(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を回転子とし、インバータ回路によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する、同期モータの位置センサレス制御方法において、
前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流の位相と回転子の実回転位相との第１の位相差と、
前記モータ電流の位相と制御上の回転子の位相である仮想回転位相との第２の位相差とを求め、
前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位相誤差を推定し、
前記モータ電流の大きさが最小となる方向に前記モータ電流の位相を調整する同期モータの位置センサレス制御方法。
【請求項２】
請求項１において、モータ電流の誘起電圧と直交する励磁電流成分が励磁電流指令に一致するように電流制御を行い、前記励磁電流指令を調整することにより前記モータ電流の位相を調整する同期モータの位置センサレス制御方法。
【請求項３】
永久磁石を回転子とし、インバータ回路によって駆動される同期モータの回転子位置を推定する、同期モータの位置センサレス制御方法において、
前記永久磁石を回転子とする同期モータのモータ電流の位相と回転子の実回転位相との第１の位相差と、
前記モータ電流の位相と制御上の回転子の位相である仮想回転位相との第２の位相差とを求め、
前記第１の位相差と前記第２の位相差の差とから、前記回転子の実回転位置と前記回転子の仮想回転位置との位相誤差を推定し、
位相誤差指令を調整することによって、前記実回転位相に対するモータ電流位相を変化させてモータ電流の大きさを変化させ、モータ電流が最小となる前記モータ電流位相を探索し、これによって得られたモータ電流が最小となるモータ電流位相により同期モータを駆動する同期モータの位置センサレス制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータの制御方法に関わり、特に同期モータの位置センサレス制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータの回転子構造には、回転位置によって巻線インダクタンスが変化する突極型と、ほぼ一定である非突極型があり、回転子を構成する永久磁石の配置が、前者ではコア内部に埋め込まれ、後者は回転子の表面に配置されている。
【０００３】
これら同期モータを駆動する方法として、
（１）回転位置を検出しないで、誘導モータのインバータ制御と同等にオープンループで駆動する、いわゆる同期運転方法
（２）何らかの回転位置検出手段を用いて閉ループで運転する、いわゆるブラシレスＤＣモータ運転方法
の２種類がある。
【０００４】
このうち、同期運転方法では、インバータ周波数に見合って、負荷に応じた最適なモータ電圧を印加することが求められる。このため、何らかの最適電圧制御を行わないと、モータ電流の増加を招くだけでなく、負荷の急変化，急加減速時にトルク不足を起こしモータは停止する。
【０００５】
一方ブラシレスＤＣモータ運転の場合では、何らかの回転子位置センサを設ける場合、誘導モータのインバータ駆動と比較して、インバータとモータ間の配線本数が増加し、その保守性，信頼性を損なうために、一般産業への普及及び圧縮機などの特殊雰囲気中での使用が妨げられる。この欠点をなくすために、回転子位置センサを用いずに位置を検出する各種の位置センサレス技術が発表されている。
【０００６】
この位置センサレス技術をまとめると停止・低速領域の位置センサレス技術と中・高速領域の位置センサレス技術がある。停止・低速位置検出では、突極型モータに適用され、巻線インダクタンスが回転位置により相違することを利用して、高周波信号の注入など何らかの手法により位置を測定している。
【０００７】
また中・高速領域では、モータ巻線に誘起される電圧を利用し、その利用方法に各種の方式が発表されている。
【０００８】
たとえば、特開平8−308286 号公報に開示された技術がある。この技術は、永久磁石回転子の磁束方向の位置であるｄ軸と、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上の仮想回転位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ仮想位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系を定義付ける。ｄ−ｑ実回転座標上で、モータ抵抗，モータインダンクタンス，モータ発電定数などのモータパラメータを用いて、電流と電圧の関係式によりモータモデルを表現し、このモータモデルから予測されるｄ軸電流と、制御軸上のｄｃ軸電流の差が位置誤差Δθに比例するとしている。
【０００９】
ｄ軸電流の予測計算においては、モータモデルと実モータとでモータパラメータが等しいこと、またΔθが０に近いとしてsinΔθ＝Δθ の近似を行い、また計算に用いる電流値は制御上観測されるｄｃ−ｑｃ回転座標軸での電流を使用する。
【００１０】
他の方法として、特開平9−191698 号公報の技術がある。この技術は、先ず、停止状態から見た時にモータの回転と共に発生するモータ誘起電圧は外乱であるとして扱い、周知の外乱オブザーバ手法に則り、モータ誘起電圧の大きさと極性を推定している。この外乱オブザーバは、先の技術と同様ｄｃ−ｑｃ回転制御座標系での状態方程式に基づいている。次に、推定したモータ誘起電圧とモータパラメータを用いて速度を演算し、更にこの速度を積算演算によって位置情報とし、実際の回転位置とのずれを、誘起電圧ｄｃ軸成分推定値と推定速度から得られる位置誤差Δθを用いて補正を行っている。
【００１１】
このΔθの算出にあたっては、先の例と同様に、Δθが０に近いとして      sinΔθ＝Δθ の近似を行っている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平８−３０８２８６号公報
【特許文献２】
特開平９−１９１６９８号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の誘起電圧を利用した中・高速領域の位置センサレス技術は、モータ位置を推定するのに、仮想の回転軸である制御回転座標系の電流値を用いていること、また、sinΔθ＝Δθ の近似を行っていることなどの理由により、位置誤差が大きい場合には制御精度が低下する。このため、負荷の急変化，急な加減速運転の用途には適さない。また、モータパラメータが含まれる場合には推定位置に誤差を有する。
【００１４】
本発明は、中・高速領域の位置センサレス技術として、同期モータを位置センサレスで駆動するのに好適な制御方法の提供を目的とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明者は次の点を検討した。
【００１６】
（１）制御軸に依存しない値で位相角を表現して、軸誤差Δθを求めること。
【００１７】
（２）その軸誤差に基づいて周波数を決定すること。
【００１８】
（３）制御軸に依存しない電流，電圧に基づいて速度を推定すること。
【００１９】
（４）上記軸誤差に含まれるパラメータ誤差の影響を解決すること。
【００２０】
（５）中高速領域の位置センサレス技術に対して、停止，低速時での運転手法を組み合わせることである。
【００２１】
上記検討に基づいてなされた本発明による同期モータの位置センサレス制御方法においては、永久磁石を界磁とする同期モータのモータ電流と実回転位置との第１の位相差と、モータ電流と仮想回転位置との第２の位相差を求める。そして、第１の位相差と前記第２の位相差の差より、実回転位置と仮想回転位置の位相誤差を推定する。第１及び第２の位相差を用いるので、位相誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態について、以下図１から図１６を参照して説明する。
【００２３】
図１は、本発明による同期モータの位置センサレス制御方法を適用した同期モータ駆動装置である。この装置は、主回路２，検出部４，中間パワー部５，制御部６に大きく分けられる。
【００２４】
主回路２は、交流電源１より整流回路２１，直流リアクトル２２，平滑コンデンサ２３を用いて直流電圧Ｅd を作成し、インバータ回路２４によって可変電圧，可変周波数の３相交流を同期モータ３に加える。
【００２５】
検出部４は、位置センサレス制御に必要なモータ電流検出のためのモータ電流検出部４２と、モータに加える電圧を制御するために必要な直流電圧Ｅd を検出する電圧検出部４１からなる。
【００２６】
中間パワー部５は、インバータ回路２４を構成するスイッチング素子を駆動するドライブ回路５３，ドライブ回路５３のためのドライブ電源５１、また後述の制御部６のための制御電源５２からなる。
【００２７】
制御部６においては、本発明による制御方法が適用される。この実施例での位置センサレス制御は、永久磁石回転子の磁束方向の位置をｄ軸、それから回転方向に９０度進んだｑ軸からなるｄ−ｑ実回転座標系に対して、制御上の仮想回転子位置ｄｃ軸と、それから回転方向に９０度進んだ制御上の位置ｑｃ軸からなる制御上のｄｃ−ｑｃ制御回転座標系での制御を基本としている。なお、これ以降の説明においてｄｃ−ｑｃ座標軸を単に制御軸と呼ぶ。
【００２８】
座標変換部６０では、モータ電流検出部４２で検出されたモータ電流ｉｕ，
ｉｗ、仮想回転子位置ｄｃ軸の位相θdcを入力として、仮想ｄｃ−ｑｃ座標系におけるｄｃ軸電流Ｉdcf ，ｑｃ軸電流Ｉqcf を出力する。
【００２９】
位相誤差演算部６１では、ｄｃ軸電流Ｉdcf ，ｑｃ軸電流Ｉqcf 、後述のモータ電圧Ｖ1*，ｑｃ軸とモータ電圧Ｖ1*との位相差δc を入力としてｄ−ｑ実座標系と制御軸系との位相誤差Δθを出力する。
【００３０】
周波数／位相作成・速度検出部６２では、位相誤差Δθを入力として検出速度ωr を演算する。
【００３１】
速度制御部６３では、指令速度ωr*と検出速度ωr よりｑｃ軸電流指令Ｉq*を作成する。
【００３２】
電流制御部６４では、ｑｃ軸電流指令Ｉq*，検出速度ωr より、ｑｃ軸電圧指令Ｖq**，ｄｃ軸電圧指令Ｖd**を作成する。
【００３３】
逆変換部６５では、ｑｃ軸電圧指令Ｖq**，ｄｃ軸電圧指令Ｖd**より３相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を作成し、ＰＷＭ信号発生部より周知のＰＷＭドライブ信号が作られドライブ回路５３に伝えられる。
【００３４】
起動・運転管理部６６は、停止時，低速時の運転方法を実現するためのもので、起動時ｑｃ軸電流指令Ｉqs*，起動時ｄｃ軸電流指令Ｉds*，起動時速度指令  ωlsを電流制御部６４や周波数／位相作成・速度検出部６２に伝える。また、選択信号sel は、起動時の運転法と、位置センサレス制御による運転法を切り替えるための信号データであり、電流制御部６４と周波数／位相作成・速度検出部６２に伝える。
【００３５】
オペレータ７は運転停止指令や速度指令をマニュアル操作で行ったり、速度の表示や、各種運転パラメータを設定するためのものである。インターフェース部６７は、オペレータ７で設定された各種データを起動・運転管理部６６に伝えるもので、これらデータとして速度指令ωr** や加速時間Ｔacの他に、起動を各種負荷条件で最適とするための位置決め時間Ｔp ，初期回転時間Ｔs ，位置決め時目標電流指令Ｉm0，初期回転最終目標周波数ωls0 などがある。
【００３６】
制御部６中に破線で示したパラメータ推定部６８Ｖ，パラメータ推定部６８Ｌ，位相調整部６９Ｉ、及び位相調整部６９Ｓは、いずれも位相誤差演算部６１にて求める位相誤差Δθに含まれるモータ定数の影響をなくすためのものである。
【００３７】
パラメータ推定部６８Ｖは、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と実電圧の誤差が位相誤差Δθに与える影響を軽減し、パラメータ推定部６８Ｌは、モータの実インダクタンスが位相誤差演算で使用するモータインダクタンス設定値Ｌとの相違で与える位相誤差Δθへの影響を軽減する。また、位相調整部６９Ｉと位相調整部６９Ｓはいずれも、位相誤差に与える複数のモータ定数やモータ電圧誤差の影響を軽減するためのもので、モータ電流が最小になるように位相調整部６９Ｉではｄｃ軸電流指令Ｉｄ*を、位相調整部６９Ｓでは位相誤差指令Δθ*を作成する。
【００３８】
次に本実施例における同期モータの回転子位置を推定する方法について説明する。
【００３９】
図２に、同期モータの回転子，固定子、前述のｄ−ｑ軸回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の関係を示す。なお、図２は同期モータの解析モデル図であり、回転角度はモータを駆動する交流電圧の電気角で表す。前述のように、ｄ軸を永久磁石回転子の磁束方向の位置にとる。また、制御上の仮想回転子位置としてｄｃ軸をとる。固定子のＵ相巻線軸を基準とし、回転しているｄ軸の位相をθd とする。ｄｃ軸の位相も同様に固定子のＵ相巻線軸を基準として表示し、θdcで表す。なお、位相の極性は、図２の回転座標軸の回転方向が反時計回りの場合を正と定める。また、ｄ軸からみたｄｃ軸の位相を位相誤差Δθとする。本実施例では回転子位置を推定するため、位相誤差Δθを演算により求める。
【００４０】
図３に、同期モータが交流電圧により駆動され、回転子が正方向に回転している場合のベクトル図を示す。ここでＶ1 はモータ電圧、Ｉm はモータ電流、Ｅ0は誘起電圧を表す。誘起電圧Ｅ0 の位相は回転子磁束軸に対して９０度進み位相となるから、誘起電圧Ｅ0 とｑ軸は同じ位相になる。また、モータ電流Ｉm からモータ電圧Ｖ1 までの位相をφv、ｑｃ軸からみたモータ電圧Ｖ1 の位相をδc、ｑｃ軸からみた電流Ｉm の位相をφc （第２の位相差）、及びｑ軸からみた電流Ｉm の位相をφm （第１の位相差）と定める。
【００４１】
モータ電圧Ｖ1 をｄ−ｑ座標系でｄ軸成分ｖd ，ｑ軸成分ｖq に分離して、モータ電流Ｉm のｄ軸成分Ｉd ，同ｑ軸成分Ｉq ，誘起電圧Ｅ0 ，モータ定数であるモータ巻線抵抗ｒ及びモータ巻線インダクタンスＬ、並びにｄ−ｑ座標の回転速度ωr を用いて、式（１）の電圧方程式が表わされる。但し、ｐは微分演算を表わす演算子である。
【００４２】
【数１】
0003698149.tif 000002
【００４３】
式（１）左辺のｖd ，ｖq のそれぞれの２乗の和の平方根がモータ電圧Ｖ1 の大きさ｜Ｖ1 ｜であり、制御軸でのｄｃ軸成分ｖdc，ｑｃ軸成分ｖqc、とすると、次式の関係があり、制御軸の位置に依存しない値である。
【００４４】
【数２】
0003698149.tif 000003
【００４５】
式（１）右辺の第１項は、モータ電流Ｉm と同方向の電圧降下分ベクトル、第２項は電流Ｉm を９０度回転させた方向の電圧降下分ベクトルである。これら電圧降下分ベクトルの大きさは、モータ電流Ｉm の制御軸成分Ｉqc，Ｉdc、大きさ｜Ｉm ｜とすると、次式で表わされる。
【００４６】
【数３】
0003698149.tif 000004
【００４７】
すなわち、それぞれの電圧降下分ベクトルの大きさは、制御軸と実軸の位置関係に無関係に、モータ電流Ｉm の大きさによって表現される。
【００４８】
尚、以下の説明にあたり、モータ電圧Ｖ1 、及びモータ電流の大きさは単に、それぞれＶ1 ，Ｉm と表わす。
【００４９】
本実施例では、位相誤差Δθを求めるに当たり、前述の位相φc 及び位相φm を選び、式（４）により位相誤差Δθを表す。
【００５０】
【数４】
Δθ＝φm −φc                                           …式（４）
ここで、位相φc は、観測可能な、モータ電流Ｉm のｄｃ−ｑｃ軸の値Ｉdc，Ｉqcから式（５）に従って求められる。
【００５１】
【数５】
0003698149.tif 000005
【００５２】
次に位相φm を求める式の導出について述べる。図３に示すベクトル図において、直角三角形（Ａ−Ｂ1 −Ｃ1 ）に着目する。ここで、直角三角形の底辺（Ａ−Ｃ1 ）の長さは、辺（Ａ−Ｃ2 ）から辺（Ｃ1 −Ｃ2 ）を差し引いたものであり、式（６）により求められる。なお、式（６）では辺の長さについて符号情報を持たせている。
【００５３】
【数６】
辺（Ａ−Ｃ1）＝Ｖ1 cosφv −(ｒ＋ｐＬ)・Ｉm               …式（６）
また、直角三角形の高さは辺（Ｂ2 −Ｃ2 ）からモータ巻線インダクタンスでの電圧降下分を差し引いたものであり、式（７）により求められる。なお、式  （７）についても辺の長さについて符号情報を持たせている。
【００５４】
【数７】
辺（Ｂ1−Ｃ1）＝Ｖ1 sinφv −ωrＬ・Ｉm                   …式（７）
さらに、直角三角形の斜辺（Ａ−Ｂ1 ）は誘起電圧ベクトルＥ0 の長さであり、式（８）により求められる。ただし、ｋE は発電定数である。
【００５５】
【数８】
辺（Ａ−Ｂ1）＝ｋE ・ωr                                 …式（８）
また、式（６），式（７）における、φv は次式で求められる。
【００５６】
【数９】
0003698149.tif 000006
【００５７】
すなわち、直角三角形（Ａ−Ｂ1 −Ｃ1 ）の３辺の長さは、すべて制御部６が観測可能で、かつ制御軸の位置に影響されない量によって求められる。
【００５８】
以上より直角三角形の角度φm は式（１０)〜(１２）に示す３通りの式により求められる。
【００５９】
【数１０】
0003698149.tif 000007
【００６０】
【数１１】
0003698149.tif 000008
【００６１】
【数１２】
0003698149.tif 000009
【００６２】
なお、式（５），式（９），式（１０）に示す三角関数の逆関数は、関数の出力範囲を−π〜π［rad］ にひろげた拡張関数を用いる。特に断りのないかぎり、本実施例において用いる三角関数の逆関数は上述のように拡張された関数とする。
【００６３】
以上示したように、本実施例では位相φm が制御軸に依存しない量より求めることができる。さらに、本実施例では位相誤差Δθの大きさに基づいて、Δθが零になるようにモータに加える交流電圧の周波数を修正する。このように周波数を制御することによって、仮想回転軸である制御軸はモータの回転子位相に合わせて回転する。
【００６４】
なお、これまではモータ回転子の回転方向が正の場合について説明したが、回転方向が逆の場合では、φm 算出時、関数の出力範囲を−π〜π［rad］ に広げるにあたり、分母，分子の符号を考慮することにより、同様に位相φm を求めることができる。
【００６５】
ところで、先の直角三角形（Ａ−Ｂ1 −Ｃ1 ）の３辺の長さの関係より、
【００６６】
【数１３】
(ｋEωr)2＝(Ｖ1sinφv−ωrＬＩm)2＋{Ｖ1cosφv−(ｒ＋ｐＬ)Ｉm)2…式（１３）
を得て、これよりモータ速度は、次式で表現できる。
【００６７】
【数１４】
0003698149.tif 000010
【００６８】
以上、式（１０）ないし式（１１）によるφm の演算、及び式（１４）によるモータ速度の演算において、電流の変化成分ｐＬ・Ｉm の項は、制御系の応答が速ければ無視してよく、また、抵抗ｒなり、ωＬがそれぞれ他の値に比して十分小さければ、これらを無視してもよい。
【００６９】
次に座標変換部６０について、図４を用いて演算内容を説明する。
【００７０】
モータ電流検出部４２より出力された観測電流ｉｕ，ｉｗ、及び周波数／位相作成・速度検出部６２より出力された位相θdcは演算部６０１に入力される。演算部６０１ではｉｕ，ｉｗから固定座標軸上の２相電流ｉα，ｉβが演算され、さらに位相θdcを用いてｄｃ−ｑｃ座標軸上の電流Ｉdc，Ｉqcが演算される。電流Ｉdcはフィルター６０２に入力される。フィルター６０２では、観測電流Ｉdcから高周波成分を取り除いた電流Ｉdcf が演算される。電流Ｉqcはフィルター６０３に入力される。フィルター６０３では、観測電流Ｉqcから高周波成分を取り除いた電流Ｉgcf が演算される。なお、フィルター６０２及び６０３は、モータ電流に含まれるスイッチングリプル及びノイズを除去する。また、フィルターの時定数ＴIDは、インバータのスイッチング周波数やモータ電流検出部４２の回路仕様にあわせて所定の値に設定される。
【００７１】
次に位相誤差演算部６１について、図５を用いて演算内容を説明する。
【００７２】
位相誤差演算部６１においては、位相φm を、式（１０）に基づいて算出する。また、先に示した軸誤差Δθ算出の説明と相違する点は、位相φm 算出に必要なモータ電圧Ｖ1 、及びモータ定数であるモータ巻線抵抗ｒとモータ巻線インダクタンスＬとして、それぞれモータ電圧に対する指令値Ｖ1*，モータ巻線抵抗設定値ｒc ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌc を用いている点、及び回転速度ωr に対してモータ速度指令ωr*を用いる点である。更に、制御系の応答が十分速いとして、電流変化の成分である（ｐＬ・Ｉm ）の項は無視している。
【００７３】
座標変換部６０より出力された観測電流Ｉdcf 及びＩqcf は演算部６１１及び６１２に入力される。演算部６１１では式（１５）により位相φc が演算される。
【００７４】
【数１５】
0003698149.tif 000011
【００７５】
上記の位相φc は演算部６１２及び６１３に入力される。演算部６１２では式（１６）によりモータ電流の大きさＩm が演算される。
【００７６】
【数１６】
Ｉm＝−Ｉdcf・sinφc＋Ｉqcf・cosφc                     …（式１６）
逆変換部６５より出力されたモータ電圧指令Ｖ1*及び位相δc は演算部６１３に入力される。起動・運転管理部６６から出力されたモータ速度指令ωr*は演算部６１３に入力される。演算部６１３では入力されたＶ1*，Ｉm ，ωr*，δc 及びφc と、モータ巻線抵抗設定値ｒc ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌc から式（１７）により位相誤差Δθが演算される。本実施例によれば、sinΔθ ＝Δθなどの近似を用いることとなく、直接的に位相誤差を推定することができる。従って、位相誤差が大きい場合でも、制御精度が高くなる。
【００７７】
【数１７】
0003698149.tif 000012
【００７８】
次に周波数／位相作成・速度検出部６２について、図６を用いて演算内容を説明する。
【００７９】
位相誤差演算部６１により出力された位相誤差Δθ，位相調整部６９ｓにより出力された位相誤差指令Δθ*は加算器６２１に入力され、差分(Δθ*)−Δθが演算される。なお、位相誤差指令Δθ* としては、後述の位相調整部６９Ｓを用いた場合に有効な値が入力され、位相調整部６９Ｓを用いない場合はΔθ* ＝０に設定される。差分（Δθ*)−ΔθはＰＩ補償器６２２に入力される。
【００８０】
ＰＩ補償器６２２では、リミッタ６２３と組み合わされて、インバータ出力周波数ω1 が演算される。このインバータ出力周波数ω1 はフィルター６２４に入力され、周波数ω1 から高周波変動成分を取り除いたモータ速度ωr が演算される。
【００８１】
インバータ出力周波数ω1 ，起動・運転管理部６６が出力した選択信号sel 及び起動時速度信号ωlsはセレクタ６２５に入力される。セレクタ６２５では、選択信号sel が後述の位置決め初期回転モードを表す「起動時」の場合はωlsが選択され出力され、選択信号sel が後述の位置センサレス運転モードを表す「通常運転時」の場合はω1 が選択され出力される。
【００８２】
セレクタ６２５により選択出力された周波数ω1selは、演算部６２６に入力される。演算部６２６では周波数ω1selの値に基づいて位相θdcが演算される。
【００８３】
ＰＩ補償器６２２はΔθをΔθ* に追従させるようにインバータ出力周波数
ω1 を演算する。同じ機能を有するＰＩ補償以外の手段を用いてもよい。また、リミッタ６２３の上限値及び下限値の設定は、上限値として定格周波数以上の所定の固定値を設定する。なお、下限値には、上限値の極性を負にした値を設定し、モータ回転方向が逆の場合の制限値とする。
【００８４】
ＰＩ補償器６２２の出力は、位相誤差Δθを調整するために常に変動しており、高い周波数成分を含んでいる。このため、ＰＩ補償器６２２の出力をモータの検出速度としてモータの速度制御を行うと、速度制御特性が悪化する。そこで本実施例では低域通過フィルター６２４を設け、高周波成分を取り除いたものをモータの検出速度とする。
【００８５】
演算部６２６では入力された周波数により位相θdcが求められる。なお、図６の演算部６２６においては、周波数／位相作成・速度検出部６２がソフトウェア演算処理により実行され、制御周期Δｔの時間間隔で演算が実行される。位相演算は、前回位相θdc(ｉ−１)にω1sel×Δｔを加算することで今回位相θdc(ｉ)を求めている。
【００８６】
前述のように、図６では、ＰＩ補償器６２２の出力にモータの検出速度分と位相誤差Δθを調整する高周波成分が含まれる。このため検出速度を求めるにあたり、ＰＩ補償器６２２の出力をそのまま速度制御で用いることはできず、高周波成分が低域通過フィルタによって除去される。ここでは、別の実施例として、モータ回転速度を推定演算することで、低域通過フィルタを用いない方式を示す。
【００８７】
図７に周波数／位相作成・速度検出部６２の他の構成を示す。インバータ出力周波数ω1 を第１の周波数と第２の周波数の２つの和として求め、第１の周波数は式（１４）に基づいて、モータ電流の大きさと、モータ電圧の大きさと、これらモータ電流とモータ電圧の位相差と、モータ誘起電圧定数、及びモータ巻線抵抗とモータ巻線インダクタンスを用いて求めたモータ速度として、第２の周波数はΔθがΔθ* に等しくするための周波数とする。モータ電流の大きさＩm ，モータ電圧指令値Ｖ1*、及びモータ電流とモータ電圧の位相差φv が演算部６２７に入力され、第１の周波数であるモータ速度ωr が演算される。ただし、この演算にあたっては、式（１４）と相違して、モータ電圧Ｖ1 →Ｖ1*，モータ巻線抵抗ｒ→ｒc 、及びモータ巻線インダクタンスＬ→Ｌc ，モータ発電定数ｋE →同設定値ｋEc，電流変化の成分である（ｐＬ，Ｉm ）の項を無視して、次式による。
【００８８】
【数１８】
0003698149.tif 000013
【００８９】
Δθ* とΔθの差を入力としたＰＩ補償器６２２とリミッタ６２３と組み合わされて第２の周波数ωpll が演算される。
【００９０】
モータの検出速度ωr と第２の周波数ωpll とが加算器６２８に入力され、両者の和が演算されインバータ出力周波数ω1 として出力される。ここで、ＰＩ補償器６２２の出力は位相誤差Δθを調整する高周波成分である。従って、リミッタ６２３の上限値及び下限値は、先の図６に示したリミッタの上限値，下限値より小さくてよい。
【００９１】
図６及び図７に示す実施例では、位相誤差Δθを位相誤差指令Δθ* に合わせるため、ＰＩ補償器６２２によりインバータ出力周波数が修正される。ここでは別の方法として、演算した位相θdcを直接修正することにより、位相誤差Δθを位相誤差指令Δθ* に合わせる方法を示す。
【００９２】
図８に周波数／位相作成・速度検出部６２の更に他の構成を示す。ここでは、図７と異なる部分について信号の接続と流れを説明する。検出速度ωr ，選択信号sel 及び起動時速度信号ωlsはセレクタ６２５に入力される。セレクタ６２５では、選択信号sel の値に応じてωr またはωlsが選択され、選択速度ω1selが出力される。演算部６２６では周波数ω1selの値に基づいて位相が演算される。加算器６２８では、演算部６２６の出力位相及び加算器６２１の出力（Δθ*)−Δθが入力され、位相θdcが出力される。加算器６２１が出力した位相ずれ    （Δθ*)−Δθの分だけ、演算部６２６が出力した位相が直接修正される。このため、図７において必要だったＰＩ補償器およびリミッタが不要になり、制御部の演算量を減らすことができる。
【００９３】
次に速度制御部６３について、図９を用いて説明する。起動・運転管理部６６から出力された速度指令値ωr*、及び周波数／位相作成・速度検出部６２から出力された検出速度ωr は、加算器６３１に入力される。加算器６３１では(ωr*)−ωr が演算され、その差はＰＩ補償器６３２に入力される。ＰＩ補償器６３２ではωr がωr*に追従するように、電流指令値が演算される。ＰＩ補償器６３２の出力はリミッター６３３に入力される。リミッター６３３では、あらかじめ設定された上限値及び下限値を超えないように入力された値のリミット演算が行われ、ｑ軸電流指令Ｉq*が出力される。
【００９４】
次に電流制御部６４について、図１０を用いて内容を説明する。
【００９５】
周波数／位相作成・速度検出部６２から出力された検出速度ωr と起動・運転管理部６６から出力された速度指令ωls，速度制御部６３から出力された電流指令Ｉq*と起動・運転管理部６６から出力された電流指令Ｉqs*,位相調整部６９Ｉから出力された電流指令Ｉd*と起動・運転管理部６６から出力されたＩds* は、それぞれ組として、セレクタ６４０に入力される。同じく、セレクタ６４０に入力される選択信号sel に従って、選択信号sel が「起動時」を表す場合は、起動時ｄ軸電流指令Ｉds* ，起動時ｑ軸電流指令Ｉqs* 、及び起動時速度指令ωlsがそれぞれ選択され、選択信号sel が「通常運転時」を表す場合はｄ軸電流指令Ｉd*，ｑ軸電流指令Ｉq*、及び検出速度ωr が選択され出力される。
【００９６】
セレクタ６４０により選択されたｄ軸電流指令Ｉds* もしくはＩd*、及び座標変換部６０から出力されたｄ軸電流Ｉdcf は加算器６４１に入力され、両者の差が演算される。ＰＩ補償器６４３では加算器６４１の出力を零にするような補償電圧が演算される。補償電圧はリミッター６４５に入力され、あらかじめ設定された上限値及び下限値を値が超えないように処理が行われ、ｄ軸補償電圧ＶＩd が出力される。
【００９７】
一方、セレクタ６４０により選択されたｑ軸電流指令Ｉqs* もしくはＩq*、及び座標変換部６０から出力されたｑ軸電流Ｉqcf は加算器６４２に入力され、両者の差が演算される。ＰＩ補償器６４４では加算器６４２の出力を零にするような補償電圧が演算される。補償電圧はリミッター６４６に入力され、あらかじめ設定された上限値及び下限値を値が超えないように処理が行われ、ｑ軸補償電圧ＶＩq が出力される。
【００９８】
更に、ｄ軸電流指令Ｉds* もしくはＩd*、ｑ軸電流指令Ｉqs* もしくはＩq*、及び起動時速度指令ωlsもしくは検出速度ωr は、モータ電圧モデル６４７に入力され、ｄ軸モデル電圧Ｖd*、及びｑ軸モデル電圧Ｖq*が出力される。このモータ電圧モデルには、Ｉd*，Ｉq*，ωr を用いる場合には、次式にて表現される。
【００９９】
【数１９】
Ｖd*＝ｒcＩd*−ωrＬcＩq*
Ｖq*＝ωrＬcＩd*＋ｒcＩq*＋ＫEcωr                      …式（１９）
上式のように、このモータ電圧モデルは、式（１）より導出されるもので、式（１）に対して、電流変化項を省略し、電圧，電流をすべて指令値に、また、モータ定数をすべて設定値に置き換えたものである。
【０１００】
ｄ軸補償電圧ＶＩd 及びｄ軸モデル電圧Ｖd*は加算器６４８に入力され、両者の和がｄｃ軸電圧指令Ｖd** として出力される。同様にｑ軸補償電圧ＶＩq 及びｑ軸モデル電圧Ｖq* は加算器６４９に入力され、両者の和がｑｃ軸電圧指令Ｖq** として出力される。
【０１０１】
ここで、ｄ軸補償電圧ＶＩd とｑ軸補償電圧ＶＩq は、加速時，減速時、または定常時であっても、モータ電圧モデルに用いる抵抗設定値ｒc ，巻線インダクタンス設定値Ｌc ，発電定数ｋEcのいずれかが実際の値と相違する場合に、何らかの値を発生するもので、それ以外は０の値となる。
【０１０２】
次に逆変換部６５について、図１１を用いて内容を説明する。
【０１０３】
図１１に示す逆変換部６５は、制御軸電圧指令Ｖd** ，Ｖq** を受けて３相電圧指令を生成する。電流制御部６４より出力されたｄｃ軸電圧指令Ｖd** 及びｑｃ軸電圧指令Ｖq** は演算部６５１に入力される。演算部６５１ではｑｃ軸からみたモータ電圧Ｖ1 の位相δc が式（９）に従い演算される。位相δc ，ｄｃ軸電圧指令Ｖd**、及びｑｃ軸電圧指令Ｖq**は演算部６５２に入力される。演算部６５２では電圧指令の大きさＶ1*が演算される。位相δc 及び位相θdcは演算部６５３に入力され、位相θv が演算される。位相θv 及び電圧指令の大きさＶ1*は演算部６５４に入力され、３相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* が演算される。なお、位相θdcは固定子Ｕ相巻線軸からみた仮想回転子磁束軸（ｄｃ軸）の位相を表しており、演算部６５３で演算された位相θv は出力電圧ベクトルの位相を表している。
【０１０４】
次に起動・運転管理部６６について、図１２を用いて内容を説明する。
【０１０５】
インタフェース部６７より出力された位置決め時間Ｔp ，電流目標値Ｉm0，初期回転時間Ｔs ，初期周波数ωls0 ，加速時間Ｔac、及び設定周波数ωr** はシーケンス演算部６６１に入力される。シーケンス演算部６６１では、設定値の入力と、経過時間に応じた指令値が演算される。ここで、時間ｔに対してシーケンス演算部６６１の出力値は式（２０）により演算される。
【０１０６】
【数２０】
0003698149.tif 000014
【０１０７】
シーケンス演算部より出力された位相指令φc*及び電流指令Ｉm*は、演算部６６２に入力され、位置決めと初期回転時のｄｑ軸電流指令Ｉds* ，Ｉqs* が式（２１）により演算される。
【０１０８】
【数２１】
0003698149.tif 000015
【０１０９】
以上の構成により運転を行えば、モータ運転開始から時間がＴp 経過するまでは位置決めモード，位置決めモード終了から時間がＴs 経過するまでは初期回転モード、及び初期回転モード終了後は位置センサレス運転モードの合計３つの制御モードを連続的に変化させることにより、永久磁石モータの起動を行うことができる。なお、周波数／位相作成・速度検出部６２及び電流制御部６４では各制御モードに応じた制御を行う。このため、制御モードに応じた選択信号sel が出力される。
【０１１０】
次に各制御モードでの電圧位相、及び電流指令の変化について説明する。まず、位置決めモードでは、周波数ωlsが零に固定されるため、電圧位相はあらかじめ設定された所定の値に固定されて変化しない。また、電流指令Ｉm*は所定値Ｉm0まで徐々に増加するが、位相φc*は−π／２に固定されるため、ｄｑ軸電流指令にはＩds* ＝Ｉm*，Ｉqs* ＝０がそれぞれ出力される。次に、初期回転モードでは周波数ωlsが徐々に増加するため、電圧位相が回転方向に変化する。また、電流指令Ｉm*はＩm0に固定されるが、位相φc*は位相が−π／２から０まで変化する。従ってｄｑ軸電流指令は、最初にＩds* ＝Ｉm0，Ｉqs* ＝０の状態から、Ｉds* が徐々に減少かつＩqs* が徐々に増加していき、最終的にはＩds* ＝０，Ｉqs* ＝Ｉm0に変化する。
【０１１１】
なお、位置決めモード、及び初期回転モードでは図９に示した速度制御を行わない。従って、制御モードが位置センサレス運転モードに返り替わった以降に、モータ速度指令ωr*の値が速度制御部６３に出力される。
【０１１２】
なお、インタフェース部６７より出力される位置決め時間Ｔp ，電流目標値Ｉm0，初期回転時間Ｔs ，初期周波数ωls0 、及び設定周波数ωr** の値のうち少なくとも一つは、設定値の変更が可能である。これにより、モータ定数の変動や負荷条件が変動しても、モータを確実に起動させることができる。なお、図１に示す実施例では、オペレータ７による操作により、設定値を変更できる。
【０１１３】
図１３に、本実施例の制御方法を用いて同期モータを運転した場合の、モータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を示す。図１３では、モータ運転開始から、３つの制御モード（位置決めモード，初期回転モード、及び位置センサレス制御モード(通常運転モード)）を経てモータが駆動される様子を表している。また、位置センサレス制御モードでは加速，減速，負荷増加，負荷減少の４つの要因による周波数変化を示す。なお、モータ回転周波数はモータ電気角周波数を表すものとする。以下、各モードにおけるモータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を述べる。
【０１１４】
（１）位置決めモードではインバータ出力周波数は零に固定される。一方、位置決め制御によって回転子が所定の位置へ方向を変えるため、モータ回転周波数は正負の間で振動する。速度の振動は次第に減衰していく。
【０１１５】
（２）初期回転モードでは、モータ回転周波数及びインバータ周波数が上昇する。
【０１１６】
（３）位置センサレス制御モードにおいて加速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波数に対して低くなるように制御される。
【０１１７】
（４）位置センサレス制御モードにおいて減速運転を行うと、インバータ周波数はモータ回転周波数に対して高くなるように制御される。
【０１１８】
（５）位置センサレス制御モードにおいてモータの負荷を増やすと、負荷変化の直後にはインバータ周波数はモータ回転周波数に対して高くなるように制御される。
【０１１９】
（６）位置センサレス制御モードにおいてモータの負荷を減らすと、負荷変化の直後にはインバータ周波数はモータ回転周波数に対して低くなるように制御される。
【０１２０】
なお、上述（３）〜（６）において、インバータ出力周波数とモータ回転周波数の高低が決まるのは、周波数／位相作成・速度検出部６２において、位相誤差Δθが位相誤差指令Δθ* に一致するようにインバータ出力周波数をモータ回転周波数に追従させるためである。
【０１２１】
図５に示した位相誤差演算部６１では、位相φm を、モータ電圧に対する指令値Ｖ1*，モータ巻線抵抗設定値ｒc ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌc 、及びモータ速度指令ωr*が用いて求める。このうちモータ定数であるモータ巻線抵抗設定値ｒc ，モータ巻線インダクタンス設定値Ｌc 、また電圧指令値Ｖ1*が実際の値とずれると、演算で求めた位相φm は実際の値と異なり、位相誤差Δθに定常誤差が発生する。ここでは、その誤差を低減する方法としてｄ軸補償電圧ＶＩd 及びｑ軸補償電圧ＶＩq を用いた方法及びモータ電流が最小になるように位相調整をする方法について、それぞれ２つの例を示す。
【０１２２】
補償電圧ＶＩd 及びＶＩq を用いた方法を説明するにあたり、簡単のため、電圧とインダクタンスが実際値と相違する場合を示す。
【０１２３】
式（１）の電圧方程式は、位相誤差Δθ＝０の場合であり、位相誤差が発生すると、電圧方程式は式（２２）となる。ただし、電流変化項は無視している。
【０１２４】
【数２２】
ｖdc＝ｒ・ｉdc−ωr・Ｌ・ｉqc＋ｋE・ωr・sinΔθ
ｖqc＝ωr・Ｌ・ｉdc＋ｒ・ｉqc＋ｋE・ωr・cosΔθ        …式（２２）
ここで、
【０１２５】
【数２３】
ｖd** ＝ｖdc＋ｄｖd ，ｖq** ＝ｖqc＋ｄｖq ，ｖ1* ＝ｖ1＋ｄｖ
Ｉd* ＝ｉdc ，Ｉd* ＝ｉqc                               …式（２３）
Ｌc＝Ｌ＋ｄＬ，ｒc＝ｒ，ｋEC＝ｋE
とおいて、まとめると式（２４）となる。
【０１２６】
【数２４】
0003698149.tif 000016
式（２４）のそれぞれの第１項は、モータ電圧モデル６４７に相当するから、他の項はそれぞれｄ軸補償電圧ＶＩd 及びｑ軸補償電圧ＶＩq に対応する。これより次式が得られる。
【０１２７】
【数２５】
ＶＩd ＝ωrｄＬＩq*＋ｋEcωrsinΔθ＋ｄｖd
ＶＩq ＝−ωrｄＬＩd*−ｋE*ωr＋ｋECωrcosΔθ＋ｄｖq   …式（２５）
ここで、１次電圧指令その誤差，ｄ軸指令その誤差，ｑ軸指令その誤差の比率は同じとすると式（２６）の関係が得られ、更に式（２７）の関係式を用いて式（２５）からΔθを消去すると式（２８）が得られる。
【０１２８】
【数２６】
0003698149.tif 000017
【０１２９】
【数２７】
sin2θ＋cos2θ＝１                                      …式（２７）
【０１３０】
【数２８】
0003698149.tif 000018
【０１３１】
式（２８）は、インダクタンス誤差と電圧誤差を含んでいる。もし、どちらか一方のみの誤差がある場合には、式（２８）を用いて、その誤差を推定することができる。
【０１３２】
パラメータ推定部６８Ｌについて、図１４を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力されるｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩd 、及びｑ軸電流制御の補償電圧ＶＩq 、ｄｑ軸電流指令Ｉd*及びＩq*、及び速度指令ωr*はパラメータ推定部６８Ｌに入力される。パラメータ推定部６８Ｌでは、図５における演算部613において用いる周波数指令・インダクタンス積（ωr*）×Ｌc と実際値のずれ量としてωr*×ｄＬが演算される。
【０１３３】
ここに、ωr*×ｄＬは、式（２８）においてｄｖ＝０とおいて求めたもので、式（２９）で得られる。この値を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）での（ωr*）×Ｌc から引くことによって正しいインダクタンスが式に反映される。ただし式（２９）では、平方根の演算結果を加算するか、減算するかによって２通りの値が求められるが、これは、誤差の大きさによりいずれか一方を選ぶことになる。
【０１３４】
【数２９】
0003698149.tif 000019
【０１３５】
次にパラメータ推定部６８Ｖについて、図１５を用いて説明する。電流制御部６４内の演算で出力されるｄ軸電流制御の補償電圧ＶＩd 、及びｑ軸電流制御の補償電圧ＶＩq ，ｄｑ軸電圧指令Ｖd** 及びＶq** 、モータ電圧の大きさＶ1*、及び指令速度ωr*はパラメータ推定部６８Ｖに入力される。パラメータ推定部６８Ｖでは、図５中の演算部６１３において用いるモータ電圧の大きさＶ1*と実際値のずれ量としてｄＶが演算される。
【０１３６】
【数３０】
0003698149.tif 000020
【０１３７】
ここにｄＶは、式（２８）においてｄＬ＝０とおいて求めたもので、式(３０)で得られる。この値を図５で示した位相誤差演算部の式（１７）でのＶ1*から引くことによって正しい電圧が式に反映される。ただし式（３０）では、平方根の演算結果を加算するか、減算するかによって２通りの値が求められるが、これは、誤差の大きさによりいずれか一方を選ぶことになる。
【０１３８】
図１４及び図１５で示したパラメータ誤差のためのｄ軸補償電圧ＶＩd 及びｑ軸補償電圧ＶＩq を用いた方法は、複数のパラメータの中でひとつのパラメータのみに誤差が生じた場合に有効な方法である。これに対し、複数パラメータ誤差に対して有効な方法として、図１の全体構成の図では位相調整部６９Ｉ及び69Ｓの２つの例を示した。以下、位相調整部６９Ｉ及び６９Ｓについて、図１６を用いて説明する。
【０１３９】
前述のように、位相誤差Δθの演算結果には、パラメータ誤差に起因する誤差分が含まれる。この誤差のためｄｃ−ｑｃ軸回転座標の位相はｄ−ｑ軸回転座標に一致させることはできず、定常軸ずれΔθe が残る。電流制御部６４においてｑ軸方向成分にのみ電流を流すようにｄｃ軸電流指令Ｉd*を零として制御するが、実軸と制御軸が軸ずれしている場合には、実線のｄ軸方向にも電流が流れてしまい、その分ｑ軸方向のトルク電流成分は減少する。トルク電流成分は軸ずれΔθe が大きいほど減少する。
【０１４０】
この結果速度の低下を招くため、速度制御部６３がトルク電流指令Ｉq*を増加させることになり、結局、モータ電流の大きさＩm が軸ずれのため増加する。逆に言えば、実軸と制御軸の位相が一致し、最もトルクが発生する位相で電流が流れると、モータ電流の大きさＩm は最小値をとる。そこで、モータ電流位相を調整して、電流の大きさＩm が最小になる位相にて電流を流す。
【０１４１】
電流位相の変える２つの方法を示す。
【０１４２】
第１の方法は、励磁電流指令値Ｉd*に所定の値を設定する方法である。通常は零が設定されるＩd*に値を代入してやることにより、モータ電流の位相を任意に変化させることができる。第２の方法は、位相誤差指令Δθ* に所定の値を設定する方法である。通常は零が設定されるΔθ* に値を代入してやることにより、実軸と制御軸の軸ずれは、前述のパラメータ誤差に起因する軸ずれΔθe と位相誤差指令Δθ*の和となる。そこで、位相誤差指令Δθ*を調整し(Δθ*)＋Δθeを零にすることにより、実軸と制御軸を一致させることができる。第１の方法は位相調整部６９Ｉにより実現される。また、第２の方法は位相制御部６９Ｓにより実現される。
【０１４３】
図１６に、励磁電流指令値Ｉd*或いは位相誤差指令Δθ* を調整し、モータ電流Ｉm を最小にする方法の一例を示す。制御周期ｉ番目において、励磁電流指令値Ｉd*或いは位相誤差指令Δθ* に値が設定され、モータ電流の大きさが      Ｉm(ｉ)であるとする。次に、制御周期ｉ＋１番目において、Ｉd*或いはΔθ*にランダムに選んだ値を代入し、モータ電流の大きさがＩm(ｉ＋１）に変化したとする。Ｉm(ｉ＋１）がＩm(ｉ）よりも小さければ、Ｉd*或いはΔθ* の値として制御周期ｉ＋１番目で用いた設定値を選ぶ。以上を繰り返すことにより、モータ電流Ｉm を最小にする設定値を探すことができる。また、上記方法以外では、既知のニュートン・ラプソン法などの最適解探索アルゴリズムを用いれば、設定値を求めることができる。
【０１４４】
【発明の効果】
本発明によれば、制御軸の位置に依存しない値で位相角を表現して位相誤差を求めており、負荷の急変化や急加減速運転など、大きな位相誤差が発生する場合でも安定な同期モータの位置センサレス制御系を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に関わる同期モータの位置センサレス制御方法を実現するための全体構成図である。
【図２】同期モータの回転子，固定子、前述のｄ−ｑ軸回転座標、及びｄｃ−ｑｃ制御回転座標の関係を示した解析モデル図である。
【図３】同期モータが交流電圧により駆動され、回転子が正方向に回転している場合のベクトル図を示す。
【図４】座標変換部の演算内容をブロックで示した図である。
【図５】位相誤差演算部の演算内容をブロックで示した図である。
【図６】周波数／位相作成・速度検出部の演算内容をブロックで示した図である。
【図７】周波数／位相作成・速度検出部の他の演算内容をブロックで示した図である。
【図８】周波数／位相作成・速度検出部のさらに他の演算内容をブロックで示した図である。
【図９】速度制御部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１０】電流制御部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１１】逆変換部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１２】起動・運転管理部の演算内容をブロックで示した図である。
【図１３】本発明による制御方法を用いて同期モータを運転した場合の、加速，減速、及び負荷変化に対応するモータ回転周波数とインバータ出力周波数の関係を示した図である。
【図１４】インダクタンスＬのパラメータ誤差を推定する方法を示した図である。
【図１５】出力電圧Ｖ1*のパラメータ誤差を推定する方法を示した図である。
【図１６】位相調整部によって、電流位相を最適な状態に合わせる原理を説明する図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…主回路部、３…同期モータ、４…検出部、５…中間パワー部、６…制御部、７…オペレータ、２１…整流回路、２２…直流リアクトル、２３…平滑コンデンサ、２４…インバータ回路、４１…電圧検出部、４２…モータ電流検出部、５１…ドライブ電源、５２…制御電源、５３…ドライブ回路、６０…座標変換部、６１…位相誤差演算部、６２…周波数／位相作成・速度検出部、６３…速度制御部、６４…電流制御部、６５…逆変換部、６６…起動・運転管理部、６７…インターフェース部、６８Ｖ，６８Ｌ…パラメータ推定部、69Ｉ，６９Ｓ…位相調整部、Ｅd …直流電圧、ｉｕ…Ｕ相モータ電流、ｉｗ…Ｗ相モータ電流、ｄ軸…永久磁石回転子の磁束方向の位置の軸、ｑ軸…ｄ軸に対し回転方向に９０度進んだ位置の軸、ｄｃ軸…制御上の仮想回転子位置の軸、ｑｃ軸…ｄｃ軸に対し回転方向に９０度進んだ位置の軸、Ｉdcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｄｃ軸電流、Ｉqcf …仮想ｄｃ−ｑｃ座標系のｑｃ軸電流、Ｖ1*…モータ電圧、δc …ｑｃ軸とモータ電圧Ｖ1*との位相差、Δθ…ｄ−ｑ実座標系とｄｃ−ｑｃ仮想座標系との位相誤差、ωr …検出速度、ωr*…指令速度、Ｉd*…ｄｃ軸電流指令、Ｉq*…ｑｃ軸電流指令、Ｖd**…ｄｃ軸電圧指令、Ｖq**…ｑｃ軸電圧指令、Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* …３相電圧指令、Ｉds* …起動時ｄｃ軸電流指令、Ｉqs* …起動時ｑｃ軸電流指令、ωls…起動時運転周波数、sel …選択信号、Ｔp …位置決め時間、Ｔs …初期回転時間、Ｉm0…位置決め時目標電流指令、ωls0 …初期回転最終目標周波数、Δθ* …位相誤差指令。
【図１】
0003698149.tif 000021
【図２】
0003698149.tif 000022
【図３】
0003698149.tif 000023
【図４】
0003698149.tif 000024
【図５】
0003698149.tif 000025
【図６】
0003698149.tif 000026
【図７】
0003698149.tif 000027
【図８】
0003698149.tif 000028
【図９】
0003698149.tif 000029
【図１０】
0003698149.tif 000030
【図１１】
0003698149.tif 000031
【図１２】
0003698149.tif 000032
【図１３】
0003698149.tif 000033
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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