(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
繰り返して入力されるパルスに同期して鋸歯状波電圧を発生する鋸歯状波発生手段と、前記鋸歯状波電圧のピーク値に比例する直流電圧を生成する直流電圧生成手段と、比較回路とを備え、前記鋸歯状波発生手段は第二の積分回路と第三の積分回路とで構成し、前記第二の積分回路と前記第三の積分回路とを前記パルスで同時にリセットすると共に前記第二の積分回路から第二の鋸歯状波電圧、前記第三の積分回路から前記第二の鋸歯状波電圧のピーク値よりも低い第三の鋸歯状波電圧をそれぞれ同期して発生させ、前記直流電圧生成手段は前記第三の鋸歯状波電圧のピーク値を保持するピークホールド回路で構成し、前記第二の鋸歯状波電圧と前記ピークホールド回路で保持した前記直流電圧とを前記比較回路に入力したことを特徴とするパルス発生回路。
【請求項２】
前記第二の積分回路は第二のオペアンプと第二のコンデンサとを有し、前記第二のオペアンプの反転入力端と出力端との間に前記第二のコンデンサを接続し、前記第三の積分回路は第三のオペアンプと第三のコンデンサとを有し、前記第三のオペアンプの反転入力端と出力端との間に前記第三のコンデンサを接続し、前記第二のオペアンプの非反転入力端と前記第三のオペアンプの非反転入力端とに第二の基準電圧を印加すると共に、前記第三のオペアンプの反転入力端に第三の基準電圧を印加し、前記第二のコンデンサ及び前記第三のコンデンサのそれぞれの充電電圧を前記パルスで放電することによって前記第二の積分回路と前記第三の積分回路とをリセットしたことを特徴とする請求項１記載のパルス発生回路。
【請求項３】
前記直流電圧を前記第三の積分回路の非反転入力端に入力する前記第三の基準電圧によって変えられるようにしたことを特徴とする請求項２記載のパルス発生回路。
【請求項４】
前記ピークホールド回路は第四のオペアンプと、前記第四のオペアンプの出力端の電圧を充電する充電コンデンサとを有し、前記第四のオペアンプの非反転入力端に前記第三の鋸歯状波電圧を入力し、前記第四のオペアンプの出力端の電圧を第一の電流通流手段によって前記充電コンデンサに供給し、前記充電コンデンサに充電された電圧を放電抵抗を介して前記第四のオペアンプの反転入力端に帰還すると共に前記放電抵抗と第二の電流通流手段によって前記第四のオペアンプの出力端に放電させるようにしたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のパルス発生回路。
【請求項５】
前記第一の電流通流手段および前記第二の電流通流手段をダイオードで構成したことを特徴とする請求項４記載のパルス発生回路。
【請求項６】
前記第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが前記充電コンデンサと前記放電抵抗の一端に接続されたＮＰＮトランジスタで前記第一の電流通流手段を構成し、前記第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが前記放電抵抗の他端と前記第四のオペアンプの反転入力端とに接続されたＰＮＰトランジスタで前記第二の電流通流手段を構成し、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタと前記ＰＮＰトランジスタのコレクタとの間に電圧を供給したことを特徴とする請求項４記載のパルス発生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば、液晶表示装置のバックライト用インバータ等に用いて好適なパルス発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ等に用いられる従来のパルス発生回路はワンショットマルチバイブレータで構成され、外部から入力される水平同期信号等に同期してワンショットマルチバイブレータから一定のパルス幅を有する繰り返しパルスを発生させ、このパルス幅の期間で交流の高電圧を発生してバックライト用の蛍光管を点灯していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のパルス発生回路では、ワンショットマルチバイブレータから出力されるパルスの幅が一定であるので、入力される同期信号の繰り返し周波数が変化しなければ、ワンショットマルチバイブレータから出力されるパルスの幅と繰り返し周期との比、つまり、デュティ比が一定となる。蛍光管の輝度はこのデュティ比に比例して決まるので、同期信号の周波数が変化すると、デュティ比が変化し、輝度も変化することになる。
【０００４】
本発明のパルス発生回路の目的は、一度デュティ比を設定すれば、入力されるパルスの繰り返し周波数が変化しても出力パルスのデュティ比が変化しないようにすることである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明のパルス発生回路は、繰り返して入力されるパルスに同期して鋸歯状波電圧を発生する鋸歯状波発生手段と、前記鋸歯状波電圧のピーク値に比例する直流電圧を生成する直流電圧生成手段と、比較回路とを備え、前記鋸歯状波発生手段は第二の積分回路と第三の積分回路とで構成し、前記第二の積分回路と前記第三の積分回路とを前記パルスで同時にリセットすると共に前記第二の積分回路から第二の鋸歯状波電圧、前記第三の積分回路から前記第二の鋸歯状波電圧のピーク値よりも低い第三の鋸歯状波電圧をそれぞれ同期して発生させ、前記直流電圧生成手段は前記第三の鋸歯状波電圧のピーク値を保持するピークホールド回路で構成し、前記第二の鋸歯状波電圧と前記ピークホールド回路で保持した前記直流電圧とを前記比較回路に入力した。
【００１２】
また、本発明のパルス発生回路は、前記第二の積分回路は第二のオペアンプと第二のコンデンサとを有し、前記第二のオペアンプの反転入力端と出力端との間に前記第二のコンデンサを接続し、前記第三の積分回路は第三のオペアンプと第三のコンデンサとを有し、前記第三のオペアンプの反転入力端と出力端との間に前記第三のコンデンサを接続し、前記第二のオペアンプの非反転入力端と前記第三のオペアンプの非反転入力端とに第二の基準電圧を印加すると共に、前記第三のオペアンプの反転入力端に第三の基準電圧を印加し、前記第二のコンデンサ及び前記第三のコンデンサのそれぞれの充電電圧を前記パルスで放電することによって前記第二の積分回路と前記第三の積分回路とをリセットした。
【００１３】
また、本発明のパルス発生回路は、前記直流電圧を前記第三の積分回路の非反転入力端に入力する前記第三の基準電圧によって変えられるようにした。
【００１４】
また、本発明のパルス発生回路は、前記ピークホールド回路は第四のオペアンプと、前記第四のオペアンプの出力端の電圧を充電する充電コンデンサとを有し、前記第四のオペアンプの非反転入力端に前記第一の鋸歯状波電圧または前記第三の鋸歯状波電圧を入力し、前記第四のオペアンプの出力端の電圧を第一の電流通流手段によって前記充電コンデンサに供給し、前記充電コンデンサに充電された電圧を放電抵抗を介して前記第四のオペアンプの反転入力端に帰還すると共に前記放電抵抗と第二の電流通流手段によって前記第四のオペアンプの出力端に放電させるようにした。
【００１５】
また、本発明のパルス発生回路は、前記第一の電流通流手段および前記第二の電流通流手段をダイオードで構成した。
【００１６】
また、本発明のパルス発生回路は、前記第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが前記充電コンデンサと前記放電抵抗の一端に接続されたＮＰＮトランジスタで前記第一の電流通流手段を構成し、前記第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが前記放電抵抗の他端と前記第四のオペアンプの反転入力端とに接続されたＰＮＰトランジスタで前記第二の電流通流手段を構成し、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタと前記ＰＮＰトランジスタのコレクタとの間に電圧を供給した。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図１乃至図７を参照して本発明のパルス発生回路を説明する。図１は第一の実施の形態を示す構成図、図２はその動作を説明するタイミングチャート、図３は入力パルスのくり返し周期の変化に対する直流電圧の変化示す関係図、図４は第二の実施の形態を示す構成図、図５はその動作を説明するタイミングチャート、図６は第一及び第二の実施の形態における第一の変形例の構成図、図７は第一及び第二の実施の形態における第二の変形例の構成図である。
【００１８】
図１において、鋸歯状波発生手段となる第一の積分回路１は第一のオペアンプ１ａと第一のオペアンプ１ａの出力端と反転入力端（−）との間に接続された第一のコンデンサ１ｂとを有し、非反転入力端（＋）には第一の基準電圧Ｖｒ１が印加される。第一の基準電圧Ｖｒ１は電源電圧Ｖｂを二つの抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧して取り出される。また、反転入力端（−）は抵抗Ｒ３によって接地される。
【００１９】
第一のコンデンサ１ｂの両端にはスイッチ用のＦＥＴ２のドレインとソースが接続され、そのゲートには図２Ａに示すような外部のパルス発生源３から出力されたパルスＰｉがインバータ４を介して入力される。パルス発生源３は、例えば、液晶表示装置等における映像信号の垂直同期信号源あるいは垂直同期信号に同期した同期信号源である。入力されるパルスＰｉのパルス幅は繰り返し周期Ｔに対して小さく、デュティ比は比較的小さい。
【００２０】
そして、入力パルスＰｉの入力に同期してＦＥＴ２のドレインとソースとの間が導通して、第一のコンデンサ１ｂに充電されていた電圧がＦＥＴ２を通じて放電され、第一のオペアンプ１ａの出力端の電圧は第一の基準電圧Ｖｒ１まで低下し、その後第一のコンデンサ１ｂに充電が開始されて上昇する。従って、第一の積分回路１は入力パルスＰｉの入力に同期してリセットされると共に図２Ｂに示すような第一の鋸歯状波電圧Ｅ１を連続して発生する。
【００２１】
第一の鋸歯状波電圧Ｅ１は比較回路５の非反転入力端（＋）に入力されると共に、直流電圧生成手段であるピークホールド回路６の第四のオペアンプ６ａの非反転入力端（＋）に入力される。ピークホールド回路６は第四のオペアンプ６ａの他に第一の電流通流手段となる第一のダイオード６ｂ、充電コンデンサ６ｃを有し、第四のオペアンプ６ａの出力端にも第一の鋸歯状波電圧Ｅ１と相似形の電圧が出力される。出力された電圧は第一のダイオード６ｂを介して充電コンデンサ６ｃに印加され、充電コンデンサ６ｃに充電されて保持される。充電コンデンサ６ｃに保持される電圧は図２Ｃに示すように徐々に上昇して一定の直流電圧Ｖｈとなる。この直流電圧Ｖｈは第一の鋸歯状波電圧Ｅ１のピーク値Ｖｐ１に比例し、第四のオペアンプ６ａの反転入力端に帰還される。
【００２２】
そして、充電コンデンサ６ｃに保持される直流電圧Ｖｈが放電抵抗と分圧手段との機能を合わせ持つポテンショメータ６ｄで分圧され、分圧された分圧電圧Ｖｒが比較用基準電圧として比較回路５の反転入力端（−）に入力される。この分圧電圧Ｖｒも第一の鋸歯状波電圧Ｅ１のピーク値Ｖｐ１に比例する。ポテンショメータ６ｄの一端は第一のオペアンプ１ａの非反転入力端（＋）に接続されるので、分圧電圧Ｖｒは第一の基準電圧Ｖｒ１と第一の鋸歯状波電圧Ｅ１のピーク値Ｖｐ１との間で変えることができる。
【００２３】
なお、ポテンショメータ６ｄは比較的大きな抵抗値（１ＭΩ）を有しているので、充電コンデンサ６ｃに保持される直流電圧Ｖｈよりも第一の鋸歯状波電圧Ｅ１が低い期間ではポテンショメータ６ｄを通じて放電されて若干の電圧低下を来すがこの様子は図２Ｃでは示していない。なお、図示はしなかったが、第一のオペアンプ１ａ、第四のオペアンプ６ａ、比較回路５等には電源電圧Ｖｂが印加されている。
【００２４】
そして、比較回路５においては、第一の鋸歯状波電圧Ｅ１と分圧電圧Ｖｒとが比較され、図２Ｄに示すように、第一の鋸歯状波電圧Ｅ１が分圧電圧Ｖｒを越える期間だけ比較回路５からパルスＰｏが出力される。この出力パルスＰｏの幅Ｗｐはポテンショメータ６ｄによって変えられる。
【００２５】
ここで、入力パルスＰｉの繰り返し周期Ｔが変わると、それに伴って第一の鋸歯状波電圧Ｅ１の周期も同じく変わる。そして充電コンデンサ６ｃへの充電期間が変わることになるので直流電圧Ｖｈは繰り返し周期Ｔに比例して変わることになる（図３参照）。従って、比較回路５に入力される分圧電圧Ｖｒも比例して変わり、出力パルスＰｏの繰り返し周期Ｔに対するパルス幅Ｗｐの割合、即ち、デュティ比は変化しない。
【００２６】
図４は本発明の第二の実施の形態を示し、鋸歯状波発生手段としての積分回路が二つ設けられる。一方の積分回路（第二の積分回路）１１は第二のオペアンプ１１ａと第二のオペアンプ１１ａの出力端と反転入力端（−）との間に接続された第二のコンデンサ１１ｂとを有し、非反転入力端（＋）には第二の基準電圧Ｖｒ２が印加される。第二の基準電圧Ｖｒ２は電源電圧Ｖｂを二つの抵抗Ｒ４、Ｒ５によって分圧して取り出される。また、反転入力端（−）は抵抗Ｒ６によって接地される。
【００２７】
第二のコンデンサ１１ｂの両端にはスイッチ用のＦＥＴ１２のドレインとソースが接続され、そのゲートには図５Ａに示すような外部のパルス発生源３から出力されたパルスがインバータ４を介して入力される。パルス発生源３は、例えば、液晶表示装置等における映像信号の垂直同期信号源あるいは垂直同期信号に同期した同期信号源である。入力されるパルスＰｉのパルス幅は繰り返し周期Ｔに対して小さく、デュティ比は比較的小さい。
【００２８】
他方の積分回路（第三の積分回路）１５も第三のオペアンプ１５ａと第三のオペアンプ１５ａの出力端と反転入力端（−）との間に接続された第三のコンデンサ１５ｂとを有し、非反転入力端（＋）には同じく第二の基準電圧Ｖｒ２が印加される。また、反転入力端（−）は抵抗Ｒ７を介して第三の基準電圧Ｖｒ３が印加されている。第三の基準電圧Ｖｒ３は第二の基準電圧Ｖｒ２よりも低い。
第三のコンデンサ１５ｂの両端にはスイッチ用のＦＥＴ１６のドレインとソースが接続され、そのゲートには同じく入力パルスＰｉが入力される。図示はしないが第二のオペアンプ１１ａと第三のオペアンプ１５ａには電源電圧Ｖｂが印加されている。
【００２９】
そして、入力パルスＰｉの入力に同期してＦＥＴ１２、１６の各ドレインとソースとの間が導通して、第二のコンデンサ１１ｂと第三のコンデンサ１５ｂとに充電されていた電圧がそれぞれＦＥＴ１２、１６を通じて放電され、第二のオペアンプ１１ａの出力端の電圧と第三のオペアンプ５ａの出力端の電圧とは第二の基準電圧Ｖｒ２まで低下し、その後第二のコンデンサ１１ｂと第三のコンデンサ１５ｂとに充電が開始されて第二のオペアンプ１１ａの出力端の電圧と第三のオペアンプ１５ａの出力端の電圧とは共に上昇する。従って、第二の積分回路１１と第三の積分回路１５とは、入力パルスＰｉの入力に同期してリセットされると共にそれぞれ図５Ｂに示すような第二の鋸歯状波電圧Ｅ２と図５Ｃに示すような第三の鋸歯状波電圧Ｅ３とを同期して発生する。
【００３０】
ここで、第三のオペアンプ１５ａの反転入力端（−）には第三の基準電圧Ｖｒ３が印加されているので、第二の鋸歯状波電圧Ｅ２のピーク値Ｖｐ２よりも第三の鋸歯状波電圧Ｅ３のピーク値Ｖｐ３が低くなる。
【００３１】
第二のオペアンプ１１ａの出力端に現れる第二の鋸歯状波電圧Ｅ２は比較回路５の非反転入力端（＋）に入力され、第三のオペアンプ１５ａの出力端に現れる第三の鋸歯状波電圧Ｅ３はピークホールド回路６の第四のオペアンプ６ａの非反転入力端（＋）に入力される。ピークホールド回路６における放電抵抗６ｅは図１におけるポテンショメータ６ｄに相当するものであり、充電コンデンサ６ｃに並列接続される。
【００３２】
そして、第四のオペアンプ６ａの出力端には第三の鋸歯状波電圧Ｅ３に基づくほぼ同じ形の電圧が出力され、この電圧は第一のダイオード６ｂを介して充電コンデンサ６ｃに印加され、充電コンデンサ６ｃに充電されて保持される。そして、充電コンデンサ６ｃに充電される電圧は図５Ｄに示すように徐々に上昇して一定の直流電圧Ｖｈとなる。この直流電圧Ｖｈは第三の鋸歯状波電圧Ｅ３のピーク値Ｖｐ３に比例し、従って、第二の鋸歯状波電圧Ｅｐ２のピーク値Ｖｐ２にも比例する。直流電圧Ｖｈは第四のオペアンプ６ａの反転入力端（−）に帰還される。
【００３３】
そして、充電コンデンサ６ｃに保持される直流電圧Ｖｈがそのまま比較用基準電圧として比較回路５の反転入力端（−）に入力される。なお、第三のオペアンプ１５ａの反転入力端（−）に印加する第三の基準電圧Ｖｒ３を変化することによって第三の鋸歯状波電圧Ｅ３のピーク値Ｖｐ３が変わるので、充電コンデンサ６ｃに保持される直流電圧Ｖｈを変えることができる。
【００３４】
なお、放電抵抗６ｅも比較的大きな抵抗値（１ＭΩ）を有するので、充電コンデンサ６ｃに保持されている直流電圧Ｖｈよりも第二の鋸歯状波電圧Ｅ２が低い期間では放電抵抗６ｅを通じて放電されて若干の電圧低下を来すが、この様子は図５Ｄでは示していない。
【００３５】
そして、比較回路５においては、第二の鋸歯状波電圧Ｅ２と直流電圧Ｖｈとが比較され、図５Ｅに示すように、第二の鋸歯状波電圧Ｅ２が直流電圧Ｖｈを越える期間だけ比較回路５からパルスＰｏが出力される。この出力パルスＰｏの幅Ｗｐは、前述したように第三の基準電圧Ｖｒ３によって変えることができる。
この場合も、入力パルスＰｉの繰り返し周期Ｔが変わっても図３に示すように、それに比例して直流電圧Ｖｈが変わるので、出力パルスＰｏの繰り返し周期に対するパルス幅Ｗｐの割合、即ち、デュティ比は変化しない。
【００３６】
図６は図１及び図４におけるピークホールド回路６の第一の変形例の構成である。図６において、充電コンデンサ６ｃと第四のオペアンプ６ａの反転入力端（−）との間に放電抵抗６ｆが接続され、反転入力端（−）と出力端との間に第二の電流通流手段である第二のダイオード６ｇが接続される。
そして、充電コンデンサ６ｃに保持される直流電圧Ｖｈが放電抵抗６ｆを介して反転入力端（−）に帰還され、放電抵抗６ｆと第二のダイオード６ｇを介して第四のオペアンプ６ａの出力端に放電されるようになっている。直流電圧Ｖｈはポテンショメータ６ｄによって分圧された後または直接に比較回路５に入力される。
【００３７】
この結果、放電時には第四のオペアンプ６ａはイマジナリショート状態を保って飽和することがないので、入力パルスＰｉのくり返し周波数が高くなっても応答可能となり、出力パルスＰｏの繰り返し周期Ｔに対するパルス幅Ｗｐの関係が変化せず、デュティ比の変化は来さない。
【００３８】
図７はピークホールド回路６の第二の変形例であり、図７においては、図６における第一のダイオード６ｂおよび第二のダイオード６ｇの代わりにトランジスタを用いている。即ち、第四のオペアンプ６ａの出力端は第一の電流通流手段であるＮＰＮトランジスタ６ｈと第二の電流通流手段であるＰＮＰトランジスタ６ｉとの各ベースに接続され、ＮＰＮトランジスタ６ｈのエミッタが充電コンデンサ６ｃに接続され、ＰＮＰトランジスタ６ｉのエミッタが第四のオペアンプ６ａの反転入力端（−）に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタ６ｈのエミッタとＰＮＰトランジスタ６ｉのエミッタとの間に放電抵抗６ｆが接続される。そして、ＮＰＮトランジスタ６ｈのコレクタに電源電圧Ｖｂが供給され、ＰＮＰトランジスタ６ｉのコレクタが接地される。
【００３９】
この構成においても、充電コンデンサ６ｃにはＮＰＮトランジスタ６ｈのベース・エミッタを通じて充電され、充電コンデンサ６ｃに保持された直流電圧Ｖｈが放電抵抗６ｆを介して反転入力端（−）に帰還される。また、放電抵抗６ｆとＰＮＰトランジスタ６ｉのエミッタ・ベースを通じて第四のオペアンプ６ａの出力端に放電されるようになっている。直流電圧Ｖｈは同様にポテンショメータ６ｄによって分圧された後または直接に比較回路５に入力される。
【００４０】
この場合も、同様に、放電時には第四のオペアンプ６ａはイマジナリショート状態を保って飽和することがないので、入力パルスＰｉのくり返し周波数が高くなった場合でも良く応答して、繰り返し周期Ｔに対する出力パルスＰｏのパルス幅Ｗｐの割合が変化せず、デュティ比の変化は来さない。
なお、図７に示す場合では充電コンデンサ６ｃに充電する電流は電源電圧Ｖｂから供給されるので、第四のオペアンプ６ａの負担が軽くなり、より高いくり返し周波数まで応答する。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、本発明のパルス発生回路は、鋸歯状波発生手段は第二の積分回路と第三の積分回路とで構成し、第二の積分回路と第三の積分回路とをパルスで同時にリセットすると共に第二の積分回路から第二の鋸歯状波電圧、第三の積分回路から第二の鋸歯状波電圧のピーク値よりも低い第三の鋸歯状波電圧をそれぞれ同期して発生させ、直流電圧生成手段は第三の鋸歯状波電圧のピーク値を保持するピークホールド回路で構成し、第二の鋸歯状波電圧とピークホールド回路で保持した直流電圧とを比較回路に入力したことで、直流電圧は第二の鋸歯状波電圧のピーク値よりも低い範囲で比例するので、入力パルスの繰り返し周期が変化しても、出力パルスのデュティ比は変化しない。
【００４８】
また、本発明のパルス発生回路は、第二の積分回路は第二のオペアンプと第二のコンデンサとを有し、第二のオペアンプの反転入力端と出力端との間に第二のコンデンサを接続し、第三の積分回路は第三のオペアンプと第三のコンデンサとを有し、第三のオペアンプの反転入力端と出力端との間に前記第三のコンデンサを接続し、第二のオペアンプの非反転入力端と第三のオペアンプの非反転入力端とに第二の基準電圧を印加すると共に、第三のオペアンプの反転入力端に第三の基準電圧を印加し、第二のコンデンサ及び第三のコンデンサのそれぞれの充電電圧をパルスで放電することによって第二の積分回路と第三の積分回路とをリセットしたので、第二の積分回路と第三の積分回路とを同一のパッケージに納められた集積回路で構成可能となり、第二の鋸歯状波電圧と第三の鋸歯状波電圧との間の直線性等の特性が揃い、正確なパルス幅を有するパルスを発生できる。
【００４９】
また、本発明のパルス発生回路は、直流電圧を第三の積分回路の非反転入力端に入力する第三の基準電圧によって変えられるようにしたので、デュティ比を変更できる。
【００５０】
また、本発明のパルス発生回路は、ピークホールド回路は第四のオペアンプと、第四のオペアンプの出力端の電圧を充電する充電コンデンサとを有し、第四のオペアンプの非反転入力端に第一の鋸歯状波電圧または第三の鋸歯状波電圧を入力し、第四のオペアンプの出力端の電圧を第一の電流通流手段によって充電コンデンサに供給し、充電コンデンサに充電された電圧を放電抵抗を介して第四のオペアンプの反転入力端に帰還すると共に放電抵抗と第二の電流通流手段によって第四のオペアンプの出力端に放電させるようにしたことで、放電時には第四のオペアンプがイマジナリショート状態を保って飽和することがないので、入力パルスのくり返し周波数が高くなっても応答可能となり、出力パルスの周期に対するパルス幅の関係が変化せず、デュティ比の変化は来さない。
【００５１】
また、本発明のパルス発生回路は、第一の電流通流手段および第二の電流通流手段をダイオードで構成したのでピークホールド回路の構成は簡単になる。
【００５２】
また、本発明のパルス発生回路は、第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが充電コンデンサと放電抵抗の一端に接続されたＮＰＮトランジスタで第一の電流通流手段を構成し、第四のオペアンプの出力端にベースが接続され、エミッタが放電抵抗の他端と第四のオペアンプの反転入力端とに接続されたＰＮＰトランジスタで第二の電流通流手段を構成し、ＮＰＮトランジスタのコレクタとＰＮＰトランジスタのコレクタとの間に電圧を供給したことで、充電コンデンサに充電する電流は電源電圧から供給されるので、第四のオペアンプの負担が軽くなり、より高いくり返し周波数まで応答する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のパルス発生回路の第一の実施の形態を示す構成図である。
【図２】本発明のパルス発生回路における第一の実施の形態の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明のパルス発生回路における入力パルスのくり返し周期の変化に対する直流電圧の変化を示す関係図である。
【図４】本発明のパルス発生回路の第二の実施の形態を示す構成図である。
【図５】本発明のパルス発生回路における第二の実施の形態の動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】本発明のパルス発生回路の第一の変形例の構成図である。
【図７】本発明のパルス発生回路の第二の変形例の構成図である。
【符号の説明】
１  第一の積分回路（鋸歯状波発生手段）
１ａ  第一のオペアンプ
１ｂ  第一のコンデンサ
２  ＦＥＴ
３  パルス発生源
４  インバータ
５  比較回路
６  ピークホールド回路（直流電圧生成手段）
６ａ  第四のオペアンプ
６ｂ  第一のダイオード（第一の電流通流手段）
６ｃ  充電コンデンサ
６ｄ  ポテンショメータ
６ｅ、６ｆ  放電抵抗
６ｇ  第二のダイオード（第二の電流通流手段）
６ｈ  ＮＰＮトランジスタ（第一の電流通流手段）
６ｉ  ＰＮＰトランジスタ（第二の電流通流手段）
１１  第二の積分回路（鋸歯状波発生手段）
１１ａ  第二のオペアンプ
１１ｂ  第二のコンデンサ
１２  ＦＥＴ
１５  第三の積分回路（鋸歯状波発生手段）
１５ａ  第三のオペアンプ
１５ｂ  第三のコンデンサ
１６  ＦＥＴ
Ｅ１  第一の鋸歯状波電圧
Ｅ２  第二の鋸歯状波電圧
Ｅ３  第三の鋸歯状波電圧
Ｐｉ  入力パルス
Ｐｏ  出力パルス
Ｔ  くり返し周期
Ｖｂ  電源電圧
Ｖｈ  直流電圧
Ｖｒ  分圧電圧
Ｖｒ１  第一の基準電圧
Ｖｒ２  第二の基準電圧
Ｖｒ３  第三の基準電圧
Ｖｐ１、Ｖｐ２、Ｖｐ３  ピーク値
Ｗｐ  パルス幅
【図１】
0003616277.tif 000002
【図２】
0003616277.tif 000003
【図３】
0003616277.tif 000004
【図４】
0003616277.tif 000005
【図５】
0003616277.tif 000006
【図６】
0003616277.tif 000007
【図７】
0003616277.tif 000008