(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フライバックトランスの１次側電流を断続して、駆動電源から供給される電気エネルギをフライバックトランスとコンデンサを含むＬＣ共振回路に蓄積し、このＬＣ共振回路に蓄積された電気エネルギを高電圧に変換して出力する高電圧発生回路において、
前記フライバックトランスの終段整流出力部の電圧を抵抗分圧して高電圧検出用電圧を出力する高電圧検出用抵抗分圧回路と、前記フライバックトランスの中段整流出力部の電圧を抵抗分圧してフォーカス電圧を出力するフォーカス電圧出力回路とを備え、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の低圧側の抵抗器に低圧側のスピードアップコンデンサを並列接続し、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の高圧側の抵抗器に対して複数段の高圧側スピードアップコンデンサの直列回路を並列接続するとともに、前記高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点を前記フォーカス電圧出力回路の出力部に接続したことを特徴とする高電圧発生回路。
【請求項２】
前記高電圧検出用抵抗分圧回路からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期して前記１次側電流を断続するスイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、または前記駆動電源の電源電圧をＰＷＭ制御することにより出力電圧を安定化させる制御回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の高電圧発生回路。
【請求項３】
前記フォーカス電圧出力回路は、ダブルフォーカス回路のスタティックフォーカス用の電圧を発生するものである請求項１または２に記載の高電圧発生回路。
【請求項４】
回路基板の表面にダブルフォーカス回路のダイナミックフォーカス用可変抵抗器とスタティックフォーカス用可変抵抗器とスクリーン用可変抵抗器とを設け、前記回路基板の裏面に前記高圧側スピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとを配置して１つの絶縁性ケースに収納したことを特徴とする請求項３に記載の高電圧発生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、陰極線管（ＣＲＴ）のアノード等に印加する高電圧を発生させる高電圧発生回賂に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の高電圧発生回路として、図７に示すものが知られている。この高電圧発生回路は、高圧発生回路２８、高圧検出回路２９および制御回路３０を備えている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧の変動を検出する。制御回路３０は、高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいて電源電圧をいったん平滑してからフライバックトランスの１次側回路に印加する駆動電源８の電圧を直流的に制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る。
【０００３】
高圧発生回路２８は、トランジスタ２、ダンパーダイオード３、共振コンデンサ４、フライバックトランス５、駆動電源８、整流ダイオード２２，２３およびクランプダイオード６，７にて構成されている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧を抵抗分圧するための分圧抵抗器１６，１７と、高圧発生回路２８から出力される高電圧の立上がりスピードを速くするためのスピードアップコンデンサ１５１，１５２を備えている。分圧抵抗器１６はスピードアップコンデンサ１５１と並列回路を構成し、分圧抵抗器１７はスピードアップコンデンサ１５２と並列回路を構成している。１４８はフォーカス用可変抵抗器、１４９はスクリーン用可変抵抗器であり、１４７，１４８，１４９は抵抗分圧回路を構成している。また、１５４はフォーカス用コンデンサ、１５５はスクリーン用コンデンサである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の高電圧発生回路にあっては、スピードアップコンデンサ１５１に高圧発生回路２８から出力される高圧（１ｋＶ〜数十ｋＶ）の電圧がかかるため、コンデンサ１５１として高耐圧仕様のものを使用する必要があり、高価かつ大型になるという問題があった。上記制御回路３０は高圧検出回路２９による検出電圧をフィードバックして、出力電圧の変動を補正するものであるが、抵抗分圧回路だけでは、補正遅れが生じるため、スピードアップコンデンサは必須である。
【０００５】
また、陰極線管（ＣＲＴ）は一般に数百〜数干ｐＦの静電容量を有しているため、これが平滑コンデンサとして作用するが、従来の高圧安定化回路の性能不足から、例えば図８に示すように、陰極線管の画面Ａの中に輝度レベルの高い白い部分Ｗ（ハッチング部分Ｂは黒い部分）があると、この白い部分Ｗで陰極線管内に大きなビーム電流が流れて高電圧が低下し、その低下を速い時間で回復させることができなくなり、画面の白い部分Ｗの輪郭線が点線で示すように台形歪みとなって表れ、画質が劣化するという間題が生じる。
【０００６】
この対策として、図７に示すように、高圧出力部と接地間に平滑用コンデンサ１５０を設けるのが一般的であった。しかし、そのためには大型で高価な大容量高耐圧のコンデンサが必要となる。また、スピードアップコンデンサ１５１の容量を大きくすることによって、これを平滑コンデンサとしても作用させるものが提案されているが、この場合、出力電圧の立ち上がり時に高圧検出回路２９の検出電圧が過渡的に高くなるので、高電圧の立ち上がりスピードが遅くなる。そのため、出力電圧の立ち上がり時の画面変化を顕在化させないようにするためにブランキング期間を長く設定する必要がある。
【０００７】
そこで、この発明の目的は、高圧検出回路の高圧回路部のスピードアップコンデンサを大型化することなく、かつ、高圧出力電圧の立上がりスピードを高速化した高電圧発生回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するため、この発明に係る高電圧発生回路は、フライバックトランスの１次側電流を断続して、駆動電源から供給される電気エネルギをフライバックトランスとコンデンサを含むＬＣ共振回路に蓄積し、このＬＣ共振回路に蓄積された電気エネルギを高電圧に変換して出力する高電圧発生回路において、
前記フライバックトランスの終段整流出力部の電圧を抵抗分圧して高電圧検出用電圧を出力する高電圧検出用抵抗分圧回路と、前記フライバックトランスの中段整流出力部の電圧を抵抗分圧してフォーカス電圧を出力するフォーカス電圧出力回路とを備え、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の低圧側の抵抗器に低圧側のスピードアップコンデンサを並列接続し、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の高圧側の抵抗器に対して複数段の高圧側スピードアップコンデンサの直列回路を並列接続するとともに、前記高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点を前記フォーカス電圧出力回路の出力部に接続する。
【０００９】
以上の構成により、高圧側のスピードアップコンデンサの数が従来の高電圧発生回路に比較して多くなり、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、高圧側スピードアップコンデンサの電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、個々のスピードアップコンデンサを耐圧の低い小型のコンデンサで構成できる。
【００１０】
また、この発明の高電圧発生回路は、前記高電圧検出用抵抗分圧回路からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期して前記１次側電流を断続するスイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、または前記駆動電源の電源電圧をＰＷＭ制御することにより出力電圧を安定化させる制御回路を設ける。この構成により、高圧出力電圧の高速安定性が高まり、出力電圧安定化のための特別な平滑コンデンサが不要となり、また高圧側のスピードアップコンデンサとして低容量のコンデンサを用いることができる。そのため、高圧側に複数のスピードアップコンデンサを用いても、個々のコンデンサが小型になり、回路全体としての小型化が可能となる。
【００１１】
また、この発明の高電圧発生回路では、前記フォーカス電圧出力回路が、ダブルフォーカス回路のスタティックフォーカス用の電圧を発生するものである場合、スピードアップコンデンサがスタティックフォーカスコンデンサを兼ねることになるため、スタティックフォーカス用のコンデンサが不要となり、構成部品点数が減少する。
【００１２】
また、この発明の高電圧発生回路は、回路基板の表面にダブルフォーカス回路のダイナミックフォーカス用可変抵抗器とスタティックフォーカス用可変抵抗器とスクリーン用可変抵抗器とを設け、前記回路基板の裏面に前記高圧側スピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとを配置して１つの絶縁性ケースに収納する。このことにより、スタティックフォーカス用コンデンサを兼ねるスピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとが最小限のスペースで高電圧発生回路内に配置される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の第１の実施形態である高電圧発生回路の構成を図１〜図５を参照して説明する。
【００１４】
図１は全体の回路図ある。同図において、高圧発生回路２８、高圧検出回路２９および制御回路３０を備えている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧の変動を検出する。制御回路３０は、高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいてトランジスタ２をＰＷＭ制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る。
【００１５】
高圧発生回路２８は、トランジスタ２、ダンパーダイオード３、共振コンデンサ４、フライバックトランス５、駆動電源８、整流ダイオード２２，２３，２４およびクランプダイオード６，７により構成されている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧を抵抗分圧するための分圧抵抗器１６，１７と、高圧発生回路２８から出力される高電圧の立上がりスピードを速くするためのスピードアップコンデンサ１３，１４，１５を備えている。分圧抵抗器１６はスピードアップコンデンサ１３，１４の直列回路に対して並列回路を構成し、分圧抵抗器１７はスピードアップコンデンサ１５に対して並列回路を構成している。１０はスタティックフォーカス用可変抵抗器であり、１０，１１，１２はフライバックトランスの中段整流出力電圧を抵抗分圧する抵抗分圧回路を構成している。また、１８はダイナミックフォーカス用可変抵抗器、１９はスクリーン用可変抵抗器であり、１８，２７，１９はフライバックトランスの中段整流出力電圧を抵抗分圧する抵抗分圧回路を構成している。また、２０はダイナミックフォーカス用コンデンサ、２１はスクリーン用コンデンサである。
【００１６】
より具体的には、フライバックトランス５の１次コイル５ａの一端（例えば巻き始め端）には駆動電源８が接続され、１次コイル５ａの他端（巻き終わり端）には整流ダイオード２２を介してスイッチング素子としてのトランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）２のドレイン側が接続され、そのソース側はグランドに接続されている。トランジスタ２にはトランジスタ２に流れる電流の向きと逆向きのダンパーダイオード３が並列に接続されている。１次コイル５ａの巻き終わり端には共振コンデンサ４の一端が接続され、共振コンデンサ４の他端にはクランプダイオード６のカソード側が接続され、クランプダイオード６のアノード側はグランドに接続されている。そして、クランプダイオード６と共振コンデンサ４との接続部にはクランプダイオード７のアノード側が接続され、クランプダイオード７のカソード側は１次コイル５ａと駆動電源８との接続部に接続されている。
【００１７】
高圧検出回路２９は、分圧抵抗器１６とスピードアップコンデンサ１３，１４からなる高圧回路部と、分圧抵抗器１７とスピードアップコンデンサ１５からなる低圧回路部とで構成されている。高圧回路部には高圧発生回路２８の高圧（１ｋＶ〜数十ｋＶ）の出力電圧の大部分が印加され、低圧回路部には残りの電圧（数十Ｖ）が印加される。高圧回路部と低圧回路部の接続部が高圧検出点となり、この接続部の検出電圧が制御回路３０にフィードバックされる。
【００１８】
上記高圧回路部のスピードアップコンデンサ１３，１４は上記の１ｋＶ〜数十ｋＶの高圧を分担するので、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、スピードアップコンデンサ１３，１４の接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、スピードアップコンデンサ１３，１４による電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、スピードアップコンデンサ１３，１４を比較的低耐圧の小型のコンデンサで構成できる。
【００１９】
また、制御回路３０は、後述するように、高圧検出回路２９からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期して、前記１次側電流を断続するトランジスタ２をＰＷＭ制御することにより出力電圧を安定化させるので、応答遅れが非常に小さい。そのため、スピードアップコンデンサ１３，１４の静電容量は１０００ｐＦ以下とすることができ、高圧側の２つのスピードアップコンデンサはそれぞれ低容量の小型のコンデンサで構成することができる。
【００２０】
また、この高電圧発生回路は、ダブルフォーカスタイプであり、ダイナミックフォーカス用コンデンサ２０を介してＤＦＳ端子からパラボラ信号を入力し、ＤＦＶ端子からダイナミックフォーカス信号を出力するようにしている。また、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０のＳＦＶ端子からスタティックフォーカス電圧を出力するようにしている。その際、スピードアップコンデンサ１４，１５はスタティックフォーカス信号に対するノイズ除去用コンデンサとして作用するため、特別なスタティックフォーカス用コンデンサが不要であり、構成部品点数が削減できる。なお、ＳＶ端子からはスクリーン信号を出力する。
【００２１】
この実施形態では、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８とスクリーン用可変抵抗器１９および抵抗器２７からなる直列回路の接地側が、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０と抵抗器１１，１２からなる直列回路の接地側に対して分離している。通常、ダブルフォーカスタイプの場合、ダイナミックフォーカス用コンデンサ２０の容量は５００ｐＦ程度、スクリーン用コンデンサ２１の容量は１０００〜３０００ｐＦ程度であるため、仮に、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８の接地側とスタティックフォーカス用可変抵抗器１０の接地側とが分離せず、接続されているとすると、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０を流れる電流がスクリーン用コンデンサ２１からリークし易く、スピードアップコンデンサ１４の容量を小さくすることができないという間題が生ずる。しかし、図１に示すように、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８およびスクリーン用可変抵抗器１９側の接地とスタティックフォーカス用可変抵抗器１０側の接地が分離しているため、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０を流れる電流がスクリーン用コンデンサ２１からリークするおそれがなくなり、スピードアップコンデンサ１４の容量を小さくすることができる。
【００２２】
この第１の実施形態の高電圧発生回路は、後述するように高圧安定化のための応答性に優れており、高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４に大容量のものを使用しなくてもすむようにしている。具体的には、スピードアップコンデンサ１３の容量が２０〜３０ｐＦ程度、スピードアップコンデンサ１４の容量が１４００ｐＦ程度、スピードアップコンデンサ１５の容量が０．１μＦ程度である。これにより、図２の実線４７に示すように、高圧出力電圧の立ち上がり時間は０．２秒程度に高速化することができる。図２の破線４９は、比較例として、図７に示した従来の高電圧発生回路の高圧出力電圧の立ち上がり特性を示している。このように第１実施形態の高電圧発生回路ではブランキング期間Ｔ１を、従来の高電圧発生回路のブランキング期間Ｔ２と比較して極めて短時間に設定することができる。
【００２３】
制御回路３０は、図３に示すように、オペアンプ３１、コンパレータ３２、三角波発生回路３３および基準電圧源３４にて構成されている。高圧検出回路２９からの検出電圧はオペアンプ３１の非反転入力端子に加えられる。オペアンプ３１の反転入力端子には基準電圧源３４から基準電圧が加えられており、オペアンプ３１は検出電圧と基準電圧とを比較し、高圧出力電圧の降下量に対応する信号をコンパレータ３２の反転入力端子に加える。一方、コンパレータ３２の非反転入力端子には三角波発生回路３３からの信号が加えられる。
【００２４】
次に、図４に示したタイムチャートを参照して、図１に示した高電圧発生回路の高圧安定化動作を説明する。三角波発生回路３３は水平偏向出力回路（図示せず）に同期した図４（ｅ）に示す水平ドライブ信号（以下、ＨＤ信号と表す。）に基づいて図４（ｄ）に示すようなランプ波形を生成し、このランプ波形の信号をコンパレータ３２の非反転入力端子に加えている。コンパレータ３２は前記ランプ波形の信号とオペアンプ３１からの信号とを比較し、図４（ｄ）および（ｃ）に示すように、オペアンプ出力とランプ波形との交点位置で立ち上がり、ランプ波形の立ち下がり、すなわちＨＤ信号の立ち上がりタイミングで立ち下がるドライブ信号を作り出す。高圧出力電圧の降下量が大きくなると、オペアンプ３１の出力レベルも低下するため、ドライブ信号のパルス幅は広くなる。コンパレータ３２は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれて、パルス幅を広げたドライブ信号を生成し、これをトランジスタ２に加えるのである。逆に、高圧出力電圧が上昇すると、オペアンプ３１の出力レベルが上昇するため、ドライブ信号のパルス幅は狭くなる。トランジスタ２はドライブ信号のオンパルス幅に応じてスイッチングする。
【００２５】
具体的には、図４（ｃ）に示すように、ｔ０でトランジスタ２がオンすると、駆動電源８側から１次コイル５ａを通り、トランジスタ２を通ってグランド側に電流が流れる。この１次コイル５ａに流れる電流は図４（ｂ）に示すように時間と共に増加し、この電流の流れによって１次コイル５ａに電磁エネルギが蓄えられる。このトランジスタ２がオンとなっているｔ０〜ｔ１の期間をトランジスタ期間という。
【００２６】
次に、ｔ１でトランジスタ２がオフすると、１次コイル５ａから共振コンデンサ４とクランプダイオード７を通るルートで電流が流れ、１次コイル５ａのインダクタンスと共振コンデンサ４の静電容量とのＬＣ直列共振が開始され、図４（ａ）に示すようにフライバックパルス（電圧パルス）が発生する。このフライバックパルスが発生してから終わるまでのｔ１〜ｔ２の期間をフライバック期間という。このフライバックパルスは１次コイル５ａ側の電磁エネルギが全て共振コンデンサ４の静電エネルギに変換されたときに最大となり、１次コイル５ａの電磁エネルギが全て共振コンデンサ４に移った後に、今度はクランプダイオード６、共振コンデンサ４、１次コイル５ａを順に通って駆動電源８に至るルートで逆電流が流れ、共振コンデンサ４の静電エネルギは１次コイル５ａの電磁エネルギに逆変換されていく。
【００２７】
そして、フライバックパルスが終わったｔ２で、図１におけるＡ点の電圧が０Ｖになり、このとき、ダンパーダイオード３がオンし、グランド側からダンパーダイオード３を通って１次コイル５ａ側に電流が流れる。この逆電流の流れによりＡ点の電圧が上昇してｔ３で駆動電源８の電圧と同電位になると、ダンパーダイオード３はオフとなる。
【００２８】
次に、ｔ４の時点で、トランジスタ２がオンすると、Ａ点は接地されることとなり、駆動電源８から１次コイル５ａを通る電流はトランジスタ２を通ってグランド側に流れ、最初のｔ０の状態に一致する。これらｔ０〜ｔ４の動作の繰り返しにより、回路動作が継続される。１次コイル５ａ側で発生したフライバックパルスはフライバックトランス５で昇圧され、整流ダイオード２３を介して陰極線管のアノードに印加される。
【００２９】
このように、従来の＋Ｂ制御方式（高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいて電源電圧をいったん平滑してからフライバックトランスの１次側回路に印加する駆動電源電圧を直流的に制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る方式）を採用した高電圧発生回路と異なり、この高電圧発生回路は高圧検出回路からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期してトランジスタ２をＰＷＭ制御するため、高圧安定化の応答性に優れたものとなる。その結果、フライバックトランス５においてピーク整流方式を採用しているものの、高圧出力電圧の変動が遅れることなく補正され、高速に安定化される。従って、高圧検出回路２９の高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４を大容量化する必要がない。
【００３０】
また、この高電圧発生回路は高圧安定化の応答性に優れているので、水平リップル分に対しても、高周波化が進んでいる陰極線管（ＣＲＴ）用途にあっては、一般に陰極線管が有している数百〜数千ｐＦの静電容量だけで画像湾曲が殆ど無視できるレベルまでに抑えることができる。陰極線管が有している容量を例えば、１０００ｐＦ、陰極線管のビーム電流を２ｍＡとすると、陰極線管の走査線の周波数が１５．７５ｋＨｚの場合、水平リップルΔＶは、
ΔＶ＝（２ｍＡ×６４μｓ）／（１０００ｐＦ）＝１２８Ｖ
となる。一方、陰極線管の走査線の周波数が３２ｋＨｚまで高周波化すると、
ΔＶ＝（２ｍＡ×３２μｓ）／（１０００ｐＦ）＝６４Ｖ
と小さくなり、陰極線管の容量だけで画像湾曲を殆ど無視することができる。従って、画像湾曲を解決するために、高圧検出回路２９の高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４を大容量化する必要もなくなくなる。以上の結果から、スピードアップコンデンサ１３，１４の容量を小さくすることができ、更に小型化を図ることができる。
【００３１】
以上の構成の高電圧発生回路は、スピードアップコンデンサ１３，１４のサイズが小さいので、スピードアップコンデンサ１３，１４を高電圧用可変抵抗器ユニット４０（図１において一点鎖線で囲んだ部分）に収納して、高電圧発生回路の小型化を図ることができる。図５に示すように、高電圧用可変抵抗器ユニット４０は、絶縁性ケース４１とこの絶縁性ケース４１に収納されるセラミックからなる回路基板４３を備えている。図５は高電圧用可変抵抗器ユニット４０を裏面側から見た内部平面図である。
【００３２】
回路基板４３の表面には、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０、固定タイプの分圧抵抗器１１，１２，２７、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８およびスクリーン用可変抵抗器１９が設けられ、回路導体によって適宜電気的に接続されている。
【００３３】
回路基板４３の裏面にはスピードアップコンデンサ１３，１４およびダイナミックフォーカス用コンデンサ２０が配置されている。従って、スピードアップコンデンサ１３，１４およびダイナミックフォーカス用コンデンサ２０を、従来デッドスペースであった回路基板４３とケース４１の裏面カバー（図示せず）との間のスペースに配置することができ、高電圧用可変抵抗器ユニット４０内のスペースを無駄なく利用することができる。また、スピードアップコンデンサ１３，１４の容量を小さくしたことにより、従来のフィルムコンデンサより小型化が容易なセラミックコンデンサを使用することができ、一層の小型化を図ることができる。
【００３４】
次に、第２の実施形態に係る高電圧発生回路を図６を参照して説明する。図６は駆動電源電圧をＰＷＭ制御することによって高圧出力電圧を安定化させるようにした他の電源回路の例である。この例ではフライバックトランス５の１次コイル５ａの一端と駆動電源８との間にスイッチングトランジスタ２６を接続している。制御回路３０は抵抗器１６，１７により抵抗分圧された電圧を入力するとともに、水平ドライブ信号（ＨＤ信号）に同期してスイッチングトランジスタ２６のオン・オフ制御を行う。すなわち、出力電圧の検出値が基準電圧より低下する程、スイッチングトランジスタ２６のオン時間を長くとるようにフィードバック制御することによって出力電圧の安定化を図っている。
【００３５】
図６において、トランジスタ２には水平ドライブ信号に同期する一定パルス幅の信号が印加される。制御回路３０は、抵抗１５，１６の抵抗分圧回路による検出電圧に応じて、スイッチングトランジスタ２６のオン期間を制御し、トランジスタ２のオン期間（トランジスタ期間）を短くする方向に制御する。スイッチングトランジスタ２６がターンオフした後のフライバック期間には、ダイオード７を介して１次コイル５ａに電流が流れる。フライバック期間に続くダンパー期間ではダンパーダイオード３，２５を介してダンパー電流が流れる。このようにして駆動電源電圧を水平ドライブ信号に同期してＰＷＭ制御することにより出力電圧の高速安定化がなされる。
【００３６】
なお、この発明に係る高電圧発生回路は前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。前記実施形態は、トランジスタ２としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いたが、バイポーラトランジスタ等であってもよい。
【００３７】
また、スピードアップコンデンサとして、スタティックフォーカス用コンデンサを兼用する替わりに、新たに別のコンデンサを設けてもよい。また、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器を無くして、シングルフォーカスタイプとしてもよい。その場合、スタティックフォーカス用可変抵抗にスクリーン用可変抵抗器を直列接続してもよい。
【００３８】
また、共振コンデンサ４に対して並列に、偏向ヨークとＳ字補正用コンデンサの直列回路を接続し、同時にドライブするようにしてもよい。
【００３９】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、高圧側のスピードアップコンデンサの数が従来の高電圧発生回路と比較して多くなり、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、高圧側スピードアップコンデンサの電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、個々のスピードアップコンデンサを耐圧の低い小型のコンデンサで構成できる。
【００４０】
また、請求項２に記載の発明によれば、高圧出力電圧の高速安定性が高まり、出力電圧安定化のための特別な平滑コンデンサが不要となり、また高圧側のスピードアップコンデンサとして低容量のコンデンサを用いることができる。そのため、高圧側に複数のスピードアップコンデンサを用いても、個々のコンデンサが小型になり、回路全体としての小型化が可能となる。
【００４１】
また、請求項３に記載の発明によれば、スピードアップコンデンサがスタティックフォーカスコンデンサを兼ねることになるため、スタティックフォーカス用のコンデンサが不要となり、構成部品点数が減少する。
【００４２】
また、請求項４に記載の発明によれば、スタティックフォーカス用コンデンサを兼ねるスピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとが最小限のスペースで高電圧発生回路内に配置され、全体にさらに小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る高電圧発生回路の回路図
【図２】図１に示した高電圧発生回路の高圧出力電圧の立ち上がりスピードの例を示す図
【図３】図１に示した制御回路の構成を示す図
【図４】図１に示した高電圧発生回路のタイミングチャート
【図５】図１に示した高電圧発生回路の高電圧用可変抵抗器ユニットの裏面側から見た内部平面図
【図６】第２の実施形態に係る高電圧発生回路の回路図
【図７】従来の高電圧発生回路の構成を示す図
【図８】陰極線管の画面の説明図
【符号の説明】
２−トランジスタ
３−ダンパーダイオード
４−共振コンデンサ
５−フライバックトランス
５ａ−１次コイル
５ｂ−２次コイル
６，７−クランプダイオード
８−駆動電源
１０，１１，１２−分圧抵抗器
１３，１４，１５−スピードアップコンデンサ
１６，１７−分圧抵抗器
１８−ダイナミックフォーカス用可変抵抗器
１９−スクリーン用可変抵抗器
２０−ダイナミックフォーカス用コンデンサ
２１−スクリーン用コンデンサ
２８−高圧発生回路
２９−高圧検出回路
３０−制御回路
４０−高電圧用可変抵抗器ユニット
４１−ケース
４３−回路基板
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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