(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した第１の偏波信号を第１ミキサで第１の周波数帯域の第１中間周波信号に変換するとともに、受信した第２の偏波信号を第２ミキサで第２の周波数帯域の第２中間周波信号に変換し、且つ第１中間周波信号と第２中間周波信号を共通の出力端子に導出するようにした衛星放送受信用コンバータにおいて、
第１局部発振器から第１ミキサに与える第１局部発振信号と第２局部発振器から第２ミキサに与える第２局部発振信号の周波数差の成分に基づく信号が前記第１、第２の周波数帯域より成る中間周波数帯域の外に存するように第１、第２局部発振信号の一方を受信周波数帯に対して上側周波数とし、他方を下側周波数としたことを特徴とする衛星放送受信用コンバータ。
【請求項２】
第１の衛星からの第１偏波信号と第２偏波信号を受信して中間周波数に変換して出力する第１手段と、第２の衛星からの第１偏波信号と第２偏波信号を受信して中間周波数に変換して出力する第２手段とを有し、
前記第１、第２手段の各々は、それぞれ第１ミキサと第２ミキサおよび第１局部発振器と２局部発振器を備えており、受信した第１の偏波信号を第１ミキサで第１の周波数帯域の第１中間周波信号に変換するとともに受信した第２の偏波信号を第２ミキサで第２の周波数帯域の第２中間周波信号に変換する際に、第１局部発振器から第１ミキサに与える第１局部発振信号と第２局部発振器から第２ミキサに与える第２局部発振信号の周波数差の成分に基づく信号が前記第１、第２の周波数帯域より成る中間周波数帯域の外に存するように第１、第２局部発振信号の一方を受信周波数帯に対して上側周波数とし、他方を下側周波数としていることを特徴とする衛星放送受信用コンバータ。
【請求項３】
２つの出力端子が設けられており、第１、第２手段から出力される中間周波信号を外部から与えられる切り換え信号に基づいて、どちらの出力端子へ導出するかを切り換える切換え回路が設けられていることを特徴とする請求項２に記載の衛星放送受信用コンバータ。
【請求項４】
前記第１、第２ミキサの出力側にそれぞれバンドパスフィルタを接続したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の衛星放送受信用コンバータ。
【請求項５】
第１ミキサの出力がハイバンドで、第２ミキサの出力がローバンドであり、前記第１ミキサの出力側にハイパスフィルタが接続され、第２ミキサの出力側にローパスフィルタが接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の衛星放送受信用コンバータ。
【請求項６】
前記第１、第２局部発振器の出力側にバッファアンプを設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の衛星放送受信用コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は衛星放送受信用コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
衛星放送受信用コンバータとしてバンドスタックタイプのものがある。これは、衛星から送られてくる、例えば１２.２〜１２.７ＧＨｚ帯域の左旋偏波信号と右旋偏波信号をそれぞれ個別のミキサで、一方は１６５０〜２１５０ＭＨｚ帯域の中間周波信号とし、他方は９５０〜１４５０ＧＨｚ帯域の中間周波信号とするとともに、それらを結合器で結合して帯域９５０〜２１５０ＭＨｚにおける中間周波数として出力端子から出力するものである。尚、この出力信号はチューナに供給され、チャンネル選局が行なわれる。
【０００３】
ところで、従来のコンバータでは中間周波信号を形成する場合に、受信した左旋偏波信号が供給されるミキサに対して１０.５５ＧＨｚの局部発振信号を加え、一方、受信した右旋偏波信号が供給されるミキサに対して１１.２５ＧＨｚの局部発振信号を加えている如く、いずれも受信信号周波数に対して下側の周波数に設定していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のコンバータでは、２つの局部発振信号の周波数差（０.７ＧＨｚ）の成分及びその高調波成分（２次高調波１.４ＧＨｚ、３次高調波２.１ＧＨｚ等）が中間周波数帯域（９５０〜２１５０ＭＨｚ）に入り込んでしまい、受信状態に大きな影響（スプリアス障害等）を与えていた。
【０００５】
本発明はこのような点に鑑み、中間周波信号の帯域内にスプリアス等が発生しないようにした衛星放送用コンバータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明では、受信した第１の偏波信号を第１ミキサで第１の周波数帯域の第１中間周波信号に変換するとともに、受信した第２の偏波信号を第２ミキサで第２の周波数帯域の第２中間周波信号に変換し、且つ第１中間周波信号と第２中間周波信号を共通の出力端子に導出するようにした衛星放送受信用コンバータにおいて、第１局部発振器から第１ミキサに与える第１局部発振信号と第２局部発振器から第２ミキサに与える第２局部発振信号の周波数差の成分に基づく信号が前記第１、第２周波数帯域より成る中間周波数帯域の外に存するように第１、第２局部発振信号の一方を受信周波数帯に対して上側周波数とし、他方を下側周波数としたことを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。図１は第１の実施形態を示しており、同図において、１００はパラボラアンテナ（図示せず）に連結されたフィードホーン（一次放射器）であり、このフィードホーン１００から第１線路１に左旋偏波信号が取り出され、第２線路２に右旋偏波信号が取り出される。
【０００８】
これらの偏波信号はいずれも１２.２〜１２.７ＧＨｚ帯域内の信号であり、低雑音増幅器３で増幅された後、バンドパスフィルタ４、５へ伝送される。低雑音増幅器３は左旋偏波信号を増幅するアンプ３ａ、３ｂと右旋偏波信号を増幅するアンプ３ｃ、３ｄとからなっている。
【０００９】
バンドパスフィルタ４、５を通過した信号はミキサ６、７へ伝送される。ミキサ６は局部発振器９から与えられる１４.３５ＧＨｚの局部発振信号と入力された左旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。そのため、ミキサ６から出力される中間周波信号の周波数帯域は、
（１４.３５ＧＨｚ−１２.２ＧＨｚ）〜（１４.３５ＧＨｚ−１２.７ＧＨｚ）
＝１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚ・・・（１）
となる。
【００１０】
一方、ミキサ７は局部発振器８から与えられる１１.２５ＧＨｚの局部発振信号と入力された右旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。ミキサ７から出力される中間周波信号の周波数帯域は、
（１２.２ＧＨｚ−１１.２５ＧＨｚ）〜（１２.７ＧＨｚ−１１.２５ＧＨｚ）
＝９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ  ・・・（２）
となる。
【００１１】
前記ミキサ６、７の中間周波信号出力は結合器１０で結合され、その結果、上記（１）（２）の帯域の中間周波信号が共存することになる。結合器１０を通った中間周波数信号は中間周波増幅回路１１で増幅された後、結合コンデンサ１２を介して出力端子１３へ導出される。中間周波増幅回路１１は、アンプ１１ａ、１１ｂから成っている。出力端子１３はチューナ（図示せず）の入力端子に接続される。チューナでは入力された中間周波信号の１つを選択することによって選局が行なわれる。
【００１２】
１５は低雑音増幅器３を構成する電界効果トランジスタ（図示せず）へバイアスを供給する電源回路であり、１４はレギュレータである。出力端子１３を介して外部から直流電圧を与えると、その直流電圧はレギュレータ１４により定電圧化され局部発振器８、９や中間周波増幅回路１１等に供給される。また、電源回路１５も、そのレギュレータ１４の出力電圧に基づいてバイアス電圧を形成し、低雑音増幅器３へバイアスを供給する。
【００１３】
上記構成において、局部発振器８から漏洩される電磁波と局部発振器９から漏洩される電磁波により、それらの差の周波数成分１４.３５ＧＨｚ−１１.２５ＧＨｚ＝３．１ＧＨｚが生じるが、その周波数成分は前記中間周波数帯域９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ及び１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚの外に存することになるので、出力端子１３へ導出されない。よって出力信号にスプリアスが生じない。
【００１４】
次に、図２は第２実施形態を示している。同図において、図１の第１実施形態と同一部分には同一の符号を付している。この第２実施形態が第１実施形態と相違する点はミキサ６、７の後にバンドパスフィルタ１６、１７を設けている点である。その他は第１実施形態と同一である。ここで、バンドパスフィルタ１６は通過帯域が１６５０〜２１５０ＭＨｚ（ハイバンド）に選ばれており、またバンドパスフィルタ１７の通過帯域は９５０〜１４５０ＭＨｚ（ローバンド）に選ばれている。
【００１５】
この実施形態によると、ミキサ６から出力される１６５０〜２１５０ＭＨｚ以外の周波数信号がフィルタ１６によって除去され、また、ミキサ７から出力される９５０〜１４５０ＭＨｚ以外の周波数信号がフィルタ１７によって除去されるので、ローバンド側とハイバンド側の干渉を少なくすることができる。
【００１６】
次に、図３は第３実施形態を示している。同図において、図２の第２実施形態と同一部分には同一の符号を付している。この第３実施形態が第２実施形態と相違する点はミキサ６の後にバンドパスフィルタの代わりにハイパスフィルタ１６ａを設け、ミキサ６の後にローパスフィルタ１７ａを設けている点である。その他は第２実施形態と同一である。ここで、ハイパスフィルタ１６ａは通過帯域が１６５０ＭＨｚ以上であるが、２１５０ＭＨｚを超える周波数ではゲインが落ちるので、結局、通過帯域は１６５０〜２１５０ＭＨｚ（ハイバンド）となり、一方、ローパスフィルタ１７ａの通過帯域は１４５０ＭＨｚ以下である。
【００１７】
この実施形態によると、ミキサ６から出力される１６５０〜２１５０ＭＨｚ以外の周波数信号がフィルタ１６ａによって除去され、また、ミキサ７から出力される１４５０ＭＨｚを超える周波数信号がフィルタ１７ａによって除去されるので、ローバンド側とハイバンド側の干渉を少なくすることができる。しかも、第２実施例に比べてフィルタ１６ａ、１７ａが比較的シンプルに構成できる。
【００１８】
次に、図４は第４実施形態を示している。同図において、図３の第３実施形態と同一部分には同一の符号を付している。この第４実施形態が第３実施形態と相違する点は局部発振器１８、１９の出力側にバッファアンプ１８、１９をそれぞれ設けている点である。その他は第３実施形態と同一である。このように、バッファアンプ１８、１９を追加することにより、発振パワーの小さい発振器（例えばシリコンバイポーラトランジスタを用いて形成した発振器）でも安定した発振パワーを供給できる。そして、ミキサ６及び７での変換利得を大きくとることもできるので、安定した受信状態を得ることができる。尚、上記第１、第２、第３実施形態においても、このバッファアンプ１８、１９を設けてもよい。
【００１９】
次に、図５は第５実施形態を示している。この実施形態は、２つの衛星の放送信号を受信できるようにしたコンバータを示している。このコンバータは、西経１１９°に位置する衛星と、西経１１０°に位置する衛星からの信号を受信する。図５において、１００は西経１１９°の衛星からの信号を受信するパラボラアンテナに接続されたフィードホーンであり、第１線路１に左旋偏波信号が取り出され、第２線路２に右旋偏波信号が取り出される。
【００２０】
これらの偏波信号はいずれも１２.２〜１２.７ＧＨｚ帯域内の信号であり、低雑音増幅器３で増幅された後、バンドパスフィルタ４、５へ伝送される。バンドパスフィルタ４、５を通過した信号はミキサ６、７へ伝送される。ミキサ６は局部発振器９からバッファアンプ１９を通して与えられる１４.３５ＧＨｚの局部発振信号と入力された左旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。ミキサ６から出力される中間周波信号の周波数帯域は、１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚである。
【００２１】
一方、ミキサ７は局部発振器８からバッファアンプ１８を通して与えられる１１.２５ＧＨｚの局部発振信号と入力された右旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。ミキサ７から出力される中間周波信号の周波数帯域は、９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ である。
【００２２】
前記ミキサ６、７の中間周波信号出力はそれぞれハイパスフィルタ１６ａ、ローパスフィルタ１７ａを通過した後、結合器１０で結合される。結合器１０を通った中間周波数信号は切換え兼中間周波増幅回路２０で選択増幅された後、結合コンデンサ１２を介して出力端子１３へ導出される。
【００２３】
１００Ａは西経１１０°に位置する衛星からの信号を受信するパラボラアンテナに接続されたフィードホーンであり、第１線路１Ａに左旋偏波信号が取り出され、第２線路２Ａに右旋偏波信号が取り出される。これらの偏波信号はいずれも１２.２〜１２.７ＧＨｚ帯域内の信号であり、低雑音増幅器３Ａで増幅された後、バンドパスフィルタ４Ａ、５Ａへ伝送される。  バンドパスフィルタ４Ａ、５Ａを通過した信号はミキサ６Ａ、７Ａへ伝送される。ミキサ６Ａは局部発振器９からバッファアンプ１９を通して与えられる１４.３５ＧＨｚの局部発振信号と入力された左旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。ミキサ６Ａから出力される中間周波信号の周波数帯域は、１６５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚである。
【００２４】
一方、ミキサ７Ａは局部発振器８からバッファアンプ１８を通して与えられる１１.２５ＧＨｚの局部発振信号と入力された右旋偏波信号との周波数差の中間周波信号を出力する。ミキサ７Ａから出力される中間周波信号の周波数帯域は、９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚ である。前記ミキサ６Ａ、７Ａの中間周波信号出力はそれぞれハイパスフィルタ１６Ａ、ローパスフィルタ１７Ａを通過した後、結合器１０Ａで結合される。結合器１０Ａを通った中間周波数信号は前記切換え兼中間周波増幅回路２０で選択増幅された後、結合コンデンサ１２Ａを介して出力端子１３Ａへ導出される。
【００２５】
電源回路１５から出力されるバイアス電圧は低雑音増幅器３、３Ａへ供給される。レギュレータ１４から出力される電圧は局部発振器８、９へ与えられるとともに、切換え兼中間周波増幅回路２０のアンプへ与えられる。出力端子１３、１３Ａを介して外部から直流電圧が与えられる。また、これらの出力端子１３、１３Ａを介して外部からコントロール信号を与えることにより切換え兼中間周波増幅回路２０のスイッチ切り換えが行なわれる。
【００２６】
切換え兼中間周波増幅回路２０は、例えば図６に示すように２つのスイッチ２４、２５と、アンプ２６、２７とから構成されている。図６において、入力端子２２は結合器１０に接続され、入力端子２３は結合器１０Ａに接続されている。一方、出力端子２８は結合コンデンサ１２に接続され、出力端子２９は結合コンデンサ１２Ａに接続される。
【００２７】
スイッチ２４、２７は図５のスイッチコントローラ２１によって制御される。図５の出力端子１３、１３Ａを通して外部より切換え信号が入力されると、スイッチコントローラ２１は、その切換に応答してスイッチ２４、２７を切り換える。このとき、出力端子１３を通して外部から入力される切換え信号に基づいてスイッチ２４が切換え制御され、出力端子１３Ａを通して外部から入力される切換え信号に基づいてスイッチ２５の切り換えが制御される。出力端子１３、１３Ａにはそれぞれチューナが１つずつ接続される。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、２つの局部発振器の出力周波数の差の成分やその高調波に基づくスプリアスを好適に除去でき、安定した受信状態を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る衛星放送受信用コンバータのブロック回路図。
【図２】本発明の第２実施形態に係る衛星放送受信用コンバータのブロック回路図。
【図３】本発明の第３実施形態に係る衛星放送受信用コンバータのブロック回路図。
【図４】本発明の第４実施形態に係る衛星放送受信用コンバータのブロック回路図。
【図５】本発明の第５実施形態に係る衛星放送受信用コンバータのブロック回路図。
【図６】図５の一部の構成を詳細に示す図。
【符号の説明】
３      低雑音増幅器
４、５  バンドパスフィルタ
６、７  ミキサ
８、９  局部発振器
１０    結合器
１１    中間周波増幅器
１３    出力端子
１６、１７  バンドパスフィルタ
１６ａ、１６Ａ  ハイパスフィルタ
１７ａ、１７Ａ  ローパスフィルタ
１８、１９  バッファアンプ
１００    フィードホーン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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