(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線に流れる電流をスイッチングトランジスタによりオン，オフ制御し、該トランスの三次巻線の誘起電圧をゲートに印加し、該トランスの二次巻線の誘起電圧をソースに印加した整流側の電界効果トランジスタと、該整流側の電界効果トランジスタのドレインにカレントトランスの一次巻線とフライホイール側の電界効果トランジスタとの直列回路を接続し、前記カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加して該電荷効果トランジスタをターンオンさせる同期整流回路に於いて、
前記カレントトランスの変流比を、前記フライホイール側の電界効果トランジスタのターンオンに於ける初期は小さく、その後は大きくなるように切替える切替手段を設けた
ことを特徴とする同期整流回路。
【請求項２】
前記カレントトランスの変流比を切替える切替手段は、該カレントトランスの二次巻線と三次巻線との誘起電圧の和の電圧を前記フライホイール側電界効果トランジスタのゲートに印加する可飽和リアクトルと第１のダイオードと、前記二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第２のダイオードとを含む構成を有することを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項３】
前記カレントトランスの変流比を切替える切替手段は、該カレントトランスの二次巻線と三次巻線とを直列に接続し、該二次巻線と三次巻線との誘起電圧の和の電圧を抵抗を介して加えるコンデンサと、該コンデンサの端子電圧が設定値を超えた時にオンとなるトランジスタと、該トランジスタがオンとなった時に前記二次巻線と三次巻線との誘起電圧の和の電圧を該トランジスタを介して前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードと、前記二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第２のダイオードとを含む構成を有することを特徴とする請求項１記載の同期整流回路。
【請求項４】
前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートとソースとの間に接続し、該電界効果トランジスタのターンオン時の電圧によりオフとなり、ターンオフ時の電圧によりオンとなって該電界効果トランジスタの入力容量の充電電荷を放電させるトランジスタを有することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項記載の同期整流回路。
【請求項５】
トランスの一次巻線に流れる電流をスイッチングトランジスタによりオン，オフ制御し、該トランスの三次巻線の誘起電圧をゲートに印加し、該トランスの二次巻線の誘起電圧をソースに印加した整流側の電界効果トランジスタと、該整流側の電界効果トランジスタのドレインにカレントトランスの一次巻線とフライホイール側の電界効果トランジスタとの直列回路を接続し、前記カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加して該電界効果トランジスタをターンさせる同期整流回路に於いて、
前記カレントトランスを可飽和カレントトランスとし、該可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードを備えた
ことを特徴とする同期整流回路。
【請求項６】
前記可飽和カレントトランスは、二次巻線と三次巻線とを直列に接続し、前記二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードと、前記フライホイール側の電界効果トランジスタをターンオフさせる時の前記可飽和カレントトランスの三次巻線の誘起電圧をベースに印加してオンとし、前記フライホイール側の電界効果トランジスタの入力容量の充電電荷を放電させるトランジスタとを有することを特徴とする請求項５記載の同期整流回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフ動作に同期して整流側とフライホイール側との電界効果トランジスタを相補的にオン，オフ制御して、トランスの二次巻線に誘起した電圧を整流出力する同期整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路としてはダイオードを用いた構成が一般的であった。しかし、ダイオードの順方向電圧降下による損失が無視できなくなり、この順方向電圧の低いショットキーダイオードが多く使用されていた。又オン抵抗が数ｍΩ程度以下の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が開発され、このようなＦＥＴを整流器として用いることにより、ショットキーダイオードより更に高効率化が可能となった。そして、このＦＥＴを、トランスの一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，オフに同期させてオン，オフすることにより、トランスの二次巻線の誘起電圧を整流する同期整流回路が各種提案されている。
【０００３】
図８は従来例の説明図であり、フォワードコンバータに適用した同期整流回路を示し、Ｔはトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２は整流側の電界効果トランジスタ、Ｑ３はフライホイール側の電界効果トランジスタ、Ｌ，Ｃ１は平滑回路を構成するリアクトルとコンデンサを示す。又ＣＯＮＴはスイッチングトランジスタのオン期間をパルス幅制御等によって制御する制御回路である。
【０００４】
制御回路ＣＯＮＴは、平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧となるようにスイッチングトランジスタＱ１を制御し、入力電圧ＶｉｎによるトランスＴの一次巻線ｎ１に流れる電流をオン，オフし、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高くなると、オン期間を短くし、反対に出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より低くなると、オン期間を長くして、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御するものである。
【０００５】
又トランスＴの一次巻線ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、トランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧により整流側の電界効果トランジスタＱ２はオンとなり、リアクトルＬを介してコンデンサＣ１に電流が流れ、且つフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はオフとなる。又スイッチングトランジスタＱ１がオフとなると、トランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧の極性が反転し、整流側の電界効果トランジスタＱ２はオフとなり、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はオンとなって、リアクトルＬの蓄積エネルギによる電流がコンデンサＣ１に流れる。
【０００６】
しかし、スイッチングトランジスタＱ１の寄生容量等とトランスＴのインダクタンスとの共振作用により、トランスＴのリセットを行うものであるから、リセット後のトランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧は零となる。即ち、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加される電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオフ期間内に零となり、電界効果トランジスタＱ３はオフとなるから、その時のフライホイール電流は、電界効果トランジスタＱ３の寄生ダイオード（ボディダイオード）を介して流れる。従って、電界効果トランジスタの低オン抵抗の利点を活用できない問題がある。
【０００７】
そこで、図９に示す構成が提案されている。同図に於いて、図８と同一符号は同一部分を示し、ｎ３はトランスＴの三次巻線、ＣＴはカレントトランス、Ｑ４はトランジスタ、Ｄ７，Ｄ８はダイオード、ＺＤはツェナーダイオード、Ｒ３は抵抗、Ｄｑ１〜Ｄｑ３は寄生ダイオード（ボディダイオード）、Ｃｇｓはゲート・ソース間寄生容量（入力容量）、Ｃｇｄはゲート・ドレイン間寄生容量（入力容量）を示す。なお、出力電圧Ｖｏｕｔを検出してスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する制御回路は図示を省略している。
【０００８】
トランスＴに三次巻線ｎ３を設け、この三次巻線ｎ３の誘起電圧を整流側の電界効果トランジスタＱ２のゲートに印加し、スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフに同期して、電界効果トランジスタＱ２をオン，オフする。又フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３に直列にカレントトランスＣＴの一次巻線を接続し、二次巻線の誘起電圧をダイオードＤ７，Ｄ８を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加する。又抵抗Ｒ３はカレントトランスＣＴの終端抵抗に相当し、そのカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧を印加するツェナーダイオードＺＤ７は、抵抗Ｒ３の両端の電圧をツェナー電圧に抑えて、トランジスタＱ４のベース及びダイオードＤ８を介して、電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加する為のものである。
【０００９】
トランスＴの一次側のスイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、トランスＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧により整流側の電界効果トランジスタＱ２がオンとなり、二次巻線ｎ２の誘起電圧による電流が、オンとなった電界効果トランジスタＱ２を介して流れる。その時、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はオフである。
【００１０】
スイッチングトランジスタＱ１がオフとなると、トランスＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧が逆極性となって、整流側の電界効果トランジスタＱ２はオフとなる。そして、フライホイール電流が電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３を介して流れる。この電流はカレントトランスＣＴの一次巻線に流れるから、カレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧がダイオードＤ７，Ｄ８を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、入力容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄを充電し、充電電圧が閾値を超えると電界効果トランジスタＱ３はオンとなる。この時、トランスＴのリセットにより二次巻線ｎ２の誘起電圧が完全に零となっても、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧によりオン状態を継続することができる。
【００１１】
次にスイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、トランスＴの二次巻線ｎ２及び三次巻線ｎ３の誘起電圧により、整流側の電界効果トランジスタＱ２がオンとなる。従って、カレントトランスＣＴに流れる電流は零となる。この時のカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧は反転し、トランジスタＱ４のエミッタとベースとの間のダイオードＤ８には逆方向の電圧が印加されることになる。それにより、トランジスタＱ４のベースはエミッタと切り離されて、そのベース電位は、抵抗Ｒ３を介してコレクタの電位と同一となり、トランジスタＱ４はオンとなる。従って、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間を短絡した状態となり、入力容量Ｃｇｓの充電電荷を急速放電して、電界効果トランジスタＱ３をターンオフさせる。
【００１２】
従って、図８に於けるフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３を、図９の（Ａ）に示す３端子素子として表すと、図９のカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧をゲートに加える電界効果トランジスタＱ３は、図９の（Ｂ）に示す２端子素子として表すことができる。即ち、電界効果トランジスタのボディダイオードの順方向に電流を流すことにより、カレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧により電界効果トランジスタをターンさせることができるから、低電圧降下特性の２端子素子のダイオードとして用いることができる。
【００１３】
図１０は前述のフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３についての電流，電圧の概略の波形を示すもので、ＩｄはカレントトランスＣＴの一次巻線に流れる電流、Ｖｇｓはゲート・ソース間電圧、Ｖｄｓはドレイン・ソース間電圧を示し、又ＴＳはオン，オフ制御の周期、Ｔｏｎ，ＴｏｆｆはスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ期間、ＶｆはボディダイオードＤｑ３の順方向電圧、ＴｄはボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間を示す。
【００１４】
スイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、前述のように、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はオフとなり、そのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは大きくなる。スイッチングトランジスタＱ１がオフとなると、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３を介して電流が流れ、そのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、ボディダイオードＤｑ３の順方向電圧Ｖｆとなり、Ｔｄの期間後、カレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧により電界効果トランジスタＱ３はオンとなり、そのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓはほぼ零に近い値となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前述の図９に示す従来例に於いて、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３をターンオンさせる過程に於いて、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの立上りに或る時間を要することから、ボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間Ｔｄに於ける損失が問題となる。この期間Ｔｄを短縮するには、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓを急速に充電して、ゲート電圧が閾値を超えるように、カレントトランスＣＴを構成することが考えられる。しかし、このような構成のカレントトランスを用いると、カレントトランスＣＴの二次巻線に流れる電流が大きくなって、電界効果トランジスタＱ３の駆動損失が大きくなる。即ち、同期整流回路の効率を向上することができなくなる問題がある。
本発明は、比較的簡単な構成で効率を向上させることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の同期整流回路は、図１を参照して説明すると、トランスＴの一次巻線ｎ１に流れる電流をスイッチングトランジスタＱ１によりオン，オフ制御し、このトランスＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧をゲートに印加し、トランスＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧をソースに印加した整流側の電界効果トランジスタＱ２と、この整流側の電界効果トランジスタＱ２のドレインにカレントトランスＣＴ１の一次巻線ｎｃ１とフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３との直列回路を接続し、カレントトランスＣＴ１の二次巻線の誘起電圧を前記フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加して、この電荷効果トランジスタＱ３をターンオンさせる同期整流回路であって、カレントトランスＣＴ１の変流比を、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のターンオンに於ける初期は小さく、その後は大きくなるように切替える切替手段を設けた構成を有する。
【００１７】
又カレントトランスＣＴ１の変流比を切替える切替手段は、カレントトランスの二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３との誘起電圧の和の電圧を、フライホイール側電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加する可飽和リアクトルＳＲ１と第１のダイオードＤ１と、二次巻線ｎｃ２の誘起電圧をフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加する第２のダイオードＤ２とを含む構成を有するものである。
【００１８】
又カレントトランスの変流比を切替える切替手段は、カレントトランスの二次巻線と三次巻線とを直列に接続し、二次巻線と三次巻線との誘起電圧の和の電圧を抵抗を介して加えるコンデンサと、このコンデンサの端子電圧が設定値を超えた時にオンとなるトランジスタと、このトランジスタがオンとなった時に、二次巻線と三次巻線との誘起電圧の和の電圧を、このトランジスタを介してフライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードと、二次巻線の誘起電圧をフライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第２のダイオードとを含む構成を有するものである。又フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のゲートとソースとの間に接続し、電界効果トランジスタＱ３のターンオン時の電圧によりオフとなり、ターンオフ時の電圧によりオンとなって、電界効果トランジスタの入力容量の充電電荷を放電させるトランジスタＱ４を有するものである。
【００１９】
又前述のカレントトランスを可飽和カレントトランスとし、この可飽和カレントトランスの二次巻線の誘起電圧を、フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードを備えることができる。又可飽和カレントトランスを、二次巻線と三次巻線とを直列に接続した構成とし、その二次巻線の誘起電圧をフライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに印加する第１のダイオードと、フライホイール側の電界効果トランジスタをターンオフさせる時の可飽和カレントトランスの三次巻線の誘起電圧をベースに印加してオンとし、フライホイール側の電界効果トランジスタの入力容量の充電電荷を放電させるトランジスタとを有する構成とすることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、Ｔはトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻線、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２は整流側の電界効果トランジスタ、Ｑ３はフライホイール側の電界効果トランジスタ、Ｄｑ１〜Ｄｑ３は寄生ダイオード（ボディダイオード）、Ｑ４はトランジスタ、ＣＴ１はカレントトランス、ｎｃ１，ｎｃ２，ｎｃ３は一次巻線，二次巻線，三次巻線を示す。又Ｄ１〜Ｄ３は第１〜第３のダイオード、ＺＤ１はツェナーダイオード、Ｒ１は抵抗、Ｌはリアクトル、Ｃ１はコンデンサ、Ｃｇｄはゲート・ドレイン間寄生容量（入力容量）、Ｃｇｓはゲート・ソース間寄生容量（入力容量）、ＳＲ１は可飽和リアクトル、ＣＯＮＴは制御回路を示す。
【００２１】
出力電圧Ｖｏｕｔを設定電圧と比較して、入力電圧Ｖｉｎが印加されるスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する構成は従来例と同様である。そして、スイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、トランスＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧により整流側の電界効果トランジスタＱ２がオンとなり、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３はオフとなる。
【００２２】
又カレントトランスＣＴ１は、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３とを直列に接続し、二次巻線ｎｃ２側を電界効果トランジスタＱ３のソース側とトランジスタＱ４のコレクタ側とに接続し、三次巻線ｎｃ３側に可飽和リアクトルＳＲ１と第１のダイオードＤ１とを接続し、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３との接続点のタップに第２のダイオードＤ２を接続する。又ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１との並列回路に、ダイオードＤ１，Ｄ２を介した電圧を印加するように接続し、抵抗Ｒ１の両端の電圧をトランジスタＱ４のベースに印加し、且つ第３のダイオードＤ３を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加するように接続する。
【００２３】
従って、図９に示すカレントトランスＣＴの二次巻線が、前述のカレントトランスＣＴ１の二次巻線ｎｃ２に相当し、それに三次巻線ｎｃ３と可飽和リアクトルＳＲ１とダイオードＤ１とを接続した構成に相当し、可飽和リアクトルＳＲ１の機能により、変流比を切替える構成としたものである。なお、二次巻線ｎｃ２の変流比（一次巻線ｎｃ１に対する巻数比）は、前述の従来例の二次巻線の変流比に比較して小さくするものである。
【００２４】
前述のように、スイッチングトランジスタＱ１をオンとした後、オフとすると、整流側の電界効果トランジスタＱ２はトランスＴの三次巻線ｎ３の誘起電圧が逆極性となるからオフとなり、それにより、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３を介してフライホイール電流が流れる。この電流はカレントトランスＣＴ１の一次巻線ｎｃ１に流れ、その二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３とに電圧が誘起する。
【００２５】
この時、可飽和リアクトルＳＲ１は飽和していない状態であるから、そのインピーダンスは大きく、従って、三次巻線ｎｃ３の誘起電圧によるダイオードＤ１を介した電流は無視できる程度となり、二次巻線ｎｃ２の誘起電圧がダイオードＤ２，Ｄ３を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートと、トランジスタＱ４のベースとに印加される。従って、電界効果トランジスタＱ３のターンオンの初期は、変流比の小さい二次巻線ｎｃ２による大きな電流によって電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓの急速充電が可能となる。なお、トランジスタＱ４のベースとエミッタとの間に接続したダイオードＤ３には順方向の電圧が印加され、エミッタよりベースの電位が高いので、トランジスタＱ４はオフとなり、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１とによる電圧が電界効果トランジスタＱ３のゲート電圧として印加される。
【００２６】
前述のように、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓの急速充電によりゲート電圧を急速に立上げることができるから、電界効果トランジスタＱ３のターンオンを迅速に行わせることができる。そして、二次巻線ｎｃ２の誘起電圧によるダイオードＤ２を介して流れる電流と共に、三次巻線ｎｃ３の誘起電圧による電流が可飽和リアクトルＳＲ１とダイオードＤ１とを介して流れることにより、可飽和リアクトルＳＲ１は急速に飽和し、そのインピーダンスが小さくなる。従って、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３との誘起電圧の和のダイオードＤ１を介した電圧が、二次巻線ｎｃ２のダイオードＤ２を介した電圧より高くなり、ダイオードＤ２を切り離した状態となる。即ち、電界効果トランジスタＱ３のターンオン後にカレントトランスＣＴ１の変流比を大きくすることができる。従って、可飽和リアトクルＳＲ１と第１，第２のダイオードＤ１，Ｄ２とにより、カレントトランスＣＴ１の変流比の切替手段を構成し、電界効果トランジスタＱ３のターンオン時のカレントトランスＣＴ１による損失を低減することができる。
【００２７】
次にスイッチングトランジスタＱ１がオンとなると、トランスＴの二次巻線ｎ２と三次巻線ｎ３との誘起電圧により、整流側の電界効果トランジスタＱ２がオンとなり、カレントトランスＣＴ１にはフライホイール電流を流す電圧と逆極性の電圧が印加され、カレントトランスＣＴ１の一次巻線ｎｃ１の電流は零となる。その時に、二次巻線ｎｃ２及び三次巻線ｎｃ３の誘起電圧は反転する。それにより、トランジスタＱ４のベースとエミッタとの間のダイオードＤ３には逆方向の電圧が印加される状態となり、そのベース電位は、抵抗Ｒ１を介してコレクタ電位と等しくなり、このトランジスタＱ４はオンとなる。従って、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓの充電電荷を、トランジスタＱ４を介して急速放電し、電界効果トランジスタＱ３は急速にターンオフする。
【００２８】
従って、カレントトランスＣＴ１は、電界効果トランジスタＱ３のターンオン初期に、二次巻線ｎｃ２のみによる大きな電流を供給できる変流比の構成として、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓの高速充電を可能とし、電界効果トランジスタＱ３のターンオン後は、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３とによる小さい電流を供給できる変流比の構成として、電界効果トランジスタＱ３のオン状態を維持し、且つカレントトランスＣＴ１の損失を低減することができる。又入力容量Ｃｇｓの急速充電により、電界効果トランジスタＱ３のターンオンを高速化することができるから、ボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間を短縮して、ボディダイオードＤｑ３による損失を低減することができる。
【００２９】
図２は本発明の実施の形態の測定動作波形の説明図であり、Ｑ１Ｖｄｓ，Ｑ１ＩｄはスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧及びドレイン電流、Ｑ３Ｖｇｓ，Ｑ３Ｖｄｓはフライホイール側電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間電圧及びドレイン・ソース間電圧を示す。又Ｔｄは電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間を示す。
【００３０】
図３は従来例の測定動作波形の説明図であり、図９に示す従来例について、図２と同様な条件による測定結果を示し、電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間Ｔｄは、図１０について説明した場合と同様に比較的長いものである。これに比較して、本発明の実施の形態によれば、図２に示すように、ゲート・ソース間電圧Ｑ３Ｖｇｓの立上りを、従来例に比較して急峻とすることができるから、期間Ｔｄを短縮するとができる。それにより、ボディダイオードＤｑ３による損失も低減することができる。
【００３１】
図４は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｍ１はラッチ機能付き比較器、Ｑ５はトランジスタ、Ｃ２はコンデンサ、Ｒ２は抵抗、Ｖｒは基準電圧を示す。制御回路ＣＯＮＴによりスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御し、トランスＴの二次巻線ｎ２と三次巻線ｎ３との誘起電圧による整流側の電界効果トランジスタＱ２のオン，オフの動作については前述の実施の形態と同様であり、重複した説明は省略する。又ラッチ付き比較器Ｍ１は、例えば、三次巻線ｎｃ３の誘起電圧の極性が変化しない期間はラッチ動作を行い、極性が反転した時リセットする構成とすることができる。
【００３２】
この実施の形態は、カレントトランスＣＴ１の二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３とによる変流比の切替手段を、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とラッチ付き比較器Ｍ１とトランジスタＱ５とを用いて構成した場合を示す。前述のように、スイッチングトランジスタＱ１がオフとなり、整流側の電界効果トランジスタＱ２もオフとなった時に、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３を介してカレントトランスＣＴ１の一次巻線ｎｃ１にフライホイール電流が流れ、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３とに電圧が誘起する。
【００３３】
その時、トランジスタＱ５はオフであり、二次巻線ｎｃ２の誘起電圧がダイオードＤ２，Ｄ３を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、入力容量Ｃｇｓを急速充電し、電界効果トランジスタＱ３をターンオンさせる。その間に、三次巻線ｎｃ３の誘起電圧が抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に印加され、コンデンサＣ２の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とによる時定数に従って上昇し、基準電圧Ｖｒを超えると、ラッチ付き比較器Ｍ１の出力によってトランジスタＱ５がオンとし、この状態を三次巻線ｎｃ３の誘起電圧の極性反転まで保持する。
【００３４】
このトランジスタＱ５のオンにより、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３との誘起電圧の和の電圧がダイオードＤ１とトランジスタＱ５とダイオードＤ３とを介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、この電界効果トランジスタＱ３のオンを継続することができる。即ち、電界効果トランジスタＱ３のターンオンの初期の変流比をターンオン後の変流比より小さくして、電界効果トランジスタＱ３のターンオンの高速化を図り、且つターンオン後の駆動損失の低減を図ることができる。
【００３５】
又スイッチングトランジスタＱ１をオンとすると、前述のように、整流側の電界効果トランジスタＱ２もオンとなり、カレントトランスＣＴ１の一次巻線ｎｃ１の電流は零となり、二次巻線ｎｃ２と三次巻線ｎｃ３との誘起電圧の極性が反転し、トランジスタＱ５はオフとなり、又トランジスタＱ４がオンとなって、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｇｓの充電電荷を急速放電させて、電界効果トランジスタＱ３を急速にターンオフさせる。
【００３６】
図５は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、ＳＣＴ１は可飽和カレントトランス、ｎｓ１，ｎｓ２は一次巻線及び二次巻線、ＺＤ２〜ＺＤ４はツェナーダイオード、Ｄ４はダイオード、Ｃｉｓｓは電界効果トランジスタＱ３の入力容量を示し、スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する制御回路は図示を省略している。
【００３７】
可飽和カレントトランスＳＣＴ１の二次巻線ｎｓ２にツェナーダイオードＺＤ２，ＺＤ３を逆極性に接続し、その両端の電圧をダイオードＤ４を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加し、又ツェナーダイオードＺＤ４を介してトランジスタＱ４のベースに印加する。
【００３８】
スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御と、整流側の電界効果トランジスタＱ２のオン，オフとについては前述の各実施の形態と同様であるから重複した説明は省略する。この実施の形態は、可飽和カレントトランスＳＣＴ１の飽和特性を利用して変流比の切替えを行うものである。
【００３９】
前述のように、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、整流側の電界効果トランジスタＱ２がオフとなると、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３を介して可飽和カレントトランスＳＣＴ１の一次巻線ｎｓ１に電流が流れ、飽和状態ではないことにより、二次巻線ｎｓ２に電圧が誘起し、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧に対応した電圧がダイオードＤ４を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、入力容量Ｃｉｓｓの急速充電により電界効果トランジスタＱ３をターンオンさせ、ボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間を短縮する。又トランジスタＱ４はツェナーダイオードＺＤ４を介してベースに電圧が印加され、ベース電位がエミッタ電位より高いのでオフとなっている。
【００４０】
可飽和カレントトランスＳＣＴ１は、その一次巻線ｎｓ１に流れる電流の上昇により飽和状態となるから、そのインピーダンスは小さくなり、又二次巻線ｎｓ２の誘起電圧も低下してほぼ零となる。従って、可飽和カレントトランスＳＣＴ１による損失及び電界効果トランジスタＱ３の駆動損失を低減することができると共に、電界効果トランジスタＱ３のボディダイオードＤｑ３に電流が流れる期間の短縮により効率を改善することができる。
【００４１】
又スイッチングトランジスタＱ１がオン、整流側の電界効果トランジスタＱ２のオンにより、可飽和カレントトランスＳＣＴ１の一次巻線ｎｓ１の電流が零となり、二次巻線ｎｓ２の誘起電圧の極性は反転し、ダイオードＤ４には逆方向の電圧が印加される状態となり、トランジスタＱ４のベース電位は、二次巻線ｎｃ２とツエナーダイオードＺＤ４とを介してコレクタ電位と等しくなり、エミッタ電位は、電界効果トランジスタＱ３のゲート電位であるから、トランジスタＱ４はオンとなり、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電電荷を急速放電し、電界効果トランジスタＱ３をターンオフさせる。
【００４２】
又可飽和カレントトランスＳＣＴ１の一次巻線ｎｓ１を電界効果トランジスタＱ３と直列に接続したことにより、整流側の電界効果トランジスタＱ２と同時オンの状態が発生した場合、一次巻線ｎｓ１に逆方向の電流が流れることになるが、その時に、可飽和カレントトランスＳＣＴ１が非飽和の状態であるから、そのインピーダンスが大きくなって、同時オンによる過渡的な短絡電流を抑制することができる。又可飽和カレントトランスＳＣＴ１を用いたことにより、カレントトランスＣＴ１を用いた場合の抵抗Ｒ１を省略することが可能となり、この抵抗Ｒ１に消費される電流による電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電電流不足が生じることがない。
【００４３】
図６は前述の実施の形態に於ける動作波形の測定結果の一例を示すもので、Ｑ１Ｖｄｓ，Ｑ１ＩｄはスイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧及びドレイン電流、Ｑ３Ｉｄは電界効果トランジスタＱ３のドレイン電流、Ｖｎｓ２は可飽和カレントトランスＳＣＴ１の二次巻線ｎｓ２の誘起電圧、Ｑ３Ｖｇｓ，Ｑ３Ｖｄｓは電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間電圧及びドレイン・ソース間電圧を示す。
【００４４】
スイッチングトランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓが０の期間がオン期間であり、その他はオフ期間である。このオフ期間ではドレイン電流Ｑ１Ｉｄは零となる。又スイッチングトランジスタＱ１のオン期間では、電界効果トランジスタＱ３はオフで、ドレイン電流Ｑ３Ｉｄは零である。このドレイン電流Ｑ３Ｉｄの立上りと立下りとのタイミングに、可飽和カレントトランスＳＣＴ１の二次巻線ｎｓ２の誘起電圧Ｖｎｓ２が大きくなり、その他の期間では零に近い値となる。
【００４５】
又電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間電圧Ｑ３Ｖｇｓは、可飽和カレントトランスＳＣＴ１の二次巻線ｎｓ２の誘起電圧Ｖｎｓ２により、入力容量Ｃｉｓｓを急速充電することにより、急速に立上り、電界効果トランジスタＱ３のオンを継続することができる。又可飽和カレントトランスＳＣＴ１の二次巻線ｎｓ２の誘起電圧Ｖｎｓ２の極性の反転により、トランジスタＱ４がオンとなって、入力容量Ｃｉｓｓの急速放電により、急速に立下る特性となり、電界効果トランジスタＱ３のターンオン，ターンオフの高速化を図ることができる。又電界効果トランジスタＱ３のドレイン・ソース間電圧Ｑ３Ｖｄｓに示すように、ボディダイオードＤｑ３を介して流れる期間を短くすることができる。それにより、ボディダイオードＤｑ３による損失と可飽和カレントトランスＳＣＴ１による損失を低減することができる。又可飽和カレントトランスＳＣＴ１を用いたことにより、二次側に終端抵抗を省略することが可能となり、軽負荷時の電界効果トランジスタＱ３の駆動不足となる問題も解消する。又カレントトランスを用いた場合に、電界効果トランジスタＱ３のオン期間が長くなった時にコアが飽和し、カレントトランスとして作用しなくなる問題があるが、可飽和カレントトランスを用いた場合には、このような問題はない。
【００４６】
図７は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図５と同一符号は同一部分を示し、ＳＣＴ２は可飽和カレントトランス、ｎｓ１，ｎｓ２，ｎｓ３は一次巻線，二次巻線，三次巻線、ＳＲ２は可飽和リアクトル、Ｄ５はダイオード、Ｑ６はトランジスタを示す。この実施の形態は、可飽和カレントトランスＳＣＴ２に三次巻線ｎｓ３を設け、この三次巻線ｎｓ３の誘起電圧によりトランジスタＱ６を駆動する。又トランジスタＱ６を可飽和リアクトルＳＲ２を電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間に接続し、トランジスタＱ６がオンとなった時に、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電電荷を放電させる。
【００４７】
トランジスタＱ６は図５のトランジスタＱ４に相当し、又ダイオードＤ５は図５のダイオードＤ４に相当するものであり、スイッチングトランジスタＱ１のオフによる整流側の電界効果トランジスタＱ２のターンオフ時の可飽和カレントトランスＳＣＴ２の二次巻線ｎｓ２の誘起電圧を、ダイオードＤ５を介して電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加し、電界効果トランジスタＱ３をターンオンさせ、その時の三次巻線ｎｓ３の誘起電圧をトランジスタＱ６のベース・コレクタ間に印加し、ベース電位をエミッタ電位より低い状態としてトランジスタＱ６をオフとする。
【００４８】
又スイッチングトランジスタＱ１がオンとなることにより、整流側の電界効果トランジスタＱ２がターンオンすると、可飽和カレントトランスＳＣＴ２の一次巻線ｎｓ１の電流が零となり、その時の二次巻線ｎｓ２及び三次巻線ｎｓ３の誘起電圧の極性が反転する。この三次巻線ｎｓ３の誘起電圧をトランジスタＱ６のベース・エミッタ間に印加する構成であるから、その時の誘起電圧は、ベース電位をエミッタ電位より高い状態とするから、トランジスタＱ６はオンとなって、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電電荷を急速放電し、電界効果トランジスタＱ３をターンオフさせる。
【００４９】
又可飽和リアクトルＳＲ２は、電界効果トランジスタＱ３のターンオフ失敗時に、強制的にターンオフさせる為のものであり、ダイオードＤ５を介して電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電を行い、トランジスタＱ６がオンとなることにより、入力容量Ｃｉｓｓの放電を行う動作が正常に行われている間では、可飽和リアクトルＳＲ２は非飽和の状態で、高インピーダンスであるが、トランジスタＱ６がオンとならないと、可飽和リアトルＳＲ２に流れる一方向の電流によって飽和状態となり、低インピーダンスとなる。それによって、トランジスタＱ６をオンとした場合と等価の状態となり、電界効果トランジスタＱ３の入力容量Ｃｉｓｓの充電電荷を、低インタフェース状態の可飽和リアクトルＳＲ２を介して放電することができるから、電界効果トランジスタＱ３を強制的にターンオフさせることができる。
【００５０】
本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、例えば、可飽和カレントトランスＳＣＴ１，ＳＣＴ２は、高周波コアを用いた構成とし、その高周波コアが磁気飽和する領域で用いる構成とすることも可能である。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、整流側とフライホイール側との電界効果トランジスタＱ２，Ｑ３と、カレントトランスとを含み、カレントトランスの変流比を、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のターンオンする初期は小さく、ターンオン後に大きくなるように切替手段により切替えることにより、電界効果トランジスタＱ３の入力容量の急速充電によりターンオンを高速化し、それにより、ボディダイオードＤｑ３による損失を低減し、且つターンオン後の駆動損失の低減を図ることができる利点がある。
【００５２】
又可飽和カレントトランスを用いた場合、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のターンオン後の飽和状態に於ける一次巻線のインピーダンスが小さくなるから、更に損失の低減を図ることができる利点があり、又整流側とフライホイール側との電界効果トランジスタＱ２，Ｑ３の同時オンとなる状態が発生したとしても、可飽和カレントトランスのインピーダンスが大きくなるから、同時オン時の過大な電流を抑制することができる利点がある。又可飽和カレントトランスを用いることにより、その二次側の終端抵抗（Ｒ１）を省略することが可能となり、この終端抵抗による電流消費がなくなるから、軽負荷時のフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３の駆動不足の問題も解消する。又可飽和カレントトランスは、スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフに対応した初期期間のみ二次巻線に電圧が誘起して電流が流れるから、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間とオフ期間との比を任意に制御可能となる。これに対して、通常のカレントトランスは、そのコアが飽和しないようにする為に、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間に対応した電流・時間積と、オフ期間に対応した電流・時間積とがほぼ等しくなるようにオン期間とオフ期間との比が制限される。即ち、可飽和カレントトランスを用いた場合、通常のカレントトランスを用いた場合の電界効果トランジスタＱ３のオン期間が長いことによるコアの飽和の問題も解消する利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の測定動作波形の説明図である。
【図３】従来例の測定動作波形の説明図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図６】可飽和カレントトランスを用いた実施の形態の測定動作波形の説明図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図８】従来例の説明図である。
【図９】従来例の説明図である。
【図１０】動作説明波形図である。
【符号の説明】
Ｔ  トランス
ｎ１  一次巻線
ｎ２  二次巻線
ｎ３  三次巻線
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
Ｑ２  整流側の電界効果トランジスタ
Ｑ３  フライホイール側の電界効果トランジスタ
ＣＴ１  カレントトランス
ｎｃ１  一次巻線
ｎｃ２  二次巻線
ｎｃ３  三次巻線
ＳＲ１  可飽和リアクトル
Ｄ１  第１のダイオード
Ｄ２  第２のダイオード
Ｄ３  第３のダイオード
Ｑ４  トランジスタ
ＣＯＮＴ  制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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