(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交するＮ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、その受信装置側に、上記ＯＦＤＭ方式で変調されているＯＦＤＭ信号のキャリアの内、既知の信号で変調されたキャリア(以下、既知キャリアと称す)のみを残して得られる周波数分布イメージの信号列を逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)し、ガードインターバルを付して得られる時間波形信号あるいはこの時間波形信号を所定の帯域幅に帯域制限した時間波形信号（以下、これら時間波形信号を既知キャリアの時間信号と称す）を算出し、該既知キャリアの時間信号の一部を用いて構成した参照信号と、上記受信装置のフーリエ変換(ＦＦＴ)前のＯＦＤＭ信号あるいは該ＯＦＤＭ信号を所定の帯域幅に帯域制限したＯＦＤＭ信号を入力とし、当該２つの入力信号間の相関を算出し、算出された相関信号あるいはその一部を遅延プロファイル信号として出力する遅延プロファイル解析回路を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項２】
請求項１において、上記遅延プロファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号を、上記ＯＦＤＭ信号が有するパイロット信号からなる既知キャリアの時間信号の一部を用いて構成される信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項３】
請求項１乃至２において、上記遅延プロファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号を、上記既知キャリアの時間信号における、ガードインターバル期間の信号あるいはそれに等しい信号を有する期間の信号の少なくとも一部の信号で構成された信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項４】
請求項１乃至３において、上記ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、既知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、既知キャリアの時間信号で繰り返される(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロックの時間信号を１ブロックの信号とした場合、上記遅延プロファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号を、上記既知キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信号あるいはその一部の信号からなる信号Ｂと、該１ブロックの信号から上記ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号であって、上記信号Ｂとサンプル点数が同数である信号Ａの２つの信号で構成された信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの逆極性の信号Ａ’で構成された信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの位相を回転した信号の逆極性の信号Ａ”で構成された信号のいずれかの信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【請求項５】
請求項１乃至３において、上記ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、既知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、既知キャリアの時間信号で繰り返される(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロックの時間信号を１ブロックの信号とした場合、上記遅延プロファイル解析回路で相関を算出するのに用いる参照信号を、上記既知キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信号あるいはその一部の信号からなる信号Ｂと、該１ブロックの信号から上記ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号であって、上記信号Ｂとサンプル点数が同数である信号Ａの２つの信号で構成された信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの逆極性の信号Ａ’で構成された信号、あるいは上記信号Ｂと上記信号Ａの位相を回転した信号の逆極性の信号Ａ”で構成された信号のいずれかの信号と、上記既知キャリアの時間信号の１ブロックの信号から、ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号を組み合わせて構成された信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）を情報符号で変調する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭ方式と記す）で変調されている受信信号の遅延プロファイルを解析する遅延プロファイル解析回路を有する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。  この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送方式については、映像情報メディア学会誌１９９８Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
この放送方式で変調された受信信号における主波に対する反射波(遅延波等)の混入状態（遅延プロファイル）の演算方法は、特開２０００−１３４１７６で既に提案されている。
この発明では、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送方式のキャリア構造を用い説明している。しかし、この方式は非常に複雑で、本質を見失う恐れがある。そこで、より簡単なキャリア構造を有する方式に適用した場合を例に取って説明する。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、図２のように、一定の伝送帯幅内に、互いに直交するＮ本、例えば約１４００本の搬送波(キャリア)を設け、情報符号によって指定キャリアを６４ＱＡＭ(６４ＱＡＭ：64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調方式で変調して伝送する方式である。
図３は、そのキャリア構造の一部を拡大し、さらに詳しく説明する図であり、同様の構造が全伝送帯に渡って繰り返されると考えて良い。
図３において、横方向に並ぶ「□」印はそれぞれ１本のキャリアを表す。  横一列の「□」印はＯＦＤＭ信号の１つのシンボルを表し、縦方向は時間の経過を表している。
ＣＰと書かれた「□」印は、復調の際に必要になる基準信号を再生するのに用いるパイロット信号Ｐの位置を示している。  また何も書かれていない「□」印は、６４ＱＡＭで変調された信号位置を表している。  なお、日本のＵＨＦ帯の地上ディジタル放送方式では、パイロット信号Ｐは、図４のＳＰと書かれた「□」印の様に、周波数方向と時間方向にばらまかれた位置に配置されている。そのため、パイロット信号ＰはＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。  しかし、図３のキャリア構造ではパイロット信号Ｐを時間方向に連続的に挿入しているので、連続性を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。
【０００４】
図５と図６は、ＯＦＤＭ方式の送信装置と受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示した回路図である。  送信前処理回路１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへのマッピング及び図３に従ったＣＰキャリアの挿入等の前処理により、図３の横一列に並ぶ各キャリアの信号を表す２０４８サンプルクロックの周波数分布イメージの信号列に変換される。  変換された信号列は２０４８ポイントの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じ２０４８サンプルクロックの信号で構成される時間波形を表す信号列に変換される。
図７は、送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を模式的に示したものであり、ＩＦＦＴ回路２からは、ＯＦＤＭ信号のＴｓ期間の時間波形信号が出力される。ガードインターバル挿入回路３は、この期間Ｔｓの時間波形の内のｂの部分をｂ’の部分にコピーして挿入する回路である。  この様にガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路４において更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、アンテナ５から送信される。
図６の受信装置のアンテナ６で受信された信号は、受信前処理回路７においてダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理を実施された後、信号切り出し回路８に入力され、図７のＴｓ期間に対応する２０４８サンプルの信号列が切り出される。  切り出された信号列は、２０４８ポイントのフーリエ変換（ＦＦＴ）を実施するＦＦＴ回路９に入力され、周波数分布イメージの信号列である図３の横一列の信号列に戻される。
【０００５】
ところで、６４ＱＡＭでマッピングされた信号を復調するには、一般の教科書にも記されている様に、信号空間上の物差しに相当する基準信号が必要である。図３のパイロット信号ＣＰは、この基準信号の再生を可能にするために挿入された信号である。  例えば図３のキャリア２１に対する基準信号は、このキャリア近傍に並ぶ、同じシンボル内の複数のＣＰ信号であるＣＰ１，ＣＰ２等の信号から、内挿演算によって算出する。  そして、算出された基準信号を用いて、６４ＱＡＭの復調を実施する。  図６の受信後処理回路１０は、この６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理を実施する回路である。  受信後処理回路１０から出力された符号は、復号された情報符号として、受信装置から出力される。
【０００６】
図６において、破線で囲まれた遅延プロファイル解析回路部１１とピーク検出回路１２は、特開２０００−１３４１７６で提案された方法を実施する回路部である。
ＦＦＴ回路９から出力された信号列は、Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路１３に入力される。  そして、図８の（ａ）に模式的に示すＦＦＴ回路９の出力信号からＣＰキャリア信号を抽出すると共に、図８の（ｂ）の様に残りのキャリアの信号値を零にして出力する。
ＣＰを抽出して得られた信号列は、ＯＦＤＭ信号の復調で用いたＦＦＴと同じポイント数２０４８のＩＦＦＴ回路１４に入力され、ＩＦＦＴされる。ＩＦＦＴ回路１４から出力される信号波形の例を図９に示す。ＩＦＦＴ回路１４から出力される１シンボルの信号は第０から第２０４７の２０４８サンプルクロックの信号で、図３のキャリア構造の中にＣＰがＭｃ＝８キャリア毎に挿入されているため、（ａ）から（ｈ）まで同じ波形が巡回的に８回繰り返される構造になる。
図９の最も大きなｍａｉｎインパルスが有る位置は、図１０の（ａ）の様に、送信装置のＩＦＦＴ回路２でＩＦＦＴされたＴｓ部分が切り出されてＦＦＴ回路９に入力される信号成分が有る場合に生じるインパルス位置である。  受信装置では、受信される主波が図１０の（ａ）の位置に来るように同期を引き込むので、主波はｍａｉｎインパルスの位置に現れる。  ｄｅｌインパルスは、図１０の（ｂ）の様に、主波に対して遅延した成分の存在を表し、ｐｒｅインパルスは図１０の（ｃ）の様に、主波に対して先行する成分の存在を表す。
【０００７】
そこで図６の遅延プロファイル生成回路１５では、繰り返される８個の領域の何れか、例えば図９の（ｂ）の部分、すなわち第２５６サンプルクロックを中心とする第１２８サンプルクロックから第３８３サンプルクロックの領域の信号を抜き出し、その絶対値あるいは絶対値の２乗値を、図１１の様に遅延プロファイル信号として出力する。  この信号をオシロスコープ等を用いて表示することにより、受信信号の遅延プロファイルを観測することができる。
また、この遅延プロファイル信号を図６のピーク検出回路１２に入力してそのピーク位置から主波の位置を検出し、検出した位置データに基づき信号切り出し回路８で切り出す信号のタイミングのずれを検出すると共に、そのタイミングを制御する。  これにより、主波のＴｓ部分が理想的なタイミング位置になるように制御することができる。
なお、図１１で観測できる遅延時間の実際の時間値、例えば±６μｓｅｃ等の値は、ＯＦＤＭ信号の変調で用いるＩＦＦＴ回路のサンプルクロック周波数によって変化するので、図１１の遅延時間はサンプルクロックの数で示した。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで遅延プロファイルは、ＯＦＤＭ信号を復調できない時、あるいは再生信号のＳ／Ｎが低下して符号誤りが多発するようになった時、その原因の究明と、その後の無線通信が可能かどうかを判断するために必要になる。
しかし、図６に示す従来の遅延プロファイル信号の算出方法では、ＣＰを再生し抽出できることが不可欠である。  従って、局部発信周波数Ｌｏの同期を含む、全ての同期が正しく引き込まれていることが必要である。
そのため、同期を確立できない際の原因の究明では、従来の遅延プロファイル解析回路は使用できないという第１の問題がある。
また、正常に通信が行われている際も、ガードインターバルを越える遅延波が突然混入して通信できなくなる可能性がどの程度あるのかを判断するため、遅延プロファイルが必要になる。
この場合、ガードインターバルを越えて発生する遅延波のレベルと遅延時間、あるいはその頻度を、できるだけ正確に把握する必要がある。  しかし、ガードインターバルの長さにほぼ等しい図１１の±１２８の範囲を超える遅延波が発生すると、遅延波の存在を確認できなくなるだけでなく、先行波側に偽の相関ピークとなって現れ、判断を誤らせる危険があるという第２の問題がある。
この問題においては、遅延プロファイルを観測できる範囲がガードインターバル期間内に限定されても、偽の相関ピークが現れず判断を誤る危険が少ない方が好ましい。
本発明の目的は、局部発信周波数Ｌｏの同期を確立できないほど、伝搬環境が悪化している場合でも、遅延プロファイルを観測でき、この様な場合の原因究明を可能にすると共に、ガードインターバルを越える遅延波が混入しても、ガードインターバルの期間を越える広い範囲の、偽の相関ピークの無い遅延プロファイルを観測できる遅延プロファイル解析回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、例えばパイロット信号ＣＰやＳＰ、あるいは伝送装置の制御信号を伝送するキャリア信号（ＴＭＣＣ：Transmission and Multiplexing Configuration Control)の様に、通常のＯＦＤＭ信号のキャリア構造で前もって定められ、既知の信号で変調されたキャリア(以下「既知キャリア」と記す)のみを残して得られる周波数分布イメージの信号列を、通常のＯＦＤＭ信号への変調と同様にＩＦＦＴし、ガードインターバルを付して得られる時間波形、あるいはこの時間波形を前もって定める一定の帯域幅に帯域制限した時間波形(以下「既知キャリアの時間信号」と記す)を、前もって算出する。
例えばＣＰを既知キャリアとする時、図１２（ａ）に示す約１４００本の通常のＯＦＤＭ信号のキャリアの内、○印を付したＣＰキャリアを除く、他の全てのキャリアの信号レベルを、図１２（ｂ）の様に零にする。  この周波数分布イメージの信号列をＩＦＦＴし、図１２（ｃ）に示す有効シンボル期間Ｔｓの時間波形の信号を算出する。  そして図１２（ｄ）の様に、期間Ｔｓの時間波形のｂの部分をｂ’の部分にコピーし、ガードインターバルの時間信号として挿入する。この様にして得た１シンボル期間Ｔｓ’の時間波形を、図１２（ｅ）の様に繰り返すことにより、既知キャリアの時間信号を算出する。
そして、この算出した既知キャリアの時間信号の一部を用いて参照信号を構成する。  即ち、例えば図１２（ｆ）の様に、期間１の部分を取り出して参照信号とし、受信装置が有する遅延プロファイル解析回路内に記憶しておく。この参照信号の構成方法が本発明で最も重要な点である。この点については後述する。
【００１０】
通常のＯＦＤＭ信号を受信する際は、遅延プロファイル解析回路で、その中に記憶されている参照信号とＦＦＴ前の受信信号（ＯＦＤＭ信号）との間の相関を算出し、得られた相関信号あるいはその絶対値あるいはその絶対値の２乗値あるいはその平方根あるいはそれらのｄＢ値を遅延プロファイル信号として出力する回路構成にする。
ところで、受信されたＯＦＤＭ信号は、情報符号で変調されて得られる図１３（ａ）のデータキャリアの時間信号成分と、既知の信号で変調されて得られる図１３（ｂ）の既知キャリアの時間信号成分の和で構成されている。
この内、図１３（ａ）のデータキャリアの時間信号成分と図１２（ｅ）の既知キャリアの時間信号との間には相関が無い。そのため、既知キャリアの時間信号を用いて構成した参照信号とデータキャリアの時間信号成分との間の相関を算出すると、図１３（ｃ）の点線の相関波形１のように、常にほぼ０近傍で振動するランダムな波形に成る。
これに対し図１３（ｂ）の既知キャリアの時間信号成分は、位相の回転と大きさの変化を除けば、図１２（ｅ）の既知キャリアの時間信号と同一波形になる。そのため、受信信号に含まれる既知キャリアの時間信号成分と参照信号の間の相関を算出すると、参照信号の波形と既知キャリアの時間信号成分の波形が一致する時、実線の相関波形２の様に、相関値に大きなピークが現れる。
従って、遅延時間が異なる複数の遅延波が混入している受信信号が入力された場合、この受信信号と参照信号の相関を算出すると、図１３（ｄ）に示す各遅延波が持つ既知キャリアの時間信号成分と参照信号の波形が一致する度に、図１３（ｅ）のように、その遅延波のレベルに応じた大きさのピークが現れる遅延プロファイル波形を得ることができる。
【００１１】
ところで、図１２（ｅ）のようにして算出した既知キャリアの時間信号から、そのまま参照信号を構成すると、図１３（ｃ）で得られる相関ピークが鋭くなりすぎ、見難くなる。また、図６の受信前処理回路でＯＦＤＭ信号をサンプリングする際、少しでもタイミングがずれるとサンプリング後の波形が歪み、相関ピークが小さくなる場合がある。
これに対し、図１２で算出される既知キャリアの時間信号を、前もって定める一定の帯域幅に帯域制限して得られる既知キャリアの時間信号から参照信号を構成すると、算出される相関ピークの波形も鈍って広がり、相関ピークを却って見易くなる効果が得られる。また、同様の理由により、ＯＦＤＭ信号をサンプリングする際のタイミングが多少ずれていても、算出される相関ピークの波形は余り変化せず、安定した相関ピーク波形を得ることができるようになる。
相関を算出する際に用いるＯＦＤＭ信号の帯域幅を制限しても、同様の効果が得られるのは明らかである。  あるいは参照信号とＯＦＤＭ信号の両方の信号の帯域を制限しても良い。
なお、以後の説明は既知キャリアの時間信号の帯域制限の有無に拘わらず成り立つので、特に区別することなく説明する。
【００１２】
本発明は、上記の基本的な処理を実現するものであり、第１の発明は、互いに直交するＮ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、その受信装置側に、上記ＯＦＤＭ方式で変調されているＯＦＤＭ信号のキャリアの内、既知の信号で変調されたキャリア(以下、既知キャリアと称す)のみを残して得られる周波数分布イメージの信号列を逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)し、ガードインターバルを付して得られる時間波形信号あるいはこの時間波形信号を所定の帯域幅に帯域制限した時間波形信号（以下、これら時間波形信号を既知キャリアの時間信号と称す）を算出し、該既知キャリアの時間信号の一部を用いて構成した参照信号と、上記受信装置のフーリエ変換(ＦＦＴ)前のＯＦＤＭ信号あるいは該ＯＦＤＭ信号を所定の帯域幅に帯域制限したＯＦＤＭ信号を入力とし、当該２つの入力信号間の相関を算出し、算出された相関信号あるいはその一部を遅延プロファイル信号として出力する遅延プロファイル解析回路を有する構成としたものである。
また第２の発明は、上記遅延プロファイル解析回路を、前もって構成した参照信号を記憶する回路部を有する回路としたものである。
【００１３】
また第３の発明は、上記遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号は、上記ＯＦＤＭ信号が有するパイロット信号からなる既知キャリアの時間信号の一部を用いて構成される信号としたものである。
本発明では従来の方法と異なり、ＦＦＴ後の信号を用いる必要がない。従って遅延プロファイル信号を算出する際、必ずしも同期が確立している必要はない。特に個々のキャリアの信号を再生する必要がないため、Ｌｏ周波数の同期は確立している必要はない。そのため、本発明で算出した遅延プロファイル信号を用いることにより、従来の方法では不可能であった、同期を確立できない際の原因の究明を実施できるようになる効果が得られる。
ところで、図１２（ｃ）に示す有効シンボル期間の既知キャリアの時間信号に、これより短い周期性が無ければ、有効シンボル期間の既知キャリアの時間信号からガードインターバルの信号に等しい信号部分を除いた信号、あるいはその一部の信号を参照信号として用いることにより、ＯＦＤＭ信号の１シンボルの時間幅Ｔｓ’の遅延プロファイル信号を得ることができる。
例えば、フェージングの影響を低減するため、通常、ＴＭＣＣはキャリア間にランダムに配置する。そのため、ＴＭＣＣを既知キャリアとして用いて算出した時間信号は有効シンボル期間内に周期性を持たず、１シンボルの時間幅の遅延プロファイル信号を得ることができる。
【００１４】
また、第４の発明は、この参照信号の構造に関するものであり、上記遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号は、上記既知キャリアの時間信号の有効シンボル期間の信号から、ガードインターバル期間の信号に等しい信号を有する期間の信号を除いた信号、あるいはその一部の信号で構成された信号としたものである。
ここで、有効シンボル長と同じ時間幅の遅延プロファイル信号が得られるのは、既知キャリアがランダムな位置に挿入されている場合に限る。ＯＦＤＭ信号に含まれる既知キャリアの時間信号成分のレベルを上げようとすると、キャリア本数の多いパイロット信号を既知キャリアとして用いることになる。しかし、パイロット信号は一定のキャリア間隔で挿入されている。
そのため、後述するように、既知キャリアの時間信号に、有効シンボル長より短い時間幅(Ｔknown)の信号を１ブロックとする周期性が現れる。  例えば、従来例と同様にキャリア間隔８本の割合でＣＰを挿入する場合、既知キャリアの時間信号は、２０４８／８＝２５６サンプルクロックの時間幅の信号を１ブロックとして、連続的に接続した波形になる。  この周期性のため、１ブロックの時間幅Ｔknownより遅れた遅延波が混入すると偽の相関ピークが発生し、正しい遅延プロファイル信号を観測できなくなる。従って、正しい遅延プロファイル信号を観測できる範囲は、この１ブロックの時間幅Ｔknownが限界になる。
【００１５】
この様に偽の相関ピークが発生しても、１ブロックの時間幅Ｔknownがガードインターバルより長ければ、観測できる時間幅は制限されるものの、依然としてガードインターバルを越えて発生する遅延波を観測できるため、問題は比較的少ない。
しかしガードインターバルは、その期間が長いほど遅延波に対する耐性が上がるため、通常、復調が可能な範囲で、できるだけ長く設定する。詳細は省略するが、例えばＯＦＤＭ信号への変調で用いるＩＦＦＴのポイント数を２０４８ポイント、パイロット信号ＣＰのキャリア間隔を８本とすると、復調可能な遅延波の最大遅延時間は２０４８／８＝２５６サンプルクロックになるので、ガードインターバル長は通常、この２５６サンプルクロックからその半分の１２８サンプルクロック程度の長さに設定する。
この最大のガードインターバルの長さは、上記既知キャリアの時間信号の１ブロックの時間幅Ｔknownと同一になる。そのため、可能な最大の長さのガードインターバルを有するＯＦＤＭ信号では、肝心のガードインターバルを越えて発生する遅延波の観測ができない第３の問題が生じる。
【００１６】
この問題は従来の方法でも発生する。すなわち、従来の遅延プロファイル解析回路部１１のＩＦＦＴ回路１４から出力される信号波形は、図９の様に、２０４８ポイントの期間に同じ波形が巡回的に８回繰り返される波形になる。この巡回の周期は、上記のガードインターバル長と同じ２０４８／８＝２５６サンプルクロックである。そのため、ガードインターバルを超えた遅延波が混入すると、算出した遅延プロファイルの間に偽のピークが現れ、正しい遅延プロファイルを観測できなくなる。
【００１７】
本発明は、このような偽の相関ピークが発生せず、正しい遅延プロファイルを観測できる範囲を、既知キャリアの時間信号の１ブロックの時間幅Ｔknownに等しいか、それ以上の範囲に広げる方法を提供するものである。
この方法を説明する前に、既知キャリアの時間信号が有する特徴について説明しておく。
送信装置において、情報符号でマッピングされた信号を番号ｎfの各キャリアに配置した周波数分布イメージの周波数分布信号をＺ(ｎf)、サンプルクロック周期をΔ、ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、変換
された時間波形のイメージのＯＦＤＭ信号をｚ(ｔｍ)、既知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、第ｎ番目のＣＰの複素ベクトル信号をＣ(ｎ)とすると、図１２（ｃ）に示す有効シンボル期間の既知キャリアの時間信号波形ｚｃ(ｔｍ)は、次式で表せる。
0003719707.tif 000002
ここで、Ｎｃｐ＋Ｎｃｎ＋１は既知のキャリア信号を構成するキャリアの本数であり、ｎ０は第０番目(ｎ＝０)のＣＰが挿入されるキャリア番号である。また、ＴｓはＯＦＤＭ信号の有効シンボル長であり、ＭＦ・Δに等しい。  この時
のキャリア構造と各変数の関係を図１４に模式的に示す。
【００１８】
ところで、この既知キャリアの時間信号を、ｋを整数として、時間Δ・（ｋ・（ＭＦ／Ｍｃ））だけ平行移動すると、
0003719707.tif 000003
となる。  言い換えると、ＭＦサンプルクロックの時間波形は、初めの（ＭＦ／Ｍｃ）サンプルクロックの１ブロックの時間波形を、その位相を２π・（ｎ０／Ｍｃ）ずつ順次回転しながら連続的に接続した波形になる。
特に、ｎ０／Ｍｃ＝１／２の時は、
ｚｃ(ｔｍ＋Δ・(ｋ・(ＭＦ／Ｍｃ)))＝ｚｃ(ｔｍ)・(−１)k  ・・・(３)
となり、１ブロック毎に時間波形の極性が反転する波形になる。  即ち、ＣＰを挿入する間隔Ｍｃが偶数で、ｎ＝０に対応するＣＰを挿入するキャリア位置ｎ０が、周波数０の第０キャリア(ｎf＝０)からＭｃの半分ずれた位置にある場合は、初めの(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロックの１ブロックの時間波形を、その極性を反転しながら連続的に接続した波形になる。
図１５は、Ｍｃ＝８、ｎ０＝Ｍｃ／２＝４とした時の、有効シンボル期間Ｔｓの時間波形の様子を模式的に示したものである。各枠で示す時間幅Ｔknownの時間波形は、その極性が交互に反転することを除けば同じ波形である。
【００１９】
以上の知識を基に、図１６の模式図を用いて本発明の基本的な考え方を説明する。
図１６（ａ）は、図１５の有効シンボル期間の時間波形に、許容される最大長のガードインターバル、すなわち長さＴｓ／Ｍｃ＝Ｔｓ／８のガードインターバルを挿入して得た、既知キャリアの時間信号の模式図である。但し、シンボルの境界が図の中心に来るように移動して示した。
ところで、ガードインターバルの信号は、図１５の第８ブロックの時間信号をコピーして挿入したものである。この第８ブロックの時間信号で構成した図１６（ｂ）の信号を参照信号とし、図１６（ａ）の既知キャリアの時間信号との間の相関を算出すると、図１６（ｃ）の相関信号が得られる。ただし、参照信号が図１６（ｂ）の位置にあるときに算出された相関値は、参照信号の下の矢印のタイミングで出力されるものとする。後述する各実施の形態の動作原理の説明図においても、同様の記述方法を用いることとする。
図から明らかなように、１ブロックの時間幅Ｔknown毎に極性が反転する相関ピークが発生するが、シンボルの境界で、その周期性に乱れが発生している。即ち、相関ピーク１と相関ピーク２の前後で、極性の反転のタイミングが１ブロック期間ずれる。
【００２０】
本発明では、このシンボルの境界に発生する周期性の乱れを利用する。即ち、図１６（ｄ）の様に、図１６（ｃ）の相関信号を１ブロック期間遅延させた後、図１６（ｃ）の相関信号との和を取ると、図１６（ｅ）の様に互いに打ち消し合って消える相関ピークが発生し、ただ１つの相関ピーク３のみしか残らないようになる。
従って、１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内の遅延波であれば、図１６（ｆ）の遅延波による相関信号の中にも、相関ピーク４の様な、偽の相関ピークが発生することがない。  そのため、この方法で算出した信号を用いると、１シンボル期間Ｔｓ’の広い範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイル信号を得ることができる。
用いる参照信号の構成方法と信号処理方法は、ＣＰのキャリア間隔Ｍｃ、ｎ０の値、ガードインターバルの長さ等により多少変化するが、基本的には同一の考え方を適用できる。
本発明は、上記各種のパラメータ値の場合における参照信号の構成方法と信号処理方法に関するものである。
【００２１】
本発明の第５の発明は、上記遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、既知キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信号、あるいはその一部の信号で構成された信号としたものである。
また第６の発明は、上記ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数をＭＦ、既知キャリアが挿入されるキャリア間隔をＭｃ、既知キャリアの時間信号で繰り返される(ＭＦ／Ｍｃ)サンプルクロックの時間信号を１ブロックの信号とし、該遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、該既知キャリアの時間信号のガードインターバル期間の信号あるいはその一部の信号からなる信号Ｂと、該１ブロックの信号から該ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号であって、該信号Ｂとサンプル点数が同数である信号Ａの２つの信号で構成された信号、あるいは該信号Ｂと該信号Ａの逆極性の信号Ａ’で構成された信号、あるいは該信号Ｂと該信号Ａの位相を回転した信号の逆極性の信号Ａ”で構成された信号としたものである。
【００２２】
また第７の発明は、上記遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、上記既知キャリアの時間信号の１ブロックの信号から、ガードインターバル期間の信号に等しい信号部分を除いた残りの信号あるいはその一部の信号としたものである。
また第８の発明は、上記遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、第６の発明と第７の発明に記載の参照信号を組み合わせて構成された信号としたものである。
また第９の発明は、第７の発明と第８の発明に記載の装置において、上記遅延プロファイル解析回路を、入力される該ＯＦＤＭ信号と参照信号の間の相関を算出して相関信号として出力する相関演算回路と、該相関演算回路から出力される相関信号を入力し、該入力された相関信号の内の、前もって定める時刻を含む１ブロック期間の相関信号の内、時間的に前の１／２ブロック期間の信号を前もって定める一定倍して得た信号を、該１ブロック期間に続く１／２ブロック期間の相関信号に加算して得られる相関信号を出力する偽ピーク除去回路と、該偽ピーク除去回路から出力された相関信号を入力し、該相関信号の内の、該前もって定める時刻を含む１ブロック期間と、これに続く１／２ブロック期間の相関信号を選択して出力する遅延プロファイル生成回路を有する構成としたものである。
【００２３】
また第１０の発明は、第１の発明と第２の発明と第３の発明に記載の装置において、遅延プロファイル解析回路が相関を算出するのに用いる参照信号を、該既知キャリアの時間信号の内の、該ガードインターバル期間の信号とこれを挟む少なくとも１ブロック期間の信号を除く信号あるいはその一部の信号で構成し、該参照信号と該ＯＦＤＭ信号の波形が重なる時刻を含む１ブロックの期間の相関信号を、遅延プロファイル信号として出力する遅延プロファイル解析回路を有する構成としたものである。
ところで、既知キャリアとして、周波数方向と時間方向にばらまかれたパイロット信号ＳＰを用いる場合、１つのシンボルに含まれるＳＰキャリアの本数が少なくなり、１シンボル内での処理だけでは、ガードインターバルを越える時間幅の遅延プロファイルを得ることができない。
【００２４】
本発明による第１１の発明は、このＳＰを既知キャリアとして用いてもガードインターバルを越える時間幅の遅延プロファイルが得られるようにするものである。  またこの発明は、ＣＰを既知キャリアとする発明に適用することにより、得られる遅延プロファイルのＳ／Ｎを上げる効果も得られるものであり、第１の発明から第１０の発明の各発明に記載の装置において、遅延プロファイル解析回路内で、該参照信号との間の相関を算出する相関演算回路に入力する信号を、入力される該ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の信号の各サンプル点毎に、前もって定めるＭｓシンボルの加算平均を算出して得られた平均ＯＦＤＭ信号としたものである。
また第１２の発明は、以上の各発明の回路規模を縮小する手段を提供するものであり、第１の発明から第１１の発明の各発明に記載の装置において、参照信号の有効ビット数を、実数成分信号と虚数成分信号それぞれ１ビットとしたものである。
これらの発明の詳細は実施の形態の説明の中で説明するが、何れの発明を用いても、上記の第１から第３の発明による効果の他に、既知キャリアの時間信号の１ブロックの時間幅Ｔknownに等しいかそれ以上の範囲、従ってガードインターバルの長さより広い範囲の遅延プロファイル信号を得ることができる効果が得られる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態による受信装置の回路構成を、図１に示す。図６の従来の受信装置では、ＦＦＴ回路９から出力される信号を遅延プロファイル解析回路部１１に入力している。従って遅延プロファイル解析回路部１１は、ＦＦＴ回路９の後段に挿入される。
これに対し本発明の図１の回路では、受信前処理回路７の出力信号を遅延プロファイル解析回路１６に入力する。  従って、遅延プロファイル解析回路１６はＦＦＴ回路９の前に挿入される点が、従来の回路と大きく異なる。
ピーク検出回路１２は、図６の従来の回路のピーク検出回路１２と同様の回路である。  単位変換回路１７は新たに設けた回路で、遅延プロファイル解析回路１６で算出した遅延プロファイル信号の信号レベルの単位を、観測し易い単位系の値、例えばｄＢ値等の値に変換して出力する回路である。
【００２６】
図１の受信装置において、情報符号を復調する手順は従来と同様なので、説明を省略し、遅延プロファイル解析回路１６の内部の回路とその動作原理のみ説明する。  なお、ＯＦＤＭ信号の構造は、図１６の場合と同様に、ＣＰの間隔Ｍｃ＝８本、ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数ＭＦ＝２０４８、ガードインターバル長Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃ、第０番のＣＰのキャリア番号ｎ０＝４であるものとする。
このパラメータは、ｎ０／Ｍｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃの条件を満たす場合の一例になっている。
【００２７】
図１において、受信前処理回路７から出力されたＯＦＤＭ信号は、初めに遅延プロファイル解析回路１６内の相関演算回路３０に入力され、前もって記憶された参照信号との間の相関を算出する。  この相関演算回路３０の内部回路の一例を図１７に示す。  参照信号メモリ３１は、図１６（ｂ）で説明した参照信号を記憶しておくメモリである。  本実施の形態における参照信号のサンプル数は、ＭＦ／Ｍｃ＝２０４８／８＝２５６である。この参照信号の算出手順の説明は、図１５と図１６の説明と重複するので省略する。
相関演算回路３０に入力されたＯＦＤＭ信号は、順次シフトレジスタ３２に入力され転送される。  このシフトレジスタ３２に記憶されたＯＦＤＭ信号と参照信号メモリ３１に記憶されている参照信号は、複素乗算回路列３３−１〜３３−２５６に入力されて複素乗算される。  複素乗算で得られた２５６個の値は加算回路３４に入力されて加算され、図１６（ｃ）の相関信号として出力される。
以上の信号処理は、１サンプルクロック毎に一挙に実施する。勿論、同じ結果が得られれば、パイプライン処理等の方法を用いても良いのは言うまでもない。
【００２８】
図１の相関演算回路３０から出力された相関信号は、遅延プロファイル生成回路４０に入力される。  この遅延プロファイル生成回路４０の内部回路の一例を図１８に示す。  遅延プロファイル生成回路４０に入力された相関信号は、遅延回路４１と加算回路４２に入力される。遅延回路４１で２５６サンプルクロック遅延された図１６（ｄ）の相関信号は加算回路４２に入力され、同時に入力される図１６（ｃ）の相関信号と加算される。そして、得られた図１６（ｅ）の遅延プロファイル信号が出力される。図１６（ｅ）と（ｆ）の説明でも記した様に、ここで得られた遅延プロファイル信号には、１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関ピークが現れない。そのため、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の遅延プロファイルを観測できるようになる。
図１の遅延プロファイル生成回路４０から出力された遅延プロファイル信号は更に単位変換回路１７に入力され、観測に便利な単位系の値、例えばその絶対値あるいはその絶対値の２乗値あるいはその平方根あるいはｄＢ値等の単位系の値に変換された後、観測用の遅延プロファイル信号として出力される。
この時、受信前処理回路７で実施するシンボル同期が確立されている場合は、遅延プロファイル信号とシンボル同期パルスを同時に出力して観測することにより、各遅延波が受信装置のシンボル同期に対してどのような位置関係にあるかを観測することができる。
【００２９】
また、受信装置のシンボル同期が確立されていないときは、例えば図１のピーク検出回路１２から出力される最大ピーク位置を表すパルスと同時に観測することにより、各遅延波が主波に対してどのような位置関係にあるかを観測することができる。
なお、Ｌｏ同期も確立されているのが好ましいが、従来の方法のようにＣＰを再生する必要がないため、必ずしもＬｏ同期が確立されている必要はない。
この様に、本実施の形態による遅延プロファイル解析回路と参照信号を用いると、同期が確立されていなくとも、所要の遅延プロファイル信号を算出して観測することが可能になる。そのため、同期を確立できないほど伝搬環境が悪化している場合でも、その原因の究明に遅延プロファイルの情報を利用することができるようになる。
また、偽の相関ピークが現れることがなく、観測できる遅延プロファイルの範囲が、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’になる。そのため、従来の方法では観測不可能であったガードインターバルを越える遅延波が混入している場合であっても、通常の情報符号を受信しながら、偽の相関ピークの無い、正しい遅延プロファイルを観測できるようになる。
【００３０】
次に、本発明の第２の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６の内部回路の、他の一例を図１９に示す。ＯＦＤＭ信号の構造パラメータは第１の実施の形態と同一であり、図１６と同一の処理結果が得られる第２の形態である。
図１９は、図１の遅延プロファイル解析回路１６の部分を取り出したものであり、遅延プロファイル生成回路４０が削除された点が第１の実施の形態と大きく異なる。
本実施の形態では、参照信号の構造で遅延プロファイル生成回路４０と同等の処理を実施させる。ここで用いる参照信号の構造を図２０（ｂ）に示す。なお、図２０（ａ）は図１６（ａ）と同一波形である。図２０（ｂ）の参照信号の内、ｒｅｆ１の部分は図１６（ｂ）の参照信号と同じ信号であり、ｒｅｆ２の部分はｒｅｆ１の部分をそのままコピーして接続したものである。参照信号の長さが第１の実施の形態の参照信号の長さの２倍、２５６×２＝５１２サンプルになるため、図１９の相関演算回路３５の内部回路の構成は、図１７の参照信号メモリ３１、シフトレジスタ３２、複素乗算回路列３３の各回路の段数を、それぞれ２倍にした回路にする。
ところで、図２０（ｂ）の参照信号とＯＦＤＭ信号との間の相関値は、第１の参照信号ｒｅｆ１との間の相関値と、第２の参照信号ｒｅｆ２との間の相関値を加算したものに等しい。
【００３１】
一方、ｒｅｆ２との間の相関値を算出する際に用いるＯＦＤＭ信号は、ｒｅｆ１との間の相関値を算出するのに用いるＯＦＤＭ信号よりｒｅｆ２の長さ、つまり２５６サンプルだけ以前の時間のＯＦＤＭ信号になっている。しかもｒｅｆ１とｒｅｆ２は同一波形なので、ｒｅｆ２との間の相関値は、丁度２５６サンプルだけ以前の時間に算出したｒｅｆ１との間の相関値と同じ値になる。言い換えると、ｒｅｆ２との間の相関値の部分は、図２０（ｄ）の破線の矢印の様に、ｒｅｆ１との間の相関値を２５６サンプルだけ遅延した波形になる。
そのため、図２０（ｂ）の参照信号とＯＦＤＭ信号との間の相関を算出すると、図１６（ｂ）と同じ参照信号ｒｅｆ１との間の相関値と、これを２５６サンプル遅延した相関値を加算して得られる、図２０（ｅ）の波形の信号が、直接出力される。
従って、図１９の遅延プロファイル解析回路１６からは、第１の実施の形態の遅延プロファイル解析回路１６と同じ波形の遅延プロファイル信号が得られる。またこの後、第１の実施の形態と同じ信号処理を実施することにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６の内部回路の、他の一例を図２１に示す。ＯＦＤＭ信号の構造パラメータは第１の実施の形態と同一であり、図１６と同一の処理結果が得られる第３の形態である。
図２１は、図１の遅延プロファイル解析回路１６の部分を取り出したものであり、相関演算回路３０と遅延プロファイル生成回路４０の順序が逆になっている点が、第１の実施の形態と異なる。
本実施の形態は、図２２に模式的に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号と遅延されたＯＦＤＭ信号を先に加算してから参照信号との間の相関を算出するものであり、第１の実施の形態と同じ結果が得られるのは明らかである。従って、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、第１の実施の形態では、第８ブロックの信号全体を参照信号として用いた。しかし、図２３（ｂ）の様に、その一部の信号を参照信号として用いても、図２３（ｃ）の様に、図１６（ｃ）と同様の相関信号を得ることができる。従って、第１の実施の形態と同様の信号処理を実施することにより、同様の効果が得られる遅延プロファイル信号を得ることができる。
【００３３】
第２の実施の形態と第３の実施の形態においても、図２３（ｂ）の参照信号を用いて同様の効果を得ることができることも明らかである。ただし第２の実施の形態の場合は、図２３（ｄ）のように、ｒｅｆ１の頭とｒｅｆ２の頭の間隔を、１ブロックの時間幅Ｔknownにしておく必要がある。
また参照信号としては、図２３（ｂ）の様に連続している必要はなく、例えば図２４（ｂ）の様に、図１６（ｂ）の参照信号内の任意のサンプル信号を抜き出して用いることもできる。
また、上記第１から第３の実施の形態は、何れも図２０（ｂ）の参照信号との間の相関を算出する回路構成の一例を上げたものに過ぎず、この相関信号を算出できれば、如何なる回路を用いても良い。
【００３４】
次に、本発明の第４の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６の内部回路の一例を図２５に示す。
ＯＦＤＭ信号の構造として、第１の実施の形態のガードインターバル長を半分にした場合の一例であり、ｎ０／Ｍｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃ／２の条件を満たす場合の一例になっている。
図２６は、本実施の形態の、図１６に対応する動作原理の説明図である。図２６（ｂ）のｒｅｆ１は、ガードインターバルの部分の既知キャリアの時間信号、すなわち図１５の第８ブロックの時間信号の後ろ半分の信号で構成されており、図２６（ｃ）の実線の波形は、このｒｅｆ１を参照信号として算出した相関信号である。この相関信号は図１６（ｃ）の相関信号に似ているが、ガードインターバルの長さが半分であるため、遅延した点線の相関信号との和を求めただけでは、目的の相関ピーク５の近くに偽の相関ピーク６が残ってしまう。
【００３５】
そこで、本実施の形態では、第８ブロックの時間信号の残りの前半分の信号の極性を反転したｒｅｆ２を参照信号として、図２６（ｄ）の相関信号を別に算出しておく。そして、この相関信号を遅延した図２６（ｅ）の破線の相関信号と、図２６（ｃ）の相関信号（図２６（ｅ）中に点線で示す）との和を算出する。
この演算を実施すると、破線の相関信号と点線の相関信号は互いに打ち消し合い、目的の相関ピーク５のみが残る遅延プロファイル信号が得られる。
図２５の回路は、以上の信号処理を実施する回路である。  遅延プロファイル解析回路１６に入力されたＯＦＤＭ信号は、ｒｅｆ１を参照信号とする相関演算回路３６と、ｒｅｆ２を参照信号とする相関演算回路３６’に入力され、それぞれの相関信号が算出される。相関演算回路３６と３６’内部の回路構成は図１７の回路と同一でよいが、参照信号ｒｅｆ１とｒｅｆ２のサンプル数が、（ＭＦ／Ｍｃ）／２＝２５６／２＝１２８となるので、複素乗算回路列等の回路の段数は半分(２つの相関演算回路の段数の和は図１７と同一)になる。
相関演算回路３６’から出力された図２６（ｄ）の相関信号は、遅延回路４３で、（ＭＦ／Ｍｃ）／２＝２５６／２＝１２８サンプルクロック遅延された後、加算回路４４で、相関演算回路３６から出力された図２６（ｃ）の相関信号と加算され、遅延プロファイル信号として出力される。
【００３６】
図２６（ｅ）で説明した様に、この信号処理で得られた遅延プロファイル信号には、第１の実施の形態と同様に１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関ピークが現れない。
そのため、本実施の形態においても、従来の方法では不可能であった、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の遅延プロファイルを観測できるようになる等、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、本実施の形態では、第１の実施の形態に対する第２の実施の形態のように、別の形態が可能である。すなわち、図１９の遅延プロファイル解析回路１６を用い、図２６（ｂ）のｒｅｆ２とｒｅｆ１を１つの参照信号として相関演算を実施することにより、同一の結果、従って同一の効果を得ることもできる。寧ろ、図２５の回路は、図２６（ｂ）の参照信号との間の相関を算出する回路の一例に過ぎず、この相関を算出できる回路であれば如何なる回路を用いても良い。
また図２７（ｂ）の様に、図２６（ｂ）のｒｅｆ２の極性を反転してｒｅｆ２’に変換した後ｒｅｆ１とｒｅｆ２’の順序を入れ替えた参照信号を用いても、同様の結果を得ることができる。  この場合、図２５の相関演算回路３６’でｒｅｆ１との間の相関を算出し、相関演算回路３６でｒｅｆ２’との間の相関を算出すれば第４の実施の形態と同一になるので、詳細説明は省略する。この場合、図２７（ｂ）の参照信号をそのまま用いて相関演算を実施しても良いのは無論である。
【００３７】
次に、本発明の第５の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６を説明する。  ＯＦＤＭ信号の構造は、第４の実施の形態と同一であり、ｎ０／Ｍｃ＝１／２、Ｍｃ＝偶数、Ｔｇ＝Ｔｓ／Ｍｃ／２の条件を満たす場合の他の一例である。
図２８は本実施の形態における動作原理の説明図である。図２８（ｂ）の参照信号としては、ガードインターバルの信号と相関が無い信号、すなわち図２６（ｂ）のｒｅｆ２と同じ信号を用いる。
この場合、図２８（ｃ）の様に数多くの相関ピークが現れるので、相関ピークの間隔が１ブロック以上になる区間の後ろの相関ピークを含む１ブロック期間、例えば図２８（ｃ）の２本の点線で挟まれた１ブロック期間を取りだして遅延プロファイル信号として出力する。
この場合、半ブロック時間を越える先行波があると、図２６（ｃ）の相関信号に図２８（ｄ）の先行波の相関信号が重なる。そのため、偽の遅延波７が現れ、正しい遅延プロファイルを観測できなくなる。しかし、半ブロック時間以内の先行波であれば正しく観測することができる。
【００３８】
一方、遅延波の場合は、図２８（ｅ）の様に１ブロック時間の遅延波までは、点線に挟まれた範囲に偽の相関ピーク（偽の先行波）が現れず、正しい遅延プロファイルを観測できる。
ここで、図２８（ｃ）に示した２本の点線の範囲は取り出す範囲の一例に過ぎない。この範囲を移動することにより、偽の相関ピークが発生しない先行波と遅延波の範囲のバランスを変えることができる。
例えば図２８（ｆ）の様に取り出す範囲を右側に移動すると、図２８（ｇ）に示す様に、先行波に対する余裕は無くなる。  しかし遅延波に対しては、図２８（ｈ）に示す様に約（１＋１／２）ブロック時間の遅延波までは、点線に挟まれた範囲に偽の相関ピークが現れず、正しい遅延プロファイルを観測できるようになる。
遅延プロファイル解析回路１６内の具体的な回路としては、例えば段数１２８サンプルの図１７の相関演算回路と、２本の点線に挟まれた期間の相関信号を取り出すスイッチ回路からなる遅延プロファイル生成回路で構成できるが、構成が簡単なので回路図は省略する。
【００３９】
この様に、本実施の形態では、先行波と遅延波合わせて約１ブロック時間幅の遅延プロファイルしか観測できない。しかし、１ブロック期間を越える先行波と遅延波、すなわち合わせて（１＋１／２）ブロック時間内の先行波あるいは遅延波があっても、正しい遅延プロファイルを観測できる効果が得られる。すなわち、伝送環境が悪化して１ブロック時間を越える遅延波が混入しても、従来の様に偽の相関ピークが現れない正しい遅延プロファイルを観測できる様になる。
なお、図２９（ｂ）の様に、図２８（ｂ）の参照信号の極性を反転したｒｅｆ２’を参照信号として用いても、図２９（ｃ）の様に、図２８（ｃ）と類似の遅延プロファイル信号が得られ、同様の効果を得ることができる。但しこの場合、偽の相関ピークが発生しないのは、図２９（ｄ）と（ｅ）に示す様に遅延波に対して１／２ブロック期間、先行波に対して１ブロックの期間になる。
【００４０】
また、第４の実施の形態と第５の実施の形態では、その中の複数の参照信号を組み合わせて用いることにより、相関ピークレベルが大きくＳ／Ｎの高い遅延プロファイル信号を得ることができる。
例えば図３０（ｂ）は、図２６（ｂ）と図２７（ｂ）の２つの参照信号を同時に用いるときの参照信号の構成を示す図である。この図において、上下２つの参照信号を加算して得られる信号を新たな参照信号として用いることにより、図２６（ｅ）と図２７（ｅ）の２つの相関信号を加算した図３０（ｃ）の相関信号を得ることができ、第４の実施の形態の効果の他に、相関ピークレベルが高くなりＳ／Ｎが高い遅延プロファイル信号が得られる新たな効果を得ることができる。同様に図３０（ｄ）は、図２６（ｂ）と図２８（ｂ）の参照信号を組み合わせて構成した参照信号である。  この参照信号を用いると、図２６（ｅ）と図２８（ｃ）の相関信号を加算した図３０（ｅ）の相関信号を得ることができる。この場合、偽の相関ピークが現れない先行波と遅延波の範囲は、１ブロック期間より広いものの、観測できる範囲は図２８と同様に、１ブロック期間の範囲に制限される。しかし、その相関ピークレベルが高くなり、高Ｓ／Ｎの遅延プロファイル信号を得ることができるようになる。  この他、例えば、図２７（ｂ）と図２８（ｂ）の参照信号を組み合わせて構成した参照信号を用いても、同様の効果を得ることができる。
【００４１】
これらの組み合わせ参照信号を用いる場合の具体的な回路構成は、用いる参照信号との間の相関演算と同じ結果が得られる信号処理を具現する回路であれば良く、数多くの回路構成が可能であるが、ここではその紹介は省略する。
また、第４の実施の形態と第５の実施の形態においても、第１から第３の実施の形態と同様に、ｒｅｆ１、ｒｅｆ２等の中の一部の信号を用いて参照信号を構成しても、同様の効果を得ることができる。  但し、第４の実施の形態の場合、ｒｅｆ１、ｒｅｆ２等の信号のサンプル数は、発生する相関ピークを互いに打ち消すことができるように同数である必要がある。
【００４２】
次に、本発明の第６の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６の内部回路の一例を図３１に示す。
本実施の形態は、図２８（ｂ）の参照信号を用いる場合において、偽の相関ピークの無い遅延プロファイルを観測できる範囲を、図２８（ｃ）に２本の点線で示す１ブロック期間から、（１＋１／２）ブロック期間に広げることができる遅延プロファイル解析回路１６の回路構成の一例である。
図３２は、本実施の形態の動作原理の説明図であり、主波のみの時は、図３２（ｃ）の様な相関信号が得られる。これに先行波と遅延波が混入すると、図３２（ｄ）の様に多数の相関ピークが現れるが、２本の点線で示す１ブロック期間の相関信号を抜き出して観測している限り、問題は生じない。
しかし、観測範囲を、このまま２本の破線で示す（１＋１／２）ブロック期間に広げると、偽の相関ピーク８が見えるため、判断誤りを起こす問題が生じる。ところで、入力されるＯＦＤＭ信号の既知キャリアの時間信号成分が持つ周期性が反映され、図３２（ｄ）の相関信号にも周期性が現れる。実際、図３２（ｄ）の偽の相関ピーク８は、括弧で示す期間２にある主波の相関ピークと先行波の相関ピークを１ブロック期間遅延させ、極性を反転したものに等しい。
【００４３】
そこで本実施の形態では、この性質を利用して偽の相関ピークを除去し、偽の相関ピークが現れない範囲を広げる。
すなわち、シンボルの境界から１ブロック期間遅れた時刻にある主波の相関ピークの位置等、前もって定める時刻を含む１ブロック期間の内、その前半の期間２の相関信号を図３２（ｅ）の様に抜き出す。そして、１ブロック期間遅延した後、図３２（ｄ）の元の相関信号に加算すると、図３２（ｆ）に示す相関信号が得られる。  この相関信号では、期間２と期間３を含む期間４の（１＋１／２）ブロック期間の範囲の偽の相関ピークは全て打ち消され除去される。  そこで、この期間４の相関信号を遅延プロファイル信号として抜き出して出力する。この遅延プロファイル信号を表示させることにより、１ブロック期間を越える範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイルを観測することができる。
【００４４】
図３１の回路はこの信号処理を実施する回路である。  相関演算回路３０から出力された図３２（ｄ）の相関信号は偽ピーク除去回路５０内のスイッチ回路５１に入力され、期間２の相関信号のみを切り出される。そして遅延回路５２で、図３２（ｅ）の様に１ブロック期間遅延した後、加算回路５３に入力する。加算回路５３では、相関演算回路３０から直接入力される図３２（ｄ）の相関信号と遅延回路５２から出力された図３２（ｅ）の相関信号を加算し、偽ピーク除去回路５０から出力する。偽ピーク除去回路５０から出力された図３２（ｆ）の相関信号は遅延プロファイル生成回路４５に入力され、図３２（ｆ）の相関信号の期間３の部分を切り出し、遅延プロファイル信号として出力する。
この様に本実施の形態を用いると、図３２（ｄ）の様に多数の偽の相関ピークが生じる場合であっても、１ブロック期間を越える範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイルを観測できるようになる。
なお本実施の形態は、図３０（ｄ）の様に２種の参照信号を組み合わせて用いる場合にも適用できる。ただしこの場合、得られる相関信号の相関ピークの最大値は、図３２（ｇ）の様に、他の偽の相関ピークのレベルの２倍になることを注意する必要がある。従って、相関演算回路３０から出力される相関信号に遅延回路５２から出力される相関信号を加算する際は、前もって１／２倍しておく必要がある。
また、本実施の形態の考え方は、図２８（ｆ）の様に、観測するために切り出す範囲をずらす場合にも、そのまま適用できる。
【００４５】
次に、本発明の第７の実施の形態として、式（２）に従って１ブロック毎に位相が回転するＯＦＤＭ信号に一般化した場合の、遅延プロファイル解析回路１６の実施の形態の一例を説明する。
ＯＦＤＭ信号の構造は、上記各実施の形態とは大きく変わり、ＣＰの間隔Ｍｃ＝３本、ＯＦＤＭ信号への変調に用いるＩＦＦＴのポイント数ＭＦ＝２０４８、ガードインターバル長Ｔｇ＝Ｔｓ／４、第０番のＣＰのキャリア番号ｎ０＝１となる。
このパラメータは、ｎ０／Ｍｃ＝有理数、Ｍｃ＝奇数、Ｔｇ＝Ｔｓ／整数の条件を満たす場合の一例になっている。
図３３は図１６に対応する動作原理の説明図である。図３３（ａ）は、このパラメータの下での既知キャリアの時間信号を、模式的に示したものである。各ブロックの位相角を明示するため、各ブロックの上部に矢印で位相角を示した。
図３３（ｂ）は、用いる参照信号の構成方法である。ｒｅｆ２は、既知キャリアの時間信号の内の、基本シンボル部分の最後の１ブロック期間の信号からガードインターバル期間の信号を除いて得た信号の極性を反転した信号である。またｒｅｆ１は、ガードインターバル期間の信号の最後から、ｒｅｆ２と同じサンプル数の信号を抜き出した信号である。
【００４６】
この参照信号は、第４の実施の形態の図２６（ｂ）に対応する参照信号になっている。図３３（ｃ）は、ｒｅｆ１を参照信号とした時に算出される相関信号である。また図３３（ｄ）は、ｒｅｆ２を参照信号とした時に算出される相関信号である。第４の実施の形態の場合と同様に、図３３（ｄ）の相関信号をガードインターバル期間遅延して図３３（ｃ）の相関信号に加算することにより、図３３（ｅ）の様に、１シンボル期間Ｔｓ’の範囲内に偽の相関ピークが現れない遅延プロファイル信号を得ることができる。この信号処理を実際に遅延回路を用いて実現するか、あるいは図３３（ｂ）の零の部分を含むｒｅｆ１とｒｅｆ２で構成される参照信号を用いて相関演算のみで実現するか等は、第４の実施の形態の場合と同様なので、説明を省略する。
この様に、本実施の形態においても、従来の方法では不可能であった、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイルを観測できるようになる等、第４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４７】
次に、本発明の第８の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６を説明する。  ＯＦＤＭ信号の構造は、第７の実施の形態と同一であり、ｎ０／Ｍｃ＝有理数、ＭＦ／Ｍｃ≠整数、Ｔｇ＝Ｔｓ／整数の条件を満たす場合の一例になっている。
図３４は本実施の形態における動作原理の説明図であり、第４の実施の形態における図２７の場合に対応するものである。図３４（ｂ）のｒｅｆ２’は、基本的には図２７（ｂ）のｒｅｆ２’と同様にｒｅｆ２の極性を反転した信号であるが、図３４（ａ）ではブロック毎にその信号が回転するため、ガードインターバル直後のブロック内のｒｅｆ２に対応する位置の信号の極性を反転した信号に変更する。  その他の動作と効果は第４の実施の形態と同様なので、説明を省略する。
この様に、本実施の形態においても、従来の方法では不可能であった、ガードインターバルの長さを大幅に越える１シンボル期間Ｔｓ’の範囲の、偽の相関ピークが現れない遅延プロファイルを観測できるようになる等、第４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４８】
次に、本発明の第９の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１６の回路構成例を図３５に示す。
上記の実施の形態は何れも、図３のＣＰの様に、パイロット信号を時間方向に連続的に挿入する場合を用いて説明した。本実施例は、図４のＳＰの様に、パイロット信号が時間方向に間欠的に挿入される場合の実施の形態の一例である。
この場合も、各シンボルに挿入されているＳＰを既知キャリアとして既知キャリアの時間信号を算出し、各シンボル毎に、ＣＰの場合と同様にして遅延プロファイルを算出した後、時間方向にＳＰが挿入される周期のシンボル数Ｍｓと同じ数のシンボル数の遅延プロファイル信号をサンプル点毎に加算平均して算出することもできる。しかしこの方法では、ＳＰが挿入されているパターンの同期を確立する必要が生じる。
本実施の形態は、この様なＳＰパターンの同期の確立が不要な方法を提供するものである。
【００４９】
そのために本実施の形態では、図４の４シンボル期間のＳＰを全てまとめて１つの既知キャリアとし、その全既知キャリアの時間信号を算出する。言い換えると、時間方向にＳＰが挿入される周期のシンボル数Ｍｓと同じ数のシンボルに含まれるＳＰをまとめて１つの既知キャリア（以下「全既知キャリア」と記す）を構成し、その全既知キャリアの時間信号を算出する。そして、この全既知キャリアの時間信号を用いて、ＣＰの場合と同様にして参照信号を構成し、相関演算回路３０に前もって記憶しておく。
図３５において、点線の枠で囲む回路部１６’は、上述した各実施の形態で用いた何れかの遅延プロファイル解析回路である。本実施の形態では、図１の遅延プロファイル解析回路を用いるものとして説明する。
図３５の遅延プロファイル解析回路１６に入力されたＯＦＤＭ信号は、初め、新たに設けた加算平均回路６０に入力される。そして、図３６の模式図に示す様に、１シンボル期間のＯＦＤＭ信号の各サンプル信号毎に、Ｍｓシンボルの信号の加算平均値が算出される。そして、算出された各サンプル点の加算平均値は、平均ＯＦＤＭ信号として順次出力される。
加算平均回路６０から出力された平均ＯＦＤＭ信号は相関演算回路３０に入力され、前もって記憶されている参照信号との間の相関を算出され、遅延プロファイル生成回路４０で遅延プロファイル信号に変換されて出力される。
【００５０】
ところで、図３６（ｅ）の平均ＯＦＤＭ信号には、図３６（ａ）〜（ｄ）の各シンボルに挿入されているＳＰから算出される既知キャリアの時間信号の全てが含まれている。  そして、このＭｓシンボルの既知キャリアの時間信号の和は、Ｍｓシンボルに含まれるＳＰをまとめて１つの既知キャリアを構成して算出した、上記全既知キャリアの時間信号と同一波形になる。
そのため、平均ＯＦＤＭ信号と参照信号の間には、ＣＰの場合のＯＦＤＭ信号と参照信号の関係と同様の関係が成り立つようになる。そして、参照信号と平均ＯＦＤＭ信号の波形が一致する時間に相関ピークが現れる遅延プロファイルを得ることができるようになる。算出された遅延プロファイルから得られる効果は、前述の各実施の形態において得られる効果と同一なので、説明を省略する。
この様に、本実施の形態を用いると、前述の各実施の形態と同じ効果を得ることができるだけでなく、パイロット信号が図４のＳＰの様に時間方向と周波数方向にばらまかれた構造を有するＯＦＤＭ信号であっても、繰り返しパターンの同期を確立することなく、所要の遅延プロファイルを観測できる効果を得ることができるようになる。
なお、加算平均するシンボル数が、時間方向にＳＰが挿入される周期のシンボル数の整数倍のシンボル数であれば、その平均ＯＦＤＭ信号に含まれる既知キャリアの時間信号は、全既知キャリアの時間信号と同一波形になり、図３６の場合と同様に相関信号を得ることができる。従って、加算平均するシンボル数Ｍｓは、時間方向にＳＰが挿入される周期のシンボル数の整数倍であっても良い。この場合、得られる遅延プロファイル信号のＳ／Ｎを上げられる効果も得られる。
【００５１】
同様に、既知キャリアとしてＣＰを用いる場合においても、図３５と同様の回路でＯＦＤＭ信号の加算平均を算出した後、相関演算を実施することにより、得られる遅延プロファイルのＳ／Ｎを上げる効果を得ることができる。
また上記各実施の形態では、１ブロック時間幅を越える期間の遅延波あるいは先行波が混入しても、偽の相関ピークが現れない手段を説明した。しかし図３７（ｂ）に例示する様に、シンボル期間より２ブロック時間幅短い時間幅の既知キャリアの時間信号を参照信号として用いる、あるいはその一部の信号を参照信号として用いて相関信号を算出する。  そして、得られた図３７（ｃ）の相関信号の中の２本の点線の間の相関信号、すなわち最大の相関ピークを含む１ブロック期間の相関信号を取り出して、遅延プロファイル信号として用いることにより、１ブロック時間幅以内の遅延波あるいは先行波に限定されるが、図３７（ｄ）と（ｅ）に示す様に、偽の相関ピークが現れない正しい遅延プロファイルを観測することができる効果が得られる。この手段では、参照信号の長さを長くできるので、得られる相関ピークのレベルが大きくなり、上記の効果の他に、Ｓ／Ｎの高い遅延プロファイル信号が得られる効果を得ることができる。
【００５２】
また、上記各実施の形態では、通常数十サンプル点幅の参照信号との間の相関演算を実施する。そのため、この演算の過程で参照信号のＳ／Ｎの影響を改善することができる。例えば２５６サンプル幅の参照信号を用いる場合、約２４ｄＢのＳ／Ｎ改善効果が得られる。従って、参照信号の実数成分と虚数成分の信号の有効ビット数を１ビットに下げても、充分観測可能な遅延プロファイルを得ることができる。  また、この様に参照信号の有効ビット数を１ビットに下げると、図１７に例示した相関演算回路で必要な多数の複素乗算回路の回路規模を大幅に縮小することができ、遅延プロファイル解析回路の回路規模を縮小できる効果を得ることができる。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明した様に、本発明による遅延プロファイル解析回路を用いると、局部発信周波数Ｌｏの同期を確立できないほど伝搬環境が悪化している場合でも遅延プロファイルを観測でき、この様な場合の原因の究明が可能になる。
また、ガードインターバルを越える遅延波が混入していても、ガードインターバルの期間を越える広い範囲の、偽の相関ピークの現れない、正しい遅延プロファイルを観測できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の受信装置と遅延プロファイル解析回路の回路構成を示すブロック図。
【図２】ＯＦＤＭ方式のキャリア構造の説明図。
【図３】パイロット信号としてＣＰを配置するキャリア構造の説明図。
【図４】パイロット信号としてＳＰを配置するキャリア構造の説明図。
【図５】ＯＦＤＭ方式の送信装置の回路構成を示すブロック図。
【図６】従来の受信装置と従来の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図７】ＯＦＤＭ信号の時間波形の説明図。
【図８】従来の遅延プロファイル解析回路の信号処理方法の説明図。
【図９】従来の遅延プロファイル解析回路のＩＦＦＴ回路出力波形の説明図。
【図１０】主波、遅延波、先行波の時間関係の説明図。
【図１１】従来の遅延プロファイル解析回路で得られる遅延プロファイル波形図。
【図１２】既知キャリアの時間信号の説明図。
【図１３】本発明による遅延プロファイル算出方法の基本的な考え方の説明図。
【図１４】本発明の式で用いるパラメータの意味の説明図。
【図１５】本発明による既知キャリアの時間信号が有する周期性の説明図。
【図１６】本発明による基本的な動作原理の説明図。
【図１７】本発明による相関演算回路の１例を示すブロック図。
【図１８】本発明の遅延プロファイル生成回路の１例を示すブロック図。
【図１９】本発明の第２の実施の形態の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図２０】本発明の第２の実施の形態の動作原理の説明図。
【図２１】本発明の第３の実施の形態の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図２２】本発明の第３の実施の形態の処理方法の説明図。
【図２３】本発明の第１から第３の実施の形態で用いる参照信号の他の構成例。
【図２４】本発明の第１から第３の実施の形態で用いる参照信号の更に他の構成例。
【図２５】本発明の第４の実施の形態の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図２６】本発明の第４の実施の形態の動作原理の説明図。
【図２７】本発明の第４の実施の形態で用いる参照信号の他の構成例と動作原理説明図。
【図２８】本発明の第５の実施の形態の動作原理の説明図。
【図２９】本発明の第５の実施の形態で用いる参照信号の他の構成例と動作原理説明図。
【図３０】本発明の第４から第５の実施の形態で用いる参照信号の他の構成例。
【図３１】本発明の第６の実施の形態の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図３２】本発明の第６の実施の形態の動作原理の説明図。
【図３３】本発明の第７の実施の形態の動作原理の説明図。
【図３４】本発明の第８の実施の形態の動作原理の説明図。
【図３５】本発明の第９の実施の形態の遅延プロファイル解析回路を示すブロック図。
【図３６】本発明の第９の実施の形態の動作原理の説明図。
【図３７】本発明の参照信号の他の構成例とその動作原理の説明図。
【符号の説明】
１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードインターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５、６：アンテナ、７：受信前処理回路、８：信号切り出し回路、９：ＦＦＴ回路、１０：受信後処理回路、１１：遅延プロファイル解析回路部、１２：ピーク検出回路、１３：Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路、１４：ＩＦＦＴ回路、１５：遅延プロファイル生成回路、１６、１６’：遅延プロファイル解析回路、１７：単位変換回路、３０、３５、３６、３６’：相関演算回路、３１：参照信号メモリ、３２：シフトレジスタ、３３−１〜２５６：複素乗算回路列、３４、４２、４４、５３：加算回路、４０、４５：遅延プロファイル生成回路、４１、４３、５２：遅延回路、５０：偽ピーク除去回路、５１：スイッチ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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