(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続され、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードとの２つの電力半導体素子からなるアームを直列接続し、該直列接続したアームの間に負荷に接続される出力端子を配したレグを並列接続して構成される電力変換回路と、
上記電力変換回路の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定し、ドライブ信号を生成する制御演算手段と、
上記各電力半導体素子のうち上記スイッチング動作により生じる損失が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更する通流率分配手段と、
上記通流率分配手段によりオンオフタイミングを変更されたドライブ信号に応じて上記電力変換回路の各スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記電力変換回路は、上記アームを還流ダイオードの機能を内蔵したスイッチング素子のみにより構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記負荷を電動機とし、該電動機の回転子位置を検出する回転検出器をさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記電動機がストールした際に上記電動機の回転子位置に応じて通流率を分配することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記各電力半導体素子の発熱量を測定する発熱量測定手段を備え、
上記通流率分配制御手段は、上記各電力半導体素子の熱抵抗値を予め格納し、該熱抵抗値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更することを特徴とする電力半導体装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
上記通流率分配制御手段は、さらに上記各電力半導体素子の熱容量値を予め格納し、該熱容量値と上記熱抵値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更することを特徴とする電力半導体装置。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失のみとしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、スイッチング損失のみとしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失とスイッチング損失としたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記各アームの両端の電圧を測定する電圧測定手段と、各アームに供給される供給電流を測定する電流測定手段とをさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記電圧測定手段および上記電流測定手段により測定された電圧と供給電流に基づいて上記各電力半導体素子の損失を算出することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記負荷へと出力される出力電流を測定する出力電流測定手段と、
上記出力電流測定手段により測定された出力電流と上記ドライブ回路から出力されるドライブ信号とに基づいて損失が発生している電力半導体素子を判定する通電電力半導体素子判定手段と、
上記通電電力半導体素子判定手段により判定された電力半導体素子を流れる電力半導体素子電流値を、上記出力電流測定手段により測定された出力電流から推定する電力半導体素子電流推定手段と、
上記通電電力半導体素子判定手段により判定された電力半導体素子の飽和電圧を推定する電力半導体素子電圧推定手段と、
上記電力半導体素子電流推定手段により推定された電力半導体素子電流値と、上記電力半導体素子電圧推定手段により推定された電力半導体素子電圧とに基づいて電力半導体素子の損失を演算する電力半導体素子損失演算手段と
をさらに備え、
上記通流率分配手段は、上記電力半導体素子損失演算手段により演算された損失に基づいて各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記出力端子から出力される出力電流を検出する出力電流検出手段をさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記出力端子からの出力電流をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記出力電流検出手段により検出された出力電流に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記電力変換回路へ入力される入力電流を検出する入力電流検出手段をさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記入力電流検出手段からの入力電流をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記入力電流検出手段により検出された入力電流に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記直流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段をさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記直流電源の電源電圧をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記電源電圧検出手段により検出された電源電圧に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記負荷へと出力される出力電流測定手段と、
上記出力電流測定手段により測定された出力電流と上記ドライブ回路から出力されるドライブ信号とに基づいて各スイッチング素子のスイッチングパターンを判定する通電アーム判定手段とをさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記各スイッチング素子のスイッチングパターンをパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記通電アーム判定手段により判定された各スイッチング素子のスイッチングパターンに対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記負荷を電動機とし、該電動機の回転子位置を検出する回転検出器をさらに備え、
上記通流率分配制御手段は、上記電動機の回転子位置をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記回転検出器により検出された電動機の回転子位置に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記請求項１１〜１５に記載の電力変換装置のうちいずれか２以上の電力変換装置が備えている複数の検出手段を備え、
上記通流率分配制御手段は、上記複数の検出手段により検出される複数の検出データをパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記複数の検出手段により検出された複数の検出データに対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数個の電力半導体素子を用いた電力変換装置に関し、より詳しくは、電力変換装置内の電力半導体素子に発生する最大損失を低減させる変調制御方式を採用した電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電力変換装置は、入力電力の大きさ、形態を変化させ出力することを目的としたものと、もしくは、入力電力の大きさ、形態を変化させ、電動機などを駆動することを目的としたものとのいずれかに大別される。
図１６は、後者の入力電力の大きさ、形態を変化させ、電動機などを駆動することを目的とする電力変換装置の構成を示したブロック図である。
【０００３】
本従来例では、電動機として三相交流電動機を用いており、ここでの電力変換装置は直流交流変換装置として動作している。以下に図１６の構成について説明する。
図１６において、１は直流電力を交流電力に変換するための電力変換装置であり、２は電力変換装置１により変換された交流電力により駆動される負荷となる電動機を示す。電力変換装置１は、直流電源装置１０から供給された電力を平滑コンデンサ１１を介して電力変換回路４へ供給する。この電力変換回路４は、スイッチング素子５と、このスイッチング素子５に逆並列接続された還流ダイオード６との２つの電力半導体素子の対を（以下、この電力半導体素子の対を「アーム」と呼ぶ。）、さらに直列接続し（以下、アームを直列接続したものを「レグ」と呼ぶ。）、このレグを複数個並列接続して構成される。
【０００４】
ここでは、電動機２は三相交流電動機としたため、電動機２を駆動するためのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相を生成する３つのレグが並列接続されている。なお、各レグにおいて、直流電源装置１０の正側に接続されるアームをＰ側アームと、負側に接続されるアームをＮ側アームと呼ぶ。
【０００５】
次に、７ａ〜７ｃはそれぞれＵ相電流検出器、Ｖ相電流検出器、Ｗ相電流検出器であり、各レグの出力端子から電動機２へ出力される各相出力電流を検出する。また、９は電動機２の回転子位置を測定する回転検出器である。３は制御演算装置であり、回転検出器９により検出された回転子位置、および各相電流検出器７ａ〜７ｃにより検出された各相出力電流値に基づいて、後述する方法によりゲートドライブ信号を生成する制御演算装置である。さらに、８は制御演算装置３により生成されたゲートドライブ信号に応じて、上記電力変換回路４の各スイッチング素子５をオンオフ駆動させるゲートドライブ回路である。
【０００６】
次に、上記制御演算回路３におけるゲートドライブ信号の生成方法について説明する。ゲートドライブ信号の生成方法には、種々の方法があるが、公知のベクトル制御やＶ／Ｆ制御によって各相電圧指令値を算出し、この各相電圧指令値をもとに公知の三角波比較正弦波ＰＷＭ方式によってパルス状のゲートドライブ信号を生成することが多い。ここではベクトル制御による各相電圧指令値決定の流れと、三角波比較正弦波ＰＷＭ方式の流れについて、図１７、図１８を用いて説明する。
【０００７】
図１７は従来の電力変換装置における三相電圧指令値を決定する流れを示したブロック図である。図１７において、１２はベクトル制御ブロックであり、トルク制御部１３、電流制御部１４、回転座標変換部（ｄｑ→三相）１５、回転座標変換部（三相→ｄｑ）１６、θ→ω変換部１７により構成される。また、１８は三角波比較正弦波ＰＷＭ制御部であり、三角波発振器１９、Ｕ相比較器２０ａ、Ｖ相比較器２０ｂ、Ｗ相比較器２０ｃと、Ｕ相反転器２１ａ、Ｖ相反転器２１ｂ、Ｗ相反転器２１ｃと、デッドタイム回路２２により構成される。
【０００８】
次に、各構成の動作について説明する。まず、ベクトル制御ブロック１２において、トルク制御部１３では回転検出器９により検出された回転子位置θをθ→ω変換部１７にて変換された電動機角速度ωと、トルク指令値Ｔ*からｄ軸電流目標値Ｉｄ*、ｑ軸電流目標値Ｉｑ*を演算する。
【０００９】
また、回転座標変換部（三相→ｄｑ）１６では、電流検出器７ａ〜７ｃにより検出された三相各相線電流検出値と、回転検出器９により検出された回転子位置θとからｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを演算する。
電流制御部１４では、回転座標変換部（三相→ｄｑ）１６の出力がトルク制御部１３の出力に追従するよう制御し、ｄ軸電圧目標値Ｖｄ*、ｑ軸電圧目標値Ｖｑ*を出力する。そしてｄ軸電圧目標値Ｖｄ*とｑ軸電圧目標値Ｖｑ*を回転座標変換部(ｄｑ→三相)１５によって三相の相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗに変換する。以上がベクトル制御ブロック１２における一連の動作である。
【００１０】
次に、三角波比較正弦波ＰＷＭ制御部１８において、比較器２０ａ〜２０ｃではベクトル制御ブロック１２の出力である三相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と三角波発振器１９の出力である搬送波とを比較し、ゲートドライブ信号を出力する。Ｎ側スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆのゲートドライブ信号はＰ側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのゲートドライブ信号を反転器２１によって反転したものを使用するが、スイッチング素子のオフ動作遅れによるＰ側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅとＮ側スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの同時オンによる電源短絡を防ぐため、ゲートドライブ信号のオンを一定時間遅らせるデッドタイム生成手段２２を付加することが必要である。
【００１１】
つづいて、図１８を用いて三角波比較正弦波ＰＷＭ制御部１８の動作について説明する。図１８は従来の電力変換装置における三角波比較ＰＷＭ方式の流れを示した図である。ただし、図１８ではデッドタイム生成手段２２の働きは含まない。
【００１２】
三角波比較正弦波ＰＷＭ制御部１８では、ベクトル制御ブロック１２の出力である三相各相の相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と三角波発振器１９の出力である搬送波Ｖｃとを比較する。その結果、相電圧指令値振幅が搬送波振幅よりも大きいとき、その相のＰ側スイッチング素子をオンするようにゲートドライブ信号を出力する。一方、相電圧指令値振幅が搬送波振幅よりも小さいときにはＰ側スイッチング素子をオフするようなゲートドライブ信号を出力する。
こうして各相Ｐ側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのゲートドライブ信号Ｕp*、Ｖp*、Ｗp*が生成される。なお、Ｎ側スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆのゲートドライブ信号はＰ側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのゲートドライブ信号を反転器２１によって反転したものを使用する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上記、従来例では電力変換装置におけるスイッチング素子５のスイッチングタイミングは電動機トルクが要求値となるよう、電動機２に印加される線間電圧を制御するため、電動機２のストール時には特定の電力変換装置に電流が長時間集中し、複数個ある電力半導体素子のうち１つの素子のみの発熱が過大になることがある。
【００１４】
そのため従来例では発熱による電力半導体素子の破壊を防ぐためには電力変換装置の出力を制限するか、電力変換装置の容量を大型化する必要があり、機能の制限または装置の高価格化が避けられなかった。しかもこのとき、複数個ある電力半導体素子のうち電流が集中している１つの素子以外は発熱が少なく、容量に余裕がある状態であり電力変換装置に備えられた電力半導体素子の性能を十分に活かしているとは言えなかった。
【００１５】
また、ストール時のみならず、電動機２の始動時などには周波数が低いため一つの電力半導体素子に長時間電流が流れる。この場合もストール時と同じように特定の素子の発熱が電力変換装置全体の性能、容量を決定することがあり、特定電力半導体素子への損失の集中を回避する手段が求められていた。
【００１６】
特に電動機２を一つしか持たないことが多い電気自動車やハイブリッド電気自動車、エンジンスタート用電動機などの車載用機器では高温環境下に電力変換装置が搭載されるほか冷却系の搭載容量にも限界があるうえ、始動停止の繰り返しが多い。また、急な坂道での始動や段差乗り上げなどによるストール発生の可能性も他の機器に比べて高い。
【００１７】
したがって、車載用の電力変換装置では、ストール動作のため定常運転時には不必要な大容量の電力変換装置を使用しなければならず、装置の大型化、高価格化が避けられないが、搭載スペースや低コスト化への厳しい要求があり様々な問題が存在している。
【００１８】
これまで電力半導体素子の損失、および発熱を低減するためには、電力半導体素子のスイッチング周波数を低く設定し、スイッチングに伴う損失を低減していた。しかし、スイッチング周波数を低く設定すると、電動機２の制御周期が伸びるほか、電流脈動の増加、振動、および騒音の発生など、車載用電力変換装置として用いるにあたって好ましくない問題が多く存在した。
【００１９】
この発明に係る電力変換装置は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、複数ある電力半導体素子の中で瞬時瞬時の損失の大きさには差があることに着目し、各電力半導体素子間の通流率を分配することによって、損失が最大となる電力半導体素子の損失を他の素子に負担させようとするものである。これによって各電力半導体素子の最大損失を低減させることができ、制御性能、ストール耐量を良好に維持しつつ、発熱が少なく、小型かつ低価格の電力変換装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源に接続され、スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードとの２つの電力半導体素子からなるアームを直列接続し、該直列接続したアームの間に負荷に接続される出力端子を配したレグを並列接続して構成される電力変換回路と、上記電力変換回路の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定し、ドライブ信号を生成する制御演算手段と、上記各電力半導体素子のうち上記スイッチング動作により生じる損失が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更する通流率分配手段と、上記通流率分配手段によりオンオフタイミングを変更されたドライブ信号に応じて上記電力変換回路の各スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路とを備えたものである。
【００２１】
また、上記電力変換回路は、上記アームを還流ダイオードの機能を内蔵したスイッチング素子のみにより構成することも可能である。
【００２２】
また、上記負荷を電動機とし、該電動機の回転子位置を検出する回転検出器をさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記電動機の回転子位置に応じた各電力半導体素子の損失パターンを予め格納しており、上記電動機がストールした際の回転子位置を上記回転検出器から読み取って、上記各電力半導体素子の損失パターンから各電力半導体素子の損失を抽出するものである。
【００２３】
また、上記各電力半導体素子の発熱量を測定する発熱量測定手段を備え、上記通流率分配制御手段は、上記各電力半導体素子の熱抵抗値を予め格納し、該熱抵抗値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更するものである。
【００２４】
また、上記通流率分配制御手段は、さらに上記各電力半導体素子の熱容量値を予め格納し、該熱容量値と上記熱抵値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更するものである。
【００２５】
また、上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失のみとしたものである。
【００２６】
また、上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、スイッチング損失のみとしたものである。
【００２７】
また、上記通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失とスイッチング損失としたものである。
【００２８】
また、上記各アームの両端の電圧を測定する電圧測定手段と、各アームに供給される供給電流を測定する電流測定手段とをさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記電圧測定手段および上記電流測定手段により測定された電圧と供給電流に基づいて上記各電力半導体素子の損失を算出するものである。
【００２９】
また、上記負荷へと出力される出力電流を測定する出力電流測定手段と、上記出力電流測定手段により測定された出力電流と上記ドライブ回路から出力されるドライブ信号とに基づいて損失が発生している電力半導体素子を判定する通電電力半導体素子判定手段と、上記通電電力半導体素子判定手段により判定された電力半導体素子を流れる電力半導体素子電流値を、上記出力電流測定手段により測定された出力電流から推定する電力半導体素子電流推定手段と、上記通電電力半導体素子判定手段により判定された電力半導体素子の飽和電圧を推定する電力半導体素子電圧推定手段と、上記電力半導体素子電流推定手段により推定された電力半導体素子電流値と、上記電力半導体素子電圧推定手段により推定された電力半導体素子電圧とに基づいて電力半導体素子の損失を演算する電力半導体素子損失演算手段とをさらに備え、上記通流率分配手段は、上記電力半導体素子損失演算手段により演算された損失に基づいて各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３０】
また、上記出力端子から出力される出力電流を検出する出力電流検出手段をさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記出力端子からの出力電流をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記出力電流検出手段により検出された出力電流に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３１】
また、上記電力変換回路へ入力される入力電流を検出する入力電流検出手段をさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記入力電流検出手段からの入力電流をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記入力電流検出手段により検出された入力電流に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３２】
また、上記直流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段をさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記直流電源の電源電圧をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記電源電圧検出手段により検出された電源電圧に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３３】
また、上記各アームから出力される出力電流を測定する出力電流測定手段と、上記出力電流測定手段により測定された出力電流と上記ドライブ回路から出力されるドライブ信号とに基づいて各スイッチング素子のスイッチングパターンを判定する通電アーム判定手段とをさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記各スイッチング素子のスイッチングパターンをパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記通電アーム判定手段により判定された各スイッチング素子のスイッチングパターンに対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３４】
また、上記負荷を電動機とし、該電動機の回転子位置を検出する回転検出器をさらに備え、上記通流率分配制御手段は、上記電動機の回転子位置をパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記回転検出器により検出された電動機の回転子位置に対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３５】
また、上記請求項１１〜１５に記載の電力変換装置のうちいずれか２以上の電力変換装置が備えている複数の検出手段を備え、上記通流率分配制御手段は、上記複数の検出手段により検出される複数の検出データをパラメータとしたときの各電力半導体素子に対する通流率の分配パターンを示す通流率分配マップを有し、上記複数の検出手段により検出された複数の検出データに対応する通流率の分配パターンを上記通流率分配マップから抽出し、該通流率の分配パターンに基づいて上記各ドライブ信号のオンオフタイミングを変更させるものである。
【００３６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図であり、図２はある一つの相における各電力半導体素子の損失変化を示した図、図３は本実施の形態１に係る損失低減の方法を示す図である。なお、図１〜３において、従来と同一符号は同一または相当部分を示し、その説明は省略する。ただし、本実施の形態１において制御対象となる負荷は交流電動機に限られるものではなく、また電力変換装置は直交変換装置に限られるものではない。図１において、新たな符号として、２３は通流率分配制御手段、２４は通流率分配パターン発生手段を示す。
【００３７】
次に、本実施の形態１に係る電力変換装置の動作について説明する。この電力変換装置１は、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子５と、このスイッチング素子５に逆並列接続された還流ダイオード６との２つの電力変換素子により１つのアームを構成している。このアームを２つ直列に接続して構成されるレグは、かかる２つのアームの間に負荷へ接続される出力端子を有し、上記レグの両端を直流電源１０に接続する構成を有している。
【００３８】
また、図１に示すように負荷が三相交流電動機２の場合、このレグが３個備えられ、各レグの出力端子はそれぞれ電動機２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続される。ここでは説明のため、Ｕ相に接続されるレグをＵ相レグ、Ｕ相レグのアームのうち直流電源１０のＰ側に接続されるものをＵp相電力半導体素子（５ａ、６ａ）、直流電源１０のＮ側に接続されるものをＵn相電力半導体素子(５ｂ、６ｂ)と呼ぶ。Ｖ、Ｗ相のレグ、各アームもＵ相レグ、Ｕ相各アームと同様に呼ぶこととする。
【００３９】
制御演算装置３では電動機２に所望の動作を行わせるべく、スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定し、電力変換回路の出力電力を制御する。ゲートドライブ信号は公知のベクトル制御などによって三相各相電圧目標を演算し、この目標電圧を公知の三角波比較正弦波ＰＷＭ方式などによってパルス状の信号に変換し生成する。
【００４０】
このパルス状のゲートドライブ信号によって、スイッチング素子５ａ〜５ｆをオン／オフ制御し、電動機２に正弦波状の線間電圧を与えるが、このとき電力半導体素子（電力半導体素子；スイッチング素子５ａ〜５ｆ、および還流ダイオード６ａ〜６ｆ）に損失が発生する。１つのアームあたりの損失Ｐlossは、スイッチング素子５の定常損失をＰsat、スイッチング素子５のスイッチング損失をＰsw、還流ダイオード６の定常損失をＰf、還流ダイオード６のリカバリー損失をＰrとすると式(１)のように表せる。
【００４１】
Ｐloss＝Ｐsat＋Ｐsw＋Ｐf＋Ｐr ・・・・・（１）
【００４２】
また、Ｖce(sat)はスイッチング素子５の飽和電圧、Ｉmotは電力半導体素子を流れる電流、ＤＵＴＹはＰ側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのゲートドライブ信号の通流率でＯＮ時間／（ＯＮ時間＋ＯＦＦ時間）、Ｐonはスイッチング素子５のオン時損失、Ｐoffはスイッチング素子５のオフ時損失、ｆcは搬送波周波数、Ｅonは１パルスあたりのスイッチオン・エネルギー、Ｅoffは１パルスあたりのスイッチオフ・エネルギー、Ｖf(sat)は還流ダイオードの飽和電圧、Ｖdcは直流電源電圧、Ｉrrはリカバリー電流、ｔrrはリカバリー時間とすると、各損失は式（２）〜式（５）のように表せる。
【００４３】
Ｐsat＝Ｖce(sat)×Ｉmot×ＤＵＴＹ        ・・・・・（２）
Ｐsw＝Ｐon＋Ｐoff＝ｆc×（Ｅon＋Ｅoff）  ・・・・・（３）
Ｐf＝（１−ＤＵＴＹ）×Ｖf(sat)×Ｉmot ・・・・・（４）
Ｐr＝Ｖdc×Ｉrr×ｔrr／４                      ・・・・・（５）
なお、振幅をＩ０、位相をωｔとすると電力半導体素子を流れる電流Ｉmotは次式(６)で表され、三角波比較正弦波ＰＷＭでは変調率をＭＲ、力率角をθとするとＤＵＴＹは次式（７）で表すことができる。
【００４４】
Ｉmot＝Ｉ０ｓｉｎωｔ  ・・・・・（６）
ＤＵＴＹ＝１／２＋ＭＲ×ｓｉｎ（ωｔ＋θ）／２        ・・・・・（７）
【００４５】
これらの式を用いて、ある条件でスイッチング素子５ａ〜５ｆと還流ダイオード６ａ〜６ｆの損失計算を行うと、図２に示す損失が得られる。各電力半導体素子損失は図２に示すように周期性を持っており、図２に記載のＵ相を例にすると、Ｕ相線電流が正のときＵpスイッチング素子５ａとＵn還流ダイオード６ｂにのみ電流が流れることから、この２つの素子に損失が発生し、電流が流れないＵnスイッチング素子５ｂとＵp還流ダイオード６ａには損失が発生しない。
また、Ｕpスイッチング素子６ａとＵn還流ダイオード５ｂでは、素子特性の違いと通電時間の差から発生損失に大きな差がある。
【００４６】
この発生損失の差は素子特性の違いのほか、図３に示すように各素子の通電時間の違いによって発生する。
【００４７】
仮にこの電力半導体素子の許容損失がスイッチング素子５、還流ダイオード６共に２００Ｗであったとすると、図２におけるスイッチング素子５の最大損失は約１８０Ｗであり約９％しか余裕が無い。一方、還流ダイオード６は約８３％も余裕がある。
【００４８】
そこで、本発明では通流率分配制御手段２３を用いて電力半導体素子の通電時間を分配し、Ｐ側電力半導体素子とＮ側電力半導体素子相互の発生損失の分配を行った。Ｕ相スイッチング素子５ａ，５ｂの損失を低減するよう損失分配をした場合の損失発生例を図４に示す。図４の例ではＵ相目標電圧に電圧振幅の０．４倍の電圧を電気角０〜πの区間では減算、電気角π〜２πの区間では加算した。その結果、Ｕpスイッチング素子５ａの損失は約１８０Ｗから約１４５Ｗへ減少させることができた。ただし、Ｕpスイッチング素子５ａの発生損失をＵn還流ダイオード６ｂに分配したため、Ｕn還流ダイオード６ｂの損失は約３５Ｗから約７０Ｗへと増加する。
【００４９】
また、スイッチング素子５の損失を還流ダイオード６へ分配しただけなので、Ｕ相電力半導体素子全体の発生損失は分配前と分配後で変化は無い。しかし、スイッチング素子５の損失は大きく減少しており、許容損失を２００Ｗとした場合の余裕度は約９％から約２７．５％へと大きく改善される。
【００５０】
図４のような損失分配では、Ｕ相の相電圧は正弦波状から大きく崩れてしまうが、電力半導体素子の出力として求められているのは出力端子間の線間電圧である。そこで、通流率分配パターン発生手段２４では他の相（Ｖ相、Ｗ相）でも同様の損失分配を行い線間電圧が正弦波状になるような通流率分配パターンを発生し、損失分配前と分配後で線間電圧に差がないよう制御する。通流率分配パターン発生手段２４では線間電圧を保つほか、素子特性、高調波の発生なども考慮してパターンを生成する。
【００５１】
なお、損失分配前の三相各電力半導体素子の発生損失を図５に、線間電圧の変化を考慮に入れた三相の損失分配の例を図６に示す。三相の損失分配では最大損失の凸部が小さくなるよう損失を分配する。
【００５２】
以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置は、通流率分配制御手段２３を用いて電力半導体素子の通電時間を分配し、Ｐ側電力半導体素子とＮ側電力半導体素子相互の発生損失の分配を行ったので、図５、６の比較からも明らかなように、損失発生が最も大きい電力半導体素子の損失を他の電力半導体素子に負担させることにより、特定の電力半導体素子への損失の集中を回避することができるため、制御性能、ストール耐量を良好に維持しつつ、発熱が少なく、小型かつ低価格の電力変換装置を実現できる。
【００５３】
実施の形態２．
図７は本実施の形態２に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図である。なお、図７において、従来と同一符号は、同一または相当部分を示し、その説明は省略する。ただし、本発明において制御対象となる負荷２は交流電動機に限られず、電力変換装置１は直交変換装置に限るものではない。
【００５４】
図７において、新たな符号として、２５は還流ダイオード機能を有したスイッチング素子である。
【００５５】
本実施の形態２における電力変換装置では、スイッチング素子５にＭＯＳＦＥＴなどの還流ダイオード機能をもつスイッチング素子２５を使用する。損失分配方法などは実施の形態１と同様であるが、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いた場合、公知の同期整流などの手法と併用することによってさらなる損失の低減、損失低減可能範囲の拡大が可能になる。
【００５６】
なお、本実施の形態２に係る電力変換装置におけるスイッチング素子２５を備える構成は、後述する実施の形態の全てにおいて適用可能であることは言うまでもない。また、その場合においても本実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
実施の形態３．
図８は、電力変換装置におけるいくつかのストール条件を示したものであり、図９は本実施の形態３に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図である。
本実施の形態３では図８に記載したストール条件のうち、１つの電力半導体素子に電流が集中する場合を例にするが、本発明による効果は１つの電力半導体素子への電流集中時に限定したものではない。
【００５８】
図８に示す波形は電動機回転状態の電圧・電流波形である。ここで、電動機２がストールすると、ストールした時点の状態が保たれ、定電流、定ＤＵＴＹとなる。この中で最も厳しい条件は１相に電流が集中し、電流振幅が最も大きくなる点で、図中の条件マル１に相当する。ただし、６０度周期で電流集中相が変化し、条件マル１の点のみが最も厳しい条件ではない。
【００５９】
条件マル１では電動機線電流が正の相がＵ相しかないためＵ相電力半導体素子にはＶ相、Ｗ相電力半導体素子の２倍の電流が流れる。また、Ｖ相、Ｗ相と比べ相電圧指令も２倍高いため通流率も高くなり、Ｕｐスイッチング素子への負担が他の電力半導体素子と比べ非常に大きくなる。
また、条件マル２では電流が流れない相があり、電流と損失は２つの相で２分されるので損失発生が予め分配されている状態である。
【００６０】
条件マル１から条件マル２の間ではストール時の回転子の位置に応じた電流、通流率分配となっており、ストールした角度からどの相のどの素子が他の素子に比べてどのくらい損失が発生しているのか分かる。
【００６１】
そこで、本実施の形態３に係る電力変換装置では、上記実施の形態１または２で説明した構成に加え、上記通流率分配制御手段２３に図８に相当する電動機２の回転子位置に応じた各電力半導体素子の損失パターンを予め格納させ、通流率分配制御手段２３が、回転検出器９により検出された電動機２のストール時の回転子位置を読み取り、上記損失パターンからストール時の各電力半導体素子の損失を抽出することができる。
【００６２】
さらに、図９に示すように通流率分配制御手段２３に電動機のストール位置に応じた通流率分配パターンを発生させるパターン発生手段を備えれば、各電力半導体素子の損失から最大損失を分配するためのドライブ信号を求めるまでもなく、損失最大素子の損失を他の素子に分配することができる。
【００６３】
以上のように、本実施の形態３に係る電力変換装置によれば、特定の電力半導体素子に損失が集中することがある電動機２のストール時において、電動機２の回転子位置から容易に損失を分配することができる。
【００６４】
実施の形態４．
本実施の形態４に係る電力変換装置について、図１０，１１を用いて以下に説明する。図１０は各電力半導体素子の熱抵抗の違いを考慮し計算した各電力半導体素子の温度上昇、図１１は上記実施の形態１の損失分配による各電力半導体素子の温度上昇を示す。また、図１２には本実施の形態５による各電力半導体素子の温度上昇を示す。
【００６５】
一般に、還流ダイオードチップよりもスイッチング素子チップの面積のほうが大きく、放熱部までの熱抵抗が小さい。そのため、上記実施の形態１に係る電力変換装置において、図１１に示すようにスイッチング損失の最大損失をダイオードの最大損失とバランスするよう制御した場合、ダイオードの発熱がスイッチング素子の発熱を大きく超える恐れがある。そこで、本実施の形態４に係る電力変換装置では、通流率分配パターン発生手段２３において損失を分配する際に各電力半導体素子の熱抵抗を計算に用いて損失を分配し、図１２に示したように電力半導体素子の最大温度上昇を低減する。
【００６６】
ここで、熱抵抗Ｒthは冷却系の構造により異なるが、設計上既知の値であるため、電力半導体素子の温度上昇ΔＴは上記熱抵抗Ｒthと、半導体素子に発生する損失から得られる半導体素子発熱量ＱによりΔＴ＝Ｑ×Ｒthとして算出することができる。
したがって、本実施の形態４に係る電力変換装置は、通流率分配制御手段２３に各電力半導体素子の熱抵抗Ｒthデータを格納させておくことで、温度上昇を算出できる。
【００６７】
以上のように、本実施の形態４に係る電力変換装置によれば、通流率分配パターン発生手段２３において損失を分配する際に、各電力半導体素子の温度上昇を考慮して通流率分配パターン発生手段２４は分配パターンを生成するため、温度上昇が他の電力半導体素子よりも大きい電力半導体素子の損失を他の電力半導体素子に負担させることができ、各電力半導体素子の最大温度上昇を低減させることができる。
【００６８】
実施の形態５．
上記実施の形態４に係る電力変換装置においては、熱抵抗を通流率分配パターン演算に含めることで各電力半導体素子の最大温度上昇を低減したが、本実施の形態５に係る電力変換装置は上記実施の形態４の熱抵抗に加え過渡熱を演算に含めるものである。
【００６９】
通常は定常的な温度上昇のみを考えれば十分だが、アプリケーションによっては瞬間的な過大な発熱を熱容量による温度上昇の遅れを用いて処理することがある。したがって、熱時定数Ｔ、ラプラス演算子ｓとした場合に温度上昇ΔＴ＝Ｑ×Ｒ／（１＋ｓＴ）として算出することができる。
【００７０】
以上のように、本実施の形態５に係る電力変換装置によれば、通流率分配パターン発生手段２３において損失を分配する際に、各電力半導体素子の熱容量を含めた温度上昇を考慮して通流率分配パターン発生手段２４は分配パターンを生成するため、大損失発生状態が連続した場合でも各電力半導体素子最大温度上昇のバラツキを低減することができる。
【００７１】
実施の形態６．
本実施の形態６に係る電力変換装置は、損失分配の際に定常損失のみを演算することで通流率分配パターン発生のための計算の簡素化を行うものである。即ち、上記実施の形態１における式（１）のうち定常損失のみに着目し、１つのアームあたりの損失Ｐloss
Ｐloss＝Ｐsat＋Ｐf・・・・・（８）
を算出するものである。
なお、式（８）におけるスイッチング素子５の定常損失をＰsat、還流ダイオード６の定常損失をＰfの算出にあっては、上記実施の形態１に述べたと同様であるため、ここでの説明は省略する。
【００７２】
以上のように、本実施の形態６に係る電力変換装置によれば、定常損失のみに着目して損失計算を行うため、スイッチング回数の少ない１パルス制御方式などに有効である。
【００７３】
実施の形態７．
本実施の形態７に係る電力変換装置は、損失分配の際に定常損失のみを演算することで通流率分配パターン発生のための計算の簡素化を行うものである。即ち、上記実施の形態１における式（１）のうちスイッチング損失のみに着目し、１つのアームあたりの損失Ｐloss
Ｐloss＝Ｐsw ・・・・・（９）
を算出するものである。
なお、式（９）におけるスイッチング素子５のスイッチング損失Ｐswの算出にあっては、上記実施の形態１に述べたと同様であるため、ここでの説明は省略する。
【００７４】
以上のように、本実施の形態７に係る電力変換装置によれば、スイッチング損失のみに着目して損失計算を行うため、電源電圧が高い場合やスイッチング周波数が高い場合はスイッチング損失の割合が高くなるためこの方式が適用できる。
【００７５】
実施の形態８．
本実施の形態８に係る電力変換装置は、損失分配の際に定常損失とスイッチング損失をそれぞれ演算し、その合計を用いて損失分配を行う。即ち、上記実施の形態１における式（１）のうち定常損失とスイッチング損失に着目し、１つのアームあたりの損失Ｐloss
Ｐloss＝Ｐsat＋Ｐsw＋Ｐf ・・・・・（１０）
を算出するものである。
【００７６】
以上のように、本実施の形態８に係る電力変換装置によれば、定常損失とスイッチング損失に着目して損失計算を行うため、計算は複雑になるが精度良く損失を分配できるので電力変換装置性能を限界まで使うことが可能になる。
【００７７】
実施の形態９．
図１３は本実施の形態９に係る電力変換装置における通流率分配パターン発生手段２３内部の損失演算構成を示すブロック図である。ただし、図１３では１つの電力半導体素子のブロックのみ図示した。なお、図中、従来のものと同一符号は、同一または相当部分を示す。ただし、本実施の形態９において電力半導体素子はＩＧＢＴに限るものではない。
【００７８】
図１３において、新たな符号として、２６は電力変換装置印加電圧測定手段、２７は電力変換装置電流測定手段、２８は電流極性判定手段、２９はスイッチングエネルギーマップ、３０はリカバリー特性マップ、３１は電力半導体素子損失演算手段である。
【００７９】
次に、図１３に示した構成における動作について説明する。電力半導体素子印加電圧測定手段２６によって電力半導体素子のコレクタ−エミッタ間電圧を測定する。この値はＶce(sat)またはＶf(sat)であり、スイッチング素子５の定常損失Ｐsatまたは還流ダイオード６の定常損失Ｐfの演算に用いる。電力半導体素子電流測定手段２７では電力半導体素子電流を測定する。電流測定値は電流極性判定手段２８によってスイッチング素子５を通過したものか、還流ダイオード６を通過したものか判断する。
【００８０】
判断結果から測定電流がスイッチング素子５を通過したものであれば、測定電流とＶce(sat)との乗算により定常損失Ｐsatを演算する。また、測定電流をパラメータとしてスイッチングエネルギーマップ２９からスイッチング素子５のスイッチングエネルギーを求め、スイッチング素子５のスイッチング損失Ｐswを求める。
【００８１】
一方、測定電流が還流ダイオード６を通過したものであれば、測定電流とＶf(sat)との乗算により定常損失Ｐfを演算する。また、測定電流をパラメータとしてリカバリー特性マップ３０からリカバリー電流、リカバリー時間を求め、還流ダイオード６のリカバリー損失Ｐrを求める。このようにして算出されたＰsat、Ｐsw、Ｐf、Ｐrを合計し、各電力半導体素子の損失を演算し、通流率分配パターン演算に用いる。
【００８２】
以上のように、本実施の形態９に係る電力変換装置によれば、瞬時瞬時の損失を演算するため通流率分配を最適化することができる。
【００８３】
実施の形態１０．
図１４は、本実施の形態１０に係る電力変換装置における損失分配パターン発生手段２３内部の損失演算構成を示すブロック図である。ただし、図１４では１つの電力半導体素子のブロックのみ図示した。なお、図中、従来のものと同一符号は、同一または相当部分を示す。ただし、本実施の形態１０において電力半導体素子はＩＧＢＴに限るものではない。
【００８４】
図１４において、新たな符号として、３２は通電電力半導体素子判定手段、３３は電力半導体素子電流推定手段、３４は電力半導体素子電圧推定手段である。
【００８５】
次に、図１４に示した構成における動作について説明する。通電電力半導体素子判定手段３２ではゲートドライブ信号と線電流極性から通電中の電力半導体素子、すなわち損失発生素子を判断する。通電電力半導体素子判断結果と線電流から電力半導体素子電流推定手段３３によって損失発生中の電力半導体素子の電流を求める。また、通電電力半導体素子判断結果と既知の素子定数から損失発生電力半導体素子の電圧を推定する。推定した電力半導体素子の電流と電圧から電力半導体素子損失演算手段３１によって電力半導体素子の損失を演算し通流率分配パターン演算に用いる。
【００８６】
以上のように、本実施の形態１０に係る電力変換装置によれば、上記実施の形態９と同等の効果を少ないセンシング手段によって実現可能である。
【００８７】
実施の形態１１．
本実施の形態１１に係る電力変換装置は、通流率分配制御手段２３に特定パラメータに対する通流率の分配パターンからなる通流率分配マップを格納させたものである。
【００８８】
ここで、上記特定パラメータは種々考えられるが、上記実施の形態１で用いた図１に示すように電力変換回路４の各相出力端子より出力される電流を検出する電流検出器７ａ〜７ｃを備えた電力変換装置とした場合に、通流率分配制御手段２３には各相出力端子から出力される電流に応じた通流率の分配パターンを有する通流率分配マップを格納させる。
【００８９】
したがって、通流率分配制御手段２３は電流検出器７ａ〜７ｃが検出した出力電流を読み取り、この出力電流に対応する通流率の分配パターンを予め格納されていた上記通流率分配マップから抽出することにより、分配パターンを生成することができる。
【００９０】
また、電力変換回路４へ入力される入力電流を検出する入力電流検出手段を備えた場合には、入力電流に応じた通流率の分配パターンを有する通流率分配マップ、直流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段を備えた場合には、電源電圧に応じた通流率の分配パターンを有する通流率分配マップ、電動機２の回転子位置を検出する回転検出器を備えた場合には、回転子位置に応じた通流率の分配パターンを有する通流率分配マップを格納することにより、上記同様に分配パターンを生成することができる。
【００９１】
また、同様にして、各アームから出力される出力電流を測定する出力電流測定手段と、この出力電流測定手段により測定された出力電流とゲートドライブ回路８から出力されるゲートドライブ信号とに基づいて各スイッチング素子５のスイッチングパターンを判定する通電アーム判定手段３２と備えた場合には、通流率分配制御手段２３はスイッチングパターンに応じた通流率の分配パターンを有する通流率分配マップを格納することにより、分配パターンを生成することができる。
【００９２】
以上のように、本実施の形態１１に係る電力変換装置によれば、特定パラメータに対する通流率分配パターンを予め通流率分配制御手段２３に格納させたため、特定パラメータの検出さえ行えば、損失の演算や分配パターンの演算を行う必要なく、容易に通流率の分配パターンを決定することができる。
【００９３】
実施の形態１２．
図１５は本実施の形態１２に係る電力変換装置における通流率分配パターン発生手段２３の構成を示すブロック図である。ただし、図１５では１つの電力半導体素子のブロックのみ図示した。なお、図中、従来のものと同一符号は、同一または相当部分を示す。また、本実施の形態１２において電力半導体素子はＩＧＢＴに限るものではない。
【００９４】
図１５において、３５は電力半導体素子損失推定手段である。
【００９５】
次に、図１５に示した構成における動作について説明する。電力半導体素子損失推定手段３５ではゲートドライブ信号などのスイッチングパターンから損失発生電力半導体素子を推定し、出力電流をパラメータとしてマップなどから電力半導体素子損失の大きさを推定する。２つの推定結果を元に通流率分配パターンを発生する。
このほか損失発生素子の推定に電動機回転子位置を用いることや、電力半導体素子損失大きさの推定に入力電流等を用いることも可能であるほか、電源電圧などを取得しマップを補正することによって通流率分配の精度を高めることも可能である。
【００９６】
なお、上記実施の形態１〜１２に係る電力変換装置は、車載用の用途に用いることができ、かかる場合には、高温環境下であることや搭載容量にも限界があることからも特に本発明の効果が大きいと言える。
【００９７】
【発明の効果】
この発明に係る電力変換装置によれば、負荷に接続される出力端子を配したレグを並列接続して構成される電力変換回路と、スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定し、ドライブ信号を生成する制御演算手段と、制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更する通流率分配手段と、タイミングを変更されたドライブ信号に応じて各スイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路とを備えたことにより、特定の電力半導体素子への損失の集中を回避することができるため、制御性能、ストール耐量を良好に維持しつつ、発熱が少なく、小型かつ低価格の電力変換装置を実現できる。
【００９８】
また、電力変換回路は、アームを還流ダイオードの機能を内蔵したスイッチング素子のみにより構成したことにより、公知の同期整流などの手法と併用することによってさらなる損失の低減、損失低減可能範囲の拡大が可能になる。
【００９９】
また、負荷を電動機とし、該電動機の回転子位置を検出する回転検出器をさらに備え、通流率分配制御手段は、上記電動機がストールした際に上記電動機の回転子位置に応じて通流率を分配することにより、容易に各電力半導体素子の損失が求まる。
【０１００】
また、各電力半導体素子の発熱量を測定する発熱量測定手段を備え、通流率分配制御手段は、各電力半導体素子の熱抵抗値を予め格納し、該熱抵抗値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更することにより、温度上昇が他の電力半導体素子よりも大きい電力半導体素子の損失を他の電力半導体素子に負担させることによって各電力半導体素子の最大温度上昇を低減し、電力変換装置容量の適正化、電力変換装置冷却系の小型化が可能になり、電力変換装置容量の適正化、小型化、低価格化が可能になる。
【０１０１】
また、通流率分配制御手段は、さらに上記各電力半導体素子の熱容量値を予め格納し、該熱容量値と上記熱抵値と上記発熱量測定手段により測定された発熱量に基づいて、各電力半導体素子における温度上昇を算出し、該算出した温度上昇が最大となる電力半導体素子に流れる電流を他の電力半導体素子へ分配すべく、上記制御演算手段により生成された各スイッチング素子に対するドライブ信号のオンオフタイミングを変更することにより、大損失発生状態が連続した場合でも各電力半導体素子最大温度上昇のバラツキを低減することができる。
【０１０２】
また、通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失のみとしたことより、算出の簡素化が図れるとともに、スイッチング回数の少ない制御方式等に有効である。
【０１０３】
また、通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、スイッチング損失のみとしたことより、算出の簡素化が図れるとともに、電源電圧が高い場合やスイッチング周波数が高い場合はスイッチング損失の割合が高くなるため有効である。
【０１０４】
また、通流率分配手段が算出する各電力半導体素子の損失は、定常損失とスイッチング損失としたことにより、精度良く通流量を分配でき、電力半導体素子性能を限界まで使用することができる。
【０１０５】
また、各アームの両端の電圧を測定する電圧測定手段と、各アームに供給される供給電流を測定する電流測定手段とをさらに備え、通流率分配制御手段は、電圧測定手段および電流測定手段により測定された電圧と供給電流に基づいて各電力半導体素子の損失を算出することにより、瞬時瞬時の損失を演算することができ、通流率分配を最適に保つことができる。
【０１０６】
また、出力電流測定手段と、通電電力半導体素子判定手段と、電力半導体素子電流推定手段と、電力半導体素子電圧推定手段と、電力半導体素子損失演算手段とをさらに備えたことにより、少ないセンシング手段によって瞬時瞬時の損失を演算することができる。
【０１０７】
また、特定パラメータに対する通流率分配パターンを予め通流率分配制御手段に格納させることにより、特定パラメータの検出さえ行えば、損失の演算や分配パターンの演算を行う必要なく、容易に通流率の分配パターンを決定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図２】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の１つの相の各電力半導体素子の損失計算例である。
【図３】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の各電力半導体素子の通電時間分配の例である。
【図４】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の１つの相に注目した場合の損失分配による発生損失低減の例である。
【図５】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の三相の各電力半導体素子の損失計算例である。
【図６】  本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の三相に注目した場合の損失分配による発生損失低減の例である。
【図７】  本発明の実施の形態２に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図８】  本発明の実施の形態３に係る電力変換装置のいくつかのストール条件を示したものである。
【図９】  本発明の実施の形態３に係る電力変換装置のシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図１０】  本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の損失分配前の各電力半導体素子の温度上昇を示した図である。
【図１１】  本発明の実施の形態４に係る実施の形態１で示した電力変換装置の損失分配による温度上昇を示した図である。
【図１２】  本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の熱抵抗を考慮した損失分配による温度上昇を示した図である。
【図１３】  本発明の実施の形態９に係る電力変換装置の損失演算構成を示すブロック図である。
【図１４】  本発明の実施の形態１０に係る電力変換装置の損失演算構成を示すブロック図である。
【図１５】  本発明の実施の形態１２に係る電力変換装置の損失分配パターン発生手段の構成を示すブロック図である。
【図１６】  従来の電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】  従来の電力変換装置における三相電圧指令値決定の流れを示す図である。
【図１８】  従来の電力変換装置における三角波比較ＰＷＭ方式の流れを示す図である。
【符号の説明】
１  電力変換装置、２  電動機、３  制御演算装置、４  電力変換回路、５ａＵ相Ｐ側スイッチング素子、５ｂ  Ｕ相Ｎ側スイッチング素子、５ｃ  Ｖ相Ｐ側スイッチング素子、５ｄ  Ｖ相Ｎ側スイッチング素子、５ｅ  Ｗ相Ｐ側スイッチング素子、５ｆ  Ｗ相Ｎ側スイッチング素子、６ａ  Ｕ相Ｐ側還流ダイオード素子、６ｂ  Ｕ相Ｎ側還流ダイオード素子、６ｃ  Ｖ相Ｐ側還流ダイオード素子、６ｄ  Ｖ相Ｎ側還流ダイオード素子、６ｅ  Ｗ相Ｐ側還流ダイオード素子、６ｆ  Ｗ相Ｎ側還流ダイオード素子、７ａ  Ｕ相電流検出器、７ｂ  Ｖ相電流検出器、７ｃ  Ｗ相電流検出器、８  ゲートドライブ回路、９  回転検出器、１０  直流電源装置、１１  平滑コンデンサ、１２  ベクトル制御ブロック、１３  トルク制御部、１４  電流制御部、１５  回転座標変換部（ｄｑ→三相）、１６  回転座標変換部（三相→ｄｑ）、１７  θ→ω変換部、１８  三角波比較正弦波ＰＷＭ制御部、１９  三角波発振器、２０ａ  Ｕ相比較器、２０ｂ  Ｖ相比較器、２０ｃ  Ｗ相比較器、２１ａ  Ｕ相反転器、２１ｂ  Ｖ相反転器、２１ｃ  Ｗ相反転器、２２  デッドタイム回路、２３  オン時間分配手段、２４  オン時間分配パターン発生手段、２５  還流機能を有したスイッチング素子、２６  電力半導体素子印加電圧測定手段、２７  電力半導体素子電流測定手段、２８  電流極性判定手段、２９  スイッチングエネルギーマップ、３０  リカバリー特性マップ、３１  電力半導体素子損失演算手段、３２  通電電力半導体素子判定手段、３３  電力半導体素子電流推定手段、３４  電力半導体素子電圧推定手段、３５  電力半導体素子損失推定手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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