(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端がグランドに接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端にカソードが接続されアノードが第３の抵抗の一端に接続されたフォトダイオードと、該フォトダイオードに並列に接続された第２の抵抗と、２つの入出力端子を有するレベルシフト回路を具備し、前記フォトダイオードのカソードおよびアノードが前記レベルシフト回路の２つの入力端子に各々接続され、前記第３の抵抗の他端にバイアス端子が接続され、レベルシフト回路の２つの出力端子から出力信号を取り出すことを特徴とする光電気変換回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記フォトダイオードの極性を反転して接続したことを特徴とする光電気変換回路。
【請求項３】
請求項１において、
前記レベルシフト回路の出力段として、レベルシフト量が互いに異なる２つのソースフォロア回路を用いたことを特徴とする光電気変換回路。
【請求項４】
一端が高電位電源端子に接続された第１および第２の抵抗と、ゲート端子にバイアス端子が共通接続され、ソース端子が共通接続された第１および第２のトランジスタと、前記共通接続のソース端子にカソードが接続されたフォトダイオードとを具備し、前記第１および第２の抵抗の他端が前記第１および第２のトランジスタのドレイン端子に個々に接続され、前記第１のトランジスタのドレイン端子に出力端子が接続され、前記第２のトランジスタのドレイン端子にレファレンス出力端子が接続され、該レファレンス出力端子と前記高電位電源端子との間に容量が接続され、フォトダイオードのアノードに低電位電源端子が接続されていることを特徴とする光電気変換回路。
【請求項５】
請求項４において、
前記高電位電源端子と第１および第２の抵抗の共通接続点との間にダイオードを挿入することにより出力電圧レベルをシフトさせるようにしたことを特徴とする光電気変換回路。
【請求項６】
請求項４において、
前記第１および第２のトランジスタをバイポーラトランジスタとし、前記ゲート端子をベース端子に、前記ソース端子をエミッタ端子に、前記ドレイン端子をコレクタ端子に置換したことを特徴とする光電気変換回路。
【請求項７】
請求４において、
前記高電位電源端子を低電位電源端子に置換し、前記低電位電源端子を高電位電源端子に置換し、前記第１、第２のトランジスタおよび前記フォトダイオードの極性を反転したことを特徴とする光電気変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路装置における光電気変換回路に係り、特に高感度・高速のディジタル回路のインターフェースに整合性の良い光電気変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光電気変換回路の回路構成例を図９に示す。この回路は一端がグランドに接続された負荷抵抗ＲＬ１と、カソードがその負荷抵抗ＲＬ１の他端に接続されアノードがバイアス端子１に接続された受光素子としてのフォトダイオードＰＤとからなり、当該フォトダイオードＰＤのカソードに出力端子２が接続された構成を有する。バイアス端子１には負のバイアス電圧Ｖｂが印加される。
【０００３】
本回路の動作について図１０を用いて説明する。図１０において横軸は時間であり、縦軸は出力端子２での電圧値である。フォトダイオードＰＤでは入射された光信号の強度に応じて光電流Ｉｐが生成されるため、負荷抵抗ＲＬ１の抵抗値と光電流Ｉｐの電流値の積に対応する電圧が出力端子２に出力される。なお、図１０では入力光信号強度に応じて出力電圧▲１▼、▲２▼、▲３▼の変化の様子を時間軸を少しづつづらせて表している。
【０００４】
光通信用受信回路においては、入力される光信号が微弱であるため、出力端子２の後段には電気回路による増幅器が接続され、所望の電圧まで増幅されるのが一般的である。本回路構成おいて、広帯域動作を保証するためには負荷抵抗ＲＬ１の値を小さくする必要があり、一般に低インビーダンス型の光電気変換回路と呼ばれている（例えば、K.Pederotti,"High Speed Circuits for Lightwave Communication, "International Journal of High Speed Electronics and Systems,vol.9,no.2,pp.1-34,1998.)。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
光受信器を構成する場合、光電気変換回路の後段には電圧信号を増幅する目的で電圧増幅器が接続されるのが一般的である。また、近年では高飽和出力のフォトダイオードを用い、光電気変換回路の出力側が高速のディジタル回路に直結される受信器構成も提案されている（例えば、Y.Miyamoto,et.al.,"40Gbit/s highsensivity optical receiver with uni-traveling-carrier photodiode acting as decision IC driver,"IEE Electron. Lett.,vol.34,no.2,pp.214-215,1998.)。
【０００６】
いずれの構成においても、光受信回路では広帯域/高感度特性が要求され、これを実現するためには光電気変換回路、電圧増幅器の双方に対して広帯域/高利得特性が要求される。
【０００７】
ここで、光電気変換回路の後段に接続される増幅器の電圧利得を一定とすると、光電気変換回路の出力レベルと増幅器の入力レベルの整合性が高感度化を実現する上での鍵となる。
【０００８】
例えば、図１０において、後段回路のしきい値レベルをＶｔとすると、出力信号▲２▼の場合はそのしきい値Ｖｔと一致しており正常動作となる。出力信号▲１▼の場合はしきい値Ｖｔに達していないため信号を増幅できない。つまり、高感度動作が阻害されることとなる。一方、出力信号▲３▼の場合は後段回路のしいき値レベルＶｔと光電気変換回路の出力信号の中心レベルがづれているため、後段回路の波形歪みが受信器のマージンに影響をおよぼす。
【０００９】
このように従来の回路構成においては、フォトダイオードＰＤのバイアス条件による暗電流の変動を利用して出力ハイレベルの微調整は可能であるものの、高感度化を目的としてバイアス電圧により出力信号レベルを調節することは困難である。このように従来では、高感度の光電気変換回路を実現することは困難であった。
【００１０】
また、一般に、光電気変換回路の後段に接続された増幅器の入力電圧レベル（しきい値レベル）はその増幅器の回路構成に依存する。例えばＦＥＴデバイスを用いた単相入力の増幅器の場合、そのレベルはＦＥＴのしきい値レベルに依存する。さらに、超高速ディジタル回路については、そのインターフェースは先の増幅器の場合とは大きく異なる。このように種類の異なるインターフェースに対応可能な高感度の光電気変換回路構成が望まれる。
【００１１】
本発明は以上のような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、外部調整あるいは自動調整により出力レベルを後段回路のインターフェースへの整合可能な回路構成とすることにより、高感度化を実現した光電気変換回路を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために第１の発明は、一端がグランドに接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端にカソードが接続されアノードが第３の抵抗の一端に接続されたフォトダイオードと、該フォトダイオードに並列に接続された第２の抵抗と、２つの入出力端子を有するレベルシフト回路を具備し、前記フォトダイオードのカソードおよびアノードが前記レベルシフト回路の２つの入力端子に各々接続され、前記第３の抵抗の他端にバイアス端子が接続され、レベルシフト回路の２つの出力端子から出力信号を取り出すよう構成した。
【００１４】
第２の発明は、第１の発明において、前記フォトダイオードの極性を反転して接続して構成した。
【００１５】
第３の発明は、第１の発明において、前記レベルシフト回路の出力段として、レベルシフト量が互いに異なる２つのソースフォロア回路を用いた。
【００１６】
第４の発明は、一端が高電位電源端子に接続された第１および第２の抵抗と、ゲート端子にバイアス端子が共通接続され、ソース端子が共通接続された第１および第２のトランジスタと、前記共通接続のソース端子にカソードが接続されたフォトダイオードとを具備し、前記第１および第２の抵抗の他端が前記第１および第２のトランジスタのドレイン端子に個々に接続され、前記第１のトランジスタのドレイン端子に出力端子が接続され、前記第２のトランジスタのドレイン端子にレファレンス出力端子が接続され、該レファレンス出力端子と前記高電位電源端子との間に容量が接続され、フォトダイオードのアノードに低電位電源端子が接続されているよう構成した。
【００１７】
第５の発明は、第４の発明において、前記高電位電源端子と第１および第２の抵抗の共通接続点との間にダイオードを挿入することにより出力電圧レベルをシフトさせるように構成した。
【００１８】
第６の発明は、第４の発明において、前記第１および第２のトランジスタをバイポーラトランジスタとし、前記ゲート端子をベース端子に、前記ソース端子をエミッタ端子に、前記ドレイン端子をコレクタ端子に置換した。
【００１９】
第７の発明は、第４の発明において、前記高電位電源端子を低電位電源端子に置換し、前記低電位電源端子を高電位電源端子に置換し、前記第１、第２のトランジスタおよび前記フォトダイオードの極性を反転した。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明では、第１に、フォトダイオードに並列に抵抗を挿入することにより、当該抵抗と負荷抵抗との分圧によって光電気変換回路の出力レベルを設定する。これにより、出力レベルは外部から印加されるバイアス電圧によって後段回路の最適レベルに制御することが可能となる。第２に、第１の構成に加えてフォトダイオードのアノードに直列に負荷抵抗を付加し、さらにレベルシフト回路を接続することにより、差動信号を出力する構成とする。これにより、電圧利得を２倍に向上することができ、かつ差動出力とすることによりノイズマージンを向上することができる。後者においては、フォトダイオードにベース接地のトランジスタ対を接続することにより光電流を２分岐し、片方の出力を用いてレファレンス電圧を発生させる。このレファレンス電圧は入力される光信号の強度によらず常に出力信号の中心レベルを発生し、外部からの調整無しに自動的に後段の回路動作に最適な信号レベルを出力する。
【００２１】
［第１の実施形態］
図１は本発明による第１の実施形態の光電気変換回路の回路図である。この回路は一端がグランドに接続された負荷抵抗ＲＬ１と、カソードに当該負荷抵抗ＲＬ１の他端が接続されアノードがバイアス端子１に接続されたフォトダイオードＰＤと、当該フォトダイオードＰＤに並列に接続された抵抗Ｒpdからなり、フォトダイオードＰＤのカソードに出力端子２が接続された構成を有する。バイアス端子１には負のバイアス電圧Ｖｂが印加される。
【００２２】
本回路の動作について図２を用いて説明する。図２において横軸は時間であり、縦軸は出力端子での電圧値である。フォトダイオードＰＤでは入射された光信号の強度に比例して光電流Ｉｐが生成される。出力端子２には負荷抵抗ＲＬ１の抵抗値と光電流Ｉｐの電流値の積に対応する電圧振幅が出力される。
【００２３】
次に、本発明による回路の出力信号レベルについて考察する。出力信号のハイレベルＶ_highは、バイアス端子１のバイアス電圧をＶｂとすると、
Ｖ_high＝Ｖｂ・ＲＬ１/(ＲＬ１＋Ｒpd)                           (1)
のように、負荷抵抗ＲＬ１と抵抗Ｒpdによる分圧値で決定されることになる。このとき、フォトダイオードＰＤにかかるバイアス電圧Ｖpdは、
Ｖpd＝Ｖｂ・Ｒpd/(ＲＬ１＋Ｒpd)                                (2)
となる。
【００２４】
一方、出力信号のローレベルＶ_lowは光電流をＩｐとすると、
Ｖ_low＝Ｖ_high−ＲＬ１・Ｉｐ                                  (3)
となる。よって出力信号の中心レベルＶ_centerは、
0003661122.tif 000002
となる。
【００２５】
以上のことから明らかなように、出力信号の中心レベルはバイアス電圧Ｖｂによって調整可能であり、入力光電流が小さい場合においても後段回路のしきい値レベルに整合させることが可能となる。図２では光信号強度が小さい場合（図中▲１▼）と大きい場合（図中▲２▼）の２通りについて、その違いを明らかにするため、出力電圧▲１▼、▲２▼の変化の様子を時間軸を少しづらせて表している。式(4)にもあるように光強度が大きい場合にはバイアス電圧Ｖｂを小さくすることにより後段回路のしきい値レベルに調整することが可能であることがわかる。なお、回路設計においては、光電流量、出力インターフェースレベルを十分考慮して負荷抵抗ＲＬ１や抵抗Ｒpdの値を決定する必要がある。
【００２６】
このように、本実施形態によれば光電気変換回路の出力レベルを外部バイアス電位Ｖｂを調整することによって、後段回路のしきい値レベルに整合させることが可能である。このことによって、従来の光電気変換回路に比較して高感度な受信器を構成することが可能となる。
【００２７】
なお、本実施形態ではバイアス電圧Ｖｂが負の例について説明したが、フォトダイオードＰＤのアノードとカソードを反対に接続し、つまり極性を反転し、バイアス電圧Ｖｂを正にした場合であっても同様の作用効果を得ることができることはいうまでも無い。
【００２８】
［第２の実施形態］
図３は本発明による第２の実施形態の光電気変換回路の回路図である。この回路は一端がグランドに接続された負荷抵抗ＲＬ１と、カソードに当該抵抗ＲＬ１の他端が接続されアノードが別の負荷抵抗ＲＬ２の一端に接続されたフォトダイオードＰＤと、当該フォトダイオードＰＤに並列に接続された抵抗Ｒpdと、２つの入力端子および２つの出力端子を有するレベルシフト回路３からなり、フォトダイオードＰＤのカソードおよびアノードがレベルシフト回路３の２つの入力端子に接続され、負荷抵抗ＲＬ２の他端にバイアス端子１が接続され、レベルシフト回路３の２つの出力端子２ａ，２ｂから出力信号を取り出す構成を有する。バイアス端子１には負のバイアス電圧Ｖｂが印加される。
【００２９】
本回路の動作について図４を用いて説明する。図４において横軸は時間であり、縦軸は出力端子での電圧値である。フォトダイオードＰＤでは入射された光信号の強度に応じて光電流Ｉｐが生成されるため、ノードＡには負荷抵抗ＲＬ１の抵抗値と光電流Ｉｐの電流値の積に対応する電圧振幅が出力され、ノードＢには負荷抵抗ＲＬ２の抵抗値と光電流Ｉｐの電流値の積に対応する電圧振幅が出力される。負荷抵抗ＲＬ、ＲＬ２の値が同一の場合は、図４にあるようにノードＡ，Ｂでの出力振幅は同一となり、出力レベルが異なるものの極性は互いに反転状態にある。
【００３０】
ノードＡ，Ｂの信号はレベルシフト回路３に入力される。このレベルシフト回路３はノードＡ，Ｂの信号の中心レベル差が同一レベルとなるように双方の信号のＤＣレベルをシフト制御する回路である。よって図４にあるように出力端子２ａ，２ｂからは電圧中心レベルの一致した完全な差動信号が出力されることになる。
【００３１】
本発明による回路の出力信号レベルについて考察する。ノードＡのハイレベルＶ_highＡは、バイアス端子１のバイアス電圧をＶｂとすると、
Ｖ_highＡ＝Ｖｂ・ＲＬ１/(ＲＬ１＋ＲＬ２＋Ｒpd)              (5)
のように、抵抗ＲＬ１，ＲＬ２，Ｒpdによる分圧値で決定されることになる。このとき、フォトダイオードＰＤにかかるバイアス電圧Ｖpdは、
Ｖpd＝Ｖｂ・Ｒpd/(ＲＬ１＋ＲＬ２＋Ｒpd)                     (6)
となる。一方、ノードＡのローレベルＶ_lowＡは光電流をＩｐとすると、
Ｖ_lowＡ＝Ｖ_highＡ−ＲＬ１・Ｉｐ                           (7)
となる。よってノードＡの中心レベルＶ_centerＡは、
0003661122.tif 000003
となる。
【００３２】
他方、ノードＢのローレベルＶ_lowＢは、
Ｖ_lowＢ＝Ｖｂ(ＲＬ１＋Ｒpd)/(ＲＬ１＋ＲＬ２＋Ｒpd)         (9)
のように、これも抵抗ＲＬ１，ＲＬ２，Ｒpdによる分圧値で決定されることになる。ノードＢのハイレベルＶ_highＢは、
Ｖ_highＢ＝Ｖ_lowＢ＋ＲＬ２・Ｉｐ                          (10)
となり、ノードＢの中心レベルＶ_centerＢは、
0003661122.tif 000004
となる。
【００３３】
以上のことから明らかなように、ノードＡ，Ｂの各々の中心レベルはともにバイアス電圧Ｖｂによって調整可能である。さらに、レベルシフト回路３におけるレベル補償量は式(8)と式(11)の差分に相当し、負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２を同一の値とした場合には、
Ｖ_shit＝−Ｖｂ・Ｒpd/(２・ＲＬ１＋Ｒpd)−ＲＬ１・Ｉｐ    (12)
となる。
【００３４】
以上の式から明らかなように、入力される光信号の強度によってその必要なレベルシフト補償量は変動することとなる。このとき、レベルシフト回路３において、レベルシフト量を入力される光信号の強度に応じて制御する方法が最良であるが、それが不可能な場合においても式(12)にあるように、バイアス電圧Ｖｂによってシフト量の制御が可能である。実際の回路設計においては、光電流量や出力インターフェースレベルを十分考慮して抵抗ＲＬ１、ＲＬ２、Ｒpdの値を決定する必要がある。
【００３５】
図５に図３に示したレベルシフト回路３としてソースフォロア回路を適用した例を示す。図５のレベルシフト回路３においてＤＴ，ＤＣは入力端子、ＱＣ，ＱＴは出力端子、４はＶＳＳの電源端子、ＸＦ１〜ＸＦ４はトランジスタ、ＸＤ１〜ＸＤ６はダイオードである。図３の回路に示したように、本レベルシフト回路３は２入力２出力の構成を有する。出力端子ＱＴ側のソースフォロア回ではダイオード３段分（ＸＤ１〜ＸＤ３）のレベルシフトが、出力端子ＱＣ側のソースフォロア回路ではダイオード１段分（ＸＤ６）のレベルシフトが実現される。このように、ダイオードの挿入段数を各々異なる数に設定することにより、所望のレベルシフト補償量を実現し、差動信号を取り出すことが可能となる。
【００３６】
以上のように、本実施形態によれば光電気変換回路において単相の光信号から差動電気信号への変換が可能となる。このことにより、光電気変換回路の後段回路の構成を同一とした場合において、図１に示した実施形態の回路に比較して２倍の電圧利得が確保でき、さらなる高感度化が実現できる。
【００３７】
なお、本実施形態ではバイアス電圧Ｖｂが負の例について説明したが、フォトダイオードＰＤのアノードとカソードを反対に接続し、つまり極性を反転し、バイアス電圧Ｖｂを正にした場合であっても同様の作用効果を得ることができることはいうまでも無い。
【００３８】
［第３の実施形態］
図６は本発明による第３の実施形態の光電気変換回路の回路図である。本回路は一端がグランドに接続された負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４と、ゲートがバイアス端子１に共通接続され各々のソース端子が共通接続されたトランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２と、当該共通ソース端子にカソードが接続されたフォトダイオードＰＤとからなり、負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４の他端が各々トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２のドレイン端子に接続され、トランジスタＸＦ１１のドレインに出力端子２が接続され、トランジスタＸＦ１２のドレインにレファレンス出力端子５が接続され、当該レファレンス出力端子５とグランドとの間に容量Ｃｐが接続され、フォトダイオードＰＤのアノードにＶＳＳの電源端子４が接続された構成を有する。バイアス端子１には負のバイアス電圧Ｖｂが印加される。
【００３９】
本回路構成は、通常のトランジスタによる差動回路の電流源トランジスタの部分をフォトダイオードＰＤに置換して、差動出力の片側に容量Ｃｐを接続した構成と等価である。
【００４０】
次に回路の動作について説明する。フォトダイオードＰＤでは入力された光信号の強度に応じて光電流Ｉｐが生成される。本光電流Ｉｐはゲート接地トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２を介して分配される。両トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２のゲート幅が等しい場合には、負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４に流れる電流は等しく、Ｉｐ／２となる。フォトダイオードＰＤに加わるバイアス電圧は、トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２のゲートであるバイアス端子１を介して外部から与えられる。結果として、トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２のソース電位と電源端子４の電位の差分がフォトダイオードＰＤに加わることとなる。
【００４１】
図７において、横軸は時間であり、縦軸は出力端子２およびレファレンス出力端子５での電圧値である。今、負荷抵抗ＲＬ３、ＲＬ４の値が同一であり、トランジスタＸＦ１１，ＸＦ１２のゲート幅は共に等しいとする。負荷抵抗ＲＬ３は、フォトダイオードＰＤに入射された光信号の強度に応じて光電流Ｉｐ/２が流れるため、出力端子２には抵抗値ＲＬ３の抵抗値と光電流Ｉｐ／２の電流値の積に対応する電圧振幅が出力される。一方、負荷抵抗ＲＬ４においては、光電流Ｉｐ／２が流れるものの並列に接続された容量Ｃｐによって出力電圧が積分されるために、その容量値が十分大きい場合は一定の電位をレファレンス出力端子５に出力することになる。
【００４２】
ここで、入力光信号のマークとスペースの割合が等しい時には、出力端子２に現れる出力信号のハイレベルとローレベルの中間の電位が、レファレンス出力端子５から出力されることになる。この様子を図７では入力される光信号の強度に応じて出力電圧▲１▼，▲２▼，▲３▼の変化の様子を時間軸を少しづらせて表している（図中の出力電圧▲１▼，▲２▼，▲３▼の順で光強度は大きくなる。）。
【００４３】
以上の説明から明らかなように、レファレンス出力端子５から出力される電位は、入力される光信号の強度に応じて変動するものの、その値は常に出力端子２から出力される信号の中間レベルとなる。すなわち、後段に接続される回路が差動回路である場合、そのレファレンス電位が光入力強度に応じて自動的に設定されることになり、前記した従来技術、第１、および第２の実施形態において必要とされてきた外部からのバイアス調整を一切必要としない。さらに、本回路構成は超高速ディジタル回路で一般的に使用されている縦積み回路構成と同等であるため、回路構成上の整合性に優れている。本光電気変換回路の後段には電圧増幅のためのソースフォロア回路、あるいは差動増幅器が直接接続可能であり、受光素子とトランジスタを同一基板上に作製する場合において非常に有効である。
【００４４】
図８に本実施形態による光電気変換回路に差動増幅器を接続した例を示す。ここでは、図６に示した光電気変換回路の基本回路に、レベルシフトダイオードＤＸ１１〜ＤＸ１６、電流源トランジスタＸＦ１３からなるレベルシフト回路を付加することによって、光電気変換回路の出力が差動増幅器の動作可能な入力レベルへの整合を実現している。差動増幅器は、トランジスタＸＦ２１〜ＸＦ２７、ダイオードＸＤ２１〜ＸＤ２７、負荷抵抗ＲＬ５，ＲＬ６からなる。６，７は出力端子である。
【００４５】
動作については、出力端子２の信号のハイレベルがグランドレベルからダイオードのオン電圧の３倍低く設定されることを除いて図７に示したものと同様である。この場合、次段の差動増幅回路の動作可能な入力レベル範囲が十分に広いために、光信号強度に伴うレファレンス出力レベルの変動を十分吸収することが可能であり、広いダイナミックレンジを確保することができる。
【００４６】
以上の例からもわかるように本実施形態の光電気変換回路では、入力される光信号の強度変動に対して外部からの調整無しに最適レベルの設定が可能なため、高感度且つダイナミックレンジの広い光受信器を実現できる。
【００４７】
本実施形態ではトランジスタとしてＦＥＴを例に説明したが、パイポーラトランジスタを用いた場合においても同様の効果が得られることは言うまでもない。この場合、ゲートがベースに、ソースがエミッタに、ドレインがコレクタに置き換わる。また、受信器にとって最適な出力信号振幅あるいはレファレンス出力電位を実現するためのトランジスタのゲート幅やエミッタ面積と負荷抵抗の値の組み合わせは様々であり、上記の例で説明したものに限られないことは明らかである。さらに、トランジスタの耐圧保護のためにダイオードを挿入した場合においても同等の効果が得られることは言うまでも無い。
【００４８】
また、本実施形態では高電位電源をグランド、低電位電源をＶＳＳとしたが、高電位電源をＶＤＤ、低電位電源をグランドとしても全く同様に動作する。また、フォトダイオード、シフト用ダイオード、およびトランジスタの極性を各々反転し、高電位電源と低電位電源を逆にし、バイアス電圧Ｖｂを正の電圧にしても同様に動作する。
【００４９】
【発明の効果】
以上述べてきたように本発明によれば、後段回路のしきい値レベルに整合する出力レベルを外部調整あるいは自動調整にて出力可能な光電気変換回路を実現でき、光受信器の高感度化が実現可能となるため実施効果は大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態の光電気変換回路の回路図である。
【図２】  図１の回路の動作説明用の波形図である。
【図３】  本発明の第２の実施形態の光電気変換回路の回路図である。
【図４】  図３の回路の動作説明用の波形図である。
【図５】  図３の回路におけるレベルシフト回路の具体例の回路図である。
【図６】  本発明の第３の実施形態の光電気変換回路の回路図である。
【図７】  図６の回路の動作説明用の波形図である。
【図８】  図６の回路の発展例の回路図である。
【図９】  従来の光電気変換回路の回路図である。
【図１０】  図９の回路の動作説明用の波形図である。
【符号の説明】
１：バイアス端子、２：出力端子、３：レベルシフト回路、４：電源端子、５：レファレンス端子、６，７：差動出力端子
ＰＤ：フォトダイオード
ＲＬ１〜ＲＬ６：負荷抵抗、Ｒpd：抵抗
ＸＦ１〜ＸＦ４、ＸＦ１１〜ＸＦ１３、ＸＦ２１〜ＸＦ２７：トランジスタ
ＸＤ１〜ＸＤ６，ＸＤ１１〜ＸＤ１７，ＸＤ２１〜ＸＤ２７：ダイオード
【図１】
0003661122.tif 000005
【図２】
0003661122.tif 000006
【図３】
0003661122.tif 000007
【図４】
0003661122.tif 000008
【図５】
0003661122.tif 000009
【図６】
0003661122.tif 000010
【図７】
0003661122.tif 000011
【図８】
0003661122.tif 000012
【図９】
0003661122.tif 000013
【図１０】
0003661122.tif 000014