(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信する放送波映像信号に含まれ、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を生成するビート成分生成回路であって、
前記放送波映像信号を直交検波して得られた直交成分に、発振器によって発生させたオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算し、第一直交成分検波出力信号を得る第一直交成分検波出力手段と、
前記直交成分に、前記ｓｉｎ波の位相をπ／２だけシフトしたオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算し、第二直交成分検波出力信号を得る第二直交成分検波出力手段と、
前記第一直交成分検波出力手段で得られた第一直交成分検波出力信号が入力される第一のトランスバーサルフィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランスバーサルフィルタからなる第一瞬時位相検出手段と、
前記第二直交成分検波出力手段で得られた第二直交成分検波出力信号が入力される第二のトランスバーサルフィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランスバーサルフィルタからなる第二瞬時位相検出手段と、
前記第一瞬時位相検出手段による第一検出結果に前記ｃｏｓ波を乗算した演算出力から前記第二瞬時位相検出手段による第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演算出力を減算、または、前記第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演算出力から前記第一検出結果に前記ｃｏｓ波を乗算した演算出力を減算して映像ビート成分として出力するビート成分出力手段と、
を備えることを特徴とするビート成分生成回路。
【請求項２】
前記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二のトランスバーサルフィルタの単位遅延素子を１水平走査期間の遅延素子から１フィールド期間または１フレーム期間の遅延素子に置き換えたことを特徴とする請求項１に記載のビート成分生成回路。
【請求項３】
前記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二のトランスバーサルフィルタのタップ数が３タップまたは５タップであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のビート成分生成回路。
【請求項４】
放送波映像信号を受信し、この放送波映像信号に含まれている、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を除去して出力する放送波受信チューナであって、
前記放送波映像信号を受信し、受信した信号を直交検波し、同相成分と直交成分とに分離する直交検波手段と、
この直交検波手段によって直交検波された同相成分をアナログデジタル変換する同相成分Ａ／Ｄ変換手段と、
この同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の高周波成分を取り出して、遅延調整する高周波成分抽出遅延手段と、
前記同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の低周波成分を取り出して、遅延調整する低周波成分抽出遅延手段と、
前記直交検波手段によって直交検波された直交成分をアナログデジタル変換する直交成分Ａ／Ｄ変換手段と、
この直交成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の低周波成分を取り出す低周波直交成分抽出手段と、
この低周波直交成分抽出手段によって取り出された直交成分に含まれている放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を生成する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載したビート成分生成回路と、
前記低周波成分抽出遅延手段によって抽出された映像信号の低周波成分から前記ビート成分生成回路によって生成されたビート成分を減算し、前記高周波成分抽出遅延手段によって抽出された映像信号の高周波成分と加算してデジタル映像出力信号として出力する映像信号出力手段と、
を備えたことを特徴とする放送波受信チューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所望の放送波映像信号と放送区域外の別の放送局から同一チャンネルの搬送波周波数を若干ずらして放送された妨害放送波映像信号がある場合に、受信する放送波映像信号に含まれる妨害放送波映像信号が検波時に放送波映像信号に干渉して生じる映像ビート成分を除去するために使用されるビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のオフセットビートキャンセラー（「ビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信チューナ」特願２００１−３７８２０６）は、放送波映像信号に含まれている映像ビート成分を生成して、当該放送波映像信号から除去できるものであって、放送局の放送区域内外における混信妨害を防ぐことができるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のオフセットビートキャンセラーでは、映像ビート成分を生じさせる妨害波映像信号の位相が一定である場合に大きなビート抑圧効果が得られるが、妨害波映像信号にゴースト波成分が含まれている場合において、混信妨害を与える映像信号の振幅変動によって直交波とゴースト波との合成波成分の位相が瞬時的に変化した場合（ゴースト波成分を含む妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場合）に、従来のオフセットビートキャンセラーのＰＬＬがこの変化に追従できない。従って、妨害放送波映像信号の検波時に放送波映像信号に干渉して生じる映像ビート成分と同位相の映像ビート成分を従来のオフセットビートキャンセラーのビート成分生成回路で生成することができず、十分に映像ビート成分を除去することができない。このため、更なる改良の余地が残されていた。
【０００４】
そこで、本発明の目的は前記した従来の技術が有する課題を解消し、妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場合の映像ビート成分を高い精度で生成できるビート成分生成回路およびこの回路を備えた放送波受信チューナを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
前記した目的を達成するため、本発明は以下に示す構成とした。
請求項１記載のビート成分生成回路は、受信する放送波映像信号に含まれ、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を生成するビート成分生成回路であって、前記放送波映像信号を直交検波して得られた直交成分に、発振器によって発生させたオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算し、第一直交成分検波出力信号を得る第一直交成分検波出力手段と、前記直交成分に、前記ｓｉｎ波の位相をπ／２だけシフトしたオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算し、第二直交成分検波出力信号を得る第二直交成分検波出力手段と、前記第一直交成分検波出力手段で得られた第一直交成分検波出力信号が入力される第一のトランスバーサルフィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランスバーサルフィルタからなる第一瞬時位相検出手段と、前記第二直交成分検波出力手段で得られた第二直交成分検波出力信号が入力される第二のトランスバーサルフィルタであって１水平走査期間の単位遅延素子を複数備え各タップ出力の荷重和を得るように構成されたトランスバーサルフィルタからなる第二瞬時位相検出手段と、前記第一瞬時位相検出手段による第一検出結果に前記ｃｏｓ波を乗算した演算出力から前記第二瞬時位相検出手段による第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演算出力を減算、または、前記第二検出結果に前記ｓｉｎ波を乗算した演算出力から前記第一検出結果に前記ｃｏｓ波を乗算した演算出力を減算して映像ビート成分として出力するビート成分出力手段と、を備えることを特徴とする。
【０００６】
かかる構成によれば、第一直交成分検波出力手段と第二直交成分検波出力手段とによって得られた第一直交成分検波出力信号と第二直交成分検波出力信号とに、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時位相検出手段でトランスバーサルフィルタによる信号処理が施されて妨害波映像信号の垂直相関を利用した瞬時位相検出が行われ、さらに、これらの検出結果に基づいてビート成分出力手段で映像ビート成分が出力される。
【０００７】
ここで、オフセット周波数とは、所望の放送波映像信号と放送区域外の別の放送局から同一チャンネルの搬送波周波数を若干ずらして放送された妨害放送波映像信号との間の、搬送波周波数の差に相当する周波数のことであり、基準の搬送波周波数に対して現行では±１０．０１ｋＨｚずらした各搬送波周波数をも基準の搬送波周波数と同一のチャンネルとして定めていることから、ここで述べるオフセット周波数としては、１０．０１ｋＨｚおよび２０．０２ｋＨｚの２通りがあり得る。また、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成するトランスバーサルフィルタにおいて、各タップ出力の荷重和を得るために各タップ出力に乗算される各加算係数は、瞬時位相を検出するための拘束条件によって制限を受けるものである。
【０００８】
また、請求項２記載のビート成分生成回路は、請求項１に記載のビート成分生成回路において、前記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二のトランスバーサルフィルタの単位遅延素子を１水平走査期間の遅延素子から１フィールド期間または１フレーム期間の遅延素子に置き換えたことを特徴とする。
【０００９】
かかる構成によれば、オフセットキャリア方式における基準搬送波周波数からのずれを現行の１０．０１ｋＨｚから例えば、７．５Ｈｚ（垂直周波数（ｆｖ）の１／８）だけシフトした場合に、妨害波映像信号のフレーム相関を利用した瞬時位相検出が可能となり、特に静止画において完全なビートキャンセル動作を行わせることが可能となる。
【００１０】
請求項３記載のビート成分生成回路は、請求項１または請求項２に記載のビート成分生成回路において、前記第一瞬時位相検出手段および前記第二瞬時位相検出手段をそれぞれ構成する第一および第二のトランスバーサルフィルタのタップ数が３タップまたは５タップであることを特徴とする。
【００１１】
かかる構成によれば、３タップのトランスバーサルフィルタとした場合には回路規模を小さくすることができ、５タップのトランスバーサルフィルタとした場合には瞬時位相を検出するための拘束条件によって制限を受ける各タップ出力に乗算される各加算係数に設定の自由度を持たせることができる。
【００１２】
請求項４記載の放送波受信チューナは、放送波映像信号を受信し、この放送波映像信号に含まれている、当該放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を除去して出力する放送波受信チューナであって、前記放送波映像信号を受信し、受信した信号を直交検波し、同相成分と直交成分とに分離する直交検波手段と、この直交検波手段によって直交検波された同相成分をアナログデジタル変換する同相成分Ａ／Ｄ変換手段と、この同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の高周波成分を取り出して、遅延調整する高周波成分抽出遅延手段と、前記同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の低周波成分を取り出して、遅延調整する低周波成分抽出遅延手段と、前記直交検波手段によって直交検波された直交成分をアナログデジタル変換する直交成分Ａ／Ｄ変換手段と、この直交成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換された映像信号の低周波成分を取り出す低周波直交成分抽出手段と、この低周波直交成分抽出手段によって取り出された直交成分に含まれている放送波映像信号に妨害放送波映像信号が干渉して生じる映像ビート成分を生成する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載したビート成分生成回路と、前記低周波成分抽出遅延手段によって抽出された映像信号の低周波成分から前記ビート成分生成回路によって生成されたビート成分を減算し、前記高周波成分抽出遅延手段によって抽出された映像信号の高周波成分と加算してデジタル映像出力信号として出力する映像信号出力手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
かかる構成によれば、まず、受信した放送波映像信号が直交検波手段によって直交検波され、同相成分と直交成分とに分離される。一方の同相成分は同相成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換され、高周波成分抽出遅延手段によって高周波成分が取り出され遅延される。また、低周波成分抽出遅延手段によって低周波成分が取り出され遅延される。他方の直交成分は直交成分Ａ／Ｄ変換手段によってアナログデジタル変換され、低周波直交成分抽出手段によって、直交成分の低周波成分が取り出される。そして、ビート成分生成回路によって直交成分の低周波成分から映像ビート成分が生成され、映像信号出力手段によって、同相成分の低周波成分から映像ビート成分が減算され、さらに同相成分の高周波成分と加算されデジタル映像信号として出力される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態として、所望の放送波の搬送波周波数に対し不要な放送波の搬送波周波数がプラス側に１０．０１ｋＨｚだけずれている場合について、図面に基づいて詳細に説明する。
（放送波受信チューナの構成）
図１に放送波受信チューナのブロック図を示す。この図１に示すように、放送波受信チューナ１は、直交検波部３と、同相成分Ａ／Ｄ変換部５と、同相成分遅延部７と、高周波成分抽出遅延部９と、低周波成分抽出遅延部１１と、直交成分Ａ／Ｄ変換部１３と、低周波直交成分抽出部１５と、ビート成分生成部１７Ａと、映像信号出力部１９とを備えている。
【００１５】
放送波受信チューナ１は、受信した放送波映像信号に含まれている妨害放送波映像信号、特に、当該放送波映像信号と近似する周波数を有する不要な放送波映像信号（妨害放送波映像信号）が希望の放送波映像信号と干渉して生じる映像ビート成分を除去して希望の放送波映像信号の被変調信号成分である希望波映像信号を出力する受信装置である。特に、この放送波受信チューナ１では、不要な放送波映像信号とそのゴースト波が妨害放送波映像信号として受信した放送波映像信号に含まれる場合に十分に映像ビート成分を除去できる。
【００１６】
直交検波部３は、ＲＦ入力信号（放送波映像信号）を直交検波するものである。実際の受信回路ではアンテナ入力端子からの入力信号は増幅された後に、混合回路で中間周波数の信号に変換され、この中間周波数の信号が検波されることになるが、ここでは説明を簡略化するため、検波される信号を含めて放送波映像信号という表現を用いている。なお、放送波受信チューナ１のユーザが視聴を所望するチャンネルの映像信号を希望波映像信号（被変調信号）とし、この希望波映像信号をＡ（ｔ）、このＡ（ｔ）の搬送波をｃｏｓ（ωｔ）（希望波搬送波）とする。また、ＲＦ入力信号に混在している不要な放送波の映像信号である妨害波映像信号（被変調信号）をＢ（ｔ）（Ｂは妨害波映像信号の振幅）、このＢ（ｔ）の搬送波をｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋φ｝とする。ここでδはオフセット周波数（＋１０．０１ｋＨｚ）に対応している。
【００１７】
このとき、ＲＦ入力信号は、ＲＦ入力信号＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｂ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋φ｝と表せる。なお、数式の煩雑さを避けるため、希望波と妨害波の比であるＤ／ＵをＤ／Ｕ＝０ｄＢとしている。
【００１８】
ここで、ＲＦ入力信号に混在している不要な放送波の映像信号が複数ある場合、これら不要な放送波映像信号をＢｋ（ｔ）、このＢｋ（ｔ）の搬送波をｃｏｓ｛（ω＋δｋ）ｔ＋φｋ｝と表せば、ＲＦ入力信号は、ＲＦ＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋ΣＢｋ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δｋ）ｔ＋φｋ｝と表せる。このように複数の不要な放送波映像信号がある場合でも、これらが合成された１つの妨害放送波映像信号が混信妨害を与えているものと見なすことができる。ただし、合成妨害波の位相は、各妨害波の映像信号振幅（Ｂｋ）ならびにオフセット周波数（δｋ）に対応して変化する時間関数となる。
【００１９】
現実的に最も起こりうるケースとして不要な放送波映像信号が単一ゴーストを伴って入力される場合を具体的に想定してみる。一般家庭における受信環境では、不要な放送波映像信号に対してもゴーストが少なくなるように受信アンテナを設置しているとは考えられず、場合によっては、妨害放送波のゴーストＤ／Ｕが極めて悪いことも想定されるからである。
【００２０】
この場合、妨害主波およびゴースト波のオフセット周波数は同一であるからδ１＝δ２＝δとなる。また、妨害主波とゴースト波との比を（Ｄ／Ｕ）ｇｏｈｓｔ、ゴースト遅延時間をτｇｏｈｓｔとすると、妨害主波の映像信号振幅Ｂ１（ｔ）とゴースト波の映像信号振幅Ｂ２（ｔ）との関係はＢ２（ｔ）＝（Ｄ／Ｕ）ｇｏｈｓｔ×Ｂ１（ｔ−τｇｏｈｓｔ）となり、妨害主波の位相φ１とゴースト波の位相φ２との関係は、φ２＝φ１−（ω＋δ）τｇｏｈｓｔとなる。
【００２１】
すなわち、この場合のＲＦ入力信号は、
0003632962.tif 000002
と表される。ただし、
Ｒ２（ｔ）＝Ｂ１２（ｔ）＋Ｂ２２（ｔ）＋２Ｂ１（ｔ）Ｂ２（ｔ）ｃｏｓ（φ１−φ２）
Ｒ（ｔ）ｃｏｓβ（ｔ）＝Ｂ１（ｔ）ｃｏｓφ１＋Ｂ２（ｔ）ｃｏｓφ２
Ｒ（ｔ）ｓｉｎβ（ｔ）＝Ｂ１（ｔ）ｓｉｎφ１＋Ｂ２（ｔ）ｓｉｎφ２
とする。
【００２２】
ゴーストのない場合、β（ｔ）＝φ１と定数であるが、ゴーストのある場合には、β（ｔ）は不要な放送波映像信号の振幅変化に応じて変動する時間関数となる。表記の煩雑さを避けるためにβ（ｔ）を単にβで表すと、不要な放送波映像信号が単一ゴーストを伴って入力される場合のＲＦ入力信号はＲＦ入力信号＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋β｝と表せる。この式を（１）式とする。
【００２３】
つまり、この直交検波部３では、このＡ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋β｝で表記されるＲＦ入力信号を直交検波している。そして、希望波搬送波と同相の成分（同相成分）をＩ信号、希望波搬送波と直交の成分（直交成分）をＱ信号と呼称すると、Ｉ信号は、Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）と表記でき、Ｑ信号は、Ｑ信号＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）と表記できる。なお、直交検波部３で発振器出力の位相をπ／２だけ進ませた信号により乗算を行うと、直交成分はマイナス符号が付くことになるが、以後、説明を簡略にするため、Ｑ信号を正（プラス）の信号として表記することにする。
【００２４】
Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）を（２）式とし、Ｑ信号＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）を（３）式とする。
同相成分Ａ／Ｄ変換部５は、希望波搬送波と同相成分であるＩ信号をアナログデジタル変換するものである。
【００２５】
同相成分遅延部７（図中２ＨＤＬ）は、後記するビート成分生成部１７Ａの構成要素である同一構成の２系統の奇数タップトランスバーサルフィルタの中央タップの出力信号とＩ信号との相対的な時間関係を合わせるために、放送波受信チューナ１の直交検波部３で分離されているＩ信号を２Ｈ遅延（２水平走査期間分シフト）させるものである。これにより、トランスバーサルフィルタでＩ信号に対して相対的に２Ｈ進相したＱ信号まで取り扱うことができる。
【００２６】
高周波成分抽出遅延部９は、同相成分Ａ／Ｄ変換部５でアナログデジタル変換された信号の高周波成分を取り出して、この高周波成分の信号を、低周波成分抽出遅延部１１およびビート成分生成部１７Ａから出力される信号と同期するように遅延調整させるものである。この実施の形態では、一例として、高周波成分抽出遅延部９はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）と遅延調整回路（図中ＤＬ調整）とによって構成されている。
【００２７】
低周波成分抽出遅延部１１は、同相成分Ａ／Ｄ変換部５でアナログデジタル変換された信号の低周波成分を取り出して、この低周波成分の信号を、高周波成分抽出遅延部９およびビート成分生成部１７Ａから出力される信号と同期するように遅延調整させるものである。この実施の形態では、一例として、低周波成分抽出遅延部１１はローパスフィルタ（ＬＰＦ）と遅延調整回路（図中ＤＬ調整）とによって構成されている。
【００２８】
なお、Ｉ信号には希望波映像信号と妨害波映像信号（Ｒ（ｔ））とによる映像ビート成分が混合している。このＩ信号に混合している映像ビート成分（ビート妨害）は、映像信号の低周波成分に関して除去できれば、視覚上十分に良好な希望波映像信号が得られることから、ビート成分を除去する除去対象は低周波成分に限定しても差し支えない。それゆえ、高周波成分抽出遅延部９と低周波成分抽出遅延部１１とによって、Ｉ信号が高周波成分と低周波成分とに分離されている。
【００２９】
直交成分Ａ／Ｄ変換部１３は、希望波搬送波と直交する成分であるＱ信号をアナログデジタル変換するものである。
低周波直交成分抽出部１５（図中ＬＰＦ）は、直交成分Ａ／Ｄ変換部１３でアナログデジタル変換された信号の直交成分の低周波成分を抽出するものである。この低周波直交成分抽出部１５は、この実施の形態では、一例として、単独のローパスフィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。
【００３０】
ビート成分生成部１７Ａは、低周波直交成分抽出部１５で抽出された直交成分の低周波成分から映像ビート成分を生成するものであり、詳細は後記する。
【００３１】
映像信号出力部１９は、低周波成分抽出遅延部１１によって取り出された低周波成分からビート成分生成部１７Ａで生成された映像ビート成分（詳細は後記する）を減算し、妨害波成分を除去し、その後で、高周波成分抽出遅延部９で抽出された高周波成分と合成することによって妨害波成分が十分低減された希望波映像信号をデジタル信号として出力するものである。
【００３２】
（ビート成分生成部［ビート成分生成回路］の構成）
次に、ビート成分生成部１７Ａについて、詳細に説明する。ビート成分生成部１７Ａは、乗算器２１ａと、乗算器２１ｂと、発振器２１ｃと、加算係数乗算器２３（２３ａ１・・・、２３ｂ１・・・）と、１水平走査期間の単位遅延素子２５（２５ａ１・・・、２５ｂ１・・・）と、加算集計器２７（２７ａ、２７ｂ）と、乗算器２９ａと、乗算器２９ｂと、減算器３１とを備えている。このビート成分生成部１７Ａでは、妨害波映像信号の瞬時位相を検出して妨害波映像信号の瞬時位相に追随した映像ビート成分を生成しているので、極めて大きなビート抑圧量を得ることができるように構成されている。ビート抑圧量とは、入力ビート成分に対する残差ビート成分の電力比のことである。
【００３３】
乗算器２１ａは、低周波直交成分抽出部１５で抽出されたアナログデジタル変換後のＱ信号の低周波成分に発振器２１ｃで発振されたオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算して、第一直交成分検波出力信号を得るものである。
【００３４】
乗算器２１ｂは、低周波直交成分抽出部１５で抽出されたアナログデジタル変換後のＱ信号の低周波成分に発振器２１ｃで発振させたオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波の位相をπ／２だけ進ませたｃｏｓ波を乗算して、第二直交成分検波出力信号を得るものである。ここで、乗算器２１ａおよび乗算器２１ｂでのＱ信号の演算処理は、Ｑ信号を直交検波することに等しい。
【００３５】
発振器２１ｃは、オフセット周波数と同一周波数の発振信号を生成するものであり、オフセット周波数とは、２つの放送局から送信される電波に同一の搬送波周波数が使用される場合に、混信が生じてもその妨害を視覚的に見えにくくするために、一方の放送局の搬送波周波数を１０ｋＨｚ程度ずらした周波数のことである。この発振器２１から出力されるｓｉｎ波をｓｉｎ（δｔ＋θ）と表記すれば、このｓｉｎ波の位相をπ／２だけ進ませたｃｏｓ波はｃｏｓ（δｔ＋θ）と表記される。
なお、乗算器２１ａと発振器２１ｃとが請求項に記載した第一直交成分検波出力手段に相当するものであり、乗算器２１ｂと発振器２１ｃとπ／２位相器（図中、π／２）とが請求項に記載した第二直交成分検波出力手段に相当するものである。
【００３６】
２系統あるトランスバーサルフィルタを構成する加算係数乗算器２３は、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号に加算係数（Ｃ２）を乗算すると共に、１水平走査期間の単位遅延素子２５の各出力信号に加算係数（Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２）を乗算するものである。この加算係数は、トランスバーサルフィルタの各タップ出力をベクトル表示した際に得られるトランスバーサルフィルタ出力信号の瞬時位相を検出するための拘束条件（後記する）によって制限を受けるものである。
【００３７】
２系統あるトランスバーサルフィルタを構成する１水平走査期間の単位遅延素子２５（図中１ＨＤＬ）は、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号を１水平走査期間を単位として遅延させ、トランスバーサルフィルタの中央タップの出力信号に対して１水平走査期間（１Ｈ）前の信号（１Ｈ遅延信号（表示される画面では画面上方に該当する））、２Ｈ前の信号、１Ｈ先の信号（１Ｈ進相信号（表示される画面では画面下方に該当する））、２Ｈ先の信号のタップ出力を可能にさせるものである。なお、この実施の形態では、１水平走査期間の単位遅延素子としているが、遅延単位を変更することにより、トランスバーサルフィルタの周波数特性を変えることができる。ただし、タップ数および遅延単位を変更する場合には同期成分遅延部７の遅延時間もそれに合わせて変更することが必要である。
【００３８】
この図１に示したように、加算係数乗算器２３ａ１が乗算器２１ａからの出力である第一直交成分検波出力信号（２Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ２を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ２が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ１を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ３が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ２からの出力である中央タップ出力信号に加算係数Ｃ０を乗算している。また、加算係数乗算器２３ａ４が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ３からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ１を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ５が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ４からの出力であるタップ出力信号（２Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ２を乗算している。なお、これら加算係数乗算器２３ａ１〜２３ａ５と１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１〜２５ａ４と加算集計器２７ａとからなるトランスバーサルフィルタが請求項に記載した第一瞬時位相検出手段に相当するものである。
【００３９】
同様に、加算係数乗算器２３ｂ１が乗算器２１ｂからの出力である第二直交成分検波出力信号（２Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ２を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ２が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ１からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ１を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ３が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ２からの出力である中央タップ出力信号に加算係数Ｃ０を乗算している。また、加算係数乗算器２３ｂ４が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ３からの出力であるタップ出力信号（１Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ１を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ５が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ４からの出力であるタップ出力信号（２Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ２を乗算している。なお、これら加算係数乗算器２３ｂ１〜２３ｂ５と１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ１〜２５ｂ４と加算集計器２７ｂとからなるトランスバーサルフィルタが請求項に記載した第二瞬時位相検出手段に相当するものである。
【００４０】
加算集計器２７（図中２７ａ、２７ｂ［Σ：シグマ］）は、加算係数が乗算された第一および第二のトランスバーサルフィルタの各タップ出力信号を加算集計するものであり、加算集計器２７ａが第一直交成分検波出力信号を入力信号とする第一のトランスバーサルフィルタの各タップ出力信号を加算集計するものであり、加算集計器２７ｂが第二直交成分検波出力信号を入力信号とする第二のトランスバーサルフィルタの各タップ出力信号を加算集計するものである。後記するように加算係数Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２を一定の関係を満足するように設定すると、この図１に示したように、加算集計器２７ａの出力をＲ（ｔ）ｃｏｓ（β−θ）、加算集計器２７ｂの出力をＲ（ｔ）ｓｉｎ（β−θ）とすることができ、これによりＱ信号の瞬時位相が検出できる。
【００４１】
乗算器２９ａは、加算集計器２７ａからの出力Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（β−θ）とｃｏｓ波（ｃｏｓ（δｔ＋θ））とを乗算するものである。
乗算器２９ｂは、加算集計器２７ｂからの出力Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（β−θ）とｓｉｎ波（ｓｉｎ（δｔ＋θ））とを乗算するものである。
減算器３１は、乗算器２９ａの出力から乗算器２９ｂの出力を減算するものであり、この減算器３１の出力がＲ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）、すなわち映像ビート成分となる。なお、図１の場合、乗算器２９ａ、２９ｂと減算器３１とが請求項に記載したビート成分出力手段に相当するものである。
【００４２】
（ビート成分生成部［ビート成分生成回路］における瞬時位相検出）
これより、図１に示したビート成分生成部１７Ａの瞬時位相検出について説明する。ここでは、まず、ビート成分生成部１７Ａよりも回路構成がより簡略な２系統の３タップトランスバーサルフィルタをその構成要素として備えるビート成分生成部１７Ｂ（図２参照）の瞬時位相の検出について説明してから、ビート成分生成部１７Ａの瞬時位相の検出について説明する。図２に示したように、ビート成分生成回路１７Ｂは、乗算器２１ａと、乗算器２１ｂと、発振器２１ｃと、加算係数乗算器２３と、１水平走査期間の単位遅延素子２５と、加算集計器２７と、乗算器２９ａと、乗算器２９ｂと、減算器３１とを備えている。なお、図１に示したビート成分生成部１７Ａと比較した場合、各構成において、差違がないものに関しては、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００４３】
ところで、この図２に示したビート成分生成部１７Ｂと図１に示したビート成分生成部１７Ａとの違いは加算係数乗算器２３の数と１水平走査期間の単位遅延素子２５との数である。つまり、乗算器２１ａからの出力である第一直交成分検波出力信号の出力ラインに３個の加算係数乗算器２３ａ１、２３ａ２、２３ａ３と、２個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１、２５ａ２とが備えられており、乗算器２１ｂからの出力である第二直交成分検波出力信号の出力ラインに３個の加算係数乗算器２３ｂ１、２３ｂ２、２３ｂ３と、２個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ１、２５ｂ２とが備えられている。つまり、このビート成分生成部１７Ｂでは、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号の出力ラインに、２個の１水平走査期間の単位遅延素子２５と３個の加算係数乗算器２３が備えられており、これによって、各タップ出力として、各３つのサンプル値（加算係数が乗算された数値）が得られる。また、ビート成分生成部１７Ａでは各５つのサンプル値が得られる。
【００４４】
（ビート成分生成部１７Ｂにおける瞬時位相検出）
このビート成分生成部１７Ｂでは、映像ビート成分を生成する際に妨害波映像信号の瞬時位相が検出される。ここで、Ｑ信号にオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算したものをＸ、オフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算したものをＹとし、妨害波映像信号にはゴースト波が含まれているものとすると、Ｑは前記した（３）式、Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）であり、
0003632962.tif 000003
と表記でき、これらを（４）式とする。
【００４５】
この（４）式で表記できる信号を１Ｈ遅延線（図中、１ＨＤＬ）に通した信号をＸｋ、Ｙｋ（図２中、１ＨＤＬ２５ａ１、２５ｂ１の遅延線出力をｋ＝０とする）とし、１Ｈの遅延時間をτとし、（ｔｋ＝ｔ−ｋτ）とすると、
0003632962.tif 000004
と表記でき、同様にＹｋも
0003632962.tif 000005
と表記できる。
【００４６】
図３に（５）（６）式で表記される信号をベクトルとして図示する。各遅延線出力（Ｘｋ、Ｙｋ）は、（１／２Ｒｃｏｓ（β−θ）、１／２Ｒｓｉｎ（β−θ））を中心に半径１／２Ｒ、角速度２δで回転しているベクトルである。つまり、図３において、ｖ１はＰ１（Ｘ０、Ｙ０）を指すものであり、ｖ２はＰ２（Ｘ１、Ｙ１）を指すものであり、ｖ３はＰ３（Ｘ−１、Ｙ−１）を指すものである。ここで、Ｒ、βなどが各サンプル時刻（ｔｋ）で同一の値を取るものと仮定すると、＋１Ｈ信号のベクトルと、−１Ｈ信号のベクトルと、０Ｈ信号の０．２８倍（＝−２ｃｏｓ（２δτ）＝−２ｃｏｓ（９８．０６度））のベクトルの和は、各ベクトルが時間とともに回転しても、一定点Ｐ４に留まる。このため、この点Ｐ４の座標位置から位相（β）と振幅（Ｒ）とを知ることができる。
【００４７】
図３を用いて行った説明を数式で表記すると、下記のようになる。
0003632962.tif 000006
【００４８】
ここで、Ｒ（ｔ１）＝Ｒ（ｔ−１）＝Ｒ（ｔ０）（＝Ｒ）、β（ｔ１）＝β（ｔ−１）＝β（ｔ０）（＝β）と仮定しており、各遅延線出力を加算した信号Ｕおよび信号Ｖとすると、次式に示すようになる。
0003632962.tif 000007
【００４９】
この（８）式において、係数Ｃ１、Ｃ２が次式を満たすような値を取ると、位相（β−θ）および振幅（Ｒ）を求めることができる。
0003632962.tif 000008
【００５０】
すなわち、（９）式よりＣ０＝−２Ｃ１ｃｏｓ（２δτ）＝−２Ｃ１ｃｏｓ（９８．０６度）＝０．２８Ｃ１となることから、＋１Ｈ信号のベクトルと、−１Ｈ信号のベクトルと、０Ｈ信号の０．２８倍のベクトルの和は各ベクトルが時間とともに回転しても図３の一定点Ｐ４に留まり、位相（β−θ）が検出できる。
【００５１】
この（９）式を解いて
Ｃ０＝−２ｃｏｓ（２δτ）／（１−ｃｏｓ（２δτ））＝０．２４５８６
Ｃ１＝１／（１−ｃｏｓ（２δτ））＝０．８７７０７・・・（１０）式が得られ、この場合のβおよびＲは次式から求められる。
Ｕ＝Ｒｃｏｓ（β−θ）、Ｖ＝Ｒｓｉｎ（β−θ）、
【数１】
0003632962.tif 000009
・・・（１１）式
【００５２】
なお、この実施の形態では、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数がプラス側に１０．０１ｋＨｚだけずれている場合を想定しているが、不要な放送波の搬送波周波数がマイナス側に１０．０１ｋＨｚだけずれている場合には、Ｂ（ｔ）の搬送波はｃｏｓ｛（ω−δ）ｔ＋φ｝となるため、ＲＦ入力信号を表す（１）式はＲＦ入力信号＝Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω−δ）ｔ＋β｝となる。この場合には、Ｉ信号＝Ａ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（−δｔ＋β）、Ｑ信号＝Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（−δｔ＋β）となり、（１１）式は、
Ｕ＝−Ｒｃｏｓ（β＋θ）、Ｖ＝Ｒｓｉｎ（β＋θ）、
【数１】
0003632962.tif 000010
・・・（１１′）式となる。
【００５３】
以上の（４）式から（１１′）式では、βおよびＲが、各サンプル時刻（ｔｋ）で同一の値をとるものと仮定したが、通常の映像信号では、大きな垂直相関を持っているので、この仮定は、高い精度で成立していると想定でき、ビート成分生成部１７Ｂでは、正確な映像ビート成分が生成できるといえる。
【００５４】
（ビート成分生成部１７Ａにおける瞬時位相検出）
次に、ビート成分生成部１７Ａにおける瞬時位相検出について説明する。
ビート成分生成部１７Ｂの瞬時位相検出の説明において記載した（１１）式で求められる瞬時位相β（ｔ）を用いて、従来の技術で説明したＰＬＬを用いたオフセットビートキャンセラーのＰＬＬ発振波の位相を瞬時瞬時に制御することにより、課題を解決することもできるが、妨害波映像信号の瞬時位相に追随した映像ビート成分はＰＬＬを用いなくても図１または図３に示す回路により直接生成することができる。次にこのことを説明する。
【００５５】
ビート成分生成部１７Ａで説明した加算集計器２７ａおよび加算集計器２７ｂの出力信号が、（１１）式で得られた信号に相当し、Ｕ信号にオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波（ｃｏｓ（δｔ＋θ））を乗算器２９ａで乗算し、Ｖ信号にオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波（ｓｉｎ（δｔ＋θ））を乗算器２９ｂで乗算し、減算器３１で減算すると、
Ｕ×ｃｏｓ（δｔ＋θ）−Ｖ×ｓｉｎ（δｔ＋θ）＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（β−θ）＋（δｔ＋θ）｝＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）・・・（１２）式となる。つまり、極めて簡単に映像ビート成分が生成できることになる。
【００５６】
ここで、所望の放送波の搬送波周波数に対し不要な放送波の搬送波周波数がマイナス側にずれている場合には、Ｖ×ｓｉｎ（δｔ＋θ）−Ｕ×ｃｏｓ（δｔ＋θ）＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（β＋θ）−（δｔ＋θ）｝＝Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（−δｔ＋β）・・・（１２′）式となって、極めて簡単に映像ビート成分が生成できる。つまり、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数がプラス側にずれているかマイナス側にずれているかによって、減算器３１で乗算器２９ａの出力から乗算器２９ｂの出力を減算するか、乗算器２９ｂの出力から乗算器２９ａの出力を減算するかを決めてやれば、ビート成分生成部１７Ａから映像ビート成分を出力することができる。
【００５７】
この（１２）式および（１２′）式によると、発振器２１ｃの発振位相（θ）は最終的に生成される映像ビート成分に影響を及ぼしていないので、任意の値でよいことになる。従って、発振器２１ｃで発生する１０．０１ｋＨｚについては、従来のビート成分生成回路（図示せず）のＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  ＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）手段のように、入力波に位相ロックする必要がなくなり、フリーランの発振器でよいことになる。ＰＬＬのようなフィードバック系が不要であることは、ハードウエアの安定性や応答速度の観点からメリットが大きいと言える。
【００５８】
また、ビート成分生成部１７Ｂは、３サンプル加算（−１Ｈ、０Ｈ、＋１Ｈ）であるのに対し、ビート成分生成部１７Ａでは、５サンプル加算（−２Ｈ、−１Ｈ、０Ｈ、１Ｈ、２Ｈ）であり、各サンプル加算処理は、垂直周波数領域でのフィルタ処理であって、この特性は前記した加算係数で決定される。
【００５９】
ビート成分生成部１７Ｂの場合では、３サンプル加算であり、加算係数Ｃ０、Ｃ１は（９）式の拘束条件で一意的に決まってしまうので、図４（ａ）に示す周波数応答以外の特性をとることができない。しかし、ビート成分生成部１７Ａの場合では、５サンプル加算であり、拘束条件に対して加算係数の数が一つ多い。このため、各係数に自由度を持たせることができ、周波数特性を図４（ｂ）に示すように、ある程度自由に設定できる。なお、２Ｍ個の遅延線（１水平走査期間の単位遅延素子２５）を使用して２Ｍ＋１個のタップ出力の荷重和をトランスバーサルフィルタ出力とする場合の係数の拘束条件は、
【００６０】
【数２】
0003632962.tif 000011
【００６１】
（１３）式となり、加算処理による雑音の増加は次式の（１４）式で与られる。
【００６２】
【数３】
0003632962.tif 000012
（１４）式
なお、トランスバーサルフィルタの各加算係数は理論上、前記の拘束条件により制限を受けるが、現実的には総合的なビートキャンセル動作を見ながらの調整となるため、実用上は一定の範囲内に設定されていればよいという性質のものである。
【００６３】
（トランスバーサルフィルタを偶数タップで構成した場合について）
以上では、トランスバーサルフィルタを奇数タップで構成した場合を例にビート成分生成部１７Ａの動作を説明したが、トランスバーサルフィルタを偶数タップで構成しても奇数タップのトランスバーサルフィルタの場合と同様の効果を得ることが可能であることを次に補足的に説明する。
【００６４】
図５に偶数タップのトランスバーサルフィルタでビート成分生成部１７Ｃを構成した場合の放送波受信チューナ１Ａのブロック図を示す。この図５に示したように、ビート成分生成部１７Ｃは、乗算器２１ａと、乗算器２１ｂと、発振器２１ｃと、加算係数乗算器２３と、１水平走査期間の単位遅延素子２５（図５中、１ＨＤＬ）と、加算集計器２７と、乗算器２９ａと、乗算器２９ｂと、減算器３１とを備えている。加算係数乗算器２３は、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号に加算係数（Ｃ１．５）を乗算すると共に、１水平走査期間の単位遅延素子２５の各出力信号に加算係数（Ｃ０．５、Ｃ１．５）を乗算するものである。なお、図５に示した放送波受信チューナ１Ａのビート成分生成部１７Ｃと、図１に示した放送波受信チューナ１のビート成分生成部１７Ａとを比較した場合、各構成において、差違がないものに関しては、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００６５】
図５に示したビート成分生成部１７Ｃと図１に示したビート成分生成部１７Ａとの違いは、加算係数乗算器２３の個数と１水平走査期間の単位遅延素子２５の個数である。つまり、乗算器２１ａからの出力である第一直交成分検波出力信号の出力ラインに４個の加算係数乗算器２３ａ１、２３ａ２、２３ａ３、２３ａ４と、３個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１、２５ａ２、２５ａ３とが備えられており、乗算器２１ｂからの出力である第二直交成分検波出力信号の出力ラインに４個の加算係数乗算器２３ｂ１、２３ｂ２、２３ｂ３、２３ｂ４と、３個の１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ１、２５ｂ２、２５ｂ３とが備えられている。つまり、このビート成分生成部１７Ｃでは、第一直交成分検波出力信号および第二直交成分検波出力信号の出力ラインに３個の１水平走査期間の単位遅延素子２５と４個の加算係数乗算器２３が備えられており、これによって、各タップ出力として、各４つのサンプル値（加算係数が乗算された数値）が得られる。
【００６６】
具体的には、図５に示したように、加算係数乗算器２３ａ１が乗算器２１ａからの出力信号である第一直交成分検波出力信号（１．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ１．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ２が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１からの出力であるタップ出力信号（０．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ０．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ３が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ２からの出力であるタップ出力信号（０．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ０．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ａ４が１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ３からの出力であるタップ出力信号（１．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ１．５を乗算している。
【００６７】
同様に加算係数乗算器２３ｂ１が乗算器２１ｂからの出力信号である第二直交成分検波出力信号（１．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ１．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ２が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ１からの出力であるタップ出力信号（０．５Ｈ進相信号）に加算係数Ｃ０．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ３が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ２からの出力であるタップ出力信号（０．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ０．５を乗算しており、加算係数乗算器２３ｂ４が１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ３からの出力であるタップ出力信号（１．５Ｈ遅延信号）に加算係数Ｃ１．５を乗算している。
【００６８】
ここで、図５のトランスバーサルフィルタの入力信号は、Ｑ信号にオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波を乗算したＸおよびオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算したＹであり、これらの信号は前記（４）式で表記される。この（４）式で表記される信号を１Ｈ遅延線（図５中、１ＨＤＬ）に通した信号Ｘｋ、Ｙｋもまた（５）式および（６）式の通りになる。
【００６９】
図５中、１ＨＤＬ２５ａ１、２５ｂ１の遅延線出力をそれぞれＸ−０．５、Ｙ−０．５と表し、１ＨＤＬ２５ａ２、２５ｂ２の遅延線出力をそれぞれＸ０．５、Ｙ０．５と表すと、各遅延線出力を加算した信号ＵおよびＶは次のように表される。
0003632962.tif 000013
【００７０】
この（１５）式において、係数Ｃ０．５、Ｃ１．５が次式を満たすような数値をとると、位相（β−θ）および振幅（Ｒ）を求めることができる。
0003632962.tif 000014
このようにトランスバーサルフィルタを偶数タップで構成した場合、トランスバーサルフィルタを奇数で構成した場合と比較して瞬時位相を検出するための各加算係数の拘束条件に差違は生じるが、その基本的な動作に差違が生じるものではない。
【００７１】
（放送波受信チューナの動作）
次に、図６に示すフローチャートを参照して、放送波受信チューナ１の動作を説明する（適宜図１を参照）。
まず、放送波受信チューナ１では、受信アンテナ（図示せず）から直交検波部３にＲＦ入力信号Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｒ（ｔ）ｃｏｓ｛（ω＋δ）ｔ＋β｝が入力されたかどうか判断される（Ｓ１）。このＲＦ入力信号が入力されるまで（Ｎｏ）待機され、ＲＦ入力信号が入力されたと判断された場合（Ｙｅｓ）、直交検波部３でＲＦ入力信号が直交検波され、希望波搬送波と同相成分であるＩ信号、直交成分であるＱ信号とに分離される。直交検波部３で分離された同相成分であるＩ信号の場合（Ｓ２、Ｙｅｓ）、分離されたＩ信号は同相成分Ａ／Ｄ変換部５でアナログデジタル変換される（Ｓ３）。
【００７２】
そして、この同相成分Ａ／Ｄ変換部５でアナログデジタル変換されたＩ信号は、ビート成分生成部１７Ａの出力信号との相対的な時間関係を合わせるために同相成分遅延部７（図１中２ＨＤＬ）で２Ｈ分遅延される（Ｓ４）。この同相成分遅延部７で遅延された信号は分岐され、高周波成分である場合（Ｓ５、Ｙｅｓ）、高周波成分抽出遅延部９で当該高周波成分が抽出され、遅延調整される（Ｓ６）。また、低周波成分である場合（Ｓ５、Ｎｏ）、低周波成分抽出遅延部１１で当該低周波成分が抽出され、遅延調整される（Ｓ７）。
【００７３】
また、直交検波部３で分離された直交成分であるＱ信号の場合（Ｓ２、Ｎｏ）、分離されたＱ信号は、直交成分Ａ／Ｄ変換部１３でアナログデジタル変換される（Ｓ８）。そして、低周波直交成分抽出部１５（図１中ＬＰＦ）で直交成分の低周波成分が抽出される（Ｓ９）。その後、この直交成分の低周波成分がビート成分生成部１７Ａに入力され、このビート成分生成部１７Ａで映像ビート成分Ｒ（ｔ）ｃｏｓ（δｔ＋β）が生成される（Ｓ１０）。
【００７４】
そして、映像信号出力部１９で、低周波成分抽出遅延部１１にて遅延調整されている低周波成分からビート成分生成部１７Ａにて生成された映像ビート成分が減算される（Ｓ１１）。さらに、この映像信号出力部１９で、低周波成分から映像ビート成分が減算された信号と、高周波成分抽出遅延部９にて遅延調整されている高周波成分とが加算され、デジタル映像出力Ａ（ｔ）として出力される（Ｓ１２）。
【００７５】
（ビート成分生成部［ビート成分生成回路］の動作）
次に、図７に示すフローチャートを参照して、ビート成分生成部１７Ａにおいて映像ビート成分（オフセットビート成分）を生成する動作を説明する（適宜図１参照）。
まず、ビート成分生成部１７Ａでは、Ｑ信号Ｒ（ｔ）ｓｉｎ（δｔ＋β）の入力があるかどうかが判断される（Ｓ２１）。このＱ信号の入力があるまで待機（Ｎｏ）され、Ｑ信号の入力があると判断された場合（Ｙｅｓ）には、乗算器２１ａでオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波が、乗算器２１ｂでオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波がそれぞれＱ信号に乗算され、第一直交成分検波出力信号、第二直交成分検波出力信号とされる（Ｓ２２）。
【００７６】
これら第一直交成分検波出力信号、第二直交成分検波出力信号がそれぞれ加算係数乗算器２３ａ１、２３ｂ１と、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１、２５ｂ１に入力される（Ｓ２３）。加算係数乗算器２３ａ１、２３ｂ１では、加算係数Ｃ２が乗算され、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ１、２５ｂ１では、第一直交成分検波出力信号、第二直交成分検波出力信号が１水平走査期間だけ遅延される。
【００７７】
そして、これら１Ｈだけ遅延された第一直交成分検波出力信号、１Ｈだけ遅延された第二直交成分検波出力信号がそれぞれ加算係数乗算器２３ａ２、２３ｂ２と、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ２、２５ｂ２に入力される（Ｓ２４）。さらに、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ２からの出力信号は、加算係数乗算器２３ａ３、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ３に、続いて、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ３からの出力信号は、加算係数乗算器２３ａ４、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ４に入力され、１水平走査期間の単位遅延素子２５ａ４からの出力信号は加算係数乗算器２３ａ５に入力される。また、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ２からの出力信号は、加算係数乗算器２３ｂ３、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ３に、続いて、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ３からの出力信号は、加算係数乗算器２３ｂ４、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ４に入力され、１水平走査期間の単位遅延素子２５ｂ４からの出力信号は加算係数乗算器２３ｂ５に入力される。
【００７８】
その後、加算集計器２７ａにおいて、加算係数乗算器２３ａ１、２３ａ２、２３ａ３、２３ａ４、２３ａ５で加算係数が乗算された各タップ出力信号が集計され、加算集計器２７ｂにおいて、加算係数乗算器２３ｂ１、２３ｂ２、２３ｂ３、２３ｂ４、２３ｂ５で加算係数が乗算された各タップ出力信号が集計される（Ｓ２５）。さらに、乗算器２９ａにおいて加算集計器２７ａの出力信号である第一トランスバーサルフィルタ出力信号とオフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波とが乗算され、乗算器２９ｂにおいて加算集計器２７ｂの出力信号である第二トランスバーサルフィルタ出力信号とオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波とが乗算される（Ｓ２６）。それらの結果である乗算器２９ａおよび乗算器２９ｂの出力信号が減算され、映像ビート成分として映像信号出力部１９に出力される（Ｓ２７）。
【００７９】
ここで、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数がプラス側にずれている場合は乗算器２９ａの出力から乗算器２９ｂの出力が減算され、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数がマイナス側にずれている場合は乗算器２９ｂの出力から乗算器２９ａの出力が減算される。なお、所望の放送波の搬送波周波数に対して不要な放送波の搬送波周波数がプラス側にずれているかマイナス側にずれているかは、これらの放送波を送信する放送局の設定により定まるものであるので、本発明の一実施の形態である放送波受信チューナ１、１Ａを設置しようとする受信点が決定すれば自ずと定まり、これらの関係を既知のものとして取り扱うことができる。
【００８０】
（ビート成分生成部における加算係数（サンプル加算）について）
ここで、ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂにおける加算係数乗算器２３で乗算される加算係数（サンプル加算）について補足説明しておく。（４）式に示した式（Ｑ信号にオフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波、オフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波を乗算したもの）は、直交検波の一般形式を与えている。つまり、入力信号であるＱ信号は周波数δの搬送波がＲ（ｔ）という信号で振幅変調され、さらにβ（ｔ）という信号で位相変調されたものであるとみなすことができる。そして、この変調された信号（Ｑ信号）に搬送波と同一周波数のキャリアを乗じたものが（４）式に示したＸおよびＹである。
【００８１】
通常の信号復調では、搬送波の２倍の周波数成分である（４）式の各式第２項がフィルタ（図示せず）で除去されて復調成分（第１項）が抽出されている。この動作を図３に示したベクトル図で説明すると以下の通りになる。すなわち、キャリア（オフセット周波数と同一周波数のｓｉｎ波、オフセット周波数と同一周波数のｃｏｓ波）を乗算した信号は、図３の０Ｈ信号で表される回転ベクトルであるが、これをフィルタ（図示せず）に通して第２項の高周波成分を除去することは回転ベクトルを１回転期間（２δの１周期）に亘って積分することと等価である。つまり、積分によりベクトルの回転成分が平均化されてゼロとなり、回転中心である第１項を復調出力として取り出すことができる。
【００８２】
これに対し、サンプル加算は、回転ベクトルを１周期に亘って（連続）積分する代わりに、ベクトルを定期的にサンプリングし、各サンプル値の重み付け和（ｗｅｉｇｈｔｅｄ  ｓｕｍ）を求めるものである。１水平走査期間の単位遅延素子２５（図１参照）によりトランスバーサルフィルタを構成し、サンプリング周波数として水平走査周波数（ｆｈ＝１５．７３ｋＨｚ）を用いているため、重み付け和の周波数特性は、ｆｈで繰り返す櫛型フィルタ特性をとることになる。
【００８３】
一例として、±２Ｈ遅延線を用いた場合の特性を図８に示す。この櫛型フィルタにおいて、サンプル加算の拘束条件（１３）式が成立することは、オフセット周波数の２倍の周波数（高周波キャリア＝２０．０２ｋＨｚ）でのレスポンスがゼロ（図８中ほぼ中央の黒点、周波数２０ｋＨｚ付近）となることである。またこの時、櫛型フィルタの特性に基づいて、高周波キャリアからｆｈの整数倍離れた周波数に対するレスポンスもゼロ（図８中、周波数２δ＋ｆｈおよび２δ−ｆｈ）となる。
【００８４】
ところで、垂直相関が１００％である映像信号とは、周波数成分がｆｈの整数倍にのみ存在する信号であるが、妨害波映像信号がこのような垂直相関１００％の信号である場合、映像信号成分（（４）式第１項）は、ｆｈの整数倍の周波数にのみ成分を持ち、高周波成分（（４）式第２項）については、高周波キャリアからｆｈの整数倍離れた周波数にのみ成分を持つ信号となる。このような信号を図８に示した特性を有するフィルタに通過させると映像信号成分は１００％（無歪で）通過し、高周波成分は完全に遮断され、所望の映像信号成分のみを取り出すことができる。
【００８５】
また、逆に、垂直相関が１００％でない映像信号は、ｆｈの整数倍以外の周波数にも成分を持っており、このような映像信号の場合、映像信号成分がフィルタの周波数特性の影響を受けて歪む（線形歪）と共に、高周波成分はフィルタの通過域に成分を持つようになる。このため、映像信号成分と高周波成分との混ざり合ったものがフィルタ出力となり、映像信号成分と高周波成分との分離が不十分なものとなってしまう。
【００８６】
つまり、映像信号成分が歪んだり、映像信号成分と高周波成分との分離が不十分であることは、妨害波映像信号の振幅および位相（Ｒとβ）の検出が不完全であることであり、従って、これらから生成される映像ビート成分には誤差が含まれることになり、放送波受信チューナ１では正確なビートキャンセル動作が行えなくなる。
【００８７】
そこで、映像信号成分の歪みや高周波成分分離の問題を緩和する１つの方法として、オフセット周波数の変更がある。このオフセット周波数を変更した例を図９に示す。この図９（ｂ）は、現行のオフセット周波数１０．０１ｋＨｚの場合であり、図９（ａ）は、オフセット周波数をｆｈの３／４倍にした場合、すなわち、高周波成分がｆｈの整数倍（この周波数に信号のエネルギーが集中している）の中間になるようにした場合である。図９（ｂ）と比較すると、明らかなように、信号の通過帯域が広く（信号歪みが少ない）、また、高周波キャリアがｆｈの整数倍の周波数から最も離れているため、映像信号成分と高周波成分との分離も比較的優れている。なお、オフセット周波数を変更するには、既存設備の設定変更が必要であることは言うまでもない。
【００８８】
（フレーム相関を利用したビート成分生成部について）
これまでは、映像信号の垂直相関が高いという性質を利用したビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂについて説明してきた。これより、映像信号のフレーム相関を利用したビート成分生成部（図示せず）について説明する。通常の映像信号はフレーム相関も高く、例えば、静止画ではフレーム相関は１００％となる。この静止画の場合、映像信号成分はフレーム周波数（２９．９７Ｈｚ：以下３０Ｈｚと略記する）の整数倍にのみ存在する。
【００８９】
このフレーム相関を利用する場合について、図１０を参照して説明する。フレーム相関を利用する場合は、垂直相関を利用する場合に用いた１水平走査期間の単位遅延素子の代わりに、１フィールドまたは１フレーム期間の単位遅延素子を利用する。具体的には図１に示したビート成分生成部１７Ａの「１ＨＤＬ」を「１フィールド遅延線（１ＶＤＬ）または１フレーム遅延線（１ＦＤＬ）」（図示せず）に置き換えたものである。なお、図１の放送波受信チューナ１でビートキャンセル動作を行わせるには、単位遅延素子の変更に合わせ同期成分遅延部７の「２ＨＤＬ」を「１ＦＤＬ」または「２ＦＤＬ」に変更することが必要である。図１０は、ビート成分生成部１７Ａの「１ＨＤＬ」を「１フィールド遅延線（１ＶＤＬ）」に置き換えた場合の動作説明図である。
【００９０】
現行のオフセット周波数１０．０１ｋＨｚは、フィールド周波数の１６７倍（またはフレーム周波数の３３４倍）であるため、フィールド遅延しても回転ベクトルは現信号ベクトルと同一になってしまう。その結果、これらの信号をどのように加算しても回転ベクトル成分を相殺することができない。つまり、現行オフセット周波数のままでは、フレーム相関を利用することができない。このため、オフセット周波数を７．５Ｈｚ（垂直周波数（ｆｖ）の１／８）だけシフトさせる。このオフセット周波数の場合、図１０（ａ）に示すように、１フレーム遅延信号および１フレーム進相信号の回転ベクトルｖｒ２、ｖｒ３は現信号の回転ベクトルｖｒ１と逆相関係となり、これらを一定の加算係数で重み付け加算することにより回転ベクトルの相殺が可能になる。
【００９１】
すなわち、オフセット周波数を７．５Ｈｚだけシフトさせた場合には、１フィールド期間の単位遅延素子を構成要素とする５タップのトランスバーサルフィルタまたは１フレーム期間の単位遅延素子を構成要素とする３タップまたは５タップのトランスバーサルフィルタを用いれば、１水平走査期間の単位遅延素子を構成要素とするトランスバーサルフィルタを用いた場合と同様に映像ビート成分を生成することができる。同様に、オフセット周波数を１５Ｈｚだけシフトさせた場合には、１フィールド遅延信号および１フィールド進相信号の回転ベクトルは現信号の回転ベクトルと逆相関係になるため、１フィールド期間の単位遅延素子を構成要素とする３タップまたは５タップのトランスバーサルフィルタを用いれば、映像ビート成分を生成することができる。ただし、いずれの場合も既存設備の設定変更が必要である。
【００９２】
この実施の形態では以下の効果を奏す。
放送波受信チューナ１では、受信した放送波映像信号が直交検波部３によって直交検波され、同相成分と直交成分とに分離される。一方の同相成分は同相成分Ａ／Ｄ変換部５によってアナログデジタル変換され、同相成分遅延部７で遅延され、高周波成分抽出遅延部９によって高周波成分が取り出され、遅延される。また、低周波成分抽出遅延部１１によって低周波成分が取り出され、遅延される。他方の直交成分は直交成分Ａ／Ｄ変換部１３によってアナログデジタル変換され、低周波直交成分抽出部１５によって、直交成分の低周波成分が取り出される。そして、ビート成分生成部１７Ａによって直交成分の低周波成分から妨害波映像信号の瞬時位相の変化に追随した映像ビート成分が生成され、映像信号出力部１９によって、同相成分の低周波成分から映像ビート成分が減算され、さらに同相成分の高周波成分と加算されデジタル映像信号として出力される。このため、妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場合でも映像ビート成分が除去された希望波映像信号が得られ、放送波受信チューナ１のユーザは放送局から放送される所望の放送番組を良好な状態で視聴することができる。
【００９３】
また、ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ（ビート成分生成回路）では、乗算器２１ａと乗算器２１ｂと発振器２１ｃとによって得られた第一直交成分検波出力信号と第二直交成分検波出力信号とに、加算係数乗算器２３で加算係数が乗算されつつ、１水平走査期間の単位遅延素子２５で順次遅延され、他の加算係数が乗算され集計される。そして、これらの検出結果に基づいて加算集計器２７ａ、２７ｂと乗算器２９ａ、２９ｂと減算器３１とにより、妨害波映像信号の瞬時位相の変化に対応した映像ビート成分を出力することができる。
【００９４】
さらに、オフセット周波数を現行周波数から若干ずらすことを前提とした場合、トランスバーサルフィルタを構成する単位遅延素子を１水平走査期間の遅延素子から１フィールド期間または１フレーム期間の遅延素子に置き換えることにより、フレーム相関を利用した映像ビート成分の生成が可能となる。例えば、オフセット周波数を７．５Ｈｚ（垂直周波数（ｆｖ）の１／８）だけシフトさせれば、１フレーム遅延信号および１フレーム進相信号を用いた瞬時位相検出が可能となり、特に静止画において完全なビートキャンセル動作を行わせることができる。
【００９５】
３個ずつの加算係数乗算器２３が備えられた場合（ビート成分生成部１７Ｂの場合）、乗算結果として加算される値（サンプル値）は３個とされ、回路をより簡略に構成することができる。５個ずつの加算係数乗算器２３が備えられた場合（ビート成分生成部１７Ａの場合）、乗算結果として加算される値（サンプル値）は５個とされ、加算係数に自由度を持たすことができる。なお、このサンプル値の増加に伴い、加算係数の自由度も増加する。
【００９６】
さらに、不要な放送波が複数存在する場合は、それぞれのオフセット周波数が同一とならないよう、各放送局のオフセット周波数をシフトさせておけば、本発明の一実施の形態であるビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ（ビート成分生成回路）を不要な放送波に対応して複数用意することにより、別々に映像ビート成分を生成することが可能になり、それらを線形演算することによって、ビートキャンセル動作を実行することができる。
【００９７】
以上、一実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ、放送波受信チューナ１の各構成の処理を各過程（ステップ）とみなしたビート成分生成方法、放送波受信方法と捉えることも可能である。この場合、ビート成分生成部１７Ａ、１７Ｂ、放送波受信チューナ１のそれぞれの効果と同様の効果が得られる。また、前記したように、トランスバーサルフィルタを偶数タップで構成しても図８、図９、図１０（ｂ）と同等の周波数特性を得ることができるため、本発明のトランスバーサルフィルタは、この実施の形態で詳細に説明した奇数タップのトランスバーサルフィルタに限定されるものではない。
【００９８】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、第一直交成分検波出力手段と第二直交成分検波出力手段とによって得られた第一直交成分検波出力信号と第二直交成分検波出力信号とに、第一瞬時位相検出手段および第二瞬時位相検出手段でトランスバーサルフィルタによる信号処理がそれぞれ施されて妨害波映像信号の垂直相関を利用した瞬時位相検出が行われ、さらに、これらの検出結果に基づいてビート成分出力手段で映像ビート成分が出力される。このため、この映像ビート成分を同相成分の映像信号から減算すれば、妨害波映像信号の瞬時位相が変化した場合でも映像ビート成分が除去された、つまり妨害映像のない良好な希望波映像信号を得ることができる。
【００９９】
請求項２記載の発明によれば、オフセットキャリア方式におけるオフセット周波数を現行の１０．０１ｋＨｚから例えば、７．５Ｈｚ（垂直周波数（ｆｖ）の１／８）だけシフトした場合に、妨害波映像信号のフレーム相関を利用した瞬時位相検出が可能となり、特に静止画において完全なビートキャンセル動作を行わせることができる。
【０１００】
請求項３記載の発明によれば、３タップのトランスバーサルフィルタとした場合には回路規模を小さくすることができ、５タップのトランスバーサルフィルタとした場合には瞬時位相を検出するための拘束条件によって制限を受ける各タップ出力に乗算される各加算係数に設定の自由度を持たせることができる。
【０１０１】
請求項４記載の発明によれば、直交検波手段によって分離された同相成分は、高周波成分抽出遅延手段によって高周波成分が取り出され、低周波成分抽出遅延手段によって低周波成分が取り出され、遅延される。他方の直交成分は直交成分低周波抽出手段によって、直交成分の低周波成分が取り出される。そして、ビート成分生成回路によって直交成分の低周波成分から映像ビート成分が生成され、映像信号出力手段によって、同相成分の低周波成分から映像ビート成分が減算され、さらに同相成分の高周波成分と加算され出力される。このため、放送局の放送区域内外における混信妨害を防ぐことができ、特に妨害波映像信号がゴースト波成分を伴っている場合に直接妨害波とゴースト妨害波との合成波である妨害波映像信号の瞬時位相が混信妨害を与える映像信号の振幅変動に伴い変化するオフセットビート（映像ビート成分）を除去することができ、放送波受信チューナのユーザは放送局から放送される所望の放送番組を良好な状態で視聴することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施の形態である放送波受信チューナのブロック図である。
【図２】ビート成分生成部の他の構成を示すのブロック図である。
【図３】図２に示したビート成分生成部によるサンプル加算処理を説明するベクトル図である。
【図４】図１および図２に示したビート成分生成部の周波数特性を説明した図である。
【図５】図１に示したビート成分生成部を偶数タップのトランスバーサルフィルタにより構成した場合の放送波受信チューナのブロック図である。
【図６】図１に示した放送波受信チューナの動作を説明したフローチャートである。
【図７】図１に示したビート成分生成部の動作を説明したフローチャートである。
【図８】図２に示したビート成分生成部によるサンプル加算処理の周波数特性を説明した図である。
【図９】図２に示したビート成分生成部によるサンプル加算処理の周波数特性およびオフセット周波数をシフトした場合の周波数特性を説明した図である。
【図１０】（ａ）  オフセット周波数を現行周波数から７．５Ｈｚシフトさせた上で、ビート成分生成部の５タップのトランスバーサルフィルタを１フィールド期間の単位遅延素子により構成した場合のベクトル図である。
（ｂ）  オフセット周波数を現行周波数から７．５Ｈｚシフトさせた上で、ビート成分生成部の５タップのトランスバーサルフィルタを１フィールド期間の単位遅延素子により構成した場合の周波数特性を説明した図である。
【符号の説明】
１、１Ａ  放送波受信チューナ
３  直交検波部（直交検波手段）
５  同相成分Ａ／Ｄ変換部（同相成分Ａ／Ｄ変換手段）
７  同相成分遅延部
９  高周波成分抽出遅延部（高周波成分抽出遅延手段）
１１  低周波成分抽出遅延部（低周波成分抽出遅延手段）
１３  直交成分Ａ／Ｄ変換部（直交成分Ａ／Ｄ変換手段）
１５  低周波直交成分抽出部（低周波直交成分抽出手段）
１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ  ビート成分生成部（ビート成分生成回路）
１９  映像信号出力部
２１ａ、２１ｂ  乗算器（第一および第二直交成分検波出力手段）
２１ｃ  発振器（第一および第二直交成分検波出力手段）
２３  加算係数乗算器（第一および第二瞬時位相検出手段）
２５  １水平走査期間の単位遅延素子
２７ａ、２７ｂ  加算集計器（第一および第二瞬時位相検出手段）
２９ａ、２９ｂ  乗算器（ビート成分出力手段）
３１  減算器（ビート成分出力手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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