(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電によりエネルギーを蓄積し該蓄積したエネルギーの放出と共に電圧が漸減する電気二重層コンデンサ電池と、
該電気二重層コンデンサ電池に直列に接続され負荷への給電を断続するスイッチング手段と、
前記電気二重層コンデンサ電池の満充電電圧と該満充電電圧の４分の１以上の電圧で設定される負荷の定格電圧値との間に制御範囲を設定して制御指令値と負荷への給電の検出値とを比較し、該比較誤差に応じてパルス信号を発生しスイッチング手段の断続を制御するスイッチ制御手段と
を備え、前記満充電電圧から前記定格電圧値に低下するまで前記電気二重層コンデンサ電池から蓄積したエネルギーの放出を可能に構成したことを特徴とする蓄電電源装置。
【請求項２】
前記スイッチ制御手段は、電気二重層コンデンサ電池電圧と負荷の定格電圧設定値との比を求めて前記比較誤差に乗ずることにより電気二重層コンデンサ電池電圧の変動に対してもループゲインを一定にするように構成したことを特徴とする請求項１記載の蓄電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、給電と共に電圧が低下し電圧変動の非常に大きな電池を電源として使用する蓄電電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電気二重層コンデンサを電力用の電池として利用することが可能になってきているが、この種の電池は、従来の電池と比較してその出力特性に大きな違いがある。鉛電池や、ニッケル・カドミウム電池の端子電圧は、負荷に給電してもその電池に蓄えられたエネルギー量にかかわらずほぼ一定の定電圧特性を示すのに対して、例えば電気二重層コンデンサ電池は、蓄積されたエネルギー量により電池の端子電圧が大きく変化する特性を持っている。
【０００３】
図７は電気二重層コンデンサの蓄積エネルギー量に対する端子電圧の変化特性の例を示す図である。電気二重層コンデンサ電池では、図７に示すように蓄積されたエネルギーが１００％の時の電池電圧を１００％（Ａ点）とした場合、蓄積エネルギーが２５％になると、電池電圧は満充電時の５０％（Ｂ点）まで低下してしまうことがわかる。一般的に直流電源に許される電圧変動の幅は、その用途にもよるが、５％、１０％、２０％程度であり、５０％以上の電圧低下で１００％の動作を期待できるものはまれであった。その為に従来の電池に置き換えてこの電気二重層コンデンサ電池をそのままで使用すると、電圧低下が激しすぎて、とてもそのままでは使用できなかった。
【０００４】
そこで、その対策として従来の方法としては、この電気二重層コンデンサ電池を電源として利用する場合には、負荷との間に、例えばスイッチングレギュレータによる定電圧装置、あるいは定電流装置を介在させて使用していた。
【０００５】
図８は昇圧コンバータで出力電圧を安定化する回路の構成例を示す図、図９は昇圧コンバータに負荷ＲＬを接続した時の電池電圧と出力電圧の時間経過に対する特性を示す図である。
【０００６】
図８において、Ｃ１は電気二重層コンデンサ電池、ＳＷ１はスイッチング装置、Ｌ１はインダクティブ素子、ＣＲ１は整流用ダイオード、Ｃ５は出力コンデンサ、ＲＬは負荷であり、スイッチング装置ＳＷ１は、インダクティブ素子Ｌ１に流れる電流をスイッチングして、出力コンデンサの電圧が一定になるようにフィード・バック制御されている。このようにすることで電気二重層コンデンサのような電圧変動の大きな電池から安定した定電圧出力が得られる。
【０００７】
上記の例において、昇圧コンバータの動作範囲を電池電圧の１００〜２５％とすると、図９に示すように電池Ｃ１の電圧が２５％になるまで出力電圧は一定に保たれている。ここで負荷ＲＬは、例えば電気自動車であれば動力用のモータであり、暖房機であればヒータ、また、室内の照明であればランプである。これらの負荷は一定の条件で使用されることもあるが、ほとんどは自動制御、あるいはマニュアルで制御されて使用される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、例えば負荷が電気自動車のモータの場合には、ドライバーのアクセル操作で停止から最高速度まであらゆる回転数で、様々な変化に対応してモータの制御を行うことになる。また、負荷が暖房機の場合には、周囲温度の変化、部屋のドアや窓の開閉頻度に応じて発熱量を細かく制御し、室温を一定にしている。そして、負荷が室内照明の場合には、雰囲気に合わせて照度を調節したり、あるいは点灯や消灯の際には、フェイドと呼ばれるゆっくりとした照度のコントロールが行われる。
【０００９】
図１０は従来の電気二重層コンデンサ電池を用いた電源システムの基本構成を示す図である。いずれにしても、電気二重層コンデンサ電池から電力を取り出して負荷をコントロールする従来のシステムにおいては、図９に示すように電池の出力を安定化する装置、例えば定電圧コンバータと、負荷をコントロールする装置、例えば制御回路がそれぞれ個別に必要であった。そのため、従来の鉛電池に比較して、制御回路が２つ必要になり、電池エネルギー変換の効率低下、重量・体積の増加から回路も複雑になりコストも高くなっていた。
【００１０】
そこで、本発明は、上記の課題を解決するものであって、電圧変化の激しい新型電池でも、従来の電池の場合とほぼ同様のワン・コンバータで大きく変動する電池電圧の安定化と負荷の０〜１００％コントロールを可能とした蓄電電源装置を提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
そのために本発明は、充電によりエネルギーを蓄積し該蓄積したエネルギーの放出と共に電圧が漸減する電気二重層コンデンサ電池と、該電気二重層コンデンサ電池に直列に接続され負荷への給電を断続するスイッチング手段と、前記電気二重層コンデンサ電池の満充電電圧と該満充電電圧の４分の１以上の電圧で設定される負荷の定格電圧値との間に制御範囲を設定して制御指令値と負荷への給電の検出値とを比較し、該比較誤差に応じてパルス信号を発生しスイッチング手段の断続を制御するスイッチ制御手段とを備え、前記満充電電圧から前記定格電圧値に低下するまで前記電気二重層コンデンサ電池から蓄積したエネルギーの放出を可能に構成したことを特徴とするものである。
【００１２】
さらに、前記スイッチ制御手段は、電気二重層コンデンサ電池電圧と負荷の定格電圧設定値との比を求めて前記比較誤差に乗ずることにより電気二重層コンデンサ電池電圧の変動に対してもループゲインを一定にするように構成したことを特徴とするものである。
【００１３】
【作用】
本発明の蓄電電源装置では、充電によりエネルギーを蓄積し該蓄積したエネルギーの放出と共に電圧が漸減する電気二重層コンデンサ電池と、該電気二重層コンデンサ電池に直列に接続され負荷への給電を断続するスイッチング手段と、前記電気二重層コンデンサ電池の満充電電圧と該満充電電圧の４分の１以上の電圧で設定される負荷の定格電圧値との間に制御範囲を設定して制御指令値と負荷への給電の検出値とを比較し、該比較誤差に応じてパルス信号を発生しスイッチング手段の断続を制御するスイッチ制御手段とを備え、前記満充電電圧から前記定格電圧値に低下するまで前記電気二重層コンデンサ電池から蓄積したエネルギーの放出を可能に構成したので、広い電圧範囲にわたり、負荷電圧あるいは負荷電流を０〜１００％制御することが可能になり、定電圧コンバータ及び制御装置を個別に用意しなくても、負荷の定格電圧に対して数倍の電圧変動が電気二重層コンデンサ電池電圧にあっても負荷のコントロールができる。また、制御系の安定性の観点からは電気二重層コンデンサ電池電圧と負荷の定格電圧設定値との比を求めて前記比較誤差に乗ずることにより電気二重層コンデンサ電池電圧の変動に対してもループゲインを一定にすることができ、従来の定電圧電源による制御と同等の制御安定性が得られ、その結果良い制御精度を確保することができる。
【００１４】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ説明する。
図１は本発明に係る蓄電電源装置の１実施例を示す図、図２はパルス幅変調制御におけるパルス波形の例を示す図、図３はパルス幅変調制御における電池電圧と時比率との関係例を示す図である。
【００１５】
図１において、Ｃ１〜Ｃ４は電気二重層コンデンサ電池、ＩＣはスイッチング制御回路、Ｑ１はスイッチング手段、Ｅ１は制御電圧設定部、ＤＶは負荷電圧検出部、ＤＡは負荷電流検出部、ＲＬは負荷を示す。Ｃ１〜Ｃ４は電気二重層コンデンサ電池である。ここで電池に蓄えられるエネルギーのおよそ９４％を利用するためには、負荷の定格電圧設定値を１２Ｖとすると、４倍の４８Ｖが電池の満充電電圧として必要になる。スイッチング手段Ｑ１は、電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の電圧に応じて負荷ＲＬに流れる電流を断続するものであり、例えばＭＯＳＦＥＴである。本発明の蓄電電源装置は、これら電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４と、負荷ＲＬと、スイッチング手段Ｑ１とを直列に接続した構成を基本とするものである。スイッチング制御回路ＩＣは、負荷電圧検出部ＤＶによって検出される負荷ＲＬの両端の負荷電圧を検出値として入力し、これと制御指令値である制御電圧設定部Ｅ１の出力とを比較し、その比較誤差に応じてパルス幅制御やパルス周波数制御によりスイッチング手段Ｑ１をスイッチング制御する、例えばＰＷＭ制御ＩＣである。また、負荷電圧検出部ＤＶに代えて負荷電流検出部ＤＡをスイッチング制御回路ＩＣの検出値として用いると、負荷電圧制御に代えて負荷電流制御の構成となる。そして、制御指令値として制御電圧設定部Ｅ１の出力を変えることによって、負荷電圧或いは負荷電流を任意の値に自由に設定し制御することができる。また、負荷ＲＬが空調や照明である場合には、検出値として温度計や照度計の検出信号を入力し、制御電圧設定部Ｅ１で目標温度や目標照度を設定してもよい。ここで述べた負荷電圧検出部ＤＶ、或いは負荷電流検出部ＤＡはいずれもスイッチング制御されている負荷の端子電圧と負荷に流れるスイッチング電流の実効値或いは平均値の検出を行うものである。このことは本発明が従来からある降圧コンバータやスイッチングレギュレータと異なり出力にＬ−Ｃフィルタがなく、ダイレクトに負荷を制御する構造ゆえである。負荷に印加される電力値の検出の場合も同様に実効値或いは平均値が必要になる。（ただし、検出対象が温度や照度などのように負荷の持つ時定数で平準化されている場合は特に必要とはしない。）
次に、スイッチング制御回路ＩＣにより行うスイッチング手段Ｑ１の制御について具体的に説明する。負荷ＲＬに給電すると、その給電量に伴って電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の電圧が漸減し、その電圧に対応して、スイッチング制御回路ＩＣでは、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）制御を採用したものであれば、図２に示すように時比率を大きくしパルスの幅を広げてゆくことによって負荷に供給される電圧や電流が指令値になるようにスイッチング手段Ｑ１を制御する。また、パルス周波数変調制御を採用したものであれば、パルスの繰り返し周波数を上げてゆくことにより、やはり負荷に供給される電圧や電流が一定になるようにスイッチング手段Ｑ１を制御する。
【００１６】
例えばＰＷＭ（パルス幅変調）制御の場合において、電圧設定部１２に１２Ｖが設定されているときは、二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の電圧に対し図２に示すように４８Ｖで２５％、２４Ｖに低下すると５０％、さらに１２Ｖまで低下してしまうと１００％の時比率（デューティ比）となる。つまり、時比率は、図３に示すように電池電圧に対する設定値の割合となる。
【００１７】
図４は本発明に係る蓄電電源装置の動作原理を説明するための図である。本発明に係る蓄電電源装置の構成はシンプルであるが、その効果を発揮するには電池の電圧値を負荷に連続印加して使用できる連続定格電圧値以上、数倍に設計・設定するところにある。したがって、負荷においても、降圧型コンバータのリアクトル、コンデンサ、ダイオードで平滑化された電圧ではなく、定格の２〜４倍大きいパルス状の電圧が印加されるので、内部で放電やリーク、劣化が発生しないように、巻線であれば絶縁材、延面距離を配慮して製作されたものであることはいうまでもない。例えば、連続運転定格電圧１２Ｖ、最大定格電圧５０Ｖのような負荷の仕様となる。
【００１８】
図４（ａ）において、直流モータＭ１は、その連続の定格電圧が１２Ｖのものであり、並列に転流ダイオードＣＲ１を接続したものである。したがって、この回路では、スイッチング手段Ｑ１が導通状態から遮断状態に変化しても転流ダイオードＣＲ１を通してモータＭ１の電流をそのまま流し続けさせる機能を持っている。電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４は、各電圧は１２Ｖで直列接続された電池の合計電圧は４８Ｖであるとすると、この例では、４８Ｖ〜１２Ｖの電池電圧の範囲で使用することができ、電池エネルギーの約９４％を利用できる設計になる。スイッチング手段Ｑ１によってＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場合、前述したように、モータＭ１の連続使用できる定格は１２Ｖであるから、電池電圧が４８Ｖの場合にはデューティ・レシオ（時比率）２５％のパルスでドライブする。このパルスドライブにより、モータＭ１には１２Ｖの電圧が印加されたことと等価になる。同様に電池電圧が２４Ｖの場合はデューティ・レシオ５０％のパルス、電池電圧が１２Ｖの場合はデューティ・レシオが１００％のパルスを印加することで連続定格電圧が１２ＶのモータＭ１は駆動できることになる。この電池電圧と駆動パルスの波形を示したのが図２であり、デューティ・レシオとの関係を示したのが図３である。このように電気二重層コンデンサ電池の電圧が４８Ｖから１２Ｖまで変化しても、スイッチング手段Ｑ１は、図３のディーティ・レシオ以内で負荷の０〜１００％制御が可能になる。ここで使用するモータＭ１は巻線とケースあるいは、巻線とＧＮＤ間の耐圧は４８Ｖに強化したものである。
【００１９】
このように負荷ＲＬがモータなどの誘導性負荷とダイオードとを並列接続したものである場合には、スイッチ周波数を負荷電流連続の条件が成立する範囲で使用すると、印加電圧はパルス波形の平均値となる。したがって、電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の電圧Ｅが１／２に低下したとすると、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御の場合にはパルス幅を２倍に広げることで対処でき、パルス周波数変調制御の場合にはパルスの繰り返し周波数を２倍に上げることで対処できる。したがって、電池電圧が１００％〜２５％の間で大きく変動する電池でも、負荷の連続定格電圧以上に電池電圧を設定し、漸次低下していく電池電圧に対応してパルス幅や、繰り返し周波数を変化させていく制御を行うことにより、電池電圧から安定化する装置が不要になる。
【００２０】
図５は本発明に係る蓄電電源装置の他の実施例を示す図、図６は電池電圧によりループゲインを制御するように構成した本発明に係る蓄電電源装置の他の実施例を示す図である。
【００２１】
図５において、ＩＣ１はスイッチング制御回路、ＩＣ２は差動増幅器を示し、差動増幅器ＩＣ２で検出値Ｓと制御指令値Ｅ２とを比較し、さらにスイッチング制御回路ＩＣ１で差動増幅器ＩＣ２の比較誤差と負荷電流検出部ＤＡの検出出力とを比較し、その比較誤差に応じてパルス幅制御やパルス周波数制御によりスイッチング手段Ｑ１をスイッチング制御するように構成している。つまり、検出値Ｓが制御指令値Ｅ２になるように負荷ＲＬに流れる電流を制御するように構成したものである。ここで負荷電流検出部ＤＡが電流波形をそのまま検出するように構成すればスイッチング素子Ｑ１の電流値のピークを検出することが可能になり、電流制限性能の良い過電流保護機能を備えることになる。この特徴も従来の大きな時定数を持った降圧コンバータ或いは昇圧コンバータでは到底、実現不可能な新たな機能である。
【００２２】
上記の実施例において、電流制御は、本質的には負荷電流のみに注目して制御しているので、電池電圧が変動しても外乱として無視して説明した。しかし、実際には、同一負荷の場合という条件を付けると、出力電圧制御、出力電流制御のいずれにおいても、電流を増加させることはコンプライアンス電圧（定電流動作時の負荷抵抗によって決まる追従出力電圧）も増加してしまうために、自動制御系として見た場合の安定性に関しては電池電圧が高い状態においてはスイッチング制御の単位パルス幅、或いは単位周波数変動に対する出力の比、つまりゲイン（利得）が高くなり、不安定になりやすい傾向にある。つまり、３６Ｖの電池電圧から０Ｖ〜１２Ｖを出力制御する場合と、１２Ｖの電池電圧から０Ｖ〜１２Ｖを出力制御する場合では、前者の方が３倍程ループゲインが高くなりそれだけ不安定になりやすいことになる。このことを少し詳しく説明すると、ＭＯＳＦＥＴを含めたスイッチング制御回路全体の利得をＡ、出力と制御指令値であるところの基準電圧の比（基準／出力）を帰還比βとすると、この制御系の安定性はループゲインＡβの周波数特性から判断できる。この場合、出力を０Ｖ〜１２Ｖと変化させる手法としては基準電圧を変化させて行う。こうすると帰還比βは一定となり出力値に関係なく制御系は安定となる。問題は電池の電圧が１２Ｖから３６Ｖへ変化するとスイッチング制御回路の誤差増幅器の利得は一定でも、ＭＯＳＦＥＴでの利得が３倍増加することになり不安定になりやすくなる。そこでその対策としてＡに係数α＝１／３を乗じることによりループゲインＡβを一定にすることができる。つまり、係数α＝（定格電圧／電池電圧）を誤差増幅器の利得に乗ずるように工夫すれば、電池電圧が刻一刻と変化する本発明の場合でも、それに対応した係数αが打ち消すように変化し、ループゲインＡβが一定に保たれることになる。その実施例構成を示したのが図６である。
【００２３】
図６において、１は電池電圧検出部、２は設定部、３は演算部、４はＰＷＭ制御部又はＰＦＭ制御部とＭＯＳＦＥＴドライバ、５は作用部、６は誤差増幅器を示す。設定部２は、負荷ＲＬの連続定格電圧値を設定するものであり、演算部３は、電池電圧検出部１の検出値と設定部の設定値からα＝（定格電圧／電池電圧）を算出するものである。作用部５は、誤差増幅器６の出力をアッテネートすることによって係数αを作用させるものであるが、他に係数αを作用させる方法としては、誤差増幅器の利得を変化させてもよいし、またＰＷＭ回路の三角波形やランプ波形の振幅に作用させて変調利得を変化させても実現が可能である。また、図６の演算部３の出力である係数αは図３に示す時比率と同等であるので、図示されていないが、演算部３の出力でＰＷＭスイッチング制御ＩＣのデッドタイムコントロール等に介入することにより電池電圧に対応したパルス幅以上の制御出力が出ないよう、出力制限し負荷に定格以上の電圧、電流、電力が印加されないようにした保護装置を構成することができる。
【００２４】
なお、本発明で効果のある負荷は、スイッチング周期Ｔに対して、負荷を制御する場合の時定数τ或いは、負荷の目標値に達するまでの応答時間τがはるかに大きいことが条件となる。そのために、負荷の種類等に合わせてパルス発生部１３でスイッチング周期Ｔの選択、切り換えを行う手段を設けるようにしてもよい。なお、スイッチング周期Ｔと時定数τや応答時間τとの定量的な関係は、負荷や用途によっても異なるが一般的には、τ≧１０Ｔ〜１００Ｔで表現される。しかし、本発明は、この条件式に限定するものではない。何故なら、負荷の制御に要する時定数や、負荷の目標値に達するまでの応答時間がこの条件式を満足していない場合であっても、スイッチング手段と負荷との間にこの条件式を満足する遅れ回路、１例を上げればローパス・フィルターを挿入すればよいからである。この場合には、負荷単体で条件式を満足しなくとも、フィルターを含む負荷システム全体として条件を満たすことによって所望の効果が発揮できる。
【００２５】
また、本発明の電源装置における満充電時における電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の端子電圧は、電池に蓄えられるエネルギーの約９４％を取り出そうとすれば、負荷の定格電圧の４倍に設定されることになる。つまり、電気二重層コンデンサ電池Ｃ１〜Ｃ４の端子電圧が例えば１／４程度まで低下したときの電圧が負荷ＲＬの連続定格電圧となる。そのため、スイッチング手段Ｑ１では、定格以内に制限しながら負荷ＲＬに流れる電流をパルス幅制御や、パルス周波数制御などによるスイッチング制御を行う。この時のスイッチング周期は、負荷の持つ制御に要する時定数、あるいは制御目標に達するまでの応答時間に比べてはるかに小さいことが必要であることはいうまでもない。さらに、本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば負荷は直流モータのみでなく、交流モータであってもよい。勿論その場合には、交流モータに合わせた駆動回路が用意されることはいうまでもない。また、電池と負荷との間に直列に接続されたスイッチング手段を制御する制御手段としては、電池電圧に応じて負荷の平均電圧や平均電力を一定にするようなパルス信号を発生してスイッチング手段を制御するものであれば、図１に示すように設定設定と電池電圧との演算を行い、パルスを発生する構成だけでなくてもよい。
【００２６】
【発明の効果】
以上のように、電気二重層コンデンサ電池に代表されるような出力電圧の大きく変動する電池を電源として使用する場合、従来であれば電源電圧を負荷の定格、一定値に安定化するためのレギュレータ装置を置き、その電源出力のなかで負荷をコントロールするための制御装置を駆動していたが、本発明によれば、電源安定化のレギュレータの働きと、負荷をコントロールする制御機能を、スイッチング周期を負荷の持つ制御に要する時定数に比して十分小さく設定し、制御出力の検出は平均値あるいは実行値で行い、負荷の定格電圧値と電池電圧値との比を誤差増幅器の利得に乗じることで常に電池電圧の変化による制御系の安定性を損なうことなく、１つのスイッチング制御システムでこれらを実現できるため、装置外形の小型化、重量の軽減、回路の簡素化と材料費の節約、など安価でエネルギー損失の少ない産業上有用な蓄電電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る電源装置の１実施例を示す図である。
【図２】  パルス幅変調制御におけるパルス波形の例を示す図である。
【図３】  パルス幅変調制御における電池電圧と時比率との関係例を示す図である。
【図４】  本発明に係る蓄電電源装置の動作原理を説明するための図である。
【図５】  本発明に係る蓄電電源装置の他の実施例を示す図である。
【図６】  電池電圧によりループゲインを制御するように構成した本発明に係る蓄電電源装置の他の実施例を示す図である。
【図７】  電気二重層コンデンサの蓄積エネルギー量に対する端子電圧の変化特性の例を示す図である。
【図８】  昇圧コンバータで出力電圧を安定化する回路の構成例を示す図である。
【図９】  昇圧コンバータに負荷ＲＬを接続した時の電池電圧と出力電圧の時間経過に対する特性を示す図である。
【図１０】  従来の電気二重層コンデンサ電池システムの基本構成を示す図である。
【符号の説明】
１…スイッチング制御回路、１１…演算部、１２…電圧設定部、１３…パルス発生部、１４…トルス発生モード選択部、Ｃ１〜Ｃ４…電気二重層コンデンサ電池、Ｑ１…スイッチング手段、Ｒ１、Ｒ２…電圧検出抵抗、ＲＬ…負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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