(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に接続された複数のランプ負荷を有する多灯ランプ負荷と、該多灯ランプ負荷に電源を供給するための車載バッテリと、該車載バッテリと前記多灯ランプ負荷との間の電源線上に設けられた半導体スイッチ素子と、前記電源線に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出した電流が予め定めた第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチ素子をオフ制御する半導体スイッチ制御手段とを備えた車両用電源供給制御装置において、
前記多灯ランプ負荷の断芯を検出する断芯検出手段をさらに備え、
前記断芯検出手段が断芯を検出したとき、前記第１の所定値をより小さい値に変更し、電源線を流れる電流を抑えるようにし、
前記断芯後のより小さい値Ｖref1′は、前記第１の所定値Ｖref1と、前記多灯ランプ負荷のランプ数Ｍ１と、前記断芯検出手段により検出された前記多灯ランプ負荷の断芯数Ｍ２とを用いた以下に示す式（１）
【数１】
0003695574.tif 000005
に従って算出した値である
ことを特徴とする車両用電源供給制御装置。
【請求項２】
並列に接続された複数のランプ負荷を有する多灯ランプ負荷と、該多灯ランプ負荷に電源を供給するための車載バッテリと、該車載バッテリと前記多灯ランプ負荷との間の電源線上に設けられた半導体スイッチ素子と、前記電源線に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出した電流が予め定めた第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチ素子をオフ制御する半導体スイッチ制御手段とを備えた車両用電源供給制御装置において、
前記多灯ランプ負荷の断芯を検出する断芯検出手段をさらに備え、
前記断芯検出手段が断芯を検出したとき、前記第１の所定値をより小さい値に変更し、電源線を流れる電流を抑えるようにし、
断芯前の第１の所定値と断芯後のより小さい値との差は、断芯前の電源線に流れる電流と断芯後の電源線に流れる電流との差以下である
ことを特徴とする車両用電源供給制御装置。
【請求項３】
前記断芯検出手段は、前記電流検出手段により検出した負荷電流が予め定めた第２の所定値以下となったとき、所定数の断芯を検出する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の車両用電源供給制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用電源供給制御装置に係わり、特に、半導体スイッチ素子のオンにより車載バッテリから電源線を介して電源供給される負荷と、該電源線に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出した電流が予め定めた第１の所定値を越えている間、半導体スイッチ素子をオフ制御する半導体スイッチ制御手段とを備えた車両用電源供給制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーＭＯＳＦＥＴ及び絶縁被膜により被われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。
【０００３】
この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーＭＯＳＦＥＴや電源線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、従来、図４に示されるようなものが知られている。
【０００４】
同図において、車載バッテリ１０１からの電源電圧ＶＢは、シャント抵抗Ｒｓと、半導体スイッチ素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間とを介してストップランプやヘッドライト等々の負荷１０２に供給される。駆動回路ＤＲは、チャージポンプ回路１０３により電源電圧ＶＢを昇圧したチャージポンプ出力電圧ＶＰ（＝ＶＢ＋１０[Ｖ]）がコレクタに接続されるＮＰＮ型スイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ１と、該ＳＷトランジスタＴｒ１のエミッタにコレクタが接続されたＮＰＮ型スイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ２とを有しており、ＳＷトランジスタＴｒ１のエミッタとＳＷトランジスタＴｒ２のコレクタとの接点がパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに接続されている。
【０００５】
そして、駆動回路ＤＲは、ＳＷトランジスタＴｒ１をオンさせると共にＳＷトランジスタＴｒ２をオフさせることにより、チャージポンプ出力電圧ＶＰをパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに印加して、パワーＭＯＳＦＥＴをオンさせる。また、ＳＷトランジスタＴｒ１をオフさせると共にＳＷトランジスタＴｒ２をオンさせることにより、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止して、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフさせる。
【０００６】
また、車載バッテリ１０１とパワーＭＯＳＦＥＴＱＦとの間に設けられたシャント抵抗Ｒｓは、車載バッテリ１０１と負荷１０２との間の電源線に流れる電流ＩＬを電圧に変換するための低抵抗で、この両端電圧を検出することにより電源線に流れる電流ＩＬが検出することができる。このシャント抵抗Ｒｓの両端は差動増幅器１０４の＋入力端、−入力端に接続され、差動増幅器１０４は電流検出手段として働き、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧に応じた電圧を出力することにより電流ＩＬを検出する。
【０００７】
差動増幅器１０４の出力は、Ａ／Ｄ変換器１０５によりディジタル変換された後、マイクロコンピュータ（マイコン）１０６に供給される。このマイコン１０６には、一端が抵抗Ｒ１を介してアースと接続され、他端が電源電圧ＶＢに接続されている外付けのスイッチＳＷの一端が接続され、スイッチＳＷがオン操作されるとＨレベルのオン操作信号Ｓ１が供給される。
【０００８】
上述したマイコン１０６は、予め設定される制御プログラムに従って動作するＣＰＵ１０６ａと、該ＣＰＵ１０６ａの制御プログラムを予め保持するＲＯＭ１０６ｂと、ＣＰＵ１０６ａの演算実行時に必要なデータを一時的に保存するＲＡＭ１０６ｃとから構成され、Ｈレベルのオン操作信号Ｓ１が入力されると、駆動回路ＤＲに対して駆動指示信号Ｓ２を出力する。また、マイコン１０６は、所定時間以上継続して、Ａ／Ｄ変換器１０５によりディジタル変換された差動増幅器１０４の出力が電圧Ｖ１を越えた状態であるとき、駆動指示信号Ｓ２の出力を停止する。駆動回路ＤＲは、マイコン１０６からの駆動指示信号Ｓ２の供給に応じてゲートＴＧに対してチャージポンプ出力電圧ＶＰを印加すると共に、駆動指示信号Ｓ２の出力停止に応じてゲートＴＧに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止するように構成されている。
【０００９】
差動増幅器１０４の出力はまた、コンパレータＣＰの−入力端にも供給されている。このコンパレータＣＰの＋入力端には、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ２及びＲ３で分圧した第１の所定値としての基準電圧Ｖref1が供給されている。なお、基準電圧Ｖref1は、上述した電圧Ｖ１より大きい値に設定されている。そして、コンパレータＣＰは、差動増幅器１０４の出力が基準電圧Ｖref1を越えている間、Ｈレベルの過電流検出信号Ｓ３を駆動回路ＤＲに対して出力する。駆動回路ＤＲは、半導体スイッチ制御手段として働き、マイコン１０６から駆動指示信号Ｓ２が出力中であっても、コンパレータＣＰから過電流検出信号Ｓ２が出力されている間はゲートＴＧに対するチャージポンプ出力電圧ＶＰの印加を停止し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフして負荷１０２の駆動を停止するように構成されている。
【００１０】
上述した構成の電源供給制御装置の動作をマイコン１０６のＣＰＵ１０６ａの処理手順を示す図５のフローチャートを参照して以下説明する。先ず、スイッチＳＷのオンに応じたオン操作信号Ｓ１の出力により（ステップＳＰ１でＹ）、駆動指示信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに対して出力すると（ステップＳＰ２）、駆動回路ＤＲがゲートＴＧに対してチャージポンプ出力電圧ＶＰを印加する。このチャージポンプ出力電圧ＶＰによりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦがオンして負荷１０２に電源電圧ＶＢが供給されると共に、シャント抵抗Ｒｓに電流ＩＬが流れる。
【００１１】
次に、Ａ／Ｄ変換器１０５から電流ＩＬに応じた差動増幅器１０４の出力電圧のディジタル値を取り込む（ステップＳＰ３）。このとき、電源線等に異常がなければ、図６（ａ）に示すように電源線には定常電流が流れ続けるため、差動増幅器１０４の出力電圧は電圧１以下となり（ステップＳＰ４でＮ）、差動増幅器１０４の出力電圧が電圧Ｖ１以下の間は、オン操作信号Ｓ１が出力されていれば駆動指示信号Ｓ２を出力し（ステップＳＰ２）、オン操作信号Ｓ１が出力されていなければ駆動指示信号Ｓ２の出力を停止する（ステップＳＰ５）。
【００１２】
一方、電源線に異常が発生し、電源線に流れる電流ＩＬが増大すると差動増幅器１０４の出力電圧が基準電圧Ｖref1を越え、コンパレータＣＰがこれを検出してＨレベルの過電流検出信号Ｓ３を駆動回路ＤＲに出力する。過電流検出信号Ｓ３が出力されている間、駆動回路ＤＲはゲートＴＧに印加されているチャージポンプ出力電圧ＶＰを停止して、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフする。パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフすると電流ＩＬが徐々に下がり、差動増幅器１０４の出力電圧が基準電圧Ｖref1より下がるとコンパレータＣＰからの過電流検出信号Ｓ３の出力が停止され、駆動回路ＤＲにより再び、チャージポンプ出力電圧ＶＰが印加され、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦがオンする。
【００１３】
このため、以下パワーＭＯＳＦＥＴＱＦはオンオフを繰り返すこととなり電源線に流れる電流ＩＬに応じた差動増幅器１０４の出力電圧は図６（ｂ）に示すような基準電圧Ｖref1を越えたり、下がったりする波形となる。このように電源線に異常が発生しても電源線に流れる電流ＩＬを基準電圧Ｖref1に相当する電流以下に抑えるため、電源線が破損に至ることがない。
【００１４】
また、このときの電源線の異常がレアショートによるものであった場合、図６（ｂ）に示すように差動増幅器１０４の出力電圧＞電圧Ｖ１の状態の継続時間が所定時間Ｔ以上を越えることなく、定常電流に戻る（ステップＳＰ４でＮ→ＳＰ６→ステップＳＰ１）。従って、駆動指示信号Ｓ２を停止することなく、オン操作信号Ｓ１の有無に応じて駆動指示信号Ｓ２を出力する。
【００１５】
一方、電源線の異常がデッドショートによるものであった場合、基準電圧Ｖref1を越えたり、越えなかったりする状態が継続する。この状態が継続するとショート部で発生した熱が蓄積し、電源線が破壊に至る恐れがある。従って、図６（ｃ）に示すように差動増幅器１０４の出力電圧＞電圧Ｖ１の状態の継続時間が所定時間Ｔを越えたとき、（ステップＳＰ７及びステップＳＰ８でＹ）、以降駆動指示信号Ｓ２の出力を停止し（ステップＳＰ９）、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフすることにより電源線へ流れる電流ＩＬを遮断して電源線を保護する。なお、電源線に基準電圧Ｖref1に相当する電流以上流れなくても図６（ｄ）に示すように差動増幅器１０４の出力が電圧Ｖ１を越えた状態が所定時間Ｔ以上継続する場合であっても、駆動指示信号Ｓ２の出力は停止される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の車両用電源供給制御装置では、ランプ負荷を複数並列に接続したものを負荷１０２とした場合、以下に述べるような問題点が生じる。図３に示すように、負荷１０２として、２１Ｗ＊２灯の並列に接続されたランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂを有する多灯ランプ負荷を使用したとする。電源線等に異常がない場合には、ランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂに流れる電流Ｉ102a及びＩ102bは共に、例えば１．７５（Ａ）となり、電流ＩＬは、定常電流Ｉｃ＝Ｉ102a＋Ｉ102b＝３．５（Ａ）となる。このような電源供給制御装置において、電源線と車体の角部との断続的な接触により電源線の被覆が削られ、内部導線が露出した露出部Ｘが振動により車体と接触すると、この状態を概念的に表した同図に示すようにスイッチＳＷ１がオンして露出部Ｘが、電源線の抵抗より大きい電源線と車体との接触抵抗Ｒを介してアースに接続される。
【００１７】
このとき、露出部Ｘからアースへ流れる電流ＩＲは、接触抵抗Ｒにより決まる電流値まで増大する。これに伴って電流ＩＬが増大し、電流ＩＬが例えば３０（Ａ）を越えるとコンパレータＣＰにより過電流検出信号Ｓ２が出力されるように基準電圧Ｖref1を設定すれば、電流ＩＬは３０（Ａ）以下に抑えられる。従って、電流ＩＲはショート状態となっても３０−（１．７５＋１．７５）＝２６．５（Ａ）に抑えられ、接触抵抗で発生する熱により電源線が破損することはない。また、接触抵抗Ｒには電流ＩＲ＝２６．５（Ａ）に応じた熱量が発生することとなるが、ショート状態が継続するデッドショートの発生に伴ってこの熱量が蓄積しても電源線が破損する前に、マイコン１０６によりカウントされる差動増幅器の出力＞電圧Ｖ１の継続時間が所定時間Ｔを越え、遮断が行われるようになっている。
【００１８】
ところが、ランプ負荷１０２ｂが断芯した状態となっても基準電圧Ｖref1は２灯点灯しているときと同じであるため、露出部Ｘが振動により車体と接触し、ショート状態となると断芯前と同様に電流ＩＬは３０（Ａ）に抑えられるが、電流ＩＲは断芯に伴う電流ＩＬの減少分に相当する電流Ｉ102bだけ増加した３０−１．７５＝２６．５＋１．７５＝２８．２５（Ａ）となり、２灯点灯しているときに比べ接触抵抗Ｒを介してアースへ流れる電流ＩＲが多くなり、接触抵抗Ｒで生じる発熱が大きくなる。
【００１９】
このため、接触抵抗Ｒに上述した２６．５（Ａ）より大きい電流ＩＲが流れると破損するような電源線を使用していた場合には、断芯前は接触抵抗Ｒに流れる電流ＩＲを２６．５（Ａ）以下に抑え電源線を確実に保護することができたが、断芯後は２６．５（Ａ）より大きい、ランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂのバラツキが±１０％の場合は２８．４２５（Ａ）（＝２８．２５＊０．９）の電流ＩＲが接触抵抗Ｒに流れ、電源線が破損してしまう。
【００２０】
また、接触抵抗Ｒに２８．４２５（Ａ）の電流ＩＲを流しても破損しないような電源線を使用していたとしても、マイコン１０６によりカウントされる差動増幅器１０４の出力＞電圧Ｖ１の継続時間が所定時間Ｔとなる前に接触抵抗Ｒで発生する熱が蓄積され電源線が破損に至ってしまうこともある。いずれの場合にして多灯ランプ負荷の断芯前には電源線の保護を確実に行えたが、多灯ランプ負荷の断芯後、電源線保護を確実に行えないことがあるという問題があった。
【００２１】
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、多灯ランプ負荷が断芯しても、確実に電源線を保護することができる電源供給制御装置を提供することを課題とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためになされた請求項１及び２記載の発明は、並列に接続された複数のランプ負荷を有する多灯ランプ負荷と、該多灯ランプ負荷に電源を供給するための車載バッテリと、該車載バッテリと前記多灯ランプ負荷との間の電源線上に設けられた半導体スイッチ素子と、前記電源線に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出した電流が予め定めた第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチ素子をオフ制御する半導体スイッチ制御手段とを備えた車両用電源供給制御装置において、前記多灯ランプ負荷の断芯を検出する断芯検出手段をさらに備え、前記断芯検出手段が断芯を検出したとき、前記第１の所定値をより小さい値に変更し、電源線に流れる電流を抑えるようにしたことを特徴とする車両用電源供給制御装置に存する。
【００２３】
電流検出手段により検出した電源線に流れる電流が第１の所定値を越えている間、半導体スイッチ制御手段が半導体スイッチ素子をオフ制御することにより、電源線に流れる電流を第１の所定値以下に抑えたとしても、多灯ランプ負荷の断芯後、電源線の心線と車体などのアースとの接触により該接触抵抗を介してアースへ流れる電流は、断芯前に比べて増大してしまう。そこで、請求項１記載の発明によれば、断芯検出手段が多灯ランプ負荷の断芯を検出したとき、所定値をより小さい値に変更し、電源線に流れる電流をより小さい値に抑えるようにしたので、多灯ランプ負荷の断芯による接触抵抗へ流れる電流の増大を抑えることができる。
【００２４】
また、請求項１記載の発明は、前記断芯後のより小さい値Ｖref1′は、前記第１の所定値Ｖref1と、前記多灯ランプ負荷のランプ数Ｍ１と、前記断芯検出手段により検出された前記多灯ランプ負荷の断芯数Ｍ２とを用いた以下に示す式（１）
【数２】
0003695574.tif 000002
に従って算出した値であることを特徴とする車両用電源供給制御装置に存する。
【００２５】
また、請求項１記載の発明によれば、断芯後のより小さい値Ｖref1′が、第１の所定値Ｖref1と、多灯ランプ負荷のランプ数Ｍ１と、断芯検出手段により検出された多灯ランプ負荷の断芯数Ｍ２とを用いた以下に示す式（１）に従って算出される。
【００２６】
ところで、電源線に流れる突入電流は、半導体スイッチ制御手段により第１の所定値Ｖref1以下に抑えられ、その後各ランプ負荷に対して分岐して供給される。つまり、各ランプ負荷にはＶref1／Ｍ１（∵Ｖref1＝第１の所定値、Ｍ１＝ランプ数）の突入電流が供給されることとなる。しかしながら、断芯数Ｍ２のランプ負荷が断芯すると、電源線に流れる突入電流は断芯前と同様に半導体スイッチ制御手段により第１の所定値Ｖref1以下に抑えられるが、その後各ランプ負荷に分岐されて供給される突入電流はＶref1／（Ｍ１−Ｍ２）（∵Ｖref＝第１の所定値、Ｍ１＝ランプ数、Ｍ２＝断芯数）となり、断芯前に比べ各ランプ負荷に流れる突入電流が増加する。このため、断芯後は多灯ランプ負荷の劣化が断芯前に比べて速く進行してしまう。
【００２７】
そこで、断芯検出手段により断芯数Ｍ２の断芯が検出されたとき、第１の所定値Ｖref1を上記式（１）に示すように変更すれば、断芯後（Ｍ１−Ｍ２）個の各ランプ負荷に分岐されて供給される突入電流は、式（２）に示すようになるので、断芯前に各ランプ負荷に流れる突入電流と断芯後と各ランプ負荷に流れる突入電流とが等しくなる。
【数３】
0003695574.tif 000003
【００２８】
また、請求項２記載の発明は、断芯前の第１の所定値と断芯後のより小さい値との差は、断芯前の電源線に流れる電流と断芯後の電源線に流れる電流との差以下であることを特徴とする車両用電源供給制御装置に存する。
【００２９】
多灯ランプ負荷の断芯後、接触抵抗を介してアースへ流れる電流の増大は、断芯前に電源線に流れる電流と断芯後に電源線に流れる電流との差に等しい。そこで、請求項３記載の発明によれば、断芯前の第１の所定値と断芯後のより小さい値との差が、断芯前の負荷電流と断芯後の負荷電流との差以下であるので、電源線の心線と車体などのアースとが接触して過電流が流れたとき、断芯前に接触抵抗に流れる電流と、断芯後に接触抵抗に流れる電流以下に抑えることができる。
【００３０】
請求項３記載の発明は、前記断芯検出手段は、前記電流検出手段により検出した負荷電流が予め定めた第２の所定値以下となったとき、所定数の断芯を検出することを特徴とする請求項１又は２記載の車両用電源供給制御装置に存する。
【００３１】
請求項３記載の発明によれば、断芯検出手段が、電流検出手段により検出した負荷電流が第３の所定値以下となったとき、所定数の断芯を検出するので、所定数のランプ負荷の断芯による電流の減少を検出することにより、電流検出手段が検出した負荷電流を利用して断芯を検出することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の車両用電源供給制御装置を図面に基づいて説明する。図１はこの発明による車両用電源供給制御装置の一実施の形態を示し、同図において、図４について上述した従来の回路と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。同図において、多灯ランプ負荷１０２は、例えば２１Ｗ＊２灯の並列接続されたランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂから構成されている。
【００３３】
また、コンパレータＣＰの＋入力端には、基準電圧発生回路１０７が接続されている。この基準電圧発生回路１０７は、一端が電源電圧ＶＢと接続されている抵抗Ｒ２と、一端が抵抗Ｒ２に、他端がアースにそれぞれ接続されている抵抗Ｒ３と、該抵抗Ｒ３に並列に接続されている抵抗Ｒ４及びスイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ３の直列回路とを有する。また、ＳＷトランジスタＴｒ３のベースはマイコン１０６に接続され、ＳＷトランジスタＴｒ３のオンオフ制御はマイコン１０６により行われる。
【００３４】
マイコン１０６は、上述した従来の動作に加え断芯検出手段として働き、駆動指示信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに対して出力している間、差動増幅器１０４の出力電圧が第２の所定値としての電圧Ｖref2以下になったとき、Ｈレベルの断芯検出信号Ｓ４をＳＷトランジスタＴｒ３のベースに対して出力し、ＳＷトランジスタＴｒ３をオン制御する。
【００３５】
従って、マイコン１０６から断芯検出信号Ｓ４が出力されずＳＷトランジスタＴｒ３がオフのとき、コンパレータＣＰの＋入力端には、上述した従来と同様に電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ２及びＲ３で分圧した基準電圧Ｖref1が供給される。そして、コンパレータＣＰは、差動増幅器１０４の出力電圧と、基準電圧Ｖref1とを比較し、差動増幅器１０４の出力が基準電圧Ｖref1以上であるとき過電流検出信号Ｓ３を出力する。
【００３６】
一方、マイコン１０６から断芯検出信号Ｓ４が出力されＳＷトランジスタＴｒ３がオンすると、コンパレータＣＰの＋入力端には、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３及びＲ４の合成抵抗とで分圧した基準電圧Ｖref1′が供給される。この基準電圧Ｖref1′は、上述した基準電圧Ｖref1より小さい値となる。そして、コンパレータＣＰは、電流ＩＬに応じた差動増幅器１０４の出力電圧と、基準電圧Ｖref1より小さい基準電圧Ｖref１′とを比較し、差動増幅器１０４の出力が基準電圧Ｖref1′以上であるとき過電流検出信号Ｓ３を出力する。なお、上述した基準電圧Ｖref1′は、基準電圧Ｖref1と、多灯ランプ負荷１０２のランプ数２（＝Ｍ１）と、断芯数１（＝Ｍ２）とを用いた以下に示す式（３）に従って算出した値となるように抵抗Ｒ２、Ｒ３及びＲ４の値を設定する。
【００３７】
【数４】
0003695574.tif 000004
【００３８】
上述した構成の車両用電源供給制御装置のランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂが断芯していないときの動作について以下説明する。まず、スイッチＳＷをオンしてオン操作信号Ｓ１を出力すると、オン操作信号Ｓ１の出力に応じてマイコン１０６が駆動回路ＤＲに対して駆動指示信号Ｓ２を出力する。この駆動指示信号Ｓ２の出力に応じて駆動回路ＤＲはゲートＴＧに対してチャージポンプ出力電圧ＶＰを出力して、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ―ソースＳ間を導通させることによりランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂに対して電源電圧ＶＢを供給する。
【００３９】
多灯ランプ負荷１０２は、オンすると安定状態の負荷電流の数倍〜数十倍の突入電流（＞３０（Ａ））が流れるが、３０（Ａ）を越えるとコンパレータＣＰにより過電流検出信号Ｓ３が出力されるため電源線に流れる電流ＩＬは基準電圧Ｖref1に相当する３０（Ａ）に抑えることができる。その後、各ランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂには、Ｖref1／２に相当する１５（Ａ）の突入電流が分岐して供給されることとなる。
【００４０】
突入電流が流れた後、安定状態となり電源線には、図２（ａ）に示すようにランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂの合成抵抗により定まった例えば３．５（Ａ）の電流ＩＬが流れる。基準電圧Ｖref2は、このときの差動増幅器１０４の出力電圧（∵３．５（Ａ）に相当する出力電圧）以下に設定されているため、マイコン１０２からは断芯検出信号Ｓ４が出力されずＳＷトランジスタＴｒ３をオフ状態となる。
【００４１】
従って、コンパレータＣＰの＋入力端には例えば３０（Ａ）に相当する基準電圧Ｖref1が供給されることとなり、図３に示す露出部Ｘと車体と接触及び非接触が繰り返し行われるレアショートが発生しても電流ＩＬは３０（Ａ）に抑えられている。このため、図２（ａ）に示すように露出部Ｘから接触抵抗Ｒを介してアースへ流れる電流ＩＲも２６．５（Ａ）以下に抑えられ、接触抵抗Ｒに流れる電流ＩＲにより電源線が破損することがないようにしている。
【００４２】
また、デッドショートが発生した場合は、上述した従来で説明したように接触抵抗Ｒに２６．５（Ａ）の電流ＩＲが継続して流れることとなるが、この２６．５（Ａ）の電流ＩＲにより接触抵抗Ｒで発生する熱が蓄積され破壊に至る前に、差動増幅器１０４の出力電圧が２６．５（Ａ）より小さい電流に相当する電圧Ｖ１を越えた状態の継続時間が所定時間Ｔを越えるように所定時間を設定し、電源線が破壊に至ることを防止している。
【００４３】
次に、上述した構成の車両用電源供給制御装置のランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂの内、何れかが断芯したときの動作について以下説明する。ランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂの内、例えばランプ負荷１０２ａが断芯したとき、図２（ｂ）に示すように、電流ＩＬは例えば１．７５（Ａ）となる。基準電圧Ｖref2は、このときの差動増幅器１０４の出力電圧（∵１．７５（Ａ）に相当する出力電圧）以下になるように設定されているため、マイコン１０２がこれを検出してＨレベルの断芯検出信号Ｓ４を出力し、ＳＷトランジスタＴｒ３をオン状態する。すると、コンパレータＣＰの＋入力端には、３０（Ａ）から３０／２＝１５（Ａ）に相当する上記式（２）で示した基準電圧Ｖref1′が供給されることとなる。
【００４４】
従って、ランプ負荷１０２ｂを点灯させた瞬間突入電流が流れても、電流ＩＬを１５（Ａ）以下に抑えることにより、ランプ負荷１０２ｂには断芯前と同様に１５（Ａ）の突入電流が流れることとなる。このため、断芯前にランプ負荷１０２ｂに供給される突入電流と断芯後にランプ負荷１０２ｂに供給される突入電流の値が等しくなり、ランプ負荷１０２ａが断芯してもランプ負荷１０２ｂの突入電流による劣化の進行が断芯前と比べて速くなることがない。
【００４５】
また、電源線に異常が発生して電源線に過電流が流れたとしても図２（ｂ）に示すように露出部Ｘから接触抵抗Ｒを介してアースへ流れる電流ＩＲは、１５−１．７５＝１３．２５（Ａ）以下に抑えられる。従って、電源線の異常が発生して電源線に過電流が流れたとしても接触抵抗Ｒで発生する熱を断芯前以下に抑えることができるので、電源線の破損を防止することができる。また、電源線のショートが継続するデッドショートが発生したときも、断芯前と同様に、ショート状態が所定時間Ｔ継続する前に熱が蓄積され電源線が破壊に至ることはない。
【００４６】
上述したように、断芯後の電源線に流れる電流をより小さい値以下に抑えることにより、多灯ランプ負荷１０２の断芯による接触抵抗Ｒへ流れる電流ＩＲの増大を抑えることができるので、多灯ランプ負荷１０２が断芯しても、確実に電源線を保護することができる。また、ランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂの断芯による電流ＩＬの減少を検出することにより、差動増幅器１０４により検出した電流を利用して断芯を検出することができるので、構成を簡単にすることができ、コストダウンを図ることができる。
【００４７】
なお、上述した実施例では、多灯ランプ負荷１０２として２１Ｗ＊２灯のランプ負荷１０２ａ及び１０２ｂを有するものを使用していたが、例えば、５Ｗ＊３灯のランプ負荷を使用すれば、基準電圧Ｖref1を１灯断芯したときは基準電圧Ｖref1′＝Ｖref1＊２／３に、２灯断芯したときは基準電圧Ｖref1′′＝Ｖref1＊１／３に変更させるようにしてもよい。
【００４８】
また、上述した実施例では、基準電圧Ｖref1を、上記式（３）で算出した基準電圧Ｖref1′に変更していたが、例えば、基準電圧Ｖref1と基準電圧Ｖref1′との差に応じた電流が、断芯前の正常時に電源線に流れる電流ＩＬと断芯後の正常時に電源線に流れる電流ＩＬとの差に等しくなるように抵抗Ｒ２、Ｒ３及びＲ４の値を設定してもよい。
【００４９】
この場合、ランプ負荷１０２ａが断芯したとき、コンパレータＣＰの＋入力端には、３０（Ａ）から断芯前の電流ＩＬ及び断芯後の電流ＩＬの差分３．５−１．７５＝１．７５（Ａ）を差し引いたより小さい値の２８．２５（Ａ）に相当する基準電圧Ｖref1′が供給されることとなる。したがって、電流ＩＬを２８．２５（Ａ）以下に抑えることにＹり、電源線に異常が発生して電源線に過電流が流れたとしても図２（ｂ）に示す露出部Ｘから接触抵抗Ｒを介してアースへ流れる電流ＩＲも断芯する前と同様に２８．２５−１．７５＝２６．５（Ａ）に抑えることができる。このように、断芯前に接触抵抗Ｒに流れる電流ＩＲを、断芯後に接触抵抗Ｒに流れる電流ＩＲと等しい値に抑えることにより、断芯の影響を受けることなく電流ＩＬを制御できる。
【００５０】
以上説明したように、請求項１及び２記載の発明によれば、断芯後の電源線に流れる電流をより小さい値以下に抑えることにより、多灯ランプ負荷の断芯による接触抵抗へ流れる電流の増大を抑えることができるので、多灯ランプ負荷が断芯しても、確実に電源線を保護することができる車両用電源供給制御装置を得ることができる。
【００５１】
また、請求項１記載の発明のよれば、断芯前に各ランプ負荷に流れる突入電流と断芯後と各ランプ負荷に流れる突入電流とが等しくなるので、多灯ランプ負荷が断芯しても多灯ランプ負荷の劣化の進行が断芯前と比べて速くなることがない車両用電源供給制御装置を得ることができる。
【００５２】
また、請求項２記載の発明によれば、電源線の心線と車体などのアースとが接触して過電流が流れたとき、断芯前に接触抵抗に流れる電流と、断芯後に接触抵抗に流れる電流以下に抑えることができるので、断芯の影響を受けることなく負荷電流を制御することができる車両用電源供給制御装置を得ることができる。
【００５３】
請求項３記載の発明によれば、所定数のランプ負荷の断芯による負荷電流の減少を検出することにより、電流検出手段が検出した電流を利用して断芯を検出することができるので、構成を簡単にすることができ、コストダウンを図ることができる車両用電源供給制御装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明により車両用電源供給制御装置の一実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の車両用電源供給制御装置を構成する電源線に流れる電流について説明するための図である。
【図３】図１の車両用電源供給装置を構成する電源線の心線とアースとの接触を概念的に示した回路図である。
【図４】従来の車両用電源供給制御装置の一例を示す回路図である。
【図５】図４の車両用電源供給制御装置を構成するマイクロコンピュータのＣＰＵの処理手順を示すフローチャートである。
【図６】図４に示す車両用電源供給制御装置を構成する差動増幅器の出力を示す図である。
【符号の説明】
１０１    車載バッテリ
１０２    多灯ランプ負荷
１０２ａ  ランプ負荷
１０２ｂ  ランプ負荷
ＱＦ      パワーＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチ素子）
ＤＲ      駆動回路（半導体スイッチ制御手段）
１０６    マイクロコンピュータ（断芯検出手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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