(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータのためのコントローラにおいて、
ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生する手段と、
ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生する信号と、
ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供する手段と、
ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、
ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示す手段と、
ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算する手段と、
ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生する手段と、
を備えることを特徴とするコントローラ。
【請求項２】
請求項１記載のコントローラにおいて、前記モータ・パラメータは、磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むことを特徴とするコントローラ。
【請求項３】
請求項１又は請求項２記載のコントローラにおいて、前記コントローラ・パラメータは、コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むことを特徴とするコントローラ。
【請求項４】
請求項１記載のコントローラにおいて、前記永久磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前記最大のトルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流の関数として変動することを特徴とするコントローラ。
【請求項５】
請求項１記載のコントローラにおいて、前記永久磁石は、前記回転子に表面取り付けされており、前記最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数として変動することを特徴とするコントローラ。
【請求項６】
永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータを制御する方法において、
ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生するステップと、
ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生するステップと、
ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供するステップと、
ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示すステップと、
ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示すステップと、
ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算するステップと、
ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法において、前記モータ・パラメータは、磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むことを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項６又は請求項７記載の方法において、前記コントローラ・パラメータは、コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項６記載の方法において、前記永久磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前記最大のトルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流の関数として変動することを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項６記載の方法において、前記永久磁石は、前記回転子に表面取り付けされており、前記最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数として変動することを特徴とする方法。
【請求項１１】
永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブラシレス・モータを制御する方法において、
ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィードバック信号を発生するステップと、
ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発生するステップと、
ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供するステップと、
ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示すステップと、
ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示すステップと、
ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号の関数として計算するステップと、
ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
回転する永久磁石と固定子巻線とを有するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御するために最大のトルク角度変位を提供するルックアップ・テーブルをコンパイルする方法において、
ａ）磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測定するステップと、
ｂ）コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測定するステップと、
ｃ）前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値を、回転子速度の関数として計算するステップと、
ｄ）前記回転子速度に対応する前記位相変位の値に従って、正弦励磁の位相を設定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１３】
回転する永久磁石と固定子巻線とを有するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御するために最大のトルク角度変位を提供するルックアップ・テーブルをコンパイルする方法において、
ａ）磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測定するステップと、
ｂ）コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測定するステップと、
ｃ）前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値を、回転子速度の関数として計算するステップと、
ｄ）前記回転子速度と固定子電流とに対応する前記位相変位の値に従って、正弦励磁の位相を設定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】
移動する永久磁石と固定子巻線とを含むブラシレス・モータのためのコントローラにおいて、
ａ）前記固定子に対する前記永久磁石の位置を示す位置フィードバック信号を発生する手段と、
ｂ）前記永久磁石の速度を示す速度フィードバック信号を発生する信号と、
ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流フィードバック信号を提供する手段と、
ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、
ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示す手段と、
ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメータに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィードバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との関数として計算する手段と、
ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大のトルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対する正弦励磁を発生する手段と、
を備えることを特徴とするコントローラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気モータに関し、更に詳しくは、ブラシレス永久磁石モータの制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレス永久磁石モータは、典型的には、固定子上の巻線と、回転する永久磁石と、回転子位置を示す位置センサとを含む。巻線の付勢は、一般には、位置の指示に応答して巻線を適切な整流されたシーケンスで付勢するソリッドステート・スイッチによって制御される。モータ・トルクの制御は、巻線の励磁電流の大きさを制御することによって達成される。
【０００３】
「同期式ブラシレス・モータの制御システム」と題するＷｈｉｔｅｄへの米国特許第４４４７７７１号（以下では、’７７１特許と称する）には、モータ巻線の励磁電流の位相と大きさとの両方が制御されるシステムが記載されている。直角位相関係が、通常は、回転子の磁界と回転している固定子の磁界との間に存在する。位相角度は、「トルク角度ファクタ」に従って直角関係から変動するが、このファクタは、モータ速度の関数である。位相角度を動的に変動させることによって、より広い速度レンジに亘るモータ性能の改善が達成される。
【０００４】
’７７１特許と同様の態様で、「トルク角度制御を用いた同期式ブラシレス・モータの制御システム」と題するＢｒｏｗｎ外への米国特許第４４９０６６１号（以下では、’６６１特許と称する）は、「トルク角度ファクタ」が用い、回転子の磁界と回転する固定子の磁界との間の位相関係を、モータ速度とモータ負荷との両方の関数として変動させている。
【０００５】
【発明が解決すべき課題】
’７７１特許及び’６６１特許において、角度変位（前進、ａｄｖａｎｃｅ）を決定する際に用いられるトルク角度ファクタに到達するための典型的な較正手順は、テスト用のモータ及びドライブ、３相のバリアック（Ｖａｒｉａｃ）、動力計、及びモータを冷却するブロワを用いることである。３相のバリアックは、固定子を励磁させるのに必要な３相の電力を与えるために用いられる。動力計は、モータのトルクを測定するために用いられる。与えられた速度での角度変位を決定するために、モータは、その速度に設定され、所定のテスト温度安定することが許容され、ブロワを用いてそのモータ温度を規制する。いったん安定した速度と温度とが達成されると、角度変位は、最大のトルクを与える角度を決定するを読み出すために動力計を観察しながら、マニュアルで調節される。較正手順は、所望の数のモータ速度及び（又は）負荷について反復され、トルク角度ファクタの表を作成する。較正手順は、それぞれのモータのタイプについて反復され、ある場合には、各モータについて反復される。この従来の較正方法は、コストと時間がかかり、有限の数のモータ速度についてだけ、トルク角度の値が得られる。
【０００６】
【課題を解決する手段】
本発明は、任意の組のモータ速度及び／又は負荷条件に対して、長い較正手順に携わることなく、最良の角度変位を決定するシステム及び方法を与える。計算は、いくつかのモータ及び駆動パラメータに基づく。モータ・パラメータは、磁極の数Ｐ、逆ｅｍｆであるＫｖ、及び、固定子のインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑを含む。駆動パラメータは、ＰＷＭ（パルス幅変調）増幅器ωbo、制御ループ時間遅延Δｔ、及び、有能リンク電源電圧Ｖｍである。これらのモータ及び駆動パラメータは、本発明に従って用いられ、回転子速度ω及び固定子電流Ｉｓの動的（ダイナミック）な変数に対する最適な位相変位を決定する。モータ・パラメータ及び駆動パラメータから計算される角度変位値は、回転子速度及び（又は）モータ負荷という動的ファクタの関数として、ルックアップ・テーブルに記録される。
【０００７】
好適実施例の１つの構成においては、離散論理又はマイクロプロセッサが用いられ、角度変位を計算し、それによって、巻線の励磁電流を制御する。マイクロプロセッサの構成においては、マイクロプロセッサでの使用のために記憶されたプログラムが、角度変位を計算するのに用いられる。計算は、１又は複数のセンサから供給される回転子の位置フィードバック信号、この位置フィードバック信号から導かれ得る回転子の速度フィードバック信号、及びトルクに比例する固定子電流の測定値である。マイクロプロセッサは、最適な角度変位を、速度、回転子位置、及びトルクの任意の組み合わせについて計算する。
【０００８】
【実施例】
本発明による永久磁石モータ制御システムの機能ブロック図が、図１に示されている。このシステムは、３相モータ２０を制御するのに用いられる。速度制御のための基本要素は、速度補償装置２２と、制御論理ユニット２４と、ＰＷＭ電流増幅器２６と、レゾルバ２８と、フィードバック・プロセッサ３０とである。これらの要素が、速度コマンドを受け取る際に命じられた値を実際のフィードバック値と比較してそれによりモータの励磁を調節する制御ループを形成する。
【０００９】
速度サーボ・システムとして動作しているときには、速度コマンド３１が加算ジャンクション３２に供給され、そこで、モータ２０の軸とフィードバック・プロセッサ３０とに結合されているレゾルバ２８から導かれる実際の回転子速度フィードバックと比較される。加算ジャンクションは、速度コマンドと速度フィードバックとの間の差に対応するエラー信号を生じる。エラー信号は、速度補償装置２２を通過した後で、トルク・コマンドを制御論理ユニット２４に提供する。制御論理とＰＷＭ電流増幅器とは、励磁電流を、振幅がトルク・コマンドの大きさに関係するモータに供給する。速度サーボ動作においては、モータへの励磁電流は、加算ジャンクションでのエラー信号を最小化するように調節され、それにより、モータ速度が速度コマンドに対応する。
【００１０】
レゾルバに結合されたフィードバック・プロセッサ３０は、回転子位置指示と回転子速度指示とを、制御論理ユニット２４に提供する。回転子速度指示は、回転速度と同期した周波数を有するモータ励磁電流を発生するのに用いられる。回転子位置指示は、制御論理ユニットの中の変位（＝前進、ａｄｖａｎｃｅ）論理ユニット３４によって決定される角度変位に対応する励磁電流の位相を設定する基準として用いられる。
【００１１】
位置サーボ・モードでは、位置コマンド３６が、プロファイル発生器３８と位置補償装置４０とに供給され、速度制御信号を加算ジャンクション３２に提供する。プロファイル発生器は、新たな位置に移動している際にはモータ加速度及び減速度を制御し、それにより、所望の位置にオーバーシュートなく迅速に到達する。
【００１２】
位置及び速度サーボは、最も通常のフィードバック制御モードである。しかし、他のモードも可能であり、トルク・コマンド４２を介して接続され得る。
【００１３】
制御論理ユニットの更に詳細なブロック図が、図２に提供されている。角度計算ユニット４６は、フィードバック・プロセッサから、回転子位置及び回転子速度指示を受ける。変位論理ユニット３４は、回転子位置に対する励磁電流の位相に対して角度変位を計算する。角度変位の計算については、後に詳細に述べる。角度計算ユニット４６は、回転子位置位相と角度変位との和であるモータ励磁に対する位相ベクトル指示を生じる。位相ベクトルは、位相ベクトル位置に対応するデジタル正弦値を提供する正弦ルックアップ・テーブル４８に供給される。位相ベクトルは、また、位相ベクトルを１２０電気角度だけシフトする位相オフセット・ユニット５０を介して、正弦ルックアップ・テーブル５２にも供給される。正弦テーブル４８の出力は、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ５６を通過し、位相Ａの正弦波を生じる。正弦テーブル５２の出力は、同様に、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ５４を通過し、位相Ｃの正弦波を生じる。位相正弦波は、それぞれ、１２０電気角度だけずれているので、位相Ｂの正弦波が、位相Ａ及びＣの和として導かれる。トルク・コマンドは、デジタル・アナログ・コンバータ５８を通過して、乗算型デジタル・アナログ・コンバータ５４、５６に乗算子を供給する。このように、制御論理は、回転子位置に対する角度変位による位相と必要とされるトルクに対応する振幅とを有する３相の信号を生じる。
【００１４】
図３は、位相Ａに対する電流増幅器２６のブロック図である。同様の電流増幅器が、位相Ｂ及びＣに対しても用いられる。Ｄ／Ａコンバータ５６（図２）からの正弦位相Ａの電圧信号が、電流増幅器２６の入力部に供給され、モータ２０（図１）の位相Ａの巻線を励磁する電流を生じる。モータ巻線を励磁する電流は、入力信号の振幅に対応するパルス幅をそれぞれが有する電流パルスの形式である。
【００１５】
位相Ａの入力信号は、加算ジャンクション６０に供給され、そこで、増幅器の出力部からの電流フィードバックと比較される。フィードバックは、固定子電流に比例する電圧フィードバック信号を戻す任意の適切な電流センサ７１をもちいることにより得られる。加算ジャンクション６０は、入力信号とフィードバックとの間の差に比例するエラー信号を生じる。エラー信号は、増幅され、入力信号の大きさによって決定されるモータ電流を生じる。
【００１６】
加算ジャンクション６０からのエラー信号は、電流補償回路６２を介してＰＷＭ（パルス幅変調装置）６４に至る。ＰＷＭへの入力信号は、信号の大きさが増加するにつれて出力パルスの幅が大きくなるように、三角波発生器７４からの三角波と比較される。
【００１７】
モータ巻線の位相Ａへの電流が、１対のＩＧＢＴパワー・トランジスタ７２、７３によって供給される。上側のトランジスタ７２は、正のバスに接続され、下側のトランジスタ７３は、グランドに接続されている。これらのトランジスタの間の共通の接続は、モータ巻線の位相Ａに接続されている。上側のトランジスタ７１が導通すると、巻線は正のバスに接続される。下側のトランジスタが導通すると、巻線はグランドに接続される。ＰＷＭ６４の出力は、むだ時間（デッド・タイム）発生器６８と分離回路７０とを介して、直接に上側のトランジスタ７２を駆動する。ＰＷＭの出力は、また、インバータ６６を通過し、むだ時間発生器６８と分離回路７０とを介して、下側のトランジスタ７３を駆動する。分離回路は、好ましくは、電力段を感知性の電子制御回路から分離するフォトオプティック・カップリングである。むだ時間発生器６８は、一方のパワー・トランジスタのオフと他方のオンとの間の最小の時間間隔を提供することにより、トランジスタを通過する正のバスからグランドへの短絡回路が存在しないようにする。
【００１８】
パルス幅変調装置６４は、正弦入力を発生器７４からの三角波と比較するコンパレータを含む。正弦波の値が三角波の値を超える場合には、コンパレータの出力は正であり、トランジスタ７２は導通する。正弦波の値が三角波の値よりも小さい場合には、コンパレータの出力はゼロであり、トランジスタ７３は非導通である。このコンパレータの動作の効果は、幅が変動する矩形波を生じることである。図４は、３つの位相パルス幅変調された信号（グラフＢ、Ｃ、Ｄ）と正弦入力信号（グラフＡ）との関係を図解している。
【００１９】
このシステムによって制御可能なモータの概念的な表現が、図５に示されている。この概念的な表現は、変位論理（図１）において角度変位を計算するための方程式を導くのに用いられる。このモータは、３つの巻線８２、８４、８６を有する固定子８０と、埋め込まれた永久磁石９０を有する回転子８８とを含む。図に示されるように、巻線８２、８４、８６は、固定子の周囲に対称的に向き付けられ、相互に１２０°ずれている。それぞれの回転子巻線は、１ターン集中型（ｏｎｅ  ｔｕｒｎ  ｃｏｎｃｅｎｔｒａｔｅｄ）巻線としてモデルされている。例えば、巻線８２を表す１つのターンは、位置ａにおいて始まり、位置ａから１８０°の所に配置されている位置ａ’において戻る。
【００２０】
図５の概念的なモータは、内部永久磁石（ＩＰＭ）タイプのモータである。すなわち、このモータでは、永久磁石が回転子の表面ではなく回転子の中心部（コア）に配置されている。ＩＰＭモータの突極回転子構造の結果として、巻線のインダクタンスは、回転子角度の関数として変動する。ＩＰＭモータは、その永久磁石が回転子の表面上に配置された表面永久磁石（ＳＰＭ）モータと対照的である。図５は、回転子の形状が円として書き直されれば（破線９３、９４で図解されているように）、ＳＰＭモータの概念的表現として用いることができる。ＩＰＭとＳＰＭとの両方のタイプのモータが、角度変位を用いることにより、より効率的に動作させることができる。後に更に詳細に述べるように、ＳＰＭモータに対する最適な角度変位は基本的にはモータ速度の関数であり、ＩＰＭモータの場合はモータ速度と負荷との両方の関数である。
【００２１】
図５のモータは、好ましくは、巻線を、各巻線に対して１つの電気的位相とする３相の正弦電力を用いて励磁することによって動作され得る。正弦励磁のピークは、相互に１２０°の間隔で生じ、従って、巻線の空間的な向きに対応するので、「回転する」磁界が巻線の励磁によって作られる。回転する磁界の磁束は、回転子の永久磁石の磁束と相互作用し、回転子を回転磁界と同期して回転させる。回転子位置による巻線を流れる電流のソリッドステート制御は、通常は、電気的整流として知られており、これは、ブラシレス永久磁石モータを、多くの従来技術の電気モータにおいて見られる面倒な整流ブラシなしで動作させることを可能にするプロセスである。
【００２２】
変位論理ユニット３４（図１及び図２）によって行われる動的な角度変位制御は、以下の方程式に基づく。
【００２３】
Ａ．ブラシレス永久磁石モータのモデル化及びパラメータによる特性付け
ブラシレス永久磁石モータのための２相の等価回路モデル（ｄ−ｑモデル）の導出を先に述べ、その次に、同じタイプのモータについての、生じたトルク方程式の導出を説明する。以下のことを仮定する。
【００２４】
（１）固定子巻線は、正弦ｍｍｆ分布（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）を生じる。エアギャップにおける空間高調波は無視される。
【００２５】
（２）エアギャップのリラクタンスは、正弦的に変動する成分と共に定数成分も有する。
【００２６】
（３）バランスのとれた３相電源及び３相回路が考察される。エディ電流及びヒステリシス損失は無視される。
【００２７】
仮定（３）に関しては、必要であれば、エディ電流及びヒステリシス損失は、等価回路における付加的な要素として含めることもできる。
【００２８】
次のように符号を定める。
Ｐは、モータの磁極の数である。
Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、位相ａ、ｂ、ｃの瞬時固定子電流である。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、位相ａ、ｂ、ｃの瞬時固定子電圧である。
Ｉｄ、Ｉｑは、固定子電流のｄ及びｑ軸成分である。
Ｖｄ、Ｖｑは、固定子位相電圧のｄ及びｑ軸成分である。
Ｉｓは、固定子電流ベクトルの大きさである。Ｉｓ＝（Ｉｄ2＋Ｉｑ2）1/2であることに注意すること。
Ｖｓは、固定子電圧ベクトルの大きさである。Ｖｓ＝（Ｖｄ2＋Ｖｑ2）1/2であることに注意すること。
Ｒｓは、固定子の抵抗値である。
ｐは、ｄ／ｄｔである。
Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ及びｑ軸の固定子の自己インダクタンスである。
Ψｍａｇは、永久磁石によるピーク磁束リンケージである。
Θは、ａ軸とｑ軸との間の（電気）角度である。
ωは、ω＝ｐΘであり、回転の角速度である（単位は、電気的ラジアン／秒）。
Ｌｓは、エアギャップのリラクタンスの定数成分である。Ｌｓ＝Ｌｓｏ＋Ｌｓｌであることに注意すること。ここで、Ｌｓｏは、トルクを生じるインダクタンス、Ｌｓｌは、固定子リンケージのインダクタンスである。
Ｌｘは、エアギャップのリラクタンスの正弦的に変動する成分の大きさである。
【００２９】
１）ブラシレス永久磁石モータに関するモデルの導出
図５は、選択された座標軸に沿った３相、２磁極のＩＰＭモータの概念的な断面図を示している。ａ位相に対する固定子の基準軸（軸８３）は、正のａ位相の電流が供給されたときの最大のｍｍｆの方向として選択されている。他の固定子の軸（軸８５、８７）のための基準軸も同様に選択されている。ｄ−ｑモデルの慣習に従い、永久磁石の磁束の方向はｄ軸（軸９１）として選択され、他方で、ｑ軸（軸９２）は、ｄ軸よりも９０°進んでいる。ａ軸に対するｑ軸の角度は、Θとして定義される。機械が回転すると、ｄ及びｑの座標軸はω＝ｄΘ／ｄｔの速度で回転し、固定子ａ、ｂ、ｃは空間的に固定されている。
【００３０】
このモータに対する電気的な動的（動学的、ダイナミック）な方程式は、次のように書くことができる。
【００３１】
【数１】
0003686474.tif 000002
磁束リンケージ方程式（Ｌａｂ＝Ｌｂａなどの、相互インダクタンスの対称性を説明する）は、次のように書くことができる。
【００３２】
【数２】
0003686474.tif 000003
方程式Ａ．４、Ａ．５、Ａ．６で与えられたインダクタンスは、角度Θの関数である。インダクタンスは、次のように表すことができる。
【００３３】
【数３】
0003686474.tif 000004
方程式Ａ．７、Ａ．８、Ａ．９で示されるように、固定子巻線の自己インダクタンスは、回転子のｑ軸が固定子の位相と整列するときに最大であり、固定子巻線の間の相互インダクタンスは、回転子のｑ軸が２つの固定子位相の中間にあるときに最大である。突極性（ｓａｌｉｅｎｃｙ）の効果もまた、２Θの項によって示されているように、これらの方程式から明らかである。方程式Ａ．１０、Ａ．１１、Ａ．１２における−（１／２）の係数は、固定子の位相が１２０°ずれており、ｃｏｓ１２０°＝−（１／２）であるという事実に起因する。
【００３４】
モータの永久磁石に起因する磁束リンケージは、次の方程式によって表現され得る。
【００３５】
【数４】
0003686474.tif 000005
入力電力Ｐｉは、次のように表すことができる。
【００３６】
【数５】
0003686474.tif 000006
出力電力Ｐｏと出力トルクＴとは、３相モデルでは単純な形式では表現できない。２つのパラメータを結び付ける表現は、次の方程式である。
【００３７】
【数６】
0003686474.tif 000007
Ｓで、ａｂｃ座標軸からｄ−ｑ座標軸へ変換される量（電流、電圧、磁束リンケージ）を表すと、次の行列変換が導かれる。
【００３８】
【数７】
0003686474.tif 000008
バランスのとれた３相システムでは、Ｓｏ成分、すなわち、「ゼロ・シーケンス成分」は常にゼロである。
【００３９】
この変換は線形であるから、その逆変換は次の式で与えられる。
【００４０】
【数８】
0003686474.tif 000009
Ａ．１８の方程式による変換を、方程式Ａ．１〜Ａ．６の電圧、磁束リンケージ、及び電流に適用すると、ｄ−ｑ電気的動的方程式と磁束リンケージ方程式とに対する単純なモデルが次のように導かれる。
【００４１】
【数９】
0003686474.tif 000010
Ｌｑ、Ｌｄは、それぞれが、ｄ及びｑ軸インダクタンスと称され、次のように定義される。
【００４２】
【数１０】
0003686474.tif 000011
方程式Ａ．２０〜Ａ．２３から磁束リンケージの項を消去すると、次の方程式が導かれる。
【００４３】
【数１１】
0003686474.tif 000012
方程式Ａ．２６及びＡ．２７は、ブラシレス永久磁石モータのためのｄ−ｑモデルの基礎を形成する。このモデルを表現するｄ−ｑ等価回路が、図６のＡ及びＢに示されている。
【００４４】
２）生じるトルクの方程式の導出
方程式Ａ．１８の変換を方程式Ａ．１６に適用し、ゼロ・シーケンスの量を無視することにより、次の、このモデルに対する瞬時電力方程式が得られる。
【００４５】
【数１２】
0003686474.tif 000013
ＶｑとＶｄとを関連する速度電圧によって置き換えることにより、出力電力が次のように得られる。
【００４６】
【数１３】
0003686474.tif 000014
生じるトルクは、機械的な速度によって電力を除したものであるが、次の方程式によって与えられる。
【００４７】
【数１４】
0003686474.tif 000015
方程式Ａ．１８の変換はユニタリ（正方行列は、その逆行列が転置行列に等しい場合に、ユニタリである）ではないので、２相の等価システムの電力及びトルクは、元の３相のシステムとは異なる。従って、２相の等価システムから電力とトルクとを計算するためには、（３／２）のファクタが、方程式Ａ．２８、Ａ．２９、Ａ．３０に含まれなければならない。２相等価回路の磁束リンケージの大きさは、３相回路の場合の２／３である。
【００４８】
Ｂ．動的な角度変位
与えられたトルク・コマンド（Ｔｃ）、回転子位置（θｒ）、回転子速度（ω）に対して、最大のトルクを生じるθｓａは、次の方程式によって計算される。
【００４９】
【数１５】
0003686474.tif 000016
この方程式では、基準回転子角度（θｒ＝０）は、回転子が自由に回転でき巻線８２が正の最大値において付勢されるときに回転子が止まる角度として定義される。θｉは、負荷角度変位であり、これは、固定子負荷電流（Ｉｓ）の関数であり、更にこのＩｓは、Ｔｃの関数である、θｓは速度角度変位を表し、これはωの関数である。
【００５０】
変位の各タイプに対して、モータ・パラメータによってその変位をを記述する方程式を以下で導く。この導出は、既に述べたｄ−ｑ軸モータのモデルに基づいている。
【００５１】
１）負荷角度変位
ｄ−ｑモデルによると、永久磁石の磁束の方向は、ｄ軸として選択され、他方で、ｑ軸は、ｄ軸よりも９０°（電気的）進んでいる。従って、動的な方程式は、次のように書ける。
【００５２】
【数１６】
0003686474.tif 000017
生じるトルク（Ｔ）は、次のように表すことができる。
【００５３】
【数１７】
0003686474.tif 000018
負荷角度変位が論じられる際には、Θｓ＝０と仮定する。すなわち、電流増幅器は理想的であると仮定する。よって、Θｉは、図１のΘ、すなわち、ｑ軸とａ軸との間の角度に等しい。従って、ＩｄとＩｑとは、次のように表せる。
【００５４】
【数１８】
0003686474.tif 000019
この方程式を、方程式Ｂ．４に代入すると、生じるトルクに関する次の表現を得る。
【００５５】
【数１９】
0003686474.tif 000020
方程式Ｂ．６から分かるように、生じるトルク（Ｔ）は、固定子電流だけでなく、電流角度Θｉにも依存する。よって、生じるトルクは、固定子電流を変動させることにより、また、電流角度を変動させることにより、又は両方を変動させることにより制御され得る。特に有用なモータの制御戦略は、最大トルクが与えられた電流に対して生じるように、モータを調節することである。
【００５６】
インダクタンスが回転子角度に関係なく一定である表面永久磁石（ＳＰＭ）モータでは、上の３つの方程式は、Ｌｑ＝Ｌｄ＝Ｌｓと置くことにより単純化される。ここで、Ｌｓは固定子のインダクタンスである。そのような場合には、方程式Ｂ．６の第２の項は、リラクタンス・トルクを表すのであるが、消滅し、方程式Ｂ．６は、次のように表現される。
【００５７】
【数２０】
0003686474.tif 000021
直交制御を有するＳＰＭモータについては、最適の負荷角度変位Θｉは、単にゼロである。ＩＰＭモータの場合には、Ｌｑ＝Ｌｄ＝Ｌｓの関係は成立しない。従って、方程式Ｂ．６の第２の項は消えず、この方程式からは、直交制御は、ＩＰＭモータでは、電流当たりの最大のトルクを生じさせないことが分かる。
【００５８】
与えられたＩｓに対して最大のＴを生じさせるΘｉは、方程式Ｂ．６の右辺を微分して、導関数とゼロと置くことによって決定され得る。この結果として、Θｉに関する次の表現が得られる。
【００５９】
【数２１】
0003686474.tif 000022
方程式Ｂ．８の２つの可能性のある解から、０≦Θｉ≦４５°を満たす方が選択される。
【００６０】
方程式Ｂ．８において示されるように、最適の負荷角度変位は、モータ・パラメータＬｄ、Ｌｑ、及びΨｍａｇ（これは、ＫｖとＰとから計算され得る）と、固定子電流の大きさＩｓとを知ることにより、計算され得る。この計算は、モータが動作している間にパラメータからなされ得る。代替的な方法としては、ΘｉとＩｓとのルックアップ・テーブルをモータの初期化プロセスの間に計算することにより、与えられた固定子電流に対する負荷角度変位を、このルックアップ・テーブルを読み出すことにより得ることができる。
【００６１】
２）速度角度変位
与えられた負荷角度変位Θｉに対して、モータに所望の最大トルクを生じさせるためには、次の仮定が成立する必要がある。
【００６２】
１．センサ、フィードバック・プロセッサ、及び図２の制御論理回路ユニットによって実行される信号処理が、瞬時的でなければならない。
【００６３】
２．正弦的に変動する信号は、図２の電流増幅器によって、いかなる位相遅延もなく増幅される。
【００６４】
この２つの条件が満たされれば、あるいは、合計の遅延が無視できるものであるならば、生じるトルクは、予測されるようになる。しかし、ほとんどの実際の駆動システムにおいては、信号処理において著しい時間遅延が存在するし、電流増幅器にも遅延がある。従って、最適の位相角度を見つけるためには、負荷角度変位だけでなく上述の遅延も考慮されなければならない。
【００６５】
センサ、フィードバック・プロセッサ、及び制御論理ユニットでの処理に付随する時間遅延は、位相遅延として表現され得る。これらの固定された時間遅延の和がΔｔで表されるとすると、処理成分（Θｓｌ）に起因する位相遅延は、次のように計算される。
【００６６】
【数２２】
0003686474.tif 000023
電流増幅器における位相遅延（又は「電流制御された増幅器」）は、電流ループの帯域幅ωｂが知られていれば、モデル化が可能である。ほとんどの電流制御されたＰＷＭ増幅器は、印加電圧とモータの逆ｅｍｆ電圧とに依存する。速度ωでの帯域幅ωｂは、ωboをゼロの速度でノミナルの電圧源での電流ループ帯域幅とし、Ｖｍをゼロ速度でのインバータ制御のための有能電圧（ｒｍｓ）とし、そして、固定子抵抗値と電力コンバータとはＶｍの計算の中にファクタとして既に加えられていると仮定する、ことによって計算され得る。以上の記号を用いると、ωｂについての次の式が得られる。
【００６７】
【数２３】
0003686474.tif 000024
この方程式については、Ｋｖは、Ｖ／ｒａｄ／秒の単位の逆ｅｍｆ電圧定数であり、Ｋは磁気飽和を説明する小さな定数であることに注意すべきである。Ｋは、好ましくは、実験によって、０．１から０．２の範囲内に設定される。方程式Ｂ．１０については、固定子電圧降下の影響は無視されていることにも注意すべきである。
【００６８】
増幅器の位相遅延を計算する際になされるもう１つの仮定は、最も実際的な増幅器は、次の形式の１次増幅器としてモデル化できる、ということである。
【００６９】
【数２４】
0003686474.tif 000025
この方程式では、Ｋａは増幅器の直流利得であり、これは、位相遅延の計算には影響しない。次に、増幅器に起因する位相ラグは、次の式で与えられる。
【００７０】
【数２５】
0003686474.tif 000026
システムが発生モードにあるときには、方程式Ｂ．１０のωの符号は負であり、ωｂはωboよりも大きく、その結果として、Θs2は非常に小さくなる。従って、発生モードに要求される速度角度変位は、モータリング・モードに要求されるものよりも小さい。
【００７１】
方程式Ｂ．９及びＢ．１２に従って、所望の速度角度変位は、次のように書かれ得る。
【００７２】
【数２６】
0003686474.tif 000027
よって、速度角度変位は、Ｋｖ、ωbo、Ｖｍ、Δｔ、及びωを知ることによって計算され得る。パラメータＫｖ及びωboはモータに関連し、他方で、パラメータＶｍ及びΔｔはコントローラに関連するパラメータである。負荷角度変位の場合のように、最適なΘｓと速度とのルックアップ・テーブルのアレーは、モータの初期化の際に計算され得る。
【００７３】
３）速度及び負荷に対する角度変位曲線
方程式Ｂ．８によって記述される負荷角度変位曲線が、図７のＡに示されている。方程式Ｂ．１３の記述に従って、図７のＢでは、２つの速度角度変位曲線が示されており、１つがモータリング・モードのものであり、１つが発生モードのものである。
【００７４】
与えられたモードの動作、回転子速度、固定子電流に対する最適の角度変位は、図７のＡ及びＢから決定され得る。モード及び速度は、図７のＢとの関係で用いられて速度角度変位に対する値を生じ、他方で、電流は、図７のＡとの関係で用いられて負荷角度変位に対する値を生じる。２つの値は、次に加算され最適の変位を決定する。
【００７５】
図７のＡに示された固定子電流の関数としての角度変位に対する曲線は、埋め込み型の永久磁石（ＩＰＭ）モータにとっては典型的である。表面型の永久磁石（ＳＰＭ）モータに対する比較可能な曲線は、典型的には、フラットなゼロの曲線であり、固定子電流の関数としての角度変位訂正は、必要ない。
【００７６】
既に説明され、図１、図２、及び図３において示された実施例では、角度変位は、方程式Ｂ．８及びＢ．１３の計算を行うことによって動的に計算され得る。しかし、制御論理ユニットが角度変位を動的に計算する能力を有しない場合には、ルックアップ・テーブルを用い得る。そのような構成では、ルックアップ・テーブルは、方程式Ｂ．８及びＢ．１３から定式化される角度変位の予め計算されたリストを含む。別個のルックアップ・テーブルを、負荷変位、発生モードでの速度変位、及び、モータリングモードでの速度変位のために用いることができる。モータ変位の間には、変位論理ユニットは、このテーブルを、現在のトルク・コマンド値、回転子速度、及び動作モードに対応する角度変位を参照（「ルックアップ」）するのに用いられる。このルックアップ・テーブルは、方程式Ｂ．８及びＢ．１３の複雑な計算を継続的に実行する必要を回避する。ルックアップ・テーブルによるアプローチは、当初にかなりの設定時間を必要とされるという欠点を有する。
【００７７】
１又は複数のルックアップ・テーブルとの関係で補間法を用いることもできる。補間法によれば、テーブルにおいて特定されたもの以外の動作条件に対する厳密な角度変位の近似を提供することによって、ルックアップ・テーブル構成の効率を増加させる。用いられる補間法アルゴリズムの複雑は、計算精度及び計算速度とトレードオフの関係で変動する。
【００７８】
別の実施例では、方程式Ｂ．８及びＢ．１３の急ぎの（ｏｎ  ｔｈｅ  ｆｌｙ）計算もルックアップ・テーブルも用いられない。代わりに、方程式Ｂ．８及びＢ．１３が、限定された組の予め計算された値に基づく曲線適合（フィティング）を介して近似され得る。曲線適合により、方程式Ｂ．８及びＢ．１３よりも単純に計算できる方程式が得られるので、それらを急いで（ｏｎ  ｔｈｅ  ｆｌｙ）計算できる。補間法に関しては、曲線適合方程式の複雑さは、計算精度と計算速度との間でトレードオフの関係をもって変動する。
【００７９】
本発明の別の実施例では、マイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサなどの集積回路プロセッサが、制御論理ユニット２４の中に組み入れられる。そのようなシステムを実現するには、トルク・コマンドは、プロセッサに与えられる前にデジタル信号に変換される必要がある。角度計算回路４６、変位論理ユニット３４、位相オフセット５０、及び正弦テーブル４８、５２の機能は、プロセッサのソフトウェアの中にコード化される。Ｄ／Ａコンバータ５４、５６は、マイクロプロセッサとＰＷＭ電流増幅器との間の地点に配置される。プロファイル発生器、位置補償装置、速度補償装置、フィードバック・プロセッサは、マイクロプロセッサにおいて実行される機能である。
【００８０】
ある場合には、高トルク動作において飽和が近づくことに起因する固定子電流ドロップオフを、補償することが有用である。電流ドロップオフとは、モータ速度の漸増に伴って生じるモータ電流の減少を指す。固定子電流ドロップオフを補償するのに用いられ得る技術は、以下で説明する。補償技術は、図１から図３に図解された実施例との関係で説明される。
【００８１】
固定子電流ドロップオフは、モータ駆動の電流増幅器部分に関係する。上述のように、増幅器は、次のように、伝達関数（Ｂ．１２）を有する１次の増幅器としてモデル化できる。
【００８２】
【数２７】
0003686474.tif 000028
ここで、ωは、回転子の速度に対応する電気的周波数であり、ωｂは、速度ωでの電流ループの帯域幅であり、Ｋａは増幅器の直流利得である。これより、増幅器の伝達関数の大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）Ｍは、次のようになる。
【００８３】
【数２８】
0003686474.tif 000029
このように、増幅器出力の大きさは、モータ速度が増加すると、減少する。方程式Ｂ．１３の速度角度変位は、電流増幅器に付随する大きさのドロップオフを説明できず、むしろ、増幅器に付随する位相遅延だけを説明する。固定子電流ドロップオフを補償する１つの方法は、図３の制御論理ユニットを修正することである。
【００８４】
図８は、図２の制御論理ユニットが、どのように修正され、大きさ（マグニチュード）ブースト・ユニット３３を加えるかを示す。この大きさブースト・ユニットは、トルク・コマンドに増幅器の伝達関数の大きさの逆数（１／Ｍ）を掛けることにより、固定子電流ドロップオフを補償する。これは、Ｄ／Ａコンバータ５８の出力を１／Ｍだけ増加させ、また、Ｄ／Ａコンバータ５６、５４の出力を、１／Ｍだけ増加させる効果を有する。従って、電流増幅器に至る電流位相Ａ、位相Ｂ、位相Ｃは、１／Ｍのファクタだけ増加し、正味の結果は、図４の加算ジャンクション６０に入力する固定子電流は１／Ｍのファクタだけ増加する。この増加は、固定子電流ドロップオフを補償する。
【００８５】
上述したように、方程式Ｂ．８及びＢ．１３は、角度変位を動的に計算するのに用いることができる。これらの方程式を解くには、図１に示された以下のパラメータが要求される。要求されるモータ・パラメータは、Ｌｄ及びＬｑ（固定子インダクタンス）、Ｐ（磁極の数）、及びＫｖ（逆ＥＭＦ定数）である。要求される駆動パラメータは、ωbo（ＰＷＭバンドパス）、Δｔ（ループ時間遅延）、及びＶｍ（有能リンク電圧）である。要求される動的なパラメータは、ω（回転子速度）とＩｓ（固定子電流）とである。適応コントローラの実現においては、要求されるモータ・パラメータと駆動パラメータとは、システムの初期化の間に確立され、次に、動作の間の回転子速度と固定子電流との動的パラメータに従って角度変位を計算するのに用いられる。
【００８６】
動的パラメータω（回転子速度）は、レゾルバ２８を用いて測定され、動的パラメータＩｓ（固定子電流）は、モータに供給される電流を測定するように配置された適切な電流センサによって測定される。
【００８７】
Δｔに関しては、ほとんどの応用例では、ループ時間遅延Δｔは無視でき、従って、方程式から脱落する。要求される場合には、ループ時間遅延は、テスト・パルスをシステムに通して、初期化の間に遅延を測定する。
【００８８】
Ｖｍに関しては、このパラメータは、直流リンク電圧Ｖｄｃから決定され得る。ＶｍとＶｄｃとの間の関係は、変調の方法に依存する。正弦・三角変調に対しては、Ｖｍ＝０．７８Ｖｄｃである。
【００８９】
Ｋｖに関しては、このパラメータは、一般に、製造者のデータ・シートから入手可能であり、初期化の間に、例えば、データ・キー入力を介してマニュアルで入力できる。また、Ｋｖは、モータを固定された速度、例えば、公称（ノミナル）速度の２０％で、駆動しその条件下で発生する電圧を測定することによって決定され得る。電圧を測定するときには、角度変位は用いるべきではない。瞬時電圧からＫｖを決定する他の方法もまた知られている。
【００９０】
ωboに関しては、このパラメータは、モータ・シャフトをロックし、コントローラを正弦トルク・コマンドを用いて励磁することによって決定され得る。こん正弦入力コマンドは、コントローラの出力が測定される間に、およそ１Ｈｚから１ＫＨｚまで変化する。バンドパス・パラメータωboは、測定された出力の大きさがピーク値から３ｄＢ下がった周波数である。
【００９１】
この地点で、方程式によって決定されることが依然として要求されるパラメータは、Ψｍａｇ（永久磁石へのピーク鎖交磁束）と、Ｌｄ及びＬｑ（固定子インダクタンス）とである。これらのパラメータのそれぞれに関して、２つの計算方法が提出される。それぞれの場合において、第１の方法は、第２の場合よりも少数のステップを含むが、第２の方法は、パラメータをより正確に決定する。
【００９２】
Ψｍａｇの単純化された決定のために、Ｋｖの値を、次の方程式に挿入して、Ψｍａｇの値を得る。
【００９３】
【数２９】
0003686474.tif 000030
固定子インダクタンスＬｄ及びＬｑの単純化された決定のためには、以下の手順が用いられる。第１に、固定子抵抗値Ｒｓが測定される。これは、わずかな直流電圧Ｖｉを、モータの中に印加し、結果的に生じる電流Ｉｉを測定することによりなされる。Ｒｓは、Ｖｉ／Ｉｉに等しい。次に、３相のステップ電流がｑ軸に０の速度において加えられ、上昇時間Ｔｒｑが測定される。いったん、ＲｓとＴｒｑとが知られると、Ｌｑは次の方程式から計算できる。
【００９４】
【数３０】
0003686474.tif 000031
同様に、３相のステップ電流がｄ軸に０の速度において加えられ、上昇時間Ｔｒｄが測定される。Ｌｄは、次の方程式から計算できる。
【００９５】
【数３１】
0003686474.tif 000032
更に正確にΨｍａｇ、Ｌｄ、及びＬｑを決定するには、次の方程式が用いられる。
【００９６】
【数３２】
0003686474.tif 000033
この式において、Ｌｑｏは、定格固定子電流におけるｑ軸の自己インダクタンスであり、Ｌｄｏは、定格固定子電流におけるｄ軸の自己インダクタンスであり、Ψｍａｇは、定格固定子電流におけるピーク鎖交磁束であり、ａ、ｂ、及びｃは、モータの飽和特性によって決定される定数であり、ｋ＝Ｉｓ／Ｉｓｏであり、Ｉｓｏは定格固定子電流であり、Ｉｓは実際の固定子電流である。
【００９７】
定数ａ、ｂ及びｃの値を決定するには、Ｌｄ及びＬｑが、それぞれ、２つ以上固定子電流値において測定される。恐らく、Ｌｄ及びＬｑは、定格固定子電流及び３倍の定格固定子電流（ｋ＝３）において、測定される。定格電流の場合には、Ｌｑｏの値は、Ｌｑに対して取得され、定格電流の３倍の場合には、Ｌｑｌの値がＬｑに対して取得され、次に、ａが次の式によって与えられる。
【００９８】
【数３３】
0003686474.tif 000034
同様に、ｂは次の式によって与えられる。
【００９９】
【数３４】
0003686474.tif 000035
ｃとｂとは同じｄ軸の磁束経路に関連しているので、ｃ＝ｂである。Ψｍａｇは、単純化された計算法におけるように、Ｋｖから与えられる。
【０１００】
図９は、様々な固定子電流において、ｑ軸及びｄ軸インダクタンスを測定するのに用いられる回路を示している。この回路では、３相モータ９５のそれぞれの位相巻線（Ａ、Ｂ及びＣ）は、直流電力源９６に結合される。３相の接触器９７が、モータと電力源との間に、３つの位相の線と短絡させる目的で結合される。シャント抵抗９８が、モータの位相Ａの線に、オシロスコープの測定を容易にするために接続される。この回路は、Ｌｑ及びＬｄを測定する次の方法を実現するために用いられる。
【０１０１】
ｑ軸インダクタンスＬｑが最初に測定される。ｑ軸インダクタンスを測定するには、直流電力源の正の端子がモータの位相Ｂの巻線に接続され、直流電力源の負の端子がモータの位相Ｃの巻線に接続される。モータのＡの巻線は、フロートすることが許され、モータ・シャフトは自由に回転することが許される。以上で述べた準備がなされた後で、直流電力源はオンされて、出力電圧は、出力電流が定格固定子電流の約１／４に達するまで、増加される。モータ・シャフトは、安定した位置に置かれることが許されるべきであり、いったん安定すると、シャフトはロックされる。次に、位相Ａの巻線が直流電流源の正の端子に接続され、Ｂ及びＣの両方の巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源電圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加される。好ましくは、電源電圧はＡの巻線電流が定格固定子電流（ｒｍｓ）の１．４１倍になるレベルまで増加される。直流出力電流が所望のレベルに達すると、３相の接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定される。遅延時間は、出力電流が所望のレベルから所望のレベルの３７％に変化するのに要する時間の量として定義される。最後に、Ｌｑは、遅延時間にモータの位相抵抗値を掛けることによって、計算される。もちろん、接触器の閉鎖（ｃｌｏｓｕｒｅ）は、遅延時間の正確な値を得るために、チャター（ｃｈａｔｔｅｒ）があってはならない。
【０１０２】
ｄ軸インダクタンスＬｄを測定するには、接触器は、消勢されてシャフトはロックを解除される。次に位相Ａの巻線電流は、定格固定子電流の１／４に設定され、モータ・シャフトは安定した位置に設定することが許容され、ロックされる。この時点で、Ｌｄの測定は、Ｌｑの測定と同じ態様で進む。すなわち、Ａの巻線が、直流電流源の正の端子に接続され、Ｂ及びＣの両方の巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源電圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加される。好ましくは、電源電圧はＡの巻線電流が定格固定子電流（ｒｍｓ）の１．４１倍になるレベルまで増加される。直流出力電流が所望のレベルに達すると、３相の接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定される。最後に、Ｌｄは、遅延時間にモータの位相抵抗値を掛けることによって、計算される。
【０１０３】
このように、要求されるモータ・パラメータ及び駆動パラメータは、初期化の間に測定されセットアップされ、次に、モータが動作中に、回転子速度と固定子電流との動的パラメータに従って、変位角度を計算するのに用いられる。
【０１０４】
例示の角度変位の計算手順と例示の角度変位の応用手順とが、図１０のＡ及びＢの流れ図にそれぞれ示されている。これらの例は、図１、図２、図３に示された実施例と共に用いられることを意図している。
【０１０５】
図１０のＡは、角度変位を計算するのに用いられるステップを示している。図１０のＢは、図１０のＡに従って計算された角度変位を、ルックアップ・テーブルによるアプローチを用いて応用するのに用いられるステップを示している。この特定の手順では、角度変位の計算は、すべての「サーボ割り込み（インタラプト）」周期又は５００ｕｓｅｃに一度行われ、他方で、角度変位はすべての「整流（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）割り込み」周期又は１２５ｕｓｅｃに一度応用される。
【０１０６】
図１０のＡを参照すると、角度変位を計算する第１のステップは、回転子速度（ステップ１０２）を読み出すことである。次に、モータがモータリング・モータにあると仮定して、例えば、図７のＢに示されているようなモータリング・モードに対する速度と速度変位とのルックアップ・テーブルを介して、速度変位が計算される（ステップ１０４）。第３のステップは、図３の電流センサ７１によって感知される電流フィードバックの絶対値を読み出すことである。第４のステップは、例えば、図７のＡに示されたような電流と負荷変位とのルックアップ・テーブルを介して、負荷変位そ計算することである（ステップ１０８）。次に、トルク・コマンドの値がゼロと比較される（ステップ１１０）。トルク・コマンドがゼロよりも小さい場合には、トルク・コマンドの符号は反転される（ステップ１１２）。トルク・コマンドがゼロ又は正であるならば、ステップ１１２はバイパスされる。ステップ１１０及び１１２の正味の効果は、トルク・コマンドの絶対値を決定することである。
【０１０７】
トルク・コマンドの絶対値を得た後で、モータの動作モードの決定が行われる（ステップ１１４）。モータが発生モードにある場合には、速度変位が再び計算されなければならない（ステップ１１６）が、これは、当初の速度変位計算では、モータはモータリング・モードにあると仮定したからである。モータが実際にモータリング・モードにある場合には、ステップ１１６はバイパスされる。次のステップでは、トルク・コマンドが再びゼロと比較される（ステップ１１８）。トルク・コマンドがゼロよりも大きい場合には、角度変位は、負荷変位、速度変位、及び１８０°を加えることにより計算される（ステップ１２０）。トルク・コマンドがゼロよりも小さい又はゼロに等しい場合には、角度変位は速度変位と負荷変位とを加えることにより計算される（ステップ１２２）。この時点で、角度変位の計算は終了する（ステップ１２４）。
【０１０８】
図１０のＢは、角度変位を応用する際のステップが示している。第１に、現在の固定子角度が読み出される（ステップ１３２）。第２に、電気角度が回転子角度と磁極対との積に等しく設定される（ステップ１３４）。第３に、固定子角度は、回転子角度と角度変位と９０°とを加えたものに等しく設定される。最後に、固定子角度が正弦テーブル４８、５２（図２）に書き込まれ、振幅の値に変換される（ステップ１３８）。この時点で、角度変位の応用は終了である。
【０１０９】
適用動作においては、モータ・パラメータと駆動・パラメータとは、初期化ステップで確立される。方程式（Ｂ．１３）がステップ１０４で計算され、方程式（Ｂ．８）は、ステップ１０８で計算される。それ以外の場合は、図１０のＡ及びＢの流れ図は同じである。
【０１１０】
本発明の複数の実施例を以上で詳細に説明した。しかし、当業者にとっては、更に多くの変更は明らかであろう。例えば、モータは、ロータリ・モータではなく、移動永久磁石型の線形モータでもかまわない。また、ハードウェアに関して説明した要素は、マイクロプロセッサにおいて動作するソフトウェアであってもよい。本発明は、更に詳しくは、冒頭の特許請求の範囲によって、定義されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御システムの機能ブロック図である。
【図２】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが適切な制御論理の機能ブロック図である。
【図３】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが適切なＰＷＭ電流増幅器の回路図である。
【図４】正弦的に変動する励磁信号と図３の増幅器の対応するパルス幅変調された出力との間の関係の図解である。
【図５】磁石が回転子の中に埋め込まれている、ブラシレス永久磁石モータの断面図である。
【図６】Ａは、ＩＰＭモータに対するｑ軸動的等価回路を示し、Ｂは、ＩＰＭモータに対するｄ軸動的等価回路を示す。
【図７】Ａは、本発明によって計算された、負荷変位角度と固定子電流との関係を示すグラフであり、Ｂは、本発明によって計算された、速度変位角度とモータ速度との関係を示すグラフである。
【図８】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが適切な別の制御論理ユニットの機能ブロック図である。
【図９】ｑ軸とｄ軸とのモータ・インダクタンスを様々な固定子電流において測定するのに用いられ得る回路の機能ブロック図である。
【図１０】Ａは、本発明の好適実施例に従って角度変位を計算する際に用いられるステップを示す流れ図であり、Ｂは、角度変位を応用する際に用いられるステップを示す流れ図である。
【図１】
0003686474.tif 000036
【図２】
0003686474.tif 000037
【図３】
0003686474.tif 000038
【図４】
0003686474.tif 000039
【図５】
0003686474.tif 000040
【図６】
0003686474.tif 000041
【図７】
0003686474.tif 000042
【図８】
0003686474.tif 000043
【図９】
0003686474.tif 000044
【図１０】
0003686474.tif 000045