(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の平面型部分と、該第１の平面型部分の上に取り付けられた第２の平面型部分とを備えており、上記第２の平面型部分は、電磁エネルギーを放射するための複数のボックスホーンアンテナを備えおり、各ボックスホーンアンテナは、上記第２の平面型部分の上面により大きな出力開口および上記第２の平面型部分の下面により小さな供給開口を有する導波管を有しており、上記第１の平面型部分は、上記供給開口を通して上記ボックスホーンアンテナへ電磁エネルギーを供給するための導波管の形の供給ネットワークをその上面に備えており、各ボックスホーンアンテナは、上記電磁エネルギーの磁界の方向と同じ方向において径が段状に変化する部分を備えることを特徴とするアンテナ。
【請求項２】
上記磁界の方向と同じ方向における上記ボックスホーンアンテナの導波管の径は、上記径が段状に変化する部分から上記第２の平面型部分の上面まで直線的に増大する請求項１に記載のアンテナ。
【請求項３】
上記供給ネットワークは、実質的に長方形断面を有し且つＴ字型接合部により放射素子に対して電力が分割されるような導波管からなる請求項１または２に記載のアンテナ。
【請求項４】
上記Ｔ字型接合部の少なくとも幾つかには、マッチングを改善するために丸み付けされた先端を有する三角形分割器が設けられる請求項３に記載のアンテナ。
【請求項５】
少なくとも幾つかのＴ字型接合部において、上記分割器及びフィーダガイドは、電力分布を均一な分布から変更するために互いに横にシフトされている請求項４に記載のアンテナ。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、特に、無線リンク用に意図された請求項１の序文に記載のアンテナに係る。
先行技術の説明
現在、無線リンクは、ＶＨＦ（３０−３００ＭＨｚ）、ＵＨＦ（３００ＭＨｚ−３ＧＨｚ）、ＳＨＦ（３−３０ＧＨｚ）、及びＥＨＦ（３０−３００ＧＨｚ）レンジの多数の周波数帯域を使用している。移動サービスが低い周波数帯域（３ＧＨｚ以下）をほぼ完全に占有しているので、常により高い周波数が使用されてきている。現在、多くの無線リンクシステムは、本発明によるアンテナのレンジである（少なくとも最初は）３８ＧＨｚの周波数レンジで動作する。アンテナの原理は何ら周波数に縛られるものではないから、より一般的には本発明のアンテナ設計は、マイクロ及びミリメータレンジにも使用されることに注目することができる。
無線リンクアンテナに要求される放射特性は、国際規格に規定されている。例えば、ＥＴＳＩ（ヨーロパテレコミュニケーションズ規格協会）規格ｐｒＥＴＳ３００  １９７は、３８ＧＨｚ無線リンクアンテナの放射パターンにおいてサイドローブレベルに許される最大のレベルを規定している。従って、無線リンクアンテナを設計する出発点は、一般に、アンテナ利得が特定の最小レベルより大きくなければならないが、サイドローブレベルを規定の限界より低く保持しなければならないことである。それ故、利得を不定に増加することはできない。というのは、それに応じてサイドローブレベルも増加してしまうからである。
無線リンクアンテナに設定される要件は、厳格なものであり、現在使用されている周波数では、規格に規定された無線特性が、異なる種類のホーン＋レンズ又は反射アンテナ（パラボラアンテナ）でのみ首尾よく満足されている。
アンテナの製造者及び特にアンテナのユーザ（顧客）は、充分な放射特性とは別に、物理的に小型のアンテナを希望する。特に、無線リンクの他方のターミナル点が顧客の場所であるときには、アンテナをバックグラウンドにできるだけ良好に合体させる（即ち、小さなスペースに適合させる）ことが最も重要である。
物理の法則は、アンテナの断面積をほぼ決定し、換言すれば、アンテナは特定の捕獲面積を有していなければならないか、又はそのアパーチャーが特定の寸法を有していなければならない。むしろ、構造上の設計により、アンテナの寸法は厚みの方向に容易に影響を受けることになる。例えば、上記ホーン＋レンズ又は反射アンテナの欠点は、それらの動作原理によりコンパクトに実現できないことである。例えば、上記の３８ＧＨｚレンジでは、このようなアンテナは、少なくとも２０ｃｍ程度の厚みである。
厚み方向の小さな寸法は、いわゆる平面型（プレーナ型）アンテナによって得ることができる（平面型アンテナとは、アンテナのフィーダ及び反射素子が厚み方向に互いに非常に接近した設計を指す）。平面型アンテナ設計は、マイクロストリップ技術をベースとするものがほとんどであり、これは、マイクロストリップ構造体のロスが非常に大きいために充分な利得を生じない。又、多くの平面型アンテナ設計は、帯域が狭いという共通の欠点がある（狭い周波数帯域においてのみ所要の特性が得られる）。又、ある平面型アンテナは、現在使用されている高い周波数において寸法要件が非常に厳格であるために大量生産に適していないという欠点もある。アンテナ製造者の観点からは、アンテナ設計を大量生産に適したものにすることが最も重要である。
発明の要旨
本発明の目的は、無線リンクの使用に適すると共に、充分な放射特性、非常にコンパクトなサイズ、及び大量生産の適合性を得ることのできる新規な形式のアンテナ構造を提供することにより、上記の欠点を回避することである。この目的は、請求項１の特徴部分に記載された本発明のアンテナ設計により達成される。
本発明の考え方は、平面型供給ネットワークにより特定の特性（例えば、平面構造、低いロス及び広帯域動作を許す）をアンテナに与えると共に、この設計に放射素子としてそれ自体知られたボックスホーンを組み込んで、上記欠点を解消する放射特性を達成できるようにすることである。本発明に関連して、大量生産に適したやり方でボックスホーンを最適に寸法決めすることにより、単一放射素子の放射パターンのナルを、アレーファクターがアンテナアレーのサイドローブを指示する方向にセットすることができる。このように、アンテナアレーのサイドローブを容易に排除することができ、これにより、所望の放射パターンを問題なく得ることができる。
本発明の解決策は、良好な（無線リンクの使用に充分な）放射特性、簡単な構造、低い構造コスト及び製造欠陥に対する不感性をもつ平面型設計を提供する。例えば、上記の３８ＧＨｚレンジでは、本発明によるアンテナは、約４ｃｍの厚みに過ぎず、即ち、現在の無線リンクアンテナの最小厚みに比して約１／５に過ぎない。
アンテナ全体を構成したとしても、本発明の好ましい実施形態では、導波管技術により、平面型構造が依然として得られる。
【図面の簡単な説明】
以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
図１は、２ｘ２の放射素子を有する本発明のアンテナの斜視図である。
図２ａ−２ｃは、図１のアンテナ設計に使用される供給ネットワークを示す図である。
図３ａは、導波管Ｔ型接合部のカーブした分割器を示す図である。
図３ｂは、図３ａの分割器から構造上最適化された導波管Ｔ型接合部の分割器を示す図である。
図３ｃは、非対称の電力分配を与える導波管Ｔ型接合部の分割器を示す図である。
図４は、それ自体知られたボックスホーンの基本構造を示す図である。
図５は、ボックスホーンにおける異なる波モードの振幅の比がボックスホーンのアパーチャーの比にいかに依存するかを示す図である。
図６は、ボックスホーンのアパーチャーを示す図である。
図７ａは、図１のアンテナに使用される放射素子の基本的な構造を示す図である。
図７ｂは、図１の放射素子の平面Ｈの断面を示す図である。
図７ｃは、図１の放射素子の平面Ｅの断面を示す図である。
図８は、１６ｘ１６素子のアレーに意図された供給ネットワークを示す図である。
図９は、図８の供給ネットワークに対して設計された放射素子のアレーを示す図である。
好ましい実施形態の詳細な説明
図１は、本発明によるアンテナを示す。このアンテナは、供給ネットワークを含む部分Ａ１と、該部分Ａ１の上に取り付けられた部分Ａ２の２つの部分のみで構成され、部分Ａ２は、放射素子アレー１０を含み、このアレー１０は、この例では、（明瞭化のために）互いに隣接する４つの放射素子をコンパクトな仕方で（両平面に２つ）有するだけである。各放射素子ＲＥは、磁界の平面に段Ｓを有するボックスホーンである。供給ネットワークに通じる供給アパーチャーは、参照記号ＦＡで示されている。両アンテナ部分（Ａ１及びＡ２）は、例えば、鋳造により形成された閉じた金属部分である（アンテナの製造技術は、以下に詳細に述べる）。
図２ａは、図１に示した下方部分（Ａ１）の上面、即ち部分Ａ２に対して配置される面を示す図である。図２ｂは、図２ａのＡ−Ａ’線の方向に見て部分Ａ１を示し、そして図２ｃは、Ｂ−Ｂ’線の方向に見た図である。この例は、長方形の導波管をフィーダとして使用し、これは、実際には、構造が簡単で且つロスが小さいことからフィーダとして非常に効果的な選択である。構造が複雑なほど、製造経費が高く、そしてほとんどの場合に、製造欠陥が生じ易い。導波管は、部分Ａ１の表面に設けられたスロット２０より成り、そして部分Ａ２は、導波管の天井を構成する。導波管をできるだけ狭くして、放射素子間の間隔（素子間隔）をできるだけ狭くし、ひいては、アンテナアレーのサイドローブを少なくすることが効果的である。従って、動作及びカットオフ周波数の観点から導波管をできるだけ狭くすることが効果的である。
上記の３８ＧＨｚレンジにおいては、約５ｍｍの導波管巾を選択することができ、従って、例えば、巾が７．１１ｍｍそして高さが３．５６ｍｍの導波管ＷＲ−２８を、アンテナに供給する標準導波管（図示せず）として選択することができる（従って、使用する導波管の高さに対応するように部分Ａ１に形成されるスロット２０の深さＤを選択することができる）。供給導波管としては、供給アパーチャーに延長部２５が設けられ、この延長部は、巾の広い導波管から狭い導波管への移行部を形成する。
導波管は、最も低いモードＴＥ10のみで動作しなければならない。（例えば、導波管ＷＲ−２８においては、ＴＥ20モードのカットオフ周波数が６０ＧＨｚであり、そしてＴＥ10モードのカットオフ周波数は４２．１３ＧＨｚであり、これは、アンテナを３８ＧＨｚで使用したときにはこれらの波モードが導波管に伝播できないことを意味する。）
図２ａ−２ｃの平面型供給ネットワークでは、共通の電源（図示せず）から送られる電力が、異なる放射素子への次々のＴ字型接合部により分割される。例えば、図２ａの例では、３つのＴ字型接合部がある。それらの１つが参照記号Ｔで示されており、そして接合部の境界が破線で示されている。従来のＴ字型接合部は、導波管に高い反射係数を有するので、それ自体知られた三角形モデルに基づく丸み付けされた分割器２２を供給ネットワークのＴ字型接合部に使用することが効果的である。このような丸み付けされた分割器は、図３ａに示したそれ自体知られた分割器に基づくものであり、この三角形分割器２３の先端２３ａは非常に薄くされている。丸み付けされた側部及び薄い先端を有するこのような分割器は、低い反射係数を与える。しかしながら、この設計は、分割器の中心点（先端２３ａ）の位置に敏感であり、従って、上記したそして図３ｂに示された丸み付けされた分割器２２を使用することが効果的となる。先端２３ａに関する限り、分割器の製造欠陥の傾向を少なくするように先端をあまり先鋭で且つ頑強でないようにすることにより、丸み付けされた分割器２２の理想的な形状が変更されている。それでも、良好なマッチングを得ることができる。
アンテナ放射パターンに関する要求によりアンテナアレーの均一な供給を偏らせる必要がある場合には、接合部の中央の分割器２２を中心線から外れるようにシフトすることにより、Ｔ字型接合部に所要の電力分割比を得ることができる。素子間にこのような非対称の電力分布が所望される場合には、素子間に位相差を生じることなく実施しなければならない。Ｔ字型接合部においては、分割器が中心線からシフトして更に離れるにつれて、出力ゲート間の位相差が比例的に増加する。この位相差は、入力ゲートの位置が同じ程度に横にシフトされた場合に得られる位相差に等しい。従って、位相は、出力ゲートから測定した分割器までの距離によって決定される。これは、Ｔ字型接合部のフィーダガイドの位置を同じ程度に側方にシフトすることにより位相差を補償できることを意味する。これが図３ｃに示されており、参照記号Ｘは側方シフトの距離を示す。その結果、分割器は、Ｔ字型接合部の中心に配置されるが、フィーダガイドは、分割器に対して横にある。
電力分割器のマッチングは、分割器からの反射を打ち消す第２の反射を発生することにより更に改善することができる。この目的で生じた反射の振幅が分割器からの反射に等しくそしてそれらの位相が逆の場合には、加算された全反射が０となる。反射は、導波管内にある種の障害物を配置することにより発生できる。図示された例では、打消反射が円筒状のタップ２４で発生される。タップの高さｈを調整することにより反射の振幅を変え、そしてタップの位置（電力分割器からの距離）をシフトすることにより所望の位相を得ることができる。
供給ネットワークの電力分配に加えて、導波管をカーブさせねばならない。図２ａ−２ｃの例では、これは、単一の放射素子に通じている導波管岐路において導波管に平面Ｅカーブを与えることによって達成される（以下、電界の平面は、平面Ｅと称し、そして磁界の平面は、平面Ｈと称する）。カーブは、実質的に４５°のスロープ傾斜部をスロットに与えることにより具現化され、これら傾斜部は、参照番号２１で示されている（図２ａ及び２ｂ）。その結果、分極が平面Ｅにおいて隣接する放射素子間に逆の位相をもつことになるので、半波長の延長部Δが片側に与えられる。これは、信号を反転して、平面Ｅにおける隣接素子の信号と同相にする。傾斜部において、各フィーダ岐路は放射素子に接続され、即ち部分Ａ２は、対応する位置に穴を有し、これは放射素子の「供給アパーチャー」である。
平面Ｅにおいて、放射素子間の間隔は、主として必要な位相修正により決定される。少なくともＴ字型接合部及び位相修正（Δ）が素子間に適合しなければならない。両側には、平面Ｅに上記カーブが更にあり、そして位相修正のない側では、Ｔ字型接合部の至近にカーブを配置することができない。というのは、Ｔ字型接合部に存在するフィールドを妨げるからである。（信頼性のある動作を保証するためには、Ｔ字型接合部とカーブとの間の距離が、実際に、少なくとも波長の１／８でなければならない。）
素子は、平面Ｈにおいては、平面Ｅよりも互いに接近して配置することができる。供給ネットワークにおける導波管間の壁が非常に薄い場合には、素子間隔がｄH＝２ｘ導波管巾となる。しかしながら、間隔を決定するときには、（ａ）素子の間隔が０．９λの倍数であるときに（λは自由空間における波長）アンテナアレーの方向性（ひいては、利得）がその最大値となり、そして（ｂ）アンテナアレーのサイドローブの数は、素子間隔がいかに多くの波長を表すかに比例することに注目しなければならない。従って、サイドローブの数を増加せずに、素子間隔を、例えば、０．９ｘ２ｘλに増加することができる。従って、アンテナアレーの方向性は、素子間隔が波長より広い状態でその最大値まで増加する。
上記の詳細な設計解決策（それ自体知られた解決策であるＴ字型接合部、電力分割器及びタップマッチング）により、当業者であれば、一度にアンテナに対して設定された動作周波数及び他の要件により供給ネットワークを大きさ決めすることができる。本発明に関する限り、供給ネットワークに関する重要な事柄は、主として、その平面型設計と、ロスの低い導波管を具現化する可能性とである。又、分割器によりアンテナ表面に対し照射をテーパ付けする（アレーの縁に位置する素子の供給振幅を減少することを指す）可能性によっても効果的な細部が表される。最終的な供給ネットワークは、放射素子に対して所望の振幅分布を得るように電力分割器を配置することにより構成される。素子の相対的な振幅は、異なるテーパ付けでアンテナアレーの放射パターンを計算することにより定められる。テーパ付けは、利得を減少すると共に、メインビームを広げるために、照射機能を均一照射アパーチャーにできるだけ接近して維持するように仕向けるのが効果的である。
上記したように、本発明によるアンテナ設計は、ボックスホーンを放射素子として使用する。ボックスホーンは、同じ寸法のアパーチャーをもつ従来のホーンよりも磁界の平面（平面Ｈ）において大きな方向性を有するホーンアンテナ設計（それ自体知られた）である。このホーンは、アンテナアパーチャーにおける優勢モードの位相から例えば１８０°ずれた位相を有する高次（三次）の波モードを発生するように構成される。この高次のモードは、アパーチャー照射（平面Ｈにおける）をコサイン型の照射から、均一照射即ち２つのコサイン照射に良く似たものに向かって変化する。
図４は、それ自体知られたボックスホーンの基本的な設計を示す。このホーンは、通常は、長さＬの長方形導波管素子４１で構成される。平面ＨにおいてＡと測定されるこの部分をボックスと称する。Ａの値は、高次の波モードＴＥn0（ｎ＝０・・・３）を伝播できるほど大きくなければならない。ホーンは、その一端が開いており、そして他端において長方形導波管４２から供給される。供給は、平面Ｈのホーン（その端のアパーチャーが平面Ｈの方向に延びる一方、平面Ｅの寸法を不変に保持する導波管）によって行うこともできる。アパーチャーＡ’をもつ供給導波管即ちホーンは、アパーチャーの中心のゼロからずれた振幅をもつ波モード、即ちＴＥ10及びＴＥ30モードのみを発生するようにボックスの中心線に配置される。これら波モードの振幅間の比は、アパーチャー比Ａ’／Ａに基づく。ａ1をＴＥ10モードの振幅としそしてａ3をＴＥ30モードの振幅とすれば、それらの比は、次のように表される。
0003718527.tif 000002
この依存性に基づき、振幅ａ3とａ1の比は、段の高さＡ’／Ａの関数として示すことができる。これが図５に示されている。
ボックスホーンアパーチャー（平面Ｈにおける）の振幅分布も比ａ3／ａ1に依存する。図６は、比ａ3／ａ1に対して値０−０．７をもつ振幅分布を示している（水平軸はアパーチャーの中心点からのパーセント距離を表し、そして垂直軸は比例レベルを表す）。この図において、アパーチャーレベルにおける２つの伝播モード間の位相差は、１８０°であると仮定する。図示されたように、振幅比の値０．３５は、均一照射機能として比較的良好な近似を与え、そして値０．５５は、２つのコサイン分布を与える。（平面Ｅにおいて、フィールドは導波管において均一に分布され、そしてアンテナアパーチャーのエリアは、均一に照射される。）
本発明によるアンテナは、上記形式のボックスホーン、及び特に磁界の平面においてその特徴である段を使用し、この段は、ホーンを伝播する波モードの相対的な振幅を変更する簡単な手段をなす。
本発明によるアンテナアレーのボックスホーンは、次のように設計される。先ず第１に、アレーファクタを使用して、このアレーファクタがサイドローブを指示する方向を計算する。アレーファクタは、次の式であることが知られている。
0003718527.tif 000003
但し、Ｎは素子数であり、そしてγは、波長λ、素子間隔ｄ及び視野角θに次のように依存する。
γ＝ｋｄ  ｓｉｎ（θ）＋δ
但し、波数ｋ＝２π／λであり、そしてδは、素子間の位相差を表す。
サイドローブの方向を計算するためには、素子間隔と周波数が分からねばならない（素子間隔は、供給ネットワークの寸法から分かる）。
次いで、異なる振幅比に対しボックスホーンの放射パターンを計算することにより、アレーファクタがサイドローブを指示する方向にナルを有する振幅比が見つかる。アパーチャーアンテナの放射パターンは、アパーチャーに存在するフィールドによって決定される。フーリエ変換を使用し、アパーチャーに存在するフィールドが分かるときにアンテナ放射パターンを計算することができる。特に、放射パターンは、アパーチャー分布のフーリエ変換として定義できる。従って、振幅分布を表す関数をＦ（ｙ）とすれば、放射パターンは、次の式により平面ｘｙにおける角度Φの関数として計算できる。
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但し、βは伝播係数を表し、そしてＬは測定レベルにおけるアパーチャーの寸法である。従って、Ｅ（Φ）は、関数Ｆ（ｙ）のフーリエ変換を表す。
アレーファクタがサイドローブを指示する同じ方向に単一放射素子のナルが生じるところの振幅比を確立した後に、その振幅比を用いて、その振幅比を与えるアパーチャー比Ａ’／Ａを定義することができる。このアパーチャー比に基づいて、放射素子にその最終的な尺度を与えることができる。というのは、この比に基づき、磁界の平面における段の寸法が分かるからである。従って、段のサイズを用いることにより、単一放射素子（アレーファクタがサイドローブを指示する方向にナルである）に対し所望の放射パターンが得られる（結果に影響する段の位置を定義した後に）。
図７ａ−７ｃは、図１に示されそして本発明のアンテナに放射素子として使用されるホーンアンテナ７０の基本的な構造を示す。（ホーンアンテナにマッチングする「フィードスルー」が部分Ａ２に与えられる。）図７ａは放射素子の斜視図であり、図７ｂは平面Ｈにおける素子の断面であり、そして図７ｃは平面Ｅにおける素子の断面である。この例において、ホーンは、平面Ｈ及びＥの両方に直線的に開いている。平面Ｈにおいては、これは、段Ｓの前（面７１参照）及び段の後（面７２参照）の両方について言える。このような設計においては、平面Ｈにおける寸法が変化する状態では、段からアパーチャーレベルに進行するときに波の伝播ファクタが変化する。段の後に平面Ｈに拡大部をもつ設計は、放射素子のアパーチャーをできるだけ大きくできる上に、放射素子間の壁が処理し易さの理由で特定の厚みをもつことができるという効果を有する。
以上、本発明のアンテナを、それに対して設定された要件に一度に合致するように設計することのできる原理について説明した。それに対応する原理に従うことにより、例えば、放射素子を完全に異なる形状で実現することができる。放射素子は、例えば、非直線的に開いていてもよいし、又は拡大部を全く実現しなくてもよい（これは、平面Ｅ及び平面Ｈの両方について言える）。製造技術に関する限り、非直線的な拡大部は、上記の直線的に開放する放射素子よりも明らかに悪い。
又、放射素子の数は、アンテナに対して設定される要件に基づいて変えることができる。図８は、２５６個の素子の供給ネットワークの上面図である（図２ａに対応する）。この場合、アンテナの供給アパーチャーＦＡは、供給ネットワークの中央にある。図示されたように、この場合の供給ネットワークは、図２ａに示された６４個の基本的なモジュールを備え、その各々は、４つの異なる放射素子に対し４つの並列な供給分岐を有する。好ましい実施形態では、放射素子の数が２の累乗に等しい（例えば、２8＝２５６）。というのは、これが対称的なアンテナ設計を生じるからである。必要な素子の数は、アンテナに対して設定される利得、サイズ及び放射パターンの要件に基づく。
一般に、ｎ個の放射素子が存在する場合に、供給ネットワークの（ｎ−１）個のＴ型接合部において電力が分割され、各素子は、等しい電気的長さをもつラインによって供給される（上記の位相修正が考慮されない場合）ことに注意されたい。図９は、図８の部分Ａ１に類似した部分Ａ２であって、図７ａの放射素子を全部で２５６個含む部分Ａ２を（上から）示している。
実際に、本発明によるアンテナ設計は、例えば、次のように変更できる。
供給ネットワークにおいて、異なる種類の一般に知られたマッチング方法及び分割器構造を使用することができる。導波管の寸法を決める場合にも同じことが言える。導波管以外の波管路を使用することもできる。
供給ネットワークから素子への信号の接続は、種々の方法で行うことができ、例えば、マイクロストリップが使用される場合にはプローブを介して行うことができる。
アンテナは、種々の種類の導電性材料で製造することもできるし、又は適当な材料に導電層を被覆することもできる。アンテナが２つの閉じた部分で構成されるときには、鋳造が実際上有効な製造技術である。これら部分の表面は導電性であって、良好に機能しなければならない。更に、プラスチックでこれらの部分を鋳造しそして薄い金属被覆を施すことのできる製造方法も存在する。このような方法は、大量生産に良く適している。
上記の電力分割器（又は他の公知の電力分割器）を使用することにより、単一の放射素子の相対的な振幅に作用を及ぼし、ひいては、アパーチャー照射機能を所望の形状に整えることもできる。
以上、添付図面の例示的な設計を参照して本発明を説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、請求の範囲内で種々変更できることが明らかであろう。
【図１】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
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【図４】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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