(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信方式のサブキャリア間干渉低減方法であって、
サブキャリア各々の復調信号について、前記サブキャリア間の干渉信号に前記サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じて位相成分の時間変化を補正して干渉特性固定分を求め、前記干渉特性固定分に前記時間変化分をかけて前記サブキャリア間の干渉信号の推定値とし、当該干渉信号推定値を前記サブキャリアの復調信号から減算し、
前記干渉信号の推定において、既知の信号系列が送信されている区間の受信信号について、各サブキャリアの復調信号に前記既知信号の複素共役信号をかけた後、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ積分して当該サブキャリアの伝送路特性の推定値を求め、また各サブキャリアの復調信号に、干渉除去の対象となるサブキャリアにおいて送信されている既知信号の複素共役信号と、サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じた各復調サンプルでの位相回転の補正値とをかけた後、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ積分して前記干渉特性の固定分を求め、前記干渉除去の対象となるサブキャリアの復調信号に、前記干渉特性の固定分と、前記復調サンプル位置での位相回転とをかけて、前記干渉信号の推定値とすることを特徴とするサブキャリア間干渉低減方法。
【請求項２】
前記マルチキャリア通信方式は、マルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式であることを特徴とする請求項１記載のサブキャリア間干渉低減方法。
【請求項３】
マルチキャリア通信方式の受信器であって、
前記サブキャリア各々の復調信号から前記サブキャリア間の干渉信号を推定する手段と、当該干渉信号を前記サブキャリアの復調信号から減算する手段とから構成され、
前記干渉信号を推定する手段は、既知の信号系列が送信されている区間の受信信号について、各サブキャリアの復調信号に前記既知信号の複素共役信号を乗算する第１の乗算器と、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ前記第１の乗算器の出力信号を積分する第１の積分器と、各サブキャリアの復調信号に、干渉除去の対象となるサブキャリアにおいて送信されている既知信号の複素共役信号と、サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じた各復調サンプルでの位相回転の補正値とを乗算する第２の乗算器と、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ前記第２の乗算器の出力信号を積分する第２の積分器と、前記干渉除去の対象となるサブキャリアの復調信号に、前記第１の積分器の出力信号と、前記復調サンプル位置での位相回転とを乗算する第３の乗算器とから構成されることを特徴とする受信機。
【請求項４】
前記マルチキャリア通信方式は、マルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式であることを特徴とする請求項３記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア通信方式のサブキャリア間干渉低減方法及びそれを用いた受信機に関し、特にサブキャリア間の干渉信号を抑圧するマルチキャリア通信方式の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マルチキャリア通信方式の送信機においては、図２に示すように、符号化器３１と、デマルチプレクサ３２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４と、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器３５，３６と、乗算器３７，３８と、合成器３９と、送信増幅器４０と、送信アンテナ４１とから構成されている。
【０００３】
また、マルチキャリア通信方式の受信機においては、図１３に示すように、受信アンテナ２０１と、受信増幅器２０２と、乗算器２０３，２０４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０５，２０６と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器２０７，２０８と、マルチプレクサ２０９と、復号器２１０とから構成されている。上記の送信機及び受信機では２本のサブキャリアを想定している。
【０００４】
まず、送信機において、入力信号は符号化器３１で符号化され、デマルチプレクサ３２にて２系列に分けられる。デマルチプレクサ３２で分けられた各系列はローパスフィルタ３３，３４で帯域制限される。
【０００５】
ローパスフィルタ３３，３４で帯域制限された信号はＤ／Ａ変換器３５，３６でアナログ信号に変換され、乗算器３７，３８でサブキャリアで変調される。サブキャリアで変調された信号は合成器３９で混合され、送信増幅器４０で増幅されて送信アンテナ４１から送信される。
【０００６】
一方、受信機において、受信アンテナ２０１で受信された受信信号は受信増幅器２０２で増幅され、乗算器２０３，２０４にて各サブキャリアについて直交復調され、ローパスフィルタ２０５，２０６で帯域制限される。
【０００７】
ローパスフィルタ２０５，２０６で帯域制限された受信信号はＡ／Ｄ変換器２０７，２０８でサンプリング周波数ｆｓでディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された受信信号はマルチプレクサ２０９にて１系列にまとめられ、復号器２１０にて復号処理されて出力信号となる。
【０００８】
マルチキャリア通信方式では、サブキャリア間の信号の干渉を防ぐため、ローパスフィルタ３３，３４にて各サブキャリアの周波数帯域を制限し、かつサブキャリア間の周波数間隔を十分に空け、各サブキャリアの周波数帯域が重ならないように、あるいはＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では互いに直交するサブキャリアを用いることで、サブキャリアの周波数帯域の重なりを可能にしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のマルチキャリア通信方式の受信機では、サブキャリアの周波数帯域が、図４に示すように、重なっていると、サブキャリア間に信号の干渉が生じ、受信特性が劣化する。
【００１０】
よって、従来のマルチキャリア通信方式の受信機では、帯域制限フィルタが帯域外に十分な減衰特性を持たなければならず、またサブキャリア間隔も十分離れていなければならない。
【００１１】
また、上述したＯＦＤＭ方式では、互いに直交するサブキャリアを用いているので、マルチパスで波形が崩れると、直交性を維持することができず、サブキャリア間で信号の干渉が生ずる。
【００１２】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、サブキャリア間の干渉信号を低減することができるマルチキャリア通信方式のサブキャリア間干渉低減方法及びそれを用いた受信機を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によるマルチキャリア通信方式のサブキャリア間干渉低減方法は、マルチキャリア通信方式のサブキャリア間干渉低減方法であって、
サブキャリア各々の復調信号について、前記サブキャリア間の干渉信号に前記サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じて位相成分の時間変化を補正して干渉特性固定分を求め、前記干渉特性固定分に前記時間変化分をかけて前記サブキャリア間の干渉信号の推定値とし、当該干渉信号推定値を前記サブキャリアの復調信号から減算し、
前記干渉信号の推定において、既知の信号系列が送信されている区間の受信信号について、各サブキャリアの復調信号に前記既知信号の複素共役信号をかけた後、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ積分して当該サブキャリアの伝送路特性の推定値を求め、また各サブキャリアの復調信号に、干渉除去の対象となるサブキャリアにおいて送信されている既知信号の複素共役信号と、サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じた各復調サンプルでの位相回転の補正値とをかけた後、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ積分して前記干渉特性の固定分を求め、前記干渉除去の対象となるサブキャリアの復調信号に、前記干渉特性の固定分と、前記復調サンプル位置での位相回転とをかけて、前記干渉信号の推定値としている。
【００１４】
本発明によるマルチキャリア通信方式の受信機は、マルチキャリア通信方式の受信器であって、
前記サブキャリア各々の復調信号から前記サブキャリア間の干渉信号を推定する手段と、当該干渉信号を前記サブキャリアの復調信号から減算する手段とから構成され、
前記干渉信号を推定する手段は、既知の信号系列が送信されている区間の受信信号について、各サブキャリアの復調信号に前記既知信号の複素共役信号を乗算する第１の乗算器と、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ前記第１の乗算器の出力信号を積分する第１の積分器と、各サブキャリアの復調信号に、干渉除去の対象となるサブキャリアにおいて送信されている既知信号の複素共役信号と、サブキャリア間の周波数差と受信サンプリング周波数との比率に応じた各復調サンプルでの位相回転の補正値とを乗算する第２の乗算器と、サブキャリア間の周波数差の逆数に比例する時間だけ前記第２の乗算器の出力信号を積分する第２の積分器と、前記干渉除去の対象となるサブキャリアの復調信号に、前記第１の積分器の出力信号と、前記復調サンプル位置での位相回転とを乗算する第３の乗算器とから構成されている。
【００１５】
すなわち、本発明のマルチキャリア通信方式の受信機は、各サブキャリアのディジタル信号についてサブキャリア間の干渉信号を低減する干渉信号低減器を設けたことを特徴としている。
【００１６】
この干渉信号低減器は隣接するサブキャリアに漏れ込む干渉信号を打ち消す処理を行う。したがって、各サブキャリアでの受信品質を向上させることが可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。図１において、マルチキャリア通信方式の受信機は受信アンテナ１１と、受信増幅器１２と、乗算器１３，１４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５，１６と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１７，１８と、干渉低減器１９と、マルチプレクサ２０と、復号器２１とから構成されている。つまり、本発明の一実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機は図１３に示す従来の受信機に干渉低減器１９を付加した構成となっている。
【００１８】
受信機において、受信アンテナ１１で受信された信号は受信増幅器１２で増幅され、乗算器１３，１４にて各サブキャリアについて直交復調され、ローパスフィルタ１５，１６で帯域制限される。
【００１９】
ローパスフィルタ１５，１６で帯域制限された信号はＡ／Ｄ変換器１７，１８でサンプリング周波数ｆｓでディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された受信信号は干渉低減器１９で干渉信号が低減された後、マルチプレクサ２０にて１系列にまとめられ、復号器２１にて復号処理されて出力信号となる。
【００２０】
つまり、干渉低減器１９はＡ／Ｄ変換器１７，１８でＡ／Ｄ変換された各サブキャリアの信号を用いて、サブキャリア間に漏洩する干渉信号を推定し、それを打ち消すことで受信品質を向上させている。
【００２１】
図２はマルチキャリア通信方式の送信機の構成を示すブロック図である。図２において、マルチキャリア通信方式の送信機は符号化器３１と、デマルチプレクサ３２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４と、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器３５，３６と、乗算器３７，３８と、合成器３９と、送信増幅器４０と、送信アンテナ４１とから構成されている。
【００２２】
送信機において、入力信号は符号化器３１で符号化され、デマルチプレクサ３２にて２系列に分けられる。デマルチプレクサ３２で分けられた各系列はローパスフィルタ３３，３４で帯域制限される。
【００２３】
ローパスフィルタ３３，３４で帯域制限された信号はＤ／Ａ変換器３５，３６でアナログ信号に変換され、乗算器３７，３８でサブキャリアで変調される。サブキャリアで変調された信号は合成器３９で混合され、送信増幅器４０で増幅されて送信アンテナ４１から送信される。
【００２４】
図３は図１の干渉低減器１９の構成を示すブロック図である。図３において、干渉低減器１９は干渉量計算器１９ａと、複素乗算器１９ｂ，１９ｃと、減算器１９ｄ，１９ｅとから構成されている。
【００２５】
干渉低減器１９において、各信号線には直交復調された２成分（Ｉ／Ｑ）の信号が流れており、それを複素数で表現するものとする。干渉量計算器１９ａはサブキャリア１（ｆ１）からサブキャリア２（ｆ２）に漏れ込む干渉信号の振幅・位相量を計算あるいは推定し、複素乗算器１９ｂに通知する。
【００２６】
複素乗算器１９ｂではサブキャリア１の復調信号に干渉量計算器１９ａから通知される干渉信号の振幅・位相量を乗算して減算器１９ｄに出力する。減算器１９ｄでは乗算器１９ｂの出力をサブキャリア２の信号から減算して出力する。
【００２７】
同様に、干渉量計算器１９ａではサブキャリア２からサブキャリア１に漏れ込む干渉信号の振幅・位相量も計算あるいは推定し、複素乗算器１９ｃにてサブキャリア２の復調信号に干渉量計算器１９ａから通知される振幅・位相量を乗算し、減算器１９ｅにて乗算器１９ｃの出力をサブキャリア１の復調信号から減算する。
【００２８】
図４は２本のサブキャリアによるマルチキャリア通信方式の周波数帯域を示す図であり、図５はサブキャリア間の干渉信号の位相回転を説明するための図であり、図６は受信サンプリング周波数がサブキャリアの周波数差の２倍の場合の干渉信号の位相回転を説明するための図である。
【００２９】
また、図１１はマルチキャリア通信方式がマルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合の送信機の拡散手段の挿入位置を示すブロック図であり、図１２はマルチキャリア通信方式がマルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合の受信機の逆拡散・ＲＡＫＥ合成手段の挿入位置を示すブロック図である。これら図１〜図６と図１１と図１２とを参照して本発明の一実施例について説明する。
【００３０】
干渉の振幅特性は各サブキャリアの信号に既知の系列の信号をパイロット信号として挿入し、その漏れ込み量から測定できる。すなわち、干渉量計算器１９ａではサブキャリア２に漏れ込んでいるサブキャリア１のパイロット信号の振幅を測定する。
【００３１】
この時、位相特性も同時に測定することができるが、サブキャリアの周波数差とサンプリング周波数との関係に応じて、位相特性は、図５に示すように、時間と共に回転するため、それを考慮して計算する必要がある。
【００３２】
まず、干渉量計算器１９ａでは時間変化を除いて、位相特性の固定分を測定し、乗算器１９ｂへの出力には測定した固定分に時間変化を付けて出力する。この動作について、数式を用いて説明する。
【００３３】
図３において、時刻ｎのサブキャリア１、サブキャリア２の復調信号をそれぞれｐ１（ｎ），ｐ２（ｎ）とすると、
0003640185.tif 000002
というように表すことができる。ここで、ｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）は各サブキャリアの送信データ系列、ｈ１，ｈ２は各サブキャリアの伝送路特性、ａ１，ａ２はサブキャリア間の漏れ込み特性を表す。
【００３４】
ｄ１（ｎ）＊をｄ１（ｎ）の複素共役数を表すものとして、
0003640185.tif 000003
という計算を行う。
【００３５】
上記の値をｆｓ／（ｆ２−ｆ１）の整数倍のサンプル分累算することで、第２項の影響を小さくすることができ、第１項より伝送路特性係数ｈ１を求めることができる。同様にして、ｐ２（ｎ）・ｄ２（ｎ）＊より伝送路特性係数ｈ２を求めることができる。求めた伝送路特性係数をｈ１”，ｈ２”とする。
【００３６】
続いて、
0003640185.tif 000004
という計算を行う。
【００３７】
上記の値をｆｓ／（ｆ２−ｆ１）の整数倍のサンプル分累算することで、第１項の影響を小さくでき、第２項より漏れ込み特性係数ａ１を求めることができ、同様にして、漏れ込み特性係数ａ２を求めることができる。
【００３８】
求めた特性係数をａ１”，ａ２”とすると、干渉量計算器１９ａでは乗算器１９ｂにａ２”／ｈ１”・ｅｘｐ（ｊ２ｎπ（ｆ１−ｆ２）／ｆｓ）を、乗算器１９ｃにａ１”／ｈ２”・ｅｘｐ（ｊ２ｎπ（ｆ２−ｆ１）／ｆｓ）をそれぞれ出力する。
【００３９】
減算器１９ｄの出力信号は、
0003640185.tif 000005
というようになる。
【００４０】
第２項はａ１−ａ１”・ｈ２／ｈ２”が小さく、第３項はａ１”・ａ２／ｈ２”が小さな値になるため、元の干渉量＋ａ１・ｄ２（ｎ）・ｅｘｐ（ｊ２ｎπ（ｆ２−ｆ１）／ｆｓ）より干渉量を低減することができる。同様にして、減算器１９ｅの出力信号においても、干渉量を低減することができる。
【００４１】
例えば、サンプリング周波数がサブキャリア周波数時間差の丁度２倍の場合には、受信機の周波数追随誤差を除くと、図６に示すように、位相回転が２点に固定され、計算が簡単になる。
【００４２】
マルチキャリア通信方式がマルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合には、送信機においては、図１１に示すように、デマルチプレクサ３２の出力である各サブキャリアの信号に拡散器４５，４６にて拡散処理を施し、受信機においては、図１２に示すように、マルチプレクサ２０の前段で逆拡散・ＲＡＫＥ合成器２５，２６にて逆拡散・ＲＡＫＥ合成を行う。
【００４３】
マルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合には、パイロット信号をデータと時間多重してもよいし、符号多重であってもよい。
【００４４】
図７は本発明の他の実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。図７において、本発明の他の実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機はサブキャリア数が３の場合の構成を示しており、乗算器２２とローパスフィルタ２３とＡ／Ｄ変換器２４とを追加した以外は図１に示す本発明の一実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。この場合、本実施例では干渉低減器１９にて３本のサブキャリア間の干渉信号を低減させる。
【００４５】
図８は本発明の他の実施例に対応するマルチキャリア通信方式の送信機の構成を示すブロック図である。図８において、本発明の他の実施例によるマルチキャリア通信方式の送信機はサブキャリア数が３の場合の構成を示しており、ローパスフィルタ４２とＤ／Ａ変換器４３と乗算器４４とを追加した以外は図２に示す本発明の一実施例によるマルチキャリア通信方式の送信機と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。
【００４６】
図９は本発明の他の実施例におけるサブキャリア３本の周波数帯域を示す図であり、図１０は図７の干渉低減器１９の構成を示すブロック図である。図１０において、干渉低減器１９はサブキャリア数が３本に拡張した時の構成を示しており、干渉量計算器１９ｆと複素乗算器１９ｇ，１９ｈと減算器１９ｉとを追加した以外は図３に示す干渉低減器１９と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。
【００４７】
この場合、干渉低減器１９においては、サブキャリア１とサブキャリア３との間の漏れ込みが十分小さいものとして、この間の干渉を低減する処理を省略している。
【００４８】
このように、本発明では、マルチキャリア通信方式の受信機において、各サブキャリアの受信ディジタル信号についてサブキャリア間に漏れ込む干渉信号を推定して減算することによって、サブキャリア間の干渉信号を低減することができるので、受信品質を改善することができる。
【００４９】
その結果、送信機の帯域制限フィルタの所要特性を緩和することができ、あるいはサブキャリアの周波数間隔を狭めることができる。尚、本発明は上記各実施例に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施例を適宜変更可能なことは明らかである。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、マルチキャリア通信方式の受信機において、サブキャリア各々の復調信号について、サブキャリア間の干渉信号を推定し、当該干渉信号をサブキャリアの復調信号から減算することによって、サブキャリア間の干渉信号を低減することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】マルチキャリア通信方式の送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】図１の干渉低減器の構成を示すブロック図である。
【図４】２本のサブキャリアによるマルチキャリア通信方式の周波数帯域を示す図である。
【図５】サブキャリア間の干渉信号の位相回転を説明するための図である。
【図６】受信サンプリング周波数がサブキャリアの周波数差の２倍の場合の干渉信号の位相回転を説明するための図である。
【図７】本発明の他の実施例によるマルチキャリア通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の他の実施例に対応するマルチキャリア通信方式の送信機の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の他の実施例におけるサブキャリア３本の周波数帯域を示す図である。
【図１０】図７の干渉低減器の構成を示すブロック図である
【図１１】マルチキャリア通信方式がマルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合の送信機の拡散手段の挿入位置を示すブロック図である。
【図１２】マルチキャリア通信方式がマルチキャリア／直接拡散符号分割多重アクセス方式の場合の受信機の逆拡散・ＲＡＫＥ合成手段の挿入位置を示すブロック図である。
【図１３】従来のマルチキャリア通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１  受信アンテナ
１２  受信増幅器
１３，１４，２２，
３７，３８，４４  乗算器
１５，１６，２３，
３３，３４，４２  ローパスフィルタ
１７，１８，２４  Ａ／Ｄ変換器
１９  干渉低減器
１９ａ，１９ｆ  干渉量計算器
１９ｂ，１９ｃ，１９ｇ，１９ｈ  複素乗算器
１９ｄ，１９ｅ，１９ｉ  減算器
２０  マルチプレクサ
２１  復号器
３１  符号化器
３２  デマルチプレクサ
３５，３６，４３  Ｄ／Ａ変換器
３９  合成器
４０  送信増幅器
４１  送信アンテナ
【図１】
0003640185.tif 000006
【図２】
0003640185.tif 000007
【図３】
0003640185.tif 000008
【図４】
0003640185.tif 000009
【図５】
0003640185.tif 000010
【図６】
0003640185.tif 000011
【図７】
0003640185.tif 000012
【図８】
0003640185.tif 000013
【図９】
0003640185.tif 000014
【図１０】
0003640185.tif 000015
【図１１】
0003640185.tif 000016
【図１２】
0003640185.tif 000017
【図１３】
0003640185.tif 000018