(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器（３，４，８）を介して接続された一次領域ユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１）及び二次領域ユニット（１４，Ｄ３）を備えたコンバータユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１，１４，Ｄ３）を有する連続ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一次領域は、チョーク用一次コイル（１１）とスイッチング回路（Ｑ１）とを備え、
そのチョーク用一次コイル（１１）は、一次コンデンサー（Ｃ１）を介して変圧器の一次領域に接続され、
そのスイッチング回路（Ｑ１）は、一次コンデンサーと変圧器の変圧用一次コイル（１０）との間に接続され、
二次領域は、変圧器のチョーク用二次コイル（１４）に接続された二次回路ダイオード（Ｄ３）を備え、
そのスイッチング回路は、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の間で一次側を開閉するものであって、以下の事項を特徴とするコンバータ。
並列接続された二つの整合する変圧器ユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１，Ｄ１，１４，Ｄ３；１２，Ｃ２，Ｑ２，Ｄ２，１５）を有し、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の間でインターリーブ方式で作動されること。
各スイッチング回路は、各コンデンサーの両側に接続された切り換えスイッチ（Ｑ１，Ｄ１；Ｑ２，Ｄ２）であること。
二次側は、各チョーク用一次コイル（１１，１２）に接続された、チョーク用二次コイルを形成する隣接する二つのアームに巻かれたチョーク用二次コイル（１４，１５）と、二つの二次回路ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）の極とで（二次側の）ブリッジ回路が形成され、各二次回路ダイオードはコンデンサー充電の位相で各ユニットが出力に寄与すること。
コンデンサー（Ｃ１，Ｃ２）は、変圧用二次コイル（１３）に接続された共通の変圧用一次コイル（１０）の反対側の端（極）に接続され、（一次側の）ブリッジ回路のクロスアームを形成していること。
【請求項２】
変圧器が、チョーク用外側脚（４，５）と変圧用中央脚（３）と変圧用二次コイル（１３）とからなり、チョーク用外側脚（４，５）は、コンバータユニットのためのそれぞれのチョーク用一次コイル（１１，１２）を担い、チョーク用二次コイル（１４，１５）と空隙（８，９）をもって関連させられており、変圧用中央脚（３）は、変圧用一次コイル（１０）を担い、変圧用二次コイル（１３）は、ブリッジ回路のクロスアームを形成する請求項１に記載のコンバータ。
【請求項３】
各スイッチング回路が、トランジスター（Ｑ１，Ｑ２）及びダイオード（Ｄ１，Ｄ２）からなる、請求項１〜２のいずれかに記載のコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気および電子機器に使用される、入力電圧をより高い又は低い電圧に変圧するためのコンバータ（それぞれ“ブースト”および“バック”コンバータと呼ばれる）は、周知である。そのようなコンバータは、典型的には、連続的な入力電流から連続的な出力電流を供給する給電装置として使用され、なかんずく特別な応用として、自動車または遠距離通信に応用できる。
入力および出力電流の両者が連続的であるコンバータは、そう多くはない。入力および出力電流の両者が連続的であるものは、ブーストコンバータまたはバックコンバータをセットで用いることによっても実現できるが、単純な並列配列は、構成部品数の増加をもたらし、付随的に装置の操作が複雑になる。
入力および出力電流が連続的であるＤＣ−ＤＣコンバータの１つのタイプが、ＵＳ４１８４１９７（Ｃｕｋ他）に記載され、一般的にはＣｕｋコンバータと呼ばれている。Ｃｕｋコンバータは、シングルエンド型コンバータであって、スイッチ装置がオンのときに連続的な出力電流を供給するために出力端と直列にコンデンサーを設けている。Ｃｕｋコンバータの幾つかのタイプでは、入力端と出力端との間に変圧器絶縁分離（transformer isolation）を備える変圧器カップリングを有する。
他のＤＣ−ＤＣコンバータが、ＵＳ４２５７０８７（Ｃｕｋ）の図１０ａおよび図１０ｂに示されている。これらの回路は、入力端と出力端との間に絶縁分離を備えており、Ｃｕｋコンバータと多少似ているが、入力端側にコンデンサーを有している。
さらに詳細には、図１０ａの回路の入力端側は、一つのコンデンサーを介して変圧器の一次側に接続された一つの誘導子を構成する。スイッチとして動作するトランジスターは、コンデンサー／一次コイル回路と並列に接続されている。変圧器は、従来のダイオード整流器および平滑化コンデンサーを備えた二次コイルを有する。
この回路は、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の２つの位相で交互に作動する。誘導子充電の位相は、トランジスタースイッチが閉じた時に発現し、入力電源からの電流は、誘導子を介して蓄積する。スイッチが開くと、コンデンサー充電の位相がスタートする。誘導子に蓄積された電流は、コンデンサーを通して流れ込み、それに蓄積する（結果的に誘導子に蓄積された電流の低下を伴う）。この位相の後には、次の誘導子充電の位相等々が交互に続く。コンデンサーを通る電流、また、一次変圧器中を通る電流は、したがって、位相の変化により逆流し、これにより、二次変圧器中に逆信号（reversing signal）を作りだし、ダイオードによって整流される。図１０ｂの回路は（図１０ａの回路に）類似であるが、変圧器に磁気的に接続された誘導子をなし、その結果、シングルユニファイド磁気構造（single unified magnetic structure）である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
Ｃｕｋコンバータは単一端のコンバータで、スイッチング装置がオンのとき直流出力電流を供給するための出力と直列になったコンデンサをもつが、このコンデンサは高リップル電流を生じ易く、かつ動作がクリティカルで高価な構成要素を要する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、変圧器（３，４，８）を介して接続された一次領域ユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１）及び二次領域ユニット（１４，Ｄ３）を備えたコンバータユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１，１４，Ｄ３）を有する連続ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
一次領域は、チョーク用一次コイル（１１）とスイッチング回路（Ｑ１）とを備え、
そのチョーク用一次コイル（１１）は、一次コンデンサー（Ｃ１）を介して変圧器の一次領域に接続され、
そのスイッチング回路（Ｑ１）は、一次コンデンサーと変圧器の変圧用一次コイル（１０）との間に接続され、
二次領域は、変圧器のチョーク用二次コイル（１４）に接続された二次回路ダイオード（Ｄ３）を備え、
そのスイッチング回路は、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の間で一次側を開閉するものであって、以下の事項を特徴とするコンバータが提供される。
並列接続された二つの整合する変圧器ユニット（１１，Ｃ１，Ｑ１，Ｄ１，１４，Ｄ３；１２，Ｃ２，Ｑ２，Ｄ２，１５）を有し、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の間でインターリーブ方式で作動されること。
各スイッチング回路は、各コンデンサーの両側に接続された切り換えスイッチ（Ｑ１，Ｄ１；Ｑ２，Ｄ２）であること。
二次側は、各チョーク用一次コイル（１１，１２）に接続された、チョーク用二次コイルを形成する隣接する二つのアームに巻かれたチョーク用二次コイル（１４，１５）と、二つの二次回路ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）の極とで（二次側の）ブリッジ回路が形成され、各二次回路ダイオードはコンデンサー充電の位相で各ユニットが出力に寄与すること。
コンデンサー（Ｃ１，Ｃ２）は、変圧用二次コイル（１３）に接続された共通の変圧用一次コイル（１０）の反対側の端（極）に接続され、（一次側の）ブリッジ回路のクロスアームを形成していること。
【０００５】
【発明の実施の形態】
要約すると、本システムは以下のように作動される。すなわち、本システムは、変圧器を介して接続された一次領域ユニット及び二次領域ユニットを備えた二つの整合する変圧器ユニットを有している。各ユニットの一次領域は、チョーク用一次コイルとスイッチング回路とを備え、そのチョーク用一次コイルは、一次コンデンサーを介して変圧器の一次側に接続され、そのスイッチング回路は、一次コンデンサーと変圧器の変圧用一次コイルとの間に接続されている。二次領域は、変圧器のチョーク用二次コイルに接続された二次回路ダイオードを備えている。
スイッチング回路は、二つの交互の位相をとる。一つの位相は、誘導子充電の位相であって、入力電流が誘導子を通って流れ、誘導子中の電流が増加していく（誘導子を“充電”する）。また、他の位相は、コンデンサー充電の位相であって、誘導子中の電流は、コンデンサーに流れ込み、コンデンサーを充電する。
誘導子充電の位相においては、コンデンサーは放電し、コンデンサー充電の位相においては、誘導子は放電する（すなわち、誘導子中の電流は減少する）。
二つの変圧器ユニットは、並列に接続されている。各スイッチング回路は、各コンデンサーの両側に接続された切り換えスイッチである。システムの二次側は、各チョーク用一次コイル（１１，１２）に接続された、チョーク用二次コイルを形成する隣接する二つのアームに巻かれたチョーク用二次コイル（１４，１５）と、二つの二次回路ダイオード（Ｄ３，Ｄ４）の極とで（二次側の）ブリッジ回路が形成されている。各ユニットの誘導子充電の位相を通して、そのユニットのコイルには逆方向電圧が誘導され、関連するダイオードでブロックされる。各ユニットは、コンデンサー充電の位相のときに出力に貢献し、誘電子充電の位相のときに“ギャップ”となる（出力電流を停止する）。
二つの変圧器ユニットは、誘導子充電の位相およびコンデンサー充電の位相の間でインターリーブ方式で作動される。二つのユニットのコンデンサーは、共通の変圧用一次コイルの反対側の端（極）に接続され、（一次側の）ブリッジ回路のクロスアームを形成している。各誘導子充電の位相中は、この共通の変圧用一次コイルは短絡されており、その中を流れる電流は、出力側のブリッジ回路のクロスアームを形成しているチョーク用二次コイルに電圧を誘導する。この電圧は、上述の二次側ブリッジ回路の逆電圧に対抗し、実際に打ち勝つ。かくして、各ユニットは、引き続くコンデンサー充電の位相の間の入力ギャップは、出力側のブリッジ回路のクロスアームからの信号で満たされる（補われる）。
結果として、本発明のコンバータは、直流入力および直流出力電流共に、実質的に、連続電流となる。
本発明の実施の形態を、添付の図１〜５を参照して説明すると、コンバータ１００はフェライト鉄心２をもつ変圧器集合体１からなる。フェライト鉄心２は、図２〜４に示すように、変圧用中央脚３と二つのチョーク用外側脚４、５をもつ鉄心集合体を与えるよう二つのＥ型鉄心片６、７からなり、空隙８、９はチョークを形成する外側脚４、５の中に設けられる。当業者によく知られているように、空隙８、９はエネルギーを貯え、それによってチョークとして作用する。一次側と二次側の変圧用コイルおよびチョーク用コイル１０、１１、１２、１３、１４、１５はそれぞれ中央脚と外側脚４、５の上に設けられる。
【０００６】
変圧器におけるチョークの設備はそれ自身当業者に周知のもので、図２〜４に示すように、変圧用一次コイル１０は中央脚３のまわりに巻かれ、外側脚４、５のまわりにそれぞれ巻かれている二つのチョーク用一次コイル１１、１２に直列に接続されている。同様に変圧用２次コイル１３とチョーク用二次コイル１４、１５は、それぞれ一次コイル１０および１１、１２に電磁的に結合するよう中央脚３と二つの外側脚４、５のまわりに巻かれている。
【０００７】
一次コンデンサC1とC2は、第一のチョーク用一次コイル１１と変圧用一次コイル１０の間および変圧用一次コイル１０と第二のチョーク用一次コイル１２の間にそれぞれ直列に接続されている。二つの一次電力スイッチQ1、Q2は、一次回路内で、変圧用一次コイル１０と各チョーク用一次コイル１１、１２の間に結合され設けられている。一次電力スイッチQ1、Q2はＭＯＳＦＥＴであって、これらは当業者によく知られているように通常の状態で作動する。二つの一次コイル回路ダイオードD1、D2は二つの一次電力スイッチQ1、Q2に並列に設けられている。
入力電圧Ｖs は一次コイル１０、１１、１２からなる一次コイル回路に接続され、入力電圧Ｖs と出力電圧Ｖout は周知の方法で変圧器集合体１に入出力するよう接続される。
二次コイル回路において、二つの二次回路ダイオードD3、D4は、変圧用二次コイル１３と各チョーク用二次コイル１４、１５の間を結合して設けられ、二次コイル回路のコンデンサC3は平滑用で、出力端子の両端に接続される。これらはすべて図１〜４に示されている。
【０００８】
本発明のコンバータを使用するにあたって、入力電圧Ｖs は一次コイルを横切って一次コイル回路に加えられ、一次電力スイッチQ1、Q2は周期的にオン、オフされる。すなわち第１期間でQ1は“オン”、Q2は“オフ”、第２期間でQ1、Q2は共に“オフ”、第３期間でQ1は“オフ”を維持し、Q2は“オン”となり、そして最後に第４期間でQ1、Q2は共に再び“オフ”となり、これを繰り返す。一次電力スイッチQ1、Q2は、前記したように、この動作に適するようパルス変調された通常のＭＯＳＦＥＴである。
【０００９】
一般に、ブースト−バックコンバータにおいて変換比率は、
Ｖout ＝（Ｖin／ｎ）・｛Ｄ／（１−Ｄ）｝
で与えられる。ここで、
ｎ：一次巻数n1の二次巻数n2に対する比
Ｖout ：出力電圧
Ｖin：入力電圧
Ｄはデューティサイクルで、変圧器の一次電力スイッチが“オン”である時間Ｔonの、サイクルの全時間Ｔ＝Ｔon＋Ｔoff （Ｔoff は一次電力スィツチが“オフ”である時間）に対する比であるから、
Ｄ＝Ｔon／Ｔ
したがって変換比率は、
0003656865.tif 000002
ここでｘ＝Ｔon／Ｔoff
この実施例では、すべての一次コイル１０、１１、１２は同じ巻数n1を、すべての二次コイル１３、１４、１５は同じ巻数n2をもつ。
【００１０】
変圧器のコイルと鉄心は、それ自身当業者によく知られており、本発明に関連したもの以外はここではいかなる詳細な説明も要しない。ここで述べた実施例では、変圧器の鉄心とコイルは周知の材料で造られ、周知の方法で組立てられる。一例をあげると鉄心はフェライトで造られる。
巻数の比率は、周知の変圧器の場合のように、入力電圧と要求される出力電圧によって選ばれる。
一次電力スイッチQ1、Q2に対する“オン”と“オフ”の時間の長さは同じで、デューティサイクルＤは一次電力スイッチQ1、Q2に結合した制御手段（図示せず）により、通常のパルス変調技術を使って調節され、出力電圧を一定に保つよう保証する。
【００１１】
ＭＯＳＦＥＴQ1がオンでＭＯＳＦＥＴQ2がオフである第１期間を考えてみる。この期間、変圧器集合体１の一次部分で、コンデンサC1は変圧用一次コイル１０を通して放電され、一次回路ダイオードD1は逆方向にバイアスされ、一次回路ダイオードD2は順方向にバイアスされる。左側のすなわちチョーク用コイルの脚４は磁束を貯えている（図２〜４に示すように）。
変圧器集合体１を通して流れる磁束はつぎのとおりである。
Φ2 ＝Φ1 ＋Φ3
ここでΦ1 、Φ2 およびΦ3 は、それぞれ変圧器の鉄心の左側脚４、中央脚３および右側脚５の中の磁束である。
磁束の流れは図２〜４に矢印で示されている。
【００１２】
入力電圧Ｖs のとき、左側脚４の上のチョーク用一次コイル１１の両端に加わる電圧はＶs であるから、ファラデーの法則を使用して、
Φ1 ∝Ｖs ／n1
ここでn1はチョーク用一次コイルの巻数である。
前のスイッチングサイクル、すなわち第４期間において、D1、D2は順方向にバイアスされているので、C1はＶs ＋Ｖleft choke（チョーク用一次コイル１１に現われる電圧）＝Ｖs ＋Ｖs ・ｘ＝Ｖs （１＋ｘ）の電圧になるまで充電されている。第２期間に入るとC1は変圧用一次コイル１０を通して放電されるから、この変圧用一次コイル１０に加わる電圧はＶs （１＋ｘ）である。そこで再びファラデーの法則から、
Φ2 ∝Ｖs （１＋ｘ）／n1
それゆえ右側の脚５を通して流れる磁束Φ3 は、
Φ3 ∝Ｖs （１＋ｘ）／n1−Ｖs ／n1
∝Ｖs ・ｘ／n1
となることは明らかである。
【００１３】
変圧器の二次部分では、ダイオードD3は逆方向に、ダイオードD4は順方向にバイアスされ、出力電圧Ｖout は、左側脚４と中央脚３における二次電圧の合計から、したがって直接には右側脚５から導き出される。
そこで右側のチョーク用二次コイル１５の両端の電圧は、
n2・Φ3 ＝（n2／n1）・Ｖs ・ｘ
左側のチョーク用二次コイル１４の両端の電圧は、
n2・Φ1 ＝（n2／n1）・Ｖs
また変圧用二次コイル１３の電圧は、
n2・Φ2 ＝（n2／n1）・Ｖs （１＋ｘ）
となる。
したがって、
0003656865.tif 000003
ここでＭＯＳＦＥＴQ1がオフ、Q2もまたオフである第２期間を考えてみる。この期間ではダイオードD1、D2は順方向にバイアスされて導通し、磁束は二本の外側脚４、５すなわちチョーク用コイルに限定され、中央脚３の中に流れる磁束は実質的に零となる。二次部分の二つのダイオードD3、D4はまた順方向にバイアスされ導通し、それによって変圧用二次コイル１３に生じる電圧は零ボルトに固定される。
【００１４】
安定動作状態ではスイッチングサイクル全体にわたって第二領域あたりの電圧は零に等しくなければならない。したがって、
Ｖs ・Ｔon＝Ｖchoke ・Ｔoff
ここでＶchoke はチョーク用コイルに加わる電圧である。
それゆえ変圧器集合体の一次部分においては、左側のチョーク用一次コイル１１に加わる電圧Ｖleft chokeはつぎのとおりである。
0003656865.tif 000004
スイッチングサイクルのこの期間では、ダイオードD1、D2は順方向にバイアスされ導通しているので、一次コンデンサC1、C2は、Ｖs ＋Ｖleft choke＝Ｖs ＋Ｖs ・ｘの値に充電され、これは前記したようにＶs （１＋ｘ）に等しい。
ここでΦ2 ＝０であるから、
Φ1 ＝Φ3
再びファラデーの法則により、
Φ1 ∝Ｖleft choke／n1
∝Ｖs ・ｘ／n1
したがって、
Φ3 ∝Ｖs ・ｘ／n1
この期間では、出力電圧Ｖout は二つのチョーク用二次コイル１３、１４に生じる二次電圧から導き出される。すなわちこれらのコイルを通る磁束Φ1 とΦ2 に比例する。
したがって、
Ｖout ∝Φ1   、  Ｖout ∝Φ2
よって、
Ｖout ＝（n2／n1）・Ｖs ・ｘ
【００１５】
つぎの第３期間では、ＭＯＳＦＥＴQ1はオフ、Q2はオンである。これは右側のチョーク用一次コイル５の位相が、変圧器の中央脚３の中に逆方向の磁束を生じていることを除けば、Q1がオンでQ2がオフである期間に類似する。そこで、
Ｖout ＝（n2／n1）・Ｖs ・ｘ
最後につぎの第４期間では、両ＭＯＳＦＥＴQ1、Q2は再びオフとなり、これは前記初めの期間と同じで、出力は外側のチョーク脚から取り出される。安定動作状態のスイッチングサイクルにおける各部の電圧、電流の変化波形は図５に示すとおりである。
【００１６】
以上からわかるように、このコンバータは、全動作サイクルの間、直流入力電流から生じた直流出力電流を与える動作−いわゆる“プッシュプル”状態で動作する。
当業者にとり明らかなように、本発明の範囲内で種々の修正が可能である。例えば異なる鉄心の形態が使用され、Ｅ型やいわゆるＩ型の鉄心片が用いられる。またＭＯＳＦＥＴよりも他のスイッチング素子が使用されることもあり、二次ダイオードはＭＯＳＦＥＴで置き換えられる。さらに種々のコイルが追加的に用いられ、一次コイルとしては適当な回路を使用することができる。
【００１７】
【発明の効果】
本発明のコンバータは構成部品を増加せず、または前に述べた高リップル電流に対処する直列になった結合出力コンデンサを必要とせずに、直流入力電流から直流出力電流を供給できるという利点をもつ。これは磁束の二倍の回遊を許し、それにより鉄心集合体の利用度を高める。またコンバータの能率を増す一次スイッチに高リップルの低減要素を要しない。構成部品の数が少ないことは追加的に製造コストを下げる利点をもつ。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による変圧器集合体の概略回路図である。
【図２】図１の変圧器集合体において、動作サイクルの第１期間の磁束の流れを示す概略図である。
【図３】図１の変圧器集合体において、動作サイクルの第２期間と第４期間の磁束の流れを示す概略図である。
【図４】図１の変圧器集合体において、動作サイクルの第３期間の磁束の流れを示す概略図である。
【図５】図１の変圧器集合体の、安定動作状態における各部の電圧、電流の波形図である。
【符号の説明】
１００…コンバータ
１…変圧器集合体
２…フェライト鉄心
３…変圧用中央脚
４、５…チョーク用外側脚
６、７…鉄心片
８、９…空隙
１０…変圧用一次コイル
１１、１２…チョーク用一次コイル
１３…変圧用二次コイル
１４、１５…チョーク用二次コイル
C1、C2…一次コンデンサ
Q1、Q2…一次電力スイッチ
D1、D2…一次回路ダイオード
D3、D4…二次回路ダイオード
C3…二次コンデンサ
Ｖs …入力電圧
Ｖout …出力電圧
Ｄ…デューティサイクル
【図１】
0003656865.tif 000005
【図２】
0003656865.tif 000006
【図３】
0003656865.tif 000007
【図４】
0003656865.tif 000008
【図５】
0003656865.tif 000009