(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を界磁源とする同期電動機を電流制御系を有する可変速装置で駆動し、同期電動機の停止または極低速で回転している状態で同期電動機にパルス電圧を印加したときに発生する電流の変化量を検出し、この電流変化量から同期電動機の突極性によるインダクタンスの変化を測定することにより磁極位置推定を行うＰＭモータの磁極位置推定方式であって、
前記パルス電圧を印加する前に、前記電流制御の電流を設定値にするための電流制御期間を設け、さらに、パルス電圧を印加する直前と直後に、前記電流制御の最終電圧値を固定して出力する期間を設け、この電圧を固定した期間に１つ以上の電流サンプルを得て平均化処理を行い、さらにこのパルス電流前後の平均処理電流から前記電流の変化量を検出する計測手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの磁極位置推定方式。
【請求項２】
前記検出された電流のパルス発生前後の差分を計算し、その電流差ベクトルの位相と振幅成分より、フーリエ係数の一次と二次成分を計算し、これら一次と二次成分から統計的な処理により磁極位置推定を行うにおいて、前記一次と二次成分の演算に離散データの積分を数値演算の近似式を適用する場合に、電流差ベクトルの位相差を基準として離散データの演算を行うことを特徴とする請求項１に記載のＰＭモータの磁極位置推定方式。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石を界磁源とするＰＭモータをインバータなどの可変速駆動装置にて速度やトルクを制御するＰＭモータの制御装置に係り、特に停止または極低速時の磁極位置推定方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石を界磁源とする同期機には、界磁側に強力なダンパ巻き線（誘導機のカゴ形導体などに相当）を内蔵しており、商用電源に直入れ投入して起動が可能なものと、ダンパ巻き線がないため電圧や電流をインバータなどの電力変換装置などにより制御して発生トルクや安定化を行うものとの２種類がある。
【０００３】
本発明は、ダンパが無いか、またはダンパの機能が弱く直入れ起動ができない種類のＰＭモータを制御対象とする。
【０００４】
このようなＰＭモータを制御するためには、磁極の位置を検出し、磁極に応じた電流を流す必要が有る。そのため、一般的には位置センサを回転軸に取り付けて位置を検出している。図６にその構成例を示す。
【０００５】
同図は、速度指令に対して制御を行う例を示しており、速度指令と速度検出値との比較により速度制御部１にトルク指令を得る。電流指令演算部２では、トルク指令から界磁の磁束やインダクタンスなどの情報を用いて、電流の指令に変換する。電流制御部３は、電流検出値との比較により電圧指令を得、逆回転座標変換部４による座標変換により電力変換器（インバータ）５に電圧制御信号を与え、ＰＭモータ６に電機子電流を供給する。このときの電流を電流検出器７で検出し、回転座標変換部８による座標変換で電流制御部３へ検出電流信号を与える。
【０００６】
この電流制御系では、電流指令が磁極位相を基準として計算されているため、電流検出器７から得られた交流電流を座標変換部８で位置情報を利用して電流指令と同一の磁極位相を基準とする回転座標に変換する。この座標上において電流制御を行ったのち、出力電圧を座標変換部４で再び逆回転座標変換して交流電圧の電圧指令を電力変換器５に与え、最終的にはＰＭモータ６を駆動する。
【０００７】
位置検出器９は、ＰＭモータ６の磁極位置を検出し、速度検出演算部１０による速度検出信号を得て速度制御部１へ与える。また、位置検出器９の位置検出信号は座標変換部４、８へ位置情報として取り込まれる。しかし、位置検出器９は電子回路が内蔵されており、耐環境性が低くまた価格が高いなどの問題もある。
【０００８】
そこで、このような位置検出器を使用する方式の他に、出力電圧または電圧指令と電流検出情報から磁束を推定演算して、磁極の位相を推定する位置センサレス制御方式もある。その構成例を図７に示し、位置推定演算部１１が電圧指令と電流検出信号から位置を推定する。
【０００９】
この構成例では、電圧情報を必要としている。より厳密には、永久磁石による速度起電力がその中に含まれている必要が有る。
【００１０】
しかし、始動時は回転速度が零であるため、肝心の速度起電力が発生しない。そこで、始動時には高周波やパルス電流を流したり、高周波電圧を印加して突極性のある同期機のインダクタンス変化を計測することにより、位置を推定する方式が提案されている。
【００１１】
永久磁石を用いた同期機は、透磁率の高い界磁極がケイ素鋼板などの材料と透磁率の低い永久磁石とで構成されているため、磁極軸（ｄ軸）とそれに直交する軸（ｑ軸）のインダクタンスには、形状の非対称性により差が発生する。このインダクタンスの差を利用して位置を推定するものである。このような方式は、パルス印加法や高周波印加法・高周波重畳法などと呼ばれている。
【００１２】
図８の（ａ）、（ｂ）に、パルス電圧を印加した場合の電流応答例を示す。インダクタンス（Ｌ）をもつ負荷に時間輻ΔＴ、電圧幅ΔＶのパルス電圧を印加すると、電流の変化は下記の（１）式の微分式となる。
【００１３】
これより、ΔＴ期間の電流の微分量を計測して（１）式からインダクタンス成分Ｌを求めるとことができる。また、、ΔＴ期間の前後の電流変化量を求め、差分近似した（２）式でインダクタンスを求めることもできる。
【００１４】
【数１】
0003687603.tif 000002
【００１５】
図８では一次元で現わしているが、モータは２次元空間であるため、実際にはベクトル状の電圧を印加することになる。図９に３種類のパルス電圧ベクトルΔＶａ、ΔＶｂ、ΔＶｃを位相を変えて印加する例を示す。永久磁石の比透磁率が鉄心材料よりも大幅に小さいため、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑよりも小さくなる。つまり、Ｌｑ＞Ｌｄの関係が成立する。
【００１６】
したがって、この電圧成分によって発生する電流差は、ΔＩａ、ΔＩｂ、ΔＩｃのようにｄ軸に近いほうが振幅が大きく、また、ｑ軸に近いほうが振幅が小さくなり、ちょうどｄ軸を長軸とする楕円状の特性となる。
【００１７】
また、位相についても印加したパルス電圧の位相よりも、電流差ベクトルはｄ軸に近づく方向に位相がずれ、Δθａ、Δθｂ、Δθｃが発生する。
【００１８】
図１０の（ａ）のように、モータの全周の位相にパルス電圧Ｖ1〜Ｖ12を印加した場合の、電流差ベクトルΔＩ1〜ΔＩ12は図１０の（ｂ）のようになり、これを印加電圧の位相を横軸として電流差ベクトルの振幅ΔＩ1〜ΔＩ12と位相ずれΔθ1〜Δθ12をグラフ化すると、図１１の（ａ）、（ｂ）のような特性が得られる。
【００１９】
図１１の特性より、電流差ベクトルの振幅が最大の位相がｄ軸となることがわかる。また、位相ずれが０の付近がｄ軸またはｑ軸の位相である。ちょうど位相の２倍の次数で脈動する特性を有しているため、この２種類の特性を利用してｄ軸とｑ軸の位相を推定することができる。
【００２０】
一般的には、電流振幅の方が取り扱いが簡単であるため、これにフーリエ係数の２次成分を計算する式を適用して位相を求めている。
【００２１】
フーリエ級数とその係数を計算する方式を説明する。まず、フーリエ級数の定義は、０≦ｘ≦２πで定義された積分可能な関数ｆ（ｘ）に対して、
【００２２】
【数２】
0003687603.tif 000003
【００２３】
で与えられるａn，ｂnを、関数ｆ（ｘ）のフーリエ級数、これらフーリエ係数ａn，ｂnを係数とする三角級数をフーリエ級数という。
【００２４】
【数３】
0003687603.tif 000004
【００２５】
このフーリエ級数の２次の係数ａ2，ｂ2を、計測された電流差ベクトルの振幅成分｜ΔＩ（θv）｜を使用して以下の（５）式で計算する。ここで、θvは印加電圧の位相を示している。
【００２６】
【数４】
0003687603.tif 000005
【００２７】
こうすると、この係数から、楕円状に分布する電流差ベクトルの長軸の位相θdは次の（６）式で計算できる。
【００２８】
【数５】
0003687603.tif 000006
【００２９】
しかし、ｄ軸の位相にはＮ極とＳ極とがあり、この違いを判定しなくてはならない。これに関しては、Ｎ極方向に流れた電流が発生する磁束は、永久磁石の発生磁束と同一方向になり、増磁作用として働く。逆に、Ｓ極方向に流れた電流は減磁作用として働く。鉄心材料には磁気飽和の特性があり、磁束が大きくなるほど透磁率が小さくなる傾向、つまりインダクタンスが小さくなる特性がある。そのため、絶対的な差は少ないものの、Ｎ極側の方がインダクタンスが小さくなり、逆に、発生する電流差の振幅はＮ極側のほうが大きくなる。そこで、電流差ベクトルの振幅分布の２つの頂点のうち、大きな方をＮ極として判定すればよい。
【００３０】
次に、一次成分のフーリエ係数は（７）式で、またその係数より一次成分の＋側の最大振幅の位相は、以下の（８）式のθd’として計算できる。
【００３１】
【数６】
0003687603.tif 000007
【００３２】
このθd’と（６）式で求めた値より得られる２種類の正負のｄ軸位相θd,（θd＋π）とを比較して、近いほうを選択すると、最終的なＮ極の推定位相が得られる。
【００３３】
また、楕円の中心が原点からどの方向にずれているかを判定に利用することもできる。この場合は楕円の中心を以下の（９）式の平均演算Ａ0，Ｂ0で近似し、さらに（１０）式でその位相θｄ″を計算してから、軸位相θｄ,（θd＋π）とを比較することにより同様にＮ極の位相が推定できる。
【００３４】
【数７】
0003687603.tif 000008
【００３５】
実際には、計測データは位相に対して離散的なデータとして計測されるため、式（５）、（７）、（９）と等価な積分演算を数値演算により近似して計算することが行なわれている。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記のような高周波印加法には、次のような問題がある。
【００３７】
問題点（１）
印加する高周波電圧が磁極に直交した位相であれば、回転トルクが発生してしまう。そのため計測中に、モータが回転する可能性がある。
【００３８】
この対策としては、印加電流の時間や振幅をできるだけ少なくするほか、１８０°位相の異なる方向に原点対称な２つの成分を短時間に組み合わせて発生することにより、平均的なトルクを零とするなどの手法が採られている。
【００３９】
問題点（２）
このような高周波印加電圧の時間幅が短くなると、電流サンプルの回数も少なくなってくる。インダクタンスを計測するためには電流の微分を検出する必要があるが、微分演算は高周波成分のノイズを増幅する作用があるため、ノイズの少ない正確な電流検出回路が必要になる。
【００４０】
しかも、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を使用してＰＷＭ（パルス幅変調）方式で電力増幅器を構成したり、制御器の電源にスイッチング電源を利用した機器が内蔵、または近傍に設置されていると、ノイズが混入してしまう。
【００４１】
そこで、このような高周波を注入して位相を推定する方式は、電流検出に多少のノイズが混入しても位相推定誤差に大きな誤差がでないように、多点サンプルなどの統計的な手段などによる対策が必要である。
【００４２】
問題点（３）
電流差ベクトルを計測し、これからフーリエ係数を演算することは一種の統計処理によりノイズの影響を低減しているともいえる。もし、統計処理を行うのであれば、振幅情報のみを使用するのだけではなく、位相ずれの情報も利用できれば、さらにノイズの影響を低減できる可能性がある。そこで、振幅と位相ずれの２種類の情報をどのように利用すればよいかが問題となる。
【００４３】
本発明の目的は、上記の問題点（２）、（３）について着目し、ノイズに対して推定位相誤差を少なくして磁極位相を精度よく推定するＰＭモータの磁極位置推定方式を提供することにある。
【００４４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、停止または極低速時の磁極位置を推定するのに、前記の課題を解決するため、以下の方式とする。
【００４５】
（１）電圧源を高周波成分として印加し、電流を検出する方式とする。
【００４６】
（２）デッドタイム（短絡防止期間）などによるスイッチング遅れにより電圧出力には誤差が発生する。そこで、電流制御を事前に適用して、計測開始電流位置に実電流を制御するとともに、そのときの電圧を基準として、さらに計測電圧を重畳する方式とする。
【００４７】
（３）スイッチングの遅延時間や素子の電圧降下の電圧誤差は、電流の大きさにより変化する。そのため、３相のインバータの場合には電流位相によって誤差の発生量が異なる場合がある。
【００４８】
そこで、電圧を印加する位相は、電気角の３６０°を６の倍数で等間隔に分割し、さらにＵ，Ｖ，Ｗ軸に対して対称な位相に発生させる。
【００４９】
（４）パルス電圧を印加したときの電流を検出してその微分量（変化量）を計測する必要があるが、急激に変化している波形を正確にサンプルすることは困難である。そのため、電流の変化自体を直接計測するのではなく、電流変化の前後、つまりパルス電圧を印加する前と印加直後に電流変化の少ない電圧を発生する期間を設定し、この期間に複数の電流をサンプルして平均化処理を行う。
【００５０】
従来は電流サンプル点数を多くするためには、パルス注入期間を長くする必要があった。しかし、最終的にはパルスの印加前と印加後の電流が正確であれば、電流差ベクトルの精度を改善するためには十分である。そこで、パルスを発生させる期間ではなく、その前後に専用の計測期間を設けて検出精度を改善する。
【００５１】
（５）この印加電圧により変化する電流差ベクトルの計測結果から、ｄ軸の位相を推定しなくてはならない。そのため、フーリエ係数による統計処理を行ってノイズの影響を低減させる。
【００５２】
この際、電流の変化量としては振幅と位相成分とがあるため、この２種類の情報を個別に取り扱うのではなく、統合した情報としてフーリエ変換することにより推定位相精度を高める。
【００５３】
以上のことから、本発明は以下の方式を特徴とする。
【００５４】
（１）永久磁石を界磁源とする同期電動機を電流制御系を有する可変速装置で駆動し、同期電動機の停止または極低速で回転している状態で同期電動機にパルス電圧を印加したときに発生する電流の変化量を検出し、この電流変化量から同期電動機の突極性によるインダクタンスの変化を測定することにより磁極位置推定を行うＰＭモータの磁極位置推定方式であって、
前記パルス電圧を印加する前に、前記電流制御の電流を設定値にするための電流制御期間を設け、さらに、パルス電圧を印加する直前と直後に、前記電流制御の最終電圧値を固定して出力する期間を設け、この電圧を固定した期間に１つ以上の電流サンプルを得て平均化処理を行い、さらにこのパルス電流前後の平均処理電流から前記電流の変化量を検出する計測手段を備えたことを特徴とする。
【００５５】
（２）前記検出された電流のパルス発生前後の差分を計算し、その電流差ベクトルの位相と振幅成分より、フーリエ係数の一次と二次成分を計算し、これら一次と二次成分から統計的な処理により磁極位置推定を行うにおいて、前記一次と二次成分の演算に離散データの積分を数値演算の近似式を適用する場合に、電流差ベクトルの位相差を基準として離散データの演算を行うことを特徴とする。
【００５６】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態を示す位置推定方式の全体構成図であり、図７の位置推定演算部１１に代えるものである。なお、図１は、ＣＰＵなどによるソフトウエアなどで実現するものであり、あくまでも機能説明用のブロック図であり、実際の回路を意味するものではない。
【００５７】
図１は、１２個のブロックに分かれている。大きく分けると、１パルス分の電圧を出力してその前後の電流を計測する１パルス計測部Ａと、その１パルス分の計測回路に計測タイミングと順次電圧位相を指令し、この指令に応じて得られる複数パルスの計測データから位相情報を演算するパルス制御・位相推定部Ｂで構成される。
【００５８】
以下、図１の各ブロックについて符号順に機能説明をする。
【００５９】
タイミング制御部２１は、上位になるＰＭモータの制御装置から位相推定の開始信号を受け付ける。これを基準タイミングとし、各ブロックに対して動作タイミングを指示する。また、同時にパルス電圧の発生位相も指示する。例えば、１２方向のパルスを発生させる場合には、図２のような位相のパルス電圧Ｖ1〜Ｖ12の番号順に発生するように指令を出力する。
【００６０】
パルス発生位相指令部２２は、１パルス分の開始タイミングとパルス電圧の発生位相とから、電流制御器２３や電圧発生器２４に個別に制御信号を出力する。
【００６１】
電流制御器２３は、電流の正負の極性によりスイッチング遅れ時間が変動したりするため、計測中には電流の零レベルをクロスさせてはならない。そのため、電流をパルス電圧が発生する方向の位相で、かつ５〜１０％程度の零から離れたレベルに初期設定させる必要がある。そこで、電流制御器３は電流制御により出力電流を計測初期値近傍に近づける。
【００６２】
しかし、電流制御を行っていると、電流検出にノイズが混入した場合には電流制御系が誤った電圧出力をしてしまう。そのため、完全に安定させることは不可能であるので近傍と言う表現となる。
【００６３】
これは、図３に示す計測タイミングチャートのＡＣＲ（電流制御）安定化期間Ｔａに相当する。この期間Ｔａは、電流をパルス電圧が発生する位相には５〜１０％程度の低レベルに設定し、出力電流を計測初期値近傍に近づける。
【００６４】
電圧発生器２４は、電流制御が安定したころにパルス電圧の印加を行うために、電流制御器２３の出力電圧を電圧パルスの発生期間ホールドしておき、このホールド電圧に対して、電圧パルスを重畳させて計測パルス電圧を出力する。電圧パルスの出力波形としては、図３における４つの期間Ｔｂ，Ｔｃ，Ｔｄ，Ｔｅの組み合わせになる。これら期間は以下のことを意味する。
【００６５】
安定電圧期間Ｔｂは、電流制御の期間Ｔａの最終電圧のまま出力電圧を固定してしばらく安定化期間を確保する。これは、電流制御が電流検出ノイズによって変動している場合を想定して挿入している。電圧が固定であるため電流値は多少変化するものの、電流は安定になってくる。
【００６６】
ＩL計測期間Ｔｃは、パルス電圧印加前の電流ＩLを計測する期間である。このときには期間Ｔｂの電圧をそのまま固定して維持する。この期間は電流が複数サンプルできる期間幅に設定し、平均処理によって単発的に発生するノイズの影響を低減する。
【００６７】
次に、ローレベル電流サンプリング部２５は、図３のタイムチャートの期間Ｔｃにおいて、ＩL電流を計測する。
【００６８】
電圧パルス印加期間Ｔｄは、インダクタンスに相当する電流の変化量を発生させるため、ステップ状に電圧を変化させ、電流変化があるレベルに達するまで電圧を維持する。この電圧は電流指令のホールド電圧に重畳して出力している。
【００６９】
ＩH計測期間Ｔｅは、パルス電圧印加が終了すると、期間Ｔｂ、Ｔｃと同じに、電流制御のホールド電圧を出力する。この電圧は、電流が変化しない電圧値であるため、電流は変化後の値を維持しようとする。そこで、ハイレベル電流サンプリング部２７は、この区間を複数電流サンプルして平均処理を行いパルス電圧印加後の電流計測とする。
【００７０】
なお、次モード遷移期間Ｔｆは、上記の計測が完了したならば、次のパルス印加の準備のために、次の位相の初期電流値に設定する電流制御を開始する。
【００７１】
なお、期間ＴｄおよびＴｅの間は電流の振幅が大きいため、発生するトルクも大きくなってモータが回転する要因となる、そのためこの期間は極力短くする必要がある。通常は２〜５サンプル程度に設定する、
平均処理部２６は、サンプリング部２５で得たサンプルデータを平均化処理して、ノイズの影響を抑制する。
【００７２】
ハイレベル電流サンプリング部２７は、図３のタイムチャートの期間Ｔｅにおいて、ＩH電流を計測する。
【００７３】
平均処理部２８は、サンプリング部２７で得たサンプルデータを平均化処理して、ノイズの影響を抑制する。
【００７４】
全方向データ保管部２９は、平均処理部２６、２８の計測データを、全周分一旦蓄積する。
【００７５】
一次成分抽出部３０は、全方向データ保管部２９の計測データから、前記の（７）、（８）式などの演算を使用して、一次のフーリエ係数ａ1，ｂ1を計算し、電流振幅の最大位相θｄ’を出力する。
【００７６】
二次成分抽出部３１は、全方向データ保管部２９の計測データから、前記（５）、（６）式などの演算を使用して、二次のフーリエ係数ａ2，ｂ2を計算し、電流振幅の最大位相θｄを出力する。
【００７７】
位相推定演算部３２は、従来方法と同様に、θｄ’とθｄから位相推定演算を行う。
【００７８】
ここで、一次成分抽出部３０と二次成分抽出部３１の出力位相には、１８０°反対方向の可能性があるため、一次成分抽出部３０で推定する磁気飽和を利用したｄ軸位相方向と同一な方向を選択する。この位相推定演算部３２のみでもｄ軸位相は検出可能であるが、磁気飽和を利用した方式は差の成分が微小であるため高い位相の精度が得られない。そこで、あくまでＮＳ極判定にのみ使用する。
【００７９】
（実施形態２）
前記の図１１および（７）、（８）式を利用した位相推定方法では、印加したパルス電圧の位相を基準にして電流差の振幅成分のフィーリエ係数を計算した。しかし、発生電流の位相ずれの情報までは使用していなかった。
【００８０】
本実施形態は、電流差ベクトルの振幅と位相ずれの両方の情報を利用して長軸を抽出するもので、以下に詳細に説明する。
【００８１】
図４の（ａ）、（ｂ）は図１１と同じに電流差ベクトルの振幅と位相ずれをパルス電圧位相を基準にプロットしたものである。これを、図４の（ｃ）のように、発生した電流差ベクトルの位相を基準にして表すことができる。
【００８２】
このように表現すると、図４の（ａ）よりも二次の脈動のピーク付近の突状の分布波形が急峻になる。これを図５の（ｂ）のような空間ベクトルで現わすと、短軸がより短くなり楕円がより長細い形になる。長軸と短軸の成分の比が大きな値となるためよりノイズに対する抑制効果が大きくなる。
【００８３】
これを式で現わすと、前記の（５）、（６）式を、（１１）、（１２）式のように、検出電流位相を基準に積分清算することと等価である。
【００８４】
【数８】
0003687603.tif 000009
【００８５】
この係数から、楕円状に分布する電流差ベクトルの長軸の位相θdは前記の（６）式と同じに以下のように求められる。
【００８６】
【数９】
0003687603.tif 000010
【００８７】
また、ＮＳ極の判定に利用する一次フーリエ係数の演算も同様に、電流差ベクトルの位相を利用してもよい。この場合は、前記の（７）式に対応して、以下の（１２）式を使用すればよい。
【００８８】
【数１０】
0003687603.tif 000011
【００８９】
実際には、離散データの演算を行う必要があるため、積分演算を近似計算する。ここでは、隣り合う位相のｋ番目とｋ＋１番目のデータの位相間の台形近似などによって積分した式が以下の（１３）式である。前記の（１１）、（１２）式は、これを全周分だけ積算するだけでよい。
【００９０】
【数１１】
0003687603.tif 000012
【００９１】
こうすると、印加電圧の位相を基準にするよりも、検出精度を高めることができる。
【００９２】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、同期電動機にパルス電圧を印加したときに発生する電流の変化量から磁極の位置推定を行うのに、パルス電圧を印加する前に、電流制御の電流を設定値にするための電流制御期間を設け、さらに、パルス電圧を印加する直前と直後に、電流制御の最終電圧値を固定して出力する期間を設け、この電圧を固定した期間に１つ以上の電流サンプルを得、この電流サンプルから電流の変化量を検出するようにしたため、ＣＰＵ内蔵のＡＤ変換器を使用したり、電気的なノイズ環境の悪い場所に設置されるなど、電流検出信号のサンプリング時にノイズによる誤検出を行う可能性の高いシステムであっても、ノイズの影響を受けにくい電流検出方法とそれらを利用した磁極位相の推定ができる。
【００９３】
また、パルス状の短期間に計測を行う方式では、電流のサンプル点時間に制限があり充分なデータ点数が得られない場合でも、より統計的な精度が高い推定ができる。これにより、検出位相精度が向上するほか、逆にサンプル点数を削減して位相推定に必要な計測時間を短縮するなどの効果が得られる。
【００９４】
また、位置センサを使用する場合においても、２相９０°位相差信号と原点パルス信号を用いたインクリメンタル方式のエンコーダを適用する用途では、出力軸が回転して原点信号が発生するまでは正確な位相が不明であるため、別途Ｕ，Ｖ，Ｗの１２０°位相差信号などを併用していたが、本発明による磁極位置推定の実現でＡＢＺ信号のみのエンコーダでよく、コストの低減や回路の簡素化による故障率の低減を計ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す位相推定方式の全体構成図。
【図２】実施形態におけるパルス電圧の出力位相と順序例。
【図３】実施形態における２パルス分の計測タイミングチャート。
【図４】実施形態における電流差ベクトルの位相と振幅の組み合わせ表現例。
【図５】実施形態におけるパルス電圧と電流差のベクトル。
【図６】従来のＰＭモータの制御方式の構成例。
【図７】従来のＰＭモータの位置センサレス制御方式の構成例。
【図８】パルス電圧を印加した場合の電流応答波形例。
【図９】印加するパルス電圧ベクトルと発生する電流差ベクトル例。
【図１０】パルス電圧と電流差のベクトル。
【図１１】電流差の振幅と位相特性の分布例。
【符号の説明】
Ａ…１パルス計測部
Ｂ…パルス制御・位相推定部
２１…タイミング制御部
２２…パルス発生位相指令部
２３…電流制御器
２４…電流発生器
２５…ローレベル電流サンプリング部
２６…平均処理部
２７…ハイレベル電流サンプリング部
２８…平均処理部
２９…全方向データ保管部
３０…一次成分抽出部
３１…二次成分抽出部
３２…位相推定演算部
【図１】
0003687603.tif 000013
【図２】
0003687603.tif 000014
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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