(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のコンバータ回路を含むスイッチング電源であって、
前記複数のコンバータ回路のそれぞれは、２つのスイッチング素子と、トランスと、共振回路と、出力整流平滑回路とを含んでおり、
前記２つのスイッチング素子は、直列に接続され、直列回路の両端が直流電源に導かれ、交互に駆動され、
前記トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでおり、
前記共振回路は、共振用コンデンサと、共振用インダクタとを有しており、
前記共振用コンデンサ、前記共振用インダクタ及び前記トランスの前記一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端が前記２つのスイッチング素子の接続点と、前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端との間に接続されており、
前記出力整流平滑回路は、前記トランスの前記二次巻線に接続され、出力端が前記複数のコンバータ回路において共通に接続されており、
前記複数のコンバータ回路の前記共振回路のそれぞれは、前記２つのスイッチング素子の接続点において、互いに接続されており、
前記複数のコンバータ回路のそれぞれは、前記２つのスイッチング素子の接続点からみた前記共振回路のインピーダンスが等しく、
前記複数のコンバータ回路は、同一周波数で同期して駆動される
スイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記複数のコンバータ回路の前記共振回路のそれぞれは、前記共振用コンデンサの一端が前記２つのスイッチング素子の接続点に接続されている
スイッチング電源。
【請求項３】
請求項２に記載されたスイッチング電源であって、
前記共振用コンデンサは、他端が互いに接続されている
スイッチング電源。
【請求項４】
請求項２に記載されたスイッチング電源であって、
前記共振用コンデンサの他端に前記共振用インダクタの一端が接続されている
スイッチング電源。
【請求項５】
請求項４に記載されたスイッチング電源であって、
前記共振用インダクタの他端が互いに接続されている
スイッチング電源。
【請求項６】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記共振用コンデンサの一端が前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端に接続されており、前記共振用コンデンサの他端が互いに接続されている
スイッチング電源。
【請求項７】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記２つのスイッチング素子の接続点が互いに接続されており、前記接続点に前記共振用インダクタの一端が接続されており、前記共振用コンデンサの一端が前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端に接続されており、前記共振用コンデンサの他端が互いに接続されている
スイッチング電源。
【請求項８】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記共振用コンデンサの一端が前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端に接続されており、前記共振用コンデンサの他端に前記共振用インダクタの一端が接続されており、前記共振用インダクタの他端が互いに接続されている
スイッチング電源。
【請求項９】
請求項１乃至８の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
一つの制御回路を含み、前記制御回路は前記複数のコンバータ回路において共用されている
スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の共振型コンバータ回路を並列に接続した並列運転方式の共振型スイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
共振型スイッチング電源は、高効率、低雑音が達成できる可能性があるスイッチング電源として、注目されている。共振型スイッチング電源は、直流電源をスイッチング回路によりスイッチングし、スイッチング出力を共振回路で共振させ、共振出力を、トランスの巻線を介して取り出し、直流に変換して出力する。
【０００３】
共振型スイッチング電源において、変換する電力を増大させる目的や、冗長運転をする目的で、複数の共振型ＤＣーＤＣコンバータ回路を並列接続した並列運転方式を採ることがある。
【０００４】
従来、複数の共振型スイッチング電源を用いて並列運転を行なう手段としては、複数備えられたスイッチング電源を並列接続し、それぞれの出力電流を検出して、各スイッチング電源の出力電流がほぼ等しくなるように、独立に制御していた。
【０００５】
しかし、このような並列運転方式は、スイッチング電源の数と同数の制御回路を必要とするため、価格の上昇、機器の大型化を招く。
【０００６】
また、共振型スイッチング電源の出力安定化制御は、スイッチング周波数を制御し、共振回路のインピーダンスを変えることによって実行される。しかし、共振回路を構成する共振用コンデンサや共振用インダクタの回路定数値は、共振型スイッチング電源間において異なるのが普通であるから、スイッチング周波数が個々の共振型スイッチング電源において異なる。このため、個々のスイッチング電源の分担電流を等しくしようとした場合、周波数ビートノイズが発生し、制御が不安定になるという問題を生じる。
【０００７】
一つの制御回路を、複数の共振型スイッチング電源で共用した場合は、同一の周波数で同期して制御できるので、周波数ビートノイズの発生、制御の不安定性を回避できる。しかし、この場合には、ゼロボルトスイッチング（以下ＺＶＳと称する）が困難になる。即ち、並列運転される複数の共振型スイッチング電源において、回路素子の定数値のばらつき等で共振回路のインピーダンスの異なる場合、共振回路の共振周波数の高いコンバータ回路では、スイッチング素子がオフするデッドタイムにおいて、既に共振回路に蓄積されていたエネルギーが放電されてしまっていて、電流がほぼゼロになってしまうことがあり、ＺＶＳができなくなる。
【０００８】
米国特許第4,648,020号明細書は、共振回路の定数値を、各々のスイッチング電源において一致させ、それによって各々の共振型スイッチング電源の負荷分担をバランスさせる技術を開示している。しかしながら、この技術の場合、共振回路を構成する回路素子の選別が必要であり、それに伴う生産性の低下、選別許容範囲によって発生する負荷分担のアンバランスを生じる。回路素子の経時変化等によっても同様の問題を生じる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、低価格化及び小型化の可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１０】
本発明のもう一つの課題は、周波数ビートノイズの発生や制御の不安定性を回避し得る並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することである。
本発明の更にもう一つの課題は、ＺＶＳの可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１１】
本発明の更にもう一つの課題は、共振回路を構成する回路素子の選別が不要であり、生産性の低下、回路素子に起因する負荷分担のアンバランスを回避し得る並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源は、複数のコンバータ回路を含む。前記複数のコンバータ回路のそれぞれは、２つのスイッチング素子と、トランスと、共振回路と、出力整流平滑回路とを含んでいる。前記２つのスイッチング素子は、直列に接続され、直列回路の両端が直流電源に導かれ、交互に駆動される。前記トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでいる。
【００１３】
前記共振回路は、共振用コンデンサと、共振用インダクタとを有する。前記共振用コンデンサ、前記共振用インダクタ及び前記トランスの前記一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端が前記２つのスイッチング素子の接続点と、前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端との間に接続されている。前記出力整流平滑回路は、前記トランスの前記二次巻線に接続され、出力端が前記複数のコンバータ回路において共通に接続されている。前記複数のコンバータ回路は、前記共振回路が互いに接続されている。
【００１４】
本発明に係るスイッチング電源において、複数備えられたコンバータ回路のそれぞれは、直列に接続された２つのスイッチング素子を交互に動作させることにより、入力された直流電源をスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路及びトランスの一次巻線に供給する。
【００１５】
２つのスイッチング素子の接続点と、２つのスイッチング素子によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路を構成する共振用コンデンサ及び共振用インダクタと、トランスの一次巻線を直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、２つのスイッチング素子の交互動作により、共振回路及びトランスの一次巻線に、共振回路の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線と結合する二次巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランスの二次巻線に接続された出力整流平滑回路により直流に変換され、出力される。
【００１６】
出力整流平滑回路は、出力端が複数のコンバータ回路において共通に接続されているから、複数のコンバータ回路の出力を、負荷に共通に供給する並列運転方式の共振型スイッチング電源が得られる。
【００１７】
上述したような並列運転方式の共振型スイッチング電源において、複数のコンバータ回路は、共振回路が互いに接続されている。従って、スイッチング素子側から見た共振回路のインピーダンスが、複数のコンバータ回路において、互いにほぼ等しくなる。このため、複数のコンバータ回路を同一の周波数によって、同期して運転し、周波数ビートノイズの発生や制御の不安定性を回避し得る。
【００１８】
このことは、一つの制御回路を用いて、複数のコンバータ回路を制御できることを意味する。従って、低価格化及び小型化の可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を実現できる。
【００１９】
しかも、スイッチング素子側から見た共振回路のインピーダンスが、複数のコンバータ回路において、互いにほぼ等しくなり、所定の共振電流が流せるようになり、ＺＶＳを行なうことができるようになる。
【００２０】
更に、共振回路を構成する回路素子の回路定数値が、複数のコンバータ回路間において異なっていても、共振回路を互いに接続することにより、共振回路のインピーダンスが一致するので、回路素子の選別が不要であり、生産性の低下、回路素子に起因する負荷分担のアンバランスを回避し得る。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、複数のコンバータ回路Ａ、Ｂを有する。参照符号６は制御回路、１０は直流電源である。実施例において、コンバータ回路Ａ、Ｂは２個であるが、それ以上の個数であってもよい。コンバータ回路Ａ、Ｂは、ほぼ同じ回路構成となっている。
【００２２】
まず、コンバータ回路Ａは、スイッチング回路１と、共振回路３と、トランス５と、出力整流平滑回路７とを有する。
【００２３】
スイッチング回路１は、入力された直流電源Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチング回路１は、第１のスイッチング素子１１及び第２のスイッチング素子１２を有する。第１のスイッチング素子１１及び第２のスイッチング素子１２は、ＦＥＴ等でなり、その主回路が互いに直列に接続され、その両端が直流電源装置１０に接続されている。直流電源装置１０は、通常は、交流電源を直流に変換する整流平滑回路として構成される。直流電源装置１０はスイッチング電源装置の一部として備えられていてもよいし、外部要素であってもよい。
【００２４】
トランス５は、少なくとも、一次巻線５１と、二次巻線５２とを含んでいる。実施例は、出力整流平滑回路７を両波整流回路方式とした場合に適した二次巻線構造を示し、二次巻線５２は、第１の巻線５２１と、第２の巻線５２２の二つの巻線を備え、第１の巻線５２１及び第２の巻線５２２は、それぞれの一端が互いに接続されている。
【００２５】
共振回路３は、共振用コンデンサ３１と、共振用インダクタ３２とを有する。共振用コンデンサ３１及び共振用インダクタ３２は、スイッチング回路１とトランス５の一次巻線５１とを含む回路ループ内に接続されている。実施例では、共振用コンデンサ３１の一端がスイッチング素子１１、１２の接続点に接続されており、共振用コンデンサ３１の他端に共振用インダクタ３２の一端が接続されている。共振用インダクタ３２の他端はトランス５の一次巻線５１の一端に接続されている。従って、共振回路３は共振用コンデンサ３１及び共振用インダクタ３２による直列共振回路を構成している。
【００２６】
出力整流平滑回路７は、トランス５の二次巻線５２に接続され、二次巻線５２に生じる誘起電圧を直流に変換して出力する。図示された出力整流平滑回路７は、出力平滑コンデンサ７１を有するコンデンサインプット型であるが、出力チョークコイルを備えたチョークインプット型であってもよい。整流回路７２は第１のダイオード７２１と、第２のダイオード７２２とを有する。第１のダイオード７２１のアノードは第１の巻線５２１の他端に接続され、第２のダイオード７２２のアノードは第２の巻線の他端に接続されている。第１のダイオード７２１及び第２のダイオード７２２のカソードは互いに接続され、出力平滑コンデンサ７１の一端に接続されている。
【００２７】
次に、コンバータ回路Ｂは、スイッチング回路２と、共振回路４と、トランス６と、出力整流平滑回路８とを有する。
【００２８】
スイッチング回路２は、入力された直流電源Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチング回路２は、第１のスイッチング素子２１及び第２のスイッチング素子２２を有する。第１のスイッチング素子２１及び第２のスイッチング素子２２は、ＦＥＴ等でなり、その主回路が互いに直列に接続され、その両端が直流電源装置１０に接続されている。
【００２９】
トランス６は、少なくとも、一次巻線６１と、二次巻線６２とを含んでいる。実施例は、出力整流平滑回路８を両波整流回路方式とした場合に適した二次巻線構造を示し、二次巻線６２は、第１の巻線６２１と、第２の巻線６２２の二つの巻線を備え、第１の巻線６２１及び第２の巻線６２２は、それぞれの一端が互いに接続されている。
【００３０】
共振回路４は、共振用コンデンサ４１と、共振用インダクタ４２とを有する。共振用コンデンサ４１及び共振用インダクタ４２は、スイッチング回路２とトランス６の一次巻線６１とを含む回路ループ内に接続されている。実施例では、共振用コンデンサ４１の一端がスイッチング素子２１、２２の接続点に接続されており、共振用コンデンサ４１の他端に共振用インダクタ４２の一端が接続されている。共振用インダクタ４２の他端はトランス６の一次巻線６１の一端に接続されている。
【００３１】
出力整流平滑回路８は、トランス６の二次巻線６２に接続され、二次巻線６２に生じる誘起電圧を直流に変換して出力する。図示された出力整流平滑回路８は、出力平滑コンデンサ８１を有するコンデンサインプット型であるが、出力チョークコイルを備えたチョークインプット型であってもよい。整流回路８２は第１のダイオード８２１と、第２のダイオード８２２とを有する。第１のダイオード８２１のアノードは第１の巻線６２１の他端に接続され、第２のダイオード８２２のアノードは第２の巻線の他端に接続されている。第１のダイオード８２１及び第２のダイオード８２２のカソードは互いに接続され、出力平滑コンデンサ８１の一端に接続されている。
【００３２】
コンバータ回路Ａに備えられた出力整流平滑回路７及びコンバータ回路Ｂに備えられた出力整流回路８は、出力端が共通に接続されており、負荷（図示しない）に直流出力電圧Ｖｏを供給する。
【００３３】
更に、本発明の重要な特徴として、コンバータ回路Ａ、Ｂは、共振回路３、４が互いに接続されている。実施例では、コンバータ回路Ａの共振回路３と、コンバータ回路Ｂの共振回路４は、スイッチング素子１１、１２の接続点と、スイッチング素子２１、２２の接続点とにおいて、互いに接続されている。既に述べたように、スイッチング素子１１、１２の接続点には、共振用コンデンサ３１の一端が接続され、スイッチング素子２１、２２の接続点には共振用コンデンサ４１の一端が接続されている。
【００３４】
制御回路９は、出力整流平滑回路７、８から出力される出力電圧Ｖｏが一定となるようにスイッチング回路１、２を制御する。制御回路９は、また、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）に制御信号を与え、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）を、共振回路３、４の共振周波数よりも高い周波数領域で動作させる。制御回路６は、例えば、電圧によって周波数が制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）によって構成される。
【００３５】
上述したスイッチング電源において、コンバータ回路Ａでは、直列に接続されたスイッチング素子１１、１２を交互に動作させることにより、入力された直流電源Ｖｉｎをスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路３及びトランス５の一次巻線５１に供給する。
【００３６】
スイッチング素子１１、１２の接続点と、スイッチング素子１１、１２によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路３を構成する共振用コンデンサ３１及び共振用インダクタ３２と、トランス５の一次巻線５１とを直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、スイッチング素子１１、１２の交互動作により、共振回路３及びトランス５の一次巻線５１に、共振回路３の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線５１と結合する二次巻線５２に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランス５の二次巻線５２に接続された出力整流平滑回路７により直流に変換され、出力される。
【００３７】
コンバータ回路Ｂでも同様の回路動作が行なわれる。即ち、直列に接続されたスイッチング素子２１、２２を交互に動作させることにより、入力された直流電源Ｖｉｎをスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路４及びトランス５の一次巻線５１に供給する。
【００３８】
スイッチング素子２１、２２の接続点と、スイッチング素子２１、２２によって構成される直列回路の一端との間には、共振回路４を構成する共振用コンデンサ４１及び共振用インダクタ４２と、トランス６の一次巻線６１とを直列に接続した直列回路の両端が接続されているから、スイッチング素子２１、２２の交互動作により、共振回路４及びトランス６の一次巻線６１に、共振回路４の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線６１と結合する二次巻線６２に誘起電圧が発生する。この誘起電圧はトランス６の二次巻線６２に接続された出力整流平滑回路８により直流に変換され、図示しない負荷に直流出力電圧Ｖｏが供給される。
【００３９】
ここで、出力整流平滑回路７、８は、出力端がコンバータ回路Ａ、Ｂにおいて共通に接続されているから、コンバータ回路Ａ、Ｂの出力を、負荷に共通に供給する並列運転方式の共振型スイッチング電源が得られる。
【００４０】
上述したような並列運転方式の共振型スイッチング電源において、コンバータ回路Ａ、Ｂは、共振回路３、４が互いに接続されている。従って、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）側から見た共振回路３、４のインピーダンスが、コンバータ回路Ａ、Ｂにおいて、互いにほぼ等しくなる。このため、コンバータ回路Ａ、Ｂを、同一の周波数によって、同期して運転した場合、周波数ビートノイズの発生や制御の不安定性を回避し得る。
【００４１】
このことは、一つの制御回路９を用いて、コンバータ回路Ａ、Ｂを制御できることを意味する。従って、低価格化及び小型化の可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を実現できる。
【００４２】
しかも、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）側から見た共振回路３、４のインピーダンスが、コンバータ回路Ａ、Ｂにおいて、互いにほぼ等しくなるので、各コンバータ回路Ａ、Ｂの動作タイミングが一致するようになる。このため、コンバータ回路Ａ、Ｂの両者において、ＺＶＳを達成するために充分な共振電流ＩＲ１、ＩＲ２が流れている状態で、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）をオフさせることができる。
【００４３】
図２は図１に示した回路において、共振回路３、４を接続するラインを外した場合の波形図で、従来のスイッチング電源の動作特性に該当する。図３は図１に示した本発明に係るスイッチング電源の波形図である。図２において、ＶＤＳ１はスイッチング素子１２のドレイン・ソース間電圧波形、ＶＣ１は共振コンデンサ３１の端子電圧波形、ＩＲ１は共振回路３に流れる共振電流波形である。図３において、ＶＤＳ２はスイッチング素子２２のドレイン・ソース間電圧波形、ＶＣ２は共振コンデンサ４１の端子電圧波形、ＩＲ２は共振回路４に流れる共振電流波形である。
【００４４】
図２に示す従来のスイッチング電源の場合、コンバータ回路Ａ、Ｂにおいて、回路素子の定数値のばらつき等で共振回路３、４のインピーダンスの異なるために、共振回路の共振周波数の高いコンバータ回路Ｂでは、スイッチング素子２１がオフするデッドタイムにおいて、既に共振回路４に蓄積されていたエネルギーが放電されてしまっていて、電流ＩＲ２がほぼゼロになっており、ＺＶＳが実現できない。
【００４５】
これに対して、図１に示した本発明に係るスイッチング電源の場合、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）側から見た共振回路３、４のインピーダンスが、コンバータ回路Ａ、Ｂにおいて、互いに等しくなっているため、各コンバータ回路Ａ、Ｂの動作タイミングが一致するようになる。このため、コンバータ回路Ａ、Ｂの両者において、共振電流ＩＲ１、ＩＲ２が流れている状態で、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）をオフさせ、ＺＶＳを行なうことができるようになる。
【００４６】
更に、共振回路３を構成する共振用コンデンサ３１、共振用インダクタ３２、及び、共振回路４を構成する共振用コンデンサ４１、共振用インダクタ４２の回路定数値がコンバータ回路Ａ、Ｂ間において異なっていても、共振回路３、４を互いに接続することにより、共振回路のインピーダンスがほぼ一致するので、共振用コンデンサ３１、４１及び共振用インダクタ３２、４２の選別が不要であり、生産性の低下、回路素子に起因する負荷分担のアンバランスを回避し得る。
【００４７】
共振回路３、４の接続方法には種々の態様があり得る。その例を図４〜図８を参照して説明する。図において、図１と同一の構成部分には同一の参照符号を付し、説明は省略する。
【００４８】
まず、図４の実施例では、共振用コンデンサ３１、４１の一端を、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）の接続点に接続した構成において、共振用コンデンサ３１及び４１の他端を互いに接続してある。
【００４９】
次に、図５の実施例では、共振用コンデンサ３１、４１の一端を、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）の接続点に接続すると共に、共振用コンデンサ３１、４１の他端に共振用インダクタ３２、４２の一端を接続し、共振用インダクタ３２、４２の他端を互いに接続してある。
【００５０】
図６の実施例では、共振用コンデンサ３１の一端を、スイッチング素子１１、１２によって構成される直列回路の一端に接続し、また、共振用コンデンサ４１の一端を、スイッチング素子２１、２２によって構成される直列回路の一端に接続してある。そして、共振用コンデンサ３１、３２の他端を互いに接続してある。
【００５１】
図７の実施例では、スイッチング素子１１、１２の接続点と、スイッチイング素子２１、２２の接続点を互いに接続してある。接続点には、共振用インダクタ３２の一端、及び、共振用インダクタ４２の一端を接続してある。また、共振用コンデンサ３１の一端を、スイッチング素子１１、１２によって構成される直列回路の一端に接続し、共振用コンデンサ４１の一端を、スイッチング素子２１、２２によって構成される直列回路の一端に接続してある。そして、共振用コンデンサ３１４１の他端を互いに接続してある。
【００５２】
更に、図８の実施例では、共振用コンデンサ３１の一端を、スイッチング素子１１、１２によって構成される直列回路の一端に接続し、共振用コンデンサ３１の他端に共振用インダクタ３２の一端を接続してある。共振用コンデンサ４１の一端を、スイッチング素子２１、２２によって構成される直列回路の一端に接続し、共振用コンデンサ４１の他端に共振用インダクタ４２の一端を接続してある。そして、共振用インダクタ３２、４２の他端を互いに接続してある。
【００５３】
何れの実施例においても、図１に示した実施例と同等の作用効果を得ることができる。
【００５４】
上述したように、本発明において、コンバータ回路Ａ、Ｂは、同一周波数で同期して駆動される。図１〜図８に示した実施例では、一つの制御回路９を備えることにより、これを実現しており、それによって、前述したように、スイッチング電源のコストダウン及び小型化を図るとともに、周波数ビートノイズの発生及び制御の不安定性を回避するという作用効果を得ることができる。
【００５５】
図９は別の実施例を示す電気回路図である。この実施例では、コンバータ回路Ａのための制御回路９１と、コンバータ回路Ｂのための制御回路９２とを備える。制御回路９１、９２は互いに相手の動作を監視しながら、スイッチング素子（１１、１２）、（２１、２２）を同期して同一の周波数で駆動するようになっている。
【００５６】
以上、実施例を参照して、本発明の内容を具体的に説明したが、当業者であれば、発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、種々の変形を行なうことができることは自明である。
【００５７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）低価格化及び小型化の可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｂ）周波数ビートノイズの発生や制御の不安定性を回避し得る並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｃ）ＺＶＳの可能な並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｄ）共振回路を構成する回路素子の選別が不要であり、生産性の低下、回路素子に起因する負荷分担のアンバランスを回避し得る並列運転方式の共振型スイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の電気回路図である。
【図２】図１に示した回路において、共振回路接続ラインを外した従来の並列運転方式に係る共振型スイッチング電源の波形図である。
【図３】図１に示した本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の波形図である。
【図４】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。
【図５】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図７】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図８】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図９】本発明に係る並列運転方式共振型スイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１１、１２                    スイッチング素子
２１、２２                    スイッチング素子
３、４                      共振回路
３１、４１                    共振用コンデンサ
３２、４２                    共振用インダクタ
５、６                      トランス
５１、６１                    一次巻線
５２、６２                    二次巻線
７、８                      出力整流平滑回路
９                          制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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