(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力側に接続された一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを有し、直流電源の直流を高周波に変換するスイッチング回路と、ＮチャンネルＦＥＴ又はＰチャンネルＦＥＴに並列接続された負荷と、スイッチング回路の出力点と負荷との間に設けられたコイルと、一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを駆動するドライバ回路とを備えたインバータ装置において、
前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴがゲート端子同士及びソース端子同士を共通とし、ＰチャンネルＦＥＴのドレイン端子を接地側に接続し、
前記コイルが中間タップを有する１次巻線と２次巻線とからなり、１次巻線の一端と２次巻線の一端がソース端子側で、１次巻線の他端と２次巻線の他端に発生する電圧の極性が逆になるように接続され、
前記ドライバ回路はその入力側が前記中間タップと２次巻線の他端に接続され、その出力側が前記ＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子に接続されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記ドライバ回路はコンデンサとインダクタとからなり、電圧共振回路を構成していることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記コイルは前記１次巻線と２次巻線の接続点を基準として、前記中間タップまでの巻き数と、前記２次巻線の巻き数とを等しくして前記中間タップに発生する電圧と前記２次巻線に発生する電圧の絶対値が等しくなるようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子とソース端子との間にカソード同士又はアノード同士を直列接続した複数の定電圧ダイオードを挿入したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記コイルは前記負荷に流れる電流を減流するバラストコイルであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記負荷を放電灯とカップリングコンデンサの直列回路としたことを特徴とする請求項１〜５記載のいずれか記載のインバータ装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか記載のインバータ装置と該インバータ装置を内蔵した蛍光ランプとからなることを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷である例えば放電灯に高周波電力を供給するインバータ装置及び照明装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は例えば特開平１０−３２７５８４号公報に記載された蛍光灯点灯装置と実質的に同一の従来の蛍光灯点灯装置を示す回路図、図１５は同蛍光灯点灯装置の動作を説明する要部の回路図、図１６は同蛍光灯点灯装置の動作を説明するタイムチャート、図１７は同蛍光灯点灯装置のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがＯＮからＯＦＦとなるデッドタイムにおける動作を説明する回路図、図１８は同蛍光灯点灯装置のハーフブリッジ回路を説明する回路図、図１９は同蛍光灯点灯装置のハーフブリッジ回路の理想的な動作を説明するタイムチャートである。
【０００３】
図１４において、１は直流電源を出力する電源回路、２は電源回路１の直流電源を高周波に変換するスイッチング回路である。
このスイッチング回路２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂとスイッチングノイズを低減するスナバコンデンサ２ｃとからなり、両ＭＯＳＦＥＴはコンプリメンタリ接続され、直流電源１にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａのドレイン端子を接続し、両ＭＯＳＦＥＴのソース端子を互いに接続し、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂのドレイン端子を接地し、両ゲート端子を互いに接続している。
３はスイッチング回路２を駆動するドライバ回路で、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂとからなり、電圧共振回路を構成している。
【０００４】
４はバラストコイル、４ａはバラストコイル４の１次巻線、４ｃはバラストコイル４の２次巻線である。この１次巻線４ａと２次巻線４ｃは互いに一端がＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂのソース端子側で接続され、１次巻線４ａの終端は後述する負荷回路に、２次巻線４ｃの終端はドライバ回路３に接続されている。また、２次巻線は、ソース端子を基準として１次巻線４ａと極性が逆になるように、例えば、１次巻線４ａの終端電圧が正値のときは、２次巻線４ｃの終端電圧が負値になるように、磁気結合されている。
【０００５】
５はバラストコイル４の終端に接続された負荷回路で、放電灯であるランプ５ａと、始動用コンデンサ５ｂと、カップリングコンデンサ５ｃとからなり、ランプ５ａと始動用コンデンサ５ｂは並列接続され、ランプ５ａ及びカップリングコンデンサ５ｃは直列接続されている。
６は２つの定電圧ダイオード６ｅ、６ｆからなる起動回路で、ゲート信号電圧が使用する両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂのゲート入力定格値を超えないように定電圧ダイオード６ｅ及び６ｆをアノードとカソードを逆向きにして直列接続し、ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂのソース端子−ゲート端子間に挿入されている。
【０００６】
次に、従来の蛍光灯点灯装置の動作について説明する。
電源回路１が出力する直流電源は、スイッチング回路２に印加され、スイッチング回路２の両ＭＯＳＦＥＴ２ａ及び２ｂは起動回路６によって起動された後、ドライバ回路３によって駆動され、これらＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂが交互にＯＮ・ＯＦＦすることにより高周波に変換され、出力された高周波電流は、バラストコイル４を介して負荷回路５のランプ５ａを点灯する。
また、スナバコンデンサ２ｃはＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＮからＯＦＦになった時のデッドタイムに放電され、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＮからＯＦＦになった時のデッドタイムに充電される。
【０００７】
スイッチング回路２の両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂを駆動するドライバ回路３は、バラストコイル４の２次巻線４ｃから電圧を取り、共振用インダクタ３ｂと共振用コンデンサ３ａの接続点に発生する共振電圧をＭＯＳＦＥＴ２ａ及び２ｂのゲート信号としている。
そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａは、ソース端子に対してゲート端子の電圧が正値を取るときにＯＮし、スレッシュホールド電圧以下、すなわちＯＶ近傍又は負値のときはＯＦＦである。一方、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂは、ソース端子に対してゲート端子の電圧が負値を取るときにＯＮし、スレッシュホールド電圧以上、すなわちＯＶ近傍又は正値のときはＯＦＦである。
従って、得られたゲート信号が、共通のソース端子を基準として正側と負側を交互に反転することにより、その周期でスイッチング回路２が駆動されることになり、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂが同時にＯＮされることはない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の蛍光灯点灯装置では、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂの動作において、デッドタイム中にバラストコイル４の２次巻線４ｃに発生する電圧により、通常のＯＮ直前のデッドタイムに一瞬ＯＮしてしまう場合があり、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂが発熱してしまうという問題点があった。
【０００９】
かかる問題点について図１５〜図１７に基づいて詳細に説明する。
図１５の同蛍光灯点灯装置の動作を説明する要部の回路図に示すように、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａに流れる電流をＩｄＮ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂに流れる電流をＩｄＰ、ソース端子を基準としたゲート電圧をＶｇ、バラストコイル４の２次巻線４ｃに発生する電圧を、ソース端子側を基準としてＶ２とする。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＦＦ→ＯＮとなるとき、バラストコイル４の２次巻線４ｃ→ドライバ回路３の共振用インダクタ３ｂ→共振用コンデンサ３ａ→両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂのソース端子の経路Ｌ２に電流が流れ、共振用コンデンサ３ａが充電されていく。
【００１０】
この直列共振回路は、一種のローパスフィルタと見ることができ、共振周波数に近い周波数の正弦波入力に対しては、共振的に正弦波応答し、共振周波数より高い周波数のステップ的な入力に対してはステップ的な応答をする。
図１６に示すように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＦＦした瞬間のＶ２電圧をＶ２ｔｕｒｎ、Ｖ２の最大値をＶ２ｍａｘとする。
図１７の（ａ）に示すように、Ｖ２＝Ｖ２ｔｕｒｎのとき、経路Ｌ３に電流が流れ、デート電圧Ｖｇは０Ｖとなっている。
図１７の（ｂ）に示すように、Ｖ２がステップ的にＶ２ｍａｘとなったとき、共振回路はステップ的に応答し、経路Ｌ３に過渡的に大きい電流が流れ、Ｖｇ＝０＋αとなり、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＮする。
【００１１】
この本来デッドタイムであるべき期間のＯＮ動作によってハーフブリッジの動作としては過渡的な状態が発生し、Ｖ２には図１６に示すような波形が出現し、これに追従して経路Ｌ３に図１７の（ｃ）に示すように図１７の（ｂ）とは逆向きに電流が流れ、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａは再びＯＦＦする。
その後、図１７の（ａ）の電流の流れに戻り、本来のＯＮ動作を開始する。
このようにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＦＦした瞬間にＶｇが一瞬正値側に振れ、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａが通常のＯＮ動作の前に一度ＯＮしてしまうこととなる。
【００１２】
また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂについても、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＮする直前のデッドタイムで同様の動作となる。
このＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａが一瞬ＯＮする間に、ＩｄＮとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａを介してスナバコンデンサ２ｃに電流が流れ込み、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａの発熱を増大させる原因となっている。
また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂについても、一瞬のＯＮ時に、スナバコンデンサ２ｃの電荷がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂを介して一気に放電されＩｄＰとなり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂの発熱を増大させる原因となっている。
【００１３】
ここで、スナバコンデンサ２ｃの役割を図１８と図１９に基づいて説明する。
図１８に示す一般的なＭＯＳＦＥＴを用いたハーフブリッジの回路中、１３、１４はＭＯＳＦＥＴ、１３ａ、１４ａはスイッチ、１３ｂ、１４ｂはスイッチ１３ａ、１４ａに並列接続された回生ダイオード、２ｃはスナバコンデンサ、３はドライバ回路、４はバラストコイル、５は負荷回路である。
なお、スイッチ１３ａ、１４ａは通常、オン抵抗を持つので抵抗の記号を用いた。
スイッチ１３ａを流れる電流をＩｄＨ、スイッチ１４ａを流れる電流をＩｄＬ、スナバコンデンサ２ｃを流れる電流をＩｓｎとし、電源側から見てグランド方向に流れる電流を正値とした。
【００１４】
図１９の蛍光灯点灯装置のハーフブリッジ回路の理想的な動作を説明するタイムチャートに示すように、図１８に示す回路の動作は、以下の（１）〜（６）の６モードに分けられる。
ドライバ回路３がスイッチ１４ａをＯＮしている期間をモード（１）、ドライバ回路３がスイッチ１４ａをＯＦＦし、スイッチ１３ａをＯＮするまでのデッドタイムの前半をモード（２）、後半をモード（３）、スイッチ１３ａをＯＮしている期間をモード（４）、スイッチ１３ａをＯＦＦし、スイッチ１４ａをＯＮするまでのデッドタイムの前半をモード（５）、後半をモード（６）とする。
【００１５】
モード（１）：前モードまでにバラストコイル４に蓄えられたエネルギーにより、グランド→回生ダイオード１４ｂ→バラストコイル４→負荷回路５、に電流が流れる。その後、バラストコイルに蓄えられたエネルギーが尽きると、負荷回路５→バラストコイル４→スイッチ１４ａ→グランド、に電流が流れる。
モード（２）：バラストコイル４に蓄えられたエネルギーにより、負荷回路５→バラストコイル４→スナバコンデンサ２ｃ→グランド、に電流が流れ、スナバコンデンサ２ｃが充電される。
モード（３）：バラストコイル４に蓄えられたエネルギーにより、負荷回路５→バラストコイル４→回生ダイオード１３ｂ→電源、に電流が流れる。
モード（４）：バラストコイル４に蓄えられたエネルギーが尽きるまで、モード（３）と同じ経路に電流が流れ、バラストコイル４に蓄えられたエネルギーが尽きると、電源→スイッチ１３ａ→バラストコイル４→負荷回路５、に電流が流れる。
【００１６】
モード（５）：バラストコイル４に蓄えられたエネルギーにより、スナバコンデンサ２ｃに溜まっていた電荷が放電され、スナバコンデンサ２ｃ→バラストコイル４→負荷回路５、に電流が流れる。
モード（６）：バラストコイル４に蓄えられたエネルギーにより、グランド→回生ダイオード１４ｄ→バラストコイル４→負荷回路５、に電流が流れる。
以上のように、スナバコンデンサ２ｃは、電流の方向が切り替わる瞬間に充電又は放電され、スイッチングの際、両ＭＯＳＦＥＴ１３、１４における急激な電流又は電圧の変化を緩和し、スイッチングノイズを低減する役割を持っている。
【００１７】
しかしながら、例えばモード（２）中にスイッチ１３ａが一瞬でもＯＮしてしまうと、電源→スイッチ１３ｓ→スナバコンデンサ２ｃに電流が流れ込むこととなる。また、モード（５）中にスイッチ１４ａがＯＮしてしまうと、スナバコンデンサ２ｃ→スイッチ１４ｓに電流が流れることになる。
従って、図１８に示すようなデッドタイム中にスイッチ１３ａ又は１４ａがスイッチング動作をすれば、ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂ自身のみならず、スナバコンデンサ２ｃにも通常以上の電流が流れ、双方の発熱の原因となる。
【００１８】
本発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、スイッチング回路のコンプリメンタリ接続されたＭＯＳＦＥＴのデッドタイム中におけるゲート波形を改善し、損失を低減するインバータ装置を得ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のインバータ装置は、直流電源の出力側に接続された一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを有し、直流電源の直流を高周波に変換するスイッチング回路と、ＮチャンネルＦＥＴ又はＰチャンネルＦＥＴに並列接続された負荷と、スイッチング回路の出力点と負荷との間に設けられたコイルと、一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを駆動するドライバ回路とを備えたインバータ装置において、
前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴがゲート端子同士及びソース端子同士を共通とし、ＰチャンネルＦＥＴのドレイン端子を接地側に接続し、
前記コイルが中間タップを有する１次巻線と２次巻線とからなり、１次巻線の一端と２次巻線の一端がソース端子側で、１次巻線の他端と２次巻線の他端に発生する電圧の極性が逆になるように接続され、前記ドライバ回路はその入力側が前記中間タップと２次巻線の他端に接続され、その出力側が前記ＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子に接続される構成とした。
【００２０】
本発明の請求項２記載のインバータ装置は、前記ドライバ回路はコンデンサとインダクタとからなり、電圧共振回路を構成するものとした。
【００２１】
本発明の請求項３記載のインバータ装置は、前記コイルは前記１次巻線と２次巻線の接続点を基準として、前記中間タップまでの巻き数と、前記２次巻線の巻き数とを等しくして前記中間タップに発生する電圧と前記２次巻線に発生する電圧の絶対値が等しくなるようにしたものである。
【００２２】
本発明の請求項４記載のインバータ装置は、前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子とソース端子との間にカソード同士又はアノード同士を直列接続した複数の定電圧ダイオードを挿入したものである。
【００２３】
本発明の請求項５記載のインバータ装置は、前記コイルは前記負荷に流れる電流を減流するバラストコイルとしたものである。
【００２４】
本発明の請求項６記載のインバータ装置は、前記負荷を放電灯とカップリングコンデンサの直列回路としたものである。
【００２５】
本発明の請求項７記載のインバータ装置は、請求項１〜６のいずれか記載のインバータ装置と該インバータ装置を内蔵した蛍光ランプとからなるものとした。
【００２７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１のインバータ装置を示すブロック図、図２は同ランプ点灯装置を示す回路図、図３は同インバータ装置の動作を説明する要部の回路図、図４は同インバータ装置の動作を説明するタイムチャート、図５はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがＯＮからＯＦＦとなるデッドタイムにおける動作を説明する回路図、図６は同インバータ装置の変型例の要部を示す回路図である。
図１及び２において、従来例と同一の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略する。
図１において、４ｂはバラストコイル４の１次巻線４ａに設けられた中間タップである。この中間タップ４ｂは１次巻線４ａの電圧を所定の比に分割し、１次巻線４ａと２次巻線４ｃは一端を両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂのソース端子側で接続され、１次巻線４ａの終端は負荷回路５に、２次巻線４ｃの終端はドライバ回路３に接続されている。
【００２８】
また、２次巻線４ｃはソース端子を基準として１次巻線４ａと極性が逆になるように、例えば１次巻線４ａの終端電圧が正値のときは、２次巻線４ｃの終端電圧が負値になるように磁気結合されている。
これにより、バラストコイル４に電流が流れると、中間タップ４ｂと２次巻線４ｃの終端との間に電位差が発生し、この電位差をドライバ回路３の電源としている。
【００２９】
図２において、１ａは電源回路１を構成するダイオードブリッジ、１ｂは抵抗、１ｃは平滑コンデンサである。６ａ、６ｂ及び６ｃは起動回路６を構成する起動用抵抗、６ｄはドライブ回路３の共振用コンデンサ３ａより十分大きい容量の直流カット用コンデンサ、７は商用電源、８は商用電源７と電源回路１との間に設けられたノイズフィルタである。この直流カットコンデンサ６は起動時に直流をカットし、スイッチング回路２のゲート・ソース間の電圧を保つために設けられている。
【００３０】
ドライバ回路３の共振用コンデンサ３ａはバラストコイル４の中間タップ４ｂに、共振用インダクタ３ｂは２次巻線４ｃの終端に接続され、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂとの接続点は、ドライバ回路３の出力点として、直流カットコンデンサ６ｄを介してスイッチング回路２のゲート端子に接続されている。なお、バラストコイル４において、１次巻線４ａと２次巻線４ｃの接点から中間タップ４ｂまでの巻数と、２次巻線４ｃの巻数は等しく設定されている。
【００３１】
次に、本発明の実施の形態１のインバータ装置の動作について説明する。
商用電源７の交流はノイズフィルタ８を介して電源回路１を構成するダイオードブリッジ１ａにより全波整流され、抵抗１ｃを介して平滑コンデンサ１ｂにより平滑され直流化される。その直流化された電源はスイッチング回路２に印加され、スイッチング素子２ａ、２ｂが交互にＯＮ・ＯＦＦすることにより高周波に変換され、出力された高周波電流は、バラストコイル４を介して負荷回路５のランプ５ａを点灯する。
【００３２】
なお、起動時は起動回路６によって起動される。
即ち、電源投入後、抵抗６ａ、６ｂ及び６ｃが電源回路１の直流電圧を分圧し、所定の電圧がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａのゲートに印加され、最初にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＮする。
そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａが一度ＯＮすると、直流電源１からバラストコイル４を介して負荷回路５に電流が流れ、中間タップ４ｂと２次巻線４ｃから得られた電圧差により、ドライバ回路３が共振作用によって発振を開始し、安定運転に達する。
【００３３】
起動回路６によって起動された後、スイッチング回路２のＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂはドライバ回路３によって駆動される。ドライバ回路３は中間タップ４ｂと２次巻線４ｃにより発生する電圧差を電源とし、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂの接続点に発生する共振電圧をＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂのゲート信号とする。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａはソース端子に対してゲート端子の電圧が正値を取るときにＯＮし、スレッシュホールド電圧以下、すなわちＯＶ近傍又は負値のときはＯＦＦである。一方、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂはソース端子に対してゲート端子の電圧が負値を取るときにＯＮし、スレッシュホールド電圧以上、すなわちＯＶ近傍又は正値のときはＯＦＦである。
従って、得られたゲート信号が、共通のソース端子を基準として正側と負側を交互に反転することにより、その周期でスイッチング回路２が駆動されることになり、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂが同時にＯＮされることはない。
【００３４】
さらに、本発明の実施の形態１のインバータ装置の安定点灯中の動作について図３〜図５に基づいて説明する。なお、安定点灯中の動作について、電圧の説明は全てソース端子を基準電位とし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａを流れるドレイン電流をＩｄＮ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａを流れるドレイン電流ＩｄＰ、ゲート電圧をＶｇ、１次巻線４ａに発生する電圧の分圧値をＶｔ、２次巻線に発生する電圧をＶ２とする。
図４のタイムチャートに示すように、ＶｔとＶ２は正負対称の波形となり、ドライバ回路３にかかる電圧はＶｔ−Ｖ２となる。この電圧Ｖｔ−Ｖ２を共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂの共振作用により振幅させ、起動回路６の定電圧ダイオード６ｅ及び６ｆにより所定の値にクランプし、ゲート信号とする。
【００３５】
このとき、ドライバ回路３のコンデンサ３ａの両端に発生する共振電圧をＶｒｓｎ、その最大値をＶｒｓｎｍａｘ、Ｖｔの最大値をＶｔｍａｘ、Ｖ２の最小値を  −Ｖ２ｍａｘとすると、Ｖｒｓｎｍａｘは、Ｖｔｍａｘ−（−Ｖ２ｍａｘ）の数倍の電圧となり、定電圧ダイオード６ｅ、６ｆでクランプされなければＶｒｓｎｍａｘの振幅の共振電圧がゲートにかかることになる。
ここで、デッドタイムにおけるゲート電圧Ｖｇに注目する。図４に示すように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＦＦした瞬間のＶ２、Ｖｔの電圧をそれぞれＶ２ｔｕｒｎ、−Ｖｔｔｕｒｎとし、Ｖ２、Ｖｔの最大値、最小値をそれぞれＶ２ｍａｘ、−Ｖｔｍａｘとする。
【００３６】
また、共振用インダクタ３ａと共振用インダクタ３ｂによって作られる直列共振回路は、一種のローパスフィルタと見ることができ、共振周波数近辺の正弦波入力に対しては、共振的に正弦波応答し、共振周波数より高い周波数のステップ的な入力に対してはステップ的に応答することが知られている。
図５の（ａ）に示すように、Ｖ２＝Ｖ２ｔｕｒｎのとき、経路Ｌ１に電流が流れ、ゲート電圧Ｖｇは０Ｖとなっている。
図５の（ｂ）に示すように、Ｖ２、Ｖｔがステップ的にＶ２ｍａｘ、Ｖｔｍａｘとなったとき、中間タップ４ｂから見た接点３ｃのステップ応答と、２次巻線４ｃから見た接点３ｃのステップ応答はソース電位から見て相殺されることになり、ゲート電圧に影響を及ぼさない。この間、このステップ的な応答における電流はドライバ回路３の共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂ間にのみ流れることとなる。
また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＦＦした直後のデッドタイムにおいても、Ｖｔの急峻な上昇とＶ２の急峻な降下により、それぞれがドライバ回路３全体に与える影響は相殺されることになり、ゲート電圧に過渡的な応答は現れず、デッドタイム中のゲート波形は滑らかなものとなる。
【００３７】
以上のように、ドライバ回路３がバラストコイル４の１次巻線４ａの中間タップ４ｂと２次巻線４ｃの他端との間に設け、ドライバ回路３にかかる電圧はＶｔ−Ｖ２即ち１次巻線４ａの分圧値と２次巻線４ｃの電圧との差の電圧とし、デッドタイムにおいて、２次巻線４ｃの急峻なステップ的な電圧の変化に対して１次巻線４ａの分圧値でステップ的に応答して影響を相殺し、ゲート波形に影響を与えないようにしたので、デッドタイム中にスイッチング回路２のＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂが不要なＯＮ動作をすることなく駆動され、また、これによりスナバコンデンサ２ｃに余計な電流が流れないため、スイッチング回路２の両ＭＯＳＦＥＴ２ａ及び２ｂ並びにスナバコンデンサ２ｃの発熱を大幅に低減することができることとなった。
また、バラストコイル４の構成についても、電位差Ｖｔ−Ｖ２の半分を中間タップ４ｂから供給するので、２次巻線４ｃの巻数を従来例の半分にでき、低コスト、省資源の観点からも好ましいものとなっている。
【００３８】
なお、本実施の形態１においては、１次巻線４ａと２次巻線４ｃの接点から中間タップ４ｂまでの巻数と、２次巻線４ｃの巻数を等しく設定したが、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ、２ｂ自身がもつゲート容量を考慮して、相違する巻数を設定してもよい。
また、図２において、直流カットコンデンサ６ｄをゲート端子と、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂの接続点との間に挿入したが、図６に示すように、ソース端子と２次巻線間に挿入し、抵抗６ｂをゲート・ソース間に挿入しても同様の動作が得られる。
【００３９】
実施の形態２．
図７は本発明の実施の形態２のインバータ装置を示すブロック図、図８は同ランプ点灯装置を示す回路図、図９は同インバータ装置の動作を説明する要部の回路図、図１０は同インバータ装置の動作を説明するタイムチャート、図１１は同インバータ装置の変形例の要部を示す回路図、図１２は本発明の実施の形態１、２の負荷接続の変型例をそれぞれ示す回路図である。
図７及び８において、本発明の実施の形態１と同一の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略する。
本発明の実施の形態１はバラストコイル４の１次巻線４ａの中間タップ４ｂと２次巻線４ｃの終端との間にドライバ回路３を設けたものであるが、本発明の実施の形態２ではバラストコイル４の２次巻線４ｃをなくし、中間タップ４ｂとソース端子に接続された１次巻線４ａの一端との間にドライバ回路３を設け、中間タップ４ｂとソース端子に接続された１次巻線４ａの一端との間に発生する電圧をドライバ回路３の電源とするようにしたものである。
従って、ドライバ回路３では共振用コンデンサ３ａが中間タップ４ｂに接続され、共振用コンデンサ３ａに直列接続された共振用インダクタ３ｂが両ＭＯＳＦＥＴ２ａ，２ｂのソース端子に接続され、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂとの接続点に発生する電圧をゲート信号として、スイッチング回路２を駆動する。
【００４０】
次に、本発明の実施の形態２のインバータ装置の安定点灯中の動作について図９及び図１０に基づいて説明する。なお、安定点灯中の動作について、電圧の説明は全てソース端子を基準電位とし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａを流れるドレイン電流をＩｄＮ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａを流れるドレイン電流をＩｄＰ、ゲート電圧をＶｇ、バラストコイル４の１次巻線４ａに発生する電圧の分圧値をＶｔとする。
図１０のタイムチャートに示すように、ドライバ回路３にかかる電圧はＶｔとなり、この電圧を共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂの共振作用により振幅させ、定電圧ダイオード６ｅ及び６ｆにより所定の値にクランプし、ゲート信号とする。
【００４１】
ここで、デッドタイムにおけるゲート電圧Ｖｇに注目する。例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＦＦ→ＯＮとなる間のデッドタイムでは、中間タップ４ｂ→共振用コンデンサ３ａ→共振用インダクタ３ｂ→ソース端子のＬ１の経路に電流が流れ、共振用コンデンサ３ａが放電されていく。
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａがＯＦＦした直後のデッドタイムでは、Ｖｔの急峻な上昇によりＶｇが正値側に振れ、再びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２ａが一瞬ＯＮしてしまうが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａの通常のＯＮ期間にスナバコンデンサ２ｃがすでに充電されているので、ドレイン電流ＩｄＮはスナバコンデンサ２ｃではなく、１次巻線４ａへ流れていくので、従来の図１５に示したような過大なドレイン電流は流れない。
【００４２】
また、図１０のタイムチャートに示すように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂがＯＮした直後のデッドタイムでは、Ｖｇが負値側に振れるので、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂが通常のＯＮの後に再びＯＮしてしまうことになるが、この場合も１次巻線４ａからＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２ｂに電流が流れるので、過大なドレイン電流は流れない。
また、上述のいずれの場合もスナバコンデンサ２ｃに流れる電流は図１７に示すような通常のものと同様であるので、スナバコンデンサ２ｃの負担は実施形態１と同様に小さい。
【００４３】
以上のように、ドライバ回路３がバラストコイル４の１次巻線４ａの中間タップ４ｂとソース端子に接続された１次巻線４ａの一端との間に設け、ドライバ回路３にかかる電圧は中間タップ４ｂとソース端子に接続された１次巻線４ａの一端との間に発生する電圧とし、デッドタイムでは、１次巻線４ａに発生する電圧の分圧値Ｖｔの急峻な上昇によりゲート電圧Ｖｇが正値側又は負値側に振れ、ＭＯＳＦＥＴ２ａ又は２ｂが一瞬ＯＮしてしまうが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａの通常のＯＮ期間にスナバコンデンサ２ｃがすでに充電されているので、ドレイン電流Ｉｄはスナバコンデンサ２ｃではなく、再び１次巻線４ａへと流れていくので、過大なドレイン電流Ｉｄは流れないことにより、両ＭＯＳＦＥＴ２ａ及び２ｂ並びにスナバコンデンサ２ｃの発熱を大幅に低減することができる。
また、上述のいずれの場合もスナバコンデンサ２ｃに流れる電流は図１６に示すような通常のものと同様であるので、スナバコンデンサ２ｃの負担は実施の形態１に小さい。
さらに、バラストコイル４の構成として、１次巻線４ａに中間タップ４ｂを設けるだけとしたので、少ない線材量でバラストコイル４を構成でき、抵抗コスト、省資源の観点から好ましいものとなる。
【００４４】
また、図８において、直流カットコンデンサ６ｄをゲート端子と、共振用コンデンサ３ａと共振用インダクタ３ｂの接続点との間に挿入したが、図１１に示すように、ソース端子と共振用インダクタ３ｂ間に挿入し、抵抗６ｂをゲート・ソース間に挿入しても同様の動作が得られる。
なお、上記実施の形態１及び２においては、負荷回路５がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ｂと並列的に接続される構成としたが、図１２の（ａ）、（ｂ）にそれぞれ示すように、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ２ａと並列的に接続される構成としてもよいことはいうまでもない。
【００４５】
実施の形態３．
図１３は本発明の実施の形態３のインバータ装置を有する照明器具を示す断面図である。
図において、５ａは屈曲形蛍光ランプ、９は回路基板、１０は口金、１１はグローブ、１２はカバーである。
回路基板９には実施形態１〜２に示したインバータ装置が組み込まれている。そして、商用電源を供給する口金１０と、インバータ装置が組み込まれた回路基板９を備えたグローブ１１と、カバー１２とを一体化した照明器具として構成されている。
このように、いずれの実施形態のインバータ装置を用いても部品点数が少なく、また発熱も小さいため、電球形蛍光灯装置のような小型の照明器具を構成することができる。
なお、上記実施の形態では、負荷として放電灯を例に挙げて説明したが、負荷はモータであっても適用できることはいうまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載のインバータ装置によれば、直流電源の出力側に接続された一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを有し、直流電源の直流を高周波に変換するスイッチング回路と、ＮチャンネルＦＥＴ又はＰチャンネルＦＥＴに並列接続された負荷と、スイッチング回路の出力点と負荷との間に設けられたコイルと、一対のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴを駆動するドライバ回路とを備えたインバータ装置において、前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴがゲート端子同士及びソース端子同士を共通とし、ＰチャンネルＦＥＴのドレイン端子を接地側に接続し、前記コイルが中間タップを有する１次巻線と２次巻線とからなり、１次巻線の一端と２次巻線の一端がソース端子側で、１次巻線の他端と２次巻線の他端に発生する電圧の極性が逆になるように接続され、前記ドライバ回路はその入力側が前記中間タップと２次巻線の他端に接続され、その出力側が前記ＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子に接続されているので、コイルに発生する正弦波に対しては共振的に正弦波応答してドライブに必要な電圧を供給し、デッドタイム中における急峻なステップ的な電圧変化に対してはステップ的に応答して影響を相殺するため、コイルに発生する急峻な電圧の変化にもかかわらず安定したゲート波形で駆動でき、スイッチング回路の損失を大幅に低減できるとともに、少ない線材量のコイルでインバータ装置を構成できるという効果がある。
【００４７】
本発明の請求項２記載のインバータ装置によれば、前記ドライバ回路はコンデンサとインダクタとからなり、電圧共振回路を構成しているので、簡単、かつ安価なドライバ回路でインバータを構成できるという効果がある。
【００４８】
本発明の請求項３記載のインバータ装置によれば、前記コイルは前記１次巻線と２次巻線の接続点を基準として、前記中間タップまでの巻き数と、前記２次巻線の巻き数とを等しくして前記中間タップに発生する電圧と前記２次巻線に発生する電圧の絶対値が等しくなるようにしたので、簡単な構成でコイルに発生する急峻なステップ的な電圧の変化を完全に相殺し、ドライバ回路が安定した状態で動作でき、スイッチング回路の損失を大幅に低減できるという効果がある。
【００４９】
本発明の請求項４記載のインバータ装置によれば、前記スイッチング回路のＮチャンネルＦＥＴ及びＰチャンネルＦＥＴのゲート端子とソース端子との間にカソード同士又はアノード同士を直列接続した複数の定電圧ダイオードを挿入したので、スイッチング回路に加わる電圧が一定値にクリップされるため、簡単な構成でスイッチング回路の故障を防止し、安定したゲート波形で駆動されるインバータ装置を提供できるという効果がある。
【００５０】
本発明の請求項５記載のインバータ装置によれば、前記コイルは前記負荷に流れる電流を減流するバラストコイルであるので、簡単な構成で蛍光灯のような負性抵抗を負荷回路に持つインバータ装置を構成できるという効果がある。
【００５１】
本発明の請求項６記載のインバータ装置によれば、前記負荷を放電灯とカップリングコンデンサの直列回路としたので、安価、小型で、スイッチング回路の損失を大幅に低減した効率の良い放電灯点灯装置を得ることができるという効果がある。
【００５２】
本発明の請求項７記載の照明装置によれば、請求項１〜７記載のインバータ装置と該インバータ装置を内蔵した蛍光ランプとからなる構成としたので、安価、小型で効率の良い照明装置を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ装置を示すブロック図である。
【図２】同インバータ装置を示す回路図である。
【図３】同インバータ装置の動作を説明する要部の回路図である。
【図４】同インバータ装置の動作を説明するタイムチャートである。
【図５】同インバータ装置のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがＯＮからＯＦＦとなるデッドタイムにおける動作を説明する回路図である。
【図６】同インバータ装置の変形例の要部を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態２のインバータ装置を示すブロック図である。
【図８】同インバータ装置を示す回路図である。
【図９】同インバータ装置の動作を説明する要部の回路図である。
【図１０】同インバータ装置の動作を説明するタイムチャートである。
【図１１】同インバータ装置の変形例の要部を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態１、２の負荷接続の変型例をそれぞれ示す回路図である。
【図１３】本発明の実施の形態３のインバータ装置を有する照明器具を示す断面図である。
【図１４】従来の蛍光灯点灯装置を示す回路図である。
【図１５】同蛍光灯点灯装置の動作を説明する要部の回路図である。
【図１６】同蛍光灯点灯装置の動作を説明するタイムチャートである。
【図１７】同蛍光灯点灯装置のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴがＯＮからＯＦＦとなるデッドタイムにおける動作を説明する回路図である。
【図１８】同蛍光灯点灯装置のハーフブリッジ回路を説明する回路図である。
【図１９】同蛍光灯点灯装置のハーフブリッジ回路の理想的な動作を説明するタイムチャートである。
【符号の説明】
１  電源回路、  ２  スイッチング回路、２ａ  ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、２ｂ  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、２ｃ  スナバコンデンサ、３  ドライバ回路、３ａ  共振用コンデンサ、３ｂ  共振用インダクタ、４  バラストコイル、４ａ  １次巻線、４ｂ  中間タップ、４ｃ  ２次巻線、５  負荷回路、５ａ  放電灯、６  起動回路、６ｅ、６ｆ  定電圧ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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