(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した複数のチャネル信号からなる直交変調信号を、変換後の希望波の中心周波数がチャネル間隔以上であって信号占有帯域幅の２倍以内となる中間周波信号に変換する中間周波変換部と、
前記中間周波増幅部からの中間周波信号をデジタル信号に変換するアナログ―デジタル変換部と、
前記アナログ―デジタル変換部からのデジタル信号を直交復調し、復調されたＩ及びＱ信号にもとづく受信データを出力する復調処理部と、
で構成したことを特徴とするデジタル直交復調受信機。
【請求項２】
前記中間周波変換部は、その中間周波フィルタとしてアクティブフィルタを使用し、前記アクティブフィルタは、前記希望波の隣接妨害波を除去するための帯域除去フィルタで構成することを特徴とする、請求項１記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信装置に関し、特に移動電話やタクシー無線等で用いるデジタル直交変調された信号を復調するデジタル直交復調受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、主に従来のアナログ直交復調を行なう受信機の一構成例を示したものである。
図１において、アンテナ１０１で受信された直交変調信号は、アンテナスイッチ（ＡＮＴ−ＳＷ）１０２を介して無線周波増幅部（ＲＦ）１０３で増幅される。本例では、一例として４００ＭＨｚのデジタル変調信号を使用する。次に、増幅された信号はミキサー１０４において第１の局部発振器（１ndＬｏｃａｌ）１０５からの発振信号３５０ＭＨｚと混合され、次段の中間周波増幅部（ＩＦ）１０６では混合による差信号側の変調信号（５０ＭＨｚ）が選択増幅される。
【０００３】
直交復調部１０７では、第２の局部発振器（２ndＬｏｃａｌ）１０８からの発振信号５０ＭＨｚとそれを９０度位相遷移させた発振信号とを用い、中間周波増幅部１０６からの中間周波信号のアナログ直交復調を行って各Ｉ及びＱベースバンド信号を生成する。
【０００４】
図２には、復調後のＩベースバンド信号（ａ）とＱベースバンド信号（ｂ）とをそれぞれ示している。ここでは、一例としてデータ伝送信号に９．６Ｋｂｐｓロールオフ率０．２のＱＰＳＫ信号（４．８Ｋｓｙｍｂｏｌ／Ｓ）を使用する場合を示しており、各Ｉ及びＱベースバンド信号はともにその占有帯域幅５．７６ＫＨｚの２分の１の帯域幅、すなわち２．８８ＫＨｚ、を有している。
【０００５】
復調されたＩ及びＱベースバンド信号は、次段の各ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０９及び１１０でノイズ等が除去され、さらにアナログ―デジタル変換（Ａ／Ｄ）１１１及び１１２によりデジタル信号に変換される。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１１３はそのデジタル信号のデコード処理によって受信シンボルから受信データ列を再生する。
【０００６】
後段のデコーダ１１４は、その受信データ列からさらに音声信号を復号して出力する。なお、図１には本発明と直接関連しない送信部１１５を１つのブロックで表している。送信部１１５からの送信直交変調信号はアンテナスイッチ１０２を介してアンテナ１０１から空中に放射される。
【０００７】
このように、直交変調を用いる通信機器の受信部では、一般に受信信号（ＲＦ）を数百[ＫＨｚ]〜数十[ＭＨｚ]の中間周波信号（ＩＦ）に一度変換してからアナログ直交変調してＩ及びＱベースバンド信号を得る。そして、受信信号を音声やデータに復調するため、得られたＩ及びＱベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータで取り込んでＤＳＰ等を用いてデコード処理を行なう。また、受信回路で問題となる隣接妨害波の除去のため、中間周波信号（ＩＦ）について水晶やセラミックの帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）を用いることが多い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のアナログ受信機の構成には次のような問題があった。
１）数百[ＫＨｚ]〜数十[ＭＨｚ]の中間周波信号（ＩＦ）で一般的に用いる水晶フィルタやセラミックフィルタは、材料のカット内容を変更して特性を調整する。このため、微妙な特性の調整を行なうことは非常に困難であり、帯域内の振幅、群遅延特性を保ちつつ、隣接妨害波を効果的に除去する最適なフィルタは作成しにくい。これは、狭帯域、狭チャネル間隔であるほど顕著となる。
【０００９】
２）アナログ直交変調ではデバイスの個体差、環境及び経年変化により、ＩＱレベル出力のアンバランスや直交度偏差を原因とする復調ベースバンド信号の歪みが発生しやすく、受信特性への悪影響が問題となる。
３）アナログ直交変調後に得られる信号は、ＩＱベースバンド信号の２系統となる。このため、高価なＡ／Ｄコンバータやフィルタ、アンプなど全ての回路が２系統必要となりコストアップとなる。
【００１０】
そこで本発明は、上記の各問題点に対応する以下の事項を実現することを目的とする。
１）設計の自由度の向上：ＩＦ周波数を数十[ＫＨｚ]以下とし、オペアンプやトランジスタ等で容易にフィルタを構成可能とする。この周波数帯では、オペアンプを用いたアクティブフィルタによって急峻な各種フィルタ構成や微妙な特性の調整が容易に行なえ、それによって効果的な妨害除去が可能となる。
【００１１】
２）受信特性の安定化：アナログ直交復調用デバイスを使用せず、それに代えてデジタル直交復調処理を行なう。デジタル直交復調を用いれば、デバイスのバラツキや環境、経年変化の影響等による特性劣化を根本的に無くすことができる。これは、前記目的１）とも関連し、ＩＦ周波数帯域を数十[ＫＨｚ]以下とすることで実現可能となる。
【００１２】
３）装置の小型化及びコストダウン：前記目的２）と関連して、デジタル直交復調を用いればそれ以降のＩ及びＱの２系統のベースバンド信号用の処理回路が不要となり、小型化が可能である。また、前記目的１）と関連してＩＦ周波数を数十[ＫＨｚ]以下とすることで高価な高速Ａ／Ｄコンバータを使用する必要もなくなる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、受信した複数のチャネル信号からなる直交変調信号を、変換後の希望波の中心周波数がチャネル間隔以上であって信号占有帯域幅の２倍以内となる中間周波信号に変換する中間周波変換部と、前記中間周波増幅部からの中間周波信号をデジタル信号に変換するアナログ―デジタル変換部と、前記アナログ―デジタル変換部からのデジタル信号を直交復調し、復調されたＩ及びＱ信号にもとづく受信データを出力する復調処理部と、で構成したデジタル直交復調受信機が提供される。
【００１４】
前記中間周波変換部は、その中間周波フィルタとしてアクティブフィルタを使用し、前記アクティブフィルタは、前記希望波の隣接妨害波を除去するための帯域除去フィルタで構成する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図３は、本発明によるデジタル直交復調受信機の一構成例を示したものである。なお、本例の説明においても４００ＭＨｚのデジタル変調信号を用いる。
図３において、アンテナ２０１で受信された直交変調信号は無線周波増幅部（ＲＦ）２０２で増幅され、次にミキサー２０３で局部発振器（Ｌｏｃａｌ）２０４からの発振信号３９９．９９３７５ＭＨｚと混合され、次段の中間周波増幅部（ＩＦ）２０５では混合による差信号側の変調信号（６．２５ＫＨｚ）が選択増幅される。その信号はデジタル直交変調やデコード処理を行なう復調処理部２０７で復号され、本例では音声信号として出力される。
【００１６】
このように、本発明によるデジタル直交変調受信機の構成では、受信信号（ＲＦ）を数十[ＫＨｚ]の中間周波信号（ＩＦ）に変換して、即その信号をデジタル信号に変換する。次に、前記デジタル信号に対してＤＳＰ等を用いてデジタル直交変調処理、復調されたＩ及びＱベースバンド信号のフィルタリング処理、受信判定されたシンボル信号から受信データ列の生成、さらには音声復号処理等の各処理を全てデジタルで行なう。なお、局部発振器（Ｌｏｃａｌ）２０４による発振周波数３９９．９９３７５ＭＨｚの発振信号は、ＰＬＬ等を用いて比較的容易に発生させることができる。
【００１７】
図３の構成例では、中間周波増幅部（ＩＦ）２０５に中間周波増幅器（ＡＭＰ）３０１と中間周波フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）３０２が使用されており、また復調処理部２０７にはアナログ―デジタル変換器（Ａ／Ｄ）３０３、デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）３０４、及びデコーダ３０５が使用されている。
【００１８】
図４には、中間周波フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）３０２の一構成例を示している。先に本発明の目的１）で述べたように、ＩＦ周波数を数十[ＫＨｚ]以下にすることで、オペアンプやトランジスタ等で容易にフィルタが構成できる。本例では高速オペアンプアンプによるアクティブフィルタを使用して、通過帯域に対する上側隣接除去用フィルタ及び下側隣接除去用フィルタを構成する場合を示している。
【００１９】
ここで帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）を用いるのは急峻な減衰量が得られやすいからであり、一例としては８次のチェビシェフ特性を有するアクティブフィルタが用いられる。また特殊な例としては回路構成が複雑ではあるが非常に急峻な減衰特性を有するエリプティックフィルタも使用される。
【００２０】
このように、中間周波数（ＩＦ）を数十ＫＨｚ以下とすることで、先ず周波数変換部１０３及び２０４が一段構成で済み、さらに中間周波部２０５では汎用オペアンプの使用により各種フィルタ構成が可能となり、その微妙な特性の調整も容易に行なえる等、設計の自由度やコスト等の面で種々の利益が生じる。
【００２１】
図３に戻って、復調処理部２０７では１個のアナログ―デジタル変換器３０３が中間周波数（ＩＦ）を直接デジタル信号に変換するのに使用される。そのため、従来例と比べてより高速動作が要求されるが、１個だけの使用からコストの面で有利であり、また従来例のように２個使用した場合に部品相互の特性バラツキを考慮する必要もなく、さらに実装スペースや歩留まりの向上等によって全体としては種々の利益が生じる。
【００２２】
前記アナログ―デジタル変換器３０３からのデジタル信号は、次段のＤＳＰ２０７によりデジタル直交復調処理される。従来から、例えば所定のアルゴリズムに基づくデジタル直交復調処理のソフトウェアシュミレーション等は行なわれてきた。従って、ソフトウェアによるデジタル直交復調処理自体は当業者にとって公知であってその詳細は説明しないが、本発明の特徴は中間周波数（ＩＦ）を数十ＫＨｚに低下させることで汎用のＤＳＰ２０７による実時間処理を可能とした点にある。
【００２３】
このことは、前記実時間処理が可能となる利点のみならず、先に本発明の目的１）及び２）で述べたような種々の利点が生じさせる。すなわち、デジタル直交復調を用いれば、従来のアナログ直交復調用デバイスのバラツキや環境・経年変化の影響等による特性劣化を根本的に無くすことが可能となる。さらにデジタル直交復調を用いればそれ以降のＩ及びＱの２系統のベースバンド信号用の処理回路（図１のＬＰＦ、Ａ／Ｄ等）が不要となり、小型化が可能である。
【００２４】
例えば、同じＤＳＰ２０７内部でシーケンシャルにデジタルフィルタを構成したり、又はＦＦＴ演算を実行することによって、デジタル信号のまま図１のＬＰＦ１０９及び１１０を容易に実行させることができる。また、デジタル信号のまま処理するため、従来はＩ及びＱの２系統で使用されていたＡ／Ｄ（図１の１１１及び１１２）が不要となる。なお、従来のＤＳＰ（図１の１１３）で行なっていた各種処理はＤＳＰ２０７によって当然に実行される。また、復調処理部２０７のデコーダ３０５は従来のデコーダ（図１の１１４）と同様である。
【００２５】
図５は、本発明によるデジタル直交変調受信機の中間周波帯域におけるチャネル配置の一例を示したものである。
図５において、中央には中間周波帯域（ＩＦ）における中心周波数６．２５ＫＨｚ、占有帯域幅５．７６ＫＨｚの希望波が、そしてその両側には下側隣接チャネルと上側隣接チャネルがそれぞれ配置されている。希望波にとって両側の隣接チャネルは妨害波とみなされるため、図中では下側及び上側隣接妨害波と表現している。
【００２６】
各チャネル間には一定のチャネル間隔が設けられており、それによって後述する隣接妨害波の希望帯域内への折り返しを防止し、また図中に点線で示す中間周波フィルタ３０２（図４参照）の減衰特性の緩和（Ｑが小さくてすむ）が図られている。以降では、本発明における前記折り返しの防止と希望波の中心周波数との関係、及び本発明における中間周波帯域（ＩＦ）での希望波の中心周波数の設定方法について図６を参照しながら説明する。
【００２７】
図６は、本発明で使用する周波数配置の説明図である。
図６の（ａ）には、下側隣接妨害波による折り返しの例を図式的に示しており、ここでは下側隣接妨害波は“０”[Ｈｚ]点で折り返されて下側隣接妨害波と希望波間との間のチャネル間隔領域を越えて希望波の一部と重なり合う（図中の斜線部分）場合を示している。このように、希望波（ＩＦ）の中心周波数を下げすぎると下側隣接妨害波による折り返しによって上記重なりが発生する。
【００２８】
図６の（ｂ）及び（ｃ）は、重なりの関係をより明確に示すためにチャネル間隔領域をゼロとした場合を示している。図６の（ｂ）から、希望波（ＩＦ）の中心周波数は、チャネル間隔（α）の自然数倍（ゼロを除く整数倍）とする必要があり、上記折り返しの生じないその最も低い値は自然数「１」であることが分かる。一方、図６の（ｃ）から、最も周波数が低い側の中間周波帯域で希望波を復調できる上限はチャネル信号の占有帯域幅（β）の２倍の範囲内であり、これにチャネル間隔領域を加えると「約２β以下」となる。
従って、希望波をα＜希望波（ＩＦ）の中心周波数＜２βとなるように設定するのが望ましく、この場合に本発明による上述した多くの利点が顕著に奏せられる。
【００２９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、中間周波数が数十[ＫＨｚ]以下であるため、オペアンプやトランジスタ等で容易に増幅回路や各種フィルタを構成でき、またアナログ―デジタル変換器には汎用の安価なタイプの使用が可能となる。
【００３０】
また、中間周波数（ＩＦ）をチャネル間隔の自然数倍とすることで下側隣接妨害波の折り返しが希望周波数（ＩＦ）に重なることを防止でき、これにより妨害波の影響を最小限とすることができる。この場合、中間周波数（ＩＦ）の上限をチャネル占有帯域幅の２倍範囲内とすることが望ましい。
【００３１】
中間周波数が数十[ＫＨｚ]以下としたことでそれを直接デジタル直交復調することが可能となり、アナログ直交復調を行なう場合に必要となる局部発振器やＩ及びＱ信号の２系統のフィルタやアナログ―デジタル変換器が不要となり、装置の小型化及びコストダウンが可能となり、さらにデバイスの個体差や環境及び経年変化による受信特性の劣化を根本的になくすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のアナログ直交復調を行なう受信機の一構成例を示した図である。
【図２】復調後のＩ及びＱベースバンド信号の一例を示した図である。
【図３】本発明によるデジタル直交復調受信機の一構成例を示した図である。
【図４】中間周波フィルタの一構成例を示した図である。
【図５】中間周波帯域におけるチャネル配置の一例を示した図である。
【図６】本発明で使用する周波数配置の説明図である。
【符号の説明】
１０１、２０１…アンテナ
１０２…アンテナスイッチ
１０３、２０２…無線周波増幅部
１０４、２０３…ミキサー
１０５、２０４、１０８…局部発振器
１０６、２０５…中間周波増幅部
１０７…直交復調部
１０９、１１０…ローパスフィルタ
１１１、１１２、３０３…アナログ―デジタル変換器
１１３、３０４…デジタル信号処理プロセッサ
２０５…中間周波増幅部
２０７…復調処理部
３０２…中間周波フィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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