(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも一つのトランジスタ（Ｔ１；Ｔ２、Ｔ３）と、キャパシタ（Ｃ；Ｃ１，Ｃ２）と、によって、第１の端子（ａ）と第２の端子（ｂ）との間の呼出信号のインピーダンスを電気的に調整する回路であって、
前記呼出信号のインピーダンスは、呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）が前記第１の端子（ａ）と前記第２の端子（ｂ）との間にタップされた時に、前記トランジスタ（Ｔ１；Ｔ２、Ｔ３）の負荷経路抵抗を制御することによって調整可能な回路において、
前記呼出信号のインピーダンスを調整するデジタルコントローラ（２、４、８；２'、２"、４、８'、８"）を設け、
該コントローラは、前記トランジスタ（Ｔ１；Ｔ２、Ｔ３）の前記負荷経路抵抗を制御するために、前記呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）から制御電圧（ＶＳｔ）を発生することによって、与えられた条件に前記呼出信号のインピーダンスを調整し、
前記デジタルコントローラ（２、４、８；２'、２"、４、８'、８"）は、プログラム可能なデジタルフィルタ（４）を有し、前記デジタルフィルタ（４）の伝達関数は、関連するフィルタ係数をプログラムすることによって、設定可能であり、
前記デジタルフィルタ（４）の上流に、デジタルパワーインバータ回路（３）が接続され、かつ、前記デジタルフィルタの下流に、デジタル整流回路（５）が接続されたことを特徴とする回路。
【請求項２】
前記デジタルフィルタ（４）が、プログラム可能なデジタル信号プロセッサ（４）またはマイクロプロセッサから構成されたことを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）を整流する整流回路（１）と、
入力端子（ａ）と整流回路（１）との間に接続されたキャパシタ（Ｃ）と、
整流回路（１）の出力（１２、１３）間に、その負荷経路が配置されるトランジスタ（Ｔ１）と、
整流回路（１２）によって、呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）から整流され、前記コントローラ（２、４、８）に供給される第１および第２の電圧（Ｖａ、Ｖｂ）と、を備え、
前記コントローラは、前記トランジスタ（Ｔ１）を駆動するために、制御電圧（ＶＳｔ）を利用可能であることを特徴とする請求項１又は２に記載の回路。
【請求項４】
前記コントローラ（２、４、８）がアナログ積分回路（８）を有し、
該アナログ積分回路（８）は、前記トランジスタ（Ｔ１）の上流に接続され、第１の入力電圧（ＶＩ）と第２の入力電圧（Ｖｂ）との間の差から積分された出力信号（ＶＳｔ）を利用可能にし、前記トランジスタ（Ｔ１）を駆動することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の回路。
【請求項５】
前記整流回路（１）の一方の出力（１２）に現れる電圧（Ｖａ）からの電圧成分を利用可能にする分圧器（Ｒ２、Ｒ３）を設けたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回路。
【請求項６】
前記デジタルパワーインバータ回路（３）と前記デジタルフィルタ（４）と前記デジタル整流回路（５）と、デジタル形式の半導体チップ上に集積されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路。
【請求項７】
前記デジタルパワーインバータ回路（３）の上流に接続されたアナログ／デジタルコンバータ（２）を設け、かつ、前記デジタル整流回路（５）の下流に接続されたデジタル／アナログコンバータ（６）を設け、前記アナログ／デジタルコンバータ（２）と前記デジタル／アナログコンバータ（６）と前記アナログ積分回路（８）とが共に、アナログ形式の半導体チップ上に集積されたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の回路。
【請求項８】
第１のキャパシタ（Ｃ１）、第１のトランジスタ（Ｔ２）の負荷経路、および、第１の抵抗（Ｒ１０）が、前記第１の端子（ａ）と参照電位（ＶＳＳ）との間に直列に配置され、
第２のキャパシタ（Ｃ２）、第２のトランジスタ（Ｔ３）の負荷経路、および、第２の抵抗（Ｒ２０）が、第１端子（ｂ）と参照電位（ＶＳＳ）との間に直列に配置され、
前記呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）の第１および第２の入力電位（Ｖａ〜）が前記コントローラ（２'、２"、４、８'、８"）に供給され、
前記コントローラ（２'、２"、４、８'、８"）が、第１の制御電圧（ＶＳｔ１）を利用して前記第１のトランジスタ（Ｔ２）を駆動し、第２の制御電圧（ＶＳｔ２）を利用して、前記第１のトランジスタ（Ｔ３）を駆動することを特徴とする請求項１又は２に記載の回路。
【請求項９】
前記コントローラ（２'、２"、４、８'、８"）が、
第１のアナログ積分回路（８'）を有し、
該第１のアナログ積分回路は、前記第１トランジスタ（Ｔ２）の上流に接続され、第１の入力電圧（ＶＩ１）と第２の入力電圧（Ｖａｍ）との間の差から積分された出力信号（ＶＳｔ１）を利用可能にし、前記第１のトランジスタ（Ｔ２）を駆動し、
また、
第２のアナログ積分回路（８"）を有し、
該第２のアナログ積分回路は、前記第２トランジスタ（Ｔ３）の上流に接続され、第３の入力電圧（ＶＩ２）と第４の入力電圧（Ｖｂｍ）との間の差から積分された出力信号（ＶＳｔ２）を利用可能にし、前記第２のトランジスタ（Ｔ３）を駆動することを特徴とする請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
前記呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）の前記第１の電位（Ｖａ〜）からの第１の電圧成分を利用可能にする第１の分圧器（Ｒ３０、Ｒ５０）を設け、
前記呼出信号の交流電圧（Ｖ〜）の前記第２の電位（Ｖｂ〜）からの第２の電圧成分を利用可能にする第２の分圧器（Ｒ４０、Ｒ６０）を設けたことを特徴とする請求項８又は９に記載の回路。
【請求項１１】
前記デジタルフィルタ（４）の上流に接続された少なくとも１つのアナログ／デジタルコンバータ（２'、２"）を設け、前記デジタル整流回路（５）の下流に接続された少なくとも１つのデジタル／アナログコンバータ（６'、６"）を設け、前記アナログ／デジタルコンバータ（２'、２"）と前記デジタル／アナログコンバータ（６'、６"）と前記アナログ積分回路（８'、８"）と、が共に、アナログ形式の半導体チップ上で集積されたことを特徴とする請求項９又は１０に記載の回路。
【請求項１２】
少なくとも１つの前記トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）がｎチャネルＭＯＳＦＥＴとして組み込まれたことを特徴とする、請求項３乃至１１のいずれか１項に記載の回路
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、米国特許第５、４８５、５１６号により知られたような、請求項１の前文に記載された回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ遠隔通信システムでは、着呼を加入者に通知するために、呼出信号が加入者の端末器に送信される。この呼出信号は正弦波の交流電圧、いわゆる呼出信号電圧または呼出信号の交流電圧の形状をとる。呼び出された加入者端末器は、呼出信号を検出しなければならず、必要なときは呼出信号に対して応答しなければならない（たとえば、呼出トーンにより、または回線に接続することにより、呼び出された加入者に通知することによって）。電話回線に適合するために、加入者端末器は呼出信号のインピーダンスを有する。呼出信号のインピーダンスは、国が異なれば電話回線網の設計が異なるために、異なる要件を満足しなければならない。ドイツでは、呼出信号のインピーダンスの要件は、Ｂｕｎｄｅｓｐｏｓｔ（Ｇｅｒｍａｎ  Ｆｅｄｒａｌ  ｐｏｓｔａｌ  ｓｅｒｖｉｃｅ）のカタログ、ＢＡＰＴ  ２２３  ＺＶ５、１９９４年５月２日発行、１２ページ、２．６．１章  Ｒｉｎｇｉｎｇ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）から得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
電話端末器では、呼出信号のインピーダンスは、通常、抵抗およびキャパシタから形成され、抵抗が呼出信号のインピーダンスの抵抗部を形成し、キャパシタが呼出信号のインピーダンスの容量部を形成する。抵抗およびキャパシタの値は、呼出信号のインピーダンスについての固有の値を規定する各国毎の要件に適合しなければならない。そのような要件のために、電話端末器は、ある国に固有の設計としなければならない。問題となるのは、呼出信号のインピーダンスの要件を満足するように、各国毎に加入者端末器をそれぞれ修正して製造しなくてはならず、加入者端末器の生産における費用が増大することである。
【０００４】
米国特許５４８５５１６号により、トランジスタおよびこのトランジスタを制御するコントローラを用いて、電話回線の回線インピーダンスを、回線条件、たとえば伝送特性、に適合させることが知られている。しかし、呼出信号のインピーダンスは、キャパシタと抵抗で実現され、両方とも特定の国について適合されなくてはならない。
【０００５】
したがって、本発明は、冒頭で記載した形式の回路であって、与えられた条件に対して、回路手段により、呼出信号のインピーダンスを容易に、可能な限り柔軟に、適合可能な、回路を提供するという技術的目的に基づくものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、この目的は、請求項１の特徴を有する回路によって実現される。
【０００７】
すなわち、冒頭で記載した形式の回路であって、前記インピーダンスを設定するコントローラを設け、前記コントローラは、与えられた条件に対して呼出信号のインピーダンスを調整し、かつ、プログラム可能なデジタルフィルタを有し、前記デジタルフィルタのフィルタ係数をプログラムすることによって、前記コントローラの伝達関数を設定可能である回路が提供される。また、デジタルパワーインバータ回路が、前記デジタルフィルタの上流に接続され、デジタル整流回路がデジタルフィルタの下流に接続される。
【０００８】
回路の有利な改良は、それぞれの従属請求項から明らかになる。
【０００９】
本発明によれば、前記コントローラが、前記呼出信号のインピーダンスをプログラムするために用いることができ、すなわち、所望の条件にそれぞれ適合させることができる。たとえば、極めて広範囲な、様々な国の固有の要件に対して適合させることができる。この目的のため、前記コントローラは、例えば、プログラム制御ユニットによって、プログラム可能なデジタルフィルタを有する。前記コントローラの伝達関数、すなわち、呼出信号のインピーダンスは、前記デジタルフィルタのフィルタ係数をプログラムすることによって設定できる。好適な実施形態では、前記プログラム制御ユニットは、公知のマイクロプロセッサとして、たとえばデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）として構成される。特に好ましい実施形態では、前記デジタルフィルタは、デジタル信号プロセッサにおけるプログラムの形式で実行される。
【００１０】
このことは、特に加入者端末を生産するときに利点をもたらす。その理由は、加入者端末器の設計が一様になり、かつ、その加入者端末器を使用できる国が前記コントローラの伝達関数を設定するだけで決定できることにある。
【００１１】
好適な実施形態では、回路は、２線回線に対する第１の端子と整流器との間に接続されたキャパシタと、前記整流器の第１の出力と参照電位との間にその負荷経路が接続されたトランジスタと、によって呼出信号のインピーダンスを形成する。前記トランジスタは、コントローラによって制御され、前記コントローラの伝達関数は、各国固有の要件に対する呼出信号のインピーダンスに適合可能になるように調節可能にされる。特に、加入者端末器を生産するときに利点が得られるが、その理由は、加入者端末器の設計が一様となり、かつ、その加入者端末器を使用できる国が前記コントローラの伝達関数を設定するだけで決定できるからである。
【００１３】
好適な実施形態では、前記コントローラは、アナログ積分回路を有し、該アナログ積分回路は、前記トランジスタの上流に接続され、かつ、第１の入力電圧と第２の入力電圧との差を積分し、かつその出力信号でトランジスタを制御する。
【００１４】
さらに好適な実施形態では、分圧器が、前記整流器の第１の出力に現れた電圧をより低い電圧に分圧する。
【００１５】
特に好適な実施形態では、前記デジタルパワーインバータ回路、前記デジタルフィルタ、および、前記デジタル整流回路は一個のデジタルモジュールに集積される。
【００１６】
好適な実施形態では、前記アナログ／デジタルコンバータ、前記デジタル／アナログコンバータ、および、前記アナログ積分回路は、一個のアナログモジュールに集積される。
【００１７】
さらに好適な実施形態では、前記コントローラは、第１のアナログ積分回路を有し、該第１のアナログ積分回路は、前記第１のトランジスタの制御端子の上流に接続され、かつ、第１の入力電圧と第２の入力電圧との差を積分し、その出力信号で第１トランジスタを制御する。また、第２のアナログ積分回路を有し、該第２のアナログ積分回路は、前記第２トランジスタの制御端子の上流に接続され、かつ、第３の入力電圧と第４の入力電圧との差を積分し、その出力信号で第２トランジスタを制御する。この回路は、呼出信号の交流電圧を整流する整流回路が必要ではないという利点がある。
【００１８】
第１分圧器は、呼出信号の交流電圧の第１の電位を分圧することが好ましく、第２の分圧器は、呼出信号の交流電圧の第２の電位を分圧することが好ましい。
【００１９】
好適な実施形態では、第１および第２のアナログ／デジタルコンバータ、第１および第２のデジタル／アナログコンバータ、及び、第１および第２のアナログ積分回路は、１個のアナログ・モジュールに集積される。
【００２０】
好ましい実施形態では、トランジスタは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとして構成される。
【００２１】
本発明のさらに有利な実施形態および改良は、従属請求項と以下の説明および図に理解されよう。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照して説明する。
【００２３】
全ての図面において、同一のまたは機能的に同一の要素および信号は、同一の参照記号が与えられている。
【００２４】
図１に示す呼出信号のインピーダンスを電子的に生成するための回路は、電話回線網の２線回線に接続できる２つの端子ａおよびｂを有する。呼出信号は、他の加入者から２線回線を介して受信され、また、呼出信号は、周波数ｆＲを有する正弦波交流電圧Ｖ〜によって生成される。この交流電圧は、呼出信号の交流電圧となる。スイッチＳは、フックスイッチに対応しており、開状態において、呼出信号の直流信号要素がキャパシタＣによって阻止される。
【００２５】
キャパシタＣは同時に呼出信号のインピーダンスの容量部を形成する。キャパシタＣの下流に接続されているのは、呼出信号の交流電圧を整流するブリッジ整流器である。後続の回路には、整流された呼出信号の交流電圧からの電圧が供給される。さらに、整流済みの呼出信号の交流電圧は呼出信号のインピーダンスを設定するのに使用される導通電流Ｉを設定することを可能にする。正の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖａまたは負の呼出信号の交流電圧Ｖｂは、それぞれ、ブリッジ整流器１の第１出力１２および第２出力１３に印加される。正の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖａおよび負の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖｂは、参照電位ＶＳＳを参照し、正の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖａの振幅は負の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖｂの振幅よりはるかに大きい。
【００２６】
ブリッジ整流器１の第１出力１２および第２出力１３は、それぞれ、トランジスタＴ１および抵抗Ｒ１を介して参照電位ＶＳＳに接続される。トランジスタＴ１は、キャパシタＣと組み合わせて、呼出信号のインピーダンスを形成する。呼出信号のインピーダンスは、トランジスタＴ１の抵抗を制御することにより、各国において固有な様々な要件に対して適合可能である。この目的のために、トランジスタＴ１用の制御電圧ＶＳｔは、デジタルコントローラを使用して、正の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖａから、負の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖｂまでとなる。
【００２７】
正の整流済みの呼出信号の交流電圧Ｖａは、高い電圧値を有しており、後続の回路で処理するために分圧器Ｒ２およびＲ３によってより低い電圧に分圧される。この後続の回路では、信号は、正の整流済みの呼出信号の交流電圧と比較して低い電圧レベルのみを有する。
【００２８】
正の分圧済みの呼出信号の交流電圧Ｖａおよび負の呼出信号の交流電圧Ｖｂは、減算回路７に供給され、その出力で差電圧Ｖａｂが現れる。
【００２９】
差電圧Ｖａｂは、次いで第１アナログ／デジタルコンバータ２によりサンプリングレートｆｓでサンプリングされ、デジタル信号Ｖ'ａｂに変換される。
【００３０】
デジタル信号Ｖ'ａｂは第１デジタルパワーインバータ回路３に供給される。図２は、デジタルパワーインバータ回路のデジタル入力および出力信号を示すタイミングダイアグラムである。第１デジタルパワーインバータ回路３の入力で、デジタル値Ｖ'ａｂが、予め設定可能なより低い閾値電圧ＭＩＮより低く降下する場合、カウンタがデジタル信号のサンプリング・レートｆｓ／Ｎでカウントし始める。カウンタの読みが、呼出信号の交流電圧の周波数に従ってデジタル・コントロールデバイス１０によリセットされる、予め設定可能な値を超える場合、第１デジタルパワーインバータ回路３の出力Ｖ'ａｂ〜でのデジタル値は、待ち時間ＴＳが満了した後にその符号が反転することによって、反転する。待ち時間ＴＳの間、カウンタはリセットのままであり、デジタル値Ｖ'ａｂが入力で閾値ＭＩＮより低く降下するまで、カウントを開始しない。参照電位ＶＳＳを参照し、第１呼出信号の交流電圧を構成するデジタル出力信号は、したがって、整流済みの正弦波の発振、すなわち参照電位ＶＳＳを参照し、呼出信号の交流電圧を構成するデジタル入力信号から生成される。
【００３１】
デジタルパワーインバータ回路３のデジタル出力信号はデジタルフィルタ４に供給される。各国固有の要件に適合させるため、デジタルフィルタ４は、デジタル制御デバイス１０によってプログラムすることができ、呼出信号のインピーダンスを調整でき、この目的のため、プログラム可能な伝達関数ｋを有する。この目的のため、呼出信号のインピーダンスに必要な位相のシフトおよび増幅は、入力信号Ｖ'ａｂ〜からデジタルフィルタ４によって計算される。デジタルフィルタ４は、係数がプログラム可能なデジタルハードウェアフィルタとして構成される。このデジタルフィルタは、同様に、デジタル信号プロセッサ上で信号処理アルゴリズムとして構成することが可能であり、フィルタ関数は、変数により、様々な呼出信号のインピーダンスに対して適合可能である。
【００３２】
デジタル整流回路５は、絶対値を形成し、デジタルフィルタ４のデジタル出力信号ＶＳＩ〜を整流する。
【００３３】
デジタル整流回路５の出力信号ＶＳＩは、デジタル／アナログコンバータ６によりアナログ信号ＶＩに変換される。
【００３４】
アナログ信号ＶＩはアナログ積分回路８の第１入力に供給される。負の呼出信号の交流電圧Ｖｂは導通電流に比例するものであり、第２入力を介してアナログ積分回路８に供給される。後に積分される差は、２つの入力信号からアナログ積分回路８で形成される。アナログ積分回路８の出力信号ＶＳｔは、トランジスタＴ１の制御端子に供給される。トランジスタＴ１は、供給電圧によりセットされる。
【００３５】
図３に、トランジスタＴ１を用いた導通電流Ｉの調整機能を示す。デジタルコントローラのアナログ信号ＶＩと、導通電流に比例する負の呼出信号の交流電圧Ｖｂとが、減算回路２１に供給され、その出力で差電圧ＶＩ−Ｖｂが現れる。差電圧ＶＩ−Ｖｂは積分回路によって積分される。トランジスタＴ１の制御端子に供給される電圧ＶＳｔは、積分回路２０の出力に現れる。導通電流ＩはトランジスタＴ１によリセットされる。積分回路２０は、差電圧ＶＩ−Ｖｂ＝０となるまで、差電圧ＶＩ−Ｖｂを積分する。これから、Ｖｂ＝Ｒ１＊Ｉ＝ＶＩを用いて、コンダクタンス値ＧＭ＝Ｉ／ＶＩ＝１／Ｒ１を導出できる。
【００３６】
すなわち、分圧器Ｒ２およびＲ３の増幅の要因ｋｓｅｎｓｅと、デジタルフィルタ４の伝達関数ｋと、アナログ積分回路のコンダクタンス値ＧＭとから、差電圧Ｖａｂに対して必要な呼出信号のインピーダンスＺが計算されるような方法で、導通電流Ｉはデジタルコントローラのアナログ信号ＶＩによって制御される：
【００３７】
【数１】
0003636988.tif 000002
このように、導通電流ＩはトランジスタＴ１によって設定することができる。しかして、トランジスタＴ１は、デジタルフィルタ４のプログラム可能な伝達関数ｋによって設定することができる。したがって、呼出信号のインピーダンスはデジタルフィルタ４のプログラム可能な伝達関数ｋに依存するもので、デジタルフィルタ４の伝達関数ｋを単に再プログラムすることによって、様々な各国固有の要件に対して適合させることができる。これをするために、呼出信号のインピーダンスに関して、各国に対する固有の値を、例えばメモリ１１内に記憶させることが可能である。デジタルコントロールデバイス１０は、メモリ１１から、各国向けの固有の呼出信号のインピーダンスをプログラムするのに必要な値を読み取り、それに応じてデジタルフィルタ４をプログラムし、デジタルパワーインバータ３を呼出信号の交流電圧の周波数ｆＲに設定する。
【００３８】
呼出信号のインピーダンスを電子的に生成するための図４に示した回路は、２線の加入者回線に接続可能な第１端子ａおよび第２端子ｂを有する。呼出信号は２線回線を介して受信することができ、呼出信号は、周波数ｆＲを有する正弦波交流電圧Ｖ〜によって生成される。呼出信号の直流信号要素は、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２によって阻止される。
【００３９】
第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２は、やはり呼出信号のインピーダンスの容量部を形成する。
【００４０】
第１キャパシタＣ１、第１トランジスタＴ２の負荷経路、および第１抵抗Ｒ１０から構成される第１直列回路は、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の正側半波用に設けられる。この直列抵抗は第１端子ａを参照電位ＶＳＳに接続する。呼出信号の交流電圧Ｖ〜の第１電位Ｖａ〜は、第１キャパシタＣ１および第１トランジスタＴ２の接続点でタップされる。
【００４１】
第２キャパシタＣ２、第２トランジスタＴ３の負荷経路、および第２抵抗Ｒ２０から構成される第２直列回路は、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の負側半波用に設けられる。この直列抵抗は第２端子ｂを参照電位ＶＳＳに接続する。呼出信号の交流電圧Ｖ〜の第２電位Ｖｂ〜は、第２キャパシタＣ２および第２トランジスタＴ３の接続点でタップされる。
【００４２】
呼出信号のインピーダンスは、呼出信号の交流電圧の正側半波あるいは負側半波のそれぞれの場合について、第１キャパシタＣ１と第１トランジスタＴ２、あるいは、第２キャパシタＣ２と第２トランジスタＴ３によって形成される。そのために、第１導通電流Ｉ１および第２導通電流Ｉ２は、それぞれ、第１直列回路および第２直列回路でそれぞれセットされる。
【００４３】
正側半波に対して、第２端子ｂと参照電位ＶＳＳとの間の第２直列回路が低いインピーダンスを有するように、第２トランジスタＴ３は低インピーダンスで接続される。負側半波に対して、第１端子ａと参照電位ＶＳＳとの間の第１直列回路が低いインピーダンスを有するように、第１トランジスタＴ２は低インピーダンスで接続される。
【００４４】
第１電位Ｖａ〜（正側半波）は、第１分圧器Ｒ３０およびＲ５０によってより低い電圧に分圧され、この電圧は第１アナログ／デジタルコンバータ２'によって第１デジタル信号Ｖ'ａに変換される。
【００４５】
第２電位Ｖｂ〜（負側半波）は、第２分圧器Ｒ４０およびＲ６０によってより低い電圧に分圧され、この電圧は第２アナログ／デジタルコンバータによって第２デジタル信号Ｖ'ｂ〜に変換される。
【００４６】
第１デジタル信号Ｖ'ａ〜および第２デジタル信号Ｖ'ｂ〜はデジタルフィルタ４（インピーダンスフィルタ）に供給される。
【００４７】
デジタルフィルタ４は、メモリ１１に接続されたコントロールユニット、たとえばマイクロプロセッサによってプログラムされる。ここで、デジタルフィルタ４のプログラミングは、各国向けの呼出信号のインピーダンスの固有パラメータを設定するようにする。そのために、各国向けの固有データがメモリ１１に記憶される。回路の適用領域に応じて、コントロールユニット１０は、メモリ１１から各国向けの固有データを読み取り、それに応じてデジタルフィルタ４をプログラムする。
【００４８】
デジタルフィルタ４は、第１デジタル出力信号ＶＳＩ１および第２デジタル出力信号ＶＳＩ２を生成する。
【００４９】
第１デジタル出力信号ＶＳＩ１は、第１デジタル／アナログコンバータ６'によって第１アナログ積分回路８'に対する第１入力信号ＶＩ１に変換される。
【００５０】
並行して、第２デジタル出力信号ＶＳＩ２が、第２デジタル／アナログコンバータ６"によって第２アナログ積分回路８"に対する第２入力信号ＶＩ２に変換される。
【００５１】
第１アナログ積分回路８'は、第１入力信号ＶＩ１と、第１トランジスタＴ２の負荷経路と第１抵抗Ｒ１０の接続点でタップされた第２入力信号Ｖａｍとの間の差を積分する。第２入力信号Ｖａｍ＝Ｒ１０＊Ｉ１は、第１導通電流Ｉ１に依存する。
【００５２】
並行して、第２アナログ積分回路８"は、第１入力信号ＶＩ２と、第２トランジスタＴ３の負荷経路と第２抵抗Ｒ２０の接続点でタップされた第２入力信号Ｖｂｍとの間の差を積分する。第２入力信号Ｖｂｍ＝Ｒ２０＊Ｉ２は、ここでは第２導通電流Ｉ２に依存する。
【００５３】
図５は、第１および第２アナログ積分回路の仕様と、第１トランジスタＴ２または第２トランジスタＴ３による第１導通電流Ｉ１および第２導通電流Ｉ２の調整機能とを示す。
【００５４】
第１アナログ制御信号ＶＩ１と、第１トランジスタＴ２の負荷経路と第１抵抗Ｒ１０の接続点でタップされる電位Ｖａｍとは、第１減算回路１２に供給され、その出力で差電圧ＶＩ１−Ｖａｍが現れる。差電圧ＶＩ１−Ｖａｍは第１積分回路１１によって積分される。第１トランジスタＴ２の制御端子に供給される電圧ＶＳｔ１が、第１積分回路１１の出力に現れる。第１導通電流Ｉ１は、第１トランジスタＴ２によって設定される。第１積分回路１１は、差電圧ＶＩ１−Ｖａｍ＝０となるまで、差電圧ＶＩ１−Ｖａｍを積分する。これから、コンダクタンス値ＧＭ１＝Ｉ１／ＶＩ１＝１／Ｒ１０が、Ｖａｍ＝Ｒ１０＊Ｉ１＝ＶＩ１を用いて導出できる。
【００５５】
したがって、必要な呼出信号のインピーダンスＺ１が、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の正側半波が与えられた場合に、第１分圧器Ｒ３０およびＲ５０の増幅係数ｋｓｅｎｓｅ１、デジタルフィルタ４の第１伝達関数ｋ１、および第１アナログ積分回路８'のコンダクタンス値ＧＭ１から計算されるような方法で、第１導通電流Ｉ１はデジタル・コントローラの第１アナログ信号ＶＩ１によって制御される：
【００５６】
【数２】
0003636988.tif 000003
このように、第１導通電流Ｉ１は、第１トランジスタＴ２によって設定できる。次いで、トランジスタＴ２は、デジタルフィルタ４のプログラム可能な第１伝達関数ｋ１によって設定される。したがって、呼出信号のインピーダンスは、デジタルフィルタ４のプログラム可能な第１伝達関数ｋ１に依存し、デジタルフィルタ４の第１伝達関数ｋ１を簡単に再プログラムすることによって、様々な特定国向け固有要件に適合させることが可能である。そうするために、特定国に対する呼出信号のインピーダンスに関する固有の値は、たとえばメモリ１１に記憶することができる。コントロールデバイス１０はメモリ１１から、特定国向け固有呼出信号のインピーダンスをプログラムするのに必要な値を読み取り、それに応じてデジタルフィルタ４の第１伝達関数ｋ１を再プログラムする。
【００５７】
第２アナログ制御信号ＶＩ２と、第２トランジスタＴ３の負荷経路と第２抵抗Ｒ２０の接続点でタップされた電位Ｖｂｍとが、第２減算回路２２に供給されて、その出力で差電圧ＶＩ２−ＶＢｍが現れる。差電圧ＶＩ２−Ｖｂｍは第２積分回路２１によって積分される。第２トランジスタＴ３の制御端子に供給される電圧ＶＳｔ２が、第２積分回路２１の出力に現れる。第２導通電流Ｉ２が、第２トランジスタＴ３によって設定される。第２積分器は、差電圧ＶＩ２−Ｖｂｍ＝０になるまで、差電圧ＶＩ２−Ｖｂｍを積分する。これから、コンダクタンス値ＧＭ２＝Ｉ２／ＶＩ２＝Ｉ／Ｒ２０は、Ｖｂｍ＝Ｒ２０＊Ｉ２＝ＶＩ２を用いて導出できる。
【００５８】
したがって、必要な呼出信号のインピーダンスＺ２が、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の負側半波が与えられた場合に、第２分圧器Ｒ４０およびＲ６０の増幅係数ｋｓｅｎｓｅ２、デジタルフィルタ４の第２伝達関数ｋ２、および第１アナログ積分回路８"のコンダクタンス値ＧＭ２から計算されるような方法で、第２導通電流Ｉ２はデジタル・コントローラの第２アナログ信号ＶＩ２によって制御される：
【００５９】
【数３】
0003636988.tif 000004
このように、第２導通電流Ｉ２は、第２トランジスタＴ３によって設定することが可能である。次いで、第２トランジスタＴ３は、デジタルフィルタ４のプログラム可能な第２伝達関数ｋ２によって設定できる。したがって、呼出信号のインピーダンスは、デジタルフィルタ４のプログラム可能な第２伝達関数ｋ２に依存しており、デジタルフィルタ４の第２伝達関数ｋ２を簡単に再プログラムすることによって、各国向けの固有の要件に適合できる。第２伝達関数ｋ２の再プログラムは、第１伝達関数ｋ１の再プログラミングと類似の方法で実施される。
【００６０】
同じ呼出信号のインピーダンスＺtotalが呼出信号の交流電圧Ｖ〜の正側または負側半波のいずれに対してもそれぞれ設定されるように、第１伝達関数ｋ１および第２伝達関数ｋ２は同一であることが好ましい。このことは、言うまでもなく、第１アナログ積分回路８'と第２アナログ積分回路８"のコンダクタンス値であるＧＭ１とＧＭ２が同一であり、第１分圧器と第２分圧器の分圧比が同一であることを想定するものである。したがって、ＧＭ１＝ＧＭ２、およびｋｓｅｎｓｅ１＝ｋｓｅｎｓｅ２で、得られる呼出信号のインピーダンスＺtotalは次のようになる：
Ｚtotal＝Ｚ１＝Ｚ２
ただし、本発明による回路で、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の正側半波に対して、呼出信号の交流電圧Ｖ〜の負側半波に対するものと異なる呼出信号のインピーダンスＺ１を有する非対称な呼出信号のインピーダンスＺ１を設定することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  呼出信号のインピーダンスを電子的に生成するための回路の第１の実施形態を示す図である。
【図２】  デジタルパワー・ンバータ回路のデジタル入力信号と、それから計算されたデジタル出力信号とを示すタイミングダイアグラムである。
【図３】  図１による導通電流を設定する電圧制御電源を示す図である。
【図４】  呼出信号のインピーダンスを電子的に生成するための回路の第２の実施形態を示す図である。
【図５】  図４による第１および第２の導通電流を設定する２つの電圧制御電源を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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