(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータに電圧を印加する電力変換器と、前記印加電圧を制御する制御装置とを備え、該制御装置は、前記交流モータの電流変化を検出する電流変化検出手段と、前記印加電圧による電流変化を演算する電流変化演算手段と、前記電流変化検出手段によって検出された電流変化及び前記電流変化演算手段によって演算された電流変化に基づいて逆起電力方向を推定する逆起電力推定手段とを有すると共に、該逆起電力推定手段によって推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧を制御することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータの制御装置において、前記制御装置は、前記電流変化演算手段によって演算された電流変化を前記電力変換器の入力電圧に応じて補正する補正手段を有することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項３】
突極性を有する同期モータに電圧を印加する電力変換器と、前記印加電圧を制御する制御装置とを備え、該制御装置は、前記同期モータの電流変化を検出する電流変化検出手段と、前記印加電圧による電流変化を演算すると共に、前記同期モータの回転に伴って変化するインダクタンスによる電流変化を演算する電流変化演算手段と、前記電流変化検出手段によって検出された電流変化及び前記電流変化演算手段によって演算された電流変化に基づいて逆起電力方向を推定する逆起電力推定手段とを有すると共に、該逆起電力推定手段によって推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧を制御することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のモータの制御装置において、前記制御装置は、前記電流変化演算手段によって演算された電流変化を前記電力変換器の入力電圧に応じて補正する補正手段を有することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載のモータの制御装置において、前記電流変化検出手段は、前記電力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の影響を除去するタイミングで電流変化を検出することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項６】
請求項１乃至４のいずれかに記載のモータの制御装置において、前記電流変化演算手段は、前記電流変化検出手段によって電流変化を検出する前に算出された印加電圧指令を受けて電流変化を演算することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項７】
電力変換器から交流モータに印加される電圧を制御して前記交流モータを制御するにあたり、前記交流モータの電流変化を検出し、前記印加電圧による電流変化を演算し、前記検出された交流モータの電流変化及び前記演算された印加電圧による電流変化に基づいて逆起電力方向を推定し、該推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧を制御することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項８】
請求項７に記載のモータの制御方法において、前記電力変換器の入力電圧に応じて前記印加電圧による電流変化を補正することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項９】
請求項７又は８に記載のモータの制御方法において、前記電力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の影響を除去するタイミングで前記交流モータの電流変化を検出することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１０】
請求項７又は８に記載のモータの制御方法において、前記交流モータの電流変化を検出する前に算出された指令をもって前記印加電圧による電流変化を演算することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１１】
電力変換器から突極性を有する同期モータに印加される電圧を制御して前記同期モータを制御するにあたり、前記同期モータの電流変化を検出し、前記印加電圧による電流変化を演算し、前記同期モータの回転に伴って変化するインダクタンスによる電流変化を演算し、前記検出された同期モータの電流変化，前記演算された印加電圧による電流変化及び前記演算されたインダクタンスによる電流変化に基づいて逆起電力方向を推定し、該推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧を制御することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載のモータの制御方法において、前記電力変換器の入力電圧に応じて前記印加電圧による電流変化を補正することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載のモータの制御方法において、前記電力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の影響を除去するタイミングで前記同期モータの電流変化を検出することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１４】
請求項１１又は１２に記載のモータの制御方法において、前記同期モータの電流変化を検出する前に算出された指令をもって前記印加電圧による電流変化及びインダクタンスによる電流変化を演算することを特徴とするモータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータ，リラクタンスモータなどの交流モータの速度或いはトルクを制御するモータの制御装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータ，リラクタンスモータなどの交流モータの速度或いはトルクは、回転子の磁極位置に基づく電流制御或いは電圧制御によって制御される。近年、交流モータの速度或いはトルクの制御方式としては、回転子の磁極位置を位置検出器によって検出することなく制御する（回転子の磁極位置を推定して制御する）磁極位置センサレス制御方式が種々提案されている。例えば特開平８−256496号公報に開示されたものでは、モータの電圧・電流方程式から導き出される逆起電力（誘起電圧）を印加電圧とモータの電流から推定し、この推定された逆起電力に基づいて回転子の磁極位置を推定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した従来の技術では、瞬時に逆起電力の方向を推定することが難しく、モータ制御系の応答性を高めることに限界があるという課題が依然として残る。すなわち前述した従来の技術では、インバータのスイッチング動作に伴う電流脈動(印加電流中に混在するインバータによる外乱に起因するノイズ)の影響を除去するために、ノイズフィルタを用いて電流脈動を抑制している。このため、前述した従来の技術では、モータの電圧・電流方程式において電流微分を用いる代わりに、オブザーバ理論に基づくフィードバックゲインによって応答性を調整するオブザーバを用いて逆起電力を求めている。従って、前述した従来の技術では、瞬時に逆起電力の方向を推定することが難しく、モータ制御系の応答性を高めることに限界があるという課題が依然として残る。
【０００４】
本発明の代表的な目的は、交流モータを位置センサレスで高応答に制御することができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することにある。また、本発明の他の代表的な目的は、突極性を有する交流モータを位置センサレスで高応答に制御することができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することにある。さらに、本発明の他の代表的な目的は、交流モータを用いる駆動システムの中速度領域から高速度領域における駆動効率を向上させることができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の基本的な特徴は、交流モータの電流変化及び印加電圧による電流変化に基づいて逆起電力方向を推定することにある。このため、本発明は、電力変換器から交流モータに印加される電圧を制御する制御装置に、交流モータの電流変化を検出する電流変化検出手段と、電力変換器から交流モータに印加される電圧による電流変化を演算する電流変化演算手段と、電流変化検出手段によって検出された電流変化及び電流変化演算手段によって演算された電流変化に基づいて逆起電力方向を推定する逆起電力推定手段とを有する。交流モータが、突極性を有する同期モータの場合には、電流変化演算手段は、電力変換器から同期モータに印加される電圧による電流変化を演算すると共に、同期モータの回転に伴って変化するインダクタンスによる電流変化を演算する。
【０００６】
また、制御装置は、電流変化演算手段によって演算された電流変化を電力変換器の入力電圧に応じて補正する補正手段を有する。電流変化検出手段は、電力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の影響を除去するタイミングで電流変化を検出する。電流変化演算手段は、電流変化検出手段によって電流変化を検出する前に算出された印加電圧指令を受けて電流変化を演算する。
【０００７】
本発明によれば、推定された逆起電力方向に基づいて交流モータの回転子の磁極位置を推定し、この推定された磁極位置に基づいて電力変換器から交流モータに印加される電圧を制御する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【０００９】
図１は、本発明の第１実施例であるモータの制御装置のシステム構成を示す。本実施例のモータの制御装置は、例えば内燃機関であるエンジン及び交流モータである同期モータを駆動源とし、これらを切り替えて車両を駆動するハイブリッド型電気自動車の駆動システムに用いられるものであり、上位制御装置、例えば内燃機関であるエンジンの制御装置から受けたトルク指令に対して同期モータのトルクを位置センサレス、すなわち位置センサで回転子の磁極位置を検出することなく高性能に制御するものである。
【００１０】
図面において１は円筒型の同期モータである。同期モータ１は、複数の永久磁石が鉄心内部或いは外周表面に環状に等間隔で配置された非突極性のロータを有する交流モータであり、車載の蓄電手段であるバッテリ２から供給された直流電圧が、電力変換器であるインバータ３によって３相の交流電圧に変換されて印加されている。インバータ３はＩＧＢＴ，ＭＯＳ−ＦＥＴなどのパワースイッチング素子から構成されたものである。パワースイッチング素子は、制御装置４から出力されたＰＷＭ信号に基づいてオン・オフ制御されている。これにより、インバータ３から同期モータ１に印加電圧が制御される。
【００１１】
制御装置４は、外部から入力されたトルク指令τr に基づいて同期モータ１の印加電圧を制御するものである。入力されたトルク指令τr は、後述する方法で得られたモータ速度ωと共に電流指令発生部６に入力される。電流指令発生部６では、モータ速度が得られた時点におけるモータ速度ωでトルク指令τr 通りのモータトルクを発生させるために最適なｄ軸電流指令ｉdr，ｑ軸電流指令ｉqrを算出し、電流制御部７に出力する。ここで、指定する交流モータの動作点での損失が最小となるｄ軸，ｑ軸電流を最適なｄ軸，ｑ軸電流と定義すると、最適なｄ軸，ｑ軸電流指令とは、例えば予め計算或いは実験によって求められてマップ化された最適なｄ軸，ｑ軸電流から算出されたものを意味する。
【００１２】
電流制御部７では、入力されたｄ軸電流指令ｉdrと検出されてフィードバックされたｄ軸電流ｉd との差分、入力されたｑ軸電流指令ｉqrと検出されてフィードバックされたｑ軸電流ｉq との差分をそれぞれ求め、この差分に基づいてｄ軸，ｑ軸電流制御演算値を演算している。また、電流制御部７では、入力されたモータ速度ωに基づいて同期モータ１のｄ軸，ｑ軸干渉電圧成分を演算している。そして、電流制御部７では、ｄ軸干渉電圧成分をｄ軸電流制御演算値に、ｑ軸干渉電圧成分をｑ軸電流制御演算値にそれぞれ加算し、この結果をｄ軸電圧指令Ｖdr，ｑ軸電圧指令Ｖqrとして座標変換部８に出力する。
【００１３】
尚、ｄ軸電流ｉd，ｑ軸電流ｉqは、電流センサ５ｕ，５ｖによって検出された同期モータ１のｕ相電流ｉu，ｖ相電流ｉvを、後述するＰＷＭ発生回路９からのサンプリングタイミングパルスＰ１のタイミングで電流検出部１０に入力し、入力されたｕ相電流ｉu，ｖ相電流ｉvを座標変換部１１において、入力された磁極位置θc で座標変換することより算出されている。ここで、座標変換部１１に入力された磁極位置θc は、本実施例の特徴である検出方法によって得られたものであり、その詳細な検出方法については後述する。
【００１４】
座標変換部８では、入力された磁極位置θc に基づいてｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電圧指令Ｖdr，ｑ軸電圧指令Ｖqrを、静止座標系の電圧であるｕ相電圧指令Ｖur，ｖ相電圧指令Ｖvr，ｗ相電圧指令Ｖwrに変換してＰＷＭ発生回路９に出力する。ＰＷＭ発生回路９では、入力された各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrに対応する各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw を生成してインバータ３に出力する。インバータ３では、入力されたＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw に基づいてパワースイッチング素子がオン・オフ制御される。これにより、インバータ３の出力電圧、すなわち同期モータ１への印加電圧が制御される。
【００１５】
図２は、同期モータ１が駆動しているときの各ベクトルの関係を示す。具体的に図２は、横軸にα軸，縦軸にβ軸をとる静止座標系の第４象現にｄ−ｑ軸座標系のｄ軸があると共に、α軸に対する同期モータ１の回転子の磁極位置θが−８０°方向にあるときの各ベクトルの関係を示す。このとき、逆起電力ベクトルＶemf はｑ軸の負方向（第３象現）に位置する。図２の状態における各相の電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの電圧位相θv における電圧は図３の通りである。図３は、横軸に位相（ｄｅｇ），縦軸に相電圧（Ｖ）をとったときの各相の電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの電圧波形と位相の関係を示す。
【００１６】
ここで、ｉは、同期モータ１の各相に流れる電流のベクトルｉu，ｉv，ｉw を合成した電流ベクトル，Ｖr は、各相の電圧指令のベクトルＶur、Ｖvr、Ｖwrを合成した電圧指令ベクトル，Ｖemf は、同期モータ１の各相の逆起電力のベクトルを合成した逆起電力ベクトル，Φは、同期モータ１の回転子の永久磁石から発生する磁束を示す磁束ベクトルである。θemf は、α軸に対する逆起電力ベクトルＶemf の位相，θv は、α軸に対する電圧指令ベクトルＶr の電圧位相である。尚、静止座標系上におけるｕ相軸，ｖ相軸，ｗ相軸は、α軸上のｕ相軸を基準として１２０°間隔で配置された同期モータ１の三相各相の座標軸である。
【００１７】
図４は、電圧位相θvのときの搬送波信号と、各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw及び各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの発生状態と、ｕ相における電流の変化状態との関係を示す。各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrは、搬送波信号が最大値となる三角波の頂点の時点、例えばｔ(ｎ−１)，ｔ(ｎ)，ｔ(ｎ＋１)において、演算された新しい値が設定される。また、各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw は、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrと搬送波信号とを比較してそれぞれ得られる。この状態においてインバータ３にＰＷＭ信号を印加すると、各相の電流波形はインバータ３のパワースイッチング素子のスイッチング動作に伴って脈動する。その理由は、ある相におけるＰＷＭ信号がhighのときには、当該相における同期モータ１の端子電圧がバッテリ２の正極の電圧になり、ＰＷＭ信号がlow のときには、当該相における同期モータ１の端子電圧がバッテリ２の負極の電圧になるためである。このため、図４に示すように、ｕ相電流ｉu の波形はインバータ３のパワースイッチング素子のスイッチング動作に合わせて脈動している。
【００１８】
ＰＷＭ発生回路９では、搬送波が最大値となる時点において、サンプリングタイミングパルスＰ１を発生させている。前述したように、本実施例では、サンプリングタイミングパルスＰ１を電流検出部１０に入力してｕ相電流ｉu ，ｖ相電流ｉv を検出している。サンプリングタイミングパルスＰ１が発生する間隔、例えば時刻ｔ(ｎ−１)から時刻ｔ(ｎ)までの区間（ｎ−１）において、同期モータ１に印加される各相の平均電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw はそれぞれ、区間（ｎ−２）で演算される各相の電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr(ｎ−２)と等しくなる。このため、相電流は脈動する。しかし、時刻ｔ(ｎ−１)のｕ相電流ｉu(ｎ−１) と時刻ｔ(ｎ)のｕ相電流ｉu(ｎ)とのｕ相電流差分Δｉu(ｎ)は、区間（ｎ−１）で印加される各相の平均電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw と、そのときの逆起電力ベクトルの平均値によって決定される。すなわちΔｉu(ｎ) は電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr(ｎ−２)と逆起電力ベクトルの平均値に影響される。
【００１９】
この関係を静止座標系における同期モータの電圧・電流方程式を用いて説明と、同期モータの電圧・電流方程式は、
【００２０】
【数１】
0003661642.tif 000002
となる。ここで、Ｖは印加電圧ベクトル、ｉは電流ベクトル、φは磁束ベクトル、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンス、ωｍはモータ速度、Ｖemf は逆起電力ベクトル、ｊは単位ベクトルexp｛-j（π/2）｝ をそれぞれ示す。数１を電流差分Δｉの式に近似すると、
【００２１】
【数２】
Δｉ＝（Ｖ−Ｒｉ−Ｖemf）Δｔ／Ｌ
となる。ここで、Δｔはサンプリング時間、Δｉはサンプリング時間間隔における電流差分ベクトルをそれぞれ示す。さらに、抵抗Ｒが小さい場合には、
【００２２】
【数３】
0003661642.tif 000003
のように近似できる。数３から判るように、電流差分ベクトルΔｉは、第１項の印加電圧ベクトルによる印加電圧分電流差分ベクトルΔｉv と、逆起電力ベクトルによる逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf に分けられる。ΔｉemfはＶemfと同方向のベクトルであり、ｑ軸の負方向を向いている。
【００２３】
ここで、Δｉv，Δｉemfのｕ相成分Δｉuv，Δｉuemfの波形はそれぞれ図４に示す通りになる。図４から判るように、ΔｉuvとΔｉuemfとの和が正の場合、
ｉu は増加し、その和が負の場合、ｉu は減少する。また、区間（ｎ−１）におけるΔｉuvの平均値とΔｉuemfの平均値との和はΔｉu(ｎ) となる。以上のことから、Δｉを実際に流れる電流から検出し、Δｉv を各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrから演算することにより、Δｉemf を得ることができる。本実施例では、以上の考え方に基づいて同期モータ１の逆起電力を推定し、この推定された逆起電力から同期モータ１の回転子の磁極位置を推定している。
【００２４】
次に、ディジタル演算を行う制御装置４での同期モータ１の回転子の磁極位置推定について説明する。図１において１３は電流差分演算部である。電流差分演算部１３では、座標変換部８から出力された電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrに基づいて実際のα軸印加電圧，β軸印加電圧にそれぞれ対応するα軸電圧分電流差分Δｉαv ，β軸電圧分電流差分Δｉβv を演算する。インバータ３は、直流電源であるバッテリ２を入力としているが、バッテリ電圧ＶB は大幅に変化することがある。このため、本実施例では、電圧検出部１２によってバッテリ電圧ＶB を検出し、電流差分演算部１３に入力している。
【００２５】
１４は電流差分検出部である。電流差分検出部１４では、電流検出部１０においてサンプリングタイミングパルスＰ１が発生するタイミングで取り込まれたｉu，ｉvを変換し出力されたα軸電流ｉα，β軸電流ｉβを入力し、α軸電流差分Δｉα，β軸電流差分Δｉβを演算する。
【００２６】
１５は位置検出部である。位置検出部１５では、電流差分演算部１３によって演算されたα軸電圧分電流差分Δｉαv ，β軸電圧分電流差分Δｉβv と、電流差分検出部１４によって演算されたα軸電流差分Δｉα，β軸電流差分Δｉβを入力し、同期モータ１の回転子の磁極位置θc を演算する。
【００２７】
図５は電流差分演算部１３おける処理内容を、図６は電流差分検出部１４における処理内容を、図７は位置検出部１５における処理内容をそれぞれ示す。また、電流差分演算部１３，電流差分検出部１４，位置検出部１５の各々の演算処理タイミングを図４のタスク２，タスク３，タスク４にそれぞれ示す。尚、図４のタスク１では、電流指令発生部６，電流制御部７，座標変換部８，ＰＷＭ発生回路９の処理を行っており、印加する各相の電圧指令を決定して次の区間のＰＷＭ波形を設定した後、タスク２，タスク３，タスク４の順番で処理が実行される。
【００２８】
まず、区間（ｎ）における電流差分演算部１３（タスク２）の演算処理を図５に基づいて説明する。ステップ１０１において、タスク１で演算された各相の電圧指令値Ｖur(ｎ)，Ｖvr(ｎ)，Ｖwr(ｎ)を入力し、３相／２相変換の演算によってα軸電圧指令値Ｖαr(ｎ)，β軸電圧指令値Ｖβr(ｎ)を算出する。ステップ１０２では、実際に同期モータ１に印加されるα軸電圧値Ｖα(ｎ)，β軸電圧値Ｖβ(ｎ)を得るために、バッテリ電圧ＶB を入力し、基準バッテリ電圧ＶB0に対して次の演算を実行する。
【００２９】
【数４】
Ｖα（ｎ）＝Ｖαr（ｎ）・（ＶB／ＶB0）
【００３０】
【数５】
Ｖβ（ｎ）＝Ｖβr（ｎ）・（ＶB／ＶB0）
このような補正を行った後、ステップ１０３ではα軸電圧分電流差分Δｉαv ，β軸電圧分電流差分Δｉβv を次のように算出する。
【００３１】
【数６】
ΔｉαＶ（ｎ）＝Ｖα（ｎ）・Δｔ／Ｌ
【００３２】
【数７】
ΔｉβＶ（ｎ）＝Ｖβ（ｎ）・Δｔ／Ｌ
区間（ｎ）で演算された電圧指令値Ｖur(ｎ)，Ｖvr(ｎ)，Ｖwr(ｎ)は、実際には区間(ｎ＋１)で印加されるので、区間(ｎ＋１)におけるα軸電圧分電流差分Δｉαv,β軸電圧分電流差分Δｉβvの平均値がα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ)，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ) となる。これらの値は数３の右辺第１項の印加電圧分電流差分ベクトルΔｉv のα軸，β軸成分となる。この結果は位置検出部１５に入力される。
【００３３】
次に、区間（ｎ）における電流差分検出部１４（タスク３）の演算処理を図６に基づいて説明する。まず、ステップ１１１では、電流検出部１０において、時刻ｔ(ｎ)でｉu(ｎ)，ｉv(ｎ)が取り込まれると共に、２相／３相変換の演算によってα軸電流ｉα(ｎ)，β軸電流ｉβ(ｎ)が算出される。ステップ１１２では、電流差分検出部１４において、α軸電流ｉα(ｎ)，β軸電流ｉβ(ｎ)に対して、前回の区間(ｎ−１)で算出されたα軸電流ｉα(ｎ−１)，β軸電流ｉβ(ｎ−１)との差分がそれぞれ次のように求められる。
【００３４】
【数８】
Δｉα(ｎ)＝ｉα(ｎ)−ｉα(ｎ−１）
【００３５】
【数９】
Δｉβ(ｎ)＝ｉβ(ｎ)−ｉβ(ｎ−１）
これらの値は数３の左辺の電流差分ベクトルΔｉのα軸、β軸成分となる。この結果は位置検出部１５に入力される。
【００３６】
次に、区間（ｎ）における位置検出部１５（タスク４）の演算処理を図７に基づいて説明する。まず、ステップ１２１では、逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf のα軸成分Δｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf(ｎ)が数３の関係に基づいて次のように求められる。
【００３７】
【数１０】
Δｉαemf(ｎ)＝Δｉα(ｎ)−ΔｉαＶ(ｎ−２)
【００３８】
【数１１】
Δｉβemf(ｎ＝Δｉβ(ｎ)−ΔｉβＶ(ｎ−２)
ここで注意すべき点は、数１０，数１１の演算で用いられる電流差分ベクトルの演算タイミングが異なることにある。つまりα軸電流差分Δｉα(ｎ)，β軸電流差分Δｉβ(ｎ)は、区間（ｎ）で演算された結果であるが、実際には区間（ｎ−１）のときの値である。これに対してα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ−２) ，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ−２） は、区間（ｎ−２）のタスク２で得られた結果である。このような結果になるのは、これらの電圧分電流差分の基になっている各相の電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr(ｎ−２)が区間（ｎ−１）で印加されるためである。本実施例では、α軸電流差分Δｉα(ｎ)，β軸電流差分Δｉβ(ｎ)が区間（ｎ）の１つ前の区間（ｎ−１）の値である点、電圧分電流差分の基になる各相の電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２) ，Ｖwr(ｎ−２) が区間（ｎ−２）の１つ前の区間（ｎ−１）で印加される点に着目し、演算タイミングの異なる電流差分ベクトルによる数１０，数１１の演算を行っている。
【００３９】
このように本実施例では、電流差分ベクトルの演算タイミングを正確に考慮して演算するので、電圧指令がステップ的に変化した場合であっても、ローパスフィルタなどを用いることなく、区間（ｎ−１）における逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf のα軸成分Δｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf(ｎ)への影響を取り除くことができ、モータ制御装置の応答性を向上させることができる。また、本実施例では、ローパスフィルタなどを用いる必要がないので、負荷急変時にも磁極位置を短時間で検出することができる。また、本実施例では、印加電圧が急変した場合であっても、その変化による電流差分の影響を除去することができる。よって、本実施例では、高い過渡応答性が要求されるモータ制御システムに好適な位置センサレス制御方式を提供することができる。
【００４０】
次に、ステップ１２２では、ステップ１２１で演算された逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf のα軸成分Δｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf(ｎ)の値から、逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemfの位相θemf(ｎ)を次のように算出している。
【００４１】
【数１２】
θemf(ｎ)＝tan-1（Δｉβemf(ｎ)／Δｉαemf(ｎ)）
位相θemf(ｎ) は、図２の逆起電力ベクトルＶemfの方向（ｑ軸の負方向）の位相を示す。さらに、ステップ１２３では、磁極位置θc（ｄ軸方向）を得るために次の演算を実行する。
【００４２】
【数１３】
θc＝θemf(ｎ)＋π／２＋θ(ωｍ)
ここで、θｃは、演算によって得られた磁極位置、θは、図２の実際の磁極位置をそれぞれ示す。図２から判るように、磁極位置θは、逆起電力ベクトルＶemf に対してπ／２進んだ位相であるので、数１３の右辺第２項に加えている。また、時間的に考えると、θemf(ｎ) は、図４に示す区間（ｎ−１）における平均位相（ほぼ区間（ｎ−１）の中間時点の位相）となる。これを用いると、座標変換を行うタイミングは、図４に示す区間（ｎ＋１）のタスク１となり、これによって得られた各相の電圧指令値Ｖur(ｎ＋１)，Ｖvr(ｎ＋１)，Ｖwr(ｎ＋１)がＰＷＭ信号として出力されるタイミングは区間（ｎ＋２）となる。このため、同期モータ１の回転子はその間にモータ速度ωｍに応じて回転するので、それを考慮する必要がある。その補正項が数１３の右辺第３項である。この補正量は演算のデッドタイムとモータ速度によって決定されるので、図４に示す演算タスクの順番を変更した場合、その影響分を含めて決定することもできる。このようにして得られた磁極位置θc は座標変換部８，１１における演算に用いられる。また、磁極位置θc は速度検出部１６に入力される。速度検出部１６は磁極位置θc の変化状態からモータ速度ωｍを算出する。
【００４３】
以上説明したように本実施例では、印加電圧とこれに対応する電流変化とをディジタル的なタイミングを合わせた演算によって逆起電力から磁極位置を推定する点に特徴を有する。このような本実施例の特徴によれば、オブザーバ理論や定常状態のシミュレータのようなフィルタ処理も用いる必要がないので、従来のものよりも応答性を高めることができる。
【００４４】
本実施例のモータ制御装置は、逆起電力を計測できるモータの中速度領域から高速度領域において高応答でモータを制御するのに特に好適なものであり、モータの低速度領域において高応答にモータを制御することができるモータ制御装置と組み合わせることによって、モータの低速度領域から高速度領域までの全領域で高応答にモータを制御することができる。
【００４５】
また、本実施例のモータ制御装置を備えた駆動システム、例えば内燃機関であるエンジン及び交流モータである同期モータを駆動源とし、これらを切り替えて車両を駆動するハイブリッド型電気自動車の駆動システムによれば、中速度領域から高速度領域における駆動効率を向上させることができる。また、モータを唯一の駆動源とする電気自動車では、駆動効率の向上によって一充電あたりの走行距離を延伸できるなどの効果もある。また、本実施例のモータ制御装置を備えた駆動システムによれば、運転者の加速要求に対しても高応答に対応することができるので、駆動システムの運転性能を向上させることができる。また、本実施例のモータ制御装置を備えた駆動システムによれば、同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサを用いることがないので、駆動システムの低コスト化を図ることができる。
【００４６】
図８は、本発明の第２実施例であるモータの制御装置のシステム構成を示す。本実施例では、同期モータ２２として、突極性を有する同期モータ１を用いている。このため、本実施例では、第１実施例の静止座標系で演算する電流差分演算部１３の代わりに、回転座標系であるｄ−ｑ軸座標系で演算した結果を座標変換によって静止座標系に変換し、α軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ) ，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ) を得る方式を採用している。具体的には、電流制御部７で得られたｄ軸電圧指令Ｖdrをｄ軸印加電圧分電流差分演算部１７に、ｑ軸電圧指令Ｖqrをｑ軸印加電圧分電流差分演算部１８にそれぞれ入力し、次のようにｄ軸印加電圧分電流差分Δｉdv(ｎ)，ｑ軸印加電圧分電流差分Δｉqv(ｎ)を演算する。
【００４７】
【数１４】
ΔｉｄＶ(ｎ)＝Ｖｄ(ｎ)・Δｔ・（ＶB／ＶB0）／Ｌｄ
【００４８】
【数１５】
ΔｉｑＶ(ｎ)＝Ｖｑ(ｎ)・Δｔ・（ＶB／ＶB0）／Ｌｑ
第１実施例で述べたように、バッテリ２の電圧変動に対して、実際に印加される電圧に対応するように補正するために、本実施例においても（ＶB ／ＶB0）の補正項を追加しているが、バッテリ電圧の変動が少ない場合には取り除いてもよい。円筒型同期モータのように、非突極性の特性を有する交流モータの場合には、ここで得られたｄ軸印加電圧分電流差分Δｉdv(ｎ)，ｑ軸印加電圧分電流差分Δｉqv(ｎ)を座標変換部２１によってｄ−ｑ軸座標系から静止座標系に座標変換し、α軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ)，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ)を算出できる。しかし、突極性を有する同期モータ２２の場合には、突極性による影響を考慮する必要がある。それを補償する演算部がｄ軸突極性演算部１９，ｑ軸突極性演算部２０である。ｄ軸突極性演算部１９では、ｑ軸電流ｉq とモータ速度ωｍを入力し、ｄ軸突極分電流差分Δｉdp(ｎ)を次のように演算する。
【００４９】
【数１６】
Δｉdp(ｎ)＝（Ｌq‐Ｌd）ωｍΔｔ／Ｌｄ
また、ｑ軸突極性演算部２０では、ｄ軸電流ｉd とモータ速度ωｍを入力し、ｑ軸突極分電流差分Δｉqp(ｎ)を次のように演算する。
【００５０】
【数１７】
Δｉqp(ｎ)＝（‐Ｌq＋Ｌd）ωｍΔｔ／Ｌｑ
突極型同期モータが回転するとき、静止座標系のある一方向から特性を見ると、インダクタンスが変化するために電流が流れ易くなったり、流れ難くなったりする。この影響によって電流変化が生じる。その特性がｄ軸突極分電流差分Δｉdp(ｎ)，ｑ軸突極分電流差分Δｉqp(ｎ)である。従って、ｄ軸印加電圧分電流差分Δｉdv(ｎ)にｄ軸突極分電流差分Δｉdp(ｎ)を加算し、ｑ軸印加電圧分電流差分Δｉqv(ｎ)からｑ軸突極分電流差分Δｉqp(ｎ)を減算することにより、印加電圧と突極性の影響を考慮した電流差分となる。そして、演算した結果得られた電流差分を座標変換部２１によって静止座標系に座標変換することにより、同期モータ２２の突極性を考慮したα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ) ，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ) を算出することができる。このようにして算出されたα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ)，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ)は位置検出部１５に入力され、第１実施例で述べた処理方法によって磁極位置θc が求められる。
【００５１】
本実施例によれば、交流モータが突極性を有するものであっても、モータ制御装置の応答性を向上させることができる。従って、本実施例においても、高い過渡応答性が要求されるモータ制御システムに好適な位置センサレス制御方式を提供することができる。
【００５２】
以上本発明の実施例の説明では、位置センサを用いることなく、同期モータの２相の電流を検出する電流センサからの出力を用いて同期モータの回転子の磁極位置を求める方法について述べたが、同期モータの３相の電流を検出する電流センサからの出力を用いて同期モータの回転子の磁極位置を求めることもできる。また、本発明の実施例の説明では、交流モータとして、突極性を有する同期モータ、円筒型の同期モータを用いた場合について述べたが、誘導モータであっても、１次電流で確立した磁束による逆起電力を求めるようにすれば、本発明のモータ制御装置を適用することができる。また、本発明の実施例の説明では、トルク指令に対する制御システムを例にとり述べたが、速度指令に対する速度制御系を有する制御システム或いは位置制御系を構成する制御システムにも本発明のモータ制御装置を適用することができる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によれば、推定された逆起電力方向に基づいて交流モータの回転子の磁極位置を推定し、この推定された磁極位置に基づいて電力変換器から交流モータに印加される電圧を制御するので、交流モータを位置センサレスで高応答に制御することができる。従って、本発明によれば、交流モータを位置センサレスで高応答に制御することができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することができる。また、本発明によれば、突極性を有する交流モータを位置センサレスで高応答に制御することができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することができる。さらに、本発明によれば、交流モータを用いる駆動システムの中速度領域から高速度領域における駆動効率を向上させることができるモータの制御装置及びその制御方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のモータ制御装置のシステム構成を示すブロック図であり、トルク指令に対して円筒型同期モータを位置センサレスで高性能にトルク制御を行う制御システム例である。
【図２】同期モータが駆動しているときの各ベクトルの関係を示すベクトル図であり、横軸にα軸，縦軸にβ軸をとる静止座標系の第４象現にｄ−ｑ軸座標系のｄ軸があると共に、α軸に対する同期モータ１の回転子の磁極位置θが−８０°方向にあるときの電圧指令ベクトルＶｒと、電流ベクトルｉの関係を示す。
【図３】横軸に位相(deg），縦軸に相電圧（Ｖ）をとったときの３相の正弦波状の印加電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrと電圧位相θv の関係を示す波形図。
【図４】電圧位相θvのときの搬送波信号と、各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw及び各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの発生状態と、ｕ相における電流の変化状態との関係を示すタイムチャート。
【図５】図１の電流差分演算部の処理内容を示すフローチャート。
【図６】図１の電流差分検出部の処理内容を示すフローチャート。
【図７】図１の位置検出部の処理内容を示すフローチャート。
【図８】本発明の第２実施例のモータ制御装置のシステム構成を示すブロック図であり、トルク指令に対して突極型同期モータを位置センサレスで高性能にトルク制御を行う制御システム例である。
【符号の説明】
１，２２…同期モータ、２…バッテリ、３…インバータ、４…制御装置、５ｕ，５ｖ…電流センサ、６…電流指令発生部、７…電流制御部、８，１１，２１…座標変換部、９…ＰＷＭ発生回路、１０…電流検出部、１２…電圧検出部、１３…電流差分演算部、１４…電流差分検出部、１５…位置検出部、１６…速度検出部、１７…ｄ軸印加電圧分電流差分演算部、１８…ｑ軸印加電圧分電流差分演算部、１９…ｄ軸突極性演算部、２０…ｑ軸突極性演算部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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