(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチを閉及び開制御する制御信号を出力する制御手段
を有し、
前記時間ｔ１及びｔ２は、前記入力電圧Ｖｉｎと出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に対し、（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間であり、
前記制御手段で前記ＤＣ−ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項２】
チョッパ型ＤＣ-ＤＣコンバータ内の２つのスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチをそれぞれ閉制御する２つの制御信号を出力する制御手段
を有し、
前記時間ｔ１及びｔ２は、前記入力電圧Ｖｉｎと出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に対し、（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間であり、
前記制御手段で前記ＤＣ−ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項３】
巻数Ｎ：１のトランスにより入力電圧を変圧するＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチを閉及び開制御する制御信号を出力する制御手段
を有し、
前記時間ｔ１及びｔ２は、前記入力電圧Ｖｉｎと出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に対し、（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間であり、
前記制御手段で前記ＤＣ−ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項４】
巻数Ｎ：１のトランスにより入力電圧を変圧するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ内の２つのスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチをそれぞれ閉制御する２つの制御信号を出力する制御手段
を有し、
前記時間ｔ１及びｔ２は、前記入力電圧Ｖｉｎと出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に対し、（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間であり、
前記制御手段で前記ＤＣ−ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の装置において、
前記制御手段は、前記Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０を電流に変換する第１電圧電流変換手段と、
前記Ｖｏｕｔ０を電流に変換する第２電圧電流変換手段と、
前記第１電圧電流変換手段に接続される第１スイッチと、
前記第２電圧電流変換手段に接続される第２スイッチと、
前記第１スイッチ及び第２スイッチに接続され、所定の上限値及び下限値と入力電圧とを比較する比較手段と、
前記比較手段からの出力及び反転出力を前記第２スイッチ及び第１スイッチにそれぞれ供給して開閉制御する手段と、
を有し、前記比較手段からの出力及び反転出力を前記制御信号として前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内の２つのスイッチをフィードフォワード制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の装置において、さらに、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をフィードバックして前記目標出力電圧Ｖｏｕｔ０を調整するフィードバック制御手段と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれかに記載の装置において、さらに、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始直後において前記制御信号を処理して前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチの閉時間を短縮する手段と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、高電圧電源からの前記入力電圧Ｖｉｎを前記出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に降圧して低電圧電源に供給することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置、特にチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電源回路において出力電圧をフィードバック制御する技術が知られており、例えば特開平６-２８４５９０号などがある。
【０００３】
また、高圧バッテリ（３６Ｖ等）と低圧バッテリ（１２Ｖ等）を車両に搭載し、高電圧で走行用モータを駆動するとともに低電圧電装系を駆動することが提案されており、低圧バッテリの電圧が低下したときなどに高圧バッテリの電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで降圧し低圧バッテリを充電する構成が採用されている。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をフィードバック制御することで、低圧バッテリを安定的に充電することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、エンジン始動時のように高圧バッテリ電圧が急激に変動する場合には、出力電圧のフィードバック制御では高圧バッテリの変動に追いつけず、低圧バッテリに所定電圧ではなく変動した電圧が入力されてしまう問題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑みなされたものであり、その目的は、入力電圧が変動しても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所望の電圧に制御することができる装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、前記ＤＣ-ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチを閉及び開制御する制御信号を出力する制御手段を有し、前記制御手段で前記ＤＣ-ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とする。
【０００７】
また、本発明は、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ内の２つのスイッチを開閉制御することにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御する装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎから出力目標電圧Ｖｏｕｔ０が得られるような時間ｔ１及びｔ２で前記スイッチをそれぞれ閉制御する２つの制御信号を出力する制御手段を有し、前記制御手段で前記ＤＣ−ＤＣコンバータをフィードフォワード制御することを特徴とする。ここで、前記時間ｔ１及びｔ２は、（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間ｔ１及びｔ２とすることができる。あるいは、ＤＣ−ＤＣコンバータが巻数Ｎ：１のトランスを有する場合に、（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たす時間ｔ１及びｔ２を満たす時間ｔ１及びｔ２とすることができる。従来のようにＤＣ−ＤＣコンバータをフィードバック制御するのではなく、２つのスイッチをフィードフォワード制御することで、入力電圧が変動しても出力電圧の変動を抑制することができる。
【０００８】
前記制御手段は、前記Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０を電流に変換する第１電圧電流変換手段と、前記Ｖｏｕｔ０を電流に変換する第２電圧電流変換手段と、前記第１電圧電流変換手段に接続される第１スイッチと、前記第２電圧電流変換手段に接続される第２スイッチと、前記第１スイッチ及び第２スイッチに接続され、所定の上限値及び下限値と入力電圧とを比較する比較手段と、前記比較手段からの出力及び反転出力を前記第２スイッチ及び第１スイッチにそれぞれ供給して開閉制御する手段とを有し、前記比較手段からの出力及び反転出力を前記制御信号として前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内の２つのスイッチをフィードフォワード制御することが好適である。
【０００９】
本発明において、さらに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をフィードバックして前記目標出力電圧Ｖｏｕｔ０を調整するフィードバック制御手段とを有することができる。
【００１０】
また、本発明において、さらに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始直後において前記２つの制御信号を処理して前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内の２つのスイッチの閉時間を短縮する手段とを有することが好適である。フィードバック制御手段を併用する場合、フィードバック作用によりＤＣ−ＤＣコンバータ動作開始時に一時的に出力側が異常値となる可能性がある。そこで、動作開始直後においては２つのスイッチの閉時間（オン時間）を短縮して流れる電流量を制限することで、出力側が異常値となることを抑制し、安定した動作が可能となる。なお、短縮手段としては、例えばコンデンサと比較器及び制御電圧信号とを組み合わせ、制御信号及び制御電圧信号によるコンデンサの充放電制御とこれにより生じるコンデンサの端子電圧変化を利用する回路構成とすることができる。
【００１１】
本発明において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを高電圧電源と低電圧電源の２電源系に適用し、高電圧電源からの前記入力電圧Ｖｉｎを前記出力目標電圧Ｖｏｕｔ０に降圧して低電圧電源に供給することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について、ＤＣ−ＤＣコンバータにより高圧バッテリの電圧を降圧して低圧バッテリに供給する場合を例にとり説明する。
【００１３】
図１には、本実施形態に係る回路構成が示されている。高圧及び低圧バッテリとしてそれぞれ３６Ｖバッテリ１０及び１２Ｖバッテリ１４が設けられ、３６Ｖバッテリ１０と１２Ｖバッテリ１４の間にＤＣ−ＤＣコンバータ１２が接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２はチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２であり、２つのスイッチを開閉制御して３６Ｖを１２Ｖに変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２内の２つのスイッチは制御部２０からの制御信号により開閉制御される。制御部２０は、３６Ｖバッテリ１０からの電圧Ｖｉｎを入力して２つのスイッチをフィードフォワード制御するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの一部を差動アンプ１６及びＰＩＤ回路１８を介して帰還させ、フィードバック制御する。
【００１４】
図２には、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２及び制御部２０の詳細な回路図が示されている。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２つのスイッチＳＷ１及びＳＷ２、コイルＬ１及びコンデンサＣ１から構成される。ＳＷ１の一端は高圧バッテリ１０に接続され、ＳＷ２の一端は接地されている。ＳＷ１及びＳＷ２の他端はともにコイルＬ１に接続される。コイルＬ１の出力端にはコンデンサＣ１が接続され、コイルＣ１の他端は接地される。
【００１５】
図３には、図２に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２をそれぞれ時間ｔ１、ｔ２で開制御した場合のＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＡ点の電圧が示されている。スイッチＳＷ１、ＳＷ２を交互に開閉制御することでＡ点の電圧波形は約０Ｖと入力電圧Ｖｉｎとの間で変化する方形波となる。出力電圧ＶｏｕｔはコイルＬ１とＣ１で平均化したものとして与えられる。すなわち、図３の領域１００と領域１０２の面積は等しくなる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏｕｔを所望の目標電圧Ｖｏｕｔ０とするためには、
【数１】
（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２
の関係を満たすような開時間ｔ１、ｔ２をＳＷ１、ＳＷ２に与えればよく、制御部２０はこのような制御信号をＤＣ−ＤＣコンバータ１２に与えることでＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧を制御する。
【００１６】
図２において、次に制御部２０について説明する。制御部２０は、高圧バッテリ１０からの入力電圧Ｖｉｎ及び目標電圧Ｖｏｕｔ０の差分を演算する減算器２０ｂ、減算器２０ｂからの電圧（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）を電流に変換する電圧電流変換器（Ｖ−Ｉ変換器）２０ｃ、Ｖｏｕｔ０を電流に変換する電圧電流変換器（Ｖ−Ｉ変換器）２０ｄ、スイッチＳＷ３、４、コンデンサＣ２、ヒステリシスコンパレータ２０ｅ及びインバータ２０ｆから構成される。
【００１７】
減算器２０ｂからの電圧（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）はＶ−Ｉ変換器２０ｃに供給され、電流Ｉ１に変換されてＳＷ３に供給される。ＳＷ３の他端はコンデンサＣ２及びヒステリシスコンパレータ２０ｅに接続され、電流Ｉ１によりコンデンサＣ２を充電してその端子電圧がヒステリシスコンパレータ２０ｅに供給される。ヒステリシスコンパレータ２０ｅは上側しきい値と下側しきい値を有し、入力電圧が下側しきい値以下から上側しきい値に向かって上昇中は「０」を出力し、入力電圧が上側しきい値を超えてから下側しきい値に向かって下降している間は「１」を出力する。ヒステリシスコンパレータ２０ｅの出力の一部は制御信号Ｓ２として上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＳＷ２に供給されるとともにＳＷ４の開閉制御信号として供給される。また、ヒステリシスコンパレータ２０ｅの出力はインバータ２０ｆを介して制御信号Ｓ１として上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＳＷ１に供給されるとともにＳＷ３の開閉制御信号として供給される。
【００１８】
図４には、ヒステリシスコンパレータ２０ｅの入力電圧の変化が示されている。図において、横軸は時間、縦軸は入力電圧（図２におけるＢ点）である。まず、ヒステリシスコンパレータ２０ｅの入力電圧が上側しきい値と下側しきい値の間にあり、その出力が「０」の場合、ＳＷ４には「０」信号、すなわち開信号（オフ信号）が出力される。一方、インバータ２０ｆからは反転信号である「１」が出力され、ＳＷ３には「１」信号、すなわち閉信号（オン信号）が出力されてＶ−Ｉ変換器２０ｃからの電流Ｉ１が供給され、コンデンサＣ２を充電する。なお、この間には制御信号Ｓ１にはＳＷ３と同じ「１」、すなわち閉信号が供給される。
【００１９】
コンデンサＣ２の充電に伴い、その端子電圧が上昇していき、やがて上側しきい値に達する。上側しきい値に達するまでの時間は、電流Ｉ１に反比例し、すなわち電圧（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）に反比例する。入力電圧が上側しきい値を超えると、ヒステリシスコンパレータ２０ｅの出力は「０」から「１」に変化し、したがってＳＷ４には「１」、すなわち閉信号が供給されてＳＷ４が閉じる。また、制御信号Ｓ２にも「１」、すなわち閉信号が供給される。また、インバータ２０ｆの出力は「１」から「０」に変化するから、ＳＷ３には「０」、すなわち開信号が供給されてＳＷ３が開となる。これにより、コンデンサＣ２は放電し、ＳＷ４にはＶｏｕｔ０及びこのＶｏｕｔ０を電流変換するＶ−Ｉ変換器２０ｄで規定される電流Ｉ２が流れることになり、ヒステリシスコンパレータ２０ｅの入力電圧は低下してやがて下側しきい値に達する。下側しきい値に達するまでの時間は放電電流Ｉ２に反比例し、すなわち目標電圧Ｖｏｕｔ０に反比例する。ヒステリシスコンパレータ２０ｅの入力電圧が下側しきい値を下回ると、今度は再びその出力は「１」から「０」に変化し、ＳＷ４が開となるとともにＳＷ３が閉となり、以下同様に電圧が変化していく。
【００２０】
このように、下側しきい値から上側しきい値に達するまでの時間、すなわち制御信号Ｓ１が「１」（閉信号）である時間は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）に反比例し、上側しきい値から下側しきい値に達するまでの時間、すなわち制御信号Ｓ２が「１」（閉信号）である時間はＶｏｕｔ０に反比例することになり、ＳＷ１、ＳＷ２はそれぞれ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）、Ｖｏｕｔ０に反比例する時間で閉制御されることになる。ここで、再び（１）式に着目すると、（１）式を満たすような時間ｔ１、ｔ２は、それぞれ（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）、Ｖｏｕｔ０に反比例するような時間であることから、図２に示される制御部２０は、結局（１）式を満たすような制御信号Ｓ１、Ｓ２をＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２つのスイッチＳｗ１、ＳＷ２に供給することとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧を目標電圧Ｖｏｕｔ０に制御することができる。
【００２１】
以上のようにして、制御部２０はＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧をフィードフォワード制御することができる。そして、このようなフィードフォワード制御によれば、高圧バッテリである３６Ｖバッテリ１０に変動が生じても、フィードバック制御のようにその変動が低圧バッテリ１２Ｖに伝わることを効果的に抑制することができる。
【００２２】
一方、制御部２０によるフィードフォワード制御のみでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧を高精度かつ短時間に目標電圧Ｖｏｕｔ０に制御することは困難である。そこで、本実施形態では、制御部２０によるフィードフォワード制御に加え、フィードバック制御を用いている。
【００２３】
すなわち、制御部２０は上述したように（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）及びＶｏｕｔ０を入力して制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成するが、目標電圧Ｖｏｕｔ０を加算器２０ａにより基準電圧Ｖｒｅｆ１とフィードバック電圧Ｖｆｂを加算することにより生成する。すなわち、Ｖｏｕｔ０＝Ｖｒｅｆ１＋Ｖｆｂである。Ｖｒｅｆ１は目標電圧の１２Ｖに固定される。一方、ＶｆｂはＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏｕｔを差動アンプ１６及びＰＩＤ回路１８により作成される。Ｖｒｅｆ２もＶｒｅｆ１と同様に目標電圧の１２Ｖに固定される。出力電圧ＶｏｕｔとＶｒｅｆ２との間に差があると、この差の分だけＶｆｂが生じ、Ｖｏｕｔ０が補正される。一方、Ｖｉｎに変動が生じると、フィードバック制御による補正量Ｖｆｂはそのままで、（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）が変化してフィードフォワード制御が機能し、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に維持される。
【００２４】
図５には、本実施形態の回路構成におけるタイミングチャートが示されている。（ａ）はＶｉｎ、すなわち３６Ｖバッテリ１０からの電圧の時間変化であり、この電圧はＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＳＷ１に供給されるとともに、制御部２０の減算器２０ｂにも供給される。通常、Ｖｉｎは３６Ｖで一定であるが、車両のエンジンクランキング時には変動することもある。図中、１０４がこの電圧変動を示している。また、（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化であり、２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２を交互に開閉することで、３６Ｖを降圧して１２Ｖに変換して出力する。起動直後は０Ｖであり、Ｖｒｅｆ２との間に差が生じているためＶｆｂが生じ、Ｖｏｕｔ０が補正される。そして、このＶｏｕｔ０でフィードフォワード制御が行われ、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖに収束していく。（ｃ）はＶｆｂの時間変化であり、このＶｆｂがフィードバック制御分として寄与する。（ｄ）はＶｏｕｔ０の時間変化であり、ＶｒｅｆとＶｆｂの和で規定される。出力電圧がＶｒｅｆ１と一致していないときには、その差分がＶｆｂとして帰還され補正される。（ｅ）は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）の時間変化であり、フィードバック制御がない場合（図中破線）と本実施形態の場合とを対比して図示してある。フィードバック制御が存在する場合には、Ｖｏｕｔ０がフィードバック電圧Ｖｆｂだけ補正されるため、Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０はフィードバック制御がない場合のＶｉｎ−Ｖｏｕｔ０よりも補正分だけ低くなる。また、Ｖｉｎの変動１０４については、Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０が変動し、この変動はフィードフォワード制御によりＳＷ１とＳＷ２のデューティ変化として吸収されるためＶｏｕｔには影響を及ぼさない。
【００２５】
このように、本実施形態ではフィードフォワード制御とフォードバック制御を組み合わせることで、３６Ｖバッテリ１０の電圧変動があってもこの変動を抑制し、安定してＤＣ−ＤＣコンバータ１２から１２Ｖを出力することができる。
【００２６】
なお、本実施形態においてはチョッパ式のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を用いており、起動時にフィードバック制御系の初期値が発散している（正負どちらかに大きく振れている）と、出力電圧Ｖｏｕｔに過電圧が生じたり、３６Ｖから１２Ｖへの降圧ではなく１２Ｖを逆に昇圧してしまう可能性もある。
【００２７】
図６には、このような事態を防止するための回路構成が示されている。この回路の機能は、ＳＷ１、ＳＷ２の閉時間を次第に徐々に大きくすることにより起動初期に流す電流を制限し（ソフトスタート）、これにより過電圧や昇圧を防止するものである。
【００２８】
動作開始直後におけるＳＷ１、ＳＷ２のオン時間を短縮するソフトスタート回路は、電圧電流変換器２２、２４、スイッチ２６、２８、２つのコンデンサＣ、比較器３０、３２から構成される。このソフトスタート回路は、図２における制御部２０とＤＣ−ＤＣコンバータ１２との間に設けられ、制御部２０からの制御信号Ｓ１、Ｓ２はそれぞれスイッチ２８、２６の開閉制御信号として供給される。一方、起動時からの緩和時間を規定する制御電圧Ｊ（この制御電圧Ｊは、例えば起動を検知した電子制御装置ＥＣＵが起動をトリガとして生成することができる）がＶ−Ｉ変換器２２、２４に供給される。この制御電圧Ｊは、後述するように起動から徐々に所定電圧まで上昇する変化を示し、所定電圧に達するまでの時間がソフトスタートを実行する時間を規定する。Ｖ−Ｉ変換器２２、２４はそれぞれスイッチ２６、２８の一端に接続され、スイッチ２６、２８の他端は接地されている。また、スイッチ２６、２８の一端はコンデンサＣ及び比較器３０、３２の非反転入力端子にそれぞれ接続され、比較器３０、３２の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。比較器３０、３２の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２に開閉制御信号として供給される。
【００２９】
図７には、各部の電圧のタイミングチャートが示されている。制御電圧Ｊは、上述したように図示しないＥＣＵなどから起動とともに出力され、Ｖ−Ｉ変換器２２、２４に供給される。また、制御部２０からはフィードフォワード制御（正確にはフィードフォワード制御とフィードバック制御の組み合わせ）により制御信号Ｓ１、Ｓ２が出力される。制御信号Ｓ１、Ｓ２はそれぞれ交互にオン／オフし、Ｓ１のオン時間、すなわち閉時間は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ０）に反比例し、Ｓ２のオン時間、すなわち閉時間はＶｏｕｔ０に反比例している。Ｓ１はスイッチ２８に供給され、Ｓ２はスイッチ２６に供給されるから、Ｓ１がオンのときにはスイッチ２８がオンしてスイッチ２６はオフとなり、Ｓ２がオンのときにはスイッチ２６がオンしてスイッチ２８がオフとなる。
【００３０】
いま、スイッチ２６がオフしてスイッチ２８がオンした場合（Ｓ２がオフのとき）、Ｖ−Ｉ変換器２２からの電流によりコンデンサＣが充電され、比較器３０の非反転入力端子の電圧が上昇する。そして、スイッチ２６がオフからオンとなった場合（Ｓ２がオフからオンとなったとき）、コンデンサＣは放電し、非反転入力端子の電圧が降下する。したがって、比較器３０の非反転入力端子の電圧であるＧ点の電圧は、図に示すようにＳ２がオフのタイミングで上昇し、Ｓ２がオフのタイミングで降下する変化を示す。Ｇ点の電圧上昇は、制御電圧Ｊの電圧に依存し、制御電圧Ｊが低い場合（起動直後）にはＧ点の電圧はＶｒｅｆ以下である。そして、制御電圧Ｊが上昇すると、やがてＧ点の電圧も上昇し、Ｖｒｅｆを超えることになる。このとき、比較器３０の出力は「０」から「１」（閉信号あるいはオン信号）に変化する。比較器３０の出力は図中Ｅ点の時間変化であり、Ｇ点の電圧がＶｒｅｆを超えたときに閉信号（オン信号）が出力される。Ｇ点の電圧はＳ２がオフのとき、すなわちＳ１がオンのときに上昇し、かつ制御電圧Ｊが一定電圧以上のときにＶｒｅｆを超えるから、結局Ｅ点の電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＳＷ１に供給される信号は、Ｓ１がオンのタイミングで、かつ制御電圧Ｊにより制御されるタイミングでオンとなり、制御信号Ｓ１のオン時間を小さくすることができる。
【００３１】
一方、スイッチ２８がオフしてスイッチ２６がオンした場合（Ｓ１がオフのとき）、Ｖ−Ｉ変換器２４からの電流により他方のコンデンサＣが充電され、比較器３２の非反転入力端子の電圧が上昇する。そして、スイッチ２８がオフからオンとなった場合（Ｓ１がオフからオンとなったとき）、コンデンサＣは放電し、非反転入力端子の電圧が降下する。したがって、比較器３２の非反転入力端子の電圧であるＨ点の電圧は、図に示すようにＳ１がオフのタイミングで上昇し、Ｓ１がオフのタイミングで降下する変化を示す。Ｈ点の電圧上昇は、制御電圧Ｊの電圧に依存し、制御電圧Ｊが低い場合（起動直後）にはＨ点の電圧はＶｒｅｆ以下である。そして、制御電圧Ｊが上昇すると、やがてＨ点の電圧も上昇し、Ｖｒｅｆを超えることになる。このとき、比較器３２の出力は「０」から「１」（閉信号あるいはオン信号）に変化する。比較器３２の出力は図中Ｆ点の時間変化であり、Ｈ点の電圧がＶｒｅｆを超えたときに閉信号（オン信号）が出力される。Ｈ点の電圧はＳ１がオフのとき、すなわちＳ２がオンのときに上昇し、かつ制御電圧Ｊが一定電圧以上のときにＶｒｅｆを超えるから、結局Ｆ点の電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＳＷ２に供給される信号は、Ｓ２がオンのタイミングで、かつ制御電圧Ｊにより制御されるタイミングでオンとなり、制御信号Ｓ２のオン時間を小さくすることができる。
【００３２】
このように、ＳＷ１、ＳＷ２を交互に閉制御（オン制御）する時間を起動当初は小さくし、徐々にオン時間を増大させることで起動当初に流れる電流量を制限することができる。
【００３３】
以上、本発明の実施形態について、３６Ｖバッテリを用いて１２Ｖバッテリを充電する場合を例にとり説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる任意のシステムに適用可能である。
【００３４】
また、本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２を有する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１つのスイッチのみを有する場合にも同様に適用することができる。この場合、上記における時間ｔ１は１つのスイッチの閉時間に対応し、ｔ２は当該スイッチの開時間に対応する。
【００３５】
図８には、このようにＤＣ−ＤＣコンバータ１２が１つのスイッチを有する場合の回路構成が示されている。図２と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２内のＳＷ２がダイオードＤとなっている点である。この場合でも、ＳＷ１を時間ｔ１だけオンし、時間ｔ２だけオフすることで、図２と同様の動作を行うことができる。すなわち、ＳＷ１をオンからオフにすると、コイルＬ１には図中右側方向に電流が流れ続けるためダイオードＤがオンし、図２におけるＳＷ２と同様に機能する。
【００３６】
また、本実施形態ではチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を用いているが、これに限定されるものではなく、他のＤＣ−ＤＣコンバータ、例えばフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることも可能である。
【００３７】
図９には、フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成が示されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、１つのスイッチＳＷ１、トランス、ダイオードＤ１、Ｄ２、コイル及びコンデンサから構成される。ＳＷ１の一端は高圧バッテリに接続され、他端はトランスの１次側に接続される。トランスの巻数はＮ：１であり、２次側にはダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コイル及びコンデンサが接続される。
【００３８】
このような構成において、トランスの２次側に１次側をＮ分の１にした電圧が出力される。そして、ＳＷ１が時間ｔ１だけオンして２次側電圧が上昇したときにはダイオードＤ１がオンしてコイルにＶｉｎ／Ｎの電圧が印加される。ＳＷ２がオンからオフとなったとき（オフ時間はｔ２）、トランスの２次側はマイナス側にオーバシュートするが、ダイオードＤ１がオフし、コイルに流れる電流が流れ続けようとするためダイオードＤ２がオンし電流経路を確保する。このときコイルのダイオード側電圧はほぼゼロとなる。
【００３９】
図１０には、図９に示されたフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のタイミングチャートが示されている。（ａ）は図９におけるａ部分の波形であり、（ｂ）は図９におけるｂ部分の波形である。（ａ）に示されるように、トランスの１次側は時間ｔ１だけＳＷ１をオンにするとＶｉｎとなり、ＳＷ１をオフとするとオーバシュートしゼロに収束する。一方、（ｂ）に示されるようにトランスの２次側、すなわちＶｏｕｔは時間ｔ１だけＶｉｎ／Ｎの電圧となり、時間ｔ２だけゼロとなる。したがって、時間ｔ１とｔ２は、（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ０）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たすように設定すればよい。
【００４０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２としては、プッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることもできる。
【００４１】
図１１には、プッシュプル型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の回路構成が示されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、４つのスイッチＳＷ１１、ＳＷ２１、ＳＷ１２、ＳＷ２２、トランス、ダイオードＤ３、Ｄ４、コイル及びコンデンサから構成される。
【００４２】
このような構成において、
（１）ＳＷ１１、ＳＷ２２をオンさせる
（２）ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２を全てオフする
（３）ＳＷ１２、ＳＷ２１をオンさせる
（４）ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２を全てオフする
のサイクルを繰り返す。（１）のときトランスの２次側にＶｉｎ／Ｎの電圧が発生し、ダイオードＤ３がオンする。（２）、（４）のときは理想的にはトランスの２次側はゼロとなるが、インダクタンス分の電圧が生じる。（３）のときもトランスの２次側にＶｉｎ／Ｎの電圧が生じ、ダイオードＤ４がオンする。したがって、（１）と（３）におけるオン時間ｔ１、（２）と（４）におけるオフ時間をｔ２は（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）・ｔ１＝Ｖｏｕｔ０・ｔ２を満たすように設定すればよい。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、入力電圧が変動しても、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を所望の電圧に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施形態のシステム概念図である。
【図２】  実施形態の回路構成図である。
【図３】  ＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図４】  ヒステリシスコンパレータの動作説明図である。
【図５】  図２における各部のタイミングチャートである。
【図６】  他の実施形態の要部回路構成図である。
【図７】  図６における各部のタイミングチャートである。
【図８】  他の実施形態の回路構成図である。
【図９】  他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図１０】  図９における各部のタイミングチャートである。
【図１１】  さらに他の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【符号の説明】
１０  高圧バッテリ（３６Ｖバッテリ）、１２  ＤＣ−ＤＣコンバータ、１４低圧バッテリ（１２Ｖバッテリ）、２０  制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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