(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界効果トランジスタに与える入力信号による入力電力に対する上記電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に、上記特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成するため、上記電界効果トランジスタのゲート端子及びドレイン端子にそれぞれ接続された第１の整合回路及び第２の整合回路からなるインピーダンス回路網を具え、
上記インピーダンス回路網における上記第１の整合回路は、
一方の接続端が上記電界効果トランジスタのゲート端子に接続され当該ゲート端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が上記入力信号の入力端子に接続され当該入力信号に対してインピーダンスを整合し、
上記第２の整合回路は、一方の接続端が上記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され当該ドレイン端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が上記入力信号の出力端子に接続され当該出力端子に対してインピーダンスを整合する
ことを特徴とする半導体増幅装置。
【請求項２】
入力信号を電界効果トランジスタに与えて増幅する半導体増幅部を有し、上記半導体増幅部で増幅して得た出力信号により通信する通信端末装置において、
上記半導体増幅部に、
上記入力信号による入力電力に対する上記電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に上記特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間又は下に凸となる曲線区間を形成するため、上記電界効果トランジスタのゲート端子及びドレイン端子にそれぞれ接続された第１の整合回路及び第２の整合回路からなるインピーダンス回路網を具え、
上記インピーダンス回路網における上記第１の整合回路は、
一方の接続端が上記電界効果トランジスタのゲート端子に接続され当該ゲート端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が上記入力信号の入力端子に接続され当該入力信号に対してインピーダンスを整合し、
上記第２の整合回路は、一方の接続端が上記電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され当該ドレイン端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が上記入力信号の出力端子に接続され当該出力端子に対してインピーダンスを整合する
ことを特徴とする通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
発明の属する技術分野
従来の技術
発明が解決しようとする課題（図３０）
課題を解決するための手段（図６）
発明の実施の形態
（１）実施例の構成
（１−１）全体構成（図１）
（１−２）送信信号増幅器の構成（図２）
（１−２−１）整合回路のインピーダンスによるＩＭ及びＡＣＰの変化（図３〜図５）
（１−２−２）有効出力とＩＭ5 との間の因果関係（図６及び図７）
（１−２−３）ＩＭを求める計算式（図８）
（１−２−４）ＩＭの計算値と実測値との比較（図９〜図１７）
（１−２−５）変曲区間の発生に関する考察（図１８）
（１−２−６）ＩＭの特性曲線上の変曲区間による効果（図１９及び図２０）
（１−２−７）ＡＣＰ及びＩＭのＺesに対する依存性（図２１）
（２）実施例の動作（図２２）
（３）実施例の効果
（４）他の実施例（図２３〜図２９）
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体増幅装置及び通信端末装置に関し、例えば準マイクロ波帯の携帯電話や、その準マイクロ波を電力増幅する半導体増幅装置に適用し得る。
【０００３】
【従来の技術】
現在、自動車電話、携帯電話においては、加入者数の増大に対応してＰＨＳ（Personal Handyphone System）方式や、ＰＤＣ（Personal Digital Cellular ）方式と呼ばれ、準マイクロ波帯（ 0.8〔ＧHz〕〜２〔ＧHz〕）を使用した伝送方式をはじめとする陸上移動体通信システムの運用が始まつている。このような移動体通信システムの通信端末装置は、主に携帯性が重視されているため、小型であり且つ電池で駆動することができることが必須となつている。特に送信用の電力増幅装置は、消費電流（消費電力）が多いため、消費電流を少なくすることが重要な課題である。
【０００４】
上述のＰＨＳ、ＰＤＣ等のシステムでは、π／４シフトQPSK（differential quadrature phase shift keying）のようなQPSK（quadrature phase shift keying ）変調の変形である変調方式を用いている。これらの移動体通信システムで使用する送信用の電力増幅装置は、動作特性が線形であるもの又は線形に準ずるものが必要である。
電力増幅装置の歪の発生を極力少なくするには、一般にＡ級又はＡ級に近いＡＢ級の動作点が選ばれる。この動作点を選ぶと、消費電流が多いことにより、電力付加効率は低下する。
【０００５】
これに対して、動作点をＢ級に近いＡＢ級に設定して、所定の出力を発生させると共に、このとき発生する歪を特別の手段によつて補正した増幅器がある。例えば、プレデイストーシヨン増幅器等が挙げられる。ところが、この方式の増幅器は、構成が複雑であり、１チツプの半導体増幅装置として実用化することが難しい。一方、上述のような歪の補正技術は、電池駆動が可能な高効率の線形増幅器を実現する際に極めて効果的であることにより、現在も盛んに研究開発されている。
【０００６】
歪の補正技術として、例えば文献「デジタル携帯電話用GaAsＦＥＴ電力増幅器の位相特性の解析」（電子情報通信学会論文誌C-1 VOL.J76-C-1 No.11 PP.414-421 1993 年11月）がある。この文献には、入力電力増加に対する出力電力の基本波の位相偏移が、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ（Field Effect Transistor ）と呼ぶ）の入力端あるいは出力端に接続した整合回路のインピーダンスによつて変化することが示されている。またこの文献には、この位相偏移を小さくすることによつて、同じ出力での歪を低減することができることが示されている。
【０００７】
同様の技術を用いた半導体増幅装置の実際の設計例として、文献「デジタルコードレス用線形パワーアンプの設計」（1994年電子情報通信学会春全国大会C-106 ）がある。この設計例によれば、基本波の位相偏移を低減することによつて、ＰＨＳシステムの変調信号を出力22.7〔dBｍ〕まで低歪で出力することができたと記されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、半導体増幅装置は、基本波の位相偏移量に係わらず、実際上、隣接チヤネル漏洩電力比（以下、ＡＣＰ（Adjacent Channel Power）と呼ぶ）が規格値（−55〔dBc 〕以下）を満たせば良い。そこで、GaAs接合型ＦＥＴ（以下、GaAsＪＦＥＴと呼ぶ）のドレイン端子に接続した整合回路のインピーダンスを固定すると共に、ゲート端子に接続した整合回路のインピーダンスを可変してゲート端子に入力電力を与えて、ＡＣＰが規格値一杯になる出力電力（以下、有効出力と呼ぶ）と、基本波の位相偏移量とを測定した。
【０００９】
これにより、図３０に示すように、スミスチヤート上の有効出力Ｐ0 の特性曲線（図中、実線で示す）１、２、３及び４と、基本波の位相φの偏移量の特性曲線（図中、破線で示す）５、６及び７とを得た。
特性曲線１、２、３及び４は、それぞれＰ0 ＝23.3〔dBm 〕、Ｐ0 ＝23.4〔dBm 〕、Ｐ0 ＝23.5〔dBm 〕及びＰ0 ＝24.0〔dBm 〕を示す。また特性曲線５、６及び７は、それぞれφ＝５〔°〕、φ＝４〔°〕及びφ＝３〔°〕を示す。
【００１０】
GaAsＪＦＥＴに流れる電流は、ドレイン端子及びゲート端子に与えた電圧で決まるが、それぞれの端子に接続された整合回路のインピーダンスの変化によらず、 120〔mA〕一定であつた。この図３０から、基本波の位相偏移と有効出力との関係を知ることができる。
【００１１】
ところが、図３０によつて基本波の位相偏移量と有効出力との間に因果関係が成り立たないことが分かつた。すなわち、有効出力Ｐ0 の特性曲線１〜４の等高線状の分布の中心位置と、基本波の位相φの偏移量の特性線５〜７の等高線状の分布の中心位置とは大きく隔てられている。
このため、基本波の位相偏移量を小さくしても、効率が最大の増幅装置を実現することができるとは限らないという問題があつた。即ち、従来は、基本波の位相偏移量を最小に設定するインピーダンスをもつ整合回路を接続していたことになる。
【００１２】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、隣接チヤネル漏洩電力比の規格値を満たして従来に比して高い効率で電力増幅し得る半導体増幅装置及びこれを使用した通信端末装置を提案しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明の半導体増幅装置においては、電界効果トランジスタに与える入力信号による入力電力に対する電界効果電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に、特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成するため、電界効果トランジスタのゲート端子及びドレイン端子にそれぞれ接続された第１の整合回路及び第２の整合回路からなるインピーダンス回路網を具え、インピーダンス回路網における上記第１の整合回路は、一方の接続端が電界効果トランジスタのゲート端子に接続され当該ゲート端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が入力信号の入力端子に接続され当該入力信号に対してインピーダンスを整合し、第２の整合回路は、一方の接続端が電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され当該ドレイン端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が入力信号の出力端子に接続され当該出力端子に対してインピーダンスを整合するようにする。
この半導体増幅装置では、電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第１の整合回路における当該ゲート端子側からみたインピーダンスを、電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成する値に設定すると共に、第２の整合回路における一方の接続端のインピーダンスを電界効果トランジスタの出力が最大となる値に設定することにより、当該相互変調歪み成分を表す特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成することができるので、その曲線区間によって相互変調歪み成分を表す特性曲線の再上昇位置を座標系でシフトさせた分だけ隣接チャネル漏洩電力比の増加を抑えることができ、かくして当該隣接チャネル漏洩電力比の規格値を満たしながら従来に比して一段と高い効率で電力増幅することができる。
【００１４】
また本発明の通信端末装置においては、入力信号を電界効果トランジスタに与えて増幅する半導体増幅部を有し、半導体増幅部で増幅して得た出力信号により通信する通信端末装置において、半導体増幅部に、入力信号による入力電力に対する電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間又は下に凸となる曲線区間を形成するため、電界効果トランジスタのゲート端子及びドレイン端子にそれぞれ接続された第１の整合回路及び第２の整合回路からなるインピーダンス回路網を具え、当該インピーダンス回路網における第１の整合回路は、一方の接続端が電界効果トランジスタのゲート端子に接続され当該ゲート端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が入力信号の入力端子に接続され当該入力信号に対してインピーダンスを整合し、第２の整合回路は、一方の接続端が電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され当該ドレイン端子に対してインピーダンスを整合すると共に、他方の接続端が入力信号の出力端子に接続され当該出力端子に対してインピーダンスを整合するようにする。
この通信端末装置では、電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第１の整合回路における当該ゲート端子側からみたインピーダンスを、電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成する値に設定すると共に、第２の整合回路における一方の接続端のインピーダンスを電界効果トランジスタの出力が最大となる値に設定することにより、当該相互変調歪み成分を表す特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成することができるので、その曲線区間によって相互変調歪み成分を表す特性曲線の再上昇位置を座標系でシフトさせた分だけ隣接チャネル漏洩電力比の増加を抑えることができ、かくして当該隣接チャネル漏洩電力比の規格値を満たしながら従来に比して一段と高い効率で電力増幅することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。
【００１６】
（１）実施例の構成
（１−１）全体構成
図１は全体としてＰＨＳ方式の陸上移動体通信システムでユーザが携帯して使用する通信端末装置（以下、携帯電話と呼ぶ）８を示す。携帯電話８は、送信信号を従来に比して高い効率でＡＣＰの規格値を満たして電力増幅する半導体増幅装置及び半導体増幅部としての送信信号増幅器９が配されている。
【００１７】
送信のとき、携帯電話８は、マイクロホン１０で得た音声信号Ｓ１をコーデツク（ＣＯＤＥＣ（coder decorder））１１に与える。コーデツク１１は、この音声信号Ｓ１を例えばＡＤＰＣＭ（adaptive differential pulse code modulation ）符号化して音声データＳ２を生成し、この音声データＳ２を時分割多重逆多重回路１２に与える。
【００１８】
時分割多重逆多重回路１２は、音声データＳ２を時分割多重して音声データＳ３を生成し、この音声データＳ３をπ／４シフトＱＰＳＫ変調器１３に与える。π／４シフトＱＰＳＫ変調器１３は、例えば 240〔ＭHz〕の局部発振信号を音声データＳ３でπ／４シフトＱＰＳＫ変調して被変調信号Ｓ４を生成し、この被変調信号Ｓ４をミキサ１４に与える。ミキサ１４は、例えば1.9 〔ＧHz〕の搬送波信号Ｓ５を被変調信号Ｓ４で変調して被変調信号Ｓ６を生成し、この被変調信号Ｓ６を送信信号増幅器９に与える。送信信号増幅器９は、被変調信号Ｓ６を増幅して被変調信号Ｓ７を生成しアンテナスイツチ１５を介してアンテナ１６に与える。
【００１９】
受信のとき、携帯電話８は、アンテナ１６から得た受信信号Ｓ８をアンテナスイツチ１５を介して受信信号増幅器１７に与える。受信信号増幅器１７は、受信信号Ｓ８を増幅して受信信号Ｓ９を生成し、この受信信号Ｓ９をミキサ１８に与える。ミキサ１８は、受信信号Ｓ９及び搬送波信号によつて中間周波信号Ｓ１０を生成し、この中間周波信号Ｓ１０を中間周波増幅器２０に与える。中間周波増幅器２０は、中間周波信号Ｓ１０を増幅して中間周波信号Ｓ１１を生成し、この中間周波信号Ｓ１１をバンドパスフイルタ２１に与える。
【００２０】
バンドパスフイルタ２１は、中間周波信号Ｓ１１から低域成分のみを取り出して中間周波信号Ｓ１２を生成し、この中間周波信号Ｓ１２をπ／４シフトＱＰＳＫ復調器２２に与える。π／４シフトＱＰＳＫ復調器２２は、中間周波信号Ｓ１２をπ／４シフトＱＰＳＫ復調して音声データＳ１３を生成し、この音声データＳ１３を時分割多重逆多重回路１２に与える。時分割多重逆多重回路１２は、音声データＳ１３を逆多重して音声データＳ１４を生成し、この音声データＳ１４をコーデツク１１に与える。コーデツク１１は、音声データＳ１４を復号して音声信号Ｓ１５を生成し、この音声信号Ｓ１５をスピーカ２３に与える。スピーカ２３は、音声信号を音声に変換して送出する。
【００２１】
（１−２）送信信号増幅器の構成
送信信号増幅器９は、全体が１チツプの集積回路に構成され、１段増幅する。図２に示すように、送信信号増幅器９は、トランジスタとしてのGaAsＪＦＥＴ２４の入力端としてのゲート端子と入力端子Ｐ１との間にインピーダンス回路網としての整合回路２５が介挿されている。また送信信号増幅器９は、GaAsＪＦＥＴ２４のドレイン端子と出力端子Ｐ２との間にインピーダンス回路網としての整合回路２６が介挿されている。
これにより、送信信号増幅器９は、入力電力に対するGaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれる相互変調歪み成分の特性曲線の途中に、この特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間（以下、これを変曲区間と呼ぶ）が形成されるようになされている。
【００２２】
整合回路２５の一方の接続端Ｐ３は、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子に接続されて、ゲートに対してインピーダンスを整合する。また整合回路２５の他方の接続端Ｐ４は、入力端子Ｐ１に接続されて、被変調信号Ｓ６に対してインピーダンスを整合する。整合回路２６の一方の接続端Ｐ５は、GaAsＪＦＥＴ２４のドレイン端子に接続されて、ドレインに対してインピーダンスを整合する。また整合回路２６の他方の接続端Ｐ６は、出力端子Ｐ２に接続されて、アンテナスイツチ１５に対してインピーダンスを整合する。
【００２３】
（１−２−１）整合回路のインピーダンスによるＩＭ及びＡＣＰの変化
ここで、送信信号増幅器９の出力電力に含まれる５次の相互変調歪み成分（以下、これをＩＭ5 と呼ぶ）及びＡＣＰが、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート側から見た整合回路のインピーダンスに応じてどのように変化するかを図３及び図４に示す測定回路２７及び２８によつて調べる。
【００２４】
図３に示すように、測定回路２７は、GaAsＪＦＥＴ２４のゲートがチユーナ２９を介して変調信号発生器３０に接続されている。チユーナ２９は、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート側から見たインピーダンスＺesを可変する。
これにより、変調信号発生器３０で生成されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ１６は、チユーナ２９で設定されたインピーダンスＺesでGaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子に入力される。
【００２５】
GaAsＪＦＥＴ２４のドレイン端子に接続された整合回路２６は、ドレイン側の接続端Ｐ５と出力端子Ｐ２側の接続端Ｐ６とがコンデンサＣ1 によつて接続され、電源ＶCC側の接続端Ｐ７と接続端Ｐ３とがコイルＬ2 によつて接続されている。また整合回路２６は、接続端Ｐ６がコイルＬ1 を介して接地ラインと接続され、接続端Ｐ７がコンデンサＣ２を介して接地ラインと接続されている。
これにより、チユーナ２９で設定されたインピーダンスＺesに応じて変化した出力信号を出力端子Ｐ２で観測することができる。
【００２６】
一方、図４に示すように、測定回路２８は、測定回路２７の変調信号発生器３０に代えて、２トーン信号発生器３１が接続されている。２トーン信号発生器３１は、互いの周波数が僅かに異なる正弦波発生器３２及び３３の出力信号Ｓ１７及びＳ１８を加算器３４によつて加算して得た加算出力信号Ｓ１９をチユーナ２９に与える。
【００２７】
測定回路２７を使用し、チユーナ２９でインピーダンスＺesを可変して、出力電力が22〔dBｍ〕（ＰＨＳ方式の携帯電話８に対応）のときのＡＣＰの実測値をプロツトすることによつて、図５のＡＣＰの特性曲線（図中、破線で示す）３５〜３８が得られた。また測定回路２８を使用し、チユーナ２９でインピーダンスＺesを可変して、出力電力が22〔dBｍ〕のときのＩＭ5 の実測値をプロツトすることによつて、図５のＩＭ5 の特性曲線（図中、実線で示す）３９〜４２が得られた。
【００２８】
GaAsＪＦＥＴ２４に流れる電流は、図３０同様、インピーダンスＺesの変化によらず、 100〔mA〕一定であつた。図５に示したＩＭ5 及びＡＣＰのそれぞれの特性曲線３５〜３８及び３９〜４２が等高線状に囲む領域の増減の傾向が良く似ていることによつて、有効出力とＩＭ5 との間の因果関係が大きいことが明かである。この理由について以下に説明する。
【００２９】
（１−２−２）有効出力とＩＭ5 との間の因果関係
π／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ１６のＡＣＰは、実際上、ＩＭ5 と７次の相互変調歪み（以下、これをＩＭ7 と呼ぶ）によつて決定され、特にＩＭ5 によつて大部分が決定される。
これにより、ＩＭ5 とπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ１６のＡＣＰとは、互いに深い係わりを有すると共に、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子側から見たインピーダンスＺesに対する依存性が一致すると言える。
【００３０】
図６は、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子側から見たインピーダンスＺesを図５での有効出力が大きい領域のインピーダンス、例えば図中、点Ａで示すＺes＝30＋j10 〔Ω〕に設定したときの入力電力に対するGaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれたＩＭ5 及びＩＭ7 の特性曲線４３及び４４を示す。図６で分かるように、Ｚes＝30＋j10 〔Ω〕のときのＩＭ5 及びＩＭ7 は、入力電力の増加に従つて全体として増加すると共に、いずれも増加の途中に一旦減少する。
これにより、特性曲線４３及び４４は、それぞれ変曲区間４６及び４７が途中に形成されることになる。
【００３１】
一方、図７は、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子側から見たインピーダンスＺesを図５での有効出力が小さい領域のインピーダンス、例えば図中、点Ｂで示すＺes＝10＋j20 〔Ω〕に設定したときの入力電力に対するGaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれたＩＭ5 及びＩＭ7 の特性曲線４８及び４９を示す。図７で分かるように、Ｚes＝10＋j20 〔Ω〕のときのＩＭ5 、ＩＭ7 は、入力電力の増加に従つて単調に増加するだけである。
【００３２】
これにより、特性曲線４８及び４９は、変曲区間が途中に形成されない。従つて、図５において、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子側から見たインピーダンスＺesによつて有効出力が異なるのは、図６のＩＭ5 及びＩＭ7 の特性曲線４３及び４４と、図７のＩＭ5 及びＩＭ7 の特性曲線４８及び４９との差異に起因していると言える。すなわち、図５において有効出力が大きい（ＡＣＰが小さい）領域に向かうに従つて、ＩＭ5 及びＩＭ7 のそれぞれの特性曲線は、変曲区間が途中に形成されると共に、この変曲区間の変化の程度が大きくなる。
【００３３】
これにより、図６のＩＭ5 の特性曲線４３の変曲区間４６との境界より右側で上昇する曲線部分５１は、図７のＩＭ5 の特性曲線４８を図７の座標系で右側に移動した状態と等しくなる。従つて、図５の点ＡのインピーダンスＺesに設定して同一入力電力比で比較すると、GaAsＪＦＥＴ２４は、歪が減少した場合と等価に振る舞うのである。すなわち同一入力電力における歪を低減する際には、ＩＭ5 の特性曲線の途中に形成される変曲区間が重要な役割を果たすことになる。
【００３４】
（１−２−３）ＩＭを求める計算式
次に、このＩＭ5 の特性曲線が単調に上昇せず、途中に変曲区間が形成されると共に、この変曲区間がゲート側から見たインピーダンスＺesの値に応じて異なる形となる理由を説明する。出力電力を歪ませるＦＥＴの非線形性の原因として幾つか考えられるもののうち、ここではＦＥＴがほぼ線形動作する領域で支配的な原因として働くゲート及びソース間の容量Ｃgsのみに着目して、図８の等価回路５３を考える。
【００３５】
等価回路５３は、２トーン信号発生器３１の電流Ｉ0 を流す電流源５４に対してインピーダンスＺesの外付回路（具体的にはチユーナ２９）と容量Ｃgsとが並列に接続されてゲート側の等価回路が構成されている。また等価回路５３は、相互コンダクタンスをｇm とし、ゲート電圧をＶg としてｇm ×Ｖg の電流を流す電流源５５に対して出力コンダクタンスＧd と、ドレイン及びソース間の容量Ｃdsとが並列に接続されてドレイン側の等価回路が構成されている。
【００３６】
インピーダンスＺesは、ＦＥＴのゲート側から見た整合回路のインピーダンスである。相互コンダクタンスｇm 、出力コンダクタンスＧd は、線形、即ち入力電圧によらず一定であるとする。容量Ｃgsだけは、入力電圧に依存する非線形素子で歪みを発生するものとし、文献「GaAs Devices and Circuit」（Plenum Press,1989 年U.S.A.,Michael Shur 著）に記載されているＰＮ接合モデルによる容量とする。この容量Ｃgsは、ＰＮ接合の開放状態のときの容量をＣ0 とし、〔（ゲートバイアス電圧）−（スレツシユホールド電圧）〕をＶt とし、入力電圧をＶ0 として、次式、
【数１】
0003669534.tif 000002
で表される。
【００３７】
この等価回路５３は、２トーン信号発生器３１から電流Ｉ0 が印加されると、容量Ｃgsに入力電圧Ｖ0 が印加される。
これにより、容量Ｃgsの非線形性に起因して、歪成分Ｖg(dist.)が発生する。ＦＥＴの出力電圧Ｖout は、ＦＥＴの線形電圧利得をＧv(Cgs,gm,Gd,Cds)とすると、次式、
【数２】
0003669534.tif 000003
で表される。
【００３８】
相互変調歪み成分の挙動については、このＶg(dist.)に現れる相互変調歪み成分のみが調べられる。２トーン信号発生器３１の２つの出力信号Ｓ１７及びＳ１８の角周波数をそれぞれω及びω＋δとすると、ゲート部分の回路方程式は、次式、
【数３】
0003669534.tif 000004
となる。
【００３９】
（３）式は、電圧波Ｖg が（３）式右辺の入力波に対して直交成分を生じさせることを示している。この振幅と位相は、入力電圧Ｖ0 （非線形成分Ｃgsに含まれる）とゲートに接続されたインピーダンスＺesとに依存する。
従つて、容量Ｃgsが入力電圧Ｖ0 に依存して非線形に変化することにより、ＩＭ5 、ＩＭ7 の振幅と位相も、入力電圧Ｖ0 に対して非線形に変化することを予測することができる。
【００４０】
（３）式を解くと、電圧波Ｖg は次式、
【数４】
0003669534.tif 000005
となる。但しＧp は、インピーダンスＺesの実数部をＲe(Zes)として、次式、
【数５】
0003669534.tif 000006
である。またＧq は、インピーダンスＺesの虚数部をＩm(Zes)として、次式、
【数６】
0003669534.tif 000007
である。さらに（５）式及び（６）式のａは、次式、
【数７】
0003669534.tif 000008
である。
【００４１】
因みに、（５）式〜（７）式においては、ω＝109 ＞＞δ＝106 であることにより、ωに対してδを省略した。また実測には、インピーダンスＺesとして特性インピーダンス50〔Ω〕のチユーナ２９を用いることにより、（４）式中の電流Ｉ0 は、Ｉ0 ＝Ｖ0 ／50とする。
【００４２】
さて、非線形効果を、Ｇp 及びＧq をＶ0 n で展開した場合で考える。このとき、２ω、３ω……からのＩＭ5 、ＩＭ7 への寄与は小さいと考え省略して、（５）式を以下の様に近似及び簡単化することができる。すなわち、ＩＭ5 、ＩＭ7 は、（４）式のＩ0 ＝Ｖ0 ／50を含めて、Ｖ05、Ｖ07、Ｖ09、Ｖ011 ……から現れる。
これにより、（５）式は、次式、
【数８】
0003669534.tif 000009
と展開近似することができる。同様にして、Ｇq ＝Ｇq(ω, Ｖ0 ）も、次式、
【数９】
0003669534.tif 000010
と展開近似することができる。
【００４３】
入力電圧Ｖ0 は、（３）式右辺で与えられるが、上述の理由より、角周波数δの成分（＝包絡線成分）のみを考える。即ち、Ｖ02n は、次式、
【数１０】
0003669534.tif 000011
であるとする。この（10）式を（８）式に代入して、次式、
【数１１】
0003669534.tif 000012
を得る。また（10）式を（９）式に代入して、次式、
【数１２】
0003669534.tif 000013
を得る。
【００４４】
（11）式及び（12）式中のＰn 及びＱn は、ωを固定して、（５）式〜（７）式で入力電圧Ｖ0 を変化させて得たＧp 及びＧq を（８）式及び（９）式で近似したとき得られる係数であり、（５）式〜（７）式で分かる通り、インピーダンスＺesの値を含んでいる。
【００４５】
（11）式及び（12）式を代入して整理すると、（４）式は、次式、
【数１３】
0003669534.tif 000014
となる。
【００４６】
この（13）式から分かるように、角周波数ωの周りに（ω±ｎδ）の多くの波が立つ。これらの波が相互変調歪み成分である。ＩＭ5 はω＋３δ、ω−２δ、ＩＭ7 はω＋４δ、ω−３δで両サイドに存在する。但し、今回の計算では、どちらも対称になることにより、一方のみ論じることとする。
【００４７】
（13）式を展開して、ＩＭ5 を求めると、ｎ＝４、６、８、１０、……からＩＭ5 の成分が現れる。即ち、ＩＭ5 は、これらのそれぞれの次数から発生する複数の波の合成波として表される。
【００４８】
（13）式は、（３）式右辺の入力信号に対して、直交成分が現れている。即ち、（13）式は、基本波及び相互変調波の振幅及び位相を表している。
これにより、これらが入力電圧Ｖ0 により変動することを予測することができる。従つて、（13）式からある特定の相互変調歪み成分を算出することによつて、その成分の入力電力に対する振幅及び位相の変動の様子を求めることができることになる。
【００４９】
ＩＭ5 の電圧波Ｖg は、（13）式においてｎをｎ＝５までとつて計算して、次式、
【数１４】
0003669534.tif 000015
で求められる。但し、（14）式中のＡは、次式、
【数１５】
0003669534.tif 000016
で求められる。また（14）式中のＢは、次式、
【数１６】
0003669534.tif 000017
で求められる。
【００５０】
同様に、ＩＭ7 の電圧波Ｖg は、（13）式においてｎをｎ＝６までとつて計算して、次式、
【数１７】
0003669534.tif 000018
で求められる。但し、（17) 式中のＣは、次式、
【数１８】
0003669534.tif 000019
で求められる。また（17) 式中のＤは、次式、
【数１９】
0003669534.tif 000020
で求められる。
【００５１】
これにより、ＩＭ5 は、電圧振幅をＶとして、次式、
【数２０】
0003669534.tif 000021
に示す振幅をもち、位相をΦとして、次式、
【数２１】
0003669534.tif 000022
に示す位相をもつ波となることが分かる。同様に、ＩＭ7 は、電圧振幅をＶとして、次式、
【数２２】
0003669534.tif 000023
に示す振幅をもち、位相をΦとして、次式、
【数２３】
0003669534.tif 000024
に示す位相をもつ波となることが分かる。
【００５２】
（20）式〜（23）式でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄに含まれるＰn 、Ｑn は、上述したように、ゲートに接続するインピーダンスＺesに依存する。
これにより、ＩＭ5 及びＩＭ7 は、インピーダンスＺesに応じて同時に変化する。
（20）式〜（23）式により、ＩＭ5 及びＩＭ7 がインピーダンスＺesに応じてどのように変化するかを調べることができる。以下にこのことを述べる。
【００５３】
（１−２−４）ＩＭの計算値と実測値との比較
図９〜図１６は、２トーン信号発生器３１より与える入力電力に対するＩＭ5 、ＩＭ7 の計算値でなる特性曲線５６〜６３と、実測値でなる特性曲線６４〜７１とを示す。
図９、図１１、図１３及び図１５は、インピーダンスＺesがそれぞれＺes＝30＋j20 、Ｚes＝10＋j20 、Ｚes＝40＋j40 、Ｚes＝60＋j30 のときのＩＭ5 の計算値を白三角印で示し、実測値を白丸印で示す。
また図１０、図１２、図１４及び図１６は、インピーダンスＺesがそれぞれＺes＝30＋j20 、Ｚes＝10＋j20 、Ｚes＝40＋j40 、Ｚes＝60＋j30 のときのＩＭ7 の計算値を白三角印で示し、実測値を白丸印で示す。
さらに図９は、２トーン信号の一方の基本波成分の計算値でなる特性曲線７２と、実測値でなる特性曲線７３とを示す。また図９は、この基本波成分の計算値を黒三角印で示し、実測値を黒丸印で示す。
【００５４】
図９〜図１６の実測値でなる特性曲線６４〜７１を得る際、ＦＥＴはゲート及びドレインにそれぞれチユーナが接続された。ドレイン側のチユーナのインピーダンスＺL は、測定に用いたＦＥＴが最大出力となるＺL ＝20＋j10 〔Ω〕に固定された。
インピーダンスＺesの値は、スミスチヤート上の第２象現の中の値が任意に選ばれる。任意に選ぶ理由は、ＦＥＴのゲート整合にできる限り近い範囲でインピーダンスＺesを選ぶことによつて、電力増幅器として設計するとき、必要な利得を確保するためである。
図９〜図１６の計算値でなる特性曲線５６〜６３と、実測値でなる特性曲線６４〜７１との比較により、ＩＭ5 、ＩＭ7 は実測値と計算値とがそれぞれ良く一致していると言える。
【００５５】
図９に示した基本波成分の計算においては、（10）式においてｎ＝０の場合を用いた。図９の基本波成分の実測値は、入力の増加に対して飽和している。一方、計算値では飽和が見られない。これは、計算では容量Ｃgs以外の非線形の効果を考慮していないことによる。即ち、入力電圧Ｖ0 が大きい領域では、容量Ｃgs以外の非線形成分の非線形項が現れてくることにより、上述の計算では誤差が大きくなることによる。
【００５６】
図１７は、入力電力をＰinとし、Ｐin＝３〔dBm 〕のときのインピーダンスＺesに対するＩＭ5 の計算値でなる特性曲線７４〜７７を示す。ＩＭ5 の計算値は、Ｚes＝Ｒ＋ｊＩm として、実数部Ｒが小さくなるに従つて大きくなり、虚数部Ｉm がＩm ＝40〔Ω〕付近で最大となる。
今回測定したGaAsＪＦＥＴ２４では、利得が最大となるインピーダンスＺesと、ＩＭ5 が大きくなるインピーダンスＺesとがほぼ一致していた。これは、電力増幅器を設計するとき、ＩＭ5 と利得との背反関係を考慮しなければいけないことを意味している。
計算に用いたＣ0 及び〔（バイアス電圧）−（スレツシユホールド電圧）〕Ｖt の値は、ＦＥＴの実測値からＣ0 ＝ 1.6〔pF〕、Ｖt ＝0.75〔Ｖ〕とした。また図８の等価回路５３の構成により、チユーナ２９の特性インピーダンス50〔Ω〕を用いて、２トーン信号発生器３１の電流Ｉ0 をＩ0 ＝Ｖ0 ／50とした。
【００５７】
図９〜図１６に見られるＩＭの実測値及び計算値は、いずれも単調に増加せず、この実測値及び計算値でなる特性曲線５６〜７１の途中に変曲区間７８〜９３がそれぞれ形成されることが特徴である。この変曲区間７８〜９３の変曲の程度もインピーダンスＺesに依存していると言える。
【００５８】
（１−２−５）変曲区間の発生に関する考察
ここでは、この変曲区間の発生について考察する。（14）式〜（16）式で表されたＶg (IM5) 成分は、５次の要素ベクトルをＶIM55とし、７次の要素ベクトルをＶIM57とし、９次の要素ベクトルをＶIM59とし、１１次の要素ベクトルをＶIM511 として、次式、
【数２４】
0003669534.tif 000025
に書き換えることができる。
要素ベクトルＶIM55、ＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 は、それぞれ次式、
【数２５】
0003669534.tif 000026
【数２６】
0003669534.tif 000027
【数２７】
0003669534.tif 000028
【数２８】
0003669534.tif 000029
で表される。
【００５９】
Ｖg (IM5) は、（25）式〜（28）式で表される４つの波のベクトル加算で表されている。要素ベクトルＶIM55、ＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 は、（11）式及び（12）式のｎ＝５、７、９、１１の各項から発生したＩＭ5 の成分である。
入力電圧Ｖ0 が小さい領域では、５次の要素ベクトルＶIM55が支配的である。これに対して、入力電圧Ｖ0 が小さい領域を越えて増加するに従つて他の７次、９次及び１１次の要素ベクトルＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 も増加する。また入力電圧Ｖ0 が極めて大きい領域では、１１次の要素ベクトルＶIM511 が支配的になる。この間の領域では、ＩＭ5 は、各要素ベクトルＶIM55、ＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 の位相関係により減算される場合が生じる。特性曲線の途中に形成される変曲区間は、この減算の結果として生じたものである。
ＩＭ7 についても同様の結論が成り立つので、詳細な説明を省く。
【００６０】
要素ベクトルＶIM55、ＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 は、ＩＭ5 の中に縮退して存在するものであり、分離観測はできないが、ＩＭ5 の位相を測定することによつて、間接的に知ることができると考えられる。図１８は、ＩＭ5 の実測値例による特性曲線６４と、計算値による特性曲線５６とを示すと共に、このＩＭ5 の位相偏移の実測値例による特性曲線９４と、計算値による特性曲線９５とを示す。図１８において、入力電圧Ｖ0 が小さい領域の位相は、５次の要素ベクトルＶIM55の位相であり、入力電圧Ｖ0 が大きい領域ではｎ＝７以上の高次の要素ベクトルＶIM57、ＶIM59及びＶIM511 の位相が現れていると考えられる。
【００６１】
π／４シフトＱＰＳＫ変調波の電力増幅用ＦＥＴでの歪みは、ＡＣＰで規定される。ＰＨＳ方式の携帯電話等におけるＡＣＰの値は、主にＩＭ5 及びＩＭ7 によつて決定され、特にＩＭ5 によつて支配的に決定される。上述のように、ＡＣＰを劣化させる原因は相互変調歪みである。
【００６２】
（１−２−６）ＩＭの特性曲線上の変曲区間による効果
図１９は、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号を電力増幅用ＦＥＴに入力し、インピーダンスＺesをＺes＝10＋j20 に設定したときのＡＣＰの実測値でなる特性曲線９６と、インピーダンスＺesをＺes＝30＋j20 に設定したときのＡＣＰの実測値でなる特性曲線９７とを示す。また図１９は、この２種のインピーダンスＺes毎の出力電力の実測値でなる特性曲線９８及び９９を示す。
ＡＣＰの特性曲線９６は、変曲区間が形成されず、ＡＣＰの特性曲線９７は変曲区間１００が明らかに形成されている。この変曲区間１００は、上述のＩＭ5 、ＩＭ7 に形成された変曲区間に起因している。
【００６３】
ＡＣＰの特性曲線９７は、変曲区間１００との境界から右側で上昇する曲線部分１０１が、途中に変曲区間が形成されないものに比して図の座標系で右側へずれている。
これにより、変曲区間１００に対応した出力範囲を越えた大きい出力範囲においては、途中に変曲区間が形成されない特性曲線９６に比して同一出力での歪みが減少していることが分かる。
【００６４】
例えば、図１９において、ＡＣＰ＝−55〔dBｃ〕での出力電力Ｐ0 を比較すると、変曲区間が無いＡＣＰの特性曲線９６に対応した出力電力の特性曲線９８ではＰ0 ＝21.2〔dBｍ〕（＝ 132〔mW〕）である。これに対して、変曲区間が形成されたＡＣＰの特性曲線９７に対応した出力電力の特性曲線９９では、Ｐ0 ＝22.3〔dBｍ〕（＝ 170〔mW〕）である。
これにより、 1.2〔dB〕の出力電力差が発生している。
【００６５】
逆に、22.0〔dBｍ〕出力点で比較すると、出力電力の特性曲線９８に対応したＡＣＰの特性曲線９６ではＡＣＰ＝−53〔dBｃ〕である。これに対して、出力電力の特性曲線９９に対応したＡＣＰの特性曲線９７ではＡＣＰ＝−56〔dBｃ〕となつている。
これにより、歪みが約３〔dB〕の改善されることになる。従つて、変曲区間１００の形成により、歪みが補正されていると言える。
【００６６】
図２０（Ａ）は、インピーダンスＺesをＺes＝30＋j20 に設定したときのＡＣＰと、ＩＭ5 及びＩＭ7 との関係を示す。また図２０（Ｂ）〜（Ｅ）は、図２０（Ａ）の領域Ｉ〜IVにそれぞれ対応しており、ＡＣＰの変曲区間を境にした変調スペクトラムの変化の様子を示す。
図２０（Ａ）の領域Ｉでは、ＩＭ5 だけが発生している。
これにより、図２０（Ｂ）に示すように、７次歪みが出ておらず５次歪みだけが見えている。
図２０（Ａ）の領域IIでは、ＩＭ5 が減少し、ＩＭ7 が増加している。
これにより、図２０（Ｃ）に示すように、５次歪み＝７次歪みとなつている。
図２０（Ａ）の領域III ではＩＭ5 が増加し、ＩＭ7 が減少している。
これにより、図２０（Ｄ）に示すように、５次歪みの増大と７次歪みの減少が見られる。
図２０（Ａ）の領域IVではＩＭ5 、ＩＭ7 いずれも増加している。
これにより、図２０（Ｅ）に示すように、５次歪み、７次歪みいずれも増大している。
【００６７】
（１−２−７）ＡＣＰ及びＩＭのＺesに対する依存性
次に、ＡＣＰ及びＩＭ5 のインピーダンスＺesへの依存性について調べる。図２１は、出力電力Ｐ0 がＰ0 ＝22〔dBm 〕のときのＡＣＰの実測値でなる特性曲線１０５及び１０６と、ＩＭ5 の計算値でなる特性曲線１０７及び１０８とを示す。特性曲線１０５及び１０７は、−55〔dBc 〕のＡＣＰ及びＩＭ5 を示す。特性曲線１０６及び１０８は、−57〔dBc 〕のＡＣＰ及びＩＭ5 を示す。
【００６８】
ＡＣＰの実測値を測定する際、ＦＥＴのゲート端子及びドレイン端子には、それぞれチユーナが接続された。ＡＣＰの実測値は、ゲート側から見たインピーダンスＺesをこのチユーナによつて可変して出力22〔dBm 〕一定として測定して得られた。計算値は、実測と同じ条件で求めた。
【００６９】
この図２１から、ＩＭ5 の計算値とＡＣＰの実測値とがほぼ一致することが分かる。またＡＣＰの実測値とＩＭ5 の計算値とは、共にＺes＝30＋j10 〔Ω〕近傍を中心にほぼ等高線状に分布している。
これにより、ゲート側から見た整合回路のインピーダンスＺesを選ぶことによつて、歪みを低減することができることが予測できる。
このようにして、図５の結果は、理論的に説明できるものであることにより、設計に使用できることになる。
【００７０】
（２）実施例の動作
以上の構成において、図２の送信信号増幅器９の整合回路２５及び２６のインピーダンスは、以下のように設定される。すなわち整合回路２５の接続端Ｐ３におけるインピーダンスは、ゲート側から見たインピーダンスＺesであり、図５の結果を用いて、ＩＭ5 が最小となる任意の値に設定される。
これにより、ＩＭ5 の特性曲線の途中には変曲区間が形成されることになる。一方、整合回路２６の接続端Ｐ５のインピーダンスは、GaAsＪＦＥＴ２４の出力が最大となるインピーダンスに設定される。
これにより、送信信号増幅器９は、最大効率で動作することができることになる。
【００７１】
図２２は、携帯電話８のπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を電力増幅するときの送信信号増幅器９の入力電力比に対する出力電力比の特性曲線１０９、ＡＣＰの特性曲線１１０及び効率の特性曲線１１１をそれぞれ示す。ＡＣＰの特性曲線１１０にも、ＩＭ5 の特性曲線の変曲区間に対応した位置に、変曲区間１１２が現れているのが分かる。すなわちＩＭ5 の特性曲線の途中に変曲区間１１２が形成されることにより有効出力が増加する効果は、π／４シフトＱＰＳＫ変調波でも現れる。
【００７２】
これにより、送信信号増幅器９は、ＡＣＰの特性曲線１１０の再上昇位置が図２２の座標系で右側に移動した分だけＡＣＰの増加が抑えられて、同一ＡＣＰを維持して出力電力を増加することができることになる。従つて、送信信号増幅器９は、ＡＣＰの規格値（−55〔dBc 〕以下）を満たして、従来に比して一段と大きな電力付加効率41〔％〕を得ることができている。
【００７３】
因みに、整合回路２５の接続端Ｐ４のインピーダンスと、整合回路２６の接続端Ｐ６のインピーダンスとは、例えば50〔Ω〕にそれぞれ設定される。
【００７４】
（３）実施例の効果
以上の構成によれば、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート端子に接続する整合回路２５のゲート側から見たインピーダンスの値を、GaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれるＩＭの特性曲線の途中に変曲区間を形成する値に設定することにより、ＡＣＰの規格値を満たして従来に比して一段と高い効率で電力増幅することができる。
【００７５】
（４）他の実施例
なお上述の実施例においては、本発明を、１段のGaAsＪＦＥＴ２５で構成した送信信号増幅器９に適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、複数段のＦＥＴで構成した増幅装置にも適用できる。この場合にも上述と同様の効果を得ることができる。
【００７６】
例えば図２３に示すように、２段増幅の送信信号増幅器１１３は、送信信号増幅器９の整合回路２５に代えて、インピーダンス回路網としての整合回路１１４、トランジスタとしてのGaAsＪＦＥＴ１１５及びインピーダンス回路網としての整合回路１１６が接続されている。整合回路１１４の一方の接続端Ｐ８は、GaAsＪＦＥＴ１６のゲート端子に接続されている。整合回路１１４の他方の接続端Ｐ９は、GaAsＪＦＥＴ１１５のドレイン端子に接続されている。GaAsＪＦＥＴ１１５のゲート端子には、整合回路１１６の一方の接続端Ｐ１０が接続されている。整合回路１１６の他方の接続端Ｐ１１は、入力端子Ｐ１に接続されている。
【００７７】
整合回路１１６の接続端Ｐ１０のインピーダンスと整合回路１１４の接続端Ｐ９のインピーダンスとは、この両者でGaAsＪＦＥＴ１１５の利得が最大となる値に設定される。整合回路２６の接続端Ｐ５のインピーダンスはGaAsＪＦＥＴ２４の出力が最大となる値に設定される。
整合回路２６の接続端Ｐ６のインピーダンスと、整合回路１１６の接続端Ｐ１１のインピーダンスとは、それぞれ50〔Ω〕に設定される。
整合回路１１４の接続端Ｐ８のインピーダンスは、送信信号増幅器９と同様に、GaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれるＩＭがＡＣＰの規格値を満たして最小となるインピーダンスに設定される。
このように設定することにより、送信信号増幅器１１３は、ＡＣＰの規格値を満たして従来に比して一段と高い最大電力付加効率で電力増幅することができる。
【００７８】
図２４は、このように設定された送信信号増幅器１１３でπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を入力したときの出力電力の特性曲線１１７と、ＡＣＰの特性曲線１１８とを示す。この特性曲線１１７及び１１８は、ＰＨＳ方式の携帯電話８での電力増幅を前提にしている。図２４に示すように、この２段増幅の送信信号増幅器１１３のＡＣＰの特性曲線１１８においても図６に示したＩＭ5 及びＩＭ7 の特性曲線４３及び４４と同様に変曲区間１１９が生じている。
これにより、出力＝22〔dBm 〕でのＡＣＰの値が−55〔dBｃ〕以下となつている。
因みに、図２５〜図２９は、整合回路２５及び１１４の構成例を示す。
【００７９】
また上述の実施例においては、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート側から見た整合回路２５のインピーダンスＺesにより、入力電力に対するＩＭの特性曲線に変曲区間を形成する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ドレイン側から見た整合回路のインピーダンスにより入力電力に対するＩＭの特性曲線に変曲区間を形成する場合にも適用できる。
【００８０】
即ち、図２の送信信号増幅器９においては、GaAsＪＦＥＴ２４のドレイン側から見た整合回路２６の接続端Ｐ５のインピーダンスの値を、入力電力に対するＩＭの特性曲線の途中に大きな変曲区間が形成され、この変曲区間により有効出力が所望の値になる値に設定する。同様に、GaAsＪＦＥＴ２４のゲート側から見た整合回路２５の接続端Ｐ３のインピーダンスＺesの値を、GaAsＪＦＥＴ２４のＩＭを最小にする値に設定する。
これにより、送信信号増幅器９の電力付加効率を上述の実施例に比して一段と高くすることができる。
【００８１】
さらに図２３の送信信号増幅器１１３においては、整合回路２６の接続端Ｐ５のインピーダンスの値を、GaAsＪＦＥＴ２４の入力電力に対するＩＭの特性曲線の途中に大きな変曲区間が形成され、この変曲区間により有効出力が所望の値になる値に設定する。また整合回路１１４の接続端Ｐ８のインピーダンスを、GaAsＪＦＥＴ２４の出力電力に含まれるＩＭがＡＣＰの規格値を満たして最小となるインピーダンスに設定する。
これにより、図２３に示した他の実施例の２段増幅の送信信号増幅器１１３の電力付加効率を一段と高くすることができる。
【００８２】
さらに上述の実施例においては、本発明を、GaAsＪＦＥＴ２４によつて増幅する送信信号増幅器９及びこれを使用した携帯電話８に適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、任意の種類のＦＥＴ、例えば金属シヨツトキーＦＥＴ（ＭＥＳＦＥＴ（metal Shottky FET ））、ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor FET ）や、任意の種類のバイポーラトランジスタ、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ（Heterobipolar transistor））を使用して増幅する半導体増幅装置及びこれを使用した通信端末装置にも広く適用し得る。
【００８３】
さらに上述の実施例においては、本発明をＰＨＳ方式の携帯電話８に適用する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、任意の方式、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）方式やＮＡＤＣ（North American Digital Cellular ）方式の通信端末装置にも適用できる。
【００８４】
さらに上述の実施例においては、整合回路２５、２６、１１４及び１１６を受動素子だけで構成する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、インピーダンス回路網内に能動素子を含む場合にも適用できる。
【００８５】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、電界効果トランジスタのゲート端子に接続された第１の整合回路における当該ゲート端子側からみたインピーダンスを、電界効果トランジスタの出力電力に含まれる相互変調歪み成分を表す特性曲線の途中に、特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成する値に設定すると共に、第２の整合回路における一方の接続端のインピーダンスを電界効果トランジスタの出力が最大となる値に設定することにより、当該相互変調歪み成分を表す特性曲線の接線の傾斜角度が一旦小さくなる曲線区間、又は下に凸となる曲線区間を形成することができるので、その曲線区間によって相互変調歪み成分を表す特性曲線の再上昇位置を座標系でシフトさせた分だけ隣接チャネル漏洩電力比の増加を抑えることができ、かくして当該隣接チャネル漏洩電力比の規格値を満たしながら従来に比して一段と高い効率で電力増幅し得る半導体増幅装置及び通信端末装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による半導体増幅装置及び通信端末装置の一実施例の構成を示すブロツク図である。
【図２】実施例の１段増幅の送信信号増幅器を示すブロツク図である。
【図３】測定回路を示す接続図である。
【図４】測定回路を示す接続図である。
【図５】有効出力22〔dBm 〕でのＩＭ5 及びＡＣＰの特性を示す特性曲線図である。
【図６】ゲート側から見たインピーダンスが30＋j10 〔Ω〕のときのＩＭ5 及びＩＭ7 の特性を示す特性曲線図である。
【図７】ゲート側から見たインピーダンスが10＋j20 〔Ω〕のときのＩＭ5 及びＩＭ7 の特性を示す特性曲線図である。
【図８】ＩＭ5 及びＩＭ7 を測定する際の等価回路を示す接続図である。
【図９】基本波及びＩＭ5 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１０】ＩＭ7 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１１】ＩＭ5 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１２】ＩＭ7 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１３】ＩＭ5 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１４】ＩＭ7 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１５】ＩＭ5 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１６】ＩＭ7 の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１７】Ｐin＝３〔dBm 〕のときのインピーダンスＺesに対するＩＭ5 の変化を示す特性曲線図である。
【図１８】ＩＭ5 の位相偏差の計算値及び実測値を示す特性曲線図である。
【図１９】インピーダンスＺes毎の出力電力及びＡＣＰの特性を示す特性曲線図である。
【図２０】ＩＭ5 及びＩＭ7 の特性例とπ／４シフトＱＰＳＫ変調スペクトラムを示す特性曲線図である。
【図２１】ＡＣＰの実測値及びＩＭ5 の計算値のＺes分布を示す特性曲線図である。
【図２２】実施例の送信信号増幅器の出力電力、ＡＣＰ及び効率の特性を示す特性曲線図である。
【図２３】他の実施例の２段増幅の送信信号増幅器を示すブロツク図である。
【図２４】他の実施例の出力電力及びＡＣＰの特性を示す特性曲線図である。
【図２５】整合回路例を示す接続図である。
【図２６】整合回路例を示す接続図である。
【図２７】整合回路例を示す接続図である。
【図２８】整合回路例を示す接続図である。
【図２９】整合回路例を示す接続図である。
【図３０】従来の基本波の位相偏移と有効出力のＺes分布を示す特性曲線図である。
【符号の説明】
１〜７、３５〜４５、４８〜５０、５６〜７７、９４〜９９、１０２〜１１１、１１７、１１８……特性曲線、８……携帯電話、９、１１３……送信信号増幅器、１０……マイクロホン、１１……コーデツク、１２……時分割多重逆多重回路、１３……π／４シフトＱＰＳＫ変調器、１４、１８……ミキサ、１５……アンテナスイツチ、１６……アンテナ、１７……受信信号増幅器、１９……局部発振器、２０……中間周波増幅器、２１……バンドパスフイルタ、２２……π／４シフトＱＰＳＫ復調器、２３……スピーカ、２４、１１５……GaAsＪＦＥＴ、２５、２６、１１４、１１６……整合回路、２７、２８……測定回路、２９……チユーナ、３０……変調信号発生器、３１……２トーン信号発生器、３２、３３……正弦波発生器、３４……加算器、４６、４７、７８〜９３、１００、１１２、１１９……変曲区間、５１、５２、１０１……曲線部分、５３……等価回路、５４、５５……電流源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図８】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２４】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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