(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の交流信号と直流供給電源とが重畳された入力信号が入力され、該入力信号のうち該交流信号の周波数に応じてハイインピーダンスとなり、該直流供給電源の周波数に応じてローインピーダンスとなって該直流供給電源を取り出して、定電圧を出力させるスイッチング手段と、
前記スイッチング手段の出力電圧を監視する電圧監視手段と、
前記電圧監視手段の監視電圧が前記定電圧となるように前記スイッチング手段のインピーダンスを制御する制御手段とを有することを特徴とする疑似インダクタンス回路。
【請求項２】
前記スイッチング手段は、前記入力信号のうち前記所定の交流信号の周波数に応じた信号を出力する直列回路と、
エミッタに前記入力信号が供給され、コレクタから前記直流供給電源を出力し、ベースに前記直列回路の出力信号がベースに供給されるトランジスタとから構成されたことを特徴とする請求項１記載の擬似インダクタンス回路。
【請求項３】
前記直列回路は、一端に前記入力信号が供給されるコンデンサと、
一端が前記コンデンサの他端に接続され、他端が接地された抵抗とを有し、
前記コンデンサと前記抵抗との接続点が前記トランジスタのベースに接続されたことを特徴とする請求項２記載の擬似インダクタンス回路。
【請求項４】
前記制御手段は、前記電圧監視手段の監視電圧に応じて前記トランジスタのベース電流を制御し、前記トランジスタのコレクタに流れる電流を制御するカレントミラー回路を有することを特徴とする請求項２又は３記載の擬似インダクタンス回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の交流信号が重畳された直流供給電源より定電圧を取り出す疑似インダクタンス回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えば、２線式（又は４線式）の電話装置では主装置に電源回路を有し、回線の一つを用いて電話機に直流の電源系を供給することが行われている。この場合、供給電源に例えば通話信号が重畳されて供給される。従って、電話機側では、通話信号が減衰しないように電源系を取り出すための疑似インダクタンス回路が設けられる。この疑似インダクタンス回路はＩＣ化されるもので、回路の消費電流の低減が望まれている。
【０００３】
そこで、図４に、従来の疑似インダクタンス回路の説明図を示す。図４に示す疑似インダクタンス回路１１は、入力端子１２に通話信号が重畳された直流供給電源の入力信号が入力される。この入力端子１２よりＧＮＤ（グランド）端子１３間でコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１が直列に接続される。また、入力端子１２にはＰＮＰ型のトランジスタＱ１のエミッタが接続され、トランジスタＱ１のベースがコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続される。さらに、トランジスタＱ１のコレクタは順方向でダイオードＤ１を介して出力端子１４に接続されると共に、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続される。また、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードはＧＮＤ端子１３に接続される。
【０００４】
このような疑似インダクタンス回路１１は、入力電圧が比較的高い場合（トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ電圧が十分に確保できる電圧）に用いられるものであり、通話信号が重畳された直流供給電源の入力信号のうち、周波数の低い直流の電源系に対してはトランジスタＱ１がオン状態となって低インピーダンスとなり、周波数の高い通話信号に対してはコンデンサＣ１によりトランジスタＱ１が高インピーダンスとなる。従って、出力端子１４からはツェナーダイオードＺＤ１で電圧規制された直流の定電圧が出力されるものである。このときの、周波数に対するインピーダンスの概略的特性が図４（Ｂ）に示される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記疑似インダクタンス回路１１では、定電圧を出力させるために出力電流Ｉ２  の最大値（Ｉ２  （ｍａｘ））  以上の電流Ｉ１  （Ｉ１  ＞Ｉ２  （ｍａｘ））  を常にトランジスタＱ１に流しておく必要があり、そのために特に出力電流Ｉ２  が小さい場合には余分な電流（Ｉ１  −Ｉ２  ＞Ｉ２  （ｍａｘ）−Ｉ２  ）  の電流をトランジスタＱ１に流れ、電流損失が大きいという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明は上記課題に鑑みなされたもので、回路の消費電流の低減を図る疑似インダクタンス回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、所定の交流信号と直流供給電源とが重畳された入力信号が入力され、入力信号のうち交流信号の周波数に応じてハイインピーダンスとなり、直流供給電源の周波数に応じてローインピーダンスとなって直流供給電源を取り出して、定電圧を出力させるスイッチング手段（Ｃ１、Ｒ１、Ｑ１）と、スイッチング手段（Ｃ１、Ｒ１、Ｑ１）の出力電圧を監視する電圧監視手段（ＺＤ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、２５、Ｑ４）と、電圧監視手段（ＺＤ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、２５、Ｑ４）の監視電圧が定電圧となるようにスイッチング手段（Ｃ１、Ｒ１、Ｑ１）のインピーダンスを制御する制御手段（Ｑ２、Ｑ３）とを有することを特徴とする。
【０００８】
上述のように本発明によれば、所定の交流信号と直流供給電源とが重畳された入力信号が入力され、該入力信号のうち該交流信号の周波数に応じてハイインピーダンスとなり、該直流供給電源の周波数に応じてローインピーダンスとなって該直流供給電源を取り出して、定電圧を出力させるスイッチング手段（Ｃ１、Ｒ１、Ｑ１）の出力電圧を電圧監視手段（ＺＤ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、２５、Ｑ４）により監視し、制御手段（Ｑ２、Ｑ３）により電圧監視手段（ＺＤ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、２５、Ｑ４）の監視電圧が定電圧となるようにスイッチング手段（Ｃ１、Ｒ１、Ｑ１）のインピーダンスを制御することにより、スイッチング手段に流れる電流が出力電流に応じて変動することとなり、回路上では回路に必要な電流が消費され、消費電流を低減させることが可能となる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明の一実施例の回路図を示す。図１に示す疑似インダクタンス回路２１は、例えば後述するような電話機に適用されるもので、入力端子２２に交流信号としての通話信号と直流供給電源が重畳されて入力される。この入力端子２２とＧＮＤ（接地）端子２３間にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の直列回路が接続される。
【００１０】
また、入力端子２２には、スイッチング手段であるＰＮＰ型のトランジスタＱ１のエミッタが接続されると共に、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２，Ｑ３のそれぞれのエミッタが接続される。トランジスタＱ２，Ｑ３のベース同士は接続されると共に、トランジスタＱ２のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ１のベースに接続され、該ベースはコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点にも接続される。
【００１１】
トランジスタＱ１のコレクタは順方向でダイオードＤ１を介して出力端子２４に接続される。また、トランジスタＱ１のコレクタにはＧＮＤ端子２３間で抵抗Ｒ１２と逆方向（抵抗Ｒ１２側がカソード）のツェナーダイオードＺＤ１の直接回路が接続されると共に、これに並列に抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路が接続される。そして、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１との接続点がコンパレータ２５の反転入力端子に接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点がコンパレータ２５の非反転入力端子に接続される。コンパレータ２５の第１の電源供給端子はトランジスタＱ１のコレクタに接続され、第２の電源供給端子はＧＮＤ端子２３に接続される。上記コンパレータ２５、抵抗Ｒ２〜Ｒ４及びツェナーダイオードＺＤ１により電圧監視手段が構成される。
【００１２】
一方、トランジスタＱ２のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ４のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のエミッタはＧＮＤ端子２３に接続される。また、トランジスタＱ４のベースはコンパレータ２５の出力端子に接続されたものである。上記トランジスタＱ２〜Ｑ４により制御手段が構成される。
【００１３】
上記疑似インダクタンス回路２１は、入力電圧が比較的高い場合（トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ電圧が十分に確保できる電圧）に用いられるものであり、通話信号（交流信号）と直流供給電源が重畳されて入力端子２２に入力されたときに、周波数の高い交流信号に対してはコンデンサＣ１によりトランジスタＱ１がハイインピーダンスとなり、周波数の低い直流供給電源に対してはトランジスタＱ１がオン状態となって低インピーダンスとなる。そして、出力端子２４よりツェナーダイオードＺＤ１で電圧規制された直流の定電圧が出力されるものである。
【００１４】
この場合、コンパレータ２５はトランジスタＱ１のコレクタ電圧を常に監視している状態であり、ツェナーダイオードＺＤ１の定電圧を基準とし、抵抗Ｒ３，Ｒ４の分圧（トランジスタＱ１のコレクタ電圧）と比較してトランジスタＱ４をバイアスしている。そこで、トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ電圧をＩ１  とし、出力電流をＩ２  とすると、負荷に応じた電流Ｉ２  が変化したときに、コンパレータ２５の出力電圧により変化に応じた電流がトランジスタＱ２，Ｑ４に流れて、同等の電流値がトランジスタＱ３よりトランジスタＱ１のベースに制御電流として供給される。
【００１５】
トランジスタＱ１は、エミッタ・ベース電流が抵抗Ｒ１で規定されており、ベースに入力される制御電流に応じてエミッタ電流が規定されるもので、出力電流Ｉ２  として必要な分だけの電流Ｉ１  が流れる。
例えば、軽負荷で出力電流Ｉ２  が低い場合、コンパレータ２５の出力電圧が高くなってトランジスタＱ４をバイアスすることで、トランジスタＱ４のコレクタ電流と同等の電流がトランジスタＱ３よりトランジスタＱ１のベースに制御電流として供給される。これによってトランジスタＱ１を流れる電流Ｉ１  は抑制される。このとき、逆にコンパレータ２５の出力電圧が低下してトランジスタＱ４に流れる電流が抑制され、トランジスタＱ１のベースへのトランジスタＱ３からの制御電流が抑制されることで電流Ｉ１  が上昇することを繰り返して安定化されるものである。
【００１６】
従って、上記疑似インダクタンス回路３１で消費される電流は回路内で消費される電流Ｉ３  となり、電流Ｉ３  をＩ２  に比較して小さくすることができることから、Ｉ１  ≒Ｉ２  とすることができるものである。
従って、回路の消費電流を大幅に低減させることができ、これにより例えば回路の発熱の低減、消費電流低減による供給側電源に対して負荷の低減等を図ることができるものである。
【００１７】
そこで、図２に、本発明が適用される一例の電話機のブロック図を示す。図２に示す電話機３１は、例えば２線式の加入者線路Ｌ１，Ｌ２に接続されるもので、端子Ｌ１，Ｌ２間に上述の疑似インダクタンス回路２１が接続される。また、端子Ｌ１，Ｌ２間に抵抗Ｒ０１，Ｒ０２及び側音平衡回路網３２が接続され、抵抗Ｒ０１，Ｒ０２の直列回路の両端より受話増幅器３３の入力端子に接続される。受話増幅器３３には受話器（スピーカ）３４が接続される。
【００１８】
また、抵抗Ｒ０１，Ｒ０２の接続点と端子Ｌ２  間に送話増幅器３５の出力端子が接続され、該送話増幅器３５の入力端子に送話器（スピーカ）３６が接続される。そして、疑似インダクタンス回路２１から入力信号より取り出した定電圧を受話増幅器３３及び送話増幅器３５に供給するように接続されるものである。
【００１９】
このような電話機３１を簡単に説明すると、抵抗Ｒ０１，Ｒ０２と側音平衡回路網３２とでブリッジ形防側音回路を構成しており、送話器３６より送話増幅器３５を介して送られる送話信号が受話増幅器３３に入力されるのを抑圧して高品質の送話信号を加入者線に送出するものである。また、疑似インダクタンス回路２１は、上述のように入力信号より直流の定電圧を取り出し、受話増幅器３３及び送話増幅器３５に供給するものである。
【００２０】
なお、本発明の疑似インダクタンス回路２１は上記電話機３１に限らず、交流信号と直流信号が重畳された信号より直流信号を取り出す全ての機器に適用することができるものである。
ところで、上記疑似インダクタンス回路２１は前述のように比較的高い電圧のときに用いられるものであり、比較的低い電圧においても対応する電話機においては低い電圧用の疑似インダクタンス回路を組み合わせて設ければよい。
【００２１】
そこで、図３に、本発明と共に設けるに適した疑似インダクタンス回路の回路図を示す。図３に示す疑似インダクタンス回路４１は、入力端子４２に通話信号（交流信号）と比較的低い電圧を供給する直流供給電源が重畳されて入力されるものである。この入力端子４２とＧＮＤ（接地）端子４３との間にコンデンサＣ１１，抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の直列回路が接続される。
【００２２】
また、入力端子４２にはＰＮＰ型のトランジスタＱ１１のエミッタが接続されると共に、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタがそれぞれ接続される。このトランジスタＱ１３，Ｑ１４のベース同士は接続されると共に、該トランジスタＱ１３のベースとコレクタが接続される。そして、トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ１１のベースに接続されると共に、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１の接続点に接続される。
【００２３】
また、トランジスタＱ１１のコレクタは、順方向でダイオードＤ１１を介して出力端子４４に接続されると共に、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１２のエミッタに接続される。トランジスタＱ１２のベースは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点に接続され、コレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ１５のコレクタ及びベース並びにＮＰＮ型のトランジスタＱ６のベースに接続される。なお、トランジスタＱ１５，Ｑ１６各エミッタはＧＮＤ端子４３に接続される。そして、トランジスタＱ１３のコレクタはトランジスタＱ１６のコレクタに接続される。
【００２４】
上記トランジスタＱ１３〜Ｑ１６でカレントミラー回路が構成される。すなわち、トランジスタＱ１４でトランジスタＱ１１への動作制御のためのベース電流を制御し、トランジスタＱ１５がトランジスタＱ１２に流れる電流がカレントミラー効果で規制される。
【００２５】
なお、アノードがＧＮＤ端子４３に接続されたツェナーダイオードＺＤ１１のカソードがダイオードＤ１のアノードに接続される。すなわち、出力端子４４から出力される電源電圧はツェナーダイオードＺＤ１１によって規制される。
上記疑似インダクタンス回路４１は、入力電圧が比較的低い場合に用いられるものであり、通話信号（交流信号）と直流供給電源が重畳されて入力端子４２に入力されたときに、周波数の高い交流信号に対してはコンデンサＣ１１によりトランジスタＱ１１がハイインピーダンスとなり、周波数の低い直流供給電源に対してはトランジスタＱ１１がオン状態となって低インピーダンスとなる。そして、出力端子４４よりツェナーダイオードＺＤ１１で電圧規制された直流の定電圧が出力されるもので、このことは図１と同様である。
【００２６】
そこで、入力端子４２に供給される直流供給電源が低下すると、トランジスタＱ１２のベースにはトランジスタＱ１１のエミッタ・コレクタ電圧が表われていることから、該トランジスタＱ１１が飽和状態となる直前でトランジスタＱ１２が動作する。すなわち、トランジスタＱ１２の動作によってトランジスタＱ１１のエミッタ・コレクタ電圧をキープするものである。一方、トランジスタＱ１２の動作によりカレントミラー回路の各トランジスタＱ１３〜Ｑ１６が動作する。
【００２７】
このとき、トランジスタＱ１４よりトランジスタＱ１１へのベース電流を制御する。従って、トランジスタＱ１４よりトランジスタＱ１１のベースに供給するベース電流はトランジスタＱ１２，Ｑ１５に流れる電流であり、トランジスタＱ１１はトランジスタＱ１４からの制御電流に応じてエミッタ電流が抑制されることになり、飽和状態となることが回避される。すなわち、トランジスタＱ１２は、トランジスタＱ１４がトランジスタＱ１１に供給する制御電流（ベース電流）を流せば十分であることから該トランジスタＱ１２はトランジスタＱ１１と同等の引き込み能力を必要としないものである。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、所定の交流信号と直流供給電源とが重畳された入力信号が入力され、該入力信号のうち該交流信号の周波数に応じてハイインピーダンスとなり、該直流供給電源の周波数に応じてローインピーダンスとなって該直流供給電源を取り出して、定電圧を出力させるスイッチング手段の出力電圧を電圧監視手段により監視し、制御手段により電圧監視手段の監視電圧が定電圧となるようにスイッチング手段のインピーダンスを制御することによりスイッチング手段に流れる電流が出力電流に応じて変動することとなり、回路上では回路に必要な電流が消費され、消費電流を低減させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】本発明が適用される一例の電話機のブロック図である。
【図３】本発明と共に設けるに適した疑似イダクタンス回路の回路図である。
【図４】従来の疑似インダクタンス回路の説明図である。
【符号の説明】
２１，４１  疑似インダクタンス回路
２２，４２  入力端子
２３，４３  ＧＮＤ端子
２４，４４  出力端子
２５  コンパレータ
【図１】
0003617161.tif 000002
【図２】
0003617161.tif 000003
【図３】
0003617161.tif 000004
【図４】
0003617161.tif 000005