(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク電流基準値の２つの値と加速度基準値の２つの値をサンプリングし、
前記加速度基準値と前記トルク電流基準値との間の無負荷時の線形関係の勾配を求め、
前記勾配を回転子の実時定数に関する理想勾配から減算して差動信号を得、
前記差動信号に応答して回転子の推定時定数を得る昇降機駆動用誘導電動機回転子の推定時定数供給方法。
【請求項２】
昇降機の駆動装置が回転子の時定数の実際の値に応答する時には、前記理想勾配は前記勾配の値になるため、前記理想勾配は前記回転子の実時定数に関連している請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項３】
電動機トルクを得、
トルク基準値を得、
前記電動機トルクと前記トルク基準値との間の線形関係の勾配の回転子理想時定数に関する理想勾配からの変動量を示す信号を得、
前記信号に応答して回転子の推定時定数を得る昇降機駆動用誘導機回転子の推定時定数供給方法。
【請求項４】
トルク電流基準値によって前記トルク基準値を近似的に得る請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項５】
トルク電流基準値によって前記トルク基準値を近似的に得る請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項６】
加速度基準値および負荷トルクの符号に応答して前記電動機トルクを近似的に得る請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項７】
加速度基準値および負荷トルクの符号に応答して前記電動機トルクを近似的に得る請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項８】
前記勾配は誘導機が無負荷状態の時に得られる請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項９】
前記勾配は誘導機が無負荷状態の時に得られる請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項１０】
昇降機の駆動装置が回転子の時定数の実際の値に応答する時には、前記理想勾配は前記勾配の値になるため、前記理想勾配は前記回転子の実時定数に関連している請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項１１】
負荷トルクが０より大きい時には前記信号は第１の値となり、負荷トルクが０未満の時には前記信号は第２の値となる請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項１２】
負荷トルクが０より大きい時には前記信号は第１の値となり、負荷トルクが０未満の時には前記信号は第２の値となる請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
【請求項１３】
トルク電流基準値をサンプリングするための手段と、
加速度基準値をサンプリングするための手段と、
前記誘導機が無負荷状態の時の前記トルク電流基準値と前記加速度基準値との間の線形関係の勾配を得るための手段と、
前記無負荷状態の勾配を回転子の実時定数に関連した理想無負荷勾配から減算して差動信号を供給する加算器と、
前記差動信号に応答して回転子の推定時定数を供給するための手段と、
を有する誘導機用回転子の時定数供給装置。
【請求項１４】
前記手段は比例積分回路である請求項１３記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ベクトル制御式誘導電動機において使用する回転子の時定数決定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、誘導電動機を備える昇降機駆動装置の多くはベクトル制御を利用している。ベクトル制御を用いると電動機の動特性は向上し、昇降機速度はわずかの偏差もなく基準値にぴったり追従するようになるため、快適な乗り心地で移動時間を短くすることができる。
【０００３】
この制御方法の利点を有効に利用するためには、制御対象となる電動機の電気的パラメータを知る必要がある。ベクトル制御をするということは、裏を返せば固定子での磁束制御とは全く独立してトルク電流を制御するということである。このような独立制御は使用する回転子の時定数値が正しい場合にしか行うことができない。Ｋ．Ｂ．Ｎｏｒｄｉｎ、Ｄ．Ｗ．Ｎｏｖｏｔｈｙ、Ｄ．Ｓ．Ｚｉｎｇｅｒ共著『Ｔｈｅ  Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ  ｏｆ  Ｍｏｔｏｒ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒ  Ｄｅｖｉａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ  Ｆｉｅｌｄ  Ｏｒｉｅｎｔａｔｉｏｎ  Ｄｒｉｖｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ』、ＩＥＥＥ  ＩＡＳ８４：２２Ｂ  第５２５頁（１９８４年）参照のこと。残念なことに、回転子の時定数は一定ではなく回転子の抵抗に左右され、結果として昇降機の負荷条件によって変化する回転子の温度に左右されることになる。回転子の時定数を推定する一般アルゴリズムは多数あるが、これらのアルゴリズムは極めて複雑で高価なハードウェアを必要とするか、または昇降機の駆動装置では得られない入出力値を使用するかのどちらかであるため昇降機の駆動装置には適さないのが普通である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
電動機に特定のノイズ信号を供給してこれを利用する類いのアルゴリズムもある。このアルゴリズムでは、電動機の電圧、電流および速度を測定し、これらの測定結果から回転子の時定数を算出する。しかしながら電動機にノイズ信号を供給すると急激な動きが起こって乗り心地が悪くなるため、実際には昇降機用の電動機にノイズ信号を供給することはできずこのようなアルゴリズムは昇降機には適さない。Ｒ．ＧａｂｒｉｅｌおよびＷ．Ｌｅｏｎｈａｒｄ著『Ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ』、ＩＥＥＥ（１９８２年）を参照のこと。
【０００５】
さらに、アイドリングや特定の速度などの特別な動作モードを利用して回転子の時定数を推定する方式のアルゴリズムもあるが、このような動作モードも昇降機で利用することはできない。Ｐｒｏｃ．ｏｆ  ｔｈｅ  １８ｔｈ  Ｓｏｕｔｈｅａｓｔｅｒｎ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｔｈｅｏｒｙ収録、Ｍ．ＳｏｎｇおよびＪ．Ｍｅｓｃｕａ著『Ｏｎ  ｔｈｅ  Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ』、ＩＥＥＥ、Ｋｎｏｘｖｉｌｌｅ，  ＵＳＡ（１９８６年４月）参照のこと。
【０００６】
また、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｔｈｉｒｄ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｅｅｄ  Ｄｒｉｖｅ第２８７頁、Ｈ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著『Ｓｅｌｆ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ  −  Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｆｅａｔｕｒｅｏｆ  Ｍｏｄｅｒｎ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ  Ｄｒｉｖｅｓ』、ＩＥＥＥ、Ｌｏｎｄｏｎ（１９８８年７月）参照のこと。これらの文献では固定子の電圧を利用して回転子の時定数を決めることを取り上げているが、ここで問題となるのは昇降機ではコスト上の理由から固定子の電圧を測定することは殆どなく、このようなアルゴリズムも無用の長物になってしまうということである。
【０００７】
従って、本発明の目的は、ベクトル制御式誘導電動機の回転子の推定時定数τ２を回転子の実時定数に適合させることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、第１にベクトル制御式誘導電動機用のトルク基準値Ｔｒｅｆに対する電動機トルクＴＭのグラフは理想的には勾配１の直線であり、第２に同ベクトル制御式誘導回転子に供給される回転子の推定時定数τ’２によってこの直線はグラフの原点を中心に回転するということに注目している。
【０００９】
本発明における第３の着眼点は、ＴＭ対Ｔｒｅｆ直線の理想的な１：１線形関係からの変動量を求めることができれば、この変動量を回転子の実時定数τ２に応じて変わる回転子の推定時定数τ’２と結び付けて考えることができるということにある。このため、ＴＭ対Ｔｒｅｆ直線の１：１線形関係からの変動量を利用して、ＴＭ対Ｔｒｅｆ直線の１：１線形関係を再現することのできる回転子の推定時定数τ’２を求める。
【００１０】
ＴＭ対Ｔｒｅｆがどのように変化するかを知るためにはＴＭおよびＴｒｅｆを求めなければならない。Ｔｒｅｆは決まっているので、残っているのはＴＭだけである。従って、当然ＴＭセンサを用いたＴＭの算出が次のステップとなる。しかしながら、ＴＭセンサを使用せずにＴＭを算出してコストを抑えることもできる。本発明の第４の着眼点はこの点にある。すなわち、より簡単かつ低費用で得られる値、基準加速度ａｒｅｆおよび負荷トルクＴＬＯＡＤに関する電動機トルクＴＭを数式ＴＭ＝Ｑａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤから求めることである。この場合、ＴＬＯＡＤは近似的にしか求めることができないが本発明に必要なのは負荷トルクＴＬＯＡＤの符号のみであるので近似値で十分である。よって、ＴＭとＴｒｅｆがどのように変化するかはＴｒｅｆとＱａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤがどのように変化するかに基づいて決めることができる。
【００１１】
第５に、本発明ではＴｒｅｆはトルク電流基準値ＩＴｒｅｆに正比例しているという点にも注目している。
【００１２】
要するに、ＴＭとＴｒｅｆとの間の線形関係はＩｒｅｆとａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤの間の線形関係によって表すこともできるのである。電動機の速度ωｍが例えば０など一定であってＩＴｒｅｆに加速度トルク成分が含まれないような場合には、トルク電流基準値ＩＴｒｅｆを測定することによってＴＬＯＡＤを求めてもよい。加速度トルクが全くなければＴＬＯＡＤはＩＴｒｅｆに正比例するからである。従って、この直線ＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆの１：１関係からの勾配とオフセットの変化は、回転子の理想時定数τ２からの回転子の推定時定数τ’２の変化を示すものとなる。
【００１３】
本発明の第６の着眼点は、直線Ｉｒｅｆとａｒｅｆのオフセット（ａｒｅｆは０であり、加速度トルクＴＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮも全くないので、このオフセットはＴＬＯＡＤに正比例する）に対する同一直線の勾配から、同勾配と回転子の推定時定数τ’２との間の線形関係を証明できるということにある。ＴＬＯＡＤ＞０であって昇降機が上り方向に加速しているかまたは下り方向に減速している時に特徴的な線形関係が得られる。また、ＴＬＯＡＤ＜０であって昇降機が下り方向に加速しているか上り方向に減速している時にもう１つの特徴的な線形関係が得られる。このためＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆの勾配を判定基準として利用して回転子の推定時定数τ’２が回転子の実時定数τ２にうまく適合しているか否かを判定できる。無負荷状態でこの勾配を理想勾配から減算し、これによって得られる両者の差を比例積分回路に供給して回転子の推定時定数τ’２を生成する。この回転子の推定時定数は、ＴＭ対Ｔｒｅｆ直線をベクトル制御式電動機において極めて重要な１：１線形関係に戻すことのできるものである。
【００１４】
本発明によれば、ベクトル制御式誘導電動機の駆動装置におけるトルク電流基準値ＩＴｒｅｆおよび基準加速度ａｒｅｆをサンプリングして判定基準を展開し、これによって回転子の推定時定数τ’２を回転子の実時定数τ２に適合させる。
【００１５】
より詳細に言えば、トルク電流基準値ＩＴｒｅｆおよび基準加速度ａｒｅｆをサンプリングした後、ＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆの勾配を負荷トルクＴＬＯＡＤに正比例する同直線のオフセットに対してプロットする。このプロットから無負荷勾配を求めて理想無負荷勾配から減算し、得られた差を比例積分回路に供給して回転子の実時定数τ２に適合した回転子の推定時定数τ’２を得る。
【００１６】
【実施例】
以下の表１において、下付き文字１は固定子の値を示し、下付き文字２は回転子の値を示す。
【００１７】
【表１】
ａｒｅｆ        加速度基準値
ＩＭ        誘導電動機
Ｖ          ＝τ２／τ´２
ｕ          昇降機駆動装置の減速比
ｒＴ          昇降機駆動装置の滑車の半径
Ｐ          ２Ｐは誘導電動機の極の数
Ｊ          駆動装置の回転慣性
ｋｖ        ｕ／ｒＴ
ｋ          Ｐ３ＬＨ２／２Ｌ２
Ｚ（ω）    固定子の複素インダクタンス
Ｔ          固定子電流期間
Ｘ（ω）    固定子インピーダンスの仮想部分
φ          固定子の電流と電圧の間の角度
ＩＴｒｅｆ      トルク電流基準値
ｉｆｌｕｘ      磁束電流基準値
Ｉ１α        回転座標に同期する固定子の電流成分
ｉ１β        回転座標に同期する固定子の電流成分
ｉ１ａ        固定子の電流
ｉ１ｂ        固定子の電流
ｉＴＳＴＡＴ      トルク電流の静的電流成分
ｉＴＤＹＮ      トルク電流の動的電流成分
ＬＨ          誘導電動機等価回路のインダクタンス
Ｌ１          固定子のインダクタンス
Ｌ２          回転子のインダクタンス
Ｌσ          全漏れインダクタンス
Ｌ１σ        固定子の漏れインダクタンス
Ｌ２σ        回転子の漏れインダクタンス
ＬＲ          メインインダクタンス
Ｒ（ω）    固定子インピーダンスの実部分
Ｒ１          固定子の抵抗
Ｒ２          回転子の抵抗
Ｔｍ          電動機トルク
Ｔｒｅｆ        トルク基準値
ＴＬＯＡＤ      負荷トルク
Ｕ１ａ        固定子の電圧
Ｕ１ｂ        固定子の電圧
ωｍ          電動機速度の偏導
ωｍ          電動機速度（回転）
ωｒｅｆ        基準電動機速度
ω１          固定子の周波数
ω          固定子の電圧の基本周波数
ω２          滑り周波数
Ψ２ｂ        固定子の磁束
Ψ２ｂ        固定子の磁束
Ψ２α        回転子の磁束
τ２          回転子の実時定数
τ´２        回転子の推定時定数
Ａ．一般原理
ＩＭについてのベクトル制御パラメータを理想値に設定し、高性能動的プレミアムサーボ機構を用いると仮定すると、電動機トルクＴｍはベクトル制御に必要な基準トルクＴｒｅｆに常に一致する。従って、理想的な例において以下の数式１が得られる。
【００１８】
【数１】
Ｔｍ＝Ｔｒｅｆ
この理想特性について、制御誤差率が最小となる電流制御ループを任意に設定することの他に回転子の時定数τ２についての現在の値を正確に知ることができるということを基本的な前提条件とする。
【００１９】
電動機トルクＴｍに対して基準トルクＴｒｅｆをプロットすると、理想的な適合例では原点で始まって勾配１を有する数式１のグラフを得ることができる。これを図１に示す。
【００２０】
回転子の時定数τ２、τ２＝τ’２に対する回転子の推定時定数τ’２がうまく適合していない場合には、関数Ｔｒｅｆ＝ｆ（Ｔｍ）の実際のプロファイルはこの線形特性とは異なるものとなる。図１にはこの関数の非適合時における基本特性も示してある。
【００２１】
図１から明らかなように、速度制御装置（τ’２＜τ２）における回転子の推定時定数τ’２の値を小さくすると、速度制御装置（図示せず）によって算出される基準トルクＴｒｅｆは過比例的に増加して与えられた電動機トルクＴｍに達するが、昇降機系に加わるトルクＴｍは簡単に測定パラメータとして得られるような類いのものではないため、適合を目的としてＴｒｅｆ＝ｆ（Ｔｍ）の関係を直接評価することは不可能である。しかしながら（インクリメンタルシャフトエンコーダによって）機械の速度ωｍを測定すれば求められる間接測定パラメータすなわち角加速度ωｍを利用することはできる。角加速度ωｍとトルクＴｍとの関係は（摩擦を無視すれば）以下の数式２によって得られる。
【００２２】
【数２】
Ｔｍ＝Ｊωｍ＋ＴＬＯＡＤ⇔ωｍ＝（Ｔｍ−ＴＬＯＡＤ）／Ｊ
数式２によれば、角加速度ωｍはＴｍに基づく線形のグラフとなる。従って、角加速度ωｍを機械のトルクＴｍについての測定値として用いることができる。ここで、基準速度と実速度との間の誤差は小さいと仮定すると、ωｍの数字的に好ましくない微分値に近似値ωｍ≒ωｒｅｆを代入することができる。ここで、ωｒｅｆはＩＭの基準角加速度である。
【００２３】
さて、理想適合状態（τ’２＝τ２）から始めるとすると、（Ｔｍ＝Ｔｒｅｆ）となる。ω≒ωｒｅｆとＴｒｅｆとの関係は、上述の数式２から以下の数式３によって得ることができる。
【００２４】
【数３】
Ｔｒｅｆ＝Ｊωｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤ
関数Ｔｒｅｆ＝ｆ（ωｒｅｆ）のグラフは、勾配ＪでオフセットＴＬＯＡＤの直線になる。理想適合状態τ’２＝τ２という仮定が成り立たない場合には、直線の勾配とオフセットが変わるだけであとは図１と同じことが言える。
【００２５】
図２は、ＩＭのトルクについての測定値として使用するωｒｅｆと、速度制御装置における回転子の推定時定数τ’２の理想値τ２からの偏差についての基準トルクＴｒｅｆとの基本的な関係を示す。
【００２６】
以下の説明では、Ｔｒｅｆおよびωｒｅｆの代わりにＩＴｒｅｆおよびａｒｅｆを制御系の内部パラメータとして用いる。換算基準加速度ａｒｅｆは、定数の係数（ａｒｅｆ＝ωｒｅｆ×ｒＴ／ｕ）以外は基準角加速度ωｒｅｆに対応する。同様に、トルク形成固定子電流成分ＩＴｒｅｆはＴｒｅｆに正比例する。トルク電流基準値ＩＴｒｅｆは、負荷トルクＴＬＯＡＤに正比例する静的な部分ＩＴｓｔａｔと、加速度トルクＴＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮまたは基準加速度ａｒｅｆに正比例する動的な部分ＩＴＤＹＮとに分けることができる。ＩＴｒｅｆとａｒｅｆとの関係から、速度制御装置において機械の実際の回転子の時定数τ２の値はどの程度推定値τ’２と一致しているか分かる。判定基準を展開し、値ＩＴｒｅｆおよびａｒｅｆを評価することによってτ’２のチューニング用の測定値を得る。本発明による適合方法の適用例の構造を図３に示す。
【００２７】
電流−加速度関係についての評価
以下の数式４に示す一次方程式によって適当な動作点の周囲（例えばａｍａｘ／２付近など）において関数ＩＴｒｅｆ＝ｆ（ａｒｅｆ）を近似することができる。
【００２８】
【数４】
Ｉｒｅｆ≒Ａａｒｅｆ＋Ｂ  ｗｉｔｈＢ−ＴＬＯＡＤ
ここで、係数Ａすなわち上述した直線の勾配は、選択した動作点を中心とした（小さな）変化についての基準加速度ａｒｅｆと電流ＩＴｒｅｆの基準値との間の増幅係数となる。オフセットＢは静負荷トルクＴＬＯＡＤによって変化するが、τ２＝τ’２である場合に限ってＢはＴＬＯＡＤに正比例する。従って、言うまでもなく「Ａ」は速度制御装置の回転子の時定数τ’２のチューニングの関数となる。このチューニング用の測定値として、比ｖ＝τ２／τ’２を規定する。以下、数式５に示すような関係について定量的に検討する。
【００２９】
【数５】
Ａ＝Ｆ（ｖ）ただしｖ＝τ２／τ’２
ＩＴｒｅｆおよびａｒｅｆのプロファイルについての理論的研究
ａｒｅｆとＩＴｒｅｆとの一般的な関係を系の動きについての式から得る。加速度トルクＴＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮについては以下の数式６が得られる。
【００３０】
【数６】
0003606899.tif 000002
【００３１】
理想適合状態（τ’２＝τ２）の場合における誘導電動機（図４に示す等価回路）のトルクの適応部分は以下の数式７で示す値をとる。
【００３２】
【数７】
0003606899.tif 000003
【００３３】
速度制御装置の理想的な動特性についての別の仮定のもとで、電流および加速度トルクについての実際の値に上述の式で得られた基準値を代入する。
【００３４】
数式６および７から、「動的」電流成分ＩＴＤＹＮ（数式４参照）について以下の数式８を得る。
【００３５】
【数８】
0003606899.tif 000004
【００３６】
「静的」電流成分ＩＴｓｔａｔは、数式７における電流トルク関係からＩＴｓｔａｔ＝ＴＬＯＡＤ／（ｋＩｆｌｕｘ）＝Ｂとして直接求めることができる。
【００３７】
全体として、τ’２＝τ２の場合には以下の数式９によって電流ＩＴｒｅｆを算出することができる。
【００３８】
【数９】
0003606899.tif 000005
【００３９】
係数Ａの分母ＫＩｆｌｕｘもトルク−電流関係の微分増幅係数と解釈することができる。ここで、比適合状態（τ’２≠τ２）の場合を無視すると、ａｒｅｆのプリファクターＡは一定ではなくなり、数式９は∂Ｔｍ／∂ＩＴｒｅｆ＝ｋＩｆｌｕｘを用いて以下の数式１０のように表すことができる。
【００４０】
【数１０】
0003606899.tif 000006
【００４１】
ＡＰは、電動機トルクＴｍの偏導関数が求められる動作点である。動作点では「動的」電流成分ＩＴＤＹＮの平均値を用いることができる。従って、数式４から得られる係数Ａを以下の数式１１によって算出することができる。
【００４２】
【数１１】
0003606899.tif 000007
【００４３】
回転子の時定数τ２のチューニングによるＡへの影響を評価できるようにするために、トルクＴｍに対する非適合状態による影響を考慮した一般化トルク−電流関係を導き出さなければならない。
【００４４】
一般化電流トルク式
まず、以下の数式１２に示す回転子−磁束関連座標における機械についての一般的なトルク式から説明する。
【００４５】
【数１２】
0003606899.tif 000008
【００４６】
固定子電流ｉｌについての滑り周波数ω２と成分ｉ１βおよびｉ１αとの関係は以下の数式１３のようになる。
【００４７】
【数１３】
0003606899.tif 000009
【００４８】
よって、トルクは以下の数式１４のように算出できる。
【００４９】
【数１４】
0003606899.tif 000010
【００５０】
速度制御装置は以下の数式１５に基づいて機械の滑り周波数ω２を特定した。
【００５１】
【数１５】
0003606899.tif 000011
【００５２】
速度制御式機械のトルクは以下の数式１６のようになる。
【００５３】
【数１６】
0003606899.tif 000012
【００５４】
電流ｉ１αｓおよびｉ１βｓの基準値や速度制御装置ｖ＝τ２／τ’２における回転子の時定数τ２のチューニングの測定値からＴｍのみを決定できるようにするために、上記数式１６における電流ｉ１αにＩＴｒｅｆおよびＩｆｌｕｘを代入しなければならない。
【００５５】
図５に示すベクトル図および基本式ｔａｎφ＝ω２τ２からの固定子電流の基準値と実測値の大きさは等しいという仮定（「高速」電流制御および整流器）、さらにｔａｎφについての機械の滑り周波数に関する数式１５に基づいて、以下の数式１７を導き出すことができる。
【００５６】
【数１７】
0003606899.tif 000013
【００５７】
また、図５から代入対象となる成分ｉ１αについて以下の数式１８を得ることができる。
【００５８】
【数１８】
0003606899.tif 000014
【００５９】
ここで、数式１９を代入し、さらにＩｆｌｕｘについての数式１７から以下の数式２０を得ることができる。
【００６０】
【数１９】
0003606899.tif 000015
【００６１】
【数２０】
0003606899.tif 000016
【００６２】
従って、数式１６は以下の数式２１のように表すことができる。
【００６３】
【数２１】
0003606899.tif 000017
【００６４】
数回にわたる変換によって、電流トルク関係を示す最終的な形を得ることができる。これを数式２２に示す。
【００６５】
【数２２】
0003606899.tif 000018
【００６６】
ここで、速度制御装置が最適なレベルにあるとすれば、τ２＝τ’２であって数式２２はＴｍ＝ｋＩｆｌｕｘＩＴｒｅｆになる。
【００６７】
判定基準について
トルクＴｍは測定量としては得られないので、回転子の推定時定数τ’２のチューニングによるＴｍ＝ｆ（ＩＴｒｅｆ，τ２／τ’２）の特徴線の分枝の勾配への影響をそのまま系の適合状態についての判定基準として使用することはできない。しかしながら、数式１１を用いれば、制御系の内部パラメータとして得られる基準加速度ａｒｅｆと基準電流値ＩＴｒｅｆとの関係から上述の影響について間接的に評価することは可能である。係数Ａは勾配を示し、より正確にいうならば動作点ＡＰにおける関数ＩＴｒｅｆ＝ｆ（ａｒｅｆ）の増幅係数を示す。
【００６８】
偏導関数∂Ｔｍ／∂ＩＴｒｅｆの算出後、Ａについて以下の数式２３を得る。
【００６９】
【数２３】
0003606899.tif 000019
【００７０】
理想的な適合状態τ’２＝τ２の場合について、数式８から得られるすでに分かっているＡについての式で数式２３をまとめると、Ａ＝Ｊｋｖ／（ｋＩｆｌｕｘ）＝一定が得られる。
【００７１】
Ｂ．適用
本発明を適用するための構成と共に計算式を少なくした本発明のより一層簡単な形について説明する。上述した形の方が高精度であるが、これは以下に述べる方法に比べて処理オーバーヘッドに対して費用をかけているがためである。
【００７２】
図６はベクトル制御式誘導電動機のブロック図である。速度制御装置は、速度基準値、加速度基準値、タコメータによって得られる誘導電動機の実速度、誘導電動機回転子の時定数に応答する。速度制御装置は、トルク電流基準値および磁束コマンドを独立に制御して出力することによって誘導電動機の速度を制御する。トルク電流基準値ＩＴｒｅｆおよび磁束コマンドＩｆｌｕｘは固定子電流の２つの成分である。これらの２つの成分は固定子電流調節器に供給される。固定子電流制御部は、固定子の三相電流のうちのＩｕとＩｖおよび回転子の実測角度Ｐｈｉに応答し、逆変換回路に固定子の三相電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗを供給する。逆変換回路は固定子の三相電流に応答して誘導電動機にＵｕ、Ｕｖ、Ｕｗを供給する。
【００７３】
理想的には、電動機トルクＴｍとＴｒｅｆとの関係は線形かつ１：１である。図１を参照のこと。実際には、このようなことは有り得ない。回転子の推定時定数τ’２の値が変化し、これに対応する電動機トルクＴｍおよびトルク基準値Ｔｒｅｆの値を測定すればＴｍ対Ｔｒｅｆの直線は回転していることが分かる。従って、Ｔｍ対Ｔｒｅｆ直線の理想的な１：１関係からの変動量を決定することができれば、この変動量を回転子の理想時定数τ２に対応して変化する回転子の推定時定数τ’２と関連付けることができる。よって、実測Ｔｍ対Ｔｒｅｆ直線と１：１関係との間の変動量を利用して、Ｔｍ対Ｔｒｅｆ直線を１：１線形関係に戻すことのできる回転子の推定時定数τ’２を生成することができる。
【００７４】
Ｔｒｅｆ対Ｔｍがどのように変化するか知るためにはＴｍとＴｒｅｆとを決めなければならない。Ｔｒｅｆは決まっているので、残っているのはＴｍだけである。従って、当然次のステップはＴｍセンサを用いたＴｍの算出になる。しかしながら、Ｔｍセンサを使用せずにＴｍを算出してコストを抑えることもできる。すなわち、より簡単かつ低費用で得られる値、基準加速度ａｒｅｆおよび負荷トルクＴＬＯＡＤに関する電動機トルクＴｍを以下の数式２４から求めることができる。
【００７５】
【数２４】
0003606899.tif 000020
【００７６】
このように、ＴｍとＴｒｅｆがどのように変化するかはＴｒｅｆとＡａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤでどのように変化するかによって判断することができる。また、Ｔｒｅｆはトルク電流基準値ＩＴｒｅｆに正比例していることも分かる。簡単に言えば、ＴｍとＴｒｅｆとの間の線形関係はＩｒｅｆとａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤの間の線形関係によって表すこともできるのである。電動機の速度が例えば０など一定であってトルク電流基準値ＩＴｒｅｆに加速度トルク成分が含まれないような場合には、トルク電流基準値ＩＴｒｅｆを測定することによってＴＬＯＡＤを求めてもよい。加速度トルクが全くなければ、必要なトルクは負荷トルクＴＬＯＡＤに対するものだけになるため、負荷トルクＴＬＯＡＤはトルク電流基準値ＩＴｒｅｆに正比例する。定速では加速度トルクＴＡＣＣＥＬＥＲＡＴＩＯＮは全く必要ない。従って、この直線勾配とオフセットの変化は、理想的な回転子の時定数τ２からの回転子の推定時定数τ’２の変化を示すものとなる。図７を参照のこと。
【００７７】
図７における直線は、直線Ｔｍ対Ｔｒｅｆの回転（図１）と全く同じように選択する回転子の推定時定数τ’２によって回転する。図７におけるオフセットＢは、加速度がなく加速度トルクも全くない状態ではトルク電流基準値ＩＴｒｅｆの値と等しい。このオフセットＢは、数式５において示すようにτ２＝τ’２である場合に限って負荷トルクＴＬＯＡＤに正比例する。しかしながら、ＢはＴＬＯＡＤと同一の符号を有する。ａｒｅｆ＝０であってＴｍ＝ＴＬＯＡＤである場合には数式２２および数式９を参照のこと。τ２＝τ’２であるとすると、ＴＬＯＡＤ＝ＫＩｆｌｕｘ×ＩＴｒｅｆになり、ＩＴｒｅｆ＝Ｂになる。
【００７８】
図７における直線の勾配ＡをオフセットＢに対してプロットすると、図８および図９に示すグラフが得られる。この勾配Ａは数式４の勾配Ａと全く同じである。図８は、回転子の推定時定数τ’２の様々な値についてのかごの上り方向への加速時または下り方向への減速時に得られる勾配Ａ対オフセットＢのグラフである。図９は、回転子の推定時定数τ’２の様々な値についてのかごの下り方向への加速時または上り方向への減速時に得られる勾配Ａ対オフセットＢのグラフである。負荷トルクＴＬＯＡＤが０より大きい図８において、回転子の推定時定数τ’２と勾配Ａとの関係は特徴的なものとなる。図９において、負荷トルクＴＬＯＡＤは０未満であり、回転子の推定時定数τ’２と勾配Ａとの関係は特徴的なものとなる。よって、勾配ＡとオフセットＢとの関係は、負荷トルクＴＬＯＡＤが０より大きい場合と負荷トルクＴＬＯＡＤが０未満である場合について、それぞれ以下の数式２５および２６で表すことができる。
【００７９】
【数２５】
0003606899.tif 000021
【００８０】
【数２６】
0003606899.tif 000022
【００８１】
ここで、Ａ１は上り方向への加速時または下り方向への減速時の図７に示す直線の勾配であり、Ａ２は下り方向への加速時または上り方向への減速時の図７に示す直線の勾配；Ａ０は回転子の推定時定数τ２＝τ’２である理想的な適合時の図７に示す直線の勾配；Ｃ１およびＣ２はそれぞれ図８および図９に示す直線の線形部分の勾配である。
【００８２】
Ｃ１およびＣ２は駆動系の慣性（回転慣性）に関連している。この慣性は上述の数式ＴＭ＝Ａａｒｅｆ＋ＴＬＯＡＤにおけるＡに関連している。すなわち、Ｔ＝Ｊ×ｄωｒ／ｄｔ＋ＴＬＯＡＤ（回転）である。ここでＪは電動機の駆動系の回転慣性である。この第２の式は上記の数式の一般例である。
【００８３】
ａｒｅｆとｄωｒ／ｄｔとは等しくないためＡとＪとは等しくならない。誘導電動機の回転慣性に正比例するのでＣ１およびＣ２はほぼ等しいと考えることができる。
【００８４】
図６に示す直線ＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆの勾配の同じ直線のオフセットに対するグラフは、上り方向への加速時または下り方向への減速時で負荷トルクが０より大きい場合および下り方向への加速時または上り方向への減速時で負荷トルクが０未満である時の勾配と回転子の推定時定数τ’２との特徴的な関係を示す直線となる。従って、この勾配を判定基準として利用して回転子の推定時定数τ’２が回転子の実時定数τ２にうまく適合しているか否かを判定できる。勾配Ａ０を理想勾配Ａ０，ｉｄｅａｌから減算し、これによって得られる両者の差を比例積分回路に供給して回転子の推定時定数τ’２を生成する。この回転子の推定時定数は、Ｔｍ対Ｔｒｅｆ直線を１：１線形関係に戻すことのできるものである。
【００８５】
図１０は本発明の適用例を示す図である。機能的に図６と同様の速度制御装置は、速度基準値、加速度基準値、電動機速度、回転子の推定時定数に応答して、磁束とトルクに関連する固定子電流の２つの成分を独立に制御する。速度制御装置は１０ミリ秒のクロックで動作して加速度基準値をサンプリングするとともに、これに対応するトルク電流基準値ＩＴｒｅｆを算出する。この部分は本発明のなかで昇降機の動作時に実行しなければならない唯一の部分である。
【００８６】
サンプリングしたトルク電流基準値ＩＴｒｅｆおよび加速度基準値ａｒｅｆの値は、ＩＴｒｅｆとａｒｅｆとの線形関係の勾配ＡとオフセットＢを算出する線形回帰ブロックに供給されるまで格納される。Ａ１は昇降機の上り方向への加速時または下り方向への減速時における勾配であり、Ａ２は昇降機の下り方向への加速時または上り方向への減速時における勾配である。Ｂは加速と減速の両方について同一である。線形回帰ブロックは、ＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆ直線の無負荷状態での勾配を算出するブロックにＡ１、Ａ２、Ｂを供給する。このブロックは、まず加速または減速の判定基準を使用すべきであるか否かを図８および図９に基づいて決定する。表２はＢの符号（＝負荷トルクＴＬＯＡＤの符号）、昇降機の移動方向および加速度基準値とトルク電流基準値とのサンプル、加速相または減速相、使用する勾配の組み合わせを示す。
【００８７】
【表２】
0003606899.tif 000023
続いてこのブロックは上記数式２５および２６からＡ０を算出する。Ｃ１およびＣ２は、線形回帰ブロックや、Ａ１、Ａ２およびＢからＡ０を算出するブロックでは得られない。Ｃ１およびＣ２は後述するような適用時において得られるものである。Ａ０は次にノイズ抑制用のデジタルフィルタに供給される。この種のデジタルフィルタはＰｈｉｌｉｐｓ著『Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＳｙｓｔｅｍＡｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｄｅｓｉｇｎ』第１２章に記載されている。次に、後述するような形で得られる回転子の時定数の実際の値に対応する理想値Ａ０，ｉｄｅａｌからＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆの直線の実際の無負荷勾配Ａ０を減算する。これによって得られた差を上述した文献の第８章に記載されているような比例積分制御装置に供給する。加算器からの差が負である場合には、回転子の推定時定数τ′２は小さすぎるので比例積分制御装置から供給される回転子の推定時定数τ′２の初期値を大きくするかまたはその逆にする。回転子の推定時定数τ′２を増減することによって、Ｔｍ対Ｔｒｅｆを１：１に戻すことができ、図６に示すベクトル制御によって磁束とトルクとを独立して制御することができる。
【００８８】
本発明における初期化はＣ１、Ｃ２およびＡ０，ｉｄｅａｌの決定にもからんでいる。
【００８９】
図１１は、Ａ０を決定するための装置のブロック図である。まず、負荷トルクＴＬＯＡＤをゼロに設定すなわちかご室の重量とかごの負荷を釣り合い重りと釣り合わせる。例えば誘導電動機用の識別アルゴリズムなどを利用して回転子の推定時定数τ′２をτ２の実際の値に設定する。この実際の値は例えばＨ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｔｈｉｒｄ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｓｐｅｅｄ  Ｄｒｉｖｅ第２８７頁、『Ｓｅｌｆ−ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｆｅａｔｕｒｅ  ｏｆ  Ｍｏｄｅｒｎ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−ｆｅｄ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ  Ｄｒｉｖｅｓ』ＩＥＥＥ、Ｌｏｎｄｏｎ（１９８８年７月）などに記載されているような自己規定手順において得ることができる。かごを移動させ、トルク電流基準値ＩＴｒｅｆと加速度基準値ａｒｅｆとをサンプリングする。Ｂは０であるので、数式２５と２６の間には差はなく、Ａ０，ｉｄｅａｌは線形回帰ブロックから供給される。
【００９０】
図１２は、回転子の推定時定数τ′２の理想適合状態下にあるベクトル制御装置の理想値τ２に対するブロック図である。ここで２つの初期化ランを取る、すなわち、空のかごを０未満の負荷トルクで上昇させてＣ２を決め、空のかごを０より大きい負荷トルクで下降させてＣ１を決定する。トルク電流基準値ＩＴｒｅｆおよび加速度基準値ａｒｅｆをサンプリングし、Ａ０，ｉｄｅａｌと共にＡ１、Ａ２、Ｂを算出ブロックに供給し、Ｃ１＝（Ａ１−Ａ０，ｉｄｅａｌ）／Ｂ（負荷トルクＴＬＯＡＤは０より大きい）およびＣ２＝（Ａ２−Ａ０，ｉｄｅａｌ）／Ｂ（負荷トルクＴＬＯＡＤは０未満）を得る。
【００９１】
図１３は、回転子の推定時定数τ′２および固定子温度を昇降機の動作回数に対してプロットした図である。回転子の時定数τ′２は回転子の温度に正比例するため、この図は本発明が回転子の時定数を正しく推定していることを証明する良い例となる。固定子の温度は、定常状態では、回転子の温度と同じである。また、回転子の温度を変えるためには固定子の温度を回転子の温度の特性についての基準として用いることができる。
【００９２】
Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇの誘導電動機の識別アルゴリズムに代わるアルゴリズムを以下に示す。
【００９３】
Ｃ．誘導機のパラメータ識別
１．機械モデル
この識別アルゴリズムは、Ｗ．Ｌｅｏｎｈａｒｄ著『Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ｄｒｉｖｅｓ』、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ（Ｓｐｒｉｎｇｅｒ出版）、Ｂｅｒｌｉｎ，  Ｈｅｉｄｅｌｂｅｒｇ，  Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，  Ｔｏｋｙｏ（１９８５年）に記載されているような周知の誘導電動機モデルとは若干異なる誘導電動機モデルに基づいている。以下の数式は本発明で使用するモデルを示すものである。これらの数式から、軸（ａ）および（ｂ）を有する座標系を使用した固定子固定座標における静止状態での誘導電動機がどのようなものか分かる。ここで、（ａ）は直線Ｒ、Ｓ、Ｔを有する三相電動機についての相のうちの１つの電動機相Ｒを示す。
【００９４】
【数２７】
0003606899.tif 000024
【００９５】
【数２８】
0003606899.tif 000025
【００９６】
このモデルは逆変換回路制御式昇降機の駆動制御装置を調節するために利用することもできる。数式２７および２８に示されるように、完全モデルを説明するために使用するパラメータは４つある。これらのパラメータは、固定子の抵抗Ｒ１、回転子の時定数τ２、全漏れインダクタンスＬσ、そして従来のモデルでは使われていないがこれら３つのパラメータから誘導できるパラメータＬＲである。ＬＲ＝ＬＨ２／Ｒ２であって、ＬＨはメインインダクタンス、Ｒ２は回転子の抵抗である。等価回路を図４に示す。
【００９７】
全漏れインダクタンスＬσについては、本発明の一部ではないがＨ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著、博士論文１９８７第６１〜６５頁『Ｓｅｌｆ−Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ｆｅａｔｕｒｅ  ｏｆ  Ｍｏｄｅｒｎ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｔｏｒ  Ｄｒｉｖｅｓ』、Ｓｉｅｍｅｎｓ  ＡＧ（西ドイツ）およびＨ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著『Ｓｅｌｂｓｔｅｉｎｓｔｅｌｌｅｎｄｅｓ  ａｎｄ  ｓｅｌｂｓｔａｎｐａｓｓｅｎｄｅｓ  Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓｔｅｍ  ｆｕｒ  ｄｉｅ  Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｍａｓｃｈｉｎｅ  ｍｉｔ  Ｐｕｌｓｑｅｃｈｓｅｌｒｉｃｈｔｅｒ』（Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｏｆ  Ｄａｒｍｓｔａｄｔ，西ドイツ）に記載されているアルゴリズムを利用して識別する。
【００９８】
２．全漏れインダクタンスＬσの識別
数式２７においてｉ１ａ＝０およびΨ２ａＢ＝０に設定すると、以下の数式２９が得られる。
【００９９】
【数２９】
0003606899.tif 000026
【０１００】
これらの前提条件のもとで、電動機電圧と電流の偏差から全漏れインダクタンスを算出することができる。さて、低電圧域におけるパルス制御式逆変換回路の上述したような誤差をなくすために、＞１００Ｖの範囲の高電圧を電動機に印加しなければならないので実際の設定電圧は所望の値に対応する。電流は極めて急速に高くなるので測定時間は短く、Ψ２ａＢ＝０はほぼ満たされる。もう１つの条件であるｉ１ａ＝０を満たすために、電流のゼロ交点で測定を行う。
【０１０１】
この測定を実際に行い得るのは、図１４に示すように印加電圧とこの電圧によって生じる電動機電流の存在する時間内になる。
【０１０２】
時刻ｔ０において、正の電圧がａ方向に電動機に印加される。時刻ｔ１において電流は予め定められた限界値に達する。この限界値は電動機の定格電流によって変わるが、安全上の理由から０．５Ｉｒａｔｅｄまでに制限されている。続いて電圧は０まで降下し、誘導機の電流は周波数変換器の中間コンデンサを介して放電される。コンデンサにおける電圧の上昇は吸収エネルギすなわち電動機の吸収エネルギＥ＝０．５ｉ２Ｌおよびコンデンサの吸収エネルギＥ＝０．５（Ｕ＋ｄＵ）２Ｃに基づいて算出することができる。
【０１０３】
無負荷状態について見ると、中間回路電圧Ｕ＝５４０Ｖであり、全漏れインダクタンスは、ここで用いた電動機におけるＣ＝１ｍＦで最大３０ｍＨになる。また、電圧上昇Ｕｄ＝２．７８Ｖ＝０．５％が得られる。これは十分許容できる値である。
【０１０４】
次に、時刻ｔ２において、負の電圧Ｕａが電動機に印加される。電流はもう１つの予め定められた負の限界値まで降下する。これによって電圧は再び０になり、インダクタは放電し、全漏れインダクタンスの識別は終了する。時刻ｔ２とｔ３の間に、電動機電流のゼロ交点が検出される。このゼロ交点近辺のある時間ｄｔについて電動機の電流を決定し、そこから全漏れインダクタンスＬσ＝Ｕ２ｄｔ／ｄｉ２を求める。
【０１０５】
本発明では残りのパラメータＲ１、τ２、ＬＲを求めるための識別アルゴリズムについても説明する。このアルゴリズムは、電動機の固定子電圧および固定子電流が全て定常状態にある時に効を奏する。固定子の電流および電圧が定常値にあるということは、単に電流および電圧を印加してこれがなくなるまで遷移させるには十分であると思われるだけの時間待っているだけで簡単に確認することができる。
【０１０６】
３．残りのパラメータの識別
周波数変換器を用いることで大きさおよび方位に基づいて電圧フェーザ（ｐｈａｓｅｒ）を予め設定することができる。従って、周波数変換器に供給される定格電圧フェーザを適当に変化させることで識別に必要な周波数ωの出力周波数変換器ａｃ電圧Ｕ１ａを達成することができる。しかしながら、周波数変換器内で発生する作用（最小起動時間、むだ時間）の影響で、実際に設定される出力電圧対所望の公称値の基本波に位相のシフトが起こる。低電圧では、この位相シフトはここで使用した周波数変換器については５〜１０°に達する。したがって、くどいようではあるが公称電圧を識別用の基準値として使用することは不可能である。
【０１０７】
この問題に対する解決策の１つとして、電動機に図１５に示すように正弦電圧Ｕ１ａではなく方形波を供給すればよい。
【０１０８】
図１５に示す矩形の固定子電圧Ｕ１ａは電動機が静止状態にある時に供給する。電動機がトルクを発生せず止まったままでいるようにするために、もう１つの固定子電圧成分Ｕ１ｂはゼロに設定しておく。固定子の電圧曲線は基本波ωと高調波とからなる。ωは時間Ｔ（図１参照）からω＝２π／Ｔによって導かれる。
【０１０９】
図１６は、図１５の固定子電圧ｕ１ａから得られる電動機の固定子電流ｉ１ａを示す。固定子電流ｉ１ａの曲線はｕ１ａの正負によって増減される指数関数からなる。
【０１１０】
図１７は、ｔａｎφを算出する本発明の一部を示す。角度φは電動機の固定子電圧の基本周波数と固定子電流との間の位相角を意味する。ｔａｎφは本発明のさらに他の部分で使用する。逆変換回路（３）は基本波ω１（４）の所望の固定子電圧を誘導電動機（５）に供給する。固定子電圧は図１に示すものと同一である。Ａ／Ｄ変換器（７）を利用して時間Ｔで電動機の固定子電流（６）をサンプリングしてブロック（８）および（９）に供給する。ブロック（８）は、以下の数式３０に基づいて値ｙｃを算出する。
【０１１１】
【数３０】
0003606899.tif 000027
【０１１２】
数式３０において、ｉ１ａ［ｋ］はｉ１ａをサンプリングした値である。次にサンプリングされる値はｉ１ａ［ｋ＋１］というふうになっていく。最初の値はｉ１ａ［０］である。最後の値はｉ１ａ［Ｔ／ｔｃｌｏｃｋ−１］である。ブロック（８）の出力はｙｃｏｓであり、ｙｃの最終値に等しい。すなわち、以下の数式３１が得られる。
【０１１３】
【数３１】
0003606899.tif 000028
【０１１４】
このように数式３０および数式３１は、時間的に連続した式の離散形態になっている。
【０１１５】
【数３２】
0003606899.tif 000029
【０１１６】
ｉｆｕｎｄ：ｉ１ａ（ｔ）の基本周波数の振幅
数式３２は以下のようにして導き出される。
【０１１７】
ブロック（９）はブロック（８）での動作と同じようにして、数式３３、３４、３５に基づいてｙｓｉｎ  の値を算出する（数式３０、３１、３２参照）。
【０１１８】
【数３３】
0003606899.tif 000030
【０１１９】
【数３４】
0003606899.tif 000031
【０１２０】
【数３５】
0003606899.tif 000032
【０１２１】
ブロック（１６）は除算を含む。このブロックは数式３６に基づいてｔａｎφを算出する。
【０１２２】
【数３６】
0003606899.tif 000033
【０１２３】
図１８参照。全手順をｎ回実行する。ここで、ｎは図１において説明したような固定子の電圧曲線を電動機に供給する毎に得られるサンプルの数である。基本周波数ωの値は毎回変化する。従って、全繰り返しの結果は、基本周波数ωと適当なｔａｎφの値のｎ対からなる集合であり、以下の数式３７のように表すことができる。
【０１２４】
【数３７】
0003606899.tif 000034
【０１２５】
本願明細書の以下の説明は、実測値Ｌσおよび数式３７を使用して残りの電動機のパラメータＲ１、ＬＲおよびτ２を推定するアルゴリズムを示すものである。定常状態の場合には、電動機モデル（数式２７、２８）から数式３８のようにして固定子の複素インピーダンスＺ（ω）を導き出すことができる。
【０１２６】
【数３８】
0003606899.tif 000035
【０１２７】
インピーダンスＺ（ω）の実成分および仮想成分は以下の数式３９で示すようになる。
【０１２８】
【数３９】
0003606899.tif 000036
【０１２９】
さらに変換すると以下の数式４０のようになる。
【０１３０】
【数４０】
0003606899.tif 000037
【０１３１】
インピーダンス量｜Ｚ（ω）｜の仮想部分はゼロである（この量は実数である）ので、以下の数式４１が得られる。
【０１３２】
【数４１】
0003606899.tif 000038
【０１３３】
数式３８を数式４１に代入し、Ｒ（ω）およびＸ（ω）を数式２７および２８のパラメータに置き換えると、非線形式として以下の数式４２が得られる。
【０１３４】
【数４２】
0003606899.tif 000039
【０１３５】
この数式４２は以下の数式４３〜５７に示すようにして得たものである。
【０１３６】
【数４３】
0003606899.tif 000040
【０１３７】
【数４４】
0003606899.tif 000041
【０１３８】
【数４５】
0003606899.tif 000042
【０１３９】
【数４６】
0003606899.tif 000043
【０１４０】
【数４７】
0003606899.tif 000044
【０１４１】
【数４８】
0003606899.tif 000045
【０１４２】
【数４９】
0003606899.tif 000046
【０１４３】
【数５０】
0003606899.tif 000047
【０１４４】
【数５１】
0003606899.tif 000048
【０１４５】
【数５２】
0003606899.tif 000049
【０１４６】
【数５３】
0003606899.tif 000050
【０１４７】
【数５４】
0003606899.tif 000051
【０１４８】
【数５５】
0003606899.tif 000052
【０１４９】
【数５６】
0003606899.tif 000053
【０１５０】
【数５７】
0003606899.tif 000054
【０１５１】
この数式４７は数式３７のｎ動作点について書き替えることができる。書き替えによって得られる結果は以下の数式５８に示すようなｎ個の非線形式になる。
【０１５２】
【数５８】
0003606899.tif 000055
【０１５３】
数式５８に示す式において、パラメータＬσ、ｔａｎφおよびωは分かっており、パラメータＲ１、ＬＲ、τ２が抜けている。これらの足りないパラメータは数式４２を満たさなければならない。実際には、Ｌσおよびｔａｎφには測定誤差があるため数式４２に示す条件ｆ（Ｒ１，ＬＲ，τ２）＝０を正確に満たすことは不可能である。
【０１５４】
また、ここでは測定による影響の他にも機械モデルの設定時の抜けなども原因となる。従って、足りないパラメータは数式４２を正確に満足させるのではなく近似させるのである。有効な近似値についての判定基準はｆ（Ｒ１，ＬＲ，τ２）の二乗の最小化である（最小二乗法）。すなわち、以下の数式５９のようになる。
【０１５５】
【数５９】
0003606899.tif 000056
【０１５６】
最小二乗法によって、１つ前のパラメータ集合（Ｒ１，ＬＲ，τ２）［ｋ］から新しいパラメータ集合（Ｒ１，ＬＲ，τ２）［ｋ＋１］を算出するための繰り返しパターンを構築することができる。推定した初期値（Ｒ１，ＬＲ，τ２）［０］がＲ１、ＬＲ、τ２を近似するのに適したものであれば、このアルゴリズムは足りないパラメータＲ１，ＬＲ，τ２に収束する。
【０１５７】
これらのパラメータを図１８に示すように昇降機の電動機駆動装置に供給する。ベクトル制御用には、回転子の時定数を速度制御装置に供給する。
【０１５８】
上述した実施例には本発明の趣旨および範囲を逸脱することなく様々な修正を加えることができる。
【０１５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、以下のような効果が得られる。
【０１６０】
（ａ）十分に適合したベクトル制御によって移動時間を短縮し、かつ快適な乗り心地を達成できる。
【０１６１】
（ｂ）固定子の電圧を測定せずに回転子の時定数を得ることができる。
【０１６２】
（ｃ）アルゴリズムを直線上で発揮でき、余計な移動時間の原因となる時間的な遅れはなくなる。
【０１６３】
（ｄ）ＩＴｒｅｆおよびａｒｅｆの算出に実行中にほんのわずかな計算時間を加えるだけでよく、殆どの計算は静止時に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ｔｒｅｆ対Ｔｍのグラフである。
【図２】Ｔｒｅｆ対ωｒｅｆ〜ωのグラフである。
【図３】本発明のブロック図である。
【図４】誘導電動機等価回路である。
【図５】ＩＴｒｅｆ対Ｉｆｌｕｘのグラフである。
【図６】ベクトル制御式誘導電動機のブロック図である。
【図７】ＩＴｒｅｆ対ａｒｅｆのグラフである。
【図８】Ａ対Ｂのグラフである。
【図９】Ａ対Ｂのグラフである。
【図１０】本発明を説明するためのブロック図である。
【図１１】初期化方法において使用する回路のブロック図である。
【図１２】初期化方法において使用する回路のブロック図である。
【図１３】回転子の推定時定数τ′２および固定子温度（℃）対昇降機の数を示すグラフである。
【図１４】誘導電動機の全漏れインダクタンスＬσの識別に使用する固定子の電流および電圧波形を示すグラフである。
【図１５】回転子の時定数τ２、回転子の抵抗Ｒ１およびパラメータＬＲを識別するために使用する固定子の電圧を示すグラフである。
【図１６】回転子の時定数τ２、回転子の抵抗Ｒ１およびパラメータＬＲを識別するために使用する固定子の電流を示すグラフである。
【図１７】タンジェントφ対固定子周波数ωのグラフである。
【図１８】タンジェントφを得るための回路のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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