(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧指令値を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段により出力された出力電圧指令値とインバータに入力される直流母線電圧との比較を行いスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、前記スイッチング信号生成手段よりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子を動作させることにより電圧を印加して前記ブラシレスモータを駆動するインバータ主回路と、を備え、前記出力電圧指令値が前記母線電圧を超える過変調時に過変調でない場合の出力電圧よりも大きな電圧を前記ブラシレスモータに印加するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
過変調時には最大値が直流母線電圧を超える出力電圧指令値を生成し、前記出力電圧指令値と直流母線電圧を比較してスイッチング信号を生成して複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって過変調でない場合の出力電圧値よりも実効値レベルで大きな電圧値を印加するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
過変調時の出力電圧指令値の波形を略正弦波とし、実際に出力される印加電圧の波形を、前記正弦波の所定値以上がカットされた略台形状の波形にしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
ＰＷＭ信号を生成するスイッチング信号生成手段を備え、所定値以上がカットされた部分の電圧波形は、Ｈｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側で一定値のＰＷＭ信号にて生成したことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、前記相電流検出手段により検出された相電流をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、前記ブラシレスモータに印加された電圧を検出する印加電圧検出手段と、前記相電流検出手段により検出された相電流および前記印加電圧検出手段により検出された印加電圧をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、前記相電流検出手段により検出された相電流をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、前記出力電圧演算手段は、前記相電流検出手段により検出された相電流に基づいて前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、前記速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、によって構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置。
【請求項８】
直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、前記相電流検出手段により検出された相電流をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、前記出力電圧演算手段は、前記相電流検出手段により検出された相電流に基づいて前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、前記速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、前記電流制御手段より得られる出力電圧信号および直流母線電圧に対する前記出力電圧信号との比率である変調率情報をもとに実際に印加された電圧を推定する出力電圧推定手段と、によって構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの１項に記載のインバータ装置。
【請求項９】
請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えた圧縮機制御装置。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えた冷凍・空調装置の制御装置。
【請求項１１】
直流ブラシレスモータに入力される相電流をもとに前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定ステップと、前記速度・位置推定ステップよりの回転子位置、速度をもとに前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためインバータに入力される母線電圧を超える過変調の出力信号を積分制御を用いずに比例制御を用いて生成する出力電圧信号生成ステップと、前記出力電圧生成ステップよりの出力電圧信号と前記母線電圧との比較を行い、前記ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、前記スイッチング信号生成ステップよりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって電圧を印加して前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動ステップと、を備え、過変調の出力電圧信号をもとに過変調のスイッチング信号を生成し前記過変調のスイッチング信号にて前記ブラシレスモータに電圧を印加して、過変調でない場合の出力電圧以上の実効値電圧で前記ブラシレスモータを駆動するようにしたことを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１２】
インバータに入力される母線電圧を検出する母線電圧検出ステップと、前記母線電圧検出ステップにより検出された母線電圧および出力信号生成ステップにより生成された電圧指令値をもとに実際に出力された電圧を推定する出力電圧推定ステップと、を備え、前記出力電圧推定ステップにて推定された推定電圧を速度・位置推定ステップにフィードバックするようにしたことを特徴とする請求項１１に記載のモータの制御方法。
【請求項１３】
請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えた圧縮機。
【請求項１４】
請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えた冷凍・空調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサ無しで瞬時電流制御を行うことにより直流ブラシレスモータを駆動するモータの制御装置、圧縮機制御装置、冷凍・空調装置、モータの制御方法、圧縮機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は一般的な従来のインバータの構成を表す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３は複数のスイッチング素子であり、３ａはインバータ２を構成するＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子である。４は複数のスイッチング素子３と並列に接続された複数の還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４からなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータである。
【０００３】
７ａは直流ブラシレスモータ６に流入する電流のうち一相の電流を検出する電流検出手段、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段、８は電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流値に基づきインバータ主回路５内のスイッチング素子３をオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８より発生したＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するゲートドライブ回路である。
【０００４】
また、１０はインバータ制御手段８を構成する電流検出手段７ａおよび７ｂにより得られた電流値より３相の電流値を求める相電流演算手段、５０は相電流演算手段１０により得られた相電流値をもとに、直流ブラシレスモータ回転子の速度および位置を推定し、直流ブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値を演算して出力電圧指令値をＰＷＭ信号に変換する際に変調率が１を越える場合、変調率が１以下となるように出力電圧指令値に制限をかける出力電圧演算手段、１２５はインバータ制御手段８内に備えられ、複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段である。
【０００５】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータにおける動作を図１８を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流のうち２相分の瞬時電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂより検出する。検出した２相分の瞬時電流、例えばＵ相瞬時電流ＩｕおよびＶ相瞬時電流Ｉｖを用いて、インバータ制御手段８は、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【０００６】
インバータ制御手段８においては、以下に記載する動作にて出力電圧指令値を求める。電流検出手段７ａおよび７ｂにより検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖにより相電流演算手段１０にて３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求め、出力電圧演算手段５０が３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにより直流ブラシレスモータ６の回転子速度および位置を推測し、その推測結果をもとに直流ブラシレスモータ６を駆動するための出力電圧指令値を演算により求める。
【０００７】
出力電圧指令値をＰＷＭ信号に変換する際に変調率が1を越える場合、前記出力電圧演算手段５０にて出力電圧指令値を1以下になるように制限をかける。その後、ＰＷＭ信号発生手段１２５により出力電圧指令値はＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に変換される。ゲートドライブ回路９は前記ＰＷＭ信号をもとに複数のスイッチング素子３をオン・オフ動作させる。複数のスイッチング素子３のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【０００８】
ここで、ＰＷＭ信号発生手段について図１９を用いて説明する。図１９はＰＷＭ信号を発生させる際に一般的に用いられる三角波比較方式について説明した図である。通常三角波変調基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）とを比較し、三角波比較基準信号よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）が大となった場合ＰＷＭ信号はＨｉｇｈと出力される。ここで、三角波比較基準信号の波高値Ａ１は直流母線電圧により決まる値である。インバータの出力可能な電圧最大値はＡ１であるため、一般的には出力電圧指令値（出力電圧信号）の波高値Ａ２はＡ１≧Ａ２となる範囲で用いられる。このため出力電圧演算手段５０にて変調率ａ＝Ａ２／Ａ１が１以下となるように制限する。
【０００９】
このときの直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を図示すると図２０のようになる。図２０は直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を表した図である。通常、変調率ａがａ＜１である通常出力領域の場合、直流ブラシレスモータの回転数と比例して出力電圧も増加するが、変調率ａがａ＝１となる定出力領域の場合は、ａ＝１となる回転数以上の領域では出力電圧が一定となるため、定出力領域でモータを駆動する場合は、出力電圧の上昇が望めないので、出力電圧が不足するため弱め界磁制御等の別の手段を用いている。
【００１０】
また、一般的に変調率がａ＞１となる過変調領域で使用する場合には、出力電圧に歪みが生じるため、負荷変動に対する制御安定性および速度追従性が低下する。このため制御の安定性と応答性を確保するため、従来のインバータ装置では変調率ａが０≦ａ≦１の範囲となる領域で使用するようにしている。
【００１１】
ここで、従来のインバータ装置の一例が特開平４−２１０８００号報に開示されている。特開平４−２１０８００号報に開示されたインバータ装置においては、インバータ装置の駆動対象となる電動機には交流モータが使用されている。この従来技術の場合は、三角波比較基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）との比較の際に、出力電圧指令値（出力電圧信号）の波高値が三角波比較基準信号の波高値を越える運転領域（過変調領域）では、出力電圧指令値（出力電圧信号）に補正係数ｋ２を乗じることにより変調率ａをａ＝１となるようにして、過変調領域を定出力領域に変更する例について開示してある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来技術では、過変調領域を定出力領域に変更しているが、定出力領域では一定の電圧しか出力できないため、この領域で直流ブラシレスモータを駆動する場合には、弱め界磁制御などによる別の制御手段が必要となっていた。図２０は弱め界磁制御を用いた場合の出力電圧と電流の関係を表す図である。図において、横軸は回転周波数を表し、縦軸は出力電圧とモータ電流を表している。弱め界磁制御を用いた場合、図２０に示すように通常出力領域（周波数がｆ１より小さい領域）に比べ、定出力領域（周波数がｆ１以上の領域）では直流ブラシレスモータの回転数に対する電流増加率が大となる（図においてモータ電流の傾きが大きくなる）ため、電流増加により効率が低下するため、定出力領域では直流ブラシレスモータの高効率な駆動が不可能であった。
【００１３】
以上のように、従来技術では出力電圧が飽和した領域（過変調領域）を定出力領域に変更して、制御の安定性と高速な応答性を確保するように対応していたが、負荷変動が小さく高速な速度応答性を必要としないモータ駆動装置の場合は、効率優先であり、効率の悪くなる上記弱め界磁制御は不向きであり、使用できなかった。特に民生機器の場合は負荷変動が小さく高速な速度応答性を必要としないため、高速な速度応答性よりも高効率に駆動できる駆動手段が求められていた。
【００１４】
また、定出力領域は一定の電圧しか出力できないため、この領域で直流ブラシレスモータを駆動可能な最大回転数、最大出力トルク条件を大きくすることが困難であり、広範囲な運転領域を確保することができなかった。
【００１５】
また、一般的に直流ブラシレスモータは占積率同一条件では固定子巻き線の巻数を増加させるほど高効率なモータとなるが、同一回転数条件でモータを駆動する場合巻数の多いモータの方がより多くの電圧を必要とする。しかしながら、インバータ装置と組み合わせた場合、インバータの出力可能な最大電圧により最大回転数が規定されるため、希望する回転数領域が定出力領域にあり出力電圧以上を必要とするような仕様のモータの場合には、必要な出力電圧が得られないため使用することができず、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを使用することができなかった。
【００１６】
また、位置センサを使用して回転子位置を検出するブラシレスモータでは、位置センサのコストが高く、また、位置センサの取りつけ精度や取りつけスペースを確保しなければならず組立性がわるかった。また、圧縮機のモータには位置センサが取り付けられなかった。
【００１７】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、過変調領域で直流ブラシレスモータを制御する制御手段を提供することを目的とする。また、過変調領域でのモータ効率を向上させることを目的とする。また、インバータの定出力領域を出力電圧可変領域として効率良く運転領域（最大回転数）を増やすことを目的とする。また、信頼性の高いインバータ装置や圧縮機制御装置や冷凍・空調装置の制御装置を得ることを目的とする。また、運転範囲の広い圧縮機や冷凍・空調装置を得ることを目的とする。また、急速暖房、急速冷房、急速冷凍を効率良く行える冷凍・空調装置を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のインバータ装置は、直流ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧指令値を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧演算手段と、出力電圧演算手段により出力された出力電圧指令値とインバータに入力される直流母線電圧との比較を行いスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、スイッチング信号生成手段よりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子を動作させることにより電圧を印加してブラシレスモータを駆動するインバータ主回路と、を備え、出力電圧指令値が前記母線電圧を超える過変調時に過変調でない場合の出力電圧よりも大きな電圧を前記ブラシレスモータに印加するようにしたものである。
【００１９】
本発明の請求項２に係るインバータ装置は、過変調時には最大値が直流母線電圧を超える出力電圧指令値を生成し、出力電圧指令値と直流母線電圧を比較してスイッチング信号を生成して複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって過変調でない場合の出力電圧値よりも実効値レベルで大きな電圧値を印加するようにしたものである。
【００２０】
本発明の請求項３に係るインバータ装置は、過変調時の出力電圧指令の波形を略正弦波とし、実際に出力される印加電圧の波形を、正弦波の所定値以上がカットされた略台形状の波形にしたものである。
【００２１】
本発明の請求項４に係るインバータ装置は、ＰＷＭ信号を生成するスイッチング信号生成手段を備え、所定値以上がカットされた部分の電圧波形は、Ｈｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側で一定値のＰＷＭ信号にて生成したものである。
【００２２】
本発明の請求項５に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたものである。
【００２３】
本発明の請求項６に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、ブラシレスモータに印加された電圧を検出する印加電圧検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流および印加電圧検出手段により検出された印加電圧をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたものである。
【００２４】
本発明の請求項７に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、によって構成されているものである。
【００２５】
本発明の請求項８に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、電流制御手段より得られる出力電圧信号および直流母線電圧に対する出力電圧信号との比率である変調率情報をもとに実際に印加された電圧を推定する出力電圧推定手段と、によって構成されているものである。
【００２６】
本発明の請求項９に係る圧縮機制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を搭載したものである。
【００２７】
本発明の請求項１０に係る冷凍・空調装置の制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えたものである。
【００２８】
本発明の請求項１１に係るモータの制御方法は、直流ブラシレスモータに入力される相電流をもとに前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定ステップと、速度・位置推定ステップよりの回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためインバータに入力される母線電圧を超える過変調の出力信号を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧信号生成ステップと、出力電圧生成ステップよりの出力電圧信号と母線電圧との比較を行い、ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、スイッチング信号生成ステップよりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって電圧を印加してブラシレスモータを駆動するモータ駆動ステップと、を備え、過変調の出力電圧信号をもとに過変調のスイッチング信号を生成し過変調のスイッチング信号にてブラシレスモータに電圧を印加して、過変調でない場合の出力電圧以上の実行値電圧でブラシレスモータを駆動するようにしたものである。
【００２９】
本発明の請求項１２に係るモータの制御方法は、インバータに入力される母線電圧を検出する母線電圧検出ステップと、母線電圧検出ステップにより検出された母線電圧および出力信号生成ステップにより生成された電圧指令値をもとに実際に出力された電圧を推定する出力電圧推定ステップと、を備え、出力電圧推定ステップにて推定された推定電圧を速度・位置推定ステップにフィードバックするようにしたものである。
【００３０】
本発明の請求項１３に係る圧縮機は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたものである。
【００３１】
本発明の請求項１４に係る冷凍・空調装置は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたものである。
【００３２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表すインバータ装置の構成の一例を示す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３は複数のスイッチング素子であり、３ａはインバータ２を構成するＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子である。４は複数のスイッチング素子３と並列に接続された複数の還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４からなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータである。
【００３３】
７ａは直流ブラシレスモータ６に流入する電流のうち一相の電流を検出する電流検出手段、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段、８は電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流値に基づきインバータ主回路５内のスイッチング素子３をオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８より発生したスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するゲートドライブ回路である。
【００３４】
また、１０はインバータ制御手段８を構成する電流検出手段７ａおよび７ｂにより得られた電流値より３相の電流値を求める相電流演算手段、１１は相電流演算手段１０により得られた相電流値をもとに、直流ブラシレスモータの回転子の速度および位置を推定し、直流ブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値を演算する出力電圧演算手段、１２はインバータ制御手段８内に備えられ、複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段であり、ＰＷＭ制御の場合はＰＷＭ信号を生成し、ＰＡＭ制御の場合はＰＡＭ信号を生成する。７０はインバータ主回路５に入力される前の直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検知手段、７５は三角波変調基準信号を生成する三角波基準信号生成手段である。以下においては、ＰＷＭ制御の場合について説明する。
【００３５】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータの動作を図1を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相電流のうち２相分の電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂにより検出する。検出した２相分の電流、例えばＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを用いて、インバータ制御手段８は、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【００３６】
インバータ制御手段８においては、以下に記載する動作にて出力電圧指令値を求める。電流検出手段７ａおよび７ｂにより検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖにより相電流演算手段１０にて残りの相の電流Ｉｗをを求め、３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力電圧演算手段に１１に出力する。出力電圧演算手段１１は３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび母線電圧検知手段７０により検出された直流母線電圧Ｖｄｃをもとにして直流ブラシレスモータ６の回転子速度および位置を推測し、その推測結果をもとに直流ブラシレスモータ６を駆動するための出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｕ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００３７】
その後、スイッチング信号生成手段１２により出力電圧指令値（Ｖｖ＊、Ｖｕ＊、Ｖｗ＊）はＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に変換される。ゲートドライブ回路９はＰＷＭ信号をもとに複数のスイッチング素子３をオン・オフ動作させる。複数のイッチング素子３のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【００３８】
本発明の制御手段におけるスイッチング信号生成手段について図２を用いて説明する。図２は本発明の実施の形態１を表すＰＷＭ信号を発生させるための三角波比較方式について説明した図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は三角波変調用基準信号の大きさ、出力電圧の大きさおよびＰＷＭ信号のオン・オフ動作の状態を表している。図において、１００は三角波変調用基準信号、１０１は出力電圧指令値（出力電圧信号）、１０２はＰＷＭ信号である。
【００３９】
出力電圧演算手段１１は三角波変調用基準信号１００と出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１とを比較し、三角波比較基準信号１００よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１の方が大となった場合には、スイッチング信号生成手段１２にＨｉｇｈとして出力するように指示を出す。そうするとスイッチング信号生成手段１２はＰＷＭ信号をＨｉｇｈとして出力する。逆に三角波比較基準信号１００よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が小となった場合には、スイッチング信号生成手段１２にＬｏｗとして出力するように指示を出す。そうするとスイッチング信号生成手段１２はＰＷＭ信号をＬｏｗとして出力する。ここで、三角波比較基準信号１００の波高値（大きさ）Ａ１は直流母線電圧Ｖｄｃにより決まる値であり、Ｖｄｃ／２より大きくなることはない。
【００４０】
ここで、インバータ装置の電圧出力としてＵ相を例にとって説明する。図１において、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈとなった場合はＵ相上側スイッチング素子３ａがオン、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄがオフとなり直流ブラシレスモータ６のＵ相端子には直流電源１のプラス（＋）側の電位が印加される。
【００４１】
また、ＰＷＭ信号がＬｏｗとなった場合はＵ相上側スイッチング素子３ａがオフ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄがオンとなり直流ブラシレスモータ６のＵ相端子には直流電源１のマイナス（−）側の電位が印加される。本図においては、出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１の最大値Ａ２が三角波変調要基準信号１００の最大値Ａ１を超える、いわゆる過変調の場合を表している。
【００４２】
ここで、図３を用いて過変調について説明する。図３は通常出力波形と過変調の波形について説明する図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は出力電圧指令値（出力電圧信号）の大きさを表している。図において、斜線部分で表されるＡの部分は通常出力波形であり、最大値が母線電圧Ｖｄｃ／２を超えていない。しかし、Ａ＋Ｂ＋Ｃで表される波形はＣの部分が母線電圧Ｖｄｃ／２を超えており過変調である。
【００４３】
過変調になると、出力電圧指令値（出力電圧信号）がＡ＋Ｂ＋Ｃのように母線電圧以上の電圧出力を要求してもＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた過変調のＰＷＭ信号に基くスイッチング素子のオン・オフ動作により出力される時には母線電圧Ｖｄｃ／２を超えるＣの部分がカットされたＡ＋Ｂで表されるような略台形波状（正弦波の所定値以上の電圧部分がカットされた形の波形）の出力となり、出力電圧指令値通りの電圧出力が得られない。このようなカットされた状態では図２で説明したようにＰＷＭ信号はＨｉｇｈあるいはＬｏｗのままであるため木目細かな制御ができず速度応答性が若干低下する。
【００４４】
また、インバータの出力電圧波形が正弦波状でなく略台形波状になるため電流に歪み成分が加わり制御性が低下する。また、指令値（要求値）通りの電圧出力ができなくなるため、制御の応答性や安定性が低下する。したがって、従来は図３に矢印で示したように出力電圧指令値（出力電圧信号）が母線電圧Ｖｄｃを超えないように変調率ａ（ａ＜１）で調整して出力電圧指令値（出力電圧信号）を図３のＣで表されるような最大値の振幅がＶｄｃ／２以下となる正弦波状にして、インバータの出力が正弦波状の出力になるようにして対応している。
【００４５】
しかし、制御の高速応答性や安定性をさほど必要とせず、効率ＵＰの方が重要視されるエアコンなどの家電製品においては、速度応答性や制御性が低下しても問題とならないため、効率のＵＰが望める本発明の過変調制御が有効となる。すなわち、本発明では過変調の状態において出力電圧指令値（出力電圧信号）を変調率ａにて調整せずに直流母線電圧よりも大きな電圧の電圧指令値を生成することによって従来の最大値の振幅がＶｄｃ／２以下となる正弦波状の電圧指令値の場合に比べてインバータの出力電圧を実効値レベルで上昇させることができるので効率をＵＰさせることができる。
【００４６】
すなわち、図２において出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００の波高値Ａ１を越えて過変調となる場合に出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１と三角波変調用基準信号１００との比較を行い、出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００より大となった場合には、ＰＷＭ信号の出力をＨｉｇｈとする。このとき出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００の波高値Ａ１を正側（図中の上側）に超えた部分においては出力されるＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側に張り付き、逆に負側に超えた場合はＰＷＭ信号がＬｏｗ側に張り付き、このＰＷＭ信号に基いてスイッチング素子３がオン・オフされる。
【００４７】
図４は本発明の実施の形態１を表す過変調時の出力電圧波形の概念を表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は出力電圧指令値（出力電圧信号）の大きさを表している。図において、波形Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３は各相の出力される電圧値を示しており、Ｖｒｅｆ１は通常出力領域内（変調率０≦ａ≦１）の出力電圧を表し、Ｖｒｅｆ２は過変調領域（変調率ａ＞１）の場合の出力電圧波形であり、点線で表された部分が過変調の電圧指令値であり、この部分はＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた状態であり母線電圧以上の部分がカットされて出力されるので、略台形波状の出力波形となる。
【００４８】
ここで、斜線で示したＶｒｅｆ２とＶｒｅｆ１との差に相当する部分が過変調のＰＷＭ信号に基づくスイッチング素子のオン・オフ動作により得られる部分であり、出力電圧が従来の変調率制限を行っている場合の出力電圧（Ｖｒｅｆ１）よりも実行値で大きくすることが可能となる部分である。また、Ｖｒｅｆ３は過変調（ａ＞１）の場合の実行値での理論上最大出力が得られる状態を表した出力電圧波形であり、矩形波状をしている。この場合は、矩形波状の出力電圧指令値（出力電圧信号）を出力し、ＰＷＭ信号は１８０度区間ごとにＨｉｇｈ側とＬｏｗ側に張り付いた状態を繰り返せばよく、変調率がａ＝１の場合の出力電圧に対して実行値電圧で約４０％も大きくすることができ、直流母線電圧値と同等の電圧まで出力することが可能となる。
【００４９】
すなわち、出力電圧指令値を正弦波とし、変調率がａ＝１のときの出力電圧の実効値は直流母線電圧を２８２Ｖとすると実効値で約１００Ｖとなる。この状態が従来の変調率制限を行っていた場合での最大電圧値となる。また、Ｖｒｅｆ３のように矩形波状の出力電圧波形の場合（最大出力時）は、実効値で約１４１Ｖとなり過変調領域を使用することで理論上直流母線電圧Ｖｄｃと同程度となる約４割の出力増加を行うことができる。
【００５０】
ここで、図２の出力電圧波形はＰＷＭ変調方式に空間ベクトル変調方式を用いた例であり、図４では出力電圧指令波形が正弦波状の波形であり、ＰＷＭ変調方式が３相変調方式を用いた例について示したものである。
【００５１】
本発明では、以上のように直流ブラシレスモータを位置センサを用いずに駆動するインバータ装置において、出力電圧指令値（出力電圧信号）が三角波変調用基準信号の波高値Ａ１を越えた過変調となる場合においてもＰＷＭ信号に基いてスイッチング素子を動作させることによって従来の変調率制限（ａ＜１）を行っていた場合の出力電圧以上の出力電圧を得ることができる。過変調時は出力電圧指令値（出力電圧信号）通りの出力電圧を発生することはできないが、過変調を用いない場合に比べ図３のＢで表される電圧に相当する分だけ直流ブラシレスモータに印加される出力電圧の実効値あるいは平均値の最大値を増加することができるので、直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができ、さらに電流値が小さくなるため効率が向上する。
【００５２】
また、過変調時には直流母線電圧以上の出力電圧指令値を生成してそのまま変調率（ａ）の制限を行っていないので、従来のように変調率の制限を行う場合に比べて制御の時間が短縮でき、信頼性も向上する。また、変調率制限を行う部分を設けなくても良いので、コストの低減が行える。また、出力電圧の波形を略台形状にしたことにより、従来と構成を変更することなく過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）をスイッチング信号生成手段に出力するだけで出力電圧を大きくすることができる。さらに、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できなくなることがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。また、本発明では過変調時にＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた状態になるため、スイッチング素子のオン・オフ動作の回数を減らすことができ、したがって、スイッチング素子のオン・オフの繰り返しによるスイッチング損失を低減でき、また、スイッチングの繰り返しによる信頼性の低下を抑制できる。
【００５３】
また、位置センサレスにて回転子位置を検出するようにしているので、位置センサが不用であり、コストの低減が図れる。さらに、位置センサの取りつけ位置や取りつけ精度を気にしなくて良いため、モータの小型化が図れる。ただし、圧縮機などのモータのように位置センサが取りつけられない場合には、本発明のように位置センサレスで回転子位置を検出方法を用いる必要があり、効果が大きい。
【００５４】
ここで、図５は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１における演算手段の概略内容を説明するブロック図である。図に示すブロック図は、直流ブラシレスモータを位置センサを用いずに１８０度区間通電して駆動する位置センサレス正弦波駆動方式による演算手法の一例である。本発明による過変調方式の適用例を以下に説明する。
【００５５】
図において、２０は相電流演算手段１０にて検出された各相の瞬時電流により直流ブラシレしモータ６の回転子速度ωおよび位置θを推測する速度・位置推定手段、２１は速度・位置推定手段２０により求められた回転子速度ωおよび回転子位置θの情報と各相の瞬時電流をもとに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖ＊を演算する電流制御手段である。
【００５６】
次に出力電圧演算手段１１の動作を以下に説明する。電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流Ｉ（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）により直流ブラシレスモータ6の回転子位置θおよび速度ωを速度・位置推定手段２０にて演算により推測する。電流制御手段２１では電流Iと速度・位置推定手段２０により求められたθおよびωをもとに直流ブラシレスモータを同期駆動するための電圧指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を求める。
【００５７】
したがって、簡単な構成で過変調時の出力電圧指令値を演算できるので、部品点数が少なくコスト低減も行える。また、構成が簡単なため部品の故障の度合いが低減し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【００５８】
図６は図５で説明した直流ブラシレスモータの位置センサレス正弦波駆動方式出力電圧演算手段１１を説明したブロック図である。図において、２２は３相瞬時電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗ）をｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する３相−２相座標変換手段、２３はｄ−ｑ軸座標系電流Ｉｄ、Ｉｑにより直流ブラシレスモータの回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する速度・位置推定手段、２４はｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと回転子速度ωｎをもとに電流指令Ｉｄ＊および速度指令ω＊に追従するように直流ブラシレスモータを駆動するための出力電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算する電流制御手段、２５は電流制御手段より求められたｄ−ｑ軸座標系電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段である。
【００５９】
図における出力電圧演算手段の動作を以下に説明する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の推定回転子位置θｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子速度ωｎおよび位置θｎを推測する。
【００６０】
電流制御手段２４は、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度ωｎをもとに、電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊通りに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。２相−３相座標変換手段２５は、電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。したがって、図５に比べて３相−２相座標変換手段２２により座標変換する際に、回転子位置θｎ−１の情報をフィードバックしているので、精度良く電圧指令値を求めることができる。また、速度推定を行わない簡単な構成であり、過変調時のように電圧情報や電流情報から推定した速度と実際の速度が大きく異なるということがなくなり、安定した駆動が行えないなどの問題も抑制できる。
【００６１】
ここで、図６では速度・位置推定手段２３にてｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを用いて回転子速度ωｎを推定し、このωｎとＩｄ、Ｉｑを使用して回転子位置θｎを推定する場合について説明したが、図７に示すように回転子速度を推定しなくてもよい。図７は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において、図５、図６と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。２８は位置推定手段であり、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと速度指令値ω＊を使用して回転子位置θｎを推定する。このように図７においては、回転子位置θｎを推定するのに図６のように回転子速度ωｎを推定するのではなく、速度指令値ω＊を直接使用するようにしている。
【００６２】
したがって、回転子速度の追従性が問題とならない家電製品などの民生品などでは図７のように速度指令値ω＊を直接使用した方が、図６の場合のように速度を推定する場合に比べて過変調時に速度推定値ωｎと実際の速度が大きく異なるような場合であっても安定した制御が行える。
【００６３】
また、図８は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において、図５、図６、図７と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図において、２２は３相瞬時電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）をｄ−ｑ軸２相座標系電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する３相−２相座標変換手段、２３はｄ−ｑ軸座標系電流より直流ブラシレスモータの回転子速度ωおよび位置θを推定する速度・位置推定手段、２５は電流制御手段２７より求められたｄ−ｑ軸座標系電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する２相−３相座標変換手段、２６は速度指令値ω＊と推定速度ωｎからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求め速度制御を行う速度制御手段、２７はｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑからｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める電流制御手段である。
【００６４】
次に動作について説明する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の回転子位置θｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。
【００６５】
速度制御手段２６では、速度指令値ω＊と推定速度ωｎ−１の差により速度制御を行うための必要制御量であるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊にｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを追従させるための制御量である出力電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。
【００６６】
２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。したがって、この場合は速度制御手段を設けて速度制御手段にて電流指令値Ｉｑ＊を求めて電圧指令値を演算しているので、図６の場合に比べて、速度に対する制御性が向上し、速度応答性が向上する。
【００６７】
ここで、図５、図６、図７、図８にて説明した出力電圧手段１１以外に、さらなる精度の向上を狙う場合には、出力電圧指令値を速度・位置の推定時にフィードバックさせればよい。図９、図１０は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において図５〜図８と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図においては、速度・位置推定手段に、ｄ−ｑ軸電流情報以外に前回の制御周期時にインバータ装置が出力した電圧情報をフィードバックして速度・位置を推定するものである。
【００６８】
図９は図６に対して電流制御手段２４により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックしている例であり、図１０は図８に対して電流制御手段２７により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックしている例である。図９において、３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の推定回転子位置θｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。
【００６９】
速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび電流制御手段２４よりの前回の制御周期時に電流制御手段２４が出力した出力電圧指令値（出力電圧信号）Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１を用いて直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度ωｎをもとに、電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊通りに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊ｎ、Ｖｑ＊ｎを求める。２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊ｎ、Ｖｑ＊ｎを推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。
【００７０】
また、図１０において、速度・位置推定手段２３は、回転子速度ωおよび位置θを推定する際に、電流制御手段２７より前回の制御に使用した電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を利用して推定する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の回転子位置θｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。
【００７１】
速度制御手段２６では、速度指令値ω＊と推定回転子速度ωｎ−１の差により速度制御を行うための必要制御量であるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊にｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを追従させるための制御量である出力電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。ここで、電流制御手段２７により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックすることにより、回転子の速度および位置の推定精度を向上させることができる。
【００７２】
また、図１１は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表すブロック図であり、図１０と同等部分には同一符号を付して説明は省略する。図において、２８は速度・位置・速度起電力推定手段であり、直流ブラシレスモータ6の回転子速度ωｎおよび位置θｎに加え、今回のｄ−ｑ軸電流と前回のｄ−ｑ軸電圧より速度起電力Ｖｅを推測し、推測した速度起電力Ｖｅをｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の補正量として加えるようにしている。したがって、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めるのに補正量として速度起電力Ｖｅを用いるため、図９の構成に比べて電圧指令値の精度向上が望める。
【００７３】
ここで、図９、図１０、図１１に示した出力電圧演算手段においては、直流ブラシレスモータ６の回転子速度ωｎおよび位置θｎあるいは速度起電力Ｖｅの推定の際に、電流制御手段の出力した前回の制御周期時のｄ−ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１を用いている。しかしながら、過変調となる領域ではｄ−ｑ軸出力電圧指令値と実際にインバータ装置の出力した電圧のｄ−ｑ軸座標系の値との間には差違が生じ、モータの回転子速度および位置の推定精度が低下するため、位置センサレス制御ではモータの動作が不安定になりやすい。
【００７４】
すなわち、図１２に示すように過変調領域では、電圧指令値Ｖｆ０と実際の出力電圧Ｖｆ２との間に差異が生じるため、回転子の位置が検出できなくなり同期がはずれて脱調し、モータの動作が不安定になり最悪停止する。図１２は過変調領域における直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を説明する図である。図において、Ｖｆ０は電圧指令値を、Ｖｆ１は従来のインバータ装置の実際の出力電圧を、Ｖｆ２は本発明のインバータの実際の出力電圧を表し、また、η１は従来のモータ効率を、η２は本発明のモータ効率を表している。
【００７５】
図に示すように通常、変調率ａがａ＜１の通常出力領域の場合（回転周波数がｆ１より小さい場合）は、直流ブラシレスモータの回転数と比例して電圧指令値通りに出力電圧も増加するが、変調率ａがａ＞１となる回転数以上の領域（回転周波数がｆ１よりも大きい過変調領域）では、出力電圧波形が完全な正弦波状でなく所定値以上がカットされた台形状の電圧が出力されるため、電圧指令値が大きくなると出力電圧も大きくなるが、カットされた分だけ出力電圧は小さくなり、回転数に対する出力電圧はＶｆ２で示されるように電圧指令値Ｖｆ０に対して傾きは小さくなる。この傾きの差分が位置センサレス制御では回転子位置の検出に誤差を与える。
【００７６】
ここで、ＰＷＭ信号においては、過変調時には三角波変調要基準信号以上の出力電圧部分はカットされるが、カットされた部分は三角波変調要基準信号以上であるため常にＰＷＭはオンとなる。したがって、ＰＷＭのオンとなる割合が増加することになるので、インバータの出力する電圧も過変調部分を使用しない従来に比べて増加する。
【００７７】
したがって、図１２のＶｆ１で示した従来の技術では、過変調領域（回転周波数ｆ１以上の領域）を変調率ａで調整して定出力領域（一定の電圧出力）として使用しないようにしていたが、本発明では従来定出力領域として使用できなかった回転数領域でも、過変調の電圧指令値を与えることで従来に比べて電圧出力の実効値あるいは平均値を増加させることができるので、電圧の増加した分だけ電流値を低下させることができ効率をη１からη２へと向上させることができる。
【００７８】
また、従来定出力領域では出力電圧を大きくすることができなかったため、回転数を増加させるためには弱め界磁制御によって電流を増やす必要があり、効率が極端に悪くなっていたが、本発明では、電圧出力の実効値あるいは平均値を増加させることができるので、効率が悪くならず逆に向上させることができる。
【００７９】
以上より、直流ブラシレスモータ６を駆動するインバータ装置において過変調領域を使用する場合は、回転子速度ωｎ、位置θｎあるいは速度起電力Ｖｅの推測に図９、図１０、図１１に示したように電圧指令値を与えるよりは図５、図６、図７、図８に示したように電圧指令値を用いないで推定する手段を用いた方が安定した駆動が可能となる。
【００８０】
ここで、図５、図６、図７、図８に示す方法において更に電圧指令値の精度を向上させる方法として、図１３に示すような方法がある。図１３は本発明の実施の形態１を表す出力演算手段の別の構成例を表すブロック図である。図は、直流ブラシレスモータの回転子速度ωｎおよび位置θｎ(あるいは速度起電力Ｖｅ)の推測に、実際にインバータ装置が出力した電圧を検出して電圧指令値の演算に用いる手段を表している。
【００８１】
図９〜図１１においては、ロータの速度および位置の推測に用いる電圧情報として前回周期時の出力電圧指令値を用いたが、過変調時は出力電圧指令値と実際の出力電圧との相違が大きくなるため、図１３では過変調時により正確な電圧値を用いるため、電圧センサなどの電圧検出手段を用いて、実際のインバータの出力電圧を検出し、回転子の速度および位置の推測に用いるようにしている。
【００８２】
図１３において、図１０と同等部分は同一符号を付して説明は省略する。図において、２９は３相−２相座標変換手段で、別途設けられた電圧センサーなどの電圧検出手段（図示せず）により検出されたインバータ出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを前回周期時の回転子位置θｎ−１を用いてｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑに変換し速度・位置推定手段２３に伝達する３相−２相座標変換手段である。
【００８３】
速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２よりのｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび３相−２相座標変換手段２９よりのｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑを使用して回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する。したがって、過変調時でも実際のインバータの出力電圧を使用できるので、出力電圧指令値と実際の出力電圧との差異がなくなり、確実に回転子位置が推定でき、より正確な電圧指令値にて制御を行うことができ、モータを安定して制御ができる。
【００８４】
また、図１４は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表す図である。図１４は図１２のように電圧検出手段を用いるのではなく、出力電圧指令値と、過変調時の変調度ａより実際の出力電圧を推測し回転子の速度ωｎおよび位置θｎの推測を行う手段を表している。すなわち、過変調領域において、過変調の出力をおこなった際に、略台形波形状に制限された出力電圧指令値情報からインバータの出力した電圧を推測し、その値を回転子速度や位置(あるいは速度起電力)の推測に用いる手段である。
【００８５】
図において、図１３と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。１２１は変調情報提供手段であり、前回のｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１）と母線電圧（Ｖｄｃ）との比より変調率ａを求め、出力電圧推定手段１２０に伝達する。出力電圧推定手段１２０は、電流制御手段２７よりの前回のｄ−ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１と変調率ａを用いてインバータの出力した電圧Ｖｄ、Ｖｑを推定する。速度・位置推定手段２３は３相−２相座標変換手段２２よりのｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと出力電圧推定手段１２０よりのインバータ出力電圧の推定値Ｖｄ、Ｖｑを使用して回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する。
【００８６】
したがって、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができる。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。ここで、変調情報提供手段１２１では、ｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１）を使用しないで３相の電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を使用してもよい。また、出力電圧推定手段１２０内で母線電圧Ｖｄｃとｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１）をもとに変調率ａを求めて出力電圧を推定すれば変調情報提供手段１２１が不用となりコストが低減できる。
【００８７】
ここで、図１５にて制御動作をフローチャート図にて説明する。図１５は本発明の実施の形態１を表す制御フローチャート図である。図において、ＳＴ１は相電流検出ステップ、ＳＴ２は相電流検出ステップにて検出された２相の瞬時電流（たとえばＵ相とＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ）をもとに残りの相の電流（Ｉｗ）を演算する相電流演算ステップ、ＳＴ３は回転子速度・位置推定ステップ、ＳＴ４は出力信号生成ステップ、ＳＴ５はＰＷＭ信号生成ステップ、ＳＴ６はＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフ動作させることによってモータを駆動するモータ駆動ステップである。
【００８８】
ＳＴ１１は出力電圧推定ステップ、ＳＴ１２は母線電圧検出ステップ、１５０は各機器の制御手段である。相電流検出ステップＳＴ１では電流検出手段７ａ、７ｂにて２相の相電流（たとえばＵ相とＶ相の瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ）を検出し、相電流演算ステップＳＴ２にて、相電流検出ステップＳＴ１にて検出されなかった残りの１相の相電流（たとえばＷ相の瞬時電流Ｉｗ）を相電流演算手段１０にて演算により求める。
【００８９】
回転子速度・位置推定ステップＳＴ３では、相電流演算ステップＳＴ２にて求められた３相の瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ−ｑ軸電流に変換した後の電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに速度・位置推定手段２３にて回転子速度ωｎおよび回転子位置θｎを求める。出力信号生成ステップＳＴ４では、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度・位置ωｎ、θｎおよび各機器の制御手段１５０よりの電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊をもとにして電流制御手段２４、２７にてｄ−ｑ軸の出力電圧指令値（出力電圧信号）Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求め、３相の出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。
【００９０】
ＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５では、スイッチング信号生成手段１２にて出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波変調用基準信号（図２の１００で示した曲線）とを瞬時比較してＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を生成する。モータ駆動ステップＳＴ６では、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ主回路５の複数のスイッチング素子をオン・オフすることによってブラシレスモータ６に電圧を印加して駆動する。
【００９１】
ここで、過変調領域での運転指令（Ｉｄ＊、ω＊）が各機器の制御手段１５０からだされると、出力電圧生成ステップＳＴ４では過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）（図１２のＶｆ０の点線部分）を生成しＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５に出力する。ＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５では、三角波変調用基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）を瞬時比較してＰＷＭ信号を生成する。このとき、出力電圧指令値（出力電圧信号）が図２に示したように過変調であるため三角波変調用基準信号１００の最大値Ａ１を超える部分が存在するが、この超える部分もＰＷＭ信号を生成する。すなわち、三角波変調用基準信号を正側に超える部分はＰＷＭ信号はＨｉｇｈ側に貼りついた状態、三角波変調用基準信号を負側に超える部分はＰＷＭ信号はＬｏｗ側に貼りついた状態になる。
【００９２】
モータ駆動ステップＳＴ６では、過変調時のＰＷＭ信号に基いてインバータ主回路５のスイッチング素子（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）をオン・オフしてブラシレスモータに電圧を印加して駆動する。このとき、ＰＷＭ信号が過変調部分ではＨｉｇｈ側に貼りついた状態かＬｏｗ側に貼りついた状態となるため、スイッチング素子をオン、オフして得られる出力電圧は正弦波の所定値（母線電圧Ｖｄｃ／２）以上の部分がカットされた略台形波状（図３のＡ＋Ｂで表されるような略台形波）になる。
【００９３】
したがって、従来のように過変調にならないように変調率ａで調整して出力電圧波形を所定値（母線電圧Ｖｄｃ／２）以下の正弦波（図３のＡで表される正弦波）の場合と比べ、図３のＢで表される部分の電圧分だけ電圧の実行値が大きくなるので、インバータに入力される母線電圧Ｖｄｃよりも出力電圧を実行値で大きくすることができる。したがって、モータを１ランク大きくしなくても出力電圧の大きくなった分だけ直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。
【００９４】
ここで、図１４にて説明したように簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めるために実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用する場合は、ＳＴ１２の母線電圧検出ステップにてインバータに入力される母線電圧Ｖｄｃを母線電圧検出手段７０にて検出し、出力電圧推定ステップＳＴ１１にて出力信号推定ステップＳＴ４にて得られた前回の電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１と母線電圧検出ステップＳＴ１２にて得られた母線電圧Ｖｄｃをもとに変調率ａを演算し、この変調率ａと前回の電圧指令値Ｖｄ＊ｎ−１、Ｖｑ＊ｎ−１とを使用して実際に出力された電圧Ｖｄ、Ｖｑを推定し、回転子速度・位置推定ステップＳＴ３に出力する。
【００９５】
回転子速度・位置推定ステップＳＴ３では実際に出力された電圧の推定値Ｖｄ、Ｖｑを回転子速度ωｎおよび位置θｎの推定に使用する。したがって、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができるので、モータの制御性が向上する。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【００９６】
また、圧縮機に本制御方法を適用すれば、圧縮機の運転範囲を大きくすることができ、従来以上の高負荷にも対応できるようになり、信頼性が高く運転範囲の広い圧縮機を得ることができる。また、本発明の制御方法により制御された圧縮機を冷凍・空調装置に適用すれば、運転範囲が広く、高負荷にも対応でき、急速暖房や急速冷房時間が短縮できる。
【００９７】
ここで、以上説明した出力電圧演算手段では、電流制御手段２４、速度制御手段２６、電流制御手段２７に積分制御を用いているが、直流ブラシレスモータを過変調領域にて位置センサレスで駆動する場合には、むしろ積分制御を用いない方が良い。図１６は電流制御手段２４、２７における電圧推定の制御ブロック図である。図において、１３１は比例ゲインにより構成される比例制御部分、１３２は積分と積分ゲインにより構成される積分制御部分である。
【００９８】
図において、通常は電流制御手段２４、２７に電流指令値Ｉ＊と電流Ｉが入力されると比例制御部分１３１と積分制御部分１３２により電圧指令値Ｖ＊が推定されるが、別に積分制御部分１３２は設けない方が好ましく、構成が簡単になりコスト低減効果が得られる。速度や電流が指令値通りに追従しなくても問題とならない家電品などでは、制御の追従性が要求されないため積分制御がなくても問題とならないので、積分制御部分は無い方がコスト低減効果に加えて信頼性も向上する。
【００９９】
以上説明したように、本発明では従来定出力領域として使用しなかった領域を過変調出力領域とし直流ブラシレスモータを駆動するので、定出力として使用しなかった場合と比較し出力電圧を実効値あるいは平均値として増加することができるため、過変調領域で直流ブラシレスモータを駆動するための電流を減少させることが可能となる。これにより図１２に示すように、直流ブラシレスモータ駆動時の効率をη１からη２へと向上させることが可能となる。また、図１２に示したように使用できる回転数領域も従来はｆ１以内で使用するようにしていたものが、過変調領域でも電圧を上昇できるので、回転数もｆ２あるいはｆ３と大きくすることができる。
【０１００】
また、従来の定出力領域を過変調出力領域とし直流ブラシレスモータを駆動した場合、定出力としていた場合と比較し過変調領域での出力電圧を実効値あるいは平均値として増加することができるため、定出力時と比べより広範囲の運転領域を実現することが可能となる。すなわち、最大トルク、最大回転数をｆ２からｆ３へ増加させることが可能となるため、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できないことがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。
【０１０１】
ここで、過変調とすることで出力電圧波形は正弦波状から略台形波状となるため、速度応答性や負荷変動に対する安定性は若干低下するが、たとえば民生品（冷凍空調装置や家庭用電化製品など）に使用される圧縮機では、負荷変動が小さく、高速な速度応答も必要とされないので問題とならない。
【０１０２】
むしろ、この分野では省エネルギー・高効率化が求められており、本発明のように過変調を使用することによって、効率ＵＰおよび運転範囲の拡大できるインバータ装置が得られる。
【０１０３】
以上のように本実施の形態では、直流ブラシレスモータに流入する異なる２つの相の電流を検出して３相分の電流を演算により求める方法について説明したが、インバータに流入する直流母線電流などでもよく、３相分の電流が推定できる方法であれば何でもよく同等の効果が得られる。また、本実施の形態では、３相インバータ装置を例にして説明したが、単相インバータ装置あるいは多相インバータ装置においても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、本実施の形態では、ＰＷＭ信号を使用する場合について説明したが、ＰＡＭ信号を使用した場合でも同様の効果が得られる。また、本実施の形態では、三角波基準信号と出力電圧指令値を比較してスイッチング信号を生成したが、三角波基準信号を使用しなくてもよく、マイコンで出力電圧指令値と直流母線電圧を比較することによってスイッチング信号を生成してもよい。
【０１０４】
実施の形態２．
図１７は本発明の実施の形態２を表す冷凍・空調装置のブロック図である。本発明の実施の形態では、実施の形態１にて説明した制御方法により制御されたインバータ装置により駆動される直流ブラシレスモータを備えた圧縮機を搭載した冷凍・空調装置の構成例を示しており、実施の形態１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図において、３０は交流電源、３２は交流電源３０よりの交流電圧を直流に変換する交流−直流変換手段、１は平滑コンデンサ、２はインバータ装置、５はインバータ主回路である。７ａ、７ｂは電流検出手段、８はインバータ制御手段、３１は空調装置室外機、３３は直流ブラシレスモータを搭載した圧縮機、３４は空調装置制御手段、３５は四方弁、３６は室外熱交換器、３７は室外ファン、３８は膨張弁、３９は空調装置室内機、４０は室内熱交換器、４１は室内ファンである。
【０１０５】
図１７において、圧縮機３３、四方弁３５、室外熱交換器３６、膨張弁３８、室内熱交換器４０は冷媒配管などにより気密に接続され冷凍サイクルを構成している。四方弁３５を切り替えることによって暖房運転時は圧縮機３３、室内熱交換器４０、膨張弁３８、室外熱交換器３６の順に冷凍サイクルを構成し、冷房運転時は圧縮機３３、室外熱交換器３６、膨張弁３８、室内熱交換器４０の順に冷凍サイクルを構成する。本実施の形態では、冷凍サイクルにおける圧縮機３３の駆動手段として実施の形態１で示したインバータ装置の制御方法を適用している。
【０１０６】
空調機制御手段３４よりの電流指令値Ｉｄ＊、速度指令値ω＊および電流検出手段７ａ、７ｂよりの２相分の相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖおよび直流母線電圧Ｖｄｃに基いてインバータ制御手段８が直流ブラシレスモータを搭載した圧縮機３３を駆動するためのＰＷＭ信号をインバータ主回路５に出力する。このとき、インバータ制御手段８は、実施の形態１で説明した内容の制御を行うようにしている。インバータ主回路５は、インバータ制御手段８より出力されたＰＷＭ信号に基いて圧縮機３３に搭載された直流ブラシレスモータを駆動する。インバータ制御手段８の内部の制御動作は実施の形態１と同等のため、説明は省略する。
【０１０７】
本発明を空調装置に適用した場合は、室外が極低温条件の場合、室内の温度をすばやく設定温度まで上昇させたいが、そのためには暖房運転の立ちあがりスピードの速い高出力な圧縮機が必要となる。そのためには、圧縮機を高速で運転して暖房能力を大きくするのが良いが、従来の圧縮機に搭載されているブラシレスモータでは、実施の形態１で説明したように、所定回転数以上では定出力領域として使用できなかったり、あるいは所定回転数以上を運転させたとしても弱め界磁制御を行う必要があり電流が極端に大きくなり、また、効率も悪くなっていた。したがって、１ランク上の圧縮機を搭載すれば良いが、コストＵＰおよび圧縮機の大きさも大きくなるため使用することができなかった。
【０１０８】
しかし、本発明によるインバータ装置の制御方法を適用すれば、従来、定出力としていた領域を過変調として使用するため、高負荷状態において電流を極端に大きくすることなくインバータの出力電圧を増加させることができ、圧縮機をより高出力で効率良く駆動することができる。また、圧縮機を１ランク大きくする必要がなくコストＵＰも抑えられる。
【０１０９】
よって、従来と同じ出力の圧縮機であっても暖房時の運転立ち上りの能力が向上され、設定温度までの到達時間を短縮することができる空調装置を得ることができる。また、急速冷房が必要な場合でも、同様の効果が得られるのは言うまでも無い。さらに、圧縮機や冷凍・空調装置の負荷が高負荷状態であっても、圧縮機の出力を大きくできるので、従来なら圧縮機を１ランク大きくする必要があったが本発明では大きくしなくても対応できる。
【０１１０】
また、圧縮機に搭載された直流ブラシレスモータの固定子の巻き線の量を増加させてモータ効率を改善したい場合でも、本発明によるインバータ装置を用いれば、従来のように出力電圧不足にならないので、最大回転数の低下が抑制でき、通常運転時における運転効率を改善することができる。
【０１１１】
空調装置として３馬力クラスのパッケージエアコンディショナーの圧縮機制御装置として本発明によるインバータ装置を搭載したところ、従来法と比較し、最大回転数時に、出力電圧が約１０％増加し、モータ効率が４％程度向上した。本発明のインバータ装置の制御方法は、空調装置だけでなく、冷凍機や冷蔵庫などの冷凍・冷蔵装置の圧縮機の駆動手段として適用しても同等の効果が得られるのはいうまでもない。冷蔵庫などの冷凍装置の場合は、設置後やドアの開後の急速冷凍時に本発明の効果が顕著に得られる。
【０１１２】
【発明の効果】
本発明の請求項１に記載のインバータ装置は、直流ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧指令値を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧演算手段と、出力電圧演算手段により出力された出力電圧指令値とインバータに入力される直流母線電圧との比較を行いスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、スイッチング信号生成手段よりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子を動作させることにより電圧を印加してブラシレスモータを駆動するインバータ主回路と、を備え、出力電圧指令値が母線電圧を超える過変調時に過変調でない場合の出力電圧よりも大きな電圧をブラシレスモータに印加するようにしたので、直流ブラシレスモータに印加される出力電圧の実効値あるいは平均値の最大値を増加させることができ、直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。また、積分制御を用いずに比例制御を用いるようにしているので、構成が簡単になり、コスト低減効果が得られる。
【０１１３】
本発明の請求項２に係るインバータ装置は、過変調時には最大値が直流母線電圧を超える出力電圧指令値を生成し、出力電圧指令値と直流母線電圧を比較してスイッチング信号を生成して複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって過変調でない場合の出力電圧値よりも実効値レベルで大きな電圧値を印加するようにしたので、従来のように変調率の制限を行う場合に比べて制御の時間が短縮でき、信頼性も向上する。
【０１１４】
本発明の請求項３に係るインバータ装置は、過変調時の出力電圧指令の波形を略正弦波とし、実際に出力される印加電圧の波形を、正弦波の所定値以上がカットされた略台形状の波形にしたので、従来と構成を変更することなく過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）をスイッチング信号生成手段に出力するだけで出力電圧を大きくすることができる。さらに、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できなくなることがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。
【０１１５】
本発明の請求項４に係るインバータ装置は、ＰＷＭ信号を生成するスイッチング信号生成手段を備え、所定値以上がカットされた部分の電圧波形は、Ｈｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側で一定値のＰＷＭ信号にて生成したので、スイッチング素子のオン・オフ動作の回数を減らすことができ、したがって、スイッチング素子のオン・オフの繰り返しによるスイッチング損失を低減でき、また、スイッチングの繰り返しによる信頼性の低下を抑制できる。
【０１１６】
本発明の請求項５に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたので、位置センサが不用であり、コスト低減が図れる。また、圧縮機などのモータのように位置センサが取りつけ困難なものにも適用できる。
【０１１７】
本発明の請求項６に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、ブラシレスモータに印加された電圧を検出する印加電圧検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流および印加電圧検出手段により検出された印加電圧をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたので、出力電圧指令値と実際の出力電圧との差異がなくなり、確実に回転子位置が推定でき、より正確な電圧指令値にて制御を行うことができ、モータを安定して制御ができる。
【０１１８】
本発明の請求項７に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、によって構成されているので、簡単な構成で過変調時の出力電圧指令値を演算できるので、部品点数が少なくコスト低減も行える。また、構成が簡単なため部品の故障の度合いが低減し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１１９】
本発明の請求項８に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、電流制御手段より得られる出力電圧信号および直流母線電圧に対する出力電圧信号との比率である変調率情報をもとに実際に印加された電圧を推定する出力電圧推定手段と、によって構成されているので、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するため、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができる。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【０１２０】
本発明の請求項９に係る圧縮機制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を搭載したので、電流を極端に大きくすることなくインバータの出力電圧を増加させることができ、圧縮機をより高出力で効率良く駆動することができる。
【０１２１】
本発明の請求項１０に係る冷凍・空調装置の制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えたので、従来と同じ出力の圧縮機であっても暖房時や冷房時の運転立ち上りの能力が向上され、設定温度までの到達時間を短縮することができる空調装置を得ることができる。
【０１２２】
本発明の請求項１１に係るモータの制御方法は、直流ブラシレスモータに入力される相電流をもとに前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定ステップと、速度・位置推定ステップよりの回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためインバータに入力される母線電圧を超える過変調の出力信号を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧信号生成ステップと、出力電圧生成ステップよりの出力電圧信号と母線電圧との比較を行い、ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、スイッチング信号生成ステップよりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって電圧を印加してブラシレスモータを駆動するモータ駆動ステップと、を備え、過変調の出力電圧信号をもとに過変調のスイッチング信号を生成し過変調のスイッチング信号にてブラシレスモータに電圧を印加して、過変調でない場合の出力電圧以上の実行値電圧でブラシレスモータを駆動するようにしたので、モータを１ランク大きくしなくても直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。また、積分制御を用いずに比例制御を用いるようにしているので、構成が簡単になり、コスト低減効果が得られる。
【０１２３】
本発明の請求項１２に係るモータの制御方法は、インバータに入力される母線電圧を検出する母線電圧検出ステップと、母線電圧検出ステップにより検出された母線電圧および出力信号生成ステップにより生成された電圧指令値をもとに実際に出力された電圧を推定する出力電圧推定ステップと、を備え、出力電圧推定ステップにて推定された推定電圧を速度・位置推定ステップにフィードバックするようにしたので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができるので、モータの制御性が向上する。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【０１２４】
本発明の請求項１３に係る圧縮機は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたので、圧縮機の運転範囲を大きくすることができ、従来以上の高負荷にも対応できるようになり、信頼性が高く運転範囲の広い圧縮機を得ることができる。
【０１２５】
本発明の請求項１４に係る冷凍・空調装置は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたので、運転範囲が広く、高負荷にも対応でき、急速暖房や急速冷房時間が短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１を表すインバータ装置の構成の一例を示す図である。
【図２】  本発明の実施の形態１を表すＰＷＭ信号を発生させるための三角波比較方式について説明した図である。
【図３】  通常出力波形と過変調の波形について説明する図である。
【図４】  本発明の実施の形態１を表す過変調時の出力電圧波形の概念を表す図である。
【図５】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段における演算手段の概略内容を説明するブロック図である。
【図６】  図５で説明した直流ブラシレスモータの位置センサレス正弦波駆動方式の出力電圧演算手段を説明したブロック図である。
【図７】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図８】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図９】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図１０】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図１１】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表すブロック図である。
【図１２】  過変調領域における直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を説明する図である。
【図１３】  本発明の実施の形態１を表す出力演算手段の別の構成例を表すブロック図である。
【図１４】  本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表す図である。
【図１５】  本発明の実施の形態１を表す制御フローチャート図である。
【図１６】  電流制御手段における電圧推定の制御ブロック図である。
【図１７】  本発明の実施の形態２を表す冷凍・空調装置のブロック図である。
【図１８】  従来のインバータの構成を表す図である。
【図１９】  ＰＷＭ信号を発生させる際に一般的に用いられる三角波比較方式について説明した図である。
【図２０】  直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を表した図である。
【符号の説明】
１  直流電源部、２  インバータ、３  スイッチング素子、３ａ  Ｕ相上側スイッチング素子、３ｂ  Ｖ相上側スイッチング素子、３ｃ  Ｗ相上側スイッチング素子、３ｄ  Ｕ相下側スイッチング素子、３ｅ  Ｖ相下側スイッチング素子、３ｆ  Ｗ相下側スイッチング素子、４  還流ダイオード、５  インバータ主回路、６  直流ブラシレスモータ、７ａ、７ｂ  電流検出手段、８  インバータ制御手段、９  ゲートドライブ回路、１０  相電流演算手段、１１  出力電圧値演算手段、１２  スイッチング信号生成手段、２０  速度・位置推定手段、２１  電流制御手段、２２  ３相−２相座標変換手段、２３  速度・位置推定手段、２４電流制御手段、２５  ２相−３相座標変換手段、２６  速度制御手段、２７  電流制御手段、２９  ３相−２相座標変換手段、７０  母線電圧検出手段、７５三角波基準信号生成手段、１００  三角波変調用基準信号、１０１  出力電圧信号、１０２  ＰＷＭ信号、１２０  出力電圧推定手段、１２１  変調情報提供手段、１２５  ＰＷＭ信号生成手段、１３１  比例制御部分、１３２  積分制御部分、１５０  各機器の制御手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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