(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に前記高周波信号を伝搬させる誘電体線路が配設され、前記誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されて成る非放射性誘電体線路の前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とする非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造。
【請求項２】
前記第二の金属導波管の閉じた他端が前記開口から管内波長のｎ／２（ｎは１以上の整数）倍の位置にあることを特徴とする請求項１記載の非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造。
【請求項３】
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部と、
を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とするミリ波送受信器。
【請求項４】
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第1の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、
前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入したミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記ミリ波信号を減衰させる第５の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部と、
を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路および第４の誘電体線路のそれぞれについて、誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とするミリ波送受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミリ波集積回路等に組み込まれて高周波信号の伝送用として用いらる非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造であって、外部に高周波信号を電波として送信しまた外部より受信するようにした非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造およびミリ波送受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、誘電体線路を１対の平行平板導体によって挟持した構造からなる非放射性誘電体線路（NonRadiative  Dielectric  Waveguideで、以下、ＮＲＤガイドという）が、高周波信号の伝送線路の１種として用いられている。そして、このＮＲＤガイドを配線基板などに組入れる場合、回路設計上、ＮＲＤガイドを他の高周波用伝送線路，アンテナ等と接続することが必要であり、その場合伝送特性の劣化を小さくして接続することが重要である。
【０００３】
そこで、他の高周波伝送線路との接続構造として、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とを接続するための構造が提案されている。その一般的な構造を図４に示す。同図に示すように、一対の平行平板導体１１、１２の間に誘電体線路３が配設されたＮＲＤガイドにおいて、平行平板導体１１にスロット孔１３を形成し、平行平板導体１１のスロット孔１３を含む表面に、中心導体１５が表面に形成された誘電体基板１４をスロット孔１３と中心導体１５の終端部とが所定の位置関係になるように載置することにより、ＮＲＤガイドとマイクロストリップ線路とをスロット孔１３を介して電磁的に接続するものである。
【０００４】
このほか、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する構成（図示せず）として、誘電体線路の入力端部または出力端部をテーパー状とし、そのテーパー部に近接させて矩形ホーン状とされた金属導波管の一端を配置するものがある。
【０００５】
さらに、ＮＲＤガイドと誘電体導波管との接続構造として、平行平板導体の誘電体線路に相当する部分の一部に開口を設け、その開口と誘電体導波管の開放端部とを接続したものが提案されている（特開平１２−２２４０７号公報参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを接続する場合に、上記の如く誘電体線路の端部をテーパー状としたタイプでは、そのテーパー部の長さは高周波信号の２波長以上の長さを要するため、ミリ波集積回路の小型化という点で不利である。
【０００７】
一方、小型化の点では図４に示した構成がよいが、高周波信号の周波数が３０ＧＨｚ以上のミリ波帯では、マイクロストリップ線路を用いたものでは伝送損失自体が大きくなるため、上記従来の接続構造は信号周波数が３０ＧＨｚ以上である回路基板には不向きであった。
【０００８】
マイクロストリップ線路に代わり、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯に対してもＮＲＤガイドと同様に伝送損失の小さい伝搬路構造として金属導波管が知られており、回路設計においても金属導波管を用いることが重要となる。その一例として、上記特開平１２−２２４０７号公報に記載のものがある。しかしながら、この構成では、平行平板導体の誘電体線路相当部と誘電体導波管との接続部で信号の反射や漏れが生じ易く、信号の損失を小さく抑える点で不十分なものであった。
【０００９】
従って、本発明は上記問題点に鑑み完成されたものであり、その目的は、３０ＧＨｚ以上のミリ波帯でも損失の小さい伝送が可能であり、外部に高周波信号を電波として送信し外部より受信することが可能な小型化されたものとすることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の非放射性誘電体線路と金属導波管との接続構造は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に前記高周波信号を伝搬させる誘電体線路が配設され、前記誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されて成る非放射性誘電体線路の前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とする。
【００１１】
本発明は、上記の構成により、ＮＲＤガイドと金属導波管とを、接続損失、信号の漏洩、反射および伝送損失を小さくして接続するとともに、接続構造を小型化することができる。
【００１２】
本発明において、好ましくは、前記第二の金属導波管の閉じた他端が前記開口から管内波長のｎ／２（ｎは１以上の整数）倍の位置にあることを特徴とする。
【００１３】
本発明は、このような構成により、高周波信号の漏洩をさらに抑制することができる。
【００１４】
本発明のミリ波送受信器は、
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
前記送受信アンテナで受信され前記第３の誘電体線路を伝搬して前記サーキュレータの前記第３の接続部より出力した受信波をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部と、
を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とする。
【００１５】
本発明のミリ波送受信器は、上記構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さいため伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００１６】
また、本発明のミリ波送受信器は、
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に、
高周波発生素子が一端部に付設され、前記高周波発生素子から出力されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路と、
バイアス電圧印加方向が前記ミリ波信号の電界方向に合致するように配置され、バイアス電圧を周期的に制御することによって前記ミリ波信号を周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する可変容量ダイオードと、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平行平板導体に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第1の接続部，第２の接続部および第３の接続部を有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されるサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナを有する第３の誘電体線路と、
先端部に受信アンテナ、他端部にミキサーが各々設けられた第４の誘電体線路と、
前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記送信アンテナで受信混入したミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に設けられた無反射終端部で前記ミリ波信号を減衰させる第５の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部と、
を設けたミリ波送受信器において、
前記第３の誘電体線路および第４の誘電体線路のそれぞれについて、誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が前記各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、前記各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることを特徴とする。
【００１７】
本発明のミリ波送受信器は、このような構成により、ミリ波信号の伝送損失が小さいため伝送特性に優れ、また送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減して、ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明のＮＲＤガイドについて以下に詳細に説明する。図１（ａ），図５，図６は本発明のＮＲＤガイドを示す斜視図であり、図１（ｂ）は断面図である。これらの図に示すように、本発明のＮＲＤガイドは、一対の平行平板導体１、２間に、断面形状がａ×ｂの矩形の誘電体線路３が配設されており、その終端部は閉じた終端部３ａとなっており、高周波信号（以下、信号ともいう）に対して短絡状態ではなく開放状態とされた終端部３ａとなっている。このような構成のＮＲＤガイドにおいては、図２に示したようなＬＳＭモードによる電界の定在波が終端部３ａの端面からの反射波によって生じる。
【００１９】
本発明においては、図１に示すように、誘電体線路３中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口５Ａ，５Ｂが各平行平板導体１，２の対向する部位にそれぞれ形成されて成るＮＲＤガイドの各開口５Ａ，５Ｂの一方に、両端が開いた第一の金属導波管４Ａの一端が接続され、かつ他方に、一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管４Ｂの開いた一端が接続される。
【００２０】
また本発明においては、図１に示すように、誘電体線路３と第一の金属導波管４Ａとを接続するために、この定在波の電界の強い部分、即ち図２におけるＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４のいずれかの箇所に対応する平行平板導体１の部位に、Ｅ１〜Ｅ４の各箇所のいずれかを中心とする開口５Ａを設ける。なお、Ｅ１(下記ｍについてｍ＝０)は終端部３ａ付近であり、Ｅ２（ｍ＝１），Ｅ３（ｍ＝２），Ｅ４（ｍ＝３）は終端部３ａから管内波長のｍ／２（ｍは０以上の整数）倍の長さに相当する位置に存在する。そして、誘電体線路３と第一の金属導波管４Ａとの接続位置は、低損失の点から、Ｅ２，Ｅ３またはＥ４の箇所に開口５Ａを設けて接続することが良い。さらに、低損失および小型化の点からＥ２の個所がより好ましい。
【００２１】
ＮＲＤガイドの誘電体線路３と第一の金属導波管４Ａとは、平行平板導体１に設けられた開口５Ａを介して接続される。同様に誘電体線路３と第二の金属導波管４Ｂとは、平行平板導体２に設けられた開口５Ｂを介して接続される。接続の構成としては、これらの接続部での電界方向が合致するようにして接続する。即ち、図５に示すように、開口５Ａに第一の金属導波管４Ａの一方の開放終端部４１が接続される構成である。平行平板導体２に設けられた開口５Ｂ（図５、図６では図示せず）に接続される第二の金属導波管４Ｂは、開口５Ａと対向する部位にあり、接続構造が上下対称となる。これにより、信号の漏洩等による接続損失を低減させ得る。
【００２２】
第二の金属導波管４Ｂは、その閉じた他端が開口５Ｂから管内波長のｎ／２（ｎは１以上の整数）倍の位置にあることが好ましい。この構成により、第二の金属導波管４Ｂの閉じた他端が電磁波の短絡部、即ち電磁波の波の節部となり、第二の金属導波管４Ｂから第一の金属導波管４Ａにかけて擬似的な定在波が存在することとなり、そのため第一の金属導波管４Ａおよび第二の金属導波管４Ｂにおいて不要モードがなくなり、伝送損失および接続損失が小さくなる。より好ましくは、第二の金属導波管４Ｂの閉じた他端は開口５Ｂから管内波長の１／２〜３／２の位置にあることがよい。１／２未満では、上記効果が発現されず、３／２を超えると、第二の金属導波管４Ｂが大型化するとともに、第二の金属導波管４Ｂによる導体損失が増大して高周波信号の伝送損失が大きくなる。
【００２３】
また、信号の漏洩等による接続損失をより低減し、信号の反射を小さくするために、図１に示すように、開口５Ａの周辺の誘電体線路３の終端部３ａの両側面に沿って電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を配設するのが好適である。さらに好ましくは、終端部３ａの端面に離隔して電磁遮蔽部材Ｂ３を設けることがよく、終端部３ａの端面側への高周波信号の漏洩を防ぐことができる。
【００２４】
本発明の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は導体材料からなっていればよく、具体的にはＣｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｔｉ，Ａｕ，Ａｇ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ｆｅ−Ｎｉ合金，Ｆｅ−Ｎｉ−Ｃｏ合金等の金属や合金、または上記金属元素の１種以上を主成分として含む合金が好ましい。これらは高い導電性を有し形状の加工性も比較的良好である。また、プラスチック、セラミックス等の絶縁性の基体の表面に上記金属材料をメッキ法等により被着させたもの、あるいはプラスチック、セラミックス等の絶縁性の基体の表面に上記金属材料の微粒子を含む導電性樹脂等をコートしたものでもよい。
【００２５】
また、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、板状のもので壁を成すもの、梯子状のものを梯子段が立設するように配置したもの、格子状のもの、網目状のもの、複数のポール状（柱状）のものを立設して配列したもの等種々の形状とし得る。梯子状のものの場合の梯子段と梯子段との間隔、格子状のものの場合の格子間隔、網目状のもの場合の網目間隔、ポール状のものの場合のポール間隔は、電磁遮蔽を行ううえでそれぞれλ／４以下（λは信号の波長）とするのがよい。
【００２６】
電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さｂ１は、平行平板導体１，２の間隔ｂと同じであるのが、電磁遮蔽の点で好ましいが、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３の高さｂ１はｂよりも若干低くてもよい。電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは、誘電体線路３の終端部３ａの端面から開口５Ａを超える長さとするのがよく、その場合信号の漏洩等を有効に抑えることができる。
【００２７】
誘電体線路３の側面と電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２との間隔ｄ１，ｄ２は、それぞれλ／１６以上が好ましく、λ／１６未満では、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２に対向する誘電体線路３のインピーダンスが変化し、誘電体線路３中を伝搬してきた信号の反射が大きくなる。また、誘電体線路３の幅とｄ１，ｄ２との和に等しくなる電磁遮蔽部材Ｂ３の長さｄは、動作周波数で不要モードが遮断される幅ｄｘ以下が好ましく、この幅ｄｘを超えると、信号の漏洩等を有効に抑えることが困難になる。例えば、ｄｘは、信号の周波数が７７ＧＨｚ，誘電体線路３の比誘電率が４．９（コーディエライトセラミックス）の場合、約３．２ｍｍである。また、誘電体線路３の端面と電磁遮蔽部材Ｂ３との間に間隔ｄ３が有る場合、ｄ３は特に限定するものではない。
【００２８】
平行平板導体１に形成した開口５Ａの形状および寸法は、図２に示すように、誘電体線路３の管内波長の半分以下の長さＬと、誘電体線路３の幅ａと同じ程度の幅Ｗを持つ長方形等の矩形がよく、このような矩形状の開口５Ａは接続損失が小さいうえ加工性も良好である。また、矩形状に限らず、円形状、長円形状等であってもよい。
【００２９】
さらに本発明において、図５に示すように、第一の金属導波管４Ａの他方の開放終端部４２を漸次大口径化されたホーンアンテナ６と成すことが好ましい。この構成により、第一の金属導波管４Ａの他方の開放終端部４２をアンテナとして共用することができ、他のアンテナ部材を設ける場合と比較して、アンテナ部材との接続部による接続損失が小さくなる。また信号を電波として外部に送信および外部から受信可能とすることで、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。
【００３０】
また、図６に示すように、第一の金属導波管４Ａの他方の開放終端部４２に、平面アンテナ７等のアンテナ部材を設けることが好適である。この場合、図５の場合よりもアンテナ部材の接続損失が若干大きくなるが、第一の金属導波管４Ａの他方の開放終端部４２にアンテナ部材を設けることで信号を電波として外部に送信および外部から受信可能とし、高効率の伝送特性を有する自動車用のミリ波レーダーシステム等に適用できる。
【００３１】
本発明のＮＲＤガイドは、第一の金属導波管４Ａの開放終端部４２に開口面アンテナ、平面アンテナ等を設けたミリ波送受信部として用いることができる。開口面アンテナとしてはホーンアンテナ，積層型開口面アンテナ等があり、平面アンテナとしてはパッチアンテナ，スロットアンテナ，プリントダイポールアンテナ等があり、特にミリ波帯域ではミリ波集積回路の小型化の点で平面アンテナが好ましい。このアンテナについては、上記範疇のものであればその他種々のものが使用できる。
【００３２】
第一の金属導波管４Ａおよび第二の金属導波管４Ｂは、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体材料、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁材料の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。これらの導体材料は、高い電気伝導度および加工性等の点で好適である。
【００３３】
本発明において、誘電体線路３の材料は、テフロン，ポリスチレン等の樹脂系誘電体材料、またはコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ2Ｏ3・５ＳｉＯ2）セラミックス，アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらは高周波帯域において低損失である。
【００３４】
本発明でいう高周波帯域は、数１０〜数１００ＧＨｚ帯域のマイクロ波帯域およびミリ波帯域に相当し、例えば３０ＧＨｚ以上、特に５０ＧＨｚ以上、更には７０ＧＨｚ以上の高周波帯域が好適である。
【００３５】
本発明のＮＲＤガイド用の平行平板導体１は、高い電気伝導度および加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板、あるいはセラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。
【００３６】
また、本発明のＮＲＤガイドは、高周波発生素子としてガンダイオード等の高周波ダイオードを組み込むことによって、無線ＬＡＮ，自動車のミリ波レーダ等に使用されるものであり、例えば自動車の周囲の障害物および他の自動車に対しミリ波を照射し、反射波を元のミリ波と合成して中間周波信号を得、この中間周波信号を分析することにより障害物および他の自動車までの距離、それらの移動速度等が測定できる。
【００３７】
かくして、本発明は、ＮＲＤガイドの誘電体線路と金属導波管とを、接続損失を小さくして接続することができるとともに、ＮＲＤガイドおよびそれが組み込まれるミリ波集積回路等が小型化されるという作用効果を有する。
【００３８】
また本発明のミリ波送受信器について、以下に説明する。図７〜図１０は本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて示すものであり、図７は送信アンテナと受信アンテナが一体化されたものの平面図、図８は送信アンテナと受信アンテナが独立したものの平面図、図９はミリ波信号発振部の斜視図、図１０はミリ波信号発振部用の可変容量ダイオード（バラクタダイオード）を設けた配線基板の斜視図である。
【００３９】
図７において、５１は一方の平行平板導体（他方は省略する）、５２は第１の誘電体線路５３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部５２は、高周波発生素子としてのガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路５３の高周波ダイオード近傍に可変容量ダイオードが配置されており、その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４０】
５３は、高周波ダイオードから出力された高周波信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、５４は、第１，第３，第４の誘電体線路にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部５４ａ，５４ｂ，５４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータである。５５は、サーキュレータ５４の第２の接続部５４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送受信アンテナ５６を有する第３の誘電体線路、５６は、第３の誘電体線路５５に金属導波管を介して接続される送受信アンテナである。
【００４１】
なお、サーキュレータ５４は、平行平板導体に平行に配設されたフェライト円板の周縁部に所定間隔で配置されかつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部５４ａ，第２の接続部５４ｂおよび第３の接続部５４ｃを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号をフェライト円板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力させるものである。
【００４２】
また５７は、送受信アンテナ５６で受信され第３の誘電体線路５５を伝搬してサーキュレータ５４の第３の接続部５４ｃより出力した受信波をミキサー５９側へ伝搬させる第４の誘電体線路、５８は、第１の誘電体線路５３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路５３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー５９側へ伝搬させる第２の誘電体線路、５８ａは、第２の誘電体線路５８のミキサー５９と反対側の一端部に設けられた無反射終端部（ターミネータ）である。また、図中Ｍ１は、第２の誘電体線路５８の中途と第４の誘電体線路５７の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させて成り、ミリ波信号の一部と受信波を混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００４３】
本発明では、第１の誘電体線路５３と第２の誘電体線路５８とを接合する場合、これらの誘電体線路５３，５８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、信号を低損失に、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路５８と第４の誘電体線路５７とを接合する場合、上記と同様に、これらの誘電体線路５８，５７のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを信号の波長λ以上とするのがよい。
【００４４】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路５５中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されて成るＮＲＤガイドの各開口の一方に、両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に、一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続される。
【００４５】
図７のものにおいて、第１の誘電体線路５３の中途に、図１０に示した構成のパルス変調器としてのスイッチを設け、ミリ波信号をパルス変調することもできる。例えば、図１０のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオード等の振幅変調用ダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路５３の第２の誘電体線路５８との信号分岐部とサーキュレータ５４との間に、振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図９に示すように第１の誘電体線路５３（図１の誘電体線路３７）に介在させるものである。
【００４６】
また、第１の誘電体線路５３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路５３を分割して接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１０のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００４７】
また、本発明のミリ波送受信器としてのミリ波レーダーモジュールについて実施の形態の他の例として、送信アンテナと受信アンテナを独立させた図８のタイプがある。同図において、６１は本発明の一方の平行平板導体（他方は省略する）、６２は第１の誘電体線路６３の一端に設けられた電圧制御型のミリ波信号発振部である。このミリ波信号発振部６２は、ガンダイオード等の高周波ダイオードと可変容量ダイオードを具備しており、バイアス電圧印加方向がミリ波信号の電界方向に合致するように、第１の誘電体線路６３の高周波ダイオード近傍に可変容量ダイオードが配置されており、その可変容量ダイオードの入出力電極間に印加するバイアス電圧を制御して、高周波ダイオードからのミリ波信号を三角波，正弦波等で周波数変調した送信用のミリ波信号として出力する。
【００４８】
６３は、高周波ダイオードから出力された信号が変調されたミリ波信号を伝搬させる第１の誘電体線路、６４は、第１，第３，第５の誘電体線路６３，６５，６７にそれぞれ接続される第１，第２，第３の接続部６４ａ，６４ｂ，６４ｃを有する、フェライト円板等から成るサーキュレータ、６５は、サーキュレータ６４の第２の接続部６４ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部に送信アンテナ６６を有する第３の誘電体線路、６６は、第３の誘電体線路６５に金属導波管を介して接続される送信アンテナ、６７は、サーキュレータ６４の第３の接続部６４ｃに接続され、送信用のミリ波信号を減衰させる無反射終端部６７ａが先端に設けられた第５の誘電体線路である。
【００４９】
また６８は、第１の誘電体線路６３に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路６３に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させる第２の誘電体線路、６８ａは、第２の誘電体線路６８のミキサー７１と反対側の一端部に設けられた無反射終端部である。６９は、受信アンテナ７０で受信された受信波をミキサー７１側へ伝搬させる第４の誘電体線路である。また、図中Ｍ２は、第２の誘電体線路６８の中途と第４の誘電体線路６９の中途とを近接させて電磁結合させるかまたは接合させることにより、ミリ波信号の一部と受信波とを混合させて中間周波信号を発生させるミキサー部である。
【００５０】
本発明では、第１の誘電体線路６３と第２の誘電体線路６８とを接合する場合、これらの誘電体線路６３，６８のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。これにより、高周波信号を低損失で、かつ出力電力を均等に分岐させることができる。また、第２の誘電体線路６８と第４の誘電体線路６９とを接合する場合、上記と同様に、これらの誘電体線路６８，６９のうちいずれか一方の接合部を円弧状となし、その円弧状部の曲率半径ｒを高周波信号の波長λ以上とするのがよい。
【００５１】
そして、これらの各種部品は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に設けられており、第３の誘電体線路６５と第４の誘電体線路６９のそれぞれについて、誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されている。
【００５２】
図８のものにおいて、サーキュレータ６４をなくし、第１の誘電体線路６３の先端部に送信アンテナ６６を接続した構成とすることもできる。この場合、小型化されたものとなるが、受信波の一部がミリ波信号発振部６２に混入しノイズ等の原因となり易いため、図８のタイプが好ましい。
【００５３】
また図８のものにおいて、第１の誘電体線路６３の中途に、図１０に示した構成のスイッチを設け、それを振幅変調信号で制御することでミリ波信号を振幅変調（パルス変調）することもできる。例えば、図１０のように、配線基板３８の一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０を形成し、その中途に実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオード等の振幅変調用ダイオードを設けたスイッチである。この配線基板３８を、第１の誘電体線路６３の第２の誘電体線路６８との信号分岐部と、サーキュレータ６４との間に、振幅変調用ダイオードの入出力電極に印加されるバイアス電圧印加方向が高周波信号の電界方向に合致するようにして、図９に示すように第１の誘電体線路５３（図９の誘電体線路３７）の途中に介在させるものである。
【００５４】
また、第１の誘電体線路６３にもう一つのサーキュレータを介在させ、その第１，第３の接続部に第１の誘電体線路６３を分割して接続し、第２の接続部に他の誘電体線路を接続し、その誘電体線路の先端部の端面に、図１０のようなショットキーバリアダイオードを設けたスイッチを設置してもよい。
【００５５】
図８のタイプにおいて、第２の誘電体線路６８が、第３の誘電体線路６５に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第３の誘電体線路６５に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー７１側へ伝搬させるように配置されていてもよい。
【００５６】
また、これらのミリ波送受信器において、平行平板導体間の間隔はミリ波信号の空気中での波長であって、使用周波数での波長の２分の１以下となる。
【００５７】
図７，図８のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部５２，６２を図９，図１０に示す。これらの図において、３２は、ガンダイオード３３を設置するための略直方体の金属ブロック等の金属部材、３３は、ミリ波を発振する高周波ダイオードの１種であるガンダイオードである。３４は、金属部材３２の一側面に設置され、ガンダイオード３３にバイアス電圧を供給するとともに高周波信号の漏れを防ぐローパスフィルタとして機能するチョーク型バイアス供給線路３４ａを形成した配線基板、３５は、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３の上部導体とを接続する金属箔リボン等の帯状導体である。３６は、誘電体基体に共振用の金属ストリップ線路３６ａを設けた金属ストリップ共振器、３７は、金属ストリップ共振器３６により共振した高周波信号をミリ波信号発振部外へ導く誘電体線路である。
【００５８】
さらに、誘電体線路３７の中途には、周波数変調用ダイオードであって可変容量ダイオードの１種であるバラクタダイオード３０を装荷した配線基板３８を設置している。このバラクタダイオード３０の入出力電極は、誘電体線路３７での高周波信号の伝搬方向に垂直かつ平行平板導体の主面に平行な方向（電界方向）に並んでいる。また、バラクタダイオード３０の入出力電極に印可されるバイアス電圧の印加方向は、誘電体線路３７中を伝搬するＬＳＭ01モードの高周波信号の電界方向と合致しており、これにより高周波信号とバラクタダイオード３０とを電磁結合させ、バイアス電圧を制御することによりバラクタダイオード３０の静電容量を変化させることで、高周波信号の周波数を制御できる。また、３９は、バラクタダイオード３０と誘電体線路３７とのインピーダンス整合をとるための高比誘電率の誘電体板である。
【００５９】
また図１０に示すように、配線基板３８は、その一主面に第２のチョーク型バイアス供給線路４０が形成され、第２のチョーク型バイアス供給線路４０の中途にビームリードタイプのバラクタダイオード３０が配置される。第２のチョーク型バイアス供給線路４０のバラクタダイオード３０との接続部には、接続用の電極３１が形成されている。
【００６０】
そして、ガンダイオード３３から発振された高周波信号は、金属ストリップ共振器３６を通して誘電体線路３７に導出される。次いで、高周波信号の一部はバラクタダイオード３０部で反射されてガンダイオード３３側へ戻る。この反射信号がバラクタダイオード３０の静電容量の変化に伴って変化し、発振周波数が変化する。
【００６１】
また、図７，図８のミリ波送受信器はＦＭＣＷ（Frequency  Modulation  Continuous  Waves）方式であり、ＦＭＣＷ方式の動作原理は以下のようなものである。ミリ波信号発振部の変調信号入力用のＭＯＤＩＮ端子に、電圧振幅の時間変化が三角波等となる入力信号を入力し、その出力信号を周波数変調し、ミリ波信号発振部の出力周波数偏移を三角波等になるように偏移させる。そして、送受信アンテナ５６，送信アンテナ６６より出力信号（送信波）を放射した場合、送受信用アンテナ５６，送信アンテナ６６の前方にターゲットが存在すると、電波の伝搬速度の往復分の時間差をともなって、反射波（受信波）が戻ってくる。この時、ミキサー５９，７１の出力側のＩＦＯＵＴ端子には、送信波と受信波の周波数差が出力される。
【００６２】
このＩＦＯＵＴ端子の出力周波数等の周波数成分を解析することで、Ｆif＝４Ｒ・ｆｍ・Δｆ／ｃ｛Fif：ＩＦ（Intermediate  Frequency）出力周波数，Ｒ：距離，ｆｍ：変調周波数，Δｆ：周波数偏移幅，ｃ：光速｝という関係式から距離を求めることができる。
【００６３】
本発明のミリ波信号発振部において、チョーク型バイアス供給線路３４ａおよび帯状導体３５の材料は、Ｃｕ，Ａｌ，Ａｕ，Ａｇ，Ｗ，Ｔｉ，Ｎｉ，Ｃｒ，Ｐｄ，Ｐｔ等から成り、特にＣｕ，Ａｇが、電気伝導度が良好であり、損失が小さく、発振出力が大きくなるといった点で好ましい。
【００６４】
また、帯状導体３５は金属部材３２の表面から所定間隔をあけて金属部材３２と電磁結合しており、チョーク型バイアス供給線路３４ａとガンダイオード３３間に架け渡されている。即ち、帯状導体３５の一端はチョーク型バイアス供給線路３４ａの一端に半田付け等により接続され、帯状導体３５の他端はガンダイオード３３の上部導体に半田付け等により接続されており、帯状導体３５の接続部を除く中途部分は宙に浮いた状態となっている。
【００６５】
そして、金属部材３２は、ガンダイオード３３の電気的な接地（アース）を兼ねているため金属導体であれば良く、その材料は金属（合金を含む）導体であれば特に限定するものではなく、真鍮（黄銅：Ｃｕ−Ｚｎ合金），Ａｌ，Ｃｕ，ＳＵＳ（ステンレススチール），Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ等から成る。また金属部材３２は、全体が金属から成る金属ブロック、セラミックスやプラスチック等の絶縁基体の表面全体または部分的に金属メッキしたもの、絶縁基体の表面全体または部分的に導電性樹脂材料等をコートしたものであっても良い。
【００６６】
かくして、本発明の図７のミリ波送受信器は、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離を増大し得るものとなる。また、図８のものは、送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し探知距離が増大するものであって、ミリ波信号の伝送特性に優れ、ミリ波レーダーの探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【００６７】
【実施例】
本発明の実施例を以下に説明する。
【００６８】
（実施例）
図１および図５に示すＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造を以下のように構成した。まず、図１のＮＲＤガイドを以下のように構成した。一対の平行平板導体１，２として、厚さ６ｍｍの２枚のＡｌ板を１．８ｍｍの間隔で平行に置き、断面形状が幅０．８ｍｍ、高さ１．８ｍｍの長方形であり、長さ６０ｍｍ、比誘電率４．８のコーディエライトセラミックスから成る誘電体線路３を平行平板導体１，２板間に設置することで、ＮＲＤガイドの本体部分を作製した。そして、誘電体線路３の終端部３ａ側の上下面に、図１に示す接続構造を設けた。即ち、誘電体線路３の終端部３ａの端面から２．５２ｍｍの位置に中心を持つ、幅Ｗが１．５５ｍｍ、長さＬが３．１ｍｍの矩形の開口５Ａ，５Ｂを平行平板導体１，２に開けた。
【００６９】
また、図１（ａ）に示すように、Ａｌから成る板状の電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２を、終端部３ａ側の誘電体線路３の両側面に沿うように立設した。このとき、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の高さｂ１は１．８ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２の長さｃは７ｍｍ、電磁遮蔽部材Ｂ１，Ｂ２と誘電体線路３の側面との間隔ｄ１，ｄ２は１．１５ｍｍであった。また、誘電体線路３の終端部３aの端面側に、その端面と離隔した電磁遮蔽部材Ｂ３を立設した。端面と電磁遮蔽部材Ｂ３との間隔は１．３３ｍｍとした。
【００７０】
そして、開口５Ａに対して、開口５Ａ形状と略同じ断面形状を持つ第一の金属導波管４Ａを接続した。また開口５Ｂに対して、開口５Ｂ形状と略同じ断面形状を持つ第二の金属導波管４Ｂを接続した。開口５Ｂから第二の金属導波管４Ｂの閉じた終端部（端）までの距離は約２．６ｍｍとした。そして、２．６ｍｍ＝λk／２（λkは第二の金属導波管４Ｂ内での管内波長で７６．５ＧＨｚにおいて約５．２ｍｍ）であった。
【００７１】
この構成の接続構造について、ＴＥモード（第一の金属導波管４Ａ）からＬＳＭモード（誘電体線路３）への変換損失ｓ２１と、ＬＳＭモード（誘電体線路３）からＴＥモード（第一の金属導波管４Ａ）への変換損失ｓ１２と、反射損失ｓ１１とを、有限要素法によりシミュレーションして算出した。この計算結果を図３のグラフに示す。図３の結果から明らかなように、約７５．５ＧＨｚ〜約７７．０ＧＨｚにおいて、ｓ１２，ｓ２１ともに０．１１ｄＢ以下の良好な変換特性を示し、本実施例のものは低い接続損失での接続が可能なことが判った。
【００７２】
なお、本発明は上記実施の形態および実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を行うことは何等差し支えない。
【００７３】
【発明の効果】
本発明は、高周波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置した平行平板導体間に高周波信号を伝搬させる誘電体線路が配設され、誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されて成るＮＲＤガイドの各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることにより、ＮＲＤガイドと金属導波管とを反射損失および伝送損失による接続損失を小さくして接続するとともに、接続構造が上下対称になるため、不要波の発生を抑制することができる。
【００７４】
また本発明は、好ましくは、第二の金属導波管の閉じた他端が開口から管内波長のｎ／２（ｎは１以上の整数）倍の位置にあることにより、高周波信号の漏洩をさらに抑制することができる。
【００７５】
本発明の送受信アンテナを具備したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることにより、金属導波管の接続損失が小さいことから、ミリ波信号の伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。
【００７６】
また、本発明の送信アンテナと受信アンテナが独立したＮＲＤガイド型のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路および第４の誘電体線路のそれぞれについて、誘電体線路中を伝搬するＬＳＭモードの定在波の電界が最大になる箇所に対応して開口が各平行平板導体の対向する部位にそれぞれ形成されており、各開口の一方に両端が開いた第一の金属導波管の一端が接続され、かつ他方に一端が開いて他端が閉じた第二の金属導波管の開いた一端が接続されていることにより、金属導波管の接続損失が小さいことから、ミリ波信号の伝送特性に優れ、その結果ミリ波レーダー等に適用した場合に探知距離を増大し得るものとなる。また、送信用のミリ波信号がサーキュレータを介してミキサーへ混入することがなく、その結果受信信号のノイズが低減し、さらにミリ波信号の伝送特性に優れ、探知距離をさらに増大し得るものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ），（ｂ）は本発明のＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造について実施の形態の例を示し、（ａ）はＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造の要部部分透過斜視図、（ｂ）は（ａ）の誘電体線路の中心軸における断面図である。
【図２】ＮＲＤガイド内の誘電体線路の電界分布を説明するための平面図である。
【図３】図１の接続構造について高周波信号の伝送特性を測定した結果のグラフである。
【図４】従来例を示し、ＮＲＤガイドの誘電体線路にマイクロストリップ線路を接続したものの斜視図である。
【図５】本発明のＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図６】本発明のＮＲＤガイドと金属導波管との接続構造について実施の形態の他の例を示す斜視図である。
【図７】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の例を示す平面図である。
【図８】本発明のＮＲＤガイド型のミリ波送受信器について実施の形態の他の例を示す平面図である。
【図９】本発明のミリ波送受信器用のミリ波信号発振部の斜視図である。
【図１０】図９のミリ波信号発振部用の可変容量ダイオードを設けた配線基板の斜視図である。
【符号の説明】
１，２：平行平板導体
３：誘電体線路
３ａ：終端部
４Ａ、４Ｂ：第一、第二の金属導波管
５Ａ、５Ｂ：開口
６：ホーンアンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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