(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号電圧のＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルとの略中間電圧を検出して参照電圧として出力する中間電圧検出回路と、
前記信号電圧と前記参照電圧とを入力とする差動増幅器を備え、
前記中間電圧検出回路は、前記信号電圧を一端に供給されるインダクタ素子と抵抗素子との直列接続と、前記直列接続の他端とグランドとの間に接続される容量素子を含み、前記容量素子に充電される電圧を前記参照電圧として出力することを特徴とする回路。
【請求項２】
前記容量素子に代えて、前記差動増幅器の入力に対する寄生容量を用いることを特徴とする請求項１記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧判定回路等に用いられる回路に関し、詳しくは入力電圧と参照電圧とを比較して入力電圧レベルを判定する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＣ等の差動入力部に於て２つの入力端子の片側に信号を入力して参照電圧との比較を行う場合には、正転入力端子に信号を入力して反転入力端子に参照電圧を入力する。
図８は、差動増幅器に対する信号入力構成を示す図である。信号出力器２０１からの信号電圧Ｖｓは、差動増幅器２０２の入力端子の一方に入力される。もう一方の入力端子には参照電圧発生回路２０３からの参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。差動増幅器２０２は、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとを比較して、その大小関係に応じて信号を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆは、参照電圧参照端子を介して制御され、参照電圧Ｖｒｅｆを用いて信号電圧Ｖｓの信号レベルを判定するのに最適な電圧に調整される。
【０００３】
図８のような構成に於て、温度変動や電源電圧変動によって信号出力器２０１から出力される信号電圧Ｖｓが変化し、この変化量が参照電圧発生回路２０３からの参照電圧Ｖｒｅｆの変化量とが異なる場合には、差動増幅器２０２の動作に問題が生じる可能性がある。
図９は、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係を示す図である。図９の左に示すように、参照電圧Ｖｒｅｆが最適に調整された状態では、参照電圧Ｖｒｅｆは、信号電圧ＶｓのＨＩＧＨレベルの電圧とＬＯＷレベルの電圧との中間点に位置される。温度変動や電源電圧変動によって信号電圧Ｖｓが変化すると、例えば図９の中央に示されるように、信号電圧ＶｓのＨＩＧＨレベルの電圧が降下して参照電圧Ｖｒｅｆとの差が小さくなったり、例えば図９の右に示されるように、信号電圧ＶｓのＬＯＷレベルの電圧が上昇して参照電圧Ｖｒｅｆとの差が小さくなったりする。
【０００４】
図９の中央或いは右に示されるように、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係が最適な状態からずれると、信号電圧Ｖｓの信号レベルを誤って判定してしまったり、信号周波数を高くすることが困難になる等の問題が生じる。
また信号出力回路２０１に用いられる素子は、その特性にある程度のバラツキがあることは避けられず、信号電圧Ｖｓもまた回路毎に若干異なってしまう。従って参照電圧Ｖｓを最適に調整するためには、信号出力回路２０１毎に、異なった信号出力回路に対しては異なった電圧に個別に設定する必要がある。即ち、全体の回路を構成する工程に於て、参照電圧Ｖｓを調整する工程を個別に必要とすることになり、時間と手間がかかる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記問題を解決するために、特開平4-216215に開示される回路は、容量結合を介して信号電圧のＡＣ成分だけを伝達させ、参照電圧にこのＡＣ成分を重ね合わせることで、信号電圧と参照電圧とを最適な状態に保つ。
図１０は、このように信号電圧と参照電圧とを最適な状態に保つ回路の回路図である。図１０の回路に於ては、図８の回路に抵抗Ｒ及び容量Ｃが付加される。容量Ｃは、信号電圧Ｖｓを容量結合して、直流成分を取り除いた交流成分だけを差動増幅器２０２側に供給する。抵抗Ｒは、差動増幅器２０２の２つの入力端子の間を結合する。これにより差動増幅器２０２の信号入力端子側に於て、参照電圧Ｖｒｅｆの直流成分に信号電圧Ｖｓの交流成分を重ね合わせた信号が得られる。従って差動増幅器２０２は、参照電圧Ｖｒｅｆと、参照電圧Ｖｒｅｆを中心としてＨＩＧＨレベル及びＬＯＷレベルに変化する信号とを比較することになり、常に最適な電圧関係が保たれる。
【０００６】
しかしながら図１０の回路に於ては、図８の回路の場合と同様に、参照電圧Ｖｓを調整する工程を回路毎に個別に必要とするために、回路製造に時間と手間がかかるという問題がある。また可変抵抗等から構成される参照電圧発生回路２０３の存在自体が、回路全体の素子数、回路面積、及び消費電力の増大に寄与しているという問題がある。
【０００７】
従って本発明は、差動入力回路に於て、信号電圧の変動に関わらず信号電圧と参照電圧との関係を最適に保つ回路構成を提供することを目的とする。
更に本発明は、差動入力回路に於て、回路毎に参照電圧を調整する必要がない回路構成を提供することを目的とする。
また更に本発明は、差動入力回路に於て、参照電圧発生回路を用いることなく、回路素子数、回路面積、及び消費電力を削減した回路構成を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の回路は、信号電圧のＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルとの略中間電圧を検出して参照電圧として出力する中間電圧検出回路と、前記信号電圧と前記参照電圧とを入力とする差動増幅器とを備え、前記中間電圧検出回路は、前記信号電圧を一端に供給されるインダクタ素子と抵抗素子との直列接続と、前記直列接続の他端とグランドとの間に接続される容量素子を含み、前記容量素子に充電される電圧を前記参照電圧として出力することを特徴とする。
上記発明に於ては、差動増幅器の一方の入力には信号電圧が供給され、もう一方の入力には信号電圧のＨＩＧＨレベルの電圧とＬＯＷレベルの電圧との中間の電圧が参照電圧として供給されるので、温度変化や電源電圧変動等により信号電圧に変動があっても、信号電圧と参照電圧との関係は常に最適な状態に保たれる。また信号電圧に応じて自動的に参照電圧が検出されるので、回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
また、上記発明に於ては、インダクタ、抵抗、及び容量を用いた単純な構成で中間電圧検出回路を実現できるので、回路素子数、回路面積、及び消費電力の削減を計ることが出来る。また信号電圧の交流成分を抑圧するに適した急峻な周波数特性を実現すると共に、共振周波数に於ける信号発振がなく、安定した平均電圧を提供することが出来る。
【００１６】
請求項２の発明に於ては、請求項１記載の回路に於て、前記容量素子に代えて、前記差動増幅器の入力に対する寄生容量を用いることを特徴とする。上記発明に於ては、更に回路素子数及び回路面積の削減を計ることが出来る。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の原理及び実施例を添付の図面を用いて説明する。
図１は、本発明の原理による回路を示す回路図である。
図１に於て、信号出力回路１０から出力された信号電圧Ｖｓは、差動増幅器１１の信号入力端子に入力されると共に、中間電圧検出回路１２に供給される。中間電圧検出回路１２は、信号電圧ＶｓのＨＩＧＨレベルの電圧とＬＯＷレベルの電圧との中間の電圧を検出し、この中間電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅器１１に供給する。
【００１９】
このように、差動増幅器１１の一方の入力には信号電圧Ｖｓが供給され、もう一方の入力には信号電圧ＶｓのＨＩＧＨレベルの電圧とＬＯＷレベルの電圧との中間の電圧が参照電圧Ｖｒｅｆとして供給されるので、温度変化や電源電圧変動等により信号電圧Ｖｓに変動があっても、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係は常に最適な状態に保たれる。
【００２０】
また信号電圧Ｖｓに応じて自動的に参照電圧Ｖｒｅｆが検出されるので、従来例のように回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
図２は、本発明による回路の第１の実施例を示す。
図２に於ては、抵抗Ｒ及び容量Ｃが図１の中間電圧検出回路１２を構成する。また図２の例に於ては、差動増幅器１１は、抵抗２１及び２２、トランジスタ２３及び２４、及び定電流源２５を含む。
【００２１】
抵抗Ｒ及び容量Ｃは、実際には信号電圧Ｖｓの中間電圧を検出するのではなく、中間電圧の近似として信号電圧Ｖｓの平均電圧を検出し、この平均電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅器１１に供給する。信号電圧Ｖｓがクロック信号等のように、ＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルの出現頻度・出現時間が同程度の信号であれば、この平均電圧は中間電圧と略同一となる。信号電圧Ｖｓの種類によるが、図２のように平均電圧で中間電圧を近似しても、実際のディジタルシステム等では問題のない場合が多い。
【００２２】
抵抗Ｒ及び容量Ｃは、ローパスフィルタを形成する。その周波数応答が３ｄＢ低下する点でフィルタ帯域を定義すると、フィルタ帯域は、
ｆ3dB ＝  １／（２πＣＲ）                              （１）
で与えられる。従って、信号電圧Ｖｓの信号成分（交流成分）が存在する周波数領域がフィルタ帯域の外側になるように、即ち信号成分の周波数よりもｆ3dB が小さくなるようにキャパシタンスＣ及び抵抗値Ｒを設定すれば、信号電圧Ｖｓの平均値のみを抽出して交流成分を除去することが可能になる。
【００２３】
差動増幅器１１に於て、参照電圧Ｖｒｅｆよりも信号電圧Ｖｓの方が高い電圧の場合、トランジスタ２３がオン、トランジスタ２４がオフになる。従ってノードＮの電位はＬＯＷとなる。また逆に参照電圧Ｖｒｅｆよりも信号電圧Ｖｓの方が低い電圧の場合、トランジスタ２３がオフ、トランジスタ２４がオンになる。従ってノードＮの電位はＨＩＧＨとなる。従って例えばこのノードＮの電位を、差動増幅器１１の出力として供給すればよい。
【００２４】
このように図２の第１の実施例に於ては、中間電圧検出回路１２が信号電圧Ｖｓの平均電圧を検出して参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅器１１に供給するので、温度変化や電源電圧変動等により信号電圧Ｖｓに変動があっても、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係は常に最適な状態に保たれる。
また信号電圧Ｖｓに応じて自動的に参照電圧Ｖｒｅｆが検出されるので、従来例のように回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
【００２５】
また中間電圧検出回路１２は抵抗Ｒと容量Ｃとから構成される単純な回路であり、従来の参照電圧発生回路を使用した場合に比較して、回路素子数、回路面積、及び消費電力を削減することが出来る。
図３は、本発明による回路の第２の実施例を示す。
図３に於ては、差動増幅器１１は、抵抗２１及び２２、トランジスタ２３及び２４、及び定電流源２５に加えて、トランジスタの寄生容量Ｃｉｎを含む。この寄生容量Ｃｉｎは、現実の回路では必ず存在するものである。但し前述の図２の例に於ては、寄生容量Ｃｉｎが、容量Ｃよりも十分小さいとして或いは容量Ｃに含まれるものとして明示的には示されていない。
【００２６】
差動増幅器１１のトランジスタ２３及び２４にＦＥＴを用いた場合には、入力に対する寄生容量Ｃｉｎは、
Ｃｉｎ  ＝  Ｃgs  ＋  （１＋Ａ）Ｃgd                    （２）
で与えられる。ここでＣgsはゲート・ソース間寄生容量、Ｃgdはゲート・ドレイン間寄生容量、Ａは差動増幅器利得である（第２項はミラー効果を考慮した項である）。
【００２７】
またバイポーラトランジスタを用いた場合には、入力に対する寄生容量Ｃｉｎは、
Ｃｉｎ  ＝  ＡＣcb                                      （３）
で与えられる。ここでＣcbはベース・エミッタ間寄生容量であり、Ａは差動増幅器利得である（ミラー効果を考慮して利得Ａが乗じてある）。
【００２８】
抵抗Ｒ及び寄生容量Ｃｉｎは、ローパスフィルタを形成する。その周波数応答が３ｄＢ低下する点でフィルタ帯域を定義すると、フィルタ帯域は、
ｆ3dB ＝  １／（２πＣｉｎＲ）                          （４）
で与えられる。従って、信号電圧Ｖｓの信号成分（交流成分）が存在する周波数領域がフィルタ帯域の外側になるように、即ち信号成分の周波数よりもｆ3dB が小さくなるように抵抗値Ｒを設定すれば、信号電圧Ｖｓの平均値のみを抽出して交流成分を除去することが可能になる。
【００２９】
このように図３の第２の実施例に於ては、中間電圧検出回路１２が信号電圧Ｖｓの平均電圧を検出して参照電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅器１１に供給するので、温度変化や電源電圧変動等により信号電圧Ｖｓに変動があっても、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係は常に最適な状態に保たれる。
また信号電圧Ｖｓに応じて自動的に参照電圧Ｖｒｅｆが検出されるので、従来例のように回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
【００３０】
また中間電圧検出回路１２は、抵抗Ｒと回路素子としては存在しない寄生容量Ｃｉｎとから構成されるので、第１の実施例と比較しても、回路素子数及び回路面積を削減することが出来る。
図４は、本発明による回路の第３の実施例を示す。図４に於ては、インダクタＬ及び容量Ｃが図１の中間電圧検出回路１２を構成する。なおトランジスタの寄生容量は、容量Ｃよりも十分小さいとして或いは容量Ｃに含まれるものとして明示的には示していない。
【００３１】
インダクタＬ及び容量Ｃは、共振周波数より高い周波数で周波数応答が急激に低下するフィルタを形成する。その共振周波数は、
ｆr ＝  １／｛２π√（ＬＣ）｝                          （５）
で与えられる。従って、信号電圧Ｖｓの信号成分（交流成分）が存在する周波数領域が共振周波数ｆｒよりも外側になるように、即ち信号成分の周波数よりも共振周波数ｆｒが小さくなるようにキャパシタンスＣ及びインダクタンスＬを設定すれば、信号電圧Ｖｓの平均値のみを抽出して交流成分を除去することが可能である。これによって得られた信号電圧Ｖｓの平均電圧を、参照電圧Ｖｒｅｆとして使用する。
【００３２】
このように図４の第３の実施例に於ては、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係が常に最適な状態に保たれると共に、従来例のように回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
また第３の実施例の中間電圧検出回路１２は、第１及び第２の実施例と異なり抵抗ではなくインダクタを用いるので、交流成分を抑圧する能力が比較的高く、十分に交流成分が除去された平均電圧を得ることが出来る。但し集積回路で実現する場合には、スパイラルコイルで実現されるインダクタ素子は抵抗素子よりも回路面積を大きくとるという欠点がある。
【００３３】
図５は、本発明による回路の第４の実施例を示す。
図３に於ては、差動増幅器１１は、抵抗２１及び２２、トランジスタ２３及び２４、及び定電流源２５に加えて、トランジスタの寄生容量Ｃｉｎを含む。この寄生容量Ｃｉｎは、前述の式（２）或いは（３）で与えられる。
インダクタＬ及び容量Ｃは、共振周波数より高い周波数で周波数応答が急激に低下するフィルタを形成する。その共振周波数は、
ｆr ＝  １／｛２π√（ＬＣｉｎ）｝                      （６）
で与えられる。従って、信号電圧Ｖｓの信号成分（交流成分）が存在する周波数領域が共振周波数ｆｒよりも外側になるように、即ち信号成分の周波数よりも共振周波数ｆｒが小さくなるようにインダクタンスＬを設定すれば、信号電圧Ｖｓの平均値のみを抽出して交流成分を除去することが可能である。
【００３４】
このように第４の実施例の中間電圧検出回路１２は、インダクタＬと回路素子としては存在しない寄生容量Ｃｉｎとから構成されるので、第３の実施例と比較して、回路素子数及び回路面積を削減することが出来る。
図６は、本発明による回路の第５の実施例を示す。図６に於ては、インダクタＬ、抵抗Ｒ、及び容量Ｃが図１の中間電圧検出回路１２を構成する。なおトランジスタの寄生容量は、容量Ｃよりも十分小さいとして或いは容量Ｃに含まれるものとして明示的には示していない。
【００３５】
インダクタＬ、抵抗Ｒ、及び容量Ｃによる伝達特性は、
｜Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ｜＝｜１／（１−ω2 ＬＣ＋ｊωＣＲ）｜  （７）
で与えられる（ω：角周波数）。第３の実施例に於ては共振周波数の点に於て出力振幅が無限大となってしまうが、式（７）の伝達特性に於ては分母がゼロになることはなく、出力無限大を避けることが出来る。しかも第３の実施例と同様に、周波数が高くなると周波数応答が急激に低下するフィルタを形成することが出来る。
【００３６】
従って、信号電圧Ｖｓの信号成分（交流成分）が存在する周波数領域がフィルタ通過域よりも外側になるように、キャパシタンスＣ、抵抗値Ｒ、及びインダクタンスＬを設定すれば、信号電圧Ｖｓの平均値のみを抽出して交流成分を除去することが可能である。これによって得られた信号電圧Ｖｓの平均電圧を、参照電圧Ｖｒｅｆとして使用する。
【００３７】
このように図６の第５の実施例に於ては、信号電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの関係が常に最適な状態に保たれると共に、従来例のように回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
また第６の実施例の中間電圧検出回路１２は、インダクタを用いるので交流成分を抑圧する能力が比較的高く、十分に交流成分が除去された平均電圧を得ることが出来る。しかも抵抗をインダクタと直列に挿入しているので、出力振幅が異常に大きくなる共振状態を避けることが出来る。
【００３８】
図７は、本発明による回路の第６の実施例を示す。
図７に於ては、差動増幅器１１は、抵抗２１及び２２、トランジスタ２３及び２４、及び定電流源２５に加えて、トランジスタの寄生容量Ｃｉｎを含む。この寄生容量Ｃｉｎは、前述の式（２）或いは（３）で与えられる。
インダクタＬ、抵抗Ｒ、及び容量Ｃｉｎによる伝達特性は、
｜Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ｜
＝｜１／（１−ω2 ＬＣｉｎ＋ｊωＣｉｎＲ）｜      （７）
で与えられる（ω：角周波数）。第３の実施例に於ては共振周波数の点に於て出力振幅が無限大となってしまうが、式（７）の伝達特性に於ては分母がゼロになることはなく、出力無限大を避けることが出来る。しかも第３の実施例と同様に、周波数が高くなると周波数応答が急激に低下するフィルタを形成することが出来る。
【００３９】
このように第６の実施例の中間電圧検出回路１２は、インダクタＬ、抵抗Ｒ、及び回路素子としては存在しない寄生容量Ｃｉｎとから構成されるので、第５の実施例と比較して、回路素子数及び回路面積を削減することが出来る。
以上、本発明は実施例に基づいて説明されたが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載される範囲内で自由に変形・変更が可能である。
【００４０】
【発明の効果】
請求項１の発明に於ては、差動増幅器の一方の入力には信号電圧が供給され、もう一方の入力には信号電圧のＨＩＧＨレベルの電圧とＬＯＷレベルの電圧との中間の電圧が参照電圧として供給されるので、温度変化や電源電圧変動等により信号電圧に変動があっても、信号電圧と参照電圧との関係は常に最適な状態に保たれる。また信号電圧に応じて自動的に参照電圧が検出されるので、回路毎に参照電圧を調整する必要がない。
また、請求項１の発明に於ては、インダクタ、抵抗、及び容量を用いた単純な構成で中間電圧検出回路を実現できるので、回路素子数、回路面積、及び消費電力の削減を計ることが出来る。また信号電圧の交流成分を抑圧するに適した急峻な周波数特性を実現すると共に、共振周波数に於ける信号発振がなく、安定した平均電圧を提供することが出来る。
【００４１】
請求項２の発明に於ては、請求項１記載の回路に於て、前記容量素子に代えて、前記差動増幅器の入力に対する寄生容量を用いることを特徴とする。上記発明に於ては、更に回路素子数及び回路面積の削減を計ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理による回路を示す回路図である。
【図２】本発明による回路の第１の実施例を示す。
【図３】本発明による回路の第２の実施例を示す。
【図４】本発明による回路の第３の実施例を示す。
【図５】本発明による回路の第４の実施例を示す。
【図６】本発明による回路の第５の実施例を示す。
【図７】本発明による回路の第６の実施例を示す。
【図８】差動増幅器に対する従来の信号入力構成を示す図である。
【図９】信号電圧と参照電圧との関係を示す図である。
【図１０】信号電圧と参照電圧とを最適な状態に保つ回路の回路図である。
【符号の説明】
１０  信号出力回路
１１  差動増幅器
１２  中間電圧検出回路
２１、２２  抵抗
２３、２４  トランジスタ
２５  定電流源
２０１  信号出力回路
２０２  差動増幅器
２０３  参照電圧発生回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0003638075.tif 000006
【図６】
0003638075.tif 000007
【図７】
0003638075.tif 000008
【図８】
0003638075.tif 000009
【図９】
0003638075.tif 000010
【図１０】
0003638075.tif 000011