(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をシンボル周期当たりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングし、該オーバーサンプリングした受信信号の同相成分信号および直交成分信号のそれぞれの２乗値を加算し、これを、所要のサンプル数分剰余算出手段で算出した剰余値の周期で切り換えて、複数の積算手段に出力し、該複数の積算手段のそれぞれで所要のサンプル数分積算した複数の積算値より最大値と最小値との情報を検出し、検出した前記最大値と最小値との情報に応じて、シンボルタイミングを検出することを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項２】
請求項１記載のシンボルタイミング検出方法において、２乗値を算出するための同相成分信号および直交成分信号はそれぞれロールオフフィルタによって帯域制限された信号であることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項３】
デジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、
π／４シフトＱＰＳＫ変調を使用し、フレームフォーマットの中にプリアンブルが付加されたデータで変調した送信信号を、前記受信機で受信して受信信号とし、
検波した前記受信信号をシンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、
前記プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値を計算し、
該２乗値が最大値を与える位置Ｍ1 と最小値を与える位置Ｍ2 とを検索して、Ｍ1 とＭ2 との中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、ｍをＮで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項４】
デジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、
π／４シフトＱＰＳＫ変調を使用し、フレームフォーマットの中にプリアンブルが付加されたデータを変調した送信信号を、前記受信機で受信して受信信号とし、
検波回路で直交検波した前記受信信号をシンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号をそれぞれルートロールオフフィルタで処理した信号からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、
前記プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値をそれぞれ２乗回路で計算し、
前記同相成分信号および直交成分信号の２乗値を加算回路により加算し、
該加算した２乗値から、最大値検索回路および最小値検索回路により最大値を与える位置Ｍ1 と最小値を与える位置Ｍ2 とを検索し、
前記最大値の位置Ｍ1 と前記最小値の位置Ｍ2 とから、加算回路と乗算回路とにより中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、
前記中間点ｍを、剰余算出回路で前記Ｎで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎを算出し、算出した前記剰余値ｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項５】
請求項３記載のシンボルタイミング検出方法において、
２乗値ｘ（ｎ）（ｎはサンプリング間隔ごとに１増加する整数）を、ｎを２Ｎで割った余りｎ ｍｏｄ ２Ｎで振り分け、
振り分けた系列（０、１、・・・２Ｎ−１）のそれぞれで平均値を計算し、
該平均値が最大となる系列の番号をＭ1 、最小となる系列の番号をＭ2 とし、Ｍ1 とＭ2 との中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、前記ｍをＮで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項６】
請求項３記載のシンボルタイミング検出方法において、
プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値が最小値を与える位置Ｍ2 を検索し、該Ｍ2 からシンボル周期の１／２離れた位置ｍ1 ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２、または、ｍ2 ＝Ｍ2 −Ｎ／２を求め、前記ｍ1 または前記ｍ2 をＮで割った余りｍ1 ｍｏｄ Ｎ、または、ｍ2 ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【請求項７】
請求項３または請求項５記載のシンボルタイミング検出方法において、
振り分けた平均値が最小となる系列の番号をＭ2 とし、該Ｍ2 からシンボル周期の１／２離れた位置ｍ1 ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２、または、ｍ2 ＝Ｍ2 −Ｎ／２を求め、前記ｍ1 、または、前記ｍ2 をＮで割った余りｍ1 ｍｏｄ Ｎ、または、ｍ2 ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信で使用される受信機において、受信した受信信号から、伝送されてきた音声やデータなどのデジタル情報信号を復号するときに使用されるシンボルタイミング検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
伝送したい音声やデータなどの情報信号をデジタル化して送受信を行なう、例えば、デジタル無線機などを使用するデジタル無線通信においては、デジタル送信機より送信されたデジタル送信信号を受信するデジタル受信機は、受信信号を処理し伝送されてきた情報信号を適正に取り出すために、伝送したい情報信号に所要の処理をし送信したデジタル送信機とのフレーム同期、シンボルタイミング同期、周波数変移補正などの各処理を行なう必要がある。
これら各処理の中で、シンボルタイミング同期を行なうために必要なシンボルタイミングの検出方法について説明をする。
図６は、受信した受信信号を検波して得られた同相成分信号および直交成分信号からデジタル情報信号を復号する復号回路のブロック図である。
図６に示す復号回路は、シンボルタイミング検出手段を備えており、受信信号からデジタル情報信号を復号するために必要なシンボルタイミングを相関により検出するシンボルタイミング検出方法を使用する例である。
なお、ここで説明に使用する受信信号は、π／４シフトＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying ）変調を使用し、フレームフォーマットの中にプリアンブル（“1001”（２進数）の繰り返し）が付加されたデータで変調した送信信号を、シンボル周期ＴS 当たりＮ倍（Ｎは自然数）でオーバーサンプリングした信号である。
【０００３】
受信機で受信した受信信号は、直交検波回路（図示してない）で復調されて同相（Ｉ）成分信号と直交（Ｑ）成分信号となり、同相成分信号が入力端子５０１を介してルートロールオフフィルタ５０３-1に、直交成分信号が入力端子５０２を介してルートロールオフフィルタ５０３-2に入力される。
ルートロールオフフィルタ５０３-1は、入力される同相成分信号の帯域制限を行ない、帯域制限を行なった同相成分信号をサンプラー５０７-1と相関回路５０４とへ出力する。
ルートロールオフフィルタ５０３-2は、入力される直交成分信号の帯域制限を行ない、帯域制限を行なった直交成分信号をサンプラー５０７-2と相関回路５０４とへ出力する。
【０００４】
相関回路５０４は、ルートロールオフフィルタ５０３-1より入力される帯域制限を行なった同相成分信号とルートロールオフフィルタ５０３-2より入力される帯域制限を行なった直交成分信号とに、別途、入力されるプリアンブルパターンとの相関演算を行ない、演算結果の実数部および虚数部を２乗値演算回路５０５へ出力する。
２乗値演算回路５０５は、相関回路５０４より入力される演算結果の実数部および虚数部の相関演算結果を２乗値演算し、算出した２乗値を最大値検索回路５０６へ出力する。
この２乗値演算回路５０５は、相関回路５０４から出力される演算結果が複素数であるために２乗値演算を行なう回路である。
なお、復号回路において、相関回路５０４と２乗値演算回路５０５と最大値検索回路５０６とでシンボルタイミング検出手段を構成している。
【０００５】
図７に、相関回路５０４の詳細なブロック図を示す。
図７において、６０１は、ルートロールオフフィルタ５０３-1より同相成分信号（複素数の実数部信号）が入力される入力端子、６０５は、ルートロールオフフィルタ５０３-2よれ直交成分信号（複素数の虚数部信号）が入力される入力端子、６０２-1〜６０２-7は、入力される同相成分信号および直交成分信号それぞれをＮサンプル分遅延（シンボル周期の遅延）させ出力する複数の遅延回路、６０７-1〜６０７-8は、入力される同相成分信号および直交成分信号の複素数信号とプリアンブルパターン（複素数信号）とを乗算し出力する複数の複素乗算回路、６０３-1は、複素乗算回路６０７-1と６０７-2とより出力される同相成分信号および直交成分信号の複素数信号とプリアンブルパターンとの乗算信号をそれぞれ加算する複素加算回路、６０３-2〜６０３-7は、前段の複素加算回路６０３よりの加算信号と複素乗算回路６０７よりの同相成分信号および直交成分信号とプリアンブルパターンとのそれぞれの乗算信号とを加算する複数の複素加算回路、６０４は、相関演算結果の複素数信号が出力される出力端子、６０６は、相関演算結果の複素数信号が出力される出力端子を示す。
なお、図７に、複数の複素乗算回路６０７それぞれに乗算するプリアンブルパターンｐの値を示しており、ｐの右肩に付与されている「* 」は複素共役を表している。
【０００６】
相関回路５０４の入力端子６０１に入力された同相成分信号および入力端子６０５に入力された直交成分信号は、複数のＮサンプル（例えば、１シンボル）遅延回路６０２でつぎつぎと遅延され、各遅延回路６０２の遅延した信号が各複素乗算回路６０７へ出力される。（図７において、ｘ（ｎ）は入力された信号、ｘ（ｎ−Ｎ）は遅延回路６０２-1で１シンボル周期遅延した信号、ｘ（ｎ−7Ｎ）は遅延回路６０２-1〜６０２-7で７シンボル周期遅延した信号を示している。これは、言い替えると、ｘ（ｎ−Ｎ）は１シンボル周期前に、ｘ（ｎ−7Ｎ）は７シンボル周期前に入力端子６０１、６０５に入力された信号を示している。）
【０００７】
入力端子６０１、６０５から入力された信号ｘ（ｎ）、各遅延回路６０２で遅延した信号ｘ（ｎ−Ｎ）〜ｘ（ｎ−7Ｎ）は、それぞれ複素乗算回路６０７-1〜６０７-8に入力され、別途、複素乗算回路６０７-1〜６０７-8のそれぞれに入力されるプリアンブルパターンｐ（７）〜ｐ（０）との乗算を行ない、乗算結果が複数の複素加算回路６０３-1〜６０３-7へ出力される。
複素加算回路６０３-1は、複素乗算回路６０７-1および６０７-2より入力される乗算結果を加算し、加算結果を複素加算回路６０３-2（図示してない）へ出力する。
複素加算回路６０３-2は、複素加算回路６０３-1より入力される加算結果と複素乗算回路６０７-3（図示してない）より入力される乗算結果とを加算し、加算結果を複素加算回路６０３-3（図示してない）へ出力する。
つづく複素加算回路６０３で同様の加算が行なわれ、最後の複素加算回路６０３-7は、複素加算回路６０３-6より入力される積算された加算結果と複素乗算回路６０７-8より入力される乗算結果とを加算し、すべてを積算した加算結果の実数部および虚数部を、それぞれ実数部出力端子６０４と虚数部出力端子６０６とへ出力する。
【０００８】
図６に示す復号回路において、同相成分信号のプリアンブルが入力端子５０１を介してルートロールオフフィルタ５０３-1に、直交成分信号のプリアンブルが入力端子５０２を介してルートロールオフフィルタ５０３-2に入力された場合、それぞれより出力される帯域制限を行なった同相成分信号および直交成分信号のプリアンブルは、図９のコンスタレーション波形図、および、図１０（ａ）、（ｂ）の波形図で示す波形のようになる。
さらに、帯域制限を行なった同相成分信号および直交成分信号のプリアンブルがルートロールオフフィルタ５０３より入力された場合の相関回路５０４の演算信号を、さらに２乗値演算回路５０５に入力し２乗値演算した信号は、図１０（ｃ）の波形図で示す波形のようになる。
また、図９、図１０には、ルートロールオフフィルタ２０３のロールオフ率αを変化させた波形を示しており、実線はロールオフ率α＝０．２、破線はα＝０．５、点線はα＝０．７の場合の波形である。
また、図９に示す波形上の点に付与されている数字（０）、（１）・・・（８）は遷移の順序を示している。
【０００９】
図１０（ｃ）に示すように、相関回路５０４よりの相関演算結果を２乗値演算回路５０５で演算した２乗値|r|2は、シンボル周期ＴS の２倍の周期２ＴS のシンボル点で値が最大となっている。
したがって、最大値検索回路５０６は、２乗値演算回路５０５より入力される２乗値|r|2が最大となるサンプル点を検索し、このサンプル点をサンプラー５０７-1および５０７-2へ出力する。
サンプラー５０７-1は、ルートロールオフフィルタ５０３-1より入力される帯域制限を行なった同相成分信号を、サンプラー５０７-2は、ルートロールオフフィルタ５０３-2より入力される帯域制限を行なった直交成分信号を、最大値検索回路５０６より入力される２乗値|r|2が最大となるサンプル点を基準にシンボル間隔でサンプリングし、サンプリングした結果をそれぞれ遅延検波回路５０８へ出力する。
遅延検波回路５０８は、サンプラー５０７-1およびサンプラー５０７-2より入力されるサンプリング結果を遅延検波し、位相の差分を取り、判定回路５０９へ出力する。
判定回路５０９は、遅延検波回路５０８より入力される位相差分信号を符号判定し、判定した結果を復号出力として出力端子５１０より他の回路へ出力する。
【００１０】
図８に、遅延検波回路５０８の詳細ブロック図を示す。
遅延検波回路５０８は、サンプラー５０７-1およびサンプラー５０７-2より出力されるサンプリング結果の複素数信号が、入力端子４０１および入力端子４０６を介し、複素乗算回路４０４とシンボル周期ＴS の遅延を持つ遅延回路４０２とに入力される。
シンボル周期ＴS の遅延回路４０２は、サンプラー５０７-1およびサンプラー５０７-2より入力されるサンプリング結果の複素数信号それぞれにシンボル周期ＴS の遅延を与え、シンボル周期ＴS の遅延をした複素数信号それぞれを複素共役演算回路４０３へ出力する。
複素共役演算回路４０３は、シンボル周期ＴS の遅延を持つ遅延回路４０２より入力されるシンボル周期ＴS の遅延をした複素数信号の虚数部の符号を反転し、複素乗算回路４０４へ出力する。
複素乗算回路４０４は、サンプラー５０７-1およびサンプラー５０７-2より入力されるサンプリング結果のそれぞれの複素数信号を、別途、複素共役演算回路４０３より入力される１シンボル前の信号であるシンボル周期ＴS の遅延を持つ複素共役信号とを乗算し、乗算結果を遅延検波出力端子４０５および４０７を介して、判定回路５０９へ出力する。
【００１１】
図１１に、判定回路５０９の詳細ブロック図を示す。
判定回路５０９は、遅延検波回路５０８の出力端子４０５および４０７より出力される複素数の位相差分信号が、同相成分信号入力端子1101および直交成分信号入力端子1102を介し、符号判定回路1103-1および1103-2に入力される。
同相成分信号入力端子1101より符号判定回路1103-1に入力される信号をＤI 、直交成分信号入力端子1102より符号判定回路1103-2に入力される信号をＤQ とする。
スイッチ1104の端子ａ-1〜ａ-4には、端子ａ-1から順番に、２ビットのデータ“００”、“０１”、“１０”、“１１”が入力され、端子ａ-1〜ａ-4のいずれかが、符号判定回路1103-1および1103-2の判定結果により端子ｂと接続される。
ＤI ≧０かつＤQ ≧０ならば、端子ａ-1とｂとを接続し、データ“００”を、復調出力端子1106を介して他の回路へ出力する。
ＤI ＜０かつＤQ ≧０ならば、端子ａ-2とｂとを接続し、データ“０１”を、復調出力端子1106を介して他の回路へ出力する。
ＤI ≧０かつＤQ ＜０ならば、端子ａ-3とｂとを接続し、データ“１０”を、復調出力端子1106を介して他の回路へ出力する。
ＤI ＜０かつＤQ ＜０ならば、端子ａ-4とｂとを接続し、データ“１１”を、復調出力端子1106を介して他の回路へ出力する。
【００１２】
図６に示す復号回路のシンボルタイミング検出手段で使用されるシンボルタイミング検出方法における演算量の大部分は、相関回路５０４での演算および２乗値演算回路５０５での演算である。
復号回路に使用されている相関回路５０４は、図７に示す一例のように演算部分が８個の複素乗算回路６０７と７個の複素加算回路６０３とで構成され、同相成分信号および直交成分信号の１サンプル分の信号を演算するのに、それぞれ８回の複素数乗算と７回の複素数加算（積算）を必要とする。
さらに詳細には、１回の複素積和（乗算と加算）演算は実数の積和演算４回で構成されるので、相関回路５０４の演算は、１サンプル分を演算するのにそれぞれ３２回の積和演算（実数）を必要とする。
また、２乗値演算回路５０５は、相関回路５０４より入力される相関演算結果の実数部の２乗値および虚数部の２乗値をそれぞれ演算し、それぞれの２乗値を加算するので、２回の実数乗算と１回の実数加算で構成され、１サンプル分の演算をするのに２回の積和演算（実数）を必要とする。
【００１３】
したがって、相関回路５０４での演算および２乗値演算回路５０５での演算は、１サンプルの演算をするのに合計３４回の積和演算（実数）を必要とする。
例えば、動画データの伝送を行なう無線システムの場合、伝送レートが数Ｍｂｐｓ〜１０数Ｍｂｐｓとなるため、この場合の演算量は大きなものとなる。
例えば、伝送ビットレートが１０Ｍｂｐｓ（π／４シフトＱＰＳＫでは２ビットのデータで１回変調され、シンボルレート（１秒間の変調回数）は５Ｍｂｐｓとなる）、フレーム長が５１２シンボル、プリアンブルの長さが５０シンボルあり、そのうち１０シンボルをシンボルタイミング検出に使用し、シンボル周期ＴS 当たり１６倍オーバーサンプリングの場合を想定すると、３４回×５Ｍｂａｕｄ×１６×（１０／５１２）＝５３．１２５ＭＩＰＳの演算量となる。
ただし、１命令で１回の積和演算を行なえるＤＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）を想定している。
１００ＭＩＰＳのＤＳＰを使用するとしても、処理量の半分がシンボルタイミング検出で占められてしまうことになる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術によるシンボルタイミング検出方法は、シンボルタイミングの検出における演算量の大部分が相関演算で占められており、１サンプル分の相関演算に３２回の積和演算を必要とするとして、例えば、動画データを伝送する１０Ｍｂｐｓの無線システムでは、フレーム長５１２シンボルに対して、プリアンブルを１０シンボル分使用し、１６倍オーバーサンプリングの場合を想定すると、シンボルタイミング検出に５０ＭＩＰＳの演算量を必要とする。
本発明は、前記問題を解決し、シンボルタイミング検出の演算量を減少させたシンボルタイミング検出方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、受信信号をシンボル周期当たりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングし、該オーバーサンプリングした受信信号の同相成分信号および直交成分信号の２乗値をそれぞれ算出し、算出した前記２乗値それぞれを加算した加算値について隣り合うシンボル点同士の最大値と最小値との情報を算出し、算出した前記最大値と最小値との情報に応じて、シンボルタイミングを検出する方法である。
また、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、デジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、π／４シフトＱＰＳＫ変調を使用し、フレームフォーマットの中にプリアンブルが付加されたデータで変調した送信信号を、前記受信機で受信して受信信号とし、検波した前記受信信号をシンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値を計算し、該２乗値が最大値を与える位置Ｍ1 と最小値を与える位置Ｍ2 とを検索して、Ｍ1 とＭ2 との中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、ｍをＮで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとする方法である。
【００１６】
また、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、デジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、π／４シフトＱＰＳＫ変調を使用し、フレームフォーマットの中にプリアンブルが付加されたデータを変調した送信信号を、前記受信機で受信して受信信号とし、検波回路で直交検波した前記受信信号をシンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号をそれぞれルートロールオフフィルタで処理した信号からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値をそれぞれ２乗回路で計算し、前記同相成分信号および直交成分信号の２乗値を加算回路により加算し、該加算した２乗値から、最大値検索回路および最小値検索回路により最大値を与える位置Ｍ1 と最小値を与える位置Ｍ2 とを検索し、前記最大値の位置Ｍ1 と前記最小値の位置Ｍ2 とから、加算回路と乗算回路とにより中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、前記中間点ｍを、剰余算出回路で前記Ｎで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎを算出し、算出した前記剰余値ｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとする方法である。
【００１７】
さらに詳しくは、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、２乗値ｘ（ｎ）（ｎはサンプリング間隔ごとに１増加する整数）を、ｎを２Ｎで割った余りｎｍｏｄ ２Ｎで振り分け、振り分けた系列（０、１、・・・２Ｎ−１）のそれぞれで平均値を計算し、該平均値が最大となる系列の番号をＭ1 、最小となる系列の番号をＭ2 とし、Ｍ1 とＭ2 との中間点ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を求め、前記ｍをＮで割った余りｍ ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとする方法である。
また、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、プリアンブル区間の同相成分信号および直交成分信号の２乗値が最小値を与える位置Ｍ2 を検索し、該Ｍ2 からシンボル周期の１／２離れた位置ｍ1 ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２、または、ｍ2 ＝Ｍ2 −Ｎ／２を求め、前記ｍ1 または前記ｍ2 をＮで割った余りｍ1  ｍｏｄ Ｎ、または、ｍ2  ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとする方法である。
また、本発明によるシンボルタイミング検出方法は、振り分けた平均値が最小となる系列の番号をＭ2 とし、該Ｍ2 からシンボル周期の１／２離れた位置ｍ1 ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２、または、ｍ2 ＝Ｍ2 −Ｎ／２を求め、前記ｍ1 、または、前記ｍ2 をＮで割った余りｍ1  ｍｏｄ Ｎ、または、ｍ2  ｍｏｄ Ｎをシンボルタイミングとする方法である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明によるシンボルタイミング検出方法の実施形態の説明をする前に本発明の基本とする要点を概略説明する。
従来技術によるシンボルタイミング検出方法は、復号回路において、ルートロールオフフィルタから出力される帯域制限を行なった同相成分信号および直交成分信号の相関演算を行なってから２乗値の演算を行なっているが、本発明によるシンボルタイミング検出方法では、ルートロールオフフィルタから出力される帯域制限を行なった同相成分信号および直交成分信号の相関演算を行なわず、２乗値の演算を行なって使用する。
ルートロールオフフィルタから出力される帯域制限を行なった同相成分信号および直交成分信号のプリアンブルの波形は、図５（ａ）、（ｂ）の波形図のようになっており、演算した２乗値の波形は、図１０（ｃ）の波形図に示すようになり、ロールオフ率α≦０．５の場合、隣り合うシンボル点同士の中心で極大および極小となるが、ロールオフ率α＞０．５の場合、極小点のみ存在する。
したがって、ロールオフ率α≦０．５の場合は、極大点および極小点の中心をシンボルタイミングとし、ロールオフ率α＞０．５の場合は、極小点から前方へ、あるいは、後方へ１／２シンボル長離れた点をシンボルタイミングとするものである。
【００１９】
基本の概略説明につづき、本発明によるシンボルタイミング検出方法の実施例を図１、図２、図３を使用して説明する。
図１は、極大点と極小点との中心をシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図である。
同相成分信号入力端子１０１を介してルートロールオフフィルタより入力される帯域制限された同相成分信号（Ｉ（ｎ））は、２乗回路１０４-1に入力され、直交成分信号入力端子１０２を介してルートロールオフフィルタより入力される帯域制限された直交成分信号（Ｑ（ｎ））は、２乗回路１０４-2に入力される。
２乗回路１０４-1と２乗回路１０４-2とは、入力される同相成分信号（Ｉ（ｎ））および直交成分信号（Ｑ（ｎ））の２乗値をそれぞれ演算し、演算したそれぞれの２乗値（Ｉ（ｎ）2およびＱ（ｎ）2）をそれぞれ加算回路１０５へ出力する。
【００２０】
加算回路１０５は、２乗回路１０４-1と２乗回路１０４-2とよりそれぞれ入力される２乗値を加算し、加算した２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）をロータリースイッチ１０７のａ接点へ出力する。
なお、入力端子１０１に入力される同相成分信号（Ｉ（ｎ））および入力端子１０２に入力される直交成分信号（Ｑ（ｎ））は、シンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングされており、ｎはそのサンプル番号を示している。
サンプル番号入力端子１０３を介して前記サンプル番号ｎの信号を剰余算出回路１０６に入力する。
剰余算出回路１０６は、入力されるよりサンプル番号ｎの信号を２Ｎで割った余りｎ ｍｏｄ ２Ｎを算出し、算出した剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎをロータリースイッチ１０７へ出力する。
ロータリースイッチ１０７は、加算回路１０５よりａ接点に入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）を、別途、剰余算出回路１０６より入力される剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎの周期で切り換え、複数の接点ｂ-0〜ｂ-(2n-1) を介して２Ｎ個の積算回路１０８-0〜１０８-(2n-1) それぞれへ出力する。
【００２１】
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれ図４に示すように、加算回路３０２と遅延回路３０３とで構成されており、加算回路３０２より出力される２乗値の加算結果を遅延回路３０３で所要時間遅延させて加算回路３０２にもどし、加算回路３０２でつぎの２乗値の入力信号と加算することで積算を行なっている。
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれ入力端子３０１より入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）を加算していくが、この加算は雑音の影響を軽減するためである。
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれに入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2 ＋Ｑ（ｎ）2 ）を所要サンプル数だけ積算し、積算値を最大値検索回路１０９と最小値検索回路１１０とへ出力する。
【００２２】
最大値検索回路１０９は、２Ｎ個の積算回路１０８より入力される積算値から最大値を検索して最大となる積算回路回路１０８の番号Ｍ1 を求め、最小値検索回路１１０は、２Ｎ個の積算回路１０８より入力される積算値から最小値を検索して最小となる積算回路１０８の番号Ｍ2 を求め、それぞれ加算回路１０５へ出力する。
なお、２Ｎ個の積算回路１０８の番号は、ロータリースイッチ１０７が剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎ＝０の時に接続されるものを「０」、剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎ＝１の時に接続されるものを「１」というように付与している。
加算回路１１１は、最大値検索回路１０９より入力される番号Ｍ1 と最小値検索回路１１０より入力される番号Ｍ2 とを加算し、加算した（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）を乗算回路１１２へ出力する。
乗算回路１１２は、加算回路１１１より入力される加算結果（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）と、別途、入力される１／２信号とを乗算し、乗算結果ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２を剰余算出回路１１３へ出力する。
剰余算出回路１１３は、乗算回路１１２より入力される乗算結果ｍ＝（Ｍ1 ＋Ｍ2 ）／２をＮで割った余り剰余値ｍ ｍｏｄ Ｎを算出し、算出した剰余値ｍ ｍｏｄ Ｎの値をシンボルタイミング出力端子１１４からサンプラーへ出力する。
【００２３】
図２は、極小点のみを用いるシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図である。
同相成分信号入力端子１０１を介してルートロールオフフィルタより入力される帯域制限された同相成分信号（Ｉ（ｎ））は、２乗回路１０４-1に入力され、直交信号入力端子１０２を介してルートロールオフフィルタより入力される帯域制限された直交信号（Ｑ（ｎ））は、２乗回路１０４-2に入力される。
２乗回路１０４-1と２乗回路１０４-2とは、入力される同相成分信号（Ｉ（ｎ））および直交成分信号（Ｑ（ｎ））の２乗値をそれぞれ演算し、演算したそれぞれの２乗値（Ｉ（ｎ）2およびＱ（ｎ）2）をそれぞれ加算回路１０５へ出力する。
【００２４】
加算回路１０５は、２乗回路１０４-1と２乗回路１０４-2とよりそれぞれ入力される２乗値を加算し、加算した２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）をロータリースイッチ１０７のａ接点へ出力する。
なお、入力端子１０１に入力される同相成分信号（Ｉ（ｎ））および入力端子１０２に入力される直交成分信号（Ｑ（ｎ））は、シンボル周期当たりＮ回オーバーサンプリングされており、ｎはそのサンプル番号を示している。
サンプル番号入力端子１０３を介して前記サンプル番号ｎの信号を剰余算出回路１０６に入力する。
剰余算出回路１０６は、入力されるよりサンプル番号ｎの信号を２Ｎで割った余りｎ ｍｏｄ ２Ｎを算出し、算出した剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎをロータリースイッチ１０７へ出力する。
ロータリースイッチ１０７は、加算回路１０５よりａ接点に入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）を、別途、剰余算出回路１０６より入力される剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎの周期で切り換え、複数の接点ｂ-0〜ｂ-(2n-1) を介して２Ｎ個の積算回路１０８-0〜１０８-(2n-1) それぞれへ出力する。
【００２５】
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれ図４に示すように、加算回路３０２と遅延回路３０３とで構成されており、加算回路３０２より出力される２乗値の加算結果を遅延回路３０３で所要時間遅延させて加算回路３０２にもどし、加算回路３０２でつぎのの２乗値の入力信号と加算することで積算を行なっている。
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれ入力端子３０１より入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）を加算していくが、この加算は雑音の影響を軽減するためである。
２Ｎ個の積算回路１０８は、それぞれに入力される２乗値（Ｉ（ｎ）2 ＋Ｑ（ｎ）2 ）を所要サンプル数だけ積算し、積算値を最小値検索回路１１０へ出力する。
【００２６】
最小値検索回路１１０は、２Ｎ個の積算回路１０８より入力される積算値から最小値を検索して最小となる積算回路１０８の番号Ｍ2 を求め、加算回路１１１へ出力する。
なお、２Ｎ個の積算回路１０８の番号は、ロータリースイッチ１０７が剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎ＝０の時に接続されるものを「０」、剰余値ｎ ｍｏｄ ２Ｎ＝１の時に接続されるものを「１」というように付与している。
加算回路１１１は、最小値検索回路１１０より入力される番号Ｍ2 と別途、入力されるＮ／２信号とを加算し、加算結果ｍ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２を剰余算出回路１１３へ出力する。
剰余算出回路１１３は、加算回路１１１より入力される加算結果ｍ＝Ｍ2 ＋Ｎ／２をＮで割った余り剰余値ｎ ｍｏｄ Ｎを算出し、算出した剰余値ｎ ｍｏｄ Ｎの値をシンボルタイミング出力端子１１４からサンプラーへ出力する。
【００２７】
図３は、図１および図２に示した本発明によるシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路が使用されている復号回路のブロック図である。
ここで説明に使用する受信信号は、π／４シフトＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）で変調した信号である。
受信機で受信した受信信号は、検波回路（図示してない）で復調されて同相成分信号（Ｉ）と直交成分信号（Ｑ）となり、シンボル周期ＴS 当たりＮ＝１６回オーバーサンプリングされた同相成分信号（Ｉ）が入力端子２０１を介してルートロールオフフィルタ２０３-1に、シンボル周期ＴS 当たりＮ＝１６回オーバーサンプリングされた直交成分信号（Ｑ）が入力端子２０２を介してルートロールオフフィルタ２０３-2に入力される。
ルートロールオフフィルタ２０３-1は、入力される同相成分信号（Ｉ）の帯域制限を行ない、帯域制限を行なった同相成分信号（Ｉ（ｎ））をサンプラー２０６-1とシンボルタイミング検出回路２０５とへ出力する。
ルートロールオフフィルタ２０３-2は、入力される直交成分信号（Ｑ）の帯域制限を行ない、帯域制限を行なった直交成分信号（Ｑ（ｎ））をサンプラー２０６-2とシンボルタイミング検出回路２０５とへ出力する。
【００２８】
ここで、シンボルタイミング検出回路２０５は、ルートロールオフフィルタ２０３のロールオフ率をα≦０．５と想定し、図１に示す極大点と極小点の中心をシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法を使用するものとする。
また、雑音の影響を軽減するために、シンボル周期１０ＴS にわたり、積算回路１０８で積算を行なうものとする。
シンボルタイミング検出回路２０５は、ルートロールオフフィルタ２０３-1より入力される帯域制限を行なった同相成分信号（Ｉ（ｎ））と、ルートロールオフフィルタ２０３-2より入力される帯域制限を行なった直交成分信号（Ｑ（ｎ））と、サンプルカウンタ２０４より入力されるサンプル番号（ｎ）の信号とからシンボルタイミングを検出し、検出したシンボルタイミングをサンプラー２０６-1および２０６-2へ出力する。
【００２９】
サンプラー２０６-1は、ルートロールオフフィルタ２０３-1より入力される帯域制限を行なった同相成分信号（Ｉ（ｎ））を、サンプラー２０６-2は、ルートロールオフフィルタ２０３-2より入力される帯域制限を行なった直交成分信号（Ｑ（ｎ））を、シンボルタイミング検出回路２０５より入力されるシンボルタイミングでシンボル周期ＴS 毎にサンプリングし、サンプリングした結果をそれぞれ遅延検波回路２０７へ出力する。
遅延検波回路２０７は、サンプラー２０６-1およびサンプラー２０６-2より入力されるサンプリング結果を遅延検波し、位相の差分を取り、判定回路２０８へ出力する。
判定回路２０８は、遅延検波回路２０７より入力される検波されたデータを符号判定し、判定した結果を復号出力として復号信号出力端子２０９より他の回路へ出力する。
【００３０】
実施例として説明した上述の復号回路は、演算量の大部分がＩ（ｎ）2 ＋Ｑ（ｎ）2 の複素２乗演算で、１サンプルのＩ（ｎ）、Ｑ（ｎ）に対して、この複素２乗演算を１回行なう。
この複素２乗演算を行なう回路は、乗算回路２個と加算回路１個とで構成され、１サンプル分の演算に２回の積和演算（実数）を必要とする。
なお、演算量の大部分が複素２乗演算で占められるため、図２に示した極小点のみを使用するシンボルタイミング検出方法を使用した場合も、ほぼ、同じ演算量となる。
従来技術で説明した場合と同様に、１０Ｍｂｐｓの動画データの伝送を行なう無線システムで、フレーム長５１２シンボル、信号が１６倍オーバーサンプリングされていて、シンボルタイミング検出に１０シンボル分の信号を用いる場合を想定すると、本発明によるシンボルタイミング検出方法による演算処理量は、２回×５Ｍbaud×１６×（１０／５１２）＝３．１２５ＭＩＰＳとなり、従来技術によるシンボルタイミング検出方法の演算量の約５．９％である。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、シンボルタイミング検出の演算量を減少させたシンボルタイミング検出方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図２】本発明による第２のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図３】本発明によるシンボルタイミング検出方法を使用した復号回路のブロック図。
【図４】図１、図２に示すシンボルタイミング検出回路に使用される積算回路のブロック図。
【図５】図３に示す復号回路にプリアンブルを入力した場合のＩおよびＱのルートロールオフフィルタ出力波形図と２乗値の波形図。
【図６】従来技術によるシンボルタイミング検出方法を使用した復号回路のブロック図。
【図７】図６に示す復号回路に使用される相関回路のブロック図。
【図８】図６に示す復号回路に使用される遅延検波回路のブロック図。
【図９】図６に示す復号回路にプリアンブルを入力した場合のコンスタレーション。
【図１０】図６に示す復号回路にプリアンブルを入力した場合のＩおよびＱのルートロールオフフィルタ出力波形図と２乗値の波形図。
【図１１】従来の判定回路の詳細を示すブロック図。
【符号の説明】
１０１…同相成分信号（Ｉ（ｎ））入力端子、１０２…直交成分信号（Ｑ（ｎ））入力端子、１０３…サンプル番号入力端子、１０４…２乗回路、１０５、１１１、３０２、６０３…加算回路、１０６、１１３…剰余算出回路、１０７…ロータリスイッチ、１０８…積算回路、１０９…最大値検索回路、１１０…最小値検索回路、１１２、４０４、６０７…乗算回路、１１４…シンボルタイミング出力端子、２０１、５０１…同相成分信号（Ｉ）入力端子、２０２、５０２…直交成分信号（Ｑ）入力端子、２０３、５０３…ルートロールオフフィルタ、２０４…サンプルカウンタ、２０５…シンボルタイミング検出回路、２０６、５０７…サンプラー、２０７、５０８…遅延検波回路、２０８、５０９…判定回路、２０９、５１０…復号信号出力端子、３０３、４０２、６０２…遅延回路、４０３…複素共役演算回路、５０４…相関回路、５０５…２乗値演算回路、５０６…最大値検索回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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