(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２のコンデンサと、
特定の周波数のパルス信号を発生する発振回路と、
この発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて相補的にスイッチングして前記第１および第２のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路と、
前記第１および第２のコンデンサが直列に接続されているときに直流電圧によりこれらコンデンサを充電する直流電源と、
前記第１および第２のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された電圧点から電力を取り出し並列に接続されているときにこれらのコンデンサの端子電圧の電力を取り出す出力端子と、
この出力端子の出力電圧を検出して所定の基準電圧と比較して基準電圧を超えているときに前記発振回路の発振を停止する信号を発生するコンパレータとを備え、前記スイッチ回路は、前記発振回路が停止状態にあるときに前記第１および第２のコンデンサを並列接続状態とし、前記特定周波数は、出力端子が携帯型電子機器の電源回路が接続される電源ラインに降圧トランジスタを介すことなく電力を供給できる周波数であることを特徴とする降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記直流電源は電池であり、前記特定の周波数は、一定であり、前記基準電圧は、前記直流電圧の１／２より小さい電圧であり、前記第１および第２のコンデンサと前記スイッチ回路とによりチャージポンプ回路が構成される請求項１記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１および第２のコンデンサの容量は実質的に等しいものである請求項２記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記基準電圧は、安定化される目標電圧に実質的に対応している請求項３記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記出力電圧の検出は、抵抗分圧回路を介して行われる請求項３記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチ回路の前記複数のスイッチは、ＭＯＳトランジスタで構成され、ＯＮ／ＯＦＦされる請求項４記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記スイッチ回路の前記複数のスイッチは、第１、第２、第３、第４のスイッチ回路であり、前記第１のコンデンサの一端子は、前記第１スイッチ回路を介して前記電池の正極側に接続され、かつ、第２のスイッチ回路を介して前記出力端子に接続され、前記第１のコンデンサの残りの一端子は、前記第３スイッチ回路を介して接地ラインを介して前記電池の負極側に接続され、かつ、前記第４のスイッチ回路を介して前記出力端子に接続され、前記第２のコンデンサの一端子は、前記出力端子に接続され、かつ、前記第２のコンデンサの残りの一端子は、接地ラインを介して前記電池の負極側に接続されている請求項６記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
第１および第２のコンデンサと、
特定の周波数のパルス信号を発生する発振回路と、
この発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて相補的にスイッチングして前記第１および第２のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路と、
直流電源と、
前記第１および第２のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された電圧点から電力を取り出し並列に接続されているときにこれらのコンデンサの端子電圧の電力を取り出す出力端子と、
この出力端子の出力電圧を検出して所定の基準電圧と比較して基準電圧を超えているときに前記発振回路の発振を停止する信号を発生するコンパレータとを備え、前記第１および第２のコンデンサは、これらコンデンサが直列に接続されているときに前記直流電源により充電され、前記スイッチ回路は、前記発振回路が停止状態にあるときに前記第１および第２のコンデンサを並列接続状態とし、前記特定周波数は、出力端子が携帯型電子機器の電源回路が接続される電源ラインに降圧トランジスタを介すことなく電力を供給できる周波数であることを特徴とする降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記第１および第２のコンデンサの容量は実質的に等しいものである請求項８記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
ｎ個（ｎは３以上の整数）のコンデンサと、
特定の周波数のパルス信号を発生する発振回路と、
この発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて相補的にスイッチングして前記ｎ個のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路と、
前記ｎ個のコンデンサが直列に接続されているときに直流電圧により前記ｎ個のコンデンサを充電する直流電源と、
前記ｎ個のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された一番低い分圧電圧点から電力を取り出し並列に接続されているときにこれらのコンデンサの端子電圧の電力を取り出す出力端子と、
この出力端子の出力電圧を検出して所定の基準電圧と比較して基準電圧を超えているときに前記発振回路の発振を停止する信号を発生するコンパレータとを備え、前記スイッチ回路は、前記発振回路が停止状態にあるときに前記ｎ個のコンデンサを並列接続状態とし、前記特定周波数は、出力端子が携帯型電子機器の電源回路が接続される電源ラインに降圧トランジスタを介すことなく電力を供給できる周波数であることを特徴とする降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記直流電源は電池であり、前記特定の周波数は、一定であり、前記基準電圧は、前記直流電圧の１／ｎより小さい電圧であり、前記ｎ個のコンデンサと前記スイッチ回路とによりチャージポンプ回路が構成される請求項１０記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記ｎ個のコンデンサの容量は実質的に等しいものである請求項１１記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
ｎ個（ｎは３以上の整数）のコンデンサと、
特定の周波数のパルス信号を発生する発振回路と、
この発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて相補的にスイッチングして前記ｎ個のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路と、
直流電源と、
前記ｎ個のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された一番低い分圧電圧点から電力を取り出し並列に接続されているときにこれらのコンデンサの端子電圧の電力を取り出す出力端子と、
この出力端子の出力電圧を検出して所定の基準電圧と比較して基準電圧を超えているときに前記発振回路の発振を停止する信号を発生するコンパレータとを備え、前記ｎ個のコンデンサは、これらコンデンサが直列に接続されているときに前記直流電源により充電され、前記スイッチ回路は、前記発振回路が停止状態にあるときに前記ｎ個のコンデンサを並列接続状態とし、前記特定周波数は、出力端子が携帯型電子機器の電源回路が接続される電源ラインに降圧トランジスタを介すことなく電力を供給できる周波数であることを特徴とする降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記ｎ個のコンデンサの容量は実質的に等しいものである請求項１３記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、詳しくは、ＰＨＳ、携帯電話等の携帯用電話機、電子ブック、ＰＤＡ（携帯端末装置）などの携帯型電子機器の電源回路として利用される降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、高効率でノイズの発生が少なく、占有面積が小さくて済むような降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＰＨＳ、携帯電話等の携帯用電話機、携帯型電子機器など、電池駆動の電子装置にあっては、消費電力を低減するためにその動作電圧が低下してきており、搭載されるＬＳＩが３Ｖ電源仕様から最近では１．８Ｖ電源仕様で動作するようになってきている。さらに１．５Ｖ電源仕様のＬＳＩも開発されはじめている。
一方、その電源となる、この種の装置に使用されるリチウムイオン電池などでは、通常、３．６Ｖ程度（３．０Ｖ〜４．２Ｖ）の電圧のものが使用されている。
そこで、前記のＬＳＩの動作電力は、電池の電圧を降圧して得ることになるが、トランジスタにより降圧する従来のシリーズレギュレータでは、その効率が５０％程度と低い。
【０００３】
一方、チャージポンプ回路と降圧トランジスタにより降圧するものは、５０％以上の高効率が得られるので、最近では、この回路が電池駆動の電子装置の電源回路として使用されている。
この種の従来の降圧のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、特開平８−２０５５２４号「電圧変換装置」を挙げることができる。
図３は、その回路１１の一例であって、電圧変換器９は、２つのコンデンサＣ1，Ｃ2と、これらコンデンサの接続状態を切り替える３つのスイッチＳＷa，ＳＷb，ＳＷc、そしてスイッチ制御回路８を有している。
この電圧変換器９は、２つのコンデンサＣ1，Ｃ2をスイッチＳＷa，ＳＷbのＯＮ／ＯＦＦ切換えにより直列に接続して入力電圧Ｖinの電力でこれらコンデンサを充電する。その充電後にスイッチＳＷa，ＳＷb，ＳＷcのＯＮ／ＯＦＦ切換えによりコンデンサＣ1，Ｃ2の接続を並列に切り替えてコンデンサＣ1，Ｃ2の電圧を実質的に１／２にしてコンデンサＣ1，Ｃ2の電荷をコンデンサＣ3に転送して充電するとともに、その電力（充電された電荷）を出力端子９Ａから外部に出力するものである。８は、スイッチＳＷa，ＳＷb，ＳＷcの各スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチ制御回路である。なお、コンデンサＣ1，Ｃ2の容量は実質的に等しいものとする。
９Ｂは、電圧Ｖinの電力が入力される入力端子であり、コンデンサＣ3は、Ｖin／２の電圧の電力を充電する電力用のコンデンサである。
【０００４】
電圧変換器９により出力された出力端子９Ａの電力は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱにより降圧されて出力端子１１Ａに電圧Ｖoutの電力が出力される。トランジスタＱのゲートは、差動増幅器７の出力端子に接続され、この出力により出力電圧Ｖoutが制御される。差動増幅器７は、＋入力端子に基準電圧発生回路６から基準電圧Ｖrefを受け、その−入力端子に出力端子１１Ａからの電圧を受けて、出力端子１１Ａの電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefになるように制御する。
なお、この場合の出力端子１１Ａの電圧Ｖoutは、そのまま検出電圧とされているが、電圧変換器９は、この電圧Ｖoutに換えて抵抗分圧回路等により電圧Ｖoutを分圧して一定の比率の電圧を検出電圧として得てもよい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような降圧型のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、降圧トランジスタにパワートランジスタが必要になり、変換効率を９０％以上にすることは難しく、しかも、電源回路の発熱の問題と占有面積が大きくなる欠点がある。
この降圧型のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧トランジスタを使用することなく、電圧変換器９により直接コンデンサの切換スイッチを制御して出力電圧のレギュレーションをすることも可能である。しかし、このＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧Ｖoutを安定化するためにスイッチ制御回路８のスイッチ周波数あるいは周期等を制御することが必要であり、この制御によりコンデンサの充電が完了する前にスイッチ切換が行われるために、出力電圧Ｖoutの出力ラインにノイズが発生する欠点がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、高効率でノイズの発生が少なく、占有面積が小さい降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの特徴は、第１および第２のコンデンサと、特定の周波数のパルス信号を発生する発振回路と、この発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて相補的にスイッチングして第１および第２のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路と、第１および第２のコンデンサが直列に接続されているときに直流電圧によりこれらコンデンサを充電する直流電源と、第１および第２のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された電圧点から電力を取り出し並列に接続されているときにこれらのコンデンサの端子電圧の電力を取り出す出力端子と、この出力端子の出力電圧を検出して所定の基準電圧と比較して基準電圧を超えているときに発振回路の発振を停止する信号を発生するコンパレータとを備えていて、スイッチ回路が、発振回路が停止状態にあるときに第１および第２のコンデンサを並列接続状態とし、特定周波数が、出力端子が携帯型電子機器の電源回路が接続される電源ラインに降圧トランジスタを介すことなく電力を供給できる周波数であるというものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
このように、この発明にあっては、特定の周波数で発振する発振回路の出力信号によりスイッチングして第１および第２のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路を設けて、直列接続のときに分圧された電圧の電力を取り出し、さらに並列接続のときの充電された電圧の電力を各コンデンサから取り出すことにより効率のよい降圧変換ができる。
さらに、目標となる基準出力電圧より電圧が上昇したときには、発振回路を停止させるだけでの制御となるので、降圧トランジスタが不要となり、ノイズと電源回路の発熱の発生が抑制され、その占有面積も小さくて済む。
その結果、この発明を適用した降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、高効率でノイズの発生が少なく、発熱も少なく、さらに占有面積が小さいものとなる。
【０００８】
【実施例】
図１は、この発明の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図、そして図２は、この発明の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した他の実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。なお、図３と同一の構成要素は同一の符号で示し、その説明を割愛する。
図１において、１０は、リチウムイオン電池１の電力で駆動されるスイッチド・キャパシタ型降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであって、発振回路（ＯＳＣ）２と、インバータ３、ドライバ４Ａ、４Ｂ、降圧チャージポンプ回路５、基準電圧発生回路６、そしてコンパレータ７Ａとからなり、出力端子１０Ａにレギュレートされた出力電圧Ｖoutの電力を発生する。なお、１０Ｂは、電池１から電圧Ｖinの電力が入力される入力端子であり、入力端子１０Ｂから出力端子１０Ａに至る各回路を１つのＩＣの内部にＩＣ化されている。
【０００９】
ここでは、図３の降圧トランジスタＱが削除され、コンパレータ７Ａの出力は、発振回路２に加えられている。コンパレータ７Ａは、−入力端子に基準電圧発生回路６から基準電圧Ｖrefを受け、その＋入力端子が出力端子１０Ａに接続され、出力電圧Ｖoutを受ける。
これにより出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより高いときにはＨＩＧＨレベル（以下“Ｈ”）の信号が発生して発振回路２の発振を停止させる。
なお、前記したように出力端子１０Ａの電圧Ｖoutは、そのまま検出電圧とされているが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、この電圧Ｖoutに換えて抵抗分圧回路等により電圧Ｖoutを分圧して一定の比率の電圧を検出電圧として得てもよい。この場合には、基準電圧発生回路６の基準電圧Ｖrefは、一定の比率に対応する低い電圧になる。
降圧チャージポンプ回路５は、図３の電圧変換器９に対応する回路であって、コンデンサＣ1をコンデンサＣ2に対してスイッチＳＷ1，ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ4のＯＮ／ＯＦＦ切換により並列接続と直列接続に切換える。
【００１０】
降圧チャージポンプ回路５のコンデンサＣ1の一端子は、スイッチＳＷ1を介して電池１の正極側（Ｖin）に接続され、かつ、スイッチＳＷ2を介して出力端子１０Ａに接続されている。コンデンサＣ1の残りの一端子は、スイッチＳＷ3を介して接地ラインに接続され、この接地ラインを介して電池１の負極側に接続され、かつ、スイッチＳＷ4を介して出力端子１０Ａに接続されている。これらスイッチＳＷ1，ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ4は、通常、ＭＯＳＦＥＴトランジスタで構成され、ＩＣ化される。
降圧チャージポンプ回路５のコンデンサＣ2の一端子は、出力端子１０Ａに接続され、かつ、その残りの一端子は、接地ラインを介して電池１の負極側に接続されている。
【００１１】
スイッチＳＷ1，ＳＷ4は、発振回路２から実質的にディーティ５０％の出力パルスＰをドライバ４Ａを介して受けて出力パルスＰが“Ｈ”の期間の間ＯＮし、それ以外はＯＦＦする。スイッチＳＷ2，ＳＷ3は、発振回路２の出力パルスＰをインバータ３、ドライバ４Ｂを介して受けて出力パルスＰが“Ｌ”期間の間ＯＮするものであって、スイッチＳＷ1，ＳＷ4に対して相補的にＯＮ／ＯＦＦする。そこで、発振回路２の出力パルスＰが“Ｈ”のときには、コンデンサＣ1とコンデンサＣ2とがスイッチＳＷ1，ＳＷ4のＯＮにより直列に接続され、発振回路２の出力パルスＰが“Ｌ”のときには、コンデンサＣ1とコンデンサＣ2とがスイッチＳＷ2，ＳＷ3のＯＮにより並列に接続されて出力端子１０Ａには、電池１の電圧Ｖinの１／２の電圧より少し低い電圧が出力される。このとき、基準電圧Ｖrefの電圧がＶin／２の電圧より少し低い電圧（＝Ｖin／２−α）に設定されている。例えば、電池１の電圧が３．８Ｖとすれば、Ｖref＝１．８Ｖ（＜１．９Ｖ）であり、出力電圧Ｖoutも１．８Ｖに安定化される。なお、電池１の電圧は、前記の場合、３．８Ｖであるが、通常４．２Ｖ〜３．０Ｖ程度の範囲の１つの電圧が選択される。しかし、電池１の電圧はこの範囲に限定されるものではない。
【００１２】
その全体的な動作を説明すると、発振回路２からのパルスでコンデンサの接続切換（スイッチング）が行われ、出力端子１０Ａの電圧を電池１の電圧Ｖinに対してこれを実質的に１／２の電圧に降圧して出力端子１０Ａに出力電圧Ｖout（≒Ｖin／２−α）を発生する。なお、αは、レギュレーションのための電圧であり、電池１の電圧が４．２Ｖ〜３．０Ｖの範囲では、０．０５Ｖ〜０．５Ｖ程度の電圧でよい。
出力電圧ＶoutがＶin／２−αよりも大きくなると、言い換えれば、出力電圧Ｖoutが基準電圧Ｖrefより高いときにはコンパレータ７Ａから“Ｈ”の出力パルスＳＰが発生して発振回路２の発振出力が停止すし、発振回路２の出力パルスＰは“Ｌ”となる。
【００１３】
発振回路２の発振が停止すると、その出力パルスＰは“Ｌ”に維持されるので、スイッチＳＷ2，ＳＷ3がＯＮのままとなり、スイッチＳＷ1，ＳＷ4がＯＦＦのままとなって、コンデンサＣ1とコンデンサＣ2とは並列に接続された状態を維持する。これによりコンデンサＣ1とコンデンサＣ2の並列接続による充電電荷が出力端子１０Ａから出力され、放電されていく。この放電により出力端子１０Ａの電圧が低下してやがて出力電圧ＶoutがＶin／２−αよりも下がると、コンパレータ７Ａからの出力パルスＳＰの発生が停止して発振回路２の発振が再開される。これによりコンデンサＣ1とコンデンサＣ2が直列接続されて充電され、結果として出力電圧ＶoutがＶin／２−α（＝１．８Ｖ）に維持されるような制御となる。すなわち、ここでは、安定化される目標電圧がＶin／２−αであり、これは、基準電圧Ｖrefに対応している。
以上の場合、発振回路（ＯＳＣ）２の発振周波数は一定であってコンデンサＣ1，Ｃ2の充電が完了してからスイッチを切換える周波数に設定されている。そこで、降圧チャージポンプ回路５は、常に、コンデンサＣ1，Ｃ2の充電が完了した形で確実な降圧動作をする。これにより出力電圧Ｖoutの出力ラインに発生するスイッチングノイズが抑制される。
【００１４】
以上説明してきたが、実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、１／２の降圧の動作をしているが、図２に示すように、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、コンデンサの数をｎ個として、このｎ個のコンデンサをスイッチングにより直列に接続し、相補スイッチングによりこのｎ個のコンデンサを並列に切換接続をすることで１／ｎの電圧より少し低い電圧にレギュレーションすることができることはもちろんである。なお、この場合、ｎ個のコンデンサが直列に接続されているときにこれらコンデンサにより分圧された一番低い分圧電圧点が出力端子に接続されて、この分圧電圧点から電力を取り出すことになる。
さらに、実施例のコンデンサＣ1とコンデンサＣ2は、実質的に等しいものであるが、これらコンデンサの容量を選択することで、任意の降圧電圧を出力することが可能である。
また、実施例では、直流電源として電池を使用しているが、これは、ＡＣ電源から整流回路等を介して直流電圧を発生する直流電源回路であってもよいことはもちろんである。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明にあっては、特定の周波数で発振する発振回路の出力信号によりスイッチングして第１および第２のコンデンサを直列および並列に交互に接続する複数のスイッチからなるスイッチ回路を設けて、直列接続のときに分圧された電圧の電力を取り出し、さらに並列接続のときの充電された電圧の電力を各コンデンサから取り出すことにより効率のよい降圧変換ができる。
さらに、目標となる基準出力電圧より電圧が上昇したときには、発振回路を停止させるだけでの制御となるので、降圧トランジスタが不要となり、ノイズと電源回路の発熱の発生が抑制され、その占有面積も小さくて済む。
その結果、この発明を適用した降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、高効率でノイズの発生が少なく、発熱も少なく、さらに占有面積が小さいものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図２は、この発明の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した他の実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。
【図３】図２は、従来のスイッチド・キャパシタ型降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの一例をしめす説明図である。
【符号の説明】
１…リチウムイオン電池、
２…発振回路（ＯＳＣ）、３…インバータ、
４Ａ，４Ｂ…ドライバ、５…降圧チャージポンプ回路、
６…基準電圧発生回路、７Ａ…コンパレータ、
９…電圧変換器、
１０，１１…スイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータ、
９Ａ，１０Ａ，１１Ａ…出力端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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