(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と電源との間に接続され入力信号に応じて前記電源から前記負荷への出力電流をスイッチングする第１のトランジスタと、前記電源と前記第１のトランジスタとの間に接続された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の両端の電位差に基づいてスイッチング動作する第２のトランジスタとを具備し、前記電位差が所定値を超えると前記第２のトランジスタのスイッチングに応じて前記第１のトランジスタが遮断状態となるトランジスタの過電流保護回路において、前記第２のトランジスタを介する電流により充電される充放電用コンデンサと、このコンデンサの充電電圧に基づいてスイッチング動作する第３のトランジスタと、この第３のトランジスタを介して前記第２のトランジスタのスイッチングに応じた前記第１のトランジスタのスイッチング制御を行う出力電流遮断手段と、前記第２のトランジスタと前記コンデンサとに介挿接続して設けられ前記コンデンサの充電に際して前記第１のトランジスタのスイッチングよりも速やかな充電を行う充電用抵抗と、前記第３のトランジスタと前記コンデンサとに介挿接続して設けられ前記コンデンサの放電に際して前記第１のトランジスタのスイッチングよりも倍以上の時間をかけて放電する放電用抵抗とを備えたことを特徴とするトランジスタの過電流保護回路。
【請求項２】
前記第１のトランジスタは、ＭＯＳトランジスタであり、前記出力電流遮断手段は、前記第３のトランジスタの通電時に通電するように前記第３のトランジスタのスイッチング動作に応じてスイッチング動作する第４のトランジスタを具備しこの第４のトランジスタにより前記第１のトランジスタのゲートとソース間の通電状態を制御するものであることを特徴とする請求項１記載のトランジスタの過電流保護回路。
【請求項３】
前記第３のトランジスタのスイッチング動作に応じて、前記入力信号のライン又はその後続ラインの電位を、強制的に前記第１のトランジスタが非導通となる側の電位レベルに保持させることを特徴とする請求項１記載のトランジスタの過電流保護回路。
【請求項４】
前記充電用抵抗は、前記第２のトランジスタを介する電流による前記コンデンサの充電に際し前記第２のトランジスタのコレクタに流れる突入電流を制限し前記第２のトランジスタに与えるストレスを防止するために前記コンデンサの充電電流を規制するものであり、前記放電用抵抗は、充電後の前記コンデンサからの放電に際し前記第３のトランジスタのオン時間を遅延させ出力短絡時に前記第１のトランジスタに流れる平均電流が十分に小さくなるように前記コンデンサの放電電流を規制するものであることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載されたトランジスタの過電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、トランジスタの過電流保護回路に関し、詳しくは、直流電源を駆動源として表示用ランプやソレノイド等の負荷を駆動するに際し電源から負荷への電流を開閉するトランジスタを負荷短絡等による過電流から保護するためのトランジスタの過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、トランジスタによりランプやソレノイド等を駆動する基本的な回路として、図３に示したものが知られている。
この回路（４０）は、出力電圧Ｖccの直流電圧源１０からソレノイド等の負荷２０へ電力を供給するためのものであって、その電力供給ラインに対し、ヒューズ３０及び出力トランジスタ４２（第１のトランジスタ）が、順次直列に挿入接続されたものである。
そして、出力トランジスタ４２がオン／オフして電力供給ラインを開閉することで直流電圧源１０から負荷２０への出力電流Ｄを導通／遮断するとともに、出力トランジスタ４２の導通時に過電流が流れたときには、ヒューズ３０が溶断することにより電力供給ラインを強制遮断して出力トランジスタ４２等の回路を保護するのである。
【０００３】
なお、この過電流保護回路４０は、ヒューズ３０と、ＭＯＳ型ＦＥＴのパワートランジスタからなる出力トランジスタ４２とに加えて、出力トランジスタ４２のスイッチング動作を制御するために外部回路から入力信号Ａを受けて出力トランジスタ４２のゲートへの駆動信号Ｃを生成する駆動回路４１と、負荷２０がソレノイドのような誘導負荷である場合の遮断時逆起電力によるサージ電圧の発生を抑制するために負荷２０に対して並列に接続されたフライホイールダイオード４３も、設けられている。
【０００４】
この駆動回路４１は、ベースが入力信号Ａの抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧点に接続されエミッタが接地されコレクタが直列の抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してヒューズ３０に接続されたＮＰＮトランジスタからなり、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点電圧によって駆動信号Ｃを生成するものである。そして、入力信号Ａが有意（ハイ）となってトランジスタ４１ａがオンすると直流電圧源１０からヒューズ３０を介する電流Ｂを抵抗Ｒ３，Ｒ４に流すことで駆動信号Ｃを有意の電圧まで電圧Ｖccから降下させる一方、トランジスタ４１ａがオフすると駆動信号Ｃを有意の電圧から電圧Ｖccへ戻すようになっている。
【０００５】
また、出力トランジスタ４２は、ゲートが駆動信号Ｃのラインに接続され、ソースがヒューズ３０に接続され、ドレインが負荷２０及びこれに並列接続されたダイオード４３のカソードに接続されている。そして、駆動信号Ｃひいては入力信号Ａに応じてオンオフするようになっている。
【０００６】
図４に示した過電流保護回路５０は、上述の過電流保護回路４０におけるヒューズ３０に代えて過電流検出回路５１が設けられたものである。そして、これによって、過電流が検出されると入力信号Ａの如何に拘わらず直ちに出力トランジスタ４２をオフさせることで、過電流を阻止しようとするのである。
【０００７】
このために、過電流検出回路５１は、電流検出抵抗５２と、過電流検出用トランジスタ５３（第２のトランジスタ）とで構成される。
電流検出抵抗５２は、直流電圧源１０と出力トランジスタ４２のソースとの間における電力供給ラインに対して直列に挿入接続されていて、直流電圧源１０から負荷２０への負荷電流に対応した電圧が抵抗５２の両端に発生するようになっている。しかも、その抵抗値は、負荷電流が過大になりかけたときに、トランジスタをオンさせるに必要なベース・エミッタ間電圧に対応した電圧（すなわち過電流か否かに対応した所定値の電圧）が発生するように、設定されている。
【０００８】
また、過電流検出用トランジスタ５３は、スイッチング用のＰＮＰトランジスタが採用され、エミッタが電力供給ラインに接続され、ベースが電流検出抵抗５２と出力トランジスタ４２のコレクタとの接続点に保護抵抗Ｒ５を介して接続され、コレクタが出力トランジスタ４２のゲートラインに接続されたものである。そして、出力トランジスタ４２及び電流検出抵抗５２に過電流が流れて電流検出抵抗５２の両端の電位差が上記の所定電圧を超えると、過電流検出用トランジスタ５３がオフからオンの状態にスイッチングし、これに応じて駆動信号Ｃが電圧Ｖccにほぼ一致させられるので、出力トランジスタ４２は強制的にオフさせられるのである。
【０００９】
図５に示した過電流保護回路６０は、上述の過電流保護回路５０における電流検出抵抗５２に対して並列にスパイク電流バイパス用コンデンサ６１が付加されたものである。
出力トランジスタ４２がターンオンした直後には、負荷２０に寄生の又は付加された容量に流れ込む電流や、ダイオード４３の電荷・電流を相殺する電流に起因して、出力電流Ｄにスパイク電流が現れ、その程度によっては過電流検出回路５１が誤動作することもある。
スパイク電流バイパス用コンデンサ６１は、かかるスパイク電流を電流検出抵抗５２から迂回させて過電流検出回路５１の誤動作を防ぐためのものであり、その容量がスパイク電流量に対応して定まる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のトランジスタの過電流保護回路では、図３の回路（ヒューズ溶断形）の場合、出力短絡事故などにより過電流が流れたときにはヒューズが溶断して回路が保護されるが、回路素子やプリント配線板のパターンに損傷が全く無いとしても、ヒューズ交換を行わなければ、回路の機能を回復することができない。また、過電流によるストレスが出力トランジスタの寿命・性能等にどの程度の影響を与えたのかを判定することが困難であり、ヒューズ交換により機能が回復しても、その回路・機器の性能・信頼性までも短絡事故発生前と同等に回復していると断定することはできない。
【００１１】
一方、図４の回路（トランジスタ駆動形）の場合、ヒューズを使用しないので出力短絡状態が解除されれば直ちに機能も回復する。しかし、出力短絡状態のときには、過電流検出用トランジスタ５３がオンすると出力トランジスタ４２がオフし、出力トランジスタ４２がオフすると電流検出抵抗５２に電流が流れなくなり、過電流検出用トランジスタ５３がオフとなって、出力トランジスタ４２は再びオンとなるが、出力短絡状態が解決されていなければ、再度過電流検出用トランジスタ５３がオンとなることをくりかえす結果、トランジスタのスイッチング速度に対応した高い周波数で発振状態となり、通電／非通電が頻繁に繰り返されるので、かなり大きな平均値の出力電流が流れる。しかも、このようなスイッチング時にはオフ状態やオン状態のときよりもトランジスタにおけるエネルギー損失が大きい。このため、出力短絡のまま放置しておくと出力トランジスタが著しく発熱する。
【００１２】
そして、この発熱による出力トランジスタの損傷や寿命の低下などを防ぐには、出力トランジスタ自体の十分なパワーアップを図るか、出力トランジスタに対して放熱板を取り付けたり放熱板を高性能なものに取り替えたりして放熱効果を上げる等の方策がある。しかし、前者は必要以上に過剰な仕様でコスト的にも難があり、後者は、コストアップばかりか、例えば高温環境での作動を要求される機器類にあっては十分な放熱効果を期待できない場合があり発熱によるストレスは免れない。
【００１３】
このような問題を解決する本質的な他の方策は、出力トランジスタの発熱それ自体を抑制することである。例えば、温度センサ等を用いて出力トランジスタの温度を検出する手段を設け、これで検出した出力トランジスタの温度を監視し、ある一定以上の温度になったら電力供給を遮断するような装置を取り付けることが、考えられる。
しかし、かかる直截的な方策は、確実な策ではあるが、回路・機器が複雑で高価なものになるので、限られた分野でしか利用することができない。
そこで、出力短絡時等の発熱による出力トランジスタの損傷や寿命の低下などを確実に防ぐために過電流に起因した出力トランジスタの発熱それ自体を抑制するととともに、実用価値をも高めるべく、入手困難な特殊素子や高価な素子・機器類を用いるのではなく一般的で入手容易な素子を用いて簡素で低廉な構成の回路を実現することが課題となる。
【００１４】
この発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、出力短絡時等に出力トランジスタの発熱それ自体を抑制するトランジスタの過電流保護回路を簡素な回路構成で実現することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するために、本発明にあっては、トランジスタ駆動形の回路（図４）を原型にして、過電流検出回路によって充電される充放電用コンデンサで具現化された遅延手段と、このコンデンサの充電電圧に基づいてスイッチングする第３のトランジスタとを設け、このトランジスタを介在させて過電流検出時の出力トランジスタ制御を行うようにした。
【００１６】
これにより、充放電用コンデンサの充電・放電時間に応じて過電流検出時におけるトランジスタスイッチングのタイミングが遅延させられる。そこで、出力短絡等があって発振状態となっても、その周波数が低いのでスイッチングによる発熱が低減する。さらには、出力電流が遮断される時間が長くなり、相対的に通電の時間割合が減るので、出力トランジスタに流れる平均電流も小さくなる。その結果、出力トランジスタの発熱自体を抑制することができる。
【００１７】
したがって、この発明によれば、出力短絡時等に出力トランジスタの発熱それ自体を抑制するトランジスタの過電流保護回路を、コンデンサとその充放電に関係する簡素な構成で実現できる。
【００１８】
なお、このように出力電流遮断時間を長くすると、上述の利点が得られる一方で、スパイク状の過電流に対しても所定時間だけ明確に遮断が行われる。そのため、非常時は別として通常の使用状態での出力電流遮断が許容されない又は敬遠されるような分野では、スパイク電流対策形の回路（図５）を原型としなければならない率が高くなってしまう。この場合、充放電用コンデンサに加えてスパイク電流バイパス用コンデンサも必要となる。しかしながら、コンデンサは抵抗素子等に比べてばらつきや経年変化が大きい。また、回路のＩＣ化に際してＩＣに内蔵するのも困難で小形化の妨げ要因となりやすい。そこで、スパイク電流バイパス用コンデンサを用いることなく、スパイク状の過電流に対する反応を抑制可能な構成を採用することにより（以下の第４の実施形態）、スパイク電流についての不都合も軽減することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
このような解決手段で達成された本発明のトランジスタの過電流保護回路について、これを実施するための形態を説明する。
【００２０】
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施形態は（、出願当初の請求項１に記載の如く）、
以下の第１のトランジスタと電流検出抵抗と第２のトランジスタとを具備したトランジスタの過電流保護回路において、以下のコンデンサと、第３のトランジスタと出力電流遮断手段とを備えたことを特徴とする。
上記の第１のトランジスタは、負荷と電源との間に（直列に挿入）接続されていて、（外部から又は内部の前段回路から受けた）入力信号に応じて（導通／遮断状態を切り替えることで）前記電源から前記負荷への出力電流をスイッチングするものである。
上記の電流検出抵抗は、（前記電流が通過するように）前記電源と前記第１のトランジスタとの間に（直列に挿入）接続されたものである。
上記の第２のトランジスタは、前記電流検出抵抗の両端の電位差に基づいてスイッチング動作するものである。
そして、これらは、前記（電流検出抵抗の両端の）電位差が（過電流か否かに対応した）所定値を超えると前記第２のトランジスタのスイッチングに応じて前記第１のトランジスタが遮断状態とな（って過電流から保護され）るようになっている。
上記の充放電用コンデンサは、前記第２のトランジスタを介する電流により充電されるものである。
上記の第３のトランジスタは、前記コンデンサの充電電圧に基づいてスイッチング動作するものである。
上記の出力電流遮断手段は、前記第３のトランジスタを介して（間接的に）、前記第２のトランジスタのスイッチングに応じた前記第１のトランジスタのスイッチング制御を行うものである。
【００２１】
このようなトランジスタの過電流保護回路にあっては、過電流が検出されると第２のトランジスタのスイッチングに応じて第１のトランジスタが遮断状態へスイッチングさせられるが、この際に、第１のトランジスタが第２のトランジスタで直接的に駆動されるのでなく、第２のトランジスタを介して充電されるコンデンサ、及びこのコンデンサの充電電圧に基づいてスイッチングする第３のトランジスタを介在させて、間接的に駆動される。また、電流が遮断されると第２のトランジスタの元の状態へのスイッチングに応じて第１のトランジスタが導通状態へスイッチングさせられるが、このときは、第２のトランジスタによるコンデンサへの充電が止まってコンデンサから放電が行われ、これに基づいて第３のトランジスタがスイッチングして元の状態に戻る。このときも、第１のトランジスタは、放電するコンデンサ及び第３のトランジスタを介在させて、間接的に駆動される。
【００２２】
これにより、コンデンサの充電状態・放電状態を規定することで容易に、過電流が検出されたときにおける出力トランジスタの遮断時間・導通時間を明確に設計・設定することができる。そして、遮断時間の割合を増やすことで、出力短絡等の事故発生時に第１のトランジスタに流れる平均電流を小さくし、そこでの発熱を抑制することができる。さらに、コンデンサの充電状態・放電状態を規定するのは、充放電電流を規制する抵抗等をコンデンサ周辺に設けてその抵抗値を選択すること等で具現化可能であり、その回路構成も簡素なもので済ませることができる。しかも、このような回路は、放熱板や温度センサを使用したものに比べて、安価であり、小形化も容易である。
【００２３】
［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施形態は（、出願当初の請求項２に記載の如く）、上述した第１の実施形態のトランジスタの過電流保護回路であって、各トランジスタ及び出力電流遮断手段が以下のものであることを特徴とする。
前記第１のトランジスタは、ＭＯＳトランジスタである。
（前記第２のトランジスタは、前記電位差が所定値を超えると通電するようにスイッチング動作するものである。）
（前記第３のトランジスタは、前記第２のトランジスタの通電時に通電するように前記第２のトランジスタのスイッチング動作に応じてスイッチング動作するものである。）
前記出力電流遮断手段は、前記第３のトランジスタの通電時に通電するように前記第３のトランジスタのスイッチング動作に応じてスイッチング動作する第４のトランジスタを具備している。そして、この第４のトランジスタにより前記第１のトランジスタのゲートとソース間の通電状態を制御するものである。
【００２４】
この場合、第２，第３，及び第４のトランジスタの何れかがオンすると、ＭＯＳトランジスタのゲートとソースの電位が略等しくなるので、第１のトランジスタがターンオフする。
これにより、付加的な能動素子である第２〜第４のトランジスタの何れかが損傷して短絡状態等の通電状態になってしまったときでも、第１のトランジスタが遮断状態となるので、連鎖的な損傷等を引き起こすおそれの無い安全側に回路状態が維持される。
【００２５】
［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施形態は（、出願当初の請求項３に記載の如く）、上述した第１の実施形態のトランジスタの過電流保護回路であって、
（前記電位差が所定値を超えたことによる）前記第３のトランジスタのスイッチング動作に応じて、前記入力信号のライン又はその後続ラインの電位を、強制的に前記第１のトランジスタが非導通となる側の電位レベルに保持させることを特徴とする。
【００２６】
この場合、過電流に応じて第３のトランジスタが作動すると、入力信号のライン側が所定の電位レベルに保持され、第１のトランジスタが非導通状態となる。これにより、入力信号を受けて第１のトランジスタの駆動信号を生成する駆動回路が出力遮断制御手段にも共用されて、上述の実施形態における第４のトランジスタ等を設ける必要が無くなるので、部品点数を少なくすることができる。
【００２７】
［第４の実施の形態］
本発明の第４の実施形態は（、出願当初の請求項４に記載の如く）、上述した第１，第２，第３の実施形態のトランジスタの過電流保護回路であって、以下の充電用抵抗と放電用抵抗とを備えたことを特徴とする。
上記の充電用抵抗は、（前記第２のトランジスタと前記コンデンサとを接続して設けられ）、前記第２のトランジスタを介する電流による前記コンデンサの充電に際し前記コンデンサの充電電流を規制することにより、前記第２のトランジスタに流れる突入電流を制限し前記第２のトランジスタに与えるストレスを防止するものである。
上記の放電用抵抗は、充電後の前記コンデンサからの放電に際し前記コンデンサの放電電流を規制するものである。このことによって、前記第２のトランジスタがオフになった後も、前記第３のトランジスタは、しばらくの間、オン状態を保つ。
【００２８】
この場合、コンデンサの充電に際しその充電電圧が第３のトランジスタのオンに必要な所定電圧を速やかに超えて上昇し、コンデンサの放電に際してはその充電電圧がその所定電圧までゆっくりと下降する。そこで、充電用抵抗および放電用抵抗を充放電用コンデンサに接続するだけて簡易かつ確実にトランジスタの過電流保護回路を動作させることが可能となる。
しかも、充電用抵抗によってコンデンサの充電速度が規制されるので、無規制であれば第２のトランジスタをオンさせていたスパイク電流であっても、短時間のものは、第３のトランジスタをオンさせることができなくなる。
これにより、スパイク電流バイパス用コンデンサを用いなくても、スパイク電流についての不都合を或る程度まで克服することができる。
【００２９】
【実施例】
本発明のトランジスタの過電流保護回路の第１実施例について、その具体的な構成を、図１の回路を引用して説明する。
【００３０】
この過電流保護回路１００は、従来例で図４に示した過電流保護回路５０を改良したものであり、その過電流検出用トランジスタ５３のエミッタと出力トランジスタ４２のゲートとの接続ラインに対し、遅延手段（１０１，Ｒ１０１〜Ｒ１０３）と、遅延作動用トランジスタ１０２（第３のトランジスタ）と、出力遮断制御回路１０３とを順に挿入接続したものである。
【００３１】
遅延手段は、過電流検出用トランジスタ５３のエミッタと接地ＧＮＤ間に順に直列接続された充電用抵抗Ｒ１０１及び放電用抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３と、一端が抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の接続点に接続され他端が接地された充放電用コンデンサ１０１とからなる。ここで、放電用抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３は、放電をゆっくり行って出力電流遮断時間を長くするために、充放電用コンデンサ１０１の放電時定数が出力トランジスタ４２のスイッチング時間の数倍以上になるように、抵抗値が比較的大きく設定されたものである。
【００３２】
遅延作動用トランジスタ１０２は、ベースが抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３の接続点に接続されエミッタが接地されコレクタが出力遮断制御回路１０３側に接続されたＮＰＮトランジスタで構成され、充放電用コンデンサ１０１の充電電圧の分圧に基づいてスイッチング動作するようになっている。
【００３３】
出力遮断制御回路１０３は、ＰＮＰトランジスタの遮断制御駆動トランジスタ１０４と、このトランジスタ１０４のベース・エミッタ間に接続されたバイアス抵抗Ｒ７と、トランジスタ１０４のベースに接続された抵抗Ｒ６とからなり、抵抗Ｒ６を介してトランジスタ１０２のコレクタに接続されている。また、遮断制御駆動トランジスタ１０４のコレクタは出力トランジスタ４２のゲートに接続されている。各抵抗Ｒ６，Ｒ７は、遅延作動用トランジスタ１０２のオンオフに対応して遮断制御駆動トランジスタ１０４をオンオフするような電圧設定や電流制限を行うように、それぞれの抵抗値が設定されている。これにより、出力遮断制御回路１０３は、遅延作動用トランジスタ１０２によって駆動され、そのオン時に出力トランジスタ４２のゲート電圧すなわち駆動信号Ｃをソース電圧とほぼ等しくすることにより出力トランジスタ４２をターンオフさせるようになっている。
【００３４】
この第１実施例のトランジスタの過電流保護回路について、その使用態様及び動作を説明する。
入力信号Ａがローのときは出力トランジスタ４２がオフ状態に制御されているので過電流の問題はない。そこで、入力信号Ａがハイであり、駆動回路４１により駆動信号Ｃが有意の電圧まで降下していて、出力トランジスタ４２がオン状態に制御されている場合について説明する。
【００３５】
この場合、正常状態では、出力電流Ｄが適正範囲内にあるので過電流検出用トランジスタ５３がオフ状態であり、充放電用コンデンサ１０１が充電されていないので遅延作動用トランジスタ１０２もオフ状態であり、これに対応して遮断制御駆動トランジスタ１０４もオフ状態であり、これらは、入力信号Ａに従って出力電流Ｄがスイッチングされるのを妨げない。
【００３６】
これに対し、負荷２０の破損等によって出力電流Ｄが異常に大きくなり過電流が流れると、電流検出抵抗５２の両端の電位差が所定値を超えて、過電流検出用トランジスタ５３がオン状態となり、さらに、過電流検出用トランジスタ５３からの電流が充電用抵抗Ｒ１０１を介して充放電用コンデンサ１０１に充電される。この充電は放電用抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３による放電よりも速やかになされる。そして、充放電用コンデンサ１０１への充電がある程度進むと、過電流検出用トランジスタ５３から僅かに遅れて遅延作動用トランジスタ１０２もオン状態となる。このことにより、出力遮断制御回路１０３が作動して、すなわち遮断制御駆動トランジスタ１０４がオン状態になって、駆動信号Ｃが強制的に電源Ｖcc側にされるので、出力トランジスタ４２がオン状態からオフ状態へスイッチングする。この結果、出力電流Ｄが遮断されて過電流が阻止される。
【００３７】
この際、充放電用コンデンサ１０１の充電は出力トランジスタ４２のオンからオフ状態へのスイッチングよりも速やかになされるので、出力トランジスタ４２がターンオフし終えたときには、充放電用コンデンサ１０１は、遅延作動用トランジスタ１０２のオンに必要な所定電圧を超えた状態にまで充電されている。
【００３８】
そして、出力電流Ｄが遮断されると過電流検出用トランジスタ５３がオフ状態となる。これによって充放電用コンデンサ１０１への充電が止まり、放電用抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３を介して緩やかに充放電用コンデンサ１０１からの放電が行われる。この状態は、充放電用コンデンサ１０１の充電電圧が上記の所定電圧に降下するまで続く。充放電用コンデンサ１０１の放電がそこまで進むと、遅延作動用トランジスタ１０２がオフ状態となり、さらに出力遮断制御回路１０３も作動を停止する。そうすると、駆動信号Ｃが入力信号Ａに対応した状態に復帰して出力トランジスタ４２は、再びオン状態となる。
【００３９】
このとき、出力電流Ｄがまた過大となったときには上述した動作を繰り返すが、出力電流Ｄの通電時間よりも非通電時間の方が十分に長くなる。また、負荷２０が修復されて過電流が流れなくなると、上述の繰り返しが断たれて、正常状態に復帰する。
【００４０】
本発明のトランジスタの過電流保護回路の第２実施例について、その具体的な構成を、図２の回路を引用して説明する。
【００４１】
この過電流保護回路２００は、上述の過電流保護回路１００と次の点で相違する。すなわち、駆動回路４１に代わる駆動回路２４１は、抵抗Ｒ１が直列抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに分割されている。さらに、遅延作動用トランジスタ１０２のコレクタが抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの接続点に接続されて、出力遮断制御回路１０３は排除されている。
【００４２】
この過電流保護回路２００は、入力信号Ａに従って出力トランジスタ４２がオフ状態に制御されているとき、及び出力トランジスタ４２がオン状態に制御されていても出力電流Ｄが適正範囲内にあるときは、過電流検出用トランジスタ５３及び遅延作動用トランジスタ１０２がオフ状態を維持し、出力電流Ｄは入力信号Ａに従って正常にスイッチングされる。
【００４３】
これに対し、過電流検出回路５１により過電流が検出されると、上述したのと同様にして充放電用コンデンサ１０１の充電と遅延作動用トランジスタ１０２のスイッチングが行われる。すると、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂの接続点がほぼ接地状態となる。これにより、トランジスタ４１ａにとっては入力信号Ａがローになったのと同じこととなり、駆動信号Ｃが無効となって、出力トランジスタ４２がオン状態からオフ状態へスイッチングする。この結果、出力電流Ｄが遮断されて過電流が阻止される。
【００４４】
そして、過電流検出用トランジスタ５３がオフ状態になると、やはり上述の例と同様にして充放電用コンデンサ１０１の放電と遅延作動用トランジスタ１０２のスイッチングが行われる。そうすると、駆動信号Ｃが入力信号Ａに対応した状態に復帰して出力トランジスタ４２は、再びオン状態となる。
こうして、過電流保護回路２００は、出力遮断制御回路１０３が省かれていても、過電流保護回路１００と同一の機能を発揮する。
【００４５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のトランジスタの過電流保護回路にあっては、過電流検出時におけるトランジスタスイッチングのタイミングが充放電用コンデンサの充電・放電時間に応じて遅延するようにしたことにより、出力短絡時等に出力トランジスタの発熱それ自体を抑制するトランジスタの過電流保護回路を、コンデンサとその充放電に関係する簡素な構成で実現することができたという有利な効果が有る。さらに、安価、小形化可能、出力遮断時間の設計も容易などの効果もある。
【００４６】
また、第２の実施形態にあっては、第２〜第４のトランジスタの損傷に対して回路状態が安全側に維持されるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のトランジスタの過電流保護回路について、第１実施例の回路図である。
【図２】  第２実施例の回路図である。
【図３】  従来の過電流保護回路（ヒューズ溶断形）である。
【図４】  従来の過電流保護回路（トランジスタ駆動形）である。
【図５】  従来の過電流保護回路（スパイク電流対策形）である。
【符号の説明】
１０  直流電圧源
２０  負荷
３０  ヒューズ
４０  過電流保護回路
４１  駆動回路
４２  出力トランジスタ（ＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ；第１のトランジスタ）
４３  ダイオード
５０  過電流保護回路
５１  過電流検出回路
５２  電流検出抵抗
５３  過電流検出用トランジスタ（第２トランジスタ）
６０  過電流保護回路
６１  スパイク電流バイパス用コンデンサ
１００    過電流保護回路
１０１    充放電用コンデンサ
１０２    遅延作動用トランジスタ（第３トランジスタ）
１０３    出力遮断制御回路（出力電流遮断手段）
１０４    遮断制御駆動トランジスタ（第４トランジスタ）
２００    過電流保護回路
２４１    駆動回路
３００    過電流保護回路
３４１    駆動回路
Ｒ１０１  充電用抵抗
Ｒ１０２  放電用抵抗
Ｒ１０３  放電用抵抗
Ｒ３０１  バイアス抵抗
Ｒ３０２  バイアス制御用抵抗
Ｒ３０３  電流制限抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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