(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
突極性を有する永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例して制御する手段と、
前記電動機に入力されている無効電力の実際値を演算する手段と、
前記電動機を最大トルク制御するための条件式と、突極性を有する永久磁石形同期電動機における無効電力の関係と、から電動機に入力されるべき無効電力の目標値を演算する手段と、
前記無効電力の実際値と目標値とが等しくなるように前記巻線に印加する電圧を調整する調整手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記巻線に印加する電圧ベクトルの大きさとこの電圧ベクトルに直交する電流成分との積から前記電動機に入力されている無効電力の実際値を演算する手段と、前記電動機の等価回路定数と電流の大きさと電圧の角周波数とから電動機に入力されるべき無効電力の目標値を演算する手段と、前記無効電力の実際値と目標値との差を増幅して前記電圧ベクトルの大きさの指令値に帰還する手段と、を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記電動機の等価回路定数から決まる比例定数をＫM、電流の大きさをＩ、電圧の角周波数をωとしたときに、電動機に入力されるべき無効電力の目標値をＫMωＩ2とすることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項４】
突極性を有する永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例して制御する手段と、前記電動機に入力されている無効電力の実際値を電圧の角周波数により除算する手段と、前記電動機の等価回路定数から決まる比例定数をＫM、電流の大きさをＩとしたときに、ＫMＩ2の値を演算する手段と、前記無効電力の実際値を電圧の角周波数により除算した値とＫMＩ2とが等しくなるように前記巻線に印加する電圧を調整する調整手段と、を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等の半導体電力変換器を用いて、埋込磁石構造のような突極性を有する永久磁石形同期電動機を高効率で運転するための制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石形同期電動機やリラクタンスモータ等の同期電動機の制御では、一般に回転子の位置を検出する位置検出値が必要であり、検出した回転子の位置に同期して電流の位相を制御する。検出器としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用いられている。あるいは、電動機の電圧や電流の情報から、電気的に回転子の位置を演算する、いわゆる位置センサレス制御も知られている。
【０００３】
回転子の位置を検出する、あるいは演算によって求める場合の高効率運転は、比較的容易に実現可能である。永久磁石を回転子表面に取り付けた表面磁石構造の永久磁石形同期電動機（以下、ＳＰＭモータと呼ぶ。）においては、永久磁石が作る磁束方向の電流すなわちｄ軸電流をゼロにするＩd＝０制御が一般に採用される。ＳＰＭモータの場合、ｄ軸電流はトルクに寄与しないためＩd＝０制御によって銅損を最小限に抑えることができるためである。
【０００４】
また、永久磁石を回転子内部に埋め込んだ埋込磁石構造の永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭモータと呼ぶ。）においては、磁気回路が非対称になって突極性が生じ、この突極性によるリラクタンストルクを利用した最大トルク制御が採用される。この最大トルク制御では、トルク／電流が最大化する。つまり、所望のトルクに対して常に電流が最小化するので、銅損を最小限に抑えることができる。
【０００５】
一方、上記のように回転子の位置を検出あるいは演算する方法の他に、同期電動機の印加電圧と周波数とを単に比例させて制御するＶ／ｆ制御も知られている。
図８に、Ｖ／ｆ制御の制御ブロック図を示す。周波数設定手段１により所望する電動機の周波数を設定し、加減速演算手段２により周波数をランプ関数状に変化させる。ｆ／Ｖ変換手段３では、周波数にほぼ比例した電圧が記憶あるいは計算により求められ、周波数指令ｆ*に応じて電圧指令ｖ*が出力される。
【０００６】
積算手段７は、周波数指令ｆ*と後述する安定化制御手段３０からの周波数補正成分Δｆ*との加算結果である周波数指令ｆ1*を積分し、電動機６の巻線に印加する電圧の位相θを演算する。ＰＷＭ手段４は、電圧指令ｖ*の大きさ及び位相θを入力してパルス幅変調を行い、インバータ５を構成するスイッチング素子を制御する。インバータ５からはパルス幅制御された交流電圧が出力され、永久磁石形同期電動機６の巻線に印加される。
【０００７】
Ｖ／ｆ制御は、定常的にトルクが振動したり、負荷が急変した場合には脱調して運転不能になる等、安定性に問題がある。そこで、図８の破線内に示す安定化制御手段３０により、電圧ベクトルｖに直交する電流成分ｉQ及び平行な電流成分ｉPを電動機６の一次電流から３相／２相変換手段３１、座標変換手段３２を介して求め、ハイパスフィルタ３３，３４、比例増幅器３５，３６を介し加減算して補正成分Δｆ*を算出し、これを電圧の周波数指令ｆ*に帰還して安定性を改善している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
位置検出器付きの制御装置は、ＳＰＭモータではＩd＝０制御、ＩＰＭモータでは最大トルク制御を行い高効率に運転することが簡単に実現できる半面、装置の小型化が困難である。また、検出器の信号を伝える複数本の配線や受信回路が必要であるため信頼性、作業性、価格等でも問題を抱えている。更に、位置センサレス制御では、位置センサが不要である反面、回転子位置を求めるために高速、高機能な演算が必要であり、高価な制御装置が必須となる。
【０００９】
一方、従来のＶ／ｆ制御は位置検出器が不要であり、しかも制御が簡単なため制御装置を安価にできるが、回転子の位置が不明なので、ＳＰＭモータにおいてはＩd＝０制御、ＩＰＭモータにおいては最大トルク制御などを行って高効率に運転するということが難しかった。
例えば、Ｖ／ｆ制御は出力周波数に対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく電動機に印加しているので、予め決めた電圧が定格負荷の状態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときに過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必要な電流が流れ、損失が増加し、省エネルギーの観点から問題となる。
【００１０】
この点につき、本出願人は、ＳＰＭモータに関しては、Ｖ／ｆ制御によって等価的にｉd＝０制御を実現する制御装置を特願平１１−３３０２５として提案し、上記問題を解決している。
そこで本発明は、ＩＰＭモータのように突極性を有する永久磁石形同期電動機において上記の問題を解決し、簡単かつ安価な構成で高効率運転が可能な同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は基本的に、埋込磁石構造等の突極性を有する永久磁石形電動機の巻線に印加する電圧とその周波数をほぼ比例させて制御する手段と、電動機に入力されている無効電力の実際値を演算する手段と、前記電動機を最大トルク制御するための条件式と、突極性を有する永久磁石形同期電動機における無効電力の関係と、から電動機に入力するべき無効電力の目標値を演算する手段と、前記無効電力の実際値と目標値とが等しくなるように前記巻線に印加する電圧を調整する調整手段と、を備えたものである。
【００１２】
以下、本発明の原理について説明する。
電動機に入力されている無効電力は、電圧と電流をベクトルとしてとらえることで演算できる。ベクトルの座標軸としては種々の座標軸が取り得るが、ここでは、図５と図６を参照しながら請求項２の方法について説明する。
【００１３】
図５に示すように、電動機の巻線に印加する電圧ベクトルｖの方向をＰ軸にとったＰ−Ｑ直交座標を考える。Ｐ−Ｑ座標軸は、永久磁石が作る磁束方向をｄ軸にとったｄ−ｑ直交座標と交角がδであるとする。なお、この交角は同期電動機の負荷角あるいは内部相差角と言われる角度にほぼ相当する。
電流ベクトルをｉとすると、このベクトルｉはＰ−Ｑ軸上で観測したＰ軸電流ｉPとＱ軸電流ｉQ、または、ｄ−ｑ軸上で観測したｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqに分解できる。
ここで、電圧ベクトルｖとＱ軸電流ｉQとは直交しているので、両者の積から電動機に入力されている無効電力Ｑiを求めることができ、電圧ベクトルの大きさＶを用いて数式１により表すことができる。
【００１４】
【数１】
Ｑi＝ＶｉQ
【００１５】
一方、電動機の等価回路定数などを用いて無効電力を演算することもでき、このことを図６を参照しながら説明する。永久磁石が作る鎖交磁束Ψmが角周波数ωで回転することで発生する誘起電圧は、大きさがωΨmで表されｑ軸上に存在する。図６ではその大きさをｅmと表している。この誘起電圧と直交する電流ｉdとの積、すなわちωΨmｉdは無効電力となる。また、電流ｉdによるリアクタンス降下電圧の大きさは、ｄ軸のインダクタンスＬdを用いてωＬdｉdとなる。図６ではその大きさをｅLdと表している。
【００１６】
このリアクタンス降下電圧ｅLd（＝ωＬdｉd）とｄ軸電流ｉdとは直交関係にあるので、両者の積、すなわちωＬdｉd2は無効電力となる。更に、ｑ軸電流ｉqによるリアクタンス降下電圧の大きさは、ｑ軸のインダクタンスＬqを用いてωＬqｉqとなる。図６ではその大きさをｅLqと表している。このリアクタンス降下電圧ｅLq（＝ωＬqｉq）とｑ軸電流ｉqとは直交関係にあるので、両者の積、すなわちωＬqｉq2は無効電力となる。従って、上記の考察から得られる無効電力Ｑmは、数式２により表すことができる。
【００１７】
【数２】
Ｑm＝ωΨmｉd＋ωＬdｉd2＋ωＬqｉq2
【００１８】
数式１及び数式２によって求まる無効電力は、見方が異なるだけで値は等しいことから、数式３で示す関係が成立する。
【００１９】
【数３】
ＶｉQ＝ωΨmｉd＋ωＬdｉd2＋ωＬqｉq2
【００２０】
数式３は、ＩＰＭモータにおける無効電力の関係を表す式であり、本発明が目的とする高効率運転とは直接関係しない。そこで、数式３の右辺にＩＰＭモータを高効率運転するための条件式を代入し、その値を電動機に入力されるべき無効電力の目標値とし、数式３の左辺で表される電動機の無効電力の実際値が目標値と等しくなるように制御することで、電動機に入力される無効電力を調節し、ＩＰＭモータを高効率に運転することが可能となる。
【００２１】
ここでは、ＩＰＭモータを高効率運転するために最大トルク制御の条件式を用いて説明する。以下に最大トルク制御の条件式を示す（電気学会研究会資料「リング磁石埋込型ＰＭモータの諸特性」ＲＭ−９５−１５参照）。
【００２２】
【数４】
｛Ψm＋（Ｌd−Ｌq）ｉd｝ｉd−（Ｌd−Ｌq）ｉq2＝０
【００２３】
回転子の位置を検出する位置検出器があれば、座標変換により容易にｉd，ｉqが求まり、数式４を満たすように制御系を構成することで、最大トルク制御による高効率な運転が可能である。しかし、位置検出器が無い場合はｉd，ｉqを求めることが困難である。
そこで、比較的容易に求められるｉP，ｉQまたは、ｉP2＋ｉQ2＝Ｉ2（＝ｉd2＋ｉq2）を用いてＩＰＭモータで最大トルク制御を実現することを考える。
まず、数式４に上記Ｉ2＝ｉd2＋ｉq2から求まるｉq2＝Ｉ2−ｉd2を代入して整理すると、数式５となる。
【００２４】
【数５】
２（Ｌd−Ｌq）ｉd2＋Ψmｉd−（Ｌd−Ｌq）Ｉ2＝０
【００２５】
数式５をｉdについて解くと、数式６となる。
【００２６】
【数６】
0003680618.tif 000002
【００２７】
ＩＰＭモータでリラクタンストルクを用いるためには、ｄ軸電流ｉdを常に負に制御する必要があるので、Ｌd＜Ｌqを考慮すると、数式６の復号は＋をとるときｉdが負となるので、以下の数式７となる。
【００２８】
【数７】
0003680618.tif 000003
【００２９】
ＩＰＭモータにおける無効電力の関係を表す数式３の右辺にｉq2＝Ｉ2−ｉd2を代入して整理すると、以下の式となる。
【００３０】
【数式８】
ＶｉQ＝ω（Ｌd−Ｌq）ｉd2＋ωΨmｉd＋ωＬqＩ2
【００３１】
数式８に数式７を代入すると、数式９となる。
【００３２】
【数９】
0003680618.tif 000004
【００３３】
上記数式９が本発明の基本原理を表している。すなわち、数式９の左辺が無効電力の実際値、数式９の右辺が最大トルク制御の条件を加えた無効電力の目標値であり、両辺が等しくなるように制御することで、ＩＰＭモータを高効率制御することができる。
【００３４】
次に、数式５の最大トルク制御の式を近似的に表し、制御構成を簡略化することを考える。数式５をＩ2について解くと、以下の数式１０となる。
【００３５】
【数１０】
Ｉ2＝２ｉd2＋｛Ψm／（Ｌd−Ｌq）｝ｉd
【００３６】
一般的には、Ψm／（Ｌd−Ｌq）はｄ軸電流に比べて十分に大きい。このような条件の場合、以下の関係式が成り立つ。
【００３７】
【数１１】
２ｉd2≪｛Ψm／（Ｌd−Ｌq）｝ｉd
【００３８】
この数式１１の関係から、数式１０を以下のように近似する。
【００３９】
【数１２】
Ｉ2≒ｋｉd
【００４０】
数式１２における係数ｋを書き換えて、数式１３を得る。
【００４１】
【数１３】
ｉd＝ＫＩ2      （１／ｋ＝Ｋとおく。）
【００４２】
数式１３を数式８に代入すると、以下の式となる。
【００４３】
【数１４】
ＶｉQ＝ωＩ2｛（Ｌd＋Ｌq＋Ψm・Ｋ）／２｝＝ωＩ2・ＫM
（ＫM＝（Ｌd＋Ｌq＋Ψm・Ｋ）／２）
【００４４】
よって、前述の数式１２のように近似すると、数式１４により、簡単な回路構成で近似的な最大トルク制御を実現することができる。
数式１４の電圧ベクトルの大きさＶに代えてＶの指令値Ｖ*を用いても、その作用は同じである。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は請求項１に係る発明の実施形態であり、永久磁石形同期電動機の高効率運転を示す制御ブロック図である。破線で囲んだ部分がこの実施形態において追加した機能である。図８の従来技術に示した安定化制御手段は図示を省略する。破線外は従来技術であるため、以下では破線内についてのみ説明する。
【００４６】
請求項１は、本発明の根本的な概念を表すものである。図１において、ＩＰＭモータのごとく突極性を有する永久磁石形同期電動機６の電圧、電流は無効電力演算手段８に取り込まれ、この演算手段８により、電動機６に入力されている無効電力の実際値が前述の数式１により演算される。また、無効電力目標値演算手段９により、高効率運転の条件式（前述の数式１４または数式９の右辺）を用いて電動機６に入力されるべき無効電力の目標値を演算する。なお、１１は周波数設定値ｆ*を無効電力目標値の演算用に角周波数ωに変換する変換手段である。そして、調節手段１０により、電動機に入力されている無効電力が目標値に等しくなるように作用する値がｆ／Ｖ変換手段３の出力である電圧指令ｖ*に帰還される。
【００４７】
これにより、Ｖ／ｆ制御されるＩＰＭモータにおいて、最大トルク制御を可能にして高効率運転を行うことができる。
【００４８】
図２は、請求項２に係る発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
図２において、検出した２相の電流ｉu，ｉwは座標変換手段１２により電圧指令ベクトルに直交する電流成分ｉQと電圧指令ベクトルに平行な電流成分ｉPとに変換される。無効電力演算手段８では、電圧指令ベクトルと電流成分ｉQとから無効電力の実際値を演算する。また、電流成分ｉQ，ｉPと電動機６の等価回路定数（Ｌd，Ｌq，Ψm等）１３と角周波数ωとを用いて、無効電力目標値演算手段９が無効電力の目標値を演算する。調節手段１０により、電動機６に入力されている無効電力の実際値が目標値に等しくなるように作用する値が電圧指令ｖ*に帰還される。
【００４９】
図３は、請求項３に係る発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
図３において、Ｉ2演算手段１５はＩ2＝ｉP2＋ｉQ2の演算式に従い電流の大きさの２乗を求め、前記数式１４のカッコ内に示した係数ＫM＝（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２を乗じ、更に角周波数ωを乗算器１７により乗算してω｛（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２｝Ｉ2を求め、これを無効電力の目標値とする。
その一方で、無効電力演算手段８により電圧指令ｖ*とｉQとを乗算してｖ*ｉQを求める。
【００５０】
これらのω｛（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２｝Ｉ2とｖ*ｉQとの差をとってその値を△とする。△は調節器１６に入力され、電圧指令ｖ*を補正する△ｖ*を生成する。
△が＋（プラス）の場合には実際に入力されている無効電力が目標とする無効電力よりも大きく、印加した電圧が過大であることを表し、−（マイナス）の場合には実際に入力されている無効電力が目標とする無効電力よりも小さく、電圧が過少であることを表すため、△ｖ*は電圧に対し負帰還される。
なお、図３において１４は積算手段、１８は３相／２相変換手段である。
【００５１】
図３における調節器１６の具体的な構成について、図７を参照しながら説明する。
図７において、例▲１▼は１次遅れ要素を持たせた場合、例▲２▼は比例要素と積分要素を組合せたＰＩ調節器を構成した場合、例▲３▼は比例要素を持たせた場合、例▲４▼は積分要素を持たせた場合である。いずれの場合も、無効電力目標値と実際値との偏差である入力の△をゼロにするように電圧を調整する機能を持つ点では、目的は共通している。
【００５２】
また、図４は請求項４に係る発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ部分が図３の実施形態と異なっている。
この実施形態では、数式１４を変形して求まる次式に基づいて制御回路を構成している。
【００５３】
【数１５】
ＶｉQ／ω＝｛（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２｝Ｉ2＝ＫM・Ｉ2
【００５４】
図４において、Ｉ2演算手段１５によりＩ2＝ｉP2＋ｉQ2の演算式に従い電流の大きさの２乗を求め、図３と同様の係数ＫM＝（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２を乗算して｛（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２｝Ｉ2を求める。
一方で、電圧ｖ*とｉQとの積を除算器１９により角周波数ωで除して（ｖ*ｉQ）／ωを求める。（ｖ*ｉQ）／ωと｛（Ｌd＋Ｌq＋ΨmＫ）／２｝Ｉ2との差をとってその値を△とする。△は調節器１６に入力され、電圧指令ｖ*を補正する△ｖ*を生成する。調節器１６の構成は、図７と同じである。
【００５５】
このように、電動機６に入力されている無効電力の実際値に比例した値と電動機６の無効電力の目標値に比例した値とを用いて図３の実施形態と同様な調節器１６により制御回路を構成すれば、高効率な運転が可能である。また、電動機６に入力されている無効電力の実際値と無効電力の目標値とから同一値を加減した値を用いても、同一の効果が得られることは明らかである。
【００５６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、埋込磁石構造等の突極性を有する永久磁石形同期電動機の制御装置であって、巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて駆動するＶ／ｆ制御において、簡単な制御によって高効率運転を実現することができる。すなわち、従来、磁極位置検出器付きの駆動装置によって実施されてきた最大トルク制御を検出器なしで実現可能とし、一方的に電圧を供給するだけのＶ／ｆ制御に負荷変動に応じて電圧を調整する機能が加わり、省エネルギー効果を発揮する等の効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】本発明の原理を説明する図である。
【図６】本発明の原理を説明する図である。
【図７】図３、図４における調節器の構成図である。
【図８】従来技術を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１  周波数設定手段
２  加減速演算手段
３  ｆ／Ｖ変換手段
４  ＰＷＭ手段
５  インバータ
６  永久磁石形同期電動機
８  無効電力演算手段
９  無効電力目標値演算手段
１０ 調節手段
１１  変換手段
１２  座標変換手段
１３  電動機の等価回路定数
１４  積算手段
１５  Ｉ2演算手段
１６  調節器
１７  乗算手段
１８  ３相／２相変換手段
１９  除算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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