(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列接続された電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチによりそれぞれ構成されて主電源の両端間に接続される複数の相スイッチ回路と、入力信号に基づいて各前記ハイサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ハイサイドスイッチを断続するハイサイドのドライバ回路と、入力信号に基づいて各前記ローサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ローサイドスイッチを断続するローサイドのドライバ回路と、前記両ドライバ回路に電源電圧を印加するドライバ電源とを備え、前記両スイッチの接続点は負荷に接続される電力変換装置において、
前記ドライバ電源は、
前記ハイサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するハイサイドの電源部と、前記ハイサイドの電源部と独立動作可能に形成されて前記ローサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するローサイドの電源部と、
前記電源部が出力する前記電源電圧が不足する場合にのみ、前記主電源からの給電により前記ドライバ回路の作動が可能な予備の電源電圧を前記電源電圧不足側のドライバ回路に出力する予備電源部と、
を備え、
前記予備電源部は、カソード電極が前記ローサイドのドライバ回路の高位電源端に接続されるダイオードを有し、
前記ローサイドの電源部が前記ローサイドのドライバ回路に出力する電源電圧は、前記ダイオードのアノード電極の電位から前記ダイオードの順方向電圧降下分を差し引いた値である前記予備電源部の出力電圧より高く設定されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
互いに直列接続された電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチによりそれぞれ構成されて主電源の両端間に接続される複数の相スイッチ回路と、入力信号に基づいて各前記ハイサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ハイサイドスイッチを断続するハイサイドのドライバ回路と、入力信号に基づいて各前記ローサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ローサイドスイッチを断続するローサイドのドライバ回路と、前記両ドライバ回路に電源電圧を印加するドライバ電源とを備え、前記両スイッチの接続点は負荷に接続される電力変換装置において、
前記ドライバ電源は、
前記ハイサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するハイサイドの電源部と、前記ハイサイドの電源部と独立動作可能に形成されて前記ローサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するローサイドの電源部と、
前記電源部が出力する前記電源電圧が不足する場合にのみ、前記主電源からの給電により前記ドライバ回路の作動が可能な予備の電源電圧を前記電源電圧不足側のドライバ回路に出力する予備電源部と、
を備え、
前記予備電源部は、アノード電極が前記ハイサイドのドライバ回路の低位電源端に接続されるダイオードを有し、
前記ハイサイドの電源部が前記ハイサイドのドライバ回路の前記低位電源端に出力する低位電源電圧は、前記ダイオードのカソード電極の電位に前記ダイオードの順方向電圧降下分を加算した値である前記予備電源部の出力電圧より低く設定されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の電力変換装置において、
前記予備電源部は、前記ローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ前記ローサイドのドライバ回路による前記ローサイドスイッチの駆動が可能な前記予備の電源電圧を前記ローサイドのドライバ回路に出力し、かつ、前記ハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ前記ハイサイドのドライバ回路による前記ハイサイドスイッチの駆動が可能な前記予備の電源電圧を前記ハイサイドのドライバ回路に出力することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば直交変換用のインバータ装置などの電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（電気自動車の駆動回路）
従来の電気自動車の空調用圧縮機用モータ（負荷）駆動回路を図１５に示す回路図を参照して説明する。
主バッテリ１は、図示しない電圧変換系を通じて補機バッテリ３に給電している。Ｘ相の相スイッチ回路４ａ、Ｙ相の相スイッチ回路４ｂおよびＺ相の相スイッチ回路４ｃからなるＤＣーＡＣインバータ４は空調用圧縮機駆動用の三相交流モータ５に給電している。Ｘ相の相スイッチ回路４ａは、それぞれＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドスイッチ５３、ローサイドスイッチ５４を直列接続して構成されており、主バッテリ１から給電されている。両スイッチ５３、５４の接続点からなる相スイッチ回路４ａの出力端は三相交流モータ５のＸ相入力端に接続されている。Ｙ相の相スイッチ回路４ｂおよびＺ相の相スイッチ回路４ｃはＸ相の相スイッチ回路４ａと同じ回路構成を有し、それぞれ三相交流モータ５のＹ相入力端及びＺ相入力端に駆動電圧を印加している。２５、２６は電流還流用のフライホィルダイオードであり、５５、５６はハイサイドスイッチ５３のゲート電極の寄生容量であり、５８、５９はローサイドスイッチ５４のゲート電極の寄生容量である。
【０００３】
６１は入力される制御信号電圧Ｖ１を少なくとも電流増幅してハイサイドスイッチ５３のゲ−ト電極に印加するハイサイドのドライバ回路であり、６２は入力される制御信号電圧Ｖ２を少なくとも電流増幅してローサイドスイッチ５４のゲ−ト電極に印加するローサイドのドライバ回路である。６３はドライバ回路６１に電源電圧を印加するドライバ電源のハイサイドの電源部であり、６４はドライバ回路６２に電源電圧を印加するドライバ電源のローサイドの電源部である。これら両電源部６３、６４は、一般に定電圧電源などからなり、ケーブル（ハーネス）７０を通じて補機バッテリ３から電力を給電されている。これらドライバ回路６１、６２及び電源部６３、６４と同一構成のドライバ回路及び電源部が、Ｙ相の相スイッチ回路４ｂのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ、並びに、Ｚ相の相スイッチ回路４ｂのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを駆動するために配設されているがそれらの図示は省略する。ドライバ回路６１、６２は制御信号電圧Ｖ１、Ｖ２の指令によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ５３又はローサイドスイッチ５４に出力して、それらを断続制御するのは周知の通りである。
【０００４】
なお、図１５では、ハイサイドのドライバ回路６１に電源電圧を給電するハイサイドの電源部６３と、ローサイドのドライバ回路６２に電源電圧を給電するローサイドの電源部６４とを別々に構成している。その理由は、ドライバ回路６１、６２の低位電源端の電位はＭＯＳＦＥＴ５３、５４の低位主電極Ｓに一致させるのが通常であり、その結果、両電源部６３、６４の低位電源電位が異なるため、これら両電源部６３、６４の共通化ができないからである。また、両電源部を共通化すると、この共通電源部に故障が生じた場合に、ＭＯＳＦＥＴ５３、５４が両方とも導通して主バッテリ１が短絡可能性が生じるので、それを回避するというためでもある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した補機バッテリ３、ケーブル７０、ハイサイドの電源部６３及びローサイドの電源部６４からなるドライバ電源系の構成において、なんらかの故障原因により、ハイサイドのドライバ回路６１又はローサイドのドライバ回路６２の出力インピーダンスが極めて高くなってしまう場合がある。このように、ドライバ回路６１、６２の出力インピーダンスが高くなると、これらドライバ回路６１、６２により駆動されるＭＯＳＦＥＴのゲ−ト電極電位が浮遊化してしまうので、これらゲ−ト電極電位が寄生容量５５、５８を通じてＭＯＳＦＥＴ５３、５４の高電位側主電極の電位急上昇の静電的な影響により上昇し、それによりこれらＭＯＳＦＥＴ５３、５４が誤導通するという問題がある。
【０００６】
たとえば、ＭＯＳＦＥＴ５４がオフした状態においてドライバ回路６２の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、ＭＯＳＦＥＴ５３が導通し、接続点Ｃの電位が急上昇すると、接続点Ｃの急速な電位上昇が寄生容量５８を通じてＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ５４が誤導通し、主バッテリ１がＭＯＳＦＥＴ５３、５４により短絡されてしまう。
【０００７】
逆に、ＭＯＳＦＥＴ５３がオフした状態においてドライバ回路６１の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、ＭＯＳＦＥＴ５４が導通し、接続点Ｃの電位が急下降すると、この電位下降が寄生容量５５を通じてＭＯＳＦＥＴ５３のゲ−ト電極電位を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ５３が誤導通し、主バッテリ１がＭＯＳＦＥＴ５３、５４により短絡されてしまう。
【０００８】
更に、ドライバ回路６１、６２の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、バッテリ１の電位が急上昇すると、その影響で上述のようにＭＯＳＦＥＴ５３が誤導通して接続点Ｃの急速な電位上昇を招き、この接続点Ｃの急速な電位上昇が寄生容量５８を通じてＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位を上昇させてＭＯＳＦＥＴ５４を誤導通させ、これにより、主バッテリ１がＭＯＳＦＥＴ５３、５４により短絡されてしまう。すなわち、ドライバ回路６１又は６２の出力インピーダンスが増大する異常が生じると、遮断状態のＭＯＳＦＥＴ６１又は６２が誤導通して主バッテリ１の短絡が生じる可能性が生じてしまう。
【０００９】
本出願人らは上記ドライバ回路６１又は６２の出力インピーダンスの増大原因として以下の場合があることを見出した。
詳しく説明すると、例えば、ケーブル７０の断線乃至端子外れなどにより開放された場合、補機バッテリ３から電源部６３、６４を通じてのドライバ回路６１、６２への電源電圧の供給がなされず、かつ、ドライバ回路６１側の高位電源線２００及び低位電源線２０１とドライバ回路６２側の高位電源線２０２は一般にフローティング状態となる。その結果、ドライバ回路６１の出力インピーダンスは極めて高くなり、ＭＯＳＦＥＴ５３のゲ−ト電極電位は浮遊電位となる。また、ドライバ回路６２側の低位電源線２０３は主バッテリ１の低位端に接地されているものの、ドライバ回路６２の出力端と低位電源線２０３とを接続するドライバ回路６２の出力段のトランジスタはドライバ回路６２への電源電圧への給電が遮断されたことによりオフし、その結果、ドライバ回路６２の出力インピーダンスは極めて高くなり、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位も浮遊電位となる。すなわち、ケーブル７０の開放により、ドライバ回路６１、６２の出力インピーダンスが増大し、ＭＯＳＦＥＴ５３、５４のゲート電極電位が浮遊化してしまう。その結果、上述したように主バッテリ１の電位の急上昇によりＭＯＳＦＥＴ５３、５４が誤導通して主バッテリ１が短絡されてしまう可能性が生じる。
【００１０】
このような問題は、ケーブル７０の開放以外にも、例えば電源部６３、６４の高位出力端と高位電源線２００、２０２との導通不良など、ドライバ回路６１、６２の出力インピーダンスの増大を招く電源部６３、６４からドライバ回路６１、６２への電源電圧供給不良を生じる種々の原因で発生する可能性がある。
本発明はこのような問題に鑑みなされたものであり、相スイッチ回路の電圧駆動型スイッチを駆動するドライバ回路への電源電圧供給を担当する電源部の不調にもかかわらず相スイッチ回路が短絡動作するのを防止する動作信頼性に優れた電力変換回路を提供することを、その目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１、２の構成によれば、相スイッチ回路を構成するハイサイドスイッチ、ローサイドスイッチはドライバ回路により駆動制御され、それらはハイサイド及びローサイドの電源部から給電される。ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部の出力インピーダンスが何らかの原因により高インピーダンス化することによりハイサイドのドライバ回路又はローサイドのドライバ回路の出力インピーダンスが高インピーダンス化し、それにより電圧駆動型のハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチのゲ−ト電極電位が浮遊電位化して誤導通し、その結果、主電源がこれらハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにより短絡されるという上述の問題を解決する為に、主電源からの給電されて両ドライバ回路の少なくとも一方に予備の電源電圧を給電する予備電源部が設けられる。
【００１２】
この予備電源部は、上記ハイサイドの電源部又はローサイドの電源部が充分な電源電圧に達しない場合にだけ、これらドライバ回路に予備の電源電圧を給電する。その結果、ハイサイドの電源部又はローサイドの電源部から正規の電源電圧が給電されなくてもドライバ回路には予備の電源電圧が給電されるので、ドライバ回路の出力段のトランジスタが上記電源電圧不足により異常遮断されることがなく、その結果として、電圧駆動型のハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチのゲ−ト電極電位が主電源の高位端又は低位端の電位に固定されて電位が浮遊化することがなく、これにより主電源電圧の急上昇が生じてもハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチが誤導通して主電源が短絡されることがない。
【００１３】
好適態様置によれば、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部は共通の電源から給電される。このようにすれば、主電源の短絡問題を防止し、かつ、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部への給電回路を簡素化することができる。
請求項１によれば更に、前記予備電源部は、カソード電極が前記ローサイドのドライバ回路の高位電源端に接続されるダイオードを有し、前記ローサイドの電源部が前記ローサイドのドライバ回路に出力する電源電圧は、前記ダイオードのアノード電極の電位から前記ダイオードの順方向電圧降下分を差し引いた値である前記予備電源部の出力電圧より高く設定されている。予備電源部はローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ、ローサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ローサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるローサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
【００１４】
請求項２によれば更に、前記予備電源部は、アノード電極が前記ハイサイドのドライバ回路の低位電源端に接続されるダイオードを有し、前記ハイサイドの電源部が前記ハイサイドのドライバ回路の前記低位電源端に出力する低位電源電圧は、前記ダイオードのカソード電極の電位に前記ダイオードの順方向電圧降下分を加算した値である前記予備電源部の出力電圧より低く設定されている。予備電源部はハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ、ハイサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ハイサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるハイサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
請求項３によれば、予備電源部は、ローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみローサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力し、ハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみハイサイハイサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施態様を以下の実施例を参照して説明する。
【００１６】
【実施例１】
本発明の電力変換装置を電気自動車の駆動回路に適用した一実施例を図１〜図１１を参照して説明する。なお、以下の各図において、共通の構成要素にはできるだけ同一符号を付して理解を容易とするようにした。
（電気自動車のシステム）
この実施例の電気自動車のシステムを図１に示すブロック図により説明する。
【００１７】
主バッテリ１は、ＤＣーＤＣコンバータ２、ＤＣーＡＣインバータ４及び６に給電しており、ＤＣーＤＣコンバータ２は補機バッテリ３及び車両用各種補機１００に低圧の直流電源電圧を給電し、ＤＣーＡＣインバータ４は空調用圧縮機駆動用の三相交流モータ５に給電し、ＤＣーＡＣインバータ６は車両走行用の三相交流モータ７に給電している。
【００１８】
（ＤＣーＤＣコンバータ２）
ＤＣーＤＣコンバータ２を図２に示す回路図により説明する。
８、９はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドスイッチ、１０、１１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ８及びローサイドスイッチ１０は第１の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ９及びローサイドスイッチ１１は第２の相スイッチ回路を構成し、これら両相スイッチ回路は主バッテリ１から給電される直流電力を単相交流電力に変換するインバータ回路を構成している。ハイサイドスイッチ８及びローサイドスイッチ１０の接続点である第１の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ９及びローサイドスイッチ１１の接続点である第２の相スイッチ回路の出力端とは、降圧用のトランス１２の一次コイルに接続されており、トランス１２の二次コイルの電圧はダイオ−ド１３、１４により整流された後、リアクトル１５及びコンデンサ１６からなる平滑回路で平滑されて補機バッテリ３を充電している。制御回路１７は補機バッテリ３の電圧を検出し、それが所定値となるようにＭＯＳＦＥＴ８〜１１を断続制御している。
【００１９】
（ＤＣーＡＣインバータ４）
ＤＣーＡＣインバータ４を図３に示す回路図により説明する。
１９〜２４はＩＧＢＴであって、１９、２１、２３はハイサイドスイッチ、２０、２２、２４はローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ１９及びローサイドスイッチ２０は第１の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ２１及びローサイドスイッチ２２は第２の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ２３及びローサイドスイッチ２４は第３の相スイッチ回路を構成し、各相スイッチ回路は主バッテリ１から給電されている。２５〜３０はＩＧＢＴ１９〜２４と並列接続されたフライホィルダイオードであり、誘導性負荷である三相交流モータ５に還流電流を供給するためのものである。
【００２０】
ハイサイドスイッチ１９及びローサイドスイッチ２０の接続点である第１の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ２１及びローサイドスイッチ２２の接続点である第２の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ２３及びローサイドスイッチ２４の接続点である第３の相スイッチ回路の出力端とは、それぞれ、三相交流モータ５の各端子に個別に接続されている。
【００２１】
３１、３２は第１、第２の出力電流を検出する電流センサであり、コントローラ３３はこれら出力電流、及び、外部のエアコン用コントローラ３４から受信した圧縮機駆動指令信号や回転数指令信号に基づいてＩＧＢＴ１９〜２４を断続制御して三相交流モータ５を指令された回転数で回転させる。
（ＤＣーＡＣインバータ６）
ＤＣーＡＣインバータ６を図４に示す回路図により説明する。
【００２２】
３６〜４１はＩＧＢＴであって、３６、３８、４０はハイサイドスイッチ、３７、３９、４１はローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ３６及びローサイドスイッチ３７は第１の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ３８及びローサイドスイッチ３９は第２の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ４０及びローサイドスイッチ４１は第３の相スイッチ回路を構成し、各相スイッチ回路は主バッテリ１から給電されている。４２〜４７はＩＧＢＴ３６〜４１と並列接続されたフライホィルダイオードであり、誘導性負荷である三相交流モータ７に還流電流を供給するためのものである。
【００２３】
ハイサイドスイッチ３６及びローサイドスイッチ３７の接続点である第１の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ３８及びローサイドスイッチ３９の接続点である第２の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ４０及びローサイドスイッチ４１の接続点である第３の相スイッチ回路の出力端とは、それぞれ、三相交流モータ７の各端子に個別に接続されている。
【００２４】
４８、４９は第１、第２の出力電流を検出する電流センサであり、コントローラ５０はこれら出力電流、及び、アクセルセンサ５１から受信したモータ制御信号に基づいてＩＧＢＴ３６〜４１を断続制御して三相交流モータ７を指令された回転数で回転させる。なお、上記コントローラ３３、５０はその内部にＩＧＢＴ１９〜２４、３６〜４１をそれぞれ独立に駆動するドライバ回路を有している。
【００２５】
（ドライバ系統）
上記ＩＧＢＴ１９〜２４、３６〜４１のような電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにより構成される相スイッチ回路を駆動するドライバ回路及びそれに電源電圧を給電するドライバ電源の一例を図５の回路図により説明する。ただし、図５では、説明を簡単とするために、相スイッチ回路は、それぞれＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドスイッチ５３及びローサイドスイッチ５４と、それらと個別に並列接続されるフライホィルダイオードＤ１、Ｄ２とで構成するものとする。なお、フライホィルダイオードＤ１、Ｄ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ５３、５４の寄生ダイオードで構成してもよいことはもちろんである。ハイサイドスイッチ５３は寄生容量５５〜５７を有し、ローサイドスイッチ５４は寄生容量５８〜６０を有している。ハイサイドスイッチ５３のゲ−ト電極にはドライバ回路６１の出力電圧が印加され、ローサイドスイッチ５４のゲ−ト電極にはドライバ回路６２の出力電圧が印加されている。６３はドライバ回路６１に電源電圧を印加するドライバ電源のハイサイドの電源部であり、６４はドライバ回路６２に電源電圧を印加するドライバ電源のローサイドの電源部である。これら両電源部６３、６４は、一般に定電圧電源などからなり、両電源部６３、６４は、ケーブル（ハーネス）７０を通じて補機バッテリ３から電力を給電されている。
【００２６】
ドライバ回路６１及び６２はこれらドライバ回路６１及び６２はとともにコントローラ３３、５０を構成する図示しない回路からの制御信号によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ５３及びローサイドスイッチ５４に出力して、それらを断続制御する。
なお、図５では、ハイサイドのドライバ回路６１に電源電圧を給電するハイサイドの電源部６３と、ローサイドのドライバ回路６２に電源電圧を給電するローサイドの電源部６４とを別々に構成している。その理由は、ドライバ回路６１、６２の低位電源端の電位は図５に示すようにＭＯＳＦＥＴ５３、５４の低位主電極（図５では符号Ｓで示す）に一致させるのが通常であり、その結果、両電源部６３、６４の低位電源電位が異なるため、これら両電源部６３、６４の共通化ができないからである。また、両電源部を共通化すると、この共通電源部に出力端の短絡などの故障が生じた場合に、ＭＯＳＦＥＴ５３、５４のゲート電極が寄生容量５５、５６、５８を通じた静電結合の影響によりバッテリ電圧の上昇の影響により導通する場合が生じる可能性が生じることも理由の一つに挙げられる。
【００２７】
更に、本実施例のドライバ電源は、上記したハイサイドのドライバ回路６１に電源電圧を印加するハイサイドの電源部６３と、ローサイドのドライバ回路６２に電源電圧を印加するローサイドの電源部６４との他に、予備電源部３００を備える点が図１５に示す従来のドライバ電源の構成と異なっている。
本実施例の特徴をなす予備電源部３００は、カソードが抵抗７３を通じてバッテリ（主電源）１の高位端に接続され、アノードがバッテリ１の低位端に接続される定電圧ダイオード７４を有する定電圧回路と、アノードがこの定電圧ダイオード７４の出力端すなわちカソードに接続され、カソードがローサイドのドライバ回路６２の高位電源端に接続される逆流防止ダイオード７２とからなる。
【００２８】
以下、この回路の動作について説明する。
ドライバ回路６１及び６２は、コントローラ３３、５０内の図示しない回路からの制御信号によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ５３及びローサイドスイッチ５４に出力して、それらを断続制御する。ハイサイドの電源部６３及びローサイドの電源部６４が補機バッテリ３から問題なく給電されておれば、これら電源部６３、６４はドライバ回路６１、６２にそれぞれ好適な電源電圧を給電し、ドライバ回路６１、６２はそれぞれ入力信号に応じてＭＯＳＦＥＴ５３、５４を問題なく断続制御する。
【００２９】
なお、この正常時において、ローサイドの電源部６４がローサイドのドライバ回路６２に出力する電源電圧は、定電圧ダイオード７４のカソード電圧Ｖｚからダイオード７２の順方向電圧降下分を引いた値である予備電源部３００の出力電圧より高く（好ましくは僅かに（例えば１〜３Ｖ程度））設定されており、したがって、正常時には予備電源部３００はローサイドのドライバ回路６２に電力を給電していない。このようにすれば、高電圧のバッテリ１から低電源電圧のローサイドのドライバ回路６２への大きな給電ロスを回避することができる。
【００３０】
次に、例えばケーブル７０の断線が生じた場合を考える。
この場合には、上述したように、電源部６３、６４はドライバ回路６１、６２に電源電圧を出力できなくなり、上述したようにドライバ回路６１の出力インピーダンスが高くなって、ＭＯＳＦＥＴ５３のゲ−ト電極電位はフローティング状態となる。一方、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位も同様にフローティング状態となろうとする。しかし、ローサイドの電源部６４からローサイドのドライバ回路６２の高位電源端へ給電する電圧が多少低下すると、予備電源部３００からローサイドのドライバ回路６２の高位電源端へ予備の電源電圧Ｖｐ＝Ｖｚ−ｐｎ接合順方向ドロップ（約０．７Ｖ）が直ちに供給される。この予備の電源電圧Ｖｐ＝Ｖｚ−約０．７Ｖはローサイドのドライバ回路６２及びＭＯＳＦＥＴ５４の充分な作動を保証するレベルに設定されているので、ドライバ回路６２は正常に作動する。したがって、ローサイドのドライバ回路６２に入力される制御信号電圧Ｖ１がドライバ回路６２にローレベル電圧を出力する値であれば、ドライバ回路６２はＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位をローレベルに固定する。ちなみに、この予備電源部３００を通じてのローサイドのドライバ回路６２への電流経路は、バッテリ１の高位端、抵抗７３、ダイオード７２、ローサイドのドライバ回路６２、バッテリ１の低位端の順となる。
【００３１】
したがって、本実施例によれば、ケーブル７０の断線などが生じてハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ５３のゲ−ト電極電位が浮遊化し、この時、バッテリ１の電位が異常に上昇してＭＯＳＦＥＴ５３が導通しても、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極はローレベルに電位固定されているので導通することがなく、相スイッチ回路４ａによりバッテリ１が短絡されることがない。
【００３２】
（ドライバ回路６２）
次に、ドライバ回路６２の一例を図６のブロック回路図により説明する。
ドライバ回路６２は、制御信号電圧Ｖ２が入力される前段回路６５と、この前段回路６５により駆動制御されるハイサイドスイッチ６８及びローサイドスイッチ６９とからなり、これらスイッチ６８、６９は電力増幅のための反転乃至非反転の出力段を構成している。もちろん、スイッチ６８、６９は逆（相補）動作することが好ましい。なお、ドライバ回路６２は図６に示すブロック回路以外の種々の回路構成で実現することができ、例えばスイッチ６８を抵抗で置換することもでき、ＭＯＳＦＥＴのようにローサイドスイッチ６９の入力インピーダンスが大きい場合には前段回路６５を省略してもよい。
【００３３】
電源部６４から正常に電源電圧が印加されている場合のドライバ回路６２の動作を説明する。二値信号電圧である制御信号電圧Ｖ２がＭＯＳＦＥＴ５４の遮断を指令する電位であれば、前段回路６５はローサイドスイッチ６９を導通させ、ハイサイドスイッチ６８を遮断させてＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位をローレベルに固定し、それを遮断させる。逆に、二値信号電圧である制御信号電圧Ｖ２がＭＯＳＦＥＴ５４の導通を指令する電位であれば、前段回路６５はローサイドスイッチ６９を遮断させ、ハイサイドスイッチ６８を導通させてＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位をハイレベルに固定し、それを導通させる。
【００３４】
いま、ケーブル７０が開放されて、電源部６４の出力インピーダンスが極めて高くなった場合について説明する。ただし、以下において、ローサイドスイッチ６９はエミッタ接地バイポーラトランジスタ又はソース接地ＦＥＴであると仮定する。この場合には、制御信号電圧Ｖ２がＭＯＳＦＥＴ５４の遮断を指令する電位であったとしても、前段回路６５に電源電圧が給電されないために前段回路６５はローサイドスイッチ６９を導通させることができず、しかも、ドライバ回路６２の高位電源端６２ａは開放されているためにＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極はスイッチ乃至抵抗からなるハイサイド素子６８を通じて放電することもできず、ドライバ回路６２の出力インピーダンスは極めて高くなる。これは、図６に示すドライバ回路６２を図５のハイサイドのドライバ回路６１に用いる場合でも同じである。
【００３５】
次に、ドライバ回路６２の出力段のローサイドスイッチ６９をエミッタホロワトランジスタで構成した場合におけるＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位について図７を参照して説明する。図７では、前段回路６の出力端は、コレクタ抵抗６５１をもつエミッタ接地トランジスタ６５２のベースに接続され、このコレクタ抵抗６５１及びエミッタ接地トランジスタ６５２からなるインバータ回路を通じて、相補エミッタホロワ回路からなるドライバ回路６２の出力段に制御電圧を出力しているものとする。
【００３６】
以下、電源部６４の出力インピーダンスが増大し、電源電圧の供給が遮断された場合のドライバ回路６２の出力インピーダンスについて説明する。ただし、予備電源部３００については考慮しないものとする。電源電圧の供給が遮断されると、入力される制御信号電圧Ｖ２のレベルにかかわらず、トランジスタ６５２を導通させることができず、その結果、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極の電荷は抵抗６６、エミッタホロワトランジスタ６９、トランジスタ６５２を通じてバッテリ１の低位端に放電することができない。また、電源部６４の出力インピーダンスが高いので、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極の電荷は抵抗６６、エミッタホロワトランジスタ６８、抵抗６５１を通じて電源部６４へも放電することができない。結局、図７のドライバ回路６２においても、電源部６４の出力インピーダンスが増大し、ＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位が浮遊電位となることがわかる。
【００３７】
図８〜図１１にローサイドのドライバ回路６２の他例を示す。これらの回路構成においても、ローサイドの電源部６４の出力インピーダンスが高くなり、その出力電圧が減少すれば、ドライバ回路６２の出力インピーダンスが増大してＭＯＳＦＥＴ５４のゲ−ト電極電位が浮遊電位となることがわかる。したがって、本実施例の予備電源部３００は、これらのドライバ回路６２への予備の電源電圧の給電により相スイッチ回路４ａの短絡防止を実現できることが理解される。
【００３８】
（電源部６４）
次に、電源部６４の一例について図１２の回路図を参照して説明する。
補機バッテリ３の電流はトランス７５の一次コイルを通じてトランジスタ７６に通電される。制御回路はトランジスタ７６を一定周期で断続するので、トランス７５の二次回路には交流電圧が発生する。この交流電圧はダイオ−ド７８で半波整流され、コンデンサ７１で平滑されてドライバ回路６２に出力される。
【００３９】
誤差増幅器７９は電源部６４の出力電圧を整流し、その誤差分を増幅してそれによりフォトカプラ８０を駆動する。フォトカプラ８０の出力は制御回路７７にフィードバックされ、制御回路７７はフォトカプラ８０からのフィードバック信号を基にＭＯＳＦＥＴ７６をＰＷＭ制御し、これにより、必要な直流電力がドライバ回路６２に給電される。
【００４０】
図１２において、ケーブル７０が開放された場合における出力電圧及び出力インピーダンスについて以下に説明する。簡単にわかるように、電源部６４は電源電圧を出力できず、しかもダイオード７８が存在し、かつ、誤差増幅器７９の入力インピーダンスが高いので、電源部６４の出力インピーダンスは極めて高くなる。これはこの回路を電源部６３に用いた場合も同じである。
【００４１】
【実施例２】
本発明の他の実施例を図１３を参照して説明する。
この回路は、予備電源部３００の代わりに予備電源部４００を用い、相スイッチ回路４ａのハイサイドスイッチ５３をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いた点が図５の回路と異なっている。
【００４２】
予備電源部４００は、予備電源部３００において逆流防止ダイオード７２の方向を逆とした逆流防止ダイオード８５を用い、かつ定電圧ダイオード７４と抵抗７３との位置を反対とした定電圧回路を定電圧ダイオード８６と抵抗８７とで構成した以外は同じである。この予備電源部４００は、ハイサイドの電源部６３がその低位電源線２０１に所定の低位電源電圧を出力できない時に、それより多少高い低位電源電圧を給電するものであって、予備電源部３００と機能は同じであるので、その詳細説明は省略する。
【００４３】
このようにすれば、ケーブル７０の開放によりハイサイドの電源部６３の出力電圧が遮断され、かつ、その出力インピーダンスが高くなっても、この予備電源部４００がハイサイドのドライバ回路６１に給電するので、入力する制御信号電圧Ｖ１がＭＯＳＦＥＴ５３の遮断を指令する場合にはドライバ回路６１は小さい出力インピーダンスで正常にハイレベル電位を出力することができ、これによりＭＯＳＦＥＴ５３は主バッテリ１の電位急上昇にかかわらず遮断状態に維持されることができ、相スイッチ回路４ａがショートすることがない。すなわち、なんらかの原因により電源部６３の出力が低下し、その出力インピーダンスが高くなっても、予備電源部４００がドライバ回路６１に給電するので、ドライバ回路６１が誤導通することがない。
【００４４】
【実施例３】
本発明の他の実施例を図１４を参照して説明する。
この回路は、図５に示す予備電源部３００と図１３に示す予備電源部４００との両方を設けた回路例であって、このようにすれば、電源部６３、６４の両方の電源電圧不足に呈してハイサイドスイッチ５３及びローサイドスイッチ５４の両方の誤導通を阻止することができる。
【００４５】
なお、上記各実施例では、電圧駆動型のハイサイドスイッチ５３及びローサイドスイッチ５４として、ＭＯＳＦＥＴを用いた例を説明したが、その代わりにＩＧＢＴ等の他の電圧駆動型半導体素子を採用する場合も同じ作用効果を奏することができる。また、予備電源部２００の出力電位の設定は定電圧ダイオードを用いる以外の公知の各種回路を採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の電気自動車の駆動回路を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＣーＤＣコンバータ２を示す回路図である。
【図３】図１のＤＣーＡＣインバータ４を示す回路図である。
【図４】図１のＤＣーＡＣインバータ６を示す回路図である。
【図５】図３の相スイッチ回路４ａを駆動制御するためのドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図６】図５のドライバ回路６２の一例を示すブロック回路図である。
【図７】図６のドライバ回路６２の具体例を示す回路図である。
【図８】図６のドライバ回路６２の具体例を示す回路図である。
【図９】図６のドライバ回路６２の具体例を示す回路図である。
【図１０】図６のドライバ回路６２の具体例を示す回路図である。
【図１１】図６のドライバ回路６２の具体例を示す回路図である。
【図１２】図５のドライバ電源６４の一例を示す回路図である。
【図１３】実施例２のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図１４】実施例３のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図１５】従来のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【符号の説明】
１は主バッテリ（主電源）、５は三相交流モータ（負荷）、４ａ、４ｂ，４ｃは相スイッチ回路、５３は相スイッチ回路４ａのハイサイドスイッチ、５４は相スイッチ回路４ａのローサイドスイッチ、６１はハイサイドのドライバ回路、６２はローサイドのドライバ回路、６３はハイサイドの電源部、６４はローサイドの電源部、３００、４００は予備電源部、３は補機バッテリ（共通の電源）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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