(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力系統に接続された負荷側で発生する高調波、無効電力及び不平衡を打ち消すように補償するアクティブフィルタ制御方法において、受電端における該負荷に流入する電流の基本波正相分の有効電流を検出し、該電流の基本波正相分の有効電流以外の成分を一括補償する際に、前記受電端の電圧を実際の電気角を検出することなく電源の基本周波数と等しい鋸歯状波を用いてｄ−ｑ座標上へ変換し、ローパスフィルタを用いてｄ軸上の極低周波分を含む直流分を分離し、該直流分のｄ軸成分とｑ軸成分の比の逆正接を求め、該逆正接と該鋸歯状波の和を求めることにより該受電端電圧の基本波の電気角を求め、該電気角を用いて負荷電流をｄ−ｑ座標上に変換し、別のローパスフィルタを用いて極低周波を含む直流分を分離し、該電気角を用いてａ−ｂ−ｃ座標上に変換することにより負荷電流の基本波正相分の有効電流を検出し、該負荷に流入する電流の基本波正相分の有効電流と負荷電流との差を求め、アクティブフィルタの指令値とすることを特徴とするアクティブフィルタ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統に接続された負荷側で発生する高調波無効電力及び不平衡を打ち消すように補償するアクティブフィルタ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体応用機器の普及により電力系統の高調波が問題となっている。これに加えて、電力系統の不平衡が将来問題となる可能性があることが論文などで指摘され、不平衡と高調波を一括して補償する補償装置が、重電機メーカの発表する論文などで提案されるとともに系統安定用として実用化されつつある。これらの補償装置は、いわゆる無効電力補償装置ＳＶＣに不平衡と高調波の補償機能を付加したものと考えることができる。従来、この様な目的として、平成７年電気学会全国大会一般講演Ｎｏ．８１０及び平成５年電気学会全国大会一般講演Ｎｏ．６０４等で発表されているように、その制御方式は、表現方法は異なるものの、概ね三相ａ−ｂ−ｃ座標の電流を正相変換し、フィルタを用いて高調波分と基本波分を分離し、正相分の有効無効電流を検出する。他方、逆相変換を行って同様のことを行う。これらから、高調波電流及び逆相電流を検出し、これを指令値として不平衡と高調波の補償を行うものである。従って、これまでの方法は、少なくとも正相変換及び逆相変換の２系統の座標変換を行う必要があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、高調波および不平衡を一括補償する際に、２系統の座標変換が必要であったものを、１系統の座標変換だけを行って負荷電流の基本波正相分の有効電流だけを検出し、これと負荷電流の差を一括補償することにより、個別の補償対象成分を個々に検出することのない、簡易なアクティブフィルタ制御方法を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、電力系統に接続された負荷側で発生する高調波、無効電力及び不平衡を打ち消すように補償するアクティブフィルタ制御方法において、受電端における該負荷に流入する電流の基本波正相分の有効電流を検出し、該電流の基本波正相分の有効電流以外の成分を一括補償する際に、前記受電端の電圧を実際の電気角を検出することなく電源の基本周波数と等しい鋸歯状波を用いてｄ−ｑ座標上へ変換し、ローパスフィルタを用いてｄ軸上の極低周波分を含む直流分を分離し、該直流分のｄ軸成分とｑ軸成分の比の逆正接を求め、該逆正接と該鋸歯状波の和を求めることにより該受電端電圧の基本波の電気角を求め、該電気角を用いて負荷電流をｄ−ｑ座標上に変換し、別のローパスフィルタを用いて極低周波を含む直流分を分離し、該電気角を用いてａ−ｂ−ｃ座標上に変換することにより負荷電流の基本波正相分の有効電流を検出し、該負荷に流入する電流の基本波正相分の有効電流と負荷電流との差を求め、アクティブフィルタの指令値とするようになっている。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜３を参照して、本発明の実施例について説明する。
【０００７】
図１は、本実施例の高調波および不平衡の同時補償法を示すアクティブフィルタの構成図を示す。図において、１は平衡三相電源、２は電源インピーダンス、３は不平衡負荷、４はサイリスタ整流回路、５はサイリスタ整流回路の出力電流、６はフィルタリアクトル、７はアクティブフィルタを示す。該平衡三相電源１には、Ｒ−Ｌ回路から構成される該不平衡負荷３と高調波の発生源である該サイリスタ整流回路４が接続され、これらと並列に該アクティブフィルタ７が接続された構成になっている。
【０００８】
図２は、本実施例のアクティブフィルタ制御方式のブロック図を示す。以下に、図１、図２を参照して、制御方法について説明する。図１において、Ｖｓは電源電圧、Ｉｓは電源電流、Ｖｔは受電端電圧、Ｉｌは負荷側電流、Ｉｃはアクティブフィルタ７の出力電流（補償電流）、Ｖｄはアクティブフィルタ７の直流電圧、Ｚｌは負荷インピーダンス、Ｉｄｃはサイリスタ整流回路の出力電流を示す。図２において、Ｖｔａ、Ｖｔｂ、Ｖｔｃは各相の受電端電圧で、Ｉｌａ、Ｉｌｂ、Ｉｌｃは各相の負荷側電流である。これら受電端電圧を実際の電気角θｖを検出することなく周波数６０Ｈｚの理想的な鋸歯状波θｒを用いてｄ−ｑ座標へ変換する。このとき、受電端電圧のｄ軸成分Ｖｔｄおよびｑ軸成分Ｖｔｑは、下記の数１の式で与えられる。また、数２は、ａ−ｂ−ｃ座標からｄ−ｇ座標への変換行列Ｃ１  の計算式を示す。
【０００９】
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このとき、ｄ−ｑ座標のｄ軸成分Ｖｔｄおよびｑ軸成分Ｖｔｑは、電源周波数に比較し極低周波数を含む直流分と交流分に分解することが出来る。この極低周波分を含む直流分をＬＰＦ１（ローパスフィルタ）を用いて分離し、逆ｄ−ｑ変換することで、電源周波数が微妙に変動した場合でも基本波分を検出することが出来る。これと同様に、負荷電流についてもｄ−ｑ座標上へ変換することで、正相分を検出できる。しかしながら、受電端電圧の電気角θｖと鋸歯状波θｒに位相差が存在するため、受電端電圧の正相分と同相成分を検出することが出来ない。そこで、ｄ−ｑ座標上でＬＰＦを用いて検出したＶｔｄ及びＶｔｑに着目すると、受電端電圧の電気角θｖは下記の数３の式で与えられる。
【００１０】
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数３において、Ｖｔｄ１は受電端電圧のｄ軸電圧の直流分で、Ｖｔｑ１は受電端電圧のｑ軸電圧の直流分を示す。数３を用いて負荷電流をｄ−ｑ座標上へ変換すると下記の数４の式となる。
【００１１】
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数４で、負荷電流のｄ軸成分Ｉｌｄ、負荷電流のｑ軸成分ＩｌｑからＬＰＦ２  を用いてｄ軸成分の直流分Ｉｌｄ１のみを抽出し、これらを再びａ−ｂ−ｃ座標  上へ変換することで受電端電圧の正相分Ｖｔｐと同相の負荷電流の正相分Ｉｌａｐ、Ｉｌｂｐ、Ｉｌｃｐを検出できる。このとき、前記Ｉｌａｐ、Ｉｌｂｐ、Ｉｌｃｐは下記の数５の式で与えられる。数６はｄ−ｑ座標からａ−ｂ−ｃ座標への変換行列Ｃ２の計算式を示す。
【００１２】
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今、負荷電流Ｉｌと検出した負荷電流の正相分Ｉｌｐとの差を求め、これをアクティブフィルタ７の指令値とする。これにより、高調波、無効電力および不平衡を一括して補償できる。このとき、サイリスタ整流回路の各相への指令値ＩＣａ、ＩＣｂ、ＩＣｃは、下記の数７の式に示す値となる。
【００１３】
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本システムは、補償対象とする電気量を検出するのではなく電源側でどの様な電流波形が望ましいかということに着目している点に特色がある。
【００１４】
次に、本発明の制御方法の有効性を確認するために、計算機シミュレーションを行った。このとき、不平衡負荷の一例であるＲ−Ｌ負荷の定数を下記の表１に示す。
【００１５】
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表１においてＺ１は不平衡負荷インピーダンス、Ｒａ〜Ｒｃは各相の負荷抵抗、Ｌａ〜Ｌｃは各相の負荷リアクトル、Ｉｄｃはサイリスタ整流回路の出力電流、αはサイリスタ整流回路の位相制御角である。アクティブフィルタ７の主回路は、ヒステリシスコンパレータ方式ＰＷＭインバータから構成されている。また、ｄ−ｑ座標上における直流分抽出のＬＰＦには２次バタワース形を使用し、カットオフ周波数を５Ｈｚとした。図３にシミュレーション結果を示す。図３において、添字”ｓ”は電源側、”ｔ”は受電端、”ｌ”は負荷側を表している。一番上はａ相、２番目はｂ相、そして３番目はｃ相の電圧および電流を示し、一番下はａ、ｂ、ｃ各相の負荷側電流を示し、いずれも横軸が経過時間である。図から解るように、不平衡Ｒ−Ｌ負荷と高調波発生源であるサイリスタ整流回路が接続されているために、線Ｉｌａ、ＩｌｂおよびＩｌｃは不平衡状態で高調波電流を含んでいる。一方、電源側において電源電流Ｉｓａ、ＩｓｂおよびＩｓｃは高調波電流が補償されており、且つ、平衡三相となっている。また、受電端電圧Ｖｔａ、Ｖｔｂ、Ｖｔｃに比較し、電源電流はそれぞれ同位相となっており、電源側で無効電流が補償されていることが確認できる。
【００１６】
【発明の効果】
本発明によれば、これまで必要とされた正相及び逆相変換のなかで正相変換を用いることのみで不平衡と高調波の補償の一括補償が可能であり、且つ、電源側には、正相分の無効電流も補償されることから、電力会社から見ると理想的な電流波形となる。一方、需用家から見ると受電設備には常に正弦波で、且つ有効電流のみが流れることにより受電設備の有効利用が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例のアクティブフィルタの構成図。
【図２】実施例のアクティブフィルタの制御方法のブロック図。
【図３】実施例のシミュレーション結果。
【符号の説明】
１・・・平衡三相電源
２・・・電源インピーダンス
３・・・不平衡負荷
４・・・サイリスタ整流回路
５・・・サイリスタ整流回路の出力電流
６・・・フィルタリアクトル
７・・・アクティブフィルタ
Ｖｓ・・・電源電圧
Ｉｓ・・・電源電流
Ｉｓａ・・・ａ相の電源電流
Ｉｓｂ・・・ｂ相の電源電流
Ｉｓｃ・・・ｃ相の電源電流
Ｖｔ・・・受電端電圧
Ｉｌ・・・負荷側電流
Ｉｃ・・・アクティブフィルタの出力電流（補償電流）
Ｖｄ・・・アクティブフィルタの直流電圧
Ｚｌ・・・負荷インピーダンス
Ｉｄｃ・・・サイリスタ整流回路の出力電流
Ｖｔａ・・・ａ相の受電端電圧
Ｖｔｂ・・・ｂ相の受電端電圧
Ｖｔｃ・・・ｃ相の受電端電圧
Ｉｌａ・・・ａ相の負荷側電流
Ｉｌｂ・・・ｂ相の負荷側電流
Ｉｌｃ・・・ｃ相の負荷側電流
Ｖｔｄ・・・受電端電圧のｄ軸成分
Ｖｔｑ・・・受電端電圧のｑ軸成分
Ｖｔｄ１・・・受電端電圧のｄ軸電圧の直流分
Ｖｔｑ１・・・受電端電圧のｑ軸電圧の直流分
Ｉｌｄ・・・負荷電流のｄ軸成分
Ｉｌｑ・・・負荷電流のｑ軸成分
Ｉｌｄ１・・・負荷電流のｄ軸成分の直流分
Ｖｔｐ・・・受電端電圧の正相分
Ｉｌｐ・・・負荷電流の正相分
Ｉｌａｐ・・・ａ相の負荷電流の正相分
Ｉｌｂｐ・・・ｂ相の負荷電流の正相分
Ｉｌｃｐ・・・ｃ相の負荷電流の正相分
ＬＰＦ１・・・ローパスフィルタ
ＬＰＦ２・・・ローパスフィルタ
Ｃ１・・・ａ−ｂ−ｃ座標からｄ−ｑ座標への変換行列
Ｃ２・・・ｄ−ｑ座標からａ−ｂ−ｃ座標への変換行列
Ｒａ・・・ａ相負荷抵抗
Ｒｂ・・・ｂ相負荷抵抗
Ｒｃ・・・ｃ相負荷抵抗
Ｌａ・・・ａ相負荷リアクトル
Ｌｂ・・・ｂ相負荷リアクトル
Ｌｃ・・・ｃ相負荷リアクトル
α・・・サイリスタ整流回路の位相制御角
ＩＣａ・・・サイリスタ整流回路のａ相指令値
ＩＣｂ・・・サイリスタ整流回路のｂ相指令値
ＩＣｃ・・・サイリスタ整流回路のｃ相指令値
θｖ・・・受電端の実際の電気角
θｒ・・・受電端の周波数６０Ｈｚの理想的な鋸歯状波
【図１】
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【図２】
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【図３】
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