(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
低ＩＦ信号をＮ個の（Ｎは２以上の整数）帯域の信号に分割する帯域分割アナログフィルタと、
該帯域分割アナログフィルタの出力をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
低ＩＦの既知信号を低ＩＦ段に供給する既知信号供給手段と、
該既知信号供給手段により前記帯域分割アナログフィルタに既知信号が供給されたとき、
hatｄ＝hatＲｄ
ここで、
hatｄ：各帯域の出力信号振幅を成分とする（Ｎ,１）行列
ｄ：各帯域の入力信号振幅を成分とする（Ｎ,１）行列
となる（Ｎ,Ｎ）行列hatＲに対する逆行列であるhatＲ-1を記憶するメモリと、
該メモリの内容を読出して前記Ａ／Ｄ変換器出力にhatＲ-1を乗算するデコリレータと、
該デコリレータ出力を復調するディジタル復調器と
を備えることを特徴とする低ＩＦ方式受信機。
【請求項２】
前記既知信号供給手段は、受信信号周波数を低ＩＦに変換するための局部発振器を用いることを特徴とする請求項１記載の低ＩＦ方式受信機。
【請求項３】
前記帯域分割アナログフィルタは、フィルタバンク構成であることを特徴とする請求項１又は２記載の低ＩＦ方式受信機。
【請求項４】
前記帯域分割アナログフィルタは、ウェーブレット構成であることを特徴とする請求項１又は２記載の低ＩＦ方式受信機。
【請求項５】
前記帯域分割アナログフィルタは、複素係数フィルタ構成であることを特徴とする請求項１乃至４いずれかに記載の低ＩＦ方式受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、低ＩＦ方式受信機に関し、特にＤＣオフセット及びイメージ周波数信号を抑圧するため、複素係数フィルタバンクを用いる低ＩＦ方式受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年ネットワークのブロードバンド化に伴って無線通信システムの広帯域化の要求が高まっている。またマルチモード／マルチバンド端末の実現のために、ダイレクトコンバージョン方式の受信機の検討が行われている。
【０００３】
図１０は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。ダイレクトコンバージョン方式は中間周波数（ＩＦ）段等を削除し、アンテナ５１を介して受信した信号は増幅器フィルタ５２で帯域増幅されて、ミキサ５３により局部発振器５４からの局部発振信号と混合されて直接ベースバンド信号に変換される。変換された信号は増幅器フィルタ５５を通り、Ａ／Ｄ変換器５６に入力される。Ａ／Ｄ変換器５６の出力はディジタル信号処理され、復調される。この方式はＩＦフィルタを用いないため受信機の広帯域化が容易であり、受信機の柔軟性を増し同時に１チップ化を可能にする。しかし、ダイレクトコンバージョン方式においては、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ＤＣオフセットの問題が指摘されている。ＤＣオフセットとはローカル信号の一部がミキサの入力側から漏れて再びミキサに戻りローカル信号と自己ミキシングすることによりＤＣ成分にオフセットが生じる問題である。もしくはローカル信号の一部がアンテナを通じて外部に放出され、その反射波が受信されてローカル信号とミキシングされることによっても生じる。
【０００４】
ＤＣオフセットの問題を緩和するため低ＩＦ方式が提案されている（J. Crols and M. S. J. Steyaert, "Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Intefrated Receivers," IEEE Trans. on Circuits and Systems, vol.45, no.3, pp.269-282, March 1998.）。
【０００５】
図１１は、従来の低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。アンテナ６１を介して受信された信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２、ＬＮＡ６３を通って、ミキサ６４により局部発振器６５からの局部発振信号と混合されて低ＩＦ信号に変換される。変換された信号はＩＦフィルタ６６、増幅器６７を通り、Ａ／Ｄ変換器６８に入力される。Ａ／Ｄ変換器６８の出力は復調器６９でディジタル信号処理（ＤＳＰ）され、復調される。低ＩＦ方式はＤＣ付近に希望信号が存在しないため、ＤＣオフセットが希望信号に干渉しない。しかしＤＣオフセット及びイメージ周波数信号をそのままＡ／Ｄ変換し除去するには、ＤＣオフセット及びイメージ周波数信号と希望信号を同時にディジタル信号へ変換する必要があるため、変換速度が速いＡ／Ｄ変換器が要求される。
【０００６】
Ａ／Ｄ変換器の改善傾向は８年で約１.５ビット程度であり、変換速度が２倍になるごとに解像度１ビット減少する傾向を考慮すると、信号処理速度の改善度と同等の変換速度の改善度は見られない。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器の変換速度を改善する方法としてフィルタバンクを用いて信号の帯域を分割する方式が提案されている（R. Khoini-Poorfard, L. B. Lim, and D. A. Johns, "Time-Interleaved Oversampling A/D Converters: Theory and Practice," IEEE Trans. on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, vol.44, no.8, pp.634-645, August 1997.）。帯域を分割し並列にＡ／Ｄ変換を行うことにより、各Ａ／Ｄ変換器に要求される変換速度を緩和することができる。同時に各サブバンドの信号に最適化したＡＧＣをかけることにより、Ａ／Ｄ変換器の解像度の要求を緩和することも可能である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このＡ／Ｄ変換方式においては各複素係数サブバンドフィルタをスイッチドキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）等で構成することになり、フィルタの係数に誤差が生じ阻止帯域における特性が劣化する。そして、ＤＣオフセット及びイメージ周波数信号が希望信号に対して干渉する可能性がある。
【０００９】
本発明は、上記問題点に鑑み、帯域分割方式のＡ／Ｄ変換器を用いて低ＩＦ方式受信機を構成することとし、その際の、各サブバンドフィルタを通過した干渉成分を低減する低ＩＦ方式受信機を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の低ＩＦ方式受信機は、低ＩＦ信号をＮ個の（Ｎは２以上の整数）帯域の信号に分割する帯域分割アナログフィルタと、該帯域分割アナログフィルタの出力をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、低ＩＦの既知信号を低ＩＦ段に供給する既知信号供給手段と、該既知信号供給手段により前記帯域分割アナログフィルタに既知信号が供給されたとき、
hatｄ＝hatＲｄ
ここで、hatｄ：各帯域の出力信号振幅を成分とする（Ｎ,１）行列、ｄ：各帯域の入力信号振幅を成分とする（Ｎ,１）行列
となる（Ｎ,Ｎ）行列hatＲに対する逆行列であるhatＲ-1を記憶するメモリと、該メモリの内容を読出して前記Ａ／Ｄ変換器出力にhatＲ-1を乗算するデコリレータと、該デコリレータ出力を復調するディジタル復調器とを備える。
【００１１】
また、前記既知信号供給手段は、受信信号周波数を低ＩＦに変換するための局部発振器を用いることで、局部発振器を受信周波数変換のためとフィルタ特性を記憶するために共用することができる。
【００１２】
また、前記帯域分割アナログフィルタは、フィルタバンク構成であることで、高速処理することができる。
【００１３】
また、前記帯域分割アナログフィルタは、ウェーブレット構成であることで、フィルタ分割特性の変更に柔軟に対応できる。
【００１４】
また、前記帯域分割アナログフィルタは、複素係数フィルタ構成であることで、ＤＣ成分及びイメージ周波数を抑圧して分割フィルタの帯域を有効に利用することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
【００１７】
図１は、参考として示す低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。本低ＩＦ方式受信機は、アンテナ１１、ＢＰＦ１２、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１３、ミキサ１４、局部発振器１５、帯域分割フィルタ１６−０、１６−１、…、１６−Ｍ−１、増幅器１７−０、１７−１、…、１７−Ｍ−１、デシメータ１８−０、１８−１、…、１８−Ｍ−１、Ａ／Ｄ変換器１９−０、１９−１、…、１９−Ｍ−１、アップサンプラ２０−０、２０−１、…、２０−Ｍ−１、帯域合成フィルタ２１−０、２１−１、…、２１−Ｍ−１、及びメモリ２２ａを有する復調器２２から成る。
【００１８】
アンテナ１１を介して受信された信号はＢＰＦ１２を通りミキサ１４により低ＩＦ信号に変換される。変換された信号はＨ0からＨM-1までの複素係数帯域分割フィルタ１６−０、１６−１、…、１６−Ｍ−１に入力される。帯域分割フィルタ１６−０、１６−１、…、１６−Ｍ−１は希望信号をＤＣオフセット及びイメージ周波数信号と分離する。入力された信号はデシメータ１８−０、１８−１、…、１８−Ｍ−１により１／Ｎにダウンサンプルされる。これによりＡ／Ｄ変換器１９−０、１９−１、…、１９−Ｍ−１の変換速度を１／Ｎにする。また各サブバンドで受信される信号にあわせてＡ／Ｄ変換器１９−０、１９−１、…、１９−Ｍ−１の解像度を変更することができる。Ａ／Ｄ変換器１９−０、１９−１、…、１９−Ｍ−１によって変換された信号のサンプルは、アップサンプラ２０−０、２０−１、…、２０−Ｍ−１によってＮ個のサンプルに変換され、複素係数帯域合成フィルタ２１−０、２１−１、…、２１−Ｍ−１により各帯域の信号が合成され、復調器２２により復調される。
【００１９】
フィルタバンクにはＤＦＴ（Digital Fourier Transform）フィルタバンク、ＣＱＦ（Conjugate Quadrature Filter）フィルタバンク等多くの提案がなされている。特にＭ＝２の時にはＱＭＦ（Quadrature Mirror Filter）バンクが知られている。入力信号ｘ(ｎ)と出力信号hatｘ(ｎ)のｚ変換をＸ(ｚ)，hatＸ(ｚ)とすると、
以下、文章中では、
【００２０】
【数１】
0003656739.tif 000002
表現する。
【００２１】
【数２】
0003656739.tif 000003
を得る。ＱＭＦフィルタバンクは
Ｈ1(ｚ) ＝ Ｈ0(−ｚ),          (2.2)
Ｆ0(ｚ) ＝ Ｈ0(ｚ),            (2.3)
Ｆ1(ｚ) ＝ −Ｈ1(ｚ)           (2.4)
のとき、エイリアシング回避条件
Ｈ0(ｚ)Ｆ0(ｚ)＋Ｈ1(ｚ)Ｆ1(ｚ) ＝ ０    (2.5)
を満たし、オールパス条件
Ｈ0(−ｚ)Ｆ0(z)＋Ｈ1(−ｚ)Ｆ1(ｚ) ＝ ２ｚ-L   (2.6)
を近似的に満たす。ここでＬはフィルタの次数である。
【００２２】
図２は、実数係数のＱＭＦフィルタバンクの周波数応答を示す図である。受信信号のＤＣ成分及びイメージ周波数信号を抑圧するためには、実数係数を次のような変換式により複素係数に変換する。
ｈ0(ｎ) ＝ exp(ｊｎφπ)ｈr(ｎ),          (2.7)
ｈ1(ｎ) ＝ exp(ｊｎ(φ±１)π)ｈr(ｎ).    (2.8)
ここでφはフィルタのインパルス応答の周波数シフト量である。
【００２３】
図３は、π／４周波数シフトした時のＱＭＦフィルタバンクの周波数応答を示す図である。このように周波数シフトすることで、ＤＣ成分及びイメージ周波数信号を抑圧して、希望周波数帯域を均等に分割することができる。
【００２４】
普通、このような帯域分割フィルタはスイッチドキャパシタにより構成される。スイッチドキャパシタフィルタの特性は、寄生容量等により誤差を含む。
【００２５】
図４は、２分割の場合の参考として示す低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。すなわち、ここではＭ＝２，Ｎ＝２とする。アンテナ３１、ＢＰＦ３２、ＬＮＡ３３、ミキサ３４−０、３４−１、局部発振器３５、帯域分割フィルタ３７−０、３７−１、増幅器３８−０、３８−１、デシメータ３９−０、３９−１、Ａ／Ｄ変換器４０−０、４０−１、アップサンプラ４１−０、４１−１、帯域合成フィルタ４２−０、４２−１、及び復調器４７はそれぞれ図１に示されるアンテナ１１、ＢＰＦ１２、ＬＮＡ１３、ミキサ１４、局部発振器１５、帯域分割フィルタ１６−０、１６−１、…、１６−Ｍ−１、増幅器１７−０、１７−１、…、１７−Ｍ−１、デシメータ１８−０、１８−１、…、１８−Ｍ−１、Ａ／Ｄ変換器１９−０、１９−１、…、１９−Ｍ−１、アップサンプラ２０−０、２０−１、…、２０−Ｍ−１、帯域合成フィルタ２１−０、２１−１、…、２１−Ｍ−１、及び復調器２２に相当する。ここでは、希望信号帯域Ｈ1より誤差推定４４で誤差を推定し、ＤＣオフセット通過帯域Ｈ0の平均４３とからフィルタ係数を推定して、加算器４６から希望信号を出力する。
【００２６】
まずは、複素係数の誤差を推定する。推定はミキサ３４−０、３４−１の入力端を抵抗を介して接地し、アンテナ３１から信号が入力しない状態で行う。このとき局部発振器３５からのローカル信号をミキサ３４−０、３４−１に入力するとＤＣオフセットが発生する。これを利用して複素係数の誤差を推定する。
【００２７】
帯域分割フィルタ３７−０、３７−１にてサンプルされた既知の複素ベースバンド信号をbarｒ(ｎ)とすると
【００２８】
【数３】
0003656739.tif 000004
ここで*は複素共役を示し、ｍは分割する帯域を示すインデックスである。またadc｛｝はＡ／Ｄ変換を示す。hatｙm(ｎ)をｎ＝ｎ，…，ｎ＋Ｌ−１まで求める。
【００２９】
【数４】
0003656739.tif 000005
よりフィルタの係数hatＨmを推定し、メモリ２２ａに記憶しておく。
【００３０】
誤差を含んだ帯域分割フィルタの係数をtldｈm(ｎ)とする。tldｈo(ｎ)はＤＣオフセットが通過し、tldｈ1(ｎ)は希望信号が通過するとする。帯域分割フィルタ３７−０、３７−１にてサンプルされた受信信号をbarｒ(ｎ)とすると
【００３１】
【数５】
0003656739.tif 000006
ここでδｈoはフィルタｈoの誤差を示す。tldｙo(ｎ)はダウンサンプルされＡ／Ｄ変換されたのちアップサンプルされる。
【００３２】
【数６】
0003656739.tif 000007
ここで受信信号ｒ(ｎ)が大きなＤＣオフセットを含むと仮定するとｙＵ０の推定値は
【００３３】
【数７】
0003656739.tif 000008
式（3.19）よりＤＣオフセットを推定する。
【００３４】
【数８】
0003656739.tif 000009
tldｙ1(ｎ)はダウンサンプルされＡ／Ｄ変換されたのちアップサンプルされる。
【数９】
0003656739.tif 000010
ＤＣオフセットによる干渉成分は以下のように除去する。
【００３５】
【数１０】
0003656739.tif 000011
希望信号は以下のようにして取り出す。
【００３６】
【数１１】
0003656739.tif 000012
図５は、フィルタの周波数シフト量とＢＥＲ（ビット誤り率）の関係を示す図である。「ＡＤＣ」は受信信号をそのままＡ／Ｄ変換した後に複素係数サブバンドフィルタによりＤＣオフセット成分を除去した場合である。この場合には他の方式よりも２倍のＡ／Ｄ変換速度が必要になる。「補償なし」は複素係数アナログサブバンドフィルタによりＤＣオフセットを除去するが誤差の補償を行わない場合である。「発明」は提案する誤差補償方式を用いた場合である。いずれの場合にも−４π／１６〜−６π／１６［rad／サンプル］あたりでＢＥＲが減少している。−６π／１６［rad／サンプル］以上にシフトするとＤＣオフセットがフィルタ後の信号に混入し、ＢＥＲが高くなる。−３π／１６［rad／サンプル］以下にシフトするとイメージ周波数信号がフィルタ後の信号に混入するためやはりＢＥＲが高くなる。
【００３７】
図６は、ＢＥＲとＥb／Ｎoの関係を示す図である。Ｅb／Ｎoとは、「ビットエネルギー（電力）対雑音電力密度」であり、１情報ビットあたりの信号対雑音電力比（Ｓ／ＮまたはＳＮＲ：Signal to Noise power Ratio）である。「ＤＣオフセットなし」はＤＣオフセットのない場合であり、ＱＰＳＫの理論値を示す。「補償なし」と「発明」を比較することにより、提案する誤差補償法を用いるとＢＥＲが大幅に改善することがわかる。ただし「ＡＤＣ」に比べてＢＥＲ＝１０-2において約１ｄＢほど特性が劣化する。これはデシメーションをした際にＤＣオフセットのエイリアシング成分がフィルタ後の出力に混入するためである。
【００３８】
図７は、ＢＥＲとＡ／Ｄ変換器の解像度の関係を示す図である。図７よりＡ／Ｄ変換器の解像度が１０ビット以下の時には、あらかじめ複素係数サブバンドフィルタによりＤＣオフセットを抑圧したのちにＡ／Ｄ変換したほうがＢＥＲが低い。これに対し解像度が１２ビット以上ではＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換したのち、フィルタ係数誤差の少ないディジタル信号処理によってＤＣオフセットを取り除いたほうがＢＥＲが少ないことを示している。
【００３９】
図８は、本発明の実施の形態による低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。本実施の形態の低ＩＦ方式受信機は、アンテナ７１、ＢＰＦ７２、ＬＮＡ７３、ミキサ７４−１、７４−１、局部発振器７５、遅延器７６−０、７６−１、…、７６−Ｎ−２、デシメータ７７−０、７７−１、…、７７−Ｎ−１、アナリシスフィルタバンク７８、増幅器７９−０、７９−１、…、７９−Ｎ−１、Ａ／Ｄ変換器８０−０、８０−１、…、８０−Ｎ−１、及びメモリ８１ａを有するデコリレータ８１から成る。
【００４０】
アンテナ７１を介して受信された信号はＢＰＦ７２を通りＬＮＡ７３でＲＦ増幅されミキサ７４により直角位相関係にある２つの低ＩＦ信号に変換される。変換された信号は遅延器７６−０、７６−１、…、７６−Ｎ−２により順次遅延された後に、デシメータ７７−０、７７−１、…、７７−Ｎ−１により１／Ｎにダウンサンプルされて、アナリシスフィルタバンク７８に入力される。これによりＡ／Ｄ変換器８０−０、８０−１、…、８０−Ｎ−１の変換速度を１／Ｎにする。アナリシスフィルタバンク７８は入力信号を複数の周波数成分に分割して各サブバンドの信号を出力する。各サブバンドの信号は増幅器７９−０、７９−１、…、７９−Ｎ−１で増幅され、Ａ／Ｄ変換器８０−０、８０−１、…、８０−Ｎ−１でディジタル信号に変換されて、デコリレータ８１で入力信号から相互干渉成分を取り除く。
【００４１】
ここで、送信信号の周波数成分がｄ＝｛ｄ0,ｄ1,…,ｄN-1｝Tを持つと仮定する。このとき受信信号は以下のように表される。
【００４２】
【数１２】
0003656739.tif 000013
ここでΔＴはサンプリング間隔、Ｎはアナリシスフィルタバンク７８の入力数である。アナリシスフィルタバンク７８の係数に誤差がない場合にはそのｋ番目の出力は以下のようになる。
【００４３】
【数１３】
0003656739.tif 000014
ただし増幅器７９−０、７９−１、…、７９−Ｎ−１の増幅度は簡単化のため１とした。
【００４４】
式（２）においてはアナリシスフィルタの係数誤差及び雑音の影響を無視している。実際にはアナリシスフィルタの係数は誤差を含み、また受信信号には雑音が含まれる。
【００４５】
【数１４】
0003656739.tif 000015
ここでｃnkはｋ番目の帯域を抽出するフィルタのｎ番目の係数の誤差を示し、ηは熱雑音を表す。式（３）を行列表示すると
【００４６】
【数１５】
0003656739.tif 000016
さらにデシメーションされた信号が各Ａ／Ｄ変換器８０−０、８０−１、…、８０−Ｎ−１を通過する時には量子化雑音が加わる。これをζ＝｛ζ0,ζ1,…,ζN-1｝Tとすると
【００４７】
【数１６】
0003656739.tif 000017
本実施の形態においては、予めＤＣオフセットを利用してアナリシスフィルタバンク７８の係数を推定して、設計値と推定値を比較し、各周波数分割した信号間の相互相関行列を計算し、相互相関行列の逆行列を計算して、メモリ８１ａに記憶しておく。デコリレータ８１では、hatＲの逆行列をＡ／Ｄ変換器８０−０、８０−１、…、８０−Ｎ−１の出力に掛け算する。すなわち
【００４８】
【数１７】
0003656739.tif 000018
デコリレータの出力は各周波数信号成分ｄk、及び熱雑音ηと量子化雑音ζが相互相関の影響を受けた信号を含む。
【００４９】
ここで、デコリレータを用いない従来型受信機の誤り率特性を計算する。式（１０）より受信した希望信号と他の周波数帯域からの干渉成分は以下のように表される。
【００５０】
【数１８】
0003656739.tif 000019
ここでRe｛ａ｝は複素数ａの実部を表し、［Ａ］kはＮ×１行列Ａのｋ番目の要素を意味する。また熱雑音の影響による雑音の分散は式（８）より
【００５１】
【数１９】
0003656739.tif 000020
ここでσ2は熱雑音の分散である。したがって
【００５２】
【数２０】
0003656739.tif 000021
またＡ／Ｄ変換器の入力最大値の絶対値をＡMとし、解像度をＢqビットとし最初の１ビットは正負の符号に用いるとすると量子化雑音ζkは［−(ＡM／２Bq),(ＡM／２Bq)］の間で一様分布する。
【００５３】
ｄkをＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号と仮定すると条件付誤り率は以下のように求められる。
【００５４】
【数２１】
0003656739.tif 000022
ここで［Ａ］k,kはＮ×Ｎ行列Ａの（ｋ,ｋ）番目の要素を意味する。
【００５５】
【数２２】
0003656739.tif 000023
と変数変換し、誤差関数を展開すると
【００５６】
【数２３】
0003656739.tif 000024
ここで
【００５７】
【数２４】
0003656739.tif 000025
したがって補償を行った場合の受信機の誤り率は
【００５８】
【数２５】
0003656739.tif 000026
ここで、本実施の形態のデコリレータ型誤差補償法の特性を解析する。式（１０）において雑音成分の分散を計算する。熱雑音については
【００５９】
【数２６】
0003656739.tif 000027
また量子化誤差については各Ａ／Ｄ変換器で発生する量子化誤差の分散が等しくλ2であると仮定すると
【００６０】
【数２７】
0003656739.tif 000028
で与えられる。量子化雑音は一様分布であるが、デコリレータの係数が掛け合わされることによりガウス雑音とモデル化される。したがってｋ番目の周波数帯域におけるＳＮＲ（ＳＮ比）は以下のように求められる。
【００６１】
【数２８】
0003656739.tif 000029
ここで［Ａ］kkはＮ×Ｎ行列Ａの（ｋ,ｋ）番目の要素を意味する。仮にｄkがＢＰＳＫ変調された信号であり、雑音成分がガウス性だと仮定するとＢＥＲは以下のように求まる。
【００６２】
【数２９】
0003656739.tif 000030
ここで、シミュレーションとして、アナリシスフィルタバンク７８の各係数に一様分布に従って発生する［−０.０１,０.０１］の誤差を付加した場合の、１００００回の平均誤り率を計算する。
【００６３】
希望信号はＢＰＳＫ変調して送信され、受信されたのちＩＦ＝３π／８［rad／サンプル］にダウンコンバージョンされるとする。通信路は白色ガウス雑音路を仮定する。コヒーレント受信を仮定し、Ａ／Ｄ変換器の与えられた解像度のうち１ビットは正負の符号を表すのに用いられ、ＡM＝２hatｄk又はＡM＝２ｓk(ｄ)とする。イメージ周波数信号はＢＰＳＫ信号が−３π／８［rad／サンプル］に受信されるとする。イメージ周波数信号の電力は希望信号に対して６０［dB］大きいとする。
【００６４】
図９は、本実施の形態においてＢＥＲとＥb／Ｎoの関係を示す図である。ここでは、Ａ／Ｄ変換器の解像度を１０［bit］とした。図よりデコリレータを用いない従来型受信機の場合、フィルタの係数誤差によりＢＥＲ特性がフロアを示し、Ｅb／Ｎoの増加に対してほとんど変化しない。これはイメージ周波数信号が希望信号に対して係数誤差のために干渉するためである。これに対してデコリレータ型補償法を用いた場合にはＢＥＲ特性がほぼＢＰＳＫの理論値を示している。これはデコリレータがイメージ周波数信号の干渉を取り除くためである。
【００６５】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
【００６６】
上述の実施の形態では、ミキサの入力を抵抗を介して接地することでローカル信号を利用して既知信号を作っているが、既知の信号を発生する局部発振器を別途設けて供給するようにしても良い。
【００６７】
また、フィルタの構成をフィルタバンクとするのではなく、ウェーブレットを用いてもよい。すなわち、一度に多数に帯域分割するのではなく、例えば２分割ずつ繰り返し分割していくように、階層的に分割するようにしても良い。こうすることにより例えば分割する所定の階層を短絡するスイッチング等により分割の細かさを切換えることができる。
【００６８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、アナログ部である帯域分割フィルタの係数誤差をディジタル信号処理によって補償することができるとともに、特に、アナログフィルタの誤差により直交する周波数信号間で相互に引き起こす干渉をも除去することができる。これにより、Ａ／Ｄ変換器の変換速度及び解像度に関する要求を緩和し、広帯域通信システムに対応することができる。さらに、並列信号処理を可能にし、低消費電力の受信構成を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  参考として示す低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。
【図２】  実数係数のＱＭＦフィルタバンクの周波数応答を示す図である。
【図３】  π／４周波数シフトした時のＱＭＦフィルタバンクの周波数応答を示す図である。
【図４】  ２分割の場合の参考として示す低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。
【図５】  フィルタの周波数シフト量とＢＥＲの関係を示す図である。
【図６】  ＢＥＲとＥb／Ｎoの関係を示す図である。
【図７】  ＢＥＲとＡ／Ｄ変換器の解像度の関係を示す図である。
【図８】  本発明の実施の形態による低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。
【図９】  本実施の形態においてＢＥＲとＥb／Ｎoの関係を示す図である。
【図１０】  従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。
【図１１】  従来の低ＩＦ方式受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１、３１、７１  アンテナ
１７、３８、７９  増幅器
１８、３９、７７  デシメータ
２０、４１  アップサンプラ
２１、４２  帯域合成フィルタ
【図１】
0003656739.tif 000031
【図２】
0003656739.tif 000032
【図３】
0003656739.tif 000033
【図４】
0003656739.tif 000034
【図５】
0003656739.tif 000035
【図６】
0003656739.tif 000036
【図７】
0003656739.tif 000037
【図８】
0003656739.tif 000038
【図９】
0003656739.tif 000039
【図１０】
0003656739.tif 000040
【図１１】
0003656739.tif 000041