(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信した高周波の無線信号をダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、
信号入力端と信号出力端との間に直列にこの順で接続された第１の構成要素、第２の構成要素、および第３の構成要素と、
一端が第２の構成要素の入力端に接続された第１のキャパシタと、
一端が第２の構成要素の出力端に接続された第２のキャパシタとを備え、
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、２次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする無線受信回路。
【請求項２】
第１の構成要素は、高周波の無線信号を局部発振信号と混合することによりダウンコンバートするミキサであることを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
【請求項３】
第３の構成要素は、ダウンコンバートされた信号の高周波成分を減衰させる能動フィルタであり、
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、上記能動フィルタによって減衰されない高周波成分を減衰させるローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の無線受信回路。
【請求項４】
第３の構成要素は、スイッチトキャパシタフィルタであり、
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の無線受信回路。
【請求項５】
第３の構成要素は、所望チャネルのアナログ信号をディジタル信号に変換するためのアナログ／ディジタル変換器であり、
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の無線受信回路。
【請求項６】
第２の構成要素の出力端と第３の構成要素の入力端との間に接続された第４の構成要素と、
一端が第４の構成要素の出力端に接続された第３のキャパシタとを備え、
第１のキャパシタ、第２のキャパシタ、および第３のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、３次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
【請求項７】
第２の構成要素は、増幅器である請求項１記載の無線受信回路。
【請求項８】
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それぞれのキャパシタより後段の構成要素の妨害波による飽和を防止するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
【請求項９】
少なくとも第１のキャパシタの直前の構成要素から第２のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素が、集積回路に集積化されていることを特徴とする請求項１に記載の無線受信回路。
【請求項１０】
請求項１ないし９のいずれか１項に記載の無線受信回路を備えていることを特徴とする無線携帯機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信回路およびそれを用いた無線携帯機器に関し、さらに詳しくは、アンテナで受信した高周波の無線信号をベースバンド信号または、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数の中間周波信号に周波数変換して所望チャネルの信号を取り出すダイレクトコンバージョン方式あるいは低ＩＦ方式の無線受信回路に好適な無線受信回路、およびそれを用いた携帯電話機や携帯テレビ等の無線携帯機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機や携帯テレビ等の無線携帯機器に使われる無線受信回路として、従来主流であったヘテロダイン方式の受信回路の他に、ダイレクトコンバージョン方式あるいは低ＩＦ（Intermediate Frequency；中間周波数）方式の受信回路が使われるようになってきた。ここで、受信回路とはいわゆるチューナと呼ばれるものであって、アンテナが受信した全ての高周波信号から所望チャネルの信号を取り出し、十分な振幅を持つベースバンド信号に変換するまでの回路を指す。
【０００３】
ヘテロダイン方式の受信回路は、１段または２段の中間周波数回路とその前後のフィルタとで所望チャネル以外の妨害波をほとんど除去できるというメリットを持つ。１段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をシングルコンバージョン方式の受信回路、２段の中間周波数回路を持つヘテロダイン方式の受信回路をダブルコンバージョン（あるいはデュアルコンバージョン）方式の受信回路と呼ぶ。
【０００４】
一方、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、妨害波がほとんど除去されずにベースバンド回路に入力されるので、ベースバンド回路の前に、高パワー妨害波を十分に減衰させるための急峻な減衰特性と耐飽和特性とを持つフィルタを必要とする。ただし、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、回路構成が簡単なため消費電力が少なくて済むので、上記無線携帯機器用の無線受信回路に使われるようになった。
【０００５】
なお、低ＩＦ方式の受信回路は、シングルコンバージョン方式の受信回路ではあるが、中間周波数は、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数でありベースバンド周波数に近いため、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路とほとんど同様の特徴を持つ。そこで、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、低ＩＦ方式の受信回路が「ダイレクトコンバージョン方式の受信回路」に暗黙的に含まれているものとする。したがって、以降の記述においては、特段の言及が無い限り、ベースバンド回路は、低周波数（ベースバンド信号帯域の数倍程度）の中間周波数回路を含むものとする。
【０００６】
従来、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路におけるベースバンド回路に前置されるフィルタとして、複数の受動素子、例えば、インダクタおよびキャパシタ、あるいは、抵抗およびキャパシタからなる受動型ローパスフィルタと、受動素子および能動素子（トランジスタ類）を用いた能動型ローパスフィルタとを組み合わせたものがある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
具体的には、図６に示すとおり、この受信回路は、高周波の無線信号を受信するアンテナ４１と、アンテナ４１で受信された高周波の無線信号のうち、この受信回路が必要とする所定の周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ４２と、バンドパスフィルタを通過した信号を増幅する低雑音アンプ４３と、低雑音アンプ４３の出力信号に対して局部発振周波数の信号（局部発振信号）を混合することによりベースバンドの信号ＩおよびＱへのダウンコンバートを行う２つのミキサ４５・４６と、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を発振させ、これら信号を局部発振周波数の信号として２つのミキサ４５・４６に与える電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４と、ベースバンドの信号ＩおよびＱに対する信号処理を行うベースバンド回路５１とを備えている。
【０００８】
そして、２種類の受動型ローパスフィルタ（受動型ローパスフィルタ５９・６０および受動型ローパスフィルタ６１・６２）と、１種類の能動型ローパスフィルタ４９・５０とを、ベースバンド回路５１の前、すなわちミキサとベースバンド回路５１との間に配置している。２種類の受動型ローパスフィルタ５９・６０および６１・６２のうち、受動型ローパスフィルタ５９・６０は隣接チャネル（所望のチャネルに隣接するチャネル）より高い周波数の妨害波を除去し、もう１種類の受動型ローパスフィルタ６１・６２は、次段の能動型ローパスフィルタ４９・５０が機能しない（能動型ローパスフィルタ４９・５０によって除去されない）高周波の妨害波を除去する。また、能動型ローパスフィルタ４９・５０は、隣接チャネルの妨害波を除去する。
【特許文献１】国際公開００／５１２５１号パンフレット（２０００年８月３１日公開）  （第１６〜２１頁、図１２〜図１９）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
受信回路を究極的には１チップ化、つまり受信回路をＩＣの同一基板上に実現することで、受信回路の占有面積が少なくなり、また部品コストも下がる。そのため、この受信回路の１チップ化が携帯電話機や携帯テレビ等の携帯無線機器において求められている。この場合、携帯無線機器を内部の電池だけで長時間動作させなければならないので、受信回路は低消費電力でなければならない。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、ダイレクトコンバージョン方式または低ＩＦ方式の受信回路の主要回路を１チップあるいは２チップ程度にＩＣ化（集積回路に集積すること）することが可能となるように、ベースバンド回路または低中間周波数回路に前置されるローパスフィルタを、そのフィルタによる新たな消費電力を必要とすることなく受信回路内に実現することにある。実際には、アンテナや、電源−グランド間の電圧変動や雑音混入を防ぐバイパスコンデンサなどを含めた受信回路全てを１チップ化することは、まだまだ先のことであるが、本発明は、主要回路を１チップあるいは２チップ程度にＩＣ化することを目指す。
【００１１】
図６の受信回路をＩＣ化するとき、キャパシタおよびインダクタからなる受動型ローパスフィルタ５９〜６２が問題になる。これらフィルタのカットオフ周波数が１０ＭＨｚ程度でもキャパシタのキャパシタンスが数十ｐＦなら、インダクタのインダクタンスは数μＨ程度になってしまう。このようなインダクタンスを持つインダクタを他の素子と共にＩＣの同一基板上に実現させることは不可能に近い。
【００１２】
そこで、この問題を解決する手法として、インダクタを、ＩＣ内で比較的広範囲の値（抵抗値）を実現できる抵抗に置き換え、ローパスフィルタを抵抗およびキャパシタで構成することが考えられる。
【００１３】
しかしながら、インダクタおよびキャパシタからなるローパスフィルタは理想的には電力損失を生じないのに対し、抵抗およびキャパシタからなるローパスフィルタは、抵抗による電力損失を生じる。なお、ローパスフィルタの信号源として、電圧あるいは電流のみを考えればよい場合がある。この場合でも、抵抗による信号電圧あるいは信号電流の損失がある。そのため、ローパスフィルタ自身はもちろんローパスフィルタの前後の回路についても、抵抗およびキャパシタからなるローパスフィルタを挿入することによる信号電力あるいは電圧、電流の損失（いわゆる挿入損失や挿入ロス）を考慮した設計を行わなくてはならない。そのため、新たな増幅回路が必要になる。また、信号電力あるいは電圧、電流の損失が生じるために、ローパスフィルタの入出力インピーダンスと、その前後の回路のインピーダンスとのインピーダンスマッチングを考慮した設計を行わなくてはならない。このインピーダンスマッチングは、フィルタがインダクタを含まないため、インダクタの調整により行うことができない。そのため、インピーダンスマッチングのためにローパスフィルタの前後にエミッタフォロワ回路やソースフォロワ回路等の能動型インピーダンス変換回路などのバッファが必要になる。これら増幅回路やバッファの追加は、消費電力の増加につながる。
【００１４】
以上により、抵抗およびキャパシタからなる高次の受動型ローパスフィルタを持つ受信回路を低消費電力およびＩＣ化することは難しく、また、この受動型ローパスフィルタおよびこのローパスフィルタ前後の回路の設計が非常に難しい。
【００１５】
本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、その目的は、集積回路への集積化および消費電力の削減が可能であり、かつ、回路設計が容易な無線受信回路、およびそれを用いた無線携帯機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明に係る無線受信回路は、上記の課題を解決するために、アンテナで受信した高周波の無線信号をダウンコンバート（周波数逓降）して所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、信号入力端と信号出力端との間に直列にこの順で接続された第１の構成要素、第２の構成要素、および第３の構成要素と、一端が第２の構成要素の入力端に接続された第１のキャパシタと、一端が第２の構成要素の出力端に接続された第２のキャパシタとを備え、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、２次のローパスフィルタとして機能するように構成されていることを特徴としている。
【００１７】
なお、本願明細書において、「構成要素」は、単独で何らかの機能を果たす素子群である機能ブロックのみならず、機能ブロックを構成する複数の要素の１つ（素子または素子群）をも含むものとする。また、「（第１のキャパシタおよび第２のキャパシタの）直前の構成要素」は、第１のキャパシタまたは第２のキャパシタの一端が接続された出力端を持つ構成要素を指し、「（第１のキャパシタおよび第２のキャパシタの）直後の構成要素」は、第１のキャパシタまたは第２のキャパシタの一端が接続された入力端を持つ構成要素を指す。
【００１８】
また、第１のキャパシタは、第１の構成要素の出力端に対して、直接的に接続されていてもよく、他の構成要素を介して接続されていてもよい。また、第２のキャパシタは、第３の構成要素の入力端に対して、直接的に接続されていてもよく、他の構成要素を介して接続されていてもよい。
【００１９】
本願発明の無線受信回路は、特に、アンテナで受信した高周波の無線信号をベースバンド信号にダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出すダイレクトコンバージョン方式の無線受信回路において、あるいはアンテナで受信した高周波の無線信号を低周波数の中間周波信号（ベースバンド信号帯域の数倍程度の周波数の中間周波信号）にダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す低ＩＦ方式の無線受信回路に好適である。
【００２０】
本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第１の構成要素は、高周波の無線信号を局部発振信号と混合することによりダウンコンバートする（特にベースバンド信号または、ベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数の中間周波信号にダウンコンバートする）ミキサである構成であることが好ましい。これにより、２次のローパスフィルタによって、比較的低い周波数の高周波成分を除去することが可能となる。
【００２１】
本発明の無線受信回路は、第１の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第３の構成要素は、ダウンコンバートされた信号の高周波成分を減衰させる能動フィルタ（能動型ローパスフィルタまたは能動型バンドパスフィルタ）であり、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、上記能動フィルタによって減衰されない高周波成分を減衰させるローパスフィルタとして機能するように構成されていてもよい。
【００２２】
上記構成では、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなり、妨害波の周波数がミキサにより低くなってもまだ所望チャネルより十分周波数が高いとき、能動フィルタで減衰できない高周波成分の妨害波を第１および第２のキャパシタによるローパスフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。
【００２３】
なお、「能動フィルタ」とは、オペアンプやトランジスタなどの能動素子と、抵抗、キャパシタ、インダクタなどの受動素子とを組み合わせることによって構成されたフィルタである。
【００２４】
本発明の無線受信回路は、第１の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第３の構成要素は、スイッチトキャパシタフィルタであり、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていてもよい。
【００２５】
上記構成によれば、エイリアシング成分を除去するためにスイッチトキャパシタの前に配置することが必要なアンチエイリアシングフィルタを第１および第２のキャパシタによって実現できる。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルの周波数より高い周波数のエイリアシング成分を、第１および第２のキャパシタによるアンチエイリアシングフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。
【００２６】
本発明の無線受信回路は、第１の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第３の構成要素は、所望チャネルのアナログ信号をディジタル信号に変換するためのアナログ／ディジタル変換器であり、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、エイリアシング成分を除去するアンチエイリアシングフィルタとして機能するように構成されていてもよい。
【００２７】
上記構成によれば、エイリアシング成分を除去するためにアナログ／ディジタル変換器の前に配置することが必要なアンチエイリアシングフィルタを第１および第２のキャパシタによって実現できる。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルの周波数より高い周波数のエイリアシング成分を、第１および第２のキャパシタによるアンチエイリアシングフィルタで除去できる。それゆえ、この妨害波による信号の復調への悪影響を取り除くことができる。
【００２８】
本発明の無線受信回路は、第１の構成要素がミキサである上記構成の無線受信回路において、第２の構成要素は増幅器（好ましくバッファ回路）であってもよい。この構成では、第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間に増幅器が介在するので、第１のキャパシタとその前後の構成要素との組み合わせによる１次のローパスフィルタの特性と、第２のキャパシタとその前後の構成要素との組み合わせによる１次のローパスフィルタの特性とが、互いに影響を与えにくくなる。その結果、第１および第２のキャパシタとその前後の回路との設計がさらに容易になる。
【００２９】
本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第２の構成要素の出力端と第３の構成要素の入力端との間に接続された第４の構成要素と、一端が第４の構成要素の出力端に接続された第３のキャパシタとを備え、第１のキャパシタ、第２のキャパシタ、および第３のキャパシタは、それらの直前の構成要素の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素の入力インピーダンスとの組み合わせにより、３次のローパスフィルタとして機能するように構成されていてもよい。これにより、設計の容易な３次のローパスフィルタを備える無線受信回路を実現することができる。
【００３０】
本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、それぞれのキャパシタより後段の構成要素の妨害波による飽和を防止するように構成されていてもよい。
【００３１】
上記構成では、周波数の高い妨害波によるそれぞれの構成要素が飽和する入力レベルは異なるが、それぞれの構成要素が飽和しないようにキャパシタを配置することが可能である。その際、設計時に、他の回路パラメータを調整しないで、この配置やキャパシタのキャパシタンスを最適化することができる。
【００３２】
本発明の無線受信回路は、上記構成の無線受信回路において、少なくとも第１のキャパシタの直前の構成要素から第２のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素が、集積回路に集積化されていることが好ましい。これにより、無線受信回路をさらに小型化することができる。
【００３３】
本発明の無線携帯機器は、本発明の無線受信回路を備えている構成である。
【発明の効果】
【００３４】
本発明の無線受信回路では、第２の構成要素の入出力端に接続した第１および第２のキャパシタのみによって２次のローパスフィルタを構成することができる。それゆえ、フィルタによる通過帯域での損失がほとんどないので、回路の設計を、フィルタの挿入による通過帯域での損失や、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングをほとんど考慮することなく簡単に行うことができる。
【００３５】
また、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングのためのバッファや、フィルタの挿入による損失をカバーするための増幅回路などの回路を別途追加しないですむので、消費電力の増加を抑えることができる。
【００３６】
また、この無線受信回路では、第１のキャパシタの直前の構成要素から第２のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素にインダクタンス値の大きいインダクタが必要ないので、主要な構成要素、少なくとも第１のキャパシタの直前の構成要素から第２のキャパシタの直後の構成要素までの一連の構成要素を集積回路に集積化することができる。
【００３７】
そして、本発明の無線受信回路を無線携帯機器に用いることで、この無線携帯機器の開発期間の短縮や、無線携帯機器のバッテリー使用時間の増加（消費電力の削減）、無線携帯機器の小型化が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
〔実施の形態１〕
以下に、本発明の実施の形態による無線受信回路を、図面を参照して詳しく説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係るダイレクトコンバージョン型の無線受信回路の構成を示すブロック図である。
【００３９】
本実施の形態に係るダイレクトコンバージョン型の無線受信回路は、図１に示すように、高周波の無線搬送波を高周波の無線信号として受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された高周波の無線信号のうち、本無線受信回路が必要とする所定の周波数帯域のみを通過させる受動型のバンドパスフィルタ２と、バンドパスフィルタ２を通過した信号を増幅する低雑音アンプ３と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４と、第１の構成要素としての２つのミキサ５・６と、第２の構成要素としてのバッファ（緩衝増幅器）７・８と、第３の構成要素としての能動型ローパスフィルタ（能動フィルタ）９・１０と、ベースバンドの信号ＩおよびＱに対して信号の復調を行うベースバンド回路１１とを備えている。
【００４０】
また、高周波の無線信号が入力されるアンテナ１（信号入力端）と、復調された信号が出力される信号出力端（ベースバンド回路１１の出力端）との間では、アンテナ１、バンドパスフィルタ２、低雑音アンプ３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４、ミキサ５、バッファ７、能動型ローパスフィルタ９、およびベースバンド回路１１がこの順で直列に接続されており、また、アンテナ１、バンドパスフィルタ２、低雑音アンプ３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４、ミキサ６、バッファ８、能動型ローパスフィルタ１０、およびベースバンド回路１１がこの順で直列に接続されている。
【００４１】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）４は、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を発振させ、これら信号を局部発振周波数の信号として２つのミキサ５・６に与えるものである。ミキサ５・６は、低雑音アンプ３の出力信号に対して局部発振周波数の信号（局部発振信号）を混合することによりベースバンドの信号へのダウンコンバートを行うものである。能動型ローパスフィルタ９・１０は、ベースバンド内の所望チャネル以外の周波数帯域にある妨害波を除去するためのものである。
【００４２】
アンテナ１で受信された高周波の無線信号は、受動型のバンドパスフィルタ２で本無線受信回路が必要とする周波数帯域以外の周波数成分が減衰される。そして、低雑音アンプ３でバンドパスフィルタ２を通過した信号が増幅される。なお、低雑音アンプ３は、利得が可変の場合がある。つまり、低雑音アンプ３は、所望チャネルの信号などを所望の振幅になるように利得を調整しうる構成であってもよい。そして、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を電圧制御発振器４で発振させ、局部発振周波数の信号として２つのミキサ５・６に与える。低雑音アンプ３の出力は、２つのミキサ５・６に与えられ、ミキサ５・６で局部発振周波数の信号と混合されてダウンコンバートされ、位相差が９０度の２つのベースバンド信号である同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）からなる直交ベースバンド信号となる。ここでは、ミキサ５の出力信号を同相信号（Ｉ信号）、ミキサ６の出力信号を直交信号（Ｑ信号）とする。
【００４３】
また、ミキサ５・６の出力側にはそれぞれ、バッファ７・８が付加されている。これは、ミキサ５・６と能動型ローパスフィルタ９・１０とを直接接続すると、次につながる能動型ローパスフィルタ９・１０の入力インピーダンスが低かったり、ミキサ５・６の出力端子のＤＣ（直流）電圧と能動型ローパスフィルタ９・１０の入力端子のＤＣ電圧とが異なったりして、ミキサ５・６や能動型ローパスフィルタ９・１０が正常に動作しないことがあるためである。バッファ７・８として最も簡単なものは、エミッタフォロワ回路や、ソースフォロワ回路などの回路がある。
【００４４】
能動型ローパスフィルタ９・１０は、ベースバンド内の所望チャネル信号以外にある妨害波を除去するために、所望チャネルの帯域幅とほぼ等しい通過帯域を持つ急峻なローパス特性を持つ。
【００４５】
なお、ダイレクトコンバージョン方式では、電圧制御発振器４自身の局部発振信号が低雑音アンプ３の出力に漏れて、ミキサ５・６において自己ミキシングを起こし、ミキサ５・６の出力の直流成分の変動を引き起こす場合がある。この直流成分の変動を除くため、能動型ローパスフィルタ９・１０を、バンドパスフィルタに変更してもよい。
【００４６】
そして、能動型ローパスフィルタ９・１０を通った所望チャネル信号は、ベースバンド回路１１にて復調される。
【００４７】
なお、図１の受信回路は、ミキサ５・６において高周波の信号がベースバンド信号帯域の数倍程度の低周波数の中間周波数信号にダウンコンバートされるように局部発振周波数の信号を変更することで、低ＩＦ方式に適用することができる。このようにして低ＩＦ方式に適用する場合には、能動型ローパスフィルタ９、１０に代えて、バンドパスフィルタを用いてもよい。また、低ＩＦ方式に適用する場合には、ベースバンド回路１１にて、信号復調処理の前に、中間周波数信号の中間周波数からベースバンド周波数へのダウンコンバートが行われる。
【００４８】
そして、本発明に係る無線受信回路の特徴として、ミキサ５・６の出力およびバッファ７・８の出力それぞれと無線受信回路のグランドとの間に、キャパシタ１２〜１５が接続されている。より詳細には、キャパシタ１２・１３はそれぞれ、一端がミキサ５・６の出力端に接続され（すなわちバッファ７・８の入力端に接続され）、他端が接地されている。また、キャパシタ１４・１５はそれぞれ、一端がバッファ７・８の出力に接続され（すなわち能動型ローパスフィルタ９・１０の入力端に接続され）、他端が接地されている。
【００４９】
これらキャパシタ１２〜１５は、キャパシタ１２〜１５の前後に接続されている回路の入出力インピーダンスと共にローパスフィルタとして働く。すなわち、キャパシタ１２〜１５は、それらの直前の構成要素（前段回路）であるミキサ５・６およびバッファ７・８の出力インピーダンス、およびそれらの直後の構成要素（後段回路）であるバッファ７・８および能動型ローパスフィルタ９・１０の入力インピーダンスとの組み合わせにより、ローパスフィルタとして機能する。これを図２で用いて説明する。図２は、フィルタリング特性を示す上記無線受信回路の分散配置フィルタを構成する複数のキャパシタのうちの１つと、そのキャパシタの前段回路の出力側および後段回路の入力側とで構成されるフィルタのフィルタリング特性を説明するための図であり、該フィルタの前段、後段回路の構成を抵抗成分のみで模式的に示す回路図である。
【００５０】
キャパシタ１２〜１５をキャパシタンスＣのキャパシタＣとし、キャパシタＣの前段回路（ミキサ５・６およびバッファ７・８のいずれか）の出力側の抵抗成分を、電圧Ｖｏの電圧源Ｖｏと、抵抗値Ｒｏの出力抵抗Ｒｏとの直列接続で表す。一方、キャパシタＣの後段回路（バッファ７・８および能動型ローパスフィルタ９・１０のいずれか）の入力側の抵抗成分を、抵抗値Ｒｉの入力抵抗Ｒｉとする。このとき、入力抵抗Ｒｉの両端に現れる電圧Ｖｉは、以下の式で表される。
【００５１】
Ｖｉ＝Ｒｉ｜Ｖｏ｜／（Ｒｉ＋Ｒｏ＋ｊωＲｉＲｏＣ）          （１）
ここで、ｊは虚数、ωは電圧源Ｖｏの角周波数である。この式より、図２の回路は、カットオフ周波数が（Ｒｉ＋Ｒｏ）／２πＲｉＲｏＣである１次のローパスフィルタであることがわかる。すなわち、キャパシタ１２〜１５の各々が、１次のローパスフィルタとして機能することがわかる。つまり、図１の無線受信回路には、キャパシタ１２およびキャパシタ１４による２次のローパスフィルタと、キャパシタ１３およびキャパシタ１５による２次のローパスフィルタとが含まれていることになる。
【００５２】
次に、このキャパシタ１２〜１５によって分散して配置されたフィルタ（以降、分散配置フィルタと呼ぶ）の動作を詳しく説明する。
【００５３】
この無線受信回路において、妨害波レベルが大きく、受動型バンドパスフィルタ２だけではこの妨害波をほとんど減衰できない場合がある。例えば、この無線受信回路を用いた携帯テレビを使用者が見ているすぐそばで、他の誰かが携帯電話をかけている場合、周波数帯約１００ＭＨｚ〜７００ＭＨｚのテレビ放送信号と共に、携帯電話が発信する８００ＭＨｚ〜１．９ＧＨｚ帯の周波数の信号がアンテナ１に入力される。このとき、妨害波の入力レベルはテレビ放送信号の１００ｄＢ以上になることがある。この様な場合、妨害波が受動型バンドパスフィルタ２で減衰されても、ミキサ５・６で周波数変換された妨害波がまだまだ大きなレベルで能動型ローパスフィルタ９・１０に入力されることになる。そして、この妨害波は周波数変換後でも１００ＭＨｚ以上のかなり高い周波数を持つので、能動型ローパスフィルタ９・１０ではフィルタリング機能が働かず、妨害波がそのままベースバンド回路１１に入力され、所望のチャネルの信号の復調が阻害される。
【００５４】
そこで、これら妨害波の周波数での減衰量ができる限り大きくなるように、キャパシタ１２〜１５による分散配置フィルタのカットオフ周波数を設定することが好ましい。ただし、能動型ローパスフィルタ９・１０の通過帯域に減衰の影響が現れないよう、キャパシタ１２〜１５による分散配置フィルタのカットオフ周波数は、能動型ローパスフィルタ９・１０のカットオフ周波数の１０倍程度以上にする方が良い。
【００５５】
次に、これらキャパシタ１２〜１５からなる分散配置フィルタの設計手順を説明する。
【００５６】
まず、図１の無線受信回路からキャパシタ１２〜１５を無くした状態の回路で、ミキサ５・６、バッファ７・８、および能動型ローパスフィルタ９・１０を、通常通りの設計方法で設計する。そして、各回路、すなわちミキサ５・６、バッファ７・８、および能動型ローパスフィルタ９・１０の入出力インピーダンスを求める。これらインピーダンスは、アナログ回路シミュレータを用いれば、簡単に求められる。そして、設定したカットオフ周波数と各回路の入出力インピーダンス（ミキサ５・６の出力インピーダンス、バッファ７・８の入出力インピーダンス、および能動型ローパスフィルタ９・１０の入力インピーダンス）とから式（１）によりキャパシタ１２〜１５に要求されるおおよそのキャパシタンスを求める。次に、これらキャパシタ１２〜１５を含む状態の回路、すなわち図１の無線受信回路で、アナログ回路シミュレータを用いて周波数特性を求め、最適な周波数特性が得られるようにキャパシタ１２〜１５のキャパシタンスを調整する。
【００５７】
以上のように、本実施の形態の無線受信回路は、従来の２次のＬＣフィルタを設けた無線受信回路と比較して、フィルタ用のインダクタを用いないので、アンテナ１を除いて、場合によってはアンテナ１および受動型バンドパスフィルタ２など除いて、他の主要回路をＩＣとして１チップ化（１つの集積回路に集積）できる。また、従来の２次のＬＣフィルタを設けた無線受信回路において、２次のＬＣフィルタを２次のＲＣフィルタに置き換えた場合と比較して、このフィルタのために、フィルタとその前後の回路との間にそれぞれ、フィルタとその前後の回路とのインピーダンスマッチングのためのバッファを別途設ける必要がない。また、フィルタの損失を考慮した前後の回路の設計をする必要がなく、フィルタの損失を考慮して増幅回路を追加する必要もない。それゆえ、無線受信回路の設計時の負担が少なくてすむと共に、フィルタによる信号電力あるいは電圧、電流の損失が発生することを回避でき、また、バッファや増幅回路の追加が不要となる。その結果、消費電力を削減することができる。
【００５８】
なお、無線受信回路で受信される無線信号の変調方式がディジタルであれば、ベースバンド回路１１は、アナログ回路のアンプとアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換回路とディジタル回路とで構成できる。そこで、図１の無線受信回路において、アンテナ１を除く主要回路、あるいはアンテナ１および受動型バンドパスフィルタ２を除く主要回路をＩＣ化する場合、これら主要回路を１チップ化するのではなく、これら主要回路のうちのベースバンド回路１１のアナログ回路以前の回路をＩＣ化したアナログＩＣチップと、上記アナログ／ディジタル変換回路以降のディジタル回路をＩＣ化したディジタルＩＣチップとの２チップにＩＣ化（２チップ化）した方が良いことがある。この構成によれば、ディジタル回路のノイズがアナログ回路に悪影響を与えることを阻止できる。また、アナログＩＣのプロセスの最小サイズはなかなか小さくできないのに対し、ディジタルＩＣのプロセスの最小サイズは今でも小さくなっている。そのため、アナログＩＣチップとディジタルＩＣチップとを１チップ化した場合と比較して、アナログＩＣチップとディジタルＩＣチップとを２チップ化した場合、ディジタルＩＣのチップサイズの方を小さくできるので、回路全体のサイズも小さくできる。それゆえ、回路全体のコストを低くできたり、無線携帯機器内部の基板におけるこの回路全体の占有面積を削減できたりする。
【００５９】
〔実施の形態２〕
本発明の第２の実施の形態として、特に低ＩＦ方式の無線受信回路に適した無線受信回路を説明する。この低ＩＦ方式の無線受信回路を図３に示す。なお、説明の便宜上、前記実施の形態１にて示した各部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００６０】
本実施の形態に係る無線受信回路は、第３の構成要素として能動型ローパスフィルタ９・１０に代えて能動型ローパスフィルタ９・１０イメージ除去フィルタ１６を備える点と、をさらに備えている点とを除いて、前記の実施の形態１に係る無線受信回路と同様の構成を備えている。
【００６１】
低ＩＦ方式の無線受信回路では、中間周波数の信号へのダウンコンバート時に、イメージ周波数にある信号成分（イメージ信号）がこの中間周波数の信号に混入することがある。そこで、図１の受信回路を低ＩＦ方式の無線受信回路に適用する場合には、ベースバンド回路１１において、２つのミキサ５・６で生成された直交信号（Ｉ信号およびＱ信号）からイメージ周波数の妨害波を除く処理を行うことが好ましい。
【００６２】
一方、本実施の形態に係る無線受信回路では、図３に示すように、イメージ除去フィルタ１６をバッファ７・８の後に置いている。すなわち、イメージ除去フィルタ１６を、バッファ７・８の出力端と能動型ローパスフィルタ１７の入力端との間に接続している。このイメージ除去フィルタ１６で、直交した２つの信号からＩＦ帯にあるイメージ信号を除去され、１つの信号として出力される。このとき、イメージ除去フィルタ１６の出力は直交信号（Ｉ信号およびＱ信号）では無く１つの信号となるので、中間周波数帯より高い周波数の妨害波を除去する能動型ローパスフィルタ１７は１つだけとなる。なお、この能動型ローパスフィルタ１７の出力信号には、中間周波数帯より低い低周波数成分も不要なので、この低周波数成分も除く能動型バンドパスフィルタを能動型ローパスフィルタ１７に代えて用いてもよい。本実施の形態に係る無線受信回路では、図３に示すように、式（１）を用いたフィルタのキャパシタとして、直前の構成要素であるイメージ除去フィルタ１６の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素である能動型ローパスフィルタ１７の入力インピーダンスとの組み合わせによりローパスフィルタとして機能するキャパシタ１８をイメージ除去フィルタ１６の後に置く。これにより、キャパシタ１２〜１５、１８によるフィルタの次数は全体で３次となる。
【００６３】
すなわち、本実施の形態に係る無線受信回路では、キャパシタ１２〜１５に加えて、イメージ除去フィルタ１６の出力端に一端が接続されたキャパシタ１８をさらに備え、キャパシタ１２〜１５・１８が、それらの直前の構成要素（ミキサ５・６、バッファ７・８、イメージ除去フィルタ１６）の出力インピーダンスおよびそれらの直後の構成要素（バッファ７・８、イメージ除去フィルタ１６、能動型ローパスフィルタ１７）の入力インピーダンスとの組み合わせにより、３次のローパスフィルタとして機能する。
【００６４】
これらキャパシタ１２〜１５・１８からなる分散配置フィルタの設計方法は、図１の無線受信回路におけるキャパシタ１２〜１５からなる分散配置フィルタと同様である。
【００６５】
このように、本実施の形態に係る無線受信回路では、ミキサ５・６から能動型ローパスフィルタ１７までの間にある機能ブロック、すなわちミキサ５・６、バッファ７・８、およびイメージ除去フィルタ１６の出力端に対してそれぞれ、その出力端とグランドとの間にキャパシタ１２〜１５・１８を接続している。これにより、キャパシタ１２〜１５・１８とその前後の回路の入出力インピーダンスとで１次ローパスフィルタを実現することができる。
【００６６】
このキャパシタ１２〜１５・１８による影響は、高周波成分の減衰としてしか現れない。その減衰される高周波成分の周波数は、キャパシタ１２〜１５・１８の大きさ（キャパシタンス）を調整することで実現できる。ここで、減衰される高周波成分の周波数は数ＭＨｚから１ＧＨｚ程度であり、このときのキャパシタ１２〜１５・１８のキャパシタンスも大きくても１００ｐＦを超えることはほとんど無い。これは、キャパシタ１２〜１５・１８をＩＣの内部に実現できることを意味する。キャパシタ１２〜１５・１８のキャパシタンスが所望帯域について影響を与えない値であれば、これらキャパシタ１２〜１５・１８を置くことによる他の回路への影響も問題ない。それゆえ、従来の２次のＬＣフィルタを設けた無線受信回路において、２次のＬＣフィルタを２次のＲＣフィルタに置き換えた場合に、受信回路設計時に問題となる受動型フィルタの挿入ロス、インピーダンスマッチングも軽減できる。つまり、フィルタとフィルタ前後の回路とのインピーダンスマッチングを考慮した設計を行ったり、バッファなどを別途追加したりする必要が無い。これは、無線受信回路の開発期間の短縮や、この無線受信回路の消費電力の削減に効果がある。これは、この無線受信回路を用いた無線携帯機器にとって重要な効果である。なぜなら、これら無線携帯機器の代表として携帯電話機が挙げられるが、新製品の発売時期の早遅が携帯電話機の販売シェアに大きく影響するのは自明の事実となっている。さらに、携帯電話機内部の部品の消費電力の総量で決まる携帯電話の待ち受け時間や通話時間の長さが、携帯電話機の購買決定の目安のひとつとなっている。
【００６７】
なお、この分散配置フィルタとしてのキャパシタ１２〜１５，１８は、各機能ブロック（ミキサ５・６、バッファ７・８、イメージ除去フィルタ１６）の出力端とグランドとの間に接続することで実現されたものに限定されない。キャパシタ１２〜１５，１８は、交流的に出力端とグランドとの間に入っていればよい。すなわち、キャパシタ１２〜１５は、一端が各機能ブロック（ミキサ５・６、バッファ７・８、イメージ除去フィルタ１６）の出力端に接続され、他端が、グランドに接続されることなく交流的に接地されていてもよい。したがって、例えば、各機能ブロック（ミキサ５・６、バッファ７・８、イメージ除去フィルタ１６）の出力端と、それらの機能ブロックに電力を供給する電源との間にキャパシタ１２〜１５，１８を挿入しても良い。
【００６８】
さらに、ミキサ５・６の出力が差動であれば、その差動出力間にキャパシタを入れても良い。すなわち、本発明に係る無線受信回路において、実施の形態１・２のようにミキサ５・６の出力が差動である場合には、分散配置フィルタとしてのキャパシタ１２〜１５を差動型（平衡型）のフィルタとすることも可能である。このような構成の一例を図４に基づいて説明する。
【００６９】
本変形例の無線受信回路は、図４に示すように、図１の無線受信回路における低雑音アンプ３を、入力がシングルエンド（不平衡）で出力が差動（平衡）の低雑音アンプ３Ａとし、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４、ミキサ５・６、バッファ７・８、および能動型ローパスフィルタ９・１０はそれぞれ、入出力とも差動の電圧制御発振器（ＶＣＯ）４Ａ、入出力とも差動のミキサ５Ａ・６Ａ、入出力とも差動のバッファ７Ａ・８Ａ、および入出力とも差動の能動型ローパスフィルタ９Ａ・１０Ａとする。また、ベースバンド回路１１を、入力が差動のベースバンド回路１１Ａとする。そして、本変形例の無線受信回路は、キャパシタ１２〜１５に代えてキャパシタ１９〜２２を備えている。キャパシタ１９〜２２は、ミキサ５Ａ・６Ａ、バッファ７Ａ・８Ａのそれぞれの差動出力間に挿入されている。キャパシタ１９〜２２は、キャパシタ１２〜１５と同様に、それらの直前の構成要素（前段回路）であるミキサ５Ａ・６Ａおよびバッファ７Ａ・８Ａの出力インピーダンス、およびそれらの直後の構成要素（後段回路）であるバッファ７Ａ・８Ａおよび能動型ローパスフィルタ９Ａ・１０Ａの入力インピーダンスとの組み合わせにより、２次のローパスフィルタとして機能する。
【００７０】
さらに、分散配置フィルタは、機能ブロック内の（機能ブロックより）さらに小さな機能単位の出力や入力とグランドとの間にキャパシタを接続することでも実現できる。例えば、図１の無線受信回路では、破線による四角で囲まれたものをミキサとして見ることができ、これが１つの機能ブロックとして表せる。つまり、破線による四角で囲まれたもの（ミキサ５・６およびバッファ７・８）は、ミキサ５（ミキサコア）とバッファ７とからなる１つの機能ブロック、およびミキサ６（ミキサコア）とバッファ８とからなる１つの機能ブロックとみなせる。そのようにみなした場合、機能ブロック内の機能ブロックよりさらに小さな機能単位であるミキサコアの出力端にキャパシタ１２・１３が接続されていることになる。
【００７１】
また、分散配置フィルタは、実施の形態１では２次のフィルタ、実施の形態２では３次のフィルタとなっていたが、分散配置フィルタの次数は、これら分散して配置したキャパシタの数によって任意に決めることができる。例えば、実施の形態２の無線受信回路において、能動型ローパスフィルタ１７の前に何らかの機能ブロック（例えば、後述するアンプ）を追加し、この機能ブロックの出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続すれば、分散配置フィルタの次数を４次まで上げることができる。
【００７２】
また、図１や図２では表していないが、能動型ローパスフィルタ９、１０、１７の前に、（可変利得）アンプを置く場合もある。このアンプは数段のアンプからなるのが普通であるから、能動型ローパスフィルタ９・１０の前および／または能動型ローパスフィルタ１７の前に（可変利得）アンプを設けた構成においては、（可変利得）アンプの各段の出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続することができる。なお、このように（可変利得）アンプを設け、（可変利得）アンプの各段の出力端に対して一端が接地されたキャパシタの他端を接続する場合、バッファ７・８およびバッファ７・８の入出力端に接続したキャパシタ１２〜１５を省略してもよい。
【００７３】
また、上記分散配置フィルタは、能動型ローパスフィルタ９、１０、１７が機能しない高周波の妨害波を除去する機能を持つフィルタとしてだけでなく、他の機能を持つフィルタとしても使用できる。例えば、これら能動型ローパスフィルタ９、１０、１７がスイッチトキャパシタフィルタであれば、エイリアシング成分（所望チャネルより大きい周波数の信号）がスイッチトキャパシタフィルタ９、１０、１７を通して、ベースバンド回路１１の入力信号に混入して、信号の復調を妨げる可能性がある。そこで、エイリアシング成分がスイッチトキャパシタフィルタ９、１０、１７を通して、ベースバンド回路１１の入力信号に混入して、信号の復調を妨げるのを防ぐためには、エイリアシング成分の除去（アンチエイリアシング）を行うアンチエイリアシングフィルタが能動フィルタ９の前に必要になる。このアンチエイリアシングフィルタを、分散配置フィルタ、すなわち、キャパシタ１２〜１５による２次のフィルタやキャパシタ１２〜１５・１８による３次のフィルタで実現できる。ただし、この場合、分散配置フィルタのカットオフ周波数が能動型ローパスフィルタ９、１０、１７のカットオフ周波数の数倍しかない場合がある。そのため、分散配置フィルタで使われるキャパシタ１２〜１５，１８、キャパシタ１２〜１５，１８の直前の機能ブロックの出力インピーダンス、およびキャパシタ１２〜１５，１８の直後の機能ブロックの入力インピーダンスの製造ばらつきや温度変動を考慮して、キャパシタ１２〜１５、１８のキャパシタンスを決定する必要がある。このとき、分散配置フィルタの全てのキャパシタ１２〜１５、１８をアンチエイリアシング用に使う必要は無い。分散配置フィルタを構成するキャパシタ１２〜１５、１８のうち、必要最小限のみのキャパシタをアンチエイリアシング機能に割り当て、残りのキャパシタは、高周波妨害波の必要以上の減衰がない程度にキャパシタンスを小さくすることで、能動型ローパスフィルタ９、１０、１７が機能しない高周波の妨害波を除去する機能を持つようにするとよい。これにより、能動型ローパスフィルタ９、１０、１７の通過帯域での分散配置フィルタによる減衰を最小限に抑えることができる。
【００７４】
さらに、この分散配置フィルタをアンチエイリアシングフィルタとして使用する例を発展させることもできる。例えば、能動型ローパスフィルタ９・１０または１７の前にアナログ／ディジタル変換器を置き、能動型ローパスフィルタ９・１０または１７をディジタルフィルタに置き換えることができる。
【００７５】
この変形例を図５に基づいて説明する。この変形例の無線受信回路は、図５に示すように、第３の構成要素として能動型ローパスフィルタ９・１０に代えてアナログ／ディジタル変換器２３・２４およびディジタルローパスフィルタ２５・２６を備えている以外は、図１の無線受信回路と同様の構成を備えている。アナログ／ディジタル変換器２３・２４は、バッファ７・８からの信号をディジタル信号に変換するものである。ディジタルローパスフィルタ２５・２６は、このディジタル信号から、ベースバンド内の所望チャネル信号以外にある妨害波を除去するものである。なお、この場合にも、ディジタルローパスフィルタ２５・２６に代えてディジタルバンドパスフィルタを用いることが可能である。
【００７６】
この場合、アナログの能動フィルタ設計よりディジタルフィルタの設計の方がはるかにしやすいので、無線受信回路の開発期間の短縮が期待できる。また、無線受信回路をＩＣ化する場合、前述したように、アナログの能動フィルタよりディジタルフィルタの方がチップ占有面積を減らすことが可能である。特に、ベースバンド回路１１がディジタル回路を含み、そのディジタル回路がディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）を有していれば、このＤＳＰでディジタルフィルタの機能を実現できるので、ディジタルフィルタ専用のチップ面積は不要となる。
【００７７】
また、分散配置フィルタは、妨害波による機能ブロック（構成要素）の飽和を防止する機能を持つフィルタとしてもよい。これは、妨害波による機能ブロックの飽和は、分散配置フィルタの後段にある能動フィルタだけの問題ではない。先に触れた様に、妨害波のレベルが大きい場合がある。これが他の機能ブロックにそのまま入力されて、その機能ブロックが飽和して、希望チャネル信号自身に大きな歪を与える。そこで、この妨害波を減衰させるために、分散配置フィルタを用いてもよい。例えば、図３の無線受信回路において、イメージ除去フィルタ１６が飽和しやすい場合などは、キャパシタ１２〜１５による分散配置フィルタでこの妨害波レベルをイメージ除去フィルタの飽和レベルよりも小さくすれば良い。この場合において、例えば、高周波の妨害波をイメージ除去フィルタの飽和レベルよりも小さく減衰することが２次の分散配置フィルタで実現できる場合には、キャパシタ１８を省略することも可能である。このように、分散配置フィルタとして、どの位置にキャパシタをどれだけ置くかは、妨害波の種類や各機能ブロックの状況により変る。この場合も、分散配置フィルタの設計がしやすいので、キャパシタの最適配置および最適特性値（キャパシタンス）の決定を他の回路要素パラメータをいじることなくシミュレーションなどで試行錯誤的に間単に決める事ができる。この設計は、ＲＣフィルタを別途設けることで実現する場合より遥かに簡単である。
【００７８】
なお、本発明で用いる複数のキャパシタによる分散配置フィルタは、妨害波除去の観点から、ミキサ５・６の前の高周波機能ブロック内においても実現可能であることは言うまでも無い。この場合、分散配置フィルタによって除去できる妨害波の周波数は数ＧＨｚと超高周波となる。さらに、この分散配置フィルタは、低ＩＦ方式以外のヘテロダイン方式の各機能ブロックに適応できることも言うまでもない。この場合も、設計のしやすさなどの利点を有する。
【００７９】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【００８０】
以上のように、本発明に係る無線受信回路は、アンテナで受信した高周波の無線信号を増幅し、周波数変換して所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、この無線受信回路を構成する機能ブロックの出力、および機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも２つの出力に対し、これら出力とＡＣ的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、ローパスフィルタを分散して構成したものであってもよい。
【００８１】
上記無線受信回路では、各機能ブロックの出力とＡＣ的グランド間にキャパシタを接続することでローパスフィルタが簡単にできる。そして、そのフィルタ次数は、これら分散して配置したキャパシタの数によって決めることができる。つまり、フィルタの設計を通過帯域でのキャパシタの挿入損失やインピーダンスマッチングをほとんど考慮することなく、簡単に行うことができる。
【００８２】
なお、当然のことであるが、上記各機能ブロックの「出力」は当然次の機能ブロックの「入力」であるので、上記分散配置のフィルタのキャパシタは、各機能ブロックの入力とＡＣ的グランド間に接続されているとも言える。
【００８３】
また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよび能動フィルタを有し、ミキサの出力から能動フィルタ入力までの機能ブロックの出力（ミキサの出力を含む）、およびミキサの出力から能動フィルタ入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも２つの出力に対し、これら出力とＡＣ的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、ローパスフィルタを分散して構成し、分散して構成されたローパスフィルタは、上記能動フィルタが機能しない高周波成分を減衰する構成であってもよい。
【００８４】
上記構成では、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、妨害波の周波数がミキサにより低くなってもまだ所望チャネルより十分周波数が高いとき、能動型フィルタで減衰できない高周波妨害波をこのキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。
【００８５】
また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよびスイッチトキャパシタフィルタを有し、ミキサの出力からスイッチトキャパシタフィルタの入力までの機能ブロックの出力（ミキサの出力を含む）、およびミキサの出力からアナログ／ディジタル変換器の入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも２つの出力に対し、これら出力とＡＣ的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、アンチエイリアシングフィルタを分散して構成したものであってもよい。
【００８６】
上記構成では、スイッチトキャパシタの前にアンチエイリアシングフィルタが必要である。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルより大きい周波数のエイリアシング成分を、このキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。
【００８７】
また、本発明に係る無線受信回路は、ミキサおよびアナログ／ディジタル変換器を有し、ミキサの出力からアナログ／ディジタル変換器の入力までの機能ブロックの出力（ミキサの出力を含む）、およびミキサの出力かアナログ／ディジタル変換器の入力までの機能ブロック内の要素の出力から選ばれる少なくとも２つの出力に対し、これら出力とＡＣ的グランドとの間、あるいは、これら出力が差動であればそれらの差動出力間にそれぞれキャパシタを接続することで、アンチエイリアシングフィルタを分散して構成したものであってもよい。
【００８８】
上記構成では、アナログ／ディジタル変換器の前にアンチエイリアシングフィルタが必要である。ここで、ミキサにより所望チャネルの周波数が低くなる場合、この所望チャネルより大きい周波数のエイリアシング成分を、このキャパシタによるフィルタで除去できるので、この妨害波による復調の影響を除くことができる。
【００８９】
上記の分散して構成されるローパスフィルタは、このフィルタを構成するそれぞれのキャパシタ以降にある機能ブロックの妨害波による飽和を阻止するように、キャパシタが配置されたものであってもよい。
【００９０】
上記構成では、周波数の高い妨害波によるそれぞれの機能ブロックが飽和する入力レベルは異なるが、それぞれの機能ブロックが飽和しないようにキャパシタを配置するが、設計時に、他の回路パラメータを調整しないで、この配置やキャパシタの値を最適化することができる。
【００９１】
本発明に係る無線受信回路において、ほとんどの主要機能ブロックがＩＣ化されていてもよい。
【００９２】
本発明に係る無線受信回路の主要機能ブロックをＩＣ化するとき、キャパシタの分散配置によるフィルタは、挿入ロスやキャパシタの前後の回路とのインピーダンスマッチングをほとんど考慮しないですむので、設計が簡単である。また、別途バッファなどの回路を追加しないですむので、消費電力の増加を抑えることができる。
【００９３】
また、本発明に係る無線携帯機器は、ほとんどの主要機能ブロックがＩＣ化された本発明に係る無線受信回路を備えている。
【００９４】
ほとんどの主要機能ブロックがＩＣ化された無線受信回路を無線携帯機器に用いることで、この無線携帯機器の開発期間の短縮や、無線携帯機器の使用時間の増加を期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
この発明による無線受信回路は、携帯電話や携帯テレビなどの無線携帯機器に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る無線受信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】フィルタリング特性を示す上記無線受信回路の分散配置フィルタを構成する複数のキャパシタのうちの１つと、そのキャパシタの前段回路の出力側および後段回路の入力側とで構成されるフィルタのフィルタリング特性を説明するための図であり、該フィルタの構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る無線受信回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る無線受信回路の一変形例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る無線受信回路の他の変形例の構成を示すブロック図である。
【図６】従来技術の無線受信回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９７】
１    アンテナ
２    バンドパスフィルタ
３    低雑音アンプ
３Ａ  低雑音アンプ
４    電圧制御発振器
４Ａ  電圧制御発振器
５，６  ミキサ（第１の構成要素）
５Ａ，６Ａ  ミキサ（第１の構成要素）
７，８  バッファ（第２の構成要素）
７Ａ，８Ａ  バッファ（第２の構成要素）
９，１０  能動型ローパスフィルタ（第３の構成要素）
９Ａ，１０Ａ  能動型ローパスフィルタ（第３の構成要素）
１１    ベースバンド回路
１２，１３  キャパシタ（第１のキャパシタ）
１４，１５  キャパシタ（第２のキャパシタ）
１６    イメージ除去フィルタ（第４の構成要素）
１７    能動型ローパスフィルタ（第３の構成要素）
１８    キャパシタ（第３のキャパシタ）
１９，２０  キャパシタ（第１のキャパシタ）
２１，２２  キャパシタ（第２のキャパシタ）
２３，２４  アナログ／ディジタル変換器（第３の構成要素）
【要約】
【課題】  アンテナで受信した高周波の無線信号をダウンコンバートして所望チャネルの信号を取り出す無線受信回路において、集積回路への集積化および消費電力の削減が可能であり、かつ回路設計が容易な無線受信回路、およびそれを用いた無線携帯機器を提供する。
【解決手段】  信号入力端と信号出力端との間に接続されたミキサ５・６、バッファ７・８、および能動型ローパスフィルタ９・１０と、能動型ローパスフィルタ９・１０では除去できない妨害波を除くための２次の受動型ローパスフィルタを備える無線受信回路において、一端がバッファ７・８の入力端に接続され他端が接地されたキャパシタ１２・１３と、一端がバッファ７・８の出力端に接続され他端が接地されたキャパシタ１４・１５とを設け、キャパシタ１２〜１５が、それらの前後の構成要素の入出力インピーダンスとの組み合わせにより、２次の受動型ローパスフィルタとして機能するように構成する。
【選択図】  図１
【図１】
0003686074.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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