(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流してＸ線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧値を入力しこれと上記Ｘ線管の実際の管電圧値が一致するように上記インバータを制御するインバータ制御回路とを備えてなるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオードと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リアクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデンサとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路を具備することを特徴とするインバータ式Ｘ線高電圧装置。
【請求項２】
上記コンバータは、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか１つは導通状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に１つは導通状態とする第１動作モードと、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第２動作モードとをもつことを特徴とする請求項１に記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を一旦、直流に変換し、この直流をインバータを用いて高周波の交流に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器で昇圧すると共に整流して直流の高電圧を発生し、これをＸ線管に印加してＸ線を放射させるインバータ式Ｘ線高電圧装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種のインバータ式Ｘ線高電圧装置は、図６に示すように商用の３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗからの交流電圧をダイオード４０〜４５で構成された３相全波整流回路（以下、単にコンバータと呼ぶ）１′で直流電圧に変換し、これをコンデンサ６で平滑してインバータ２へ入力していた。
インバータ２は、コンデンサ７と高電圧変圧器５の漏れインダクタンスとの共振現象を利用してインバータ２の位相差と周波数を制御することにより負荷であるＸ線管４に管電圧を印加するものである。すなわち、インバータ２から出力された交流電圧を上記高電圧変圧器５で昇圧し、これを高電圧整流回路３で高電圧の直流に変換してＸ線管４に印加していた。
コンバータ１′の出力電圧は、Ｕ，Ｖ，Ｗの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ６の容量とインバータ２へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√２の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。
【０００３】
なお図６において、インバータ２は実際の管電圧値Ｖx を検出し、これと目標値 kＶrとをインバータ制御回路３２に入力してインバータ２の位相差と周波数を求め、これを制御する。管電流は、フィラメント加熱回路（図示せず）によってＸ線管４のフィラメントの温度を調節することによって制御する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来装置では、コンバータ１′の出力電圧、すなわちインバータ２の入力電圧を任意に設定することができず、これによって、インバータ２で大きな電力損失が発生したり、電磁ノイズが生じるという問題点があった。
また、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗからコンバータ１′に供給される電流が急峻に変化し、電源電圧に電圧歪み生じさせたり、皮相電力が大きくなって電源設備の負担が大きくなるという問題点もあった。以下、これらの問題点について詳細に説明する。
【０００５】
まず、インバータ２の入力電圧を任意に設定できないために電力損失と電磁ノイズが生じる問題点について説明する。
図７はインバータ２の位相差によってインバータ２の出力電圧を制御し、結果として、管電圧を制御する原理を説明するためのインバータ動作を示すタイミング図である。図６におけるインバータ２の各スイッチ１６〜１９は、図７（ａ）〜（ｄ）に示すように、スイッチ１６に対してスイッチ１９を位相差φ１だけ遅らせ、スイッチ１７に対してスイッチ１８を位相差φ１だけ遅らせてオン，オフする。また上下のスイッチ、すなわちスイッチ１６と１７、スイッチ１８と１９とは位相を９０゜ずらしてオン，オフする。このとき、インバータ２の出力側に接続されたコンデンサ７と高電圧変圧器５の漏れインダクタンスとで共振電流が流れ、スイッチ１６〜１９と逆並列ダイオード２６〜２９とに流れる電流は、各々図７（ｅ）〜（ｈ）に示すようになる。また、インバータ２の出力電圧は図７（ｊ）に示すように、出力電流は図７（ｉ）に示すようになる。
【０００６】
図８は、このときの位相差φと管電圧の関係を示している。位相差φが小さいほど高い管電圧が出力され、φが１８０゜で出力がゼロになる。また、Ｘ線管４に流れる電流（以下、管電流という）が大きい時と小さい時では同じ位相差でも出力電圧が異なる。更に、この図８ではコンバータ出力電圧（管電圧）が低いときの特性を実線で、コンバータ出力電圧（管電圧）が高いときは点線で示している。
このように位相差φか、コンバータ出力電圧を変化させることによって所望の管電圧を得ることができる。例えば管電流が小さい時、ある管電圧を得るには、コンバータ出力電圧を低くし位相差をφ１としてもよいし、コンバータ出力電圧を高くしておいて位相差をφ２としてもよいことになる。
【０００７】
次に図７に戻り、コンバータ出力電圧の大きさによって、インバータ２のスイッチ１６〜１９の電流と電圧波形が異なることを説明する。
図７において、点線で示す波形は、コンバータ出力電圧が高いときの各部の電流と電圧を示している。コンバータ出力電圧が高いときは、位相差をφ１より大きいφ２として、スイッチ１６と１９、あるいはスイッチ１７と１８の重なりを小さくし、インバータの出力電圧を図７（ｊ）の点線に示すようにすることによって、結果的に所望の管電圧を得る。
しかしこのとき、インバータ２を構成するスイッチ１６〜１９には、図７（ｅ）〜（ｈ）の点線で示すような波形で電流が流れる。これは、スイッチ１６，１７についてはターンオフ、スイッチ１８，１９についてはターンオンする電流が大きいばかりでなく、電流のピーク値も大きくなり、コンバータ出力電圧が低い場合に比べてスイッチ１６〜１９や高電圧変圧器５で発生する損失や電磁ノイズは著しく大きい。
【０００８】
そして従来装置は、図６で示したように、コンバータ１′がダイオードで構成されているために、インバータ２の入力電圧を適正に制御して位相差φを小さく、すなわち、インバータ２で生じるスイッチ１６〜１９の損失や電磁ノイズを最小化することができなかった。このため、特にＸ線管４に供給する電力が小さいときに、インバータ２のスイッチ１６〜１９が発熱したり、電磁ノイズによってこのインバータ式装置周辺にある図示しないモニタや各種画像処理装置などに悪影響を与えるものであった。
次に、ダイオード４０〜４５による全波整流回路で構成されたコンバータ１′を用いている従来装置において、交流入力電流が急峻に変化し、皮相電力が大きくなったり交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗに大きな歪みを生じさせる問題点について説明する。
【０００９】
図９は、従来装置についてＵ相の交流入力電圧（ここでは、線間電圧ではなく相電圧で表現している）と交流入力電流を表している。ダイオード４０〜４５で整流し、平滑コンデンサ６で出力電圧を平滑するコンバータ１′では、交流入力電流はピークが大きく尖った波形になる。このように急峻な電流によって、図９に示すように相電圧に歪みを生じさせる。この電圧歪みは、同じ電源設備（図示せず）に接続された周囲の機器の電源電圧をも変動させ、故障や誤動作の原因になった。
また図９で、各時刻における相電圧と交流入力電流との積から求められる皮相電力は非常に大きく、実際にエネルギとしてインバータ式Ｘ線高電圧装置に取り込むことのできる有効電力との比にあたる力率（＝有効電力／皮相電力）は０．３〜０．８程度である。したがって、実際に必要な電力の１．３〜３倍もの皮相電力を電源設備から供給しなければならず、電源設備の設置や保守に多大な経費を要していた。
【００１０】
また、前述したようにコンバータ１′の出力電圧は、Ｕ，Ｖ，Ｗの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ６の容量とインバータ２へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√２の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。これを解決するため、特願平５−１９４５４４号及び特願平６−３０９２号の発明が提案されているが、特願平５−１９４５４４号の発明による方式（以下、この方式を昇圧型コンバータと呼ぶ）においては、出力電圧をおよそ交流電源の相間電圧以上の電圧にしか設定することができず、また、特願平６−３０９２号の発明では、出力電圧を交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相間電圧以下の電圧にしか設定することができない方式（以下、この方式を降圧型コンバータと呼ぶ）であった。このため、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧値の違いによっては、望ましい出力電圧を得ることができなかった。すなわち従来、Ｘ線高電圧装置に用いる３相交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗとしては、主に２００Ｖ系と４００Ｖ系があるが、上述した理由により、２００Ｖ系の電源設備に対しては昇圧型コンバータを、４００Ｖ系の電源に対しては降圧型のコンバータを適用する必要がある等、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって異なる型のコンバータを使い分けなければならなく、この点の改善が望まれていた。
【００１１】
請求項１の発明の目的は、インバータで生じる損失と電磁ノイズを低減し、また電源電圧の歪みと皮相電力を低減することのできるインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
請求項２の発明の目的は、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって異なる型のコンバータを使い分ける必要のない実用上、極めて便利なインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の目的は、交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流してＸ線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧値を入力しこれと上記Ｘ線管の実際の管電圧値が一致するように上記インバータを制御するインバータ制御回路とを備えてなるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオードと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リアクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデンサとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路を設けることによって達成される。
請求項１の発明によれば、交流電源に接続された自己消弧可能なスイッチにより交流電源から供給させる電流を適宜制御することができる。これによって、急峻な変化や高いピーク電流を抑制しつつ電力を受電することができ、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができ、このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を任意に制御することができるので、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータのスイッチで生じる損失と電磁ノイズを最小限に抑制できることになる。
【００１３】
請求項２の発明の目的は、上記コンバータに、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか１つは導通状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に１つは導通状態とする第１動作モードと、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第２動作モードとをもたせることによって達成される。
コンバータに、上記のような２つのモードをもたせることにより、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなり、実用上、極めて便利なものとなる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図１は、本発明によるインバータ式Ｘ線高電圧装置の第１の実施例を示す回路図である。この図１において、５１〜５３は交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの各相Ｕ，Ｖ，Ｗに挿入したリアクトルである。６１〜６３はリアクトル５１〜５３に接続されたコンデンサで、このコンデンサ５１〜５３はスター結線されている。
１０〜１５は自己消弧可能なスイッチ、ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴという）、２０〜２５はＩＧＢＴ１０〜１５に直列に接続されたダイオードである。これらＩＧＢＴ１０〜１５とダイオード２０〜２５で各々自己消弧型スイッチを構成し、それら６組の自己消弧型スイッチで３相のフルブリッジ回路を構成している。
【００１５】
５４は直流リアクトル、６は平滑用の直流コンデンサ（平滑コンデンサともいう）である。上述フルブリッジ回路及びこれら直流リアクトル５４、ダイオード３０及び直流コンデンサ６とからコンバータ１が構成される。
７はインバータ２の出力側に挿入された共振用コンデンサ、５はインバータ２と共振用コンデンサ７とに接続され、インバータ出力電圧を昇圧し高周波の交流高電圧を発生するための高電圧変圧器、３は高電圧変圧器５の２次側に接続された高電圧整流回路、４は高電圧整流回路３に接続されたＸ線管である。
３１はコンバータ１のＩＧＢＴ１０〜１５を制御するコンバータ制御回路で、詳細を後述する。３２はＸ線管４の両端の電圧（実際の管電圧値）Ｖx を検出し、これと目標値 kＶrとによりインバータ２のＩＧＢＴ１６〜１９を制御するインバータ制御回路である。
【００１６】
以下、上述構成の本発明装置の動作を説明するが、平滑コンデンサ６以降の各部の動作については従来装置と同様であるのでその説明を省略する。
すなわち本発明装置は、自己消弧可能なスイッチを用いてコンバータ１を構成した点に大きな特徴があるもので、まず、このコンバータ１の動作について図２を併用して説明する。図２はコンバータ１のＩＧＢＴ１０〜１５の動作（スイッチング動作）を概念的に示したタイミング図である。
【００１７】
コンバータ１は、上記フルブリッジ回路の動作によって、直流リアクトル５４を交流入力側に接続する「交流側接続モード」と直流入力側に接続する「直流側接続モード」とを有し、コンバータ１の直流リアクトル５４は、上記２つのモードが交互に選択されながら作動するもので、前者の「交流側接続モード」期間に電源側から入力されたエネルギを一旦蓄え、後者の「直流側接続モード」期間にそのエネルギを直流コンデンサ６に放出する。コンバータ出力電圧は、上記「交流側接続モード」と「直流側接続モード」を選択する時比率によって制御する。上記ＩＧＢＴ１０〜１５は、「交流側接続モード」においては、以下の規則（１）〜（３）に従って一定周期毎にオン，オフ動作させる。一方、「直流側接続モード」においては全てのＩＧＢＴ１０〜１５はオフである。なお、この実施例では、説明を簡単にするためにＩＧＢＴ１０〜１５は一定周期毎に動作させているが、必ずしもそうである必要はない。
【００１８】
（１）下側のＩＧＢＴ１０，１２，１４の少なくとも１つはオンさせ、上側のＩＧＢＴ１１，１３，１５の少なくとも１つはオンさせることによって、リアクトル５４に連続的に電流を流す。
（２）図２において、例えば区間Ｉのとき、Ｕ相から供給する電流を増加させたいときには、ＩＧＢＴ１０のオン時間を長くする。同様にＶ相から供給する電流を増加させたいときは、ＩＧＢＴ１４のオン時間を長くする。そして残りの時間はＩＧＢＴ１２をオンさせる。
（３）この期間、ＩＧＢＴ１３はオンさせておく。
コンバータ制御回路３１は、上記動作原理に基づいてコンバータ１を構成するスイッチであるＩＧＢＴ１０〜１５のオン，オフを制御するもので、コンバータ出力電圧の目標値Ｖ1 に一致するように、コンバータ１の出力電圧（平滑コンデンサ６の両端の電圧Ｖc ）を検出して上記制御をするものである。
このように、本発明装置は、図２中、区間Ｉ〜ＶＩに対応して図２に示すようにコンバータ１（ＩＧＢＴ１０〜１５）を制御するもので、これにより、交流入力電流は自由に制御できるようになり、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。また、出力電圧の制御範囲は、原理的には相間電圧よりも低くすることも高くすることも可能であり、例えば、３相２００Ｖ，４００Ｖ等に対しても、皮相電力を最小化した状態で一定の出力電圧を得ることができ、多様な電源設備（交流電源電圧値）に対応可能である。
【００１９】
図３は、本発明の上述第１の実施例における交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗの相電圧と入力電流波形を示す図で、この図３で示すように、本発明によれば電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。
また、交流入力電流が制御可能になると、結果的にコンバータ１の出力電圧を調整して最適化可能となり、インバータ２での損失と電磁ノイズを低減できることになる。
【００２０】
なお交流リアクトル５１〜５３は、本発明装置の電源設備（図示せず）のインダクタンスと、コンバータ１のスイッチングによって生じる電圧変動を電源側へ戻さないように、必要に応じて付加したリアクトルとを表わすもので、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
コンデンサ６１〜６３も同様に、リアクトル５１〜５３と共にコンバータ１のスイッチングによる高周波の電圧変動を電源側へ戻すことを防ぐため、また、リアクトル５１〜５３に流れる電流を連続させてサージ電圧の発生することを防ぐ目的で設けてあり、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
ダイオード２０〜２５は、ＩＧＢＴ１０〜１５に流れる電流が一定方向になるように、また、逆電圧がかからないように挿入してある。ゲート・ターンオフ・サイリスタ（ＧＴＯ）に代表されるように、元々一方向にしか電流を流せないスイッチを用いた場合には不要である。
【００２１】
図４は、本発明装置の第２の実施例として、交流電源Ｕ，Ｖ，Ｗとコンバータ１との接続部の上記コンデンサ６１〜６３を線間に挿入した場合を示す回路図である。これらのコンデンサ６１〜６３の接続方法はデルタ型でもスター型でもよい。
【００２２】
図５は、第３の実施例として、本発明を単相交流電源用のインバータ式Ｘ線高電圧装置に適用した場合を示す回路図である。単相交流電源Ｕ，Ｗでは、ＩＧＢＴ１０〜１５とダイオード２０〜２５による４組の自己消弧型スイッチでコンバータ１を構成する。入力の各相には、リアクトル５１と５３、線間にコンデンサ６１を挿入し、電源側へ高周波の電圧変動が戻ることを防いでいる。リアクトル５４と平滑コンデンサ６は第１の実施例と同様である。
【００２３】
なお上述実施例では、コンバータ１を構成するスイッチとしてＩＧＢＴを用いたが、ＩＧＢＴに代えて、バイポーラトランジスタ、電解効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）等の他の自己消弧型のスイッチを用いてもよい。また、ＭＯＳコントロールドサイリスタ( ＭＣＴ)、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）等のように逆方向に電流が流れないスイッチを使用した場合には、ＩＧＢＴに接続された逆電流阻止用のダイオードは不要となる。
また上述実施例では、インバータ２が位相差によって管電圧を制御する方式であったが、パルス幅変調や周波数変調等、他の制御方式であってもよい。またインバータ２では管電圧を制御せず、単に直流−交流変換だけを行い、コンバータ１で管電圧を制御するようにしてもよい。
更に上述実施例では、インバータ２の出力側に共振用コンデンサ７を設けたが、これは必ずしもなくてよい。
【００２４】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータでの損失と電磁ノイズを低減できるという効果がある。
請求項２の発明によれば、コンバータに２つの動作モードをもたせ、使用する電源設備（交流電源電圧値）によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなったので、実用上、極めて便利になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明装置の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１中のコンバータのＩＧＢＴの動作を示すタイミング図である。
【図３】本発明装置による相電圧，交流入力電流の波形図である。
【図４】本発明装置の第２の実施例の要部を示す回路図である。
【図５】本発明装置の第３の実施例の要部を示す回路図である。
【図６】従来装置を示す回路図である。
【図７】図６中のインバータの動作を示すタイミング図である。
【図８】図７中の位相差φと管電圧の関係を示すグラフである。
【図９】従来装置による相電圧，交流入力電流の波形図である。
【符号の説明】
Ｕ，Ｖ，Ｗ…交流電源、１，１′…コンバータ、２…インバータ、３…高電圧整流回路、４…Ｘ線管、５…高電圧変圧器、６…直流コンデンサ（平滑コンデンサ）、７…共振コンデンサ、１０〜１９…スイッチ（ＩＧＢＴ）、２０〜２９…ダイオード、３１…  コンバータ制御回路、３２…  インバータ制御回路、５４…直流リアクトル、６１〜６３…コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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