(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、前記各キャパシタは、商用電源電圧により対応する可変抵抗器を介して充電し、前記各可変抵抗器は、対応するキャパシタを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御され、前記各キャパシタから負荷に順次放電電流を流す電源装置であって、
任意の可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるように目標値を設定し、その目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、前記任意のキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、前記各キャパシタは、商用電源電圧により対応する可変抵抗器を介して充電し、前記各可変抵抗器は、対応するキャパシタを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御され、前記各キャパシタから負荷に順次放電電流を流す電源装置であって、
前記各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、この各インピーダンス制御手段がインピーダンスを制御する可変抵抗器に対応したキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する複数の振幅制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、前記各キャパシタは、商用電源電圧により対応する可変抵抗器を介して充電し、前記各可変抵抗器は、対応するキャパシタを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御され、前記各キャパシタから負荷に順次放電電流を流す電源装置であって、
前記各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、前記各キャパシタのうち、充電目標値が最も高いキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備え、
前記各インピーダンス制御手段は、前記振幅制御手段により振幅制御された目標値の入力電流に追従した入力電流が各可変抵抗器に流れるように対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御することを特徴とする電源装置。
【請求項４】
振幅制御手段は、電源電圧検出回路を設け、この電源電圧検出回路が検出する電源電圧に応じて該当するキャパシタの充電電圧の目標値を可変することを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項５】
各キャパシタの充電電圧の目標値を、高い電圧に充電されるキャパシタほど隣り合うキャパシタとの充電電圧比が小さくなるように設定したことを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項６】
商用電源電圧の絶対値が上昇する期間においては、あるキャパシタの充電を、そのキャパシタの電圧が前記商用電源電圧の絶対値と等しくなったとき開始させ、次段のキャパシタの電圧が前記商用電源電圧と等しくなったとき停止せ、
商用電源電圧の絶対値が下降する期間においては、あるキャパシタの充電を、１つ前のキャパシタの電圧が前記商用電源電圧の絶対値と等しくなったとき開始させ、充電電圧が前記商用電源電圧と等しくなったとき停止させることを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項７】
可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、前記キャパシタは、商用電源電圧によりそれぞれ対応する可変抵抗器を介して充電し、前記可変抵抗器は、対応するキャパシタを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御され、前記各キャパシタから負荷に順次放電電流を流す電源装置であって、
前記各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、前記各キャパシタのうち、ある特定のキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備え、
前記各インピーダンス制御手段は、前記振幅制御手段により振幅制御された目標値の入力電流に追従した入力電流が流れるように対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御し、かつ、ある特定のキャパシタを他のキャパシタに切替えることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のキャパシタを電力供給源とした電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平７−１２３７３３号公報には、キャパシタとスイッチ素子を使用して電源周波数を高周波に変換する電源装置が記載されている。この電源装置は、交流電源を全波整流器で全波整流した波形により、キャパシタを充電するが、交流電源の正極において複数のスイッチ素子を順次オン、オフ制御してそれぞれ対応するキャパシタを電源電圧に応じて充電し、また、交流電源の負極においても複数のスイッチ素子を順次オン、オフ制御してそれぞれ対応するキャパシタを電源電圧に応じて充電し、これら各キャパシタを放電用のスイッチ素子を使用し、この各スイッチ素子を高速にオン、オフ制御して放電し負荷に高周波電流を流すようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このような電源装置において、負荷変動によってキャパシタの充電電圧が変動すると入力電流波形が歪むという問題が生じる。そこで、本発明は、キャパシタの充電電圧を一定に制御できる電源装置を提供する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、可変抵抗器とキャパシタの直列回路を複数、並列的に接続し、各キャパシタは、商用電源電圧により対応する可変抵抗器を介して充電し、各可変抵抗器は、対応するキャパシタを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるように制御され、各キャパシタから負荷に順次放電電流を流す電源装置である。
【０００５】
そして、任意の可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるように目標値を設定し、その目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、任意のキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備えたものである。
【０００６】
また、本発明は、各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、この各インピーダンス制御手段がインピーダンスを制御する可変抵抗器に対応したキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する複数の振幅制御手段とを備えたものである。
【０００７】
また、本発明は、各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、各キャパシタのうち、充電目標値が最も高いキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備え、各インピーダンス制御手段は、振幅制御手段により振幅制御された目標値の入力電流に追従した入力電流が各可変抵抗器に流れるように対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御することにある。
【０００８】
また、本発明は、各可変抵抗器に予め設定した正弦波の入力電流が流れるようにそれぞれ目標値を設定し、その各目標値に基づいて対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御する複数のインピーダンス制御手段と、各キャパシタのうち、ある特定のキャパシタの充電電圧が一定になるように、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも低下したときには目標値の入力電流の振幅を大きく制御し、そのキャパシタ電圧が充電電圧の目標値よりも上昇したときには目標値の入力電流の振幅を小さく制御する振幅制御手段とを備え、各インピーダンス制御手段は、振幅制御手段により振幅制御された目標値の入力電流に追従した入力電流が流れるように対応する可変抵抗器のインピーダンスを制御し、かつ、ある特定のキャパシタを他のキャパシタに切替えることにある。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、商用交流電源１に全波整流回路２の入力端子を接続し、その全波整流回路２の出力端子に、それぞれダイオード３-1，３-2，…，３-nを順極性に介して、ＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなる可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nと、抵抗器などのインピーダンス素子からなる入力電流検出回路５-1，５-2，…，５-nとキャパシタ６-1，６-2，…，６-nとの直列回路をそれぞれ並列に接続している。
【００１０】
前記各可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nは、ＭＯＳ型ＦＥＴを、そのゲート、ソース間のバイアスを制御して非飽和領域で駆動することで可変抵抗器としての機能を果たすもので、それぞれ駆動回路７-1，７-2，…，７-nによって、対応するキャパシタ６-1，６-2，…，６-nを充電する期間のみインピーダンスが有限値となり、それ以外の期間ではインピーダンスが無限大となるようにオフ制御されるようになっている。
前記各駆動回路７-1，７-2，…，７-nにはそれぞれ駆動電源８-1，８-2，…，８-nが接続されている。前記各駆動回路７-1，７-2，…，７-nには前記各入力電流検出回路５-1，５-2，…，５-nの両端電圧が入力されている。前記各駆動回路７-1，７-2，…，７-n及び各駆動電源８-1，８-2，…，８-nのベース電位はそれぞれ各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧になっている。
【００１１】
前記各駆動回路７-1，７-2，…，７-nは、インピーダンス制御手段と振幅制御手段とで構成されている。具体的には、図２に駆動回路７-1は、インピーダンス制御手段７-11と振幅制御手段７-12とからなり、インピーダンス制御手段７-11は、可変抵抗器４-1を駆動制御するドライブ回路１１、第１の誤差アンプ１２によって構成されている。また、前記振幅制御手段７-12は、乗算器１３、入力電流目標値設定回路１４、対応するキャパシタ６-1の電圧検出回路１５、第２の誤差アンプ１６によって構成されている。
【００１２】
前記入力電流目標値設定回路１４には入力電流の目標値を設定するための正弦波形データが設定され、前記乗算器１３にその正弦波形データを供給している。前記キャパシタ６-1には抵抗分圧回路１７が並列に接続され、この抵抗分圧回路１７の分圧点電圧を出力回路１８によって出力するようになっている。そして、前記出力回路１８からの出力を入力回路１９が取り込んで前記電圧検出回路１５に入力するようになっている。前記出力回路１８と入力回路１９との関係は、例えば、フォトカプラにおける発光ダイオードとホトトランジスタのような関係で、出力回路１８からの出力信号を入力回路１９が絶縁して取り込むようになっている。
【００１３】
前記電圧検出回路１５は、入力回路１９からの信号で前記キャパシタ６-1の充電電圧を検出し、その検出出力を前記第２の誤差アンプ１６の反転入力端子(-)に供給している。前記第２の誤差アンプ１６の非反転入力端子(+)には充電電圧の目標値を設定する基準電圧Ｖrefが印加されている。
前記第２の誤差アンプ１６は、電圧検出回路１５が検出したキャパシタ６-1の充電電圧と基準電圧Ｖrefを比較し、その差に応じた電圧信号を前記乗算器１３に供給している。前記乗算器１３は、第２の誤差アンプ１６からの電圧信号に応じて前記入力電流目標値設定回路１４からの正弦波形データの振幅を制御するようにしている。
【００１４】
すなわち、基準電圧Ｖrefに比べてキャパシタ６-1の充電電圧が低いときには、乗算器１３は第２の誤差アンプ１６からの電圧信号に応じて入力電流目標値設定回路１４からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行い、また、基準電圧Ｖrefに比べてキャパシタ６-1の充電電圧が高いときには、乗算器１３は第２の誤差アンプ１６からの電圧信号に応じて入力電流目標値設定回路１４からの正弦波形データの振幅を小さくする制御を行うようになっている。
前記乗算器１３の出力を第１の誤差アンプ１２の非反転入力端子(+)に供給している。また、前記入力電流検出回路５-1の出力を前記第１の誤差アンプ１２の反転入力端子(-)に供給している。
【００１５】
前記第１の誤差アンプ１２は乗算器１３の出力と入力電流検出回路５-1の出力を比較し、その差に応じて前記ドライブ回路１１を駆動し、ドライブ回路１１はその差に応じて可変抵抗器４-1のインピーダンスを可変制御するようになっている。
なお、図２は駆動回路７-1の構成について説明したが、他の駆動回路７-2〜７-nにおいても構成は同じである。
【００１６】
また、ここでは図示していないが、前記各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nをそれぞれスイッチ回路及び極性反転回路を介して負荷に接続し、各スイッチ回路を順次オン、オフ動作させることで各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧を、極性反転回路を介して負荷に順次供給し、負荷を交流駆動することが可能になっている。
【００１７】
このような構成においては、全波整流回路２の出力電圧の上昇と共に各可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nがそれぞれ対応する駆動回路７-1，７-2，…，７-nによって順次所定のインピーダンスとなるように制御され、各可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nを介して所望の入力電流が流れ、各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nをそれぞれ充電する。
すなわち、先ず、可変抵抗器４-1のインピーダンスが無限大から所定のインピーダンス値に制御されてキャパシタ６-1への充電電流が流れ、この充電電流が目標値として設定された入力電流になるように可変抵抗器４-1のインピーダンスが制御される。そして、全波整流回路２からの入力電圧が次段のキャパシタ６-2の充電電圧に等しくなると、可変抵抗器４-1のインピーダンスを無限大に制御してキャパシタ６-1への充電を停止させ、代わって、可変抵抗器４-2のインピーダンスを無限大から所定のインピーダンス値に制御してキャパシタ６-2への充電を開始する。そして、この充電電流が目標値として設定された入力電流になるように可変抵抗器４-2のインピーダンスが制御される。
【００１８】
このようにして全波整流器２からの入力電圧波形が上昇している期間においては、可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nのインピーダンスが所定のタイミングで無限大から有限値に切り替わり、さらに、インピーダンスが可変制御されて各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nへの充電が順次行われる。
また、全波整流器２からの入力電圧波形が下降する期間においては、キャパシタ６-nの充電電圧が入力電圧に等しくなると、可変抵抗器４-nのインピーダンスが無限大に切り替わるとともに可変抵抗器４-(n-1)のインピーダンスが有限値に切り替わり、キャパシタ６-nに代わってキャパシタ６-(n-1)への充電が開始される。このキャパシタ６-(n-1)に対して充電が行われている最中に可変抵抗器４-(n-1)のインピーダンスは減少するように制御され、入力電流を制御する。
このような制御を行うことで、全波整流器２からの入力電流波形は入力電圧波形とほぼ同位相の正弦波となる。このようにして、入力電流における高調波成分を充分に抑制し力率を改善することができる。
【００１９】
このような制御を行っているときに、負荷変動が生じてキャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値よりも低下し、あるいは上昇する場合がある。例えば、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値よりも低下することが生じると、駆動回路７-1，７-2，…，７-nの電圧検出回路１５がそれを検出し、第２の誤差アンプ１６が充電電圧の目標値である基準電圧Ｖrefと検出電圧を比較する。そして、その誤差を乗算器１３に出力する。乗算器１３は第２の誤差アンプ１６からの誤差出力により入力電流目標値設定回路１４からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行う。
【００２０】
第１の誤差アンプ１２は振幅が大きくなった目標値の入力電流と入力電流検出回路５-1，５-2，…，５-nが検出した実際の入力電流を比較し、その誤差出力をドライブ回路１１に供給する。ドライブ回路１１は、実際の入力電流が目標値の入力電流に近づくように可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nのインピーダンスを制御する。これにより、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値よりも低下しているときには、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nに、より多くの充電電流が流れるように可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nのインピーダンスが制御され、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値になるように制御される。
【００２１】
また、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値よりも上昇することがあると、このときは、逆にキャパシタ６-1，６-2，…，６-nに、より少ない充電電流が流れるように可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nのインピーダンスが制御され、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値になるように制御される。
このようにしてキャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧は負荷変動が生じても常に目標値に一定になるように制御される。これにより、負荷変動が生じても負荷への供給電圧を安定化できる。
【００２２】
（第２の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
これは、図３に示すように、入力電流目標値設定回路１４１を回路全体の基準電位に対して設け、この入力電流目標値設定回路１４１から目標値となる入力電流の正弦波形データをそれぞれ乗算器１３-1，１３-2，…に供給している。そして、各乗算器１３-1，１３-2，…からの出力をそれぞれレベルシフト回路２０-1，２０-2，…を介して第１の誤差アンプ１２-1，１２-2，…の非反転入力端子(+)に供給している。
【００２３】
すなわち、この電源装置ではドライブ回路１１-1，１１-2，…及び第１の誤差アンプ１２-1，１２-2，…のベース電位はそれぞれ各キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧であり、電圧検出回路１５-1，１５-2，…及び第２の誤差アンプ１６-1，１６-2，…のベース電位は回路全体の基準電位である全波整流回路２の出力端子における負極端子の電位になっている。従って、レベルシフト回路２０-1，２０-2，…を使用してベース電位のレベルをキャパシタ毎にシフトさせる必要がある。また、電圧検出回路１５-1，１５-2，…はキャパシタ６-1，６-2，…から直接電圧を検出する構成になっている。
【００２４】
このような構成の電源装置においても負荷変動が生じてキャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧が目標値よりも低下することが生じると、電圧検出回路１５-1，１５-2，…がそれを検出し、第２の誤差アンプ１６-1，１６-2，…が充電電圧の目標値である基準電圧Ｖref1，Ｖref2，…と検出電圧を比較する。そして、その誤差を乗算器１３-1，１３-2，…に出力する。乗算器１３-1，１３-2，…は第２の誤差アンプ１６-1，１６-2，…からの誤差出力により入力電流目標値設定回路１４１からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行う。乗算器１３-1，１３-2，…からの出力はレベルシフト回路２０-1，２０-2，…によりレベルシフトされて第１の誤差アンプ１２-1，１２-2，…に入力される。
【００２５】
第１の誤差アンプ１２-1，１２-2，…は振幅が大きくなった目標値の入力電流と入力電流検出回路５-1，５-2，…が検出した実際の入力電流を比較し、その誤差出力をドライブ回路１１-1，１１-2，…に供給する。ドライブ回路１１-1，１１-2，…は、実際の入力電流が目標値の入力電流に近づくように可変抵抗器４-1，４-2，…のインピーダンスを制御する。これにより、キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧が目標値よりも低下しているときには、キャパシタ６-1，６-2，…に、より多くの充電電流が流れるように可変抵抗器４-1，４-2，…のインピーダンスが制御され、キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧が目標値になるように制御される。
【００２６】
また、キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧が目標値よりも上昇することがあると、このときは、逆にキャパシタ６-1，６-2，…に、より少ない充電電流が流れるように可変抵抗器４-1，４-2，…のインピーダンスが制御され、キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧が目標値になるように制御される。
従って、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様にキャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧は負荷変動が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できる。また、入力電流目標値設定回路１４１を共通化できる。
【００２７】
（第３の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
これは、図４に示すように、ｎ個のキャパシタのうち、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nの充電電圧を電圧検出回路１５１で直接検出し、その検出出力を第２の誤差アンプ１６１の反転入力端子(-)に入力している。また、キャパシタ６-nの充電電圧の目標値を設定する基準電圧Ｖrefnを前記第２の誤差アンプ１６１の非反転入力端子(+)に入力している。
【００２８】
前記第２の誤差アンプ１６１は、電圧検出回路１５１が検出したキャパシタ６-nの充電電圧と基準電圧Ｖrefnを比較し、その差に応じた電圧信号を乗算器１３１に供給している。前記乗算器１３１は、第２の誤差アンプ１６１からの電圧信号に応じて入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を制御するようにしている。
すなわち、基準電圧Ｖrefnに比べてキャパシタ６-nの充電電圧が低いときには、乗算器１３１は第２の誤差アンプ１６１からの電圧信号に応じて入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行い、また、基準電圧Ｖrefnに比べてキャパシタ６-nの充電電圧が高いときには、乗算器１３１は第２の誤差アンプ１６１からの電圧信号に応じて入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を小さくする制御を行うようになっている。そして、乗算器１３１からの出力をそれぞれレベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…を介して第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…の非反転入力端子(+)に供給している。
【００２９】
すなわち、この電源装置ではドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…及び第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…のベース電位はそれぞれ各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧であり、電圧検出回路１５１及び第２の誤差アンプ１６１のベース電位は回路全体の基準電位である全波整流回路２の出力端子における負極端子の電位になっている。従って、レベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…を使用してベース電位のレベルをキャパシタ毎にシフトさせる必要がある。
【００３０】
このような構成の電源装置においては、負荷変動が生じてキャパシタ６-nの充電電圧が目標値よりも低下することが生じると、電圧検出回路１５１がそれを検出し、第２の誤差アンプ１６１が充電電圧の目標値である基準電圧Ｖrefnと検出電圧を比較する。そして、その誤差を乗算器１３１に出力する。乗算器１３１は第２の誤差アンプ１６１からの誤差出力により入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行う。乗算器１３１からの出力はそれぞれレベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…によりレベルシフトされて第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…に入力される。
【００３１】
第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…は振幅が大きくなった目標値の入力電流と入力電流検出回路５-n，５-(n-1)，…が検出した実際の入力電流を比較し、その誤差出力をドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…に供給する。ドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…は、実際の入力電流が目標値の入力電流に近づくように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスを制御する。これにより、キャパシタ６-nの充電電圧が目標値よりも低下しているときには、キャパシタ６-nは勿論、他のキャパシタ６-(n-1)，…に対しても、より多くの充電電流が流れるように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスが制御され、キャパシタ６-nの充電電圧が目標値になるように制御される。
【００３２】
また、キャパシタ６-nの充電電圧が目標値よりも上昇することがあると、このときは、逆にキャパシタ６-n，６-(n-1)，…に、より少ない充電電流が流れるように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスが制御され、キャパシタ６-nの充電電圧が目標値になるように制御される。
【００３３】
ところで、この実施の形態では目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nの充電電圧を検出して制御する構成になっているが、その根拠について述べる。
例えば、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-n以外のキャパシタ６-(n-1)，…の充電電圧を検出して制御することを考える。そのキャパシタの充電電圧が目標電圧値に対して下降した場合、入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を大きくする制御が行われ、これにより、充電電流が増加してキャパシタ電圧が上昇し充電電圧を目標値に近づけるという制御が行われる。
【００３４】
この制御は、充電電圧を検出したキャパシタ以外のキャパシタに対しても同様に行われる。従って、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nに対しても行われ、キャパシタ６-nの充電電圧も上昇する。しかし、キャパシタ６-nの充電電圧は電源電圧、すなわち、全波整流回路２の出力電圧のピーク値より高くなることはない。
【００３５】
一方、この回路は可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…を構成するＭＯＳ型ＦＥＴが能動領域、すなわち、非飽和領域で動作することが条件であり、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nに対応する可変抵抗器４-nにはキャパシタ６-nの充電電圧と電源電圧との差の電圧が印加されるが、この差の電圧が小さくなるとＭＯＳ型ＦＥＴの動作は非飽和領域から飽和領域に近づく。そして、スイッチング動作するようになる。ＭＯＳ型ＦＥＴがスイッチング動作するようになると、入力電流は入力電圧を微分した波形となり、図５の(a)に示す電源電圧波形に対して、入力電流波形は図５の(b)に示すようにピーク部分がカットされたような歪んだ波形となる。
【００３６】
このように、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-n以外のキャパシタ６-(n-1)，…の充電電圧を検出して制御した場合は、入力電流が滑らかに変化しなくなるという問題を生じる。この点、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nの充電電圧を検出して制御した場合は、目標電圧値が最も高いキャパシタ６-nに対応する可変抵抗器４-nを構成するＭＯＳ型ＦＥＴがスイッチング動作する虞はなく、常に非飽和領域で動作させることができ、従って、入力電流を常に滑らかに連続して流すことができる。
【００３７】
また、この実施の形態においても、電源電圧である全波整流器２からの入力電圧波形が上昇している期間においては、あるキャパシタの充電を、そのキャパシタの電圧が入力電圧と等しくなったとき、対応する可変抵抗器のインピーダンスを無限大から有限値に切替えて開始させる。また、全波整流器２からの入力電圧波形が下降する期間においては、あるキャパシタの充電を、１つ前のキャパシタの充電電圧が入力電圧に等しくなると開始させ、そのキャパシタの充電電圧が入力電圧に等しくなると停止させる。このような制御を各キャパシタ間で連続して行うことで入力電流を連続的に流すことができる。また、入力電流目標値設定回路１４２、電圧検出回路１５１、第２の誤差アンプ１６１、乗算器１３１を共通化でき、構成を簡単化できる。
【００３８】
（第４の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
これは、図６に示すように、ｎ個のキャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧を第１の選択回路２１を介して電圧検出回路１５１により検出するようにしている。また、各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧の目標値を設定するための基準電圧Ｖrefn，Ｖref(n-1)，…，Ｖref1を設け、この各基準電圧を第２の選択回路２２を介して第２の誤差アンプ１６１の非反転入力端子(+)に供給している。そして、前記各選択回路２１，２２に選択信号Ｓを入力し、充電電圧を検出するキャパシタの切替えと基準電圧の切替えを行うようになっている。すなわち、キャパシタ６-nの充電電圧を検出するときには基準電圧Ｖrefnが設定され、キャパシタ６-(n-1)の充電電圧を検出するときには基準電圧Ｖref(n-1)が設定される、というようにキャパシタと基準電圧が対応して選択されるようになっている。なお、その他の構成は前述した第３の実施の形態と基本的に同一になっている。
【００３９】
このような構成の電源装置においては、例えば、選択信号Ｓによってキャパシタ６-nの充電電圧検出と基準電圧Ｖrefnが選択されている状態で、負荷変動が生じてキャパシタ６-nの充電電圧が目標値よりも低下することが生じると、電圧検出回路１５１がそれを検出し、第２の誤差アンプ１６１が充電電圧の目標値である基準電圧Ｖrefnと検出電圧を比較する。そして、その誤差を乗算器１３１に出力する。乗算器１３１は第２の誤差アンプ１６１からの誤差出力により入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を大きくする制御を行う。乗算器１３１からの出力はそれぞれレベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…によりレベルシフトされて第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…に入力される。
【００４０】
第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…は振幅が大きくなった目標値の入力電流と入力電流検出回路５-n，５-(n-1)，…が検出した実際の入力電流を比較し、その誤差出力をドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…に供給する。ドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…は、実際の入力電流が目標値の入力電流に近づくように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスを制御する。これにより、キャパシタ６-nの充電電圧が目標値よりも低下しているときには、キャパシタ６-nは勿論、他のキャパシタ６-(n-1)，…に対しても、より多くの充電電流が流れるように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスが制御される。
【００４１】
しかしながら、他のキャパシタ６-(n-1)，…については直接充電電圧を検出していないので、充電電圧が目標値から外れたままになる虞がある。
この点、この実施の形態では、選択信号Ｓによって、次にキャパシタ６-(n-1)の充電電圧検出と基準電圧Ｖref(n-1)が選択されるので、今度は、キャパシタ６-(n-1)の充電電圧が直接検出される。そして、キャパシタ６-(n-1)の充電電圧が目標値になるように制御される。
【００４２】
このようにして、充電電圧を検出するキャパシタが順次切替えられると共にそれに対応する基準電圧が設定される。これにより、各キャパシタの充電電圧を確実に目標値に近づけることができる。すなわち、各キャパシタの充電電圧を確実に目標値に一定に制御できる。
従って、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様にキャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できるとともに、入力電流を正弦波状にできる。
【００４３】
（第５の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
これは、図７に示すように、キャパシタの充電電圧を検出する回路として、各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧を取り込んで、その平均値を出力する電圧平均値出力回路１５２を使用し、この電圧平均値出力回路１５２からの出力を第２の誤差アンプ１６１の反転入力端子(-)に供給している。また、基準電圧として、各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧の目標値の平均値を設定する平均値基準電圧Ｖrefavを設け、この平均値基準電圧Ｖrefavを前記第２の誤差アンプ１６１の非反転入力端子(+)に供給している。
【００４４】
このように、電圧平均値出力回路１５２によって各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧の平均値を求める構成であっても、負荷変動によって、例えば、充電電圧の平均値が平均値基準電圧Ｖrefavに対して低下するようになると、第２の誤差アンプ１６１はその差を乗算器１３１に供給する。これにより、乗算器１３１は入力電流目標値設定回路１４２からの入力電流の正弦波形データの振幅を大きくし、各レベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…を介して各第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…にそれぞれ供給する。
【００４５】
従って、この実施の形態においても、各キャパシタの充電電圧の平均値が目標値よりも低下しているときには、各キャパシタに対して、より多くの充電電流が流れるように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスが制御される。また、各キャパシタの充電電圧の平均値が目標値よりも上昇することがあると、逆に各キャパシタに対して、より少ない充電電流が流れるように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスが制御される。
従って、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様にキャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できるとともに、入力電流を正弦波状にできる。
【００４６】
（第６の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、第５の実施の形態における電圧平均値出力回路１５２に代えて、図８に示す回路を使用する。この回路は、キャパシタの充電電圧の目標値との差が最大となるのものを検出して制御に使用する構成になっている。なお、その他の構成は第５の実施の形態と同一である。
【００４７】
すなわち、各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…，６-1の充電電圧をそれぞれ差検出器２３-n，２３-(n-1)，…，２３-1の一方の入力端子に入力するとともに被制御電圧選択器２６に入力している。また、各キャパシタの目標値を設定するための基準電圧Ｖrefn，Ｖref(n-1)，…，Ｖref1を、前記各差検出器２３-n，２３-(n-1)，…，２３-1の他方の入力端子に供給するとともに目標電圧選択器２７に供給している。
【００４８】
前記各差検出器２３-n，２３-(n-1)，…，２３-1は、キャパシタ６-n，６-(n-1)，…，６-1の充電電圧と基準電圧Ｖrefn，Ｖref(n-1)，…，Ｖref1との差を検出し、その検出出力をそれぞれ絶対値検出器２４-n，２４-(n-1)，…，２４-1に供給している。前記各絶対値検出器２４-n，２４-(n-1)，…，２４-1は、差の絶対値を検出し、その出力を最大値検出器２５に供給している。前記最大値検出器２５は、絶対値の最大値を検出し、その最大値に対応するキャパシタを選択する選択信号を前記被制御電圧選択器２６に供給するとともにその最大値に対応する基準電圧を選択する選択信号を前記目標電圧選択器２７に供給している。
【００４９】
前記被制御電圧選択器２６は、前記最大値検出器２５からの選択信号によって各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…，６-1の充電電圧の１つを選択して第２の誤差アンプ１６１の反転入力端子(-)に入力するようにしている。前記目標電圧選択器２７は、前記最大値検出器２５からの選択信号によって基準電圧Ｖrefn，Ｖref(n-1)，…，Ｖref1から選択したキャパシタに対応した基準電圧を選択して前記第２の誤差アンプ１６１の非反転入力端子(+)に入力するようにしている。
【００５０】
このような構成においては、負荷変動によって各キャパシタ６-n，６-(n-1)，…，６-1の充電電圧は変動する。差検出器２３-n，２３-(n-1)，…，２３-1はそれぞれキャパシタ６-n，６-(n-1)，…，６-1の充電電圧と目標値を設定する基準電圧Ｖrefn，Ｖref(n-1)，…，Ｖref1との差を検出し、続いて、絶対値検出器２４-n，２４-(n-1)，…，２４-1は差の絶対値を検出し、さらに、最大値検出器２５は絶対値の最大値を検出する。すなわち、最大値検出器２５は基準電圧と充電電圧との差が最も大きいキャパシタを検出する。そして、最大値検出器２５は、被制御電圧選択器２６に対して差が最も大きいキャパシタの充電電圧を選択させる選択信号を供給するとともに目標電圧選択器２７に対して差が最も大きいキャパシタに対応した基準電圧を選択させる選択信号を供給する。
【００５１】
これにより、第２の誤差アンプ１６１は、差が最も大きいキャパシタの充電電圧と対応する基準電圧との差を求めて乗算器１３１に供給する。乗算器１３１は第２の誤差アンプ１６１からの誤差出力により入力電流目標値設定回路１４２からの正弦波形データの振幅を制御する。乗算器１３１からの出力はそれぞれレベルシフト回路２０-n，２０-(n-1)，…によりレベルシフトされて第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…に入力される。
【００５２】
第１の誤差アンプ１２-n，１２-(n-1)，…は振幅が制御された目標値の入力電流と入力電流検出回路５-n，５-(n-1)，…が検出した実際の入力電流を比較し、その誤差出力をドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…に供給する。ドライブ回路１１-n，１１-(n-1)，…は、実際の入力電流が目標値の入力電流に近づくように可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…のインピーダンスを制御する。これにより、対応するキャパシタの充電電圧が目標値に近づくように制御される。
【００５３】
従って、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様にキャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できるとともに、入力電流を正弦波状にできる。
【００５４】
（第７の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、図９に示すように、第６の実施の形態における差検出器２３-n，２３-(n-1)，…，２３-1に代えて、比検出器２８-n，２８-(n-1)，…，２８-1を使用し、また、絶対値検出器２４-n，２４-(n-1)，…，２４-1に代えて、１との差検出器２９-n，２９-(n-1)，…，２９-1を使用したものである。
【００５５】
この回路は、キャパシタの充電電圧と目標値との比を、前記比検出器２８-n〜２８-1で検出した後、検出した比の１との差の絶対値を、１との差検出器２９-n〜２９-1で検出し、検出した１との差の絶対値が最大となるのものを最大値検出器２５で検出し、この検出したキャパシタの充電電圧と目標値を、充電電圧を目標値に近づける制御に使用する構成になっている。例えば、検出した比が０．５と１．２等であった場合に、｜０．５−１｜＝０．５、｜１．２−１｜＝０．２等を求め、最大値検出器２５は、０．５＞０．２を判断する。
【００５６】
このように、キャパシタの充電電圧と目標値との比の１との差の絶対値が最大となるのものを検出してキャパシタの充電電圧を目標値に近づける制御を行っても、前述した実施の形態と同様にキャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できるとともに、入力電流を正弦波状にできる。
【００５７】
（第８の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、図１０に駆動回路７-1の構成を示すように、前述した第１の実施の形態の変形例を示すものである。すなわち、全波整流回路２の出力端子に抵抗分圧回路３１を並列に接続し、この抵抗分圧回路３１の分圧点電圧を出力回路３２によって出力するようになっている。
【００５８】
一方、振幅制御手段７-12に電源電圧検出回路３３を設け、前記出力回路３２からの出力を入力回路３４で受けて前記電源電圧検出回路３３に供給するようにしている。前記出力回路３２と入力回路３４との関係は、例えば、フォトカプラにおける発光ダイオードとホトトランジスタのような関係で、出力回路３２からの出力信号を入力回路３４が絶縁して取り込むようになっている。
前記電源電圧検出回路３３は、前記出力回路３２、入力回路３４を介して電源電圧を検出し、検出した電源電圧に応じて充電電圧の目標値を設定する基準電圧Ｖrefを可変するようになっている。
なお、ここでは駆動回路７-1の構成について説明したが、他の駆動回路７-2〜７-nにおいても構成は同じである。
【００５９】
このような構成においては、全波整流器２からの入力電圧波形が上昇している期間においては、可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nのインピーダンスが所定のタイミングで無限大から有限値に切り替わり、さらに、インピーダンスが可変制御されて各キャパシタ６-1，６-2，…，６-nへの充電が順次行われる。
また、全波整流器２からの入力電圧波形が下降する期間においては、前段のキャパシタの充電電圧が入力電圧に等しくなると、対応する可変抵抗器のインピーダンスが無限大に切り替わるとともに次段の可変抵抗器のインピーダンスが有限値に切り替わり、前段のキャパシタに代わって次段のキャパシタへの充電が開始される。そして、キャパシタに対して充電が行われている最中に対応する可変抵抗器のインピーダンスは減少するように制御され、入力電流を制御する。
【００６０】
このような制御を行うことで、全波整流器２からの入力電流波形は入力電圧波形とほぼ同位相の正弦波となる。このようにして、入力電流における高調波成分を充分に抑制し力率を改善することができる。
このような制御を行っているときに、負荷変動が生じてキャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値よりも低下し、あるいは上昇する場合がある。このような場合には、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧が目標値に近づくように制御される。
従って、キャパシタ６-1，６-2，…，６-nの充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷変動等が生じても負荷への供給電圧を安定化できる。
【００６１】
また、電源電圧が変化すると、電源電圧検出回路３３が出力回路３２及び入力回路３４を介してその変化を検出する。そして、その変化に応じて基準電圧Ｖrefを可変する。すなわち、電源電圧が定格電圧よりも上昇すると電源電圧検出回路３３は基準電圧Ｖrefを高くし、電源電圧が目標値の電圧よりも低下することが生じると電源電圧検出回路３３は基準電圧Ｖrefを低くする。
これにより、可変抵抗器４-1，４-2，…，４-nを構成するＭＯＳ型ＦＥＴの負担電圧を小さくして回路損失を抑える。また、入力電流が流れなくなる事態を回避することができ、入力電流を連続的に流すことができる。
【００６２】
（第９の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、図１１に示すように、前述した第３の実施の形態の変形例を示すものである。すなわち、全波整流回路２の出力端子に抵抗３５と３６との直列回路からなる抵抗分圧回路３７を並列に接続し、この抵抗分圧回路３７の抵抗３６にコンデンサ３８を並列に接続し、抵抗３５と３６との接続点を第２の誤差アンプ１６１の非反転入力端子(+)に接続している。すなわち、抵抗３６とコンデンサ３８との並列回路によって平均値電圧を出力し、この平均値電圧をキャパシタ６-nの充電電圧の目標値を設定するための基準電圧Ｖrefnの代りにしている。
【００６３】
この構成においては、電源電圧が定格から変動したときにはそれに比例して充電電圧の目標値が設定される。これにより、電源電圧に対するキャパシタの充電電圧の関係が、充電効率を高くするための条件を常に満たすことになり、変換効率を損なうことはない。また、電源電圧が上昇したときに、キャパシタ電圧を高くする制御を行えば、可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…を構成するＭＯＳ型ＦＥＴの負担電圧を小さくして回路損失を抑える。また、電源電圧が低下したときに、キャパシタ電圧を低くする制御を行えば、入力電流が流れなくなる事態を回避することができ、入力電流を連続的に流すことができる。
【００６４】
なお、この実施の形態においても、他の実施の形態と同様に、キャパシタ６-n，６-(n-1)，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できる。
【００６５】
（第１０の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、図１２に示すように、前述した第２の実施の形態の変形例を示すものである。すなわち、全波整流回路２の出力端子に（ｎ＋２）個の抵抗の直列回路からなる抵抗分圧回路４０を並列に接続し、この抵抗分圧回路４０における（ｎ＋２）個の抵抗のうち、ｎ個の抵抗の直列回路にコンデンサ４１を並列に接続している。そして、（ｎ＋１）個の抵抗の各接続点を電圧の低い順にｎ個の第２の誤差アンプ１６-1，１６-2，…の非反転入力端子(+)に順次接続している。
【００６６】
従って、この回路においては、（ｎ＋１）個の抵抗の各接続点電圧は各キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧の目標値を設定するための基準電圧Ｖref1，Ｖref2，…の代りを果たしている。
この構成においては、電源電圧が定格から変動したときにはそれに比例して各キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧の目標値が設定される。これにより、電源電圧に対する各キャパシタの充電電圧の関係が、充電効率を高くするための条件を常に満たすことになり、変換効率を損なうことはない。また、電源電圧が上昇したときに、キャパシタ電圧を高くする制御を行えば、可変抵抗器４-n，４-(n-1)，…を構成するＭＯＳ型ＦＥＴの負担電圧を小さくして回路損失を抑える。また、電源電圧が低下したときに、キャパシタ電圧を低くする制御を行えば、入力電流が流れなくなる事態を回避することができ、入力電流を連続的に流すことができる。
【００６７】
なお、この実施の形態においても、他の実施の形態と同様に、キャパシタ６-1，６-2，…の充電電圧は負荷変動等が生じても常に目標値に一定になるように制御され、負荷への供給電圧を安定化できる。
【００６８】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、キャパシタの充電電圧を一定に制御できる。
また、本発明によれば、さらに、入力電流を滑らかに連続して流すことができる。すなわち、入力電流を正弦波状にできる。
また、本発明によれば、さらに、入力電流における高調波成分を充分に抑制して力率を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図。
【図２】  同実施の形態における駆動回路の具体的構成を示す一部ブロックを含む回路構成図。
【図３】  本発明の第２の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図４】  本発明の第３の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図５】  同実施の形態が、目標電圧値が最も高いキャパシタの充電電圧を検出して制御する構成になっている根拠を説明するための電源電圧及び入力電流の波形図。
【図６】  本発明の第４の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図７】  本発明の第５の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図８】  本発明の第６の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図９】  本発明の第７の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図１０】  本発明の第８の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図１１】  本発明の第９の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【図１２】  本発明の第１０の実施の形態を示す一部ブロックを含む部分回路構成図。
【符号の説明】
２…全波整流回路、４-1〜４-n…可変抵抗器、５-1〜５-n…入力電流検出回路、６-1〜６-n…キャパシタ、７-1〜７-n…駆動回路、１１…ドライブ回路、１２…第１の誤差アンプ、１３…乗算器、１４…入力電流目標値設定回路、１５…電圧検出回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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