(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステレオ放送受信機で受信された多重信号の音質に依存する音質信号の導出用の方法であって、前記多重信号は、ベースバンド内の和信号（Ｌ＋Ｒ）、差信号（Ｌ−Ｒ）で変調された副搬送波及び当該副搬送波の1/2の周波数のパイロット信号を有しており、デジタル形式での多重信号（MPX）は、放送受信機内で形成されたサンプリングクロックから得られた基準搬送波（14）と、相互に90゜シフトされた２つの位相位置で乗算（2,3）されるようにした方法において、
乗算によって形成された一方の混合信号（Imr1）が、補正された一方の混合信号（Ims1）が形成されるように１つの一方の補正信号（G38c）と乗算され、
乗算によって形成された他方の混合信号（Imr2）が、補正された他方の混合信号（Ims2）が形成されるように１つの他方の補正信号（G38s）と乗算され、
前記一方の補正信号（G38c）は、多重信号（MPX）から、相互に90゜位相シフトされた２つの基準パイロット信号の一方との乗算によって導出され、
前記他方の補正信号（G38s）は、前記多重信号（MPX）から、相互に90゜位相シフトされた２つの基準パイロット信号の他方との乗算によって導出され、
前記補正された一方の混合信号（Ims1）と、前記補正された他方の混合信号（Ims2）が加算（６）され、
前記一方の混合信号（Imr1）は、前記他方の補正信号（G38s）と一方で乗算（50）され、
前記他方の混合信号（Imr2）は、前記一方の補正信号（G38c）と他方で乗算（51）され、
前記一方の乗算（50）から得られた積と、前記他方の乗算（51）から得られた積とが相互に減算（52）されて、低域通過フィルタリング（53）され、当該低域通過フィルタリングされた各積から、音質信号が導出されるようにしたことを特徴とする方法。
【請求項２】
相互に位相シフトされた２つの基準パイロット信号の一方と乗算された信号は、一方で低域通過フィルタリング（17）され、該低域通過フィルタリングにより形成された別の一方の混合信号（SPC1）は、第１の補正信号（G38c）の形成のために一方で２乗（25）され、
相互に位相シフトされた前記２つの基準パイロット信号の他方と乗算された信号は、他方で低域通過フィルタリング（18）され、該低域通過フィルタリングにより形成された別の他方の混合信号（SPC2）は、第１の補正信号（G38c）の形成のために他方で２乗（26）され、
前記２乗された一方の混合信号（SPC1）と、前記２乗された他方の混合信号（SPC2）とが相互に減算（28）され、
前記一方の混合信号（SPC1）と前記他方の混合信号（SPC2）とが、第２の補正信号（G38s）の形成のために相互に乗算（27）されて値２と乗算（30）される請求項１記載の方法。
【請求項３】
低域通過フィルタリングされた別の一方の混合信号（SPC1）は一方で２乗（25）され、低域通過フィルタリングされた別の他方の混合信号（SPC2）は、他方で２乗（26）され、前記２乗された一方の混合信号（SPC1）と前記２乗された他方の混合信号（SPC2）とは、一方で加算（28）されて、一方のパイロット信号の振幅を示す信号を形成し、前記２乗された一方の混合信号（SPC1）と前記２乗された他方の混合信号（SPC2）とは、他方で加算（29）されて、他方のパイロット信号の振幅を示す信号を形成する請求項２記載の方法。
【請求項４】
請求範囲２により形成された一方のパイロット信号の振幅を示す信号（F38s）は、パイロット信号の振幅（Ａ）を示す信号を用いて、当該補正信号の振幅の正規化のために一方で変換（34）され、請求範囲２により形成された他方のパイロット信号の振幅を示す信号（F38c）は、前記パイロット信号の振幅（Ａ）を示す信号を用いて、当該補正信号の振幅の正規化のために他方で変換（35）される請求項３記載の方法。
【請求項５】
低域通過フィルタリング（53）の後、値が形成される（55）請求項１から４迄の何れか１記載の方法。
【請求項６】
２乗化として値が形成される請求項５記載の方法。
【請求項７】
形成された絶対値（55）は、限界値と比較（57）されて、比較結果（58）は、音質信号（ASD）として送出される請求項５又は６記載の方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、ステレオ放送受信機において、受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置に関し、その際、多重信号は、ベースバンド内の和信号（Ｌ＋Ｒ）、差信号（Ｌ−Ｒ）で変調された副搬送波及びこの副搬送波の周波数の1/2の周波数のパイロット信号を有している。
例えば、自動車無線放送の場合、受信音質は、例えば、受信電界強度の低下、マルチパス受信又は障害信号の受信により、強く劣化されることがある。それにより生じる障害を出来る限り僅かに保持するために、低周波信号での、このような障害をマスキングするための種々の手段が公知である。つまり、例えば、劣悪な受信の場合、低周波信号を一時的に減衰させるか、又は、ステレオチャンネルの分離度を低減させることができる。但し、この公知の手段は、信号の音質を申し分なく測定できることを前提とする。
本発明の課題は、受信された信号の音質に依存する少なくとも一つの音質信号の導出用の回路装置を提供することにある。
この課題は、本発明によると、乗算によって形成された一方の混合信号が、補正された一方の混合信号が形成されるように１つの一方の補正信号と乗算され、乗算によって形成された他方の混合信号が、補正された他方の混合信号が形成されるように１つの他方の補正信号と乗算され、一方の補正信号は、多重信号から、相互に90゜位相シフトされた２つの基準パイロット信号の一方との乗算によって導出され、他方の補正信号は、多重信号から、相互に90゜位相シフトされた２つの基準パイロット信号の他方との乗算によって導出され、補正された一方の混合信号と、補正された他方の混合信号が加算され、一方の混合信号は、他方の補正信号と一方で乗算され、他方の混合信号は、一方の補正信号と他方で乗算され、一方の乗算から得られた積と、他方の乗算から得られた積とが相互に減算されて、低域通過フィルタリングされ、当該低域通過フィルタリングされた各積から、音質信号が導出されるようにして解決される。
本発明の回路装置によると、可聴障害の識別が可能となり、副搬送波周波数ステレオ−差信号の対称性の評価が可能となる。本質的には、この方式では、障害のない信号は、両側波帯振幅変調に基づいて、搬送波に対して対称的でなければならない。本発明の回路装置の場合、この対称性は、障害のない信号の場合において、比較すべき各側波帯を位相整合させて供給することによって獲得することができる。従って、非対称性があると、そのことから、低周波信号に聴取可能な障害が生じていることが分かる。
本発明の実施例では、障害がなくて対称性となるように、有利な形式で、各補正信号の形成のために、多重信号が、基準搬送波と位相結合された基準パイロット信号と、90゜相互にシフトされた２つの位相位置で乗算され、生じた別の各混合信号が低域通過フィルタリングされ、低域通過フィルタリングされた別の各混合信号が第１の補正信号の形成のために２乗され、相互に減算され、第２の補正信号の形成のために、相互に乗算され、且つ、２と乗算される。
本発明の回路装置の目的にとって重要でない、パイロット信号の振幅の変動の影響は、次のようにして抑えることができる。即ち、パイロット信号の振幅を示す信号の形成のために、低域通過フィルタリングされた別の各混合信号を２乗して加算し、各補正信号を、パイロット信号の振幅を示す信号の振幅を用いて、その補正信号の振幅が正規化されるように制御するのである。
一般的には、各側波帯の非対称性の方向は、重要ではなく、従って、低域通過フィルタリング後、絶対値形成が行なわれる。このことは、有利には、２乗演算により行なわれる。
回路装置を用いて導出された２乗信号は、完全にアナログ信号にすることができ、このアナログ信号は、２つの限界値の間で、中間値をとるようにすることができる。しかし、多数の目的のためには、２進信号を用いることができる。従って、本発明の構成は、形成された絶対値が限界値と比較されて、この比較結果が２乗信号として形成されるように行なわれる。
本発明の実施例について、図示の複数の図面を用いて、以下詳細に説明する。その際、
図１は、本発明の回路装置のブロック回路図、
図２は、図１に略示した、補正信号の導出用の回路装置の一部分のブロック回路図、
図３は、図２の回路装置で使用したフィルタのブロック回路図を示す。
図では、同じ部分には、同じ参照番号を付してある。実施例並びにその一部については、ブロック回路図として示されている。但し、本発明の回路装置が、各ブロックに相応する個別回路を用いて実施される実施例に限定されるわけではない。本発明による回路装置は、むしろ、特に有利には、高集積回路を用いて実施できる。その際、適切なプログラミングで、ブロック回路図に示した処理ステップを実行するデジタル信号プロセッサを使用することができる。本発明の回路装置は、別の回路装置と一緒に、集積回路内で放送受信機の主要部を構成することができる。
図１のステレオデコーダには、入力側１を介してデジタル多重信号MPXが供給され、この信号は、公知のように、和信号Ｌ＋Ｒ、差信号Ｌ−Ｒで変調された副搬送波及びパイロット信号を有している。超短波（UKW）ステレオ放送の場合、副搬送波の周波数は38kHzであり、パイロット信号は19kHzの周波数を有している。パイロット信号の角周波数は、以下では、wpで示す。
搬送波周波数信号の復調のために、図１のステレオデコーダの場合、乗算器2,3,4,5及び加算器６が設けられており、この加算器の出力側から、別の乗算器７を介して、復調された差信号Ｌ−Ｒが、別の２つの加算器8,9から構成されているマトリックス回路の多重信号と共に供給される。低域通過フィルタ10を介して、復号されたデジタルステレオ音声信号Ｌが出力側12に供給され、低域通過フィルタ11を介して、復号されたデジタルステレオ音声信号Ｒが出力側13に供給される。
乗算器2,3を用いて、多重信号が、先ず、基準搬送波と乗算され、その際、乗算器３での乗算が、乗算器２での乗算の場合に対して90゜だけ位相シフトされた基準搬送波を用いて行なわれる。基準搬送波のサンプリング値は、テーブル14から読み出され、その際、基準搬送波の周波数は、多重信号が基づいているサンプリング周波数の整数部分である。サンプリング周波数は、公知のように、放送受信機で発生される。
228kHzの有利なサンプリング周波数の場合、基準搬送波の周期毎に６つのサンプリング値が生じる。多重信号MPXのサンプリング値は、MPXn:＝MPX（ｎ・Ｔ）となるようにされ、その際、ｎは、以下で挙げる量と同様に、個別サンプリング値を示す整数である。
多重信号は、以下の式である。即ち：
0003640669.tif 000002
テーブル14から読み出された、基準搬送波sin（2wpt）乃至cos（2wpt）との乗算によって、次の混合信号が得られる。即ち：
Imr1＝MPXn・sin（2wpnT）＝1/2（Ln−Rn）・cos2α＋...                                       （１）
Imr2＝MPXn・cos（2wpnT）＝1/2（Ln−Rn）・sin2α＋...                                       （２）
その際、αは、受信されたパイロット信号と、受信機内でサンプリングクロックから形成された基準パイロット信号との位相差である。比較的高い周波数を持った項は、式（１）及び（２）には示されていない。と言うのは、その項は、後で低域通過フィルタ10,11によってろ波されるからである。
信号Imr1は、別の一方の乗算器４に供給され、信号Imr2は、別の乗算器５に供給され、この別の一方の乗算器４乗算器の出力信号（以下、別の一方の混合信号と呼ぶ）は、次のように書くことができる。即ち：
Ims1＝Imr1・G38c＝1/2（Ln−Rn）・cos2α・G38cn
別の他方の乗算器５乗算器の出力信号（以下、別の他方の混合信号と呼ぶ）は、次のように書くことができる。即ち：
Ims2＝Imr2・G38s＝1/2（Ln−Rn）・sin2α・G38sn
後で更に説明するように、信号は、G38s＝sin2α及びG38c＝cos2αである。従って、別の混合信号に対しては、次の式が得られる。即ち：
Ims1＝1/2（Ln−Rn）・cos2α・cos2α
Ims2＝1/2（Ln−Rn）・sin2α・sin2α
従って、加算器６の出力信号は、1/2（Ln−Rn）である。
それから、乗算器７を用いて、導入された値Ｄ＝２で適切に正規化することによって、（Ln−Rn）が形成される。Ｄは、更に、モノホニック受信からステレオ受信へ滑らかにチャンネルの分離度（セパレーション）を切換えるのに使用することができる。モノホニック作動の場合、Ｄ＝０である。
それから、加算器８及び低域通過フィルタ10からなる後続のマトリックス回路は、デジタル出力信号Ｌを出力する。加算器９及び低域通過フィルタ11からなる後続のマトリックス回路は、デジタル出力信号Ｒを出力する。有利には、低域通過フィルタは、有効信号より上側の周波数の抑圧以外に、デエンファシスを実行するように構成することもできる。
次に、先ず、図１を用いて、乗算器４に供給される補正信号G38c、及び、乗算器５に供給される補正信号G38sの発生について説明する。そのために、多重信号MPXは、90゜相互に位相シフトされた基準パイロット信号sin（wpt）及びcos（wpt）が乗算され、これらの基準パイロット信号は、テーブル16から読み出される。乗算器14の出力信号は、低域通過フィルタ17を介して供給され、低域通過フィルタは、信号
0003640669.tif 000003
を送出する。乗算器15の出力信号は、低域通過フィルタ18を介して供給され、低域通過フィルタは、信号
0003640669.tif 000004
を送出する。パイロット信号に比して非常に低い周波数のために、この信号
0003640669.tif 000005
は、19でサンプリングレートが低減される。この信号
0003640669.tif 000006
は、20でサンプリングレートが低減される。従って、回路網21で、かなりのコストを節約することができる。この回路の出力信号は、回路網21に供給され、これを用いて、補正信号G38s及びG38cが導出される。図１の別の部分の説明の前に、回路網21について図２を用いて更に詳細に説明する。
入力側23を介して供給される信号SPC1は、25で２乗され、入力側24を介して供給される信号SPC2は、26で２乗され、27で相互に乗算される。２乗された信号SPC1及びSPC2は、28で相互に減算され、29で加算される。両信号の積は、30で"2"と乗算され、その結果、全体として、次の信号が得られる。即ち：
Ａ＝（SPC1）２＋（SPC2）２
F38c＝（SPC1）２−（SPC2）２＝Ａ・cos2α
F38s＝２・（SPC1・SPC2）＝Ａ・sin2α
量Ａは、受信されたパイロット信号の振幅であり、減算器31及び限界値回路32を用いて切換信号STIに変換され、この切換信号は、ステレオ受信の表示用に使用することができる。
信号F38cは、フィルタ34（信号Ａも供給されている）を用いて、成分Ａから分離され、信号F38sは、フィルタ35（信号Ａも供給されている）を用いて、成分Ａから分離され、従って、ステレオデコーディングでのパイロット信号の振幅の変動の影響が除去される。成分Ａから分離された信号G38cは、出力側36から取り出されて、乗算器４（図１）に供給される。成分Ａから分離された信号G38sは、出力側37から取り出されて、乗算器５（図１）に供給される。
フィルタ34,35の実施例について、図３に示されている。フィルタは、２つの加算器41,42、２つの乗算器43,44及び遅延素子45から構成されている。入力側46には、信号F38cが供給される。入力側47には、信号Ａが供給される。入力側48には、信号実数μ（ステップ幅を制御することができる）が供給される。その際、図３のフィルタの出力側49で得られる信号は、次の通りである。即ち：
G38cn＝G38cn-1＋μ（F38cn−Ａ・G38cn-1）乃至
G38sn＝G38sn-1＋μ（F38sn−Ａ・G38sn-1）
立上り時間後、G38cn＝cos2α乃至、フィルタ35（図２）の場合、G38sn＝sin2αとなる。実数μは、固定的に設定することができる。しかし、実数μを可変にすることができ、従って、立上り時間を可変にすることもでき、例えば、送信機の新規調整後直ぐに、フィルタの高い帯域幅に応じて短い立上り時間を導入し、それから、信号対雑音比の改善のために、比較的小さな帯域幅に低減することもできる。
図１の回路装置の部分50〜59は、対称性検出器を構成し、対称性検出器の機能は、ステレオ多重信号を、ステレオ差信号の搬送波に対して直角位相の基準搬送波と乗算する際、各側波帯の振幅が同じ高さでは、出力信号は生じないということに基づいている。ただし、その様な出力信号は、搬送周波数ステレオ差信号の直角復調を行なうステレオデコーダの場合には生じ、その際、相互に90゜位相シフトされた２つの基準搬送波との乗算が行なわれ、搬送波に対する位相位置が、PLL回路によって決定される。
その様なステレオデコーダを用いる場合、直角分の復調から得られた信号を、除数24のサンプリングレート変換部54が接続されている低域通過フィルタ53に直接供給することができる。その後、55で、絶対値形成が行なわれ、そこでは、相応の信号SD1が56及び57で限界値と比較される。58での、比較結果の評価は、信号SD1が限界値SDSよりも大きい場合、出力側59の信号ASDが値１であるようにして行なわれる。
副搬送波周波数のステレオ差信号が、相互に90゜位相シフトされた２つの基準搬送波（これらの、搬送波に対する位相位置は決められていない）と乗算されるステレオデコーダでは、53での低域通過フィルタリングの前で、以下説明する信号処理が必要である。補正信号G38sと、信号Imr1が乗算される。信号Imr2は、51で、補正信号G38cと乗算される。乗算器50,51の出力信号は、52で、相互に減算されて、低域通過フィルタ53に供給される。
障害のないMPX信号の場合には、スペクトルは、ステレオ副搬送波周波数38kHzの上側及び下側で、このステレオ副搬送波に対して正確に対称であり、低域通過フィルタ53の入力側の信号は０である。この状況は、式
Imr2・G38c−Imr1・G38s
の結果でもあり、同様に０となる。
障害のあるMPX信号の場合には、このスペクトルは、一般的に対称ではなく、低域通過フィルタ53の前で、両信号の差は０ではない。この状況は、１次近似式で、
1/2 x（Ln1−Rn1）x sin2α x cos2α−1/2 x（Ln2−Rn2）x cos2α x sin2αと記述することができ、低域通過フィルタ53の出力側には、この式のように示される信号が出力される。この式で、Ln1、Ln2、Rn1、Rn2は、障害故にLn1≠Ln2、かつ、Rn1≠Rn2であるデジタルステレオ音声信号を示すが、この状況を数式で完全に表記することは、極めて困難である。その理由は、この非対称を生じる障害を、一般的に妥当するように記述することはできないからである。
受信信号の音質を示す信号ASDは、ステレオ受信からモノホニック受信への切換のために使用することができ、例えば、乗算器７に、信号Ｄの代わりに供給される。しかし、信号Ｄの形式のために、副搬送周波数の差信号の各側波帯の対称性の他に、他の量を用いることもでき、例えば、中間周波数信号の振幅以上の受信電界強度又は60kHzより上の多重信号でのスペクトル成分である。この基準は、適切な形式で組み合わせることもでき、このことは、図１に、回路22の形式で示されている。
【図１】
0003640669.tif 000007
【図２】
0003640669.tif 000008
【図３】
0003640669.tif 000009