(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信頼性情報を計算する方法であって、
（ａ）送信されたシンボルから導出された第１のサンプルおよび第２のサンプルを受信するステップと、
（ｂ）該第１および第２のサンプルが、１）定包路線で、かつメモリなしの変調器により生成されたか、２）非定包路線で、かつメモリなしの変調器により生成されたか、３）定包路線で、かつメモリを利用する変調器により生成されたか、もしくは４）非定包路線で、かつメモリを利用する変調器により生成されたか、を判別して、該送信されたシンボルを生成するのに用いられた変調器の種類を決定するステップと、
（ｃ）該決定に基づいて、該サンプルおよび該変調器の種類についての先験的情報を用いて、代数式の組の中の１つの代数式を計算するステップと、
（ｄ）該代数式から後験的情報としての該信頼性情報を導出するステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、該送信されるシンボルが、定包絡線変調器を用いて生成される方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法において、該第１および第２のサンプルを受信するステップが、
Ｎa個（Ｎaは、１以上の整数）の受信デバイスの各々について第１および第２のサンプルを受信するステップを含む方法。
【請求項４】
請求項３に記載の方法において、該代数式を計算するステップが、
該Ｎa個の受信デバイスの各々について受信された第１のサンプルからすべての可能な送信シンボルについての積の組を計算するステップであって、該積の各々がチャンネル特性とシンボル系列の積を示すものであるステップと、
該Ｎa個の受信デバイスのすべてについての積の組から得られる総和の組を計算するステップと、
該総和の組に先験的情報を付加して、結果として該代数式を得るステップとを含む方法。
【請求項５】
請求項３に記載の方法において、該代数式から信頼性情報を導出するステップが、
近似が用いられる場合に、すべての可能なシンボルについて該代数式を最大化するステップを含む方法。
【請求項６】
請求項３に記載の方法において、
近似が用いられない場合には、該代数式から信頼性情報を導出するステップが、すべての可能な送信シンボルに関して指数が代数式であるような指数関数式の総和の対数をとるステップを含む方法。
【請求項７】
請求項３に記載の方法において、該代数式を計算するステップが、
該Ｎa個の受信デバイスの各々について、受信された第１および第２のサンプルからすべての可能な送信シンボルについての積の組を評価するステップであって、該積の各々がチャンネル特性とシンボル系列の積を示すものであるステップと、
Ｎa個すべての受信デバイスについての該積の組から総和の組を計算するステップと、
該総和の組に先験的情報を付加して、結果として該代数式を得るステップとを含む方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法において、
該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられる場合にすべての可能な送信シンボルに関して該代数式を最大化するステップから成る方法。
【請求項９】
請求項７に記載の方法において、
該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられない場合にはすべての可能な送信信号に関しての、指数が代数式であるような指数関数式の総和の対数をとるステップから成るものである方法。
【請求項１０】
請求項１に記載の方法において、
該送信シンボルが、非定包絡線変調器により生成されるものである方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法において、第１のサンプルおよび第２のサンプルを受信するステップが、
Ｎa個（Ｎaは１以上の整数）の受信デバイスの各々について第１および第２のサンプルを受信するステップから成る方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法において、該代数式を計算するステップが、
Ｎa個の受信デバイスの各々について受信された第１のサンプルからのすべての可能な送信シンボルについての差分式の組を計算するステップであって、該差分式の各々が、該受信された第１のサンプルのうちの１つと、チャンネル特性とシンボル系列の積との間の差分を示すものであるステップと、
Ｎa個の受信デバイスについての該差分式の組から総和の組を計算するステップと、
該総和の組に先験的情報を付加して、結果として該代数式を得るステップとを含むものである方法。
【請求項１３】
請求項１１に記載の方法において、
該代数式から該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられる場合には、送信されたすべての可能なシンボルに関して該代数式を最小化するステップから成る方法。
【請求項１４】
請求項１１に記載の方法において、
該代数式から該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられない場合に送信されたすべての可能なシンボルに関して、指数が代数式であるような指数関数式の総和の対数をとるステップから成る方法。
【請求項１５】
請求項１１に記載の方法において、該代数式を計算するステップが、
該Ｎa個の受信デバイスの各々について該受信された第１のサンプル及び第２のサンプルからの全ての可能な送信されたシンボルに係る差分式の組を計算するステップであって、該差分式の各々が、該受信された第１のサンプルのうちの１つと、チャンネル特性とシンボル系列の積との間の差分を示すものであるステップと、
該Ｎa個の全ての受信デバイスに係る該差分式の組から総和の組を計算するステップと、
該総和の組に先験的情報を付加して、結果として該代数式を得るステップと、を含む方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法において、該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられる場合に、該代数式を全ての可能な送信されたシンボルに関して最小化するステップから成る方法。
【請求項１７】
請求項１５に記載の方法において、該信頼性情報を導出するステップが、近似が用いられない場合には、送信された全ての可能なシンボルに関して、指数が前記代数式であるような指数関数の総和の対数をとるステップから成る方法。
【請求項１８】
請求項１に記載の方法において、相対的に正確な解法が使用されるときのステップ（ｃ）により使用される該代数式の組が、
定包絡線で、かつメモリなしの変調器の場合に
【数１】
0003728171.tif 000093
から成り、
定包絡線で、かつメモリを利用する変調器の場合に
【数２】
0003728171.tif 000094
から成り、
非定包絡線で、かつメモリなし変調器の場合に
【数３】
0003728171.tif 000095
から成り、そして、
非定包絡線で、かつメモリを利用する変調器の場合に
【数４】
0003728171.tif 000096
から成る、ようなものであり、ここで、シンボル系列Ｘｉについて、該第１および第２のサンプルが、Ｎa個の受信デバイスと共に特性
【数５】
0003728171.tif 000097
および雑音
【数６】
0003728171.tif 000098
を有するチャンネルからのものであり、Ωm,l（ｂ）がｍ番目の時間期間におけるｉ番目のビットについての信頼性情報を表わし、δａがアンテナａにおける雑音分散であり、αが特定のアンテナを示し、ｍが特定の信号間隔を示している、ものである方法。
【請求項１９】
請求項１に記載の方法において、相対的に近似的な解法が使用されるときのステップ（ｃ）により使用される該代数式の組が、
定包絡線で、かつメモリなしの変調器の場合に
【数７】
0003728171.tif 000099
から成り、
定包絡線で、かつメモリを利用する変調器の場合に
【数８】
0003728171.tif 000100
から成り、
非定包絡線で、かつメモリなしの変調器の場合に
【数９】
0003728171.tif 000101
から成り、そして
非定包絡線で、かつメモリを利用する変調器の場合に
【数１０】
0003728171.tif 000102
から成る、ようなものであり、ここで、シンボル系列Ｘｉについて、該第１および第２のサンプルが、Ｎａ個の受信デバイスと共に特性
【数１１】
0003728171.tif 000103
および雑音
【数１２】
0003728171.tif 000104
を有するチャンネルからのものであり、Ωm,l（ｂ）がｍ番目の時間期間におけるｉ番目のビットについての信頼性情報を表わし、δａがアンテナａにおける雑音分散であり、αが特定のアンテナを示し、ｍが特定の信号間隔を示している、ものである方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信システム向けのレシーバにおいて用いられるシンボルデテクタの利用に係る信頼性情報を生成して計算する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル通信システムは、デジタル情報（すなわち、ビットあるいはビット群）を、無線、同軸ケーブル、電話線、光ファイバあるいは他の公知の媒体などより構成される、通信信号が伝播する種々のタイプの通信チャネルを介して伝達する。デジタル情報は、公知の標準的なトランスミッタ及びレシーバ装置を用いて送受信される。図１は、通信チャネルを介してレシーバに接続されたトランスミッタを有する代表的なデジタル通信システムのモデルを示す模式図である。トランスミッタは、インターリーバ１０４に接続された畳み込みエンコーダ１０２を有しており、インターリーバ１０４は変調器１０６に接続されている。入力信号ｂｉは、通常、公知のいずれかのフォーマットに配置されたビット（つまり、０あるいは１）列すなわちビット群である。このデジタルビットは、公知のあらゆる通信装置から発せられたあらゆるタイプ（デジタルあるいはアナログ）の信号を表現する。例えば、入力信号は、デジタル化された音声、デジタル化されたビデオあるいはパーソナルコンピュータ（ＰＣ）あるいはコンピュータシステムからのデジタル化された信号である。図示されていないが、トランスミッタは、アナログ信号をビットに変換する回路（例えば、アナログ／デジタルコンバータ）を含みうることに留意されたい。さらに、トランスミッタは、変調器１０６の出力に現れるデジタル変調済み信号を送信するように配置された公知の無線あるいは他の送信回路を有している。
【０００３】
変調器１０６は、例えば位相シフトキーイング（ＰＳＫ）あるいは差分位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ）などのスペクトル効率の良い公知の変調技法を用いて、信号をデジタル的に変調するように設計されている。一般に、変調器１０６は、Ｍ−ＰＳＫあるいはＭ−ＤＰＳＫ変調器であって、Ｍは、デジタル変調器によって送信されうる相異なったビット群の総数を表している。例えば、Ｍ＝８の場合には、各ビット群は、Ｎ＝ｌｏｇ2ＭなるＮビットを有している。よって、Ｍ＝８の場合には、Ｎは３である。変調プロセスによって、入力ビットｄi（ｉ＝０，．．．，Ｎd-1；ここで、Ｎdはシーケンス中のビット数）がシンボル（すなわち、Ｍ−ＰＳＫ信号）にマッピングされる；公知のマッピング技法の一つはＧｒａｙマッピングと呼称されるものであって、図２にＭ＝２，４，８の場合に関して示されている。シンボルｘi（ｉ＝０，．．．，Ｎk-1；ここで、Ｎkはシーケンス中のシンボル数）は、特定の変調方式（例えばＰＳＫ）に従って単にデジタル的に変調された信号である。Ｍ−ＰＳＫ及びＭ−ＤＰＳＫは、シンボルを生成する目的で使用される信号の最大振幅値が比較的一定な固定包絡線変調技法の例である。シンボルを生成する目的で使用される信号の最大振幅値が一定でない場合には、そのような変調技法は可変包絡線変調と呼称される。変調器１０６の出力（すなわち、シンボルｘi）は、前述された無線送信回路を用いて、チャネル１０８を介して送信される。変調器１０６への入力ビットはインターリーバ１０４の出力であり、その入力信号はｃi（ｉ＝０，．．．，Ｎc-1；ここで、Ｎcはシーケンス中のビット数）である。信号ｃiは、畳み込みエンコーダ１０２の出力に現れるビット列あるいはビット群であり、双方が共にコード語と呼称される。
【０００４】
畳み込みエンコーダ１０２は、公知のビット処理デバイス及び／あるいは機能であって、本質的に、入力ビットストリームｂｉ（ｉ＝０，．．．，Ｎb-1；ここで、Ｎbはシーケンス中のビット数）にビットを付加して入力ビットストリームに冗長性を導入し、レシーバにおけるエラー修正を可能にするものである。畳み込み符号化されたビットはビットストリームｃiで表現され、インターリーバ１０４によってインターリーブされる。インターリーバ１０４も公知のビット処理デバイス及び／あるいは機能であって、ｃiで表現されるビットの時間順序を変更し、そのことによってビットストリームにビットを付加することなく、ビットストリームに時間多様性（ダイバシティ）を導入する。ここでは、畳み込みエンコーダ１０２、インターリーバ１０４及び変調器１０６が個別のデバイスとして記述されかつ図示されているが、信号処理及び／あるいはコンピュータベースのシステムの相異なった部品である場合もありうる。
【０００５】
通信システム例のレシーバは、以下、ソフト出力デテクタ（ＳＯＤ）１１０と呼称されるデバイスを有している。レシーバは、さらに、デインターリーバ１１２及びソフト入力デコーダ（ＳＩＤ）と呼称される別のデバイスを有している。ＳＯＤ１１０はデインターリーバ１１２に接続されており、デインターリーバ１１２はＳＩＤ１１４に接続されている。レシーバは、個々の信号を受信するように各々が配置された複数個の受信デバイスを通常有していることは容易に理解されうる。例えば、図１に示されたレシーバは、Ｎa個（Ｎaは１以上の整数）の受信デバイス（図示せず）を有している。受信デバイスがＮa個のアンテナよりなる場合には、図１に例示された通信システムは、例えばモバイル通信システム（すなわち、無線通信システム）などである。モバイル（無線）通信システム（及び他の通信システム）においては、各アンテナは、所定の周波数帯に位置する信号を受信する。受信された信号はダウンコンバートされ（すなわち、信号の周波数がより低い周波数に変換され）、マッチトフィルタに印加される。濾波された信号は、１／Ｔ以上のレートでサンプリングされる。ここで、Ｔは、信号間隔（すなわち、二つの連続シンボルの送信の間の時間量）を表す時間期間である。サンプル（すなわち、サンプリングされた受信信号ｙi）は、ＳＯＤ１１０に供給される。さらに、図示されてはいないが、公知の受信回路（増幅器、フィルタなど）が、チャネル１０８を介して伝達される複数個の相異なった信号を受信する目的で用いられる。記述を簡潔かつ容易にする目的で、Ｎa個のアンテナ及び関連する回路は図示されていない。レシーバが、複数個の個別の信号の受信を可能にする、公知のいずれかの（アンテナ以外の）受信デバイスを用いて実装されうることは容易に理解されうる。しかしながら、ここでは議論を容易にすることのみを目的として、受信デバイスをアンテナと呼称することにする。ＳＯＤ１１０は、サンプルｙiから信頼性情報（Ωi）を生成するデバイスである。
【０００６】
ＳＯＤ１１０によって生成された信頼性情報（すなわちソフト出力）は、受信された信号が変調器１０６によって規定されたビットの組に属する特定のビット群である確率、すなわち、送信された各シンボル内での各単一ビットの確率を示しており、その例が図２に示されている。重要なことは、信頼性情報は実際に送信された信号を表すのではなく、最も送信されたものでありそうな信号の表示を与える、ということに留意することである。ＳＯＤ１１０の出力（すなわち、Ωi）は、デインターリーバ１１２に供給される。デインターリーバ１１２は、インターリーバ１０４の逆操作を行ない、信号Ωiが適切な時間順序に再配置される。デインターリーバ１１２の出力（Ωi）は、ソフト入力デコーダ１１４（ＳＩＤ）に供給される。ＳＩＤ１１４は、デインターリーバ１１２の出力をｂiで表現されるビットストリームにデコードするように機能する復号化操作を実行する。トランスミッタが畳み込みエンコーダを有していると仮定すると、対応する復号化操作の一例が、公知のビタビ（Viterbi）復号化アルゴリズム（G.D.Forneyによる“ビタビアルゴリズム”という表題の論文（Proc. IEEE、１９７３年３月号第２６８−２７８頁）を参照）を適用するソフト入力ビタビデコーダである。
【０００７】
サンプルｙiは、チャネル１０８を伝播した後の送信されたシンボルｘiを表現している。チャネル１０８は、送信されたシンボルを変化させるような公知の特性（例えば、振幅応答、位相応答、インパルス応答）を有している。通信理論においては公知であるが、チャネルは、歪み、すなわち乗法的に増大する歪み（例えば、位相ジッター、振幅劣化、周波数変換など）の源であり、送信されたシンボルに直接影響を与える。この種の歪みは、通常、統計的かつ確率的なモデルを用いて数学的に特徴付けられる。さらに、レシーバにおいては、雑音成分が信号に付加される。雑音成分は、通常、レシーバ回路及びその他の回路によって追加される。雑音の一例は、付加白色ガウシアン（Gaussian）雑音（ＡＷＧＮ）である。チャネル特性及び雑音特性は、シンボルｘiよりなる送信されたシーケンスへのチャネルの影響を表現する。雑音信号はｎで表現される。チャネルからの乗法的に増大する歪みはｈで表わされる。よって、送信されたシンボル（ｘi）に対するチャネルの複合的な影響は、特性ｈ及びｎによって表現されることになる。受信されたサンプル（ｙi）は、信頼性情報を導出する目的で用いられる。チャネル状況情報（ＣＳＩ）は、送信されたシンボルに対するチャネル特性（ｈ）（すなわち、乗法的に増加する歪み）の総影響を表わしている。ＣＳＩは、チャネルのインパルス応答（すなわち、回路を全体として記述する目的で用いられる、電気工学においては公知の関数）と等価である。
【０００８】
レシーバの目的は、サンプルシーケンスｙiを観測することによって、送信された情報ビットｂiに係る決定を行なうことである。この目的は、公知のＭＡＰ（最大後験的）基準を適用することである。情報ビットシーケンスｂi（以下、
【数１】
0003728171.tif 000002
と記述）と符号化されたビットシーケンスｃi（以下、
【数２】
0003728171.tif 000003
と記述）との間に独自の関連が存在するため、ＭＡＰアルゴリズムは、ｈによって表現されるある種の特性を有するチャネルを介して伝播させられたサンプルシーケンスｙiが与えられると、コード語を選択する。すなわち、このアルゴリズムは、レシーバへの入力シーケンスｙiが与えられると、送信されたシーケンスがｃiであるような確率を最大にするコード語を選択する。最大化される確率は条件付き確率であって、
【数３】
0003728171.tif 000004
のように記述される。式（１）及び本明細書において用いられる他の全ての式は、二重下線付き変数が行列を表わし、一重下線付き変数がベクトルを表わす、という慣習に従っている。特性ｈ及び雑音ｎを有するチャネルを伝播させられた後にレシーバによって受信される信号シーケンスは、通常、
【数４】
0003728171.tif 000005
のように与えられる。ここで、ｎはチャネル内に存在する雑音を表現しており、ｈはチャネルからの乗法的な歪みを表わしている。よって、チャネル１０８に接続されたＮa個のアンテナを有するレシーバにおいて、各アンテナがレート１／Ｔで相異なったＮｋ回（Ｎkは１以上の整数）のサンプリングをされる場合には、式（２）は以下のような形で書き表すことが可能である：
【数５】
0003728171.tif 000006
雑音行列
【数６】
0003728171.tif 000007
は、平均値０及び二乗平均Ｅ［｜ｎa,k｜2］＝２σa2となる均一に分布する統計的に独立な複素ガウス（Gauss）変数である。実数部及び虚数部は、標準偏差σaを有する独立なゼロ平均ガウス変数である。分散２σa2を有する複素ガウスランダム変数ｚの一次統計は、
【数７】
0003728171.tif 000008
に等しい確率密度関数によって与えられることは公知である（例えば、J.Proakisによる“デジタル通信第３版”という表題の書籍（McGraw Hill社、１９９５年）を参照）。チャネル１０８の特性ｈ（例えば、振幅応答、位相応答）は、測定されることが可能であって、式（３）に示されているように行列の形でストアされる。送信されたシンボル（ｘi）は、それぞれの対角要素が変調器１０６によって生成された特定のシンボルであるような対角行列
【数８】
0003728171.tif 000009
によって表現される。対角行列
【数８】
0003728171.tif 000010
、行列
【数９】
0003728171.tif 000011
及び行列
【数６】
0003728171.tif 000012
の要素は複素数である。行列
【数９】
0003728171.tif 000013
、
【数８】
0003728171.tif 000014
及び
【数６】
0003728171.tif 000015
の複素共役は、アスタリスクを用いて
【数１０】
0003728171.tif 000016
のように記述される。
【０００９】
本質的に、変調器１０６は入力ビットシーケンスｂiをシンボルシーケンスにマッピングする。用いられる特定のマッピング（例えばグレイマッピング）が、個々の有限の個数のシンボルを生成する。式（３）に示されているように、送信されるシンボルｘiには
【数９】
0003728171.tif 000017
が乗算され、その後雑音が付加される。式（３）は、送信されるシンボルシーケンスが行列
【数９】
0003728171.tif 000018
によって特徴付けられる無線チャネルを介して伝播し、Ｎa個の素子を有するアンテナアレイによって捕捉されるような通信システム（例えば、モバイルすなわち無線通信システム）を表現している。無線通信システムにおいては、歪みは、通常フェージングと呼称される振幅及び位相の急速な変化によって明確になる。
【００１０】
ＭＡＰアルゴリズムを適用すると、２段レシーバが構成される。第１段（ＳＯＤ）では、復号化済みビットｄiに係る信頼性情報が生成される。デインターリーブの後、第２段（ＳＩＤ）が、最もそれらしい送信されたコード語（
【数２】
0003728171.tif 000019
）に係る最終的な決定を行なう目的で、最大化ルールを適用する。詳細に述べれば、統計的に独立な符号化済みビットを仮定すると、式（１）は、
【数１１】
0003728171.tif 000020
のように書き表される。ここで、Ｎcはビット数を表わしている。Ｎcは、シンボル数（すなわちサンプル数）にシンボル当たりのビット数を乗じたものに等しい、すなわち、Ｎc＝Ｎk×Ｎである。確率理論における公知のベイズ（Bayes）則（J.Proakisによる前掲書参照）より、式（４）は
【数１２】
0003728171.tif 000021
のように書き表される。ここで、
【数１３】
0003728171.tif 000022
及び
【数１４】
0003728171.tif 000023
は条件付き確率密度関数である。送信されたシンボルとチャネルの統計的性質に依存して、特定の確率密度関数（通常はガウス型）が
【数１４】
0003728171.tif 000024
に関して用いられる。目的が全ての可能なコード語（
【数２】
0003728171.tif 000025
）に関して式（５）を最大化することであるため、ｐ（ｙ｜ｈ）は定数である。なぜなら、これはｃlに依存しないからである。最大化操作は、公知のビタビアルゴリズム（G.D.Forneyによる前掲の論文を参照）あるいは別の公知の最大化アルゴリズムを用いて実行されうる。最大化は、レシーバの後段、すなわちＳＩＤ１１４において実行される。式（５）の最大化の結果は、式（５）の両辺の対数（自然対数）を取った場合にも不変であって、このことより、
【数１５】
0003728171.tif 000026
が得られる。ここで、Ｐ（ｃl）は、符号化済みビットｃlの先験的確率である。先験的確率は、与えられたすなわち既知の確率値あるいは単に仮定された確率値のいずれかである。全符号化済みビットが等しく可能性がある場合には、Ｐ（ｃl）＝１／２である。デインターリーブの後、式（５ａ）は
【数１６】
0003728171.tif 000027
となる。インターリーバはＮｃ個の入力ビットよりなるシーケンスをＮｃ個の出力ビットよりなる独自のシーケンスにマッピングするため、式（５）、（５ａ）のコード語
【数２】
0003728171.tif 000028
に関する最大化は、式（５ｂ）のインターリーブ済みコード語
【数１７】
0003728171.tif 000029
に関する最大化を実行した場合と同一の結果を与える。式（５ｂ）における総和項は、ＳＯＤ１１０によって計算された対数尤度関数である。よって、ＳＯＤ１１０のタスクは、以下の対数尤度関数を生成することである：
【数１８】
0003728171.tif 000030
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
式（５）はＳＯＤ１１０の出力であり、デインターリーバ１１２に供給される。それゆえ、式（５）はサンプル
【数１９】
0003728171.tif 000031
から生成される。よって、ｍ番目の時間間隔におけるｉ番目のビットの対数尤度関数は
【数２０】
0003728171.tif 000032
によって表現される。式（７）は、ｍ番目の時間間隔において受信されたシンボルに属するｉ番目のビットが属する確率が所定の値であるという確率の対数値を表現している。式（７）の対数尤度関数Ωは、数学的には、観測空間Ｙから確率Ｐの対数よりなる空間への変換として解釈される。Ωm,i（１）がΩm,i（０）より大きい場合には、送信されたビットｄm,iは０ではなく１である可能性がより高い。変数ｘとｄとの間に直接マッピングが存在するため、式（７）の対数尤度関数は、確率密度関数
【数２１】
0003728171.tif 000033
を用いて計算されうる。この確率密度関数は、
【数２２】
0003728171.tif 000034
のように表わされる。式（８）は、Ｎa個のアンテナの各々による独立したチャネルの概念（各アンテナが特定のチャネルに対してサービスを提供している）を表わしている；すなわち、各アンテナに関連するチャネルは、他のあらゆるチャネルから独立である。アンテナは統計的に互いに独立であって、各ファクタ
【数２３】
0003728171.tif 000035
がアンテナａによって受信されたサンプルシーケンスを表わしている場合に式（８）における因数分解が成り立つ。ＡＷＧＮ仮定が与えられると、式（８）は時間に関しても因数分解することが可能であり、各ファクタ
【数２４】
0003728171.tif 000036
が全アンテナによって時刻ｋにおいて受信されたサンプルシーケンスを表わしている：
【数２５】
0003728171.tif 000037
式（８）及び式（９）を組み合わせることにより、Ｎa個のアンテナの各々の全Ｎk個のサンプルに係る結合確率密度関数が求められる：
【数２６】
0003728171.tif 000038
式（１０）を式（７）と組み合わせることにより、対数尤度関数は次のように表わされる：
【数２７】
0003728171.tif 000039
ここで、
【数２８】
0003728171.tif 000040
はビットｄm,i＝ｂを有する全ての可能な送信されたシンボル
【数２９】
0003728171.tif 000041
よりなるシンボルの組である。それゆえ、式（１１）に示されているように、信頼性情報を計算するためには、全ての可能な送信済みシーケンス、それらの確率及び密度関数（式（８）及び式（９））が決定されなければならない。よって、信頼性情報の生成は、多くの計算を必要とする冗長で複雑なものである。それゆえ、必要とされているのは、ＳＯＤ１１０によって生成される信頼性情報を計算する効率的な方法である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ソフト出力デテクタを用いて信頼性情報（ソフト出力）を計算する効率的な方法を提供する。信頼性情報は、受信されたサンプルと先験的情報から計算される。受信されたサンプルは、変調器によって生成されたシンボルであり、このシンボルは通信チャネルを介して伝播してきたものである。受信されたシンボルは、Ｎa個（Ｎaは１以上の整数）の受信デバイスを有するレシーバの一部であるソフト出力デテクタに供給される。本発明に係る方法は、第一サンプル及び第二サンプルを受信する第一段階を有している。第一サンプル及び／あるいは第二サンプルから、及び、送信されたシンボルに含まれる情報に係る先験的情報から、代数的な表式（代数式）が計算される。その後、信頼性情報は、当該代数的表式から導出される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明は、通信チャネルを介して送信されたシンボルを検出するために用いられる信頼性情報を計算して生成する方法を提供する。信頼性情報は、レシーバによって受信されたサンプルと先験的情報とを用いて計算される。チャネルによって引き起こされた送信されたシンボルに対する乗法的な歪みは、チャネル状態情報（ＣＳＩ）として規定される。以下に示されているように、ＣＳＩが既知の通信システムにおいては、ＳＯＤによる信頼性情報の生成は、シンボル毎の計算に還元される。よって、シンボルシーケンスｘiが定包絡線変調器によって生成されて特性
【数９】
0003728171.tif 000042
及び
【数６】
0003728171.tif 000043
を有するチャネルを介して送信／伝播させられ、かつ、そのように送信されたシンボルがＮa個の受信デバイスを有するレシーバによって受信されるようなシステムにおいては、ｍ番目の時間間隔におけるｉ番目のビットに関する信頼性情報は、次の式で表わされる：
【数３０】
0003728171.tif 000044
ここで、ａは特定のアンテナを示し、ｍは特定の信号間隔を示している。
【００１４】
式（ｉ）及び（ｉｉ）は、送信されるシンボルｘiがメモリ無しの変調器（例えばＰＳＫ変調器）を用いて生成される通信システムにおける信頼性情報生成アルゴリズムである。ＰＳＫ変調器などのメモリを有さない変調器は、時刻ｍにおけるシンボルｘmを、シンボルｘmの生成がそれ以前に生成されたシンボルに依存しないように生成する。これに対して、ＤＰＳＫ方式などの変調方式は、シンボル生成にメモリを利用する。詳細に述べれば、送信されるシンボルｘmは、少なくとも直前に生成されたシンボルｘm-1に依存している。前述の式（ｉｉｉ）及び式（ｉｖ）は、送信されるシンボルに対してメモリを利用するような変調方式を利用する通信システムにおいて信頼性情報を生成するためのアルゴリズムである。これらのアルゴリズムは、観測空間Ｙから確率空間Ｐへの変換として解釈される。付加される雑音シーケンスｎは、平均０及び分散２σa2を有するガウス統計に従う複素変数列としてモデル化され、変調方式は定包絡線方式である。
【００１５】
シンボルシーケンスｘiが非定包絡線変調器で生成されて特性
【数９】
0003728171.tif 000045
及び
【数６】
0003728171.tif 000046
を有するチャネルを介して送信／伝播させられ、かつ、そのように送信されたシンボルがＮa個の受信デバイスを有するレシーバによって受信されるようなシステムにおいては、ｍ番目の時間間隔におけるｉ番目のビットに関する信頼性情報は、次の式で表わされる：
【数３１】
0003728171.tif 000047
【００１６】
式（ｖ）及び式（ｖｉ）は、送信されるシンボルｘiがメモリ無しの非定包絡線変調器を用いて生成される通信システムにおける信頼性情報生成アルゴリズムである。式（ｖｉｉ）及び式（ｖｉｉｉ）は、メモリを利用する非定包絡線変調方式を利用する場合のアルゴリズムである。
【００１７】
図４から図７は、本発明に係る方法を示す流れ図である。段階４０２では、受信デバイスａがサンプルｙa,m-1及びサンプルｙa,mを受信する。これらのサンプルは、通常、連続した時間間隔から得られたものである。行列
【数９】
0003728171.tif 000048
及び
【数８】
0003728171.tif 000049
は、受信されたサンプルｙに対応する要素を有している。よって、ｙa,mが受信される場合には、対応する可能な送信されたシンボルはｘmであり、対応する歪み要素はｈa,mである。段階４０４においては、本発明に係る方法は、定包絡線変調方式が用いられない場合には、段階５００（図７）へ進む。非定包絡線方式の場合のアルゴリズムに関しては後に議論される。定包絡線方式の場合には、本発明に係る方法は段階４０６へ進み、第一の積の組（ｙa,m-1ｈa,m-1*ｘm-1*）及び第二の積の組（ｙa,mｈa,m*ｘm*）が計算されてストアされる。これらの積は、全ての可能なシンボルｘm、ｘm-1に関して計算される。ここで、前記積の計算に用いられるｈの値は、ストアされた行列
【数９】
0003728171.tif 000050
から得られるものであることに留意されたい。本発明に係る方法は段階４０８へ進み、受信されたサンプルがメモリ無し変調器あるいはメモリを有する変調器のいずれによって生成されたかに依存して、二つの可能なアルゴリズムのうちのいずれが用いられるかが決定される。
【００１８】
１．メモリなしの場合
段階４１０から、信頼性情報が計算されて生成される代数的な表式が導出される。段階４１０では、ｘmの単一の値に係る全Ｎa個のデバイスに係るストア済み第一積の実数部が評価され、（全Ｎa個のデバイスに係る）総和が計算される。この段階は、ｘmの可能な値全てに関して反復される。ストアされた各々の積がファクタσa2（すなわち、受信デバイスａに係る雑音分散の半分）によって除算されていることに留意されたい。段階４１１においては、先験的項が追加される。この項は、シンボルｘmに係るビットの確率の対数の総和を計算することによって得られる。送信されるビットに係る先験的な知識が得られない場合には、段階４１１で追加される項は定数とみなされ、よって省略される。
【００１９】
段階４１４では、本発明に係る方法は、信頼性情報の生成に関して近似を用いるか否かの決定を行なう。用いられる近似法及びそのような近似を用いることの正当性は、後に式（ｉ）及び（ｉｉ）の導出に関連して議論される。近似が用いられる場合には、本発明に係る方法は段階４１８へ移行し、段階４１１において決定された値の組から最大値が導出される。この値の組は、信頼性情報が計算されたビットに関連するシンボルｘm（すなわち、組Ｘ（ｄm,i）に属するシンボルｘmの組）に対応する値のリストを段階４１１において選択することによって決定される。最大値の導出には、値のリストから最大値を計算するあらゆる公知の最大化技法が用いられる。ここで、段階４１０においては、先験的情報が利用可能ではなく、さらに、近似が用いられて全Ｎa個のデバイスが同一の雑音分散によって特徴付けられる場合には、σa2によって除算する必要がないことに留意されたい。段階４２６においては、他の（段階４０６において）ストアされた値に係る信頼性情報が決定される、すなわち、段階４１０、４１１、４１４、４１８が再び実行される。段階４２６の完了後、本発明に係る方法は最初へ戻り、新たな連続した２サンプルが、その２サンプルに係る信頼性情報の計算のためにストアされる。
【００２０】
段階４１４において前述された近似が用いられない場合には、本発明に係る方法は段階４２０へ進む。段階４２０では、段階４１１において計算された各々の値が指数関数に適用される。段階４２８では、Ｘ（ｄm,i）の組に属する全てのｘmの値に関する指数関数の総和が計算され、その結果の対数が計算されて式（ｉｉ）が得られる。段階４３２においては、（段階４０６において得られた）他方のストアされた積に係る信頼性情報も決定される、すなわち、段階４１０、４１１、４１４、４２０及び４２８が他方の積に対して適用される。段階４３２が完了すると、本発明に係る方法は開始部へ戻って、次の新たなサンプルシーケンスが、それらに係る信頼性情報を計算する目的でストアされる。
【００２１】
段階４０８へ戻って、送信されるシンボルに対してメモリを導入する変調器から生成されたサンプルが受信された場合には、本発明に係る方法は段階４１２へ進む。段階４１２からは、信頼性情報が計算されて生成される代数的表式が導出される。段階４１２においては、全ての可能なシンボル対ｘm-1，ｘmに係る第一及び第二積の実数部の総和が計算され（各々の積はσa2によって除算される）、Ｎa個の受信デバイス全てに関して総和が計算される。段階４１３では、先験的項が追加される。この項は、シンボルｘm-1からｘmへの遷移に係るビットの確率の対数の総和を計算することによって得られる。送信されたビットに係る先験的情報が利用可能ではない場合には、段階４１３において追加される項は定数とみなされ、よって省略される。段階４１６では、本発明に係る方法は、信頼性情報の生成に近似を用いるか否かを決定する。用いられる近似及びそのような近似を用いることの正当性は、後に、式（ｉｉｉ）及び式（ｉｖ）の導出に関連して議論される。近似が用いられる場合には、本発明に係る方法は段階４２２へ進み、段階４１３において計算された値の組から最大値が導かれる。組
【数３２】
0003728171.tif 000051
に属するシンボル対ｘm-1，ｘmに関して、段階４１３において計算された値を選択することにより、値の組が決定される。最大値の導出には、値のリストから最大値を計算するあらゆる公知の最大化技法が適用されうる。ここで、近似が用いられている場合に、先験的情報が利用可能ではなく、かつ、全Ｎa個のデバイスが同一の雑音分散によって特徴付けられる場合には、σa2による除算は不要であることに留意されたい。
【００２２】
段階４１６に戻って、前述された近似が用いられない場合には、本発明に係る方法は段階４２４へ進む。段階４２４においては、段階４１３の総和が指数関数に対して適用される。段階４３０では、組
【数３２】
0003728171.tif 000052
に属する全てのシンボル対ｘm-1，ｘmに係る指数関数の総和が計算され、その結果の対数が計算されて式（ｉｖ）が得られる。その後、本発明に係る方法は開始部へ戻る。
【００２３】
III．メモリ無し変調方式に係るＳＯＤアルゴリズムの導出
式（１１）は、図１に示された通信システムに係る信頼性情報を生成するアルゴリズムとして与えられる：
【数３３】
0003728171.tif 000053
ビットをインターリーブするプロセスにより、これらのビットが統計的に互いに独立になる。よって、変調器へ印加される独立な入力ビットのマッピングの結果として、シンボルは独立になる。変調方式はメモリを送信されるシンボルに対して適用しないため、送信されるシンボルシーケンスの確率
【数３４】
0003728171.tif 000054
は、因数分解されうる：
【数３５】
0003728171.tif 000055
式（１１）及び（１２）が組み合わせれると、以下の式が得られる：
【数３６】
0003728171.tif 000056
メモリ無しシーケンス（例えば、Ｍ−ＰＳＫシーケンス）におけるシンボルは独立である。それゆえ、式（１３）における総和は、Ｎk個の独立な総和として以下のように与えられる：
【数３７】
0003728171.tif 000057
式（１４）では、Ｘは与えられた時刻における全ての可能な送信されたシンボルの組であり、一方、Ｘ（ｄm,i）は、時刻ｍで、ｄm,i＝ｂという値を有する全ての可能な送信されたシンボルの組である。さらに、式（１４）をさらに検討することにより、最初の二つの因数がｄm,iから独立であって定数とみなされうることがわかる。よって、式（１４）は、
【数３８】
0003728171.tif 000058
のように書き表わされる。式（１５）は、ビットｄm,i＝ｂに係る信頼性情報が、時刻ｍにおけるサンプルのみを見ることによって評価されることを明らかにする。シンボルにマッピングされたビットは独立であるため、シンボルに係る先験的確率は、ビットに係る先験的確率（すなわち、Ｐ（ｄm,i）））の積である：
【数３９】
0003728171.tif 000059
先験的確率は、与えられた確率値か、あるいは単に任意に仮定されたもしくは推定された確率値である。追加される雑音がガウス統計に従う場合には（すなわち、雑音
【数６】
0003728171.tif 000060
がＡＷＧＮである場合には）、式（１５）における確率密度関数もガウス統計に従う。よって、式（１５ａ）を式（１５）に対して適用することにより、以下の表式が得られる：
【数４０】
0003728171.tif 000061
式（１６）における総和は、全てのビットの組み合わせに関して、すなわち、ｄm,l＝ｂなるシンボルに関して拡張される。式（１６）は式（ｖｉ）と同一であることに留意されたい。指数関数は、その引数における振幅及び位相の変化を増大させるため、式（１６）の近似は、外側の総和の最大項のみを考慮した場合に得られる。この近似（図４の段階４１４参照）を用いることにより、式（１７）が得られる：
【数４１】
0003728171.tif 000062
ここで、式（１７）が式（ｖ）と同一であることに留意されたい。変調方式が２−ＰＳＫの場合には近似は不要である。なぜなら、式（１６）の外側の総和は単一の項しか有さないからである。定包絡線変調技法（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、ＭＤＰＳＫ）が用いられる、すなわち、｜ｘk｜2＝Ｋ（Ｋは定数）の場合には、Ｋ＝１としても一般性を失うことなく、以下の関係式が成立する：
｜ｙa,m−ｈa,mｘm｜2＝｜ｙa,m｜2＋｜ｈa,m｜2−２Ｒｅ｛ｙa,mｈa,m*ｘm*｝；
この関係式を式（１７）に適用することにより、式（１８）が得られる：
【数４２】
0003728171.tif 000063
同一の関係式を式（１５）に適用して近似を用いないことにより、式（１９）が得られる：
【数４３】
0003728171.tif 000064
情報ビットｂiが均一な確率を有している場合には、式（１８）及び式（１９）における先験的確率項（すなわち、
【数４４】
0003728171.tif 000065
）は定数であって１／Ｍに等しい。式（１８）及び式（１９）は、式（ｉ）及び式（ｉｉ）と同一である。式（１８）及び（１９）においては、各アンテナに係るＣＳＩ及び雑音分散が計算されなければならないことに留意されたい。この種の計算を実行するためには、種々の公知の技法が利用可能である。
【００２４】
IV．メモリを有する変調方式に係るＳＯＤアルゴリズムの導出
再度式（１１）より開始し、送信されたシーケンスの各々が等しい確率を有する（すなわち、
【数４５】
0003728171.tif 000066
である（ここで、Ｋは定数））と仮定すると、以下の式が得られる：
【数４６】
0003728171.tif 000067
メモリを利用する変調器の一例は、Ｍ−ＤＰＳＫ変調器である。Ｍ−ＤＰＳＫ変調器は、情報ビット空間Ｄから信号空間Ｘへの（メモリを有する）変換とみなされる；このことは、数学的には、
【数４７】
0003728171.tif 000068
のように表現される。ここで、φkは時刻ｋにおける位相である。振幅ｘkは任意であって１に設定されうることに留意されたい。ξkは時刻ｋにおける位相遷移であって、ｘは時刻ｋにおいて相異なるように符号化される。位相遷移は、Ｎ個の元のビットをＭ−ＰＳＫコンステレーション点にマッピングすることによって得られる。マッピングは、例えば図２において、Ｍ＝２，４，８に関して示されている。差分変調は、Ｎ＝ｌｏｇＭビットからなるブロックを複素シンボルにグルーピングし、その後、そのシンボルに直前の差分変調符号化されたシンボルを乗算することによって実行される。シンボルの位相に関しては、Ｍ−ＤＰＳＫ変調器は情報ビット空間ｄから位相空間への（メモリを有する）変換とみなされうる：
【数４８】
0003728171.tif 000069
ここで、φkは時刻ｋ（すなわち、位相指数と呼称される整数）における位相を表わしており、δｋは時刻ｋとｋ−１との間での位相の変化を表わしている（すなわち、位相遷移指数）：
【数４９】
0003728171.tif 000070
【００２５】
送出された複素シンボルは
【数５０】
0003728171.tif 000071
によって与えられる。トレリスとして知られているグラフが、Ｍ−ＤＰＳＫシンボルシーケンスの時間発展を表現するために用いられる。このグラフは、Ｍ個の状態（すなわち位相）及び各々の状態からの分岐を有しており、全ての状態のうちのあるものからあらゆる別の状態への遷移を表現している。４−ＤＰＳＫ変調器に係るトレリスが図３に示されている。あるいは、トレリスは遷移行列
【数５１】
0003728171.tif 000072
によって記述される。各要素Ｔ（ｉ，ｊ）は、位相φ＝ｉを有する信号から位相φ＝ｊを有する信号への遷移を与える位相遷移指数である。Ｍ−ＤＰＳＫ変調器は、入力ビットｄk,i（ｉ＝０，．．．，（ｌｏｇ2Ｍ−１））を対応する位相遷移指数に（例えばグレイマッピングを用いて）マッピングする。特定の入力ビットｄk,i＝ｂに関しては、
【数５２】
0003728171.tif 000073
個の可能な位相遷移指数が存在する。位相遷移指数の組は、行列
【数５３】
0003728171.tif 000074
によって表現される。要素Ｇb（ｉ，ｊ）（ｉ＝０，．．．，Ｎ−１及びｊ＝０，．．．，
【数５４】
0003728171.tif 000075
）は、ビットｄk,i＝ｂに係るｊ番目の位相遷移指数を表わしている。
【数５５】
0003728171.tif 000076
の組は、ｘkのシーケンス（ｋ＝０，．．．，ｍ−２及びｋ＝ｍ＋１，．．．，Ｎk−１）を有しており、ｘｍ−１，ｘｍは
【数５１】
0003728171.tif 000077
及び
【数５６】
0003728171.tif 000078
によって規定される組に属している。Ｍ−ＤＰＳＫ変調の一例は、ＩＳ−１３６ＴＤＭＡ無線通信システムにおいて用いられているπ／４ＤＱＰＳＫ変調である。ＩＳ−１３６は、北アメリカにおけるＴＤＭＡ無線通信システムにおいて用いられている確立した標準である。
【００２６】
ＡＷＧＮの場合と同様の独立した雑音サンプルシーケンスを仮定すると、指揮（２０）は
【数５７】
0003728171.tif 000079
のように書き表わされる。ここで、
【数５８】
0003728171.tif 000080
は、時刻ｉから時刻ｊまでの間にアンテナアレイによって受信されたサンプルシーケンスを表現しており、一方、
【数５９】
0003728171.tif 000081
は、時刻ｉから時刻ｊまでの間に送信されたシンボルシーケンスを表現している。代数的な操作を行ない、全ての定数項（時間に依存しない項）を組み合わせると、式（２４）における総和は次のように書き表わされる：
【数６０】
0003728171.tif 000082
ここで、
【数６１】
0003728171.tif 000083
は、ビットｄm,i＝ｂを有する全ての可能なシーケンス
【数６２】
0003728171.tif 000084
の組（すなわち、シンボル対ｘm-1，ｘm）である。式（２５）は、外側の総和の最大項のみを考えた場合に近似を行なうことができる。これは、図４の段階４１６で用いられている近似である。この近似により、
【数６３】
0003728171.tif 000085
が得られる。ここで、メモリ無しの場合と同様、定包絡線を有する変調技法の場合には、以下の関係が存在する：
【数６４】
0003728171.tif 000086
この関係を式（２６）に対して適用して定数Ｃを省略すると、式（２７）が得られる：
【数６５】
0003728171.tif 000087
ここで、さらに、同一の関係式を式（２５）に対して適用して近似を用いないことにすると、式（２８）が得られる：
【数６６】
0003728171.tif 000088
メモリ無しの場合と同様に情報ビットの先験的確率を考慮すると、上記式（２５）−（２６）及び式（２７）−（２８）がより一般的な形式で書き表わされる。よって、式（２５）は式（ｖｉｉ）になり、式（２６）は式（ｖｉｉｉ）になり、式（２７）は式（ｉｉｉ）になり、式（２８）は以下のようになる：
【数６８】
0003728171.tif 000089
ここで、ビットｄm,lは、変調器に対する、シンボルｘm-1からｘmへの遷移を引き起こすような入力ビットである。言い換えれば、それらは、ｘm-1からｘmへの遷移に係るビットである。これらのビットは、行列
【数５１】
0003728171.tif 000090
及び
【数５６】
0003728171.tif 000091
によって定義される。
【００２７】
Ｖ．非定包絡線変調
図４の段階４０４へ戻って、定包絡線変調技法が用いられない場合には、本発明に係る方法は段階５００へ進む。段階５００では、受信されたサンプルがメモリ無し変調器あるいはメモリあり変調器のいずれによって生成されたかに依存して、二つの可能なアルゴリズムのうちの一方が決定される。（後に議論されるように）それ以降の段階５０４、５０６、５１０及び５１２においては、信頼性情報の計算及び生成に用いられる代数的表式が導出される。
【００２８】
Ａ．非定包絡線変調がメモリ無し変調器において用いられた場合
段階５０２においては、本発明に係る方法は、信頼性情報生成に関して近似が用いられたか否かが決定される。前述されているように、信頼性情報は、近似が用いられている場合には式（１７）すなわち（ｖ）によって与えられ（すなわち段階５０４）、用いられていない場合には式（１６）すなわち式（ｖｉ）によって与えられる（すなわち段階５０６）。
【００２９】
詳細に述べれば、段階５０４においては、信頼性情報が、可能な値の組から最小値を見出すことによって近似される。その後、最小化の結果の符号が変更される。その組内の各々の値は、ビットｄm,iに係る可能な送信されたシンボルｘmから決定される。シンボルｘmからは、二種類の総和が計算され、その後、それら二つの総和の差が計算される。第一の総和は、全ての受信デバイスに関して計算され、その総和内の各要素は受信されたサンプルｙa,mとｈa,mｘmによって表わされる積との差である。差の絶対値の２乗が計算され、その結果が受信デバイスにおける雑音分散（２σa2）によって除算される。段階５０４における第二の総和は、シンボルｘmに係るビットの先験的確率の対数の総和である。
【００３０】
送信されたビットの係る先験的情報が利用可能ではない場合には、段階５０４において付加された先験項は定数とみなすことが可能であって、それゆえ省略可能である。さらに、段階５０４における２σa2による除算は先験的情報が得られない場合には不要であって、全Ｎa個のデバイスが同一の雑音分散によって特徴付けられる。
【００３１】
段階５０６では、組
【数２８】
0003728171.tif 000092
における全てのシンボルに係る総和の対数が計算される。総和は、互いに乗算された二つの指数関数を有している。第一指数関数は第一指数となる。第一指数は、段階５０４における第一総和の符号を逆にしたものに等しい総和である。第二指数関数は第二指数であって、これは、段階５０４での第二総和に等しい。
【００３２】
送信されるビットに係る先験的情報が利用可能ではない場合には、段階５０６で付加される先験項は定数とみなされ、それゆえ省略される。
【００３３】
Ｂ．非定包絡線変調がメモリあり変調器において用いられた場合
段階５０８では、本発明に係る方法は、信頼性情報の計算にきんじが用いられているか否かを決定する。前述されているように、信頼性情報は、近似が用いられている場合には式（ｖｉｉ）によって（すなわち、段階５１０）、近似が用いられていない場合には式（ｖｉｉｉ）によって（すなわち、段階５１２）与えられる。
【００３４】
段階５１０では、二つの連続するサンプルに関して、外総和及び内総和が計算される。内総和は、段階５０４の第一総和に現われた代数的表式の二つの連続するサンプルに係る総和である。外総和は、内総和のＮａ個のデバイスに係る総和である。シンボルｘm-1からｘmへの遷移に係る先験的確率の対数の総和が前記総和から減算される。最後に、信頼性情報が計算されているビットに対応する遷移に係る全ての可能なシンボル対に関する結果の最小値が計算され、その結果の反対の値が採用される。送信されるビットに係る先験的情報が利用可能ではない場合には、段階５１０において追加される先験項は定数とみなされ、それゆえ省略される。さらに、段階５１０における２σa2による除算は先験的情報が得られない場合には不要であって、全Ｎa個のデバイスが同一の雑音分散によって特徴付けられる。
【００３５】
段階５１２においては、信頼性情報が計算されているビットに対応する遷移に係る全ての可能なシンボル対に関する総和の対数として、信頼性情報が計算される。この総和における項は、段階５１０における総和（内総和及び外総和）の反対の指数を有する指数関数である。送信されたビットに係る先験的情報が利用可能ではない場合には、段階５１２において追加される先験項は定数とみなされ、それゆえ省略される。
【００３６】
以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。
【００３７】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、通信システムの受信部において、ソフト出力デテクタを用いて信頼性情報（ソフト出力）を計算する効率的な方法を提供する。が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ソフト出力デテクタを有するレシーバが用いられている通信システムを簡潔に表わすブロック図。
【図２】  相異なったビット群をシンボルにマッピングするグレイマッピングコンステレーションを示す図。
【図３】  ４−ＤＰＳＫ変調に係るトレリスチャート。
【図４】  本発明に係る方法を示す流れ図。
【図５】  本発明に係る方法を示す流れ図。
【図６】  本発明に係る方法を示す流れ図。
【図７】  本発明に係る方法を示す流れ図。
【符号の説明】
１００  デジタル通信システム
１０２  畳み込みエンコーダ
１０４  インターリーバ
１０６  変調器
１０８  チャネル
１１０  ソフト出力デテクタ
１１２  デインターリーバ
１１４  ソフト入力デコーダ
【図１】
0003728171.tif 000105
【図２】
0003728171.tif 000106
【図３】
0003728171.tif 000107
【図４】
0003728171.tif 000108
【図５】
0003728171.tif 000109
【図６】
0003728171.tif 000110
【図７】
0003728171.tif 000111