(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる電位を有し、直列接続されたｎ個（ｎ＞１）のノードのそれぞれにｎ個のスイッチ要素の各一端を接続し、該ｎ個のスイッチ要素の各他端を一つの電圧出力ノードに接続して構成する多段階電圧発生回路において、
前記ｎ個のスイッチ要素のオンオフを制御する制御手段を備え、
該制御手段は、
任意の一つのスイッチ要素のオン期間と、該一つのスイッチ要素が接続されているノードに隣接する他の一つのノードに接続された他の一つのスイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせる制御モード
を有することを特徴とする多段階電圧発生回路。
【請求項２】
一端が異なる電位を有し、直列接続された複数のノードのそれぞれに接続され、他端が一つの電圧出力ノードに接続されている複数のスイッチ要素を有する多段階電圧発生回路において、
前記直列接続された複数のノードの内、隣り合う二つのノードに接続された二つの前記スイッチ要素を同時にオンに制御する制御手段
を有することを特徴とする多段階電圧発生回路。
【請求項３】
要求される電圧を電力出力ノードから出力する多段階電圧発生回路において、
一端が異なる電位を有し、直列接続された複数のノードのそれぞれに接続され、他端が一つの電力出力ノードに接続されている複数のスイッチ要素であって、前記直列接続された複数のノードの内、隣接する二つのノードに接続された二つのスイッチ要素が同時にオンとなる複数のスイッチ要素
を有することを特徴とする多段階電圧発生回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１に記載の多段階電圧発生回路を備えたことを特徴とする液晶表示装置の表示電圧発生回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１に記載の多段階電圧発生回路を備えたことを特徴とする擬似正弦波発生回路。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１に記載の多段階電圧発生回路を備えたことを特徴とするディジタル−アナログ変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二つの電位間の電位差を分圧して多段階の電圧を生成し、そのうちの一つの電位を選択して出力する多段階電圧発生回路に関し、詳しくは、元の多段階電圧の数よりも多い電圧のなかから出力電圧を選択できるように改良した多段階電圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ある種の電子回路では、内部的に電位の異なる複数の電圧を発生し、そのうちの一つの電圧を所定のタイミングで選択して使用することが行われる。ディジタル液晶表示装置の表示電圧発生回路やディジタルアナログ変換器、または疑似正弦波発生回路などはその一例である。
【０００３】
たとえば、液晶表示装置の表示電圧発生回路では、表示階調数に応じた種類の電圧を発生するために、抵抗分圧を利用した多段階電圧発生回路を使用するが、その基本的な構成は、二つの電位の間に複数の抵抗を直列に接続し、それぞれの接続ノードに現れる電位の異なる複数の電圧の一つをスイッチ要素を介して取り出すようにしたもので、ディジタル入力信号のビットの組み合わせに従って一つのスイッチ要素をオン（他はオフ）することにより、複数の電圧のなかから表示階調に応じた電圧を選択して、表示パネルの液晶画素に書き込むというものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かかる従来の多段階電圧発生回路にあっては、多段階電圧の数とノードの数が一対一に対応していたため、たとえば、液晶表示装置の場合には、多階調化の要求に伴ってディジタル入力信号のビット数が高々１ビット増えるだけでも、抵抗の数が２倍に増えるから、多段階電圧発生回路の規模増大を免れないという問題点があった。
【０００５】
そこで、本発明は、元の電圧の数や素子数を増やすことなく、より多くの電圧を選択できるようにし、以て、回路規模の増大を回避することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、異なる電位を有し、直列接続されたｎ個（ｎ＞１）のノードのそれぞれにｎ個のスイッチ要素の各一端を接続し、該ｎ個のスイッチ要素の各他端を一つの電圧出力ノードに接続して構成する多段階電圧発生回路において、前記ｎ個のスイッチ要素のオンオフを制御する制御手段を備え、該制御手段は、任意の一つのスイッチ要素のオン期間と、該一つのスイッチ要素が接続されているノードに隣接する他の一つのノードに接続された他の一つのスイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせる制御モードを有する、という特徴的な事項を備えることによって達成できる。
また上記目的は、一端が異なる電位を有し、直列接続された複数のノードのそれぞれに接続され、他端が一つの電圧出力ノードに接続されている複数のスイッチ要素を有する多段階電圧発生回路において、前記直列接続された複数のノードの内、隣り合う二つのノードに接続された二つの前記スイッチ要素を同時にオンに制御する制御手段を有する、という特徴的な事項を備えることによって達成できる。
また上記目的は、要求される電圧を電力出力ノードから出力する多段階電圧発生回路において、一端が異なる電位を有し、直列接続された複数のノードのそれぞれに接続され、他端が一つの電力出力ノードに接続されている複数のスイッチ要素であって、前記直列接続された複数のノードの内、隣接する二つのノードに接続された二つのスイッチ要素が同時にオンとなる複数のスイッチ要素を有する、という特徴的な事項を備えることによって達成できる。
【０００７】
これは、上記制御モードを選択すると、少なくとも二つのスイッチ要素が共にオンする期間が生じ、これらのスイッチ要素を介して伝えられる少なくとも二つの電圧からｎ個のノードのいずれの電位にも一致しない新たな電圧が作られるためで、この新たな電圧の分だけ、実質的な選択電圧の数が増えるからである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図１〜図２は本発明に係る多段階電圧発生回路の一実施例を示す図であり、抵抗分圧回路への応用である。
図１において、ＶＣＣ、ＶＳＳは一方が高電位、他方が低電位の直流電圧である。典型的には、ＶＣＣ＝正電位電圧、ＶＳＳ＝接地電位電圧であるが、これらの電位や極性に限定されない。また、一般に、抵抗分圧回路は二つの“直流電圧”の間の任意電圧を取り出すために用いられるが、たとえば、一方の電圧が線形的に変化したり、非線形（階段状や指数関数的）に変化したりするものであってもよい。あるいは、二つの電圧の一方若しくは双方が交流であってもよい。このように、ＶＣＣやＶＳＳの電位、極性及び波形は用途によって様々であるが、本明細書では説明の便宜上、ＶＣＣ＝直流の正電位電圧、ＶＳＳ＝接地電位電圧に統一する。
【０００９】
１〜６はＶＣＣとＶＳＳ間に直列接続された抵抗要素である。これらの抵抗要素１〜６は、一般的には固有抵抗値を有する通常の抵抗素子であるが、トランジスタ等の能動素子であっても構わないし（たとえば、ＭＯＳトランジスタの場合にはチャネルオン抵抗を利用）、リアクタンスやインダクタンスを含むインピーダンスであっても構わない。要は、その抵抗値（直流的な抵抗値又は交流的な抵抗値）の比を特定できるものであればよく、抵抗要素の物理的形状や性質は問わない。
【００１０】
抵抗要素１〜６の数は、抵抗分圧回路からの電圧取り出し数（ｎ）に依存する。図１の例では、Ｖ１からＶ５までの五つの電圧（ｎ＝５）を取り出すために、６個の抵抗要素１〜６を直列に接続している。電圧取り出し数（ｎ）は、それぞれの抵抗素子１〜６の間のノード（Ｎ１〜Ｎ５）の数と同じである。なお、Ｖ１＝ＶＣＣとする場合にはＮ１はＶＣＣとなり、抵抗要素１を必要としない。又は、Ｖ５＝ＶＳＳとする場合にはＮ５はＶＳＳとなり、抵抗要素６を必要としない。すなわち、ＶＣＣ〜ＶＳＳの間の電位差を分圧してｎ個の電圧Ｖ１〜Ｖｎを取り出すためには、最小でｎ−１個、最大でｎ＋１個の抵抗要素を備えればよい。言うまでもないが、ノードとノードの間（又はノードと電源の間）の抵抗要素が複数の抵抗要素からなる直列回路、並列回路若しくは直並列回路であっても、常に１個とカウントする。
【００１１】
各ノードＮ１〜Ｎ５には、スイッチ要素７〜１１の一端がそれぞれ接続されており、スイッチ要素７〜１１の他端は、電圧出力ノードを兼ねる一つのノード（便宜的にＮ６とする）に共通に接続されている。
ここで、スイッチ要素７〜１１に必要な要件は、第１に、両端間の電気的導通をオンオフできることであり、第２に、そのオンオフ動作を所定の制御信号でコントロールできることである。たとえば、ＭＯＳトランジスタはこれらの要件を満たしている。ＭＯＳトランジスタは、ゲート電極の電位に応じて電流チャネルが形成されたり（オンに相当）されなかったり（オフに相当）するからである。なお、ＭＯＳトランジスタは集積化に適しているから、特に、ＬＳＩに組み込む場合に好ましいが、プリント基板や機器に実装する場合のように充分なスペースを確保できる場合には、たとえば、リレースイッチやリードスイッチなどを用いても構わない。
【００１２】
各スイッチ要素７〜１１の制御端子（ＭＯＳトランジスタであればゲート電極）には、制御回路１２から個別の制御信号Ｓ１〜Ｓ５が入力している。制御信号Ｓ１〜Ｓ５とスイッチ要素７〜１１のオンオフの関係は、説明の便宜上、次のとおりとする。すなわち、制御信号ＳｉがＨレベルになるとその制御信号に対応したスイッチ要素６＋ｉが「オン」し、同制御信号ＳｉがＬレベルになるとその制御信号に対応したスイッチ要素６＋ｉが「オフ」するものとする。なお、ｉは制御信号の符号に付された数字（１〜５）を表わす置換文字である。たとえば、図１の一番上のノードＮ１につながるスイッチ要素７に注目すると、ｉ＝１であり、スイッチ要素の符号は６＋１＝７となる。
【００１３】
このような構成において、ＳｉをＨレベルにすると、スイッチ要素６＋ｉがオンし、そのスイッチ要素を介してノードＮｉの電圧ＶｉがノードＮ６から取り出される。ＯＵＴはＮ６から取り出される出力電圧であり、この場合、ＯＵＴ＝Ｖｉである。
今、制御信号Ｓ１〜Ｓ５を一つずつ順次にＨレベルにすること、すなわち、一つの制御信号がＨレベルのときに、残りの制御信号がすべてＬレベルになるように制御することを考える。図２（ａ）は、この場合のＯＵＴの電位変化を示すグラフである。グラフでは、時間の経過に伴ってＯＵＴの電位が段階的に上昇している。これは、「Ｓ５」→「Ｓ４」→「Ｓ３」→「Ｓ２」→「Ｓ１」の順番でＨレベルにしたからである。このように、常に一つの制御信号だけをＨレベルにした場合、言い換えれば、常に一つのスイッチ要素だけをオンにした場合には、ノードと同じ数の電位（Ｖ１〜Ｖ５）しか得られないが、以下のような特徴的な制御モードを備えることにより、ノード数以上の電位が得られる。
【００１４】
かかる制御モードの基本形は、上記の順番を「Ｓ５」→「Ｓ５＿４」→「Ｓ４」→「Ｓ４＿３」→「Ｓ３」→「Ｓ３＿２」→「Ｓ２」→「Ｓ２＿１」→「Ｓ１」と変形させるというものである。アンダースコア（＿）付の符号は、その両側の制御信号のＨレベル期間の重なりを表現したもので、実際の制御信号はあくまでもその両側の信号（たとえば、Ｓ５＿４の場合にはＳ５とＳ４）である。
【００１５】
Ｓ５＿４の期間では、二つの制御信号Ｓ５、Ｓ４が共にＨレベルになる。このため、隣り合う二つのスイッチ要素１０、１１がオンし、ＯＵＴ側のノードＮ６はこれらのスイッチ要素１０、１１を通して二つのノードＮ４、Ｎ５に接続される。このときのノードＮ６の電位（ＯＵＴの電位）は、ノードＮ４の電位（Ｖ４）とノードＮ５の電位（Ｖ５）の間の電位、すなわちＶ５＜ＯＵＴ＜Ｖ４になる。
【００１６】
このことを検証する。Ｓ５＿４の期間では、ノードＮ４とノードＮ５につながる二つのスイッチ要素１０、１１が共にオンするから、ノードＮ４とノードＮ５の間（抵抗要素５の両端）がショート状態になる。今、ＶＣＣ−ＶＳＳ間の６個の抵抗要素１〜６の値をＲ〔Ω〕とすると、この場合のＶＣＣ−ＶＳＳ間の合成抵抗値は、抵抗要素５を除いた５個分の加算値（５Ｒ）であり、ＶＣＣ＝正極性電位、ＶＳＳ＝接地電位（０Ｖ）であるから、この場合のＯＵＴの電位は、次式で与えられる。なお、ＯＵＴの添え字は期間を表わしている。
【００１７】
ＯＵＴ（５＿４）＝（ＶＣＣ／５Ｒ）×Ｒ
同一の条件で、Ｓ５及びＳ４の（Ｈレベル期間の）ＯＵＴを求めると、
ＯＵＴ（５）  ＝（ＶＣＣ／６Ｒ）×Ｒ
ＯＵＴ（４）  ＝（ＶＣＣ／６Ｒ）×２Ｒ
ここで、簡単化のために、Ｒ＝１Ω、ＶＣＣ＝６Ｖと仮定すると、
ＯＵＴ（５＿４）＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×１〔Ω〕＝１．２〔Ｖ〕
ＯＵＴ（５）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×１〔Ω〕＝１．０〔Ｖ〕
ＯＵＴ（４）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×２〔Ω〕＝２．０〔Ｖ〕
となり、ＯＵＴ（５）＜ＯＵＴ（５＿４）＜ＯＵＴ（４）の関係になることが分かる。この関係は、Ｓ４とＳ３の間、Ｓ３とＳ２の間、Ｓ２とＳ１の間でも変わらない。参考までに、上記と同一の条件で算出した実際の電圧値を列挙する。
▲１▼ Ｓ４とＳ３の間
ＯＵＴ（４＿３）＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×２〔Ω〕＝２．４〔Ｖ〕
ＯＵＴ（４）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×２〔Ω〕＝２．０〔Ｖ〕
ＯＵＴ（３）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×３〔Ω〕＝３．０〔Ｖ〕
∴  ＯＵＴ（４）＜ＯＵＴ（４＿３）＜ＯＵＴ（３）
▲２▼ Ｓ３とＳ２の間
ＯＵＴ（３＿２）＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×３〔Ω〕＝３．６〔Ｖ〕
ＯＵＴ（３）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×３〔Ω〕＝３．０〔Ｖ〕
ＯＵＴ（２）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×４〔Ω〕＝４．０〔Ｖ〕
∴  ＯＵＴ（３）＜ＯＵＴ（３＿２）＜ＯＵＴ（２）
▲３▼ Ｓ２とＳ１の間
ＯＵＴ（２＿１）＝（６〔Ｖ〕／５〔Ω〕）×４〔Ω〕＝４．８〔Ｖ〕
ＯＵＴ（２）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×４〔Ω〕＝４．０〔Ｖ〕
ＯＵＴ（１）  ＝（６〔Ｖ〕／６〔Ω〕）×５〔Ω〕＝５．０〔Ｖ〕
∴  ＯＵＴ（２）＜ＯＵＴ（２＿１）＜ＯＵＴ（１）
このように、本実施例によれば、ノードＮ１〜Ｎ５の五つの電位Ｖ１〜Ｖ５に、さらにＯＵＴ（５＿４）、ＯＵＴ（４＿３）、ＯＵＴ（３＿２）及びＯＵＴ（２＿１）の四つの電位を加えた計九つの電位のなかから一つの電位を選択できる（図２（ｂ）参照）。これに対して、抵抗分圧だけで九つの電位を生成するには、上述したように、最大でｎ＋１個の抵抗要素を備えなければならず、この場合、ｎ＝９であるから、最大で１０個の抵抗要素を必要とするが、本実施例では抵抗の数をまったく増やさずに、しかも、各スイッチ要素７〜１１の制御を工夫するという簡単な手続だけで、実質的な選択電圧の数を増加することができるという従来技術にないきわめて有益な技術を提供できる。
【００１８】
なお、実施例では、隣接する二つのスイッチ要素のオン期間をオーバラップさせているが、これに限らない。三つ以上のスイッチ要素のオン期間をオーバラップさせてもよいし、あるいは、隣接しないスイッチ要素のオン期間をオーバラップさせてもよい。要は、任意の一つのスイッチ要素のオン期間と、その一つのスイッチ要素以外の他の一つのスイッチ要素若しくは他の複数のスイッチ要素のオン期間とをオーバラップさせればよい。
【００１９】
図３〜図５は本発明に係る多段階電圧発生回路の他の実施例を示す図であり、疑似正弦波発生回路への応用である。なお、疑似正弦波とは、理想的な正弦波でなくても概ね正弦波に近い波形であれば充分な用途（電話端末のトーン発生回路など）に用いられる波形（サインカーブに沿って段階的に変化する波形）である。
【００２０】
図３において、２０は差動増幅器である。差動増幅器２０の非反転入力（＋入力）は接地電位に接続され、反転入力（−入力）は７個のスイッチ要素２１〜２７の一端に接続されている。それぞれのスイッチ要素２１〜２７の各他端は、抵抗分圧回路２８の各ノードＮ１１〜Ｎ１７に接続（但し、右端のスイッチ要素２７の他端だけは抵抗要素２９を介して）されており、抵抗分圧回路２８は、各ノードＮ１１〜Ｎ１７の間に接続された抵抗要素３０〜３５、及び、左端のノードＮ１１と電位切替え用スイッチ要素３６との間に接続された抵抗要素３７とから構成されている。
【００２１】
３８は制御回路であり、この制御回路３８は、７個のスイッチ要素２１〜２７のそれぞれに対応した制御信号Ｓ１１〜Ｓ１７と電位切り替え用スイッチ要素３６に対応した制御信号Ｓｃとを発生するもので、７個のスイッチ要素２１〜２７は、対応する制御信号がＨレベルのときにオンし、電位切替え用スイッチ要素３６は、制御信号ＳｃがＨレベルのときに所定の高電位電圧ＶＨｉを選択し、Ｌレベルのときに所定の低電位電圧ＶＬＯＷを選択する。
【００２２】
このような構成において、説明の簡単化のために、すべての抵抗要素の抵抗値を「Ｒ」とし、Ｓｃ＝Ｓ１１＝Ｈレベル、Ｓ１２〜Ｓ１７＝Ｌレベルとすると、図３の差動増幅器２０は、抵抗要素３７の抵抗値（Ｒ）を入力抵抗、抵抗要素３０〜抵抗要素３５の直列合成抵抗値（６Ｒ）をフィードバック抵抗とする反転増幅回路を構成するから、その増幅率ＡＮＦは、次式で与えられる。
【００２３】
ＡＮＦ＝−６Ｒ／Ｒ＝−６
同じ条件で、Ｓ１２〜Ｓ１７をそれぞれＨレベルにすると、
Ｓｃ＝Ｓ１２＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−５Ｒ／２Ｒ＝−２．５
Ｓｃ＝Ｓ１３＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−４Ｒ／３Ｒ≒１．３３３
Ｓｃ＝Ｓ１４＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−３Ｒ／４Ｒ＝−０．７５
Ｓｃ＝Ｓ１５＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−２Ｒ／５Ｒ＝−０．４
Ｓｃ＝Ｓ１６＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−Ｒ／６Ｒ≒−０．１６６
Ｓｃ＝Ｓ１７＝Ｈレベルの場合の増幅率ＡＮＦは、
ＡＮＦ＝−Ｒ／７Ｒ≒−０．１４２
となる。
【００２４】
すなわち、７個のスイッチ要素２１〜２７を順次にＨレベルにすることにより、差動増幅器２０の増幅率ＡＮＦを「−６倍」から「−０．１４２倍」へと７段階に変化させることができる。ＡＮＦの変化段数とスイッチ要素の数及びノードの数は同じであり、これらの数は発明の要旨に記載のｎに相当する。
図４（ａ）は、７個のスイッチ要素２１〜２７を順次にオンさせる（常に１個だけをオンさせる）場合の制御信号のタイミングチャート、同図（ｂ）はその場合の疑似正弦波（ＶＳＩＮ  ）の波形例である。Ｓｃ＝Ｈレベルの期間が正の半サイクル、Ｓｃ＝Ｌレベルの期間が負の半サイクルである。Ｓ１１〜Ｓ１７のタイミングに着目すると、一つの制御信号（たとえばＳ１１の拡大波形参照）の立ち下がりと同時に次順の制御信号（たとえばＳ１２の拡大波形参照）が立ち上がっている。すなわち、隣接する制御信号のＨレベル期間がオーバラップしていない。このような制御信号では、ノード数（ｎ）と同数のＡＮＦ段数しか得られないため、疑似正弦波（ＶＳＩＮ  ）の段差が大きく、したがって、波形が粗く、たとえば、電話端末のトーン発生回路に適用した場合に疑似正弦波の繰返し周波数以外の高調波ノイズが目立つという不都合がある。これを解決するには単純に「ｎ」を増やせばよいが、回路規模の増大を招くから好ましくない。
【００２５】
そこで、本実施例では、図５（ａ）に示すように、隣り合う二つのスイッチ要素に対応するそれぞれの制御信号のＨレベル期間をオーバラップさせることにより、回路規模の増大を招くことなく、ＡＮＦの変化段数を「ｎ」以上にし、段差の少ない滑らかな疑似正弦波（ＶＳＩＮ  ）を得ている。因みに、擬似正弦波発生回路における各抵抗要素の値は、正弦波の空間角に対応させた適正な値でなければならない。以下にその適正値の一例を示す。
【００２６】
抵抗要素２９  →    ３０ＫΩ
抵抗要素３０  →      ２．６ＫΩ
抵抗要素３１  →      ８．１７ＫΩ
抵抗要素３２  →    １４．９６６ＫΩ
抵抗要素３３  →    ２４．２６４ＫΩ
抵抗要素３４  →    ３８．３１９ＫΩ
抵抗要素３５  →    ６１．６８１ＫΩ
抵抗要素３７  →  １５０ＫΩ
なお、以上の疑似正弦波発生回路は反転増幅型であるが、非反転増幅型でも同様である。図６は非反転型の例であり、図３との相違は、電位切り替え用スイッチ要素３６を差動増幅器２０の非反転入力（＋入力）に接続している点、差動増幅器２０の反転入力（−入力）をｎ個のスイッチ要素２１〜２７を介してｎ＋１個の抵抗素子４１〜４８からなる抵抗分圧回路４９の７個のノードＮ１１〜Ｎ１７に接続している点、及び、抵抗分圧回路４９の両端を差動増幅器２０の出力と接地電位に接続している点である。制御信号Ｓ１１〜Ｓ１７のＨレベル期間をオーバラップさせることにより、増幅率ＡＮＦを「ｎ」以上にすることができ、反転型と同様に滑らかな疑似正弦波が得られる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、元の電圧の数や素子数を増やすことなく、より多くの電圧を選択できるようになるから、たとえば、ディジタル液晶表示装置の表示電圧発生回路やディジタルアナログ変換器、または疑似正弦波発生回路などの性能向上を、コストをかけずに簡便に達成できるきわめて有益な技術を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施例の構成図である。
【図２】一実施例の波形図である。
【図３】他の実施例の構成図（その１）である。
【図４】他の実施例の波形図（オーバラップなし）である。
【図５】他の実施例の波形図（オーバラップあり）である。
【図６】他の実施例の構成図（その２）である。である。
【符号の説明】
Ｎ１〜Ｎ５：ｎ個のノード
Ｎ６：電圧出力ノード
７〜１１：スイッチ要素
１２：制御回路（制御手段）
Ｎ１１〜Ｎ１７：ｎ個のノード
２１〜２７：スイッチ要素
３８：制御回路（制御手段）
【図１】
0003611672.tif 000002
【図２】
0003611672.tif 000003
【図３】
0003611672.tif 000004
【図４】
0003611672.tif 000005
【図５】
0003611672.tif 000006
【図６】
0003611672.tif 000007