(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変換されたスイッチング電源装置における出力電圧と目標電圧とに基づいて制御信号を設定する制御信号設定手段と、
スイッチング電源装置のスイッチング素子を制御するための駆動信号におけるスイッチング素子のオン期間をアップ係数に基づいて一定時間毎にカウントアップし、駆動信号におけるスイッチング素子のオフ期間をダウン係数に基づいて一定時間毎にカウントダウンするアップダウンカウンタによりスイッチング電源装置の平滑回路のインダクタンスに流れる電流を推定し、推定電流信号を生成する電流推定手段と、
前記電流推定手段で推定した推定電流信号に含まれる直流成分を抽出し、前記推定電流信号から直流成分を除去する直流成分除去手段と、
前記直流成分除去手段で抽出する直流成分を所定時間毎にリセットする直流成分リセット手段と、
前記制御信号設定手段で設定した制御信号と前記直流成分除去手段で直流成分を除去した後の推定電流信号とを比較し、当該直流成分を除去した推定電流信号が前記制御信号に達するか否かを検出する比較手段と
を含むことを特徴とするスイッチング電源装置用制御装置。
【請求項２】
前記直流成分除去手段は、
前記推定電流信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、
前記電流推定手段で生成した推定電流信号から前記ローパスフィルタで抽出した直流成分を減算する減算器と
を含むことを特徴とする請求項１に記載するスイッチング電源装置用制御装置。
【請求項３】
前記直流成分リセット手段は、前記ローパスフィルタにリセット信号を入力し、前記ローパスフィルタの遅延器の出力を前記所定時間毎にリセットすることを特徴とする請求項２に記載するスイッチング電源装置用制御装置。
【請求項４】
前記所定時間は、前記駆動信号の周期の整数倍であることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載するスイッチング電源装置用制御装置。
【請求項５】
デジタル制御によってスイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成する制御装置と、
前記制御装置で生成した駆動信号に基づいてオン／オフするスイッチング素子と
を含み、
前記制御装置は、請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載する制御装置であることを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置用制御装置及びスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置は、小型軽量かつ高効率等の特長を有しており、各種機器に組み込まれているマイコンやパソコン等の電源として幅広く利用されている。これらパソコン等では、低電圧化及び高速処理化が進み、消費電流が増加する一方である。そのため、スイッチング電源装置では、パソコン等における処理負荷に応じて、負荷電流が急減に増大したりあるいは減少したりする。また、スイッチング電源装置は、広い入力電圧範囲に対応が容易という特長を有しており、世界数カ国で対応可能な電源や入力電圧の仕様設定が広い電源としても利用されている。スイッチング電源装置では、パソコン等の負荷に応じた目標電圧となるように、このような負荷電流や入力電圧の変化に対して安定した出力電圧を補償する必要がある。さらに、負荷電流や入力電圧の急激な変化に対して出力電圧が過渡応答となった場合でも、スイッチング電源装置では、安定した状態に迅速に回復することが求められている。
【０００３】
そのために、スイッチング電源装置は、デジタル制御方式のコントローラＩＣ[Integrated Circuit]等の制御装置を備えており、この制御装置によりＦＥＴ[Field Effect Transistor]等のスイッチング素子を高速にオン／オフする。制御装置では、電圧モード制御や電流モード制御によるフィードバック制御により、スイッチング電源装置の出力電圧等に基づいてスイッチング素子をオン／オフするためのＰＷＭ[Pulse Width Modulation]信号を生成している。
【０００４】
例えば、Ｐ[Propotional]制御（比例制御）による電流モード制御の場合、制御装置では、目標電流信号と平滑回路のインダクタンスに流れる電流を検出した電流信号とを比較し、そのインダクタンス電流信号が目標電流信号に達するまでの期間をハイ信号とし、達した後の期間をロー信号とするＰＷＭ信号を生成する。目標電流信号は、目標電圧からスイッチング電源装置において検出した出力電圧を減算し、その減算値にＰ制御の利得を乗算した信号である。
【０００５】
デジタル制御方式の場合、出力電圧やインダクタンス電流をＡ／Ｄ変換した後に制御装置に入力しなければならない。インダクタンス電流はスイッチング素子の高速のオン／オフに応じて増減するので、Ａ／Ｄ変換を行うと、変換による遅れが発生する。そのため、制御装置で比較処理を行うときには、そのＡ／Ｄ変換による時間遅れを含んだインダクタンス電流を用いることになり、実際にインダクタンスに流れている電流に対応したＰＷＭ信号を生成することができない。そこで、装置内部で生成しているＰＷＭ信号によってインダクタンス電流を推定し、その推定電流を用いて電流モード制御を行う制御装置もある（特許文献１参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特表２００２−５３００３６号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、推定電流の場合、実際のインダクタンス電流に比べて直流成分が大きく、高精度なＰＷＭ信号を生成することができない。そのため、従来の制御装置では、インダクタンスに流れる電流を検出し、その検出したインダクタンス電流によって推定電流を補正している。したがって、従来の制御装置では、実際のインダクタンス電流を用いて電流モード制御を行う場合にも、あるいは、推定電流を用いて電流モード制御を行う場合にも、インダクタンスの電流を検出する手段が必要となる。ところが、スイッチング電源装置は、小型軽量化が望まれているにもかかわらず、電流モード制御を行う場合、電圧モード制御に比べて電流検出手段が必要となって装置が大型化する。
【０００８】
そこで、本発明は、インダクタンス電流を検出する手段が無くても電流モード制御が可能なスイッチング電源装置用制御装置及びスイッチング電源装置を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るスイッチング電源装置用制御装置は、デジタル変換されたスイッチング電源装置における出力電圧と目標電圧とに基づいて制御信号を設定する制御信号設定手段と、スイッチング電源装置のスイッチング素子を制御するための駆動信号におけるスイッチング素子のオン期間をアップ係数に基づいて一定時間毎にカウントアップし、駆動信号におけるスイッチング素子のオフ期間をダウン係数に基づいて一定時間毎にカウントダウンするアップダウンカウンタによりスイッチング電源装置の平滑回路のインダクタンスに流れる電流を推定し、推定電流信号を生成する電流推定手段と、電流推定手段で推定した推定電流信号に含まれる直流成分を抽出し、推定電流信号から直流成分を除去する直流成分除去手段と、直流成分除去手段で抽出する直流成分を所定時間毎にリセットする直流成分リセット手段と、制御信号設定手段で設定した制御信号と直流成分除去手段で直流成分を除去した後の推定電流信号とを比較し、当該直流成分を除去した推定電流信号が制御信号に達するか否かを検出する比較手段とを含むことを特徴とする。
【００１０】
このスイッチング電源装置用制御装置は、電流モード制御によるフィードバック制御によって出力電圧を目標電圧に制御するために、Ａ／Ｄ変換されたスイッチング電源装置の出力電圧が入力され、制御信号設定手段によりその出力電圧と目標電圧とから制御信号を生成する。また、制御装置では、電流推定手段に駆動信号をフィードバックさせ、電流推定手段により駆動信号に基づいてスイッチング電源装置におけるインダクタンス電流を推定して推定電流信号を生成する。さらに、制御装置では、直流成分除去手段により推定電流信号から直流成分を抽出し、その推定電流信号から直流成分を除去する。この際、制御装置では、直流成分リセット手段により抽出する直流成分を所定時間毎にリセットしている。そして、制御装置では、直流成分除去後の推定電流信号と制御信号とを比較手段に入力し、比較手段により直流成分除去後の推定電流信号と制御信号とを比較し、直流成分除去後の推定電流信号が制御信号に達するか否かを判定する。そして、制御装置では、直流成分除去後の推定電流信号が制御信号に達しない期間をスイッチング素子をオンする信号とし、達した後の期間をスイッチング素子をオフする信号として駆動信号を生成する。このように、この制御装置では、装置内で生成している駆動信号により推定電流信号を生成し、この推定電流信号を用いて電流モード制御を行っているので、Ａ／Ｄ変換による処理遅れが発生しない。さらに、制御装置では、推定電流信号から直流成分を抽出し、その直流成分を除去した推定電流信号を用いているので、実際のインダクタンス電流との直流成分の違いを低減できる。特に、制御装置では、抽出する直流成分を所定時間毎にリセットしているので、直流成分除去手段において累積している直流成分をリセットすることができる。そのため、制御装置は、インダクタンス電流を検出する手段を備えないにもかかわらず、インダクタンス電流を推定することによって電流モード制御が可能であるとともに、推定電流の精度も高く、高精度な駆動信号を生成することができる。ちなみに、累積する直流成分をリセットしない場合、推定電流信号が無限大に大きくなり、制御不能となる。
【００１１】
なお、駆動信号は、スイッチング電源装置のスイッチング素子をオン／オフするための信号であり、例えば、ＰＷＭ信号である。制御信号は、電流モード制御によるフィードバック制御を行うための信号であり、スイッチング電源装置において実際に検出した出力電圧と目標電圧とに基づく信号であり、比較手段に入力されて直流成分除去後の推定電流信号と比較される信号である。推定電流信号は、電流モード制御によるフィードバック制御を行うための信号であり、スイッチング電源装置のインダクタンス電流を駆動信号に基づいて推定した信号である。所定時間は、直流成分除去手段において抽出する直流成分をリセットする時間間隔を示す時間であり、スイッチング電源装置の出力側のコンデンサ容量や制御装置におけるゼロクロス周波数等を考慮して設定される。
【００１２】
本発明の上記スイッチング電源装置用制御装置は、直流成分除去手段を、推定電流信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、電流推定手段で生成した推定電流信号からローパスフィルタで抽出した直流成分を減算する減算器とを含む構成としてもよい。
【００１３】
このスイッチング電源装置用制御装置は、直流成分除去手段の具体的な構成としてデジタルのローパスフィルタと減算器とを備えている。制御装置では、ローパスフィルタによって推定電流信号から直流成分を抽出し、減算器によって推定電流信号から抽出した直流成分を減算する。
【００１４】
本発明の上記スイッチング電源装置用制御装置は、直流成分リセット手段を、ローパスフィルタにリセット信号を入力し、ローパスフィルタの遅延器の出力を所定時間毎にリセットするように構成してもよい。
【００１５】
このスイッチング電源装置用制御装置は、ローパスフィルタにリセット信号を入力し、このリセット信号に応じてローパスフィルタの遅延器の出力をリセットすることによって、ローパスフィルタの出力である直流成分をリセットする。このように、制御装置では、デジタルのローパスフィルタによって直流成分を抽出する場合、このローパスフィルタにリセット信号を入力するだけで簡単に直流成分をリセットすることができる。
【００１６】
なお、リセット信号は、ローパスフィルタで抽出する直流成分をリセットするための信号であり、所定時間毎にリセットするための信号がセットされている。
【００１７】
本発明の上記スイッチング電源装置用制御装置は、所定時間を、駆動信号の周期の整数倍にすると好適である。
【００１８】
このスイッチング電源装置用制御装置は、直流成分をリセットするための所定時間を駆動信号の周期の整数倍に設定することによって、駆動信号の周期数をカウントするカウンタ等によって所定時間の設定手段を簡単化に構成することができる。
【００１９】
本発明の上記スイッチング電源装置用制御装置は、電流推定手段を、駆動信号におけるスイッチング素子のオン期間をアップ係数に基づいて一定時間毎にカウントアップし、駆動信号におけるスイッチング素子のオフ期間をダウン係数に基づいて一定時間毎にカウントダウンするアップダウンカウンタを含む構成としてもよい。
【００２０】
このスイッチング電源装置用制御装置は、電流推定手段の具体的な構成としてアップダウンカウンタを備えている。この制御装置では、アップダウンカウンタに駆動信号をフィードバックさせ、アップダウンカウンタにより駆動信号におけるスイッチング素子のオン期間を制御装置のマスタクロック等の一定時間毎にアップ係数に応じてカウントアップし、オフ期間を一定時間毎にダウン係数に応じてカウントダウンし、推定電流信号を生成する。このように、制御装置では、アップダウンカウンタにより簡単に電流推定手段を構成することができる。
【００２１】
なお、アップ係数は、駆動信号におけるスイッチング素子のオン期間に、スイッチング電源装置の平滑回路のインダクタンスに流れる電流の増加割合を示す係数であり、平滑回路の各素子のパラメータやカウントする際の一定時間等に基づいて設定される。ダウン係数は、駆動信号におけるスイッチング素子のオフ期間に、スイッチング電源装置の平滑回路のインダクタンスに流れる電流の減少割合を示す係数であり、平滑回路の各素子のパラメータやカウントする際の一定時間等に基づいて設定される。
【００２２】
本発明に係るスイッチング電源装置は、デジタル制御によってスイッチング素子をスイッチング制御するための駆動信号を生成する制御装置と、制御装置で生成した駆動信号に基づいてオン／オフするスイッチング素子とを含み、制御装置は、上記のいずれかの制御装置であることを特徴とする。
【００２３】
このスイッチング電源装置は、制御装置を上記制御装置の構成とし、駆動信号から推定された推定電流信号に基づいて生成された駆動信号によりスイッチング素子をオン／オフする。そして、このスイッチング電源装置では、目標電圧となるように、スイッチング素子のオン／オフにより入力電圧を出力電圧に変換する。上記制御装置によって制御されることにより、このスイッチング電源装置では、インダクタンス電流を検出する手段がなくても、電流モード制御によるフィードバック制御によってスイッチング素子をオン／オフできる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置用制御装置及びスイッチング電源装置の実施の形態を説明する。
【００２５】
本実施の形態では、本発明に係るスイッチング電源装置を降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用し、本発明に係るスイッチング電源装置用制御装置をＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するコントローラＩＣに適用する。本実施の形態に係るコントローラＩＣは、高速で処理を行うデジタル制御式であり、ＰＷＭ信号に基づいてインダクタンス電流を推定した推定電流信号を用いて電流モード制御によりＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御する。
【００２６】
図１を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成について説明する。図１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
【００２７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流の入力電圧ＶIを直流の出力電圧ＶO（＜ＶI）に変換する電源回路であり、様々な用途で使用でき、例えば、ＶＲＭ[Voltage Regulator Module]で使用される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子をオン／オフするスイッチングレギュレータである。入力電圧ＶIは、可変であり、入力電圧範囲（例えば、５〜１２Ｖ）が設定されている。出力電圧ＶOは、負荷Ｌに応じて一定の目標電圧（例えば、１Ｖ）が設定されている。負荷Ｌは、例えば、コンピュータやルータ等の通信機器などのＣＰＵ、ＭＰＵ、ＤＳＰが相当し、処理負荷に応じて負荷電流が大きく変動する負荷である。
【００２８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、主な構成として、２個のＦＥＴ等のスイッチング素子２，３、インダクタンス４、コンデンサ５、Ａ／Ｄコンバータ６及びコントローラＩＣ７を備えている。スイッチング素子２は、コントローラＩＣ７からのＰＷＭ信号がハイ信号のときにオンする。スイッチング素子３は、ＰＷＭ信号がロー信号のときにオンする。インダクタンス４及びコンデンサ５は、平滑回路を構成する。スイッチング素子２，３のスイッチング動作によって振幅が入力電圧ＶIに等しいパルス状電圧が平滑回路に出力され、平滑回路においてそのパルス状電圧を平均化する。Ａ／Ｄコンバータ６は、電圧センサ（図示せず）で検出したアナログの出力電圧ＶOをデジタルの出力電圧ＶOに変換し、コントローラＩＣ７に出力する。コントローラＩＣ７は、出力電圧ＶOが目標電圧となるようにデジタルの出力電圧ＶOに基づいて電流モード制御によりＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子２，３のオン／オフを制御する。
【００２９】
図２〜図９を参照して、コントローラＩＣ７の構成について説明する。図２は、コントローラＩＣの構成図である。図３は、アップダウンカウンタであり、（ａ）がアップダウンカウンタの構成図であり、（ｂ）が（ａ）のフィルタの構成図である。図４は、アップダウンカウンタにおける推定電流信号生成の説明図であり、（ａ）がマスタクロックであり、（ｂ）がＰＷＭ信号であり、（ｃ）がセレクト信号であり、（ｄ）が推定電流信号である。図５は、図２のローパスフィルタの構成図である。図６は、コントローラＩＣにおいて推定電流信号から間欠的に直流成分を除去するタイミングチャートであり（直流成分が０より大きい場合）、（ａ）がＰＷＭ信号であり、（ｂ）が推定電流信号と直流成分であり、（ｃ）がリセット信号であり、（ｄ）が直流成分除去後の推定電流信号と制御信号である。図７は、コントローラＩＣにおいて推定電流信号から間欠的に直流成分を除去するタイミングチャートであり（直流成分が０以下の場合）、（ａ）がＰＷＭ信号であり、（ｂ）が推定電流信号と直流成分であり、（ｃ）がリセット信号であり、（ｄ）が直流成分除去後の推定電流信号と制御信号である。図８は、推定電流信号において直流成分が累積する理由を説明するための説明図である。図９は、コントローラＩＣにおける電流モード制御の説明図であり、（ａ）が制御信号と直流成分除去後の推定電流信号であり、（ｂ）がコンパレータ信号であり、（ｃ）がセット信号であり、（ｄ）がパルス幅制限信号であり、（ｅ）がＰＷＭ信号である。
【００３０】
コントローラＩＣ７は、マスタクロック（例えば、１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚ）に基づいて動作するデジタル回路である（図２参照）。コントローラＩＣ７では、Ｐ制御によるフィードバック制御により、Ａ／Ｄコンバータ６で変換されたデジタルの出力電圧ＶOと目標電圧ＶREFとの差分値にＰ制御の利得Ｇを乗算して制御信号ＣＳを生成する。また、コントローラＩＣ７では、生成したＰＷＭ信号ＰＳをマイナループによってフィードバックし、生成したＰＷＭ信号ＰＳに基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ１のインダクタンス４に流れる電流を推定した推定電流信号ＰＣを生成する。さらに、コントローラＩＣ７では、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを除去するとともに累積している直流成分ＤＣを間欠的に０にリセットし、直流成分ＤＣを除去した推定電流信号ＰＣ’を生成する。そして、コントローラＩＣ７では、制御信号ＣＳと推定電流信号ＰＣ’からＰＷＭ信号ＰＳを生成する。そのために、コントローラＩＣ７は、減算器１０、乗算器１１、アップダウンカウンタ１２、リセット発生回路１３、ローパスフィルタ１４、減算器１５、コンパレータ１６、ＲＳフリップフロップ回路１７、アンド回路１８を備えている。なお、以下の説明におけるハイ信号はコントローラＩＣ７を電源電圧（例えば、５Ｖ）等が設定され、図中では１で示している。また、ロー信号は０Ｖが設定され、図中では０で示している。
【００３１】
なお、本実施の形態では、減算器１０及び乗算器１１が特許請求の範囲に記載する制御信号設定手段に相当し、アップダウンカウンタ１２が特許請求の範囲に記載する電流推定手段に相当し、ローパスフィルタ１４及び減算器１５が特許請求の範囲に記載する直流成分除去手段に相当し、リセット発生回路１３及びローパスフィルタ１４が特許請求の範囲に記載する直流成分リセット手段に相当し、コンパレータ１６が特許請求の範囲に記載する比較手段に相当する。
【００３２】
減算器１０は、目標電圧ＶREFと出力電圧ＶOが入力され、目標電圧ＶREFから出力電圧ＶOを減算し、その減算値（ＶREF−ＶO）を乗算器１１に出力する。
【００３３】
乗算器１１は、減算値（ＶREF−ＶO）が入力され、その減算値（ＶREF−ＶO）にＰ制御の利得Ｇを乗算し、その乗算値Ｇ（ＶREF−ＶO）を制御信号ＣＳとしてコンパレータ１６に出力する。この制御信号ＣＳは、推定電流信号ＰＣ’と比較する際の目標の電流信号である。
【００３４】
アップダウンカウンタ１２は、ＰＷＭ信号ＰＳに基づいて推定電流信号ＰＣを生成し、推定電流信号ＰＣをローパスフィルタ１４及び減算器１５に出力する。そのために、アップダウンカウンタ１２は、セレクタ２０及びフィルタ２１を備えている（図３参照）。推定電流信号ＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のインダクタンス４に流れる電流を推定した信号であり、ＰＷＭ信号ＰＳがスイッチング素子２をオンにする期間（ハイ信号期間）のときにアップ係数に基づいて増加し、オフする期間（ロー信号期間）のときにダウン係数に基づいて減少する信号である。
【００３５】
セレクタ２０は、ＰＷＭ信号ＰＳに基づいてセレクト信号ＳＬを生成する。そのために、セレクタ２０には、コントローラＩＣ７で生成しているＰＷＭ信号ＰＳが入力される。セレクタ２０では、ＰＷＭ信号ＰＳがハイ信号のときにはアップ係数（＝ａ）を選択し、セレクト信号ＳＬにａを設定する（図４（ｂ），（ｃ）参照）。また、セレクタ２０では、ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号のときにはダウン係数（＝−ｂ）を選択し、セレクト信号ＳＬに−ｂを設定する（図４（ｂ），（ｃ）参照）。
【００３６】
なお、アップ係数のａとダウン係数の−ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるインダクタンス４やコンデンサ５のパラメータやマスタクロックＭＣの一周期等に基づいて設定され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるインダクタンス電流の増加する割合を示す値又は減少する割合を示す値である。これら係数ａ，ｂは、実際のＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるインダクタンス４に含まれる抵抗成分や入力電圧ＶIの変動等を考慮して設定されていない。そのため、これら係数ａ，ｂを用いて推定した推定電流信号ＰＣは、実際のインダクタンス電流とずれを生じ、誤差成分（直流成分）を含むことになる。
【００３７】
フィルタ２１は、積分特性を有するフィルタであり、セレクト信号ＳＬに基づいて推定電流信号ＰＣを生成する。フィルタ２１は、図３（ｂ）に示すように、Ｄフリップフロップ２１ａ及び加算器２１ｂからなる。Ｄフリップフロップ回路２１ａでは、出力値Ｙnが入力され、マスタクロックＭＣに基づいて出力値の前回値Ｙn-1を保持し、加算器２１ｂに出力する。加算器２１ｂでは、入力値Ｕnに出力値の前回値Ｙn-1を加算し、出力値Ｙnとして出力する。具体的には、フィルタ２１では、マスタクロックＭＣの一周期毎にセレクト信号ＳＬの値を前回値に順次加算し、その加算した値を推定電流信号ＰＣとして出力する（図４（ａ）、（ｃ）、（ｄ）参照）。つまり、セレクト信号ＳＬがａの値のときにはａを前回値に加算し、−ｂの値のときには前回値からｂを減算していく。
【００３８】
【数１】
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フィルタ２１は、（１）式で表され、Ｕnがセレクタ２０からのセレクト信号ＳＬであり、Ｙnが推定電流信号ＰＣである。
【００３９】
リセット発生回路１３は、ローパスフィルタ１４で抽出する直流成分ＤＣをリセットするタイミングを規定するリセット信号ＲＳを生成する。そのために、リセット発生回路１３には、コントローラＩＣ７で生成しているＰＷＭ信号ＰＳ及びローパスフィルタ１４で抽出した直流成分ＤＣが入力される。リセット発生回路１３では、リセットを行わないリセット解除期間の場合、リセット信号ＲＳとしてハイ信号を設定する（図６（ｃ）、図７（ｃ）参照）。また、リセット発生回路１３では、ＰＷＭ信号ＰＳの周期数（ロー信号からハイ信号の立ち上がり）をカウントし、そのカウント値が１０になると（すなわち、ＰＷＭ信号ＰＳの１０周期分が経過すると）、リセット期間を開始するためにリセット信号ＲＳにロー信号に設定する（図６（ａ）、（ｃ）、図７（ａ）、（ｃ）参照）。ロー信号に設定後、リセット発生回路１３では、直流成分ＤＣが０より大きいか否かを判定する。直流成分ＤＣが０より大きい場合、リセット発生回路１３では、ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号からハイ信号の立ち上がったか否かを判定し、立ち上がったときには、リセット期間を終了するためにリセット信号ＲＳにハイ信号を設定する（図６（ａ）、（ｃ）参照）。ちなみに、直流成分が０より大きい場合には、リセット信号ＲＳがロー信号になると、推定電流信号ＰＣ’が急激にプラス側に大きくなって制御信号ＣＳより大きくなり、ＰＷＭ信号ＰＳとしてはロー信号になっている（図６（ａ）、（ｄ）参照）。一方、直流成分ＤＣが０以下の場合、リセット発生回路１３では、ＰＷＭ信号ＰＳがハイ信号からロー信号の立ち下がったか否かを判定し、立ち下がったときには、リセット期間を終了するためにリセット信号ＲＳにハイ信号を設定する（図７（ａ）、（ｃ）参照）。ちなみに、直流成分が０以下の場合には、リセット信号ＲＳがロー信号になると、推定電流信号ＰＣ’が急激にマイナス側に大きくなって制御信号ＣＳより小さくなり、ＰＷＭ信号ＰＳとしてはハイ信号になっている（図７（ｄ）参照）。そして、リセット発生回路１３では、そのリセット信号ＲＳをローパスフィルタ１４に出力する。
【００４０】
なお、リセット信号がロー信号になっている期間は、ＰＷＭ信号ＰＳの数周期分であり、累積している直流成分ＤＣの大きさ（ひいては、リセットした後の推定電流信号ＰＣ’の大きさ）や制御信号ＣＳの大きさによって決まる。というのは、ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号からハイ信号又はハイ信号からロー信号に切り換るのは、推定電流信号ＰＣ’と制御信号ＣＳとが同じ値になった以降であり、推定電流信号ＰＣ’と制御信号ＣＳとの値が離れているほど切り換るのに時間を要する。そのため、リセット信号がロー信号になっている期間（リセット期間）は、リセット後の推定電流信号ＰＣ’と制御信号ＣＳとの関係に応じて決まる。
【００４１】
なお、直流成分ＤＣをリセットするタイミングをＰＷＭ信号ＰＳ（すなわち、スイッチング周期）の１０周期分としたが、この周期数はＤＣ／ＤＣコンバータ１のコンデンサ５の容量やコントローラＩＣ７におけるゼロクロス周波数等に応じて設定される。直流成分ＤＣをリセットした場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１における出力電圧ＶOに発生するリップル成分がそのリセットタイミングによって変化し、リセットする周期が短いほど、リップルが大きくなる。このリップルはコンデンサ５の容量とゼロクロス周波数の影響を受け、コンデンサ５の容量が大きい場合やゼロクロス周波数が低い場合にはリセットする周期を長く設定できる。
【００４２】
ローパスフィルタ１４は、ＩＩＲ[Infinite Impulse Response]型の１次のローパスフィルタであり、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを抽出するとともにリセット信号ＲＳに応じて蓄積している直流成分ＤＣをほぼ０にリセットする。ローパスフィルタ１４は、図５に示すように、３つの乗算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃ、２つのＤフリップフロップ回路１４ｄ，１４ｅ及び加算器１４ｆから構成される。乗算器１４ａでは、入力値Ｕnにフィルタ係数ａ０を乗算して加算器１４ｆに出力する。Ｄフリップフロップ回路１４ｄでは、入力値Ｕnが入力され、マスタクロックＭＣに基づいて入力値の前回値Ｕn-1を保持し、乗算器１４ｂに出力する。乗算器１４ｂでは、入力値の前回値Ｕn-1にフィルタ係数ａ１を乗算して加算器１４ｆに出力する。Ｄフリップフロップ回路１４ｅでは、出力値Ｙnが入力され、マスタクロックＭＣに基づいて出力値の前回値Ｙn-1を保持し、乗算器１４ｃに出力する。乗算器１４ｃでは、出力値の前回値Ｙn-1にフィルタ係数ｂ１を乗算して加算器１４ｆに出力する。加算器１４ｆでは、乗算器１４ａ〜１４ｃの各乗算値を加算し、出力値Ｙnとして出力する。ローパスフィルタ１４では、カットオフ周波数を有し、推定電流信号ＰＣにおけるカットオフ周波数より低い周波数成分を直流成分ＤＣとして抽出する（図６（ｂ）、図７（ｂ）参照）。
【００４３】
【数２】
0003708086.tif 000003
ローパスフィルタ１４は、（２）式で表され、Ｕnがアップダウンカウンタ１２からの推定電流信号ＰＣであり、Ｙnが直流成分ＤＣである。このローパスフィルタ１４は、利得が１に設定され、時間の経過に応じて推定電流信号ＰＣに含まれる直流成分を徐々に抽出していき、ある程度時間が経過すると推定電流信号ＰＣに含まれる全ての直流成分を抽出する。したがって、図６（ｂ）、図７（ｂ）に示すように、直流成分ＤＣがリセットされた後、直流成分ＤＣが０から徐々に増加し、時間が経過するに従って直流成分ＤＣが推定電流信号ＰＣの実際の直流成分に近づいていく。
【００４４】
また、ローパスフィルタ１４では、推定電流信号ＰＣにおいて累積する直流成分ＤＣをリセットする。そのために、ローパスフィルタ１４には、リセット信号ＲＳが入力される。Ｄフリップフロップ回路１４ｅでは、リセット信号ＲＳが入力され、リセット信号ＲＳがハイ信号のときには出力値の前回値Ｙn-1を出力し、リセット信号ＲＳがロー信号になると無条件に０を出力する。出力値の前回値Ｙn-1が０になると、ローパスフィルタ１４では、フィルタ係数ａ０とａ１が１より十分に小さい値であり、フィルタ係数ｂ１が１より小さいが１に近い値であるので、出力値Ｙn（直流成分ＤＣ）がほぼ０になる。また、Ｄフリップフロップ回路１４ｅでは、リセット信号ＲＳがロー信号からハイ信号になると出力値の前回値Ｙn-1を出力する。出力値の前回値Ｙn-1が出力されると、ローパスフィルタ１４では、出力値Ｙn（直流成分ＤＣ）が推定電流信号ＰＣの実際の直流成分に徐々に近づいていく。なお、Ｄフリップフロップ回路１４ｄにも、リセット信号ＲＳを入力し、リセット信号ＲＳがロー信号になった場合に無条件に０を出力するようにしてもよい。
【００４５】
ここで、推定電流信号ＰＣにおける直流成分が累積する理由について説明する。ＰＷＭ信号ＰＳによってインダクタンス電流を推定した場合、推定電流には実際のインダクタンス電流よりも多くの直流成分（誤差成分）が含まれる。そこで、コントローラＩＣ７では、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを抽出し、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを減算している。しかし、積分特性を有するフィルタ２１によって推定電流信号ＰＣを生成しているので、図８の斜線部分で示すように、推定電流信号ＰＣでは、直流成分が所定の傾きを持って増加（あるいは、減少）し続ける。そのため、ローパスフィルタ１４においてある時点ｔ１で直流成分を抽出し、その後段の減算器１５において抽出した直流成分を減算する時点ｔ２では推定電流信号ＰＣにおける直流成分がある時点ｔ１の直流成分より増加（あるいは、減少）している。したがって、直流成分を減算した後もｔ１からｔ２の期間の増え（あるいは、減り）続ける直流成分が残り、ローパスフィルタ１４においてその直流成分を累積し、プラス側（あるいは、マイナス側）における直流成分が増加する。そのため、直流成分をリセットしないと、推定電流信号ＰＣや直流成分ＤＣがプラス側又はマイナス側に無限大に大きくなり、コントローラＩＣ７での処理ができなくなる。
【００４６】
減算器１５は、推定電流信号ＰＣと直流成分ＤＣが入力され、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを減算し、その減算値（ＰＣ−ＤＣ）を直流成分除去後の推定電流信号ＰＣ’として出力する。減算器１５では、マスタクロックＭＣの一周期毎に減算処理を行っている。ちなみに、直流成分ＤＣがプラス値の場合には直流成分除去後の推定電流信号ＰＣ’は推定電流信号ＰＣより小さくなり（図６（ｂ）、（ｄ）参照）、直流成分ＤＣがマイナス値の場合には直流成分除去後の推定電流信号ＰＣ’は推定電流信号ＰＣより大きくなる（図７（ｂ）、（ｄ）参照）。
【００４７】
コンパレータ１６は、直流電流除去後の推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達するか否かを判定し、コンパレータ信号ＣＯを生成する。そのために、コンパレータ１６には、非反転入力端子に推定電流信号ＰＣ’が入力され、反転入力端子に制御信号ＣＳが入力される。
【００４８】
直流成分ＤＣのリセット解除期間では、コンパレータ１６では、推定電流信号ＰＣ’と制御信号ＣＳとを比較し、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達したときにコンパレータ信号ＣＯとしてハイ信号を出力し、達していないときにはコンパレータ信号ＣＯとしてロー信号を出力する（図９（ａ），（ｂ）参照）。コンパレータ信号ＣＯは、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達した一瞬ハイ信号となる信号であり、ＲＳフリップフロップ回路１７に出力される。ちなみに、推定電流信号ＰＣ’は、制御信号ＣＳに達するまでは増加し、達すると減少するように生成されている。
【００４９】
直流成分ＤＣのリセット期間では、推定電流信号ＰＣ’は、プラス側又はマイナス側に急激に大きくなっているので、リセット解除期間のような制御ができなくなる。直流成分ＤＣが０より大きい場合、推定電流信号ＰＣ’は制御信号ＣＳより大きくなっており（図６（ｄ）参照）、コンパレータ１６では、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより小さくなるまでコンパレータ信号ＣＯとしてハイ信号を継続して出力し、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより小さくなるとコンパレータ信号ＣＯとしてロー信号を出力する。コンパレータ信号ＣＯは、リセット解除期間ではハイ信号は一瞬しか出力されないが、リセット期間ではＰＷＭ信号ＰＳの数周期分もハイ信号が出力され続ける。一方、直流成分ＤＣが０以下の場合、推定電流信号ＰＣ’は制御信号ＣＳより小さくなっており（図７（ｄ）参照）、コンパレータ１６では、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより大きくなるまでコンパレータ信号ＣＯとしてロー信号を出力し、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達するとコンパレータ信号ＣＯとしてハイ信号を出力する。コンパレータ信号ＣＯは、リセット解除期間ではロー信号がＰＷＭ信号ＰＳの一周期分以上続けて出力されないが、リセット期間ではＰＷＭ信号ＰＳの数周期分もロー信号が出力され続ける。
【００５０】
ＲＳフリップフロップ回路１７は、ＰＷＭ信号ＰＳのもととなるハイ信号とロー信号を出力する。そのために、ＲＳフリップフロップ回路１７には、セット信号ＳＳとコンパレータ信号ＣＯが入力される（図９（ｂ）、（ｃ）参照）。
【００５１】
直流成分ＤＣのリセット解除期間では、ＲＳフリップフロップ回路１７では、セット信号ＳＳがハイ信号になると、ロー信号からハイ信号に切り換え、ハイ信号を保持する。そして、ＲＳフリップフロップ回路１７では、コンパレータ信号ＣＯがハイ信号になると、ハイ信号からロー信号に切り換え、ロー信号を保持する。ＰＷＭ信号ＰＳの周波数は、例えば、１００ｋＨｚ〜１ＭＨｚであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるスイッチング周波数に相当する。
【００５２】
直流成分ＤＣのリセット期間では、コンパレータ１６のコンパレータ信号ＣＯにおいてハイ信号又はロー信号がＰＷＭ信号ＰＳの数周期分も続けて出力される。コンパレータ信号ＣＯとしてハイ信号が出力され続ける期間では、ＲＳフリップフロップ回路１７では、ロー信号を保持し続ける。この場合、セット信号ＳＳがハイ信号になるとロー信号からハイ信号に一瞬切り換えるが、一瞬なので、実質的にはロー信号が保持されている状態である。そして、ＲＳフリップフロップ回路１７では、コンパレータ信号ＣＯがハイ信号からロー信号に切り換った後にセット信号ＳＳがハイ信号になると、ロー信号からハイ信号に切り換え、ハイ信号を保持する。一方、ロー信号が出力され続ける期間では、ＲＳフリップフロップ回路１７では、ハイ信号を保持し続ける。そして、ＲＳフリップフロップ回路１７では、コンパレータ信号ＣＯがロー信号からハイ信号に切り換わると、ハイ信号からロー信号に切り換え、ロー信号を保持する。
【００５３】
なお、セット信号ＳＳは、分周器（図示せず）によってマスタクロックＭＣを分周した信号であり、ＰＷＭ信号ＰＳの一周期（ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチング周期）を規定する信号であり、ＰＷＭ信号ＰＳのロー信号からハイ信号への立ち上りを規定するパルスをハイ信号（マスタクロックＭＣの一周期分）で出力する。
【００５４】
アンド回路１８は、ＰＷＭ信号ＰＳのパルス幅を制限し、ＰＷＭ信号ＰＳを出力する。そのために、アンド回路１８には、ＲＳフリップフロップ回路１７の出力信号とパルス幅制限信号ＰＬＳが入力される（図９（ｄ）参照）。アンド回路１８では、ＲＳフリップフロップ回路１７の出力信号がハイ信号かつパルス幅制限信号ＰＬＳがハイ信号の場合にハイ信号を出力し、それ以外の場合にロー信号を出力する（図９（ｄ），（ｅ）参照）。このハイ信号とロー信号とからなる信号がＰＷＭ信号ＰＳである。
【００５５】
パルス幅制限信号ＰＬＳは、分周器によってマスタクロックＭＣを分周した信号であり、ＰＷＭ信号ＰＳの周期と同一周期であり、ＰＷＭ信号ＰＳで許容される最大のパルス幅（ひいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１で許容される最大の出力電圧）を規定する区間をハイ信号として出力する。
【００５６】
なお、直流成分ＤＣのリセット期間では、パルス幅制限信号ＰＬＳの全区間をハイ信号にするか、あるいは、アンド回路１８を通さずに、ＲＳフリップフロップ回路１７の出力をそのままＰＷＭ信号ＰＳとする。
【００５７】
図１〜図９を参照して、コントローラＩＣ７及びＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を説明する。特に、コントローラＩＣ７のリセット発生回路１３における動作は図１０のフローチャートに沿って説明する。図１０は、リセット発生回路における動作を示すフローチャートである。
【００５８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１に入力電圧ＶIが入力される。すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、コントローラＩＣ７からのＰＷＭ信号ＰＳに基づいてスイッチング素子２，３が交互にオン／オフする。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、インダクタンス４及びコンデンサ５でスイッチング素子２のオン期間にパルスとなって出力する入力電圧ＶIを平均化し、電圧ＶOを出力する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、出力電圧ＶOを電圧センサで検出し、その検出した出力電圧ＶOをＡ／Ｄコンバータ６でデジタル化してコントローラＩＣ７にフィードバックさせる。
【００５９】
コントローラＩＣ７では、目標電圧ＶREFから出力電圧ＶOを減算し、その減算値にＰ制御の利得Ｇを乗算して制御信号ＣＳを生成する。また、コントローラＩＣ７では、生成したＰＷＭ信号ＰＳに基づいてインダクタンス電流を推定し、推定電流信号ＰＣを生成する（図４参照）。さらに、コントローラＩＣ７では、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを抽出し、その直流成分ＤＣを推定電流信号ＰＣから減算する（図６（ｂ）、（ｄ）、図７（ｂ）、（ｄ）参照）。そして、コントローラＩＣ７では、制御信号ＣＳと直流成分を除去した推定電流信号ＰＣ’とを比較し、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達したときにハイ信号を出力するコンパレータ信号ＣＯを生成する（図９（ａ）、（ｂ）参照）。さらに、コントローラＩＣ７では、セット信号ＳＳのハイ信号からコンパレータ信号ＣＯのハイ信号までパルスを出力し、パルス幅制限信号ＰＬＳによってパルス幅に制限をかけて、ＰＷＭ信号ＰＳを出力する。
【００６０】
また、コントローラＩＣ７では、ローパスフィルタ１４で抽出する直流成分ＤＣをリセットするために、リセット信号ＲＳを生成する。まず、コントローラＩＣ７では、リセット信号ＲＳにハイ信号をセットするとともに（図１０のＳ１、図６（ｃ）、図７（ｃ）参照）、カウント値を０に初期化する（図１０のＳ２）。
【００６１】
そして、コントローラＩＣ７では、ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号からハイ信号に立ち上がった否かを判定し（図１０のＳ３）、立ち上がるまでこの判定を続ける。Ｓ３で立ち上がったと判定すると、コントローラＩＣ７では、カウンタ値に１を加算する（図１０のＳ４）。つまり、ＰＷＭ信号ＰＳが一周期分の時間が経過する毎に、カウント値をカウントアップする。
【００６２】
続いて、コントローラＩＣ７では、カウント値が１０になったか否かを判定し（図１０のＳ５）、カウント値が１０でない場合にはＳ３の処理に移行してＰＷＭ信号ＰＳの立ち上がりを待つ。すなわち、ＰＷＭ信号ＰＳの１０周期分の時間が経過したか否かを判定している。この間、推定電流信号ＰＣに含まれる直流成分及び抽出する直流成分ＤＣはプラス側又はマイナス側に増加を続けている（図６（ｂ）、図７（ｂ）参照）。
【００６３】
Ｓ５でカウンタ値が１０になったと判定すると、コントローラＩＣ７では、リセット信号ＲＳにロー信号をセットし（図１０のＳ６、図６（ｃ）、図７（ｃ）参照）、直流成分除去を含まない制御に移る。リセット信号ＲＳがロー信号になると、コントローラＩＣ７では、抽出する直流成分ＤＣをほぼ０にリセットする（図６（ｂ）、（ｃ）、図７（ｂ）、（ｃ）参照）。
【００６４】
直流成分ＤＣがプラス値だった場合、推定電流信号ＰＣから減算されるプラスの直流成分ＤＣが無くなるので（図６（ｂ）参照）、推定電流信号ＰＣ’が急激に増加する（図６（ｄ）参照）。そのため、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳの値を大きく超えるので、コントローラＩＣ７では、ＰＷＭ信号ＰＳをハイ信号からロー信号に直ちに切り換え、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより小さくなるまでＰＷＭ信号ＰＳのロー信号を継続する（図６（ａ）、（ｄ）参照）。ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号を継続している間、推定電流信号ＰＣは減少を続け、それに応じて推定電流信号ＰＣ’も減少を続ける（図６（ｂ）、（ｄ）参照）。やがて、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより小さくなると通常の制御に戻り、コントローラＩＣ７では、セット信号ＳＳがハイ信号になると、ＰＷＭ信号ＰＳをロー信号からハイ信号に切り換える（図６（ａ）、（ｄ）参照）。
【００６５】
一方、直流成分ＤＣがマイナス値だった場合、推定電流信号ＰＣから減算されるマイナスの直流成分ＤＣが無くなるので（図７（ｂ）参照）、推定電流信号ＰＣ’が急激に減少する（図７（ｄ）参照）。そのため、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳより相当小さくなるので、コントローラＩＣ７では、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達するまでＰＷＭ信号ＰＳのハイ信号を継続する（図７（ａ）、（ｄ）参照）。ＰＷＭ信号ＰＳがハイ信号を継続している間、推定電流信号ＰＣは増加を続け、それに応じて推定電流信号ＰＣ’も増加を続ける（図７（ｂ）、（ｄ）参照）。やがて、推定電流信号ＰＣ’が制御信号ＣＳに達すると通常の制御に戻り、コントローラＩＣ７では、ＰＷＭ信号ＰＳをハイ信号からロー信号に切り換える（図７（ａ）、（ｄ）参照）。
【００６６】
リセット信号ＲＳをロー信号にセットした後、コントローラＩＣ７では、直流成分ＤＣが０より大きいか否かを判定する（図１０のＳ７）。ちなみに、リセット信号ＲＳがロー信号に切り換った後、直流成分ＤＣが０より大きい場合にはＰＷＭ信号ＰＳはロー信号を継続し、直流成分ＤＣが０以下の場合にはＰＷＭ信号ＰＳはハイ信号を継続している。
【００６７】
Ｓ７で直流成分ＤＣを０より大きいと判定すると、コントローラＩＣ７では、ＰＷＭ信号ＰＳがロー信号からハイ信号に立ち上がったか否かを判定し、立ち上がるまでのこの判定を続ける（図１０のＳ８）。Ｓ８で立ち上がったと判定すると、コントローラＩＣ７では、Ｓ１に戻ってリセット信号ＲＳにハイ信号をセットし、直流成分除去を含む通常制御に移る。通常制御に戻ると、推定電流信号ＰＣは減少し続けていた値がＰＷＭ信号ＰＳに応じて増減し、直流成分ＤＣは０から徐々に増加する（図６（ａ）、（ｂ）参照）。
【００６８】
一方、Ｓ７で直流成分ＤＣを０以下と判定すると、コントローラＩＣ７では、ＰＷＭ信号ＰＳがハイ信号からロー信号に立ち下がったか否かを判定し、立ち下がるまでのこの判定を続ける（図１０のＳ９）。Ｓ９で立ち下がったと判定すると、コントローラＩＣ７では、Ｓ１に戻ってリセット信号ＲＳにハイ信号をセットし、直流成分除去を含む通常制御に移る。通常制御に戻ると、推定電流信号ＰＣは増加し続けていた値がＰＷＭ信号ＰＳに応じて増減し、直流成分ＤＣは０から徐々に減少する（図７（ａ）、（ｂ）参照）。
【００６９】
このように直流成分ＤＣを間欠的にリセットすることによって、推定電流信号ＰＣでは累積していた直流成分が間欠的に除去され、推定電流信号ＰＣ及び直流成分ＤＣが無限大に大きくならない。そのため、コントローラＩＣ７において、推定電流信号ＰＣや直流成分ＤＣが大きくなり過ぎて制御不能になることがない。また、推定電流信号ＰＣが実際のインダクタンス電流からかけ離れていくことなく、インダクタンス電流の推定の精度が向上する。その結果、コントローラＩＣ７では、実際のインダクタンス電流による電流モード制御に近い精度で電流モード制御を行うことができる。
【００７０】
ちなみに、リセット期間は、出力電圧ＶOを目標電圧ＶREFに近づける通常の制御ができない。しかし、リセット期間はリセット解除期間に比べて十分に短いので、制御全体としては出力電圧ＶOを目標電流ＶREFに近づけるように制御される。
【００７１】
このコントローラＩＣ７によれば、インダクタンス４の電流検出手段を有しないが、インダクタンス電流を推定することによって電流モード制御を行うことができる。さらに、コントローラＩＣ７では、推定電流信号ＰＣから直流成分ＤＣを除去するとともに累積する直流成分ＤＣを間欠的にリセットすることによって、推定電流を実際のインダクタンス電流に出来る限り近づけ、電流モード制御における精度を向上させている。
【００７２】
また、コントローラＩＣ７では、セレクタ２０とフィルタ２１による簡単な構成によって推定電流信号ＰＣを生成することができる。さらに、コントローラＩＣ７では、１次のデジタルのローパスフィルタ１４による簡単な構成によって直流成分ＤＣの抽出と直流成分ＤＣのリセットを行うことができる。
【００７３】
以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。
【００７４】
例えば、本実施の形態ではデジタル回路（ハードウエア）によって制御装置を構成したが、マイクロコンピュータ等に組み込まれるプログラム（ソフトウエア）により制御装置における各手段を実現するように構成してもよい。この各手段を実現するプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ等の記憶媒体やインターネット等による配信によって流通する場合あるいはコンピュータに組み込まれた状態で制御装置として流通する場合もある。
【００７５】
また、本実施の形態ではＤＣ／ＤＣコンバータに適用したが、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＡＣコンバータにも適用可能である。また、本実施の形態ではトランスを有しない非絶縁型かつ降圧型のコンバータに適用したが、トランスを有する絶縁型のコンバータにも適用可能であり、昇圧型又は昇降圧型のコンバータにも適用可能である。
【００７６】
また、本実施の形態ではＰ制御に適用したが、ＰＩ制御やＰＩＤ制御等の他の制御にも適用可能である。
【００７７】
また、本実施の形態では直流成分を抽出する手段をＩＩＲ型の１次のローパスフィルタで構成したが、２次のローパスフィルタ等の他のローパスフィルタで構成してもよいし、ローパスフィルタ以外の他の回路によって構成してもよい。
【００７８】
また、本実施の形態では直流成分をリセットする信号をＰＷＭ信号の周期（スイッチング周期）の１０周期分からなるリセット信号としたが、マスタクロックの周期より十分に長い周期であれば、ＰＷＭ信号の１０周期分以外の他の周期数でもよいし、あるいは、ＰＷＭ信号の周期の整数倍の周期でなくてもよい。ＰＷＭ信号の周期の整数倍としない場合には、マスタクロックの周期等を基準としてリセット信号を設定する。また、本実施の形態ではＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ信号の周期数をカウントしたが、セット信号等を用いてカウントしてもよい。
【００７９】
また、本実施の形態ではＡ／ＤコンバータとコントローラＩＣとを別体で構成したが、Ａ／ＤコンバータがコントローラＩＣに含まれる構成でもよい。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、駆動信号に基づいてインダクタンス電流を推定し、その推定電流から直流成分を除去するとともに直流成分を間欠的にリセットすることによって、スイッチング電源回路に流れるインダクタンスの電流を検出する手段が無くても電流モード制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】図１のコントローラＩＣの構成図である。
【図３】図２のアップダウンカウンタであり、（ａ）がアップダウンカウンタの構成図であり、（ｂ）が（ａ）のフィルタの構成図である。
【図４】図２のアップダウンカウンタにおける推定電流信号生成の説明図であり、（ａ）がマスタクロックであり、（ｂ）がＰＷＭ信号であり、（ｃ）がセレクト信号であり、（ｄ）が推定電流信号である。
【図５】図２のローパスフィルタの構成図である。
【図６】図２のコントローラＩＣにおいて推定電流信号から間欠的に直流成分を除去するタイミングチャートであり（直流成分が０より大きい場合）、（ａ）がＰＷＭ信号であり、（ｂ）が推定電流信号と直流成分であり、（ｃ）がリセット信号であり、（ｄ）が直流成分除去後の推定電流信号と制御信号である。
【図７】図２のコントローラＩＣにおいて推定電流信号から間欠的に直流成分を除去するタイミングチャートであり（直流成分が０以下の場合）、（ａ）がＰＷＭ信号であり、（ｂ）が推定電流信号と直流成分であり、（ｃ）がリセット信号であり、（ｄ）が直流成分除去後の推定電流信号と制御信号である。
【図８】推定電流信号において直流成分が累積する理由を説明するための説明図である。
【図９】図２のコントローラＩＣにおける電流モード制御の説明図であり、（ａ）が制御信号と直流成分除去後の推定電流信号であり、（ｂ）がコンパレータ信号であり、（ｃ）がセット信号であり、（ｄ）がパルス幅制限信号であり、（ｅ）がＰＷＭ信号である。
【図１０】図２のリセット発生回路における動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２，３…スイッチング素子、４…インダクタンス、５…コンデンサ、６…Ａ／Ｄコンバータ、７…コントローラＩＣ、１０…減算器、１１…乗算器、１２…アップダウンカウンタ、１３…リセット発生回路、１４…ローパスフィルタ、１４ａ〜１４ｂ…乗算器、１４ｄ，１４ｅ…Ｄフリップフロップ回路、１４ｆ…加算器、１５…減算器、１６…コンパレータ、１７…ＲＳフリップフロップ回路、１８…アンド回路、２０…セレクタ、２１…フィルタ、２１ａ…Ｄフリップフロップ回路、２１ｂ…加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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