(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする温度検出装置。
【請求項２】
信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする電荷転送装置。
【請求項３】
入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換する複数個の光電変換部からなるセンサ部と、
前記センサ部から読み出された信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を具備する固体撮像装置をオートフォーカスセンサとして用いたことを特徴とするカメラ。
【請求項４】
信号電荷を転送する第１の電荷転送部と、
前記第１の電荷転送部で転送された信号電荷を検出して電圧に変換する第１の電荷電圧変換部と、
前記第１の電荷転送部と同一チップ上に作製されて温度検出専用に設けられた第２の電荷転送部と、
前記第２の電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換して温度検出電圧として出力する第２の電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする電荷転送装置。
【請求項５】
入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換する複数個の光電変換部からなるセンサ部と、
前記センサ部から読み出された信号電荷を転送する第１の電荷転送部と、
前記第１の電荷転送部で転送された信号電荷を検出して電圧に変換する第１の電荷電圧変換部と、
前記第１の電荷転送部と同一チップ上に作製されて温度検出専用に設けられた第２の電荷転送部と、
前記第２の電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換して温度検出電圧として出力する第２の電荷電圧変換部と
を具備する固体撮像装置をオートフォーカスセンサとして用いたことを特徴とするカメラ。
【請求項６】
ＭＯＳトランジスタと、
前記ＭＯＳトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、
前記ＭＯＳトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出し、温度検出電圧として出力する検出回路と、
前記空乏時のポテンシャルを所定の基準電圧になるようにフィードバック制御するフィードバック回路と
を備えたことを特徴とする温度検出装置。
【請求項７】
互いに直列に接続された駆動ＭＯＳトランジスタおよび負荷ＭＯＳトランジスタと、
前記負荷ＭＯＳトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、
前記駆動ＭＯＳトランジスタのゲート下のチャネルのポテンシャルを出力電圧として検出する検出回路とを具備し、
前記駆動ＭＯＳトランジスタと前記負荷ＭＯＳトランジスタとのチャネル幅は等しく、
前記駆動ＭＯＳトランジスタのチャネル長は前記負荷ＭＯＳトランジスタのチャネル長よりも短く設定されてなる
ことを特徴とする温度検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度検出装置、これを搭載した電荷転送装置および温度検出装置を搭載した固体撮像装置をＡＦ（オートフォーカス）センサとして用いたカメラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
固体撮像装置、例えばＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ  Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｄｅｖｉｃｅ）  リニアセンサの用途の１つとして、オートフォーカス（以下、ＡＦと略記する）機能を持つカメラに用いるＡＦセンサがある。簡単なＡＦセンサでは、いわゆる三角測量の原理が用いられる。すなわち、図２３に示すように、一定の距離Ｌを隔てて２つのレンズ１０１，１０２を設けるとともに、これらレンズ１０１，１０２の各々に対して一定の距離ｄをもって２本のＣＣＤリニアセンサ１０３，１０４を配置する。そして、被写体Ｐをレンズ１０１，１０２を通してＣＣＤリニアセンサ１０３，１０４上に結像したときの各出力信号に基づいて結像点Ｐ１，Ｐ２のレンズ１０１，１０２の中心からの距離Ｘ１，Ｘ２を求め、数１の式を満足するように、レンズ１０１，１０２の光軸方向の位置を自動的に制御するというものである。
【数１】
Ｄ＝ｄ×｛Ｌ／（Ｘ１＋Ｘ２）｝
【０００３】
上述した如きＡＦセンサにおいては、低コスト化を図るために、レンズとしてプラスチックレンズなどを用いているのが一般的である。ところで、最近は、高精度のＡＦセンサを作製するために、多画素高密度のＣＣＤリニアセンサを用いる傾向にあり、その場合、使用するレンズ等の光学系の温度による歪み（収差）変化などに起因する誤差を無視できなくなるため、その誤差を補正する必要がでてくる。そのため、温度変化を検出するための温度検出装置が必要になる。その際、コスト、スペースなどの観点から、温度検出装置をＣＣＤチップにオンチップするのが有利であり、またオンチップ化によってＡＦセンサ自体の温度を正確に測ることができるので補正精度も向上できることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この温度検出装置として、従来、図２４（ａ），（ｂ）に示すように、ｐｎ接合ダイオードに定常電流を流し、その順方向オン電圧（ターンオン電圧）の電圧値の温度による変動を利用するようにしたものが知られている。これによれば、ｐｎ接合ダイオードの順方向オン電圧の電圧値は、シリコンＳｉの場合、常温では約０．７Ｖの接合電圧値を示すが、常温での測定と同条件（例えば、電流が同じ）下で温度が上がればこの接合電圧値は減少する。実際には、ダイオード１個当り約−２ｍＶ／℃程度の変化であるため、高精度で温度を検出するためには、図２５（ａ），（ｂ）に示すように、ダイオードを複数段（本例では、２段）接続したり、その後段に増幅率の温度依存の少ない増幅回路を接続する工夫が必要である。
【０００５】
また、他の温度検出装置として、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ接合電圧ＶＢＥの電圧値の温度による変動を利用するようにしたものも知られている。しかしながら、ｐｎ接合ダイオードやバイポーラトランジスタを用いた温度検出装置は、当然のことながらバイポーラプロセスによって実現されるため、製造上、ＣＣＤリニアセンサにオンチップするのは困難である。たとえダイオードについてはオンチップできたとしても、高精度の増幅回路をオンチップするのは困難である。このような理由から、ＭＯＳプロセスによって実現できる温度検出装置の開発が望まれている。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、被測定デバイスのチップにオンチップ可能で、かつ被測定デバイスの温度変化をより正確に検出できる温度検出装置、これを搭載した電荷転送装置およびカメラを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明による温度検出装置では、信号電荷を転送する電荷転送部と、この電荷転送部で転送された信号電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部とを具備する電荷転送装置において、電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路を設け、信号電荷の転送時には電荷電圧変換部の出力電圧を信号電圧として導出するのに対し、非転送時には電荷電圧変換部の出力電圧を温度検出電圧として導出する。そして、この温度検出装置を固体撮像装置に搭載するとともに、この固体撮像装置をオートフォーカス機能を持つカメラのＡＦセンサとして用いる。
【０００８】
本発明による他の温度検出装置では、信号電荷を転送する第１の電荷転送部と、この第１の電荷転送部で転送された信号電荷を電圧に変換する第２の電荷電圧変換部とを具備する電荷転送装置において、第１の電荷転送部と同一チップ上に温度検出専用の第２の電荷転送部を作製し、この第２の電荷転送部で転送された電荷を第２の電荷電圧変換部で電圧に変換し、その出力電圧を温度検出電圧として導出する。そして、この温度検出装置を固体撮像装置に搭載するとともに、この固体撮像装置をオートフォーカス機能を持つカメラのＡＦセンサとして用いる。
【０００９】
本発明による他の温度検出装置では、ＭＯＳトランジスタを作製し、このＭＯＳトランジスタに対して微小電流を供給する一方、このＭＯＳトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出し、この空乏時のポテンシャルを所定の基準電圧になるようにフィードバック制御するとともに、温度検出電圧として出力する。
【００１０】
本発明によるさらに他の温度検出装置では、互いに直列に接続された駆動ＭＯＳトランジスタおよび負荷ＭＯＳトランジスタと、負荷ＭＯＳトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、駆動ＭＯＳトランジスタのゲート下のチャネルのポテンシャルを出力電圧として検出する検出回路とを具備し、駆動ＭＯＳトランジスタと負荷ＭＯＳトランジスタとのチャネル幅が等しく、しかも駆動ＭＯＳトランジスタのチャネル長が負荷ＭＯＳトランジスタのチャネル長よりも短く設定されてなり、検出回路の出力電圧を温度検出電圧として導出する構成となっている。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。図１において、ＣＣＤリニアセンサ１０は、入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換して蓄積する光電変換部（画素）１１が複数個（例えば、２０００画素分）一次元的に配列されてなるセンサ列１２と、このセンサ列１２の各受光部１１から読み出しゲート部１３を介して読み出された信号電荷を一方向に転送するＣＣＤからなる電荷転送レジスタ１４とを有する構成となっている。
【００１２】
この構成において、読み出しゲート部１３による信号電荷の読み出しは、外部から読み出しゲートパルスφＲＯＧが与えられることによって行われる。また、電荷転送レジスタ１４は、転送クロックφ１，φ２によって２相駆動される。この２相の転送クロックφ１，φ２は、センサ列１２、読み出しゲート部１３および電荷転送レジスタ１４が作製されたＣＣＤチップにオンチップにて作製されたタイミング発生回路１５において、外部から与えられる基準クロックφＣＬＫに基づいて生成される。このタイミング発生回路１５には、後述するリセットパルスφｒｓを発生するリセットパルス発生回路１６が内蔵されている。
【００１３】
電荷転送レジスタ１４の転送先側の端部には、この電荷転送レジスタ１４にて転送された信号電荷を検出して電圧に変換する例えばフローティング・ディフュージョン・アンプ構成の電荷電圧変換部１７が設けられている。この電荷電圧変換部１７の後段には、例えばソースフォロワ回路からなるバッファ１８が設けられている。このバッファ１８も、タイミング発生回路１５と同様に、ＣＣＤチップにオンチップにて作製されている。以上により、ＣＣＤリニアセンサ１０が構成されており、その出力信号ＶｏｕｔはＣＣＤチップ外に設けられたＡＤコンバータ１９にてディジタル化される。
【００１４】
図２は、電荷電圧変換部１７の周辺部分の構成図である。図２において、電荷電圧変換部１７は、Ｎ型半導体基板２１の上のＰウェル２２の表面側に形成されたＮ＋型拡散層からなるフローティング・ディフュージョン（ＦＤ）２３およびリセットドレイン（ＲＤ）２４と、それらの間のＮ型拡散層の上方に配されたゲート電極２５とからなり、リセットドレイン２４には所定の電圧ＶＲＤが印加された構成となっており、フローティング・ディフュージョン２３には電荷転送レジスタ１４から信号電荷が注入され、ゲート電極２５には先述したリセットパルスφｒｓが印加されるようになっている。
【００１５】
なお、電荷電圧変換部１７としては、フローティング・ディフュージョン・アンプ構成のものに限らず、フローティングゲート構成のものなどであっても良いことは勿論である。この電荷電圧変換部１７の出力電圧、即ちフローティング・ディフュージョン２３からのＦＤ電圧ＶＦＤは、次段のバッファ１８に供給される。このバッファ１８は、入力段を構成する例えば２段のソースフォロワ回路２６と、その出力をサンプルホールドパルスφＳＨでサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）するサンプルホールド回路２７と、そのサンプルホールド出力をＣＣＤリニアセンサ１０の出力信号Ｖｏｕｔとして導出する出力段を構成するソースフォロワ回路２８とから構成されている。
【００１６】
上記構成のＣＣＤリニアセンサ１０において、本発明の第１の実施形態では、暗電流（ダーク電流）を利用して温度を検出するようにしている。ところで、ＣＣＤの暗電流は、ＣＣＤの発案当初から問題となっている物性的な要素である。この暗電流は、時間や温度や界面の表面準位密度および欠陥密度（ウエハプロセス）などに依存し、時間に対してはリニアに増加し、温度に対しては指数関数で比例する。実験的には、約８〜１０℃の増加で約２倍の電流値になる。また、密度に依存するということは、ＣＣＤとしてのアクティブ領域（空乏化領域）の面積を大きくすると増加するということである。
【００１７】
通常のＣＣＤの場合は、暗電流は数ｎＡ／ｃｍ２  以下という微小電流である。また、最近のフローティング・ディフュージョンの変換効率の上昇により、出力電圧としては数ｍＶ程度の暗時出力電圧（ただし、センサダーク）として出力されるものもある。しかし、それでも温度検出出力として取り扱うには、出力レベルとして小さい。そこで、本実施形態では、電荷転送レジスタ１４の暗電流を電荷電圧検出部１７のフローティング・ディフュージョン２３に集め、大きな温度検出出力を取り出すようにしている。
【００１８】
これを実現するために、図１のリセットパルス発生回路１６において、通常信号出力時は各信号電荷の転送前にリセットパルスφｒｓを発生させるのに対し、温度検出時はリセットパルスφｒｓを大きく間引いて発生させるようにする。具体的には、通常信号出力時は各信号電荷転送前に電荷電圧変換部１７のフローティング・ディフュージョン２３を所定の電位ＶＲＤにリセットするためにリセットパルスφｒｓを立てるが、温度検出時はフローティング・ディフュージョン２３に暗電流を集める意味でリセットパルスφｒｓを大きく間引くようにする。このとき、図２に示したように、バッファ１８内にサンプルホールド回路２７を設けた構成の場合には、サンプルホールドパルスφＳＨも同様に間引くようにする必要がある。
【００１９】
このように、温度検出時には、リセットパルスφｒｓを大きく間引くことにより、電荷転送レジスタ１４の複数段の暗電流電荷の転送を行ってフローティング・ディフュージョン２３に集め、ここで加算できるため、大きな暗電流出力を得ることができる。一例として、２０００画素のＣＣＤリニアセンサにおいて、例えば１列の信号期間ごとに１回リセットパルスφｒｓをリセットパルス発生回路１６から発生させるようにすれば、通常の２０００倍の暗電流電荷がフローティング・ディフュージョン２３に集まることになる。ただし、温度検出時には、センサ列１２からの信号電荷の読み出しは行わないようにする、即ち読み出しゲートパルスφＲＯＧを停止する必要がある。また、転送パルスφ１，φ２については、通常の信号出力時と同様とする。
【００２０】
図３は、電荷転送レジスタ１４の最終段の転送パルスφ２、リセットパルスφｒｓ、フローティング・ディフュージョン２３の出力電圧ＶＦＤ、サンプルホールドパルスφＳＨおよびＣＣＤリニアセンサ１０の出力信号Ｖｏｕｔのタイミングチャートであり、（ａ）は通常信号出力時のものを、（ｂ）は温度検出時のものをそれぞれ示している。また、図４に、フローティング・ディフュージョン２３の付近の断面ポテンシャルを示す。図４から明らかなように、通常信号転送時（ａ）には、信号電荷に微小な暗電流電荷が加わったものになるのに対し、温度検出時（ｂ）には、微小な暗電流電荷が複数段分だけ加算されたものになる。
【００２１】
このようにして得られた暗電流は、前にも述べたように、約８〜１０℃で倍の温度特性を持ち、図５に示すような温度特性を示す。バッファ１８の動作電圧範囲を大きく設定すれば、−２０℃で２０ｍＶ、６０℃で４Ｖ程度の出力に対応できる。理論的にこのような安定した傾きを示すため、ＣＣＤリニアセンサ１０の後段での信号処理にてある基準温度時の出力を記憶しておけば、温度を正確に見積もることができる。
【００２２】
図６は、リセットパルス発生回路１６の具体的な構成の一例を示すブロック図である。このリセットパルス発生回路１６は、読み出しゲートパルスφＲＯＧをＣＬ（クリア）入力とし、転送クロックφ１を分周して２０４８分周出力Ｖａおよび１０２４分周出力Ｖｂを出力する分周回路３１と、２０４８分周出力Ｖａと図１のタイミング発生回路１５において通常のタイミングで発生されるリセットパルスφｒｓｏとを２入力とするＡＮＤゲート３２と、１０２４分周出力ＶｂをＤ入力、リセットパルスφｒｓｏをＣＫ（クロック）入力とするＤフリップフロップ３３と、このＤフリップフロップ３３の正相出力ＶｃをＤ入力、リセットパルスφｒｓｏをＣＫ入力するＤフリップフロップ３４と、Ｄフリップフロップ３３，３４の正相出力Ｖｃ，逆相出力Ｖｄを２入力とするＯＲゲート３５と、２０４８分周出力Ｖａを反転するインバータ３６と、このインバータ３６の反転出力およびＯＲゲート３５の出力Ｖｅを２入力とするＡＮＤゲート３７と、ＡＮＤゲート３７，３２の各出力Ｖｆ，Ｖｇを２入力とし、リセットパルスφｒｓを出力するＯＲゲート３８とから構成されている。
【００２３】
なお、図６の回路例では、リセットパルスφｒｓのみを生成する場合について説明したが、図２に示したように、バッファ１８内にサンプルホールド回路２７を設けた構成の場合には、サンプルホールドパルスφＳＨについても同様にして生成することができる。また、リセットパルス発生回路１６については、図６の回路構成に限らず、カウンタやシフトレジスタやデコーダを用いて実現することも可能である。図７は、図６の各部の信号のタイミングチャートである。この例の場合には、転送クロックφ１の２０４８分周出力Ｖａの１周期の前半が画素信号出力期間、又その後半においてリセットパルスφｒｓが発生されるまでが暗電流の蓄積期間、リセットパルスφｒｓの発生以降が温度検出期間となる。
【００２４】
図８は、本発明の第２の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。第１の実施形態では、信号電荷を転送するための電荷転送レジスタ１４を温度検出に利用したのに対し、第２の実施形態においては、温度検出専用に電荷転送レジスタ４１を設けた構成としている。すなわち、図８において、信号電荷を転送するための電荷転送レジスタ１４と同一のＣＣＤチップ上に、例えば電荷転送レジスタ１４と同一段数の電荷転送レジスタ４１を形成するとともに、その転送先側の端部に電荷電圧変換部４２を設け、さらにその後段にバッファ４３を配する。そして、電荷電圧変換部１７にはリセットパルスφｒｓｏを、電荷電圧変換部４２にはリセットパルスφｒｓをそれぞれリセットパルス発生回路１６から与える構成とする。
【００２５】
ここで、一例として、２０００画素のＣＣＤリニアセンサにおいて、例えば１列の信号期間ごとに１回リセットパルスφｒｓがリセットパルス発生回路１６から発生されるものとすると、電荷転送レジスタ４１の各段で発生した暗電流電荷が転送クロックφ１，φ２によって順次電荷電圧変換部４２に転送され、そのＦＤ部で加算される。したがって、通常の２０００倍の暗電流電荷がＦＤ部に集まるため、大きな温度検出出力Ｖｏｕｔ′として取り出すことができる。特に、電荷転送レジスタ４１を温度検出専用に設けたことにより、常時温度検出が可能となるため、例えば電荷電圧変換部１７の信号電荷の転送期間中であっても温度検出出力Ｖｏｕｔ′を得ることができる。
【００２６】
なお、この第２の実施形態の場合には、電荷転送レジスタ４１の転送段を電荷転送レジスタ１４のそれと同数に設定するとしたが、これに限定されるものではなく、もっと少ない段数にすることも可能である。少なくした場合には、電荷転送レジスタ４１の各転送段の容量を電荷転送レジスタ１４のそれよりも大きくする、例えば転送段数を１／１０にしたら、転送段の容量を１０倍に設定することで、レベル的に同程度の温度検出出力Ｖｏｕｔ′を得ることができる。また、バッファ４３を省略して電荷電圧変換部１７，４２の各出力電圧を選択的にバッファ１８に供給するように構成することも可能である。これによれば、出力系を１系統にすることができる。
【００２７】
また、上記第１，第２の実施形態では、ＣＣＤリニアセンサに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＣＣＤエリアセンサやＣＣＤ遅延素子等も含めて空乏化を行い信号電荷を取り扱う電荷転送装置全般に適用可能である。
【００２８】
図９は、本発明の第３の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばＣＣＤリニアセンサを示す構成図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示してある。本実施形態では、センサ列１２、読み出しゲート部１３、電荷転送レジスタ１４、タイミング発生回路１５および電荷電圧変換部１８と同一のチップ（基板）上に、ＭＯＳプロセスを用いてポテンシャル‐電圧変換回路５１を作製し、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈの温度変化を利用する構成となっている。すなわち、ＭＯＳトランジスタでの温度依存のパラメータとして閾値電圧Ｖｔｈとドレイン・ソース電流Ｉｄｓがあるが、閾値電圧Ｖｔｈ（ポテンシャルと同等）の温度変化を利用しようというものである。
【００２９】
図１０（ａ）にＮＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路の回路例を、図１０（ｂ）にＰＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路の回路例をそれぞれ示す。これらポテンシャル‐電圧変換回路５１は、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続された駆動側ＭＯＳトランジスタＭ１および負荷側ＭＯＳトランジスタＭ２と、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続されて負荷側ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにバイアス電圧Ｖｇｇを与えるダイオード接続のＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４とから構成されている。図１１（ａ），（ｂ）に、ポテンシャル‐電圧変換回路５１におけるＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の部分の断面図およびポテンシャル図を示す。
【００３０】
ここで、ＮＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路５１の場合を例にとって説明する。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のチャネル幅をＷ１，Ｗ２、チャネル長をＬ１，Ｌ２とした場合において、Ｗ１＝Ｗ２とし、Ｌ１を小さく、Ｌ２を大きく設定する。一例として、Ｌ２／Ｌ１＝１００程度とする。これにより、負荷側ＭＯＳトランジスタＭ２には微小電流が流れ、これに伴って駆動側ＭＯＳトランジスタＭ１に流れる電流も微小電流となるため、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート下のチャネルのポテンシャルＶｎがそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとなる。すなわち、上述した如きサイズ比を設定することで、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート下の空乏時のポテンシャルを出力電圧Ｖｏｕｔとして検出できる。
【００３１】
ＮＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路（図１０（ａ）の回路）の入出力特性を図１２に示す。この入出力特性は、Ｖｔｈ＝１Ｖの場合の例である。傾きが１でないのは、バックゲート効果等によるものである。また、図１３に、Ｖｉｎ＝３Ｖの場合の実際の温度特性例を示す。この特性図において、温度変化は−２０〜６０℃間で０．１〜０．２Ｖ程度であるため、約２ｍＶ／℃の温度係数となる。この温度係数では検出精度を出しにくいため、実用的には、このポテンシャル‐電圧変換回路（ＰＶＣ）５１を数段カスケード接続して使用するのが好ましい。
【００３２】
図１４に、ポテンシャル‐電圧変換回路を３段カスケード接続した場合の温度検出装置の構成を示す。図１４において、１段目のポテンシャル‐電圧変換回路５１−１の入力端には基準電圧（温度や電源電圧Ｖｄｄ等に影響を受けない電圧）を印加し、３段目のポテンシャル‐電圧変換回路５１−３の出力電圧を検出出力として導出する。そして、この検出電圧をＣＣＤチップ外に設けられたＡＤコンバータ５２でディジタル化し、演算処理回路５３においてＲＯＭ５４に予め格納されている温度係数‐常温での出力電圧のテーブルを用いてＡＤコンバータ５２の出力データから温度を計算し、この検出した温度情報を出力するようにする。
【００３３】
図１５に、ポテンシャル‐電圧変換回路５１の他の構成例として、ＰＭＯＳを用いた場合の回路例を示す。図１５において、（ａ）はＭＯＳトランジスタＭ１に対して負荷抵抗Ｒを直列に接続した構成となっており、（ｂ）はＭＯＳトランジスタＭ１に対して定電流源Ｉを直列に接続した構成となっている。これらの回路例に示すように、基本的に、１個のＭＯＳトランジスタＭ１と、これに微小電流を流す回路を設けた構成とすることにより、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート下の空乏時のポテンシャルを出力電圧Ｖｏｕｔとして検出可能なポテンシャル‐電圧変換回路５１を構成することができる。
【００３４】
図１６は、本発明の第４の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばＣＣＤリニアセンサを示す構成図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示してある。ＣＣＤリニアセンサには、図２のバッファ１８におけるソースフォロワ回路２６，２８のバイアス電圧Ｖｇｇを安定化させるためにポテンシャル制御回路６１を有するものがあるが、本実施形態では、このポテンシャル制御回路６１を温度検出に利用した構成となっている。
【００３５】
図１７は、ＮＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路を使用したポテンシャル制御回路の回路図であり、図中、図１０（ａ）と同等部分には同一符号を付して示してある。図１７において、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続された駆動側ＭＯＳトランジスタＭ１および負荷側ＭＯＳトランジスタＭ２によってポテンシャル‐電圧変換部６２が構成され、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続されたダイオード接続のＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４によって負荷側ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにバイアス電圧Ｖｇｇ１が印加されている。以上の構成は、図１０（ａ）のポテンシャル‐電圧変換回路の構成と同じである。
【００３６】
このポテンシャル‐電圧変換部６２の出力はコンパレータ６３の反転（−）入力となり、このコンパレータ６３において、その非反転（＋）入力となる基準電圧Ｖｉｎと比較される。このコンパレータ６３には、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続されたダイオード接続のＭＯＳトランジスタＭ５，Ｍ６によってバイアス電圧Ｖｇｇ２が与えられている。
【００３７】
コンパレータ６３は、電源Ｖｄｄと接地間に直列に接続されて（＋）側の入力段を構成するＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８と、（−）側の入力段を構成するＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０と、ソースが共通接続されて差動動作をなすＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ１３と、その電流源となるＭＯＳトランジスタＭ１１と、ＭＯＳトランジスタＭ１２，Ｍ１３の各ドレインと接地間に接続されて電流ミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＭ１４，Ｍ１５とからなり、ＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ９，Ｍ１１の各ゲートにバイアス電圧Ｖｇｇ２が印加された構成となっている。
【００３８】
上記構成のポテンシャル制御回路６１において、ポテンシャル‐電圧変換部６２では、第３の実施形態の場合と同様の原理により、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート下の空乏時のポテンシャルが検出される。このポテンシャル‐電圧変換部６２の出力電圧は、コンパレータ６３において基準電圧Ｖｉｎと比較され、その比較出力によってポテンシャル‐電圧変換部６２のＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート下の空乏時のポテンシャルが、基準電圧Ｖｉｎに等しくなるようにフィードバック制御される。そして、このポテンシャル制御回路６１の出力電圧Ｖｏｕｔ′が、図２のバッファ１８におけるソースフォロワ回路２６，２８にそのバイアス電圧Ｖｇｇとして与えられることで、バイアス電圧Ｖｇｇの安定化が図られる。また、この出力電圧Ｖｏｕｔ′は、温度検出電圧としてＣＣＤチップ外に取り出される。
【００３９】
図１８に、ＰＭＯＳを用いたポテンシャル‐電圧変換回路を使用したポテンシャル制御回路の回路構成を示す。このポテンシャル制御回路は、図１７のポテンシャル制御回路とは極性が逆になっている点で相違しているだけであり、基本的には全く同じ回路構成となっている。
【００４０】
図１９に、ポテンシャル制御回路６１における基準電圧対出力電圧の特性を示す。この特性は、Ｖｔｈ＝１Ｖの場合の例である。傾きが１でないのは、バックゲート効果等によるものである。また、図２０に、実際の温度特性例を示す。この特性図において、温度変化は−２０〜６０℃間で０．１〜０．２Ｖ程度であるため、約２ｍＶ／℃の温度係数となる。この温度係数では検出精度を出しにくいため、実用的には、このポテンシャル制御回路（ＰＣ）６１を数段カスケード接続して使用するのが好ましい。
【００４１】
図２１に、ポテンシャル制御回路を３段カスケード接続した場合の温度検出装置の構成を示す。図２１において、１段目のポテンシャル制御回路６１−１の入力端には基準電圧（温度や電源電圧Ｖｄｄ等に影響を受けない電圧）を印加し、３段目のポテンシャル制御回路６１−３の出力電圧を検出出力として導出する。そして、第３の実施形態の場合と同様に、この検出電圧をＣＣＤチップ外に設けられたＡＤコンバータ５２でディジタル化し、演算処理回路５３においてＲＯＭ５４に予め格納されている温度係数‐常温での出力電圧のテーブルを用いてＡＤコンバータ５２の出力データから温度を計算し、この検出した温度情報を出力するようにする。
【００４２】
なお、この第４の実施形態では、図２のバッファ１８に与えるバイアス電圧Ｖｇｇを安定化させるためのポテンシャル制御回路６１を温度検出に利用するとしたが、バイアス電圧Ｖｇｇの安定化の回路を持たないＣＣＤリニアセンサの場合には、センサ列１２、読み出しゲート部１３、電荷転送レジスタ１４、タイミング発生回路１５および電荷電圧変換部１８と同一のＣＣＤチップ（基板）上に、ＭＯＳプロセスを用いてポテンシャル制御回路６１を作製し、その出力電圧の変化分から周囲温度を求めるようにすれば良い。
【００４３】
また、上記第３，第４の実施形態では、ＣＣＤリニアセンサに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＣＣＤエリアセンサやＣＣＤ遅延素子などの電荷転送デバイス全般に適用可能であり、さらにＣＣＤとは無関係にＭＯＳ回路としての温度検出装置そのものとして使用可能である。
【００４４】
図２２は、第１〜第４の実施形態に係る温度検出装置を搭載したＣＣＤリニアセンサを、ＡＦセンサとして用いたオートフォーカス機能を持つカメラの一例を示す概略構成図である。図２２において、カメラ本体７１内には、ＡＦセンサとしてのＣＣＤリニアセンサ１０、その出力信号のピーク値を検出し、これをホールドするピークホールド回路７２およびＣＣＤリニアセンサ１０を駆動するためのクロックφＣＬＫや読み出しゲートパルスφＲＯＧ等の各種のタイミング信号を発生するタイミングジェネレータ７３などが内蔵されている。
【００４５】
また、外部回路として、ピークホールド回路７２からのピークホールド出力ＰＨｏｕｔに基づいてタイミングジェネレータ７３のタイミングを制御することによって露光時間を調整する露光調整回路７４と、ピークホールド回路７２からの信号出力Ｖｏｕｔ（ＣＣＤリニアセンサ１０の信号出力と同じ）に基づいてフォーカスずれ量を算出するとともに、この算出したフォーカスずれ量をＣＣＤリニアセンサ１０の温度検出出力Ｖｏｕｔ′に基づいて補正する演算回路７５と、この演算回路７５から出力される温度補正後のフォーカスずれ量に基づいてレンズ７６をその光軸方向に移動させることによってフォーカス調整を行うＡＦ制御回路７７とが設けられている。
【００４６】
このように、オートフォーカス機能を持つカメラにおいて、温度検出装置をオンチップにて搭載したＣＣＤリニアセンサをＡＦセンサとして用いることで、ＡＦセンサ自体の温度を正確に測ることができるので、使用するレンズ等の光学系の歪み（収差）変化などに起因する誤差の補正精度を向上できる。したがって、より正確なオートフォーカス制御が可能となる。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の第１，第２の実施形態によれば、電荷転送部に発生する暗電流を利用して温度を検出するようにしたことにより、温度検出装置をオンチップにて実現できるため、被測定デバイスの温度をより正確に検出することができる。
【００４８】
また、本発明の第３，第４の実施形態によれば、ＭＯＳトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出するようにしたことにより、ＭＯＳプロセスにて温度検出装置を被測定デバイスのチップ上に作製できるため、被測定デバイスの温度をより正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る温度検出装置を搭載したＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。
【図２】電荷電圧変換部の周辺部分の構成図である。
【図３】電荷電圧変換部の周辺部分の動作説明のためのタイミングチャートである。
【図４】ＦＤ付近の断面ポテンシャル図である。
【図５】第１の実施形態に係る温度特性図である。
【図６】リセットパルス発生回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】リセットパルス発生回路の動作説明のためのタイミングチャートである。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る温度検出装置を搭載したＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係る温度検出装置を搭載したＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。
【図１０】ポテンシャル‐電圧変換部の回路構成を示す回路図である。
【図１１】ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２部分の断面図およびポテンシャル図である。
【図１２】ポテンシャル‐電圧変換回路の入出力特性図である。
【図１３】ポテンシャル‐電圧変換回路の温度特性図である。
【図１４】第３の実施形態に係る温度検出装置の構成ブロック図である。
【図１５】ポテンシャル‐電圧変換部の他の構成例を示す回路図である。
【図１６】本発明の第４の実施形態に係る温度検出装置を搭載したＣＣＤリニアセンサを示す構成図である。
【図１７】ＮＭＯＳの場合のポテンシャル制御回路の回路構成を示す回路図である。
【図１８】ＰＭＯＳの場合のポテンシャル制御回路の回路構成を示す回路図である。
【図１９】ポテンシャル制御回路の入出力特性図である。
【図２０】ポテンシャル制御回路の温度特性図である。
【図２１】第４の実施形態に係る温度検出装置の構成ブロック図である。
【図２２】本発明に係るカメラの一例の概略構成図である。
【図２３】オートフォーカス（ＡＦ）の原理図である。
【図２４】従来例を示す回路図（その１）である。
【図２５】従来例を示す回路図（その２）である。
【符号の説明】
１０  ＣＣＤリニアセンサ
１２  センサ列
１４，４１  電荷転送レジスタ
１５  タイミング発生回路
１６  リセットパルス発生回路
１７，４２  電荷電圧変換部
５１  ポテンシャル‐電圧変換回路
６１  ポテンシャル制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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