(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の同期ワードパターンと基準同期ワードパターンの相関ピーク位置から受信信号のタイミング誤差を検出し、当該検出したタイミング誤差に応じてランダムウォークフィルタを切換え、前記タイミング誤差が０に収斂するように、復調タイミングを制御する方式のタイミング同期方法であって、
前記タイミング誤差の値が予め設定してある基準値を越えたとき、前記ランダムウォークフィルタが前記復調タイミングの制御系から除かれるように構成したことを特徴とするタイミング同期方法。
【請求項２】
請求項１に記載の発明において、
前記受信信号の同期ワードパターンと基準同期ワードパターンの相関のピーク値と相関の総和の比(相関のピーク値／相関の総和)を演算し、当該比の値が予め設定してある定数値未満のときは、前記ランダムウォークフィルタを前記復調タイミングの制御系から除く動作が禁止されるように構成したことを特徴とするタイミング同期方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル変調信号の復調タイミングを同期させる方法に係り、特に時分割多元接続方式の復調タイミング同期に好適なタイミング同期方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、信号伝送技術のディジタル化は著しく、移動体通信分野においてもディジタル無線装置が広く用いられるようになっているが、このとき、例えば時分割多重通信方式場合は、通信に用いる信号はフレーム毎に区切られる。
【０００３】
そして、ＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access：時分割多重転送)方式の場合、フレームは更にスロットに分割され、分割された各スロットが基地局と各端末局(移動局)の通信に割り当てられる。
【０００４】
図５は、このＴＤＭＡ方式において、基地局と端末局の間の通信に用いられる１スロット分の信号フォーマットの一例で、図において、５０１−１、５０１−２はガードタイムとなる区間、５０２−１、５０２−２はデータが挿入される区間、５０３は同期ワードが挿入される区間である。
【０００５】
ここで、同期ワード区間５０３は受信機で同期を取るための固定パターンからなる同期用のデータが挿入される区間であるが、ガードタイム区間５０l−１とガードタイム区間５０１−２は信号が送信されないようにした区間で、これは、スロット間の干渉を防ぐために設けたスペース期間であり、従って、伝送すべき情報はデータ区間５０１−１とデータ区間５０１−２にだけ存在する。
【０００６】
この図５の信号フォーマットの場合、１スロットはシンボルＮ(シンボル数がＮ)からなり、このときガードタイム区間５０l−１はシンボルＮG1(シンボル数がＮG1)、ガードタイム区間５０１−２はシンボルＮG2、データ区間５０２−１はガードタイム５０１−１も含めてシンボルＮ1、同期ワード区間５０３はシンボルＮS とする。
【０００７】
そこで、端末局は、この図５に示す信号フォーマットによるデータを、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ(Quaternary Phase Shift Keying：４相位相シフトキーイング)方式のディジタル変調方式で変調して送信し、基地局の受信機は、受信した信号の同期ワード区間５０３に含まれている同期ワードを検出し、これを用いて受信タイミングの同期を取り、復調を行うようになっている。
【０００８】
ここで、この基地局の受信機による受信タイミングの同期の取り方について説明する前に、まず図６により、このような基地局受信機の一例について説明すると、この場合、受信入力端子６０１には、図示してないアンテナで受信された信号が供給され、高周波部回路６０２に入力される。
【０００９】
そこで、この高周波部回路６０２は、受信された無線周波数帯域の高周波信号を所定の周波数(Ａ／Ｄ変換器６０３によるサンプリングが可能な周波数)に変換し、Ａ／Ｄ変換器６０３に供給する。
【００１０】
この結果、受信された信号はＡ／Ｄ変換器６０３で所定のレート、すなわちシンボル周期当たりＮOV 回のレートでサンプリングされ、量子化されてデジタル信号となり、これが乗算器６０４−１、６０４−２に供給されることになる。
【００１１】
一方、これら乗算器６０４−１、６０４−２の内、一方の乗算器６０４−１には、正弦波信号発生回路６０６で発生された周波数ωの正弦波形の信号が、そのまま余弦波信号cosωtとして入力され、他方の乗算器６０４−２には、π／２移相器６０５を介して移相し、正弦波信号−sinωtとして入力されている。
【００１２】
そこで、まず、一方の乗算器６０４−１は、Ａ／Ｄ変換器６０３の出力と正弦波信号cosωtの積を演算し、乗算結果をＬＰＦ(ローパスフィルタ)６０７−１に供給し、他方の乗算器６０４−２は、Ａ／Ｄ変換器６０３の出力と正弦波信号−sinωtの積を演算し、乗算結果をＬＰＦ６０７−２に供給する。
【００１３】
このとき、これら乗算器６０４−１、６０４−２の出力信号には、不要な高周波成分が含まれている。そこで、まず、ＬＰＦ６０７−１、６０７−２により高周波成分を除去し、その後、ルートロールオフフィルタ６０８−１、６０８−２に入力し、各ルートロールオフフィルタ６０８−１、６０８−２により、ＬＰＦ６０７−１、６０７−２の出力信号に帯域制限を行い、それらの出力をベースバンド信号出力端子６０９−１、６０９−２の各々を介して出力する。
【００１４】
こうしてベースバンド信号出力端子６０９−１から出力される信号がベースバンド信号の同相成分と呼ばれ、ベースバンド信号出力端子６０９−１から出力される信号はベースバンド信号の直交成分と呼ばれるものであり、従って、このベースバンド信号は、実数部を同相成分、虚数部を直交成分とする複素数の信号からなっていて、これらがこの後、図示してない復調部に供給され、復調されることになる。
【００１５】
ところで、このときの基地局の受信機による受信タイミングの同期の取り方について、例えば特開２００１−１７７５８９号公報では、受信タイミングの誤差情報をベースバンド信号のゼロクロス検出によって行ない、雑音による誤動作を防ぐため、ランダムウォークフィルタを用いて受信タイミングを制御する方法について開示している。
【００１６】
この公報に開示の方法では、ゼロクロス検出によって受信タイミングの誤差情報を検出しており、この検出誤差情報はシンボルタイミングである。
このため、スロットタイミングの同期を取るためには、受信したベースバンドの信号と、予め設定しておいた既知の同期ワードパターンの相関演算により、受信タイミングの誤差情報を検出し、受信信号のスロットタイミングと同期を取る方法が多く用いられている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、基地局と端末局の間のタイムアライメント制御について配慮がされておらず、タイムアライメント制御に際して同期の確立に遅れの問題があった。
【００１８】
そこで、まず、このタイムアライメント制御について、図３に示すシステムにより説明すると、ここで、この図３は、１基の基地局３０１に対して２基の端末局３０２−１、３０２−２を備えたシステムであり、ここでは、基地局３０１と端末局３０２−１の間の伝搬遅延時間はＴdl で、基地局３０１と端末局３０２−２の間の伝撒遅延時間はＴd2 になっていたとする。
【００１９】
そうすると、このシステムでは、基地局３０１が送信した信号は、時間Ｔdl だけ遅延して端末局３０２−１で受信され、端末局３０２−２では時間Ｔd2 だけ遅延して受信される。
【００２０】
この場合、端末局３０２−１は、時間Ｔdl だけ遅延した受信信号に同期したスロットタイミングで送信を行うため、基地局３０１が受信する端末局３０２−１からの信号は、結局、時間２Ｔdl だけ遅延する。また、端末局３０２−２からの信号も同様に時間２Ｔd2 だけ遅延する。
【００２１】
次に、図４は、１フレーム４スロットの信号フォーマットによる４多重方式のＴＤＭＡシステムにおいて、端末局３０２−１の送信にはスロット０を用い、端末局３０２−２の送信にはスロット１を用いた場合の基地局３０１における送信信号と受信信号の一例を図示したもので、図４(a)は基地局３０１の送信信号、同図(b)は上りのスロット番号、同図(c)は端末局３０２−１からの受信信号、同図(d)は端末局３０２−２からの受信信号である。
【００２２】
そして、この図４において、４０１は基地局３０１の基準スロットタイミングで、４０３は送受信オフセットであり、従って、上りと下りのスロットとの間には２スロット分のオフセットがある。
【００２３】
このとき、図３で説明したように、遅延時間についてＴdl＞Ｔd2 の関係にあるとすると、この場合、端末局３０２−１からの受信信号は、図４(c)に示すように、時間Ｔdl だけ遅延し、端末局３０２−２からの受信信号は、同図(d)に示すように、時間Ｔd2 だけ遅延するが、ここで上記したように、Ｔdl＞Ｔd2 であるから、図示の区間４０２において、端末局３０２−１からの受信信号と端末局３０２−２からの受信信号が干渉してしまう。
【００２４】
ここで、ＴＤＭＡシステムにおいては、このようなスロット間の干渉を防ぐため、端末局の送信タイミングを、往復の伝搬遅延時間に相当する時間に応じて、シンボル周期(デジタル変調を行う時間周期)を単位として早めるようになっており、この送信タイミングの制御をタイムアライメント制御と呼んでいる。
【００２５】
ところで、このようなタイムアライメント制御は、基地局からの指示により端末局が送信タイミングを変更するものであり、このため、タイムアライメント制御を行ったフレームが基地局で受信されたとき、その受信信号は、受信タイミングが、前フレームの同じスロットの受信信号から、シンボル周期を単位としてステップ状に変化する。
【００２６】
従って、タイムアライメント制御が適用されているシステムでは、タイムアライメント制御により受信信号のタイミングが１フレームの間に１シンボル以上変化する場合、変化した受信タイミングまで同期を引込むため、再び同期が確立するまでに数フレームから数１０フレームの時間を要する。
【００２７】
しかるに、上記従来技術では、タイムアライメント制御について配慮がされていないので、タイムアライメント制御に際して同期確立が遅れ、この間は同期が外れた状態となり、通信が中断してしまうという虞れがあった。
【００２８】
本発明の目的は、タイムアライメント制御に際しても高い追随性が得られるようにしたタイミング同期方法を提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、受信信号の同期ワードパターンと基準同期ワードパターンの相関ピーク位置から受信信号のタイミング誤差を検出し、当該検出したタイミング誤差に応じてランダムウォークフィルタを切換え、前記タイミング誤差が０に収斂するように、復調タイミングを制御する方式のタイミング同期方法であって、前記タイミング誤差の値が予め設定してある基準値を越えたとき、前記ランダムウォークフィルタが前記復調タイミングの制御系から除かれるようにして達成される。
【００３０】
このとき、前記受信信号の同期ワードパターンと基準同期ワードパターンの相関のピーク値と相関の総和の比(相関のピーク値／相関の総和)を演算し、当該比の値が予め設定してある定数値未満のときは、前記ランダムウォークフィルタを前記復調タイミングの制御系から除く動作が禁止されるようにしても、上記目的を達成することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるタイミング同期方法について、図示の実施の形態により詳細に説明すると、図１は、本発明によるタイミング同期方法を、図４で説明した１フレーム４スロットの信号フォーマットによる４多重ＴＤＭＡ方式の復調回路に適用した場合の一実施形態で、ここで入力端子２０１には、例えば図６で説明した基地局受信機のベースバンド信号出力端子６０９−１、６０９−２の受信ベースバンド信号が供給されるものである。
【００３２】
このベースバンド信号は、既に説明したように、複素数の信号で、その同相成分と直交成分が独立して処理され、復調されるが、このときの復調処理の内容は同相成分も直交成分も同じなので、以下の説明では、簡単のため、特に同相成分と直交成分に分けず、同じ復調動作として説明する。
【００３３】
従って、この図１に示した復調回路は、実用上は同相成分と直交成分の双方について必要であり、夫々の入力端子２０１に同相成分と直交成分が供給されることになる。
【００３４】
入力端子２０１に入力されたベースバンド信号は、デシメータ２０２とスイッチ２０４に入力されるが、このとき、このベースバンド信号は、シンボル周期当たりＮOV 回サンプリングされたデジタル信号である。
【００３５】
そこで、デシメータ２０２は、この入力端子２０１に入力されたベースバンド信号を、カウンタ２１２のカウント値が数値ＮOV の整数倍になったときだけ符号判定器２０３に出力するもので、この結果、この符号判定器２０３でベースバンド信号を形成している複素成分によるデータの復号が行われ、復調データ出力端子２１３に復調データが得られる。
【００３６】
このとき、カウンタ２１２のカウント値は、フレームパルス２１５が入力されたときリセットされ、符号反転回路２１７から入力されるプリセット値にプリセットされた後、サンプルパルス２１６が入力される毎にカウントアップされるようになっている。
【００３７】
従って、カウンタ２１２の動作タイミングは、上記したプリセット値により決り、これがベースバンド信号に対して正しく同期している必要があり、これがタイミング同期であるが、これには、図５に示したベースバンド信号の同期ワード区間５０３に挿入されている同期用のデータが使用される。
【００３８】
このため、まず、カウンタ２１２のカウンタ値によりスイッチ２０４を制御してベースバンド信号の同期ワード区間から信号を抽出するのであるが、このときカウンタ２１２のカウント値が、予め設定してあるカウント値の範囲内に収まっているときスイッチ２０４を閉じ、これによりベースバンド入力端子２０１から入力される信号をバッファ２０６−１に入力する。
【００３９】
このときの予め設定してあるカウント値の範囲は、同期ワード区間５０３と、その前後にＮ0 シンボル分の信号が含まれるように設定し、これにより１スロット期間内の(Ｎl−Ｎ0)ＮOV サンプルから、(Ｎl＋ＮS−Ｎ0)ＮOV−１サンプルまでの範囲であり、バッファ２０６−１には(ＮS＋２Ｎ0)ＮOV−１サンプルのベースバンド信号を記憶する容量が持たせてある。
【００４０】
相関器２０７から後段の処理は、バッファ２０６−１への入力信号の蓄積が完了した時点、すなわちカウンタ２１２の値が（Ｎl＋ＮS＋Ｎ0）ＮOV になった時点で行う。
【００４１】
相関器２０７は、バッファ２０６−１に入力された受信信号と同期ワードパターンとの相関演算を行って、相関の振幅自乗値を演算し、その演算結果をバッファ２０６−２へ入力する。このとき、バッファ２０６−１に入力される信号と相関器２０７に入力する同期ワードパターンは共に複素数であるが、相関器２０７は相関の振幅自乗値を演算するため、出力値は正の実数である。
【００４２】
最大値検索回路２０８はバッファ２０６−２に格納された相関演算結果から振幅が最大となる位置を検索し、その位置を表わす番号値ｎmax を比較器２０９のプラス側端子(＋)に入力するが、このとき、比較器２０９に入力される値ｎmax は、信号に含まれる同期ワードの位置を表している。
【００４３】
ここで、以下の説明では、図示されている各ブロックの中の絶対値演算回路１０１、比較器１０２−１、１０２−２、判定器１０３、スイッチ１０５、乗算器１０６、それに総和演算回路１０７については、最初の内は説明せず、スイッチ１０４−１〜１０４−４については、何れも接点ａに切換わったままの状態にあるものとして説明する。
【００４４】
比較器２０９の説明に戻り、これのマイナス側端子(−)には基準値ｎ0 が入力され、これにより、最大値検索回路２０８から入力される値ｎmax と基準値ｎ0 の差ｄef(＝ｎmax−ｎ0)が演算される。
【００４５】
ここで、この差ｄef(＝ｎmax−ｎ0)は、信号に含まれる同期ワードの位置、つまり時間的な位置が、どれだけ基準の位置からずれているかを表わすタイミング誤差情報となる。
【００４６】
そして、この差ｄef は、スイッチ２２０−１に供給され、このスイッチ２２０−１を介して、ランダムウォークフィルタ２１０−１、２２０−２、２２０−３、２２０−４の何れかに入力される。
【００４７】
ここで、このスイッチ２２０−１と、別のスイッチ２２０−２には、無線制御部２２１からスロット番号ＳＬが入力され、これに応じて切換位置が制御されるようになっているが、このときのスロット番号ＳＬは、図４に示されているように、“０”、“１”、“２”、“３”の何れかの値となる。
【００４８】
そして、まずスイッチ２２０−１は、スロット番号ＳＬ＝０のとき、端子ｅを端子ａに切換え、スロット番号ＳＬ＝１の場合、端子ｅを端子ｂに切換え、スロット番号ＳＬ＝２の場合、端子ｅを端子ｃに切換え、そしてスロット番号ＳＬ＝３のときは端子ｅを端子ｄに切換える。
【００４９】
同様に、スイッチ２２０−２は、スロット番号ＳＬ＝０の場合、端子ａを端子ｅに切換え、スロット番号ＳＬ＝１の場合、端子ｂを端子ｅに切換え、スロット番号ＳＬ＝２の場合、端子ｃを端子ｅに切換え、そしてスロット番号ＳＬ＝３の場合は端子ｄを端子ｅに切換える。
【００５０】
各ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４は、夫々積分器２１１−１〜２１１−４と直列に接続されるが、これらは、スイッチ２２０−１とスイッチ２２０−２により選択され、比較器２０９と符号反転回路２１７の間に接続された回路だけが機能する。例えばスロット番号ＳＬの値が“２”の場合は、ランダムウォークフィルタ２１０−３と積分器２１１−３だけが機能する。
【００５１】
積分器２１１−１〜２１１−４は、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の夫々の出力値を積分し、積分器２１０−１〜２１０−４の何れかの出力値がスイッチ２２０−２を介して符号反転回路２１７に入力される。
【００５２】
図２はランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の詳細で、図において、判定器２Ｂには、スイッチ２２０−１と入力端子２Ａを介して比較器２０９の出力値ｄef が入力され、これにより、入力された信号の正負判定を、次の▲１▼、▲２▼、▲３▼の通りに行ない、判定結果を積算器２Ｃに入力する。
【００５３】
▲１▼  入力信号が正 ⇒＋１
▲２▼  入力信号が零 ⇒ ０
▲３▼  入力信号が負 ⇒−１
そこで、積算器２Ｃは、判定器２Ｂによる判定結果を積算し、その積算結果を値ＣＡとして判定器２Ｄに入力する。
【００５４】
そして、この判定器２Ｄでは、積算器２Ｃから入力された値ＣＡに対して、次の▲４▼、▲５▼、▲６▼の処理を行う。ここで、Ｗは所定の定数値で、処理に閾値を与える働きをするものである。
【００５５】
▲４▼  ＣＡ＞＋Ｗ ⇒“＋１"を出力端子２Ｅに出力し、積算器２Ｃをリセットする。
▲５▼  ＣＡ＜−Ｗ ⇒“−１"を出力端子２Ｅに出力し、積算器２Ｃをリセットする。
▲６▼  ＣＡ≦＋Ｗ
且つ
ＣＡ≧−Ｗ ⇒“０"を出力端子２Ｅに出力し、積算器２Ｃはリセットしない。
【００５６】
ここで、受信ベースバンド信号入力端子２０１から入力される入力信号が遅延した場合、相関器２０７の出力のピークは後にずれるので、比較器２０９の出力値ｄef は正となる。一方、入力信号が早いタイミングで入力された場合は、相関器２０７の出力のピークは前に進むので、比較器２０９の出力値ｄef は負となる。
【００５７】
このときの比較器２０９の出力値ｄef は、相関のピークが雑音によるものでなければ、連続して正又は負の値となるため、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４を介して積分器２１１−１〜２１１−４の値が更新され、カウンタ２１２のプリセット値が更新される。
【００５８】
このようにカウンタ２１２のプリセット値の更新を繰り返すことにより、相関器２０７の出力のピークが基準位置に近づく方向に、バッファ２０６−１の入力信号の蓄積タイミングが変化してゆく。
【００５９】
そして、受信信号に対する同期が確立すると、相関器２０７の出力のピーク位置が基準位置にほぼ一致し、この結果、比較器２０９の出力値ｄef、つまりタイミング誤差もほぼ０になる。
【００６０】
従って、以上の動作によりタイミング同期が得られるが、このとき、各スロット毎にランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４が選択されるので、各スロット毎に雑音の影響が充分に抑えられ、確実にタイミング同期が得られることになる。
【００６１】
しかし、ここで、タイムアライメント制御が適用されているシステムの場合、タイムアライメント制御により受信信号のタイミングが１フレームの間に１シンボル以上も変化した場合、ランダムウォークフィルタがあるため、変化した受信タイミングまで同期を引き込むのに時間がかかり、再び同期が確立するまでには数フレームから数１０フレームの時間を要する。
【００６２】
従って、このままでは、タイムアライメント制御がなされたとき、同期の確立に大きな遅れが現われ、この間はタイミング同期が外れた状態になって、通信が中断してしまう。
【００６３】
そこで、この実施形態では、以上に説明した構成に加えて、絶対値演算回路１０１、比較器１０２−１、１０２−２、判定器１０３、スイッチ１０４−１〜１０４−４、スイッチ１０５、乗算器１０６、それに総和演算回路１０７が設けてあり、これらにより、以下に説明する動作が得られるようになっている。
【００６４】
まず、比較器２０９からは、上述のように、タイミング誤差情報として、最大値検索回路２０８から入力される値ｎmax と基準値ｎ0 の差ｄef が出力され、スイッチ２２０−１に入力されるが、このとき、更に絶対値演算回路１０１にも差ｄef が入力されるようになっている。
【００６５】
また、これも上記したように、最大値検索回路２０８は、バッファ２０６−２に格納された相関演算結果から振幅が最大となる位置を検索し、その位置を表わす値ｎmax を比較器２０９−１に入力するが、このとき、同時に相関のピーク値ｒmax も出力し、それを比較器１０２−２に入力するようになっている。
【００６６】
更に、これも既に説明したように、バッファ２０６−２は、そこに格納された相関演算結果を最大値検索回路２０８に入力しているが、この相関演算結果は、同時に総和演算回路１０７にも入力されるようになっている。
【００６７】
ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４、スイッチ１０４−１〜１０４−４、積分器２１１−１〜２１１−４は、従来のタイミング同期方法と同様に、処理するスロットに該当する部分のみ動作する。
【００６８】
そして、まず、総和演算回路１０７は、バッファ２０６−２に格納された相関演算結果の総和Ｓを演算し、それを乗算器１０６に出力する。乗算器１０６は、この総和Ｓと、予め定数として設定してある基準値ｒth の積を演算し、その演算結果(ｒth・Ｓ)を比較器１０２−２のマイナス側端子(−)に入力する。
【００６９】
比較器１０２−２のプラス側端子(＋)には、最大値検索回路２０８から相関のピーク値ｒmax が入力されているので、ここで、これらの差を表わす値ＤＡ(＝ｒmax−ｒth・Ｓ)が演算され、判定器１０３に入力されることになる。
【００７０】
ここで、この比較器１０２−２の出力値ＤＡ(＝ｒmax−ｒth・Ｓ)を見ると、その正負判定を行うことにより、相関のピーク値ｒmax と総和演算回路１０Ｓの出力値Ｓとの比ｒmax／Ｓが、基準値ｒth を上回ったか否かの判定、すなわち、(ｒmax／Ｓ＞ｒth)ができることが判る。
【００７１】
そして、この結果、相関のピーク値ｒmax が雑音によるものであるときは、それが基準値ｒth を上回わることはないから、結局、(ｒmax／Ｓ＞ｒth)が成立したことにより、このときは相関が正しくとれ、正しい同期が得られていることが検出できることになる。
【００７２】
絶対値演算回路１０１は、比較器２０９の出力値ｄef の絶対値|ｄef|を演算し、演算結果を比較器１０２−１のプラス側端子(＋)に入力するが、この比較器１０２−１のマイナス側端子(−)には比較値Ｘ0 が入力されているので、これらの差|ｄef|−Ｘ0 が演算され、値ＤＢ(＝|ｄef|−Ｘ0)として判定器１０３に入力される。
【００７３】
ここで、この比較値Ｘ0 は正の整数で、1シンボルのサンプル数よりも小さい値、例えば３ＮOV／４(ＮOV はシンボル当たりのオーバーサンプル数)に設定する。
【００７４】
この結果、比較器１０２−1の出力値ＤＢ(＝|ｄef|−Ｘ0)を見ると、その正負を判定することにより、相関のピーク位置が、基準位置に対してＸ0 サンプル以上ずれているか否かが判定できることが判る。
【００７５】
ここで、いま、タイムアライメント制御により、入力端子２０１から入力されているベースバンド信号の同期位置が、前フレームに比較してシンボル周期単位で変化したとすると、このときは、比較器１０２−１の出力値が０以上になり、従って、この出力値ＤＢにより、タイムアライメント制御が行われたことが検出できることになる。
【００７６】
そこで、これら比較器１０２−１の出力値ＤＢと比較器１０２−２の出力値ＤＡの組合わせ条件から、判定器１０３により、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の積算器２Ｃをリセットし、スイッチ１０４−１〜１０４−４の切換位置をａ接点からｂ接点に切換えるための信号Ｒを出力させる。
【００７７】
このとき、判定器１０３の出力は、スイッチ１０５により選択され、各スロット毎のランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４とスイッチ１０４−１〜１０４−４の各々に分配されるようになっており、このため、このスイッチ１０５は、スイッチ２２０−１、２２０−２と同様に、無線制御部２２１から供給されるスロット番号ＳＬにより切換位置が制御されるようになっている。
【００７８】
上記したように、判定器１０３は、比較器１０２−１の出力値ＤＢと比較器１０２−２の出力値ＤＡの組合わせ条件により信号Ｒを発生するが、この判定器１０３による信号Ｒの出力条件は、次の通りに設定してある。
【００７９】
まず、ＤＡ(＝ｒmax−ｒth・Ｓ)≧０が成立したときをＡ＝１とする。
次に、ＤＢ(＝|ｄef|−Ｘ0)≧０が成立したときをＢ＝１とする。
そして、これらの論理積Ａ・Ｂが成立したとき、つまり論理式Ａ・Ｂ＝１になったとき信号Ｒを発生させるのである。
【００８０】
この結果、比較器１０２−１の出力値ＤＢが０以上で、且つ比較器１０２−２の出力値ＤＡも０以上のとき、スイッチ１０４−１〜１０４−４のうち、該当スロットの処理に用いるスイッチの端子ｂと端子ｃが接続されることになる。
【００８１】
そして、このときは、積分器２１１−１〜２１１−４の中で該当スロットの処理に用いられる積分器に比較器２０９の出力値、すなわち最大値検索回路２０８から入力される値ｎmax と基準値ｎ0 の差ｄef が直接入力され、且つ、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜４の中で、該当スロットの処理に用いられるランダムウォークフィルタの内部の積算器２Ｃがリセットされる。
【００８２】
一方、上記以外の場合、すなわち判定器１０３から信号Ｒが出力されていないときは、スイッチ１０４−１〜１０４−４の中の該当スロットの処理に用いられるスイッチで、その端子ａと端子ｃが接続されるので、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の中の該当スロットの処理に用いるランダムウォークフィルタの出力値が、積分器２１１−１〜２１１−４の中の該当スロットの処理に用いる積分器に入力されることになる。
【００８３】
また、この場合、信号Ｒが出力されていないので、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の中の該当スロットの処理に用いるランダムウォークフィルタの内の積算器２Ｃもリセットされることはない。
【００８４】
以上の結果、この図１の実施形態によるタイミング同期方法によれば、タイムアライメント制御により、ベースバンド信号入力端子２０１から入力された信号のフレーム同期が、前のフレームの同期位置からシンボル周期の単位で変化したときは、このときの相関のピークが雑音によるものでないことを条件として、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の出力に代えて比較器２０９の出力である差ｄef が直接、積分器２１１−１〜２１１−４に入力され、そこでの積分値に、差ｄef で表わされている相関ピーク位置の基準位置からのずれのサンプル数が加算され、タイミング誤差が補正されて同期が確立されることになる。
【００８５】
そして、この結果、次フレームから、このタイミング誤差が補正されたタイミングで直ちに受信でき、従って、タイムアライメント制御に際して同期が外れることはなく、これにより通信が中断されてしまうこともない。
【００８６】
一方、このときの相関ピークのずれが雑音によるものであった場合は、比較器１０２−２の出力値ＤＢは負になるので、タイムアライメント制御以外の原因でフレーム同期が外れてしまったときは、判定器１０３から信号Ｒが出力されることはない。
【００８７】
従って、この実施形態によれば、雑音により誤動作してしまう虞れがなく、タイムアライメント制御に際してだけ確実に応答させることができ、この結果、タイムアライメント制御以外の原因でフレーム同期がずれたときでも、ランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４の出力値によるタイミング制御が継続されるので、たとえ通信が中断されたとしても、その期間を最小限に抑えることができる。
【００８８】
従って、上記本発明の実施形態によれば、雑音による誤動作の発生をランダムウォークフィルタ２１０−１〜２１０−４により充分に抑えることができると共に、タイムアライメント制御に際しても高い追随性が得られ、この結果、通信が中断してしまう虞れを最小限に抑えることができる。
【００８９】
【発明の効果】
本発明によれば、タイムアライメント制御により、入力信号の同期位置がシンボル周期単位で変化した場合でも、次フレームから直ちに新たなタイミングで受信できるので、タイムアライメント制御による通信の中断を容易に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるタイミング同期方法の一実施形態が適用された復調回路のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態におけるランダムウォークフィルタの一例を示すブロック図である。
【図３】基地局と端末局の間の伝搬遅延を解説するための説明図である。
【図４】基地局の送信信号と端末局からの受信信号の信号フォーマットの一例を示す説明図である。
【図５】ＴＤＭＡ方式の基地局と端末局の間の通信に用いられる１スロット分の信号フォーマットの一例を示す説明図である。
【図６】基地局受信機の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１  絶対値演算回路
１０２−１、１０２−２、２０９  比較器
１０３  判定器
１０４−１〜１０４−４、１０５、２０４、２２０−１、２２０−２  スイッチ
１０６  乗算器
２０１  受信ベースバンド信号入力端子
２０２  デシメータ
２０３  符号判定器
２０６−１、２０６−２  バッファ
２０７  相関器
２０８  最大値検索回路
２１０−１〜２１０−４  ランダムウォークフィルタ
２１１−１〜２１１−４  積分器
２１２  カウンタ
２１３  復調データ出力端子
２１５  フレームパルス
２１６  サンプルパルス
２１７  符号反転回路
２２１  無線制御部
３０１  基地局
３０２−１〜２  端末局
４０１  基地局３０１の基準スロットタイミング
５０１−ｌ、５０１−２  ガードタイム
５０２−１、５０２−２  データ
５０３  同期ワード
６０１  受信信号入力端子
６０２  高周波部
６０３  Ａ／Ｄ変換器
６０４−１、６０４−２  乗算器
６０５  移相器
６０６  正弦波発生回路
６０７−１、６０７−２  ローパスフィルタ
６０８−１、６０８−２  ルートロールオフフィルタ
６０９−１、６０９−２  ベースバンド信号出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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