(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一のフィルターを用いて音響または光学信号を第１の周波数帯域に細分割して複数の第１の部分帯域信号を得る工程と；
第二のフィルターを用いて、前記第１の部分帯域信号のそれぞれを複数の第２の部分帯域信号に細分割する工程と；
特定の第２部分帯域信号及び他の第２部分帯域信号の重み付け加算または減算を行って処理された特定の第２部分帯域信号と処理された他の第２部分帯域信号を得る工程と；及び、
処理された特定の第２部分帯域信号と処理された他の第２部分帯域信号とをコード化する工程とからなり、
前記細分割工程の中で、第一のフィルターには２個の隣接する部分帯域フィルターを含み、２個の部分帯域フィルター間には移行領域を有し、その隣接部分の帯域フィルターの周波数領域が重畳で、前記移行領域における特定の周波数スペクトル成分が第二フィルターを用いた段階における特定の周波数を含む第２部分帯域信号用成分となることを特徴とするディジタル化された音響または光学信号を処理する方法。
【請求項２】
前記第一フィルター工程において、偶数の第１の部分帯域信号が出力され、更に第１の部分帯域信号を修正して第一フィルターで誘発される鏡像化が消去される工程を含むことを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】
前記修正工程には、奇数の第１の部分帯域信号のサンプリング値に「−１」を乗算し、偶数の第１の部分帯域信号のサンプリング値を不変にする工程を含むことを特徴とする、請求項２の方法。
【請求項４】
重み付け加算又は減算の前記工程において、前記一方の第２部分帯域信号の演算及び他方の第２部分帯域信号の演算が、下記の式
0003640666.tif 000012
その場合に、
yiが、第２部分帯域ｉにおいて演算された一方の第２部分帯域信号であり、
xiが、第２部分帯域ｉにおける一方の第２部分帯域信号であり、
xjが、第２部分帯域ｊにおける他方の第２部分帯域信号であり、
yjが、演算された他方の第２部分帯域信号であり、
Cmが、指数ｍに対する重みファクターであり、
dmが、重みファクターCmから決定される指数ｍに対する他の重みファクターであり、
ｋが、第一の周波数帯域を特定する指数であり、及び、
Ｎが、複数の第２部分帯域信号における第２部分帯域信号の数として計算されることを特徴とする、請求項１〜３までの一つによる方法。
【請求項５】
前記重み付け加算又は減算を行うのに使用される重みファクターの数が、第２部分帯域信号の全数の半分であることを特徴とする、請求項４の方法。
【請求項６】
音響または光学信号を第１の周波数帯域に細分割して複数の第１の部分帯域信号を得る第一フィルター手段と、
前記第１の部分帯域信号のそれぞれを複数の第２の部分帯域信号に細分割する第二フィルター手段と、
特定の第２部分帯域信号及び他の部分帯域信号の重み付け加算または減算を行って処理された特定の第２部分帯域信号と他の部分帯域信号を得る加算または減算手段と、
処理された特定の第２部分帯域信号と処理された他の第２部分帯域信号とをコード化する手段とを有し、
前記第一のフィルターには２個の隣接する部分帯域フィルターを含み、２個の部分帯域フィルター間には移行領域を有し、その隣接部分の帯域フィルターの周波数領域が重畳し、前記移行領域における特定の周波数スペクトル成分が第二フィルターを用いた際の特定の周波数を含む第２部分帯域信号用成分となることを特徴とするディジタル化された音響または光学信号を処理する装置。
【請求項７】
コード化信号をデコード化して演算された前記一方の第２部分帯域信号と、演算された他方の第２部分帯域信号を出力する方法と、
一方の第２部分帯域信号と他方の第２部分帯域信号を出力する演算中に重み付け加算又は減算とは逆の重み付け加算又は減算を行い、
第２部分帯域信号を組合せて、デジタル化した音響又は光学信号を出力する工程とからなることを特徴とする、請求項１で演算されるコード化信号をデコード化する方法。
【請求項８】
請求項７の工程において、前記一方の第２部分帯域信号と、他方の第２部分帯域信号が、下記の式
0003640666.tif 000013
その場合に、
yi'が、第２部分帯域ｉにおいて演算された一方の第２部分帯域信号であり、
xi'が、逆の重み付け加算又は減算をした後で、第２部分帯域ｉにおける一方の第２部分帯域信号であり、
xj'が、逆の重み付け加算又は減算をした後で、第２部分帯域ｊにおける他方の第２部分帯域信号であり、
yj'が、演算された他方の第２部分帯域信号であり、
Cmが、指数ｍに対する重みファクターであり、
dmが、重みファクターCmから決定される指数ｍに対する他の重みファクターであり、
ｋが、第一の周波数帯域を特定する指数であり、及び、
Ｎが、複数の第２部分帯域信号における第２部分帯域信号の数として計算されることを特徴とする、請求項７の方法。
【請求項９】
コード化された信号をデコード化して演算された前記一方の第２部分帯域信号と、演算された他方の第２部分帯域信号を出力する手段と、演算中の重み付け加算又は減算とは逆の重み付け加算又は減算をして、一方の第２部分帯域信号と他方の第２部分帯域信号を出力する手段と、
第２の部分帯域信号を組合せて、デジタル化された音響又は光学信号を出力する手段とからなる、請求項１で演算されたコード化信号をデコード化する装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は音響的信号を伝達及び／又は記憶する際の周波数クロストークを減少させる方法に関するものである。
デジタル化された音響信号の伝達及び／又は記憶は、知覚可能な質損失を受けることなく、伝達すべきデータ量を減少させることに成功するほど、好ましいものとなる。音響信号のデータを減少させるために、デジタル化されたデータの周波数領域への変換又は種々の周波数帯域への分割を用いて作業を行う多数の方法が知られている。
従来の技術
種々の部分帯域への分割はフィルタバンクによって１段階で、又は互いに連続して接続された２つあるいはそれ以上のフィルタバンクによって多段階で行うことができ、その場合に後段に接続されたフィルタバンクの代わりに変換を用いることも可能である。このように処理されたデータは、信号統計学と音響心理学を用いてデータの伝達と復元後に入力信号に対して人間の耳で知覚できる差異ができるだけ発生しないようにデータ量を削減する削減処理を受ける。標準化に関する国際組織のデジタルオーディオ信号のデータ削減処理の標準化に対する提案においては、信号スペクトルを部分帯域に分割するためにハイブリッドフィルタバンクが使用される。コーダの分析バンクは２つの段階からなっている。まず入力信号のスペクトルがたとえば、ヌスバウマー（H.J.Nussbaumer）、ヴェッテルリ（M.Vetterli）の「計算型有効QMFフィルタバンク（Computationally Efficient QMF Filter Banks）」IEEE手続ICASSP1984年第11.3.1〜４頁に記載されているような多相フィルタバンクによって32の部分帯域に分解される。次にこの部分帯域の各々が後段に接続されたTDACフィルタバンクによって再度12の帯域に分割される。この種のTDACフィルタバンクはプリンセン（J.P.Princen）、ジョンソン（A.W.Johnson）及びブラドレイ（A.B.Bradley）の「Snbband/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation」ICASSP手続'87第50.1.1〜４頁に記載されている。
タウンズ（S.A.Townes）、トゥルオング（T.K.Truong）の刊行物「サブバンドコーダのVLSI設計（The VLSI design of a Sub−band coder）」International Conference on Acoustic Speech and Signal Processing、第２巻1984年ニューヨーク、34B21−24B24において木構造のフィルタバンクとパラレル構造のフィルタバンクがVLSIテクノロジーにおけるサブバンドコーダの設計に関して比較されている。
データ削減方法においてシリアルに配置された分離段を使用するための前提は、良好な帯域分離であって、それによって入力信号のスペクトル要素はできるだけ１つの部分帯域信号にしか影響を与えず、かつそれによって部分帯域において発生する量子化エラーは出力信号における該当する周波数領域にしか影響を与えない。
従ってシステム全体の部分帯域フィルタはできるだけ高い遮断領域減衰を持たなければならない。しかしフィルタ乃至変換段をシルアル配置することによって、不十分な遮断領域減衰がもたらされる。というのはそれぞれ多数の部分帯域が先行の分離段の移行領域へ入るからである。それによって該当する周波数特性において通過領域外部の信号の明かな増大がもたらされる。
従って該当する周波数領域における入力信号のスペクトル要素が分離段の通過後にクロストークの形式で部分帯域信号に影響を与える。それに応じてこの部分帯域の１つにおける量子化エラーが部分帯域信号の合成後にそれぞれの部分帯域外部の周波数領域にも影響を与える。
公知の方法においては、周波数クロストークによる出力信号の劣化に、コード化する際にこの効果を考慮することによって対処する試みがなされている。しかしこれは制限された範囲でしか可能ではなく、コード化処理の複雑さを増大させてしまう。
発明の説明
本発明の課題は、特に効果的であって、かつ後続するコード化とは関係なく作用する、周波数クロストークを減少させる方法を提供することである。
この課題は、請求の範囲第１項に記載された特徴によって解決される。
互いに連続する段において分割が行われる、信号を周波数帯域に分割する所定のシステムに関して、信号要素又は対応するクロストーク要素の位置と位相関係を求めることができる。
本発明によれば、対応する信号要素又はクロストーク要素が発生する部分帯域の信号は分割後に重み付けされた合計形成を受ける。それによって得られる重み付けされた部分帯域信号が次にコード化され、伝達及び／又は記憶されて、デコード化される。重み付けされた合計形成によってもたらされる信号の変化を除去するために、デコード化された部分帯域信号は合成前に重み付けされた合計形成と逆の処理を受ける。
本発明の詳細な実施態様が請求の範囲従属項に記載されている。
請求の範囲第２項には、入力信号を偶数Ｍの部分帯域に分割し、部分帯域におけるスペクトル成分を鏡像化させる先行のフィルタ段を使用する場合に効果を発揮する付加的な処理ステップの特徴が記載されている。その場合にこのフィルタ段のそれぞれ２番目の部分帯域の出力信号は補正処理を受けてから、信号が後続の段へ供給される。
請求の範囲第３項によれば、補正は部分帯域信号を次の式｛1,−1,1,−1,…｝で乗算することによって行われ、この演算は部分帯域スペクトルの鏡像化を取り消す。
重み付けされた合計形成とそれとは反対の演算に関する特に好ましい指示が請求の範囲第４項と第５項に記載されている。
請求の範囲第６項によれば、合計形成のための重み付け係数が互いに連続して接続された段の周波数特性に関して最適化される。その場合に請求の範囲第７項によれば、後段に信号を偶数に分割するフィルタ段が接続されている場合に、重み付け係数cmの値がＮ個の部分帯域のN/2によって決定される。
本発明の基本的な利点は、伝達の全周波数特性が公知の方法に比較して明らかに改良されることにある。本発明方法によれば、更に信号の改悪がもたらされることがない。たとえば部分帯域信号をコード化及びデコード化なしで合成した場合に、全システムの入出力特性は本方法によって影響を受けない。というのは逆の演算によって元の部分帯域信号が誤りなしに再構築されるからである。
本発明方法は多面的に使用することができる。周波数クロストークの減少は使用されるコード化方法とは無関係であるので、本方法は音響信号の伝達の際の使用にも、光学信号の伝達の際の使用にも適している。
信号スペクトルを部分帯域に分割する際に、２つあるいはそれ以上の段を使用することができる。個々の段はフィルタバンク又は変換コード化によって実現することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図ａは、部分帯域への入力信号のスペクトル分割を概略図示するものであり、
第１図ｂは、部分帯域信号を出力信号に合成することを概略図示するものであり、
第２図は、多相フィルタバンクの部分帯域０と１の周波数特性の一部を示すものである。
第３図は、本発明方法を使用しない場合の対応する部分帯域フィルタの周波数特性の一部を示すものである。
第４図ａは、重み付けされた合成形成を概略図示するものである。
第４図ｂは、逆演算を概略図示するものである。
第５図は、本発明方法を使用した場合の対応する部分帯域フィルタの周波数特性の一部を示すものである。
実施例方法
普遍性を制限することなく、理解を助けるために以下において２段階の方法を説明し、その方法においては入力信号のスペクトルが多相フィルタバンクを用いて偶数Ｍの部分帯域に分割され、この部分帯域のそれぞれが後段に接続されたTDACフィルタバンク（Time Domain Aliasing Cancellation）を用いて再度偶数Ｎの帯域に分割される。
信号スペクトルを分割する方法が第１図ａに図示されている。多相フィルタバンクが入力信号ｓ（ｎ）のスペクトルをフィルタを用いてＭ個の部分帯域（M:偶数）に分割する。部分帯域フィルタのパルスレスポンスは長さＬのマスターパルスレスポンスhpを、部分帯域の中心周波数に一致する周波数を有するコサイン関数で乗算することによって得られる。
フィルタの出力信号は係数Ｍでサンプリングダウンされるので（図では下方へ向かう矢印で図示されている）、すべての部分帯域におけるサンプリング率の合計は入力信号のサンプリング率と同一のままである。奇数の指数を有する部分帯域はフィルタリングとサンプリングダウンの後、特別の部分帯域で高い周波数と低い周波数との取り違えによって生じる鏡像化現象を取り消すために、式｛1,−1,1,−１…｝で乗算される。Ｍ個の部分帯域信号に関しては次の式が成立する。
0003640666.tif 000002
このＭ個の部分帯域のそれぞれが後段に接続されたTDACフィルタバンクを用いて再度Ｎ個の帯域に分割される（N:偶数）。
TDACフィルタバンクのパルスレスポンスはマスターパルスレスポンスhT（長さ2N）を対応するコサイン係数で乗算することによって生じる。Ｍ×Ｎの部分帯域信号について次の式が成立する。
0003640666.tif 000003
それに従って互いに連続して配置されたフィルタ段は入力信号をＭ×Ｎの部分帯域に分解する。
第１図ｂにはＭ×Ｎの部分帯域信号を出力信号に合成することが示されている。
第２図には、Ｍ＝32の多相フィルタバンクの互いに隣接する２つの部分帯域フィルタの周波数特性が部分的に図示されている。垂直軸にはパルスレスポンス|Hp（ｆ）｜がデシベルで、水平軸には全フィルタバンクの384の部分帯域（Ｍ＝32,N＝12）に規格化された周波数領域が記載されている。この部分は全フィルタバンクの最初の24部分帯域の周波数領域にわたって延びている。帯域フィルタ０の周波数特性は実線で示され、帯域フィルタ１の周波数特性は破線で示されている。帯域フィルタの周波数特性が重なり合っていることが明らかである。
全フィルタバンクの多数の部分帯域がこの移行領域に入るので、通過領域の外部にある、従って遮断領域における信号の該当する部分帯域フィルタの周波数特性は著しく増大される。遮断領域において周波数特性が過度に増大することによって、多相フィルタバンクの移行領域に入る周波数ｆを有する各スペクトル要素はそれぞれ全フィルタバンクの２つの部分帯域で発生し、すなわち周波数ｆにおける通過領域を有する部分帯域における信号要素として、及び周波数ｆにおける過上昇を有する部分帯域のクロストーク要素として発生する。すなわち、次に示す周波数ｆのスペクトル要素が、部分帯域ｉ＝Ｎ×ｋ＋ｍにおいては信号成分として、かつ部分帯域領域ｊ＝Ｎ×ｋ−１−ｍにおいてはクロストーク要素として発生する。
0003640666.tif 000004
更に、同一の周波数において該当する部分帯域に信号要素とクロストーク要素がある。
0003640666.tif 000005
全フィルタバンクの部分帯域における周波数特性のこの種の増大が第３図に図示されている。この図は、周波数クロストークを減少させるために本発明方法を使用しない場合の、部分帯域フィルタ９（実線）と全部分帯域フィルタ14（破線）の周波数特性の一部を示している。全部分帯域フィルタ９における信号要素をもたらす入力信号が全部分帯域フィルタ14内のクロストーク要素をもたらす。逆に又、残部分帯域フィルタ14における信号要素をもたらす入力信号が部分帯域フィルタ９のクロストーク要素をもたらす。
後段に接続されたTDACフィルタバンクを有する多相フィルタバンクの選択された例について、位相関係を分析すると、Ｎが４の整数倍である場合に、
0003640666.tif 000006
の場合に180゜、そして
0003640666.tif 000007
の場合に０゜の信号要素とクロストーク要素間の位相差が発生する。Ｎが２の整数倍でない場合には、位相差は
0003640666.tif 000008
の場合には０゜そして
0003640666.tif 000009
の場合には180゜である。
この位相差によって、重み付けされた合計又は部分帯域信号xiとxjの差形成によるクロストーク要素の減少が可能になる。
第４図ａには、重み付け係数cmとそれから導き出された係数dmによる重み付けされた合計形成の演算が概略図示されている。
第４図ｂには重み付けされた合計形成と逆の演算が概略図示されている。
多相フィルタの構造が同形であることによって定めるべき重み付け係数cmの数はN/2である。重み付け係数cmは、各部分帯域に関してそれぞれ最適な重み付け係数cmを選択することによって、クロストーク要素ができるだけ強く減少されるように最適化される。
第５図には部分帯域フィルタ９と14の周波数特性の一部が図示されている。
第３図に比べて阻止特性が著しく改良されていることが明らかである。この例の場合の最適化された重み付け係数cmを次に記載する。
0003640666.tif 000010
32の部分帯域をそれぞれ他の18帯域に分割するTDACフィルタバンクを有する同一の多相フィルタバンクの組合せのための最適化された重み付け係数cmは次のごとくである。
0003640666.tif 000011
本発明方法を用いて修正されたフィルタバンクの出力信号は、改良された周波数特性を有する全フィルタバンクの部分帯域信号に相当する。というのはもたらされる部分帯域フィルタの遮断領域減衰は重み付け係数cmを適当に選択することによって最適化されるからである。
【図１】
0003640666.tif 000014
【図２】
0003640666.tif 000015
【図３】
0003640666.tif 000016
【図４】
0003640666.tif 000017
【図５】
0003640666.tif 000018