(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信部に、複数のデータチャネルのそれぞれに対応して異なるＰＮ符号でデータ信号を拡散変調して前記データチャネル毎に拡散信号を出力する拡散手段と、この拡散手段から出力される複数の拡散信号をタイムスロット単位で多数決論理判断してその多数決論理判断結果を多値化信号のうちの２つの信号に対応させて出力する多数決論理手段と、この多数決論理手段から出力される前記多値化信号で所定の搬送波を変調して送信信号を出力する変調手段とを備えると共に、受信部に、前記送信部から出力された前記送信信号を受信すると前記ＰＮ符号を用いて復調して前記データ信号を得る復調手段を備えた構成の符号分割多重接続方式を用いた通信装置において、
前記送信部は、前記多数決論理手段における多数決論理判断で同値となって多数決論理判断結果が出力されないときにこれを検出して前記多値化信号のうちの多数決論理判断結果に使用するものとは異なる所定の信号を出力する同値検出手段を備え、
前記変調手段は、前記多数決論理手段から多数決論理判断結果が出力されないときには前記同値検出手段から出力される多値化信号により変調を行うように構成されていることを特徴とする符号分割多重接続方式を用いた通信装置。
【請求項２】
前記復調手段は、前記送信信号を受信すると前記ＰＮ符号を用いて復調するときに前記多数決論理判断に割当てられる前記２つの多値化信号に基づいて前記データ信号を得るように構成されていることを特徴とする請求項１記載の符号分割多重接続方式を用いた通信装置。
【請求項３】
前記受信部には、前記送信信号に同期する再生同期搬送波を生成するＰＬＬ回路が設けられていることを特徴とする請求項１記載の符号分割多重接続方式を用いた通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信側で複数のデータチャネルに割当てられたデータ信号をＰＮ符号で拡散変調して拡散信号とし、その拡散信号を多数決論理判断により多重化して送信信号として出力し、受信側で受信した送信信号をＰＮ符号により復調してデータ信号を得る符号分割多重接続方式を用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多重接続（Code Division Multiple Access ：以下ＣＤＭＡと略称する）方式は、例えば送信側で、複数のデータチャネルのそれぞれに割当てられたデータ信号を各データチャネル毎に異なる拡散符号でスペクトル拡散し、その拡散信号で所定周波数の搬送波を変調し、その変調信号を加算などすることによって多重化して送信信号を生成し、受信側で、その送信信号を送信側で用いた拡散符号で逆拡散することにより復調して元のデータ信号を得る通信方式である。
【０００３】
そして、このようなＣＤＭＡ方式は、スペクトル拡散方式が有する本質的な特徴によって他のデータ通信方式である周波数分割多重接続方式や時分割多重接続方式とは異なり、以下に示すような特徴を有している。
【０００４】
（１）既存システムに干渉や妨害を与えにくい。
（２）既存システムからの干渉や妨害に強い。
（３）マルチパス伝搬によるデータ伝送品質劣化対策をたてやすい。
（４）秘匿性の高い通信システムが構築できる。
（５）データ伝送速度の高速化に伴う広帯域伝送が容易である。
（６）システム容量の大容量化の可能性がある。
【０００５】
図１６は、このようなＣＤＭＡ方式を採用した従来の通信システムの構成の一例である。送信装置１０において、ｎ個のデータチャネルのそれぞれにデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが割当てられると、それらデータ信号Ｄ１〜Ｄｎは、それぞれ各データチャネル毎で異なるように割当てられた拡散符号としてのＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎによってｎ個の拡散器１１１〜１１ｎで拡散変調され、拡散信号Ｋ１〜Ｋｎとして出力される。
【０００６】
そして、これら拡散信号Ｋ１〜Ｋｎで搬送波発生器１２から出力される所定周波数の搬送波ｆ１がｎ個の位相変調器１３１〜１３ｎで位相変調（例えば２相位相変調）され、変調信号Ｐ１〜Ｐｎとして出力される。そして、変調信号Ｐ１〜Ｐｎが加算器１４で加算され、多重化された送信信号Ｓａが出力される。
【０００７】
このようにして出力された送信信号Ｓａは、受信装置２０に与えられると、ｎ個の逆拡散器２１１〜２１ｎに与えられると共に、再生同期搬送波発生器２２に与えられる。そして、送信信号Ｓａが再生同期搬送波発生器２２に与えられることに基づいて、その内部のＰＬＬ（Phase Lock Loop ）回路２３によって上記搬送波ｆ１と同期する再生同期搬送波ｆ２が生成され、その再生同期搬送波ｆ２が上記ＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎによってｎ個の拡散器２４１〜２４ｎで拡散され、中間信号Ｑ１〜Ｑｎが出力される。
【０００８】
そして、送信信号Ｓａがそれら中間信号Ｑ１〜Ｑｎによって逆拡散器２１１〜２１ｎで逆拡散されて復調信号Ｒ１〜Ｒｎとして出力され、それら復調信号Ｒ１〜Ｒｎがｎ個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２５１〜２５ｎを通過することによってノイズ成分が除去されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られる。このようにして、データ信号Ｄ１〜Ｄｎが多重化されて送信装置１０と受信装置２０との間で通信されるものである。
【０００９】
ところが、このような通信システムでは、上述したように、変調信号Ｐ１〜Ｐｎを加算器１４で加算して多重化することから、データチャネルの多重数に比例して、送信信号Ｓａの振幅、つまり、送信電力が大きくなる場合がある。そのため、データチャネルの多重数が所定の多重数を越えてしまうと、送信信号Ｓａの送信電力が電波法で規制された範囲を越えてしまうという問題がある。
【００１０】
これに対しては、送信信号Ｓａの送信電力が電波法で規制された範囲内となるように、各データチャネルの送信電力を（１／多重数）とすることが考えられているが、これでは、多重数が増えると１データチャネルあたりの送信電力が小さくなることに応じて各データチャネルのＳＮ比が低下し、その結果、伝送品質が低下することになって新たな問題が生じてしまう。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、上記のような問題点を解決するために、図１７に示すように、ＣＤＭＡ方式に多数決論理回路を採用した通信システム（特開平６−２６８６３１号公報）が考えられている。すなわち、送信装置１５において、ｎ個の拡散器１１１〜１１ｎのそれぞれで生成された拡散信号Ｋ１〜Ｋｎは、多数決論理回路１６に出力され、多数決論理回路１６でタイムスロット単位に多数決論理判断されることにより、多数決信号Ｍとして位相変調器１７に出力される。そして、その多数決信号Ｍで搬送波発生器１２から出力される搬送波ｆ１が位相変調器１７で位相変調され、送信信号Ｓｂが出力される。
【００１２】
この場合、送信信号Ｓｂは、上記したように１つの多数決信号Ｍで搬送波ｆ１が位相変調されて生成されるものであるから、上述したようなｎ個の変調信号Ｐ１〜Ｐｎを加算して多重化する送信信号Ｓａとは異なり、その送信電力は１チャネルあたりの送信電力と等しい。
【００１３】
つまり、データチャネルの多重数が増えても送信信号Ｓｂの送信電力を電波法で規制された範囲内とすることができる。尚、このような多数決論理回路１６を採用した通信システムにおいても、上述した構成と同様の受信装置２０を用いた構成とすることによって、送信信号Ｓｂを復調して、元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎを得ることができるものである。
【００１４】
しかしながら、このような多数決論理回路１６を採用した通信システムにおいては、上述したような多数決論理判断がなされることから、多数決論理判断結果が得られるようにそのデータチャネル数が奇数であることが前提とされ、つまり、データチャネル数を偶数に設定することができず、システムの設計上の制約を受けてしまうという問題点があった。
【００１５】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信信号の送信電力を電波法で規定された範囲内として技術的基準を満たすことができ、しかも、システムの自由度を向上させることができる符号分割多重接続方式を用いた通信装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１，２の発明によれば、送信部では、データ信号が複数のデータチャネルに割当てられると、それらデータ信号が拡散手段によりＰＮ符号で拡散変調されて拡散信号が出力され、それら拡散信号が多数決論理手段により多数決論理判断されて多数決論理判断結果が多値化信号のうちの２つの信号に対応されて出力され、変調手段によりその多値化信号で搬送波が変調されて送信信号が出力される。これに対して、受信部では、送信部から出力された送信信号を受信すると、その送信信号が復調手段によりＰＮ符号を用いて復調されてデータ信号が得られる。このようにして、データ信号を多重化して送信部と受信部との間で通信することができる。
【００１７】
さて、ここで、データのチャネル数が偶数である場合を考える。チャネル数が偶数であって多数決論理手段における多数決論理判断が同値となると、同値検出手段により多値化信号のうちの多数決論理判断結果に使用するものとは異なる所定の信号が出力され、変調手段によりその所定の信号で搬送波が変調されて送信信号が出力される。すなわち、チャネル数が偶数であって多数決論理判断が同値となっても、送信側からは所定の信号で変調された送信信号が出力される。そして、受信部では、請求項２の発明の復調手段により多数決論理判断に割当てられる２つの多値化信号に基づいて送信信号がＰＮ符号を用いて復調されて元のデータ信号が得られる。
【００２１】
以上の説明により、このような符号分割接続方式を用いた通信装置によれば、多数決論理判断により多重化することによって送信電力を電波法で規定された範囲内として技術的基準を満たすことができ、しかも、データチャネル数が奇数に限定されることはなく、つまり、データチャネル数が偶数であってもデータ通信することができ、システムの自由度を向上させることができるようになる。
【００２２】
請求項３の発明によれば、受信部にＰＬＬ回路を使用している場合、多数決論理判断が同値となっても、送信信号が途絶えることがないので、ＰＬＬ回路の動作を安定させることができるようになる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、第１実施例について図１を参照して説明する。
まず、通信システムの送信装置３０は、次のように構成されている。拡散手段としてのｎ個の拡散器３１１〜３１ｎは、それぞれ複数のデータチャネル毎に割当てられた「１」、「０」の二値化されたデータ信号Ｄ１〜Ｄｎと、それら各データチャネル毎に異なるように割当てられた「１」、「０」の二値からなる拡散符号としての所定チップ数のＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎとが与えられるようになっており、データ信号Ｄ１〜ＤｎをＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎで拡散変調して拡散信号Ｋ１〜Ｋｎを生成し、それら拡散信号Ｋ１〜Ｋｎを多数決論理手段としての多数決論理回路３２に出力するようになっている。
【００２７】
多数決論理回路３２は、上記拡散器３１１〜３１ｎから与えられた拡散信号Ｋ１〜Ｋｎを上記ＰＮ符号の１チップに対応するタイムスロット単位に多数決論理判断を行うもので、具体的には、各データチャネルから与えられる拡散信号Ｋ１〜Ｋｎのタイムスロット単位の「１」の個数が「０」の個数より多いと多数決論理判断したときには多数決信号Ｍを「１」として出力し、「１」の個数が「０」の個数より少ないと多数決論理判断したときには多数決信号Ｍを「０」として同値検出手段としての変換回路３３に出力する。また、多数決論理回路３２は、拡散信号Ｋ１〜Ｋｎの「１」の個数と「０」の個数とが等しい、つまり、同値であると判断したときには同値検出信号Ｔを変換回路３３に出力するようになっている。
【００２８】
変換回路３３は、上記多数決論理回路３２から多数決信号Ｍや同値検出信号Ｔが与えられるもので、多数決信号Ｍが与えられると、その多数決信号Ｍをその状態をもって出力する、つまり、多数決信号Ｍが「１」で与えられたときにはその「１」の多数決信号Ｍを出力し、多数決信号Ｍが「０」で与えられたときにはその「０」の多数決信号Ｍを２相位相変調器３４に出力する。また、変換回路３３は、同値検出信号Ｔが与えられると、多数決信号Ｍに等しい  「１」または「０」のいずれかに設定された同値信号Ｎを２相位相変調器３４に出力するようになっている。
【００２９】
２相位相変調器３４は、上記変換回路３３から多数決信号Ｍや同値信号Ｎが与えられるもので、搬送波発生器３５から出力される所定周波数の搬送波ｆ１をこれら多数決信号Ｍや同値信号Ｎで位相変調して広帯域周波数の送信信号Ｓｃを生成して出力するようになっている。このようにして、送信装置３０は、データ信号Ｄ１〜Ｄｎを多重化して位相変調して出力するように構成されている。
【００３０】
これに対して、送信装置３０から出力された送信信号Ｓｃを受信する受信装置４０は、次のように構成されている。再生同期搬送波発生器４１は、送信信号Ｓｃが与えられるもので、送信信号Ｓｃに基づいてその内部のＰＬＬ回路４２によって上記した送信信号Ｓｃに同期する再生同期搬送波ｆ２を生成してｎ個の拡散器４３１〜４３ｎに出力するようになっている。
【００３１】
拡散器４３１〜４３ｎは、上記送信装置３０で用いられたＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎと、上記再生同期搬送波ｆ２とが与えられるもので、その再生同期搬送波ｆ２をＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎで拡散して中間信号Ｑ１〜Ｑｎを生成してｎ個の逆拡散器４４１〜４４ｎに出力するようになっている。
【００３２】
逆拡散器４４１〜４４ｎは、上記送信信号Ｓｃと、中間信号Ｑ１〜Ｑｎとが与えられるもので、その送信信号Ｓｃを中間信号Ｑ１〜Ｑｎで逆拡散して復調信号Ｒ１〜Ｒｎを生成してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４５１〜４５ｎに出力するようになっている。バンドパスフィルタ４５１〜４５ｎは、与えられた復調信号Ｒ１〜Ｒｎを所定の通過周波数帯域に通過させることにより、ノイズ成分を除去して元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎを得るようになっている。このようにして、受信装置４０は、送信装置３０から出力された送信信号Ｓｃを復調して元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎを得るものである。
【００３３】
次に、上記構成の作用について説明する。
データ信号Ｄ１〜Ｄｎが各データチャネルに割当てられると、それらデータ信号Ｄ１〜Ｄｎがそれぞれ拡散器３１１〜３１ｎでＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎにより拡散変調されて拡散信号Ｋ１〜Ｋｎが出力される。そして、その拡散信号Ｋ１〜Ｋｎが多数決論理回路３２でタイムスロット単位に多数決論理判断され、拡散信号Ｋ１〜Ｋｎの「１」の個数と「０」の個数とが異なって多数決論理判断がなされたときにはその多数決論理判断結果に応じて多数決信号Ｍが「１」または「０」として出力される。また、チャネル数が偶数であって拡散信号Ｋ１〜Ｋｎの「１」の個数と「０」の個数とが等しい、つまり、同値となったときには同値検出信号Ｔが出力される。
【００３４】
そして、多数決論理回路３２から多数決信号Ｍが出力されたときには、その多数決信号Ｍが変換回路３３を介して２相位相変調器３４に出力され、搬送波発生器３５から出力される搬送波ｆ１がその多数決信号Ｍで位相変調され送信信号Ｓｃが生成されて出力される。これに対して、多数決論理回路３２から同値検出信号Ｔが出力されたときには、変換回路３３から「１」または「０」の同値信号Ｎが２相位相変調器３４に出力され、搬送波ｆ１がその同値信号Ｎで位相変調され送信信号Ｓｃが生成されて出力される。
【００３５】
このように、送信装置３０においては、多数決論理判断がなされたときには多数決信号Ｍの「１」または「０」で搬送波ｆ１が位相変調されて送信信号Ｓｃが出力され、チャネル数が偶数であって同値となったときには「１」または「０」のいずれかに設定された同値信号Ｎで搬送波ｆ１が位相変調されて送信信号Ｓｃが出力される。
【００３６】
さて、このようにして送信装置３０から出力された送信信号Ｓｃが受信装置４０に受信されると、その送信信号Ｓｃは逆拡散器４４１〜４４ｎに与えられると共に、再生同期搬送波発生器４１に与えられる。そして、再生同期搬送波発生器４１のＰＬＬ回路４２によって上記した送信信号Ｓｃに同期する再生同期搬送波ｆ２が生成され、その再生同期搬送波ｆ２が拡散器４３１〜４３ｎでＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎによって拡散され中間信号Ｑ１〜Ｑｎが生成されて出力される。
【００３７】
次いで、逆拡散器４４１〜４４ｎに与えられた送信信号Ｓｃがその中間信号Ｑ１〜Ｑｎによって逆拡散されて復調信号Ｒ１〜Ｒｎが生成され、復調信号Ｒ１〜Ｒｎがバンドパスフィルタ４５１〜４５ｎで所定の通過周波数帯域に通過されることによりノイズ成分が除去されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られる。このようにして、データ信号Ｄ１〜Ｄｎを多数決論理回路３２で多数決論理判断することによって多重化して送信装置３０と受信装置４０との間で通信することができる。
【００３８】
尚、このように、送信装置３０で、多数決論理判断が同値となって多数決論理回路３２から多数決信号Ｍが出力されないときには、多数決信号Ｍではなく、「１」または「０」のいずれかに設定された同値信号Ｎで搬送波ｆ１が位相変調されることにより送信信号Ｓｃが生成され、受信装置４０で、その送信信号Ｓｃが復調されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られるものであるが、これは、拡散符号としてのＰＮ符号が前述の「課題を解決するための手段」で説明した性質を有しているからである。
【００３９】
このように第１実施例によれば、送信装置３０で、データ信号Ｄ１〜ＤｎがＰＮ符号により拡散され、多数決論理回路３２で多数決論理判断することによってそのデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが多重化されて送信信号Ｓｃが生成されて出力され、受信装置４０で、その送信信号ＳｃがＰＮ符号により逆拡散されて復調されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られるように構成したＣＤＭＡ方式の通信システムにあって、多数決論理判断が同値となって多数決信号Ｍが出力されないときには、多数決信号Ｍのうちの「１」または「０」のいずれかに設定された同値信号Ｎに基づいて送信信号Ｓｃが生成されて出力されるように構成したので、データチャネル数が偶数であって多数決論理判断が同値となってもデータ通信を良好に行うことができるようになる。
【００４０】
すなわち、多数決論理回路３２を用いて多数決論理判断により多重化することによって送信信号Ｓｃの送信電力を電波法で規定された範囲内として技術的基準を満たすことができ、しかも、データチャネル数が奇数に限定されることはなく、つまり、データチャネル数が偶数であってもデータ通信することができ、システムの自由度を向上させることができるようになる。
【００４１】
また、多数決論理判断が同値となっても、送信信号Ｓｃが出力されるので、受信装置４０にあっては、再生同期搬送波発生器４１のＰＬＬ回路４２の動作を安定させることができるようになる。
【００４２】
次に、本発明の請求項１、２に対応した第２実施例について、図２を参照して説明する。尚、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分について説明する。
【００４３】
この第２実施例では、送信装置５０において、変換回路５１は、多数決信号Ｍや同値検出信号Ｔが与えられると、変換信号Ｉならびに変換信号Ｑを出力するように構成されている。具体的には、変換回路５１は、多数決信号Ｍが「１」で与えられると、変換信号Ｉを「１」ならびに変換信号Ｑを「０」とすることにより、変換信号ＩＱを「１０」として出力し、多数決信号Ｍが「０」で与えられると、変換信号Ｉを「０」ならびに変換信号Ｑを「１」とすることにより、変換信号ＩＱを「０１」として４相位相変調器５２に出力する。また、変換回路５１は、同値検出信号Ｔが与えられると、変換信号Ｉを「０」ならびに変換信号Ｑを「０」とすることにより、変換信号ＩＱを「００」として４相位相変調器５２に出力する。
【００４４】
４相位相変調器５２は、上記変換信号ＩＱが与えられるもので、搬送波発生器３５から出力される所定周波数の搬送波ｆ１を変換信号ＩＱで位相変調して広帯域周波数の送信信号Ｓｄを生成して出力するようになっている。尚、このとき、送信信号Ｓｄの位相は、搬送波ｆ１の位相に対してπ／４シフトされている。これは、後述するように、変換信号ＩＱの「１０」および「０１」で搬送波ｆ１が変調されて生成された送信信号Ｓｄは復調され、変換信号ＩＱの「００」で搬送波ｆ１が変調されて生成された送信信号Ｓｄは復調されないようにするためである。
【００４５】
これに対して、受信装置６０において、π／４シフト再生同期搬送波発生器６１は送信信号Ｓｄが与えられるもので、送信信号Ｓｄに基づいてその内部のＰＬＬ回路６２によって上記した送信信号Ｓｄに同期する再生同期搬送波ｆ２を生成してｎ個の拡散器４３１〜４３ｎに出力するようになっている。
【００４６】
この場合、再生同期搬送波ｆ２の位相は、π／４シフトされていることによって変換信号ＩＱの「１０」および「０１」で変調されて生成された送信信号Ｓｄの位相と等しくされ、つまり、上述したように、変換信号ＩＱの「１０」および「０１」で変調されて生成された送信信号Ｓｄは復調され、変換信号ＩＱの「００」で変調されて生成された送信信号Ｓｄは復調されないようになっている。このようにして、受信装置６０は、変換信号ＩＱの「１０」および「０１」で変調されて生成された送信信号Ｓｄのみを復調することによってデータ信号Ｄ１〜Ｄｎを得るように構成されている。
【００４７】
次に、上記構成の作用について説明する。
データ信号Ｄ１〜Ｄｎが各データチャネルに割当てられると、それらデータ信号Ｄ１〜Ｄｎがそれぞれ拡散器３１１〜３１ｎでＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎにより拡散変調されて拡散信号Ｋ１〜Ｋｎが出力される。そして、その拡散信号Ｋ１〜Ｋｎが多数決論理回路３２でタイムスロット単位に多数決論理判断され、拡散信号Ｋ１〜Ｋｎの「１」の個数と「０」の個数とが異なって多数決論理判断がなされたときにはその多数決論理判断結果に応じて多数決信号Ｍが「１」または「０」として出力される。また、チャネル数が偶数であって拡散信号Ｋ１〜Ｋｎの「１」の個数と「０」の個数とが等しい、つまり、同値となったときには同値検出信号Ｔが出力される。
【００４８】
そして、多数決論理回路３２から多数決信号Ｍが「１」として出力されたときには、変換回路５１から変換信号ＩＱが「１０」で出力され、多数決信号Ｍが「０」として出力されたときには、変換回路５１から変換信号ＩＱが「１０」で４相位相変調器５２に出力される。これに対して、多数決論理回路３２から同値検出信号Ｔが出力されたときには、変換回路５１から変換信号ＩＱが「００」で４相位相変調器５２に出力される。そして、搬送波発生器３５から出力される搬送波ｆ１がそれら変換信号ＩＱで位相変調されて送信信号Ｓｄが生成されて出力される。
【００４９】
このように、送信装置５０においては、多数決論理判断がなされたときには変換信号ＩＱの「１０」または「０１」で搬送波ｆ１が位相変調されて送信信号Ｓｄが出力され、チャネル数が偶数であって同値となったときには変換信号ＩＱの「００」で搬送波ｆ１が位相変調されて送信信号Ｓｄが出力される。
【００５０】
さて、このようにして送信装置５０から出力された送信信号Ｓｄが受信装置６０に受信されると、その送信信号Ｓｄは逆拡散器４４１〜４４ｎに与えられると共に、π／４再生同期搬送波発生器６１に与えられる。そして、π／４再生同期搬送波発生器６１のＰＬＬ回路６２によって上記した送信信号Ｓｄに同期する再生同期搬送波ｆ２が生成され、その再生同期搬送波ｆ２が拡散器４３１〜４３ｎでＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎによって拡散され中間信号Ｑ１〜Ｑｎが生成されて出力される。
【００５１】
次いで、逆拡散器４４１〜４４ｎに与えられた送信信号Ｓｄがその中間信号Ｑ１〜Ｑｎによって逆拡散されて復調信号Ｒ１〜Ｒｎが生成され、復調信号Ｒ１〜Ｒｎがバンドパスフィルタ４５１〜４５ｎで所定の通過周波数帯域に通過されることによりノイズ成分が除去されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られる。このようにして、データ信号Ｄ１〜Ｄｎを多数決論理回路３２で多数決論理判断することによって多重化して送信装置５０と受信装置６０との間で通信することができる。
【００５２】
尚、このとき、上述したように、再生同期搬送波ｆ２の位相を変調信号ＩＱの「１０」および「０１」で変調されて生成された送信信号Ｓｄの位相と等しくすることにより、変調信号ＩＱの「１０」および「０１」で変調されて生成された送信信号Ｓｄのみが復調され、変調信号ＩＱの「００」で変調されて生成された送信信号Ｓｄが復調されないようしており、これにより、元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られるものである。そして、この場合、変調信号ＩＱの「００」で変調されて生成された送信信号Ｓｄは、送信装置５０と受信装置６０との間の同期を保持するための信号として作用するものである。
【００５３】
このように第２実施例によれば、送信装置５０で、多数決判断が同値となって多数決信号Ｍが出力されないときには、多数決信号Ｍに対応する変換信号ＩＱの「１０」および「０１」とは異なる変換信号ＩＱの「００」に基づいて位相変調された送信信号Ｓｄが生成されて出力され、受信装置６０で、その多数決信号Ｍに対応する変換信号ＩＱの「１０」および「０１」に基づいて位相変調された送信信号Ｓｄのみが復調されて元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎが得られるように構成したので、データチャネル数が偶数であって多数決論理判断が同値となってもデータ通信を行うことができるようになる。
【００５４】
すなわち、多数決論理回路３２を用いて多数決論理判断により多重化することによって送信信号Ｓｄの送信電力を電波法で規定された範囲内として技術的基準を満たすことができ、しかも、データチャネル数が偶数であってもデータ通信することができ、システムの自由度を向上させることができるようになる。
【００５５】
さて、発明者らは、上述した第１実施例ならびに第２実施例についてデータチャネル数を偶数に設定した場合であってもデータ通信に支障をきたさないことを確認するために、以下のような実験をしてその確証を得た。以下、それらの実験システムならびに実験結果について図３ないし図１１を参照して説明する。尚、これ以降、第１実施例に対応する実験を「同値信号限定方式」、第２実施例に対応する実験を「π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式」と称することにする。
【００５６】
まず、本実験の実験システムの構成を図３に示している。この図３から明らかなように、本実験の実験システムは、第２実施例で説明した構成と基本的には同じであり、データチャネル数を最大１５に設定している（ｎ＝１５）。そして、発明者らは、２つの方式、つまり、同値信号限定方式とπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式とを送信装置５０の変換回路５１を変更するのみによって、この図３に示す１つの実験システムにより行った。
【００５７】
さて、実験システムで採用した多数決論理回路３２について、詳細に説明する。多数決論理回路３２は、図４に示すように、ゲートスイッチ３２ａ、加算回路３２ｂ、スレシホールド４ビットスイッチ３２ｃおよび４ビットコンパレータ３２ｄから構成されている。
【００５８】
ゲートスイッチ３２ａは、データ信号Ｄ１〜Ｄ１５がＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ１５により拡散されて生成された拡散信号Ｋ１〜Ｋ１５をそれぞれ加算回路３２ｂに出力するか否かを選択するスイッチであり、つまり、このゲートスイッチ３２ａによりデータチャネル数が１〜１５に選択されるようになっている。
【００５９】
加算回路３２ｂは、１５ビット入力４ビット出力で構成され、各データチャネルに対応する１５ビットの入力状態に応じてデータ信号「１」の個数を２進数の４ビット信号Ａとして出力するようになっている。具体的には、加算回路３２ｂは、１５チャネル多重であれば、データ信号「１」の割当てられる数は０〜１５であり、例えばデータ信号「１」が１つも割当てられなければ、４ビット信号Ａをデータ信号「１」が０個であることを示す「００００」として出力し、データ信号「１」が１５チャネル全てに割当てられれば、４ビット信号Ａをデータ信号「１」が１５個であることを示す「１１１１」として４ビットコンパレータ３２ｄに出力する。
【００６０】
スレシホールド４ビットスイッチ３２ｃは、チャネルの多重数に応じてスレシホールドレベルを設定するもので、そのスレシホールドレベルを４ビット信号Ｂとして４ビットコンパレータ３２ｄに出力する。このとき、スレシホールドレベルはチャネル数が奇数であれば、［（多重数−１）／２］の４ビット信号Ｂで設定され、例えば１５多重であれば４ビット信号Ｂは「０１１１」となる。また、チャネル数が偶数であれば、（多重数／２）の４ビット信号Ｂで設定され、例えば１０多重であれば４ビット信号Ｂは「０１０１」となる。
【００６１】
４ビットコンパレータ３２ｄは、加算回路３２ｂから出力される４ビット信号Ａとスレシホールド４ビットスイッチ３２ｃから出力される４ビット信号Ｂとを比較し、比較結果を出力するものである。具体的には、４ビットコンパレータ３２ｄは、４ビット信号Ａが４ビット信号Ｂより小さいときには、多数決論理判断においてデータ信号「１」の個数がデータ信号「０」の個数より少ないということなので、多数決信号Ｍを「０」として出力し、このとき、同値検出信号Ｔを同値でないことを示す「０」として出力する。また、４ビット信号Ａが４ビット信号Ｂより大きいときには、多数決論理判断においてデータ信号「１」の個数がデータ信号「０」の個数より多いということなので、多数決信号Ｍを「１」として出力し、このときも、同値検出信号Ｔを同値でないことを示す「０」として出力する。
【００６２】
これに対して、４ビット信号Ａと４ビット信号Ｂとが等しいときには、多数決論理判断においてデータ信号「１」の個数とデータ信号「０」の個数とが等しいということなので、同値検出信号Ｔを「１」として出力し、多数決信号Ｍを多数決論理判断がなされなかったことを示す「０」として出力する。すなわち、多数決論理回路３２は、４ビットコンパレータ３２ｄにおける比較結果を多数決信号Ｍと同値検出信号Ｔとの組合わせによって「００」、「１０」、「０１」の３パターンをもって変換回路５１に出力するものである。
【００６３】
変換回路５１は、上述したように、２つの方式、つまり、同値信号限定方式とπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式とで変換信号ＩＱの出力が異なるように構成されている。図５は、変換回路５１の入力と出力との関係を示すもので、（ａ）は同値信号限定方式、（ｂ）はπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式の場合を示している。尚、（ａ）の同値信号限定方式においては、同値となったときの出力を、多数決論理判断結果が「０」であるときと等しくなるように設定している。
【００６４】
すなわち、同値信号限定方式においては、「００」、「１０」、「０１」の入力に対して、「０１」、「１０」、「０１」の出力となる。つまり、多数決論理判断がなされて多数決信号Ｍが「０」ならびに同値検出信号Ｔが「０」となった場合と、多数決論理判断がなされずに多数決信号Ｍが「０」ならびに同値検出信号Ｔが「１」となった場合とでは変換回路５１の出力が等しくなるもので、多数決論理判断がなされなかったときは、多数決信号Ｍが「０」となった場合として処理されるものである。このようにして、多数決論理判断で同値となったときに出力される変換信号ＩＱを、多数決論理判断がなされたときに出力される変換信号ＩＱのうちのいずれかに設定しており、つまり、前述した第１実施例と同じように作用するようにしている。
【００６５】
これに対して、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式おいては、「００」、「１０」、「０１」の入力に対して、それぞれ異なる「０１」、「１０」、「００」の出力となる。このようにして、多数決論理判断で同値となったときに出力される変換信号ＩＱを、多数決論理判断がなされたときに出力される変換信号ＩＱとは異なる信号としており、前述した第２実施例と同じように作用するようにしている。尚、ここでは出力として「１１」は採用しない。
【００６６】
４相位相変調器５２は、上述したように変換回路５１から与えられる変換信号ＩＱで搬送波発生器３５から出力される搬送波ｆ１を位相変調するものである。ここで、この４相位相変調器５２が同値信号限定方式ならびにπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式においてそれぞれどのように作用するかを説明する。
【００６７】
まず、同値信号限定方式では、上述したように変換信号ＩＱとして「０１」、「１０」の２値が４相位相変調器５２に入力されるようになるので、４相位相変調器５２は搬送波ｆ１を２値で位相変調するように作用するものである。これに対して、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式では、上述したように変換信号ＩＱとして「０１」、「１０」、「００」の３値が４相位相変調器５２に入力されるようになるので、４相位相変調器５２は同値信号限定方式とは異なって、搬送波ｆ１を３値で位相変調するように作用するものである。
【００６８】
尚、このとき、同値信号限定方式ならびにπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式のいずれの方式においても、図６に示すように、４相位相変調器５２から出力される送信信号Ｓｄは搬送波ｆ１に対してπ／４シフトしている。つまり、同値信号限定方式では、変換信号ＩＱの「０１」は搬送波ｆ１に対して３π／４シフトされ、「１０」は搬送波ｆ１に対して７π／４シフトされることになる。また、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式では、変換信号ＩＱの「００」は搬送波ｆ１に対してπ／４シフトされ、「０１」は搬送波ｆ１に対して３π／４シフトされ、「１０」は搬送波ｆ１に対して７π／４シフトされることになる。
【００６９】
これは、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式において変換信号ＩＱの「００」で搬送波ｆ１が変調されて生成された送信信号Ｓｄが復調されないようにするためであって、受信装置６０で再生同期搬送波ｆ２を生成するのにπ／４シフト再生同期搬送波発生器６１を用いるのは、このような理由によるものである。つまり、π／４シフト再生同期搬送波発生器６１から出力される再生同期搬送波ｆ２を３π／４ならびに７π／４の位相に同期させることで、変換信号ＩＱの「０１」および「１０」で変調された送信信号Ｓｄは復調され、変換信号ＩＱの「００」で変調された送信信号Ｓｄは復調されないようにすることができる。
【００７０】
以上の説明によって明らかなように、実験システムを上記のような構成とすることにより、変換回路５１を変更するのみで、同値信号限定方式とπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式とを１つの実験システムで行うことを可能にした。尚、実施にあたっては、同値搬送波抑圧方式を二相位相変調方式によっても行うことができる。
【００７１】
次に、本実験の主要諸元を以下に示す。
【表１】
0003715399.tif 000002
【００７２】
上記のとおり、本実験におけるＰＮ符号は、ｍ系列ＰＮ符号として最長結線タップ［２，３，４，８］の８段、符号長２５５チップのものである。図７は、そのＰＮ符号の符号系列を示している。尚、この図７に示す符号系列は、ＰＮ１に相当するもので、ＰＮ２はＰＮ１より１チップシフトしたもの、ＰＮ３はＰＮ２より１チップシフトしたものというように、ＰＮ１〜ＰＮｎは順次１チップシフトした関係となっている。
【００７３】
次に、このような本実験の実験結果について図８ないし図１１を参照して説明する。まず、データチャネルの多重数ｎの変化による搬送波電力と誤り率の関係について図８ないし図１１を参照して説明する。
【００７４】
まず、同値信号限定方式における多重数ｎの変化による搬送波電力と誤り率の関係を示す図８および図９から、同値信号限定方式では、多重数ｎが偶数であっても、多重数ｎが奇数のときと同じような誤り率をもって通信できることが分かる。また、同一搬送波電力では多重数ｎが増えるにしたがって誤り率が増える一般的な傾向にあることが分かる。
【００７５】
また、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式における多重数ｎの変化による搬送波電力と誤り率の関係を示す図１０および図１１から、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式でも、同値信号限定方式と同じように、多重数ｎが偶数であっても、多重数ｎが奇数のときと同じような誤り率をもって通信できることが分かる。
【００７６】
さて、発明者らは、続いて、同値信号限定方式ならびにπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式それぞれについて、相関レベルが多重数ｎによってどのように変化するかをコンピュータによるシミュレーションを行った。以下に、そのシミュレーションの手順および結果について図１２ないし図１５を参照して説明する。
【００７７】
図１２および図１３は、シミュレーションの手順を示すものである。まず、シミュレーションの準備として、ＰＮ符号発生器により上述した主要諸元に示したＰＮコード（ＰＮ符号）を発生させ（ステップＳ１）、そのＰＮコードのファイルを出力した（ステップＳ２）。
【００７８】
シミュレーションは、まず、ＰＮコードのファイルを入力し（ステップＴ１）、ＰＮコードを順次１チップシフトすることによりＰＮ１〜ＰＮ１５を発生させた（ステップＴ２）。そして、データチャネルの多重数ｎを最初は２多重に設定し（ステップＴ３）、測定を行った（ステップＴ４、Ｔ５）。次いで、測定により得られた相関レベルを出力し（ステップＴ６）、多重数ｎを１ずつ増やして（ステップＴ７）、１５多重まで測定を行った（ステップＴ８）。
【００７９】
図１４および図１５は、このシミュレーションにより得られたシミュレーション結果である。まず、同値信号限定方式におけるシミュレーション結果を示す図１４から、同値信号限定方式では、偶数多重、奇数多重のいずれの場合も同じ傾向を示し、多重数が増加するにしたがって相関値が収束することが分かる。
【００８０】
また、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式におけるシミュレーション結果を示す図１５から、π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式では、奇数多重の場合と偶数多重の場合とでは異なる傾向を示すことが分かる。
【００８１】
以上説明したように、本実験によって、同値信号限定方式ならびに請求項１に対応したπ／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式の双方に方式において、データチャネルの多重数ｎを偶数としても、奇数のときと同じようにデータ通信することができ、つまり、システムの自由度を向上できることが分かった。
【００８２】
本発明は、上記実施例にのみ限定されるものでなく、次のように変形または拡張することができる。
データ信号Ｄ１〜Ｄｎを復調する際に、送信信号をＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮｎで逆拡散したのちに、その逆拡散して得られた信号を再生同期搬送波ｆ２で復調して元のデータ信号Ｄ１〜Ｄｎを得るようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示すシステム構成図
【図２】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図３】実験システムを示す図１相当図
【図４】多数決論理回路の構成を示すブロック構成図
【図５】変換回路の入出力信号の対応を示す図
【図６】変換信号と位相との関係を示す図
【図７】ＰＮ符号の一符号列を示す図
【図８】同値信号限定方式の奇数多重における搬送波電力と誤り率との関係を示す図
【図９】同値信号限定方式の偶数多重における図８相当図
【図１０】π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式の奇数多重における図８相当図
【図１１】π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式の偶数多重における図８相当図
【図１２】シミュレーションの準備手順を示すフローチャート
【図１３】シミュレーションの手順を示すフローチャート
【図１４】同値信号限定方式における多重数と相関レベルとの関係を示す図
【図１５】π／４シフトＰＳＫ復調による同値搬送波抑圧方式における図１４相当図
【図１６】従来例を示す図１相当図
【図１７】他の従来例を示す図１相当図
【符号の説明】
図面中、３１１〜３１ｎは拡散器（拡散手段）、３２は多数決論理回路（多数決論理手段）、４３１〜４３ｎは拡散器（復調手段）、４４１〜４４ｎは逆拡散器（復調手段）、４５１〜４５ｎはバンドパスフィルタ（復調手段）、５１は変換回路（同値検出手段）、５２は４相位相変調器（変調手段）、６１はπ／４シフト再生同期搬送波発生器（復調手段）、６２はＰＬＬ回路（復調手段）である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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