７，コンデンサ１９，２２，２８，ダイオード２３〜２５，コイル２６，過電流検出回路５５及び立ち上がり制御回路５６が備わっている。
【００１９】
外部から入力端子１１，１２に入力される直流電力は、スイッチング素子１４を介してトランス１３の一次側巻線に印加される。スイッチング素子１４は制御回路１５から出力される信号によって周期的にオンオフを繰り返すので、トランス１３の一次側巻線に流れる励磁電流ｉ１も周期的にオンオフを繰り返す。このため、トランス１３の二次側巻線には交流電力が誘起する。
【００２０】
トランス１３の二次側巻線に現れた交流電力は、ダイオード２４，２５で構成される整流回路で整流され、コイル２６及びコンデンサ１９で構成される平滑回路で平滑されて直流電力に変換される。この直流電力が負荷１８に供給される。また、制御回路１５は出力端子１６に現れた出力電圧を検出し、出力電圧と目標電圧との差異や出力電圧の変化をスイッチング素子１４のオンオフデューティに反映し、出力電圧を安定化する。
【００２１】
このスイッチングコンバータには、部品の故障などが生じた場合に過大な電流が流れるのを防止するための保護回路として過電流検出回路５５を備えている。また、このスイッチングコンバータでは、スイッチング素子１４と直列に接続された抵抗器２７がトランス１３の一次側巻線に流れる励磁電流ｉ１を検出する。過電流検出回路５５は、抵抗器２７に現れる電圧Ｖｄとして励磁電流ｉ１の大きさを検出する。
【００２２】
過電流検出回路５５が過大電流を検出した場合には、過電流検出回路５５から出力される制御信号ＳＧ１に従って、制御回路１５はスイッチング素子１４のオンデューティを小さくする。
スイッチング素子１４のオンデューティが小さくなると、トランス１３の一次側巻線（Ｎ１）の入力電力が抑制され、二次側巻線（Ｎ２）の出力電力も制限される。従って、過大な電流が流れるのを防止することができる。
【００２３】
但し、電源投入時には容量の大きいコンデンサ１９を急速充電するために大きな電流が流れるので、この場合にも過電流検出回路５５が過大電流を検出する可能性がある。過電流検出回路５５が過大電流を検出すると、出力電力が抑制されるので、出力端子１６，１７に現れる出力電圧の立ち上がりが遅くなる。
出力電圧の立ち上がりを早くするために、図１のスイッチングコンバータには立ち上がり制御回路５６が設けてある。立ち上がり制御回路５６の制御入力端子６０に印加される信号ＳＧ２は、図２に示すように、入力端子１１，１２の入力電圧Ｖｉｎのオンオフと同期して変化する二値信号である。
【００２４】
すなわち、図示しない主電源が投入されて所定の直流電力が電圧Ｖｉｎとして入力端子１１，１２に現れると信号ＳＧ２は低レベルＬから高レベルＨに変化し、主電源が遮断されて入力端子１１，１２への電力供給が停止すると、信号ＳＧ２は高レベルＨから低レベルＬに変化する。
立ち上がり制御回路５６は、抵抗器３６，３８，４２，４３，トランジスタ３７，ダイオード３９及びコンデンサ４１を備えている。
【００２５】
主電源が投入され、信号ＳＧ２が低レベルＬから高レベルＨに変化するときには、図２に示すようなパルス状の波形が信号ＳＧ３に現れる。すなわち、コンデンサ４１に電荷が充電されるまでの間はコンデンサ４１のインピーダンスが小さいので、一時的に大きな電圧が信号ＳＧ３に現れる。
信号ＳＧ３の電圧がトランジスタ３７の特性によって定まる閾値Ｖｔｈを超えている間は、トランジスタ３７は導通状態になる。この例では、主電源を投入してから１０ｍｓｅｃの間だけトランジスタ３７が導通状態になるように回路の特性を決定してある。
【００２６】
過電流検出回路５５における演算増幅器２９及び抵抗器３１は、差動増幅器を構成している。この差動増幅器の一方の入力端子には電圧Ｖ１が印加され、他方の入力端子には電圧Ｖ２が印加される。
電圧Ｖ２は、固定された基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗器３２，３３で分圧して得られるので一定である。
【００２７】
電圧Ｖ１は、抵抗器２７が検出した電流ｉ１に比例する電圧Ｖｄを抵抗器３４，３５で構成される分圧回路で分圧して得られるので、電流ｉ１に応じて変化する。また、トランジスタ３７が導通している場合には、抵抗器３６が抵抗器３５と並列に接続されて分圧回路の分圧比が変化するので、電圧Ｖ１はトランジスタ３７のオンオフに応じて変化する。
【００２８】
トランジスタ３７が非導通の場合には、抵抗器２７を流れる電流ｉ１が予め定めた上限値（過電流）を超えると（Ｖ１＞Ｖ２）になり、演算増幅器２９の出力する信号ＳＧ１の電圧が負になる。この場合、制御回路１５はスイッチング素子１４に与える制御信号ＳＧ４のオンデューティを通常よりも小さくする。これにより、トランス１３の二次側巻線に現れる出力電力が抑制される。
【００２９】
一方、トランジスタ３７が導通状態になると、電圧Ｖ１が小さくなり、一時的に電流ｉ１が上限値を超えた場合であっても（Ｖ１＜Ｖ２）になり、演算増幅器２９の出力する信号ＳＧ１の電圧が正になる。この場合、制御回路１５はスイッチング素子１４に与える制御信号ＳＧ４のオンデューティを制御可能な範囲内で最大にする。
【００３０】
すなわち、主電源の投入直後には、大きな電流が流れる場合であっても立ち上がり制御回路５６の制御によってスイッチング素子１４のオンデューティが大きくなるので、トランス１３の二次側巻線に大きな電力が出力され、コンデンサ１９が短時間で充電される。従って、出力端子１６，１７の電圧の立ち上がりを早くすることができる。
【００３１】
主電源投入時以外の定常動作においては、立ち上がり制御回路５６のトランジスタ３７が非導通になっているので、何らかの異常が発生して電流ｉ１が上限値を超えると、制御回路１５の制御によりトランス１３の二次側巻線に現れる出力電力が抑制され、電流が抑制される。
（本発明に関係するスイッチングコンバータ）
図３は、本発明に関係するスイッチングコンバータの主要部を示す電気回路図である。
【００３２】
図３において、第１の実施の形態と対応する要素は図１と同じ符号を付けて示してある。第１の実施の形態と同一の部分については、以下の説明を省略する。
図３のスイッチングコンバータにおいては、主電源投入時の出力端子１６，１７の電圧の立ち上がりを早くするために、電圧Ｖ２を制御するように構成してある。
【００３３】
すなわち、トランジスタ５２及び抵抗器５３で構成される直列回路を抵抗器３２と並列に接続してある。トランジスタ５２が導通状態になると、抵抗器５３が抵抗器３２と並列に接続されるので、電圧Ｖ２が通常よりも高くなる。
時定数回路５１は、入力される信号ＳＧ２の立ち上がりに同期したタイミング（主電源投入時）で、一時的に（例えば１０ｍｓｅｃ）信号ＳＧ５を低レベルＬに制御する。信号ＳＧ５が低レベルＬのときには、トランジスタ５２が導通状態になり、電圧Ｖ２が大きくなる。
【００３４】
トランジスタ５２が非導通の場合には、抵抗器２７を流れる電流ｉ１が予め定めた上限値（過電流）を超えると（Ｖ１＞Ｖ２）になり、演算増幅器２９の出力する信号ＳＧ１の電圧が負になる。この場合、制御回路１５はスイッチング素子１４に与える制御信号ＳＧ４のオンデューティを通常よりも小さくする。これにより、トランス１３の二次側巻線に現れる出力電力が抑制される。
【００３５】
一方、トランジスタ５２が導通状態になると、電圧Ｖ２が大きくなり、一時的に電流ｉ１が上限値を超えた場合であっても（Ｖ１＜Ｖ２）になり、演算増幅器２９の出力する信号ＳＧ１の電圧が正になる。この場合、制御回路１５はスイッチング素子１４に与える制御信号ＳＧ４のオンデューティを制御可能な範囲内で最大にする。
【００３６】
すなわち、主電源の投入直後には、大きな電流が流れる場合であってもトランジスタ５２の制御によってスイッチング素子１４のオンデューティが大きくなるので、トランス１３の二次側巻線に大きな電力が出力され、コンデンサ１９が短時間で充電される。従って、出力端子１６，１７の電圧の立ち上がりを早くすることができる。
【００３７】
主電源投入時以外の定常動作においては、トランジスタ５２が非導通になっているので、何らかの異常が発生して電流ｉ１が上限値を超えると、制御回路１５の制御によりトランス１３の二次側巻線に現れる出力電力が抑制され、電流が抑制される。
【００３８】
【発明の効果】
以上の通り、本発明の立ち上がり制御回路によれば、トランスの二次側の平滑回路に容量の大きなコンデンサを接続した場合であっても電源投入時には短時間で出力電圧を立ち上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態のスイッチングコンバータの主要部を示す電気回路図である。
【図２】立ち上がり制御回路の動作例を示すタイムチャートである。
【図３】本発明に関係するスイッチングコンバータの主要部を示す電気回路図である。
【図４】従来例のスイッチングコンバータを示すブロック図である。
【符号の説明】
１  過電流検出回路
２  制御回路
１１，１２  入力端子
１３  トランス
１４  スイッチング素子
１５  制御回路
１６，１７  出力端子
１８  負荷
１９，２２，２８  コンデンサ
２１，２７  抵抗器
２３，２４，２５  ダイオード
２６  コイル
２９  演算増幅器
３１〜３６  抵抗器
３７，５２  トランジスタ
３８，４２，４３，５３  抵抗器
３９  ダイオード
４１  コンデンサ
５１  時定数回路
５５  過電流検出回路
５６  立ち上がり制御回路
６０  制御入力端子
ＳＷ  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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