(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、
前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつ前記モータ回転子の位置推定値に応じたパルスを出力するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換して出力する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、
を備え、
前記ＰＷＭパターン発生手段におけるパルスの幅を、前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期の整数倍に設定し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加して成ることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、
前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するものであって、
前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｑ軸電流変化率を入力として、前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差を演算し評価変数として出力する評価変数演算手段と、  前記評価変数演算手段からの出力である評価変数がゼロとなるように、前記モータ回転子の位置を修正演算する回転子位置推定手段からなるモータ回転子位置推定手段と、
を備え、
前記モータ回転子位置推定手段の構成要素である評価変数演算手段で演算される評価変数を、前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差に、前記電流指令値に応じて、前記永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値を加算した値として出力するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、
前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、
前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値を入力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値をそれぞれ演算して出力するｄ軸電流加算平均手段およびｑ軸電流加算平均手段を付加し、前記ｄ軸電流加算平均手段およびｑ軸電流加算平均手段からの出力を前記電流制御手段にそれぞれ入力するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、
前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、
前記電流制御手段としては、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期に同期して離散時間毎にのみ動作するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、
前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの振幅を、前記電流指令値に応じて、前記永久磁石式リラタタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値に可変設定するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に係り、特に小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図るようにしたモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば永久磁石同期モータの制御装置としては、回転する界磁の位置を検出して、それに合わせて駆動用インバータの制御を行なう方式のものと、界磁の位置に関係なく、開ループでインバータの出力周波数を制御する方式のものとがある。
【０００３】
前者は、直流モータと類似の動作および特性が得られることから、ブラシレス直流モータと呼ばれる場合もある。
後者は、誘導機の電圧／周波数制御と同様の制御となるが、同強制風冷式の場合には脱調が発生する可能性がある。
従って、低速回転で大きなトルクを得ることが困難なため、繊維機械の巻取機等、特殊な用途に使用されているにすぎない。
【０００４】
図１４は、この種の永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図である。
図１４に示すように、永久磁石同期モータ１と、直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期モータ１に供給するための電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータと称する）２と、永久磁石同期モータ１の印加電圧または電流の位相を決定するための磁極位置の検出器３と、電流制御器４とから構成されている。
これに速度制御を行なうためには、そのための速度制御器５および回転速度の検出器３が付加される。
さらに、位置制御を行なう場合には、位置制御器６および位置の検出器３が付加される。
一方、最近では、この種の永久磁石同期モータの制御装置として、ベクトル制御により制御を行なう方式のものが提案されてきている。
図１５は、この種のベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１４と同一要素には同一符号を付して示している。
図１５において、電流制御手段７では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段９から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、演算によりｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【０００５】
電圧指令座標変換手段８では、電流制御手段７から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置センサ１０から出力されるモータ回転子の位置検出値θとを入力として、演算によりインバータ２の３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力する。
【０００６】
電流座標変換手段９では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０から出力される回転子位置検出値θとを入力として、演算によりｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石モータやリラクタンスモータ等のモータの出力トルクを、上記のようなベクトル制御による制御装置で高精度かつ高速に制御する場合には、モータ回転子の位置に応じて電流を流し込むために、回転子位置センサ１０を取り付ける必要がある。
【０００８】
しかしながら、回転子位置センサ１０は比較的体積が大きいために、装置が大型となって配置上の制約を誘起したり、回転子位置センサ１０からの出力を制御装置本体まで伝送するための制御伝送線の引き回しの煩わしさ、断線等の故障要因が増加して、コストが高くなるばかりでなくメンテナンスも困難となる。
【０００９】
これに対して、永久磁石モータにおいては、永久磁石の磁束に起因して回転中に発生するモータ逆起電圧を検出することで、間接的にモータ回転子の位置を知ることができるが、逆起電圧が原理的に発生しない回転数ゼロの運転状態では、モータ回転子の位置を知ることができないという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、回転子位置センサを用いることなく簡単な装置構成で高精度にモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能なモータ制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつ前記モータ回転子の位置推定値に応じたパルスを出力するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換して出力する電流座標変換手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、を備え、前記ＰＷＭパターン発生手段におけるパルスの幅を、前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期の整数倍に設定し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加して成る。
【００１２】
従って、請求項１に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつモータ回転子の位置推定値に応じたパルスをＰＷＭパターンとしてモータに印加し、その結果モータ巻線に流れる電流のｄｑ軸座標上でのｄ軸電流およびｑ軸電流の時間変化率を観測した結果推定できるモータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子位置を推定することができる。また、前記ＰＷＭパターン発生手段におけるパルスの幅を、前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期の整数倍に設定し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加して成ることにより、モータ回転子の位置推定のために印加するパルス電圧に起因して発生するモータ電磁騒音の周波数スペクトラムが一定値固定でなく、時間的に分散させることが可能となり、聴感上低騒音化を図ることができる。
【００１３】
特に、ＰＷＭパターンに同期したパルスを印加し、かつＰＷＭパターンに同期してｄ軸電流およびｑ軸電流の電流変化率を検出することにより、ＰＷＭスイッチングでの電流高調波に起因するモータ回転子位置の推定誤差を小さくすることができる。
【００１４】
これにより、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００１５】
また、請求項２に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、  前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するものであって、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｑ軸電流変化率を入力として、前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差を演算し評価変数として出力する評価変数演算手段と、  前記評価変数演算手段からの出力である評価変数がゼロとなるように、前記モータ回転子の位置を修正演算する回転子位置推定手段からなるモータ回転子位置推定手段と、を備え、前記モータ回転子位置推定手段の構成要素である評価変数演算手段で演算される評価変数を、前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差に、前記電流指令値に応じて、前記永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値を加算した値として出力するようにしたものである。
【００１６】
従って、請求項２に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータの出力トルクを所望の値にするための電流を指令値通りに制御しながら、モータ回転子の位置を回転センサなしに推定演算することができ、またより高精度に磁極位置推定値を得ることができ、さらに永久磁石式リラクタンスモータを回転センサなしに制御する場合に、トルクを出力するためにモータを流れる電流によって回転子鉄心が部分的に磁気飽和し回転子磁気突極性が見かけ上ずれたのに起因して、モータ回転子位置の推定誤差が大きくなるのを修正して、誤差の少ないモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【００２１】
さらに、請求項３に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値を入力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値をそれぞれ演算して出力するｄ軸電流加算平均手段およびｑ軸電流加算平均手段を付加し、前記ｄ軸電流加算平均手段およびｑ軸電流加算平均手段からの出力を前記電流制御手段にそれぞれ入力するようにしたものである。
【００２２】
従って、請求項３に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制御精度の向上を図ることができる。
【００２３】
一方、請求項４に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、前記電流制御手段としては、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期に同期して離散時間毎にのみ動作するようにしたものである。
【００２４】
従って、請求項４に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制御精度の向上を図ることができる。
【００２７】
さらに、請求項５に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石式リラクタンスモータの制御装置において、前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段と、前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの振幅を、前記電流指令値に応じて、前記永久磁石式リラタタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値に可変設定するようにしたものである。
【００２８】
従って、請求項５に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気飽和が小さいため突極性の大きい低電流運転時には、印加パルスの振幅を小さくすることによって、流れる電流の銅損、電磁騒音を低減することができ、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気飽和が大きいために突極性が小さくなる大電流運転時には、印加パルスの振幅を大きくすることによって、確実なモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明は、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつモータ回転子の位置推定値に応じたパルスをＰＷＭパターンとしてモータに印加し、その結果モータ巻線に流れる電流のｄｑ軸座標上でのｄ軸電流およびｑ軸電流の時間変化率を観測した結果推定できるモータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定するものである。
【００３０】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１４および図１５と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００３２】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１に示すように、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１４とから構成している。
【００３３】
ＰＷＭパターン発生手段１１は、前記インバータ２のパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつ後述するモータ回転子の位置推定値に応じたパルスを出力するようにＰＷＭパターンを演算して出力する。
【００３４】
電流座標変換手段１２は、モータの３相電流を、後述するモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換して出力する。
【００３５】
ｄｑ軸電流変化率演算手段１３は、ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、電流座標変換手段１２からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力する。
【００３６】
モータ回転子位置推定手段１４は、ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンと、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、モータ回転子の位置を推定演算し上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【００３７】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図２乃至図５を用いて説明する。
【００３８】
図１において、ＰＷＭパターン発生手段１１では、モータ回転子位置推定手段１４から出力されるモータ回転子位置推定値θｈを入力として、次のような演算によりＰＷＭパターンを出力する。
【００３９】
図２は、ＰＷＭパターン発生手段１１における電圧空間ベクトルを示す図である。
図２において、Ｖ０〜Ｖ７はそれぞれ図３に示す３相インバータ２のスイッチング素子のスイッチング状態を表わしており、下記の通りに定義する。
【００４０】
Ｖ０：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオフ
Ｖ１：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオン
Ｖ２：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオン
Ｖ３：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオン
Ｖ４：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオフ
Ｖ５：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオフ
Ｖ６：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオフ
Ｖ７：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオン
ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図４に示す通り次のような式で定義する。
【００４１】
時刻ｔｉｍｅが、
０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１
Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
モータ回転子の位置指定値θｈが、ＰＷＭ電圧空間ベクトル（図２）上のどの領域にあるかに応じて以下のように条件分岐し、図４の例に示すように、各電圧ベクトルの時間比率を次のような演算により求めて出力する。
【００４２】
［１］０＜θＨ＜π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００４３】
【数１】
0003692046.tif 000002
【００４４】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００４５】
Ｖ１→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７
［２］π／３＜θＨ＜π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００４６】
【数２】
0003692046.tif 000003
【００４７】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００４８】
【数３】
0003692046.tif 000004
【００４９】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００５０】
Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ５→Ｖ７
［３］２π／３＜θＨ＜πの時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００５１】
【数４】
0003692046.tif 000005
【００５２】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００５３】
Ｖ３→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ７
［４］π＜θＨ＜４π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００５４】
【数５】
0003692046.tif 000006
【００５５】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００５６】
【数６】
0003692046.tif 000007
【００５７】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００５８】
Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ１→Ｖ７
［５］４π／３＜θＨ＜５π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００５９】
【数７】
0003692046.tif 000008
【００６０】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００６１】
Ｖ５→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７
［６］５π／３＜θＨ＜２πの時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００６２】
【数８】
0003692046.tif 000009
【００６３】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００６４】
【数９】
0003692046.tif 000010
【００６５】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【００６６】
Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ３→Ｖ７
電流座標変換手段１２では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、モータ回転子位置推定手段１４から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算によりｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【００６７】
【数１０】
0003692046.tif 000011
【００６８】
ｄｑ軸電流変化率演算手段１３では、電流座標変換手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、図３に示す通り次のような演算により電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑを求めて出力する。
【００６９】
（１）ＴＩＭｐｂが１から０に変化する時、
ｄＩｄ＝（Ｉｄ２−Ｉｄ１）／（Ｔ／２）
ｄＩｑ＝（Ｉｑ２−Ｉｑ１）／（Ｔ／２）
Ｉｄ２，Ｉｑ２：ＴＩＭｐｂが１から０に変化した時に検出したｄｑ軸電流
Ｉｄ１，Ｉｑ１：ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時に検出したｄｑ軸電流
（２）ＴＩＭｐｂが０から１に変化する時、
ｄＩｄ＝（Ｉｄ３−Ｉｄ２）／（Ｔ／２）
ｄＩｑ＝（Ｉｑ３−Ｉｑ２）／（Ｔ／２）
Ｉｄ３，Ｉｑ３：ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時に検出したｄｑ軸電流
Ｉｄ２，Ｉｑ２：ＴＩＭｐｂが１から０に変化した時に検出したｄｑ軸電流
モータ回転子位置推定手段１４では、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３から出力されるｄｑ変化率ｄＩｄ、ｄＩｑと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、図５に示す通り次のような演算によりモータ回転子の位置推定値θｈを求めて出力する。
【００７０】
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に変化した時、
ｄｑ軸電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑをそれぞれｄＩｄ１、ｄＩｑ１として記憶ホールドする。
【００７１】
ｄＩｄ１＝ｄＩｄ
ｄＩｑ１＝ｄＩｑ
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｄｑ軸電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑをそれぞれｄＩｄ２、ｄＩｑ２として記憶ホールドする。
【００７２】
ｄＩｄ２＝ｄＩｄ
ｄＩｑ２＝ｄＩｑ
さらに、このタイミングにて、次のような演算により評価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドする。
【００７３】
ＨＹＯｈ＝（ｄＩｄ１−ｄＩｄ２）×（ｄＩｑ１−ｄＩｑ２）
そして、この評価変数ＨＴＯｈがゼロとなるように、比例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを求める。
【００７４】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
このモータ回転子の角周波数推定値ωｈの積分値を、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力する。
【００７５】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
これにより、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定値を得ることが可能となる。
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、ＰＷＭパターンに同期したパルスを印加し、かつＰＷＭパターンに同期してｄ軸電流およびｑ軸電流の電流変化率を検出するようにしているので、ＰＷＭスイッチングでの電流高調波に起因するモータ回転子位置の推定誤差を小さくすることができる。
【００７６】
これにより、回転子位置センサを用いることなく簡単な装置構成で、高精度にモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００７７】
（第２の実施の形態：請求項２、請求項３に対応）
図６は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７８】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図６に示すように、前記図１に電流制御手段１５を付加し、さらにＰＷＭパターン発生手段１１、およびモータ回転子位置推定手段１４の機能を一部変更した構成としている。
電流制御手段１５は、前記モータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【００７９】
ＰＷＭパターン発生手段１１は、電流制御手段１５からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向にインバータ２のパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力する。
【００８０】
モータ回転子位置推定手段１４は、ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンと、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、モータ回転子の位置を推定演算し上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【００８１】
モータ回転子位置推定手段１４は、本実施の形態では、図７に機能ブロック図を示すように、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｑ軸電流変化率を入力として、ＰＷＭパターン発生手段１１で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差を演算し評価変数として出力する評価変数演算手段と、当該評価変数演算手段からの出力である評価変数がゼロとなるように、モータ回転子の位置を修正演算する回転子位置推定手段とから構成している。
【００８２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００８３】
なお、電流座標変換手段１２、およびｄｑ軸電流変化率演算手段１３の作用は、前記第１の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【００８４】
図６において、電流制御手段１５では、ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算によりｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【００８５】
ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）
ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
ＰＷＭパターン発生手段１１では、電流制御手段１５から出力されるｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、モータ回転子位置推定手段１４から出力されるモータ回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算によりＵＶＷの３相ＰＷＭパターンを求めて出力する。
【００８６】
ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図４に示す通り次のような式で定義する。
【００８７】
時刻ｔｉｍｅが、
０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１
Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
このＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂの値に従って、ｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆに次のような修正を施して、新たなｄ軸電圧指令Ｖｄを求める。
【００８８】
ＴＩＭｐｂ＝１の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ＋Ｖｋ
ＴＩＭｐｂ＝０の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ−Ｖｋ
（Ｖｋは正の定数）
Ｖｑ＝ＶｑＲｅｆ
この新たな電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相ＰＷＭパターンを求める方法としては、従来から一般的に行なわれているような、空間べクトル変調、三角波比較変調等があるが、ここでは三角波比較変調を例にとって説明する。
【００８９】
すなわち、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、次のような演算により求める。
【００９０】
Ｖ１＝√（Ｖｄ2 +Ｖｑ2 ）
δＶ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ）
Ｖｕ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ）
Ｖｖ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−２π／３）
Ｖｗ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−４π／３）
三角波比較のための三角波ＴＲＩを、次のような演算により求める。
【００９１】
ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時の時刻をｔ＝０と定義する。
【００９２】
【数１１】
0003692046.tif 000012
【００９３】
３相ＰＷＭパターンＶｕＰＷＭ、ＶｖＰＷＭ、ＶｗＰＷＭを、次のような大小比較により求めて出力する。
【００９４】
Ｖｕ＞ＴＲＩの時、ＶｕＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｕＰＷＭ＝０
Ｖｖ＞ＴＲＩの時、ＶｖＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｖＰＷＭ＝０
Ｖｗ＞ＴＲＩの時、ＶｗＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｗＰＷＭ＝０
モータ回転子位置推定手段１４では、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３から出力されるｑ軸電流変化率ｄＩｑと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算によりモータ回転子の位置推定値θｈを求めて出力する。
【００９５】
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ１として記憶ホールドする。
【００９６】
ｄＩｑ１＝ｄＩｑ
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ２として記憶ホールドする。
【００９７】
ｄＩｑ２＝ｄＩｑ
さらに、このタイミングにて、次のような演算により評価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドする。
【００９８】
ＨＹＯｈ＝（ｄＩｑ１−ｄＩｑ２）
そして、この評価変数ＨＹＯｈがゼロとなるように、比例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを求める。
【００９９】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
このモータ回転子の角周波数推定値ωｈの積分値を、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力する。
【０１００】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
これにより、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定値を得ることが可能となる。
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、モータ１の出力トルクを所望の値にするための電流を指令値通りに制御しながら、モータ回転子の位置を回転センサなしに推定演算することが可能となる。
（第３の実施の形態：請求項４に対応）
図８は、本実施の形態によるモータの制御装置におけるモータ回転子位置推定手段１４の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０１】
すなわち、本実施の形態では、前記第２の実施の形態のモータ制御装置を、永久磁石式リラクタンスモータに適用する場合に、図８に示すように、モータ回転子位置推定手段１４の構成要素である評価変数演算手段で演算される評価変数を、前記ＰＷＭパターン発生手段１１で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差に、前記電流指令値に応じて、永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値を加算した値として出力するように構成している。
【０１０２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１０３】
なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、電流制御手段１５の作用は、前記第２の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１０４】
図８において、モータ回転子位置推定手段１４では、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３から出力されるｑ軸電流変化率ｄＩｑと、ＰＷＭパタ−ン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂと、ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆとを入力として、次のような演算によりモータ回転子の位置推定値θｈを求めて出力する。
【０１０５】
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ１として記憶ホールドする。
【０１０６】
ｄＩｑ１＝ｄＩｑ
ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ２として記憶ホールドする。
【０１０７】
ｄＩｑ２＝ｄＩｑ
ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆから、制御対象である永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ設定した式に従って、評価変数バイアス値Ｈｂｉａｓを求める。
【０１０８】
Ｈｂｉａｓ＝Ｇ（ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆ）
（ＧはＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆの関数）
さらに、このタイミングにて、次のような演算により評価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドする。
【０１０９】
ＨＹＯｈ＝（ｄＩｑ１−ｄＩｑ２）＋Ｈｂｉａｓ
そして、この評価変数ＨＹＯｈがゼロとなるように、比例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを求める。
【０１１０】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
このモータ回転子の角周波数推定値ωｈの積分値を、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力する。
【０１１１】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
図９は、本実施の形態におけるモータ回転子位置推定手段１４での補正テーブルの必要性を説明するためのモータ回転子を示す模式図である。
【０１１２】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石式リラクタンスモータを回転センサなしに制御する場合に、トルクを出力するためにモータ１を流れる電流によって回転子鉄心が部分的に磁気飽和し回転子磁気突極性が見かけ上ずれたのに起因して、モータ回転子位置の推定誤差が大きくなるのを修正して、誤差の少ないモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。
（第４の実施の形態：請求項５に対応）
図１０は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図６と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１３】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１０に示すように、前記図６にｄ軸電流加算平均手段１６と、ｑ軸電流加算平均手段１７とを付加した構成としている。
ｄ軸電流加算平均手段１６は、前記電流座標変換手段１２からの出力であるｄ軸電流の実際値を入力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値を演算して出力する。
【０１１４】
ｑ軸電流加算平均手段１７は、前記電流座標変換手段１２からの出力であるｑ軸電流の実際値を入力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値を演算して出力する。
【０１１５】
そして、このｄ軸電流加算平均手段１６およびｑ軸電流加算平均手段１７からの出力を、前記電流制御手段１５にそれぞれ入力するように構成している。
【０１１６】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１１７】
なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１４と、電流制御手段１５の作用は、前記第２の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１１８】
図１０において、ｄ軸電流加算平均手段１６では、電流座標変換手段１２から出力されるｄ軸電流Ｉｄと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算によりｄ軸電流平均値Ｉｄ２を求めて出力する。
【０１１９】
【数１２】
0003692046.tif 000013
【０１２０】
ＴＩＭｐｂが０から１に立ち上がる時、
Ｉｄ２＝０（上記積分を０にクリアする）
ｑ軸電流加算平均手段１７では、電流座標変換手段１２から出力されるｑ軸電流Ｉｑと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算によりｑ軸電流平均値Ｉｑ２を求めて出力する。
【０１２１】
【数１３】
0003692046.tif 000014
【０１２２】
ＴＩＭｐｂが０から１に立ち上がる時、
Ｉｑ２＝０（上記積分を０にクリアする）
これにより、モータ回転子位置推定演算と電流制御演算とが互いに相手に影響を及ぼさないようにすることが可能となり、モータ回転子位置推定精度の向上と、電流制御精度の向上を図ることができる。
【０１２３】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制御精度の向上を図ることが可能となる。
【０１２４】
（第５の実施の形態：請求項６に対応）
図１１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図６と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２５】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１１に示すように、前記図６における電流制御手段１５としては、前記ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期に同期して離散時間毎にのみ動作するように構成としている。
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１２６】
なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１４の作用は、前記第２の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２７】
図１１において、電流制御手段１５では、ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算によりｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【０１２８】
ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＋（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）×Ｋｉ×Ｔ
ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＋（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）×Ｋｉ×Ｔ
ＶｄＲｅｆ＝Ｋｐ×（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）＋ＳＫＢＮ＿Ｖｄ
ＶｑＲｅｆ＝Ｋｐ×（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）＋ＳＫＢＮ＿Ｖｑ
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、Ｔ：ＰＷＭ周期）
ＴＩＭｐｂが上記以外の状態の時、
ＶｄＲｅｆ＝ＶｄＲｅｆ
ＶｑＲｅｆ＝ＶｑＲｅｆ
ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｄ
ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｑ
（変数保持）
これにより、モータ回転子位置推定演算と電流制御演算とが互いに相手に影響を及ぼさないようにすることが可能となり、モータ回転子位置推定精度の向上と、電流制御精度の向上を図ることができる。
【０１２９】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制御精度の向上を図ることが可能となる。
（第６の実施の形態：請求項７に対応）
本実施の形態のモータ制御装置は、前記第１の実施の形態のモータ制御装置において、図１２にタイミングチャートを示すように、前記ＰＷＭパターン発生手段１１におけるパルスの幅を、前記インバータ２のＰＷＭ周期Ｔの整数倍に設定し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加した構成としている。
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１３０】
なお、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１４の作用は、前記第１の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１３１】
図１２において、ＰＷＭパターン発生手段１１では、モータ回転子位置推定手段１４から出力されるモータ回転子の位置推定値θｈを入力として、次のような演算によりＰＷＭパターンを出力する。
【０１３２】
図２は、ＰＷＭパターン発生手段１１における電圧空間ベクトルを示す図である。
図２において、Ｖ０〜Ｖ７はそれぞれ図３に示す３相インバータ２のスイッチング素子のスイッチング状態を表わしており、下記の通りに定義する。
【０１３３】
Ｖ０：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオフ
Ｖ１：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオン
Ｖ２：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオン
Ｖ３：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオン
Ｖ４：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオフ
Ｖ５：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオフ
Ｖ６：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオフ
Ｖ７：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオン
パルス幅倍率設定値Ｐｎｕｍを、次のように設定する。
【０１３４】
Ｐｎｕｍ＝Ｐｎｕｍ＋１
Ｐｎｕｍ＞４の時、Ｐｎｕｍ＝０
上記設定式により、パルス幅倍率設定値Ｐｎｕｍは図１１に示すように、
Ｐｎｕｍ＝１→２→３→１→２→３→１…となる。
【０１３５】
このパルス幅設定倍率設定値Ｐｎｕｍに従って、１と０を１：１の時間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、次のような式で定義する。
【０１３６】
［１］Ｐｎｕｍ＝１の時、
時刻ｔｉｍｅが、
０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１
Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
［２］Ｐｎｕｍ＝２の時、
時刻ｔｉｍｅが、
０＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝１
Ｔ＜ｔｉｍｅ＜２Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
［３］Ｐｎｕｍ＝３の時、
０＜ｔｉｍｅ＜１．５Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝１
１．５Ｔ＜ｔｉｍｅ＜３Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
モータ回転子の位置推定値θｈが、ＰＷＭ電圧空間ベクトル（図２）上のどの領域にあるかに応じて以下のように条件分岐し、図４の例に示すように、各電圧ベクトルの時間比率を次のような演算により求めて出力する。
【０１３７】
［１］０＜θＨ＜π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１３８】
【数１４】
0003692046.tif 000015
【０１３９】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１４０】
【数１５】
0003692046.tif 000016
【０１４１】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１４２】
Ｖ１→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７
［２］π／３＜θＨ＜２π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１４３】
【数１６】
0003692046.tif 000017
【０１４４】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１４５】
【数１７】
0003692046.tif 000018
【０１４６】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１４７】
Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ５→Ｖ７
［３］２π／３＜θＨ＜πの時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１４８】
【数１８】
0003692046.tif 000019
【０１４９】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１５０】
【数１９】
0003692046.tif 000020
【０１５１】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１５２】
Ｖ３→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ７
［４］π＜θＨ＜４π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１５３】
【数２０】
0003692046.tif 000021
【０１５４】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１５５】
【数２１】
0003692046.tif 000022
【０１５６】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１５７】
Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ１→Ｖ７
［５］４π／３＜θＨ＜５π／３の時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１５８】
【数２２】
0003692046.tif 000023
【０１５９】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１６０】
【数２３】
0003692046.tif 000024
【０１６１】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１６２】
Ｖ５→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７
［６］５π／３＜θＨ＜２πの時、
ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１６３】
【数２４】
0003692046.tif 000025
【０１６４】
ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１６５】
【数２５】
0003692046.tif 000026
【０１６６】
これらの電圧ベクトルを、次のような順番で順次出力する。
【０１６７】
Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ３→Ｖ７
これにより、モータ回転子位置推定のために印加するパルス電圧に起因して発生するモータ１電磁騒音の周波数スペクトラムが一定値固定でなく、時間的に分散させることが可能となり、聴感上の低騒音化を図ることができる。
【０１６８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、モータ回転子の位置推定のために印加するパルス電圧に起因して発生するモータ１電磁騒音の周波数スペクトラムが一定値固定でなく、時間的に分散させることが可能となり、聴感上低騒音化を図ることが可能となる。
（第７の実施の形態：請求項８に対応）
本実施の形態では、前記第２の実施の形態のモータ制御装置を、永久磁石式リラクタンスモータに適用する場合に、図１３に示すように、前記ＰＷＭパターン発生手段１１で重畳されるｄ軸正負パルスの振幅を、前記電流指令値に応じて、永久磁石式リラタタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値に可変設定するように構成している。
【０１６９】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１７０】
なお、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１４と、電流制御手段１５の作用は、前記第２の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１７１】
図１３において、ＰＷＭパターン発生手段１１では、電流制御手段１５から出力されるｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、モータ回転子位置推定手段１４から出力されるモータ回転子位置推定値θｈと、ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆとを入力として、次のような演算によりＵＶＷの３相ＰＷＭパターンを求めて出力する。
【０１７２】
ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図４に示す通り次のような式で定義する。
【０１７３】
時刻ｔｉｍｅが、
０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１
Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０
このＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂの値に従って、ｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆに次のような修正を施して、新たなｄ軸電圧指令Ｖｄを求める。
【０１７４】
また、電流指令Ｉ１Ｒｅｆを、次のようにな演算により求める。
【０１７５】
【数２６】
0003692046.tif 000027
【０１７６】
この電流指令Ｉ１Ｒｅｆに従ってｄ軸電圧パルス振幅Ｖｋを、次のような演算により求める。
【０１７７】
Ｖｋ＝Ｖｋ０＋ａ×Ｉ１Ｒｅｆ  （Ｖｋ０、ａは定数）
ＴＩＭｐｂ＝１の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ＋Ｖｋ
ＴＩＭｐｂ＝０の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ−Ｖｋ
Ｖｑ＝ＶｑＲｅｆ
この新たな電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相ＰＷＭパターンを求める方法としては、従来から一般的に行なわれているような、空間ベクトル変調、三角波比較変調等があるが、ここでは三角波比較変調を例にとって説明する。
【０１７８】
すなわち、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、次のような演算により求める。
【０１７９】
Ｖ１＝√（Ｖｄ2 +Ｖｑ2 ）
δＶ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ）
Ｖｕ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ）
Ｖｖ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−２π／３）
Ｖｗ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−４π／３）
三角波比較のための三角波ＴＲＩを、次のような演算により求める。
【０１８０】
ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時の時刻をｔ＝０と定義する。
【０１８１】
【数２７】
0003692046.tif 000028
【０１８２】
３相ＰＷＭパターンＶｕＰＷＭ、ＶｖＰＷＭ、ＶｗＰＷＭを、次のような大小比較により求めて出力する。
【０１８３】
Ｖｕ＞ＴＲＩの時、ＶｕＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｕＰＷＭ＝０
Ｖｖ＞ＴＲＩの時、ＶｖＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｖＰＷＭ＝０
Ｖｗ＞ＴＲＩの時、ＶｗＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｗＰＷＭ＝０
これにより、モータ１の回転子鉄心の磁気飽和が小さいために突極性の大きい低電流運転時には、印加パルスの振幅を小さくすることにより流れる電流の銅損、電磁騒音を低減することができ、モータ１の回転子鉄心の磁気飽和が大きいために突極性が小さくなる大電流運転時には、印加パルスの振幅を大きくすることにより確実なモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【０１８４】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気飽和が小さいため突極性の大きい低電流運転時には、印加パルスの振幅を小さくすることによって、流れる電流の銅損、電磁騒音を低減することができ、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気飽和が大きいために突極性が小さくなる大電流運転時には、印加パルスの振幅を大きくすることによって、確実なモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。
【０１８５】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０１８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のモータ制御装置によれば、回転子位置センサを用いることなく簡単な装置構成で高精度にモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図２】同第１の実施の形態のモータ制御装置のＰＷＭパターン発生手段におけるＰＷＭ電圧空間べクトルを説明するための図。
【図３】同第１の実施の形態のモータ制御装置における３相ＰＷＭインバータを説明するための図。
【図４】同第１の実施の形態のモータ制御装置におけるＰＷＭパターン発生手段でのタイミングチャート図。
【図５】同第１の実施の形態のモータ制御装置におけるモータ回転子位置推定手段の構成例を示す機能ブロック図。
【図６】本発明によるモータ制御装置の第２の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図７】同第２の実施の形態のモータ制御装置におけるモータ回転子位置推定手段の構成例を示す機能ブロック図。
【図８】本発明によるモータ制御装置の第３の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図９】同第３の実施の形態のモータ制御装置におけるモータ回転子位置推定手段での補正テーブルの必要性を説明するためのモータ回転子を示す模式図。
【図１０】本発明によるモータ制御装置の第４の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１１】本発明によるモータ制御装置の第５の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１２】本発明による第６の実施の形態のモータ制御装置のＰＷＭパターン発生手段におけるＰＷＭ同期パルスのタイミングチャートを示す図。
【図１３】本発明による第７の実施の形態のモータ制御装置におけるＰＷＭパターン発生手段でのｄ軸パルス振幅の変化を説明するための図。
【図１４】永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図。
【図１５】ベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１…モータ
２…インバータ
１１…ＰＷＭパターン発生手段
１２…電流座標変換手段
１３…ｄｑ軸電流変化率演算手段
１４…モータ回転子位置推定手段
１５…電流制御手段
１６…ｄ軸電流加算平均手段
１７…ｑ軸電流加算平均手段
ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆ…ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令
ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ…ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令
Ｉｕ、Ｉｗ…電流検出値
θｈ…モータ回転子の位置推定値
ωｈ…モータ回転子の回転角速度推定値。
【図１】
0003692046.tif 000029
【図２】
0003692046.tif 000030
【図３】
0003692046.tif 000031
【図４】
0003692046.tif 000032
【図５】
0003692046.tif 000033
【図６】
0003692046.tif 000034
【図７】
0003692046.tif 000035
【図８】
0003692046.tif 000036
【図９】
0003692046.tif 000037
【図１０】
0003692046.tif 000038
【図１１】
0003692046.tif 000039
【図１２】
0003692046.tif 000040
【図１３】
0003692046.tif 000041
【図１４】
0003692046.tif 000042
【図１５】
0003692046.tif 000043