(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気車の外部から給電される直流電源に並列接続されたリアクトルとコンデンサの直列体からなるフィルタ回路と、前記コンデンサに直流側が接続され、電気車内の交流電源を生成するインバータを備えた電気車において、前記コンデンサに直流側が接続され、その直流を交流に変換してその交流側に接続された負荷インピーダンスに電流を出力するコンバータを設け、前記直流電源に重畳する特定周波数の交流電圧の大きさと位相を前記リアクトルの両端で合わせるように前記コンバータを制御することを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項２】
電気車の外部から給電される直流電源に並列接続されたリアクトルとコンデンサの直列体からなるフィルタ回路と、前記コンデンサに直流側が接続され、電気車内の交流電源を生成するインバータを備えた電気車において、前記コンデンサに直流側が接続され、その直流を交流に変換してその交流側に接続された負荷インピーダンスに電流を出力するコンバータを設け、前記フィルタ回路に流れる特定周波数の交流電流成分が小さくなるように前記コンバータの交流側の出力電圧を前記直流電源に重畳する特定周波数の半分の周波数により制御することを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項３】
電気車に給電される直流電源に並列接続されたリアクトルとコンデンサの直列体からなるフィルタ回路と、直流側が前記コンデンサに並列に接続され、電気車内の交流電源を生成するインバータを備えた電気車の制御装置において、前記コンデンサに直流側が接続され、その直流を交流に変換してその交流側に接続された負荷インピーダンスに電流を出力するコンバータと、前記直流電源及び前記コンデンサに重畳する特定周波数の交流電圧成分を夫々検出する電圧検出手段と、該各電圧検出手段の出力の差分が小さくなるように前記コンバータを制御する手段とを備えたことを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項４】
請求項３において、前記直流電源に重畳する前記特定周波数の交流電圧成分の位相を検出する手段と、前記負荷インピーダンスに応じて所定の位相を発生する手段と、前記検出した位相と前記所定の位相を基準として前記特定周波数の半分の周波数信号を生成する手段と、該生成した周波数信号と前記各電圧検出手段の出力の差分とからその差分が小さくなるように前記コンバータの交流出力電圧を制御する手段を備えたことを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかにおいて、前記電気車の運転開始時に前記コンバータを動作させた後に前記インバータを動作させることを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項６】
請求項１から請求項４のいずれかにおいて、前記電気車の運転終了時に前記インバータの動作を停止させた後に前記コンバータの動作を停止させることを特徴とする電気車の制御装置。
【請求項７】
外部から電気車へ電力供給される電源として直流電源と交流電源を切替える手段を設け、前記直流電源と前記交流電源の両方で走行可能な交直両用電気車であって、前記切替手段を介して接続され、前記交流電源を変圧する変圧器と、該変圧器の２次巻線に交流側が接続された交流を直流に変換するコンバータと、該コンバータの直流側両端に接続されたフィルタコンデンサと、該フィルタコンデンサの両端に接続された直流を交流に変換するインバータと、前記切替手段を介して前記直流電源と前記コンデンサの正極側間に接続されたリアクトルと、前記切替手段を直流電源側に切替えた際に前記フィルタコンデンサの負極側と直流電源の負極側を電気的に接続する手段とを備えた交直両用の電気車の制御装置において、前記切替手段を直流電源側に切替えて電気車を直流電源で走行させる際に、前記コンバータの交流側に接続された前記変圧器の２次巻線を少なくとも負荷インピーダンスとして、前記フィルタ回路に流れる特定周波数の交流電流成分が小さくなるように前記コンバータの交流出力電圧を制御する手段を備えたこと特徴とする電気車の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源軌道を走行させる電気車の制御装置に係り、特に、直流電源に重畳する特定の交流成分が電気車に流れ込むことによって発生する誘導障害を抑制する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気車が走行する軌道に設置された信号機や踏切など各種の保安装置には、例えば５０Ｈｚ、６０Ｈｚといった交流成分が用いられている。電気車より電源側に流れ出るこれらの交流電流成分は保安装置を誤動作させる恐れがあるため、できるだけ小さくすることが望ましい。このため、電気車ではフィルタリアクトルとフィルタコンデンサからなるフィルタ回路を設けて５０Ｈｚ、６０Ｈｚ成分を制限している。
しかしながら、電源にこれらの交流成分が含まれている場合には、フィルタ回路のインピーダンスで決まる交流成分が流れることを避けることはできない。そこで、特開昭６０−１４１１０１号公報には、直流電源に流れる電流の保安装置で用いられる特定の周波数成分を検出し、その値が小さくなるようにフィルタ回路のリアクトルに磁気的に結合した２次巻線に特定の周波数成分を流すことが記載されている。また、特開平１２−９２８６２号公報には、高調波抑制用インバータを電源に並列に追加することが記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述の特開昭６０−１４１１０１号公報に記載のものは、２次巻線に特定の周波数成分を流すための電力変換器の直流電源としてバッテリなど別電源を用いるとしている。しかしながら、電気車においてバッテリを電源とすることは実用的ではない、という課題があった。また、フィルタ回路のリアクトルに磁気的に結合した２次巻線を設ける必要があり、本装置を従来の制御装置に追加する場合には、フィルタ回路のリアクトルをそのまま用いることができない、という課題があった。
また、特開平１２−９２８６２号公報に記載のものは、高調波抑制用インバータが電源に直接つながっているため、このインバータのスイッチングに起因する高調波が電源側に流れ出してしまう、という課題があった。また、帰線の高調波電流を検出してこれをＰＩ制御する形となっており、抑制したい高調波の周波数に比べてさらに速い応答が必要であることから、制御のゲインが大きくなり、安定な制御が難しい、という課題があった。
【０００４】
本発明の課題は、別電源を設けることなく、電源側に含まれる特定周波数の交流電流成分を安定に抑制するに好適な電気車の制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、交流成分を含む直流電源に接続され、リアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路と、前記コンデンサに並列に接続され、コンデンサに蓄えられたエネルギーを単相交流に変換するコンバータと、前記単相交流を流す負荷インピーダンスを備えた電気車の制御装置であって、前記直流電源側に流れる特定周波数の交流電流成分が小さくなるように前記特定周波数の交流成分の半分の周波数の交流電流を前記負荷インピーダンスに流すように前記コンバータを制御する手段を有する。
【０００６】
コンバータの交流側に小さくしたい特定周波数成分の半分の周波数の交流を負荷インピーダンスに流すことにより、コンバータのコンデンサ側には、直流分に加えて倍の周波数成分つまり小さくしたい特定周波数成分の交流分が流れる。このコンデンサ側に流れる交流成分の大きさおよび位相はコンバータを制御することによって調整することができる。その結果、コンデンサ電圧の特定周波数成分の位相と大きさが電源の特定周波数成分の位相と大きさに等しくなるようにすることにより、電気車から電源側に流れる特定周波数成分を小さくする（理想的には０）ことができる。
また、電源が交流と直流の両方で走行可能な交直両用電気車の場合には、直流区間においては、利用されないコンバータおよびフィルタコンデンサ充電用抵抗を上述のコンバータおよび負荷インピーダンスとして用いることにより、別に機器を付加することなく、特定周波数成分を抑制することができる。
また、コンバータは、リアクトルとコンデンサの直列体からなるフィルタ回路のコンデンサ側に接続されるため、コンバータのスイッチングに起因する周波数の高い高調波がリアクトルにより電源側に流れ出すのを抑えることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態の基本構成を示す。図１において、１は交流成分を含む直流電源であり、直流１５００Ｖに対して例えば数Ｖ程度といった小さな５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ成分が重畳されている。この成分は商用周波の３相交流を整流して直流電源をつくる際に３相交流に不平衡が存在することなどにより発生する。２はパンタグラフなどの集電装置、３はフィルタ回路であり、ここではフィルタリアクトル４とフィルタコンデンサ５とからなる。６はコンバータであり、フィルタコンデンサ５に並列に接続され、直流を単相交流に変換する。７は負荷インピーダンスであり、コンバータ６の交流出力側に接続され、交流電流を流す。８は電力変換器、９は負荷であり、例えば電源からの直流を可変電圧可変周波数の３相交流に変換するインバータと電気車を駆動する誘導電動機、あるいは、補助電源用インバータと電気車内で使われる空調装置、電灯などの負荷を表す。１０は車輪、１１はレールであり、集電装置２より取り込んだ電流は車輪１０を介してレール１１に流れ、電源に戻る。
【０００８】
次に、図１の回路により電源側に流れる５０Ｈｚ、６０Ｈｚといった特定周波数成分電流を抑制する原理について説明する。抑制したい（角）周波数成分をωとする。例えば５０Ｈｚ成分を抑制したい場合には、ω＝２π×５０（ｒａｄ／ｓ）となる。図１に示すように、直流電源電圧をＶｄ、電源から流れ込む電流をＩｄ、フィルタコンデンサ電圧をＥｃｆ、フィルタコンデンサ５からコンバータ６に流れ込む電流をＩｃｏｎ、コンバータの出力電圧をＶｓ、負荷インピーダンスを流れる電流をＩｓとする。このときパンタ点電圧Ｖｄは直流分をＶ１とし、ω以外の交流成分を無視すると、下式のように表すことができる。
Ｖｄ＝Ｖ１＋ａｓｉｎ（ωｔ＋β）              （数１）
ここで、ａはω成分の振幅、βはω成分の位相を表す。電源電圧のω成分の位相を基準にとってβ＝０とおいても構わないので、これ以降の説明ではβ＝０とする。
コンバータ６と電力変換器８を動作させないとすると、（数１）のω成分電圧とフィルタリアクトル４、フィルタコンデンサ５のインピーダンスで定まるω成分電流が流れることになる。このω成分電流を流さないようにするためには、（数２）に示すように、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのω成分電圧がパンタ点電圧と同じ振幅および位相となるようにコンバータ入力電流Ｉｃｏｎのω成分を制御すればよい。Ｖ２はフィルタコンデンサ電圧の直流分を表す。
Ｅｃｆ＝Ｖ２＋ａｓｉｎωｔ                    （数２）
このようにすることでフィルタリアクトル４にかかる電圧Ｖｄ−Ｅｃｆのω成分が０となり、電源から流れ込む電流Ｉｄのω成分を０とできる。
【０００９】
次に、コンバータ入力電流Ｉｃｏｎとコンバータの交流側出力電流、電圧の関係について説明する。負荷インピーダンス７としては、抵抗、コンデンサ、リアクトルあるいはその組み合わせなどが考えられるが、ここでは簡単のため抵抗分のみであるとする。コンバータ６の出力電圧Ｖｓを（数３）に示すようにω／２の交流とする。Ｖおよびαは出力電圧Ｖｓの振幅、位相を表す。ここで、位相αは負荷インピーダンス７の力率あるいは電力変換器８などの別の機器から発生するω成分の位相に応じて設定する値である。
Ｖｓ＝Ｖｓｉｎ（（ωｔ＋α）／２）            （数３）
負荷インピーダンス７を抵抗Ｒとすると、負荷電流Ｉｓは電圧Ｖｓと位相が一致し、（数４）となる。
Ｉｓ＝（Ｖ／Ｒ）ｓｉｎ（（ωｔ＋α）／２）    （数４）
コンバータ６の入力と出力の電力が等しいという関係より、コンバータ入力電流Ｉｃｏｎは（数５）のように直流分とω成分となる。
0003643895.tif 000002
ここで、直流分に比べてω成分の大きさは十分小さいため、Ｅｃｆ≒Ｖ２とした。Ｉｃｏｎはフィルタコンデンサ５に流れるので、フィルタコンデンサ電圧のω成分の位相はＩｃｏｎが積分されてｓｉｎ（ωｔ＋α）のようになる。したがって、抵抗負荷でω成分が電源電圧以外からは発生していない場合には位相αを０とし、コンバータ６の出力電圧Ｖを制御してフィルタコンデンサ電圧のω成分の振幅が一致するようにすることにより、電源からの電流Ｉｄのω成分を小さくすることができる。このとき、コンバータ６の直流電源はフィルタコンデンサ５となり、別に電源を設ける必要はない。
【００１０】
図２に、コンバータ６の一例として単相２レベルＰＷＭコンバータの例を示す。６１〜６４はスイッチング素子であり、スイッチング素子６１，６２および６３，６４を直列接続してその両端をフィルタコンデンサ５つまり直流側に接続し、スイッチング素子６１，６２および６３，６４の接続点を負荷インピーダンス７つまり交流側に接続する。変調波をＰＷＭ変調することにより、必要な電圧を発生させることができる。勿論、コンバータ６は３レベルコンバータなどマルチレベルコンバータでも構わない。この場合には、フィルタコンデンサ５は複数のコンデンサを直列接続した形となる。
【００１１】
図３は、本実施形態のω成分を抑制するコンバータの制御装置を示す。２１はコンバータ制御器であり、パンタ点電圧Ｖｄおよびフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを入力し、コンバータ電圧指令Ｖｓを出力し、コンバータの出力電圧を制御する。
以下、コンバータ制御器２１の構成と動作を説明する。２２、２３はバンドパスフィルタであり、パンタ点電圧Ｖｄおよびフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのω成分を出力する。２４、２５は絶対値発生器であり、バンドパスフィルタ２２、２３の出力の絶対値を出力する。２６は減算器であり、絶対値発生器２４，２５の差を出力する。２７はローパスフィルタであり、減算器２６の直流分を出力する。つまり、ローパスフィルタ２７の出力は、パンタ点電圧Ｖｄのω成分の振幅の方が大きい場合には、正の値、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのω成分の振幅の方が大きい場合には、負の値を出力する。２８はＰＩ制御器であり、ローパスフィルタ２７の出力が０となるようにコンバータ出力電圧の振幅指令値Ｖを出力する。一方、２９は位相検出器であり、バンドパスフィルタ２２で出力されるパンタ点電圧Ｖｄのω成分の位相β（＝０）を出力する。３２は位相α発生器であり、負荷インピーダンスの力率などに応じて所定の位相αを発生する。３３は加算器であり、位相検出器２９と位相α発生器３２の出力を加算する。３０はω／２正弦波発生器であり、パンタ点電圧Ｖｄのω成分ｓｉｎ（ωｔ＋β）に対してｓｉｎ（ωｔ＋α＋β）／２を発生する。負荷インピーダンス７が抵抗負荷の場合には、α＝０を位相α発生器３２から出力すればよい。３１は乗算器であり、コンバータ出力電圧の指令値Ｖｓを出力する。コンバータ６が単相ＰＷＭコンバータの場合には、この出力電圧指令値Ｖｓを変調波としてＰＷＭ制御を行うことにより、必要な電圧を発生させることができる。このようにコンバータ出力電圧Ｖｓを制御することにより、上述したようにフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのω成分電圧がパンタ点電圧Ｖｄと同じ振幅および位相となり、電源側に流れるω成分電流を減らすことができる。
【００１２】
図４に、図３のコンバータ制御を行った場合の動作をシミュレーションした結果を示す。図４は、コンバータの動作条件および電源に含まれる５０Ｈｚ成分の大きさを変化させた場合の電源側に流れる電流Ｉｄと負荷インピーダンス７を流れる電流Ｉｓの時間変化を示したものである。シミュレーションの条件としては、直流電源電圧を７５０Ｖ、フィルタリアクトルを８ｍＨ、フィルタコンデンサを１００００μＦ、負荷インピーダンスを抵抗５Ωとした。また、簡単のため、コンバータ６は出力電圧指令値をそのまま出力する理想的なコンバータであるとした。電源に含まれる５０Ｈｚ成分は時間０〜１．２ｓの間は振幅１．４Ｖとし、１．２ｓ以降は半分の０．７Ｖになるとした。コンバータ６は時間０〜０．３ｓの間は動作していないとし、０．３ｓ以降コンバータ制御器２１の指令電圧を出力するとした。
次に、時間順に動作を説明する。まず０〜０．３ｓの間においては、コンバータは動作しておらず、波形を見ると、Ｉｓは０となっており、Ｉｄとして振幅約０．５Ａ程度の５０Ｈｚ電流が流れている。この電流は電源に含まれる振幅１．４Ｖの５０Ｈｚ成分電圧とフィルタリアクトル４、フィルタコンデンサ５のインピーダンスによって定まる電流である。０．３ｓにおいてコンバータ６が動作を開始すると、Ｉｓとして５０Ｈｚの半分の２５Ｈｚの電流が流れ始める。これに伴い、Ｉｄとしては直流分が流れるとともに５０Ｈｚ成分がほとんど０になるように制御されていることがわかる。次に、時間１．２ｓにおいて電源に含まれる５０Ｈｚ成分電圧が１．４Ｖから０．７Ｖに変化したときにもその変化を検出して速やかにコンバータ出力電圧を制御し、Ｉｄの５０Ｈｚ成分を抑制している。このように、図３に示したようなコンバータ制御器２１を用いることにより、電源に含まれる５０Ｈｚ成分が変化しても常に５０Ｈｚ成分が抑制されるように制御できる。
【００１３】
図５は、本発明の他の実施形態を示す。図５では、電源１が直流の場合と交流の場合の両方の区間を走行することができる電気車の構成を示す。１２は切替スイッチであり、直流区間を走行する場合にはＤＣ側、交流区間を走行する場合にはＡＣ側に切り替える。１３は変圧器であり、交流区間を走行する場合に交流電源電圧を変圧する。１４は接触器、１５は抵抗器であり、交流区間においてフィルタコンデンサ５を充電する際に接触器１４を開いて抵抗器１５を介して充電する働きをする。コンバータ６は交流区間においては、変圧器１３より入力される交流を直流に変換する。一方、直流区間においては、図１、図３と同様にコンバータ６をω／２の交流電圧を発生させ、変圧器１３の２次巻線と抵抗器１５を負荷インピーダンスとして利用する。このとき接触器１４は開いた状態としておく。通常は変圧器１３の２次巻線のインピーダンスωＬ／２に比べて抵抗器１５の抵抗値は十分大きい値となるので、この場合、負荷インピーダンスは抵抗負荷とみなすことができ、図３と同様、コンバータの出力電圧を制御することにより、直流電源側に流れるω成分を減らすことができる。なお、交流区間においてフィルタコンデンサ５を充電する抵抗器１５を用いないときは、変圧器１３の２次巻線が負荷インピーダンスとなる。
さらに、本実施形態の交直両用電気車においては、直流区間では通常は利用されないコンバータ６、抵抗器１５を用いることにより、別に機器を追加することなく、電源側に流れるω成分を減らすことができるという効果がある。
一方、直流専用電気車の場合には、電源側に流れるω成分を減らすためのコンバータ６はω成分を打ち消すだけの小さな電流を流すだけで済み、交流電気車用のコンバータと比べて電流容量をはるかに小さくできるので、追加する機器の大きさも小さくてすむ。また、負荷インピーダンスとしてコンデンサ、リアクトルあるいはその組み合わせを用いることができ、このときには、負荷の力率に応じてコンバータの出力電圧の位相αをω／２正弦波発生器３０で調整する。この場合には、負荷インピーダンスにおける電力の損失が発生しないという効果がある。
【００１４】
以上の説明は、電源側にω成分が含まれている場合について述べたが、電力変換器８がω成分を発生した場合にも同様に電源側にω成分が流れ出さないように制御することができる。ω成分として５０Ｈｚ，６０Ｈｚなどを例に説明してきたが、周波数はこの値に限らなくても同様の効果があることは言うまでもない。また、電気車を駆動用インバータ，補助電源用インバータなどの電力変換器８とは別にω成分を抑制するためのコンバータ６を用いることで、電力変換器８が動作していない場合や動作開始時、停止時といった過渡状態においてもコンバータ６を常に動作させることによりω成分を抑制できる。したがって、電気車の運転開始時には、まず最初にコンバータ６を動作させ、その後電力変換器８を動作させるとよい。また、電気車の運転終了時には、電力変換器８の動作を停止したあとコンバータ６の動作を停止させる。このように動作させることにより、電気車の運転中は常にω成分を抑制することができる。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電気車の運転中常に電源側に流れ出る特定周波数成分（高調波成分）を小さくすることができる。
また、交直両用電気車の場合には、別に機器を付加することなく、電源側に流れ出る特定周波数成分（高調波成分）を小さくすることができる。
また、直流専用電気車の場合でも付加する機器の電流容量が小さくて済み、また、負荷インピーダンスで発生する損失を小さくできる。
また、コンバータは、リアクトルとコンデンサの直列体からなるフィルタ回路のコンデンサ側に接続されるため、コンバータのスイッチングに起因する周波数の高い高調波がフィルタリアクトルにより電源側に流れ出すのを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す基本構成図
【図２】コンバータの一例を示す構成図
【図３】本発明のコンバータの制御装置の構成図
【図４】本発明の動作を示すタイムチャート図
【図５】本発明の他の実施形態を示す構成図
【符号の説明】
１…電源、２…パンタグラフ、３…フィルタ回路、４…フィルタリアクトル、５…フィルタコンデンサ、６…コンバータ、７…負荷インピーダンス、８…電力変換器、９…負荷、１０…車輪、１１…レール、１２…切替スイッチ、１３…変圧器、１４…接触器、１５…抵抗器、２１…コンバータ制御器、２２，２３…バンドパスフィルタ、２４，２５…絶対値発生器、２６…減算器、２７…ローパスフィルタ、２８…ＰＩ制御器、２９…位相検出器、３０…ω／２正弦波発生器、３１…乗算器、３２…位相α発生器、３３…加算器
【図１】
0003643895.tif 000003
【図２】
0003643895.tif 000004
【図３】
0003643895.tif 000005
【図４】
0003643895.tif 000006
【図５】
0003643895.tif 000007