(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ＰＳＫ変調された光波を位相ダイバーシティ方式により遅延検波して復調するコヒーレント光伝送の受信機の局発光源の発振周波数を信号光の周波数に追従させるためのＡＦＣ回路において、
遅延線と差動増幅器、乗算器、減算器を用いて直交する２つの中間周波数信号から該中間周波数信号の周波数差に対応した電圧を得る周波数弁別器と、
前記２つの中間周波数信号を遅延検波して得たＰＳＫ復調信号から隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となるようなキィ信号を生成するキィ信号発生回路と、
前記キィ信号により前記周波数弁別器の出力信号に対して隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選択制御を行って該選択結果を前記局発光源に帰還させるサンプルホールド回路と
を組み合わせたことを特徴とする光ＰＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機用ＡＦＣ回路。
【請求項２】
前記ＰＳＫがＢＰＳＫであることを特徴とする請求項１に記載のＡＦＣ回路。
【請求項３】
前記ＰＳＫがＱＰＳＫであることを特徴とする請求項１に記載のＡＦＣ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ＰＳＫ（Phase Shift Keying；位相偏移キィイング）信号を位相ダイバーシティ方式で受信するコヒ−レント光伝送用受信機の局部発振光源のＡＦＣ（Automatic Frequency Control ；自動周波数制御）回路に関し、特に、デ−タによる変調の影響を受けることなく局部発振周波数を信号光の周波数に追従させることのできるように図ったＡＦＣ回路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、コヒーレント光伝送の研究は高い受光感度の利点を生かした通信系のポイント・ ツー・ポイント（Point-to-Point）の大容量長距離伝送に焦点が置かれてきた。しかし、近年、光増幅器の実現により受光感度の利点は半減した。
【０００３】
一方、マルチポイント・ツー・マルチポイント（Multipoint-to-Multipoint）の形態を扱う、例えば放送素材信号の放送局内の伝送には、距離は短いものの、多くの分散したスタジオや調整室間で信号を任意に伝送するために、光波の多重と光分岐を用いたシステムが有効である。このような用途に好適なコヒーレント光伝送の変調方式としては、光ＦＳＫ（Frequency Shift Keying；周波数偏移キィイング）と光ＰＳＫが主に研究されている。光ＰＳＫは光ＦＳＫよりも狭い帯域幅で伝送が可能で、多重数に着目すれば光ＰＳＫの方が有利である。光ＰＳＫの検波方式には、ヘテロダイン、ホモダイン、および位相ダイバーシティの３方式がある。
【０００４】
ホモダイン方式は、イメージ妨害はないが、市販の半導体ＬＤ（Laser Diode ；レーザ・ ダイオード）を光源とした場合には、搬送波再生用の光ＰＬＬ（Phase-Locked  Loop；位相同期ループ）構成の観点から実現が難しい。
【０００５】
光ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ；２相ＰＳＫ）信号のコヒーレント光伝送の受信方式のうち、信号光を局発光により中間周波数に変換するへテロダイン方式においては、中間周波数信号を逓倍することで送信データによる変調成分を取り除いてから周波数弁別して局発光源に帰還するＡＦＣが下記の論文１に報告されている。
【０００６】
論文１；Alberto Bononi：“Analysis of the Automatic Frequency Control in Heterodyne Optical Receivers ”（ヘテロダイン光受信機の自動周波数制御ＡＦＣの解析），J. Lightwave Technol. Vol.10, No.6, pp.794-803（1992）。
【０００７】
へテロダイン方式では中間周波数が送信データのシンボル周波数の数倍以上の高い周波数に設定されるため、信号光と局発光との周波数差（ビート周波数）が設定された中間周波数より高いか低いかの極性を含めた周波数差に対応する電圧が得られる周波数弁別器を容易に構成することができる。しかし、ヘテロダイン方式はチャンネル選択にはイメージ妨害が発生するため、光ＰＳＫ信号の狭いスペクトラムの利点を生かしきれない欠点がある。
【０００８】
これに対し、位相ダイバーシティ方式はホモダインの搬送波再生の問題を解決できる方式であり、位相同期が不要で、ホモダインと同程度の高密度が期待できる。しかし、中間周波数が零である位相ダイバーシティ方式では、中間周波数の信号を逓倍して変調成分を除去し、周波数差の絶対値に対応した電圧を得ることはできるが、上記の極性を知ることができない。位相ダイバーシティ受信において、周波数差が送信データのシンボル周波数の約３％以内であればＢＰＳＫ信号の復調ＢＥＲ特性の劣化が無視できることを利用して、これを満足するような低い中心周波数で動作する周波数弁別器を用いたＡＦＣが下記の論文２に報告されている。
【０００９】
論文２；A. W. Davis ：“Phase Diversity Techniques for Coherent Optical Receivers ”（コヒーレント受信機用位相ダイバーシティ技術），J. Lightwave Technol. Vol.5, NO.4, pp.561-572 （1987）。
【００１０】
論文２に記載されたＡＦＣは、周波数差を厳密には零にできない。特に、光ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ；４相ＰＳＫ）信号を復調する場合には、局発光源の周波数と信号光の周波数の差周波数は送信シンボル周波数の約０．３％以内と、ＢＰＳＫ信号よりも一桁厳しい特性が要求される。従来技術で中心周波数がさらに低い周波数弁別器でＡＦＣを構成すると、送信光の周波数変動により局発光源の周波数制御の極性が反転することとなるため、その要求特性の実現は困難である。
【００１１】
零を中心周波数として動作する周波数弁別器として、ＦＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機の復調回路技術を応用することは容易に類推可能であろう。この周波数弁別器は、図２に示すように、２つの直交成分Ｉ，Ｑを一対の微分器４１で微分して周波数差の情報を得るとともに、これら周波数差の情報と２つの直交成分Ｉ，Ｑとをそれぞれ一対の乗算器４４でたすき掛けに乗算した信号を減算器４５で減算することで、データによる変調成分を除去して前述の極性を含めた周波数差に比例した電圧を得ようとするものであり、下記の論文３に報告されており、既知の技術である。ここで、ω、Φはそれぞれ信号光と局発光との周波数差および位相差である。また、４６は減算器４５の出力を平滑するＬＰＦ（Low Pass Filter ；低域フィルタ）である。
【００１２】
論文３；前田他；“位相ダイバーシティ方式ＤＰＳＫコヒーレント光伝送実験”、信学技報、ＯＣＳ９６−１２６（１９９７）。
【００１３】
しかし、論文３に示されたような既知の周波数弁別技術は、次節の［発明が解決しようとする課題］で述べるように、送信データ（変調データ）が周波数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化するという問題がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図２に示す微分器４１の微分の操作として、入力信号を２分配し、一方の信号を遅延させて他方の信号から引く方法が考えられる。この遅延量をτｄとすると、τｄを光ＰＳＫ信号のシンボル周波数の逆数τｓと比べて十分小さく選べば、データの変調の影響を受けにくくすることができる。しかし、そのようにすると周波数差零（同調時）における周波数弁別器の感度が小さくなるとともに、広帯域な差動増幅器が必要となるという問題がある。この反対に、遅延量τｄをτｓ程度に大きく選ぶと、周波数弁別器の感度は高くなるが、隣接シンボル間で位相が変化する時にＡＦＣ回路の出力がω（信号光と局発光との周波数差）によらず零となってしまうという問題がある。これら問題点を図３を用いて以下で詳述する。
【００１５】
図３は図２の微分器４１を遅延線４２と差動増幅器４３で構成した周波数弁別器を示す。４７は遅延量τｄ／２の遅延線４７である。ここで、時刻ｔ＋τｄにおける信号光の位相をψとする。Ｉ、Ｑ信号は一対の遅延線４７によりτｄ／２だけ遅延してから乗算器４４で乗算するものとし、時刻ｔ＋τｄ／２における位相をθとする。この周波数弁別器の出力信号ｆ（ω）は下記の式（１）で示される。
【００１６】
【数１】
0003661966.tif 000002
【００１７】
上式（１）において、隣接するシンボル間で位相変化がない場合には、ψ−φとｃｏｓ項の括弧内は共に零となるので、周波数弁別特性は下記の式（２）となる。
【００１８】
【数２】
0003661966.tif 000003
【００１９】
ところが、位相変化がπの場合にはｔ＋τｄからｔ＋τｓの間では上式（２）と同じであるが、ｔからｔ＋τｄの間では上式（１）のｃｏｓの括弧内がπ／２または−π／２となるため、ｆ（ω）が零となり、上式（２）のＡＦＣ特性が劣化する。位相変化がπ／２の場合には、ｔからｔ＋τｄの間ではｃｏｓ項の括弧内はπ／２または−π／２とはならないため、変調データが周波数弁別特性に混入してＡＦＣ特性が劣化する。一方、τｄをτｓと比べて小さくすれば、ｆ（ω）が零となってしまう時間率を減らせるので、周波数弁別器の出力をＬＰＦ４６で平滑することで劣化の程度を抑えることはできるが、局部発光源と信号光の周波数差を零とすることはできない。また、前述のように、同調時における感度低下と広帯域な差動増幅器が必要となるという問題がある。
【００２０】
本発明は、上述のような課題を解決するために成されたもので、その目的は光ＰＳＫ信号の位相ダイバーシティ受信機用ＡＦＣ回路において変調データによるＡＦＣ特性の劣化をなくすことにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１の発明は、光ＰＳＫ変調された光波を位相ダイバーシティ方式により遅延検波して復調するコヒーレント光伝送の受信機の局発光源の発振周波数を信号光の周波数に追従させるためのＡＦＣ回路において、遅延線と差動増幅器、乗算器、減算器を用いて直交する２つの中間周波数信号から該中間周波数信号の周波数差に対応した電圧を得る周波数弁別器と、前記２つの中間周波数信号を遅延検波して得たＰＳＫ復調信号から隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となるようなキィ信号を生成するキィ信号発生回路と、前記キィ信号により前記周波数弁別器の出力信号に対して隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選択制御を行って該選択結果を前記局発光源に帰還させるサンプルホールド回路とを組み合わせたことを特徴とする。
【００２２】
ここで、前記ＰＳＫがＢＰＳＫであるとすることができる。
【００２３】
また、前記ＰＳＫがＱＰＳＫであるとすることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
【００２５】
（第１の実施形態）
最初に、本発明の一実施形態におけるＢＰＳＫ信号の受信機の構成を図１に示す。ここで、１は位相ダイバーシティ方式の光ＢＰＳＫ信号の受信機であり、下記の構成要素２〜１５を用いて、送信機側（図示しない）で光ＢＰＳＫ変調された光ＢＰＳＫ信号を位相ダイバーシティ方式により遅延検波してＢＰＳＫ変調以前の原信号に復調する。２は光ＢＰＳＫ変調されたＢＰＳＫ信号光（入力信号光）を導入する入力光ファイバであり、例えば偏波保存光ファイバを用いることができる。３は９０°光ハイブリッドであり、５の局発光源から供給される無変調の局発光と上記入力信号光とからそれらを９０°偏移した光波を生成する。４は平衡型光受光器であり、例えばＰＩＮ- ＰＤ（ピン・フォトダイオード）からなり、光ハイブリット３の直交した出力光を受光して、局発光源５により周波数変換された直交した２つの中間周波数信号を出力する。
【００２６】
６はそれぞれの平衡型光受光器４から供給される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑを遅延量τｓで遅延する遅延線である。７は乗算器であり、それぞれの平衡型光受光器４から供給される上記中間周波数信号Ｉ，Ｑとその信号を遅延線６でτｓ遅延した信号とを乗算する。乗算器７としては、例えば上記文献３で開示されたような比較的良好な直線性が得られるGilbert Cell型広帯域乗算器を用いることができる。８は加算器であり、両乗算器７の出力を加算する。９は識別判定器であり、加算器８から供給される信号から位相変化０の場合を識別することにより１１のＢＰＳＫ復調信号を生成する。
【００２７】
１０は図４のタイミングチャートに示す信号処理動作を行うキィ信号発生器であり、２つの中間周波数信号を遅延検波して得たＢＰＳＫ復調信号１１から隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となるようなキィ信号１０ａを生成する。
【００２８】
１２は位相ダイバーシティ用受信機１の局発光源５の発振周波数を信号光の周波数に追従させるためのＡＦＣ回路であり、周波数弁別器１３、サンプルホールド回路１４、ＬＰＦ１５、および局発光源５を含む。周波数弁別器１３は図３で上述した構成の周波数弁別器であり、遅延線４２、４７と差動増幅器４３、乗算器４４、減算器４５およびＬＰＦ４６を用いて直交する２つの中間周波数信号Ｉ，Ｑからその中間周波数信号の周波数差に対応した電圧の信号を得る。サンプルホールド回路１４は、周波数弁別器１３と局発光源５の間に挿入されて、上記キィ信号１０ａのレベルに応じて、周波数弁別器１３の出力信号に対して隣接シンボル間で位相変化が無い場合はサンプル動作、有る場合はホールド動作となる選択制御を行って、その選択結果をＬＰＦ１５を介して局発光源５に帰還させる。ＬＰＦ１５はサンプルホールド回路１４と局発発光源５との間に挿入されて、サンプルホールド回路１４の出力を平滑する。局発光源５は送信機と同じ周波数特性を持つ。
【００２９】
次に、受信機１の全体の動作を信号の流れに従って説明する。
【００３０】
入力光ファイバ１を通って入力する光ＢＰＳＫ信号は、９０°光ハイブリット３を通って２分されると共に、一方は９０°偏移され、両者はそれぞれの平衡型受光器４に受光される。受光器４は信号光を局発光源５の無変調の局発光と共に受光すると、信号光は両者のうなりの周波数（ビート周波数）のＩ、Ｑに変換される。このように受光器４で直交検波したＩとＱには、交互に信号が現れるので、両者Ｉ、Ｑを遅延量τｓの遅延線６と乗算器７とを用いて遅延検波して加算器８により加算することで、ＢＰＳＫ信号を復調できる。加算器８の出力は識別判定器９を通ってＢＰＳＫ復調信号１１となり、受信機１から出力される。
【００３１】
さらに、上記信号Ｉ、ＱとＢＰＳＫ復調信号１１はＡＦＣ回路１２の周波数弁別器１３に供給される。また、ＢＰＳＫ復調信号１１を基にキィ信号発生器１０で生成されたキィ信号１０ａはＡＦＣ回路１２のサンプルホールド回路１４に供給される。
【００３２】
図４はＢＰＳＫ復調信号１１とキィ信号１０ａとの対応を示す。本発明の特徴は、ＢＰＳＫ復調信号１１の位相変化の有無により周波数弁別器１３の出力を選択制御することにある。すなわち、光ＢＰＳＫ変調波の遅延検波による復調信号１１から、図４に示すような位相変化０の場合のみ、識別判定器９の識別判定のタイミングでサンプル動作が能動状態となるキィ信号１０ａをキィ信号発生器１０で生成する。このキィ信号１０ａを周波数弁別器１３の後段のサンプルホールド回路１４に加える。そして、サンプルホールド回路１４で選択制御された周波数弁別信号をＬＰＦ１５で平滑して局発光源５の電流に帰還する。位相変化がπの時にはサンプルホールド回路１４の出力は零にはならないため、同調時に高い感度を得るためにはτｄはτｓと等しく選ぶと有利である。
【００３３】
上述のように、本実施形態では、遅延検波したＢＰＳＫ復調信号１１から位相変化の無い場合のみ能動となるキィ信号１０ａを作り、サンプルホールド回路１４で周波数弁別器１３の出力をキィ信号１０ａを基にサンプルホールドしてから局発光源５に帰還する選択制御型のＡＦＣを行っているので、変調データによるＡＦＣ特性の劣化をなくすことができ、局部発光源５の光波と信号光の周波数差を零にすることができる。
【００３４】
（第２の実施形態）
次に、本発明の他の実施形態として位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信機の構成を図５に示す。ここで、１６は位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信機であり、下記の構成要素１７〜３２を含む。１７は図１の２と同様の入力光ファイバ、１８は図１の３と同様の９０°光ハイブリッドである。１９は図１の４と同様の平衡型光受光器であって全体で２個あり、２０の局発光源により周波数変換された直交した２つの中間周波数信号Ｉ、Ｑを出力する。２１は図１の６と同様の遅延量τｓの遅延線であって全体で４個あり、２２は図１の７と同様の乗算器であって全体で４個ある。２３は加算器、２４は減算器であり、図５に示すようにそれぞれ２個づつ直列的に接続されている。２５は図１の９と同様の識別判定器であって全体で２個あり、２６は論理素子、２７は図１の１０と同じキィ信号発生器、２８はＱＰＳＫの復調信号である。論理素子２６は一対の識別判別器２５からそれぞれ出力される一対のＱＰＳＫ復調信号２８に対して論理演算を下記のように行って、その演算結果をキィ信号発生器２７に出力する。
【００３５】
２９は図１の１２と同様の構成と機能を有するＡＦＣ回路であり、図３で述べた周波数弁別器３０、サンプルホールド回路３１、ＬＰＦ３２、および局発光源２０を有する。
【００３６】
本発明のＡＦＣ方式は許容周波数差がＢＰＳＫより一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。図５の２８のＱＰＳＫの復調信号Ｉ′、Ｑ′は下記の式（３）のように表わすことができる。
【００３７】
【数３】
0003661966.tif 000004
【００３８】
ここで、△Φは０、π／２、π、３π／２を取り得る。位相変化のない場合（△Φ＝０）に図４と同じキィ信号を得るためには、論理素子２６の入出力の関係をＩ′が正、Ｑ′が負の時のみ出力が正とすれば良い。
【００３９】
ＱＰＳＫでは位相変化が起こらない確率はＢＰＳＫの半分となるので、３３のキィ信号の数も半分となるが、キィ信号間でのビート周波数の変動は無視できる程度に小さいと考えられる。
【００４０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、遅延検波により復調された信号をＡＦＣのサンプルホールド回路に帰還し、位相変化が無かった場合のみ、識別判定のタイミングでサンプル動作を行わせるので、変調データによるＡＦＣ特性の劣化をなくすことができる。
【００４１】
また、本発明は許容周波数差がＢＰＳＫより一桁厳しいＱＰＳＫでは特に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態における光ＢＰＳＫ信号の受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】従来例における光ＰＳＫ信号の位相ダイバーシティ方式受信機の周波数弁別器の原理を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態において用いた微分器を遅延線と差動増幅器で構成した周波数弁別器を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態の図１で生成されるＢＰＳＫ復調信号とキィ信号との対応を示す波形図である。
【図５】本発明の他の実施形態における光ＱＰＳＫ信号の受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  位相ダイバーシティ方式の光ＢＰＳＫ信号の受信機
２  入力光ファイバ
３  ９０°光ハイブリッド
４  平衡型光受光器
５  局発光源
６  遅延量τｓの遅延線
７  乗算器
８  加算器
９  識別判定器
１０  キィ信号発生器
１１  ＢＰＳＫ復調信号
１２  ＡＦＣ回路
１３  周波数弁別器
１４  サンプルホールド回路
１５  ＬＰＦ
１６  位相ダイバーシティ方式の光ＱＰＳＫ信号の受信機
１７  入力光ファイバ
１８  ９０°光ハイブリッド
１９  平衡型光受光器
２０  局発光源
２１  遅延量τｓの遅延線
２２  乗算器
２３  加算器
２４  減算器
２５  識別判定器
２６  論理素子
２７  キィ信号発生器
２８  ＱＰＳＫの復調信号
２９  ＡＦＣ回路
３０  周波数弁別器
３１  サンプルホールド回路
３２  ＬＰＦ
４１  微分器
４２  遅延線
４３  差動増幅器
４４  乗算器
４５  減算器
４６  ＬＰＦ
４７  遅延線
【図１】
0003661966.tif 000005
【図２】
0003661966.tif 000006
【図３】
0003661966.tif 000007
【図４】
0003661966.tif 000008
【図５】
0003661966.tif 000009