(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接拡散型のスペクトラム拡散変調方式を用いたデータ通信方法において、相互相関値を算出する積分区間を拡散符号のｎシンボル周期（ｎは２以上の整数とする）とした場合に、搬送周波数を、多重化する他系列の搬送周波数に対して１／ｎシンボル伝送周波数分だけオフセットしたことを特徴とする符号分割多重接続通信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスペクトラム拡散通信方式に関し、特に直接拡散方式におけるチャンネル間干渉を抑えた符号分割多重接続通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム拡散通信方式は、伝送する信号のスペクトラム成分を広範な周波数帯域に拡散して通信を行う方式で、直接拡散方式はＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ  Ｎｏｉｓｅ）系列と呼ばれる特殊な波形を用いて信号の拡散を行う。
図２は、直接拡散方式を用いた２組の符号分割多重接続通信系のブロック図である。
送信機においては、２系統の送信信号Ｉ及びＱを有し、各々の送信信号を拡散器にてＰＮ系列発生器からの波形によって拡散し、変調器で変調された両系統の変調信号を多重器にて多重し、送信アンテナ８から放射される。なお、ＰＮ系列ＩとＰＮ系列Ｑは相異なるＰＮ系列である。
受信機においては、送信機からの送信信号を受信アンテナ９で受信し、分配器１０で２分配された後、各系統の復調器で復調された信号は、逆拡散器でＰＮ系列発生器からの波形によって逆拡散されて、受信信号Ｉ及びＱが再生されることになる。
【発明が解決しようとする課題】
しかし、それぞれの逆拡散器で逆拡散される信号には、逆拡散しようとする希望波以外の非希望波も重畳されている。逆拡散は希望波のＰＮ系列の自己相関最大値を取ることで行われるが、希望波のＰＮ系列と非希望波のＰＮ系列の相互相関値が常にゼロとなるＰＮ系列の組み合わせは存在しないため、この相互相関は非希望波による干渉となる。
従来技術においては、このような特性を考慮し、相互相関がゼロに十分近いＰＮ系列を使用して多重化するため、希望波と非希望波の信号レベルが同程度であれば、非希望波による干渉の影響はほとんどない。
しかし、近年の利用形態においては、送信側で希望波の信号レベルよりも大きい信号レベルの非希望波が重畳される場合等があり、受信側の再生処理では、希望波どうしの自己相関値よりも、希望波と非希望波の相互相関値のほうが大きくなる可能性がある。こうなると、希望波を正しく逆拡散することができないため、受信信号に誤りが生じる。
従って、多重化する信号レベルに差がある場合は、大きな信号レベルの信号が小さい信号に好ましくない影響を与える可能性があるため、逆拡散器において非希望波による干渉を抑制する必要があるが従来技術では解決することができない。
そこで、本発明においては、希望波よりも信号レベルが大きい非希望波による干渉を抑制し、希望波のみを抽出できる送受信機を、簡易な処理手順及び装置構成により実現することを目的する。
【０００３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、直接拡散型のスペクトラム拡散変調方式を用いたデータ通信方法において、相互相関値を算出する積分区間を拡散符号のｎシンボル周期（ｎは２以上の整数とする）とした場合に、搬送周波数を、多重化する他系列の搬送周波数に対して１／ｎシンボル伝送周波数分だけオフセットしたことを特徴とする符号分割多重接続通信方法が得られる。
本発明による符号分割多重接続通信方法は、非希望波からの干渉を抑制するものであり、具体的には、多重化する信号の搬送波周波数をシンボル伝送周波数分ずつオフセットすることで実現される。
また、２シンボル区間以上にわたって相関値を求めるための積分を行う場合にも適用できることを特徴とする。具体的には数式８で示すようなオフセット量を与えればよい。
これにより、多重化する搬送波周波数をシンボル伝送周波数分ずつオフセットすることで、希望波と非希望波間の相互相関値がＰＮ系列等に関係なくゼロになる。
また、積分区間の延長に伴い、相互相関値をゼロにするための搬送波周波数オフセット量が小さくなる。
【０００４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の一形態である符号分割多重通信系のブロック図である。拡散方式は直接拡散方式、多重化数は２組とし、変調方式はＰＳＫ方式とする。
送信機は、乗算器２１、Ｉ用ＰＮ系列発生器２２、乗算器２３、発振器２４、乗算器２５、Ｑ用ＰＮ系列発生器２６、乗算器２７、発振器２８、加算器２９、送信アンテナ３０から構成され、系１の送信信号Ｉと系２の送信信号Ｑを拡散した後、多重して送信する。系１と系２の伝送レートは同一であって、拡散処理に際しては、各々の系列に用意されたＰＮ系列発生器によって、１シンボルを１周期のＰＮパターン系列により拡散を行う。
受信機は、受信アンテナ３１、乗算器３２、発振器３３、乗算器３４、Ｉ用ＰＮ系列発生器３５、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）３６、乗算器３７、発振器３８、乗算器３９、Ｑ用ＰＮ系列発生器４０、ＬＰＦ４１から構成されている。
なお、図中の文字変数の意味は以下の通りである。
ａ1（t）は、送信信号α、ｃ1（t）はＩ用ＰＮ系列、ｆ1はＩ用変調波周波数、ω1はＩ用変調波角周波数で、ω2はＱ用変調波角周波数で、τは送信信号Ｉと送信信号Ｑ間の時間差、σ１は発振器３３とＩ用ＰＮ系列発振器３５間の時間差、σ２は発振器３８とＱ用ＰＮ系列発生器４０間の時間差を示す。またｆ1とｆ2は、ｆ2＝ｆ1＋Δｆ（Δｆはオフセット周波数である）の関係にある。
送信機における系１では、Ｉ用ＰＮ系列発生器２２によって発生したＩ用ＰＮ系列を送信信号Ｉに乗積して拡散し、発振器２４で生成した正弦波（ｃｏｓω1t）とその拡散波とを乗算器２３で乗積して変調する。送信機における系２でも同様な処理が行われ、送信信号ＱはＱ用ＰＮ系列で拡散、正弦波（ｃｏｓω2t）で変調される。  この２つの変調波を加算器２９によって多重化し、送信アンテナ３０から放射する。
送信アンテナ３０から放射される信号は、以下の式で表される。
【数１】
0003686817.tif 000002
受信アンテナ３１で受信した変調波が、受信機の系１と系２に分配される。
受信アンテナ３１で受信した変調波が、受信機の系１と受信機の系２に分配される。
受信機の系１では、発振器３３によって生成された正弦波（ｃｏｓω1t）と変調波を乗算器３２で乗積して復調し、Ｉ用ＰＮ系列発生器３５によって発生されたＩ用ＰＮ系列とその復調波とを乗算器３４で乗積することで逆拡散する。逆拡散された信号はＬＰＦ３６を通過し、受信信号Ｉとなる。  受信機の系２でも同様な処理が行われ、正弦波（ｃｏｓω2t）で復調、Ｑ用ＰＮ系列で逆拡散された信号がＬＰＦ４１を通過して、受信信号Ｑとなる。  系１において、復調・逆拡散された信号の式は、
【数２】
0003686817.tif 000003
となる。ここで、ｆ１>>Δｆと考えると、
【数３】
0003686817.tif 000004
のように近似できる。また、ω2τは定数である。
ｃｏｓ２ω1tに関する項は後段のＬＰＦにおいて除去されるので、最終的な系１での受信信号の式は、
【数４】
0003686817.tif 000005
となる。
数式４を１シンボル周期にわたって積分すれば、系１での相関値が得られる。シンボル伝送周波数をｆｓ、１シンボル周期をＴｓ（＝１／ｆｓ）とすると、相関値は以下のようになる。
すなわち、数式４の前半を１シンボル周期にわたって積分すると、数式５に示す自己相関が得られる。ここで、ｔ0は、任意の積分開始時点を示す。
【数５】
0003686817.tif 000006
スペクトラム拡散通信の初期同期捕捉は主に、同じシンボルが連続する特有の区間で行われるが、このとき、Ｉ用ＰＮ系列の自己相関はＰＮ系列の位相が一致してσ1＝０となった時点で最大となる。なお、この区間ではa1(t)がどの時間においても定数となる。
次ぎに、数式４の後半を１シンボル周期にわたって積分すると、数式６に示す相互相関が得られる。
【数６】
0003686817.tif 000007
先述した初期同期捕捉のための特有区間では、a2(t+τ)がどの時間においても定数となるので、数式６はｃ1とｃ2の相互相関と正弦関数の積を１シンボル周期にわたって積分する式と考えられる。ｃ1とｃ2のＰＮ符号はΔｆよりも短い周期でノイズ的にランダム変化する信号であるから、一定区間を切り出したパタンは、切り出し開始時点によらずほぼ同様なパタンとなる。
非希望波の信号レベルが希望波の信号レベルよりも大きい場合、相互相関値はレベル差に比例して大きくなるため、信号レベルが等しい場合には無視できていた相互相関が無視できなくなるが、ここで、
【数７】
0003686817.tif 000008
として周波数オフセット量をｆｓとすれば、正弦関数の１シンボル周期の積分はゼロとなるため、結果的に数式６の積分はゼロに近い値となる。なお、この系１では、非希望波が系２である。
また、系２においても、同様に計算を行うと数式７の条件を得ることができる。なお、非希望波は系１となる。
以上のことから、数式７を満たす周波数オフセットを与えた場合、非希望波と希望波間の干渉による相互相関値がゼロに近い値となり、干渉の影響を最低限に抑制することができる。
さらに、一連の処理内容は基本的なスペクトラム拡散通信方式に従うものであり、特殊な処理や特別な装置を必要としない。
【発明の他の実施の形態】
上記の証明では、相関値を求める積分区間を１シンボル周期としたが、積分区間をｎシンボル周期に拡張した場合の搬送波周波数オフセット量は、
【数８】
0003686817.tif 000009
で与えられる。従って、積算区間を大きくすると、オフセットする周波数は小さくなる。
多重化数を増やす場合は、必要な分ずつ発振周波数をオフセットした発振器を多重化する数だけ用意すればよい。
本明細書での図では送信機内で多重化を行っているが、独立した送信機からの信号を衛星等で多重化して通信する場合にも、同様に適用できる。
【０００５】
【発明の効果】
第1の効果は、希望波よりも大きな信号レベルの非希望波による干渉の影響を抑制できることである。その理由は、搬送波周波数をオフセットすることで希望波と非希望波との相互相関値をゼロに近づけることができるためである。
第2の効果は、特殊な処理や追加装置を必要としないことである。その理由は、一般的なスペクトラム拡散通信に必要な構成物のみで系を組むことができるためである。
また、積分区間をｎとすることにより、前記オフセット周波数を１／ｎとすることができるため、限られた周波数帯域を有効利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態にかかる符号分割多重接続通信系のブロック図。
【図２】従来技術における直接拡散方式を用いた符号分割多重接続通信系のブロック図。
【符号の説明】
１  拡散器
２  Ｉ用ＰＮ系列発生器
３  変調器
４  拡散器
５  Ｑ用ＰＮ系列発生器
６  変調器
７  多重器
８  送信アンテナ
９  受信アンテナ
１０  分配器
１１  復調器
１２  逆拡散器
１３  Ｉ用ＰＮ系列発生器
１４  復調器
１５  逆拡散器
１６  Ｑ用ＰＮ系列発生器
２１  乗算器
２２  Ｉ用ＰＮ系列発生器
２３  乗算器
２４  発振器
２５  乗算器
２６  Ｑ用ＰＮ系列発生器
２７  乗算器
２８  発振器
２９  加算器
３０  送信アンテナ
３１  受信アンテナ
３２  乗算器
３３  発振器
３４  乗算器
３５  Ｉ用ＰＮ系列発生器
３６  ＬＰＦ
３７  乗算器
３８  発振器
３９  乗算器
４０  Ｑ用ＰＮ系列発生器
４１  ＬＰＦ
【図１】
0003686817.tif 000010
【図２】
0003686817.tif 000011