(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し、該エネルギ蓄積手段を利用して、入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、
該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を出力可能な電源と、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、前記負荷の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える駆動装置。
【請求項２】
請求項１記載の駆動装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性は、前記エネルギ蓄積手段の損失特性と、前記スイッチング素子の損失特性とを用いて得られる特性である駆動装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の駆動装置であって、
前記負荷に要求される出力と前記電源の電圧と基づいて前記エネルギ蓄積手段に流す目標電流を算出する電流算出手段を備える駆動装置。
【請求項４】
請求項１または２記載の駆動装置であって、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流を直接検出する電流検出手段を備える駆動装置。
【請求項５】
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを備える駆動装置の制御方法であって、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、前記負荷の要求出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する
駆動装置の制御方法。
【請求項６】
コンピュータを、
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを有する駆動装置であって、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、前記負荷の要求出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える駆動装置として機能させるコンピュータ読み取り可能なプログラムが記憶された記憶媒体。
【請求項７】
多相交流により回転駆動する電動機と、
スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された充電可能な第１の電源と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルとを含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づき、前記電動機の要求出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える動力出力装置。
【請求項８】
多相交流により回転駆動する電動機と、
スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された充電可能な第１の電源と、
前記インバータ回路の前記正極母線および負極母線のうち前記第１の電源に接続されていない母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルとを含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づき、前記電動機の要求出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える動力出力装置。
【請求項９】
請求項７または８記載の動力出力装置であって、
前記電力変換部の損失特性は、前記電動機の各相コイルの損失特性と前記スイッチング素子の損失特性とを用いて得られる特性である動力出力装置。
【請求項１０】
請求項７ないし９のいずれか１に記載の動力出力装置であって、
前記動力出力装置に要求される出力と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機の中性点を流れる電流を算出する電流算出手段を備える動力出力装置。
【請求項１１】
請求項７ないし９のいずれか１記載の動力出力装置であって、
前記電動機の中性点を流れる電流を直接検出する電流検出手段を備える動力出力装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動装置および動力出力装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の動力出力装置としては、電動機に三相交流を印加するインバータ回路の正極母線と負極母線とに接続されたコンデンサと直流電源からの電力をＤＣ／ＤＣ変換してコンデンサに供給可能なＤＣ／ＤＣコンバータとを備えるものが提案されている。この動力出力装置では、直流電源の電流をエネルギとして一時的に蓄積するリアクトルを利用して直流電源の電圧を昇圧してコンデンサに電荷を蓄えると共にこの蓄電されたコンデンサを直流電源として電動機を駆動する。このＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作は、ある動作点において効率が良いとされるスイッチング周波数（搬送波の周波数）に固定し、この固定されたスイッチング周波数でスイッチング制御することにより行なわれている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、こうした動力出力装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータが必ずしも適切なスイッチング周波数で駆動されずにそのエネルギ効率が低下する場合があるという問題があった。ＤＣ／ＤＣコンバータは、動力出力装置に要求される出力（要求出力）に応じて動作し、要求出力によって効率の良いスイッチング周波数のポイントも変わる。したがって、固定されたスイッチング周波数でＤＣ／ＤＣコンバータを駆動する場合、装置の要求出力によっては効率の悪いポイントで動作してしまう場合があった。このＤＣ／ＤＣコンバータのエネルギ効率の低下は、装置全体のエネルギ効率の低下を招くことになる。
【０００４】
本発明の駆動装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータをより効率の良いスイッチング周波数で駆動し、装置全体のエネルギ効率をより向上させることを目的の一つとする。また、本発明の動力出力装置は、第１電源と第２の電源との間の電力変換をより効率の良いスイッチング周波数で行ない、装置全体のエネルギ効率をより向上させることを目的の一つとする。
【０００５】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
本発明の駆動装置および動力出力装置は、上述の目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。
【０００６】
本発明の駆動装置は、
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し、該エネルギ蓄積手段を利用して、入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、
該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を出力可能な電源と、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性を用い、前記負荷の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備えることを要旨とする。
【０００７】
この本発明の駆動装置では、周波数設定手段が、エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、負荷の要求電力に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、この設定されたスイッチング周波数にて、スイッチング制御手段が、スイッチング素子をスイッチング制御する。負荷の要求電力に対応してエネルギ蓄積手段を流れる電流に応じ、ＤＣ／ＤＣコンバータの損失をより小さくするスイッチング周波数を設定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータをより効率良く駆動させることができる。この結果、装置全体のエネルギ効率をより向上させることができる。ここで、損失特性とは、エネルギ蓄積手段を流れる電流を変数として、スイッチング周波数と損失との関係をいう。
【０００８】
こうした本発明の駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性は、前記エネルギ蓄積手段の損失特性と、前記スイッチング素子の損失特性とを用いて得られる特性であるものとすることもできる。
【０００９】
また、本発明の駆動装置において、前記負荷に要求される出力と前記電源の電圧と基づいて前記エネルギ蓄積手段を流れる電流を算出する電流算出手段を備えるものとすることもできるし、前記エネルギ蓄積手段を流れる電流を直接検出する電流検出手段を備えるものとすることもできる。
【００１０】
本発明の駆動装置の制御方法は、
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを備える駆動装置の制御方法であって、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、負荷の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する
ことを要旨とする。
【００１１】
この本発明の駆動装置の制御方法では、エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性を用い、負荷の要求電力に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、この設定されたスイッチング周波数にてスイッチング素子をスイッチング制御する。負荷の要求電力に対応してエネルギ蓄積手段を流れる電流に応じ、ＤＣ／ＤＣコンバータの損失をより小さくするスイッチング周波数を設定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータをより効率良く駆動させることができる。この結果、駆動装置全体のエネルギ効率をより向上させることができる。
【００１２】
本発明の記憶媒体は、
コンピュータを、
直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを有する駆動装置であって、
前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に基づき、負荷の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える駆動装置として機能させるコンピュータ読み取り可能なプログラムが記憶されたことを要旨とする。
【００１３】
この本発明の記憶媒体では、コンピュータを、エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性を用い、負荷の要求電力に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、この設定されたスイッチング周波数にてスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段として機能させることができる。したがって、負荷の要求電力に対応してエネルギ蓄積手段を流れる電流に応じ、ＤＣ／ＤＣコンバータの損失をより小さくするスイッチング周波数を設定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータをより効率良く駆動させることができる。この結果、駆動装置全体のエネルギ効率をより向上させることができる。
【００１４】
本発明の第１の動力出力装置は、
多相交流により回転駆動する電動機と、
スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された充電可能な第１の電源と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルとを含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づき、前記電動機の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備えることを要旨とする。
【００１５】
この本発明の第１の動力出力装置では、周波数設定手段が、電動機の中性点を流れる電流に対応する電力変換部の損失特性を用い、電動機の要求電力に応じてインバータ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、この設定されたスイッチング周波数にて、制御手段が、スイッチング素子をスイッチング制御する。電動機の要求電力に対応して電動機の中性点を流れる電流に応じ、電力変換部の損失をより小さくするスイッチング周波数を設定することにより、より効率良く電力変換動作を行なうことができる。この結果、動力出力装置全体のエネルギ効率をより向上させることができる。
【００１６】
本発明の第２の動力出力装置は、
多相交流により回転駆動する電動機と、
スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された充電可能な第１の電源と、
前記インバータ回路の前記正極母線および負極母線のうち前記第１の電源に接続されていない母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルとを含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づき、前記電動機の要求電力に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段と、
該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備えることを要旨とする。
【００１７】
この本発明の第２の動力出力装置では、第１の動力出力装置と同様の効果を奏することができる。
【００１８】
こうした本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記電力変換部の損失特性は、前記電動機の各相コイルの損失特性と前記スイッチング素子の損失特性とを用いて得られる特性であるものとすることもできる。
【００１９】
また、本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記動力出力装置に要求される出力と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機の中性点を流れる電流を算出する電流算出手段を備えるものとすることもできるし、前記電動機の中性点を流れる電流を直接検出する電流検出手段を備えるものとすることもできる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を実施例を用いて説明する。図１は、本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の動力出力装置２０は、三相交流により回転駆動するモータ２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ２２に供給可能なインバータ回路２４と、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに接続されたコンデンサ３０と、充放電可能なバッテリ３２と、バッテリ３２からの直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してコンデンサ３０に供給可能なＤＣ／ＤＣコンバータ３４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４のスイッチング周波数（キャリア周波数）を設定すると共に装置全体をコントロールする電子制御ユニット４０とを備える。
【００２１】
モータ２２は、例えば、その外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、三相コイルが巻回されたステータとからなる発電可能な同期発電電動機として構成されている。モータ２２の回転軸は、実施例の動力出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。また、実施例のモータ２２は発電電動機として構成されているから、モータ２２の回転軸に動力を入力すれば、モータ２２により発電することができる。なお、実施例の動力出力装置２０が車輌に搭載される場合には、モータ２２の回転軸は車輪の車軸に直接的または間接的に接続されることになる。
【００２２】
インバータ回路２４は、６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６と６個のダイオードＤ１〜Ｄ６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６は、それぞれ正極母線２６と負極母線２８とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点にモータ２２の三相コイル（ｕｖｗ）の各々が接続されている。したがって、正極母線２６と負極母線２８との間に電位差が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１〜Ｔ６のオン時間の割合を制御することにより、モータ２２の三相コイルにより回転磁界を形成し、モータ２２を回転駆動させることができる。
【００２３】
バッテリ３２は、例えば、ニッケル水素系やリチウムイオン系の二次電池として構成されている。このバッテリ３２は、例えば、電圧を同一とした場合のコンデンサ３０の容量よりも大きい容量をもつものとして形成されている。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに対してそれぞれソース側とシンク側となるように配置された２個のトランジスタＴ７，Ｔ８と、このトランジスタＴ７，Ｔ８に各々逆並列接続された２個のダイオードＤ７，Ｄ８と、トランジスタＴ７，Ｔ８同士の接続点に接続されたリアクトルＬとを備える。
【００２５】
電子制御ユニット４０は、ＣＰＵ４２を中心としたマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ４４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ４６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット４０には、バッテリ３２の端子間電圧を検出する電圧センサ５０からの電圧ＶｂやリアクトルＬを流れる電流を検出する電流センサ５２からのリアクトル電流Ｉｌ、コンデンサ３０の端子間電圧を検出する電圧センサ５４からの電圧Ｖｃ、モータ２２の三相コイルの各相に流れる電流を検出する電流センサ５６〜６０からの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、モータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６２からのモータ回転角θ、モータ２２の動作に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。なお、電流センサ５６〜６０は、いずれか一つ省略するものとしても構わない。また、電子制御ユニット４０からは、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なうための制御信号やＤＣ／ＤＣコンバータ３４のトランジスタＴ７，Ｔ８のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２６】
こうして構成された実施例の動力出力装置２０の動作、特にＤＣ／ＤＣコンバータ３４を制御する動作について説明する。図２は、実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット４０により実行されるＤＣ／ＤＣコンバータ制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、所定時間毎（例えば、２０ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００２７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、まず、モータ２２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔ＊や回転角センサ６２からのモータ回転角θ、電圧センサ５０からのバッテリ３２の電圧Ｖｂを読み込み（ステップＳ１００）、読み込んだモータ２２のトルク指令Ｔ＊と、モータ回転角θに基づいて算出されるモータ２２の回転数Ｎとに基づいてモータ２２を駆動する際に必要な電力であるバッテリ３２の出力要求ＢＰ＊を算出する（ステップＳ１０２）。バッテリ３２の出力要求ＢＰ＊は、モータ２２からの動力を電力換算したものとして計算される。動力出力装置２０が、バッテリ３２からの電力（ＤＣ／ＤＣコンバータ３４から出力された電力）を用いて駆動するその他の補機を備える場合には、モータ２２からの動力を電力換算したものに、その補機の駆動に必要な電力を加算したものとして計算される。なお、回転角センサ６２による回転角θに基づいてモータ２２の回転数Ｎを算出する代わりに、公知の回転数センサを設けて回転数Ｎを直接検出するものとしても構わない。
【００２８】
こうしてバッテリ３２の出力要求ＢＰ＊が算出されると、算出された出力要求ＢＰ＊をバッテリ３２の端子間電圧Ｖｂで除算してＤＣ／ＤＣコンバータ３４のリアクトルＬに印加する目標リアクトル電流Ｉｌ＊を算出し（ステップＳ１０４）、算出された目標リアクトル電流Ｉｌ＊からＤＣ／ＤＣコンバータ３４のトランジスタＴ７，Ｔ８を効率良くスイッチングするための最適なキャリア周波数である最適キャリア周波数Ｆを設定し（ステップＳ１０６）、この最適キャリア周波数Ｆを用いてリアクトルＬに目標リアクトル電流Ｉｌ＊が流れるようＤＣ／ＤＣコンバータ３４を制御して（ステップＳ１０８）本ルーチンを終了する。ここで、最適キャリア周波数Ｆの設定について説明する。
【００２９】
図３に、リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数とリアクトルＬの損失との関係（実線）、および、リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数とトランジスタＴ７，Ｔ８の損失（スイッチング損失）の関係（破線）を示す。図３の実線に示すように、リアクトルＬの損失は、リアクトルＬを流れる電流が大きいほど、またキャリア周波数が低いほど、増加する。一方、図３の破線に示すように、トランジスタＴ７，Ｔ８の損失は、リアクトルＬを流れる電流が大きいほど、またキャリア周波数が高いほど、増加する。いま、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失をリアクトルＬの損失とトランジスタＴ７，Ｔ８の損失とを合計した損失として考えると、リアクトルＬを流れる電流毎のＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失特性は、図４の破線で示される特性を有することになる。従って、リアクトルＬを流れる電流に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失が最小となるキャリア周波数を設定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４を効率良く駆動することができるのである。
【００３０】
ステップＳ１０６の最適キャリア周波数Ｆの設定は、実施例では、目標リアクトル電流Ｉｌ＊と最適キャリア周波数Ｆとの関係を予め実験などにより求めてＲＯＭ４４に記憶しておき、目標リアクトル電流Ｉｌ＊が与えられると、マップから対応する最適キャリア周波数Ｆを導出するものとした。図４の実線は、目標リアクトル電流Ｉｌ＊と最適キャリア周波数Ｆとの関係を示すマップを表わしている。
【００３１】
こうしてＤＣ／ＤＣコンバータ３４によりＤＣ／ＤＣ変換されてコンデンサ３０に蓄えられた直流電力を用いてインバータ回路２４を制御することによりモータ２２を駆動する。このモータ２２の駆動は、例えば、モータ２２のトルク指令Ｔ＊からモータ２２の三相コイルの各相に印加する指令電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を算出し、この指令電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と電流センサ５６〜６０により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいてモータ２２の各相の指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。そして、この指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと電圧センサ５４により検出されたコンデンサ３０の電圧Ｖｃとに基づいてＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をインバータ回路２４に出力することにより行なわれる。
【００３２】
以上説明した実施例の動力出力装置２０によれば、モータ２２に要求される動力（要求パワー）とバッテリ３２の端子間電圧Ｖｂとに基づいてリアクトルＬを流れる目標リアクトル電流Ｉｌ＊を算出し、この目標リアクトル電流Ｉｌ＊に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失が最小となる最適スイッチング周波数Ｆを設定するから、この設定を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ３４を駆動することによりＤＣ／ＤＣコンバータ３４のエネルギ効率を向上させることができる。この結果、動力出力装置２０全体のエネルギ効率をより向上させることができる。
【００３３】
実施例の動力出力装置２０では、モータ２２に要求される動力とバッテリ３２の電圧Ｖｂとに基づいて目標リアクトル電流Ｉｌ＊を算出し、算出された目標リアクトル電流Ｉｌ＊から最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしたが、リアクトルＬを流れる電流を直接電流センサ５２により検出し、検出された電流から最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしても構わない。
【００３４】
実施例の動力出力装置２０では、ＤＣ／ＤＣコンバータ３４（リアクトルＬおよびトランジスタＴ７，Ｔ８の損失）の損失が最小となる最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしたが、若干の損失増加を許容できる場合には、最適キャリア周波数Ｆを中心とした許容範囲内のキャリア周波数を設定するものとしても構わない。
【００３５】
実施例の動力出力装置２０では、バッテリ３２を電力源としてモータ２２を駆動する場合に適用したが、電力を消費する一般的な負荷を駆動する場合に適用するものとしても構わない。
【００３６】
次に、本発明の第２実施例の動力出力装置１２０について説明する。図５は、第２実施例の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。第２実施例の動力出力装置１２０は、図示するように三相交流により回転駆動するモータ１２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ１２２に供給可能なインバータ回路１２４と、インバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線１２８とに接続されたコンデンサ１３０と、モータ１２２の中性点とインバータ回路１２４の負極母線１２８とに接続された直流電源１３２と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット１４０とを備える。この第２実施例の動力出力装置１２０は、実施例の動力出力装置２０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ３４の昇降圧動作を、モータ２２の各相コイルをリアクトルとして機能させてインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより行なう点を除いて実施例の動力出力装置２０と同様の構成をしている。従って、実施例の動力出力装置２０に対応する構成については１００を加えて符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００３７】
以下に、モータ１２２の各相コイルとインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６による昇降圧動作について説明する。図６は、モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した第２実施例の動力出力装置１２０の回路図である。いま、インバータ回路１２４のｕ相のトランジスタＴ２をオンした状態を考えると、この状態では、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モータ１２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図中実線矢印で示す回路によりコンデンサ３０に蓄えられる。この際の電圧はバッテリ１３２の供給電圧よりも高くすることができる。一方、この回路でコンデンサ１３０の電位を用いてバッテリ１３２を充電することもできる。したがって、この回路は、バッテリ１３２のエネルギを昇圧してコンデンサ１３０に蓄えると共にコンデンサ１３０の電位を用いてバッテリ１３２を充電可能な昇降圧チョッパ回路とみなすことができる。モータ１２２の三相コイルのｖｗ相もｕ相と同様に昇降圧チョッパ回路とみなすことができるから、トランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６をオンオフすることによりコンデンサ１３０を充電したり、コンデンサ１３０に蓄えられた電荷を用いてバッテリ１３２を充電することができる。このコンデンサ１３０への充電により生じる電位差は、コンデンサ１３０に蓄えられる電荷の量、即ちリアクトルを流れる電流に応じて変動するから、インバータ回路１２４のトランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６のスイッチング制御を行なってリアクトルを流れる電流を調節することによりコンデンサ１３０の端子間電圧を調節することができる。こうした回路によりモータ１２２を駆動するには、モータ１２２の三相コイルにインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御により擬似的な三相交流を供給すればよい。その際、この三相交流に直流成分を加えて、即ち、三相交流の電位をプラス側またはマイナス側にオフセットしてモータ１２２に供給すれば、交流成分でモータ１２２を回転駆動すると共に直流成分でコンデンサ１３０に蓄電することができる。したがって、インバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御によりコンデンサ１３０の端子間電圧を調節しつつモータ１２２を駆動することができるのである。このコンデンサ１３０の端子間電圧は、例えば、バッテリ１３２の端子間電圧の約２倍となるように調節されている。
【００３８】
このように、モータ１２２の各相コイルとインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とからなる回路は昇降圧チョッパ回路とみなすことができるから、その回路部分を実施例の動力出力装置２０のＤＣ／ＤＣコンバータ３４と同様に考えることができる。従って、この回路の昇降圧動作に基づく損失が最も小さくなるような最適キャリア周波数Ｆを設定すれば、第２実施例の動力出力装置１２０のエネルギ効率をより向上させることができるのである。この最適キャリア周波数Ｆの設定は、具体的には、モータ１２２の中性点を流れる目標中性点電流Ｉｏ＊を、モータ１２２に要求される動力から電力換算して算出されたバッテリ出力要求ＢＰ＊（バッテリ１３２の電力を消費するその他の補機が存在する場合には、その補機に要求される電力を加算する）をバッテリ１３２の電圧Ｖｂで除算することにより算出し、この目標中性点電流Ｉｏ＊から図４の実線で示されるものと同様の損失特性を用いて最適キャリア周波数Ｆを導出することにより行なうことができる。勿論、モータ１２２の中性点に流れる電流を電流センサ１６４により直接検出し、検出された電流を用いて最適キャリア周波数Ｆを算出するものとしても構わない。
【００３９】
以上説明した第２実施例の動力出力装置１２０によれば、モータ１２２に要求される動力（バッテリ要求出力ＢＰ＊）とバッテリ１３２の端子間電圧Ｖｂとに基づいてモータ１２２の中性点を流れる目標中性点電流Ｉｏ＊を算出し、この目標中性点電流Ｉｏ＊に基づいて昇降圧チョッパ回路として機能する回路部分の損失が最小となる最適スイッチング周波数Ｆを設定するから、この設定を用いてインバータ回路１２４を駆動することにより昇降圧動作に伴うエネルギ損失をより少なくすることができる。この結果、第２実施例の動力出力装置２０全体のエネルギ効率をより向上させることができる。
【００４０】
第２実施例の動力出力装置１２０では、インバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線１２８とを接続するようコンデンサ１３０を取り付けるものとしたが、図７の変形例の動力出力装置１２０Ｂに示すようにインバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ１２２の中性点とを接続するようコンデンサ１３０Ｂを取り付けるものとしてもよい。この変形例の動力出力装置１２０Ｂにおいては、コンデンサ１３０Ｂによる端子間電圧とバッテリ１３２による端子間電圧との和の電圧の直流電源を、インバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線１２８とを接続するように取り付けた構成、即ち、第２実施例の動力出力装置１２０のコンデンサ１３０をインバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線１２８とを接続するように取り付けた構成と同一の構成とみなすことができる。
【００４１】
図８は、モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した変形例の動力出力装置１２０Ｂの回路図である。いま、トランジスタＴ２をオンとした状態を考えると、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モータ１２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられているエネルギは、図中実線矢印で示す回路によりコンデンサ１３０Ｂに蓄えられる。一方、この回路トランジスタＴ１をオンとした状態からオフとすることにより同様にコンデンサ１３０Ｂの電荷を用いてバッテリ１３２を充電することもできる。したがって、この回路はバッテリ１３２のエネルギをコンデンサ１３０Ｂに蓄えると共にコンデンサ１３０Ｂの電位を用いてバッテリ１３２に充電可能なチョッパ回路とみなすことができる。モータ１２２のｖｗ相も、ｕ相と同様にチョッパ回路とみなすことができるから、トランジスタＴ１〜Ｔ６をオンオフすることによりコンデンサ１３０Ｂを充電したり、コンデンサ１３０Ｂに蓄えられた電荷を用いてバッテリ１３２を充電することができる。このコンデンサ１３０Ｂへの充電により生じる電位差は、コンデンサ１３０Ｂに蓄えられる電荷の量、即ち、リアクトルを流れる電流により変動するから、インバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なってリアクトルを流れる電流を調節することによりコンデンサ１３０Ｂの端子間電圧を調節することができる。こうした回路によりモータ１２２を駆動するには、モータ１２２の三相コイルにインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御により擬似的な三相交流を供給すればよい。その際、この三相交流に直流成分を加えて、即ち、三相交流の電位をプラス側またはマイナス側にオフセットしてモータ１２２に供給すれば、交流成分でモータ１２２を回転駆動すると共に直流成分でコンデンサ１３０Ｂに蓄電することができる。したがって、インバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御によりコンデンサ１３０Ｂの端子間電圧を調節しつつモータ１２２を駆動することができるのである。このコンデンサ１３０Ｂの端子間電圧は、例えばバッテリ１３２の端子間電圧とほぼ同じに調節されている。
【００４２】
したがって、変形例の動力出力装置１２０Ｂでも第２実施例の動力出力装置１２０と同様に中性点に流れる電流からチョッパ回路部分の損失が最も小さくなる最適キャリア周波数Ｆを設定することにより、第２実施例の動力出力装置１２０と同様の効果を奏することができる。
【００４３】
第２実施例の動力出力装置１２０では、インバータ回路１２４の負極母線１２８とモータ１２２の中性点とを接続するようにバッテリ１３２を取り付けるものとしたが、インバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ１２２の中性点とを接続するようにバッテリ１３２を取り付けるものとしてもよい。また、変形例の動力出力装置１２０Ｂでは、インバータ回路１２４の負極母線１２８とモータ１２２の中性点とを接続するようにバッテリ１３２を取り付けると共にインバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ１２２の中性点とを接続するようにコンデンサ１３０Ｂを取り付けるものとしたが、インバータ回路１２４の負極母線１２８とモータ１２２の中性点とを接続するようコンデンサを取り付けると共にインバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ１２２の中性点とを接続するようバッテリを取り付けるものとしても構わない。
【００４４】
第２実施例の動力出力装置１２０や変形例の動力出力装置１２０Ｂでは、モータ１２２に要求される動力（バッテリ出力要求ＢＰ＊）とバッテリ１３２の電圧Ｖｂとに基づいて目標中性点電流Ｉｏ＊を算出し、算出された目標中性点電流Ｉｏ＊から最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしたが、モータ１２２の中性点を流れる電流を直接電流センサ１６４により検出し、検出された電流から最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしても構わない。
【００４５】
第２実施例の動力出力装置１２０や変形例の動力出力装置１２０Ｂでは、チョッパ回路部分（各相コイルとトランジスタＴ１〜Ｔ６）の損失が最小となる最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしたが、若干の損失増加を許容できる場合には、最適キャリア周波数Ｆを中心とした許容範囲内のキャリア周波数を設定するものとしても構わない。
【００４６】
第１，第２実施例の動力出力装置２０，１２０やその変形例では、モータ２２，１２２として三相交流により駆動する同期発電電動機を用いたが、多相交流により駆動する如何なるタイプの電動機を用いるものとしてもよい。
【００４７】
以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明のこうした実施例に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】  実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット４０により実行されるＤＣ／ＤＣコンバータ制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図３】  リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数とリアクトルＬの損失との関係、および、リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数とトランジスタＴ７，Ｔ８の損失（スイッチング損失）との関係を示す図である。
【図４】  リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数とＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失との関係を示す図である。
【図５】  第２実施例の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。
【図６】  モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した回路図である。
【図７】  変形例の動力出力装置１２０Ｂの構成の概略を示す構成図である。
【図８】  モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した回路図である。
【符号の説明】
２０，１２０  動力出力装置、２２，１２２  モータ、２４，１２４  インバータ回路、２６，１２６  正極母線、２８，１２８  負極母線、３０，１３０  コンデンサ、３２，１３２  バッテリ、３４  ＤＣ／ＤＣコンバータ、４０，１４０  電子制御ユニット、４２，１４２  ＣＰＵ、４４，１４４  ＲＯＭ、４６，１４６  ＲＡＭ、５０，１５０  電圧センサ、５２  電流センサ、５４，１５４  電圧センサ、５６〜６０，１５６〜１６０  電流センサ、６２，１６２  回転角センサ、１６４  電流センサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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