(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された巻数の異なる複数の一次巻線、ならびに二次巻線を備えた昇圧トランスと、
上記複数の一次巻線にそれぞれフルブリッジ接続され、上記複数の一次巻線の選択として、全てを組み合わせるような選択および上記複数の一次巻線のいずれをも単独で使用するような選択をそれぞれ可能にして、選択的に一次巻線への双方向通電を行うスイッチング手段と、
上記二次巻線に発生する誘起電圧を整流した電流により充電されるコンデンサと、
このコンデンサの充電電圧を検出する手段と、
上記検出された充電電圧の上昇につれて、巻数比が順次増加するように通電する一次巻線を選択して上記スイッチング手段を制御する制御手段とを具備することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記昇圧トランスの一次巻線の数よりも充電動作モードの種類を多くしたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記スイッチング手段の制御信号は、デコーダ手段を介して与えられることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、さらに詳しくはカメラのストロボ充電装置に適用可能なＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング回路と、昇圧トランスとにより直流低電圧を昇圧してコンデンサを充電する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路として、例えば、特開平７−１２３７１３号公報には、巻数の異なる複数の一次巻線を有する昇圧トランスと、それぞれの一次巻線に接続されたスイッチング回路とを用い、コンデンサの充電電圧に応じて通電する一次巻線を充電途中で切換えることにより、エネルギー変換効率を向上させたＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ＤＣ／ＤＣコンバータでは、充電動作モードの数がトランス一次巻線の数に等しく制限されるため、充電動作モードを増すためには、トランス一次巻線の数を増し、かつ発振回路を一次巻線の数だけ備える必要があり、回路規模が大型化せざるを得なかった。
【０００４】
本発明は、斯かる技術課題に鑑みてなされたものであり、充電動作モードを増してエネルギー変換効率を向上させると共に、小型で低コストのＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は次の手段を講じている。即ち、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直列接続された巻数の異なる複数の一次巻線、ならびに二次巻線を備えた昇圧トランスと、上記複数の一次巻線にそれぞれフルブリッジ接続され、上記複数の一次巻線の選択として、全てを組み合わせるような選択および上記複数の一次巻線のいずれをも単独で使用するような選択をそれぞれ可能にして、選択的に一次巻線への双方向通電を行うスイッチング手段と、上記二次巻線に発生する誘起電圧を整流した電流により充電されるコンデンサと、このコンデンサの充電電圧を検出する手段と、上記検出された充電電圧の上昇につれて、巻数比が順次増加するように通電する一次巻線を選択して上記スイッチング手段を制御する制御手段とを具備している。
【０００６】
また、請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記昇圧トランスの一次巻線の数よりも充電動作モードの種類を多くしている。
【０００７】
さらに、請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記スイッチング手段の制御信号は、デコーダ手段を介して与えられる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
添付図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るカメラのストロボ回路を示している。電源Ｅと並列に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１とＮＰＮトランジスタＴｒ４との直列回路、ＰＮＰトランジスタＴｒ２とＮＰＮトランジスタＴｒ５との直列回路、ＰＮＰトランジスタＴｒ３とＮＰＮトランジスタＴｒ６との直列回路が、それぞれ接続されている。そして、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ４のコレクタとトランジスタＴｒ２、Ｔｒ５のコレクタとの間には、トランスＴ１の巻数の少ない一次巻線Ｐ１が接続され、トランジスタＴｒ１側にはトランスＴ１の１番端子、トランジスタＴｒ２側にはトランスＴ１の２番端子がそれぞれ接続されている。
【０００９】
また、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ５のコレクタとトランジスタＴｒ３、Ｔｒ６のコレクタとの間には、トランスＴ１の巻数の多い一次巻線Ｐ２が接続され、トランジスタＴｒ２側にはトランスＴ１の２番端子、トランジスタＴｒ３側にはトランスＴ１の３番端子がそれぞれ接続されている。即ち、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６からなるブリッジ回路がトランスＴ１の２つの一次巻線にそれぞれ接続され、いずれか１つの一次巻線に双方向通電を行うことを可能としている。また、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のベースは、ストロボの作動を制御するＣＰＵ１の出力端子Ｓ１〜Ｓ６にそれぞれ接続されている。
【００１０】
トランスＴ１の一次巻線Ｐ１、Ｐ２は、Ｐ１の巻終わりとＰ２の巻始めとがトランス内部で接続され、それぞれの巻線の巻き方向も同一である。ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるブリッジ整流回路は、その入力側をトランスＴ１の二次巻線Ｓに、出力側をＧＮＤとダイオードＤ５のアノードにそれぞれ接続している。ダイオードブリッジ整流回路の出力側には抵抗Ｒ１とＲ２との直列体が接続され、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点はＣＰＵ１のＶｓｔ端子に接続されている。
【００１１】
ダイオードＤ５のカソードから抵抗Ｒ３を介してサイリスタＳＣＲと、コンデンサＣ１、トリガコイルＴ２とが接続されている。また、発光管Ｘｅと、ＩＧＢＴとの直列体がメインコンデンサＣ２と並列に接続され、サイリスタＳＣＲのゲート端子とＣＰＵ１のＳＴＯＮ端子、ＩＧＢＴのゲート端子とＣＰＵ１のＳＴＯＦＦ端子とがそれぞれ接続されている。
【００１２】
ここで、図１の回路の動作を説明する前に、基本的なストロボの充電回路を図６および図８を使って説明する。
図８はフォワード式ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路であり、この回路は電源Ｅ、昇圧トランスＴ、発振トランジスタＴｒ、ダイオードＤ、コンデンサＣから構成されている。電源ＥをＶ１（ｖ）、昇圧トランスＴの一次巻線の巻数をｎ１（ターン）、二次巻線の巻数をｎ２（ターン）、巻数比をＮ（ｎ２／ｎ１）、コンデンサＣの静電容量をＣＭ（μＦ）とし、トランジスタＴｒをオン・オフさせてコンデンサＣを充電する。トランスの基本式よりコンデンサＣの電圧Ｖ２は、
Ｖ２＝Ｎ×Ｖ１  （ｖ）        −−−−−−（１）
まで昇圧可能であり、トランスＴに流れる電流Ｉ２は次式で与えられる。
【００１３】
Ｉ２＝Ｉ１／Ｎ  （Ａ）        −−−−−−（２）
コンデンサＣに蓄えられる電荷Ｑ（Ｃ）は、充電時間をｔ（ｓ）として、
Ｑ＝Ｃ×Ｖ＝Ｉ×ｔ    （Ｃ）      −−−−−−（３）
より、
ＣＭ×Ｖ２＝Ｉ２×ｔ    （Ｃ）      −−−−−−（４）
であり、コンデンサＣをＶ２（Ｖ）まで充電するためにトランス一次側に流れる電荷は式（２）、（４）より、次式で与えられる。
【００１４】
Ｉ１×ｔ＝Ｎ×Ｉ２×ｔ    （Ａ×ｓ）  −−−−−（５）
また、（５）式からコンデンサの単位電圧（例えば１０（ｖ））当りの消費電荷は、
Ｎ×ＣＭ×１０＝Ｉ１×ｔ    （Ａ×Ｓｅｃ）  −−−（６）
で与えられ、これをグラフで表すと図６のように、コンデンサ電圧に関係なく一定となる。言い換えれば、この回路の電源の消費電荷は、コンデンサＣの静電容量ＣＭとトランスの巻数比Ｎとによって一義的に決定される。従って、トランスＴの巻数比Ｎを減らせば、消費電荷は削減できるが、コンデンサ電圧をＶ２まで充電できない。
【００１５】
そこで、巻数の異なる一次巻線を複数用意しておき、コンデンサ充電電圧に応じて通電する一次巻線を適宜選択することによって、消費電流を低減すると共に、所望のフル充電電圧まで昇圧可能なコンデンサ充電回路が得られる。
【００１６】
この関係を図７を用いて説明すると、フル充電電圧Ｖ２の半分の電圧まではトランスの巻数比が通常の半分（Ｎ／２）となるトランス一次巻線を用いて充電を行い、それ以降は通常の巻数比（Ｎ）の一次巻線を用いて充電を行う。これにより、フル充電電圧の半分までは従来の半分の消費電荷で充電し、それ以降フル充電電圧までは従来と同じ消費電荷で充電するため、結果的に全消費電荷の１／４を削減できる。
【００１７】
また、巻数の異なる一次巻線を無限個用意しておき、それらを連続的に順次切換えながら充電を行うと、理論上１／２まで消費電荷を低減できる。このように電源が電池の場合、電源の消費電荷を低減することにより、電池寿命を伸ばすことができることはいうまでもない。
【００１８】
続いて、図１の充電回路の動作について図２のタイムチャートを用いて説明する。まず、図２（Ａ）の期間（Ｉ）においては、ＣＰＵ１の出力端子Ｓ１、Ｓ６にそれぞれオン信号を出してトランジスタＴｒ１とＴｒ６とを同時にオンさせることにより、電源Ｅ（＋）〜トランジスタＴｒ１〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ１〜一次巻線Ｐ２〜トランジスタＴｒ６〜電源Ｅ（−）の閉路に電流を流す。トランスの一次巻線の電流の時間的変化により二次巻線に起電力が生じ、コンデンサの充電電流が流れる。この電流はトランスＴ１の二次巻線Ｓ〜ダイオードＤ３〜ダイオードＤ５〜メインコンデンサＣ２〜ダイオードＤ２〜トランスＴの二次巻線Ｓの閉路を流れてメインコンデンサＣ２を充電する。トランスＴ１の二次巻線の電流は発生した起電力を放出すると止まる。充電電流が停止した後は一次電流をそれ以上継続して流しても無駄であるため、トランジスタＴｒ１とＴｒ６とを同時にオフさせてトランス一次巻線電流を停止させる。
【００１９】
図２（Ａ）の期間（ＩＩ）においては、ＣＰＵ１の出力端子Ｓ３、Ｓ４からそれぞれオン信号を出力してトランジスタＴｒ３とＴｒ４とを同時にオンさせ、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１とＰ２とに先程とは反対方向に電流を流すことにより、二次電流はトランスＴ１の二次巻線Ｓ〜ダイオードＤ４〜ダイオードＤ５〜メインコンデンサＣ２〜ダイオードＤ１〜二次巻線Ｓへと流れ、それに伴う二次電圧により上記と同様にコンデンサを充電する。
【００２０】
このように、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ６の対と、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の対とを交互にスイッチング動作させることよりコンデンサＣ２を充電するが、一つのトランジスタ対がオフしてから、次のトランジスタ対がオンするまでに図２（Ｂ）の如く、どちらのトランジスタ対もオフしている休止期間を設けることにより、トランジスタのオフ時の切遅れによる無効電流の低減と充電時間の短縮とを両立させている。
【００２１】
コンデンサＣ２の充電電圧は、抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧回路によって分圧した電圧をＣＰＵ１のＶｓｔ端子に入力してＡ／Ｄ変換しており、このＶｓｔ端子電圧が規定の電圧（例えば、フル充電電圧の１／３の電圧）Ｖａに達すると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ６の対とトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の対とのスイッチング作動を停止させ、第１の充電動作を終了する。
【００２２】
続くステップでは、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ６の対と，トランジスタＴｒ３、Ｔｒ５の対とを交互にスイッチング作動させ、トランスＴ１の一次巻線Ｐ２のみを双方向通電して充電を行い、メインコンデンサＣ２への充電を続け、フル充電々圧の２／３の電圧Ｖｂまで充電を行う。
【００２３】
最後のステップでは、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の対と、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ５の対とを交互にスイッチング作動させ、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１のみを双方向通電して充電を行い、メインコンデンサＣ２がフル充電電圧値Ｖｃに達したら一連の充電動作を終了する。
【００２４】
このように、本実施形態では、メインコンデンサＣ２の充電電圧の上昇に応じて巻線比を高めるように、通電する一次巻線を順次（Ｐ１＋Ｐ２）〜Ｐ２〜Ｐ１と切換えることにより、エネルギー変換効率を高めている。
【００２５】
ここで、電源の消費電荷につき検証する。条件としてそれぞれ、電源Ｅの電圧を３（ｖ）、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の巻数を１０（ターン）、Ｐ２の巻数を２０（ターン）、二次巻線Ｓの巻数を１５００（ターン）とする。ただし、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、一次巻線Ｐ２はなく、メインコンデンサＣ２の静電容量を２００（μＦ）、メインコンデンサの充電停止電圧を３００（ｖ）とする。
【００２６】
まず、従来の充電回路によりメインコンデンサＣ２のフル充電までに消費する消費電荷を求める。トランス二次巻線に流れる電荷の総量は、次式で与えられる。
【００２７】
0003611693.tif 000002
一方、トランス一次巻線に流れる電荷の総量は、
0003611693.tif 000003
となる。
【００２８】
続いて、本実施形態についてメインコンデンサＣ２のフル充電までに必要な電荷を求める。ただし、本実施形態ではメインコンデンサＣ２の電圧０（ｖ）から１００（ｖ）までは一次巻線をＰ１＋Ｐ２とし、１００（ｖ）から２００（ｖ）までは一次巻線をＰ２とし、２００（ｖ）から３００（ｖ）までは一次巻線をＰ１として充電を行うものとする。
【００２９】
まず、０（ｖ）から１００（ｖ）までの消費電荷は、
0003611693.tif 000004
続いて、１００（ｖ）から２００（ｖ）までの消費電荷は、
0003611693.tif 000005
最後に、２００（ｖ）から３００（ｖ）までの消費電荷は、
0003611693.tif 000006
よって、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの総消費電荷は、
１．２＋２＋３＝６．２      （Ａ×ｓ）
であり、本実施形態では従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比べて約３１％の消費電荷を低減している。
【００３０】
上式に基づいて、メインコンデンサ電圧を１０Ｖ単位で上昇させるための消費電流のグラフを図３に示す。図中の破線が従来のＤＣ／ＤＣコンバータの消費電流を表し、階段状に引かれた実線が本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの消費電流を表している。この図によれば、消費電荷が面積で表現され、図中斜線が引れている部分が本発明によって低減される電荷に相当している。
【００３１】
図１において、充電完了後に発光を開始するとき、ＣＰＵ１のＳＴＯＮ端子から発光信号をサイリスタＳＣＲに出力する。トリガコンデンサＣ１は抵抗Ｒ３を通じてメインコンデンサＣ２と同じ電圧に充電されている。サイリスタＳＣＲのゲート端子に発光信号ＳＴＯＮが入力されると、サイリスタＳＣＲがオンしてコンデンサＣ１に蓄えられた電荷がＳＣＲ〜トリガコイルＴ２の一次巻線〜コンデンサＣ１へと流れ、トリガコイルＴ２の二次巻線に高圧の起電力が発生し、この高電圧信号がキセノン管Ｘｅのガラス管部分に印加される。キセノン管Ｘｅは高電圧の印加により、内部のキセノンガスが励起して管の内部抵抗値が急激に低下するためキセノン管を介してメインコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーが放電され、閃光発光状態となる。
【００３２】
ＣＰＵ１のＳＴＯＦＦ端子より発光停止信号が出力されると、ＩＧＢＴがオフするため、キセノン管Ｘｅの発光が停止する。
なお、本実施形態では説明の都合上、トランスＴ１の一次巻線をＰ１、Ｐ２のニ系統としているが、三系統以上の一次巻線と、各々の一次巻線の接続部に一組のスイッチング手段が接続されていれば、本発明の技術範囲に属することはいうまでもない。
【００３３】
本実施形態によれば、少なくとも二つのトランス一次巻線とこの一次巻線数にそれぞれ対応したスイッチング回路とにより、トランスの巻数比を実質的に少なくとも三段階に切換えられる変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
【００３４】
また、それぞれのスイッチング素子の制御タイミングを最適化することにより、無効電流を低減したＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
続いて、本発明の第二実施形態について、図４および図５を用いて説明する。図４は、本発明の第二実施形態のストロボ充電回路であり、前述の第一実施形態のＰＮＰトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３及びＮＰＮトランジスタＴｒ４〜Ｔｒ６をすべてｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴに変更され、破線内に示す制御回路１０１が追加され、ＣＰＵ１から制御回路１０１にそれぞれ信号線ＣＬＫ，ＣＨＧ１，ＣＨＧ２が接続されている。なお、キセノン管発光部、ならびに発光の制御形態は上述の第一実施形態と同じであるため、その説明を省略する。
【００３５】
ＣＰＵ１より出力される信号ＣＬＫは、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数を決定する信号である。二つの信号ＣＨＧ１、ＣＨＧ２は充電時にどの巻線に通電するかを決定している（２ビットであるから４通りの指定が可能）。次に、上記三つの信号によって駆動される制御回路１０１の動作について説明する。信号ＣＨＧ１、ＣＨＧ２はインバータ（以下、ＩＮＶと略記する）２、３、アンドゲート（以下、ＡＮＤと略記する）ＡＮＤ１〜３を用い、不図示のメインコンデンサの充電電圧に応じて、駆動させるＭＯＳＦＥＴ対を選択する。
【００３６】
図５に示す表が本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの充電動作パターンであり、それぞれＣＨＧ１が「Ｈ（ハイレベル）」、ＣＨＧ２が「Ｌ（ロウレベル）」の時は低圧充電を行う指示、ＣＨＧ１が「Ｌ」、ＣＨＧ２が「Ｈ」の時は中圧充電を行う指示、ＣＨＧ１が「Ｈ」、ＣＨＧ２が「Ｈ」の時は高圧充電を行う指示であり、ＣＨＧ１が「Ｌ」、ＣＨＧ２が「Ｌ」の時は充電の信号は発生せずオフしている。ＡＮＤ４〜９とオアゲート（以下、ＯＲと略記する）ＯＲ１〜６とは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１〜Ｍ６）をオンさせるタイミングを指定する。メインコンデンサに充電する電圧が低圧でクロック信号が「Ｈ」の時、ＡＮＤ４、ＯＲ１、ＯＲ６の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ１、Ｍ６）がオンする。
【００３７】
この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ１〜一次巻線Ｐ２〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）〜電源Ｅ（−）へと流れる。メインコンデンサを充電する電圧が低圧でクロック信号が「Ｌ」の時、ＡＮＤ５、ＯＲ３、ＯＲ４の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ３、Ｍ４）がオンする。この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ２〜一次巻線Ｐ１〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ４）〜電源Ｅ（−）と流れる。メインコンデンサを充電する電圧が中圧でクロック信号が「Ｈ」の時、ＡＮＤ６、ＯＲ２、ＯＲ６の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ２、Ｍ６）がオンする。この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ２〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）〜電源Ｅ（−）へと流れる。メインコンデンサを充電する電圧が中圧でクロック信号が「Ｌ」の時、ＡＮＤ７、ＯＲ３、ＯＲ５の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ３、Ｍ５）がオンする。この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ２〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）〜電源Ｅ（−）へと流れる。
【００３８】
メインコンデンサを充電する電圧が高圧でクロック信号が「Ｈ」の時、ＡＮＤ８、ＯＲ１、ＯＲ５の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ１、Ｍ５）がオンする。この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ１〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）〜電源Ｅ（−）へと流れる。メインコンデンサを充電する電圧が高圧でクロック信号が「Ｌ」の時、ＡＮＤ９、ＯＲ２、ＯＲ４の出力が「Ｈ」になり、ＭＯＳＦＥＴ対（Ｍ２、Ｍ４）がオンする。この時、電流は電源Ｅ（＋）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）〜トランスＴ１の一次巻線Ｐ１〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ４）〜電源Ｅ（−）へと流れる。
【００３９】
デコーダである制御回路１０１を用いることにより、ＣＰＵ１からの制御出力信号は三本のみで足り、ＣＰＵ制御の容易なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【００４０】
また、本実施形態ではＣＬＫ信号の周波数を固定としているが、ＣＬＫ信号の周波数を高めることにより、充電時間を短縮ると共に、電源の消費電荷を低減できる。
【００４１】
なお、上述した本発明の実施形態によれば、以下の構成が導かれる。
（１）巻数の異なる複数の一次巻線と二次巻線とを備えた昇圧トランスと、前記昇圧トランスの複数の一次巻線にブリッジ型に接続される複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の制御を行う制御手段と、前記昇圧トランスの二次巻線の誘起電圧を整流した充電電流により充電されるメインコンデンサと、このメインコンデンサの充電電圧を検知する手段とを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
（２）前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子を選択的にオンさせることにより等価的に複数の巻数比を得ることを特徴とする（１）に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
（３）前記制御手段は、メインコンデンサの充電電圧に応じて、前記複数の巻数比のなかから所望の巻数比を選択するようにスイッチング素子を制御することを特徴とする（１）に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
（４）前記制御手段は、メインコンデンサの充電電圧に応じてオンさせるスイッチング素子の動作周波数を変化させることを特徴とする（１）に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
（５）前記制御手段は、メインコンデンサの充電電圧が低い場合にはトランス一次巻線の巻数比を小さくし、高い場合にはトランス一次巻線の巻数比が大きくなるように、オンさせるスイッチング素子を選択することを特徴とする（１）に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
（６）直列接続された複数の一次巻線と二次巻線とを備えたトランスと、この一次巻線の１つまたは複数を双方向に通電するためのスイッチング手段と、このスイッチング手段を制御する制御手段とを具備したことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、フルブリッジ接続したスイッチング手段により一つまたは複数の一次巻線を選択的に双方向通電し、二次巻線出力により充電されるコンデンサの充電電圧に応じて上記双方向通電する一次巻線を適宜切換えることにより、トランス一次巻線の数よりも多い充電動作モードを有し、エネルギー変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータを適用したストロボ装置を示す回路図。
【図２】図２（Ａ）は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すタイムチャートおよびコンデンサの充電波形、図２（Ｂ）は、タイムチャートの拡大図。
【図３】第１実施形態におけるコンデンサ電圧と消費電荷との関係を示す図。
【図４】本発明の第２実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図。
【図５】第２実施形態におけるＣＰＵの制御信号の状態を示す表。
【図６】一次巻線固定の場合のコンデンサ電圧と消費電荷との関係を示すグラフ。
【図７】一次巻線を切換えた場合のコンデンサ電圧と消費電荷との関係を示すグラフ。
【図８】従来技術のＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図。
【符号の説明】
Ｅ  直流電源、
Ｔｒ１〜Ｔｒ６  トランジスタ、
Ｄ１〜Ｄ４  ブリッジ整流ダイオード、
Ｔ１  昇圧トランス（Ｐ１、Ｐ２は一次巻線、Ｓは二次巻線）、
Ｔ２  トリガトランス、
Ｃ１  トリガコンデンサ、
Ｃ２  メインコンデンサ、
Ｒ１〜Ｒ３  抵抗、
ＳＣＲ  サイリスタ、
ＩＧＢＴ  絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、
Ｘｅ  キセノン放電管、
ＣＰＵ  中央処理装置。
【図１】
0003611693.tif 000007
【図２】
0003611693.tif 000008
【図３】
0003611693.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003611693.tif 000013
【図８】
0003611693.tif 000014