(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ入力信号を受信するために結合された入力を有する第１低域通過フィルタ（１２）；
前記第１低域通過フィルタの出力に結合された入力を有する第１高域通過フィルタ（１４）であって、該第１高域通過フィルタにおける内部ＤＣオフセットを除去するために自動ゼロ機能を有する前記第１高域通過フィルタ；
第１および第２入力と出力とを有する第１変調器（１６）であって、前記第１入力が前記第１高域通過フィルタの出力に結合され、前記第２入力が第１変調信号を受信するために結合されている第１変調器（１６）；および
前記第１変調器の前記出力に結合された入力を有し、周波数反転されたオーディオ信号を提供する出力を有する第２低域通過フィルタ（１８）；
によって構成されることを特徴とする一体型周波数反転スクランブル装置回路。
【請求項２】
前記第２低域通過フィルタの前記出力に結合された入力を有し、ＲＦ周波数反転されたオーディオ信号を送信する出力を有するＦＭ送信機（２０）をさらに有する請求項１記載の一体型周波数反転スクランブル装置回路。
【請求項３】
集積回路内で周波数反転スクランブルを行う方法であって：
オーディオ入力信号を低域通過濾波して、第１フィルタ信号を提供する段階；
前記第１フィルタ信号を高域通過濾波して、第２フィルタ信号を提供する段階；
前記高域通過濾波を自動ゼロ化して内部ＤＣオフセットを除去する段階；
前記第２フィルタ信号に第１変調信号を周波数混合して、第１周波数混合フィルタ信号を提供する段階；および
前記第１周波数混合フィルタ信号を低域通過濾波して、周波数反転オーディオ信号を提供する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。
【請求項４】
前記の周波数反転されたオーディオ信号を、ＲＦ周波数反転オーディオ信号としてＲＦリンク上に送信する段階をさらに含む請求項３記載の方法。
【請求項５】
オーディオ入力信号を受信するために結合された入力を有する第１低域通過フィルタ（１２）；
前記第１低域通過フィルタの出力に結合された入力を有する第１高域通過フィルタ（１４）であって、該第１高域通過フィルタにおける内部ＤＣオフセットを除去するために自動ゼロ機能を有する前記第１高域通過フィルタ；
第１および第２入力と出力とを有する第１変調器（１６）であって、前記第１入力が前記第１高域通過フィルタの出力に結合され、前記第２入力が第１変調信号を受信するために結合されている第１変調器（１６）；
前記第１変調器の前記出力に結合された入力を有し、周波数反転されたオーディオ信号を提供する出力を有する第２低域通過フィルタ（１８）；および
前記第２低域通過フィルタの前記出力に結合された入力を有し、ＲＦ周波数反転されたオーディオ信号を送信する出力を有するＦＭ送信機（２０）；
によって構成されることを特徴とするコードレス電話受話器内の集積化された周波数反転スクランブル装置回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般にコードレス電話システムに関し、さらに詳しくは、コードレス電話内の周波数反転スクランブル装置に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
コードレス電話は、通話中にユーザが本体からある程度の距離を持ち運ぶことができるという自由度のために、住宅環境や商業環境において広く用いられている。ユーザは、受話器（ハンドセット）のマイクロホンに向かって話し、音声データはＲＦリンクによって本体に送信される。本体は、配線された電話回線を通じて相手側に音声データを送る。相手側から来た音声データも、本体により受信され、ＲＦリンク上で受話器に送信され、双方向の通話が成立する。
【０００３】
多くのコードレス電話に共通する問題は、通話の機密性とプライバシーが失われることである。第三者が、たとえば近くの別のコードレス電話や他のＲＦ受信機を介して同じＲＦ通信リンクを受信して、プライベートな会話を聞くことが可能になる。従来の技術においては、ＲＦリンク上を送信される音声データをスクランブル（暗号化）して、通話のプライバシーを守るために周波数反転スクランブル装置が用いられてきた。簡単に述べると、周波数反転スクランブル装置が送信された周波数スペクトルを反転して、標準のコードレス電話をもつ第三者には通話が理解できないようにする。受話器用の本体は、もう一度周波数スペクトルを反転し、音声データのスクランブルを解除して元の状態に戻して、電話回線で送信する。
【０００４】
周波数反転スクランブル装置の従来の技術による１つの実施例は、オーディオ信号を受信する低域通過フィルタと、低域通過フィルタと変調器との間にある直列コンデンサとを有する。直列コンデンサは、適切に変調するための必要性に応じて、オーディオ信号内のＤＣオフセットを阻止する。変調により、変調周波数の周囲に和分周波数および差分周波数が生成される。変調されたオーディオ信号には再び低域通過濾波を行って、本体に送信する前に変調周波数とより高い周波数とを除去する。残りの周波数スペクトルは、元のオーディオ信号に関して反転されるので、標準のコードレス電話では理解することができない。本体には、変調器内に同様の低域通過フィルタと直列コンデンサとが含まれ、スペクトルを元の状態に再反転する。変調器に結合された別の低域通過フィルタが変調周波数およびより高い周波数を除去し、従来の電話回線による送信のためのベース帯域の音声データを提供する。
【０００５】
周波数反転スクランブル装置内の低域通過フィルタは、適切な周波数応答を行うために、通常は高次たとえば１０次ないし１４次のものである。変調器の後ろにある低域通過フィルタは、反転された周波数スペクトルを隔離するために変調周波数とより高い周波数を抑えるために高次である必要がある。残念ながら、高次のフィルタは、フィルタ内のグループ遅延を増大させる傾向もあり、そのために音質が下がる。変調周波数をベース帯域からさらに離して、より低次の低域通過フィルタを用いることは実際的ではない。なぜなら、周波数動作帯域が制限されるために低周波の音声データが失われるためである。さらに、直列コンデンサは、外部配置と関連のＩＣピンを必要とするため充分に大きくなる。
【０００６】
従って、グループ遅延を削減し、なおかつ変調周波数とより高い周波数とを充分に抑えるために、より低次のフィルタを持つ周波数反転スクランブル装置が必要になる。
【０００７】
【実施例】
図１には、コードレス電話内で用いられる周波数反転スクランブル装置回路１０が示される。周波数反転スクランブル装置１０は、コードレス電話の受話器（図示せず）内のマイクロホンからオーディオ・データとしてアナログ入力信号ＴＸＩＮを受信する低域通過フィルタ１２によって構成される。低域通過フィルタ１２の出力は、高域通過フィルタ１４の入力に結合される。高域通過フィルタ１４の出力は、変調器１６の第１入力に結合される。変調器１６の第２入力は、３．９６ＫＨｚで動作する周波数変調信号を受信する。変調器１６の出力は、低域通過フィルタ１８の入力に結合される。低域通過フィルタ１８の出力は、ＦＭ送信機２０の入力に結合され、送信機２０は、通常４６ないし４９ＭＨｚの被変調ＲＦ信号を、たとえば電波通信路などの送信媒体２２上で、コードレス電話の本体内にあるＦＭ受信機２４に送信する。ＦＭ受信機２４の復調された出力は、低域通過フィルタ３０の入力に結合される。低域通過フィルタ３０の出力は、高域通過フィルタ３２の入力に結合される。高域通過フィルタ３２の出力は、変調器３４の第１入力に結合される。変調器３４の第２入力は、３．９６ＫＨｚで動作する同様の周波数変調信号を受信する。変調器３４の出力は、低域通過フィルタ３６の入力に結合される。低域通過フィルタ３６の出力は、ＲＸＯＵＴ音声データを提供し、これは従来のチップ（ＴＩＰ）およびリング（ＲＩＮＧ）電話回線（図示せず）上で送信される。
【０００８】
周波数反転スクランブル装置１０の機能は、送信されたオーディオ信号をスクランブルして、このコードレス電話と同じ周波数範囲で動作する他のコードレス電話，小型モニタ，ＲＦスキャナまたはその他のＦＭ受信機を操作する第三者によって理解できないようにすることである。多くの場合、１個の受話器と１個の本体をもつコードレス電話内に２個の周波数反転スクランブル装置が用いられる。低域通過フィルタ１２，高域通過フィルタ１４，変調器１６，低域通過フィルタ１８およびＦＭ送信機２０は、コードレス電話受話器の送信側の部分である。ＦＭ受信機２４，低域通過フィルタ３０，高域通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過フィルタ３６は、コードレス電話の本体の受信側の部分である。コードレス電話本体の送信側と受話器の受信側、すなわち電話回線から本体を通じ受話器のイアーピースまでには、別の周波数反転スクランブル装置が必要とされることを理解されたい。
【０００９】
周波数反転スクランブル装置１０の動作は、次のように進む。受話器のユーザは、通話中はマイクロホンに向かって話すとする。約０．３ないし３．３ＫＨｚのオーディオ帯域内の音声信号は、マイクロホンに音響結合され、その付属回路によって増幅され、ＴＸＩＮとして低域通過フィルタ１２の入力に印加される。ＴＸＩＮ信号は、低域通過フィルタ１２を通過し、そこでオーディオ帯域より高い周波数が減衰される。低域通過フィルタ１２は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数を有する４次楕円切替コンデンサ・フィルタ（ｆｏｕｒｔｈ−ｏｒｄｅｒ  Ｅｌｌｉｐｔｉｃ  ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｆｉｌｔｅｒ  ）である。コーナ周波数は、ＲＸＯＵＴの最終周波数応答の高周波側コーナを決定するもので、処理変動の結果として使用可能なスペクトルを排除しないように、３．３ＫＨｚより少し高く選定される。低域通過フィルタ１２のコーナ周波数は、変調周波数から充分に除去して、グループ遅延を増大させ音質を下げることがある多数の極を用いる必要なしに変調信号が減衰されるようにしなければならない。低域通過フィルタ１２は、その通過帯域両側の０．４ｄＢのリップルと、３０ｄＢのストップ帯域減衰とを有する。低域通過フィルタ１２内のグループ遅延は０．１２ｍｓである。低域通過フィルタ１２は、差動形態にも単終段形態にも実現することができる。低域通過フィルタ１２の電圧ゲイン（Ａｖ  ）は、差動形態の場合は２、単終段形態の場合は１である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサ（図示せず）を制御する。４次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタの構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１０】
本発明の一部として、低域通過フィルタ１２の出力の低域通過濾波された信号が、一体型の高域通過フィルタ１４に印加される。本実施例においては、高域通過フィルタ１４は、１６５Ｈｚのコーナ周波数を有する一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｓｅｃｏｎｄ−ｏｒｄｅｒ  Ｃｈｅｂｙｃｈｅｖ  ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｆｉｌｔｅｒ  ）である。高域通過フィルタ１４のコーナ周波数は、オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくするために最低の所望低周波応答より低く設定する。高域通過フィルタ１４は、その通過帯域の両側の０．４ｄＢのリップルと、０．０３ｍｓのグループ遅延と、差動形態および単終段形態のいずれの用途に関してもＡｖ  ＝１を有する。２３．５９ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサを制御する。高域通過フィルタ１４は、オーディオ範囲より低い低周波数を減衰し、オーディオ信号内のＤＣオフセットを阻止する。高域通過フィルタ１４は、内部ＤＣオフセットを小さくするための自動ゼロ機能を有する。一体型高域通過フィルタを用いることによって、従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピンと１個の外部コンデンサが排除される。一体型２次高域通過チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１１】
図２は、高域通過フィルタ１４の出力におけるオーディオ信号の周波数スペクトルを示す。３．５ＫＨｚより上と１６５Ｈｚより下の周波数は、上記のように減衰される。負の周波数スペクトルは、正の周波数オーディオ信号の鏡像を表す。
【００１２】
高域通過フィルタ１４の出力の被濾波信号は、二重バランス変調器（ｄｏｕｂｌｅ−ｂａｌａｎｃｅｄ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ）１６に印加され、そこでベース帯域スペクトルの高周波側のコーナより少し高い変調周波数と混合される。この例では、変調周波数は３．９６ＫＨｚである。変調器１８は、被濾波入力信号のスペクトルを、変調周波数±変調器に対する被濾波入力信号の周波数に等しい周波数に変換する。変調器１８は、通常、２／πの電圧ゲインを有する。図３は、低域通過フィルタ１２および高域通過フィルタ１４により定義されたスペクトル内のすべての周波数を混合したときの応答を示す。７．４６ＫＨｚのブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．５ＫＨｚに由来し、４６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．５ＫＨｚに由来する。
【００１３】
変調器１６の出力は、低域通過フィルタ１８に印加される。低域通過フィルタ１８のコーナ周波数は、最終応答ＲＸＯＵＴの所望の低周波側コーナ（２６０Ｈｚ）により決定され、このとき低周波コーナは、低域通過フィルタ１８の変調周波数とコーナ周波数との差、たとえば３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚである。その結果、低域通過フィルタ１８のコーナ周波数は、低域通過フィルタ１２のコーナ周波数より高く設定することができ、グループ遅延に悪影響を与えずに低周波性能を最適にすることができる。
【００１４】
本実施例においては、低域通過フィルタ１８は、３．７ＫＨｚのコーナ周波数をもつ６次楕円切替コンデンサ・フィルタ（ｓｉｘｔｈ−ｏｒｄｅｒ  Ｅｌｌｉｐｔｉｃ  ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｆｉｌｔｅｒ）である。低域通過フィルタ１８は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢのリップルと、５０ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低域通過フィルタ１８内のグループ遅延は０．１７５ｍｓで、変調器１６からの２／πの電圧ゲインに対処するためＡｖ  ＝π／２である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサを制御する。６次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１５】
図４は、低域通過フィルタ１８の出力に結果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクトルは、オーディオ入力信号ＴＸＩＮにおけるスペクトルの反転像であることに注目されたい。周波数反転されスクランブルされた信号は、従来の技術を用いてＲＦに周波数変調され、送信媒体２２上で受話器内のＦＭ送信機２０により送信され、本体のＦＭ受信機２４によって受信される。近くの標準的コードレス電話またはその他のＲＦ受信機を操作する第三者には、周波数反転されたオーディオ信号を理解することはできないこのために、通話の秘密が守られる。
【００１６】
本体で受信された周波数反転されスクランブルされた信号はまず、ＦＭ受信機２４によりベース帯域に復調される。本体内の低域通過フィルタ３０，高域通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過フィルタ３６の機能は、もう一度周波数反転を実行することによってオーディオ信号のスクランブルを解除して、このオーディオ信号を元の状態に戻して電話回線上で送信することである。
【００１７】
低域通過フィルタ３０は、３．７ＫＨｚのコーナ周波数を持つ２次楕円切替コンデンサ・フィルタである。低域通過フィルタ３０は、３．７ＫＨｚより高い周波数を減衰して、送信中に得られた高周波を排除し、追加されるグループ遅延を最小限に抑える。低域通過フィルタ３０は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢのリップルと、２２ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低域通過フィルタ３０内のグループ遅延は０．０４ｍｓで、差動形態の場合はＡｖ  ＝２、単終段形態の場合はＡｖ  ＝１である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサを制御する。２次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１８】
本発明の別の側面として、低域通過フィルタ３０の出力における低域通過濾波された信号が一体型高域通過フィルタ３２に印加される。本実施例においては、高域通過フィルタ３２は、１６５Ｈｚのコーナ周波数をもつ一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタである。高域通過フィルタ３２のコーナ周波数は、オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくするために、最低の所望周波数応答（２６０Ｈｚ）より低く設定される。高域通過フィルタ３２は、その通過帯域の両側の０．４ｄＢのリップルと、０．００３ｍｓのグループ遅延と、Ａｖ  ＝１とを有する。２３．５９ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサを制御する。高域通過フィルタ３２は、オーディオ範囲より低い低周波を減衰して、オーディオ信号内のＤＣオフセットを阻止する。高域通過フィルタ３２は、内部ＤＣオフセットを小さくするための自動ゼロ機能を有する。これは周知のものである。一体型高域通過フィルタを用いることによって、従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピンと１個の外部結合コンデンサが排除される。一体型２次高域通過チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１９】
図５は、低域通過フィルタ１８の出力に現れるスペクトルと同様の、低域通過フィルタ３０の出力における周波数スペクトルを示す。３．７ＫＨｚより上と４６０Ｈｚより下の周波数は、上記のように減衰される。
【００２０】
高域通過フィルタ３２の出力の被濾波信号は、二重バランス変調器３４に印加され、そこでベース帯域スペクトルの高周波コーナより少し高い変調周波数と混合される。この例では、変調周波数は３．９６ＫＨｚである。変調器１８は、被濾波入力信号のスペクトルを、変調周波数±変調器に対する被濾波入力信号の周波数に等しい周波数に変換する。変調器３４は、通常、２／πの電圧ゲインを有する。図６は、低域通過フィルタ３０および高域通過フィルタ３２により定義されたスペクトル内のすべての周波数を混合したときの応答を示す。周波数スペクトルの下側コーナは、低域通過フィルタ１８，３０の変調周波数とコーナ周波数との差によって定義されていることに注目されたい。７．６６ＫＨｚのブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．７ＫＨｚに由来し、２６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚに由来する。
【００２１】
変調器３４の出力は、低域通過フィルタ３６に印加される。低域通過フィルタ３６のコーナ周波数が、最終応答の高周波側コーナを決定し、処理変動の結果として使用可能なスペクトルを排除しないように、３．３ＫＨｚより少し高くなるように選定される。低域通過フィルタ３６のコーナ周波数を変調周波数から充分に除去して、変調周波数を充分に抑制し、なおかつ不必要に長いグループ遅延を避けることによって音質を維持しなければならない。
【００２２】
本実施例においては、低域通過フィルタ３６は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数をもつ８次楕円切替コンデンサ・フィルタであって、最終周波数応答ＲＸＯＵＴの上側コーナを定義する。低域通過フィルタ３６は、変調周波数，ベース帯域周波数または相互変調産物のブレイクスルーを排除して、それにより音質を改善する。低域通過フィルタ３６は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢのリップルと、５０ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低域通過フィルタ１８内のグループ遅延は０．２５ｍｓで、変調器３４の電圧ゲインに対処するためＡｖ  ＝π／２である。変調周波数３．９６ＫＨｚにおいて周波数応答にゼロが入れられ、変調周波数をさらに減衰する。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が切替コンデンサを制御する。８次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００２３】
図７は、低域通過フィルタ３６の出力に結果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクトルは、その元の形に再反転されていることに注目されたい。オーディオ信号ＲＸＯＵＴは、従来の電話回線上で送信される。双方向のプライベートな通信を完成させるには、本体の送信側と受話器の受信側に、別の周波数反転スクランブル装置が必要とされる。
【００２４】
以上、第１段の低域通過フィルタと変調器との間に一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スクランブル装置が提供されたことが理解頂けよう。高域通過フィルタをもつこの周波数反転スクランブル装置は、より低次の低域通過フィルタを用いながらグループ遅延を小さくすることによって、音質を改善する。さらに、高域通過フィルタの一体性によって、ダイの寸法が小さくなり、従来の技術では普通に用いられていた外部コンデンサと関連のＩＣピンとが要らなくなる。
【００２５】
本発明の特定の実施例が図示および説明されたが、当業者には更なる改良および改善が可能であろう。本発明の好適な実施例は図示された特定の形態に限られるものではなく、添付の請求項は本発明の好適な実施例の精神と範囲から逸脱しないすべての改良を含むものであることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】周波数反転スクランブル装置のブロック図である。
【図２】図１の説明に使用される波形図である。
【図３】図１の説明に使用される波形図である。
【図４】図１の説明に使用される波形図である。
【図５】図１の説明に使用される波形図である。
【図６】図１の説明に使用される波形図である。
【図７】図１の説明に使用される波形図である。
【符号の説明】
１０  周波数反転スクランブル装置
１２，１８，３０，３６  低域通過フィルタ
１４，３２  高域通過フィルタ
１６，３４  変調器
２０  ＦＭ送信機
２２  送信媒体
２４  ＦＭ受信機
【図１】
0003626788.tif 000002
【図２】
0003626788.tif 000003
【図３】
0003626788.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0003626788.tif 000008