(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一回路構成の複数台の半導体電力変換器それぞれの入力側及び出力側を互いに並列接続し、
前記複数台の半導体電力変換器の内、いずれか１台を主半導体電力変換器とし、他は従半導体電力変換器とした半導体電力変換装置であって、
前記入力側に接続された直流電源に前記それぞれの半導体電力変換器を介することにより所望の直流電流に変換して前記出力側から負荷に供給する半導体電力変換装置の制御装置において、
この制御装置には主半導体電力変換器を制御する主制御回路と、それぞれの従半導体電力変換器をそれぞれ制御する従制御回路とを備え、
前記主制御回路では指令される電流設定値と主半導体電力変換器の出力電流との偏差を零にする調節演算を行ない、この調節演算値に基づくＰＷＭ演算結果により該主半導体電力変換器を構成する自己消弧型半導体素子をオン，オフさせ、
前記それぞれの従制御回路では前記主半導体電力変換器の出力電流と対応するそれぞれの従半導体電力変換器の出力電流との偏差を零にする調節演算を行ない、この調節演算値をゲイン倍した値と前記主制御回路の調節演算値とを加算した値に基づき前記主制御回路のＰＷＭ演算と同一搬送波でのＰＷＭ演算結果により該従半導体電力変換器を構成する自己消弧型素子をオン，オフさせることを特徴とする半導体電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電気分解，金属表面処理，加熱，アーク溶解などの設備に所望の直流電流を供給する半導体電力変換装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気分解，金属表面処理，加熱，アーク溶解などの設備に供される半導体電力変換装置では５ｋＡ〜３０ｋＡの直流電流を出力できる機能を有している。従って、この半導体電力変換装置では、主として半導体素子の定格出力電流値の関係から、複数台の半導体電力変換回路を並列接続した回路構成になっている。
【０００３】
図３は、この種の半導体電力変換装置として、半導体電力変換回路としてのチョッパ回路を３台並列接続した半導体電力変換装置とその制御装置の従来例を示す回路構成図である。
【０００４】
図３において、１は直流電源、２は半導体電力変換装置、３は半導体電力変換装置２を制御する制御装置、４は制御装置３に半導体電力変換装置２が出力する直流電流値を設定する出力設定器、５は負荷を示し、この半導体電力変換装置２にはチョッパ回路１０，２０，３０を備え、また、制御装置３にはチョッパ回路１０を制御する制御回路４０と、チョッパ回路２０を制御する制御回路５０と、チョッパ回路３０を制御する制御回路６０とを備えている。
【０００５】
図３に示す如く、チョッパ回路１０，２０，３０は同一回路構成であり、ＩＧＢＴ１１，２１，３１と、還流ダイオード１２，２２，３２と、リアクトル１３，２３，３３と、コンデンサ１４，２４，３４と、それぞれの出力電流を検出するＤＣＣＴ１５，２５，３５とを備えている。
【０００６】
同様に、制御回路４０，５０，６０も同一回路構成であり（図３では制御回路６０の内部回路構成の記載を省略している）、出力設定器４の設定値とＤＣＣＴ１５，２５，３５それぞれで得られる検出値との偏差を零にする電流調節器４１，５１，（６１）と、後述のＰＷＭ演算の際の搬送波としての鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器４２，５２，（６２）と、電流調節器４１，５１，（６１）それぞれの出力を信号波とし、この信号波と上述のそれぞれの搬送波とによるＰＷＭ演算を行ない、この演算結果に基づきＩＧＢＴ１１，２１，３１それぞれをオン，オフさせるＰＷＭ演算器４３，５３，（６３）とを備えている。
【０００７】
図３に示した半導体電力変換装置２と制御装置３の動作を、図４に示すＰＷＭ演算器４３とＰＷＭ演算器５３の動作波形図を参照しつつ（ＰＷＭ演算器６３については省略）、以下に説明する。
【０００８】
図４において、ＰＷＭ演算器４３では、（イ）に示す如く鋸歯状波発生器４２からの搬送波としての鋸歯状波と電流調節器４１からの信号波との比較演算を行ない、その演算結果により、（ロ）に示す如くＩＧＢＴ１１へのオン，オフ信号を生成し、同様に、ＰＷＭ演算器５３では、（ハ）に示す如く鋸歯状波発生器５２からの搬送波としての鋸歯状波と電流調節器５１からの信号波との比較演算を行ない
、その演算結果により、（ニ）に示す如くＩＧＢＴ２１へのオン，オフ信号を生成する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示した動作波形図において、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ２１の双方ともにオンのときには、図３に示した直流電源１→ＩＧＢＴ１１→リアクトル１３→負荷５→直流電源１の経路と、直流電源１→ＩＧＢＴ２１→リアクトル２３→負荷５→直流電源１の経路とに電流が流れる。また、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ２１の双方ともにオフのときには、図３に示した還流ダイオード１２→リアクトル１３→負荷５→還流ダイオード１２の経路と、還流ダイオード２２→リアクトル２３→負荷５→還流ダイオード２２の経路とに電流が流れる。
【００１０】
しかしながら、図４に示した動作波形図において、図３に示した半導体電力変換回路１０，２０，３０間の回路定数のばらつき、制御回路４０，５０、６０間の制御定数の微妙な差などにより、例えば、ＩＧＢＴ１１がオフ，ＩＧＢＴ２１がオンの期間には、図５に示す如く、直流電源１→ＩＧＢＴ２１→リアクトル２３→リアクトル１３→還流ダイオード１２→直流電源１の経路にも、所謂、循環電流が流れ、この循環電流により制御動作を不安定にし、場合によっては過電流状態に陥り、この半導体電力変換装置が運転不能になることがあった。
【００１１】
従来は上述の循環電流の抑制策として、リアクトル１３，２３，３３それぞれのインダクタンス値を大きくすることが行われていたが、その結果、この半導体電力変換装置を大型にするという新たな問題が発生する。
【００１２】
この発明の目的は前記リアクトルのインダクタンス値を大きくすることなく、循環電流が抑制できる半導体電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明は、同一回路構成の複数台の半導体電力変換器それぞれの入力側及び出力側を互いに並列接続し、前記複数台の半導体電力変換器の内、いずれか１台を主半導体電力変換器とし、他は従半導体電力変換器とした半導体電力変換装置であって、前記入力側に接続された直流電源に前記それぞれの半導体電力変換器を介することにより所望の直流電流に変換して前記出力側から負荷に供給する半導体電力変換装置の制御装置において、
この制御装置には主半導体電力変換器を制御する主制御回路と、それぞれの従半導体電力変換器をそれぞれ制御する従制御回路とを備え、前記主制御回路では指令される電流設定値と主半導体電力変換器の出力電流との偏差を零にする調節演算を行ない、この調節演算値に基づくＰＷＭ演算結果により該主半導体電力変換器を構成する自己消弧型半導体素子をオン，オフさせ、前記それぞれの従制御回路では前記主半導体電力変換器の出力電流と対応するそれぞれの従半導体電力変換器の出力電流との偏差を零にする調節演算を行ない、この調節演算値をゲイン倍した値と前記主制御回路の調節演算値とを加算した値に基づき前記主制御回路のＰＷＭ演算と同一搬送波でのＰＷＭ演算結果により該従半導体電力変換器を構成する自己消弧型素子をオン，オフさせることを特徴とする。
この発明によれば、前記主制御回路では前記電流設定値に基づく制御（マスター制御）を行ない、前記それぞれの従制御回路では前記主半導体電力変換器が出力する電流値に基づく制御（スレーブ制御）を行わせることにより、後述の如く、対応するそれぞれの自己消弧型素子のオン動作時の時間差および位相差を最小にできるので、半導体電力変換器間の循環電流を最小にでき、従って、前記それぞれのリアクトルのインダクタンス値を最小適正値で製作すれば良く、前記半導体電力変換装置を小型化できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の実施例を示す半導体電力変換装置とその制御装置の回路構成図であり、図３に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
【００１５】
すなわち図１に示したこの発明の回路構成が図３に示した従来の回路構成と異なる点は、チョッパ回路１０を主半導体電力変換回路とし、チョッパ回路２０，３０をそれぞれ従半導体電力変換回路とし、チョッパ回路１０を制御する制御回路４０を主制御回路とし、チョッバ回路２０，３０を制御する従制御回路７０，８０を、従来の制御回路５０，６０に代えて新たに備えていることである。
【００１６】
図１に示す制御装置６を構成する従制御回路７０と従制御回路８０とは同一回路構成であり（図１では従制御回路８０の内部回路構成の記載を省略している）、ＤＣＣＴ１５の検出値を設定値とし、この設定値とＤＣＣＴ２５，３５それぞれで得られる検出値との偏差を零にする電流調節器５１，（６１）と、電流調節器５１，（６１）それぞれの出力値をゲイン倍するゲイン調整器７１，（８１）と、ゲイン調整器７１（８１）の出力と前記主制御回路を構成する電流調節器４１の出力とを加算する加算器７２，（８２）と、前記主制御回路４０を構成する鋸歯状波発生器４２からの搬送波としての鋸歯状波と、加算器７２，（８２）それぞれの出力を信号波とするＰＷＭ演算を行ない、この演算結果に基づきＩＧＢＴ２１，３１それぞれをオン，オフさせるＰＷＭ演算器５３，（６３）とを備えている。
【００１７】
図１に示した半導体電力変換装置２と制御装置６の動作を、図２に示すＰＷＭ演算器４３とＰＷＭ演算器５３の動作波形図を参照しつつ（ＰＷＭ演算器６３については省略）、以下に説明する。
【００１８】
図２において、ＰＷＭ演算器４３では、（イ）に示す如く鋸歯状波発生器４２からの搬送波としての鋸歯状波と電流調節器４１からの信号波との比較演算を行ない、その演算結果により、（ロ）に示す如くＩＧＢＴ１１へのオン，オフ信号を生成し、また、ＰＷＭ演算器５３では、（ハ）に示す如く鋸歯状波発生器４２からの搬送波としての鋸歯状波と加算器７２からの信号波との比較演算を行ない、その演算結果により、（ニ）に示す如くＩＧＢＴ２１へのオン，オフ信号を生成する。
【００１９】
このとき、（ハ）に示した加算器７２，（８２）の出力である信号波の調整幅は、下記式（１）に基づいて、ゲイン調整器７１，（８１）のゲインが調整される。
【数１】
調整幅（％）＝±（Ｃｅｆｆ  ×ΔＶｃ／直流電源１の電圧）×１００  …（１）
ここで、ΔＶｃはチョッパ回路１０，２０，３０間の出力電圧差の最大値（ＩＧＢＴの特性差，接続導体の抵抗差などによって生ずる）、また、Ｃｅｆｆ  は制御応答から決定し、通常は２〜５程度である。
【００２０】
例えば、直流電源１の電圧が５００ボルトのときには前記最大値は通常５ボルト以下であり、Ｃｅｆｆ  を５とすると、上記式（１）の調整幅は±５％になる。
【００２１】
【発明の効果】
この発明によれば、主制御回路では電流設定値に基づく制御（マスター制御）を行ない、それぞれの従制御回路では主半導体電力変換器が出力する電流値に基づく制御（スレーブ制御）を行わせることにより、各半導体電力変換器間の循環電流を最小にでき、従って、それぞれのリアクトルのインダクタンス値は従来の５％程度になり、また、マスタ−スレーブ制御では、周知の如く、それぞれの制御回路の制御定数の調整作業も簡単になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例を示す半導体電力変換装置の制御装置の回路構成図
【図２】図１の動作を説明する波形図
【図３】従来例を示す半導体電力変換装置の制御装置の回路構成図
【図４】図３の動作を説明する波形図
【図５】図３の動作を説明する回路構成図
【符号の説明】
１…直流電源、２…半導体電力変換装置、３，６…制御装置、４…出力設定器、５…負荷、１０，２０，３０…チョッパ回路、１１，２１，３１…ＩＧＢＴ、１２，２２，３２…還流ダイオード、１３，２３，３３…リアクトル、１４，２４，３４…コンデンサ、１５，２５，３５…ＤＣＣＴ、４０，５０，６０…制御回路、４１，５１，６１…電流調節器、４２，５２，６２…鋸歯状波発生器、４３，５３，６３…ＰＷＭ演算器、７０，８０…従制御回路、７１，８１…ゲイン調整器、７２，８２…加算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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