(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム拡散通信システムの拡散符号位相を、第１の拡散符号系列を含む伝送されてきた被伝送同位相（Ｉ）符号信号および第２の拡散符号系列を含み前記被伝送Ｉ符号信号との間で所定の相互符号系列位相関係値を有する被伝送直交位相（Ｑ）符号信号を有する被伝送符号信号に急速に同期させる高速捕捉装置であって、
前記被伝送符号信号を受信するとともに前記受信した被伝送符号信号から前記被伝送Ｉ符号信号および前記被伝送Ｑ符号信号を分離する受信手段と、
符号系列と前記被伝送符号信号との間の相関をとる相関手段であって実質的に並列的に出力をそれぞれ生ずるＩ符号信号相関器およびＱ符号信号相関器を備える相関手段と、
符号制御信号値に応答してＩ符号位相値を有するＩ符号系列のローカル発生部分とＱ符号位相値を有するＱ符号系列のローカル発生部分とを発生するローカル符号系列発生器と、
前記Ｉ符号信号相関器、前記Ｑ符号信号相関器および前記ローカル符号系列発生器に接続され、符号系列ロックを判定し達成し維持するコントローラであって、前記Ｉ符号信号相関器が前記Ｉ符号系列の前記ローカル発生部分と前記被伝送Ｉ符号信号との間の相関をとり、前記Ｉ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｉ符号位相値と前記被伝送Ｉ符号信号の符号位相値とが一致する符号位相値を有する場合にＩ一致出力値を発生し、前記Ｑ符号信号相関器が前記Ｑ符号系列の前記ローカル発生部分と前記被伝送Ｑ符号信号との間の相関をとり、前記Ｑ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｑ符号位相値と前記被伝送Ｑ符号信号の符号位相値とが一致する符号位相値を有する場合にＱ一致出力値を発生するコントローラと
を含む高速捕捉装置において、
前記コントローラが、前記Ｉ一致出力値に応答して前記Ｉ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｉ符号位相値をロックするとともに前記Ｑ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｑ符号位相値を設定するように符号制御信号値を発生し、前記Ｑ一致出力値に応答して前記Ｑ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｑ符号位相値をロックするとともに前記Ｉ符号系列の前記ローカル発生部分の前記Ｉ符号位相値を設定するように符号制御信号値を発生し、
前記コントローラが、前記Ｉ一致出力値および前記Ｑ一致出力値の不在に応答して、前記Ｉ符号位相値および前記Ｑ符号位相値を調節する前記符号制御信号値を発生する
高速捕捉装置。
【請求項２】
前記第１の拡散符号系列が前記第２の拡散符号系列と等価であり、前記被伝送Ｉ符号信号および前記被伝送Ｑ符号信号がそれぞれの符号位相を同一にしない所定の相互符号系列位相関係を有する請求項１記載の高速捕捉装置。
【請求項３】
前記第１の拡散符号系列および前記第２の拡散符号系列の各々を長さＬの符号チップからなる複数の高速捕捉系列から選び、前記高速捕捉系列の各々が長さＮの符号チップを有する短符号部分と長さＭの符号チップを有する長符号部分とを含むとともに、前記短符号部分が反復的に現れるｌｏｇ２Ｌの位相の平均サーチ値を有し、
前記Ｉ符号系列の前記ローカル発生部分が前記高速捕捉系列それぞれの短符号部分に等価なＩ系列を含み、前記Ｑ符号系列の前記ローカル発生部分が前記高速捕捉系列の短符号部分に等価なＱ系列を含み、
前記Ｉ符号信号相関器が、前記Ｉ符号系列のローカル発生部分のＩ符号位相値および前記被伝送Ｉ符号信号の符号位相が前記第１の拡散符号系列の各短符号系列の１回の発生と同位相のＩ系列に対応する符号位相値を有する場合にＩ中間値を発生する手段をさらに含み、
前記Ｑ符号信号相関器が、前記Ｑ符号系列のローカル発生部分のＱ符号位相値および前記被伝送Ｑ符号信号の符号位相が前記第２の拡散符号系列の各短符号系列の１回の発生と同位相のＱ系列に対応する符号位相値を有する場合にＱ中間値を発生する手段をさらに含み、
前記コントローラが、前記Ｉ中間値ならびに前記Ｉ一致出力値および前記Ｑ一致出力値の不在に応答して前記Ｉ符号位相値および前記Ｑ符号位相値を調節する符号制御信号値を発生し、前記Ｉ符号系列のローカル発生部分の各ローカル短符号系列部分を前記第１の拡散符号系列の短符号系列の各発生時点のそれぞれと同位相に維持し、前記Ｑ中間値ならびに前記Ｉ一致出力値および前記Ｑ一致出力値の不在に応答して、前記Ｉ符号位相値および前記Ｑ符号位相値を調節する符号制御信号値を発生し、前記Ｑ符号系列のローカル発生部分の各Ｑ系列を前記第２の拡散符号系列の短符号系列の各発生時点のそれぞれと同位相に維持する
請求項１記載の高速捕捉装置。
【請求項４】
前記短符号部分が長さＮ（Ｎは偶数の整数）の符号チップを有し、前記長符号部分が長さＭ（Ｍは奇数の整数）の符号チップを有する請求項３記載の高速捕捉装置。
【請求項５】
前記短符号部分が長さＮ（Ｎは奇数の整数）の符号チップを有し、前記長符号部分が長さＭ（Ｍは偶数の整数）の符号チップを有する請求項３記載の高速捕捉装置。
【請求項６】
前記高速捕捉系列の各々が長さＮの符号チップを有する短符号部分および長さＭの符号チップを有する長符号部分を含み、前記複数の高速捕捉系列が長さＬの符号チップを有する（Ｌ、ＭおよびＮは整数であり、ＬはＭとＮの積である）請求項３記載の高速捕捉装置。
【請求項７】
前記高速捕捉系列の各々が長さＮの符号チップを有する短符号部分および長さＭの符号チップを有する長符号部分を含み、前記複数の高速捕捉系列が長さＬの符号チップを有する（Ｌ、ＭおよびＮは整数であり、ＬはＭとＮの最小公倍数に等しい）請求項３記載の高速捕捉装置。
【請求項８】
前記第１の拡散符号系列および前記第２の拡散符号系列が前記複数の高速捕捉系列から選んだ互いに等価の高速捕捉系列である請求項３記載の高速捕捉装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は概括的にはスペクトラム拡散通信としても知られる符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信に関する。より詳しくいうと、本発明は所定の無線周波数を通じて一つ以上の同時並行の利用者ベアラチャネルを提供し、マルチパス干渉を阻止しながらベアラチャネル速度の動的割当てを可能にする大容量ＣＤＭＡ通信システムを提供するためのシステムおよび方法に関する。
【０００２】
【関連技術の説明】
農村の電話システムや発展途上国における電話システムなど遠隔地として分類される利用者群に高品質の電話通信サービスを提供することが近年課題になってきた。これらの需要の一部は、固定式または移動式の周波数分割多重（ＦＤＭ）システム、周波数多元接続（ＦＤＭＡ）システム、時分割多重（ＴＤＭ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割および時分割組合せシステム（ＦＤ／ＴＤＭＡ）、およびこれら以外の陸上移動無線システムなどの無線サービスによって満たされてきた。通常これらの遠隔地電話サービスは、周波数帯域幅またはスペクトル帯域幅容量によって同時並行的にサポートできる数よりも多数の潜在的利用者に対処しなければならない。
【０００３】
これらの制約を考慮して、無線通信の最近の進歩は複数の利用者による同時並行の通信を提供するのにスペクトラム拡散変調手法を用いている。スペクトラム拡散変調とは、拡散符号信号、すなわち符号発生器で生成され情報データビットまたはシンボル信号の周期よりも短い周期ＴＣの拡散符号信号で情報信号を変調することを意味する。情報信号送信用の搬送波周波数を上記符号信号で変調して周波数ホッピング拡散とすることもでき、また情報データ信号を拡散符号信号に乗算して直接系列拡散（ＤＳ）とすることもできる。スペクトラム拡散変調は、情報信号の送信に必要な帯域幅よりも実質的に大きい帯域幅の信号を生成する。受信機で受信信号を同期復調し逆拡散することによって原情報信号を再生する。受信機の同期復調器は基準信号を用いて逆拡散回路を入力スペクトラム拡散被変調信号に同期させ、搬送波および情報信号を再生する。この基準信号は、情報信号による変調を受けていない拡散符号で構成できる。
【０００４】
無線通信網にスペクトラム拡散変調を用いると、多数の利用者が相互間干渉を最小限に抑えながら同一の周波数帯域を利用できるので多くの利点が得られる。スペクトラム拡散変調は他の干渉源からの影響も低減する。また、同期スペクトラム拡散変調復調手法は、各々が互いに異なる拡散符号でスペクトラム拡散されしかも単一の基準信号のみを利用者に送信する複数メッセージチャネルをその単一の利用者のために設けることによって拡張できる。
【０００５】
スペクトラム拡散手法を用いる分野の一つがパーソナル通信サービス（ＰＣＳ）用のセルラー移動通信の分野である。この種のシステムは多数の利用者をサポートし、ドップラー偏移およびフェージングを抑制し、低ビット誤り率の高速ディジタルデータ信号を生ずるので望ましい。これらのシステムは、直交または準直交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号系列をこれら符号群に同期させる。各利用者は上記拡散符号の一つを拡散機能として割り当てられる。これらシステムの関連問題として、直交符号により多数の利用者をサポートすること、遠隔ユニットに利用可能な節減電力を取り扱うこと、およびマルチパスフェージング効果を取り扱うことなどがある。これらの問題に対する解決法としては、フェーズドアレイアンテナを用いて多数の応答走査可能なビームを生成すること、および非常に長い直交符号系列または準直交符号系列を利用することなどが挙げられる。これらの系列は、市内交換局基準に同期した符号の循環シフト、およびマルチパス信号のダイバーシティ合成に再利用できる。
【０００６】
従来のシステムに伴う問題は、受信機の逆拡散回路による高信頼性受信、および同回路の受信信号への同期が主である。マルチパスフェージングが生ずるとスペクトラム拡散受信機に特有の問題、すなわち受信機がそれ自身の逆拡散手段を入力信号と位相同期状態に保つようにマルチパスに何らかの形で追従しなければならないという問題が生ずる。従来技術の受信機は一般にマルチパス信号の一つまたは二つをトラックするに留まるが、低電力マルチパス信号成分の合成群は実際には一つまたは二つのマルチパス成分最大値よりもはるかに大きい電力を備え得るので上述の手法では不十分である。従来技術の受信機は所定のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持するために上記最大値成分をトラックして合成する。この種の受信機は例えばGilhousonほか名義の米国特許第5,109,390号「ＣＤＭＡセルラー電話システムにおけるダイバーシティ受信機」に記載されている。すべてのマルチパス成分を合成する受信機は、受信機に利用可能な電力が大きいので、従来技術のシステムの信号電力よりも低い信号電力で所望のＢＥＲを維持することができる。したがって、実質的にすべてのマルチパス信号成分をトラックし、実質的にすべてのマルチパス信号を受信機で合成し所定のＢＥＲ対応の所要信号送信電力を低減できるようにした受信機を用いたスペクトラム拡散通信システムが必要になっている。
【０００７】
多元接続スペクトラム拡散通信システムに伴うもう一つの問題は、利用者の使える電力が限られているために、システム内の利用者の送信電力合計値を減らす必要があることである。スペクトラム拡散システムにおける電力制御の必要性という関連の問題は、一人の利用者のスペクトラム拡散信号がもう一人の利用者の受信機にある電力レベルの雑音として受信されるというスペクトラム拡散システム固有の特性に関係する。したがって、高い信号電力レベルで送信する利用者は、他の利用者の受信に支障を与え得る。また、一方の利用者が他方の利用者の地理的な位置に対して移動する場合は、信号フェージングおよび歪みのために、利用者はその送信電力レベルを信号品質維持のために調整する必要が生ずる。同時に、システムは基地局がすべての利用者から受信する電力を相対的に一定に維持しなければならない。最後に、スペクトラム拡散システムでは同時並行的にサポートできるよりも多い遠隔利用者が発呼する場合があり得るので、最大システム電力レベル到達時に追加の利用者を拒絶する容量管理方法を電力制御システムに用いなければならない。
【０００８】
従来のスペクトラム拡散システムは、受信信号を計測して適応電力制御（ＡＰＣ）信号を遠隔利用者に送信する基地局を用いている。遠隔利用者はＡＰＣ信号に応答する自動利得制御（ＡＧＣ）回路を備える送信機を有する。そのシステムにおいては、基地局はシステム全体の電力の総計または各利用者からの電力を監視し、その結果に応じてＡＰＣ信号を設定する。この開ループシステム性能は、遠隔利用者が基地局から受信した信号電力の測定を行い、ＡＰＣ信号を基地局に返送して閉ループ電力制御方法を行うことによって向上し得る。
【０００９】
しかし、これらの電力制御システムにはいくつかの欠点がある。第１に、基地局は複雑な電力制御アルゴリズムを実行する必要があり、その結果、基地局におけるデータ処理量が増加する。第２に、システムは実際にいくつかの種類の電力変動、すなわち利用者数の変動によって生じる雑音電力の変動および特定のベアラチャネルの受信信号電力の変動を受ける。これらの変動は互いに異なる頻度で発生するので、上記二つの種類の変化の一方だけを補償するために簡単な電力制御アルゴリズムを最適化できる。最後に、これらの電力アルゴリズムはシステムの電力総量を比較的高レベルに駆動する傾向がある。したがって、ベアラチャネル電力レベルの変動に迅速に応答し、同時に利用者数の変動に応答してすべての利用者の送信電力を調整するスペクトラム拡散電力制御方法が必要になっている。また、個々の遠隔受信機において十分なＢＥＲを維持しながらシステムの電力総量を最小限に抑える閉ループ電力制御システムを用いた改良型スペクトラム拡散通信システムが必要になっている。さらに、このようなシステムは、遠隔利用者の初期送信電力レベルを制御し、全システム容量を管理しなければならない。
【００１０】
スペクトラム拡散通信システムは各々が少なくとも一つの通信チャネルを有する多数の利用者をサポートしなければならない。さらに、この種の通信システムは、全利用者向けに情報の一斉伝達を行うとともに全利用者がシステムにアクセスできるようにしなければならない。従来技術のスペクトラム拡散システムを用いた場合は、多数の拡散符号系列を生成しなければこれは達成できない。
【００１１】
さらに、スペクトラム拡散システムは、直交またはほぼ直交の系列を用いて、受信機が誤った拡散符号系列または位相にロックされる可能性を減らさなければならない。しかし、このような特性の大きい符号系列群を生成することは困難である。また、大きい符号群を生成するには、反復前の期間の長い系列を生成する必要がある。したがって、受信機がこのような長い系列との同期を達成するための所要時間が長くなる。従来技術のスペクトラム拡散符号発生器はより短い系列を合成してより長い系列を形成することがしばしばであるが、このような系列は直交性が十分でないこともある。したがって、ほぼ直交の特性を示し反復前の期間が長い一方受信機の正しい符号位相への捕捉およびロックのための時間を短縮する短符号系列の利点も併せ備える大きい符号系列群を高信頼性をもって生成する改良された方法が必要になっている。さらに、この符号生成方法は、スペクトラム拡散符号周期がデータ速度またはフレームサイズなど使用パラメータで決定されることが多いので、任意の周期を有する符号の生成を可能にしなければならない。
【００１２】
上記拡散符号系列に望まれるもう一つの特性は、利用者データ値の遷移が符号系列値の遷移の過渡時に起こることである。データは通常２Ｎで割り切れる周期を有するので、上記特性は通常符号系列を一様な長さ２Ｎにすることを必要とする。しかし、当該技術分野で周知のとおり、符号発生器は一般に２Ｎ−１の長さの符号を生成する線形帰還シフトレジスタを用いる。したがって、スペクトラム拡散通信システムも一様な長さの拡散符号系列を生成しなければならない。
【００１３】
最後に、スペクトラム拡散通信システムは、従来の音声通話信号に加えてファクシミリ、音声帯域データおよびＩＳＤＮなどの多くの互いに異なる種類のデータを処理可能でなければならない。サポート対象の利用者の数を増やすために、多くのシステムはディジタル電話信号「圧縮」用にＡＤＰＣＭなどの符号化技術を用いる。しかし、ファクシミリ、ＩＳＤＮなどのデータでは、チャネルをクリアチャネルにする必要がある。したがって、利用者の信号に含まれる情報の種類に応答して符号化チャネルとクリアチャネルとの間でスペクトラム拡散ベアラチャネルを動的に変える圧縮技術をサポートするスペクトラム拡散通信システムが必要になっている。
【００１４】
【発明の概要】
本発明は、通信回線経由で同時並行的に受信した複数の情報信号を符号分割多重化（ＣＤＭ）信号として無線周波数（ＲＦ）チャネル経由で同時並行的に送信するように信号処理する多元接続スペクトラム拡散通信システムとして具体化される。このシステムは通信回線情報信号に対応する呼要求信号と情報信号の宛先の利用者を識別する利用者識別信号とを受信する無線搬送波局（ＲＣＳ）を有する。受信装置は複数の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モデムに接続され、それらモデムの一つがグローバルパイロット符号信号および複数のメッセージ符号信号を生じ、それらＣＤＭＡモデムの各々で複数の情報信号の一つとそれぞれのメッセージ符号信号とを合成してスペクトラム拡散処理ずみ信号を生成する。複数のＣＤＭＡモデムの複数のメッセージ符号信号はグローバルパイロット符号信号と同期させる。また、このシステムはチャネル割当て信号に応答して通信回線経由の受信情報信号を複数のモデムのうちの指定されたモデムに接続する割当て装置を有する。この割当て装置は時間スロット交換手段に接続されている。このシステムはさらに遠隔呼処理装置および時間スロット交換手段に接続したシステムチャネルコントローラを有する。このシステムチャネルコントローラは利用者識別信号に応答してチャネル割当て信号を生ずる。このシステムにおいて、ＲＦ送信機はすべてのモデムに接続され、複数のスペクトラム拡散処理ずみメッセージ信号とグローバルパイロット符号信号とを合成してＣＤＭ信号を生成する。また、ＲＦ送信機はＣＤＭ信号で搬送波信号を変調し、被変調搬送波信号をＲＦ通信チャネル経由で送信する。
【００１５】
送信されたＣＤＭ信号は加入者ユニット（ＳＵ）によりＲＦ通信チャネル経由で受信され、ＳＵは加入者に割り当てられた送信情報信号を処理し再構成する。ＳＵは搬送波からＣＤＭ信号を受信し復調する受信手段を有する。また、ＳＵは加入者ユニットコントローラと、グローバルパイロット符号を捕捉しスペクトラム拡散処理ずみ信号を逆拡散して送信情報信号を再構成する処理手段を含むＣＤＭＡモデムとを有する。
【００１６】
ＲＣＳおよびＳＵの各々は情報信号および接続制御信号を含む通信信号の送信および受信のためのＣＤＭＡモデムを含む。ＣＤＭＡモデムはモデム送信機、すなわち関連のパイロット符号信号を生ずるとともに複数のメッセージ符号信号を生成する符号発生器と、情報信号の各々とそれぞれのメッセージ符号信号とを合成してスペクトラム拡散処理ずみメッセージ信号を生成する拡散手段と、メッセージ符号信号の同期引き込み対象であるグローバルパイロット符号信号を生ずるグローバルパイロット符号発生器とを有するモデム送信機を含む。
【００１７】
また、ＣＤＭＡモデムは関連のパイロット符号捕捉およびトラッキング論理を備えたモデム受信機を含む。関連のパイロット符号捕捉論理は関連のパイロット符号発生器と、関連のパイロット信号の符号位相遅延出力および逆拡散関連パイロット信号生成用の受信ＣＤＭ信号の相関をとる一群の関連のパイロット符号相関器とを有する。関連のパイロット信号の符号位相は、検出器が捕捉信号値を変化させることによって逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の存在を表示するまで捕捉信号値に応答して変化する。関連のパイロット符号信号はグローバルパイロット信号に同期する。関連のパイロット符号のトラッキング論理は捕捉信号に応答して関連のパイロット符号信号の位相を調整し、逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の信号電力レベルを最大にする。最後に、ＣＤＭＡモデム受信機は一群のメッセージ信号捕捉回路を備える。各メッセージ信号捕捉回路は、ローカル受信メッセージ符号信号の一つとＣＤＭ信号との相関をとり逆拡散ずみの受信メッセージ信号をそれぞれ生成する複数の受信メッセージ信号相関器を有する。
【００１８】
ＣＤＭＡモデムで用いられる互いにほぼ直交した符号の大きい群を生成するために、本発明は符号系列発生器を有する。符号系列は、ＲＦ通信チャネル経由の同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）送信を含むスペクトラム拡散通信システムの論理チャネルにそれぞれ割り当てられる。系列のひと組は、データ信号による変調なしに送信される符号系列であるパイロット系列として用いられる。符号系列発生回路は、線形帰還シフトレジスタと、短い均一符号系列を生ずるメモリと、フィードフォワード回路に加えられる符号系列との間で最小の相関を示す符号群の他の構成部分を生ずる複数の循環偏移フィードフォワード部とを有する長符号系列発生器を有する。さらに、この符号系列発生器は、長符号系列の位相偏移出力の各々と短い均一符号系列とを合成して、互いにほぼ直交する符号のグループまたはファミリーを生成するための一群の符号系列合成器を有する。
【００１９】
さらに、本発明はスペクトラム拡散チャネルの効率的利用のためのいくつかの方法を含む。第１に、このシステムは第１の送受信機および第２の送受信機の間に一群のメッセージチャネルを含むベアラチャネル変形システムを有する。メッセージチャネル群の各々は、互いに異なる情報信号伝送速度をサポートする。第１の送受信機は受信情報信号を監視して受信ずみの情報信号の種類を判定し、その符号化信号に関する符号化信号を生ずる。特定の種類の情報信号がある場合は、第１の送受信機は送信を第１のメッセージチャネルから第２のメッセージチャネルに切り換え、異なる伝送速度をサポートする。この符号化信号は第１の送受信機から第２の送受信機へ送信され、第２の送受信機は第２のメッセージチャネルに切り替わり、異なる伝送速度で情報信号を受信する。
【００２０】
ベアラメッセージチャネルの効率的利用の向上のためのもう一つの方法は、本発明に用いている空き符号抑制の方法である。スペクトラム拡散送受信機は空き期間対応の所定のフラッグパターンを含むディジタルデータ情報信号を受信する。この方法は(1)ディジタルデータ信号を遅延させて監視する過程と、(2)所定のフラッグパターンを検出する過程と、(3)フラッグパターン検出時にディジタルデータ信号の送信を停止する過程と、(4)フラッグパターン不検出時にスペクトラム拡散信号としてデータ信号を送信する過程とを含む。
【００２１】
本発明は、スペクトラム拡散通信システムのＲＣＳおよびＳＵの閉ループ自動電力制御（ＡＰＣ）のためのシステムおよび方法を含む。ＳＵはスペクトラム拡散信号を送信し、ＲＣＳはスペクトラム拡散信号を捕捉し、ＲＣＳはスペクトラム拡散信号および雑音などあらゆる干渉信号の受信電力レベルを検出する。ＡＰＣシステムはＲＣＳおよび複数のＳＵを有し、ＲＣＳは複数の順方向チャネル情報信号を各順方向送信電力レベルを有する複数の順方向チャネルスペクトラム拡散信号としてＳＵに送信し、各ＳＵは各逆方向送信電力レベルを有する少なくとも一つの逆方向スペクトラム拡散信号および逆方向チャネル情報信号を有する少なくとも一つの逆方向チャネルスペクトラム拡散信号を基地局に送信する。
【００２２】
ＡＰＣは順方向電力自動制御（ＡＦＰＣ）システムと、逆方向電力自動制御（ＡＲＰＣ）システムとを有する。ＡＦＰＣシステムは、ＳＵにおいて順方向チャネル情報信号それぞれの順方向ＳＮ比を測定し、順方向ＳＮ比それぞれと所定のＳＮ比値との間の順方向誤差に対応する順方向誤差信号を発生し、それぞれの順方向チャネル誤差信号を逆方向チャネル情報信号の一部としてＳＵからＲＣＳに送信することによって動作する。ＲＣＳは逆方向チャネル情報信号を受信するとともに逆方向チャネル情報信号から順方向チャネル誤差信号を抽出するための複数のＡＦＰＣ受信機を有する。また、ＲＣＳはそれぞれの順方向誤差信号にそれぞれ応答する順方向スペクトラム拡散信号の各々の順方向送信電力レベルを調整する。
【００２３】
ＡＲＰＣシステムは、ＲＣＳにおいて逆方向チャネル情報信号の各々の逆方向チャネルＳＮ比を測定し、逆方向チャネルＳＮ比それぞれと所定のＳＮ比値との間の誤差を表すそれぞれの逆方向チャネル誤差信号それぞれを生成し、その逆方向チャネル誤差信号それぞれを順方向チャネル情報信号それぞれの一部としてＳＵに送信することによって動作する。各ＳＵは、順方向チャネル情報信号を受信するとともに逆方向誤差信号それぞれを順方向チャネル情報信号から抽出するＡＲＰＣ受信機を有する。ＳＵは逆方向誤差信号それぞれに応答して逆方向スペクトラム拡散信号の逆方向送信電力レベルを調整する。
【００２４】
【実施例の説明】
［システムの概括的説明］
本発明のシステムは、一つ以上の基地局と複数の遠隔加入者ユニットとの間の無線リンクを用いて加入回線電話サービス、すなわち地域集団電話サービスを提供する。実施例においては無線リンクを固定加入者ユニット（ＦＳＵ）と交信する基地局について説明するが、このシステムはＦＳＵおよび移動加入者ユニット（ＭＳＵ）の両方への無線リンクを有する複数の基地局を含むシステムにも同様に適用できる。したがって遠隔加入者ユニットをこの明細書では加入者ユニット（ＳＵ）と呼ぶ。
【００２５】
図１を参照すると、基地局（ＢＳ）１０１は加入者線交換機（ＬＥ）１０３または構内交換機（ＰＢＸ）など上記以外の電話網交換インタフェースに呼接続を提供するものであり、無線搬送波局（ＲＣＳ）１０４を有する。一つ以上のＲＣＳ１０４、１０５および１１０がリンク１３１、１３２、１３７、１３８および１３９経由で無線分配ユニット（ＲＤＵ）１０２に接続され、ＲＤＵ１０２が電話会社局線１４１、１４２および１５０経由で呼設定信号、制御信号および情報信号の送受信によってＬＥ１０３とインタフェースを形成する。ＳＵ１１６および１１９は無線リンク１６１、１６２、１６３、１６４および１６５経由でＲＣＳ１０４と交信する。代替的実施例では、いくつかのＳＵと機能的にＲＣＳと同等の「主」ＳＵとを有する。その実施例では、市内電話網への接続はあってもなくても差し支えない。
【００２６】
無線リンク１６１乃至１６５は、DCS1800標準（1.71−1.785GHzおよび1.805−1.880GHz）、US-PCS標準（1.85−1.99GHz）およびCEPT標準（2.0−2.7GHz）の周波数帯域内で動作する。これらの帯域をこの実施例では用いているが、本発明は2.7GHzから５GHzに至る帯域を含むＵＨＦからＳＨＦの全帯域に同様に適用できる。送信帯域幅および受信帯域幅は、それぞれ７MHzから始めて3.5MHzの倍数および10MHzから始めて５MHzの倍数である。この実施例のシステムは７、１０、10.5、１４および１５MHzの帯域幅を有する。本発明の実施例においては、アップリンクとダウンリンクとの間の最小ガード帯域は２０MHzであり、信号帯域幅の少なくとも３倍にするのが望ましい。同時送受の分離は５０MHz乃至１７５MHzであり、この実施例では、５０、７５、８０、９５および１７５MHzを用いる。これら以外の周波数を用いてもよい。
【００２７】
この実施例は送受信スペクトラム拡散チャネルに搬送波を中心として互いに異なるスペクトラム拡散帯域幅を用いているが、本発明の手法は送信チャネル用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用い受信チャネル用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用いたシステムにも容易に拡張できる。スペクトラム拡散通信システムは一方の利用者の送信が他方の利用者の逆拡散受信機には雑音に見える本来の特徴を有するので、実施例では送信経路チャネルおよび受信経路チャネルの両方に同じスペクトラム拡散チャネルを用いることもできる。換言すると、アップリンクおよびダウンリンク伝送に同一の周波数帯域を用いることができる。また本発明の方法は、互いに異なる組のメッセージをアップリンクで、ダウンリンクでまたはアップリンクおよびダウンリンクの両方で搬送する複数のＣＤＭＡ周波数帯域に容易に拡張することができる。
【００２８】
スペクトラム拡散ずみ２進シンボル情報をこの実施例ではナイキストパルス成形付きの直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調により無線リンク１６１乃至１６５経由で送信する。オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）および最小偏移（ＭＳＫ）、ガウス位相偏移（ＧＰＳＫ）、Ｍ次位相偏移（ＭＰＳＫ）など上記以外の変調手法を用いることもできる。
【００２９】
無線リンク１６１乃至１６５はアップリンクおよびダウンリンク両方向の送信モードとして広帯域符号分割多元接続（Ｂ−ＣＤＭＡ）を組み入れる。多元接続システムに用いられるＣＤＭＡ（スペクトラム拡散帯域としても知られる）通信技術は周知であり、Donald T. Schlling名義の米国特許第5,228,065号「同期スペクトラム拡散通信システムおよび方法」に記載されている。同特許のシステムは、直接系列（ＤＳ）拡散技術を用いている。ＣＤＭＡ変調器は、擬似雑音（ＰＮ）系列で構成可能なスペクトラム拡散符号系列を発生する動作、およびＱＰＳＫ信号を同相（Ｉ）チャネルおよび直交位相（Ｑ）チャネル対応の拡散符号系列で複素ＤＳ変調する動作を行う。パイロット信号は発生されたのち変調信号とともに送信され、本実施例のパイロット信号はデータによる変調を受けない拡散符号である。パイロット信号は、同期、搬送波位相再生、および無線チャネルのインパルス応答の評価に用いられる。各ＳＵは、単一のパイロット発生器と、少なくとも一つのＣＤＭＡ変調器および復調器、すなわちＣＤＭＡモデムとを有する。各ＲＣＳ１０４、１０５、１１０は単一のパイロット発生器と、すべてのＳＵが使うすべての論理チャネルに十分なＣＤＭＡ変調器および復調器とを有する。
【００３０】
ＣＤＭＡ復調器はマルチパス伝搬効果の解消または利用に適切な処理で信号を逆拡散する。受信電力レベルに関するパラメータを用いて自動電力制御（ＡＰＣ）情報を発生し、この情報を通信リンクの他端に送信する。ＡＰＣ情報は順方向電力自動制御（ＡＦＰＣ）リンクおよび逆方向電力自動制御（ＡＲＰＣ）リンクの送信電力を制御するのに用いる。さらに、各ＲＣＳ１０４、１０５、１１０は、ＡＰＣと同様に保守電力制御（ＭＰＣ）を実行して各ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７、１１８の初期送信電力を調整することができる。復調は、パイロット信号が位相基準を設定するコヒーレント復調である。
【００３１】
ここに記載する無線リンクはデータ速度８、１６、３２、６４、１２８および１４４kb/sの複数のトラフィックチャネルをサポートする。トラフィックチャネルの接続を受ける物理的チャネルは６４ｋシンボル／秒で動作する。これ以外のデータ速度もサポートでき、順方向誤差補正（ＦＥＣ）符号化を用いることができる。この実施例では、符号化速度１／２および拘束長７のＦＥＣを用いている。採用した符号発生手法に併せて上記以外の符号化速度および拘束長を用いることもできる。
【００３２】
ＣＤＭＡは拡散帯域幅により周波数ダイバーシティをもともと伴っているのでＲＣＳ１０４、１０５および１１０のアンテナにおけるダイバーシティ合成は不要である。受信機はマルチパス信号を合成する適応整合フィルタ（ＡＭＦ）（図１には示してない）を備える。この実施例におけるＡＭＦは最大比合成を行う。
【００３３】
図１を参照すると、ＲＣＳ１０４は、例えば1.544Mb/s ＤＳ１、2.048Mb/s Ｅ１またはディジタルデータ信号送受信用のＨＤＳＬフォーマットでリンク１３１、１３２、１３７経由でＲＤＵ１０２にインタフェースを形成する。これらは通常の電話会社標準インタフェースであるが、本発明はこれらのディジタルデータフォーマットに限定されない。ＲＣＳラインインタフェースの例（図１には示してない）は、ライン符号化（ＨＤＢ３、Ｂ８ＺＳ、ＡＭ１など）を変換してフレーム同期情報を抽出または発生し、アラームおよびファシリティシグナリングおよびチャネル特異的なループバックおよびパリティチェックを行う。この例におけるインタフェースは、６４kb/sＰＣＭまたは３２kb/sＡＤＰＣＭ符号化電話トラフィックチャネルまたはＩＳＤＮチャネルをＲＣＳに供給して処理に備える。系列生成技術に合わせて上記以外のＡＤＰＣＭ符号化技術を用いることもできる。
【００３４】
本発明のシステムはＲＣＳ１０４と、このＲＣＳ１０４と交信するＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々との間のベアラ速度変換、すなわち６４kb/sをサポートするＣＤＭＡメッセージチャネルを速度が4.8kb/s以上の場合に音声帯域データまたはＦＡＸに割り当て得るベアラ速度変換をサポートする。このような６４kb/sベアラチャネルは、非符号化チャネルと考える。ＩＳＤＮについては、ベアラ速度変換はＤチャネルメッセージに基づいて動的に行うことができる。
【００３５】
図１では、ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々は電話ユニット１７０を含むか、電話ユニット１７０とインタフェースを形成するか、または私設交換機（ＰＢＸ）１７１とインタフェースを形成する。電話ユニットからの入力は、音声、音声帯域データおよびシグナリングで構成され得る。ＳＵは、アナログ信号をデジタル系列に変換するものであり、データ端末１７２またはＩＳＤＮインタフェース１７３も含み得る。ＳＵは音声入力、音声帯域データまたはＦＡＸおよびデジタルデータを区別できる。ＳＵはＡＤＰＣＭなどの手法を用いて音声データを３２kb/s以下のデータ速度で符号化し、音声帯域データまたはＦＡＸを4.8kb/s以上の速度で検出して、トラフィックチャネルを非符号化送信のために変換する（ベアラ速度変換）。また、送信前にＡ法則またはμ法則信号圧伸をかけることもでき、信号圧伸なしとすることもできる。デジタルデータには、空きフラッグ除去などのデータ圧縮手法を容量の節約および干渉の最小化のために適用することができる。
【００３６】
ＲＣＳ１０４とＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８との間の無線インタフェースの送信電力レベルは二つの互いに異なる閉ループ電力制御方法を用いて制御する。順方向電力自動制御（ＡＦＰＣ）方法がダウンリンク送信電力レベルを決定し、逆方向電力自動制御（ＡＲＰＣ）方法がアップリンク送信電力レベルを決定する。例えばＳＵ１１１およびＲＣＳ１０４が電力制御情報を転送する論理制御チャネルは、最低１６KHｚの更新レートで動作する。上記以外の実施例では、例えば６４KHｚなど上記よりも速いまたは遅い更新レートを用いる。これらのアルゴリズムは、利用者送信電力が許容可能なビット誤り率（ＢＥＲ）を維持し、節電のためにシステム電力を最低限に維持し、ＲＣＳ１０４におけるＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８からの受信電力レベルすべてをほぼ等しいレベルに維持することを確実にする。
【００３７】
また、このシステムはＳＵの非活性状態の期間中にオプションの維持電力制御方法を用いる。電力節約のためにＳＵ１１１が非活性状態または電源オフの状態にあるとき、このユニットはＲＣＳ１０４からの維持電力制御信号に応答して初期送信電力レベル設定を調整するようにときどき活性化する。維持電力制御信号は、ＳＵ１１１の受信電力レベルおよび現在のシステム電力レベルの測定によってＲＣＳ１０４が算定し、これによって所要初期送信電力を計算する。この方法は通信開始時のＳＵ１１１のチャネル捕捉時間を短縮する。また、この方法は閉ループ電力制御が送信電力を下げる前の段階でＳＵ１１１の送信電力レベルが高くなりすぎることおよび初期送信中に他のチャネルと干渉することを防ぐ。
【００３８】
ＲＣＳ１０４は、これに限られるわけではないが、Ｅ１、Ｔ１またはＨＤＳＬインタフェースなどのインタフェースラインからそのクロックの同期をとる。また、ＲＣＳ１０４は全地球測位システム（ＧＰＳ）受信機で調整可能な発振器から内部クロック信号を発生させることもできる。ＲＣＳ１０４は、拡散符号を有するもののデータ変調は伴わないチャネルであるグローバルパイロット符号を発生し、遠隔のＳＵ１１１乃至１１８による捕捉に供する。ＲＣＳの全送信チャネルをパイロットチャネルに同期させ、ＲＣＳ１０４内の論理通信チャネル用の符号発生器（図示せず）の拡散符号位相をパイロットチャネルの拡散符号位相に同期させる。同様に、ＲＣＳ１０４のグローバルパイロット符号を受信するＳＵ１１１乃至１１８はＳＵの符号発生器（図示せず）の拡散符号位相および逆拡散符号位相をグローバルパイロット符号に同期させる。
【００３９】
ＲＣＳ１０４、ＳＵ１１１およびＲＤＵ１０２にはシステム構成要素の冗長配置を組み入れ、故障の際にシステム内部機能構成要素を切り換えて、無線リンク、電力供給、トラフィックチャネル、またはトラフィックチャネル群ドロップアウトを防止するようにすることができる。
［論理通信チャネル］
従来の「チャネル」はインタフェースの一部であり内容に関係なくそのインタフェースのそれ以外の経路と区別できる通信経路と通常見なされる。しかし、ＣＤＭＡの場合は互いに別々の通信経路はその内容だけによって互いに区別される。「論理チャネル」という用語は互いに別々のデータストリームを区別するために用いられ、論理的には従来の意味でのチャネルと等価である。本発明における論理チャネルおよびサブチャネルはすべて通常の毎秒６４キロシンボル（ksym/s）のＱＰＳＫストリームにマップされる。いくつかのチャネルは、システムのグローバルパイロット符号（ＧＰＣ）から発生し、それと類似する機能をもたらす関連のパイロット符号と同期している。しかし、システムパイロット信号は論理チャネルとはみなされない。
【００４０】
いくつかの論理通信チャネルをＲＣＳとＳＵとの間のＲＦ通信リンク上で用いる。各論理通信チャネルは、固定の予め定めた拡散符号または動的に割り当てられた拡散符号を有する。予め定めた符号の場合も割当て符号の場合も符号位相はパイロット符号と同期している。論理通信チャネルは二つの群に分けられ、グローバルチャネル（ＧＣ）群は基地局ＲＣＳから遠隔ＳＵすべてに、または任意のＳＵからその区別に関係なく基地局ＲＣＳに送信される。ＧＣ群の中のチャネルはシステムアクセスするためにＳＵが用いるチャネルなど全利用者用の所定の種類の情報を含み得る。割当てチャネル（ＡＣ）群の中のチャネルはＲＣＳと特定のＳＵとの間の通信専用のチャネルである。
【００４１】
グローバルチャネル（ＧＣ）群は、(1)全ＳＵへの一斉通報メッセージおよびＳＵへの呼出メッセージを一斉通報する１地点・多地点間通信サービスを提供する一斉通報制御論理チャネル、および(2)ＳＵがシステムにアクセスし割当てチャネルを得るようにグローバルチャネル上に２地点間通信サービスを提供するアクセス制御論理チャネルを形成する。
【００４２】
本発明のＲＣＳは複数のアクセス制御論理チャネルおよび一つの一斉通報制御群（グループ）を有する。本発明のＳＵは少なくとも一つのアクセス制御チャネルと少なくとも一つの一斉通報制御論理チャネルとを有する。
【００４３】
ＲＣＳが制御するグローバル論理チャネルには、どのサービスとどのアクセスチャネルとが現在利用可能であるかに関する高速変化情報を一斉通報する高速一斉通報チャネル（ＦＢＣＨ）、および低速変化システム情報および個別呼出メッセージを一斉通報する低速一斉通報チャネル（ＳＢＣＨ）がある。アクセスチャネル（ＡＸＣＨ）はＳＵがＲＣＳにアクセスし割当てずみチャネルへのアクセスを得るために用いる。各ＡＸＣＨは制御チャネル（ＣＴＣＨ）と対になっている。ＣＴＣＨはＲＣＳがＳＵによるアクセスの試行を受信確認し、それに応答するために使用される。長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）はＡＸＣＨと同時並行的に送信され、ＲＣＳに時間基準および位相基準を与える。
【００４４】
割当てチャネル（ＡＣ）群はＲＣＳとＳＵとの間の単一の通信接続を制御する論理チャネルを含む。ＡＣ群形成時に生じる機能はアップリンク接続およびダウンリンク接続の各々について一対の電力制御論理メッセージチャネルを含み、接続の種類に応じて一つ以上の対のトラフィックチャネルを含む。ベアラ制御機能は所要の順方向誤り制御およびベアラ速度変換を行い、暗号化を行う。
【００４５】
ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々は通信接続形成時に形成される少なくとも一つのＡＣ群を有し、ＲＣＳ１０４、１０５および１１０の各々は進行中の接続の各々に一つずつ形成された複数のＡＣ群を有する。論理チャネルのＡＣ群は、接続の形成時にその接続について形成される。ＡＣ群は送信側における暗号化、ＦＥＣ符号化、および多重化、並びに受信側におけるＦＥＣ復号化暗号解読、および多重化回線分離を含む。
【００４６】
各ＡＣ群は、２地点間通信サービス向けのひと組の接続を形成し、例えばＲＣＳ１０４など特定のＲＣＳと、例えばＳＵ１１１など特定のＳＵとの間で、双方向に動作する。接続のために形成したＡＣ群は、単一の接続に関連するＲＦ通信チャネル経由で二つ以上のベアラを制御できる。複数のベアラをＩＳＤＮなどの分散データの搬送に用いる。ＡＣ群は、高速ファクシミリおよびモデムサービスのための64kb/sＰＣＭへの切換えを容易にするベアラ速度変換機能に備えてトラフィックチャネルの複写を提供できる。
【００４７】
呼接続が首尾良く行われた際に形成されＡＣ群に含まれる割当て論理チャネルには、専用シグナリングチャネル「オーダワイヤ（ＯＷ）」、ＡＰＣチャネル、およびサポートされるサービスに応じた８、１６、３２或いは６４kb/sのベアラである一つ以上のトラフィックチャネル（ＴＲＣＨ）がある。音声トラフィックのためには、中程度の速度で符号化した音声、ＡＤＰＣＭ、またはＰＣＭをトラフィックチャネル上でサポートできる。ＩＳＤＮサービスの種類については、二つの６４kb/sのＴＲＣＨでＢチャネルを形成し、一つの１６kb/sのＴＲＣＨでＤチャネルを形成する。代替的に、ＡＰＣサブチャネルをそれ自体のＣＤＭＡチャネル上で個別に変調することもでき、またはトラフィックチャネル或いはＯＷチャネルと時分割多重化することもできる。
【００４８】
本発明のＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々は同時並行のトラフィックチャネルを三つまでサポートする。ＴＲＣＨ用の三つの論理チャネルのユーザデータへのマッピングを表１に示す。
【００４９】
【表１】
0003707785.tif 000002
ＡＰＣデータ速度は６４kb/sである。ＡＰＣ論理チャネルは遅延を避けるためにＦＥＣ符号化せず、ＡＰＣ用の容量を最小にするために比較的低い電力レベルで送信する。代替的にＡＰＣおよびオーダワイヤ（ＯＷ）を複素拡散符号系列を用いて別々に変調することもでき、また１６ｋｂｐｓトラフィックチャネルと時分割多重化することもできる。
【００５０】
ＯＷ論理チャネルは比１／２の畳込みコードでＦＥＣ符号化する。この論理チャネルを干渉低減のためにシグナリングデータ存在時にバースト状に送信する。空き期間ののち、ＯＷ信号はデータフレームの開始前少なくとも３５シンボルから始まる。沈黙維持呼データについては、ＯＷがデータのフレームの間で連続的に送信される。表２はこの実施例で用いる論理チャネルの概略を示す。
【００５１】
【表２】
0003707785.tif 000003
0003707785.tif 000004
［拡散符号］
本発明の論理チャネルの符号化に用いるＣＤＭＡ符号発生器は、この技術分野では周知のとおり、フィードバック論理付きの線形シフトレジスタ（ＬＳＲ）を用いる。本発明のこの実施例の符号発生器は、６４の同期固有系列を発生する。各ＲＦ通信チャネルは論理チャネルの複素拡散（同相および直交位相）のためにこれら系列の一対を用い、したがって発生器は３２の複素拡散系列を生ずる。系列はシフトレジスタ回路に最初にロードされる一つのシードによって発生される。
［拡散符号系列の発生およびシード選択］
本発明の拡散符号周期は、シンボル接続時間の整数倍として定義され、符号周期の始点はシンボルの始点でもある。本発明の実施例に選ばれた帯域幅とシンボル長との関係は次のとおりである。
【００５２】
0003707785.tif 000005
拡散符号長もＩＳＤＮフレームサポートのために６４および９６の倍数である。拡散符号はチップまたはチップ値と呼ばれるシンボル系列である。ガロア体数学を用いた擬似ランダム系列の一般の発生方法は当業者には周知であるが、本発明には符号系列の特有の組または群が誘導されている。まず、符号系列発生用の線形帰還シフトレジスタの長さを選び、レジスタの初期値を「シード」と呼ぶ。次に、符号シードにより発生した符号系列が同一の符号シードにより発生した別の符号系列の巡回シフトとなり得ないように制約を加える。最後に、一つのシードから発生した符号系列が別のシードにより発生した符号系列の巡回シフトとなり得ないようにする。
【００５３】
本発明のチップ値の拡散符号長は以下のとおりに算定した。
【００５４】
【式１】
１２８×２３３４１５＝２９８７７１２０      （１）
拡散符号は周期２３３４１５の線形系列と周期１２８の非線形系列とを合成することによって発生する。
【００５５】
この実施例のＦＢＣＨチャネルは、長さ１２８の系列で符号化されておらず、ＦＢＣＨチャネル拡散符号が周期２３３４１５を有するので例外である。
【００５６】
長さ１２８の非線形系列は、帰還接続付きのシフトレジスタにロードされる固定系列として実働化される。固定系列は、当該分野で周知のとおり、一つの余分の論理０、１またはランダム値を埋め込んだ長さ１２７のｍ−系列によって発生できる。
【００５７】
長さＬ＝２３３４１５の線形系列は、３６段線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路で発生する。帰還接続は、３６次既約多項式ｈ(ｎ)に対応する。本発明の実施例に選んだ多項式ｈ(ｘ)は、
ｈ(ｘ)＝ｘ３６＋ｘ３５＋ｘ３０＋ｘ２８＋ｘ２６＋ｘ２５＋ｘ２２＋ｘ２０＋ｘ１９＋ｘ１７
＋ｘ１６＋ｘ１５＋ｘ１４＋ｘ１２＋ｘ１１＋ｘ９＋ｘ８＋ｘ４＋ｘ３＋ｘ２＋１
または、二進法では、
【式２】
ｈ(ｘ)＝（1100001010110010110111101101100011101）    （２）
である。
【００５８】
互いにほぼ直交する符号系列を発生させる（２）の多項式ｈ(ｘ)を表すＬＦＳＲの「シード」値群を算定する。シード値の第１の要件は、シード値が互いに他方の巡回シフトに過ぎない二つの符号系列を発生させないことである。
【００５９】
シードはモジュロｈ(ｘ)剰余類の体であるＧＦ(２３６）の要素として表される。この体は、原始要素δ＝Ｘ２＋Ｘ＋１を有する。δの二進法表記は次のとおりである。
【００６０】
【式３】
δ＝000000000000000000000000000000000111            （３）
ＧＦ(２３６）のすべての要素はまたモジュロｈ(ｘ)で既約されたδのべきとして表記できる。したがって、シードは、δすなわち原始要素のべきとして表される。  要素の位数の解はすべての値の検索を必要としない。体（ＧＦ(２３６)）の位数は要素の位数で割り切れる。ＧＦ(２３６）の任意の要素δに対し、あるｅが存在して、
【式４】
Ｘｅ≡１                （４）
となるとき、ｅは２３６−１である。したがって２３６−１はＧＦ(２３６）における任意の要素の位数で割り切れる。
【００６１】
これらの制約を用いて、数値検索がδ、すなわちｈ(ｘ）の原始要素δのべきであるシード値ｎのグループを発生することが判定された。
【００６２】
本発明は、前に判定された符号系列の特定の巡回シフトを同時に使用し得ることを認めることによって、ＣＤＭＡ通信システムに利用可能なシードの数を増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅に対する往復伝搬遅延は、３０００チップを下回る。本発明の一つの実施例では、系列の十分に間隔を隔てた巡回シフトは、符号系列の判定を試みる受信機に曖昧さを引き起こすことなく、同一のセル内で使用できる。この方法は使用可能な系列の組を拡大する。
【００６３】
前述の試験を実働化することにより、合計３８７９の一次シードを数値計算により算定した。これらのシードは数学的に、
【式５】
δｎモジュロｈ(ｘ）                        （５）
で与えられる。ここで、ｎの３８７９の値は、前記（３）と同様にδ＝（００，・・・００１１１）を用いて付録に挙げた。
【００６４】
すべての一次シードが既知である場合は、本発明のすべての二次シードを一次シードを４０９５チップモジュロｈ(ｘ）の倍数だけシフトすることにより、一次シードから誘導する。一群のシード値を算定すると、それらの値をメモリに格納し必要に応じて論理チャネルに割り当てる。割り当てられると、初期シード値はそのシード値に関連する所要の拡散符号系列を生成するようにＬＦＳＲにロードされるだけである。
［長符号および短符号の高速捕捉特性］
スペクトラム拡散受信機による正確な符号位相の高速捕捉は、より高速の検出を可能にする拡散符号を設計することによって向上する。本発明のこの実施例は、下記方法のうちの一つ以上を用いることによって高速捕捉特性の符号系列を生成する新規の方法を包含する。第１の方法は二つ以上の短符号から長符号を生成する。この新規の実働化では多くの符号系列を用い、それらの符号系列のうちの一つ以上が、長さＬであって平均の捕捉位相サーチがｌｏｇ２Ｌである高速捕捉系列である。ここに得られる長系列の捕捉サーチ位相数の平均値は、長系列位相数の半分よりも小さい。
【００６５】
第２の方法として、実数値をもつ系列を送信するのではなくパイロット拡散符号信号内の複素数値をもつ拡散符号系列（同相（Ｉ）系列および直交位相（Ｑ）系列）を送信する方法を用いることができる。二つ以上の互いに別々の符号系列を複素チャネル経由で送信できる。系列が互いに異なる位相を有する場合は、二つ以上の符号チャネル間の相対的な位相偏移が既知であるときこれら互いに異なる符号系列にわたって捕捉回路により並行に行うことができる。例えば、二つの系列については、一つを同相（Ｉ）チャネルで、もう一つを直交位相（Ｑ）チャネルでそれぞれ送ることができる。符号系列をサーチするには捕捉検出手段によるこれら二つのチャネルのサーチを拡散符号系列長の半分に等しいオフセットで（Ｑ）チャネルから開始する形で行う。符号系列長がＮの時は、捕捉手段は（Ｑ）チャネルではＮ／２でサーチを開始する。捕捉を見出すまでの試験数の平均値は単一符号のサーチについてはＮ／２であるが、（Ｉ）チャネルおよび位相遅れの（Ｑ）チャネルを並行してサーチすることによって試験数平均値はＮ／４に減少する。各チャネルで送られる符号は同じ符号、チャネル符号位相一つ分だけ遅れた同じ符号、または異なる符号系列のいずれでもよい。
［エポック構成およびサブエポック構成］
本発明の例示的システムで用いる長複素拡散符号は符号反復に相続く多くのチップを有する。拡散符号系列の反復周期をエポックと呼ぶ。論理チャネルをＣＤＭＡ拡散符号にマッピングするために、本発明はエポック構成およびサブエポック構成を用いる。ＣＤＭＡ拡散符号が論理チャネルを変調する符号周期は２９８７７１２０チップ／符号周期であり、これはすべての帯域幅に対して同じチップ数である。符号周期が本発明のエポックであり、表３はサポートされたチップ速度に対するエポック持続時間を定義している。また、拡散符号エポックに対し二つのサブエポックを定義し、それらの長さはそれぞれ２３３４１５チップおよび１２８チップである。
【００６６】
長さ２３３４１５チップのサブエポックは長サブエポックと呼ばれ、暗号化鍵切替やグローバル符号から割当て符号への変更などのＲＦ通信インタフェースでのイベントの同期化に使われる。長さ１２８チップの短エポックは、付加的タイミング基準として使用するために定義する。単一のＣＤＭＡ符号で使われるシンボル周波数最大値は６４ksym/sである。サポートするシンボル速度６４、３２、１６および８ksym/sについて、シンボル持続時間内のチップ数は常に整数である。
【００６７】
【表３】
0003707785.tif 000006
［エポックおよびサブエポックへの論理チャネルのマッピング］
複素拡散符号は、系列エポックの始点がサポートされた帯域幅すべてについてシンボルの始点と一致するように設計される。本発明は７、１０、10.5、１４および１５MHzの帯域幅をサポートする。名目２０％のロールオフを仮定すると、これらの帯域幅は次の表４のチップ速度に対応する。
【００６８】
【表４】
0003707785.tif 000007
一つのエポックの中のチップ数は次のとおりである。
【００６９】
【式６】
Ｎ＝２９８７７１２０＝２７×３３×５×７×１３×１９        （６）
インターリーブを用いる場合は、インターリーブ期間の始点は系列エポックの始点と一致する。本発明の方法を用いて発生した拡散符号系列は様々な帯域幅に対して1.5msの倍数のインターリーブ期間をサポートできる。
【００７０】
従来技術の巡回符号系列は、線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路を用いて生成される。しかし、この方法は均一な長さの系列を発生しない。すでに発生ずみの符号シードを用いる拡散符号系列発生器の一つの実施例を図２ａ、図２ｂおよび図２ｃに示す。本発明は３６段ＬＦＳＲ２０１を用いて周期Ｎ'＝２３３４１５＝３３×５×７×１３×１９の系列を生成する。この系列は図２ａではＣ０である。図２ａ、図２ｂおよび図２ｃにおいて符号
0003707785.tif 000008
は二進法の加算（排他的論理和）を表す。上述のとおり設計された系列発生器は複素系列組の同相部分および直交位相部分を発生する。３６段ＬＦＳＲのタップ接続および初期状態がこの回路の発生する系列を決定する。３６段ＬＦＳＲのタップ係数は系列の周期が２３３４１５になるように定める。なお、図２ａに示すタップ接続は式（２）で与えられる多項式に対応する。次に、得られた系列の各々を長さ１２８の系列Ｃ０との二進法加算によってオーバーレイし、エポック周期２９８７７１２０を得る。
【００７１】
図２ｂは符号発生器で用いるフィードフォワード（ＦＦ）回路２０２を示す。信号ｘ（ｎ−１）はチップ遅延２１１の出力であり、チップ遅延２１１の入力はｘ（ｎ）である。符号チップｃ（ｎ）は入力ｘ（ｎ）およびｘ（ｎ−１）から論理加算器２１２によって形成される。図２ｃは、拡散符号発生器全体を示す。ＬＦＳＲ２０１からは出力信号が図示のとおり縦続接続された６３個までの単一段ＦＦ２０３のチェーンを通過する。各ＦＦの出力は符号メモリ２２２内に格納され擬似ランダム系列のスペクトラム特性を示す短い偶数符号系列Ｃ＊の周期１２８＝２７にオーバーレイされてエポックＮ＝２９８７７１２０を生ずる。この１２８の系列は、長さ１２７＝２７−１のｍ系列（ＰＮ系列）を用い、この系列に論理０など一つのビット値を付加して長さを１２８チップに増やすことによって決定される。偶数符号系列Ｃ＊は連続して系列を出力する巡回レジスタである偶数符号シフトレジスタ２２１に入力される。次に、短系列は排他的論理和演算２１３、２１４、２２０を用いて長系列に合成される。
【００７２】
図２ｃに示すように６３個までの拡散符号系列Ｃ０−Ｃ６３を、ＦＦ２０３の出力信号をタップして例えば二進法加算器２１３、２１４および２２０で短系列Ｃ＊を論理加算することによって発生する。当業者には明らかなとおりＦＦ２０３の実働化によりチェーン内の各ＦＦ段で生ずる符号系列に対して累積遅延効果が生じる。この遅延は、実働化における電子部品に非零の電気遅延が生じすることによる。この遅延に伴うタイミングの問題は、本発明の実施例の一つの変形ではＦＦチェーンに追加の遅延要素を挿入することにより緩和させることができる。図２ｃのＦＦチェーンに付加遅延素子を加えたものを図２ｄに示す。
【００７３】
本発明のこの実施例の符号発生器はグローバル符号または割当て符号のいずれかを発生するように構成される。グローバル符号は、システムの全利用者が受信または送信できるＣＤＭＡ符号である。割当て符号は特定の接続に割り当てられるＣＤＭＡ符号である。系列組が上述のものと同じ発生器から発生される場合は、３６段ＬＦＳＲのシードのみを系列群の発生のために特定する。すべてのグローバル符号のための系列は、同じＬＦＳＲ回路を用いて生成される。したがって、ＳＵはＲＣＳからのグローバルパイロット信号に同期してグローバルチャネル符号のためのＬＦＳＲ回路のシードを把握すると、パイロット系列だけではなくＲＣＳ用の他のグローバル符号すべてを生成することができる。
【００７４】
ＲＦにアップコンバートされる信号は次のとおり生成する。上記のシフトレジスタ回路の出力信号を正反対の系列に変換する（０は＋１にマッピングし、１は−１にマッピングする）。論理チャネルをまずＱＰＳＫ信号に変換し、これを当該分野では周知のコンステレーション点にマッピングする。各ＱＰＳＫ信号の同相チャネルおよび直交位相チャネルが複素データ値の実部および虚部をそれぞれ形成する。同様に、二つの拡散符号を複素拡散チップの形成に用いる。複素データは複素拡散符号と乗算することによって拡散する。同様に、受信複素データを複素拡散符号の共役値と相関をとり逆拡散データを再生する。
［短符号］
短符号は、ＳＵがＲＣＳにアクセスするとき初期立上りプロセスで使用される。短符号の周期はシンボル持続時間に等しく、各周期の始点はシンボルの境界と一致させてある。ＳＵおよびＲＣＳはそのセルのためのグローバル符号を発生する系列生成器の最後の８個のフィードフォワード（ＦＦ）部から短符号の実部および虚部を導き出す。
【００７５】
本発明の実施例で用いる短符号は３msごとに更新される。シンボル速度と適合する上記以外の更新時間を用いることもできる。したがって切替えはエポック境界を始点として３msごとに生じる。切替え時には、対応のフィードフォワード出力の次のシンボル長部分が短符号になる。ＳＵが特定の短符号の使用を必要とする場合は、次のエポックの最初の３msの境界まで待ち、対応するＦＦ部から出力される次のシンボル長部分を格納する。３ms後に生じる次の切替えまで、これが短符号として使用される。
【００７６】
これらの短符号によって表される信号は短アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）として知られる。
［論理チャネルの拡散符号へのマッピング］
拡散符号系列とＣＤＭＡ論理チャネルおよびパイロット信号との間の正確な関係を表５ａおよび表５ｂに示す。「−ＣＨ」で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「−ＰＴ」で終わる信号名はパイロット信号に対応し、それらについてはあとで詳述する。
【００７７】
【表５ａ】
0003707785.tif 000009
0003707785.tif 000010
【００７８】
【表５ｂ】
0003707785.tif 000011
グローバル符号については、同じ地理的領域内では曖昧さおよび有害な干渉を防ぐために３６ビットシフトレジスタのためのシード値を選択し、これにより同じ符号または同じ符号の巡回シフトの使用を避ける。割当て符号はいずれもグローバル符号と同じでなく、またグローバル符号の巡回シフトとも同じでない。
［パイロット信号］
パイロット信号は同期化、搬送波位相の再生および無線チャネルのインパルス応答の評価に用いる。
【００７９】
ＲＣＳ１０４は順方向リンクパイロット搬送波基準を複素パイロット符号系列として送信し、そのサービスエリア内のＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８すべてに時間基準および位相基準を提供する。グローバルパイロット（ＧＬＰＴ）信号の電力レベルをセルサイズで定まるＲＣＳサービスエリア全体にわたる十分な到達範囲をもたらすように設定する。順方向リンクにパイロット信号一つだけを用いると、パイロットエネルギーによるシステム容量の低下は無視できる。
【００８０】
ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々はパイロット搬送波基準を直交変調ずみの（複素値からなる）パイロット拡散符号系列として送信し、逆方向リンク用のＲＣＳに時間基準および位相基準を提供する。本発明の一つの実施例のＳＵによって送信されるパイロット信号は、３２kb/sのＰＯＴＳトラフィックチャネルの電力よりも６dBだけ低い。反転パイロットチャネルはＡＰＣに依存する。特定の接続に関連する反転リンクパイロットは割当てパイロット（ＡＳＰＴ）と呼ばれる。また、アクセスチャネルに関連するパイロット信号がある。これらは長アクセスチャネルパイロット（ＬＡＸＰＴ）と呼ばれる。短アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）もアクセスチャネルに関連し、拡散符号捕捉および初期電力立上りに使用される。
【００８１】
パイロット信号は次に定義するとおりすべて複素符号から形成される。
【００８２】
0003707785.tif 000012
複素パイロット信号は、共役拡散符号
0003707785.tif 000013
との乗算により逆拡散される。これに対してトラフィックチャネルは次の形をとる。
0003707785.tif 000014
すなわち、パイロット信号コンステレーションに対してπ／４ラジアンを成すコンステレーションを形成する形を有する。
【００８３】
ＧＬＰＴコンステレーションを図３ａに、ＴＲＣＨ０トラフィックチャネルコンステレーションを図３ｂに示す。
［ＦＢＣＨ、ＳＢＣＨおよびトラフィックチャネルの論理チャネル割当て］
ＦＢＣＨはサービスおよびＡＸＣＨの利用可能性に関する動的情報の一斉通報に使われるグローバル順方向リンクチャネルである。このチャネル経由でメッセージを連続的に送り、各メッセージは約１ms継続する。ＦＢＣＨメッセージは１６ビット長であり、連続して反復され、エポックと整合している。ＦＢＣＨは表６に定義するとおりフォーマットしてある。
【００８４】
【表６】
0003707785.tif 000015
ＦＢＣＨについてはビット０をまず送信する。表６で用いたとおりトラフィック信号灯はアクセスチャネル（ＡＸＣＨ）に対応し、特定のアクセスチャネルが現在使用中（赤）または使用中でない（緑）ことを示す。論理「１」はトラフィック信号灯が緑であることを示し、論理「０」はトラフィック信号灯が赤であることを示す。トラフィック信号灯ビット値は８ビットごとに変化し、各１６ビットメッセージがＡＸＣＨに利用可能なサービスの種類を示す個別のサービス表示ビットを含む。
【００８５】
本発明の一つの実施例はサービスまたはＡＸＣＨの利用可能性を示すように次のとおりサービス表示ビットを用いる。サービス表示ビット｛４、５、６、７、１２、１３、１４、１５｝をまとめて取り出すと、ビット４を最上位ビットとしビット１５を最下位ビットとする符号なしの二進法数値になろう。各サービス種類に伴う増分は、所要容量の関連名目測定基準を有し、ＦＢＣＨは利用可能な容量を連続的に一斉通報する。これをできるだけ大きい単一サービス増分に等価な最大値をもつような大きさに定める。ＳＵが新しいサービスまたはベアラ数の増大を必要とするときは、所要容量をＦＢＣＨの示す容量と比較し、その容量が利用可能でないときは阻止されていると判断する。ＦＢＣＨおよびトラフィックチャネルはエポックに整合する。
【００８６】
低速一斉通報情報フレームはすべてのＳＵに利用可能なシステム情報またはそれ以外の一般的な情報を含み、個別呼出情報フレームは特定のＳＵに対する呼要求についての情報を含む。低速一斉通報情報フレームおよび個別呼出情報フレームは低速一斉通報チャネル（ＳＢＣＨ）を形成する単一の論理チャネルに併せて多重化される。すでに定義したとおり、符号エポックは次の表７で定義したチップ速度の関数であるエポック持続時間を有する２９８７７２０チップの系列である。電力節約を容易にするためにチャネルをＮ個の「スリープ」サイクルに分割し、各サイクルをＭ個のスロットに再分割する。スロット長は１８msのスロットを有する10.5MHz帯域幅の場合を除き１９msである。
【００８７】
【表７】
0003707785.tif 000016
スリープサイクルスロット＃１は常に低速一斉通報情報に使われる。スロット＃２乃至＃M-１は延長低速一斉通報情報の挿入がなければ個別呼出群に使われる。本発明の一つの実施例ではサイクルおよびスロットのパターンは１６kb/sで連続する。
【００８８】
各スリープサイクル内でＳＵは受信機に電源投入してパイロット符号を再捕捉する。次に十分に良好な復調およびViterbi復号化のために十分な精度で搬送波ロックを行う。搬送波ロックを達成するための設定時間は、長さ３スロットまでに達しよう。例えばスロット＃７に割り当てられたＳＵはスロット＃４の始点で受信機に電源投入する。ＳＵはそのスロットの監視を行ったのち個別呼出アドレスを認識してアクセス要求を開始するか、または個別呼出アドレスを認識しない状態に留まる。後者の場合は、ＳＵはスリープモードに戻る。表８はウェークアップ持続時間を３スロットとした場合の互いに異なる帯域幅に対するデューティサイクルを示す。
【００８９】
【表８】
0003707785.tif 000017
［マルチパスチャネルにおける拡散符号トラッキングおよびＡＭＦ検出］
［拡散符号トラッキング］
マルチパスフェーディング環境で受信マルチパススペクトラム拡散信号の符号位相をトラッキングする三つのＣＤＭＡ拡散符号トラッキング方法について述べる。第１の方法は拡散符号位相を検出器出力信号最大値でトラッキングするだけの従来技術のトラッキング回路であり、第２の方法はマルチパス信号群の符号位相の中間値をトラッキングするトラッキング回路であり、第３の方法はマルチパス信号成分の最適化した最小二乗加重平均の符号位相をトラッキングする重心トラッキング回路である。受信ＣＤＭＡ信号の拡散符号位相をトラッキングするアルゴリズムについて次に述べる。
【００９０】
トラッキング回路は時間誤差と拡散位相トラッキング回路の電圧制御発振器（ＶＣＯ）を駆動する制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタイミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミング誤差を打ち消す負の制御電圧を発生する。負のタイミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミング誤差を打ち消す正の制御電圧を発生する。トラッキング回路が零値を発生するときは、この値は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に対応する。図３は基本的なトラッキング回路を示す。受信信号ｒ（ｔ）は整合フィルタ３０１に加えられ、このフィルタはｒ（ｔ）と符号発生器３０３の発生するローカル符号系列ｃ（ｔ）との相関をとる。整合フィルタの出力信号ｘ（ｔ）をサンプリング回路３０２でサンプリングし、サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）を生成する。サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）は、符号発生器３０３の拡散符号ｃ（ｔ）の位相が正確か否かを判定するためにトラッキング回路３０４が用いる。トラッキング回路３０４は誤差信号ｅ（ｔ）を符号発生器３０３への入力として生成する。符号発生器３０３はこの信号ｅ（ｔ）を入力信号として用いて、自らの発生する符号位相を調節する。
【００９１】
ＣＤＭＡシステムでは基準の利用者が送信する信号は次のような低域通過表示で書き込まれる。
【００９２】
【式７】
0003707785.tif 000018
ここで、ｃｋは拡散符号係数を表し、ＰＴｃ（ｔ）は拡散符号チップ波形を表し、Ｔｃはチップ持続時間を表す。基準利用者がデータを送信しておらず、したがって拡散符号のみで搬送波が変調されると仮定する。図３ｃに示すとおり受信信号は次のとおり表される。
【００９３】
【式８】
0003707785.tif 000019
ここで、ａｉはｉ番目の経路上のマルチパスチャネルのフェーディング効果に応じて変化し、τｉは同じ経路に関連するランダム時間遅延である。受信機は受信信号を整合フィルタ、すなわち相関受信機として実働化される整合フィルタを通す。これについて次に述べる。この動作は２つの過程で行われる。まず、信号をチップ整合フィルタに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を再生する。次に、このチップ系列とローカルに発生した符号系列との相関をとる。
【００９４】
図３ｃは、チップ波形ＰＴｃ（ｔ）に整合したチップ整合フィルタ３０１およびサンプリング回路３０２を示す。理想的には、チップ整合フィルタの出力端子での信号ｘ（ｔ）は次の式で表される。
【００９５】
【式９】
0003707785.tif 000020
ここで、
【式１０】
ｇ（ｔ）＝ＰＴｃ（ｔ）＊ｈＲ（ｔ）        （１０）
である。ここで、ｈＲ（ｔ）はチップ整合フィルタのインパルス応答であり、（＊）は畳込みを表す。加算の順序は次のとおり書き直すことができる。
【００９６】
【式１１】
0003707785.tif 000021
ここで、
【式１２】
0003707785.tif 000022
上述のマルチパスチャネルでは、サンプリング回路は整合フィルタの出力信号をサンプリングして、ｇ（ｔ）の最大電力レベル点でｘ（ｎＴ）を生成する。しかし、実際には波形ｇ（ｔ）はマルチパス信号受信の影響により激しく歪むので、信号の完全な時間整合は得られない。
【００９７】
チャネル内のマルチパス歪みが無視でき、タイミングの完全な評価が可能である場合、すなわちａｉ＝１、τｉ＝０およびａｉ＝０、ｉ＝２、・・・、Ｍである場合は受信信号はｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）である。このとき、この理想的なチャネルモデルではチップ整合フィルタの出力は次のとおりとなる。
【００９８】
【式１３】
0003707785.tif 000023
しかし、マルチパスフェーディングがあるときは、受信拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存してサンプリング間隔をいろいろな値に変動させ得る多くの局部的最大値を持つ。
【００９９】
チャネル特性が迅速に変化するマルチパスフェーディングチャネルでは、チップ周期間隔で波形ｆ（ｔ）の最大値の位置特定を行うことは実際的でない。代わりに、迅速には変化しないｆ（ｔ）の特性から時間基準を得ることができる。三つのトラッキング方法をｆ（ｔ）の互いに異なる特性に基づいて次に述べる。
［従来技術の拡散符号トラッキング方法］
従来技術のトラッキング方法は、受信機がチップ波形の整合フィルタ出力の最大値の生じるタイミングを判定して信号を適切にサンプリングしようと試みる符号トラッキング回路を含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルでは、受信機の逆拡散符号波形はとくに移動通信環境で多くの局部的最大値をもち得る。次の説明において、ｆ（ｔ）はチャネルインパルス応答で畳み込まれた拡散符号チップの受信信号波形を表す。ｆ（ｔ）の周波数応答特性およびこの特性の最大値は迅速に変化し得るので、ｆ（ｔ）の最大値をトラッキングするのは実際的でなくなる。
【０１００】
τをトラッキング回路が特定のサンプリング間隔期間中に計算した時間見積値であると定義する。また、次の誤差関数、すなわち
【式１４】
0003707785.tif 000024
を定義する。
【０１０１】
従来技術のトラッキング回路は、誤差εを最小にする入力信号の値を計算する。これらは次の式、すなわち
【式１５】
0003707785.tif 000025
で表現できる。
【０１０２】
ｆ（τ）が所定の値において円滑な形状を備えるものとすると、ｆ（τ）を最大にするτの値が誤差εを最小にし、これによりトラッキング回路はｆ（τ）の最大点をトラッキングする。
［中央加重値トラッキング方法］
本発明の一つの実施例の中央値加重トラッキング方法は、次の式で定義される絶対加重誤差を最小にする、すなわち
【式１６】
0003707785.tif 000026
このトラッキング方法は、すべての経路から情報を集めることによってｆ（ｔ）の「中央」信号値を計算する。ここでｆ（τ）は式（１２）で表されるとおりである。マルチパスフェーディング環境では、波形ｆ（ｔ）は多数の局部的最大値をもち得るが、中央値は１つだけである。
【０１０３】
εを最小にするためには、τについて式（１６）の導関数を求め、結果を零に等しくする。これは次の式で表される。
【０１０４】
【式１７】
0003707785.tif 000027
式（１７）を満足するτの値をｆ（ｔ）の「中央値」と呼ぶ。したがって、この実施例の中央値トラッキング方法はｆ（ｔ）の中央値をトラッキングする。図４は上に定義した絶対加重誤差の最小化に基づいたトラッキング回路の実働化を示す。信号ｘ（ｔ）およびこれを１／２チップずらした信号ｘ（ｔ＋Ｔ／２）を速度１／ＴでＡ／Ｄ４０１によりサンプリングする。以下の等式は図４の回路の動作特性を決定する。
【０１０５】
【式１８】
0003707785.tif 000028
マルチパス信号群の中央値をトラッキングすることにより、マルチパス信号成分の受信エネルギーをローカルに発生された正確な拡散符号位相ｃｎの中央値の進相側および遅相側で実質的に等しく保つ。トラッキング回路は入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングするＡ／Ｄ４０１からなり、半チップずれサンプルを形成する。半チップずれサンプルは、進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋τ）と呼ばれる偶数サンプルと、遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）と呼ばれる奇数サンプルとに二者択一的にグループ分けされる。第１の相関バンク適応整合フィルタ４０２は各進相サンプルに拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力をそれぞれの第１の加算／ダンプバンク４０４に加える。Ｌ個の加算／ダンプの出力値の大きさを計算器４０６で計算し、次に加算器４０８で加算して、進相マルチパス信号の信号エネルギーに比例した出力値を生ずる。同様に、第２の相関バンク適応整合フィルタ４０３が符号位相ｃ（ｎ−１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）を用いて遅相サンプルに作用し、各出力信号を積分器４０５の中のそれぞれの加算／ダンプ回路に加える。Ｌ個の加算／ダンプ出力信号の大きさは計算器４０７で計算され、次に加算器４０９で加算されて、遅相マルチパス信号エネルギーの値を生ずる。最後に、減算器４１０で差を計算し、進相および遅相信号エネルギー値の誤差信号ε（ｔ）を生ずる。
【０１０６】
トラッキング回路はローカルに発生した符号位相ｃ（ｔ）を誤差信号ｃ（τ）によって調節し、前記進相値および遅相値の間の差をゼロに近づけるようにする。
［重心トラッキング方法］
本発明の一つの実施例の最適な拡散符号トラッキング回路は二乗加重（または重心）トラッキング回路と呼ばれる。τをｆ（ｔ）のある特性に基づきトラッキング回路の計算した時間概算値を表すと定義すると、重心トラッキング回路は次式で定義される二乗加重誤差を最小にする。
【０１０７】
【式１９】
0003707785.tif 000029
積分記号内のこの関数は二次式であり、単一の最小値を有する。εを最小にするτの値は、上式のτについての導関数をとりゼロに等しくすることによって算出でき、これは次の式で示される。
【０１０８】
【式２０】
0003707785.tif 000030
したがって、式（２１）、すなわち
【式２１】
0003707785.tif 000031
を満たすτの値はトラッキング回路が計算するタイミング概算値であり、ここでβは定数値である。
【０１０９】
これらの検討に基づいて、二乗加重誤差を最小にするトラッキング回路の具体例を図５ａに示す。次式により、重心トラッキング回路の誤差信号ε（τ）が定まる。
【０１１０】
【式２２】
0003707785.tif 000032
ε（τ）＝０を満足する値がタイミングの完全な概算値である。
【０１１１】
重心点の進相側および遅相側の各々におけるマルチパス信号エネルギーは互いに等しい。図５ａに示す重心トラッキング回路は、入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングして半チップずれたサンプルを形成するＡ／Ｄ変換器５０１からなる。半チップずれたサンプルを進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋τ）および遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）に二者択一的にグループ分けする。第１の相関バンク適応整合フィルタ５０２は、各進相サンプルおよび各遅相サンプルに正の拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力信号を第１の加算／ダンプバンク５０４のＬ個の加算／ダンプ回路のそれぞれに加える。加算／ダンプバンク５０４の加算／ダンプ回路の大きさを計算器バンク５０６の各計算器で計算し、第１の重みバンク５０８の対応の重みづけ増幅器に加える。各重みづけ増幅器の出力信号はマルチパス成分信号内の重みづけエネルギーを表す。
【０１１２】
重み付けした進相マルチパス信号エネルギー値をサンプル加算器５１０で加算し、進相マルチパス信号である正の符号位相対応のマルチパス信号群の信号エネルギーに比例する出力値を生ずる。同様に、第２の相関バンク適応整合フィルタ５０３は、負の拡散符号位相ｃ（ｎ−１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）を用いて進相サンプルおよび遅相サンプルに作用し、各出力信号を個別積分器５０５のそれぞれの加算／ダンプ回路に供給する。Ｌ個の加算／ダンプ出力信号の大きさを計算器バンク５０７のそれぞれの計算器で計算し、次に重みづけバンク５０９で重み付けする。重み付けした遅相マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器５１１で加算され、遅相マルチパス信号である負の符号位相対応のマルチパス信号群のエネルギー値を生ずる。最後に、加算器５１２は進相信号エネルギー値と遅相信号エネルギー値との差を計算して誤差サンプル値ε（τ）を生ずる。
【０１１３】
図５ａのトラッキング回路はローカルに発生した符号位相ｃ（ｎＴ）を進相および遅相マルチパス信号群の加重平均エネルギーを等しく保つように調節するのに用いる誤差信号ε（τ）を生ずる。図示の実施例は、重心からの距離の増大とともに増大する重み値を用いる。最も位相の進んだマルチパス信号および最も位相の遅れたマルチパス信号の信号エネルギーは重心近くのマルチパス信号値よりおそらく小さいであろう。したがって、加算器５１０で計算した差は、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号の遅延の変動に対してより左右されやすい。
［トラッキングのための直交位相検出器］
トラッキング方法のこの新規な実施例では、トラッキング回路がサンプリング位相をマルチパスに対して「最適」で安定するように調節する。ｆ（ｔ）が式（１２）に示したとおりの受信信号波形を表すものとする。この特定の最適化方法は遅延ロックループにこのループ駆動用の誤差信号ε（τ）を加えて開始する。関数ε（τ）は、τ＝τ０ においてただ一つの０をとらなければならない。ここでτ０は最適値である。ε（τ）に最適な形成は次式の正準形を備える。
【０１１４】
【式２３】
0003707785.tif 000033
ここで、ｗ（ｔ，τ）はｆ（ｔ）を誤差ε（τ）に関連づける重みづけ関数であり、次の等式（２４）の関係も成り立つ。
【０１１５】
【式２４】
0003707785.tif 000034
式（２４）からｗ（ｔ，τ）がｗ（ｔ−τ）に等価であることがわかる。ロック点の近傍における誤差信号の傾斜Ｍを考慮すると、
【式２５】
0003707785.tif 000035
が得られる。ここで、ｗ’（ｔ，τ）はτについてのｗ（ｔ，τ）の導関数であり、ｇ（ｔ）は｜ｆ（ｔ）｜２の平均である。
【０１１６】
誤差ε（τ）は決定論部分と雑音部分とを有する。ｚがε（τ）の雑音成分を示すとすると、｜ｚ｜２は誤差関数ε（τ）の平均雑音電力である。したがって、最適トラッキング回路は次の比
【式２６】
0003707785.tif 000036
を最大にする。
【０１１７】
次に直交位相検出器の実働化について述べる。誤差信号ε（τ）の誤差の離散値ｅは次の演算
【式２７】
ｅ＝ｙＴＢｙ              （２７）
を行うことによって発生する。ここで、ベクトルｙは、図５ｂに示すとおり受信信号成分ｙｉ、ｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１を表す。マトリックスＢはＬ×Ｌ行列であり、各要素は等式（２６）の比率Ｆが最大となるように値を計算することによって決定される。
【０１１８】
上述の２乗検波器は、図５ａに関連して上に述べた重心トラッキングシステムの実働化のために用いることができる。この実働化において、ベクトルｙは加算／ダンプ回路５０４の出力信号、ｙ＝｛ｆ（τ−ＬＴ）、ｆ（τ−ＬＴ＋Ｔ／２）、ｆ（τ−（Ｌ−１）Ｔ）、・・・、ｆ（τ）、ｆ（τ＋Ｔ／２）、ｆ（τ＋Ｔ）、・・・、ｆ（τ＋ＬＴ）｝であり、マトリックスＢは表９に示すとおりである。
【０１１９】
【表９】
0003707785.tif 000037
［必要なＬの最小値の算定］
前項のＬの値は相関器および加算／ダンプ要素の最小数を決定する。Ｌはトラッキング回路の機能性を損なうことなく可能な限り小さい値になるように選ぶ。
【０１２０】
チャネルのマルチパス特性は受信チップ波形ｆ（ｔ）がＱＴｃ秒にわたって拡散されるか、またはマルチパス成分がＱチップの持続時間を占有するようにした特性である。選択されたＬの値はＬ＝Ｑである。Ｑは最も位相の進んだマルチパス成分信号および最も位相の遅れたマルチパス成分信号の伝搬遅延を算定するように特定のＲＦチャネルの伝送特性を測定することによって得られる。ＱＴｃは、受信機での最初および最後のマルチパス成分の到着時間の差である。
［適応ベクトル相関器］
本発明の一つの実施例はチャネルインパルス応答を概算し、受信マルチパス信号成分のコヒーレント合成のための基準値を生ずるように適応ベクトル相関器（ＡＶＣ）を用いる。この実施例は、各マルチパス成分に影響を与える複素チャネル応答の概算のために相関器列を用いている。受信機はチャネル応答を補償し、受信マルチパス信号成分をコヒーレントに合成する。この手法は最大比率合成と呼ばれる。
【０１２１】
図６を参照すると、このシステムへの入力信号ｘ（ｔ）は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット信号のマルチパス信号を含む。この信号をＡＶＣ６０１、すなわちこの実施例では逆拡散手段６０２と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段６０４と、チャネル応答の影響に対して信号を補正する補正手段６０３と、加算器６０５とから成るＡＶＣ６０１に加える。ＡＶＣ逆拡散手段６０２は多数の符号相関器、すなわち各々がパイロット符号発生器６０８からのパイロット符号ｃ（ｔ）の異なる位相を用いる多数の符号相関器から成る。この逆拡散手段の出力信号は、逆拡散手段のローカルパイロット符号が入力符号信号と同位相でない場合は雑音電力レベルに対応する。入力パイロット符号とローカルに発生されたパイロット符号とが同位相である場合は、上記出力信号は受信パイロット信号電力レベルでプラス雑音電力レベルに対応する。逆拡散手段の相関器の出力信号は補正手段６０３によってチャネル応答に対して補正され、すべてのマルチパスパイロット信号電力を集める加算器６０５に加えられる。チャネル応答評価手段６０４はパイロット信号と逆拡散手段６０２の出力信号との合成信号を受け、チャネル応答評価信号ｗ（ｔ）をＡＶＣの補正手段６０３に供給する。評価信号ｗ（ｔ）は後述の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）にも利用可能である。逆拡散手段６０２の出力信号は捕捉判定手段６０６、すなわち逐次確率比試験（ＳＰＲＴ）など特定のアルゴリズムに基づき逆拡散回路の現在の出力レベルがローカルに発生された符号の所望の入力符号位相への同期化に対応するかどうかを判定する捕捉判定手段６０６にも供給される。この検出器が同期化を見出せない場合は、捕捉判定手段は制御信号ａ（ｔ）をローカルパイロット符号発生器６０８に送ってその位相をチップ周期一つ以上分だけずらす。同期化が見出せた場合は、捕捉判定手段はトラッキング回路６０７に通知し、このトラッキング回路は受信符号シーケンスとローカルに発生した符号シーケンスとの間の緊密な同期関係を達成し、これを維持する。
【０１２２】
パイロット拡散符号を逆拡散するのに使われるパイロットＡＶＣの実働化例を図７に示す。この実施例では、入力信号ｘ（ｔ）をサンプリング周期Ｔでサンプリングしてサンプルｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、またこの入力信号が他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号から成るものと仮定している。信号ｘ（ｎＴ＋τ）をＬ個の相関器に加える。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号位相の数である。各相関器７０１、７０２、７０３は入力信号をパイロット拡散符号信号ｃ（(n+i)Ｔ）の特定の位相で乗算する乗算器７０４、７０５、７０６と加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０とを有する。各乗算器７０４、７０５、７０６の出力信号はそれぞれの加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０に加えられ、個別の積分演算を行う。相関器の出力に含まれる信号エネルギーを加算する前に、ＡＶＣがチャネル応答および互いに異なるマルチパス信号の搬送波位相回転を補償する。各加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０の各出力はそれぞれの乗算器７１４、７１５、７１６でデジタル位相同期ループ（ＤＰＬＬ）７２１からの逆回転位相器[ｅｐ（ｎＴ）の複素共役］と乗算され、搬送波信号の位相ずれおよび周波数ずれを表す。パイロットレーキＡＭＦは、各乗算器７１４、７１５、７１６の出力を低域フィルタ（ＬＰＦ）７１１、７１２、７１３に通すことによって、各マルチパス信号に対する重みづけ係数ｗｋ、ｋ＝１、・・・、Ｌを計算する。逆拡散マルチパス信号は、それぞれの乗算器７１７、７１８、７１９で対応の重みづけ係数と乗算される。乗算器７１７、７１８、７１９の出力信号は主加算器７２０で加算され、加算器７２０の出力信号ｐ（ｎＴ）は雑音中の逆拡散マルチパスパイロット信号の合成成分から成る。出力信号ｐ（ｎＴ）は搬送波位相のトラッキングのための誤差信号ｅｐ（ｎＴ）の発生のためにＤＰＬＬ７２１にも入力される。
【０１２３】
図８ａおよび図８ｂは検出およびマルチパス信号成分の合成に使えるＡＶＣの代替的実施例を示す。図８ａおよび図８ｂのメッセージ信号ＡＶＣは、メッセージデータマルチパス信号の補正のためにパイロットＡＶＣの発生する重みづけ係数を用いる。拡散符号信号ｃ（ｎＴ）は、特定のメッセージチャネルの用いる拡散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号と同期している。値ＬはＡＶＣ回路内の相関器の数である。
【０１２４】
図８ａの回路は、次式で与えられる決定変数Ｚを計算する。
【０１２５】
【式２８】
0003707785.tif 000038
ここで、Ｎは相関ウィンドウ内のチップ数である。同じく、判定の統計は次式で与えられる。
【０１２６】
【式２９】
0003707785.tif 000039
式（２９）から得られる代替的実働化を図８ｂに示す。
【０１２７】
図８ａを参照すると、入力信号ｘ（ｔ）はサンプリングされてｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号から成る。信号ｘ（ｎＴ＋τ）はＬ個の相関器に加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号位相の数である。相関器８０１、８０２、８０３は入力信号をメッセージチャネル拡散符号信号の特定の位相とそれぞれ乗算する乗算器８０４、８０５、８０６と、それぞれの加算／ダンプ回路８０８、８０９、８１０とをそれぞれ有する。乗算器８０４、８０５、８０６の出力信号は加算／ダンプ回路８０８、８０９、８１０にそれぞれ加えられ、ここでそれぞれ個別に積分される。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギーを加算する前に、ＡＶＣは互いに異なるマルチパス信号について補償する。各逆拡散マルチパス信号とパイロットＡＶＣの対応のマルチパス重みづけ係数から得られるその対応の重みづけ係数をそれぞれの乗算器８１７、８１８、８１９でそれぞれ乗算する。乗算器８１７、８１８、８１９の出力信号を主加算器８２０で加算し、したがって累算器８２０の出力信号ｚ（ｎＴ）は雑音中の逆拡散ずみメッセージ信号のサンプリングされたレベルから成る。
【０１２８】
本発明のこの代替的実施例は、各マルチパス信号成分の加算／ダンプを同時並行に行うメッセージチャネルのためのＡＶＣ逆拡散回路の新規な実働化を含む。この回路の利点は、加算／ダンプ回路一つだけと加算器一つだけとで構成できることである。図８ｂを参照すると、メッセージ符号シーケンス発生器８３０がメッセージ符号シーケンスを長さＬのシフトレジスタ８３１に供給する。シフトレジスタ８３１の各レジスタ８３２、８３３、８３４、８３５の出力信号は１チップだけ位相シフトしたメッセージ符号シーケンスに対応する。各レジスタ８３２、８３３、８３４、８３５の出力値は乗算器８３６、８３７、８３８、８３９でパイロットＡＶＣからの対応の重みづけ係数ｗｋ、ｋ＝１、・・・、Ｌと乗算される。Ｌ個の乗算器８３６、８３７、８３８、８３９の出力信号は加算回路８４０で加算する。次に、加算回路出力信号および受信機入力信号ｘ（ｎＴ＋τ）を乗算器８４１で乗算し、加算／ダンプ回路８４２で積分してメッセージ信号ｚ（ｎＴ）を生ずる。
【０１２９】
適応ベクトル相関器の第３の実施例を図８ｃに示す。図示の実施例は、最小二乗平均（ＬＭＳ）統計法を用いてベクトル相関器を実働化し、受信マルチパス信号から各マルチパス成分のための逆回転係数を算定する。図８ｃのＡＶＣは、図７に示すパイロット拡散符号の逆拡散に使われるパイロットＡＶＣの実働化と同様である。デジタル位相同期ループ７２１を、電圧制御発振器８５１とループフィルタ８５２とリミタ８５３と虚数成分分離器８５４とを有する位相同期ループ８５０に置換する。補正ずみの逆拡散出力信号ｄｏｓと理想的な逆拡散出力信号との間の差が加算器８５５によって生じ、その差信号が逆拡散ずみの誤差値ｉｄｅであり、この値が逆回転係数の誤差の補償のために逆回転回路でさらに使われる。
【０１３０】
マルチパス信号環境では、送信されてきたシンボルの信号エネルギーはマルチパス信号成分全体にわたって拡散される。マルチパス信号加算の利点は、信号エネルギーの実質的な部分がＡＶＣからの出力信号で再生されることである。したがって検出回路はより大きい信号対雑音比のＡＶＣからの入力信号を受け、そのためにシンボルの検出をより低いビット誤り率（ＢＥＲ）で行うことができる。さらに、ＡＶＣの出力の測定は、送信機の送信電力を良好に表示し、またシステムの干渉雑音の良好な測定を提供する。
［適応整合フィルタ］
本発明の一つの実施例は受信スペクトラム拡散メッセージ信号中のマルチパス信号成分を最適に合成するように適応整合フィルタ（ＡＭＦ）を備える。ＡＭＦは、サンプリングされたメッセージ信号のシフト値を保持し、それらシフト値をチャネル応答に対する補正ののち合成するタップ付き遅延線である。チャネル応答に対する補正は、パイロットシーケンス信号で動作するＡＶＣで計算されたチャネル応答推定値を用いて行う。ＡＭＦの出力信号は最大値を与えるように加算されるマルチパス成分の合成値である。この合成がマルチパス信号受信の歪みに対して補正を行う。種々のメッセージ逆拡散回路がＡＭＦからのこの合成マルチパス成分信号で動作する。
【０１３１】
図８ｄはＡＭＦの一つの実施例を示す。Ａ／Ｄ変換器８７０からのサンプリング出力信号をＬ段遅延線８７２に加える。この遅延線８７２の各段は異なるマルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネル応答に対する補正を、乗算器バンク８７４のそれぞれの乗算器で成分と遅延ずみの信号成分対応のＡＶＣからの重みづけ係数ｗ１、ｗ２、・・・、ｗＬとを乗算することによって各遅延ずみ信号成分に加える。すべての重みづけ信号成分を加算器８７６で加算して合成マルチパス成分信号ｙ（ｔ）を生ずる。
【０１３２】
合成マルチパス成分信号ｙ（ｔ）は搬送波信号の位相および周波数ずれによる補正を含まない。搬送波信号の位相および周波数ずれに対する補正は、乗算器８７８において搬送波位相および周波数補正値（逆回転位相器）をｙ（ｔ）に乗算することによってｙ（ｔ）に対して行う。上述のとおり、位相および周波数補正値はＡＶＣで生成する。図８ｄは補正値を逆拡散回路８８０の前に加えるように示しているが、本発明の代替的実施例では、補正値は逆拡散回路のあとで加えることができる。
［仮想位置を用いて再捕捉時間を短縮する方法］
ローカルに発生されるパイロット符号系列と受信拡散符号系列との間の符号位相の差を算定することにより、基地局と加入者ユニットＳＵとの間の距離の近似値を算出できる。ＳＵが基地局のＲＣＳに対して相対的に固定位置にある場合は、ＳＵまたはＲＣＳによる再捕捉時における後続の試行に受信拡散符号位相の不確定性が低減される。基地局が「オフフック」状態のＳＵのアクセス信号の捕捉に要する時間は、ＳＵのオフフック動作とＰＳＴＮからのダイアルトーンの受信との間の遅れの一因となる。オフフック検出からダイアルトーン受信までの遅れを１５０ミリ秒程度の短い値にする必要のあるシステムでは、捕捉時間およびベアラチャネル確立時間を短縮する方法が求められる。本発明の一つの実施例は仮想位置特定の利用によって再捕捉を短縮する方法を用いる。
【０１３３】
ＲＣＳは特定のシステムの最大伝搬遅延対応の受信符号位相のみをサーチすることによってＳＵ ＣＤＭＡ信号を捕捉する。つまり、ＲＣＳはすべてのＳＵがＲＣＳから所定の固定距離にあると仮定している。ＳＵがＲＣＳとのチャネルを初めて確立するとき、ＲＣＳは通常のサーチパターンを実行してアクセスチャネルを捕捉する。この通常の方法は、できるだけ長い遅延に対応する符号位相のサーチで始まり、できるだけ短い遅延を有する符号位相へとサーチを徐々に調整する。しかし、最初の捕捉のあとは、ＳＵはＲＣＳへの短いアクセスメッセージ送信と受信確認メッセージの受信との間の時間差を測定し受信グローバルパイロットチャネルをタイミング基準として用いることによって、ＲＣＳとＳＵとの間の遅延を算定することができる。また、ＳＵはＲＣＳで発生したグローバルパイロット符号とＳＵから受信した割当てパイロット系列との間の符号位相差から往復遅延差をＲＣＳに算出させ、次にこの値を所定の制御チャネル経由でＳＵに送ることによって、遅延値を受信できる。この往復遅延がＳＵに把握されると、ＳＵはＲＣＳから所定の固定位置にあるとＲＣＳに見かけ上把握させるのに必要な遅延を加えることによって、ローカル発生割当てパイロットおよび拡散符号系列の符号位相を調整することができる。最大遅延について上にこの手法を説明したが、システム内の任意の所定位置に対応する遅延値でも差し支えない。
【０１３４】
仮想位置特定により再捕捉を短縮するこの手法の第２の利点は、ＳＵの電力使用の節約を達成できることである。なお、「電源断」モードまたはスリープモードにあるＳＵは、他のユーザとの干渉の最小化のためにＲＣＳがその信号を受信できるまで、ベアラチャネル捕捉プロセスを低い送信電力レベルおよび立上げ電力で開始する必要がある。後続の再捕捉時間はより短くＳＵの位置はＲＣＳに対して相対的に固定されているので、ＳＵは送信電力上昇前の待ち時間の短縮により送信電力の立上りを迅速化することができる。ＳＵの待ち時間の短縮化は、ＲＣＳがＳＵ信号を捕捉した場合にＲＣＳからの応答をいつ受信すべきかを狭い誤差範囲内で把握できることによって可能になる。
［スペクトラム拡散通信システム］
［無線搬送波局（ＲＣＳ）］
本発明の無線搬送波局（ＲＣＳ）は、ＳＵと無線配信ユニット（ＲＤＵ）などの遠隔処理制御回路網要素との間の電話局インタフェースとして作用する。本実施例のＲＤＵへのインタフェースはG.704標準およびDECT V5.1の改良版によるインタフェースに準拠するが、本発明は呼制御チャネルおよびトラフィックチャネルを交換できる任意のインタフェースをサポートできる。ＲＣＳは呼制御データおよび３２kb/s ＡＤＰＣＭ、６４kb/s ＰＣＭ、およびＩＳＤＮなどのトラフィックチャネルデータ、およびシステム構成および保守データなどの情報チャネルをＲＤＵから受ける。また、ＲＣＳはＳＵとのＣＤＭＡ無線インタフェースベアラチャネルの終端を形成する。これらベアラチャネルは制御データおよびトラフィックチャネルデータの両方を含む。ＲＤＵまたはＳＵからの呼制御データに応答して、ＲＣＳはトラフィックチャネルをＲＦ通信リンク上のベアラチャネルに割り当て、ＳＵと電話網との間の通信接続をＲＤＵ経由で形成する。
【０１３５】
図９に示すとおり、ＲＣＳはＭＵＸ９０５、９０６および９０７への呼制御情報データおよびメッセージ情報データをインタフェース線路９０１、９０２および９０３経由で受ける。図にはＥ１フォーマットを示すが、それ以外の同様の通信フォーマットも後述のとおり同様にサポートできる。図９に示すＭＵＸは図１０に示したものと類似の回路を用いて実働化できる。図１０に示すＭＵＸは、回線ＰＣＭハイウェイ１００２（ＰＣＭハイウェイ９１０の一部）のためのクロック信号を発生する位相同期発振器（図示せず）から成るシステムクロック信号発生器１００１と、高速バス（ＨＳＢ）９７０と、システムクロック１００１をインタフェース線路１００４に同期化させるＭＵＸコントローラ１０１０とを含む。位相同期発振器が線路への同期外れの場合にＲＣＳへのタイミング信号を供給できるように考慮してある。ＭＵＸ線路インタフェース１０１１はメッセージ情報データから呼制御データを分離する。図９を参照すると、各ＭＵＸはＰＣＭハイウェイ９１０経由で無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２０への接続を形成する。また、ＭＵＸコントローラ１０１０は情報信号に異なるトーンがあるかどうかをトーン検出器１０３０によって監視する。
【０１３６】
さらに、ＭＵＸコントローラ１０１０はＲＤＵにローカルに信号を送るＩＳＤＮ Ｄチャネルネットワークを形成する。ＦＡＬＣ５４などＭＵＸ線路インタフェース１０１１は、データ速度2.048MbpsでＲＤＵまたは市内電話局（ＣＯ）ＩＳＤＮ交換機に接続したＭＵＸの送信接続対（図示せず）と受信接続対（図示せず）とから成るＥ１インタフェース１０１２を含む。送信および受信接続対は差動３レベル送信／受信符号化対をフレーマ１０１５用のレベルに変換するＥ１インタフェース１０１２に接続する。線路インタフェース１０１１は内部位相同期ループ（図示せず）を用いて、Ｅ１抽出の2.048MHzクロックおよび4.096MHzクロック並びに８KHｚフレーム同期パルスを発生する。線路インタフェースはクロックマスターモードまたはクロックスレーブモードで動作できる。本実施例はＥ１インタフェースを用いたものとして示してあるが、多重呼を伝送する上記以外の種類の電話回線、例えばＴ１回線や構内交換機（ＰＢＸ）とのインタフェースを形成する回線を用いることも意図している。
【０１３７】
回線インタフェースフレーマ１０１５は、入力回線のチャネル１（時間スロット０）のフレーム同期パターンを認識することによってデータストリームのフレーム同期をとり、サービスビットを挿入／抽出し、回線サービス品質情報を発生しチェックする。
【０１３８】
Ｅ１インタフェース１０１２に有効なＥ１信号が現れていれば、ＦＡＬＣ５４はＥ１回線から2.048MHzのＰＣＭクロック信号を再生する。このクロックは、システムクロック１００１経由でＰＣＭハイウェイクロック信号としてシステム全体で使われる。Ｅ１回線が故障になった場合は、ＦＡＬＣ５４がＦＡＬＣ５４の同期入力（図示せず）への発信器信号０（ｔ）から得られるＰＣＭクロックの供給を続ける。このＰＣＭクロックは、動作可能なＥ１回線を有するもう一つのＭＵＸがシステムクロック信号発生の役割を引き受けるまでＲＣＳシステムに続けて供給される。
【０１３９】
フレーマ１０１５は受信フレーム同期パルスを発生し、このパルスはＰＣＭハイウェイ１００２へのデータ転送および他の素子による使用に備えたＲＣＳシステムへのデータ転送のためにＰＣＭインタフェース１０１６のトリガに使用できる。すべてのＥ１回線はフレーム同期されているので、回線のＰＣＭハイウェイも全部フレーム同期されている。ＭＵＸのシステムクロック信号発生器１００１は位相同期ループ（図示せず）を用いてこの８KHｚＰＣＭ同期パルスからＰＮ×２クロック（例えば、15.96MHz）（ｗ０（ｔ））を合成する。このクロック信号の周波数は表７に示すとおり互いに異なる送信帯域幅ごとに異なる。
【０１４０】
ＭＵＸは、２５MHzカッド総合通信コントローラなど、マイクロプロセッサ１０２０、プログラムメモリ１０２１および時分割マルチプレクサ（ＴＤＭ）１０２２を含むＭＵＸコントローラ１０１０を備える。ＴＤＭ１０２２はフレーマ１０１５の供給する信号を受けるように接続され、時間スロット０および１６に位置する情報を抽出する。抽出された情報は、ＭＵＸコントローラ１０１０によるリンクアクセスプロトコル−Ｄ（ＬＡＰＤ）データリンクの処理の仕方を決める。Ｖ5.1ネットワークレイヤメッセージとして規定されているものなどの呼制御およびベアラ改変メッセージはＷＡＣに送られ、またはＭＵＸコントローラ１０１０でローカルに使われる。
【０１４１】
ＲＣＳ回線ＰＣＭハイウェイ１００２はＰＣＭインタフェース１０１６経由でフレーマ１０１５に接続してフレーマ１０１５と信号授受し、送受信両方向において2.048MHzのデータストリームを伝達する。また、ＲＣＳはＭＵＸとＷＡＣと複数のＭＩＵとの間の通信リンクである高速バス（ＨＳＢ）９７０を備える。ＨＳＢ９７０は例えば１００Mbit／秒のデータ転送速度をサポートする。ＭＵＸ、ＷＡＣ、およびＭＩＵの各々は任意にＨＳＢにアクセスする。本発明のＲＣＳは一つのボードを「マスター」とし、それ以外のボードを「スレーブ」とすることを要求するいくつかのＭＵＸを備えた構成にすることもできる。
【０１４２】
図９を参照すると、無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２０は、呼制御機能およびＭＵＸ９０５、９０６、９０７とモデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）９３１、９３２、９３３との間のデータストリームの相互接続を管理するＲＣＳシステムコントローラである。また、ＷＡＣ９２０はＶＤＣ９４０、ＲＦ９５０および電力増幅器９６０など上記以外のＲＣＳ構成要素を制御し監視する。図１１に示したとおり、ＷＡＣ９２０は各ＭＩＵ９３１、９３２、９３３のモデムにベアラチャネルを割り当て、ＭＵＸ９０５、９０６、９０７からの回線ＰＣＭハイウェイ９１０上のメッセージデータをＭＩＵ９３１、９３２、９３３のモデムに割り当てる。この割当てはＷＡＣ９２０上の時間スロット交換によりシステムＰＣＭハイウェイ９１１経由で行う。冗長度確保のために一つ以上のＷＡＣが存在する場合は、それらＷＡＣは第２のＷＡＣとのマスター−スレーブ関係を決定する。また、ＷＡＣ９２０はＲＤＵなど遠隔プロセッサから受信したＭＵＸ９０５、９０６、９０７への呼制御信号に応答するメッセージおよび一斉呼出情報を発生し、ＭＩＵマスターモデム９３４への一斉通報データを発生し、ＭＩＵ ＭＭ９３４によるグローバルシステムパイロット拡散符号シーケンスの発生を制御する。また、ＷＡＣ９２０は技術者によるアクセスまたはユーザによるアクセスに備えて外部ネットワーク管理装置（ＮＭ）９８０に接続する。
【０１４３】
図１１を参照すると、ＷＡＣは回線ＰＣＭハイウェイまたはシステムＰＣＭハイウェイの一つの時間スロットから同一のまたは別の回線ＰＣＭハイウェイまたはシステムＰＣＭハイウェイのもう一つの時間スロットに情報を転送する時間スロット交換機（ＴＳＩ）１１０１を含む。ＴＳＩ１１０１は、一つの時間スロットから別の時間スロットへの情報の割当てまたは転送を制御し、この情報をメモり１１２０に格納する図１１のＷＡＣコントローラ１１１１に接続してある。本発明の実施例は、ＴＳＩに接続した四つのＰＣＭハイウェイ１１０２、１１０３、１１０４および１１０５を有する。また、ＷＡＣはＨＳＢ９７０に接続され、このＨＳＢ９７０経由でＷＡＣは第２のＷＡＣ（図示せず）、ＭＵＸおよびＭＩＵに信号を伝達する。
【０１４４】
図１１を参照すると、ＷＡＣ９２０は例えばMotorola社製MC68040型マイクロプロセッサから成るマイクロプロセッサ１１１２と、Motorola社製MC68360QUICC通信プロセッサから成る通信プロセッサ１１１３と、システムクロック発生器からクロック同期信号ｗ０（ｔ）を受けるクロック発生器１１１４とを備えるＷＡＣコントローラ１１１を含む。クロック発生器はＷＡＣコントローラ１１１１へのタイミング信号供給のためにＭＵＸ（図示せず）に設けてある。また、ＷＡＣコントローラ１１１１はフラッシュＰＲＯＭ１１２１およびＳＲＡＭ１１２２を備えるメモリ１１２０を含む。フラッシュＰＲＯＭ１１２１はＷＡＣコントローラ１１１１に対するプログラム符号を含み、外部ソースからダウンロードした新たなプログラムに備えて再プログラミング可能である。ＳＲＡＭ１１２２はＷＡＣコントローラ１１１１がメモり１１２０に対して書込み読出しする一時的データを格納するように設けてある。
【０１４５】
図９に示すとおり、ＲＦ送／受信機９５０、ＶＤＣ９４０および電力増幅器９６０相互間の制御信号およびステータス信号の転送のためにＷＡＣ９２０に低速バス９１２が接続してある。ＷＡＣ９２０は制御信号を供給し、それによってＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０をイネーブルしまたはディスエーブルし、ステータス信号がＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０から返送されて故障状態の有無を監視する。
【０１４６】
図９を参照すると、実施例のＲＣＳは図１２に示した後述のＭＩＵ９３１を少なくとも一つ含む。この実施例のＭＩＵは六つのＣＤＭＡモデムを備えるが、本発明はモデムの数を６に限定するわけではない。このＭＩＵは、ＰＣＭインタフェース１２２０経由でＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５の各々に接続したシステムＰＣＭハイウェイ１２０１と、ＭＩＵコントローラ１２３０並びにＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１３の各々に接続した制御チャネルバス１２２１と、ＭＩＵクロック信号発生器（ＣＬＫ）１２３１と、モデム出力合成器１２３２とを含む。ＭＩＵはＲＣＳに次の機能、すなわち：ＭＩＵコントローラがＷＡＣからＣＤＭＡチャネル割当て命令を受けてモデムをＭＵＸの回線インタフェースへのユーザ情報信号に割り当てるとともにＳＵからのＣＤＭＡチャネル受信用のモデムを割り当てる；ＭＩＵＣＤＭＡモデムの各々についてＣＤＭＡ送信モデムデータを合成する；ＶＤＣへの送信のためにＣＤＭＡモデムからのＩおよびＱ送信メッセージデータを多重化する；ＶＤＣからのアナログＩおよびＱ受信メッセージを受信する；これらＩおよびＱデータをＣＤＭＡモデムに分配する；デジタルＡＧＣデータを送受信する；ＡＧＣデータをＣＤＭＡモデムに分配する；およびＭＩＵボード状態および保守情報をＷＡＣ９２０に送る、などの機能をもたらす。
【０１４７】
本発明の実施例のＭＩＵコントローラ１２３０はMC68360「QUICC」プロセッサなどの通信マイクロプロセッサ１２４０を１個備え、フラッシュＰＲＯＭ１２４３およびＳＲＡＭ１２４４を備えるメモリ１２４２を含む。フラッシュＰＲＯＭ１２４３は、マイクロプロセッサ１２４０のためのプログラム符号の格納のために備えてあり、メモリ１２４３はプログラムの新たなヴァージョンのサポートのためにダウンロードおよび再プログラミングが可能である。ＳＲＡＭ１２４４はＭＩＵコントローラ１２３０によるデータ読出し／書込み時にMC68360マイクロプロセッサ１２４０が必要とする一時的なデータスペースを備えるように設けてある。
【０１４８】
ＭＩＵ ＣＬＫ回路１２３１はＭＩＵコントローラ１２３０にタイミング信号を供給するとともにＣＤＭＡモデムにもタイミング信号を供給する。ＭＩＵＣＬＫ回路１２３１はシステムクロック信号ｗ０（ｔ）を受けてその信号に同期する。また、コントローラクロック信号発生器１２３１はＭＵＸからＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５に分配される拡散符号クロック信号ｐｎ（ｔ）も受けてその信号に同期する。
【０１４９】
本実施例のＲＣＳは一つのＭＩＵに設けたシステムモデム１２１０を含む。システムモデム１２１０は一斉通報拡散器（図示せず）およびパイロット発生器（図示せず）を備える。一斉通報モデムは、この実施例のシステムが用いる一斉通報情報を供給し、この一斉通報メッセージデータをＭＩＵコントローラ１２３０からシステムモデム１２１０に転送する。システムモデムは信号ＣＴ１乃至ＣＴ４および信号ＡＸ１乃至ＡＸ４の送信に用いる四つの追加のモデム（図示せず）も備える。システムモデム１２１０はＶＤＣに供給される重みづけなしのＩおよびＱ一斉通報メッセージデータ信号を供給する。ＶＤＣは一斉通報メッセージデータ信号をＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５すべてのＭＩＵ ＣＤＭＡモデム送信データおよびグローバルパイロット信号に加える。
【０１５０】
パイロット発生器（ＰＧ）１２５０は本発明に用いるグローバルパイロット信号を供給し、このグローバルパイロット信号はＭＩＵコントローラ１２３０によってＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５に供給される。しかし、本発明の他の実施例ではＭＩＵコントローラでグローバルパイロット信号を発生する必要はなく、任意の形式のＣＤＭＡ符号系列発生器の発生したグローバルパイロット信号を用いる。この実施例においては、重みづけなしのＩおよびＱグローバルパイロット信号をもＶＤＣに送り、そのＶＤＣで重み付けしてＭＩＵ ＣＤＭＡモデム送信データおよび一斉通報メッセージデータ信号に加える。
【０１５１】
ＲＣＳにおけるシステムタイミングはＥ１インタフェースから抽出する。ＲＣＳには四つのＭＵＸがあり、そのうちの三つ（９０５、９０６および９０７）が図９に示してある。各シャーシには二つのＭＵＸが設けてある。各シャーシに設けた二つのＭＵＸの一方をマスターに指定し、マスターの一つをシステムマスターに指定する。システムマスターを構成するＭＵＸは位相同期ループ（図示せず）を用いてＥ１インタフェースから2.048MHzのＰＣＭクロック信号を抽出する。システムマスターＭＵＸはこの2.048MHzのＰＣＭクロック信号を１６で分周して１２８KHz基準クロック信号を生ずる。この１２８KHz基準クロック信号をシステムマスターであるＭＵＸからすべての他のＭＵＸに分配する。各ＭＵＸは１２８KHz基準クロック信号を周波数乗算し、ＰＮクロック信号の２倍の周波数のシステムクロック信号を合成する。また、ＭＵＸは１２８KHzのクロック信号を１６分の１に分周してＭＩＵ向けの８KHzフレーム同期信号を生ずる。この実施例のためのシステムクロック信号は帯域幅７MHzのＣＤＭＡチャネルについては11.648MHzの周波数を有する。また、各ＭＵＸはシステムクロック信号を２分の１に分周しＰＮクロック信号を生じ、そのＰＮクロック信号を２９ ８７７ １２０（ＰＮ系列長）でさらに分周し、エポック境界指示用のＰＮ同期信号を生ずる。システムマスターＭＵＸからのＰＮ同期信号もすべてのＭＵＸに分配し、それによって各ＭＵＸについて内部発生クロック信号の位相整合を維持する。ＰＮ同期信号とフレーム同期信号とは同期状態になる。次に、各シャーシでマスターＭＵＸに指定された二つのＭＵＸはシステムクロック信号およびＰＮクロック信号の両方をＭＩＵおよびＶＤＣに分配する。
【０１５２】
ＰＣＭハイウェイインタフェース１２２０はシステムＰＣＭハイウェイ９１１をＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に接続する。ＷＡＣコントローラは、各対応ユーザ情報信号についてのトラフィックメッセージ制御信号を含むモデムを制御情報をＨＳＢ９７０経由でＭＩＵコントローラ１２３０に送信する。ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々はＭＩＵコントローラ１１１１からシグナリング情報などのトラフィックメッセージ制御信号を受ける。トラフィックメッセージ制御信号は呼制御（ＣＣ）情報と拡散符号および逆拡散符号シーケンス情報とを含む。
【０１５３】
ＭＩＵはＭＩＵの中のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５からの同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）モデム送信データを含む重みづけずみのＣＤＭＡモデム送信データを加算する送信データ合成器１２３２を含む。この同相（Ｉ）モデム送信データを直交位相（Ｑ）モデム送信データとは別に加算する。送信データ合成器１２３２からの結合ずみのＩおよびＱモデム送信データ出力信号をＩおよびＱマルチプレクサ１２３３に加え、デジタルデータストリームの形に多重化されるＩおよびＱモデム送信データから成る単一のＣＤＭＡ送信メッセージチャネルを生ずる。
【０１５４】
受信データ入力回路（ＲＤＩ）１２３４は図９に示したビデオ分配回路（ＶＤＣ）９４０からアナログ差動ＩおよびＱデータを受け、それらアナログ差動ＩおよびＱデータをＭＩＵのＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に分配する。自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）１２３５はＶＤＣからＡＧＣデータ信号を受け、そのＡＧＣデータをＭＩＵのＣＤＭＡモデムの各々に分配する。ＴＲＬ回路１２３３はトラフィック信号灯情報受け、そのトラフィック信号灯データをモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に同様に分配する。
［ＣＤＭＡモデム］
ＣＤＭＡモデムはＣＤＭＡ拡散符号系列を発生し送信機と受信機との間の同期をとる。また、ＣＤＭＡは特定の電力レベルでのスペクトラム拡散および送信に備えて６４ksym／秒、３２ksym／秒、１６ksym／秒および８ksym／秒にそれぞれプログラム可能な四つの全二重チャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）を提供する。ＣＤＭＡモデムは自動電力制御を可能にするように受信信号強度を測定し、パイロット信号の発生および送信を行い、前向き誤り補正（ＦＥＣ）用の信号により符号化および復号化を行う。ＳＵの中のモデムはＦＩＲフィルタを用いて送信機拡散符号パルスの整形を行う。ＣＤＭＡモデムは加入者ユニット（ＳＵ）で使われ、以下の説明においてＳＵのみで使う特徴についてはその旨を明確に指摘する。ＣＤＭＡモデムの動作周波数を表１０に示す。
【０１５５】
【表１０】
0003707785.tif 000040
図１２のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々は、図１３に示すとおり、送信部１３０１および受信部１３０２から構成される。ＣＤＭＡモデムは外部システムから制御メッセージＣＮＴＲＬを受信する制御部１３０３も備える。これらの制御メッセージは、例えば特定の拡散符号の割当てや、拡散または逆拡散の起動や、送信速度の割当てなどに用いられる。また、ＣＤＭＡモデムはそのＣＤＭＡモデムの用いる種々の拡散符号および逆拡散符号の発生に用いる符号発生器１３０４を有する。送信部１３０１は入力情報および制御信号ｍｉ（ｔ）、ｉ＝１、２、・・・、Ｉをスペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号ｓｃｊ（ｔ）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊとして送信するためのものである。送信部１３０１は制御手段１３０３によって制御される符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号を受ける。スペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号は同様に処理された他の信号に加えられ、ＣＤＭＡ ＲＦ順方向メッセージリンク経由でＣＤＭＡチャネルとして例えばＳＵに送信される。受信部１３０２は、ｒ（ｔ）としてのＣＤＭＡチャネルを受信し、例えばＳＵからＲＣＳにＣＤＭＡ ＲＦ逆方向メッセージリンク経由で送信されてきたユーザ情報および制御信号ｒｃｋ（ｔ）、ｋ＝１、２、・・・、Ｋを逆拡散し、再生する。
［ＣＤＭＡモデム送信部］
図１４を参照すると、符号発生手段１３０４は送信同期制御ロジック１４０１および拡散符号ＰＮ発生器１４０２を含み、送信部１３０１はモデム入力信号受信装置（ＭＩＳＲ）１４１０と畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３および１４１４と、拡散装置１４２０、１４２１、１４２２、１４２３および１４２４と、合成器１４３０とを含む。送信部１３０１は、メッセージデータチャネルＭＥＳＳＡＧＥを受信し、各メッセージデータチャネルをそれぞれの畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３、１４１４において畳込み符号化し、それぞれの拡散装置１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、１４２４においてランダム拡散符号系列でそれらのデータを変調し、この実施例では符号発生器からの受信パイロット符号を含むすべてのチャネルからの被変調データを合成器１４３０で合成し、ＲＦ送信のためのＩおよびＱ成分を生ずる。この実施例の送信部１３０１は、６４kb/s、３２kb/s、１６kb/s、および８kb/sの四つのプログラム可能なチャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）をサポートする。メッセージチャネルデータはＰＣＭインタフェース１２２０経由でＰＣＭハイウェイ１２０１から受信された時間多重化信号であり、ＭＩＳＲ１４１０に入力される。
【０１５６】
図１５は、ＭＩＳＲ１４１０の例のブロック図である。本発明の実施例では、カウンタを８KHzのフレーム同期信号ＭＰＣＭＳＹＮＣでセットし、タイミング回路１４０１からの2.048MHzのＭＰＣＭＣＬＫで増分計数する。カウンタ出力をＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３のメッセージデータへのスロット時間位置対応のＴＲＣＦＧ値と比較器１５０２で比較し、ＴＲＣＦＧ値はＭＣＴＲＬの中のＭＩＵコントローラ１２３０から受ける。比較器はシステムクロックから得られるＴＸＰＣＮＣＬＫタイミング信号を用いて、メッセージチャネルデータをバッファ１５１０、１５１１、１５１２、１５１３に同期入力するレジスタ１５０５、１５０６、１５０７、１５０８にカウント出力を送る。メッセージデータは、タイミング制御ロジック１４０１からのイネーブル信号ＴＲ０ＥＮ、ＴＲ１ＥＮ、ＴＲ２ＥＮ、ＴＲ３ＥＮが活性状態のときＰＣＭハイウェイ信号ＭＥＳＳＡＧＥからの信号ＭＳＧＤＡＴから供給される。他の実施例では、ＭＥＳＳＡＧＥは暗号化速度またはデータ速度に応じてレジスタをイネーブルする信号を含めることもできる。カウンタ出力がチャネル位置アドレスの一つと等しい場合は、レジスタ１５１０、１５１１、１５１２、１５１３の中の特定の送信メッセージデータを図１４に示した畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３、１４１４に入力する。
【０１５７】
畳込み符号化装置はこの技術分野で周知の前向き誤り訂正（ＦＥＣ）手法の利用を可能にする。ＦＥＣ手法は、符号化ずみの形式でデータを発生する際の冗長度の導入に依存する。符号化ずみのデータは送信され、データの冗長度は受信復号化装置による誤り検出および誤り訂正を可能にする。本発明の一つの実施例は畳込み符号化を用いる。追加データビットを符号化処理の段階でデータに加え、符号化オーバーヘッドとする。符号化速度は送信ずみの全ビット（符号データ＋冗長データ）に対する送信ずみのデータビットの割合で表され、符号速度「Ｒ」と呼ばれる。
【０１５８】
畳込み符号はすでに符号化ずみの多数のビットで新たな未符号化ビットの各々を畳み込むことによって各符号ビットを生じさせた符号である。符号化処理で使われるビットの総数を符号の拘束長「Ｋ」と呼ぶ。畳込み符号化では、データをＫビット長のシフトレジスタにクロックで１ビットごとに格納し、入来ビットとその時点で格納ずみのＫ−１ビットとを畳込み符号化して新たなシンボルを生ずる。畳込み処理は、利用可能なビットの特定のパターン、すなわち少なくとも一つのシンボルにおける最初のビットおよび最後のビットを常に含むビットの特定のパターンのモジュロ−２和から成るシンボルを生ずる処理である。
【０１５９】
図１６は、図１４の符号化装置１４１１として用いるのに適したＫ＝７、Ｒ＝１／２畳込み符号化装置のブロック図を示す。この回路は本発明の一つの実施例で用いたＴＲ０チャネルを符号化する。レジスタ段Ｑ１乃至Ｑ７から成る７ビットレジスタ１６０１はＴＲ０ＥＮ信号のアサート時に信号ＴＸＰＮＣＬＫを用いてＴＲ０データをクロックごとに１ビットずつ格納する。レジスタ段Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６およびＱ７の出力値を排他的論理和回路１６０２および１６０３でそれぞれ合成し、それによってＴＲ０チャネルＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱについてのそれぞれのＩチャネルＦＥＣデータおよびＱチャネルＦＥＣデータを生ずる。
【０１６０】
二つの出力シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱを生ずる。シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩはビット６、５、４、３および０（８進法１７１）に対応するシフトレジスタの出力の排他的論理和回路１６０２によって生成され、送信メッセージチャネルデータの同相成分「Ｉ」となる。同様に、シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＱはビット６、４、３、１および０（８進法１３３）からのシフトレジスタ出力の排他的論理和回路１６０３によって生成され、送信メッセージチャネルデータの直交位相成分「Ｑ」となる。受信側での誤差補正を可能にするのに必要な冗長度を生ずる、単一の符号化ずみビットを表すように二つのシンボルを送信する。
【０１６１】
図１４を参照すると、送信メッセージチャネルデータのためのシフトイネーブルクロック信号を制御タイミングロジック１４０１で発生する構成が示してある。各チャネルについての畳込み符号化ずみの送信メッセージチャネル出力データは、送信メッセージチャネルデータを符号発生器１４０２からの予め割当てずみの拡散符号系列と乗算するそれぞれの拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３および１４２４に加える。この拡散符号系列は上述のとおり制御回路１３０３で生成され、ランダム擬似雑音シグネチャ系列（ＰＮ−符号）と呼ばれる。
【０１６２】
拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、１４２４の各々の出力信号は、スペクトラム拡散ずみの送信データチャネルである。拡散器の動作は次のとおりである：すなわち、ランダム系列（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ）を乗算したチャネル出力（Ｉ＋ｊＱ）のスペクトラム拡散により（ＩｘｏｒＰＮＩ）および（−ＱｘｏｒＰＮＱ）から成る出力の同相成分Ｉが得られる。なお、この出力の直交位相成分Ｑは、（ＱｘｏｒＰＮＩ）および（ＩｘｏｒＰＮＱ）である。パイロットチャネルロジック（Ｉ＝１、Ｑの値は禁止されている）へのチャネルデータ入力は存在しないので、パイロットチャネルについての拡散ずみ出力信号はＩ成分についての系列ＰＮＩおよびＱ成分についての系列ＰＮＱを生ずる。
【０１６３】
合成器１４３０はＩおよびＱ拡散送信データチャネルを受信し、それらチャネルを合成してＩモデム送信データ信号（ＴＸＩＤＡＴ）およびＱモデム送信データ信号（ＴＸＱＤＡＴ）にする。Ｉ拡散送信データおよびＱ拡散送信データは別々に加算する。
【０１６４】
ＳＵについては、ＣＤＭＡモデム送信部１３０１が合成器からＩおよびＱチャネルを受信して、送信されてきた信号のパルス整形、隣接スペクトラム制御およびｘ／ｓｉｎ（ｘ）補正を行うためのＦＩＲフィルタを含む。互いに別個ではあるが互いに同一のＦＩＲフィルタがＩおよびＱ拡散ずみ送信データストリームをチップ速度で受け、各フィルタの出力信号はチップ速度の２倍になる。これらＦＩＲフィルタの一つの例は２倍のアップサンプリング（補間）を行う２８タップの偶数対称フィルタである。アップサンプリングはフィルタ処理の前に行うので、２８個のタップはチップ速度の２倍での２８個のタップを意味し、アップサンプリングは一つおきのサンプルを０に設定することにより達成する。係数の例を表１１に示す。
【０１６５】
【表１１】
0003707785.tif 000041
［ＣＤＭＡモデム受信部］
図９および１２を参照すると、本実施例のＲＦ受信機９５０は、ＶＤＣ９４０からＭＩＵ９３１、９３２、９３３経由でＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５に送信されてきたアナログ入力ＩおよびＱＣＤＭＡチャネルを受ける。これらのＩおよびＱＣＤＭＡチャネル信号をＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１３に示す）でサンプリングし、図１７に示すＡ−Ｄ変換器１７３０によりＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号に変換する。本発明の実施例のＡ−Ｄサンプリング速度は、逆拡散符号速度と等価である。次に、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号を４つのチャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）の逆拡散符号系列、ＡＰＣ情報およびパイロット符号に対応する六つの互いに異なる複素拡散符号系列を用いて相関器で逆拡散する。
【０１６６】
受信信号への受信機の同期引込みは、２つの段階に分けられる。すなわち、まず初期捕捉段階があり、次に信号タイミング捕捉のあとのトラッキング段階がある。初期捕捉は受信機でローカルに発生したパイロット符号系列の位相を受信信号に対してシフトさせ、パイロット逆拡散器の出力をしきい値と比較することによって行う。この手法は逐次サーチと呼ばれる。二つのしきい値（整合および却下）を補助逆拡散装置から計算する。信号を捕捉すると、サーチ処理を中止してトラッキング処理を開始する。トラッキング処理は受信機の用いる符号発生器１３０４（図１３および１７に示す）を入来信号と同期した状態に維持する。この実施例で用いるトラッキングループは遅延同期ループ（ＤＬＬ）であり、図１７の捕捉およびトラックブロック１７０１およびＩＰＭブロック１７０２で実働化する。
【０１６７】
図１３において、モデムコントローラ１３０３は送信信号に対する受信信号の位相シフトおよび周波数シフトを計算する図１７のＳＷＰＬＬロジック１７２４中のソフトウェアアルゴリズムとして位相同期ループ（ＰＬＬ）を実働化する。位相シフトの計算値をマルチパスデータ信号位相回転合成ブロック１７１８、１７１９、１７２０、１７２１で位相シフトを逆転させるのに用い、受信チャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’およびＴＲ３’対応の出力信号の生成のための合成に備える。次に、データをViterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６でViterbi復号し、受信メッセージチャネルの各々における畳込み符号化を除去する。
【０１６８】
図１７は、符号発生器１３０４が受信チャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９の用いる符号系列ＰＮｉ（ｔ）（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）を供給することを示す。生成される上記符号系列はシステムクロック信号のＳＹＮＫ信号に応答して同期を確保してあり、図１３のモデムコントローラ１３０１からのＣＣＮＴＲＬ信号で定まる。図１７を参照すると、ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０と、チャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９と、パイロットＡＶＣ１７１１と、補助ＡＶＣ１７１２と、Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６と、モデム出力インタフェース（ＭＯＩ）１７１７と、位相回転および合成ロジック１７１８、１７１９、１７２０、１７２１と、ＡＭＦ重み発生器１７２２と、量分位数推算ロジック１７２３とを含む。
【０１６９】
本発明の別の実施例では、ＣＤＭＡモデム受信機にチャネルのＢＥＲおよびViterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６とＭＯＩ１７１７との間の空き符号挿入ロジックのＢＥＲを測定するビットエラー積分器を併せて含み、メッセージデータ喪失時の空き符号の挿入に備える。
【０１７０】
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０は無線チャネルに起因するマルチパス干渉を解消する。実施例のＡＭＦ１７１０は図１８に示すとおり１１段の複素ＦＩＲフィルタを用いる。受信したＩおよびＱデジタルメッセージ信号を図１７のＡ−Ｄ変換器１７３０からレジスタ１８２０に受け、乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、１８１１において図１７のＡＭＦ重み発生器１７２２からのＩおよびＱチャネル重み係数Ｗ１乃至Ｗ１１と乗算する。図示の実施例では、Ａ−Ｄ変換器１７３０は、２の補数値としてＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データ、すなわち、受信拡散符号クロック信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答する１１段シフトレジスタ１８２０を通じてクロック歩進するＩデータ６ビットおよびＱデータ６ビットが供給される。信号ＲＸＰＮＣＬＫは符号発生ロジック１３０４のタイミング部１４０１によって生成する。上記シフトレジスタの各段にはタップ接続を設け、各段の出力を乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、１８１１で個々の（６ビットＩおよび６ビットＱ）重み係数と複素乗算し、それによって１１個のタップでそれぞれ重みづけられた積を発生し、それら積を加算器１８３０で加算して７ビットのＩ値および７ビットのＱ値に限定した出力を生ずる。
【０１７１】
ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１３に示す）はメッセージチャネルを逆拡散するための独立したチャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９（図１７に示す）を備える。この実施例は七つのメッセージチャネルを逆拡散し、各逆拡散装置は１ビットＩ逆拡散符号信号および１ビットＱ逆拡散符号信号を受けてこれら符号と８ビットＩデータ入力×８ビットＱデータ入力との間の複素相関をとる。これら七つの逆拡散装置が七つのチャネル、すなわちトラフィックチャネル０（ＴＲ０’）、ＴＲ１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’、補助チャネルＡＵＸ、自動電力制御ＡＰＣチャネルおよびパイロットチャネルＰＬＴにそれぞれ対応する。
【０１７２】
図１９に示すパイロットＡＶＣ１７１１はタイミング信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答してＩおよびＱパイロット拡散符号系列値ＰＣＩおよびＰＣＱをシフトレジスタ１９２０に受けるものであるが、このパイロットＡＶＣ１７１１は、各々がＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データと同じパイロット符号系列の１チップ遅延出力との間の相関をとる１１個の個別の逆拡散装置１９０１乃至１９１１を含む。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・・・、ＯＥ１１をモデム制御１３０３が用いて逆拡散動作をイネーブルする。逆拡散装置の出力信号を合成器１９２０で合成し、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１（図１７に示す）で受け、最終的にモデムコントローラ１３０３（図１３に示す）で受けるパイロットＡＶＣ１７１１の相関信号ＤＳＰＲＤＡＴを形成する。捕捉＆トラックロジック１７０１はこの相関信号値を用いて市内局に近い方の受信機が遠い方の送信機と同期しているかどうかを判定する。
【０１７３】
補助ＡＶＣ１７１２はＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データをも受信し、この実施例では図２０に示すとおり四つの個別の逆拡散装置２００１、２００２、２００３、２００４を含む。各逆拡散装置はＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを受け、これらのメッセージデータと、シフトレジスタ２０２０に入力され格納されている符号発生器１３０４供給の同じ逆拡散符号系列ＰＡＲＩおよびＰＡＲＱの遅延出力との間の相関をとる。逆拡散装置２００１、２００２、２００３、２００４の出力信号は雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを生ずる合成器２０３０で合成する。補助ＡＶＣ拡散符号系列はシステムの送信拡散符号系列のいずれにも対応しない。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・・・、ＯＥ４は逆拡散動作をイネーブルするようにモデム制御回路１３０３が用いる。補助ＡＶＣ１７１２は量分位数推算値を量分位数推算器１７３３で計算するもととなる雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを生ずるとともに、捕捉＆トラックロジック１７０１（図１７に示す）およびモデムコントローラ１３０３（図１３に示す）への雑音レベル測定値を提供する。
【０１７４】
受信メッセージチャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’に対応する逆拡散チャネル出力信号は畳込み符号化されたデータに前向き誤り訂正を加える図１７の対応Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６に入力する。この実施例のViterbi復号器は、制約長Ｋ＝７および比Ｒ＝１／２を有する。復号化した逆拡散メッセージチャネル信号はＭＯＩ１７１７経由でＣＤＭＡモデムからＰＣＭハイウェイ１２０１に転送される。ＭＯＩの動作は、逆方向動作であることを除き、送信部１３０１（図１３に示す）のＭＩＳＲの動作と実質的に同じである。
【０１７５】
ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は受信ＣＤＭＡメッセージ信号の捕捉、トラッキングおよび逆拡散の互いに異なる段階の間にいくつかの互いに異なるアルゴリズムを実働化する。
【０１７６】
受信信号が一時的に途切れた（または甚だしく劣化した）場合は、空き符号挿入アルゴリズムがそれら途切れたり劣化したりした受信メッセージデータの代わりに空き符号を挿入し、大きい雑音バーストが音声呼進行中にユーザに聞こえることがないようにする。空き符号は、Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６からの復号化ずみメッセージチャネル出力信号の代わりにＭＯＩ１７１７（図１７に示す）に送る。各トラフィックチャネルに用いられる空き符号は適切なパターンＩＤＬＥ、すなわちこの実施例では６４kb/sストリームについて８ビットワードで、３２kb/sストリームについて４ビットワードで構成するパターンＩＤＬＥをＭＯＩに書き込むことによりモデムコントローラ１３０３がプログラムする。
［受信パイロット信号の捕捉およびトラッキングのためのモデムアルゴリズム］
捕捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信信号のおおよその符号位相の算定、ローカルモデム受信機逆拡散装置の入来パイロット信号への同期、および受信パイロット符号系列位相のトラッキングのために受信機で用いる。図１３および１７を参照すると、このアルゴリズムは符号発生器１３０４にクロック調整信号を供給するモデムコントローラ１３０３が実行する。これらの調整信号により、逆拡散装置用符号発生器がパイロットレーキ１７１１の測定出力値および量分位数推算装置１７２３Ｂからの量分位数の値に応答してローカル生成符号系列を調整するようにする。量分位数の値はＡＵＸベクトル相関器１７１２（図１７に示す）の出力値からの同相チャネルおよび直交位相チャネルで測定した雑音統計値である。受信機を受信信号に同期させることは初期捕捉段階とトラッキング段階との二つの段階に分けられる。初期捕捉段階は、ローカル生成パイロット拡散符号系列を受信信号の拡散符号速度よりも高速度または低速度でクロックし、ローカル生成パイロット拡散符号系列をスライドさせ、パイロットベクトル相関器１７１１の出力について逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を行うことによって達成する。トラッキング段階はローカル生成拡散符号パイロット系列を入来パイロット信号と同期した状態に維持する。
【０１７７】
ＳＵのコールド捕捉アルゴリズムは、ＳＵＣＤＭＡモデムが電源オンになったとき、したがって正しいパイロット拡散符号位相が未知であるとき、またはＳＵが入来パイロット信号との同期の再捕捉を試みたものの所要時間が長すぎたとき、ＳＵＣＤＭＡモデムが用いる。このコールド捕捉アルゴリズムは二つの下位段階に分けられる。第１の下位段階は、ＦＢＣＨが用いる長さ２３３４１５の符号にわたる検索から成る。このサブ符号位相が捕捉されると、このパイロットの２３３４１５×１２８長の符号が１２８の可能な位相の曖昧さの中にあることが把握される。第２の下位段階はこれら残りの１２８の可能な位相の検索である。ＦＢＣＨとの同期が外れないようにするために、この検索の第２段階ではＦＢＣＨ符号のトラッキングとパイロット符号の捕捉の試みとを相互に切り替えるのが望ましい。
【０１７８】
短アクセスパイロット（ＳＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＵのＳＡＸＰＴパイロット信号の捕捉のためにＲＣＳＣＤＭＡモデムが用いる。このアルゴリズムはＳＡＸＰＴが長さＮの短符号系列（ただし、Ｎ＝チップ／シンボル）、すなわちシステムの帯域幅に応じてその長さが４５から１９５の範囲にわたる短符号系列であるために高速検索アルゴリズムである。このサーチは捕捉完了まですべての可能な位相を通じて巡回する。
【０１７９】
長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＡＸＰＴの捕捉の直後に開始する。ＳＵの符号位相は複数のシンボル持続時間内で既知であり、この発明の実施例ではＲＣＳからの往復遅延内にサーチすべき位相は７乃至６６あり得る。この範囲はＳＵパイロット信号がＲＣＳグローバルパイロット信号に同期している結果である。
【０１８０】
再捕捉アルゴリズムは符号ロック（ＬＯＬ）外れが生じたときに開始される。Ｚ検索アルゴリズムはシステムのロック外れ直前の状態から符号位相があまり大きくドリフトしていないことを前提として処理を高速化するのに用いる。ＲＣＳは最大往復伝搬遅延で画されるＺ検索窓の最大幅を用いる。
【０１８１】
プレトラック期間を捕捉アルゴリズムまたは再捕捉アルゴリズムの直後からトラッキングアルゴリズムの直前までに設ける。プレトラックはモデムの供給する受信データが有効とは考えられない固定の期間である。このプレトラック期間により、ＩＳＷＰＬＬ１７２４、捕捉およびトラッキング１７０１、ＡＭＦ重み発生器１７２２の用いるものなど上記以外のモデムアルゴリズムが現用のチャネルを準備しそれに適応することを可能にする。プレトラック期間は二つの部分から成る。第１の部分は符号トラッキングループの引込み時の遅延である。第２の部分は決定ずみの重みづけ係数を生ずるようにＡＭＦ重み発生器１７２２が行うＡＭＦタップ重み計算に伴う遅延である。また、プレトラック期間の第２の部分において、搬送波トラッキングループがＳＷＰＬＬ１７２４によって引込み可能になり、スカラー量分位数推算が量分位数推算器１７２３Ａで行われる。
【０１８２】
プレトラック期間の終了ののちトラッキング処理に入る。この処理は実際には反復的サイクルであり、モデムの供給する受信データが有効と見られる唯一の処理段階である。下記の動作、すなわちＡＭＦタップ重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキング、ベクトル量分位数更新、スカラー量分位数更新、符号同期チェック、逆転およびシンボル加算、および電力制御（順方向および逆方向）はこの段階で行われる。
【０１８３】
ＬＯＬが検出されるとモデム受信機はトラックアルゴリズムを終了させ、自動的に再捕捉アルゴリズムに入る。ＳＵにおいては、ＬＯＬが送信機を遮断状態にする。ＲＣＳでは、ＬＯＬはロック外れの直前のレベルに送信電力を固定した状態で順方向電力制御をディスエーブルする。また、ＬＯＬは送信中の応答電力制御情報が０１０１０１・・・パターンになるようにし、それによってＳＵが送信電力を一定に保つようにする。この動作は捕捉およびトラッキング回路１７０１へのリセット信号を発生する信号ロックチェック機能を用いて行うことができる。
【０１８４】
ふた組の量分位数統計の値を一方は量分位数推算器１７２３Ｂで維持し、もう一方はスカラー量分位数推算器１７２３Ａで維持する。これら推算器はともにモデムコントローラ１３０３が用いる。上記第１の組の統計値はＡＵＸＡＶＣ受信機１７１２の生成する四つの複素数のベクトルから計算される「ベクトル」量分位数情報と呼ばれる。上記第２の組の統計値は、補助逆拡散装置１７０７から出力される単一の複素数ＡＵＸ信号から計算されるスカラー量分位数情報である。これらふた組の情報は予め定めた誤警報確率（Ｐｆａ）の維持に用いる雑音統計の互いに異なる組を表す。ベクトル量分位数データは雑音中に受信信号があることを判定するためにモデムコントローラ１３０３が実働化する捕捉および再捕捉アルゴリズムが用い、スカラー量分位数情報は符号ロックチェックアルゴリズムが用いる。
【０１８５】
ベクトルの場合もスカラーの場合も、量分位数情報はラムダ０乃至ラムダ２の算出値、すなわち逆拡散受信信号の確率分布関数（ｐ．ｄ．ｆ）の推算およびモデムのＰＮ符号へのロックの有無判定に用いる境界値から成る。次に述べるＣサブルーチンに用いるＡｕｘ＿Ｐｏｗｅｒ値は、スカラー量分位数のためのスカラー相関器アレーのＡＵＸ信号出力を二乗した大きさであり、ベクトルについては二乗した大きさの和である。いずれの場合も、量分位数を次のＣサブルーチンを用いて計算する：
(n=0; n<3; n++)  について
{lambda[n] + = (lambda[n] < Aux_Power)? CG[n] : GM[n];}
ただし、ＣＧ［ｎ］は、正の定数であり、ＧＭ［ｎ］は負の定数である（スカラー量分位数およびベクトル量分位数について互いに異なる値を用いている）。
【０１８６】
捕捉段階の期間中は、ローカルに生成されたパイロット符号系列を用いた入来パイロット信号のサーチは、ローカル発生パイロット符号が受信信号に対して正しい符号位相を有するかどうかの判定のために、一連の逐次試験を用いる。サーチアルゴリズムは受信符号系列とローカル発生符号系列との位相が合っているかどうかの判定のための逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を用いる。捕捉はマルチフィンガー受信機を有することから生じる並行処理によって高速化する。例えば、本発明のこの実施例では、主パイロットレーキ１７１１が１１チップ期間相当の全位相期間を表す合計１１のフィンガーを有する。捕捉のために八つの個別の逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を各ＳＰＲＴが四つのチップウィンドウを監視する形で実働化する。各ウィンドウは先行のウィンドウからずれており、サーチ系列では所与の符号位相は四つのウィンドウでカバーする。八つのＳＰＲＴ試験がすべて拒絶されると、ウィンドウ組を８チップ分だけ動かす。ＳＰＲＴのいずれかが許容されれば、ローカル発生パイロット符号系列の符号位相をパイロットＡＶＣ内で許容ＳＰＲＴ位相を中心におくように調整する。二つ以上のＳＰＲＴが同時に許容しきい値に達する可能性がある。あり得る３５６種類の許容／拒絶の組合せをカバーするように参照テーブルを用い、モデムコントローラはパイロットレーキ１７１１内で正しい中心符号位相を推定するのにその情報を用いる。各ＳＰＲＴは、次のとおり実働化される（すべての動作は、６４ｋシンボル速度で行う）：フィンガー出力レベル値をＩ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］およびＱ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］で表す、ただしｎ＝０・・・１０（包括的、０は最先の（最も進んだ）フィンガーである）。その場合、各ウィンドウの電力は：
0003707785.tif 000042
ＳＰＲＴを実働化するために、モデムコントローラは各ウィンドウについて擬似符号サブルーチンとして表される次の計算を行う：
0003707785.tif 000043
ただし、lambda［ｋ］は量分位数推算に関して上に定義したとおりであり、SIGMA［ｋ］、ACCPECTANCE_THRESHOLD、DISMISSAL_THRESHOLDは、予め定めた定数である。なお、SIGMA［ｋ］は小さいｋの対応の値については負であり、ｋの正しい値については正であり、許容および却下のしきい値が統計上シンボル何個分のデータが累算されたかの関数ではなく定数となり得るようにしてある。
【０１８７】
モデムコントローラは、lambda［ｋ］の値で範囲の定まるどのbinに電力レベルが入るかを判定し、これによって概算の統計値を生ずることが可能になる。
【０１８８】
このアルゴリズムについては、制御電圧をε＝ｙＴＢｙとして形成する。ただし、ｙはパイロットベクトル相関器１７１１の複素出力値から形成されるベクトルであり、Ｂは二乗検波器を参照して上述したとおり雑音を最小限に抑えながら動作特性を最適化するように予め定めた定数値で形成したマトリクスである。
【０１８９】
二乗検波器の動作の理解には次の点を考慮することが有用である。すなわち、スペクトラム拡散（ＣＤＭＡ）信号ｓ（ｔ）はインパルス応答ｈｃ（ｔ）を有するマルチパスチャネルを通過する。ベースバンドスペクトラム拡散信号は式（３０）、すなわち
【式３０】
0003707785.tif 000044
で表される。ただし、Ｃｉは複素拡散符号シンボルであり、ｐ（ｔ）は予め規定されたチップパルスであり、ＴＣはチップ時間間隔であり、ＴＣ＝１／ＲＣ、ＲＣはチップ速度である。
【０１９０】
受信されたベースバンド信号は式（３１）、すなわち
【式３１】
0003707785.tif 000045
で表される。ただし、ｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｈｃ（ｔ）であり、τは未知の遅延量
であり、ｎ（ｔ）は付加雑音である。この受信信号は、フィルタｈＲ（ｔ）で処理され、処理すべき波形ｘ（ｔ）は式（３２）、すなわち
【式３２】
0003707785.tif 000046
で表される。ただし、ｆ（ｔ）＝ｑ（ｔ）＊ｈＲ（ｔ）およびｚ（ｔ）＝ｎ（Ｔ）＊ｈＲ（ｔ）である。
【０１９１】
受信機の例においては、受信信号をチップ速度、すなわち１／ＴＣでサンプリングする。これらのサンプル、すなわちｘ（ｍＴＣ＋τ’）は、ｒ番目の相関動作期間中に式（３３）で表される量分位数を計算する相関器アレイで処理される。
【０１９２】
【式３３】
0003707785.tif 000047
これらの量分位数は、式（３４）で与えられる雑音成分ｗｋ（ｒ）および決定論成分ｙｋ（ｒ）から成る。
【０１９３】
【式３４】
0003707785.tif 000048
なお、関数ｆ（ｔ）は時間とともに低速で変化するが式の表現を容易にするために時間指数ｒは消去してもよい。
【０１９４】
上記サンプルを整合フィルタ処理など受信機における後続の処理に最適な形でサンプリング位相τ’の調整のために処理する。この調整を次に説明する。この処理の表示を単純化するために、関数ｆ（ｔ＋τ）（ただし、τは調整すべき時間シフト）について説明するのが便利である。なお、関数ｆ（ｔ＋τ）は、雑音を伴う中で測定したものである。したがって、位相τ’を信号ｆ（ｔ＋τ）の測定に基づいて調整することは問題になり得る。雑音を説明するために関数ｖ（ｔ）：ｖ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｍ（ｔ）を導入する（ただし、項ｍ（ｔ）は、雑音処理を表す）。このシステムプロセッサは、関数ｖ（ｔ）の考慮に基づいて形成できる。
【０１９５】
この処理は非コヒーレントであり、したがって包絡線電力関数｜ｖ（ｔ＋τ）｜２に基づく。式（３５）で与えられる関数ｅ（τ’）は、この処理の説明に役立つ。
【０１９６】
【式３５】
0003707785.tif 000049
シフトパラメータを区間（−∞、τ’−τ）上のエネルギーが区間［τ’−τ、∞］上のエネルギーに等しい場合に生じるｅ（τ’）＝０について調整する。誤り特性は単調であり、したがって単一の零交差点を有する。これはこの特性の望ましい点である。この特性の不利な点は、雑音が伴う場合に積分が制限されないため十分に規定されない点である。しかし関数ｅ（τ’）は式（３６）で与えられる形に表現できる。
【０１９７】
【式３６】
0003707785.tif 000050
ただし、特性関数ｗ（ｔ）は、signum関数、すなわちｓｇｎ（ｔ）に等しい。
【０１９８】
特性関数ｗ（ｔ）の最適化には式（３７）に示す指数Ｆを規定するのが有用である。
【０１９９】
【式３７】
0003707785.tif 000051
Ｆの分子は、トラックずみの値τ０’の前後の区間［−ＴＡ、ＴＡ］についての平均誤り特性の数値勾配である。統計平均値を雑音およびランダムチャネルｈｃ（ｔ）についてとる。この統計平均値の算出には、チャネルの統計特性を指定するのが望ましい。例えば、チャネルをインパルス応答ｈｃ（ｔ）と式（３８）に示すとおりの強度関数ｇ（ｔ）を有する白色雑音処理Ｕ（ｔ）とを備える広方向定常無相関散乱チャネルとして形成することもできる。
【０２００】
【式３８】
0003707785.tif 000052
ｅ（τ）の分散は、変動の自乗平均値として計算される。
【０２０１】
【式３９】
ｅ'(τ)＝ｅ(τ)−<ｅ(τ)>                （３９）
ただし、＜ｅ（τ）＞は雑音に対するｅ（τ）の平均である。
【０２０２】
関数ｗ（ｔ）に対する指数Ｆの最適化は周知の最適化の変分的方法を用いて行うことができる。
【０２０３】
最適のｗ（ｔ）が算定されると、その結果生じるプロセッサは次のとおり誘導される直交サンプルプロセッサにより正確に近似できる。
【０２０４】
サンプリング定理により、帯域幅Ｗに帯域制限した信号ｖ（ｔ）は、式（４０）で示すとおり、その信号のサンプルで表現できる。
【０２０５】
【式４０】
0003707785.tif 000053
この展開式を式（ｚ＋６）に代入することにより、サンプルｖ（ｋ／Ｗ＋τ’−τ）の中の無限二次式が得られる。信号帯域幅がチップ速度に等しいと仮定することにより、チップクロック信号でクロックしたサンプリングをサンプルの生成に使用できる。これらのサンプルｖｋは、式（４１）で表される。
【０２０６】
【式４１】
0003707785.tif 000054
この仮定によって実働化が単純になる。エイリアシング誤差が小さければ、これは有効である。
【０２０７】
実際には、ここに誘導された二次形式は切り捨てられる。正規化したＢマトリクスの例を表１２に示す。この例ではτが１チップに等しいとして指数関数的遅延拡散プロフィールｇ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／τ）を仮定している。また、1.5チップに等しい開口パラメータＴＡを仮定している。基礎となるチップパルスは２０％余分の帯域幅を有する余弦帯域を有する。
【０２０８】
【表１２】
0003707785.tif 000055
符号トラッキングは次のとおり実働化したループ位相検出器経由で実働化している。ベクトルｙはパイロットＡＶＣ１７１１の１１個の複素出力レベル値を表す列ベクトルと定義し、Ｂは非コヒーレントパイロットＡＶＣ出力値ｙで性能を最適化する所定値を有する１１×１１の対称実数値係数マトリクスを示す。位相検出器の出力信号εは式（４２）で与えられる。
【式４２】
ε＝ｙＴＢｙ                        （４２）
次に、比例プラス積分のループフィルタおよびＶＣＯの実働化のために、特定の送信チャネルおよび用途についてのシステム性能の最適化をめざしてシステムを構成することにより選択した定数αおよびβについて、以下の計算を行う。
【０２０９】
ｘ［ｎ］＝ｘ［ｎ−１］＋βε
ｚ［ｎ］＝ｚ［ｎ−１］＋ｘ［ｎ］＋αε
ただし、ｘ［ｎ］はループフィルタの積分器出力値であり、ｚ［ｎ］はＶＣＯ出力値である。符号位相調整はモデムコントローラが次のＣ−サブルーチンを実行することによって行う。
0003707785.tif 000056
本発明と整合した上記擬似符号には、別の遅延位相を用いることもできる。
【０２１０】
ＡＭＦ重み発生器１７２２のＡＭＦタップ重み更新アルゴリズムは、パイロットレーキ１７１１の各フィンガー値の位相の逆転、およびメモリ付けのために、パイロットＡＶＣフィンガー値と搬送波トラッキングループの現在の出力値の複素共役値との複素乗算を行い、その値を低域フィルタに加えるとともにＡＭＦタップ重み値、すなわちＣＤＭＡモデムのＡＭＦフィルタに周期的に書き込まれるＡＭＦタップ重み値を生ずるようにフィルタ値の複素共役値を形成することによって周期的に起動する。
【０２１１】
図１７に示したロックチェックアルゴリズムは、スカラー相関器アレーの出力信号に対してＳＰＲＴ動作を行うモデムコントローラ１３０３によって実働化する。ＳＰＲＴ手法はロックの検出確率の向上のために許可および拒否しきい値を変化させること以外は、捕捉アルゴリズムの手法と同じである。
【０２１２】
搬送波トラッキングはスカラー相関アレーのパイロット出力値に対して作動する２次ループ経由で達成される。位相検出器出力はスカラー相関アレーの（複素数）パイロット出力信号とＶＣＯ出力信号との積の直交成分の厳格限定出力である。ループフィルタは比例および積分構成を備える。ＶＣＯは純粋に加算累計された位相φを伴い、この誤差はメモリ中の参照テーブルにより複素位相ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφに変換される。
【０２１３】
捕捉およびトラッキングアルゴリズムに関する上述の説明は、捕捉の期間中はＡＭＦ、パイロットＡＶＣ、ＡｕｘＡＶＣ、およびＤＰＬＬが平衡状態になるまでコヒーレント基準が得られないため非コヒーレントトラッキングによる非コヒーレント捕捉追従を捕捉およびトラッキングアルゴリズムが必要とするので非コヒーレント手法に絞っている。しかし、この技術分野で周知のとおり、非コヒーレントトラッキングおよび非コヒーレント合成においては各パイロットＡＶＣフィンガーの出力位相情報がなくなるのでコヒーレントトラッキングおよびコヒーレント合成が常に最適である。したがって、本発明のもう一つの実施例は二段階捕捉およびトラッキングシステム、すなわち上述の非コヒーレントトラッキング手法に切り換える二段階捕捉およびトラッキングシステムを採用している。コヒーレント合成およびトラッキング手法はトラックずみの誤差信号が次の式で表される形をとることを除き上述のものと同じである。すなわち、
【式４３】
ε＝ｙＴＡｙ                      （４３）
ただし、ｙはパイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レベル値を表す縦ベクトルを表し、ＡはコヒーレントパイロットＡＶＣ出力ｙで動作を最適化するための予め定めた値を有する１１×１１対称実数値係数マトリクスを表す。マトリクスＡの例を次に示す。
【０２１４】
【式４４】
0003707785.tif 000057
図９を参照すると、ＲＣＳのビデオ分配コントローラボード（ＶＤＣ）９４０がＭＩＵ９３１、９３２、９３３の各々およびＲＦ送／受信機９５０に接続してある。ＶＤＣ９４０は、図２１に示してある。データ合成回路（ＤＣＣ）２１５０は、データ多重化解除器２１０１、データ加算器２１０２、ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４および出力回路２１１１を含む。ＤＣＣ２１５０は（１）重みづけずみＣＤＭＡモデムＩおよびＱデータ信号ＭＤＡＴをＭＩＵ９３１、９３２、９３３の各々から受け、（２）ＩおよびＱデータをＭＩＵ９３１、９３２、９３３の各々からのデジタルベアラチャネルデータと加算し、（３）その加算出力をマスタＭＩＵモデム１２１０からの一斉通報データメッセージ信号ＢＣＡＳＴおよびグローバルパイロット拡散符号ＧＰＩＬＯＴと加算し、（４）その加算ずみの信号を送信用に帯域整形し、（５）ＲＦ送／受信機への送信のためのアナログデータ信号を生ずる。
【０２１５】
ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４は、ＭＩＵ ＣＤＭＡ送信ＩおよびＱモデムデータを送信前に変換するために用いる。ＷＡＣはＦＩＲフィルタ係数データをシリアルポートリンク９１２およびＶＤＣコントローラ２１２０経由でＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４に転送する。各ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４は互いに別個に構成する。ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４は各ＭＩＵ ＣＤＭＡ送信モデムＤＡＴＩおよびＤＡＴＱ値のあとに毎回ゼロデータ値が送られてＦＴＸＩおよびＦＴＸＱを生ずるようにチップ速度の２倍で動作するためのアップサンプリングを採用する。
【０２１６】
ＶＤＣ９４０はＭＩＵ９３１、９３２、９３３のＡＧＣ１７５０からのＡＧＣ信号ＡＧＣＤＡＴＡを分配インタフェース（ＤＩ）２１１０経由でＲＦ送／受信機９５０に分配する。ＶＤＣ ＤＩ２１１０はＲＦ送／受信機からデータＲＸＩおよびＲＸＱを受けて、その信号をＶＤＡＴＡＩおよびＶＤＡＴＡＱとしてＭＩＵ９３１、９３２、９３３に分配する。
【０２１７】
図２１を参照すると、ＶＤＣ９４０はＭＩＵからの状態信号および故障情報信号ＭＩＵＳＴＡＴを監視し図９のＷＡＣ９２０との信号授受のためにシリアルリンク９１２およびＨＳＢＳ９７０に接続したＶＤＣコントローラ２１２０を含む。ＶＤＣコントローラ２１２０はIntel社製8032型マイクロコントローラなどのマイクロプロセッサと、タイミング信号供給用の発振器（図示してない）と、メモリ（図示してない）とを含む。ＶＤＣコントローラメモリは、上記8032型マイクロプロセッサ用のコントローラプログラム符号を格納するためのフラッシュＰＲＯＭ（図示してない）と、マイクロプロセッサがメモリに対して書込み読出しを行うための一時記憶データを格納するためのＳＲＡＭ（図示してない）とを含む。
【０２１８】
図９を参照すると、本発明の実施例はＲＦ送／受信機９５０と電力増幅器部９６０とを含む。図２２を参照すると、ＲＦ送／受信機９５０は三つの部分、すなわち送信機モジュール２２０１、受信機モジュール２２０２、および周波数合成器２２０３に分けられている。周波数合成器２２０３はシリアルリンク９１２経由でＷＡＣ９２０から受けた周波数制御信号ＦＲＥＱＣＴＲＬに応答して送信搬送波周波数ＴＦＲＥＱと受信搬送波周波数ＲＦＲＥＱとを生成する。送信機モジュール２２０１においてＶＤＣからの入力アナログＩおよびＱデータ信号ＴＸＩおよびＴＸＱを直交変調器２２２０、すなわち周波数合成器２２０３から送信搬送波周波数信号ＴＦＲＥＱを受けて被直交変調送信搬送波信号ＴＸを生ずる直交変調器２２２０に加える。次に、アナログ送信被変調搬送波信号、すなわちアップコンバートずみのＲＦ信号ＴＸを電力増幅器９６０の送信電力増幅器２２５２に加える。次に、増幅ずみの送信搬送波信号を大電力受動素子（ＨＰＰＣ）２２５３経由でアンテナ２２５０に伝達し、アンテナ２２５０からアップコンバートずみのＲＦ信号をＣＤＭＡ ＲＦ信号として通信チャネルに伝達する。本発明の一つの実施例では送信電力増幅器２２５２は各々が出力電力ピークピーク値約６０ワットを有する八つの増幅器を含む。
【０２１９】
ＨＰＰＣ２２５３は落雷保護装置、出力フィルタ、１０dB方向性結合器、アイソレータ、およびそのアイソレータ付属の大電力終端装置を含む。
【０２２０】
受信ＣＤＭＡ ＲＦ信号はＲＦチャネルからアンテナ２２５０で受信され、ＨＰＰＣ２２５３経由で受信電力増幅器２２５１に伝達される。受信電力増幅器２２５１は例えば５ワットトランジスタで駆動する３０ワット電力トランジスタを含む。ＲＦ受信モジュール２２０２は受信電力増幅器からの直交被変調受信搬送波信号ＲＸを有する。受信モジュール２２０２は受信被変調搬送波信号ＲＸと周波数合成器２２０３からの受信搬送波周波数信号を受けて搬送波を同期的に変調しアナログＩチャネルおよびＱチャネルを提供する直交復調器２２１０を含む。これらのチャネルはフィルタ処理されて信号ＲＸＩおよびＲＸＱを生じ、これら信号はＶＤＣ９４０に転送される。
［加入者ユニット］
図２３は本発明の一つの実施例の加入者ユニット（ＳＵ）を示す。図示のとおり、ＳＵはＲＦ変調器２３０２、ＲＦ復調器２３０３、およびスプリッタ／アイソレータ２３０４を含むＲＦ部２３０１を備え、順方向リンクＣＤＭＡ ＲＦチャネル信号中にトラフィック信号および制御メッセージ並びにグローバルパイロット信号を含むグローバルチャネルおよび割当て論理チャネルを受信するとともに、逆方向リンクＣＤＭＡ ＲＦチャネル中の割当てチャネルおよび逆方向パイロット信号を送信する。これら順方向および逆方向リンクはそれぞれアンテナ２３０５経由で受信および送信される。ＲＦ部は一つの実施例では信号ＲＯＳＣに応答する同期復調器を有する従来の二重変換スーパーヘテロダイン受信機を用いる。その種の受信機の選択性は７０MHzトランスバーサルＳＡＷフィルタ（図示してない）によって得られる。ＲＦ変調器は直交被変調搬送波信号を生ずるように搬送波信号ＴＯＳＣに応答する同期変調器（図示してない）を含む。この信号はオフセット周波数ミキサ回路（図示してない）によって周波数を上げる。
【０２２１】
ＳＵはさらに制御信号（ＣＣ）発生器の機能を含む加入者回路インタフェース２３１０、データインタフェース２３２０、ＡＤＰＣＭ符号化器２３２１、ＡＤＰＣＭ復号化器２３２２、ＳＵコントローラ２３３０、ＳＵクロック信号発生器２３３１、メモリ２３３２、および図１３を参照して上に述べたＣＤＭＡモデム１２１０と実質的に同じであるＣＤＭＡモデム２３４０を含む。なお、データインタフェース２３２０、ＡＤＰＣＭ符号化装置２３２１およびＡＤＰＣＭ復号化装置２３２２は通常標準ＡＤＰＣＭ符号化／復号化チップとして入手できる。
【０２２２】
順方向リンクＣＤＭＡ信号を生成するために、順方向リンクＣＤＭＡ ＲＦチャネル信号をＲＦ復調器２３０３に加える。順方向リンクＣＤＭＡ信号はＣＤＭＡモデム２３４０、すなわちグローバルパイロット信号との同期を捕捉し、クロック２３３１へのグローバルパイロット同期信号を生成してシステムタイミング信号を生成し、複数の論理チャネルを逆拡散するＣＤＭＡモデム２３４０に加える。ＣＤＭＡモデム２３４０はトラフィックメッセージＲＭＥＳＳおよび制御メッセージＲＣＴＲＬをも捕捉し、トラフィックメッセージ信号ＲＭＥＳＳをデータインタフェース２３２０に供給しＳＵコントローラ２３３０への制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬを受信する。
【０２２３】
受信制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬは加入者ＩＤ信号、符号化信号、およびベアラ変更信号を含む。また、ＲＣＴＲＬは制御情報およびそれ以外の通信シグナリング情報を含み得る。受信制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬはＳＵコントローラ２３３０、すなわちＲＣＴＲＬから得た加入者ＩＤ値から呼がＳＵ宛のものであることを検証するＳＵコントローラ２３３０に加える。ＳＵコントローラ２３３０は、符号化信号およびベアラ速度変更信号からトラフィックメッセージ信号に含まれるユーザ情報の種類を判定する。符号化信号がトラフィックメッセージをＡＤＰＣＭにより符号化されたものであると示した場合は、そのトラフィックメッセージＲＶＭＥＳＳを選択メッセージのデータインタフェース２３２０への伝送によってＡＤＰＣＭ復号化器２３２２に送る。ＳＵコントローラ２３３０はＡＤＰＣＭ復号化器への符号化信号から抽出したＡＤＰＣＭ符号化信号およびベアラ速度信号を出力する。トラフィックメッセージ信号ＲＶＭＥＳＳはＡＤＰＣＭ復号化器２３２２への入力信号であり、ここでトラフィックメッセージ信号は入力ＡＤＰＣＭ符号化信号の値に応答してデジタル情報信号ＲＩＮＦに変換される。
【０２２４】
ＳＵコントローラ２３３０が符号化信号からのトラフィックメッセージ信号に含まれるユーザ情報の種類をＡＤＰＣＭ符号化されたものでないと判定した場合は、ＲＤＭＥＳＳはＡＤＰＣＭ符号化器を認識されることなく通過する。トラフィックメッセージＲＤＭＥＳＳはデータインタフェース２３２０から加入者回線インタフェース２３１０のインタフェースコントローラ（ＩＣ）２３１２に直接に転送される。
【０２２５】
デジタル情報信号ＲＩＮＦまたはＲＤＭＥＳＳをインタフェースコントローラ（ＩＣ）２３１２および回線インタフェース（ＬＩ）２３１３を含む加入者回線インタフェース２３１０に加える。実施例においてはＩＣは拡張ＰＣＭインタフェースコントローラ（ＥＰＩＣ）であり、ＬＩはＲＩＮＦ型の信号対応のＰＯＴＳのための加入者回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ）およびＲＤＭＥＳＳ型の信号と対応のＩＳＤＮのためのＩＳＤＮインタフェースである。ＥＰＩＣ回路およびＳＬＩＣ回路はこの技術分野において周知である。加入者回線インタフェース２３１０はデジタル情報信号ＲＩＮＦまたはＲＤＭＥＳＳを利用者の定義したフォーマットに変換する。利用者の定義したフォーマットはＳＵコントローラ２３３０からＩＣ２３１２に供給される。ＬＩ２３１０は、Ａ則変換またはμ則変換などの変換を行い、ダイアルトーンを発生し、シグナリングビットを生成または復号化する回路を含む。回線インタフェースも例えばＰＯＴＳ音声、音声帯域データ、またはＩＳＤＮデータサービスなど加入者回線インタフェースで定義されたとおりＳＵユーザ２３５０へのユーザ情報信号を生成する。
【０２２６】
逆方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネルについては、利用者情報信号を加入者回線インタフェース２３１０のＬＩ２３１３、すなわちサービス種類信号および情報種類信号をＳＵコントローラに出力するＬＩ２３１３に加える。加入者インタフェース２３１０のＩＣ２３１２は例えばＰＯＴＳサービスなどのようにユーザ情報信号をＡＤＰＣＭ符号化する場合のＡＤＰＣＭ符号化器２３２１への入力信号であるデジタル情報信号ＴＩＮＦを発生する。データまたは上記以外の非ＡＤＰＣＭ符号化利用者情報については、ＩＣ２３１２はデータメッセージＴＤＭＥＳＳをデータインタフェース２３２０に直接に伝達する。加入者回線インタフェース２３１０に含まれる呼制御モジュール（ＣＣ）は、利用者情報から呼制御情報を抽出し、その呼制御情報ＣＣＩＮＦをＳＵコントローラ２３３０に伝達する。また、ＡＤＰＣＭ符号器２３２１、ＳＵコントローラ２３３０からの符号化信号およびベアラ変更信号を受け、符号化信号およびベアラ変更信号に応答して入力デジタル情報信号を出力メッセージトラフィック信号ＴＶＭＥＳＳに変換する。また、ＳＵコントローラ２３３０は符号化信号、呼制御情報、およびベアラチャネル変更信号を含む逆方向制御信号をＣＤＭＡモデムに出力する。出力メッセージ信号ＴＶＭＥＳＳはデータインタフェース２３２０に加えられる。データインタフェース２３２０は利用者情報を送信メッセージ信号ＴＭＥＳＳとしてＣＤＭＡモデム２３４０に送信する。ＣＤＭＡモデム２３４０はＳＵコントローラ２３３０からの出力メッセージおよび逆方向制御チャネルＴＣＴＲＬをスペクトラム拡散し、逆方向リンクＣＤＭＡ信号を生成する。逆方向リンクＣＤＭＡ信号はＲＦ送信部２３０１に供給されＲＦ変調器２３０２で変調されて、アンテナ２３０５から送信される出力逆方向リンクＣＤＭＡ ＲＦチャネル信号を生ずる。
［呼接続および呼確立手順］
ベアラチャネル確立のプロセスは二つの手順、すなわちＲＤＵなどの遠隔呼処理装置からの着信呼接続のための呼接続処理（着信呼接続）、およびＳＵからの発信呼のための呼接続処理（発信呼接続）から成る。ＲＣＳとＳＵとの間に何らかのベアラチャネルを確立できる前にＳＵはＲＤＵなどの遠隔呼プロセッサに網内における自身の存在を登録しなければならない。オフフック信号をＳＵが検知すると、ＳＵはベアラチャネルの確立を開始するだけではなく、ＲＣＳと遠隔プロセッサとの間に地上リンクを形成するＲＣＳの手順を起動する。ＲＣＳとＲＤＵとの接続の確立のための処理はＤＥＣＴ Ｖ5.1標準規格に詳述されている。
【０２２７】
図２４に示す着信呼接続手順について述べると、まずステップ２４０１においてＷＡＣ９２０（図９に示す）はＭＵＸ９０５、９０６および９０７の一つ経由で遠隔呼処理装置からの入来呼要求を受信する。この呼要求は、対象のＳＵを特定し、そのＳＵへの呼接続が要求されていることを示す。ＷＡＣは各ＳＵへの個別呼出信号を伴うＳＢＣＨチャネルを周期的に出力し、各アクセスチャネルについてＦＢＣＨ交通信号灯を周期的に出力する。入来呼要求に応答してＷＡＣはステップ２４２０で上記特定ずみのＳＵが他の呼ですでに活性化ずみであるかどうかをまずチェックする。活性化ずみであれば、ＷＡＣはＭＵＸ経由でＳＵ向けの話中表示信号を遠隔処理装置に送り、そうでない場合はそのチャネル向けの個別呼出信号を設定する。
【０２２８】
次にステップ２４０２において、ＷＡＣはＲＣＳモデムの状態をチェックし、ステップ２４２１においてその呼のために利用可能なモデムの有無を判定する。モデムが利用可能の場合は、ＦＢＣＨ上の交通信号灯が一つ以上のＡＸＣＨチャネルが利用可能であることを表示する。所定の時間の経過後も利用可能なチャネルがない場合は、ＷＡＣはＭＵＸ経由でＳＵ向けの話中表示信号を遠隔処理装置に伝達する。ＲＣＳモデムが利用可能であって、ＳＵが活性化状態でない場合（スリープモードにある場合）は、ＷＡＣは特定ずみのＳＵのための個別呼出信号をＳＢＣＨ上に設定して入来呼要求を表示する。一方、アクセスチャネルモデムはＳＵの短アクセスパイロット信号（ＳＡＸＰＴ）を継続的にサーチする。
【０２２９】
ステップ２４０３においてスリープモード中のＳＵは周期的に覚醒モードに入る。覚醒モードにおいては、ＳＵモデムはダウンリンクパイロット信号と同期し、ＳＵモデムＡＭＦフィルタおよび位相同期ループの安定化を待ち、ＳＢＣＨ上の割当て時間スロットの個別呼出信号を検出してＳＵ２４２２向けの呼の有無を判定する。個別呼出信号が設定されていない場合はＳＵは、ＳＵモデムを停止させてスリープモードに戻る。入来呼接続のための個別呼出信号が設定されている場合は、ＳＵモデムはサービスの種類および利用可能なＡＸＣＨについてのＦＢＣＨ上の交通信号灯をチェックする。
【０２３０】
次に、ステップ２４０４において、ＳＵモデムは利用可能なＡＸＣＨを選択し、対応のＳＡＸＰＴで送信電力高速立上げを開始する。しばらくの間ＳＵモデムはＳＡＸＰＴで送信電力高速立上げを続行し、アクセスモデムはＳＡＸＰＴのサーチを続行する。
【０２３１】
ステップ２４０５において、ＲＣＳモデムはＳＵのＳＡＸＰＴを捕捉し、ＳＵＬＡＸＰＴのサーチを開始する。ＳＡＸＰＴを捕捉するとモデムはＷＡＣコントローラに知らせ、ＷＡＣコントローラはそのモデム対応の交通信号灯を「赤」に設定してそのモデムが話中であることを表示する。ＬＡＸＰＴの捕捉を試み続ける期間中は交通信号灯を周期的に出力する。
【０２３２】
ＳＵモデムはステップ２４０６においてＦＢＣＨ ＡＸＣＨ交通信号灯を監視する。ＡＸＣＨ交通信号灯が赤に設定されると、ＳＵはＲＣＳモデムがＳＡＸＰＴを捕捉したとみなし、ＬＡＸＰＴの送信を開始する。ＳＵモデムはＳｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージが対応のＣＴＣＨに受信されるまでＬＡＸＰＴの電力をより低速度で立ち上げ続ける。ＡＸＣＨを捕捉したもう一つのＳＵに応答して交通信号灯が実際に設定されたためにＳＵが誤動作した場合は、Ｓｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージが受信されないためにＳＵモデムは時間切れとなる。ＳＵは一定期間ランダムに待機し、新たなＡＸＣＨチャネルを選択し、ＳＵモデムがＳｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージを受信するまでステップ２４０４および２４０５を繰り返す。
【０２３３】
次に、ステップ２４０７において、ＲＣＳモデムはＳＵのＬＡＸＰＴを捕捉し、対応のＣＴＣＨ上にＳｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージを送信し始める。モデムはパイロットおよびＡｕｘベクトル相関フィルタおよび位相同期ループの安定化を１０ｍ秒の間待ち受けるが、ＣＴＣＨ上にＳｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージを送信し続ける。次いで、このモデムはＳＵモデムからのベアラチャネルへのアクセス要求メッセージ（ＭＡＣ＿ＡＣＣ＿ＲＥＱ）のサーチを開始する。
【０２３４】
ＳＵモデムはステップ２４０８においてＳｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージを受け、ＬＡＸＰＴ送信電力レベルを凍結する。次に、ＳＵモデムはベアラトラフィックチャネルへのアクセスの要求メッセージ（ＭＡＣ＿ＡＣＣ＿ＲＥＱ）の繰返し送信を開始し、ＲＣＳモデムからの要求確認メッセージ（ＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭ）を待ち受ける。
【０２３５】
次に、ステップ２４０９においてＲＣＳモデムはＭＡＣ＿ＡＣＣ＿ＲＥＱメッセージを受け、次いでＡＸＣＨ電力レベルの測定を開始し、ＡＰＣチャネルを開始する。次いでＲＣＳモデムはＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージをＳＵに送信し、ＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージの受信確認ＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭ＿ＡＣＫの受信待ちを開始する。
【０２３６】
ステップ２４１０において、ＳＵモデムはＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージを受け、ＡＰＣ電力制御メッセージに従い始める。ＳＵはＭＡＣ＿ＡＣＣ＿ＲＥＱメッセージの送信を停止し、ＲＣＳモデムにＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭ＿ＡＣＫメッセージを送信する。ＳＵはＡＸＣＨ上に空白データを送信し始める。ＳＵは、アップリンク送信電力レベルが安定するのを１０ｍ秒の間待つ。
【０２３７】
ＲＣＳモデムはステップ２４１１においてＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭ＿ＡＣＫメッセージを受け、ＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージの送信を停止する。ＡＰＣ電力測定は続行する。
【０２３８】
次に、ステップ２４１２において、ＳＵモデムおよびＲＣＳモデムの両方がサブエポックに同期し、ＡＰＣメッセージに追従し、受信電力レベルを測定し、ＡＰＣメッセージを計算し送信する。ＳＵはダウンリンク電力レベルが安定するのを１０ｍ秒の間待つ。
【０２３９】
最後に、ステップ２４１３において、ベアラチャネルがＳＵモデムとＲＣＳモデムとの間で確立されて初期化される。ＷＡＣはＲＣＳモデムからベアラ確立信号を受信し、ＡＸＣＨチャネルを再割当てし、対応の交通信号灯を緑に設定する。
【０２４０】
図２５に示す発信呼接続のために、ステップ２５０１においてＳＵはユーザインタフェースのオフフック信号によって活性化モードになっている。
【０２４１】
次に、ステップ２５０２においてＲＣＳはそれぞれの交通信号灯を設定することによって利用可能なＡＸＣＨチャネルを表示する。
【０２４２】
ステップ２５０３においてＳＵはダウンリンクパイロットに同期し、ＳＵモデムベクトル相関フィルタおよび位相ロックループが安定化するのを待機し、サービスの種類および利用可能なＡＸＣＨのための交通信号灯を確認する。
【０２４３】
ステップ２５０４乃至２５１３は図２４の入来呼接続手順のための手順ステップ２４０４乃至２４１３と同じであるので詳述しない。
【０２４４】
上述の入来呼接続および発信呼接続の手順において、送信電力立上げ処理は次のイベントから成る。ＳＵはごく低い送信電力で開始し、短符号ＳＡＸＰＴを送信しながらその電力レベルを上げていく。ＲＣＳモデムがこの短符号を検知するとすぐに交通信号灯を消す。この交通信号灯の変化を検出するとＳＵは立上げをより遅い速度で続行し、このときＬＡＸＰＴを送信する。ＲＣＳモデムがＬＡＸＰＴを捕捉しこれを表示するようにＣＴＣＨでメッセージを送信すると、ＳＵはその送信（ＴＸ）電力を一定に保ちＭＡＣ−アクセス−要求メッセージを送信する。このメッセージにはＣＴＣＨ上のＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージで応答する。ＳＵは、ＭＡＣ＿ＢＥＡＲＥＲ＿ＣＦＭメッセージを受信するとすぐにＰＯＴＳのダイアルトーンであるトラフィックチャネル（ＴＲＣＨ）に切り替える。
【０２４５】
ＳＵが特定の利用者チャネルＡＸＣＨを捕捉すると、ＲＣＳはＳＵに対してＣＴＣＨ経由で符号シードを割り当てる。符号シードは、ＳＵモデム内の拡散符号発生器で加入者の逆方向パイロットへの割当て符号、並びにトラフィック、呼制御、およびシグナリング用の関連チャネルのための拡散符号の生成のために用いる。ＳＵ逆方向パイロット拡散符号系列は、ＲＣＳシステムグローバルパイロット拡散符号系列を位相同期しており、トラフィック、呼制御、およびシグナリング拡散符号はＳＵ逆方向パイロット拡散符号系列と位相同期している。
【０２４６】
加入者ユニットが特定のユーザチャネルを首尾よく捕捉した場合は、ＲＣＳは特定の利用者チャネルとの対応のために遠隔処理装置との地上リンクを確立する。ＤＥＣＴ Ｖ5.1標準規格のために、Ｖ5.1確立メッセージを用いてＲＤＵからＬＥへの完全なリンクが設定されると、対応のＶ5.1確立受信確認メッセージがＬＥからＲＤＵに応答送信され、加入者ユニットに送信リンク完了表示用のＣＯＮＮＥＣＴメッセージが送られる。
［特定の種類のサービスのサポート］
本発明のシステムは利用者情報の伝送速度を低速度から最高６４kb/sまで切換え可能にするベアラチャネル変形の特徴を備える。ベアラチャネル変形（ＢＣＭ）手法は、本発明のスペクトラム拡散通信システム経由の高速データ通信およびファックス通信をサポートするように３２kb/sＡＤＰＣＭチャネルを６４kb/sＰＣＭチャネルに変更するのに用いる。
【０２４７】
まず、ＲＣＳとＳＵとの間でＲＦインタフェース上にベアラチャネルを設定し、対応するリンクをＲＣＳ地上インタフェースとＲＤＵなどの遠隔処理装置との間に設ける。ＲＣＳと遠隔処理装置との間のリンクのデジタル伝送速度は、例えば３２kb/sのＡＤＰＣＭなどのデータ符号化速度に通常対応する。ＲＣＳのＷＡＣコントローラはＭＵＸの回線インタフェースの受信したリンクの符号化デジタルデータ情報を監視する。ＷＡＣコントローラがデジタルデータ中に２１００Hzトーンを検出した場合は、ＷＡＣは割り当てられた論理制御チャネル経由でＳＵに命令を出して、第２の６４kb/s二重リンクをＲＣＳモデムとＳＵとの間に設定させる。また、ＷＡＣコントローラは遠隔処理装置に第２の６４ｋｂ／二重回線を遠隔処理装置とＲＣＳとの間に確立するように命令する。したがって、短時間の間遠隔処理装置とＳＵとはＲＣＳ経由の３２kb/sリンクおよび６４kb/sリンクの両方を通じてデータを交換する。第２のリンクが確立されると遠隔処理装置はＷＡＣコントローラに６４kb/sリンクのみへの送信に切り替えさせ、ＷＡＣコントローラはＲＣＳモデムおよびＳＵに３２kb/sリンクの終話および切断を命令する。同時に３２kb/s地上リンクも終話し切断される。
【０２４８】
ＢＣＭ手法のもう一つの実施例はＲＤＵなどの外部遠隔処理装置とＲＣＳとの間に調整を組み入れて、ＲＦインタフェース上でベアラチャネル一つだけを用いながら地上インタフェース上の冗長チャネルを可能にする。明細書記載の手法は、無線リンク経由の３２kb/sリンクから６４kb/sリンクへの同期切換え、すなわち拡散符号系列タイミングがＲＣＳモデムとＳＵとの間で同期するという事実を利用した切換えである。ＷＡＣコントローラがデジタルデータ中に２１００Hzトーンを検出した場合は、ＷＡＣコントローラは、遠隔処理装置とＲＣＳとの間に第２の６４kb/s二重回線を確立するように遠隔処理装置に命令する。次に、遠隔処理装置は３２kb/s符号化ずみデータおよび６４kb/sデータを同時にＲＣＳに送信する。遠隔処理装置が６４kb/sリンクを確立すると、ＲＣＳはその旨を通知され、３２kb/sリンクが終了させ切断する。また、ＲＣＳはＳＵに３２kb/sリンクが切断中であることを知らせ、未符号化６４kb/sデータをチャネル上で受ける処理に切り換えさせる。ＳＵおよびＲＣＳは、割当てずみチャネルグループのベアラ制御チャネル経由で制御メッセージを交換し、ベアラチャネル拡散コード系列の特定のサブエポックを特定し決定し、その中でＲＣＳは６４kb/sデータをＳＵに送信し始める。サブエポックが特定されると、その特定されたサブエポックの境界で切換えが同期的に生じる。この同期切換え手法は、切換えのサポートのためにシステムが６４kb/sリンクのための容量を維持する必要がないので帯域幅の節約となる。
【０２４９】
上述のＢＣＭではＲＣＳが３２kb/sリンクをまず切断しているが、ベアラチャネルが６４kb/sリンクへの切り換えのあとにＲＣＳが３２kb/sリンクを切断するように構成できることは当業者には明らかであろう。
【０２５０】
もう一つの種類のサービスとして、本発明のシステムは、ＲＦインタフェースを通じてＩＳＤＮ型トラフィック向けの容量を保存する方法を含む。この容量保存は、データ情報の無送信時に既知の空きビットパターンをＩＳＤＮ Ｄチャネルで送信している間に生じる。本発明のＣＤＭＡシステムは、無線通信リンク経由で送信される信号のためのＩＳＤＮ網のＤチャネルで搬送される冗長情報の送信を防ぐ方法を含む。このような方法の利点は、送信される情報量を削減し、したがってその情報の用いる送信電力およびチャネル容量を削減することである。この方法をＲＣＳに用いた形で説明する。第１のステップでは、ＲＣＳのＷＡＣまたはＳＵのＳＵコントローラなどのコントローラが所定のチャネル空きパターンを対象として加入者回線インタフェースからの出力Ｄチャネルを監視する。回線インタフェースの出力とＣＤＭＡモデムとの間に遅延が含まれる。空きパターンが検出されると、コントローラはＣＤＭＡモデムへの制御信号に含まれるメッセージを通じて拡散メッセージチャネルの送信を阻止する。コントローラはデータ情報の存在が検出されるまで回線インタフェースの出力Ｄチャネルの監視を続ける。データ情報が検出されると、拡散メッセージチャネルを活性化する。メッセージチャネルは阻止されなかった関連パイロットと同期するので、通信リンクの他端の対応ＣＤＭＡモデムはメッセージチャネルとの同期を再捕捉する必要がない。
［ドロップアウト修復］
ＲＣＳおよびＳＵの各々はＣＤＭＡベアラチャネル接続の品質を評価するためにＣＤＭＡベアラチャネル信号を監視する。リンク品質は適応量分位数推算を用いた逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）により推算する。ＳＰＲＴ処理は受信信号電力の測定を使い、ＳＰＲＴ処理がローカル拡散符号発生器の受信信号拡散符号との間の同期外れを検出した場合、または受信信号の不在または低レベルを検出した場合は、ＳＰＲＴがロック外れ（ＬＯＬ）を宣言する。
【０２５１】
ＬＯＬ状態が宣言された場合はＲＣＳおよびＳＵの各々の受信機モデムはローカル拡散符号発生器で入力信号のＺサーチを開始する。Ｚサーチは、ＣＤＭＡ拡散符号捕捉および検出の分野で周知である。本発明のＺサーチアルゴリズムは、拡散符号位相増分の徐々に増大する最後の既知位相の前後の八つの拡散符号位相のグループを試験する。
【０２５２】
ＲＣＳの検出したＬＯＬ状態の期間中は、ＲＣＳは割当てチャネル経由でＳＵへ送信を続け、ＳＵ送信電力レベルを維持するようにＳＵへ電力制御信号を送信し続ける。電力制御信号の送信の方法を次に述べる。再捕捉を首尾よく行うには特定した時間内に行うのが望ましい。再捕捉が成功した場合は、呼接続は継続し、そうでない場合はＲＣＳは上述のとおりＷＡＣの割り当てたＲＣＳモデムを不活性化し割当てを解消し、呼接続切断し、終話信号をＲＤＵなどの遠隔呼プロセッサに送信する。
【０２５３】
ＬＯＬ状態をＳＵが検出した場合は、ＳＵは割当てずみチャネル上のＲＣＳへの送信を停止し、これによりＲＣＳを強制的にＬＯＬ状態にし、再捕捉アルゴリズムを開始する。再捕捉が成功した場合、呼接続は続行し、不成功の場合は上述のとおりＳＵモデムを不活性化し割当て解消することによってＲＣＳは呼接続を切断する。
［電力制御］
［概要］
本発明の電力制御の特徴機能は、システム内のＲＣＳおよびＳＵの用いる送信電力の量を最小にするために用い、ベアラチャネル接続の期間中の送信電力の更新を行う電力制御の下位の特徴機能は、自動電力制御（ＡＰＣ）として定義される。ＡＰＣデータはＲＣＳからＳＵに順方向ＡＰＣチャネル経由で転送され、ＳＵからＲＣＳへ逆方向ＡＰＣチャネル経由で転送される。これら二つの間に活性化したデータリンクがない場合は、維持電力制御（ＭＰＣ）の下位の特徴機能がＳＵ送信電力を更新する。
【０２５４】
順方向および逆方向割当てずみチャネルおよび逆方向グローバルチャネルの送信電力レベルは、これらのチャネル上の信号電力対干渉雑音電力比（ＳＩＲ）を十分な値に維持するとともにシステム出力電力を安定化させ最小にするようにＡＰＣアルゴリズムによって制御する。
【０２５５】
本発明は送信機がその送信出力電力を増分ずつ上昇または低下させることを受信機が判定する閉ループ電力制御機構を用いる。この判定は、ＡＰＣチャネル上の電力制御信号経由でそれぞれの送信機に伝達される。受信機は二つの誤差信号に基づいて送信機の電力の増加または減少の判定を下す。一方の誤差信号は信号電力の値と同信号電力の所望値との差を示し、他方の誤差信号は受信電力合計値の平均を示す。
【０２５６】
本発明の上述の実施例の説明に用いた近端電力制御という用語は、他端からＡＰＣチャネルに受信したＡＰＣ信号にしたがって送信機出力電力を調整することを意味する。これは、ＳＵにとっては逆方向電力制御、ＲＣＳにとっては順方向電力制御を意味し、遠端ＡＰＣという用語はＳＵにとっては順方向電力制御、ＲＣＳにとっては逆方向電力制御（反対端の送信電力を調整すること）を意味する。
【０２５７】
電力を節約するために、ＳＵモデムは呼待受け期間中は送信を停止するとともに電源をオフにしてスリープ期間に入る。スリープ期間はＳＵコントローラからの覚醒信号によって終了する。ＳＵモデム捕捉回路は自動的に再捕捉期間に入り、上述のとおりダウンリンクパイロットを捕捉する処理を開始する。
［閉ループ電力制御アルゴリズム］
近端電力制御は二つのステップ、すなわち初期送信電力を設定し、次にＡＰＣを用いて遠端からの情報にしたがって送信電力を継続的に調整する。
【０２５８】
ＳＵについては、初期送信電力は最小値に設定し、その後ランプアップタイマーが時間切れとなるまで（図示せず）、またはＲＣＳがＦＢＣＨ上の対応交通信号灯をＲＣＳがＳＵの短パイロットＳＡＸＰＴをロックしたことを示す「赤」に変えるまで例えば１ｄＢ／ミリ秒の速度でランプアップする。タイマーの時間切れは、交通信号値が最初に赤に設定されていなければ、ＳＡＸＰＴ送信を切断し、この場合ＳＵは「赤」信号の検出前よりも低速度で送信電力のランプアップを継続する。
【０２５９】
ＲＣＳについては、初期送信電力をサービスの種類およびシステム利用者の現在の数に対応して、実験的に決定した高信頼性動作所要最小値対応の固定値に設定する。グローバルパイロットまたはＦＢＣＨなどのグローバルチャネルは固定の初期電力で常に送信し、一方トラフィックチャネルはＡＰＣに切り換える。
【０２６０】
ＡＰＣビットはＡＰＣチャネルで１ビット上または下の信号として送信される。６４kb/sＡＰＣデータストリームは符号もインターリーブもしてない。
【０２６１】
遠端電力制御は遠端がその送信電力の調節に用いる近端送信電力制御情報から成る。
【０２６２】
ＡＰＣアルゴリズムはＲＣＳまたはＳＵが次の不等式の成立時に＋１、不成立時に−１を送信するようにする。
【０２６３】
【式４５】
α１ｅ１−α２ｅ２＞０                        （４５）
ここで誤差信号ｅ１は次式のとおり計算される。
【０２６４】
【式４６】
ｅ１＝Ｐｄ−（１＋ＳＮＲＲＥＱ）ＰＮ            （４６）
ただし、Ｐｄは逆拡散信号電力プラス雑音電力であり、ＰＮは逆拡散ずみ雑音電力であり、ＳＮＲＲＥＱは特定の種類のサービスについての所望逆拡散信号対雑音比であり、
【式４７】
ｅ２＝Ｐｒ−Ｐｏ                             （４７）
である。ここでＰｒは受信電力測定値であり、Ｐｏは自動利得制御（ＡＧＣ）回路設定点である。式（３３）における重みα１およびα２はサービスの種類およびＡＰＣ更新速度の各々について選択した値である。
［保守電力制御］
ＳＵのスリープ期間中にＣＤＭＡ ＲＦチャネルの干渉雑音電力は変化し得る。本発明はＳＵの初期送信電力をＣＤＭＡチャネルの干渉雑音電力に対して周期的に調整する保守電力制御（ＭＰＣ）を含む。ＭＰＣは、ＳＵの信号の検出のためにＳＵの送信電力レベルをＲＣＳ用の最低レベル近傍内に維持する処理である。ＭＰＣ処理は所要ＳＵ送信電力の低周波数変化を補償する。
【０２６５】
保守制御の特徴機能は二つのグローバルチャネル、すなわち逆方向リンク上の状態チャネル（ＳＴＣＨ）と呼ばれるものと、順方向リンク上のチェックアップチャネル（ＣＵＣＨ）と呼ばれるものとを用いる。これらのチャネルで伝送される信号はデータを伝送せず、初期電力ランプアップに用いられる短符号の生成と同一の方法で生成する。ＳＴＣＨ符号およびＣＵＣＨ符号は、グローバル符号発生器の「予約された」枝路から発生する。
【０２６６】
ＭＰＣ処理は次のとおりである。ＳＵはランダムな間隔で状態チャネル（ＳＴＣＨ）で周期的に３ミリ秒にわたり１シンボル長の拡散符号を送信する。ＲＣＳがその系列を検出した場合は、ＲＣＳはチェックアップチャネル（ＣＵＣＨ）で次の３ミリ秒以内に１シンボル長の符号系列を送信することにより応答する。ＳＵがＲＣＳからの応答を検出すると、ＳＵは特定のステップサイズだけ送信電力を減少させる。ＳＵが上記３ミリ秒の期間内にＲＣＳからの応答を検出しなかった場合、ＳＵはそのステップサイズだけ送信電力を増加させる。この方法を用いて、ＲＣＳの応答の送信をすべてのＳＵで検出確率0.99を維持するに十分な電力レベルで行う。
【０２６７】
トラフィック負荷および活性状態の利用者の数の変化率はＣＤＭＡチャネルの干渉雑音電力合計値に関連する。本発明のための保守電力更新信号の更新率およびステップサイズは、通信理論の分野で周知の待ち行列理論を用いて決定する。発呼処理を平均値6.0分の指数関数的ランダム変数としてモデム化した数値計算により、ステップサイズ0.5dBを用いて干渉レベル変化に追従可能にするには、ＳＵの保守電力レベルを１０秒以内の間隔で更新する必要があることが分かる。発呼処理を指数関数的到着時間間隔を有するポアソンランダム変数としてモデル化し、到着速度が毎秒１利用者あたり２×１０−４、サービス速度が毎秒１／３６０、ＲＣＳサービスエリア内の全加入者数が６００とすると、数値計算から、ステップサイズ0.5dBの場合１０秒ごとの更新率で十分であることが分かる。
【０２６８】
保守電力調整はスリープ状態から覚醒状態に変化してＭＰＣ処理を実行するＳＵが周期的に行う。このＭＰＣ特徴機能の信号処理は図２６に示してあり次のとおり行う。まずステップ２６０１において信号をＳＵとＲＣＳとの間で交換し、検出に必要なレベルに近い送信電力レベルを維持する。ＳＵはＳＴＣＨで１シンボル長拡散符号を周期的に送信し、ＲＣＳはそれに応答してＣＵＣＨで１シンボル長拡散符号を周期的に送信する。
【０２６９】
次にステップ２６０２においてＳＵがＳＴＣＨメッセージの送信から３ミリ秒以内に応答を受信した場合、ＳＵはステップ２６０３において特定のステップサイズだけ送信電力を減少させる。しかし、ＳＵがＳＴＣＨメッセージから３ミリ秒以内に応答を受信しなかった場合、ＳＵはステップ２６０４において同じステップサイズだけ送信電力を増加させる。
【０２７０】
ステップ２６０５においてＳＵはある時間幅、すなわちランダム処理で算定した平均１０秒の時間幅だけ待ったのちもう一つのＳＴＣＨメッセージを送信する。
【０２７１】
すなわち、ＳＵからのＳＴＣＨメッセージの送信電力はＲＣＳ応答に基づいて周期的に調整され、ＲＣＳからのＣＵＣＨメッセージの送信電力は固定される。
［ＡＰＣ用論理チャネルへの電力制御信号のマッピング］
電力制御信号を順方向および逆方向に割り当てられたチャネルの送信電力レベルの制御のための特定論理チャネルにマッピングする。逆方向グローバルチャネルの制御をＡＰＣアルゴリズムによっても行い、これらの逆方向チャネルの信号電力対雑音電力比（ＳＩＲ）を維持するとともに、システム出力電力の安定化および最小化を達成するようにする。本発明は受信機で他端の送信機の出力電力の増分ずつの増減を決める閉ループ電力制御方法を用いる。この方法は上記増減の決定をそれぞれの送信機に送り返す。
【０２７２】
【表１３】
0003707785.tif 000058
順方向リンクおよび逆方向リンクは互いに別々に制御する。処理中の呼／接続については、順方向リンク（ＴＲＣＨ ＡＰＣおよびＯＷ）電力を逆方向ＡＰＣチャネル経由で送信されてきたＡＰＣビットで制御する。呼／接続設定処理中は、逆方向リンク（ＡＸＣＨ）電力は順方向ＡＰＣチャネル経由で送信されてきたＡＰＣビットで制御する。表１３は制御対象のチャネルのための特定の電力制御方法を要約したものである。
【０２７３】
割当てチャネルＴＲＣＨ、ＡＰＣおよびＯＷの所要ＳＩＲおよびいずれかの特定のＳＵのための逆方向割当てパイロット信号を互いに比例させて固定する。これらのチャネルはほとんど同一のフェーディングの影響を受け、したがって同時並行的に電力制御される。
［適応型順方向制御（ＡＦＰＣ）］
ＡＦＰＣ処理は呼／接続中に順方向チャネル上で所要ＳＩＲを最小限に維持することを試みる。図２７に示したＡＦＰＣ再帰処理は、ステップ２７０１でＳＵに二つの誤差信号ｅ１およびｅ２、すなわち
【式４７】
ｅ１＝Ｐｄ−（１＋ＳＮＲＲＥＱ）ＰＮ              （４７）
【式４８】
ｅ２＝Ｐｒ−Ｐｏ                               （４８）
を形成させる過程を含む。ここでＰｄは逆拡散信号電力と雑音電力との和であり、Ｐｎは逆拡散ずみの雑音電力であり、ＳＮＲＲＥＱは所与のサービスの種類に必要なＳ／Ｎ比であり、Ｐｒは総受信電力測定値であり、ＰｏはＡＧＣ設定値である。ＳＵモデムはステップ２７０２で合成誤差信号α１ｅ１＋α２ｅ２を生ずる。ここで、重みα１およびα２を各サービス種類およびＡＰＣ更新速度について選択する。ステップ２７０３において、ＳＵはこの合成誤差信号を限定し単一のＡＰＣビットを生成する。ステップ２７０４においてＳＵはＡＰＣビットをＲＣＳに送信し、ステップ２７０５においてＲＣＳモデムはそのビットを受信する。ステップ２７０６においてＲＣＳはＳＵへの送信電力を増加または減少させ、アルゴリズムをステップ２７０１から反復する。
［適応型逆方向電力制御（ＡＲＰＣ）］
ＡＲＰＣ処理は、呼／接続設定中および呼／接続進行中にシステム逆方向総出力電力を最小にするように逆方向チャネル上の最小所望ＳＩＲを維持する。図２８に示す再帰ＡＲＰＣ処理は、ステップ２８０１でＲＣＳモデムに二つの誤差信号ｅ１およびｅ２、すなわち
【式４９】
ｅ１＝Ｐｄ−（１＋ＳＮＲＲＥＱ）ＰＮ              （４９）
【式５０】
ｅ２＝Ｐｒｔ−Ｐｏ                              （５０）
を生じさせることにより始まる。ここで、Ｐｄは逆拡散信号電力と雑音電力との和であり、Ｐｎは逆拡散ずみ雑音電力であり、ＳＮＲＲＥＱはそのサービス種類に所望のＳ／Ｎ比であり、ＰｒｔはＲＣＳが受信する平均総電力の測定値であり、ＰｏはＡＧＣ設定値である。ステップ２８０２でＲＣＳモデムは合成誤差信号α１ｅ１＋α２ｅ２を生成し、ステップ２８０３においてこの合成誤差信号を限定して単一のＡＰＣビットを算定する。ステップ２８０４においてＲＣＳはこのＡＰＣビットをＳＵに送信し、ステップ２８０５においてこのビットはＳＵに受信される。最後に、ステップ２８０６においてＳＵは受信したＡＰＣビットにしたがってその送信電力を調整し、アルゴリズムがステップ２８０１から反復される。
【０２７４】
【表１４】
0003707785.tif 000059
［ＳＩＲおよびマルチチャネルの種類］
リンク上のチャネルの所要ＳＩＲは、チャネルフォーマット（例えば、ＴＲＣＨ、ＯＷ）、サービスの種類（例えば、ＩＳＤＮ Ｂ、３２kbps ＡＤＰＣＭ、ＰＯＴＳ）、およびデータビットの分布先のシンボルの数（例えば、二つの６４kbpsシンボルを統合して単一の３２kbps ＡＤＰＣＭ ＰＯＴＳシンボルを生成する）の関数である。各チャネル種類およびサービス種類に必要なＳＩＲに対応する逆拡散出力電力は予め決まっている。呼／接続が進行中である間、いくつかのユーザＣＤＭＡ論理チャネルが同時並行的に活性状態にあり、これらの論理チャネルの各々はシンボル周期ごとにシンボルを転送する。名目上最大のＳＩＲチャネルからのシンボルのＳＩＲを測定し、閾値と比較し、各シンボル周期ごとにＡＰＣステップアップ／ダウン判定に用いる。表１４は、サービスの種類および呼の種類によるＡＰＣ演算用のシンボル（および閾値）を示す。
［ＡＰＣパラメータ］
ＡＰＣ情報は常に情報１ビットとして伝送され、ＡＰＣデータ速度はＡＰＣ更新速度と等価である。このＡＰＣ更新速度は６４kbpsである。この速度は予想されるレイリーおよびドップラーフェーディングを許容するに十分であり、アップリンクおよびダウンリンクＡＰＣチャネル内で比較的高い0.2以下のビット誤り率（ＢＥＲ）を許容し、したがってＡＰＣ専用の通信容量は最小になる。
【０２７５】
ＡＰＣビットにより示される電力ステップアップ／ダウンは、公称0.1から0.01dBの範囲である。電力制御のダイナミックレンジは、本システムの一例としての実施例の場合、逆方向リンクで７０dB、順方向リンクで１２dBである。
［ＡＰＣ情報多重化の代替の実施例］
上述の専用ＡＰＣ論理チャネルおよび専用ＯＷ論理チャネルを一つの論理チャネルに一緒に多重化することもできる。ＡＰＣ情報は６４kbpsで連続的に送信され、ＯＷ情報はデータバーストの形で生ずる。代替の多重化した論理チャネルは未符号化の非交互配置の６４kbps ＡＰＣ情報をＱＰＳＫ信号の例えば同相チャネルに、ＯＷ情報を直交チャネル上にそれぞれ含む。
［閉ループ電力制御実働化］
呼接続期間中の閉ループ電力制御はシステム総電力の二つの互いに異なる変動に応答する。第１に、システムはＳＵの電力レベルの変化など局部的振舞に応答し、第２に、システムはシステム内の活性状態のユーザのグループ全体の電力レベルの変化に応答する。
【０２７６】
本発明の実施例の電力制御システムを図２９に示す。図示のとおり、送信電力の調整に用いる回路は、ＲＣＳ（ＲＣＳ電力制御モジュール２９０１として図示）の場合もＳＵ（ＳＵ電力制御モジュール２９０２として図示）の場合も同様である。ＲＣＳ電力制御モジュール２９０１から始めると、逆方向リンクＲＦチャネル信号はＲＦアンテナで受信され、復調されてＣＤＭＡ信号ＲＭＣＨを生ずる。この信号ＲＭＣＨは可変利得増幅器（ＶＧＡ１）２９１０に加えられ、この増幅器は自動利得制御（ＡＧＣ）回路２９１１への入力信号を生ずる。ＡＧＣ２９１１はＶＧＡ１ ２９１０への可変利得増幅器制御信号を生ずる。この信号はＶＧＡ１ ２９１０の出力信号のレベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＧＡ１の出力信号は逆拡散デマルチプレクサ（ｄｅｍｕｘ）２９１２により逆拡散され、逆拡散ずみの利用者メッセージ信号ＭＳおよび順方向ＡＰＣビットが生ずる。この順方向ＡＰＣビットは積分器２９１３に加えられて順方向ＡＰＣ制御信号を生ずる。順方向ＡＰＣ制御信号は順方向リンクＶＧＡ２ ２９１４を制御し、順方向リンクＲＦチャネル信号を通信用の所望レベルの最低値に維持する。
【０２７７】
ＲＣＳ電力モジュール２９０１の逆拡散ずみの利用者メッセージ信号ＭＳの信号電力は、信号電力測定値を生ずるように電力測定回路２９１５で測定する。ＶＧＡ１の出力は、相関のない拡散符号を用いて信号を逆拡散し逆拡散雑音信号を生ずるＡＵＸ逆拡散器によって逆拡散する。この信号の電力測定値を１プラス所望Ｓ／Ｎ比（ＳＮＲＲ）と乗算し、閾値信号Ｓ１を生ずる。逆拡散信号電力と閾値Ｓ１との差は減算器２９１６により生ずる。この差は特定のＳＵ送信電力レベルに関連する誤差信号ＥＳ１である。同様に、ＶＧＡ１ ２９１０用の制御信号は、ＶＧＡ１ ２９１０用制御信号の速度を低下させる速度スケーリング回路２９１７に加える。スケーリング回路２９１７の出力信号はスケーリングしたシステム電力レベル信号ＳＰ１である。閾値演算論理２９１８は、ＲＣＳ利用者チャネル電力データ信号ＲＣＳＵＳＲからシステム信号閾値ＳＳＴを計算する。スケーリングされたシステム電力レベル信号ＳＰ１の補数とシステム信号電力閾値ＳＳＴとを加算器２９１９に加え、その加算器２９１９が第２の誤差信号ＥＳ２を生成する。この誤差信号はすべての活性状態のＳＵのシステム送信電力レベルに関係する。入力誤差信号ＥＳ１およびＥＳ２は合成器２９２０で合成されてデルタ変調器（ＤＭ１）２９２１への合成誤差信号を生じ、ＤＭ１からの出力信号は値＋１または−１の逆方向ＡＰＣビットストリーム信号であり、本発明の場合は６４kbpsの信号として送信される。
【０２７８】
逆方向ＡＰＣビットを拡散回路２９２２に加え、この拡散回路２９２２はスペクトラム拡散順方向ＡＰＣメッセージ信号を出力する。順方向ＯＷ信号および順方向トラフィック信号は拡散回路２９２３、２９２４に供給し、順方向トラフィックメッセージ信号１、２、・・・Ｎを生ずる。順方向ＡＰＣ信号、順方向ＯＷ信号およびトラフィックメッセージ信号の電力レベルをそれぞれの増幅器２９２５、２９２６および２９２７でそれぞれ調整して、電力レベル調整ずみの順方向ＡＰＣチャネル信号、ＯＷチャネル信号およびＴＲＣＨチャネル信号を生ずる。これらの信号を加算器２９２８で合成し、ＶＧＡ２ ２９１４に加え、これにより順方向リンクＲＦチャネル信号を生ずる。
【０２７９】
拡散ずみの順方向ＡＰＣ信号を含む順方向リンクＲＦチャネル信号はＳＵのＲＦアンテナで受信され復調されて、順方向ＣＤＭＡ信号ＦＭＣＨを生ずる。この信号を可変利得増幅器（ＶＧＡ３）２９４０に供給する。ＶＧＡ３の出力信号を自動利得制御回路（ＡＧＣ）２９４１に加え、この回路がＶＧＡ３ ２９４０への可変利得増幅器制御信号を生ずる。この信号は、ＶＧＡ３の出力信号のレベルをほぼ一定のレベルに維持する。ＶＧＡ３ ２９４０の出力信号は逆拡散デマルチプレクサ２９４２で逆拡散し、逆拡散利用者メッセージ信号ＳＵＭＳおよび逆方向ＡＰＣビットを生ずる。逆方向ＡＰＣビットは積分器２９４３に加え、これによって逆方向ＡＰＣ制御信号を生ずる。この逆方向ＡＰＣ制御信号を逆方向ＡＰＣ ＶＧＡ４ ２９４４に供給し、逆方向リンクＲＦチャネル信号を最低電力レベルに維持するようにする。
【０２８０】
逆拡散ユーザメッセージ信号ＳＵＭＳを電力測定値信号発生用の電力測定回路２９４５に加え、この電力測定値信号を加算器２９４６で閾値Ｓ２の補数に加算して、誤差信号ＥＳ３を生ずる。この信号ＥＳ３は特定のＳＵのＲＣＳ送信電力レベルに関連する誤差信号である。閾値Ｓ２を得るためにＡＵＸ逆拡散器からの逆拡散雑音電力値に１プラス所望のＳ／Ｎ比ＳＮＲＲを乗算する。ＡＵＸ逆拡散器は、相関のない拡散符号を用いて入力データを逆拡散し、したがってその出力は逆拡散ずみの雑音電力を表す。
【０２８１】
同様に、ＶＧＡ３用の制御信号を、スケーリングずみの受信電力レベルＲＰ１発生のために、ＶＧＡ３制御信号の速度低減用の速度スケーリング回路に加える（図２９参照）。閾値演算回路はＳＵの測定した電力信号ＳＵＵＳＲから受信信号閾値ＲＳＴを算出する。スケーリングずみの受信電力レベルＲＰ１の補数と受信信号閾値ＲＳＴとを誤差信号ＥＳ４生成用の加算器に加える。この誤差はすべての他のＳＵへのＲＣＳ送信電力に関連する。入力誤差信号ＥＳ３およびＥＳ４を合成器で合成してデルタ変調器ＤＭ２ ２９４７に入力する。ＤＭ２ ２９４７の出力信号は値＋１または−１の順方向ＡＰＣビットストリーム信号である。本発明の実施例においては、この信号を６４kbpsの信号として送信する。
【０２８２】
順方向ＡＰＣビットストリーム信号を拡散回路２９４８に加えて、逆方向スペクトラム拡散ずみＡＰＣ信号を生ずる。逆方向ＯＷ信号および逆方向トラフィック信号も拡散回路２９４９、２９５０に入力して、逆方向ＯＷ信号および逆方向トラフィックメッセージ信号１、２、・・・Ｎを生ずる。また、逆方向パイロットを逆方向パイロット発生器２９５１により発生する。逆方向ＡＰＣメッセージ信号、逆方向ＯＷメッセージ信号、逆方向パイロット、および逆方向トラフィックメッセージ信号の電力レベルを増幅器２９５２、２９５３、２９５４および２９５５でそれぞれ調整して信号をそれぞれ生じ、これら信号を加算器２９５６で合成して逆方向ＡＰＣ ＶＧＡ４ ２９４４に入力する。逆方向リンクＲＦチャネル信号を生ずるのはこのＶＧＡ４ ２９４４である。
【０２８３】
呼接続処理およびベアラチャネル確立処理期間中は本発明の閉ループ電力制御は図３０に示すとおり変形する。図示のとおり、送信電力の調整に用いる回路は初期ＲＣＳ電力制御モジュール３００１として示したＲＣＳと、初期ＳＵ電力制御モジュール３００２として示したＳＵとで互いに異なる。初期ＲＣＳ電力制御モジュール３００１から始めると、逆方向リンクＲＦチャネル信号はＲＦアンテナで受信され復調されて逆方向ＣＤＭＡ信号ＩＲＭＣＨ、すなわち第１の可変利得増幅器（ＶＧＡ１）３００３で受信される逆方向ＣＤＭＡ信号ＩＲＭＣＨを生ずる。ＶＧＡ１の出力信号を自動利得制御回路（ＡＧＣ１）３００４で検出し、この回路３００４がＶＧＡ１ ３００３への可変利得増幅器制御信号を供給してＶＧＡ１の出力信号レベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＧＡ１の出力信号を逆拡散デマルチプレクサ３００５により逆拡散して、逆拡散ずみの利用者メッセージ信号ＩＭＳを生ずる。順方向ＡＰＣ制御信号ＩＳＥＴは固定値に設定され、順方向リンク可変利得増幅器（ＶＧＡ２）３００６に加えられて、順方向リンクＲＦチャネル信号のレベルを予め決めた値に設定する。
【０２８４】
初期ＲＣＳ電力モジュール３００１の逆拡散ずみの利用者メッセージ信号ＩＭＳの信号電力を電力測定回路３００７により測定し、その出力電力測定値を減算器３００８で閾値Ｓ３から減算して、誤差信号ＥＳ５、すなわち特定のＳＵの送信電力レベルに関連する誤差信号を生ずる。閾値Ｓ３は、ＡＵＸ逆拡散器からの逆拡散ずみの電力測定値に１プラス所望のＳ／Ｎ比ＳＮＲＲを乗算して算出する。ＡＵＸ逆拡散器は相関のない拡散符号を用いて信号を逆拡散するので、その出力信号は逆拡散ずみの雑音電力を表示する。同様に、ＶＧＡ１制御信号を、スケーリングずみのシステム信号電力レベル信号ＳＰ２の発生のために速度スケーリング回路３００９に加えてＶＧＡ１制御信号の速度を減少させる。閾値計算論理３０１０は、利用者チャネル電力データ信号（ＩＲＣＳＵＳＲ）から算出した初期システム信号閾値（ＩＳＳＴ）を算定する。スケーリングしたシステム電力レベル信号ＳＰ２の補数とＩＳＳＴとを加算器３０１１に加え、第２の誤差信号ＥＳ６、すなわちすべての活性状態のＳＵのシステム送信電力に関連する誤差信号である第２の誤差信号ＥＳ６を生ずる。ＩＳＳＴの値は、特定の構造を有するシステムにとって所望の送信電力である。入力誤差信号ＥＳ５およびＥＳ６を合成器３０１２で合成して、デルタ変調器（ＤＭ３）３０１３への合成誤差信号を生ずる。ＤＭ３は値＋１または−１のビットを有する初期逆方向ＡＰＣビットストリーム信号を生じ、この信号は実施例では６４kbpsの信号として送信される。
【０２８５】
逆方向ＡＰＣビットストリーム信号を拡散回路３０１４に加えて初期スペクトラム拡散順方向ＡＰＣ信号を生ずる。ＣＴＣＨ情報を拡散器３０１６で拡散して拡散ずみのＣＴＣＨメッセージ信号を生ずる。拡散ずみのＡＰＣ信号およびＣＴＣＨ信号を増幅器３０１５および３０１７でスケーリングして合成器３０１８で合成する。この合成信号をＶＧＡ２ ３００６に加え、これによって順方向リンクＲＦチャネル信号を生ずる。
【０２８６】
拡散ずみの順方向ＡＰＣ信号を含む順方向リンクＲＦチャネル信号をＳＵのＲＦアンテナで受信し復調して初期順方向ＣＤＭＡ信号（ＩＦＭＣＨ）を生じ、その信号（ＩＦＭＣＨ）を可変利得増幅器（ＶＧＡ３）３０２０に加える。ＶＧＡ３の出力信号を自動利得制御回路（ＡＧＣ２）３０２１で検出し、これによってＶＧＡ３ ３０２０用の可変利得増幅器制御信号を生ずる。この信号はＶＧＡ３ ３０２０の出力電力レベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＧＡ３の出力信号を逆拡散デマルチプレクサ３０２２で逆拡散する。逆拡散デマルチプレクサ３０２２は、ＶＧＡ３の出力レベルに左右される初期逆方向ＡＰＣビットを生ずる。この逆方向ＡＰＣビットを積分器３０２３で処理して逆方向ＡＰＣ制御信号を生ずる。この逆方向ＡＰＣ制御信号を逆方向ＡＰＣ ＶＧＡ４ ３０２４に加えて、逆方向リンクＲＦチャネル信号を所定の電力レベルに維持するようにする。
【０２８７】
グローバルチャネルＡＸＣＨ信号を拡散回路３０２５で拡散して拡散ずみＡＸＣＨチャネル信号を供給する。逆方向パイロット発生器３０２６は逆方向パイロット信号を供給し、ＡＸＣＨの信号電力と逆方向パイロット信号とをそれぞれの増幅器３０２７および３０２８でそれぞれ調整する。拡散ＡＸＣＨチャネル信号および逆方向パイロット信号を加算器３０２９で加算して、逆方向リンクＣＤＭＡ信号を生ずる。逆方向リンクＣＤＭＡ信号は、逆方向ＡＰＣ ＶＧＡ４ ３０２４で受信し、これによってＲＦ送信機への逆方向リンクＲＦチャネル信号出力を生ずる。
［システム容量管理］
本発明のシステム容量管理アルゴリズムは、一つのＲＣＳ領域、すなわちセルの最大利用者容量を最適化する。ＳＵが最大送信電力からある値の範囲内に入ると、そのＳＵは警報メッセージをＲＣＳに送信する。ＲＣＳはそのシステムへのアクセスを制御する交通信号を「赤」、すなわち上述のとおりＳＵによるアクセスを禁止するフラグである「赤」に設定する。この状態は、警報発生中のＳＵへの呼が終了するまで、または警報発生中のＳＵの送信電力のＳＵにおける測定値が最大送信電力以下の値になるまで継続する。複数のＳＵが警報メッセージを送信している場合は、上記状態は警報発生中のＳＵからすべての呼が終了するまで、または警報発生中のＳＵの送信電力のＳＵにおける測定値が最大送信電力以下の値になるまで継続する。代替の実施例では、ＦＥＣ検出器からのビット誤り率測定値を監視し、そのビット誤り率が予め決められた値よりも小さい値になるまでＲＣＳ交通信号を「赤」に保持する。
【０２８８】
本発明の阻止手法は、ＲＣＳからＳＵに送信される電力制御情報とＲＣＳでの受信電力測定値とを用いる方法を含む。ＲＣＳはその送信電力レベルを測定し、最大値に到達したことを検出し、新たな利用者を阻止すべきタイミングを判定する。システム通話参入を準備中のＳＵは、ベアラチャネル割当ての完結前にそのＳＵが最大送信電力に達した場合は自局を阻止する。
【０２８９】
システムに新たに加わってくる利用者の各々は、自身以外の利用者すべてからみて雑音レベル上昇の原因となり、そのために各利用者からみたＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が低下する。電力制御アルゴリズムは各利用者について所望のＳＮＲを維持する。したがって、他に何ら制限がない場合は、新たな利用者のシステムへの加入は一時的な影響を与えるのみであり、所望のＳＮＲが再び得られる。
【０２９０】
ＲＣＳにおける送信電力測定は、ベースバンド合成信号の実効値の測定、またはＲＦ信号の送信電力の測定およびその測定値のディジタル制御回路への帰還によって行う。送信電力測定は、ＳＵでそのＳＵユニットが最大送信電力に達したか否かの判定のためにも行うことができる。ＳＵ送信電力レベルは、ＲＦ増幅器の制御信号の測定およびＰＯＴＳ、ＦＡＸまたはＩＳＤＮなどのサービスの種類に基づく測定値のスケーリングによって算定する。
【０２９１】
ＳＵが最大電力に達したという情報は割当てチャネル上のメッセージに含めてＳＵからＲＣＳに送信される。ＲＣＳも逆方向のＡＰＣ変化の測定によってその状態を判定する。すなわち、ＲＣＳがＳＵ送信電力を増加させるようにＳＵにＡＰＣメッセージを送信してしかもＲＣＳにおけるＳＵ送信電力測定値が増加しない場合は、ＳＵは最大送信電力に達しているからである。
【０２９２】
ＲＣＳは短符号を用いて立上げを終了した新たな利用者の阻止には交通信号を用いない。それらの利用者はダイアルトーンの発信停止および時間切れにより阻止される。ＲＣＳはＡＰＣチャネルで全部１の符号（電力低下コマンド）を送信することにより、ＳＵにその送信電力を低下させる。また、ＲＣＳはＣＴＣＨメッセージを全く送信しないか、ＦＳＵにアクセス手順放棄およびやり直しを強制する無効なアドレス付きのメッセージを送信する。しかし、ＳＵは交通信号が赤であるためにすぐには捕捉処理を開始しない。
【０２９３】
ＲＣＳは、その送信電力限界値に達すると、ＳＵの送信電力限界到達時と同じ方法で阻止を強化する。ＲＣＳは、ＦＢＣＨ上のすべての交通信号をオフにして、全部１のＡＰＣビット（電力低下コマンド）を短符号立上げ終了ののちダイアルトーン未受信中の利用者に送信開始し、これらの利用者にＣＴＣＨメッセージを全く送らないかアクセス処理放棄を強制する無効アドレス付きメッセージを送る。
【０２９４】
ＳＵの自己阻止処理は次のとおりである。ＳＵがＡＸＣＨの送信を開始すると、ＡＰＣはＡＸＣＨを用いてその電力制御動作を開始し、ＳＵの送信電力は増加する。ＡＰＣの制御下で送信電力が増加している間、その送信電力をＳＵコントローラが監視する。送信電力限界に達すると、ＳＵはアクセス手順を放棄して再始動する。
［システム同期］
ＲＣＳは図１０に示すとおり回線インタフェースの一つ経由でＰＳＴＮ網クロック信号に同期しているか、またはＲＣＳシステムクロック発振器、すなわちシステム用基準タイミング信号を供給するＲＣＳシステムクロック発振器に同期している。グローバルパイロットチャネル、したがってＣＤＭＡチャネル内のすべての論理チャネルはＲＣＳのシステムクロック信号に同期している。グローバルパイロット（ＧＬＰＴ）はＲＣＳによって送信され、ＲＣＳ送信機でタイミングを画定する。
【０２９５】
ＳＵ受信機はＧＬＰＴに同期し、網クロック発振器に従属して動作する。しかし、ＳＵタイミングは伝搬遅延により遅れる。本発明のこの実施例では、ＳＵモデムは６４KHｚおよび８KHｚのクロック信号をＣＤＭＡ ＲＦ受信チャネルから抽出し、ＰＬＬ発振器回路で２MHzおよび４MHzのクロック信号を生ずる。
【０２９６】
ＳＵ送信機、したがってＬＡＸＰＴまたはＡＳＰＴはＳＵ受信機のタイミングに従属する。
【０２９７】
ＲＣＳ受信機はＳＵの送信したＬＡＸＰＴまたはＡＳＰＴに同期するが、そのタイミングは伝搬遅延により遅れる。したがって、ＲＣＳ受信機のタイミングは伝搬遅延の２倍だけ遅れたＲＣＳ送信機のタイミングである。
【０２９８】
このシステムは全地球測位システム（ＧＰＳ）受信機から受信した基準を介して同期をとることもできる。その種のシステムでは、各ＲＣＳの中のＧＰＳ受信機が基準クロック信号をＲＣＳのすべてのサブモジュールに供給する。各ＲＣＳはＧＰＳから同じ時間基準を受けるので、ＲＣＳのすべてにおけるシステムクロック信号全部が同期する。
【０２９９】
本発明を複数の実施例について説明してきたが、本発明が請求の範囲記載の本発明の範囲から逸脱することなく上記実施例への改変を伴って実施され得ることは当業者には理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による符号分割多元接続通信システムのブロック図。
【図２ａ】本発明の符号発生器の長拡散符号に用いるのに適した３６段線形帰還シフトレジスタのブロック図。
【図２ｂ】この符号発生器のフィードフォワード動作を図解する回路ブロック図。
【図２ｃ】長拡散符号および短拡散符号から拡散符号系列を生ずるための回路を有する本発明の符号発生器の例のブロック図。
【図２ｄ】電気回路遅延を補償する遅延素子を含む符号発生回路の代替の実施例。
【図３ａ】パイロット拡散符号ＱＰＳＫ信号のコンステレーション点のグラフ。
【図３ｂ】メッセージチャネルＱＰＳＫ信号のコンステレーション点のグラフ。
【図３ｃ】本発明の受信ずみ拡散用符号位相をトラックする方法を実行する回路の例のブロック図。
【図４】受信したマルチパス信号成分の中央値をトラックするトラッキング回路のブロック図。
【図５ａ】受信したマルチパス信号成分の中心軌跡をトラックするトラッキング回路のブロック図。
【図５ｂ】適応ベクトル相関器のブロック図。
【図６】受信したパイロット符号の正しい拡散符号位相の捕捉決定方法を実行する本発明の回路の例のブロック図。
【図７】パイロット拡散符号を逆拡散するためのトラッキング回路およびディジタル位相同期ループ、および重みづけ係数の発生器を有する本発明のパイロットレーキ（rake）フィルタの例のブロック図。
【図８ａ】マルチパス成分を逆拡散して合成する本発明の適応ベクトル相関器および整合フィルタの例のブロック図。
【図８ｂ】マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施例のブロック図。
【図８ｃ】マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施例のブロック図。
【図８ｄ】本発明の一つの実施例の適応整合フィルタのブロック図。
【図９】本発明の無線搬送波局（ＲＣＳ）の例の構成要素のブロック図。
【図１０】図９に示すＲＣＳに用いるのに適したマルチプレクサの例の構成要素のブロック図。
【図１１】図９に示すＲＣＳの無線接続コントローラ（ＷＡＣ）の例の構成要素のブロック図。
【図１２】図９に示すＲＣＳのモデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）の例の構成要素のブロック図。
【図１３】ＣＤＭＡモデムの送信、受信、制御および符号生成回路を示す高レベルブロック図。
【図１４】ＣＤＭＡモデムの送信部のブロック図。
【図１５】モデム入力信号受信機の例のブロック図。
【図１６】本発明に用いる畳込み符号化装置の例のブロック図。
【図１７】ＣＤＭＡモデムの受信部のブロック図。
【図１８】ＣＤＭＡモデム受信部に用いた適応整合フィルタの例のブロック図。
【図１９】ＣＤＭＡモデム受信部に用いたパイロットレーキの例のブロック図。
【図２０】ＣＤＭＡモデム受信部に用いた補助パイロットレーキの例のブロック図。
【図２１】図９に示すＲＣＳのビデオ分配回路（ＶＤＣ）の例のブロック図。
【図２２】図９に示すＲＣＳのＲＦ送信機／受信機の例および電力増幅器の例のブロック図。
【図２３】本発明の加入者ユニット（ＳＵ）の例のブロック図。
【図２４】ＲＣＳとＳＵとの間でベアラチャネルを形成するために本発明で用いる入来着信呼要求のための呼形成アルゴリズムの例の流れ図。
【図２５】ＲＣＳとＳＵとの間でベアラチャネルを形成するために本発明で用いる送出発信呼要求のための呼形成アルゴリズムの例の流れ図。
【図２６】本発明の維持電力制御アルゴリズムの例の流れ図。
【図２７】本発明の順方向電力自動制御アルゴリズムの例の流れ図。
【図２８】本発明の逆方向電力自動制御アルゴリズムの例の流れ図。
【図２９】ベアラチャネルの形成時の本発明の閉ループ電力制御システムの例のブロック図。
【図３０】ベアラチャネル形成の過程における本発明の閉ループ電力制御システムの例のブロック図。
【符号の説明】
ＡＣ                  割当てチャネル
Ａ／Ｄ                アナログ−ディジタル
ＡＤＰＣＭ            適応差分パルス符号変調
ＡＦＰＣ              順方向電力自動制御
ＡＧＣ                自動利得制御
ＡＭＦ                適応整合フィルタ
ＡＰＣ                自動電力制御
ＡＲＰＣ              逆方向電力自動制御
ＡＳＰＴ              割当てパイロット
ＡＶＣ                適応ベクトル相関器
ＡＸＣＨ              接続チャネル
Ｂ−ＣＤＭＡ          広帯域符号分割多元接続
ＢＣＭ                ベアラチャネル変形
ＢＥＲ                ビット誤り率
ＢＳ                  基地局
ＣＣ                  呼制御
ＣＤＭ                符号分割多重
ＣＤＭＡ              符号分割多元接続
ＣＬＫ                クロック信号発生器
ＣＯ                  市内電話局
ＣＴＣＨ              制御チャネル
ＣＵＣＨ              チェックアップチャネル
ｄＢ                  デシベル
ＤＣＣ                データ合成回路
ＤＩ                  分配インタフェース
ＤＬＬ                遅延ロックループ
ＤＭ                  デルタ変調器
ＤＳ                  直接系列
ＥＰＩＣ              拡張ＰＣＭインタフェースコントローラ
ＦＢＣＨ              高速一斉通報チャネル
ＦＤＭ                周波数分割多重
ＦＤ／ＴＤＭＡ        周波数分割時分割多元接続
ＦＤＭＡ              周波数分割多元接続
ＦＥＣ                順方向誤差補正
ＦＳＫ                周波数偏移
ＦＳＵ                固定加入者ユニット
ＧＣ                  グローバルチャネル
ＧＬＰＴ              グローバルパイロット
ＧＰＣ                グローバルパイロット符号
ＧＰＳＫ              ガウス位相偏移
ＧＰＳ                全地球測位システム
ＨＰＰＣ              高電力受動成分
ＨＳＢ                高速バス
Ｉ                    同相
ＩＣ                  インタフェースコントローラ
ＩＳＤＮ              総合サービスディジタル網
ＩＳＳＴ              初期システム信号しきい値
ＬＡＸＰＴ            長接続パイロット
ＬＡＰＤ              リンク接続プロトコル
ＬＣＴ                ローカルクラフトターミナル
ＬＥ                  市内交換
ＬＦＳＲ              線形帰還シフトレジスタ
ＬＩ                  ラインインタフェース
ＬＭＳ                最小二乗平均
ＬＯＬ                符号ロック外れ
ＬＰＦ                低域フィルタ
ＬＳＲ                線形シフトレジスタ
ＭＩＳＲ              モデム入力信号受信機
ＭＩＵ                モデムインタフェースユニット
ＭＭ                  移動度管理
ＭＯＩ                モデム出力インタフェース
ＭＰＣ                維持電力制御
ＭＰＳＫ              Ｍ次位相偏移
ＭＳＫ                最小偏移
ＭＳＵ                移動加入者ユニット
ＮＥ                  網要素
ＯＭＳ                稼動および保守システム
ＯＳ                  オペレーションズシステム
ＯＱＰＳＫ            オフセット直交位相偏移
ＯＷ                  オーダワイヤ
ＰＡＲＫ              携帯接続権利キー
ＰＢＸ                構内交換機
ＰＣＭ                パルス符号変調
ＰＣＳ                パーソナル通信サービス
ＰＧ                  パイロット発生器
ＰＬＬ                位相同期ループ
ＰＬＴ                パイロット
ＰＮ                  擬似雑音
ＰＯＴＳ              従来型電話サービス
ＰＳＴＮ              公衆交換網
Ｑ                    直交
ＱＰＳＫ              直交位相偏移
ＲＡＭ                ランダムアクセスメモリ
ＲＣＳ                無線搬送波局
ＲＤＩ                受信機データ入力回路
ＲＤＵ                無線分配ユニット
ＲＦ                  無線周波数
ＲＬＬ                無線加入回線
ＳＡＸＰＴ            短接続チャネルパイロット
ＳＢＣＨ              低速一斉通報チャネル
ＳＨＦ                超高周波
ＳＩＲ                信号電力対インタフェース雑音電力比
ＳＬＩＣ              加入者回線インタフェース回路
ＳＮＲ                信号対雑音比
ＳＰＣ                サービスＰＣ
ＳＰＲＴ              逐次確率比率試験
ＳＴＣＨ              ステータスチャネル
ＳＵ                  加入者ユニット
ＴＤＭ                時分割多重化
ＴＭＮ                通信管理ネットワーク
ＴＲＣＨ              トラフィックチャネル
ＴＳＩ                時間スロット交換装置
ＴＸ                  送信
ＴＸＩＤＡＴ          Ｉ−モデム送信データ信号
ＴＸＱＤＡＴ          Ｑ−モデム送信データ信号
ＵＨＦ                極超短波
ＶＣＯ                電圧制御発振器
ＶＤＣ                ビデオ分配回路
ＶＧＡ                可変利得増幅器
ＶＨＦ                超短波
ＷＡＣ                無線接続コントローラ
１０１              基地局（ＢＳ）
１０２              無線分配ユニット（ＲＤＵ）
１０３              加入者線交換機（ＬＥ）
１０４、１０５、１１０    無線搬送波局（ＲＣＳ）
１１１、１１２、１１５    固定加入者局ユニット
１１７、１１８      移動加入者局ユニット
１６１−１６５      無線リンク
２０１              ３６段線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）
２０２              フィードフォワード（ＦＦ）回路
２１３−２２０      二進法加算器
３０１              整合フィルタ
３０２              サンプリング回路
３０３              チップ符号発生器
３０４              トラッキング回路
４０１、５０１      Ａ−Ｄ変換器
４０２、４０３、５０２、５０３    相関バンク適応整合フィルタ
４０４、４０５、５０４、５０５    加算／ダンプバンク
４０６、４０７、５０６、５０７    計算器バンク
４０８、４０９、５１０、５１１    加算器
４１０、５１２      減算器
５０８、５０９      重みづけバンク
６０１              相関器
６０２              逆拡散器
６０３              補正手段
６０４              チャネル評価手段
６０５              加算器
６０６              捕捉判定手段
６０７              トラッキング回路
６０８              ローカルパイロット符号発生器
７０１、７０２、７０３、
８０１、８０２、８０３      相関器
７０４、７０５、７０６、
８０４、８０５、８０６      乗算器
７０８、７０９、７１０、８０８、
８０９、８１０              加算／ダンプ回路
７１１、７１２、７１３          低域フィルタ
７１４、７１５、７１６、７１７、７１８、
７１９、８１７、８１８、８１９      乗算器
７２０、８２０      主加算器
８３０              符号系列発生器
８３１              シフトレジスタ
８４０              加算回路
８４１              乗算器
８４２              加算／ダンプ回路
８５０              位相同期ループ
８７０              Ａ−Ｄ変換器
８７２              Ｌ段遅延線
８７４              乗算器バンク
８７６              加算器
８７８              乗算器
９２０              無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）
９３１、９３２、９３３      モデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）
９４０              ビデオ分配回路（ＶＤＣ）
１００１              システムクロック源
１００２              回線ＰＣＭハイウェイ
１００４              インタフェース線路
１０１０              ＭＵＸコントローラ
１０１１              ＭＵＸ線路インタフェース
１０１２              Ｅ１インタフェース
１０１５              回線インタフェースフレーマー
１０１６              ＰＣＭインタフェース
１１０１              時間スロット交換機（ＴＳＩ）
１１０２、１１０３、１１０４、１１０５      ＰＣＭハイウェイ
１１１１              無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）
１２１０−１２１５    ＣＤＭＡモデム
１２３０              ＭＩＵコントローラ
１２３２              送信データ合成器
１２３３              ＩおよびＱマルチプレクサ
１２３４              受信データ入力回路（ＲＤＩ）
１２３５              自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）
１３０４              符号発生手段
１４１０              モデム入力信号受信装置（ＭＩＳＲ）
１４１１−１４１４    畳込み符号化装置
１４２０−１４２４    拡散装置
１４３０              被変調データ合成器
１６０１              ７ビットシフトレジスタ
１６０２、１６０３    排他的論理和回路
２１１０              分配インタフェース（ＤＩ）
２１５０              データ合成回路
２３０１              ＲＦ部
２３０４              スプリッタ／アイソレータ
２３１０              加入者回路インタフェース
0003707785.tif 000060
0003707785.tif 000061
0003707785.tif 000062
0003707785.tif 000063
0003707785.tif 000064
【図１】
0003707785.tif 000065
【図２ａ】
0003707785.tif 000066
【図２ｂ】
0003707785.tif 000067
【図２ｃ】
0003707785.tif 000068
【図２ｄ】
0003707785.tif 000069
【図３ａ】
0003707785.tif 000070
【図３ｂ】
0003707785.tif 000071
【図３ｃ】
0003707785.tif 000072
【図４】
0003707785.tif 000073
【図５ａ】
0003707785.tif 000074
【図５ｂ】
0003707785.tif 000075
【図６】
0003707785.tif 000076
【図７】
0003707785.tif 000077
【図８ａ】
0003707785.tif 000078
【図８ｂ】
0003707785.tif 000079
【図８ｃ】
0003707785.tif 000080
【図８ｄ】
0003707785.tif 000081
【図９】
0003707785.tif 000082
【図１０】
0003707785.tif 000083
【図１１】
0003707785.tif 000084
【図１２】
0003707785.tif 000085
【図１３】
0003707785.tif 000086
【図１４】
0003707785.tif 000087
【図１５】
0003707785.tif 000088
【図１６】
0003707785.tif 000089
【図１７】
0003707785.tif 000090
【図１８】
0003707785.tif 000091
【図１９】
0003707785.tif 000092
【図２０】
0003707785.tif 000093
【図２１】
0003707785.tif 000094
【図２２】
0003707785.tif 000095
【図２３】
0003707785.tif 000096
【図２４】
0003707785.tif 000097
【図２５】
0003707785.tif 000098
【図２６】
0003707785.tif 000099
【図２７】
0003707785.tif 000100
【図２８】
0003707785.tif 000101
【図２９】
0003707785.tif 000102
【図３０】
0003707785.tif 000103