(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
平行平板状の導体を用いた複数相の電力変換装置であって、該電力変換装置は、フィルタコンデンサと、直・交変換する複数の半導体素子と、前記フィルタコンデンサと前記半導体素子の正側を接続する正側導体と、前記フィルタコンデンサと前記半導体素子の負側を接続する負側導体と、前記半導体素子に接続し、各相の交流を出力する交流側導体からなり、前記正側導体および前記負側導体につき、前記正側導体および前記負側導体の各相間にスリットとくびれ部を入れたことを特徴とする電力変換器の主回路構造。
【請求項２】
平行平板状の導体を用いた複数相の電力変換装置であって、該電力変換装置は、フィルタコンデンサと、直・交変換する複数の半導体素子と、前記フィルタコンデンサと前記半導体素子の正側を接続する正側導体と、前記フィルタコンデンサと前記半導体素子の負側を接続する負側導体と、前記半導体素子に接続し、各相の交流を出力する交流側導体からなり、前記正側導体および前記負側導体につき、前記正側導体および前記負側導体が前記半導体素子の端子を接続する部分と、前記フィルタコンデンサ端子を接続する部分とに分割し、かつ、前記半導体素子を接続する前記正側導体および前記負側導体を各相毎に分割することを特徴とする電力変換器の主回路構造。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、鉄道車両用の電力変換器など、電力変換器一般の主回路の実装構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電力変換器の配線は、特開平１−１６０３７３号公報に示すような細長い導体バーや電線が使用されていた。このような構成では配線のインダクタンスが大きいため、半導体素子をオン、オフした際の電流や電圧の跳ね上がりが大きい、という問題がある。半導体素子を保護するため、大きな容量のスナバ回路等を接続する必要があり、装置の小型化の障害となっていた。
ところで、インダクタンスを低減するには、電流の経路である導体をできるだけ平たい形状とし、かつ、往路と復路の導体をできるだけ近接して設置する、いわゆる平行平板状にすれば良いことが知られている。これは、往路と復路が作る磁束の変化が互いに相殺し、見かけ上磁束の変化が殆どなくなるからである。
このような原理を使用した配線方法としては、特開平６−３８５０７号公報、特開平６ー２２５５４５号公報、特開平６−３２７２６６号公報、特開平７−１３１９８１号公報、特開平９−４７０３６号公報、特開平９ー７０１８４号公報などに記載の技術があげられる。これらはいずれも、上述のように絶縁層などを挾んで平板状導体を近接配置した平行平板状の配線を用いており、インダクタンス低減を実現している。しかしながら、各相間の接続には特に記述がない。
特開平７−２４５９５１号公報では、各相間は平板状の導体でそのまま接続されている。このような接続にすると、各相間のインダクタンスが少ないことが裏目に出て、ある相のスイッチングした際の電圧サージが他相に悪影響する場合がある。また、各相において素子を並列接続している場合、フィルタコンデンサからの少しの経路の差によるインダクタンスの差が大きく影響し、各素子に流れる電流にばらつきが生じる。このため、大きな電流が流れる素子において、ピーク電流により素子が破壊したり、あるいは、発熱量が増加して破壊に至るなど、各素子に均等に電流が流れる場合に比べ、全体としては低い電流で電力変換器が破壊に至る場合がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、簡単な構成で、かつ、主回路インダクタンスを低減した上で、多相のスイッチングの影響を低減し、また、複数素子接続の場合には、これらの電流ばらつきを極力低減することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、主回路を接続する各導体を平板状の形状とし、各相間にスリットとくびれ部を設ける。あるいは、主回路導体が半導体素子を接続する部分とフィルタコンデンサを接続する部分に分割される場合には、半導体素子部は各相別個に設置し、フィルタコンデンサを接続する部分で各相間を接続する。
【０００５】
本発明は、ある相のスイッチング波形が他相に与える影響を低減する。また、複数の端子あるいは素子が並列接続されている場合には、端子あるいは素子間の電流ばらつきを低減する。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の代表的な実施形態を示す。ＩＧＢＴを用いた３相２レベル電力変換器の例である。簡単のため、導体と絶縁板のみ記載し、半導体素子、ボルト等他の部品を省略する。１は正側導体、２ａ〜ｃは各相の交流側導体、３は負側導体である。また、６１、６２は絶縁板である。
【０００７】
図２は、図１の実施形態を側面（図１の右側）から見た図である。便宜上、ＩＧＢＴ４９および５９に近い方の導体を下層、遠い方を上層と称することにする。最下層に正側導体１を配し、ＩＧＢＴ４９のコレクタ端子とは導体でできた端子スペーサ１４９およびボルト１３９により締結する。その上層に交流側導体２ｃを、さらに最上層に負側導体３を配し、同様に端子スペーサ２４９、２６９、３４９とボルト２３９、２５９、３３９により正側ＩＧＢＴ４９もしくは負側ＩＧＢＴ５９の該当する端子に接続する。絶縁板６１、６２はこれら導体の間に設置する。しかし、導体と他の導体およびボルト等の導電体との距離が絶縁確保の観点から十分離れていれば、これらを省略してもよい。
【０００８】
図３〜５は、図１の実施形態の導体１、２ａ〜ｃ、３をそれぞれ単体で示したものである。導体１上部にフィルタコンデンサ正側端子と接続する端子穴１０１があける。また、各相のＩＧＢＴはこの例では３並列となっているが、Ｕ相のＩＧＢＴ４１〜４３（図６を参照）のコレクタ端子と接続する端子穴１１１、１１２、１１３を並べてあける。その右側、Ｖ相との間にはスリット１１を設け、Ｕ相とＶ相との間は導体上部のくびれ部分１３を介して接続する。Ｖ相部分にはＩＧＢＴ４４〜４６（図６を参照）と接続する端子穴１１４〜１１６をあける。同じように、その右にスリット１２を設け、くびれ部１４を介してＷ相分と接続する。Ｗ相部分にはＩＧＢＴ４７〜４９（図６を参照）と接続する端子穴１１７〜１１９をあける。
交流側導体２ａ〜ｃは別電位であるから、これらは接続せず、別個の導体である。それぞれ交流出力の端子穴２０１〜２０３をあけ、モータ等の負荷と接続する電線等がここに接続される。ＩＧＢＴと接続する端子穴２１１〜２１９、２２１〜２２９も同様にあける。
導体３の形状は、導体１に類似している。フィルタコンデンサの負端子穴３０１、ＩＧＢＴと接続する端子穴３１１〜３１９をあけ、スリット３１、３２、くびれ部３３、３４を各相間に設ける。
【０００９】
図６は、本実施形態に対応する回路図であり、導体１、２ａ〜ｃ、３、ＩＧＢＴ４１〜４９、５１〜５９、フィルタコンデンサ７の接続関係を示す。また、各端子穴１０１、１１１〜１１９、２０１〜２０３、２１１〜２１９、２２１〜２２９、３０１、３１１〜３１９の電気的位置も示した。
【００１０】
図７は、導体１および３の各相間にスリット１１、１２、３１、３２を設けることの効果を示した概念図である。スリットを設けない図７（ａ）の場合、フィルタコンデンサの端子穴１０１から並列接続されるＩＧＢＴの端子穴１１７〜１１９への電流経路長のばらつきが大きい。この差はそのまま、１０１から１１７〜１１９へのインダクタンスの差に反映され、各ＩＧＢＴへの電流がばらつくことになる。このため、大きな電流が流れるＩＧＢＴが大電流により先に破壊されたり、あるいは、定常的に大きな電流が流れるＩＧＢＴの損失が他より大きくなり、熱的に破壊する場合がある。いずれにしても、各ＩＧＢＴに均等に流れる場合に比べ、全体としてはより小さな電流値で電力変換器を動作させざるを得ない、という問題がある。さらに、他相との間のインダクタンスが小さいため、ある相でスイッチングを行うと、その影響で他相にもスパイク状の電圧、電流が発生し、ＩＧＢＴに悪影響を与える可能性がある。
これに対し、図７（ｂ）では、他相との間にスリット１２を設けた（スリット１１、３１、３２の図示を省略）。これにより、端子１０１から、端子１１７〜１１９へのそれぞれの電流経路は、くびれ部１４まではほぼ同じ経路をたどるので、電流経路長のばらつきは図７（ａ）の場合より小さくなる。一方、くびれ部１４から各端子間の電流経路長にはばらつきが残留する。しかし、この残留するばらつきは、くびれ部１４でインダクタンスが若干大きくなるため、全インダクタンスに対するばらつきは小さくなり、電流が均等化する。また、他相との間のインダクタンスも大きくなるため、他相のスイッチングの影響も小さくなる。
このような構成とすることにより、本実施形態では、並列接続した各ＩＧＢＴ電流を均等化するとともに、他相のスイッチングの影響を低減でき、ＩＧＢＴの持つ能力を最大限生かした電力変換器を実現することができる。
【００１１】
図８は、本発明の他の実施形態を示す。図１と同様の効果を得るには、相間にスリットを設けるのも１手法であるが、要は各相のＩＧＢＴからなるべく遠くで相間を接続すればよい。図８では、負側導体８を新たに設けることによって電流経路長を長くして相間を接続する（例えば、端子穴３１７−導体３ｃ−端子穴３２３−負側導体８−端子穴３２２−導体３ｂ−端子穴３１６）。
そこで、図８において、ブス導体を、ＩＧＢＴを接続する１ａ〜ｃ、２ａ〜ｃ、３ａ〜ｃと、フィルタコンデンサ側の正側導体９と負側導体８に分割する。これは主回路の構成によっては、導体をこのように分割した方が取扱いの便が向上する場合があるためである。図１の実施形態と比べると、交流側導体２ａ〜ｃの形状は変らないが、正側及び負側の導体を各相ごとに分割する。それぞれフィルタコンデンサ側導体への接続端子穴１２１〜１２３、３２１〜３２３を介し、導体８、９に接続する。３相間の接続もここでされる。導体８、９間には、必要に応じて絶縁板６３を挿入する。なお、負側導体８、正側導体９、端子穴３２１、３２２、３２３は、図６に本実施形態に対応する回路として括弧をつけて（８）、（９）、（３２１）、（３２２）、（３２３）示した。
このような構成にすることにより、本実施形態では、図１同様、並列接続のＩＧＢＴの分担を均等化した上で、他相のスイッチングの影響を低減することができる。
【００１２】
上記した実施形態は、いずれも３相の電力変換器で、各相３並列の２レベル変換器の場合を示した。当然のことながら、一般の他相、多並列、多レベル変換器にも同様の構成を適用可能である。また、並列接続をしない場合でも、他相スイッチングの影響を低減できる、というメリットがある。
また、上記した実施形態では、素子並列と記述したが、当然ながら、１モジュールに端子が複数組あるものも、これに含まれる。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ある相のスイッチングによる悪影響が他相に及ばないようにできるので、半導体素子の破壊を防止することができる。また、並列接続した半導体素子の電流のバランスを改善できるので、各素子の性能を十分に活用することができる。従って、本実装構造により、高性能で信頼性の高い電力変換器を比較的安くかつ小型に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の代表的な一実施形態
【図２】図１の実施形態を側面から見た図
【図３】図１の実施形態の正側導体を示す図
【図４】図１の実施形態の交流側導体を示す図
【図５】図１の実施形態の負側導体を示す図
【図６】図１の実施形態に相当する回路図
【図７】相間にスリットを設けることの利点を示す概念図
【図８】本発明の他の実施形態を示す図
【符号の説明】
１、１ａ〜ｃ…正側導体，２ａ〜ｃ…交流側導体，３、３ａ〜ｃ…負側導体，４１〜４９…正側ＩＧＢＴ素子，５１〜５９…負側ＩＧＢＴ素子，６１、６２、６３…絶縁板，７…フィルタコンデンサ，８…フィルタコンデンサ側負側導体，９…フィルタコンデンサ側正側導体，１１、１２、３１、３２…導体のスリット，１３、１４、３３、３４…導体のくびれ部，１０１…フィルタコンデンサ正側端子穴，１０２…フィルタコンデンサ負側端子穴，１１１〜１１９、２１１〜２１９、２２１〜２２９、３１１〜３１９…ＩＧＢＴ端子穴，１２１〜１２３、３２１〜３２３…ＩＧＢＴ側導体とフィルタコンデンサ側導体を結ぶ端子穴，１３９、２３９、２５９、３３９…ボルト，１４９、２５９、２６９、３４９…端子スペーサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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