(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一の定電流回路、および、この第一の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、ベースとコレクタとが接地されている第一のバイポーラトランジスタからなる第一の基準電圧回路と、
第二の定電流回路、および、この第二の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、コレクタが接地されるとともに、ベースが前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタに接続された第二のバイポーラトランジスタからなる第二の基準電圧回路と、
前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続され、その出力端子および第一の抵抗の一端が反転入力端子に接続された出力インピーダンス変換用の第一のオペアンプと、
前記第一の抵抗の他の一端および第二の抵抗の一端が反転入力端子に接続され、前記第二のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続されるとともに、その出力端子が前記第二の抵抗の他の一端に接続された差動増幅用の第二のオペアンプと
を具備したことを特徴とする定電圧回路。
【請求項２】
前記第一の定電流回路および前記第一のバイポーラトランジスタの特性と、前記第二の定電流回路および前記第二のバイポーラトランジスタの特性とが同一であることを特徴とする請求項１に記載の定電圧回路。
【請求項３】
前記第一，第二の定電流回路は、ともに、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに一定電流を流すことができる理想的な定電流回路であることを特徴とする請求項２に記載の定電圧回路。
【請求項４】
前記第二のバイポーラトランジスタのエミッタにはさらに第三の抵抗の一端が接続され、この第三の抵抗の他の一端と前記第二の定電流回路の出力端との接続点が、前記第二のオペアンプの非反転入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の定電圧回路。
【請求項５】
前記第一，第二の基準電圧回路を含む、複数段の基準電圧回路がさらに接続されてなることを特徴とする請求項１に記載の定電圧回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の定電圧回路に関するもので、特に、それぞれ別の電位を発生する２つの基準電圧源の電位差を電圧増幅用のオペアンプにて増幅することで安定した出力を得る定電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、それぞれ別の電位を発生する２つの基準電圧源を使用し、その２つの基準電圧源の電位差を電圧増幅用のオペアンプにて増幅することで、電源電圧の変動に対して安定した出力を得ることができる定電圧回路が知られている。
【０００３】
図６は、従来の定電圧回路の構成例を示すものである。
【０００４】
この定電圧回路の場合、基準電圧回路１，２は、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路３と、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているバイポーラトランジスタ４とで構成されている。
【０００５】
基準電圧回路１の出力Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ５の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ５は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【０００６】
また、オペアンプ５の出力端子は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ６の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ６の非反転入力端子には、基準電圧回路１よりも高い電圧を出力する基準電圧回路２の出力Ｖｂが供給されるようになっている。オペアンプ６の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続され、この端子の出力が従来の定電圧回路の出力となっている。
【０００７】
ここで、基準電圧回路２は、基準電圧回路１と同様の構成だが、基準電圧回路１よりも定電流回路３の出力電流を多く流すことで出力電圧を高くしている（Ｖａ＜Ｖｂ）。
【０００８】
従来の定電圧回路では、基準電圧回路１，２の出力の電位差（Ｖｂ−Ｖａ）を、オペアンプ５，６にて抵抗比分（Ｒ２／Ｒ１）だけ増幅し、基準電圧回路２の出力Ｖｂに上乗せして出力する。よって、従来の定電圧回路の出力は、Ｒ２／Ｒ１・（Ｖｂ−Ｖａ）＋Ｖｂの式で表される。
【０００９】
従来の定電圧回路で安定した出力を得るには、抵抗比Ｒ２／Ｒ１をできるだけ小さくし、オペアンプ５，６のオフセット誤差の影響を小さくする必要がある。そのためには、基準電圧回路１，２の出力電位差を大きくすればよい。
【００１０】
しかしながら、従来の定電圧回路において、基準電圧回路１，２の出力電位差を大きくするためには、定電流回路３の電流量を増やすことで電位差をつけなければならなかった（外部ノイズの影響が多くなるため、電流量を減らすことはできない）。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、従来においては、基準電圧回路の出力電位差を大きくすることによって、安定した出力を得ることができるものの、基準電圧回路の出力電位差を大きくするためには、定電流回路の電流量を増やすことで電位差をつけなければならず、消費電流が増えるという問題があった。
【００１２】
そこで、この発明は、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能な定電圧回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願発明の一態様によれば、第一の定電流回路、および、この第一の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、ベースとコレクタとが接地されている第一のバイポーラトランジスタからなる第一の基準電圧回路と、第二の定電流回路、および、この第二の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、コレクタが接地されるとともに、ベースが前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタに接続された第二のバイポーラトランジスタからなる第二の基準電圧回路と、前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続され、その出力端子および第一の抵抗の一端が反転入力端子に接続された出力インピーダンス変換用の第一のオペアンプと、前記第一の抵抗の他の一端および第二の抵抗の一端が反転入力端子に接続され、前記第二のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続されるとともに、その出力端子が前記第二の抵抗の他の一端に接続された差動増幅用の第二のオペアンプとを具備したことを特徴とする定電圧回路が提供される。
【００１４】
この発明の定電圧回路によれば、電圧増幅用のオペアンプの増幅率を小さくできるようになる。これにより、定電流回路の電流量を増やすことなしに、オフセット誤差の影響を軽減することが可能となるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる定電流回路の構成例を示すものである。この定電圧回路の場合、基準電圧回路（第一の基準電圧回路）１１ａは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路（第一の定電流回路）１２ａと、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ（第一のバイポーラトランジスタ）１３ａとで構成されている。
【００１７】
また、基準電圧回路（第二の基準電圧回路）１１ｂは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路（第二の定電流回路）１２ｂと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ａの上記バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ（第二のバイポーラトランジスタ）１３ｂとで構成されている。
【００１８】
基準電圧回路１１ａの出力（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ（第一のオペアンプ）２１の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ２１は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【００１９】
また、オペアンプ２１の出力端子は、抵抗（第一の抵抗）Ｒ１の一端に接続されている。この抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗（第二の抵抗）Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ（第二のオペアンプ）３１の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ３１の非反転入力端子には、上記基準電圧回路１１ａよりも高い電圧を出力する上記基準電圧回路１１ｂの出力（基準電圧）Ｖｂが供給されるようになっている。オペアンプ３１の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続されるとともに、この端子の出力が本定電圧回路の出力Ｖｏｕｔとなる。
【００２０】
ここで、定電流回路１２ａ，１２ｂの電流能力およびバイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの特性が同じだとすると、基準電圧Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）＋Ｖａ（バイポーラトランジスタ１３ｂのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ）
となる。
【００２１】
よって、その出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ２／Ｒ１・（Ｖａ）＋２×Ｖａ
となる。
【００２２】
このように、本発明の定電圧回路の場合、抵抗比Ｒ２／Ｒ１が従来の定電圧回路に比べてＶａ／（Ｖｂ−Ｖａ）だけ小さくなる。
【００２３】
たとえば、ＶＤＤ＝５．０Ｖ、Ｖａ＝０．５Ｖ、Ｖｂ＝０．６Ｖ、Ｉａ＝０．０７μＡ、Ｉｂ＝１．４０μＡ、Ｖｏｕｔ＝１．６Ｖとすると、従来の定電圧回路（図６参照）の場合、差動増幅用のオペアンプ６の抵抗比はＲ２：Ｒ１＝１１：１となり、定電圧回路の消費電流は１．４７μＡとなる。
【００２４】
これに対し、本発明の定電圧回路の場合、基準電圧Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ×２＝１．０Ｖ
となる。
【００２５】
そのため、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比は、Ｒ２：Ｒ１＝１．４：１と小さくなる。これにより、オペアンプ３１のオフセット誤差の影響を約１／７％に軽減することができ、安定した出力Ｖｏｕｔを得ることが可能となる。
【００２６】
また、各トランジスタ１３ａ，１３ｂを流れる電流Ｉａ，Ｉｂは、
Ｉａ＝Ｉｂ＝０．０７μＡ
となり、この発明の定電圧回路の消費電流は０．１４μＡとなる。したがって、従来の定電圧回路の約１０％の電流消費で済む。
【００２７】
すなわち、本発明の定電圧回路は、定電流回路１２ｂの電流量を増加させて、基準電圧回路１１ａ，１１ｂの出力電位差を広げる必要がない。そのため、定電流回路１２ｂの電流量を、外部ノイズの影響を受けない程度の最小電流量に設定できる。したがって、定電流回路１２ａ，１２ｂの電流能力およびバイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの特性を同じにすることで、最小消費電流の設計とすることができる。なお、そのときの基準電圧回路１１ａ，１１ｂの各出力Ｖａ，Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ×２
となる。
【００２８】
特に、従来の定電圧回路において、本発明の定電圧回路の抵抗比１．４：１に合わせて、基準電圧回路２の出力Ｖｂが１．０Ｖとなるようにした場合、Ｉｂ＝１．９７ｍＡとなって、約２８０００倍の電流量が必要となる。この場合、トランジスタ４のサイズがトランジスタ１３ｂの２５倍にもなり、チップ面積が大きくなる。
【００２９】
上記したように、電圧増幅用のオペアンプの増幅率を小さくできるようにしている。すなわち、基準電圧を生成するためのバイポーラトランジスタのベースを、バイポーラトランジスタのエミッタに接続するようにしている。これにより、定電流回路の電流量を増やすことなしに、オフセット誤差の影響を軽減することが可能となる。したがって、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能となるものである。
【００３０】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態にかかる定電圧回路の構成例を示すものである。なお、この定電圧回路は、上述した第１の実施形態にかかる定電圧回路と基本的に同じ構成のため、ここでは異なる部分についてのみ説明する。
【００３１】
図２において、基準電圧回路１１ｂ’は、定電流回路１２ｂの出力端とバイポーラトランジスタ１３ｂのエミッタとの間に抵抗（第三の抵抗）Ｒ３が挿入され、この抵抗Ｒ３と定電流回路１２ｂとの接続点（基準電圧回路１１ｂ’の出力Ｖｂ’）がオペアンプ３１の非反転入力端子に接続されてなる構成とされている。
【００３２】
この構成の定電圧回路の場合、抵抗Ｒ３と定電流回路１２ｂとの接続点の電圧を基準電圧Ｖｂ’として用いることにより、温度特性をさらに改善することができる。
【００３３】
図３は、基準電圧回路１１ａ，１１ｂ、１１ｂ’の各出力Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｂ’を比較して示すものである。
【００３４】
この図からも明らかなように、基準電圧Ｖｂ’はほぼ２Ｖａとなるので、第１の実施形態の場合と同様に、その出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ２／Ｒ１・（Ｖａ）＋２×Ｖａ
となる。
【００３５】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態にかかる定電圧回路の構成例を示すものである。ここでは、基準電圧回路を複数段つなげる構成とした場合について説明する。
【００３６】
この定電圧回路の場合、たとえば、５つ（五段分）の基準電圧回路１１ａ〜１１ｅを用いて構成されている。
【００３７】
すなわち、基準電圧回路１１ａは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ａと、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ａとで構成されている。
【００３８】
また、基準電圧回路１１ｂは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｂと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ａの上記バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｂとで構成されている。
【００３９】
また、基準電圧回路１１ｃは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｃと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｂの上記バイポーラトランジスタ１３ｂのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｃとで構成されている。
【００４０】
また、基準電圧回路１１ｄは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｄと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｃの上記バイポーラトランジスタ１３ｃのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｄとで構成されている。
【００４１】
さらに、基準電圧回路１１ｅは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｅと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｄの上記バイポーラトランジスタ１３ｄのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｅとで構成されている。
【００４２】
基準電圧回路１１ａの出力（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ２１の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ２１は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【００４３】
また、オペアンプ２１の出力端子は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。この抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ３１の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ３１の非反転入力端子には、上記基準電圧回路１１ａよりも高い電圧を出力する上記基準電圧回路１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅの各出力（基準電圧）Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｅが選択的に供給されるようになっている。オペアンプ３１の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続されるとともに、この端子の出力が本定電圧回路の出力Ｖｏｕｔとなる。
【００４４】
図５は、上記した構成の定電圧回路において、基準電圧回路１１ａ〜１１ｅの段数を変化させた際の特性の違いを比較して示すものである。
【００４５】
たとえば、出力Ｖｏｕｔ＝４．０Ｖ、基準電圧Ｖａ＝０．４Ｖ，Ｖｂ＝０．８Ｖ，Ｖｃ＝１．２Ｖ，Ｖｄ＝１．６Ｖ，Ｖｅ＝２．０Ｖとした場合において、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｂの出力Ｖｂが供給されるように、２つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂをつなげた定電圧回路（二段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝８：１にしなければならない。
【００４６】
これに対し、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｃの出力Ｖｃが供給されるように、３つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃをつなげた定電圧回路（三段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝３．５：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を４４％に低減できる。
【００４７】
また、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｄの出力Ｖｄが供給されるように、４つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄをつなげた定電圧回路（四段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝２：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を２５％に低減できる。
【００４８】
さらに、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｅの出力Ｖｅが供給されるように、５つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅをつなげた定電圧回路（五段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝１．２５：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を１６％に低減できる。
【００４９】
このような構成の定電圧回路によれば、基準電圧回路の段数をさらに増加させて、基準電圧の電位差を広げることにより、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差（オペアンプ３１の増幅率）をさらに低減させることが可能である。
【００５０】
また、この構成の定電圧回路において、上述した第２の実施形態の場合と同様に、定電流回路１２ｂ〜１２ｅとバイポーラトランジスタ１３ｂ〜１３ｅとの接続点にそれぞれ抵抗Ｒ３を挿入することによって、温度特性をさらに改善することも可能である。
【００５１】
なお、本願発明は、上記各実施形態に限定されるものではなく、各実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。さらに、上記各実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。たとえば、各実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、その構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
【００５２】
【発明の効果】
以上、詳述したようにこの発明によれば、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能な定電圧回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態にかかる定電流回路の概略を示す回路構成図。
【図２】この発明の第２の実施形態にかかる定電圧回路の概略を示す回路構成図。
【図３】同じく、基準電圧の温度特性を示す概略特性図。
【図４】この発明の第３の実施形態にかかる定電圧回路の概略を示す回路構成図。
【図５】同じく、基準電圧回路の段数を変化させた際の回路特性を比較して示す概略図。
【図６】従来技術とその問題点を説明するために示す定電圧回路の回路構成図。
【符号の説明】
１１ａ，１１ｂ，１１ｂ’，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ…基準電圧回路
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ…定電流回路
１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ，１３ｅ…バイポーラトランジスタ
２１…出力インピーダンス変換用のオペアンプ
３１…差動（電圧）増幅用のオペアンプ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｂ’，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｅ…基準電圧回路出力
Ｖｏｕｔ…定電圧回路出力
Ｉａ，Ｉｂ…基準電圧回路電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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