(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２のコンデンサ（１２ａ、１２ｂ）と、
前記第１のコンデンサ（１２ａ）の一方の端子側に充電を行う第１の整流手段（１１ａ）と、
前記第１のコンデンサ（１２ａ）の一方の端子側から前記第２のコンデンサ（１２ｂ）の一方の端子側に充電を行う第２の整流手段（１１ｂ）とを備え、
前記第１のコンデンサ（１２ａ）の一方の端子側への充電と前記第２のコンデンサ（１２ｂ）の一方の端子側への充電を交互に行って前記第２のコンデンサ（１２ｂ）の一方の端子電圧をチャージアップ電圧とするチャージポンプ回路において、
第１、第２の信号反転回路（１４、１５）を含む複数の信号反転回路（１３〜１５）がリング状に接続され、前記第１の信号反転回路（１４）から前記第２の信号反転回路（１５）の方向に信号が伝達されて発振動作を行うリング発振回路（１００）を備え、
前記第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子に前記第２の信号反転回路（１５）の出力が接続され、前記第２のコンデンサ（１２ｂ）の他方の端子に前記第１の信号反転回路（１４）の出力が接続されており、
前記信号の伝達の遅延により、前記第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子の電位がローレベルになる前に、前記第２のコンデンサ（１２ｂ）の他方の端子の電位がハイレベルに移行するように構成され、前記第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子の電位がローレベルになったときに前記第２の整流手段（１１ｂ）の寄生容量によって前記第２のコンデンサ（１２ｂ）から前記第１のコンデンサ（１２ａ）に電荷が引き抜かれるのを防止するようになっていることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記リング発振回路（１００）を構成する信号反転回路（１３、１４、１５）は、インバータ（１３１、１４１、１５１）とバッファ（１３２、１４２、１５２）を有してそれぞれ構成されていることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記インバータ（１３１、１４１、１５１）は、ＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）を有して構成されており、このＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）のエミッタ、ベース間に抵抗（１３１ｄ、１４１ｄ、１５１ｄ）が接続されていることを特徴とする請求項２に記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】
前記バッファ（１３２、１４２、１５２）は、ＮＰＮトランジスタ（１３２ａ、１４２ａ、１５２ａ）とＰＮＰトランジスタ（１３２ｂ、１４２ｂ、１５２ｂ）によりエミッタホロワ出力を行うように構成されていることを特徴とする請求項２又は３に記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、外部（例えば電源ライン）から供給される電圧をチャージアップしてチャージアップ電圧を出力するチャージアップ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１に従来のチャージポンプ回路の構成を示す。
電源ライン１にダイオード２を介して第１のコンデンサ３の＋側端子が接続され、ダイオード２とコンデンサ３の＋側端子の接続点からダイオード４を介して第２のコンデンサ５の＋側端子が接続されている。コンデンサ３の−側端子は、インバータ８を介して発振器７の出力端子に接続され、コンデンサ５の−側端子は、インバータ９、１０を介して発振器７の出力端子に接続されている。発振器７は、一定周波数の発振信号（クロック信号）を出力する。そして、ダイオード４とコンデンサ５の＋側端子の接続点に接続された出力端子６から昇圧された電圧が出力される。なお、インバータ８〜１０は、ＣＭＯＳ回路で構成されている。
【０００３】
このような構成において、発振器７の出力がハイレベルのとき、インバータ８の出力がローレベルになるため、コンデンサ３の＋側は、電源ライン１からダイオード２を介して電源電圧レベルに充電される。
この状態から発振器７の出力がローレベルに変化すると、インバータ８の出力がハイレベルになるため、コンデンサ３の−側が電源電圧になり、コンデンサ３の＋側は、電源電圧を２倍したものからダイオード２の降下電圧ＶF を差し引いた電圧にチャージアップされる。
【０００４】
また、発振器７の出力がローレベルのとき、インバータ１０の出力はローレベルであるため、コンデンサ５の＋側の電圧がコンデンサ３の＋側の電圧からダイオード４の降下電圧ＶF を差し引いた電圧より低いと、コンデンサ３の＋側の電荷がダイオード４の整流作用によってコンデンサ５の＋側へ流れ、コンデンサ５の＋側が、電源電圧を２倍したものからダイオード２、４での降下電圧２×ＶF を差し引いた電圧に充電される。
【０００５】
次に、発振器７の出力がハイレベルになると、インバータ１０の出力はハイレベルになり、コンデンサ５の−側が電源電圧になるため、コンデンサ５の＋側は、電源電圧を３倍したものからダイオード２、４での降下電圧２×ＶF を差し引いた電圧にチャージアップされる。このチャージアップされた電圧が、出力端子６から、それに接続された負荷に供給される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来のチャージポンプ回路においては、発振器７を外付けで設けているため、安定した所望のチャージアップ電圧を得るのが難しいという問題がある。例えば、発振器７の発振周波数が高い場合には、コンデンサ３、５の充放電が追いつかず、チャージアップ電圧が所望の電圧にならない。
【０００７】
本発明は上記問題に鑑みたもので、安定した所望のチャージアップ電圧を得ることができるようにすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明においては、第１、第２のコンデンサ（１２ａ、１２ｂ）と、第１、第２の整流手段（１１ａ、１１ｂ）とを備え、第１のコンデンサ（１２ａ）の一方の端子側への充電と第２のコンデンサ（１２ｂ）の一方の端子側への充電を交互に行って第２のコンデンサ（１２ｂ）の一方の端子電圧をチャージアップ電圧とするチャージポンプ回路において、第１、第２の信号反転回路（１４、１５）を含む複数の信号反転回路（１３〜１５）がリング状に接続され、第１の信号反転回路（１４）から第２の信号反転回路（１５）の方向に信号が伝達されて発振動作を行うリング発振回路（１００）を備え、第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子に第２の信号反転回路（１５）の出力が接続され、第２のコンデンサ（１２ｂ）の他方の端子に第１の信号反転回路（１４）の出力が接続されており、前記信号の伝達の遅延により、第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子の電位がローレベルになる前に、第２のコンデンサ（１２ｂ）の他方の端子の電位がハイレベルに移行するように構成され、第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子の電位がローレベルになったときに第２の整流手段（１１ｂ）の寄生容量によって第２のコンデンサ（１２ｂ）から第１のコンデンサ（１２ａ）に電荷が引き抜かれるのを防止するようになっていることを特徴としている。
【０００９】
この場合、複数の信号反転回路（１３〜１５）における異なる信号反転回路の出力が、第１のコンデンサ（１２ａ）の他方の端子と第２のコンデンサ（１２ｂ）の他方の端子にそれぞれ接続されているので、リング発振回路（１００）は、第１、第２コンデンサ（１２ａ、１２ｂ）の充放電動作に合わせて発振動作を行う。このため、安定した所望のチャージアップ電圧を得ることができる。
【００１２】
また、この請求項１に記載の発明においては、第２の信号反転回路（１５）の出力は第１の信号反転回路（１４）の出力を反転させたものになるため、第２の信号反転回路（１５）の出力がローレベルになったときに第２の整流手段（１１ｂ）の寄生容量によって第２のコンデンサ（１２ｂ）から第１のコンデンサ（１２ａ）に電荷が引き抜かれのを防止することができ、チャージポンプ回路の効率を高めることができる。
【００１３】
なお、リング発振回路（１００）を構成する信号反転回路（１３、１４、１５）は、請求項２に記載の発明のように、インバータ（１３１、１４１、１５１）とバッファ（１３２、１４２、１５２）を有してそれぞれ構成することができる。この場合、請求項３に記載の発明のように、インバータ（１３１、１４１、１５１）をＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）を有して構成し、このＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）のエミッタ、ベース間に抵抗（１３１ｄ、１４１ｄ、１５１ｄ）を接続するようにすれば、ＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）がオンからオフに変化するときベースから電荷を抜くことができるため、ＮＰＮトランジスタ（１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂ）のスイッチング速度を速め、高速動作が可能になる。
【００１４】
また、請求項４に記載の発明のように、バッファ（１３２、１４２、１５２）をＮＰＮトランジスタ（１３２ａ、１４２ａ、１５２ａ）とＰＮＰトランジスタ（１３２ｂ、１４２ｂ、１５２ｂ）によりエミッタホロワ出力を行うように構成すれば、バッファ（１３２、１４２、１５２）での遅延を最小限に抑えることができるため、この場合も高速動作が可能になる。
【００１５】
なお、上記した括弧内の符号は後述する実施形態に示す具体的手段との対応関係を示すものであり、第１、第２のコンデンサ、第１、第２の整流手段などに付した符号は、後述する実施形態における発明との関係部分を示すものであって、コンデンサおよび整流手段は２つに限らず、チャージポンプ回路の段数に応じて適宜その数が設定されるものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に本発明の第１実施形態にかかるチャージポンプ回路の構成を示す。
この実施形態においては、入力端子（電源端子）２０と出力端子（昇圧端子）３０の間に、ダイオード１１ａ〜１１ｄが直列接続され、第１のダイオード１１ａと第２のダイオード１１ｂの接続点に第１のコンデンサ１２ａの＋側端子が接続され、第２のダイオード１１ｂと第３のダイオード１１ｃの接続点に第２のコンデンサ１２ｂの＋側端子が接続され、第３のダイオード１１ｃと第４のダイオード１２ｄの接続点に第３のコンデンサ１２ｃの＋側端子が接続されている。
【００１７】
また、第１のコンデンサ１２ａの−側端子には、信号反転回路１３の出力が接続され、第２のコンデンサ１２ｂの−側端子には、信号反転回路１４の出力が接続され、第３のコンデンサ１２ｃの−側端子には、信号反転回路１５の出力が接続されている。信号反転回路１３、１４、１５は、リング状に直列接続されてリングオシレータ（リング発振器）１００を構成している。
【００１８】
なお、信号反転回路１３はインバータ１３１とバッファ１３２で構成され、同様に、信号反転回路１４はインバータ１４１とバッファ１４２、信号反転回路１５はインバータ１５１とバッファ１５２で構成されている。
上記構成において、その作動を説明する。
リングオシレータ１００は、リング状に接続された奇数個の信号反転回路１３、１４、１５によって発振動作を行う。ここで、信号反転回路１３と信号反転回路１４の接続点のノード１０１、信号反転回路１４と信号反転回路１５の接続点のノード１０２、信号反転回路１５と信号反転回路１３の接続点のノード１０３の信号波形は図２に示すようになる。なお、この図２の信号波形では、波形のなまりがないものとしている。
【００１９】
今、ノード１０１がローレベルになると、コンデンサ１２ａは電源端子２０から第１のダイオード１１ａを介して充電される。次に、ノード１０１がハイレベルになり、ノード１０２がローレベルになると、コンデンサ１２ａに充電された電荷はダイオード１１ｂを介して第２のコンデンサ１２ｂに移動する。
次に、ノード１０２がローレベルからハイレベルになり、ノード１０３がローレベルになると、コンデンサ１２ｂに充電された電荷はダイオード１１ｃを介して第３のコンデンサ１２ｃに移動する。
【００２０】
このようにリングオシレータ１００の発振動作によって、第１のコンデンサ１２ａから第２のコンデンサ１２ｂに電荷が移動し、さらに第３のコンデンサ１２ｃに電荷が移動する。この電荷の移動により、第３のコンデンサ１２ｂに、昇圧された電圧が生成される。
この場合、信号反転回路１３、１４、１５の出力が第１、第２、第３のコンデンサ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの−側端子にそれぞれ接続されているので、信号反転回路１３、１４、１５の出力は、第１、第２、第３のコンデンサ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの−側端子電位とそれぞれ一致して変化する。従って、リングオシレータ１００は、第１、第２、第３のコンデンサ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの充放電動作に合わせて発振動作を行うので、安定した所望のチャージアップ電圧を得ることができる。
（第２実施形態）
上記した第１実施形態では、ノード１０１がローレベルからハイレベルになって第１のコンデンサ１２ａから第２のダイオード１１ｂを介して第２のコンデンサ１２ｂに電荷が移動し、この後ノード１０２がハイレベルになる前に、ノード１０１はハイレベルからローレベルに移行している。
【００２１】
このとき、ノード１０１と容量結合されたノード１０４の電位は、ノード１０１のレベル変動に伴い低下する。また、ノード１０４とノード１０５は、第２のダイオード１１ｂの両端に発生する寄生容量により結合されているため、ノード１０５の電位もノード１０１のレベル変動により低下する。
従って、コンデンサ１２ａからコンデンサ１２ｂに移動した電荷の一部は、コンデンサ１２ａに戻ってしまい、次段に伝達する電荷の量が減少することになる。同様に、ノード１０５とノード１０６も第３のダイオード１１ｃの両端に発生する寄生容量により結合されているため、コンデンサ１２ｂからコンデンサ１２ｃに電荷を移動する場合も、伝達する電荷の量が減少することになる。このように伝達する電荷の量が減少すると、特に段数を上げた場合、チャージポンプ回路としての能力を低下させる原因になる。
【００２２】
そこで、本実施形態では、そのような問題を解決した構成としてしている。
図３にその構成を示す。図１に示す構成と比較して、リングオシレータ１００の信号伝達方向が逆になっている。なお、図では、リングオシレータ１００を図１と同じにし、電源端子２０、昇圧端子３０間の信号伝達方向を図１と逆にしている。
【００２３】
この図３に示す構成においてその作動を説明する。
今、ノード１０３がローレベルになると、コンデンサ１２ａは電源端子２０から第１のダイオード１１ａを介して充電される。次に、ノード１０３がハイレベルになると、コンデンサ１２ａに充電された電荷はダイオード１１ｂを介して第２のコンデンサ１２ｂに移動する。
【００２４】
ここで、ノード１０３の電位はノード１０２の電位を信号反転回路１５で反転したものであり、その信号伝達に遅延があるため、図２の波形図に示すように、ノード１０３の電位がローレベルになる前に、ノード１０２の電位はハイレベルに移行している。
従って、第２のダイオード１１ｂの寄生容量によってコンデンサ１２ｂから電荷が引き抜かれる前に、コンデンサ１２ｂからコンデンサ１２ｃへの電荷の移動を完了させることができる。この動作は次段においても同様である。このことにより、第１実施形態よりも高効率なチャージポンプ回路とすることができる。
【００２５】
次に、上記した第１、第２実施形態におけるリングオシレータ１００の具体的な構成について説明する。
図４に、その具体的な回路構成を示す。信号反転回路１３は、定電流回路または抵抗等で構成されたインピーダンス素子１３１ａ、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、抵抗等のインピーダンス素子１３１ｃ、バッファ１３２で構成されている。なお、インピーダンス素子１３１ａ、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、インピーダンス素子１３１ｃにてインバータ１３１を構成している。
【００２６】
同様に、信号反転回路１４は、インピーダンス素子１４１ａ、ＮＰＮトランジスタ１４１ｂ、インピーダンス素子１４１ｃ、バッファ１４２で構成され、信号反転回路１５は、インピーダンス素子１５１ａ、ＮＰＮトランジスタ１５１ｂ、インピーダンス素子１５１ｃ、バッファ１５２で構成されている。
このように構成することにより、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂをそれぞれ交互にオンオフさせてリング発振させることができる。
【００２７】
なお、図中の符号４０、５０は、このリングオシレータ１００の電源端子、接地端子を示している。
図５に、さらにその具体的な構成を示す。この図５に示すものでは、定電流回路１７を設け、インピーダンス素子１３１ａ、１４１ａ、１５１ａをＰＮＰトランジスタとし、定電流回路１７中のＰＮＰトランジスタ１７ａとカレントミラー回路を構成して定電流を流す構成になっている。なお、定電流回路１７は、ＰＮＰトランジスタ１７ａ、ＰＮＰトランジスタ１７ｂ、定電流源１７ｃにて構成されている。
【００２８】
また、インピーダンス素子１３１ｃ、１４１ｃ、１５１ｃは抵抗で構成され、さらにＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂのベース−エミッタ間には、抵抗１３１ｄ、１４１ｄ、１５１ｄがそれぞれ接続されている。これらの抵抗１３１ｃ〜１５１ｃ、１３１ｄ〜１５１ｄによって、トランジスタ１３１ｂ〜１５１ｂの動作点を変更することが可能である。また、抵抗１３１ｄ、１４１ｄ、１５１ｄを設けることによって、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂがオンからオフに変化するとき、ベースから電荷を抜くことができるため、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂのスイッチング速度を速めることができ、高速動作が可能になる。
【００２９】
さらに、この図５に示す例においては、バッファ１３２をＮＰＮトランジスタ１３２ａとＰＮＰトランジスタ１３２ｂにより構成している。同様に、バッファ１４２をＮＰＮトランジスタ１４２ａとＰＮＰトランジスタ１４２ｂにより構成し、バッファ１５２をＮＰＮトランジスタ１５２ａとＰＮＰトランジスタ１５２ｂにより構成している。この場合、各バッファをＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタとでエミッタホロワ出力を行う構成としているので、バッファでの遅延を最小限に抑えることができる。なお、各バッファを構成するＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタのそれぞれのベースの間に１個のダイオードもしくは直列接続した２個のダイオードを介在させた構成としてもよい。
【００３０】
また、図５に示す構成に対し、図６に示すように、インバータを構成するトランジタ１３１ａ、１４１ａ、１５１ａ、１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂを、ＰＮＰ型とＮＰＮ型とで逆にすることもできる。
従来のチャージアップ回路では、チャージポンプ回路の能力を確保するため、ＭＯＳ素子を用いているが、図５、図６に示す例のように、スイッチング速度の遅いバイポーラ素子を用いても、その遅延時間を有効に利用したリングオシレータ構成にすることによって、チャージポンプ回路の能力を十分確保することができる。
【００３１】
なお、ＭＯＳ素子を用いてリングオシレータ１００を構成することもできる。図７に、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１３１ｂ’、１４１ｂ’、１５１ｂ’を用いて構成した例を示す。この場合、ＭＯＳトランジスタのゲートを保護するために、ツェナーダイオード１３１ｄ’、１４１ｄ’、１５１ｄ’が設けられている。このようにＭＯＳトランジスタ１３１ｂ’、１４１ｂ’、１５１ｂ’を用いることにより、スイッチング速度を高めることができるため、発振周波数が高くなり、チャージポンプ回路の能力を高めることができる。
（第３実施形態）
第１、第２実施形態においては、インバータ１３１、１４１、１５１とバッファ１３２、１４２、１５２をそれぞれ直列に接続するものを示したが、図８に示すように、バッファ１３２、１４２、１５２をリングオシレータ１００の各出力端子と各コンデンサの−側端子の間に配置するようにしてもよい。なお、この図８に示すものは、第２実施形態に対応するものであるが、第１実施形態においても同様に構成することができる。
【００３２】
図８に示すものの具体的な構成を図９に示す。ＮＰＮトランジスタ１３１ｂ、１４１ｂ、１５１ｂのコレクタ電圧をそれぞれの次段のトランジスタのベースに供給するようにしてリング発振させるようにしている。なお、この図９に示すものは、図５の構成に対応して示しているが、図６、図７のように構成することもできる。
【００３３】
なお、上記した種々の実施形態において、チャージポンプ回路の段数は３に限らず、４以上の段数で構成してもよい。また、信号反転回路の個数は、チャージポンプ回路の段数と個別に設定することができる。図１０に、５段で昇圧した場合の構成を示す。図３に示す構成に対し、リングオシレータ１００の構成は同じで、ダイオード１１ｅ、１１ｆ、コンデンサ１２ｄ、１２ｅを追加し、図に示すような結線としている。
【００３４】
また、整流手段としてダイオード１１ａ〜１１ｄを用いるものを示したが、整流作用を有するものであれば、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳトランシタ等を用いて構成してもよい。
さらに、バッファ１３２、１４２、１５２を用いてリングオシレータ１００を構成するものを示したが、インバータ１３１、１４１、１５１の出力容量が十分であればバッファ１３２、１４２、１５２を省略することも可能である。
【００３５】
なお、上記した種々の実施形態において、出力端子３０を接地し、電源端子２０に負電圧を発生するように使用することも可能である。
また、リングオシレータ１００の発振動作を止める場合には、例えばインバータ１３１のＮＰＮトランジスタ１３１ｂのベース電位を別のＮＰＮトランジスタを介し強制的にグランド電位にして、ＮＰＮトランジスタ１３１ｂを強制的にオフさせてやればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかるチャージポンプ回路の構成を示す図である。
【図２】図１中のリングオシレータ１００の信号波形を示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態にかかるチャージポンプ回路の構成を示す図である。
【図４】第１、第２実施形態に示すリングオシレータ１００の具体的構成を示す図である。
【図５】図４に示すもののさらに具体的な構成を示す図である。
【図６】第１、第２実施形態に示すリングオシレータ１００の他の具体的構成を示す図である。
【図７】第１、第２実施形態に示すリングオシレータ１００のさらに他の具体的構成を示す図である。
【図８】本発明の第３実施形態にかかるチャージポンプ回路の構成を示す図である。
【図９】図８に示すものの具体的な構成を示す図である。
【図１０】本発明のさらに他の実施形態を示すチャージポンプ回路の構成図である。
【図１１】従来のチャージポンプ回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１ａ〜１１ｄ…ダイオード、１２ａ、、１２ｂ、１２ｃ…コンデンサ、
１３〜１５…信号反転回路、１００…リングオシレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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