(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を時間的に差分し、前記差分を積分することによって前記信号点間の移動の回転方向を検知し、同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、前記各差分の絶対値の和を積分することによって前記信号点間の移動の回転速度を検知することを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項２】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号を一定時間遅延させた各成分の遅延信号を生成し、前記各成分の信号と前記各成分の遅延信号のそれぞれから位相を検出して、対応する位相を差引きすることによって、前記各成分の信号が前記平面上に形成するベクトルの位相の時間的差分を得て、前記差分を特定の時間で積分した信号を出力する回転方向検知部を備えたことを特徴とする請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項３】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転速度を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号を一定時間遅延させた各成分の遅延信号を生成し、前記各成分の信号から対応する前記遅延信号を差引きすることによって、前記各成分毎に信号の差分を算出し、該各成分毎に算出された差分の絶対値を算出し、前記各成分の絶対値の和を特定の時間で積分した信号を出力する回転速度検知部を備えたことを特徴とする請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項４】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転速度を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号の一定時間当たりの変動量の平均値を算出し、該変動量の平均値を前記各成分毎に一定時間遅延させた変動量の平均値を生成し、前記各成分の変動量の平均値から対応する前記遅延させた変動量の平均値を差引きすることによって、前記各成分毎に変動量の平均値の差分を算出し、前記各成分毎の差分の絶対値を算出し、前記各絶対値の和を特定の時間に亘って積分した信号を出力する回転速度検知部を備えたことを特徴とする請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項５】
回転方向検知部は、２値整形された信号から位相を検知して出力する第１の位相デコーダと、前記２値整形された信号を一定の時間遅延して出力する遅延回路と、前記遅延回路から遅延された信号の入力を受けて、該信号の位相を検知して出力する第２の位相デコーダと、前記２値整形された信号の位相と前記遅延された信号の位相との位相差を算出する位相差検出回路とを備える量子化位相差分回路を有し、前記位相差検出回路から前記位相差の入力を受けて、特定の時間に亘って積分して出力する第１の積分放電回路を備える第１の平滑化回路を有することを特徴とする回転方向検知部であることを特徴とする請求項２記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項６】
回転速度検知部は、２値整形された信号を各成分毎に一定時間遅延して出力する遅延回路と、２値整形された信号と前記遅延回路から入力される遅延された２値整形された信号との排他的論理和を各成分毎に演算する排他的論理和回路と、前記各排他的論理和の和を特定の時間に亘って積分する第２の積分放電回路を有する回転速度検知部であることを特徴とする請求項３記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項７】
回転速度検知部は、２値整形された信号の各成分の一定時間の平均値を算出する移動平均回路と、前記各成分の平均値の各々の時間的差分値を算出する差分回路と、前記各々の時間的差分値の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各絶対値の和を特定の時間に亘って積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部であることを特徴とする請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項８】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段である請求項３又は請求項６記載の回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを有することを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項９】
４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段である請求項４又は請求項７記載の回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを有することを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。
【請求項１０】
位相デコーダは、２値整形された信号の入力を受けて、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される前記２値整形された信号が表す信号点が属する象限を前記２値整形された信号の組合せごとに予め設定されたテーブルを検索して、前記象限を象限信号として出力する位相デコーダであることを特徴とする請求項５又は請求項８又は請求項９記載の４値ＦＳＫ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線受信機等に用いられる４値ＦＳＫ復調回路に係り、特に容易な回路構成で、変調指数の如何にかかわらず適正に復調できる４値ＦＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数偏移変調（ＦＳＫ変調）は、周波数変調方式の一つで、入力信号に応じてキャリア信号の周波数を予め定められた量だけシフトさせて出力波とする変調方式であって、出力波には位相の不連続が生じないように回路が構成されている。
【０００３】
このように変調されたＦＳＫ復調の一方法として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信すると、変調前の該キャリア信号の周波数の信号を発振する局部発振器を用いて該キャリア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号としてＩ成分（同相成分）及びＱ成分（直交成分）を得て、これにＦＳＫ復調を行う方法（いわゆる「零ＩＦ検波方式」）がある。
【０００４】
ここでは、まず、零ＩＦ検波方式による従来の２値ＦＳＫ復調回路を説明し、しかる後に従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明を行うこととする。
従来の２値ＦＳＫ復調回路について、図１４と図１５を用いて説明する。図１４は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図であり、図１５は、従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図１４に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、位相比較回路３とから主に構成されている。
【０００５】
次に、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、受信したＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波して直交ベースバンド信号をそのＩ成分とＱ成分とに分けてそれぞれコンパレータ２ａ，２ｂに出力するものである。
零ＩＦ検波回路１の具体的な構成については、後に説明する。
【０００６】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、これを矩形に変化するディジタル信号を表す波形に整形するものである（以下、この動作を「２値整形」と称する）。
コンパレータ２ｂは、直交ベースバンド信号のＱ成分の入力を受けて、２値整形するものである。
尚、以下でコンパレータ２ａの出力する信号を「整形Ｉ信号」と、コンパレータ２ｂの出力する信号を「整形Ｑ信号」と称することとする。
【０００７】
位相比較回路３は、コンパレータ２ａ，２ｂから整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、どちらの信号の位相が先進しているかを表す信号を検波出力として出力するものである。具体的には、この検波出力は、「０」又は「１」の２値信号となっている。
【０００８】
つまり、位相比較回路３は、受信したキャリア信号の瞬時周波数が高い場合と低い場合とで整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向が逆になることを利用して、この回転方向を比較判定して瞬時周波数の高低を２値信号として出力するものである。
【０００９】
ここで、零ＩＦ検波回路１について、より詳細に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、例えば、図１５に示すように、局部発振器１１と、９０゜分配回路１２と、第１のミキサー回路１３と、第２のミキサー回路１４と、第１のＬＰＦ１５と、第２のＬＰＦ１６とから構成されているようなものが考えられる。
【００１０】
以下、各部を具体的に説明する。
局部発振器１１は、変調前のキャリア信号の周波数の信号を局部発振信号として９０゜分配回路１２に出力するものである。
９０゜分配回路１２は、局部発振信号の入力を受けて、これを同相信号としてそのまま第１のミキサー回路１３に出力するとともに、局部発振信号の位相を９０゜シフトさせて直交信号として第２のミキサー回路１４に出力するものである。
【００１１】
第１のミキサー回路１３は、乗算回路であって、同相信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第１のＬＰＦ１５に出力するものである。
第２のミキサー回路１４は、乗算回路であって、直交信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第２のＬＰＦ１６に出力するものである。
【００１２】
第１のＬＰＦ１５は、高周波成分を除去する低域濾波器であり、第１のミキサー回路１３から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＩ成分として出力するものである。
第２のＬＰＦ１６は、第１のＬＰＦ１５と同様のものであって、第２のミキサー回路１４から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＱ成分として出力するものである。
【００１３】
つまり、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が高ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、正の向きに回転し、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が低ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、負の向きに回転するようになる。
【００１４】
そこで、位相比較回路３がこの回転の方向を判定して、キャリア信号がどのようにＦＳＫ変調されているかを検知するようになる。
【００１５】
ここで、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作について説明する。
零ＩＦ検波回路１がＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信して、これを直交検波し、直交ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分とに分けて出力する。
そして、コンパレータ２ａ，２ｂが、これらの成分を２値整形して、それぞれ整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを出力する。
【００１６】
そして、位相比較回路３が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との位相を比較して（整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知して）、それを２値信号の検波出力として出力する。
【００１７】
次に、従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明する。
４値ＦＳＫ復調回路において、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同様の零ＩＦ検波方式を採用したものは、「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョン受信方式」，斉藤，赤岩，電子情報通信学会技術研究報告RCS94-124 ，pp.43-48に記載されている。
【００１８】
そこで、以下この文献に記載されている方法の概略を説明する。
４値ＦＳＫ復調回路は、受信したキャリア信号を直交検波して２値整形し、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを得るところまでは、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同じであるが、これらの信号で表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調するものである。
【００１９】
４値ＦＳＫ復調における直交ベースバンド信号では、各信号点は２ビットのシンボル「００」と「０１」と「１１」と「１０」とのいずれかを表すようになっており、図１６に示すように各ＭＳＢが回転方向に、ＬＳＢが回転速度に対応するようになっている。図１６は、４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【００２０】
すなわち回転方向は、ＭＳＢが「０」であるときに負の方向に（図１６（ａ））、「１」であるときに正の方向に（図１６（ｂ））、それぞれ回転するようになっており、回転速度は、次に示す［数１］で定義される変調指数と呼ばれる値に対応する。
【００２１】
【数１】
0003669786.tif 000002
【００２２】
ここで、Ｒは、変調速度を、ΔＦmax は、最大周波数偏移を表しており、変調指数ｍはＬＳＢに対応して２つ設定される。尚、回転速度は、ｍπである。
例えばｍ＝１，３とした場合、特にＬＳＢが「０」のときに、ｍ＝３としたとすると、その際の回転速度はｍπ＝３πなので、図１６（ａ），（ｂ）の破線のように１．５回転し、また、ＬＳＢが「１」のときに、ｍ＝１としたとすると、その際の回転速度は、ｍπ＝πなので、図１６（ａ），（ｂ）の実線のように０．５回転する。
【００２３】
ここで、４値ＦＳＫ復調回路について具体的に、「１１１００１」と変化するディジタル信号でＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波したときの直交ベースバンド信号を例にとって、図１７と図１８とを用いて説明する。図１７は、４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図であり、図１８は、４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【００２４】
前述したように、シンボル長を２ビットとしているので、「１１１００１」は、「１１」と、「１０」と、「０１」とに分けられ、この順に一定時間ごとに受信している。そのため、時間を横軸にとって、受信したキャリア信号を直交検波した直交ベースバンド信号のＱ成分は、図１７（ａ）に示すような信号となり、Ｉ成分は、図１７（ｂ）に示すような信号となる。
【００２５】
従って、それぞれを２値整形すると、図１７（ｃ）と図１７（ｄ）とに示されるような矩形波となる。これらが整形Ｑ信号と整形Ｉ信号である。
ここで、これらの信号を図１８に示す信号点の動きとして追跡してみると、図１７の時刻t1の時点では、整形Ｑ信号と整形Ｉ信号とはともに正であり、その状態は、図１８の信号点Ａで表される。
【００２６】
そして、時刻t2になると、整形Ｉ信号が負となるので、その状態は図１８の信号点Ｂに移行する。このとき状態の変化を表す軌跡は、ｓｇｎ（Ｑ）の軸と交わるようになる。つまり、ＬＳＢが「１」であるときには、１シンボルあたりの回転速度が０．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交差する回数は、１〜３回である。
【００２７】
一方、時刻t3〜t9までの間、つまりＬＳＢが「０」であるときには、１シンボル当たりの回転速度が１．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡が各軸と交差する回数が５〜７回になる。
【００２８】
そこで従来の４値ＦＳＫ復調回路は、２値ＦＳＫと同様にしてＭＳＢを検知した後、１シンボル当たりに、状態の変化の軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交わる回数をカウントし、予め設定されたしきい値との比較によって行うものであった。例えば上述の例では、ＬＳＢが「１」のときの交差回数が１〜３回であり、「０」のときの交差回数が５〜７回なので、しきい値を「４回」とすればよい。つまり、このときの変調指数を検知する（ＬＳＢを決定する）ためのマージンは±１回となっている。
【００２９】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路におけるシンボルタイミングの抽出には、例えば、図２０に示されるような回路がよく用いられている。図２０は、従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【００３０】
図２０に示したシンボルタイミング抽出回路は、整形Ｉ信号と形成Ｑ信号を入力し、シンボルの変化点を検出して検出パルスａを出力するシンボル変化点検出器１０１と、検出パルスａを受け取り、外部から得られるクロック信号との位相を比較し、その比較結果を２値判定して出力する２値量子化位相比較器１０２と、位相比較結果ｃを受け取り、平滑化するループフィルタ１０３と、回路全体の駆動クロックを発生する局部発振回路１０４と、ループフィルタ１０３の出力ｄを周波数制御信号として受け取り、局部発振回路１０４の発振出力を基にパルスの付加・除去を行った後、基準クロックＳｃとして外部に出力するディジタルＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）１０５と、基準クロックＳｃを分周したシンボルタイミングＳＴを出力すると共に２値量子化位相比較器１０２の入力へ供給する分周器１０６とから構成されている。
【００３１】
２値量子化位相比較器１０２と、ループフィルタ１０３と、局部発振回路１０４と、ディジタルＶＣＯ１０５と、分周器１０６とは、ディジタルＰＬＬ（Phase Locked Loop:位相同期ループ）を構成しており、シンボル変化点検出器１０１から出力される検出パルスに位相同期し、かつ比較的周波数の安定なディジタル信号をシンボルタイミングＳＴとして出力するようになっている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かかる従来の４値ＦＳＫ復調回路では、まず、シンボルタイミング抽出回路が、２値整形された信号を用いてシンボルタイミングを検出するため、シンボル変化点検出器１０１におけるシンボル変化点検出のタイミングは、本来のシンボル変化点より遅れてしまうことがある上、シンボル変化点検出の際のジッターが大きくなり、真のシンボル変化点から多少ずれたシンボルタイミングを出力することがあり、適正なシンボルタイミングを得ることができないという問題点があった。
【００３３】
例えば、シンボル変化点検出器１０１の具体例として図２１に示した回路を用いてシンボル変化点検出を行った場合の、シンボル変化点検出までのタイムチャートを図２２に示す。図２２で示したベースバンド信号の変調指数ｍの値はｍ＝３とした。
【００３４】
図２１に示したシンボル変化点検出器は、２つの極性反転器１１１ａ，１１１ｂと、４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄと、４入力ＯＲ回路１１３と、４入力ＮＡＮＤ回路１１４と、２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと、２入力ＯＲ回路１１６とから構成されている。
【００３５】
２つの極性反転回路１１１ａ，１１１ｂと４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄでは、入力された整形Ｉ信号と整形Ｑ信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミング（以下、変化点）において、整形Ｉ信号の変化点では整形Ｑ信号の状態を、整形Ｑ信号の変化点では整形Ｉ信号の状態を知ることにより、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される整形Ｉ信号と整形Ｑ信号で表される信号点の回転方向を、４つの軸（同相成分の正軸と負軸、直交成分の正軸と負軸）に関して検知している。
【００３６】
即ち、例えば、整形Ｉ信号が負から正へ変化したタイミングにおいて、もし整形Ｑ信号が正ならば、信号点は第４象限から第１象限へ変化したと考えられ、信号点は左回転していると判断できる。もし整形Ｑ信号が逆に負ならば、信号点は第３象限から第２象限へ変化したと考えられ、信号点は右回転していると考えられる。また、４入力ＯＲ回路１１３と４入力ＮＡＮＤ回路１１４と２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと２入力ＯＲ回路１１６では、回転方向に関する４つの検知情報から回転方向が変化するタイミングをとらえて検出パルスを出力している。
【００３７】
図２３に示すタイムチャートの上から２段は、ＦＳＫ変調が施されたベースバンド信号を点線で、整形Ｉ信号、整形Ｑ信号を実線で示している。次に続く２段は、４入力ＯＲ回路１１３の出力ｇ１と４入力ＮＡＮＤ回路１１４の出力ｇ２を、最下段は、検出パルスを示している。図中のＭＳＢが「１」のシンボルからＭＳＢが「０」のシンボルに変化する変化点検出タイミングと、ＭＳＢが「０」のシンボルからＭＳＢが「１」のシンボルに変化する変化点検出タイミングを比較すると、真のシンボル変化点タイミングからの遅延は明らかに両者で異なる。
【００３８】
このように、図２１で示したシンボル変化点検出器は、原理的に、Ｉ成分とＱ成分で表される信号点の軌跡がＩ成分とＱ成分の２軸と交わった時のみ、その存在位置と回転方向が判明する構成であるので、図２３のようにシンボル変化点検出が０〜π／２だけ遅れてしまい、検出パルスのジッターが大きくなる。
【００３９】
シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図２２を用いて説明すると、シンボルの変化点の前後で信号点が図２２の(1) →(2) →(3) のような軌跡を通るとき（図２３中１段目の(1) →(2) →(3) に対応する）、真のシンボル変化点は(2) であるが、図２１に代表されるシンボル変化点検出器ではその後(3) に至るまでそのことを認識できない。更に図２０の１０２から１０６で構成されるディジタルＰＬＬではこれらの遅れやジッターを完全に取り除くことはできず、出力されるシンボルタイミングＳＴは真のシンボルタイミングに対して多少ずれたものとなり、しかも時間的ずれは一定ではない。
【００４０】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路では、２値整形された信号を以て回転方向と回転速度とを検知するため、精度を高めることができず、例えば雑音や零ＩＦ検波回路における位相歪み、直流オフセット、シンボルタイミングの検出のずれ等の影響を受けやすく、検波出力の品質が劣化しやすいという問題点があり、特に状態の変化の軌跡とＩＱ平面を張る軸との交差の回数を比較する方法で回転速度を検知する方法では、雑音の混入によって、当該交差の回数が増大することが多いことが経験上知られており、変調指数の差が小さいほどマージンが狭くなり、検知の精度を高めないと変調指数を正しく検知できず、検知の精度を高めると回路構成が複雑となって、その回路規模が大きくなり、例えば１チップ化が困難であるという問題点があった。
【００４１】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、簡易な回路構成で、復調精度を高めることができる４値ＦＳＫ復調回路を提供することを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための請求項１記載の発明は、４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を時間的に差分し、前記差分を積分することによって前記信号点間の移動の回転方向を検知し、同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、前記各差分の絶対値の和を積分することによって前記信号点間の移動の回転速度を検知することを特徴としており、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる。
【００４３】
上記従来例の問題点を解決するための請求項２記載の発明は、請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号を一定時間遅延させた各成分の遅延信号を生成し、前記各成分の信号と前記各成分の遅延信号のそれぞれから位相を検出して、対応する位相を差引きすることによって、前記各成分の信号が前記平面上に形成するベクトルの位相の時間的差分を得て、前記差分を特定の時間で積分した信号を出力する回転方向検知部を備えたことを特徴としており、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その正負を以て回転の方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４４】
上記従来例の問題点を解決するための請求項３記載の発明は、請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転速度を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号を一定時間遅延させた各成分の遅延信号を生成し、前記各成分の信号から対応する前記遅延信号を差引きすることによって、前記各成分毎に信号の差分を算出し、該各成分毎に算出された差分の絶対値を算出し、前記各成分の絶対値の和を特定の時間で積分した信号を出力する回転速度検知部を備えたことを特徴としており、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分の結果が１シンボル当たりの回転の回数に応じて変化するため、出力される信号によって、該シンボルに対する回転速度を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４５】
上記従来例の問題点を解決するための請求項４記載の発明は、請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転速度を検知する手段として、２値整形された前記各成分の信号の一定時間当たりの変動量の平均値を算出し、該変動量の平均値を前記各成分毎に一定時間遅延させた変動量の平均値を生成し、前記各成分の変動量の平均値から対応する前記遅延させた変動量の平均値を差引きすることによって、前記各成分毎に変動量の平均値の差分を算出し、前記各成分毎の差分の絶対値を算出し、前記各絶対値の和を特定の時間に亘って積分した信号を出力する回転速度検知部を備えたことを特徴としており、変動量の平均値を算出するための一定の時間をシンボル時間の数分の１程度とし、積分を行う特定の時間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、２値整形により失われた信号点の回転を部分的に回復して、微小の回転とし、おおよそ１シンボル時間当たりの該微小回転の結果を回転量として検知することができ、かつシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４６】
上記従来例の問題点を解決するための請求項５記載の発明は、請求項２記載の４値ＦＳＫ復調回路において、回転方向検知部は、２値整形された信号から位相を検知して出力する第１の位相デコーダと、前記２値整形された信号を一定の時間遅延して出力する遅延回路と、前記遅延回路から遅延された信号の入力を受けて、該信号の位相を検知して出力する第２の位相デコーダと、前記２値整形された信号の位相と前記遅延された信号の位相との位相差を算出する位相差検出回路とを備える量子化位相差分回路を有し、前記位相差検出回路から前記位相差の入力を受けて、特定の時間に亘って積分して出力する第１の積分放電回路を備える第１の平滑化回路を有することを特徴としており、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その正負を以て回転の方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４７】
上記従来例の問題点を解決するための請求項６記載の発明は、請求項３記載の４値ＦＳＫ復調回路において、回転速度検知部は、２値整形された信号を各成分毎に一定時間遅延して出力する遅延回路と、２値整形された信号と前記遅延回路から入力される遅延された２値整形された信号との排他的論理和を各成分毎に演算する排他的論理和回路と、前記各排他的論理和の和を特定の時間に亘って積分する第２の積分放電回路を有する回転速度検知部であることを特徴としており、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その回転量と適当なしきい値との大小の比較によって回転速度を判定でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、該積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４８】
上記従来例の問題点を解決するための請求項７記載の発明は、請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路において、回転速度検知部は、２値整形された信号の各成分の一定時間の平均値を算出する移動平均回路と、前記各成分の平均値の各々の時間的差分値を算出する差分回路と、前記各々の時間的差分値の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各絶対値の和を特定の時間に亘って積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部であることを特徴としており、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その回転量と適当なしきい値との大小の比較によって回転速度を判定でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、該積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４９】
上記従来例の問題点を解決する請求項８記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段である請求項３又は請求項６記載の回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを有することを特徴としており、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる。
【００５０】
上記従来例の問題点を解決する請求項９記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段である請求項４又は請求項７記載の回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを有することを特徴としており、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる。
【００５１】
上記従来例の問題点を解決する請求項１０記載の発明は、請求項５又は請求項８又は請求項９記載の４値ＦＳＫ復調回路において、位相デコーダは、２値整形された信号の入力を受けて、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される前記２値整形された信号が表す信号点が属する象限を前記２値整形された信号の組合せごとに予め設定されたテーブルを検索して、前記象限を象限信号として出力する位相デコーダであることを特徴としており、請求項５又は請求項８又は請求項９の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
本発明に係る第１の４値ＦＳＫ復調回路（第１の回路）は、コンパレータが２値整形したＩ信号とＱ信号とを差分と積分とによって緩やかに変化する信号に変換し、これによって回転方向と回転速度とを概略判定して、その結果に基づいて４値ＦＳＫ復調するものであり、復調時に頻繁に信号が変化するような誤りの影響を低減できる。
【００５３】
第１の回路は、図１に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、量子化位相差分回路２１と、第１の平滑化回路２２と、量子化差分回路２３と、絶対値回路２４と、第２の平滑化回路２５と、判定回路２６とから構成されている。図１は、第１の回路の構成ブロック図である。
【００５４】
以下、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、従来と同様にＦＳＫ変調されているキャリア信号の入力を受けて、これを直交検波し、直交ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と、直交成分（Ｑ成分）とを出力するものである。
【００５５】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、２値整形して整形Ｉ信号を出力するものであり、コンパレータ２ｂは、同じくＱ成分を２値整形して整形Ｑ信号を出力するものである。
【００５６】
量子化位相差分回路２１は、刻々と変化する整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、両信号を成分とするＩＱ平面上でのベクトルの位相が変化する度に該位相が時間的に如何に変化したかを差分により求めて、それを波形として第１の平滑化回路２２に出力するものである。
【００５７】
第１の平滑化回路２２は、量子化位相差分回路２１から入力されるベクトルの位相の時間的変化を一定の時間間隔（例えば１シンボル時間）に亘って平滑化して判定回路２６に出力するものである。
【００５８】
これら量子化位相差分回路２１と、第１の平滑化回路２２とは、ベクトルの回転方向を検知するための回路であるので、以下、「回転方向検知部」と称することがある。
【００５９】
量子化差分回路２３は、コンパレータ２ａ，２ｂから出力される整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、これらの時間的な差分を算出し、絶対値回路２４に出力するものである。
【００６０】
絶対値回路２４は、量子化差分回路２３から入力された整形Ｉ信号と整形Ｑ信号の２つの信号のそれぞれの時間的差分の絶対値を算出し、第２の平滑化回路２５に出力するものである。
第２の平滑化回路２５は、絶対値回路２４から２つの絶対値の入力を受けて、これらの和を一定の時間間隔（例えば１シンボル時間）に亘って平滑化するものである。
【００６１】
量子化差分回路２３と、絶対値回路２４と、第２の平滑化回路２５とは、ベクトルの回転速度を検知するための回路であるので、以下、「回転速度検知部」と称することがある。
【００６２】
判定回路２６は、回転方向検知部の第１の平滑化回路２２と、回転速度検知部の第２の平滑化回路２５とから入力される平滑化された信号と、予め設定されているしきい値とを比較し、その比較結果に応じて４値ＦＳＫのシンボル判定を行うものである。
【００６３】
ここで、第１の回路を具現化した回路の一例について、図２を用いて説明する。図２は、第１の回路を具現化する一例を表す構成ブロック図である。
【００６４】
第１の回路を具現化する回路は、図２に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、判定回路２６と、第１の遅延回路３１と、位相デコーダ３２と、位相差検出回路３３と、第１の積分放電回路３４と、第２の遅延回路４１と、排他的論理和回路４２と、第２の積分放電回路４３と、シンボルタイミング抽出回路５１とから構成されている。
尚、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、判定回路２６とは、既に説明したものである。
【００６５】
第１の遅延回路３１と位相デコーダ３２と位相差検出回路３３とは、回転方向検知部の量子化位相差分回路２１を構成するものである。
以下、各部を説明する。
第１の遅延回路３１ａ，３１ｂは、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とをそれぞれ予め設定された一定の時間（τ1 ）だけ遅延させて出力するものである。以下で、この遅延された整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とをそれぞれ「遅延整形Ｉ信号」及び、「遅延整形Ｑ信号」と称することとする。
【００６６】
位相デコーダ３２ａは、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、次の［数２］を用いて、その位相角θを算出して出力するものである。
【００６７】
【数２】
0003669786.tif 000003
【００６８】
ここで、位相デコーダ３２ａは、整形Ｉ信号を［数２］のＩと、整形Ｑ信号を［数２］のＱとして位相角θを算出して出力するものであり、sgn 関数は、次の［数３］で定義される関数である。
【００６９】
【数３】
0003669786.tif 000004
【００７０】
従って、位相角θは、４５゜，１３５゜，２２５゜，３１５゜のいずれかであり、それぞれ角θの属する象限を代表する値となっている。そのため、位相デコーダ３２ａは、位相角θの代わりに位相角θがどの象限に属するかを表す信号（以下、「象限信号」と称する）を出力するようになっていても構わない。
【００７１】
位相デコーダ３２ｂは、位相デコーダ３２ａと同様に［数２］を用いて遅延整形Ｉ信号と遅延位相Ｑ信号との位相角を算出するものである。つまり、位相デコーダ３２ｂは、遅延整形Ｉ信号を［数２］のＩと、遅延整形Ｑ信号を［数２］のＱとして位相角θ′を算出して出力するようにしている。尚、この位相角を以下で、「遅延位相角」と称することがある。
また、位相デコーダ３２ｂは、位相デコーダ３２ａと同様に、算出した遅延位相角θ′の属する象限を表す象限信号を出力するようにしてあってもよい。
尚、区別のため、請求項において、位相デコーダ３２ａを「第１の位相デコーダ」と称し、位相デコーダ３２ｂを「第２の位相デコーダ」と称することとする。
【００７２】
尚、位相デコーダ３２は、入力される整形信号又は遅延整形信号の種類が限られているので、出力すべき信号をこれらに対応づけるテーブルを備え、それを検索して信号を出力するようにしておくことも考えられる。
このようにすれば、回路構成を簡略にし、さらに動作速度を高めることができる効果がある。
【００７３】
位相差検出回路３３は、位相デコーダ３２ａと位相デコーダ３２ｂとから入力される位相角θから遅延位相角θ′を差引きして、その位相差を出力するものである。ここで、位相差検出回路３３が検出する位相差は、９０゜、０゜、−９０゜、±１８０゜、２７０゜、−２７０゜のいずれかであるので、位相差検出回路３３は、それぞれに対応して１，０，−１，０，−１，１を表す信号を出力するようになっている。
【００７４】
尚、ここで出力される信号が１であるのは、ＩＱ平面上の信号点が左回転していることを示しており、信号が−１であるのは、ＩＱ平面上の信号点が右回転していることを示している。
【００７５】
また、位相差検出回路３３は、象限信号の入力を受けたときには、上記の位相差に対応するように各象限信号の組合せに対応した位相差の信号（１，０，−１のいずれか）を出力するようにしておけばよい。
【００７６】
次に、第１の積分放電回路３４とシンボルタイミング抽出回路５１とは、第１の平滑化回路２２を実現するものである。
ここで、シンボルタイミング抽出回路５１は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、これらから１シンボル時間を表す受信シンボルタイミングＳＴ信号を推定して出力するものであり、図２に示すように、第１の積分放電回路３４と、第２の積分放電回路４３とに共通して出力するようにしている。
【００７７】
第１の積分放電回路３４は、受信シンボルタイミングＳＴ信号の入力を受けて、この信号に表される時間だけ位相差検出回路３３から入力される位相差の信号を少なくともτ１／２以下の周期でサンプリング（２／τ１以上の周波数でサンプリング）した後、積分して出力するものである。
【００７８】
ここで、具体的に第１の積分放電回路３４について、図１９を参照しつつ説明する。図１９は、第１の積分放電回路３４の一例を表す構成ブロック図である。
第１の積分放電回路３４は、図１９に示すように、クロック発生回路９１と、サンプリング回路９２と、記憶回路９３と、加算器９４と、遅延回路９５とから構成されている。
【００７９】
クロック発生回路９１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。クロック発生回路９１で設定されるクロック周期は、遅延回路３１で設定された時間（τ１）に対し、少なくとも、τ１／２（τ１の２分の１）より小さい値に設定される。
【００８０】
サンプリング回路９２は、入力された信号を、クロック発生回路９１からのクロックタイミングで標本化し、出力するものである。
【００８１】
記憶回路９３は、クロック発生回路９１からのクロック毎に入力された値を記憶し更新するとともに、遅延回路９５からのシンボルタイミングＳＴ毎に記憶値を零に初期化するものである。
【００８２】
加算器９４は、入力される２値を加算して出力するものであり、サンプリング回路９２と記憶回路９３からの値を加算し、積分放電回路３４の出力として出力するようになっている。
【００８３】
遅延回路９５は、入力された信号を予め設定された時間だけ遅延させて出力するものである。遅延回路９５で設定される時間は、遅延回路３１と位相差検出回路３３で推定される信号の遅れと、シンボルタイミング検出回路５１で推定される信号の遅れを考慮し、記憶回路９３で初期化するタイミングが最適になるように設定される。
【００８４】
上記構成により、クロック発生回路９１のタイミングで加算器９４の入力と記憶回路９３の出力の和が再び記憶回路９３に積算され、積算がシンボルタイミングの間行われるので、積分放電回路が実現できる。
【００８５】
ここで、これら回転方向検知部の動作について図５を用いて説明する。図５は、回転方向検知部の動作を説明するためのタイミングチャート図である。
ここで、位相デコーダ３２は、位相角及び遅延位相角を象限信号で出力することとしており、位相差検出回路３３ａの出力する位相角の象限信号を図５（ａ）に、位相差検出回路３３ｂの出力する遅延位相角の象限信号を図５（ｂ）に示している。
【００８６】
また、ここでは具体的に、「１００１」と変化するディジタル信号でＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波したときの直交ベースバンド信号を例にとっているため、図１７及び図１８を参照すればわかるとおり、当初sgn(Q)とsgn(I)とは共に−１であるので、その信号点はＣであって第３象限にあり、その後sgn(I)が＋１に転じて、信号点はＤ（第４象限）となる（つまり、左回転している）。これが図５（ａ）に示されており、この信号点の移動をτ1 だけ遅延させたものが図５（ｂ）に示されている。
【００８７】
そして、位相角及び遅延位相角から位相差検出回路３３が出力する位相差の信号は、図５（ｃ）に示すようなものになる。つまり、例えば時刻ｃ１から時刻ｄまでの間は、図５（ａ）に示す位相角と図５（ｂ）に示す遅延位相角とが共に第３象限にあるので、位相差は０となっており、時刻ｄから時刻ｄ１までの間は、位相角が第４象限にあり、遅延位相角が第３象限にあるので、その位相差は９０゜であり、位相差検出回路３３が出力する位相差の信号は１となる。これは、過去に第３象限にあったものが第４象限に移行したことを表しているので、左回転していると判定できるからである。
【００８８】
そして、１シンボル時間に亘って、積分放電回路３４が積分している経過が図５（ｄ）に示すようなものになっている。図５に示した例では、時刻ｃから１シンボル時間に亘って積分される位相差の信号が６度だけ１になっているので、該シンボル時間が終了する際の積分放電回路３４の出力する値は６×ｎ［ｎはτ１の間にサンプリングした回数］（正の値）となっており、左に回転していると判定できるようになる。
【００８９】
従って、この回転方向検知部によれば、回転方向を表す信号が時間τ1 の分解能で少しずつ積分されるようにしているため、シンボルタイミングがずれても判定される回転方向への影響が少なく、判定の劣化への影響は小さくなっている。
【００９０】
また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して位相デコーダ３２が出力する位相角及び遅延位相角の象限信号が一時的に頻繁に変化しても、積分放電回路３４において少しずつ積分が行われるため、回転方向の判定への影響は少ない。
【００９１】
次に、回転速度検知部について図２に戻って説明する。
図２において、第１の遅延回路３２と同様に整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とをτ2 の時間だけ遅延して出力する第２の遅延回路４１ａ，４１ｂと、排他的論理和回路４２とは、回転速度検知部の量子化差分回路２３と絶対値回路２４を実現するものである。ここでも、遅延時間は異なるが整形Ｉ信号を遅延したものを「遅延整形Ｉ信号」等と称することとする。
【００９２】
すなわち、排他的論理和回路４２ａは、整形Ｉ信号と遅延整形Ｉ信号との入力を受けて、その値が正又は零ならば「真」として１を表す信号とし、その値が負ならば「偽」として０を表す信号として、排他的論理和を算出し、第２の積分放電回路４３に出力するものである。
排他的論理和回路４２ｂは、整形Ｑ信号と遅延整形Ｑ信号との入力を受けて、同様に排他的論理和を算出し、第２の積分放電回路４３に出力するものである。
【００９３】
第２の積分放電回路４３は、既に述べたようにシンボルタイミング抽出回路５１からシンボルタイミングＳＴ信号の入力を受けて、この信号に表される１シンボル時間に亘って、排他的論理和回路４２ａと、排他的論理和回路４２ｂとから入力される排他的論理和の和を少なくともτ２／２以下の周期でサンプリングした後、積分して、判定回路２６に出力するものである。
【００９４】
ここで、回転速度検知部の動作について図６を用いて説明する。図６は、第１の回路の回転速度検知部の動作を説明するためのタイミングチャート図である。
図６では、図５と同様に具体的に「１００１」と変化するディジタル信号でＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波したときの直交ベースバンド信号を例にとっている。
【００９５】
コンパレータ２ａから出力される整形Ｉ信号は、図１７を用いて説明したとおり、図６（ａ）に示されるような変化となる。
そして、遅延回路４１ａが当該整形Ｉ信号をτ2 の時間だけ遅延させて、遅延整形Ｉ信号として図６（ｂ）に示される信号を出力する。
【００９６】
ここで、整形Ｉ信号と遅延整形Ｉ信号とが異なる時間で排他的論理和回路４２ａが排他的論理和として、１を表す信号を出力するようになり、その出力は、図６（ｃ）に示すような時間変化となる。
また、整形Ｑ信号と遅延整形Ｑ信号とは図示していないが、それらの排他的論理和である、排他的論理和回路４２ｂの出力は、図６（ｄ）に示すような時間変化をするようになる。
【００９７】
そして、第２の積分放電回路４３がこれらの和を積分することによって、図６（ｅ）に示す時間変化で積分を行うようになる。尚、図６（ｅ）で、THとして示した線はしきい値を表しており、設定によって上下できるようになっている。
現実の回路では、このしきい値は、判定回路２６に設定されていて、判定回路２６が該しきい値を以て回転速度を判定するようにしているものである。
【００９８】
尚、ここの例では、図６（ｅ）に示す第２の積分放電回路４３の出力は、「１０」のとき（図６の左半分）では、しきい値を超えているように、「０１」のとき（図６の右半分）では、しきい値を下回るようになっている。
これは、第２の積分放電回路４３が行う積分が、信号点の変化が１シンボル当たり何度発生したかを積分する動作に相当し、「１０」では、信号点の変化が多数あるので、その積分結果が大きくなり、「０１」では、信号点の変化が少ないので、その積分結果が小さくなっているためである。
【００９９】
このような回転速度検出部によれば、回転方向検出部と同様に、回転を表す排他的論理和回路の出力をτ2 の時間に分散させて少しずつ積分するようにしているので、積分結果の分解能をτ2 の分だけ向上でき、シンボルタイミングのずれによる積分結果への影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【０１００】
また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁に排他的論理和回路の出力が変化しても、積分が行われているので、その影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【０１０１】
次に、第１の回路の動作について図１を用いて説明する。
第１の回路の零ＩＦ検波回路１が、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号の入力を受けて、これを直交検波し、その同相成分Ｉと、直交成分Ｑとを出力する。
そして、コンパレータ２ａ，２ｂが各成分を２値整形して、それぞれ整形Ｉ信号及び整形Ｑ信号を出力する。
【０１０２】
そして、これら整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、それぞれ回転方向検知部と回転速度検知部とに入力される。
まず、回転方向検知部の量子化位相差分回路２１が整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを成分とするＩＱ平面上でのベクトルの位相の時間的変化を差分により検出し、第１の平滑化回路２２が、これを１シンボル時間に亘って積分することによって平滑化して判定回路２６に出力する。
【０１０３】
また、回転速度検出部の量子化差分回路２３が整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とをそれぞれ時間的に差分してその変化を量子化して検出し、第２の平滑化回路２５が１シンボル時間に亘ってこれを平滑化して一定時間に発生した回転量を判定回路２６に出力する。
【０１０４】
そして、判定回路２６が、回転方向検出部から回転方向を、回転速度検出部から回転速度の入力を受けて、回転方向からシンボルのＭＳＢを、回転速度と予め設定されたしきい値との比較からシンボルのＬＳＢをそれぞれ判定し、それを基にシンボルを復調して出力する。
【０１０５】
ところで、本発明の４値ＦＳＫ復調回路は、図３に示すような第２の実施の形態に係る回路（第２の回路）によっても実現できるので、以下これを説明する。図３は、第２の回路の構成ブロック図である。
本発明に係る第２の回路は、第１の回路と同様に、コンパレータが２値整形したＩ信号とＱ信号とを差分と積分とによって緩やかに変化する信号に変換し、これによって回転方向と回転速度とを概略判定するものであるが、第１の回路とは異なる回転速度の検知の方法を提供するもので、これによっても頻繁に信号が変化するような誤りの影響を低減できる。
【０１０６】
第２の回路は、図３に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、量子化位相差分回路２１と、第１の平滑化回路２２と、判定回路２６と、第３の平滑化回路６１と、差分回路６２と、絶対値回路６３と、第４の平滑化回路６４とから構成されている。
【０１０７】
第２の回路は、回転速度検出部が異なっている他は、第１の回路と同一のものであるので、ここでは、回転速度検出部について主に説明することとする。
以下、回転速度検出部の各部について具体的に説明する。
【０１０８】
第３の平滑化回路６１は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、それぞれの整形信号の一定時間（例えば第１の回路でいうτ2 の時間）当たりの変動の大きさを平均化して差分回路６２に出力するものである。
【０１０９】
差分回路６２は、第３の平滑化回路６１から一定時間あたりの整形Ｉ信号の変動量と整形Ｑ信号の変動量との入力を受けて、それを格納し、前回格納したそれぞれの変動量との差分を算出して、絶対値回路６３に出力するものである。
絶対値回路６３は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とに係る変動量の差分の入力を受けて、それぞれの絶対値を算出し、第４の平滑化回路６４に出力するものである。
【０１１０】
第４の平滑化回路６４は、入力された絶対値の和を一定時間に亘って積分し、判定回路２６に出力するものである。
【０１１１】
次に、これらを具現化した回路について図４を用いて説明する。図４は、第２の回路を具現化する回路の構成ブロック図である。
【０１１２】
第２の回路を具現化する回路は、図４に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、遅延回路３１と、位相デコーダ３２と、位相差検出回路３３と、第１の積分放電回路３４と、判定回路２６と、シンボルタイミング抽出回路５１と、移動平均回路７１と、差分回路７２と、絶対値回路７３と、第２の積分放電回路４３とから構成されている。
【０１１３】
ここで、回転速度検出部以外の、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、遅延回路３１と、位相デコーダ３２と、位相差検出回路３３と、第１の積分放電回路３４と、判定回路２６とは既に説明したものであるので、その説明は省略する。
【０１１４】
移動平均回路７１は、第３の平滑化回路６１を具現化したもので、特に移動平均回路７１ａは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｉ信号の変動量の平均値を差分回路７２ａに出力するものであり、移動平均回路７１ｂは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｑ信号の変動量の平均値を差分回路７２ｂに出力するものである。
移動平均回路７１の具体的な回路については、後述する。
【０１１５】
差分回路７２は、予め設定された微小時間の間に入力された各整形信号の変動量の平均値を一時的に格納し、これと次回入力される平均値との差分を算出して、各整形信号ごとに差分値として出力するものである。特に差分回路７２ａは整形Ｉ信号に係り、差分回路７２は整形Ｑ信号に係るようになっている。
【０１１６】
絶対値回路７３は、各整形信号の差分値の絶対値を算出して出力するものである。ここで、絶対値回路７３ａは整形Ｉ信号に係り、絶対値回路７３ｂは整形Ｑ信号に係るようになっている。
【０１１７】
第２の積分放電回路４３は、既に説明したシンボルタイミング抽出回路５１からシンボルタイミングＳＴ信号の入力を受けて、当該信号に示された１シンボル時間だけ、絶対値回路７３から入力される２つの絶対値の和を少なくともτ２／２以下の周期でサンプリングした後、積分して判定回路２６に出力するものである。
【０１１８】
ここで、具体的に移動平均回路７１について、図９を参照しつつ説明する。図９は、移動平均回路７１の概略回路図である。
移動平均回路７１は、図９に示すように、クロック発生回路８１と、複数のＤタイプフリップフロップ（以下、「Ｄ−ＦＦ」と称する）８２と、Ｄ−ＦＦ８２に対応して設けられた加算器８３とから構成されている。
【０１１９】
以下、各部を説明すると、クロック発生回路８１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。
Ｄ−ＦＦ８２は、クロック発生回路８１からクロック信号の入力をＣＬＫ端子より受けて、Ｄ端子から入力された信号を保持するとともに、現在保持している信号をＱ端子を介して出力するようになっている。ここで、各Ｄ−ＦＦ８２のＱ端子は、次段のＤ−ＦＦ８２のＤ端子に接続されているとともに加算器８３にも入力されている。
【０１２０】
加算器８３は、入力される２値を加算して出力するものであり、特に加算器８３ａは、外部（すなわちコンパレータ２）から入力される整形信号と、前回入力され、Ｄ−ＦＦ８２ａが保持している信号とを加算して、次段の加算器である加算器８３ｂに出力する。
そして、加算器８３ｂは、加算器８３ａから入力される信号と、前々回入力され、Ｄ−ＦＦ８２ｂが保持している信号とを加算して、さらに次段の加算器である加算器８３ｃに出力する。
【０１２１】
そのため、最後段の加算器である加算器８３ｅが出力する信号は、今回入力されている値と今までに入力されてきた値とを加算したものであるから、結局、図１０に示すように、信号点間の移動の軌跡を細分化したものを次々に出力しているようになる。図１０は、移動平均回路７１が出力する信号を表す説明図である。
【０１２２】
尚、ここで、Ｄ−ＦＦ８２と加算器８３とは、５つあるので、各信号点間を５つの点で分割（区間を６分割）したものになっており、移動平均化された整形Ｉ信号の同相方向の軸を＜Ｉ＞と、整形Ｑ信号の直交方向の軸を＜Ｑ＞とそれぞれ表している。
つまり、移動平均回路７１は、信号点間の移動を細分化して少しずつ出力するようになっており、コンパレータ２の２値整形によって失われた信号点の細かな動きを一部再現している。
尚、複数のＤ−ＦＦ８２は、シフトレジスタと同等の機能を提供するものであるので、シフトレジスタで置き換えても構わない。
【０１２３】
次に、第２の回路の回転速度検知部の動作について図１１と図１２とを用いて説明する。図１１は、第２の回路の回転速度検知部における移動平均回路７１の動作を表すタイミングチャート図であり、図１２は、第２の回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【０１２４】
ここでは、今までの例と同様にして、「１００１」なるディジタルデータによって、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を例にとって説明することとする。この場合の整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、既に説明しているように、図１１の実線で表されるようなデータとなる。
また、整形Ｑ信号は、図１２（ａ）にも示されている。
【０１２５】
移動平均回路７１が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号と（図１１における実線）の入力を受けて、これを複数の段階に分割して階段状とし、図１１の破線で示すような信号波形を得る。そして、移動平均回路７１は例えば整形Ｑ信号に対する出力信号として、図１２（ｂ）に示すような信号を出力するようになる。
【０１２６】
そして、差分回路７２ｂが図１２（ｂ）の信号を差分して、絶対値回路７３ｂが絶対値を算出し、図１２（ｃ）に示すような信号を出力するようになる。
同様に、整形Ｉ信号に対しても、移動平均回路７１ａと差分回路７２ａと絶対値回路７３ａが、図１２（ｄ）に示すような信号を出力するようになる。
【０１２７】
そして、第２の積分放電回路４３がこれらの信号の和を１シンボル時間に亘って積分し、図１２（ｅ）に示すような信号を出力する。
【０１２８】
尚、判定回路２６が図１２（ｅ）にTHとして示されている、しきい値を設定されていれば、既に説明した第１の回路の場合と同様にして、判定結果を適正に出力することができるようになる。
【０１２９】
このような回転速度検出部によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とに関する２値整形の出力の変化がτ2 の時間分だけ分散され、積分が少しずつ行われるようになっているので、積分結果の分解能がτ2 だけ向上して、シンボルタイミングのずれによる積分結果への影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【０１３０】
また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、積分が行われているので、その影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
尚、第２の回路の回転方向検知部の動作は、第１の回路の場合と同一であるので、その説明を省略する。
【０１３１】
次に、第２の回路の動作について図３を用いて説明する。
第２の回路の零ＩＦ検波回路１が、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号の入力を受けて、これを直交検波し、その同相成分Ｉと、直交成分Ｑとを出力する。
そして、コンパレータ２ａ，２ｂが各成分を２値整形して、それぞれ整形Ｉ信号及び整形Ｑ信号を出力する。
【０１３２】
そして、これら整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、それぞれ回転方向検知部と回転速度検知部とに入力される。
まず、回転方向検知部の量子化位相差分回路２１が整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを成分とするＩＱ平面上でのベクトルの位相の時間的変化を差分により検出し、第１の平滑化回路２２が、これを１シンボル時間に亘って積分することによって平滑化して判定回路２６に出力する。
【０１３３】
また、回転速度検出部の第３の平滑化回路６１が整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との変化を階段状にして平滑化し、差分回路６２がそれらを時間的に差分し、絶対値回路６３がこれらの絶対値を算出して、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とが変化する点で立ち上がるパルス信号とし、これを第４の平滑化回路６４が１シンボル時間に亘って平滑化して、一定時間に発生した回転量、すなわち回転速度を判定回路２６に出力する。
【０１３４】
そして、判定回路２６が、回転方向検出部から回転方向を、回転速度検出部から回転速度の入力を受けて、回転方向からシンボルのＭＳＢを、回転速度と予め設定されたしきい値との比較からシンボルのＬＳＢをそれぞれ判定して、シンボルを復調し、出力する。
【０１３５】
第１、第２の回路によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調する４値ＦＳＫ復調回路であって、回転方向と回転速度とを１シンボル時間当たりで平滑化しているので、シンボルタイミングのずれによる影響を低減でき、また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、その影響を低減して、回転方向判定及び回転速度判定を適正に行うことができ、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号の復調を適正に行うことができる効果がある。
【０１３６】
【実施例】
本発明の実施例について説明する。
まず、第１の回路の実施例を図７と図８とを参照しつつ説明する。図７は、第１の回路の回転方向検知部が出力する信号を計算機シミュレーションにより計算した結果を示す説明図であり、図８は、第１の回路の回転速度検知部が出力する信号を計算機シミュレーションにより計算した結果を示す説明図である。
【０１３７】
ここで、伝送速度を6.4kbpsとし、変調速度Ｒは、その半分の3.2kboudであり、変調指数はｍ＝３とｍ＝１とした。これは、周波数偏移ΔＦ＝4.8kHz、1.6kHzに対応している。また、１シンボル時間を６４とするとき、τ1 ＝１５としている。
また、図７、図８に示す計算機シミュレーションでは、雑音の影響をパラメータとして含んだものとなっており、複数のシンボルについてシミュレーションを行っている。
【０１３８】
具体的には、図７では回転方向検知部の動作として、各実線が１シンボルを表しており、それぞれが１シンボル時間ごとに０にリセットされている。そして、各実線は、０から始まって、正の方向に単調増加し、又は負の方向に単調減少する階段状の関数となっている。
【０１３９】
これら２種類は、正の方向に単調増加するものが正の方向への回転を、負の方向に単調減少するものが、負の方向への回転を意味している。
しかも、しきい値を０とした場合、１シンボルの終了時点で最悪の場合でも、それぞれが±１０以上しきい値から離れており、適正な判定を行うことが十分にできることがわかる。
【０１４０】
また、図８では回転速度検知部の動作として、各実線が同様に１シンボルを表しており、それぞれが１シンボル時間ごとに０にリセットされている。そして、各実線は、０から始まって、正の方向に単調増加しているが、あるものは、高々４０の大きさまでしか到達せず、一方は７０を超える大きさにまで到達している。
【０１４１】
これら２種類は、前者が回転速度の低速なものを、後者が回転速度の高速なものを意味しており、その差が３０程度あることから、しきい値を図示したように５０程度としておけば、適正な判定を行うことが十分にできることがわかる。
【０１４２】
また、第１、第２の回路ともに、τ1 ＝１７、τ2 ＝２１であり、その他の条件は上記と同じにしたときのビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図１３を用いて説明する。図１３は、本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【０１４３】
図１３は、横軸にシンボルタイミングとのずれを採り、縦軸に平均のビット誤り率を採っている。図１３に示すように従来の４値ＦＳＫ復調回路（上向きの黒三角）では、シンボルタイミングが±４サンプル程度ずれたところからビット誤り率が無視できない程度に増加して、適正な復調ができなくなっている。
【０１４４】
一方、本発明の第１又は第２の回路（下向きの黒三角）によれば、シンボルタイミングが±１０サンプルのずれとなっていても、十分適正な復調を行うことができる。
【０１４５】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号の位相を時間的に差分し、これを積分して信号点間の移動の回転方向を検知し、同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、各成分の差分の絶対値の和を積分して信号点間の移動の回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路としているので、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる効果がある。
【０１４６】
請求項２記載の発明によれば、信号点の回転方向を検知する手段として、２値整形された信号の同相成分と直交成分との各成分の信号を一定時間遅延させた遅延信号を生成し、各成分の信号と各成分の遅延信号のそれぞれから位相を検出して、対応する位相を差引きしてベクトルの位相の時間的差分を得、その差分を特定の時間で積分して、該積分の結果を出力する回転方向検知部を備えた請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その正負を以て回転の方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１４７】
請求項３記載の発明によれば、信号点の回転速度を検知する手段として、２値整形された信号の同相成分と直交成分との各成分毎に差分し、さらに各成分毎の差分の絶対値を算出し、算出された絶対値の和を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する回転速度検知部を備える請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分の結果が１シンボル当たりの回転の回数に応じて変化するため、出力される信号によって、該シンボルに対する回転速度を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１４８】
請求項４記載の発明によれば、信号点の回転速度を検知する手段として、各成分毎に一定時間当たりの平均の回転量を算出して、さらに各成分毎に一定時間遅延させた変動量の平均値を生成し、各成分毎に変動量の平均値から遅延させた変動量の平均値を差引いて差分を算出して、算出した各差分の絶対値を算出し、各絶対値の和を特定の時間に亘って積分し、該積分結果を出力する回転速度検知部を備えた請求項１記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、変動量の平均値を算出するための一定の時間をシンボル時間の数分の１程度とし、積分を行う特定の時間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、２値整形により失われた信号点の回転を部分的に回復して、微小の回転とし、おおよそ１シンボル時間当たりの該微小回転の結果を回転量として検知することができ、かつシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１４９】
請求項５記載の発明によれば、第１の位相デコーダが２値整形された信号の同相成分と直交成分との各成分が４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上で形成するベクトルの位相を出力し、遅延回路が２値整形された信号の同相成分と直交成分との各成分をそれぞれ一定時間遅延して出力し、第２の位相デコーダがこれらの各成分が同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上で形成するベクトルの位相を出力し、位相差検出回路が第１の位相デコーダが出力する位相と第２の位相デコーダが出力する位相の位相差を検出することで、これらの回路が量子化位相差分回路として２値整形された信号の位相の時間的差分を算出して出力するようになり、第１の積分放電回路が第１の平滑化回路として、位相差を特定の時間に亘って積分する請求項２記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その正負を以て回転の方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１５０】
請求項６記載の発明によれば、排他的論理和回路が２値整形された信号と該信号を遅延回路により遅延した信号との排他的論理和を各成分毎に演算することによって、２値整形された信号を各成分毎に時間的な差分の絶対値を演算し、第２の積分放電回路が特定の時間に亘って演算された各時間的な差分の絶対値の和を積分する請求項３記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その回転量と適当なしきい値との大小の比較によって回転速度を判定でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、該積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１５１】
請求項７記載の発明によれば、回転速度検知部における移動平均回路が２値整形された信号の各成分の一定時間の平均値を算出して、２値整形によって失われた信号点の微小回転を再現し、差分回路が該微小回転の時間的変化を検出し、絶対値回路が該微小回転の時間的変化の方向を正の方向とし、該微小回転の時間的変化の絶対値を第２の積分放電回路が特定の時間に亘って積分する請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の期間を１シンボル時間に近似する時間とすれば、該積分の結果が１シンボル時間当たりの回転量に相当するため、その回転量と適当なしきい値との大小の比較によって回転速度を判定でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、該積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１５２】
請求項８記載の発明によれば、請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、請求項３又は請求項６記載の回転速度検知部とを備え、判定回路が、これらの回転方向検知部と回転速度検知部とが出力する信号と適当なしきい値との比較によって、シンボルを判定して復調を行う４値ＦＳＫ復調回路としているので、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる効果がある。
【０１５３】
請求項９記載の発明によれば、請求項２又は請求項５記載の回転方向検知部と、請求項４又は請求項７記載の回転速度検知部とを備え、判定回路が、これらの回転方向検知部と回転速度検知部とが出力する信号を基にシンボルのＭＳＢとＬＳＢとを判定して復調を行う４値ＦＳＫ復調回路としているので、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる効果がある。
【０１５４】
請求項１０記載の発明によれば、位相デコーダがテーブルの検索によって、２値整形された信号の各成分に対応して予め設定されている象限信号を出力する、請求項５又は請求項８又は請求項９記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、請求項５又は請求項８又は請求項９の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の回路の構成ブロック図である。
【図２】第１の回路を具現化する一例を表す構成ブロック図である。
【図３】第２の回路の構成ブロック図である。
【図４】第２の回路を具現化する回路の構成ブロック図である。
【図５】回転方向検知部の動作を説明するためのタイミングチャート図である。
【図６】第１の回路の回転速度検知部の動作を説明するためのタイミングチャート図である。
【図７】第１の回路の回転方向検知部が出力する信号を計算機シミュレーションにより計算した結果を示す説明図である。
【図８】第１の回路の回転速度検知部が出力する信号を計算機シミュレーションにより計算した結果を示す説明図である。
【図９】移動平均回路７１の概略回路図である。
【図１０】移動平均回路７１が出力する信号を表す説明図である。
【図１１】第２の回路の回転速度検知部における移動平均回路７１の動作を表すタイミングチャート図である。
【図１２】第２の回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【図１３】本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【図１４】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図１５】従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
【図１６】４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【図１７】４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図である。
【図１８】４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【図１９】第１の積分放電回路３４の一例を表す構成ブロック図である。
【図２０】従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【図２１】シンボル変化点検出器の構成ブロック図である。
【図２２】シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図である。
【図２３】シンボル変化点検出までのタイムチャート図である。
【符号の説明】
１…零ＩＦ検波回路、  ２…コンパレータ、  ３…位相比較回路、  １１…局部発振器、  １２…９０゜分配回路、  １３…第１のミキサー回路、  １４…第２のミキサー回路、  １５…第１のＬＰＦ、  １６…第２のＬＰＦ、  ２１…量子化位相差分回路、  ２２…第１の平滑化回路、  ２３…量子化差分回路、  ２４…絶対値回路、  ２５…第２の平滑化回路、  ２６…判定回路、  ３１…遅延回路、  ３２…位相デコーダ、  ３３…位相差検出回路、  ３４…第１の積分放電回路、  ４１…遅延回路、  ４２…排他的論理和回路、  ４３…第２の積分放電回路、  ５１…シンボルタイミング抽出回路、  ６１…第３の平滑化回路、  ６２…差分回路、  ６３…絶対値回路、  ６４…第４の平滑化回路、  ７１…移動平均回路、  ７２…差分回路、  ７３…絶対値回路、  ８１…クロック発生回路、  ８２…Ｄ−ＦＦ、  ８３…加算器、  ９１…クロック発生回路、  ９２…サンプリング回路、  ９３…記憶回路、  ９４…加算器、  ９５…遅延回路、  １０１…シンボル変化点検出器、  １０２…２値量子化位相比較器、  １０３…ループフィルタ、  １０４…局部発振回路、  １０５…ディジタルＶＣＯ、  １０６…分周器、  １１１…極性反転器、  １１２…Ｄタイプフリップフロップ、１１３…４入力ＯＲ回路、  １１４…４入力ＮＡＮＤ回路、  １１５…立上がりエッジ検出器、  １１６…２入力ＯＲ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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