(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、
該一定期間に第一の期間と、該第一の期間に続く第二の期間を設定し、該第一の期間の前記キャリア信号の振幅値を基準値として、該第二の期間の該キャリア信号の振幅値を増大し、または、減少することにより、該第一の期間と該第二の期間の振幅値の差分に１ビット以上の情報を変調することを特徴とする
デジタル無線伝送方式。
【請求項２】
請求項１において、
前記一定期間が、情報シンボル期間であることを特徴とするデジタル無線伝送方式。
【請求項３】
キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、
前記一定期間に一の情報シンボル期間と，該一の情報シンボル期間に続く情報シンボル期間を設定し，
前記一の情報シンボル期間のキャリア信号の振幅値を基準値として、前記一の情報シンボル期間に続く情報シンボル期間の前記キャリア信号の振幅値を増大し、または、減少することにより、前記一の情報シンボル期間と該一の情報シンボル期間に続く情報シンボル期間の振幅値の差分に１ビット以上の情報を変調することを特徴とするデジタル無線伝送方式。
【請求項４】
キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、
時刻ｔにおける受信信号ｆ(t) と、該受信信号ｆ(t) をヒルベルト変換した信号
【数１】
0003633715.tif 000039
の自乗の和の平方を包絡信号とし、
前記一定期間に一の情報シンボル期間と，該一の情報シンボル期間に続く情報シンボル期間を設定し，
該一の情報シンボル期間とそれに続く情報シンボル期間の時間差または、該一の情報シンボル期間を分割した複数のサブシンボル期間の時間差に対応する包絡信号の差分を振幅差信号として復調することを特徴とするデジタル無線伝送方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信等の激しいフェーディングの下でデジタル情報を高能率に伝送するためのデジタル無線伝送方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
原理的に振幅一定のキャリア信号を、シンボルの区間中、シンボル値に対応させた位相で送信し、受信側において、当該シンボル区間における位相を検出（同期検波）するか、あるいは直前のシンボル区間との位相差を検出（遅延検波）して、情報を伝送するＰＳＫ変調、あるいは差分ＰＳＫ変調等の位相変調伝送方式が実用化されている。
【０００３】
一般に送信された電波は、唯一の電波伝搬路を経て受信側に到着するのではなく、建物の壁面等からの複数の反射波の合成波として受信される。自動車電話、携帯電話等の移動体通信では、特に複数の伝搬路を経て受信される場合が多く、かつ送受信機自体が移動するので伝搬路の距離や方向が時間とともに激しく変化する。
【０００４】
ここで、目的波（＝Ｄ波）と非目的波（＝Ｕ波）の比であるＤＵＲを考える。即ち、受信波が２波と仮定出来る場合において、最大電力の受信波を目的波（＝Ｄ波）、残りの受信波を非目的波（＝Ｕ波）とする場合、Ｄ波電力とＵ波電力の比が１となる最悪の場合が、ＤＵＲ＝１０  ｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）＝０ｄＢである。
【０００５】
一方、キャリア信号を忠実に捕捉する必要がある同期検波では、捕捉する信号電力が残りの信号電力を下回る事がしばしば発生し、ＤＵＲが０ｄＢを下回り、マイナスＤＵＲ値を示す事も生じる。
【０００６】
また、キャリア捕捉を前提としない非同期検波では、受信電界が強い到来電波をＤ波とし、残りの受信波をＵ波とすることが出来る。この場合、ＤＵＲが０ｄＢを下回ることはない。
【０００７】
今、最大ドップラー周波数ｆＤ  ＝４０Ｈｚ、ＤＵＲ＝０ｄＢの場合の移動通信の一般的な受信波の振幅変動の時間応答を図１２（ａ）に、受信波の振幅変動の時間平均電力スペクトラムを図１２（ｂ）に示す。
【０００８】
図１２（ｂ）より明らかなように、振幅の変動の電力分布はほぼ正規分布を成し、電力成分は最大ドップラー周波数ｆＤ  の２倍の周波数以下に集中し、２倍の周波数を越える振幅変動成分は−２０ｄＢを下回る。
【０００９】
一方、マルチパスフェーディング伝搬路においては、電波の振幅の瞬時値は、ゆっくり大きく変化する。図１２（ａ）に示す５００ｍｓｅｃ期間の時間応答には、例えば３２ｋｂｐｓ  の４値ＰＳＫの場合で、８０００シンボル区間有り、シンボル間の振幅変動差は、かなり小さくなる。
【００１０】
図１２（ａ）の特性を観測した場合と同じ条件である最大ドップラー周波数ｆＤ  ＝４０Ｈｚ、ＤＵＲ＝０ｄＢなるフェーディング伝搬路を経たＰＳＫ波の位相ジッタ時間応答を図１２（ａ）に、位相ジッタの時間平均電力スペクトラムを図１３（ｂ）に示す。
【００１１】
図１３（ｂ）に明らかに観られるように、位相ジッタは、最大ドップラー周波数ｆＤ  以下のほぼ等しい周波数成分で一様の分布を示している。一方、瞬時位相ジッタ量は大きく、４値ＰＳＫの場合の判定臨界値±π／４を越える場合が頻繁に現れる。
【００１２】
図１３（ａ）の例では、１１０−１２１ｍｓｅｃと４７１−４７８ｍｓｅｃにπ／４を越える区間が現れている。３２ｋｂｐｓ  の４値ＰＳＫの場合で、１１０−１２１ｍｓｅｃ区間の１１ｍｓｅｃでは１７６シンボル区間に連続してエラーが、発生し、４７１−４７８ｍｓｅｃ区間の７ｍｓｅｃでは１１２シンボル区間に連続してエラーが発生している。
【００１３】
したがって、フェーディングが原因となり２８８／８０００≒４×１０−２のシンボル誤り率即ち、２×１０−２ビット誤り率（ＢＥＲ）となり、通信品質がかなり劣化する。フェーディングだけがエラー発生の原因では無く、さらに受信機等の熱雑音エラーが発生原因となるが、受信電界が強い場合にはフェーディングがエラー発生の主要因となっている。
【００１４】
このようにフェーディングでは、大きな位相変位が現れる。しかし、隣接シンボル区間の位相ジッタ差はかなり小さく抑えられる。この事は、位相ジッタ変動の周波数成分が最大ドップラー周波数ｆＤ  以下である事からも理解できる。
【００１５】
従来のＰＳＫ伝送においては、キャリア位相あるいは位相差に対して情報を載せるものであった。したがって、受信側での復調のために、受信キャリアの位相識別のためにキャリアの捕捉が必須となり、マルチパス伝搬環境では、最大電力を示す受信波を目的波とする事は必ずしもできなくなる。
【００１６】
なぜならば、一旦捕捉した受信波の捕捉をできる限り継続する必要があるが、捕捉した受信波の受信レベルがマルチパス伝搬波の最大電力を示す保証は全く無い。
【００１７】
もし、マルチパス伝搬波の内、受信波のレベルが高い他の受信波をＤ波として使用するためには、キャリア捕捉のため、再度の同期引き込み処理が必要となりキャリア捕捉が完了するまでは正しい受信ができないことになる。
【００１８】
このため、最大受信波に切り換えてからキャリア捕捉が完了するまでの長い時間エラーが連続して発生する。
【００１９】
一旦捕捉した受信波を受信レベルの低下しただけの理由で放棄するよりは、受信レベルが低下してしまった受信波を追跡し、キャリア捕捉を継続した方が、結果的にエラーの発生を少なくできる。
【００２０】
このために、キャリア捕捉を前提とした従来の受信方式は、Ｕ波との受信比較値であるＤＵＲにマイナスの状態が生起する事になり、位相ジッタが大きくなるという欠点があった。
【００２１】
情報を位相成分にのみ載せて伝送し、フェーディングで大きく変動する振幅成分に情報を載せるように使用することができず、例え無理に使用しても通信品質を高く出来ずに実用的でないという欠点を、従来の伝送方式は有していた。
【００２２】
このために、従来の方式では、周波数利用効率が低く、同じ周波数帯域幅を使用しても伝送容量を大きくできないという欠点があった。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明の目的は、上記従来方式における問題点に鑑み、ＰＳＫ伝送のフェーディング耐力を損なうこと無く、かつ占有周波数帯域を増大すること無く、同じ周波数帯域幅を使用して伝送する情報量を増大できるようにした高効率のデジタル無線伝送方式を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第一の構成は、キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、該一定期間に第一の期間と、該第一の期間に続く第二の期間を設定し、該第一の期間の前記キャリア信号の振幅値を基準値として、該第二の期間の該キャリア信号の振幅値を増大し、または、減少することにより、該第一の期間と該第二の期間の振幅値の差分に１ビット以上の情報を変調することを特徴とする。
【００２５】
更に、本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第二の構成は、前記第一の構成において、前記一定期間が、情報シンボル期間であることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第三の構成は、キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、一の情報シンボル期間の前記キャリア信号の振幅値を基準値として、該一の情報シンボル期間に続く情報シンボル期間の前記キャリア信号の振幅値を増大し、または、減少することにより、該第一の期間と該第二の期間の振幅値の差分に１ビット以上の情報を変調することを特徴とする。
【００２７】
更にまた、本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第四の構成は、キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、時刻ｔにおける受信信号ｆ（ｔ）  と、該受信信号ｆ（ｔ）  をヒルベルト変換した信号
【００２８】
【数１６】
0003633715.tif 000002
【００２９】
の自乗の和の平方を包絡信号とし、一の情報シンボル期間とそれに続く情報シンボル期間の時間差または、該一の情報シンボル期間を分割した複数のサブシンボル期間の時間差に対応する包絡信号の差分を振幅差信号として復調することを特徴とする。
【００３０】
更に、本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第五の構成は、キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、時刻ｔにおける受信信号ｆ（ｔ）  を実部
【００３１】
【数１７】
0003633715.tif 000003
【００３２】
とし、該受信信号ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【００３３】
【数１８】
0003633715.tif 000004
【００３４】
を虚部とする解析信号
【００３５】
【数１９】
0003633715.tif 000005
【００３６】
と、時刻ｔ−Ｔ  における解析信号
【００３７】
【数２０】
0003633715.tif 000006
【００３８】
の複素共役
【００３９】
【数２１】
0003633715.tif 000007
【００４０】
との積ｇ（ｔ）  ｇ’（ｔ−Ｔ）の実部
【００４１】
【数２２】
0003633715.tif 000008
【００４２】
を復調信号Ｉ（ｔ）  とし、虚部
【００４３】
【数２３】
0003633715.tif 000009
【００４４】
をＱ（ｔ）  とすることを特徴とする。
【００４５】
また、本発明の目的を達成するデジタル無線伝送方式の第六の構成は、キャリア信号を所定位相に一定期間保ち、情報を伝送するデジタル無線伝送方式において、時刻ｔにおける受信信号ｆ（ｔ）  を実部
【００４６】
【数２４】
0003633715.tif 000010
【００４７】
とし、該受信信号ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【００４８】
【数２５】
0003633715.tif 000011
【００４９】
を虚部とする解析信号
【００５０】
【数２６】
0003633715.tif 000012
【００５１】
と、時刻ｔ−Ｔ  における解析信号
【００５２】
【数２７】
0003633715.tif 000013
【００５３】
の複素共役
【００５４】
【数２８】
0003633715.tif 000014
【００５５】
との積ｇ（ｔ）  ｇ’（ｔ−Ｔ）を、時刻ｔにおける包絡Ａ（ｔ）  ならびにｔ−Ｔ  における包絡Ａ（ｔ−Ｔ）  で正規化した信号［ｇ（ｔ）  ｇ’（ｔ−Ｔ）／Ａ（ｔ）  Ａ（ｔ−Ｔ）  ］の実部
【００５６】
【数２９】
0003633715.tif 000015
【００５７】
を復調信号Ｉ（ｔ）  とし虚部
【００５８】
【数３０】
0003633715.tif 000016
【００５９】
をＱ（ｔ）とすることを特徴とする。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を図面にしたがって説明する。尚、図において同一または、類似のものには、同一の参照番号または、参照記号を付して説明する。
【００６１】
本発明のデジタル無線伝送方式は、ＰＳＫ伝送において、シンボル区間の位相差と振幅差に情報を載せるようにしたことを特徴とする。
【００６２】
さらに本発明の実施の形態として、振幅に情報を載せる方法として、シンボル内の差分を用いる方法と、シンボル間の差分を用いる方法を提案している。以下それぞれの方法について、本発明の特徴を説明する。
【００６３】
［シンボル内差分法］
先に説明したように、フェーディング等で受ける振幅歪みがシンボル内で準定常であるので、一部あるいは全てのシンボルに図１に示す様に２個以上に分割されたサブシンボルを定義する時、それぞれの振幅変動が略等しくなる。
【００６４】
即ち、図１は、１シンボル区間に２つのサブシンボルｓｓ１、ｓｓ２を設定した例であり、少なくとも隣接するサブシンボルｓｓ１とｓｓ２の相対的な振幅値はフェーディングを受けても変化しない。
【００６５】
例えば、フェーディングにより受信波のシンボル振幅が変動し、基準値より大きくなった場合、サブシンボル振幅もそれぞれ変動し、相対的な振幅関係は保全される。
【００６６】
したがって、サブシンボルｓｓ１とｓｓ２の振幅差に図２に示すように情報を与え即ち、変調して送信して、対応して現れる振幅値の大きさの相対的な変動を受信波の包絡線から測定する事で受信側では、送信情報を受信することが検出できる。
【００６７】
図２では、第一のシンボル区間のサブシンボルｓｓ１の振幅に対し、サブシンボルｓｓ２の振幅を相対的に大きくし、この時データ「１」を表わす。また第二のシンボル区間では、サブシンボルｓｓ１の振幅に対し、サブシンボルｓｓ２の振幅を相対的に小さくし、データ「０」を表わす。このようにサブシンボルの相対的な変化により情報を送ることが可能である。
【００６８】
尚、振幅値を変化させている時、同時に位相に情報を載せて、通信することができる。この場合は、位相検出に高度な受信技術が要求させるが、たとえば後に簡単に説明するように解析受信の技術により対応が可能である。
【００６９】
さらに上記のサブシンボルの相対的な変化としては、第１のサブシンボルｓｓ１に比較して第２のサブシンボルｓｓ２の振幅値が、大きい場合（状態１）、同じ場合（状態２）、及び小さい場合（状態３）の３状態が取り得る。
【００７０】
この３状態を情報に割り付ける方法は、種々考えられる。例えば、上記のように状態１をデータ「１」、状態３をデータ「０」と対応させる第１の割付方法がある。
【００７１】
また、状態１を直前の送信データが「０」であり、該当サブシンボルがデータ「１」に変化、状態２を直前の送信データと該当シンボルで送信されるデータが同じ、状態３を直前の送信データが「１」であり該当シンボルがデータ「０」に変化する場合に対応させる第２の割付方法がある。
【００７２】
更に、状態１をデータ「０」、状態２をデータ「１」、状態３をデータ「２」と３進データに対応させる第３の割付方法がある。
【００７３】
［シンボル間差分法］
フェーディング伝送環境で受ける振幅歪みはシンボル内でほとんど定常状態で一定値を保ち、互いに連続する数シンボルの振幅もほぼ一定を保つ。これは、シンボル期間の逆数であるシンボル周波数に対して最大ドップラー周波数ｆＤ  が十分に小さい事からも理解できる。
【００７４】
現シンボルの振幅値として２値と３値を採る２方法がある。
【００７５】
今、第１の方法であるシンボル間差分が２値を採る方法を考える。現シンボルの振幅が大なる値をデータ「１」に、現シンボルの振幅が小さくなる値をデータ「０」に対応させる時、前シンボルと現シンボルとの振幅差は、前シンボルの送信データが「０」でかつ現シンボルの送信データが「１」の場合に十分大きな正の値となる。
【００７６】
前シンボルの送信データが「１」でかつ現シンボルの送信データが「０」の場合に十分大きな負なる値となり、前シンボルの送信データと現シンボルの送信データが等しい場合にほとんど零なる値を示す。
【００７７】
第２の方法としてシンボル間差分が３値を採る方法を考える。３値のうち最大の値をデータ「１」に、中央の値をデータ「０」に、最小の値をデータ「−１」に対応させる。
【００７８】
この時、前シンボルと現シンボルの振幅差は、前シンボルの送信データが「０」でかつ現シンボルの送信データが「１」の場合と、前シンボルの送信データが「−１」でかつ現シンボルの送信データが「０」の場合には、正なる値δとなる。
【００７９】
前シンボルの送信データが「１」でかつ現シンボルの送信データが「０」の場合と、前シンボルの送信データが「０」でかつ現シンボルの送信データが「−１」の場合には負なる値−δとなる。
【００８０】
また、前シンボルの送信データと現シンボルの送信データが等しい場合にほとんど零となる。前シンボルの送信データが「１」でかつ現シンボルの送信データが「０」の場合と、前シンボルの送信データが「−１」でかつ現シンボルの送信データが「１」の場合には十分大きな正なる値２δとなる。
【００８１】
さらに、前シンボルの送信データが「１」でかつ現シンボルの送信データが「−１」の場合には十分大きな負なる値−２δとなる。このようにして、５種類の値が得られる。これらにトレリス符号化を適用すればより多くの情報を通信できる。
【００８２】
なお、上記説明では、簡単のために振幅の変化幅を中央値に値δを加算して得られる振幅値を最大値とし、振幅の変化幅を中央値に値δを減算して得られる振幅値を最小値としたが、閾値判定に十分な変化を与えれば良い。必ずしも、加算量と減算量を等しくする必要は無い。
【００８３】
また、シンボル間差分法として、振幅差分を前シンボルと現シンボル間で考えたが、対応するサブシンボル間でも同様であり容易に類推できるので説明を省略する。
【００８４】
本発明は、上記の通り従来技術に対し、位相変調波の振幅の差分に情報を載せる点が新しい技術であり、振幅を正確に検出するためには厳密な包絡検出回路を適用することが望ましい。
【００８５】
かかる包絡検出回路（ＳＳＥｄ：Ｓｔｒｉｃｔ  Ｓｅｎｓｅ  Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）は、既に、１９９４年年６月スエーデンのストックホルムで開催された国際会議ＩＥＥＥＶＴＣ９４にて発表されている。その内容は、会議議事録（“Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｓｔｒｉｃｔ  Ｓｅｎｓｅ  ａｎｄ  ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｓｙｌｌａｂｉｃ  Ｃｏｍｐａｎｄｅｒｓ”，  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ  Ｖｏｌ．３，  ＰＰ．１７０４−１７０８）  に記載がある。
【００８６】
本発明においては、包絡検出回路ＳＳＥｄで求まる前シンボルと現シンボルの時間差Ｔあるいはサブシンボル時間差Ｔ／２を有する２時点の各々の瞬時エンビロープ値を求め，各々の瞬時エンビロープ値の差を振幅差として用いる事に新たな特徴を有している。
【００８７】
［解析受信］
振幅に情報を載せた位相変調波（従来のＱＡＭ変調、あるいはＰＳＫ−ＡＳＫ変調に相当）を、正確に復調するためには、上記の解析信号の概念に基づく解析受信が必要になる。
【００８８】
受信信号あるいは中間周波数に変換した受信信号とする時、
【００８９】
【数３１】
0003633715.tif 000017
【００９０】
を実部に、ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号である
【００９１】
【数３２】
0003633715.tif 000018
【００９２】
を虚部とする概念上の信号である解析信号ｇ（ｔ）  を考える。
【００９３】
したがって、解析信号ｇ（ｔ）  は、
【００９４】
【数３３】
0003633715.tif 000019
【００９５】
の式（１）のように与えられる。
【００９６】
解析信号ｇ（ｔ）  は、複素表示すれば
【００９７】
【数３４】
0003633715.tif 000020
【００９８】
の式（２）のようにも表現できる。
【００９９】
式（２）における解析信号の絶対値Ａ（ｔ）  は、いわゆる包絡信号であり時刻ｔにおける瞬時振幅値を表す。Ａ（ｔ）  は、受信信号ｆ（ｔ）  を実部
【０１００】
【数３５】
0003633715.tif 000021
【０１０１】
と、ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【０１０２】
【数３６】
0003633715.tif 000022
【０１０３】
を用いて、
【０１０４】
【数３７】
0003633715.tif 000023
【０１０５】
の式（３）のように与えられる。
【０１０６】
式（３）が厳密な意味での包絡信号ＳＳＥｄである。したがって、時刻ｔにおける振幅差分Ｂ（ｔ）  は、時刻ｔの瞬時振幅値Ａ（ｔ）  と時刻ｔよりτだけ事前の時刻ｔ−τの瞬時振幅値Ａ（ｔ−  τ）  の差分として、
【０１０７】
【数３８】
0003633715.tif 000024
【０１０８】
の式（４）に与えられる。
【０１０９】
時間差τをＴと設定すれば、Ｂ（ｔ）  はシンボル間差分を、時間差τをＴ／２と設定すればＢ（ｔ）  はサブシンボル差分を、それぞれ表す。
【０１１０】
また、式（２）における解析信号の位相成分θ（ｔ）  は、いわゆる瞬時位相であり、その実数成分ｃｏｓ｛θ（ｔ）  ｝は時刻ｔにおける復調信号Ｉ（ｔ）  を、その虚数成分ｓｉｎ｛θ（ｔ）  ｝は時刻ｔにおける復調信号Ｑ（ｔ）  を表す。
【０１１１】
瞬時位相θ（ｔ）  は、時刻ｔ  における瞬時方位を表しているので、解析信号ｇ（ｔ）  をその絶対値で正規化した正規化解析信号β（ｔ）  は、複素平面上での瞬時方位を表す事になる。正規化解析信号β（ｔ）  は、受信信号ｆ（ｔ）
【０１１２】
【数３９】
0003633715.tif 000025
【０１１３】
と、ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【０１１４】
【数４０】
0003633715.tif 000026
【０１１５】
を用いて、
【０１１６】
【数４１】
0003633715.tif 000027
【０１１７】
の式（５）のように与えられる。
【０１１８】
ここに、θ（ｔ）  は、
【０１１９】
【数４２】
0003633715.tif 000028
【０１２０】
の式（６）の関係にある。
【０１２１】
したがって、時刻ｔにおける位相差φ（ｔ）  は、時刻ｔの瞬時位相θ（ｔ）  と時刻ｔよりτだけ事前の時刻ｔ−τの瞬時位相θ（ｔ−τ）  の差分として、
【０１２２】
【数４３】
0003633715.tif 000029
【０１２３】
の式（７）のように与えられる。
【０１２４】
ところで、位相差φ（ｔ）  は、式（５）で与えられる時刻ｔにおける正規化解析信号β（ｔ）  と時刻ｔ−τにおける正規化解析信号β（ｔ−τ）  の複素共役の積として与える。すなわち、
【０１２５】
【数４４】
0003633715.tif 000030
【０１２６】
の式（８）の関係がある。
【０１２７】
復調信号Ｉ（ｔ）  は式（８）の実数部として、Ｑ（ｔ）  は式（８）の虚数部として与えられる。正規化解析信号β（ｔ）  は、受信信号ｆ（ｔ）  を
【０１２８】
【数４５】
0003633715.tif 000031
【０１２９】
と、ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【０１３０】
【数４６】
0003633715.tif 000032
【０１３１】
を用いて
【０１３２】
【数４７】
0003633715.tif 000033
【０１３３】
の式（９）のように与えられる。
【０１３４】
また、式（８）を、受信信号ｆ（ｔ）  を
【０１３５】
【数４８】
0003633715.tif 000034
【０１３６】
と、ｆ（ｔ）  のヒルベルト変換信号
【０１３７】
【数４９】
0003633715.tif 000035
【０１３８】
を用いて
【０１３９】
【数５０】
0003633715.tif 000036
【０１４０】
の式（１０）のように表す事ができる。
【０１４１】
式（１０）の位相角は、確かに式（７）に一致している事からも、解析受信の正当性が立証できる。
【０１４２】
さらに式（１０）が明らかに示すように、振幅の大きさに係わらず、その実部、虚部は定まる。これは、フェーディングに拠る通信信頼度が阻害される事を防止する事を示すものである。
【０１４３】
受信信号ｆ（ｔ）  の振幅を一定に保つ様にリミッタで振幅を制限する場合は、分母が一定値となり、分子が支配項となる。リミッタ制限する場合は、正規化解析信号の代わりに受信信号ｆ（ｔ）  を直接用いる事ができる。式（１０）の実部を復調信号Ｉ（ｔ）  、虚部を復調信号Ｑ（ｔ）  とすれば、それぞれ
【０１４４】
【数５１】
0003633715.tif 000037
【０１４５】
式（１１）、（１２）のように与える事ができる。
【０１４６】
図３は、本発明の実施例回路構成図である。図において、ヒルベルト変換器１は、上記の式（１）で与えられるように、受信信号ｆ（ｔ）  を入力し、解析信号の実部と虚部を求めるためのものである。かかるヒルベルト変換器１の構成例については、本出願の発明者により先に特願平５−２８８３８７（特開平７−１４１３２４号公報）でも提案している。
【０１４７】
一例として図５に示されるヒルベルト変換器１は、シフトレジスタ１０とＲＯＭ及び累算器１２で構成される。シフトレジスタ１０には、受信信号ｆ（ｔ）  のｎ時点のサンプル値ｆ（ｎ）  が、入力される。
【０１４８】
シフトレジスタ１０の段数２Ｔが、ＲＯＭ１１に記憶された応答長ｕ（ｎ）と同じ数にセットされる場合、ヒルベルト変換信号
【０１４９】
【数５２】
0003633715.tif 000038
【０１５０】
が、シフトレジスタ１０の値とＲＯＭ１１の値との内積により求められる。
【０１５１】
図３に戻り説明すると、他の構成要素の機能が図４に示される。即ち、図３において、３０乃至３６は、乗算器［図４（ａ）］であり、入力ａとｂの積を出力する。２０乃至２２は、遅延器［図４（ｂ）］であり、入力をＴ時間遅延して出力する。
【０１５２】
４０乃至４３は、加算器［図４（ｃ）］であり、入力ａとｂに対し、出力ａ±ｂ（入力に対し、複合同順）を求める。更に、５０は平方回路［図４（ｄ）］であり、入力ａに対し、出力√ａを出力する。６０、６１は、除算回路［図４（ｅ）］であり、入力ａとｂに対し、ａ÷ｂを求め出力する。
【０１５３】
かかる図４の回路構成の機能により、除算器６０、６１のそれぞれから、式（１１）、式（１２）により表わされる復調信号Ｉ（ｔ）  、Ｑ（ｔ）  が出力される。更に、加算器４３から式（３）により表わされる包絡信号ＳＳＥｄであるＡ（ｔ）  の時刻ｔおける、式（３）により表わされる振幅差分Ｂ（ｔ）  が出力される。
【０１５４】
尚上記ヒルベルト変換器１は、ベースバンド復調の場合に必要であるが、中間周波復調では中間周波の周波数の１／４周期の遅延器で代用する事ができる。
【０１５５】
図６は本発明の上記図３の構成を適用する例として、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｉ−Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）  変調波に振幅１ビットの情報を付加し、周波数帯域を従来と同じ周波数帯域に制限した場合の、図２に示すようなサブシンボルに分割した時のＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ    ｔｏ  Ｚｅｒｏ  ）変調に対する、振幅信号のアイパターンを示す。
【０１５６】
シンボルの中央時点で振幅値が立ち上がる場合と、逆に立ち下がる場合が明確に観測できる。
【０１５７】
更に、図７は上記図６と同様の適用であり、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調波に振幅１ビットの情報を付加し、周波数帯域を従来と同じ周波数帯域に制限した場合でシンボル差分のＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）変調の振幅信号のアイパターンを示す。シンボルの中央時点で振幅値が大と小の２値を示している状態が同様に明確に観測できる。
【０１５８】
図８は、本発明と従来例とのビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）  の比較を示す図である。サーマル雑音が支配的な静的伝送路の場合の特性Ａと、動的なフェーディング伝送路における特性Ｂを示す。
【０１５９】
同図において、実線ａは、π／４−ＤＱＰＳＫ変調波の振幅に１  ビットの情報をＮＲＺ方式で付加した場合の受信電界Ｅｂ／Ｎｏ  対ビット誤り率ＢＥＲ特性を示す。点線ｂは、π／４−ＤＱＰＳＫ変調波の振幅に１ビットの情報をＲＺ方式で付加した場合の特性である。また、一点鎖線ｃは、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調波の特性である。
【０１６０】
ビット誤り率ＢＥＲを受信電界Ｅｂ／Ｎｏ  で評価する限り、本発明に適用するＮＲＺ方式は、１周波数あたり３ビットの高効率伝送状態を、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調方式より優れた通信品質（低いビット誤り率）で実現できる事が理解できる。
【０１６１】
また、本発明に従うＲＺ方式は、１周波数あたり３ビットの高効率伝送状態を、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調方式とほとんど同じ通信品質（低いビット誤り率）で実現できる事も理解できる。
【０１６２】
図９は、更に本発明を位相差８値と振幅差２値を用いた１６値伝送に適用した時のビットコンステレーションを示す。従来のビットコンステレーションとは異なり、位相差分と振幅差分を表している。
【０１６３】
この図９のビットコンステレーションを用い、本発明に開示されている伝送技術を用いて１周波数当たり４ビットの高効率伝送を実施した場合に得られる受信電界Ｅｂ／Ｎｏ  対ビット誤り特性を図１０に示す。
【０１６４】
図１０において、実線ａはＮＲＺの場合の１６ＤＱＡＭのＥｂ／Ｎｏ−ＢＥＲ特性を、点線ｂはＲＺの場合の１６ＤＱＡＭのＥｂ／Ｎｏ−ＢＥＲ（ビット誤りレート）特性を示す。さらに、同図１０における１点鎖線ｃは、実線ａと点線ｂで示す伝送実験例と同じ周波数帯域を用いて同じシンボル伝送速度で得られる従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調の受信電界Ｅｂ／Ｎｏ−ＢＥＲ特性を示している。
【０１６５】
周波数利用効率が４ビット／Ｈｚと高い従来の１６ＱＡＭでは、フェーディング下では、殆ど伝送出来ない事は周知である。しかし、本発明で開示する１６ＤＱＡＭを用いることにより、π／４−ＤＱＰＳＫとほぼ同程度の誤り率であることが図１０に示すＥｂ／Ｎｏ−ＢＥＲ特性から明らかになる。このπ／４−ＤＱＰＳＫの周波数利用効率は、２ビット／Ｈｚと低いが、フェーディング耐力に優れ誤り率が低い事から、一般的に広く使用されている。
【０１６６】
すなわち、本発明の１６ＤＱＡＭは、フェーディング下でもπ／４−ＤＱＰＳＫと同程度の誤り率で、４ビット／Ｈｚと２倍の情報を同じ周波数帯域幅で伝送でき、電波資源の枯渇対策に強力な手段を提供する。
【０１６７】
さらに、本発明は、ＰＳＫ変調波の振幅差分に情報を付与する特徴を有するものであり、回線状況が良くなくビット誤り率が悪い場合には、１６ＤＱＡＭの移送差を８値から４値に切り換えて、本発明で開示しているＰＳＫ−ＤＯＥ技術を用いる事ができる。この場合、図８に示すように、誤り率を表すＥｂ／Ｎｏ−ＢＥＲ特性は、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫの誤り率をさらに改善する事になる。同図において、同じ誤り率のＢＥＲ値を得るために必要なＰＳＫ−ＤＯＥの受信電界は、フェーディング下でπ／４−ＤＱＰＳＫのそれに比較し約５ｄＢ低くなり、それだけ悪い受信環境に耐える事を意味している。しかし、ＰＳＫ−ＤＯＥでは３ビット送信しているので、π／４−ＤＱＰＳＫの２ビット送信に対して約１．８ｄＢ（１．５倍＝３／２倍）だけ多くの電力を放射していることになり、差引、３ｄＢ強の改善が観られる。しかも、この時、周波数利用効率が３ビット／Ｈｚになっており、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫに比較し１．５倍に周波数利用効率が改善されている。
【０１６８】
さらに、回線状況が悪化した場合には、振幅差に情報を付与する事を止め、移送差だけ用いた伝送に切り換え、誤り率の低下を防止する事ができる。この時は、従来のπ／４−ＤＱＰＳＫと周波数利用効率は同じになるが、復調方式に本発明で開示する解析受信を用いる事で、従来の遅延検波回路では必須であったローパスフィルタを不要とし受信波の位相歪みを与える事無く誤り率を改善し、かつ回路構造が簡単で経済的に実現できる利点を有する。
【０１６９】
解析受信回路は、図３に示すように、中間周波数の１／４周期時間の遅延器あるいはヒルベルト変換器１個と、シンボル期間Ｔ時間の遅延器２個と、乗算器４個と加算器２個だけ用いた簡単な回路で実現され、従来の遅延検波に必要なローパスフィルタを不要とする特徴を有する。ＰＳＫ−ＤＯＥあるいは１６ＤＱＡＭを対象にする場合でも、前記の中間周波数の１／４周期時間の遅延器あるいはヒルベルト変換器１個と、シンボル期間Ｔ時間の遅延器２個と、乗算器４個と加算器２個に、シンボル期間Ｔ時間の遅延器１個と、乗算器３個と加算器２個と除算器２個と平方根回路１個だけ加えた簡単な回路で実現できる。遅延検波で必須なローパスフィルタを必要としない利点は、フェーディング伝播による位相歪みが多々ある所へフィルタの遮断帯域近傍に存在する位相回転は致命的な欠陥になっている。ローパスフィルタの遮断域近傍の位相歪みを避けるためには、情報が存在する帯域を十分に越えた帯域までを通過帯域として広げたローパスフィルタを使用する必要がある。帯域幅を広げなければならない事は、通信している周波数帯域に隣接帯域を使用する事が出来ない事であり引いては周波数利用効率の低下が著しく生じる事になる。さらにローパスフィルタの遮断域近傍の位相歪みを避けるために通過帯域幅を広げる事は、不要雑音をそれだけ受信する事になり、誤り率の低下も同時に誘起する欠点がある。
【０１７０】
従来の遅延検波では、受信波とその遅延の積を求めるという所謂ＡＭ変調と同じ操作が含まれ、復調波に両側側帯波を含み、不要な側帯波を除去するために、どうしてもローパスフィルタを必要としていた。このため、片側の側帯波に含まれる情報エネルギーが損失される大きな問題が存在していた。
【０１７１】
さらに、ローパスフィルタは遮断周波数近傍で大きな位相歪みを与える性質を持ち、復調信号の位相成分に大きな歪みを与えＰＳＫ検波の誤り率を悪化させていた。さらに、ローパスフィルタの遮断特性を急峻にすると、遮断周波数近傍での位相歪みは増大し誤り率の劣化は増大する。逆に、ローパスフィルタの遮断特性を緩慢にして遮断周波数近傍での位相歪みを少なくすると、フィルタの通過域周波数幅が増大し、そのため伝送帯域以外の雑音の混入が増大し、やはり誤り率の劣化を増大させていた。両側帯波から片側の側帯波を除去するためにフィルタ（ローパスフィルタ）を使用する限り、誤り率が劣化するという避けえない欠点が存在していた。
【０１７２】
一方、解析受信では、クレームに述べているように解析信号理論に基づき信号処理するため所謂ＳＳＢ変調形式となり、復調信号に単一側帯波成分のみ含む事になる。このため、解析受信の復調信号には情報エネルギーが全て含まれている利点が得られる。
【０１７３】
加えるに、側帯波の片側を除去する必要は無いため、フィルタ操作で増大した位相歪みが原因となる誤り率の劣化や雑音の混入が原因となる誤り率の劣化を完全に防止する利点が得られる。このため、解析受信を用い復調信号に全情報エネルギーを含ませ、かつ情報エネルギー以外の雑音エネルギーは殆ど含ませない事で、従来と同程度の誤り率で、３ビット／Ｈｚないし４ビット／Ｈｚの高い周波数利用効率を達成する利点を得る。
【０１７４】
無論、従来の遅延検波が有する特徴の１つであるキャリア捕捉を不要とする利点を、本発明が開示する解析受信も有する。このため、移動通信のようなマルチパス伝搬は前提となる通信システムにおいては、最大電力を示す受信波を復調する事で常にＤＵＲを０ｄＢ以上に保つ事が可能となっている。
【０１７５】
最大電力を有する受信波を捜し出す必要は無く、単純にマルチパス伝搬後の受信波ならびに中間周波あるいはベースバンドへ周波数変換した受信信号をそのまま本発明で開示する受信器へ入力すれば、キャリア捕捉を不要とする性質から勝手に最大電力を有する信号が支配項となりＤＵＲが０ｄＢ以上となり、位相ジッタの最大幅は±９０度となる。
【０１７６】
従来のキャリア捕捉が必要とする場合は、目的波がゼロ振幅値で非目的波が全振幅となる場合まで想定する必要があり、最大位相ジッタは±πラジアン＝±１８０度となっていた。
【０１７７】
このため、本発明の伝送方式では位相ジッタが従来の±１８０度＝±１／２シンボル期間から、±９０度＝±１／４シンボル期間と縮退し、ビット誤り率が大幅に低下し通信品質が大幅に改善される。ひいては同じ通信エネルギーでも１．５倍から２倍の情報量を通信できる利点を有する。
【０１７８】
尚、本発明の適用にあたっては、本発明のＰＳＫ−ＤＯＥ、Ｅ−１６値ＤＱＡＭを固定的に用いるのではなく、回線状態に応じて適応的に用いることが望ましい。
【０１７９】
例えば、回線状態が最良の時に、本発明に従う位相８値×振幅２値変調による１６値ＤＱＡＭを適用し、回線状態が悪化してきた時に、本発明に従うＰＳＫ信号に振幅変調を行なうＰＳＫ−ＤＯＥ方式を採用する。
【０１８０】
更に回線状態が悪化した場合は、従来のＰＳＫ方式を採用するように送受信間で変調方式を切り替えるようにすればよい。また、回線状態が回復してきた場合は、上記と反対方向に変調方式を戻すことが出来る。更に加えるに、回線状態が更に良くなる場合には、位相を８値から多値化し、又振幅も２値から多値化し、周波数効率を増大させ通信することが出来る。
【０１８１】
図１１は、かかる本発明のデジタル無線伝送方式において、上記回線の伝搬状態に応じて適応的に、変調方式を変えることができる送信側に置かれる変調器の構成例である。
【０１８２】
シリアルーパラレルビット変換器１００は、入力のシリアルビット列を、伝搬状態に応じて２ビット、３ビット、４ビットにグループ化する機能を有する。差動位相変調器１０１は、伝搬状態に応じて４値、または８値の位相変調を行なう機能を有する。エンビロープ発生器１０２は、伝搬状態に応じて振幅変調を行なう。以下にかかる変調器の動作例を説明する。
［伝搬状態が良好な場合▲１▼］
この場合に、差動位相変調器１０１は４値をとるものとする。シリアルーパラレルビット変換器１００は、入力ビット列を３ビットずつにグループ化し、２ビットを差動位相変調器１０１に、１ビットをエンビロープ発生器１０２にそれぞれ送出する。
【０１８３】
差動位相変調器１０１は２ビットの信号列を９０度毎に異なる４値のシンボルに割り当てる位相変調を行ない、乗算器１０３に出力する。エンビロープ発生器１０２では１ビットの信号に基ずき２値のレベルを作成し、乗算器１０３に出力する。乗算器１０３では、４値の位相変調出力に２値のレベルを合成して、８値の多値化信号を出力する。これを、ＰＳＫーＤＯＥ（ＰＳＫ−Ｄａｔａ  ｏｎ  Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）  と定義する。
［伝搬状態が▲１▼より更に良好な場合］
この場合は、差動位相変調器１０１は８値をとるものとする。シリアルーパラレルビット変換器１００は、入力ビット列を４ビットずつにグループ化し、３ビットを差動位相変調器１０１に、１ビットをエンビロープ発生器１０２にそれぞれ送出する。
【０１８４】
差動位相変調器１０１は３ビットの信号列を４５度毎に異なる８値のシンボルに割り当てる位相変調を行い、乗算器１０３に出力する。エンビロープ発生器１０２では、１ビットの信号に基ずき２値のレベルを作りだし乗算器１０３に出力する。乗算器１０３では、８値の位相変調出力に２値にレベルを合成して、１６値の多値化信号を出力する。これを１６ＤＱＡＭ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｉ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と定義する。
［伝搬状態が▲１▼よりも良好でない場合］
この場合、差動襲う変調器１０１は４値をとるものとする。シリアルーパラレルビット変換器１００は、入力ビット列を２ビットずつにグループ化し、そのすべてを差動位相変調器１０１に送出する。
【０１８５】
差動位相変調器１０１は、２ビットの信号列９０度毎に異なる４値のシンボルに割り当てる位相変調を行い、乗算器１０３に出力する。エンビロープ発生器１０２には何も入力されておらず、単一のレベルを保持する。結果として、乗算器１０３では、４値の位相変調出力をそのまま４値の多値化信号として、出力する。
【０１８６】
上記のように、３種類の変調方法について説明したが、その選択方法は、上記のように伝搬状態（ビット誤り率、電解強度等から求められる）、システムの固有の要求等を勘案して適宜選択されるべきものである。
【０１８７】
【発明の効果】
以上実施例にしたがい説明したように、本発明によりデジタル無線伝送方式において、ＰＳＫ伝送のフェーディング耐力を損なうこと無く、かつ占有周波数帯域を増大すること無く、同じ周波数帯域幅を使用して伝送する情報量を増大できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１シンボル区間を２つのサブシンボルｓｓ１，ｓｓ２を設定した例を説明する図である。
【図２】サブシンボル間の振幅差に情報を与えることを説明する図である。
【図３】本発明の実施例回路の構成図である。
【図４】図３の各構成要素を説明する図である。
【図５】ヒルベルト変換器の構成例を説明する図である。
【図６】π／４−ＤＱＰＳＫ変調波に１ビット情報付加の例（ＲＺ符号の例）を説明する図である。
【図７】π／４−ＤＱＰＳＫ変調波に１ビット情報付加の例（ＮＲＺ符号の例）を説明する図である。
【図８】本発明のＰＳＫ−ＤＯＥと従来のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調方式についてのＢＥＲの比較を説明する図である。
【図９】本発明の位相８値ー振幅２値の１６値ＤＱＡＭのビットコンステレーションを説明する図である。
【図１０】図９のビットコンステレーションを用いた時のＢＥＲの比較を説明する図である。
【図１１】送信側の変調器の構成例を示す図である。
【図１２】従来のＰＳＫ信号のフェーィングにおける振幅ひずみを説明する図である。
【図１３】従来のＰＳＫ信号のフェーィングにおける位相ジッタを説明する図である。
【符号の説明】
１                ヒルベルト変換器
２０〜２２    遅延器
３０〜３６    乗算器
４０〜４３    加算器
６０、６１    除算器
５０            平方器
１００    シリアル−パラレルビット変換器
１０１    差動位相変調器
１０２    エンビロープ発生器
１０３    乗算器
【図１】
0003633715.tif 000040
【図２】
0003633715.tif 000041
【図３】
0003633715.tif 000042
【図４】
0003633715.tif 000043
【図５】
0003633715.tif 000044
【図６】
0003633715.tif 000045
【図７】
0003633715.tif 000046
【図８】
0003633715.tif 000047
【図９】
0003633715.tif 000048
【図１０】
0003633715.tif 000049
【図１１】
0003633715.tif 000050
【図１２】
0003633715.tif 000051
【図１３】
0003633715.tif 000052