(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、
前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、
前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、
前記他制手段は、前記直列回路の両端電圧に応じていずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御する電源装置。
【請求項２】
負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、
前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、
前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、
前記他制手段は、当該電源装置の入力電流に応じて少なくともいずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御する電源装置。
【請求項３】
負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、
前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、
前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、
前記負荷は放電灯であり、前記放電灯のフィラメント近傍の光に応じて前記他制手段を他制する電源装置。
【請求項４】
負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、
前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、
前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、
前記負荷は放電灯であり、前記他制手段は、低温時の前記放電灯における管端部の照度の増加を検出し、出力の増大変動を抑制する方向に制御する電源装置。
【請求項５】
前記整流器の一の出力端子と前記平滑コンデンサの一端との間に介設されるダイオードと、
前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、
前記直列回路は、一対のスイッチング素子により成り、前記平滑コンデンサの両端間に接続され、
前記負荷回路は前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続される請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
ダイオードと、
前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素と、
降圧チョッパ用インダクタとを備え、
前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、
前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとにより成り、
前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、
前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、
前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記降圧チョッパ用インダクタを介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電する請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
ダイオードと、
前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、
前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、
前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとを有するほか、トランスを有して成り、
前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、
前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、
前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記負荷回路が有するトランスの１次巻線を介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電する請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
予熱回路を備え、前記他制回路の一部と前記予熱回路の一部とを兼用する請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置。 
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置、特に、入力電流歪改善機能を有し、入力力率の高い電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１３に本出願人により別途提案された電源装置（放電灯点灯装置）の一構成例を示す（特願平１０−２７０４１８号参照）。
【０００３】
図１３に示す電源装置１Ｚは、コンデンサＣ１０〜Ｃ１４、ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ２２，Ｄ２３、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、整流器１１、フィルタ回路１２、負荷回路１３、起動回路２４および駆動回路１５により構成され、少ない部品点数で、高調波歪の抑制可能な安価な回路構成になっている。
【０００４】
なお、特開平２−１２９８９８号公報には、帰還巻線の出力にてスイッチング素子を制御する自励式インバータ回路に、スイッチング素子に接続され低温時に自励式インバータ回路の出力を高くし、高温時に自励式インバータ回路の出力を低くする制御回路を備えた放電灯点灯装置が開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１３に示す電源装置１Ｚでは、例えば、低温で放電灯ＦＬを点灯させようとすると、放電灯ＦＬの温度特性により、そのインピーダンスが小さいので、共振電流は、２５℃などの常温で点灯させるときよりも増大する。また、駆動トランスＴ１５の温度特性により、周波数が低くなる。すなわち、図１３に示すような自励式の電源装置では、放電灯ＦＬのインピーダンス低減による主回路の共振周波数低下、共振電流の増大による駆動トランスＴ１５の２次側に流れる電流の増大、および駆動トランスＴ１５の温度特性により、動作周波数が低くなる。このため、ＬＣ共振を利用して得られる主回路の出力がさらに増大する。特に、図１３に示すように、負荷回路１３の共振電流の一部を入力電流とする回路構成では、周波数が低くなり、放電灯ＦＬのインピーダンスが小さくなることにより共振電流並びに入力電流が増大し、平滑電圧が高くなって出力がさらに増大する。また、負荷が蛍光灯のように負性抵抗を有する場合には、インピーダンスがさらに低下し、共振電流および出力がより一層大きくなる。この結果、低温時には常温時よりも出力が増大して部品ストレスが大きくなる。
【０００６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、部品に加わるストレスを低減することができる電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために請求項１記載の発明の電源装置は、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記他制手段は、前記直列回路の両端電圧に応じていずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御するのである。
【０００８】
この構成では、例えば平滑コンデンサの電圧上昇に応じて、負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御することができるようになり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【０００９】
上記課題を解決するために請求項２記載の発明の電源装置は、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記他制手段は、当該電源装置の入力電流に応じて少なくともいずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御するのである。
【００１０】
この構成では、電源装置の入力電流に応じて、負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御することができるようになり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００１１】
上記課題を解決するために請求項３記載の発明の電源装置は、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記負荷は放電灯であり、前記放電灯のフィラメント近傍の光に応じて前記他制手段を他制するのである。
【００１２】
この構成では、放電灯のフィラメント近傍の光に応じて、負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御することができるようになり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００１３】
上記課題を解決するために請求項４記載の発明の電源装置は、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記負荷は放電灯であり、前記他制手段は、低温時の前記放電灯における管端部の照度の増加を検出し、出力の増大変動を抑制する方向に制御するのである。
【００１４】
この構成では、負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御されるので、部品に加わるストレスが低減するようになる。
【００１５】
なお、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、前記整流器の一の出力端子と前記平滑コンデンサの一端との間に介設されるダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、前記直列回路は、一対のスイッチング素子により成り、前記平滑コンデンサの両端間に接続され、前記負荷回路は前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続される構成でもよい（請求項５）。この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００１６】
また、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、ダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素と、降圧チョッパ用インダクタとを備え、前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとにより成り、前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記降圧チョッパ用インダクタを介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電する構成でもよい（請求項６）。この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００１７】
また、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、ダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとを有するほか、トランスを有して成り、前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記負荷回路が有するトランスの１次巻線を介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電する構成でもよい（請求項７）。この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。 
【００１８】
また、請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置において、予熱回路を備え、前記他制回路の一部と前記予熱回路の一部とを兼用する構成でもよい（請求項８）。この構成では、予熱回路との兼用により、他制回路を簡単な回路で構成することができる。 
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第１実施形態の説明を行う。
【００２０】
図１に示す電源装置１Ａは、駆動周波数が定格時の場合よりも高くなると、出力が低下するように設定されたいわゆるハーフブリッジ回路構成のインバータにより成り、このインバータによって変換された交流電力を負荷としての放電灯ＦＬに供給するもので、交流電源ＡＣの接続側には、ブリッジ回路構成のダイオードＤ１１１〜Ｄ１１４により成り、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に整流する整流器１１と、この整流器１１の両出力端子間に接続されるコンデンサＣ１０と、整流器１１と交流電源ＡＣとの間に介設されるフィルタ回路１２とが設けられている。このフィルタ回路１２は、入力電流の高周波成分を抑制するもので、図１の例では、交流電源ＡＣの両ラインにそれぞれ直列に介設される一対の巻線により成るラインチョークＴ１２と、このラインチョークＴ１２の両入力端子間に接続されるコンデンサＣ１２１と、ラインチョークＴ１２の一の出力端子と整流器１１の一の入力端子との間に介設されるインダクタＬ１２１とにより構成されている。
【００２１】
また、電源装置１Ａには、整流器１１の正極性出力端子にアノードが接続されるダイオードＤ１０と、このダイオードＤ１０のカソードにアノードが接続されるダイオードＤ１１と、このダイオードＤ１１と並列に接続されるインピーダンス要素としてのコンデンサＣ１１と、ダイオードＤ１０のカソードに一端が接続される直流阻止用のコンデンサＣ１２と、ダイオードＤ１１のカソードに正極性端子が接続され、整流器１１の直流出力レベルを平滑するコンデンサＣＥ１０とが設けられている。
【００２２】
また、電源装置１Ａには、ダイオードＤ１１およびコンデンサＣＥ１０の接続点と整流器１１の負極性出力端子との間に接続されるＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の直列回路と、コンデンサＣ１２を介してＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点とダイオードＤ１０のカソードとの間に接続される負荷回路１３とが設けられている。この負荷回路１３は、例えば蛍光灯などの放電灯ＦＬと、この放電灯ＦＬが有する両フィラメントの各一端間に接続される共振用のコンデンサＣ１３１と、コンデンサＣ１２の他端とＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点との間に接続される１次巻線ｎ１３１および放電灯ＦＬが有する両フィラメントの各他端間に接続される２次巻線ｎ１３２を有するトランス（リーケージトランス）Ｔ１３とにより構成されている。この構成例では、トランスＴ１３の漏れインダクタンスは、共振用インダクタとしてコンデンサＣ１３１とともにＬＣ共振回路を形成する。
【００２３】
また、電源装置１Ａには、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の直列回路と並列に接続されるバイパス用のコンデンサＣ１３と、コンデンサＣＥ１０の負極性端子およびコンデンサＣ１２の他端にそれぞれアノードおよびカソードが接続される充電用のダイオードＤ１２と、整流器１１の負極性出力端子およびコンデンサＣＥ１０の負極性端子にそれぞれアノードおよびカソードが接続される放電用のダイオードＤ１３と、ＦＥＴＱ１２のドレイン・ソース間に接続されるコンデンサＣ１４とが設けられている。
【００２４】
さらに、電源装置１Ａには、起動回路１４と、駆動回路１５と、予熱回路１６とが設けられている。起動回路１４は、電源が投入されると、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のうちＦＥＴＱ１２の方を先にオンにするものである。図１の例では、起動回路１４は、整流器１１の正極性出力端子に一端が接続される抵抗Ｒ１４１と、この抵抗Ｒ１４１の他端と整流器１１の負極性出力端子との間に接続されるコンデンサＣ１４１と、抵抗Ｒ１４１の他端とＦＥＴＱ１２のゲートとの間に接続されるダイアックＴＤ１４と、抵抗Ｒ１４１の他端とＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点との間に直列に接続される抵抗Ｒ１４２およびダイオードＤ１４１とにより構成されている。
【００２５】
ここで、起動回路１４の動作を説明すると、電源投入後、抵抗Ｒ１４１およびコンデンサＣ１４１の各値で決まる時定数に応じて、コンデンサＣ１４１の両端電圧が上昇し、この後、その両端電圧がダイアックＴＤ１４のブレークオーバ電圧を越えると、ダイアックＴＤ１４が導通し、これを介してコンデンサＣ１４１の両端電圧がＦＥＴＱ１２のゲート・ソース間に印加する。これにより、ＦＥＴＱ１２がオンになる。一方、ＦＥＴＱ１２がオンになると、コンデンサＣ１４１は、その電荷が主に抵抗Ｒ１４２、ダイオードＤ１４１およびＦＥＴＱ１２を流れて放電し、この結果、起動回路１４は機能を停止する。
【００２６】
駆動回路１５は、負荷回路１３に流れる電流の向きを利用してＦＥＴＱ１１，Ｑ１２を交互にオン／オフするものである。駆動回路１５は、図１の例では、ＦＥＴＱ１１のゲート・ソース間に接続される保護用のツェナーダイオードＤ１５１，Ｄ１５２と、ＦＥＴＱ１２のゲート・ソース間に接続される保護用のツェナーダイオードＤ１５３，Ｄ１５４と、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のゲートにそれぞれ一端が接続される抵抗Ｒ１５１，Ｒ１５２と、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点と負荷回路１３との間に介設される１次巻線ｎ１５１、抵抗Ｒ１５１の他端とＦＥＴＱ１１のソースとの間に接続される２次巻線ｎ１５２、および抵抗Ｒ１５２の他端とＦＥＴＱ１２のソースとの間に接続される２次巻線ｎ１５３を有する駆動トランスＴ１５とにより構成されている。この駆動トランスＴ１５は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２などにより構成されるインバータの高周波信号（電流）の一部をそれらＦＥＴＱ１１，Ｑ１２に帰還するもので、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点側に位置する１次巻線ｎ１５１の極性に対して、ＦＥＴＱ１１のゲート側に位置する２次巻線ｎ１５２の極性が同極になるとともに、ＦＥＴＱ１２のゲート側に位置する２次巻線ｎ１５３の極性が異極になるように、極性が管理されている。
【００２７】
ここで、駆動回路１５の動作を説明する。起動回路１４の作動によりＦＥＴＱ１２がオンになって共振が始まり、図１において、例えば、１次巻線ｎ１５１に電流が右向きに流れると、ゲートに対して正および負となる起電圧がそれぞれ２次巻線ｎ１５３，ｎ１５２に誘導される。これにより、ＦＥＴＱ１２がオンになり、ＦＥＴＱ１１がオフになる。これに対して、１次巻線ｎ１５１に電流が左向きに流れると、ゲートに対して正および負となる起電圧がそれぞれ２次巻線ｎ１５２，ｎ１５３に誘導される。これにより、ＦＥＴＱ１１がオンになり、ＦＥＴＱ１２がオフになる。このように、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２は、駆動回路１５の作用により、負荷回路１３に流れる電流の向きに応じて交互にオン／オフすることになる。
【００２８】
ところで、ここまでの構成の電源装置１Ａを図１３に示した構成の電源装置１Ｚと比較すると、例えば、コンデンサＣＥ１０およびダイオードＤ１２，Ｄ１３は、それぞれコンデンサＣＥ３０およびダイオードＤ２２，Ｄ２３に対して挿入位置などが相違する。この相違により、電源装置１Ｚでは、ＦＥＴＱ１１がオンになると、整流器１１、ダイオードＤ１０，Ｄ１１、ＦＥＴＱ１１、１次巻線ｎ１５１，ｎ１３１、ダイオードＤ２２、コンデンサＣＥ３０および整流器１１の経路に電流が流れてコンデンサＣＥ３０が充電されるのに対し、電源装置１Ａでは、ＦＥＴＱ１２がオンになると、整流器１１、ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２、１次巻線ｎ１３１，ｎ１５１、ＦＥＴＱ１２および整流器１１の経路に電流が流れてコンデンサＣＥ１０が充電される。このような相違は、平滑用のコンデンサをどちらに設けるかにより相違するのであり、実質的には同様の回路構成になっている。従って、図１３に示した電源装置１Ｚに対してもこれから説明する回路の適用が可能となる。
【００２９】
予熱回路１６は、本出願人により別途出願された電源装置（特願平１０−２７０８１４号）に採用される予熱始動回路と同様に、放電灯ＦＬの始動時における所定期間、ＦＥＴＱ１２のオン期間を短縮してインバータの動作周波数を上げ、この後、動作周波数を所定周波数まで徐々に下げることにより、放電灯ＦＬを点灯させない状態に保ちながら、その予熱を行うものである。予熱回路１６は、図１の例では、ＦＥＴＱ１２のゲートに一端が接続される抵抗Ｒ１６１と、この抵抗Ｒ１６１の他端にアノードが接続されるダイオードＤ１６１と、このダイオードＤ１６１のカソードに一端が接続される抵抗Ｒ１６２と、この抵抗Ｒ１６２の他端とＦＥＴＱ１２のソースとの間に接続されるコンデンサＣ１６１と、抵抗Ｒ１６２と並列に接続されるコンデンサＣ１６２と、ダイオードＤ１６１のアノードおよび抵抗Ｒ１６２の他端にそれぞれカソードおよびアノードが接続されるダイオードＤ１６２と、抵抗Ｒ１６２の他端およびＦＥＴＱ１２のソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続されるダイオードＤ１６３と、ＦＥＴＱ１２のゲートにアノードが接続されるダイオードＤ１６４と、このダイオードＤ１６４のカソードおよびＦＥＴＱ１２のソースにそれぞれコレクタおよびエミッタが接続されるトランジスタＱ１６１と、このトランジスタＱ１６１のベースと抵抗Ｒ１６２の他端との間に接続される抵抗Ｒ１６３とにより構成されている。
【００３０】
ここで、予熱回路１６の動作を説明する。電源が投入されると、起動回路１４が作動してＦＥＴＱ１２がオンになり、整流器１１（コンデンサＣ１０）、ダイオードＤ１０、コンデンサＣ１２、１次巻線ｎ１３１，ｎ１５１、ＦＥＴＱ１２および整流器１１（コンデンサＣ１０）の経路に電流が流れて共振が始まる。この後、共振および駆動回路１５の作用などにより、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフする。
【００３１】
ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフし、例えば、１次巻線ｎ１５１に右向きに電流が流れると、ＦＥＴＱ１１のゲートに負電圧が印加してＦＥＴＱ１１がオフになる一方、ＦＥＴＱ１２のゲートに正電圧が印加して、ＦＥＴＱ１２がオンになるとともに、ＦＥＴＱ１２のゲートから、抵抗Ｒ１６１と、ダイオードＤ１６１と、抵抗Ｒ１６２およびコンデンサＣ１６２と、コンデンサＣ１６１並びに抵抗Ｒ１６３およびトランジスタＱ１６１とを経由して、ＦＥＴＱ１２のソースに電流が流れる。この後、トランジスタＱ１６１のベースに流れる電流が増大してトランジスタＱ１６１がオンになると、ＦＥＴＱ１２は、ゲート・ソース間がダイオードＤ１６４を介してトランジスタＱ１６１により短絡されてオフになり、オン期間が短くなる。
【００３２】
この後、共振動作により１次巻線ｎ１５１に流れる電流が転流すると（左向きに流れると）、ＦＥＴＱ１１のゲートに正電圧が印加してＦＥＴＱ１１がオンになる一方、ＦＥＴＱ１２のゲートに負電圧が印加して、ＦＥＴＱ１２がオフになるとともに、ＦＥＴＱ１２のソースから、コンデンサＣ１６１およびダイオードＤ１６３と、ダイオードＤ１６２と、抵抗Ｒ１６１とを経由して、ＦＥＴＱ１２のゲートに電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１６１が放電して、トランジスタＱ１６１がオフになる。一方、コンデンサＣ１６２は、放電せずに充電電力を保持する。
【００３３】
このようなトランジスタＱ１６１のオン／オフ動作は、コンデンサＣ１６２の充電電圧が一定の電圧になるまで、つまりダイオードＤ１６１およびコンデンサＣ１６２の接続点の電位が、ＦＥＴＱ１２のゲートに正電圧が印加している場合のそのゲートの電位と（ほぼ）同レベルになるまで繰り返し行われる。これにより、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のオン期間は、アンバランスな状態から５０％の等しい状態に徐々に移行することになる。この結果、アンバランスな期間、放電灯ＦＬのフィラメントが先行予熱され、放電灯ＦＬをストレスなく点灯させることが可能になる。
【００３４】
このように構成される電源装置１Ａには、第１実施形態の特徴として制御回路１７がさらに具備されている。この制御回路１７は、ダイオードＤ１６１のカソードに一端が接続される抵抗Ｒ１７１と、この抵抗Ｒ１７１の他端および抵抗Ｒ１６２の他端にそれぞれコレクタおよびエミッタが接続されるトランジスタＱ１７１と、このトランジスタＱ１７１のベースにアノードが接続されるツェナーダイオードＤ１７１と、このツェナーダイオードＤ１７１のカソードとＦＥＴＱ１２のソースとの間に接続されるコンデンサＣ１７１と、このコンデンサＣ１７１と並列に接続される抵抗Ｒ１７２と、ツェナーダイオードＤ１７１のカソードとダイオードＤ１１のカソードとの間に接続される抵抗Ｒ１７３とにより構成されている。
【００３５】
次に、第１実施形態の特徴である制御回路１７の動作を説明する。放電灯ＦＬの雰囲気温度が低温である場合、共振電流および取り込む入力電流が増大し、平滑電圧が上昇して、出力電力が増大するが、第１実施形態では、制御回路１７を設けたことにより、以下の如く、出力の増大変動が抑制される。
【００３６】
すなわち、コンデンサＣＥ１０の電圧である平滑電圧が上昇すると、平滑電圧が抵抗Ｒ１７２，Ｒ１７３により分圧され、抵抗Ｒ１７２の両端に発生する分圧電圧により充電されるコンデンサＣ１７１の両端電圧が上昇する。そして、コンデンサＣ１７１の両端電圧がツェナーダイオードＤ１７１のツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオードＤ１７１が導通し、そのツェナー電圧のツェナーダイオードＤ１７１を介してコンデンサＣ１７１の両端電圧がトランジスタＱ１７１のベースに印加する。これにより、トランジスタＱ１７１がオンになると、コンデンサＣ１６２が抵抗Ｒ１７１およびトランジスタＱ１７１のコレクタ・エミッタ間を介して放電し、予熱回路１６が初期化されて作動可能となる。この結果、ＦＥＴＱ１２のオン期間が短くなり、インバータの駆動がアンバランスな状態になって出力電圧が減少する。
【００３７】
つまり、予熱回路１６および制御回路１７により、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制回路１０が構成され、これにより、出力の増大変動の抑制が可能になるのである。
【００３８】
なお、第１実施形態では、スイッチング素子として、逆並列接続の帰還ダイオード（寄生ダイオード）を有するＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１１，Ｑ１２が使用される構成になっているが、これに限らず、例えばトランジスタおよびこれと逆並列に接続される別体のダイオードを使用する構成でもよい。
【００３９】
また、負荷回路１３にリーケージトランスを使用する構成になっているが、リーケージトランスの漏れインダクタンスに代えて、コンデンサＣ１３１とＬＣ共振回路を形成するように別体のインダクタを設ける構成でもよい。また、この場合、トランスを使用せずに、放電灯ＦＬが有する両フィラメントの各他端をＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点とコンデンサＣ１２の他端とにそれぞれ接続し、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点とコンデンサＣ１２の他端との間に、放電灯ＦＬとともに別体のインダクタを直列に介設する構成でもよい。
【００４０】
さらに、ダイオードＤ１２，Ｄ１３の接続点とコンデンサＣＥ１０の負極性端子との間に降圧チョッパ用のインダクタをさらに設けて、そのインダク、ＦＥＴＱ１１の帰還ダイオード、ダイオードＤ１２、ＦＥＴＱ１２、およびコンデンサＣＥ１０により降圧チョッパ回路を構成するようにしてもよい。
【００４１】
図２は本発明の第２実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第２実施形態の説明を行う。
【００４２】
図２に示す電源装置１Ｂは、第１実施形態と同様に、駆動周波数が定格時の場合よりも高くなると、出力が低下するように設定され、整流器１１、コンデンサＣ１０、フィルタ回路１２、ダイオードＤ１０、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、負荷回路１３、コンデンサＣ１４、起動回路１４、駆動回路１５、予熱回路１６および制御回路１７を備えているほか、第１実施形態との相違点として、整流器１１の負極性出力端子に負極性端子が接続され、整流器１１の直流出力レベルを平滑するコンデンサＣＥ２０と、ダイオードＤ１０のカソードと整流器１１の負極性出力端子との間に接続されるコンデンサＣ２２とを備えている。なお、電源装置１Ｂのインバータの基本回路構成は従来とほぼ同様である（例えば特開平１０−２８５９４６号公報参照）。
【００４３】
ただし、コンデンサＣ２２は、容量が比較的小さく、トランスＴ１３のインダクタンス要素とＬＣ共振回路を構成する。また、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２は、コンデンサＣＥ２０の正極性端子と整流器１１の負極性出力端子（コンデンサＣＥ２０の負極性端子）との間に接続されている。さらに、負荷回路１３は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点とダイオードＤ１０のカソードとの間に接続される。
【００４４】
このように構成される電源装置１Ｂでも、放電灯ＦＬの雰囲気温度が低温で、駆動トランスＴ１５も低温である場合、共振電流および取り込む入力電流が増大し、平滑電圧が上昇して、出力電力が増大するが、第１実施形態と同様に、予熱回路１６および制御回路１７を備えているので、出力の増大変動を抑制することができる。
【００４５】
図３は本発明の第３実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第３実施形態の説明を行う。
【００４６】
図３に示す電源装置１Ｂは、第１実施形態と同様に、駆動周波数が定格時の場合よりも高くなると、出力が低下するように設定され、フィルタ回路１２、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、負荷回路１３、コンデンサＣ１４、起動回路１４、駆動回路１５、予熱回路１６および制御回路１７を備えているほか、第１実施形態との相違点として、カソードが正極性出力端子になるダイオードＤ２１１およびアノードが負極性出力端子になるダイオードＤ２１２の直列回路により成り、これらダイオードＤ２１１，Ｄ２１２の接続点がフィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣの一の出力端子側に接続され、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に整流する整流器２１と、この整流器２１の負極性出力端子に一端が接続されるとともにフィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣの他の出力端子側に他端が接続されるコンデンサＣ３２と、整流器２１の正および負極性出力端子にそれぞれ正および負極性端子が接続され、整流器２１の直流出力レベルを平滑するコンデンサＣＥ２０とを備えている。なお、電源装置１Ｃのインバータの基本回路構成は従来とほぼ同様である（例えば特開平１０−２７１８４５号公報参照）。
【００４７】
ただし、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２は、コンデンサＣＥ２０の正極性端子と整流器２１の負極性出力端子（コンデンサＣＥ２０の負極性端子）との間に接続されている。また、負荷回路１３は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２の接続点とコンデンサＣ３２の一端との間に接続されている。さらに、整流器２１の正極性出力端子から引き込まれた電流は、コンデンサＣＥ２０、ＦＥＴＱ１２の帰還ダイオード、１次巻線ｎ１５１，ｎ１３１を経由して交流電源ＡＣの他の出力端子に戻る一方、この交流電源ＡＣの他の出力端子から引き込まれた電流は、１次巻線ｎ１３１，ｎ１５１、ＦＥＴＱ１１の帰還ダイオードおよびコンデンサＣＥ２０を経由して整流器２１の負極性出力端子に戻る。
【００４８】
このように構成される電源装置１Ｃでも、放電灯ＦＬの雰囲気温度が低温で、駆動トランスＴ１５も低温である場合、共振電流および取り込む入力電流が増大し、平滑電圧が上昇して、出力電力が増大するが、第１実施形態と同様に、予熱回路１６および制御回路１７を備えているので、出力の増大変動を抑制することができる。
【００４９】
図４は本発明の第４実施形態に係る電源装置の構成図、図５は図４における光検出素子の設置例を示す図で、これら図を用いて以下に第４実施形態の説明を行う。ただし、図４における符号ＡのＦＥＴは図示しない主回路のインバータを構成するＦＥＴを示す。
【００５０】
図４に示す電源装置１Ｄは、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制回路２０を備えている以外は、第１ないし第３実施形態と同様に構成される。
【００５１】
ここで、放電灯ＦＬの周囲温度が−１０℃程度の低温になると、放電灯ＦＬへの出力が増大する。一方、放電灯ＦＬの周囲温度に対する照度特性は、低温になるほど低下する傾向にある。従って、低温時には放電灯ＦＬへの出力が増大するとともに放電灯ＦＬの照度が低下するので、結果として、低温時の放電灯ＦＬの照度は、２５℃程度の常温時の照度とそれほど変わらなくなる。ところが、第４実施形態、すなわち第１〜第３実施形態のようなコンデンサ予熱方式では、放電灯ＦＬへの出力が増大すると、つまり共振電流が増大すると、放電灯ＦＬのフィラメントに流れる電流が増大してフィラメントがより一層赤熱し、この付近の照度が高くなる。一方、フィラメントの赤熱による照度は、流れる電流に依存し、−１０〜５０℃程度の範囲内の周囲温度の影響をほとんど受けない。従って、低温時のフィラメントの照度は、常温時のそれよりも高くなるのである。
【００５２】
そこで、第４実施形態では、図５（ａ）または（ｂ）に示すように、放電灯ＦＬのフィラメントの近傍に光検出素子Ｓ２０を配置し、その光導電面をフィラメントに向けて、フィラメントの照度の検出を行い、この検出結果に応じて、出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制回路２０を備えるのである。
【００５３】
この他制回路２０は、図４に示すように、照度が高くなるほど抵抗値が減少するＣｄＳ光導電セルなどの光検出素子Ｓ２０を備えているとともに、直流電源ＤＣ、ツェナーダイオードＤ２００、抵抗Ｒ２００，Ｒ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３，Ｒ２０４、コンデンサＣ２００，Ｃ２０１、コンデンサＣＥ２００、ダイオードＤ２０１，Ｄ２０２，Ｄ２０３，Ｄ２０４，Ｄ２０５，Ｄ２０６およびトランジスタＱ２００，Ｑ２０１，Ｑ２０２を備えている。
【００５４】
次に、第４実施形態の特徴となる他制回路２０の動作を説明する。放電灯ＦＬの周囲温度が低温になると、放電灯ＦＬの管端部付近の照度が高くなり、光検出素子Ｓ２０の抵抗値が減少して、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧が上昇する。そして、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧が予め設定されたツェナーダイオードＤ２００のツェナー電圧より高くなると、ツェナーダイオードＤ２００が導通し、そのツェナー電圧のツェナーダイオードＤ２００を介して、コンデンサＣ２００の両端電圧がトランジスタＱ２００のベースに印加する。これにより、トランジスタＱ２００がオンになると、電解効果トランジスタＡのゲート電流が引き抜かれて、出力の増大変動が抑制される。
【００５５】
なお、トランジスタＱ２００がオンになると、コンデンサＣＥ２００が抵抗Ｒ２０２を介して放電する。そして、電解効果トランジスタＡのゲートに正電圧が印加すると、抵抗Ｒ２０１と、ダイオードＤ２０１と、抵抗Ｒ２０２およびコンデンサＣＥ２００と、コンデンサＣ２０１並びに抵抗Ｒ２０４およびトランジスタＱ２０１との経路に電流が流れる。これにより、トランジスタＱ２０１がオンになると、抵抗Ｒ２０３と、ダイオードＤ２０４と、トランジスタＱ２０１との経路に電流が流れ、抵抗Ｒ２０３の両端に電圧が発生してトランジスタＱ２０２のベース・エミッタ間に印加するので、トランジスタＱ２０２がオンになる。この結果、上記各実施形態と同様、電解効果トランジスタＡのゲート・ソース間がトランジスタＱ２０２およびダイオードＤ２０５，Ｄ２０６を介して短絡され、電解効果トランジスタＡのオン時間が短くなる。また、電解効果トランジスタＡのゲートに負電圧が印加すると、コンデンサＣ２０１がダイオードＤ２０２および抵抗Ｒ２０１を介して放電する。
【００５６】
図６は本発明の第５実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第５実施形態の説明を行う。ただし、図６における符号ＡのＦＥＴは図示しない主回路のインバータを構成するＦＥＴを示す。
【００５７】
図６に示す電源装置１Ｅは、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制回路３０を備えている以外は、第１ないし第３実施形態と同様に構成される。
【００５８】
ここで、放電灯ＦＬの管端部付近の照度は連続的に高くなるので、低温時にその照度が緩やかに上昇したとすると、第４実施形態の構成では、光検出素子Ｓ２０の抵抗値が緩やかに減少して、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧がそのチェナー電圧付近で保持されることになる。このような場合、回路動作が不安定になる。
【００５９】
そこで、第５実施形態では、回路動作を安定にするためのヒステリシス特性を持たせるべく、トランジスタＱ２００の前段にシュミットトリガ回路３００を設けるのである。すなわち、他制回路３０は、ツェナーダイオードＤ２００のカソードとコンデンサＣ２００の高電位側端子との間にシュミットトリガ回路３００をさらに備える以外は、第４実施形態の他制回路２０と同様に構成され、シュミットトリガ回路３００は、図６に示すように、抵抗Ｒ３００，Ｒ３０１，Ｒ３０２，Ｒ３０４、コンデンサＣ３００およびトランジスタＱ３００，Ｑ３０１により構成されている。なお、シュミットトリガ回路３００は、入力電圧であるコンデンサＣ２００の両端電圧が第１しきい値を越えるとトランジスタＱ３００がオンになり、第１しきい値よりも低い第２しきい値より低くなるとトランジスタＱ３００がオフになるように設定されるのは言うまでもない。
【００６０】
次に、シュミットトリガ回路３００の動作を説明する。放電灯ＦＬの周囲温度が低温になると、放電灯ＦＬの管端部付近の照度が高くなり、光検出素子Ｓ２０の抵抗値が減少して、コンデンサＣ２００の両端電圧が上昇する。そして、トランジスタＱ３００がオンになると、トランジスタＱ３０１のベース電流が引き抜かれてトランジスタＱ３０１がオフになり、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧が上昇する。これにより、カソードに印加する電圧がツェナーダイオードＤ２００のツェナー電圧を超え、トランジスタＱ２００がオンになると、これ以降、第４実施形態と同様の回路動作になるので、電解効果トランジスタＡのゲート電流が引き抜かれて、出力の増大変動が抑制される。
【００６１】
図７は本発明の第１参考例に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第１参考例の説明を行う。ただし、図７における符号ＡのＦＥＴは図示しない主回路のインバータを構成するＦＥＴを示す。
【００６２】
図７に示す電源装置１Ｆは、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制回路４０を備えている以外は、第１ないし第３実施形態と同様に構成される。
【００６３】
他制回路４０は、低温時に放電灯ＦＬのフィラメントに流れる過電流の検出を行い、この検出結果に応じて出力の増大変動を抑制する方向に制御するもので、光検出素子Ｓ２０に代えて抵抗Ｒ４００を使用し、直流電源ＤＣを廃して放電灯ＦＬの一のフィラメントの一端と抵抗Ｒ４００との間に介設されるダイオードＤ４００をさらに使用する構成になっている以外は、第４実施形態の他制回路２０と同様に構成されている。
【００６４】
この構成では、放電灯ＦＬの周囲温度が低温になると、そのフィラメントに流れる電流が増大して、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧が上昇する。そして、ツェナーダイオードＤ２００のカソードに印加する電圧がツェナーダイオードＤ２００のツェナー電圧より高くなると、ツェナーダイオードＤ２００が導通し、これを介してコンデンサＣ２００の両端電圧がトランジスタＱ２００のベースに印加する。これにより、トランジスタＱ２００がオンになると、これ以降、第４実施形態と同様の回路動作になるので、電解効果トランジスタＡのゲート電流が引き抜かれて、出力の増大変動が抑制される。
【００６５】
図８は本発明の第２参考例に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第２参考例の説明を行う。
【００６６】
図８に示す電源装置１Ｇは、コンデンサＣ１０〜Ｃ１４，ＣＥ１０、ダイオードＤ１０〜Ｄ１３、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、整流器１１、フィルタ回路１２、負荷回路１３、起動回路１４および駆動回路１５を第１実施形態と同様に備えているほか、第１実施形態との相違点として他制回路５０を備えている。
【００６７】
この他制回路５０は、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御するものである。つまり、低温時に放電灯ＦＬを点灯させる場合、そのインピーダンスが小さくなることから、ランプ電流が常温で点灯する場合よりも増大することに着目し、その増大を検出することで出力の増大変動の抑制を図るのである。他制回路５０の具体構成としては、図８に示すように、抵抗Ｒ５００，Ｒ５０１，Ｒ５０２、ダイオードＤ５００，Ｄ５０１，Ｄ５０２，Ｄ５０３、コンデンサＣ５００、トランジスタＱ５００およびトランスＴ５０により構成される。このトランスＴ５０は、放電灯ＦＬおよび２次巻線ｎ１３２間の一のラインに介設される電流検出用の１次巻線ｎ５０１と、整流器１１の負極性出力端子に一端が接続される２次巻線ｎ５０２とを有している。また、抵抗Ｒ５００，Ｒ５０１およびコンデンサＣ５００はＣＲ時定数回路を構成する。
【００６８】
この構成では、ＦＥＴＱ１２のゲートに駆動信号が加わると、ＣＲの時定数に応じてトランジスタＱ５００がオンになり、主回路の共振により駆動信号が反転するまでゲート信号が引き抜かれ、続いてＦＥＴＱ１１がオンになる。ＦＥＴＱ１２のオン時間に応じて自励動作によりＦＥＴＱ１１のオン時間が決まる。
【００６９】
低温時、放電灯ＦＬのインピーダンス低下に伴い、常温よりも大きな電流がトランスＴ５０の１次巻線ｎ５０１に流れると、２次巻線ｎ５０２と、抵抗Ｒ５００と、ダイオードＤ５００と、抵抗Ｒ５０１と、コンデンサＣ５００並びに抵抗Ｒ５０２およびトランジスタＱ５００とに順次電流が流れ、この後、トランジスタＱ５００のベースに流れる電流が増大してトランジスタＱ５００がオンになると、ＦＥＴＱ１２は、ゲート・ソース間がダイオードＤ５０３を介してトランジスタＱ５００により短絡されてオフになり、オン期間が短くなる。この後、主回路の共振によりＦＥＴＱ１１のゲートに駆動信号が加わってＦＥＴＱ１１がオンになり、１次巻線ｎ５０１に流れる電流が反転すると、コンデンサＣ５００は、ダイオードＤ５０１、抵抗Ｒ５００および２次巻線ｎ５０２の経路を通じて放電する。
【００７０】
例えば、定格点灯時のＦＥＴＱ１２のオン時間よりもＦＥＴＱ５００がオンするまでの時間が長くなるようにＣＲ時定数を決定すれば、定格点灯時には他制回路５０が動作しなくなる。
【００７１】
このように、ＣＲの時定数とトランスＴ５０に流れる電流の大きさにより、ＦＥＴＱ１２のオン時間が決まり、ＦＥＴＱ１２のオン時間に応じて動作周波数が決まる。そして、他制回路５０を動作させることにより、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のオンデューティがアンバランスになるとともに動作周波数が高くなり、出力増大を抑制することが可能となる。また、ＣＲ時定数を調整することにより、低温時や電源電圧変動時に負荷電流の増大を抑制するレベル調整が可能になるという効果もある。
【００７２】
また、図８に示す主回路の構成では、負荷電流は、交流電源ＡＣのピーク付近とゼロクロス付近で２つのピーク値を持ち、比較的低周波でリップルが大きくなるので、クレストファクタが悪いという課題がある。そこで、ＣＲ時定数を調整し、定格点灯時においても他制回路５０を動作させると、リップル電流のピーク値の大きさに比例してデューティのアンバランスが大きくなるとともに周波数が高くなるので、ピーク値の低減が可能になり、この結果、クレストファクタを改善することができる。
【００７３】
なお、第２参考例では、主回路は、第１実施形態とほぼ同様の構成になっているが、これに限らず、第２または第３実施形態と同様の構成でもよい。要するに、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に伴って、負荷出力が常温時よりも増大する構成であれば、他制回路５０の作用により上記効果を奏することができる。
【００７４】
図９は本発明の第３参考例に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第３参考例の説明を行う。
【００７５】
図９に示す電源装置１Ｈは、コンデンサＣ１０〜Ｃ１３、ダイオードＤ１０，Ｄ１１、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、整流器１１、フィルタ回路１２、負荷回路１３および駆動回路１５を第１実施形態と同様に備えているほか、第１実施形態との相違点として、整流器１１の負極性出力端子に負極性端子が接続され、整流器１１の直流出力レベルを平滑するコンデンサＣＥ３０と、このコンデンサＣＥ１０の正極性端子およびコンデンサＣ１２の他端にそれぞれカソードおよびアノードが接続される充電用のダイオードＤ２２と、ダイオードＤ１１のカソードおよびコンデンサＣＥ３０の正極性端子にそれぞれカソードおよびアノードが接続される放電用のダイオードＤ２３とを備えているとともに、起動回路２４と、他制回路６０とを備えている。
【００７６】
起動回路２４は、電源が投入されると、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２のうちＦＥＴＱ１１の方を先にオンにするもので、図９に示すように、抵抗Ｒ２４１〜Ｒ２４３と、コンデンサＣ２４１と、ダイアックＴＤ２４と、ダイオードＤ２４１とにより構成されている。この構成では、電源投入後、コンデンサＣ２４１の両端電圧が上昇し、この後、その両端電圧がダイアックＴＤ２４のブレークオーバ電圧を越えると、ダイアックＴＤ２４が導通し、これを介してコンデンサＣ２４１の両端電圧がＦＥＴＱ１１のゲート・ソース間に印加する。これにより、ＦＥＴＱ１１がオンになる。一方、ＦＥＴＱ１１がオンになると、コンデンサＣ２４１は、その電荷が主に抵抗Ｒ２４２、ダイオードＤ２４１およびＦＥＴＱ１１を流れて放電し、この結果、起動回路２４は機能を停止する。
【００７７】
他制回路６０は、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御するもので、図９に示すように、抵抗Ｒ６００〜Ｒ６０２と、ダイオードＤ６００，Ｄ６０１と、トランジスタＱ６００，Ｑ６０１とにより構成されている。
【００７８】
次に、主に他制回路６０の動作を説明する。電源が投入されると、起動回路２４が作動してＦＥＴＱ１１がオンになって共振が始まり、駆動回路１５の作用によりＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフする。
【００７９】
ＦＥＴＱ１２がオンになると、ドレイン電流が流れて、トランジスタＱ６００のベースに印加する抵抗Ｒ６００の両端電圧が上昇し、この後、トランジスタＱ６００がオンになると、ＦＥＴＱ１２のゲート電圧がトランジスタＱ６００およびダイオードＤ６００を介して抵抗Ｒ６０２に印加し、この両端電圧がトランジスタＱ６０１のベース・エミッタ間に印加するので、トランジスタＱ６０１がオンになる。これにより、ＦＥＴＱ１２のゲート・ソース間がトランジスタＱ６０１およびダイオードＤ６０１を介して短絡され、ＦＥＴＱ１２がオフになる。このように、ＦＥＴＱ１２のドレイン電流がある一定値を越えたときにＦＥＴＱ１２をオフにすれば、回路にそれ以上の電流が流れるのを防止することができる。
【００８０】
これまでに説明したように、低温時には、放電灯ＦＬのインピーダンスが小さくなるため、周波数が低減し、部品ストレスが増大してしまう。このような回路構成に対して他制回路６０を適用すれば、上述の如く、過大電流の抑制作用により、部品に加わるストレスを低減することができる。これにより、部品コストを増大させることなく安価な回路を提供できる。
【００８１】
図１０は本発明の第４参考例に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第４参考例の説明を行う。
【００８２】
図１０に示す電源装置１Ｉは、コンデンサＣ１３，ＣＥ１０、ダイオードＤ１２，Ｄ１３、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、整流器１１、負荷回路１３および駆動回路１５を第１実施形態と同様に備えているほか、第１実施形態との相違点として、整流器１１の正極性出力端子にアノードが接続されるダイオードＤ２１と、このダイオードＤ２１と並列に接続されるインピーダンス要素としてのコンデンサＣ２１と、整流器１１の正極性出力端子に一端が接続される直流阻止用のコンデンサＣ２２と、コンデンサＣ２２１およびインダクタＬ２２１により成るフィルタ回路２２とを備えているとともに、他制回路７０を備えている。
【００８３】
他制回路７０は、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御するもので、図１０に示すように、抵抗Ｒ７００，Ｒ７０１により成る分圧回路７００と、抵抗Ｒ７０２，Ｒ７０３、ダイオードＤ７００およびトランジスタＱ７００により成り、０〜数Ｖの範囲の電圧を増幅する（反転）増幅回路７０１と、ツェナーダイオードＤ７０１により成る比較回路７０２と、ダイオードＤ７０２およびトランジスタＱ７０１により成るスイッチ回路７０３とを備えている。この構成は、第３参考例における電流検出用の抵抗Ｒ６００に代えて、スイッチング素子が有するオン抵抗を利用することで、抵抗Ｒ６００による電力損失を無くすことができる。
【００８４】
次に、主に他制回路７０の動作を説明する。電源投入後、ＦＥＴＱ１２がオンになると、ドレインに共振電流とコンデンサＣＥ１０を充電するチョッパ電流が流れる。このとき、オン時間が長いほど電流ピークは増大し、ＦＥＴＱ１２が有するオン抵抗によってＦＥＴＱ１２のドレイン・ソース間にドレイン電流に比例したオン電圧が発生する。このオン電圧は、分圧回路７００を通じて検出され、増幅回路７０１に入力され、そして、反転増幅された後にツェナーダイオードＤ７０１のアノードに印加する。これにより、ツェナーダイオードＤ７０１が導通し、トランジスタＱ７０１のベース・エミッタ間に電圧が印加してトランジスタＱ７０１がオンになると、ＦＥＴＱ１２のゲート・ソース間がトランジスタＱ７０１およびダイオードＤ７０２を介して短絡される。この結果、ＦＥＴＱ１２にはある一定値以上の電流が流れなくなる。このように、ＦＥＴＱ１２に一定値以上の電流が流れないように制御することで、ＦＥＴＱ１２のオン時間を短くし、低温時の放電灯ＦＬの等価抵抗の低下によるインバータの周波数低下を抑制することができ、素子に加わる過大なストレスの発生を防止することができる。
【００８５】
なお、ＦＥＴＱ１１がオンになると、分圧回路７００の電圧もＨＩＧＨになるが、ＦＥＴＱ１２のゲート電圧が負電圧であるから、増幅回路７０１およびスイッチ回路７０３は動作しない。
【００８６】
図１１は本発明の第６実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第６実施形態の説明を行うと、図１１に示す電源装置１Ｊは、他制回路７０に代えて他制回路８０を備えている以外は、第４参考例の電源装置１Ｉと同様に構成されている。
【００８７】
他制回路８０は、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御するもので、図１１に示すように、フィルタ回路２２のインダクタＬ２２１に磁気結合する入力電流検出用の巻線ｎ８０２と、ダイオードＤ８００、抵抗Ｒ８００、コンデンサＣ８００およびトランジスタＱ８００により成る過電流検出回路８０１と、抵抗Ｒ８０１、コンデンサＣ８０１およびトランジスタＱ８０１により成るタイマ回路８０２とを備えている。この他制回路８０は、低温時の放電灯ＦＬのインピーダンス低下などによるインバータの周波数低下で起こる回路の過電流を入力電流から検出し、過大なストレスが素子に加わるのを防止する構成になっている。ただし、インダクタＬ２２１および巻線ｎ８０２は、それぞれを１次巻線および２次巻線とする可飽和トランスＴ８０により構成される。
【００８８】
この他制回路８０の構成では、インバータが定格出力で動作するとき、可飽和トランスＴ８０の１次巻線としてのインダクタＬ２２１に流れる電流では可飽和トランスＴ８０が飽和しないように設定される。また、巻線ｎ８０２に誘導される起電圧を、ダイオードＤ８００および抵抗Ｒ８００を介してトランジスタＱ８００のベースに印加することで、トランジスタＱ８００が常にオンになるように調整される。これにより、定格出力時、トランジスタＱ８００がオンになり、タイマ回路８０２のコンデンサＣ８０１が短絡されるので、タイマ回路８０２はその機能を果たすことができなくなる。すなわち、他制回路８０は、定格出力の場合、インバータに対して何ら影響を与えない。なお、定格出力時、少なくともトランジスタＱ８０１をオンにする電圧がコンデンサＣ８０１の両端に発生する前にトランジスタＱ８００がオンになるように調整すればよい。
【００８９】
これに対して、低温時、放電灯ＦＬのインピーダンスの低下によりインバータの周波数が低下し、入力電流が増大し、インダクタＬ２２１に流れる電流が交流電源ＡＣのピーク付近で特に大きくなるとき、可飽和トランスＴ８０が飽和領域に入るように設定される。これにより、低温時、巻線ｎ８０２に誘導される起電圧が低下し、トランジスタＱ８００がオフするようになるので、コンデンサＣ８０１の短絡が解除され、タイマ回路８０２が作動することになる。タイマ回路８０２が作動して、コンデンサＣ８０１の両端電圧が上昇すると、トランジスタＱ８０１がオンになり、ＦＥＴＱ１２のゲート・ソース間がトランジスタＱ８０１によって短絡されるので、ＦＥＴＱ１２のオン時間が短くなる。この結果、回路の周波数が上昇し、入力電力および回路ストレスの低減が可能になる。
【００９０】
図１２は本発明の第７実施形態に係る電源装置の構成図で、この図を用いて以下に第７実施形態の説明を行うと、図１２に示す電源装置１Ｋは、他制回路７０に代えて他制回路９０を備えている以外は、第４参考例の電源装置１Ｉと同様に構成されている。
【００９１】
他制回路９０は、放電灯ＦＬのインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御するもので、図１２に示すように、入力電流検出回路を構成する抵抗Ｒ９００，Ｒ９０１およびツェナーダイオードＤ９００と、スイッチ回路を構成するトランジスタＱ９００およびダイオードＤ９０１とを備えている。この他制回路９０は、入力電流を抵抗で検出し、その検出信号でコンデンサＣＥ１０を充電するチョッパ電流の流れるＦＥＴＱ１２を早くオフする構成になっており、この構成は少ない部品点数で実現されている。なお、ツェナーダイオードＤ９００のツェナー電圧は、ツェナーダイオードＤ１５４のそれよりも若干高い。
【００９２】
次に、主に他制回路９０の動作を説明する。ＦＥＴＱ１２がオンのとき、図１２に示すように、電流検出用の抵抗Ｒ９００には左向きに電流が流れる。このとき、ＦＥＴＱ１２のゲート電圧がＨＩＧＨであるので、ツェナーダイオードＤ９００の両端には、ゲート電圧と抵抗Ｒ９００の電圧とを加算した電圧が加わっている。抵抗Ｒ９００に流れる電流によりその両端電圧が高くなり、ゲート電圧と抵抗Ｒ９００の電圧との和電圧がツェナーダイオードＤ９００のツェナー電圧を超え、トランジスタＱ９００がオンになると、ＦＥＴＱ１２のゲート信号が引き抜かれ、ＦＥＴＱ１２が早くオフになる。これにより、低温時の放電灯ＦＬのインピーダンス低下などで周波数が低下し、入力電流が増大することによる回路素子へのストレスを低減できる。
【００９３】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変
換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記他制手段は、前記直列回路の両端電圧に応じて少なくともいずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御するので、例えば平滑コンデンサの電圧上昇に応じて出力の増大変動を抑制する方向に制御することが可能になり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００９４】
請求項２記載の発明によれば、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動される一対のスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記他制手段は、当該電源装置の入力電流に応じて少なくともいずれか一方のスイッチング素子のオン時間を制御するので、電源装置の入力電流に応じて出力の増大変動を抑制する方向に制御することが可能になり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００９５】
請求項３記載の発明によれば、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記負荷は放電灯であり、前記放電灯のフィラメント近傍の光に応じて前記他制手段を他制するので、放電灯のフィラメント近傍の光に応じて出力の増大変動を抑制する方向に制御することが可能になり、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００９６】
請求項４記載の発明によれば、負荷およびＬＣ共振回路により成る負荷回路と、交流電源からの交流電力を直流電力に整流する整流器と、この整流器の直流出力レベルを平滑する平滑コンデンサと、これら整流器および平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換して前記負荷回路に供給し自励式で駆動されるスイッチング素子の直列回路とにより構成されるインバータと、前記インバータの出力の一部を前記インバータの入力側に帰還する手段と、前記負荷のインピーダンス変動に応じて生じる出力の増大変動を抑制する方向に制御する他制手段とを備え、前記負荷は放電灯であり、前記他制手段は、低温時の前記放電灯における管端部の照度の増加を検出し、出力の増大変動を抑制する方向に制御するので、部品に加わるストレス低減が可能になる。  
【００９７】
請求項５記載の発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、前記整流器の一の出力端子と前記平滑コンデンサの一端との間に介設されるダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、前記直列回路は、一対のスイッチング素子により成り、前記平滑コンデンサの両端間に接続され、前記負荷回路は前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続されるのであって、この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００９８】
請求項６記載の発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、ダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素と、降圧チョッパ用インダクタとを備え、前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとにより成り、前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記降圧チョッパ用インダクタを介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電するのであって、この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【００９９】
請求項７記載の発明によれば、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置において、ダイオードと、前記ダイオードと並列に接続されるインピーダンス要素とを備え、前記インバータは、駆動トランス、直流阻止用コンデンサおよび補助電源手段を有し、前記負荷回路は、前記負荷と、前記ＬＣ共振回路を構成する共振用インダクタおよび共振用コンデンサとを有するほか、トランスを有して成り、前記直列回路は、前記整流器の直流出力電圧を高周波電圧に変換する一対のスイッチング素子により成り、前記ダイオードを介して前記整流器の両端に接続され、前記直流阻止用コンデンサ、前記負荷回路および前記駆動トランスの１次巻線は、前記整流器側に位置する前記ダイオードの一端と前記一対のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記補助電源手段は、前記一対のスイッチング素子の一方および前記負荷回路が有するトランスの１次巻線を介して前記平滑コンデンサを前記交流電源の所定電圧以下に充電するのであって、この構成でも、部品に加わるストレス低減が可能になる。
【０１００】
請求項８記載の発明によれば、請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置において、予熱回路を備え、前記他制回路の一部と前記予熱回路の一部とを兼用するので、他制回路を簡単な回路で構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図２】  本発明の第２実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図３】  本発明の第３実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図４】  本発明の第４実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図５】  図４における光検出素子の設置例を示す図である。
【図６】  本発明の第５実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図７】  本発明の第１参考例に係る電源装置の構成図である。
【図８】  本発明の第２参考例に係る電源装置の構成図である。
【図９】  本発明の第３参考例に係る電源装置の構成図である。
【図１０】  本発明の第４参考例に係る電源装置の構成図である。
【図１１】  本発明の第６実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図１２】  本発明の第７実施形態に係る電源装置の構成図である。
【図１３】  本出願人により別途提案された電源装置の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
ＦＬ  放電灯
Ｃ１０〜Ｃ１４，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３２  コンデンサ
ＣＥ１０，ＣＥ２０，ＣＥ３０  コンデンサ
Ｄ１０〜Ｄ１３，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３ダイオード
Ｑ１１，Ｑ１２  ＦＥＴ
１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０，８０，９０  他制回路
１１，２１  整流器
１２，２２  フィルタ回路
１３  負荷回路
１４，２４  起動回路
１５  駆動回路
１６  予熱回路
１７  制御回路
【図１】
0003692872.tif 000002
【図２】
0003692872.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003692872.tif 000008
【図８】
0003692872.tif 000009
【図９】
0003692872.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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