(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、
主偏波側で受信した信号を復調し、第1のベースバンド信号を出力する復調部、
異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換器、
該AD変換により得られたデジタル信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、
位相制御後の信号を復調し、第2のべースバンド信号を出力する復調部、
前記第1のべースバンド信号に含まれる干渉波信号を、前記第2のべースバンド信号を用いてキャンセルする干渉波キャンセル部、
を備えたことを特徴とする復調器。
【請求項２】
前記位相制御手段は、
移相器として動作するデジタルフィルタ、
干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数をデジタルフィルタに設定するコントローラを備えたことを特徴とする請求項１記載の復調器。
【請求項３】
前記位相制御手段は更に、
位相とデジタルフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ、
を備えることを特徴とする請求項２記載の復調器。
【請求項４】
前記位相制御手段は、
移相器として動作するデジタルフィルタ、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み／遅れ決定部、
干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タップ両側の２個のタップのうち出力側タップ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の復調器。
【請求項５】
前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み／遅れ決定部と、  移相器の係数値を制御する係数制御部を備え、
該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、
又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の第１の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加し、第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする請求項１記載の復調器。
【請求項６】
中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少することを特徴とする請求項５記載の復調器。
【請求項７】
主偏波に対する異偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、
主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、
主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、
異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をAD変換してデジタルの干渉波信号を出力するAD変換器、
前記主偏波側の復調信号及び前記干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフィルタ、
干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を制御してデジタルの干渉波信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、
を備えたことを特徴とする復調器。
【請求項８】
前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタに設定し、干渉波信号の位相を制御するコントローラを備えたことを特徴とする請求項７記載の復調器。
【請求項９】
前記位相制御手段は更に、
位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ、
を備えることを特徴とする請求項８記載の復調器。
【請求項１０】
前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み／遅れ決定部、
干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタの中心タップ両側の２個のタップのうち出力側タップ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、
を備えたことを特徴とする請求項７記載の復調器。
【請求項１１】
前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み／遅れ決定部と、  ロールオフフィルタの係数値を制御する係数制御部を備え、
該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタの中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、
又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの第１の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加し、第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする請求項７記載の復調器。
【請求項１２】
中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少することを特徴とする請求項１１記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主偏波に対する異偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器に係わり、特に、主偏波側の復調信号と異偏波側の復調信号（干渉波信号）間に位相差が存在しても、交差偏波間干渉補償が可能な復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数が同じ２つの搬送波の偏波面を互いに直交させることにより干渉を抑えて２つのチャネル（コ・チャネル）を形成する直交偏波共用方式は、無線周波数の有効利用の点で有利であり、ディジタル多重無線装置その他の伝送装置に採用されている。このような伝送装置では、降雨その他に応じた伝播路の歪みに起因して偏波面に偏差が生じるために互いに一方のチャネルが他方のチャネルの干渉を受け、受信端にこのような干渉を抑圧するために交差偏波間干渉補償器
（Ｃｒｏｓｓ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌｏｒ：ＸＰＩＣ）が設けられる。
【０００３】
図１５は、直交偏波共用方式を用いた伝送装置の受信部の構成例を示す図である。同図において、受信アンテナ１０１は直交偏分波器１０２の入力に接続され、その一方の出力（Ｖ偏波出力）は周波数変換部１０３ａを介してＱＡＭ復調部１０４ａの入力に接続される。ＱＡＭ復調部１０４ａの第１の出力は交差偏波間干渉補償器１０５ａを介して後段に第１の復調信号（Ｑｃｈ，Ｉｃｈ）を与える。直交偏分波器１０２の他方の出力（Ｈ偏波出力）は周波数変換部１０３ｂを介してＱＡＭ復調部１０４ｂの入力に接続され、その第１の出力は交差偏波間干渉補償器１０５ｂを介して後段に第２の復調信号（Ｑｃｈ，Ｉｃｈ）を与える。
ＱＡＭ復調部１０４ａの第２の出力は交差偏波間干渉補償器１０５ｂに入力され、交差偏波間の干渉を補償するために使用される。又、ＱＡＭ復調部１０４ｂの第２の出力は交差偏波間干渉補償器１０５ａに入力され、同様に交差偏波間の干渉を補償するために使用される。
【０００４】
図１６は交差偏波間干渉補償機能を備えた主偏波側復調器の構成図であり、Ｖ偏波を主偏波、Ｈ偏波を異偏波としている。１０４ａはＶ偏波側の復調部、１０５ａはＶ偏波側の交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）である。尚、異偏波出力側の復調器の構成も同様である。
周波数変換部１０３ａで周波数変換された中間の信号は、直交復調部を構成する２つのミキサ回路１１１ａ，１１１ｂの一方の入力へ与えられる。各ミキサ回路１１１ａ，１１１ｂの他方の入力には搬送周波数ｆｃで発振する局部発信器１１２からの出力がハイブリッド１１３によって互いに位相が９０°異なる２つの信号に分けれられて入力される。このため、周波数変換部１０３ａの出力信号は各ミキサ回路１１１ａ，１１１ｂにおいて２つの直交する信号との混合によって直交検波され、ベースバンドの同相（ＩＮ  Ｐｈａｓｅ）信号と直交（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号に分離される。これらベースバンドの同相信号（Ｉチャンネル信号）と直交信号（Ｑチャンネル信号）は、次段の各ローパスフィルタ１１４ａ、１１４ｂによって高調波成分が除去される。
【０００５】
次に、受信信号の変調速度ｆに同期した装置内ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）１１５から出力されるサンプリングクロックｆを使って、各ＡＤ変換器１１６ａ，１１６ｂは前記同相信号と直交信号を例えば８ビットのデジタルのＩチャネル信号とＱチャネル信号に変換する。ＡＤ変換器１１６ａ，１１６ｂから出力されるデジタルデータは、１６ＱＡＭの場合上位２ビットが各Ｉチャンネル信号、Ｑチャンネル信号に担わされたデジタル情報となるように設定され、下位６ビットは波形歪等による誤差をデジタル値で示す信号になる。
【０００６】
ついで、デジタル化されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はトランスバーサル等化器（ＴＶＥＱ）１１７に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除去される。すなわち、トランスバーサル等化器１１７は、（１）  デジタルの信号等化処理によりＩチャネル信号及びＱチャネル信号の伝送路歪み成分を補償すると共に、（２）  Ｉチャネル信号に含まれるＱチャネル信号成分をキャンセルし、Ｑチャネル信号に含まれるＩチャンネル信号成分をキャンセルして直交成分を補償し、（３）  これら補償後のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）１０５ａの減算器１２１ａ，１２１ｂに入力する。
【０００７】
図１７はトランスバーサル等化器１１７として用いることができる周知の２次元トランスバーサル等化器の構成図であり、２０１ａ，２０２ａはＩチャンネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、２０１ｂ，２０２ｂはＱチャンネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、２０３，２０４減算器である。減算器２０３はＩチャンネル信号よりＱチャンネル信号を減算することにより、Ｉチャンネル信号に含まれる直交成分（Ｑチャンネル成分）をキャンセルする。又、減算器２０４はＱチャンネル信号よりＩチャンネル信号を減算することにより、Ｑチャンネル信号に含まれる直交成分（Ｉチャンネル成分）をキャンセルする。
【０００８】
各トランスバーサルフィルタ２０１ａ〜２０２ｂは図示しないが、係数可変のＮタップのＦＩＲ型フィルタ構成になっており、伝送路歪みを補償するように係数を決定する。前述のように、１６ＱＡＭにおいて、Ｉチャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８ビットで表現すると、上位２ビットがデータを表し、下位６ビットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビットの識別スレショールド値とデジタルデータの関係は図１８に示すようになり、（１）  第３ビットＥが”１”であればデジタルデータは識別スレショールド値の中間値（点線）より大きく、（２）  Ｅ＝”０”であれば中間値より小さい。伝送路歪みの影響をなくすには、下位６ビットの値が識別スレショールド値の中間値（理想値）に等しくなるように制御すればよい。トランスバーサルフィルタ２０１ａ〜２０２ｂは上記の論理に従って、ＦＩＲ型デジタルフィルタの各係数を所定値に収束させて伝送路歪みの影響を除去する。
【０００９】
図１６に戻って、交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）１０５ａのＡＤ変換器１２２ａ，１２２ｂは電圧制御発振器１１５から出力されるサンプリングクロックｆを使って、Ｈ偏波側のＱＡＭ復調部１０４ｂ（図１５参照）から入力されるＩチャンネル信号とＱチャンネル信号を８ビットのデジタル信号に変換する。デジタル化されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はトランスバーサル等化器（ＴＶＥＱ）１２３に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除去され、減算器１２１ａ，１２１ｂに入力する。減算器１２１ａは、主偏波（Ｖ偏波）のＩチャンネル信号より異偏波（Ｈ偏波）のＩチャンネル信号（干渉波信号）を減算し、又、減算器１２１ｂは主偏波のＱチャンネル信号より異偏波（Ｈ偏波）のＱチャンネル信号（干渉波信号）を減算して出力する。すなわち、交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩＣ）１０５ａは、主偏波に異偏波の一部が干渉波信号として乗っていても、主偏波から干渉波成分を除去することにより主偏波の正しいＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号を出力できる。
【００１０】
コントロール部１２４の搬送波再生回路１２４ａは、Ｉチャンネル信号より搬送波の周波数制御信号を出力し、ローパスフィルタ１１８は該信号を平滑化して制御電圧として局部発振器１１２に入力し、局部発振器１１２は該制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コントロール部１２４のクロック同期回路１２４ｂはクロック周波数制御信号を出力し、ローパスフィルタ１１９は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器１１５に入力し、電圧制御発振器１１５は該制御電圧によりシンボルクロック（入力デジタルデータのクロック）と同期するようにサンプリングクロック周波数を制御する。
以上、図１６に示す構成により、伝送路歪み、直交誤差、チャンネル相互間の干渉を補償できる。
【００１１】
ところで、チャンネル相互間の干渉を正しく補償するためには、主偏波のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号と干渉波信号の位相が一致していることが望ましい。しかし、信号遅延時間や伝送路のマルチパスフェージングの状況等により、主偏波の復調信号と干渉波信号の位相が異なる。かかる信号位相の相違は、チャネル相互間の干渉補償能力の低下をきたす。このため、電圧制御発振器１１５と異偏波側のＡＤ変換器１２２ａ，１２２ｂ間に移相器等の位相調整部を設け、位相調整部において主偏波側の復調信号と干渉波信号の位相差に応じた分、電圧制御発振器１１５から出力するサンプリングクロックの位相を調整する。図１９は以上の状況説明図であり、ＭＷは主偏波の復調信号、ＤＷは干渉波信号となる異偏波の復調信号、ＩＷは主偏波の復調信号に重畳されている干渉波信号成分である。干渉波信号である異偏波信号ＤＷと主偏波信号ＭＷに重畳されている干渉波成分ＩＷとは時間ｔｄの遅延がある。このため、主偏波側と異偏波側で同一のサンプリングクロックＣｓを用いて、主偏波信号と異偏波信号（干渉波信号）をＡＤ変換し、主偏波信号より干渉波信号を減算しても正しく干渉波成分を補償できない。そこで、サンプリングクロックＣｓの位相を上記遅延時間ｔｄ分遅らせて得られるサンプリングクロックＣｓ′を異偏波側のサンプリングクロックとして使用する。
【００１２】
図２０は位相調整部を備えた主偏波側復調器の構成図であり、復調器をデジタル構成とした場合である。
図中、３０１は主偏波信号の周波数を中間周波信号に変換する周波数変換部、３０２は局部発振周波数信号を出力する局部発振器、３０３は中間周波信号をサンプリングクロックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換器、３０４は異偏波側から入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロックＣｓ′に同期してＡＤ変換するＡＤ変換器、３０５はサンプリングクロックＣｓを発生する電圧制御発振器ＶＣＯ、３０６はサンプリングクロックＣｓの位相をシフトする位相調整部である。
【００１３】
３０７はＡＤ変換器３０３の出力にそれぞれデジタルのｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔを乗算してベースバンドの主偏波側のＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部、３０８はＡＤ変換器３０４の出力にそれぞれデジタルの  ｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔを乗算してベースバンドの異偏波側のＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部である。デジタルのｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔは、予め離散的にｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔの値をＲＯＭに記憶しておき、順次、各時刻に応じたｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔ値を該ＲＯＭより呼び出すことにより発生できる。
【００１４】
３０９〜３１０はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部３０７から出力される主偏波側のＩチャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付与するもの、３１１〜３１２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部３０８から出力される異偏波側のＩチャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付与するものである。３１３，３１４はトランスバーサルイコライザ（ＴＶＥＱ）で有り、トランスバーサルイコライザ３１３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トランスバーサルイコライザ３１４は異偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正する。３１５，３１６は減算器であり、減算器３１５は主偏波のＩチャンネル信号より異偏波のＩチャンネル信号成分を減算し、減算器３１６は主偏波のＱチャンネル信号より異偏波のＱチャンネル信号成分を減算して出力する。３１７はコントロール部であり、搬送波周波数制御用の信号ＣＲＦ及びサンプリングクロック周波数制御用の信号ＣＬＦを出力する。３１８，３１９はローパスフィルタであり、ローパス３１８は信号ＣＲＦを平滑化して制御電圧として局部発振器３０２に入力し、該局部発振器の発振周波数を制御する。ローパスフィルタ３１９は、信号ＣＬＦを平滑化し制御電圧として電圧制御発振器３０５に入力して該電圧制御発振器のサンプリングクロック周波数を制御する
【００１５】
位相調整部３０６は干渉波信号の位相が最適位相となるように調整する。主偏波の復調信号と干渉波信号の位相差は、信号遅延時間や伝送路のマルチパスフェージングの状況等により異なるが、調整位相は一般的に固定になっている。
しかし、最近では、機器設置時におけるケーブル調整を不要にすること、及び、フェージング時のＸＰＩＣ補償量を改善すること、を目的として調整位相量を自動的に調整する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器が研究され、提案されている。
【００１６】
図２１は自動的に位相調整する機能を有する主偏波側復調器の構成図であり、図２０と同一部分には同一符号を付している。図２１において図２０と異なる点は、（１）  コントロール部３１７にサンプリングクロックの位相を決定する機能を持たせた点、（２）  位相調整部３０６にコントロール部３１７より位相制御信号ＰＳＣを入力する点、（３）  位相調整部３０６が位相制御信号ＰＳＣに基づいてＡＤ変換器３０４のサンプリングクロックＣｓ′の位相を制御する点である。
図２１の構成によりサンプリングクロックの自動調整が可能となり、これにより干渉波（異偏波）の位相が主偏波の復調信号の位相と同じになるように自動調整され、主偏波の復調信号より干渉波成分を除去できる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記サンプリングクロック位相を制御する従来方法では、位相差が大きくなって広範囲にクロック位相を制御する際に新たな問題が発生する。
位相調整部３０６でクロック位相を制御すると、当然、ＡＤ変換器３０４の出力ディジタル信号の位相が追従して変化し、以後のディジタル信号の位相も全てこれに追従して変化する。ところが、異偏波側のトランスバーサルフィルタ３１４の補償出力は、最終的に減算器３１５、３１６において、主偏波側のトランスバーサルフィルタ３１３の出力信号から減算される。このため、減算器３１５，３１６に至るまでの間に主波側のクロック位相に乗り換える必要がある。クロックを乗り換えるには、クロックＣｓ′で異偏波側のデータを一旦メモリに記憶し、しかる後、主偏波側のクロックＣｓで該メモリよりデータを読み出すことにより行う。しかし、位相差が大きい場合にはクロックの乗換えが不可能であり、結果として干渉側（異偏波側）のＡＤ変換器のクロック位相調整範囲が狭くなり、位相差が大きい場合には位相調整ができない問題があった。
【００１８】
以上から本発明の目的は、主偏波の復調信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても、位相調整を行って交差偏波間干渉補償能力を増大できるようにすることである。
本発明の別の目的は、デジタル構成の復調器に適用でき、しかも、ハードウェア量の増加を抑制できるようにすることである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明によれば、主偏波側で受信した信号を復調し、第1のベースバンド信号を出力する復調部、異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換器、該AD変換により得られたデジタル信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、位相制御後の信号を復調し、第2のべースバンド信号を出力する復調部、前記第1のべースバンド信号に含まれる干渉波信号を、前記第2のべースバンド信号を用いてキャンセルする干渉波キャンセル部、を備えた復調器により達成される。
また、上記課題は本発明によれば、主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をAD変換してデジタルの干渉波信号を出力するAD変換器、前記主偏波側の復調信号及び前記干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフィルタ、干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を制御してデジタルの干渉波信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、を備えた復調器により達成される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
・本発明の概略
（ａ）本発明の第１の解決手段
図１は本発明の第１の原理説明図である。１は主偏波信号ＭＷを入力されてベースバンド信号を復調する主偏波側の復調部、２はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、３は干渉波信号の位相を制御するための位相制御手段である。位相制御手段３は、干渉波信号の位相を変化するＦＩＲ型構成の移相器４、干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数を移相器４に設定するコントローラ５、位相と移相器４に設定する係数との対応を記憶するメモリ６を備えている。
主偏波側の復調部１は主偏波信号ＭＷを入力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段３のコントローラ５は、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉波信号ＩＮＴの位相θを決定し、該位相に応じた係数をＦＩＲ型フィルタ構成の移相器４に設定する。移相器４は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部２に入力し、干渉波キャンセル部２はベースバンドの復調信号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干渉波成分をキャンセルする。この場合、位相θと移相器に設定する係数との対応を予めメモリ６に記憶しておき、コントローラ５は算出した位相θに応じた係数をメモリより求めて移相器４に入力する。
以上のようにすれば、サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号自身の位相を制御でき、クロック乗換えの必要がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力を増大することができる。又、移相器を係数可変のＦＩＲ型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値を位相調整量に応じて制御して干渉波信号の位相を調整するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用することができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整をすることができる。
【００２１】
（ｂ）本発明の第２の解決手段
図２は本発明の第２の原理説明図である。１は主偏波信号を入力されてベースバンド信号を復調する復調部、２はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、７ａ，７ｂは復調信号及び干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するＦＩＲ型フィルタ構成のロールオフフィルタ、８は干渉波信号用のロールオフフィルタ７ｂの係数を干渉波信号の位相に応じて制御する位相制御手段である。位相制御手段８は、干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタ７ｂに設定し、干渉波信号の位相を制御するコントローラ８ａ、位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ８ｂを備えている。
【００２２】
復調部１は主偏波信号ＭＷを入力されベースバンド信号を復調する。位相制御手段３のコントローラ８ａは、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉波信号ＺＮＴの位相θを決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタ７ｂに設定する。ロールオフフィルタ７ｂは干渉波信号にロールオフ特性を付与すると共に、干渉波信号の位相を制御して干渉波信号キャンセル部２に入力する。干渉波信号キャンセル部２は主偏波の復調信号よりローリオフフィルタ７ｂで位相制御された干渉波信号を減算して干渉波成分をキャンセルする。この場合、位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を予めメモリ８ｂに記憶しておき、コントローラ８ａは算出した位相θに応じた係数をメモリより求めてロールオフフィルタ７ｂに入力する。
【００２３】
又、位相制御手段８は位相と係数の対応をメモリに記憶しないで係数値を決定することもできる。すなわち、位相制御手段８は、干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定し、▲１▼干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタ７ｂの中心タップ両側の２個のタップのうち出力側タップ係数Ｃ１の値を増加し、入力側タップ係数Ｃ−１の値を減少し、▲２▼又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ７ｂの出力側タップ係数Ｃ１の値を減少し、入力側タップ係数Ｃ−１の値を増加する。
あるいは、位相制御手段８は、干渉波の位相を遅らせるか、進めるか決定し、▲１▼干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタ７ｂの中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ１，Ｃ３，・・・の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ２，Ｃ４，・・・の係数値を減少し、第１の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ−１，Ｃ−３，・・・の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ−２，Ｃ−４，・・・の係数値を増加し、▲２▼又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの第１の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ１，Ｃ３，・・・の係数値を減少すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ２，Ｃ４，・・・の係数値を増加し、第１の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ−１，Ｃ−３，・・・の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ−２，Ｃ−４，・・・の係数値を減少する。この場合、中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少する。
【００２４】
以上のようにすれば、図１で説明したのと同一の効果が得られる。
又、ロールオフフィルタの各タップ係数値を変えることにより干渉波信号の位相を制御するようにしたから、移相器を別途設ける必要がなくハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍ≧１）のタップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±１するだけで最終的に干渉波の位相を調整できｒｕ．従って、位相調整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽減でき、特に、ｍ＝１の場合におけるハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
【００２５】
（Ａ）本発明の第１実施例
（ａ）全体の構成
図３は本発明の第１実施例である交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器の構成図である。図中、１１は主偏波信号ＭＷの周波数を中間周波信号に変換する周波数変換部、１２は局部発振周波数信号を出力する局部発振器ＬＯ  ＶＣＯ、１３は中間周波信号をサンプリングクロックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換器、１４は異偏波側から入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換器である。１５はサンプリングクロックＣｓを発生する電圧制御発振器ＣＬＫ  ＶＣＯ、１６はＡＤ変換器１４から出力されるデジタルデータの位相を制御する移相器であり、係数可変の（２ｎ＋１）タップのＦＩＲ型フィルタで構成されている。
【００２６】
１７はＡＤ変換器１３の出力にそれぞれデジタルのｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔを乗算してベースバンドの主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号を発生するデジタルの直交復調部、１８は移相器１６の出力にそれぞれデジタルのｃｏｓωｔ、−ｓｉｎωｔを乗算してベースバンドの異偏波側のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部である。各直交復調部１７，１８から出力されるデジタルデータは例えば８ビットデータで、１６ＱＡＭの場合上位２ビットがＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号にそれぞれ担わされたデジタル情報となり、下位６ビットが誤差となる。又、直交復調部１８から出力されるＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号は、直交復調部１７から出力される主偏波側Ｉチャンネル信号及びＱチャンネル信号の干渉波信号となる。
【００２７】
１９〜２０はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部１７から出力される主偏波側の復調信号（Ｉチャンネル信号，Ｑチャンネル信号）にロールオフ特性を付与するもの、２１〜２２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部１８から出力される異偏波側のＩチャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付与するものである。２３，２４はトランスバーサルイコライザ（ＴＶＥＱ）であり、トランスバーサルイコライザ２３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トランスバーサルイコライザ２４は異偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正する。
２５，２６は減算器であり、減算器２５は主偏波側のＩチャンネル信号より異偏波側のＩチャンネル信号成分を減算し、減算器２６は主偏波側のＱチャンネル信号より異偏波側のＱチャンネル信号成分を減算して出力する。これにより、主偏波に対する異偏波の干渉波成分を除去して正しい主偏波のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号を出力できる。
【００２８】
２７はコントロール部で、搬送波再生回路２７ａ、クロック同期回路２７ｂ、位相算出回路２７ｃを備えるもの、２８、２９はローパスフィルタである。コントロール部２７の搬送波再生回路２７ａは、Ｉチャンネル信号より搬送波の周波数制御信号ＣＲＦを出力し、ローパスフィルタ２８は該信号を平滑化して制御電圧として局部発振器１２に入力し、局部発振器１２は該制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コントロール部２７のクロック同期回路２７ｂはクロック周波数制御信号ＣＬＦを出力し、ローパスフィルタ２９は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器１５に入力し、電圧制御発振器１５は該制御電圧によりシンボルクロックと同期するようにサンプリングクロックＣｓの周波数を制御する。コントロール部２７の位相算出回路２７ｃは主偏波と異偏波のＩチャンネル信号を用いて位相θを算出して出力する。
３０は位相θと移相器１６に設定する係数Ｃｉとの対応をメモリＭＭに記憶すると共に、入力された位相θに応じた係数Ｃｉをメモリから読出して移相器１６に入力する係数設定部である。
【００２９】
（ｂ）移相器
図４は移相器１６の構成図であり、デジタルフィルタの一つである（２ｎ＋１）タップを有する係数可変のＦＩＲ型フィルタで構成されている。移相器１６において、ＦＦは１サンプリング時間、入力データを遅延する遅延回路、ＭＬＰは遅延回路から出力されるデータに係数Ｃ−ｎ〜Ｃｎを乗算する乗算器、ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加算して出力する加算器である。
【００３０】
かかるＦＩＲ型フィルタの中心タップの係数Ｃ０を１にし、他のタップの係数をすべて０にした時のインパルス応答は図５（ａ）に示すようになる。注目すべきは、中心タップ位置を除き他の全てのタップ位置でインパルス応答が零になることである。この図５（ａ）のインパルス応答にθ１の遅れ位相を付加すると図５（ｂ）に示すようになり、又、θ２の進み位相を付加すると図５（ｃ）に示すようになる。このため、入力信号を位相θ１だけ遅延するには、図５（ｂ）の各タップ位置におけるインパルス応答値Ｃ０，Ｃ１，Ｃ−１・・・を対応するタップの係数値として設定すればよい。又、入力信号を位相θ２だけ進ませるには、図５（ｃ）の各タップ位置におけるインパルス応答値Ｃ０′，Ｃ１′，Ｃ−１′・・・を対応するタップの係数値として設定すればよい。
以上より、予め位相θと移相器１６における（２ｎ＋１）（ｎ≧１）個のタップ係数値の対応をメモリＭＭに記憶しておけば、任意の位相θに応じたタップ係数値を直ちに求めて移相器１６に設定して位相制御することができる。
【００３１】
（ｃ）位相算出処理
図６はコントロール部２７の位相算出回路２７ｃによる位相算出処理の説明図である。
１６ＱＡＭにおいて、Ｉチャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８ビットで表現すると、上位２ビットがデータを表し、下位６ビットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビットの識別スレショールドとデジタルデータの関係は図６（ａ）に示すようになり、デジタルデータの第３ビットＥが”１”であればＩチャンネル信号は識別スレショールド値の中間値（理想値）より大きくなり、Ｅ＝”０”であれば中間値より小さいなる。
【００３２】
中間値からの偏差ｅは異偏波の交差干渉により生じるものである。従って、主偏波のＩチャンネル信号と異偏波のＩチャンネル信号（干渉波信号）間に位相差がなければ、主偏波のＩチャンネル信号より干渉波信号の所定割合を減算すれば略ｅ＝０になる。例えば、位相差＝０のとき、干渉波信号が図６（ｂ）の実線で示すようになっており（識別タイミング時の値がｂ）、前記割合がαであるとすれば、α・ｂを主偏波のＩチャンネル信号より減算することによりｅ＝０とすることができる。
しかし、位相差は零でなく、図６（ｂ）の点線に示すように進んだり、一点鎖線で示すように遅れたりする。干渉波の位相が進むと識別タイミング時ｔ０における干渉波信号はｂより小さくなりａとなる。このため、α・ａを主偏波のＩチャンネル信号より減算してもｅ＝０とならず、ｅ＞０となる。すなわち、デジタルデータの第３ビット（エラービット）Ｅが”１”となる。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”１”の場合には干渉波の位相が進んでいることを意味し、干渉波の位相を遅らせるように制御する必要がある。・・・Ａ
【００３３】
一方、干渉波信号の位相が遅れると、識別タイミング時ｔ０における干渉波信号はｂより大きくなってｃとなる。このため、α・ｃを主偏波のＩチャンネル信号より減算するとｅ＜０となる。すなわち、デジタルデータの第３ビット（エラービット）Ｅが”０”となる。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”０”の場合には干渉波の位相が遅れていることを意味し、干渉波の位相を進ませる制御を行う必要がある。・・・Ｂ
以上のＡ，Ｂをまとめると、図６（ｂ）の表に示すようになる。以上は、干渉波の傾きが正の場合であるが、負の場合には図６（ｃ）の表に示すようになる。以上より、正の傾斜を”０”、負の傾斜を”１”と表現し、進み位相シフトを”０”、遅れ位相シフトを”１”とすれば、傾斜ＳとエラービットＥの排他的論理和を演算し、演算結果が”０”であれば位相を進ませ、”１”であれば位相を遅らせるように制御すればよいことになる。
【００３４】
（ｄ）位相算出回路
図７は位相算出回路２７ｃの構成図である。傾斜判定部２７ｃ−１は干渉波信号の傾きＳを判定する。位相シフト方向判定部２７ｃ−２は、主偏波のＩチャンネル信号の第３ビット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理和演算を実行して出力する。尚、排他的論理和演算の結果が”１”であれば干渉波の位相を遅らせ、”０”であれば干渉波の位相を進ませることを意味する。アップ／ダウンカウンタ２７ｃ−３は位相シフト方向判定部の出力信号が”０”（進み方向）のときにカウントアップし、”１”（遅れ方向）のときにカウントダウンし、計数値を干渉波の位相θとして出力する。
【００３５】
（ｅ）全体の動作
主偏波の復調信号（Ｉチャンネル信号）のエラービットＥ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランスバーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相算出回路２７ｃに入力する。位相算出回路２７はエラービットＥと干渉波の傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて位相θを増減（±１）して出力する。係数設定部３０は位相θに応じたタップ係数値Ｃ−ｎ〜ＣｎをメモリＭＭから読出し、ＦＩＲ型フィルタ構成の移相器１６の各係数部に設定する。移相器１６はＡＤ変換１４の出力データの位相がθとなるように制御して直交復調部１８に入力する。この結果、トランスバーサルフィルタ２３，２４からそれぞれ出力される干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、アップ／ダウンカウンタ２７ｃ−３（図７）の計数値が所定値に収束する。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【００３６】
（Ｂ）本発明の第２実施例
第１実施例ではＦＩＲ型構成の移相器１６を別途設けた。しかし、ＦＩＲ型フィルタはロールオフフィルタ１９〜２２として元々存在する。そこで、第２実施例では、異偏波側のロールオフフィルタ２１，２２の係数値を干渉波の位相θに基づいて制御することにより、移相器を省略する。。
【００３７】
図８は本発明の第２実施例である交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器の構成図であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例において、第１実施例と異なる点は、
▲１▼移相器を除去した点、
▲２▼異偏波側の直交復調部１８から出力されるＩチャンネル信号，Ｑチャンネル信号が入力されるロールオフフィルタ２１、２２の係数値を干渉波信号の位相θに応じて可変制御する点、
▲３▼干渉波の位相をθにし、かつ共にロールオフ特性を付与する係数値を、該θに対応させてメモリＭＭに記憶する点、
▲４▼算出された位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求め、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する点である。
【００３８】
図９はロールオフフィルタ２１、２２の構成図であり、（２ｎ＋１）タップのＦＩＲ型フィルタ構成を備えている。尚、位相θによりロールオフフィルタ２１、２２の全てのタップ係数を制御する必要は無く、少なくとも、中心タップ、その両側のタップの合計３つのタップ係数を制御するだけでもよい。
主偏波の復調信号（Ｉチャンネル信号）のエラービットＥ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランスバーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相算出回路２７ｃに入力する。位相算出回路２７ｃはエラービットＥと干渉波の傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて位相θを増減（±１）して出力する。係数設定部３１は位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求め、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。ロールオフフィルタ２１、２２は直交復調部１８の出力であるＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付与すると共に、位相がθとなるように制御する。この結果、干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、位相θが所定値に収束する。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【００３９】
（Ｃ）本発明の第３実施例
第２実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリＭＭに記憶しておき、係数設定部３１が位相算出部２７ａより入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出してロールオフフィルタ２１、２２に設定する。しかし、位相θに応じた係数値を記憶するメモリが必要になる。第３実施例では位相θと係数値の対応をメモリを用いないで係数値を算出してロールオフフィルタに設定する。
【００４０】
（ａ）構成
図１０は本発明の第３実施例の復調部の構成図であり、図８の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、４０は位相シフト方向に応じて±△を出力する位相シフト方向制御部、４１はロールオフフィルタ２１、２２の−１タップ係数Ｃ−１及び＋１タップ係数Ｃ１を決定するタップ係数決定部である。
位相シフト方向制御部４０は、図１１に示すように、干渉波の傾きＳを判定する傾斜判定部４０ａ、主偏波のＩチャンネル信号の第３ビット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理和演算を実行するＥＯＲ回路４０ｂ、ＥＯＲ結果に従って＋Δまたは−Δを出力する±Δ出力回路４０ｃを備えている。タップ係数決定部４１は、図１２に示すように、ロールオフフィルタ２１、２２の−１タップ係数Ｃ−１を決定する−１タップ係数決定部４１ａ、ロールオフフィルタ２１、２２の＋１タップ係数Ｃ１を決定する＋１タップ係数決定部４１ｂ、符号反転部４１ｃを備えている。
【００４１】
図６において説明したように、ＥＯＲ回路４０ｂ（図１１）における排他的論理和演算の結果が”１”であれば干渉波の位相を遅らせる必要があり、”０”であれば干渉波の位相を進ませる必要がある。一方、ｎ＝１の３タップのＦＩＲ型フィルタにおいて、入力信号の位相を遅らせるには、＋１タップの係数値Ｃ１を正方向へ変化させ（図５（ｂ）参照）、−１タップの係数値Ｃ−１を負方向へ変化させればよい。又、入力信号の位相を進ませるには、＋１タップの係数値Ｃ１を負方向へ変化させ（図５（ｃ）参照）、−１タップの係数値Ｃ−１を正方向へ変化させればよい。
【００４２】
以上をまとめると
【表１】
0003616706.tif 000002
となる。そこで、位相シフト方向制御部４０は、排他論理和結果が”１”（遅れ位相）であれば＋１タップ係数決定部４１ｂに＋Δを入力し、−１タップ係数決定部４１ａに符号反転部４３を介して−Δを入力する。又、位相シフト方向制御部４０は、排他論理和結果が”０”（進み位相）であれば＋１タップ係数決定部４１ｂに−Δを入力し、−１タップ係数決定部４１ａに符号反転部４３を介して＋Δを入力する。
【００４３】
位相シフト方向制御部４０より＋Δが出力されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ−１をΔだけ減少し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ１をΔだけ増大して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位相が遅れる。又、位相シフト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ−１をΔだけ増大し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ１をΔだけ減少して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位相が進む。
【００４４】
（ｂ）動作
主偏波の復調信号（Ｉチャンネル信号）のエラービットＥ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランスバーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相シフト方向制御部４０に入力する。位相シフト方向制御部４０はエラービットＥと干渉波信号の傾斜ＳとのＥＯＲを演算し、ＥＯＲ演算結果に基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて±Δを出力する（表１参照）。
干渉波の位相を遅らせるために、位相シフト方向制御部４０より＋Δが出力されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ−１をΔだけ減少し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ１をΔだけ増大して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位相が遅れる。
【００４５】
又、干渉波の位相を進めるために、位相シフト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ−１をΔだけ増大し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ１をΔだけ減少して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位相が進む。
以後、上記制御が繰り返され、係数Ｃ−１、Ｃ１が収束し、干渉波信号と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【００４６】
（Ｄ）本発明の第４実施例
第３実施例では、ロールオフフィルタ２１、２２の−１タップ係数Ｃ−１と＋１タップ係数Ｃ１の２つ値を制御して干渉波の位相を制御した場合であるが、他のタップの係数をも含めて制御することにより精度をあげることができる。
第４実施例は、多数のタップ係数Ｃ＋１，Ｃ＋２，・・・，Ｃ−１，Ｃ−２，・・・の値を制御して干渉波の位相を制御する場合であり、図１０の第３実施例と異なる点は、タップ係数決定部５１が多数の係数Ｃ＋１，Ｃ＋２，・・・，Ｃ−１，Ｃ−２，・・・の値を決定してロールオフフィルタ２１、２２に設定する点である。
【００４７】
図５（ｂ），（ｃ）より明らかなように、進み／遅れ位相のいずれにおいても、＋２ＴＡＰの係数Ｃ２は＋１ＴＡＰの係数Ｃ１と極性が反転になり、＋３ＴＡＰの係数Ｃ３は＋２ＴＡＰの係数Ｃ２と極性が反転になり、それ以降についても極性が反転していく。同様に、進み／遅れ位相のいずれにおいても、−２ＴＡＰの係数Ｃ−２は−１ＴＡＰの係数Ｃ−１と極性が反転になり、−３ＴＡＰの係数Ｃ−３は−２ＴＡＰの係数Ｃ−２と極性が反転になり、それ以降についても極性が反転していく。
又、タップ係数は中心から離れるに従い小さくなるので、極性を変更するだけでは正確な制御を行えない。そこで、中心から離れるに従いタップ係数が小さくなっていく比α＋１，α−１，・・・を乗じる。正確に乗じれば、より正確であるが、  １／２，  １／４のようにビット演算のハード規模が小さくなるような値に丸めるとハード規模を小さくできる。
【００４８】
図１４はタップ係数決定部５１の構成図であり、５１ａ，５１ｂ，５１ｃは極性反転部、５２ａ，５２ｂは増減率α＋１，α−１を乗算する乗算器、５３ａは−１タップ係数決定部、５３ｂは＋１タップ係数決定部、５４ａは−２タップ係数決定部、５４ｂは＋２タップ係数決定部、・・・である。
−１タップ係数決定部５３ａは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δを加減算して−１タップ係数Ｃ−１を出力する。＋１タップ係数決定部５３ｂは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δの極性反転値を加減算して＋１タップ係数Ｃ１を出力する。−２タップ係数決定部５４ａは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δに−α−１倍して加減算して−２タップ係数Ｃ−２を出力する。＋２タップ係数決定部５４ｂは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δにα＋１倍して加減算して＋２タップ係数Ｃ２を出力する。以下同様に±ｎタップ係数Ｃ＋ｎ，Ｃ−ｎを求めることができる。
【００４９】
（Ｅ）変形例
第１実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリＭＭに記憶しておき、係数設定部３０（図３）が位相算出部２７ｃより入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出して移相器１６に設定する。しかし、位相θに応じた係数値を記憶するメモリＭＭが必要になる。そこで、第３、第４実施例と同様にタップ係数決定部を設け、該タップ係数決定部で同様の方法によりタップ係数値を決定して移相器１６に設定するように構成することもできる。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００５０】
【発明の効果】
以上本発明によれば、サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号の位相を制御するようにしたから、クロック乗換えの必要がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力を増大することができる。
又、本発明によれば、移相器を（２ｎ＋１）タップの係数可変のＦＩＲ型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値を位相に応じて可変することにより干渉波信号の位相を制御するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用することができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整ができる。
【００５１】
又、本発明によれば、復調器のロールオフフィルタの各タップ係数値を、干渉波信号の所定位相調整量が得られ、しかも、所望のロールオフ特性が得られるように制御して干渉波信号の位相を制御するようにしたから、ハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル２ｎ個（ｎ≧１）のタップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±Δするだけで最終的に干渉波信号の位相を調整できる。この結果、位相調整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽減でき、特に、ｎ＝１の場合におけるハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の原理説明図である。
【図２】本発明の第２の原理説明図である。
【図３】本発明の第１実施例の復調器の構成である。
【図４】移相器（ＦＩＲフィルタ）構成例である。
【図５】インパルス応答とタップ係数算出の説明図である。
【図６】位相算出処理の説明図である。
【図７】位相算出部の構成である。
【図８】本発明の第２の実施例の復調器の構成である。
【図９】ロールオフフィルタの例である。
【図１０】本発明の第３実施例の復調部の構成である。
【図１１】位相シフト方向制御部である。
【図１２】第３実施例の要部構成図である。
【図１３】本発明の第４実施例の復調部の構成である。
【図１４】タップ係数決定部の構成である。
【図１５】直交偏波共用の方式を用いた伝送装置の受信部の構成である。
【図１６】ＱＡＭ復調部及びＸＰＩＣの構成図である。
【図１７】トランスバーサル等化器の構成である。
【図１８】識別スレショールド値とデジタルデータの関係である。
【図１９】サンプリングクロックの位相制御説明図である。
【図２０】位相調整部を備えた主偏波側復調器である。
【図２１】自動位相調整機能を備えた主偏波側復調器である。
【符号の説明】
１・・主偏波側の復調部
２・・干渉波キャンセル部
３・・位相制御手段
４・・ＦＩＲ型構成の移相器
５・・コントローラ
６・・位相と係数との対応を記憶するメモリ
【図１】
0003616706.tif 000003
【図２】
0003616706.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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