(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路または送受信フィルタに起因する受信信号の歪みをチャネル推定及び最尤系列推定を行って補償する自動等化器において、
前記受信信号と、この受信信号を遅延させた遅延受信信号とを合成し、前記伝送路のインパルス応答のうちピークに隣接する２つのチャネル応答の大きさがほぼ等しいときに、前記２つのチャネル応答のうち少なくとも１つを除去する処理手段を設けたことを特徴とする自動等化器。
【請求項２】
前記処理手段は、前記受信信号から不要信号成分を除去した第１の受信信号を出力するフィルタと、前記第１の受信信号に対して推定チャネル応答を推定するチャネル推定部と、前記第１の受信信号を１シンボル遅延させる遅延部と、前記遅延部の出力信号と前記チャネル推定部による前記推定チャネル応答の推定値とを乗算し、第２の受信信号を生成する乗算部と、前記第１の受信信号から前記乗算部による前記第２の受信信号を減算し、符号間干渉による信号の１つを除去した出力受信信号を生成する減算部を備えることを特徴とする請求項１記載の自動等化器。
【請求項３】
前記フィルタは、前記遅延部に前記受信信号を濾波して印加する第１のフィルタと、前記減算部に前記受信信号を濾波して印加する第２のフィルタを備え、前記第１及び第２のフィルタは、符号間干渉により受信信号のピークの両側に生じるチャネル応答を低減する特性が付与されていることを特徴とする請求項２記載の自動等化器。
【請求項４】
前記遅延部は、第１及び第２の遅延部を備え、前記乗算部は、前記第１及び第２の遅延部のそれぞれに接続され、前記チャネル推定部から前記符号間干渉による２つの異なる推定受信信号値が付与される第１及び第２の乗算部を備えることを特徴とする請求項２記載の自動等化器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動等化器に関し、特に、パス選択時に受信信号推定部が誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性を低くし、受信信号の推定精度が劣化しないようにした自動等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星通信や移動通信においては、受信機や受信回路に復調装置（復調回路）を備え、送信側で変調した信号を元の信号に再生するための復調が行われる。通信においては、送信装置で送信された送信信号が、途中で何ら影響を受けることなく受信側に到達することが理想であるが、伝送路や送受信フィルタにより受信信号に歪みを生じることがある。この歪みを補償する一つの方法として、受信機に自動等化器（ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ）を備える方法がある。以下に、従来の自動等化器を説明する。
【０００３】
図１０は、従来の自動等化器の構成を示す。
自動等化器は、携帯電話等の受信部２００に接続された受信フィルタ２０１と、受信信号推定部３０１を備えて構成されている。受信フィルタ２０１には受信部２００からの受信入力信号Ｓｉ  が入力され、不要信号が除去された受信信号Ｒｎが出力される。受信信号推定部３０１は、チャネル推定部２０２と最尤系列推定部３０２を備えている。さらに、最尤系列推定部３０２は、推定受信信号発生器２０３、減算器２０４、及びビタビ演算部２０５を備えて構成されている。ビタビ演算部２０５の出力信号は、例えば復号回路３０３に入力れれる。
【０００４】
受信フィルタ２０１から出力される受信信号Ｒｎは、チャネル推定部２０２に入力され、チャネル推定部２０２から出力される推定チャネル応答ｈＬ’は、最尤系列推定部３０２の推定受信信号発生器２０３に入力される。推定受信信号発生器２０３は推定受信信号Ｒｎを出力する。減算器２０４には、受信信号Ｒｎと推定受信信号Ｒｎが入力される。減算器２０４は推定誤差｜Ｒｎ−Ｒｎ（ｋＬ  ）｜２  を演算し、この演算結果により送信シンボル系列（パス）を推定し、これをビタビ演算部２０５に印加する。ビタビ演算部２０５では受信信号を推定（即ち、送信シンボル系列を選択）するためのビタビ演算を実行し、受信出力信号Ｓ０  を復号回路３０３へ送出する。
【０００５】
図１０の構成において、受信機で受信された受信入力信号Ｓｉ  は、受信フィルタ２０１を通過して受信信号Ｒｎとなる。この受信信号Ｒｎはチャネル推定部２０２に入力され、受信信号Ｒｎの推定チャネル応答ｈＬ’を推定する。推定受信信号発生器２０３は、インパルス応答をＬ、変調点数をｋとするとき、チャネル推定部２０２による推定チャネル応答ｈＬ’を用いて、ｋＬ  通りの送信シンボルの組み合わせについて、推定受信信号Ｒｎ’（ｋＬ  ）を生成する。この推定受信信号Ｒｎ’（ｎ）は、
Ｒｎ’（ｋＬ  ）＝ｈ１’×Ｓ１’＋ｈ２’×Ｓ２’＋・・・＋ｈＬ’×Ｓｍ’
（ただし、Ｓｍ’は、推定送信シンボル）
で表される。受信信号Ｒｎと推定受信信号Ｒｎ’（ｎ）に基づいて、減算器２０４は推定誤差｜Ｒｎ−Ｒｎ’（ｋＬ  ）｜２  を演算し、累積値が最小となる送信シンボル系列に対応するパスを逐次選択することにより、送信シンボル系列を推定する。減算器２０４からの送信シンボル系列（パス）に対し、ビタビ演算部２０５はビタビアルゴリズムにより復調を行う。
【０００６】
通常、受信フィルタ２０１では、送信フィルタと受信フィルタのインパルス応答を畳み込み演算し、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ  ）条件を満たすように構成される。しかし、現実のシステムにおいては、ナイキスト条件を満たすことが困難な場合がある。その場合、通信路環境がマルチパスではなく１パスであっても、受信フィルタ出力の受信信号Ｒｎのピークに対し、時間的に前および後に符号間干渉を持ってしまう。
【０００７】
図１１は、ナイキスト条件を満たせなかった場合の受信フィルタの出力波形を示す。受信フィルタ２０１がナイキスト条件を満たせなかった場合、通信路環境がマルチパスでなく１パスであっても、受信フィルタ出力の受信信号Ｒｎのピークｈ２’に対して、その時間より前にｈ１’が現れ、さらに、ピークｈ２’の後にｈ３’が現れることにより、符号間干渉が生じる。また、ｈ１’≒ｈ３’となる特徴を持っている。
【０００８】
ここで、通信路環境＝１パス、変調点数ｋ＝２、インパルス応答長Ｌ＝３であり、推定送信シンボルが１又は−１の場合を仮定すると、推定受信信号Ｒｎ’（ｋＬ  ）は、
Ｒｎ’（ｋＬ  ）＝ｈ１’×Ｓ１’＋ｈ２’×Ｓ２’＋ｈ３’×Ｓ３’
と表される。ここで、全ての送信シンボルに対応する推定受信信号Ｒｎ’（２３  ）は、
0003626708.tif 000002
ここで、ｈ１’≒ｈ３’とすると、
Ｒｎ（１）’＝２×ｈ１’＋ｈ２’
Ｒｎ（２）’＝ｈ２’
Ｒｎ（３）’＝２×ｈ１’−ｈ２’
Ｒｎ（４）’＝−ｈ２’
Ｒｎ（５）’＝ｈ２’
Ｒｎ（６）’＝−２×ｈ１’＋ｈ２’
Ｒｎ（７）’＝−ｈ２’
Ｒｎ（８）’＝−２×ｈ１’−ｈ２’
つまり、
Ｒｎ（２）’＝Ｒｎ（５）’＝ｈ２’
Ｒｎ（４）’＝Ｒｎ（７）’＝−ｈ２’
となり、＋ｈ２’又は−ｈ２’になる推定受信信号の送信シンボル系列（パス）は、複数存在することになる。したがって、推定誤差｜Ｒｎ−ｈ２’｜２  及び｜Ｒｎ＋ｈ２’｜２  になる送信系列は、複数が存在することになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の自動等化器によると、推定誤差が｜Ｒｎ−ｈ２’｜2 と、｜Ｒｎ＋ｈ２’｜2 になる送信系列が複数存在し、ビタビ演算部２０５におけるパス選択時に、誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性が高くなり、受信信号の推定精度が劣化するという問題があった。
【００１０】
したがって、本発明の目的は、パス選択時に誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性を低くし、受信信号の推定精度が劣化しないようにした自動等化器を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するため、伝送路または送受信フィルタに起因する受信信号の歪みをチャネル推定及び最尤系列推定を行って補償する自動等化器において、前記受信信号と、この受信信号を遅延させた遅延受信信号とを合成し、前記伝送路のインパルス応答のうちピークに隣接する２つのチャネル応答の大きさがほぼ等しいときに、前記２つのチャネル応答のうち少なくとも１つを除去する処理手段を設けたことを特徴とする自動等化器を提供する。
【００１２】
この構成によれば、受信信号とこれを遅延させた遅延受信信号との合成により、所望の受信信号に隣接するチャネル応答の少なくとも１つが除去され、推定誤差が｜Ｒｎ−ｈ２’｜２  と｜Ｒｎ＋ｈ２’｜２  になる送信系列は１つ又は０になり、パス選択時に最尤系列推定部が誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性は低くなり、受信信号の推定精度が通信路環境の１パスにおいて劣化するのを防止することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
〔第１の実施の形態〕
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を基に説明する。
図１は、本発明の自動等化器の主要部の構成を示す。図１には、本発明にかかる自動等化器のうち、前処理部１００の構成を示している。この前処理部１００は、フィルタ２０１と図１０に示した受信信号推定部３０１の間に設けられる。チャネル推定部１０１、遅延部１０２、乗算部１０３、及び減算部１０４を備えて構成されている。チャネル推定部１０１は、推定チャネル応答ｈＬ’を推定する。フィルタ２０１は受信信号Ｒｎを出力し、チャネル推定部１０１及び遅延部１０２へ印加する。遅延部１０２は、受信信号Ｒｎを１シンボル遅延させた受信信号Ｒｎ２を出力する。乗算部１０３は、遅延部１０２の出力信号（定数）とチャネル推定部１０１の出力信号とを乗算し、受信信号Ｒｎ３を生成する。減算部１０４は、受信信号Ｒｎ１から受信信号Ｒｎ３を減算して受信信号Ｒｎを出力する。
【００１４】
図１の構成の概略動作について説明する。受信フィルタ２０１からの受信信号Ｒｎ１は、チャネル推定部１０１に入力され、このチャネル推定部１０１により推定チャネル応答ｈＬ’が推定される。また、受信信号Ｒｎ１は、遅延部１０２によって１シンボルの遅延が行われ、受信信号Ｒｎ２として出力される。この受信信号Ｒｎ２は乗算部１０３に入力され、乗算部１０３では受信信号Ｒｎ２にチャネル推定部１０１で設定された定数を乗算する。乗算部１０３による乗算結果は、受信信号Ｒｎ３として減算部１０４に印加される。減算部１０４は、受信信号Ｒｎ１から受信信号Ｒｎ３を減算し、受信信号Ｒｎ（Ｒｎ＝Ｒｎ１−Ｒｎ３）を生成する。この受信信号Ｒｎは、図１０に示した受信信号推定部３０１に印加される。
【００１５】
図２は、図１の実施の形態の動作を示す。図中、Ｓはステップを表している。図２及び図１を参照して本発明の実施の形態の動作を説明する。
まず、チャネル推定部１０１によって推定チャネル応答を求める（Ｓ１００１）。ついで、図１１に示したピークｈ２’のパワーに対するｈ１’のパワー及びｈ３’のパワーを以下の式で計算する（Ｓ１００２）。
【００１６】
【数１】
0003626708.tif 000003
【数２】
0003626708.tif 000004
【００１７】
上式において、ａは定数である。ＩＦフィルタなどにアナログフィルタを用いた際、このフィルタがアナログ遅延を有し、ビットタイミングにずれを生じることから、ａという窓を持たせている。また、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、ｈ１、ｈ２、ｈ３＝（１，０）、（０，０）、（０，０）とした場合のチャネル応答であり、これらは既知である。チャネル応答Ｈ１〜Ｈ３が既知である理由は、送信フィルタと受信フィルタのインパルス応答が既知であり、この際のチャネル応答を送信フィルタと受信フィルタとｈ１、ｈ２、ｈ３＝（１，０）、（０，０）、（０，０）のインパルス応答の畳み込み演算により求められるためである。
【００１８】
Ｓ１００２においてＹＥＳが判定された場合、遅延部１０２によって受信信号Ｒｎ１を１シンボル遅延させる（Ｓ１００３）。次に、乗算部１０３によって遅延部１０２による受信信号Ｒｎ２にｈ３’／ｈ２’を乗算（Ｒｎ２×ｈ３’／ｈ２’）する（Ｓ１００４）。この乗算結果は、受信信号Ｒｎ３として減算部１０４に印加される。減算部１０４において（Ｒｎ１−Ｒｎ３）が演算され、Ｒｎが出力される（Ｓ１００５）。この受信信号Ｒｎは、受信信号推定部３０１に入力される（Ｓ１００７）。一方、Ｓ１００２において、ＮＯが判定された場合、Ｓ１００３〜Ｓ１００５の処理は行わず（Ｓ１００６）、（Ｒｎ１−Ｒｎ３）の処理は行わず、受信信号Ｒｎ１をそのまま受信信号Ｒｎとして受信信号推定部３０１へ出力する（Ｓ１００７）。
【００１９】
図２に示した処理を行うことにより、通信路環境１パスにて、ｈ１’≒ｈ３’になるのを回避できるため、受信信号推定部３０１のビタビ演算部２０５において受信信号の推定精度が劣化するのを回避することができる。
【００２０】
図３は、図２の処理により、図１１に示した推定チャネル応答において、図中からｈ３’のチャネル応答を除去できた様子を示す。このように、ｈ１’のチャネル応答は残っているが、ｈ３’のチャネル応答を除去できたことにより、ｈ１’≒ｈ３’の事態は生じない。つまり、段落番号〔０００８〕で説明したｈ２’又は（−ｈ２’）が生じないので、ビタビ演算部２０５が誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性が低くなり、ビタビ演算部２０５における受信信号の推定精度が劣化するのを防止することができる。
【００２１】
〔第２の実施の形態〕
図４は、本発明の第２の実施の形態を示す。
さらに、図５は、図４に示した第２の実施の形態の処理を示す。また、図６は、推定チャネル応答の応答特性を示し、図７は第２の実施の形態によりｈ１’（ｈ１１’）が除去された様子を示す。
【００２２】
本実施の形態は、前記第１の実施の形態が図１１に示したｈ３’を除去するように処理していたのに対し、ｈ１’を除去できるようにしたところに特徴がある。また、図６に示すように、ｈ１’及びｈ３’のパワーが図１１に比べて小さいｈ１１’及びｈ１３’になるようにするため、図１の構成におけるフィルタ２０１に代え、第１のフィルタ１０５と第２のフィルタ１０６を設けている。第１のフィルタ１０５は受信入力信号Ｓｉ  から受信信号Ｒｎ１を出力し、これをチャネル推定部１０１及び第２のフィルタ１０６に印加する。また、第２のフィルタ１０６は受信入力信号Ｓｉ  から受信信号Ｒｎ４を出力し、これを乗算部１０３及び減算部１０４に印加する。
【００２３】
図４の構成の概略動作について説明する。受信フィルタ１０５を通過した受信信号Ｒｎ１は、チャネル推定部１０３に入力され、推定チャネル応答ｈ１Ｌ’が推定される。一方、受信フィルタ１０６を通過した受信信号Ｒｎ４もチャネル推定部１０３に入力され、推定チャネル応答ｈ２Ｌ’が推定される。また、受信信号Ｒｎ４は、遅延部１０２に入力され、１シンボルだけ遅延させた受信信号Ｒｎ２を生成する。遅延部１０２で得られた受信信号Ｒｎ２は乗算部１０３に入力される。乗算部１０３は、チャネル推定部１０１から設定される定数を受信信号Ｒｎ２に乗算する。この乗算結果は、受信信号Ｒｎ３として減算部１０４に印加される。減算部１０４は、受信信号Ｒｎ１から受信信号Ｒｎ３を減算して受信信号Ｒｎとし、この受信信号Ｒｎを受信信号推定部３０１に入力する。
【００２４】
次に、図４〜図６を参照して第２の実施の形態の動作を説明する。
まず、チャネル推定部１０１によって推定チャネル応答が求められる（Ｓ２００１）。推定チャネル応答は図６に示す如くであり、ピークＨ１１’，Ｈ１２’，Ｈ１３’の各パワーが示されている。次に、ｈ１２’のパワーに対するｈ１１’、ｈ１３’の各パワーを次式で計算する（Ｓ２００２）。
【００２５】
【数３】
0003626708.tif 000005
【数４】
0003626708.tif 000006
【００２６】
ここで、ｈ１、ｈ２、ｈ３＝（１，０）、（０，０）、（０，０）とした場合のチャネル応答は既知であり、その際のチャネル応答をＨ１１、Ｈ１２、Ｈ１３とする。チャネル応答が既知であるのは、送信フィルタと受信フィルタのインパルス応答が既知で、この際のチャネル応答が送信フィルタと受信フィルタ、及びｈ１、ｈ２、ｈ３＝（１，０）、（０，０）、（０，０）のインパルス応答の畳み込み演算により求められるためである。
【００２７】
Ｓ２００２でＹＥＳが判定された場合、処理はＳ２００３へ移行し、遅延部１０２により受信信号Ｒｎ４を１シンボルだけ遅延させる（Ｓ２００３）。ついで、乗算部１０３において、チャネル推定部１０１によるｈ１３’／ｈ１２’の値を遅延部１０２から出力される受信信号Ｒｎ２に乗算（Ｓ２００４）して受信信号Ｒｎ３を生成し、この結果を減算部１０４へ出力する。
Ｒｎ３＝Ｒｎ２×（ｈ１３’／ｈ１２’）
減算部１０４は、Ｒｎ＝Ｒｎ１−Ｒｎ４の減算処理を実施し（Ｓ２００５）、その結果を受信信号Ｒｎとして出力する（Ｓ２００７）。一方、Ｓ２００２においてＮＯが判定された場合、Ｒｎ＝（Ｒｎ１−Ｒｎ３）の処理は行わず（Ｓ２００６）、受信信号Ｒｎ１をそのまま受信信号Ｒｎ（Ｒｎ１＝Ｒｎ）として出力し、受信信号推定部３０１に入力する。
【００２８】
第２の実施の形態によれば、図６に示した推定チャネル応答が図３に示した推定チャネル応答になり、ｈ１３’のチャネル応答が除去される。この結果、通信路環境１パスにて、ｈ１１’≒ｈ１３’となる事態が回避され、受信信号推定部３０１のビタビ演算部２０５において受信信号の推定精度が劣化するのを防止することができる。
なお、図４の構成においては２つのフィルタを用いたが、図１のように、フィルタ２０１のみとし、このフィルタ２０１の出力を共通に用いる構成であってもよい。
【００２９】
〔第３の実施の形態〕
図８は、本発明の第３の実施の形態を示す。本実施の形態は、図４の構成において、遅延部１０２と乗算部１０３を第１のフィルタ１０５の出力側に移した構成となっている。すなわち、図４において、遅延部１０２と乗算部１０３を除去し、第１のフィルタ１０５と減算部１０４の間に遅延部１０７と乗算部１０８を挿入した構成とし、フィルタ１０５を通過後の受信信号Ｒｎ１を遅延させているところが異なる。
【００３０】
上記第２の実施の形態では、ｈ１３’が除去されるように受信信号を合成していた。これに対して、図８の第３の実施の形態では、遅延１０７で第１のフィルタ１０５の出力信号（Ｒｎ１）を１シンボル遅延し、Ｓ２００４における乗算部１０８の演算を次のように行う。
Ｒｎ６＝Ｒｎ５×（ｈ１１’／ｈ１２’）
ついで、減算部１０４によりＲｎ＝Ｒｎ４−Ｒｎ６の演算を行い、Ｒｎを出力する。このような処理によって、図７に示すように、図３の場合とは逆に、ｈ１１’のチャネル応答を除去することが可能になる。なお、図８においては、フィルタ１０５，１０６の２つを用いたが、図１と同様にフィルタ２０１のみの構成であってもよい。
【００３１】
〔第４の実施の形態〕
図９は、本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態は、ｈ１１’とｈ１３’の両チャネル応答を同時に除去できるようにしたものである。その構成は、図４と図８の組み合わせに相当する。ここでは、フィルタ２０１を用いているが、図４または図８に示すように、フィルタ１０５，１０６の２つを用いる構成にしてもよい。
【００３２】
図９の構成においては、チャネル推定部１０１で上記〔数１〕、〔数２〕、〔数３〕、及び〔数４〕を満足するか否かが判定される。さらに、遅延部１０２で得たＲｎ２に対して乗算部１０３でＲｎ２×ｈ１３’／ｈ１２’の処理が実行され、遅延部１０７で得たＲｎ５に対して乗算部１０３でＲｎ５×ｈ１１’／ｈ１２’の処理が実行される。乗算部１０３，１０８で得られた結果に対し、減算部１０４では（Ｒｎ１−Ｒｎ３−Ｒｎ６）の減算処理が行われ、その結果がＲｎとして減算部１０４から出力される。
【００３３】
図９の構成によれば、ｈ１１’とｈ１３’の両チャネル応答を同時に除去できるが、片側だけの除去に比べてｈ１１’とｈ１３’分の受信信号のパワーが小さくなるという弱点がある。したがって、ｈ１１’とｈ１３’を除去することで受信信号のパワーの減少が問題になる場合は、上記した第１〜第３の実施の形態を用いるのがよい。
【００３４】
【発明の効果】
以上より明らかなように、本発明の自動等化器によれば、受信信号と、これを遅延させた遅延受信信号との合成により、所望の受信信号に隣接するチャネル応答の少なくとも１つを除去し、推定誤差が｜Ｒｎ−ｈ２’｜２  と｜Ｒｎ＋ｈ２’｜２  になる送信系列が１つ又は０になるようにし、最尤系列推定に際し、誤ったパス（送信シンボル系列）を選択する可能性を低くしたので、受信信号の推定精度が通信路環境の１パスにおいて劣化するのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の自動等化器の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施の形態の動作を示すフローチャートである。
【図３】図２の処理により、ｈ３’のチャネル応答を除去できた様子を示す特性図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】図４に示した第２の実施の形態の処理を示すフローチャートである。
【図６】推定チャネル応答の応答特性を示す特性図である。
【図７】第３の実施の形態によりｈ１１’のチャネル応答が除去された様子を示す特性図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態を示すブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態を示すブロック図である。
【図１０】従来の自動等化器の構成を示すブロック図である。
【図１１】ナイキスト条件を満たせなかった場合の受信フィルタの出力波形を示す特性図である。
【図１】
0003626708.tif 000007
【図２】
0003626708.tif 000008
【図３】
0003626708.tif 000009
【図４】
0003626708.tif 000010
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0003626708.tif 000014
【図９】
0003626708.tif 000015
【図１０】
0003626708.tif 000016
【図１１】
0003626708.tif 000017