(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電極と被加工物との間の間隙を横断するＡＣアーク電流によるＡＣアーク溶接用ＡＣ線間電圧の供給源に接続可能な電源であって、
前記電源が前記線間電圧をＡＣ出力電圧に変換する大容量変圧器と、
前記ＡＣ出力電圧を正の端子と一般にゼロ電圧である共通端子との間および負の端子と前記共通端子との間のＤＣ電圧に変換する整流器と、
所与の論理が第１スイッチへ適用されるときに、正のパルスが出力されて、前記間隙を横断して前記正の端子を前記共通端子へ接続する第１スイッチと、
所与の論理が第２スイッチへ適用されるときに、負のパルスが出力されて、前記間隙を横断して前記負の端子を前記共通端子へ接続する第２スイッチと、
入力および少なくとも１８ｋＨｚの周波数において生成されるパルス形式の出力信号を有するパルス幅変調器とを有し、前記出力信号のパルス幅が前記パルス幅変調器の前記入力によって制御され、更に、
第１期間用第１スイッチゲート信号と第２期間用第２スイッチゲート信号を交互に生成するためのコントローラと、
前記第１期間中に前記出力信号によって前記第１スイッチを操作するための第１スイッチゲート信号を出力する第１手段と、
前記第２期間中に前記出力信号によって前記第２スイッチを操作するための第２スイッチゲート信号を出力する第２手段とを有し、
前記コントローラは、前記第１期間中に第１論理のスイッチ作動化信号を出力すると共に、前記第２期間中に第２論理のスイッチ作動化信号を出力する端子を含み、
前記第１手段は、前記スイッチ作動化信号が第１論理の時、前記第１スイッチゲート信号を生成し、
前記第２手段は、前記スイッチ作動化信号が第２論理の時、前記第２スイッチゲート信号を生成し、
前記第１手段は、前記出力信号と前記第１論理のスイッチ作動化信号を受信すると、前記第１スイッチに前記所定の論理を与えるためのゲート回路であり、
前記第２手段は、前記出力信号と前記第２論理のスイッチ作動化信号を受信すると、前記第２スイッチに前記所定の論理を与えるためのゲート回路であり、
更に、前記間隙と並列配置された２方向性の選択可能な自由ホイーリング回路を有し、
これにより、１サイクルの前記ＡＣアーク電流が、前記第１期間における複数の前記正のパルスから得られた一つの連続した正の部分と前記第２期間における複数の前記負のパルスから得られた一つの連続した負の部分とで構成されることを特徴とする電源。
【請求項２】
前記２方向性自由ホイーリング回路が、
ダイオードと並列配置され、前記被加工物から前記電極へ向かう極性を有する第１バイパススイッチ及び前記ダイオードと並列配置され、前記電極から前記被加工物へ向かう極性を有する第２バイパススイッチを備えた直列分岐部と、
前記第１と第２バイパススイッチが直列接続され、一方の前記期間中は前記バイパススイッチの一方を閉じ、他方の前記期間中は前記バイパススイッチの他方を閉じる手段とを有することを特徴とする請求項１に記載の電源。
【請求項３】
前記２方向性自由ホイーリング回路が、
ダイオードと直列配置され、前記被加工物から前記電極へ向かう極性を有する第１バイパススイッチ及び前記ダイオードと直列配置され、前記電極から前記被加工物へ向かう極性を有する第２バイパススイッチを備えた並列分岐部と、
前記第１と第２バイパススイッチが並列接続され、一方の前記期間中は前記バイパススイッチの一方を閉じ、他方の前記期間中は前記バイパススイッチの他方を閉じる手段とを有することを特徴とする請求項１に記載の電源。
【請求項４】
前記変圧器の定格が少なくとも約３０ｋＷであることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電源。
【請求項５】
前記パルス幅変調器が少なくとも１０００アンペアのアーク電流を生成するように、前記周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスを調節することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源。
【請求項６】
前記コントローラが少なくとも前記第１期間を調節する手段を有することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の電源。
【請求項７】
前記パルス幅変調器への前記入力が前記第１期間中に前記パルスのデューティサイクルにより前記ＡＣアーク電流の電流振幅を制御する第１入力および前記第２期間中に前記パルスのデューティサイクルにより前記ＡＣアーク電流の電流振幅を制御する第２入力を有し、これにより前記第１期間のＡＣアーク電流の振幅と前記第２期間のＡＣアーク電流の振幅とが異なることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の電源。
【請求項８】
前記出力電圧が約１００ボルト未満であることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の電源。
【請求項９】
前記共通端子がシステム接地部であることを特徴とする請求項１〜８の何れかに記載の電源。
【請求項１０】
前記ＡＣアーク電流が、前記正と負の部分との間で変化する以前にアーク電流を減少させるために前記第１および第２期間の末端部において前記パルスの幅を減少させるように構成したコントローラを有することを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載の電源。
【請求項１１】
電極と被加工物との間の間隙を横断するＡＣアーク電流によるＡＣアーク溶接用ＡＣ線間電圧の供給源に接続可能な電源であって、
前記電源が前記線間電圧をＡＣ出力電圧に変換する大容量変圧器と、
前記ＡＣ出力電圧を正の端子と一般にゼロ電圧である共通端子との間および負の端子と前記共通端子との間の約１００ボルト未満のＤＣ電圧に変換する整流器と、
ゲート信号が供給されたときに、正のパルスが出力されて、前記正の端子を前記間隙を横断して前記共通端子へ接続する第１スイッチと、
ゲート信号が供給されたときに、負のパルスが出力されて、前記負の端子を前記間隙を横断して前記共通端子へ接続する第２スイッチと、
周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスの前記ゲート信号を生成するように操作されるパルス幅変調器と、
第１期間中に前記ゲート信号を前記第１スイッチへ導く第１論理ゲートと、
第２期間中に前記ゲート信号を前記第２スイッチへ導く第２論理ゲートと、
前記ＡＣアーク電流を生成するように前記論理ゲートを交互に操作するコントローラと、
前記間隙と並列配置された２方向性の選択可能な自由ホイーリング回路とからなり、
これにより、１サイクルの前記ＡＣアーク電流が、前記第１期間における複数の前記正のパルスから得られた一つの連続した正の部分と前記第２期間における複数の前記負のパルスから得られた一つの連続した負の部分とで構成されることを特徴とする電源。
【請求項１２】
前記２方向性自由ホイーリング回路が、
ダイオードと並列配置され、前記被加工物から前記電極へ向かう極性を有する第１バイパススイッチ及び前記ダイオードと並列配置され、前記電極から前記被加工物へ向かう極性を有する第２バイパススイッチを備えた直列分岐部と、
前記第１と第２バイパススイッチが直列接続され、一方の前記期間中は前記バイパススイッチの一方を閉じ、他方の前記期間中は前記バイパススイッチの他方を閉じる手段とを有することを特徴とする請求項１１に記載の電源。
【請求項１３】
前記２方向性自由ホイーリング回路が、
ダイオードと直列配置され、前記被加工物から前記電極へ向かう極性を有する第１バイパススイッチ及び前記ダイオードと直列配置され、前記電極から前記被加工物へ向かう極性を有する第２バイパススイッチを備えた並列分岐部と、
前記第１と第２バイパススイッチが並列接続され、一方の前記期間中は前記バイパススイッチの一方を閉じ、他方の前記期間中は前記バイパススイッチの他方を閉じる手段とを有することを特徴とする請求項１１に記載の電源。
【請求項１４】
前記変圧器の定格が少なくとも３０ｋＷであることを特徴とする請求項１１〜１３の何れかに記載の電源。
【請求項１５】
前記パルス幅変調器が少なくとも１０００アンペアのアーク電流を生成するように、前記周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスを調節することを特徴とする請求項１１〜１４の何れかに記載の電源。
【請求項１６】
前記コントローラが少なくとも前記第１期間を調節する手段を有することを特徴とする請求項１１〜１５の何れかに記載の電源。
【請求項１７】
前記パルス幅変調器への前記入力が前記第１期間中に前記パルスのデューティサイクルにより前記ＡＣアーク電流の電流振幅を制御する第１入力および前記第２期間中に前記パルスのデューティサイクルにより前記ＡＣアーク電流の電流振幅を制御する第２入力を有し、これにより前記第１期間のＡＣアーク電流の振幅と前記第２期間のＡＣアーク電流の振幅とが異なることを特徴とする請求項１１〜１６の何れかに記載の電源。
【請求項１８】
前記共通端子がシステム接地部であることを特徴とする請求項１１〜１７の何れかに記載の電源。
【請求項１９】
電極と被加工物との間の間隙を横断するＡＣアーク電流によるＡＣアーク溶接用ＡＣ線間電圧の供給源に接続可能な電源であって、
前記電源が前記線間電圧をＡＣ出力電圧に変換する大容量変圧器と、
前記ＡＣ出力電圧を正の端子と一般にゼロ電圧である共通端子との間および負の端子と前記共通端子との間のＤＣ電圧に変換する整流器と、
ゲート信号が供給されたときに、正のパルスが出力されて、前記正の端子を前記間隙を横断して前記共通端子へ接続する第１スイッチと、
ゲート信号が供給されたときに、負のパルスが出力されて、前記負の端子を前記間隙を横断して前記共通端子へ接続する第２スイッチと、
周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスのゲート信号を生成するように操作されるパルス幅変調器と、
第１期間中に前記周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスを前記第１スイッチへ導く第１回路と、
第２期間中に前記周波数が少なくとも約１８ｋＨｚのパルスを前記第２スイッチへ導く第２回路と、
前記第１および第２回路を交互に操作することで前記ＡＣアーク電流を生成すると共に、前記第１および第２期間の各々の末端部において前記正のパルスと負のパルスの幅を減少させるように構成したコントローラと、
前記間隙と並列配置された２方向性の選択可能な自由ホイーリング回路とからなり、
これにより、１サイクルの前記ＡＣアーク電流が、前記第１期間における複数の前記正のパルスから得られた一つの連続した正の部分と前記第２期間における複数の前記負のパルスから得られた一つの連続した負の部分とで構成されることを特徴とする電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の有する技術分野】
本発明はアーク（電弧）溶接技術に関し、更に詳細にはＡＣアーク電流を用いたアーク溶接用電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（引用による組込み）
本発明に従って作成された電源は通常１，０００アンペアを越える大きさの正および負電流パルスを生成するために用いられる。個々のパルスは標準的な実施要領に従ったパルス幅変調器作動スイッチによって生成される。スイッチは高電圧において極性を変えなければならないので、電源は低減した電流レベルにおいて一方の極性から次の反対極性への切換え（スイッチング）を起こさせるように作成される。本技法は種々異なるタイプの電流パルスに関する１９９９年１月１９日付け先行出願第２３３，２３５号に開示されている。この先行出願は高電流アーク溶接機における低減レベルにおいて電流極性を切り替える技法を示す目的で引用によりここに組み込まれている。パイプ溶接用インバータ電源における交番極性供給技法はＳｔａｖａ６，０５１，８１０に示される。この特許はその開示内容に関して引用によりここに組み込まれている。
【０００３】
（発明の背景）
溶接継ぎ目を有するパイプの製造には、例えば１，０００〜２，０００アンペアを超過するような極度に高い電流レベルにおける多重ＡＣ溶接アークの使用が一般的である。この種の超高溶接電流を生成するあまり高価でない電源は正弦波出力電流を有する溶接機を基調とする変圧器である。この電源は大きく重い変圧器および関連制御回路のみを必要とする。ただし、高い溶接電流を達成するために、正弦波出力は正弦波の実効値によって決定される加熱電流に比較して極度に高いピーク電流を有する。この比較的安価な電源は必要な高電流を生成できるが、結果として、溶接作業に重大な影響を及ぼすピーク電流を生じる。正弦波型アーク溶接機の欠点を克服するための一般的な現行実施技法は高周波スイッチング技術に基づく電源の使用である。これらのスイッチング型電源はＤＣリンクを作るために入来線間電圧を整流する。このＤＣリンクは、ＡＣアーク溶接電流を構成する出力電流を生成するために出力変圧器の一次巻線を介して交流パルスとしてスイッチングされる。パルス幅変調器は出力変圧器の一次巻線における周波数を決定する。従って、出力変圧器におけるパルスは実質的に方形波である。従って、二次電流の実効値は実質的に当該電源用最大出力電流と同じである。この仕方においては、加熱用の所要実効電流を得るために溶接アークが高いピーク電流を持つことを必要としない。従って、パイプのシーム溶接に必要な型（タイプ）の高電流アーク溶接を実施する場合には、インバータ型電源は正弦波電源の欠点を克服する。この理由により、パイプ溶接はインバータ技術に切り替えられた。
【０００５】
【発明が解決すべき課題】
パイプのアーク溶接に用いられるこの種高電流電源は、正弦波型電源の場合に遭遇するピーク電流問題を持ってはならない。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高電流ＡＣアーク溶接用の改良された電源に関係し、この種電源はパイプ溶接および他の高電流を使用する分野において用いられる。変圧器は、例えば単相または３相線間電圧のようなＡＣ線間電圧を、例えば７０〜１００ボルトなどの低出力ＡＣ電圧に変換する。出力電圧は整流され、その後で、それぞれが共通パルス幅変調器によってドライブされる２つの標準ダウンチョッパモジュールをドライブする。場合によっては、各モジュールは専用パルス幅変調器によってドライブされても差し支えない。マイクロプロセッサのコントローラを備えた幾分標準的な制御盤によって、パルス幅、ひいては、ＡＣ溶接電流を構成する正および負電流パルスの大きさが設定される。この比較的安価な電源は、実質的な作成期間およびリードタイム無しに、大きいインバータユニットに代置可能である。本発明の唯一の欠点は、入力変圧器が大きいので、重量が大きいことである。ただし、この種の重量問題は、パイプ溶接または他の高電流用としては重大な問題ではない。本発明を用いた電源は強固であり、かつ作成が簡単である。本電源は入手容易な構成要素を用いて作成可能である。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、電極と被加工物の間を横断するＡＣアーク電流によるＡＣアーク溶接用としてＡＣ線間電圧の供給源（ソース）に接続可能な電源が提供される。電極は、前進ワイヤ（線材）形式であり、ワイヤはアークによって融解し、被加工物に堆積する。実際には、被加工物は２つのパイプ区分体間の間隙または接合部である。線間電圧は２００ボルトから６００ボルトまでのＡＣ単相または３相電圧である。周波数は一般に５０ヘルツ又は６０ヘルツである。本発明にかかる電源は大容量の大型変圧器を使用する。線間電圧を約ＡＣ１００ボルト未満のＡＣ出力電圧に変換する。整流器はＡＣ出力電圧をＤＣ電圧に変換する。このＤＣ電圧の第１端子は正電位であり、第２端子は負電位である。第３共通端子は実質的にゼロ電圧である。このゼロ電圧端子は、整流器および溶接作業用システム接地であることが好ましい。ただし、共通端子は、整流器の正および負端子を横断して直列接続される２つの通常同等のコンデンサ間の接合部であっても差し支えない。この共通端子または接合部は整流器の正および負端子と共同作動し、正または負いずれかのＤＣ電圧を提供する。ネットワークは、ゲート信号が第１スイッチへ印加されると間隙を横断して正端子を共通端子へ接続するための第１スイッチ、及び、ゲート信号が第２スイッチへ印加されると間隙を横断して負端子を共通端子へ接続するための第２スイッチを含む。パルス幅変調器は、少なくとも約１８ｋＨｚのパルス周波数を持つパルス形式のゲート信号を生成する。第１論理ゲートは、第１期間中、即ち正電流部分中、ゲート信号を第１スイッチへ導き、第２論理ゲートは、第２期間中、即ち負電流部分中、ゲート信号を第２スイッチへ導く。コントローラは、反対極性電流部分の間で交互に作動するＡＣアーク電流を生成するように論理ゲートを交互に操作する。第１スイッチ期間、即ち正の部分は、第２スイッチ期間、即ち負の部分と異なることがあり得る。更に、第１期間中におけるパルス幅変調器のデューティサイクルは、第２期間中のデューティサイクルと異なることがあり得る。これは、大きさの異なる振幅の交互に発生する正および負の部分、又は、溶接間隙を横断するＡＣアーク電流を生じさせる電流パルスを生成する。アークは前進ワイヤを熔融し、実際にはパイプの継ぎ目である被加工物上に溶融金属を堆積させる。
【０００８】
本発明の他の態様に従い、電源用コントローラは、第１の期間中に第１論理を有するスイッチ作動化信号、即ち正または負の出力電流、及び、第２の期間中に第２論理を有するスイッチ作動化信号、即ち逆の電流極性の出力電流がそこで生成される出力端子を含む。パルス幅変調器からパルスを第１期間中には第１スイッチへ、次に、第２期間中には第２スイッチへ導く方向づけ手段が用いられる。本発明の更に別の目的に従い、溶接間隙と並列に２方向性ではあるが選択可能な自由ホイーリング回路が装備される。この回路は、並列配置構成回路または直列配置構成回路のどちらかである。どちらの設計においてでも、ダイオードは、第１および第２期間中に、選択的に作動可能化される。これらの選択可能な自由ホイーリングダイオードは溶接機の出力回路におけるインダクタの内側に配置される。代替案として、被制御誘導インピーダンス用に中央タップ付きインダクタが用いられる。この構造において、自由ホイーリングダイオード回路は、中央タップ付きインダクタ又はチョークの反対側端部に配置される。
【０００９】
本発明の主目的は、比較的安価であって工学技術をあまり必要としない構成要素を利用して高電流ＡＣ溶接電流を生成可能な電源を提供することにある。
【００１０】
本発明の更に別の目的は、正弦波電源と関連したピーク電流を持つことなしに、既に定義済みの実効加熱容量を持つ電源を提供することにある。
【００１１】
本発明の更に別の目的は、並列設置インバータの利点を有するか、又は、経費および複雑性または並列設置されたこの種インバータ無しに大型高コストのインバータの利点を有する電源を提供することにある。
【００１２】
本発明の更に別の目的は、既に定義されたように、ＡＣ溶接電流を得ると同時にダウンチョッパの簡素性を備えた電源を提供することにある。
【００１３】
これらの及び他の目的および利点は添付図を参照した以下の記述から明白になるはずである。
【００１４】
【実施例】
図面を参照することとし、これらの図面は本発明の好ましい実施形態を示すことのみを目的とし、限定することを目的としない。図１は、電極Ｅと被加工物Ｗの間の溶接間隙を通過する少なくとも１，０００〜２，０００アンペアの出力ＡＣ溶接電流を発生するための高周波インバータ電源Ａを示す。この場合の被加工物は、実際上、２つの隣接パイプ区分Ｊ、Ｋ間の接合部である。標準的作業において、インダクタＣは、電極Ｅと被加工物Ｗによって画定される溶接作業期間中の電流の流れを平滑化する誘導インピーダンスを持つ。電極Ｅは供給リールＲから前進するワイヤ（線材）であり、ＡＣ溶接電流によって生成されるアーク（電弧）によって溶融する。パイプ区分体Ｊ、Ｋで形成される被加工物Ｗはシステム接地Ｇへ接続される。この接地は正と負の電流部分を画定するゼロ電圧レール又は母線である。溶接作業おける交流電流は、溶接電流の大きさを制御する電流フィードバック信号を作るためにシャント（分路）Ｓを介して検出または感知される。図に示す実施形態において、電源Ａは、３相線間電圧として示される線間電圧に接続された入力を備える変圧器１０を含む。線間電圧の周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。この低い周波と高い容量であることが変圧器を比較的大きくする。この変圧器は少なくとも約４０〜５０ｋｗの電力を生成する。この変圧器の出力は１００ボルトＡＣ未満の出力電圧を生成する。入力線間電圧は交流２２０から６００ボルトの間で変化する。変圧器１０の出力電圧は、正の端子２０と負の端子２２とゼロ電圧端子２４を備えた整流器１２に向けられる。ゼロ電圧基準はシステム接地Ｇであることが好ましい。正端子２０は電力リード３０に接続され、負端子２２は電力リード３２に接続される。ＦＥＴまたはＩＧＢＴ形式の正スイッチ４０は、スナッバ４０ｂと並列接続され、ゲート４０ｃの所与ロジックによって制御される逆平行ダイオード４０ａを含む。ゲート４０ｃのロジックは正スイッチを導通させる。ゲート４０ｃのロジック又は電圧が欠如すると正スイッチ４０をオフにする。同様の仕方において、スナッバ４２ｂと並列接続され、ゲート４２ｃの所与ロジックによって制御される逆平行ダイオード４２ａを備えた負スイッチ４２がある。ゲート４０ｃ、４２ｃのロジック又は電圧はパワースイッチ４０、４２の導電率をそれぞれ制御する。これらのスイッチは交流溶接電流用に望ましい周波数において交互に操作される。スイッチ４０が導通していると、正電流が間隙を横断し、インダクタＣを通って整流器１２の接地端子２４へ流れる。負スイッチ４２は、接地Ｇから逆方向に、溶接間隙およびインダクタＣを通って電流を流す。スイッチ４０とスイッチ４２を交互に操作することにより、電極と被加工物の間の溶接間隙に交流電流が生成される。
【００１５】
本発明によれば、端子２０または２２から高周波パルスを方向付けするためにスイッチ自体が導通と非導通の間で迅速に切り替わる溶接作業期間中はスイッチ４０、４２が作動可能化される。スイッチ４０は第１の期間中オンであり、次に、第２の期間中、即ち負の部分においてスイッチ４２がオンである。定義により、「第１期間」は正または負動作のどちらであっても差し支えない。これら第１期間と第２期間の間での切り替えにより、交流溶接電流の周波数が制御される。電流の大きさは、第１および第２期間中に流れることが可能な電流の量によって決定される。この動作を制御するためには、実際のアーク溶接電流を決定するために線５２ａにおいて感知された電圧を受け取るための電弧電流フィードバック入力５２を備えた幾分標準的なコントローラ５０が用いられる。電流制御出力５４は、コントローラ５０からの電流コマンド信号用第１入力６２、及び、線５２ａにおいて感知されるた実際のフィードバック電流信号を受け取る第２入力６４を備えたエラー増幅器６０に向けられる。増幅器へ向けられるこれら２つの入力は、少なくとも１８ｋＨｚにおいて作動する発振器７２によってドライブされるパルス幅変調器７０の電圧制御入力に向けられる出力６６においてエラー信号を生成する。線６２の電圧レベルは線６６における信号のパルス幅を制御する。コントローラ５０は、溶接工程における所与期間中に望ましい電流または波形を与えるために線６２の電圧を変えるようにプログラミング可能である。実際には、Ｓｔａｖａ６，０５１，８１０に示されるように１つの単一正または負電流部分の期間中における電流を変えるこが可能である。
【００１６】
高周波パルスのゲート信号は標準的な溶接技術に従ってパルス幅変調器の出力線７４において生成される。この線上のパルス幅は、線７４におけるゲート信号を構成するパルスに関するデューティサイクルを決定するために線６６の電圧レベルによって決定される。線７４は図２の論理ダイアグラムに最もよく示され、ここに、信号線８０を作動可能にするスイッチはコントローラ５０においてＥとラベル表示されたイネイブル出力５６によって制御されるロジックを有する。線８０におけるロジックは、光学結合として示されるゲートドライバ８２ｂ、８４ｂにバッファ８２ａ、８４ａによって接続される操舵ＮＡＮＤゲート８２、８４を制御する。結合（カップリング）は標準的であり、ゲート８２、８４からのパルスの生成に際してスイッチ４０、４２をそれぞれ導通させるように、受信機８２ｃ、８４ｃの隔離された電源（Ｂ）８２ｄ、８４ｄを有する。線８０はゲート８２への入力９０として示される。インバータ９２は操舵ゲート８４に向けられる線９４における逆ロジックを提供する。線８０におけるロジックは、溶接電流の正と負の部分の所要長さに従ってシフトする。線８０が論理１であればゲート８２を作動可能化する。線８０が論理ゼロであれば線９４を介してゲート８４を作動可能化する。従って、図２に最もよく示されるように、正スイッチ４０が作動可能化されるか、或いは、負スイッチ４２が作動可能化されるかのどちらかである。スイッチの作動可能化に際して、ゲート信号線７４におけるパルスは、作動化されているスイッチを迅速に操作する。従って、スイッチは、約１８ｋＨｚを超過する周波数において操作される。パルス幅変調器７０のデューティサイクルはＡＣ溶接電流の正の半サイクルまたは負の半サイクルどちらかの期間中における電流の大きさを決定する。電源Ａの動作はダウンチョッパの場合と全く同様であるが、本発明は、スイッチ作動化線における論理に従って正電流部分および負電流部分８０の両方を生成する。後で説明する理由により、線９６における正の選択信号は線９０における論理に従うように光学結合９８によって作動可能化される。これは正のセレクタ操舵信号を提供する。負のセレクタ操舵信号は線９４における論理によって制御される光学結合１０２により線１００において生成される。
【００１７】
正のセレクタ操舵線９６及び負のセレクタ操舵線１００は、正および負の第１および第２期間中に電流の自由なホイーリングを可能にするように、２方向性自由ホイール式回路１１０の動作を制御する。回路１１０は、ＦＥＴまたはＩＧＢＴスイッチであることが好ましいバイパススイッチ１２０、１２２を含む。スイッチ１２０は、負の操舵線１００における論理によって操作されるゲート１２０ａ及び制御スイッチ１２０ｂを有する。同様の仕方において、スイッチ１２２は、正の操舵線９６における論理によって制御されるゲート１２２ａ及び制御スイッチ１２２ｂを有する。スイッチ１２０ｂ、１２２ｂと直列配置された電源（Ｂ'）１２０ｃ、１２２ｃは隔離される。それらが分離されるように、電源８２ｄ、８４ｄ、１２０ｃ、及び、１２２ｃは、そのために隔離された制御変圧器の整流二次巻線であっても差し支えない。抵抗器１２０ｄ、１２２ｄは、特定のスイッチの操舵線に信号が無いときに、スイッチ１２０、１２２がオンすることを防止する。スイッチ１２０、１２２の逆平行ダイオード１３０、１３２は、それぞれ、溶接作業用自由ホイーリングダイオードである。これらのダイオードは、標準的な溶接技術に従って、スナッバ１４０と並列接続される。正の半サイクル又は正の部分の期間中、線９６における論理によってスイッチ１２２ｂが閉じられ、スイッチ１２２は導通する。従って、自由ホイーリングダイオード１３０が作動可能化される。線１００における信号はスイッチ１２０を導通させ、自由ホイーリングダイオード１３２を作動可能化する。従って、ＡＣ溶接電流の正の部分の期間中は、ダイオード１３０が溶接作業と並列作動する。溶接作業の負の部分の期間中は、ダイオード１３２が溶接作業と並列作動する。従って、自由ホイーリングダイオードは操舵線９６、１００における論理によって選択可能である。代替並列２方向選択可能自由ホイーリング回路１５０を図３に示す。ゲート１５２ａ、１５４ａを有するスイッチ１５２、１５４は、それぞれ、線９６、１００における論理によって制御される。ＡＣ溶接電流の正部分の期間中は、線９６における論理がスイッチ１５２を閉じる。これは自由ホイーリングダイオード１６０を作動可能化する。同様の仕方において、溶接電流の負部分の期間中は、線１００における信号がスイッチ１５４を閉じ、自由ホイーリングダイオード１６２を作動可能化する。ＡＣ溶接電流の正および負の部分の期間に亙って自由ホイーリングダイオードを提供するために、図１における直列スイッチ又は図３における並列スイッチのどちらかに選択的に電源供給可能である。
【００１８】
電源Ａの動作を図４〜１１に概略的に示す。ここに、電流パルスの振幅および幅、及び、正極性および負極性が端子Ｅにおける論理によりコントローラ５０において調節される。この論理は線８０上のロジックによって電流周波数を制御する。端子５４は線６２の電圧レベル、ひいては、線７４のゲートパルスの幅を制御する。これらの信号は既知の技法を用いてコントローラ内にプログラムされ、所要の電流レベルおよび波形を与えるように選定される。図４において、図５に示す溶接電流の正電流部分２００は負の部分２０２に等しく、周波数振動数ｆ１を与える。この周波は、コントローラ５０の端子Ｅからの論理交番の周波数によって決定される。溶接機は最大電流状態である。従って、正方向におけるパルス２１０は最大幅すなわちデューティサイクルａである。同様の仕方において、負のパルス２１２は最大デューティサイクルａである。これは、図５に示すように、大きさａ'のＡＣ溶接電流Ｉａを与える。電流パルス２１０、２１２は矩形であるので、実効値は一般に溶接作業期間中のピーク値に等しい。これは、図１８に示す低コストの正弦波アーク溶接機を用いて、図１５に示すようにインバータ型電源の利点を達成する。電流量を減少させるには、コントローラ５０が線６２の電圧を低下させる。この仕方において、個々のパルス２１０、２１２に関するデューティサイクルは、図６に示すパルス幅がｂであるようにパルス幅変調器７０によって減少される。この低いデューティサイクル即ち小さい幅は、図７に示すように、ＡＣ溶接電流Ｉａに低い振幅ｂ'を与える。コントローラ５０によって線６２の電圧を変えることにより、第１デューティサイクルａは正の部分２００において使用可能であり、小さいデューティサイクルｂは図８に示すように負の部分２０２において使用可能である。一代替案として、コントローラ５０は、部分２００又は２０２の一方に関して使用される第２パルス幅変調器をドライブする個別のエラー増幅器に第２電圧出力を供給する。端子Ｅにおけるイネイブル（作動化）信号は、両方のパルス幅変調器からのパルスを適切なスイッチ４０、４２に向かって操縦する。従って、図９に示すように不平衡なＡＣ溶接電流Ｉａが生成される。正の部分２００の大きさａ'は高く、負の部分２０２の大きさｂ'は低い。大きい方または小さい方はＡＣ電流の正または負の部分のどちらかに所在することがあり得る。２つの入力が、ＡＣ溶接電流の正および負の部分に関するパルス幅変調器に対して用いられる場合には、適切なパルス幅変調器入力を選択するために図２に示すロジックダイアグラム（論理図）が用いられる。線９６は、ＡＣ溶接電流の正の部分の期間中におけるパルス幅変調器入力を選定する。線１００は、負の部分の期間中における選択を実施する。個別のパルス幅変調器が使用される場合には同一コンセプトが用いられる。これらの変更は全て当該技術の技能に属する。端子Ｅにおける論理によって生成される第１期間および第２期間を制御することにより、正の部分２２０を小さい幅ｍに、負の部分２２２を大きい幅ｎにすることができる。この操作をパルス２３０に関する最大デューティサイクルａ、及び、パルス２３２に関する最小デューティサイクルｂと組み��わせることにより、図１１に示すＡＣ溶接電流Ｉａが達成される。スイッチ４０、４２を作動可能化するためにデューティサイクル及び第１期間と第２期間を様々に変更することは、溶接作業の必要に応じてＡＣ溶接電流を調整するために利用可能である。
【００１９】
図１および３に示す電源構成は実用可能である。ただし、構成の変更が検討される。代替構成を図１２〜１４に示す。ここに、同じ参照番号は３つの個別電源における同じ構成要素をします。図１２において、電源Ａ’は、正端子３０２と負端子３０４の間にＤＣ電圧を生成するための変圧器および整流器を有する入力モジュール３００を含む。好ましい実施形態に用いられる場合には、モジュール３００は接地された端子を含まない。端子３０６をゼロ電圧にするためには、実質的に等しい大きいコンデンサ３１０、３１２は端子３０２における正電圧と端子３０４における負電圧の間の中間電圧を端子３０６に発生させる。従って、接合部３０６は、実質的にゼロボルトであって図１におけるシステム接地端子２４に等価な第３端子である。スイッチ４０，４２は、ＡＣ溶接電流の正の半サイクル即ち一部分、及び、ＡＣ溶接電流の負の半サイクル即ち一部分を制御する。インダクタＣは、ＡＣ溶接電流の正および負部分に相当する期間中に高周波パルスによって引き起こされるリップル係数を減少させる。図１および３に示す２方向性自由ホイーリング回路の一方は電源Ａ’にしようされる。次に、図１３に示す電源Ａ”を参照することとし、正区分３２２、負区分３２４、及び、中央タップ３２６を備えた中央タップ付きインダクタを使用するように構成が変更されている。電源Ａ”の動作は、本発明の好ましい実施形態に関して既に検討した動作と同じである。ただし、２方向自由ホイーリング回路はこの特定電源には示されていない。図１３の電源における自由ホイーリング回路の使用について図１４に示す。この図において、電源Ａ”’は、端子３４２に正電圧および端子３４４に負電圧を生成するための入力変圧器および整流器３４０を含む。この実施形態において、第３端子３４６は実質的にゼロ電圧であり、システム接地Ｇである。電源Ａ”と同様に、図１４に示す電源は中央タップ付きインダクタ３２０を含む。この構造は、中央タップ付きインダクタと共に使用される自由ホイーリング回路の１つのタイプ（型）を示す。自由ホイーリング回路３５０は制御スイッチ３５２、一方向をダイオード３５４、及び、ゲート３５６の正操舵線９６に所与論理が現れた場合にダイオード３５４を制御するゲート３５６を含む。スイッチ３５２ａＦＥＴまたはＩＧＢＴはドレーン接地３５８を備える。負の自由ホイーリング回路３６０は、ゲート３６６の論理に従ってダイオード３６４を制御するスイッチ３６２を含む。ソース接地３６８はスイッチが線１００の論理によって制御されることを可能にする。正の半サイクル即ち電流の一部分において、スイッチ３５２は導通する。これは、自由ホイーリングダイオード３５４を回路内に挿入する。負の半サイクル即ち電流の一部分に相当する期間において、スイッチ３６２は導通し、自由ホイールダイオード３６４を回路内に挿入する。図１４の自由ホイーリング回路は図１３の構成に使用可能である。端子３０６は図１４において使用可能である。実際には、図に示される本発明の幾つかの実施形態の構成要素および構成は、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなしに互換可能である。
【００２０】
例えば図１５に示す電源Ｂのような電源を生成するために複数のインバータを使用することにより、高い加熱電流が獲得された。この電源は、それぞれ５００アンペアの小定格容量を持つ３つのインバータ４００、４０２、４０４を含む。各インバータの出力端Ａは、正端子４２０に所要の大きさの電流を供給するように制御された電流を正電圧線４１０、４１２、４１４へ導く。同様の仕方において、所要の負電流を端子４４０へ導くように負電圧端子Ｂは線４３０、４３２、４３４に接続される。端子４２０における正電流および端子４４０における負電流は、端子４２０の第１振幅および端子４４０の第２振幅を有するＡＣ溶接電流を生成するように、既に検討済みの制御論理に従って選択的に操作される。エラー増幅器４５２を使用し、入力４５４、４５６を備えるコントローラ４５０は、入力４５４における電流コマンドと線４５６に現れる分路Ｓからの実電流とを比較する。線４６０における所要の大きさの制御電流は、調和的に操作されるパルス幅変調器４７０、４７２、４７４の入力へ導かれる。所要電流は、１つのマスタ（主機）および２つのスレーブ（従属機）として運転される各インバーター４００、４０２、４０４の貢献度を変化することによって維持される。従って、同等量の電流が３個全てのインバータによって供給される。図１６における電流パルス５００によって示されるように、各インバータの最大出力が５００アンペアである場合には、端子４２０、４４０において得られる最大電圧は、図１７にＡＣ電流５１０として示されるように１，５００アンペアである。図１５に示すように、初期のユニットは単一コントローラ４５０を用いて幾つかのインバータの電流出力を調和的に制御する。この種の配置構成は、出力電流が１，５００アンペアの特殊インバータを設計するよりも優れている。３，０００アンペアを生成するために、電源Ｂは６個の個別インバータの並列運転を必要とする。大容量インバータを特に設計することと対照的に数個にインバータを組み合わせることは、図１８に示す従来技術による場合よりも有利である。この従来技術の場合における電源Ｄは、例えば図１９に示す波形６００のような正弦波出力を持つ。３５４アンペアの実効電流を与えるには、５００アンペアの最高電流が要求される。図２０に示すように、更に高い電流が要求される場合において、この差は一層明白である。溶接電流が１，０００アンペアの正弦波６０２が得られるような電源Ｄの出力を生成するには、１，５００アンペアを超過するピーク電流が発生する。パイプ溶接の場合には、この種の高ピーク電流は不利である。高いピーク電流を用いると、高価な監視機能無しには一貫性のある溶接を実施することは出来ないことがあり得る。電源Ｄは、所要電流と入力線６１２の電圧によって表される実電流との間の差によって電流が制御される変圧器６１０だけを含む。図１５および１８に示す両方の電源においては、本発明の利点は得られない。
【００２１】
本発明の別の一態様において、正部分２００および負部分２０２の端部においてゲートするパルスの幅を一般的に減少する線６２上の信号と共にパルス幅変調器を提供するようにコントローラ５０はプログラムされる。制御機能の結果を図２１に示す。幅ａのパルス７００は溶接間隙を横断する所要の高電流を導く。パルス２００の末端部において、コントローラ５０はパルスをａ−ｘ、ａ−ｙ、続いて、ａ−ｚによって表される幅まで徐々に減少させる。これらの幅の関係を図２２に示す。パルス７０２の幅は負の部分２０２の末端部において同様に減少する。従って、溶接電流の極性が変化すると、ＡＣ溶接電流は徐々に減少する。電流の方向が変化すると、これは溶接回路の電気歪みを減少させる。この制御機能は各々の電源Ａ、Ａ’、Ａ”、及び、Ａ”’において使用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施形態を示す配線図である。
【図２】図１において用いられる制御回路の部分を示す論理図である。
【図３】本発明の好ましい実施形態の２方向性自由ホイーリング回路における改変正の部分配線図である。
【図４】反対極性電流部分を平衡振幅および等幅にするために溶接作業に導かれるパルスのパルスグラフである。
【図５】図４に示すパルスグラフから得られた電流グラフである。
【図６】各溶接部分に関する振幅が低い図４に類似のパルスグラフである。
【図７】図６に示すパルスグラフから得られる電流の電流グラフである。
【図８】ＡＣ溶接電流の正と負の電流部分の振幅の差を示すパルスグラフである。
【図９】図８のパルスグラフから結果として得られる電流グラフである。
【図１０】反対極性の溶接電流部分における異なる大きさ及びパルス幅の電流パルスを示すパルスグラフである。
【図１１】図１０に示すパルスグラフから結果として得られる電流グラフである。
【図１２】図１に示すような本発明の代替実施形態を示す図である。
【図１３】図１に示すような本発明の代替実施形態を示す図である。
【図１４】図１に示すような本発明の代替実施形態を示す図である。
【図１５】初期の電源の組合せ構成図および結線図である。
【図１６】図１５に示す電源における１つの段階におけるＡＣ溶接電流を示す電流グラフである。
【図１７】図１５に示す電源において得られる組合せ出力ＡＣ溶接電流を示す電流グラフである。
【図１８】パイプ溶接に使用される大電流を生成する簡単な電源を示す結線図である。
【図１９】図１８に示す中程度の出力電流が５００アンペアである従来の技術による電源の正弦波出力を示す図である。
【図２０】ピーク電流が１，５００アンペアである図１１に示す従来の技術による大ＡＣ溶接電流電源の正弦波出力を示す図である。
【図２１】溶接電流の各電流部分の末端部における漸次減少電流を用いた本発明の更なる改変を示すパルスダイアグラムである。
【図２２】図２１の改変に用いられる幅の漸次減少を示す単一ゲートパルスを表す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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