(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
陰極線管と、
上記陰極線管のネックに取付けられた垂直偏向巻線と、
上記垂直偏向巻線中に垂直偏向電流を発生させる偏向増幅器と、
トレース期間中に、垂直偏向周波数に関連する周波数で傾斜形態で変化する鋸歯状信号を発生する信号源と、
差動増幅器として互いに結合された第１と第２のトランジスタであって、上記鋸歯状信号が結合される入力と、上記偏向増幅器の入力側に結合された出力とを有する第１と第２のトランジスタと、
を具え、
上記両トランジスタは、上記差動増幅器に対してトレース期間中に変化するＳ字整形された利得特性を与えて上記陰極線管に垂直Ｓ字修正を与えるよう非直線領域で動作するものである、
ビデオ偏向装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ビデオ表示偏向装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ワイドスクリーン・テレビジョン、例えば、公開された国際出願  ＰＣＴ／ＵＳ  ９１／０３８２２、発明の名称「ワイドスクリーン・テレビジョン」の明細書中に記載されたワイドスクリーン・テレビジョンは、１６×９のフォーマット表示すなわち１６×９のアスペクト比をもっている。この形式のテレビジョンでは、垂直偏向角は４×３のアスペクト比の表示装置の垂直偏向角よりも小さい。従って、上記のワイドスクリーン・テレビジョンのような表示装置では、垂直偏向の非直線性の大きさあるいはＳ字修正の大きさはそれほど大きくはなく、このためＳ字修正回路は簡単になる。
【０００３】
一般に、鋸歯状信号の傾斜（ランプ）垂直トレース部分は閉ループ負帰還形態で動作する垂直偏向によって垂直偏向電流の傾斜垂直トレース部分を制御するために供給される。鋸歯状信号はビデオ信号の垂直同期パルスに同期している。
【０００４】
【発明の概要】
本発明の特徴を具えた回路によれば、一対のトランジスタによって差動増幅器が構成され、上記一対のトランジスタは垂直鋸歯状信号を垂直偏向増幅器に供給する。トランジスタ対の非直線性によって直線性あるいはＳ字修正が与えられる。
【０００５】
本発明を実施したビデオ偏向装置は、陰極線管のネック部に取付けられた垂直偏向巻線を含んでおり、偏向巻線増幅器は偏向巻線中に垂直偏向電流を発生させる。トレース期間中傾斜形態で変化する垂直偏向周波数に関連する周波数をもった鋸歯状信号の信号源が設けられている。偏向増幅器の入力側には鋸歯状信号に応答する第１のトランジスタが結合されており、鋸歯状信号は、該トランジスタを介して上記鋸歯状信号の傾斜形態の変化に従って同様に傾斜形態で偏向電流を制御する。偏向電流と鋸歯状信号との比は、陰極線管に垂直Ｓ字修正を与えるためにトランジスタによって導入される非直線性に従ってトレース期間中変化する。
【０００６】
【実施例】
図１、図２および図３は鋸歯状発生器１００を含む本発明を実施した垂直偏向回路を示している。図１の垂直同期信号ＳＹＮＣは垂直タイミング発生器１０にに供給される。同期信号ＳＹＮＣは、例えばＮＴＳＣ方式に適合するベースバンドテレビジョン信号ＳＮＴＳＣを処理するテレビジョン受像機のビデオ検波器９によって生成される。信号ＳＮＴＳＣは、連続して生ずる同期信号ＳＹＮＣ相互間に信号ＳＮＴＳＣの所定の画像の映像期間ＩＭＡＧＥを特定する２６２＋１／２本の水平ビデオラインを含んでいる。ＮＴＳＣ形式の信号では、映像期間は単一画像期間の画像情報を含んでいる。しかしながら、高精細度テレビジョン信号（図示せず）では、映像期間に例えば完全な画像フレームの画像情報が含まれている。
【０００７】
垂直タイミング発生器１０は垂直周波数同期パルス信号Ａを発生するマイクロプロセッサ１０ａを含んでおり、該マイクロプロセッサ１０ａは使用者の制御の下で図４（ｅ）のパルス信号ＳＹＮＣに対して可制御量ＴＤだけ遅延された図４（ａ）のパルス信号Ａを発生する。図１乃至３、および理想的な波形を示す図４で、同じ記号、同じ参照番号は同じ項目、素子、機能を表わす。図４（ａ）のパルス信号Ａの遅延量は使用者が要求するパニング（例えば、テレビジョンカメラを上下左右に移動させること）の程度に従って変化させられる。信号Ａを発生するために、現在の垂直フィールドの画像情報の表示の直前に生ずる同期パルスＳＹＮＣの情報が使用される。
【０００８】
図１の信号Ａはパルスストレッチャとして作用するワンショットすなわちマルチバイブレータ・フリップフロップ１０ｂに供給され、該フリップフロップ１０ｂはトランジスタＱ０３を通じて図４（ｃ）に示すような垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴを発生する。垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴは１４本の水平ビデオラインの長さにほぼ等しいパルス幅をもっている。垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴは図２のトランジスタスイッチＵ０１Ａのベースに供給される。トランジスタＵ０１Ａは接地電位にある端子をもったキャパシタＣ０３の両端間に結合されている。各垂直偏向サイクルにおいて、垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴはキャパシタＣ０３の両端間に発生する電圧ＶＳＡＷをゼロボルト（０Ｖ）にクランプし、電圧ＶＳＡＷをパルス信号ＶＲＥＳＥＴが発生されている間ゼロボルトに維持する。図４（ｃ）のパルス信号ＶＲＥＳＥＴの波頭端ＬＥＶＲＥＳＥＴは以下に説明するように垂直リトレースを開始させる。
【０００９】
パルス信号ＶＲＥＳＥＴの波尾端ＴＥＶＲＥＳＥＴの発生直後に図２のトランジスタＵ０１Ａは非導通になる。電圧−電流（Ｖ／Ｉ）変換器２１のトランジスタＵ０６Ａのコレクタに発生するＤＣ電流ＩＵＲＡＭＰはキャパシタＣ０３を充電して、同図中に示すように鋸歯状電圧ＶＳＡＷの傾斜トレース部分ＴＲＡＣＥを発生させる。電圧ＶＳＡＷの変化率はトランジスタＵ０６Ａの制御可能なコレクタ電流ＩＵＲＡＭＰの大きさによって決定される。
【００１０】
Ｖ／Ｉ変換器２１は図１のデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０ａ１中で生成されるアナログ電圧ＺＯＯＭによって制御される。また、Ｄ／Ａ変換器１０ａ１はマイクロプロセッサ１０ａによって制御され、電圧ＺＯＯＭは、使用者の要求によって図３の垂直偏向電流ｉｙの変化率を変化させるような態様でズーム率を決定する。
【００１１】
図２の電圧ＺＯＯＭは同図中の抵抗Ｒ４９を介して電流制御トランジスタＱ０７のエミッタに供給される。図には示されていないポテンショメータを使用して手動で調整可能な可調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥは画像高さサービス調整の目的で抵抗Ｒ２２を経てトランジスタＱ０７のエミッタに供給される。さらに、＋１２ＶのＤＣ電源が抵抗Ｒ２１介してトランジスタＱ０７のエミッタに結合されている。
【００１２】
トランジスタＱ０７のベースはダイオードＣＲ０２に結合されており、該ダイオードＣＲ０２はその順方向電圧に等しい温度補償ベース電圧を発生する。抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ４９を介して供給される電圧によってトランジスタＱ０７にコレクタ電流を流通させ、これによって電流源トランジスタＵ０６Ａのベースにベース電圧を発生させる。トランジスタＱ０７のコレクタ電流によって決定されるトランジスタＵ０６Ａのベース電圧は、ダイオード結合された温度補償トランジスタＵ０６Ｃと抵抗Ｒ１４との直列接続回路中に発生する。
【００１３】
抵抗Ｒ１６はトランジスタＵ０６Ａのエミッタと−９Ｖ電圧源との間に接続されており、またトランジスタＵ０６Ｂのベース電圧はトランジスタＵ０６Ａのベース電圧と同電圧に保たれている。トランジスタＵ０６Ｂのエミッタと−９Ｖ電圧源との間にポテンショメータ形抵抗Ｒ４３が結合されている。抵抗Ｒ１８はトランジスタＵ０６Ａのエミッタと抵抗Ｒ４３の可調整可動接点ＴＡＰとの間に結合されている。
【００１４】
接点ＴＡＰがトランジスタＵ０６Ｂのエミッタと抵抗Ｒ４３との接続点近くに調整されると、該トランジスタＵ０６Ｂのエミッタ電圧はトランジスタＵ０６Ａのエミッタ電圧に等しくなるから、抵抗Ｒ１８はトランジスタＵ０６Ａのエミッタ電流に影響を与えない。これに対して接点ＴＡＰが抵抗Ｒ４３の他方の端子近くに調整されると、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ１６と並列に結合される。従って、ポテンショメータ抵抗Ｒ４３を調整することによって、トランジスタＵ０６Ａのエミッタ電流とＶ／Ｉ変換器２１の電流利得とを変化させることができる。このようにして鋸歯状電圧発生用キャパシタＣ０３の許容度を有効に補償することができる。
【００１５】
電圧ＶＳＡＷはトランジスタＵ０１ＢとトランジスタＵ０１Ｃとを含む差動トランジスタ対の一方のトランジスタＵ０１Ｂのベースに供給される。トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は、接地電位にある端子をもった抵抗Ｒ０９中に発生する。抵抗Ｒ０９の値および該抵抗Ｒ０９中を流れる電流Ｉ０の値はトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧を決定し、該トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は、垂直中心に影響を与えないように維持しつつ高さ調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥの変化に追随（トラッキング）することができる。電流Ｉ０は後程説明するように、ほぼゼロの垂直偏向電流を発生する電圧ＶＳＡＷのレベルを決定する。
【００１６】
電流Ｉ０を発生するために、Ｖ／Ｉ変換器２１に類似したＶ／Ｉ変換器２１Ａが使用される。高さ調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥを調整するとき、トランジスタＱ０９はトランジスタＱ０７のコレクタ電流に追随するコレクタ電流を発生する。電圧Ｖ−ＳＩＺＥは抵抗Ｒ２２を介してトランジスタＱ０７のエミッタに、抵抗Ｒ５６を介してトランジスタＱ０９のエミッタにそれぞれ供給される。トランジスタＱ０９とＱ０７のベース電圧は等しい。トランジスタＵ０２Ｂと抵抗Ｒ０６はトランジスタＱ０９のコレクタ電流に対する温度補償された主負荷を形成している。トランジスタＱ０７のコレクタ電流に対する同様な負荷がトランジスタＵ０６Ｃと抵抗Ｒ１４とによって形成された回路網によって与えられている。Ｖ／Ｉ変換器２１ＡのトランジスタＵ０２Ａは電流Ｉ０を発生する。
【００１７】
本発明によれば、電流Ｉ０は、高さ調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥに変化が生じたときに垂直中心がその影響を受けないように維持しつつトランジスタＵ０６Ａの電流ＩＣＵＲＡＭＰの変化に追随するという効果が得られる。この追随は回路が対称であるために、例えばトランジスタＵ０６ＡとＵ０２Ａに関して対称であるために生ずる効果である。トランジスタＵ０２ＣはトランジスタＵ０１ＣとＵ０１Ｂのエミッタ電流を発生する。
【００１８】
エミッタ抵抗Ｒ１７はトランジスタＵ０２Ａ中のベース電圧対コレクタ電流比の値を設定する。抵抗Ｒ４９Ａは図１のＤ／Ａ変換器１０ａ２で発生された電圧ＣＥＮＴＥＲをトランジスタＱ０９のエミッタに供給する。この電圧ＣＥＮＴＥＲは、ズームモードが選択されていないときはトランジスタＱ０９とＱ０７中に実質的に等しいコレクタ電流を発生させるように制御される。電圧ＣＥＮＴＥＲは、ズームモードが選択されていないときに電圧ＺＯＯＭの非ゼロオフセット値を補償する。
【００１９】
図２のトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧は電流源Ｉ０によって制御される。抵抗Ｒ０９および電流Ｉ０の値は、通常の非ズームモードが選択されているときは、トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧が垂直の中心においてトランジスタＵ０１Ｂのベースにおける電圧ＶＳＡＷのレベルに等しくなるように選定される。
【００２０】
本発明によれば、Ｖ／Ｉ変換器２１と２１Ａとの間のトラッキングの結果として、寸法調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥおよび１２Ｖ電圧のどのような変化も電流Ｉ０とＩＵＲＡＭＰとの間の比に影響を与えないという利点がある。電流Ｉ０とＩＵＲＡＭＰの変化の結果、電圧Ｖ−ＳＩＺＥおよび１２Ｖ電圧源の各々のレベルに対してトランジスタＵ１０Ｃのベース電圧を垂直中心に対応する鋸歯状電圧ＶＳＡＷのレベルに維持することができる。従って、垂直中心は、画像高さを調整するために使用される電圧Ｖ−ＳＩＺＥの調整による影響を受けないという効果が得られる。
【００２１】
トランジスタＵ０１ＢおよびＵ０１Ｃの各エミッタは、エミッタ抵抗Ｒ０７、Ｒ０８を介して、これらの各トランジスタのエミッタ電流の合計値を制御するトランジスタＵ０２Ｃのコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタＵ０２Ｃのベース電圧はトランジスタＵ０２Ａのベース電圧と同じである。垂直トレース期間中、トランジスタＵ０２Ｂのエミッタ電圧にほぼ等しいトランジスタＵ０２Ｃのエミッタ電圧は抵抗Ｒ０５と抵抗Ｒ０５Ａの並列構成によって決定されるトランジスタＵ０２Ｃのエミッタ電流を生成する。
【００２２】
図２の抵抗Ｒ０５Ａは、図４（ｄ）のズーム動作モードにおいてｔ１〜ｔ２の期間中非導通になるスイッチングトランジスタＱ２Ｃを経て抵抗Ｒ０５の両端間に結合される。ズーム動作モードに対する期間ｔ０〜ｔ２のような垂直トレース期間中は、トランジスタＵ０１ＢおよびＵ０１Ｃは差動増幅器を構成し、これらのトランジスタＵ０１Ｂ、Ｕ０１Ｃのコレクタ電流によって対応するコレクタ抵抗中に、鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ２、ＶＲＡＭＰ１をそれぞれ発生させるためにエミッタフォロアトランジスタ７１、７０を介して供給される電圧を発生する。
【００２３】
図５（ａ）〜（ｄ）は図１の回路の動作を説明するのに有効な波形を示す。図１、図２、図３、図４（ａ）〜（ｃ）、図５（ａ）〜（ｄ）で同じ記号、同じ参照番号は同じ項目あるいは同じ機能を示す。
【００２４】
図５（ｂ）および（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２は垂直トレース期間ｔ０〜ｔ１の期間中、反対方向に変化する相補信号である。実線で表された図５（ｂ）および（ｃ）の波形はズーム動作モードで生じ、点線で表された波形は通常動作モード、すなわち非ズーム動作モードで生じる波形である。図５（ａ）〜（ｃ）の波形で表されるように、ズーム動作モードが選択されたときは、例えばｔ０〜ｔ１の間で垂直トレースが生じ、ズーム動作モードが選択されないときはｔ０〜ｔ２の間で垂直トレースが生じる。
【００２５】
本発明の実施例では、図３のＤＣ結合された偏向回路１１は信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２によって制御される。偏向回路１１では、偏向巻線Ｌｙは、アスペクト比が１６対９の型Ｗ８６ＥＤＶ０９３Ｘ７１０の陰極線管（ＣＲＴ）２２に設置されて、垂直偏向を行わせる。
【００２６】
偏向巻線Ｌｙは偏向電流サンプリング抵抗Ｒ８０と直列に接続されており、図３の偏向巻線Ｌｙと抵抗Ｒ８０は、増幅器１１ａの出力端子１１ｂと電源減結合（デカップリング）キャパシタＣｂの接続端子１１ｃとの間に結合されている。抵抗Ｒ７０の一端はエミッタフォロワトランジスタＱ４６を介して端子１１ｃに結合され、他端は例えば＋２６ボルトの電源Ｖ＋に接続されている。トランジスタＱ４６は電圧Ｖ＋の約１／２に等しいＤＣ電圧を端子１１ｃに発生する。
【００２７】
偏向巻線Ｌｙと抵抗Ｒ８０との接続点端子１１ｄは帰還抵抗Ｒ６０を介して増幅器１１ａの反転入力端子に接続され、抵抗Ｒ８０の端子１１ｃは抵抗Ｒ３０を介して増幅器１１ａの非反転入力端子に接続されている。このようにして、抵抗Ｒ８０の両端間に発生する負帰還電圧は増幅器１１ａの２つの入力端子に供給される。
【００２８】
相補鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２はそれぞれ抵抗Ｒ４０、Ｒ５０を介して増幅器１１ａの非反転入力端子、反転入力端子に供給されて偏向電流ｉｙを制御する。例えば、素子の不整合あるいはオフセット電圧の許容度による信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡＭＰ２との間の差はトランジスタＵ０１ＢのコレクタとトランジスタＵ０１Ｃのコレクタとの間に結合されたポテンショメータ８８（図２）によって補償される。偏向巻線Ｌｙ中の偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は図３の信号ＶＲＡＭＰ１あるいはＶＲＡＭＰ２の開始時点を表わす図４（ｃ）の時点ｔ０で開始する。
【００２９】
本発明の特徴として、図２のトランジスタＵ０１ＣおよびＵ０１ＢはＣＲＴ２２に垂直Ｓ字修正を与えるという効果が得られるという点がある。Ｓ字修正はトランジスタＵ０１ＣおよびＵ０１Ｂ中の非直線領域の動作の結果として得られるものである。トランジスタの特性によってトランジスタＵ０１ＣおよびＵ０１Ｂによって構成される差動増幅器の信号利得は、トレースの中央におけるよりもトランジスタの対応する一方の電流が小さくなる垂直トレースの開始時点および終了時点でより小さくなる。
【００３０】
垂直トレースの頂部では、電圧ＶＳＡＷがピーク値にあるとき、トランジスタＵ０１Ｃを流れる電流は垂直トレースの中央部におけるよりも実質的に小さくなる。従って、トランジスタＵ０１Ｃの等価エミッタ抵抗は大きくなる。そのため、トランジスタＵ０１ＣとＵ０１Ｂとによって構成される差動増幅器の利得は垂直中央部におけるよりも小さくなる。同様に、垂直トレースの底部では、電圧ＳＡＷは最小になりトランジスタＵ０１Ｂを流れる電流は垂直中央部におけるよりも小さくなる。従って、トランジスタＵ０１Ｂの等価エミッタ抵抗は垂直中央部におけるよりも大きくなり、差動増幅器の利得は垂直中央部におけるよりも小さくなる。
【００３１】
図６は、トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃとによって構成される差動増幅器の大きな信号利得が図２の電圧ＶＳＡＷの関数として変化する様子をグラフの形で示した図である。大きな信号利得は、垂直トレースの中央部における小さな信号利得に等しい最大値に規格化されている。従って、図６の電圧ＶＳＡＷの瞬時値が垂直トレースの中央部におけるその平均値に等しいときは、規格化された利得は１に等しくなる。垂直トレースの頂部および底部端で、電圧ＶＳＡＷが最大値にあるときは、規格化された利得は減少し、約０．９に等しくなるという利点がある。
【００３２】
本発明の特徴によれば、選択されたズームがどの程度であっても同じような態様でＳ字修正が得られるという効果がある。また、広い周波数範囲から選択された任意の偏向周波数に対して同じ回路で必要なＳ字修正を与えることができるという効果がある。このような特徴は、Ｓ字修正が周波数に依存する相対インピーダンスに依存しないことにより得られるものである。
【００３３】
図７は、図２の回路構成が使用されたときの直線性誤差をグラフの形で表した図である。比較のために、トランジスタＵ０１ＣとＵ０１Ｂが垂直トレース全体を通じて一定の利得で動作する図示されていない態様で動作するようにバイアスされたときの直線性誤差を表わすグラフを図８に示す。従って、図８はＳ字修正が行われないときの状態を示す。
【００３４】
図７および図８の直線性誤差は、図３のＣＲＴ２２のフェースプレートの垂直位置の関数として示されている。直線性誤差は１３本の水平線をもったクロスハッチパターンを使用して測定されたものである。所定の隣接する水平線対の誤差は、すべての隣接する水平線対間の垂直方向の距離を測定し、隣接する水平線対間の垂直方向の平均距離を測定することによって求めた。
【００３５】
直線性誤差は、平均間隔距離によって除された所定の水平線対間の間隔と平均間隔との差によって与えられる。それによって求められた結果が図７、図８にパーセントの形で表されている。これによると、図８に示すＳ字修正をもたない直線性誤差は＋６％乃至−３％の範囲にわたって変化し、全体で９％の誤差範囲を示した。これに対して本発明の図２に示すＳ字修正をもった回路を採用すると、図７に示すように、直線性誤差は＋２．５％乃至−２．５％の範囲で変化し、全体の誤差もＳ字修正を持たない従来装置の約１／２の５％になった。
【００３６】
頂部パニングが使用されるときは、図２における信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２のトレース部分の開始時点を制御する図４（ｃ）の信号ＶＲＥＳＥＴは図４（ｅ）の垂直同期パルス信号ＳＹＮＣから、またはこれに同期して発生される。信号ＳＮＴＳＣ中の同期信号ＳＹＮＣは、該同期信号ＳＹＮＣに直ぐに後続する画像情報を伴っている。同期信号ＳＹＮＣは信号ＳＮＴＳＣの映像期間ＩＭＡＧＥの直前で生じ、図４（ｅ）の映像期間ＩＭＡＧＥは、例えば図３のＣＲＴ２２で現在表示されている画像情報を含んでいる。
【００３７】
図４（ｅ）の期間ＩＭＡＧＥはここでは現在表示されている映像期間を表すものとして取り扱う。図１の信号ＳＮＴＳＣの標準ＮＴＳＣ方式の定義に従えば、期間ＩＭＡＧＥの直前に生ずる図４（ｅ）の同期信号ＳＹＮＣのみが期間ＩＭＡＧＥを伴っている。従って、偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は、各フィールドあるいは映像期間において、対応する現在表示されている映像期間に関連する垂直同期パルスに対して同じ遅延時間後に開始する。その結果、図３の偏向電流ｉｙは各周期において適正に同期化される。従って、同期信号ＳＹＮＣのフィールド相互間の変化によって表示された画像の垂直部分に変動を生じさせない。
【００３８】
図５（ａ）は、ズーム動作モードが選択されたときの偏向電流ｉｙの波形の例を実線で示し、図５（ｄ）は図１の信号ＳＮＴＳＣのタイミング図の例を概略的に示す。図５（ｄ）の映像期間ＩＭＡＧＥの期間３０１は非ズーム動作モード中に表示される画像の上半分の画像情報を含んでいる。期間３００はその画像の下半分の画像情報を含んでいる。
【００３９】
頂部パニング動作モードは、表示された画像の底部が頂部よりも大量に切り落とされるときに得られる。従って、図５（ａ）および図５（ｄ）は最大頂部パニングを表している。これは、非ズーム動作モードにおいて画像情報を供給することができる図５（ｄ）の期間３０１の第１ビデオラインであるビデオラインＴＯＰはまた図５（ａ）および（ｄ）の最大頂部パニング動作モードにおいて画像情報を与える第１のビデオラインでもあるからである。
【００４０】
通常の非ズーム動作モードで動作させるためには、図５（ａ）に点線で示す電流ｉｙのトレース部分の開始時点の遅延の度合いを僅かに小さくして、スクリーンの頂部において同じビデオ要素を維持してもよい。遅延の差は、垂直トレースの開始時に生ずるズーム動作モードにおける図５（ａ）の電流ｉｙの変化率と通常の非ズーム動作モードにおける図５（ａ）の電流ｉｙの変化率との差を補償する。
【００４１】
例えば図５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣは垂直トレースの開始時点を制御する。各垂直フィールドにおいて、垂直トレース期間は図５（ａ）〜（ｄ）の時点ｔ０において開始する。従って、垂直トレースは、例えば、映像期間ＩＭＡＧＥの期間３０１の直前で生ずる図５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣの基部に同期している。同期信号ＳＹＮＣは表示される映像期間ＩＭＡＧＥを伴っている。これに対して、例えばＰＣＴ出願  ＰＣＴ／ＵＳ  ９１／０３８２２、発明の名称「ワイドスクリーン  テレビジョン（ＷＩＤＥＳＣＲＥＥＮ  ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ）」に記載された構成では、先行する映像期間に関連し、現在の表示映像期間に関連しない同期信号が、頂部パニングが行われるときの垂直トレースを同期化するために使用される。従って、前述の画像不整合が生ずる可能性は防止されるという効果が得られる。
【００４２】
図９（ａ）および（ｂ）の例は、非ズーム動作モードにおいて画像情報を与えることができる図９（ｂ）の映像期間ＩＭＡＧＥの期間３００の最後のビデオラインであるビデオラインＢＯＴＴＯＭがまた最大底部パニングを与えるために表示される最後のビデオラインでもある場合を示している。図９（ａ）、（ｂ）、図５（ａ）〜（ｄ）、図４（ａ）〜（ｅ）、および図１、図２、図３において、同じ符号、同じ参照番号は同じ項目あるいは同じ機能を表している。図９（ｂ）の同期信号ＳＹＮＣに対する図９（ａ）の電流ｉｙの遅延は、図５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣに対する図５（ａ）の電流ｉｙの遅延よりもかなり大である。
【００４３】
図３の偏向回路１１は、交番電流ｉｙを発生させるために正電源電圧Ｖ＋を使用しており、負電源電圧を必要としないという点で有利である。これによって電源（図示せず）が簡単になる。電流制限抵抗Ｒ７０は、端子１１ｃに電源電圧の１／２の電圧を発生させるためにトランジスタＱ４６を介して電源Ｖ＋に結合されている。
【００４４】
大きな値の電流制限抵抗Ｒ７０を使用することができるように、この抵抗Ｒ７０を流れる平均電流あるいはＤＣ電流を減少させることが望ましい。大きな値の抵抗Ｒ７０を使用すると、誤動作状態が生じたときに過大な偏向電流ｉｙが流れるのを防止する電流制限作用を与えることができるという点で好ましい。このような誤動作状態は、例えば、増幅器１１ａの出力端子１１ｂが短絡して例えばアース電位になった時に生ずる。ビーム電流の衝撃によってＣＲＴ２２のネックが損傷を受けるのを防止するために過大な偏向回路電流ｉｙが流れるのを防止することが望ましい。
【００４５】
従って、ズーム動作モードでは、偏向電流ｉｙは垂直トレースの終了時点である図５（ａ）の時点ｔ１と次の垂直リトレースの開始直前の時点ｔ２との間で減少あるいは制限されるという点で有利である。偏向回路電流ｉｙを減少させるために、図１のマイクロプロセッサ１０ａは、図３の偏向回路電流ｉｙがラスタの底部に相当する図５（ａ）のピーク最大値−Ｉｐに達したときに生ずる波頭端ＬＥＢをもった図４（ｂ）のパルス信号Ｂを発生する。図示されていない状態では、信号Ｂはまたｔ１〜ｔ２の期間でビーム消去のためにも使用される。
【００４６】
信号Ｂおよび図１のフリップフロップ１０ｂの出力信号はフリップフロップ１２に供給され、トランジスタＱ０２を経て図２のスイッチングトランジスタＱ２Ｃのベースにパルス信号Ｄを供給する。信号Ｄの波頭端ＬＥＤは図４（ｂ）のパルス信号Ｂの波頭端ＬＥＢと実質的に一致しており、信号Ｄの波尾端ＴＥＤはパルス信号Ａの波頭端ＬＥＡと実質的に一致している。図４（ｄ）の信号ＤがＴＲＵＥ状態にあるときは図２のトランジスタＱ２Ｃは導通しており、該トランジスタＱ２Ｃが導通していると、鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２は信号ＶＳＡＷに従って変化する。
【００４７】
信号Ｄはその波頭端ＬＥＤと波尾端ＴＥＤとの間ではＦＡＬＳＥ状態にあり、図２のトランジスタＱ２Ｃを非導通状態にする。トランジスタＱ２Ｃが非導通状態にあると、トランジスタＱ０２Ｃのコレクタ電流は減少し、該トランジスタＱ０２Ｃのコレクタ電圧は上昇し、トランジスタＵ０１Ｂをターンオフする。それによって、トランジスタＵ０２Ｃの減少したコレクタ電流はすべてトランジスタＵ０１Ｃのエミッタを通って流れる。
【００４８】
トランジスタＵ０２Ｃのコレクタ電流が減少するので、図５（ｂ）の信号ＶＲＡＭＰ１と図５（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ２との間の電圧差は、ｔ１〜ｔ２の期間中は図１のパルス信号Ｂの波頭端の発生前よりも実質的に小さくなる。従って、図５（ｂ）の信号ＶＲＡＭＰ１と図５（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ２との間の電圧差に比例する図５（ａ）の偏向電流ｉｙは、例えば−Ｉｐの２５％程度に小さくなる。
【００４９】
図５（ｂ）における時点ｔ１の近傍における信号ＶＲＡＭＰ１の急激な変化により、偏向増幅器１１ａは線形帰還動作モードを停止し、電源端子電圧ＶＢが偏向巻線Ｌｙに供給される。図５（ａ）における時点ｔ１の直後および時点ｔ２の直後においてもリトレース電圧Ｖ11b が発生する。すなわち、所定の偏向サイクルでリトレース電圧Ｖ11b が２回発生する。図３のブースト段１１ｆのスイッチ１１ｆ１によってキャパシタ１１ｇはブーストキャパシタ１１ｅと直列に結合される。
【００５０】
垂直トレース期間中、キャパシタ１１ｅは＋２６ボルトの電源Ｖ＋からダイオードＸおよびスイッチ１１ｆ２を経て充電される。フィルタキャパシタ１１ｇの両端間に発生した電源電圧はブーストキャパシタ１１ｅの両端間に発生した電圧と加え合わされてブースト電圧ＶＢが生成される。ブースト電圧ＶＢが生成されると、該ブースト電圧ＶＢはダイオードＸを介して＋２６ボルトの電源Ｖ＋から減結合される。
【００５１】
図５（ａ）のｔ１〜ｔ１′の短い期間中、偏向電流ｉｙのリトレース部分の第１の部分ＲＥＴＲＡＣＥ１が生成され、その期間中第１の部分リトレース動作が行われる。続くｔ１′〜ｔ２の期間中、図３の偏向増幅器１１ａは再び線形期間モードで動作する。定常状態にある帰還動作モードを得るために信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２は充分に長い期間一定レベルにあることにより線形動作が再開される。
【００５２】
第２の部分ＲＥＴＲＡＣＥ２の期間中、第２の部分リトレース動作が行われ、時点ｔ２で、図３の偏向巻線Ｌｙ中に蓄積される磁気エネルギは、図３の偏向巻線Ｌｙ中に流れる図５（ａ）の比較的小さな偏向電流ｉｙによって決定される。図５（ａ）の時点ｔ２で蓄積される上記のエネルギはスイッチ１１ｆ１を付勢するために使用され、図３の端子１１ｂに電圧Ｖ＋よりも大きな垂直リトレース電圧Ｖ11b を発生させる。前述のように、スイッチ１１ｆ１は、端子１１ｂのリトレース電圧Ｖ11b が電源電圧Ｖ＋よりも大きくなるとブースト電圧ＶＢを発生する。
【００５３】
図５（ａ）の時点ｔ２では、電流ｉｙはゼロではないが負レベルの低いレベルにある。このように、時点ｔ２において電流が負極性にあることにより、図３のリトレース電圧Ｖ１１ｂをスイッチ１１ｆ１を付勢するのに必要な極性にすることができるという効果がある。電圧Ｖ＋の値の約２倍に等しいブースト電圧ＶＢが増幅器１１ａの図示されていないトランジスタ出力段に供給される。また、ブースト電圧ＶＢは、偏向電流ｉｙが図４（ｂ）の波頭端ＬＥＡの後に生ずる正ピークレベルＩｐに到達するのに必要な図５（ａ）の第２のリトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ２の長さを短縮することができるという効果を持っている。
【００５４】
電圧ブースト・リトレース・スピードアップ機能がなければ、非ズーム動作モードあるいは小ズーム動作モードが選択されたときは、図５（ａ）のリトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ２に利用できる時間はリトレース動作を行わせるのに充分ではない。小ズーム動作モードが選択されたときは、リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ２に利用できる時間は大ズーム動作モードが選択されたときよりも短い。従って、図５（ａ）の偏向巻線ｉｙの平均値を、電圧ブースト機能の有効使用に犠牲を伴うことなく減少させることができるという効果が得られる。
【００５５】
リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ１のｔ１〜ｔ１′の期間中もまた電圧ブースト機能が利用される。期間ｔ１〜ｔ１′はトレース期間ｔ０〜ｔ１の直後に生ずるので、各リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ１およびＲＥＴＲＡＣＳ２はブースト段１１ｆの動作によってスピードアップされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施した偏向回路の第１の部分を示す回路図である。
【図２】本発明を実施した偏向回路の第２の部分を示す回路図である。
【図３】本発明を実施した偏向回路の第３の部分を示す回路図である。
【図４】（ａ）〜（ｅ）は図１、図２、図３に示した本発明の偏向回路の動作を説明するのに有効な理想化された波形を示す図である。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は頂部パニングが与えられたときの図１、図２、図３に示す偏向回路の動作を説明するのに有効な波形を示す図である。
【図６】Ｓ字修正を与える図２の差動増幅器の利得が入力電圧の関数として変化する様子をグラフの形で示した図である。
【図７】直線性誤差が図２の回路構成における垂直位置の関数として変化する様子をグラフの形で示した図である。
【図８】Ｓ字修正が与えられないときの直線性誤差の変化の様子をグラフの形で示した図である。
【図９】（ａ）および（ｂ）は底部パニングが与えられたときの図１、図２、図３に示す偏向回路の動作を説明するのに有効な波形を示す図である。
【符号の説明】
２２  陰極線管
Ｌｙ  偏向巻線
１１ａ  偏向増幅器
１００  鋸歯状信号源
Ｕ０１Ｂ  増幅トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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