(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、ダイオードのカソード側が前記インバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設けるとともに、各交流スイッチ部の直列スイッチ部内の２個のスイッチング素子同士の接続点を一括して接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項２】
請求項１記載の直接形周波数変換回路において、
前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項３】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路の正極側または負極側のすべてのダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各ダイオード直列回路のダイオード同士の接続点を異なる相のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項４】
請求項３記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち当該相のリアクトルにアノードが接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項５】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、２個のダイオード直列回路のうち一方のダイオード直列回路内の１個のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、他方のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点をリアクトルを介して当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項６】
請求項５記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち、直列接続された２個のダイオード同士の接続点が当該相の交流入力端子に直接接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続された各スイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項７】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を双方向スイッチを介して互いに接続し、
前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項８】
請求項７記載の直接形周波数変換回路において、
前記ダイオード直列回路のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項９】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部をＭ個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端を一括接続してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記リアクトルの交流スイッチ側の一端を別の双方向スイッチを介してそれぞれ接続し、
前記リアクトル側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記交流出力端子側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１０】
請求項７記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したことを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１１】
請求項８記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したことを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１２】
請求項９記載の直接形周波数変換回路において、
各相のリアクトル側の双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したことを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１３】
３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して３相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部を２個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端を一括して前記単相出力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端をＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１４】
３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、
前記交流スイッチ部を２個設けて各交流スイッチ部の前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を前記単相出力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させ、かつ、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給することを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１５】
請求項１４記載の直接形周波数変換回路において、
前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子のスイッチング動作により負荷の発生電力を交流入力端子側へ回生することを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１６】
Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させることを特徴とする直接形周波数変換回路。
【請求項１７】
請求項１６記載の直接形周波数変換回路において、
昇圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ出力電圧の昇圧指令値に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得ることを特徴とする直接形周波数変換回路の制御方法。
【請求項１８】
請求項１６または１７記載の直接形周波数変換回路において、
前記インバータ回路のスイッチング動作による降圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ所定の直流バイアス電圧に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得ることを特徴とする直接形周波数変換回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流平滑回路が不要であり、入力交流電流を高力率で正弦波化することが可能であって、Ｎ相（例えば単相または三相）の交流入力から任意周波数のＭ相（例えば単相または三相）交流出力を得る電源装置、いわゆる直接リンク形ＡＣ／ＡＣ変換器の周波数変換回路とその制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上述した高効率の直接形周波数変換回路としては、本出願人の先願になる特開平６−２４５５３３号公報に記載されたものがある。
この出願では、Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換装置において、同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列接続して一つのＡＣスイッチを構成している。そして、Ｎ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をそれぞれ前記Ｎ相交流入力の端子に接続し、前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち同一相に属するもの同士を一括接続したうえ、それぞれ前記Ｍ相の交流出力端子に接続するようにした周波数変換回路が開示されている。
また、前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードにそれぞれ逆並列にスイッチング素子を接続し、交流出力側から交流入力側への電力回生を可能とした周波数変換回路も開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の直接形周波数変換回路は降圧形であり、入力電圧よりも低い電圧しか出力することができない。
そこで本発明は、入力電圧よりも低い電圧だけではなく高い電圧も出力できる昇降圧形の直接形周波数変換回路を提供し、更に、入力交流電流の高調波低減を可能にした直接形周波数変換回路の制御方法を提供しようとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、ダイオードのカソード側が前記インバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設けるとともに、各交流スイッチ部の直列スイッチ部内の２個のスイッチング素子同士の接続点を一括して接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００５】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直接形周波数変換回路において、
前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【０００６】
請求項３記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路の正極側または負極側のすべてのダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各ダイオード直列回路のダイオード同士の接続点を異なる相のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００７】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち当該相のリアクトルにアノードが接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【０００８】
請求項５記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、２個のダイオード直列回路のうち一方のダイオード直列回路内の１個のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、他方のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点をリアクトルを介して当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００９】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち、直列接続された２個のダイオード同士の接続点が当該相の交流入力端子に直接接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続された各スイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【００１０】
請求項７記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を双方向スイッチを介して互いに接続し、
前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１１】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の直接形周波数変換回路において、前記ダイオード直列回路のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【００１２】
請求項９記載の発明は、Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部をＭ個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端を一括接続してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記リアクトルの交流スイッチ側の一端を別の双方向スイッチを介してそれぞれ接続し、
前記リアクトル側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記交流出力端子側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１３】
請求項１０記載の発明は、請求項７記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１４】
請求項１１記載の発明は、請求項８記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１５】
請求項１２記載の発明は、請求項９記載の直接形周波数変換回路において、
各相のリアクトル側の双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１６】
請求項１３記載の発明は、３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して３相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部を２個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端を一括して前記単相出力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端をＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１７】
請求項１４記載の発明は、３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、
前記交流スイッチ部を２個設けて各交流スイッチ部の前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を前記単相出力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させ、かつ、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給するものである。
【００１８】
請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の直接形周波数変換回路において、前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子のスイッチング動作により負荷の発生電力を交流入力端子側へ回生するものである。
【００１９】
請求項１６記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００２０】
請求項１７記載の発明は、請求項１６に記載した直接形周波数変換回路の制御方法に関するものであり、昇圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ出力電圧の昇圧指令値に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得るものである。
【００２１】
請求項１８記載の発明は、請求項１６または１７記載の直接形周波数変換回路において、前記インバータ回路のスイッチング動作による降圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ所定の直流バイアス電圧に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得るものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に沿って説明する。
図１は請求項１の発明の実施形態である。この実施形態は３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）−３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）変換回路であるが、本発明は一般にＮ相−Ｍ相（Ｎ，Ｍはいずれも２以上の整数であり、ＮまたはＭ＝２の場合を単相とする）変換回路に適用可能である。
図１において、１０，２０，３０はそれぞれ交流スイッチ部であり、これらは何れも同一の構成であるため、ここでは、まず一相分の交流スイッチ部１０を例にとってその構成を説明する。
【００２３】
交流スイッチ部１０において、ＤＲ１，ＤＲ２は直列に接続されたダイオードであり、これらの相互の接続点はリアクトルＬＲを介して交流入力端子Ｒに接続されている。
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路にはスナバ回路１１が並列に接続され、また、スイッチング素子ＲＰ，ＲＮの直列回路からなる直列スイッチ部１２が並列に接続されている。ここで、スイッチング素子ＲＰ，ＲＮにはダイオードＤがそれぞれ逆並列に接続されている。なお、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路と直列スイッチ部１２とは、ダイオードＤＲ１のカソードがスイッチング素子ＲＰのコレクタに接続される構成となっている。
【００２４】
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路、スナバ回路１１、直列スイッチ部１２に対して並列に、それぞれ逆並列ダイオードＤを有するスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１からなる３相ブリッジインバータ回路１３が接続されている。なお、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のコレクタが前記ダイオードＤＲ１のカソードに接続される構成となっている。
ここで、上記３相ブリッジインバータ回路は、一般に交流出力の相数がＭ（この例ではＭ＝３）である場合、各２個のスイッチング素子からなる直列回路をＭ個並列に接続して構成されるものである。
【００２５】
前述のように、他相の交流スイッチ部２０，３０も上記交流スイッチ部１０と同様の構成であり、図中、Ｓ，Ｔは交流入力端子、ＬＳ，ＬＴはリアクトル、２１，３１はスナバ回路、２２，３２は直列スイッチ部、２３，３３は３相ブリッジインバータ回路である。
そして、直列スイッチ部１２，２２，３２の内部接続点ＰＲ４，ＰＳ４，ＰＴ４同士が接続され、３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の内部接続点ＰＲ１，ＰＳ１，ＰＴ１同士が接続されて交流出力端子Ｕに接続され、内部接続点ＰＲ２，ＰＳ２，ＰＴ２同士が接続されて交流出力端子Ｖに接続され、更に、内部接続点ＰＲ３，ＰＳ３，ＰＴ３同士が接続されて交流出力端子Ｗに接続されている。
また、図示しないが、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ間にはそれぞれ単相交流電源が接続され、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間には抵抗のように力率が１の負荷がそれぞれ接続されている。
【００２６】
この実施形態における降圧時の制御方法は、例えば前記特開平６−２４５５３３号公報や特開平１０−８０１４７号公報、特願平９−１２６５３６号等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００２７】
例えば、Ｒ相入力電圧が正の期間では、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択的にオンさせる。すなわち、Ｕ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を発生させる。このとき、出力の周波数に合わせて各出力端子に正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００２８】
Ｒ相入力電圧が負の期間では、スイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００２９】
一方、降圧時の制御の変調率が最大になると、直列スイッチ部１２，２２，３２のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮのスイッチングを行い、入力側のリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。そして、これらのリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに蓄えたエネルギーを負荷に供給することで、入力電圧よりも高い電圧を出力させることができる。
【００３０】
図３は昇圧時の制御動作を示すタイミングチャートである。昇圧時の制御では、前述した３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の動作に加えて、図３に示すごとく、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比で直列スイッチ部１２，２２，３２のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮをスイッチングする。
例えば、Ｒ相の入力相電圧ＶRが正の期間にスイッチング素子ＲＰ，ＳＮがオンすると、入力電流は入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→同ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れ、これによりリアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
【００３１】
更に、スイッチング素子ＲＰ，ＳＮがオフした状態で３相ブリッジインバータ回路１３のスイッチング素子Ｕ１と３相ブリッジインバータ回路２３のスイッチング素子Ｙ２がオンすると、電流が入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れるので、リアクトルＬＲ，ＬＳに蓄積されたエネルギーが出力端子Ｕ，Ｖ間に供給される。
なお、図３から明らかなように、他のＳ相、Ｔ相についても動作は同様である。
【００３２】
このように本実施形態によれば、交流入力電圧を任意周波数に変換すると同時に昇圧して出力することが可能になる。
【００３３】
図２は、請求項２の発明の実施形態である。この実施形態は、リアクトル等の低力率の負荷に対する昇降圧形の直接形周波数変換回路を想定している。
図において、１０Ａ，２０Ａ，３０Ａは同一構成の交流スイッチ部であり、図１におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２を逆並列接続したもので、その他の構成は図１と同様である。
【００３４】
この実施形態においては、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２のスイッチング動作により、負荷からのエネルギーを電源側へ回生することができる。また、図３に示したような直列スイッチ部１２，２２，３２の動作により、交流入力電圧を昇圧して出力することが可能である。
【００３５】
図４は、請求項３の発明の実施形態を示している。なお、前述した各実施形態と同一の構成要素については同一の参照符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００３６】
図４において、１０Ｂ，２０Ｂ，３０Ｂは交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｂは、逆並列ダイオードＤＲ２を有するスイッチング素子ＳＲ２とダイオードＤＲ１とからなる直列回路と、逆並列ダイオードＤＲ４を有するスイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。また、交流スイッチ部２０Ｂは、逆並列ダイオードＤＳ２を有するスイッチング素子ＳＳ２とダイオードＤＳ１とからなる直列回路と、逆並列ダイオードＤＳ４を有するスイッチング素子ＳＮとダイオードＤＳ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。更に、交流スイッチ部３０Ｂは、逆並列ダイオードＤＴ２を有するスイッチング素子ＳＴ２とダイオードＤＴ１とからなる直列回路と、同じく逆並列ダイオードＤＴ４を有するスイッチング素子ＴＮとダイオードＤＴ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。
【００３７】
そして、リアクトルＬＲの一端が、スイッチング素子ＳＲ２とダイオードＤＲ１との接続点ＰＲ５と、スイッチング素子ＳＮとダイオードＤＳ３との接続点ＰＳ４とに接続され、リアクトルＬＳの一端が、スイッチング素子ＳＳ２とダイオードＤＳ１との接続点ＰＳ５と、スイッチング素子ＴＮとダイオードＤＴ３との接続点ＰＴ４とに接続され、リアクトルＬＴの一端が、スイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３との接続点ＰＲ４と、スイッチング素子ＳＴ２とダイオードＤＴ１との接続点ＰＴ５とに接続されている。
【００３８】
この実施形態の動作として、降圧時には、スイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮをオフした状態で３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３により前述の各実施形態と同様の制御動作を行う。
【００３９】
一方、昇圧時には、図５に示すようにスイッチング素子ＳＲ２，ＲＮ，ＳＳ２，ＳＮ，ＳＴ２，ＴＮを順次、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比でそれぞれスイッチングすることにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。
例えば、入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が正の時にスイッチング素子ＳＮをオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
【００４０】
更に、３相ブリッジインバータ回路１３，２３内のスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＳＮがオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ５→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷に電圧が印加され、電流が流れる。
よって、出力電圧は入力線間電圧とリアクトル両端電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷へ供給することができる。
同様にスイッチング素子ＳＲ２，ＲＮ，ＳＳ２，ＳＴ２，ＴＮを制御することにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに蓄えたエネルギーを負荷に供給して昇圧動作させることができる。
【００４１】
図６は、請求項４の発明の実施形態を示している。この実施形態は、図４の実施形態におけるダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１をそれぞれスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１及びそれらの逆並列ダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１に置き替えて交流スイッチ部１０Ｃ，２０Ｃ，３０Ｃを構成したものである。
【００４２】
このような回路構成とすることで、リアクトル等の低力率負荷に給電した場合に、負荷電圧と逆の極性の電流でも連続的に通電させることができる。また、モータ負荷のごとくエネルギーを発生する負荷に給電した場合には、負荷のエネルギーを入力側に回生することができる。
【００４３】
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時に入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧は、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ５→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で出力端子Ｕ，Ｖ間に供給される。
【００４４】
ここで、低力率負荷の場合、負荷電流と負荷電圧の位相は異なり、負荷電流は負荷電圧とは逆の極性になる区間が生じる。このとき、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ２をオンさせることにより、電流を電圧とは逆の経路で通電させることができ、負荷電流を連続的に通電させることができる。更に、モータ負荷の場合も入力側のスイッチング素子をオンさせることによって、同様な経路でモータのエネルギーを入力側に回生することができる。
【００４５】
図７は、請求項５の発明の実施形態である。図において、交流スイッチ部１０Ｄは、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路と、ダイオードＤＲ４が逆並列接続されたスイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３との直列回路とを並列接続し、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の接続点ＰＲ５が交流入力端子Ｒに接続され、ダイオードＤＲ３とスイッチング素子ＲＮとの接続点ＰＲ４がリアクトルＬＲを介して交流入力端子Ｒに接続されている。
【００４６】
同様にして、交流スイッチ部２０Ｄは、ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４及びスイッチング素子ＳＮからなる回路を有し、ダイオードＤＳ１，ＤＳ２の接続点ＰＳ５が交流入力端子Ｓに接続され、ダイオードＤＳ３とスイッチング素子ＳＮとの接続点ＰＳ４がリアクトルＬＳを介して交流入力端子Ｓに接続されている。
また、交流スイッチ部３０Ｄは、ダイオードＤＴ１〜ＤＴ４及びスイッチング素子ＴＮからなる回路を有し、ダイオードＤＴ１，ＤＴ２の接続点ＰＴ５が交流入力端子Ｔに接続され、ダイオードＤＴ３とスイッチング素子ＴＮとの接続点ＰＴ４がリアクトルＬＴを介して交流入力端子Ｔに接続されている。
【００４７】
この実施形態における降圧時の動作は、スイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮをオフにしたまま、３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３により前述の各実施形態と同様の制御動作を行う。
【００４８】
一方、昇圧時には、図８に示すようにスイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮを順次、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比でそれぞれスイッチングすることにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、その後、負荷に供給する。
例えば、Ｒ相の入力相電圧ＶRが正の期間にスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしているとすると、スイッチング素子ＲＮをオンすることによって入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲにエネルギーが蓄えられる。
【００４９】
ここで、スイッチング素子ＲＮをオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→ダイオードＤＲ３→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷に電圧が供給される。
この時の負荷電圧は出力端子Ｒ，Ｓ間の電圧とリアクトルＬＲ両端の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷に供給することができる。他のスイッチング素子ＳＮ，ＴＮもＲＮと同様に制御することによってリアクトルＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、その後、昇圧した交流電圧を負荷に供給することができる。
【００５０】
図９は、請求項６の発明の実施形態である。この実施形態は、図７の回路において、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２をそれぞれ逆並列接続したものである。
このように構成することで、請求項４と同様に低力率負荷やモータ負荷への適用が可能となる。
【００５１】
図１０は、請求項７の発明の実施形態を示している。図において、１０Ｆ，２０Ｆ，３０Ｆは同一構成の交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｆは直列接続されたダイオードＤＲ１，ＤＲ２と、スナバ回路１１と、３相ブリッジインバータ回路１３とを並列接続して構成され、交流スイッチ部２０Ｆは同じくダイオードＤＳ１，ＤＳ２、スナバ回路２１、３相ブリッジインバータ回路２３により構成され、交流スイッチ部３０Ｆは同じくダイオードＤＴ１，ＤＴ２、スナバ回路３１、３相ブリッジインバータ回路３３により構成されている。
また、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の相互接続点、ＤＳ１，ＤＳ２の相互接続点、ＤＴ１，ＤＴ２の相互接続点の間には、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３がそれぞれ接続されている。
【００５２】
この実施形態の動作を説明すると、降圧時の制御方法は特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００５３】
一方、昇圧動作時には、図１１に示すように双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３をオンしてリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。また、Ｕ相については、出力指令波形Ｕとキャリア信号ＣＲとを比較することにより、スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３，Ｘ１〜Ｘ３の制御信号が決定される。ここで、スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３の制御信号はＵ１〜Ｕ３の制御信号を反転させたものである。Ｖ相及びＷ相の電圧を制御するスイッチング素子Ｖ１〜Ｖ３，Ｙ１〜Ｙ３及びＷ１〜Ｗ３，Ｚ１〜Ｚ３の制御信号も、同様な方法で決定する。
【００５４】
例えば、双方向スイッチＢＳ１をオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＢＳ１→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れて、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。そして、これらのリアクトルＬＲ，ＬＳに蓄えられたエネルギーは、交流スイッチ部１０Ｆ，２０Ｆの動作によって負荷側に供給される。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時に双方向スイッチＢＳ１をオフすると、リアクトルＬＲ，ＬＳに蓄えられたエネルギーは入力端子Ｒ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で出力端子Ｕ，Ｖから負荷側に供給される。
これにより、入力電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳに発生している電圧の和が負荷側に供給される。よって、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
【００５５】
図１２は、請求項８の発明の実施形態である。この実施形態は、図１０におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２、ＤＳ１，ＤＳ２、ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２をそれぞれ逆並列接続したものである。
【００５６】
このような構成にすることにより、低力率の負荷などに対して負荷電圧と極性の異なる電流を連続的に供給することができる。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしているときに、入力端子Ｒ，Ｓ間の入力電圧は、入力端子Ｒ→スイッチング素子ＳＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷側に供給される。
このとき、負荷電圧と極性の異なる電流はスイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２をオンすることにより、電圧とは逆の経路で流すことができる。このように入力側のスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２をスイッチングすることによって、本回路をどのような負荷に対しても適用することができる。
【００５７】
図１３は、請求項９の発明の実施形態である。図において、１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈは交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｕとの間に接続された双方向スイッチＳ１〜Ｓ３から構成され、交流スイッチ部２０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｖとの間にそれぞれ接続された双方向スイッチＳ４〜Ｓ６から構成され、交流スイッチ部３０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｗとの間にそれぞれ接続された双方向スイッチＳ７〜Ｓ９から構成されている。
なお、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９（Ｓｎ）は、図１３の下段に示すように逆並列ダイオードを有する２個のスイッチング素子ＳｎＰ，ＳｎＮを逆極性で直列接続して構成される。
また、交流スイッチ部１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈの入力側には、図１０、図１２と同様に双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３が接続されている。
【００５８】
図１４はこの実施形態の制御方法を示しており、双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３の制御方法は請求項６の発明と同様である。
図１４において、Ｓ１Ｐ〜Ｓ３Ｐ及びＳ１Ｎ〜Ｓ３ＮはＵ相の電圧を制御するために双方向スイッチＳ１〜Ｓ３に与えられる信号であり、図１０、図１２におけるスイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３及びＸ１〜Ｘ３に対する制御信号と同様である。更に、Ｖ相及びＷ相の制御信号も同様に決定される。
【００５９】
先の図１３において、例えば双方向スイッチＢＳ１がオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＢＳ１→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れて、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
いま、スイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ５Ｎがオンしているときに双方向スイッチＢＳ１をオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＳ１（スイッチング素子Ｓ１Ｐ）→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→双方向スイッチＳ５（スイッチング素子Ｓ５Ｎ）→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で出力端子Ｕ，Ｖから負荷に電圧が供給される。このとき、負荷には入力端子Ｒ，Ｓ間の線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳの電圧との和が供給されるため、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
【００６０】
図１５は請求項１０の発明の実施形態である。
この実施形態は、図１０の実施形態における双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３として、図１５に示すような双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０を使用したものである。双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０は何れも同一の構成であり、双方向スイッチＢＳ１０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｒ１Ｎ，Ｒ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｒ１Ｐ，Ｒ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ１とを並列に接続して構成されている。同様に、双方向スイッチＢＳ２０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｓ１Ｎ，Ｓ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ２とを並列に接続して構成され、双方向スイッチＢＳ３０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｔ１Ｎ，Ｔ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｔ１Ｐ，Ｔ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ３とを並列に接続して構成されている。
【００６１】
次に、この実施形態の動作を図１６を参照しつつ説明する。降圧時の制御方法は特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
以下、昇圧時の動作を説明する。図１６において、入力端子Ｒ，Ｓ間に挿入された双方向スイッチＢＳ１０のスイッチング素子Ｒ１Ｐは、入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が正の時にスイッチングし、スイッチング素子Ｒ１Ｎは入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が負の時にスイッチングする。
入力端子Ｓ，Ｔ間、Ｔ，Ｒ間に挿入した双方向スイッチＢＳ２０，ＢＳ３０も同様にスイッチング動作を行う。
【００６２】
ここで、例えばスイッチング素子Ｒ１Ｐをオンすると入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子Ｒ１Ｎの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｒ１Ｐ→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
負荷に電圧を供給する方法は請求項６の発明と同様に３相ブリッジインバータ回路１３，２３内のスイッチング素子のオンにより行い、これによって入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。一方、双方向スイッチＢＳ１０内のコンデンサＣ１（Ｃ２，Ｃ３も同様）はスナバ回路であり、例えばスイッチング素子Ｒ１Ｎ，Ｒ２Ｐをオンすることにより、スナバコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｒ１Ｎ→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→スイッチング素子Ｒ２Ｐ→スナバコンデンサＣ１の経路で電流が流れ、スナバコンデンサＣ１のエネルギーを電源側に回生することができる。
【００６３】
図１７は請求項１１の発明の実施形態である。この実施形態は、図１５におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２、ＤＳ１，ＤＳ２、ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２を逆並列接続したものである。
このように構成することで、請求項８の発明と同様に、モータやその他の低力率負荷にも対応することができる。
【００６４】
図１８は請求項１２の発明の実施形態である。この実施形態は、請求項９の実施形態における双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３を図１５、図１７の双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０に置き替えたものである。
この実施形態において、リアクトルにエネルギーを蓄えるときには請求項１０の実施形態と同様な動作を行い、更に、負荷へ電圧を供給するときは請求項９の実施形態と同様な動作を行う。
【００６５】
次に、請求項１３の発明の実施形態を説明する。
まず、図２７は従来技術を示す回路構成図であり、図において、ＤＢ１，ＤＢ２はダイオードブリッジ、１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈは交流スイッチ部、ＳＮＢはスナバ回路である。
この回路においては、交流スイッチ部１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈの双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング動作によって入力線間電圧を出力線間電圧に分配している。このスイッチング動作を繰り返すことで、入力力率を高力率に保ちながら入力電流の正弦波化、出力波形の正弦波化を図り、直流中間回路を用いずに直接交流／交流変換を行っている。
【００６６】
しかるに、この従来技術においても、出力電圧を入力電圧より高くすることができない。このため、入力電圧よりも高い電圧を必要とする用途には適用できず、適用範囲が限定されるという問題がある。
更に、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のために設けられるスナバ回路ＳＮＢは、双方向からのスパイク電圧を吸収できるような交流スナバ回路でなくてはならない。このようなスナバ回路は構成が複雑であり、更にスナバ回路によって吸収したエネルギーが抵抗により消費されるため、効率が低下する。このスナバ回路による吸収エネルギーを回生させるためには、独自の回生用インバータが必要になるといった問題がある。
【００６７】
そこで、請求項１３の発明は上記の問題を解決するためになされたものである。
図１９はこの発明の実施形態を示す回路図である。図において、ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲはダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＲ，ＲＳの直列回路がリアクトルＬＲ，ＬＳの各一端の間に接続され、スイッチング素子ＳＴ，ＴＳの直列回路がリアクトルＬＳ，ＬＴの各一端の間に接続され、スイッチング素子ＲＴ，ＴＲの直列回路がリアクトルＬＲ，ＬＴの各一端の間に接続されている。
また、１０Ｈ，２０Ｈは前記同様に双方向スイッチＳ１〜Ｓ６（Ｓｎ）からなる交流スイッチ部である。双方向スイッチＳ１〜Ｓ３の各一端は共通接続され、同Ｓ４〜Ｓ６の一端も共通接続されている。双方向スイッチＳ１，Ｓ４の他端は一括して交流出力端子Ｕに、同Ｓ２，Ｓ５の他端は一括して交流出力端子Ｖに、同Ｓ３，Ｓ６の他端は一括して交流出力端子Ｗにそれぞれ接続されている。
【００６８】
図２０はこの実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
図示するように、スイッチング素子ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲの制御信号は入力線間電圧ＶRS，ＶST，ＶTRと同期しており、デューティ比は一定である。交流出力端子Ｕに接続される双方向スイッチＳ１，Ｓ４（Ｓ１Ｐ，Ｓ１Ｎ，Ｓ４Ｐ，Ｓ４Ｎ）の制御信号は、Ｕ相出力電圧指令ＣＵとキャリア信号ＣＲとを比較することにより得られる。図示されていないが、交流出力端子Ｖに接続される双方向スイッチＳ２，Ｓ５の制御信号は、Ｖ相出力電圧指令とキャリア信号とを比較することにより得られ、交流出力端子Ｗに接続される双方向スイッチＳ３，Ｓ６の制御信号は、Ｗ相出力電圧指令とキャリア信号とを比較することにより得られる。
【００６９】
この実施形態の動作としては、入力側のスイッチング素子ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲをオンすることによりリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーが蓄積され、負荷側の双方向スイッチＳ１〜Ｓ６をオンすることでリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの蓄積エネルギーを負荷側に分配する。
例えば、スイッチング素子ＲＳをオンして入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子ＳＲの逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＳ→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。更に、スイッチング素子Ｓ１Ｐ（双方向スイッチＳ１のＰ側）と同Ｓ５Ｎ（双方向スイッチＳ５のＮ側）とがオンの時にスイッチング素子ＲＳをオフし、スイッチング素子ＴＳをオンすることにより、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＳ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→双方向スイッチＳ５→スイッチング素子ＴＳ→スイッチング素子ＳＴの逆並列ダイオード→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れる。ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳの電流を負荷側に環流させるために、スイッチング素子ＲＳがオフしたときにスイッチング素子ＴＳをオンさせるような制御を行う。また。スイッチング素子ＳＲ，ＳＴも同様な制御を行う。
【００７０】
これにより、出力端子Ｕ，Ｖ間の負荷電圧は入力線間電圧ＶRSとリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。また、各スイッチング素子のオン・オフ比を変えれば、入力電圧より低い電圧から高い電圧まで広範囲に出力電圧を制御することが可能になる。
【００７１】
図２１は、請求項１４に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｉ，２０Ｉは交流スイッチ部、ＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２はダイオード、ＣＰ，ＣＮはスナバコンデンサ、Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２はスイッチング素子である。ここで、スイッチング素子Ｕ１，Ｘ１，Ｖ１，Ｙ１，Ｗ１，Ｚ１は図１９における双方向スイッチＳ１〜Ｓ３のスイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ１Ｎ，Ｓ２Ｐ，Ｓ２Ｎ，Ｓ３Ｐ，Ｓ３Ｎに相当し、スイッチング素子Ｕ２，Ｘ２，Ｖ２，Ｙ２，Ｗ２，Ｚ２は双方向スイッチＳ４〜Ｓ６のスイッチング素子Ｓ４Ｐ，Ｓ４Ｎ，Ｓ５Ｐ，Ｓ５Ｎ，Ｓ６Ｐ，Ｓ６Ｎに相当する。この実施形態の制御方法及び回路動作は図１９と同様である。
【００７２】
このような構成とすることで、交流スイッチ部１０Ｉ，２０Ｉにおけるスナバ回路としてスナバコンデンサＣＰ，ＣＮからなる簡単な構成の直流スナバ回路を使用することができる。図１９に示した実施形態では双方向スイッチＳ１〜Ｓ６を使用しているため、図示されていないスナバ回路には双方向からのスパイク電圧を吸収可能な交流スナバ回路を使用する必要がある。この交流スナバ回路は、図２７に示したように構成が複雑であると共に、蓄積したエネルギーを回生するための回生回路を必要とする。また、回生回路を使用しない場合には、スナバ回路による蓄積エネルギーを抵抗によって消費させなければならず、効率が悪い。
【００７３】
一方、本実施形態によれば、スナバ回路の電圧が常に同一極性の電圧でクランプされるので、コンデンサＣＰ，ＣＮによる簡単な構成の直流スナバ回路を用いることができる。
更に、スナバコンデンサＣＰ，ＣＮに蓄えたエネルギーを独自の回生回路を用いることなく負荷側に回生することが可能である。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ１をオンさせることで、スナバコンデンサＣＰ→スイッチング素子Ｕ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→スイッチング素子Ｙ１→スナバコンデンサＣＰの経路で電流が流れ、スナバコンデンサＣＰの蓄積エネルギーを負荷へ回生することができる。
【００７４】
次いで、図２２は請求項１５に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｊ，２０Ｊは交流スイッチ部であり、図２１におけるダイオードＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２がスイッチング素子ＰＳ１，ＰＳ２，ＮＳ１，ＮＳ２及びこれらの逆並列ダイオードに置き換えられている。
ここで、例えばスイッチング素子ＲＳをオンしてリアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積されているときにスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンすると、入力線間電圧ＶRSとリアクトルＬＲ，ＬＳの電圧は入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子ＰＳ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＮＳ２の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＴＳ→スイッチング素子ＳＴの逆並列ダイオード→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路を流れる電流により負荷に分配される。
【００７５】
しかし、負荷の力率が低い場合や負荷がモータ等のように回生エネルギーを発生する場合には、負荷電圧とは逆位相の電流が流れる。この電流経路を確保するためには、図２１のようなダイオードではなく図２２のようにスイッチング素子ＰＳ１，ＮＳ２をオンさせることで、電圧とは逆の経路で電流を流すことができる。
これにより、力率の低い負荷への適用が可能になると共に、モータエネルギーの回生動作も可能になる。
【００７６】
次に、図２３は請求項１６に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｋ，２０Ｋ，３０Ｋは交流スイッチ部、１２，２２，３２は直列スイッチ部、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサを兼ねたスナバコンデンサ、１３，２３，３３は３相ブリッジインバータ回路である。
この実施形態の降圧時の制御方法は、特開平１０−８０１４７号公報等に記載された制御方法と同様である。
【００７７】
以下、昇圧時の動作を図２４のタイミングチャートを参照しつつ説明する。
スイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮをそれぞれスイッチングすることで、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。例えば、入力線間電圧ＶRSが正であってスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオンすることで、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
【００７８】
更に、スイッチング素子ＲＮがオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＰの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、負荷に電圧が供給される。
よって、出力電圧は入力線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷に供給することができる。
スイッチング素子ＲＰ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮも同様に制御することにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷に供給して昇圧動作させることが可能である。
【００７９】
ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３にはリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに流れる電流と負荷に供給する電流との差電流が流れる。すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサとスナバコンデンサとの両方の機能を果たしている。
【００８０】
これらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーは、各インバータ回路１３，２３，３３の上下アームのスイッチング素子を同時にオンすることで負荷側または入力電源側に回生することができる。
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ１を同時にオンすると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを負荷側に回生することができる。また、スイッチング素子ＲＰ，ＳＮ，Ｘ１を同時にオンすることにより、コンデンサＣ１→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｘ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ１→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｘ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを入力電源側に回生することができる。
スナバコンデンサＣ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーも同様な方法によって回生可能である。
【００８１】
低力率負荷時やモータ負荷時のように出力電圧と極性が異なる電流は、入力側に接続された異なる直列スイッチ部１２，２２，３２の上下アームのスイッチング素子を同時にオンさせることで、入力側を通る経路で環流させることができる。
例えば、Ｖ相からＵ相に流れる電流はスイッチング素子ＲＰ，ＳＮを同時にオンさせることで、出力端子Ｖ→負荷→出力端子Ｕ→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｕ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｙ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ２→出力端子Ｖの経路で電流が流れ、入力側を通る経路で環流する。
ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳに流れる瞬時電流と負荷側の出力端子Ｖ，Ｕ間に流れる電流の差分はコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に流れ、負荷のエネルギーの一部は一時的にこれらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されるが、その蓄積エネルギーは前述のように入力電源側や負荷側に回生させることができる。
【００８２】
次に、請求項１７に記載した発明の実施形態を説明する。上述した各実施形態のように直流平滑コンデンサ等の大容量のエネルギー蓄積要素を持たない直接形周波数変換回路では、入力交流電流が出力波形の影響を受けやすく、入力電流波形は出力周波数の整数倍の高調波成分を多く含んだ波形となる。
そこでこの実施形態では、昇降圧形の直接形周波数変換回路において、昇圧動作時における入力電流の含有高調波を低減させて入力電流波形を正弦波状に補正するようにした直接形周波数変換回路の制御方法を提供するものである。
【００８３】
この実施形態が適用される直接形周波数変換回路の構成は図２３と同一である。
本実施形態における降圧時の制御方法は、例えば前記特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００８４】
例えば、Ｒ相入力電圧が正の期間では、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択的にオンさせる。Ｕ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を発生させる。このとき、出力の周波数に合わせて各出力端子に正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
Ｒ相入力電圧が負の期間では、スイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００８５】
なお、昇圧時において、以下に述べる入力電流の含有高調波を低減するための制御を行わない場合の一般的な昇圧動作は、図２３の実施形態について説明したものと同一であるため、重複を避けるために詳述を省略する。
【００８６】
以下、この実施形態において昇圧動作時の入力電流含有高調波を低減するための制御方法について説明する。
図２５に示すように、例えばＲ相の入力電流ＩRは、出力波形の影響等を受けて高調波を含んだ波形となる。そこで、この入力電流ＩRを検出し、その基本波成分ＩR’を取り除くと、図２５の高調波成分ＩRDが得られる。
更に、Ｒ相電圧ＶRが正の区間には、この直接形周波数変換回路の出力電圧の昇圧指令値ＶBにＩRDの反転波形を加え、Ｒ相電圧ＶRが負の区間にはＶBにＩRDをそのまま加えることで、入力電流補正制御波形ＩEを得る。すなわち、Ｒ相電圧ＶRが正の区間のＩEは数式１により、Ｒ相電圧ＶRが負の区間のＩEは数式２により表される。
【００８７】
【数１】
ＩE＝ＶB−ＩRD
【００８８】
【数２】
ＩE＝ＶB＋ＩRD
【００８９】
ここで、図２５に示すように、入力電流補正制御波形ＩEとキャリア波形ＣＲとの大きさを比較して得られたＰＷＭ（パルス幅変調）制御用のパルスを、Ｒ相電圧ＶRが正側の時に図２３における直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮのオン信号とし、Ｒ相電圧ＶRが負側の時にスイッチング素子ＲＰのオン信号とする。
このように直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号を決定することにより、図２５のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰの各オン信号を見ればわかるように、Ｒ相の入力電流ＩRが基本波成分ＩR’よりも正または負側に大きくなるとパルス幅は減少し、入力電流ＩRが基本波成分ＩR’よりも正または負側に小さくなるとパルス幅は広がるように制御することができる。
【００９０】
例えば、図２３におけるスイッチング素子Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮがオンすると、Ｒ相の入力電流ＩRは、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＳ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れる。
また、スイッチング素子Ｖ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＰをオンすると、Ｒ相の入力電流ＩRは、入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＰの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｖ２→接続点ＰＳ２→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｖ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓの経路で流れる。
【００９１】
よって、Ｒ相の入力電流ＩRはスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅で制御される。つまり、入力電流ＩRが基本波成分ＩR’よりも大きくなるとスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅が狭まり、入力電流ＩRを減少させるように動作する。逆に、入力電流ＩRが基本波成分ＩR’よりも小さくなればスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅は広がり、入力電流ＩRが増加するように動作する。
このような制御によって入力電流ＩRの増加または減少を抑制し、入力電流ＩRに含まれる高調波成分を低減させてその波形を正弦波状に補正することができる。
ここではＲ相の入力電流ＩRについて説明したが、Ｓ相やＴ相の入力電流に関しても同様の制御を行えば、各相の入力電流の含有高調波を低減することができる。
【００９２】
次いで、請求項１８に記載した発明の実施形態を説明する。この実施形態は、降圧動作時の入力電流含有高調波の低減方法に関するものである。本実施形態も、図２３に示した直接形周波数変換回路を対象として説明する。
本実施形態の降圧時において、以下に述べる入力電流の含有高調波を低減するための制御を行わない場合の一般的な動作は、例えば前記特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
また、昇圧時については、図２３の実施形態と同様の制御方法をとっても良いし、上述した図２５の実施形態のように入力電流の含有高調波を低減する制御を行っても良い。
【００９３】
図２６は、この実施形態による、降圧動作時の入力電流含有高調波を低減するための制御方法を示している。
前記同様に、高調波成分ＩRDを含んだＲ相の入力電流ＩRから基本波成分ＩR’を取り除くと、図２６に示す高調波成分ＩRDが得られる。ここで、入力電流ＩRの高調波成分を補正できるような適宜な大きさの直流バイアス電圧をＶAとし、Ｒ相電圧ＶRが正の区間には、この直流バイアス電圧ＶAにＩRDの反転波形を加え、Ｒ相電圧ＶRが負の区間にはＶAにＩRDをそのまま加えることで、入力電流補正制御波形ＩEを得る。すなわち、Ｒ相電圧ＶRが正の区間のＩEは数式３により、Ｒ相電圧が負の区間のＩEは数式４により表される。
【００９４】
【数３】
ＩE＝ＶA−ＩRD
【００９５】
【数４】
ＩE＝ＶA＋ＩRD
【００９６】
更に、図２５と同様にキャリア波形ＣＲと入力電流補正制御波形ＩEとの大きさを比較して、図２３の直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対するＰＷＭ制御用のオン信号のパルスを作成する。
仮に、ＶAが零ならば（つまり、Ｒ相電圧ＶRが正の区間ではＩRDの反転波形をキャリア波形ＣＲと比較し、Ｒ相電圧ＶRが負の区間ではＩRDの波形をそのままキャリア波形ＣＲと比較する場合）、スイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号は入力電流ＩRが基本波成分ＩR’より小さい時にはパルス幅を広げられるが、入力電流ＩRが基本波成分ＩR’より大きくなった時にパルス幅を狭くすることができない。
【００９７】
そこで、入力電流の補正制御が行える程度の適宜な大きさの直流バイアス電圧ＶAをＩRDに加えれば、図２６に示すように入力電流ＩRの大きさに関わらずスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅を変化させることができ、これにより入力電流ＩRの増加または減少を抑制し、結果的に入力電流ＩRを正弦波状に補正することが可能となる。
なお、Ｓ相やＴ相の入力電流に関しても、同様の制御によって含有高調波を低減することができる。
【００９８】
【発明の効果】
以上のように本発明の直接形周波数変換回路によれば、直流平滑回路を使用しない直接形周波数変換回路において昇降圧動作を行わせることができ、入力電圧よりも低い電圧ばかりでなく任意周波数で入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
また、低力率負荷に給電した場合に、負荷電圧とは逆極性の電流でも連続的に通電させることができ、モータ負荷のごとくエネルギーを発生する負荷に給電した場合には、負荷のエネルギーを交流入力側に回生することも可能である。
更に、本発明の直接形周波数変換回路の制御方法によれば、入力電流の高調波を低減して正弦波状にすることができ、電力系統における高調波障害の防止に効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】請求項２の発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】図１、図２の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】請求項３の発明の実施形態を示す回路図である。
【図５】図４の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】請求項４の発明の実施形態を示す回路図である。
【図７】請求項５の発明の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】請求項６の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１０】請求項７の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１１】図１０の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】請求項８の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１３】請求項９の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１４】図１２，図１３の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】請求項１０の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１６】図１５の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１７】請求項１１の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１８】請求項１２の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１９】請求項１３の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２０】図１９の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２１】請求項１４の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２２】請求項１５の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２３】請求項１６の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２４】図２３の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２５】請求項１７の発明の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２６】請求項１８の発明の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２７】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Ｄ，ＤＲ１，ＤＲ２，ＤＲ３，ＤＲ４，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３，ＤＳ４，ＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ３，ＤＴ４，ＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２：ダイオードＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ，Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲ，ＰＳ１，ＰＳ２，ＮＳ１，ＮＳ２：スイッチング素子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＲ４，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＳ４，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＴ３，ＰＴ４：接続点
ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３，ＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９：双方向スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：スナバコンデンサ
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ，１０Ｋ，２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ，２０Ｆ，２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｉ，２０Ｊ，２０Ｋ，３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ，３０Ｆ，３０Ｇ，３０Ｈ，３０Ｋ：交流スイッチ部
１１，２１，３１：スナバ回路
１２，２２，３２：直列スイッチ部
１３，２３，３３：３相ブリッジインバータ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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