(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、遅延回路と、切替駆動回路と、入力電圧検出回路と、スイッチ素子と、入力インダクタンス成分とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する電源回路であって、
前記ダイオードブリッジ回路は、交流電源入力端及び整流出力端を有しており、
前記コンデンサ回路は、少なくとも、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含み、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において互いに直列に接続されており、
前記切換回路は、その切換動作により、前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路、又は、前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流電源入力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続点との間に接続されており、
前記遅延回路は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、抵抗とを含み、
前記第１のダイオードは、前記交流電源のある位相で、前記第３のコンデンサを一方向に充電する回路を構成し、
前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードとは異なる前記交流電源位相において、前記第３のコンデンサに蓄積された電荷に応じて前記第４のコンデンサを充電する回路を構成し、
前記抵抗は、前記第３のコンデンサを充電する回路、及び、前記第４のコンデンサを充電する回路に挿入されており、
前記入力インダクタンス成分は、一端が交流電源の入力端子に導かれ、他端が、前記第３のコンデンサを充電する回路、及び、前記第４のコンデンサを充電する回路に導かれ、
前記入力電圧検出回路は、前記２種の交流電源のうち、交流電圧値の高い交流電源が入力されたか、交流電圧値の低い交流電源が入力されたかを検出し、
前記スイッチ素子は、前記入力電圧検出回路によってオン、オフされるものであって、前記第４のコンデンサと並列に接続され、交流電圧値の高い交流電源が入力されたとき、前記第４のコンデンサの端子間を短絡させ、
前記切替駆動回路は、前記切換回路を駆動するものであり、前記第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に達していないとき、前記切換回路により前記全波整流回路を構成し、前記第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に上昇したとき、前記切換回路により前記倍電圧整流回路を構成する、
電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載された電源回路であって、
前記第３のコンデンサは、一端が交流電源の入力端子の一端側に導かれており、
前記抵抗は、一端が前記第３のコンデンサの他端に接続されており、
前記第１のダイオードは、一端が前記抵抗の他端に接続され、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれており、
前記第２のダイオードの一端は、前記第１のダイオードの前記一端とは逆極性であり、前記第１のダイオードの前記一端に接続されており、
前記第４のコンデンサは、一端が前記第２のダイオードの他端に接続され、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれている電源回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載された電源回路であって、前記第４のコンデンサの容量は、前記第３のコンデンサの容量の３０倍以上である電源回路。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れかに記載された電源回路であって、前記抵抗の抵抗値は、５００Ω以上である電源回路。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載された電源回路であって、前記入力電圧検出回路は、交流電圧値の大小判定を、正または負の何れか一方で行う電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖの交流電源入力に対し、前者に対しては倍電圧整流、後者には全波整流になるように切替え、電圧値の異なる２種の交流電源系に対して、略同一値の直流出力を得るようにした電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源回路において、倍電圧整流回路及び全波整流回路の切替に当たって、切り替え忘れや誤操作、及び、それに伴う危険を回避する手段として、商用交流電源の相違に応じて、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替える回路構成が主流になっている。特開昭６２ー１７８１７３号公報、特開昭６０ー２７９１６号公報及び特開平３ー１４５９２６号公報等は、そのような自動切替技術を開示している。
【０００３】
この種の電源回路では、２００Ｖ系入力電圧の時に倍電圧整流になるのを避けるために、切換手段を導通させるタイミングを遅らせて、必ず一定時間全波整流で動作させる。この場合、切換手段のための駆動電源を、交流電源入力電源から直接整流して得ると、駆動回路や遅延回路での損失が大きくなってしまう。
【０００４】
そこで、例えば、特開平３−１５２７２号公報に開示されているように、駆動電源を、コンデンサの充放電により得る手段を自動切換回路に応用することが考えられる。この手段によれば、低損失の駆動電源を得ると同時に、コンデンサの容量比により遅延時間も制御することができる。
【０００５】
ところが、交流電源入力電源が位相９０度付近で投入された場合、急激に高い電圧が印加されるため、駆動電源用コンデンサの充電が電源周波数で緩やかに行われるのではなく、急激に行われる。交流電源入力ラインには、ライン自体のインダクタンス成分や、ラインに接続されたトランスまたはチョークコイル等のインダクタによるインダクタンス成分が必ず存在するから、これらのインダクタンスと駆動電源用コンデンサとで共振動作を起こす。
【０００６】
このため、本来、電源周波数のサイクルで繰り返される駆動電源用コンデンサの充電動作が、入力インダクタと駆動電源用コンデンサの共振周波数で行われてしまい、結果として、駆動電源用コンデンサの電圧が急激に上昇する。主回路の整流平滑方式がコンデンサインプットの場合では、等価的に平滑コンデンサが、駆動電源用コンデンサと並列になり、高周波の振動（共振）を発生することはないが、高調波電流を抑制する等の目的で、主回路の整流平滑方式をチョークインプットにした場合、主回路の平滑コンデンサは交流的には関与しなくなり、上記のような動作となる。
【０００７】
このような共振が起こると、駆動電源用コンデンサの電圧が入力電圧検出回路の電圧検出が行われる前に設定値を越え、切換スイッチが導通し、倍電圧整流に切り替わる。つまり、入力電圧の大小（１００Ｖ系、２００Ｖ系）にかかわらず、倍電圧整流に切り替わる。このことは、安全のために一定時間全波整流で動作する遅延動作がまったく行われない現象がおきてしまうことを意味し、２００Ｖ系で動作する場合、電源破損につながる可能性がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、入力電圧自動切換回路の駆動電源を低損失で実現し得る電源回路を提供することである。
【０００９】
本発明のもう一つの課題は、ラインインピーダンス等の影響で誤動作を発生しない自動切換回路を有する電源回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、遅延回路と、切替駆動回路とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する。
【００１１】
前記ダイオードブリッジ回路は、交流電源入力端及び整流出力端を有する。前記コンデンサ回路は、少なくとも、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含み、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において互いに直列に接続されている。
【００１２】
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流電源入力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続点との間に接続されている。
【００１３】
前記遅延回路は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、抵抗とを含む。
【００１４】
前記第１のダイオードは、前記交流電源のある位相で、前記第３のコンデンサを一方向に充電する回路を構成する。前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードとは異なる前記交流電源位相において、前記第３のコンデンサに蓄積された電荷に応じて前記第４のコンデンサを充電する回路を構成する。
【００１５】
前記抵抗は、前記第３のコンデンサまたは前記第４のコンデンサの少なくとも一方を充電する回路に挿入されている。
【００１６】
前記切替駆動回路は、前記第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に上昇したとき、前記切替回路をオンにする。
【００１７】
上記構成において、交流電源が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合を想定する。ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切換回路が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流電源入力は、全波整流回路で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ及び第２のコンデンサにより平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧が得られる。
【００１８】
交流電源としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路が閉じられる。すると、一の半サイクル時には、全波整流回路を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサによって平滑化される。このとき、第１のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。
【００１９】
一方、他の半サイクル時には、全波整流回路を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第２のコンデンサによって平滑化される。このとき、第２のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧が得られる。
【００２０】
遅延回路において、第１のダイオードは、交流電源のある位相において、第３のコンデンサを一方向に充電する回路を構成する。これにより、第３のコンデンサが充電される。第２のダイオードは、第１のダイオードとは異なる交流電源位相で、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路を構成し、第３のコンデンサに蓄積された電荷に応じて第４のコンデンサを充電する回路を構成する。この回路作用により、電源投入後、第４のコンデンサの端子電圧が上昇していく。
【００２１】
切替駆動回路は、第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に上昇したとき、切替回路をオンにする。これにより、全波整流回路から倍電圧整流回路に自動的に切り替えられる。切替駆動回路を動作させる第４のコンデンサの端子電圧は、上述したように、電源投入後、次第に上昇していく。従って、切替駆動回路により切替回路がオンになるタイミングは、電源投入時から少し遅れる。この遅れ時間の間、全波整流回路が維持され、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサが充電される。
【００２２】
本発明において、遅延回路は、更に、抵抗を含んでいる。この抵抗は、第３のコンデンサまたは第４のコンデンサの少なくとも一方を充電する回路に挿入されている。このような抵抗があると、交流電源入力ラインに含まれるインダクタンス成分と、第３のコンデンサまたは第４のコンデンサとによる共振動作に対して、制動がかかり、共振を起こすことがない。このため、２００Ｖ交流電源入力電源が位相９０度付近で投入された場合、倍電圧整流に切り替わるといった危険な動作状態に陥るのを確実に回避することができる。また、外来雑音による第４のコンデンサの電圧上昇が抑制されるので、外来雑音により倍電圧整流に切り替わるといった危険な動作状態をも回避することができる。
【００２３】
しかも、入力交流電源の周波数で第３のコンデンサが充放電され、この動作により第４のコンデンサが充電されるので、第３のコンデンサと第４のコンデンサの容量比によって遅延時間（第４のコンデンサの充電時間）を制御することが可能となる。このため、低損失で十分な遅延時間をもった安定性の高い自動切換回路を実現することが可能である。
【００２４】
本発明に係る電源回路は、例えばスイッチング電源のようにそれ自体独立した形態を取る電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等にも、広く適用し得る。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る電源回路の電気回路接続図である。本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路１と、コンデンサ回路２と、切換回路３と、切替駆動回路４と、遅延回路５とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源６、例えばＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが、入力端子Ｐ１、Ｐ２に選択的に入力され、これらの２種の交流電源６を略同一値の直流電圧Ｖ０に変換して出力する。この直流電圧Ｖ０が出力端子Ｐ３、Ｐ４から負荷（図示しない）に供給される。負荷の代表例はスイッチング電源であり、それ自体が独立した電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等も含まれる。
【００２６】
ダイオードブリッジ回路１は、交流電源入力端ａ、ｂ及び整流出力端ｃ、ｄを有する。コンデンサ回路２は、少なくとも第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２を含み、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２は、ダイオードブリッジ回路１の整流出力端ｃーｄ間において直列に接続されている。
【００２７】
切換回路３はＡＣ１００Ｖの交流電源６が入力された時に閉路されてダイオードブリッジ回路１による倍電圧整流回路を構成し、ＡＣ２００Ｖの交流電源６が入力された時に開路されてダイオードブリッジ回路１による全波整流回路が構成されるように、ダイオードブリッジ回路１の交流電源入力端ｂと、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２の接続点ｅとの間に接続されている。図示された切替回路３は、トライアック等の双方向性三端子スイッチ素子で構成され、双方向性三端子スイッチ素子のゲートに切替駆動回路４からのトリガ信号が供給される回路構成となっている。
【００２８】
上記構成において、交流電源６が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合において、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切替駆動回路４から供給されるゲートトリガ信号により、切換回路３が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流電源入力は、ダイオードブリッジ回路１で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２により平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧Ｖ０が得られる。
【００２９】
交流電源６としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路３が閉じられる。すると、正サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１によって平滑化される。このとき、第１のコンデンサ２１の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第２のコンデンサ２２によって平滑化される。このとき、第２のコンデンサ２２の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。よって、直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧Ｖ０が得られる。
【００３０】
次に、遅延回路５は、第１のダイオード５１と、第２のダイオード５２と、第３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ５４とを含む。第１のダイオード５１は、図２に示すように、交流電源６のある位相において、交流電源６により第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ１を構成する。これにより、第３のコンデンサ５３が充電される。第１のダイオード５１を通して、第３のコンデンサ５３が充電される交流電源６の位相は、交流電源６から供給される交流電圧Ｖａｃが上昇する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＞０の範囲である（図４参照）。
【００３１】
第２のダイオード５２は、図３に示すように、第１のダイオード５１とは異なる交流電源６の位相で、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路を構成し、第３のコンデンサ５３に蓄積された電荷に応じて第４のコンデンサ５４を充電する回路ＩＣ２を構成する。この回路作用により、電源投入後、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが上昇していく。この回路作用を生じる交流電源６の位相は、交流電圧Ｖａｃが低下する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＜０の範囲である（図４参照）。
【００３２】
切替駆動回路４は、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが予め定められた電圧に上昇したとき、切替回路３をオンにする。これにより、全波整流回路から倍電圧整流回路に自動的に切り替えられることになる。切替駆動回路４を動作させる第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは、上述したように、電源投入後、次第に上昇していく。従って、切替駆動回路４により切替回路３がオンになるタイミングは、電源投入時から少し遅れる。この遅れ時間の間、全波整流回路が維持され、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２が充電される。
【００３３】
このため、切替回路３がオンとなって、全波整流回路から倍電圧整流回路に切り替わった時点では、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２の充電が進んでおり、従って、切替回路３がオンした時の突入電流が低下する。
【００３４】
図１に示す実施例は、更に、入力電圧検出回路８を含んでいる。入力電圧検出回路８は、ダイオード８１、抵抗８２、ツェナーダイオード８４、コンデンサ８３、トランジスタ８５により構成されている。図中、抵抗８２、コンデンサ８３は耐ノイズのためのフィルターを構成しているので、動作には直接関係ない。入力に正の電圧が印加されると、ダイオード８１は逆バイアスされるので、検出回路は動作しない。切換スイッチ駆動用電源となる第４のコンデンサ５４の電圧は入力電圧が減少しはじめてから充電を開始するので、入力が正の半波の時では切換スイッチ駆動のためにはまだ電圧が不十分であり、入力電圧検出回路が動作していなくても問題は起こらない。入力電圧が負の半波になると第４のコンデンサ５４はさらに充電され電圧は上昇していく。
【００３５】
一方、ダイオード８１は順方向にバイアスされるので、例えば２００Ｖ系の場合、入力電圧が基準値（この例ではツェナー電圧）を越えるとトランジスタ８５がバイアスされオンする。トランジスタ８５がオンすると第４のコンデンサ５４の電圧はトランジスタ８５でショートされ低下し、切換スイッチは駆動されない。つまり、本件のように第４のコンデンサ５４の充電が全周期のうちの半分でしか行われない場合、入力電圧の検出は半波で行うことが可能となる。
【００３６】
遅延回路５は、更に、抵抗５５を含んでいる。この抵抗５５は、第３のコンデンサ５３を充電する回路に挿入されている。このような抵抗５５があると、交流電源入力ラインに含まれるインダクタンス成分Ｌｉｎと、第３のコンデンサ５３とによる共振動作に対して、制動がかかり、共振を起こすことがない。インダクタンス成分Ｌｉｎには、ライン自体のインダクタンス成分や、ラインに接続されたトランスまたはチョークコイル等のインダクタによるインダクタンス成分が含まれる。図１において、Ｌ１、Ｌ２は出力インダクタである。
【００３７】
次に、抵抗５５による制動作用の理解のために、最初に、抵抗５５を持たない場合について説明する。
【００３８】
まず、交流電源が位相０付近で投入された場合について述べる。図５は交流電源が位相０付近で投入された場合のタイムチャートである。図５（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図５（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図５（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００３９】
まず、入力端子Ｐ１に位相０の正の電圧が印加（図５（ａ）参照）されると、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路で電流が流れる。交流電源電圧Ｖａｃが尖頭値を越え、電圧が減少し始めると、第３のコンデンサ５３が放電し始め、入力端子Ｐ２→第４のコンデンサ５４→ダイオード５２→第３のコンデンサ５３→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→入力端子Ｐ１の経路で電流が流れ（図５（ｂ）参照）、第３のコンデンサ５３が放電されると同時に、第４のコンデンサ５４が充電され、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが上昇する（図５（ｃ）参照）。これは交流電源電圧Ｖａｃが負の最下点に達するまで継続する（図４参照）。
【００４０】
交流電源電圧Ｖａｃが上昇を始めると、再び、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路で電流が流れる。入力電源周波数でこのサイクルを繰り返し、交流電源電圧Ｖａｃと、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１及び第４のコンデンサ５４の容量値Ｃ２の比（Ｃ１／Ｃ２）とで定まる電圧ステップで、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが徐々に上昇していく（図５（ｃ）参照）。
【００４１】
次に、交流電源が位相９０度付近で投入された場合について説明する。図６は交流電源電圧Ｖａｃが位相９０度付近で投入された場合のタイムチャートである。図６（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図６（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図６（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００４２】
交流電源電圧Ｖａｃが位相９０度付近で投入（図６（ａ））された場合は、高い電圧が、急激に印加されるため、第３のコンデンサ５３の充電が、電源周波数で緩やかに行われるのではなく、急激に行われる。このため入力インダクタンス成分Ｌｉｎにもこの電流が流れ、入力インダクタンス成分Ｌｉｎと第３のコンデンサ５３とで共振動作が発生する。このため、本来、電源周波数のサイクルで繰り返されるべき充電動作が、入力インダクタンス成分Ｌｉｎと第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１とで定まる共振周波数で行われてしまい、結果として第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが急激に上昇（図６（Ｃ）のＶｃ１参照）する。
【００４３】
主回路の整流平滑方式がコンデンサインプットの場合では、等価的に、平滑コンデンサが第３のコンデンサ５３と並列になり、高周波の振動（共振）を発生することはない。しかし、高調波電流を抑制する等の目的で主回路の整流平滑方式をチョークインプットにした場合、主回路の平滑コンデンサは交流的には関与しなくなり、上記のような動作となる。このような共振が起こると、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが入力電圧検出回路８の電圧検出が行われる前に設定値を越え、切換回路３が導通し、倍電圧整流に切り替わる。つまり、交流電源電圧Ｖａｃの大小（１００Ｖ系、２００Ｖ系）にかかわらず倍電圧整流に切り替わる。この結果、安全のために、一定時間は全波整流で動作させる遅延動作がまったく行われない現象が生じてしまう。このような現象を生じると、ＡＣ２００Ｖ系が入力されている場合は、電源破損につながる危険性がある。
【００４４】
次に、抵抗５５を有する実施例の動作を説明する。図７はこの場合のタイムチャートである。図７（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図７（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図７（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００４５】
交流電源電圧Ｖａｃが電圧位相９０度付近で投入された場合（図７（ａ）参照）を例示している。まず、入力端子Ｐ１に正の交流電源電圧Ｖａｃが印加されると、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→抵抗５５→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路（図２参照）で電流が流れる（図７（ｂ）参照）。このとき、抵抗５５の抵抗値Ｒ１が
Ｒ１≧２（Ｌｉｎ／Ｃ１）１／２
であれば、制動がかかり、電圧、電流は振動しない。
【００４６】
従って、交流電源電圧Ｖａｃが正の尖頭値に達するまで、上記経路で第３のコンデンサ５３は充電される。交流電源電圧Ｖａｃが下降し始めると、入力端子Ｐ２→第４のコンデンサ５４→ダイオード５２→抵抗５５→第３のコンデンサ５３→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→入力端子Ｐ１の経路で電流が流れ、第４のコンデンサ５４が充電され、第３のコンデンサ５３の蓄積電荷が放電される。
【００４７】
交流電源電圧Ｖａｃが更に減少し、正から負になるときと同様の経路で電流が流れ、第４のコンデンサ５４が更に充電される。第３のコンデンサ５３は、これまでとは逆方向に充電される。これは交流電源電圧Ｖａｃが負の尖頭値に達するまで継続する。入力電圧が上昇し始めると、第３のコンデンサ５３は放電する。やがて、交流電源電圧Ｖａｃが負から正になり１サイクルが終了する。
【００４８】
１サイクルで第４のコンデンサ５４に充電される電圧Ｖｃは
Ｖｃ＝（２・Ｃ１・Ｖｉｎ）／Ｃ２
となる。即ち、第３のコンデンサ５３の容量Ｃ１と、第４のコンデンサ５４の容量Ｃ２との容量比（Ｃ１／Ｃ２）によって、１サイクルでの第４のコンデンサ５４の充電電圧Ｖｃが制御できるので、遅延に必要な時間は、充電電圧Ｖｃの設定値と、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の容量比（Ｃ１／Ｃ２）で決めることができる。例えば、交流電源電圧ＶａｃがＡＣ２４０Ｖ／５０Ｈｚの時、遅延時間４０ｍＳ（２サイクル）を得るには設定電圧を３０Ｖとすれば、１サイクル当たりの電圧Ｖｃは（３０÷２）＝１５であるから容量比Ｃ１／Ｃ２は
0003615053.tif 000002
となる。第４のコンデンサ５４の容量Ｃ２が、第３のコンデンサ５３の容量Ｃ１の３０倍以上であれば、実用上要求される遅延時間を満たすことができる。
【００４９】
また、上記説明は抵抗５５の抵抗値Ｒ１を臨界制動値以上に選んだ場合であるが、入力インダクタンスＬｉｎの値を特定できない場合がよくあり、入力インダクタンスＬｉｎの値が大きい場合、制動が不十分で電圧、電流が振動するケースもありうる。振動電流ＩＲは
ＩＲ＝（Ｖｉｎ／Ｒ１）ｅ−Ｒ１・ｔ１／Ｌｉｎ・Ｓｉｎ（ωｔ）
ω＝（Ｌｉｎ・Ｃ１）−１／２
で表すことができる。
【００５０】
この振動電流の負の積分値が第４のコンデンサ５４の充電電荷となる。上式から分かるように、抵抗５５の抵抗値Ｒ１を大きくしておくと、振動電流のピーク値が制限され、実質上、振動電流による第４のコンデンサ５４の充電は無視できるようになる。実用的には、抵抗５５の抵抗値Ｒ１を５００Ω以上に設定する。例えば交流電源電圧ＶａｃがＡＣ２４０Ｖで、Ｌｉｎ＝ｌ００ｍＨ、Ｃ１＝０．２２μＦ、Ｃ２＝１０μＦ、Ｒ１＝５００Ωの例では、この振動電流による第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは約３Ｖである。遅延のための設定電圧を３０Ｖ程度にすれば、振動電流による第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは、その約１／１０の値であり、無視することが可能である。
【００５１】
図８は本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。図において、図１に示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。この実施例の特徴は、遅延回路５において、第１のダイオード５１及び第２のダイオード５２の極性が、図１に示した実施例と、逆になっていることである。第１のダイオード５１を通して、第３のコンデンサ５３に充電電流ＩＣ１が流れるのは、交流電源６から供給される交流電圧Ｖａｃが下降する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＜０の範囲である（図４参照）。また、第２のダイオード５２が導通し、第３のコンデンサ５３に蓄積された電荷に応じて、第４のコンデンサ５４を充電する回路ＩＣ２が構成され、電流ＩＣ２が流れるのは、交流電圧Ｖａｃが上昇する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＞０の範囲である（図４参照）。
【００５２】
入力電圧検出回路８は、入力端子Ｐ１が正となる半サイクルにおいて、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの別を検出する。抵抗５５は第３のコンデンサ５３の一端と、第１のダイオード５１及び第２のダイオード５２の接続点との間に接続されている。
【００５３】
この実施例の場合も、図１の実施例と同様の作用効果を奏する。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）入力電圧自動切換回路の駆動電源を低損失で実現し得る電源回路を提供することができる。
（ｂ）ラインインピーダンス等の影響で誤動作を発生しない自動切換回路を有する電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電源回路の電気回路図である。
【図２】図１に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図３】図１に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図４】交流電源の位相と、第１及び第２のダイオードによる第３及び第４のコンデンサの充電タイミングとの関係を示す図である。
【図５】遅延回路に制動用の抵抗を持たない場合であって、交流電源が電圧位相０で投入された場合の各部の波形図である。
【図６】遅延回路に制動用の抵抗を持たない場合であって、交流電源が電圧位相９０で投入された場合の各部の波形図である。
【図７】本発明に係る電源回路であって、交流電源が電圧位相９０で投入された場合の各部の波形図である。
【図８】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１              ダイオードブリッジ回路
２              コンデンサ回路
２１            第１のコンデンサ
２２            第２のコンデンサ
３              切替回路
４              切替駆動回路
５              遅延回路
５１            第１のダイオード
５２            第２のダイオード
５３            第３のコンデンサ
５４            第４のコンデンサ
５５            抵抗
４              切替駆動回路
８              入力電圧検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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