(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器の交流出力電圧を設定値に一致させるように調節手段を動作させ、前記電力変換器のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスを生成するための出力電圧指令値を出力する電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の交流入力電圧平均値と、交流入力電圧のゼロクロス信号に同期して動作するカウンタのカウント値と、を乗算して前記電力変換器の入力電圧正弦波データを作成し、この入力電圧正弦波データと交流入力電圧検出値との偏差に基づく補正値により前記調節手段の出力を補正して出力電圧指令値を生成することを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記入力電圧正弦波データと交流入力電圧検出値との偏差をこの交流入力電圧検出値により除算した値を用いて、前記補正値を求めることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の技術分野】
この発明は、ＰＷＭ制御される電力変換器の自動電圧調整器（ＡＶＲ）や自動電力調整器（ＡＰＲ）に適用可能な制御装置に関し、特に、瞬時電圧低下のような電力変換器入力電圧の急変時にも安定した出力電圧を維持できるようにした制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来のＡＶＲやＡＰＲでは、例えば瞬時電圧低下による電力変換器の入力電圧急変時に数百ｍｓにわたって出力電圧が変動する場合があり、場合によっては負荷機器の損傷や停止を招くことがあった。
そこで本発明は、入力電圧の急変時にも安定した出力電圧を維持し、入力電圧の瞬時低下補償機能を果たすことができる電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【０００３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、電力変換器の交流出力電圧を設定値に一致させるように調節手段を動作させ、前記電力変換器のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスを生成するための出力電圧指令値を出力する電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の交流入力電圧平均値と、交流入力電圧のゼロクロス信号に同期して動作するカウンタのカウント値と、を乗算して前記電力変換器の入力電圧正弦波データを作成し、この入力電圧正弦波データと交流入力電圧検出値との偏差に基づく補正値により前記調節手段の出力を補正して出力電圧指令値を生成するものである。
【０００４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、前記入力電圧正弦波データと交流入力電圧検出値との偏差をこの交流入力電圧検出値により除算した値を用いて、前記補正値を求めるものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。この実施形態は、本発明の制御装置がＡＶＲとして機能する場合のものである。
まず、図２は本発明の実施形態が適用される電力変換器（単相コンバータ）の主回路構成図である。図において、１１は単相交流電源、１２はコンデンサ及びリアクトルからなる入力フィルタ、１３はＰＷＭ制御されるスイッチング部、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚは半導体スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６は還流ダイオード、１４はコンデンサ及びリアクトルからなる出力フィルタ、１５は負荷である。なお、半導体スイッチング素子Ｖ，Ｙの相互接続点は交流電源１１及び負荷１５の一端に接続されている。
【０００６】
この電力変換器では、スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，ＺをＰＷＭ制御することにより、入力電圧を任意の大きさに変換して負荷１５に供給する。
具体的に述べると、入力電圧を降圧して負荷１５に供給する場合、スイッチング素子Ｕ，Ｘ，Ｖ，Ｙを入力電圧の周波数によりスイッチングし、スイッチング素子Ｗ，Ｚを均等間隔でＰＷＭスイッチングする。また、入力電圧を昇圧して負荷１５に供給する場合、スイッチング素子Ｖ，Ｙ，Ｗ，Ｚを入力電圧の周波数によりスイッチングし、スイッチング素子Ｕ，Ｘを均等間隔でＰＷＭスイッチングして入力電圧を短絡する。
【０００７】
本実施形態の制御装置は、交流電源１１による電力変換器の入力電圧が急変した場合にも、負荷１５に供給される出力電圧が変動しないようになＰＷＭパルスを生成してスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを駆動するものである。
【０００８】
前後するが、図１は、実施形態にかかる制御装置の主要部を示すブロック図である。その構成及び動作を、図１、図３を参照しつつ以下に説明する。
図１において、電力変換器の出力電圧設定値ａは加算手段２１の一方の入力となり、出力電圧検出値は整流器２２により全波整流され、その後、遅れ要素（フィルタ）２３を経ることで出力電圧平均値として加算手段２１の他方の入力となる。この加算手段２１により求められた偏差は、ＰＩ調節手段２４に入力される。
【０００９】
ＰＩ調節手段２４の出力ｆは、乗算手段３１において後述の加算手段３０の出力と乗算され、出力電圧指令値ｇとしてキャリアの切り分け（比較処理）に用いられる。この切り分け処理の結果、図２のスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに対するＰＷＭパルスが生成される。
【００１０】
一方、電力変換器の入力電圧検出値は整流器２５により全波整流され、図３に示す電圧ｂとなる。この電圧ｂは遅れ要素（フィルタ）２６に入力され、入力電圧平均値として乗算手段２７においてＲＯＭデータと乗算される。
乗算手段２７の出力は、入力電圧正弦波データｃとして加算手段２８の一方の入力となる。
【００１１】
ここで、入力電圧正弦波データｃの作成方法は次のとおりである。図３に示す如く、交流入力電圧に基づいてゼロクロス信号を生成し、このゼロクロス信号に同期させて図示されていないカウンタを動作させる。カウンタのリセットは、ゼロクロス信号の変化と同時に行う。
図示されていないＲＯＭのテーブルに、カウンタのカウント値に応じた値をＲＯＭデータとして格納しておき、この値を順に読み出して乗算手段２７により交流入力電圧平均値と乗算することにより、入力電圧正弦波データｃを作成する。これにより、入力電圧の位相や周波数の急激な変動に対しても、最大で１／２サイクルにて同期させることが可能である。
【００１２】
入力電圧正弦波データｃと前述の電圧ｂ（入力電圧検出値の全波整流波形）との偏差が加算手段２８により算出され、この偏差ｄは除算手段２９に送られる。除算手段２９では、電圧ｂを分母、偏差ｄを分子として除算することにより、ＰＷＭパルスに対する偏差ｄの重みを算出する。この重みに相当する信号ｅ（＝ｄ／ｂ）が加算手段３０の一方の入力となる。
【００１３】
加算手段３０には値「１」が入力されており、上記信号ｅが正の時は「１」に加算し、負の時は「１」から減じて出力する。この加算手段３０の出力は前述のように乗算手段３１に入力され、ＰＩ調節手段２４の出力ｆとの乗算により、出力電圧指令値ｇ（＝ｆ×（ｅ＋１）またはｆ×（１−ｅ））となる。
【００１４】
図３に示すように、いま、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の期間で入力電圧が急減したとすると、入力電圧正弦波データｃは遅れ要素２６の遅れを経て徐々に低下するため、加算手段２８から出力される偏差ｄは図３の如く徐々に減少していく。この減少に合わせてＰＩ調節手段２４の出力ｆが増加していくように回路定数を決めれば、図３に示すような出力電圧指令値ｇを得ることができる。すなわち、指令値ｇは、入力電圧が急減した時刻Ｔ１〜Ｔ２の期間だけレベルが大きくなっている。
この指令値ｇをキャリアの切り分けに用いることにより、入力電圧の急変に対しても電力変換器の出力電圧を一定に保つことができ、所期の自動電圧調整機能を果たすことができる。
【００１５】
つまり、この実施形態は、入力電圧の急変時に発生する偏差に応じて出力電圧の調節手段出力に補正を加えるものであり、この補正は、それ以前の定常状態における出力電圧に対し乗算として作用するので、入出力電圧がいかなる値であっても適切な補正を行うことができる。
なお、上記実施形態は専ら本発明をＡＶＲに適用した場合のものであるが、同様に原理により、自動電力調整器（ＡＰＲ）に適用することも可能である。
【００１６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、入力電圧の急変時にも出力電圧を常に一定に保つことができ、電力変換器の瞬時停止補償機能を容易に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態が適用される電力変換器の主回路構成図である。
【図３】本発明の実施形態の動作波形図である。
【符号の説明】
１１  単相交流電源
１２，１４  フィルタ
１３  スイッチング部
１５  負荷
２１，２８，３０  加算手段
２２，２５  整流器
２３，２６  遅れ要素
２４  ＰＩ調節手段
２７，３１  乗算手段
２９  除算手段
【図１】
0003656708.tif 000002
【図２】
0003656708.tif 000003
【図３】
0003656708.tif 000004