(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端に非線形回路を並列に接続し、前記非線形回路は、非線形抵抗素子または非線形抵抗素子と半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、
前記半導体制御素子を用いた非線形回路が、放電用の制御電極付き半導体制御素子と、該半導体制御素子の高電圧側の第一主電極と低電圧側の第二主電極との間に並列接続される第一インピーダンス及び第二インピーダンスとの直列体と、前記直列体の直列接続点と前記半導体制御素子の制御電極との間に接続された閾電圧特性をもつ非線形抵抗素子とからなり、
前記第一インピーダンス及び第二インピーダンスが、それぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、それぞれのＣＲ時定数は同一である
ことを特徴とする電力変換装置。 
【請求項２】
前記二つのインピーダンス素子はそれぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、第１の抵抗と第１のコンデンサによるＣＲ時定数を第２の抵抗と第２のコンデンサによるＣＲ時定数より大きくし、前記第一の抵抗と第一のコンデンサからなるインピーダンスを前記半導体制御素子の第一主電極側に接続した請求項２記載の電力変換装置。
【請求項３】
自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の主電極間にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプダイオードの両端に放電用スイッチを有し、クランプコンデンサの両端にはゼナダイオードなどの定電圧素子とインピーダンス素子との直列回路を接続し、前記インピーダンス素子と定電圧素子との直列接続点を前記自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子の制御電極に接続し、前記制御電極を電流制御素子を介してゲート駆動回路に接続した電力変換装置。
【請求項４】
前記電流制限素子の両端にはゲート高速化用スイッチを有する特許請求の範囲第３項記載の電力変換装置。
【請求項５】
自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群を１アームとし、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の交直変換装置を構成し、前記交直変換装置を少なくとも受電側に用いて直流送電を行なう電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子の両端にはそれそれスナバ回路が設けられ、前記スナバ回路は半導体の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端には非線形抵抗素子または半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、前記電力変換装置の送電側の電源が投入される際に、送電線の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置を複数回スイッチングさせる電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換装置の送電側に電源が投入される際に、送電側の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置は、高圧側アーム群同士と低圧側アーム群同士とを交互にスイッチングする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記送電側の電源が投入される際に、受電側の電力変換装置は、電力変換装置のインダクタンス成分とクランプコンデンサとの共振周期の半分より短い時間の導通を繰り返し行なう請求項５記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力系統などにおいて交流／直流変換や直流交流変換に用いられる電力変換装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２３、２４は、特開平９−２７５６７４号公報などに示された電力変換装置の例で、スイッチング素子を直列に接続した場合の１ステージあたりの構成を示したものである。図において、１００はスイッチング素子、１０２はクランプダイオード、１０３はクランプコンデンサ、１０５はゲート制御回路、１０８は光ファイバ、１０９は放電抵抗、１１０は放電制御回路、１１１は放電スイッチング素子である。次に動作を説明する。図のような構成のステージを直列接続する場合において、スイッチング素子１の両端には、以下の２つの原因から過電圧が発生することは一般に知られている。１つは、多数個の直列接続されたスイッチング素子１のターンオンまたはターンオフ時刻のばらつきによるものであり、例えばタ−ンオンの時には遅くオンする素子に、ターンオフのときには早くオフする素子に過電圧が印加される。２つめは、回路のインダクタンスのサージネルギーによるものであり、主にターンオフのときにインダクタンスの逆起電力によって全段に共通に過電圧が印加される。図２２に示された構成において、クランプダイオード１０２、クランプコンデンサ１０３、放電抵抗１０９、放電制御回路１１０、放電スイッチング素子１１１はクランプ型のスナバ回路を構成しており、以下その動作を説明する。先に述べた過電圧が発生すると、その電圧は、クランプコンデンサ１０３に流れ込みスイッチング素子の両端にかかる電圧の上昇を食い止める。クランプコンデンサ１０３に流入した電荷はクランプダイオード２によって逆流することを防止される。このときクランプコンデンサ１０３の電圧は一時的に上昇することになる。クランプコンデンサ１０３の電荷は、放電制御回路１１０から出力される信号によってスイッチングされる放電スイッチング素子１１１によって放電抵抗１０９を通して放電される。これにより、クランプコンデンサ１０３の電圧は、ある一定の値まで低下される。この一定の値を各直列ステージにおいて合わせておけば、サージエネルギーが流入しても、過大な電圧がスイッチング素子１にかかることはない。このようなクランプ型のスナバ回路（特公平７−８３６１７号公報）の利点は、流入したサージエネルギーのみが損失として消費されることにあり無駄がない。図２３に示されるようなＣ−Ｒ−Ｄスナバ回路では、クランプコンデンサ１０３を全印加直流電圧を直列数で除した値まで充放電する損失が前記サージエネルギーと加わり放電抵抗１０９にて消費されるから、装置の効率が高くできないという問題があることは広く知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術においては、クランプコンデンサ１０３を放電するために放電スイッチング素子１１１が用いられており、放電制御回路１１０が複雑になってしまう。つまり、クランプコンデンサ１０３の電圧は一定の電圧値になるまで放電されなければならないから、その値の検出回路や電圧比較回路が必要となる。また、そのような回路を動作させるための安定化電源回路が必要になる。さらに、放電スイッチング素子１１１のゲート電圧はオン・オフするに見合った値を変化する必要があるから、駆動電力も大きくなり前記安定化電源回路の容量も大きくなってしまう。電圧比較回路などの能動型の回路を設ける場合には、スイッチング等によって発生するノイズが乗り易いなどの問題があり、信頼性が低下する恐れもある。
【０００４】
本発明においては、前記のような問題点を解決するために為されたものであり、クランプ型スナバ回路の構成を簡略化し、また小型化・安定化することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端に非線形回路を並列に接続し、前記非線形回路は、非線形抵抗素子または非線形抵抗素子と半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、
前記半導体制御素子を用いた非線形回路が、放電用の制御電極付き半導体制御素子と、該半導体制御素子の高電圧側の第一主電極と低電圧側の第二主電極との間に並列接続される第一インピーダンス及び第二インピーダンスとの直列体と、前記直列体の直列接続点と前記半導体制御素子の制御電極との間に接続された閾電圧特性をもつ非線形抵抗素子とからなり、
前記第一インピーダンス及び第二インピーダンスが、それぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、それぞれのＣＲ時定数は同一である
ことを特徴とするものである。
【００１３】
本発明の請求項２にかかわる電力変換装置は、請求項７記載の構成において、前記二つのインピーダンス素子はそれぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、第１の抵抗と第１のコンデンサによるＣＲ時定数を第２の抵抗と第２のコンデンサによるＣＲ時定数より大きくし、前記第一の抵抗と第一のコンデンサからなるインピーダンスを前記半導体制御素子の第一主電極側に接続したものである。
【００１４】
本発明の請求項３にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の主電極間にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプダイオードの両端に放電用スイッチを有し、クランプコンデンサの両端にはゼナダイオードなどの定電圧素子とインピーダンス素子との直列回路を接続し、前記インピーダンス素子と定電圧素子との直列接続点を前記自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子の制御電極に接続し、前記制御電極を電流制御素子を介してゲート駆動回路に接続したものである。
【００１５】
本発明の請求項４にかかわる電力変換装置は、請求項１０記載の構成において、前記電流制限素子の両端にはゲート高速化用スイッチを有するものである。
【００１６】
本発明の請求項５にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群を１アームとし、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の交直変換装置を構成し、前記交直変換装置を少なくとも受電側に用いて直流送電を行なう電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子の両端にはそれそれスナバ回路が設けられ、前記スナバ回路は半導体の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端には非線形抵抗素子または半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、前記電力変換装置の送電側の電源が投入される際に、送電線の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置を複数回スイッチングさせるものである。
【００１７】
本発明の請求項６にかかわる電力変換装置は、請求項１２記載の構成において、前記電力変換装置の送電側に電源が投入される際に、送電側の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置は、高圧側アーム群同士と低圧側アーム群同士とを交互にスイッチングするようにしたものである。
【００１８】
本発明の請求項７にかかわる電力変換装置は、請求項１２記載の構成において、前記送電側の電源が投入される際に、受電側の電力変換装置は、電力変換装置のインダクタンス成分とクランプコンデンサとの共振周期の半分より短い時間の導通を繰り返し行なうようにしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図１は、電力系統などにおいて交流から直流に、または直流から交流に交換する電力変換装置の基本構成を示す図である。１ａ〜１ｆは直列バルブで、夫々直列接続された複数の半導体スイッチング素子を備えている。各直列バルブ１ａ〜１ｆを、ここではアームと呼ぶ。図２は、直列バルブ１ａ〜１ｆの内部回路を、直列接続の１段分だけ示したものである。
【００２０】
２はＧＣＴ（Ｇａｔｅ  Ｃｏｍｕｔａｔｅｄ  Ｔｈｙｒｉｅｔｅｒ）などの半導体スイッチング素子、３はダイオードである。半導体スイッチング素子としては、ＧＣＴの他にＧＴＯ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等の自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子が同様に使用できる。ＡＣ側からＤＣ側に電力を供給する場合は、主にダイオード３を通して整流素子として各直列バルブが機能し、全体として３相の整流器を構成する。ＡＣ電圧より高いＤＣ電圧を得たい場合には、例えばＶ−Ｗ電圧が正の場合に、１ｂバルブのＧＣＴを導通させ、１ａのダイオードと１ｂのＧＣＴとで短絡回路を構成することによって、ＡＣ側が持つインダクタンス（図示しない）に電磁エネルギーを貯え、その後開放することにより、ＡＣ電圧に電磁エネルギーを重畳する形式でＤＣ側に送電する。このような動作により、昇圧型の整流器が実現できる。これらの動作は従来から広く知られているものである。次に、ＤＣからＡＣに変換する場合には、おおまかには、各直列バルブの垂直接続間では導通位相を１８０℃ずらし、またＶ、Ｗ、Ｕに接続されたそれぞれのバルブは１２０度づつ位相をずらして運転することにより、ＡＣ側に３相の交流電力を供給することができる。このときには、導通する時間幅のｄｕｔｙを変化することによって、ＡＣ側への送電電力量を制御することができる。最近では、高調波対策のために、１つのバルブの導通時間内にさらにスイッチングによりＰＷＭ動作をさせ、ＡＣ側に供給される変換器の電圧波形を少しでも正弦波に近づけるような動作をさせているものもある。
【００２１】
このような電力変換装置は例えばＤＣ送電システムなどで電力を双方向にやりとりする場合などに有効であるが、電圧が数１０ｋＶとなることが一般的なため、直列バルブ１は図３に示すように、多数の素子を直列接続することによって高電圧化されている。図３は本発明の実施の形態１のスナバ回路を含む図である。図３において、１１は直列接続の単位となる直列ステージ、１０はクランプ型のスナバ回路、１２は駆動用ゲート回路、４はスナバ用ダイオード、５はクランプコンデンサ、６抵抗などのインピーダンス素子、７は非線形抵抗素子であるゼナダイオード、８は抵抗、９はＩＧＢＴなどの半導体制御素子、１３は光ファイバなどの信号入力である。なお、半導体制御素子９は図においてはＩＧＢＴを例にとって示しているが、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴなどの制御端子への電圧により電流を制御できる素子であれば同じ効果となる。１４は直列バルブ１つ当たりに直列に存在するインダクタンスである。ゼナダイオード７は半導体制御素子９の高電圧側（Ｎ型半導体素子の場合）の主電極（ドレイン、コレクタなど）と制御電極（ゲート、ベースなど）との間に接続され、抵抗８は低電圧側主電極（ソース、エミッタなど）と制御電極との間に接続されている。半導体制御素子９はアナログ増幅器として動作し、ゼナダイオード７の電圧−電流特性を出力側主電極間に増幅して伝え、大電流の出力を可能にしている。さらにインピーダンス素子６を直列に接続することにより、放電の動作開始電圧と電圧−電流傾斜を任意に設定できるという利点がある。また放電電流の出力端子が電圧検出用のゼナダイオードの一端であるため、クランプコンデンサがゼナ電圧以下に過剰に放電されることが決してないという利点もある。これは、無駄な充放電による電力効率の低下を生じないことを保証している。
【００２２】
図４、５は、１ステージ当たりの構成とクランプ回路の動作を示したものであり、１５はｎ段の直列バルブのステージ１段当たりに置き換えたインダクタンスである。特にターンオフ時においては、インダクタンス１５のもっているサージエネルギーとターンオフずれにより流入する電力分の電荷がＣｓに流入することになる。この電荷によって上昇する。電圧ΔＶは以下のようになる。
【００２３】
【数１】
0003649929.tif 000002
【００２４】
（ここで、τは直列ステージ間の時間のずれ、Ｉｏはオフ時の電流）
クランプコンデンサＣｓへの流入電荷Ｑは、
Ｑ＝ΔＶＣｓ・・・・（２）
となる。従って、この電荷Ｑが、再びＱが流入してくる時間までの間に放出しておくことにより、クランプコンデンサ５の充電電圧Ｖｓの値は定常になる。制御素子９のゲートはゼナ電圧Ｖｚの値を有するゼナダイオードを通して接続されており、制御素子９の両端がＶｚを越えるとゼナダイオード７に電流が流れ、抵抗８に電圧が発生するため制御素子９に電流が流れる。このような構成にしておくと制御素子９の両端はＶｚがアナログ的に増幅されるので、いつでもＶｚ近傍に留まることになる。その結果図５に示したように、Ｖｓとｉｓとの動作領域は図中の矢印で示され、１ステージ分のオフ時電圧Ｖｏから電荷Ｑによって△Ｖ上昇した場合、平均的には、インピーダンス素子６の両端にはＶｏ＋△Ｖ／２−Ｖｚの電圧かかることになる。このように、Ｃｓの電荷の放電回路にゼナダイオード７とＩＧＢＴとで構成されたアナログ電圧増幅器を用いることにより、一般的には電力容量の小さいゼナダイオードを用いて大きな容量の電圧クランプ素子を形成できる。図ではＶｚがＶｏよりも小さくなるよう選定してあるが、このメリットは以下のようになる。まず、電荷Ｑが全く流入しない条件や小さい条件の場合、Ｖｏ−Ｖｚ分の電圧によって電流が抵抗６に流れるため、１ステージのオフ時インピーダンスを低下させバルブ内でのオフ状態の分圧均等化に役立つ。加えて、例えば、Ｖｏは一般に２ｋＶ以上が選定されるが、高圧のゼナダイオードは高価である。ＶｚをＶｏより小さくすればゼナダイオード７の選択の幅も広がる。次にデメリットとして考えられる点は、Ｑが流入しない場合や小さい場合でも必ず抵抗６と制御素子９とで損失が発生する点である。この損失を避けるためにはＶｚをＶｏに一致させるかもしくは多少Ｖｏよりも大きく設定することも可能である。そうすることにより、インピーダンス素子６の値を十分に小さくしても無駄な損失が発生しないから、より多くの電荷を放出でき、Ｑが大きな場合にでも対応可能になる。
【００２５】
このような動作により、無駄な損失をできる限り小さくしながらも、スイッチング素子２の破壊を確実に抑えることができるから、装置の信頼性が確実に向上する。
【００２６】
図４、５の説明では、ゼナダイオード７による全圧Ｖｚをアナログ的に制御素子９で増幅する形式を採っているが、ゼナダイオードに換わり、アレスタやバリスタなどの定電圧半導体（非線形素子）であっても同じ効果を奏する。
【００２７】
実施の形態２
図６に示すように、半導体制御素子９を用いずに大容量のゼナダイオードやアレスタやバリスタなどの非線形抵抗素子９０を直接接続しても同じ効果を奏する。
【００２８】
実施の形態３
制御素子９の耐圧が十分に高くない場合には、図７（ａ）、７（ｂ）に示したようにアナログ増幅部分を２段直列にして構成してもよい。そうすることによって、ＩＧＢＴの耐圧はＩＧＢＴ９ａと９ｂの耐圧の和となるので、十分に高い耐圧が得られる。また、図７ｂに示すように、クランプコンデンサ５およびインピーダンス素子６を含めた部分を２段直列接続してもよい。これにより、低耐圧のクランプコンデンサを利用でき、コスト低減が可能になる。
【００２９】
このような構成によって、いずれも低耐圧の安価な素子で確実なクランプ機能を持たせることができ、スイッチング素子２の電圧破壊を防止することができる。
【００３０】
実施の形態４
次に、この発明の実施の形態４について説明する。既に説明しているクランプコンデンサ５の流入電荷Ｑは、例えば事故時の短絡電流などによってＩｏが跳ね上がった場合には非常に大きくなるため、△Ｖを小さく抑えてスイッチング素子２の破壊を抑えるためにはクランプコンデンサ５の容量を大きくする必要がある。しかし、これは装置の大型化を招いてしまう。そのため、過渡的にクランプコンデンサ５の働きの一部を分担するものが必要となる。図８、９はそれに対応できる構成を示しており、クランプコンデンサ５の働きを半導体制御素子９に分担させるものである。一般にＩＧＢＴなどの素子は、瞬時的にはかなり大きな電流を流せることが知られている。例えば、ＶｚをＶｏに等しくもしくは高く設定して、インピーダンス素子６を小さく設定すると、十分な電流が過渡的にも流せる。しかし、このときの過渡的な損失はほとんどが制御素子９によって損失されるため、過渡的に内部の温度上昇が激しくなる。それによりハンダ疲労などの問題によって、制御素子９が破壊することが懸念される。そのため、通常は急激な損失を半導体にて行なわせるのは注意する必要がある。図８、９はその問題を解決するものであり、クランプコンデンサ５の一方から制御素子９に直接コンデンサ２２（Ｃｐ）にて接続される経路を設けている。動作を説明する。ターンオフ直前にはＣｐ２２にもやはりほぼＶｏが印加されているのは簡単に理解できる。半導体スイッチング素子２のターンオフによって、Ｑの電荷がスナバ回路に流れ込むと、Ｑの一部がＣｐ２２に分流する。それにより制御素子９の制御端子にはＩｏ＊Ｃｐ／Ｃｓ＊Ｒｇ（Ｒｇはゲート抵抗８の抵抗値）の電圧が印加される。それにより、制御素子９は急速に電圧が低下し（図９（ｂ）のＶ９）、抵抗６に大きな電圧が印加される。それにより、抵抗６に大電流が流れ、Ｑの一部を受け持つことができる。それによって、クランプコンデンサ５に流入する電荷が抑制され、クランプコンデンサ５の電圧上昇が抑えられる。その結果、小さなクランプコンデンサ５でも△Ｖが抑えられる。この場合、制御素子９のゲート電圧はＱが大きいほど（Ｉｏが大きいほど）大きくなるから、Ｉｏが大きいほどインピーダンス素子６には大きな電流が流れ、当然制御素子９の電圧はより小さくなり、最大時はスイッチングに近い形式にもなり得る。その結果、制御素子９と抵抗６との過渡状態での損失分担が変化し、Ｉｏが大きいほど制御素子９での損失分担が小さくなる。それによって、制御素子９の過渡的な損失は一定量に抑えられ、ハンダ疲労などが生じにくくなる。
【００３１】
このような構成により、過渡的には大電流がインピーダンス素子６に流れ、クランプコンデンサ５の電圧上昇を抑えるから、クランプコンデンサ５の値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、制御素子９の信頼性も向上する。
【００３２】
実施の形態５
これまで説明した実施の形態においては、ゼナダイオード７は高電圧用のものが必要となっていた。しかし、高電圧のゼナダイオードは一般に高価である。本発明の実施の形態５はこの問題点を解決するものであり、図１０（ａ）、１０（ｂ）に示している。図１０（ａ）において、分圧抵抗１６ａと１６ｂとで分圧された電圧が低電圧ゼナ７０に入力され、制御素子９のゲートに導かれている。ゼナ電圧は制御素子９のしきい値より十分に大きく選んであるから、Ｖｇの電圧がゼナ電圧を越えるとＩＧＢＴ８は電流が流れる。すなわち、Ｖｄの電圧が、Ｖｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の大きさになると制御素子９に電流が流れることになる。従って、Ｖｄは常にＶｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の大きさにクランプされていることになり、高圧のゼナダイオードを挿入しているこれまでの実施の形態と同じ効果を奏する。
【００３３】
このような構成によって、高価な高電圧のゼナダイオ−ド使用する必要がないので、装置全体のコストが大幅に低下できる。
【００３４】
図１０（ｂ）は、分圧器としてコンデンサと抵抗との並列回路を用いた例である。図に示したように、並列接続されている時定数を一致させることにより、全周波数域において優れた分圧性能を示すことは一般的によく知られている。すなわち、Ｃ１Ｒ１＝Ｃ２Ｒ２とすれば、Ｖｇ＝Ｖｄ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。このような構成によって、ａの場合と同様に装置全体のコストが大幅に低下できると共に、分圧器が全周波数域において優れた特性を示すので信頼性が高くなるという効果がある。
【００３５】
実施の形態６
次に、この発明の実施の形態６について説明する。目的は実施の形態４と同じである。既に説明しているＱは、例えば事故時の短絡電流などによってＩｏが跳ね上がった場合には非常に大きくなるため、△Ｖを小さく抑えてスイッチング素子２の破壊を抑えるためにはクランプコンデンサ５の容量を大きくする必要がある。しかし、これは装置の大型化を招いてしまう。そのため、過渡的にクランプコンデンサ５の働きの一部を分担するものが必要となる。図１１、１２はそれに対応できる構成を示している。一般にＩＧＢＴなどの素子は、瞬時的にはかなり大きな電流を流せることが知られている。例えば、ＶｚをＶｏに等しくもしくは高く設定して、インピーダンス素子６を小さく設定すると、十分な電流が過渡的にも流せる。しかし、このときの過渡的な損失はほとんどが制御素子９によって損失されるため、過渡的に内部の温度上昇が激しくなる。それによりハンダ疲労などの問題によって、制御素子９が破壊することが懸念される。そのため、通常は急激な損失を半導体にて行なわせるのは注意する必要がある。図１１はその問題を解決するものである。分圧器はＣ１Ｒ１＞Ｃ２Ｒ２となるように選定してあり、Ｃ１／Ｃ２＞Ｒ２／Ｒ１と選んでいくことにより、定常状態では半導体制御素子９の制御端子電圧Ｖｇ＝Ｖｄ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）で決まり、過渡的にはＶｇ＝Ｖｄ＊Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）で決まるようになる。その結果、定常状態では、制御素子９の両端はＶｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２でクランプされ、過渡状態ではＶｚ＊（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ１でクランプされる。その結果、図にあるように、過渡状態では、インピーダンス素子６に大きな電流が流れ、Ｑの一部をインピーダンス素子６に分流させるため、クランプコンデンサ５の電圧上昇が抑えられ、容量値を小さく選定できる。また、制御素子９の電圧はＶｚ＊（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ１まで低下しているので、過渡的な損失が小さくなりハンダ疲労などが生じにくくなる。
【００３６】
このような構成により、過渡的には大電流がインピーダンス素子６に流れ、クランプコンデンサ５の電圧上昇を抑えるから、クランプコンデンサ５の値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、制御素子９の信頼性も向上する。
【００３７】
実施の形態７
次に第７の実施の形態について説明する。本実施の形態の目的は、クランプコンデンサ５に蓄えられた電荷をこれまでに説明してきた制御素子９を用いずに放電させることにある。制御素子９を設置することにより、新たな面積が必要となるため、大型になったり、高コスト化になったりする。図１３、１４は、これを解消するための実施の形態であり、クランプダイオードに並列に逆流放電スイッチ１９（ＳＷＡ）が挿入されている。また、ゲート回路からの出口には電流制御素子であるゲートインピーダンス素子２０が接続されている。さらに、半導体スイッチング素子２には電圧制御型のＩＧＢＴ２ａが接続されている。図１３、１４に示すように、オフ状態においては、逆流放電スイッチ１９が導通状態になるよう制御されている。クランプコンデンサ５の電圧が上昇し、ゼナダイオード７の電流が増加すると、抵抗１８の両端の電圧が増加する。それにより、抵抗１８の両端はＩＧＢＴ２ａのゲート・ソース間に接続されているため、ＩＧＢＴ２ａは電流を流そうとする。それにより、クランプコンデンサ５の電荷は逆流放電スイッチ１９、ＩＧＢＴ２ａを通って放電する。抵抗などで構成される電流制限素子２０の意味を説明する。電流制限素子２０がないと、Ｖｇａｔｅの電圧はＩＧＢＴ２ａがオフ状態ではゼロになっているため、抵抗１８の両端に電圧が発生してもＩＧＢＴ２ａのゲートには電圧がかからない。それは、ゼナダイオード７を流れる電流がゲート回路に逆流するからである。この逆流を抑制して、所定の電圧が抵抗１８に発生するようにするためのものが抵抗電流制限素子２０である。電流制限素子２０を抵抗１８よりも少なくともあまり小さくない値に選定しておけば、抵抗１８の両端に発生した電圧はほとんどＶｇａｔｅに伝達されるから、前記説明した動作が実現できる。しかしながら、ゲート回路の出力側に抵抗が接続されているから、ゲート電圧の立ち上がり、立ち下がり波形は当然緩やかになる。
【００３８】
このような構成することによって、実施の形態６まで用いられてきた半導体制御素子９が不要となるので、装置が小型になり、またコストが大幅に低減できる。なお、今回新たに設けた逆流放電スイッチ１９の電流は極めて小さく、損失もほとんど発生しないから、寸法やコストを増加させる要因にはならない。
【００３９】
実施の形態８
図１５、１６は実施の形態８について説明している。実施の形態８では新たにゲート高速化スイッチ２１を設けており、半導体スイッチング素子のゲート電圧ＶｇａｔｅがＨになっている時間はＳＷＢ２１が導通状態になっているよう制御されている。この構成は先の実施の形態７の問題点である、Ｖｇａｔｅの電圧が緩やかになることを解決するものである。それにより、ＩＧＢＴ２ａのターンオン、ターンオフ速度が高速化され、スイッチング損失が低減される。ＶｇａｔｅがＨになっている間は、ゲート高速化スイッチ２１が導通しているので、Ｖｇａｔｅには急峻に電圧が印加される。一方、ＩＧＢＴ２ａのオフ状態では、ゲート高速化スイッチ２１がオフしているので、ゼナダイオード７に流れる電流が電流制限素子２０で逆流を阻止されるので、安定にＶｇａｔｅが印加される。
【００４０】
このような構成にすることによって、ＩＧＢＴ２ａのゲート立ち上がり、立ち下がりが高速化され、スイッチング損失が低減し、また、実施の形態９までに必要となっていた制御素子９が不要となるので、損失が小さく小型で低コストの装置が実現できる。
【００４１】
実施の形態９
次に実施の形態９について説明する。実施の形態９〜１１は、送電側と受電側にそれぞれＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ変換装置を接続し、電力の送電を行なうシステムにおける電力変換装置の初期動作に関するものである。図１７、１８、１９は、実施の形態９を説明するもので、図１７はシステム全体の構成図、図１８は図１７におけるスイッチングアームＳ１〜Ｓ８の内部構成図、図１９はシステム全体の初期動作説明図である。図において、同じ番号はこれまで説明したものと同じ意味を有している。図においては単相の電力変換装置を２つ接続したＤＣ送電システムを示しており、５０は送電側の交流電源、４０は投入スイッチＳＷＸ、４１は、送電側電源インダクタンス、３１は送電側ＤＣコンデンサ、３２は送電線のインダクタンス成分、３０は受電側ＤＣコンデンサ、３３は受電側変換装置のインダクタンス成分、５１は送電側変換装置のインダクタンス成分である。インダクタンス成分３３、５１はいずれも各アームが持っているものを等価的に含んだ値で示してある。また、各アームは代表的に２直列の半導体スイッチング素子（ＧＣＴ）で示している。また、スナバ回路は、実施の形態１のタイプのものを代表して示しているが、他の構成でも同じような効果となる。また、電力変換装置は３相でもよく、また３レベルで方式も同じ効果を奏する。
【００４２】
クランプ型のスナバ回路の問題点として以下が挙げられる。クランプ型のスナバ回路は、これまでに説明したように電荷Ｑの流入分のみを休止期間中に消費するから、無駄な電力損失は少なく、そのため、クランプコンデンサ５を大きく設定することが容易である。しかし、クランプコンデンサ５を大きく設定した場合、例えば変換器のスタート時などには、クランプコンデンサの電圧はゼロであるため、各アームの導通と共に、スナバコンデンサの充電電流が流れ、それによってクランプコンデンサの電圧が跳ね上がり、ＧＣＴを破壊してしまう可能性がある。例えば、Ｖｄｃが所定の値に充電された後で、受電側変換装置を動作し始めると、例えばＳ５が導通するとＳ８のクランプ回路に充電電流が流れ、クランプコンデンサ５の電圧はインダクタンス３３との共振によって、最大２＊Ｖｄｃまで上昇してしまう。この電圧がＧＣＴの耐圧を超えるとＧＣＴは当然破壊に至る。また、このとき流れる電流は過大であるため、ノイズを発生したり、またＧＣＴを破壊したりする恐れもある。従って、クランプ型のスナバ回路は、いかに安定にクランプコンデンサ５の電圧を定常値に持っていくかが、ひとつの課題となる。本実施の形態はそれを解決するものであり、例えば時刻ｔｏにて送電側の投入スイッチ４０がオンすると、整流回路として働く図の左側のＡＣ−ＤＣ変換器は送電線に徐々に直流電圧を充電し始める。このとき、受電端のＤＣコンデンサ３０の立ち上がる速度は、送電線のインダクタンス３２、送電側変換器のインダクタンス５１、送電側の交流インダクタンス４１などと、送電・受電側のＤＣコンデンサから決まる。図１９に示すように受電側の変換装置は、受電側のＤＣコンデンサの電圧が立ち上がる途中で複数回変換動作を行なうように高い周波数で制御されている。このような動作によって、受電側変換装置のクランプコンデンサ５には複数回に分割して電圧が充電されるようになる。それによって、クランプコンデンサ５の電圧が過大に跳ね上がることがなくなる。受電側ＤＣコンデンサ電圧が所定の値になった点で、正常の変換周波数動作に移行することによって、所定の周波数の交流電圧を需要家に供給することができる。
【００４３】
このような構成によって、送電側を投入時にクランプコンデンサ５の電圧が跳ね上がることを抑制でき、ＧＣＴ素子の信頼性を向上させることができる。それにより、ＤＣ送電システムの安定性・信頼性が大幅に向上する。
【００４４】
なお、実施の形態９では、周波数を増加した形で変換動作を実施することにより、クランプコンデンサの電圧を準静的に増加させたが、例えば周波数を一定にして高周波ＰＷＭをしても、同様の効果を奏するが、受電側ＤＣコンデンサの立ち上がりが変換周波数に近くなった場合には、意味をなさないことはいうまでもない。
【００４５】
実施の形態１０
次に実施の形態１０について説明する。実施の形態９においては、受電側のＤＣコンデンサの電圧が上昇する際、受電側の変換装置の動作を既に開始したが、その場合、単に周波数を増加した構成では、需要家に高周波の交流が供給されてしまい、問題がある。実施の形態１０ではこの問題を解決するものであり、図２０に示すように時刻ｔｏ以降にスイッチングを行なうアームは受電側コンデンサの電圧上昇期間中にＳ５とＳ７とを同じ位相で、Ｓ６とＳ８とを同じ位相で複数回導通させる。それにより、需要家には一切電圧が伝達されずにクランプコンデンサ５の充電を行なうことができる。クランプコンデンサ５の電圧は実施の形態１２と同様準静的に上昇するから、クランプコンデンサ５の電圧が過大に跳ね上がることがなくなる。受電側ＤＣコンデンサ電圧が所定の値になった点で、正常の変換周波数動作に移行することによって、所定の周波数の交流電圧を需要家に供給することができる。
【００４６】
このような構成によって、送電側の投入時にクランプコンデンサ５の電圧が跳ね上がることを抑制でき、ＧＣＴ素子の信頼性を向上させることができる。それにより、ＤＣ送電システムの安定性・信頼性が大幅に向上する。
【００４７】
実施の形態１１
次に、実施の形態１１について説明する。実施の形態９、１０は送電側が投入時にクランプコンデンサ３３の値を準静的に定常値に達するように制御したが、送電側と受電側で投入のタイミングを合わせるなど投入条件に制約がでるため、システムとしての自由度を損ねてしまう。本実施の形態ではその問題を解決する。図２１、図２２において、Ｖｄｃが立ち上がってしまってから、変換器はＳ５、Ｓ７およびＳ６、Ｓ８とが、短い時間だけ導通する。受電側変換器のインダクタンス３３とクランプコンデンサ５との共振周期Ｔの半分の時間で、前述のようにクランプコンデンサ５の電圧が２Ｖｄｃまで上昇しようとするので、この導通時間はＴ／２より十分に短く設定する。Ｔ／２より十分に短い値に導通時間を設定すれば、インダクタンス３３に十分なエネルギーが充電されないから、オフ時にクランプコンデンサ５の跳ね上がる電圧は小さく抑えられる。例えば、インダクタンス３３に蓄えられるエネルギーが、丁度クランプコンデンサ５の電圧を定常値になるように導通時間を設定することも可能である。仮に、導通時間が正確でなくても、Ｔ／２より十分に短ければ、少なくとも複数回のこの動作の繰り返しで、必ず定常値に到達する。
【００４８】
このような構成によって、受電側のＤＣコンデンサ３０の電圧が完全に立ち上がってしまったあとでも、クランプコンデンサ５の電圧を跳ね上げることなく定常値に持っていけるので、システム自由度が高く、安定性・信頼性の高いＤＣ送電システムが実現できる。
【００４９】
【発明の効果】
本発明の請求項１〜４にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端に非線形回路を並列に接続し、前記非線形回路は、非線形抵抗素子または非線形抵抗素子と半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、
前記半導体制御素子を用いた非線形回路が、放電用の制御電極付き半導体制御素子と、該半導体制御素子の高電圧側の第一主電極と低電圧側の第二主電極との間に並列接続される第一インピーダンス及び第二インピーダンスとの直列体と、前記直列体の直列接続点と前記半導体制御素子の制御電極との間に接続された閾電圧特性をもつ非線形抵抗素子とからなり、
前記第一インピーダンス及び第二インピーダンスが、それぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、それぞれのＣＲ時定数は同一である
ことを特徴とするので、安定でかつ回路構成が簡単、かつ無駄な損失をできる限り小さくしながらも、半導体スイッチング素子の破壊を確実に抑えることができる効果があり、装置の信頼性が向上する。
【００５４】
本発明の請求項２にかかわる電力変換装置においては、前記二つのインピーダンス素子はそれぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、第１の抵抗と第１のコンデンサによるＣＲ時定数を第２の抵抗と第２のコンデンサによるＣＲ時定数より大きくし、前記第一の抵抗と第一のコンデンサからなるインピーダンスを前記半導体制御素子の第一主電極側に接続したので、過渡時において放電電流を増加でき、クランプコンデンサの電圧上昇を抑えることができ、クランプコンデンサの値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、半導体制御素子の信頼性も向上する。
【００５５】
本発明の請求項３にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の主電極間にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプダイオードの両端に放電用スイッチを有し、クランプコンデンサの両端にはゼナダイオードなどの定電圧素子とインピーダンス素子との直列回路を接続し、前記インピーダンス素子と定電圧素子との直列接続点を前記自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子の制御電極に接続し、前記制御電極を電流制御素子を介してゲート駆動回路に接続したので、電荷放電用の半導体制御素子を特別に設けることがなく、小型・低コストの装置を実現する。
【００５６】
本発明の請求項４にかかわる電力変換装置においては、前記電流制限素子の両端にはゲート高速化用スイッチを有するので、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減できる。
【００５７】
本発明の請求項５にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群を１アームとし、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の交直変換装置を構成し、前記交直変換装置を少なくとも受電側に用いて直流送電を行なう電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子の両端にはそれそれスナバ回路が設けられ、前記スナバ回路は半導体の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端には非線形抵抗素子または半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、前記電力変換装置の送電側の電源が投入される際に、送電線の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置を複数回スイッチングさせるので、クランプコンデンサの電圧の跳ね上がりを抑えることができ、半導体スイッチング素子の破壊を防止し、安定で信頼性の高い送電システムを得ることができる。
【００５８】
本発明の請求項６にかかわる電力変換装置においては、前記電力変換装置の送電側に電源が投入される際に、送電側の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置は、高圧側アーム群同士と低圧側アーム群同士とを交互にスイッチングするので、需要家に異周波交流などの発生を防止することができる。
【００５９】
本発明の請求項７にかかわる電力変換装置においては、前記送電側の電源が投入される際に、受電側の電力変換装置は、電力変換装置のインダクタンス成分とクランプコンデンサとの共振周期の半分より短い時間の導通を繰り返し行なうので、クランプコンデンサの電圧の跳ね上がりを抑えることができ、半導体スイッチング素子の破壊を防止し、安定で信頼性の高い送電システムを得ると共に、自由度の高いＤＣ送電システムを供給できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来および本発明の電力変換装置の基本的構成を説明するための図である。
【図２】  本発明の電力変換装置の主スイッチ部の構成を説明するための図である。
【図３】  本発明の電力変換装置の１アームの構成を示した回路図である。
【図４】  本発明の第１の実施の形態の構成を説明するための図である。
【図５】  本発明の第１の実施の形態の動作を説明するための図である。
【図６】  本発明の第２の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図７】  本発明の第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】  本発明の第４の実施の形態の構成を示す図である。
【図９】  本発明の第４の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１０】  本発明の第５の実施の形態の構成を示す図である。
【図１１】  本発明の第６の実施の形態の構成を示す図である。
【図１２】  本発明の第６の実施の形態の構成を示す図である。
【図１３】  本発明の第７の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】  本発明の第７の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１５】  本発明の第８の実施の形態の構成を示す図である。
【図１６】  本発明の第８の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１７】  本発明の第９の実施の形態の構成を示す図である。
【図１８】  本発明の第９の実施の形態の構成を示す図である。
【図１９】  本発明の第９の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２０】  本発明の第１０の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２１】  本発明の第１１の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２２】  本発明の第１１の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２３】  従来の電力変換装置の構成図である。
【図２４】  従来の電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
１  直列バルブ、２  半導体スイッチング素子、３  ダイオード、４  クランプダイオード、５  クランプコンデンサ、６  インピーダンス素子、７  ゼナダイオ―ド、８  ゲート抵抗、９  半導体制御素子、１０  スナバ回路、１１  直列ステージ、１２  ゲート回路、１３  入力、１４  インダクタンス、１５  １ステージ当たりのインダクタンス、１６，１８  抵抗、１７，２２  コンデンサ、１９  逆流放電スイッチ、２０  ゲートインピーダンス素子、２１  ゲート高速化スイッチ、３０  受電側ＤＣコンデンサ、３１  送電側ＤＣコンデンサ、３２  送電線インダクタンス、３３  受電側変換装置インダクタンス、４０  交流側投入スイッチ、４１  送電側電源インダクタンス、５０  交流電源、５１  送電側変換装置インダクタンス、９０  非線形抵抗素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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