(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、制御回路と、補助電源回路とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する電源回路であって、
前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力端及び整流出力端を有しており、
前記コンデンサ回路は、少なくとも第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含み、
前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において直列に接続されており、
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続点との間に接続されており、
前記補助電源回路は、前記制御回路のための動作電圧を生成して、前記制御回路に供給する回路であって、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサとを含み、
前記第３のコンデンサは、一端が交流電源の入力端子の一端側に導かれており、
前記第１のダイオードは、一端が前記第３のコンデンサの他端に導かれ、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれており、
前記第２のダイオードの一端は、前記第１のダイオードの前記一端とは逆極性であり、前記第１のダイオードの前記一端に導かれており、
前記第４のコンデンサは、一端が前記第２のダイオードの他端に導かれ、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれており、
前記第１のダイオードは、前記交流電源の一の半周期において、前記交流電源により前記第３のコンデンサを充電する回路を構成し、
前記第２のダイオードは、前記交流電源の他の半周期において、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの直列回路に、前記交流電源を印加する回路を構成し、
前記制御回路は、入力端子が前記第４のコンデンサの端子と並列に接続され、交流電源の電圧値に応答して、前記切替回路を制御するとともに、その入力インピーダンスＺが変化し、
前記第４のコンデンサの端子電圧Ｖｃｃは、前記第３のコンデンサの容量値をＣ１とし、交流電源電圧をＶａｃとし、交流電源周波数をｆとしたとき、
（Ｖｃｃ)2＝（１／４）×（Ｃ１）×（Ｖａｃ)2×ｆ×Ｚ
を満たし、前記制御回路の動作電圧として利用される
電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載された電源回路であって、
前記第４のコンデンサの端子電圧Ｖｃｃは、６３Ｖ以下に定められることを特徴とする電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖの交流入力に対し、前者に対しては倍電圧整流、後者には全波整流になるように切替え、２つの異なる交流電源系に対して、略同一値の直流出力を得るようにした電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源回路において、倍電圧整流回路及び全波整流回路の切替に当たっては、切替スイッチを手動で操作すること可能であるが、切り替え忘れや誤操作、及び、それに伴う危険を回避する手段として、商用電源の相違に応じて、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替える回路構成が主流になっている。特開昭６２ー１７８１７３号公報、特開昭６０ー２７９１６号公報及び特開平３ー１４５９２６号公報等は、そのような自動切替技術を開示している。
【０００３】
自動切替を行なうには、交流入力電圧を検出し、その検出信号に基づいて、トライアック等の３端子スイッチ素子でなる切替回路を制御する制御回路と共に、この制御回路に動作電圧を供給する補助電源回路が必要である。
【０００４】
補助電源回路を構成するに当たり、上述した特開昭６２ー１７８１７３号公報及び特開平３ー１４５９２６号公報等では、交流入力電圧を全波整流または半波整流していた。ところが、交流入力が、例えばＡＣ２００Ｖと、ＡＣ１００Ｖとの間で切り替えられるので、制御回路を構成する受動回路部品及び能動回路部品として、ＡＣ２００Ｖ時のピーク値に耐え得る高耐圧素子を用いなければならず、コスト高になる。
【０００５】
特開昭６０ー２７９１６号公報では、トランスを用いて、交流入力電圧を低下させ、この低下された電圧を利用して、補助電源を生成している。しかし、この場合は、回路の大型化、部品点数の増大を招き、小型化の要求に応えることができない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明の課題は、制御回路を構成する部品として、高耐圧の素子を使用する必要がなく、回路構成の小型化に適した電源回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、制御回路と、補助電源回路とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する。
【０００８】
前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力端及び整流出力端を有する。前記コンデンサ回路は、少なくとも第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含み、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において直列に接続されている。
【０００９】
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続点との間に接続されている。
【００１０】
上記構成において、交流電源が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合において、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切換回路が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流入力は、全波整流回路で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ及び第２のコンデンサにより平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧が得られる。
【００１１】
交流電源としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路が閉じられる。すると、正サイクル時には、全波整流回路を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサによって平滑化される。このとき、第１のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、全波整流回路を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力がコンデンサ第２のコンデンサによって平滑化される。このとき、第２のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧が得られる。
【００１２】
本発明に係る電源回路は、更に、制御回路及び補助電源回路を含んでいる。前記制御回路は、交流電源の電圧値に応答して、前記切替回路を制御する。従って、ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖのような商用電源の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替えることができる。
【００１３】
前記補助電源回路は、制御回路のための動作電圧を生成して、制御回路に供給する。この補助電源回路は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサとを含む。第１のダイオードは、交流電源の例えば正の半周期において、交流電源により第３のコンデンサを充電する回路を構成する。従って、第３のコンデンサは正の半周期において充電される。
【００１４】
次に、第２のダイオードは、交流電源の負の半周期において、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路に、交流電源を印加する回路を構成する。そして、第４のコンデンサの端子電圧が、制御回路の動作電圧として利用される。
【００１５】
この補助電源回路において、制御回路の動作電圧として利用される第４のコンデンサ５４端子電圧は、第３のコンデンサの容量値と第のコンデンサに並列に接続された制御回路の入力インピーダンスに関係して定まる。従って、第３のコンデンサの容量値と、制御回路４の入力インピーダンスを適切に選定によって、第４のコンデンサの端子電圧を低電圧に設定することが可能になる。このため、第４のコンデンサの端子電圧が印加される受動回路部品及び能動回路部品として、高耐圧の素子を使用する必要がなくなる。  更に、第４のコンデンサの端子電圧は制御回路の入力インピーダンスによって定まる。従って、ＡＣ１００系と、ＡＣ２００Ｖ系との間において、制御回路の入力インピーダンスＺを異ならせることにより、両系において、第４の端子電圧をほぼ一致した値に設定することができる。
【００１６】
しかも、整流ダイオード及びコンデンサによる回路構成であるから、トランスを用いる場合に比較して、回路構成が著しく小型化されると共に、部品点数が減少する。
【００１７】
本発明に係る電源回路は、例えばスイッチング電源のようにそれ自体独立した形態を取る電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等にも、広く適用し得る。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る電源回路の電気回路接続図である。本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路１と、コンデンサ回路２と、切換回路３と、制御回路４と、補助電源回路５とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源６、例えばＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが選択的に入力され、これらの２種の交流電源６を略同一値の直流電圧Ｖｏに変換して出力する。この直流電圧Ｖｏが負荷７に供給される。負荷７の代表例はスイッチング電源である。スイッチング電源には、それ自体が独立した電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等も含まれる。
【００１９】
ダイオードブリッジ回路１は、交流入力端ａ、ｂ及び整流出力端ｃ、ｄを有する。コンデンサ回路２は、少なくとも第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２を含み、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２は、ダイオードブリッジ回路１の整流出力端ｃーｄ間において直列に接続されている。
【００２０】
切換回路３は、一方の交流電源６の入力時に閉路されてダイオードブリッジ回路１による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源６の入力時に開路されてダイオードブリッジ回路１による全波整流回路が構成されるように、ダイオードブリッジ回路１の交流入力端ｂと、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２の接続点ｅとの間に接続されている。図示された切替回路３は、トライアック等の双方向性３端子スイッチ素子で構成され、双方向性３端子スイッチ素子のゲートに制御回路４からのトリガ信号が供給される回路構成となっている。
【００２１】
上記構成において、交流電源６が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合において、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、制御回路４から供給されるゲートトリガ信号により、切換回路３が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流入力は、ダイオードブリッジ回路１で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２により平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧Ｖ０が得られる。
【００２２】
交流電源６としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路３が閉じられる。すると、正サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１によって平滑化される。このとき、第１のコンデンサ２１の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第２のコンデンサ２２によって平滑化される。このとき、第２のコンデンサ２２の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧Ｖ０が得られる。
【００２３】
本発明に係る電源回路は、更に、制御回路４及び補助電源回路５を含んでいる。制御回路４は、交流電源６の電圧値に応答して、切換回路３を制御する。従って、ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖのような商用電源の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替えることができる。
【００２４】
補助電源回路５は、制御回路４のための動作電圧を生成して、制御回路４に供給する。この補助電源回路５は、第１のダイオード５１と、第２のダイオード５２と、第３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ５４とを含む。第１のダイオード５１は、図２に示すように、交流電源６の、例えば正の半周期において、交流電源６により第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ１を構成する。従って、第３のコンデンサ５３は、正の半周期において充電される。
【００２５】
次に、第２のダイオード５２は、図３に示すように、交流電源６の負の半周期において、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路に、交流電源６を印加する回路ＩＣ２を構成する。そして、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃが、制御回路４の動作電圧として利用される。
【００２６】
この補助電源回路５において、制御回路４の動作電圧として利用される第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃは、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１と第４のコンデンサ５４に並列に接続された制御回路４の入力インピーダンスＺに関係する次の式によって定まる。
【００２７】
（Ｖｃｃ）２＝（１／４）・（Ｃ１）・（Ｖａｃ）２・ｆ・Ｚ
但し、Ｖａｃは交流電源電圧
ｆは交流電源周波数
Ｚは制御回路４の入力インピーダンス
従って、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１と、制御回路４の入力インピーダンスＺを適切に選定によって、コンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃを、６３Ｖ以下の低い電圧に設定することが可能になる。このため、第１の整流ダイオード５１及び第２の整流ダイオード５２として、高耐圧の素子を使用する必要がなくなる。この点について具体例を挙げて説明する。例えば、
Ｃ１＝０．１μＦ
Ｖａｃ＝２６５Ｖ
ｆ＝５０Ｈｚ
Ｚ＝１０ｋΩ
とすると、Ｖｃｃ＝２９．６Ｖとなる。
【００２８】
更に、上記式から理解されるように、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃは制御回路４の入力インピーダンスＺによって定まる。従って、ＡＣ１００系と、ＡＣ２００Ｖ系との間において、制御回路４の入力インピーダンスＺを異ならせることにより、両系において、第４の端子電圧Ｖｃｃを、例えば、６３Ｖ以下のほぼ一致した値に設定することができる。第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃを６３Ｖ以下に設定した場合、制御回路４を構成する受動回路素子、及び、半導体素子等の能動回路素子として、耐圧８０Ｖのものを用いることができる。このような低耐圧の電子部品は、耐圧８０Ｖを越える回路部品よりも、低価格（例えば半値）であるから、制御回路４の大幅なコストダウン、延ては、電源回路のコストダウンを達成できる。
【００２９】
しかも、第１の整流ダイオード５１第２の整流ダイオード５２、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４による回路構成であるから、トランスを用いる場合に比較して、回路構成が著しく小型化されると共に、部品点数が減少する。
【００３０】
図４は本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。図１に示された実施例の構成部分と同一の構成部分については、同一の参照符号を付してある。この実施例においても、補助電源回路５は、第１のダイオード５１と、第２のダイオード５２と、第３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ５４とを含む。第１のダイオード５１は、図５に示すように、交流電源６の、例えば負の半周期において、交流電源６により第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ１を構成する。従って、第３のコンデンサ５３は、負の半周期において充電される。
【００３１】
次に、第２のダイオード５２は、図６に示すように、交流電源６の正の半周期において、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路に、交流電源６を印加する回路ＩＣ２を構成する。そして、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃが、制御回路４の動作電圧として利用される。
【００３２】
図７は本発明に係る電源回路に含まれる制御回路の具体的な回路例を示している。制御回路４は、第１のトランジスタＴ１、第２のトランジスタＴ２及び第３のトランジスタＴ３を含んでいる。
【００３３】
第１のトランジスタＴ１のベースは、ツェナーダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を通して交流電源ラインの一方に接続され、抵抗Ｒｏを通して、交流電源ラインの他方に接続されている。抵抗Ｒｏ〜Ｒ３は交流電源電圧Ｖａｃを分圧する分圧抵抗である。
【００３４】
また、第１のトランジスタＴ１のベースは、抵抗Ｒ３を通して、第４のコンデンサ５４の一端に接続されている。抵抗Ｒ３には、ダイオードＤ２が並列接続されている。第１のトランジスタＴ１のコレクタは、抵抗Ｒ４を介して第３のトランジスタＴ３のコレクタに接続されている。第１のトランジスタＴ１のエミッタは、第３のトランジスタＴ３のエミッタに接続され、第４のコンデンサ５４の一端に導かれている。
【００３５】
第２のトランジスタＴ２は、コレクタが、コンデンサＣ１を介して、第４のコンデンサ５４の一端に接続され、エミッタが抵抗Ｒ６の一端に接続されている。抵抗Ｒ６の他端は第４のコンデンサ５４の他端に接続されている。コンデンサＣ１には、抵抗Ｒ５が並列接続されている。また、第２のトランジスタＴ２のベース・エミッタ間には、抵抗Ｒ７と、コンデンサＣ２との並列回路が接続されている。更に、第２のトランジスタＴ２のエミッタと、コレクタに接続されたコンデンサＣ１の一端との間にコンデンサＣ３が接続されている。
【００３６】
第３のトランジスタＴ３は、コレクタがコンデンサＣ２を介して抵抗Ｒ６の一端に接続されている。
【００３７】
第２のトランジスタＴ２のエミッタには、双方向性ブレークオーバ型半導体素子８及び抵抗Ｒ８の直列回路が接続されている。この直列回路は切替回路３を構成する双方向性３端子素子のゲートに導かれている。双方向性３端子素子のゲート回路には、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ４との並列回路が接続されている。
【００３８】
上記の回路において、交流電源６がＡＣ２００Ｖである場合、ツエナーダイオードＤ１が、抵抗Ｒｏ〜Ｒ３によって分圧された電圧によって導通する。ツエナーダイオードＤ１が導通すると、第１のトランジスタＴ１がオンになる。
【００３９】
第１のトランジスタＴ１がオンになると、第２のトランジスタＴ２のベースが駆動されるので、第２のトランジスタＴ２がオンになる。第２のトランジスタＴ２がオンになると、第３のトランジスタＴ３がオンになり、コンデンサＣ３の端子電圧がほぼゼロになる。このため、双方向性ブレークオーバ型半導体素子８の両端に加わる電圧が極めて低くなり、双方向性ブレークオーバ型半導体素子８はオフとなり、切替回路を構成する３端子スイッチ素子はオフとなる。これにより、前述した全波整流が行なわれる。
【００４０】
第２のトランジスタＴ２がオンになると、第３のトランジスタＴ３がオンになり、第２のトランジスタＴ２が駆動されるので、自己保持動作に入る。第４のコンデンサ５４の電圧は、抵抗Ｒ６によって消費される。
【００４１】
交流電源６がＡＣ１００Ｖである場合は、ツェナーダイオードＤ１が導通しないので、第１のトランジスタＴ１〜第３のトランジスタＴ３による上記動作は行なわれない。交流電源６がＡＣ１００Ｖの場合は、ダイオード５１または５２及び抵抗Ｒ６を通してコンデンサＣ３が充電される。この充電作用により、コンデンサＣ３の充電端子電圧が、半導体素子８のブレークオーバ電圧に達すると、半導体素子８がブレークオーバ動作をする。半導体素子８のブレークオーバ動作により、切替回路３を構成する３端子スイッチ素子のゲートがトリガされ、３端子スイッチ素子がターン・オンする。この結果、前述した倍電圧整流が行なわれることになる。
【００４２】
このとき消費される電力は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ６とによって定まる。このように、ＡＣ１００系と、ＡＣ２００Ｖ系との間で、制御回路４の入力インピーダンスを切り替えることにより、第４のコンデンサ５４の電圧を、６３Ｖ以下に設定することができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、高耐圧の素子を使用する必要がなく、回路構成の小型化に適した電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電源回路の電気回路図である。
【図２】図１に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図３】図１に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図４】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【図５】図４に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図６】図４に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図７】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１              ダイオードブリッジ回路
２              コンデンサ回路
２１            第１のコンデンサ
２２            第２のコンデンサ
３              切替回路
４              制御回路
５              補助電源回路
５１            第１のダイオード
５２            第２のダイオード
５３            第３のコンデンサ
５４            第４のコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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