(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁気素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、
前記磁性素子の補助巻線Ｎ３に誘起する電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設け、
前記補助巻線Ｎ３はダイオードＤ２及びコンデンサＣ２を介して前記オンオフ制御手段及び前記動作周波数変調手段に接続し、
前記オンオフ制御手段の内部回路は、負入力に前記出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に基づく電圧帰還信号ＶＦＢを接続し正入力に前記スイッチング手段の電流に基づく電流検出信号ＣＳを接続するコンパレータＵ１１と、セット入力に前記動作周波数で発振する発振器の出力を接続しリセット入力に前記コンパレータＵ１１の出力を接続し出力に前記スイッチング手段の駆動信号を接続するフリップフロップＵ１２と、を備えた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記オンオフ制御手段と前記動作周波数変調手段とを共通の集積回路素子で形成したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁性素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５に従来のスイッチング電源装置の一例である電流制御方式のフライバックコンバータの構成図を示す。
同図において、入力電源Ｖｉｎと、磁性素子であるトランスＴ１の１次巻線Ｎ１と、スイッチング手段Ｑ１と、電流検出の抵抗Ｒ１と、は直列に接続する。
【０００３】
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ１に接続し、さらにコンデンサＣ１に接続し、出力電圧Ｖｏとなり、さらにまた負荷装置（図示せず）に接続する。
トランスＴ１の補助巻線Ｎ３は、ダイオードＤ２に接続し、さらにコンデンサＣ２に接続し、電源Ｖｃｃとなり、さらにまたオンオフ制御手段１０等に接続する。
【０００４】
出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ２を介してフォトカプラＯＣ１に接続すると共に、抵抗Ｒ３を介して誤差増幅器Ｕ２に接続する。また、誤差増幅器Ｕ２には、基準電圧Ｖｒｅｆ、コンデンサＣ３及びフォトカプラＯＣ１を接続する。
【０００５】
オンオフ制御手段１０は、電圧帰還信号ＶＦＢを介してフォトカプラＯＣ１に接続し、電流検出信号ＣＳを介してフィルタＦに接続し、駆動信号ＯＵＴを介してスイッチング手段Ｑ１に接続し、電源Ｖｃｃを介してコンデンサＣ２に接続する。
【０００６】
オンオフ制御手段１０の内部回路を詳しく説明する。電圧帰還信号ＶＦＢは、電流源Ｕ１３でプルアップし、ダイオードＤ１０を介して抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１０で分圧した後コンパレータＵ１１の負入力に接続する。さらに、ツェナーダイオードＤ１１をコンパレータＵ１１の負入力に接続する。また、電流検出信号ＣＳは、コンパレータＵ１１の正入力に接続する。また、発振器Ｕ１０の出力はフリップフロップＵ１２のセットの入力に接続し、コンパレータＵ１１出力は、フリップフロップＵ１２のリセットの入力に接続し、フリップフロップＵ１２の出力は駆動信号ＯＵＴに接続する。
【０００７】
次に、それぞれの部分の動作を説明する。オンオフ制御手段１０は、駆動信号ＯＵＴによりスイッチング手段Ｑ１をオンオフし、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎを与える。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ１で平滑され、出力電圧Ｖｏとなり、負荷装置（図示せず）の電圧となる。負荷電流Ｉｏは、負荷装置（図示せず）へ電力を供給する。トランスＴ１の補助巻線Ｎ３に誘起する電圧は、ダイオードＤ２で整流され、コンデンサＣ２で平滑され、電源Ｖｃｃとなり、オンオフ制御手段１０等へ電力を供給する。
【０００８】
出力電圧Ｖｏと電源Ｖｃｃとは相関があり、出力電圧Ｖｏが上昇すれば電源Ｖｃｃも上昇し、出力電圧Ｖｏが低下すれば電源Ｖｃｃも低下する。
【０００９】
また、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が増加すると、出力電圧Ｖｏ及び電源Ｖｃｃは上昇し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が減少すると、出力電圧Ｖｏ及び電源Ｖｃｃは低下する。
【００１０】
誤差増幅器Ｕ２は、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅し、フォトカプラＯＣ１を介して、オンオフ制御手段１０へ、電圧帰還信号ＶＦＢとしてフィードバックする。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３とは、フィードバックの周波数応答特性を変化させる。抵抗Ｒ２は、フィードバックのゲインを変化させる。
【００１１】
電流検出の抵抗Ｒ１には、スイッチング手段Ｑ１の電流に比例した電圧が発生する。この電圧は、フィルタＦを介してオンオフ制御手段１０の電流検出信号ＣＳとなる。
【００１２】
コンパレータＵ１１は、電圧帰還信号ＶＦＢに基づく負入力と、電流検出信号ＣＳに基づく正入力とが等しくなったときに、フリップフロップＵ１２をリセットし、駆動信号ＯＵＴをＬｏｗにし、スイッチング手段Ｑ１をオフにする。
【００１３】
発振器Ｕ１０は一定の動作周波数ｆｓで動作し、一定期間ごとにフリップフロップＵ１２をセットする。フリップフロップＵ１２がセットされると、駆動信号ＯＵＴはＨｉｇｈとなり、スイッチング手段Ｑ１はオンとなる。
【００１４】
スイッチング手段Ｑ１がオンとなると、スイッチング手段Ｑ１の電流は直線的に増加し、抵抗Ｒ１に発生する電圧は直線的に増加し、電流検出信号ＣＳは直線的に増加し、コンパレータＵ１１の正入力は直線的に増加し、その値がコンパレータＵ１１の負入力の値に達すると、コンパレータＵ１１は、フリップフロップＵ１２リセットし、駆動信号ＯＵＴをＬｏｗにし、スイッチング手段Ｑ１はオフにする。
【００１５】
このような、図５の従来例の定常のときにおける全体の動作を説明する。
出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いとき、誤差増幅器Ｕ２の出力は増加し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードの電流は減少し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタの電流は減少し、電圧帰還信号ＶＦＢは増加し、コンパレータＵ１１の負入力は増加し、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間は増加し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間は増加し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は増加し、出力電圧Ｖｏは増加する。
【００１６】
出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いとき、誤差増幅器Ｕ２の出力は減少し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードの電流は増加し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタの電流は増加し、電圧帰還信号ＶＦＢは減少し、コンパレータＵ１１の負入力は減少し、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間は減少し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間は減少し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は減少し、出力電圧Ｖｏは減少する。
そうして、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとは等しくなる。
【００１７】
出力電圧Ｖｏの微小な変動において、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数はその高域成分を除去する。そして、誤差増幅器Ｕ２の出力はその低域成分で変動し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードの電流は低域成分で変動し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタの電流は低域成分で変動し、電圧帰還信号ＶＦＢは低域成分で変動し、コンパレータＵ１１の負入力は低域成分で変動し、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間は低域成分で変動し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間は低域成分で変動し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は低域成分で変動し、出力電圧Ｖｏは低域成分で変動する。
【００１８】
よって、スイッチング電源装置の応答特性は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数が支配的に影響する。また、フィルタＦの帯域はコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数で定まる帯域の３倍以上に設定するため、フィルタＦの帯域はスイッチング電源装置の応答特性に影響しない。
このような出力電圧Ｖｏの微小な変動において、誤差増幅器Ｕ２及びフォトカプラＯＣ１は能動状態で動作する。
【００１９】
次に、図５の従来例におけるステップ応答の動作を説明する。負荷電流Ｉｏは、時刻ｔ０において、軽負荷Ｉｏｌから重負荷Ｉｏｈへ急峻に変化する。
時刻ｔ０において、負荷電流Ｉｏの急峻な変化の増分は、コンデンサＣ１に流れる。コンデンサＣ１の電荷は放電し、出力電圧Ｖｏは低下する。また、コンデンサＣ１内部の寄生要素（等価的な直列抵抗及び等価的な直列インダクタンス）が大きいときは、出力電圧Ｖｏの低下は大きい。
【００２０】
出力電圧Ｖｏが低下すると、上述の定常のときにおける動作の説明と同様に、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が増加し、出力電圧Ｖｏが増加するようにフィードバックが作用する。
ただし、このようなステップ応答では、出力電圧Ｖｏの低下が大きいため、時刻ｔ０直後では、誤差増幅器Ｕ２は飽和状態となり、フォトカプラＯＣ１はオフとなる。
【００２１】
詳しくは、時刻ｔ０において、出力電圧Ｖｏは低下し、誤差増幅器Ｕ２の出力はｈｉｇｈで飽和し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードはオフし、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタはオフし、電圧帰還信号ＶＦＢはｈｉｇｈで飽和し、コンパレータＵ１１の負入力はツェナーダイオードＤ１１でクランプし、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間が最大となり、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間が最大となり、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が最大となり、出力電圧Ｖｏが増加する。
【００２２】
ツェナーダイオードＤ１１は、コンパレータＵ１１の負入力の上限を制限し、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間の最大値を制限し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間における最大値を制限し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）を制限する。また、電流検出信号ＣＳの直線的な増加を制限し、抵抗Ｒ１に発生する電圧の直線的な増加を制限し、スイッチング手段Ｑ１の電流の直線的に増加を制限し、よってスイッチング手段Ｑ１の電流のピーク値を制限する。
【００２３】
スイッチング手段Ｑ１におけるオンの期間の制限、及びスイッチング手段Ｑ１における電流のピーク値の制限は、トランスＴ１の磁気飽和を抑制する。
【００２４】
図６を用いてその動作を詳しく説明する。図６は、図５の従来例の動作を説明するための特性図である。同図において、Ｉｏは負荷電流、Ｖｏは出力電圧、Ｉｄはスイッチング手段Ｑ１のドレイン電流である。
【００２５】
負荷電流Ｉｏは、時刻ｔ０において、軽負荷Ｉｏｌから重負荷Ｉｏｈへ急峻に増加する。出力電圧Ｖｏは、時刻ｔ０において、ΔＶｏだけ急峻に減少し、ほぼ期間Ｔｄを要して定常の出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｒｅｆ）まで上昇する。
【００２６】
スイッチング手段Ｑ１のドレイン電流Ｉｄは、軽負荷Ｉｏｌのときはピーク値がｉｄｌであり、重負荷Ｉｏｈのときはピーク値がｉｄｈである。また、時刻ｔ０の後、しばらくはピーク値をｉｔｈに制限する。
【００２７】
ピーク値がｉｄｌ及びｉｄｈのときは、上述の説明のとおり、誤差増幅器Ｕ２は能動状態で動作し、スイッチング電源装置の応答特性はコンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数が支配的に影響する。
【００２８】
ピーク値がｉｔｈのときは、上述の説明のとおり、誤差増幅器Ｕ２の出力はｈｉｇｈで飽和し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間を制限する。スイッチング電源装置の応答特性は、フィルタＦ、トランスＴ１の励磁インダクタンス、コンデンサＣ１及びオンとオフとの時間の割合（デューティ比）が影響する。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数は影響しない。
【００２９】
図６の特性図においては、スイッチング手段Ｑ１のドレイン電流のピーク値がｉｔｈのとき、オンオフ制御手段１０は、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）を約５０％に制限する。ピーク値がｉｄｌ及びｉｄｈのときは、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は共に約３３％となる。
【００３０】
期間Ｔｄの後、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆまで上昇すると、誤差増幅器Ｕ２は能動状態となって出力は減少し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードは能動状態となって電流は増加し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタは能動状態となって電流は増加し、電圧帰還信号ＶＦＢは能動状態となって減少し、コンパレータＵ１１の負入力は減少し、コンパレータＵ１１の正入力がコンパレータＵ１１の負入力の値に達するまでの時間が減少し、スイッチング手段Ｑ１のオンの期間が減少し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が減少し、出力電圧Ｖｏが減少する。このようにして、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとは等しくなる。
【００３１】
一方、従来のスイッチング電源装置は、遅い検出応答速度で検出する出力電圧検出回路と、速い検出応答速度で検出する上限電圧検出回路と、速い検出応答速度で検出する下限電圧検出回路と、を備え応答特性を改善したものである（例えば、特許文献１参照。）。
【００３２】
【特許文献１】
特許第３２９４２１１号明細書
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなスイッチング電源装置は、軽負荷から重負荷へのステップ応答が遅いという課題がある。
【００３４】
詳しくは、スイッチング電源装置は、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が大きくなると応答が速くなるという特性があるが、軽負荷から重負荷へのステップ応答の直後では、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は制限されるため、応答が遅くなる。
【００３５】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、好適な応答特性のスイッチング電源装置を提供することにある。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）入力電圧が与えられ出力電圧を誘起し負荷装置へ電力を供給する磁気素子と、前記磁性素子に接続するスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオンオフするオンオフ制御手段とを備えるスイッチング電源装置において、前記磁性素子の補助巻線Ｎ３に誘起する電圧の低下に基づき前記スイッチング手段のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段を設け、前記補助巻線Ｎ３はダイオードＤ２及びコンデンサＣ２を介して前記オンオフ制御手段及び前記動作周波数変調手段に接続し、前記オンオフ制御手段の内部回路は、負入力に前記出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に基づく電圧帰還信号ＶＦＢを接続し正入力に前記スイッチング手段の電流に基づく電流検出信号ＣＳを接続するコンパレータＵ１１と、セット入力に前記動作周波数で発振する発振器の出力を接続しリセット入力に前記コンパレータＵ１１の出力を接続し出力に前記スイッチング手段の駆動信号を接続するフリップフロップＵ１２と、を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
（２）前記オンオフ制御手段と前記動作周波数変調手段とを共通の集積回路素子で形成したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例を示す構成図である。なお、図５の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００３８】
図１の実施例の特徴は、磁性素子であるトランスＴ１の補助巻線Ｎ３に誘起する電圧に基づく電源Ｖｃｃの値の低下に基づきスイッチング手段Ｑ１のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段２０を設ける点にある。
【００３９】
動作周波数変調手段２０は、コンパレータＵ２０と基準電圧Ｖｒ１とから成る。コンパレータＵ２０において、その負入力端は電源Ｖｃｃに接続し、その正入力端は基準電圧Ｖｒ１に接続し、動作周波数変調信号Ｆｍを出力する。動作周波数変調信号Ｆｍは、オンオフ制御手段１０内部の発振器Ｕ１０に接続する。
【００４０】
オンオフ制御手段１０と動作周波数変調手段２０とは共通の集積回路素子で形成してもよく、それぞれ独立した回路素子で形成してもよい。共通の集積回路素子で形成する場合は、スイッチング電源装置を簡便で小形に形成できる。
【００４１】
基準電圧Ｖｒ１の値は、定常の出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｒｅｆ）のときにおける電源Ｖｃｃの値よりも低く設定する。
【００４２】
オンオフ制御手段１０内部の発振器Ｕ１０は、電圧帰還信号ＶＦＢ（コンパレータＵ２０の出力）がＬｏｗであれば、図５の従来例と同じ動作周波数ｆｓで発振し、電圧帰還信号ＶＦＢ（コンパレータＵ２０の出力）がＨｉｇｈであれば、図５の従来例よりも高い動作周波数ｆｓｈで発振する。
【００４３】
このような、図１の実施例の動作を説明する。定常のときにおける動作は、図５の従来例と同様となるため説明を省略する。このとき、コンパレータＵ２０の出力はＬｏｗである。
【００４４】
図１の実施例におけるステップ応答の動作を説明する。負荷電流Ｉｏは、時刻ｔ０において、軽負荷Ｉｏｌから重負荷Ｉｏｈへ急峻に変化し、図５の従来例と同様に、出力電圧Ｖｏは低下し、電源Ｖｃｃも低下し、誤差増幅器Ｕ２は飽和状態となり、オンオフ制御手段１０はスイッチング手段Ｑ１の電流のピーク値をｉｔｈに制限する。
【００４５】
こうして、電源Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒ１よりも低下すると、コンパレータＵ２０の出力はＨｉｇｈとなり、発振器Ｕ１０は、高い動作周波数ｆｓｈで発振する。
【００４６】
図２を用いてその動作を詳しく説明する。図２は、図１の従来例の動作を説明するための特性図である。なお、図６の特性図と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００４７】
出力電圧Ｖｏは、時刻ｔ０において、図６の特性図と同様に、ΔＶｏ＝ΔＶｏ１＋ΔＶｏ２だけ急峻に減少し、ほぼ期間Ｔｄ１を要してΔＶｏ１上昇し、その後ほぼ期間Ｔｄ２を要してΔＶｏ２上昇する。つまり、ほぼ期間Ｔｄ＝Ｔｄ１＋Ｔｄ２を要して定常の出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｒｅｆ）まで上昇する。
【００４８】
期間Ｔｄ１では、電源Ｖｃｃは基準電圧Ｖｒ１よりも小さくなり、コンパレータＵ２０の出力はＨｉｇｈとなり、発振器Ｕ１０は高い動作周波数ｆｓｈで発振し、スイッチング手段Ｑ１は高い動作周波数ｆｓｈでオンオフする。
【００４９】
期間Ｔｄ２では、電源Ｖｃｃは基準電圧Ｖｒ１よりも大きくなり、コンパレータＵ２０の出力はＬｏｗとなり、発振器Ｕ１０は動作周波数ｆｓで発振し、スイッチング手段Ｑ１は動作周波数ｆｓでオンオフする。
【００５０】
期間Ｔｄ１及び期間Ｔｄ２において、オンオフ制御手段１０は、スイッチング手段Ｑ１のドレイン電流Ｉｄのピーク値を共にｉｔｈで制限し、トランスＴ１の磁気飽和を抑制する。ここで、スイッチング手段Ｑ１のドレイン電流Ｉｄの直線的な増加の割合（電流の傾き）は変化せず、同じになる。また、図５の従来例と同様に、スイッチング電源装置の応答特性は、フィルタＦ、トランスＴ１の励磁インダクタンス、コンデンサＣ１及びオンとオフとの時間の割合（デューティ比）が影響する。
【００５１】
このことにより、期間Ｔｄ１におけるオンとオフとの時間の割合（デューティ比）は、期間Ｔｄ２におけるオンとオフとの時間の割合（デューティ比）よりも大きくなり、その低域成分も大きくなる。図２の特性図においては、期間Ｔｄ１におけるオンとオフとの時間の割合（デューティ比）は約６６％となり、期間Ｔｄ２におけるオンとオフとの時間の割合（デューティ比）の約５０％よりも大きくなる。
【００５２】
また、期間Ｔｄ１におけるスイッチング電源装置の応答は、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が大きくなるため、期間Ｔｄ２のにおける応答よりも、速くなる。
【００５３】
そうして、出力電圧Ｖｏが上昇し、電源Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒ１まで上昇すると、コンパレータＵ２０の出力はＬｏｗとなり、発振器Ｕ１０は動作周波数ｆｓで発振し、スイッチング手段Ｑ１は動作周波数ｆｓでオンオフし、期間Ｔｄ１は終了し期間Ｔｄ２となる。期間Ｔｄ２以降は、図５の従来例と同様に動作するため、説明を省略する。
【００５４】
以上のことにより、図１の実施例の応答は、図５の従来例の応答と比較して応答が速くなる。詳しくは、期間Ｔｄ１において、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が大きくなるため、応答が速くなる。
【００５５】
上述の例では、コンパレータＵ２０で動作周波数を２段階に変化させたが、２段階よりも多く変化させてもよい。また、連続的に変化させてもよい。
【００５６】
また、上述の例では、磁性素子であるトランスＴ１の補助巻線Ｎ３に誘起する電圧に基づく電源Ｖｃｃの値の低下に基づき動作周波数を変調したが、これとは別に、出力電圧Ｖｏの低下に基づき動作周波数を変調してもよい。出力電圧Ｖｏと電源Ｖｃｃとは相関があるため、同様に動作する。
【００５７】
さらにまた、上述の例では、電流検出信号ＣＳは、スイッチング手段Ｑ１の電流に基づく値であったが、これとは別に、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の電流、又はトランスＴ１の１次巻線Ｎ２の電流、又はダイオードＤ１の電流に基づく値であってもよい。
【００５８】
また、上述の例では電流制御方式のフライバックコンバータであったが、電圧制御方式であってもよく、フォワードコンバータ等のその他のコンバータ方式であってもよい。
【００５９】
さらにまた、図３は本発明に係るスイッチング電源装置の他の実施例を示す構成図である。同図は電圧制御方式のフォワードコンバータの構成図を示す。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００６０】
図３の実施例の特徴は、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓに基づきスイッチング手段Ｑ１のオンオフの動作周波数を高くする動作周波数変調手段３０を設ける点にある。
【００６１】
同図において、入力電源Ｖｉｎと、磁性素子であるトランスＴ２の１次巻線Ｎ１と、スイッチング手段Ｑ１と、電流検出の抵抗Ｒ１と、は直列に接続する。トランスＴ２の２次巻線Ｎ２は、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４に接続し、さらにインダクタＬ１及びコンデンサＣ１に接続し、出力電圧Ｖｏとなり、さらにまた負荷装置（図示せず）に接続する。負荷電流Ｉｏは、負荷装置（図示せず）へ電力を供給する。
【００６２】
オンオフ制御手段４０の内部回路を詳しく説明する。動作周波数変調信号Ｆｍは発振器Ｕ３３に接続し、発振器Ｕ３３からのランプ出力はＰＷＭコンパレータＵ３１の正入力に接続する。また、電圧帰還信号ＶＦＢは、電流源Ｕ３２でプルアップし、ＰＷＭコンパレータＵ３１の負入力に接続する。また、電流検出信号ＣＳは、過電流コンパレータＵ３０の正入力に接続する。過電流コンパレータＵ３０の負入力に基準電圧Ｖｒ２を接続する。ＰＷＭコンパレータＵ３１の出力と過電流コンパレータＵ３０の出力とは論理回路Ｕ３４に接続する。論理回路Ｕ３４の出力は、駆動信号ＯＵＴに接続する。基準電圧Ｖｒ２の値は、定常の出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｒｅｆ）のときにおける電流検出信号ＣＳの値よりも高く設定する。
【００６３】
動作周波数変調手段３０は、コンパレータＵ４０、基準電圧Ｖｒ３、フォトカプラＯＣ２及び抵抗Ｒ４から成る。コンパレータＵ４０において、その正入力は負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓに接続し、その負入力は基準電圧Ｖｒ３に接続し、その出力はフォトカプラＯＣ２のフォトダイオードに接続する。フォトカプラＯＣ２において、そのフォトダイオードは抵抗Ｒ４を介し出力電圧Ｖｏに接続し、そのフォトトランジスタは動作周波数変調信号Ｆｍに接続する。
【００６４】
負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓは、時刻ｔ０のステップ応答に先立って、時刻ｔ１に負荷電流Ｉｏの変化を負荷装置からスイッチング電源装置に予告するものである。
【００６５】
図４を用いて、これを詳しく説明する。図４は、図３の従来例の動作を説明するための特性図である。なお、図２の特性図と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。同図において、Ｓは負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号である。負荷電流Ｉｏが変化する時刻ｔ０よりも前の時間ｔ１において、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓは、ＨｉｇｈからＬｏｗへ変化する。
【００６６】
また、同図において、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号ＳがＨｉｇｈのときは、図５の従来例と同じ動作周波数ｆｓで発振し、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号ＳがＬｏｗのときは、図５の従来例よりも高い動作周波数ｆｓｈで発振する。
【００６７】
次に、図３の実施例についてそれぞれの部分の動作を説明する。図１の実施例と同様のものは説明を省略する。オンオフ制御手段４０は、駆動信号ＯＵＴによりスイッチング手段Ｑ１をオンオフし、トランスＴ２の１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎを与える。トランスＴ２の２次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４で整流され、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１で平滑され、出力電圧Ｖｏとなり、、負荷装置（図示せず）の電圧となる。
【００６８】
図１の実施例と同様に、図３の電圧制御方式のフォワードコンバータにおいても、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が増加すると、出力電圧Ｖｏは上昇し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）が減少すると、出力電圧Ｖｏは低下する。
【００６９】
過電流コンパレータＵ３０は、電流検出信号ＣＳに基づく正入力が基準電圧Ｖｒ２と等しくなったときに、論理回路Ｕ３４をリセットし、駆動信号ＯＵＴをＬｏｗにし、スイッチング手段Ｑ１をオフにする。また、電流検出信号ＣＳの直線的な増加を制限し、抵抗Ｒ１に発生する電圧の直線的な増加を制限し、スイッチング手段Ｑ１の電流の直線的に増加を制限し、よってスイッチング手段Ｑ１の電流のピーク値を制限する。スイッチング手段Ｑ１における電流のピーク値の制限は、トランスＴ２の磁気飽和を抑制する。
【００７０】
オンオフ制御手段４０内部の発振器Ｕ３３は、動作周波数変調信号Ｆｍ（フォトカプラＯＣ２の出力）がＨｉｇｈであれば、図５の従来例と同じ動作周波数ｆｓで発振し、動作周波数変調信号Ｆｍ（フォトカプラＯＣ２の出力）がＬｏｗであれば、図５の従来例よりも高い動作周波数ｆｓｈで発振する。
【００７１】
ＰＷＭコンパレータＵ３１は、発振器Ｕ３３からのランプ出力を利用して、電圧帰還信号ＶＦＢをパルス幅変調をする。詳しくは、電圧帰還信号ＶＦＢが減少すればパルス幅を狭くし、電圧帰還信号ＶＦＢが増加すればパルス幅を広くする。そうして、論理回路Ｕ３４をパルス幅変調し、駆動信号をパルス幅変調し、スイッチング手段Ｑ１のオンとオフとをパルス幅変調する。
【００７２】
このような、図３の実施例の定常のときにおける全体の動作を説明する。
出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いとき、誤差増幅器Ｕ２の出力は増加し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードの電流は減少し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタの電流は減少し、電圧帰還信号ＶＦＢは増加し、ＰＷＭコンパレータＵ３１の負入力は増加し、ＰＷＭコンパレータＵ３１の出力のパルス幅は増加し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は増加し、出力電圧Ｖｏは増加する。
【００７３】
出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いとき、誤差増幅器Ｕ２の出力は減少し、フォトカプラＯＣ１のフォトダイオードの電流は増加し、フォトカプラＯＣ１のフォトトランジスタの電流は増加し、電圧帰還信号ＶＦＢは減少し、ＰＷＭコンパレータＵ３１の負入力は減少し、ＰＷＭコンパレータＵ３１の出力のパルス幅は減少し、オンとオフとの時間の割合（デューティ比）は減少し、出力電圧Ｖｏは減少する。
【００７４】
そうして、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとは等しくなる。このとき、スイッチング手段Ｑ１における電流のピーク値は低く、抵抗Ｒ１に発生する電圧も低く、電流検出信号ＣＳも低く、過電流コンパレータＵ３０の正入力も低く、過電流コンパレータＵ３０の出力は常にＬｏｗである。また、図３の実施例におけるスイッチング電源装置の応答特性は、図１の実施例と同様に、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との時定数が支配的に影響する。
【００７５】
次に、図３の実施例におけるステップ応答の動作を、図４の特性図を用いて詳しく説明する。図１及び図２の実施例と同様のものは説明を省略する。負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓが、時刻ｔ０のステップ応答に先立って、時刻ｔ１にＨｉｇｈからＬｏｗに変化すると、コンパレータＵ４０の出力はＬｏｗで飽和し、フォトカプラＯＣ２のフォトダイオードはオンで飽和し、フォトカプラＯＣ２のフォトトランジスタはオンで飽和し、動作周波数変調信号ＦｍはＬｏｗとなり、オンオフ制御手段４０内部の発振器Ｕ１０は高い動作周波数ｆｓｈで発振し、スイッチング手段Ｑ１は高い動作周波数ｆｓｈでオンオフする。
【００７６】
そうして、負荷電流Ｉｏは、時刻ｔ０において、軽負荷Ｉｏｌから重負荷Ｉｏｈへ急峻に変化する。これ以降の動作は、図１及び図２の実施例と同様となるため説明を省略する。以上のことにより、図３の実施例の応答は、図１の実施例の応答と同様になり、速くなる。
【００７７】
また、その後に期間Ｔｄ１が終了し、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号ＳがＬｏｗからＨｉｇｈに変化すると、コンパレータＵ４０の出力はＨｉｇｈで飽和し、フォトカプラＯＣ２のフォトダイオードはオフし、フォトカプラＯＣ２のフォトトランジスタはオフし、動作周波数変調信号ＦｍはＨｉｇｈとなり、オンオフ制御手段４０内部の発振器Ｕ１０は動作周波数ｆｓで発振し、スイッチング手段Ｑ１は動作周波数ｆｓでオンオフする。
【００７８】
このようにして、図３の実施例では、図１の実施例と同様に、好適な応答特性を得ることができる。
【００７９】
また、負荷電流Ｉｏのステップ応答に先立ってスイッチング手段Ｑ１は動作周波数を高くすることができるため、動作周波数変調信号Ｆｍ等に遅れがあっても、確実に負荷電流Ｉｏのステップ応答の時刻ｔ０の前にはスイッチング手段Ｑ１の動作周波数を高くできる。よって、好適な応答特性を安定に得ることができる。
【００８０】
また、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号ＳがＬｏｗからＨｉｇｈに変化するタイミング（期間Ｔｄ１）を大きくすると、期間Ｔｄ２が減少し、より好適な応答が得られる。ただし、時刻ｔ１から時刻ｔ０までの期間及び期間Ｔｄ１を過大に大きくすると、スイッチング電源装置が高い動作周波数ｆｓｈで動作する期間が増加し、損失が増加するため、スイッチング電源装置の仕様を考慮して好適な値を定める。
【００８１】
上述の例では、負荷装置（図示せず）からの応答の予告信号Ｓに基づき動作周波数を変調したが、これとは別に、出力電圧Ｖｏの低下に基づき動作周波数を変調してもよい。具体的には、図３において、コンパレータＵ４０の正入力Ｓを出力電圧Ｖｏに接続するように構成する。
【００８２】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、軽負荷から重負荷へのステップ応答において、好適な応答特性のスイッチング電源装置を提供できる。また、スイッチング電源装置を簡便で低コストで小形に形成できる。
【００８３】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例の動作を説明するための特性図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図４】図３の実施例の動作を説明するための特性図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の構成である。
【図６】図５の従来例の動作を説明するための特性図である。
【符号の説明】
１０，４０  オンオフ制御手段
２０，３０  動作周波数変調手段
Ｑ１  スイッチング手段
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｖｏ  出力電圧
Ｖｃｃ  電源
Ｖｒｅｆ，Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３  基準電圧
Ｔ１，Ｔ２  トランス
Ｓ  負荷装置からの応答の予告信号
ＯＵＴ  駆動信号
ＣＳ  電流検出信号
ＶＦＢ  電圧帰還信号
Ｆｍ  動作周波数変調信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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