(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源が出力する交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路と、該平滑回路が出力する直流電圧を高周波パルスに変換するスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスを変圧する高周波トランスと、該高周波トランスによって変圧された高周波パルスを整流して直流出力電圧を得る高周波整流回路と、前記直流出力電圧の電圧変動を検出する電圧比較検出部と、該電圧比較検出部が検出した電圧変動に応じて前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を調節するデューティー比制御部とを備え、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、前記スイッチングトランジスタをＯＦＦにする定電圧スイッチング電源回路の出力過電流保護回路であって、
前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率以上になったときに所定の直流電圧を出力するデューティー比監視回路と、該デューティー比監視回路から所定の直流電圧が出力された時点で、前記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持するスイッチングトランジスタＯＦＦ回路とを備え、
前記高周波トランスは、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスが印加される第１の一次側巻線と、該第１の一次側巻線に印加された高周波パルスが誘起される第２の一次側巻線とを備え、
前記第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスのデューティー比を監視する前記デューティー比監視回路は、前記第２の一次側巻線の電圧を積分して出力するＣＲ積分回路と、動作電圧規定用ツェナーダイオードと、放電電流制限用ツェナーダイオードとを備え、
前記ＣＲ積分回路の出力電圧を前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのカソード側に入力し、前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧を超えることで前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのアノード側に出力される前記積分回路の出力電圧によって、前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作し、
前記第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が前記放電電流制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になったときに、前記ＣＲ積分回路のコンデンサから放電される電流が、前記放電電流制限用ツェナーダイオードに制限されて前記ＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する、ことを特徴とした出力過電流保護回路。
【請求項２】
請求項１において、前記デューティー比監視回路は、前記定電圧スイッチング電源回路の起動時に、前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達する前に、前記第２の一次側巻線の電圧が前記デューティー比制御部を駆動可能な電圧に達する如く、前記ＣＲ積分回路の時定数が設定されている、ことを特徴とした出力過電流保護回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は、定電圧スイッチング電源回路の出力過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
定電圧スイッチング電源回路は、スイッチングトランジスタがＯＮ−ＯＦＦのスイッチ動作を繰り返すだけなので、不要な電力をトランジスタで熱として放出することが少ない。また、変圧器も小型で損失の少ない高周波トランスを使用しているので、電力損失が少ないという利点がある。図４は、従来の定電圧スイッチング電源回路の一例を示した回路図である。
【０００３】
整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチングトランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１でスイッチングして高周波パルスに変換する。さらに、高周波パルスを高周波トランスＴ１で変圧し、「高周波整流回路」で再び直流電圧に戻してＶｏｕｔ端子とＧＮＤ端子間に出力する。出力電圧に変動があると、「電圧比較検出部」が電圧変動を検出し、フォトカプラＰＣ１を介して「デューディー比制御部」へ伝える。「デューティー比制御部」は、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ−ＯＦＦ間隔を変えて、高周波パルスのデューティー比をコントロールする。高周波パルスの平均電圧が直流出力電圧となり、デューティー比によって出力電圧がコントロールされるので、直流出力電圧が高いときには、ＯＮデューティーを狭く、直流出力電圧が低いときは、ＯＮデューティーを広くなるように高周波パルスのデューティー比を制御する。
【０００４】
このような構成を成す従来の定電圧スイッチング電源回路は、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧が、整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る平滑回路によって直流電圧に変換され、その直流電圧によって、起動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。すると、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮして高周波トランスＴ１の第１の一次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位相が反転された巻き数に応じた電圧が第２の一次側巻線Ｐ２に発生する。第２の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧は、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに＋の正帰還をかけ、トランジスタＱ２のベースは、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツェナーダイオードＺＤ１を流れる電流にて充電される。
【０００５】
第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れようとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないため、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そして、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦし、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジスタＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出されると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ１がターンＯＮを始める。
【０００６】
以上の動作を繰り返すことによって高周波パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流によってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。それによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−ＯＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２によって規定される電圧が安定して出力されることになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図５は、従来の定電圧スイッチング電源回路における高周波トランスＴ１の一次側巻線の電圧波形と、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間の電圧波形を示したものである。また、図６は、従来の定電圧スイッチング電源回路の直流出力電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフである。
【０００８】
ここで、直流電圧出力側の負荷を無限大〜０まで減らしていくと負荷に流れる電流が増加し、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮデューティー（第１の一次側巻線Ｐ１に発生する電圧のＯＮデューティー）が長くなっていく。そして、あるＯＮデューティーの長さになると、トランジスタＱ２のベースは、フォトカプラＰＣ１がＯＮしなくても充電されるようになり、それによって、直流出力電圧が低下していく（図６の符号Ａで示した点）。直流出力電圧が低下していくと、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮデューティーの電圧、つまり、第１の一次側巻線Ｐ１に発生する電圧（図５のＰ１波形）のＯＮデューティーの電圧が低下していく（図５のＰ１波形の一点鎖線で示した波形）。それによって、第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧（図５のＰ２波形）のＯＮデューティーの電圧も低下していき（図５のＰ２波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタＱ２の負へのバイアス電圧（ベース−エミッタ間電圧）が浅くなっていって（図５のＱ２Ｖｂｅ波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタＱ２がＯＮしやすくなっていく。したがって、直流電圧の出力特性としては、フォールドバックとなる。
【０００９】
さらに直流出力電圧が低下していくことによって、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が低下していき、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下になると、トランジスタＱ２をＯＮすることができなくなる。すると、トランジスタＱ２でスイッチングトランジスタＱ１を連続駆動できなくなり、スイッチングトランジスタＱ１が間欠発振を始める（図６の符号Ｂで示した点）。この間欠発振のＯＮ時間は、起動抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２との時定数によって決定され、ＯＦＦ時間は、負荷で決定されるので、負荷が重いほど間欠発振周期が速くなり、直流電圧出力側をショートした状態で出力電流が最大となる（図６の符号Ｃで示した点）。
【００１０】
このように、直流電圧出力側をショートした状態で出力電流が最大となってしまうので、この定電圧スイッチング電源回路を搭載した装置の負荷側に何らかの異常やショートモード故障等が生じて直流電圧出力側がショートされると、ショートしているところに過電流が流れる虞がある。
【００１１】
本願発明は、このような状況に鑑み成されたものであり、その課題は、定電圧スイッチング電源回路の直流電圧出力側がショートされた際に、直流電圧出力側に過電流が流れてしまうことを防止することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、交流電源が出力する交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路と、該平滑回路が出力する直流電圧を高周波パルスに変換するスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスを変圧する高周波トランスと、該高周波トランスによって変圧された高周波パルスを整流して直流出力電圧を得る高周波整流回路と、前記直流出力電圧の電圧変動を検出する電圧比較検出部と、該電圧比較検出部が検出した電圧変動に応じて前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を調節するデューティー比制御部とを備え、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、前記スイッチングトランジスタをＯＦＦにする定電圧スイッチング電源回路の出力過電流保護回路であって、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率以上になったときに所定の直流電圧を出力するデューティー比監視回路と、該デューティー比監視回路から所定の直流電圧が出力された時点で、前記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持するスイッチングトランジスタＯＦＦ回路とを備え、前記高周波トランスは、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスが印加される第１の一次側巻線と、該第１の一次側巻線に印加された高周波パルスが誘起される第２の一次側巻線とを備え、前記第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスのデューティー比を監視する前記デューティー比監視回路は、前記第２の一次側巻線の電圧を積分して出力するＣＲ積分回路と、動作電圧規定用ツェナーダイオードと、放電電流制限用ツェナーダイオードとを備え、前記ＣＲ積分回路の出力電圧を前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのカソード側に入力し、前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧を超えることで前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのアノード側に出力される前記積分回路の出力電圧によって、前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作し、前記第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が前記放電電流制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になったときに、前記ＣＲ積分回路のコンデンサから放電される電流が、前記放電電流制限用ツェナーダイオードに制限されて前記ＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する、ことを特徴とした出力過電流保護回路である。
【００１３】
直流電圧出力側に接続されている負荷が重くなっていくと、スイッチングトランジスタのＯＮデューティーが長くなっていく。そこで、スイッチングトランジスタのＯＮデューティーの長さ、つまり、ＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、スイッチングトランジスタをＯＦＦにして高周波トランスへの高周波パルス出力を停止する。それによって、ＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、つまり、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、高周波トランスへのエネルギーの供給が行われなくなるので、直流電圧出力側に電流が流れなくなり、直流電圧出力側に過電流が流れることを防止することができる。
【００１４】
これにより、本願請求項１に記載の発明に係る出力過電流防止回路によれば、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、直流電圧出力側に電流が流れなくなって、直流電圧出力側に過電流が流れることを防止することができるので、定電圧スイッチング電源回路の直流電圧出力側がショートされた際に、直流電圧出力側に過電流が流れてしまうことを防止することができるという作用効果が得られる。
【００１６】
また、本願請求項１に記載の発明に係る出力過電流防止回路によれば、デューティー比監視回路と、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路とによって、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、スイッチングトランジスタをＯＦＦにすることができる。
【００１８】
第２の一次側巻線には、第１の一次側巻線に印加された高周波パルスが、第１の一次側巻線と第２の一次側巻線との巻線比に応じた電圧で誘起される。したがって、デューティー比監視回路が第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのデューティー比を監視することで、スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視することができる。
【００２１】
直流電圧出力側に流れる電流が増加すると、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮデューティーが長くなるので、第２の一次側巻線の電圧を積分して出力するＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する。そこで、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのデューティー比によるＣＲ積分回路の出力電圧が、動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧になるようにＣＲ積分回路の時定数等を設定する。
【００２２】
このような構成を成すデューティー比監視回路は、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、つまり、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、ＣＲ積分回路の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧まで上昇する。すると、ＣＲ積分回路の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードのアノード側に出力され、その電圧によってスイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作する。したがって、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作するときの第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮデューティーの比率は、デューティー比監視回路のＣＲ積分回路の時定数と、動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧によって決定されることになる。
【００２３】
これにより、第２の一次側巻線の電圧を積分して出力するＣＲ積分回路と、ＣＲ積分回路が出力する電圧がツェナー電圧に達した時点でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる動作電圧規定用ツェナーダイオードとによって、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させることができる。
【００２５】
第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が、放電電流制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になると、ＣＲ積分回路のコンデンサから放電される電流が放電電流制限用ツェナーダイオードによって制限された状態で、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの正の電圧によってＣＲ積分回路のコンデンサに充電される。したがって、コンデンサの放電電流が減少し、ＣＲ積分回路の出力電圧が一気に上昇して、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作することになる。
【００２６】
したがって、直流電圧出力側に流れる電流が急激に増加した場合においても、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が放電電流制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になった時点から、短時間でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させることができる。
【００２７】
これにより、直流電圧出力側の負荷がいきなりショートされた場合においても、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が放電電流制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になった時点から短時間でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動作させることができるので、過電流に対して直流出力電圧を停止させるレスポンスを向上させることができるという作用効果が得られる。また、ＣＲ積分回路のコンデンサへの充電速度が速くなるので、コンデンサの容量を大きく設定することも可能になり、ＣＲ積分回路の定数設定の自由度が増すという作用効果も得られる。
【００２８】
本願請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記デューティー比監視回路は、前記定電圧スイッチング電源回路の起動時に、前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達する前に、前記第２の一次側巻線の電圧が前記デューティー比制御部を駆動可能な電圧に達する如く、前記ＣＲ積分回路の時定数が設定されている、ことを特徴とした出力過電流保護回路である。
【００２９】
定電圧スイッチング電源回路の起動時に直流出力電圧が上昇していていく過程で出力電圧が低い状態においては、第２の一次側巻線の電圧も低いので、ＣＲ積分回路のコンデンサは、ＣＲ積分回路の時定数で充電され、ＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する。そして、第２の一次側巻線の電圧が上昇し、第２の一次側巻線の電圧がデューティー比制御部を駆動可能な電圧になると、スイッチング動作が始まり、ＣＲ積分回路のコンデンサが充放電を繰り返し、ＣＲ積分回路の出力電圧が徐々に低下して一定の電圧値になる。したがって、定電圧スイッチング電源回路の起動時において、スイッチング動作が始まる前にＣＲ積分回路の出力電圧が上昇し、動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達してしまうと、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が誤動作してスイッチング動作が停止したままになってしまう。
【００３０】
したがって、定電圧スイッチング電源回路の起動時に、ＣＲ積分回路の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達する前に、第２の一次側巻線の電圧がデューティー比制御部を駆動可能な電圧に達するように、ＣＲ積分回路のコンデンサの容量を設定することによって、定電圧スイッチング電源回路の起動時に、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が誤動作して、スイッチング動作が停止したままになってしまうことを防止することができる。
【００３１】
これにより、本願請求項２に記載の発明に係る出力過電流防止回路によれば、本願請求項１に記載の発明による作用効果に加えて、定電圧スイッチング電源回路の起動時に、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が誤動作して定電圧スイッチング電源回路が起動できなくなることを防止することができるという作用効果が得られる。
【００３５】
本願請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路である。本願請求項３に記載の発明に係る定電圧スイッチング電源回路によれば、定電圧スイッチング電源回路において、前述した本願請求項１又は２に記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本願発明の一実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」を示した回路図である。図２は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の要部の電圧波形を示したグラフであり、図３は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の直流出力電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフである。以下、図１〜図３を参照しながら、まず、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の概略構成について説明する。
【００３９】
整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチングトランジスタＱ１でスイッチングして高周波パルスに変換する。さらに、高周波パルスを高周波トランスＴ１で変圧し、「高周波整流回路」で再び直流電圧に戻してＶｏｕｔ端子とＧＮＤ端子間に出力する。出力電圧に変動があると、「電圧比較検出部」が電圧変動を検出し、フォトカプラＰＣ１を介して「デューディー比制御部」へ伝える。「デューティー比制御部」は、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ−ＯＦＦ間隔を変えて、高周波パルスのデューティー比をコントロールする。高周波パルスの平均電圧が直流出力電圧となり、デューティー比によって出力電圧がコントロールされるので、直流出力電圧が高いときには、ＯＮデューティーを狭く、直流出力電圧が低いときは、ＯＮデューティーを広くなるように高周波パルスのデューティー比を制御する。
【００４０】
尚、当該実施の形態においては、スイッチングトランジスタＱ１は、電界効果トランジスタである。電界効果トランジスタは、バイポーラトランジスタと比較して、少ない電流で動作させることができるので、より安定したスイッチング動作が可能になり、より安定した直流電圧を出力することができる。
【００４１】
「定電圧スイッチング電源回路」は、本願発明に係る「出力過電流保護回路」を構成する「デューティー比監視回路」と「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」とを備えている。「デューティー比監視回路」は、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率以上になったときに所定の直流電圧を「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」へ出力する。「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、「デューティー比監視回路」が出力する直流電圧によって動作し、その電圧が一定の点圧値以上に上昇した際に、スイッチングトランジスタＱ１のベース電圧をスイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦとなる一定の電圧に維持する。
【００４２】
次に、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の動作について説明する。ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧は、整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る平滑回路によって直流電圧に変換され、その直流電圧によって、起動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。すると、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮして高周波トランスＴ１の第１の一次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位相が反転された巻き数に応じた電圧が第２の一次側巻線Ｐ２に発生する。第２の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧は、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに＋の正帰還をかけ、トランジスタＱ２のベースは、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツェナーダイオードＺＤ１を流れる電流にて充電される。
【００４３】
第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れようとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないため、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そして、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達すると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦし、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジスタＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出されると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ１がターンＯＮを始める。
【００４４】
以上の動作を繰り返すことによって高周波パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流によってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。それによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−ＯＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２によって規定される電圧が安定して出力されることになる。
【００４５】
つづいて、本願発明に係る「出力過電流保護回路」の動作について説明する。前述したように「出力過電流保護回路」は、「デューティー比監視回路」と「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」とで構成されている。
【００４６】
「デューティー比監視回路」は、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２３とから成る「ＣＲ積分回路」と、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１と、放電電流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２とを有している。第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルス（図２のＰ２波形）に応じて、第２の一次側巻線Ｐ２の両端に発生する電圧の極性が反転するので、コンデンサＣ２３の＋側の電圧、つまり、「ＣＲ積分回路」の出力電圧は、コンデンサＣ２３が放電電流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２、抵抗Ｒ２２、及び抵抗Ｒ２３を介して充放電を繰り返しながら、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２３との時定数で積分された一定の正側の電圧を維持する。
【００４７】
ここで、直流出力電圧側に接続される負荷を無限大から０へ変化させていくと、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パルス（図２のＰ１波形）のデューティー比は、ＯＮデューティーが長くなる、つまり、ＯＮデューティー比率が増加する。そして、あるＯＮデューティーの長さになると、トランジスタＱ２のベースは、フォトカプラＰＣ１がＯＮしなくても充電されるようになり、それによって、直流出力電圧が低下していく（図３の符号Ａで示した点）。直流出力電圧が低下していくと、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮデューティーの電圧、つまり、第１の一次側巻線Ｐ１に発生する電圧のＯＮデューティーの電圧が低下する（図２のＰ１波形の一点鎖線で示した波形）。それによって、第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧のＯＮデューティーの電圧も低下し（図２のＰ２波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタＱ２の負へのバイアス電圧（ベース−エミッタ間電圧）が浅くなって（図２のＱ２Ｖｂｅ波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタＱ２がＯＮしやすくなる。また、コンデンサＣ２２の負へのバイアス電圧が小さくなり（図２のＣ２２波形）、それによって、コンデンサＣ２３の放電電流が小さくなって「ＣＲ積分回路」の出力電圧が上昇する（図２のＣ２３波形）。
【００４８】
さらに、直流出力電圧が低下すると、さらに第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧のＯＮデューティーの電圧が低下し、放電電流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２のツェナー電圧未満になったときに、コンデンサＣ２３の放電電流が放電電流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２に制限されて「ＣＲ積分回路」の出力電圧が一気に上昇する。それによって、直流電圧出力側に流れる電流が急激に増加した場合においても、短時間で「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」を動作させることができるので、過電流に対して直流出力電圧を停止させるレスポンスを向上させることができる。そして、「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のツェナー電圧を超え、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のアノード側に「ＣＲ積分回路」の出力電圧が出力され、その電圧で「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」が動作する。尚、抵抗Ｒ２１は、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１に流れる電流を制限するためのものである。
【００４９】
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、「デューティー比監視回路」が出力する直流電圧、つまり、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のアノード側に出力された「ＣＲ積分回路」の出力電圧によって動作し、スイッチングトランジスタＱ１のベース電圧を、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦとなる一定の電圧に維持する。動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のアノード側に出力された電圧によって、トランジスタＱ２２がＯＮし、それによって、トランジスタＱ２１がＯＮし、スイッチングトランジスタＱ１のゲートは、ダイオードＤ２１、トランジスタＱ２１、及びトランジスタＱ２２を介して放電されて、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦする電圧まで低下する。
【００５０】
そして、「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、自己保持回路になっており、トランジスタＱ２１のコレクタ電流がトランジスタＱ２２のベースに流れることによって、トランジスタＱ２２のＯＮ状態が保持される。よって、「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のツェナー電圧未満に低下しても、トランジスタＱ２１及びトランジスタＱ２２のＯＮ状態が保持され、スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦする電圧に維持し続けることができる。尚、コンデンサＣ２１は、ノイズによる「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」の誤動作を防止するためのものである。
【００５１】
また、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が低下してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下になって、トランジスタＱ２でスイッチングトランジスタＱ１を連続駆動できなくなり、スイッチングトランジスタＱ１が間欠発振を始める（図２の符号Ｂで示した点）前に「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」が動作するように（図２の符号Ｄで示した点）、「ＣＲ積分回路」のコンデンサＣ２３の容量と抵抗Ｒ２３の抵抗値、及び動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１と放電電流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２のツェナー電圧値を設定する。
【００５２】
さらに、「定電圧スイッチング電源回路」の起動時に、「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のツェナー電圧に達する前に、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が「デューティー比制御部」を駆動可能な電圧に達するように、「ＣＲ積分回路」の時定数をコンデンサＣ２３の容量と抵抗Ｒ２３の抵抗値によって設定する。それによって、「定電圧スイッチング電源回路」の起動時に「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」誤動作してスイッチング動作が停止し、「定電圧スイッチング電源回路」が起動できなくなってしまうことを防止することができる。尚、「ＣＲ積分回路」の時定数は、「定電圧スイッチング電源回路」の起動時に「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」誤動作しない範囲において、なるべく小さい時定数にするほうが、直流出力電源側がショートした際に、より短時間でスイッチングトランジスタＱ１のスイッチング動作を停止できるので、より好ましいと言える。また、トランジスタＱ２２がＯＮするのに必要な電流がトランジスタＱ２２のベースに供給されるように、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２３、及び抵抗Ｒ２４の合成抵抗値に留意する必要がある。
【００５３】
このようにして、「定電圧スイッチング電源回路」の直流電圧出力側がショートされた際には、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング動作による高周波パルスが発生しなくなり、「定電圧スイッチング電源回路」の直流出力電圧側に過電流が流れてしまうことを防止することができる。
【００５４】
また、他の実施の形態としては、上記実施の形態において、スイッチングトランジスタＱ１をバイポーラトランジスタとした「定電圧スイッチング電源回路」が挙げられる。バイポーラトランジスタは、電界効果トランジスタと比較して消費電力が大きく、その分スイッチング特性がやや劣るが安価なので、「定電圧スイッチング電源回路」のコストを低減させることができる。
【００５５】
尚、本願発明は上記実施例に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本願発明の範囲内に含まれるものであることは言うまでもない。
【００５６】
【発明の効果】
本願発明によれば、定電圧スイッチング電源回路の直流電圧出力側がショートされた際に、直流電圧出力側に過電流が流れてしまうことを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」を示した回路図である。
【図２】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の要部の電圧波形を示したグラフである。
【図３】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の直流出力電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフである。
【図４】従来の定電圧スイッチング電源回路の一例を示した回路図である。
【図５】従来の定電圧スイッチング電源回路における高周波トランスの一次側巻線の電圧波形と、デューティー比制御部のトランジスタのベース−エミッタ間電圧波形を示したものである。
【図６】従来の定電圧スイッチング電源回路の直流出力電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフである。
【符号の説明】
Ｖｉｎ  ＡＣ電源
ＤＢ１  整流ブリッジ
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
Ｒ１  起動抵抗
ＰＣ１  フォトカプラ
Ｔ１  高周波トランス
Ｐ１  第１の一次側巻線
Ｐ２  第２の一次側巻線
Ｓ    二次側巻線
ＺＤ２１  動作電圧規定用ツェナーダイオード
ＺＤ２２  放電電流制限用ツェナーダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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