(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ通信のための方法であって、
第１のデータブロックを第１の複数の符号化された信号に符号化するステップ、
第２のデータブロックを第２の複数の符号化された信号に符号化するステップ、
前記第１の複数の符号化された信号と前記第２の複数の符号化された信号とを演算器から、それぞれ、各送信アンテナにおいて送信するステップ、
前記送信された信号を複数の受信アンテナにおいて受信するステップ、
前記第１のデータブロック信号及び前記第２のデータブロック信号それぞれの場合の前記受信信号を事前白色化するステップ、
前記事前白色化された受信信号それぞれにおいて、最尤検出を実行するステップ、及び
該受信信号の該第１のデータブロック及び該第２のデータブロックを復号化した後に、該第１又は第２のデータブロックを該受信信号から除去し、修復された該受信信号を再検出し復号化することによって前記受信信号において連続干渉相殺を実行するステップ
からなる方法。
【請求項２】
ＣＲＣ符号を用いて、前記連続干渉相殺を実行するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ＭＭＳＥレベルを用いて、前記連続干渉相殺を実行するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項４】
チャネル遅延応答推定値を重み付けすることによってチャネル推定を実行するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記チャネル推定を実行するステップが、各遅延に対する平均チャネル応答推定値からの偏差に基づいて前記チャネル遅延応答推定値を重み付けするステップをさらに含む請求項４記載の方法。
【請求項６】
チャネル応答推定値を重み付けすることにより、チャネルのＮＭＳＥを最小にするステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項７】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ通信のための方法であって、
第１のデータブロックを、第１および第２の符号化された信号を生成する第１の空間−時間符号化器に供給するステップと、
前記第１の符号化された信号を第１の送信アンテナから送信するステップと、
前記第２の符号化された信号を第２の送信アンテナから送信するステップと、
第２のデータブロックを、第３および第４の符号化された信号を生成する第２の空間−時間符号化器に供給するステップであって、前記第１、前記第２、前記第３および前記第４の各符号化された信号は各ＯＦＤＭブロックを形成するステップと、
前記第３の符号化された信号を第３の送信アンテナから送信するステップと、
前記第４の符号化された信号を第４の送信アンテナから送信するステップと、
前記第１、前記第２、前記第３および前記第４の符号化された信号を、複数の受信アンテナにおいて受信するステップと、
前記第１のデータブロック信号のための受信信号を事前白色化するステップと、
前記事前白色化された第１のデータブロック信号において最尤復号化を実行するステップと、
前記第２のデータブロック信号のための受信信号を事前白色化するステップと、
前記事前白色化された第２のデータブロック信号において最尤復号化を実行するステップと、
前記復号化された第１のデータブロックが前記復号化された第２のデータブロックより高い信号品質を有するとき、前記受信信号を再生成し、前記受信信号から前記第１のデータブロック信号を除去し、前記第２のデータブロック信号を再復号化するステップとを有する方法。
【請求項８】
前記信号品質はＭＭＳＥに基づく請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記復号化された第１のデータブロックに復号化誤差が含まれず、前記第２のデータブロック信号に復号化誤差が含まれるとき、前記受信信号を再生成し、前記受信信号から前記第１のデータブロック信号を除去し、前記第２のデータブロック信号を再復号化するステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
ビタビ復号化を用いるステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
独立した空間−時間符号を用いて、前記第１および前記第２のデータブロック信号を符号化するステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記第１および前記第２のデータブロック信号のＭＭＳＥ修復を行うステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１３】
前記複数の受信アンテナは、少なくとも４本の受信アンテナを含む請求項７に記載の方法。
【請求項１４】
チャネル遅延プロファイル情報に基づいて、チャネル応答推定値を重み付けするステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１５】
推定されたチャネル応答の重み付きＤＦＴを実行するステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１６】
前記チャネル推定を実行するステップが前記受信アンテナにわたって平均されたチャネル応答推定値の電力に対する雑音電力の比を１に加えた和の逆数に相当する重み付けファクタを計算するステップをさらに含む請求項７に記載の方法。
【請求項１７】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ通信のための方法であって、
第１のデータブロックを第１の複数の符号化された信号に符号化するステップと、
第２のデータブロックを第２の複数の符号化された信号に符号化するステップと、
前記第１および前記第２の複数の各符号化された信号を、各送信アンテナにおいて送信するステップと、
前記送信された信号を複数の受信アンテナにおいて受信するステップと、
前記第１および前記第２のデータブロック信号を復号化するステップと、
チャネル応答の平均からの偏差に基づいて、チャネル応答推定値を重み付けすることにより、チャネルパラメータを推定するステップとを有する方法。
【請求項１８】
請求項１記載の方法において、連続干渉相殺を実行するステップが、さらに、
該第１のデータブロックを検出して復号化する時に第２のデータブロックを干渉として扱うステップ、及び
該第２のデータブロックを検出して復号化する時に第１のデータブロックを干渉として扱うステップ
からなる方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の方法であって、さらに、該第１のデータブロック及び第２のデータブロックがエラーを含んでいるか正しいかを判定するステップからなり、該受信信号から該除去されたデータブロックが修復されるべきものとして判定されたデータブロックである方法。
【請求項２０】
請求項１９記載の方法であって、さらに、該正しいデータブロックを該受信信号から除去する前に、該受信器において該正しいデータブロックに対する符号化された信号を再生成するステップからなる方法。
【請求項２１】
請求項１記載の方法であって、さらに、該第１のデータブロック及び第２のデータブロックの各々に対する信号品質を判定するステップからなり、該受信信号から該除去された方のデータブロックが他方のデータブロックに比べて高い信号品質のデータブロックである方法。
【請求項２２】
請求項２１記載の方法において、該除去されたデータブロックに対する信号品質は所定のしきい値以上であるので、前記高い信号品質の除去されたデータブロックが該受信信号から除去される方法。
【請求項２３】
請求項２１記載の方法において、該信号品質は最小平均二乗誤差に関連する方法。
【請求項２４】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信においてデータを符号化する装置であって、該データが演算器から送信される装置において、該装置は、
第１の複数の符号化された信号を受信する手段、
第２の複数の符号化された信号を受信する手段、
該第１の複数の符号化された信号に関連する第１のデータブロック及び該第２の複数の符号化された信号に関連する第２のデータブロックに対して該受信信号を事前白色化する手段、
前記事前白色化された受信信号それぞれにおいて、最尤検出を実行する手段、及び
該受信信号の該第１のデータブロック及び該第２のデータブロックを復号化した後に、該第１又は第２のデータブロックを該受信信号から除去し、修復された該受信信号を再検出し復号化することによって前記受信信号において連続干渉相殺を実行する手段
からなる装置
【請求項２５】
請求項２４記載の装置において、連続干渉相殺を実行する手段が、さらに、該第１のデータブロックを検出して復号化する時に第２のデータブロックを干渉として扱い、該第２のデータブロックを検出して復号化する時に第１のデータブロックを干渉として扱う装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は全般に通信システムに関し、より詳細には、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
高データ速度でのワイヤレスアクセスが多くの応用形態によって要望されている。従来から、より速いデータ速度で伝送するためには、より広い帯域幅が必要とされる。しかしながら、スペクトルには制限があるため、帯域を広げるための技術は多くの場合に、実用的ではなく、かつ／またはコストがかかる。
【０００３】
１つの知られているシステムでは、多数の送信アンテナおよび受信アンテナを用いて、スペクトル効率のよいデータ伝送を行っている。多数の送信アンテナを用いて、送信ダイバーシティを行ったり、あるいは多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネルを形成したりすることができる。また、多数の送信アンテナは、ワイヤレスシステムにおいてダイバーシティを提供するためにも用いられている。送信ダイバーシティは、線形変換に基づいて、あるいは空間−時間符号化によって行うことができる。特に、空間−時間符号化は、符号効率が高いことを特徴としており、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムの効率および性能を改善することができる。多数の送信および受信アンテナを用いて、ＭＩＭＯチャネルを形成する場合には、システム容量をさらに改善することができる。フラットレーリフェージングあるいは狭帯域チャネルを有する１入力１出力（ＳＩＳＯ）システムと比較すると、ＭＩＭＯシステムは、送信アンテナおよび受信アンテナの数のうちの最小値の倍数だけ容量を改善することができる。
【０００４】
図１は、データの送信サブシステムおよび受信サブシステムを含む従来のＯＦＤＭシステム１０を示す。符号化サブシステム１２は、データ源からのバイナリデータを符号化する。符号化されたデータは、インターリーブサブシステム１４によってインターリーブされ、その後、マッピングサブシステム１６によって、多振幅多相コンスタレーションシンボルにマッピングされる。ある特定の実施形態では、多振幅多相コンスタレーションシンボルは４相位相変調（ＱＰＳＫ）シンボルを含む。その後、リモートサブスクライバユニット受信機においてチャネルを推定するためのパイロット信号を、パイロット挿入サブシステム１８によって挿入することができる。シリアル／パラレル変換サブシステム２０は、シリアルデータストリームを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）サブシステム２２に供給されるパラレルデータストリームに変換する。
【０００５】
変換されたデータは、パラレル／シリアル変換器２４によってシリアルデータストリームに変換される。サブシステム２６によって巡回拡大およびウインドウ処理を加えることができ、その後、ＤＡＣ２８によってデジタル／アナログ変換され、アンテナシステム３０によって送信される。ＯＦＤＭシステムの受信部３２は、受信したＯＦＤＭ信号からデータを抽出するために、同じように対応する構成要素を備える。
【０００６】
図２に示されるように、知られているＯＦＤＭシステム１０は、複数のサブスクライバ５０を有する、重複する直交マルチキャリア変調技術を用いる。図３は、サブキャリアの直交特性を示す。より具体的には、１つのＯＦＤＭデータシンボルの４つのサブキャリア６０はそれぞれ、インターバルＴにおいて、ある整数のサイクルを有する。隣接するサブキャリア間のサイクル数は１だけ異なる。
【０００７】
１つの知られているＯＦＤＭ送信システムでは、帯域幅が広くなると、空間−時間プロセッサの複雑さが増し、推定されるチャネルパラメータを用いて空間−時間プロセッサを構成するとき、その空間−時間プロセッサの性能が著しく劣化する。
【０００８】
それゆえ、信号検出を改善したＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムを提供することが望まれるであろう。さらに、チャネルパラメータ推定の精度を高めることが望まれるであろう。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、多数の送信アンテナセットに対して、独立した空間−時間符号を用いるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムを提供することである。受信機は、事前白色化し、その後最尤復号化を用いて空間−時間符号を復号化する。この構成を用いる場合、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、スペクトル効率のよい広帯域幅の通信を提供する。ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、チャネル遅延プロファイル推定値を判定し、かつそれを用いて、より正確なチャネルパラメータ推定を達成する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様では、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ通信システムは、複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを含む。第１および第２のデータブロックはそれぞれ、第１および第２の各空間−時間エンコーダによって２つの信号に変換される。４つの各合成信号は、各送信アンテナによって送信されるＯＦＤＭブロックを形成する。各受信アンテナは、４つの送信されたＯＦＤＭブロックの重ね合わせである信号を受信する。第１のデータブロックのための符号化された信号を検出し、かつ復号化する際に、第２のデータブロックのための符号化された信号は、干渉信号として取り扱われる。同様に、第２のデータブロックのための符号化された信号を検出し、かつ復号化する際に、第１のデータブロックのための符号化された信号は、干渉信号として取り扱われる。受信された信号は事前に白色化され、その後、最尤復号化される。最尤復号化はビタビ復号化を含むことができる。一実施形態では、最尤復号化のための事前白色化は、所望の信号を最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）で修復し、その後、残留干渉信号および雑音を白色化することを含む。
【００１１】
連続して干渉を相殺することにより、システムの性能を改善することができる。より具体的には、第１および第２のデータブロックが復号化された後、復号化された信号が誤差を含むか否かが判定される。一方の復号化されたデータブロックが誤差を含み、他方のデータブロックが誤差を含まない場合、正確なデータブロック信号が再生成され、受信した信号から除去される。その後、他のデータブロックは修正された信号から再検出され、復号化される。
【００１２】
本発明のさらに別の態様では、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、チャネルインパルス応答の空間的な相関から導出される比較的正確なチャネル遅延プロファイルを用いることにより、チャネルパラメータ推定を改善する。一般に、推定されたチャネル応答は、平均チャネル応答からの偏差に基づいて重み付けされる。相対的に正確なチャネル応答を、より大きく重み付けすることにより、チャネルパラメータ推定がより正確になる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明は、添付の図面とともに取り上げられる以下の詳細な説明から、より十分に理解されるようになるであろう。
【００１４】
全般に、本発明は、ＭＩＭＯチャネルを形成するために、多数の送信アンテナおよび受信アンテナを有する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムを提供する。この構成を用いると、チャネル推定および信号検出が改善される。
【００１５】
図４は、多数のアンテナを有するＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステム１００を示しており、ここでは、アンテナは、４本の送信アンテナＴＡ１〜４および複数の受信アンテナＲＡ１〜Ｐとして示される。４本の送信アンテナを有するＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムが示されるが、任意の数の送信アンテナを用いることができることは理解されよう。さらに、受信アンテナの数は、送信アンテナの数以上になるであろう。
【００１６】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステム１００は、第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］を受信する第１の空間−時間符号化器ＳＴＥ１と、第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］を受信する第２の空間−時間符号化器ＳＴＥ２とを備える。トーンｋにおける時間ｎでは、２つの各データブロック、｛ｂｉ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、１、．．．｝（ｉ＝１および２）は、第１および第２の空間−時間符号化器ＳＴＥ１およびＳＴＥ２を通して、それぞれ２つの信号｛ｔ２ｉ＋ｊ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、１、．．．＆ｊ＝１、２｝（ｉ＝１および２）に変換される（式１〜３）。符号化された各信号は、ＯＦＤＭブロックを形成する。送信アンテナＴＡ１〜４は、各信号ｔｍｉ［ｎ，ｋ］（ｉ＝１、．．．、４）によって、各逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ１〜４で変調した後に、ＯＦＤＭ信号を送信する。
【００１７】
アンテナＴＡ１〜４によって送信された信号は、受信アンテナＲＡ１〜ＲＡＰによって受信される。受信された信号ｒ１［ｎ，ｋ］、ｒ２［ｎ，ｋ］、．．．、ｒＰ［ｎ，ｋ］はそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サブシステムＦＦＴ１〜ＦＦＴＰによって変換され、空間−時間プロセッサＳＴＰに供給される信号を生成し、プロセッサＳＴＰは検出された信号情報を、第１および第２の各空間−時間復号化器ＳＴＤ１およびＳＴＤ２に供給する。チャネルパラメータ推定器ＣＰＥは、その変換された信号を受信し、その変換された信号からチャネルパラメータ情報が判定され、その後、信号を復号化する際に用いるために空間−時間プロセッサＳＴＰに供給される。
【００１８】
各受信アンテナＲＡ１〜ＲＡＰにおいて受信された信号は、４つの歪みを含んで送信された信号の重ね合わせであり、それは、ｊ＝１、．．．、ｐの場合に以下の式（１）において表すことができる。
【数１】
0003664993.tif 000002
ただしｐは受信アンテナの数に対応し、Ｈｉｊ［ｎ，ｋ］は、ｉ番目の送信アンテナおよびｊ番目の受信アンテナに対応する、時間ｎにおけるｋ番目のトーンの場合のチャネル周波数応答を示し、ｗｊ［ｎ，ｋ］は、ｊ番目の受信アンテナ上の付加的な複素ガウス雑音を示す。雑音は、分散σｎ２で平均が０であり、種々の時間ｎ、トーンｋおよび受信アンテナｊの場合に相関がないものと仮定される。
【００１９】
ＯＦＤＭ信号の場合の入力−出力の関係は、以下の式（２）〜（４）に記載されるようなベクトル形式で表すこともできる。
【数２】
0003664993.tif 000003
ただし、
【数３】
0003664993.tif 000004
および
【数４】
0003664993.tif 000005
である。
【００２０】
送信ダイバーシティ利得および送信された信号の検出を達成するために、空間−時間プロセッサＳＴＰは、第１および第２の空間−時間復号化器ＳＴＤ１およびＳＴＤ２によって復号化するために必要とされる信号を抽出する。空間−時間プロセッサおよび空間−時間復号化器はそれぞれチャネル状態情報を必要とする。
【００２１】
一実施形態では、ＣＰＥは、チャネルパラメータの時間および周波数領域の相関を利用するために従来のトレーニングシーケンスを用いる。典型的なチャネル推定技術は、Y. Li等による「Channel Estimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile Wireless Channels」（IEEE Journal of Selected Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 1999）およびY. Li.等による「Simplified Channel Estimation for OFDM Systems with Multiple Transmit Antennas」（IEEE Journal of Selected Areas in Comm.）に記載されており、そのいずれも参照して本明細書に援用している。
【００２２】
移動体ワイヤレスチャネルインパルス応答の複素ベースバンド表現は、以下の式（５）によって記述することができる。
【数５】
0003664993.tif 000006
ただしτｋはｋ番目の経路の遅延であり、γｋ（ｔ）は対応する複素振幅であり、ｃ（ｔ）は平方根レイズドコサインナイキストフィルタで形成することができる周波数応答を有する整形パルスである。車両の動きに起因して、γｋ（ｔ）は、広義定常（wide-sense stationary：ＷＳＳ）、狭帯域複素ガウスプロセスであり、そのプロセスは各経路の場合に独立している。複素振幅γｋ（ｔ）の平均電力はチャネル遅延プロファイル、例えば環境によって決定される、起伏のある地形（ＨＴ）および典型的な市街地（ＴＵ）に依存する。チャネルは典型的には同じ遅延プロファイルを有する。
【００２３】
上記の式（５）から、時間ｔにおける周波数応答は、式（６）において以下に記載するように表すことができる。
【数６】
0003664993.tif 000007
ただし
【数７】
0003664993.tif 000008
である。適切な巡回拡大およびタイミングを有するＯＦＤＭシステムでは、チャネル周波数応答は、許容可能な漏れを含めて、以下の式（８）によって表すことができる。
【数８】
0003664993.tif 000009
【外１】
0003664993.tif 000010
【００２４】
本発明によれば、信号検出は、空間的に事前に白色化し、その後、最尤（ＭＬ）復号化を用いることにより改善される。多数の入力の結合検出が最適な場合があるが、それに伴って計算が複雑になるので、そのようなアプローチは実用的ではない。
【００２５】
結合検出とは対照的に、本発明によれば、第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］のために符号化された信号は、第１のデータブロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際に、干渉信号として取り扱われる。同様に、第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］のために符号化された信号は、第２のデータブロック信号ｂ２［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際に、干渉信号として取り扱われる。さらに、送信される信号は、相関がない、ガウスプロセスであると見なされる。
【００２６】
例えば、第２のデータブロック信号ｂ２［ｎ，ｋ］は、第３および第４の送信アンテナＴＡ３およびＴＡ４によって送信されており、第１のデータブロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際に、干渉信号として取り扱われる。それゆえ、受信機における干渉信号ｖ［ｎ，ｋ］は、チャネル応答ベクトルＨ２［ｎ，ｋ］に、干渉信号のための送信される信号ベクトルｔ２［ｎ，ｋ］を掛け合わせ、それにガウス雑音ｗ［ｎ，ｋ］を加えたものに等しく、以下の式（９）によって表される。
【数９】
0003664993.tif 000011
式（９）のベクトルは上記の式（２）〜（４）から導出される。
【００２７】
ｖ［ｎ，ｋ］が、空間的および時間的に白色である場合には、最小ユークリッド距離復号化器は、最尤（ＭＬ）復号化器と等価である。しかしながら、ｖ［ｎ，ｋ］が空間的および時間的に相関がある場合には、ＭＬ復号化器のために事前白色化処理が用いられる。ＭＬ復号化器のための事前白色化処理は、当業者にはよく知られており、以下に記載される。全般に、第１および第２のデータブロックのための空間−時間符号は、ＭＬ検出を容易にするために、受信機応答を平坦化するための事前白色化処理を用いて復号化される。検出されるコンスタレーション点は、ユークリッド距離において最も近いシーケンスにマッピングされる。
【００２８】
【外２】
0003664993.tif 000012
【数１０】
0003664993.tif 000013
ただし、最小ユークリッド距離は、以下の式（１１）および（１２）において定義される。
【数１１】
0003664993.tif 000014
および
【数１２】
0003664993.tif 000015
当業者には知られているように、行列Ｒｖ［ｎ，ｋ］の逆行列は、干渉チャネル応答の相互相関Ｈ２［ｎ，ｋ］Ｈ２Ｈ［ｎ，ｋ］から導出され、信号を白色化するために用いることができる。
【００２９】
その後、直接計算することにより、最小ユークリッド距離を、式（１３）に記載されるように定義することができる。
【数１３】
0003664993.tif 000016
【外３】
0003664993.tif 000017
【数１４】
0003664993.tif 000018
および
【数１５】
0003664993.tif 000019
を満足する２×２の行列として表すと、最小ユークリッド距離は式（１６）において表すことができることがわかる。
【数１６】
0003664993.tif 000020
ただし
【数１７】
0003664993.tif 000021
【００３０】
【外４】
0003664993.tif 000022
【数１８】
0003664993.tif 000023
従って、事前に白色化した後、２送信アンテナおよび２受信アンテナシステムの場合の従来の空間−時間復号化器を用いることができる。
【００３１】
Ｌ１［ｎ，ｋ］は式（１９）に示されるように書き直すことができることに留意されたい。
【数１９】
0003664993.tif 000024
所望の信号ｔ１［ｎ，ｋ］の最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）修復のための所定の重み行列Ｈ１Ｈ［ｎ，ｋ］ＲＶ−１［ｎ，ｋ］は、干渉信号ｔ２［ｎ，ｋ］を抑圧する。ＭＭＳＥ信号修復の後、残留干渉および雑音の相関行列は式（２０）に記載されるように表すことができる。
【数２０】
0003664993.tif 000025
【外５】
0003664993.tif 000026
【００３２】
本発明の別の態様では、全システム性能を改善するために、連続干渉相殺が用いられる。連続干渉相殺は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号および／または信号品質に基づいて行うことができる。
【００３３】
一実施形態では、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、復号化誤差を特定するために、ＣＲＣ符号に基づく連続干渉相殺を含む。第１および第２のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］およびｂ２［ｎ，ｋ］は、上記のように復号化することができる。データブロックの一方、例えば第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］において誤差が検出され、他方のデータブロック、例えば第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］において誤差が検出されない場合には、正確な（第２の）データブロックのための符号化された信号が受信機で再生成され、受信された信号から除去される。すなわち、第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］のための符号化された信号は、受信された信号から除去され、初めに誤差を含んでいた第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］を再検出し、かつ復号化するために、より明瞭な信号を用いることができるようにする。より具体的には、第１のデータブロックは、第２のデータブロック信号からの干渉を受けることなく、再度検出し、かつ復号化することができる。
【００３４】
さらに別の実施形態では、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、ＣＲＣ符号のような誤り検出符号を含まない、データブロック信号をそれぞれ検出し、かつ復号化する。当業者には知られているように、信号品質が所定の閾値より高いことが予想される場合、システムの中には、誤り符号化を用いないものもある。本発明によれば、復号化された各信号は、関連するＭＭＳＥを有する。より高い品質の、例えばより低いＭＭＳＥを有する信号は、その信号が他の信号と干渉しないように除去される。
【００３５】
本発明の別の態様では、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、比較的正確なチャネル遅延プロファイルを用いてチャネルパラメータ推定を改善することを含む。一実施形態では、多数の送信アンテナを用いるＯＦＤＭシステムのために、最適トレーニングシーケンスとともに、知られている決定型（decision-directed）チャネルパラメータ推定器を用いて、チャネル遅延プロファイルを推定することができる。例示的なパラメータ推定およびトレーニングシーケンスは、Y. (Geoffrey) Li等による「Channel Estimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity and its Impact on High-Rate Data Wireless Networks」（IEEE Journal of Selected Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 1999）およびY. Li.等による「Simplified Channel Estimation for OFDM Systems with Multiple Transmit Antennas」に記載される。その推定されたチャネル遅延プロファイルを用いて、チャネルパラメータ推定値を判定する。
【００３６】
一般に、チャネルプロファイルの時間および周波数相関を用いると、チャネルパラメータ推定値がより正確に推定される。より具体的には、経時的な変化が比較的遅いので、チャネルプロファイルは時間的に相関をとられる。同様に、隣接チャネルは類似の周波数応答を有するので、周波数に関して相関をとられる。例えば、平均チャネルインパルス応答を判定することにより、その平均からの偏差が、各チャネルインパルス応答を重み付けするための基準を形成することができる。この重み付け構成を用いると、チャネル遅延推定値をより正確に推定し、チャネルパラメータ推定を改善することができる。
【００３７】
【外６】
0003664993.tif 000027
【数２１】
0003664993.tif 000028
【外７】
0003664993.tif 000029
【数２２】
0003664993.tif 000030
推定誤差ｅｉｊ［ｎ，ｌ］は、平均値０で分散σ２を有するガウス分布をとることができる。パラメータ推定品質は、以下の式（２３）において定義される正規化されたＭＳＥ（ＮＭＳＥ）で測定することができる。
【数２３】
0003664993.tif 000031
従って、チャネル応答のためのＮＭＳＥは、式（２４）に記載されるように表すことができる。
【数２４】
0003664993.tif 000032
その場合、ＮＭＳＥは式（２５）に示されるように正規化されているものと仮定する。
【数２５】
0003664993.tif 000033
ただし、
【数２６】
0003664993.tif 000034
である。
【００３８】
【外８】
0003664993.tif 000035
【数１】
0003664993.tif 000036
重み付けファクタα１は、式（２７）で定義するものとする。
【数２】
0003664993.tif 000037
式（２７）は、１に、受信アンテナにわたって平均されたチャネル応答推定値の電力に対する雑音電力の比を加えた和の逆数、すなわち１／（１＋σ２／σｌ２）として表すこともできる。最終的なＮＭＳＥを式（２８）として表すものとする。
【数３】
0003664993.tif 000038
【００３９】
【外９】
0003664993.tif 000039
【数３０】
0003664993.tif 000040
【００４０】
推定された分散を用いると、チャネル遅延プロファイル推定値はより正確になり、チャネルパラメータ推定が改善されるようになる。
【００４１】
【実施例】
本発明による典型的なＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムがシミュレートされた。知られている典型的な市街地（ＴＵ）および起伏のある地形（ＨＴ）遅延プロファイルがそれぞれ、５、４０、１００および２００Ｈｚのドップラ周波数で用いられた。種々の送信および受信アンテナに対応するチャネルは、同じ統計的性質を有する。４本の送信アンテナと種々の数の受信アンテナとを用いて、４入力多出力ＯＦＤＭシステムを形成した。
【００４２】
ＯＦＤＭ信号を構成するために、全チャネル帯域幅、１．２５ＭＨｚが、２５６サブチャネルに分割される。両端のそれぞれ２つのサブチャネルはガードトーンとして用いられ、残り（２５２トーン）は、データを送信するために用いられる。互いに直交するトーンを形成するために、シンボル持続時間は約２０４．８μｓｅｃである。付加的な２０．２μｓｅｃガードインターバルは、チャネルマルチパス遅延スプレッドに起因する、シンボル間干渉から保護するために用いられる。この結果、全ブロック長Ｔｆは約２２５μｓｅｃになり、サブチャネルシンボルレートｒｂは４．４４ｋボーになる。
【００４３】
４ＰＳＫとともに１６状態空間−時間符号が用いられる。各データブロックは、５００ビットを含み、２つの異なるブロックに符号化され、各ブロックは厳密に２５２シンボルを有し、ＯＦＤＭブロックを形成する。それゆえ、ＯＦＤＭシステムは、４本の送信アンテナを有し、２空間−時間コードワード（全１０００ビット）を送信することができる。各タイムスロットは、１０ＯＦＤＭブロックを含み、最初のブロックはトレーニングのために、残りの９ブロックはデータ伝送のために用いられる。従って、そのシステムは、１．２５ＭＨｚチャネルにわたって４Ｍビット／秒の速度でデータを送信することができる。すなわち、その送信効率は３．２ビット／秒／Ｈｚである。
【００４４】
図５Ａ〜図６Ｂは、種々のチャネル遅延プロファイル、受信アンテナの数、および検出技術を用いる、本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのシミュレートされた性能を示す。図５Ａは、性能改善に関するインターリーブ処理の効果を例示する。インターリーブを行うことにより、１０％ＷＥＲを達成するために必要とされるＳＮＲは、ＴＵチャネルの場合に１．５ｄＢだけ、ＨＴチャネルの場合に０．７ｄＢだけ改善される。ＨＴチャネルは、インターリーブ前にはＴＵチャネルより優れたダイバーシティを有するため、インターリーブ処理は、ＨＴチャネルの場合、ＴＵチャネルの場合よりも小さな利得しか持たない。
【００４５】
図６Ａ〜図６Ｂは、種々の検出技術の場合のインターリーブ処理を有するシステムのＷＥＲを比較する。図に示されるように、ＣＲＣおよび信号品質（ＭＭＳＥ）に基づく連続干渉相殺を用いるシステムは、それぞれ２．５ｄＢおよび１．８ｄＢだけ１０％ＷＥＲのために必要とされるＳＮＲを低減することができる。図５Ａ〜図５Ｂの全ての性能曲線は、４本の送信アンテナと４本の受信アンテナとを有するＯＦＤＭの場合を示す。受信アンテナの数が増えると、図６Ａ〜図６Ｂに見られるように、性能が改善される。具体的には、受信アンテナの数が４本から６本に増える場合には、ＴＵあるいはＨＴチャネルのいずれのＯＦＤＭシステムも、約４ｄＢだけ性能が改善されるであろう。
【００４６】
図７Ａ〜図７Ｂは、４０Ｈｚのドップラ周波数の種々のチャネルの場合の、理想的なチャネルパラメータおよび推定されるチャネルパラメータを有するＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムの性能を比較する。図７Ａから、１０％ＷＥＲのために必要とされるＳＮＲは、連続干渉抑圧および空間−時間符号化のための推定されたチャネルパラメータを用いるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムの場合に１０〜１１ｄＢであり、それは、信号検出および符号化の場合の理想的なチャネルパラメータを用いる場合よりも１．５〜２ｄＢ高くなる。さらに多くの受信アンテナを用いると、図７Ｂに示されるように、性能が改善される。具体的には、推定されたチャネルパラメータを用いるシステムの場合、１０％ＷＥＲのための必要とされるＳＮＲは、受信アンテナの数を４本から６本、および６本から８本に増やしたときに、それぞれ４．５ｄＢおよび２ｄＢだけ改善される。
【００４７】
図８Ａ〜図８Ｄは、種々のドップラ周波数を有するＯＦＤＭシステムの性能を比較する。ドップラ周波数が高くなると、チャネル推定誤差が大きくなり、それゆえシステムは、より劣化するようになる。４本の送信アンテナおよび４本の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムの場合、１０％ＷＥＲのために必要とされるＳＮＲは、ドップラ周波数が４０Ｈｚから１００Ｈｚに上昇するときに、２．４ｄＢだけ劣化する。しかしながら、さらに受信アンテナを増やすと、劣化は低減される。１０本の受信アンテナを用いる場合には、その劣化はわずか約０．４ｄＢである。
【００４８】
本発明は、システム容量を増加させる多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムを構成するために、複数本の送信アンテナおよび受信アンテナを有するＯＦＤＭシステムを提供する。ＭＬ復号化および連続干渉相殺のための事前白色化技術が開示される。４入力／４出力ＯＦＤＭシステムにこれらの技術を用いると、正味のデータ伝送速度は、１．２５ＭＨｚワイヤレスチャネルにわたって４Ｍビット／秒に達するようになり、１０％ＷＥＲのために必要とされる１０〜１２ｄＢＳＮＲは、無線環境および５００ビットまでのワード長の場合の信号検出技術による。本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、高データ速度のワイヤレスシステムにおいて、有効に使用することができる。
【００４９】
当業者には、上記の実施形態に基づく本発明のさらに別の特徴および利点は理解されよう。従って、本発明は、添付の請求の範囲によって示されるものを除いて、具体的に図示および説明されてきた内容に限定されるべきではない。全ての刊行物および引用された参考文献は、その全体を参照して特に本明細書に援用している。
【００５０】
【発明の効果】
上記のように本発明によれば、受信機において、事前白色化し、その後最尤復号化を用いて空間−時間符号を復号化することにより、スペクトル効率のよい広帯域幅の通信を行うことができるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムを実現することができる。またそのＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムは、チャネル遅延プロファイル推定を判定し、それを用いて、より正確なチャネルパラメータ推定を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムを示すブロック図である。
【図２】図１のＯＦＤＭシステムにおいて用いられるサブチャネルを示す従来のグラフである。
【図３】図１のＯＦＤＭシステムにおいて用いられる直交サブキャリアを示す従来のグラフである。
【図４】本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムの一部のブロック図である。
【図５Ａ】種々のチャネル遅延プロファイルおよび検出技術を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図５Ｂ】種々のチャネル遅延プロファイルおよび検出技術を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図６Ａ】種々の受信アンテナの数および検出技術を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図６Ｂ】種々の受信アンテナの数および検出技術を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図７Ａ】理想的なチャネルパラメータおよび推定されたチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムを比較するグラフである。
【図７Ｂ】理想的なチャネルパラメータおよび推定されたチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムを比較するグラフである。
【図８Ａ】種々のドップラ周波数を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｂ】種々のドップラ周波数を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｃ】種々のドップラ周波数を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｄ】種々のドップラ周波数を有する本発明によるＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図１】
0003664993.tif 000041
【図２】
0003664993.tif 000042
【図３】
0003664993.tif 000043
【図４】
0003664993.tif 000044
【図５Ａ】
0003664993.tif 000045
【図５Ｂ】
0003664993.tif 000046
【図６Ａ】
0003664993.tif 000047
【図６Ｂ】
0003664993.tif 000048
【図７Ａ】
0003664993.tif 000049
【図７Ｂ】
0003664993.tif 000050
【図８Ａ】
0003664993.tif 000051
【図８Ｂ】
0003664993.tif 000052
【図８Ｃ】
0003664993.tif 000053
【図８Ｄ】
0003664993.tif 000054