(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調多値数の異なる複数の変調方式に対応可能な受信装置において、
高周波信号を受信する受信手段と、
受信した高周波信号を増幅する利得可変の第１の増幅器と、
増幅された高周波信号をより低い周波数に変換して周波数変換信号を出力する周波数変換器と、
前記周波数変換信号を増幅する利得可変の第２の増幅器と、
前記第１及び第２の増幅器の利得配分を前記変調方式に従って決定し、該決定した利得配分に従って前記第１及び第２の増幅器の利得を制御する利得制御部であって、前記変調方式が前記変調多値数のより大きい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に増加させ、前記変調方式が前記変調多値数のより小さい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に減少させる利得制御部とを具備する複数の変調方式に対応可能な受信装置。
【請求項２】
変調多値数の異なる複数の変調方式に対応可能な受信装置において、
高周波信号を受信する受信手段と、
受信した高周波信号を増幅する利得可変の第１の増幅器と、
増幅された高周波信号をより低い周波数に変換して周波数変換信号を出力する周波数変換器と、
前記周波数変換信号を増幅する利得可変の第２の増幅器と、
前記受信装置の受信電界強度を検出する受信電界強度検出部と、
前記第１及び第２の増幅器の利得配分を前記変調方式及び前記検出された受信電界強度に従って決定し、該決定した利得配分に従って前記第１及び第２の増幅器の利得を制御する利得制御部であって、前記変調方式が前記変調多値数のより大きい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に増加させ、前記変調方式が前記変調多値数のより小さい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に減少させる利得制御部とを具備する複数の変調方式に対応可能な受信装置。
【請求項３】
前記利得制御部は、前記変調方式が変更されたとき前記第１及び第２の増幅器の利得可変幅が前記変調方式の変更前と変更後における所要ＣＮＲの差とほぼ等しくなるように前記第１及び第２の増幅器の利得配分を決定することを特徴とする請求項１または２に記載の複数の変調方式に対応可能な受信装置。
【請求項４】
前記利得制御部は、前記検出された受信電界強度が所定の閾値以下の場合は、前記第１の増幅器の利得を該受信電界強度に応じて可変制御し、前記検出された受信電界強度が前記閾値を越えた場合は、前記第１の増幅器の利得を下限値に固定させた上で前記第２の増幅器の利得を該受信電界強度に応じて可変制御することを特徴とする請求項２記載の複数の変調方式に対応可能な受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線機の受信部に用いられる受信装置に係り、特に変調多値数の異なる複数の変調方式に対応可能な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、マルチメディア通信の需要の高まりに応じて、無線通信における伝送ビットレートの高レート化が重要な課題となってきている。無線通信において伝送レートを高くするためには広い帯域幅が必要であるが、周波数資源は有限であるため、周波数有効利用の観点からは単純に帯域幅を広げて高ビットレートを実現する方法は好ましくない。
【０００３】
このような背景に鑑み、無線通信システムの変調方式を多値ディジタル変調方式とすることにより、限られた帯域幅で高ビットレートの伝送を行う技術の研究開発が盛んに試みられている。例えば、ＩＥＥＥ  ８０２委員会の勧告による無線ＬＡＮ標準規格の一つであるＩＥＥＥ  ８０２．１１ａでは、６４ＱＡＭ方式を採用することによって、１シンボル当たり６ビットのレートで伝送を行う。
【０００４】
多値変調方式は、伝搬環境が劣化すると正しく受信することが困難となるという性質がある。そこで、ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａでは多値ディジタル変調における変調多値数を可変とし、１シンボル当たり１ビットの伝送を行うＢＰＳＫ、２ビットの伝送を行うＱＰＳＫ、４ビットの伝送を行う１６ＱＡＭ及び６ビットの伝送を行う６４ＱＡＭのいずれかを選択して伝送することを仕様に盛り込んでいる。変調多値数は、ＢＰＳＫが２値、ＱＰＳＫが４値、１６ＱＡＭが１６値、６４ＱＡＭが６４値ということになる。このような多値ディジタル変調を採用し、伝搬環境が劣化した場合は変調多値数の小さい変調方式を用いることによって、通信を継続することが可能となる。
【０００５】
このようにＩＥＥＥ  ８０２．１１ａをはじめとする高速無線通信システムは、変調方式すなわち変調多値数を可変とすることで、常に誤りのない伝送を可能とする仕様が盛り込まれている。ところが従来の無線受信装置では、変調方式や伝送レートや伝搬環境にかかわらずある一定の性能で動作しており、消費電流を無駄に使っているという問題がある。
【０００６】
従来の受信装置ではアンテナにより受信された高周波信号は、まずＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  低雑音増幅器）によって増幅された後、周波数変換器により中間周波（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に周波数変換され、ＩＦ信号はＩＦＡ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  中間周波増幅器）によってさらに増幅される。ここで、ＩＦＡにはＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  可変利得増幅器）が用いられる。ＶＧＡによって増幅されたＩＦ信号は、直交復調器でベースバンドＩＱ信号へ周波数変換され、次にＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換されてからモデムに入力され、元の送信信号が再生される。
【０００７】
Ａ／Ｄ変換器の出力からＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ；  受信電界強度）が検出され、これに基づき生成されたＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号がＶＧＡにフィードバックされる。ＶＧＡの利得は、このＡＧＣ信号によってＡ／Ｄ変換器の入力信号レベルが常に一定になるように制御される。すなわち、受信信号が弱くなってきたときはＶＧＡの利得を上げ、受信信号が強くなってきたときはＶＧＡの利得を下げるようにＡＧＣ動作が行われる。
【０００８】
このような従来の受信装置をＩＥＥＥ  ８０２．１１ａのような複数の変調方式に対応した無線通信システムに適用した場合、次のような問題点がある。従来の受信装置は、一つの変調方式にのみ対応するように最適設計されているのが通常であり、ＡＧＣはＲＳＳＩのみを判断基準に行われていた。複数の変調方式に対応する場合には、ＲＳＳＩのみに基づいてＡＧＣを行った場合、ある変調方式ではＬＮＡとＶＧＡの利得配分が最適であったとしても、他の変調方式では必ずしもそうではない可能性がある。例えば、６４ＱＡＭで最適な特性が得られるようにＬＮＡとＶＧＡの利得配分を設計していた場合、同じ受信電界強度のＢＰＳＫ信号が受信された時には、必要以上に受信装置の総合ＮＦ（雑音指数）が良くなる可能性がある。これは言い換えれば、消費電流を大量に消費して必要以上に受信装置の特性を良くしているということになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来の受信装置での利得配分は、予め定められた変調方式、伝送レートで最適な性能が発揮されるように設計されていたために、複数の変調方式に対応させた場合には利得配分が最適でない場合が生じ、このため所要の受信特性が得られなかったり、逆に過剰な受信特性と無駄な消費電流の増大を生じるという極めて重大な欠点を有していた。
【００１０】
本発明は、このような問題点を解消し、複数の変調方式において良好な受信特性と省電力を実現できる複数の変調方式に対応可能な受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の一つの態様に係る受信装置は、無線通信システムにおける変調多値数の異なる複数の変調方式に対応可能な受信装置において、高周波信号を受信する受信手段と、受信した高周波信号を増幅する利得可変の第１の増幅器と、増幅された高周波信号をより低い周波数に変換して周波数変換信号を出力する周波数変換器と、周波数変換信号を増幅する利得可変の第２の増幅器と、第１及び第２の増幅器の利得配分を前記変調方式に従って決定し、該決定した利得配分に従って第１及び第２の増幅器の利得を制御する利得制御部であって、前記変調方式が前記変調多値数のより大きい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に増加させ、前記変調方式が前記変調多値数のより小さい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に減少させる利得制御部とを有することを基本的な特徴とする。
【００１２】
本発明の他の態様に係る受信装置は、受信装置の受信電界強度検出部を有し、利得制御部は第１及び第２の増幅器の利得配分を変調方式及び検出された受信電界強度に従って決定し、該決定した利得配分に従って第１及び第２の増幅器の利得を制御する利得制御部であって、前記変調方式が前記変調多値数のより大きい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に増加させ、前記変調方式が前記変調多値数のより小さい方式に変更された場合には前記第１の増幅器の利得配分を前記第２の増幅器の利得配分に対して相対的に減少させることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示している。本実施形態は、シングルスーパーヘテロダイン方式の受信装置に適用した例である。ただし、図１は受信部に必要な全ての構成要素を示してはおらず、例えばフィルタのような本発明を説明する上で本質的でない要素については、図示を省略している。
【００１４】
図１において、アンテナ１００で受信された高周波信号は、ＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  低雑音増幅器）１０１により増幅された後、周波数変換器１０２によって周波数変換されることにより、中間周波数信号とされる。中間周波数信号はＩＦＡ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  中間周波増幅器）１０３により増幅された後、直交復調器１０４によりベースバンド直交信号（ＩＱ信号）へ変換される。ベースバンド直交信号はＡ／Ｄ変換器１０５（ＡＤＣ）によってディジタル化され、モデム１０６に入力される。モデム１０６では、ディジタル化されたベースバンド直交信号から音声信号やデータ信号などの再生信号２００が生成される。
【００１５】
ＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３は、共にＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；  可変利得増幅器）が用いられる。すなわち、従来ではＬＮＡは固定利得もしくは単純な二段切替え利得増幅器が用いられていたが、本実施形態ではＬＮＡ１０１にも、ＩＦＡ１０３と同様に連続的な利得可変ができるＶＧＡが用いられる。近年の回路技術の進歩により、このようにＩＦＡ１０３のみならず、ＬＮＡ１０１においても連続的な利得可変が可能となっている。ＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得は、次のように制御される。
【００１６】
Ａ／Ｄ変換器１０５の出力はＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ；  受信電界強度）検出部１０７にも入力される。ＲＳＳＩ検出部１０７からは、受信電界強度を示す情報（受信電界強度情報）２０２が出力される。一方、モデム１０６からは再生信号２００とは別に、受信信号の変調方式を示す情報（変調方式情報）２０１が出力される。
【００１７】
利得制御部１０８は、利得配分決定部１０９及び利得制御信号発生部１１０を有する。利得配分決定部１０９では、変調方式情報２０１及び受信電界強度情報２０２に従ってＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得配分を決定し、ＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３に設定する利得を算出する。利得制御信号発生部１１０は、利得配分決定部１０９で決定された利得配分に従って得られる利得の情報に基づいて、ＬＮＡ利得制御信号２０３及びＩＦＡ利得制御信号（ＡＧＣ信号）２０４を生成し、それぞれＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得制御信号入力端子に供給する。
【００１８】
次に、本実施形態における利得制御部１０８による利得制御の具体例について説明する。
図１に示すような受信装置の設計においてＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得配分を行う場合、ＬＮＡ１０１の利得配分を減らし、ＩＦＡ１０３の利得配分を増やすほど受信装置の総合ＮＦ（Ｎｏｉｓｅ  Ｆａｃｔｏｒ；雑音指数）は劣化するが、消費電流は減少する。すなわち、なるべく低い周波数のところで受信装置全体としての利得を稼いだ方が低消費電力となるが、その反面、受信装置の総合ＮＦが劣化する。逆に、ＬＮＡ１０１の利得配分を増やし、ＩＦＡ１０３の利得配分を減らすと、受信装置としての総合ＮＦは改善されるが、消費電流が増えてしまう。
【００１９】
このような問題を解決するため、本実施形態の受信装置では、ある受信電界強度と特定の変調方式の下で通信を行っている状態から、変調方式がモデム１０６からの指示などで変更されたとき、ＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得配分を次のように変更する。
【００２０】
（ａ）変調方式が変調多値数のより大きい変調方式に変更された場合：
ＬＮＡ１０１の利得を上げ、かつＩＦＡ１０３の利得を下げる制御信号２０３及び２０４が利得制御部１０８より出力される。これにより受信装置の総合ＮＦが改善され、受信特性を向上させることができる。
（ｂ）変調方式が変調多値数のより小さい変調方式に変更された場合：
ＬＮＡ１０１の利得を下げ、かつＩＦＡ１０３の利得を上げる制御信号２０３及び２０４が利得制御部１０８より出力される。これによって、受信装置の消費電流の削減を図ることができる。受信装置の電源に電池を用いている場合、電池の消耗を防止することが可能となる。
このように本実施形態によると、変調方式に応じて最適な利得配分を決定することが可能となり、受信特性の向上と受信装置の低消費電力化を実現することができる。
【００２１】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、図１に示した受信装置において、変調方式に従った利得制御部１０８によるＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得配分を以下のように決定する。各変調方式において同じＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ；ビット誤り率）を得るのに必要なＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ；キャリア・ノイズ比）が次表１のように異なっている場合を例として挙げる。
【００２２】
【表１】
0003626454.tif 000002
【００２３】
この例では変調方式としてＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭを想定しており、各々の所要ＣＮＲは表１中に示した通りである。６４ＱＡＭを基準にすると、１６ＱＡＭは５ｄＢ、ＱＰＳＫは１０ｄＢ、ＢＰＳＫは１３ｄＢだけ、それぞれＣＮＲが６４ＱＡＭの場合より小さくとも、同一のＢＥＲで復調ができる。
【００２４】
従って、仮に受信装置の総合ＮＦが７ｄＢであるとすると、表１より変調方式が６４ＱＡＭから１６ＱＡＭに変更されたとき、所要ＣＮＲは５ｄＢ緩和されるため、受信装置の総合ＮＦは５ｄＢ劣化することが許容される。そこで、ＬＮＡ１０１の利得を５ｄＢ減らし、ＩＦＡ１０３の利得を５ｄＢ増やすように利得制御部１０８から利得制御信号２０３及び２０４が出力される。
【００２５】
変調方式が１６ＱＡＭからＱＰＳＫに変更されたときは、所要ＣＮＲはさらに５ｄＢ緩和される。このときは、同様にＬＮＡ１０１の利得を５ｄＢさらに減らし、ＩＦＡ１０３の利得をさらに５ｄＢ増やすように、利得制御部１０８から利得制御信号２０３及び２０４が出力される。
【００２６】
このように本実施形態においては、変調方式が変更されたときＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得可変幅が変調方式の変更前と変更後の各々の変調方式における所要ＣＮＲの差（上記の例では、５ｄＢ）とほぼ等しくなるように、ＬＮＡ１０１及びＩＦＡ１０３の利得配分を決定する。これによって、受信装置は常に必要最低限のＮＦを確保すると共に、極めて低消費電力で動作することが可能となる。実際には、例示した受信装置の総合ＮＦや所要ＣＮＲは異なる場合があるが、その場合においても本実施形態の受信装置は上記と同様に動作を行い、基本的に同様の効果を得ることができる。
【００２７】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態においても、受信装置の構成は第１及び第２の実施形態と同様である。第２の実施形態では、変調方式が変調多値数の異なる方式に変更された場合、変調方式毎の所要ＣＮＲに対応させて、変更後の変調方式の変調多値数に応じてＬＮＡ１０１の利得を上下させることで、受信装置の総合ＮＦを変えて低消費電力化を図っている。第３の実施形態では、第２の実施形態における利得配分の決定をさらに適応化し、変調方式（変調多値数）及び受信電界強度に応じて利得配分を変化させる。本実施形態における具体的な利得制御方法を以下に示す。
【００２８】
一例として、各変調方式において必要な最低及び最高受信電界強度と受信信号のダイナミックレンジが次式の通りに定められているものとする。
【００２９】
【表２】
0003626454.tif 000003
【００３０】
一般的に、ＬＮＡ１０１の利得可変幅はダイナミックレンジより狭いため、受信電界強度が予め定められた所定の閾値よりも小さい場合には、ＬＮＡ１０１の利得を受信電界強度に応じて制御し、受信電界強度が閾値以上の高いレベルの場合には、ＬＮＡ１０１の利得を最低にした上で、ＩＦＡ１０３の利得を受信電界強度に応じて制御することによって、残りの必要な利得をＩＦＡ１０３で稼ぐようにする。例えば、ＬＮＡ１０１の利得可変範囲が＋８ｄＢ〜−７ｄＢ（利得可変幅は１５ｄＢ）の場合の受信電界強度と利得設定との関係をＢＰＳＫとＱＰＳＫの場合に関して以下の表に示す。
【００３１】
【表３】
0003626454.tif 000004
【００３２】
表３に示したように、ＬＮＡ１０１の利得可変範囲（＋８ｄＢ〜−７ｄＢ）内では、第２の実施形態と同様にＢＰＳＫの場合とＱＰＳＫの場合でＬＮＡ１０１に２ｄＢの利得差を設けることで、必要な総合ＮＦを確保しつつ消費電流の低減を図っている。また、前述したように受信電界強度がある閾値（ＢＰＳＫの場合は−６７ｄＢｍ、ＱＰＳＫの場合は−６５ｄＢｍ）に達すると、ＬＮＡ１０１の利得を利得可変範囲の下限値（−７ｄＢ）に固定し、受信電界強度の増加に伴いＩＦＡ１０３の利得を下げるように全体の利得設定が行われる。
【００３３】
（第４の実施形態）
図２は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。図１に示した第１の実施形態においては、ＲＳＳＩ検出部１０７の入力はＡ／Ｄ変換器１０５の出力から取り出す構成としているが、図２に示すようにＩＦ段、例えばＩＦＡ１０３の出力から取り出すようにしてもよい。
【００３４】
さらに、上述の各実施形態では、スーパーへテロダイン方式の受信装置について述べたが、本発明による利得配分決定手法はダイレクトコンバージョンその他の方式の受信装置にも同様に適用が可能である。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば複数の変調方式に対応する受信装置において受信した高周波信号を増幅する第１の増幅器と周波数変換信号を増幅する第２の増幅器の利得配分を最適化することが可能となり、複数の変調方式において良好な受信特性と省電力を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の他の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１００…アンテナ
１０１…低雑音増幅器
１０２…周波数変換器
１０３…中間周波増幅器
１０４…直交復調器
１０５…Ａ／Ｄ変換器
１０６…モデム
１０７…受信電界強度検出部
１０８…利得制御部
１０９…利得配分決定部
１１０…利得制御信号発生部
２００…再生信号
２０１…変調方式情報
２０２…受信電界強度情報
２０３…ＬＮＡ利得制御信号
２０４…ＡＧＣ信号
【図１】
0003626454.tif 000005
【図２】
0003626454.tif 000006