(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータの出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の多相交流電力に変換して、交流電動機を可変速制御するインバータの制御方法において、
交流電動機の一相分の瞬時の電流検出値と、該一相分の電流検出値以外の全ての相分の電流推定値と、前記インバータの出力周波数指令を積分した基準位相とを用いて、回転座標系に変換してトルク分電流と励磁分電流の瞬時値を求め、
前記トルク分電流と励磁分電流の瞬時値をそれぞれ平均化した値と、前記基準位相とを用いて、固定座標系に変換して全相の電流推定値を求めるとともに前記一相分の電流検出値以外の全ての相分の電流推定値を前記回転座標系の入力にフィードバックし、
前記トルク分電流の瞬時値または平均化値に応じて、前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項２】
インバータの出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の多相交流電力に変換して、交流電動機を可変速制御するインバータの制御方法において、
交流電動機の一相分の瞬時の電流検出値と、該一相分の電流検出値以外の全ての相分の電流推定値と、前記インバータの出力周波数指令を積分した基準位相とを用いて、回転座標系に変換してトルク分電流と励磁分電流の瞬時値を求め、
前記トルク分電流と励磁分電流の瞬時値をそれぞれ平均化した値と、前記基準位相とを用いて、固定座標系に変換して全相の電流推定値を求めるとともに前記一相分の電流検出値以外の全ての相分の電流推定値を前記回転座標系の入力にフィードバックし、
前記トルク分電流及び前記励磁分電流の瞬時値または平均化値より求めた交流電動機の１次電流に応じて、前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記一相分の電流検出値のサンプリングの度に前記トルク分電流を推定し、前記交流電動機の負荷が増大した時、負荷の増大に応じてインバータの出力電圧または出力周波数を増大することを特徴とするインバータの制御方法。
【請求項４】
速度指令と電動機電流の特定成分を入力してインバータの出力周波数指令と出力電圧指令を演算する指令演算部を有し、前記出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の３相交流電力に変換して、３相交流電動機を可変速制御するインバータの制御装置において、
前記３相交流電動機の一相分の電流検出値と、前記出力周波数指令を積分した基準位相とを入力し前記電動機電流の特定成分を出力する電流推定手段と、
該電流推定手段が、前記一相分の電流検出値と該一相分以外の２相の電流推定値と前記基準位相とを用い、回転座標系に変換してトルク分電流と励磁分電流の瞬時推定値を得るｕｖｗ／ｄｑ変換器と、前記トルク分電流と前記励磁分電流の瞬時推定値を１次遅れフィルタを介してそれぞれの平均化値を求め、これら平均化値と前記基準位相とを用い、固定座標系に変換して３相の電流推定値を推定するｄｑ／ｕｖｗ変換器とを備え、該ｄｑ／ｕｖｗ変換器が出力する前記一相分以外の２相の電流推定値を前記ｕｖｗ／ｄｑ変換器に入力するように構成すると共に、
前記トルク分電流及び前記励磁分電流の瞬時値または平均化値より求めた交流電動機の１次電流に応じて、前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項５】
速度指令と電動機電流の特定成分を入力してインバータの出力周波数指令と出力電圧指令を演算する指令演算部を有し、前記出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の３相交流電力に変換して、３相交流電動機を可変速制御するインバータの制御装置において、
前記３相交流電動機の一相分の電流検出値と、前記出力周波数指令を積分した基準位相とを入力し前記電動機電流の特定成分を出力する電流推定手段と、
該電流推定手段が、前記一相分の電流検出値と該一相分以外の２相の電流推定値と前記基準位相とを用い、回転座標系に変換してトルク分電流と励磁分電流の瞬時推定値を得るｕｖｗ／ｄｑ変換器と、前記トルク分電流と前記励磁分電流の瞬時推定値を１次遅れフィルタを介してそれぞれの平均化値を求め、これら平均化値と前記基準位相とを用い、固定座標系に変換して３相の電流推定値を推定するｄｑ／ｕｖｗ変換器とを備え、該ｄｑ／ｕｖｗ変換器が出力する前記一相分以外の２相の電流推定値を前記ｕｖｗ／ｄｑ変換器に入力するように構成すると共に、
前記電流推定手段による前記電動機電流の特定成分である前記トルク分電流の瞬時推定値または平均化推定値を前記指令演算部に入力し、該瞬時推定値または平均化推定値に応じて前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項６】
請求項４または５において、
前記指令演算部に、前記出力周波数指令に応じて変化する手動設定可能なＶ／ｆパターン電圧発生手段を設け、このパターン発生手段による発生電圧と前記電動機電流の特定成分に応じて変化する電圧補正量を加算した電圧指令値により、前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とするインバータの制御装置。
【請求項７】
請求項４、５または６において、
前記指令演算部に、前記出力周波数指令を求めるために前記速度指令とともに入力される滑り周波数を、前記トルク分電流に応じて補正する滑り周波数補正手段を設けることを特徴とするインバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法に係わり、特に中低周波数領域での高トルク化と速度変動率を低減した自動トルクブースト制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制御が知られている。これは誘導機の励磁電流をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わると電動機の１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、電動機の誘起電圧が小さくなる。この結果、モータの励磁電流が小さくなり、モータ出力トルクが減少すると言う問題がある。また、速度指令に対して実速度が低下するため速度変動率が大きくなると言う問題もある。そこで、特に中低周波数領域でのトルクアップを図る自動トルクブースト制御が多数提案されている。
【０００３】
一般的には二相の電動機電流を検出し、これを磁束位相で固定座標から回転座標へ変換（ｕｖｗ／ｄｑ変換）してトルク電流Ｉｔを求め、これに応じた１次抵抗電圧降下分ｒ１・ＩｔをＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）に加算して、数１の電圧指令Ｖｍを出力している。
【０００４】
【数１】
Ｖｍ＝Ｋ・ｆ１＊  ＋  ｒ１・Ｉｔ
ここで、＊は指令値、Ｋは比例ゲインである。
【０００５】
さらに、トルク電流Ｉｔに比例した滑り周波数ｆｓを基準の周波数ｆｎ＊に加算して、数２のインバータ出力周波数指令ｆ１＊にしている。
【０００６】
【数２】
ｆ１＊＝ｆｎ＊  ＋  ｆｓ＝ｆｎ＊  ＋  Ｋｓ・Ｉｔ
ここで、Ｋｓは比例ゲインである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来のように、電動機二相電流からトルク電流を検出する方式は、二相の瞬時電動機電流をｕｖｗ／ｄｑ変換して検出するため瞬時に、しかも正確にトルク分電流の検出ができ、これを基に自動トルクブースト制御を行なうので高応答で高精度な自動トルクブースト制御ができる。しかし、その反面電動機電流検出器が必ず二相分必要となり、これに伴う電流検出回路も二相分必要となる。このため、インバータ装置が高価になると言う問題がある。
【０００８】
このため、一相の電動機電流から電流ベクトルを推定する方法が、特開平１０−２２５１９９号公報に記載されている。この方法では、インバータ出力電圧指令、電動機の電流及びインピーダンスを用いた状態方程式（同公報の（５）式）から他の相の交流電流を推定し、ｕｖｗ／ｄｑ変換して電流ベクトル（同（６）式）を推定している。しかし、（５）式の状態方程式のパラメータで、モータ制御の場合の定数Ａは、一次抵抗Ｒｓ、二次抵抗Ｒｒ、相互インダクタンスＭなどのモータ定数となり、モータの機種ごとに設定する必要がある。本発明が対象とする比較的小形の電動機は多品種に及ぶので、機種毎にモータ定数を取得して設定する必要があり汎用性に欠ける。また、モータ定数は負荷変化に応じた温度で変化し、例えば抵抗値は運転状態で２０〜３０％も変化するため、設定値に対する誤差が大きく、電流推定値の精度が低下してしまうという問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を克服し、一相の電動機電流から他相の電流を推定するのにモータ定数が不要な電流ベクトル推定方法を実現し、低価格化とともに汎用性の高いインバータ装置を提供することにある。更に、電流推定精度の向上により、特に中低速領域で高トルク制御ができ、速度変動率も小さくできるインバータの制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、実検出した一相の電動機電流と最終的に推定されてフィードバックされる他相の電動機電流とからなる電流ベクトルを、インバータの出力周波数を積分した基準位相を用いて回転座標系に変換してトルク分電流Ｉｑと励磁分電流Ｉｄの瞬時値を求め、これらの瞬時値をそれぞれ平均化し、さらに固定座標系に逆変換して前記他相の電流を推定する、閉ループ系によって達成される。
【００１１】
即ち、インバータの出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換して、交流電動機を可変速制御するインバータの制御方法において、交流電動機の一相分の電流検出値（ｉｕ）及び他相分の電流推定値（ｉｗｓ，ｉｖｓ）を入力し、前記インバータの出力周波数指令を積分した基準位相により回転座標系に変換（ｕｖｗ／ｄｑ変換）してトルク分電流Ｉｑと励磁分電流Ｉｄの瞬時値を求め、これら各瞬時値を平均化した値を入力し、前記基準位相により固定座標系に変換（ｄｑ／ｕｖｗ変換）して前記他相分の電流推定値を求めるとともに最初の前記入力にフィードバックし、前記トルク分電流の瞬時値または平均化値に応じて、前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とする。
【００１２】
または、前記トルク分電流Ｉｑ及び前記励磁分電流Ｉｄの瞬時値または平均化値より求めた交流電動機の１次電流に応じて、前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とする。この１次電流は、Ｉｑ２とＩｄ２の和の平方根として求まる。
【００１３】
前記一相分の電流検出値のサンプリングの度に前記トルク分電流を推定し、負荷が増大した時、これに応じてインバータの出力電圧または出力周波数を増大することを特徴とする。これにより、負荷が変化した場合、高応答でトルク電流を推定できるので、インバータ出力電圧と出力周波数も高応答で精度よく補償できる。
【００１４】
本発明によるトルク電流の推定は、基準の位相指令と一相の実電流検出値のみでよいため、電動機の機種に関係なく電圧情報や電動機定数等が不明な場合にも推定可能で、汎用性が高い。また、負荷により変動するパラメータを用いてないので、推定精度が高くなる。さらに、本発明による他相の電流はその負帰還作用によって推定誤差が低減されるので、結果的にトルク電流の推定精度も向上する。これにより、インバータのトルクブースト制御における出力電圧と出力周波数の補償精度も向上する。
【００１５】
本発明の方法を実現するインバータの制御装置は、速度指令と電動機電流の特定成分を入力としてインバータの出力周波数指令と出力電圧指令を演算する指令演算部を有し、前記出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換して、交流電動機を可変速制御するインバータの制御装置において、交流電動機の一相の電流検出値と前記出力周波数指令を積分した基準位相を用いて交流電動機の他相の電流及び前記特定成分を推定するために、１次遅れフィルタを介して回転座標系に変換するｕｖｗ／ｄｑ変換器と固定座標系に変換するｄｑ／ｕｖｗ変換器を接続し、かつ後者（ｄｑ／ｕｖｗ変換器）の出力を前者（ｕｖｗ／ｄｑ変換器）に入力する閉ループよりなる電流推定手段を設けたことを特徴とする。
【００１６】
また、前記ｕｖｗ／ｄｑ変換器に交流電動機の一相の電流検出値と他相の電流推定値を入力し、前記基準位相を用いて回転座標系に変換してトルク分電流及び励磁分電流の瞬時推定値を出力し、前記１次遅れフィルタは前記瞬時推定値を平均化（平滑化）してトルク分電流及び励磁分電流の平均化推定値を出力し、前記ｄｑ／ｕｖｗ変換器は前記平均化推定値の各々を入力し、前記基準位相を用いて固定座標系に変換して前記他相の電流推定値を出力し、前記トルク分電流を前記電動機電流の特定成分として、その瞬時推定値または平均化推定値に応じて前記インバータの出力電圧または出力周波数を制御することを特徴とする。
【００１７】
また、前記指令演算部に、前記出力周波数指令に応じて変化する手動設定可能なＶ／ｆパターン電圧発生手段を設け、このパターン発生手段による発生電圧と前記電動機電流の特定成分に応じて変化する電圧補正量を加算した電圧指令値により、前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とする。
【００１８】
一般に自動トルクブーストを行なう場合のＶ／ｆパターンは、発生電圧指令Ｅｍ＊を１次周波数指令ｆ１＊に比例させることで、電動機の無負荷電流をほぼ一定に制御している。本発明では自動トルクブースト制御においても、Ｖ／ｆパターンを手動設定により可変できるようにした。これにより、無負荷時の電動機電流は多少増加するが始動トルクを十分に大きくできる。また、励磁電流が大きくなるのでトルク電流が小さくなり、トルク電流の推定値に多少誤差があっても安定に制御できる。
【００１９】
また、前記指令演算部に、前記出力周波数指令を求めるために前記速度指令とともに入力される滑り周波数を、前記電動機電流の特定成分に応じて補正する滑り周波数補正手段を設けることを特徴とする。これにより、負荷が大きくなっても速度変動率を低減できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は交流電動機を可変速制御するインバータの制御ブロックを示している。交流電源１からの交流電力は整流回路２及び平滑コンデンサ３により、直流に変換される。この直流電力はインバータ４により、可変周波数で可変電圧の交流に変換され、誘導電動機５を可変速駆動する。インバータ４の出力周波数と出力電圧は、インバータ制御回路からゲート回路１０を介して制御される。
【００２１】
本実施例のインバータ制御回路は、速度指令ｆｎ＊と誘導電動機のトルク電流推定値Ｉｑを入力し、１次角周波数指令ω１＊とインバータ出力電圧指令を演算するインバータ出力周波数・出力電圧演算部６と、このインバータ出力電圧指令の回転座標軸成分Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を固定座標における交流の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換するｄｑ／ｕｖｗ変換部８と、この瞬時交流電圧指令に対応したゲート信号を発生するゲート信号発生回路９と、１次角周波数指令ω１＊を積分し、基準位相指令θｄ＊としてｄｑ／ｕｖｗ変換部８に与える積分回路７を有し、さらに、電流検出器１２で検出した１相分の電動機電流ｉｕと基準位相指令θｄ＊を入力し、トルク電流推定値Ｉｑを推定して演算部６に与える電流推定部１１と、からなる。
【００２２】
なお、インバータ出力電圧指令の回転座標軸成分Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を入力し、固定座標軸の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力するｄｑ／ｕｖｗ変換部８は、数３の演算によって変換する。
【００２３】
【数３】
Ｖｕ＊＝Ｖｄ＊・ｃｏｓθｄ＊−Ｖｑ＊・ｓｉｎθｄ＊
Ｖｗ＊＝−Ｖｕ＊／２−√３（Ｖｄ＊・ｓｉｎθｄ＊＋Ｖｑ＊・ｃｏｓθｄ＊）／２
Ｖｖ＊＝−（Ｖｕ＊＋Ｖｗ＊）
次に、本実施例におけるインバータ制御回路の特徴部となるインバータ出力周波数・出力電圧演算部６と、トルク電流推定部１１の構成と動作を詳細に説明する。なお、その他の部分は従来から周知の構成であり、詳細な説明は省略する。
【００２４】
図２は、インバータ出力周波数・出力電圧演算部の機能ブロック図を示す。ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊はＩｍ＊・ｒ１の固定電圧を設定している。ここで、Ｉｍ＊は誘導電動機の励磁分電流（無負荷時の電動機電流）指令値であり、ｒ１は電動機５の１次抵抗設定値である。
【００２５】
ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は次のように演算する。まず、加算器１４ａで基本の速度指令ｆｎ＊と滑り周波数ｆｓを加算し、インバータ出力周波数指令ｆ１＊（１次周波数指令）としている。このｆ１＊に２πを乗じて１次角周波数指令ω１＊としている。このように滑り周波数を加算することで、速度指令に実際の速度が近づき速度変動率が低減する。ここで、滑り周波数ｆｓはトルク電流推定値Ｉｑを入力とし、１次遅れフィルタ１３と比例ゲインＫｓを介して算出している。なお、ゲインＫｓは電動機の定格トルクＩｔｏと定格滑り周波数ｆｓｏからＫｓ＝ｆｓｏ／Ｉｔｏの値を設定する。
【００２６】
次に、Ｖ／ｆパターン回路１５にｆ１＊を入力して誘起電圧指令Ｅｍ＊を出力する。図３はＶ／ｆパターンの一例である。通常の自動トルクブースト制御においては、ｆ１＊とＥｍ＊は破線のように、直線のパターンに設定する。本実施例では低周波領域でＥｍ＊が大きくなるように、実線のパターンとしている。つまり、ｆａの周波数においてピークとなるような斜線で示す電圧を加算したＶ／ｆパターンとしている。また、ｆａにおける斜線部の大きさを手動で変更することで、Ｅｍ＊の大きさが任意に設定できる。これにより、低速領域で十分な大きさの電動機発生トルクの要求に応えることができる。
【００２７】
次に、トルク電流推定値Ｉｑを１次遅れフィルタ１３を介して１次抵抗設定ゲインｒ１を乗じて、ｑ軸電圧の補正量ΔＶｑを求める。さらに、加算器１４ｂで、Ｅｍ＊とΔＶｑを加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力している。
【００２８】
このよう、本実施例では、トルク電流推定値Ｉｑに応じて補正量ΔＶｑを変えてインバータ出力電圧を修正する自動トルクブースト制御と、低周波域での電圧を手動設定により調節したＶ／ｆパターンによる固定ブーストとを併用することで、始動時など低速域での電動機発生トルクを更に向上できる。また、Ｖ／ｆパターン電圧を大きくすることで、励磁電流が増加し、トルク分電流が減少するので、トルク電流推定部１１による推定値に多少誤差があっても安定にトルクブーストができる。
【００２９】
図４は、一実施例によるトルク電流推定部の機能ブロック図を示す。トルク電流推定部１１はｕｖｗ／ｄｑ変換器１６、１次遅れフィルタ１７ａ，１７ｂ及びｄｑ／ｕｖｗ変換器１８からなる。変換器１６はＵ相の電動機実電流ｉｕと、Ｖ相、Ｗ相の交流電流推定値ｉｖｓ、ｉｗｓと、基準位相指令θｄ＊を入力し、数４の演算を実行して、回転座標成分Ｉｄ，Ｉｑに変換する。
【００３０】
【数４】
0003611492.tif 000002
次に、瞬時の励磁分電流推定値Ｉｄとトルク分電流推定値Ｉｑを、それぞれ時定数Ｔ１の１次遅れフィルタ１７ａ，１７ｂを介して平均化して励磁電流推定値Ｉｍｓ及びトルク電流推定値Ｉｔｓを出力する。さらに、ｄｑ／ｕｖｗ変換器１８が数５の演算を行ない、固定座標の電動機電流推定値ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを算出する。
【００３１】
【数５】
ｉｕｓ＝Ｉｍｓ・ｃｏｓθｄ＊  −Ｉｔｓ・ｓｉｎθｄ＊
ｉｗｓ＝−ｉｕｓ／２−√３（Ｉｍｓ・ｓｉｎθｄ＊＋Ｉｔｓ・ｃｏｓθｄ＊）／２
ｉｖｓ＝−（ｉｕｓ＋ｉｗｓ）
トルク電流推定部１１の演算は電動機実電流ｉｕのサンプル周期毎に繰り返され、そのつど変換器１６からトルク分電流推定値Ｉｑが演算部６に出力される。また、演算されたＶ相、Ｗ相の交流電流推定値ｉｖｓ、ｉｗｓはｕｖｗ／ｄｑ変換器１６へフィードバックされるので、演算誤差はその負帰還作用により低減され、精度のよい推定が可能になる。さらに、トルク電流推定部１１による演算は、Ｕ相の電動機実電流ｉｕと基準位相指令θｄ＊が与えらればよく、数４、数５から明らかなように、モータパラメータなど機種や負荷により変化する状態パラメータに依存しないので、汎用性に優れ演算精度も高い。
【００３２】
次に、従来の二相電流検出方式と本実施例の一相電流検出方式によるトルク電流推定のシミュレーション結果を説明する。このシミュレーションはＵ相とＷ相の測定データを用い、速度指令ｆｎ＊＝３Ｈｚにおいて、電動機負荷を無負荷から１５０％トルクまで変化して実施した。
【００３３】
図５に、シミュレーション結果のトルク電流の波形を示す。同図の下側の波形は、Ｕ相の検出値ｉｕ（番号：５）とＷ相の検出値ｉｗ（番号：４）、及びＷ相の推定値ｉｗｓ（番号：１）を示している。負荷が加わると（時刻：３．５秒）、Ｕ相の実電流ｉｕ、Ｗ相の実電流ｉｗが増加する。ｉｕが増加すると、数４の関係からトルク電流Ｉｔｓが増加し、数５の関係からｄｑ／ｕｖｗ変換した推定電流ｉｗｓが増加する。シミュレーションによるＷ相の推定値ｉｗｓはＷ相の検出値ｉｗによく追随し、図示のようにほぼ一致していることが認められる。
【００３４】
同図の上側の波形は、二相電流検出方式によるトルク電流（番号：２）と本実施例の一相電流検出方式に基づいて推定したトルク電流Ｉｑ（番号：３）を示す。二相電流検出方式によるトルク電流を真値とすると、本実施例のトルク電流推定値Ｉｑは多少リプルを含むが、ほぼ追随している。なお、Ｉｑを入力するインバータ出力周波数・出力電圧演算部６は、その取り込みに１次遅れフィルタ１３を介することでＩｑのリプルを低減し、１次抵抗電圧降下△Ｖｑや滑り周波数ｆｓを精度よく補償している。
【００３５】
このように、電動機電流が一相のみでも二相の電流検出方式とほぼ同様にトルク電流を推定でき、これを基に１次抵抗電圧降下を補償して、電動機発生トルクの高トルク化が可能になる。更に、滑り周波数を補正しているので負荷が大きくなっても速度変動率を低減できる。なお、瞬時のトルク電流推定値Ｉｑの代わりに、１次遅れフィルタ１７ｂによる平均的なトルク電流推定値Ｉｔｓを、インバータ出力周波数・出力電圧演算部６の入力としても同様な効果がある。
【００３６】
次に、上述の一相電流検出方式によるトルク電流推定方法の変形例を説明する。定格負荷の近傍では、トルク電流Ｉｑの大きさが励磁電流Ｉｄの２倍程度になる。従って、数６のようにＩｄ２とＩｑ２との和の平方根として求まる電動機の１次電流Ｉ１も、トルク電流Ｉｑと大差のない値になる。
【００３７】
【数６】
Ｉ１＝√（（Ｉｄ・Ｉｄ＋Ｉｑ・Ｉｑ））
Ｉ１ｓ＝√（（Ｉｍｓ・Ｉｍｓ＋Ｉｔｓ・Ｉｔｓ））
そこで、図４の回路にＩｄ，ＩｑからＩ１、またはＩｍｓ，ＩｔｓからＩ１ｓを求める演算回路を付加し、その演算回路により求めたＩ１またはＩ１ｓをインバータ出力周波数・出力電圧演算部６の入力とすれば、トルク電流Ｉｑの場合と同様な効果が得られる。
【００３８】
【発明の効果】
本発明によれば、誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御に用いるトルク電流を、一相の電動機電流の検出値と基準位相のみから他の１相の電動機電流を推定するので、インバータ装置を低価格化できるとともに、他相の電流推定にモータ定数などのパラメータを用いないので汎用性に優れ、電流の推定精度も高く、電動機発生トルクの高トルク化、更には速度変動率の低減を効率よく制御できる効果がある。
【００３９】
また、１次周波数指令に応じた電圧パターンを手動で増加できるので、電流推定値に多少誤差が生じる場合にも、安定に十分大きいトルクを発生できると言う効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例によるインバータの制御ブロック図。
【図２】図１のインバータ出力周波数・出力電圧演算部の詳細ブロック図。
【図３】一実施例によるＶ／ｆパターンの説明図。
【図４】図１のトルク電流推定部の詳細ブロック図。
【図５】二相電流検出方式と本発明の一相電流検出方式のシミュレーション結果を示す電流波形図。
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…誘導電動機、６…インバータ出力周波数・出力電圧演算部、７…積分器、８…ｄｑ／ｕｖｗ変換部、９…ゲート信号発生部、１０…ゲート回路、１１…トルク電流推定部、１２…電流検出器、１３…１次遅れフィルタ、１４ａ，１４ｂ…加算器、１５…Ｖ／ｆパターン回路、１６…ｕｖｗ／ｄｑ変換器、１７ａ，１７ｂ…１次遅れフィルタ、１８…ｄｑ／ｕｖｗ変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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