(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＮ接合により分離された電圧依存性のある抵抗素子と、
前記抵抗素子の電圧依存性を打ち消すインピーダンス特性を有する制御回路と
を接続して電圧依存性のないインピーダンス特性としたことを特徴とする抵抗装置。
【請求項２】
前記抵抗素子と制御回路とは、直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の抵抗装置。
【請求項３】
前記制御回路は、トランジスタと、定電圧源と、定電流源とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の抵抗装置。
【請求項４】
前記トランジスタは、ＰＮＰトランジスタから構成されていることを特徴とする請求項３記載の抵抗装置。
【請求項５】
請求項１記載の抵抗装置を増幅回路の帰還抵抗として使用したことを特徴とする増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、抵抗装置および増幅装置に係り、特にＰＮ接合により分離された抵抗素子の電圧依存性を解消する抵抗装置および増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＮ接合により分離された抵抗素子の利用形態の一つとして、半導体集積回路内に使われる集積化抵抗がある。集積化抵抗には、ベース拡散抵抗，イオン注入抵抗およびピンチ抵抗等があるが、ｐ形ベース拡散層を抵抗層とするベース拡散抵抗が最も多く用いられている。ここで、図４を利用してベース拡散抵抗について説明する。図４は、ベース拡散抵抗の一例の説明図を示す。
【０００３】
ベース拡散抵抗１００は、ｐ形基板１１０とｎ形拡散層１２０とｐ形ベース拡散層１３０とで構成されている。ｐ形基板１１０とｎ形拡散層１２０との間に電圧Ｖｃｃを印加することで、ｐ形基板１１０に対してｎ形拡散層１２０を常に逆バイアスにしてｐｎ接合分離を行なう。ここでｐｎ接合分離とは、トランジスタや抵抗が半導体基板を通して他の素子と相互干渉をもたないように、また、半導体基板へのリークが生じないように半導体基板中にｐｎ接合で囲まれた領域をつくる方式である。
【０００４】
ｎ形拡散層１２０を電源Ｖｃｃにより回路の最も高い正の電位にバイアスすることで、ｐｎ接合部ではキャリアが存在しない空乏層が発生している。ここで、図５を利用して空乏層の説明をする。図５は、ｐｎ接合部に発生する空乏層の一例の説明図である。ｐ形拡散層１６０とｎ形拡散層１７０とで構成されるｐｎ接合部に電圧Ｖｃｃを印加すると、ｐｎ接合部近傍においてｐ形拡散層１６０の正孔とｎ形拡散層の電子とが互いに相手側拡散層に拡散する。後に残されたドナーとアクセプタの空間電荷層にはキャリアが存在せず、導電性がない一種の絶縁物のような空乏層が発生する。このため、シート抵抗値が大きくなりｐｎ接合部の抵抗値が大きくなる。以上のように、ｐ形ベース拡散層１３０を抵抗層とするベース拡散抵抗を半導体集積回路内に生成し、端子１４０と端子１５０との間に集積化抵抗Ｒを生成していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、半導体集積回路内のｐ型ベース拡散層１３０に生成するベース拡散抵抗Ｒは、端子１４０及び端子１５０に印加される電圧に依存して抵抗値Ｒが変化するという問題がある。例えば、図６は従来の非反転増幅回路の一例の回路図を示しているが、同回路図の抵抗Ｒｉ及びＲｆにベース拡散抵抗を利用した場合、入力端子１８０から入力される信号の振幅電圧によって抵抗Ｒｉ及びＲｆに印加される電圧が変化する。図６の非反転増幅回路の増幅率Ａｖは以下の式（１）で表せるので、
Ａｖ＝１＋（Ｒｆ／Ｒｉ）・・・・・ （１）
抵抗Ｒｉ及びＲｆの抵抗値の変化によって増幅率Ａｖが変化してしまうという問題がある。具体的には、出力端子１９０の出力電圧が高電位側になるとＲｉの抵抗値が大きくなるので式（１）より増幅率Ａｖは小さくなり、出力端子１９０の電圧が低電位側になるとＲｆの抵抗値が大きくなるので式（１）より増幅率Ａｖは大きくなる。
【０００６】
図７は、出力端子１９０から出力される出力波形の一例の波形図であるが、図７の実線で示す波形のように出力端子１９０から出力される波形は出力端子１９０側が高電位になる区間２００で増幅率Ａｖが小さくなり、出力端子１９０側が低電位になる区間２１０で増幅率Ａｖが大きくなり、点線で示す正弦波に比べて歪んだ波形となるという問題があった。とくに、増幅器等の大増幅動作時に歪率の悪化は問題となった。
【０００７】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、ＰＮ接合により分離された抵抗素子が印加される電圧に依存して抵抗値を変化させる問題を解消する抵抗装置および増幅装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
そこで、上記課題を解決するため、請求項１記載の本発明は、ＰＮ接合により分離された電圧依存性のある抵抗素子と、前記抵抗素子の電圧依存性を打ち消すインピーダンス特性を有する制御回路とを接続して電圧依存性のないインピーダンス特性としたことを特徴とする。
このように、抵抗素子と、その抵抗素子の電圧依存性を打ち消すインピーダンス特性を有する制御回路とを接続して電圧依存性のないインピーダンス特性とすることで、抵抗素子が印加される電圧に依存して抵抗値を変化させる問題を解消できる。
【０００９】
また、請求項２記載の本発明は、前記抵抗素子と制御回路とは、直列に接続されていることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３記載の本発明は、前記制御回路は、トランジスタと、定電圧源と、定電流源とから構成されていることを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４記載の本発明は、前記トランジスタは、ＰＮＰトランジスタから構成されていることを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５記載の発明は、請求項１記載の抵抗装置を増幅回路の帰還抵抗として使用したことを特徴とする。
このように、請求項１記載の抵抗装置を増幅回路の帰還抵抗として使用することで、印加される電圧に依存して抵抗素子が抵抗値を変化させる問題を解消できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、抵抗装置に関する本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の非反転増幅回路に内蔵される抵抗装置の一実施例の回路図を示す。非反転増幅回路１は、非反転増幅部２と帰還抵抗を構成する抵抗装置３とで構成されている。特に、本発明の抵抗装置３は、抵抗Ｒｉ，Ｒｆ及び制御回路４から構成される。また、制御回路４は定電流源１６とトランジスタＱｆと定電圧源Ｖａとで構成される。
【００１４】
非反転増幅回路１は、入力端子１０から入力される振幅信号を抵抗装置３の抵抗に応じて式（１）により増幅して出力端子１２から出力する処理を行ない、制御回路４は抵抗Ｒｉ及びＲｆの電圧依存性を解消するための処理を行なう。以下に、図１の非反転増幅回路１に内蔵される抵抗装置３の具体的な構成について説明を行なう。
【００１５】
非反転増幅回路１は、入力端子１０から振幅信号が入力される。入力端子１０は、一方に交流信号源１４が接続され、他方にトランジスタＱｃのベースが接続され、交流信号源１４から入力される振幅信号をトランジスタＱｃのベースに供給する。トランジスタＱｃは、非反転増幅部２を構成するトランジスタの内の一つであり、トランジスタＱａ〜Ｑｅで非反転増幅部２を構成している。
【００１６】
トランジスタＱａとＱｂとはベースで互いに接続され、かつ、エミッタが電源Ｖｃｃと接続されている。トランジスタＱｃとＱｄとはエミッタで互いに接続され、定電流源１７を介してグランド（ＧＮＤ）に接続される。トランジスタＱａとＱｃとがコレクタで互いに接続され、かつ、トランジスタＱａのベースとコレクタとは接続されている。トランジスタＱｂとＱｄとはコレクタで互いに接続され、かつ、トランジスタＱｅのベースに接続されている。
【００１７】
トランジスタＱｄのベースは、抵抗Ｒｉを介してトランジスタＱｆのエミッタに接続され、かつ、抵抗Ｒｆを介して出力端子１２に接続されている。トランジスタＱｆのコレクタはグランド（ＧＮＤ）に接続され、ベースは固定電源Ｖａによりバイアスされている。また、トランジスタＱｆのエミッタは定電流源１６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱｅは、コレクタが電源Ｖｃｃに接続され、エミッタが定電流源１８を介してグランド（ＧＮＤ）に接続されている。さらに、トランジスタＱｅのエミッタは、出力端子１２に接続されている。非反転増幅回路１は、出力端子１２から非反転増幅された出力電圧を出力する。
【００１８】
抵抗装置３は、抵抗の電圧依存性を解消するために、図１の回路中のＶｂｉａｓの電圧を所定の電圧に保持するための工夫をしている。Ｖｂｉａｓの電圧は、ＰＮＰ形のトランジスタＱｆで構成したエミッタフォロワ回路で供給される。これは、出力電圧によって抵抗Ｒｉ及びＲｆに流れる電流が変化するのに対して、トランジスタＱｆのエミッタ抵抗を変化させることで抵抗の電圧依存性の作用に対して逆に作用させるためである。トランジスタＱｆのエミッタ抵抗Ｒｅは、トランジスタＱｆのコレクタに流れる電流をＩｃとすると、以下の式（２）で与えられる。
【００１９】
Ｒｅ＝Ｖｔ／Ｉｃ・・・・・ （２）
なお、Ｖｔは実験定数ｍ，ボルツマン定数ｋ，絶対温度Ｔ及び電子1 個当たりの電荷ｑにより以下の式（３）で与えられる。
Ｖｔ＝ｍｋＴ／ｑ・・・・・ （３）
抵抗Ｒｉは出力電圧が小さくなると図１のＩａの向きに電流が流れ、出力電圧が大きくなると図１のＩｂの向きに電流が流れる。出力電圧が小さくなるときのエミッタ抵抗をＲｅａ、出力電圧が大きくなるときのエミッタ抵抗をＲｅｂ、定電流源１６より供給される電流をＩｂｉａｓとすると、エミッタ抵抗Ｒｅａ及びＲｅｂは、以下の式（４），（５）で与えられる。
【００２０】
Ｒｅａ＝Ｖｔ／（Ｉｂｉａｓ−Ｉａ）・・・・・ （４）
Ｒｅｂ＝Ｖｔ／（Ｉｂｉａｓ＋Ｉｂ）・・・・・ （５）
以上のことから出力電圧による抵抗Ｒｉ，Ｒｆの変化量と、式（４），（５）で与えられるトランジスタＱｆのエミッタ抵抗の変化量とを等しくすることにより抵抗の電圧依存性を解消することを考える。
【００２１】
次に図２を利用して、実際に抵抗の電圧依存性を測定し、その抵抗の電圧依存性を解消する処理について説明する。図２は抵抗値の測定回路及び測定結果の一例の説明図であり、図２（Ａ）は抵抗の電圧依存性を測定するための一例の回路図であり、図２（Ｂ）は抵抗の電圧依存性の測定結果を示す。
図２（Ａ）の抵抗の電圧依存性を測定する回路は、ｎ形拡散層２４と、ｐ形拡散層２６と、ｐ形拡散層２６の両端に設けられる端子２０及び２２と、端子２０に電圧を印加する電源Ｖａと、端子２２に電圧を印加する電源Ｖｂと、端子２０と端子２２との間を流れる電流を測定する電流計２８と、ｎ形拡散層２４を回路の最も高い正の電位にバイアスする１２Ｖ電源とで構成される。なお、ｎ形拡散層２４を電源Ｖｃｃにより回路の最も高い正の電位にバイアスすることで、ｐｎ接合部ではキャリアが存在しない空乏層が発生している。
【００２２】
端子２０，２２に図２（Ｂ）に示すような電圧Ｖａ，Ｖｂを夫々印加して電流計２８により電流Ｉを求め、以下の式（６）から図２（Ｂ）に示すような抵抗Ｒが算出される。
Ｒ＝（Ｖａ−Ｖｂ）／Ｉ・・・・・ （６）
図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果を利用して図３の回路の抵抗の電圧依存性を解消する処理について説明する。図３は、本発明の抵抗装置の一部分を表した一例の説明図を示す。図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果の表からＶｂｉａｓ電圧を５．６（Ｖ），入力信号振幅を２Ｖｐ−ｐ，アンプの利得を２倍（６ｄＢ）とする。出力端子１２から出力される出力電圧が７．６（Ｖ）であるとき図３の回路中のＡ点の電圧は６．６（Ｖ）であり、図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果の表から抵抗Ｒｆが５０．３３９（ｋΩ）であることが確認できる。また、図３の回路中のＡ点の電圧が６．６（Ｖ）であり、Ｖｂｉａｓ電圧が５．６（Ｖ）であるので、図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果の表から抵抗Ｒｉが５０．３７４（ｋΩ）であることが確認できる。
【００２３】
次に、出力端子１２から出力される出力電圧が３．６（Ｖ）であるとき図３の回路中のＡ点の電圧は４．６（Ｖ）であり、図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果の表から抵抗値Ｒｆが５０．４２５（ｋΩ）であることが確認できる。また、図３の回路中のＡ点の電圧が４．６（Ｖ）であり、Ｖｂｉａｓ電圧が５．６（Ｖ）であるので、図２（Ｂ）に示す抵抗値の測定結果の表から抵抗Ｒｉが５０．４０２（ｋΩ）であることが確認できる。
【００２４】
したがって、出力端子１２から出力される出力電圧が７．６（Ｖ）であるとき、抵抗Ｒｉが抵抗Ｒｆに比べて３５（Ω）大きく、出力端子１２から出力される出力電圧が３．６（Ｖ）であるとき、抵抗Ｒｆが抵抗Ｒｉに比べて２３（Ω）大きい。このため、出力端子１２から出力される出力電圧が７．６（Ｖ）であるとき流れる電流は１９．８６（μＡ）となり、出力端子１２から出力される出力電圧が３．６（Ｖ）であるとき流れる電流は１９．８４（μＡ）となり、この電流の変化を利用して前記抵抗の電圧依存性による抵抗の変化量を吸収する。
【００２５】
再び、図１に戻って説明を続ける。電流の変化量をΔＩ、抵抗の変化量をΔＲ、トランジスタＱｆのエミッタ抵抗をＲｅ、出力振幅が小さくなるときのエミッタ抵抗をＲｅａ、出力振幅が大きくなるときのエミッタ抵抗をＲｅｂとすると、抵抗の電圧依存性による抵抗値の変化量ΔＲをエミッタ抵抗の変化量ΔＲｅで打ち消すための式として、以下の式（７）〜（９）が求められる。
【００２６】
Ｒｅ＝Ｖｔ／Ｖｂｉａｓ・・・・・ （７）
ΔＲ＝ΔＲｅ＝Ｒｅａ−Ｒｅ・・・・・ （８）
ΔＲ＝ΔＲｅ＝Ｒｅ−Ｒｅｂ・・・・・ （９）
式（２），（４），（５），（７）を利用して式（８），（９）を書き換えると、
ΔＲ＝ΔＲｅ＝Ｖｔ／（Ｉｂｉａｓ−ΔＩ）−Ｖｔ／Ｉｂｉａｓ・・・・（１０）
ΔＲ＝ΔＲｅ＝Ｖｔ／Ｉｂｉａｓ−Ｖｔ／（Ｉｂｉａｓ＋ΔＩ）・・・・（１１）
となる。ここで、出力端子１２から出力される出力電圧が７．６（Ｖ）であり、抵抗Ｒｉが抵抗Ｒｆに比べて３５（Ω）大きい場合、及び、出力端子１２から出力される出力電圧が３．６（Ｖ）であり、抵抗Ｒｆが抵抗Ｒｉに比べて２３（Ω）大きい場合に、式（１０），（１１）を利用してΔＩが１９．８６（μＡ）になるＩｂｉａｓ、及び、ΔＩが１９．８４（μＡ）になるＩｂｉａｓを求めるとＩｂｉａｓは約１３０（μＡ）となる。
【００２７】
したがって、図１の非反転増幅回路に内蔵される抵抗装置の一実施例の回路においてＩｂｉａｓを約１３０（μＡ）に設定することで抵抗の電圧依存性を解消することが可能となる。また、本抵抗装置によれば、抵抗素子による信号の歪率悪化を防止できる。
なお、本実施例では非反転増幅回路のフィードバック抵抗に本発明の抵抗装置を適用したが、非反転増幅回路に限られるものではなく、他の回路の抵抗として適用することもできる。
【００２８】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、抵抗素子と、その抵抗素子の電圧依存性を打ち消すインピーダンス特性を有する制御回路とを接続して電圧依存性のないインピーダンス特性とすることで、抵抗素子が印加される電圧に依存して抵抗値を変化させる問題を解消できる。
【００２９】
また、本発明によれば、抵抗素子と、その抵抗素子の電圧依存性を打ち消すインピーダンス特性を有する制御回路とを接続して電圧依存性のないインピーダンス特性とした抵抗装置を増幅回路の帰還抵抗として使用することで、印加される電圧に依存して抵抗素子が抵抗値を変化させる問題を解消できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の非反転増幅回路に内蔵される抵抗装置の一実施例の回路図である。
【図２】抵抗値の測定回路及び測定結果の一例の説明図である。
【図３】本発明の抵抗装置の一部分を表した一例の説明図である。
【図４】ベース拡散抵抗の一例の説明図である。
【図５】ｐｎ接合部に発生する空乏層の一例の説明図である。
【図６】従来の非反転増幅回路の一例の回路図である。
【図７】出力波形の一例の波形図である。
【符号の説明】
１    非反転増幅回路
２    非反転増幅部
３    抵抗装置
４    制御回路
１０    入力端子
１２    出力端子
１４    交流信号源
１６，１７，１８    定電流源
２０，２２    端子
２４    ｎ形拡散層
２６    ｐ形拡散層
２８    電流計
Ｑａ〜Ｑｆ    トランジスタ
Ｒｉ，Ｒｆ    抵抗
Ｖａ    定電圧源
ＧＮＤ    グランド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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