(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流変換部と、前記直流電圧を任意の振幅、周波数の交流電圧指令にしたがって交流電圧に変換するパルス幅変調方式のインバータと、前記インバータが回生運転のとき電力を前記交流電源へと回生するために前記整流用変換部に並列接続されたパルス幅変調方式の回生用コンバータから構成される電力変換器の制御方法において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出し、あらかじめ設定された直流電圧指令値と比較し、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記比較結果により前記交流電圧指令の実効値を補正し、補正された指令信号を前記インバータに与えることを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項２】
前記請求項1の記載において、前記設定された直流電圧と前記インバータの入力側で検出された直流電圧との電圧比を演算し、前記電圧比を用いて前記インバータへの交流電圧指令信号を補正することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項３】
前記請求項２の記載において、前記インバータへの交流電圧指令信号と、前記電圧比とを乗算して前記交流電圧指令信号を補正することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項４】
交流電源と、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流変換部と、前記交流電源と前記整流用変換部を接続する接続回路と、前記直流電圧を任意の振幅、周波数の交流電圧指令にしたがって交流電圧に変換するパルス幅変調方式のインバータと、前記インバータが回生運転時、電力を前記交流電源へと回生するために前記整流用変換部に並列接続されたパルス幅変調方式の回生用コンバータから構成される電力変換器の制御装置において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記整流変換部の直流電圧を設定する直流電圧設定手段と、前記電圧検出手段による検出電圧と前記直流電圧設定手段による設定電圧との比を求める演算手段と、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記演算手段の演算結果により前記交流電圧指令の実効値を補正する補正手段とを備え、前記補正手段により補正された電圧指令信号を前記前記インバータに与えることを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項５】
前記請求項４の記載において、前記交流電圧指令信号を補正する補正手段は乗算器で構成したことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数個の電力スイッチング素子を用いて構成される電力変換器に係わり、特に電動機を駆動するインバータなどの電力変換器の制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換器には、コンバータあるいはインバータがあって、ＡＣ／ＤＣ変換あるいはＤＣ／ＡＣ変換をおこなっている。インバータは、直流電圧を、任意の振幅、周波数を持つ３相交流電圧指令(以下、交流電圧指令)に基づいて前記直流電圧を３相交流電圧に変換して負荷に電力を供給する変換器である。前記直流電圧は、例えばパルス幅変調方式コンバータや、ダイオード整流回路によって得る方式があるが、次のような問題がある。
【０００３】
(1)パルス幅変調方式コンバータの場合、スイッチング素子のスイッチング損失があるため電力変換効率が悪い。
(2)ダイオード整流回路の場合、スイッチング損失が無いため電力変換効率は良いが、インバータが回生運転時、電力を交流電源側に回生できない。
【０００４】
そのために、図８に示すように、直流電源をダイオード整流回路４と回生用コンバータ（ＣＯＮＶ）５を組合せ、インバータ装置（ＩＮＶ）６に供給する方式が提案されている(例えば、特開平８−２５１９４７号公報)。この構成では、インバータが電動機を駆動制御する場合はダイオード整流回路４が動作し、回生時にはパルス幅変調方式５の回生用コンバータが作動する方式である。この方式では、インバータの回生運転が可能である。そして総合的な電力変換効率が良いという特徴がある。
【０００５】
また上記の図８のような場合、所望の直流電圧が得られないという問題がある。これに対して、直流電圧検出値に基づき、インバータの交流電圧指令を補正する手段(例えば、特開平１０−１６４８５６号公報)が提案されている。しかし、従来技術は、パルス幅変調における搬送波を２種類必要としたため、適用範囲が３レベル方式の電力変換制御装置に限定されていた。
【０００６】
また、特開昭６１−１７７１９３号公報がある。しかし、これは平滑用コンデンサの電圧を検出しているが、回生用の逆変換器の制御に用いているのみで、電動機駆動用の逆変換器の制御に用いていない。
【０００７】
また、特開昭６１−１８３６２号公報がある。しかし、これは逆変換後の直流母線電圧を商用交流電源電圧に相対的に対応させ、比較回路によって、両者が一致した時点で前記直流母線電圧を検出し、インバータの始動時に出力電圧を補正し、出力電圧の応答性を向上させるものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来技術には次のような問題がある。
ダイオード整流回路４の入力交流電圧値は、交流電源からダイオード整流回路への接続回路の配線インダクタンスによる電圧降下により、所望の値より低くなる場合がある。特に負荷が大きい時に顕著である。また電源電圧の変動が直接影響する。そのような場合、ダイオード整流回路の出力直流電圧値と所望の直流電圧値にずれが生じてしまう。ダイオード整流回路の出力直流電圧は、交流電源周波数の６倍の周波数を持つ電圧の脈動成分を含むため、一定な直流電圧を得ることが難しい、などである。
【０００９】
インバータの出力電圧は、その入力側の直流電源の直流電圧を基準にして交流に変換される。そのため、上記の問題点により、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との間に誤差が発生する。この誤差は、誤差電圧の実効値分だけ、インバータの負荷の電流実効値が低下する現象を引き起こす。すなわち、前記(１)の問題点により発生する誤差は、負荷電流実効値が一定量低下する。
【００１０】
また、前記(２)の問題点により発生する誤差は、負荷電流実効値が、交流電源周波数の６倍の周波数で振動する現象が伴う。この現象は、例えばインバータにより電動機を駆動するような場合、発生トルクの低下による電動機出力低下や、発生トルクの脈動現象となって現れ、電動機が所望の性能を発揮できないことにつながる。
【００１１】
このように、従来技術では、インバータの交流電圧指令値に対応するインバータの出力電圧が得られない（等価性がないともいう）問題がある。すなわち交流電圧指令値に対応するインバータ出力電圧の関係が失われることになる。いわば、インバータの性能低下の問題でもある。
【００１２】
３レベル方式インバータは、その線間電圧が５レベルの電圧波形となり、より正弦波に近い電圧波形を発生することができるため、負荷電流の歪が少なくなるという利点がある。しかし、コスト的には、３レベル方式や２レベル方式のように少ない部品点数（例えば、３、２レベルインバータ方式では電力スイッチング素子数は半分となる）で構成可能な方式と比較して問題がある（インバータは、用途によっては２レベル方式で十分な場合もあるため、用途に応じて最適なコストのインバータを適用するためには、上記の問題点を２レベル方式においても解決しなければならない。
【００１３】
本発明の目的は、ダイオード整流回路の出力直流電圧が所望の電圧値と異なる場合においても、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との関係を保持することが可能な２レベル、３レベル方式の電力変換器の制御方法および装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流変換部と、前記直流電圧を任意の振幅、周波数の交流電圧指令にしたがって交流電圧に変換するパルス幅変調方式のインバータと、前記インバータが回生運転のとき電力を前記交流電源へと回生するために前記整流用変換部に並列接続されたパルス幅変調方式の回生用コンバータから構成される電力変換器の制御方法において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出し、あらかじめ設定された直流電圧指令値と比較し、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記比較結果により前記交流電圧指令の実効値を補正し、補正された指令信号を前記インバータに与えることに特徴がある。
【００１５】
また、前記電力変換器において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記整流変換部の直流電圧を設定する直流電圧設定手段と、前記電圧検出手段による検出電圧と前記直流電圧設定手段による設定電圧との比を求める演算手段と、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記演算手段の演算結果により前記交流電圧指令の実効値を補正する補正手段とを備え、前記補正手段により補正された電圧指令信号を前記インバータに与えることに特徴がある。また、前記交流電圧指令信号を補正する補正手段は乗算器で構成したことに特徴がある。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、図面を参照して説明する。
【００１７】
はじめに、本発明が適用されるインバータ装置の問題点を明らかにするために前記図８を用いて基礎的なことを説明する。
【００１８】
交流電源１は、電圧変更用変圧器２と、接続回路３を経由してダイオード整流回路４とに接続される。そして、電圧変更用変圧器２は回生用コンバータ（ＣＯＮＶ）５に接続される。このとき、交流電源１の出力電圧は、ダイオード整流回路４の出力直流電圧がＥｒ(＝所望の直流電圧値)となるように設定され、かつ、電圧変更用変圧器２のタップ設定は、回生用コンバータ５の出力電圧に応じた適当な値に設定する。
【００１９】
ダイオード整流回路４と回生用コンバータ５の直流側（平滑コンデンサ１０）は、それぞれ正母線Ｐ、負母線Ｎに接続され、ダイオード９を経由して並列接続されている。ダイオード整流回路４と回生用コンバータ５の並列回路は、平滑コンデンサ１１に接続され、インバータ（ＩＮＶ）６の直流電源となる。このとき、平滑コンデンサ１１の電圧値はＥである。インバータ６の出力は、交流電動機７に接続される電動機駆動電源となる。
【００２０】
回生用コンバータ５の制御関係を説明する。加算器２ａは、回生用コンバータ５の出力電圧を決定する直流電圧指令設定器１ａの出力と、電圧検出器８ａの出力の偏差を求める。このとき、直流電圧指令設定器１ａは、所望の直流電圧Ｅｒに設定されている。
【００２１】
電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａは、加算器２ａの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号を出力する。加算器４ａは、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力と、電流検出器７ａの出力の偏差を求める。電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａは、加算器４ａの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａへ交流電圧指令信号を出力する。パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａからの交流電圧指令に基づき、回生コンバータ５を制御する。
【００２２】
インバータ６の制御について説明する。加算器２ｂは、速度指令設定器１ｂの出力と、速度検出器８により検出される速度（速度フィードバック）との偏差を求める。速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂは、加算器２ｂの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂに対する電流指令信号を出力する。加算器４ｂは、速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂの出力と、電流検出器７ｂの出力の偏差を求める。電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂは、加算器４ｂの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂへ交流電圧指令信号を出力する。パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂからの交流電圧指令に基づき、インバータ６を制御する。
【００２３】
パルス幅変調回路を、図９を用いて説明する。図９は、図８のインバータ６のパルス幅変調回路６ｂとその周辺回路の一部を表わしている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。
【００２４】
ダイオードＤＦＰｕ、ＤＦＮｕは、回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである（回生コンバータ５のパルス幅変調回路６ａとその周辺回路も同じような回路で構成されているので、説明は省略する）。
【００２５】
交流電圧指令Ｖｕ＊は、比較器Ｃｍｐ１に入力される。搬送波発生器Ｇ１は、上ピーク＋１、下ピーク−１をとる三角波を発生し、これは、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１を経て搬送波Ｃｒ１となり比較器Ｃｍｐ１に入力される。比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ１の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力するようになっている。比較器Ｃｍｐ１の出力信号は、ゲートアンプＧＡ１ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てゲートアンプＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、下記条件に基づき、スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
ゲートアンプ入力信号＝１ ならば オンパルス
ゲートアンプ入力信号＝０ ならば オフパルス
搬送波Ｃｒ１、交流電圧指令Ｖｕ＊、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧のと関係を、図１０に示す。図１０の（Ａ）は搬送波Ｃｒ１と交流電圧指令信号Ｖｕ＊を示している。比較器Ｃｏｍｐ１の出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕは図１０の（Ｂ）に示すような信号となる。図１０の（Ｃ）はインバータ６の出力信号（Ｕ相分）を示している。
【００２６】
このとき、インバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）0は、（１）式で表される。
0003660255.tif 000002
上式において、平滑コンデンサ１１の電圧値ＥがＥｒ（＝直流電圧指令設定器１ａの設定値）と等しい場合、（１）式は、（２）式のように表わされる。
Ｖ（ＩＮＶ）0＝（１／√２）×（交流電圧指令最大瞬時値）………（２）
すなわち、インバータ出力電圧実効値は、交流電圧指令の実効値と等しくなり、指令信号に応じた出力信号が得られたことになる。（１）、（２）式が、いわゆる２レベル方式のインバータ出力電圧と電圧指令の等価性を表すものであり、その条件として、平滑コンデンサ１１の電圧値が所望の直流電圧値Ｅｒに等しいこと、が必要であることを示している。
【００２７】
交流電動機７が電動／回生運転をする際の回路動作について、図８を用いて簡単に説明する。交流電動機７が電動運転をする場合、電力は、交流電源１→接続回路３→ダイオード整流回路４→平滑コンデンサ１１→インバータ６を経由して供給される。この状態では、回生用コンバータ５は、その直流側回路がダイオード９の逆方向阻止特性により遮断されているため、電動機への電力供給に関与しない。このとき、平滑コンデンサ１０は電圧変動がないため、加算器２ａの出力の偏差はゼロとなり、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力はゼロとなる。よって、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号はゼロとなり、回生コンバータ５は、交流電源１からの電源電流をゼロにするように制御される。この場合、回生コンバータの損失≒０となる。
【００２８】
交流電動機７が回生運転をする場合、その回生電力により、平滑コンデンサ１１の電圧が上昇し、Ｅｒを越える。すると、ダイオード９が導通状態となるため、平滑コンデンサ１０の電圧も同様に上昇し、直流電圧指令設定器１ａの出力と、電圧検出器８ａの出力の偏差がマイナス値となる。そのため、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力もマイナス値となり、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号はマイナス値となる。よって、回生コンバータ５は、交流電源１へ電流を流すように制御され、交流電動機７の回生電力は、インバータ６→平滑コンデンサ１１→平滑コンデンサ１０→回生コンバータ５→電圧変更用変圧器２、を経由して交流電源1へ回生される。
【００２９】
ダイオード整流回路４より直流電圧を得ることで発生する問題点を、図８を用いて説明する。交流電動機7が電動運転する場合、前述のように、ダイオード整流回路４が平滑コンデンサ１１を充電することでインバータ６の直流電源となるが、その充電電流は、交流電源１→接続回路３→ダイオード整流回路４を経由するため、接続回路３に存在する配線インピーダンスＬ（交流電源1に含まれるインダクタンス）による電圧降下によりダイオード整流回路４への入力交流電圧は低下する。その結果、ダイオード整流回路４の出力直流電圧は電流の大きさで変動するため、所望の直流電圧とならない。すると、平滑コンデンサ１１の電圧（Ｅ）と所望の直流電圧値（Ｅｒ）にずれが生じる。
【００３０】
このような状況下、一定振幅の交流電圧指令でインバータ6が駆動した場合を考える。その時のインバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）0は、次式（３）式によって表される。
Ｖ（ＩＮＶ）0＝（（Ｅ／２）／√２）×（一定値）    ……（３）
Ｅ：平滑コンデンサ１１の充電電圧
ここで（一定値）＝(交流電圧指令最大瞬時値／(直流電圧指令設定器1a設定値／２))であって、上式において、インバータ出力電圧実効値は、平滑コンデンサ１１の電圧Ｅと比例関数となっているため、平滑コンデンサ１１の電圧低下により、インバータ出力電圧実効値は低下することがわかる。
【００３１】
（２）でも説明したとおり、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性（電圧指令に対応するインバータ出力電圧が得られること）を保持するためには、平滑コンデンサ１１が所望の直流電圧値Ｅｒ(＝直流電圧指令設定器1a設定値)となる必要があること意味する。
【００３２】
この問題を解決するためには、次のような解決策が考えられる。
(1) パルス幅変調方式コンバータのみを使用して直流電源を得る。
(2) 交流電源1からダイオード整流回路4までの配線インダクタンスを
なくす。
【００３３】
しかし、（１）は、素子のスイッチング損失を増加させてしまうため、電力変換効率を悪化させてしまう。例えば、電動機無負荷状態で、電動運転時間：回生運転時間の比が１：１となるように運転した場合であっても、スイッチング損失は、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列構成回路を利用した場合の約2倍となる。また、（２）は、交流電源1は通常トランスを用いるため、インダクタンスをなくすことは無理である。
【００３４】
そこで、本発明では、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列構成により直流電圧を得るという構成を守りつつ、インバータ出力電圧と電圧指令との対応関係が保持できる（電圧指令どおりの出力電圧がえられることをここでは等価性があるという）制御方法および装置を提案する。
【００３５】
図１の（Ａ）は、図９に示したパルス幅変調回路に本発明を適用した第１の実施例である。図９との相違点は、平滑コンデンサ１１の電圧を検出するための電圧検出器３ｃ、電圧検出器３ｃの出力信号と直流電圧指令設定器１ａとの比を計算する除算器１Ｃ、除算器１ｃの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｃより構成される交流電圧指令補正回路１２を追加した点である。以下に、それらの動作について説明する。
【００３６】
電圧検出器３ｃは、この前段に接続されているダイオード整流回路４から得られる直流電圧の検出器である。前記検出器はインバータ６の直流電源となる平滑コンデンサ１１の電圧を検出する。検出された電圧値Ｅdetは、除算器１ｃによって直流電圧指令設定器１ａの出力Ｅｒとの比Ｒが演算される。
【００３７】
すなわち、除算器１ｃでは、次の演算をおこない、（４）式の値を出力する。
0003660255.tif 000003
除算器１ｃの出力信号Ｒは、乗算器２ｃにより、交流電圧指令信号（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に掛け合わせられる。
【００３８】
つまり、乗算器２ｃは、次式（５）式の値を出力する。
乗算器２ｃ出力値＝Ｒ×交流電圧指令値         ……（５）
すなわち乗算器２ｃの出力信号は、補正された交流電圧指令値（Ｕ相分について示すとＶｕ＊Ｕ）としてパルス幅変調器（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂに入力され、その指令に基づきインバータ６を制御する。
【００３９】
このときのインバータ６の出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）0は、平滑コンデンサ１１の電圧をＥとすると、（１）、（５）式より、次式（６）式で表される。
0003660255.tif 000004
（６）式において、電圧検出器３ｃの検出電圧値Ｅdetは平滑コンデンサ１１の電圧値Ｅとなる（Ｅdet＝Ｅ）ので、インバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）0は（７）式のように変形できる。
【００４０】
0003660255.tif 000005
（７）式は、インバータ出力電圧実効値が平滑コンデンサ１１の電圧値に関係無く交流電圧指令の実効値に等しくなることを示しており、前述した平滑コンデンサ１１の電圧値にずれが発生した場合でも、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保持されることを意味する。
【００４１】
図２は、３レベルインバータに、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列回路より構成される直流電源を適用した回路である。図８との相違点は、直流母線が正母線Ｐ、負母線Ｎ、中性点Ｃとなったこと、３レベル方式の回生コンバータ１３、インバータ１４となったこと、平滑コンデンサがＰ−Ｃ間に接続される平滑コンデンサ１０ａ、１１ａ、Ｃ−Ｎ間に接続される平滑コンデンサ１０ｂ、１１ｂになったこと、パルス幅変調回路が３レベル方式パルス幅変調回路６ｃ、６ｄになったこと、交流電動機７が電動／回生運転をする際に直流電源として働く回路を切替える目的のダイオードとして、正母線Ｐ、負母線Ｎに接続されるダイオード９ａ、９ｂを用いること、などである。
【００４２】
このとき、平滑コンデンサ１１ａは電圧値Ｅｐに充電されており、平滑コンデンサ１１ｂは電圧値Ｅｎに充電されている。回路動作、制御関係で図８と同じところは省略し、以下では、３レベルのパルス幅変調回路について述べる。
【００４３】
図３は、図２のインバータ１４のパルス幅変調回路６ｄとその周辺回路を抜き出して示したものである。 Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。
【００４４】
ダイオードＤＦＰu、ＤＦＰＣu、ＤＦＮＣu、ＤＦＮuは、回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである。また、ダイオードＤＣＰｕ、ＤＣＮｕは、インバータ出力電圧が０のときの電流経路を確保するためのクランプダイオードである（回生コンバータ１３のパルス幅変調回路６ｃとその周辺回路も同様回路で構成されるため、説明は省略する）。
【００４５】
５ｂからの交流電圧指令Ｖｕ＊は、比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２に入力される。搬送波発生器Ｇ３１、Ｇ３２は、それぞれ、上ピーク＋１、下ピーク０、上ピーク０、下ピーク−１をとる三角波を発生し、これは、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１、Ｍ２を経て搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２となる。搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２は、それぞれ比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２に入力される。比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ３１の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力する。比較器Ｃｍｐ２もまた、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ３２の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力する。
【００４６】
比較器Ｃｍｐ１の出力信号は、ゲートアンプＧＡ１ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てゲートアンプＧＡ２ｕに入力される。比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕ、 ＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕは、下記条件に基づき、スイッチング素子ＱＰｕ、 ＱＰＣｕ、 ＱＮＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕを出力する。
【００４７】
ゲートアンプ入力信号＝１ ならば オンパルス
ゲートアンプ入力信号＝０ ならば オフパルス
搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２と交流電圧指令Ｖｕ＊とゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、 Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、 ＱＮＣｕ、 ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧の関係を、図４に示す。
【００４８】
図４の（Ａ）は、搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２と交流電圧指令値のＵ相分のＶｕ＊を示している。図４の（Ｂ）はスイッチングパルス信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕを、図４の（Ｃ）はＵ相分のインバータの出力電圧を示している。
【００４９】
このとき、インバータ出力電圧実効値は、次式（８）式により表される。
0003660255.tif 000006
(ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる。)
上式において、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧値Ｅｐ、ＥｎがＥｒ／２（＝直流電圧指令設定器1a設定値／２）と等しい場合、（８）、（９）式は、次式（８ａ）、（９ａ）式のように変形できる。
0003660255.tif 000007
(ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる。)
上記（８ａ）、（９ａ）式が、３レベル方式のインバータ出力電圧と交流電圧指令との等価性を表すものであり、その条件として、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂ両方の電圧値が所望の電圧値Ｅｒ／２であることが必要であることを示している。これは、（１）、（２）式で説明した２レベル方式の等価性と同様の内容を意味している。
【００５０】
図２の構成においては、前述したダイオード整流回路4より直流電圧を得る場合の問題点に加え、ダイオード整流回路4が中性点Ｃに接続されていないため中性点Ｃの電位が固定されず、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧がアンバランス（ダイオード整流回路を出力直流電圧の１／２にならない）するという問題も存在し、その場合も、インバータ出力電圧と交流電圧指令との等価性が保持できなくなる。さらに、図３の構成においては、３レベル方式パルス幅変調回路に搬送波発生回路が２つ存在するため、２レベル方式と比較して、パルス幅変調回路が複雑になるという問題がある。
【００５１】
図５は、図３に示したパルス幅変調回路に本発明を適用した第２の実施例である。図３との相違点は、直流電圧指令１ａの出力（Ｅｒ）を１／２倍する乗算回路Ｍ３、平滑コンデンサ１１ａの電圧を検出するための電圧検出器３ｃ、電圧検出器３ｃの出力信号Ｅｐと乗算回路Ｍ３の出力との比Ｒｐを計算する除算器１ｄ、除算器１ｄの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｄを設けたことである。
【００５２】
また、平滑コンデンサ１１ｂの電圧Ｅｎを検出するための電圧検出器３ｄ、電圧検出器３ｄの出力信号と乗算回路Ｍ３の出力との比Ｒｎを計算する除算器１ｅ、除算器１ｅの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｅより構成される交流電圧指令補正回路１５が追加されたことにある。また、乗算器２ｅの出力に直流バイアスＥｒ／２を加算する加算器２ｆより構成されるバイアス回路Ｂ１が追加されたこと、搬送波発生器が搬送波発生器Ｇ３１のみとなったことにある。
【００５３】
次に、電圧指令補正回路１５について図５を用いて説明する。 Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。電圧検出器３ｃ、３ｄは、インバータ１４の直流電源となる平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧Ｅｐ、Ｅｎを検出する。検出された各々の電圧値は、除算器１ｄ、１ｅにより乗算回路Ｍ３の出力（電圧指令設定器１ａの設定値Ｅｒの１／２、すなわち（Ｅｒ／２）との比が演算される。
【００５４】
そして、除算器１ｄ、１ｅは、（１０）、（１１）式の値Ｒｐ，Ｒｎを出力する。
除算器１ｄの出力Ｒｐは、
Ｒｐ＝（Ｅｒ／２）／Ｅｐ           ……（１０）
除算器１ｅの出力Ｒｎは、
Ｒｎ＝（Ｅｒ／２）／Ｅｎ           ……（１１）
で表わすことができる。
【００５５】
そして、乗算器２ｄ、２ｅにより、交流電圧指令Ｖｕ＊と除算器１ｄ、１ｅの出力信号（Ｒｐ，Ｒｎ）が掛け合わされる。すなわち、乗算器２ｄ、２ｅは、（１２）、（１３）式の値を出力する。
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乗算器２ｄの出力信号は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐとして比較器Ｃｍｐ１に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
【００５６】
このとき、搬送波Ｃｒ３１は、上ピーク＋Ｅｒ／２、下ピーク０のため、比較器Ｃｍｐ１が１，０の２値信号を出力するのは、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐが正値をとる区間のみとなる。比較器Ｃｍｐ１の出力は、ゲートアンプＧＡ１ｕ、 ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、 ＧＡ２ｕは、スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
【００５７】
次に、バイアス回路Ｂ１と比較器Ｃｍｐ２の動作について説明する。乗算器２ｅの出力は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎとなる。交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎは、加算器２ｆにより、Ｅｒ／２の直流バイアスが加算される。加算器２ｆの出力は、比較器Ｃｍｐ２に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
【００５８】
このとき、加算器２ｆの出力は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが＋Ｅｒ／２だけ直流バイアスされた信号なので、比較器Ｃｍｐ２が１，０の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが負値をとる区間のみとなる。比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ３ｕ、 ＧＡ４ｕは、スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
【００５９】
搬送波Ｃｒ３１、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ、＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎ（＝加算器２ｆ出力)、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧との関係を、図６に示す。図６の（Ａ）は搬送波Ｃｒ３１と交流電圧指令（Ｖｕ＊Ｐ）と（＋Ｅｒ／２）だけバイアスされた交流電圧指令信号（Ｖｕ＊Ｎ）を、図６の（Ｂ）はスイッチングパルス信号を、図６の（Ｃ）はインバータの出力信号出（Ｕ相分）を表わしている。
【００６０】
このときのインバータ１４の出力電圧実効値は、（８）、（９）式および（１２）、（１３）式から出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）0は（１４）、（１５）式で表わすことができる。
（８）式から（Ｅｒ／２）＝（（Ｖｕ＊Ｐ）×Ｅｐ）／（Ｖｕ＊）
（９）式から（Ｅｒ／２）＝（（Ｖｕ＊Ｎ）×Ｅｎ）／（Ｖｕ＊）
これをそれぞれ（１２）、（１３）式に代入し、Ｅｎ＝Ｅｐ＝（Ｅｒ／２）とするとするとＶｕ＊＝Ｖｕ＊ＰあるいはＶｕ＊＝Ｖｕ＊Ｎとなり
Ｖ（ＩＮＶ）0＝（１／√２）×（正側の電圧指令最大瞬時値）……（１４）Ｖ（ＩＮＶ）0＝（１／√２）×（負側の電圧指令最大瞬時値）……（１５） 上記のように（１４）、（１５）式が得られる。
（ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる）。
【００６１】
（１４）、（１５）式、インバータ出力電圧実効値が平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧値に関係無く交流電圧指令の実効値に等しくなることを示しており、前述した平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧が低下、またはアンバランスした場合でも、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保持されることを意味する。
【００６２】
図７は、３レベルインバータに、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列回路より構成される直流電源に適用した第２の実施例を示す回路である。図２との相違点は、ダイオード整流回路4の代わりに、正母線Ｐ−中性点Ｃ間および中性点Ｃ−負母線Ｎ間に接続される２段のダイオード整流回路１６を用いたこと、２段のダイオード整流回路１６への接続回路が接続回路３ｘ、３ｙになったこと、交流電源1→接続回路３ｘ→ダイオード整流回路１６→接続回路３ｙを経由する短絡回路による交流電源1の他相間短絡を防止する目的の絶縁トランス３ｘＴ、３ｙＴを追加したことにある。ただし、交流電源1の出力電圧は、２段のダイオード整流回路１６の、各々の出力直流電圧がＥｒ／２となるように設定されている。
【００６３】
この方式による問題点は、前述したダイオード整流回路4より直流電圧を得る時と同様な問題点に加え、２段のダイオード整流回路１６への接続回路３ｘ、３ｙの配線インピーダンスＬｘ、Ｌｙ（インダクタンスが主成分）の差（接続回路の個体差）により、それぞれでの電圧降下に差が生じ、２段のダイオード整流回路それぞれの出力直流電圧に差が生じることである。これは、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧がアンバランスすることの原因となり、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保たれなくなる原因となる。
【００６４】
しかし、図５に示す本発明を第２の実施例に適用（パルス幅変調回路６ｄに適用）することで解決できる。全体回路の構成、制御関係、電圧指令補正の方式は、図２、図５の説明と同様であるが、図５の補正回路１５およびバイアス回路Ｂ１を一点鎖線で示した。これによって、いわゆる３レベル方式のインバータにおいても同様に直流電圧変動に伴うインバータの出力電圧の変動を補正することができる。
【００６５】
また、図１において、直流電圧指令値ＥｒとＥdetとの比を演算して交流電圧指令値を補正しているが、差分を演算して補正する方法であってもよい。例えば図１の（Ｂ）に示すように差分値から補正係数に変換して交流電圧を補正する方法であってもよい。図１の（Ｂ）は減算器Ｄと係数器Ｍで構成し、ｋの値は別途演算により可変設定すれば、図１の（Ａ）の場合と同様に、補正をおこなうことができる。図５の１ｄあるいは１ｅについても同様に減算器を利用して実現することができ、同じような結果が得られる。
【００６６】
また実装する場合には、電圧指令補正回路は、インバータ制御装置のソフトウエア上で構築できるため、実質的には、電圧検出器分のみのコストアップ（インバータ装置全体コストのわずかな増加）で問題点の解決が可能である。また、本発明は、搬送波発生器が１個しか必要とならないため、駆動する素子数に合わせて比較器を増設することで、２レベル、３レベル方式のインバータのいずれにも適用することが可能であり、同様の効果が得られる。
【００６７】
【発明の効果】
以上で述べたように、本発明によれば、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との対応関係が保持され、インバータの性能向上をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明する回路構成図である。
【図２】３レベル方式のインバータの回路図例である。
【図３】３レベル方式パルス幅変調回路を説明するための回路図である。
【図４】３レベル方式パルス幅変調を説明するための図である。
【図５】本発明の第２の実施形態を説明するための回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態での、パルス幅変調を説明するための図である。
【図７】３レベル方式インバータの場合の回路図である。
【図８】従来の技術の問題点を説明するための回路図である。
【図９】従来の２レベル方式パルス幅変調回路を説明する回路図である。
【図１０】２レベル方式パルス幅変調を説明するための図である。
【符号の説明】
１；交流電源、  ２；電圧変更用変圧器、  ３、３ｘ、３ｙ；接続回路、  ３ｘＴ、３ｙＴ；絶縁トランス、  ４、１６；ダイオード整流回路、  ５、１３；回生コンバータ、  ６、１４；インバータ、  ７；交流電動機、  ８；速度検出器、  ９、９ａ、９ｂ；ダイオード、  １０、１０ａ、１０ｂ、１１、１１ａ、１１ｂ；平滑コンデンサ、  ７ａ、７ｂ；電流検出器、  ８ａ、３ｃ、３ｄ；電圧検出器、  １ａ；直流電圧指令設定器、  １ｂ；速度指令設定器、  ３ａ；電圧制御演算器、  ３ｂ；速度制御演算器、  ５ａ、５ｂ；電流制御演算器、  ６ａ、６ｂ；パルス幅変調回路、  ２ａ、２ｂ、４ａ、４ｂ；加算器、  Ｌ、Ｌｘ、Ｌｙ；配線インピーダンス、  Ｐ；正側直流母線、  Ｃ；中性点、  Ｎ；負側直流母線、  ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮＣｕ、ＱＮｕ；Ｕ相のスイッチング素子、  ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮＣｖ、ＱＮｖ；Ｖ相のスイッチング素子、  ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮＣｗ、ＱＮｗ；Ｗ相のスイッチング素子、  ＤＦＰｕ、ＤＦＰＣｕ、ＤＦＮＣｕ、ＤＦＮｕ；Ｕ相のフライホイルダイオード、  ＤＦＰｖ、ＤＦＰＣｖ、ＤＦＮＣｖ、ＤＦＮｖ；Ｖ相のフライホイルダイオード、  ＤＦＰｗ、ＤＦＰＣｗ、ＤＦＮＣｗ、ＤＦＮｗ；Ｗ相のフライホイルダイオード、  ＤＣＰｕ、ＤＣＮｕ；Ｕ相のクランプダイオード、  ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖ；Ｖ相のクランプダイオード、  ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗ；Ｗ相のクランプダイオード、  Ｖｕ＊；Ｕ相交流電圧指令、  Ｖｖ＊；Ｖ相交流電圧指令、  Ｖｗ＊；Ｗ相交流電圧指令、  Ｇ１、Ｇ３１、Ｇ３２；  搬送波発生器、  Ｍ１〜３；乗算回路、  Ｃｒ１、Ｃｒ３１、Ｃｒ３２；  搬送波、  Ｃｍｐ１〜２；比較器、  ＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕ；Ｕ相のゲートアンプ、  Ｇ１ｕ〜Ｇ４ｕ；Ｕ相のスイッチングパルス、  Ｖｕ＊Ｐ、 Ｖｕ＊Ｎ；補正されたＵ相交流電圧指令、  Ｖｖ＊Ｐ、 Ｖｖ＊Ｎ；補正されたＶ相交流電圧指令、  Ｖｗ＊Ｐ、 Ｖｗ＊Ｎ；補正されたＷ相交流電圧指令、  Ｎｏｔ１〜２；ＮＯＴ回路、  １ｃ、１ｄ、１ｅ；除算器、  ２ｃ、２ｄ、２ｅ；乗算器、  １２、１５；交流電圧指令補正回路、  ２ｆは加算器、Ｂ１；バイアス回路、  Ｅ、Ｅｐ、Ｅｎ；直流電圧値、  Ｅｒ；所望の直流電圧値。
【図１】
0003660255.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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