(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
前記ノイズマスク可変手段は、充放電用コンデンサと、該コンデンサの出力電圧を基準電圧と比較する比較器とを備えており、前記電流検出手段の出力によって前記充放電用コンデンサを充電し、該コンデンサの充電開始から該コンデンサの電圧が前記基準電圧を超えて前記比較器の出力が反転するまでの期間をノイズマスク期間としたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。
【請求項２】
ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
前記ノイズマスク可変手段は、差動接続された一対のトランジスタと定電流源用トランジスタとを備える差動増幅回路と、該差動増幅器からの出力電流により充放電されるコンデンサと、電圧ＶＤよりＶ１高いＶＤ＋Ｖ１を第１閾値とする第１コンパレータと電圧ＶＤよりＶ１低いＶＤ−Ｖ１を第２閾値とする第２コンパレータとを有し、前記コンデンサの電圧が第１、第２閾値外に存するとき第１レベルの電圧を出力し、第１、第２閾値内に存するとき前記ノイズマスク用の第２レベルの電圧を出力するようになっており、且つ前記差動増幅回路の定電流源用トランジスタを前記電流検出手段の出力により制御して前記駆動電流に応じて前記差動増幅回路の定電流を可変し前記第２レベルの電圧幅を可変するようにしたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。
【請求項３】
ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
ＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号によってクロックのカウントを開始するカウンタと、前記電流検出手段の出力に基づいてカウント値を設定するカウント値設定手段とを有し、前記カウンタがカウントを開始して前記設定されたカウント値までカウントする期間をノイズマスク期間としたことを特徴とするセンサレスモータドライバ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はビデオテープレコーダのシリンダやフロッピーディスクドライブのスピンドル等の回転用に用いられるブラシレスモータを駆動するセンサレスモータドライバに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のセンサレスモータドライバは、図６に示すように、例えばパワートランジスタＴ１〜Ｔ６で構成された電流供給手段４で、パワートランジスタＴ１〜Ｔ６をドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬによってオン／オフ制御することにより３相の駆動電流を端子３３〜３５より出力する。ブラシレスモータ８は各相に前記駆動電流が供給されることによって駆動される。
【０００３】
そして、センサレスモータドライバはブラシレスモータ８の各相のコイルで発生する逆起電圧ＶU、ＶV、ＶW及び各相に共通の中点電圧ＶNをコンパレータ回路１で比較し、矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWを生成する。矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWには後述のようにノイズが含まれているので、マスク回路２でノイズマスク信号ＶMASKに基づいてノイズの除去を行う。ノイズマスク信号ＶMASKはマスク信号生成回路５０で生成される。矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWに基づいてドライブ信号合成回路３でドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬを形成し、電流供給手段４に出力する。
【０００４】
なお、ＦＧ回路６は信号ＰU’、ＰV’、ＰW’によってブラシレスモータ８での回転速度を示すＦＧ信号を生成し、端子３０より出力する。ＦＧ信号の波形は図７に示すようになっている。ＦＧ信号はブラシレスモータ８での回転速度を安定に保つためのサーボ機構（図示せず）等で利用される。
【０００５】
図７は上記従来のセンサレスモータドライバの動作を示す逆起電圧ＶU、ＶV、ＶW、中点電圧ＶN、矩形波信号ＰU、ＰV、ＰW等の波形図である。図６を参照しながら説明すると、電流供給手段４では、各トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替わり時にブラシレスモータ８の各相に設けられているコイルの逆起電力によってノイズ８０が発生する。このノイズは図７の波形ＶU、ＶV、ＶWに示すようにトランジスタオン／オフの切り替わり時に必ずいずれかの相で発生するため、コンパレータ回路１より出力される矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWはノイズ８１のようにノイズを含む信号となっている。
【０００６】
そこで、かかるノイズを除去するためノイズマスク信号ＶMASKがマスク信号生成回路５０で生成され、マスク回路２に供給される。マスク回路２には矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWのそれぞれについてゲート回路１０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号ＶMASKがローレベルであるときには信号のマスクが行われ、ノイズが通過しないようにしている。これにより、矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWはノイズを含まない信号ＰU’、ＰV’、ＰW’となる。
【０００７】
ドライブ信号合成回路３ではノイズを含まない信号ＰU’、ＰV’、ＰW’によってドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬが形成されているので、ブラシレスモータ８を安定して駆動することができる。ノイズ発生のタイミングはドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬによって特定できるので、マスク信号生成回路５０は例えば一定電流でコンデンサを充放電する構成を用いてそのコンデンサでの充放電に要する時間を利用することによりノイズマスク信号に一定のノイズマスク期間が設けられる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ブラシレスモータ８の起動時やブラシレスモータ８にかかる負荷が重くなった時等には、前記サーボ機構によってブラシレスモータ８に大きな電流が流される。そのため、ブラシレスモータ８での逆起電力が大きくなるので、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替わり時に発生するノイズも大きくなり、図８に示すノイズ８５のようにノイズ自体の時間も長くなる。
【０００９】
ノイズの時間がノイズマスク信号ＶMASKに含まれるノイズマスク期間より長くなると、ノイズが完全に除去されなくなり、信号ＰU’、ＰV’、ＰW’及びＦＧ信号にもノイズ８６、８７のようにノイズが現れてしまう。こうなると、従来のセンサレスモータドライバではブラシレスモータ８の安定した回転特性が得られなくなってしまう。
【００１０】
その対策として、前記マスク期間を長く設定することにより、ノイズの除去を完全とすることが考えられるが、図９に示すようにノイズマスク信号ＶMASKがローレベルであるマスク期間Ｔ１が長くなることによって、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置の検出するための検出期間Ｔ２が短縮されてしまう。
【００１１】
そのため、ブラシレスモータ８の回転速度が高速になると、検出期間Ｔ２がなくなってしまうので、センサレスモータドライバは回転位置を検出することができず、ブラシレスモータ８を駆動することができなくなっていた。したがって、ノイズマスク期間Ｔ１が長く設定されると、ブラシレスモータ８の回転周波数の帯域が落ち込み、高速でブラシレスモータ８を駆動することができなくなるという問題があった。
【００１２】
本発明は上記課題を解決するもので、ブラシレスモータの回転周波数の帯域を落とすことなく、ブラシレスモータの起動時や負荷が重くなった時等のように、ブラシレスモータに流れる電流が増大したために出力切り替わり時のノイズの現れる時間が長くなっても、確実にノイズをマスクできるようにすることによりブラシレスモータの回転特性の安定化を図ったセンサレスモータドライバを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明では、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記ノイズマスク可変手段は、充放電用コンデンサと、該コンデンサの出力電圧を基準電圧と比較する比較器とを備えており、前記電流検出手段の出力によって前記充放電用コンデンサを充電し、該コンデンサの充電開始から該コンデンサの電圧が前記基準電圧を超えて前記比較器の出力が反転するまでの期間をノイズマスク期間としたことを特徴とする。
、前記電流また、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記ノイズマスク可変手段は、差動接続された一対のトランジスタと定電流源用トランジスタとを備える差動増幅回路と、該差動増幅器からの出力電流により充放電されるコンデンサと、電圧ＶＤよりＶ１高いＶＤ＋Ｖ１を第１閾値とする第１コンパレータと電圧ＶＤよりＶ１低いＶＤ−Ｖ１を第２閾値とする第２コンパレータとを有し、前記コンデンサの電圧が第１、第２閾値外に存するとき第１レベルの電圧を出力し、第１、第２閾値内に存するとき前記ノイズマスク用の第２レベルの電圧を出力するようになっており、且つ前記差動増幅回路の定電流源用トランジスタを前記電流検出手段の出力により制御して前記駆動電流に応じて前記差動増幅回路の定電流を可変し前記第２レベルの電圧幅を可変するようにしたことを特徴とする。
また、ブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有するノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマスク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段と、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変するノイズマスク可変手段と、を備えたセンサレスモータドライバにおいて、
ＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号によってクロックのカウントを開始するカウンタと、前記電流検出手段の出力に基づいてカウント値を設定するカウント値設定手段とを有し、前記カウンタがカウントを開始して前記設定されたカウント値までカウントする期間をノイズマスク期間としたことを特徴とする。
【００１４】
このような構成によると、センサレスモータドライバはコンパレータ回路でブラシレスモータの各相で発生する逆起電圧と各相の中点電圧をそれぞれ比較して矩形波信号を生成する。コンパレータ回路より出力される矩形波信号には、出力の切り替わり時に発生するノイズを含み、かかるノイズをマスクするためにマスク信号生成回路でノイズマスク信号を生成する。そして、センサレスモータドライバはマスク回路で前記矩形波信号のマスクを行い、このマスクされた矩形波信号によってドライブ信号合成回路では、電流供給手段へのドライブ信号を生成する。
【００１５】
センサレスモータドライバは電流供給手段で例えばパワートランジスタ等を前記ドライブ信号によってオン／オフ制御し、これによって得られた駆動電流をブラシレスモータに供給することによってブラシレスモータを駆動する。例えばサーボ機構でモータの回転速度の制御用にブラシレスモータに流れる電流を検出する抵抗を設けている場合があり、この抵抗を電流検出手段で兼用することにより、センサレスモータドライバは駆動電流の検出を行う。
【００１６】
起動時等のように負荷が重くなるときには駆動電流が増大するので、パワートランジスタ等のオン／オフの切り替わり時に発生するノイズ時間も長くなる。そこで、ノイズマスク期間を可変する手段でノイズマスク期間を長くしたノイズマスク信号を生成する。ノイズマスク期間を可変する手段は例えば駆動電流に応じてコンデンサの充放電電流を変化させ、コンデンサに充放電する時間を変化させることによりノイズマスク期間を可変する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について説明する。図１は本発明の一実施形態であるセンサレスモータドライバのブロック図である。センサレスモータドライバはコンパレータ回路１でブラシレスモータ８の各相に設けられているコイルで発生する逆起電圧ＶU、ＶV、ＶWを中点電圧ＶNとそれぞれ比較することによって矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWを生成する。これにより、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置を検出する。
【００１８】
次に、マスク回路２で、ノイズマスク信号ＶMASKによって矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWにマスクを行い、信号ＰU’、ＰV’、ＰW’とする。マスク回路２には矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWのそれぞれに対応してゲート回路１０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号ＶMASKがローレベルであるときに矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWのマスクを行い、ノイズマスク信号ＶMASKがハイレベルであるときに信号ＰU、ＰV、ＰWを通過させる。なお、ノイズマスク信号ＶMASKはマスク信号生成回路５で生成される。
【００１９】
ドライブ信号合成回路３では、マスクされた信号ＰU’、ＰV’、ＰW’に基づいてドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬを生成する。次に、電流供給手段４には、ドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬによってそれぞれオン／オフ制御されるパワートランジスタＴ１〜Ｔ６が設けられている。
【００２０】
また、ＦＧ回路６では信号ＰU’、ＰV’、ＰW’に基づいてブラシレスモータ８の回転速度を示すＦＧ信号を生成し、センサレスモータドライバの端子３０より出力する。ＦＧ信号は回転の状況をモニターするためのモニター装置又は回転速度を安定に保つために設けられているサーボ機構（図示せず）等で使用される。
【００２１】
ＮＰＮ型パワートランジスタＴ１のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ２のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ１のベースにはドライブ信号ＤＵＵが入力される。パワートランジスタＴ２のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＵＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ１、Ｔ２の接続中点は電流供給手段４の端子３３を介してブラシレスモータ８のＵ相に接続されている。
【００２２】
同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ３のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ４のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ３のベースにはドライブ信号ＤＶＵが入力される。パワートランジスタＴ４のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＶＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ３、Ｔ４の接続中点は電流供給手段４の端子３４を介してブラシレスモータ８のＶ相に接続されている。
【００２３】
同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ５のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワートランジスタＴ６のコレクタに接続される。パワートランジスタＴ５のベースにはドライブ信号ＤＷＵが入力される。パワートランジスタＴ６のエミッタは端子３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＷＬが入力される。そして、パワートランジスタＴ５、Ｔ６の接続中点は電流供給手段４の端子３５を介してブラシレスモータ８のＷ相に接続されている。
【００２４】
端子３２とグランド間に抵抗ＲＮＦが接続される。この抵抗ＲＮＦにはブラシレスモータ８の各相に流れる駆動電流を合計した電流が流れる。そして、抵抗ＲＮＦに流れる電流の大きさに応じて抵抗ＲＮＦの両端の電圧が変化するので、抵抗ＲＮＦの電圧が電流供給手段４から電圧／電流変換回路７に入力されるようにしている。電圧／電流変換回路７は単に電圧を電流に変換するだけでなく、電圧が大きいとき電流を小さくし、電圧が小さいとき電流を大きくする。
【００２５】
なお、抵抗ＲＮＦは前記サーボ機構（図示せず）でブラシレスモータ８の流れる電流の監視用としても用いられているもので、前記サーボ機構は駆動電流及びＦＧ信号の監視を行い、例えば、ブラシレスモータ８の回転速度が低下した場合には、ブラシレスモータ８に流れる電流を大きくして回転速度を一定に保つような制御をする。また、抵抗ＲＮＦは電流供給手段４のグランドレベル側の端子３２に設けられているが、電源電圧９と電流供給手段４の電源側の端子３１に挿入されている場合でも同様に駆動電流を検出することができる。
【００２６】
このセンサレスモータドライバでは、電流／電圧変換回路７が電流供給手段４から入力される電圧に応じて変化する電流をマスク信号生成回路５へ出力する。マスク信号生成回路５は電圧／電流変換回路７からの電流に応じてノイズマスク期間を可変する。
【００２７】
例えば、ブラシレスモータ８の起動時や負荷が重くなった時等のように駆動電流が増大した場合には、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替え時に発生するノイズの期間が上述のように長くなるが、ノイズマスク期間も長くなる。これにより、センサレスモータドライバではノイズの除去が確実に行われるようになる。また、ノイズマスク期間はブラシレスモータ８の特性等に基づいて設定される。
【００２８】
電圧／電流変換回路７及びマスク信号生成回路５におけるノイズマスク期間を可変する手段のいくつかの回路例を図２、図３、図１０に例示する。図２はコンデンサ１６３の充放電に要する時間を利用してノイズマスク期間を設ける回路例である。電流供給手段４の抵抗ＲＮＦから出力される電圧は電圧／電流変換回路７において変換器６０で電流に変換され、マスク信号生成回路５に出力される。なお、変換器６０は、減算回路等を利用したものであり、入力される電圧が低いほど出力される電流は大きくなり、逆に入力される電圧が高いほど出力される電流は小さくなる。マスク信号生成回路５では、ノイズマスク期間の計測開始時にはスイッチ１６１をオンするとともにスイッチ１６５をオフする。スイッチ１６１、１６４のオン／オフ制御はＦＧ信号の立ち上がりから所定時間遅れた信号によって行われる。
【００２９】
これにより、電圧／電流変換回路７からの出力電流は抵抗１６２を介してコンデンサ１６３に入力される。コンデンサ１６３の他端は接地されているので、コンデンサ６３は充電される。コンデンサ１６３で充電された電圧は比較器１６６で基準電圧１６７と比較される。コンデンサ１６３の充電にともなってコンデンサ１６３の電圧が上昇し、基準電圧１６７を超えたときに比較器１６６の出力が反転する。
【００３０】
この反転するタイミングを遅延信号として取り出し、充電開始時から遅延信号の間の期間をノイズマスク期間とする。そして、スイッチ１６１をオフしてスイッチ１６４をオンする。これにより、コンデンサ１６３はスイッチ１６４及び抵抗１６５を介して放電される。このように、マスク信号生成回路５では、連続的にノイズマスク期間を可変し、駆動電流が増大した場合にはコンデンサ１６３の充電電流が小さくなってノイズマスク期間を延長させることができる。
【００３１】
マスク信号生成回路５の他の一例を図３に示す。図３において、端子６１に抵抗ＲＮＦで発生した電圧ＶRNFが入力される。抵抗ＲＮＦは通常低抵抗値のものが用いられるので、抵抗ＲＮＦに発生する電圧は小さいので、レベルシフト回路６２を通してＮＰＮ型のトランジスタＱ１のベースに与えるようになっている。トランジスタＱ１のエミッタはグランドに接続され、コレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。
【００３２】
トランジスタＱ２のコレクタには、そのベースが接続されるとともに定電流源６３が接続されている。トランジスタＱ２のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ２のベースはＮＰＮ型のトランジスタＱ３のベースに接続されている。トランジスタＱ３のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ２とＱ３は第１のカレントミラー回路を構成している。また、レベルシフト回路６２と定電流源６３、トランジスタＱ１、Ｑ２は電圧／電流変換回路７を構成している。
【００３３】
トランジスタＱ３のコレクタは差動接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ４、Ｑ５のエミッタに接続され、差動増幅器６４の電流源として機能している。トランジスタＱ４のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタＱ６のコレクタとベースに接続され、トランジスタＱ５のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタＱ７のコレクタとベースに接続されている。トランジスタＱ６とＰＮＰ型のトランジスタＱ１１は第２のカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ７とＰＮＰ型のトランジスタＱ８は第３のカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１１のエミッタは電源電圧Ｖccに接続されている。
【００３４】
トランジスタＱ８のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ９のコレクタとベースに接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ１０はトランジスタＱ９と共に第４のカレントミラー回路を構成しており、そのコレクタはトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ９とＱ１０のエミッタはグランドに接続されている。
【００３５】
トランジスタＱ１０とＱ１１のコレクタの接続点にコンデンサＣ1の一端が接続されており、このコンデンサＣ1の他端はグランドに接続されている。６５はクランプ回路であり、その入力側がコンデンサＣ1に接続され、出力側がトランジスタＱ２とＱ３のベースに接続されている。クランプ回路６５は２つのコンパレータ６６、６７を有しており、その一方のコンパレータ６６の非反転端子（＋）にコンデンサＣ1の電圧が与えられ、反転端子（−）に電圧Ｖａが与えられる。他方のコンパレータ６７の非反転端子（＋）には電圧Ｖｂが与えられ、反転端子（−）にコンデンサＣ1の電圧が与えられるようになっている。電圧Ｖａ、Ｖｂは図４（ｄ）に示される。
【００３６】
コンデンサＣ1の電圧は、また、コンパレータ６８の非反転端子（＋）とコンパレータ６９の反転端子（−）にも与えられている。コンパレータ６８の反転端子（−）には電圧ＶD＋Ｖ1が与えられ、コンパレータ６９の非反転端子（＋）には電圧ＶD−Ｖ1が与えられている。コンパレータ６８、６９の出力はＯＲ回路７０を通して出力端子７１にマスク信号として導出される。このマスク信号は出力端子７１に接続されるマルチプレクサ（not shown）を介して図１に示すゲート回路１０、１１、１２へ時系列に振り分けられる。
【００３７】
次に図３の回路の動作を説明する。差動増幅器６４のトランジスタＱ４、Ｑ５のベースにはＦＧ回路６で形成され端子３０から出力されるＦＧ信号（図５参照）と同期したパルスＰ1、Ｐ2が印加される。パルスＰ1とＰ2は互いに逆極性の関係になっている。図４において、（ａ）はＦＧ信号を示し、（ｂ）はパルスＰ1を、また（ｃ）はパルスＰ2を示している。トランジスタＱ４、Ｑ５はそれぞれのベースに印加されるパルスがハイレベルのときＯＮし、ローレベルのときＯＦＦする。従って、差動増幅器６４におけるトランジスタＱ４、Ｑ５は交互にＯＮ、ＯＦＦする。
【００３８】
図４に示すＴ１の期間はトランジスタＱ５、Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９、Ｑ１０がＯＮし、トランジスタＱ４、Ｑ６、Ｑ１１がＯＦＦとなる。そのため、トランジスタＱ５を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ１０を流れる。トランジスタＱ１０のコレクタ電流はコンデンサＣ1を放電する。次のＴ２の期間はトランジスタＱ４〜Ｑ１１の状態が前記期間Ｔ１の場合と逆になるので、トランジスタＱ４に流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ１１に流れる。このためコンデンサＣ1はトランジスタＱ１０を通して充電される。
【００３９】
このようにしてコンデンサＣ1は充電と放電を交互に繰り返す。その結果、コンデンサＣ1の電圧波形は図４の（ｄ）に示すように三角波となる。ただし、三角波の頂点はクランプ回路６５の働きによって図４の（ｄ）に示される如くスライスされた形となる。
【００４０】
このコンデンサＣ1の電圧はコンパレータ６８と６９に入力される。コンパレータ６８の出力はコンデンサＣ1の電圧がＶD＋Ｖ1より高いときハイレベルで、その他のときローレベルとなる。一方、コンパレータ６９の出力はコンデンサＣ1の電圧がＶD−Ｖ1より低いときハイレベルで、その他のときローレベルとなる。従って、これらのコンパレータの出力をＯＲ回路７０を介して取り出すと、図４（ｅ）に示すようになる。電圧ＶDとＶ1は図４の（ｄ）に示す。ＶDを中心とする±Ｖ1の範囲において、ＯＲ回路７０の出力はローレベルになる。このローレベルの期間Ａ１、Ａ２、・・・がマスク期間となる。この期間は前記三角波の傾斜によって変わる。換言すると、コンデンサの充放電電流の値によって変わる。そして、図２の回路において、コンデンサＣ1の充放電電流はトランジスタＱ３の電流値に依る。
【００４１】
定電流源６３の出力電流はトランジスタＱ１、Ｑ２を通してグランドへ流れる。端子６１に入力される電圧ＶRNFが高いとき（従って、モータの駆動電流が大きいとき）はトランジスタＱ１の導通度が高くなって定電流源６３からトランジスタＱ１を通して流れる電流が多くなり、その分、トランジスタＱ２を流れる電流が小さくなる。そのためトランジスタＱ３の電流も小さくなる。このようにして、トランジスタＱ３の電流が小さくなると、コンデンサＣ1の充放電電流も小さくなり、図４の（ｄ）の三角波の傾斜が緩やかになり、マスク期間Ａ１、Ａ２、・・・が広がる。つまり、モータの駆動電流が大きくなって電圧ＶRNFが高くなると、マスク期間は広くなる。逆に、モータの駆動電流が小さくなって電圧ＶRNFが低くなると、マスク期間は狭くなる。
【００４２】
モータの負荷が大きくなってモータの駆動電流が大きくなると、三相駆動電流の切り換えに伴って生じるノイズの幅が広くなるが、本実施例によれば、駆動電流を検出し、その駆動電流が大きくなったときはノイズをマスクするためのマスク期間も広くなるので、ノイズを確実に除去できる。
【００４３】
次に、図１０はデジタル回路によりマスク期間を形成するように構成したマスク信号生成回路を示している。端子９１を通して与えられる電圧ＶRNFによってカウント値設定回路９２でカウント値が設定される。カウンタ９３は図１１に示すＦＧ信号の立ち上がりに同期したエッジ信号Ｅによってカウント（クロックＣＬＫのカウント）を開始する。カウントがカウント値設定回路９２から与えられる設定値に至ると、カウンタ９３はリセットする。これを図１１を参照して説明すると、カウンタ９３は最初のエッジ信号Ｅ1の入力時点ｔ１からカウントを開始し、そのカウントが前記設定値に至ったｔ２でリセットされる。カウンタ９３の出力はカウント中はローレベルで、それ以外はハイレベルである。
【００４４】
次にエッジ信号Ｅ2が入力されると再びカウントを行い（ｔ３）、設定値までカウントしてリセットされる。カウンタ９３の出力がローレベルの期間がマスク期間になる。マスク信号は出力端子９４へ導出される。この実施例では、マスク期間（ローレベル期間）はカウントの設定値によって決まる。この設定値は、モータの駆動電流を検出して得られる電圧ＶRNFの値に応じて変化する。
【００４５】
図５は図１のセンサレスモータドライバの動作を示す信号の波形図である。図１のセンサレスモータドライバにおいて、ドライブ信号合成回路３はドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬを出力する。そして、電流供給回路４ではドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬがハイレベルであるときにパワートランジスタＴ１〜Ｔ６がオンし、ローレベルであるときにオフする。これにより、３相の駆動電流がブラシレスモータ８に供給され、ブラシレスモータ８は駆動される。
【００４６】
ブラシレスモータ８では各相のコイルで逆起電圧ＶU、ＶV、ＶWが発生する。ＶU、ＶV、ＶWは図示するように互いに１２０゜ずつ位相がずれている。また、点線４０で囲まれた時点に注目すると、ドライブ信号ＤＷＵがハイレベルの状態で、ドライブ信号ＤＵＬがハイレベルからローレベルとなり、ドライブ信号ＤＶＬがローレベルからハイレベルとなっている。したがって、パワートランジスタＴ５がオン状態を継続し、パワートランジスタＴ２がオン状態からオフし、パワートランジスタＴ４がオフ状態からオンする。
【００４７】
そのため、ブラシレスモータ８のＵ相のコイルでは逆起電圧ＶUにノイズ４１が発生する。これはＶ相、Ｗ相についても同様である。このように、パワートランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替え時には常にノイズが発生することとなる。なお、中点電圧ＶNも振動波形となっているが、これは各相で生ずる回路の非対称性が原因である。
【００４８】
コンパレータ回路１では、逆起電圧ＶU、ＶV、ＶWを中点電圧ＶNとそれぞれ比較することによって矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWが生成される。したがって、逆起電圧ＶUに生じるノイズ４１も矩形波信号ＰUにノイズ４２のように現れることになる。矩形波信号ＰV、ＰWについても同様の理由でノイズが現れる。
【００４９】
これらのノイズを除去するために、マスク信号生成回路５はノイズマスク信号ＶMASKを生成し、マスク回路２に出力する。ノイズマスク信号ＶMASKはローレベルのときにノイズをマスクし、ハイレベルのときに信号を通過させる。これにより、矩形波信号ＰU、ＰV、ＰWはマスクされた矩形波信号ＰU’、ＰV’、ＰW’となる。ノイズ発生のタイミングはドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬの出力の切り替え時で特定できるので、上述したように図２や図３、図１０に示す回路によってノイズ幅の長短に拘らずノイズを除去しうるのに十分なノイズマスク期間が得られる。
【００５０】
また、ＦＧ回路６では、信号ＰU’、ＰV’、ＰW’に基づいて回転速度を示すＦＧ信号が生成される。駆動中にブラシレスモータ８の負荷が重くなり、前記サーボ機構によってブラシレスモータ８に流れる電流が大きくなると、それにともなって点線４３で囲まれた部分のように、ノイズの現れる時間も長くなる。そのため、矩形波信号ＰVにも点線４４で示すように時間の長いノイズが現れる。
【００５１】
そのため、上記従来のセンサレスドライバではノイズマスク期間が例えば期間Ｋ１で固定されているので、ノイズの除去を完全に行うことができず、信号ＰU’、ＰV’、ＰW’にノイズが現れることとなるが、本発明では、マスク信号生成回路５から出力されるノイズマスク期間がＫ２に示すように広くなるので、信号ＰU’、ＰV’、ＰW’にはノイズが現れないようになっている。これにより、負荷が重くなってもＦＧ信号及びドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬには影響せず、ブラシレスモータ８の安定した回転特性が得られる。
【００５２】
以上説明したように、本実施例のセンサレスモータドライバでは、起動時やブラシレスモータ８への負荷が重くなった場合のように、ブラシレスモータ８に流れる電流が大きくなってもノイズマスク期間が広くなるので、ノイズの除去を完全に行うことができる。そして、駆動電流が小さい場合には、ノイズマスク期間が短縮されるので、高速運転でもブラシレスモータ８の回転子の回転位置を検出することができ、ブラシレスモータ８の回転周波数の帯域を落とすことなく安定した回転特性が得られる。
【００５３】
例えば、ブラシレスモータ８がビデオテープレコーダのシリンダを回転させるために用いられる場合のように、ブラシレスモータ８が大型でコイルのインダクタンス成分が大きく、かつモータ８に流れる電流が大きい場合には、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替えで生ずるノイズも大きくノイズの時間が長くなるが、ノイズの除去を確実にすることができる。また、ビデオテープの走行不良等のためにブラシレスモータ８への負荷が重くなる状況が発生しやすいが、このときでもセンサレスモータドライバはブラシレスモータ８の駆動の安定化を図ることができる。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ブラシレスモータに供給する駆動電流を検出し、その検出信号に基づいてノイズマスク期間を可変するので、例えばブラシレスモータの起動時や負荷が重い時等のように駆動電流が大きくなっているために、パワートランジスタ等のオン／オフの切り替わり時に発生するノイズの期間が長くなっている場合でも、電流検出手段からの信号に基づいてノイズマスク期間を長くすることによって確実にノイズを除去することが可能となる。また、負荷が重くない場合には、ノイズマスク期間を短くすることによってモータの回転位置の検出が可能であるのでモータを高速回転させることができる。そのため、モータの回転周波数帯域を落とすことなく安定した回転特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態のセンサレスモータドライバのブロック図。
【図２】  そのノイズマスク期間を可変する手段の一例の回路図。
【図３】  そのノイズマスク期間を可変する手段の別例の回路図。
【図４】  図３の手段の動作を示す波形図。
【図５】  図１のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図６】  従来のセンサレスモータドライバの回路図。
【図７】  その従来のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図８】  その従来のセンサレスモータドライバの動作を示す波形図。
【図９】  その従来のセンサレスモータドライバのノイズマスク信号を示す図。
【図１０】本発明のノイズマスク期間を可変する手段の他の別例の回路図。
【図１１】図１０の手段の動作を示す波形図。
【符号の説明】
１    コンパレータ回路
２    マスク回路
３    ドライブ信号合成回路
４    電流供給手段
５    マスク信号生成回路
６    ＦＧ回路
７    電圧／電流変換回路
８    ブラシレスモータ
９    電源電圧
１０〜１２    ゲート回路
ＲＮＦ    抵抗
Ｔ１〜Ｔ６    パワートランジスタ
ＰU、ＰV、ＰW    矩形波信号
ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬ    ドライブ信号
ＶU、ＶV、ＶW    逆起電圧
ＶMASK    ノイズマスク信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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