(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生回路と、
第１のコンデンサと第１の抵抗が直列に接続され、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める第１のハイパスフィルタであって、当該第１のコンデンサの他端には焦電素子からの信号が入力され、当該第１の抵抗の他端には前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給される第１のハイパスフィルタと、
前記第１のハイパスフィルタの第１のコンデンサと第１の抵抗の接続点が非反転入力端子に接続され、反転入力端子には第２の抵抗を介して前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給され、更に出力端子と前記反転入力端子との間には、第３の抵抗と第２のコンデンサの並列回路からなる帯域特性の高域側の遮断周波数を定めるフィルタが接続されてなる第１のオペアンプと、
第３のコンデンサと第４の抵抗が直列に接続され、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める第２のハイパスフィルタであって、当該第３のコンデンサの他端には前記第１のオペアンプの出力端子が接続され、当該第４の抵抗の他端には前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給される第２のハイパスフィルタと、
前記第２のハイパスフィルタの第３のコンデンサと第４の抵抗の接続点が非反転入力端子に接続され、反転入力端子には第５の抵抗を介して前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給され、更に出力端子と前記反転入力端子との間には、第６の抵抗と第４のコンデンサの並列回路からなる帯域特性の高域側の遮断周波数を定めるフィルタが接続されてなる第２のオペアンプと
を備えることを特徴とする熱線センサの増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、熱線センサにおいて焦電素子の出力を増幅するための増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
熱線センサの増幅回路の従来の構成例を図２に示す。図中、１は焦電素子、２はＦＥＴ、３、４はオペアンプを示す。
【０００３】
焦電素子１は、典型的にはいわゆるツイン素子であるが、その他の構成であってよい。焦電素子１の出力信号はＦＥＴ２によって増幅され、負荷抵抗Ｒ1 の両端に出力される。この出力信号には負荷抵抗Ｒ1 によってバイアス電圧ＶB1が付加されている。このバイアス電圧ＶB1は通常 0.6Ｖ〜 1.2Ｖ程度である。
【０００４】
ＦＥＴ２の出力信号は非常に小さいので、後段において侵入者の検知のための処理を行うに必要な振幅を得るために3000〜10000 倍程度に増幅する必要がある。また、侵入者の検知のための処理に用いる信号は 0.3Ｈｚ〜 2Ｈｚ程度の帯域の信号であるので、信号の周波数帯域を 0.3Ｈｚ〜 2Ｈｚ程度の帯域に制限する必要がある。
【０００５】
そこで、ＦＥＴ２の出力信号を二つのオペアンプ３、４を用いて２段で増幅することによって所定の増幅率を得るように構成されている。初段増幅器はオペアンプ３、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 で構成されている。この初段増幅器の増幅率はＲ3／Ｒ4で決定される。また、帯域特性の低域側の遮断周波数ｆCLは時定数Ｒ4×Ｃ2で決定され、帯域特性の高域側の遮断周波数ｆCHは時定数Ｒ3×Ｃ1で決定される。ここで、低域側の遮断周波数ｆCLは上述したように 0.3Ｈｚ程度であり、高域側の遮断周波数ｆCHは 上述したように 2Ｈｚ程度である。
【０００６】
従って、オペアンプ３の非反転入力端子に入力されたＦＥＴ２からの信号はバイアス電圧ＶB1を中心としてＲ3／Ｒ4倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。つまり、オペアンプ３はいわゆる片電源のオペアンプなのである。
【０００７】
初段増幅器の出力信号はコンデンサＣ3 で直流分がカットされ、更に抵抗Ｒ5 を介して第２段増幅器を構成するオペアンプ４の反転入力端子に入力される。ここで、コンデンサＣ3 と抵抗Ｒ5 は帯域特性の低域側の遮断周波数を定めるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）であり、この低域側遮断周波数は時定数Ｒ5×Ｃ3で決定される。帯域特性の高域側の遮断周波数は、オペアンプ４の出力端子と反転入力端子との間に接続されている抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ4 の並列回路で構成されるフィルタで定められ、その高域側遮断周波数は時定数Ｒ6×Ｃ4で決定される。ここで、通常、Ｒ5×Ｃ3＝Ｒ4×Ｃ2、Ｒ3×Ｃ1＝Ｒ6×Ｃ4となされる。即ち、初段増幅器の低域側遮断周波数と第２段増幅器の低域側遮断周波数は同じとなされ、初段増幅器の高域側遮断周波数と第２段増幅器の高域側遮断周波数は同じと成されるのが通常である。
【０００８】
この第２段増幅器の増幅率は（Ｒ6＋Ｒ5）／Ｒ5 で決定される。また、オペアンプ４の反転入力端子に入力される信号の直流分はコンデンサＣ3 でカットされているので、オペアンプ４の非反転入力端子には抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 によって定められるバイアス電圧ＶB2 が供給されている。このバイアス電圧ＶB2は、オペアンプ４の出力電圧範囲の中心電圧に設定される。従って、初段増幅器の出力信号は、コンデンサＣ3 と抵抗Ｒ5 から成るＨＰＦによってその低域側が制限されてオペアンプ４に入力され、バイアス電圧ＶB2を中心として（Ｒ6＋Ｒ5）／Ｒ5 倍に増幅されると共に、その高域側が制限されて出力されることになる。このことから、オペアンプ４もいわゆる片電源のオペアンプであることが分かる。
【０００９】
第２段増幅器の出力信号ＶOUT はＡ／Ｄ変換されたり、そのままコンパレータに入力されたりして侵入者検知の処理に用いられるが、このことは本発明においては本質的な事項ではないので説明を省略する。
【００１０】
次に、回路定数の例をあげる。初段増幅器及び第２段増幅器の増幅率はそれぞれ任意に定めることができ、また帯域特性の低域側遮断周波数、高域側遮断周波数も概ね 0.3Ｈｚ〜 2Ｈｚの範囲内で任意に定めることができるので、回路定数の典型例というものを示すことはできないが、いま、例えば初段増幅器及び第２段増幅器の増幅率を共に60倍、全体として3600倍の増幅率とするものとし、Ｒ3＝Ｒ6＝ 1.8ＭΩ、Ｒ4＝Ｒ5＝30ｋΩと設定すると、所望の帯域特性を得るためには、Ｃ1＝Ｃ4＝0.047μＦ程度、Ｃ2＝Ｃ3＝22μＦ程度とすればよい。
【００１１】
以上は一例に過ぎないが、何れにしても、コンデンサＣ1 ，Ｃ4 はセラミックコンデンサ等の小容量で小型のコンデンサを用いることができるが、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 としては容量の大きな電解コンデンサが用いられているのが現状である。
【００１２】
なお、図２の回路構成について若干補足説明すると次のようである。まず、何故２段増幅の構成にするかについてである。増幅率が3000〜 10000倍程度であればオペアンプを用いた１段の増幅器で達成することができることはいうまでもない。しかし、熱線センサの増幅回路の場合には増幅率だけではなく、上述したような帯域特性を有する必要がある。そこで、いま、要求される特性を有する増幅回路を図２の初段増幅器だけで構成することを考えると、Ｒ3／Ｒ4を3000〜 10000倍程度にする必要があるが、抵抗Ｒ4 の抵抗値を小さくすると所望の帯域特性を達成するためにコンデンサＣ2 の容量を非常に大きなものにしなければならなくなる。しかし、このような増幅回路を搭載するための基板は熱線センサ全体を小型化するためにも小さい方が望ましいので、コンデンサＣ2 として大容量のものを用いることは得策ではない。
【００１３】
また逆に、コンデンサＣ2 の容量を小さくするために抵抗Ｒ4 の抵抗値を小さくすると所望の増幅率を達成するために抵抗Ｒ3 の抵抗値は非常に大きくしなければならない。しかし、オペアンプの増幅器において高抵抗を用いることは一般的に望ましくないものとされているから、抵抗Ｒ3 として高抵抗を用いることも望ましいものではない。そこで図２に示すように２段増幅を行うようにしているのである。
【００１４】
次に、図２では初段増幅器の出力信号の直流分をコンデンサＣ3 でカットしていることについてである。勿論、例えば図２に示す初段増幅器を２段に接続することによって直流的に結合することはできる。しかし、初段増幅器と第２段増幅器とを直流結合すると、第２段増幅器には初段増幅器のオフセット電圧の変動あるいはバイアス電圧ＶB1の変動等の影響が現れることになり、望ましくない。そこで、初段増幅器からの直流的な影響を第２段増幅器に及ぼさないためにコンデンサＣ3 によって信号の直流分をカットし、オペアンプ４には抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 によって新たなバイアス電圧ＶB2を供給しているのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示す従来の熱線センサの増幅回路には次のような問題がある。
【００１６】
まず、図２に示す構成では、電源を投入してから回路が動作するまでに 1分程度掛かるので、熱線センサを設置して電源を投入した場合、あるいは定期点検等で一旦電源を落とし、その後に再度電源を投入した場合等において、熱線センサの動作確認を行えるようになるまでの待ち時間（以下、この時間をウォームアップ時間と称す）が長いという問題があった。
【００１７】
即ち、オペアンプは反転入力端子の電位と非反転入力端子の電位が同じにならないと動作しないことはよく知られていることであるが、図２の構成では電源を投入したときには、初段増幅器ではオペアンプ３の非反転入力端子にはバイアス電圧ＶB1が印加されるのに対して、コンデンサＣ2 は充電されていないので、オペアンプ３の非反転入力端子の電位と反転入力端子の電位とは同じではなく、従って、反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位と等しくなるようにコンデンサＣ2 が充電されるまではオペアンプ３は動作しないことになる。
【００１８】
ところで、このコンデンサＣ2 の充電電流はオペアンプ３の出力端子から抵抗Ｒ3 、抵抗Ｒ4 を介して流れるが、上述したようにコンデンサＣ2 は電解コンデンサであるのでそれ自体充電時間が掛かるのに加え、抵抗Ｒ3 の抵抗値はＭΩのオーダーであるのでこの点も充電時間が掛かる原因の一つになっている。
【００１９】
以上は初段増幅器の場合であるが、第２段増幅器についても同様である。即ち、オペアンプ４の非反転入力端子には電源投入と同時にバイアス電圧ＶB2が印加されるが、コンデンサＣ3 は充電されていないのでオペアンプ４の反転入力端子の電位はバイアス電圧ＶB2とは異なっており、従ってオペアンプ４は電源投入の後、反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位と等しくなるようにコンデンサＣ3 が充電されるまでは動作しないことになる。
【００２０】
このコンデンサＣ3 の充電電流はオペアンプ４の出力端子から抵抗Ｒ6 、抵抗Ｒ5 を介して流れるが、上述したようにコンデンサＣ3 は電解コンデンサであるのでそれ自体充電時間が掛かるのに加え、抵抗Ｒ6 の抵抗値はＭΩのオーダーであるのでこの点も充電時間が掛かる原因の一つになっている。更に、コンデンサＣ3 の充電は概ねオペアンプ３の動作が開始されてから始まるので、結局、ウォームアップ時間としては、概略コンデンサＣ2 を充電するための時間とコンデンサＣ3 を充電するための時間を加算したものとなり、そのために 1分程度掛かってしまっていたのである。
【００２１】
また、図２に示す回路構成では、コンデンサＣ3 の漏れ電流によって出力信号ＶOUT のバイアス電位が設計値から変動してしまうという問題がある。即ち、図２の回路構成ではオペアンプ３の出力の電位とオペアンプ４の非反転入力端子の電位とが異なるためにコンデンサＣ3 には漏れ電流が流れ、そのためにオペアンプ４の出力ＶOUT のバイアス電位が設計値からずれてしまうのである。
【００２２】
更に、図２に示す構成ではコンデンサＣ2 ，Ｃ3 として電解コンデンサを用いているので熱線センサの小型化が難しいという問題がある。即ち、図２に示す回路は、通常素子基板と称される一つの基板に実装され、反射鏡に取り付けられるのであるが、電解コンデンサは他の回路素子に比較して形状が大きいので素子基板を小型化するのが難しく、その結果として反射鏡を小型化するのが難しく、結局、熱線センサ全体の小型化が難しくなっているのである。
【００２３】
本発明は、上記の課題を解決するものであって、ウォームアップ時間を従来より短縮できると共に、出力のバイアス電位が設計値からずれることがなく、しかも従来より容量の小さいコンデンサを用いることができる熱線センサの増幅回路を提供することを目的とするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の熱線センサの増幅回路は、所定のバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生回路と、第１のコンデンサと第１の抵抗が直列に接続され、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める第１のハイパスフィルタであって、当該第１のコンデンサの他端には焦電素子からの信号が入力され、当該第１の抵抗の他端には前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給される第１のハイパスフィルタと、前記第１のハイパスフィルタの第１のコンデンサと第１の抵抗の接続点が非反転入力端子に接続され、反転入力端子には第２の抵抗を介して前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給され、更に出力端子と前記反転入力端子との間には、第３の抵抗と第２のコンデンサの並列回路からなる帯域特性の高域側の遮断周波数を定めるフィルタが接続されてなる第１のオペアンプと、第３のコンデンサと第４の抵抗が直列に接続され、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める第２のハイパスフィルタであって、当該第３のコンデンサの他端には前記第１のオペアンプの出力端子が接続され、当該第４の抵抗の他端には前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給される第２のハイパスフィルタと、前記第２のハイパスフィルタの第３のコンデンサと第４の抵抗の接続点が非反転入力端子に接続され、反転入力端子には第５の抵抗を介して前記バイアス電圧発生回路からのバイアス電圧が供給され、更に出力端子と前記反転入力端子との間には、第６の抵抗と第４のコンデンサの並列回路からなる帯域特性の高域側の遮断周波数を定めるフィルタが接続されてなる第２のオペアンプとを備えることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明に係る熱線センサの増幅回路の一実施形態を示す図であり、図中、５、６、７はオペアンプを示す。これらのオペアンプ５、６、７は何れもいわゆる片電源のオペアンプである。なお、図２に示す構成要素と同等なものについては同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００２６】
オペアンプ７、抵抗Ｒ16，Ｒ17はバイアス電圧発生回路を構成している。このバイアス電圧発生回路で発生されるバイアス電圧ＶB0は、オペアンプ５及びオペアンプ６の出力電圧範囲の中心電圧に設定される。
【００２７】
さて、ＦＥＴ２の出力信号は、コンデンサＣ11と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦを介してオペアンプ５の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ11と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるものであり、この低域側遮断周波数ｆCLは時定数Ｒ11×Ｃ11で決定される。従って、ＦＥＴ２の出力信号の直流分はコンデンサＣ11によってカットされることになるが、抵抗Ｒ11の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶB0が印加されているので、初段増幅器を構成するオペアンプ５の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶB0を中心として増幅されることになる。オペアンプ５の増幅率はＲ12／Ｒ17で決定される。また、抵抗Ｒ12とＣ12は帯域特性の高域側遮断周波数ｆCHを定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数ｆCHは時定数Ｒ12×Ｃ12で決定される。
【００２８】
以上のようであるので、初段増幅器ではバイアス電圧ＶB0を中心としてＲ12／Ｒ17倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。
【００２９】
オペアンプ５の出力信号は、コンデンサＣ13と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦを介してオペアンプ６の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ13と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数を定めるものであり、この低域側遮断周波数は時定数Ｒ13×Ｃ13で決定されるが、ここではＲ11×Ｃ11＝Ｒ13×Ｃ13とする。
【００３０】
従って、オペアンプ５の出力信号の直流分はコンデンサＣ13によってカットされることになるが、抵抗Ｒ13の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶB0が印加されているので、第２段増幅器を構成するオペアンプ６の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶB0を中心として増幅されることになる。オペアンプ６の増幅率はＲ14／Ｒ18で決定される。また、抵抗Ｒ14とＣ14は帯域特性の高域側遮断周波数を定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数は時定数Ｒ14×Ｃ14で決定されるが、ここではＲ13×Ｃ13＝Ｒ14×Ｃ14とする。
【００３１】
以上のようであるので、第２段増幅器ではバイアス電圧ＶB0を中心としてＲ14／Ｒ18倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。そして、オペアンプ６の出力信号ＶOUT はＡ／Ｄ変換されたり、そのままコンパレータに入力されたりして侵入者検知の処理に用いられる。
【００３２】
以上のことから、図１の増幅回路は、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める高域通過フィルタと、この高域通過フィルタの出力信号を増幅すると共に帯域特性の高域側の遮断周波数を定める低域通過フィルタ機能を有する増幅器とからなる回路を組として、その組を２段に直列接続し、且つ各組の高域通過フィルタ及び全ての増幅器に対してバイアス電圧発生回路から所定のバイアス電圧を与えている構成ということができる。
【００３３】
次に、図１の構成によって上述した従来の問題点を解決することができることを説明する。
【００３４】
まず、コンデンサＣ11，Ｃ13の容量について説明する。いま帯域特性の低域側遮断周波数を上述した従来の場合と同じにするとする。即ち、Ｃ11×Ｒ11＝Ｃ2 ×Ｒ4 とするものとすると、Ｒ11＝ 100ｋΩとすると、Ｃ11＝ 3μＦとなり、コンデンサＣ11の容量を図２のコンデンサＣ2 の容量より小さくすることができ、以てコンデンサＣ11を小型化することができるので、熱線センサの小型化に寄与することができる。勿論抵抗Ｒ11の抵抗値をより大きくすればコンデンサＣ11の容量はより小さくできる.
このようにコンデンサＣ11，Ｃ13の容量を小さくできるのは、図２に示す構成では抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 は帯域特性の低域側遮断周波数を定めるのに寄与しているばかりでなく、それぞれオペアンプ３、オペアンプ４の増幅率を定めるためにも寄与しているので、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の抵抗値を定めるに際しては帯域特性の低域側遮断周波数と増幅率とを考慮しなければならないという制約があり、その結果としてコンデンサＣ2 ，Ｃ3 として電解コンデンサを用いざるを得なくなっているのに対して、図１に示す構成ではコンデンサＣ11，Ｃ13の容量はそれぞれ帯域特性の低域側遮断周波数のみを考慮して容量を定めることができるので、容量を従来に比較して小さくすることができるのである。
【００３５】
つまり、図１においては、コンデンサＣ11と抵抗Ｒ11からなるＨＰＦはオペアンプ５の増幅率には関係しないので、コンデンサＣ11の容量及び抵抗Ｒ11の抵抗値は帯域特性の低域側遮断周波数のみを考慮して定めることができ、それぞれの値を設定する場合の自由度があるのである。コンデンサＣ13と抵抗Ｒ13からなるＨＰＦについても同様である。
【００３６】
次に、図１の回路では従来に比較してウォームアップ時間を短縮できることについて説明する。
【００３７】
図１の回路において電源を投入すると、オペアンプ５の反転入力端子及び非反転出力端子、オペアンプ６の反転入力端子及び非反転入力端子にはそれぞれバイアス電圧発生回路からバイアス電圧ＶB0が印加されるので、オペアンプ５、６は電源投入後即座に動作可能となるが、電源投入直後にはコンデンサＣ11が充電されていないので信号は伝達されない。つまり、図１の回路構成では電源が投入されてから、コンデンサＣ11が所定の値に充電されるまでの時間がウォームアップ時間ということになる。
【００３８】
コンデンサＣ11の充電電流は、バイアス電圧発生回路から抵抗Ｒ11を介してコンデンサＣ11に流入することになるが、上述したようにコンデンサＣ11の容量は小さく、しかも抵抗Ｒ11の抵抗値は大きくても数 100ｋΩのオーダーであるからウォームアップ時間を長くする要因とはならない。
【００３９】
以上のように、図１に示す構成ではウォームアップ時間はコンデンサＣ11を充電するための時間だけであるので、ウォームアップ時間を従来よりも短縮することができるものである。
【００４０】
次に、出力ＶOUT のバイアス電位が設計値から変動することはないことについて説明する。
【００４１】
図１ではコンデンサＣ13の両端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶB0が印加されている。即ち、コンデンサＣ13の両端では直流電位差はないのである。従って、コンデンサＣ13には漏れ電流は発生せず、従ってオペアンプ６の出力ＶOUT のバイアス電位が設計値から変動することはないものである。これによって回路の信頼性を向上させることができる。
【００４２】
なお、コンデンサＣ11には漏れ電流が流れる可能性はあるが、仮に漏れ電流があったとしても、コンデンサＣ11の両端にかかる電圧が小さく、しかも初段増幅器では交流成分は60ｍＶ程度しか出力されないため、この漏れ電流によって初段増幅器の出力が変動しても第２段増幅器には影響しないものである。実際、電源電圧を 5Ｖ、オペアンプの出力電圧範囲が 0〜 3.5Ｖ、バイアス電圧ＶB0を 1.8Ｖとした場合、バイアス電圧ＶB0が± 1.6Ｖ変動しても第２段増幅器には全く影響しないことが確認されている。
【００４３】
以上のことから、図１に示す構成によれば従来の問題を解決できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る熱線センサの増幅回路の一実施形態を示す図である。
【図２】  従来の熱線センサの増幅回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１…焦電素子、２…ＦＥＴ、３、４、５、６、７…オペアンプ。
【図１】
0003656927.tif 000002
【図２】
0003656927.tif 000003