(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して
第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し
且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値
よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、前記２次側出力電圧と比例する１次側出
力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化すること
により、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補
助電源電圧生成回路とを備え、
前記制御回路は、
第一の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記クランプ回路のクランプ電圧を、補助電源電圧の電圧値に応じて可変させるクランプ電圧可変回路と、を備え、
前記レギュレータは、起動電流を補助電源電圧入力端子へ流すための第１のスイッチと、起動電流を内部回路電源端子へ流すための第２のスイッチと、前記補助電源電圧入力端子から前記内部回路電源端子へ電流を供給するための第３のスイッチを備えており、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第一の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成され、
前記クランプ電圧可変回路は、クランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振器へ出力するように構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が一定値以下になると動作し、補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるように構成された、請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるように構成された、請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および、補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子で構成された半導体装置からなる、請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記クランプ電圧可変回路は、補助巻線電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成された、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に小さくなるように構成された、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、２次側出力に定電流垂下特性を持った、充電器用スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、従来の充電器用スイッチング電源装置の一例を示す回路図である。この図４において、１３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００３】
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の５端子を備えている。
【０００４】
１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃを備えている。
【０００５】
１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。
【０００６】
１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＣＣの電圧を検出し、ＶＣＣが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００７】
１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。
【０００８】
クランプ回路１１２は、フィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるための回路であり、スイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【０００９】
１０９は、発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数とを決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１０】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１１】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｃと、２次側補助巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｄを有している。
【００１２】
１次側補助巻線１４０Ｄには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。１３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、発光ダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。
【００１３】
２次巻線１４０Ｃには、ダイオード１５２とコンデンサ１５３とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５７へ接続される。２次側補助巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、発光ダイオード１３５Ｂ、および、２次側制御回路１５８の電流を供給する。２次側制御回路１５８は、定電圧制御回路１５９と定電流制御回路１６０とから成り、定電圧制御回路１５９は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５４および１５５で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路１６０は、出力電流検出抵抗１５６に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１４】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図４および図５を用いて説明する。図５は、図４の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００１５】
図４において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されて作られる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００１６】
ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｃ、２次側補助巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｄに電流が流れる。
【００１７】
２次巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１５２とコンデンサ１５３により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５７に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５４および１５５で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５９からの信号により、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００１８】
１次側補助巻線１４０Ｄに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＣＣが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｄから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｄの極性は、２次巻線１４０Ｃと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。
【００１９】
２次側補助巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、２次側制御回路１５８および発光ダイオード１３５Ｂの電源として活用される。２次側補助巻線１４０Ｂの極性は、１次巻線１４０Ａと同一のため、２次側補助巻線電圧は入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００２０】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗１５６に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路１６０が動作し、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電流が一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流は一定で、出力電圧が低下するといった、定電流垂下特性となる。
【００２１】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。そして、起動／停止回路１０７で設定された停止電圧以下になると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止する。そして、再びレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａが導通するため、起動用定電流源１０３により起動電流が流れ、再びＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が再開される。すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなり、再度ＶＣＣが低下して停止電圧になると、スイッチング動作が停止する。すなわち、負荷短絡時などの過負荷状態では、スイッチング動作と停止が繰り返される、間欠発振動作になる。従って、図４における出力電流電圧特性は、図９のようになり、出力電圧が一定以下まで垂下すると、間欠発振動作になる。
【００２２】
図６は、図４の変形例である。図６において、図４との違いは、１次側補助巻線１４０Ｅの極性のみであり、１次側補助巻線電圧ＶＣＣは、入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００２３】
図６のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図７を用いて説明する。図７は、図６の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００２４】
図６の動作は、過負荷時のみ図４の動作と異なるため、通常時の動作についての説明は省略する。
【００２５】
過負荷時になると、出力電圧ＶＯが低下するが、１次側補助巻線電圧ＶＣＣは低下しないため、半導体装置１３０のスイッチング動作は継続する。そのため、負荷短絡時においても、２次側電流制限抵抗１５６で決まる電流が流れる。従って、図６における出力電流電圧特性は、図１０のようになり、出力電圧は一定電流のまま垂下する。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、通常、１次側には、スイッチング素子に流れる電流が一定以上になると、スイッチング動作を停止させるための過電流保護機能を備えている。
【００２７】
ただし、充電器用のスイッチング電源装置では、バッテリーを定電流で充電するための、２次側定電流制御回路を構成する必要がある。また、この２次側定電流制御回路が動作している状態、すなわち、定電流垂下時には、１次側の過電流保護機能は動作しない。
【００２８】
従って、充電器用のスイッチング電源装置には、負荷短絡時には１次側の過電流保護機能を有効に動作させることができず、図４のような従来の充電器用スイッチング電源装置では、負荷短絡時には間欠発振動作となるが、間欠発振の発振期間中には、大きな負荷電流が流れるため、負荷短絡時の保護機能としては不十分になる場合があるという課題がある。
【００２９】
また、図６のような従来の充電器用スイッチング電源装置では、負荷短絡時の電流は垂下電流値と同じであるため、負荷短絡電流を小さくすることができないという課題がある。
【００３０】
そのため、充電器用のスイッチング電源装置の負荷短絡電流を小さくするためには、２次側に別の負荷短絡保護回路を追加する必要があり、コストアップや部品点数の増加になるといった課題もある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、トランスと、入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記トランスの補助巻線と接続され、前記２次側出力電圧と比例する１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備え、前記制御回路は、第一の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、前記クランプ回路のクランプ電圧を、補助電源電圧の電圧値に応じて可変させるクランプ電圧可変回路とを備え、前記レギュレータは、起動電流を補助電源電圧入力端子へ流すための第１のスイッチと、起動電流を内部回路電源端子へ流すための第２のスイッチと、前記補助電源電圧入力端子から前記内部回路電源端子へ電流を供給するための第３のスイッチを備えており、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第一の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成され、前記クランプ電圧可変回路は、クランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振器へ出力するように構成されたことを特徴としており、負荷短絡時には過電流保護が動作し、発振周波数が小さくなり、出力電流を小さくするように動作するため、負荷短絡時の電流を小さくすることができるとともに、負荷短絡時に補助巻線電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができる。
【００３３】
本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が一定値以下になると動作し、補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、補助巻線電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくできる。
【００３４】
本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定がしやすくなる。
【００３５】
本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および、補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子で構成された半導体装置からなるものであり、スイッチング電源装置の部品点数が削減でき、スイッチング電源装置の小型化・軽量化を行うことができる。
【００３６】
本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、補助巻線電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。
【００３７】
本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に小さくなるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて具体的に説明する。図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
【００３９】
この図１において、３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００４０】
そして、半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００４１】
２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。
【００４２】
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００４３】
７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
【００４４】
６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
【００４５】
１２は、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。１３は、クランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００４６】
９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。
【００４７】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００４８】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｃと、２次側補助巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｄを有している。
【００４９】
１次側補助巻線４０Ｄには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、発光ダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００５０】
２次巻線４０Ｃには、ダイオード５２とコンデンサ５３とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５７へ接続される。２次側補助巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、発光ダイオード３５Ｂ、および、２次側制御回路５８の電流を供給する。２次側制御回路５８は、定電圧制御回路５９と定電流制御回路６０とから成り、定電圧制御回路５９は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５４および５５で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路６０は、出力電流検出抵抗５６に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００５１】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１および図３を用いて説明する。図３は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００５２】
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されて作られる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００５３】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｃ、２次側補助巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｄに電流が流れる。
【００５４】
２次巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード５２とコンデンサ５３により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５７に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５４および５５で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５９からの信号により、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００５５】
１次側補助巻線４０Ｄに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線４０Ｄから供給されるようになる。１次側補助巻線４０Ｄの極性は、２次巻線４０Ｃと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００５６】
２次側補助巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、２次側制御回路５８および発光ダイオード３５Ｂの電源として活用される。２次側補助巻線４０Ｂの極性は、１次巻線４０Ａと同一のため、２次側補助巻線電圧は入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００５７】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗５６に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路６０が動作し、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電流が一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流は一定で、出力電圧が低下するといった、定電流垂下特性となる。
【００５８】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値が低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、スイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流は垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１における出力電流電圧特性は、図８のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００５９】
図２は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図２は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００６０】
図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃおよびインバータ７Ｄへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、インバータ７Ｄの出力により、スイッチ２Ａが制御される。
【００６１】
このように構成された起動／停止回路７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ２Ａがオフとなる。このとき、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ２Ｂはオフとなる。また、ＶＤＤ起動時のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置の動作が停止することはない。
【００６２】
フィードバック信号制御回路１１は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａ、および１１Ｂ、抵抗１１Ｃから構成される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａと１１Ｂは、１１Ａを基準としたカレントミラー回路であり、１１Ａのドレインおよびゲートは、ＦＢ端子と接続される。１１Ｂのドレインは抵抗１１Ｃと接続され、比較器８のマイナス入力となる。抵抗１１Ｃの別端子は、基準電圧と接続される。
【００６３】
このように構成されたフィードバック信号制御回路１１の動作について、以下に説明する。ＦＢ端子より電流が注入されると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａおよび１１Ｂに電流が流れ、その電流に応じた電圧降下が抵抗１１Ｃの両端に発生する。つまり、ＦＢ端子電流が増加するにつれて、抵抗１１Ｃの電圧降下が大きくなるため、比較器８への入力電圧は小さくなる。従って、ＦＢ端子の電流の大小により、比較器８の入力電圧が変化することになり、ＦＢ端子電流が増加するほど、スイッチング素子１に流れる電流が小さくなる。
【００６４】
クランプ回路１２は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ、および１２Ｂ、抵抗１２Ｃで構成される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａのソースはフィードバック信号制御回路１１の出力と接続され、比較器８のマイナス入力となる。１２ＡのドレインはＧＮＤ、ゲートは抵抗１２ＣおよびＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂのドレインと接続される。１２Ｂのゲートは、クランプ電圧可変回路１３の出力と接続される。
【００６５】
このように構成されたクランプ回路１２の動作について、以下に説明する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂに流れる電流は、クランプ電圧可変回路１３の出力によって変化し、抵抗１２Ｃに電圧降下を発生させる。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａは、フィードバック信号制御回路１１の出力信号が、抵抗１２Ｃの両端電圧とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａの閾値電圧との和となる電圧以上になると導通し、その電圧値で固定するように動作する。従って、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を固定するため、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
【００６６】
クランプ電圧可変回路１３は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｇ、１３Ｈおよび１３Ｋ、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆ、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとで構成される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと１３Ｂおよび１３Ｋは、１３Ａを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ａのドレインおよびゲートは、クランプ電圧可変回路１３の入力として、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレインと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄと１３Ｅは、１３Ｄを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｄのドレインおよびゲートは、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｂのドレインと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇと１３Ｈは、１３Ｇを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｇのドレインおよびゲートは、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｅのドレインと接続される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとクランプ回路１２内のＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂは、１３Ｉを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｉのドレインおよびゲートは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｈのドレインと接続される。１３Ｋのドレインは、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊと接続され、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。
【００６７】
このように構成されたクランプ電圧可変回路１３の動作について、以下に説明する。ＣＬ端子から、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、１３Ａと同じ電流が１３Ｂにも流れる。１３Ｄには、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流値から１３Ｂの電流値を差し引いた電流が流れ、１３Ｅにも同じ電流が流れる。１３Ｇには、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流値から１３Ｅの電流値を差し引いた電流が流れ、１３Ｈにも同じ電流が流れる。この電流が１３Ｉに流れ、クランプ電圧を決めるための、クランプ回路１２の基準電流となる。
【００６８】
ＶＣＣが上昇し、ＣＬ端子電流が増加すると、１３Ａ（１３Ｂ）の電流が増加→１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が減少→１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が増加、となるため、１３Ｉの電流が増加し、クランプ回路１２のクランプ電圧が高くなる。ＣＬ端子電流が非常に大きくなっても、１３Ｂには最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ以上の電流は流れないため、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流が全て１３Ｉに流れるときに、クランプ電圧が最大となる。
【００６９】
これとは逆に、ＶＣＣが低下し、ＣＬ端子電流が減少すると、１３Ａ（１３Ｂ）の電流が減少→１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が増加→１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が減少、となるため、１３Ｉの電流が減少し、クランプ回路１２のクランプ電圧が低くなる。ＣＬ端子電流がゼロになると、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流は全て１３Ｄに流れるため、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流から最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流を差し引いた電流が、１３Ｉに流れる。このときに、クランプ電圧が最小となる。
【００７０】
従って、ＣＬ端子の電流によりクランプ回路１２のクランプ電圧、すなわち、スイッチング素子１の過電流保護値が変化し、クランプ電圧の最小値および最大値を決定できるようになる。
【００７１】
また、ＣＬ端子から、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、１３Ａと同じ電流が１３Ｋにも流れることで、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊの電流と比較され、１３Ｋの電流が１３Ｊの電流よりも小さいと、発振周波数低下信号が発振回路９へ出力される。従って、ＣＬ端子の電流が１３Ｊで設定された電流よりも小さくなると、発振周波数が小さくなる。
【００７２】
【発明の効果】
以上のように、本発明のスイッチング電源装置は、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、非常に優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。また、充電器用スイッチング電源装置に必要な２次側定電流制御回路を構成しても、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、２次側に部品追加が不要になるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図
【図２】本発明のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図
【図３】本発明のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図４】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図５】そのスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図６】従来のスイッチング電源装置の別の一例を示す回路図
【図７】そのスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図８】本発明のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【図９】従来のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【図１０】従来の別のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【符号の説明】
１  スイッチング素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
２  レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ  スイッチ
３  起動用定電流源
４  ゲートドライバー
５  ＮＡＮＤ回路
６  ドレイン電流検出回路
７  起動／停止回路
８  比較器
９  発振回路
９Ａ  最大デューティサイクル信号
９Ｂ  クロック信号
１０  ＲＳフリップフロップ回路
１１  フィードバック信号制御回路
１１Ｃ  抵抗
１２  クランプ回路
１２Ｃ  抵抗
１３  クランプ電圧可変回路
１４  Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
３０  スイッチング電源用の半導体装置
３１  ダイオード
３２、３３  コンデンサ
３４  抵抗
３５  制御信号伝達回路
３５Ａ  フォトトランジスタ
３５Ｂ  発光ダイオード
４０  トランス
４０Ａ  １次巻線
４０Ｂ  ２次側補助巻線
４０Ｃ  ２次巻線
４０Ｄ  １次側補助巻線
５０  ダイオード
５１  コンデンサ
５２  ダイオード
５３  コンデンサ
５４、５５  出力電圧検出用抵抗
５６  出力電流検出用抵抗
５７  負荷
５８  ２次側制御回路
５９  定電圧制御回路
６０  定電流制御回路
【図１】
0003610964.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0003610964.tif 000007
【図７】
0003610964.tif 000008
【図８】
0003610964.tif 000009
【図９】
0003610964.tif 000010
【図１０】
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