(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベクトル制御を適用した交流電動機の制御において、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、検出するモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流の２乗和である検出電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、前記ｄ軸励磁分電流指令値の２乗とｑ軸トルク分電流指令値の２乗との和である指令電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算することにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする交流電動機の制御方法。
【請求項２】
前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、前記軸ずれ誤差角が零となるように速度を推定する請求項１記載の交流電動機の制御方法。
【請求項３】
前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、前記軸ずれ誤差角が零となるように前記交流電動機パラメータを同定する請求項１記載の交流電動機の制御方法。
【請求項４】
ｄ軸励磁分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｄ軸励磁分電流検出値との偏差が入力されるｄ軸電流制御器と、速度指令値と速度推定値との偏差が入力される速度制御器と、前記速度制御器から出力されるｑ軸トルク分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｑ軸トルク分電流検出値との偏差が入力されるｑ軸電流制御器と、前記ｄ軸電流制御器から出力されるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電流制御器から出力されるｑ軸電圧指令値とから電圧指令値の振幅の大きさと位相角をインバータ回路へ出力する極座標変換器と、前記極座標変換器からの出力に基づいて交流電動機を駆動するインバータ回路とからなる交流電動機の制御装置において、前記ｄ軸電流制御器の入力側に設けられ前記ｄ軸励磁分電流指令に高周波信号を重畳する高周波信号発生手段と、前記交流電動機へ供給される電流から検出電流ベクトルの振幅を演算する検出ベクトル演算手段と、前記ｄ軸励磁分電流指令値と前記ｑ軸トルク分電流指令値から指令電流ベクトルの振幅を演算する指令電流ベクトル演算手段と、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗と前記指令電流ベクトルの振幅の２乗との差に基づいて軸ずれ誤差角を演算する速度推定器とを備えたことにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項５】
ベクトル制御を適用した交流電動機の制御において、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、検出したモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流をｄ−ｑ直交座標から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換して得られる２相電流ｉdmとｉqmをバンドパスフィルタに通し、前記ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出する手段と前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する手段を有して、前記演算手段の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算することにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする交流電動機の制御方法。
【請求項６】
前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する演算器の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角が零になるように速度を推定することを特徴とする請求項５記載の交流電動機の制御方法。
【請求項７】
前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する演算器の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、軸ずれ誤差角が零となるように前記電動機パラメータを同定することを特徴とする請求項５記載の交流電動機の制御方法。
【請求項８】
ｄ軸励磁分電流指令値と、ｄ−ｑ変換器から出力されるｄ軸励磁分電流検出値をローパスフィルタに通し重畳された高周波成分を遮断して得られる電流値との偏差が入力されるｄ軸電流制御器と、速度指令値と速度推定値との偏差が入力される速度制御器と、前記速度制御器から出力されるｑ軸トルク分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｑ軸励磁分電流検出値をローパスフィルタに通し、重畳された高周波成分を遮断して得られる電流値との偏差が入力されるｑ軸電流制御器と、前記ｄ軸電流制御器から出力されるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電流制御器から出力されるｑ軸電圧指令値とから電圧指令値の振幅の大きさと位相角をインバータ回路へ出力する極座標変換器と、前記極座標変換器からの出力に基づいて交流電動機を駆動するインバータ回路とからなる交流電動機の制御装置において、前記ｄ軸電流制御器の入力側に設けられ前記ｄ軸励磁分電流指令に高周波信号を重畳する高周波信号発生手段と、前記ｄ軸励磁分電流検出値とｑ軸励磁分電流検出値をｄ−ｑ直交変換から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換して得られる２相電流ｉdmとｉqmをバンドパスフィルタを通し、ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出する手段と、前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する手段と、前記演算手段の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算する速度推定器とを備えたことにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機、同期電動機などの交流電動機の制御において、停止時あるいは低速時においても制御軸と実際軸の軸ずれ誤差あるいは電動機パラメータ誤差を補正し、高精度な制御を実現するための交流電動機の制御方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来法としては特開平９−５６１９９号があり、この手法は電圧、電流の検出値を用いて同期電動機の磁極の位置を計算し、角度センサの検出値の補正を行うというものである。しかしながら、角度センサや電圧センサを必要とし、コスト高になる上、検出精度に制御性能が依存するという問題がある。
永久磁石を回転子とするブラシレスＤＣモータを同期電動機として運転する場合、回転子の絶対位置を得て正確な電流制御を行う必要がある。回転子の絶対位置を得るためには、エンコーダやレゾルバ等の回転子位置検出器を用いることが一般的であるが、配線や構造の複雑さ、価格や使用環境などについて問題があるため、回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極位置を求める方法が提案されている。
従来の永久磁石形同期電動機の磁極位置推定方法としては、
［１］の電学論Ｄ、１１３巻、５号、平成５、ｐ５７９〜５８６、
［２］電学論Ｄ、１１４巻、５号、平成６、ｐ５９１〜５９２、
［３］電学論Ｄ、１１５巻、４号、平成７、ｐ４２０〜４２７、が知られている。
［１］は、固定子上に設定された軸α−β座標系に変換されたステータ電流ｉα、ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα、ｖβを入力とし、α−β軸座標系の磁束λα、λβ、及び回転子速度を適応則を用いて推定する方法である。
［２］は、α−β座標系に変換されたステータ電流ｉα、ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα、ｖβを入力とし、α−β軸座標系におけるα軸方向に発生する誘起電圧εα、β軸方向に発生する誘起電圧εβを外乱として推定する方法である。
［３］は、回転子上に設定した、同期速度で回転するγ−δ座標系に変換されたステータ電流ｉγ、ｉδと、モデルより算出された電流計算値ｉγｏ、ｉδｏとの差より、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θｅを推定する方法である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来の方法では、
［１］については極性のある永久磁石形同期電動機に採用した場合は、α−β座標上では、インダクタンスがモータ回転子角θｒの関数となり、状態方程式が複雑になってオブザーバを構成する際に、計算量が増大し実用化が困難である。又、磁束λα、λβを未知量としているため、状態方程式は回転子速度０において不可観測となり、推定自体が不安定となる。
［２］については、α−β軸に変換した誘起電圧は交流量となるため、オブザーバの極を大きく設定しなければ実際量と推定量との位相差が発生し、使い物にならなくなる。［３］の場合は、［１］、［２］に比較して簡便な手法であり、しかも、ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転するγ−δ軸を基準として考えているため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸のずれθｅが小さい時は、状態方程式も複雑にならずに、実用化に関してすぐれた方法である。しかし、実際値と比較するものが、ｄ−ｑ軸にγ−δ軸が一致した時のモデルから単純に導かれた計算値であり、ズレθｅがモデル化誤差などにより、正しく推定できるとは限らない。
また、角度センサや速度センサを使用せず、電圧、電流の検出値から位置、速度を推定する速度センサレスベクトル制御のほとんどが、電動機誘起電圧を利用したものであり、電動機誘起電圧は回転子の速度に比例するので、特に停止時においては電動機誘起電圧は零となり、これを利用することができなかった。
また、低速度、軽負荷時には電流、電圧の情報量が小さくなり精度が落ちるという問題があった。
そこで、本発明が解決すべき課題は、電動機誘起電圧を利用せず、ｄ軸励磁分電流指令値に高調波を重畳し、検出電流値と指令電流値のみから制御座標軸と実際の磁軸との軸ずれ誤差を推定し、速度センサ、電圧センサを必要とせず、停止時、低速時、軽負荷時においても軸ずれ補正を実現して、速度センサ付き、速度センサレスいずれの場合でも常に高精度な交流電動機のベクトル制御方法と、その制御装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、ベクトル制御を適用した交流電動機の制御において、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、検出するモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流の２乗和である検出電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、前記ｄ軸励磁分電流指令値の２乗とｑ軸トルク分電流指令値の２乗との和である指令電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算することにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の交流電動機の制御方法において、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、前記軸ずれ誤差角が零となるように速度を推定することを特徴とする。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１記載の交流電動機の制御方法において、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗から前記指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、前記軸ずれ誤差角が零となるように前記交流電動機パラメータを同定することを特徴とする。
【０００５】
また、請求項４に記載の発明は、交流電動機の制御装置に係り、ｄ軸励磁分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｄ軸励磁分電流検出値との偏差が入力されるｄ軸電流制御器と、速度指令値と速度推定値との偏差が入力される速度制御器と、前記速度制御器から出力されるｑ軸トルク分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｑ軸トルク分電流検出値との偏差が入力されるｑ軸電流制御器と、前記ｄ軸電流制御器から出力されるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電流制御器から出力されるｑ軸電圧指令値とから電圧指令値の振幅の大きさと位相角をインバータ回路へ出力する極座標変換器と、前記極座標変換器からの出力に基づいて交流電動機を駆動するインバータ回路とからなる交流電動機の制御装置において、前記ｄ軸電流制御器の入力側に設けられ前記ｄ軸励磁分電流指令に高周波信号を重畳する高周波信号発生手段と、前記交流電動機へ供給される電流から検出電流ベクトルの振幅を演算する検出ベクトル演算手段と、前記ｄ軸励磁分電流指令値と前記ｑ軸トルク分電流指令値から指令電流ベクトルの振幅を演算する指令電流ベクトル演算手段と、前記検出電流ベクトルの振幅の２乗と前記指令電流ベクトルの振幅の２乗との差に基づいて軸ずれ誤差角を演算する速度推定器とを備えたことにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする。
また、請求項５に記載の発明は、交流電動機の制御方法に係り、ベクトル制御を適用した交流電動機の制御において、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、検出したモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流をｄ−ｑ直交座標から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換して得られる２相電流ｉdmとｉqmをバンドパスフィルタに通し、前記ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出する手段と前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する手段を有して、前記演算手段の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算することにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする。
また、請求項６に記載の発明は、請求項５記載の交流電動機の制御方法において、前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する演算器の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角が零になるように速度を推定することを特徴とする。
また、請求項７に記載の発明は、請求項５記載の交流電動機の制御方法において、前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する演算器の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、軸ずれ誤差角が零となるように前記電動機パラメータを同定することを特徴とする。
また、請求項８に記載の発明は、交流電動機の制御装置に係り、ｄ軸励磁分電流指令値と、ｄ−ｑ変換器から出力されるｄ軸励磁分電流検出値をローパスフィルタに通し重畳された高周波成分を遮断して得られる電流値との偏差が入力されるｄ軸電流制御器と、速度指令値と速度推定値との偏差が入力される速度制御器と、前記速度制御器から出力されるｑ軸トルク分電流指令値とｄ−ｑ変換器から出力されるｑ軸励磁分電流検出値をローパスフィルタに通し、重畳された高周波成分を遮断して得られる電流値との偏差が入力されるｑ軸電流制御器と、前記ｄ軸電流制御器から出力されるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電流制御器から出力されるｑ軸電圧指令値とから電圧指令値の振幅の大きさと位相角をインバータ回路へ出力する極座標変換器と、前記極座標変換器からの出力に基づいて交流電動機を駆動するインバータ回路とからなる交流電動機の制御装置において、前記ｄ軸電流制御器の入力側に設けられ前記ｄ軸励磁分電流指令に高周波信号を重畳する高周波信号発生手段と、前記ｄ軸励磁分電流検出値とｑ軸励磁分電流検出値をｄ−ｑ直交変換から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換して得られる２相電流ｉdmとｉqmをバンドパスフィルタを通し、ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出する手段と、前記ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算する手段と、前記演算手段の出力をローパスフィルタに通し重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算する速度推定器とを備えたことにより、速度センサおよび電圧センサを必要とせずに、停止時、低速時、軽負荷時においても高精度な交流電動機のベクトル制御をすることを特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成図である。
図１において、１は速度制御器、２はｄ軸電流制御器、３はｑ軸電流制御器、４は極座標変換器、５はインバータ回路、６は速度推定器、７は積分器、８は指令電流ベクトル演算部、９は検出電流ベクトル演算部、１０はｄ−ｑ変換器、１１は３相２相変換器、１２は交流電動機、１３は高周波発生器である。
本発明が従来技術と違う点は、ｄ軸励磁分電流指令値ｉｓｄ* に高周波を重畳する高周波信号発生器１３と、検出電流ベクトルの振幅の２乗計算をする検出ベクトル演算部９と指令電流ベクトルの振幅の２乗計算をする指令電流ベクトル演算部８と、検出電流ベクトルの振幅の２乗から指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて速度センサレス時は速度推定を行い、速度センサ付きの場合は軸ずれ補償又は電動機パラメータ調整をする速度推定器６を設けた点である。
つぎに動作について説明する。
ｄ軸励磁分電流指令値ｉｓｄ* に高周波信号、すなわち正弦波信号Ｉinj ｓｉｎ  ωh ｔ、を重畳し、ｄ−ｑ変換器１０から出力されるｄ軸励磁分電流検出値１ｓｄ’との偏差をとりｄ軸電流制御器に入力し、ｄ軸電圧指令値ｕｓｄ* を得る。又、速度指令値ωｒ* と速度推定器６の出力である速度推定値ωｒest 、との偏差を速度制御器１に入力し、その出力をｑ軸トルク分電流指令値ｉｓｑ* とする。ｉｓｑ* とｄ−ｑ変換器１０から出力されるｑ軸トルク分電流検出値ｉｓｑ’との偏差をとりｑ軸電流制御器に入力してｑ軸電圧指令値ｕｓｑ* を得る。極座標変換器４はｕｓｄ* 、ｕｓｑ* を入力とし、電圧指令値の振幅の大きさと位相角をインバータ回路５へ出力する。インバータ回路５は電圧指令値の振幅の大きさと位相、そして速度推定器６の出力である出力周波数ωｒest を積分器７で積分して得られる２次磁束ベクトルの基準軸であるｄ軸の位相角を入力とし３相電圧指令値を計算し、モータへの供給電圧を前記電圧指令値になるようにＰＷＭ制御を行いモータを駆動する装置である。
速度制御器６では、検出したモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流の２乗和、すなわち検出電流ベクトルの振幅の２乗を演算部９で計算し、ｄ軸励磁分電流指令値の２乗とｑ軸トルク分電流値の２乗との和である指令電流ベクトルの振幅の２乗を演算部８で計算し、検出電流ベクトルの振幅の２乗から、指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を計算し、軸ずれ誤差角が零となるように速度を推定する速度推定器である。
具体的には、ｄ軸励磁分電流指令値ｉｓｄ* に高周波信号、すなわち正弦波信号Ｉinj ｓｉｎωh ｔを重畳することにより、実電流ベクトルの振幅の２乗Ｉｓ2 と指令電流ベクトルの振幅の２乗Ｉｓ*2との偏差をとると、以下の式（１）の関係が得られる。
ここで、θは２次磁束ベクトルの基準線であるｄ軸の位相角で、θest はベクトル制御上の制御基準軸であるｄ軸の位相角であり、理想的なベクトル制御では、この２つの位相角に差があってはならない。
0003707528.tif 000002
式（１）の結果をローパスフィルタを通すか、あるいは、ωｈの１周期で平均することによって、θest −θ、が得られることになる。
この差を零にするように速度推定器６により速度を推定することができる。
速度推定器６では速度センサレス時は、式（１）のように、（Ｉｓ2 −Ｉｓ*2）をローパスフィルタを通し、次式のように比例積分調節器を用いて、速度推定値ωｒest を推定することができる。
0003707528.tif 000003
又、速度センサ付きの場合は、式（３）のように測定された位相角θの電動機パラメータのミスマッチによる軸ずれθ’を補償（同期電動機の場合）として適用することができる。
0003707528.tif 000004
誘導電動機の場合は、（４）式のように直接２次抵抗Ｒｒ’などの電動機パラメータ補償として利用できる。
0003707528.tif 000005
但し、以上の中で、τはフィルタ時定数、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。
【０００７】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成図である。図２の構成は、図１の構成に、ｄ−ｑ座標軸を４５度ずらすためのｄｍ−ｑｍ変換部３０と、ローパスフィルタ２６、バンドパスフィルタ２９を加えて２乗の演算は速度推定器２８内で行うようにしたもので、直流成分の推定により推定精度を上げるものである。
ｄ軸励磁分電流指令値ｉｓｄ* に高周波信号発生器３４からの高周波信号、すなわち正弦波信号Ｉinj ｓｉｎωh ｔ、を重畳し、ｄ−ｑ変換器３１から出力されるｄ軸励磁分電流検出値ｉｓｄ’をローパスフィルタ２６に通して、その出力との偏差をとりｄ軸電流制御器２２へ入力してｄ軸電圧指令値ｕｓｄ* を得る。又、速度指令ω* と速度推定器２８の出力である速度推定値ωest との偏差を速度制御器２１に入力し、その出力をｑ軸トルク分電流指令値ｉｓｑ* とする。ｉｓｑ* とｄ−ｑ変換器３１から出力されるｑ軸トルク分電流検出値ｉｓｑ’をローパスフィルタ２６に通し、その出力との偏差をとりｑ軸電流制御器２３に入力し、ｑ軸電圧指令値ｕｓｑ* を得る。次の極座標変換器２４は各電圧指令ｕｓｄ* 、ｕｓｑ* を入力とし、電圧指令値の振幅の大きさと位相角を出力する。  インバータ回路２５では電圧指令値の振幅の大きさと位相、そして、速度推定器２８の出力である速度推定値ωest を積分器２７で積分して得られる主磁束ベクトルの基準軸であるｄ軸の位相角を入力とし３相電圧指令値を計算して、モータ３３への供給電圧を電圧指令値になるようにＰＷＭ制御を行いモータを駆動している。
速度推定器２８では、ｄ−ｑ変換器３１から出力される電流検出値ｉｓｄ’、ｉｓｑ’をｄ−ｑ直交座標から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系にｄｍ−ｑｍ変換器３０により座標変換する。その出力電流ｉdm、ｉqmをバンドパスフィルタ２９に通し、ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出し、速度推定器２８において、ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算し、その結果をローパスフィルタ２６に通し、重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算し、軸ずれ誤差角が零になるように速度を推定するものである。
具体的には、ｄ軸励磁分電流指令値ｉｓｄ* に高周波信号、すなわち正弦波信号ｉinj ｓｉｎωh ｔ、を重畳することにより、ｄｍ−ｑｍ座標軸上でのｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差をとると、
0003707528.tif 000006
式（５）のような関係が得られる。
更に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通し、高周波成分を遮断すると、
0003707528.tif 000007
式（６）のように略、軸ずれ角度θerr に比例した信号が得られる。
従って、理想的なベクトル制御では、軸ずれ角度θerr があってはならないので、上式（６）の結果を零にするように速度推定器２８では、比例積分調節器を用いて、次の（７）式により、
ωest ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）Ｅrr’              ・・・      （７）
（但し、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン）
速度推定値ωest を推定することができる。
又、本実施の形態では、速度センサ付きの場合も、（７）式の結果を軸ずれ補正値として検出速度に足し込み、積分器２７で積分して位相角をインバータ回路２５に入力することによって、パラメータミスマッチによる軸ずれを補正することができる。
また、誘起電圧定数（トルク定数）等の電動機定数を直接推定することも可能となる。
【０００８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ベクトル制御を適用した交流電動機の制御において、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、検出したモータに供給する電流を３相２相変換して得られる２相電流の２乗和、すなわち検出電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、ｄ軸励磁分電流指令値の２乗とｑ軸トルク分電流値の２乗との和である指令電流ベクトルの振幅の２乗を計算し、検出電流ベクトルの振幅の２乗から指令電流ベクトルの振幅の２乗を差し引いて得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算するようにしたので、検出電流値と指令電流値のみから制御座標軸と実際の磁軸との軸ずれ誤差を推定できる。これにより、速度センサ、電圧センサを必要とせず、停止時、低速時、軽負荷時においても軸ずれ補正を実現し、磁極位置検出器無しで、速度センサ付き、速度センサレス時での高精度な交流電動機のベクトル制御方法を実現し、その制御装置が得られる効果がある。
また、ｄ−ｑ直交座標系を制御座標として使用してｄ軸励磁分電流指令値に高周波を重畳し、検出したモータ供給電流を３相２相変換して得られる２相電流を推定角ｄ−ｑ直交座標から４５度離れたｄｍ−ｑｍ座標系に座標変換して得られる２相電流ｉdmとｉqmをバンドパスフィルタに通し、ｄ軸励磁分電流指令値に重畳した高周波信号と同じ周波数成分であるｉdmH とｉqmH を抽出し、ｉdmH の２乗とｉqmH の２乗との偏差を演算して得られた出力をローパスフィルタに通し、重畳高周波成分を遮断して得られる値に基づいて軸ずれ誤差角を演算するようにしたので、検出電流値と指令電流値のみから制御座標軸と実際の磁極との軸ずれ誤差が推定可能となり、速度センサ、電圧センサを必要とせず、停止時、低速時、軽負荷時においても軸ずれ補正が実現できる、高精度の交流電動機のベクトル制御方法、制御装置が得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成図である。
【符号の説明】
１、２１  速度制御器
２、２２  ｄ軸電流制御器
３、２３  ｑ軸電流制御器
４、２４  極座標変換器
５、２５  インバータ回路
６、２８  速度推定器
７、２７  積分器
８  指令電流ベクトル演算部
９  検出電流ベクトル演算部
１０、３１  ｄ−ｑ変換器
１１、３２  ３相２相変換器
１２、３３  交流電動機
１３、３４  高周波信号発生器
２６  ローパスフィルタ
２９  バンドパスフィルタ
３０  ｄｍ−ｑｍ変換器
【図１】
0003707528.tif 000008
【図２】
0003707528.tif 000009