(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが１つから複数Ｉ個まで存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
それぞれｉ点（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）の周波数に周波数特性の零点を持ち、上記受信信号を入力として並列に接続されたＩ個のノッチフィルタと、
上記クラッタ中心周波数推定手段でクラッタがｉ個（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）存在すると仮定して推定されたｉ個（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）の周波数にノッチを持つようにスタガトリガの各パルス間隔に応じて上記Ｉ個のノッチフィルタの係数を計算するＩ個のフィルタ係数計算手段と、
上記受信信号と、上記Ｉ個のノッチフィルタの出力信号を入力とし、そのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段と
を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項２】
請求項１記載のクラッタ抑圧装置において、１個の周波数にノッチを持つノッチフィルタの係数を計算するフィルタ計算手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数から上記クラッタが１つ存在すると仮定して推定されたクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項３】
スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが１つから複数Ｉ個まで存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタがそれぞれｉ＝１、２、・・・、Ｉに対して上記受信信号を入力として並列に接続された合計Ｉ（Ｉ＋１）／２個の時変フィルタと、
上記受信信号と、上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタの最終段の複数Ｉ個の出力信号を入力とし、それらのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲモデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段と
を備え、
上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタの全体の特性としては、クラッタがｉ個存在すると仮定したときの上記クラッタ中心周波数推定手段における複数ｉ個のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項４】
請求項３に記載のクラッタ抑圧装置において、上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタのうちの各々最初段の時変フィルタの係数を計算する手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、各々ｉ個クラッタが存在するとして推定されたクラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項５】
スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが最大複数Ｉ個存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
上記受信信号を入力とする縦続接続された複数Ｉ個の時変フィルタと、
上記受信信号と上記複数Ｉ個のそれぞれの時変フィルタ出力信号を入力とし、それらのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲモデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段と
を備え、
上記縦続接続された複数Ｉ個の時変フィルタの全体の特性としては、上記クラッタ中心周波数推定手段における複数Ｉ個のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項６】
請求項５に記載のクラッタ抑圧装置において、上記縦続接続された時変フィルタのうちの最初段の時変フィルタの係数を計算する手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、クラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれかに記載のクラッタ抑圧装置において、上記判定手段は、上記クラッタ中心周波数推定手段により得られるＡＲモデルの極および上記選択手段入力信号の電力に基づいて、上記選択手段で選択出力すべき信号を複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定することを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、レーダ装置において意図せずに受信される不要反射波（クラッタ）を抑圧するクラッタ抑圧装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
レーダ装置において、地面、海面、雲や雨などからの不要反射エコー（クラッタ）の抑圧は、目標検出のためには必須である。
図１７は、特公平３−２４３３号公報に開示されたクラッタ抑圧装置の構成を概念的に表した図である。
図１７において、１０１はグランドクラッタやシークラッタのような固定クラッタを抑圧するための固定クラッタ消去器、１０２は固定クラッタ消去器１０１の出力信号の振幅と位相の補正を行うための振幅・位相補正器、１０３はウェザクラッタのように反射源が移動するクラッタを抑圧するための移動クラッタ消去器である。なお、図１７において、表記を簡略化するために、入力信号は同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素信号とする。
【０００３】
上記構成において、固定クラッタ消去器１０１では、グランドクラッタやシークラッタのような反射源が動かない、もしくは動いたとしても非常に速度の遅い反射源からのクラッタを抑圧する。しかし、それだけでは、ウェザクラッタのような移動クラッタが存在すれば、固定クラッタ消去器１０１だけでは消去できないため、これを抑圧するために、移動クラッタ消去器１０３を設けている。振幅・位相補正器１０２では、固定クラッタ消去器１０１の出力信号に対して、移動クラッタが固定クラッタのように見えるように振幅と位相の補正を行う。固定クラッタ消去器１０１と移動クラッタ消去器１０３の実体は、ノッチ周波数が０の高域通過フィルタである。伝達関数が１−ｚ-1の単一消去器や、（１−ｚ-1）2の２重消去器はその例である。
【０００４】
実際には、固定クラッタは捜索レーダの探知距離まで広がっているわけではない。通常、近距離までしか広がっていない。移動クラッタはもっと複雑である。レーダにおけるパルス間隔に依存して、レンジアンビギュイティが存在する場合もある。すなわち、実際のクラッタの距離とドップラー周波数に関する分布は複雑である。それに対して、図１７に示す構成では、固定クラッタ消去器１０１も移動クラッタ消去器１０３も全距離にわたって適用することになる。例えば、遠距離にしか移動クラッタが存在しないのに、近距離に移動クラッタとほぼ同じドップラー周波数の目標信号があったとすれば、目標信号まで消去してしまうことになる。
【０００５】
一方、実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うクラッタ抑圧装置が文献１（A. Wojtkiewicz and M. Tuszynsky、 "Polish radar technology Part V. Adaptive MTI filters for uniform and staggered sampling、" IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems、 vol. 27、 No. 5、 September 1991）に開示されている。
【０００６】
図１８は、上記文献に開示されたクラッタ抑圧装置を示す構成図である。
図１８において、１１１は固定クラッタを抑圧するための固定クラッタ抑圧フィルタ、１１２は移動クラッタを抑圧するための移動クラッタ抑圧フィルタ、１１３はクラッタマップを生成するためのクラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器、１１４はクラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器１１３でのクラッタマップに基づいて固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタを個別にオン・オフ制御するフィルタ制御器である。なお、図１８において、表記を簡略化するために、入力信号は同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素信号とする。
【０００７】
クラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器１１３で受信クラッタ電力、固定クラッタ抑圧フィルタ１１１の出力電力、移動クラッタのドップラー周波数を推定し、クラッタマップを生成する。図１７に示す構成と異なり、これは距離に応じたものとなるため、距離によってグランドクラッタ（あるいはシークラッタ）やウェザクラッタの有無を知ることができる。そして、生成したクラッタマップに基づいて、フィルタ制御器１１４で固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタに対して個別にオン・オフの制御を行う。従って、実際のクラッタの距離に関する分布に適応して、クラッタ抑圧を行うことができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した図１７や図１８に示す構成では以下の問題点がある。・送信パルスが不等間隔であるスタガトリガ方式の場合、固定クラッタと移動クラッタの両方を抑圧するために固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタを縦続接続したとき、固定クラッタ抑圧フィルタを通過した信号はパルス間隔が不等間隔であるゆえに波形がひずんでしまい、後段の移動クラッタ抑圧フィルタで十分にクラッタを抑圧できない。図１７に示す構成では、振幅・位相補正器１０２を設けているものの、正弦波ではないスペクトルの広がったクラッタに対しては、個々の周波数成分に対して補正を行わなければならないため、現実には補正は困難である。周波数特性の観点から言えば、２つの異なるノッチ周波数を持つ時変フィルタを縦続に接続しても、前段のフィルタのノッチ周波数に周波数特性の零点ができるが、もう一方の周波数に零点が形成されないため、パワースペクトル形状に２つの山を持つ双峰性クラッタ抑圧は困難である。
・固定クラッタ抑圧フィルタ１１１の入出力信号の電力からは目標信号の有無はわからない。目標信号の消去を避けるためにその存在を認識するには、アンテナビームを数回スキャンしてクラッタマップを更新していかなければならない。
【０００９】
クラッタ抑圧フィルタを通過した信号がひずんでしまうことを正弦波を例にして示す。クラッタ抑圧フィルタを伝達関数１−ｚ-1の単一消去器、クラッタ抑圧フィルタへの入力信号を０でない周波数ｆの正弦波ｅｘｐ［２πｆｔ］、スタガパルス間隔τ1、τ2、τ3の３スタガとする。サンプル点時刻をｔnとする（ｎ＝１，２，・・・）。簡単のため、同相成分のみ考える。直交成分についても同様である。
【００１０】
まず、等間隔サンプリングの場合を考える。パルス間隔をΔｔとする。このとき、ｔn＝（ｎ−１）Δｔである。クラッタ抑圧フィルタ入力信号の同相成分は、ｃｏｓ（２πｆｔn）である。クラッタ抑圧フィルタ出力信号をｙ（ｔn）は式（１）となり、やはり正弦波である。
【００１１】
【数１】
0003660565.tif 000002
【００１２】
一方、３スタガ時には、クラッタ抑圧フィルタ出力信号は式（２）となるが、ｔnによって３通りとなる。式（２）で、Ｔ＝τ1＋τ2＋τ3、ｎ′は整数である。しかし、これらを時刻順にスタガパルス列間隔を考慮して並べたｙ（ｔn）はもはや正弦波ではない。
【００１３】
【数２】
0003660565.tif 000003
【００１４】
図１９に伝達関数１−ｚ-1の単一消去器に周波数１００Ｈｚの複素正弦波を入力したときの同相成分の入出力波形を示す。
パルス間隔は４００μｓ，３００μｓ，５００μｓで、３スタガである。
図１９において、黒丸と黒三角はサンプル点時刻を示す。黒丸で示す入力正弦波の周波数成分は、正弦波の波形を保持しているものの、黒三角で示す出力波形は、波形がひずんでしまい、もはや正弦波ではでないことがわかる。このように、スタガトリガ方式では、等間隔サンプリングの場合と異なり、一旦フィルタを通ってしまうと波形ひずみが生ずることがわかる。従って、特に、固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合、固定クラッタ抑圧フィルタ出力信号を移動クラッタ抑圧フィルタに入力しても、固定クラッタを通過したことによる波形ひずみのために高いクラッタ抑圧性能を期待できない。
【００１５】
周波数特性の観点から見たとき、２つのノッチフィルタを縦続に接続しても、２つの周波数に零点ができないことを例示する。
上述の例と同じパルス間隔で、ノッチ周波数が０Ｈｚと−６００Ｈｚの２つの時変フィルタを縦続に接続したときの等価振幅２乗特性を図２０に示す。前段のフィルタがノッチ周波数０Ｈｚである。それぞれのフィルタは０Ｈｚと−６００Ｈｚに零点が形成されているが、縦続接続した総合特性は、０Ｈｚに零点ができているが、−６００Ｈｚには零点が形成されていない。これでは、固定クラッタと移動クラッタが重なったとき、特に、移動クラッタ抑圧は期待できない。
【００１６】
一方、特開昭６４−７２０９０号公報には、スタガを行わない場合の周波数特性に近似的に合わせることで、固定クラッタと移動クラッタが重なっても十分なクラッタ抑圧性能を得ようとするクラッタ抑圧フィルタの計算方法が開示されている。しかし、計算方法はあくまで近似であり、必ずしも十分な阻止域減衰量が得られるとは限らず、その場合には移動クラッタに対して十分なクラッタ抑圧性能が得られない。
【００１７】
この発明は以上のような問題点を解決するためになされたもので、複数のクラッタが重畳したときでもクラッタ抑圧性能の高いクラッタ抑圧装置を提供するものである。また、１コヒーレントプロセッシングインターバル内で、目標信号の存在を考慮して実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となるクラッタ抑圧装置を提供するものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが１つから複数Ｉ個まで存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、それぞれｉ点（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）の周波数に周波数特性の零点を持ち、上記受信信号を入力として並列に接続されたＩ個のノッチフィルタと、上記クラッタ中心周波数推定手段でクラッタがｉ個（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）存在すると仮定して推定されたｉ個（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）の周波数にノッチを持つようにスタガトリガの各パルス間隔に応じて上記Ｉ個のノッチフィルタの係数を計算するＩ個のフィルタ係数計算手段と、上記受信信号と、上記Ｉ個のノッチフィルタの出力信号を入力とし、そのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、上記クラッタ中心周波数推定手段により得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００２０】
また、１個の周波数にノッチを持つノッチフィルタの係数を計算するフィルタ計算手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数から上記クラッタが１つ存在すると仮定して推定されたクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするものである。
【００２３】
また、スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが１つから複数Ｉ個まで存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタがそれぞれｉ＝１、２、・・・、Ｉに対して上記受信信号を入力として並列に接続された合計Ｉ（Ｉ＋１）／２個の時変フィルタと、上記受信信号と、上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタの最終段の複数Ｉ個の出力信号を入力とし、それらのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、上記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲモデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段とを備え、上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタの全体の特性としては、クラッタがｉ個存在すると仮定したときの上記クラッタ中心周波数推定手段における複数ｉ個のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つことを特徴とするものである。
【００２４】
また、上記ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）縦続接続された時変フィルタのうちの各々最初段の時変フィルタの係数を計算する手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、各々ｉ個クラッタが存在するとして推定されたクラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするものである。
【００２５】
また、スタガトリガ方式のレーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、ディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれるクラッタの中心周波数を、クラッタが最大複数Ｉ個存在すると仮定して最大エントロピー法に基づいて推定するクラッタ中心周波数推定手段と、上記受信信号を入力とする縦続接続された複数Ｉ個の時変フィルタと、上記受信信号と上記複数Ｉ個のそれぞれの時変フィルタ出力信号を入力とし、それらのうちの１つの信号を選択出力する選択手段と、上記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲモデルの極に基づき、上記選択手段で選択出力すべき信号を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段とを備え、上記縦続接続された複数Ｉ個の時変フィルタの全体の特性としては、上記クラッタ中心周波数推定手段における複数Ｉ個のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つことを特徴とするものである。
【００２６】
また、上記縦続接続された時変フィルタのうちの最初段の時変フィルタの係数を計算する手段は、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、クラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算することを特徴とするものである。
【００２７】
さらに、上記判定手段は、上記クラッタ中心周波数推定手段により得られるＡＲモデルの極および上記選択手段入力信号の電力に基づいて、上記選択手段で選択出力すべき信号を複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定することを特徴とするものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るクラッタ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
この発明におけるクラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。図１に示すクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式で、かつ固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合のように、スペクトルとしてピークが２つあるクラッタを対象とするが、３つ以上のクラッタが重畳している場合に対しても拡張は容易である。
【００２９】
図１において、４はノッチ（振幅特性の零点）周波数が２箇所あるＦＩＲ（Finite Impulse Response）形のノッチフィルタで、スタガトリガの各パルス間隔に応じて後述するフィルタ係数計算手段６からのフィルタ係数に基づいて受信信号をフィルタ処理してクラッタを抑圧する。５ａはディジタル同相・直交信号に変換された受信信号中に含まれる複数クラッタのそれぞれの中心周波数を推定するもので、スペクトルのピークが２つあるクラッタのそれぞれの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、６はクラッタ中心周波数推定手段５ａで推定された２つのクラッタ中心周波数にノッチを持つようにノッチフィルタ４の係数を計算するフィルタ係数計算手段である。
【００３０】
ここで、固定クラッタと移動クラッタが重畳して、ピークが２つあるスペクトルを双峰性スペクトルと呼ぶ。他方、クラッタとして固定クラッタか移動クラッタの一方のみ存在し、ピークが１つあるスペクトルのことを単峰性スペクトルと呼ぶ。目標信号によるスペクトルのピークは数えないものとする。
また、単峰性スペクトルを持つクラッタを単峰性クラッタ、双峰性スペクトルを持つクラッタを双峰性クラッタと呼ぶことにする。
なお、フィルタはディジタルフィルタとする。
【００３１】
図１の動作の説明の前に、表記法を以下に記す。
スタガトリガ方式スタガ数をＬとして、ｉ≦Ｌに対してはτi＝ＰＲＩi，ｉ＞Ｌに対してはτL+1＝ＰＲＩ1，τL+2＝ＰＲＩ2、・・・，τ2L-1＝ＰＲＩL-1，τ2L＝ＰＲＩL，τ2L+1＝ＰＲＩ1，・・・とする。
【００３２】
0003660565.tif 000004
【００３３】
次に、図１に示す構成の動作について説明する。
クラッタ中心周波数推定手段５ａは、受信信号中の双峰性クラッタの中心周波数を推定する。推定法としては、例えば、文献２（原沢、真野：“メジアンフィルタを用いたアダプティブＭＴＩ”電子情報通信学会論文誌Ｂ−ＩＩ、 vol. J79-B-II、 No. 12、 pp. 1013-1021、 Nov., 1996）などに示されている方法を用いる。文献２の方法を用いた場合、ヒット毎に異なる推定値が得られるので、それを平均したものを推定されたクラッタ中心周波数とする。平均操作は、推定された周波数を偏角とする絶対値１の複素数に対して行い、それを再び偏角に直す。推定されたクラッタ中心周波数をｆc21、ｆc22とする。これは平均ＰＲＩの逆数（１／ＰＲＩav）で正規化された周波数とする。フィルタ係数計算手段６では、クラッタ中心周波数推定手段５ａでの推定結果ｆc21、ｆc22をノッチ周波数とするノッチフィルタ係数を計算する。以下、それについて説明する。
【００３４】
文献３（H. W. Thomas、 N. P. Lutte、 and M. W. Jelffs、 "Design of m.t.i. filters with staggered p.r.f: a pole-zero approach、" Proc. IEE、 vol. 121、 no. 12、 p. 1460-1466、 1974）によれば、スタガトリガ方式の場合、固定クラッタ抑圧のために、従来の２重消去器などのようにフィルタ係数を時不変とするのではなく、処理を行おうとする信号のパルスの位置（あるいはパルス間隔）に応じてフィルタ係数を変えると、スタガトリガ方式でも周波数０に多重零点を持つ阻止域幅の広いノッチフィルタを得ることができる。この方法は、固定クラッタのように単峰性スペクトルを持つクラッタを対象としている。しかし、２つの周波数に多重零点を持たせるように拡張することができる。双峰性クラッタを、それら２つの中心周波数に多重零点を持つ１つのフィルタで処理すれば、複数ノッチフィルタの縦続接続使用時にフィルタを通過することによる波形ひずみの影響に起因するクラッタ抑圧性能の低下から逃れることができる。
【００３５】
スタガトリガ方式におけるフィルタの等価振幅２乗特性Ｇ（ｆ）を式（３）〜（４）に示す。ここで、周波数ｆは正規化されていない周波数である。ｇimはフィルタ係数で、添字のｉは処理を行うパルスの位置によって係数が変わる時変フィルタであることを意味する。Ｍはフィルタのインパルス応答長である。
【００３６】
【数３】
0003660565.tif 000005
【００３７】
式（３）、（４）より、スタガトリガ方式のフィルタの等価振幅２乗特性は、複数の周波数応答の絶対値２乗和である。各周波数応答Ｃi（ｆ）がｉ＝０，１，・・・，Ｌ−１すべてに対してｆ＝０に零点を持つようにフィルタ係数を決めれば、等価振幅２乗特性もｆ＝０に零点を持つ。そのような係数は、もはや各Ｃi（ｆ）に対して共通ではなく、ｉによって異なる。すなわち、固定クラッタ抑圧に対しても時変フィルタである。これが文献３で開示されている設計方法の基本である。
【００３８】
まず、文献３で開示されているフィルタの設計方法を説明する。
式（５）のように時間δＴを定義し、遅延演算子ｚ-1をδＴだけの遅延を与える素子と定義する。単位円はｚ＝ｅｘｐ［ｊ２πｆδＴ］と表される。各周波数応答Ｃi（ｆ）に対応する伝達関数Ｃi（ｚ）（ｉ＝０，１，・・・，Ｌ−１；以下同様）は式（６）のように表せる。式（６）の各式の項数はＭであり、無限に続くわけではない。
【００３９】
【数４】
0003660565.tif 000006
【００４０】
例えば、等間隔パルス時の２重消去器の伝達関数は（１−ｚ-1）2であり（ここでのｚ-1はパルス繰返し周期分の遅延）、ｚ＝１、すなわち周波数０に２重零点を持つ。これ以上の自由度は持たない。スタガトリガ方式でも、すべてのＣi（ｚ）を、ｚ＝１に（Ｍ−１）重零点を持つように係数ｇimを決めることができる（これ以降、ｚ-1はδＴだけの遅延を与える素子）。このとき、もはや係数の自由度はこれ以上ない。（Ｍ−１）重零点だけで自由度は消費される。
【００４１】
Ｃi（ｚ）、およびそのｚに関する１階から（Ｍ−２）階導関数に対して、ｚ＝１のときに０となるように係数を決めると、（Ｍ−１）重零点が実現できる。ｉを固定して考える。式（７）のようにおくことにより、（Ｍ−１）個の方程式ができる。未知係数はｇi0、ｇi1、・・・、ｇi、M-1でＭ個あり、方程式が１つ少ないが、ｇi0を任意に決められる。例えば１とする。後でフィルタの通過域ゲインを調整するために同一の値をｇi0、ｇi1、・・・、ｇi、M-1に掛ければよい。
【００４２】
【数５】
0003660565.tif 000007
【００４３】
こうして（Ｍ−１）元１次連立方程式ができるので、それを解けばフィルタ係数が得られる。そして、これをｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１に対して繰り返して行えばよい。
さて、式（６）のｚの指数を式（８）のように書くことにする。暫定的にｇi0＝１とする。また、ベクトルｇiを式（９）にように定義し、連立方程式を行列形式で式（１０）のように表すことにする。式（７）より、式（１０）のｂとＡiはそれぞれ式（１１）、（１２）のようになる。ベクトルｂはｉに依存しない。
【００４４】
【数６】
0003660565.tif 000008
【００４５】
式（１２）でｑは（行番号−１）である（ｑ＝１、２、・・・、Ｍ−２）。行番号は１から始める。Ａiは（Ｍ−１）×（Ｍ−１）の行列である。式（１０）を解くことで、特定のｉに対する係数は求められる。式（１０）をｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１に対してＬ回解くことで、ｆ＝０に（Ｍ−１）重零点を持つ時変フィルタが設計できる。多重零点なので、阻止域幅も広く確保できる。以上が文献３に開示されたフィルタ設計方法である。
【００４６】
次に、フィルタ係数計算手段６の動作である、２つの周波数に多重零点を持つ時変フィルタの係数計算手順について説明する。
上の考え方を応用すると、ｆ＝ｆAにｋ1重零点、ｆ＝ｆBにｋ2重零点を持つようにフィルタを設計できる（ｆA、ｆBともに正規化されていない周波数）。だたし、ｋ1＋ｋ2＝Ｍ−１であり、これで自由度はすべて消費される。ｆA、ｆBは、クラッタ中心周波数推定手段５ａでの推定結果ｆc21、ｆc22（平均ＰＲＩの逆数で正規化された周波数）に対して、式（１３）のように与える。
【００４７】
【数７】
0003660565.tif 000009
【００４８】
Ｃi（ｚ）、およびそのｚに関する１階から（ｋ1−１）階導関数に対して、ｚ＝ｅｘｐ［ｊ２πｆAδＴ］のときに０となるようにする。かつ、Ｃi（ｚ）、およびそのｚに関する１階から（ｋ2−１）階導関数に対して、ｚ＝ｅｘｐ［ｊ２πｆBδＴ］のときに０となるようにする。こうして（Ｍ−１）個の方程式ができる。方程式が１つ少ないが、ｇi0を任意に決められる。例えば１とする。後でフィルタの通過域ゲインを調整するために同一の値をｇi0、ｇi1、・・・、ｇi、M-1に掛ければよい。θ1、θ2を式（１４）のように定義する。連立方程式を式（１０）のように表したとき、Ａiとｂは式（１５）〜（１８）のようになる。
【００４９】
【数８】
0003660565.tif 000010
【００５０】
式（１７）で、ｑはＡ1iの（行番号−１）である（ｑ＝１、２、・・・、ｋ1−１）。Ａ1iはｋ1×（Ｍ−１）の行列である。式（１８）で、ｑはＡ2iの（行番号−１）である（ｑ＝１、２、・・・、ｋ2−１）。Ａ2iはｋ2×（Ｍ−１）の行列である。いずれも行番号は１から始める。
【００５１】
連立方程式をｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１に対してＬ回解くことで、ｆ＝ｆAにｋ1重零点、ｆ＝ｆBにｋ2重零点を持つ時変係数のノッチフィルタの係数計算ができる。ここでは、２つの周波数にノッチを持つようにしたが、同様にして、３つ以上の周波数にノッチを持つようにノッチフィルタ係数を計算することは容易である。なお、一般に、レンジビンによってクラッタ中心周波数は変わるが、クラッタ中心周波数推定値が変わる毎にノッチフィルタ４の係数を計算する必要がある。
【００５２】
時変係数を持つノッチフィルタ４による畳み込み処理は式（１９）のようになる。フィルタ入力信号をｕ（ｔn）、出力信号をｘ（ｔn）とする。
【００５３】
【数９】
0003660565.tif 000011
【００５４】
以上はクラッタスペクトルが双峰性であるとして説明した。クラッタスペクトルのピークが３つ以上の場合に対処するとき、クラッタ中心周波数推定手段５ａは、クラッタスペクトルのピークの個数と等しいクラッタ中心周波数推定値を出力する。ノッチフィルタ４は、クラッタスペクトルのピークの個数と等しい周波数特性の零点を持つことになる。
【００５５】
以上のように、スタガトリガ時に２つ以上の周波数にノッチを持つようなノッチフィルタをクラッタ抑圧フィルタとして用いれば、複数のクラッタが重畳しても、クラッタ抑圧性能が高いクラッタ抑圧装置を構成することが可能となる。
【００５６】
実施の形態２．
図２は、この発明の実施の形態２に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図２に示すクラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。
図２において、クラッタの数は最大２を想定する。１は単峰性クラッタを抑圧するための第１のノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、２は双峰性クラッタを抑圧するための第２のノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、５ｂは受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、６−１は第１のノッチフィルタの係数を計算する第１のフィルタ係数計算手段、６−２は第２のノッチフィルタの係数を計算する第２のフィルタ係数計算手段、１０は受信信号、第１のノッチフィルタ１の出力信号、第２のノッチフィルタ２の出力信号の３つの信号から１つを選択して出力するための選択手段、２０は選択手段１０の３つの入力信号からどれを選択するかを判定するための判定手段である。
【００５７】
以下、図面を参照してこの発明の第２の実施の形態について説明する。
レーダの送信信号としては、パルス信号、あるいはパルス圧縮を行うために周波数変調あるいは符号変調されたパルス信号を想定する。信号はレンジビンとヒットの２次元形式で表現する。受信信号をｕ（ｋ、ｔn）、第１のノッチフィルタ出力信号をｙ1（ｋ、ｔn）、第２のノッチフィルタ出力信号をｙ2（ｋ、ｔn）とする。ｋはレンジビン番号（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）、ｎはヒット番号である（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）。Ｋ、Ｎはそれぞれ１コヒーレントプロセッシングインターバル中のレンジビン数とヒット数である。受信信号は受信機やＡ／Ｄ変換器などによりディジタル同相・直交信号に変換されている。表記の簡単化のため、各信号は同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素ディジタル信号とする。
【００５８】
第１のノッチフィルタ１は、単峰性クラッタ抑圧用の時変フィルタである。第２のノッチフィルタ２は、双峰性クラッタ抑圧用の時変フィルタである。第１のノッチフィルタ１及び第２のノッチフィルタ２のノッチ周波数はともに、クラッタ中心周波数推定手段５ｂで推定された周波数にノッチを持つようにする。第１及び第２のノッチフィルタ係数は、それぞれ推定された単峰性及び双峰性スペクトルの２つのピーク（中心）周波数にノッチを持つように、フィルタ係数計算手段６−１及び６−２で係数を計算する。前者については後述する。後者の計算方法は第１の実施の形態で説明した通りである。そのために、クラッタ中心周波数推定手段５ｂで、受信信号を単峰性スペクトルおよび双峰性クラッタと仮定して、それぞれ１次ＡＲ（auto-regressive）モデルと２次ＡＲモデルを使ってクラッタ中心周波数の推定を行う。これは、文献２（原沢、真野：“メジアンフィルタを用いたアダプティブＭＴＩ”電子情報通信学会論文誌B-II、 vol. J79-B-II、 No. 12、 pp. 1013-1021、 Nov., 1996）で開示されている方法を使うことができる。最大エントロピー法に基づいて、ＡＲモデルを用いた推定を行っている。
【００５９】
クラッタ中心周波数推定はレンジビン毎に行う。単峰性および双峰性スペクトルの両方を仮定しているので、中心周波数推定結果はそれぞれ１通りおよび２通り出る。単峰性スペクトルを仮定した推定値ｆ01(b)をノッチ周波数とする第１のノッチフィルタ１でクラッタ抑圧処理を行う。第１のノッチフィルタ１の出力信号を判定手段２０と選択手段１０に出力する。第２のノッチフィルタ２では、双峰性スペクトルを仮定したクラッタ中心周波数推定値ｆ021(b)、ｆ022(b)をノッチ周波数とする。第２のノッチフィルタ２で受信信号に対してクラッタ抑圧処理を行い、判定手段２０と選択手段１０へ出力する。判定手段２０では受信信号電力、第１のノッチフィルタ１の出力信号電力、第２のノッチフィルタ２の出力信号電力と、クラッタ中心周波数推定手段５ｂにおいてクラッタ中心周波数推定に利用するＡＲモデルの極を併用して、３つの信号のうちのどれを出力すべきかを判定する。判定手段２０での判定において、受信信号電力、第１のノッチフィルタ１出力信号電力、第２のノッチフィルタ２出力信号電力を使わない方法もある。判定手段２０での判定結果に基づき、選択手段１０で３つの信号のうち１つを選択出力する。選択手段１０の出力信号はこのあと目標検出などに利用する。判定手段２０の詳細な動作については後で説明する。また、ｆ01(b)などの（ｂ）は、後で説明するように、全レンジビン数Ｋを適当なブロック長Ｂでブロック分けしたときのブロック番号である。ｂ＝１、２、・・・、Ｋ／Ｂである。ｆ01(b)、ｆ021(b)、ｆ022(b)は、平均ＰＲＩの逆数で正規化した周波数である。以下、周波数は断りのない限り、正規化された周波数である。
【００６０】
ｆ01(b)、ｆ021(b)、ｆ022(b)の算出について説明する。
文献２の推定法では、クラッタ中心周波数推定は受信信号のレンジビンとヒットごとに行うため、クラッタ中心周波数推定値はレンジビンｋとヒットｎに依存する。単峰性スペクトルを仮定するときは１次ＡＲモデル、双峰性スペクトルクラッタを仮定すると２次ＡＲモデルを用いることになる。クラッタ中心周波数推定値は１次ＡＲモデル使用時は１つ、２次ＡＲモデル使用時は２つあるので、それらをそれぞれｆc1（ｋ、ｎ）、ｆc21（ｋ、ｎ）、ｆc22（ｋ、ｎ）とする。ｆ01(b)、ｆ021(b)、ｆ022(b)はそれぞれ、ｆc1（ｋ、ｎ）、ｆc21（ｋ、ｎ）、ｆc22（ｋ、ｎ）をヒットおよびそのレンジビンブロック内で平均したものである。なお、平均操作はその周波数を偏角とする絶対値１の複素数に対して行い、その結果の偏角をもって平均の周波数とする。第２のノッチフィルタ２の係数計算、すなわちフィルタ係数計算手段６−２の動作は第１の実施の形態と同じであり、そのときに必要な式（１３）のｆA、ｆB（この２つは非正規化周波数）はそれぞれ式（２２）のｆA(b)、ｆB(b)とする。ただし、第２のノッチフィルタのインパルス応答長はＭ2、フィルタ係数をｇi0、ｇi1、・・・、ｇi、M2-1とする。
【００６１】
【数１０】
0003660565.tif 000012
【００６２】
第１のノッチフィルタの係数計算について説明する。
図３は、第１のノッチフィルタの係数計算を行うための第１のフィルタ係数計算手段６−１の内部構成図である。
第１のノッチフィルタは、式（２０）で示される周波数をノッチ周波数とする。そしてそれは周波数０に零点を持つ、想定されるクラッタ帯域幅に対応した適当なＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタに対して、式（２０）で示される周波数に零点を持つように周波数特性を周波数軸上でシフトしたものである。その高域通過ディジタルフィルタは、実施の形態１で説明した文献３の周波数０に多重零点を持つ時変係数のフィルタがクラッタ抑圧性能の観点から望ましい。ここではそのような時変フィルタを第１のノッチフィルタ用として用いることにして説明する。周波数０に零点を持つ時変フィルタの係数をｈi0、ｈi1、・・・、ｈi、M1-1とする。第１のノッチフィルタ１のインパルス応答長はＭ1である。それはノッチ周波数０のフィルタ係数格納手段７に格納しておく。第１のノッチフィルタ１の係数をＡim(b)とすると、式（２０）のクラッタ中心周波数推定値ｆ01(b)を用いて式（２３）のように計算される。式（２３）の計算は第３のフィルタ係数計算手段６−３で行われる。このように係数を設定すると、スタガトリガ方式でも深いノッチがそのまま周波数軸上で平行移動する。
【００６３】
第１のノッチフィルタ１、第２のノッチフィルタ２の入出力信号の関係はそれぞれ式（２４）、（２５）のようになる。レンジビン番号ｋがどのブロック番号ｂに属しているか注意する。
【００６４】
【数１１】
0003660565.tif 000013
【００６５】
次に、判定手段２０の動作について説明する。
最初に、全レンジビンのブロック分けを行う理由を説明する。判定手段２０ではどの信号を選択するかを判定するが、その判定のための特徴量として、各信号の電力と、クラッタ中心周波数推定に利用するＡＲモデルの極を用いる。これらを用いてレンジビンごとに判定すると特徴量がばらついてしまい、判定結果がレンジビンごとに変化してしまう可能性がある。そうなると選択手段１０の出力信号の統計的性質もレンジビンごとに変わってしまう。これは、クラッタ抑圧処理に続くＣＦＡＲ（constant false alarm）による目標検出処理に悪影響を与える可能性がある。また、現実には、数十レンジビンでクラッタ中心周波数が大きく変わることはほとんどない。そこで全レンジを適当なブロック長Ｂでブロック分けし、特徴量をレンジビンブロック内で平均して判定に用いる。判定はそのレンジビンブロックごとに行う。そうすれば、判定を行う回数は多くならないし、選択手段１０の出力信号の統計的性質もそのレンジビンブロック内では均一に保たれる。ＣＦＡＲ処理はそのレンジビンブロック内で行えばよい。
【００６６】
判定に用いる特徴量について説明する。
特徴量としては、受信信号、第１のノッチフィルタ１の出力信号、第２のノッチフィルタ２の出力信号の、各信号のレンジビンブロック内の平均電力、クラッタ中心周波数推定手段５ｂで用いるＡＲモデルの極の絶対値をレンジビンブロック内で平均したものである。各信号の電力だけを比較したのでは、目標信号を消去してしまう可能性が大きいため、電力以外の特徴量であるＡＲモデルの極の絶対値の平均値を特徴量に加える。なお、各信号の電力を特徴量として利用せず、ＡＲモデルの極の絶対値の平均値だけを利用する判定手順も考えられる。レンジビンブロック番号ｂにおける平均電力は以下の式（２６）〜（２８）から算出する。Ｐ0(b)、Ｐ1(b)、Ｐ2(b)はそれぞれ受信信号ｕ（ｋ、ｔn）、第１のノッチフィルタ出力信号ｙ1（ｋ、ｔn）、第２のノッチフィルタ出力信号ｙ2（ｋ、ｔn）のレンジビンブロック番号ｂにおける平均電力である。
【００６７】
【数１２】
0003660565.tif 000014
【００６８】
もう１つの特徴量であるＡＲモデルの極の絶対値の平均値について説明する。
図４は、文献２におけるクラッタ中心周波数推定法の概念図である。
図４は、２次ＡＲモデルによる双峰性クラッタの中心周波数推定の場合で、１次ＡＲモデルによる単峰性クラッタ中心周波数推定の場合は、図４の「２次ＡＲモデリング」が１次ＡＲモデリングになり、各モデルについて極と中心周波数推定値が１つのみで、図４の破線の矢印に関わる部分がない。
【００６９】
図４で、中心周波数推定に用いるヒット数をＮB、レンジビン数を注目セルｕ（ｋ、ｔn）の片側ＫB、中心周波数推定に使わない注目セルの隣接レンジビン（ガードレンジ）数を片側ＫGとする。中心周波数推定には注目セルより過去のヒットを用いることにする。使用する信号の領域は、      レンジビン方向：ｋ−（ＫB＋ＫG）からｋ−ＫG−１、およびｋ＋ＫG＋１からｋ＋ＫB＋ＫG      ヒット方向：ｎ−ＮB＋１からｎである。
【００７０】
上のレンジビンの範囲の各ｋに対して、信号系列ｕ（ｋ、ｔn-NB+1）、ｕ（ｋ、ｔn-NB+2）、・・・、ｕ（ｋ、ｔn）をBurg法などで２次ＡＲモデリングし、２次ＡＲモデルの極を求める。ここで、スタガトリガ系列を等間隔サンプリングされた信号として扱ってもあまり問題ない。２つの極をｑ21（ｋ、ｎ）、ｑ22（ｋ、ｎ）とする。
【００７１】
次に、各レンジビン（ｋ−（ＫB＋ＫG）〜ｋ−ＫG−１、ｋ＋ＫG＋１〜ｋ＋ＫB＋ＫGの２KBレンジビン分）に対する極の実部と虚部それぞれに対してメディアン操作を行う。これは目標周波数が推定値とならないようにするためのものである。メディアン操作で抽出された実部と虚部から偏角を求め、それから周波数を求める。この操作は極１、２の両方に対して行う。これで２つのクラッタ中心周波数推定値が求められる。この操作を数式で表現する。
【００７２】
各レンジビンに対する２次ＡＲモデルの極が求まったとき、正規化されたクラッタ中心周波数推定値ｆc2i（ｋ、ｎ）（ｉ＝１、２）は式（２９）〜（３１）で求められる。式（３１）のｔａｎ-1は、かっこ内の分母・分子の両方の符号を考慮して角度を求める。式（２９）、（３０）のMedはメディアン操作（中間値抽出）を意味する。メディアンをとる範囲は、上に示したレンジビン範囲である。式（２９）、（３０）はそれぞれ極の実部と虚部に相当する。以上の操作を、注目セルをずらしながら、全ヒット・全レンジビンに対して行う。同様に、単峰性スペクトルを仮定して、１次ＡＲモデリング後、メディアン操作によって極ＱR1（ｋ、ｎ）＋ｊＱI1（ｋ、ｎ）とクラッタ中心周波数推定値ｆc1（ｋ、ｎ）が求められる。
【００７３】
【数１３】
0003660565.tif 000015
【００７４】
判定手段２０における特徴量としてのＡＲモデルの極の絶対値のレンジビンブロック番号ｂ内の平均値（以後、混同のおそれがない限り、単にＡＲモデルの極の絶対値と呼ぶ）を、１次ＡＲモデルに対してＱ1(b)、２次ＡＲモデルに対してＱ2i(b)（ｉ＝１、２）とする。これは式（３２）、（３３）で求められる。
【００７５】
【数１４】
0003660565.tif 000016
【００７６】
ここで、ＡＲモデルの極の絶対値が特徴量となりうることを数値例で示す。そのため、計算機で疑似的にクラッタを含む信号を生成した。パルス間隔は４００μｓ、３００μｓ、５００μｓの３スタガで、レンジビン数３００、ヒット数１２６である。固定クラッタは０Ｈｚを中心周波数とし、移動クラッタは−６００Ｈｚが中心周波数である。ただし、移動クラッタは距離が遠くなるにつれて中心周波数がやや０に近づく。また、第２１０レンジビンにドップラー周波数４９００Ｈｚの目標信号が存在する。クラッタの強度は、距離が遠くなるにつれて小さくなるようにしたが、特に固定クラッタの減衰が大きくなるようにした。固定クラッタの第２００レンジビン以遠は雑音レベルとほとんど変わらない。
【００７７】
図５は、生成した信号を等間隔サンプリングされた信号と扱ってＦＦＴ（高速フーリエ変換）して振幅２乗値をとったものである。従ってこれは正確にはスペクトルではないが、スペクトルを知る目安になる。図５には第１、第５０、第１００、第１５０、第２１０レンジビンにおけるＦＦＴ振幅２乗値を示す。凡例の＃１が第１レンジビンにおけるＦＦＴ振幅２乗値で、以下同様である。固定クラッタのＦＦＴ振幅２乗値は距離が遠くなるにつれて減衰していくことがわかる。第２１０レンジビンのＦＦＴ振幅２乗値（２点鎖線）で、−９３０Ｈｚ、−１００Ｈｚ、７３０Ｈｚ付近に目標信号周波数の折り返しによるピークが存在する。スタガトリガ方式の場合、平均ＰＲＩの逆数をスタガ数で割った周波数毎に振幅の異なるピークが現れる。これはクラッタについても同様である。
【００７８】
図６は、レンジに対する式（３２）と（３３）のＡＲモデルの極の絶対値を示したものである。レンジビンブロック長Ｂ＝２５である。ここで、１次ＡＲモデルによるもの（実線）と、２次ＡＲモデルによるものの一方（破線）は、比較的大きな値を保っているが、２次ＡＲモデルによるもののもう一方（一点鎖線）は、距離に従って減衰していくことがわかる。これは、固定クラッタの減衰に対応している。
【００７９】
このようにして色々と調べた結果、ＡＲモデルの極の絶対値について以下のことがわかった。
・クラッタが存在しないときは、１次ＡＲモデルの極の絶対値は小さくなる。
・単峰性スペクトルの場合は、１次ＡＲモデルの極の絶対値と、２次ＡＲモデルの極の絶対値の一方は比較的大きい値を取る。
・双峰性スペクトルの場合は、２次ＡＲモデルの２つの極の絶対値はともに比較的大きい値を取る。
これより、ＡＲモデルの極の絶対値は、スペクトルの単峰性や双峰性を判断する材料となることがわかった。文献２のクラッタ中心周波数推定法は、目標信号を保存させるために目標信号のスペクトルのピークを捕らえないようにしている。その過程で得られるＡＲモデルの極ＱR1（ｋ、ｎ）＋ｊＱI1（ｋ、ｎ）、ＱR2i（ｋ、ｎ）＋ｊＱI2i（ｋ、ｎ）（ｉ＝１、２）についても同様である。従って、式（３２）と（３３）のＡＲモデルの極の絶対値を特徴量として利用すると、目標信号によるスペクトルのピークを無視して、クラッタによるスペクトルのピークの数だけを数えられる。
【００８０】
判定手段２０によって選択すべき信号の決定手順について具体的動作について記す。
クラッタ中心周波数推定手段５ｂにおけるＡＲモデルの極の絶対値だけを用いる第１の手順と、それに加えて、式（２６）〜（２８）の、受信信号、第１のノッチフィルタ１の出力信号、第２のノッチフィルタ２の出力信号の、各信号のレンジビンブロック内の平均電力Ｐ0(b)、Ｐ1(b)、Ｐ2(b)を特徴量としてともに用いる第２の手順を記す。スペクトルが単峰性か双峰性か、あるいはクラッタが存在しないかを判定するためのＡＲモデルの極の絶対値のしきい値をＱthとする。
【００８１】
〈第１の判定手順〉
レンジビンブロック番号ｂ（ｂ＝１、２、・・・、Ｋ／Ｂ）について、
（１）式（３２）のＱ1(b)がＱth未満であれば、クラッタが存在しないと判断し、そのレンジビン番号ｂに属する範囲のレンジビンに対しては、図２のＡ、すなわち受信信号を選択する。
（２）式（３３）のＱ21(b)、Ｑ22(b)の一方がＱth未満であれば、クラッタスペクトルは単峰性であると判断し、図２のＢ、すなわち、第１のノッチフィルタ１の出力信号を選択する。
（３）以上のいずれでもなければ、クラッタスペクトルは双峰性であると判断し、図２のＣ、すなわち、第２のノッチフィルタ２の出力信号を選択する。
【００８２】
〈第２の判定手順〉
図７は、判定手段２０における第２の判定手順を示したフローチャートである。以下、図７に示すフローチャートに従って手順を説明する。
受信機雑音電力と関係して、２つの電力しきい値を設ける。小さい方のしきい値をＰth min、大きい方のしきい値をＰth maxとする。受信機雑音電力がこの２つのしきい値の間に入るようにする。
レンジビンブロック番号ｂ（ｂ＝１、２、・・・、Ｋ／Ｂ）について、
受信信号、第１のノッチフィルタ１の出力信号、第２のノッチフィルタ２の出力信号の、各信号のレンジビンブロック内の平均電力である、式（２６）〜（２８）のＰ0(b)、Ｐ1(b)、Ｐ2(b)のうち、最小のものをＰmin(b)とする（ステップＳ１）。電力の最も小さい信号（図２のＡ、Ｂ、Ｃのどれか）を選んで、ステップＳ２へ進む。
【００８３】
ステップＳ２：以下の３つの条件で分岐
ステップＳ１で選ばれた信号の電力Ｐmin(b)がＰth min未満の場合（ステップＳ２．１）：
２番目に小さい信号電力がＰth maxより大きい場合は、ステップＳ１で選んだ信号を保持し、ステップＳ３に移行する。そうでない場合は、Ｐth min以上で最小の電力の信号を選ぶ（ステップＳ２．１．１）。そして、ステップＳ３へ進む。
ステップＳ１で選ばれた信号の電力がＰth min以上でＰth max以下の場合（ステップＳ２．２）：
他の信号電力がこの範囲内にあれば、通過したノッチフィルタ次数が最も低い信号を選ぶ（ステップＳ２．２．１）。他の信号電力がこの範囲内になければステップＳ１で選んだ信号を保持する。そしてステップＳ３へ進む。
ステップＳ１で選ばれた信号の電力がＰth maxより大きい場合（ステップＳ２．３）：
ステップＳ１で選んだ信号を最終選択結果として、選択操作を終了する。
【００８４】
次に、ステップＳ３において、１次ＡＲモデルの極の絶対値Ｑ1(b)がＱth未満であるならば、クラッタがないと判断して、受信信号（図２のＡ）を選択して（ステップＳ３．１）、選択操作を終了する。そうでない場合はステップＳ２までで選択した信号を保持してステップＳ４へ進む。
【００８５】
ステップＳ４において、ここまでで選択された信号が第１のノッチフィルタ１出力信号（図２のＢ）か否かを判定する。図２のＢであれば、その信号を選択結果として、選択操作を終了する（ステップＳ４．１）。そうでない場合はステップＳ５へ進む。
【００８６】
ステップＳ５において、１次ＡＲモデルの極の絶対値Ｑ1(b)がＱth以上かつ、２次ＡＲモデルの２つの極の絶対値Ｑ21(b)、Ｑ22(b)の両方か一方がＱth未満なら、クラッタスペクトルは単峰性と判断して第１のノッチフィルタ１出力信号（図２のＢ）を選択結果とする（ステップＳ４．１）。そうでない場合は、第２のノッチフィルタ２の出力信号（図２のＣ）を選択結果とする（ステップＳ５。１）。以上で手順を終了する。
【００８７】
第２の手順における各ステップの意味を記す。
ステップＳ２．１は、既にクラッタが抑圧されているのに、さらにフィルタを通した信号を選ばないようにするものである。必要以上に電力が小さい信号はブラインド領域が広いと解釈する。
ステップＳ２．２は、電力しきい値範囲内であれば、雑音電力までクラッタが抑圧されたとみなし、通過するノッチフィルタの次数がなるべく低くなるように信号を選択するものである。
ステップＳ２．３は、どの信号を選んでもクラッタが消え残ってしまったが、なるべく消え残りが少ない信号を選択するものである。
【００８８】
ステップＳ３は、クラッタの有無をＡＲモデルの極の絶対値から判断するものである。
ステップＳ４は、クラッタスペクトルが単峰性か双峰性かを信号電力から判定するものである。
ステップＳ５は、さらに、クラッタスペクトルが単峰性か双峰性かをＡＲモデルの極から判定するものである。これは、本来、単峰性スペクトルなのに誤って双峰性スペクトルと判断されているものを修正するために行うが、特に目標信号を保持するためのものである。電力だけで判断すると、目標信号を誤って抑圧してしまう可能性がある。
【００８９】
以上、実施の形態２によれば、判定手段２０で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。加えて、スタガトリガ方式でも深いノッチがそのまま周波数軸上で平行移動するようにノッチフィルタの係数を設定するため、移動クラッタ抑圧性能が高い。固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い単一のフィルタで処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、双峰性クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００９０】
実施の形態３．
実施の形態２では、クラッタが最大２つ存在するとしてきたが、図２の構成を拡張した図８の構成とすると、それ以上（Ｉ個、Ｉ＞２）のクラッタに対処することができる。
図８は、この発明の実施の形態３に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図８に示す構成では、１つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ（３０−１）、２つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ（３０−２）、・・・、Ｉ個の周波数にノッチを持つノッチフィルタ（３０−Ｉ）の、Ｉ個のノッチフィルタを並列接続する。これらのノッチフィルタは一般に時変フィルタである。各ノッチフィルタの係数の計算は、フィルタ係数計算手段３１−１、・・・、３１−Ｉで個別に行う。
【００９１】
クラッタ中心周波数推定手段５ｃでは、ｉ個（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）のノッチを持つノッチフィルタ（ノッチフィルタ＃ｉと呼ぶ）に対しては、ｉ個のクラッタが重畳していると仮定して、ｉ次ＡＲモデルを使ってクラッタ中心周波数推定を行い、その結果をノッチフィルタ＃ｉに出力する。２つ以上の周波数にノッチを持つノッチフィルタの係数は、第１の実施形態と同様にして計算する。これをｉ＝２、・・・、Ｉに対して行う。１つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ＃１に関しては、第２の実施形態における第１のノッチフィルタと同様である。判定手段２０における判定手順としては、第１の判定手順をそのまま拡張できる。即ち、しきい値Ｑthを越えるＡＲモデルの極の絶対値の個数に等しいノッチ周波数の数のフィルタ出力を選択する。しきい値Ｑthを越えるＡＲモデルの極の絶対値の個数が０ならば、受信信号を選択する。判定手段２０での判定結果に基づいて、選択手段１０では（Ｉ＋１）個の信号の中から１つを選択出力する。
【００９２】
これらの構成により、３つ以上のクラッタが存在しても、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで、１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。加えて、スタガトリガ方式でも深いノッチがそのまま周波数軸上で平行移動するようにノッチフィルタの係数を設定するため、移動クラッタ抑圧性能が高い。複数のクラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い単一のフィルタで処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００９３】
実施の形態４．
図１に示した構成と同じ効果を、２つの時変フィルタの縦続接続で得ることができる。ただし、２つの時変フィルタのうち前段の時変フィルタがノッチフィルタ、後段のフィルタ係数は、前段のフィルタ係数を用いて計算される。そして、後段の時変フィルタ単独では周波数特性の零点（ノッチ）を持たず、２つの時変フィルタが縦続接続されて２つの周波数に零点が形成される。
【００９４】
図９は、この発明の実施の形態４に係るクラッタ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
この発明におけるクラッタ抑圧装置は、通常、レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。図９に示すクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式で、かつ固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合のように、スペクトルとしてピークが２つあるクラッタを対象とするが、３つ以上のクラッタが重畳している場合に対しても拡張は容易である。
【００９５】
図９において、４１はノッチ周波数が１箇所あるＦＩＲ形のノッチフィルタ（第３のノッチフィルタ）で、スタガトリガの各パルス間隔に応じて前述した第１のフィルタ係数計算手段６−１からのフィルタ係数に基づいて受信信号をフィルタ処理して固定クラッタか移動クラッタの一方を抑圧する。４２は補償フィルタで、固定クラッタか移動クラッタの他方を抑圧する。６−４は補償フィルタ４２の係数を計算する第４のフィルタ係数計算手段である。ここで、「補償」は、第３のノッチフィルタ４１と補償フィルタ４２が縦続されて２つの周波数に零点が形成されるという意味である。
【００９６】
第１のフィルタ係数計算手段６−１では、前述したのと同様にして、クラッタ中心周波数推定手段５ａで推定された２つのクラッタ中心周波数のうちの一方であるｆc21（平均ＰＲＩの逆数で正規化されている）にノッチ周波数を持つように第３のノッチフィルタ４１の係数を計算する。第４のフィルタ係数計算手段６−４では、第１のフィルタ係数計算手段６−１で計算された第３のノッチフィルタ４１の係数と、クラッタ中心周波数推定手段５ａで推定された２つのクラッタ中心周波数のうちのもう一方であるｆc22（平均ＰＲＩの逆数で正規化されている）に基づき、第３のノッチフィルタ４１と補償フィルタ４２の縦続接続が、クラッタ中心周波数推定手段５ａで推定された２つのクラッタ中心周波数にノッチを持つように、補償フィルタ４２の係数を計算する。文献４（照井、田所、工藤、“不等間隔サンプリングデータに対する周波数推定とフーリエ係数導出法”  電子情報通信学会論文誌Ａ、 vol. J83-A、 No. 1、 pp. 18-27、 2000年1月）にあるように、補償フィルタ４２の係数は、第３のノッチフィルタ４１に依存する。この意味で、第３のノッチフィルタ４１と補償フィルタ４２は従属であると呼ぶことにする。
【００９７】
以下、第４のフィルタ係数計算手段６−４における補償フィルタ４２の係数計算について説明する。基本的考え方は文献３と同じである。
まず、時変フィルタが２つ縦続接続された場合のインパルス応答を求める。縦続接続された後段のフィルタで処理を行う場合、後段のフィルタの入力信号における現時点のサンプルと、それ以前のサンプルとでは、それらのサンプルを算出するために用いた前段のフィルタ係数が異なる。この点を注意して補償フィルタ４２の係数計算を行わなければならない。
【００９８】
改めて、ノッチ周波数ｆc21／ＰＲＩav（分母にＰＲＩavがあるものは非正規化周波数、以下同様）の第３のノッチフィルタ係数をｈim（ｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１；ｍ＝０、１、・・・、Ｍ1；Ｍ1は第３のノッチフィルタ４１の次数）、補償フィルタ４２の係数をｇim（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ2；Ｍ2は補償フィルタ４２の次数）とする。受信信号（第３のノッチフィルタ４１の入力信号）を、レンジビン変数を省略してｕ（ｔn）、第３のノッチフィルタ４１の出力信号をｙ（ｔn）、補償フィルタ４２の出力信号をｚ（ｔn）とする。ある時刻の補償フィルタ４２の出力信号ｚ（ｔn）を計算しようとするなら、第３のノッチフィルタ４１の過去の係数群も使用することになる。数式で表現すれば以下の通りとなる。
【００９９】
【数１５】
0003660565.tif 000017
【０１００】
これより、２つの時変フィルタの縦続接続した場合のインパルス応答ｅim（ｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１；ｍ＝０、１、・・・、Ｍ1＋Ｍ2）は式（３８）のようになる。式（３８）で、＊は[  ]で囲んだ２つの数列の畳み込み演算を意味する。＋は畳込みの結果得られた数列をベクトルとみなしたときのベクトルの加算である。
【０１０１】
時刻ｔkとｇimの対応関係は以下の通りである。
ｔ＝ｔ1、ｔL+1、ｔ2L+1、・・・に対しては、ｇ00、ｇ01、・・・、ｇ0、M2が対応
ｔ＝ｔ2、ｔL+2、ｔ2L+2、・・・に対しては、ｇ10、ｇ11、・・・、ｇ1、M2が対応
ｔ＝ｔ3、ｔL+3、ｔ2L+3、・・・に対しては、ｇ20、ｇ21、・・・、ｇ2、M2が対応
・・・
【０１０２】
式（３８）のｈimの添字の左側の値ｉが負の数になった場合は、ｉ＝−１、−２、−３、・・・はそれぞれＬ−１、Ｌ−２、Ｌ−３、・・・と読み替える。
時変フィルタの場合、縦続接続されたフィルタの順序を入れ替えると同じインパルス応答（伝達関数、周波数特性）とならない。また、２つの周波数応答の積は、縦続接続時の周波数応答とも等しくならない。
【０１０３】
【数１６】
0003660565.tif 000018
【０１０４】
ここでは、周波数ｆc22／ＰＲＩavにＭ2重零点を持つように補償フィルタ４２の係数を決める。縦続接続時の伝達関数Ｅi（ｚ）は式（３９）のように表せる（ＦＩＲ形なので有限項数）。式（３９）のｚの指数を式（４０）のように書くことにする。
【０１０５】
【数１７】
0003660565.tif 000019
【０１０６】
ｉを固定して考える。式（４０）に式（３８）を代入して整理する（式（４１）、ｍi0＝０）。Ｅi（ｚ）およびそのｚに関する１階から（Ｍ2−１）階導関数に対して、ｚ2＝ｅｘｐ［ｊ２πｆc22δＴ／ＰＲＩav］のときに０となるようにすると（式（４２））、周波数ｆc22／ＰＲＩavにＭ2重零点を持たせることができる。これで自由度は全て消費される。Ｅi（ｚ）の導関数は式（４３）のようになる。
【０１０７】
【数１８】
0003660565.tif 000020
【０１０８】
【数１９】
0003660565.tif 000021
【０１０９】
こうしてＭ2個の方程式ができる。方程式が１つ少ないが、ｇi0を任意に決められる。例えば１とする。後で縦続接続された２つのフィルタの通過域ゲインを調整するために同じ値をｇim（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ1＋Ｍ2）に掛ければよい。この値はｉによって異なり、例えば白色雑音入力に対する出力電力が入力電力と変わらないようにするには、式（４４）をｇimに掛ける。
ベクトルγiを式（４５）のように定義し、連立方程式を行列形式で式（４６）のように表すことにする。式（４２）、（４３）より、式（４６）の行列Ａiとベクトルｂiはそれぞれ式（４７）と（４８）のようになる。
【０１１０】
【数２０】
0003660565.tif 000022
【０１１１】
ＡiはＭ2×Ｍ2の行列である。式（４６）を解くことで、特定のｉに対する係数が求められる。式（４６）をｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１に対して解くことで、縦続接続された全体の特性としては、周波数ｆc21／ＰＲＩavとｆc22／ＰＲＩavの２箇所にノッチを持つように後段の補償フィルタ４２の係数が求められる。このように、後段のフィルタの設計には前段のフィルタ係数が必要となる。この点は時不変フィルタと異なる。
【０１１２】
なお、この実施の形態４においても、縦続接続された時変フィルタのうちの最初段の時変フィルタの係数を計算する手段である第１のフィルタ係数計算手段６−１は、図３に示すのと同様にして、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する格納手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、推定されたクラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算できる。
【０１１３】
以上はクラッタスペクトルが双峰性であるとして説明した。クラッタスペクトルのピークが３つ以上（Ｉ個、Ｉ＞２）の場合に対処するときは、図１０のような構成とする。
図１０に示す構成では、最大Ｉ個のクラッタを抑圧できるように、１つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ６０と、（Ｉ−１）個の補償フィルタ＃１から＃（Ｉ−１）の縦続接続（６０，６１−１，６１−２，６１−３，・・・，６１−（Ｉ−１））を用いる。これらのＩ個のフィルタは一般に時変フィルタである。
【０１１４】
クラッタ中心周波数推定手段５ｅは、Ｉ個のクラッタが存在すると仮定して、Ｉ次ＡＲモデルを用いてクラッタ中心周波数を推定する。ノッチフィルタ６０は、そのうちの１つの周波数にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃１（６２−１）で係数を計算する。その動作は第１のフィルタ係数計算手段６−１と同じである。従って、図３の構成とできる。
【０１１５】
ノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１の縦続接続（６０，６１−１）が、クラッタ中心周波数推定手段５ｅで推定されたＩ個のクラッタ中心周波数のうちの２つの周波数（そのうち１つはノッチフィルタ６０のノッチ周波数）にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃２（６２−２）で補償フィルタ＃１（６１−１）の係数を計算する。同様に、ノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１と補償フィルタ＃２の縦続接続（６０，６１−１，６１−２）が、クラッタ中心周波数推定手段５ｅで推定されたＩ個のクラッタ中心周波数のうちの３つの周波数（そのうち２つはノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１の縦続接続（６０，６１−１）されたもののノッチ周波数）にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃３（６２−３）で補償フィルタ＃２（６１−２）の係数を計算する。以下、これを補償フィルタ＃（Ｉ−１）まで繰り返す。補償フィルタ＃ｉの係数計算には、それより前につながっているフィルタの係数を必要とする。
【０１１６】
以上のように、スタガトリガ時に２つ以上の周波数にノッチを持つように係数を決めた複数の従属な時変フィルタの縦続接続をクラッタ抑圧フィルタとして用いれば、複数のクラッタが重畳しても、クラッタ抑圧性能が高いクラッタ抑圧装置を構成することが可能となる。
【０１１７】
実施の形態５．
図１１は、この発明の実施の形態５に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図１１に示すクラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。
以下、図を参照してこの発明の実施の形態５について説明する。
図１１の構成は、図２の構成において、双峰性クラッタ抑圧のための第２のノッチフィルタ２を、実施の形態４で説明した第３のノッチフィルタ４１と補償フィルタ４２の縦続接続に置き換えたものである。それに伴い、図２の第２のフィルタ係数計算手段６−２は、実施の形態４で説明した第４のフィルタ係数計算手段６−４に置き換わる。
【０１１８】
第１のノッチフィルタ１のフィルタ係数を計算する第１のフィルタ係数計算手段６−１と、第３のノッチフィルタ４１のフィルタ係数を計算する第１のフィルタ係数計算手段６−１は、内部構成が同じなので同符号を割り当てているが、一般にノッチ周波数は異なる。すなわち、第１のノッチフィルタ１は、単峰性クラッタを仮定して得られたクラッタ中心周波数推定値ｆ01(b)をノッチ周波数とする。他方、第３のノッチフィルタ４１は、双峰性クラッタを仮定して得られたクラッタ中心周波数推定値の一方ｆ021(b)をノッチ周波数とする。
第４のフィルタ係数計算手段６−４は、双峰性クラッタを仮定して得られたクラッタ中心周波数推定値の他方ｆ022(b)にもノッチができるように、実施の形態４と同様にして補償フィルタ４２の係数を計算する。
他の動作については、実施の形態２と同じである。
【０１１９】
また、この実施の形態５においても、第１のノッチフィルタ１と第３のノッチフィルタ４１の係数を計算する手段である第１のフィルタ係数計算手段６−１は、図３に示すのと同様にして、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する格納手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて計算できる。
【０１２０】
以上、実施の形態５によれば、判定手段２０で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い従属な２つの時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、双峰性クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【０１２１】
実施の形態６．
図１２は、この発明の実施の形態６に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図１２に示すクラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。
以下、図を参照してこの発明の実施の形態６について、図１１との相違点を中心に説明する。
図１２の構成は、図１１の構成における単峰性クラッタ抑圧のためのフィルタ（第１のノッチフィルタ１）を、第３のノッチフィルタ４１と共用にしたものである。つまり、図１２の構成では、第３のノッチフィルタ４１は単峰性クラッタ抑圧と双峰性クラッタの一方のクラッタ抑圧の２つの役割を兼ねることになる。そのため、フィルタの個数が削減できる。
【０１２２】
図２と図１１の構成では、選択手段１０と判定手段２０への入力信号のうち、Bと記したものは、第１のノッチフィルタ１の出力信号であったが、本構成では第３のノッチフィルタ４１の出力信号とする。
クラッタ中心周波数推定手段５ｄでは、実施の形態２と同様に、単峰性スペクトルを仮定したクラッタ中心周波数推定値ｆ01(b)と、双峰性スペクトルを仮定したクラッタ中心周波数推定値ｆ021(b)、ｆ022(b)をまず計算する。そして、ｆ021(b)、ｆ022(b)のうち、ｆ01(b)に近いほうをｆα(b)、他方をｆβ(b)とする。第１のフィルタ係数計算手段では、ｆα(b)をノッチ周波数とするように第３のノッチフィルタ４１のフィルタ係数を計算する。第４のフィルタ係数計算手段６−４では、ｆβ(b)にもノッチができるように補償フィルタ４２のフィルタ係数を実施の形態４と同様にして計算する。
他の動作については、実施の形態２と同じである。
【０１２３】
また、この実施の形態６においても、第３のノッチフィルタの係数を計算する手段である第１のフィルタ係数計算手段６−１は、図３に示すのと同様にして、あらかじめ計算しておいたノッチ周波数０のノッチフィルタ係数を格納する格納手段を備え、上記格納手段から読み出した係数を用いて、クラッタ中心周波数推定値のうちの１つに周波数特性の零点を持つように計算できる。
【０１２４】
以上、実施の形態６によれば、判定手段２０で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い従属な２つの時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、双峰性クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。加えて、フィルタの個数が少なくて済み、その分演算量の削減や回路の簡略化を図ることができる。
【０１２５】
実施の形態７．
実施の形態５ではクラッタが最大２つ存在するとしてきたが、図１１の構成を拡張した図１３の構成とすると、それ以上（Ｉ個、Ｉ＞２）のクラッタに対処できる。
図１３は、この発明の実施の形態７に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図１３に示す構成では、１つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ＃１（５０−１）、２つの周波数にノッチを持つような、ノッチフィルタ＃２と補償フィルタ＃２．１の縦続接続（第２フィルタ群：５０−１、５１−２−１）、・・・、Ｉ個の周波数にノッチを持つような、ノッチフィルタ＃Ｉと補償フィルタ＃Ｉ．１から補償フィルタ＃Ｉ．（Ｉ−１）の縦続接続（第Ｉフィルタ群：５０−Ｉ、５１−Ｉ−１、５１−Ｉ−２、・・・、５１−Ｉ−（Ｉ−１））の、第１から第ＩまでのＩ個のフィルタ群を並列接続する。各フィルタ群の先頭にあるノッチフィルタ＃１からノッチフィルタ＃Ｉは、それぞれ１つの周波数にノッチを持つ。これら合計Ｉ（Ｉ＋１）／２個のフィルタは一般に時変フィルタである。
【０１２６】
クラッタ中心周波数推定手段５ｃでは、第ｉフィルタ群（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）に対しては、ｉ個のクラッタが重畳していると仮定して、ｉ次ＡＲモデルを使ってクラッタ中心周波数推定を行い、その結果をフィルタ係数計算手段＃ｉ．１から＃ｉ．ｉ（５２−ｉ−１、５２−ｉ−２、・・・、５２−ｉ−ｉ）に出力する。
【０１２７】
第１フィルタ群と第２フィルタ群のフィルタ係数計算に関しては実施の形態４と同様である。
第ｉフィルタ群（ｉ＝３、・・・、Ｉ）の係数計算は、まず、最初のノッチフィルタ＃ｉの係数計算をフィルタ係数計算手段＃ｉ．１（５２−ｉ−１）で行う。これは図２の第１のフィルタ係数計算手段６−１と同様である。したがって、図３の構成とできる。
【０１２８】
次に、その係数に基づいて、フィルタ係数計算手段＃ｉ．２で補償フィルタ＃ｉ．１（５１−ｉ−１）の係数計算を行う。これは、ノッチフィルタ＃ｉと補償フィルタ＃ｉ．１の縦続接続が２つの周波数にノッチを持つように行う。これも図２の第４のフィルタ係数計算手段６−４と同様である。
次に、ノッチフィルタ＃ｉと補償フィルタ＃ｉ．１の縦続接続を１つのフィルタとみなしたときの係数に基づき、フィルタ係数計算手段＃ｉ．３で補償フィルタ＃ｉ．２の係数を計算する。これは、ノッチフィルタ＃ｉと補償フィルタ＃ｉ．１と補償フィルタ＃ｉ．２の３つのフィルタの縦続接続が３つの周波数にノッチを持つように行う。これも図２の第４のフィルタ係数計算手段６−４と同様にして行える。以下、これを補償フィルタ＃ｉ．（ｉ−１）まで繰り返す。
受信信号と第１から第Ｉフィルタ群出力の（Ｉ＋１）個の出力信号から、１つ選択出力する。判定手段２０における判定手順としては、第１の判定手順を拡張できる。すなわち、しきい値Ｑthを越えるＩ次ＡＲモデルの極の絶対値の個数と等しいノッチ周波数の数を持つフィルタ群の出力信号を選ぶように判定する。１次ＡＲモデルの極の絶対値がしきい値Ｑthを越えない場合、あるいはしきい値Ｑthを越えるＩ次ＡＲモデルの極の絶対値の数が０の場合は受信信号を選ぶように判定する。判定手段２０での判定結果に基づいて、選択手段１０では（Ｉ＋１）個の信号の中から１つを選択出力する。
【０１２９】
この構成により、３つ以上のクラッタが存在しても、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで、１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。複数のクラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つような阻止域減衰量の多い、従属な時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【０１３０】
実施の形態８．
実施の形態６ではクラッタが最大２つ存在するとしてきたが、図１２の構成を拡張した図１４の構成とすると、それ以上（Ｉ個、Ｉ＞２）のクラッタに対処できる。
図１４は、この発明の実施の形態８に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
図１４に示す構成では、最大Ｉ個のクラッタを抑圧できるように、１つの周波数にノッチを持つノッチフィルタ６０と、（Ｉ−１）個の補償フィルタ＃１から＃（Ｉ−１）の縦続接続（６０、６１−１、６１−２、・・・、６１−（Ｉ−１））を用いる。これらのフィルタは一般に時変フィルタである。
【０１３１】
クラッタ中心周波数推定手段５ｅは、Ｉ個のクラッタが存在すると仮定して、Ｉ次ＡＲモデルを用いてクラッタ中心周波数を推定する。ノッチフィルタ６０は、そのうちの１つの周波数にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃１（６２−１）で係数を計算する。その動作は第１のフィルタ係数計算手段６−１と同じである。従って、図３の構成とできる。
【０１３２】
ノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１の縦続接続（６０、６１−１）が、クラッタ中心周波数推定手段５ｅで推定されたＩ個のクラッタ中心周波数のうちの２つの周波数（そのうち１つはノッチフィルタ６０のノッチ周波数）にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃２（６２−２）で補償フィルタ＃１（６１−１）の係数を計算する。同様に、ノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１と補償フィルタ＃２の縦続接続（６０、６１−１、６１−２）が、クラッタ中心周波数推定手段５ｅで推定されたＩ個のクラッタ中心周波数のうちの３つの周波数（そのうちの２つはノッチフィルタ６０と補償フィルタ＃１の縦続接続（６０，６１−１）されたもののノッチ周波数）にノッチを持つようにフィルタ係数計算手段＃３（６２−３）で補償フィルタ＃２（６１−２）の係数を計算する。以下、これを補償フィルタ＃（Ｉ−１）まで繰り返す。補償フィルタ＃ｉの係数計算には、それより前につながっているフィルタ係数を必要とする。
【０１３３】
受信信号、ノッチフィルタ６０の出力信号、補償フィルタ＃１から＃（Ｉ−１）の出力信号の計（Ｉ＋１）個の信号のうちのどれかを選択出力する。判定手段２０における判定手順としては、前述のように、第１の判定手順をそのまま拡張できる。すなわち、しきい値Ｑthを越えるＩ次ＡＲモデルの極の絶対値の個数がｋであれば、補償フィルタ＃（ｋ−１）の出力を選ぶように判定する。ｋ＝１ならばノッチフィルタ６０の出力信号、ｋ＝０ならば受信信号を選ぶように判定する。判定手段２０での判定結果に基づいて、選択手段１０では（Ｉ＋１）個の信号の中から１つを選択出力する。
【０１３４】
この構成により、３つ以上のクラッタが存在しても、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで、１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。複数のクラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つような阻止域減衰量の多い、従属な時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【０１３５】
次に、具体的な数値例について説明する。
第１の実施例．
計算機で双峰性スペクトルを持つ１レンジビン分のクラッタを生成し、（１）２つのクラッタ周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタ、（２）２重消去器と４重消去器の縦続接続、の２通りで双峰性クラッタ抑圧を試みた。パルス間隔は400μｓ、300μｓ、500μｓの３スタガ、クラッタは０Ｈｚと−６００Ｈｚを中心周波数とする。帯域幅はそれぞれ５０Ｈｚと８０Ｈｚ、電力は雑音に対して両方とも４０ｄＢである。目標信号は含まない。２つのクラッタ周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタは、０Ｈｚに２重零点、−６００Ｈｚに４重零点を割り当てた。２重消去器と４重消去器の縦続接続は、２重消去器のノッチ周波数を０Ｈｚ、４重消去器のノッチ周波数を−６００Ｈｚとした。
【０１３６】
処理前後のクラッタ対雑音電力比は以下の通りとなった。
処理前・・・４２．３ｄＢ
２つのクラッタ周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタで処理後・・・１．１ｄＢ
２重消去器と４重消去器の縦続接続・・・３０．５ｄＢ
このように、２つのクラッタ周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタは非常に高いクラッタ抑圧能力を持っている。それに対して、２重消去器と４重消去器の縦続接続では、クラッタ消え残りが非常に多いことがわかった。図１５に使用した２つの周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタの等価振幅２乗特性を示す。特に−６００Ｈｚの阻止域幅は広いことがわかる。
【０１３７】
第２の実施例．
実施の形態２によってクラッタを抑圧できることを計算機シミュレーションにより示す。図５でＦＦＴ振幅２乗値を示した信号を受信信号とする。第２１０レンジビンにドップラー周波数４９００Ｈｚの目標が存在する。１レンジビンブロック長Ｂ＝２５レンジビンである。判定手段２０の判定手順は第２の手順を用いた。ＡＲモデルの極の絶対値のしきい値はＱth＝０．３、電力のしきい値は、Ｐth min＝雑音電力−６ｄＢ、Ｐth max＝雑音電力＋２ｄＢである。雑音レベルは２０ｄＢ弱と想定した。
【０１３８】
選択手段１０の出力信号ｚ（ｋ、ｔn）のＦＦＴ振幅２乗値を図１６に示す。これは、図５に対応して、第１、第５０、第１００、第１５０、第２１０レンジビンにおけるＦＦＴ振幅２乗値である。第２１０レンジビン（２点鎖線）では、目標信号は保存して、クラッタのみ抑圧できていることがわかる。選択手段１０で選択された出力信号は、第１５０レンジビンより近くは第２のノッチフィルタ２、それ以遠は第１のノッチフィルタ１であった。それぞれ、双峰性クラッタ、単峰性クラッタであると判定された。図１１の構成を用いても同じ結果が得られる。この処理は数回のアンテナスキャンを必要とせず、１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で行っていることを強調しておく。
【０１３９】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、スタガトリガ時に２つ以上の周波数にノッチを持つようなノッチフィルタをクラッタ抑圧フィルタとして用いることにより、複数のクラッタが重畳しても、クラッタ抑圧性能が高いクラッタ抑圧装置を得ることができる。
【０１４０】
また、判定手段で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことができる。
【０１４１】
また、スタガトリガ方式でも深いノッチがそのまま周波数軸上で平行移動するようにノッチフィルタの係数を設定するため、移動クラッタ抑圧性能を高めることができる。
【０１４２】
また、スタガトリガ時に２つ以上の周波数にノッチを持つように係数を決めた複数の従属な時変フィルタの縦続接続をクラッタ抑圧フィルタとして用いることにより、複数のクラッタが重畳しても、クラッタ抑圧性能が高いクラッタ抑圧装置を構成することができる。
【０１４３】
また、スタガトリガ方式でも深いノッチがそのまま周波数軸上で平行移動するように時変フィルタの係数を設定するため、移動クラッタ抑圧性能を高めることができる。
【０１４４】
また、複数のクラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つような阻止域減衰量の多い、従属な時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、クラッタ抑圧性能を高めることができる。
【０１４５】
さらに、１コヒーレントプロセッシングインターバル当たりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図２】  この発明の実施の形態２に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図３】  第１のフィルタ係数計算手段６−１の内部構成図である。
【図４】  文献２によるクラッタ中心周波数推定法を模式的に表した図である。
【図５】  計算機で疑似的に生成した固定クラッタと移動クラッタの両方と目標信号を含む信号をレンジビンごとにＦＦＴして振幅２乗値をとった図である。
【図６】  図５で示した信号に対して、レンジビンとＡＲモデルの極の絶対値の平均値の関係を示した図である。
【図７】  判定手段２０における第２の判定手順を示したフローチャートである。
【図８】  この発明の実施の形態３に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図９】  この発明の実施の形態４に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１０】  この発明の実施の形態４の変形例に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１１】  この発明の実施の形態５に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１２】  この発明の実施の形態６に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１３】  この発明の実施の形態７に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１４】  この発明の実施の形態８に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１５】  ２つの周波数に多重零点を持つ時変ノッチフィルタの等価振幅２乗特性を示した図である。
【図１６】  この発明の実施の形態２に係るクラッタ抑圧処理の結果得られた信号の特定のレンジビンに対するＦＦＴ振幅２乗値をとった図である。
【図１７】  従来のクラッタ抑圧装置の概念的な構成図である。
【図１８】  文献１で開示されたクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図１９】  スタガトリガ方式でサンプルされた正弦波の単一消去器における入出力波形図である。
【図２０】  ノッチ周波数０Ｈｚにノッチを持つ時変フィルタ、ノッチ周波数−６００Ｈｚにノッチを持つ時変フィルタ、および、ぞの２つのフィルタを縦続接続したときの等価振幅２乗特性を示した図である。
【符号の説明】
１  第１のノッチフィルタ、２  第２のノッチフィルタ、４  ノッチフィルタ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ  クラッタ中心周波数推定手段、６−１  第１のフィルタ係数計算手段、６−２  第２のフィルタ係数計算手段、６−３  第３のフィルタ係数計算手段、６−４  第４のフィルタ係数計算手段、１０  選択手段、２０  判定手段、３０−１  ノッチフィルタ♯１、３０−２  ノッチフィルタ♯２、３０−Ｉ  ノッチフィルタ♯Ｉ、３１−１  フィルタ係数計算手段、３１−２  フィルタ係数計算手段、３１−Ｉ  フィルタ係数計算手段、４１  第３のノッチフィルタ、４２  補償フィルタ、５０−１  ノッチフィルタ♯１、５０−２  ノッチフィルタ♯２、５０−Ｉ  ノッチフィルタ♯Ｉ、５０−Ｉ−１  ノッチフィルタ♯Ｉ．１、５０−Ｉ−（Ｉ−１）  ノッチフィルタ♯Ｉ．（Ｉ−１）、５２−１  フィルタ係数計算手段♯１、５２−２−１  フィルタ係数計算手段♯２．１、５２−２−２  フィルタ係数計算手段♯２．２、５２−Ｉ−１  フィルタ係数計算手段♯Ｉ．１、５２−Ｉ−２  フィルタ係数計算手段♯Ｉ．２、６０  ノッチフィルタ、６１−１  補償フィルタ♯１、６１−（Ｉ−１）  補償フィルタ♯（Ｉ−１）、６２−１  フィルタ係数計算手段♯１、６２−２  フィルタ係数計算手段♯２、６２−Ｉ  フィルタ係数計算手段♯Ｉ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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