(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
平衡出力と不平衡出力の２系統の出力形態をもつ出力回路であって、
制御信号が第１のレベルで入力されると、第１の出力用トランジスタに所定のバイアス電流を供給し、第２のレベルで入力されると当該第１の出力用トランジスタのバイアス電流を第１のレベルの場合より増加させて供給し、上記第１の出力用トランジスタからバイアス電流に応じたレベルの信号を出力する第１の回路と、
上記制御信号が第１のレベルで入力されると第２の出力用トランジスタに所定のバイアス電流を供給して当該第２の出力用トランジスタから所定のレベルの信号を出力し、上記制御信号が第２のレベルで入力されると当該第２の出力用トランジスタへのバイアス電流の供給が停止状態となる第２の回路と
を有する出力回路。
【請求項２】
上記制御信号が第１のレベルの場合には、上記第１の出力用トランジスタへのバイアス電流と上記第２の出力用トランジスタへのバイアス電流とが略等しい値に設定される
請求項１記載の出力回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえばテレビジョン（ＴＶ）チューナ等で用いられる中間周波増幅回路等の出力回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、ＴＶチューナ等で用いられる中間周波増幅回路が適用されたＴＶ受像機のシステム構成を示すブロック図である。
図３に示すように、ＴＶ受像機は一般的に、アンテナ１、高周波増幅回路２、帯域フィルタ３、周波数変換回路４、局部発振回路５、中間周波増幅回路６、帯域フィルタ７、映像ＩＦ回路８、映像信号処理回路９、音声ＩＦ回路１０、音声信号処理回路１１、ディスプレイ１２、およびスピーカー１３により構成される。
【０００３】
このような構成において、アンテナ１から入力した高周波信号は、高周波増幅回路２で増幅された後、帯域フィルタ２で不要成分が取り除ぞかれ、周波数変換回路４により、中間周波数（ＩＦ）と呼ばれる低い周波数に変換される。そして、中間周波数に変換された信号は中間周波増幅回路６で必要とされるレベルまで増幅される。
ここまでの処理は、一般にチューナブロックと呼ばれている回路で、周波数変換回路４、中間周波増幅回路５、および局部発振回路５は集積回路化されることが多い。
以降、帯域フィルタ７、映像ＩＦ回路８、音声ＩＦ回路１０等を介して所定の映像がディスプレイ１２に表示され、音声がスピーカー１３から出力される。
【０００４】
図３の中間周波増幅回路６は、図４に示すように、電圧増幅回路６１、第１の電流増幅回路６２および第２の電流増幅回路６３により構成される。
この中間周波増幅回路６では、電圧増幅回路６１で得られる平衡信号Ｓ６１ａ，Ｓ６１ｂを２系統の電流増幅回路６２，６３で低インピーダンス負荷を駆動させるための電流増幅を行っている。
【０００５】
一般的に、ＴＶチューナ等で用いられる中間周波増幅回路においては、次段に接続される回路により、平衡出力もしくは不平衡出力が要求される。
平衡出力時は、直接ＳＡＷフィルタを駆動するため、負荷のインピーダンスは４００Ω程度である。
これに対して、不平衡出力時には、５０〜７５Ωの負荷を駆動できなければならず、ＴＶチューナでは７５Ωの負荷を１．２Ｖｐｐまで直線的に増幅する必要があるため、出力回路にはバイアス電流を１０ｍＡ以上流す必要がある。
【０００６】
そのため、従来の中間周波増幅回路６においては、両方の出力形態に対応するため、平衡出力用の回路６２，６３の出力部分に１０ｍＡ程度の電流を流していた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の回路では、不平衡出力として使用する場合には使用しない平衡出力回路、たとえば第２の電流増幅回路６３に流れる電流が無駄となり、平衡時にも必要以上の電力消費となっていた。
そのため、従来は、出力回路に流すバイアス電流を２０％程度減らし歪み特性を悪化させることで、消費電流の削減を行っていた。
【０００８】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、歪み特性を劣化させることなく、消費電力を低減できる出力回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、平衡出力と不平衡出力の２系統の出力形態をもつ出力回路であって、制御信号が第１のレベルで入力されると、第１の出力用トランジスタに所定のバイアス電流を供給し、第２のレベルで入力されると当該第１の出力用トランジスタのバイアス電流を第１のレベルの場合より増加させて供給し、上記第１の出力用トランジスタからバイアス電流に応じたレベルの信号を出力する第１の回路と、上記制御信号が第１のレベルで入力されると第２の出力用トランジスタに所定のバイアス電流を供給して当該第２の出力用トランジスタから所定のレベルの信号を出力し、上記制御信号が第２のレベルで入力されると当該第２の出力用トランジスタへのバイアス電流の供給が停止状態となる第２の回路とを有する。
【００１０】
また、本発明の出力回路では、上記制御信号が第１のレベルの場合には、上記第１の出力用トランジスタへのバイアス電流と上記第２の出力用トランジスタへのバイアス電流とが略等しい値に設定される。
【００１１】
本発明によれば、制御信号が第１のレベルで第１の回路および第２の回路に入力されると、第１の回路では第１の出力用トランジスタに所定のバイアス電流が供給され、第２の回路においても第２の出力用トランジスタに所定のバイアス電流の供給がされる。このとき、たとえば第１の出力用トランジスタへのバイアス電流と第２の出力用トランジスタへのバイアス電流とが略等しい値に設定される。
この場合、平衡出力状態であり、第１の出力用トランジスタへのバイアス電流と第２の出力用トランジスタへのバイアス電流とを、たとえば４００オーム程度の負荷を駆動できる電流量に抑えることができる。
【００１２】
制御信号が第２のレベルで第１の回路および第２の回路に入力されると、第１の回路では、第１の出力用トランジスタのバイアス電流が第１のレベルの場合より増加される。これに対して、第２の回路では、第２の出力用トランジスタへのバイアス電流の供給が停止状態となる。
この場合、不平衡出力状態であり、第１の出力用トランジスタのバイアス電流の増加により低インピーダンス負荷の駆動が可能となる。
すなわち、平衡および不平衡の出力形態に対応でき、平衡、不平衡のどちらの出力形態でも最小の電流で歪特性を改善できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係る出力回路が適用された中間周波増幅回路の基本的な構成を示すブロック図である。
この中間周波増幅回路２０は、たとえば、図３に示すＴＶ受像機システムの中間周波増幅回路として適用される。
【００１４】
図１に示すように、本中間周波増幅回路２０は、電圧増幅回路２１、第１の電流増幅回路２２、第２の電流増幅回路２３、平衡／不平衡切換スイッチ２４、および制御用電圧源２５により構成されている。
【００１５】
電圧増幅回路２１は、前段の周波数変換回路（図３）により中間周波数（ＩＦ）に変換された電圧信号を増幅し、互いに位相が１８０度ずれた平衡信号Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂを第１の電流増幅回路２２および第２の電流増幅回路２３に出力する。
【００１６】
第１の電流増幅回路２２は、電流制御入力端子ＴICL が設けられており、この電流制御入力端子ＴICL への入力信号レベルに応じて増幅用トランジスタ（第１の出力用トランジスタ）のバイアス電流を変化させることが可能で、電圧増幅回路２１による平衡信号Ｓ２１ａを受けて、低インピーダンス負荷を駆動させるための電流増幅を行う。
具体的には、電流制御入力端子ＴICL への入力信号レベルがローレベル（接地レベル）の場合にはバイアス電流が増加し、低インピーダンスの負荷を扱えるような状態となる。また、電流制御入力端子ＴICL への入力信号レベルがハイレベル（ＶCCレベル）の場合にはバイアス電流が小さくなり、第２の電流増幅回路２３と同等の働きをするような状態となる。
【００１７】
第２の電流増幅回路２３は、動作制御入力端子ＴOPC が設けられており、この動作制御入力端子ＴOPC への入力信号レベルがハイレベルの場合には通常動作、すなわち、電圧増幅回路２１による平衡信号Ｓ２１ｂを受けて、たとえば４００Ω程度の負荷を駆動させるための電流増幅を行う。これに対して、動作制御入力端子ＴOPC への入力信号レベルがローレベルの場合には、停止状態となる。
【００１８】
平衡／不平衡切換スイッチ２４は、端子２４ａが電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC に接続され、端子２４ｂが制御用電圧源２５に接続され、制御信号ＣＴＬに基づき不平衡出力のときはオフ状態に保持され、平衡出力のときはオン状態に保持される。
【００１９】
以下に、図１の回路の基本的な動作について説明する。
電圧増幅回路２１において、前段の周波数変換回路により中間周波数（ＩＦ）に変換された信号が増幅され、互いに位相が１８０度ずれた平衡信号Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂが第１の電流増幅回路２２および第２の電流増幅回路２３に出力される。
【００２０】
そして、不平衡出力を行う場合、制御信号ＣＴＬにより切換スイッチ２４がオフ状態に保持される。
これにより、電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC にはローレベルの信号が供給される。
その結果、第１の電流増幅回路２１では、増幅用トランジスタのバイアス電流を増加させ、低インピーダンスの負荷を扱えるような状態となる。これに対して、第２の電流増幅回路２３においては、増幅回路の動作が停止され、電流が消費しない状態となる。
すなわち、第１の電流増幅回路２２のみが動作し、一つの出力のみが得られる不平衡出力状態となる。
【００２１】
一方、平衡出力を行う場合には、制御信号ＣＴＬにより切換スイッチ２４がオン状態に保持される。
これにより、電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC にはハイレベルの信号が供給される。
その結果、第１の電流増幅回路２１では、増幅用トランジスタのバイアス電流が小さくなり、第２の電流増幅回路２３と同等の働きをするような状態となる。また、第２の電流増幅回路２３は、通常動作を行う状態となる。
すなわち、第１の電流増幅回路２２は、電圧増幅回路２１による平衡信号Ｓ２１ａを受けて、たとえば４００Ω程度の負荷を駆動させるための電流増幅を行う状態となり、同様に、第２の電流増幅回路２３は、電圧増幅回路２１による平衡信号Ｓ２１ｂを受けて、たとえば４００Ω程度の負荷を駆動させるための電流増幅を行う状態となり、２つの出力端子ＴOUT1，ＴOUT2から平衡出力が得られる。
【００２２】
この平衡出力状態では、第１および第２の電流増幅回路２２、２３のバイアス電流は４００Ω程度の負荷を駆動できる電流量まで抑えるよう設定することで、全体の消費電力は低減される。
【００２３】
次に、図１の中間周波増幅回路の具体的な実現例について説明する。
図２は、図１の中間周波増幅回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【００２４】
図２に示すように、電圧増幅回路２１は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２，抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６，定電圧源Ｖ１および定電流源Ｉ１により構成されている。トランジスタＱ１のベースが入力端子ＴIN1 に接続され、これらの接続点は抵抗素子Ｒ５を介して定電圧源Ｖ１に接続されている。トランジスタＱ２のベースが入力端子ＴIN2 に接続され、これらの接続点は抵抗素子Ｒ６を介して定電圧源Ｖ１に接続されている。
トランジスタＱ１のエミッタは抵抗素子Ｒ３を介して定電流源Ｉ１に接続され、コレクタは抵抗素子Ｒ１を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、これらの接続点が直流（ＤＣ）成分カット用キャパシタＣ１を介して第１の電流増幅回路２２に接続されている。
トランジスタＱ２のエミッタは抵抗素子Ｒ４を介して定電流源Ｉ１に接続され、コレクタは抵抗素子Ｒ２を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、これらの接続点がＤＣ成分カット用キャパシタＣ２を介して第２の電流増幅回路２３に接続されている。
なお、抵抗素子Ｒ５，Ｒ６および定電圧源，Ｖ１はバイアス決定用の素子であり、増幅器の利得は抵抗素子Ｒ１とＲ３、およびＲ３，Ｒ４で決定される。
【００２５】
第１の電流増幅回路２２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５および抵抗素子Ｒ７〜Ｒ１５により構成されている。
トランジスタＱ３のベースは抵抗素子Ｒ７を介して電流制御入力端子ＴICL に接続され、エミッタは接地され、コレクタは抵抗素子Ｒ８の一端に接続されている。
抵抗素子Ｒ９およびＲ１０が電源電圧ＶCCの供給ラインと接地ラインとの間に直列に接続され、これらの接続点ＮＤ１が抵抗素子Ｒ８の他端およびトランジスタＱ４のベースに接続されている。
また、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２およびＲ１３が電源電圧ＶCCの供給ラインと接地ラインとの間に直列に接続され、抵抗素子Ｒ１１とＲ１２との接続点ＮＤ２がトランジスタＱ４のエミッタに接続され、トランジスタＱ４のコレクタは電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
抵抗素子Ｒ１２とＲ１３との接続点ＮＤ３は抵抗素子Ｒ１４を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。
さらに、トランジスタＱ５のベースはキャパシタＣ１に接続され、コレクタは電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタは出力端子ＴOUT1に接続されているとともに、抵抗素子Ｒ１５を介して接地ラインに接続されている。
なお、Ｒ１４はベースバイアス用抵抗である。また、第１の電流増幅回路２２において増幅を実際に行うのは、トランジスタＱ５であり、これはコレクタ接地型のアンプとなっている。
また、トランジスタＱ３がオンになった時、ノードＮＤ１とＮＤ２の電位差がトランジスタＱ４がオンとなるＶBEより小さくなるように抵抗素子Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値が設定されている。これにより、ノードＮＤ３の電位は抵抗素子Ｒ11、Ｒ12、Ｒ13の分圧により定まる。
【００２６】
第２の電流増幅回路２３は、ｎｐｎ型トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８および抵抗素子Ｒ１６〜Ｒ２１により構成されている。
トランジスタＱ６のベースは抵抗素子Ｒ１６を介して動作制御入力端子ＴOPC に接続され、エミッタは接地され、コレクタは抵抗素子Ｒ１７を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されているとともに、トランジスタＱ７のベースに接続されている。
抵抗素子Ｒ１８およびＲ１９が電源電圧ＶCCの供給ラインと接地ラインとの間に直列に接続され、これらの接続点ＮＤ４がトランジスタＱ７のコレクタに接続されているとともに、抵抗素子Ｒ２０を介してトランジスタＱ８のベースに接続されている。トランジスタＱ７のエミッタは接地されている。
さらに、トランジスタＱ８のベースはキャパシタＣ２に接続され、コレクタは電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタは出力端子ＴOUT2に接続されているとともに、抵抗素子Ｒ２１を介して接地ラインに接続されている。
なお、Ｒ２０はベースバイアス用抵抗である。また、第２の電流増幅回路２３において増幅を実際に行うのは、トランジスタＱ８であり、これはコレクタ接地型のアンプとなっている。
また、抵抗素子Ｒ１８の抵抗値は第１の電流増幅回路２２の抵抗素子Ｒ１１の抵抗値と抵抗素子Ｒ１２の抵抗値の和と等しくなるように設定されている（Ｒ18＝Ｒ11＋Ｒ12）。
さらに、出力段の抵抗素子Ｒ２１の抵抗値は第１の電流増幅回路２２の出力段の抵抗素子１５の抵抗値と等しい値に設定されている。
【００２７】
また、切換スイッチ２４の端子２４ａに接続された電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC は、フローティング状態となることを防止するために、抵抗素子Ｒ２２を介して接地されている。
【００２８】
次に、図２に回路の動作について説明する。
前段の周波数変換回路により中間周波数（ＩＦ）に変換された相補的レベルをとる２つの信号が電圧増幅回路２１の入力端子ＴIN1 ，ＴIN2 を介して差動増幅器を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに入力される。これにより、抵抗素子Ｒ１とＲ３、Ｒ２とＲ４で決定される利得をもって増幅作用が行われ、トランジスタＱ１，Ｑ２から位相が逆（１８０度ずれ）の平衡信号Ｓ２１ａ，Ｓ２１ｂが得られ、これら信号がＤＣカット用のキャパシタＣ１，Ｃ２を介して第１および第２の電流増幅回路２２，２３にそれぞれに供給される。
具体的には、平衡信号Ｓ２１ａはキャパシタＣ１を介して第１の電流増幅回路２２のトランジスタＱ５のベースに供給され、平衡信号Ｓ２１ｂはキャパシタＣ２を介して第２の電流増幅回路２３のトランジスタＱ８のベースに供給される。
【００２９】
そして、不平衡出力を行う場合、制御信号ＣＴＬにより切換スイッチ２４がオフ状態に保持される。
これにより、電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC にローレベル（接地レベル）に保持される。
第１の電流増幅回路２２では、電流制御入力端子ＴICL がローレベルになったことに伴い、トランジスタＱ３がオフ状態に保持され、ノードＮＤ１の電位が抵抗素子Ｒ９とＲ１０の設定に応じたレベルとなり、トランジスタＱ４がオン状態となる。トランジスタＱ４がオン状態になったことに伴い、ノードＮＤ２の電位は、略ＶCCレベルに保持される。換言すれば、トランジスタＱ４がオフ状態の平衡出力時よりも、抵抗素子Ｒ１１をバイパスするかたちとなることから、平衡出力時より高いレベルに保持される。したがって、ノードＮＤ３の電位が平衡出力時より高く保持され、トランジスタＱ５に流れる電流は増加し、トランジスタＱ５のエミッタから低インピーダンス負荷を駆動できる信号が出力端子ＴOUT1を介して、図示しない次段のフィルタに出力される。
【００３０】
そして、第２の電流増幅回路２３では、動作制御入力端子ＴOPC がローレベルになったことに伴い、トランジスタＱ６がオフ状態に保持され、トランジスタＱ７がオン状態となる。その結果、ノードＮＤ４の電位が略接地レベルとなり、トランジスタＱ８がオフ状態に保持される。
すなわち、この不平衡出力時には、第２の電流増幅回路２３は停止状態となる。
【００３１】
このようにして不平衡出力時においては、第１の電流増幅回路２２はバイアス電流が増加し、低インピーダンス負荷を駆動できるようになるとともに、第２の電流増幅回路２３は停止状態となり、不要な消費電流を減らすことができる。
【００３２】
これに対して、平衡出力を行う場合には、制御信号ＣＴＬにより切換スイッチ２４がオン状態に保持される。
これにより、電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC にはハイレベルの信号が供給される。
第１の電流増幅回路２１では、電流制御入力端子ＴICL がハイレベルになったことに伴い、トランジスタＱ３がオン状態に保持される。この場合、ノードＮＤ１とノードＮＤ２の電位差がトランジスタＱ４のＶBEより小さくなるように抵抗素子Ｒ８、Ｒ９，Ｒ１０の抵抗値が設定されていることから、ノードＮＤ１の電位は抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の分圧により決まり、トランジスタＱ４がオン状態の不平衡出力時よりも低いレベルに保持される。したがって、トランジスタＱ５に流れる電流は不平衡出力時により減少する。
【００３３】
また、第２の電流増幅回路２３の抵抗素子Ｒ１８の抵抗値が第１の電流増幅回路２２の抵抗素子Ｒ１１の抵抗値と抵抗素子Ｒ１２の抵抗値の和と等しくなるように設定されていることから、第１の電流増幅回路２２のノードＮＤ３の電位と第２の電流増幅回路２３のノードＮＤ４の電位が等しくなり、第１および第２の電流増幅回路２２，２３の増幅用トランジスタＱ５，Ｑ８のベースには略等しいバイアス電流が供給される。そして、両回路における出力段の抵抗素子Ｒ１５の抵抗値と抵抗素子２１の抵抗値とが等しいことから、たとえば４００Ω程度の負荷を駆動できる信号が２つの出力端子ＴOUT1，ＴOUT2からそれぞれ出力される。
【００３４】
すなわち、この平衡出力状態では、第１および第２の電流増幅回路２２、２３のバイアス電流は４００Ω程度の負荷を駆動できる電流量まで抑えるよう設定され、全体の消費電力は低減される。
【００３５】
以上説明したように、本実施形態によれば、電流制御入力端子ＴICL への入力信号レベルがローレベルの場合にはバイアス電流が増加し、低インピーダンスの負荷を扱えるような状態となり、電流制御入力端子ＴICL への入力信号レベルがハイレベルの場合にはバイアス電流が小さくなり、第２の電流増幅回路２３と同等の働きをするような状態となる第１の電流増幅回路２２と、動作制御入力端子ＴOPC への入力信号レベルがハイレベルの場合には通常動作、すなわち、電圧増幅回路２１による平衡信号Ｓ２１ｂを受けて、たとえば４００Ω程度の負荷を駆動させるための電流増幅を行い、動作制御入力端子ＴOPC への入力信号レベルがローレベルの場合には停止状態となる第２の電流増幅回路２３と、端子２４ａが電流制御入力端子ＴICL および動作制御入力端子ＴOPC に接続され、端子２４ｂが制御用電圧源２５に接続され、制御信号ＣＴＬに基づき不平衡出力のときはオフ状態に保持され、平衡出力のときはオン状態に保持される平衡／不平衡切換スイッチ２４とを設けたので、外部からの設定により平衡出力、不平衡出力のいずれかを選択でき、消費電力を増加させることなく、平衡および不平衡の出力形態に対応できる中間周波増幅回路を実現でき、どちらの出力形態でも最小の電流で歪特性を改善できる。また集積回路化する場合にも１つのＩＣを作製するだけでよく、使用する場合にも容易に平衡と不平衡の変更が行えるようになる等の利点がある。
【００３６】
なお、本実施形態では、トランジスタＱ５のベース電位を変化させることで、バイアス電流を変化させているが、たとえば抵抗素子Ｒ１５の代わりに電流源としてカレントミラー回路を用い構成することも可能である。
【００３７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、消費電力を増加させることなく、平衡および不平衡の出力形態に対応できる回路、たとえば中間周波増幅回路を実現でき、どちらの出力形態でも最小の電流で歪特性を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る出力回路が適用された中間周波増幅回路の基本的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１の中間周波増幅回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図３】一般的なＴＶ受像機のシステム構成を示すブロック図である。
【図４】従来の中間周波増幅回路の基本構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２０…中間周波増幅回路、２１…電圧増幅回路、２２…第１の電流増幅回路、２３…第２の電流増幅回路、２４…平衡／不平衡切換スイッチ、２５…制御用電圧源、ＴICL …電流制御入力端子、ＴOPC …動作制御入力端子。
【図１】
0003718894.tif 000002
【図２】
0003718894.tif 000003
【図３】
0003718894.tif 000004
【図４】
0003718894.tif 000005