(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁界を発生するコイル部を備えてなるセンサヘッドを用い、薄膜状被測定体のシート抵抗を測定する方法であって、
上記薄膜状被測定体を、該薄膜状被測定体の形成部に後続されたロードロック室から搬出された金属薄膜とし、かつ、
上記センサヘッドおよび上記金属薄膜を、温度が一定な気流を一定量流す気流下に設置する工程と、
上記金属薄膜の片面側に対し、上記コイル部から磁界の磁力線を照射して、該金属薄膜に上記磁界による渦電流を形成する第一の工程と、
上記渦電流の形成により生じた渦電流損に応じた上記磁界の変化量を、上記金属薄膜のシート抵抗として検出する第二の工程とを含んでなることを特徴とするシート抵抗測定方法。
【請求項２】
上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に直列的に付加されるとみなし、上記磁界の変化量を取得することを特徴とする請求項１記載のシート抵抗測定方法。
【請求項３】
上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に並列的に付加されるとみなし、上記磁界の変化量を取得することを特徴とする請求項１記載のシート抵抗測定方法。
【請求項４】
上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインピーダンスの変化量として取得することを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【請求項５】
上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインダクタンスの変化量として取得することを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【請求項６】
上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における静電容量の変化量として取得することを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【請求項７】
上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における共振周波数の変化量として取得することを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【請求項８】
上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、リアクタンス変化法にてもとめることを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【請求項９】
上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、周波数変化法にてもとめることを特徴とする請求項２または３に記載のシート抵抗測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、スパッタリング法や蒸着法により形成された金属膜や合金膜などの薄膜状被測定体のシート抵抗を測定する、非接触型のシート抵抗測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のシート抵抗測定器として、４探針法を採用したものが知られている。以下、４探針法の原理について図面に基づいて説明する。図２１に示すように、該方法では、探針として４本の針状の電極が使用される。これら４本の針状の電極は、該先端部全てを同時に薄膜状被測定体に圧接させることができるように構成されている。
【０００３】
例えば基板１０１上に形成された金属薄膜１０２のシート抵抗を測定する場合には、該金属薄膜１０２上面に圧接されるように４本の電極を所定の間隔をおいて直線上に配置する。尚、図２１において、外側に配された一対の電極を探針（電流探針）１０３・１０３、内側に配された一対の電極を探針（電圧探針）１０４・１０４と称する。
【０００４】
続いて、電源（図示せず）に接続された探針１０３・１０３間に一定の電流Ｉを流し、これにより探針１０４・１０４間に生じる電位差を電位差計（図示せず）にて測定し、抵抗（Ｒ＝Ｖ／Ｉ）が求められる。金属薄膜１０２のシート抵抗は、抵抗率（比抵抗：ρ）＝Ｆ×Ｒ×Ｔとして得られる。なお、Ｔとは金属膜１０２の厚さを、Ｆとは該金属薄膜１０２の形状・寸法、並びに探針間の距離より求められる無次元の数値である補正係数を表す。
【０００５】
しかしながら、上記説明の４探針法では、被測定体に対し針状の電極（金属針）が圧接されるため、例えば、１）金属薄膜１０２の損傷や粉塵の発生を招来する虞があり、加えて、２）針状の電極の磨耗が発生し、定期的な交換作業を要する、等の問題がある。さらに、３）被測定体が振動している状態ではシート抵抗の測定が不可能であるため、被測定体を固定する専用の吸着ステージを設ける等の制約を有する。この場合、スペース上の制約が厳しければ、既存工程への導入（設置）やインライン化が困難となる等の問題を招来する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで上記問題を回避するため、４探針法のように電極を圧接することなく、薄膜状の半導体材料（薄膜状被測定体）のシート抵抗（抵抗率）を測定する方法、すなわち非接触測定法が提案された。
【０００７】
上記方法は、例えば、高周波電力が印加されたコイルからの磁界内に、例えば、ガラス基板やウエハ等の半導体基板に形成された金属薄膜を位置させて、上記磁界と金属薄膜とを電磁誘導結合させることにより該金属薄膜内に渦電流を発生させる点に特徴を有する両側式渦電流法である。発生した渦電流はジュール熱となって消費され、また、高周波電力の上記金属薄膜内での吸収と導電率（抵抗率の逆数）とは正の相関を有することを利用して、非接触で金属薄膜の抵抗率が算出される。
【０００８】
すなわち、４探針法とは異なり、両側式渦電流法は金属薄膜に接触することなく得た検出結果より、該金属薄膜の抵抗率を算出可能な点に特徴を有し、これにより、ＩＣ等の半導体製品や液晶パネル等の最終加工処理工程においても、金属薄膜やこれが形成される半導体基板に対し汚染や力が加えられることを回避可能となる。
【０００９】
このような両側式渦電流法の具体例は以下の通りである。まず、例えば、図２２に示すように、１〜４ｍｍのギャップ（ギャップ幅）２０１を有するように対向させた２個の各対向面である両側部２０２ａ・２０２ａを備えた、略コの字状のフェライト（磁性材料）コア２０２のコイル２０２ｂに高周波電力を印加する。
【００１０】
続いて、上記ギャップ２０１に金属薄膜を有するウエハ２０３を挿入すると、該金属薄膜内に高周波誘導結合により渦電流が発生し、発生した渦電流はジュール熱となって消費されるため、高周波電力の金属薄膜内での吸収が生じる。この吸収と、上記金属薄膜の導電率とが互いに正の相関を有するので、上記吸収の割合からウエハ２０３における金属薄膜の抵抗率が非接触にて測定される。
【００１１】
近年、半導体基板の製造工程における品質制御の目的で、上記両側式渦電流法などを用いた小型のシート抵抗モニタ用の抵抗測定器が開発されている。例えば、特開平６−６９３１０号公報には、抵抗測定器をローダ部の搬送ロボット移動方向に並列に設け、搬送中に上記抵抗測定器により抵抗率を測定する、ウエハ測定システムが開示されている。上記公報に記載の抵抗測定器については、非接触で抵抗率を測定する両側式渦電流法を用いるとの記載はないが、添付図面から判断すると、４探針法などを採用した接触式の抵抗測定器、または上記両側式渦電流法を採用した非接触式の抵抗測定器が用いられているものと推察される。
【００１２】
上記測定システムには、ウエハの金属薄膜の抵抗率を測定するために、上記搬送ロボットを一時停止、もしくは、抵抗測定器内にウエハを挿入する、または、搬送する動作フローを設け、ウエハの搬送途中でその抵抗率を測定する方式が採用されている。すなわち、上記両側式渦電流法や４探針法などの場合には、１）装置を停止する、２）搬送ロボットに搬送以外の動作フローを追加する、などの追加仕様が必要となるので、タクトの増加や、搬送以外の動作フローを追加するためのソフトの追加などを伴い、コスト面でのマイナスが生じる。
【００１３】
加えて、既存の半導体基板製造工程への上記測定システムの導入は、１）その抵抗測定器が感度不足である、２）取付けスペースの確保が困難となる、３）１軸以上のウエハ搬送手段（搬送ロボット）が必要となる等の、問題点を有し困難を極める。
【００１４】
そこで上記問題を解決するべく、非接触測定法を採用した他のシート抵抗測定器として、片側式渦電流方式（以下、片側式と称する）の測定器が提案された。該測定器は、導電性を有する薄膜状被測定体の片面側のみに対し、高周波電力が印加されたコイルからの磁界の磁力線を照射する点に特徴を有し、これにより被測定体に渦電流を発生させて渦電流損失分を検出し、被測定体の材質・膜厚などをシート抵抗値として取得するものである。
【００１５】
例えば、特開平５−２１３８２号公報には、スパッタリング法にて形成された金属薄膜（スパッタ膜）に渦電流を発生させ、発生した渦電流に伴う磁力線を検出してシート抵抗を算出する渦電流検出型の測定器が記載されている。
【００１６】
より具体的には、上記公報には、空間的に連結・遮断が可能なように、ゲートバルブを介してスパッタリング装置とロードロック室とが隣接配置されたシステムが開示されており、該システムにおいては、ロードロック室内に、金属薄膜が形成された基板を搬送する搬送手段、並びに上記シート抵抗測定器が設けられ、スパッタリング装置内に、スパッタ条件を変更して金属薄膜のシート抵抗を制御する制御手段が設けられている。すなわち、シート抵抗の測定結果をフィードバックしてスパッタ条件を適宜変更することにより、均一な金属薄膜を形成することを目的としたシステムである。
【００１７】
しかしながら、上記システムでは成膜直後の金属薄膜のシート抵抗を測定する方式が採用されており、この時点での基板温度は高いので、測定されるシート抵抗値に大きなばらつきが発生する。すなわち、高温下では、渦電流式の上記シート抵抗測定器のコイルの膨張や、シート抵抗値の温度依存性等の影響を受け、良好な測定結果を得ることが困難となる。また、シート抵抗測定器をロードロック室内に設置すれば、そのメンテナンス性も悪く、作業の効率が悪いという問題も発生する。これら各問題から、成膜した金属薄膜のシート抵抗値を測定して、次の成膜にフィードバックすることは困難であると考えられる。
【００１８】
ＵＳＰ−５，６６０，６７２にも片側式のシート抵抗測定器が提案されており、該測定器には、カップリングタイプのフェライト等に巻き付けられたコイルにより、効率的に磁束を収束させる構造が採用されている。しかしながら、数百ＭＨｚ領域にてフェライト等を使用することは、温度ドリフトするため、安定した出力電圧を検出することは困難であり、安定した高精度な測定が要求される場合に使用することは困難である。
【００１９】
本願発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、例えば、液晶パネル基板や半導体基板の製造工程において、これら基板に形成された薄膜のシート抵抗の測定を、該薄膜に被接触で、かつ高精度で実行可能な、片側式のシート抵抗測定方法に関するものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるシート抵抗測定方法は、磁界を発生するコイル部を備えてなるセンサヘッドを用い、薄膜状被測定体のシート抵抗を測定する方法であって、上記薄膜状被測定体を薄膜状被測定体の形成部に後続されたロードロック室から搬出された金属薄膜とし、かつ、上記センサヘッドおよび上記金属薄膜を、温度が一定な気流を一定量流す気流下に設置する工程と、上記金属薄膜の片面側に対し、上記コイル部から磁界の磁力線を照射して、該金属薄膜に上記磁界による渦電流を形成する第一の工程と、上記渦電流の形成により生じた渦電流損に応じた上記磁界の変化量を、上記金属薄膜のシート抵抗として検出する第二の工程とを含んでなることを特徴としている。
【００２１】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はまた、上記方法を前提として、上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に直列的に付加されるとみなし、上記磁界の変化量を取得することを特徴としている。
【００２２】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に並列的に付加されるとみなし、上記磁界の変化量を取得することを特徴としている。
【００２３】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインピーダンスの変化量として取得することを特徴としている。
【００２４】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインダクタンスの変化量として取得することを特徴としている。
【００２５】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における静電容量の変化量として取得することを特徴としている。
【００２６】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における共振周波数の変化量として取得することを特徴としている。
【００２７】
上記いずれかの方法によれば、薄膜状被測定体の形成部に後続されたロードロック室から搬出された金属薄膜のシート抵抗を、電磁誘導作用により発生した渦電流の大きさに基づき、上記金属薄膜に非接触でシート抵抗を測定できるので、該金属薄膜に損傷を与える虞がない。また、該金属薄膜の片面側のみに対し磁界の磁力線が照射されるように上記コイル部を配すればよいので、従来の両側式渦電流法と比較して簡素な構成で、該金属薄膜のシート抵抗を測定可能となる。また、シート抵抗の測定対象である該金属薄膜は、上記形成部内やロードロック室内にある時と比較して比較的低温の状態にあるため、渦電流損に応じた微量な磁界の変化量を安定かつ高精度に検出することができる。すなわち、該金属薄膜のシート抵抗を、安定かつ高精度に測定することが可能となる。
特に、ＩＴＯ等の高抵抗な金属薄膜のシート抵抗を測定する場合には、発生する渦電流損は極めて微細なものとなるため、上記の方法を用いる利点は極めて大きい。
【００２８】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、リアクタンス変化法にてもとめることを特徴としている。
【００２９】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、周波数変化法にてもとめることを特徴としている。
【００３０】
上記いずれかの方法によれば、例えば、オフラインなど迅速性がさほど要求されないシート抵抗測定において、特に高精度な測定を実現可能となる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。尚、これによって、本発明が限定されるものではない。
【００３５】
本発明にかかるシート抵抗の測定方法は、１）磁界を発生するコイル部から、薄膜状被測定体の片面側のみに対し磁界の磁力線を照射して、該薄膜状被測定体に上記磁界による渦電流を形成する第一の工程と、２）上記渦電流の形成により生じた渦電流損に応じた上記磁界の変化量を、薄膜状被測定体のシート抵抗として検出する第二の工程とを含んでなる方法である。
【００３６】
その原理は以下に示す通りである。まず、図１９に示すように、交流発生器３０１からの交流電流を印加したコイル３０２をコイル３０３に近づけると、電磁誘導現象によりコイル３０３に電圧が発生し、このコイル３０３を含む回路、つまり電流計３０４および負荷抵抗３０５に交流の電流（誘導電流）が流れることが知られている。
【００３７】
これと同様に、コイル３０３に代えて、図２０に示すように、導電性の被測定体としての金属薄膜（薄膜状被測定体）３０６に対し、交流電圧を印加したコイル（コイル部）３０２を近づけると、金属薄膜３０６に渦電流３０７が発生する。そして、渦電流３０７の発生により、閉路回路（閉回路）の共振状態が崩されて、該閉路回路内のコイル３０２が発生する磁界に変化が生じ、該コイル３０２のインピーダンス（直流回路の抵抗に相当）などが上記磁界の変化量に応じて変化する。本願発明は、この原理を利用して、薄膜状被測定体のシート抵抗を測定するものである。なお、発生する渦電流３０７の大きさは、測定対象としての金属薄膜３０６までの距離や、金属薄膜３０６の材質や大きさによって決まる。
【００３８】
上記の方法によれば、従来の４探針法とは異なり、電磁誘導作用により発生した渦電流の大きさに基づき、薄膜状被測定体に非接触でシート抵抗を測定できるので、該薄膜状被測定体に損傷を与える虞がない。また、薄膜状被測定体の片面側のみに対し磁界の磁力線が照射されるように上記コイル部を配すればよいので、従来の両側式渦電流法と比較して簡素な構成で実施可能となる。よって、例えば、液晶パネル基板や半導体基板に薄膜を形成する工程や、さらに下流の製造工程において、既存の製造フローの変更、並びに、装置・搬送ロボットなどの製造ラインの（一時）停止などを伴わず、かつ、装置スループットを落とさずに、インラインで薄膜状被測定体の膜質全数検査を実施できる。
【００３９】
また、本願発明の方法は、上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に直列的、または並列的に付加されるとみなし、上記磁界の変化量を取得する方法である。
【００４０】
なお、上記磁界の変化量は、以下にも例示するが、上記直列共振回路における、１）インピーダンスの変化量、２）インダクタンスの変化量、３）静電容量の変化量、４）共振周波数の変化量、ととらえて取得することが可能である。すなわち、コイル部の磁界の変化により、直列共振回路の共振状態が崩されて、出力に信号があらわれる。これを薄膜状被測定体のシート抵抗を表すものとして読み取り、４探針値との相関からシート抵抗値を算出する。
【００４１】
また、本願発明にかかるシート抵抗測定方法は、薄膜状被測定体の形成部に後続されたロードロック室から搬出された薄膜状被測定体を対象に行われることがより好ましい。例えば、本願発明の方法を製造ライン上で実行する場合には、薄膜状被測定体の成膜室（形成部：スパッタリング装置室など）に後続されたロードロック室より下流にてインライン化されることがより好ましい。さらに、本発明にかかるシート抵抗測定方法はオフラインで適用されてもよく、この場合にも、インラインの場合と同様に、薄膜状被測定体の成膜室に後続されたロードロック室から搬出された薄膜状被測定体を製造ラインから取り出して測定が行われることがより好ましい。
【００４２】
これは、成膜室内や、これに後続されたロードロック室内では、薄膜状被測定体は形成直後の非常に高温な状態にあるので、磁力線を照射するコイル部の膨張を誘引したり、シート抵抗の温度依存性等の影響を受けて、良好な測定結果を得ることが困難となる虞があるためである。上記説明のように、シート抵抗の測定を、ロードロック室から搬出された薄膜状被測定体（一般に基板上に形成されたもの）を対象に行えば、該薄膜状被測定体は、成膜室内やロードロック室内にある時と比較して比較的低温の状態であり、渦電流損により生じる微量な磁界の変化量を安定かつ高精度に検出することが可能となる。特に、ＩＴＯ等の高抵抗な金属薄膜のシート抵抗を測定する場合には、発生する渦電流損は極めて微細なものとなるため利点は極めて大きい。
【００４３】
なお、いうまでもないが、上記「成膜室に後続されたロードロック室」とは、成膜室の下流側に直結されたロードロック室を指す。また、例えば、成膜室内や、該成膜室に後続されたロードロック室内においても、例えば、±１℃内の温度変動幅で温度を一定に保つことが可能であれば、本願発明の方法により、薄膜状被測定体のシート抵抗を測定することが可能である。
【００４４】
以下、図１および図２を参照して、上記の測定方法が採用されるシート抵抗測定器の構成について説明を行い、本願発明にかかる測定方法についてさらに詳細に記載する。
【００４５】
上記のシート抵抗測定器は、図１に示すように、ガラス基板（基板）１１の表面に形成された金属薄膜（薄膜状被測定体）１１ａのシート抵抗を測定する装置であって、磁界を発生するためのコイル（コイル部）１２ａを内蔵したセンサヘッド１２を備えている。上記コイル１２ａは、コアレス式の円筒状のものである。また、上記コイル１２ａに高周波電力を供給する高周波交流発振回路（図２参照）１３ａを備えるとともに、センサヘッド１２が得た検出信号（信号電圧）を直流電圧値に変換して出力するアンプ（シート抵抗検出手段）１３、並びに、アンプ１３に電力を供給する交流電源１４を備えている。
【００４６】
シート抵抗測定時には、図示しない支持・搬送手段により、ガラス基板１１は、金属薄膜１１ａの形成面を上面とし、所定の測定高をおいてセンサヘッド１２の真上に水平に位置するように支持・搬入される。上記センサヘッド１２は、磁界１２ｂをガラス基板１１に向かって、つまり、磁界１２ｂの磁力線の中心線が、金属薄膜１１ａに対して直交するように発生させており、この磁界１２ｂと金属薄膜１１ａとの関係により金属薄膜１１ａ内に渦電流（図２参照）１１ｂが生じる。発生した渦電流１１ｂはジュール熱となって消費されるため電力の損失（渦電流損：ｅｄｄｙ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｌｏｓｓ）が生じるが、該渦電流損に応じたコイル１２ａの磁界の変化量は、コイル１２ａに供給された高周波電力と、該コイル１２ａから戻った高周波電力との差としてセンサヘッド１２が取得し、検出信号（信号電圧）としてアンプ１３に出力される。
【００４７】
より具体的には、図２に示すようにアンプ１３は、コイル１２ａに接続された高周波交流発振回路１３ａと、該高周波交流発振回路１３ａからの変調波より必要な信号波（電圧値）を分離する検波回路１３ｂとで構成されている。
【００４８】
上記コイル１２ａは、高周波交流発振回路１３ａから高周波電力が供給されると、金属薄膜１１ａに向かって磁界１２ｂを生じさせ、該金属薄膜１１ａ内に渦電流１１ｂを生じさせる。このとき、金属薄膜１１ａ内に発生した渦電流１１ｂがジュール熱となって失われ、コイル１２ａを介して高周波交流発振回路１３ａに入力される高周波電力が変化する。
【００４９】
つまり、高周波交流発振回路１３ａでは、渦電流１１ｂの発生により、コイル１２ａに出力した高周波電力と該コイル１２ａから戻った高周波電力とが変化する。この渦電流１１ｂの大きさは、シート抵抗値の測定の対象となる金属薄膜１１ａとセンサヘッド１２との距離、センサヘッド１２の大きさ、金属薄膜１１ａの材質や厚さ等により決定されるので、この渦電流１１ｂの大きさに相関して検出される高周波電力の検出値が変化する。
【００５０】
そして、上記高周波電力の変化は、高周波交流発振回路１３ａから変調波として検波回路１３ｂに入力され、該検波回路１３ｂにて上記変調波から信号波を分離する。この信号波は直流電圧値に変換され、図１に示すように電圧信号としてＡ／Ｄ変換器１５に出力される。
【００５１】
なお、金属薄膜１１ａに渦電流を形成する方法は特に限定されるものではなく、金属薄膜１１ａと、それに鎖交する磁束（すなわち磁界）との関係を変化させて、電磁誘導作用を導けばよい。例えば、１）金属薄膜１１ａを動かさずに、それに鎖交する磁束の強度を変化させるか、または、２）金属薄膜１１ａと鎖交している磁束の強度を一定にしておいて金属薄膜１１ａを移動させればよい。例えば、コイル１２ａから一定の磁束を発生させながら、金属薄膜１１ａが形成されたガラス基板１１を、コイル１２ａの真下に搬入し、そこから搬出すればよい。
【００５２】
上記のセンサヘッド１２は、ガラス基板１１（すなわち金属薄膜１１ａ）の一方の面にのみ、つまり片面に対向するように設けられている。このとき、ガラス基板１１の金属薄膜１１ａ形成面は、センサヘッド１２の対向面であってもよいし、また、図１のように背向面であってもよい。
【００５３】
なお、図示しないが、上記センサヘッド１２に近接して増幅回路を設け、これにより、アンプ１３の高周波交流発振回路１３ａから出力される高周波電力を増幅してコイル１２ａに入力すると共に、コイル１２ａ（センサヘッド１２）からの信号電圧（検出信号）を増幅してアンプ１３に出力することがより好ましい。
【００５４】
アンプ１３は、例えば、センサヘッド１２からの検出信号をオペアンプにより１対１の増幅信号とし、この増幅信号を検出結果として直流電圧実効値に換算し、この換算された直流電圧値をＡ／Ｄ変換器１５に出力する。
【００５５】
上記Ａ／Ｄ変換器１５は、アンプ１３からの電圧値（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、このデジタル信号（Ａ／Ｄ変換値）を、マイクロコンピュータ等の制御装置１６に出力する。上記制御装置１６は、Ａ／Ｄ変換器１５からのデジタル信号に基づいて金属薄膜１１ａのシート抵抗値を算出すると共に、このシート抵抗値をメモリに保存する。制御装置１６には、金属薄膜１１ａのシート抵抗値を表示するモニタ１６ａが設けられている。すなわち、制御装置１６のモニタ１６ａをモニタリングするだけで、監視者は金属薄膜１１ａのシート抵抗値の異常を見いだすことができる。また、言うまでもないが、基準値の範囲外のシート抵抗値が検出された場合には、監視者の有無に関わらずエラー信号を発するように制御装置１６を構成することがより好ましい。
【００５６】
上記制御装置１６において、Ａ／Ｄ変換器１５からのデジタル信号に基づいてシート抵抗値を算出する際には、例えば、金属薄膜１１ａの成膜条件に応じて算出している４探針値との相関から求めたシート抵抗相関線に基づき、検出された電圧変化をシート抵抗値に変換すればよい。
【００５７】
なお、シート抵抗値が異常な金属薄膜１１ａが形成されたガラス基板１１は、製造ラインから取り除けばよい。また、複数の金属薄膜１１ａ…のシート抵抗値に連続して異常が見いだされた場合には、金属薄膜１１ａの成膜条件に異常をきたしていると考えられる。そこで、得られた異常値のデータに基づき、シート抵抗測定工程の上流側に位置する成膜工程を制御すればよい。
【００５８】
以下、本願発明にかかるシート抵抗測定方法に採用される個々の測定原理につき、詳細に説明を行う。
【００５９】
本願発明にかかるシート抵抗測定方法の一つは、より具体的には、金属薄膜１１ａに渦電流１１ｂが形成されることで生じる渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル１２ａを含んでなるシート抵抗測定器の等価回路である直列共振回路に直列的、または並列的に付加されるとみなし、コイル１２ａにおける磁界の変化量を取得する方法である。すなわち、渦電流損失分を付加抵抗に置き換えて、閉路回路である上記直列共振回路に流れる電流または電圧を検出する抵抗置換法である。
【００６０】
渦電流損に相当する抵抗が、直列共振回路に並列的に付加（接続）されたとみなすとは、例えば、図３に示すように、自己インダクタンスＬ１で内部抵抗ｒ１のコイル２２ａ、直列共振用のコンデンサＣ１１、並びに、交流電源５１が直列に接続された構成の直列共振回路（Ｌ，Ｃ，Ｒ直列共振回路）に、渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが並列に接続される状態を指す。より具体的には、抵抗Ｒｕがコイル２２ａに並列に接続される状態を指す。以下、図１に示したシート抵抗測定器の等価回路として図４に示す共振回路を用い、電流または電圧の検出法などにつき、さらに詳細に説明を行う。
【００６１】
上記の共振回路は、図４に示すように、コイル１２ａ、直列共振用のコンデンサＣ１１、抵抗Ｒ１  （便宜上、この抵抗値もＲ１  で表す）、並びに、交流電源１４が直列に接続された構成の直列共振回路である。また、コイル１２ａは、自己インダクタンスＬと内部抵抗ｒとが直列に接続され、これにコイル浮遊容量Ｃ１０が並列に接続されるとみなされる。さらに上記共振回路には、抵抗Ｒ１  に流れる電流の変化量ΔＩを直接検出するＯＰアンプ検流計（電流計）２３が直列に接続されている。また、金属薄膜１１ａがコイル１２ａに近づいたときには、直列の共振回路、より具体的にはコイル１２ａに並列に渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが接続されると考える。また、以下に数式を用いて説明するが、図４に示す共振回路は、コイル１２ａの磁界の変化量を、共振回路全体のインピーダンスの変化量としてとらえた抵抗変換法を説明する等価回路である。
【００６２】
すなわち、交流の角周波数をω、コンデンサＣ１１の静電容量をＣ、ＯＰアンプ検流計２３の内部抵抗を０、上記抵抗Ｒｕの抵抗値をＲ２  として、図４に示す回路全体のインピーダンスＺを求めると、
【００６３】
【数１】
0003632832.tif 000002
【００６４】
とみなすことができ、上記共振回路の共振条件は、式（１）において虚部＝０だから、上記インピーダンスＺは、
【００６５】
【数２】
0003632832.tif 000003
【００６６】
となる。
【００６７】
上記式（２）で表されるインピーダンスＺは、Ｒ２  ≠０、すなわち、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づけた状態での共振回路のインピーダンス（以下、Ｚ１  と称する）である。また、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づけない状態での共振回路のインピーダンス（以下、Ｚ０  と称する）は、式（２）においてＲ２  ＝０を代入すればよく、
Ｚ０  ＝Ｒ１  
となる。
【００６８】
そして、図４に示す共振回路を定電圧回路とみなせば、
Ｚ・Ｉ＝Ｅ（一定）・・・・・・（３）
の関係を満足するからすなわち、上記の方法は共振回路全体のインピーダンスＺの変化を直列回路の抵抗値の変化（抵抗Ｒｕが並列に付加された）としてとらえる方法である。
【００６９】
上記共振回路内では、式（３）に示すように、回路を流れる電流Ｉと、回路全体のインピーダンスＺとは反比例の関係にあるので、金属薄膜１１ａが近づくことにより生じたインピーダンスの変化量（ΔＺ＝Ｚ０  −Ｚ１  ）と上記電流の変化量（ΔＩ＝ΔＩ０  −ΔＩ１  ）とは反比例の関係にあることが判る。すなわち、共振回路を流れる電流の変化量ΔＩは、該共振回路のインピーダンスの変化量ΔＺとしてとらえることができる。
【００７０】
より具体的に説明すると、金属薄膜１１ａのシート抵抗測定時には、まず、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づけない状態で、抵抗Ｒ１  に流れる電流Ｉ０  を測定し、続いて、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに一定の測定高をおいて近づけた状態で、抵抗Ｒ１  に流れる電流Ｉ１  を測定する。これにより、金属薄膜１１ａが近づくことにより生じた電流の変化量ΔＩを、インピーダンスの変化量ΔＺとみなして取得することができる。なお、図４に示すＯＰアンプ検流計２３は、金属薄膜１１ａを近づける前後の電流の変化量（ΔＩ＝Ｉ０  −Ｉ１  ）を直接的に検出する。
【００７１】
図４に示すように、金属薄膜１１ａを近づけることにより生じる磁界の変化量は、上記共振回路（より具体的には、抵抗Ｒ１  ）に流れる電流の変化量を生の渦電流損失分の高周波交流電流ととらえて、直接測定されることがより好ましい。しかしながら、該電流の変化が微弱な場合には、ＯＰアンプ検流計２３に代えて、抵抗Ｒ１  に並列に電圧計を設けてもよい。
【００７２】
例えば、ＩＴＯ等の高抵抗の金属薄膜のシート抵抗を測定する場合には、抵抗Ｒ１  に流れる電流の変化量が極めて微弱となり、一般的な電流計では正確な測定が不可能な場合がある。この場合、共振している閉路回路（上記共振回路）に流れる電流の変化量ΔＩを検出用の上記抵抗Ｒ１  （本実施の形態では１ｋΩ）により増幅し、電圧の変化量ΔＶとして電圧計により取得すればよい。なお、ΔＶからΔＩを取得する必要がある場合には、ΔＶ＝Ｒ１  ・ΔＩの関係を利用して算出すればよい。
【００７３】
金属薄膜１１ａのシート抵抗値は、取得された上記ΔＶまたはΔＩと、該シート抵抗値との相関関係を利用して算出される。例えば、図２に示した高周波発振回路１３ａと、検波回路１３ｂとを備えてなるアンプ１３により、図２中（Ａ）にて示す同一発振周波数ｆ１１での電圧の変化量ΔＶを取得し、図１に示す制御装置１６において該ΔＶに基づき金属薄膜１１ａのシート抵抗値を算出した実例を以下に示す。
【００７４】
図５に示すグラフは、金属薄膜１１ａとして複数のゲート膜（ＴｉＮ／Ａｌ／Ｔｉの積層膜：各層の基準層厚は、順に、１５００Å、３０００Å、３００Å）のシート抵抗値を測定した結果を示すものである。より具体的には、４探針シート抵抗測定方法で測定して得られたシート抵抗値（グラフのｘ軸に示す４探針値）と、同じゲート膜を本発明の方法により測定して得られた上記電圧の変化量ΔＶ（同一のゲート膜に対し複数回測定を行った平均値：グラフのｙ軸に示す検出電圧ΔＶに相当）との関係から、該ゲート膜のシート抵抗値を算出した結果を示すものである。
【００７５】
制御手段１６（図１参照）は、電圧の変化量ΔＶと４探針法によるシート抵抗値との相関を、曲線近似、より具体的には対数近似して算出する。グラフ中、黒塗りの四角形で示されるのは、各４探針値に対応したゲート膜のΔＶの値であり、実線で示されるのは、両者の相関を表す対数近似曲線である。該グラフから明らかなように、各４探針値に対応したゲート膜のΔＶの値は、一つの対数近似曲線、
ｙ＝−０．５２７１Ｌｎ（ｘ）−０．２９１７
上にほぼのっていることがわかる。すなわち、本発明の方法にてΔＶを測定すれば、上記対数近似曲線のｙにこの値を代入し、シート抵抗値（４探針値）ｘを算出することができる。
【００７６】
図５に示すグラフには、本発明にかかる方法により測定されたシート抵抗値の測定誤差、すなわち、４探針値ｘを示すゲート膜に対し取得される、上記ΔＶと上記対数近似曲線上のｙ値との誤差、
〔ΔＶ−（ｙ値）〕／（ｙ値）×１００（％）
も白抜き四角形で示している。本願発明の方法によれば、測定誤差を±２．３％以内に抑えることができ、ゲート膜のシート抵抗の全数検査管理が可能となった。
【００７７】
一方、渦電流損に相当する抵抗が、直列共振回路に直列的に付加（接続）されたとみなすとは、図６に示すように、自己インダクタンスＬ１で内部抵抗ｒ１のコイル２２ａ、直列共振用のコンデンサＣ１１、並びに、交流電源５１が直列に接続された構成の直列共振回路（Ｌ，Ｃ，Ｒ直列回路）に、渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが直列に接続される状態を指す。より具体的には、抵抗Ｒｕがコイル２２ａに直列に接続される状態を指す。以下、図１に示したシート抵抗測定器の等価回路として図７に示す共振回路を用い、電流または電圧の検出法などにつき、さらに詳細に説明を行う。
【００７８】
上記の共振回路は、図７に示すように、コイル１２ａ、直列共振用のコンデンサＣ１１、抵抗Ｒ１  （便宜上、この抵抗値もＲ１  で表す）、並びに、交流電源１４が直列に接続された構成の直列共振回路である。また、コイル１２ａは、自己インダクタンスＬと内部抵抗ｒとが直列に接続され、これにコイル浮遊容量Ｃ１０が並列に接続されるとみなされる。さらに上記共振回路には、抵抗Ｒ１  に流れる電流の変化量ΔＩを直接検出するＯＰアンプ検流計（電流計）２３が直列に接続されている。また、金属薄膜１１ａがコイル１２ａに近づいたときには、直列の共振回路、より具体的にはコイル１２ａに直列に渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが接続されると考える。また、以下に数式を用いて説明するが、図７に示す共振回路は、コイル１２ａの磁界の変化量を、共振回路全体のインピーダンスの変化量としてとらえた抵抗変換法を説明する等価回路であり、上記共振回路に並列的に抵抗Ｒｕが付加されると考える（図４参照）より、単純化される。
【００７９】
すなわち、交流の角周波数をω、コンデンサＣ１１の静電容量をＣ、ＯＰアンプ検流計２３の内部抵抗を０、上記抵抗Ｒｕの抵抗値をＲ２  として、図７に示す回路全体のインピーダンスＺを求めると、
【００８０】
【数３】
0003632832.tif 000004
【００８１】
となり、上記共振回路の共振条件は、式（４）において虚部＝０だから、共振回路のインピーダンスＺは、
Ｚ＝Ｒ１  ＋Ｒ２  ・・・・・・（５）
となる。
【００８２】
上記式（５）で表されるインピーダンスＺは、Ｒ２  ≠０、すなわち、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づけた状態でのインピーダンス（以下、Ｚ１  と称する）である。また、金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づけない状態でのインピーダンス（以下、Ｚ０  と称する）は、式（５）においてＲ２  ＝０を代入すればよく、
Ｚ０  ＝Ｒ１  
となる。
【００８３】
そして、図７に示す共振回路を定電圧回路とみなせば、
Ｚ・Ｉ＝Ｅ（一定）・・・・・・（６）
の関係を満足するからすなわち、上記の方法は、共振回路全体のインピーダンスの変化を直列回路の抵抗値の変化（抵抗Ｒｕが直列に付加された）としてとらえる方法である。
【００８４】
上記共振回路内では、式（６）に示すように回路を流れる電流Ｉと、回路全体のインピーダンスＺとは反比例の関係にあるので、金属薄膜１１ａが近づくことにより生じたインピーダンスの変化量（ΔＺ＝Ｚ０  −Ｚ１  ）と上記電流の変化量（ΔＩ＝ΔＩ０  −ΔＩ１  ）とは反比例の関係にあることが判る。すなわち、共振回路を流れる電流の変化量ΔＩは、該共振回路のインピーダンスの変化量ΔＺとしてとらえることができる。なお、上記共振回路を流れる電流の変化量ΔＩや、電圧の変化量ΔＶを取得する方法、並びに、４探針値との相関方法などに関しては、上記抵抗Ｒｕが共振回路に並列に接続されるとみなす場合と同様であり、説明を省略する。
【００８５】
（インダクタンス変換法）
また、本願発明にかかるシート抵抗測定方法の他の例として、渦電流損に相当する抵抗が、コイル部を含んでなる等価回路である直列共振回路に直列的、または並列的に付加されるとみなし、該コイル部における磁界の変化量をインダクタンスの変化量とみなして取得する方法（インダクタンス変換法）が挙げられる。
【００８６】
一般に、上記インダクタンス変換法とは、変位、振動、圧力などの変化量をインダクタンスの変化量に変換する方法を指す。はじめに、図８を用いて、上記インダクタンス変換法の原理について説明を行う。
【００８７】
略Ｕ字状のフェライトコア３２ｂにコイル３２ａを巻き回してなるコイル部３２のコイル端子Ａ・Ｂ間に電圧を印加すると、該コイル部３２が磁束を発生する。このとき、金属薄膜１１ａを用いて、コイル端子Ａ・Ｂ間のインダクタンスを変化させるには、一般には、金属薄膜１１ａ、または、磁束を発生しているコイル部３２を移動させて、両者の相対位置を変位させる方法が用いられる。相対位置を変位させることにより金属薄膜１１ａを貫く磁束の時間変化が生じ、電磁誘導現象による渦電流が発生する。すなわち、両者の相対位置を変位させることでコイル部３２の磁界が変化し、この変化量をコイル端子Ａ・Ｂ間のインダクタンスの変化量に変換して取得する方法である。
【００８８】
図９に示すのは、上記インダクタンス変換法が適用されたシート抵抗測定器の概略回路構成を示す説明図であり、可変式の抵抗Ｒ１１・Ｒ１２、インダクタンス可変式のコイルＬ１１、センサヘッド１２（図１参照）に内蔵されたコイル１２ａ、並びに交流電源５２からなる典型的な高周波ブリッジ３３；高周波ブリッジ３３に接続された整流回路３４；整流回路３４に接続され、コイル１２ａの磁界の変化により高周波ブリッジ３３の平衡が崩されて発生する信号（電流）を、直流電流として読むマイクロアンペア計３５；より構成されている。
【００８９】
上記のシート抵抗測定器では、金属薄膜１１ａがコイル１２ａに近づくことにより、該コイル１２ａのインダクタンスが変化する。すなわち、コイル１２ａの真下に金属薄膜１１ａが位置するときと、真下に何も存在しないときとでの磁界の変化量を、コイル１２ａのインダクタンスの変化量としてとらえる。
【００９０】
そして、上記インダクタンスの変化量を、コイル１２ａのコイル端子Ａ・Ｂ間の電流（または電圧）の変化量ΔＩ（またはΔＶ）として、マイクロアンペア計３５（または、コイル１２ａに並列に接続された電圧計）で読み取る。そして、読み取られたΔＩまたはΔＶと、４探針値との相関関係から、金属薄膜１１ａのシート抵抗を算出する。
【００９１】
図９に示すシート抵抗測定器では、インダクタンス可変式のコイルＬ１１を設け、これにより高周波ブリッジ３３の平衡を維持する（すなわち、測定前に平衡状態をつくる）べく微調整が必要だが、該高周波ブリッジ３３を使用することで、コイル１２ａをなす材料（銅など）の温度ドリフトの影響を解消することができ、安定したシート抵抗算出が可能となる。
【００９２】
また、図１０に示すのは、インダクタンス変換法が適用された他のシート抵抗測定器の概略回路構成を示す説明図であり、抵抗Ｒ２１・Ｒ２２、コイルＬ１２、センサヘッド１２（図１参照）に内蔵されたコイル１２ａ、並びに交流電源５２とからなる典型的な高周波ブリッジ３３ａ；高周波ブリッジ３３ａに接続された整流回路３４；整流回路３４に接続され、コイル１２ａの磁界の変化により高周波ブリッジ３３ａの平衡が崩されて発生する信号（電流）を、直流電流として読むマイクロアンペア計３５；より構成されている。
【００９３】
上記コイルＬ１２は、常時、基準サンプルとしての金属標準薄膜２１ａと一定の測定高を持って配されており、この状態で、シート抵抗の測定対象である金属薄膜１１ａをコイル１２ａに近づける。これにより、金属薄膜１１ａのシート抵抗値を算出することなくＮＧ判定を可能とする。すなわち、設定値どおりのインダクタンスの変化をコイル１２ａに生じさせる金属薄膜１１ａが測定に供された場合のみに高周波ブリッジ３３ａが平衡となるように、該高周波ブリッジ３３ａを駆動すれば、測定に供される各金属薄膜１１ａが所望のシート抵抗値を示すか否かを容易に判別することができる。
【００９４】
また、図１０に示すシート抵抗測定器においても、図９に示したものと同様に、コイル１２ａのコイル端子Ａ・Ｂ間の電流（または電圧）の変化量ΔＩ（またはΔＶ）をマイクロアンペア計３５（または、コイル１２ａに並列に接続された電圧計）で読み取り、４探針値との相関から金属薄膜１１ａのシート抵抗を算出してもよい。
【００９５】
図９や図１０に示した、インダクタンス変換法が適用されてなるシート抵抗測定器では、コイル１２ａの巻き数により、そのインダクタンスを大きくすることができる。そのため、シート抵抗の測定において、例えば、以下に例示する静電容量変換法ほどの高周波電力を必要とせず、数百ｋＨｚ使用程度の周波数の電力を使用可能である。
【００９６】
また、磁束を発生するコイル１２ａに金属薄膜１１ａが近づくことで生じる該磁束の微小変化が、高周波ブリッジ３３・３３ａの平衡状態を崩し出力に信号が現れる現象を利用することで、金属薄膜１１ａのシート抵抗の高精度な測定が可能となる。なお、この原理を応用したものは、例えば、ロックイン・アンプとして知られている。
【００９７】
（静電容量変換法）
また、本願発明にかかるシート抵抗測定方法のさらに他の例として、渦電流損に相当する抵抗が、コイル部を含んでなる等価回路である直列共振回路に直列的、または並列的に付加されるとみなし、該コイル部における磁界の変化量を上記直列共振回路の静電容量の変化量とみなして取得する方法（静電容量変換法）が挙げられる。
【００９８】
一般に、上記静電容量変換法とは、長さの変化や変位などの変化量を静電容量の変化量に変換して取得する方法を指し、該変化量の測定にはメガサイクル程度の高周波電力が用いられる。このような高周波電力では、上記説明の高周波ブリッジを用いる方法以外に、共振曲線上の変化を利用する静電容量変換法も用いられる。以下、図１１、図１２（ａ）・（ｂ）を用いて、上記静電容量変換法の基本原理などにつき説明を行う。
【００９９】
図１１に示すＬ，Ｃ，Ｒ直列共振回路はシート抵抗測定器の等価回路であり、交流電源５３、コイル１２ａ、並びに。コンデンサＣ１２が直列に接続されてなる。コイル１２ａは、自己インダクタンスＬと内部抵抗ｒとが直列に接続されたコイルであり、また、コンデンサＣ１２はその静電容量が可変式である。はじめに、コンデンサＣ１２の静電容量を種々に変化させて該直列共振回路の共振特性を求め、印加される電圧（Ｖ）とコンデンサＣ１２の静電容量との関係を示す共振曲線（図１２（ａ）参照）を作成する。
【０１００】
そして、上記共振曲線上で、接線の傾き（すなわち、共振曲線の変化量）が最大となる点を算出し、この点における静電容量Ｃ０  をコンデンサＣ１２の静電容量の初期値として、図１１に示す直列共振回路を一定の共振周波数で共振させる。この直列共振回路において、図１２（ａ）に示すΔＣ相当の静電容量の増減があれば、共振回路の電圧（Ｖ）あるいは電流は大きな変化（電圧の変化量ΔＶ）を示すので、これらを静電容量の変化量として取得することが可能となる。
【０１０１】
図１２（ａ）に示すΔＣ相当の静電容量の増加は、例えば、図１１に示す直列共振回路では、金属薄膜１１ａがコイル１２ａに近づくことで、コンデンサＣ’相当の容量が付加されるとみなされて発生する。そして、直列共振回路全体の静電容量の値の増減分を読み取り、該容量値に損失がある場合には、図１２（ｂ）に示す等価直列回路に変換して、その抵抗分（渦電流損相当の抵抗Ｒｕ）が等価回路全体の抵抗の一部として直列的に付加されたとみなし、磁界の変化量を算出する。なお、取得された磁界の変化量（容量損失相当のΔＣ）と４探針値との相関から、金属薄膜１１ａのシート抵抗が算出される点は、上記説明と同様であり記載を省略する。
【０１０２】
（周波数変換法）
また、本願発明にかかるシート抵抗測定方法のさらに他の例として、渦電流損に相当する抵抗が、コイル部を含んでなる等価回路である直列共振回路に直列的、または並列的に付加されるとみなし、該コイル部における磁界の変化量を上記直列共振回路の共振周波数の変化量とみなして取得する方法（周波数変換法）が挙げられる。以下、図１３（ａ）・（ｂ）を用いて、上記周波数変換法の基本原理などにつき説明を行う。
【０１０３】
図１３（ｂ）に示すように、自己インダクタンスＬのコイル（コイル部）１２ａ’に交流電圧を出力する駆動周波数可変式の自励式発振器（ｓｅｌｆ−ｅｘｃｉｔｅｄ  ｏｓｃｉｌｌａｔｅｒ）３６を用いる。なお、自励式発振器３６に接続される直流電源は図示しない。自励式発振器３６を使用することで、金属薄膜１１ａがコイル１２ａ’に近づいた場合と、近づかない場合とでの共振周波数に変化が生じ、この差から金属薄膜１１ａのシート抵抗値を算出する。
【０１０４】
具体的には、図１３（ａ）に示すように、金属薄膜１１ａがコイル１２ａ’の磁束の影響下にないときの共振周波数をｆ０  、金属薄膜１１ａがコイル１２ａ’の磁束の影響下にあるとき（近づいたとき）の共振周波数ｆ１  とし、共振周波数の変化量（Δｆ＝ｆ０  −ｆ１  ）をコイル１２ａ’における磁界の変化量として取得する。なお、図１３（ｂ）では、シート抵抗測定器の等価回路である直列共振回路に、渦電流損相当の抵抗Ｒｕが直列的に付加されたとみなしている。また、取得された磁界の変化量（Δｆ）と４探針値との相関から、金属薄膜１１ａのシート抵抗が算出される点は、上記説明と同様であり記載を省略する。
【０１０５】
ところで、高周波における抵抗の測定は、同調回路の直列実効抵抗および並列同調回路の共振インピーダンスの測定として行われることが多い。一般に、図１４や図１５に示すように、交流電源（発振器）５４と、Ｌ（コイルのインダクタンス），Ｃ（コンデンサＣ１３），Ｒ（コイルの内部抵抗）直列共振回路とを疎結合にして、例えば、可変容量（コンデンサＣ１３）、あるいは交流電源５４の周波数を変化して、直列共振回路の電流または電圧を電流計４１または電圧計４２で読むことにより、高周波における直列共振回路の実効抵抗や、並列共振インピーダンスなどを測定することができる。そして、可変容量を変化させる方法はリアクタンス変化法、また、周波数を変化させる方法は周波数変化法と一般に称されており、オフラインなど迅速性がさほど要求されないシート抵抗測定において、特に高精度な測定を実現可能とする方法である。
【０１０６】
（リアクタンス変化法）
図１４を用いてリアクタンス変化法の原理について詳細に説明する。図１４（ｂ）に示す高周波抵抗測定回路にて、容量可変式のコンデンサＣ１３の容量を変化させて同調したときのコンデンサＣ１３、電流計４１（または電圧計４２）の読みをそれぞれＣ０  ，Ｉｒ（Ｅｒ）、また、離調した時のコンデンサＣ１３、電流計４１（または電圧計４２）の読みをそれぞれＣ１  ・Ｃ２  ，Ｉ（Ｅ）とし、電流計の内部抵抗をＲＡ  、交流電源５４の周波数をｆ（一定）とすれば、Ｌ，Ｃ，Ｒ直列共振回路の直列実効抵抗ＲＸ  は、
【０１０７】
【数４】
0003632832.tif 000005
【０１０８】
となり、直列実効抵抗ＲＸ  を求めることができる。そして、直列実効抵抗ＲＸ  を渦電流損に相当する抵抗Ｒｕ  とみなして、シート抵抗算出に応用する。なお、上記直列実効抵抗ＲＸ  を求める式は、以下に示す過程により導かれる式（１３）から容易にもとめることができる。また、この場合の並列共振インピーダンスＺｒは、
【０１０９】
【数５】
0003632832.tif 000006
【０１１０】
となる。以下、上記直列実効抵抗ＲＸ  の算出方法に関し、シート抵抗測定器の等価回路を示す図１６を参照しながらさらに詳細に説明を行う。
【０１１１】
リアクタンス変化法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路は、例えば、図１６（ｂ）に示すように、交流電源５４、インダクタンスＬのコイル１２ａ’、内部抵抗ＲＡ  の電流計４１、並びに、容量可変式のコンデンサＣ１３が直列に接続されてなる。また、シート抵抗測定の間じゅう、金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とは一定の測定高を維持した状態に保たれる。すなわち、該金属薄膜１１ａがコイル１２ａ’に近づいたときに発生する渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが、上記等価回路に直列的に付加されたとみなすことにより、シート抵抗測定時のシート抵抗測定器の等価回路を得る。なお、コイル１２ａ’の内部抵抗は０と仮定して以下の説明を行う。
【０１１２】
上記金属薄膜１１ａをコイル１２ａ’に近づけた状態のシート抵抗測定器において、コイル１２ａ’を発振させ、コンデンサＣ１３の静電容量を調整して該コイル１２ａ’の共振特性をとると、図１６（ａ）に示すような特性グラフが得られるが、この等価回路において、電流計４１を流れる電流をＩｓ、交流電源５４の電圧をＶｏｓｃ、コンデンサＣ１３の静電容量をＣ、該電圧の角振動数をωとすると、電流Ｉｓは、
【０１１３】
【数６】
0003632832.tif 000007
【０１１４】
となる。
【０１１５】
そして、図１６（ａ）の特性グラフに示すように、コイル１２ａ’が共振するときのコンデンサＣ１３の静電容量がＣ０  、電流計４１を流れる電流の値（Ｉｓ）がＩｒであるとし、続いて、金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とを近づけたままで静電容量を変化させて、静電容量Ｃ０  の上下Ｃ１  ，Ｃ２  でのＩｓが共にＩ＝Ｉｒ／√２  （実効電流値）になったとすると、Ｃ１  ，Ｃ２  でのＩｓが等しいので、
【０１１６】
【数７】
0003632832.tif 000008
【０１１７】
の関係が成立する。また、コイル１２ａ’の共振が得られるＣ０  ではリアクタンス＝０とみなされる。したがって、上記式（７）から、交流電源５４の電圧Ｖｏｓｃは、
【０１１８】
【数８】
0003632832.tif 000009
【０１１９】
と導かれる。ここで、上記式（９）から、渦電流損に相当する抵抗Ｒｕをもとめるには、該式（９）において、
【０１２０】
【数９】
0003632832.tif 000010
【０１２１】
と置換することにより、
【０１２２】
【数１０】
0003632832.tif 000011
【０１２３】
続いて、式（１０）において、右辺の１を左辺に移項し、両辺の平方根をとることにより、
【０１２４】
【数１１】
0003632832.tif 000012
【０１２５】
この結果、
【０１２６】
【数１２】
0003632832.tif 000013
【０１２７】
の関係が導かれる。さらに、式（８）より、
【０１２８】
【数１３】
0003632832.tif 000014
【０１２９】
このωＬを式（１２）に代入し、ＲＡ  を右辺に移項することで、
【０１３０】
【数１４】
0003632832.tif 000015
【０１３１】
が得られる。
【０１３２】
【数１５】
0003632832.tif 000016
【０１３３】
となる。すなわち、金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とを一定距離に近づけた状態で、コイル１２ａ’が共振する静電容量Ｃ０  、並びに電流Ｉが流れる静電容量Ｃ１  ，Ｃ２  をもとめることにより上記抵抗Ｒｕの抵抗値を算出し、該抵抗値とシート抵抗値との相関より、金属薄膜１１ａのより精密なシート抵抗値をもとめることが実現可能となる。
【０１３４】
（周波数変化法）
次に、図１５を用いて周波数変化法の原理について詳細に説明する。図１５（ｂ）に示す高周波抵抗測定回路にて、交流電源５４を含む回路に流れる一次電流（電圧）を一定としてその周波数を変化させ、同調、すなわち共振したときの周波数（共振周波数ｆ０）における、電流計４１（または電圧計４２）の読み（２次電流（２次電圧）の大きさ）をＩｒ（Ｅｒ）、離調した時の周波数（離調周波数ｆ１，ｆ２）における、電流計４１（または電圧計４２）の読みをＩ（Ｅ）とすれば、Ｌ，Ｃ，Ｒ直列共振回路の直列実効抵抗ＲＸ  は、
【０１３５】
【数１６】
0003632832.tif 000017
【０１３６】
となり、直列実効抵抗ＲＸ  を求めることができる。そして、直列実効抵抗ＲＸ  を渦電流損に相当する抵抗Ｒｕ  とみなして、シート抵抗算出に応用する。なお、上記直列実効抵抗ＲＸ  を求める式（１４）は、上記説明の式（１３）から容易に導かれるので詳細な説明は省略する。以下、シート抵抗測定器の等価回路を示す図１７を参照しながら、本測定方法に付きさらに詳細に説明を行う。
【０１３７】
周波数変化法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路は、例えば、図１７（ｂ）に示すように、周波数可変式の交流電源５４、インダクタンスＬのコイル１２ａ’、内部抵抗ＲＡ  の電流計４１、並びに、コンデンサＣ１３が直列に接続されてなる。また、交流電源５４と並列に電圧計５５が接続されている。
【０１３８】
金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とは、シート抵抗測定の間じゅう、一定の測定高を維持した状態に保たれる。すなわち、該金属薄膜１１ａがコイル１２ａ’に近づいたときに発生する渦電流損に相当する抵抗Ｒｕが、上記等価回路に直列的に付加されたとみなすことにより、シート抵抗測定時のシート抵抗測定器の等価回路を得る。なお、コイル１２ａ’の内部抵抗は０と仮定している。
【０１３９】
上記金属薄膜１１ａをコイル１２ａ’に近づけた状態のシート抵抗測定器において、コイル１２ａ’を発振させ、交流電源５４の駆動周波数を調整して該コイル１２ａ’の共振特性をとると、図１７（ａ）に示すような特性グラフが得られる。そして、該特性グラフに示すように、コイル１２ａ’が共振するときの駆動周波数がｆ０、電流計４１を流れる電流の値（Ｉｓ）がＩｒであるとし、続いて、金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とを近づけたままで駆動周波数を変化させて、駆動周波数ｆ０の上下ｆ１，ｆ２でのＩｓが共にＩになったとすると、上記式（１４）の関係が成立する。すなわち、金属薄膜１１ａとコイル１２ａ’とを一定距離に近づけた状態で、コイル１２ａ’が共振する駆動周波数ｆ０、並びに電流Ｉが流れる駆動周波数ｆ１，ｆ２をもとめることにより上記抵抗Ｒｕの抵抗値を算出し、該抵抗値とシート抵抗値との相関より、金属薄膜１１ａのより精密なシート抵抗値をもとめることが実現可能となる。
【０１４０】
なお、本発明にかかるシート抵抗測定方法は、図１８に示すように、金属薄膜が形成されたガラス基板１１をロボットハンド５８により製造ラインから取り出し、オフライン検査装置（シート抵抗測定器）５７内に導入して行われてもよい。オフライン検査装置５７はクリーンルーム５７ａ内を一定の温度に管理するためのＨＥＰＡ（温度が一定な気流を一定量流す温度管理装置）５６が温度制御手段として設けられており、そのＨＥＰＡ５６による一定気流下に、センサヘッド１２…を設置することで測定結果の安定性を高めることができる。さらに、ＨＥＰＡ５６を用いることにより、ガラス基板１１上の金属薄膜やセンサヘッド１２への塵埃の付着を防止できて、より安定したシート抵抗の測定が可能となる。
【０１４１】
また、本発明にかかるコイル部としては、上記説明のもの以外にも、フェライトコアなどを軸心として採用したものや、コイルを構成する金属線としてリッツ線を採用したものを用いてもよい。これらの構成によれば、測定対象である金属薄膜に対し、より強い磁力線を照射することができるので、該金属薄膜内に、そのシート抵抗値とより確実に相関がとれる大きさの渦電流を発生させることができる。すなわち、より安定したシート抵抗の測定が可能となる。なお、フェライトコアを使用する場合には、一般に温度ドリフトの影響が懸念されるが、本願発明のように、金属薄膜の形成部に後続されたロードロック室から搬出された比較的低温の金属薄膜を対象とすることで、この問題は生じない。
【０１４２】
【発明の効果】
本発明にかかるシート抵抗測定方法は、以上のように、シート抵抗の測定対象である薄膜状被測定体の形成部に後続されたロードロック室から搬出された金属薄膜の片面側に対してコイル部から磁界の磁力線を照射し、生じる渦電流損に応じた上記磁界の変化量を、該金属薄膜のシート抵抗として検出する方法である。
上記の方法によれば、渦電流損に応じた微量な磁界の変化量を安定かつ高精度に検出することができる。すなわち、該金属薄膜のシート抵抗を、安定かつ高精度に測定することが可能となるという効果を加えて奏する。
【０１４３】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はまた、上記方法を前提として、上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に直列的に付加されるとみなす方法である。
【０１４４】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記第二の工程において、上記渦電流損に相当する抵抗が、上記コイル部を含んでなる直列共振回路に並列的に付加されるとみなす方法である。
【０１４５】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインピーダンスの変化量として取得する方法である。
【０１４６】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路におけるインダクタンスの変化量として取得する方法である。
【０１４７】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における静電容量の変化量として取得する方法である。
【０１４８】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記磁界の変化量を、上記直列共振回路における共振周波数の変化量として取得する方法である。
【０１４９】
上記いずれかの方法によれば、該金属薄膜に非接触でシート抵抗を測定できるので、該金属薄膜に損傷を与える虞がない。また、従来の両側式渦電流法と比較して簡素な構成で、シート抵抗を測定可能となるという効果を奏する。
【０１５０】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、リアクタンス変化法にてもとめる方法である。
【０１５１】
本発明にかかるシート抵抗測定方法はさらに、上記の方法を前提として、上記渦電流損に相当する抵抗の抵抗値を、周波数変化法にてもとめる方法である。
【０１５２】
上記いずれかの方法によれば、例えば、オフラインなど迅速性がさほど要求されないシート抵抗測定において、特に高精度な測定を実現可能となるという効果を加えて奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器の概略構成を示す説明図である。
【図２】図１に示すシート抵抗測定器の要部構成を示す説明図である。
【図３】本発明にかかる測定方法の原理の一例を説明するための説明図である。
【図４】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路の一例を示す説明図である。
【図５】本発明のシート抵抗測定方法を用い、４探針値との相関からゲート膜のシート抵抗値を算出した結果を示すグラフである。
【図６】本発明にかかる測定方法の原理の他の例を説明するための説明図である。
【図７】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路の他の例を示す説明図である。
【図８】本発明にかかる測定方法の原理のさらに他の例を説明するための説明図である。
【図９】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のさらに他の例を示す説明図である。
【図１０】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のさらに他の例を示す説明図である。
【図１１】本発明にかかる測定方法が適用されるシート抵抗測定器のコイル部に金属薄膜が近づいて、静電容量が付加された状態を説明する説明図である。
【図１２】（ａ）は、本発明にかかる測定方法の原理のさらに他の例を示す説明図であり、（ｂ）は、該原理が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のー例を説明するための説明図である。
【図１３】（ａ）は、本発明にかかる測定方法の原理のさらに他の例を示す説明図であり、（ｂ）は、該原理が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のー例を説明するための説明図である。
【図１４】（ａ）・（ｂ）は、本発明にかかる測定方法の原理のさらに他の例を示す説明図である。
【図１５】（ａ）・（ｂ）は、本発明にかかる測定方法の原理のさらに他の例を示す説明図である。
【図１６】（ａ）・（ｂ）は、図１４にて説明する原理が適用されたシート抵抗測定器の説明図であり、（ａ）は該原理を、（ｂ）は、該原理が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のー例を示す。
【図１７】（ａ）・（ｂ）は、図１５にて説明する原理が適用されたシート抵抗測定器の説明図であり、（ａ）は該原理を、（ｂ）は、該原理が適用されるシート抵抗測定器の等価回路のー例を示す。
【図１８】本発明にかかる測定方法が適用されたシート抵抗測定器としてのオフライン検査装置の概略構成を示す斜視図である。
【図１９】電磁誘導現象を説明する説明図である。
【図２０】図２１で説明する電磁誘導現象を、本発明にかかるシート抵抗測定方法に応用した例を示す説明図である。
【図２１】従来の４探針法によるシート抵抗測定方法を示す概略斜視図である。
【図２２】従来の両側式渦電流法によるシート抵抗測定方法を示す概略構成図である。
【符号の説明】
１１ａ      金属薄膜（薄膜状被測定体）
１１ｂ      渦電流
１２        センサヘッド
１２ａ      コイル（コイル部）
１２ａ’    コイル（コイル部）
１２ｂ      磁界
３０２      コイル（コイル部）
３０６      金属薄膜（薄膜状被測定体）
３０７      渦電流
Ｒｕ        抵抗（渦電流損に相当する抵抗）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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