(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリアスペクトル拡散信号の各キャリア毎に、該信号の各キャリアに対応するキャリア周波数の正弦波と符号系列値との積をそれぞれ出力する係数出力手段と、受信したマルチキャリアスペクトル信号と上記係数出力手段の出力信号とをそれぞれ乗算する演算手段と、上記演算手段の出力信号をそれぞれΔΣ変調するΔΣ変調手段と、上記ΔΣ変調手段のデジタル出力信号をそれぞれ累積演算し、その演算結果を上記符号系列の相関値としてそれぞれ出力するデジタル累算手段と、を有し、
上記ΔΣ変調手段は、積分器と、該積分器による積分値を量子化する量子化器と、該量子化器が出力するデジタル値を所定の時間間隔遅延させる遅延回路と、上記デジタル値を次のサンプリング時点に対応するアナログ信号に変換するＤＡ変換器とを備え、上記積分器は、上記ＤＡ変換器が出力するアナログ信号と、上記演算手段の出力信号との和を積分することを特徴とする復調相関器。
【請求項２】
直交変調スペクトル拡散信号のキャリア周波数の正弦波と該信号のベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）に対応する拡散符号系列値との積を、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）に対応する上記正弦波とベースバンド信号Ｑ（ｔ）に対応する上記正弦波とを互いに直交の関係にあるようにして求めてそれぞれ出力する係数出力手段と、
受信した直交変調スペクトル拡散信号と上記係数出力手段の出力信号との積をベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）のそれぞれに対応して計算する乗算器、および、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）のそれぞれに対応した上記乗算器の出力を加算する加算器からなる演算手段と、
上記演算手段の出力信号である上記加算器の出力信号をそれぞれΔΣ変調するΔΣ変調手段と、上記ΔΣ変調手段のデジタル出力信号をそれぞれ累積演算し、その演算結果を上記符号系列の相関値としてそれぞれ出力するデジタル累算手段と、を有し、
上記ΔΣ変調手段は、積分器と、該積分器による積分値を量子化する量子化器と、該量子化器が出力するデジタル値を所定の時間間隔遅延させる遅延回路と、上記デジタル値を次のサンプリング時点に対応するアナログ信号に変換するＤＡ変換器とを備え、上記積分器は、上記ＤＡ変換器が出力するアナログ信号と、上記演算手段の出力信号との和を積分することを特徴とする復調相関器。
【請求項３】
直交変調スペクトル拡散信号のキャリア周波数の正弦波と該信号のベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）に対応する拡散符号系列値との積を、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）に対応する上記正弦波とベースバンド信号Ｑ（ｔ）に対応する上記正弦波とを互いに直交の関係にあるようにして求めてそれぞれを加算して出力する係数出力手段と、
受信した直交変調スペクトル拡散信号と上記係数出力手段の出力信号との積を計算する乗算器からなる演算手段と、
上記演算手段の出力信号をそれぞれΔΣ変調するΔΣ変調手段と、上記ΔΣ変調手段のデジタル出力信号をそれぞれ累積演算し、その演算結果を上記符号系列の相関値としてそれぞれ出力するデジタル累算手段と、を有し、
上記ΔΣ変調手段は、積分器と、該積分器による積分値を量子化する量子化器と、該量子化器が出力するデジタル値を所定の時間間隔遅延させる遅延回路と、上記デジタル値を次のサンプリング時点に対応するアナログ信号に変換するＤＡ変換器とを備え、上記積分器は、上記ＤＡ変換器が出力するアナログ信号と、上記演算手段の出力信号との和を積分することを特徴とする復調相関器。
【請求項４】
マルチキャリア直交変調スペクトル拡散信号の復調相関器であって、各キャリア毎に、該キャリア周波数に対応する上記請求項２又は３記載の復調相関器をそれぞれ備えることを特徴とする復調相関器。
【請求項５】
受信したスペクトル拡散信号を所定の時間間隔でサンプリングするサンプリング手段をさらに備え、上記演算手段は、上記サンプリングされた信号と上記係数出力手段の出力信号とを離散時間的に処理することを特徴とする上記請求項１、請求項２、請求項３、又は請求項４記載の復調相関器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信方式などで変調された信号を復調する復調装置に関し、特に、直交変調スペクトル拡散信号又はマルチキャリアスペクトル拡散信号と符号系列との時間的相関値を算出するスペクトル拡散通信用復調相関器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器として、例えば、特開平８−１０２６９８号公報に示すように、ＡＤ変換器とデジタル相関器とを用いた構成が知られている。この構成例を図７に示す。図７において、被変調入力信号ｘ（ｔ）は、角周波数ωのキャリアをＩチャネルベースバンド信号Ｉ（ｔ）とＱチャネルベースバンド信号Ｑ（ｔ）とにより直交変調された信号である。この被変調入力信号ｘ（ｔ）は、ミキサー７１、７２において、それぞれｃｏｓ（ωｔ）と−ｓｉｎ（ωｔ）なる局部発振器の出力と乗算される。その後、ローパスフィルタ７３、７４において、フィルタ処理され、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とが復調される。復調されたベースバンド信号をＡＤ変換器７５、７６において、それぞれ量子化し、デジタル相関器７７で処理することにより、Ｉチャネル及びＱチャネルの相関出力が得られる。
【０００３】
また、スペクトル拡散通信におけるデータ伝送量を増大させるため、データを複数の並行したチャネルに分割し、それぞれ独立に異なるキャリア周波数をスペクトル拡散変調して多重伝送を行なうマルチキャリアスペクトル拡散通信方式が提案されている。従来、この方式で用いられる復調相関器では、上記説明と同様に、それぞれのキャリアに対応する複数のミキサーにより入力信号をベースバンドに復調し、ＡＤ変換器により量子化した後、デジタル相関器により相関値を計算する構成が採用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記復調相関器の構成では、ベースバンド信号への周波数変換と拡散符号の相関演算とが別々の回路で行なわれており、また、別途高精度ＡＤ変換器を設ける必要があったため、回路規模と回路消費電力が増大していた。
【０００５】
本発明の目的は、マルチキャリアスペクトル拡散通信方式又は直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器において、回路規模と回路消費電力を低減可能なスペクトル拡散通信用復調相関器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために、マルチキャリアスペクトル拡散信号の各キャリア毎に、該信号の各キャリアに対応するキャリア周波数の正弦波と符号系列値との積をそれぞれ出力する係数出力手段と、受信したマルチキャリアスペクトル信号と上記係数出力手段の出力信号とをそれぞれ乗算する演算手段と、上記演算手段の出力信号をそれぞれΔΣ変調するΔΣ変調手段と、上記ΔΣ変調手段のデジタル出力信号をそれぞれ累積演算し、その演算結果を上記符号系列の相関値としてそれぞれ出力するデジタル累算手段と、を有することを特徴とする復調相関器を提供する。
【０００７】
本発明によれば、復調処理と相関演算とを同時に処理することが可能であるため、従来のように高精度のＡＤ変換器を別途設ける必要がなくなる。特に、マルチキャリアスペクトル拡散受信機では複数のＡＤ変換器を使用する必要があるため、回路規模や消費電力が著しく増大するという問題があったが、その問題を低減することができる。
【０００８】
また、本発明は、直交変調スペクトル拡散信号のキャリア周波数の正弦波と該信号のベースバンド信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）に対応する符号系列値とに基づいて演算された信号を出力する係数出力手段と、受信した直交変調スペクトル拡散信号と上記係数出力手段の出力信号とをそれぞれ演算する演算手段と、上記演算手段の出力信号をそれぞれΔΣ変調するΔΣ変調手段と、上記ΔΣ変調手段のデジタル出力信号をそれぞれ累積演算し、その演算結果を上記符号系列の相関値としてそれぞれ出力するデジタル累算手段と、を有することを特徴とする復調相関器を提供する。
【０００９】
本発明によれば、復調処理と相関演算とを同時に処理することが可能であるため、従来のように高精度のＡＤ変換器を別途設ける必要がなくなる。
【００１０】
また、本発明は、マルチキャリア直交変調スペクトル拡散信号の復調相関器であって、各キャリア毎に、該キャリア周波数に対応する上記復調相関器をそれぞれ備えることを特徴とする復調相関器を提供する。
【００１１】
本発明によれば、復調処理と相関演算とを同時に処理することが可能であるため、従来のように高精度のＡＤ変換器を別途設ける必要がなくなる。特に、マルチキャリア直交変調スペクトル拡散受信機では複数のＡＤ変換器を使用する必要があるため、回路規模や消費電力が著しく増大するという問題があったが、その問題を低減することができる。
【００１２】
また、本発明は、受信したスペクトル拡散信号を所定の時間間隔でサンプリングするサンプリング手段をさらに備え、上記演算手段は、上記サンプリングされた信号と上記係数出力手段の出力信号とを離散時間的に処理することを特徴とする復調相関器を提供する。
【００１３】
本発明によれば、スイッチトキャパシタ回路などＩＣ化しても比較的演算精度を確保し易い回路方式を採用することが可能なため、復調相関器の小型化、低消費電力化が可能である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態について、図１を参照して説明する。
【００１５】
図１は、マルチキャリアスペクトル拡散通信方式における復調相関器１０を示す構成図である。復調相関器１０には、チップレートｆｃ（ｉ）（以下、ｉ＝１，２，・・・，Ｎ：Ｎは２以上の整数とする）、周期Ｔ（ｉ）の拡散符号系列ＰＮ（ｉ）でそれぞれ拡散されたＮ個のベースバンド信号によって各周波数ω（ｉ）の搬送波を変調したＮ個の信号が多重されたマルチキャリアスペクトル拡散信号（図１において、被変調入力信号ｘ（ｔ）で示される）が入力される。復調相関器１０は、第１積分量子化相関器１１、第２積分量子化相関器１２、・・・第Ｎ積分量子化相関器１３、及び係数出力部１４から構成されており、入力された被変調入力信号ｘ（ｔ）を第ｉ積分量子化相関器でベースバンド信号に復調すると共に符号系列との相関を計算し、第ｉ相関出力を出力する。
【００１６】
係数出力部１４は、ベースバンド信号の復調処理に必要な係数を出力するものであり、時刻ｔにおける符号系列と正弦波との積ＰＮ（ｉ）（ｔ）ｓｉｎ（ω（ｉ）ｔ）を出力し、各信号を各第ｉ積分量子化相関器に入力する。
【００１７】
第ｉ積分量子化相関器は、係数出力部１４から出力されたＰＮ（ｉ）（ｔ）ｓｉｎ（ω（ｉ）ｔ）信号と被変調入力信号ｘ（ｔ）との積を計算する乗算器（１１１、１２１、１３１）と、その乗算器の出力をΔΣ変調するΔΣ変調器（１１２、１２２、１３２）と、ΔΣ変調器（１１２、１２２、１３２）の出力を符号系列の周期長Ｔ（ｉ）にわたって加算する累算器（１１３、１２３、１３３）と、から構成される。この構成により、第ｉ積分量子化相関器が各周波数ω（ｉ）のキャリアで送られてくる信号を復調し、同時に逆拡散して、デジタル値として出力することができる。
【００１８】
また、上記積分量子化相関器の詳細な構成については、本願発明者の飯塚により提案され、特願平１１−１４８４４５号公報に開示されている。
【００１９】
図６は積分量子化相関器（１１、１２、１３）で用いられるΔΣ変調器（１１２、１２２、１３２）の構成の一例を示す図である。ΔΣ変調器６０は、積分器６１、量子化器６２、ＤＡ変換器６３、及び遅延回路６４から構成されている。
【００２０】
上記構成によれば、積分器６１には、時点ｔ（ｊ）でサンプリングされたアナログ入力信号ｘ（ｊ）とＤＡ変換器６４からの出力信号Ｓ（ｊ）とが入力され、両信号ｘ（ｊ）及びＳ（ｊ）は、積分器６１の前回の出力信号Ｙ（ｊ−１）に加算される。したがって、積分器のゲインをＡとすると、時点ｔ（ｊ）に対応する積分器６１の出力Ｙ（ｊ）は、以下の式（１）に示すように、
Ｙ（ｊ）＝Ｙ（ｊ−１）＋Ａ・｛ｘ（ｊ）＋Ｓ（ｊ）｝  …（１）
となる。
【００２１】
さらに、量子化器６２は、積分器６１の出力信号Ｙ（ｊ）をＭレベルに量子化して、デジタル値Ｑ（ｊ）を出力する。このデジタル値Ｑ（ｊ）と出力信号Ｙ（ｊ）との関係は、量子化間隔を正の数Ｄ，最大の量子化誤差をΔ、量子化器６２のゼロレベル（オフセット）をＺとすると、以下の式（２）に示すように、
｜Ｙ（ｊ）−（Ｑ（ｊ）・Ｄ＋Ｚ）｜  ＜  Δ  …（２）
となる。
【００２２】
また、遅延回路６４は、上記量子化器６２が出力するデジタル値Ｑ（ｊ）を所定の時間間隔遅延させ、ＤＡ変換器６３は、当該デジタル値Ｑ（ｊ）を、次のサンプリング時点ｔ（ｊ＋１）に対応する信号Ｓ（ｊ＋１）に変換する。上記遅延回路６４の遅延時間は、サンプリング時点ｔ（ｊ）に関する演算によって得られた上記信号Ｓ（ｊ＋１）が、次のサンプリング時点ｔ（ｊ＋１）に対応するアナログ入力信号ｘ（ｊ）と演算されるように設定されており、ＤＡ変換器６３の係数は、Ｓ（ｊ＋１）＝−（Ｑ（ｊ）・Ｄ＋Ｚ）／Ａとなるように設定されている。したがって、上式（１）は、以下の式（３）に示すように、
Ｙ（ｊ）＝Ｙ（ｊ−１）＋Ａ・ｘ（ｊ）−（Ｑ（ｊ−１）・Ｄ＋Ｚ）  …（３）
となる。
【００２３】
本実施の形態に係るマルチキャリアスペクトル拡散通信方式における復調相関器１０は、Ｎ個の信号が多重されたマルチキャリアスペクトル拡散信号を上記ΔΣ変調器を備える積分量子化相関器を用いてそれぞれ処理しているため、従来の構成、すなわち、それぞれのキャリアに対応する複数のミキサーにより入力信号をベースバンドに復調し、ＡＤ変換器により量子化した後、デジタル相関器により相関値を計算する構成に比べて、入力信号をベースバンド信号へ変換する復調処理と、ベースバンド信号と拡散符号との相関値を計算する相関演算とを同時に行なうことが可能となり、高精度のＡＤ変換器が不要になると共に、回路規模の削減と消費電力の低減が可能となる。
［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態について、図２を参照して説明する。なお、本実施の形態において、ΔΣ変調器の構成については、第１の実施の形態と同様とする。
【００２４】
図２は、直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器２０を示す構成図である。復調相関器２０には、チップレートｆｃ（ｉ）の拡散符号系列ＰＮＩとＰＮＱで拡散された２個のベースバンド信号によって各周波数ω（ｉ）のキャリアを直交変調した直交変調スペクトル拡散信号（図２において、被変調入力信号ｘ（ｔ）で示される）が入力される。復調相関器２０は、Ｉチャネル積分量子化相関器２１、Ｑチャネル積分量子化相関器２２、及び係数出力部２３から構成されており、入力された被変調入力信号ｘ（ｔ）を積分量子化相関器でベースバンド信号に復調すると共に符号系列との相関を計算し、Ｉチャネル相関出力及びＱチャネル相関出力をそれぞれ出力する。
【００２５】
係数出力部２３は、ベースバンド信号の復調処理に必要な係数を出力するものであり、時刻ｔにおける符号系列と正弦波との積ＰＮＩｃｏｓ（ωｔ）、ＰＮＱ（−ｓｉｎ（ωｔ））、ＰＮＩ（−ｓｉｎ（ωｔ））、及び−ＰＮＱｃｏｓ（ωｔ）を出力し、ＰＮＩｃｏｓ（ωｔ）及びＰＮＱ（−ｓｉｎ（ωｔ））信号をＩチャネル積分量子化相関器２１に、ＰＮＩ（−ｓｉｎ（ωｔ））及び−ＰＮＱｃｏｓ（ωｔ）信号をＱチャネル積分量子化相関器２２にそれぞれ入力する。
【００２６】
Ｉチャネル積分量子化相関器２１は、係数出力部２３から出力されたＰＮＩｃｏｓ（ωｔ）及びＰＮＱ（−ｓｉｎ（ωｔ））信号と被変調入力信号ｘ（ｔ）との積をそれぞれ計算する乗算器（２１１、２１２）と、それらの出力を加算する加算器２１３と、次式（４）
0003698966.tif 000002
に示す加算器２１３の出力を量子化されたデジタル信号系列に変換するΔΣ変調器２１４と、該デジタル信号系列を符号系列の１周期に相当する期間、累積加算してＩチャネル相関出力を出力する累算器２１５と、から構成される。
【００２７】
同様に、Ｑチャネル積分量子化相関器２１は、係数出力部２３から出力されたＰＮＩ（−ｓｉｎ（ωｔ））及び−ＰＮＱｃｏｓ（ωｔ）信号と被変調入力信号ｘ（ｔ）との積をそれぞれ計算する乗算器（２２１、２２２）と、それらの出力を加算する加算器２２３と、次式（５）
0003698966.tif 000003
に示す加算器２２３の出力を量子化されたデジタル信号系列に変換するΔΣ変調器２２４と、該デジタル信号系列を符号系列の１周期に相当する期間、累積加算してＩチャネル相関出力を出力する累算器２２５とから構成される。
【００２８】
本実施の形態に係る直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器２０は、拡散符号系列ＰＮＩとＰＮＱで拡散された２個のベースバンド信号によって各周波数ω（ｉ）のキャリアを直交変調した直交変調スペクトル拡散信号を図６に示すΔΣ変調器を備える積分量子化相関器を用いてそれぞれ処理しているため、従来の構成、すなわち、それぞれのキャリアに対応する複数のミキサーにより入力信号をベースバンドに復調し、ＡＤ変換器により量子化した後、デジタル相関器により相関値を計算する構成に比べて、入力信号をベースバンド信号へ変換する復調処理と、ベースバンド信号と拡散符号との相関値を計算する相関演算と、を同時に行なうことが可能となり、高精度のＡＤ変換器が不要になると共に、回路規模の削減と消費電力の低減が可能となる。
［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施の形態について、図３を参照して説明する。なお、本実施の形態において、ΔΣ変調器の構成については、第１の実施の形態と同様とする。
【００２９】
図３は、直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器３０を示す構成図である。図２に示す第２の実施の形態における復調相関器２０と異なる点は、Ｉチャネル積分量子化相関器３１及びＱチャネル積分量子化相関器３２において、ベースバンド信号の復調処理に必要な係数の演算処理を行なうのではなく、予め演算処理された係数を係数出力部３３から受取る点である。すなわち、係数出力部３３は、Ｉチャネル積分量子化相関器３１に対して、ＰＮＩｃｏｓ（ωｔ）＋ＰＮＱ（−ｓｉｎ（ωｔ））を入力し、Ｑチャネル積分量子化相関器３２に対して、−ＰＮＱｃｏｓ（ωｔ）＋ＰＮＩ（−ｓｉｎ（ωｔ））を入力するように構成されている。
【００３０】
本構成によれば、第２の実施の形態に比べて、Ｉチャネル積分量子化相関器３１及びＱチャネル積分量子化相関器３２の回路規模を削減することが可能である。
［第４の実施の形態］
本発明の第４の実施の形態について、図４を参照して説明する。なお、本実施の形態において、第１復調相関器４１、第２復調相関器４２、及び第Ｎ復調相関器４３の構成については、第２の実施の形態又は第３の実施の形態における復調相関器２０又は復調相関器３０と同様の構成とする。
【００３１】
図４は、角周波数ω（ｉ）のキャリアを直交変調したＮ個の直交変調スペクトル拡散信号が多重されたマルチキャリア直交変調スペクトル拡散方式における復調相関器４０を示す構成図である。
【００３２】
復調相関器４０には、角周波数ω（ｉ）のキャリアを直交変調したＮ個の直交変調スペクトル拡散信号（図４において、被変調入力信号ｘ（ｔ）で示される）が入力される。復調相関器４０は、直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器である第１復調相関器４１、第２復調相関器４２、及び第Ｎ復調相関器４３から構成されており、入力された被変調入力信号ｘ（ｔ）を各復調相関器でベースバンド信号に復調すると共に符号系列との相関を計算する。その結果、第１復調相関器４１においては第１−Ｉチャネル相関出力及び第１−Ｑチャネル相関出力を出力し、第２復調相関器４２においては第２−Ｉチャネル相関出力及び第２−Ｑチャネル相関出力を出力し、第Ｎ復調相関器４３においては第Ｎ−Ｉチャネル相関出力及び第Ｎ−Ｑチャネル相関出力をそれぞれ出力する。
【００３３】
本実施形態に係るマルチキャリア直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器４０は、角周波数ω（ｉ）のキャリアを直交変調したＮ個の直交変調スペクトル拡散信号が多重されたマルチキャリア直交変調スペクトル信号を図６に示すΔΣ変調器を備える積分量子化相関器を用いてそれぞれ処理しているため、従来の構成、すなわち、それぞれのキャリアに対応する複数のミキサーにより入力信号をベースバンドに復調し、ＡＤ変換器により量子化した後、デジタル相関器により相関値を計算する構成に比べて、入力信号をベースバンド信号へ変換する復調処理と、ベースバンド信号と拡散符号との相関値を計算する相関演算と、を同時に行なうことが可能となり、高精度のＡＤ変換器が不要になると共に、回路規模の削減と消費電力の低減が可能となる。
［第５の実施の形態］
本発明の第５の実施の形態について、図５を参照して説明する。なお、本実施の形態において、ΔΣ変調器の構成については、第１の実施の形態と同様とする。
【００３４】
図５は、マルチキャリアスペクトル拡散通信方式における復調相関器５０を示す構成図である。図１に示す第１の実施の形態における復調相関器１０と異なる点は、チップレートｆｃ（ｉ）の拡散符号系列ＰＮ（ｉ）でそれぞれ拡散されたＮ個のベースバンド信号によって各周波数ω（ｉ）の搬送波を変調したＮ個の信号が多重されたマルチキャリアスペクトル拡散信号（図５において、被変調入力信号ｘ（ｔ）で示される）をサンプリングするサンプラ（５１１、５２１、５３１）を備える点である。各積分量子化相関器（５１、５２、５３）は、所定の時間間隔でサンプリングした時間離散アナログ信号と、係数出力部５４から出力される係数とを乗算器（５１２、５２２、５２３）において乗算することにより離散時間処理を行なうことができる。すなわち、被変調入力信号ｘ（ｔ）と係数出力部からの出力信号との乗算処理を、サンプリング周期に同期させて処理することができる。
【００３５】
この構成により、スイッチトキャパシタ回路など、比較的演算精度の高いアナログ回路を用いて乗算器（５１２、５２２、５３２）を実現することができる。
【００３６】
なお、本実施の形態に係るサンプラの構成については、第２〜第４の実施の形態における復調相関器においても同様に適用することが可能である。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、マルチキャリアスペクトル拡散受信機、直交変調スペクトル拡散受信機、又はマルチキャリア直交変調スペクトル拡散受信機において、受信信号あるいはそれを中間周波数に周波数変換した中間周波数信号をベースバンド信号へ変換する復調処理と、ベースバンド信号と拡散符号との相関値を計算する相関演算とが同時に行なわれ、かつ、高精度のＡＤ変換器が不要であるため、回路規模の削減と消費電力の低減化が可能である。
【００３８】
また、本発明によれば、本実施の形態に係る復調相関器において、スイッチトキャパシタ回路などＩＣ化しても比較的演算精度を確保し易い回路方式の使用が可能になるため、より一層の小型化、低消費電力化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すものであり、マルチキャリアスペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示すものであり、直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態を示すものであり、直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態を示すものであり、マルチキャリア直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５の実施形態を示すものであり、マルチキャリアスペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第１〜第５の実施の形態におけるΔΣ変調器の要部構成を示すブロック図である。
【図７】従来の直交変調スペクトル拡散通信方式における復調相関器の要部構成を示すブロック図である。１０  復調相関器
１１、１２、１３  積分量子化相関器
１４  係数出力部
１１１、１２１、１３１  乗算器（演算手段）
２１１、２１２、２２１、２２２  乗算器（演算手段）
３１１、３２１  乗算器（演算手段）
５１２、５２２、５３２  乗算器（演算手段）
２１３、２２３  加算器（演算手段）
６０、１１２、１２２、１３２  ΔΣ変調器
１１３、１２３、１３３  累算器
６１  積分器
６２  量子化器
６３  ＤＡ変換器
６４  遅延回路
【図１】
0003698966.tif 000004
【図２】
0003698966.tif 000005
【図３】
0003698966.tif 000006
【図４】
0003698966.tif 000007
【図５】
0003698966.tif 000008
【図６】
0003698966.tif 000009
【図７】
0003698966.tif 000010