(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流モータのコイル巻線駆動回路において、
駆動電圧とステータコイルとの間に接続された電流経路を具備しており制御端子における信号に応答して前記コイルを介して電流を選択的に導通させるトランジスタが設けられており、
前記コイル上の電圧を電源電圧等の一定の基準電圧と比較し且つ前記トランジスタの制御端子へ接続した出力を具備する比較器が設けられており、
前記コイル上の電圧が前記基準電圧を超えることに応答して前記トランジスタがターンオンすることを特徴とする回路。
【請求項２】
請求項１において、前記比較器がディスエーブル信号を受取る制御端子を有しており、従って前記比較器は選択的にディスエーブルさせることが可能であることを特徴とする回路。
【請求項３】
請求項２において、前記比較器の制御端子へ接続されており、１個のステータ巻線のコミュテーションまで前記比較器をディスエーブルさせる手段が設けられていることを特徴とする回路。
【請求項４】
請求項１において、前記比較器のスレッシュホールド電圧が調節可能であることを特徴とする回路。
【請求項５】
請求項４において、前記スレッシュホールド電圧が５０ｍＶ乃至１００ｍＶの範囲内であることを特徴とする回路。
【請求項６】
請求項１において、本回路が単一の集積回路内に存在することを特徴とする回路。
【請求項７】
直流モータのコイル巻線を駆動する回路において、
駆動電圧とステータコイルとの間に接続されている電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して前記コイルを介して選択的に電流を導通させる高側トランジスタが設けられており、
前記コイル上の電圧を第１電源電圧等の一定の第１基準電圧と比較し且つ前記コイル上の電圧が前記第１基準電圧を超えることに応答して前記トランジスタがターンオンするように前記トランジスタの制御端子へ接続した出力を具備する高側比較器が設けられており、
低電圧と前記ステータコイルとの間に接続されている電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して前記コイルを介して選択的に電流を導通させる低側トランジスタが設けられており、
前記コイル上の電圧を第２電源電圧等の一定の第２基準電圧と比較し且つ前記コイル上の電圧が前記第２基準電圧より降下することに応答して前記トランジスタがターンオンするようにその制御端子へ接続した出力を具備する低側比較器が設けられている、
ことを特徴とする回路。
【請求項８】
請求項７において、前記高側比較器及び低側比較器がディスエーブル信号を受取る制御端子を有しており、従って前記比較器を個別的に且つ選択的にディスエーブルさせることが可能であることを特徴とする回路。
【請求項９】
請求項８において、前記比較器の制御端子へ接続されており１つのステータ巻線のコミュテーションまで前記比較器をディスエーブルさせる手段が設けられていることを特徴とする回路。
【請求項１０】
請求項７において、前記比較器のスレッシュホールド電圧が調節可能であることを特徴とする回路。
【請求項１１】
請求項１０において、前記低側比較器用のスレッシュホールド電圧が５０ｍＶ乃至１００ｍＶの範囲内であり、且つ前記高側比較器用のスレッシュホールド電圧が５０ｍＶ乃至１００ｍＶの範囲内であることを特徴とする回路。
【請求項１２】
請求項７において、本回路が単一の集積回路内に存在していることを特徴とする回路。
【請求項１３】
コイル巻線上の電圧スパイクをクランプする方法において、
トランジスタを介して巻線へ駆動電流を供給し、
前記ステータコイル巻線上の電圧を電源電圧等の一定の基準電圧と比較し、
前記コイル巻線上の電圧が前記基準電圧を超えることに応答して前記トランジスタをターンオンさせる、
上記各ステップを有することを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１３において、更に、電圧スパイクが予測されない場合に前記比較動作を選択的にディスエーブルさせることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１３において、更に、ディスエーブル動作と、比較動作と、コイル巻線のコミュテーションの検知動作とを有しており、且つコミュテーションを検知することに応答して前記比較動作をイネーブルさせることを特徴とする方法。
【請求項１６】
ロータと、ステータコイルと、シーケンス信号を供給するコミュテーション回路と、前記ステータコイル内の電流を駆動するステータコイルドライバ回路とを具備するブラシレス多相直流モータにおけるステータコイルドライバ回路において、
駆動電圧とステータコイルとの間に接続されている電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して前記コイルを介して選択的に電流を導通させるトランジスタが設けられており、
前記コイル上の電圧を電源電圧等の一定の基準電圧と比較し且つ前記コイル上の電圧が前記一定の基準電圧を超えることに応答して前記トランジスタがターンオンするように前記トランジスタの制御端子へ接続されている出力を具備する比較器が設けられている、
ことを特徴とする回路。
【請求項１７】
請求項１６において、前記比較器がディスエーブル信号を受取る制御端子を具備しており、従って前記比較器は選択的にディスエーブルさせることが可能であることを特徴とする回路。
【請求項１８】
請求項１７において、前記比較器の制御端子へ接続されており１個のステータ巻線のコミュテーションまで前記比較器をディスエーブルさせる手段が設けられていることを特徴とする回路。
【請求項１９】
請求項１６において、前記比較器のスレッシュホールド電圧が調節可能であることを特徴とする回路。
【請求項２０】
請求項１において、本回路が単一の集積回路内に存在していることを特徴とする回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はブラシレス直流モータへのパワーを制御する電子回路技術に関するものであって、更に詳細には、ステータコイルがコミュテーション即ち転流する場合にブラシレス直流モータのステータ巻線内の電流スパイクを積極的にクランプする技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本発明は、大略、多相直流（ＤＣ）モータに関するものであって、更に詳細には、ハードディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、フロッピィディスク等を包含するコンピュータ関連適用において見出されるデータ媒体を回転するために使用されるブラシレス・センサレスタイプとすることの可能な三相ＤＣモータに関するものである。コンピュータ適用において、三相ブラシレス・センサレスＤＣモータは、信頼性、軽量性及び正確性のためにますます広く使用されている。
図１は本願明細書に引用により導入する米国特許第５，１７２，０３６号及び第５，２０４，５９４号に詳細に記載されているようなブラシレス多相直流モータの典型的なアーキテクチュアを示している。特に、図１は、モータ１２がステータ１６とロータ１４とから構成されていることを示している。モータの適宜のフェーズ即ち相は、ホール効果センサ１０３を使用し、又はフローティングコイルにおける逆起電力（ＢＥＭＦ）をモニタすることによって決定される。従って、コミュテータ（転流）回路２０はイネーブル即ち動作可能状態とさせるべき適宜のドライバ回路１０を決定する。図２はドライバ回路の一般的な典型的な概略図を示している。多相直流モータを動作させる方法及び装置については、引用により本明細書に導入する米国特許第５，２２１，８８１号により詳細に記載されている。
【０００３】
このタイプのモータは、典型的に、「Ｙ」形態に接続した３個のコイルを具備するステータを有するものと考えることが可能であるが、実際には、複数個のモータ極と共により多数のステータコイルが通常使用されている。図１は「Ｙ」形態のステータ１６を示している。典型的に、このような適用においては、８個のモータ極が使用され、１２個のステータ巻線と、ロータ上の４個のＮ−Ｓ磁極組とによってロータの回転当たり４つの電気サイクルが発生する。バイポーラ即ち双極性動作においては、「Ｙ」形態における２つのコイルを介して電流経路が確立され且つ３番目のコイルがフローティング状態にあるようなシーケンスでこれらのコイルが付勢される。電流経路が変化され（即ちコミュテーション即ち転流が発生すると）、その電流経路を構成するコイルのうちの１つがフローティング状態へスイッチされ、且つ前にフローティング状態にあったコイルが電流経路内に取込まれるべきスイッチされるようにそのシーケンスが構成されている。更に、フローティングコイルが電流経路内にスイッチされる場合に、前の電流経路内に含まれていたコイルにおける方向と同一の方向に電流が流れるようにそのシーケンスは定義されている。従って、以下の表Ａに与えられるように、三相モータにおける各電気サイクルに対して６個のコミュテーションシーケンスが定義される。
【０００４】
0003679153.tif 000002
別の一般的な動作モードは、一度に１個のステータコイル巻線が付勢される単極モードである。これは、各ステータ巻線を逐次的に付勢する場合にステータ巻線の中央タップを接地させるか、又は中央タップを電源へ接続し且つ各ステータ巻線の反対側を逐次的に接地させるかのいずれかにより達成される。単極動作においては、ゼロ交差を検知するか又はロータ位置を決定する等のために、高側ドライバ上の電圧がＶccを数ボルト超えることを許容することが望ましい場合がある。
【０００５】
モータの単極動作又は双極動作のいずれかにおいて、相が変化する場合、即ちコミュテーションが行なわれる場合に大きな電圧スパイクが発生する。何故ならば、そのような動作においては、モータ電流が１個のステータ巻線から別のステータ巻線へ再指向されることを必要とするからである。例えば、図２を参照すると、上述した表Ａの相１において、図２のトランジスタ４４とトランジスタ４５′がオンであり、従って電圧源から、トランジスタ４４と、ステータ巻線３２と、ステータ巻線３３と、トランジスタ４５′とを介して電流が流れることを許容する。相１から相２へのコミュテーション期間中において、トランジスタ４５′がターンオフされ、一方トランジスタ４５″がターンオンされる。このことはステータ巻線３３内を流れる電流によって発生された崩壊する電磁界によってステータ巻線３３内に電圧スパイクを発生させる。このステータ巻線における電圧スパイクは、ステータ巻線電流がターンオフされる速度の関数、即ちｄｉ／ｄｔであり、且つｄＶを電圧差としＬをステータ巻線のインダクタンスとして、ｄＶ＝−Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）と記述することが可能であり、且つｄｉ／ｄｔは時間の関数としての電流の変化速度を表わしている。従って、電流がターンオフされる速度が速ければ速い程且つステータ巻線のインダクタンスが大きければ大きい程、電圧スパイクは一層大きくなる。
【０００６】
従来、この電圧スパイクは例えば図２におけるダイオード４７，４７′，４７″及び４８，４８′，４８″等のダイオードを使用してクランプさせていた。この回路においてどのようにダイオードが動作するかを示すために、この回路が相１内にあり且つ表Ａの相２へコミューテション即ち転流するものと仮定する。相１にある場合には、電流がトランジスタ４４と、ステータ巻線３２と、ステータ巻線３３と、トランジスタ４５′と検知抵抗４９とを介して接地へ流れる。コミュテーション即ち転流が行なわれるとトランジスタ４５′がターンオフされ一方トランジスタ４５″がターンオンされる。その結果、ステータ巻線３３からステータ巻線３４へ電流が再指向される。ステータ巻線３３における電流は比較的短い時間である顕著な値からゼロへ変化したので、誘導性電圧スパイクが発生される。従って、ノード「ＯＵＴ  Ｂ」における電圧はその電圧スパイクにより供給電圧より高い電圧に駆動される。ノード「ＯＵＴ  Ｂ」における電圧がダイオードのターンオンスレッシュホールドより高いレベルに上昇するので、ダイオード４７′がターンオンし且つ電圧スパイクを電圧供給源へクランプさせる。ダイオードのターンオン電圧は典型的に約７００ｍＶである。ダイオード４７及び４７″はステータ巻線Ａ及びＣの夫々に対し同一の機能を達成する。同様に、ダイオード４８，４８′，４８″は、トランジスタ４４，４４′，４４″によって夫々ターンオンされた後にステータ巻線３２，３３，３４がターンオフされる場合に発生される電圧スパイクをクランプする。
【０００７】
この回路は図３におけるステータ巻線３２を介しての電流の制御のための基本的な要素のみを示すことにより更に簡単化させることが可能である。図３は一端側においてステータコイルの中央タップへ接続され且つ他端側においてノード「ＯＵＴ  Ａ」へ接続されているステータコイル３２を示している。ノード「ＯＵＴ  Ａ」はトランジスタ４４をターンオンさせることによって高電圧へ駆動させることが可能である。逆に、ノード「ＯＵＴ  Ａ」はトランジスタ４５をターンオンさせることにより接地へ駆動させることが可能である。更に、トランジスタ４４及び４５の両方がターンオフしている場合にはノード「ＯＵＴ  Ａ」はフローティング状態である。コミュテーション即ち転流期間中に、電圧スパイクがＶccより高い場合に結果的に発生する電圧スパイクがダイオード４７によりクランプされるか、又は結果的に発生する電圧スパイクが接地より低い場合には電圧スパイクはダイオード４８によりクランプされる。
【０００８】
これらのクランプダイオード４７及び４８は、典型的に、外部的なダイオードか又は内部的なダイオードであった。外部的なダイオードはプリント回路基板上にスペースを必要とするために好ましいものではない。集積回路における内部的なダイオードは不所望な態様で回路をターンオンさせたりラッチさせたりする寄生的なデバイスを発生させる傾向があるので望ましいものではない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した従来技術の欠点を解消し、ステータコイルをコミュテーションさせる場合に発生する電圧スパイクをクランプするための外部的なダイオードに対する必要性を除去することを目的とする。
【００１０】
本発明の別の目的とするところは、不所望な態様で回路をターンオンさせたりラッチさせるような寄生的なデバイスを発生する傾向のある内部的なダイオードに対する必要性を除去することである。
【００１１】
本発明の更に別の目的とするところは、設計した電圧スレッシュホールドにおいてドライバトランジスタで電圧スパイクを積極的にクランプする技術を提供することである。
【００１２】
本発明の更に別の目的とするところは、コミュテーション期間中にドライバトランジスタで電圧スパイクを積極的にクランプする技術を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、直流モータのコイル巻線を駆動する回路が提供される。その回路においては、駆動電圧とステータコイルとの間に接続された電流経路を具備するトランジスタが設けられており、該トランジスタは、その制御端子における信号に応答して該コイルを介して選択的に電流を導通させる。更に、コイル上の電圧を基準電圧と比較する比較器が設けられており、該比較器は該トランジスタの制御端子へ接続した出力を有しており、従って該コイル上の電圧が該基準電圧を超えることに応答して該トランジスタがターンオンする。
【００１４】
本発明の別の側面によれば、直流モータのコイル巻線を駆動する回路が提供され、その回路は、駆動電圧とステータコイルとの間に接続された電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して該コイルを介して選択的に電流を導通させる高側トランジスタと、該コイル上の電圧を基準電圧と比較し且つ該コイル上の電圧が該基準電圧を超えることに応答して該トランジスタがターンオンするように該トランジスタの制御端子へ接続した出力を具備する高側比較器と、低電圧と該ステータコイルとの間に接続されている電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して該コイルを介して選択的に電流を導通させる低側トランジスタと、該コイル上の電圧を基準電圧と比較し且つ該コイル上の電圧が該基準電圧より降下することに応答して該トランジスタがターンオンするようにその制御端子に接続されている出力を具備する低側比較器とを有している。
【００１５】
本発明の更に別の側面によれば、コイル巻線上の電圧スパイクをクランプする方法が提供される。この方法によれば、トランジスタを介して巻線へ駆動電流を供給する。そしてステータコイル巻線上の電圧を基準電圧と比較する。そして、コイル巻線上の電圧が基準電圧を超えることに応答して該トランジスタをターンオンさせる。
【００１６】
本発明の、更に別の側面によれば、ロータと、ステータコイルと、シーケンス信号を供給するためのコミュテーション回路と、ステータコイル内の電流を駆動するためのステータコイルドライバ回路とを具備するブラシレス多相直流モータが提供される。該ステータコイルドライバ回路は、駆動電圧とステータコイルとの間に接続されている電流経路を具備しておりその制御端子における信号に応答して該コイルを介して選択的に電流を導通させるトランジスタと、該コイル上の電圧を基準電圧と比較し且つ該コイル上の電圧が該基準電圧を超えることに応答して該トランジスタがターンオンするように該トランジスタの制御端子へ接続されている出力を具備する比較器とを有している。
【００１７】
【実施例】
本発明は、図４に示した本発明の一実施例に基づいて構成された回路を使用することにより積極的に電圧スパイクをクランプし、内部的又は外部的なダイオードに対する必要性を取除く目的を達成している。
【００１８】
本発明の一実施例について説明すると、図４は、パワートランジスタ４４、パワートランジスタ４５、比較器８０、比較器９０へ接続したステータ巻線３２を示している。比較器８０は、その反転入力を例えばＶCC等の基準電圧へ接続しており、且つその非反転入力をステータ巻線３２へ接続している。比較器９０は、その反転入力をステータ巻線３２へ接続しており且つその非反転入力を例えば接地等の基準電圧へ接続している。比較器８０の出力はトランジスタ４４のゲートへ接続しており、それは更に高駆動電圧制御信号へ接続している。同様に、比較器９０の出力はトランジスタ４５のゲートへ接続しており、それは更に駆動電圧制御信号へ接続している。
【００１９】
動作について説明すると、ステータ巻線３２は、モータがどの相にあるかに依存して、高電圧、低電圧又はフローティング状態のいずれかに駆動される。バイポーラ即ち双極性動作においては、例えば、表Ａが示すように、ステータ巻線３２が相１及び２期間中に高電圧へ駆動され、相４及び５期間中に低電圧へ駆動され、且つ相３及び４期間中にフローティング状態とされる。当該技術分野において公知の如く、トランジスタ４４へ適宜の高駆動電圧信号を供給することによってそれをターンオンさせ、一方適宜の低駆動電圧信号でトランジスタ４５を同時的にオフ状態に維持することによってステータ巻線３２は高電圧へ駆動される。逆に、トランジスタ４５を低駆動電圧信号でターンオンさせ一方トランジスタ４４をターンオフさせることによってステータ巻線３２は低状態へ駆動される。トランジスタ４４及び４５をそれらの夫々の駆動電圧信号でターンオフさせることによりステータ巻線３２はフローティング状態とされる。
【００２０】
本発明のこの実施例においては、比較器８０及び９０は常にイネーブル即ち動作可能状態とされている。従って、比較器８０がその基準電圧ＶCCより高いステータ巻線３２上の電圧を検知する場合にはトランジスタ４４がターンオンされる。従って、ステータ巻線３２上の電圧スパイクはトランジスタ４４を介してＶCCへクランプされる。同様に、比較器９０がその基準電圧である接地より低いステータ巻線３２上の電圧を検知する場合には、トランジスタ４５がターンオンして低電圧スパイクをクランプする。
【００２１】
本発明の別の実施例においては、比較器８０及び９０が最適化されたスレッシュホールド電圧においてトリガすべく選択されるか又は設計されている。最適化されたスレッシュホールド電圧は、ライン上のノイズに起因する誤ったトリガ動作を無視するのに充分に高いものであるが実際の電圧スパイクの全てに対してトリガするのに充分に低い電圧とすることが可能である。約７２ｍＶのスレッシュホールド電圧は、良好なるノイズ免疫性を与え、且つ典型的に７００ｍＶでクランプするダイオードと比較して著しく効果的なクランプ動作を提供する。
【００２２】
設計可能なスレッシュホールドを有する高側比較器構成を図５に示してある。この比較器においては、反転入力がトランジスタ８２のエミッタへ接続されており、且つ非反転入力がトランジスタ８４のエミッタへ接続されている。トランジスタ８２のベースはそのコレクタへ接続されると共に、電流源８６及びトランジスタ８４のベースへ接続されている。トランジスタ８４のコレクタは本比較器の出力へ接続しており且つ電流源８８へ接続している。電流源８６及び８８はトランジスタ８２及び８４の夫々からの電流を接地へシンク即ち吸い込む。動作において説明すると、トランジスタ８４がターンオンすると、該非反転入力が、トランジスタ８４に対するトランジスタ８２のエミッタ寸法比によって決定される少なくともスレッシュホールド電圧だけ反転入力よりも大きい場合に、出力を高状態へプルする。一実施例においては、この比は約１６であり、それは約７２ｍＶのスレッシュホールド電圧を与え、それは著しいノイズ免疫性を提供すると共に循環電圧スパイクに対する応答性を与える。スレッシュホールド＝ｋｔ／ｑｌｎ（Ａ１／Ａ２）＝０．０２６ｌｎ（Ａ１／Ａ２）の式を使用してスレッシュホールド電圧を変化させることが可能である。尚、（Ａ１／Ａ２）はこれら２つのトランジスタのエミッタ面積比である。別の実施例においては、５０ｍＶ乃至１００ｍＶの範囲内のスレッシュホールド電圧が著しいノイズ免疫性を与えると共に循環電圧スパイクに対する応答性を与える。
【００２３】
図６は図５における高側比較器に類似した共通低側比較器９０の一例を示している。この低側比較器においては、反転入力がトランジスタ９７のエミッタへ接続しており、且つ非反転入力がトランジスタ９８へ接続している。トランジスタ９７のベース及びコレクタはトランジスタ９３のエミッタへ接続している。同様に、トランジスタ９８のベース及びコレクタはトランジスタ９４のエミッタへ接続している。トランジスタ９３は、そのベースをそのコレクタ、電流源９１及びトランジスタ９４のベースへ接続している。電流源９１及び９２はＶCCからトランジスタ９３及び９４の夫々のコレクタへ電流を駆動する。該比較器の出力はトランジスタ９４のコレクタ及び電流源９２へ接続されている。動作について説明すると、トランジスタ９３の反転入力が該比較器のスレッシュホールド電圧を超えてその非反転入力より降下するとトランジスタ９３はターンオンする。このことはトランジスタ９４をターンオフさせ、それは電流源９２が比較器の出力を高状態へ駆動することを可能とする。高側比較器と同様に、スレッシュホールド電圧はトランジスタ９４に対するトランジスタ９３のエミッタ面積比により決定される。一実施例においては、その比は約１６であり、それは約７２ｍＶのスレッシュホールド電圧を与え、それは循環電圧スパイクに対する応答性を与えながら著しいノイズに対する免疫性を提供する。別の実施例においては、そのスレッシュホールド電圧は５０ｍＶ乃至１００ｍＶの範囲内であり、それも良好なノイズ免疫性を与えると共に循環電圧に対する応答性を与える。トランジスタ９７及び９８はバイポーラトランジスタに対するエキストラな逆ブレークダウン保護を与えるために本回路内に付加されている。
【００２４】
高側及び低側比較器についてある程度の特定性をもって記載し且つ図示しているが、それらは単に例示的なものであり、且つ部品の組合わせ及び配列における多数の変更は本発明の技術的範囲を逸脱することなしに当業者にとって自明であることは勿論である。
【００２５】
別の実施例においては、図４に示した如く、夫々Ｈｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ及びＬｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ信号を使用して比較器８０及び９０が選択的にイネーブル即ち動作可能状態及びディスエーブル即ち動作不能状態とされる。図５においては、当業者によってＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ又はＭＯＳＦＥＴ及びバイポーラトランジスタの組合わせを使用することによって実現することの可能なスイッチ８９を制御するものとしてＨｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ信号が示されている。同様に、図６は当業者によってＭＯＳＦＥＴ、バイポーラ又はＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタの組合わせを使用して実現することの可能なスイッチ９９を制御するＬｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ信号を示している。これらの比較器を選択的にイネーブル及びディスエーブルさせることにより、当業者は、ステータ巻線電圧スパイクが予測されないコミュテーションサイクルにおける期間をマスクすることが可能である。この技術を使用して、巻線におけるノイズに起因する誤ったトリガを回避することが可能である。更に、例えば単極動作期間中等のある動作モード期間中にステータ巻線電圧がＶCCを超えて変化することを許容することが有益的な場合がある。このことも、ＶCCを超えて動作することが有益的である場合がある単極動作モード期間中に比較器が電圧をクランプすることがないように高側比較器を選択的にディスエーブルさせることにより達成することが可能である。
【００２６】
別の実施例においては、例えばコミュテーション期間中等のモータの論理制御が電圧スパイクが発生することを予想するまで比較器８０及び９０がディスエーブルされる。比較器８０は、モータの論理制御から発生するＨｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ信号８５を使用してディスエーブルさせることが可能である。同様に、比較器９０はＬｃｌａｍｐ  Ｄｉｓａｂｌｅ信号９５により制御することが可能である。これらの比較器をディスエーブルさせることにより、誤ったトリガの危険性は減少される。更に、誤ったトリガの危険性が減少させるのでこれらの比較器のスレッシュホールド電圧を減少させることが可能である。
【００２７】
注意すべきことであるが、本発明回路は単一の集積回路上に集積化させることが可能である。従って、本発明は従来技術と比較して著しいコスト及び信頼性の上で有益性を与えている。
【００２８】
以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ブラシレス直流モータを示したブロック図。
【図２】  典型的なブラシレス直流モータにおける電流ドライバの概略図。
【図３】  典型的なブラシレス直流モータにおける１個のステータ巻線に対する電流ドライバを示した概略図。
【図４】  ブラシレス多相直流モータシステムにおける電圧クランプ用の一実施例に基づく電流ドライバを示した概略図。
【図５】  ブラシレス多相直流モータシステムにおける典型的な高側比較器を示した概略図。
【図６】  ブラシレス多相直流モータシステムにおける典型的な低側比較器を示した概略図。
【符号の説明】
３２  ステータ巻線
４４，４５  パワートランジスタ
８０，９０  比較器
【図１】
0003679153.tif 000003
【図２】
0003679153.tif 000004
【図３】
0003679153.tif 000005
【図４】
0003679153.tif 000006
【図５】
0003679153.tif 000007
【図６】
0003679153.tif 000008