(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令と次回演算される基準電圧指令とを直線近似して今回演算した基準電圧指令と次回演算される基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項２】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令と次回演算される基準電圧指令とを直線近似すると共に、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令との平均値を求め、この平均値を第１の補間電圧指令としてそれ以降の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項３】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを用いた演算により複数の角度指令を生成し、これらの角度指令を用いて回転座標変換を行うことにより、今回演算した基準電圧指令と次回の基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項４】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値との平均値を求めてそれ以降の複数の角度指令を生成し、これらの角度指令を用いて回転座標変換を行うことにより、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項５】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似して今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令との間の複数のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生成すると共に、各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を回転座標変換することにより今回演算した基準電圧指令と次回演算される基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項６】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似して前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令との平均値をそれぞれ求め、これらの平均値以降のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を用いて回転座標変換することにより複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項７】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似して今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令との間の複数のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生成すると共に、生成した各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを用いた演算により生成した複数の角度指令を用いて回転座標変換することにより、今回演算した基準電圧指令と次回の基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項８】
演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、
正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似して前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令との平均値をそれぞれ求め、これらの平均値以降のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生成すると共に、生成した各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値との平均値を求めてそれ以降につき生成した複数の角度指令を用いて回転座標変換することにより、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタルハードウェアによりＰＷＭパルスを生成して電力変換を行なうインバータ等のＰＷＭ電力変換器に適用可能な、ＰＷＭパルスの発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下では、ＰＷＭ電力変換器として三相インバータを例にとり、従来技術を説明する。
マイコンやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のＣＰＵにより三相インバータの出力電圧指令を作成する場合、ＣＰＵの割り込み周期（演算周期）ごとにソフトウェアによって電圧指令を演算している。そして、演算した結果は、ＰＷＭパルスを発生させるディジタルハードウェア内のレジスタに書き込まれる。従って、実際にインバータが出力する電圧の更新は、マイコンやＤＳＰ等のＣＰＵの演算周期に依存する。すなわち、インバータが周波数ｆｏｕｔの正弦波電圧を出力する場合、ＣＰＵの演算周期をＴとすれば、時間軸方向の電圧分解能Ｎは、数式１で表される。
【０００３】
【数１】
Ｎ＝１／（ｆｏｕｔＴ）
【０００４】
図１５は、ＣＰＵによって作成される一相分の出力電圧指令（相電圧指令）を示している。この図は、出力電圧の１周期を１６分割したとき（Ｔ＝１／（１６ｆｏｕｔ））に発生する正弦波の模式図である。この図から明らかなように、Ｎが大きいほど正弦波に近くなり、小さいほど正弦波から離れていって波形ひずみが大きくなる。
【０００５】
図１６は、出力電圧指令、キャリア、ＣＰＵ割り込み信号の関係を示したものである。本来、キャリアはディジタル値であるが、理解を容易にするためアナログ的に示した。
この図１６において、ＣＰＵによって作成出力電圧指令は、割り込み信号が来てからその回における電圧指令が演算され、ディジタルハードウェア内のレジスタに書き込まれる。そして、レジスタに書き込まれた電圧指令とキャリアとを比較してＰＷＭパルスが生成される。ここでは、キャリアと比較する出力電圧指令が実際に出力されるタイミングを、次の割り込み信号の発生時とした。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来、ＣＰＵによる出力電圧指令の演算周期をインバータの出力周波数に合わせて短くするには限界がある。従って、出力周波数が高いにも関わらず出力電圧指令が図１５，１６に示したような階段状の波形である場合には、正弦波から大きくずれるために著しい電圧ひずみが発生する。このひずみに起因して電流も正弦波状にならず、負荷のトルクリプルや回転むらが発生し、騒音発生の原因ともなる。
一方、演算周期を短くするべく高速のＣＰＵを用いることはコスト上昇の原因となるため、ＣＰＵの高速化による課題の解決にも限界がある。
【０００７】
そこで本発明は、演算により求められる出力電圧指令を様々な方法により補間して、キャリアと比較される出力電圧指令の時間軸方向の分解能を高め、高速のＣＰＵを用いる等の方法を採らずに正弦波状の出力電圧を得るようにした、ＰＷＭパルスの発生方法を提供しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
まず、図１は本発明全体の原理を示すタイミング説明図である。ここでは、マイコンやＤＳＰ内のＣＰＵの一演算周期内に出力電圧指令（補間電圧指令）を４回変化させる例を示してある。
ＣＰＵの演算周期ごとに一括して計算される４つの補間電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*は、ディジタルハードウェア内のレジスタに書き込まれる。これらの電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*がＰＷＭパルスに反映されるタイミングは、レジスタに書き込まれてから次の割り込み信号が来たときである（このため、図１では、ＣＰＵによる前回の演算周期に演算された各電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が、次の演算周期内で順次出力されている）。
そして、各キャリア周期ごとに電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を二つのセレクト信号Ｓ1，Ｓ2の組み合わせにより選択して、キャリアと順次比較する。この結果、電圧指令は各キャリア周期ごとに変化することになり、出力電圧指令の時間分解能が向上することになる。
【００１０】
本発明は、以下に述べるように、ＣＰＵの１回の演算周期内で変化する複数の補間電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*の演算方法（補間方法）に特徴を有している。
まず、請求項１の発明の前提として、演算により求められた前回及び今回の電圧指令から、１回の演算周期内で変化する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。そして、図２のようにＣＰＵが前回演算した電圧指令ｖn-1*と今回演算した電圧指令ｖn*とを直線で結ぶことにより一次近似し、更にその間を４等分することにより、４段階に変化する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を生成（補間）する。
【００１１】
図２において、白丸で示したｖｎ−１＊，ｖｎ＊は、それぞれＣＰＵの割り込みタイミングＴｎ，Ｔｎ＋１において演算される電圧指令であり、黒丸で示したｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊は今回の割り込みタイミングＴｎにおいて補間される電圧指令である。ここで、前回のタイミングＴｎ−１において演算された電圧指令ｖｎ−１＊は、一周期遅れの今回のタイミングＴｎで出力され、今回のタイミングＴｎにおいて演算された電圧指令ｖｎ＊は、一周期遅れの次回のタイミングＴｎ＋１で出力されている。補間される電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊は、前回の演算による電圧指令ｖｎ−１＊及び今回の演算による電圧指令ｖｎ＊を用いて、数式２により求められる。なお、数式２は簡単な比例配分による演算式であり、その内容は図２からも容易に理解される。
【００１２】
【数２】
0003634222.tif 000002
【００１３】
この場合、タイミングＴnにおいて演算された電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が実際にインバータ等のＰＷＭ電力変換器へ出力されるのは次回のタイミングＴn+1すなわち時刻Ｔn＋Ｔ（Ｔ：割り込み周期）であり、割り込み周期Ｔの遅れを伴う。
つまり、この場合には、今回の電圧指令ｖn*が次回のタイミングＴn+1で出力されて初めて前回の電圧指令ｖn-1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が求まるので、これらの電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*がＰＷＭパルスに反映されるのは次回のタイミングＴn+1以降になる。このような遅れは、制御から見ると無駄時間要素となって応答限界が低くなる。
【００１４】
請求項１記載の発明は、上記不都合を解消することを目的としており、前回演算された電圧指令と今回演算された電圧指令とを結ぶ直線上に次回の電圧指令が存在すると推定して、１回の演算周期内で４段階に変化する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
図３において、前回の電圧指令ｖn-1*（図示せず）及び今回の電圧指令ｖn*を一次近似した直線上に次回の電圧指令ｖn+1*も存在する（つまり、前回及び今回の電圧指令変化率が同一である）とした場合、今回の割り込みタイミングＴnにおける各電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*は、数式３によって演算される。数式３の内容も簡単な比例配分に基づくものであって図３から容易に理解されるため、詳述は省略する。
【００１５】
【数３】
0003634222.tif 000003
【００１６】
この発明では、今回の電圧指令ｖn*が演算されて初めて電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が求められるが、今回の電圧指令ｖn*は今回の割り込みタイミングＴnにおいて出力されているので、今回の電圧指令ｖn*と次回の電圧指令ｖn+1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を今回のタイミングＴn以降にＰＷＭパルスに反映させることが可能であるから、図２に比べて無駄時間が大幅に短縮される。
【００１７】
請求項２記載の発明では、前回及び今回の電圧指令の平均値を求め、前回の電圧指令と今回の電圧指令とを結ぶ直線上に次回の電圧指令が存在するものとして（これによりｖ4n*も補間可能になる）、１回の演算周期内で変化する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
すなわち図４において、前回の電圧指令ｖn-1*、今回の電圧指令ｖn*及び次回の電圧指令ｖn+1*（図示せず）が一直線上にあるとすると、割り込みタイミングＴnにおける各電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*は数式４によって求められる。ここで、ｖ1n*は前回及び今回の電圧指令の平均値となっている。この数式４は簡単な比例配分による演算式であり、その内容は図４からも容易に理解することができる。
【００１８】
【数４】
0003634222.tif 000004
【００１９】
この発明においても、今回の電圧指令ｖn*が演算されて初めて補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が求められるが、これらの電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*のうちｖ1n*は割り込み周期の中間の位置にあり、今回の割り込みタイミングＴnと次回の割り込みタイミングＴn+1との中間において出力することが可能であるから、本発明における無駄時間は図２の場合の無駄時間Ｔの１／２となる。また、電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*のうちｖ4n*のみが次回の電圧指令の推定値を使用した一次近似によるものであるから、補間精度が請求項１の発明よりも改善される。
【００２０】
また、請求項３，４の発明の前提として、前回及び今回の回転座標変換（ＰＷＭ電力変換器の出力電圧をｄ−ｑ軸直交回転座標成分に分離して個別に制御し、これらの各成分を静止座標成分へ変換する際の回転座標変換）に用いる角度指令から、１回の演算周期内で４段階に変化する電圧指令を補間することを考える。
すなわち、正弦波インバータ等のＰＷＭ電力変換器では出力電圧指令波形が正弦波と分かっているので、ＰＷＭ電力変換器の回転座標変換に使用する角度指令を複数段階に変化させ、これらの角度指令を用いて回転座標変換することより複数の電圧指令を補間するものである。この結果、電圧指令を一次近似によって補間する場合（請求項１，２）に比べて、一層高精度に電圧指令を補間することができる。
【００２１】
図５において、前回の割り込みタイミングＴｎ−１で演算された電圧指令ｖｎ−１＊に対応する角度指令をθｎ＊、今回の割り込みタイミングＴｎで演算された電圧指令ｖｎ＊に対応する角度指令をθｎ＋１＊とすると、今回のタイミングＴｎにおける回転座標変換の角度指令θ１ｎ＊，θ２ｎ＊，θ３ｎ＊，θ４ｎ＊は、数式５によって求められる。なお、数式５は、前述した数式２における各電圧指令を角度指令に置き替えたものと考えることができる。
【００２２】
【数５】
0003634222.tif 000005
【００２３】
数式５によって演算される角度指令θ１ｎ＊，θ２ｎ＊，θ３ｎ＊，θ４ｎ＊は、今回の回転座標変換に用いる角度指令θｎ＊と、図５に表れていない前回の回転座標変換に用いた角度指令θｎ−１＊とから求められており、これらの角度指令θ１ｎ＊，θ２ｎ＊，θ３ｎ＊，θ４ｎ＊はθｎ−１＊とθｎ＊との間の横軸上に存在する。図５に示した電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊は、上記角度指令θ１ｎ＊，θ２ｎ＊，θ３ｎ＊，θ４ｎ＊を用いて回転座標変換することにより求められる。
【００２４】
この場合、今回の電圧指令ｖn*が次回のタイミングＴn+1で出力されて初めて前回の電圧指令ｖn-1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*が求まり、これらの電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*がＰＷＭパルスに反映されるのは次回のタイミングＴn+1以降になるので、割り込み周期Ｔに相当する無駄時間が発生する。
【００２５】
この無駄時間を減らすため、請求項３の発明では、前回の角度指令θn-1*から今回の角度指令θn*までの変化分と、今回の角度指令θn*から次回の角度指令θn+1*までの変化分とが同一であると仮定したうえで、前回及び今回の角度指令θn-1*，θn*を用いて数式６により角度指令θ1n*，θ2n*，θ3n*，θ4n*を求め、これらの角度指令を用いて回転座標変換を行うことにより、今回の電圧指令ｖn*と次回の電圧指令ｖn+1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を得る。なお、数式６は、前述した数式３における各電圧指令を角度指令に置き替えたものと考えることができる。
【００２６】
【数６】
0003634222.tif 000006
【００２７】
そして、数式６により求めたそれぞれの角度指令θ1n*，θ2n*，θ3n*，θ4n*に基づいて回転座標変換し、対応する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を得る。
図６は、本発明によって補間される電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を示している。本発明によれば、請求項１の発明と同様に今回の電圧指令ｖn*が今回の割り込みタイミングＴnで出力され、今回の電圧指令ｖn*と次回の電圧指令ｖn+1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を今回のタイミングＴn以降にＰＷＭパルスに反映させることが可能であるから、無駄時間が大幅に短縮される。
【００２８】
請求項４記載の発明では、前回及び今回の回転座標変換に用いる角度指令の平均値を求め、前回の角度指令θn-1*から今回の角度指令θn*までの変化分と、今回の角度指令θn*から次回の角度指令θn+1*までの変化分とが同一であると仮定したうえで（これによりｖ4n*も補間可能になる）角度指令θ1n*，θ2n*，θ3n*，θ4n*を求め、これらを用いた回転座標変換により電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
すなわち、数式７に示すように、図７における前回の角度指令θn-1*及び今回の角度指令θn*の平均値を求めてθ1n*とし、他の角度指令θ2n*，θ3n*，θ4n*を比例配分により求める。
【００２９】
【数７】
0003634222.tif 000007
【００３０】
この発明によれば、請求項２の発明と同様に、電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*のうちｖ1n*は割り込み周期の中間の位置にあり、今回の割り込みタイミングＴnと次回の割り込みタイミングＴn+1との中間において出力することが可能であるから、無駄時間は図５の場合の１／２となる。また、電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*のうち最後のｖ4n*のみが次回の角度指令θn+1*の推定値に基づく値であるから、補間精度が請求項３の発明よりも改善される。
【００３１】
請求項５，６の発明の前提として、ＰＷＭ電力変換器の出力電圧をｄ−ｑ軸直交回転座標成分に分離して個別に制御する場合において、電圧指令を直交座標成分に分離してなるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令の前回値及び今回値を用いて１回の演算周期内で変化する電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算することを考える。
例えばｑ軸電圧指令について説明すると、図８に示すように、ｑ軸電圧指令の前回値ｖ1qn-1*と今回値ｖ1qn*とを一次近似し、その間を４等分して割り込みタイミングＴnにおけるｑ軸電圧指令ｖ1q1n*，ｖ1q2n*，ｖ1q3n*，ｖ1q4n*を補間する。その演算式は数式８に示すとおりであり、数式２に対応するものである。
【００３２】
【数８】
0003634222.tif 000008
【００３３】
ｄ軸電圧指令についてもその前回値ｖ１ｄｎ−１＊と今回値ｖ１ｄｎ＊とを一次近似することにより、割り込みタイミングＴｎにおけるｄ軸電圧指令ｖ１ｄ１ｎ＊，ｖ１ｄ２ｎ＊，ｖ１ｄ３ｎ＊，ｖ１ｄ４ｎ＊を求める。
そして、これらのｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を角度θｎで回転座標変換して電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を得る。
【００３４】
なお、この場合にも、割り込み周期Ｔに相当する無駄時間が発生する。
そこで、請求項５記載の発明では、上記無駄時間を解消するため、請求項１の発明と同様の原理を用いてｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を求め、その後、回転座標変換によって電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算するものである。
すなわち、例えばｑ軸電圧指令については、図９に示すごとく前回のｑ軸電圧指令ｖ1qn-1*（図示せず）及び今回のｑ軸電圧指令ｖ1qn*を一次近似した直線上に次回のｑ軸電圧指令ｖ1qn+1*も存在する（つまり、前回及び今回のｑ軸電圧指令変化率が同一である）とした場合、今回の割り込みタイミングＴnにおけるｑ軸電圧指令ｖ1q1n*，ｖ1q2n*，ｖ1q3n*，ｖ1q4n*は、数式３に相当する次の数式９によって求められる。
【００３５】
【数９】
0003634222.tif 000009
【００３６】
ｄ軸電圧指令についても、その前回値ｖ１ｄｎ−１＊と今回値ｖ１ｄｎ＊とを一次近似した直線上に次回のｄ軸電圧指令ｖ１ｄｎ＋１＊も存在するとして、割り込みタイミングＴｎにおけるｄ軸電圧指令ｖ１ｄ１ｎ＊，ｖ１ｄ２ｎ＊，ｖ１ｄ３ｎ＊，ｖ１ｄ４ｎ＊を求める。
そして、これらのｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を角度θｎで回転座標変換して電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を得る。
【００３７】
この発明においても、今回の電圧指令ｖｎ＊と次回の電圧指令ｖｎ＋１＊との間を補間するべき電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を今回のタイミングＴｎ以降にＰＷＭパルスに反映させることができるため、請求項７の発明に比べて無駄時間が大幅に短縮される。
【００３８】
請求項６記載の発明では、請求項２の発明と同様の原理を用いてｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を求め、その後、角度θnで回転座標変換して電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算するものである。
すなわち図１０において、前回のｑ軸電圧指令ｖ1qn-1*、今回のｑ軸電圧指令ｖ1qn*及び次回のｑ軸電圧指令ｖ1qn+1*（図示せず）が一直線上にあるとすると、割り込みタイミングＴnにおける各ｑ軸電圧指令ｖ1q1n*，ｖ1q2n*，ｖ1q3n*，ｖ1q4n*は、数式４に相当する次の数式１０によって求められる。
【００３９】
【数１０】
0003634222.tif 000010
【００４０】
ｄ軸電圧指令ｖ1d1n*，ｖ1d2n*，ｖ1d3n*，ｖ1d4n*についても同様にして求め、これらのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を角度θnで回転座標変換して電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
この発明においても、第１の電圧指令ｖ1n*を今回の割り込みタイミングＴnと次回の割り込みタイミングＴn+1との中間において出力することが可能であるから、無駄時間が図８の場合の１／２となる。また、最後の電圧指令ｖ4n*のみが次回の電圧指令の推定値を使用した一次近似によるものとなるから、補間精度が請求項５の発明よりも改善される。
【００４１】
次に、請求項３，４の発明の前提技術と請求項５，６の発明の前提技術とを組み合わせることを考える。
まず、回転座標変換に用いる角度指令θ1n*〜θ4n*を数式５により求め、一方、ｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*を数式８にて求めると共に同様にしてｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*を求め、これらのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*，ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*をそれぞれ角度θ1n*〜θ4n*により回転座標変換して電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
この結果、演算量は多くなるが、最も精度の高い補間を行うことができる。
【００４２】
請求項７記載の発明は、上記の場合の割り込み周期Ｔ相当の無駄時間を少なくするため、請求項３の発明と請求項５の発明とを組み合わせたものである。
すなわち、回転座標変換に用いる角度指令θ1n*〜θ4n*を数式６により求め、一方、ｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*を数式９にて求めると共に同様にしてｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*を求め、これらのｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*をそれぞれ角度θ1n*〜θ4n*により回転座標変換して電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
この発明によれば、今回の電圧指令ｖn*と次回の電圧指令ｖn+1*との間を補間するべき電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を今回のタイミングＴn以降にＰＷＭパルスに反映させることが可能なため、無駄時間が大幅に短縮される。
【００４３】
請求項８記載の発明は、段落［００４１］記載の技術における無駄時間を１／２とし、請求項７の発明よりも補間精度を一層向上させるため、請求項４の発明と請求項６の発明とを組み合わせたものである。
すなわち、回転座標変換に用いる角度指令θ1n*〜θ4n*を数式７により求め、一方、ｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*を数式１０にて求めると共に同様にしてｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*を求め、これらのｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*をそれぞれ角度θ1n*〜θ4n*により回転座標変換して電圧指令ｖ1n*，ｖ2n*，ｖ3n*，ｖ4n*を演算する。
この発明によれば、第１の電圧指令ｖ1n*を今回の割り込みタイミングＴnと次回の割り込みタイミングＴn+1との中間において出力することが可能であり、無駄時間が段落［００４１］記載の技術の１／２になると共に、最後の電圧指令ｖ4n*のみが次回の電圧指令の推定値を使用した一次近似によるものとなるから、補間精度が請求項７の発明よりも改善される。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を説明する。図１１は、請求項１，２に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
図１１において、マイコンやＤＳＰ等のＣＰＵにより演算された時系列的な二つの基準電圧指令、すなわち前回の電圧指令ｖn-1*及び今回の電圧指令ｖn*は、電圧補間演算手段１１に与えられる。なお、この電圧補間演算手段１１はソフトウェアによって実現される。
【００４５】
電圧補間演算手段１１は、前回電圧指令ｖｎ−１＊及び今回電圧指令ｖｎ＊を用いて、前述した数式２または数式３または数式４の一次近似による演算を行い、補間電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を生成してハードウェア側へ出力する。
そして、上記電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊はレジスタ２１〜２４にそれぞれ書き込まれる。
【００４６】
前記図１を参照しながら説明したように、キャリア発生器５０からのキャリアと比較される電圧指令は、データセレクタ３０によりキャリアに同期してレジスタ２１〜２４から順次選択される。すなわち、キャリアに同期してカウント動作する４進カウンタ等のセレクト信号発生器４０から図１のセレクト信号Ｓ１，Ｓ２が出力され、これらのセレクト信号Ｓ１，Ｓ２の論理レベルの組み合わせにより、データセレクタ３０を介して電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊が順に選択されて出力されることになる。
比較器６０では、データセレクタ３０から順次出力される電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊とキャリアとを比較し、インバータ等のＰＷＭ電力変換器のスイッチング素子に与えるＰＷＭパルスを出力する。
【００４７】
ここで、電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊は、図２または図３または図４に示すように、前回の電圧指令ｖｎ−１＊及び今回の電圧指令ｖｎ＊を結ぶ直線上にあり、特に、図４の場合では更に次回の電圧指令ｖｎ＋１＊も結んだ直線上にある。
これらの電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を用いてＣＰＵの演算周期内で出力電圧指令をキャリア周期ごとに順次変化させることにより、基準電圧指令のみによる場合に比べて出力電圧指令の時間分解能を高め、出力電圧波形ひいては電流波形を一層正弦波に近付けることができる。つまり、ＣＰＵの一演算周期で４回分の電圧指令を得ることができるから、電圧指令の時間軸方向の分解能は補間前の４倍となる。
このように電圧指令を逐次与える手法は、本実施形態のようにレジスタ及びデータセレクタを用いる方法以外に、いわゆるＦＩＦＯ（ｆｉｒｓｔ−ｉｎ−ｆｉｒｓｔ−ｏｕｔ：先入れ先出し方式）メモリによっても達成可能である。つまり、電圧指令ｖ１ｎ＊，ｖ２ｎ＊，ｖ３ｎ＊，ｖ４ｎ＊を順に求めてＦＩＦＯメモリに格納し、その後、同じ順番で読み出しても良い。
【００４８】
図１２は、請求項３，４に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
この図１２はソフトウェア部分のみを示しており、２／３相変換手段１４から出力される三相各相の電圧指令ｖu1*〜ｖu4*，ｖv1*〜ｖv4*，ｖw1*〜ｖw4*は、各相ごとに図１１と同一構成のディジタルハードウェアに入力されて各相のＰＷＭパルスに変換される。例えば、Ｕ相について言えば、ＣＰＵの一演算周期内で４段階に変化する電圧指令ｖu1*〜ｖu4*が、図１１における電圧補間演算手段１１の出力信号に相当する。
【００４９】
本実施形態において、角度補間演算手段１２は、前回角度指令θn-1*及び今回角度指令θn*を用いて数式５または数式６または数式７の補間演算を行い、ｄ−ｑ軸直交回転座標成分から静止座標成分への回転座標変換を行う際の角度指令をθ1n*，θ2n*，θ3n*，θ4n*と４段階に変化させて出力する。
【００５０】
回転座標変換手段１３は、ＰＷＭ電力変換器において正弦波の出力電圧をｄ−ｑ軸直交座標成分に分離して個別に制御する場合に、電圧指令を直交座標成分に分離してなるｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を入力として、角度指令θ１ｎ＊，θ２ｎ＊，θ３ｎ＊，θ４ｎ＊に基づいて回転座標変換を行う。そして、この座標変換後の静止座標成分を次段の２／３相変換手段１４により三相成分に変換し、電圧指令ｖｕ１＊，ｖｖ１＊，ｖｗ１＊，同ｖｕ２＊，ｖｖ２＊，ｖｗ２＊，同ｖｕ３＊，ｖｖ３＊，ｖｗ３＊，同ｖｕ４＊，ｖｖ４＊，ｖｗ４＊を求める。
ここで、補間される角度指令に基づいた回転座標変換及び２／３相変換は、一括して補間される角度指令θ１ｎ＊〜θ４ｎ＊のうち、θ１ｎ＊による座標変換によってｖｕ１＊，ｖｖ１＊，ｖｗ１＊が、θ２ｎ＊による座標変換によってｖｕ２＊，ｖｖ２＊，ｖｗ２＊が、θ３ｎ＊による座標変換によってｖｕ３＊，ｖｖ３＊，ｖｗ３＊が、θ４ｎ＊による座標変換によってｖｕ４＊，ｖｖ４＊，ｖｗ４＊がそれぞれ求められる。
【００５１】
図１３は、請求項５，６に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
この図も図１１におけるソフトウェア部分のみを示しており、２／３相変換手段１４から出力される三相各相の電圧指令ｖu1*〜ｖu4*，ｖv1*〜ｖv4*，ｖw1*〜ｖw4*は、図１１と同様にディジタルハードウェアによりＰＷＭパルスに変換される。
【００５２】
この実施形態では、ｄ軸電圧指令の今回値ｖ1dn*及び前回値ｖ1dn-1*、ｑ軸電圧指令の今回値ｖ1qn*及び前回値ｖ1qn-1*を用いて、請求項５の発明では数式９及びｄ軸成分に関する同様の数式により、請求項６の発明では数式１０及びｄ軸成分に関する同様の数式により、それぞれｄ軸成分、ｑ軸成分ごとに補間演算を行ってｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*を求める。
これらのｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*は、回転座標変換手段１６において角度指令θn*により回転座標成分から静止座標成分へ変換され、これらの静止座標成分が次段の２／３相変換手段１４により三相成分に変換されて電圧指令ｖu1*，ｖv1*，ｖw1*，同ｖu2*，ｖv2*，ｖw2*，同ｖu3*，ｖv3*，ｖw3*，同ｖu4*，ｖv4*，ｖw4*が求められる。
【００５３】
ここで、回転座標変換及び２／３相変換は、一括して補間される電圧指令ｖ１ｄ１ｎ＊〜ｖ１ｄ４ｎ＊及びｖ１ｑ１ｎ＊〜ｖ１ｑ４ｎ＊のうち、ｖ１ｄ１ｎ＊，ｖ１ｑ１ｎ＊に基づいてｖｕ１＊，ｖｖ１＊，ｖｗ１＊が、ｖ１ｄ２ｎ＊，ｖ１ｑ２ｎ＊に基づいてｖｕ２＊，ｖｖ２＊，ｖｗ２＊が、ｖ１ｄ３ｎ＊，ｖ１ｑ３ｎ＊に基づいてｖｕ３＊，ｖｖ３＊，ｖｗ３＊が、ｖ１ｄ４ｎ＊，ｖ１ｑ４ｎ＊に基づいてｖｕ４＊，ｖｖ４＊，ｖｗ４＊がそれぞれ求められる。
【００５４】
図１４は、請求項７，８に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
この図も図１１におけるソフトウェア部分のみを示しており、２／３相変換手段１４から出力される三相各相の電圧指令ｖu1*〜ｖu4*，ｖv1*〜ｖv4*，ｖw1*〜ｖw4*は、図１１と同様にディジタルハードウェアによりＰＷＭパルスに変換される。
【００５５】
この実施形態では、ｄ軸電圧指令の今回値ｖ1dn*及び前回値ｖ1dn-1*、ｑ軸電圧指令の今回値ｖ1qn*及び前回値ｖ1qn-1*を用いて、請求項７の発明では数式９及びｄ軸成分に関する同様の数式により、請求項８の発明では数式１０及びｄ軸成分に関する同様の数式により、それぞれｄ軸成分、ｑ軸成分ごとに補間演算を行ってｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*を求める。
これらのｄ軸電圧指令ｖ1d1n*〜ｖ1d4n*及びｑ軸電圧指令ｖ1q1n*〜ｖ1q4n*は、回転座標変換手段１６に入力されて回転座標成分から静止座標成分へ座標変換される。その際の角度指令θ1n*〜θ4n*は、請求項７の発明では数式６により、請求項８の発明では数式７により、何れも前回の角度指令θn-1*及び今回の角度指令θn*を用いて演算される。
【００５６】
ここで、回転座標変換及び２／３相変換は、電圧指令ｖ１ｄ１ｎ＊，ｖ１ｑ１ｎ＊及び角度指令θ１ｎ＊に基づいてｖｕ１＊，ｖｖ１＊，ｖｗ１＊が、ｖ１ｄ２ｎ＊，ｖ１ｑ２ｎ＊及びθ２ｎ＊に基づいてｖｕ２＊，ｖｖ２＊，ｖｗ２＊が、ｖ１ｄ３ｎ＊，ｖ１ｑ３ｎ＊及びθ３ｎ＊に基づいてｖｕ３＊，ｖｖ３＊，ｖｗ３＊が、ｖ１ｄ４ｎ＊，ｖ１ｑ４ｎ＊及びθ４ｎ＊に基づいてｖｕ４＊，ｖｖ４＊，ｖｗ４＊がそれぞれ求められる。
【００５７】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、ＣＰＵの一演算周期内の出力電圧指令を予め複数段階に補間することにより出力電圧の時間軸方向の分解能を高めることができ、高速のＣＰＵを用いる等の方法を採らずにＰＷＭ電力変換器から正弦波状の電圧ひいては電流を出力させることが可能である。これにより、負荷のトルクリプルや回転ムラ、騒音の低減に寄与することができる。
【００５８】
また、請求項１〜８の何れの発明においても、比較的簡単な演算によって出力電圧指令や角度指令についての段階的な補間が可能である。
特に、請求項１の発明では制御上の無駄時間を短くすることができ、請求項２の発明では請求項１の発明よりも高精度に補間を行うことができる。
更に、請求項３〜８の発明についても、同様に無駄時間を短縮すると共に補間精度を高める効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本となる出力電圧指令の発生パターンの説明図である。
【図２】請求項１，２の発明の前提となる補間方法の説明図である。
【図３】請求項１の発明における補間方法の説明図である。
【図４】請求項２の発明における補間方法の説明図である。
【図５】請求項３，４の発明の前提となる補間方法の説明図である。
【図６】請求項３の発明における補間方法の説明図である。
【図７】請求項４の発明における補間方法の説明図である。
【図８】請求項５，６の発明の前提となる補間方法の説明図である。
【図９】請求項５の発明における補間方法の説明図である。
【図１０】請求項６の発明における補間方法の説明図である。
【図１１】請求項１，２に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
【図１２】請求項３．４に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
【図１３】請求項５，６に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
【図１４】請求項７，８に記載した発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。
【図１５】従来技術を説明するための、電圧指令波形の一例を示す図である。
【図１６】従来技術を説明するための、出力電圧指令、ＣＰＵ割り込み信号、キャリアのタイミングを示す図である。
【符号の説明】
１１，１５ 電圧補間演算手段
１２ 角度補間演算手段
１３，１６ 回転座標変換手段
１４ ２／３相変換手段
２１〜２４ レジスタ
３０ データセレクタ
４０ セレクト信号発生器
５０ キャリア発生器
６０ 比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0003634222.tif 000022
【図１３】
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【図１４】
0003634222.tif 000024
【図１５】
0003634222.tif 000025
【図１６】
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