(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、高周波でスイッチングされるスイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線と整流素子との直列回路とを具備し、該直列回路の両端に少なくとも負荷回路が接続され、直流電源、トランスの１次巻線並びにスイッチング素子からなる閉回路の何れか一つ又は複数の回路要素にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を並列に接続してなることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、前記コンデンサ及び該コンデンサを充放電する閉回路内のインダクタンスによる共振周波数を、制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周波数に対して十分に低くしてなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端と負荷回路との間に出力電流のリプルを除去するフィルタ回路を設けたことを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、少なくとも前記閉回路に対して等価的に直列接続されたインダクタを具備することを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記スイッチング素子の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項６】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記直流電源の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項７】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記トランスの１次巻線両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とする請求項２又は３記載の電源装置。
【請求項８】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項９】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項１０】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を逆位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項１１】
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項１２】
請求項１〜請求項１１に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１３】
前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を低周波で交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とする請求項１２記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源を電圧変換して所望の直流出力を得る電源装置、並びにこのような電源装置を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置の一例（以下、「従来例１」と呼ぶ）を図１５に示す。この従来例１は、バッテリのような直流電源１の出力を電圧変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する出力制御回路６１と、負荷５０を含む負荷回路５とを備えている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２は従来周知の昇圧コンバータ（ブーストコンバータ）で構成され、バッテリのように低電圧の電源（直流電源１）から放電灯のような負荷５０が必要とする電圧まで昇圧するものである。
【０００３】
上記従来例１の出力は主にＤＣ／ＤＣ変換回路２で調整され、出力電流及び出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０１から出力される電力指令値に基づいて、負荷電圧（ランプ電圧）の検出値に応じた負荷電流（ランプ電流）の制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィードバック制御を行っている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２が具備するスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得ており、スイッチング信号は周波数一定でオンデューティ比を可変することで出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
【０００４】
一方、図１６に示すように負荷５１を放電灯とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータとして構成した従来例（以下、「従来例２」と呼ぶ）もある。この従来例２は、直流電源１、フライバックコンバータから構成されるＤＣ／ＤＣ変換回路２並びに負荷回路５を備え、この負荷回路５はＤＣ／ＤＣ変換回路２によって得られた直流電圧より放電灯５１に交番電圧を供給するためのインバータ回路３、及び消灯状態の放電灯５１を始動させるために高電圧を印可する始動回路４を具備する。ここで、放電灯５１はランプ電圧が直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化するものであるから、このような負荷に対応するにはＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータで構成することが望ましい。すなわち、このフライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、スイッチング素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の１次巻線に電流Ｉ１が流れて、トランス２１にエネルギが蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトランス２１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオード２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。スイッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御することにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させることができる。なお、同様の機能を実現する昇降圧コンバータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チョッパ回路）がある。
【０００５】
ところで、従来例２の出力制御回路６２は従来例１と同様に一定周波数のＰＷＭ制御でもよいが、電圧変動の大きいバッテリなどを直流電源１に使用して放電灯５１のように出力電圧変動の大きい負荷を駆動するために、出力制御回路６が以下のような制御を行っている。
【０００６】
まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令値を発生し、電流指令値演算部６０２が電力指令値発生回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４の両端電圧とからＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流の制御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ／ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の両端電圧は出力電圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力には、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出された出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与えられた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２のトランス２１の１次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力されており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大きくなると、発振回路６０８のリセット端子にリセット信号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレータ６０９の非反転入力端子は回路のグランドに接続されている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値が略ゼロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８のセット端子にセット信号が送られる。発振回路６０８はセット・リセットフリップフロップを含んで構成されており、そのＱ出力によりＤＣ／ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２２をオン・オフ制御する。
【０００８】
すなわち、従来例２の出力制御回路６では、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をトランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値とし、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレータ６１０で比較し、検出値が指令値を越えると、発振回路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした後、トランス２１のエネルギが全て２次側に吐き出され、２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことをコンパレータ６０９で検出し、発振回路６０８の出力をＨレベルにしてスイッチング素子２２をオンさせる。つまり、図１７に示すようにトランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロとなったときにトランス２１の１次側電流Ｉ１を制御するスイッチング素子２２をオンさせる動作モードを電流境界モードと呼び、この電流境界モードで動作させることによってトランス２１の利用率を上げることができる。また、発振回路６０８においては、図１８に示すようにスイッチング素子２２の最大オフ期間に制限値を設けて２次側電流Ｉ２がゼロになる前にスイッチング素子２２をオフさせる場合があり、例えば放電灯５１が冷えている状態のようにランプ電圧が低く、２次側電流Ｉ２の波形の傾きが小さい場合にスイッチング素子２２のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、最大オフ期間の上記制限値を状態に応じて調整しする機能を有している。なお、出力制御回路６では、スイッチング素子２２をオフする１次側ピーク電流値を、従来例１と同様のフィードバック制御によって調整することで出力制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来例１のような昇圧コンバータ回路を用いたＤＣ／ＤＣ変換回路２では、放電灯のように負荷電圧が広範囲に変動する負荷５１に対して、負荷電圧が電源電圧よりも低くなる場合に対応することができない。一方、従来例２の昇降圧機能を有するフライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、負荷電圧が電源電圧より低い場合においても必要な出力を得ることができる。
【００１０】
しかしながら、従来例２のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、出力する電力を一度トランス２１に蓄積するためにトランス２１のコアの磁束密度が高くなりやすく、飽和防止のためにコアの小型化が困難であった。また、トランス２１にはスイッチング素子２２のオン／オフにおいて１次側及び２次側の何れか一方にしか電流が流れないため、直流電源１からＤＣ／ＤＣ変換回路２に入力する入力電流の電流リプルが大きくなるという問題がある。通常、このような電流リプル分を吸収するためにＤＣ／ＤＣ変換回路２の入力側にはコンデンサが設けられるが、入力電流の電流リプルが大きくなるほど、上記コンデンサの大型化を招いてしまう。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、トランスにおけるピーク電流を軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルが低減可能な電源装置及び放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、高周波でスイッチングされるスイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線と整流素子との直列回路とを具備し、該直列回路の両端に少なくとも負荷回路が接続され、直流電源、トランスの１次巻線並びにスイッチング素子からなる閉回路の何れか一つ又は複数の回路要素にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を並列に接続してなることを特徴とし、少なくとも負荷回路と直流電源とコンデンサで閉回路が形成され、負荷回路への電流経路がトランスの２次巻線だけでなく直流電源を介した経路も存在するため、トランスにおけるピーク電流を軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルが低減可能である。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、前記コンデンサ及び該コンデンサを充放電する閉回路内のインダクタンスによる共振周波数を、制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周波数に対して十分に低くしてなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端と負荷回路との間に出力電流のリプルを除去するフィルタ回路を設けたことを特徴とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流に含まれるリプル成分を除去することができる。
【００１５】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記フィルタ回路は、少なくとも前記閉回路に対して等価的に直列接続されたインダクタを具備することを特徴とし、請求項３の発明と同様の作用を奏する。
【００１６】
請求項５の発明は、請求項２又は３の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記スイッチング素子の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、直流電源から負荷回路への電流経路にコンデンサが挿入されるため、負荷が略短絡状態となっても出力制御が可能である。
【００１７】
請求項６の発明は、請求項２の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記直流電源の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、少なくともスイッチング素子のオフ時にトランスの２次巻線からコンデンサへの充電経路内に直流電源が直列に含まれるため、スイッチング素子のオン時及びオフ時の両方で直流電源から電力を取り出すことができる。その結果、トランスにおけるピーク電流をさらに軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルがさらに低減可能である。
【００１８】
請求項７の発明は、請求項２又は３の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記トランスの１次巻線両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、請求項２又は３の発明と同様の作用を奏する。
【００１９】
請求項８の発明は、請求項５の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項５の発明と同様の作用を奏する。
【００２０】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の作用を奏する。
【００２１】
請求項１０の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を逆位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の作用を奏する。
【００２２】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項７の発明と同様の作用を奏する。
【００２３】
請求項１２の発明は、上記目的を達成するために、請求項１〜請求項１１に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、少なくとも負荷回路と直流電源とコンデンサで閉回路が形成され、負荷回路への電流経路がトランスの２次巻線だけでなく直流電源を介した経路も存在するため、トランスにおけるピーク電流を軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルが低減可能な放電灯点灯装置が提供できる。
【００２４】
請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を低周波で交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項１２の発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、下記の各実施形態では負荷５１を放電灯とした従来例２の負荷回路５と同一構成の負荷回路５を備えているが、負荷回路５並びに負荷５１を実施形態のものに限定する趣旨ではなく、他の構成を有する負荷回路５や放電灯以外の負荷５１を具備する負荷回路５を備える場合であっても本発明の技術的思想が適用可能である。
【００２６】
（実施形態１）
図１に本実施形態の電源装置の概略回路構成図を示す。本実施形態は、バッテリのような直流電源１の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を調整して負荷（図示せず）に供給する負荷回路５とを備える。但し、本実施形態の基本構成は従来例２と共通であるから、共通する構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２７】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、トランジスタなどからなるスイッチング素子２２と、スイッチング素子２２を介して直流電源１の電源電圧が１次巻線ｎ１に印加されるトランス２１と、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に順方向に挿入されたダイオード２３と、２次巻線ｎ２の他端と１次巻線ｎ１及びスイッチング素子２２の接続点との間に挿入された平滑コンデンサ２４とを具備し、直流電源１、トランス２１の１次巻線ｎ１並びにスイッチング素子２２からなる閉回路の回路要素（スイッチング素子２２）に平滑コンデンサ２４を介してトランス２１の２次巻線ｎ２及びダイオード２３の直列回路の両端が接続されている。なお、平滑コンデンサ２４及び２次巻線ｎ２の接続点と負荷回路５との間にはインダクタ２６１が挿入され、このインダクタ２６１の負荷回路５側の一端と直流電源１の負極に接続されたダイオード２３のカソードとの間には負荷回路５と並列にコンデンサ２６２が接続されており、インダクタ２６１及びコンデンサ２６２によってリプル除去用のフィルタ回路２６が構成されている。但し、フィルタ回路２６の構成はこれに限定されるものではなく、他の構成のものであっても良い。
【００２８】
また、制御回路６は例えば従来例１又は従来例２の制御回路と共通の回路構成を有するものであって、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流及び出力電圧を検出し、それらの検出値が所望の値となるようにスイッチング素子２２のオンデューティ比を可変するＰＷＭ制御（従来例１参照）や、あるいは定常時に電流境界モードで動作させる制御（従来例２参照）を行う。但し、制御回路６の構成はこれに限定されるものではなく、他の制御を行うものであっても良い。
【００２９】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００３０】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積される。一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３、直流電源１及びトランス２１の１次巻線ｎ１を介して放出され、２次巻線ｎ２から供給される電流に直流電源１から供給される電流が重畳されて平滑コンデンサ２４を充電する。さらに、スイッチング素子２２のオン時には平滑コンデンサ２４の充電電荷が放出され、平滑コンデンサ２４からスイッチング素子２２、フィルタ回路２６を介して負荷回路５に電力が供給される。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換することができる。なお、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧は平滑コンデンサ２４の両端電圧から直流電源１の電源電圧を差し引いた差分に等しくなる。ここで、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング素子２４をオンする電流境界モード、並びにトランス２１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流れている電流連続モードでの動作波形図を図２及び図３に各々示す。
【００３１】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においては、上述のようにスイッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて直流電源１及びトランス２１の１次巻線ｎ１を介して平滑コンデンサ２４を充電するとともに、直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１を介して平滑コンデンサ２４に充電電流が流れるため、フライバックコンバータからなる従来例２に比べて、直流電源１からＤＣ／ＤＣ変換回路２に流れ込む入力電流の電流リプルを低減することができる。また、２次巻線ｎ２へのエネルギ伝達がトランス２１だけによらず直流電源１からも直接に行われるため、トランス２１に蓄積するエネルギ、すなわちトランス２１のピーク電流を低減してトランス２１の小型化（コアの小型化）が図れる。しかも、トランス２１から平滑コンデンサ２４への充電経路内ではトランス２１の１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２が平滑コンデンサ２４を介して直列に接続されているため、従来例２に比較してトランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を１次巻線ｎ１の巻数分だけ減らすことができ、これによってさらにトランス２１の小型化が図れるものである。また、本実施形態では直流電源１と負荷回路５を含む閉回路に平滑コンデンサ２４が直列に接続されているので、例え負荷が略短絡状態になっても、従来例１のように出力制御が困難になることがないという利点がある。
【００３２】
（実施形態２）
図４に本実施形態の電源装置の概略回路構成図を示す。本実施形態は、平滑コンデンサ２４を介してトランス２１の２次巻線ｎ２及びダイオード２３の直列回路を直流電源１の両端に１次巻線ｎ１とスイッチング素子２２の直列回路と並列に接続している点に特徴があり、その他の構成は実施形態１とほぼ共通である。
【００３３】
本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端と負荷回路５との接続点と、直流電源１の正極側に接続された１次巻線ｎ１の一端とが平滑コンデンサ２４を介して接続してある。
【００３４】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００３５】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積される。一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３及び直流電源１を介して放出され、２次巻線ｎ２から供給される電流に直流電源１から供給される電流が重畳されて平滑コンデンサ２４を充電する。なお、平滑コンデンサ２４の充電電荷は直流電源１を介して負荷回路５に放出されて電力が供給される。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換することができる。なお、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧は平滑コンデンサ２４の両端電圧から直流電源１の電源電圧を差し引いた差分に等しくなる。ここで、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング素子２４をオンする電流境界モード、並びにトランス２１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流れている電流連続モードでの動作波形図を図５及び図６に各々示す。
【００３６】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においても、上述のようにスイッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて直流電源１を介して平滑コンデンサ２４を充電するとともに、直流電源１から平滑コンデンサ２４に充電電流が流れるため、フライバックコンバータからなる従来例２に比べて、直流電源１からＤＣ／ＤＣ変換回路２に流れ込む入力電流の電流リプルを低減することができる。また、２次巻線ｎ２へのエネルギ伝達がトランス２１だけによらず直流電源１からも直接に行われるため、トランス２１に蓄積するエネルギ、すなわちトランス２１のピーク電流を低減してトランス２１の小型化が図れる。しかも、本実施形態でも直流電源１と負荷回路５を含む閉回路に平滑コンデンサ２４が直列に接続されているので、例え負荷が略短絡状態になっても、従来例１のように出力制御が困難になることがないという利点がある。
【００３７】
ところで、図７に示すように本実施形態のトランス２１の２次巻線ｎ２の極性と２次巻線ｎ２に対するダイオード２３の接続極性を逆向きとした回路構成であっても本実施形態と同様の作用効果を奏する。而して、回路動作は上記実施形態と共通であるが、２次巻線ｎ２から供給される電流で平滑コンデンサ２４を充電する際に直流電源１の電源電圧が重畳されず、平滑コンデンサ２４の充電電荷が放出されるときに直流電源１の電源電圧が重畳されて負荷回路５に供給される。よって、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧は平滑コンデンサ２４の両端電圧に直流電源１の電源電圧を上乗せした両者の和に等しくなる。
【００３８】
（実施形態３）
図８に本実施形態の電源装置の概略回路構成図を示す。本実施形態は、平滑コンデンサ２４を介してトランス２１の２次巻線ｎ２及びダイオード２３の直列回路をトランス２１の１次巻線ｎ１の両端に接続している点に特徴があり、その他の構成は実施形態１とほぼ共通である。
【００３９】
本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、直流電源１の正極側にスイッチング素子２２を接続するとともにトランス２１の１次巻線ｎ１の一端を直流電源１の負極に接続し、さらにトランス２１の２次巻線ｎ２の一端とフィルタ回路２６との接続点と、１次巻線ｎ１及びスイッチング素子２２の接続点とが平滑コンデンサ２４を介して接続してある。
【００４０】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００４１】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積される。一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から平滑コンデンサ２４、トランス２１の１次巻線ｎ１並びにダイオード２３を介して放出され、２次巻線ｎ２から供給される電流で平滑コンデンサ２４を充電する。さらに、スイッチング素子２２のオン時には、平滑コンデンサ２４からフィルタ回路２６を介して負荷回路５、直流電源１並びにスイッチング素子２２を介して平滑コンデンサ２４の充電電荷が放出されるとともに、平滑コンデンサ２４の充電電荷が放出されるときに直流電源１の電源電圧が重畳されて負荷回路５に電力が供給される。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換することができる。ここで、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング素子２４をオンする電流境界モード、並びにトランス２１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流れている電流連続モードでの動作波形図を図９及び図１０に各々示す。
【００４２】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においては、上述のようにスイッチング素子２２のオン時に平滑コンデンサ２４の放電による出力電圧に直流電源１の電源電圧が重畳されて負荷回路５に電力が供給されるため、トランス２１におけるエネルギの伝達量が軽減されてトランス２１のコアの小型化が可能となる。しかも、トランス２１から平滑コンデンサ２４への充電経路内ではトランス２１の１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２が平滑コンデンサ２４を介して直列に接続されているため、従来例２に比較してトランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を１次巻線ｎ１の巻数分だけ減らすことができ、これによってさらにトランス２１の小型化が図れるものである。また、本実施形態では直流電源１と負荷回路５を含む閉回路に平滑コンデンサ２４が直列に接続されているので、実施形態１と同様に、例え負荷が略短絡状態になっても、従来例１のように出力制御が困難になることがないという利点がある。
【００４３】
（実施形態４）
本実施形態は、実施形態１を高輝度放電灯の点灯装置（電子バラスト）に適用したものである。したがって、基本的な構成は実施形態１と共通するから、共通する構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００４４】
本実施形態における負荷回路５は、図１１に示すように負荷である高圧放電灯（以下、「放電灯」と略す）５１と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を低周波で交番して放電灯５１に供給するインバータ回路３と、放電灯５１に始動用の高電圧を印可する始動回路４とを具備する。インバータ回路３はＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端間にフィルタ回路２６を介して２つのスイッチング素子Ｑ１とＱ２，Ｑ３とＱ４の直列回路が互いに並列に接続されるとともに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間に始動回路４を介して放電灯５１が接続された、いわゆるフルブリッジ型のインバータ回路である。そして、制御回路６から与えられる低周波信号によってドライブ回路３１が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動し、対角辺の位置にある２つのスイッチング素子Ｑ１とＱ４，Ｑ２とＱ３を同時にオン／オフし且つ２つのスイッチング素子Ｑ１とＱ４，Ｑ２とＱ３の各組を交互にオン／オフすることでＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を低周波で交番した電力を放電灯５１に供給する。
【００４５】
一方、始動回路４はパルストランス４１、コンデンサ４２並びにスイッチ要素４３で構成され、一端が放電灯５１に接続されたパルストランス４１の２次側の他端がスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されるとともに、パルストランス４１の１次側にコンデンサ４２を介してスイッチ要素４３が接続されている。而して、スイッチ要素４３のオフ状態でコンデンサ４２に充電された電荷をスイッチ要素４３のオン時にパルストランス４１の１次側に放出することにより、パルストランス４１の２次側に発生した高電圧パルスを放電灯５１に印加して放電灯５１を始動するのである。
【００４６】
ここで、本実施形態においては始動回路４のコンデンサ４２を急速に充電するために、スイッチング素子２２のオン／オフによってダイオード２３の両端に生じる交番電圧を利用する昇圧回路７を設けている。この昇圧回路７はコンデンサ７１，７２と７３，７４の直列回路と、各直列回路間に接続されるダイオード７５〜７８とで構成される多段整流回路（コッククロフト回路）であって、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に接続されたダイオード２３の両端に並列に接続されるとともに、コンデンサ７４とダイオード７８のカソードとの接続点が抵抗７９を介して始動回路４におけるスイッチ要素４３とパルストランス４１の１次側との接続点に接続されている。ここで、このような昇圧回路７は入力電圧のピーク−ピーク値が大きいほど昇圧し易いものである。昇圧回路７の出力電圧はＤＣ／ＤＣ変換回路２の負極側の出力端を基準としたときに正極性となり、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の正極側の出力端が負極性となるため、より高い電圧でコンデンサ４２を充電するためにインバータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちで少なくともスイッチング素子Ｑ３をオンする。而して、スイッチング素子２２のオン／オフによってダイオード２３の両端に生じる交番電圧を利用し、昇圧回路７により始動回路４のコンデンサ４２を急速に充電することができる。なお、スイッチ要素４３にはサイリスタのような３端子のスイッチ素子の他、ＳＳＳ（Silicon Symmetrical Switch）や放電ギャップのような２端子のスイッチ素子を用いればよい。
【００４７】
なお、図１２に示すように平滑コンデンサ２４及びダイオード２３の直列回路の両端に昇圧回路７を接続するようにしても良い。
【００４８】
（実施形態５）
ところで、実施形態４における昇圧回路７においては細かな電圧制御ができず、昇圧回路７の出力電圧の最大値が多段整流回路の段数で一義的に決まってしまうため、始動回路４のコンデンサ４２の両端電圧を細かく調整することができない。そこで、本実施形態では始動回路４のコンデンサ４２の両端電圧を細かに制御可能とするために図１３に示すような回路構成を採用している。
【００４９】
図１３に示すように始動回路４のコンデンサ４２に抵抗４４が並列に接続されており、コンデンサ４２の充電電圧が昇圧回路７の出力電圧（グランドからみた抵抗７９の一端の電圧）ＶHVと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点に接続された始動回路４の入力端Ｔ１のグランドからみた電位Ｖａとの和で決定される。すなわち、少なくともインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ４がオフでスイッチング素子Ｑ３がオンのときには充電電圧が高くなり、少なくともスイッチング素子Ｑ４がオンでスイッチング素子Ｑ３がオフのときには充電電圧が低くなる。したがって、インバータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ状態を、始動回路４を構成するコンデンサ４２の充電状態に応じて切り換えることによりコンデンサ４２の両端電圧Ｖｃを細かく調整することができる。
【００５０】
そこで本実施形態では、昇圧回路７の出力電圧ＶHVと基準電圧ＶｒHVを比較するコンパレータＣＰと、低周波発振回路６１から出力されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング制御用の低周波信号とコンパレータＣＰの出力信号の排他的論理和を演算する論理回路ＩＣとを具備する出力制御回路６２を備えており、論理回路ＩＣから出力する低周波信号をインバータ回路３のドライブ回路３１に与えている。なお、図示は省略しているがコンパレータＣＰにはヒステリシス回路が設けてあり、出力がＬレベルからＨレベルに切り換わると、基準電圧がＶｒHVからＶｒHVよりも低いＶｒHV’に変化し、反対に出力がＨレベルからＬレベルに切り換わると、基準電圧がＶｒHV’からＶｒHVに戻るようにしてある。
【００５１】
次に、図１４の波形図を参照して出力制御回路６２の動作を説明する。
【００５２】
まず、直流電源１から電源の供給が開始されると昇圧回路７の出力電圧ＶHVが急激に上昇する（図１４（ｃ）参照）。このとき、昇圧回路７の出力電圧ＶHVが基準電圧ＶｒHVに達するまではコンパレータＣＰの出力がＬレベルとなり、ドライブ回路３１に対してはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフする低周波信号が出力される（図１４（ａ），（ｂ）参照）。よって、始動回路４内のコンデンサ４２には昇圧回路７の出力電圧ＶHVと始動回路４の入力端Ｔ１の電圧Ｖａとが印加され（図１４（ｃ）参照）、コンデンサ４２の両端電圧Ｖｃが徐々に上昇する（図１４（ｄ）参照）。
【００５３】
そして、昇圧回路７の出力電圧ＶHVが基準電圧ＶｒHVに達するとコンパレータＣＰの出力がＨレベルとなり、ドライブ回路３１に対してはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフする低周波信号が出力される（図１４（ａ），（ｂ）参照）。このため、始動回路４内のコンデンサ４２には昇圧回路７の出力電圧ＶHVのみが印加されることとなり（図１４（ｃ）参照）、コンデンサ４２の両端電圧Ｖｃの上昇が停止する（図１４（ｄ）参照）。さらに、放電によってコンデンサ４２の両端電圧Ｖｃが低下して基準電圧ＶｒHV’を下回るとコンパレータＣＰの出力がＬレベルとなり、ドライブ回路３１に対してはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフする低周波信号が出力される（図１４（ａ），（ｂ）参照）。よって、始動回路４内のコンデンサ４２には昇圧回路７の出力電圧ＶHVと始動回路４の入力端Ｔ１の電圧Ｖａとが印加され（図１４（ｃ）参照）、コンデンサ４２の両端電圧Ｖｃが再度上昇する（図１４（ｄ）参照）。このような制御を繰り返すことでコンデンサ４２の両端電圧Ｖｃを基準電圧ＶｒHVに略等しいレベルに調整することが可能となる。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、高周波でスイッチングされるスイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線と整流素子との直列回路とを具備し、該直列回路の両端に少なくとも負荷回路が接続され、直流電源、トランスの１次巻線並びにスイッチング素子からなる閉回路の何れか一つ又は複数の回路要素にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を並列に接続してなることを特徴とし、少なくとも負荷回路と直流電源とコンデンサで閉回路が形成され、負荷回路への電流経路がトランスの２次巻線だけでなく直流電源を介した経路も存在するため、トランスにおけるピーク電流を軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルが低減可能になるという効果がある。
【００５５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、前記コンデンサ及び該コンデンサを充放電する閉回路内のインダクタンスによる共振周波数を、制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周波数に対して十分に低くしてなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００５６】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端と負荷回路との間に出力電流のリプルを除去するフィルタ回路を設けたことを特徴とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流に含まれるリプル成分を除去することができるという効果がある。
【００５７】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記フィルタ回路は、少なくとも前記閉回路に対して等価的に直列接続されたインダクタを具備することを特徴とし、請求項３の発明と同様の効果を奏する。
【００５８】
請求項５の発明は、請求項２又は３の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記スイッチング素子の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、直流電源から負荷回路への電流経路にコンデンサが挿入されるため、負荷が略短絡状態となっても出力制御が可能になるという効果がある。
【００５９】
請求項６の発明は、請求項２の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記直流電源の両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、少なくともスイッチング素子のオフ時にトランスの２次巻線からコンデンサへの充電経路内に直流電源が直列に含まれるため、スイッチング素子のオン時及びオフ時の両方で直流電源から電力を取り出すことができ、その結果、トランスにおけるピーク電流をさらに軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルがさらに低減可能になるという効果がある。
【００６０】
請求項７の発明は、請求項２又は３の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、前記トランスの１次巻線両端にコンデンサを介してトランスの２次巻線及び整流素子の直列回路を接続してなることを特徴とし、請求項２又は３の発明と同様の効果を奏する。
【００６１】
請求項８の発明は、請求項５の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項５の発明と同様の効果を奏する。
【００６２】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の効果を奏する。
【００６３】
請求項１０の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの２次側電圧に直流電源の電源電圧を逆位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の効果を奏する。
【００６４】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素子のオフ時に少なくとも前記トランスの１次側電圧及び２次側電圧を同位相で重畳した電圧により整流素子を介して前記コンデンサを充電してなることを特徴とし、請求項７の発明と同様の効果を奏する。
【００６５】
請求項１２の発明は、上記目的を達成するために、請求項１〜請求項１１に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、少なくとも負荷回路と直流電源とコンデンサで閉回路が形成され、負荷回路への電流経路がトランスの２次巻線だけでなく直流電源を介した経路も存在するため、トランスにおけるピーク電流を軽減してトランスの小型化が図れるとともに入力電流の電流リプルが低減可能な放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
【００６６】
請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を低周波で交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項１２の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図３】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図４】実施形態２を示す概略回路構成図である。
【図５】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図６】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図７】同上の他の構成を示す概略回路構成図である。
【図８】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図９】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図１０】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図１１】実施形態４を示す概略回路構成図である。
【図１２】同上の他の構成を示す概略回路構成図である。
【図１３】実施形態５を示す概略回路構成図である。
【図１４】同上の動作波形図である。
【図１５】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図１６】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図１７】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図１８】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  ＤＣ／ＤＣ変換回路
５  負荷回路
６  制御回路
２１  トランス
ｎ１  １次巻線
ｎ２  ２次巻線
２２  スイッチング素子
２３  ダイオード
２４  平滑コンデンサ
【図１】
0003687528.tif 000002
【図２】
0003687528.tif 000003
【図３】
0003687528.tif 000004
【図４】
0003687528.tif 000005
【図５】
0003687528.tif 000006
【図６】
0003687528.tif 000007
【図７】
0003687528.tif 000008
【図８】
0003687528.tif 000009
【図９】
0003687528.tif 000010
【図１０】
0003687528.tif 000011
【図１１】
0003687528.tif 000012
【図１２】
0003687528.tif 000013
【図１３】
0003687528.tif 000014
【図１４】
0003687528.tif 000015
【図１５】
0003687528.tif 000016
【図１６】
0003687528.tif 000017
【図１７】
0003687528.tif 000018
【図１８】
0003687528.tif 000019