(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアによって周波数シフトキーイングで変調された信号を受信する受信手段と、
前記受信手段によって受信された信号を、短時間ＦＦＴデシメーションにより各サブチャネルに分離する分離手段と、
前記分離手段により分離された各サブチャネルの変調信号を復調する復調手段と、
前記復調手段によって復調された復調信号に対して積分処理を施す積分手段と、
前記積分手段によって積分された信号をデジタル信号の受信データに変換する変換手段と、
前記復調手段の出力に基づいて、前記分離手段および前記積分手段の動作タイミングを再生し、再生した動作タイミングを前記分離手段および前記積分手段へ供給するタイミング再生手段と
を具備することを特徴とするデジタルＦＭ受信装置。
【請求項２】
前記タイミング再生手段は、
前記復調手段の出力に基づいて、サンプリングタイミングを補間し、前記変調手段によるＦＦＴを行う前の信号に疑似的に戻す補間手段と、
この補間手段によって変換された信号に基づいて、位相変化時期を再生する再生手段と、
演算開始時刻から該再生手段によって再生された位相変化時期までの時間を前記補間手段でのサンプリングタイミング倍率で除算する除算手段とを具備し、
前記除算手段によって得られる商を前記積分手段の動作タイミング、余りを分離手段の動作タイミングとして、それぞれに供給することを特徴とする請求項１記載のデジタルＦＭ受信装置。
【請求項３】
前記補間手段は、前記除算手段によって得られる商に基づいて、前記復調手段の出力の位相をシフトすることを特徴とする請求項２記載のデジタルＦＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のサブキャリアを用いるデジタルＦＭ通信方式において使用されるデジタルＦＭ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、デジタルＦＭ通信方式では、１つの搬送波に対して１つの変調波で変調を行ってきた。しかしながら、近年、新しいページャ、特に双方向ページャ通信方式においては、データ伝送量を向上させるために、複数のサブキャリアを用いた通信方式が提案されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のデジタルＦＭ受信装置では、１つのサブキャリアを用いる通信方式にしか対応しておらず、複数のサブキャリアを用いた場合には、受信できないという問題があった。そこで、従来のデジタルＦＭ受信装置において、各サブチャネルに分解するには、一般的に、デジタルフィルタによってバンドパスフィルタを構成することが考えられる。しかしながら、デジタルフィルタでは、処理すべき演算量が膨大となり、１つのデジタルシグナルプロセッサでは実現することができないという問題があった。
【０００４】
そこで本発明は、演算量を大幅に削減することができ、小規模な回路構成で実現することができるデジタルＦＭ受信装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的達成のため、請求項１記載の発明によるデジタルＦＭ受信装置は、複数のサブキャリアによって周波数シフトキーイングで変調された信号を受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された信号を、短時間ＦＦＴデシメーションにより各サブチャネルに分離する分離手段と、前記分離手段により分離された各サブチャネルの変調信号を復調する復調手段と、前記復調手段によって復調された復調信号に対して積分処理を施す積分手段と、前記積分手段によって積分された信号をデジタル信号の受信データに変換する変換手段と、前記復調手段の出力に基づいて、前記分離手段および前記積分手段の動作タイミングを再生し、再生した動作タイミングを前記分離手段および前記積分手段へ供給するタイミング再生手段とを具備することを特徴とする。
【０００８】
また、好ましい態様として、前記タイミング再生手段は、請求項２記載のように、前記復調手段の出力に基づいて、サンプリングタイミングを補間し、前記変調手段によるＦＦＴを行う前の信号に疑似的に戻す補間手段と、この補間手段によって変換された信号に基づいて、位相変化時期を再生する再生手段と、演算開始時刻から該再生手段によって再生された位相変化時期までの時間を前記補間手段でのサンプリングタイミング倍率で除算する除算手段とを具備し、前記除算手段によって得られる商を前記積分手段の動作タイミング、余りを分離手段の動作タイミングとして、それぞれに供給するようにしてもよい。
【０００９】
また、好ましい態様として、前記補間手段は、例えば請求項３記載のように、前記除算手段によって得られる商に基づいて、前記復調手段の出力の位相をシフトするようにしてもよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、デジタルＦＭ受信装置に適用した一実施例として、図面を参照して説明する。
Ａ．実施例の構成
Ａ−１．デジタルＦＭ受信装置の構成
図１は本発明の実施例によるデジタルＦＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図において、ＲＦ／ＩＦユニット１は、アンテナＡＴＮで受信した信号（ＦＳＫ変調）を所定周波数の局部発振信号と混合することにより、ＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した後、周波数変換したＩＦ信号を復調し、所望する信号のみを選択し、増幅し、ベースバンド信号として乗算器２に供給する。乗算器２は、ベースバンド信号と周波数シフト信号を乗算して周波数をシフトし、バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄに供給する。
【００１１】
バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄは、１つのＤＳＰ３により実現されており、後述する短時間ＦＦＴデシメーションが適用されている。バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄは、各々、後述する動作タイミング（シンボルタイミング）に基づいて、上記周波数シフトされたベースバンド信号からそれぞれに対応したサブチャネルを抽出し、周波数ディスクリミネータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに供給する。ここで、図２（ａ）は、従来の１つのサブキャリアを用いる通信方式による受信信号の周波数分布を示す概念図であり、図２（ｂ）は、複数（４つ）のサブキャリアを用いる通信方式による受信信号の周波数分布を示す概念図である。上記バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄは、各々、図２（ｂ）に示す各サブチャネルを抽出することになる。なお、バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄに適用された短時間ＦＦＴデシメーションについては後述する。
【００１２】
次に、周波数ディスクリミネータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄは、やはりＤＳＰ３により実現されており、各々、対応する各サブチャネルの受信信号（ＦＳＫ変調）に対して、周波数−電圧変換し、積分放電回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄに供給する。すなわち、該周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄによる処理は、ＦＳＫ復調に相当する。なお、周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄの詳細な構成については後述する。積分放電回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは、各々、後述する動作タイミング（シンボルタイミング）に基づいて、電圧信号に変換された受信信号に対して積分処理を施し、電圧値に応じた三角波を生成し、判定器６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄに供給する。判定器６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄは、各々、所定のしきい値に従って、上記積分放電回路５ａ〜５ｄからの信号を「１」、「０」のデジタル信号に変換し、パラレル−シリアル変換器７に供給する。
【００１３】
パラレル−シリアル変換器７は、判定器６ａ〜６ｄの各々から供給されるデジタル信号をシリアルデータに変換し、デコーダ８に供給する。デコーダ８は、上記シリアルデータをデコードすることにより、受信データを再生し、図示しない後段の回路に送出する。また、タイミング再生部９は、周波数ディスクリミネータ４ｄの出力信号に基づいて、短時間ＦＦＴデシメーション３の各バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄ、積分放電回路での動作タイミングを生成（再生）し、各部に供給する。なお、タイミング再生部９の詳細な構成については後述する。
【００１４】
Ａ−２．短時間ＦＦＴデシメーションのアルゴリズム
次に、図３は、上述したバンドパスフィルタ３ａ〜３ｄに適用した短時間ＦＦＴデシメーションのアルゴリズムを示す概念図である。図示の短時間ＦＦＴデシメーションのアルゴリズムは、従来、音声分析の分野で用いられている方法であるので、ここでは説明を省くが、任意の分析周波数間隔、任意の動作速度で処理を行うには、有効な方法であることが知られている。従来の無線通信におけるデジタル処理では、バンドパスフィルタをＦＩＲまたはＩＩＲデジタルフィルタで構成しており、該構成を図１に示すバンドパスフィルタ３ａ〜３ｄに適用した場合、ＦＩＲフィルタのタップ数をＮ、デシメーション比をＭ、ＦＦＴのサイズをＫとした場合、従来方法では、演算量（乗算と加算の数）が約（（Ｎ／Ｍ）×４）×２となるのに対して、本発明に適用した、図示のアルゴリズムでは、約（Ｎ＋２４＋１２）／Ｍとなり、サブチャネル数が「２」以上であるならば、非常に有効な処理方式（アルゴリズム）である。このように、演算量を削減することができるので、本実施例によるバンドパスフィルタ３ａ〜３ｄは、１つのＤＳＰ３で実現できる。
【００１５】
なお、１シンボルに対して、従来のＦＦＴを用いることも考えられるが、この場合、周波数分解能とシンボルの間隔を自由に選択することが困難であり、設定することができたとしても、ＦＦＴの点数が非常に多くなるため、サンプリング速度が非常に高速となり、実現が困難となる。
【００１６】
Ａ−３．周波数ディスクリミネータの構成
次に、図４は、上述したＤＳＰで実現した周波数ディスクリミネータの一構成例を示すブロック図である。上記周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄをＤＳＰで実現する場合、
【００１７】
【数１】
0003692514.tif 000002
【００１８】
で構成される近似式を、サンプリングされた信号に適用して次式のように近似式をたてる。
【００１９】
【数２】
0003692514.tif 000003
【００２０】
上記数式２において、左辺の△Ｔは、上述した判定器６ａ〜６ｄでキャンセルできるので問題とならない。上記数式２をＤＳＰで構成すると、図４に示すブロック構成となる。図において、シフトレジスタ２５は、複素数レジスタであり、各サブチャネルのＦＳＫ変調信号のＩＱ信号が順次格納される。乗算器２６は、シフトレジスタ２５のＩ（ｎ）を自乗し、加算器２７へ供給する。加算器２７は、シフトレジスタ２５のＩ（ｎ）からＩ（ｎ−１）を減算し、数式２の分子、（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））を算出し、乗算器２８へ供給する。乗算器２８は、上記（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））にシフトレジスタ２５のＱ（ｎ）を乗算し、数式２の分子右側、（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））・Ｑ（ｎ）を算出し、加算器２９へ供給する。
【００２１】
次に、加算器３０は、シフトレジスタ２５のＱ（ｎ）からＱ（ｎ−１）を減算し、数式の２の分子、（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））を算出し、乗算器３１へ供給する。乗算器３１は、上記（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））にＩ（ｎ）を乗算し、数式２の分子左側、Ｉ（ｎ）・（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））を算出し、加算器２９に供給する。加算器２９は、Ｉ（ｎ）・（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））から（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））・Ｑ（ｎ）を減算し、数式２の分子を算出し、乗算器３５へ供給する。
【００２２】
また、乗算器３２は、シフトレジスタ２５のＱ（ｎ）を自乗し、加算器３３へ供給する。加算器３３は、上述した乗算器２６からのＩ（ｎ）2と上記Ｑ（ｎ）2とを加算し、数式２の分母を算出する。逆数器３４は、上記加算器３３からの（Ｉ（ｎ）2＋Ｑ（ｎ）2）の逆数、すなわち１／（Ｉ（ｎ）2＋上記Ｑ（ｎ）2）を算出し、乗算器３５へ供給する。乗算器３５は、上記加算器２９から（Ｉ（ｎ）・（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））−（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））・Ｑ（ｎ））に上記１／（Ｉ（ｎ）2＋上記Ｑ（ｎ）2）のを乗算することにより、最終的に、数式２に示す（Ｉ（ｎ）・（Ｑ（ｎ）−Ｑ（ｎ−１））−（Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１））・Ｑ（ｎ））／（Ｉ（ｎ）2＋上記Ｑ（ｎ）2）を算出し、出力する。
【００２３】
Ａ−４．タイミング再生部の構成
次に、図５は、上述したタイミング再生部９の構成例を示すブロック図である。また、図６は、タイミング再生部９の各部の動作を説明するためのタイミングチャートである。図５において、タイミング再生部９は、インターポレータ４０、２値化回路４１、タイミング再生回路４２、除算器５２から構成されている。インターポレータ４０は、上述した周波数ディスクリミネータ４ｄの出力に対して、サンプリングタイミングを補間し、低サンプリングから高サンプリングへの変換を行い、ＦＦＴを行う前の信号に疑似的に戻す。図６では、実線が周波数ディスクリミネータ４ｄの出力を示し、破線がインターポレータ４０の出力を示している。バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄでは、デシメーションをＦＦＴで行うため、周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄの出力ではデシメーションのタイミング（破線）しか分からない。そこで、インターポレーションを行うことにより、ＦＦＴを行う前の信号に疑似的に戻すようにしている。２値化回路４１は、インターポレータ４０の出力を２値化し、タイミング再生回路４２に供給する。
【００２４】
タイミング再生回路４２は、周知の回路であり、ディレイバッファ４３、アーリーゲート４４、自乗回路４５、レイトゲート４６、自乗回路４７、加算器４８、乗算器４９、加算器５０、タイミング５１から構成されている。ディレイバッファ４３は、所定数の２値化されたデータを保持し、順次アーリーゲート４４およびレイトゲート４６に送出する。アーリーゲート４４は、後述するフィードバック信号に従って、図６に示すように、所定期間の信号レベルを加算し、該加算結果を自乗回路４５に供給する。自乗回路４５は、上記アーリーゲート４４の加算結果を自乗することにより、符号を消去する。
【００２５】
また、レイトゲート４６は、後述するフィードバック信号に従って、図６に示すように、上記アーリーゲート４４に対して所定タイミングだけ遅延した、所定期間の信号レベルを加算し、該加算結果を自乗回路４７に供給する。自乗回路４７は、上記レイトゲート４６の加算結果を自乗することにより、符号を消去する。加算器４８は、アーリーゲート４４による加算結果からレイトゲート４６による加算結果を減算することにより、双方の偏差を算出し、乗算器４９に供給する。乗算器４９および加算器５０は、上記偏差の急激な変化を抑えるように、それぞれ、所定のステップサイズを乗算するとともに、１シンボルを加算する。
【００２６】
加算器５０の最終的な加算結果は、アーリーゲート４６およびレイトゲート４６のフィードバック信号として供給される。すなわち、タイミング再生回路４２では、アーリーゲート４４による加算結果とレイトゲート４６による加算結果との偏差が小さくなるようフィードバック制御するようになっている。この結果、図６に示す推定タイミングを位相変換点に収束させることができる。除算器５２は、インターポレータ４０での倍率（実施例の場合、「３」）で、加算器５０の出力を除算し、図６に示す商と余りを算出する。すなわち、商は、１周期のどの実線で積分放電動作させるかを示す動作タイミングを示し、余りは、上記実線に続く、どの破線で（バンドパス）フィルタリング動作させるかを示す動作タイミングを示す。商は、積分放電回路５ａ〜５ｄの動作タイミング信号として供給され、余りは、短時間ＦＦＴデシメーション（バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄ）の動作タイミング信号として供給される。
【００２７】
Ｂ．実施例の動作
次に、上述した実施例によるデジタルＦＭ受信装置の動作について説明する。まず、ＲＦ／ＩＦユニット１では、アンテナＡＴＮで受信した信号（図７（ａ）参照）がＩＦ（中間周波）信号に周波数変換された後、該ＩＦ信号が復調される。次に、乗算器２では、ベースバンド信号と周波数シフト信号が乗算されることにより、周波数がシフトされ、バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄに供給される。
【００２８】
バンドパスフィルタ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄでは、各々、タイミング生成部９からの動作タイミング（シンボルタイミング）に基づいて、上記周波数シフトされたベースバンド信号からそれぞれに対応したサブチャネルが抽出され（図７（ｂ）参照）、周波数ディスクリミネータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに供給される。図７（ｂ）に示すサブチャネルの信号は、図７（ｃ）に示すように、ＦＳＫ変調されているので、各周波数ディスクリミネータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄで、対応する各サブチャネルの受信信号に対して、周波数−電圧変換が行われる（図７（ｄ）参照）。
【００２９】
次に、積分放電回路５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄでは、各々、タイミング生成部９からの動作タイミング（シンボルタイミング）に基づいて、電圧信号に変換された受信信号に対して積分処理が施され、電圧値に応じた三角波が生成される（図７（ｅ）参照）。判定器６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄでは、各々、所定のしきい値に従って、上記積分放電回路５ａ〜５ｄからの信号が「１」、「０」のデジタル信号に変換され、パラレル−シリアル変換器７に供給される。パラレル−シリアル変換器７では、判定器６ａ〜６ｄの各々から供給されるデジタル信号がシリアルデータに変換される。該シリアルデータは、デコーダ８によってデコードされ、受信データが再生される。
【００３０】
Ｃ．タイミング再生部の他の構成例
図５に示す構成では、タイミング再生回路４２内におけるフィードバックループと、タイミング再生部９からバンドパスフィルタ３ａ〜３ｄへのフィードバックループとが二重に形成され、かつフィードバックされる信号は、上述した商＋余りを含んでいるので、安定性に欠ける可能性がある。そこで、タイミング再生部９を図８に示す構成とすることで、フィードバックループを１つとし、安定性を向上させている。なお、図８において、図５に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。
【００３１】
図において、インターポレータ５２は、除算器５１で得られた商に応じて、入力される周波数ディスクリミネータの出力信号の位相を変え、２値化回路４１に供給する。したがって、アーリーゲート４４およびレイトゲート４６は、インターポレータ５２で位相が変えられた信号に対して、その信号レベルを積算することになる。この結果、アーリーゲート４４およびレイトゲート４６に対するフィードバックループをなくすことができるので、安定性を向上することが可能となる。
【００３２】
なお、上述した実施例では、１つの周波数ディスクリミネータ４ｄの出力のみに基づいて、タイミング再生部９で、バンドパスフィルタ３ａ〜３ｄ、積分放電回路５ａ〜５ｄの動作タイミングを再生していたが、これに限らず、周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄの出力に基づいて動作タイミングを再生するようにしてもよい。この場合、何らかの原因で、周波数ディスクリミネータ４ａ〜４ｄの出力（サンプリングタイミング）のいずれかにずれが生じた場合であっても、高精度でサブチャネルを分離することができる。
【００３３】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、受信手段によって、複数のサブキャリアによって周波数シフトキーイングで変調された信号を受信した後、分離手段によって、該受信信号を短時間ＦＦＴデシメーションにより各サブチャネルに分離し、復調手段によって、各サブチャネルの変調信号を復調し、積分手段によって、前記復調手段によって復調された復調信号に対して積分処理を施し、変換手段によって、該積分された信号をデジタル信号の受信データに変換するようにするとともに、タイミング再生手段が、前記復調手段の出力に基づいて、前記分離手段および前記積分手段の動作タイミングを再生し、再生した動作タイミングを前記分離手段および前記積分手段へ供給するようにしたので、演算量を大幅に削減することができ、小規模な回路構成で実現することができるとともに、各サブチャネルへの分離および積分動作を高精度で行うことができるという利点が得られる。
【００３６】
また、請求項２記載の発明によれば、前記タイミング再生手段は、前記復調手段の出力に基づいて、サンプリングタイミングを補間し、前記変調手段によるＦＦＴを行う前の信号に疑似的に戻す補間手段と、この補間手段によって変換された信号に基づいて、位相変化時期を再生する再生手段と、演算開始時刻から該再生手段によって再生された位相変化時期までの時間を前記補間手段でのサンプリングタイミング倍率で除算する除算手段とを具備し、前記除算手段によって得られる商を前記積分手段の動作タイミング、余りを分離手段の動作タイミングとして、それぞれに供給するようにしたので、演算量を大幅に削減することができ、小規模な回路構成で実現することができるとともに、各サブチャネルへの分離および積分動作を高精度で行うことができるという利点が得られる。
【００３７】
また、請求項３記載の発明によれば、前記補間手段が、前記除算手段によって得られる商に基づいて、前記復調手段の出力の位相をシフトするようにしたので、演算量を大幅に削減することができ、小規模な回路構成で実現することができるとともに、各サブチャネルへの分離をより高精度で行うことができるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例によるデジタルＦＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の１つのサブキャリアを用いる通信方式による受信信号の周波数分布、および複数（４つ）のサブキャリアを用いる通信方式による受信信号の周波数分布を示す概念図である。
【図３】短時間ＦＦＴデシメーション（バンドパスフィルタ）のアルゴリズムを示す概念図である。
【図４】周波数ディスクリミネータをＤＳＰで実現した場合の一構成例を示すブロック図である。
【図５】タイミング再生部の構成例を示すブロック図である。
【図６】タイミング再生部の各部の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】デジタルＦＭ受信装置の動作を説明するための各部の波形図である。
【図８】タイミング再生部の他の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ＲＦ／ＩＦユニット（受信手段）
２  乗算器
３ａ〜３ｄ  バンドパスフィルタ（分離手段）
４ａ〜４ｄ  周波数ディスクリミネータ（復調手段）
５ａ〜５ｄ  積分放電回路（積分手段）
６ａ〜６ｄ  判定器（変換手段）
７  パラレル−シリアル変換器
８  デコーダ
９  タイミング再生部（タイミング再生手段）
４０  インターポレータ（補間手段）
４２  タイミング再生回路（再生手段）
５１  除算器（除算手段）
【図１】
0003692514.tif 000004
【図２】
0003692514.tif 000005
【図３】
0003692514.tif 000006
【図４】
0003692514.tif 000007
【図５】
0003692514.tif 000008
【図６】
0003692514.tif 000009
【図７】
0003692514.tif 000010
【図８】
0003692514.tif 000011