(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１ＭＨｚあたり１チャンネル以上のディジタル変調信号が入力される入力端子に接続されたチューナ部と、このチューナ部の出力が接続された復調部とから成り、前記復調部は、前記チューナ部の出力が接続された表面弾性波（以下ＳＡＷという）フィルタと、このＳＡＷフィルタの出力が接続された検波回路と、この検波回路の出力が供給されるベースバンドフィルタと、このベースバンドフィルタの出力が接続された比較回路と、この比較回路の出力が接続された出力端子とを備え、前記検波回路と前記ベースバンドフィルタの間に増幅回路を挿入すると共に、前記検波回路の入力は前記増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくしたディジタル復調装置。
【請求項２】
ベースバンドフィルタは、ローパスフィルタの出力に位相補正回路を接続した請求項１に記載のディジタル復調装置。
【請求項３】
ローパスフィルタは、ベッセルタイプあるいはバタワースタイプとした請求項２に記載のディジタル復調装置。
【請求項４】
位相補正回路出力に第２のローパスフィルタを接続すると共に、この第２のローパスフィルタはチェビシェフタイプとした請求項２に記載のディジタル復調装置。
【請求項５】
ＳＡＷフィルタと検波回路との間にアッテネータを挿入した請求項１に記載のディジタル復調装置。
【請求項６】
ＳＡＷフィルタに近接させて検波回路を配置した請求項１に記載のディジタル復調装置。
【請求項７】
チューナ部は入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるＡＧＣ増幅回路と、このＡＧＣ増幅回路の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力には局部発振回路の出力が接続された混合回路と、この混合回路の出力が供給される出力端子とを備え、前記入力端子と前記ＡＧＣ増幅回路との間にアッテネータを挿入した請求項１に記載のディジタル復調装置。
【請求項８】
チューナ部の混合回路の出力と出力端子の間に局部発振回路の信号を阻止するローパスフィルタを設けた請求項７に記載のディジタル復調装置。
【請求項９】
チューナ部の混合回路とローパスフィルタとの間に中間周波数増幅回路を設けた請求項７に記載のディジタル復調装置。
【請求項１０】
ベースバンドフィルタの出力にＡＧＣ検波回路を設け、このＡＧＣ検波回路の出力でチューナ部のＡＧＣ増幅回路の増幅度を制御する請求項７に記載のディジタル復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ等に使用されるディジタル復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のディジタル復調装置について説明する。
【０００３】
従来のディジタル復調装置は、図６に示すように入力端子２に接続されたチューナ部１と、このチューナ部１と接続された復調部８とで構成されていた。この復調部８は、チューナ部１の出力が接続されたＳＡＷフィルタ３と、このＳＡＷフィルタ３の出力に接続された検波回路４と、この検波回路４の出力に接続されたベースバンドフィルタ５と、このベースバンドフィルタ５の出力に接続された比較器６と、この比較器６の出力に接続された出力端子７とで構成されていた。
【０００４】
そしてこの場合、入力端子２に入力される各ディジタル変調信号の帯域は、図７（ａ）に示すように非常に広いものであり、６ＭＨｚ帯域８ａに３チャンネル程度挿入されるのが普通であった。したがって、ＳＡＷフィルタ３では隣のチャンネルのレベルを十分に落とすことができ、その影響が排除されるので、検波回路４で歪みを生じることは無かった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の構成では、近年のように同一帯域中に多チャンネルの信号を送信したいという要望が高まってきている中、図７（ｂ）に示すように６ＭＨｚの帯域８ａに例えば６０チャンネルという多チャンネルを伝送すると、どうしてもＳＡＷフィルタ３では隣接するディジタル信号を落としきれず、この落としきれなかった隣接チャンネルの信号が検波回路４で歪みとなり、結果的に復調回路の誤りにつながるといった問題があった。
【０００６】
本発明は、このような問題点を解決するもので、たとえ狭い帯域に多チャンネルが送られてきても、誤りを生じることなく復調するディジタル復調装置を提供することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明のディジタル復調装置は、検波回路とベースバンドフィルタの間に増幅回路を挿入すると共に、前記検波回路の入力は前記増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくしたディジタル復調装置としたものである。
【０００８】
これにより、たとえ狭い帯域に多チャンネルが送られてきても、誤りを生じることなく復調できる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、１ＭＨｚあたり１チャンネル以上のディジタル変調信号が入力される入力端子に接続されたチューナ部と、このチューナ部の出力が接続された復調部とから成り、前記復調部は、前記チューナ部の出力が接続されたＳＡＷフィルタと、このＳＡＷフィルタの出力が接続された検波回路と、この検波回路の出力が供給されるベースバンドフィルタと、このベースバンドフィルタの出力が接続された比較回路と、この比較回路の出力が接続された出力端子とを備え、前記検波回路と前記ベースバンドフィルタの間に増幅回路を挿入すると共に、前記検波回路の入力は前記増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくしたディジタル復調装置としたものであり、このように検波回路の入力は増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくすることにより、たとえ狭い帯域に多チャンネルが送られてきても、入力レベルが低いので、検波回路で歪みを生じることがない。また、検波回路の後には増幅器を設けているため、全体としてのレベルが落ちることもなく、誤りなく復調することができる。
【００１０】
請求項２に記載の発明のベースバンドフィルタは、ローパスフィルタの出力に位相補正回路を接続した請求項１に記載のディジタル復調装置であり、このように位相補正回路をいれているため、復調された信号の位相が補正されて誤りなく復調することができる。
【００１１】
請求項３に記載の発明のローパスフィルタは、ベッセルタイプあるいはバタワースタイプとした請求項２に記載のものであり、このようにベッセルタイプあるいはバタワースタイプのフィルタを使用することにより、復調された信号の位相の変動を抑え、結果として誤りなく復調することができる。
【００１２】
請求項４に記載の発明は、位相補正回路出力に第２のローパスフィルタを接続すると共に、この第２のローパスフィルタはチェビシェフタイプとした請求項２に記載のものであり、このようにチェビシェフタイプのローパスフィルタを入れることにより十分な減衰量を確保することができ、隣接の信号を十分に落とすことができる。
【００１３】
請求項５に記載の発明は、ＳＡＷフィルタと検波回路との間にアッテネータを挿入した請求項１に記載のディジタル復調装置であり、このようにアッテネータを挿入したことにより、検波回路への入力が小さくなり、検波回路で歪むことはない。
【００１４】
請求項６に記載の発明は、ＳＡＷフィルタに近接させて検波回路を配置した請求項１に記載のディジタル復調装置であり、このようにＳＡＷフィルタに近づけて検波回路を配置することにより、その間でノイズが入ることは少なくなるので、誤りを生じることを防いでいる。
【００１５】
請求項７に記載の発明のチューナ部は、入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給されるＡＧＣ増幅回路と、このＡＧＣ増幅回路の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力には局部発振回路の出力が接続された混合回路と、この混合回路の出力が供給される出力端子とを備え、前記入力端子と前記ＡＧＣ増幅回路との間にアッテネータを挿入した請求項１に記載のディジタル復調装置であり、このようにアッテネータを挿入しているので、ＡＧＣ増幅回路で隣接信号により歪むことはない。
【００１６】
請求項８に記載の発明は、チューナ部の混合回路の出力と出力端子の間に局部発振回路の信号を阻止するローパスフィルタを設けた請求項７に記載のディジタル復調装置であり、局部発振回路の信号が復調部に漏れることを抑えている。
【００１７】
請求項９に記載の発明は、チューナ部の混合回路とローパスフィルタとの間に中間周波数増幅回路を設けた請求項７に記載のディジタル復調装置であり、中間周波数増幅回路を設けたことにより、混合回路に入る入力レベルを小さくすることができ、混合回路での歪みを小さくすることができる。
【００１８】
請求項１０に記載の発明は、チューナ部のベースバンドフィルタの出力にＡＧＣ検波回路を設け、このＡＧＣ検波回路の出力でチューナ部のＡＧＣ増幅回路の増幅度を制御する請求項７に記載のディジタル復調装置であり、ベースバンドフィルタの出力にＡＧＣ検波回路を設けているので、隣接妨害があったとしても、ベースバンドフィルタで取り除かれるため、その影響を受けることなくＡＧＣ電圧を制御することができる。
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
図１は本発明のディジタル復調装置のブロック図を示している。図１において、１１は入力端子１２に接続されたチューナ部であり、この入力端子１２には、１８ＭＨｚから４２ＭＨｚのＱＰＳＫ変調された信号が注入される。この信号の情報量にあたる伝送レートは、１２８ｋｂｐｓで、帯域制限の度合いをきめるロールオフファクタは０．３であるため、この信号の帯域は約８３ｋＨｚとなる。本システムでは、図７の（ｂ）のように６ＭＨｚの帯域８に１００ｋＨｚステップ間隔で６０波の信号を伝送している。そのため、前記チューナ部１１は１００ｋＨｚステップごとに選局できることが必要で、本実施の形態におけるディジタル復調装置の場合、２０ｋＨｚステップで選局できるように図５のＰＬＬ回路３９で設定している。前記チューナ部１１の出力３８は、ＳＡＷフィルタ１３に接続される。このＳＡＷフィルタ１３は、希望信号の上側、下側の隣接チャンネルを通すことは構わないが、その隣々接チャンネルを落とすことが重要である。これは、隣接チャンネルとその隣の隣々接チャンネル間での３次歪みが帯域内（希望信号内）に入り込まないようにするためである。また、帯域内の遅延特性を良くするために、ＳＡＷフィルタ１３の入出力端子には、信号ラインと直列に０．２２ｕＨのコイルを、また、各入出力とグランド間に３２０ｐＦ（２２０ｐＦと１００ｐＦをパラレルに接続）のコンデンサを用いて遅延補正をしている。
【００２０】
そして、このＳＡＷフィルタ１３には、アッテネータ１４が接続される。このアッテネータ１４は、ＳＡＷフィルタ１３の平行出力間にコンデンサと抵抗を設けることにより構成し、約４分の１の増幅度にしている。このアッテネータ１４の出力は、Ｉ，Ｑ検波器１５に接続される。またこのアッテネータ１４は、ＳＡＷフィルタ１３とＩ，Ｑ検波器１５の整合を良くする働きもしている。更に、多チャンネル化に対応するためには、他のチャンネルを誤って受信しないように狭い周波数範囲でのＩ，Ｑ検波が必要であるため、このＩ，Ｑ検波器１５には水晶発振子を用いた局部発振回路２１を設けている。この局部発振回路２１は、入力される周波数に追従するように周波数を可変することができる。そして、この水晶発振子を用いることにより、可変できる周波数範囲を狭くすると共に、温度などによる周波数変動を抑え、隣のチャンネルを誤って受信することを防いでいる。
【００２１】
このＩ，Ｑ検波器１５の出力は、約４倍の増幅度を有する増幅回路１６に接続され、その出力は、ベースバンドフィルタ１７に接続される。この増幅回路１６はオペアンプで構成されており、増幅度はボリュームを使って、１０分の１から２０倍程度まで可変できるようになっており、Ｉ，Ｑ信号のレベルバランスをとる働きも兼ねている。前記ベースバンドフィルタ１７の出力は、比較器１８に接続され、この比較器１８の出力は、出力端子１９に接続される。なお、ここでＩ，Ｑ検波器１５から出力端子１９までは、２系統、すなわちＩ系統とＱ系統とがそれぞれ直列に接続されているが、ここでは、まとめて１つのものとして説明している。
【００２２】
また、２０はベースバンドフィルタ１７の出力に接続されたＡＧＣ検波回路であり、その検波出力はチューナ部１１に接続される。このＡＧＣ検波回路２０には、サーミスタ抵抗を使って、温度によりＡＧＣ検波回路２０の出力レベルが変化しないようにしている。また、ここで、重要なことはＳＡＷフィルタ１３とＩ，Ｑ検波器１５の間の配線を短くすることである。ここを長くすると、ここのレベルが低いためノイズがのりやすくなる。
【００２３】
つぎにベースバンドフィルタ１７について説明する。ベースバンドフィルタ１７は図２に示すように入力端子２１と出力端子２２の間に７段のオペアンプで構成されている。そのうちの３段２３ａ，２３ｂ，２３ｃでローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタは、バイカットａ型ローパスフィルタのベッセルタイプを使用している。これは、減衰量を犠牲にしても位相特性を良化させるためこのタイプのものを使用している。つぎにこのローパスフィルタの後に、２４ａ，２４ｂの２段の位相補正回路を用いている。これにより、ベースバンドフィルタ全体の位相の良化をしている。そのつぎには、約１０倍の増幅回路２５を設け、そのあとに、第２のローパスフィルタ２６を接続している。このローパスフィルタ２６は、チェビシェフタイプを用い減衰量を十分にとるようにしている。しかし、このタイプのフィルタは遅延特性が悪いため、カットオフをやや高めにし、（正規のカットオフ３２ｋＨｚに対し、５０ｋＨｚ程度にしている。）遅延特性の影響を少なくして使用している。これにより、７０ｋＨｚ以上の減衰量を確保している。このフィルタの減衰特性を図３に示し、位相特性を図４に示す。
【００２４】
図３において、横軸が周波数で、縦軸が減衰特性を示している。希望信号は、０Ｈｚから約４１ｋＨｚまでを通るが、実際、電力量が多いのは３０ｋＨｚ付近までであるため、３０ｋＨｚ以上では、減衰しているが特性に大きな影響を与えることはない。また、隣接が入る７０ｋＨｚ付近では、約６０ｄＢ以上の減衰量を確保している。
【００２５】
図４において（ａ）は、ベッセルタイプを用いた位相補正後のベースバンドフィルタの位相特性であり、本実施の形態の遅延特性である（増幅回路２５とローパスフィルタ２６を含む）。また（ｂ）は、ベッセルタイプを用いた位相補正前のベースバンドフィルタの位相特性（増幅回路２５とローパスフィルタ２６は含まない）である。更に（ｃ）は、チェビシェフタイプを用いた位相補正前のベースバンドフィルタの位相特性（増幅回路２５とローパスフィルタ２６は含まない）である。
【００２６】
以下、図４の説明を行う。図４の（ａ），（ｂ），（ｃ）共に、横軸は周波数で、縦軸が遅延である。この縦軸の遅延は、その値自体は問題ないが、帯域内で変動しないように設計する必要がある。本実施の形態の場合、伝送レートが１２８ｋｂｐｓであるため、周波数５０に示すように約３６ｋＨｚまで遅延を一定に保つことが大切である。遅延の望ましい値は、伝送レートが１２８ｋｂｐｓの場合、約２．２ｕｓｅｃであり、実際の特性は、図４（ａ）で周波数０Ｈｚから３６ｋＨｚ間の遅延変動で示され、５１に示すように約２ｕｓｅｃとなっている。なお、この値は、遅延補正前のベッセルタイプを用いたフィルタ（ｂ）では、５２に示すように約１１ｕｓｅｃ。遅延補正前のチェビシェフタイプを用いたフィルタ（ｃ）では、５３に示すように約５２ｕｓｅｃとなっている。以上の結果より、遅延補正が必要で、フィルタには、ベッセルタイプを使う必要がある。なお、前記したように、チェビシェフタイプを用いたローパスフィルタ２６では、カットオフをローパスフィルタ２３より１８ｋＨｚ高い周波数に合わせ設計し、遅延の特性を抑えている。
【００２７】
つぎにチューナ部１１について説明する。チューナ部１１は図５に示すように、入力端子１２に接続される約６ｄＢアッテネータ３０と、このアッテネータ３０の出力に接続された同調フィルタ３１と、この同調フィルタ３１の出力に接続されたＡＧＣ増幅回路３２と、このＡＧＣ増幅回路３２の出力に接続された第２の同調フィルタ３３と、この第２の同調フィルタ３３の出力が一方の入力に接続されると共に、他方の入力には、局部発振回路３４の出力が接続された混合回路３５と、この混合回路３５の出力が接続された中間周波増幅回路３６と、この中間周波増幅回路３６の出力に接続されたローパスフィルタ３７と、このローパスフィルタ３７の出力に接続された出力端子３８で構成されている。
【００２８】
この出力端子３８は、図１に示すＳＡＷフィルタ１３の入力に接続される。また、局部発振回路３４はＰＬＬ回路３９がループ接続され、インターフェイス４０からのデータで選局周波数を確定している。また、ＡＧＣ増幅回路３２のレベル制御端子４１は、図１のＡＧＣ検波回路２０の出力に接続されている。
【００２９】
以下、チューナ部１１の動作について説明する。図７（ｂ）に示すように、６ＭＨｚ帯域８の間にＱＰＳＫ変調された６０波の信号（１波が希望信号で、残りの５９波は妨害信号）が入力端子１２から入力され、アッテネータ３０に入る。アッテネータ３０は、約６ｄＢの減衰量を持ち、妨害波も含めた全体のレベルが６ｄＢ下がる。これにより、隣接妨害入力時においてもＡＧＣ増幅回路３２で歪みの発生が起こらない。
【００３０】
アッテネータ３０を通ったＱＰＳＫ変調信号は、同調フィルタ３１に入り、ここで希望波から約４ＭＨｚ以上離れた妨害信号が減衰される。ＡＧＣ増幅回路３２では、約マイナス４０ｄＢから約プラス２０ｄＢ程度の増幅度を持ち、ＡＧＣ増幅回路３２のレベル制御端子４１からのＡＧＣ電圧により、入力レベルが４５ｄＢｕＶから６５ｄＢｕＶまで変化しても出力レベルは常に一定に保たれている。
【００３１】
第２の同調フィルタ３３は、狭帯域特性を確保するために複同調回路で構成されている。ここで希望波から約２ＭＨｚ以上離れた妨害信号が減衰される。また、この同調フィルタ３３は１０ｄＢ以上の損失を伴うが、これがかえって、混合回路３５への入力を下げる働きをしている。
【００３２】
混合回路３５では、入力される１８ＭＨｚから４２ＭＨｚのＱＰＳＫ変調された信号を４５ＭＨｚの中間周波数に変換する働きをしている。中間周波増幅器３６は、歪みに強く、増幅度の高い素子を採用している。この増幅度は約３０ｄＢであり、アッテネータ３０から混合回路３５までのトータルの増幅度より大きくしている。これにより、ＡＧＣ増幅回路３２のレベル制御端子４１からのＡＧＣ電圧が、ＡＧＣ増幅回路３２の増幅度を抑えた設定にできるため、混合回路３５での歪みを抑えることができる。
【００３３】
ローパスフィルタ３７は、局部発振回路３４から発生する周波数の成分を抑える働きをしている。これは、局部発振回路３４の周波数成分が他の不要周波数成分と混ざり合うことにより、必要帯域に不要雑音成分として現れないようにするためである。
【００３４】
以上のように本実施の形態によれば、たとえ妨害信号が入力されても、チューナ部、検波回路で歪むことがないため、誤りを発生することなく復調することができる。
【００３５】
なお、本実施の形態では、変調方式をＱＰＳＫ方式としたが、ＱＡＭ，ＱＰＲ，ＢＰＳＫ変調方式で変調されたものを復調する場合においても同様な効果が得られる。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、検波回路とベースバンドフィルタの間に増幅回路を挿入すると共に、前記検波回路の入力は前記増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくしたディジタル復調装置としたので、このように検波回路の入力は増幅回路の増幅度を補完する程度に小さくすることにより、たとえ狭い帯域に多チャンネルが送られてきても、入力レベルが低いので、検波回路で歪みを生じることがない。また、検波回路の後には増幅器を設けているため、全体としてのレベルが落ちることもなく、誤りを生じることなくディジタル復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態によるディジタル復調装置のブロック図
【図２】同、ディジタル復調装置に使われるベースバンドフィルタのブロック図
【図３】同、ベースバンドフィルタの減衰特性図
【図４】（ａ）は、同位相補正後のベッセルタイプの遅延特性図
（ｂ）は、同位相補正前のベッセルタイプの遅延特性図
（ｃ）は、同位相補正前のチェビシェフタイプの遅延特性図
【図５】同、ディジタル復調装置に使われるチューナ部のブロック図
【図６】従来のディジタル復調装置のブロック図
【図７】（ａ）は、帯域内にチャンネルが少ない場合のディジタル復調信号の伝送形態図
（ｂ）は、帯域内にチャンネルが多い場合のディジタル復調信号の伝送形態図
【符号の説明】
１１  チューナ部
１２  入力端子
１３  ＳＡＷフィルタ
１４  アッテネータ
１５  Ｉ，Ｑ検波器
１６  増幅回路
１７  ベースバンドフィルタ
１８  比較器
１９  出力端子
２０  ＡＧＣ検波回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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