(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期性又は擬似周期性を有する少なくとも回転体を含む振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を検出する駆動周期信号検出手段と、前記駆動周期信号の発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振動騒音源に対する制御信号を生成し出力する第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエータを具備して振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エンジンマウントと、前記電気駆動式アクチュエータにより発生する駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基づいて生成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置において、
前記電気駆動式アクチュエータの電気端子から見込まれるインピーダンスの値を予め所定周波数毎に同定して格納するインピーダンス格納手段と、前記インピーダンスに基づいて前記電気駆動式アクチュエータの消費電力を予め定められた最大値を超えないように制御する消費電力制御手段とを有していることを特徴とする振動騒音制御装置。
【請求項２】
前記消費電力制御手段は、前記インピーダンスに基づいて前記第１のフィルタ手段の上限フィルタ係数を設定する上限フィルタ係数設定手段と、前記制御信号更新手段により更新された更新フィルタ係数を順次記憶するフィルタ係数記憶手段と、前記フィルタ係数記憶手段に記憶された更新フィルタ係数の所定更新回数分の移動平均値が前記上限フィルタ係数以上のときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィルタ係数に制限するフィルタ係数制限手段とを備えていることを特徴とする請求項１記載の振動騒音制御装置。
【請求項３】
前記制御信号更新手段により新たに更新される更新フィルタ係数のベクトルと上限フィルタ係数のベクトルとを比較する比較手段を有し、
前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数ベクトルを向きはそのままにして前記上限フィルタ係数ベクトルの大きさに規格化する規格化手段を有していることを特徴とする請求項２記載の振動騒音制御装置。
【請求項４】
前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベクトルより小さいと判断されたときは前記フィルタ係数制限手段によるフィルタ係数の更新量制限を解除する解除手段を具備していることを特徴とする請求項３記載の振動騒音制御装置。
【請求項５】
前回の更新フィルタ係数と今回の更新フィルタ係数との偏差ベクトルを算出する偏差ベクトル算出手段を有し、
前記解除手段は、前記上限フィルタ係数のベクトルと前記偏差ベクトルとの内積の所定更新回数分における移動平均値が「０」以下のときに前記フィルタ係数の制限を解除することを特徴とする請求項４記載の振動騒音制御装置。
【請求項６】
前記第１のフィルタ手段は、タップ数が１タップの２個の適応型デジタルフィルタで構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の振動騒音制御装置。
【請求項７】
前記所定遅延周期Ｋが、「１／４」に設定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の振動騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は振動騒音制御装置に関し、より詳しくは回転体等の振動騒音源から発する周期性又は擬似周期性を有する振動騒音を能動的に制御し、これら振動騒音の低減化を図ることができる振動騒音制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、エンジン等の振動騒音源にゴム等の弾性体を固着し、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）等の電気駆動式アクチュエータを駆動させることにより前記振動騒音源の振動に応じて前記弾性体を伸縮させるようにした自己伸縮型エンジンマウントが知られている（例えば、特開昭６０−８５４０号公報）。
【０００３】
上記自己伸縮型エンジンマウントは、液体が充填された液室を有し、前記振動騒音源の振動に応じて液室内の液体圧力を前記電気駆動式アクチュエータにより変化させることにより、前記振動騒音源側に固定された弾性体が伸縮して前記振動騒音源の振動騒音が車体フレーム等の基台に伝達されるのを防止している。
【０００４】
また、近年においては、適応型デジタルフィルタ(Adaptive Digital Filter: 以下、「ＡＤＦ」という）を使用して振動騒音源から発生する振動騒音を減衰させ、該振動騒音の更なる低減化を図る能動的振動騒音制御装置の開発も盛んに行なわれいる。
【０００５】
この種の振動騒音制御装置として、本願出願人も、前記自己伸縮型エンジンマウントを振動騒音伝達経路に配し、さらに前記振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周期に対して単一周期の正弦波を生成すると共に該正弦波に対し所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成し、これら正弦波及び遅延正弦波をＡＤＦに入力して適応制御を実行するようにした振動騒音制御装置を既に提案している（特開平６−２７４１８５号）。
【０００６】
該振動騒音制御装置は、ＡＤＦとして有限長インパルス応答（Finite Impulse Response:ＦＩＲ）形のタップ数が「１」のフィルタ（以下、「Ｗフィルタ」という）を２系統使用し、前記正弦波と該正弦波に対して所定遅延周期Ｋ（例えば、Ｋ＝１／４）を有する遅延正弦波を前記Ｗフィルタに入力して該Ｗフィルタのフィルタ係数を更新し適応制御を行っている。そして、これにより振動騒音伝達系に起因する位相遅れが生じてもフィルタ係数を発散させることなく短時間で収束させることができ、収束性の優れた振動騒音制御を実現している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記自己伸縮型エンジンマウントを搭載した振動騒音制御装置においては、常温時には消費電力は自己伸縮型エンジンマウント１個当たり高々数Ｗ程度で済むものの、極低温環境下（例えば、−２０℃）では振動騒音源に固定されているゴム等の弾性体の硬度が極端に増大するため、常温時と同様の処理を行うとアクチュエータの消費電力が増大するという欠点があった。しかも、この消費電力の増大は、弾性体の硬度に比較して極端に増大する傾向にあり、例えば、弾性体の硬度が常温時に比し３倍強程度のときであっても消費電力は約１０倍程度になる。このため自己伸縮型エンジンマウントを搭載して適応制御を行うこの種の振動騒音制御装置においては、従来より次のような問題点があった。すなわち、
▲１▼極低温環境下での状態が長時間持続した状態で自己伸縮型エンジンマウントを駆動させるとアクチュエータが熱的に耐久限界を越える虞がある。
【０００８】
▲２▼消費電力が増大し、経済的に悪影響を及ぼす
等の問題点があった。
【０００９】
一方、この種の振動騒音制御装置において消費電力を制御する技術としては、電気負荷装置等各種の電気装置が充放電バランスを崩すような出力値となった場合の消費電力の増大等を防ぐべく、所定条件下で自己伸縮型エンジンマウントの駆動を停止させる技術が提案されている（例えば、特開平５−３１９１０９号公報）。
【００１０】
かかる技術を上記振動騒音制御装置に適用し、極低温環境下での自己伸縮型エンジンマウントの駆動を停止して消費電力の節約やアクチュエータを保護することも考えられるが、これでは極低温環境下での振動騒音制御が全く実行されないこととなり、寒冷地等での使用者に対して配慮を欠くこととなる。
【００１１】
本発明はこのような問題点に鑑みなされたものであって、極低温環境下においても或る程度の振動騒音低減化を図りつつ、消費電力の増大を回避して耐久性向上を図ることができる振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、周期性又は擬似周期性を有する少なくとも回転体を含む振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を検出する駆動周期信号検出手段と、前記駆動周期信号の発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振動騒音源に対する制御信号を生成し出力する第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエータを具備して振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エンジンマウントと、前記電気駆動式アクチュエータにより発生する駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基づいて生成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置において、前記電気駆動式アクチュエータの電気端子から見込まれるインピーダンスの値を予め所定周波数毎に同定して格納するインピーダンス格納手段と、前記インピーダンスに基づいて前記電気駆動式アクチュエータの消費電力を予め定められた最大値を超えないように制御する消費電力制御手段とを有していることを特徴としている。
【００１３】
また、前記消費電力制御手段は、具体的には、前記インピーダンスに基づいて前記第１のフィルタ手段の上限フィルタ係数を設定する上限フィルタ係数設定手段と、前記制御信号更新手段により更新された更新フィルタ係数を順次記憶するフィルタ係数記憶手段と、前記フィルタ係数記憶手段に記憶された更新フィルタ係数の所定更新回数分の移動平均値が前記上限フィルタ係数以上のときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィルタ係数に制御するフィルタ係数制限手段とを備えていることを特徴としている。
【００１４】
さらに、本発明は、前記制御信号更新手段により新たに更新される更新フィルタ係数のベクトルと上限フィルタ係数のベクトルとを比較する比較手段を有し、前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数ベクトルを向きはそのままにして前記上限フィルタ係数ベクトルの大きさに規格化する規格化手段を有していることを特徴とし、さらに前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベクトルより小さいと判断されたときは前記フィルタ係数制限手段によるフィルタ係数の更新量制限を解除する解除手段を具備していることを特徴としている。
【００１５】
具体的には、前回の更新フィルタ係数と今回の更新フィルタ係数との偏差ベクトルを算出する偏差ベクトル算出手段を有し、
前記解除手段は、前記上限フィルタ係数のベクトルと前記偏差ベクトルとの内積の所定更新回数分における移動平均値が「０」以下のときに前記フィルタ係数の制限を解除することを特徴としている。
【００１７】
また、前記第１のフィルタ手段は、具体的には、タップ数が１タップの適応型デジタルフィルタが２つで構成されていることを特徴とし、前記所定遅延周期Ｋは、「１／４」に設定されることを特徴としている。
【００１８】
【作用】
一般に電気駆動式アクチュエータを備えた自己伸縮型エンジンマウントにおいては、振動騒音源の振動に伴って電気駆動式アクチュエータも振動するため、所謂逆起電力が発生する。したがって、自己伸縮型エンジンマウントを駆動する電源としては、自己伸縮型エンジンマウントに制御信号を供給するための電源以外に逆起電力が存在すると考えられる。しかしながら、現実には前記逆起電力は熱的耐久性の点からは無視できる程度の電力量しか存在しないため、消費電力については制御信号を供給するための電源のみを考慮すればよいと考えられる。
【００１９】
すなわち、自己伸縮型エンジンマウントの消費電力は、電気駆動式アクチュエータへの印加電圧と該電気駆動式アクチュエータの端子から見込んだインピーダンスｚにより決定されると考えて差し支えない。
【００２０】
ところで、インピーダンスｚは、抵抗をＲ、角周波数をω、インダクタンスをＬとすると複素平面上で数式（１）のように表され、さらに、前記インピーダンスｚは振動騒音源の共振等により周波数ｆに応じて異なるため、分散性を有すると考えられ、したがって、インピーダンスｚは数式（２）に示すように、周波数ｆの関数として与えられる。
【００２１】
0003679832.tif 000002
ここで、Ｘ＝ωＬである。
【００２２】
したがって、前記電気駆動式アクチュエータへの印加電圧の最大値（波高値）である最大印加電圧Ｖmax のときの消費電力、すなわち最大消費電力Ｐmax は数式（３）で表され、逆に最大印加電圧Ｖmax は数式（３）を変形することにより、数式（４）で表される。
【００２３】
【数１】
0003679832.tif 000003
ここで、Ｒｅ〔ｚ（ｆ）〕は複素表示されたインピーダンスｚの実数部を示す。そして、これにより、最大消費電力Ｐmax とインピーダンスｚにより最大印加電圧Ｖmax が算出されることが理解される。
【００２４】
ところで、本願出願人が先に提案した特開平６−２７４１８５のように、第１のフィルタ手段として２タップのＡＤＦを使用し、該ＡＤＦに正弦波及び該正弦波に対して所定遅延周期Ｋ（＝１／４）を有する遅延正弦波を前記ＡＤＦに入力してフィルタ係数の更新を行う場合、前記第１のフィルタ手段から出力される制御信号は増幅されて正弦波状の電圧信号となり、前記電気駆動式アクチュエータに印加され、これにより自己伸縮型エンジンマウントが駆動される。
【００２５】
したがって、最大印加電圧ベクトルＶmax は、最大印加電圧Ｖmax 時のフィルタ係数ベクトル、すなわち上限フィルタ係数ベクトルをベクトルＷmax 、振動騒音源の駆動動作を制御する制御手段の利得をＧｅ、電気駆動式アクチュエータを駆動させるための増幅器の利得をＧａとすると、数式（５）で表され、一方数式（５）から上限フィルタ係数Ｗｍａｘのベクトルの大きさは数式（６）で表わされる。
【００２６】
【数２】
0003679832.tif 000004
ここで、Ｗmax10は２タップからなる第１のフィルタ手段の一方のフィルタ係数の上限値（第１の上限フィルタ係数）を示し、Ｗmax11は他方のフィルタ係数の上限値（第２の上限フィルタ係数）を示している。
【００２７】
これにより、最大消費電力Ｐmax は、最大印加電圧Ｖmax により決定され、該最大印加電圧Ｖmax は上限フィルタ係数Ｗmax の大きさにより決定されることが理解される。したがって、第１のフィルタ手段のフィルタ係数Ｗの更新値に規制を設けて制御を実行することにより、電気駆動式アクチュエータの消費電力Ｐを一定値に維持することが可能となる。
【００２８】
図１６は２タップからなる第１のフィルタ手段のフィルタ係数ＷをＸＹ平面上で表示したものであり、２個のフィルタ係数Ｗの内、横軸が第１のフィルタ係数Ｗ0 を示し、縦軸が第２のフィルタ係数Ｗ1 を示している。
【００２９】
極低温環境下において、消費電力制限を行わずに通常制御を行ったときには、第１及び第２のフィルタ係数Ｗ0 、Ｗ1 は、制御信号更新手段により徐々に成長し、最適フィルタ係数ベクトルＷopt＝〔Ｗopt0 ，Ｗopt1 〕（点ａで示す）を終点として収束する。したがって、消費電力を制御するときは最大消費電力Ｐmax によって決定される等Ｗ円１００上の軌跡を上限フィルタ係数ベクトルＷmax （＝〔Ｗmax0 ，Ｗmax1 〕）の終点として、上限フィルタ係数Ｗmax の大きさを設定維持することにより消費電力Ｐを一定値に維持することができる。
【００３０】
すなわち、本発明によれば、電気駆動式アクチュエータの電気端子から見込まれるインピーダンスを予め同定してインピーダンス格納手段に格納しておき、第１のフィルタ手段のフィルタ係数の更新値、すなわち更新フィルタ係数が前記インピーダンスに基づいて設定される上限フィルタ係数を越えないように規制しているので、消費電力Ｐを一定値に維持することが可能となる。しかも更新フィルタ係数の所定更新回数分の移動平均値と前記上限フィルタ係数とを比較してフィルタ係数を制限しているので、更新フィルタ係数が統計的に上限フィルタ係数以上のときに制御モードは通常制御モードから消費電力制御モードに移行する。
【００３１】
一方、回転体上における駆動周期信号の検出位置は通常は前記振動騒音源が駆動する毎に異なるため、特定の駆動周期信号と振動騒音伝達経路における伝達特性との位相関係は一定になることはほとんどなく、したがって、最大消費電力Ｐmax に対する最大印加電圧Ｖmax は一定値となるものの、第１のフィルタ手段の上限フィルタ係数ベクトルＷmax は振動騒音源が駆動する毎に異なる方向を向くのが通常であり、且つその方向はその時々で一意に定まる最適フィルタ係数ベクトルＷopt＝〔Ｗopt0 ，Ｗopt1 〕の方向を向く。したがって、消費電力を制御するときはフィルタ係数ベクトルＷの終点が等Ｗ円１００上の上限フィルタ係数ベクトルＷmax となるように毎回の更新時にフィルタ係数ベクトルＷを前記上限フィルタ係数ベクトルＷmax に規格化することにより、消費電力Ｐを一定値に維持する必要がある。
【００３２】
すなわち、本発明では規格化手段を設けているので、第１のフィルタ手段のフィルタ係数Ｗは消費電力制御モードにおいては常に上限フィルタ係数Ｗmax に制限維持される。
【００３３】
また、更新フィルタ係数のベクトルが上限フィルタ係数のベクトルより小さいとき、すなわち所定更新回数分における前記上限フィルタ係数ベクトルと前記偏差ベクトルとの内積の移動平均値が「０」以下のときは、前記フィルタ係数を上限フィルタ係数に制限することを解除するので、フィルタ係数ベクトルＷが統計的に上限フィルタ係数ベクトルＷmax 以下のときは通常制御モードに復帰することが可能となる。
【００３４】
そして、通常制御モードでは、単一周期の正弦波と該正弦波に対し所定遅延周期Ｋ（＝１／４）を有する遅延正弦波とを第１のフィルタ手段に入力しているので、２タップからなる適応型デジタルフィルタのうちの一方のタップが正弦波に基づいて係数更新され、他のタップが遅延正弦波に基づいて係数更新され、したがって位相遅れが生じても短時間でフィルタ係数を収束させることができる。
【００３５】
【実施例】
以下、本発明に係る振動騒音制御装置を自動車等の車輌に適用した場合について、その実施例を図面に基づき詳説する。
【００３６】
図中、１は例えば４気筒を有する車輌駆動用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単に「エンジン」という）であって、該エンジン１のクランク軸に一体的に嵌合されたフライホイールの近傍には回転検出センサ２が設けられている。そして、該回転検出センサ２はフライホイールのリングギヤを検出し、その出力信号（パルス信号Ｘ）を電子コントールユニット（以下、「ＥＣＵ」という）（利得Ｇｅ）３に供給する。
【００３７】
また、エンジン１の前部及び後部には１対の自己伸縮型エンジンマウント４ａ、４ｂが配設されている。具体的には、前記自己伸縮型エンジンマウント４ａ、４ｂは、その上端が弾性ゴム５ａ、５ｂを介して、エンジン１（振動騒音源）に接続されると共に、下端は車体フレーム６（基台）に支持されている。
【００３８】
さらに、前記自己伸縮型エンジンマウント４ａ，４ｂには電気駆動式アクチュエータとしてのボイスコイルモータ（ＶＣＭ）７ａ、７ｂが内有され、エンジンの振動に応じてＥＣＵ３からの信号によりエンジンの振動を制御する。すなわち、自己伸縮型エンジンマウント４ａ、４ｂは、液体が充填された液室（図示せず）を内有し、ＶＣＭ７ａ，７ｂを駆動させることにより、エンジン１（振動騒音源）側に固定された弾性ゴム５ａ，５ｂを介して振動源の振動が車体フレーム６（基台）に伝達されるのを防止する。
【００３９】
ＥＣＵ３は、回転検出センサ２等からの入力信号を波形整形して電圧レベルを所定レベルに修正し、アナログ信号値をデジタル信号値に変換する等の機能を有する入力回路３ａと、後述する消費電力制御等所定の演算プログラムを実行する中央演算処理回路（以下「ＣＰＵ」という）３ｂと、該ＣＰＵ３ｂで実行される各種演算プログラムや前記ＶＣＭ７ａ、７ｂの電気端子から見込んだインピーダンスｚが記憶されたＲＯＭ及び後述するフィルタ係数の更新情報等の演算結果を記憶するＲＡＭを備えた記憶手段３ｃと、ＶＣＭ７ａ，７ｂや後述する振動騒音制御系８に出力信号を供給する出力回路３ｄとを備えている。
【００４０】
また、前記ＣＰＵ３ｂは、回転検出センサ２からのパルス信号Ｘに基づいてエンジン１の各構成部位（動弁系、燃焼室等）に特有の振動騒音周期Ｔｒに応じたタイミングパルス信号Ｙを生成すると共に該タイミングパルス信号Ｙの発生間隔を例えば、３２分周に分周してサンプリングパルス信号Ｐｓを生成し、これらタイミングパルス信号Ｙ及びサンプリングパルス信号Ｐｓを振動騒音制御系８に供給する。
【００４１】
また、自己伸縮型エンジンマウント４ａ，４ｂの近傍には振動エラーセンサ９が設けられ、該振動エラーセンサ９は振動騒音制御系８に接続されている。
【００４２】
そして、振動騒音制御系８は振動エラーセンサ９から出力される誤差信号が最小値となるように適応制御を行う。
【００４３】
次に、振動騒音制御系８の詳細を図２に基づいて述べる。
【００４４】
振動騒音制御系８は、前記タイミングパルス信号Ｙ1、Ｙ2をトリガ信号として適応制御を行う高速演算可能なＤＳＰ（Digital Signal Processor) １０と、該ＤＳＰ１０から出力される制御信号Ｑ（デジタル信号）が通過する振動騒音伝達系１１と、前記振動エラーセンサ９から出力されたアナログ誤差信号εをデジタル誤差信号ε′に変換して前記ＤＳＰ１０にフィードバックするＡ／Ｄコンバータ１２とを主要部として構成されている。
【００４５】
前記振動騒音伝達系１１は、ＤＳＰ１０から出力される制御信号Ｑをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３と、該Ｄ／Ａコンバータ１５の出力信号（矩形信号）を平滑化するためのローパスフィルタ１４と、該ローパスフィルタ１４からの出力信号を増幅する増幅器１５（利得Ｇａ）と、上記したＶＣＭ７ａ（７ｂ）とが配設されている。そして、これら振動騒音伝達系１１、振動エラーセンサ９及びＡ／Ｄコンバータ１２更にはＤＳＰ１０等の各構成要素は、前記サンプリングパルス信号Ｐｓにより、その動作が制御される。
【００４６】
ＤＳＰ１０は、エンジンの各構成部位に特有の振動騒音周期Ｔｒに応じた適応制御が可能となるように２個の適応制御回路１６1、１６2と、該適応制御回路１６1、１６2から出力される夫々の制御信号Ｑ1、Ｑ2を加算する加算器１７とが内蔵されている。さらに該適応制御回路１６1、１６2は、前記タイミングパルス信号Ｙ1、Ｙ2の発生間隔に基づいて基準信号Ｕ1、Ｕ2を生成する基準信号生成回路１８1、１８2と、前記基準信号Ｕ1、Ｕ2をフィルタリングするタップ数が夫々「２」のＡＤＦとしてのＷフィルタ１９1、１９2（第１のフィルタ手段）と、Ｗフィルタ１９1、１９2のフィルタ係数を更新するための演算処理を行う適応アルゴリズムとしてのＬＭＳ（Least Mean Square)処理部２０1、２０2（制御信号更新手段）と、前記振動騒音伝達系１１に起因して生じる伝達特性の位相振幅変化を補正する伝達特性補正手段（以下、「Ｃフィルタ」という）２１1、２１2（第２のフィルタ手段）とを備えている。
【００４７】
上記タイミングパルス信号Ｙ1、Ｙ2の内、タイミングパルス信号Ｙ1は、エンジンの回転に同期して規則的に発生するピストン系等クランク軸周囲の振動騒音周期Ｔｒに対してその一周期毎に発生し、タイミングパルス信号Ｙ2は、燃焼状態に応じて不規則に発生する爆発圧（加振力）等の振動騒音周期Ｔｒに対してその一周期毎に発生する。すなわち、タイミングパルス信号Ｙ1はクランク軸の振動騒音周期Ｔｒであるクランク軸が１回転する毎に１回発生し（１次振動成分）、またクランク軸が２回転する間に４回の爆発行程があるため、タイミングパルス信号Ｙ2はクランク軸が０．５回転する毎に１回発生する（２次振動成分）。そして、斯かる２次振動次数成分と１次振動次数成分とを区分して適応制御を行うことにより、振動騒音をより効果的に低減することができる。すなわち、このように振動騒音源であるエンジン１の各構成部位に関して複数の振動成分毎に区分し、各振動成分毎に適応制御を行うことにより、より効果的な振動騒音の低減化を図ることができる。
【００４８】
以下、一次振動成分に関するタイミングパルス信号Ｙ1の発生間隔に応じて振動制御する場合について詳述するが、二次振動成分に関するタイミングパルスＹ2についても同様である。
【００４９】
図３はタイミングパルス信号Ｙ1の入力タイミングに応じて適応制御を行う場合の詳細を示すブロック構成図である。
【００５０】
基準信号生成回路１８1は、タイミングパルス信号Ｙ1の発生間隔に応じた単一周期の正弦波信号Ｕ10を生成する正弦波生成回路１８10と、前記正弦波に対してπ／２（１／４周期）の位相遅れを有する遅延正弦波信号Ｕ11を生成する遅延正弦波生成回路１８11とを備えている。尚、図３において、正弦波生成回路１８10で余弦波信号を生成し、遅延正弦波生成回路１８11で正弦波信号を生成するように図示されているが、これは実際上、正弦波の方が余弦波に比しπ／２の位相遅れを有しているためであり、換言すれば余弦波の方は正弦波に比しπ／２（１／４周期）だけ進んでいるためであり、以下に述べる説明の都合を考慮し、便宜上の理由から上述の如く図示したものである。すなわち、遅延正弦波生成回路１８11からの出力信号が正弦波生成回路１８10からの出力信号に比し、π／２の位相遅れを有していることを明確に示すために、図面上、正弦波生成回路１８10で余弦波信号が生成され、遅延正弦波生成回路１８11で正弦波信号が生成されているように示している。
【００５１】
Ｃフィルタ２１1は、正弦波生成回路１８10から出力された正弦波信号Ｕ10に対して振動騒音伝達系１１の伝達特性を表現する第１の参照信号ｒ10を作成する第１の参照信号作成手段２１10と、遅延正弦波生成回路１８11から出力された遅延正弦波信号Ｕ11に対して振動騒音伝達系１１の伝達特性を表現する第２の参照信号ｒ11を作成する第２の参照信号作成手段２１11とを備えている。
【００５２】
具体的には、第１の参照信号作成手段２１10は、余弦波成分に対応する第１の位相情報Ｃ0 を格納した第１の位相情報格納手段２２と、正弦波成分に対応する第２の位相情報Ｃ1 を格納した第２の位相情報格納手段２３と、加算器２４とを有し、加算器２４では前記第１の位相情報格納手段２２で読み出された第１の位相情報Ｃ0 及び前記第２の位相情報格納手段２３で読み出された第２の位相情報Ｃ1 に基づき、数式（７）により第１の参照信号ｒ10が生成される。
【００５３】
ｒ10（ｎ）＝Ｃ0cos(ωｎ) ＋Ｃ1sin(ωｎ)   ……（７）
同様に、第２の参照信号作成手段２１11も、第１及び第２の位相情報格納手段２５、２６と加算器２７とを有し、加算器２７では数式（８）に基づき第２の参照信号ｒ11が生成される。
【００５４】
ｒ11（ｎ）＝Ｃ0cos(ωｎ) −Ｃ1sin(ωｎ)   ……（８）
また、Ｗフィルタ１９1は、所定の積和演算が施されてＷフィルタの第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11を更新する係数更新部２８と、該係数更新部２２により更新された制御信号Ｗ1を振動騒音伝達系１１に供給する加算器２９とを有している。尚、第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11の算出については後述する。
【００５５】
しかして、本振動騒音制御装置は、ＶＣＭ７ａ、７ｂの電気端子から見込まれるインピーダンスが予め記憶手段３ｃ（インピーダンス格納手段）に記憶されており、さらにＣＰＵ３ｂは、該記憶手段３ｃに記憶されたインピーダンスｚに基づき消費電力の制御を行う。
【００５６】
すなわち、前記インピーダンスｚは予め所定周波数毎に同定されて前記記憶手段３ｃに格納されている。具体的には、図４に示すように、正弦波発生器５１とＶＣＭ５２とを接続し、ＶＣＭ５２の端子からＶＣＭ５２に電流を供給し、所定周波数毎に該周波数に応じたインピーダンスｚ（＝ｚ（ｆ））を計測して同定し、これら同定したインピーダンスｚがｚテーブルとして記憶手段３ｃに記憶される。すなわち、インピーダンスｚは、〔作用〕の項で述べたように、数式（１）で示される。
【００５７】
ｚ＝Ｒ＋ｊＸ            ……（１）
そして、正弦波発生器５１から発生する正弦波の周波数毎にインピーダンス同定が実行され、図５に示すように、該同定されたインピーダンスｚが、その周波数（……、Ｆ１０、Ｆ１１、Ｆ１２、……）毎に、例えば１Ｈｚ毎に、実数部Ｒ（Ω）（……、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、……）と虚数部Ｘ（Ω）（……、Ｘ１０、Ｘ１１、Ｘ１２、……）とに区分されてｚテーブルとして記憶されている。
【００５８】
図６は消費電力の制御を行う消費電力制御ルーチンのフローチャートであって、本プログラムは不図示のイグニッション・スイッチのオンと同期して実行され、イグニッションスイッチのオフにより終了する。
【００５９】
イグニッション・スイッチがオンするとエンジン１から発する周波数の計測が開始され（ステップＳ１）、次いで、前記ｚテーブル（図５）の検索が行われる（ステップＳ２）。そして、ステップＳ３ではｚテーブルにより検索されたインピーダンスｚに基づいて上限フィルタ係数ベクトルＷmax を算出する。すなわち、ｚテーブルを検索して周波数ｆに応じたインピーダンスｚ（＝Ｒ＋ｊＸ）を読み出し、次いで、予め定められた最大消費電力Ｐmax 及びインピーダンスｚを前記数式（４）に代入して最大印加電圧Ｖmax を算出し、さらに、斯かる最大印加電圧Ｖmax の大きさに基づいて数式（６）により上限フィルタ係数ベクトルＷmax の大きさを決定する。
【００６０】
次いで、ステップＳ４ではＬＭＳ処理部２０1 で数式（９）及び数式（１０）に基づきＷフィルタ１９1 の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11を更新し、これら更新された第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11（更新フィルタ係数）を順次記憶手段３ｃに記憶してゆく。
【００６１】
Ｗ10（ｎ＋１）＝Ｗ10（ｎ）−２μ×ε′（ｎ）×ｒ10（ｎ）  …（９）
Ｗ11（ｎ＋１）＝Ｗ11（ｎ）−２μ×ε′（ｎ）×ｒ11（ｎ）  …（１０）
ここで、μは毎回の更新補正量を規制するステップサイズパラメータであって、所定値に設定される。
【００６２】
次いで、ステップＳ５では所定更新回数ｐ（例えば、１０回）のＷフィルタのフィルタ係数の平均値（Ｗ）ave が前記上限フィルタ係数Ｗmax より大きいか否かを判断し、ステップＳ５の答が否定（Ｎｏ）のときはステップＳ３に戻って通常のフィルタ係数更新を実行する一方、ステップＳ５の答が肯定（Ｙｅｓ）のときはステップＳ６に進み、消費電力制御モードに移行する。すなわち、Ｗフィルタ１９1 の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11はＬＭＳ処理部２０1 で適応アルゴリズムにしたがって更新されるため、上限フィルタ係数Ｗmax への到達が統計的に成立するときに消費電力制御モードに移行すべきである。そこで、所定更新回数ｐ（例えば、１０回）のＷフィルタのフィルタ係数の平均値（Ｗ）ave が前記上限フィルタ係数Ｗmax より大きくなったときに消費電力制御モードに移行するようにしている。このように、ステップＳ６ではＷフィルタのフィルタ係数Ｗを上限フィルタ係数Ｗmax に設定して消費電力を制御している。
【００６３】
以後の処理においてもステップＳ５の答が肯定（Ｙｅｓ）のときは常にＷフィルタのフィルタ係数Ｗが上限フィルタ係数Ｗmax に設定されることとなり、次に上限フィルタ係数Ｗmax を一定値に維持するための演算手法について図７を参照しながら解説する。
【００６４】
通常制御モードにおける離散時間ｎでの最適フィルタ係数ベクトルをベクトルＷopt(n)（＝〔Ｗopt 10（ｎ），Ｗopt 11（ｎ）〕）とすると、消費電力制御モードにおいては最適フィルタ係数ベクトルＷopt （ｎ）と同一直線上における等Ｗ円３０上の上限フィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ）が離散時間ｎでのフィルタ係数ベクトルＷとなる。
【００６５】
次に、離散時間ｎ＋１において、Ｗフィルタ１９1 のフィルタ係数ベクトルＷは、通常制御モードでは最適フィルタ係数ベクトルＷopt(ｎ＋１）（＝〔Ｗopt 10（ｎ＋１），Ｗopt 11（ｎ＋１）〕）を終点として収束すると仮定すると、消費電力制御モードでは複数回のフィルタ係数更新を経て等Ｗ円３０上であって最適フィルタ係数ベクトルＷopt(ｎ＋１）の直線上の上限フィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ＋ｍ）が終点となるべきである。
【００６６】
一方、Ｗフィルタ１９1 の更新量ベクトルΔＷ（ｎ）（＝〔ΔＷ10（ｎ），ΔＷ11（ｎ）〕は、この図７に示すように、最適フィルタ係数ベクトルＷopt(ｎ＋１）の方向を向く。すなわち、今回のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ＋１）は、前回の上限フィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ）と前回の更新量ベクトルΔＷ（ｎ）のベクトル和となる。そして、時更新量ベクトルΔＷ（ｎ＋１）、ΔＷ（ｎ＋２）、……、は、毎回の更新において得られる夫々のベクトルＷmax （ｎ＋１）、Ｗmax （ｎ＋２）、……、と角度φをなすような方向、すなわちベクトルＷopt(ｎ＋１）の方向に向く。
【００６７】
ここで、更新量ΔＷ10、ΔＷ11は、数式（９）、（１０）を変形して数式（１１）、（１２）で表される。
【００６８】
0003679832.tif 000005
したがって、前回の上限フィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ）に対して更新量ベトルΔＷ（ｎ）だけフィルタ係数の更新が行われたときのフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ＋１）（今回の上限フィルタ係数Ｗmax （ｎ＋１）の延長線上に位置する）は、数式（１３）で表される。
【００６９】
【数３】
0003679832.tif 000006
したがって、数式（１４）に示すように、ベクトルＷ（ｎ＋１）を等Ｗ円３０上のベクトルＷmax に規格化することができる。
【００７０】
【数４】
0003679832.tif 000007
そしてこれにより、消費電力制御モードにおいては、Ｗフィルタ１９1 のフィルタ係数Ｗは常に上限フィルタ係数Ｗmax に維持制限されることとなる。
【００７１】
次に、ステップＳ７に進み、前回の上限フィルタ係数ベクトルＷmax （ｎ）と前回の更新量ベクトルΔＷ（ｎ）のベクトル和が今回の更新されるべきフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ＋１）より小さいか否かを判断する。そして、その答が肯定（Ｙｅｓ）のときは今回の更新されたフィルタ係数は上限フィルタ係数Ｗｍａｘより小さく、したがって消費電力を制限する必要がなく、消費電力制御モードを解除して通常制御モードに復帰する。前記ベクトル和が今回のフィルタ係数ベクトルＷ（ｎ＋１）より小さくなるのは、具体的には図７の二点鎖線に示すように、上限フィルタ係数ベクトルＷmax と更新量ベクトルΔＷのなす角度φ′が９０°以上になる場合であり、換言すれば、数式（１４）に示すように、上限フィルタ係数ベクトルＷmax と更新量ベクトルΔＷの内積が「０」以下となる場合である。
【００７２】
【数５】
0003679832.tif 000008
さらに、Ｗフィルタ１９１の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11はＬＭＳ処理部２０１で適応アルゴリズムにしたがって更新されるため、前記内積が統計的に「０」以下となるときに消費電力制御モードから通常制御モードに移行すべきである。そこで、ステップＳ７では所定更新回数ｑ（例えば、１０回）の前記内積の平均値（ベクトルＷmax・ベクトルΔＷ）aveが「０」以下か否かを判断し、その答が否定（Ｎｏ）のときはステップＳ６に戻って消費電力制御モードにおけるフィルタ係数更新を実行する一方、その答が肯定（Ｙｅｓ）のときはステップＳ４に戻って通常制御モードに移行している。
【００７３】
このように構成された振動騒音制御装置においては、前記可変サンプリングパルスＰｓの入力に同期して正弦波生成回路１８10及び遅延正弦波生成回路１８11から基準信号としての正弦波信号Ｕ10及び遅延正弦波信号Ｕ11がＷフィルタ１９1及びＣフィルタ２１1に入力される。そして、Ｃフィルタ２１1においては、上述した数式（７）及び数式（８）に基づいて第１の参照信号ｒ10及び第２の参照信号ｒ11が夫々作成されてＬＭＳ処理部２０1に入力される。
【００７４】
次いで、ＬＭＳ処理部２０1では、通常制御モードにおいては前記数式（９）及び数式（１０）に基づいてＷフィルタ１９1の第１及び第２のフィルタ係数Ｗ10、Ｗ11についてその係数更新が行なわれ、消費電力制御モードにおいては数式（１４）に基づきフィルタ係数の規格化が行われてフィルタ係数ベクトルＷが上限フィルタ係数ベクトルＷmax に設定されて消費電力の制御が行われる。そして、これらの演算結果は通常制御モード及び消費電力制御モードの切換判断時において参照すべくＥＣＵ３の記憶手段３ｃに順次記憶される。
【００７５】
次いで、Ｗフィルタ１９1の係数更新部２８でＷフィルタのフィルタ係数更新を実行し、加算器２９で斯く更新された今回の第１のフィルタ係数Ｗ10（ｎ＋１）と正弦波信号Ｕ10、及び第２のフィルタ係数Ｗ11（ｎ＋１）と遅延正弦波信号Ｕ11とを積和演算し、制御信号Ｑを出力する。
【００７６】
そして、制御信号Ｑは、振動騒音制御系１１を介して駆動信号Ｔに変換され、振動エラーセンサ９に入力される。一方、振動騒音源であるエンジン１からの振動騒音信号Ｄが前記振動エラーセンサ９に入力され、該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｔと前記振動騒音信号Ｄが相殺され、アナログ誤差信号εが該振動エラーセンサ９から出力される。そして、前記アナログ誤差信号εは前記サンプリングパルス信号Ｐｓをトリガ信号としてＡ／Ｄコンバータ１２でサンプリングされてデジタル誤差信号ε′に変換され、ＬＭＳ処理部２０1に入力されて再びＷフィルタ１９1 のフィルタ係数更新又はフィルタ係数の更新制御が実行される。次に、本発明の消費電力制御モードでの誤差信号εの収束状況等を通常制御モードとの比較において説明する。
【００７７】
図８〜図１１は、ＶＣＭ７ａ、７ｂの最大消費電力Ｐmax が２０Ｗに設定された場合において、２０Ｗの消費電力に相当する振動騒音信号Ｄが系に与えられたときの様子を、通常制御モード時と消費電力制御モード時とを比較して示したものである。
【００７８】
表１は測定条件を示している。
【００７９】
【表１】
0003679832.tif 000009
図８は第１のフィルタ係数Ｗ10の収束状態を示し、図８（ａ）は通常制御モード、図８（ｂ）は消費電力制御モード、図８（ｃ）は図８（ｂ）のＡ部拡大図である。
【００８０】
通常制御モードにおいては、図８（ａ）に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第１のフィルタ係数Ｗ10は徐々に小さくなり、最終的に「−０．２４」程度で収束している。一方、消費電力制御モードにおいては、車輌等の現実の系では消費電力Ｐが最大消費電力Ｐmax を越えたとき、すなわちＶＣＭ７ａ、７ｂへの印加電圧Ｖが最大印加電圧Ｖmax を越えたときに消費電力制御モードに移行するが、実験では測定当初から消費電力制御モードで行っているため、図８（ｃ）に示すように、測定開始時には第１のフィルタ係数Ｗ10は急峻な低下を示し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなり、最終的には図８（ｂ）に示すように、通常制御モード時と略同様の値、すなわち「−０．２４」程度で収束している。
【００８１】
また、図９は第２のフィルタ係数Ｗ11の収束状態を示し、図９（ａ）は通常制御モード、図９（ｂ）は消費電力制御モード、図９（ｃ）は図９（ｂ）のＢ部拡大図である。
【００８２】
通常制御モードにおいては、図９（ａ）に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第２のフィルタ係数Ｗ11は徐々に大きくなり、最終的に「０．５８」程度で収束している。一方、消費電力制御モードにおいては、上述したように、測定当初から消費電力制御モードで行っているため、図９（ｃ）に示すように、測定開始時には第２のフィルタ係数Ｗ11は急峻な上昇を示し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなり最終的には図９（ｂ）に示すように、通常制御モード時と略同様の値、すなわち「０．５８」程度で収束している。
【００８３】
図１０は駆動信号Ｔ（Ｖ）を示し、図１０（ａ）は通常制御モード、図１０（ｂ）は消費電力制御モードである。
【００８４】
図１０（ａ）（ｂ）に示すように、通常制御モード及び消費電力制御モードの双方において略同様の出力結果が得られることが判る。
【００８５】
表１に示しているように、振動騒音周期Ｔｒの振幅が２√１０Ｖであるため、駆動信号Ｔの振幅も２√１０Ｖとなり、ＶＣＭ７ａ、７ｂのインピーダンスｚが「１」であるから消費電力は２０Ｗとなり、これが最大消費電力Ｐmax となる。そして、これらの数値を数式（４）に代入すると
【００８６】
【数６】
0003679832.tif 000010
のようになり、かかる最大印加電圧Ｖmax が駆動信号Ｔの最大値として出力されていることが判る。
【００８７】
また、図１１は誤差信号ε（Ｖ）を示し、図１１（ａ）は通常制御モード、図１１（ｂ）は消費電力制御モードである。
【００８８】
図１１（ａ）（ｂ）から明らかなように、消費電力制御モードにおいても誤差信号ε（Ｖ）は０（Ｖ）に収束しており、通常制御モードと同様の収束結果を得ることができることが判る。
【００８９】
このように図８〜図１１ではＶＣＭ７ａ、７ｂの消費電力と最大消費電力Ｐmax とが同一値（２０Ｗ）とされているため、消費電力制御モードにおいても通常制御モードと同様の収束結果が得られることが確認された。
【００９０】
図１２〜図１５はＶＣＭ７ａ、７ｂの最大消費電力Ｐmax が２０Ｗに設定された場合において、２５Ｗの消費電力が必要とされる振動騒音信号Ｄが系に与えられたときの様子を、通常制御モード時と消費電力制御モード時とを比較して示したものである。
【００９１】
表２は測定条件を示している。この表２から明らかなように、振動騒音信号Ｄ以外の条件は表１と同様の条件に設定されている。
【００９２】
【表２】
0003679832.tif 000011
図１２は第１のフィルタ係数Ｗ10の収束状態を示し、図１２（ａ）は通常制御モード、図１２（ｂ）は消費電力制御モード、図１２（ｃ）は図１２（ｂ）のＣ部拡大図である。
【００９３】
通常制御モードにおいては、図１２（ａ）に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第１のフィルタ係数Ｗ10は徐々に低下してゆき、最終的に「−０．２７」程度で収束している。一方、消費電力制御モードにおいては、上述と同様、実験では測定当初から消費電力制御モードで行っているため、図１２（ｃ）に示すように、測定開始時には第１のフィルタ係数Ｗ10は急峻な低下を示すが、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなる。そして、最大消費電力Ｐmax を２０Ｗに制限しているため、図１２（ｂ）に示すように、通常制御モード（図１２（ａ））より稍大きな値、すなわち「−０．２４」程度に収束している（これは図８（ｂ）と略同様の値でもある）。
【００９４】
また、図１３は第２のフィルタ係数Ｗ11の収束状態を示し、図１３（ａ）は通常制御モード、図１３（ｂ）は消費電力制御モード、図１３（ｃ）は図１３（ｂ）のＤ部拡大図である。
【００９５】
通常制御モードにおいては、図１３（ａ）に示すように、Ｗフィルタの更新回数に応じて第２のフィルタ係数Ｗ11は徐々に大きくなり、最終的に「０．６６」程度で収束している。一方、消費電力制御モードにおいては、上述と同様、測定当初から消費電力制御モードで行っているため、図１３（ｃ）に示すように、測定開始時には第２のフィルタ係数Ｗ11は急峻な上昇を示し、その後緩やかな曲線を描きながら徐々に大きくなるが、最大消費電力Ｐmax が２０Ｗに制限されているため、図１３（ｂ）に示すように、通常制御モード（図１３（ａ））より稍小さな値、すなわち「０．５８」程度に収束している。
【００９６】
図１４は駆動信号Ｔ（Ｖ）を示し、図１４（ａ）は通常制御モード、図１４（ｂ）は消費電力制御モードである。
【００９７】
表２に示すように、振動騒音周期Ｔｒの振幅が√５０Ｖであるため、駆動信号Ｔの振幅も√５０Ｖとなり、ＶＣＭ７ａ、７ｂのインピーダンスｚが「１」であるから消費電力は２５Ｗであり、Ｐmaxを２５Ｗとしてこれらの数値を数式（４）に代入すると
【００９８】
【数７】
0003679832.tif 000012
のようになり、通常制御モードにおいては、図１４（ａ）に示すように、斯かる最大印加電圧Ｖmax が駆動信号Ｔの最大値として出力される一方、消費電力制御モードにおいては、図１４（ｂ）に示すように、最大消費電力Ｐmax である２０Ｗに相当する駆動信号Ｔの波形が出力されていることが判る。
【００９９】
図１５は誤差信号ε（Ｖ）を示し、図１５（ａ）は通常制御モード、図１５（ｂ）は消費電力制御モードである。
【０１００】
通常制御モードにおいては、図１５（ａ）から明らかなように、誤差信号ε（Ｖ）は０（Ｖ）に収束し、良好な収束結果が得られるが、消費電力制御モードにおいては最大消費電力Ｐmax を２０Ｗに制限しているため、必要な消費電力２５Ｗに比し小さな消費電力（２０Ｗ）でしか制御を行うことができず、このため、図１５（ｂ）に示すように、誤差信号ε（Ｖ）は０（Ｖ）に収束せず０（Ｖ）を中心に脈動しており、収束性の悪化を招来している。
【０１０１】
これにより、消費電力制御モードで振動騒音制御を実行した場合は、最大消費電力Ｐmax 以下の振動騒音信号Ｄに対しては良好な収束結果を得ることができるが、振動騒音信号Ｄを制御するための消費電力Ｐが最大消費電力Ｐmax を越えたときは制御性が低下することが判る。換言すれば、消費電力が過大となってＶＣＭ７ａ、７ｂが熱的耐久限界を越えない程度に最大消費電力Ｐmax を設定することにより、自己伸縮型エンジンマウント４ａ、４ｂに悪影響を及ぼすことなく振動騒音制御を行うことができることとなり、所期の目的を達成することができる。
【０１０２】
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲で変更可能なことはいうまでもない。上記実施例においては電気駆動式アクチュエータとしてＶＣＭ７ａ、７ｂを使用しているが、圧電素子や磁歪素子等他の電気駆動式アクチュエータについても同様に適用可能である。
【０１０３】
また、上記実施例では１次振動次数及び２次振動次数の２個の振動次数を制御対象として適応制御しているが、３個以上の振動次数を制御対象としても同様に適用することができるのはいうまでもない。
【０１０４】
また、上記実施例では、インピーダンスｚを周波数の関数として与えているが、インピーダンスｚは現実にはＶＣＭ７ａ、７ｂの有する直流抵抗値に起因して温度変化によって変動する。すなわち、温度が上昇すると直流抵抗値も大きくなる。しかしながら、直流抵抗値が大きくなるとＷフィルタ２０のフィルタ係数に対して消費電力Ｐが小さくなるため、ＶＣＭ７ａ、７ｂからの発熱が抑制され、したがって直流抵抗値の増大による温度上昇がＶＣＭ７ａ、７ｂの熱的耐久性等に与える影響は殆どなく、現実の系ではこれらの温度影響を考慮する必要はない。
【０１０５】
【発明の効果】
以上詳述した本発明は、周期性又は擬似周期性を有する少なくとも回転体を含む振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を検出する駆動周期信号検出手段と、前記駆動周期信号の発生間隔に対して単一周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振動騒音源に対する制御信号を生成し出力する第１のフィルタ手段（２タップの適応型デジタルフィルタ）と、前記制御信号を駆動信号に変換する電気駆動式アクチュエータを具備して振動騒音伝達経路に配された自己伸縮型エンジンマウントと、前記電気駆動式アクチュエータにより発生する駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基づいて生成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置において、前記電気駆動式アクチュエータから見込まれるインピーダンスを予め所定周波数毎に同定して格納するインピーダンス格納手段と、前記インピーダンスに基づいて消費電力を予め定められた最大値を超えないように制御する消費電力制御手段とを有しており、具体的には、前記消費電力制御手段は、前記インピーダンスに基づいて前記第１のフィルタ手段の上限フィルタ係数を設定する上限フィルタ係数設定手段と、前記制御信号更新手段により更新された更新フィルタ係数を順次記憶するフィルタ係数記憶手段と、前記フィルタ係数記憶手段に記憶された更新フィルタ係数の所定更新回数分の平均値が前記上限フィルタ係数以上のときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィルタ係数に制限するフィルタ係数制限手段とを備えているので、消費電力制御モードのときは消費電力が上限フィルタ係数によって規制されることとなり、消費電力の増大を招くことがなくなる。
【０１０６】
さらに、本発明は前記制御信号更新手段により新たに更新される更新フィルタ係数のベクトルと上限フィルタ係数のベクトルとを比較する比較手段を有し、前記フィルタ係数制限手段は、前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベクトルが前記上限フィルタ係数のベクトルより大きいと判断されたときは前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を前記上限フィルタ係数のベクトルに規格化する規格化手段を有しているので、異なる波形を有する振動騒音信号が入力されても消費電力制御モードのときは第１のフィルタ手段のフィルタ係数を常に上限フィルタ係数に制限することができ、大きな振幅を有する振動騒音信号が発生しても消費電力が過大になることがなくなり、電気駆動式アクチュエータが発熱して損傷するのを防止することができる。
【０１０７】
また、本発明は、前記比較手段の比較結果により前記更新フィルタ係数のベトクルが前記上限フィルタ係数のベクトルより小さいと判断されたときは前記フィルタ係数制御手段によるフィルタ係数の制限を解除する解除手段を具備し、さらに前回の更新フィルタ係数と今回の更新フィルタ係数との偏差ベトクルを算出する偏差ベクトル算出手段を有し、前記解除手段は、所定更新回数分における前記上限フィルタ係数のベクトルと前記偏差ベクトルとの内積の平均値が「０」以下のときに前記フィルタ係数の制限を解除することにより、第１のフィルタ手段のフィルタ係数が上限フィルタ係数以下になったときは通常制御モードに復帰させることが可能となり、消費電力が大きくない場合においては正弦波と遅延正弦波（遅延周期Ｋ（＝１／４））を使用した所望の振動騒音制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る振動騒音制御装置の一実施例を示す全体構成図である。
【図２】図１の振動騒音制御系の詳細を示すブロック構成図である。
【図３】図２の内部詳細を示すブロック構成図である。
【図４】ＶＣＭのインピーダンスを同定するための同定装置を模式的に示した図である。
【図５】ｚテーブル図である。
【図６】消費電力制御ルーチンのフローチャートである。
【図７】消費電力制御モードにおけるＷフィルタの上限フィルタ係数を規格化する規格化手順を説明するための図である。
【図８】第１のフィルタ係数の計測結果を示す図である。
【図９】第２のフィルタ係数の計測結果を示す図である。
【図１０】駆動信号の計測結果を示す図である。
【図１１】誤差信号の計測結果を示す図である。
【図１２】第１のフィルタ係数の他の計測結果を示す図である。
【図１３】第２のフィルタ係数の他の計測結果を示す図である。
【図１４】駆動信号の他の計測結果を示す図である。
【図１５】誤差信号の他の計測結果を示す図である。
【図１６】通常制御時に更新される最適フィルタ係数と消費電力制御時に規制される上限フィルタ係数との関係を示す図である。
【符号の説明】
１    内燃エンジン（振動騒音源）
２    回転検出センサ（パルス信号検出手段）
３    ＥＣＵ（インピーダンス格納手段、消費電力制御手段）
４ａ、４ｂ  自己伸縮型エンジンマウント
７ａ、７ｂ  ＶＣＭ（電気駆動式アクチュエータ）
９    振動エラーセンサ（誤差信号検出手段）
１８10 正弦波生成回路（正弦波作成手段）
１８11 遅延正弦波生成回路（遅延正弦波作成手段）
１９1、１９2 Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）
２０1、２０2 ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段）
２１1、２１2 Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）
【図１】
0003679832.tif 000013
【図２】
0003679832.tif 000014
【図３】
0003679832.tif 000015
【図４】
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【図５】
0003679832.tif 000017
【図６】
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【図７】
0003679832.tif 000019
【図８】
0003679832.tif 000020
【図９】
0003679832.tif 000021
【図１０】
0003679832.tif 000022
【図１１】
0003679832.tif 000023
【図１２】
0003679832.tif 000024
【図１３】
0003679832.tif 000025
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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