(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
減少した隣接チャネル・エネルギを有する通信用の増幅信号を発生する方法において、
不要量の隣接チャネル・エネルギを有する第１の信号を変調および増幅により発生する段階（22、26）と、
第１の信号と独立して不要量の隣接チャネル・エネルギに対応する第２の信号を変調および増幅により発生する段階（23、27）と、
不要量の隣接チャネル・エネルギを減少するため第１の信号と第２の信号を結合する段階（28）と、
を含む前記方法。
【請求項２】
請求項１項記載の方法において、第１の信号は、一定包絡信号である前記方法。
【請求項３】
請求項１項記載の方法において、第１の信号を発生する段階は、搬送波周波数信号を位相変調する段階を含む前記方法。
【請求項４】
請求項３項記載の方法において、位相変調する段階は、正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を使用した直交変調を含む前記方法。
【請求項５】
請求項１項記載の方法において、第１の信号を発生する段階は、デジタル・データにより信号を変調する段階を含む前記方法。
【請求項６】
請求項１項記載の方法において、第１の信号をＣ級電力増幅器により増幅する段階を更に含む前記方法。
【請求項７】
請求項１項記載の方法において、第２の信号を線形増幅器により増幅する段階を更に含む前記方法。
【請求項８】
請求項１項記載の方法において、結合する段階は、指向性カップラで第１及び第２の信号を所定の比率で結合する段階を含む前記方法。
【請求項９】
請求項１記載の方法であって、さらに、
瞬時Ｉ、Ｑ信号の二乗の和が定数であるＩ、Ｑ信号を発生する段階（46）を含み、第１の信号を発生する段階は、
一定包絡信号を得るため正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を操作する直交変調器（41）にＩ、Ｑ信号を印加する段階と、
一定包絡信号により高効率で動作する電力増幅器（43）を用いて一定包絡信号を増幅する段階とを含み、第２の信号を発生する段階は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタし高域フィルタした信号を第２の直交変調器（42）に印加して誤差信号を得る段階と、
変化する振幅信号を有効に増幅するようにされた線形増幅器（44）を用いて誤差信号を増幅する段階とを含み、結合する段階は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るため電力増幅器の出力を線形増幅器の出力に加算する段階（45）と、
を含む前記方法。
【請求項１０】
請求項９項記載の方法において、Ｉ、Ｑ信号は、デジタル・データ変調信号を表す前記方法。
【請求項１１】
請求項１記載の方法であって、さらに、
デジタル・データを表すＩ、Ｑ信号を発生する段階（46）を含み、Ｉ、Ｑ信号は、所要の隣接チャネル・エネルギより大きく、第１の信号を発生する段階は、
第１の信号を得るため正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を操作する直交変調器（41）にＩ、Ｑ信号を印加する段階とを含み、第２の信号を発生する段階は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタし高域フィルタＩ、Ｑ信号を得る段階と、
高域フィルタされたＩ、Ｑ信号を第２の直交変調器（42）に印加して第２の信号を得る段階とを含み、結合する段階は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るために第１の信号と第２の信号を増幅および加算する段階（43−45）と、
を含む前記方法。
【請求項１２】
請求項１記載の方法であって、さらに、
一定包絡デジタル・データ変調に対応するＩ、Ｑ信号を発生する段階（46）と含み、第１の信号を発生する段階は、
一定包絡信号を得るため正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を操作する直交変調器（41）にＩ、Ｑ信号を印加する段階と、
一定包絡信号により高効率で動作する電力増幅器（43）を用いて一定包絡信号を増幅する段階とを含み、第２の信号を発生する段階は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタ（40）し生成した高域フィルタした信号を第２の直交変調器（42）に印加して誤差信号を得る段階と、
変化する振幅信号に適合した線形増幅器（44）を用いて誤差信号を増幅する段階とを含み、結合する段階は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るために電力増幅器の出力を線形増幅器の出力に加算する段階（45）と、
を含む前記方法。
【請求項１３】
請求項12項記載の方法において、さらに、読取り専用メモリから数値的に記憶および検索した値として予め計算されたＩ、Ｑ信号を検索可能に記憶する段階を含む前記方法。
【請求項１４】
減少した隣接チャネル・エネルギを与える増幅デジタル・データ変調信号を発生する方法において、
Ｎ段のシフト・レジスタ（50）を介してデジタル・データ信号を送る段階と、
デジタル・データ信号の最後のＮデータ・ビットに対応するシフト・レジスタからのＮ信号を読取り専用メモリ（51）のアドレス入力線に結合する段階と、
読取り専用メモリのアドレス線をカウンタ（61）のデジット線に接続する段階と、
カウンタ（61）を増分して読取り専用メモリから４出力値の多数の組を連続的に得る段階と、
第１のＩ、Ｑ信号と第２のＩ、Ｑ信号を得るため４出力値をデジタル／アナログ変換（52−55）する段階と、
第１のＩ、Ｑ信号を第１の直交変調器（56）に印加して所要の隣接チャネル・エネルギより高い第１の信号を得る段階と、
第２のＩ、Ｑ信号を第２の直交変調器（57）に印加して第２の信号を得る段階と、
第１の信号を第２の信号に最適比率で加算して減少した隣接チャネル・エネルギの信号を得る段階と、
を含む前記方法。
【請求項１５】
減少した隣接チャネル・エネルギを有する通信用の増幅信号を発生する装置において、
不要量の隣接チャネル・エネルギを有する第１の信号を発生する第１の変調／増幅手段（22、26）と、
第１の信号と独立して不要量の隣接チャネル・エネルギに対応する第２の信号を発生する第２の変調／増幅手段（23、27）と、
不要量の隣接チャネルエネルギを減少するため第１の信号と第２の信号を結合する手段（28）と、
を含む前記装置。
【請求項１６】
請求項15項記載の装置において、第１の信号は、一定包絡信号である前記装置。
【請求項１７】
請求項15項記載の装置において、第１の信号を発生する手段は、搬送波周波数信号を位相変調する位相変調器を含む前記装置。
【請求項１８】
請求項17項記載の装置において、位相変調器は、正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を用いた直交変調用の直交変調器を含む前記装置。
【請求項１９】
請求項15項記載の装置において、第１の信号を発生する手段は、デジタル・データにより信号を変調する変調器を含む前記装置。
【請求項２０】
請求項15項記載の装置において、さらに、第１の信号を増幅するＣ級電力増幅器を含む前記装置。
【請求項２１】
請求項15項記載の装置において、さらに、第２の信号を増幅する線形増幅器を含む前記装置。
【請求項２２】
請求項15項記載の装置において、結合する手段は、第１及び第２の信号を所定に比率で結合する指向性カップラを含む前記装置。
【請求項２３】
請求項15記載の装置であって、さらに、
瞬時Ｉ、Ｑ信号の二乗の和が定数であるＩ、Ｑ信号を発生する手段（46）を含み、第１の変調／増幅手段は、
一定包絡信号を得るためＩ、Ｑ信号に正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を印加する第１の直交変調器（41）と、
一定包絡信号により高効率で動作し一定包絡信号を増幅する電力増幅器（43）とを含み、第２の変調／増幅手段は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタする高域フィルタ（40）と、
高域フィルタされた信号に正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を印加して誤差信号を得る第２の直交変調器（42）と、
変化する振幅信号を有効に増幅するように適合されて誤差信号を増幅する線形増幅器（44）とを含み、結合する手段は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るために電力増幅器の出力を線形増幅器の出力に加算する加算器と、
を含む前記装置。
【請求項２４】
請求項23項記載の装置において、電力増幅器は、Ｃ級電力増幅器である前記装置。
【請求項２５】
請求項23項記載の装置において、Ｉ、Ｑ信号は、デジタル・データ変調信号を表す前記装置。
【請求項２６】
請求項15記載の装置であって、さらに、
デジタル・データ変調を表すＩ、Ｑ信号を発生する手段（46）を含み、
Ｉ、Ｑ信号は、所要の隣接チャネル・エネルギより大きく、第１の変調／増幅手段は、
第１の信号を得るため正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を操作しＩ、Ｑ信号が印加される第１の直交変調器（41）を含み、第２の変調／増幅手段は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタし高域フィルタＩ、Ｑ信号を得る手段（40）と、
高域フィルタＩ、Ｑ信号が印加され第２の信号を得る第２の直交変調器（42）とを含み、結合する手段は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るために第１の信号と第２の信号を加算する加算器（45）と、
を含む前記装置。
【請求項２７】
請求項15記載の装置であって、
一定包絡デジタル・データ変調に対応するＩ、Ｑ信号を発生する手段（46）を含み、第１の変調／増幅手段は、
一定包絡信号を得るため正弦波及び余弦波搬送波周波数信号を操作しＩ、Ｑ信号が印加される第１の直交変調器（41）と、
一定包絡信号により高効率で動作し一定包絡信号を増幅する電力増幅器（43）とを含み、第２の変調／増幅手段は、
Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタする手段（40）と、
誤差信号を得るため高域フィルタした信号が与えられる第２の直交変調器（42）と、
変化する振幅信号に適合し誤差信号を増幅する線形増幅器（44）とを含み、結合する手段は、
減少した隣接チャネル・エネルギを有する信号を得るために電力増幅器の出力を線形増幅器の出力に加算する加算器（45）と、
を含む前記装置。
【請求項２８】
請求項27項記載の装置において、さらに、数値的に記憶した値として予め計算されたＩ、Ｑ信号を検索可能に記憶するメモリを含む前記装置。
【請求項２９】
減少した隣接チャネル・エネルギの増幅デジタル・データ変調信号を発生する装置において、
デジタル・データ入力信号が入力されるＮ段のシフト・レジスタ（50）と、
デジタル・データ信号の最後のＮデータ・ビットに対応するシフト・レジスタからのＮ信号が結合されたアドレス入力線を有する読取り専用メモリ（51）と、
読取り専用メモリのアドレス線に接続されたデジット線を有するカウンタ（61）と、
読取り専用メモリから４出力値の多数の組を連続的に得るためカウンタを増分する手段と、
第１のＩ、Ｑ信号と第２のＩ、Ｑ信号を得るため４出力値を変換するデジタル／アナログ変換器（52−55）と、
所要の隣接チャネル・エネルギより高い第１の信号を得るため第１のＩ、Ｑ信号が印加される第１の直交変調器（56）と、
第２の信号を得るため第２のＩ、Ｑ信号が印加される第２の直交変調器（57）と、
減少した隣接チャネル・エネルギの信号を得るため第１の信号を第２の信号に最適比率で加算する加算器（60）と、
を含む前記装置。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
1.発明の技術分野
本発明は、Ｃ級CPFSK送信器のような送信器の使用に適した線形電力増幅器と線形増幅の方法に関係する。
2.関連技術の説明
無線通信に使用される信号は以下の３種の内の１つに該当する。（ｉ）純粋な振幅変調（AM）、（ii）周波数変調（FM）又は位相変調（PM）のような純粋な角度変調又は一定包絡信号、又は（iii）単側波帯（SSB）のようなAMとFM成分の両方を有する複合変調。
AM、FM、SSBという略号は歴史的にはアナログ音声信号による無線の変調を参照している。現代では、ディジタル信号による変調が大きな重要性を有している。ディジタル変調信号は、送信スペクトルを格納する手段を使用しなければ広い帯域を占有する。一方で、データ信号に一定包絡変調を用いていかにスペクトルを格納するかには限界がある。他方では、不定包絡変調の使用は、増幅する信号の振幅と位相の両方を保存する線形送信器電力増幅器を必要とし、これらの素子は一定包絡電力増幅器より効率が悪い。
従来技術は、増幅される信号の型式に応じて多数の級の電力増幅器を認識している。
Ａ級増幅器は、信号波形のサイクルを通して信号電流を導通させ、最も線形な増幅器である。Ａ級増幅器は、振幅が変化する信号に適合し、電源（例えば電池）からの電力消費は、少なくとも信号レベルが最大電力能力又は飽和点を越えない限り、信号レベルとは無関係に一定である。変化振幅信号が飽和電力出力レベル以下である間は、Ａ級増幅器は電力を浪費している。この側面はＢ級増幅器では改良されている。
Ｂ級増幅器は入力信号波形のサイクルの正確に半分の信号電流を導通させる。プッシュプルＢ級増幅器では、一方の素子が片方の半サイクルを導通させ、他方の素子が残りの半サイクルを導通させる。Ｂ級増幅器は、瞬間出力電力レベルの平方根に比例する電源からの変化電流量を消費する。Ｂ級増幅器は、出力電力を出さないときには電流を消費しないし、零と飽和の間の中間の電力レベルでの効率はＡ級増幅器より良いが、Ｂ級増幅器の効率は、それでも飽和点より低い出力電力点で低く、従って変化振幅信号での平均効率は飽和出力電力での最大効率より低い。
Ｃ級増幅器は、全信号サイクルの半分以下で導通し、主に信号周波数に同調した負荷の無線周波数増幅器として使用される。Ｃ級増幅器は、一定包絡信号に対してのみ適切で、全時間全飽和効率で動作する。不定包絡信号をＣ級電力増幅器で増幅しようとする場合、信号包絡変動は、誠実に再生されず、クリップされるか歪みが生じる。
従来技術は、Ｂ級およびＣ級増幅器の線形性を改善するために使用される各種の回路構成を含んでおり、これらは帰還、フィードフォワード又は包絡再変調として一般に分類可能である。
帰還技術の一例として、振幅検出器が出力振幅を検出し、これを入力信号の所要の振幅と比較する増幅器が組み立てられた。誤差を用いて、電力増幅器利得を増減させるか又はバイアス又はその他のパラメータを振幅を修正する方向に変更する帰還信号を発生する。
帰還技術は、振幅と位相帰還の両方を使用している従来技術でも説明され、後者はAM対PM変換として知られる非線形性の源を除去する。
振幅と位相角ではなく、複素ベクトル成分を検出し、そうであるべきものと比較し、２つの誤差信号を発生し帰還させて各成分を所要値に調節する帰還技術が公知である。これはカーテシアン・ループ帰還として知られ、一方、振幅と位相帰還技術は極ループとして知られている。
当該技術で公知のフィードフォワード技術は、入力信号の一部から電力増幅器出力信号の一部を減算して誤差信号を得て誤差信号を増幅し、次いで電力増幅器出力信号から誤差信号を減算することが含まれる。これは、誤差信号が電力増幅器出力で既に小さい時、すなわち増幅器が既に実質的に線形の時にのみ通常技術的に有利である。
非線形性は、いわゆる２トーン試験によりしばしば測定される、これは周波数が近い２つの信号f1,f2を加算して不定包絡試験信号を作成する。非線形性は、電力増幅器出力の他の周波数、特に三次中間変調積として知られる2f1−f2、2f2−f1の外観に見られる。標準的には、良好な線形電力増幅器は、上述の回路構成無しで試験トーンレベル以下で30から35dBの中間変調レベルを達成するが、フィードフォワードは、この性能を試験トーンレベル以下で60dBまで増加可能である。
フィードフォワード技術の種類に属するものに、プレデストーションとして知られている技術があり、これは非線形入出力伝達関数の知識を使用して、電力増幅器が所要の出力信号を発生するよう予め計算された修正入力信号により駆動されている。
包絡再変調は、Ｃ級増幅器に使用可能で、Ｃ級電力増幅器が通常再生しない振幅変化を復元する。包絡再変調の最も有効な形式は、電力増幅器への電源電圧を変化させることである。これは高レベル振幅変調（AM）として知られ、パルス幅変調により最も有効に達成できる。しかしながら、全ての形式の高レベルAMは大型の部品の使用を必要とする。
CPFSK（連続位相、周波数シフト・キーイング）は、一定包絡変調、すなわち位相軌跡が非常に平滑化されて隣接チャネル・エネルギを制御する純粋な位相変調である。CPFSKの利点は、Ｃ級送信電力増幅器を使用して増幅可能な点である。
不運なことに、一定包絡信号は、携帯電話装置に使用するようなディジタル陸上移動無線（DLMR）に対して隣接チャネルと通信効率との間で十分な妥協を達成していない。
隣接チャネル・エネルギは、Ｉ、Ｑ域でCPFSK信号をフィルタすることにより減少可能であり、これはRF帯域フィルタと等価である。しかしながら、これは振幅変調を導入し、Ｃ級電力増幅器はもはや使用不能である。
1994年１月11日出願の発明者デント、ランペの米国特許出願08/179、947号では、２個のＣ級電力増幅器が異なるCPFSK信号により駆動され、所要の振幅変化を作成可能とするように組み合わされているものが開示されている。本発明は、一定包絡変調により動作している大きな増幅器により発生される隣接チャネル・エネルギを実質的に減少させるよう組み合わされている等しくない電力の電力増幅器を含む。
発明の要旨
本発明は、増大した隣接チャネル・エネルギの２つの信号を発生し、組み合わされた時に減少した隣接チャネル・エネルギを与える従来のデント・ランペ発明の欠点を避けるものである。代わりに、本発明は通常の隣接チャネル・エネルギの１信号と、同一の電力対隣接チャネル・エネルギのみを有する低電力の補償信号とを発生する。本発明は、Ｃ級電力増幅器に非常に低い線形電力増幅器信号を組み合わせたものを基にしている。
本明細書で記述する発明は、不定包絡変調のスペクトル格納の利点を得ると共に、一定包絡変調の実質的な送信器電力増幅器効率を達成する方法である。
本発明は、フィードフォワード技術の種類に属するが、電力増幅器が既に実質的に線形である場合には限定されない。これは既に線形な電力増幅器をさらに良くするのではなく、帯域に格納した信号を発生するために高効率Ｃ級電力増幅器を使用する手段として考える。
特に、本発明は、不要な量の隣接チャネル・エネルギを有する第１信号を発生する段階と、隣接チャネル・エネルギの不要量に対応する第２信号を発生する段階と、隣接チャネル・エネルギの不要量を除去するため第１信号から第２寝具を減算する段階とを含む減少した隣接チャネル・エネルギを有する通信用の増幅信号を発生する方法と装置を含む。
別の実施例では、本発明は、瞬間的なＩ、Ｑ信号の二乗の和が一定であるＩ、Ｑ変調信号を発生する段階と、正弦及び余弦搬送波周波数信号を操作するクォドレーチャ（Quadrature）変調器にＩ、Ｑ信号を印加して一定包絡信号を得る段階と、一定包絡信号により高効率を生じるように設計された電力増幅器を用いて一定包絡信号を増幅する段階と、Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタし、高域フィルタ信号を第２のクォドレーチャ変調器に印加して誤差信号を得る段階と、変化する振幅信号を有効に増幅するようにされた線形増幅器を使用して誤差信号を増幅する段階と、減少した隣接チャネルエネルギを得るために電力増幅器の出力を線形増幅器の出力に加算する段階とを含む、減少した隣接チャネルエネルギを示す通信信号を増幅する方法と装置に関係する。
更に他の実施例では、本発明は、ディジタルデータを表し、所要の隣接チャネルエネルギより大きい信号であるＩ、Ｑ信号を発生する段階と、正弦及び余弦搬送波周波数信号を操作するクォドレーチャ変調器にＩ、Ｑ信号を印加して第１信号を得る段階と、Ｉ、Ｑ信号を高域フィルタして高域フィルタＩ、Ｑ信号を得る段階と、高域フィルタＩ、Ｑ信号を第２のクォドレーチャ変調器に印加して第２信号を得る段階と、第１及び第２信号を増幅し加算して減少したチャネルエネルギを有する信号を得る段階とを含む、減少した隣接チャネルエネルギを示すディジタルデータ信号を発生する方法と装置に関係する。
更に別の実施例では、本発明は、Ｎ段のシフトレジスタを介してディジタルデータ信号を送る段階と、ディジタルデータ信号の最後のＮデータビットに対応するシフトレジスタからのＮ信号を読み取り専用メモリのアドレス入力線に結合する段階と、読み取り専用メモリのアドレス線をカウンタの数字線に接続する段階と、カウンタを増分して読み取り専用メモリから４出力値の多数の組を連続的に得る段階と、４出力値をディジタル／アナログ変換して第１のＩ、Ｑ信号と第２のＩ、Ｑ信号を得る段階と、第１のクォドレーチャ変調器に第１のＩ、Ｑ信号を印可して所要の隣接チャネルエネルギより高い第１信号を得る段階と、第２のＩ、Ｑ信号を第２のクォドレーチャ変調器に印加して第２信号を得る段階と、第１信号を第２信号に最適比率で増幅し加算して減少したチャネルエネルギを有する信号を得る段階とを含む、減少した隣接チャネルエネルギを示すディジタルデータ信号を増幅する方法と装置に関係する。
【図面の簡単な説明】
本発明は、以下に添付図面を参照して説明される。
第１図は、一定包絡のディジタルデータを有する無線信号の標準的なスペクトルのグラフである。
第２図は、隣接チャネルエネルギキャンセル回路の概略図である。
第３図は、本発明による不定包絡変調信号の増幅用の電力増幅回路の概略図である。
第４図は、本発明に従った高域フィルタによる差信号の直接発生を含む電力増幅回路の概略図である。
第５図は、本発明に従ったROM変調器を用いた実施例の概略図である。
望ましい実施例の詳細な説明
第１図は、効率の良いＣ級電力増幅器により処理可能なような一定包絡方式でディジタルデータにより変調された無線信号の標準的なスペクトルを図示する。このスペクトルは、必要な信号エネルギを含む主ローブから構成されるが、隣のチャネルにまで届く付属のエネルギの「尾部」又は「スカート」も有する。これらは隣接チャネル干渉の不必要な現象を発生させる。スペクトルの尾部部分のエネルギは、想定している受信器の帯域の外側にあるためエネルギの送信は不必要である。それ故、除去されたとしても想定している受信器は、差を知ることができない。隣接無線チャネルに同調していた想定していない受信器は、しかしながら、この干渉源の除去から利益を受け、これは本発明の主要目的の１つである。
尾部部分の干渉エネルギは、全エネルギの内のわずかな一部のみを表し、原則的には電力増幅器の後の帯域フィルタを使用して除去可能である。不幸にも、RF出力周波数での狭い帯域の帯域フィルタは、一般には非実用的である。反対に、等価な帯域フィルタは、いわゆるクォドレーチャ変調器を用いて所要信号を発生することにより低電力レベルで形成可能である。1992年10月27日出願の本発明者とビー・エクルントによる米国特願第07/967、027号と、「集積化した分散RCフィルタによるクォドレーチャ変調器」（代理人文書番号第027540−287号）という名称の同一日に出願された本発明者による共願の米国特許第5,530,722号明細書に従って構成可能なこのクォドレーチャ変調器は、波形Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）により指示される変化する振幅の正弦波と余弦波に所要信号を分解する。
Ｉ、Ｑ信号を低域フィルタすることは、RF出力信号を帯域フィルタすることと等価であり、尾部エネルギの低い格納スペクトルを発生する。しかしながら、このように発生された信号は、Ｉの二乗とＱの二乗の合計が定数である（I2＋Q2＝Ｃ）ことを必要とする一定包絡信号であることは保証されない。これに適合しない信号は、Ｃ級増幅器によって忠実に再生されない。
一般に、Ｉ、Ｑ波形は、いわゆるROM変調器によりCPFSK型式（例えば、GSM型式）又はその他（例えば、米国IS−54ディジタル携帯型式）のどちらであれ、ディジタル送信器用に作成される。ROM変調器は、予変調フィルタのインパルス応答が適当な数のビット期間Ｎに切り捨て可能であることを基とし、ここで2Nは適当な寸法のROMを与える。切り捨てインパルス応答を使用して、フィルタは各ビット区間で可能な波形の有限な数2Nの内の１つを発生可能である。各Ｉ、Ｑ波形をROM中のビットあたり適当な数のサンプルに記憶させることにより、ROMをアドレスして、そのビット区間の波形を出力するＮビットシフトレジスタを介してデータ流を単に送るだけで、変調とフィルタが実行できる。
本発明は以下の前提を基にしている：第２のＩ、Ｑ波形は第１の変調器と同じインパルス応答長Ｎの第２のROM変調器により発生可能であるが、これは除去すべき隣接チャネル・エネルギのみのスペクトルを有する。本発明は、非常に低電力で線形の電力増幅を使用して第２信号を増幅可能であり、次いでこれを効率の良いＣ級電力増幅器により発生された元の一定包絡信号に加算する方式を基本にしている。元の波形の隣接電力チャネル・エネルギは多分既に40dB下にあるため、線形電力増幅器は主電力増幅器から20dB下にあり、−20dBカップラを介して加算される。３ワット主電力増幅器に対して、線形電力増幅器は単に30ミリワットの平均電力である。
第２図を参照すると、ディジタル・データ流はＮビット・シフトレジスタ21に入力され、その内容はCPFSK  ROM変調器22と隣接チャネル・キャンセラROM変調器23に並列に入力される。ディジタル・データ流のビットはROM変調器22、23のアドレスとしての役割を果たし、その出力はスカート及びスカート自体を含む入力データに対応するＩ、Ｑ信号である。
CPFSK  ROM変調器22と隣接チャネル・キャンセラROM変調器23のＩ、Ｑ出力はクォドレーチャ変調器24、25に入力され、その各々は、出力が各加算素子24c,25cへ入力される正弦波及び余弦波ミキサ24a、24b,25a、25bを有する。CPFSK  ROM変調器22に関係する第１加算素子24cの出力はＣ級電力増幅器26に入力され、一方隣接チャネル・キャンセラROM変調器23に関係する加算素子25cの出力は線形電力増幅器27に入力される。
Ｃ級電力増幅器26は例えば約３ワットに等しいP1の相対電力を有する。線形電力増幅器27の相対電力出力はP1−A/2dBw、例えば30ミリワットで、ここでＡは隣接チャネル・エネルギがP1以下であるdB数である。
線形電力増幅器27の出力は、次いで、相対転送電力比−A/2dB、例えば−20dBを有するカップラ28によりＣ級電力増幅器26の出力に結合される。
別の実施例は、第３図に図示されており、ここで例えば、Ｉ、Ｑ変調器30を用いて入力ディジタルデータ流又は変調波形から一定の振幅信号が最初に発生され、Ｃ級電力増幅器31により一定振幅信号が増幅される。Ｉ、Ｑ変調器は、1992年10月27日出願の本発明者とビー・エクソンによる米国特願第07/967、027号と、「集積化した分散RCフィルタによるクォドレーチャ変調器」（代理人文書番号第027540−287号）という名称の同一日に出願された本発明者による共願の米国特許第5,530,722号明細書に開示されているように構成される。次いで、並列線上の、対応する不定振幅信号が低エネルギスペクトル尾部を有する第２のＩ、Ｑ変調器32中の入力データ流から発生される。不定包絡変調器は、ROM変調器23（第２図）により、又は低域フィルタにより入力信号の残部からスペクトル尾部を分離する。一定包絡変調器30と不定包絡変調器32は、各々共通源（図示せず）から搬送波周波数を供給される。Ｉ、Ｑ変調器32からのスペクトル的に格納された信号と電力増幅器31からの一定包絡信号との間の差は、次いで信号減算器33で形成される。
減算器33からの差信号は、線形電力増幅器34を用いて増幅される不定振幅信号である。線形増幅器34からの増幅した差信号は、指向性カップラ35を用いてＣ級電力増幅器31に加算されて不要なスペクトル尾部をキャンセルする。
この技術では、誤差信号は、低エネルギスペクトル尾部のみから構成され、従って出力信号レベルに合わせるために非常に低い電力の線形電力増幅器のみを必要とする。
指向性カップラ35のような加算素子は、何らかの損失無しで同一周波数の信号を加算不能であることは公知である。しかしながら、主Ｃ級電力増幅器31の電力レベルと誤差増幅器34ピーク電力レベルの比の平方根のオーダーに結合比を選択することにより、損失は最小化可能である。例えば、Ｃ級電力増幅器31が１キロワットで、誤差増幅器34が30dB以上も下であるスペクトル尾部エネルギのため１ワットのみを必要とする場合、指向性カップラ35は、主１キロワット電力増幅器に対して0.3dBの損失、誤差増幅器34に対して−15dBの結合比を有することが望ましく、従って誤差増幅器34は、補償のため１ワットから30ワットへ15dBだけ電力レベルを増加される。
このようにして、より低い電力増幅器34は、最高の損失路を与えられ、高電力増幅器31は最低の損失路を与えられ、加算回路35での損失の全体効率に対する衝撃を最小にしている。
本発明のさらに精巧な例を第４図を参照して以下に説明する。
不定包絡信号は、一定包絡Ｉ、Ｑ信号を低域フィルタし、これを第２のＩ、Ｑ変調器に印加することにより発生される。この変調器と第１の一定振幅変調器からの出力信号の差が必要なため、Ｉ、Ｑ信号点でこの差が計算される。さらに、ある信号とその低域フィルタ版との間の差は、単に高域フィルタ版である。
それ故、第４図に示す望ましい実装法は、一対の高域フィルタ40（各信号に１個）を使用してＩ、Ｑ信号を高域フィルタし、これを第２のクォドレーチャ変調器42に印加することにより差信号を直接形成する。差信号は前と同様に線形誤差増幅器44で増幅され、第１クォドレーチャ変調器41からの一定包絡信号を受け取る一定包絡増幅器43の出力に指向性カップラ45で加算される。
オプションの低域フィルタ46を含んでも良い、しかしながら、上部フィルタ46と下部フィルタ40の両方は、Ｉ、Ｑ信号がディジタル形式で派生した場合ディジタル／アナログ変換器を含む。
実際には、一定包絡変調データ信号及び／又は線形フィルタデータ信号の発生は、いわゆるROM変調器の助けで実施される。ROM（読み取り専用メモリ）変調器は、Ｉ、Ｑ又は位相角転移を整形するために使用されるフィルタは、いくつかのデータ記号（例えばビット）期間の有限なインパルス応答を有するものと想定している。このことは、記号期間中のＩ又はＱ波形の各部分は、有限のビット数にのみ依存していることを意味する。例えば、フィルタインパルス応答が５ビット期間長である場合、出力波形には32（25）の可能性のみがある。プラス／マイナスと時間反転対称性がこれらの波形型式の圧縮を可能とし、従って、全てが小さなROMに記憶できる。変調とフィルタは、最後の５データビットにより与えられるメモリ位置から単に波形を引き出す操作に組み合わされる。
本発明の実装は、一定包絡変調とその高域フィルタ版の両方が有限のインパルス応答フィルタ関数により表現可能である場合に構成可能である。発生した有限数のＩとＱ波形は、両方の版でROMに記憶される。
第５図を参照すると、各ビット期間で新たなビットがＮビットシフトレジスタにシフトされ、最後のＮビットがROM51に与えられる、ここでＮはフィルタのインパルス応答長に対応する。２つのＩと２つのＱ波形（各々一定包絡波形と高域フィルタ波形に対応）がROMから選択され、４個のディジタル／アナログ変換器52−55でディジタルからアナログ形式に変換される。
クロック入力に応答して、カウンタ61は、入力ディジタルデータ流の各ビット期間の間Ｍ回段階を踏んで、ビット期間中の波形の離散段階を表す一連のＭ点を発生する。Ｄ・Ａ変換された波形はアンチエイリアシング低域フィルタ62でフィルタされて階段状のでこぼこを除去され、次いで各々一定包絡変調器56と誤差信号変調器57に与えられる。一定包絡変調器出力は、Ｃ級電力増幅器58により増幅されるが、誤差信号は線形電力増幅器59により増幅される。２つの電力増幅器の出力は、次いで指向性カップラ60で加算される。
不要スペクトル成分の最良の抑止を得るためには、誤差信号に対する一定包絡信号の相対遅延を組み込み、高域フィルタ演算の本質的な遅延を補償することが必要であると指摘されている。これは、適当なクロックを用いて一定包絡Ｉ、Ｑ信号を発生するために使用した高域フィルタ40によりデータ流をディジタル的に再調時することにより、第４図の実装で達成可能である。高域フィルタ40が遅延を示す場合、フィルタ46は、一定包絡信号を遅延させてスペクトルエネルギ尾部の正しい抑止が行えるよう時間を整合させることが可能である。ROM変調器の場合、相対遅延はROM内容に組み込み可能である。
詳細は異なるが、一定包絡信号の不要なスペクトルエネルギ尾部に対応する増幅誤差信号を発生し、これらの不要スペクトル成分を抑止するよう、この信号を一定包絡信号に加算し、著しく減少した隣接チャネルエネルギの信号を作成する本発明の一般原理を実施する本発明の他の実施例は当業者には明らかである。
本発明の特定の実施例を図示し本明細書で説明してきたが、本発明のその広い観点から逸脱することなく更に変更を行い得ることは明らかである。例えば、他のハードウェア素子、ディジタル信号プロセッサ、又はメモリ構成を利用して各種の他の実装法が工夫可能である。従って、特許請求の範囲は、本発明の範囲と要旨に該当する全てのこのような変更と別の構成をカバーする意図のものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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