(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル受信器のサンプリングタイミングを制御する方法であって、該デジタル受信器（２）は、入力信号を等化する適応等化器（７）と、該入力信号のシンボル値を決定する決定素子（８）とを備え、第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）は、該決定素子（８）の入力信号および出力信号から獲得され、第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）は、該適応等化器（７）の少なくとも１つの係数を算定することにより獲得され、
該サンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ）は、該第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）と該第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）とを組み合わせることにより獲得され、該サンプリングタイミング制御基準に依存して、該デジタル受信器（２）のタイミングが制御される、方法であって、
該第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）は、該適応等化器から該サンプリングタイミング制御を減結合するために、該適応等化器（７）の算定された係数を予め与えられた基準値と比較することにより獲得されることを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記サンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ）は、前記第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）と該第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）とを加算することにより獲得されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）は、前記決定素子（８）の前記入力信号と前記出力信号との間に差を形成することにより獲得されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）の個々の値は、関係式
Ｔｒｋ１（ｋ）＝Δｙ（ｋ）・ａ（ｋ−１）−Δｙ（ｋ−１）・ａ（ｋ）
または
Ｔｒｋ１（ｋ）＝ｓｇｎ（Δｙ（ｋ））・ｓｇｎ（ａ（ｋ−１））−ｓｇｎ（Δｙ（ｋ−１））・ｓｇｎ（ａ（ｋ））（但し、  Δｙ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ａ（ｋ）である）
により決定され、ここで、ｋは時点、Ｔｒｋ１（ｋ）は該第１のサンプリングタイミング制御基準部分の値、ｙ（ｋ）は前記決定素子（８）の入力値、およびａ（ｋ）は該決定素子（８）の出力値を示すことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載の方法。
【請求項５】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）は、前記適応等化器（７）の最大２つの係数を算定することにより獲得されることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１つに記載の方法。
【請求項６】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）は、前記適応等化器（７）の主要係数の前の係数（Ｃ−１）および／または該主要係数の後の係数を算定することにより獲得されることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分の個々の値は、以下の関係式：
Ｔｒｋ２（ｋ）＝Ｋ・（Ｃ−１（ｋ）−Ｃ−１（ｒｅｆ））
により獲得され、
ここで、ｋは時点、Ｔｒｋ２（ｋ）は該第２のサンプリングタイミング制御基準部分の値、Ｋは実際の換算係数、Ｃ−１（ｋ）は前記適応等化器（７）の前記主要係数の前の前記係数、およびＣ−１（ｒｅｆ）は基準値を示すことを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記実際の換算係数には、関係式Ｋ＝２Ｌが適用され、Ｌは整数値であることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
デジタル受信機のサンプリングタイミングを制御するデバイスであって、該デジタル受信器（２）は、入力信号を等化する適応等化器（７）と、該入力信号のシンボル値を決定する決定素子（８）とを備え、
該デバイスは、該入力信号からサンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ）を獲得するデバイス（３）であって、該デバイス（３）は、該決定素子（８）の入力信号および出力信号から第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）を獲得する第１の手段（１０）と、該適応等化器（７）の少なくとも１つの係数を算定することにより、第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）を獲得する第２の手段（９）と、第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）と該第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）とを組み合わせることにより、該サンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ）を獲得する組み合わせ手段（１１）とを包含する、デバイスと
該サンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ）に依存して制御される、該デジタル受信器（２）のサンプリングタイミングを生成するサンプリングタイミング制御系（３〜６）と
を備える、デバイスであって、
該第２の手段（９）は、該サンプリングタイミング制御を該適応等化器（７）から減結合するために、該適応等化器（７）の該少なくとも１つの係数（Ｃ−１）を、予め与えられた基準値（Ｃ−１（ｒｅｆ））と比較し、これに依存して、該第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）を決定することを特徴とする、デバイス。
【請求項１０】
前記組み合わせ手段（１１）は、加算器の形態で設けられることを特徴とする、請求項９に記載のデバイス。
【請求項１１】
前記第１のサンプリングタイミング制御基準（Ｔｒｋ１）の個々の値を算出するための前記第１の手段（１０）は、以下の関係式：
Ｔｒｋ１（ｋ）＝Δｙ（ｋ）・ａ（ｋ−１）−Δｙ（ｋ−１）・ａ（ｋ）
または
Ｔｒｋ１（ｋ）＝ｓｇｎ（Δｙ（ｋ））・ｓｇｎ（ａ（ｋ−１））−ｓｇｎ（Δｙ（ｋ−１））・ｓｇｎ（ａ（ｋ））（但し、Δｙ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ａ（ｋ）である）
により構成され、
ここで、ｋは時点、Ｔｒｋ１（ｋ）は該第１のサンプリングタイミング制御基準部分の個々の値、ｙ（ｋ）は該決定素子（８）の入力値、およびａ（ｋ）は該決定素子（８）の出力値を示すことを特徴とする、請求項９または１０に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）を獲得する前記第２の手段（９）は、前記適応等化器（８）の最高２つの係数を算定することにより構成されることを特徴とする、請求項９〜１１のいずれか１つに記載のデバイス。
【請求項１３】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）を獲得する前期第２の手段（９）は、適応等化器（７）の主要係数の前の係数（Ｃ−１）および／または該適応等化器（７）の該主要係数の後の該係数を算定することにより設けられることを特徴とする、請求項１２に記載のデバイス。
【請求項１４】
前記第２のサンプリングタイミング制御基準部分の個々の値を算出する第２の手段（９）は、以下の関係式：
Ｔｒｋ２（ｋ）＝Ｋ・（Ｃ−１（ｋ）−Ｃ−１（ｒｅｆ））
により構成され、
ここで、ｋは時点、Ｔｒｋ２（ｋ）は該第２のサンプリングタイミング制御基準部分の個々の値、Ｋは実際の換算係数、Ｃ−１（ｋ）は前記適応等化器（７）の前記主要係数の前の等化器係数、およびＣ−１（ｒｅｆ）は基準値を示すことを特徴とする、請求項１３に記載のデバイス。
【請求項１５】
前記実際の換算係数に、関係式Ｋ＝２Ｌが適用され、ここで、Ｌは整数であることを特徴とする、請求項１４に記載のデバイス。
【請求項１６】
前記決定素子（８）は、前記適応等化器（７）の下流に接続されることを特徴とする、請求項９〜１５のいずれか１つに記載のデバイス。
【請求項１７】
ＰＡＭ伝送システムにおけるデジタル受信器（２）のサンプリングタイミングが制御されることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１つに記載の方法。
【請求項１８】
前記入力信号は、実数部分および虚数部分を有する複素信号の形態で存在し、該デジタル受信器（２）の該適応等化器（７）は複素数を用いることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１つに記載の方法。
【請求項１９】
第１のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ１）は、前記入力信号の前記実数部分および／または虚数部分から獲得されることを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
第２のサンプリングタイミング制御基準部分（Ｔｒｋ２）は、前記複素数を用いる適応等化器（７）の少なくとも１つの係数を算定することにより獲得されることを特徴とする、請求項１８または１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記伝送システムは、ＱＡＭ伝送システムまたはＣＡＰ伝送システムであることを特徴とする、請求項１８〜２０のいずれか１つに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の前提部による、デジタル受信器のサンプリングタイミングまたはサンプリングクロックを制御する方法、および請求項１０の前提部による、対応するデバイスに関する。
【０００２】
デジタル受信器のサンプリングタイミングを制御するために、デジタルサンプリングタイミング制御系（ｄｉｇｉｔａｌｅｒ  Ｔａｋｔｒｅｇｅｌｋｒｅｉｓ）を使用することが公知である。対応する簡略化されたブロック回路図が、図４に図示される。
【０００３】
図４に示されるように、入力信号は、アナログデジタル変換器１（Ａ／Ｄ変換器）を介してデジタルデータ受信器２に供給される。デジタルデータ受信器２は、入力フィルタ、適応等化器および決定素子（Ｅｎｔｓｃｈｅｉｄｅｒ）を備え、入力信号のシンボル値を判定または決定し、受信データとしてさらに処理するように出力する。Ａ／Ｄ変換器１のサンプリングタイミングｆＴは、デジタルサンプリング制御系の支援により獲得される。このデジタルサンプリング制御系は、従来のアナログ位相制御系（「Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ」フェーズロックループ：ＰＬＬ）と同様に、位相エラーまたはサンプリングタイミング制御基準を決定するデバイス３、ループフィルタ４、およびループフィルタ４の出力信号に依存して、すなわち、サンプリングタイミング基準に依存して制御されるサンプリングタイミングｆＴを生成するデバイス５を備える。アナログ位相制御系において、デバイス３は、通常、いわゆる位相分別器（Ｐｈａｓｅｎｄｉｓｋｒｉｍｉｎａｔｏｒ）により形成され、デバイス５は、電圧制御発振器（「Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ」ＶＣＯ）により形成される。
【０００４】
直接制御されるサンプリングタイミングを生成する代わりに、デジタルサンプリング値は、さらに、補間ユニットの支援を受けて、フリーラン（ｆｒｅｉｌａｕｆｅｎｄ）サンプリングタイミングで作動するＡ／Ｄ変換器によって、算出され得る。対応するブロック回路図が、図５に示される。図５に示されるＡ／Ｄ変換器１は、フリーランの、すなわち、制御されないサンプリングタイミングｆＴにより動作される。Ａ／Ｄ変換器１のデジタル出力信号は、補間ユニット６を介してデジタルデータ受信器２に供給される。補間ユニット６は、それ自体、デバイス５の出力信号により駆動され、デバイス５は、デバイス３により算出されるサンプリングタイミング基準に依存して、理想的なサンプリング位相を算出し、補間ユニット６に供給する。従って、補間ユニット６は、Ａ／Ｄ変換器１から与えられる（非同期）デジタルサンプル値を補間して、対応する同期サンプリング値にする。
【０００５】
図４に示されたサンプリングタイミング制御の変形についても、図５に示されたサンプリングタイミング制御の変形についても、適切なサンプリングタイミング基準の算出が最も重要である。両方の場合において、デバイス３によって生成されたサンプリングタイミング基準は、理想的なサンプリングタイミングと実際のサンプリングタイミングとの間の位相エラーに対する量でなければならず、ここで、サンプリングタイミング制御基準（場合によっては、適切な予備処理の後）それぞれの入力信号から算出される。
【０００６】
サンプリングタイミング制御基準を算出する際に、原則的に、決定不可能な再生（ｎｉｃｈｔ−ｅｎｔｓｃｈｅｉｄｕｎｇｓｒｕｅｃｋｇｅｋｏｐｐｅｌｔ）サンプリングタイミング制御基準と決定可能な再生サンプリングタイミング制御基準とが区別される。決定不可能な再生サンプリングタイミング制御基準を算出するために、それぞれのデジタル受信器において算定される送信シンボル値（いわゆる、決定値）は用いられない。これに対して、決定可能な再生サンプリングタイミング制御基準を計算するために、デジタル受信器において算定される送信シンボル値が用いられる。決定可能な再生制御系を用いて、通常、それぞれの場合に生じる位相ジッタに関して、より良好な特性が得られる。
【０００７】
本発明は、決定可能な再生サンプリングタイミング制御のケースに関する。
【０００８】
文献において、例えば、Ｍｕｅｌｌｅｒ、Ｋ．Ｈ．とＭｕｅｌｌｅｒ、Ｍ．らによる「Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｉｎｇ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｄａｔａ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ＣＯＭ−２４巻、５号、１９７６年５月、５１６〜５３１ページにおいて、適切なサンプリングタイミング制御基準を算出するための原則的な可能性が記載される。しかしながら、この刊行物において記載される方法は、適応等化器を有する受信器構成において、サンプリングタイミング制御基準を生成するために、決定素子の直前の信号値ではなく、等化器の前の信号値が利用される場合にのみ適用され得る。対応する構成は、図６に図示される。図６において、適応等化器７、およびこの適応等化器の下流に接続された、デジタル受信器２の決定素子８が図示される。適応等化器７は、入力信号を等化するように機能し、ここで、適応等化器７の係数は変動する。決定素子８は、受信された送信シンボルの個々の値を決定、すなわち判定する。図６に図示される構成において、サンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋは、決定可能な再生サンプリングタイミング制御系の支援により取得され、デバイス３は、特に、適応等化器７の入力信号値に依存して、サンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋを判定する。
【０００９】
図６に示される構成を用いて判定されるサンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋは、大きい散乱を有する。なぜなら、サンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋを生成するために、歪められた入力信号が利用されるからである。これはまた、大きい位相ジッタをもたらす。サンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋが適応等化器７の出力信号から導き出される場合、サンプリングタイミング基準Ｔｒｋの散乱がわずかになる。しかしながら、この手順の方法は、適応等化器７との結合、従って、不安的な特性が生じるという点で問題がある。
【００１０】
この問題を解決するために、Ｇｙｓｅｌ、ＰおよびＧｉｌｇ、Ｄ．らによる「Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  ｉｎ  Ｈｉｇｈ  Ｂｉｔ−Ｒａｔｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｏｖｅｒ  Ｃｏｐｐｅｒ  Ｐａｉｒｓ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、４６巻、１２号、１９９８年１２月、１５８３〜１５８６ページにおいて、デジタル受信器２の位相を調整する（Ｅｉｎｓｔｅｌｌｐｈａｓｅ）間、サンプリングタイミング制御基準を生成するために適応等化器７の入力信号を利用することが提示され、ここで、サンプリングタイミング制御基準を生成するためのデジタル受信器が始動した後、適応等化器の後の信号に対して切り離しがなされる。同時に、適応等化器の調節が凍結、すなわち中断される。このようにして、一方で、サンプリングタイミング制御基準の散乱がわずかになり、他方、適応等化器との結合が省略される。
【００１１】
しかしながら、上述の方法の場合、適応等化器の調節がデジタル受信器の位相の調節の後で凍結されるので、適応等化器が、次に、例えば、温度の変動によりチャンネル特性の変化が引き起こされ得る際に、再調節できないことは不利である。
【００１２】
従って、本発明は、デジタル受信器のサンプリングタイミングを制御する方法、および対応するデバイスを提示するという課題に基づく。これにより、上述の問題が解決され得、特に、最小限の散乱を伴うサンプリングタイミング基準、および、さらに、安定した制御特性が取得され得る。
【００１３】
この課題は、請求項１の特徴を有する方法により、および請求項１０の特徴を有するデバイスにより解決される。従属請求項は、本発明の好適および有利な実施形態をそれぞれ定義する。
【００１４】
本発明によれば、サンプリングタイミング制御基準を生成するために、決定素子の入力信号および出力信号から第１の部分が獲得される。適応等化器を減結合するために、さらに、第２の部分が生成される。この第２の部分は、１つ以上の等化器係数から獲得され、第１の部分と組み合わされ、特に、加算される。これは可能である。なぜなら、デジタル受信器の等化器の生じる係数値は、サンプリング位相に依存するからである。このようにして、一方で、最小限の散乱を伴うサンプリングタイミング制御基準が獲得され、従って、有利なジッタ特性がもたらされ、他方、上述の、適応等化器の減結合により、安定した制御特性が保証される。
【００１５】
大抵の用途において、サンプリングタイミング制御基準の第２の部分、すなわち、減結合の程度、または訂正の程度を適応等化器の１つのみまたは最大で２つの係数からのみ算出することで十分である。特に、主要係数の前の係数、および主要係数の後の係数は、サンプリング位相に特に大きく依存するので、これらの両方の係数、またはこれらの両方の係数のうちの１つのみを、減結合するための量を生成するために考慮することに意味がある。
【００１６】
サンプリングタイミング制御基準の第１の部分は、特に、決定素子エラーから、すなわち、決定素子の入力値と出力値との間の差から得られ得る。特に、サンプリングタイミング制御基準の、この第１の部分Ｔｒｋ１（ｋ）は、以下の関係式から得られ得る：
Ｔｒｋ１（ｋ）＝Δｙ（ｋ）・ａ（ｋ−１）−Δｙ（ｋ−１）・ａ（ｋ）
ここで、ｋはシンボル時点またはサンプリング時点、Δｙは決定エラー、すなわち、決定素子の入力値と出力値との差、およびａは決定素子により決定された、それぞれのシンボル値を示す。あるいは、Δｙおよびａの符号のみが算定され得る。
【００１７】
上述の発明は、通常、任意に構成されたデジタルデータ受信器のサンプリングタイミングを制御するために用いられ得る。特に、本発明は、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓａｍｐｌｉｔｕｄｅｎ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅変調）伝送システムおよびＣＡＰ（Ｃａｒｒｉｅｒｌｅｓｓ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）／ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒａｍｐｌｉｔｕｄｅｎ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）伝送システムに適用可能である。
【００１８】
本発明は、以下において、添付の図面を参照して、好適な実施例を用いて詳細に説明される。
【００１９】
本発明は、基本的に、サンプリングタイミングを制御するために必要とされるサンプリングタイミング制御基準が獲得される方法に関する。しかしながら、本発明について、このサンプリングタイミング制御基準に依存して、サンプリングタイミングの制御がどのように実際行われるかということは重要ではない。特に、本発明は、図４に示される、サンプリングタイミングｆＴを直接制御する変形にも、フリーランのサンプリングタイミングｆＴがサンプリングされ、それにより獲得された非同期デジタルサンプリン値が、次に、補間される、図５に示される変形にも適用可能である。
【００２０】
図１において、サンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋを算出する、本発明によるデバイスの原理的な構成が図示される。
【００２１】
ここで、要素１０のサンプリングタイミング制御基準の第１の部分Ｔｒｋ１は、決定素子８の直前、すなわち、適応等化器７の後の信号、および決定素子８の後の信号から獲得される。これにより、サンプリングタイミング制御基準を算出するために、適応等化器７の後の信号が算定されるので、サンプリングタイミング制御基準の散乱がわずかになり得る。しかしながら、この手順の方法の場合、さらなる措置なしには、適応等化器７との結合、および、これにより、不安定なプロセスが生じるので、適応等化器７を要素９から減結合するために、サンプリングタイミング制御基準の第２の部分Ｔｒｋ２が生成され、加算器１１から部分Ｔｒｋ１にさらに加算される。従って、加算器１１から獲得された合計値Ｔｒｋ＝Ｔｒｋ１＋Ｔｒｋ２は、最終的に、サンプリングタイミング制御の基礎として用いられ、図４および図５によれば、ループフィルタ４に供給される。
【００２２】
サンプリングタイミング制御基準の第２の部分Ｔｒｋ２は、従って、決定素子８の入力信号と出力信号とから獲得される、部分Ｔｒｋ１の訂正の量または減結合するための量とみなされ得る。この減結合するための量Ｔｒｋ２は、適応等化器７の１つまたはいくつかの係数を算定することにより要素９から獲得される。これは可能である。なぜなら、それぞれの場合に調整される適応等化器７の生じる係数の値は、サンプリング位相に依存するからである。このようにして引き起こされた、適応等化器７からの減結合により、安定したサンプリングタイミング制御特性が達成され得る。
【００２３】
大抵の用途について、減結合するための量Ｔｒｋ２が、適応等化器７の１つのみまたは最大で２つの係数から獲得されると十分である。適応等化器７の主要係数の前後の係数は、サンプリング位相に特に大きく依存するので、これらの両方の係数のみ、またはこれらの両方の係数のうちの１つのみを減結合するための量Ｔｒｋ２を生成するために利用することに意味がある。
【００２４】
シンボルレートを用いて動作する適応等化器７（いわゆる、「Ｔ−ｓｐａｃｅｄ  Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ」Ｔ空間等化器）を用いる伝送システムの場合、サンプリング時点の状態は、等化器エラーに、従って、伝送システムのノイズ特性に大きな影響を及ぼす。この場合、最適なサンプリング位相は伝送チャンネルに依存し、ケーブルベースの伝送システムの場合、例えば、ケーブルの長さに依存する。最適なサンプリング位相に対して、最適な等化器係数が生じる。適応等価器７のサンプリングタイミング制御を展開するように機能する要素９による減結合Ｔｒｋ２の生成は、最適な等化器係数が生じ、従って、最適なサンプリング位相が生じるように行なわれ得る。これは、以下において、本発明による、パルス振幅変調（ＰＡＭ）を有する伝送システム用のデバイスを用いて、例えば、ＳＤＳＬ伝送システム（「Ｓｉｎｇｌｅ  Ｐａｉｒ  ｏｆ  Ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｕｂｓｔｒｉｂｅｒ  Ｌｉｎｅ」：対称型高速デジタル加入者回線）の形態で用いて詳細に説明される。これは、ベースバンド伝送システムである。
【００２５】
この場合、適応等化器７からサンプリングタイミング制御を減結合するために、図１により示される要素９により、主要係数の前の等化器係数のみが利用されることが想定される。要素９は、減結合するための量Ｔｒｋ２を以下の関係式により算出する：
Ｔｒｋ２（ｋ）＝Ｋ・（Ｃ−１（ｋ）−Ｃ−１（ｒｅｆ））
ここで、値ｋはシンボル時点またはサンプリング時点を示す。Ｋは実際の換算係数を示し、例えば、Ｋ＝２Ｌである。ここで、Ｌが整数であり、サンプリングタイミング制御系の振動特性（Ｅｉｎｓｃｈｗｉｎｇｖｅｒｈａｌｔｅｎ）に影響を及ぼし得る。Ｃ−１（ｋ）は、適応等化器７の主要係数の前の等化器係数を示し、Ｃ−１（ｒｅｆ）は予め与えられ得る基準値を示す。振動状態（ｅｉｎｇｅｓｃｈｗｉｎｇｅｎｅｒ  Ｚｕｓｔａｎｄ）で、この基準値によりＣ−１（ｋ）の値が調整される。
【００２６】
考察される等化器係数Ｃ−１（ｋ）は、最適サンプリング位相の場合にあり、主要係数に関するケーブルの長さに応じて、それぞれの場合に、約０．０５〜０．３の範囲にある。例えば、ケーブルの長さにわたって情報を獲得する際に用いられるデジタル受信器のデジタルＡＧＣ値（「Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ」：自動利得制御）から導き出される２次基準の支援により、選択された各伝送ケーブルごとに適切な基準値Ｃ−１（ｒｅｆ）が生成され得る。
【００２７】
対応する構成は、図２に図示される。
【００２８】
図２からわかるように、要素１２を用いて、デジタル受信構成のデジタルＡＧＣ値に依存して、適切な基準値Ｃ−１（ｒｅｆ）が生成される。
【００２９】
減算器１３は、等化器係数Ｃ−１（ｋ）と参照係数Ｃ−１（ｒｅｆ）との間に差を形成する。減算器１３の出力信号は、乗算器１４において実際の換算係数＝２Ｌを用いて乗算される。これは、減算器１３のデジタル出力値をＬのビット位置だけずらす、単純なビットシフト演算により実現され得る。乗算器１４の出力値は、最終的に、減結合するための量Ｔｒｋ２として加算器１１に供給される。
【００３０】
上述のように、サンプリングタイミング制御基準の部分Ｔｒｋ１は、決定素子８の前および後の信号値から算出される。有利なジッタ特性は、特に、部分Ｔｒｋ１が以下の関係式により算出される場合に生じる：
Ｔｒｋ１（ｋ）＝Δｙ（ｋ）・ａ（ｋ−１）−Δｙ（ｋ−１）・ａ（ｋ）
ここで、ｋはシンボル時点またはサンプリング時点を示し、Δｙは決定素子エラー、すなわち、決定素子８の入力値と、決定素子８の出力値との差を、ａは決定素子の決定された出力値を示す。Δｙ（ｋ）およびａ（ｋ）の値の代わりに、部分Ｔｒｋ１（ｋ）を生成するために、Δｙまたはａ（ｋ）の算術符号のみも用いられ得る。
【００３１】
図３において、部分Ｔｒｋ１を生成するための対応する構成が示される。
【００３２】
減算器１６の支援により、入力シンボル値ｙ（ｋ）と、決定素子８の決定された出力シンボル値ａ（ｋ）との差が算出される。ここで、出力シンボル値ａ（ｋ）は、予め、乗算器１５の支援により、決定素子８の決定素子閾値を用いて乗算されている。従って、減算器１６により値Δｙ（ｋ）が出力される。要素１７は、この差の値を算出する。遅延要素（Ｖｅｒｚｏｅｇｅｒｕｎｇｓｇｌｉｅｄ）１９は、対応して、直前に生じる差の値Δｙ（ｋ−１）の算術符号を出力する。さらに、決定素子８により決定されるシンボル値ａ（ｋ）の算術符号を算出する要素１８が設けられる。この要素１８は、決定素子８により決定されたシンボル値ａ（ｋ）を算出する。さらなる遅延要素２０は、対応して、直前の、決定されたシンボル値ａ（ｋ−１）の算術符号を出力する。乗算器２１および２２の支援により、積ｓｇｎ（Δｙ（ｋ））・ｓｇｎ（ａ（ｋ−１）およびｓｇｎ（Δｙ（ｋ−１））・ｓｇｎ（ａ（ｋ））が算出される。加算器１１において、両方の積が減算され、ここから生じる結果Ｔｒｋ１は、減算器１４の出力値Ｔｒｋ２（ｋ）と加算され、従って、出力信号として、最終的に、所望のサンプリングタイミング制御基準Ｔｒｋ（ｋ）が得られる。
【００３３】
上述の方法は、例えば、ＱＡＭ伝送システムまたはＣＡＰ伝送システムにおいても適用され得る。ここで、復調された入力信号は、実数部分および虚数部分を有する量と解釈され得る。従って、複素数値の適応等化器７が必要とされる。サンプリングタイミング制御基準の第１の部分は、復調された入力信号の実数部分からも、復調された入力信号の虚数部分からも、さらに、この両方の部分（すなわち、実数部分および虚数部分から算出されたサンプリングタイミング制御基準の合計）からも生成され得る。減結合に関して、図１〜図３における構成と等しい構成が用いられ得る。ここで、減結合するために、有利にも、複合等化器７の実数部分の係数Ｃ−１（ｋ）が用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、好適な実施例による、サンプリングタイミング制御基準を算出する、本発明によるデバイスの原理的な構成を示す。
【図２】  図２は、図１に示される、ＰＡＭ伝送システムのデバイスを詳細に示す。
【図３】  図３は、図１および図２に示される、ＰＡＭ伝送システムのデバイスを再び詳細に示す。
【図４】  図４は、デジタル受信器のデジタルサンプリングタイミング制御系の原理的な構成を示す。
【図５】  図５は、デジタル補間およびフリーランのサンプリングタイミングを伴うデジタル受信器のデジタルサンプリングタイミング制御系の原理的な構成を示す。
【図６】  図６は、従来技術による、決定可能な再生サンプリングタイミング制御基準を獲得するためのデバイスを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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