(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体の中に渦発生体を挿入して、その後方には規則的なカルマン渦を発生させると共に前記カルマン渦の発生周波数を測定して前記流体の流量を測定する渦流量計において、
前記カルマン渦を検出する圧電素子と、
この圧電素子で検出された渦の発生周波数を検出して２値化する検出手段と、
この信号処理回路の周波数信号の出力を電圧信号に変換する周波数／電圧変換器と、
非反転増幅回路と、一端が正電圧源に接続された第１の抵抗と、一端が接地され他端が前記第１の抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、前記非反転増幅回路を構成する演算増幅器の反転入力端子にアノードが接続され、前記第１及び第２抵抗の接続点にカソードが接続されたダイオードとから構成され前記電圧信号を補正するリニア補正回路と
を備えたことを特徴とする渦流量計。
【請求項２】
流体の中に渦発生体を挿入して、その後方には規則的なカルマン渦を発生させると共に前記カルマン渦の発生周波数を測定して前記流体の流量を測定する渦流量計において、
前記カルマン渦を検出する圧電素子と、
この圧電素子で検出された渦の発生周波数を検出して２値化する検出手段と、
この信号処理回路の周波数信号の出力を電圧信号に変換する周波数／電圧変換器と、
非反転増幅回路と、一端が正電圧源に接続された第１の抵抗と、一端が接地され他端が前記第１の抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、コレクタが前記正電圧源に接続され前記第１及び第２抵抗の接続点にベースが接続される第１のトランジスタと、一端が接地され他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第３の抵抗と、前記非反転増幅回路を構成する演算増幅器の反転入力端子にベース及びコレクタが接続され、前記第３抵抗の他端にエミッタが接続された第２のトランジスタとから構成され前記電圧信号を補正するリニア補正回路と
を備えたことを特徴とする渦流量計。
【請求項３】
前記リニア補正回路の電圧信号の出力を電流信号に変換する電圧／電流変換器を備えたことを特徴とする
請求項１若しくは請求項２記載の渦流量計。
【請求項４】
前記リニア補正回路の電圧信号の出力を周波数信号に変換する電圧／周波数変換器と、
この電圧／周波数変換器の出力をパルス信号として出力するオープンコレクタ回路若しくはパルス出力回路とを備えたことを特徴とする
請求項１若しくは請求項２記載の渦流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、渦流量計に関し、特に簡単な構成で非線形特性を補正することが可能な渦流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の渦流量計は流体の中に柱状物体（渦発生体）を挿入して、その後方には規則的なカルマン渦（以下、単に渦と呼ぶ。）を発生させて当該渦の発生周波数を測定することにより、流体の流量を測定するものです。
【０００３】
図１０はこのような従来の渦流量計の渦検出部分の構造の一例を示す説明図である。図１０において１は渦発生体、２は発生した渦を検出する圧電素子である。
【０００４】
ここで、図１０に示す渦検出部分の動作を説明する。図１０中”ＦＬ０１”に示す方向に流れる流体はその流路に設けられた渦発生体１により図１０中”ＳＰ０１”及び”ＳＰ０２”に示すような渦を交互に発生させる。
【０００５】
このように発生した渦の発生周波数は流速に比例する。例えば、流速が遅ければ渦の発生周波数は低くなり、流速が早ければ渦の発生周波数は高くなる。
【０００６】
圧電素子２は発生した渦に起因して電圧を発生するので信号処理回路（図示せず。）部分でこの発生した電圧信号の周波数を測定して、発生周波数と流速の関係式等から流体の流速を求め、図１０中”ＣＳ０１”に示すような管路の断面積を乗算することにより流体の流量を得ることができる。
【０００７】
また、図１１は従来の渦流量計の信号処理回路の一例を示す構成ブロック図である。図１１において３は渦検出用の圧電素子、４は検出回路、５はフィルタ回路、６はコンパレータ、７はオープンコレクタ回路、１００は出力信号である。
【０００８】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。そして、コンパレータ６の出力はオープンコレクタ回路７を介して出力信号１００として出力される。
【０００９】
ここで、図１１に示す従来例の動作を説明する。圧電素子３で検出された渦に起因して電圧信号は検出回路４で周波数信号として検出され、フィルタ回路５で波形整形された後にコンパレータ６において２値化される。
【００１０】
この２値化された周波数信号は出力信号１００としてオープンコレクタ回路７によりパルス信号として出力される。そして、ユーザは別途このパルス信号の周波数に既知の管路の断面積を乗算して流量の計算を行う。
【００１１】
この結果、渦発生体で発生した渦の発生周波数を測定してパルス信号として出力することにより、流体の流量を求めることができる。
【００１２】
また、図１２は従来の渦流量計の信号処理回路の他の一例を示す構成ブロック図である。図１２において３〜６は図１１と同一符号を付してあり、８は周波数／電圧変換器（以下、Ｆ／Ｖ変換器と呼ぶ。）、９は電圧／電流変換器（以下、Ｖ／Ｉ変換器と呼ぶ。）１０１は４〜２０ｍＡ等の電流の出力信号である。
【００１３】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。コンパレータ６の出力はＦ／Ｖ変換器８に接続され、Ｆ／Ｖ変換器８の出力はＶ／Ｉ変換器９に接続される。そして、Ｖ／Ｉ変換器９は出力信号１０１を出力する。
【００１４】
ここで、図１２に示す従来例の動作を説明する。但し、図１１に示す従来例と同一の部分に関しては説明を省略する。
【００１５】
コンパレータ６で２値化された周波数信号はＦＶ変換器８により周波数に比例する電圧信号に変換され、Ｖ／Ｉ変換器９によりさらに電圧信号に比例した電流信号に変換されて出力信号１０１として出力される。また、Ｆ／Ｖ変換器８の出力を電圧信号としてそのまま出力しても構わない。
【００１６】
例えば、渦流量計のゼロ点からスパン点を”４〜２０ｍＡ”等に対応させて出力したり、若しくは、”０〜１Ｖ”等に対応させて出力したりする。
【００１７】
この結果、渦発生体で発生した渦の発生周波数を測定して電流信号、若しくは、電圧信号として出力することにより、流体の流量を求めることができる。
【００１８】
また、図１３は従来の渦流量計の信号処理回路の他の一例を示す構成ブロック図である。図１３において３〜６は図１１と同一符号を付してあり、１０は演算制御回路であるマイクロコンピュータ（以下、単にコンピュータと呼ぶ。）、１０２は表示出力である。
【００１９】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。コンパレータ６の出力はコンピュータ１０に接続され、コンピュータ１０は表示信号１０２を出力する。
【００２０】
ここで、図１３に示す従来例の動作を説明する。但し、図１１に示す従来例と同一の部分に関しては説明を省略する。
【００２１】
コンパレータ６で２値化された周波数信号は直接コンピュータ１０に入力されて、コンピュータ１０はこの渦の周波数信号から流量を演算してＣＲＴやＬＣＤ等の表示手段を用いて流量値を表示出力１０２として表示する。
【００２２】
この結果、渦発生体で発生した渦の発生周波数を測定して、コンピュータによりその周波数に基づき流体の流量の演算等をすることにより流量の値を表示等することができる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、流体の流速が遅い低流速域（低流量域）では発生周波数と流体の流速との比例関係が崩れて非線形特性を示す場合がある。図１４はこのような非線形特性の一例を示す特性曲線図である。
【００２４】
図１４中”ＺＳ０１”に示す直線は発生周波数と流体の流速とが比例関係になる場合の特性曲線であり、図１４中”ＰＲ０１”は発生周波数と流体の流速との比例関係が崩れて非線形特性を示す場合の特性曲線である。
【００２５】
このため、図１１及び図１２に示す信号処理回路ではこの非線形特性を含んだまま出力信号を出力してしまうため、図１５中”ＰＲ１１”に示すような測定精度となってしまうと言った問題点があった。ここで、図１５は流量と測定精度の関係を示す特性曲線図である。
【００２６】
ちなみに、図１３に示すような信号処理回路ではコンピュータ１０においてこのような非線形特性を補正する演算処理を行うことにより測定精度を維持することが可能であるものの、渦流量計にコンピュータ１０を搭載することによるコストアップや回路規模の増大と言った問題点が生じる。さらに、外来電磁波ノイズによる渦流量計の耐性悪化や逆にコンピュータのクロック信号に起因する放射電磁波ノイズの問題も発生してしまう。
従って本発明が解決しようとする課題は、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能な渦流量計を実現することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
流体の中に渦発生体を挿入して、その後方には規則的なカルマン渦を発生させると共に前記カルマン渦の発生周波数を測定して前記流体の流量を測定する渦流量計において、
前記カルマン渦を検出する圧電素子と、この圧電素子で検出された渦の発生周波数を検出して２値化する検出手段と、この信号処理回路の周波数信号の出力を電圧信号に変換する周波数／電圧変換器と、非反転増幅回路と、一端が正電圧源に接続された第１の抵抗と、一端が接地され他端が前記第１の抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、前記非反転増幅回路を構成する演算増幅器の反転入力端子にアノードが接続され、前記第１及び第２抵抗の接続点にカソードが接続されたダイオードとから構成され前記電圧信号を補正するリニア補正回路とを備えたことにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。
【００２８】
請求項２記載の発明は、
流体の中に渦発生体を挿入して、その後方には規則的なカルマン渦を発生させると共に前記カルマン渦の発生周波数を測定して前記流体の流量を測定する渦流量計において、
前記カルマン渦を検出する圧電素子と、この圧電素子で検出された渦の発生周波数を検出して２値化する検出手段と、この信号処理回路の周波数信号の出力を電圧信号に変換する周波数／電圧変換器と、非反転増幅回路と、一端が正電圧源に接続された第１の抵抗と、一端が接地され他端が前記第１の抵抗の他端に接続された第２の抵抗と、コレクタが前記正電圧源に接続され前記第１及び第２抵抗の接続点にベースが接続される第１のトランジスタと、一端が接地され他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第３の抵抗と、前記非反転増幅回路を構成する演算増幅器の反転入力端子にベース及びコレクタが接続され、前記第３抵抗の他端にエミッタが接続された第２のトランジスタとから構成され前記電圧信号を補正するリニア補正回路とを備えたことにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。
【００２９】
請求項３記載の発明は、
請求項１若しくは請求項２記載の発明である渦流量計において、
前記リニア補正回路の電圧信号の出力を電流信号に変換する電圧／電流変換器を備えたことにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。また、非線形特性を補正された流量値を電流信号として出力することが可能になる。
【００３０】
請求項４記載の発明は、
請求項１若しくは請求項２記載の発明である渦流量計において、
前記リニア補正回路の電圧信号の出力を周波数信号に変換する電圧／周波数変換器と、この電圧／周波数変換器の出力をパルス信号として出力するオープンコレクタ回路若しくはパルス出力回路とを備えたことにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。また、非線形特性を補正された流量値をパルス信号として出力することが可能になる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下本発明を図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係る渦流量計の信号処理回路の一実施例を示す構成ブロック図である。図１において３〜６は図１１と同一符号を付してあり、１１はＦ／Ｖ変換器、１２はリニア補正回路、１０３は出力信号である。また、４〜６は検出手段５０を構成している。
【００３５】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。そして、コンパレータ６の出力はＦ／Ｖ変換器１１を介してリニア補正回路１２に接続され、リニア補正回路１２は出力信号１０３を出力する。
【００３６】
ここで、図１に示す実施例の動作を説明する。但し、図１１に示す従来例と同一の部分に関しては説明を省略する。
【００３７】
コンパレータ６で２値化された周波数信号はＦ／Ｖ変換器１１で周波数に比例する電圧信号に変換される。リニア補正回路１２はＦ／Ｖ変換器１１の電圧信号の非線形特性を補正して電圧信号である出力信号１０３として出力する。
【００３８】
リニア補正回路１２は図２に示すような入出力特性を有する。ここで、図２はリニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。図２中”ＺＳ２１”に示す直線は入力電圧と出力電圧とが比例関係になる場合の特性曲線であり、図２中”ＰＲ２１”はリニア補正回路１２の入出力特性である。
【００３９】
図２中”ＰＲ２１”に示すリニア補正回路１２の入出力特性は比例直線に対して下に凸の特性であり、一方、図１４に示した発生周波数と流体の流速との非線形特性は比例直線に対して上に凸の特性である。
【００４０】
すなわち、図２中”ＰＲ２１”に示すリニア補正回路１２の入出力特性は、図１４に示した発生周波数と流体の流速との非線形特性とは逆の特性を有することになる。
【００４１】
また、図３は測定精度とリニア補正回路１２の流量に対する非線形特性を示す特性曲線図であり、図３中”ＰＦ３２”に示すリニア補正回路１２の非線形特性は図３中”ＰＲ３１”に示す測定精度の逆の特性とすればよい。
【００４２】
この結果、渦発生体で発生した渦の発生周波数を測定して、発生周波数と流体の流速との非線形特性とは逆の入出力特性のリニア補正回路１２で補正することにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。
【００４３】
ここで、図４はリニア補正回路１２の具体例を示す回路図である。図４において１３は演算増幅器、１４，１５，１７及び１８は抵抗、１６はダイオード、１０４は入力電圧信号、１０５は出力電圧信号である。また、１３〜１５は非反転増幅回路５１を構成している。
【００４４】
入力電圧信号１０４は演算増幅器１３の非反転入力端子に入力され、演算増幅器１３の出力は出力電圧信号１０５を出力すると共に抵抗１４の一端に接続される。
【００４５】
抵抗１４の他端は演算増幅器１３の反転入力端子、抵抗１５の一端及びダイオード１６のアノードにそれぞれ接続され、ダイオード１６のカソードは抵抗１７及び１８の一端にそれぞれ接続される。また、抵抗１５及び１８の他端は接地され、抵抗１７の他端は正電圧源に接続される。
【００４６】
ここで、図４に示すリニア補正回路の動作を図５を用いて説明する。図５は図４に示すリニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。図４において演算増幅器１３の出力は抵抗１４により反転入力端子に帰還されているので演算増幅器１３の非反転入力端子の電圧値は入力電圧信号１０４の電圧値に等しくなる。
【００４７】
このため、入力電圧信号１０４の電圧値がダイオード１６のカソードの電圧値よりも低い、言い換えれば、ダイオード１６のアノードの電圧値がダイオード１６のカソードの電圧値よりも低い場合には、ダイオード１６は”ＯＦＦ”になる。
【００４８】
例えば、ダイオード１６のアノードの電圧値を”Ｖａ”、カソードの電圧値を”Ｖｂ”、ダイオード１６の順方向電圧を”Ｖｆ”とすれば、
Ｖａ＜Ｖｂ＋Ｖｆ      （１）
であれば、ダイオード１６は”ＯＦＦ”になる。
【００４９】
従って、上記条件下では演算増幅器１３と抵抗１４及び１５は非反転増幅回路５１を構成することになるので、その利得”Ｇａ”は抵抗１４及び１５の抵抗値をそれぞれ”Ｒ１”及び”Ｒ２”とすれば、
Ｇａ＝１＋Ｒ１／Ｒ２      （２）
となる。
【００５０】
一方、入力電圧信号１０４の電圧値がダイオード１６のカソードの電圧値よりも高い、言い換えれば、ダイオード１６のアノードの電圧値がダイオード１６のカソードの電圧値よりも高い場合には、ダイオード１６は”ＯＮ”になる。
【００５１】
例えば、ダイオード１６のアノードの電圧値を”Ｖａ”、カソードの電圧値を”Ｖｂ”、ダイオード１６の順方向電圧を”Ｖｆ”とすれば、
Ｖａ≧Ｖｂ＋Ｖｆ      （３）
であれば、ダイオード１６は”ＯＮ”になる。
【００５２】
従って、上記条件下では演算増幅器１３と抵抗１４，１５，１７及び１８は非反転増幅回路を構成することになるので、その利得”Ｇｂ”は抵抗１４，１５，１７及び１８の抵抗値をそれぞれ”Ｒ１”、”Ｒ２”、”Ｒ３”及び”Ｒ４”とすれば、
Ｇｂ＝１＋Ｒ１（１／Ｒ２＋１／Ｒ３＋１／Ｒ４）      （４）
となる。
【００５３】
すなわち、図５に示すように閾値”Ｖｔｈ”を境にして利得が”Ｇａ”及び”Ｇｂ”に切り換わり、図５中”ＧＡ０１”及び”ＧＡ０２”に示すような折れ線近似回路になる。
【００５４】
この近似曲線を図２に示すような入出力特性に近似させることにより、リニア補正回路１２を実現することができる。
【００５５】
また、図６はリニア補正回路１２の他の具体例を示す回路図であり、特に温度補償が可能なリニア補正回路である。図６において１３〜１５及び５１は図４と同一符号を付してあり、１９，２２，２３及び２４は抵抗、２０及び２１はトランジスタ、１０６は入力電圧信号、１０７は出力電圧信号である。
【００５６】
入力電圧信号１０６は演算増幅器１３の非反転入力端子に入力され、演算増幅器１３の出力は出力電圧信号１０７を出力すると共に抵抗１４の一端に接続される。
【００５７】
抵抗１４の他端は演算増幅器１３の反転入力端子、抵抗１５及び１９の一端にそれぞれ接続され、抵抗１９の他端はトランジスタ２０のコレクタ及びベースにそれぞれ接続され、トランジスタ２０のエミッタはトランジスタ２１のエミッタ及び抵抗２２の一端に接続される。
【００５８】
トランジスタ２１のベースは抵抗２３及び２４の一端にそれぞれ接続され、抵抗１５，２２及び２４の他端は接地され、トランジスタ２１のコレクタ及び抵抗２３の他端は正電圧源に接続される。
【００５９】
ここで、図６に示すリニア補正回路の動作を図７を用いて説明する。図７は図６に示すリニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。図７において演算増幅器１３の出力は抵抗１４により反転入力端子に帰還されているので演算増幅器１３の非反転入力端子の電圧値は入力電圧信号１０６の電圧値に等しくなる。
【００６０】
このため、入力電圧信号１０６の電圧値がトランジスタ２０のエミッタの電圧値よりも低い、言い換えれば、トランジスタ２０のベースの電圧値がトランジスタ２０のエミッタの電圧値よりも低い場合には、トランジスタ２０は”ＯＦＦ”になる。
【００６１】
例えば、トランジスタ２０のベースの電圧値を”Ｖｃ”、トランジスタ２１のベースの電圧値を”Ｖｄ”、トランジスタ２０及び２１のベース・エミッタ間電圧をそれぞれ”Ｖｂｅ２０”及び”Ｖｂｅ２１”とすれば、
Ｖｃ＜Ｖｄ−Ｖｂｅ２１＋Ｖｂｅ２０      （５）
であれば、トランジスタ２０は”ＯＦＦ”になる。
【００６２】
従って、上記条件下では演算増幅器１３と抵抗１４及び１５は非反転増幅回路５１を構成することになるので、その利得”Ｇｃ”は抵抗１４及び１５の抵抗値をそれぞれ”Ｒ１’”及び”Ｒ２’”とすれば、
Ｇｃ＝１＋Ｒ１’／Ｒ２’      （６）
となる。
【００６３】
一方、入力電圧信号１０６の電圧値がトランジスタ２０のエミッタの電圧値よりも高い、言い換えれば、トランジスタ２０のベースの電圧値がトランジスタ２０のエミッタの電圧値よりも高い場合には、トランジスタ２０は”ＯＮ”になる。
【００６４】
例えば、トランジスタ２０のベースの電圧値を”Ｖｃ”、トランジスタ２１のベースの電圧値を”Ｖｄ”、トランジスタ２０及び２１のベース・エミッタ間電圧をそれぞれ”Ｖｂｅ２０”及び”Ｖｂｅ２１”とすれば、
Ｖｃ≧Ｖｄ−Ｖｂｅ２１＋Ｖｂｅ２０      （７）
であれば、トランジスタ２０は”ＯＮ”になる。
【００６５】
従って、上記条件下では演算増幅器１３と抵抗１４及，１５及び１９は非反転増幅回路を構成することになるので、その利得”Ｇｄ”は抵抗１４，１５及び１９の抵抗値をそれぞれ”Ｒ１’”，”Ｒ２’”及び”Ｒ３’”とすれば、
Ｇｄ＝１＋Ｒ１’（１／Ｒ２’＋１／Ｒ３’）      （８）
となる。
【００６６】
すなわち、図７に示すように閾値”Ｖｔｈ’”を境にして利得が”Ｇｃ”及び”Ｇｄ”に切り換わり、図７中”ＧＡ１１”及び”ＧＡ１２”に示すような折れ線近似回路になる。
【００６７】
この近似曲線を図２に示すような入出力特性に近似させることにより、リニア補正回路１２を実現することができる。
【００６８】
また、図６に示すリニア補正回路の温度補償に関して説明する。正電圧源の値を”Ｖｃｃ”、抵抗２３及び２４の抵抗値を”Ｒ４’”及び”Ｒ５’”とした場合、閾値”Ｖｔｈ’”は先に定義した値を用いて、
0003624938.tif 000002
となる。
【００６９】
ここで、トランジスタのベース・エミッタ間電圧の温度変動は”約１．３ｍＶ／℃”であるのでトランジスタ２０及び２１を同特性のトランジスタとすることにより、式（９）の第２項及び第３項が相殺されて温度変動が補償されることになる。
【００７０】
また、図８は本発明に係る渦流量計の信号処理回路の他の実施例を示す構成ブロック図である。図４において３〜６，１１，１２及び５０は図１と同一符号を付してあり、２５はＶ／Ｉ変換器、１０８は出力信号である。
【００７１】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。コンパレータ６の出力はＦＶ変換器１１に接続され、ＦＶ変換器１１の出力はリニア補正回路１２に接続される。
【００７２】
そして、リニア補正回路１２の出力はＶ／Ｉ変換器２５に接続され、Ｖ／Ｉ変換器２５は出力信号１０８を出力する。
【００７３】
ここで、図８に示す実施例の動作を説明する。但し、図１に示す実施例と同一の部分に関しては説明を省略する。Ｆ／Ｖ変換器１１の電圧信号の非線形特性を補正したリニア補正回路１２の出力をＶ／Ｉ変換器２５は電流信号に変換して出力信号１０８として出力する。
【００７４】
この結果、リニア補正回路１２の出力をＶ／Ｉ変換器２５は電流信号に変換することにより、非線形特性を補正された流量値を電流信号として出力することが可能になる。
【００７５】
また、図９は本発明に係る渦流量計の信号処理回路の他の実施例を示す構成ブロック図である。図９において３〜６，１１，１２及び５０は図１と同一符号を付してあり、２６は電圧／周波数変換器（以下、Ｖ／Ｆ変換器と呼ぶ。）、２７はオープンコレクタ回路、１０９は出力信号である。
【００７６】
圧電素子３の出力は検出回路４に接続され、検出回路４の出力はフィルタ回路５を介してコンパレータ６に接続される。コンパレータ６の出力はＦＶ変換器１１に接続され、ＦＶ変換器１１の出力はリニア補正回路１２に接続される。
【００７７】
そして、リニア補正回路１２の出力はＶ／Ｆ変換器２６に接続され、Ｖ／Ｆ変換器２６の出力はオープンコレクタ回路２７を介して出力信号１０９として出力される。
【００７８】
ここで、図９に示す実施例の動作を説明する。但し、図１に示す実施例と同一の部分に関しては説明を省略する。
【００７９】
Ｆ／Ｖ変換器１１の電圧信号の非線形特性を補正したリニア補正回路１２の出力をＶ／Ｆ変換器２６は再び周波数信号に変換する。この周波数信号は出力信号１０９としてオープンコレクタ回路２７によりパルス信号として出力される。そして、ユーザは別途このパルス信号の周波数に既知の管路の断面積と乗算して流量の計算を行う。
【００８０】
この結果、リニア補正回路１２の出力をＶ／Ｆ変換器２６を周波数信号に変換しオープンコレクタ回路２７を介して出力することにより、非線形特性を補正された流量値をパルス信号として出力することが可能になる。
【００８１】
なお、図４及び図６に例示したリニア補償回路では１点の折れ線近似回路であったが複数点の折れ線近似回路であっても勿論構わない。このように、複数点の折れ線近似回路をリニア補正回路として用いることにより、より厳密な非線形特性の補正が可能になる。
【００８２】
また、図２等の説明に際しては上に凸の流量特性を下に凸の入出力特性を有するリニア補正回路で補正する場合を例示したが、下に凸の流量特性の非線形特性を補正する場合には上に凸の入出力特性を有するリニア補正回路で補正すれば良い。
【００８３】
パルス信号を出力する手段してオープンコレクタ回路を例示したがＴＴＬ等を用いたパルス出力回路であれば構わない。
【００８４】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１及び請求項２の発明によれば、渦発生体で発生した渦の発生周波数を測定して、発生周波数と流体の流速との非線形特性とは逆の入出力特性のリニア補正回路で補正することにより、簡単な構成で非線形特性を補正することが可能になる。
【００８５】
また、請求項３の発明によれば、前記リニア補正回路の電圧信号の出力を電流信号に変換する電圧／電流変換器を備えたことにより、非線形特性を補正された流量値を電流信号として出力することが可能になる。
【００８６】
また、請求項４の発明によれば、リニア補正回路の電圧信号の出力を周波数信号に変換する電圧／周波数変換器と、この電圧／周波数変換器をパルス信号として出力するオープンコレクタ回路とを備えたことにより、非線形特性を補正された流量値をパルス信号として出力することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る渦流量計の信号処理回路の一実施例を示す構成ブロック図である。
【図２】リニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。
【図３】測定精度とリニア補正回路の流量に対する非線形特性を示す特性曲線図である。
【図４】リニア補正回路の具体例を示す回路図である。
【図５】図４に示すリニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。
【図６】リニア補正回路の他の具体例を示す回路図である。
【図７】図６に示すリニア補正回路の入出力特性を示す特性曲線図である。
【図８】本発明に係る渦流量計の信号処理回路の他の実施例を示す構成ブロック図である。
【図９】本発明に係る渦流量計の信号処理回路の他の実施例を示す構成ブロック図である。
【図１０】従来の渦流量計の渦検出部分の構造の一例を示す説明図である。
【図１１】従来の渦流量計の信号処理回路の一例を示す構成ブロック図である。
【図１２】従来の渦流量計の信号処理回路の他の一例を示す構成ブロック図である。
【図１３】従来の渦流量計の信号処理回路の他の一例を示す構成ブロック図である。
【図１４】非線形特性の一例を示す特性曲線図である。
【図１５】流量と測定精度の関係を示す特性曲線図である。
【符号の説明】
１  渦発生体
２，３  圧電素子
４  検出回路
５  フィルタ回路
６  コンパレータ
７，２７  オープンコレクタ回路
８，１１  周波数／電圧変換器
９，２５  電圧／電流変換器
１０  マイクロコンピュータ
１２  リニア補正回路
１３  演算増幅器
１４，１５，１７，１８，１９，２２，２３，２４  抵抗
１６  ダイオード
２０，２１  トランジスタ
２６  電圧／周波数変換器
５０  検出手段
５１  非反転増幅回路
１００，１０１，１０３，１０８，１０９  出力信号
１０２  表示出力
１０４，１０６  入力電圧信号
１０５，１０７  出力電圧信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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