(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、基準電圧発生回路と、前記直流電源から電力を受けて前記基準電圧と検出電圧との差に応じて前記直流電源からの電力の電圧を降下させて目標電圧値になるように制御した電圧の電力を出力するアンプと、３００ｋＨｚ以上の一定周波数で発振して所定のパルス信号を出力する発振回路と、前記アンプの出力と前記発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて前記アンプの出力を前記一定周波数でスイッチングして第１のコンデンサに充電し前記スイッチングに対して相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチングにより第１のコンデンサに充電された電荷を実質的にｎ／ｍ倍電圧（ただしｎ＞ｍで、ｎ、ｍは２あるいはそれ以上の整数）にして第２のコンデンサに転送してこれを充電することにより昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の出力電圧に応じて前記検出電圧を発生する出力電圧検出回路とを備え、前記目標電圧値の実質的にｎ／ｍ倍の電圧を前記昇圧回路から出力し、前記３００ｋＨｚ以上の一定周波数に対応するノイズが周辺回路においてフィルタにより除去されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記直流電源は電池であり、前記アンプは前記基準電圧と前記検出電圧とをそれぞれの入力に受ける差動アンプであり、前記昇圧回路は、前記第１および第２のコンデンサを充電するチャージポンプ回路を有する請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記差動アンプは反転増幅をするものであり、前記一定周波数は第１のコンデンサの充電が実質的に完了してから前記相補的なスイッチングが行われる周期を有する周波数であり、前記差動アンプと前記チャージポンプ回路と前記発振回路と前記出力電圧検出回路と前記基準電圧発生回路とがＩＣ化されている請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
さらに、前記チャージポンプ回路は、選択的にＯＮ／ＯＦＦができる複数のスイッチ回路を有し、前記パルスは実質的にデユーティ比が５０％であり、前記スイッチングは、前記パルスに応じて前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮとＯＦＦにするものである請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサの一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１のコンデンサを充電した後、前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記第１のコンデンサの前記一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に２倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第２のコンデンサを充電する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
さらに第３のコンデンサを有し、前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとを直列接続してこの直列接続した回路の一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１および第３のコンデンサを充電した後、さらに前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記直列接続した回路の前記一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に３倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第２のコンデンサを充電する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
さらに第３のコンデンサを有し、前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとを直列接続してこの直列接続した回路の一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１および第３のコンデンサを充電した後、さらに前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記直列接続した前記第１および第３のコンデンサを並列に接続して前記グランド電位にした一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に１．５倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサの電荷を前記第２のコンデンサに転送する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記基準電圧発生回路に換えて可変電圧発生回路を有し、前記出力電圧検出回路に換えて電圧制御回路を有し、前記昇圧回路の出力電圧に応じて前記アンプの出力電圧が前記目標電圧値になるように前記電圧制御回路により前記可変電圧発生回路の出力電圧を制御して前記アンプに前記目標値となる電圧の電力を発生する請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
直流電源と、可変電圧発生回路と、前記直流電源から電力を受けて前記可変電圧発生回路の出力電圧を増幅して出力するアンプと、３００ｋＨｚ以上の一定周波数で発振して所定のパルス信号を出力する発振回路と、前記アンプの出力と前記発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けて前記アンプの出力を前記一定周波数でスイッチングして第１のコンデンサに充電し前記スイッチングに対して相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチングにより第１のコンデンサに充電された電荷を実質的にｎ／ｍ倍電圧（ただしｎ＞ｍで、ｎ、ｍは２あるいはそれ以上の整数）にして第２のコンデンサに転送してこれを充電することにより昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の出力電圧に応じて前記アンプの出力電圧が目標電圧値になるように前記可変電圧発生回路の出力電圧を制御する電圧制御回路とを備え、前記目標電圧値の実質的にｎ／ｍ倍の電圧を前記昇圧回路から出力し、前記３００ｋＨｚ以上の一定周波数に対応するノイズが周辺回路においてフィルタにより除去されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記直流電源は電池であり、前記昇圧回路は、前記第１および第２のコンデンサを充電するチャージポンプ回路である請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記一定周波数は、第１のコンデンサの充電が実質的に完了してから前記相補的なスイッチングが行われる周期を有する周波数であり、前記アンプと前記チャージポンプ回路と前記発振回路と前記電圧制御回路と前記可変電圧発生回路とがＩＣ化されている請求項１０記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
さらに、前記チャージポンプ回路は、選択的にＯＮ／ＯＦＦができる複数のスイッチ回路を有し、前記パルスは実質的にデユーティ比が５０％であり、前記スイッチングは、前記パルスに応じて前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮとＯＦＦにするものである請求項１１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサの一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１のコンデンサを充電した後、前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記第１のコンデンサの前記一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に２倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第２のコンデンサを充電する請求項１２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
さらに第３のコンデンサを有し、前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとを直列接続してこの直列接続した回路の一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１および第３のコンデンサを充電した後、さらに前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記直列接続した回路の前記一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に３倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第２のコンデンサを充電する請求項１２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
さらに第３のコンデンサを有し、前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチ回路を選択的にＯＮ／ＯＦＦして前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとを直列接続してこの直列接続した回路の一端をグランド電位にして他端に前記差動アンプからの電力を供給して前記第１および第３のコンデンサを充電した後、さらに前記複数のスイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを前記とは逆して前記直列接続した前記第１および第３のコンデンサを並列に接続して前記グランド電位にした一端を前記差動アンプの出力端子に接続して実質的に１．５倍昇圧した電圧を前記他端に発生させて前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサの電荷を前記第２のコンデンサに転送する請求項１２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、詳しくは、ＰＨＳ、携帯電話等の携帯用電話機の電池駆動の電源回路、電子ブック、ＰＤＡなどの携帯型電子機器の電池駆動の電源回路に利用されるスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチング時のノイズ発生を抑制することができるようなＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＰＨＳ、携帯電話等の携帯用電話機、携帯型電子機器など、電池駆動の電子装置にあっては、通常の電池電圧より高い電圧で動作する回路を内蔵している。例えば、液晶表示装置のバックライトとして利用されるＬＥＤ素子駆動回路や送信回路などがその例である。この種の回路を動作させるために、これら機器の内部には、電池の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータが電源回路として設けられることが多い。
一方、この種の電池駆動の電子装置では、装置自体の小型化、軽量化が進み、電源回路自体が小型化され、かつ、低消費電力のものが要求されている。そこで、この種の装置、機器では、例えば、ＬＥＤ素子の駆動回路の一部あるいはそのための電源回路として、チャージポンプ回路等によるスイッチド・キャパシタにより充電電荷をコンデンサに転送して、いわゆるｎ倍電圧整流に対応するｎ倍電圧昇圧をするＤＣ／ＤＣコンバータが設けられる。この種の装置、機器は、このＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧した電圧を、さらにレギュレータにより定電圧安定化してＬＥＤ駆動電圧を生成する。これにより装置の小型化と低消費電力とを実現している。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータには各種の方式のものがあるが、チャージポンプ回路等により昇圧するＬＥＤ素子の駆動回路に着目して、電源回路全体もｎ倍電圧整流型の、いわゆるスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータを利用することが提案されている。
図５は、その電源回路の一例である。
図５において、ＬＥＤ素子の駆動回路に限らず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、発振回路（ＯＳＣ）１３の発振周波数でスイッチングするチャージポンプ回路（倍電圧昇圧回路）１２を有している。
チャージポンプ回路１２のコンデンサＣ1は、入力側電源ライン（リチウムイオン電池１１の正極側）ＶinとグランドＧＮＤとの間に、それぞれの端子がそれぞれにスイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2を介して接続されている。さらに、コンデンサＣ1のそれぞれの端子は、それぞれにスイッチ回路ＳＷ3，ＳＷ4を介して電力出力用のコンデンサＣ2の充電側の端子と入力側電源ラインＶinとに接続されている。
コンデンサＣ2の充電側の端子は出力端子に接続され、コンデンサＣ2の他方の端子はグランドＧＮＤに接続されている。
【０００４】
このＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、リチウムイオン電池１１から、例えば、電圧３．６Ｖ程度（通常３．０Ｖ〜４．２Ｖの範囲のある電圧）の電力を受けてこれを発振回路（ＯＳＣ）１３から出力される所定の周波数のパルスに応じてスイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4をＯＮ／ＯＦＦして昇圧動作をする。
すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、スイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2をＯＮにし、スイッチ回路ＳＷ3，ＳＷ4をＯＦＦにしてコンデンサＣ1（第１のコンデンサ）に充電し、さらにスイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2をＯＦＦにし、スイッチ回路ＳＷ3，ＳＷ4をＯＮにする相補的な接続切換（各スイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦを逆にするスイッチング）をしてコンデンサＣ1に充電された電荷を実質的に倍電圧に昇圧して電力出力用のコンデンサＣ2（第２のコンデンサ）に転送してこれを充電する。
このことによりこのＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、いわゆる倍電圧整流を繰り返してコンデンサＣ2に７．２Ｖ程度の電圧を発生する。
なお、スイッチ回路ＳＷ1〜ＳＷ4は、発振回路１３の出力パルスを受けて、そのＨｉｇｈレベル（以下“Ｈ”）、Ｌｏｗレベル（以下“Ｌ”）応じてＯＮ／ＯＦＦする。スイッチ回路ＳＷ3，ＳＷ4は、インバータを介して発振回路１３の出力パルスを受けることでスイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2に対して相補的なスイッチング動作をする。
発振回路１３は、リチウムイオン電池１１からの電力を受けて発振し、チャージポンプ回路１２に所定の周波数でデューティ比５０％のパルスを出力する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、チャージポンプ回路１２で昇圧された出力側の電圧Ｖoを出力電圧検出回路１４で検出してそれを発振回路１３に帰還して出力電圧Ｖoが一定の電圧になるように発振回路１３の発振周波数を制御している。これにより出力電圧Ｖoの安定化を図っている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、スイッチのＯＮ／ＯＦＦ切換えによりコンデンサＣ1が入力側電源ラインＶinに接続されるためにスイッチ切換えの際に入力側電源ラインＶinに高いレベルでノイズが発生する。また、出力電圧Ｖoを安定化するために発振回路１３の発振周波数が制御されるが、その制御として、出力電圧Ｖoが高くなったときには、それを下げるために、コンデンサＣ1の充電が完了する前にスイッチ切換が行われる。そのため、出力電圧Ｖoの出力ラインにもノイズが発生する。
このようなノイズは、電力変換効率を下げるとともに周辺回路へ悪影響を与える。特に、発振回路１３の周波数が変化するので、ノイズの周波数も変化してフィルタによるノイズ除去が難しくなる。特に、電池駆動の携帯型の電子装置や機器ではそれが問題になる。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、スイッチング時のノイズ発生を抑制することができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するための第１の発明のＤＣ／ＤＣコンバータの特徴は、直流電源と、基準電圧発生回路と、直流電源から電力を受けて基準電圧と検出電圧との差に応じて直流電源からの電力の電圧を降下させて目標電圧値になるように制御した電圧の電力を出力するアンプと、３００ｋＨｚ以上の一定周波数で発振して所定のパルス信号を出力する発振回路と、アンプの出力と発振回路の前記パルス信号とこれの反転パルス信号とを受けてアンプの出力を一定周波数でスイッチングして第１のコンデンサに充電し前記のスイッチングに対して相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチングにより第１のコンデンサに充電された電荷を実質的にｎ／ｍ倍電圧（ただしｎ＞ｍで、ｎ、ｍは２あるいはそれ以上の整数）にして第２のコンデンサに転送してこれを充電することにより昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路の出力電圧に応じて前記の検出電圧を発生する出力電圧検出回路とを備えていて、目標値電圧値の実質的にｎ／ｍ倍の電圧を昇圧回路から出力し、３００ｋＨｚ以上の一定周波数に対応するノイズが周辺回路においてフィルタにより除去されるものである。
また、第２のＤＣ／ＤＣコンバータの発明は、前記の基準電圧発生回路に換えて可変電圧発生回路を設け、前記の出力電圧検出回路に換えて前記の昇圧回路の出力電圧に応じて可変電圧発生回路を制御する電圧制御回路を設けて、前記の昇圧回路の出力電圧に応じてアンプの出力電圧が目標電圧値になるように可変電圧発生回路の出力電圧を制御してアンプに前記の目標電圧値の電力を発生し、３００ｋＨｚ以上の一定周波数に対応するノイズが周辺回路においてフィルタにより除去されるものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
このように、前記の第１の発明は、昇圧回路の出力電圧を検出して検出電圧をアンプに帰還してこのアンプの出力電圧が目標電圧値になるように制御するので、アンプの出力電圧を受けて昇圧する昇圧回路は、目標電圧値のｎ／ｍ倍の電圧の電力を生成することができる。これにより目標電圧値に対して実質的にｎ／ｍ倍で安定化された電圧の電力を昇圧回路から出力することができる。
また、前記の第２の発明は、電圧制御回路により可変電圧発生回路を制御してアンプの出力電圧が目標電圧値になるように制御しているので、同様に目標電圧値に対して実質的にｎ／ｍ倍で安定化された電圧の電力を昇圧回路から出力することができる。
このとき、昇圧回路は、３００ｋＨｚ以上の特定の一定周波数でスイッチング制御されて昇圧電圧を生成するので、電圧が目標電圧のｎ／ｍ倍の電圧よりも上昇した場合にあっても昇圧電圧動作の充電途中でスイッチング切換がなされることはなく、ノイズの発生が抑制される。しかも、スイッチング周波数は３００ｋＨｚ以上の周波数において一定しているので、周辺回路においてノイズ除去がし易い回路となる。
その結果、スイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、昇圧のためのスイッチング時のノイズ発生を抑制することができる。
【０００８】
【実施例】
図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図、図２は、この発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの実施例のブロック図、図３は、この発明を適用した３倍昇圧のＤＣ／ＤＣコンバータの一実施例のブロック図、そして、図４は、この発明を適用した１．５倍昇圧のＤＣ／ＤＣコンバータの一実施例のブロック図である。図１において、１は、リチウムイオン電池１１の電力で駆動されるＩＣ化されたスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、電力供給用誤差増幅器２と、チャージポンプ回路３、出力電圧検出用の抵抗分圧回路４、そして基準電圧発生回路５とを有していて、これら回路は、電池１１とコンデンサＣ1，Ｃ2を除いて１つのＩＣとなっている。点線で示す枠がＩＣの範囲であり、端子７ａ〜７ｆがその端子である。
【０００９】
７ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力端子であり、７ｂがその出力端子、７ｃがその接地端子である。コンデンサＣ１は、端子７ｅと端子７ｆとの間に接続され、電力出力用のコンデンサＣ2は端子７ｄとグランドＧＮＤ間に接続されている。なお、図５と同一の構成要素は同一の符号で示す。
電力供給用誤差増幅器２は、差動アンプで構成された反転アンプであり、その電源ラインＶccにリチウムイオン電池１１の正極側から端子７ａを介して電力を受けて動作し、出力トランジスタＴｒにより電源ラインＶccの電圧を降下させてその出力を出力ライン６に送出する。電力供給用誤差増幅器２は、抵抗分圧回路４の検出電圧（分圧電圧）Ｖｓと基準電圧発生回路５の基準電圧Ｖrefとを比較してこれらの差に応じて差がなくなるような電圧の電力を出力ライン６に発生する。
なお、出力ライン６の電圧は、電源ラインＶccの電圧Ｖcc（リチウムイオン電池１１の電圧に対応）より０．４Ｖ〜１．５程度低い範囲のものであって、この電圧をここでは目標電圧値Ｖａとする。
【００１０】
電力供給用誤差増幅器２は、例えば、リチウムイオン電池１１の電圧を３．６Ｖ（３．０Ｖ〜４．２Ｖの範囲のある電圧）とし、目標電圧Ｖａを３．２Ｖとすれば、出力トランジスタＴｒにより電源ラインＶccの電圧を０．４Ｖ程度降下させて電圧Ｖｓと基準出力電圧Ｖrefとが一致したときにその出力電圧が目標電圧Ｖａ＝３．２Ｖになるように制御する。例えば、目標電圧Ｖａを２．５Ｖとすれば、電力供給用誤差増幅器２は、出力トランジスタＴｒにより電源ラインＶccの電圧を１．１Ｖ程度降下させて電圧Ｖｓと基準出力電圧Ｖrefとが一致したときにその出力電圧が目標電圧Ｖａ＝２．５Ｖになるように制御する。
チャージポンプ回路３は、図５のチャージポンプ回路１２に対応する倍電圧の昇圧回路であって、出力ライン６に入力側電源ラインＶinが接続され、図５の場合と同様に、発振回路（ＯＳＣ）１３からのパルスでコンデンサＣ1，Ｃ2の接続切換（スイッチング）を行い、出力ライン６の電圧を倍電圧昇圧して出力端子７ｂ（あるいは端子７ｄ）に出力電圧Ｖo（＝２Ｖａ）を発生する。なお、発振回路１３は、その発振周波数が制御されないので、ここではその発振周波数は一定の周波数になる。
【００１１】
前記の目標電圧Ｖａ＝３．２Ｖの場合を例に採ると、出力電圧Ｖoは、レギュレーション状態で目標電圧Ｖａの２倍の６．４Ｖとなる。なお、この場合、定常動作状態での出力端子７ｂの倍電圧昇圧出力電圧Ｖoは、そのレギュレーション範囲として４．８Ｖ〜７．２Ｖの程度の範囲にある。
抵抗分圧回路４は、出力端子７ｂとグランドＧＮＤ間に直列に接続された抵抗Ｒ1，Ｒ2とからなり、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2の接続点Ｎに分圧電圧（検出電圧）Ｖsを発生する。
目標電圧Ｖａ＝３．２Ｖの場合の動作を説明すると、接続点Ｎの分圧電圧Ｖsの電圧が高いときには、電力供給用誤差増幅器２の現在の出力電圧が目標電圧Ｖａ＝３．２Ｖより高い。このときには基準出力電圧Ｖrefとの差の電圧Ｖs−Ｖrefに応じて、電力供給用誤差増幅器２は、この差電圧分を反転増幅して出力トランジスタＴｒの内部インピーダンスを増加させて現在より低い電圧を出力ライン６に発生してチャージポンプ回路３により倍電圧昇圧される出力電圧Ｖoを下げ、Ｖs＝Ｖrefになるように制御する。これにより出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖａの２倍の６．４Ｖとなるようにする。
逆に、接続点Ｎに分圧電圧Ｖsの電圧が低いときには、電力供給用誤差増幅器２の現在の出力電圧が目標電圧Ｖａ＝３．２Ｖより低い。このときには基準出力電圧Ｖrefとの差の電圧−(Ｖref−Ｖs)に応じて、電力供給用誤差増幅器２は、この差電圧分を反転増幅して出力トランジスタＴｒの内部インピーダンスを減少させて現在より高い電圧を出力ライン６に発生してチャージポンプ回路３により倍電圧昇圧される出力電圧Ｖoを上げ、Ｖs＝Ｖrefになるように制御する。これにより出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖａの２倍の６．４Ｖとなるようにする。
【００１２】
以上の場合、発振回路（ＯＳＣ）１３の発振周波数は、一定であって、かつ、コンデンサＣ1の充電が完了してからコンデンサＣ1の端子電圧を昇圧する接続に切換えられるタイミングになるような周期を持つ値に設定されている。そこで、チャージポンプ回路３は、常に、コンデンサＣ1の充電が完了した形で確実な倍電圧の昇圧動作をする。これにより出力電圧Ｖoの出力ラインに発生するスイッチングノイズが抑制される。なお、発振回路１３の周波数としては、３００ｋＨｚ〜７００ｋＨｚの範囲である。その周波数を、例えば、６５０ｋＨｚすると、このときのコンデンサＣ1，Ｃ3の容量は０．２２μＦ、出力用コンデンサＣ2の容量は、１μＦ程度である。出力電圧Ｖoが５．０Ｖ〜６．４Ｖの範囲で選択されたある電圧であれば、その出力電力は、１００ｍＡ程度である。
さらに、この実施例では、図示するように、チャージポンプ回路３の入力側電源ラインＶinは、電池１１の正極ではなく、電力供給用誤差増幅器２の出力ライン６に接続され、出力段トランジスタＴｒを介して電池１１の正極に接続されている。これにより入力側のノイズの発生も抑制される。
いずれの場合も発生するノイズの周波数は、発振回路（ＯＳＣ）１３の発振周波数に対応するので、周辺回路ではノイズ除去フィルタにより簡単にノイズを除去することができ、周辺回路はノイズの影響を受けにくい。
【００１３】
図２は、この発明の他の実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａであって、図１の基準電圧発生回路５に換えて可変電圧発生回路８を設け、差動アンプ２に換えてオペアンプ（ＯＰ）２ａを設け、さらに抵抗分圧回路４に換えて電圧制御回路（負帰還回路）９を設けたものである。なお、この例では、発振回路１３の電力は、オペアンプ（ＯＰ）２ａの出力から供給される。オペアンプ２ａの抵抗Ｒｆは帰還抵抗、抵抗Ｒsは基準抵抗である。
その動作としては、電圧制御回路９により出力電圧Ｖoに応じて可変電圧発生回路８の出力電圧を変化させる負帰還の制御信号（出力電圧Ｖoが上昇したときには抑え、降下したときには上昇させる制御信号）を発生して可変電圧発生回路８の電圧出力を制御する。この出力電圧をオペアンプ２ａで増幅して、オペアンプ２ａの出力電圧が目標電圧値Ｖａになるように制御する。このことで、出力電圧Ｖoを安定化させる。
この場合も発振回路（ＯＳＣ）１３の発振周波数は一定であって、チャージポンプ回路３は、常に、コンデンサＣ1の充電が完了した形で確実な倍電圧昇圧動作をする。
【００１４】
図３は、図１のチャージポンプ回路３を３倍圧昇圧のチャージポンプ回路３０に換えたＤＣ／ＤＣコンバータ１ｂである。図１と同様に電池１１とコンデンサＣ1〜Ｃ3を除いて１個のＩＣとしてＩＣ化されているが、ＩＣの範囲を示す点線枠は省略してある。
３倍圧昇圧の関係で、コンデンサＣ1とともに充電される第３のコンデンサＣ3が設けられている。そして、チャージポンプ回路３０は、ＳＷ1〜ＳＷ7の７個のスイッチ（あるいはスイッチ回路、以下同様である。）を有して、３つのコンデンサＣ1〜Ｃ3を充電する。なお、コンデンサＣ3は、端子７ｇと端子７ｈとの間に接続されている。
具体的に説明すると、電力供給用誤差増幅器２の出力ライン６は、その先が３つの電力ライン６ａ、６ｂ、６ｃに枝分かれている。コンデンサＣ1は、電力ライン６ｂと電力ライン６ｃとの間にそれぞれスイッチＳＷ3，ＳＷ1を介して接続されている。コンデンサＣ3は、電力ライン６ｂに接続される側のコンデンサＣ1の端子（端子７ｅ）と電力ライン６ａとの間にそれぞれスイッチＳＷ4，ＳＷ6を介して接続されている。さらに、コンデンサＣ1に接続される側のコンデンサＣ3の端子（端子７ｈ）は、スイッチＳＷ5を介してグランドＧＮＤに接続され、電力ライン６ｃに接続される側のコンデンサＣ1の端子（端子７ｆ）は、スイッチＳＷ2を介してグランドＧＮＤに接続されている。
コンデンサＣ2の充電側の端子（端子７ｄ）は、電力ライン６ａに接続される側のコンデンサＣ3の端子（端子７ｇ）にスイッチＳＷ7を介して接続され、コンデンサＣ2の他方の端子はグランドＧＮＤに接続されている。
ここで、スイッチＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7は、インバータ３２を介して発振回路１３の出力パルスを受けることでスイッチＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ6に対して相補的なスイッチング動作をする。
【００１５】
この回路において、発振回路１３の出力パルスが“Ｈ”となる期間に、図示するように、ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ5，ＳＷ6の各スイッチがＯＮになり、ＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7の各スイッチがＯＦＦとなって、コンデンサＣ1，Ｃ3が並列に接続されてこれらコンデンサが充電される。発振回路１３の出力パルスが“Ｌ”となる期間に、逆に、ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ5，ＳＷ6の各スイッチがＯＦＦとなり、ＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7の各スイッチがＯＮになって、コンデンサＣ1，Ｃ3が出力ライン６（Ｖin）と端子７ｄとの間において直列に接続され、さらに端子７ｆが出力ライン６に接続されてコンデンサＣ1，Ｃ3の電圧がＶinだけ昇圧される。その結果、コンデンサＣ3の端子の電圧がＶinの３倍電圧となり、その電荷がコンデンサＣ2に転送される。
【００１６】
図４は、図３のチャージポンプ回路３０を１．５倍圧昇圧のチャージポンプ回路３１に換えたＤＣ／ＤＣコンバータ１ｃであり、同様に電池１１とコンデンサＣ1〜Ｃ3を除いて１個にＩＣとしてＩＣ化されている。ＩＣの範囲を示す点線枠は省略してある。
チャージポンプ回路３１は、前記と同様にＳＷ1〜ＳＷ7の７個のスイッチと３つのコンデンサＣ1〜Ｃ3とを有している。ただし、そのコンデンサＣ1，Ｃ3の接続状態が前記の図３とは異なる。
すなわち、コンデンサＣ1は、電力ライン６ａと電力ライン６ｂとの間にそれぞれスイッチＳＷ1，ＳＷ2を介して接続されている。コンデンサＣ3は、電力ライン６ｂに接続される側のコンデンサＣ1の端子（端子７ｆ）と電力ライン６ｃとの間にそれぞれスイッチＳＷ4，ＳＷ5を介して接続されている。さらに、スイッチＳＷ4が接続されているコンデンサＣ3の端子（端子７ｇ）は、スイッチＳＷ6を介してコンデンサＣ2の充電側の端子（端子７ｄ）に接続され、電力ライン６ｃに接続される側のコンデンサＣ3の端子（端子７ｈ）は、スイッチＳＷ7を介してグランドＧＮＤに接続されている。そして、電力ライン６ａに接続される側のコンデンサＣ1の端子（端子７ｅ）は、スイッチＳＷ3を介してコンデンサＣ2の充電側の端子（端子７ｄ）に接続されている。
前記実施例と同様に、スイッチＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7は、インバータ３２を介して発振回路１３の出力パルスを受けることでスイッチＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ6に対して相補的なスイッチング動作をする。
【００１７】
さて、このような回路において、発振回路１３の出力パルスが“Ｈ”となる期間に、図示するように、ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ5，ＳＷ6の各スイッチがＯＦＦになり、ＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7の各スイッチがＯＮとなって、コンデンサＣ1，Ｃ3が直列に接続されてこれらコンデンサが充電される。発振回路１３の出力パルスが“Ｌ”となる期間に、逆に、ＳＷ2，ＳＷ3，ＳＷ5，ＳＷ6の各スイッチがＯＮとなり、ＳＷ1，ＳＷ4，ＳＷ7の各スイッチがＯＦＦになって、コンデンサＣ1，Ｃ3が出力ライン６（Ｖin）と端子７ｄとの間において並列に接続され、さらに端子７ｆと端子７ｈが出力ライン６に接続されてコンデンサＣ1，Ｃ3の電圧がＶinだけ昇圧される。その結果、コンデンサＣ1，Ｃ3の端子の電圧がＶinの１．５倍電圧となり、その電荷が出力用コンデンサＣ2に転送されて、コンデンサＣ2の電圧が１．５倍電圧となる。ただし、この場合、各コンデンサＣ1，Ｃ3の容量は等しいものとする。
【００１８】
以上は、０．５倍にＶinの電圧を加算した１．５倍の実施例であるが、０．５倍にｎ倍電圧を加算すれば、２．５倍、３．５倍…の昇圧電圧を発生することができる。２個直列接続のコンデンサにｎ倍電圧（ただしｎは３か、それ以上の整数値）を得て、そのコンデンサを並列接続すれば、ｎ／２倍電圧を発生することは容易にできる。さらに、前記実施例では、コンデンサ２個を直列に接続し、その後並列接続に切り換えて電源電圧Ｖinに対してＶin／２の電圧を得ているが、コンデンサｋ個（ｋは２かそれ以上の整数）を直列に接続してその後、ｋ個のコンデンサを並列に接続することで、Ｖin／ｋの電圧を得ることができる。これに電圧Ｖinを加えることで、Ｖin（ｋ＋１）／ｋの昇圧電圧を発生することができる。これと、さらにこれにｎ倍電圧に昇圧した電圧ｎＶinを加えて昇圧電圧を発生することも可能である。また、ｎＶin（ｋ＋１）／ｋの昇圧電圧発生も可能である。
これらのことから、一般的には、ｎ／ｍ倍電圧の昇圧をすることが可能である。ただしｎ＞ｍであり、ｎ、ｍは２以上の整数である。
以上説明してきたが、実施例では、リチウム電池を使用した例を挙げているが、電源は、リチウム電池に限定されるものではなく、強誘電体コンデンサによる電源であっても、ＡＣ商用電源から直流に変換した電源であってもよい。直流電源であればどのような電源であってもこの発明は適用できる。
【００１９】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明にあっては、昇圧回路が特定の一定周波数でスイッチング制御されて昇圧電圧を生成するので、電圧が目標電圧のｎ／ｍ倍の電圧よりも上昇した場合にあっても昇圧電圧動作の充電途中でスイッチング切換がなされることはなく、ノイズの発生が抑制される。しかも、スイッチング周波数は一定しているので、周辺回路においてノイズ除去がし易い回路となる。
その結果、スイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、昇圧のためのスイッチング時のノイズ発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図２は、この発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの実施例のブロック図である。
【図３】図３は、この発明を適用した３倍昇圧のＤＣ／ＤＣコンバータの一実施例のブロック図である。
【図４】図４は、この発明を適用した１．５倍昇圧のＤＣ／ＤＣコンバータの一実施例のブロック図である。
【図５】図５は、従来のスイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，１０…スイッチド・キャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータ、
２…電力供給用誤差増幅器、２ａ…オペアンプ（ＯＰ）、
３，１２，３０，３１…チャージポンプ回路（倍電圧昇圧回路）、
４…出力電圧検出用の抵抗分圧回路、
５…基準電圧発生回路、
６…出力ライン、７…出力端子、
８…可変電圧発生回路、９…電圧制御回路（負帰還回路）、
１１…リチウムイオン電池、
１３…発振回路（ＯＳＣ）、１４…出力電圧検出回路、
Ｃ1〜Ｃ3…コンデンサ、ＳＷ1〜ＳＷ7…スイッチ回路、
Ｔｒ…トランジスタ、Ｒ1，Ｒ2…抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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