(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
飛しょう体に搭載され、パルス変調されたＲＦ信号を送信する送信機と、上記送信機から送出されるＲＦ信号を空間に放射し、目標からの反射信号を受信するアンテナと、上記アンテナでの受信ＲＦ信号を増幅し更に中間周波数信号に変換するフロントエンドと、上記フロントエンドから送出される中間周波数信号の受信処理を行う受信機と、ＲＦ原信号の発振、上記フロントエンド及び受信機で周波数変換を行うに必要な局発信号の送出及び目標の速度追尾に必要なドップラー周波数補償信号の送出を行う励振器と、上記受信機で受信処理された受信信号を受け、目標検出、追尾等の各種処理を行う信号処理器とを備え、検知、追尾対象の移動目標と搭載母体となる飛しょう体との速度差によって生じるドップラー周波数を検知することでクラッタから移動目標を抽出分離して追尾を行うパルスドップラーレーダ装置において、
面状の開口を有する主アンテナと、上記主アンテナの開口中央部に配設した広い指向性を持つガードアンテナと、上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相をそれぞれ変化させる調整手段と、上記主アンテナでの受信信号と上記調整手段により振幅、位相を調整された後のガードアンテナ受信信号とを合成して主アンテナガードアンテナ合成信号を生成する信号合成器と、上記主アンテナ及びガードアンテナの振幅指向性、位相指向性データ等を保持記憶するメモリ及びその読み出し手段と、主アンテナのサイドローブにより受信されるサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標からのレーダ反射エコーのドップラー周波数が含まれる場合には、上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の振幅、位相の設定値を上記メモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから求め、これを制御信号として上記調整手段に送出する手段とを備えたことを特徴とするパルスドップラーレーダ装置。
【請求項２】
飛しょう体に搭載され、パルス変調されたＲＦ信号を送信する送信機と、上記送信機から送出されるＲＦ信号を空間に放射し、目標からの反射信号を受信するアンテナと、上記アンテナでの受信ＲＦ信号を増幅し更に中間周波数信号に変換するフロントエンドと、上記フロントエンドから送出される中間周波数信号の受信処理を行う受信機と、ＲＦ原信号の発振、上記フロントエンド及び受信機で周波数変換を行うに必要な局発信号の送出及び目標の速度追尾に必要なドップラー周波数補償信号の送出を行う励振器と、上記受信機で受信処理された受信信号を受け、目標検出、追尾等の各種処理を行う信号処理器とを備え、検知、追尾対象の移動目標と搭載母体となる飛しょう体との速度差によって生じるドップラー周波数を検知することでクラッタから移動目標を抽出分離して追尾を行うパルスドップラーレーダ装置において、
面状の開口を有する主アンテナと、上記主アンテナの開口中央部に配設した広い指向性を持つガードアンテナと、上記ガードアンテナによる受信信号出力部に設けられ、上記ガードアンテナ受信信号の振幅、位相をそれぞれ変化させる調整手段と、主アンテナでの受信信号出力部に設けられ、上記主アンテナでの受信信号を第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力させる第１のスイッチと、上記第２の主アンテナ受信信号と上記調整手段により振幅、位相を調整された後のガードアンテナ受信信号とを合成して主アンテナガードアンテナ合成信号を生成する信号合成器と、上記主アンテナガードアンテナ合成信号あるいは第１の主アンテナ受信信号のいずれを第１中間周波数信号周波数信号として受信機に入力するかを選択切換する第２のスイッチと、上記主アンテナ及びガードアンテナの振幅指向性、位相指向性データ等を保持記憶するメモリ及びその読み出し手段と、主アンテナのサイドローブにより受信されるサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標からレーダ反射エコーのドップラー周波数が含まれるか否かで検知、追尾対象目標が追跡接近目標であるか対向接近目標であるかを判定し、追跡接近目標であると判定した場合には主アンテナガードアンテナ合成信号を、また対向接近目標であると判定した場合には、主アンテナ受信信号を目標検出、追尾処理に使用するよう上記２つのスイッチの接続を制御する手段と、追跡接近目標の検出、追尾処理に際しては上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の振幅、位相の設定値を上記メモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから求め、これを制御信号として上記調整手段に送出する手段とを備えたことを特徴とするパルスドップラーレーダ装置。
【請求項３】
搭載母機が移動目標に対して追跡接近状態にある場合に、目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を求め、この俯角方向における主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の振幅、位相の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから求める処理を所定の周期で実施して情報を更新し、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って変化する制御信号として上記調整手段の制御を行わせるようにしたことを特徴とする請求項２に記載のパルスドップラーレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は飛しょう体に搭載されるレーダ装置、特に移動目標と搭載母機との相対速度差によって生じるドップラー周波数を検知、追尾するパルスドップラーレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種のパルスドップラーレーダ装置の例として以下に示すものがあった。図１１は例えばＭｃＧｒａｗ  Ｈｉｌｌ  Ｉｎｃ刊、Ｆｒｅｄ  Ｅ．Ｎａｔｈａｎｓｏｎ著、“Ｒａｄａｒ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，２ｎｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ”  ｐ４８７，Ｓｅｃｔｉｏｎ１１．５  Ｂｌｏｃｋ  Ｄｉａｇｒａｍ  ｆｏｒ  Ｐｕｌｓｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ，あるいはＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｅｒｏｓｐａｃｅ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＡＥＳ−２０，Ｎｏ３，Ｍａｙ  １９８４，ｐｐ２９２−３０２“Ｔｈｅ  Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ  ｏｆ  Ａｉｒｂｏｒｎｅ  Ｐｕｌｓｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  Ｒａｄａｒ”Ｆｉｇ４に記載のパルスドップラーレーダ装置の基本構成を応用したパルスドップラーレーダ装置のブロック図である。図において１は各種ＲＦ信号を生成する励振器であり、１ａは送信ＲＦ信号源、１ｂは第１局発信号源、１ｃは第２局発信号源、１ｄはドップラー補償信号源、１ｅは第３局発信号源、１ｆは基準信号源である。２は上記送信ＲＦ信号源１ａから送出されるパルス変調された送信ＲＦ原信号Ｓ１を増幅し、送信ＲＦ信号Ｓ２として送出する送信機、３はＲＦ信号の送受分離を行うサーキュレータ、４は送信ＲＦ信号Ｓ２を空間に放射し、また目標からの反射信号Ｓ３を受信するアンテナである。５は上記アンテナ４で受信され、サーキュレータ３を通った受信ＲＦ信号Ｓ４を増幅し、第１局発信号源１ａからの第１局発信号Ｓ５と混合して第１中間周波数信号Ｓ６を生成するフロントエンドであり、５ａは低雑音増幅器、５ｂは第１のミキサである。６は受信機であり、上記フロントエンド５から送出される第１中間周波数信号Ｓ６と第２局発信号源１ｃからの第２局発信号Ｓ７とを混合して第２中間周波数信号Ｓ９を生成する第２のミキサ６ａ、さらに上記第２中間周波数信号Ｓ９と第３局発信号源１ｅからの第３局発信号Ｓ１０とを混合して第８中間周波数信号Ｓ１１を生成する第３のミキサ６ｂ、上記第３中間周波数信号Ｓ１１に対してドップラー周波数変化範囲分だけの帯域幅を有する帯域通過フィルタ６ｃ、上記第３中間周波数信号Ｓ１１と基準信号源１ｆからの基準信号Ｓ１２を混合してドップラー周波数相当のビデオ信号Ｓ１３を生成する第４のミキサ６ｄから成る。７は慣性装置であり、搭載母機の加速度ベクトルの向き、大きさを検出して加速度信号Ｓ１４として送出する。８は信号処理器であり、内部の周波数追尾処理部８ａでは上記受信機６からのビデオ信号Ｓ１３（ドップラー周波数信号）と上記慣性装置７からの加速度信号Ｓ１４とからドップラー追尾誤差を検出し、ドップラー補償制御信号Ｓ１５を生成し、これをドップラー補償信号源１ｄに送出する。
【０００３】
図１２は信号処理器８の周波数追尾処理部８ａにおける周波数追尾ループの機能系統図であり、８ｂはＡ／Ｄ変換部、８ｃはＦＦＴ処理部、８ｄは周波数追尾誤差計算部、８ｅは積分器、８ｆは機軸加速度補償計算部、８ｇは周波数変化率計算部、８ｈは積分器、８ｉは加算器、８ｊはドップラー補償制御計算部である。またｆdmはパルスドップラーレーダ装置搭載母機のドップラー周波数、ｄｆdm／ｄｔは上記パルスドップラーレーダ装置搭載母機のドップラー周波数の時間変化率、ｆdtは移動目標のドップラー周波数、Δｆd はドップラー周波数追尾誤差、ｆd はパルスドップラーレーダ装置搭載母機と移動目標の相対ドップラー周波数補償値である。
【０００４】
ここでパルスドップラーレーダ装置の信号処理について簡単に説明する。送信機２から送出され、アンテナ４によって空間に放射され、目標を照射する送信ＲＦ信号の波形は図１３に示すように周波数ｆ0 のＲＦ原信号Ｓ１を撤送波とし、これにパルス幅τ、パルス繰り返し周期Ｔのパルス変調をかけたものである。この周波数スペクトラムは図１４に示すように搬送波周波数を中心にパルス繰り返し周波数１／Ｔ毎の多数の線スペクトラムとなる。
【０００５】
ここで図１５に示すように飛しょう体に搭載されるパルスドップラーレーダ装置が移動目標を探知するためにアンテナビームを下方に向けて捜索を行う場合を考える。図において９は機軸の対地角度をθe に取り、対地速度Ｖm で飛しょうするパルスドップラーレーダ装置搭載母機、１０は対地速度Ｖt で飛行する探知対象の移動目標、１１は大地であり、９ａはパルスドップラーレーダ装置のアンテナメインビーム、９ｂはアンテナサイドローブ、９ｃはアンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線（Ｌｉｎｅ  ｏｆ  Ｓｉｇｈｔ）である。またＲ0 はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標１０との間の距離、θx はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９の機軸方向ベクトルとアンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃとの間の角度、即ちアンテナ首振り角度、θ0 はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の対地速度ベクトルとアンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃとの間の角度、θs はアンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃの方向を基準としたアンテナサイドローブが大地を照射する点を見込む角度である。
【０００６】
送信ＲＦ原信号Ｓ１がコヒーレント信号である場合、移動目標１０等からの反射信号である受信ＲＦ信号Ｓ３はパルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標１０の相対速度に比例したドップラー周波数の偏移を受ける。パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標１０のラジアル方向の相対速度Ｖr は数１で与えられる。
【０００７】
【数１】
0003707235.tif 000002
【０００８】
またドップラー周波数ｆd は数２で与えられる。
【０００９】
【数２】
0003707235.tif 000003
【００１０】
ここでλは波長である。このとき時間ｔの関数としての受信信号ｆr （ｔ）は数３で表わせる。
【００１１】
【数３】
0003707235.tif 000004
【００１２】
ここでΦ0 は数４で表わされる初期位相である。
【００１３】
【数４】
0003707235.tif 000005
【００１４】
パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標１０が接近する場合にはドップラー周波数は正値、パルスドップラーレーダ装置搭載母機９と移動目標１０が離遠する場合にはドップラー周波数は負値を示す。ここで図１５のようにパルスドップラーレーダ装置搭載母機９がアンテナビームを下方に向けて移動目標１０の探知を行う場合、アンテナメインビーム９ａは移動目標１０を照射すると同時に大地１１も照射し、さらにアンテナサイドローブ９ｂは広範囲に大地１１を照射する。したがってアンテナメインビーム９ａ及びアンテナサイドローブ９ｂが照射された大地１１から反射された信号はクラッタとなって移動目標１０からのレーダ反射エコーと共に受信されることになる。前記のようにパルスドップラーレーダ装置ではその搭載母機９と移動目標１０とのラジアル方向相対速度Ｖr により受信信号ｆr （ｔ）がドップラー周波数偏移を受けるので、パルスドップラーレーダ装置搭載母機９及び移動目標１０の対地速度ベクトルＶm 、Ｖt とアンテナメインビーム９ａが移動目標１０を見込む視線９ｃとの間の角度θ0 によって受信周波数は異なってくる。即ちラジアル方向の相対速度Ｖr によりドップラー周波数が決定されるのである。高ＰＲＦのパルスドップラーレーダ装置におけるクラッタスペクトラムと移動目標１０からのレーダ反射エコーを図示したものが図１６である。図１６（ａ）が対向接近（ヘッドオン）目標の場合、図１６（ｂ）が追跡接近（テイルチェイス）目標の場合である。図において１２はアンテナメインビーム９ａの大地１１照射によるレーダ反射エコーを表わすメインビームクラッタ、１３がアンテナサイドローブ９ｂの大地１１照射によるレーダ反射エコーを表わすサイドローブクラッタ、１４がパルスドップラーレーダ装置搭載母機９の直下の大地１１照射によるレーダ反射エコーを表わす直下クラッタである。一般的に直下クラッタ１４は大地１１に対する入射角が０となるため反射係数の絶対値が大きく、かつひとつのレンジゲート内に含まれる大地１１の面積が大きくなるため、他の方向のサイドローブクラッタ１３より大きな値を示す。１５は移動目標１０からの反射によって生じるレーダ反射エコーである。
【００１５】
送信ＲＦ周波数をｆ0 とすると直下クラッタ１４の受信周波数はドップラー偏移を受けないので受信周波数はｆ0 である。メインビームクラッタ１２のドップラー周波数偏移ｆmbc は数５である。
【００１６】
【数５】
0003707235.tif 000006
【００１７】
サイドローブクラッタ１３の受信周波数偏移の幅はｆ0 ±ｆcmaxの範囲となりｆcmaxは数６で与えられる。
【００１８】
【数６】
0003707235.tif 000007
【００１９】
また移動目標のレーダ反射エコー１５のドップラー周波数偏移ｆt は数７で与えられる。
【００２０】
【数７】
0003707235.tif 000008
【００２１】
即ち移動目標１０が対向して接近して来る場合（ヘッドオン接近の場合）は移動目標のレーダ反射エコー１５の受信周波数はサイドローブクラッタ１３の受信周波数最大値よりも高くなり、図１６（ａ）に示すように、クラッタフリーの領域に移動目標のレーダ反射エコー１５が現われる。一方パルスドップラーレーダ装置搭載母機９が移動目標１０に対して追跡接近する場合（テイルチェイスの場合）には図１６（ｂ）に示すように移動目標のレーダ反射エコー１５はその受信周波数がサイドローブクラッタ１３の受信周波数の範囲内に入ることとなり、クラッタと競合して検出されなければならない。
【００２２】
次にこのような高ＰＲＦのパルスドップラーレーダ装置における受信時の周波数追尾動作原理について図１１を用いて説明する。アンテナ４で受信され、受信ＲＦ信号Ｓ４となった目標からの反射信号９３はフロントエンド５内の第１のミキサ５ｂで第１局発信号Ｓ５と混合されて第１中間周波数信号Ｓ６となり受信機６に送られる。受信機６の内部では、第２のミキサ６ａで第２局発信号８７と混合されて第２中間周波数信号Ｓ９となる。このとき第２局発信号８７はドップラー周波数追尾信号処理の結果得られるドップラー周波数の経時変化分だけ偏移を加えられて周波数制御されたものとなる。この周波数制御はドップラー補償信号源１ｄからのスピードゲート信号Ｓ８を第２局発信号源１ｃに加えることにより行われる。またパルスドップラーレーダ装置の検知、追尾対象となる移動目標１０とパルスドップラーレーダ装置搭載母機９との相対速度の想定範囲から、パルスドップラーレーダ装置として必要なドップラー周波数追尾範囲が決定されるので、第２中間周波数信号Ｓ９の帯域幅も決まる。したがって上記帯域幅を持つ第２中間周波数信号Ｓ９のみを遠過させるための帯域通過フィルタ６ｃを第３のミキサ６ｂの後段に設けてドップラーフィルタの働きをさせている。上記帯域通過フィルタ６ｃを通過した第３中間周波数信号Ｓ１１は第４のミキサ６ｄで基準信号源１ｆからの基準信号Ｓ１２と混合されてドップラー周波数相当の信号周波数を持つビデオ信号Ｓ１３となり信号処理器８に入力される。
【００２３】
信号処理器８内での処理の流れは図１２の機能ブロック図に従って説明する。入力されたビデオ信号Ｓ１３はＡ／Ｄ変換部８ｂでデジタル信号に変換された後、ＦＦＴ処理部８ｃで高速フーリエ変換され、さらに周波数誤差計算部８ｄで追尾誤差計算された後、積分器８ｅで時間積分され、ドップラー周波数偏移情報ｆd として加算器８ｉに入力される。一方慣性装置７から入力されたパルスドップラーレーダ装置搭載母機９の加速度情報を持つ加速度信号Ｓ１４は、機軸加速度計算部８ｆ、周波数変化率計算部８ｇを通った後積分器８ｈで時間積分され、自機ドップラー周波数情報ｆdmとして加算器８ｉに入力される。加算器８ｉで上記両信号は加算され、ドップラー補償制御計算部８ｊでドップラー補償信号源１ｄの補正制御値が求められ、ドップラー補償制御信号Ｓ１５として励振器１にフィードバックされる。ドップラー補償信号源１ｄでは上記ドップラー補償制御信号Ｓ１５に基いてスピードゲート信号Ｓ８を励振器１内の第２局発信号源１ｃに送出し、第２局発信号Ｓ７の周波数を制御する。
【００２４】
以上のパルスドップラーレーダ方式は母機と目標との速度差によって生じるドップラー効果を利用して目標を速度情報として探知する方式であり、速度差に応じて送信信号と受信信号との間に周波数偏移が生じることを利用して大地からの反射（クラッタ）を除き、移動目標のみを抽出しようとするものである。目標が対向接近する目標である場合にはクラッタのない領域での信号検出ができるので、下方にアンテナビームを向けての捜索時にも良好な探知性能が得られやすいが、目標に対する追跡接近の場合、あるいは離遠目標に対する場合にはサイドロ−ブクラッタとの競合状態下での目標探知が必要となるため、下方捜索時の目標探知性能が劣化する。
【００２５】
追跡目標あるいは離遠目標に対しても良好な探知性能を得るためには、サイドローブクラッタあるいは直下クラッタの受信レベルを下げることが必要で、そのためには俯仰角方向の広い角度範囲にわたってサイドロ−ブレベルの低いアンテナが要求される。アンテナのサイドロ−ブレベルを低減するには開口面上の振幅分布を制御し振幅テーパを設けるのが一般的であるが、パルスドップラーレーダ装置の搭載母機９がミサイルシーカである場合等のようにアンテナ４が小口径のものとならざるを得ない場合には、十分な低サイドローブ性が得られるように開口面上の振幅テーパを制御することが難しいという問題がある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のパルスドップラーレーダ装置は、その搭載母体がミサイル等のように小口径のアンテナしか装備が許容されない場合には広い俯仰角角度範囲にわたってのアンテナの低サイドローブ化が困難であり、追跡接近目標あるいは離遠目標の探知に際してはサイドローブクラッタ、直下クラッタとの競合となって探知が困難を極めるため、その使用目的が専ら対向接近目標の探知に限定されてしまうという問題点があった。
【００２７】
この発明に係わるパルスドップラーレーダ装置は上記のような問題点を解決するためになされたもので、小口径のアンテナを用いた場合でも、追跡接近目標あるいは離遠目標に対し良好な探知能力を持つパルスドップラーレーダ装置を得ることを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために第１の発明によるパルスドップラーレーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、これと主アンテナでの受信信号とを電力合成器により合成した信号が受信機に入力されるような構成とし、ドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか否かを判定し、含まれると判定された場合は上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算によって求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたものである。
【００２９】
また第２の発明によるパルスドップラーレーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるようにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号とを選択切換して受信機に入力できるようにするための第２のスイッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか否かを判定し、含まれないと判定された場合には第１主アンテナ受信信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判定された場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号を受信信号として使用するように第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたものである。
【００３０】
また第３の発明によるパルスドップラーレーダ装置は、面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信号に選択切換出力できるようにし、更に第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号とを選択切換して受信機に入力できるようにするためのスイッチを設けた構成とし、ドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか否かを判定し、含まれないと判定された場合には第１の主アンテナ受信信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の受信信号処理を行うようにし、含まれると判定された場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号を受信信号として使用するように第１、第２のスイッチを接続し、信号処理器では上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求めるという処理を一定の時間周期で実施して情報を更新し、飛しょう体と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようににしたものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１を示すパルスドップラーレーダ装置のブロック図であり１６は面状の開口形状を有するアンテナ４の中央部に備えられた広い指向性を有するガードアンテナである。以後アンテナ４は上記ガードアンテナ１６との区別のため主アンテナと呼称する。フロントエンド５には主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６が入力される主アンテナチャンネル５ｃとガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９が入力されるガードアンテナチャンネル５ｆが備えられ、ガ−ドアンテナチャンネル５ｆも主アンテナチャンネル５ｃと同様低雑音増幅器５ｄと第５のミキサ５ｅから成る。またフロントエンド５には第１局発信号源１ｂからの第１局発信号Ｓ５を第１のミキサ５ｂと第５のミキサ５ｅに分配する電力分配器５ｇが備わる。１７はフロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１中間周波数信号に変換された主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６を第１の第１中間周波数信号Ｓ１７と第２の第１中間周波数信号Ｓ１８に選択切換する働きをする第１のスイッチである。１８はフロントエンド５のガードアンテナチャンネル５ｆで第１中間周波数信号に変換されたガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９の振幅を調整する可変減衰器、１９は同じく位相を調整する可変移相器である。２０は上記可変減衰器１８、可変移相器１９により振幅、位相を調整された第３の第１中間周波数信号Ｓ２０と第２の第１中間周波数信号Ｓ１８とを合成する電力合成器で、２０ａはその第１の入力端子、２０ｂはその第２の入力端子である。２１は上記電力合成器２０により合成された信号である主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１と第１の第１中間周波数信号Ｓ１７とを選択切換して受信機６に送り込む働きをする第２のスイッチである。信号処理器８の内部には主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データ等を保持するメモリ８ｋと、サイドローブクラッタ１３のドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のレーダ反射エコー１５が含まれるか否かの判定を行い、その結果によって受信機６へ信号入力の選択切換を行うためのスイッチ制御信号Ｓ２５を送出する働きと、移動目標のレーダ反射エコー１５と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ１３内領域を見込むアンテナサイドローブ角度を計算し、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の振幅が最小となるような可変減衰器１８、可変移相器１９の最適設定値を求め、減衰器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号Ｓ２６として送出する働きをするクラッタ判定制御部８ｍが備わっている。
【００３２】
次に動作について説明する。図２はアンテナ開口面の構成を示す図である。主アンテナ４は多数の素子アンテナ４ｂにより構成される面状のアレーアンテナであり、その中央部にガードアンテナ１６が配設されている。上記ガードアンテナ１６は主アンテナ４を構成する素子アンテナ４ｂと同種のものである。ここで主アンテナ４の俯角方向の振幅、位相指向性図の例を図３に示す。位相指向性図は開口中心をその位相中心（位相の基準点）としたものである。図より主アンテナ４はサイドローブレベルが−２０ｄＢ〜−４０ｄＢ程度となる振幅指向性と、メインビーム領域以外では大きな角度特性のある位相指向性を有していることがわかる。図４はガードアンテナ１６の同じく俯角方向の振幅、位相指向性図の例である。位相指向性の基準点はアンテナの中心である。図より俯角９０゜までの範囲でゆるやかな変化を示す振幅指向性と、この範囲で一定の位相指向性を有していることがわかる。
【００３３】
処理の手順について説明する。まず装置は通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の処理を行う。このときは第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２１共その接点が図１におけるＡ側に接続されるように制御されており、主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６と第１局発信号源１ｂからの第１局発信号Ｓ５との第１のミキサ５ｂでの混合により生成された第１の第１中間周波数信号Ｓ１７が第１中間周波数信号Ｓ６として受信機６に入力される。従来のパルスドップラーレーダ装置におけるのと同様に、受信機６で生成されたビデオ信号Ｓ１３が信号処理器８に入力され、周波数追尾処理部８ａにてドップラー周波数検出処理が行われる。このとき移動目標１０に対しパルスドップラーレーダ装置搭載母機９が対向接近する状況においてはクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコー１５の関係は図１６（ａ）に示すような関係となり良好な周波数追尾動作が可能であるが、移動目標１０に対しパルスドップラーレーダ装置搭載母機９が追跡接近する状況においてはクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコー関係１５が図１６（ｂ）に示すような関係となり良好な周波数追尾動作が困難となる。クラッタ判定制御部８ｍに周波数追尾処理部８ａから送られるドップラー周波数情報Ｓ２２により、クラッタ判定制御部８ｍが上記クラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコー１５の関係を認識し、受信したビデオ信号Ｓ１３のレベル変動が大きい等安定した周波数追尾が困難と判定した場合には、スイッチ制御信号Ｓ２４により第１のスイッチ１７及び第２のスイッチ２１の接点を図１のＢ側に倒すよう制御を行う。この状態では、主アンテナ４で受信されサーキュレータ３を通過した主アンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１６がフロントエンド５の主アンテナチャンネル５ｃで第１局発信号Ｓ５と混合されることにより生成された第２の第１中間周波数信号Ｓ１８と、ガードアンテナ１６で受信されたガードアンテナ受信ＲＦ信号Ｓ１９がフロントエンド５内のガードアンテナチャンネル５ｆで第１局発信号Ｓ５と混合されることにより生成された後、可変減衰器１８、可変移相器１９で振幅、位相を調整された第３の第１中間周波数信号Ｓ２０とが電力合成器２０に投入されて合成され、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１となり、これが最終的な第１中間周波数信号Ｓ６として受信機６に入力されることになる。
【００３４】
ここで電力合成器２０の第１の入力端子２０ａで観測される第２の中間周波数信号Ｓ１８に変換された主アンテナ４の放射指向性ｆ1 （θ）、電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂで観測される第３の中間周波数信号Ｓ２０に変換されたガードアンテナ１６の放射指向性ｆ2 （θ）はそれぞれ数８、数９で表わされる。
【００３５】
【数８】
0003707235.tif 000009
【００３６】
【数９】
0003707235.tif 000010
【００３７】
ここでθは図１５の視線９ｃを基準とする俯仰角、Ｇ1 （θ）、Φ1 （θ）はそれぞれ主アンテナ４の入出力端子４ａで見た放射振幅指向性、放射位相指向性、Ｇ2 （θ）、Φ2 （θ）はそれぞれガードアンテナ１６の出力端子１６ａで見た放射振幅指向性、放射位相指向性である。またｋ1 、δ1 はそれぞれ主アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１の入力端子２０ａに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による振幅係数と透過位相、ｋ2、δ2はそれぞれ主アンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至るまでの伝送経路の挿入損失、利得による振幅係数と透過位相である。電力合成器２０が等振幅、等位相合成器であるものとすると、第２の中間周波数信号Ｓ１８と第３の中間周波数信号Ｓ２０の合成出力である主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射指向性ｆ3 （θ）は数１０で表わすことができる。
【００３８】
【数１０】
0003707235.tif 000011
【００３９】
前述したように移動目標からのレーダ反射エコー１５はアンテナメインビーム９ａの照射により生じ、サイドローブクラッタ１３、直下クラッタ１４はアンテナサイドローブ９ｂの照射により生じる。したがってクラッタ環境下での目標捜索、探知性能を向上させるにはアンテナメインビーム９ａによる受信電力に比してのアンテナサイドローブ９ｂによる受信電力を低減すればよい。メインビーム方向の俯角は０であり、着目するサイドローブ方向の俯角をθs とすると、ここで使用している主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射指向性ｆ3 （θ）において｜ｆ3 （θs ）｜が｜ｆ3 （０）｜に比して十分小さくなるようにすればよい。極端な場合として｜ｆ3 （θs ）｜＝０となる場合を考えると数１０より数１１、数１２が同時に成立すればよいことになる。
【００４０】
【数１１】
0003707235.tif 000012
【００４１】
【数１２】
0003707235.tif 000013
【００４２】
主アンテナ４が図２に示すような素子アンテナ数ｎのアレーアンテナであり、ガードアンテナ１６が主アンテナ４を構成する単一の素子アンテナ４ｂと同一なものである場合、通常主アンテナ４に対するガードアンテナ１６の利得比Ｇ2 （０）／Ｇ1 （０）の値は概ね１／ｍとなる。この利得比を加味し、振幅の縦軸をそれぞれのアンテナの出力端子４ａ、１６ａで見た利得として主アンテナ４及びガードアンテナ１６の放射指向性を１つの図に併記したものが図５である。主アンテナの指向性のサイドローブ領域において主アンテナ指向性の振幅Ｇ1 （θs ）はガードアンテナ指向性の振幅Ｇ2 （θs ）よりも低く、Ｇ1 （θs ）＜Ｇ2 （θs ）が成立している。したがって電力合成器２０が等位相、等振幅の合成器である場合には、サイドロ−ブレベルが０、即ち｜ｆ3（θs）｜＝０となる条件式のうち数１１が成立するためにはＬ1 ＞Ｌ2 でなければならない。即ち主アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１の入力端子２０ａに至る伝送経路の減衰量に比してガードアンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至る伝送経路の減衰量を大きくしなければならないが、ガードアンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至る伝送経路には可変減衰器１８が挿入されているので、この減衰量を調整することで上記の条件を満足させることは可能である。また｜ｆ3 （θs ）｜＝０となるためのもうひとつの条件式である数１２を成立させるための伝送経路内透過位相の調整は同じくガードアンテナ１６の出力端子１６ａから電力合成器２０の第２の入力端子２０ｂに至る伝送経路に挿入された可変移相器１９の移相量を調整することで可能となる。
【００４３】
信号処理器８内のメモリ８ｋには主アンテナ４の指向性データであるＧ1 （θ）、Φ1 （θ）及びガードアンテナ１６の指向性データであるＧ2 （θ）、Φ2 （θ）が保持記憶されているので、周波数追尾処理部８ａにおける処理の結果サイドローブクラッタ１３内に移動目標からのレーダ反射エコー１５が検出されたとき、周波数追尾処理部８ａはこの情報をクラッタ判定制御部８ｍにドップラー周波数情報信号Ｓ２２として送る。クラッタ判定制御部８ｍではそのドップラー周波数と同じ周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナメインビーム９ａの方向（アンテナ正面方向）から測ったサイドローブ角度θs を数１３の計算により求める。（図９のＳ６）
【００４４】
【数１３】
0003707235.tif 000014
【００４５】
数１３の右辺のパラメータのうちｆt は周波数追尾処理部８ａで、Ｖm は慣性装置７でそれぞれ検出（図９のＳ１、Ｓ２）される既知量である。また角度θ0 は慣性装置７で検出されるパルスドップラーレーダ装置搭載母機機軸偏向角θe とアンテナ首振り角θx の和として知ることができる量（図９のＳ３〜Ｓ５）である。したがって、この俯角θs の方向で主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の放射振幅指向性｜ｆ3 （θs ）｜が０となるように、即ち数１１、数１２が成立するようにＬ2 ／Ｌ1 の値及びδ2 −δ1 の値を設定することができる。メモリ８ｋには上記の指向性データＧ1 （θ）、Φ1 （θ）、Ｇ2 （θ）、Φ2 （θ）の他に主アンテナ４の入出力端子４ａから電力合成器２０の第１の入力端子２０ａに至る伝送経路の振幅係数Ｌ1 、透過位相δ1 の値も固定量として保持記憶させるようにしておけば、クラッタ判定制御部８ｍではこれらのデータＳ２３をメモリ８ｋから読み出して所望のＬ2 値、δ2 値を計算し（図９のＳ７、Ｓ８）、その結果から可変減衰器１８の最適減衰量設定値、可変移相器１９の最適移相量設定値を求め、これらをそれぞれ減衰器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号Ｓ２６に乗せて可変減衰器１８、可変移相器１９に送ることができる。（図９のＳ９）以上が主アンテナ４のアンテナメインビーム９ａの方向から測った固定の角度θs に観測されるサイドローブクラッタ１３のレベルを低減するための処理の流れである。
【００４６】
実際には主アンテナ４、ガードアンテナ１６の指向性に応じて一定の俯角範囲を設定し、この角度範囲内で主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の指向性ｆ3 （θ）におけるサイドローブレベルが平均的に低くなるようなＬ2 、δ2 の値を選定してやるのがより実用的な信号処理アルゴリズムである。ここではその実例１として俯角範囲約５０゜〜６５゜、実例２として俯角範囲約４５゜〜５０゜、実例３として俯角範囲約３５゜〜４５゜のサイドローブレベルが平均的に低減されるように可変減衰器１８、可変移相器１９の制御を行った例を示す。実例１においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝１／√２（−３ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−９０゜、実例２においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝−１２０゜、実例３においてはＬ2 ／Ｌ1 ＝０．３９８（−８ｄＢ）、δ2 −δ1 ＝１８０゜となるよう振幅、位相制御が行われている。実例１、実例２、実例３に対応する主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の振幅指向性｜ｆ3 （θ）｜の計算値を表示したものをそれぞれ図６、図７、図８に示す。これらの図に併記した主アンテナ４の指向性及びガードアンテナ１６の指向性Ｇ1 （θ）、Ｇ2 （θ）は、それぞれ電力合成器２０の第１の入力端子２０ａ、第２の入力端子２０ｂで観測されるものであり、主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１の振幅指向性レベル｜ｆ3 （θ）｜と主アンテナでの受信信号である第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の振幅指向性レベルＧ1 （θ）との差異はガードアンテナ受信信号である第３の第１中間周波数信号Ｓ２０との合成によって生じるものである。図を見るとメインビーム正面（俯角０゜方向）の振幅レベルも低下しているが、着目するサイドローブ角度方向範囲におけるサイドローブレベルの低下量は２０ｄＢ程度と大きく、この方向のアンテナサイドローブ９ａが大地１１を照射することによって生じるサイドローブクラッタ１３のレベルを低下させる効果が大であることを期待させる。以上のような処理の流れをフローチャートとして図示したものが図９である。このような閉ループ制御を一定の時間間隔で実行することにより、減衰器制御信号Ｓ２５、移相器制御信号Ｓ２６によって可変移相器１８の減衰量、可変移相器１９の移相量がその都度最適値に設定され、時々刻々変化する移動目標１０のドップラー周波数に対応する俯角方向のサイドローブクラッタ１３のレベルを適宜低下させることができ、移動目標のレーダ反射エコー１５検出時のＳＣ比（信号対クラッタ比）を向上させることができる。この効果を概念的に示したものが図１０である。
【００４７】
尚上記の説明では、手順の最初に実施する通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の周波数追尾処理によりサイドローブクラッタ１３内に競合して存在する移動目標のレーダ反射エコー１５を検出することができ、放射指向性のサイドロ−ブレベルを低減すベき俯角方向を知ることができた場合の、その後の安定追尾継続のための処理について記述したが、上記最初の手順においてサイドローブクラッタ１３のレベルが高すぎて移動目標のレーダ反射エコー１５の初期検出すらできなかった場合には、第１のスイッチ１７、第２のスイッチ２１の接続をＢ側に切換えて主アンテナガードアンテナ合成信号Ｓ２１を使用するようにし、上記で説明したのと同様の処理により放射指向性のサイドローブを低減する限定俯角範囲を順次変化させることにより移動目標のレーダ反射エコー１５を検出するようにすれば、その後の動作は前記と同様に行わせることができる。
【００４８】
また上記の説明では、可変減衰器、可変移相器により振幅、位相を調整された第３の第１中間周波数信号と第２の第１中間周波数信号とを合成して主アンテナガードアンテナ合成信号を生成する電力合成器として等振幅、等位相の合成器を使用する場合について示したが、これは不等振幅の電力合成器あるいは方向性結合器であってもよく、第３の第１中間周波数信号Ｓ２０に対する第２の第１中間周波数信号Ｓ１８の合成振幅比が大きくなるような電力合成器あるいは方向性結合器を用いることにより主アンテナガードアンテナ合成信号のアンテナメインビーム正面方向の電力合成によるレベル低下を少なく抑えることができる。
【００４９】
【発明の効果】
この発明は以上に説明したように構成されているので、以下に記載される効果がある。
【００５０】
第１の発明によれば、面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、これと主アンテナでの受信信号とを電力合成器により合成した信号が受信機に入力されるような構成とし、信号処理器ではドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載母機が目標に対する対向接近状態にあるか追跡接近状態にあるかを判定し、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合は上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたので、目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラー周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向上させて、目標に対する追跡接近状態においても安定した周波数追尾動作が可能な、パルスドップラーレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５１】
また第２の発明によれば、面状の開口を有する主アンテナの開口中央部に広い指向性を持つガードアンテナを配設し、さらに上記ガードアンテナによる受信信号の振幅、位相を調整手段により調整し、また主アンテナでの受信信号の出力部には第１のスイッチを設けて第１の主アンテナ受信信号と第２の主アンテナ受信信号を切換出力できるようにし、第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号と第１の主アンテナ受信信号とを選択切換して受信機に入力できるようにするための第２のスイッチを設けた構成とし、信号処理器ではドップラー周波数追尾信号処理によりサイドローブクラッタのドップラー周波数スペクトラム内に移動目標のドップラー周波数が含まれるか否か、即ち搭載母機が目標に対する対向接近状態にあるか追跡接近状態にあるかを判定し、含まれない場合即ち対向接近状態にある場合には第１の主アンテナ受信信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続して通常のパルスドップラーレーダ装置と同様の受信信号処理を行うようにし、含まれる場合即ち追跡接近状態にある場合には第２の主アンテナ受信信号と振幅、位相調整手段を通った後のガードアンテナ受信信号とを電力合成器により合成した信号を受信信号として使用するようにスイッチを接続し、上記移動目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角方向における上記主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような上記調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求め、上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたので、目標に対する追跡接近時においては目標からのレーダ反射エコーの存在するドップラー周波数軸上の位置にあってこれと競合するサイドローブクラッタ受信レベルを低減することにより目標検出のＳ／Ｃ比を向上させて安定した周波数追尾動作を可能とするとともに、目標に対する対向接近時においては通常のパルスドップラーレーダ装置と同様な単純な回路構成を取ることにより信号受信レベルの低下を避け、通常の単純な信号処理により目標検出を行うことができるという、よりフレキシブルなパルスドップラーレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【００５２】
また第３の発明によれば、第２の発明と同様の構成とし、搭載母機が移動目標に対して追跡接近状態にある場合に目標のドップラー周波数と同じドップラー周波数成分を散乱放射するサイドローブクラッタ領域を見込むアンテナのサイドローブ角度を計算により求め、この俯角方向における主アンテナガードアンテナ合成信号の振幅が最小となるような調整手段の設定値を信号処理器内のメモリに保存された主アンテナ及びガードアンテナの振幅、位相指向性データから計算によって求めるという処理を一定の時間周期で実施して情報を更新し、搭載母機と移動目標の相対運動に伴って時々刻々変化する制御信号として上記振幅、位相調整手段の制御を行わせるようにしたので、遭遇し得る全ての状況下で良好な目標探知、追尾性能を得ることが可能な、適用用途範囲の広いパルスドップラーレーダ装置を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置を示すブロック図である。
【図２】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置のアンテナ開口面の構成を示す図である。
【図３】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置の主アンテナの放射指向性の例を示す図である。
【図４】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置のガードアンテナの放射指向性の例を示す図である。
【図５】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置の主アンテナの放射指向性及びガードアンテナの放射指向性の例を示す図である。
【図６】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減の実例１の効果を示す図である。
【図７】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減の実例２の効果を示す図である。
【図８】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減の実例３の効果を示す図である。
【図９】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置における主アンテナガードアンテナ合成信号の放射指向性の限定角度範囲内サイドローブレベル低減処理の流れを示すフローチャートである。
【図１０】  この発明の実施の形態１のパルスドップラーレーダ装置における限定範囲内サイドローブクラッタレベル低減による目標検出Ｓ／Ｃ比改善の効果を示す概念図である。
【図１１】  従来のパルスドップラーレーダ装置を示すブロック図である。
【図１２】  パルスドップラーレーダ装置の周波数追尾ループの機能系統図である。
【図１３】  パルスドップラーレーダ装置の送信ＲＦ信号の波形を示す図である。
【図１４】  パルスドップラーレーダ装置に用いられるパルス変調波のスペクトラムを示す図である。
【図１５】  移動目標の探知について説明するための図である。
【図１６】  従来のパルスドップラーレーダ装置におけるクラッタスペクトラムと移動目標からのレーダ反射エコーの関係を示す図である。
【符号の説明】
１  励振器、１ａ  送信ＲＦ信号源、１ｂ  第１局発信号源、１ｃ  第２局発信号源、１ｄ  ドップラー補償信号源、１ｅ  第３局発信号源、１ｆ  基準信号源、２  送信機、３  サーキュレータ、４  主アンテナ、４ａ  入出力端子、４ｂ  素子アンテナ、５  フロントエンド、５ａ  低雑音増幅器、５ｂ  ミキサ、５ｃ  主アンテナチャンネル、５ｄ  低雑音増幅器、５ｅ  ミキサ、５ｆ  ガードアンテナチャンネル、５ｇ  電力分配器、６  受信機、６ａ  ミキサ、６ｂ  ミキサ、６ｃ  帯域通過フィルタ、６ｄ  ミキサ、７  慣性装置、８  信号処理器、８ａ  周波数追尾処理部、８ｂ  Ａ／Ｄ変換部、８ｃ  ＦＥＴ処理部、８ｄ周波数追尾誤差計算部、８ｅ  積分器、８ｆ  機軸加速度補償計算部、８ｇ  周波数変化率計算部、８ｈ  積分器、８ｉ  加算器、８ｊ  ドップラー補償制御計算部、８ｋ  メモリ、８ｍ  クラッタ判定制御部、９  パルスドップラーレーダ装置搭載母機、１０  移動目標、１１  大地、１６  ガードアンテナ、１６ａ出力端子、１７  スイッチ、１８  可変減衰器、１９  可変移相器、２０  電力合成器、２０ａ  入力端子、２０ｂ  入力端子、２１  スイッチ。
【図１】
0003707235.tif 000015
【図２】
0003707235.tif 000016
【図３】
0003707235.tif 000017
【図４】
0003707235.tif 000018
【図５】
0003707235.tif 000019
【図６】
0003707235.tif 000020
【図７】
0003707235.tif 000021
【図８】
0003707235.tif 000022
【図９】
0003707235.tif 000023
【図１０】
0003707235.tif 000024
【図１１】
0003707235.tif 000025
【図１２】
0003707235.tif 000026
【図１３】
0003707235.tif 000027
【図１４】
0003707235.tif 000028
【図１５】
0003707235.tif 000029
【図１６】
0003707235.tif 000030