(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導電動機に供給される電流のうち少なくとも２相分のステータ側電流を検出して、静止座標系のα−β軸座標系に変換したα相電流およびβ相電流とα−β軸座標系に変換された電圧指令値とを磁束推定器に入力し、電流推定値、２次側鎖交磁束推定値、速度推定値、位相推定値を推定する磁束推定器を用いる誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法において、
位相推定値の微分値からすべり角速度を差し引いた値に対する速度推定値の偏差に所定の補正係数を乗じた補正量を速度推定値に加えて、補正された速度推定値を得ることを特徴とする誘導電動機の速度推定値補正方法。
【請求項２】
前記偏差は次式
【数１】
0003707535.tif 000014
ただし、ω'res：偏差
θ1est：位相推定値
ωs  ：すべり角速度
で示され、前記補正された速度推定値は次式
【数２】
0003707535.tif 000015
ただし、ｋp  ：補正ゲイン、  Ｔs：一次遅れ時定数
ωrest：速度推定値
ω"rest：補正された速度推定値
で示される請求項１記載の誘導電動機の速度推定値補正方法。
【請求項３】
誘導電動機に供給される電流のうち少なくとも２相分のステータ側電流を検出して、静止座標系のα−β軸座標系に変換したα相電流およびβ相電流とα−β軸座標系に変換された電圧指令値とを磁束推定器に入力し、電流推定値、２次側鎖交磁束推定値、速度推定値、位相推定値を推定する磁束推定器を用いる誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置において、
位相推定値の微分値からすべり角速度を差し引いた値に対する速度推定値の偏差に所定の補正係数を乗じた補正量を速度推定値に加えて、補正された速度推定値を得ることを特徴とする誘導電動機の速度推定値補正装置。
【請求項４】
前記偏差は次式
【数３】
0003707535.tif 000016
ただし、ω'res：偏差
θ1est：位相推定値
ωs  ：すべり角速度
で示され、前記補正された速度推定値は次式
【数４】
0003707535.tif 000017
ただし、ｋp  ：補正ゲイン、  Ｔs：一次遅れ時定数
ωrest：速度推定値
ω"rest：補正された速度推定値
で示される請求項３記載の誘導電動機の速度推定値補正装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は誘導電動機のベクトル制御方法とその装置に関し、特に磁束推定器による電動機速度やその他の情報の推定方法を用いるセンサレスベクトル制御方法とその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ベクトル制御方法を実現するためにはモータの速度と位置との情報が必要であるが、センサレスベクトル制御方法ではこれらの情報を得る方法としてセンサを用いず、その代りに磁束推定器により各種情報を推定している。
【０００３】
そこで従来の誘導電動機磁束推定器は、ｋ・Ｔs秒（ｋは制御ステップの順を表す整数、Ｔsは制御ステップの周期）の時点で誘導電動機に供給される電流のうち少なくとも２相分のステータ側電流（例えばＵ相電流ｉsu(k)、Ｖ相電流ｉsv(k)）及びステータ側電圧（例えばＵ相電圧Ｖsu(k)、Ｖ相電圧Ｖsv(k)）を検出して、３相−２相変換により、通常ベクトル制御で用いられている静止座標系のα−β軸座標系に、上記の電流、電圧を座標変換しそれぞれｋ・Ｔs秒時のα相電流ｉsα(k)、β相電流ｉsβ(k)、α相電圧Ｖα(k)、Ｖβ(k)を算出する。
【０００４】
従来例の１として、電学論Ｄ、Ｖｏｌ．III．Ｎｏ．１１，ｐ．９５４−９６０（１９９１）に示される誘導電動機の状態方程式から導かれた磁束推定器の式（１）及び速度推定式（２）、位相推定式（３）は次の通りである。なお推定値には添字「est」を付け、それが推定値であることが分かるように表示している。
【０００５】
【数５】
0003707535.tif 000002
【０００６】
Ｒs：ステータ抵抗、Ｒr：ロータ抵抗、Ｌm：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、Ｌs：ステータ自己インダクタンス、Ｌr：ロータ自己インダクタンスωr：速度、  ωrest：速度推定値
ｇ1，ｇ2，ｇ3，ｇ4：オブザーバフィードバックゲイン
ｉsα：ステータα相電流、ｉsβ：ステータβ相電流、Ｖα：ステータα相電圧、Ｖβ：ステータβ相電圧
ｉsαest：ステータα相電流推定値、ｉsβest：ステータβ相電流推定値
φrαest：ロータα相界磁磁束推定値、φrβest：ロータβ相界磁磁束推定値
0003707535.tif 000003
次にこれらを逐次形に展開した式を示す。
【０００７】
【数６】
0003707535.tif 000004
【０００８】
上式に従って動作する誘導電動機制御回路用のオブザーバを用い、制御ステップｋの推定値等により、制御ステップ（ｋ＋１）の推定値を算出する。すなわち、制御ステップｋの制御ループで推定されたｋ・Ｔs秒時のα相電流推定値ｉsαest(k)とα相電流ｉsα(k)との推定誤差
ｉsα(k)−ｉsαest(k)
β相電流推定値ｉsβest(k)とβ相電流ｉsβ(k)との推定誤差
ｉsβ(k)−ｉsβest(k)
を用いて、（ｋ＋１）・Ｔs秒時の推定値ｉsαest(k+1)、ｉsβest(k+1)、φrαest(k+1)、φrβest(k+1)を算出する。
【０００９】
上述したように従来例１はステータ側電圧Ｖα，Ｖβを用いるための電圧センサを必要としている。
【００１０】
次に、従来例の２として特開平７−１２３７９８号公報に示される誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式は、誘導電動機の実速度値を推定する過程における「遅れ」によるベクトル制御への障害を防止することを目的とし、同一次元磁束オブザーバと速度適応機構からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機の実速度値を推定し、該実速度推定値と速度指令値との比較誤差信号によって電流制御部を制御してベクトル制御を行なう誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式であって、前記同一次元磁束オブザーバによる電動機２次磁束推定値を積分して電動機のすべり角周波数修正値を得て、前記電流制御部を制御するすべり角周波数指令値を修正するものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが従来の技術の誘導電動機磁束推定器においては、上述した従来例１に見られる電圧センサを削除して、コストの削減を行うことが強く望まれる。そこでコスト削減を実現する１つの方法として従来例２のように、α相電圧実測値Ｖα(k)、β相電圧実測値Ｖβ(k)の代わりに、α相電圧指令値Ｖα*(k)、β相電圧指令値Ｖβ*(k)を使用することが考えられる。しかしこの場合、電圧指令値と実際値との間に誤差があることがあり、ロータ鎖交磁束推定値φrαest、φrβest及び、速度推定値ωrestに誤差が生じるという問題があった。
【００１２】
そこで本発明は、上述したような従来例の欠点を解消して精度良く速度推定を行うことができる速度センサを備えていないいわゆる速度センサレス誘導電動機の速度推定値補正方法とその装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため本発明は、従来の磁束推定器により得られた位相推定値θ1estとすべり角速度ωsとより下記式を用いて
【００１４】
【数７】
0003707535.tif 000005
【００１５】
速度推定値ω'restを求める。位相推定値θ1estと位相の実際値θ1との間に定常的な推定誤差があったとしても、微分すると定常的な誤差は消去されるので、式（７）のように位相推定値θ1estを微分した一次角速度にすべり角速度ωsを引いた値、ω'restはモータの正確な速度推定値になる。このことを利用して、さらに以下に示す補正を行う。
【００１６】
【数８】
0003707535.tif 000006
【００１７】
ｋp：補正ゲイン、  Ｔs：一次遅れ時定数
上式のω"restは実際の速度ωr(k)に一致する。
【００１８】
さらに詳述すると、入力電圧の誤差や整数演算の演算誤差による速度推定値ωrestのずれを補正するために、磁束推定器より推定したロータ鎖交磁束推定値Φrαest、Φrβestより式（６）の演算で求めた位相推定値θ1estの微分値とすべり周波数演算により演算したすべり角速度ωsとの差より求めた速度ω'restと、速度推定値ωrestとの差を求め、過渡的な変化を抑えるために一次遅れ積分器にて積分し、速度推定値ωrestとの差より式（８）の速度推定値ω"restを求めるものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２０】
図１は、本発明の誘導電動機磁束の速度推定値補正方法の一実施形態が適用された誘導電動機の制御システム例の構成を示すブロック図である。
【００２１】
図１の制御システムブロック図について構成と動作を説明する。なお、本説明文中では、電動機の固定子上の座標系をα−β軸静止座標系とし、一次磁界の角速度と同一角速度で回転する座標系をｄ−ｑ軸回転座標とする。
【００２２】
外部と後述する速度補正器８とから速度指令ωr*と速度推定値ω"restとがそれぞれ速度コントローラ１に入力され、速度コントローラ１は、次式
【００２３】
【数９】
0003707535.tif 000007
【００２４】
により、回転座標系のｑ相電流指令ｉq*を演算し出力する。ｑ相電流コントローラ２はこのｉq*と位相変換器１０から出力されたｑ相電流値ｉqとを入力し、次式
【００２５】
【数１０】
0003707535.tif 000008
【００２６】
により、ｑ相電圧指令ｖq*を演算し出力する。一方、外部からの回転座標系のｄ相電流指令ｉd*と位相変換器１０からのｄ相電流値ｉdとがそれぞれｄ相電流コントローラ３に入力され、ｄ相電流コントローラ３は、次式
【００２７】
【数１１】
0003707535.tif 000009
【００２８】
により、ｄ相電圧指令ｖd*を出力する。電圧指令ｖq*とｖd*は、ベクトル制御回路４に入力され、ベクトル制御回路４はこれらの電圧指令ｖq*、ｖd*を、次式
【００２９】
【数１２】
0003707535.tif 000010
【００３０】
を用いて磁束推定器７より入力された位相θ1estにより、静止座標系のα相電圧指令ｖα*、β相電圧指令ｖβ*にそれぞれ換算して出力する。インバータ回路５はこれらの電圧指令ｖα*、ｖβ*に基づいて誘導電動機９を駆動する。相変換器６は誘導電動機のＵ相電流ｉsuとＶ相電流ｉsvとを入力し、次式
【００３１】
【数１３】
0003707535.tif 000011
【００３２】
を用いて静止座標系のα相電流ｉsαとβ相電流ｉsβに変換する。磁束推定器７は、これらのα相電流ｉsα、β相電流ｉsβと電圧指令ｖα*、ｖβ*とを入力し、α相、β相電流推定値ｉsαest、ｉsβest（不図示）、ロータ鎖交磁束推定値φrαest、φrβest（不図示）、及び速度推定値ωrest、位相推定値θ1estを出力する。すなわち磁束推定器７は前述した式（１）ないし（３）を内蔵しており、これらの式によりこれらの情報の演算を行う。位相変換器１０は位相推定値θ1estを用いて次式
【００３３】
【数１４】
0003707535.tif 000012
【００３４】
により、
α、β相電流ｉsα，ｉsβを変換し、ｄ，ｑ相電流値ｉd，ｉqをそれぞれ出力する。
【００３５】
上述した各要素の構成と動作は従来のセンサレスベクトル制御として公知のものである。そこで本実施形態例では、さらに設けられた速度補正器８及びすべり周波数演算器１１を用いて、磁束推定器７から出力される速度推定値ωrestの補正を行い、正確な速度推定値ω"restを速度コントローラ１に供給する。
【００３６】
すなわち、すべり周波数演算器１１はｄ相電流指令ｉd*とｑ相電流指令ｉq*とを入力し、次式
【００３７】
【数１５】
0003707535.tif 000013
【００３８】
により、すべり角速度ωsを演算して出力する。速度補正器８は磁束推定器７より速度推定値ωrest及び位相推定値θ1estを、またすべり周波数器１１よりすべり角速度ωsをそれぞれ入力して、内蔵している前述した式（７）及び（８）を用いて入力された速度推定値ωrestの補正を行い、より正確な速度推定値ω"を演算する。
【００３９】
本実施形態例はこのようにして、速度推定値ωrestに誤差が生じた場合でも補正することにより、電動機の速度精度、トルク精度をより正確に保持させることができる。
【００４０】
【発明の効果】
上述したように本発明は、従来のセンサレスベクトル制御に用いられている磁束推定器により演算出力される誘導電動機の速度推定値に対して、所定の演算式を用いて補正することにより、速度推定値に誤差が生じても常に正確な速度推定値が得られるので、誘導電動機の速度精度、トルク精度を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の誘導電動機の速度推定値の補正方法の一実施形態が適用された誘導電動機の制御システム例の機能構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１    速度コントローラ
２    ｑ相電流コントローラ
３    ｄ相電流コントローラ
４    ベクトル制御回路
５    インバータ回路
６    相変換器
７    磁束推定器
８    速度補正器
９    誘導電動機
１０    位相変換器
１１    すべり周波数演算器
ｉd*    ｄ相電流指令
ｉq*    ｑ相電流指令
ｖd*    ｄ相電圧指令
ｖq*    ｑ相電圧指令
ｖα*    α相電圧指令
ｖβ*    β相電圧指令
ｉsu    Ｕ相電流
ｉsv    Ｖ相電流
ｉsα    α相電流
ｉsβ    β相電流
θ1est    位相推定値
ωr*    速度指令
ωrest    速度推定値
ω"rest    補正された速度推定値
ωs    すべり角速度
【図１】
0003707535.tif 000018