(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力を直流変換する整流回路と、該整流回路の一方の出力端に接続したリアクタを介してアノード側を並列接続した２つのダイオード、該２つのダイオードのカソード側の両端に並列接続した第２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子のソース端子と前記整流回路の他方の出力端との間に並列接続した第１のスイッチング素子と、前記２つのスイッチング素子より成る直列回路の両端に並列接続した２つのコンデンサより成る直列回路と、前記スイッチング素子同士の接続点と前記コンデンサ同士の接続点との間に接続した１次巻線を介して、負荷を構成する充電器に高周波電力を供給する２次巻線を備えたトランスと、によって構成したワンコンバータ方式充電器において、
倍電圧全波整流回路の出力端を構成する２つのコンデンサより成る直列回路と、前記コンデンサ直列回路の両端に並列接続した第３と第４のスイッチング素子より成る直列回路と、前記第３のスイッチング素子のゲート端子とソース端子との間に設けた抵抗とダイオードより成る並列回路と第１の飽和磁心の駆動巻線を直列接続したゲート駆動回路と、前記第４のスイッチング素子のゲート端子とドレイン端子との間に設けた抵抗とダイオードより成る並列回路と第２の飽和磁心の駆動巻線を直列接続したゲート駆動回路と、前記コンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点に接続した抵抗と、前記第１と第２の飽和磁心における夫々の主巻線の一端を前記第３と第４のスイッチング素子同士の接続点に接続すると共に、夫々の他端に直列接続したダイオードを介して前記抵抗の他端に並列接続し、さらに、前記第１と第２の飽和磁心の夫々の主巻線に対応して設けた２つの制御巻線の一端を接続すると共に他端を直流電源を介して接続することによって可変周波数磁気発振回路を構成し、
前記コンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点と第３と第４のスイッチング素子同士の接続点との間に１次巻線を挿入したトランスを設け、該トランスの２つの２次巻線に抵抗ダイオードより成る並列回路を夫々直列接続して構成した２つのゲート駆動回路を前記ワンコンバータ方式充電器における第１と第２のスイッチング素子のゲート端子とソース端子に接続し、前記倍電圧全波整流回路からの直流電圧を入力する前記可変周波数磁気発振回路からの高周波信号により、第１と第２のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御し、充電器へ高周波電力を供給するようにしたことを特徴とするワンコンバータ方式充電器の制御回路。
【請求項２】
２つのダイオードより成る直列回路と、２つのコンデンサより成る第１のコンデンサ直列回路と、同一構成の第２のコンデンサ直列回路とを、夫々の両端において並列接続し、前記第１のコンデンサ直列回路の接続点と第２のコンデンサ直列回路の接続点とを抵抗を介して接続すると共に、前記ダイオード同士の接続点と第１のコンデンサ直列回路の接続点との間に接続した交流入力を２倍電圧の直流に変換する倍電圧全波整流回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載のワンコンバータ方式充電器の制御回路。
【請求項３】
第２のコンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点と第４のスイッチング素子のソース端子間に抵抗とコンデンサより成る直列回路を接続すると共に、前記抵抗とコンデンサとの接続点を第４のスイッチング素子のドレイン端子とソース端子とに夫々ダイオードを介して接続して、可変周波数磁気発振回路の起動回路を構成したことを特徴とする請求項１に記載のワンコンバータ方式充電器の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の二次電池を充電するための充電装置、特に電気自動車に搭載する二次電池の充電装置の制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気自動車の普及を促進させるためには、駆動源である二次電池および駆動装置の開発のみならず、二次電池を簡単な操作によって効率よく充電させる充電装置を開発することも肝要であり、高周波トランスを使用した絶縁形の非接触方式の充電装置が提案されている。
【０００３】
一般に、充電装置にはコンデンサ入力形整流回路が用いられており、また充電装置を小形軽量化するために電子制御による高周波インバータ応用機器等を採用する傾向がある。
これらの機器による電力系統への高周波歪みの影響は、スイッチングノイズと共に新たな環境問題を引き起こしており、このため、入力電流波形を電圧波形と同じ正弦波にする力率改善ＰＦＣ（Power Factor Correction ）が必要となる。
アクティブ・フィルタ（ＰＦＣコンバータ）をリアクトル電流連続モード（ＣＣＭ）で動作させ、時比率Ｄを入力電圧あるいは電流に従って変化させると共に、出力電圧を直流値で制御させると、複雑な回路構成となる乗算器を用いることなしに、高力率化・定電圧化を達成できる。
しかし乍ら、入力交流電源周波数の２倍のリプル成分が出力電圧に含まれるので、このリプルを小さくする簡便な方式として、アクティブ・フィルタの次段に
ＤＣ−ＤＣコンバータを接続する方式が提案されており、図５に示す通りである。
【０００４】
図５は、２段方式ＡＣ／ＤＣコンバータ（昇圧＋フォワード型）の回路構成を示すブロック図である。
図５において、交流入力電源１１２からの交流入力は、交流フィルタ回路を構成するリアクタ１１３とコンデンサ１１４を介して、４つのダイオードより成る整流回路１１５に入力し、直流変換される。
整流回路１１５からの直流出力は、リアクタ１０４，スイッチング素子１０１，ダイオード１０５，コンデンサ１０６を介してトランス１０３の１次巻線に入力する。
高力率化は、直流設定電圧Ｖr と入力電圧ＶiLの検出電圧ＶiFとの差によるフィードフォワード制御により時比率制御を行うことによって達成し、出力の定電圧化は、直流設定電圧Ｖr とトランス１０３の１次側電圧ＶD の検出電圧ＶDFとの差をとり、フィードバック制御により実現している。
【０００５】
トランス１０３の１次巻線に直列接続したスイッチング素子１０２，トランス１０３の２次側に設けた２つのダイオード１０７と１０８，リアクタ１０９，コンデンサ１１０より成る回路は昇圧形のＤＣ−ＤＣコンバータを構成しており、前段のアクティブ・フィルタからの出力電圧ＶD に含まれているリプルを減少させた直流電圧Ｖ0 を負荷１１１に供給する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したアクティブ・フィルタとＤＣ−ＤＣコンバータによって構成した２段方式ＡＣ／ＤＣコンバータは、回路構成が複雑であるばかりでなく、効率が低下する欠点がある。
これを避けるために、アクティブ・フィルタとＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素の一部を共用した、ワンコンバータが提案されている。
【０００７】
ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧形ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータより成る充電器の回路構成を図１に示す。
図１において、交流入力電源１５からの交流入力はダイオード１１〜１４より成る整流回路２０によって直流変換される。
整流回路２０の一方の出力端にはリアクタ４が接続してあり、リアクタ４の他端にアノード側を夫々接続した２つのダイオード５と６のカソード側の両端には第２のスイッチング素子２が並列接続してあり、第２のスイッチング素子２のソース端子と整流回路２０の他方の出力端との間には第１のスイッチング素子１が接続してある。
また、第２のスイッチング素子２のドレイン端子と第１のスイッチング素子１のソース端子の間には２つのコンデンサ８と９より成る直列回路が並列接続してあり、２つのスイッチング素子１と２の接続点である１６と２つのコンデンサ８と９の接続点である１７との間にはトランス３の１次巻線１８が挿入してあり、トランス３の２次巻線１９は負荷１０に接続してある。
【０００８】
第２のスイッチング素子２のゲート端子とソース端子、および第１のスイッチング素子１のゲート端子とソース端子は、制御回路７からの制御信号を入力して交互にオン・オフ制御され、トランス３を介して負荷１０に高周波電力を供給する。
この時、第１のスイッチング素子１は昇圧回路のスイッチとして動作する。
第１のスイッチング素子１がオンとなると、整流回路２０の出力電圧はリアクタ４，ダイオード６を通して第１のスイッチング素子１により短絡され、リアクタ４にエネルギーが蓄積される。
第１のスイッチング素子１がオフとなると、リアクタ４に蓄積されたエネルギーはダイオード５を介して放出され、コンデンサ８と９を充電する。
第１のスイッチング素子１がオンの時、リアクタ４を流れる電流の傾きは整流回路２０の出力電圧に比例するので、リアクタ４を流れる電流が不連続モード（ＤＣＭ）であり、第１のスイッチング素子１のオン期間が一定であれば、入力電流の平均値は整流回路２０の出力電圧に比例する。従って、時比率制御等をしなくても力率を１にできる。しかし、周波数が一定であるとコンデンサ８と９の両端の電圧は負荷電流によって大幅に変化するので、負荷電圧の制御のために周波数の制御を行う必要がある。
【０００９】
図４は、フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータより成る充電器の回路構成を示すブロック図である。
図１に示すハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータより成るワンコンバータとの相違は、スイッチング素子５１〜５４が４個に、リアクタ５８と５９が２個に、ダイオード６６〜６９が４個に夫々２倍に増加しており、制御回路５７によって４個のスイッチング素子を２グループに分けて交互にオン・オフ制御する。即ち、スイッチング素子５１と５２、５３と５４は交互にオン・オフ制御され、スイッチング素子５１と５４、および５２と５３は同位相でオン・オフ制御される。以上の説明から明らかなように、制御回路５７によるスイッチング素子の制御特性と、ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた図１に示す制御回路７による制御特性とは相似したものであるので、以下の説明は、図１に示すワンコンバータ方式充電器を対象にして説明する。
【００１０】
ワンコンバータを構成する複数のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御する制御回路は、負荷電流によって出力電圧が変動しないように制御することが肝要であり、このためには可変周波数制御を行う必要があるが、そのための回路構成は複雑なものとなっていた。
本発明は、ワンコンバータを構成する複数のスイッチング素子の制御に可変周波数磁気発振回路（バンアレン回路）を用いることにより、回路構成を極めて簡略化しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明によるワンコンバータ方式充電器の制御回路は、ダイオードより成る整流回路と、整流回路の一方の出力端に接続したリアクタと、リアクタの他端にアノード側を夫々接続した２つのダイオードと、ダイオードのカソード側の両端に並列接続した第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子のソース端子と前記整流回路の他方の出力端との間に並列接続した第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子のドレイン端子と第１のスイッチング素子のソース端子との間に並列接続した２つのコンデンサより成る直列回路と、２つのスイッチング素子同士の接続点と２つのコンデンサ同士の接続点との間に接続した１次巻線を介して充電器を構成する負荷に電力を供給する２次巻線を備えたトランスと、によって構成したワンコンバータ方式充電器に、可変周波数磁気発振回路より成る制御回路を設け、この制御回路からワンコンバータを構成する２つのスイッチング素子を交互にオン・オフ制御するようにした。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による実施例を図２を参照しながら説明する。
図２は、本発明による可変周波数磁気発振回路（バンアレン回路）を用いたワンコンバータ方式充電器の制御回路である。
【００１３】
図２において、ダイオード４７と４８より成る直列回路と、コンデンサ４０と４１より成る第１のコンデンサ直列回路と、コンデンサ２７と２８より成る第２のコンデンサ直列回路とは、夫々の両端において並列接続してある。
また、コンデンサ４０と４１の接続点と、コンデンサ２７と２８の接続点との間には抵抗４２が接続してあり、ダイオード４７と４８の接続点とコンデンサ４０と４１との接続点の間には交流入力電源４９が接続してあり、倍電圧全波整流回路を構成している。
【００１４】
２つのダイオードと２つのコンデンサによりハーフブリッジ回路を構成すると、整流した正負それぞれの電圧のピーク値は、商用電源の周波数の半周期ごとにピークの時期がずれるので、出力トランスの高周波交流電圧に商用周波数の半周期おきに正負の電圧の差（直流成分）が発生し、トランスが飽和することがある。これを防止するために、一旦、２つのダイオードと２つのコンデンサにより倍電圧を得た後で、さらに２つのコンデンサで半分の電圧に分圧している。
さらに、自励発振回路の場合には、起動時、重負荷時、動作条件急変時などにハーフブリッジ回路を構成する２つのコンデンサの中点の電圧が一方に偏って発振が停止することがある。
これを防ぐために、第１と第２のコンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点間に抵抗４２が接続してあって、ハーフブリッジ用の２つのコンデンサ同士の接続点の電圧が何らかの原因でどちらかに偏った場合、抵抗４２に電流が流れ、２つのコンデンサの電圧が均等になるように動作する。
正常の動作に戻った後は、抵抗４２には殆ど電流は流れなくなる。
【００１５】
上述した倍電圧全波整流回路の出力端を形成する２つのコンデンサ２７と２８より成る第２のコンデンサ直列回路の両端には、第３のスイッチング素子２１と第４のスイッチング素子２２より成る直列回路が並列接続してある。
第３のスイッチング素子２１のゲート端子とソース端子との間には、抵抗３３とダイオード３２より成る並列回路と第１の飽和磁心の駆動巻線とを直列接続したゲート駆動回路が設けてあり、また、第４のスイッチング素子２２のゲート端子とドレイン端子との間には、抵抗３４とダイオード３５より成る並列回路と第２の飽和磁心の駆動巻線、およびダイオード４６を直列接続したゲート駆動回路が設けてある。
また、第３のスイッチング素子２１のソース端子に一端を接続した第１の飽和磁心２３の主巻線は、ダイオード２９を介して抵抗２６に接続してあり、第４のスイッチング素子２２のドレイン端子に一端を接続した第２の飽和磁心２４の主巻線は、ダイオード３０を介して抵抗２６に接続してある。
従って、第１と第２の飽和磁心２３と２４の夫々の主巻線は、抵抗２６を介して第２のコンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点に接続されている。また、第１の飽和磁心２３の主巻線と第２の飽和磁心２４の主巻線とに夫々対応して設けてある２つの制御巻線の一端は接続してあり、他端は直流電源３１を介して接続してある。
【００１６】
第２のコンデンサ直列回路におけるコンデンサ同士の接続点と第４のスイッチング素子２２のソース端子との間には、抵抗４３とコンデンサ４４より成る直列回路が接続してあり、抵抗４３とコンデンサ４４の接続点においてコンデンサ４４に並列接続したダイオード４５と、第４のスイッチング素子２２のゲート駆動回路を構成するダイオード４６とによって可変周波数磁気発振回路の起動回路を構成している。
【００１７】
上述した可変周波数磁気発振回路におけるコンデンサ２７と２８同士の接続点と、第３と第４のスイッチング素子２１と２２同士の接続点との間に１次巻線を接続したトランス２５が設けてあり、このトランス２５の２次側には２つの２次巻線が設けてある。
夫々の２次巻線は、直列接続した抵抗３７とダイオード３６より成る並列回路と、抵抗３８とダイオード３９より成る並列回路とを介して、ワンコンバータを構成する第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素子２におけるゲート端子とソース端子の間に接続してあり、夫々のスイッチング素子のゲート駆動回路を構成している。
【００１８】
２つの飽和磁心の飽和から飽和までの総合の磁束変化幅は夫々の制御巻線に与えられる電圧により変化するので、第３と第４のスイッチング素子が交互にオン・オフすることによって生成する発振周波数は、制御巻線に接続してある直流電源３１の直流電圧によって制御できる。
図３は、可変周波数磁気発振回路の制御特性を示すものであって、制御電圧０．５ｍＶから３．０ｍＶまでの変化によって発振周波数が３５０ＫＨｚから７０ＫＨｚまで大幅に変化している様子がわかる。
【００１９】
上述した可変周波数磁気発振回路からの高周波信号は、トランス２５の２次巻線に夫々接続してあるゲート駆動回路を介して、ワンコンバータ方式充電器を構成する第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素子２のゲート端子に入力し、２つのスイッチング素子を高速度で交互にオン・オフ制御する。
従って、前記２つのスイッチング素子によって生成された高周波電力は、トランス３の２次巻線１９を介して負荷１０を構成する充電装置に供給される。
【００２０】
なお、フルブリッジ形ワンコンバータにおけるスイッチング素子は４個となるが、同位相でオン・オフ制御される２組のスイッチング素子同士を交互にオン・オフ制御するものである。
従って、可変周波数磁気発振回路から出力される高周波信号は、トランス２５の２つの２次巻線に設けた２つのゲート駆動回路を、夫々２分割してスイッチング素子５１と５４、および５２と５３のゲート端子とソース端子間に接続すればよい。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるワンコンバータ方式充電器の制御回路は、アクティブ・フィルタとＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素の一部を共用したワンコンバータの制御回路として、可変周波数磁気発振回路を適用することによって回路構成の簡素化と効率向上を図ったものである。従って、本発明によると、小形で軽量化され、回路構成が簡単で低コスト化された、高効率のワンコンバータ方式充電器の制御回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧形ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータ方式充電器の回路構成を示すブロック図。
【図２】可変周波数磁気発振回路によって構成した制御回路。
【図３】可変周波数磁気発振回路の制御特性を示す特性曲線図。
【図４】フルブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータと昇圧形ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータ方式充電器の回路構成を示すブロック図。
【図５】２段方式ＡＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１，２，21，22  スイッチング素子
３，25  トランス
４  リアクタ
５，６，11〜14，29，30，32，35，36，39，45〜48  ダイオード
７  制御回路
８，９，27，28，40，41，44  コンデンサ
26，33，34，37，38，42  抵抗
23，24  飽和磁心
【図１】
0003638064.tif 000002
【図２】
0003638064.tif 000003
【図３】
0003638064.tif 000004
【図４】
0003638064.tif 000005
【図５】
0003638064.tif 000006