(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのベースとアースとの間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする構成における上記パワーアンプのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。
【請求項２】
送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのベースと電源との間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする構成における上記パワーアンプのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。
【請求項３】
送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのエミッタとアースとの間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのエミッタ抵抗を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする構成における上記パワーアンプのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。
【請求項４】
前記直列回路にダイオードが直列接続されている請求項１に記載の移動体通信装置。
【請求項５】
前記ダイオードが高速スイッチングダイオードである請求項４に記載の移動体通信装置。
【請求項６】
前記ダイオードがショットキー型ダイオードである請求項４に記載の移動体通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信装置において、高出力のパワーアンプを内蔵しており、しかもバッテリーの持続時間が特性上重要である、携帯電話、コードレス電話子機およびＰＨＳ等の移動体通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、移動体通信装置の無線送受信部（高周波回路部分）のブロック図である。
無線送受信部には、送信信号処理部としてのＴＸブロック４と受信信号処理部としてのＲＸブロック３とが設けられている。
【０００３】
ＴＸブロック４は、マイクからの音声信号をＡ／Ｄ変換し、この変換された音声信号を帯域圧縮し、さらに通話の際に割り当てられる伝送フレーム上のタイムスロットに割り当てて、ＶＣＯ（電圧制御型発振器）２にて送信周波数の変調を行い、その変調された搬送波信号を、送信信号としてパワーアンプ１に入力している。パワーアンプ１は、送信信号を所定の電力に増幅しデュプレクサー（送受分波器）５を介してアンテナ（ＡＮＴ＃Ｂ）６に与えており、アンテナ６より送出される。
【０００４】
デュプレクサー５は、アンテナ６からの配線を、ＲＸブロック３とＴＸブロック４とに選択的に接続して、送信と受信を同一のアンテナ６で行うために設けられており、インダクタンス素子（Ｌ成分）、および容量性素子（Ｃ成分）等から構成されている。デュプレクサー５は、アンテナ６から入ってくる信号圧縮された受信信号が、ＲＸブロック３にのみ入力されるように、また、パワーアンプ１の送信信号が、アンテナ６のみに送られてＲＸブロック３側へ回り込まないように、これらの信号を重畳および分離する。
【０００５】
ＲＸブロック３は、アンテナ６からデュプレクサー５を介して入力される信号圧縮されている受信信号を、増幅した後に、検波して、さらに伸長した後に音声信号に復号化（Ｄ／Ａ変換）してスピーカーから音声として送出する。
【０００６】
また、ＴＸブロック４には、ＶＣＯ２とパワーアンプ１が設けられている。
【０００７】
ＶＣＯ２は、ＬＣ発振回路の一部に可変容量ダイオ−ドが組み込まれており、その制御端子に制御電圧を加えると、その容量が変化して発振周波数が変化する。したがって、制御端子に変調信号を加えれば、出力として周波数変調波が得られる。このＶＣＯ２と位相同期（ＰＬＬ）回路とで、ＰＬＬ変調器を構成している。
【０００８】
パワーアンプ１は、送信する電波を、所要の規格値範囲内で増幅する機能を有しており、通常、トランジスタ、ＦＥＴ、若しくはそれらを統合したＭＭＩＣ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ  ＩＣ）を用いて構成される。送信時において、パワーアンプ１における消費電力は、移動体通信装置全体の消費電力の中で大きな割合をしめる。そのため、パワーアンプ１には、低電力による高効率化が要求され、ＦＥＴやＭＭＩＣで構成する場合には、その材料としてＧａＡｓが用いられている。また、ＭＭＩＣを用いない場合は、複数個のトランジスタ、または、ＦＥＴを２段、３段に縦続接続して所要の送信パワーを得ている。
【０００９】
ここで、図１０に示すように、３段のトランジスタを用いて、パワーアンプ１を構成している場合を説明する。通常、  トランジスタＴｒ１をバッファアンプ、トランジスタＴｒ２をプリアンプ、トランジスタＴｒ３をファイナルアンプと呼び、これらＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３によってパワーアンプ１が構成されている。なお、ＧａＡｓのＭＭＩＣ等は、この３段のトランジスタＴｒ、若しくはＦＥＴを１パッケージに内蔵したものであって、考え方は、まったく同じである。
【００１０】
このＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３によって構成されたパワーアンプ１では、Ｔｒ１に流れる回路電流を最小とし、Ｔｒ２、Ｔｒ３に流れる電流が順次大きくなるように設計されている。必要とされる出力電圧は、Ｔｒ３が最大であることから、高効率の電力を得るために、Ｔｒ３の回路電流（トランジスタの場合：コレクタ（エミッタ）電流）を大きくする必要がある。例えばパワーアンプ１の許容消費電流が、３００ｍＡとすると、Ｔｒ１に１０ｍＡ、Ｔｒ２に５０ｍＡ、Ｔｒ３に２４０ｍＡというように回路電流が設定される。この時、パワーアンプ１の回路電流を、３００ｍＡにすると所要の送信電力（例えばＰＨＳであれば１００ｍＷ）が、アンテナから放射される。移動体通信装置の場合、基地局のアンテナから遠い距離に位置すると、通信するためには、その送信出力を最大にしなければならず、上記の例でいえば３００ｍＡの消費電流が必要になる。しかし、常に基地局から遠くに位置するとは限らず、基地局に近接している場合には、回路電流を低減して送信出力を低下させても通信に支障はなく、さらにこの場合も消費電流も低下するためにバッテリーの消費を抑えることができる。その結果として連続通話時間、および待ち受け時間を長くすることができる。
【００１１】
特に、最近の移動体通信機器は、バッテリーライフが、非常に重要視されている。この具体的なパワーセーブの概念図を図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す。
図１１（ａ）は、消費電流を低減し出力電圧を押さえるパワーセーブＳＷをＴｒ１に設けて、Ｔｒ１への供給電圧を遮断してＯＦＦにし、Ｔｒ２およびＴｒ３に電圧供給するようになっている（方法１）。図１１（ｂ）は、Ｔｒ２にパワーセーブＳＷを設けてＴｒ２への供給電圧を遮断してＯＦＦにし、Ｔｒ１およびＴｒ３に電圧供給するようになっている（方法２）。図１１（ｃ）は、Ｔｒ３にパワーセーブＳＷを設けてＴｒ３への供給電圧を遮断してＯＦＦにし、Ｔｒ１およびＴｒ２に電圧供給するようになっている（方法３）。さらに方法１、２、３の組み合わせることによって何種類ものパワーセーブの方法が考えられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、パワーセーブの概念を、具体的な回路で示したものである。図１２（ａ）において、パワーアンプＳＷがＯＮ状態での回路動作を説明する。パワーアンプＳＷには抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３が直列に接続されており、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３との接続点がトランジスタＴｒのベースに接続されている。トランジスタＴｒは、ＮＰＮ型のトランジスタである。トランジスタＴｒのコレクタとＶｃｃ（電源電圧）との間には、交流信号において抵抗成分となる素子ＲＬが接続されている。この回路は、エミッタ接地増幅回路であり、トランジスタＴｒのベ−スおよびコレクタがそれぞれ入力端子および出力端子に相当する。トランジスタＴｒは、入力電流のｈｆｅ（電流増幅率）倍したものが出力電流となる。
【００１３】
トランジスタＴｒのベースに接続されたコンデンサＣ１は、入力信号の交流成分だけを通し、直流成分はトランジスタＴｒのベ−スのバイアス電圧に影響しないようカットするために接続されている。トランジスタＴｒのコレクタにはコンデンサＣ２が接続されており、このコンデンサＣ２はコレクタからの出力電圧から直流成分をカットし交流成分だけを通す。トランジスタＴｒのエミッタとアースとの間にはコンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とが並列に接続されており、コンデンサＣ３は交流信号に対してエミッタを接地している。ただし、コンデンサＣ３は直流成分に対してはオ−プンとなるためバイアス電圧の安定性には影響しない。抵抗Ｒ２はエミッタのバイアス電圧（エミッタ電圧）と回路電流を決定する。
【００１４】
トランジスタＴｒのベースに接続された抵抗Ｒ３、Ｒ４はトランジスタＴｒのベ−スのバイアス電圧（ベース電圧）を決定する抵抗であり、
Ｒ４／Ｒ３の比が小さくなるほど回路電流は増加・・・（Ａ）
Ｒ４／Ｒ３の比が大きくなるほど回路電流は低下・・・（Ｂ）
の関係がある。トランジスタＴｒのコレクタに接続された素子ＲＬ、トランジスタＴｒのエミッタに接続された抵抗Ｒ２は回路電流を決定する抵抗であり、
ＲＬ＋Ｒ２の値が小さくなるほど回路電流は増加・・・（Ｃ）
ＲＬ＋Ｒ２の値が大きくなるほど回路電流は低下・・・（Ｄ）
の関係がある。また、素子ＲＬは、出力電圧のレベルを決定し、抵抗Ｒ２は、バイアスの動作点を安定化させる。
【００１５】
図１２（ａ）は、トランジスタＴｒのベースバイアスを切替することを示している。また、図１２（ｂ）は、Ｖｃｃが、抵抗Ｒ４を介して、トランジスタＴｒのベースに与えられており、またパワーアンプＳＷは、素子ＲＬを介してコレクタに接続されて、コレクタバイアスを切替することを示している。図１２（ｃ）は、パワーアンプスイッチＳＷが、素子ＲＬを介してコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ４を介してベースにも接続されており、トランジスタＴｒ全体を切替することを示している。
【００１６】
図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、いずれの場合もパワーアンプＳＷがＯＦＦの時には、トランジスタの電流は流れない。図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すパワーアンプ概念図では、パワーアンプＳＷがＯＦＦの場合、図１１（ａ）であれば、Ｔｒ１がＯＦＦとなり、パワーアンプの消費電流は、２９０ｍＡ（＝３００−１０）、同様に、図１１（ｂ）であれば、Ｔｒ２がＯＦＦとなり、パワーアンプの消費電流は、２５０ｍＡ（＝３００−５０）、図１１（ｃ）であれば、Ｔｒ３がＯＦＦとなり、パワーアンプの消費電流は、６０ｍＡ（＝３００−２４０）に減少する。この時、アンテナから放射される電波は、図１１（ａ）の場合が、パワーアンプＳＷがＯＮでパワーセーブしないときのデフォルト値に最も近く、ついで図１１（ｂ）、図１１（ｃ）の順となる。図１１（ｃ）の場合には、電流値を大幅に削減することは可能であるが、パワーセーブするときにトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを行うので、ＯＮ／ＯＦＦの切り換え時に負荷変動が起こり、そのためＶＣＯ２が影響を受け送信信号周波数が過渡的にぶれを起こす。図１３は、その現象の測定例を示す。
【００１７】
この測定の実施に使用される装置のブロック図を図１４に示す。この装置では、基準信号発生器（ＳＧ）１０の信号を、ＶＣＯ／ＰＬＬ試験器１１に入力して、ＶＣＯ／ＰＬＬ試験器１１のトリガ端子より出力させ、この出力信号をパルス発生器（Ｐｕｌｓｅ  Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）１２に入力して、ハイレベルＶｏｈ＝３．６Ｖ、ローレベルＶｏｌ＝０．０Ｖで周期２００ｍｓｅｃの方形波パルス信号を発生させるようになっている。そして、この信号をコ−ドレス電話子機（ＤＵＴ＝ＣＴ１＋／ＨＡＮＤ）１３のパワーアンプＳＷ回路に入力して、ＴＸブロックのパワーアンプ出力より、送信信号周波数を取り出し、これを高周波増幅器１４で増幅して、ＶＣＯ／ＰＬＬ試験器１１に入力し、パワーアンプＳＷのＯＮ／ＯＦＦ時の負荷変動に対応する送信信号周波数のぶれを確認する。
【００１８】
図１３では、最も負荷変動特性の良い図１２（ａ）の回路での測定結果を示し、パワーアンプＳＷのＯＮ／ＯＦＦ時の負荷変動による送信周波数のぶれは、３５ｋＨｚ（ＭＡＸ）においてその過渡応答が収束するために７ｍｓｅｃを要している。このような現象が起ると電話機など音声の通信に際して、ぶれが起った７ｍｓｅｃの間に”プツ・・プツ・・”といったノイズが発生することになる。さらに極端に周波数がぶれたり、ノイズの時間が長くなると、通信が遮断されるおそれがある。変調周波数偏差が３ｋＨｚ程度のコ−ドレス電話などの場合、１０ｋＨｚ程度ぶれるとノイズが発生することになる。
【００１９】
このように、図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の回路で示すように、バッテリーセーブを行うためには、パワーアンプのＳＷのＯＮ／ＯＦＦ切り換えが有効であるが、反面、パワーアンプの負荷変動が起こり、送信信号周波数のぶれが起る。実際に図１２（ａ）、  図１２（ｂ）、図１２（ｃ）の３つの回路での送信信号周波数のぶれの測定結果によれば、図１２（ａ）が最も負荷変動特性が良く、ついで図１２（ｂ）、図１２（ｃ）の順となる。また、図１３に示すように最も負荷変動特性の良い図１２（ａ）の回路でも送信信号周波数のぶれが発生している。
【００２０】
本発明はこのような問題を解決するものであり、その目的は、バッテリーセーブのために、回路の消費電流、および送信信号周波数のぶれ、すなわちデビエーションを抑えることができる移動体通信装置を提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の移動体通信装置は、送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、前記パワーアンプのトランジスタに、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧またはエミッタ抵抗を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをＯＮ／ＯＦＦする構成における上記パワーアンプのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする。
【００２２】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのベースとアースとの間に接続されている。
【００２３】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのベースと電源との間に接続されている。
【００２４】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのエミッタとアースとの間に接続されている。
前記直列回路にダイオードが直列接続されている。
前記ダイオードが高速スイッチングダイオードである。
前記ダイオードがショットキー型ダイオードである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明の移動体通信装置に設けられたパワーアンプ１の一例を示す回路図である。パワーアンプ１は前述したように、移動体通信装置の無線送受信部に設けられており、ＴＸブロック４からの送信信号を増幅して、デュプレクサー５を介してアンテナ６に与えている。このパワーアンプ１では、電圧供給のためのパワーアンプＳＷ１５が設けられている。パワーアンプＳＷ１５の共通の端子は、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴｒのベ−スに接続されており、切替側の端子は、オープンとアース（接地）とにそれぞれ切替が可能に接続されている。そして、抵抗Ｒ１とパワーアンプＳＷ１５の直列回路は、トランジスタＴｒのベースに接続された、抵抗Ｒ３と並列に接続される。
【００２６】
図１に示すパワーアンプ１では、抵抗Ｒ１とパワーアンプＳＷ１５との直列回路を抵抗Ｒ３と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタＴｒのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５が、オープンの場合は、トランジスタＴｒのバイアス条件は変化せず、パワーアンプ１の回路電流も変化しない。パワーアンプＳＷ１５が、アースとなる場合は、抵抗Ｒ１とブリーダー抵抗Ｒ３とが、並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をＲ’３とすると、Ｒ’３の抵抗値はＲ３の抵抗値より小さくなる。これにより抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ’３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ’３が抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３より大きくなり、前述の（Ｂ）と同様にベース電圧が低くなって回路電流は低下する。その結果、消費電流は低下して送信電力を抑えられることができる。
【００２７】
図１で示したパワーアンプＳＷ１５は、図２に示すように、オープンとＶｃｃとに切替が可能なように構成してもよい。この場合も、抵抗Ｒ１とパワーアンプＳＷ１５の直列回路は、ＶｃｃとトランジスタＴｒのベースとの間に接続された、抵抗Ｒ４と並列に接続される。このようなパワーアンプＳＷ１５では、抵抗Ｒ１とパワーアンプＳＷ１５との直列回路を抵抗Ｒ４と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとＶｃｃとに切替ることで、トランジスタＴｒのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５が、Ｖｃｃに接続されると、抵抗Ｒ１とブリーダー抵抗Ｒ４は、交流的には並列に接続されるため、この並列回路の合成抵抗をＲ’４とすると、Ｒ’４の抵抗値はＲ４の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗Ｒ’４と抵抗３の抵抗値の比Ｒ’４／Ｒ３が抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３より小さくなり、ベース電圧は上がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプＳＷ１５をオープンにすると抵抗Ｒ１はオープンとなり、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に直列接続される。この場合は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３は抵抗Ｒ’４と抵抗３の抵抗値の比Ｒ’４／Ｒ３より大きくなり、前述の（Ｂ）と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、デフォルト値よりも低下する。その結果、消費電流は低下して送信電力が抑えられる。
【００２８】
図３に示すパワーアンプ１では、パワーアンプＳＷ１５が、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＴｒのエミッタに接続されている。パワーアンプＳＷ１５は抵抗Ｒ６を、オープンとアースとの切替が可能なように接続されるようになっている。そして、抵抗Ｒ６とパワーアンプＳＷ１５の直列回路は、トランジスタＴｒのエミッタとアースとの間に接続されているコンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とにそれぞれ並列に接続されている。
【００２９】
図３に示すパワーアンプ１では、抵抗Ｒ６とパワーアンプＳＷ１５との直列回路をエミッタ抵抗Ｒ２と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタ（Ｔｒ）のエミッタバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５が、アースに接続されると、抵抗Ｒ６とエミッタ抵抗Ｒ２が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をＲ’２とすると、Ｒ’２の抵抗値はＲ２の抵抗値より小さくなる。これにより、素子ＲＬと抵抗Ｒ’２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ’２が素子ＲＬと抵抗Ｒ２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ２より小さくなり、エミッタ抵抗値は下がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプＳＷ１５をオープンにすると抵抗Ｒ６は、オープンとなり、抵抗Ｒ’２は抵抗Ｒ２に等しくなる。この場合は、素子ＲＬと抵抗Ｒ２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ２が素子ＲＬと抵抗Ｒ’２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ’２より大きくなり、前述の（Ｄ）と同様に、エミッタ抵抗値が上がり回路電流は、デフォルト値よりも低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力が抑えられる。
【００３０】
図４に示すパワーアンプ１では、トランジスタＴｒのベースに接続された高速スイッチングダイオード９１と抵抗９１との直列回路にパワーアンプＳＷ１５が接続されている。高速スイッチングダイオード９１はＰ型領域の端子がトランジスタＴｒのベースに接続され、Ｎ型領域の端子が抵抗９１に接続されている。抵抗９１は、オープンとアースとに切替られるパワーアンプＳＷ１５に接続されている。高速スイッチングダイオードＤ９１と抵抗９１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路は、トランジスタＴｒのベースに接続された抵抗Ｒ３と並列に接続される。
【００３１】
図４に示すパワーアンプ１では、高速スイッチングダイオードＤ９１と抵抗Ｒ９１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路をＲ３と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタＴｒのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５がオープンの場合は、高速スイッチングダイオードＤ９１がＯＦＦ状態で、抵抗Ｒ９１もオープンのままで、トランジスタＴｒのバイアス条件は変化せず、回路電流も変化しない。パワーアンプＳＷ１５がアース状態となる場合は、高速スイッチングダイオードＤ９１はＯＮ状態になり、抵抗Ｒ９１とブリーダー抵抗Ｒ３が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をＲ”３とすると、Ｒ”３の抵抗値はＲ３の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ”３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ”３が抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３より大きくなり、前述の（Ｂ）と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力を抑えられることができる。
【００３２】
図４で示したパワーアンプＳＷ１５は、図５に示すようにオープンとＶｃｃとに切替が可能なように構成してもよい。この場合も、高速スイッチングダイオードＤ９１と抵抗Ｒ９１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路は、ＶｃｃとトランジスタＴｒのベースとの間に接続された、抵抗Ｒ４と並列に接続される。
【００３３】
図５に示すパワーアンプＳＷ１５では、高速スイッチングダイオードＤ９１と抵抗Ｒ９１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路をＲ４と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとＶｃｃとに切替ることで、トランジスタＴｒのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５がＶｃｃに接続されると、高速スイッチングダイオードＤ９１がＯＮ状態となり、抵抗Ｒ９１とブリーダー抵抗Ｒ４は交流的には並列に接続されるため、この並列回路の合成抵抗をＲ”４とすると、Ｒ”４の抵抗値はＲ４の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗Ｒ”４とＲ３の抵抗値の比Ｒ”４／Ｒ３が抵抗Ｒ４とＲ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３より小さくなり、ベース電圧は上がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプＳＷ１５をオープンにすると、高速スイッチングダイオードＤ９１は、ＯＦＦ状態で、Ｒ１もオープンとなり、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に直列接続される。したがって、抵抗Ｒ４とＲ３の抵抗値の比Ｒ４／Ｒ３が抵抗Ｒ”４とＲ３の抵抗値の比Ｒ”４／Ｒ３より大きくなり、前述の（Ｂ）と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、デフォルト値より低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力を抑えられる。
【００３４】
図６に示すパワーアンプ１では、トランジスタＴｒのエミッタに接続された高速スイッチングダイオード１１１と抵抗１１１との直列回路にパワーアンプＳＷ１５が接続されている。高速スイッチングダイオード１１１はＰ型領域の端子がＴｒのエミッタに接続され、Ｎ型領域の端子が抵抗１１１に接続されている。抵抗１１１は、オープンとアースとに切替られるパワーアンプＳＷ１５に接続されている。高速スイッチングダイオードＤ１１１と抵抗１１１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路は、トランジスタＴｒのエミッタとアース状態との間に接続されているコンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とにそれぞれ並列に接続されている。
図６に示すパワーアンプＳＷ１５では、高速スイッチングダイオードＤ１１１と抵抗Ｒ１１１およびパワーアンプＳＷ１５との直列回路をエミッタ抵抗Ｒ２と並列に接続して、パワーアンプＳＷ１５をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタＴｒのエミッタバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプＳＷ１５がアースに接続されると、高速スイッチングダイオードＤ１１１は、ＯＮ状態になり、Ｒ１１１とエミッタ抵抗Ｒ２が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をＲ”２とすると、Ｒ”２の抵抗値はＲ２の抵抗値より小さくなる。これにより、素子ＲＬと抵抗Ｒ”２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ”２が素子ＲＬと抵抗Ｒ２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ２より小さくなり、エミッタ抵抗値は下がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプＳＷ１５をオープンにすると、高速スイッチングダイオードＤ１１１はＯＦＦ状態となり、Ｒ１１１もオープンとなり、Ｒ”２はＲ２に等しくなる。この場合は、素子ＲＬと抵抗Ｒ２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ２が素子ＲＬと抵抗Ｒ”２の抵抗値の和ＲＬ＋Ｒ”２より大きくなり、前述の（Ｄ）と同様に、エミッタ抵抗値が上がり回路電流は、デフォルト値より低下する。その結果、消費電流は下がり送信電力を抑えられる。
【００３５】
なお、図４、図５、図６に示すパワーアンプ１おいて、通常の高速スイッチングダイオードを用いたが、ショットキー型ダイオードを用いても、同様のバッテリーセーブを実現することができる。図７（ａ）、（ｂ）に高速スイッチングダイオードとショットキー型ダイオードの順方向電流（Ｉｆ）−順方向電圧（Ｖｆ）特性のグラフを示す。このグラフより、Ｉｆ＝１０ｍＡの時、
高速スイッチングダイオード    Ｖｆ＝０．７５Ｖ
ショットキー型ダイオード        Ｖｆ＝０．３６Ｖ
となる。このデ−タより、ダイオードがＯＮ状態になった場合、それぞれのダイオードは０．７５Ｖ、０．３６Ｖの電圧源とみなすことができる。これは、ショットキー型ダイオードが、通常の高速スイッチングダイオードに比べて、約１／２の電圧で駆動するということである。したがって、一定電圧に対して、ショットキー型ダイオードの動作範囲が、高速スイッチングダイオードよりも広くなる。
【００３６】
図６に示すパワーアンプ１の回路において上記２種類ダイオードを用いて、バッテリーセーブの差を説明する。
ここで、Ｖｃｃ＝３．６Ｖ、Ｒ２＝Ｒ１１１＝５６Ω、Ｒ３＝Ｒ４＝３．３ＫΩとすると、
0003606366.tif 000002
となる。すなわち、Ｄ１１１  ＯＮの時のＩｅがデフォルト値で、この電流値とＤ１１１  ＯＦＦの時のＩｅとの差がバッテリーセーブした電流値を示し、ショットキー型ダイオードを使用の場合：１３．２ｍＡ、高速スイッチングダイオードを使用の場合：６．３ｍＡとなり、ショットキー型ダイオードの方がバッテリーセーブへの寄与が大きいことがわかる。
【００３７】
図８は、図４のダイオードＤ９１に、図７（ｂ）に示す特性を持ったショットキー型ダイオードを使用して、パワーアンプＳＷ１５のＯＮ／ＯＦＦ時の負荷変動に対する送信信号周波数のぶれを測定したものである。ＰＬＬ選局を高速モ−ドにして測定した送信信号周波数のぶれ、すなわち、デビエ−ションは７ｋＨｚ（ＭＡＸ）で、過渡応答が収束するまでのぶれ時間は、５ｍｓｅｃであった。図１２（ａ）の回路を用いて同様の測定を行った図１３の測定結果より改善されていることが、明らかにわかる。
【００３８】
【発明の効果】
以上より、本発明の移動体通信装置は、パワーアンプのトランジスタに抵抗素子とスイッチ素子の直列回路が接続されているパワーアンプＳＷ回路を設計したことでパワーアンプの消費電流を抑えることができバッテリー寿命、連続通話時間、待ち受け時間等を長くすることが可能となった。さらに、パワーアンプの負荷変動による送信信号周波数のデビエ−ションについても著しい改善ができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのベースとアースとの間に接続している回路図である。
【図２】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのベースと電源との間に接続している回路図である。
【図３】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのエミッタとアースとの間に接続している回路図である。
【図４】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのベースとアースとの間に接続している回路図である。
【図５】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのベースと電源との間に接続している回路図である。
【図６】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプＳＷとの直列回路をトランジスタＴｒのエミッタとアースとの間に接続している回路図である。
【図７】（ａ）、（ｂ）は本発明に用いた高速スイッチングダイオード、ショットキーダイオードの順方向電流（Ｉｆ）−順方向電圧（Ｖｆ）特性を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例である図４のダイオードに、ショットキー型ダイオードを用いて、送信信号周波数のデビエーションの測定結果を示した図である。
【図９】パワーアンプを内蔵した移動体通信装置の高周波回路部分のブロック図の一例を示す図である。
【図１０】パワーアンプブロックの構成の一例を示す図である。
【図１１】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれパワーアンプブロックのパワーセーブの方法の一例を示す図である。
【図１２】（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれトランジスタＴｒを有するパワーアンプのパワーセーブの方法の一例を示す図である。
【図１３】図１２（ａ）の回路を用いて、送信信号周波数のデビーションの測定結果を示す図である。
【図１４】図１３に示す、送信信号周波数のデビエーションの測定システムのブロック図である。
【符号の説明】
１    パワーアンプ
２    ＶＣＯ
３    ＲＸブロック
４    ＴＸブロック
５    デュプレクサー
６    アンテナ
１０  基準信号発生器
１１  ＶＣＯ／ＰＬＬ試験器
１２  パルス発生器
１３  コードレス電話子機（ＣＴ１／Ｈａｎｄ）
１４  高周波増幅器
１５  パワーアンプＳＷ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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