(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電コイルを備えた発電部と、
この発電部の出力端を短絡可能なスイッチ部と、
このスイッチ部を制御可能な制御部と、
前記発電部の出力を整流する整流部と、
整流された電力を蓄積可能な充電部とを有する発電装置であって、
前記制御部は、前記スイッチ部を周期的にオンオフ可能なチョッパ制御機能を備えており、
前記制御部は、前記発電部の起電圧を判定する判定機能を備えており、前記発電部の起電圧が前記充電部に充電可能なときは前記チョッパ制御機能を停止することを特徴とする発電装置。
【請求項２】
請求項１において、前記判定機能は前記発電部の起電圧を、前記充電部の充電電圧と比較することを特徴とする発電装置。
【請求項３】
請求項１において、前記判定機能は前記発電部の起電圧を、充電可能と判断される第１の設定電圧と比較することを特徴とする発電装置。
【請求項４】
請求項１において、前記判定機能は前記充電部に対する電力供給回路上の電圧降下を検出して前記発電部の起電圧を判断することを特徴とする発電装置。
【請求項５】
発電コイルを備えた発電部と、
この発電部の出力端を短絡可能なスイッチ部と、
このスイッチ部を制御可能な制御部と、
前記発電部の出力を整流する整流部と、
整流された電力を蓄積可能な充電部とを有する発電装置であって、
前記制御部は、前記スイッチ部を周期的にオンオフ可能なチョッパ制御機能を備え、
前記制御部は、前記充電部の充電電圧を判定する判定機能を備えており、前記充電電圧が過剰と判断される第２の設定電圧を越えると前記スイッチ部をオンすることを特徴とする発電装置。
【請求項６】
請求項５において、前記整流部は、前記発電部の出力端の前後に接続された整流用ダイオードおよび整流用スイッチの組合せで全波整流を行い、
前記制御部は、前記発電部の起電圧の極性を判断可能な極性判断機能を備えており、前記整流部のオフ側の前記整流用スイッチを前記スイッチ部として制御可能であることを特徴とする発電装置。
【請求項７】
請求項５において、前記整流部は整流用ダイオードと、この整流用ダイオードをバイパスするバイパススイッチとを備えていることを特徴とする発電装置。
【請求項８】
請求項１又は請求項５に記載の発電装置と、前記充電部から供給される電力で稼働可能な計時部とを有することを特徴とする計時装置。
【請求項９】
請求項８において、前記制御部は、前記計時部の発振信号の一部を用いて前記チョッパ制御を行うことを特徴とする計時装置。
【請求項１０】
発電コイルを備えた発電部で発生した電力を整流部を介して充電部に蓄積する充電方法であって、
前記発電部の起電圧が前記充電部に充電可能な電圧に達しないときに、この発電部の出力端を短絡可能なスイッチ部を周期的にオンオフするチョッパ増幅工程と、
前記充電部の充電電圧が過剰と判断されると前記スイッチ部をオンする工程を有することを特徴とする充電方法。
【請求項１１】
請求項１０において、チョッパ増幅工程では、前記充電部から供給される電力で稼働可能な計時部の発振信号の一部を用いて前記スイッチ部を操作することを特徴とする充電方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転錘などによって得られる運動エネルギーによりローターを回転して発電を行う発電コイルを備えた発電部を有する発電装置およびそれらを用いた計時装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
腕時計装置のような小型で携帯に適した電子機器において、発電装置を内蔵することによって電池の交換をなくし、あるいは電池自体を無くすことができる携帯型の電子機器が考案され、実用化されている。図１に、その一例として発電装置９を内蔵した計時装置１の概略構成を示してある。この携帯型電子機器（計時装置）１においては、計時装置のケース内で旋回運動を行う回転錘１１を備えており、回転錘１１の回転運動が輪列機構１２を介して発電機１０のローター１３に伝達される。発電気１０においては、ローター１３が回転するとステーター１４に設けられた発電コイル１５に起電圧が発生する。発電機１０から出力された交流は、整流ダイオード２ａを備えた整流部２によって整流され、大容量コンデンサ５を備えた充電部４に充電される。そして、このような発電装置９の充電部４からの電力によって計時装置７などの処理装置６を稼働させることができる。発電機１０は、例えば、２極の永久磁石を備えたディスク状のローター１３と、このローター１３とを収納するステーター１４を備えており、ローター１３が回転するとステーター１４の発電コイル１５に起電圧が発生し、交流出力が取り出される。
【０００３】
このような、ローターを回転して発電を行う発電装置においては、回転錘１１に与えられた運動エネルギーを電気エネルギーへ効率良く変換させるために、整流部２には、図１のような半波整流回路のほかに、全波整流回路や、倍電圧整流回路などの整流回路が使われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の発電装置９では、２次電源部である充電部４の蓄電部材（大容量コンデンサ）５が一定の電圧値にまで充電された場合、発電コイル１５に発生した起電圧が大容量コンデンサ５の充電電圧値Ｖｓｃ以上に上昇しない限り充電することができない。このため、回転錘１１で捉えた運動エネルギーが効率良く電気エネルギーに変換されない事態が多く発生する。
【０００５】
図２に、計時装置１の回転錘１１の動きの一例を示してある。まず、図２（ａ）に示すように、回転錘１１が垂直となるように設定し、回転錘１１を真上（１８０度）まで引き上げて自然落下させたとする。このケースにおいて、一回の自然落下で図２（ｂ）のように、回転錘１１が０度の位置で停止するケースと、図２（ｃ）のように、回転錘１１が０度の位置を越えて数度から数十度先までオーバーシュートするケースがある。図２（ｂ）のケースは、回転錘１１が１８０度まで引き上げられた位置エネルギーが自然落下によって運動エネルギーに変換され、０度の位置でそれらの運動エネルギーが全て電気エネルギーや、ローターの軸受け輪列機構などによる機械損や、その他の損失に変換されたケースである。
【０００６】
これに対し、図２（ｃ）のケースは、回転錘１１が自然落下で０度の位置に達しても、まだ回転錘１１に運動エネルギーが貯えられた状態であり数度から数十度先までオーバーシュートしている。すなわち、運動エネルギーの大部分は電気エネルギーに変換されておらず、充電に利用されなかった運動エネルギーはそのまま回転錘１１に貯えられた状態となっている。図２（ｃ）のケースでは、回転錘１１のオーバーシュートは、減衰動作を繰り返し０度の位置へ収束していく。このとき回転錘１１に貯えられた運動エネルギーは、ローターの軸受け輪列機構などによる機械損や、その他の損失として徐々に消費されることになり、起電圧も徐々に低下するので運動エネルギーが電気エネルギーに変換されて充電部４へ充電されることもない。
【０００７】
従って、いったん充電部４が充電された後においては、腕時計装置１の使用者の動作を回転錘１１が運動エネルギーとして捉えても、それによって発電コイル１５に発生する起電圧が充電部４の充電電圧を越えることのできないような小さな場合は、回転錘１１の運動エネルギーを全く利用できなかった。
【０００８】
また、図１に示した計時装置１を実際に腕時計として用いた場合、使用者の腕の動作として回転錘１１が図２のような一回の自然落下で終了するような動作は少なく、腕の動きは連続した動きが主体となる。このため、いったん充電部４の充電電圧Ｖｓｃが十分に高くなると、図２の（ｃ）に示す、充電電圧Ｖｓｃと、発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇとの電位差が小さい場合は、回転錘１１が矢印Ａのオーバーシュートのタイミングで、逆に回転錘１１を矢印Ｂの方向に移行させようとする使用者の腕の動きが発生することが多い。このような腕の連続した動きによって回転錘１１に与えられる運動エネルギーは、矢印ＡとＢの力によって互いに相殺されてしまい、この点でも使用者の腕などの動きを捉えて効率良く発電を行うことができない。
【０００９】
一方、発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇが充電部４の充電電位Ｖｓｃより十分に大きなときは、回転錘１１に高い充電ブレーキが加わり、回転錘１１の落下速度は急速に減速していく。この場合、回転錘１１が一回で捉えた運動エネルギーを電気エネルギーとして非常に効率良く利用することができるが、充電が終了し回転錘１１の一回の落下動作が完結するまでに要する時間は長くなってしまう。前述したように、使用者の腕の動作は、回転錘１１が一回の自然落下で終了する動作は少なく連続した動きである。従って、回転錘１１の一回の落下動作によって高い充電量が得られたとしても、その充電時間が長くなるので回転錘１１の動作が連続した腕の動きに追従できなくなる。このため、回転錘１１によって腕の動きを効率良く運動エネルギーとして捉えることができず、腕の動きを電気エネルギーに変換する効率が低下してしまう。
【００１０】
特開平６−３００８６５号には、人体の動きまたは重力を利用して重錘から得られる機械エネルギーを、磁石とコイルの相対運動によって電気エネルギーに変換する発電装置付き電子時計において、磁石の動きを検出し、発電装置の発電による磁石への負荷の量を制御することが記載されている。具体的には、発電機に発生する起電圧と、蓄電部材であるコンデンサの充電電圧とを比較し、発電コイルを蓄電部材あるいは負荷に対して、開放あるいは導通させるトランジスタを設けることが記載されている。このようなトランジスタスイッチを用いると、トランジスタが導通した場合には充電電流が流れ回転錘１１に充電ブレーキが発生し、一方、トランジスタを開放した場合には充電電流が流れないため回転錘１１に充電ブレーキ等の負荷は全くかからない。従って、これら２つの状態をうまく制御することで充電効率の向上を図ることができる。
【００１１】
回転錘１１の入力動作が小さく通常の整流回路では充電できないときにトランジスタを開放して回転錘１１の負荷を少なくし自由な旋回運動がおこなえる状態としておき、回転錘１１に大きな入力動作がきたときにトランジスタを導通させる制御をおこなったとする。このような制御を行うと、トランジスタの開放期間は回転錘１１の運動エネルギーが充電のために用いられないので回転錘１１への充電ブレーキは発生せずに、回転錘１１は運動エネルギーを貯えた状態で動作する。しかし、この運動エネルギーの一部は、ローターの軸受け輪列機構などによる機械損や、その他の損失として消費されてしまう。さらに連続動作によって回転錘１１に与えられる運動エネルギーは、前述したように図２（ｃ）の矢印ＡとＢの力によって互いに相殺されて消費されてしまう。従って、上記のような制御を行っても、運動エネルギーが小さく、発電コイル１５の起電圧がコンデンサに充電されている充電電圧以下のときはほとんど充電させることができない。
【００１２】
逆に、回転錘１１の入力動作が大きく、充電量の大きな起電圧が得られたときトランジスタを開放し、回転錘１１に対して負荷とならない自由な旋回運動がおこなえる状態としておき、回転錘１１に比較的小さな入力動作がきたときにトランジスタを導通させる制御も可能である。このような制御では、回転錘１１に大きな運動エネルギーを蓄積できる可能性があり、トランジスタが導通する期間だけコンデンサへ充電することによって、高い充電量を電気エネルギーとして充電させる場合に発生する回転錘１１への充電ブレーキを軽減することができる。しかしながら、このような制御では、充電量自体が小さくなる。すなわち、回転錘１１の大きな入力動作によって得られるはずの高い充電量が、その間、発電コイル端を開放することで充電量が減り、回転錘１１の入力動作を減らした状態と同等の効果となっている。また、発電コイルの起電圧がコンデンサに充電されている充電電圧以下のときには充電できないことは、その間でトランジスタを導通あるいは開放に制御しても同様である。以上のように、このような制御を採用しても回転錘で効率良く運動エネルギーを生成し、それを効率良く電気エネルギーに変換して蓄積することができない。
【００１３】
回転錘に限らず、ゼンマイや風力などの回転錘以外の手段を用いて運動エネルギーを捉え、発電用コイルに起電圧を発生させる発電装置においても同様である。従って、このような発電装置を、計時装置の電源として内蔵した携帯型電子機器（計時装置）では、使用者が計時装置を携帯しており回転錘が旋回していても、その入力動作が小さな動きでしか与え続けられなかった場合には、充電部４をほとんど充電できず、計時装置が使用者の携帯中に動作不良や、機能停止に至ってしまうと可能性がある。
【００１４】
そこで、本発明においては、発電用コイルに発生する起電圧が、充電部の充電電圧を越えることのできない小さな起電圧でも充電できるようにすると共に、回転錘などの運動エネルギーを捉える手段が連続動作しているときに、オーバーシュートや不必要な充電ブレーキを発生させずに、得られた運動エネルギーを効率良く電気エネルギーへ変換できる発電装置を提供することを目的としている。さらに、起電圧と充電電圧との関係から、充電に最も適した手段で充電を行うことができる発電装置および充電方法を提供することも目的としている。また、整流するためのダイオードの順方向電圧による損失も最小限に止めることができる発電装置を提供することを目的としている。そして、本発明に係る充電能力の高い発電装置を計時装置に用いることにより、電池が不要であり、小型で信頼性の高い計時装置を提供することも本発明の目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明においては、発電部で発生した起電圧をチョッパ増幅して充電電圧よりも高い電圧を得ると共に、短絡を断続的に行うことにより、無駄に充電ブレーキがかからないようにしている。すなわち、本発明の発電装置は、発電コイルを備えた発電部と、この発電部の出力端を短絡可能なスイッチ部と、このスイッチ部を制御可能な制御部と、発電部の出力を整流する整流部と、整流された電力を蓄積可能な充電部とを有する発電装置であって、制御部が、スイッチ部を周期的にオンオフ可能なチョッパ制御機能を備えていることを基本としている。発電部は、回転錘などによって得られた運動エネルギーにより変動する磁束を発電コイルで捉えて発電が可能なものであり、携帯型の発電装置においては、ユーザーの体の動き、振動あるいは風の動き、車の振動など様々なエネルギーを捉えて発電することができる。
【００１６】
また、スイッチ部を所定の周期でオン、オフさせることで発電部の発電コイルのインダクタンスを利用し、コイルに蓄積されたエネルギーによって、発電コイルの起電圧を昇圧させるチョッパ昇圧が可能である。このため、回転錘などの運動エネルギーが小さく、充電部の充電電圧より高い起電圧が得られないときでもチョッパ昇圧することにより運動エネルギーを電気エネルギーに変換して充電することができる。従って、起電圧が充電電圧より低い場合でも、回転錘などで捉えられた運動エネルギーを機械損失などとして消費させるだけではなく、その一部を電気エネルギーとして得ることが可能となり発電効率を向上できる。
【００１７】
また、昇圧チョッパ動作は回転錘のオーバーシュートなどの無駄な動きにたいして、いったん発電コイルの両端を導通（短絡）することで回転錘に貯えられた運動エネルギーを発電コイルのインダクタンスへ電気エネルギーとして蓄積充電させる。このとき回転錘に対しては、発電コイルに短絡電流が流れるので充電ブレーキが利いた状態となりオーバーシュートは軽減される。次に、発電コイルの両端を非導通することによって、発電コイルに蓄積されていた電気エネルギーをスパイク状の電圧として昇圧して充電部へ充電できる。この一連の昇圧チョッパ動作によって、連続動作時に発生する運動エネルギーの相殺現象を低減させている。このように、短絡を繰り返しながら充電を行うことにより適度な充電ブレーキがかかるので、連続した動きに対しても回転錘の運動エネルギーが相殺されることが少なくなり、使用者の動きなどを捉えて運動エネルギーに変換する効率も向上できる。
【００１８】
スイッチ部には、導通（オン）および非導通（オフ）を行えるバイポーラトランジスタあるいはＭＯＳＦＥＴなどの全てのスイッチング素子を用いることができる。また、スイッチ部は整流部に対し逆方向で導通することを阻止する必要がある。従って、発電部の起電圧の極性を判断する極性判別部を設けてオンオフを行ったり、ダイオードをスイッチング素子に直列に接続して逆方向で導通することを阻止することが望ましい。
【００１９】
回転錘などで得られる運動エネルギーの大小にかかわらず、常にチョッパ制御を行って高い起電圧を得ることも可能である。しかしながら、チョッパ制御を行うためにスイッチ部で消費される電力を削減するためには、昇圧をせずに充電可能な程度の運動エネルギーが得られるときはチョッパ制御を行わないことが望ましい。このため、制御部には、発電部の起電圧を判定する判定機能を設け、発電部の起電圧が充電部に充電可能なときはチョッパ制御機能を停止することが望ましい。使用者の動きなどによって発電コイルに発生する起電圧が、充電部の充電電圧を越えることができる場合には、昇圧しなくても充電部に充電できる。このため、チョッパ制御を行わないことにより、発電コイルの両端を短絡させることによる充電ブレーキを発生させずにすむ。また、チョッパ制御を行わないことによって昇圧されない。従って、充電部の充電電圧と発電コイルから供給される起電圧との電位差が大きくならないので、不必要に充電時間を長引かせることがない。このように起電圧の判定機能を設けることにより、通常の整流動作では充電されないような小さな運動エネルギーしか捉えられないときは、チョッパ制御によって昇圧して回転錘のオーバーシュート等の無駄な動作を低減させ、回転錘に貯えられた運動エネルギーを電気エネルギーとして有効に蓄積させることができる。従って、得られた運動エネルギーを低減させることなく、無駄な動きを低減し運動エネルギーを、効率良く電気エネルギーへ変換することができる。
【００２０】
判定機能では、発電部の起電圧を充電部の充電電圧と比較して、充電可能であるか否かを判断することができる。また、発電部の起電圧を充電可能と判断される所定の第１の設定電圧と比較しても良い。設定電圧はダイオードのツェナー電圧などの充電電圧に左右されない電圧を用いることができる。さらに、充電部に対する電力供給回路上のダイオードあるいは抵抗などによる電圧降下を検出して発電部の起電圧を判断することも可能である。
【００２１】
さらに、制御部によって充電部の充電電圧を判定し、充電電圧が過剰と判断される第２の設定電圧を越えるとスイッチ部をオンすることにより、スイッチ部を過電圧保護のために用いることが可能である。
【００２２】
また、本発明の発電装置の整流部には半波整流、倍電圧整流あるいは全波整流などの整流方式を採用することができる。整流部が発電部の出力端の前後に接続された整流用ダイオードおよび整流用スイッチの組合せで全波整流を行う場合は、制御部に発電部の起電圧の極性を判断可能な極性判断機能を設け、整流部のオフ側の整流用スイッチをスイッチ部として制御することによって上記のチョッパ制御および過電圧保護を行うことができる。これにより、回路が簡略化されると共に、逆流阻止用のダイオードの順方向電圧による損失を低減できるので、充電効率が向上する。また、整流部には整流用ダイオードと、この整流用ダイオードをバイパスするバイパススイッチとを設けておき、整流用ダイオードの順方向に電流が流れるとバイパススイッチをオンすることにより、整流用ダイオードによる順方向電圧による損失を低減することも可能である。
【００２３】
さらに、充電部から供給される電力で稼働可能な計時部を有する計時装置においては、計時部の計時用の発振信号の一部を発振回路あるいは分周回路から取得して用いてチョッパ制御を行うことが可能である。本発明の発電装置は、ユーザーの腕などの動きを効率良く捉えて発電し、充電部に電力を蓄積することができる。従って、充電部の充電エネルギーを用いて、デジタル表示の計時部はもちろん、モータ駆動パルスを出力する時計回路と、このモータ駆動パルスによって時計針を運針する運針用モータとを備えたアナログ表示の計時部も安定して稼働させることができる。そして、使用者の動作が小さい場合であっても携帯中に動作が停止するような事態の発生を防止でき、携帯動作性能を向上すると共に、発電装置を内蔵した信頼性の高い計時装置を提供することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００２５】
〔第１の実施の形態〕
図３は、本発明を計時装置に適用した回路構成の一例を示すブロック図である。本例の計時装置１は、発電装置８と、この発電装置８から供給される電力で稼働可能な処理部６として、ロータ７ｂおよびステータ７ｃを備えたモータによって時刻をアナログ表示可能な計時部７を有している。本例の発電装置８は、図１で説明したような回転錘の運動エネルギーを用いて交流電力を発電する発電機１０と、その発電コイルに接続された出力端１９を短絡可能なように設けられたスイッチ部２０と、このスイッチ部２０を制御する制御部３０と、発電機１０の交流出力を整流して充電部４に出力する整流部２と、発電機１０の電力を蓄積する充電部４とを備えている。本例の発電装置８においては、発電機１０に発生する起電圧Ｖｇの電力が整流部２の整流ダイオード２ａによって半波整流されて充電部４に充電される。充電部４に用いられている大容量コンデンサ５が充電され、その充電電圧Ｖｓｃの電力が計時部７に出力されるようになっている。
【００２６】
本例のスイッチ部２０は、発電機１０の出力端１９ａおよび１９ｂを短絡可能なスイッチとしてｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２１が配置されており、さらに、整流部２と逆方向に電流が流れない向きにダイオード２２がＭＯＳＦＥＴ２１と直列に接続されている。
【００２７】
このスイッチ部２０を制御する制御部３０は、ＭＯＳＦＥＴ２１に対し周期的にオンオフを繰り返すＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（パルス幅変調））信号を出力するチョッパ制御部３１と、発電機１０の起電圧Ｖｇで充電部４を充電可能か判断する判定部３２と、さらに、判定部３２の判定結果に基づきＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに供給する供給部３３を備えている。本例のチョッパ制御部３１は、計時部７の計時回路７ａから適当な周波数に分周された発振信号を得て適当なデューティのＰＷＭ信号を出力可能なデューティ設定部４１を備えている。デューティ設定部４１は、時計回路７ａの分周回路より入力された発振出力をトリガにして任意のデューティ比となるＰＷＭ信号を出力する。デューティ設定部４１は、例えば、図６に示すように、単安定マルチバイブレータ４５と、抵抗４６と、コンデンサ４７を備えており外部からの１つのトリガパルスを受けると一定の時間幅を持ったパルスを１つ出力する。このときの出力パルス幅Ｔは、抵抗４６と、コンデンサ４７の時定数によって定まる一定の時間幅となる。従って、計時回路７ａの分周回路などより入力された発振信号の１周期の時間幅に対して、この出力パルス幅Ｔを設定し、任意のデューティ比のＰＷＭ信号を得ることができる。
【００２８】
このような任意のデューティ比で周期的に変動するＰＷＭ信号が、判定部３２の結果に基づいてＰＷＭ信号の出力をオンオフする供給部３３を介してスイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに供給されると、発電機１０の出力端１９ａおよび１９ｂが周期的にオンオフされる。このため、発電機１０で発生された電気エネルギーが発電コイル１５のインダクタンスに蓄積され、昇圧チョッパ回路のリアクトルとしても動作し、通常の起電圧Ｖｇよりも高電圧のスパイク状の電力を出力端１９ａおよび１９ｂから得ることができる。ＰＷＭ信号の出力を制御するために本例では、供給部３３にアンド回路４２ａとＰＷＭ信号を増幅するためのインバータ４２ｂが設けられている。インバータ４２ｂはＰＷＭ信号のレベルをスイッチ部２０を十分に操作できる程度に増幅するドライブ手段としての機能を備えており、アンドゲート４２ａから出力されるＰＷＭ信号のレベルが十分であれば省くことも可能である。
【００２９】
本例の判定部３２は、発電機１０の通常の起電圧Ｖｇに係わる電圧をサンプリングするサンプリング部３５と、このサンプリングされた電圧と比較するために基準電圧Ｖｔｈを発生する基準電圧発生部３６と、これらを比較するコンパレータ３７を備えている。そして、コンパレータ３７の出力信号が供給部３３のアンドゲート４２ａにＰＷＭ信号と共に入力され、起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも十分に高いと判断されるとＰＷＭ信号を停止してチョッパ増幅を行わずに充電できるようになっている。本例のサンプリング部３５は、スイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１の高電位側（ドレイン側）の電圧Ｖｕｐが入力されており、この電圧Ｖｕｐが２つの抵抗４４ａおよび４４ｂで分圧され、分圧された電圧Ｖｕｐｄがコンパレータ３７の反転入力に入力されている。基準電圧発生部３６は、基準電圧Ｖｔｈをツェナー電圧で発生するための定電圧ダイオード４５と、この定電圧ダイオード４５が導通したときにツェナー電流を制限するために定電圧ダイオード４５と直列に接続された抵抗４６を備えている。この抵抗４６は、同時に充電電圧Ｖｓｃがツェナー電圧に達するなるまでは基準電圧Ｖｔｈを充電電圧Ｖｓｃにプルアップする機能も備えている。
【００３０】
ツェナー電圧の設定は、充電部４の充電電圧Ｖｓｃにたいして、昇圧動作を必要とする値に設定される。昇圧動作を必要とする値とは、充電部４の充電特性から、通常頻繁に使用される電圧値において設定することが好ましい。この値をＶｓｃ１とすると、スイッチ部２０でサンプリングされるチョッパ昇圧された電圧Ｖｕｐの最大値Ｖｕｐｍは次式によって決定される。
【００３１】
Ｖｕｐｍ＝Ｖｓｃ１＋Ｖｆ（２ａ）＋ｋ    ・・・（１）
ただし、Ｖｆ（２ａ）は整流ダイオード２ａの順方向電圧降下分、ｋは昇圧充電させる充電電圧分を示す。
【００３２】
この昇圧された出力電圧Ｖｕｐはサンプリング部３５によって抵抗４４ａと抵抗４４ｂの比によって分圧され、出力電圧Ｖｔｈと昇圧された出力電圧Ｖｕｐと関係は次のようになる。
【００３３】
0003624665.tif 000002
（２）式によって設定されたサンプリング部３５の分圧比は、昇圧後の出力電圧Ｖｕｐが（１）式で設定したＶｕｐｍとなったとき、（３）式に示すような基準電圧回路２７の出力電圧Ｖｔｈと、分圧回路３６の出力電圧Ｖｕｐｄとが等しくなるように設定される。
【００３４】
具体的には、使用電圧Ｖｓｃ１＝１．３Ｖ、整流ダイオード２の順方向電圧降下分Ｖｆ（２ａ）＝０．２Ｖ、昇圧充電させる充電電圧分ｋ＝０．１Ｖ、定電圧ダイオード３５のツェナー電圧（Ｖｔｈ）＝０．８Ｖと仮定すると、昇圧後の出力電圧の最大値Ｖｕｐｍは、１．３＋０．２＋０．１＝１．６Ｖとなり、サンプリング部３５の分圧比は、Ｒ（４４ａ）＝Ｒ（４４ｂ）となる。従って、昇圧後の電圧Ｖｕｐが最大値Ｖｕｐｍ（１．６Ｖ）に達すると、サンプリング部３５から出力される電圧Ｖｕｐｄ  が０．８Ｖとなり、基準電圧部３６から出力される設定電圧Ｖｔｈ＝０．８Ｖと同電位となる。従って、昇圧後の出力電圧Ｖｕｐが１．６Ｖ以上となると、コンパレータ３７の出力が反転し、供給部３３のアンドゲート４２ａがオフになるのでＰＷＭ信号はスイッチ部２０に供給されない。
【００３５】
このように、本例の制御部３０においては、昇圧後の電圧Ｖｕｐの分圧後の電圧Ｖｕｐｄが設定電圧Ｖｔｈに達すると、発電機１０の起電圧Ｖｇが充電部４の使用電圧Ｖｓｃ１に対し充電可能な十分に大きな値であると判断される。そして、このような大きな起電圧Ｖｇが得られる大きな入力動作においては、チョッパ昇圧を行わずに発電機１０からの出力がそのまま整流部２を通って充電部４に供給される。一方、分圧された電圧Ｖｕｐｄが設定電圧Ｖｔｈに達しないときは、発電機１０の起電圧Ｖｇが充電部４の使用電圧Ｖｓｃ１に対して充電可能な十分に大きな値ではないと判断される。このため、入力動作が小さな動きであると判断され、チョッパ制御が行われて昇圧された電圧Ｖｕｐで充電部４に供給される。
【００３６】
コンパレータ３７の動きを纏めると、昇圧後の出力電圧Ｖｕｐをサンプリング部３５で分圧した電圧Ｖｕｐｄと、基準電圧部３６の設定電圧Ｖｔｈとを比較し昇圧後の出力電圧Ｖｕｐを分圧した電圧Ｖｕｐｄが設定電圧Ｖｔｈを越えるような高い電位の場合（Ｖｕｐｄ＞Ｖｔｈ）は、入力動作が大きい動きとして低レベルの信号が出力されて供給部３３がクローズしてＰＷＭ信号がスイッチ部２０に供給されない。一方、分圧後の出力Ｖｕｐｄが設定電圧Ｖｔｈを越えない低い電位の場合（Ｖｕｐｄ＜Ｖｔｈ）は、入力動作が小さい動きとして高レベルの信号が出力され、供給部３３がオープンしてＰＷＭ信号がスイッチ部２０に供給され、チョッパ増幅が行われる。
【００３７】
また、この判定部３２においては、充電部４の充電電圧Ｖｓｃが設定電圧Ｖｔｈよりも低く、ほとんど充電されていない状態では、定電圧素子４５が導通しないので基準電圧部３６の設定電圧Ｖｔｈが充電部４の充電電圧Ｖｓｃと同電位となる。充電部４の充電電圧Ｖｓｃが低いときは、発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇが低い場合でも容易に充電部４の充電電圧Ｖｓｃ以上となり、チョッパ増幅を行わなくとも充電部４を充電可能な状態となる。このような条件下では、本例の基準電圧発生部３６では、設定電圧Ｖｔｈが充電電圧Ｖｓｃに合わせて低下しているために昇圧後の電圧Ｖｕｐが上記の値に達していないときでも、コンパレータ３７は発電機１０の起電圧Ｖｇが十分に高い電圧、すなわち、入力動作が大きな動きであると判断し、スイッチ部２０に対するＰＷＭ信号の供給を停止する。このように、本例の制御部３０は、チョッパ制御を行わずに充電可能なときはチョッパ制御を行わないことにより、スイッチ部を駆動させるためのエネルギーを低減することができるようになっている。従って、この点でも発電効率が改善されている。
【００３８】
本例の整流部２では半波整流が行われ、制御部３０からは整流方向と逆極の起電圧が発生したときもＰＷＭ信号がスイッチ部２０に供給され、ＭＯＳＦＥＴ２１が短絡動作を行う。しかしながら、逆通電防止用のダイオード２２はＭＯＳＦＥＴ２１と直列に接続されているので発電機１０の起電圧が逆極のときは出力端１９ａおよび１９ｂは短絡されず、充電できない状態で電流が流れてロータ１３の動き、すなわち、回転錘の動きにブレーキがかかることがないようにしている。また、逆極で短絡すると、その時に発生する電気エネルギーは発電コイル１５の巻線抵抗による熱によって消費され充電には全く寄与しないので、本例では逆通電防止用ダイオード２２によってＭＯＳＦＥＴ２１のスイッチングによる電気エネルギーの浪費を防止し、発電効率が低下するのを防いでいる。
【００３９】
なお、図４に示すように、コンパレータなどを用いた極性判別部３４ａおよび３４ｂを制御部３０に設けて発電機１０の起電圧の極性を判断する機能を付加し、整流部２で整流される起電圧と逆極のときは、スイッチ部２０の整流部２と逆極側１９ｂに接続されたＭＯＳＦＥＴ２１ｂをオープンしておくことにより逆流を防止することも可能であり、逆通電防止用のダイオード２２を省くことが可能である。なお、図４では、高電位Ｖｄｄが設置された発電装置８を例に示してある。
【００４０】
図５に発電コイル１５の起電圧Ｖｇと、チョッパ制御を行って得られる昇圧後の電圧Ｖｕｐの計算結果を示してある。上述したように、チョッパ制御を行うことにより、発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇをスイッチ部２０が導通したときに、発電コイル１５のインダクタンスにエネルギーとして蓄積させて、スイッチ部２１が非導通したときインダクタンスに蓄積したエネルギーを起電圧Ｖｇに重畳させて昇圧後の電圧Ｖｕｐを得ることが可能であり、この昇圧後の電圧Ｖｕｐが充電部４の充電電圧Ｖｓｃよりも十分に高くなれば起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも低い状態でも充電部４を充電することができる。
【００４１】
図５には、発電機の起電圧Ｖｇに対し、スイッチ部２０をオンオフするＰＷＭ信号の発振周波数１周期にたいしてスイッチ部２０が導通している割合を表すデューティ比を可変したときに得られる昇圧後の電圧Ｖｕｐの計算結果を示してある。計算に際しては、充電部４の充電電圧Ｖｓｃを１．３Ｖに設定している。図５から判るように、デューティ比の高いものほど発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇが小さな値のときから十分に昇圧することが可能である。本例のチョッパ制御部３１においては、これらの設定はデューティ設定部４１によって最適なものに設定することができる。
【００４２】
図７に、図３に示す発電装置８において、チョッパ制御を行わない、すなわち、スイッチ部２０をオープンしたままの状態で得られる発電コイル１５の起電圧Ｖｇ（図７（ａ））と、整流部２で半波整流を行って充電部４に充電される充電電流Ｉｓｃ（図７（ｂ））を示してある。本図に示すように、チョッパ制御を行いないときに充電部４に充電される充電電流Ｉｓｃは、ダイオード２ａの順方向電圧Ｖｆを考慮しないと、発電コイル１５の起電圧Ｖｇが２次電源部４の充電電圧Ｖｓｃを越えたときにのみ発生している。従って、発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも小さなときは、発電機１０を回転する運動エネルギーは無駄になっていることが判る。
【００４３】
図８に、図３に示す発電装置８において、チョッパ制御を行って充電したときの各波形を示す。図８（ａ）は、図７に示したときと同様の発電コイル１５の起電圧Ｖｇ（破線で示してある）が得られたときのチョッパ制御によって増幅された電圧（昇圧電圧）Ｖｕｐを実線で示してある。本例の発電装置８においては、図８（ｂ）に示す制御部３０のチョッパ制御部３１から供給されるＰＷＭ信号が供給部３３を介してＭＯＳＦＥＴ２１の駆動信号として出力されており、この駆動信号によって発電機１０の出力が単パルスにチョッピングされることによってチョッパ増幅された昇圧電圧Ｖｕｐが得られる。
【００４４】
さらに、図８（ａ）に示すように、充電部４の充電電圧Ｖｓｃよりも高い値に判定部３２の設定電圧Ｖｔｈが設定されている。このため、昇圧電圧Ｖｕｐがこの設定電圧Ｖｔｈに達すると、図８（ｂ）に示すようにコンパレータ３７の出力電圧が反転し、供給部３３が閉じるのでＰＷＭ信号は駆動信号として出力されない。従って、この間は、スイッチ部２０によるチョッパ制御は行われず発電機１０の起電圧Ｖｇの電力が充電部４に出力される。
【００４５】
図８（ｃ）に、チョッパ制御を行った後に整流部２で半波整流を行って充電部４に充電される充電電流Ｉｓｃを示してある。チョッパ制御を行うことにより、発電機端から得られる電圧が昇圧電圧Ｖｕｐになるので、起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃに達しなくても昇圧電圧Ｖｕｐが充電電圧Ｖｓｃを上回る期間があり、その間は充電電流Ｉｓｃが流れる。従って、図７（ｂ）に示したチョッパ制御を行わないときと比較すると充電電流Ｉｓｃは大幅に増加している。さらに、時刻ｔ１からｔ２の期間は、十分に高い起電圧Ｖｇが得られたことを昇圧電圧Ｖｕｐが設定電圧Ｖｔｈに達することで判断しており、この間は、昇圧しなくても充電電流Ｉｓｃが流れる。従って、チョッパ制御を停止して、スイッチ部２０の操作などで自己消費される電力を省き、充電部４に対する充電効率を向上するようにしている。
【００４６】
チョッパ制御を行ったときの電圧波形をさらに詳しく説明すると、スイッチ部２０がＰＷＭ信号のハイまたはロウレベルの出力信号に従って導通、非導通を繰り返すと、ＰＷＭ信号がハイレベルではスイッチ部２０が導通するため起電圧Ｖｇは、ほぼ０となる。このとき、発電コイル１５へ短絡電流を流すことによって、発電コイル１５のインダクタンスにエネルギーを蓄積させている。次に、ＰＷＭ信号がロウレベルではスイッチ部２０が非導通するため起電圧Ｖｇはインダクタンスに蓄積したエネルギーを起電圧Ｖｇに重畳させた昇圧電圧Ｖｕｐが出力される。また、起電圧Ｖｇにたいして、判定部３２の出力信号がロウレベルとなったとき、回転錘の入力動作が大きく、このときの起電圧Ｖｇによって充電部４を充分充電可能であると判断し、スイッチ部２０を非導通状態にする。このときの昇圧電圧Ｖｕｐは発電コイル１５に発生する起電圧Ｖｇと同電位となる。以上から、２次電源部４への充電動作は起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも小さいときは昇圧チョッパ動作によって充電電流が流れ、起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも大きいときは昇圧チョッパ動作を停止させることによって、通常の半波整流回路による充電電流が流れることになる。
【００４７】
このようなチョッパ制御を行うことにより、図７（ｂ）と図８（ｃ）を比較すると判るように、今までの起電圧Ｖｇのままでは充電できなかった発電機の出力電力を用いて充電できるようになっており、ロータを駆動する回転錘の運動エネルギーをより多い部分を電気エネルギーに変換して充電できるので、発電効率および充電効率を向上することができる。同時に、チョッパ制御を行うことにより、発電コイル１５を流れる短絡電流によって回転錘の動きに適度なブレーキがかかるので、オーバシュートする機会も減る。従って、腕などの連続して動きにも回転錘が追従しやすくなるので、回転錘で運動エネルギーを捉える効率も向上することができる。このように、チョッパ制御を行うことにより、充電効率はもちろん、電気エネルギーに変換される運動エネルギーを発電装置８あるいは計時装置１の周囲の環境から得る効率も向上するので、非常に発電能力の高い発電装置８および計時装置１を提供することができる。
【００４８】
〔第２の実施の形態〕
図９に、本発明を計時装置に適用した異なった例を示してある。本例の計時装置１も、発電装置８と、この発電装置８から供給される電力で稼働可能な処理部６として計時部７を有している。本例の発電装置８は、基本的な構成は上記で説明したものと同様であり、発電機１０と、その発電コイル１５の両端１９ａおよび１９ｂを短絡可能なスイッチ部２０と、このスイッチ部２０を制御する制御部３０と、整流部２と、さらに、充電部４とを備えている。従って、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００４９】
本例の発電装置８は、整流部２に半波整流用のダイオード２ａに加え、倍電圧整流用のダイオード５１と、倍電圧用のコンデンサ５２を備えている。そして、発電機１０に発生する起電圧Ｖｇがグランド側（Ｖｓｓ）の電位のときに倍電圧用ダイオード５１を導通して倍電圧用コンデンサ５２を充電し、起電圧Ｖｇが高電位側（Ｖｓｃ）になったときに起電圧Ｖｇに倍電圧用コンデンサ５２に充電された電圧を加えて充電部４に出力できるようにしている。すなわち、倍電圧用コンデンサ５２に充電される電圧をＶｓｕｂとすると、次に、起電圧Ｖｇが高電位側の電位となったとき、先に倍電圧用コンデンサ５２に充電された充電電圧Ｖｓｕｂと起電圧Ｖｇとが合成された電位となって、整流ダイオード２ａを導通して充電部４の大容量コンデンサ５を充電するように動作する。このとき倍電圧用ダイオード５１は、起電圧Ｖｇと充電電圧Ｖｓｕｂの極性によってカソード側からアノード側にかけて電圧が印加され、逆バイアスされる形となり非導通となる。このように、本例の整流部２は、交互に出力される極性の異なる起電圧Ｖｇを合成することによって、起電圧Ｖｇの電位の倍の出力電圧を得ることができる倍電圧整流回路となっている。
【００５０】
さらに、本例の発電装置８は、上述した発電装置と同様にスイッチ部２０を備えており、チョッパ制御を行うことによって高電位側の極性の起電圧Ｖｇをチョッパ増幅できるようになっている。従って、上記の発電装置と同様に高電位側の極性の起電圧Ｖｇを昇圧電圧Ｖｕｐに昇圧して整流部２に供給することができる。起電圧が逆極側のときはスイッチ部２０に逆通電防止用のダイオード２１が設置されているのでチョッパ増幅は行われず、起電圧Ｖｇで倍電圧コンデンサ５２が充電される。倍電圧コンデンサ５２は、１サイクル毎に放電されるので充電電圧Ｖｓｕｂが起電圧Ｖｇより高くなることがないのでチョッパ増幅を行わなくても充電することができる。
【００５１】
本例の制御部３０は、チョッパ制御部３１として上記と同様に時計回路７ａより出力された発振信号を用いてＰＷＭ信号を出力可能なデューティ設定部４１を備えている。このＰＷＭ信号は判定部３２からの信号によって動作する供給部３３を介して駆動信号となってスイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに供給され、チョッパ制御が行われる。本例の判定部３２は、上述した基準電圧発生部３２の回路を採用し定電圧ダイオード４５のツェナー電圧によって設定電圧Ｖｄｔｈを出力している。この設定電圧Ｖｄｔｈが選択部３３を構成するｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ４３のドレインＤに接続されている。ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ４３は、ソースＳがグランド側に接続され、ドレインＤが基準電圧Ｖｄｔｈおよびスイッチ部２０のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ４３のゲートＧにはデューティ設定部４１からＰＷＭ信号が供給されており、このＰＷＭ信号が高レベルとなったときＭＯＳＦＥＴ４３のドレインＳとソースＤが導通し、スイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧは低レベルとなる。一方、ＰＷＭ信号が低レベルとなると、供給部３３のＭＯＳＦＥＴ４３は非導通となるので、スイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに設定電圧Ｖｄｔｈが印加される。
【００５２】
スイッチ部２０のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ２１は電圧駆動型のスイッチング素子であり、ゲートＧとソースＳに印加される電圧によって、ドレインＤとソースＳ間の抵抗値が無限大Ωから数ｍΩへと変化する。この抵抗はゲートＧとソースＳ間に印加される電圧に比例して低下していく。ＭＯＳＦＥＴ２１をオンするときには、ゲートＧとソースＳ間の電圧をドレインＧに電流を十分流すことのできる電圧に設定する必要がある。ゲートＧとソースＳ間のしきい値電圧ＶＧＳｔｈは、ドレイン電流がある規定の電流値以下となるゲートＧとソースＳ間の電圧を示している。さらに、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧとソースＳ間は等価的に入力容量Ｃｉｓｓとなるコンデンサとして見ることができる。この入力容量Ｃｉｓｓをしきい値電圧ＶＧＳｔｈ以上に充電することによって、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインＤとソースＳ間を導通させることができる。
【００５３】
本例の発電装置８においては、倍電圧整流回路が整流部２に採用されているために、ＭＯＳＦＥＴ２１のソースＳの電圧Ｖｓは、倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂとなる。そして、この倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂは、発電機１０の起電圧Ｖｇを反映した値となり、発電機１０を駆動する回転錘の入力動作の大小によって異なった値となる。すなわち、充電電圧Ｖｓｕｂは、回転錘が大きな入力動作を行った場合は発電コイル１５によって発生する低電位側の極性の起電圧Ｖｇで大きな値の充電電圧となり、小さな入力動作の場合には小さな充電電圧となる。また、この電圧は充電部４の低電位側を接地することにより、ＭＯＳＦＥＴ２１のソース電圧Ｖｓが倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂによってオフセット電位をつけた状態となる。
【００５４】
従って、充電電圧Ｖｓｕｂによってスイッチ部２０をチョッパ制御するか否かの制御を行うことが可能である。ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ２１の入力容量ＣｉｓｓをＶＧＳｔｈ以上に充電するために基準電圧Ｖｄｔｈを以下のように設定する。
【００５５】
Ｖｄｔｈ＞Ｖｓｕｂ＋ＶＧＳｔｈ    ・・・（４）
（４）式から、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインＤとソースＳ間を導通させるためには、ドライブ用のＭＯＳＦＥＴ４３より印加される基準電圧Ｖｄｔｈと、倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂとの電位差がしきい値ＶＧＳｔｈの値よりも大きな値となる必要がある。すなわち、しきい値ＶＧＳｔｈおよび設定電圧Ｖｄｔｈは固定されるので、充電電圧Ｖｓｕｂが次の条件を満たしたときにスイッチ部２０はチョッパ制御を行う。
【００５６】
Ｖｓｕｂ＜Ｖｄｔｈ−ＶＧＳｔｈ    ・・・（４）’
倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂの電位は回転錘の入力動作によって大きく可変するため、設定されたＶｄｔｈの値にたいしてＶｓｕｂの値が大きくなれば（４）’式を満足させることが不可能となる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２１はオンせず、ゲートＧにＰＷＭ信号が供給されているにもかかわらずオフ状態となる。従って、チョッパ制御が行われずに起電圧Ｖｇの電力が整流部２に供給される。このため、設定電圧Ｖｄｔｈは、例えば、充電部４の使用電圧Ｖｓｃ１よりも起電圧Ｖｇが小さいときはチョッパ制御を行って昇圧し、一方、起電圧Ｖｇが使用電圧Ｖｓｃ１よりも大きいときはチョッパ制御を行わずに通常の倍電圧整流だけで充電が行われるように設定することができる。
【００５７】
図１０に、本例の発電装置８においてスイッチ部２０を稼働させずにチョッパ制御を行わないで倍電圧整流によって充電したときの、各電圧、電流波形を示してある。発電コイル１５に発生した起電圧Ｖｇの極性が低電位側の電力は、倍電圧用コンデンサ５２に充電され充電電圧Ｖｓｕｂが上昇する。このとき倍電圧用コンデンサ５２の極性は図９に示したように、充電部４の低電位側に接続された側が低電位となる。従って、次の起電圧Ｖｇの極性が高電位となる電力は、先に充電された倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂの極性と一致するために起電圧Ｖｇと充電電圧Ｖｓｕｂとの合成電圧Ｖｍｉｘの電力として充電部４に印加される。しかしながら、図１０（ｂ）に示すように、合成電圧Ｖｍｉｘが充電電圧Ｖｓｃを越えたときのみ充電電流Ｉｓｃが発生する。従って、倍電圧整流を行っても合成電圧Ｖｍｉｘが充電部４の充電電圧Ｖｓｃに達しないときは、発電機１０から電力が供給されず、発電機１０を駆動する回転錘の運動エネルギーは無駄に消費され、あるいは、ユーザの連続した動きを運動エネルギーに変換する際の障害となる。
【００５８】
図１１に、倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂの波形を抽出して示してある。スイッチ部２０のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ２１のしきい値ＶＧＳｔｈを０．５Ｖ、ドライブ用のＭＯＳＦＥＴ４３に印加される設定電圧Ｖｄｔｈを１Ｖとすると、回転錘の入力動作が小さいとき（Ｖｓｕｂの値の小さな部分）については、設定電圧Ｖｄｔｈからしきい値ＶＧＳｔｈを引いた値に充電電圧Ｖｓｕｂが達しない。従って、チョッパ制御をオンにすればこの範囲ではＰＷＭ信号によってスイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ２１がＰＷＭ信号によって周期的にオンオフ動作し、チョッパ増幅を行う。一方、倍電圧用コンデンサ５２が充電されて充電電圧Ｖｓｕｂが上昇し、設定電圧Ｖｄｔｈからしきい値ＶＧＳｔｈを引いた値を越えると、ＭＯＳＦＥＴ２１はオンせずチョッパ増幅は行われない。
【００５９】
次に、高電位の極性の起電圧Ｖｇが発電機１０から出力されると、整流部２においては倍電圧整流を行って充電部４に電力を供給する。この際、倍電圧用コンデンサ５２は徐々に放電するので、時刻ｔ３に充電電圧Ｖｓｕｂが設定電圧Ｖｄｔｈからしきい値ＶＧＳｔｈを引いた値より低下すると、スイッチ部２０はチョッパ動作を開始し、整流部２には、起電圧Ｖｇに代わり昇圧電圧Ｖｕｐの電力が供給される。従って、充電部４に供給される電圧Ｖｍｉｘは（Ｖｇ＋Ｖｓｕｂ）から上昇して（Ｖｕｐ＋Ｖｓｕｂ）となり、充電部４の充電電圧Ｖｓｃを越えると充電電流Ｉｓｃが流れる。
【００６０】
このようにして本例の発電装置８でチョッパ機能を働かせたときに充電部４に供給される電圧と、充電部４に流れる充電電流Ｉｓｃの様子を図１２（ａ）および（ｂ）に示してある。本図から判るように、倍電圧整流を行って充電部４に電力を供給するときに倍電圧用のコンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂが低いときはチョッパ増幅された電圧ＶｕｐがＶｓｕｂに重ねられて出力される。この結果、倍電圧整流でも充電電圧Ｖｓｃを越えない状況でも、チョッパ昇圧することにより充電電圧Ｖｓｃを越える時間があり、図１０（ｂ）と比較して明白なように、チョッパ制御を行うことにより充電電流Ｉｓｃを大幅に増加できる。また、チョッパ制御を行うことによって、適度なブレーキが回転錘にかかり、運動エネルギーを得やすくなるなどの効果が得られることは上記の実施の形態において説明した通りである。
【００６１】
また、チョッパ制御が行われると充電電流Ｉｓｃが増加するので、いままで倍電圧用コンデンサ５２に蓄積されたただけで充電部４に供給されなかった電気エネルギーが充電のために利用される。従って、倍電圧用コンデンサ５２の充電電圧Ｖｓｕｂは、図１１の点線Ｂで示したように低下する。このため、充電電圧Ｖｓｕｂは、設定電圧Ｖｄｔｈからしきい値ＶＧＳｔｈを引いた値より低下するので、チョッパ増幅される期間が長くなる。このように、本例では、起電圧Ｖｇが充電部４に充電可能か否かのパラメータとして充電電圧Ｖｓｕｂを採用することにより、倍電圧昇圧後に充電部４に充電可能か否かの判断をより確実に行うことができる。
【００６２】
また、設定電圧Ｖｄｔｈを出力する基準電圧発生部３２の構成は、上記で説明したものと同様である。従って、本例においても、充電電圧Ｖｓｃが設定電圧Ｖｄｔｈに達しないときは充電電圧Ｖｓｃが設定電圧Ｖｄｔｈとして出力され、充電電圧Ｖｓｃが低いときは起電圧Ｖｇが低くても充電が可能であるにもかかわらず、チョッパ制御を行ってスイッチングのために電力が消費されるのを防止し、結果的に発電効率をさらに改善できるようにしている。
【００６３】
〔第３の実施の形態〕
図１３に、本発明の発電装置の異なった例を示してある。本例の発電装置８も、これから供給される電力によって計時装置などの処理装置を駆動することができる。本例の発電装置８は、基本的な構成は上記で説明したものと同様であり、発電機１０と、その発電コイル１５の両端１９ａおよび１９ｂを短絡可能なスイッチ部２０と、このスイッチ部２０を制御する制御部３０と、整流部２と、さらに、充電部４とを備えている。従って、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００６４】
本例の発電装置８は、先に説明した回路が低電位側（Ｖｓｓ側）が接地されていたのに対し、高電位側（Ｖｄｄ側）が接地されて基準電位となっている。この点を考慮すれば、本例の発電装置８は先に第１の実施の形態で説明した半波整流方式の発電装置とほぼ同様の構成である。なお、本例においては、電圧の大小は絶対値で説明している。
【００６５】
本例の制御部３０は、ＰＷＭ信号を出力するデューティ設定部４１を備えたチョッパ制御部３１と、発電機１０の起電圧Ｖｇで充電可能か否かを判断する判定部３２と、この判定部３２の判定結果によってＰＷＭ信号をスイッチ部２０に供給する供給部３３とを備えている。本例の判定部３２は、整流部２の整流用ダイオード２ａの前後の電位をコンパレータ３７で検出しており、整流用ダイオード２ａに充電電流が流れるとコンパレータ３７が反転して低レベルとなる。その結果、ナンド回路４２ｃを用いた供給部３３から、チョッパ制御を行うＰＷＭ信号に変わって、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ２３が用いられているスイッチ部２０をオフする高レベルの駆動信号φｐ１が出力されるようになっている。
【００６６】
図１４に、本例の発電装置８の制御例をタイミングチャートを用いて示してある。時刻ｔ１１に半波整流の１つのサイクルが開始されると、発電機１０からの起電圧Ｖｇはスイッチ部２０に供給されているＰＷＭ信号によってチョッパ増幅される。その結果、時刻ｔ１２に昇圧電圧Ｖｕｐが充電部４の充電電圧Ｖｓｃに整流用ダイオード２ａの順方向電圧Ｖｆを足した値をこえると整流用ダイオード２ａを通って充電電流Ｉｓｃが流れる。これによって、時刻ｔ１２にコンパレータ３７の出力が低レベルに反転してＰＷＭ信号が出力されなくなる。しかしながら、コンパレータ３７の低レベル出力が駆動信号φｐ１のハイ（ＭＯＳＦＥＴ２３がオフ）の期間内で完結している場合（コンパレータ３７の出力がローから再びハイに移行している場合。）には、駆動信号φｐ１がロー（ＭＯＳＦＥＴ２３がオン）の期間では、すでに整流ダイオード２ａに電流が流れていないため、コンパレータ３７の出力はハイになっており、そのままチョッパ制御による昇圧動作が継続して行われる。
【００６７】
一方、時刻ｔ１３に整流用ダイオード２ａに電流が流れてコンパレータ３７が低レベルになり、ＰＷＭ信号が出力されない状態になった後に、起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも高くなると、駆動信号φｐ１のロー（ＭＯＳＦＥＴ２３がオン）のタイミングでも、整流用ダイオード２ａに電流が流れており、コンパレータ３７は引き続きローを出力し続け、ＰＷＭ信号は完全に禁止され、チョッパ制御を行わない状態で充電電流が流れる。従って、コンパレータ３７の出力は低レベルのままとなり、チョッパ制御は行われない。このため、この間のスイッチング操作にかかる電力消費を省くことができる。時刻ｔ１４に起電圧Ｖｇが低下して充電電圧Ｖｓｃと順方向電圧Ｖｆの和の電圧以下になるか、あるいは、充電電圧Ｖｓｃが上昇して順方向電圧Ｖｆとの和が起電圧Ｖｇ以上になると、コンパレータ３７の出力が高レベルになる。従って、再びＰＷＭ信号がスイッチ部２０に供給され、チョッパ制御が再開されて昇圧された電圧Ｖｕｐが充電部４に供給される。
【００６８】
このように、本例の発電装置８においては、起電圧Ｖｇ、昇圧電圧Ｖｕｐなどの電圧を所定の設定電圧と比較する方法ではなく、実際に充電電流が流れたか否かによって起電圧Ｖｇが充電部４に充電可能か否かを判断している。このような方法によってチョッパ制御のオンオフ制御を適正に行うことが可能であり、過剰にチョッピングを行って自己消費が増えるのを防止できる。また、先に説明したように、発電機１０を駆動する回転錘のスピードを下げる過ぎることもなくなるので、次々と連続して動く腕の動きなどを捉えて運動エネルギーに変換でき、発電効率を向上することができる。
【００６９】
本例の判定部の構成は、半波整流にかぎらず、上述した倍電圧整流あるいは全波整流方式の整流部を採用した発電装置においても適用できることはもちろんである。
【００７０】
〔第４の実施の形態〕
図１５に、本発明の発電装置のさらに異なった例を示してある。本例の発電装置８も、基本的な構成は上記で説明したものと同様であり、発電機１０と、その発電コイル１５の両端１９ａおよび１９ｂを短絡可能なスイッチ部２０と、このスイッチ部２０を制御する制御部３０と、整流部２と、さらに、充電部４とを備えている。従って、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００７１】
本例の発電装置８の整流部２は、出力端１９ａおよび１９ｂの高電位（Ｖｄｄ）側に整流用ダイオード２ａおよび２ｂがそれぞれ配置され、さらに、低電位（接地）側に整流用スイッチ５３ａおよび５３ｂがそれぞれ配置された全波整流回路で構成されており、整流用スイッチ５３ａおよび５３ｂが短絡用のスイッチ部２０を兼ねている。これらの整流用スイッチ５３ａおよび５３ｂはｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、制御部３０の極性判別部３４ａおよび３４ｂによって、それぞれのスイッチ５３ａおよび５３ｂの接続された出力端１９ａおよび１９ｂと反対側の出力端１９ｂあるいは１９ａの起電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆ２あるいはＶｒｅｆ１より高くなるとオンになり整流回路を形成する。
【００７２】
整流用ダイオード２ａおよび２ｂは、それぞれをバイパスするｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２４ａおよび２４ｂが並列に接続されており、これらのＭＯＳＦＥＴ２４ａおよび２４ｂはコンパレータ２５ａおよび２５ｂによってそれぞれのダイオード２ａおよび２ｂが通電したことを判断し、オンされるようになっている。従って、整流用ダイオード２ａおよび２ｂにいったん充電電流が流れると、バイパススイッチ２４ａおよび２４ｂがオンするので、ダイオード２ａおよび２ｂの順方向電圧による損失を防止できるようになっている。以下において、整流用のダイオードとバイパススイッチの組合せで構成されるユニットを１方向性ユニット２６と呼んでいる。本例においては、この１方向性ユニット２６のコンパレータ２５ａおよび２５ｂの出力によって充電電流が発生したか否かを判断することができるので、制御部３０における起電圧Ｖｇが充電可能な電圧になったか否か判断する判定部の機能としてコンパレータ出力φｐ１およびφｐ２を用いている。
【００７３】
本例の制御部３０は、判定部の機能として１方向性素子のコンパレータ出力を用いており、その他にＰＷＭ信号を供給するチョッパ制御部３１と、供給部３３とを備えている。本例の制御部３０は、さらに、上述したコンパレータ４９を用いて発電機１０から出力される起電圧Ｖｇの極性を判断する極性判別部３４ａおよび３４ｂと、充電電圧Ｖｓｃが過電圧であるか否かを判断可能な充電電圧判定部６０を備えている。充電電圧判定部６０は、充電部４の充電が進んで充電電圧Ｖｓｃがコンデンサ５の耐圧あるいはこの発電装置８に接続された計時装置などの処理装置の耐圧に達する程度になっているか否かを判断するものであり、例えば、図１６に示すような回路で構成できる。図１６に示した回路はＤフリップフロップ６１を用いた回路であり、充電電圧Ｖｓｃを抵抗６２および６３で分圧し、その分圧した電圧を過剰電圧であり充電を停止する判断する設定電圧Ｖｒｄ１とコンパレータ６４で比較すると共に、分圧した電圧を過剰電圧でなく充電を再開すると判断する設定電圧Ｖｒｄ２とコンパレータ６５で比較するようになっている。
【００７４】
充電電圧Ｖｓｃを分圧した電圧が、設定電圧Ｖｒｄ１に達するとフリップフロップ６１をセットして高レベルの信号を出力し、供給部３３を介して整流部２の一部も兼ねたスイッチ部２０のＭＯＳＦＥＴ５３ａおよび５３ｂがオンにセットされる。これによって、発電機１０の出力端１９ａおよび１９ｂが短絡され、発電機１０から電力が出力されるのを停止できる。従って、どのような運動エネルギーが与えられても充電部４には電力が供給されず充電が進まないので、充電電圧Ｖｓｃが上昇するのを阻止できる。一方、充電部４の電力が計時部などの処理装置で消費れて充電電圧Ｖｓｃが下がり、分圧した電圧が設定電圧Ｖｒｄ２以下になると、フリップフロップ６１がリセットされる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ５３ａおよび５３ｂがフリーになり、整流あるいはチョッパ増幅のために用いられる。
【００７５】
ＰＷＭ信号をスイッチ部２０に供給する供給部３３は、ＰＷＭ信号と、１方向性ユニット２６ａおよび２６ｂのコンパレータ２５ａおよび２５ｂの出力が入力された３入力のアンド回路４２ｄを備えており、コンパレータ２５ａあるいは２５ｂのいずれかが対応するダイオード２ａあるいは２ｂを流れる充電電流を検出すると出力φｐ１あるいはφｐ２が低レベルになってＰＷＭ信号がドライブ信号φＬ１として出力されないようになっている。このドライブ信号φＬ１は、充電電圧判定部６０の出力信号φｄｄとオア回路４２ｅに入力され、どちらか一方が高レベルになると高レベルになるドライブ信号φＬ２が生成されるようになっている。
【００７６】
このドライブ信号φＬ２が、それぞれのＭＯＳＦＥＴ５３ａおよび５３ｂを整流動作させる極性判別回路３４ａおよび３４ｂの出力φ２あるいはφ１と共にオア回路３９ａおよび３９ｂに入力され、整流のためにオフになっているＭＯＳＦＥＴ５３ａあるいは５３ｂをチョッパ制御してチョッパ増幅した電圧Ｖｕｐを出力し、または、充電電圧Ｖｓｃが過電圧のときはオンして短絡し発電を停止するようにしている。
【００７７】
図１７に、本例の発電装置８の制御例をタイミングチャートを用いて示してある。時刻ｔ２１に起電圧Ｖｇが一方の極性の整流サイクルがスタートする。発電端１９ａの出力電圧が設定電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、極性判別回路３４ｂのコンパレータ４９の出力φ１が高レベルになり、スイッチ５３ｂの駆動信号φｍ１が高レベルになる。これによってスイッチ５３ｂがオンし、起電圧Ｖｇが一方の極性の電力を整流する整流回路が構成される。本例の発電装置８の整流部２では、極性判別回路３４ａおよび３４ｂを用いて起電圧Ｖｇの極性を判断することにより、従来であれば４つの整流用ダイオードでブリッジを構成して全波整流を行うところをスイッチで全波整流を行えるようにしている。従って、ダイオードの順方向電圧による損失を低減することができ、発電機１０による充電効率を高くすることができる。
【００７８】
整流スイッチの他方のスイッチ５３ａを駆動する信号φｎ２はＰＷＭ信号に従って周期的にオンオフを繰り返しており、この結果、発電機の出力端１９ａおよび１９ｂはスイッチ５３ａおよび５３ｂを介して短絡が繰り返されるチョッパ制御が行われる。従って、出力端１９ａに現れる電圧は増幅された電圧となり、時刻ｔ２２に充電電圧Ｖｓｃを越えると整流用ダイオード２ａを充電電流が流れる。これと同時に１方向性ユニット２６ａのコンパレータ２５ａの出力φｐ１が低レベルとなり１方向性ユニット２６ａがオンとなる。これによって、整流用ダイオード２ａをバイパスして充電電流を供給できるので、ダイオード２ａの順方向電圧による損失を除くことができる。このため、充電電圧Ｖｓｃより若干大きな昇圧電圧Ｖｕｐがチョッパ増幅によってえることができれば、その電力を充電部４に充電することが可能となる。１方向性ユニット２６ａがオンになると、供給部３３においてＰＷＭ信号の供給が停止するが、チョッパ増幅の停止期間がＰＷＭ信号のロー期間内（ＦＥＴ５３ａまたは５３ｂのオフ信号内）で完結している場合（１方向性ユニット２６ａの出力がオンからオフに移行している場合。）には、ＰＷＭ信号がハイ（ＦＥＴ５３ａまたは５３ｂのオン信号）の期間で、起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃに達していないため、継続してＰＷＭ信号が出力されチョッパ昇圧が行われる。
【００７９】
時刻ｔ２３に、起電圧Ｖｇが他方の極性の電力の整流サイクルが開始される。出力端１９ｂの起電圧Ｖｇが設定電圧Ｖｒｅｆ２に達すると、極性判別回路３４ａのコンパレータ出力φ２が高レベルになり、スイッチ５３ａの駆動信号φｎ２が高レベルになってスイッチ５３ａが整流回路を構成するためにオンになる。従って、逆側のスイッチ５３ｂの駆動信号φｎ１がＰＷＭ信号によって周期的にオンオフを繰り返しチョッパ制御を行う。時刻ｔ２４にチョッパ昇圧された電圧により充電電流が流れて１方向ユニット２６ｂがオンする。このため、１方向ユニット２６ｂのコンパレータ２５ｂの出力信号φｐ２が低レベルとなり、ＰＷＭ信号は停止しドライブ信号φＬ１およびφＬ２は共に低レベルとなる。従って、スイッチ５３ａの駆動信号φｎ１は低レベルでオフ状態のままとなる。起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃよりも高い間はこの状態が継続し、チョッパ制御が行われない。時刻ｔ２５に起電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｓｃを下回ると、１方向性ユニット２５ｂがオフになるので、チョッパ制御が再開される。
【００８０】
このようにして充電を行った結果、時刻ｔ２６に充電電圧Ｖｓｃ（本例では分圧した電圧であるが簡単のためＶｓｃと直に比較されたものとする）が過電圧を判断する設定電圧Ｖｒｄ１に達すると、過電圧判定部６０からの信号φｄｄが高レベルとなる。このため、ドライブ信号φＬ２が高レベルとなり、スイッチ５３ａおよび５３ｂの駆動信号φｎ１およびφｎ２も高レベルとなる。従って、スイッチ５３ａおよび５３ｂがオンして出力端１９ａおよび１９ｂを短絡する。このため、出力端１９ａおよび１９ｂからは電力が出力されなくなり、充電は行われない。
【００８１】
充電電圧Ｖｓｃが徐々に低下して時刻ｔ２７に充電を再開する設定電圧Ｖｒｄ２に達すると、過電圧判定部６０からの信号φｄｄは低レベルとなり、駆動信号φｎ１およびφｎ２は、その他の条件に従った値となる。従って、起電圧Ｖｇが低いときはチョッパ制御が行われて昇圧され充電が再開される。
【００８２】
なお、この第４の実施の形態においては、Ｖｓｓ側のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴでスイッチングしてチョッパ増幅しているが、制御回路の構成を上下で反転して、Ｖｄｄ側のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてスイッチングする構成を採用することももちろん可能である。
【００８３】
以上に説明したように、本発明に係る発電装置８は、発電機１０の発電コイル１５の両端を周期的にオンオフしてチョッパ昇圧された電圧が得られるようにしている。このため、発電機１０に対する入力が小さく起電圧Ｖｇが充電部４を充電するには不足するときでも、チョッパ昇圧した電圧Ｖｕｐが十分な電圧になれば充電部４を充電することが可能となる。従って、発電機１０に対する入力が小さなときでもその運動エネルギーを電気エネルギーに変換して蓄積することが可能となり、発電効率および充電効率の高い発電装置を供給することができる。さらに、昇圧方法としてチョッパ昇圧を選択することによって、回転錘に適度な充電ブレーキをかけることができるというメリットがある。例えば、第４の実施の形態に示した本発明に係る全波方式の発電装置を用いると、ダイオードブリッジを用いた全波整流回路と比較し２０倍以上の充電電流を得ることが可能となるという結果が本願の発明者等の実験によって得られている。
【００８４】
以上に説明した本発明に係る発電装置の回路は例示にすぎず、これらに限定されないことはもちろんである。また、これらの発電装置は、腕装着型の計時装置に限定されることはなく、使用者の脚部に装着されたり、さらに、車両などの移動体に搭載され、その振動などによってローターを回転させて発電を行う機器などのように様々な機器に適応することができる。また、本発明の発電装置から電力を供給されて処理を行う処理装置として、上述した計時装置に限らず、例えばページャー、電話機、無線機、補聴器、万歩計、電卓、電子手帳などの情報端末、ＩＣカード、ラジオ受信機などがあり、これらの携帯型機器に本発明の発電装置を採用することにより、人間の動きなどを捉えて効率良く発電を行い、電池の消費を抑制したり、あるいは電池その物を不要にすることも可能である。従って、使用者は、電池切れを心配せずに、これらの携帯機器を使用することができ、電池切れによってメモリーに記憶した内容が失われるなどのトラブルも未然に防止できる。さらに、電池や充電装置が容易に入手できない地域や場所、あるいは災害などによって電池の補充が困難な事態であっても電子機器の機能を発揮させることが可能となる。
【００８５】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明の発電装置は、チョッパ制御を行うことにより、発電コイルに発生する起電圧が充電部の充電電圧を越えることのできない小さな起電圧のときでも充電部への充電を可能とし発電効率を改善することができる。
【００８６】
さらに、昇圧を行わない状態で充電が可能であるか否かを判定する機能を設けることにより、チッパ制御を無駄に行わずにスイッチング動作などで消費される電力を節約することができる。これにより、実施的な発電効率をさらに改善することができる。
【００８７】
また、チョッパ制御を行うためのスイッチ部は、過充電状態の解消のためのバイパス回路としても機能させることが可能であり、簡易な回路で数多くの機能を実現することが可能となる。
【００８８】
従って、本発明の発電装置を用いることにより、ユーザーの動きなどを捉えて極めて効率良く充電することができるので、例えば、計時装置の電源として本発明の発電装置を採用することにより、使用者の動作が小さな動きであったとしても、計時装置が使用者の携帯中に動作を停止することがなく、携帯動作性能が良く、信頼性も高い計時装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発電装置を備えた携帯型電子機器（計時装置）の概要を示す図である。
【図２】回転錘が自然落下した場合の動作を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る計時装置の回路構成を示すブロック図である。
【図４】図３と異なる発電装置の回路構成を示すブロック図である。
【図５】チョッパ制御によって昇圧を行ったときの昇圧電圧の計算結果を示す図である。
【図６】デューティ設定部の構成例を示す図である。
【図７】図３に示す回路において、スイッチ部を動作させなかったときの各電圧電流波形を示す図である。
【図８】図３に示す回路において、スイッチ部を動作させたときの各電圧電流波形を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係る計時装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す回路において、スイッチ部を動作させなかったときの各電圧電流波形を示す図である。
【図１１】図９に示す回路における倍電圧用コンデンサの充電電圧波形を示す図。
【図１２】図９に示す回路において、スイッチ部を動作させたときの各電圧電流波形を示す図。
【図１３】本発明の第３の実施の形態に係る発電装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す発電装置の制御の一例を示すタイミングチャートである。
【図１５】本発明の第４の実施の形態に係る発電装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１６】過充電電圧判定部の回路例を示す図である。
【図１７】図１５に示す発電装置の制御の一例を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１  計時装置
２  整流部
４  充電部
５  大容量コンデンサ
６  処理部
７  計時装置
８，９  発電装置
１０  発電機
１１  回転錘
１２  輪列機構
１３  ローター
１４  ステーター
１５  発電コイル
１９ａ、１９ｂ  出力端
２０  スイッチ部
２１  ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ
２２  逆通電防止用ダイオード
２３  ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ
３０  制御部
３１  チョッパ制御部
３２  判定部
３３  供給部
３４  極性判定部
４１  デューティ設定部
６０  過充電電圧判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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