(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２次元ベクトル量としての２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系上で、１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、直交ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する誘導電動機のベクトル制御方法において、
１次角周波数と１次磁束のｄ軸成分の磁束推定近似値との積と、１次電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から、１次電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じて得られた残電圧値とを、直接的に等しくすべく、該残電圧値と該１次磁束ｄ軸成分推定近似値との演算処理により該１次角周波数を決定し、決定した該１次角周波数を、該位相決定工程で用いる１次角周波数の全部または一部として使用することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。
【請求項２】
該１次磁束ｄ軸成分推定近似値の定常値が、該１次電流ｄ軸成分あるいはその電流推定近似値の定常値に１次インダクタンスを乗じた値に等しくなるように、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値を定めることを特徴とする請求項１の誘導電動機のベクトル制御方法。
【請求項３】
該１次磁束ｄ軸成分推定近似値に対し正の下限値を設定し、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値が該下限値より常時大きな値を取るようにしたことを特徴とする請求項１及び２の誘導電動機のベクトル制御方法。
【請求項４】
該残電圧値の生成工程において、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うことを特徴とする請求項１の誘導電動機のベクトル制御方法。
【請求項５】
２次元ベクトル量としての２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系上で、１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する手段と、直交ｄｑ座標系の位相を決定する手段とを有する誘導電動機のベクトル制御装置において、
該位相決定手段の構成に、１次磁束ｄ軸成分の磁束推定近似値を生成する近似磁束生成部と、１次電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から１次電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じた残電圧値を生成する残電圧生成部と、近似磁束生成部の出力信号と１次角周波数との積が該残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように該１次角周波数を決定する１次角周波数演算部とを有する１次角周波数生成手段を少なくとも具備することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御方法及び同装置に関するものである。特に、ベクトル制御の確立に、２次磁束と同一方向を回転直交座標系の基軸に選定し、かつ、電動機の速度情報及び滑り角周波数情報を必要としない、ベクトル制御方法及び同装置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
従来、誘導電動機を高精度、高効率に制御する方法として、誘導電動機の状態を、電動機の内部磁束に位相差ゼロで同期した回転座標系上で捕らえて制御するベクトル制御方法が知られている。電動機の内部磁束としては、１次磁束、２次磁束が考えられているが、２次磁束に着目するベクトル制御方法が一般的である。このベクトル制御方法は、２次磁束を直接検出する直接法と、２次磁束を推定する間接法に大別されるが、現在では、高精度の磁束検出が不要である後者の滑り周波数形ベクトル制御方法の実用が進められている。
【０００３】
図１３は、滑り周波数形ベクトル制御方法を装置化し、誘導電動機に装着した場合の代表的な１例を概略的にブロック図で示したものである。１は誘導電動機を、２は電動機の速度検出器を、３は電力変換器を、４は電流検出器を、５ａ、５ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、６ａ、６ｂは共にベクトル回転器を、７は電流制御器を、８は滑り周波数形１次角周波数生成器を、９は積分器を、１０は正弦信号発生器を、示している。図１３では、５ａ、５ｂから１０までの諸機器がベクトル制御装置を構成している。
【０００４】
特に、５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂ、７の３種の機器は、主として、１次電流を、直交ｄｑ座標系上でｄ軸成分とｑ軸成分に分割し各々を制御する手段を構成するものである。電流検出器４で検出された３相電流は、３相２相変換器５ａで固定座標系（以下ではａｂ座標系と呼ぶ）上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器６ａでｄｑ座標系の２相電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑに変換され。電流制御器７へ送られる。電流制御器は、変換電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑが、外部から指令された各々の指令値ｉ１ｄ＊，ｉ１ｑ＊に追随すべくｄｑ座標系上の指令電圧ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊を生成しベクトル回転器６ｂへ送る。６ｂでは、この２相信号をａｂ座標系の２相指令電圧に変換し、２相３相変換器５ｂへ送る。５ｂでは、２相信号を３相指令電圧に変換し、電力変換器３への指令値として出力する。電力変換器３は、指令に応じた電力を発生し、誘導電動機１へ印加しこれを駆動する。
【０００５】
また、８、９、１０の３種の機器は、主として、直交ｄｑ座標系の位相を決定する手段を構成するものである。滑り周波数形１次角周波数生成器８には、ベクトル回転器６ａから１次電流ｄ、ｑ軸成分ｉ１ｄ、ｉ１ｑが、速度検出器２から速度情報が送られる。滑り周波数形１次角周波数生成器８はこれらの信号を用いて１次角周波数を生成し、積分器９へ送り積分処理する。積分処理された信号は、正弦信号発生器１０へ送られ、積分値に応じた複数の正弦信号（ｃｏｓ、ｓｉｎ信号）が、直交ｄｑ座標系の最終的な位相情報として、ベクトル回転器６ａ，６ｂへ向け出力される。同図では、簡明のため、複数の正弦信号を１つの位相ベクトルとして捕らえ、１本の太線で表現している。なお、以下、他の図においても、太線はベクトル信号線を示すものとする。
【０００６】
図１４は滑り周波数形１次角周波数生成器８の詳細を示したものであり、同図の８ａは２次磁束ｄ軸成分推定部を、８ｂは滑り角周波数生成部を示している。２次磁束ｄ軸成分推定部８ａでは、基本的には次式の関係に従い、２次磁束ｄ軸成分の推定値φ２ｄｈを演算合成している。
【数１】
0003728633.tif 000002
ここに、Ｒ２は２次抵抗を、Ｌ２は２次インダクタンスを、Ｍは相互インダクンスを、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔを各々示している。また、滑り角周波数生成部８ｂでは、基本的には次式に示すように、２次磁束のｄ軸成分推定値と１次電流ｑ軸成分ｉ１ｑとを用いて滑り角周波数ωｓを生成している。
【数２】
0003728633.tif 000003
滑り周波数形１次角周波数生成器８は、次式に示すように、滑り角周波数を速度検出器から得た電動機の電気角速度ω２ｎに加算して、１次角周波数ω１を決定している。
【数３】
0003728633.tif 000004
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の滑り周波数形ベクトル制御方法及び装置においては、同図及び式（３）が明確に示すように、１次角周波数の生成に、電動機の速度情報が不可欠である。このため、エンコーダに代表される速度検出器を中心とした速度検出系を構成しなければならなかった。しかし、速度検出器を含む速度検出系は誘導電動機本体に比較すると極めて脆弱であり、誘導電動機含む全駆動システムの信頼性を著しく低下させていた。例えば、速度検出器は電動機が受ける衝撃に対し著しく弱く、また、速度検出器の信号は一般に数ボルトであり送信時にはノイズに対する特別の配慮が必要であり、更には、速度検出器の電源線や信号線の安全な配線にも配慮が求められた。また、脆弱な速度検出系が異常を起こした場合の対策も要求された。このような速度検出系の実装はコスト面でも不利であった。加えて、検出器の実装に際しては、電動機の軸方向の寸法が大きくなるなど、電動機の設置においても不利であった。速度検出の方法及び手段としては、エンコーダ等の速度検出器を用いないで、速度推定の形で速度を検出するような速度検出系を構成するものも一部報告されているが、検出速度の検出精度、検出範囲、検出迅速性、検出演算負荷等の問題を新たに誘発し、制御性能は速度検出器付きの場合に比較しかなり劣化するものとなった。しかも、このような速度検出系を構成したベクトル制御方法及び装置は、速度検出器付きの場合に比較し数段複雑化しており、この点においても不利なものとなった。
【０００８】
上に説明したように、これまで実用化が進られてきた滑り周波数形ベクトル制御方法に立脚する限り、その実現に際しては電動機の速度情報の確保は不可欠であり、速度情報の確保に起因する諸問題が従来より不可避的に残置されてきた。
【０００９】
本発明は、以上の背景のもとになされたものであり、その目的は、速度情報の確保に起因する諸問題を解決しうる、速度情報を一切必要としないベクトル制御方法および同装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、２次元ベクトル量としての２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系上で、１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する工程と、直交ｄｑ座標系の位相を決定する工程とを有する誘導電動機のベクトル制御方法において、１次角周波数と１次磁束のｄ軸成分の磁束推定近似値との積と、１次電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から１次電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じて得られた残電圧値とを、直接的に等しくすべく、該残電圧値と該１次磁束ｄ軸成分推定近似値との演算処理により該１次角周波数を決定し、決定した該１次角周波数を、該位相決定工程で用いる１次角周波数の全部または一部として使用することを特徴とするものである。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の誘導電動機のベクトル制御方法において、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値の定常値が、該１次電流ｄ軸成分あるいはその電流推定近似値の定常値に１次インダクタンスを乗じた値に等しくなるように、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値を定めることを特徴とするものである。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項１及び２の誘導電動機のベクトル制御方法において、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値に対し正の下限値を設定し、該１次磁束ｄ軸成分推定近似値が該下限値より常時大きな値を取るようにしたことを特徴とするするものである。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１の誘導電動機のベクトル制御方法において、該残電圧値の生成工程において、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うことを特徴とするものである。
【００１４】
また、請求項５の発明は、２次元ベクトル量としての２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系上で、１次電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分割し制御する手段と、直交ｄｑ座標系の位相を決定する手段とを有する誘導電動機のベクトル制御装置において、該位相決定手段の構成に、１次磁束ｄ軸成分の磁束推定近似値を生成する近似磁束生成部と、１次電圧のｑ軸成分あるいはその電圧推定近似値から１次電流のｑ軸成分あるいはその電流推定近似値を直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じた残電圧値を生成する残電圧生成部と、近似磁束生成部の出力信号と１次角周波数との積が該残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように該１次角周波数を決定する１次角周波数演算部とを有する１次角周波数生成手段を少なくとも具備することを特徴とするものである。
【００１５】
請求項１又は５の本発明によれば、２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系に必要な位相確立のための１次角周波数が、電動機の速度情報を一切用いることなく、生成されると言う作用が得れることを、先ずノイズ等を含まない正確な信号を用いて説明する。
【００１６】
１次角周波数をω１、１次磁束のｄ軸成分をφ１ｄ、１次電圧のｑ軸成分をｖ１ｑ、１次電流のｄ軸成分をｉ１ｄ、またｑ軸成分をｉ１ｑと表現するならば、本発明は、電動機の速度信号を一切含まない次の関係式（４）が成立するように、式（４）の右辺で示される信号を信号φ１ｄによる除算等の演算により、直接的に１次角周波数ω１を生成しようとするものである。
【数４】
0003728633.tif 000005
ここに、Ｌｐ１は、１次インダクタンスＬ１、２次インダクタンスＬ２、相互インダクタンスＭを用いて、Ｌｐ１＝（Ｌ１ーＭ・Ｍ／Ｌ２）と定義される総合１次漏れインダクタンスである。上式右辺第２項の信号は、１次電流ｑ軸成分を、直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を示しており、また右辺全体の信号は、１次電圧ｑ軸成分からこの降下電圧を減じて得られた残電圧値を示している。また、このときの１次磁束ｄ軸成分φ１ｄは、直接検出することなく、１次電流ｄ軸成分ｉ１ｄを用いたつぎの式（５）、（６）に従い推定近似しようとするものである。
【数５】
0003728633.tif 000006
【数６】
0003728633.tif 000007
上式におけるＷ２、Ｒ２ｎは、Ｗ２＝Ｒ２／Ｌ２、Ｒ２ｎ＝（Ｍ・Ｍ・Ｒ２）／（Ｌ２・Ｌ２）と定義される電動機パラメータである。
【００１７】
ところで、誘導電動機においては、内部状態において、一般に次式（７）、（８）に示す関係が成立している。
【数７】
0003728633.tif 000008
【数８】
0003728633.tif 000009
ここに、φ２ｑは２次磁束のｑ軸成分である。
【００１８】
さてここで、本発明の基本を示す式（４）を式（７）に用いると、ｓφ２ｑ＝０なる結果が得られる。また、本発明で１次磁束の近似推定に利用される式（６）を式（８）に用いると、φ２ｑ＝０なる結果が得られる。ｓφ２ｑ＝０、φ２ｑ＝０なる結果は、２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系ための位相が確立されることを意味している。以上の説明によれば、１次磁束ｄ軸成分の推定近似値を得るには、式（５）、（６）の利用が不可欠のように考えがちであるが、この利用は緩和が可能である。これについては、請求項２の発明の作用説明の際に改めて説明する。以上の説明より明らかなように、請求項１又は５の本発明によれば、本質的に、２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系の位相確立に必要な１次角周波数が、電動機の速度情報を一切用いることなく、生成されると言う作用が得れる。
【００１９】
請求項１又は５の本発明では、１次電圧のｑ軸成分、１次電流のｑ軸成分がノイズ等の影響により正確な値が入手できない場合には、これらの近似推定値により１次角周波数を生成するようにしている。本発明は、直交ｄｑ座標系の位相確立に必要な本質的条件を直接満足させることを１次角周波数の生成原理としているのでいるので、ノイズ等の影響が強い場合にも、上記信号の近似推定値を利用することにより、現実的な１次角周波数を生成できると言う作用が得られる。
【００２０】
請求項２の本発明によれば、請求項１の発明におけるベクトル制御方法において、１次磁束ｄ軸成分推定近似値の定常値φ１ｄ（＝一定）を、１次電流ｄ軸成分あるいはその電流推定近似値の定常値ｉ１ｄ（＝一定）に１次インダクタンスＬ１を乗じた値に等しくなるように定めるもの、すなわち、定常値φ１ｄをつぎの関係が維持されるように定めるものである。
【数９】
0003728633.tif 000010
上式は、定常値に関しては、式（５）、（６）と完全に等価である。しかし、式（５）、（６）に比較し、はるかに簡単である。ベクトル制御においては、内部磁束に直接関係する１次電流ｄ軸成分は例外的な場合を除き一定の定常値に保たれるので、請求項２の本発明によれば、１次磁束ｄ軸成分の推定近似値を極めて簡単に生成できると言う作用が得られる。
【００２１】
請求項３の本発明によれば、請求項１および２の発明におけるベクトル制御方法において、１次磁束ｄ軸成分推定近似値に対し正の下限値を設定し、１次磁束ｄ軸成分推定近似値が該下限値より常時大きな値を取るようにするので、１次角周波数の生成を、残電圧値の１次磁束ｄ軸成分推定近似値による除算という簡単な演算で実施する場合にも、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができるという作用が得られる。
【００２２】
請求項４の本発明によれば、請求項１の発明におけるベクトル制御方法において、残電圧値の生成工程に、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を行うので、残電圧値を与える式（４）の右辺が示すように総合１次漏れインダクタンスＬｐ１が関与する電圧生成には純粋微分が要求されるが、この純粋微分を回避することができると言う作用が得られる。ひいては、残電圧値が現実的な信号に対して不必要な過大値を示したり、ノイズ等の外乱に対し不都合な過激反応することを回避することができると言う作用が得られる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明を適用した誘導モータのベクトル制御装置の全系の１例を図１に示す。図１は、本発明に直接関係する新１次角周波数生成器１１、及びこれに関連して誘導電動機に速度検出器が装置されていない２点を除けば、他の機器は従来の滑り周波数形ベクトル制御装置の場合の図１３と同様である。すなわち、直交ｄｑ座標系の位相を決定する手段において、新１次角周波数生成器で生成された１次角周波数を積分器９で積分処理し、さらには、積分処理した信号を正弦信号発生器１０で積分値に応じた正弦信号（ｃｏｓ、ｓｉｎ信号）を生成し、これを直交ｄｑ座標系の最終的位相情報として、ベクトル回転器６ａ、６ｂへ出力する点は、従来の滑り周波数形ベクトル制御方法及び装置と同様である。このため、本実施形態では、１次角周波数成手段を具現化した新１次角周波数生成器１１についてその１例を詳しく説明する。
【００２４】
図１の例では、新１次角周波数生成器１１には、１次電流のｄ軸成分ｉ１ｄ、ｑ軸成分ｉ１ｑ、及び１次電圧ｑ軸成分の近似推定値としてその指令値ｖ１ｑ＊が、入力されている。
【００２５】
図２は、新１次角周波数生成器１１の内部の構成を示したものである。同図の１１ａは、１次電圧ｑ軸成分指令値から１次電流のｑ軸成分を直列接続された１次抵抗と総合１次漏れインダクタンスに流した際に発生する降下電圧を減じた残電圧値を生成する残電圧生成部である。１１ｂは、１次電流ｄ軸成分ｉ１ｄから１次磁束ｄ軸成分の磁束推定近似値を生成する近似磁束生成部であり、１１ｃは、近似磁束生成部の出力信号と１次角周波数との積が上記残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように１次角周波数を決定する１次角周波数演算部である。
【００２６】
図３は、残電圧値生成部１１ａの構成の１例を示したものである。図３の例では、低域通過フィルタｆ／（ｓ＋ｆ）によるフィルタリング処理を実施している点に特徴がある。式（４）が示すように総合１次漏れインダクタンスＬｐ１が関与する電圧生成には理想的状況では純粋微分が要求されるが、図３の例は、低域フィルタによりこの純粋微分を回避されていることを、明確に示している。
【００２７】
図４は、近似磁束生成部の構成の１例の詳細を示したものである。この例では、理解を容易にするため、機能別に構成を分けた３段構成で、近似磁束磁束生成部を構成している。近似磁束生成部第１段は基本部１１ｂａであり、式（５）、（６）に示した関係を忠実に具現化したものである。この基本部１１ｂａの入力である１次電流ｄ軸成分の定常値に対し、基本部の出力信号は１次インダクタンスＬ１を乗じた値に等しくなっている点を特に指摘しておく。近似磁束生成部第２段１１ｂｂはバランス部であり、前述の残電圧生成部の出力信号に対しゲインと位相のバランスを保つことを目的に用意されている。したがって、この１例では、簡単には、残電圧生成部に導入した低域通過フィルタｆ／（ｓ＋ｆ）と同一のものを設置すればよい。近似磁束生成部第３段はリミッタ部１１ｂｃであり、これにより、近似磁束生成部の最終的な出力信号である１次磁束ｄ軸成分推定近似値が予め設定した正の下限値より、常時大きな値を取ることが出来る。
【００２８】
図５は、１次角周波数演算部１１ｃの構成の１例を示したものである。１次角周波数演算部の働きは、近似磁束生成部の出力信号と１次角周波数との積が該残電圧生成部の出力信号と直接的に等しくなるように１次角周波数を決定することにあるが、本例では、残電圧生成部の出力信号を近似磁束生成部の出力信号により除算すると言う最も簡単な決定法を利用している。除算による場合にも、前述の近似磁束生成部において１次磁束ｄ軸成分推定近似値が予め設定した下限値より常時大きな値を取るようにしているので、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができる。
【００２９】
図６は、本発明を用いた上記実施形態のベクトル制御装置により、誘導電動機を駆動制御した場合の実験結果の１例を示したものである。左上が１次電流ｄ軸成分の指令値を、右上が生成された１次角周波数を、左下が発生トルクを、右下が電動機の速度を１秒間表示している。本図は、力行・回生、加速・減速というサーボの重要性能を示しており、正確なトルク発生の状況より容易に理解されるように、期待通りの優れたサーボ性能が得られている。
【００３０】
以上、１実施形態を説明したが、上記の例に代わって、以下のような実施も可能であることを指摘しておく。第１に、新１次角周波数生成器１１に使用する電流信号として上の例では１次電流のｄ軸成分ｉ１ｄ及びｑ軸成分ｉ１ｑを用いたが、この近似推定値の１つとしてこれらの電流指令を用いてもよく、また、１次電圧ｑ軸成分の信号として上の例ではその指令値ｖ１ｑ＊を用いたが、当然のことながら、電圧の実測値あるいはこの他の推定近似値を用いてよいことを指摘しておく。
【００３１】
また、残電圧生成部に使用したフィルタの次数は１次である必要はなく、２次、３次の高次であってよい。また、このフィルタの第１義的目的は、純粋微分の回避であるので、これが回避できる他の方法・手段によっても差し支えないことを指摘しておく。
【００３２】
近似磁束生成部１１ｂに関しては、第１、２、３段に分けて構成する１例を示したが、第１段と第２段は順序を入れ替えることが可能である。また、近似磁束生成部を第１、２、３段のように分けることなく、一体的に構成するこも可能であることを指摘しておく。また、近似磁束生成部内のバランス部は、残電圧生成部で使用したフィルタに対し、両生成部出力信号間のゲインと位相を保つために導入されたものであり、この帯域が十分広い場合、省略可能であることも指摘しておく。当然のことながら、電圧生成部でフィルタを使用しない場合には、バランス部は必要ない。更に、近似磁束生成部１１ｂは、図７に示したように１次インダクタンスの定数ゲインとリミッタによる構成を採用しても、あるいは、図８に示したように１次電流ｄ軸成分の指令値ｉ１ｄ＊が常時一定の場合には一定値（Ｌ１・ｉ１ｄ＊）を出力するようにしてもよいことを指摘しておく。図７、図８の実施形態による場合には、極めて簡単に近似磁束生成部を構成することができる。
【００３３】
残電圧生成部の出力信号に対し、スケーリング処理を実施する場合には、近似磁束生成部の出力信号に対しても、同様なスケーリング処理が当然必要であることを指摘しておく。
【００３４】
１次角周波数演算部１１ｃにおける演算処理に関して、除算による方法を上に例示したが、除算を一切使用しない繰り返し的方法で１次角周波数を決定できることを指摘しておく。
【００３５】
以上説明した新１次角周波数生成器１１の実現は、連続時間的な実現と同様に、離散時間的実現も可能であることを指摘しておく。離散時間的実現に際しては、ｚ演算子による離散時間表現が必要であるが、これには、例えば簡単には、これまでの説明で使用したｓ演算子をオイラー近似、台形近似等を用いてｚ演算子の表現に置換すればよい。離散時間的実現に際しては、ハードウェアー的実現のみならず、ソフトウェアー的実現も、当然ながら、可能であることを指摘しておく。特に、本発明の実行に要する演算量は、従来の滑り周波数形ベクトル制御方法と同程度であるので、最近のマイクロプロセッサ等の演算素子によれば、何等の問題なくソフトウェアー的実現を達成することができる。
【００３６】
以上の例は、直交ｄｑ座標系の位相決定の全部に本発明を用いた例である。次に、直交ｄｑ座標系の位相決定の一部に本発明の用いた場合の１実施形態について説明する。図９は、本１実施形態のベクトル制御装置の全系である。本図９と前実施形態の説明で使用した図１との違いは、本図では、位相合成器１２が付加されている点にある。このため、違いを形成する位相合成器１２を中心に説明する。
【００３７】
位相合成器１２には、本発明によって決定された位相がベクトル［ｃｏｓθ１，ｓｉｎθ１］として入力されている。この位相ベクトルの生成は、図１の実施形態の場合と同様とする。また、また直交ａｂ座標系（すなわち固定座標系）の１次電圧情報ｖ１＊と１次電流情報ｉ１が入力されている。図９では、簡明のため、これらをベクトル信号として１本の太い信号線で表示している。さらに、スケーリング係数用信号として、φ２ｎｄが入力されている。この信号φ２ｎｄは、図４で示しているように、１次磁束ｄ軸成分の推定近似値を生成する過程で生成されているので、これを単に利用すればよい。以上の入力信号対し、直交ｄｑ座標系の最終的な位相ベクトルとして［ｃｏｓθｆ，ｓｉｎθｆ］が、ベクトル回転器６ａ，６ｂに出力されている。
【００３８】
図１０は、上記位相合成器１２の内部を示したものである。図１０の１２ａは低域通過フィルタを示しており、本発明で生成された位相ベクトルをフィルタ処理したつぎの信号が出力される。
【数１０】
0003728633.tif 000011
同図の１２ｂは、直交ｄｑ座標系の位相情報の視点からは、３種の入力信号を用いて、高域通過フィルタ処理を受けた第２の位相ベクトルの生成を示すものであり、次式のような信号が出力される。
【数１１】
0003728633.tif 000012
直交ｄｑ座標系の最終的な位相ベクトルである［ｃｏｓθｆ，ｓｉｎθｆ］は、図１０が明快に示しているように、これらの合成として次式のように合成される。
【数１２】
0003728633.tif 000013
【００３９】
上記に説明した位相合成器１２の使用は、本発明で生成した位相ベクトル信号を直交ｄｑ座標系の位相情報の低域領域に属する位相ベクトル信号として利用し、これにより、他の方法で生成した高域領域のみに有効な位相ベクトル信号を補足し、総合的に良好な位相ベクトル信号を生成している１例である。
【００４０】
上に示した周波数領域的に位相ベクトル信号を分割合成する方法は、本発明で生成した位相ベクトル信号を直交ｄｑ座標系の位相決定の一部に利用する方法の１例であって、本発明で生成した位相ベクトル信号を直交ｄｑ座標系の位相決定の一部に利用する方法は、当業者にとって明白なように、これに限定されるものではない。一般には、誘導電動機の動作状態に応じて、本発明で生成した位相ベクトル信号を種々の形で利用することが可能である。例えば、力行状態で本発明による位相情報を利用するように、力行・回生の状態で利用の切り替えを行う方法を用いてもよい。
【００４１】
図９の実施形態では、本発明による直交ｄｑ座標系の位相情報を、位相ベクトル［ｃｏｓθ１，ｓｉｎθ１］の段階で、他の方法によるものとの併用を行った。本発明による直交ｄｑ座標系の位相情報の利用は、これに限定されるものではなく、１次角の段階で他の方法によるものとの併用することも可能である。図１１は、この例を示したものである。同図のθ１は、本発明による１次角であり、θ２は他の方法による１次角である。同図の１３は１次角合成器であり、２つの１次角を入力信号として得て、これら２信号を処理して最終的な１次角としてθｆを出力している。θｆは正弦信号発生器１０で正弦信号に変換され、位相ベクトルが出力される。
【００４２】
本発明による直交ｄｑ座標系の位相情報の利用は、１次角周波数の段階で他の方法によるものと併用することも可能である。図１２は、この例を示したものである。同図のω１は、本発明による１次角周波数であり、ω２は他の方法による１次角周波数である。同図の１４は１次角周波数合成器であり、２つの１次角周波数を入力信号として得て、これら２信号を処理して最終的な１次角周波数ωｆを出力している。ωｆは積分器９へ送られ積分処理され、θｆが出力される。θｆは正弦信号発生器１０へ送られて正弦信号に変換され、位相ベクトルが出力される。この位相ベクトルは、これまでの説明より明らかなようにベクトル回転器へ送られる。
【００４３】
以上説明した本発明の利用方法の例は、説明の明白化のため、連続時間の表現を用い説明したが、これは、当業者にとって明白なように、連続時間的な実現のみならず、離散時間的実現も可能であることを指摘しておく。離散時間的実現に際しては、ハードウェアー的実現のみならず、ソフトウェアー的実現も、当然ながら、可能であることを指摘しておく。同様に、当業者にとって明白なように、最近の演算素子によれば、何等の問題なく、ソフトウェアー的実現を達成することができることも指摘しておく。
【００４４】
【発明の効果】
誘導電動機の滑り周波数形ベクトル制御方法及びこれを実現した同装置では、電動機の速度情報の確保は不可欠であり、速度情報の確保に起因する種々の問題が不可避的に残置されていた。しかし、以上の説明より明白なように、本発明によれば、速度情報を一切必要としないベクトル制御方法を実現でき、同装置を構成できるので、従来の方法・装置が不可避的に内臓していた速度情報の確保に起因する種々の問題をことごとく解決でき、本発明の目的を十分に達成し得る優れた効果が得られる。
【００４５】
特に、請求項１又は５の本発明によれば、２次磁束と同一方向をｄ軸に選定しこれと直交する軸をｑ軸に選定する直交ｄｑ座標系の位相確立に必要な１次角周波数が、電動機の速度情報を一切用いることなく生成されると言う作用が得れるので、この作用の結果、電動機の速度情報を一切用いないベクトル制御方法を実現及び同装置を構成できるという効果が得られる。
特に、請求項２の本発明によれば、１次磁束ｄ軸成分の推定近似値を一層簡単に生成できるようになると言う作用が得られ、この結果、電動機の速度情報を一切用いないベクトル制御方法を一層簡単に実現できるという効果が得られる。
【００４６】
特に、請求項３の本発明によれば、１次角周波数の生成を、残電圧値に１次磁束ｄ軸成分推定近似値による除算という簡単な演算で実施する場合にも、ゼロあるいは極小値で除算を行うというゼロ割り現象を確実に回避することができるという作用が得られるので、この結果、電動機の速度情報を一切用いないベクトル制御方法を更に簡単に実現できるという効果が得られる。
【００４７】
特に請求項４の本発明によれば、残電圧値の生成工程において、純粋微分を回避することができると言う作用が、ひいては、残電圧値が現実的な信号に対して不必要な過大値を示したり、ノイズ等の外乱に対し不都合な過激反応することを回避することができると言う作用が得られるので、この結果、電動機の速度情報を一切用いないベクトル制御方法の実現に、ノイズ等の外乱に対しロバスト性を付与できると言う効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１実施形態に係わるベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図２】同ベクトル制御装置の新１次角周波数生成器内部の概略構成を示すブロック図
【図３】新１次角周波数生成器を構成する残電圧生成部の概略構成を示すブロック図
【図４】同生成器を構成する近似磁束生成部の概略構成を示すブロック図
【図５】同生成器を構成する１次角周波数演算部の構成を示すブロック図
【図６】実施形態に係わる実験結果の１例
【図７】新１次角周波数生成器を構成する近似磁束生成部の他の実施形態での概略構成を示すブロック図
【図８】新１次角周波数生成器を構成する近似磁束生成部の他の実施形態での概略構成を示すブロック図
【図９】他の実施形態に係わるベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図１０】同ベクトル制御装置の位相合成器の概略構成を示すブロック図
【図１１】位相合成法の他の実施形態として、１次角合成器の利用を示すブロック図
【図１２】位相合成法の他の実施形態として、１次角周波数合成器の利用を示すブロック図
【図１３】従来の滑り周波数形ベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図１４】同ベクトル制御装置の滑り周波数形１次角周波数生成器内部の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１        誘導電動機
２        速度検出器
３        電力変換器
４        電流検出器
５ａ      ３相２相変換器
５ｂ      ２相３相変換器
６ａ      ベクトル回転器
６ｂ      ベクトル回転器
７        電流制御器
８        滑り周波数形１次角周波数生成器
８ａ      ２次磁束ｄ軸成分推定部
８ｂ      滑り角周波数生成部
９        積分器
１０      正弦信号発生器
１１      新１次角周波数生成器
１１ａ    残電圧生成部
１１ｂ    近似磁束生成部
１１ｂａ  基本部
１１ｂｂ  バランス部
１１ｂｃ  リミッタ部
１１ｃ    １次角周波数演算部
１２      位相合成器
１２ａ    低域フィルタ部
１２ｂ    第２位相ベクトル生成部
１３      １次角合成器
１４      １次角周波数合成器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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