(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源とし、ダイオードブリッジを通して直流電圧に変換するする多相電圧形コンバータにおいて、
前記電源とダイオードブリッジの入力間にはｎ個の交流スイッチからなる交流スイッチ群を設けるとともに、ダイオードブリッジの入力には星形結線してなるリアクトルを接続し、前記ｎ個の交流スイッチのオン，オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。
【請求項２】
前記ｎ個の交流スイッチ群を（ｎ−１）個の交流スイッチ群で置き換えることを特徴とする請求項１に記載の多相電圧形コンバータ。
【請求項３】
ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源とし、これを直流電圧に変換する多相電圧形コンバータにおいて、
ダイオードを４つ直列に接続した第１ダイオード群と、２つのダイオードの直列回路からなり、前記第１ダイオード群の第２番目と第３番目のダイオードに並列に接続される第２ダイオード群と、この第２ダイオード群と並列に接続される半導体スイッチング素子とからなるアーム群を電源の相数ｎと同じ数だけ有する半導体スイッチング群を設け、前記第１ダイオード群の中点を電源の一端に、前記第２ダイオード群の中点をリアクトルの一端にそれぞれ接続し、リアクトルの他端は共通に接続し、前記半導体スイッチング素子それぞれのオン，オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。
【請求項４】
前記アーム群を電源の相数ｎに対し（ｎ−１）個で構成し、残りの１相を２つのダイオードの直列回路とし、その中点を電源とリアクトルにそれぞれ接続したことを特徴とする請求項３に記載の多相電圧形コンバータ。
【請求項５】
前記交流スイッチ群を半導体スイッチング素子とこれに並列接続されたダイオードとからなるスイッチ群で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の多相電圧形コンバータ。
【請求項６】
前記リアクトルの中性点を、直流出力部に設けた直列コンデンサの中点に接続したことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。
【請求項７】
前記リアクトルの電流が不連続になるよう、交流スイッチまたは半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流入力電流を高力率の正弦波状の波形とする、いわゆる高力率正弦波コンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９にこの種の従来例を示す。以下の説明では、多相回路として３相回路を例として説明する。
同図の回路は１石昇圧コンバータと言われるもので、ダイオードブリッジ３の入力にリアクトル５１を接続し、半導体スイッチとダイオードからなる昇圧チョッパ５２を接続して構成される。この変換器では、半導体スイッチをオンにすると、リアクトル５１を通して電源６を短絡することにより入力電流の波形を形成する。
その動作波形は後述するが、ダイオードブリッジ３の入力に接続されたリアクトル５１の電流が不連続になるように、スイッチを制御することにより、交流から直流を得るとともに、入力電流を正弦波状に制御するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の回路では、スイッチオフ時の電流が入力電圧に比例しないため、出力電圧を電源電圧の最大値の２〜３倍にしなくては、入力電流が正弦波状にならないという問題がある。また、このためスイッチ素子やダイオードブリッジに高耐圧のものが必要となり、コストアップの原因ともなっている。さらに、出力電圧は６００〜９００Ｖ程度となり、低い出力電圧を必要とする用途には適用することができない。加えて、起動時には平滑コンデンサ４に電荷が蓄えられていないため、突入電流の発生に備えて初期充電回路を必要とする、などの問題がある。
したがって、この発明の課題は、簡単かつ安価な構成で電源電流を高力率の正弦波状にすることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、この発明では、ダイオードブリッジの入力部と電源との間に交流スイッチを接続し、ダイオードブリッジの入力に星形結線したリアクトルを接続するようにしている。
すなわち、電源短絡によってリアクトルに蓄えたエネルギーを放出する際に、電源を通らない構成にした。つまり、交流スイッチをオンすると電源電圧はリアクトルを介して短絡され、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えたエネルギーは、交流スイッチをオフすることによりダイオードブリッジを通して負荷へ供給される。この際、電流が電源を通過しないので、電源電流はスイッチの短絡時に流れる電源電圧に比例する電流のみとなり、出力電圧に関係なく正弦波電流が得られる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
同図の回路は、エネルギー蓄積リアクトル１と、交流スイッチ群２と、ダイオードブリッジ３と、平滑コンデンサ４と、直流負荷５と、３相電圧源６と、高周波フィルタ７とから構成される。なお、高周波フィルタ７は必ずしも必要なものではなく、場合によっては省略されることもある。また、交流スイッチは半導体スイッチを組み合わせたものから構成される。
【０００６】
すなわち、３相電圧源６に高周波フィルタ７を介して交流スイッチ群２を接続し、交流スイッチ群２の他端にダイオードブリッジ３の入力部を接続する。また、ダイオードブリッジ３の入力部には星形結線したリアクトル１を接続する。ダイオード整流回路３の出力には平滑コンデンサ４を接続し、平滑コンデンサ４と並列に直流負荷５を接続する。
【０００７】
交流スイッチ群２の３つのスイッチは、同一のパルスにてリアクトル１の電流が不連続となるように制御される。３つのスイッチがすべてオンのときは、電源電圧はリアクトル１によって短絡される。このとき、交流スイッチ群２の入力電流（フィルタ７の出力電流）ｉu ' ，ｉv ' およびｉw ' は、電源電圧をｖu ，ｖv ，ｖw 、リアクトル１のインダクタンスをＬ、スイッチがオンの時間をＴonとすると、
0003690558.tif 000002
となり、電源電圧に比例する傾きで各相の入力電流は増加する。一方、スイッチがオフすると、リアクトル１に蓄えられたエネルギーはダイオードブリッジ３を通して負荷へ放出される。このとき、電流が電源６を通過しないため、電源に流れる電流は結局（１）式で示され、高周波フィルタ７により平滑すれば電源と同期した正弦波状の電流となる。
【０００８】
ここで、電源電流ｉu ，ｉv およびｉw とダイオードブリッジ３の入力電流（フィルタ７の出力電流）ｉu ' ，ｉv ' およびｉw ' 等の関係について、この発明の場合と図９に示す従来例の場合について比較，検討する。
図２（ａ）は従来例の場合のＵ相電流波形例を示す。すなわち、フィルタ７の出力電流ｉu ' は高調波フィルタ７によってｉu のような連続電流にされる。つまり、ｉu はｉu ' の平均値となる。
いま、図９で昇圧チョッパ５２の半導体スイッチをオンすると、電源はリアクトル５１を介して短絡され、リアクトル５１にエネルギーが注入される。このとき、例えばＵ相電流ｉu は、（１）式と同様に、
ｉu ＝ｖu ・Ｔon／Ｌ                                        …（２）
と表わされ、１回のスイッチングによる電流のピーク値は電源電圧に比例する。したがって、図２（ａ）のＡ１部分の面積は、
Ａ１＝ｖu ・Ｔon2 ／２Ｌ                                    …（３）
となり、Ｔonを一定とすれば電源電圧に比例する。
【０００９】
これに対し、図９で昇圧チョッパ５２の半導体スイッチがオフしたときの電流は、出力電圧をＶｄｃ、電流が零になるまでの時間をＴｄとすると、
ｉu ＝ｖu ・Ｔon／Ｌ−（Ｖｄｃ−ｖu ）Ｔｄ／Ｌ              …（４）
となり、これをＴｄについて解くと、
Ｔｄ＝ｖu ・Ｔon／（Ｖｄｃ−ｖu ）                          …（５）
となる。したがって、図２（ａ）のＡ２部分の面積は、
Ａ２＝ｖu 2 ・Ｔon2 ／２Ｌ（Ｖｄｃ−ｖu ）                  …（６）
となる。この場合、Ａ２の面積はＶｄｃに依存し、ｖu には比例しない。したがって、従来ではＶｄｃを大きくすることでＡ２の面積をＡ１に対して十分小さくし、電流の正弦波化を図っていた。
【００１０】
一方、図１のこの発明では、電源と直列に交流スイッチ群２を接続することにより、スイッチをオフしたときの電流が電源を通過しないようにした。これにより、図２（ｂ）のようにｉu ' はＡ１部分のみとなり、フィルタ７の入力電流、すなわち電源電流ｉu はＶｄｃが小さくても正弦波となる。スイッチがオフのときＵ相から負荷に出力される電流ｉＬは図２（ｃ）のようになり、Ａ２の部分がリアクトル１から直接ダイオード整流器３を通して負荷に供給される。
【００１１】
図３は図１における直流電圧の制御方式を示す概念図である。
すなわち、検出される直流電圧Ｖdcをその指令値Ｖdc* と比較し、その差を電圧調節器（ＡＶＲ）に入力する。その出力と三角波とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）パルスを得る。なお、３つのスイッチのオン，オフのタイミングは３つとも同時で良い。また、ＰＷＭパルスは三角波の代わりに台形波などを用いても得ることができ、パルス幅変調方式の代わりに他の方式を用いるようにしても良い。
【００１２】
図４はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
同図からも明らかなように、図１に示す交流スイッチ群２の代わりに、２つのスイッチからなる交流スイッチ群８を用いた点が特徴である。つまり、３相３線式の回路で２相を制御すれば、他の１相は２相の合成により決定されるという原理にもとづくもので、その他の点は図１と同様である。
【００１３】
図５はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
ここでは、交流スイッチを用いずにダイオードと半導体スイッチからなる半導体スイッチ群９を設けた点が特徴である。この場合、使用する半導体スイッチは各相１つで良い。なお、制御方法は図１と同様である。
図６はこの発明の第４の実施の形態を示す回路図である。これは、図５の半導体スイッチ群９の代わりに半導体スイッチ群１０を用いたもので、図５に比べて半導体スイッチを１つ節約することができる。
【００１４】
図７はこの発明の第５の実施の形態を示す回路図である。これは、図１の交流スイッチ群２の代わりに、半導体スイッチ群２０で構成した点が特徴である。つまり、半導体スイッチ群２０の各素子のスイッチングのタイミングを同じとすると、すべての素子がオフのときは電源電流は流れず、また、すべての素子がオンのときはどの相の電流も任意の方向に流れることが可能なので、半導体スイッチ群２０の各素子は交流スイッチ群２と等価ということができる。なお、各素子の向きは電源側をエミッタとしても、ダイオードブリッジ３の入力側をエミッタとしても良い。
【００１５】
図８はこの発明の第６の実施の形態を示す。これは、図４に示すものに対してコンデンサ１１，１２の直列回路を設け、その中点にリアクトル１の他端を接続することで、スイッチ８をオフしたときにリアクトル１のエネルギーが半波整流によってコンデンサ１１，１２に蓄えられるので、図４の場合に比べて効率の向上が期待できる。
【００１６】
【発明の効果】
この発明によれば、スイッチオン時には電源リアクトルを介して短絡し、オフ時には電源を介することなくリアクトルのエネルギーを負荷へ供給するようにしたので、従来より低い直流電圧でも入力電流を正弦波状とすることができる。制御も、各スイッチのオン，オフのタイミングは同時で良く、非常に簡単である。その結果、安価で出力電圧範囲の広い高入力力率コンバータを提供することができるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の場合の電流波形例を従来の場合と対比して説明する説明図である。
【図３】この発明の制御方式例を示す概念図である。
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図５】この発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図６】この発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図７】この発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図８】この発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図９】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１…リアクトル、２，８…交流スイッチ群、３…ダイオードブリッジ、４…平滑コンデンサ、５…直流負荷、６…３相電圧源、７…高周波フィルタ、９，１０，２０…半導体スイッチ群、１１，１２…コンデンサ。
【図１】
0003690558.tif 000003
【図２】
0003690558.tif 000004
【図３】
0003690558.tif 000005
【図４】
0003690558.tif 000006
【図５】
0003690558.tif 000007
【図６】
0003690558.tif 000008
【図７】
0003690558.tif 000009
【図８】
0003690558.tif 000010
【図９】
0003690558.tif 000011